(57)【要約】     【課題】  小型化と急峻度向上を図れるローパスフィルタ回路を提供する。    【解決手段】  このローパスフィルタ回路は、インダクタンス成分を含有したＮ個の高周波線路Ｔ１０１〜Ｔ１０６が直列接続されていて、高周波線路Ｔ１０１〜Ｔ１０６は他の高周波線路に対して磁界結合を起こすように、互いに逆向きで略平行に折り返したように接近して配置されている。これにより、デッドスペースを排除して、従来に比べて大幅に小型化を図れる上に、フィルタ特性に複数の減衰極が発生し、従来に比べて、急峻度が向上したローパスフィルタ回路を実現できる。【選択図】  図１
2005354446.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力端子と出力端子との間に直列接続されたＮ個(Ｎは自然数)の回路要素を備え、
上記Ｎ個の回路要素は、それぞれ、インダクタンス成分を含み、
上記入力端子から出力端子までの直列接続の順番において、所定のＭ番目(Ｍは自然数，Ｍ＜Ｎ)の回路要素は、(Ｍ−１)番目の回路要素と(Ｍ＋１)番目の回路要素とに対して、それぞれ、磁界結合を起こすように、互いに略平行に折り返したように接近して配置されており、
上記Ｎ個の回路要素のうちの隣接する各２つの回路要素の接続点とグランドとの間に、それぞれ、キャパシタンス部がシャント接続され、
上記入力端子と１番目の回路要素との接続点とグランドとの間、および上記出力端子とＮ番目の回路要素との接続点とグランドとの間に、それぞれ、キャパシタンス部がシャント接続されたことを特徴とするローパスフィルタ回路。
【請求項２】
請求項１に記載のローパスフィルタ回路において、
上記回路要素は、高周波線路であることを特徴とするローパスフィルタ回路。
【請求項３】
請求項１に記載のローパスフィルタ回路において、
上記回路要素は、集中定数インダクタンス素子であり、
上記集中定数インダクタンス素子を挟まず直接に隣接する各２つの集中定数インダクタンス素子は、相互誘導インダクタンス結合を起こしており、
かつ、１つ以上の上記集中定数インダクタンス素子を挟んで間接に隣接する所定の２つの集中定数インダクタンス素子は、跳び越し結合の形で相互誘導インダクタンス結合を起こしていることを特徴とするローパスフィルタ回路。
【請求項４】
請求項１に記載のローパスフィルタ回路を備え、
上記ローパスフィルタ回路の上記入力端子のインピーダンスは、上記出力端子のインピーダンスよりも低く、
上記ローパスフィルタ回路を、半導体増幅素子に対する出力整合回路としたことを特徴とする電力増幅器。
【請求項５】
請求項１に記載のローパスフィルタ回路と、
第１の周波数帯の信号と、この第１の周波数帯の略２倍の周波数帯である第２の周波数帯の信号とを増幅する送信系のデュアルバンド対応の電力増幅器とを備え、
上記ローパスフィルタ回路は、上記電力増幅器の出力側に接続されると共に、上記第２の周波数帯が上記第１の周波数帯の２倍未満である場合に、上記第１の周波数帯の信号の２倍高調波スプリアスを除去する除去フィルタであるか、もしくは、上記第２の周波数帯が上記第１の周波数帯の２倍以上で、かつ上記第２の周波数帯が上記第１の周波数帯の３倍未満である場合に、上記第１の周波数帯の信号の３倍高調波スプリアスを除去する除去フィルタであることを特徴とする高周波通信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、急峻度改善と小型化を図るローパスフィルタ回路に関し、このローパスフィルタ回路を備えて高調波スプリアス漏洩の抑制を図る電力増幅器に関し、さらには、上記ローパスフィルタ回路を備えて部品数の削減を図る高周波通信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ローパスフィルタ回路(低域通過濾波器)は、極めて広く多彩な用途で活用されている基本的な電気回路である。
【０００３】
図９に、集中定数型のローパスフィルタ回路の基本構造を示す。この基本構造は、公知技術であり、フィルタ回路技術の入門書にも記載されている。入力端子１００１と出力端子１００２の間には、１つ乃至複数のインダクタンスＬ１００１〜Ｌ１００４が直列(シリーズ)接続されている。入,出力端子１００１,１００２および各インダクタンスＬ１００１〜Ｌ１００４の間の接続点には、キャパシタンスＣ１００１〜Ｃ１００４がグランドに向かってシャント(短絡)接続されている。
【０００４】
次に、図１０に、分布定数型のローパスフィルタ回路の基本構造の一例を示す。この分布定数型のローパスフィルタ回路の基本構造は、例えば、特開平７−８６８０３号公報(特許文献１)の第４図など、多数の文献において開示されている公知技術である。図１０に示す分布定数型のローパスフィルタ回路では、後述する説明の都合上、また、図の記載が煩雑になるのを避けるために、段数を３.５段のπ型に抑えている。図１０に示す構造では、図９に示す集中定数型    ローパスフィルタ回路における直列のインダクタンスＬ１００１〜Ｌ１００４を高周波線路Ｔ１１０１〜Ｔ１１０３が寄生的に持つインダクタンス成分によって置き換えている。この分布定数型のローパスフィルタ回路は、特に、マイクロ波〜ミリ波帯のような高い周波数帯において作り易い構造となっている。
【０００５】
次に、図１３に、図１０に示す分布定数型のローパスフィルタ回路の特性の一例を示す。この一例では、極く一般的な市販の回路シミュレータ(アジレント社製ＡＤＳ２００３)を用い、一例としてＩＥＥＥ８０２.１１ａ規格の無線ＬＡＮの通過帯域(４.９〜５.８５ＧＨｚ)に合わせて設計した回路を用いた。図１３に示す結果を得た時の回路定数は、Ｃ１１０１＝Ｃ１１０３＝０.６７１８４８ｐＦ、Ｃ１１０２＝Ｃ１１０４＝１.１７６１１ｐＦ、高周波線路Ｔ１１０１とＴ１１０３は線幅が０.２ｍｍで、長さが２.９９３４３ｍｍのマイクロストリップ線路、高周波線路Ｔ１１０２は線幅が０.２ｍｍで長さが３.１０２６７ｍｍのマイクロストリップ線路、基板は、０.６ｍｍ厚の一般的なガラスエポキシ基板であった。
【０００６】
図１３のグラフにおいて、Ｓ１１は反射係数を表すＳパラメータ、Ｓ２１は透過係数を表すＳパラメータである。パラメータＳ２１におけるＥ部付近が通過帯域の透過特性を示し、パラメータＳ２１のＦ部付近がその近傍での急峻度を示している。図１３のパラメータＳ２１を見れば明らかなように、図１０に示した従来のローパスフィルタ回路では、減衰特性が緩やかであり、通過帯域(Ｅ部)の近傍(Ｆ部)での急峻度を高くすることが難しい欠点がある。
【０００７】
ところで、ローパスフィルタ回路の応用例としては、電力増幅器(パワーアンプ)の出力整合回路としての応用がある。ローパスフィルタ回路に限らず、フィルタ回路一般について言えることだが、入力端子のインピーダンスと出力端子のインピーダンスを非対称に設計しておけば、フィルタ回路はインピーダンス変換器としても機能する。このため、電力増幅器の出力側において、出力整合回路としてローパスフィルタ回路構造がよく使われている。
【０００８】
図１１に、ローパスフィルタ回路構造を出力整合回路として用いた、従来技術の電力増幅器の一例を示す。この電力増幅器の入力端子１４０１に加えられた電気信号は、入力側の整合回路１４０３を通り、電力増幅ブロック１４０５に入力される。
【０００９】
一般的に、電力増幅ブロック１４０５は、その内部が複数の増幅用半導体素子１４０４を並列接続した構造になっているので、最適な負荷インピーダンスは極めて低い値になる。この低いインピーダンス値と、一般的には５０Ω系である出力端子１４０２との間でインピーダンス整合を取るために、出力整合回路としてローパスフィルタ回路構造１４０６が用いられる。
【００１０】
また、ローパスフィルタ回路の別の応用例としては、マルチバンドの高周波通信装置における送信系の高調波除去フィルタがある。特に、ここで焦点としているのは、一方の周波数帯が他方の周波数帯の略２倍である離れた２つの周波数帯ｆ１とｆ２の両方を用いるような、いわゆるデュアルバンドの高周波通信装置である。
【００１１】
図１２に、従来技術による高周波通信装置の模式的ブロック図の一例を示す。なお、この図１２では、高周波通信装置に必ず含まれている受信系回路や周波数変換回路(アップコンバータ、ダウンコンバータ)は、ここでの説明に直接関係しないことから、煩雑化を避けるために省略している。周波数帯ｆ１の送信信号は、変調回路１５０２で生成され、電力増幅器１５０３で増幅され、ダイプレクサ１５０８を通って、アンテナ１５０１から送信される。一方、周波数帯ｆ２の送信信号は、変調回路１５０５で生成され、電力増幅器１５０６で増幅され、ダイプレクサ１５０８を通って、アンテナ１５０１から送信される。２つの電力増幅器１５０３、１５０６は一般的に高調波スプリアスを発生してしまうので、これを除去する目的で、その出力側にローパスフィルタ１５０４、１５０７が追加される場合が多い。ダイプレクサ１５０８は、ローパスフィルタ回路１５０９とハイパスフィルタ回路１５１０から成る。
【００１２】
ところで、図１０に示した従来の高周波用ローパスフィルタ回路に対しては、透過特性(パラメータＳ２１)の急峻度向上とサイズ小型化という２つの要求がある。このうち、まずサイズ小型化の要求について説明する。
【００１３】
図１０に示すような分布定数型のローパスフィルタ回路は、前述のようにマイクロ波〜ミリ波帯のような超高周波帯で作り易い便利な構造ではあるが、しかし、高周波線路Ｔ１１０１〜Ｔ１１０３を多用するが故に、回路面積が大きくなってしまうという欠点がある。このため、従来から様々な小型化の工夫が成されてきた。ただし、従来技術に見られる小型化の提案は、主にレイアウトの工夫に関するものに限られ、このため小型化の効果も小さかった。
【００１４】
このような分布定数型のローパスフィルタ回路の小型化の一例を図１４に示す。この一例は、前述の特許文献１の第１図に開示されている。特許文献１の第１図では２.５段π型として描かれている。したがって、図１４に示す回路は、概ね前述の図１０に示す回路と対応しているものの、回路規模としては図１０に示す回路よりも小さくなっている。つまり、図１４に示す回路は、図１０に示す回路から１本の高周波線路Ｔ１１０３と１個のキャパシタンスＣ１１０４を省略した回路となっている。
【００１５】
図１４に示す回路の端子１２０１と１２０２は、それぞれ、図１０の回路における入力端子１１０１と出力端子１１０２に対応し、図１４の３つのチップコンデンサＣ１２０１〜Ｃ１２０３は、それぞれ、３つのキャパシタンス成分Ｃ１１０１〜Ｃ１１０３に対応する。また、図１４に示す２つのマイクロストリップ線路Ｔ１２０１とＴ１２０２は、それぞれ図１０の２本の高周波線路Ｔ１１０１とＴ１１０２に対応している。
【００１６】
なお、図１４に示す３個のチップコンデンサＣ１２０１〜Ｃ１２０３は、グランドパターン１２０３にシャント接続されている。このグランドパターン１２０３には、２本の高周波線路Ｔ１２０１とＴ１２０２との間の電磁界結合を防ぐ目的で、ビア(ＶＩＡ)ホール１２０４が形成されている。
【００１７】
この図１４に示す回路のようなレイアウトであれば、２本の高周波線路Ｔ１２０１とＴ１２０２とが折り畳まれているので、回路面積は確かに小さくなる。
【００１８】
しかし、図１４から明らかなように、その小型化効果は小さなものに過ぎず、もっと画期的な小型化を実現できるような新しい技術が望まれていた。
【００１９】
また次に、図１０に示す従来技術の高周波用ローパスフィルタ回路に対するもう１つの要求である、透過特性の急峻度向上について説明する。
【００２０】
一般的にフィルタ回路は、その急峻度が高ければ高いほど有益である。したがって、従来技術のローパスフィルタ回路に対しても、図１３にパラメータＳ２１で例示した典型的な透過特性のような緩やかな減衰特性を改善して、急峻度を高めたいという要求が強くあった。
【００２１】
ところが、実は、ローパスフィルタ回路の急峻度は、フィルタ１個の小さな問題には止まらず、これを備えた電力増幅器のスプリアス放射や、果ては高周波通信装置の部品数削減にまで影響するような大きな問題である。
【００２２】
図１１に示すように、従来技術の電力増幅器では、出力部に出力整合回路をなすローパスフィルタ的な回路構造部１４０６が含まれているのが一般的である。このローパスフィルタ的な回路構造部１４０６により、増幅用半導体素子１４０４が発生する高調波スプリアスは、自然とある程度までは抑制される。
【００２３】
しかし、既に、図１３で示した通り、一般的に上記ローパスフィルタ的な回路構造部１４０６の急峻度は低く、このため高調波スプリアスの周波数帯において十分大きな減衰量を確保できない。その結果、既に図１２で示したように、高周波通信装置を構成する際には、電力増幅器１５０３と１５０６の出力側に、わざわざローパスフィルタ１５０４と１５０７を追加してやる必要が生じていた。
【００２４】
つまり、図１２に示す高周波通信装置の部品数を削減するためには、図１１に示す電力増幅器の高調波スプリアス抑制度向上が望まれており、これを実現するためには更に図１０に示すローパスフィルタ回路の急峻度改善が望まれている。
【００２５】
また、図１２に示す従来技術のデュアルバンドの高周波通信装置においては、周波数ｆ１に対応する送信系回路１５０２〜１５０４と、周波数ｆ２に対応する送信系回路１５０５〜１５０７という２系統もの回路が必要となる問題がある。部品数削減のためには、２系統の回路を１系統に統合し共用化したい。
【００２６】
すなわち、１個のマルチモード変調回路が生成した送信信号が、周波数がｆ１であるかｆ２であるかに関わらず、１個のデュアルバンド電力増幅器で共通に増幅されて、高調波スプリアスの一部を１個のローパスフィルタで除去した後に、アンテナから放射される１系統の回路構成からなるデュアルバンド高周波通信装置が望まれている。
【００２７】
このような１系統の回路構成からなるデュアルバンド高周波通信装置が未だ実現していない理由は幾つかあるのだが、その理由のうちの１つが従来技術のローパスフィルタの急峻度の低さにある。これについて、図７および図８に示すスペクトル図を参照して、説明する。
【００２８】
現在実用化されているデュアルバンド高周波通信装置の中には、２つの周波数ｆ１とｆ２の間の関係が、ｆ２＜２×ｆ１となっているものも多い。図７はこの状態の模式的スペクトル図である。図７では、一例として、周波数ｆ１がＰＤＣ(パーソナル・デジタル・セルラ)規格の送信帯(１.４ＧＨｚ帯)であり、周波数ｆ２が無線ＬＡＮ規格の送信帯(２.４ＧＨｚ帯)の場合を描いたものである。図７において、周波数ｆ１(ＰＤＣ規格)の信号に関して、基本波７０１とその２倍波スプリアス７０４と３倍波スプリアス７０６とが等間隔に並んでいる。一方、周波数ｆ２(無線ＬＡＮ規格)の信号に関しては、基本波７０２とその２倍波スプリアス７０５までを図７に描いている。
【００２９】
このような図７に示す周波数配置におけるデュアルバンド高周波通信装置を１系統回路で実現しようとすれば、１個のローパスフィルタが、基本波７０１と７０２を透過する一方、高調波スプリアス７０４,７０５,７０６を除去しなければならない。このため、１個のローパスフィルタは、図７に示す極めて急峻なローパスフィルタ特性７０３を実現しなければならなくなる。すなわち、上記ローパスフィルタは、２.５ＧＨｚ信号である基本波７０２を低ロスで通過させると共に、２.８ＧＨｚ信号である２倍波スプリアス７０４を除去するような急峻度を実現させなければならなくなる。
【００３０】
ところが、図１０に示した従来技術のローパスフィルタ回路では、このような高い急峻度を実現するのが困難であり、このことが、上述のような１系統回路のデュアルバンド高周波通信装置を実現できない理由の１つとなっていた。
【００３１】
また、現在実用化されているデュアルバンド高周波通信装置の中には、２つの周波数ｆ１とｆ２の間の関係が、２×ｆ１＜ｆ２＜３×ｆ１となっているものも多い。図８は、この場合の模式的なスペクトル図であり、一例として、ｆ１がＩＥＥＥ８０２.１１ｂ無線ＬＡＮ規格の送信帯(２.４ＧＨｚ帯)で、ｆ２がＩＥＥＥ８０２.１１ａ無線ＬＡＮ規格の送信帯(４.９〜５.８５ＧＨｚ帯)の場合のスペクトル図を描いたものである。
【００３２】
図８のスペクトル図において、周波数ｆ１(.１１ｂ規格)の信号については、基本波８０１と２倍波スプリアス８０４と３倍波スプリアス８０６が等間隔に並んでいる。一方、図８のスペクトル図において、周波数ｆ２(.１１ａ規格)の信号については、基本波８０２と２倍波スプリアス８０５までを描いている。
【００３３】
このような図８に示す周波数配置における高周波通信装置を１系統回路で実現しようとすれば、１個のローパスフィルタが、基本波８０１と８０２を通過させる一方、高調波スペクトル８０５,８０６を除去しなければならない。このため、１個のローパスフィルタが図８の極めて急峻なローパスフィルタ特性８０３を実現しなければならなくなる。すなわち、上記ローパスフィルタは、５.８５ＧＨｚ信号である基本波８０２を低ロスで通過させると共に、７.２ＧＨｚ信号である３倍波スプリアス８０６は除去するような急峻度である。ちなみに、周波数ｆ１の２倍波スプリアス８０４については、もはや、ローパスフィルタでは除去できないので、電力増幅器を差動回路化するなどの別の工夫で抑制する必要がある。
【００３４】
ところが、図１０に示した従来技術のローパスフィルタ回路では、このような高い急峻度を実現するのが困難であり、このことが、上述の１系統回路のデュアルバンド高周波通信装置を実現できない理由の１つとなっていた。
【００３５】
以上に説明してきた従来技術の課題を整理すると、図１０の従来技術のローパスフィルタ回路に対しては、小型化と急峻度向上が望まれていた。また、図１１の従来技術の電力増幅器に対しては、高調波スプリアス抑制性能の向上が望まれていた。また、図１２の従来技術の高周波通信装置に対しては、ローパスフィルタ５０４,５０７を削減し、更には、上述のように、２系統あった送信系回路を１系統に削減することが望まれていた。
【特許文献１】特開平７−８６８０３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００３６】
そこで、この発明の課題は、小型化と急峻度向上を図れるローパスフィルタ回路、高調波スプリアス抑制性能を向上できる電力増幅器、１系統の回路でデュアルバンド対応可能な高周波通信装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００３７】
上記課題を解決するため、この発明のローパスフィルタ回路は、入力端子と出力端子との間に直列接続されたＮ個(Ｎは自然数)の回路要素を備え、
上記Ｎ個の回路要素は、それぞれ、インダクタンス成分を含み、
上記入力端子から出力端子までの直列接続の順番において、所定のＭ番目(Ｍは自然数，Ｍ＜Ｎ)の回路要素は、(Ｍ−１)番目の回路要素と(Ｍ＋１)番目の回路要素とに対して、それぞれ、磁界結合を起こすように、互いに略平行に折り返したように接近して配置されており、
上記Ｎ個の回路要素のうちの隣接する各２つの回路要素の接続点とグランドとの間に、それぞれ、キャパシタンス部がシャント接続され、
上記入力端子と１番目の回路要素との接続点とグランドとの間、および上記出力端子とＮ番目の回路要素との接続点とグランドとの間に、それぞれ、キャパシタンス部がシャント接続されたことを特徴としている。
【００３８】
この発明のローパスフィルタ回路によれば、インダクタンス成分を含有したＮ個の回路要素が直列接続されていて、所定の回路要素は隣接する回路要素に対して磁界結合を起こすように、互いに略平行に折り返したように接近して配置されている。このように、上記回路要素同士を接近して並べて配置することにより、デッドスペースを排除して、従来に比べて大幅に小型化を図れる上に、隣接する回路要素同士が磁界結合を起こして、フィルタ特性に複数の減衰極が発生し、従来に比べて、急峻度が向上したローパスフィルタ回路を実現できる。
【００３９】
また、一実施形態のローパスフィルタ回路では、上記回路要素は、高周波線路である。
【００４０】
この実施形態のローパスフィルタ回路では、上記回路要素を高周波線路としたことで、隣接する高周波線路間の電磁界結合、並びに隣接しない高周波線路間の飛び越し電磁界結合が生じ、これらの電磁界結合によって、フィルタ特性に複数の減衰極が発生し、従来に比べて、急峻度を向上できる。
【００４１】
また、一実施形態のローパスフィルタ回路では、上記回路要素は、集中定数インダクタンス素子であり、
上記集中定数インダクタンス素子を挟まず直接に隣接する各２つの集中定数インダクタンス素子は、相互誘導インダクタンス結合を起こしており、
かつ、１つ以上の上記集中定数インダクタンス素子を挟んで間接に隣接する所定の２つの集中定数インダクタンス素子は、跳び越し結合の形で相互誘導インダクタンス結合を起こしている。
【００４２】
この実施形態のローパスフィルタ回路では、上記回路要素を集中定数インダクタンス素子としたことで、隣接する集中定数インダクタンス素子間の相互誘導インダクタンス結合、並びに隣接しない集中定数インダクタンス素子間の飛び越し相互誘導インダクタンス結合が生じ、これらの相互誘導インダクタンス結合によって、フィルタ特性に複数の減衰極が発生し、従来に比べて急峻度を向上できる。
【００４３】
また、一実施形態の電力増幅器は、上記ローパスフィルタ回路を備え、
上記ローパスフィルタ回路の上記入力端子のインピーダンスは、上記出力端子のインピーダンスよりも低く、上記ローパスフィルタ回路を、半導体増幅素子に対する出力整合回路とした。
【００４４】
この実施形態の電力増幅器では、上記ローパスフィルタ回路を、半導体増幅素子に対する出力整合回路としたことで、高調波スプリアス漏洩が抑制されたと共に小型化を図れる電力増幅器を実現できる。
【００４５】
また、一実施形態の高周波通信装置では、上記ローパスフィルタ回路と、
第１の周波数帯の信号と、この第１の周波数帯の略２倍の周波数帯である第２の周波数帯の信号とを増幅する送信系のデュアルバンド対応の電力増幅器とを備え、
上記ローパスフィルタ回路は、上記電力増幅器の出力側に接続されると共に、上記第２の周波数帯が上記第１の周波数帯の２倍未満である場合に、上記第１の周波数帯の信号の２倍高調波スプリアスを除去する除去フィルタであるか、もしくは、上記第２の周波数帯が上記第１の周波数帯の２倍以上で、かつ上記第２の周波数帯が上記第１の周波数帯の３倍未満である場合に、上記第１の周波数帯の信号の３倍高調波スプリアスを除去する除去フィルタである。
【００４６】
この実施形態の高周波通信装置では、上記ローパスフィルタ回路を備え、このローパスフィルタ回路が上記送信系のデュアルバンド対応の電力増幅器の出力側に接続されたことで、１系統の回路でデュアルバンド対応可能な高周波通信装置を実現でき、部品数が大幅に削減された高周波通信装置を実現できる。
【００４７】
なお、上述の「デュアルバンド対応の電力増幅器」とは、第１の周波数帯ｆ１と第２の周波数帯ｆ２との２つの周波数帯でのみ利得を有するような「２周波整合型」の電力増幅器であっても良いし、第１の周波数帯ｆ１から第２の周波数帯ｆ２までの全周波数帯で利得を有するような「広帯域整合型」の電力増幅器であっても良い。
【発明の効果】
【００４８】
この発明のローパスフィルタ回路によれば、インダクタンス成分を含有したＮ個の回路要素が直列接続されていて、所定の回路要素は隣接する回路要素に対して磁界結合を起こすように、互いに略平行に折り返したように接近して配置されている。このように、高周波線路等の回路要素同士をコンパクトに接近して並べて配置することでデッドスペースが無くなり、従来技術よりも大幅に小型化されたローパスフィルタ回路を実現できる。またその際、隣接する回路要素間の電磁界結合および隣接しない回路要素間の飛び越し電磁界結合を積極活用することで、フィルタ特性に複数の減衰極が発生し、従来技術よりも急峻度が改善されたローパスフィルタ回路を実現できる。
【００４９】
また、この発明のローパスフィルタ回路を備えた電力増幅器によれば、高調波スプリアス漏洩を抑制できる。また、この発明のローパスフィルタ回路を備えた高周波通信装置によれば、部品数を大幅に削減できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００５０】
以下、この発明を図示の実施の形態により詳細に説明する。
【００５１】
(第１の実施の形態)
図１に、この発明の第１実施形態としての分布定数型のローパスフィルタ回路を模式的に示す。
【００５２】
この分布定数型のローパスフィルタ回路は、入力端子１０１から出力端子１０２までの間に、２本以上のＮ本(Ｎは自然数)の高周波線路Ｔ１０１〜Ｔ１０６がシリーズ(直列)接続されている。このＮ本の高周波線路路Ｔ１０１〜Ｔ１０６のうち、入力端子側からＭ番目の高周波線路は、このＭ番目の高周波線路の前(入力端子側)の(Ｍ−１)番目の高周波線路、および、上記Ｍ番目の高周波線路の後ろ(出力端子側)の(Ｍ＋１)番目の高周波線路に対して、互いに略平行に折り返したように接近して配置されている。この接近配置によって、各高周波線路Ｔ１０１〜Ｔ１０６は、隣接する入力側の高周波線路および隣接する出力側の高周波線路と磁界結合を起こしている。
【００５３】
また、この第１実施形態では、入力端子１０１と１番目の高周波線路Ｔ１０１との接続点とグランドとの間にキャパシタ部Ｃ１０１が接続され、出力端子１０２とＮ番目の高周波線路Ｔ１０６との接続点とグランドとの間にキャパシタ部Ｃ１０６が接続されている。また、隣接する各２つの高周波線路Ｔ１０１とＴ１０２との接続点、高周波線路Ｔ１０２とＴ１０３との接続点、高周波線路Ｔ１０３とＴ１０４との接続点、…、高周波線路Ｔ１０５とＴ１０６との接続点には、それぞれ、キャパシタ部Ｃ１０２、Ｃ１０３、Ｃ１０４、…、Ｃ１０５が接続されて、各キャパシタ部Ｃ１０２〜Ｃ１０５はグランドに接続されている。
【００５４】
つまり、各上記接続点とグランドとの間に、計(Ｎ＋１)個のキャパシタ部Ｃ１０１〜Ｃ１０６がシャント(短絡)接続されている。
【００５５】
この第１実施形態は、図１４の従来例と異なる点は、２つある。第１に、高周波線路Ｔ１０１,Ｔ１０２,…Ｔ１０６は順に直列接続されていると共に、順に、逆方向に折り返したように配列されることで、互いに略平行に折り返したように接近して配置されたことで、各高周波線路Ｔ１０１〜Ｔ１０６がデッドスペースを排除して極限まで密集して配置されている点が、上記従来例と異なる。これ故に、図１に示す第１実施形態のローパスフィルタ回路は、上記従来例よりも大幅にサイズが小型化する。
【００５６】
第２に、この第１実施形態では、高周波線路Ｔ１０１〜Ｔ１０６間が互いに平行に折り返したように接近して配置されていることで、積極的に電磁界結合されている点が、上記従来例と異なる。この電磁界結合の効果により、図４のＳパラメータ特性図を参照して後述するように、複数の減衰極Ｃ,Ｄが生じてローパスフィルタ特性の急峻度が改善する。
【００５７】
ちなみに、図１４に示した従来例においては、高周波線路Ｔ１２０１とＴ１２０２との間を積極的に電磁界結合させるという概念は無く、むしろ全く逆に電磁界結合を邪魔なものと見て、ビアホール１２０４などによって電磁界結合を防ごうと努めていた。
【００５８】
なお、図１では、簡単のために、全ての高周波線路Ｔ１０１〜Ｔ１０６を同じ線幅と長さで描いているが、この発明のローパスフィルタ回路は、図１に示した高周波線路Ｔ１０１〜Ｔ１０６の形状のような制限を受けないのは勿論である。
【００５９】
たとえば、図２に、各高周波線路のレイアウトの自由度を高めた上記第１実施形態の一変形例を示す。この変形例は、３本の高周波線路Ｔ２０１,Ｔ２０２,Ｔ２０３を備えたローパスフィルタ回路である。図２に示すように、入力端子２０１と出力端子２０２の間には、３本の高周波線路Ｔ２０１,Ｔ２０２,Ｔ２０３が順に直列に接続されている。
【００６０】
入力端子２０１と１番目の高周波線路Ｔ２０１との接続点からグランドに向かって、１つのキャパシタ部Ｃ２０１がシャント接続されている。一方、出力端子２０２と３番目の高周波線路Ｔ２０３との接続点からグランドに向かって、１つのキャパシタ部Ｃ２０４がシャント接続されている。また、高周波線路Ｔ２０１と高周波線路Ｔ２０２との接続点からグランドに向かって、１つのキャパシタ部Ｃ２０２がシャント接続されている。また、高周波線路Ｔ２０２と高周波線路Ｔ２０３との接続点からグランドに向かって、１つのキャパシタ部Ｃ２０３がシャント接続されている。
【００６１】
図２に示すように、１番目の高周波線路Ｔ２０１と３番目の高周波線路Ｔ２０３は、略直線状に延びたストライプ状であり略同じ形状である。一方、２番目の高周波線路Ｔ２０２は、全体として、引き延ばされたような略Ｓ字形状をしており、端部Ｔ２０２ａと端部Ｔ２０２ｂは直線部Ｔ２０２ｃの両端から互いに逆向きに略平行に折り返した形状になっている。この端部Ｔ２０２ａが１番目の高周波線路Ｔ２０１に接続され、端部Ｔ２０２ｂが３番目の高周波線路Ｔ２０３に接続されている。この２番目の高周波線路Ｔ２０２は、１番目と３番目の高周波線路Ｔ２０１とＴ２０３に比べて、線幅が太く、かつ、長さが長い。
【００６２】
この変形例において、２番目の高周波線路Ｔ２０２は１番目の高周波線路Ｔ２０１に対して、電磁界結合を起こすように、互いに略平行に折り返したように接近して配置されている。また、この２番目の高周波線路Ｔ２０２は３番目の高周波線路Ｔ２０３に対して、電磁界結合を起こすように、互いに略平行に折り返したように接近して配置されている。また、１番目の高周波線路Ｔ２０１と３番目の高周波線路Ｔ２０３は、２番目の高周波線路Ｔ２０２に対して、互いに、逆向きに略平行に折り返したように接近して配置されている。
【００６３】
この変形例では、高周波線路Ｔ２０２の長さと高周波線路Ｔ２０１,Ｔ２０３の長さが異なっているが、３本の高周波線路Ｔ２０１〜Ｔ２０３は、上述のような逆向きかつ略平行に折り返した近接配置でもって、デッドスペースを排除するように、コンパクトに配置されていると共に、互いに電磁界結合を起こしている。
【００６４】
図４に、図２に示す変形例のローパスフィルタ回路のＳパラメータ特性の一例を示す。一般的に、フィルタ回路の特性は回路規模(段数)を増やすほど改善する傾向があるが、図４に示すＳパラメータ特性を得た時の上記変形例の回路規模は、図１３に示すＳパラメータ特性を得た時の図１０の従来例の回路規模と全く同じにしている。
【００６５】
図４に示す特性は、極く一般的な市販の回路シミュレータ(アジレント社製ＡＤＳ２００３)を用い、一例として、ＩＥＥＥ８０２.１１ａ規格の無線ＬＡＮの通過帯域(４.９〜５.８５ＧＨｚ)に合わせて設計した回路の特性である。この結果を得た時の回路定数は、キャパシタ部Ｃ２０１＝Ｃ２０４＝０.５６１４０４ｐＦ、キャパシタ部Ｃ２０３＝Ｃ２０２＝０.５０３３８９ｐＦとした。また、高周波線路Ｔ２０１とＴ２０３は線幅が０.４０９８７８ｍｍで長さが４.７８３０４ｍｍのマイクロストリップ線路とし、高周波線路Ｔ２０２は線幅が０.３４１４６２ｍｍで長さが４.７８３０４ｍｍのマイクロストリップ線路とした。また、３本の高周波線路Ｔ２０１〜Ｔ２０３の間のスペース(間隙)は幅寸法が０.３１４２８６ｍｍであり、基板としては０.６ｍｍ厚の一般的なガラスエポキシ基板とした。
【００６６】
図４の特性を得た回路例では、３本の高周波線路Ｔ２０１〜Ｔ２０３の長さを同じにしたが、前述したように、３本の高周波線路Ｔ２０１〜Ｔ２０３の長さを異なる値にしても良い。しかし、そこまで、自由度を与えなくても、図２に示す変形例の上記回路例では、図４に示すような良好な特性を得ることができた。
【００６７】
図４に示すＳパラメータ特性において、Ｓ１１は反射係数を表すＳパラメータであり、Ｓ２１は透過係数を表すＳパラメータである。パラメータＳ２１におけるＡ部付近が通過帯域の透過特性を示し、パラメータＳ２１のＢ部付近が通過帯域の近傍での急峻度を表している。図４に示すように、透過係数を表すパラメータＳ２１は、減衰極ＣおよびＤを有している。この減衰極Ｃ,Ｄは、図１３に示す従来のＳパラメータ特性のパラメータＳ２１では存在しなかったものである。図４に示す特性では、このパラメータＳ２１の２つの減衰極ＣとＤが生じたことで、減衰極の無い図１３の特性に比べて、パラメータＳ２１の通過帯域の近傍(Ｂ部)の急峻度と減衰量が大幅に改善されている。例えば、７.２ＧＨｚにおける減衰量が約４０ｄＢにまで改善した。
【００６８】
(第２の実施の形態)
次に、図３に、この発明の第２実施形態である集中定数型のローパスフィルタ回路を示す。
【００６９】
図１で説明したこの発明の第１実施形態のローパスフィルタ回路では、全ての高周波線路Ｔ１０１〜Ｔ１０６間の電磁界結合を積極利用しているので、段数が増えると集中定数型等価回路が急激に複雑化してしまう。このため、この第２実施形態では、あくまでこの発明の趣旨が汲み取れるような代表的な一例として、図３に示す集中定数型等価回路について説明する。図３に示す集中定数型等価回路は、図２で説明した３本の高周波線路Ｔ２０１〜Ｔ２０３を有する変形例に対応した集中定数型等価回路である。
【００７０】
すなわち、図３に示す入力端子３０１,出力端子３０２は、それぞれ、図２の入力端子２０１,出力端子２０２に対応している。また、図３に示す４つのキャパシタンス部Ｃ３０１,Ｃ３０２,Ｃ３０３,Ｃ３０４は、それぞれ、図２に示す４つのキャパシタンス部Ｃ２０１,Ｃ２０２,Ｃ２０３,Ｃ２０４に対応している。
【００７１】
また、図３に示す２つのインダクタンス部Ｌ３０１,Ｌ３０２は、図２に示す高周波線路Ｔ２０１に対応しており、図３の２つのインダクタンス部Ｌ３０３,Ｌ３０４は、図２の高周波線路Ｔ２０２に対応している。また、図３に示す２つのインダクタンス部Ｌ３０５,Ｌ３０６は、図２に示す高周波線路Ｔ２０３に対応している。
【００７２】
図３の２つのインダクタンス部Ｌ３０２とＬ３０３との間の相互誘導インダクタンス結合係数Ｋ３０２は、図２の２本の高周波線路Ｔ２０１とＴ２０２との間の電磁界結合に対応している。また、図３の２つのインダクタンス部Ｌ３０４とＬ３０５との間の相互誘導インダクタンス結合係数Ｋ３０３は、図２の２本の高周波線路Ｔ２０２とＴ２０３との間の電磁界結合に対応している。また、図３の２つのインダクタンス部Ｌ３０１とＬ３０６との間の相互誘導インダクタンス結合係数Ｋ３０１は、図２の２本の高周波線路Ｔ２０１とＴ２０３との間の電磁界結合に対応している。
【００７３】
図３に示すように、この第２実施形態のローパスフィルタ回路は、入力端子３０１と出力端子３０２との間に直列接続された６個のインダクタンス部Ｌ３０１〜Ｌ３０６を備えている。２つのインダクタンス部Ｌ３０１とＬ３０２が１番目のインダクタンス素子ＬＳ１をなし、２つのインダクタンス部Ｌ３０３とＬ３０４が２番目のインダクタンス素子ＬＳ２をなし、２つのインダクタンス部Ｌ３０５とＬ３０６が３番目のインダクタンス素子ＬＳ３をなす。
【００７４】
上記入力端子３０１と１番目のインダクタンス素子ＬＳ１との接続点とグランドとの間にキャパシタンス部Ｃ３０１がシャント接続されている。また、１番目のインダクタンス素子ＬＳ１と２番目のインダクタンス素子ＬＳ２との接続点とグランドとの間にキャパシタンス部Ｃ３０２がシャント接続されている。また、２番目のインダクタンス素子ＬＳ２と３番目のインダクタンス素子ＬＳ３との接続点とグランドとの間にキャパシタンス部Ｃ３０３がシャント接続されている。また、３番目のインダクタンス素子ＬＳ３と出力端子３０２との接続点とグランドとの間にキャパシタンス部Ｃ３０４がシャント接続されている。
【００７５】
マイクロ波回路における手法として、この第２実施形態のように、インダクタンス部Ｌ３０１〜Ｌ３０６および相互誘導結合Ｋ３０１〜Ｋ３０３によって、図２のような分布定数型ローパスフィルタ回路に相当するローパスフィルタ回路を集中定数素子によって実現することも可能である。
【００７６】
それ故、この発明によれば、マイクロ波〜ミリ波帯のような超高周波帯に限定されることなく、低周波帯においても自由にローパスフィルタ回路を構成することができる。
【００７７】
(第３の実施の形態)
次に、図５に、この発明の第３実施形態である電力増幅器の構成を示す。この図５に示す電力増幅器は、図１１に示した従来の電力増幅器に対比するものである。この第３実施形態は、図１１における出力整合回路１４０６に替えて出力整合回路４０７を備えた点が、図１１の従来の電力増幅器と異なる。したがって、図５の入力端子４０１と整合回路４０３と電力増幅ブロック４０５および出力端子４０２は、それぞれ、図１１の入力端子１４０１と整合回路１４０３と電力増幅ブロック１４０５および出力端子１４０２と同じ構成である。
【００７８】
この第３実施形態の電力増幅器が、図１１の従来の電力増幅器と異なる点は、出力整合回路４０７を、図１に示す第１実施形態のローパスフィルタ回路における１〜３番目の高周波線路Ｔ１０１〜Ｔ１０３と、キャパシタ部Ｃ１０１〜Ｃ１０４からなる回路とした点にある。
【００７９】
したがって、この出力整合回路４０７は、第１実施形態の小型で高減衰なローパスフィルタ回路として機能する。したがって、この第３実施形態の電力増幅器によれば、複数の増幅用半導体素子４０４が発生する高調波スプリアスは、出力整合回路４０７によって減衰されて、出力端子４０２からは漏洩しにくくなる。さらに、この第３実施形態によれば、出力整合回路４０７が小型化されたことで、電力増幅器全体としてのサイズの縮小を図れる。
【００８０】
(第４の実施の形態)
次に、図６のブロック図に、この発明の第４実施形態であるデュアルバンド高周波通信装置を示す。
【００８１】
このデュアルバンド高周波通信装置は、マルチモード変調回路６０２とデュアルバンド電力増幅器６０３と、第１実施形態のローパスフィルタ回路６０４と、アンテナ６０１を備える。
【００８２】
上記デュアルバンド電力増幅器６０３は、第１の周波数帯ｆ１の信号と、この第１の周波数帯ｆ１の略２倍の周波数帯である第２の周波数帯ｆ２の信号とを増幅する送信系のデュアルバンド対応の電力増幅器である。また、上記ローパスフィルタ回路６０４は、上記電力増幅器６０３の出力側に接続される。
【００８３】
このローパスフィルタ回路６０４は、一例として、図７に示すように、上記第２の周波数帯ｆ２が上記第１の周波数帯ｆ１の２倍未満である場合に、上記第１の周波数帯ｆ１の信号の２倍高調波スプリアスを除去する除去フィルタとすることができる。すなわち、ローパスフィルタ回路６０４を図７のスペクトル図に示すような極めて急峻で高減衰なローパスフィルタ特性７０３とすることができる。
【００８４】
また、このローパスフィルタ回路６０４は、一例として、図８に示すように、上記第２の周波数帯ｆ２が上記第１の周波数帯ｆ１の２倍以上で、かつ上記第２の周波数帯ｆ２が上記第１の周波数帯ｆ１の３倍未満である場合に、上記第１の周波数帯ｆ１の信号の３倍高調波スプリアスを除去する除去フィルタとすることができる。すなわち、ローパスフィルタ回路６０４を図８のスペクトル図に示すような極めて急峻で高減衰なローパスフィルタ特性８０３とすることができる。
【００８５】
このように、この第４実施形態のデュアルバンド高周波通信装置が備える第１実施形態のローパスフィルタ回路６０４によれば、一例として、図７,図８のスペクトル図に示すような極めて急峻で高減衰なローパスフィルタ特性７０３,８０３を得ることができる。したがって、この第４実施形態のデュアルバンド高周波通信装置によれば、１系統の回路でデュアルバンド対応可能な高周波通信装置を実現でき、部品数が大幅に削減された高周波通信装置となる。
【図面の簡単な説明】
【００８６】
【図１】この発明の第１実施形態である分布定数型ローパスフィルタ回路を示す図である。
【図２】上記第１実施形態の一変形例である分布定数型ローパスフィルタ回路を示す図である。
【図３】この発明の第２実施形態であり、図２の回路を集中定数化した一例である集中定数型ローパスフィルタ回路を示す図である。
【図４】図２の回路のＳパラメータを示す特性図である。
【図５】この発明の第３実施形態である電力増幅器の構成を示す図である。
【図６】この発明の第４実施形態であるデュアルバンド高周波通信装置を示すブロック図である。
【図７】デュアルバンド高周波通信装置のｆ１とｆ２との関係の一例を示す模式的なスペクトル図である。
【図８】デュアルバンド高周波通信装置のｆ１とｆ２との関係の他の一例を示す模式的なスペクトル図である。
【図９】従来の集中定数型ローパスフィルタ回路を示す回路図である。
【図１０】従来の分布定数型ローパスフィルタ回路の一例を示す回路図である。
【図１１】従来の電力増幅器を示す図である。
【図１２】従来のデュアルバンド高周波通信装置を示すブロック図である。
【図１３】図１０のローパスフィルタ回路のＳパラメータ特性の一例を示す特性図である。
【図１４】従来の分布定数型ローパスフィルタ回路の他の一例を示す図である。
【符号の説明】
【００８７】
１０１、２０１、４０１  入力端子
１０２、２０２、４０２  出力端子
Ｔ１０１〜Ｔ１０６、Ｔ２０１〜Ｔ２０３  高周波線路
Ｃ１０１〜Ｃ１０６、Ｃ２０１〜Ｃ２０４、Ｃ３０１〜Ｃ３０４  キャパシタ部
Ｌ３０１〜Ｌ３０６  インダクタンス部
Ｋ３０１〜Ｋ３０６  相互誘導インダクタンス結合
４０３  入力側の整合回路
４０４  増幅用半導体素子
４０５  電力増幅ブロック
４０７  出力整合回路
６０２  マルチモード変調回路
６０３  デュアルバンド電力増幅器
６０４  ローパスフィルタ回路
７０１〜７０２、８０１〜８０２  基本波スペクトル
７０４〜７０６、８０４〜８０６  高調波スプリアス
７０３、８０３  ローパスフィルタ特性
１２０３  グランドパターン
１２０４  ビアホール
【図１】
2005354446.tif 000003
【図２】
2005354446.tif 000004
【図３】
2005354446.tif 000005
【図４】
2005354446.tif 000006
【図５】
2005354446.tif 000007
【図６】
2005354446.tif 000008
【図７】
2005354446.tif 000009
【図８】
2005354446.tif 000010
【図９】
2005354446.tif 000011
【図１０】
2005354446.tif 000012
【図１１】
2005354446.tif 000013
【図１２】
2005354446.tif 000014
【図１３】
2005354446.tif 000015
【図１４】
2005354446.tif 000016
【手続補正書】
【提出日】平成17年4月6日(2005.4.6)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力端子と出力端子との間に直列接続されたＮ個(Ｎは自然数)の回路要素を備え、
上記Ｎ個の回路要素は、それぞれ、インダクタンス成分を含み、
上記入力端子から出力端子までの直列接続の順番において、所定のＭ番目(Ｍは自然数，Ｍ＜Ｎ)の回路要素は、(Ｍ−１)番目の回路要素と(Ｍ＋１)番目の回路要素とに対して、それぞれ、磁界結合を起こすように、互いに略平行に折り返したように接近して配置されており、
上記Ｎ個の回路要素のうちの隣接する各２つの回路要素の接続点とグランドとの間に、それぞれ、キャパシタンス部がシャント接続されたことを特徴とするローパスフィルタ回路。
【請求項２】
請求項１に記載のローパスフィルタ回路において、
上記入力端子と１番目の回路要素との接続点とグランドとの間、および上記出力端子とＮ番目の回路要素との接続点とグランドとの間に、それぞれ、キャパシタンス部がシャント接続されたことを特徴とするローパスフィルタ回路。
【請求項３】
請求項１に記載のローパスフィルタ回路において、
上記回路要素は、高周波線路であることを特徴とするローパスフィルタ回路。
【請求項４】
請求項１に記載のローパスフィルタ回路において、
上記回路要素は、集中定数インダクタンス素子であり、
上記集中定数インダクタンス素子を挟まず直接に隣接する各２つの集中定数インダクタンス素子は、相互誘導インダクタンス結合を起こしており、
かつ、１つ以上の上記集中定数インダクタンス素子を挟んで間接に隣接する所定の２つの集中定数インダクタンス素子は、跳び越し結合の形で相互誘導インダクタンス結合を起こしていることを特徴とするローパスフィルタ回路。
【請求項５】
請求項１に記載のローパスフィルタ回路を備え、
上記ローパスフィルタ回路の上記入力端子のインピーダンスは、上記出力端子のインピーダンスよりも低く、
上記ローパスフィルタ回路を、半導体増幅素子に対する出力整合回路としたことを特徴とする電力増幅器。
【請求項６】
請求項１に記載のローパスフィルタ回路と、
第１の周波数帯の信号と、この第１の周波数帯の略２倍の周波数帯である第２の周波数帯の信号とを増幅する送信系のデュアルバンド対応の電力増幅器とを備え、
上記ローパスフィルタ回路は、上記電力増幅器の出力側に接続されると共に、上記第２の周波数帯が上記第１の周波数帯の２倍未満である場合に、上記第１の周波数帯の信号の２倍高調波スプリアスを除去する除去フィルタであるか、もしくは、上記第２の周波数帯が上記第１の周波数帯の２倍以上で、かつ上記第２の周波数帯が上記第１の周波数帯の３倍未満である場合に、上記第１の周波数帯の信号の３倍高調波スプリアスを除去する除去フィルタであることを特徴とする高周波通信装置。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３７
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００３７】
上記課題を解決するため、この発明のローパスフィルタ回路は、入力端子と出力端子との間に直列接続されたＮ個(Ｎは自然数)の回路要素を備え、
上記Ｎ個の回路要素は、それぞれ、インダクタンス成分を含み、
上記入力端子から出力端子までの直列接続の順番において、所定のＭ番目(Ｍは自然数，Ｍ＜Ｎ)の回路要素は、(Ｍ−１)番目の回路要素と(Ｍ＋１)番目の回路要素とに対して、それぞれ、磁界結合を起こすように、互いに略平行に折り返したように接近して配置されており、
上記Ｎ個の回路要素のうちの隣接する各２つの回路要素の接続点とグランドとの間に、それぞれ、キャパシタンス部がシャント接続されたことを特徴としている。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３８
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００３８】
この発明のローパスフィルタ回路によれば、インダクタンス成分を含有したＮ個の回路要素が直列接続されていて、所定の回路要素は隣接する回路要素に対して磁界結合を起こすように、互いに略平行に折り返したように接近して配置されている。このように、上記回路要素同士を接近して並べて配置することにより、デッドスペースを排除して、従来に比べて大幅に小型化を図れる上に、隣接する回路要素同士が磁界結合を起こして、フィルタ特性に複数の減衰極が発生し、従来に比べて、急峻度が向上したローパスフィルタ回路を実現できる。
また、一実施形態のローパスフィルタ回路では、上記入力端子と１番目の回路要素との接続点とグランドとの間、および上記出力端子とＮ番目の回路要素との接続点とグランドとの間に、それぞれ、キャパシタンス部がシャント接続されている。
この実施形態のローパスフィルタ回路によれば、上記フィルタ特性の急峻度をさらに向上させることができる。
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００５２
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００５２】
この分布定数型のローパスフィルタ回路は、入力端子１０１から出力端子１０２までの間に、３本以上のＮ本(Ｎは自然数)の高周波線路Ｔ１０１〜Ｔ１０６がシリーズ(直列)接続されている。このＮ本の高周波線路路Ｔ１０１〜Ｔ１０６のうち、入力端子側からＭ番目の高周波線路は、このＭ番目の高周波線路の前(入力端子側)の(Ｍ−１)番目の高周波線路、および、上記Ｍ番目の高周波線路の後ろ(出力端子側)の(Ｍ＋１)番目の高周波線路に対して、互いに略平行に折り返したように接近して配置されている。この接近配置によって、各高周波線路Ｔ１０１〜Ｔ１０６は、隣接する入力側の高周波線路および隣接する出力側の高周波線路と磁界結合を起こしている。