(57)【要約】【課題】入力電圧条件に拘わらず常に安定した出力電圧を出力することができる昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。【解決手段】電圧ＶＡと電圧ＶＢとの中間電圧である反転基準電圧を、三角波電圧ＶＴＲＩの最大値より小さくかつ三角波信号ＶＴＲＩの最小値より大きくする。これにより、昇圧動作を行う昇圧モードと降圧動作を行う降圧モードの切り替わりにおいて昇圧モードと降圧モードとがオーバーラップするオーバーラップ区間が発生する。このオーバーラップ区間により、昇圧モードと降圧モードの切り替わりがスムーズになり、入力電圧ＶＩＮが変動した場合でも出力電圧ＶＯＵＴに重畳するリップルを小さくすることができ、常に安定した出力電圧ＶＯＵＴを出力することができる。【選択図】      図１
2005033862.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電圧を昇圧又は降圧した出力電圧を出力する昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記出力電圧に応じた電圧と所定の基準電圧との差に応じた誤差信号を生成する誤差信号生成回路と、
前記誤差信号を所定の反転基準電圧を基準として反転させた反転信号を生成する反転回路と、
最大値が前記所定の反転基準電圧より大きくかつ最小値が前記所定の反転基準電圧より小さい三角波信号を発生する三角波発生回路と、
前記誤差信号と前記三角波信号を比較する第１の比較器と、
前記反転信号と前記三角波信号を比較する第２の比較器と、
前記第１の比較器の出力によってオンオフ制御される昇圧用スイッチング手段と、
前記第２の比較器の出力によってオンオフ制御される降圧用スイッチング手段と、
前記昇圧用スイッチング手段及び／又は前記降圧用スイッチング手段のオンオフによりエネルギーの蓄積と放出を切り替えるインダクタと、
前記インダクタから放出されるエネルギーを受け取り、前記出力電圧を平滑する平滑手段と、
を備えることを特徴とする昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
出力端子と、
前記出力端子の電圧に応じた電圧と所定の基準電圧との差に応じた誤差信号を生成する誤差信号生成回路と、
前記誤差信号を所定の反転基準電圧を基準として反転させた反転信号を生成する反転回路と、
最大値が前記所定の反転基準電圧より大きくかつ最小値が前記所定の反転基準電圧より小さい三角波信号を発生する三角波発生回路と、
前記誤差信号と前記三角波信号を比較する第１の比較器と、
前記反転信号と前記三角波信号を比較する第２の比較器と、
前記第１の比較器の出力によってオンオフ制御される昇圧用スイッチング手段と、
前記第２の比較器の出力によってオンオフ制御される降圧用スイッチング手段と、
を備えることを特徴とする昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ用半導体集積回路装置。
【請求項３】
前記誤差信号生成回路の入出力間に前記三角波信号に伴うノイズを低減するためのフィルタ回路を設けた請求項２に記載の昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ用半導体集積回路装置。
【請求項４】
請求項１に記載の昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータを備えることを特徴とするポータブル機器。
【請求項５】
レギュレータと、ＤＣ−ＤＣコンバータと、駆動電流が大きく電源電圧を変動させる回路と、を備え、
請求項１に記載の昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータの出力が、前記レギュレータ及び前記ＤＣ−ＤＣコンバータを介して、前記駆動電流が大きく電源電圧を変動させる回路に供給される請求項４に記載のポータブル機器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、入力電圧を昇圧又は降圧して出力する昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータの一構成例を図６に示す。図６に示す従来の昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータは、入力電圧検出回路２４及び昇降圧モード切り替え機能付きＤＣ−ＤＣコンバータ２５によって構成される。入力電圧検出回路２４及び昇降圧モード切り替え機能付きＤＣ−ＤＣコンバータ２５に直流電源２３が接続され、直流電源２３の出力電圧が従来の昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧ＶＩＮとなる。
【０００３】
入力電圧検出回路２４は、入力電圧ＶＩＮと目標電圧との大小関係を判定し、入力電圧ＶＩＮが目標電圧より小さい場合は昇圧モードに切り替える旨の制御信号を昇降圧モード切り替え機能付きＤＣ−ＤＣコンバータ２５に送り、入力電圧ＶＩＮが目標電圧より大きい場合は降圧モードに切り替える旨の制御信号を昇降圧モード切り替え機能付きＤＣ−ＤＣコンバータ２５に送る。
【０００４】
昇降圧モード切り替え機能付きＤＣ−ＤＣコンバータ２５は、入力電圧検出回路２４から送られる制御信号に基づいて昇圧モードか降圧モードかを選択し、出力電圧が目標電圧に一致するように入力電圧ＶＩＮを昇圧又は降圧して出力する。
【０００５】
【特許文献１】
特開２００２−２６２５４８号公報  （段落番号００４４−００５０、第９図、第１０図）
【特許文献２】
実公平７−２７８３１号公報
【特許文献３】
特開２００２−８６７４０号公報
【特許文献４】
特開２００２−２３３１３８号公報
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図６の昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、直流電源２３の内部インピーダンスと負荷電流との関係で、昇圧モードと降圧モードの切り替わりスレッショルド付近において入力電圧ＶＩＮが例えば１ｋＨｚ程変動してしまう。そして、この入力電圧ＶＩＮの変動により、出力電圧ＶＯＵＴにリップルが重畳し、昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータの電力変換効率が悪化する。特に直流電源を電池とし、当該昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータをポータブル機器に用いている場合に電池の寿命が短くなるという問題が生じる。なお、出力電圧ＶＯＵＴに重畳するリップルが０．１Ｖオーダーになると、電力変換効率の悪化が顕著になる。
【０００７】
なお、特許文献１の図９に開示されているＤＣ−ＤＣコンバータは、昇圧モードと降圧モードの切り替えをスムーズに行うことができる。しかしながら、特許文献１の図９に開示されているＤＣ−ＤＣコンバータでは、三角波電圧Ｖｔのボトムが低くなった場合、三角波電圧Ｖｔのトップが高くなった場合、ともに検出回路の出力電圧であるＶｅ１とＶｅ２との電位差が小さくなった場合、或いは検出回路の出力電圧であるＶｅ１が低く検出された場合に、昇圧モードと降圧モードとがオーバーラップするオーバーラップ区間が大きくなる。したがって、三角波電圧Ｖｔのボトム、三角波電圧Ｖｔのトップ、Ｖｅ１とＶｅ２との電位差、及びＶｅ１の４項目を管理する必要があり、オーバーラップ区間の精度を高くすることが容易ではなかった。
【０００８】
本発明は、上記の問題点に鑑み、入力電圧条件に拘わらず常に安定した出力電圧を出力することができる昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ及びこれを用いたポータブル機器を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明に係る昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、前記昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧に応じた電圧と所定の基準電圧との差に応じた誤差信号を生成する誤差信号生成回路と、前記誤差信号を所定の反転基準電圧を基準として反転させた反転信号を生成する反転回路と、最大値が前記所定の反転基準電圧より大きくかつ最小値が前記所定の反転基準電圧より小さい三角波信号を発生する三角波発生回路と、前記誤差信号と前記三角波信号を比較する第１の比較器と、前記反転信号と前記三角波信号を比較する第２の比較器と、前記第１の比較器の出力によってオンオフ制御される昇圧用スイッチング手段と、前記第２の比較器の出力によってオンオフ制御される降圧用スイッチング手段と、前記昇圧用スイッチング手段及び／又は前記降圧用スイッチング手段のオンオフによりエネルギーの蓄積と放出を切り替えるインダクタと、前記インダクタから放出されるエネルギーを受け取り、前記昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を平滑する平滑手段と、を備える構成とする。
【００１０】
所定の反転基準電圧を、三角波信号の最大値より小さくかつ三角波信号の最小値より大きくしているので、昇圧動作を行う昇圧モードと降圧動作を行う降圧モードの切り替わりにおいて昇圧モードと降圧モードとがオーバーラップするオーバーラップ区間が発生する。このオーバーラップ区間により、昇圧モードと降圧モードの切り替わりがスムーズになり、入力電圧が変動した場合でも出力電圧に重畳するリップルを小さくすることができ、常に安定した出力電圧を出力することができる。したがって、電力変換効率を高くすることができる。
【００１１】
また、このような構成によると、三角波信号のトップが高くなった場合、或いは基準電圧が低くなった場合に昇圧モードと降圧モードとがオーバーラップするオーバーラップ区間が大きくなる。したがって、三角波波信号のトップ及び基準電圧の２項目を管理するだけでよく、４項目を管理しなければならない特許文献１の図９に開示されているＤＣ−ＤＣコンバータに比べて、オーバーラップ区間の精度を高くすることが容易である。
【００１２】
また、本発明に係る昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ用半導体集積回路装置においては、出力端子と、前記出力端子の電圧に応じた電圧と所定の基準電圧との差に応じた誤差信号を生成する誤差信号生成回路と、前記誤差信号を所定の反転基準電圧を基準として反転させた反転信号を生成する反転回路と、最大値が前記所定の反転基準電圧より大きくかつ最小値が前記所定の反転基準電圧より小さい三角波信号を発生する三角波発生回路と、前記誤差信号と前記三角波信号を比較する第１の比較器と、前記反転信号と前記三角波信号を比較する第２の比較器と、前記第１の比較器の出力によってオンオフ制御される昇圧用スイッチング手段と、前記第２の比較器の出力によってオンオフ制御される降圧用スイッチング手段と、を備える構成とする。
【００１３】
このような構成の昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ用半導体集積回路装置にインダクタとコンデンサを外付け接続することで、上記構成の昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータを実現することができる。
【００１４】
上記構成の昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ又は上記構成の昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ用半導体集積回路装置において、前記誤差信号生成回路の入出力間に前記三角波信号に伴うノイズを低減するためのフィルタ回路を設けてもよい。
【００１５】
また、本発明に係るポータブル機器においては、上記構成の昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータを備える構成とする。
【００１６】
上記構成の昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータは、常に安定した出力電圧を出力することができ、電力変換効率が高いので、電池を電源としても電池の寿命を長くすることができ、当該ポータブル機器の長時間使用が可能となる。
【００１７】
また、上記構成のポータブル機器において、さらにレギュレータと、ＤＣ−ＤＣコンバータと、駆動電流が大きく電源電圧を変動させる回路と、を備え、上記構成の昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータの出力が、前記レギュレータ及び前記ＤＣ−ＤＣコンバータを介して、前記駆動電流が大きく電源電圧を変動させる回路に供給されるようにしてもよい。
【００１８】
このような構成にすると、上記構成の昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータの出力が、前記駆動電流が大きく電源電圧を変動させる回路には直接供給されないので、上記構成の昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータの負荷電流が安定する。このため、上記構成の昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧がより一層安定する。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下に本発明の一実施形態について図面を参照して説明する。本発明に係る昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータの一構成例を図１に示す。電池等の直流電源（図示せず）の出力電圧が、図１の昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧ＶＩＮとなる。入力電圧ＶＩＮが印加される入力端子１は、ｎチャネル形ＭＯＳ電界効果トランジスタ（以下、ｎＭＯＳトランジスタと称する）Ｑ３のドレインに接続される。ｎＭＯＳトランジスタＱ３のソースは端子２及びｎＭＯＳトランジスタＱ４のドレインに接続される。ｎＭＯＳトランジスタＱ４のソースは接地される。
【００２０】
端子２はコイルＬ１を介して端子３に接続される。端子３は、ｎＭＯＳトランジスタＱ１のソース及びｎＭＯＳトランジスタＱ２のドレインに接続される。ｎＭＯＳトランジスタＱ１のドレインは出力端子４に接続され、ｎＭＯＳトランジスタＱ２のソースは接地される。
【００２１】
出力端子４は抵抗Ｒ１の一端及び出力コンデンサＣ２に接続される。抵抗Ｒ１の他端は抵抗Ｒ２を介して接地される。
【００２２】
抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の接続ノードに誤差増幅器５の反転入力端子が接続される。誤差増幅器５の非反転入力端子に基準電圧源６が接続される。そして、誤差増幅器５の出力端子がコンデンサＣ１及び抵抗Ｒ３を介して誤差増幅器５の反転入力端子に接続される。
【００２３】
また、誤差増幅器５の出力端子が、抵抗Ｒ４、抵抗Ｒ５、比較器７、及び基準電圧源８から成る反転増幅器の入力端に接続されるとともに、比較器ＣＯＭＰ２の反転入力端子に直接接続される。抵抗Ｒ４の一端が反転増幅器の入力端になり、抵抗Ｒ４の他端が比較器７の反転入力端子及び抵抗Ｒ５の一端に接続される。また、比較器７の非反転入力端子に基準電圧源８が接続される。抵抗Ｒ５の他端と比較器７の出力端子の接続ノードが反転増幅器の出力端となる。反転増幅器の出力端が比較器ＣＯＭＰ１の反転入力端子に接続される。
【００２４】
三角波発生回路９が、比較器ＣＯＭＰ１の非反転入力端子及び比較器ＣＯＭＰ２の非反転入力端子に接続される。比較器ＣＯＭＰ１の出力端子が、インバータ回路１０を介してｎＭＯＳトランジスタＱ１のゲートに接続されるとともに、ｎＭＯＳトランジスタＱ２のゲートに直接接続される。また、比較器ＣＯＭＰ２の出力端子が、インバータ回路１１を介してｎＭＯＳトランジスタＱ３のゲートに接続されるとともに、ｎＭＯＳトランジスタＱ４のゲートに直接接続される。
【００２５】
なお、小型化・低コスト化の観点から、コイルＬ１及び出力コンデンサＣ２以外の全ての部分を半導体集積回路装置に搭載し、当該半導体集積回路装置にコイルＬ１及び出力コンデンサＣ２を外付けする形態にすることが望ましい。
【００２６】
このような構成の昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータの動作について以下に説明する。抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２は、出力端子４から出力される出力電圧ＶＯＵＴを分圧して誤差増幅器５に送出する。誤差増幅器５は、出力電圧ＶＯＵＴの分圧と基準電圧源６の出力電圧との差に応じた電圧ＶＡを出力する。コンデンサＣ１及び抵抗Ｒ３は誤差増幅器５のゲインと周波数特性を設定する。抵抗Ｒ４、抵抗Ｒ５、比較器７、及び基準電圧源８から成る反転増幅器は、反転基準電圧ＶＲＥＦを基準として誤差増幅器５から出力される電圧ＶＡの反転電圧となる電圧ＶＢを出力する。すなわち、反転基準電圧ＶＲＥＦは電圧ＶＡと電圧ＶＢの中間電圧である。なお、反転基準電圧ＶＲＥＦの値は、抵抗Ｒ４の抵抗値、抵抗Ｒ５の抵抗値、基準電圧源８の出力電圧値の設定によって調整することができる。
【００２７】
比較器ＣＯＭＰ１は、反転増幅器の出力電圧ＶＢと三角波発生回路９から出力される１３０ｋＨｚで３５０ｍＶｐｅａｋ−ｔｏ−ｐｅａｋの三角波電圧ＶＴＲＩとの差に応じた制御電圧ＶＣＯＭＰ１を出力する。インバータ回路１０は、入力した制御電圧ＶＣＯＭＰ１を反転して出力する。ｎＭＯＳトランジスタＱ１は制御電圧ＶＣＯＭＰ１の反転信号に基づいてオン／オフが切り替わり、ｎＭＯＳトランジスタＱ２は制御電圧ＶＣＯＭＰ１に基づいてオン／オフが切り替わる。
【００２８】
比較器ＣＯＭＰ２は、誤差増幅器５の出力電圧ＶＡと三角波発生回路９から出力される三角波電圧ＶＴＲＩとの差に応じた制御電圧ＶＣＯＭＰ２を出力する。インバータ回路１１は、入力した制御電圧ＶＣＯＭＰ２を反転して出力する。ｎＭＯＳトランジスタＱ３は制御電圧ＶＣＯＭＰ２の反転信号に基づいてオン／オフが切り替わり、ｎＭＯＳトランジスタＱ４は制御電圧ＶＣＯＭＰ２に基づいてオン／オフが切り替わる。
【００２９】
続いて、出力電圧ＶＯＵＴが目標電圧より小さい場合の動作である昇圧モード時の動作について説明する。昇圧モードにおいては、誤差増幅器５の出力電圧ＶＡが、三角波発生回路から出力される三角波電圧ＶＴＲＩより定常的に大きくなる。したがって、昇圧モードにおいては、比較器ＣＯＭＰ２から出力される制御電圧ＶＣＯＭＰ２が定常的にＬｏｗレベルになり、ｎＭＯＳトランジスタＱ３は定常的にオン状態になり、ｎＭＯＳトランジスタＱ４は定常的にオフ状態になる。
【００３０】
そして、抵抗Ｒ４、抵抗Ｒ５、比較器７、及び基準電圧源８から成る反転増幅器の出力電圧ＶＢは三角波発生回路９から出力される三角波電圧ＶＴＲＩと交差しており、電圧ＶＢが三角波電圧ＶＴＲＩより大きい場合は制御電圧ＶＣＯＭＰ１がＬｏｗレベルになり、電圧ＶＢが三角波電圧ＶＴＲＩより小さい場合は制御電圧ＶＣＯＭＰ１がＨｉｇｈレベルになる。この制御電圧ＶＣＯＭＰ１のレベル変動に応じて、ｎＭＯＳトランジスタＱ１とｎＭＯＳトランジスタＱ２は交互にオンオフする。
【００３１】
したがって、昇圧モードにおける図１の昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータの等価回路は図２に示すようになる。なお、図２において図１と同一の部分には同一の符号を付す。ｎＭＯＳトランジスタＱ１がオフ状態でｎＭＯＳトランジスタＱ２がオン状態である場合、入力端子１からコイルＬ１に電流が流れ、磁気エネルギーが蓄えられる。逆にｎＭＯＳトランジスタＱ１がオン状態でｎＭＯＳトランジスタＱ２がオフ状態である場合、入力端子１からコイルＬ１を介して出力コンデンサＣ２に電流が流れることでコイルＬ１に蓄えられていた磁気エネルギーが放出される。このような動作により、入力電圧ＶＩＮが昇圧され出力電圧ＶＯＵＴとなり、その出力電圧ＶＯＵＴが出力端子４から出力される。
【００３２】
続いて、出力電圧ＶＯＵＴが目標電圧より大きい場合の動作である降圧モード時の動作について説明する。降圧モードにおいては、抵抗Ｒ４、抵抗Ｒ５、比較器７、及び基準電圧源８から成る反転増幅器の出力電圧ＶＢが、三角波発生回路から出力される三角波電圧ＶＴＲＩより定常的に大きくなる。したがって、降圧モードにおいては、比較器ＣＯＭＰ１から出力される制御電圧ＶＣＯＭＰ１が定常的にＬｏｗレベルになり、ｎＭＯＳトランジスタＱ１は定常的にオン状態になり、ｎＭＯＳトランジスタＱ２は定常的にオフ状態になる。
【００３３】
そして、誤差増幅器の出力電圧ＶＡは三角波発生回路９から出力される三角波電圧ＶＴＲＩと交差しており、電圧ＶＡが三角波電圧ＶＴＲＩより大きい場合は制御電圧ＶＣＯＭＰ２がＬｏｗレベルになり、電圧ＶＡが三角波電圧ＶＴＲＩより小さい場合は制御電圧ＶＣＯＭＰ２がＨｉｇｈレベルになる。この制御電圧ＶＣＯＭＰ２のレベル変動に応じて、ｎＭＯＳトランジスタＱ３とｎＭＯＳトランジスタＱ４は交互にオンオフする。
【００３４】
したがって、降圧モードにおける図１の昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータの等価回路は図３に示すようになる。なお、図３において図１と同一の部分には同一の符号を付す。ｎＭＯＳトランジスタＱ３がオン状態でｎＭＯＳトランジスタＱ４がオフ状態である場合、入力端子１からコイルＬ１を介して出力コンデンサＣ２に電流が流れ、磁気エネルギーが蓄えられる。逆にｎＭＯＳトランジスタＱ３がオフ状態でｎＭＯＳトランジスタＱ４がオン状態である場合、ｎＭＯＳトランジスタＱ４とコイルＬ１を介して出力コンデンサにＣ２に電流が流れることにより、コイルＬ１に蓄えられていた磁気エネルギーが放出される。このような動作により、入力電圧ＶＩＮが降圧され出力電圧ＶＯＵＴとなり、その出力電圧ＶＯＵＴが出力端子４から出力される。
【００３５】
続いて、昇圧モードと降圧モードの切り替わりにおける動作について説明する。ここでは、昇圧モードから降圧モードに切り替わるときの動作について図１及び図４を参照して説明する。図４は、昇圧モードから降圧モードに切り替わるときの図１に示す昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータの各部電圧波形を示す図である。なお、図４において図１と同一の電圧には同一の符号を付す。
【００３６】
電圧ＶＡと電圧ＶＢの中間電圧である反転基準電圧ＶＲＥＦの値を三角波電圧ＶＴＲＩの最小値より大きく且つ三角波電圧ＶＴＲＩの最大値より小さく設定することで、昇圧モードから降圧モードに切り替わる途中に電圧ＶＡ、電圧ＶＢともに三角波電圧ＶＴＲＩと交差する区間（以下、オーバーラップ区間と称する）を設けることができる。なお、昇圧モードでは電圧ＶＡと三角波電圧ＶＴＲＩとが交差する必要があり降圧モードでは電圧ＶＢと三角波電圧ＶＴＲＩとが交差する必要があるので、反転基準電圧ＶＲＥＦの値は三角波電圧ＶＴＲＩの最大値よりわずかに小さくすることが望ましい。
【００３７】
オーバーラップ区間を設けることで、電圧ＶＯＵＴ１のスイッチングデューティと電圧ＶＯＵＴ２のスイッチングデューティが昇圧モードから降圧モードに切り替わるときに徐々に変化する。したがって、昇圧モードと降圧モードの切り替わりがスムーズになり、入力電圧ＶＩＮが変動した場合でも出力電圧ＶＯＵＴに重畳するリップルを小さくすることができ、常に安定した出力電圧ＶＯＵＴを出力することができる。これにより、図１の昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータの電力変換効率が高くなる。なお、出力電圧ＶＯＵＴにはｎＭＯＳトランジスタＱ１〜Ｑ４のスイッチングによる１３０ｋＨｚのスイッチングノイズが含まれるが、このスイッチングノイズは図１の昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータの電力変換効率に悪影響を及ぼさない。尚、このスイッチングノイズを低減するように抵抗Ｒ３とコンデンサＣ１によるフィルタを設けている。
【００３８】
次に、本発明に係るポータブル機器について説明する。本発明に係るポータブル機器として、ここでは光ディスク再生装置を例に挙げて説明を行う。本発明に係る光ディスク再生装置の一構成例を図５（ａ）に示す。
【００３９】
図５（ａ）の光ディスク再生装置は、昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ用半導体集積回路装置１３と、コイルＬ１と、出力コンデンサＣ２と、ＤＳＰ１４と、マイクロコンピュータ１５と、モータドライバ１６と、光ピックアップ１８と、送りモータ１９と、スピンドルモータ２０とによって構成される。図５（ａ）の光ディスク再生装置には、電池１２及び光ディスク１７が装着される。
【００４０】
電池１２が、昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ用半導体集積回路装置１３の入力端子（図示せず）に電圧を供給する。昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ用半導体集積回路装置１３は、図１に示す昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータからコイルＬ１及び出力コンデンサＣ２を除いた回路構成の半導体集積回路装置である。昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ用半導体集積回路装置１３にコイルＬ１及び出力コンデンサＣ２が外付けされる。
【００４１】
コイルＬ１と、出力コンデンサＣ２と、昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ用半導体集積回路装置１３とによって構成される昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が、光ピックアップ１８内のレーザ発生装置と、ＤＳＰ１４と、マイクロコンピュータ１５と、モータドライバ１６とに供給される。
【００４２】
スピンドルモータ２０が光ディスク１７を回転駆動させ、回転している光ディスク１７に対して光ピックアップ１８がレーザビームを照射する。光１８ピックアップは対物レンズ（図示せず）によってレーザビームを光ディスクに集光させる。そして、光ピックアップ１８は、光ディスク１７の反射光を検出して、検出した光信号をデジタル電気信号に変換してＤＳＰ１４に出力する。
【００４３】
ＤＳＰ１４は光ピックアップ１８から出力されるデジタル電気信号を処理して再生を行うとともに、マイクロコンピュータ１５に再生したデータの一部を送出する。モータドライバ１６は、ＤＳＰ１４及びマイクロコンピュータ１５からの制御信号に基づいて、光ピックアップ１８を移動させる送りモータ１９と、スピンドルモータ２０と、光ピックアップ１８の対物レンズを駆動するモータ（図示せず）とに電力を供給する。
【００４４】
図５（ａ）の光ディスク再生装置においては、コイルＬ１と、出力コンデンサＣ２と、昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ用半導体集積回路装置１３とによって構成される昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータの電力変換効率が高いので、電池１２の寿命を長くすることができ、電池の交換を行わずに長時間の使用が可能となる。また、少ない部品点数で昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータを構成できるので、セットの小型化が容易となる。
【００４５】
続いて本発明に係る光ディスク再生装置の他の構成例を図５（ｂ）に示す。図５（ｂ）において図５（ａ）と同一の部分には同一の符号を付し、詳細な説明を省略する。図５（ｂ）の光ディスク再生装置は、図５（ａ）の光ディスク再生装置にレギュレータ２１及びＤＣ−ＤＣコンバータ２２を新たに設けた構成である。そして、コイルＬ１と、出力コンデンサＣ２と、昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ用半導体集積回路装置１３とによって構成される昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が、レギュレータ２１と、光ピックアップ１８内のレーザ発生装置と、ＤＳＰ１４とに供給される。また、レギュレータ２１の出力電圧がＤＣ−ＤＣコンバータ２２によって変換されたのち、マイクロコンピュータ１５及びモータドライバ１６に供給される。
【００４６】
図５（ｂ）の光ディスク再生装置においては、図５（ａ）の光ディスク再生装置と同様に電池１２の寿命を長くすることができ、電池の交換を行わずに長時間の使用が可能となる。さらに、図５（ｂ）の光ディスク再生装置においては、コイルＬ１と、出力コンデンサＣ２と、昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ用半導体集積回路装置１３とによって構成される昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータの出力が、駆動電流が大きく電源電圧を変動させる回路であるモータドライバ１６には直接接続されず、レギュレータ２１及びＤＣ−ＤＣコンバータ２２を介してモータドライバ１６に接続されるので、当該昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータの負荷電流が図５（ａ）の光ディスク再生装置よりも安定する。このため、当該昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧がより一層安定する。
【００４７】
【発明の効果】
本発明によると、入力電圧条件に拘わらず常に安定した出力電圧を出力することができる昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータを実現することができる。また、当該昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータを用いたポータブル機器においては、電源である電池の寿命が長くなるので、長時間の使用が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータの一構成例を示す図である。
【図２】図１のＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧モードにおける等価回路を示す図である。
【図３】図１のＤＣ−ＤＣコンバータの降圧モードにおける等価回路を示す図である。
【図４】昇圧モードから降圧モードに切り替わるときの各部電圧波形を示す図である。
【図５】本発明に係るポータブル機器の構成例を示す図である。
【図６】従来の昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータの一構成例を示す図である。
【符号の説明】
１  入力端子
４  出力端子
５  誤差増幅器
６、８  基準電圧源
７  比較器
９  三角波発生回路
１０、１１  インバータ回路
１３  昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ用半導体集積回路装置
Ｃ２  出力コンデンサ
ＣＯＭＰ１、ＣＯＭＰ２  比較器
Ｑ１〜Ｑ４  ｎＭＯＳトランジスタ
Ｒ１〜Ｒ５  抵抗
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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