(57)【要約】  【課題】電源電圧を有効に利用することにより、インバータの高電圧・高出力化を図ることを目的とする。  【解決手段】ＰＷＭ信号生成部１００を、搬送波生成部で生成する搬送波信号ＴＲＩと電圧指令発生部で発生させる電圧指令信号Ｖｒｅｆとの大小比較に基づいてパルス発生装置から所定パルス幅のパルスを出力するように構成し、そのうち前記搬送波生成部を、前記電圧指令信号Ｖｒｅｆ若しくは前記インバータ出力値に関連づけて搬送波周波数を可変するものとした  【選択図】図３
2005318755.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
インバータ主回路のスイッチング素子をＰＷＭ信号生成部において生成するＰＷＭ信号に基づきオンオフすることによって、そのインバータ出力により制御対象をＰＷＭ制御するものであって、
前記ＰＷＭ信号生成部を、搬送波生成部で生成する搬送波信号と電圧指令発生部で発生させる電圧指令信号との大小比較に基づいてパルス発生装置から所定パルス幅のパルスを出力するように構成し、そのうち前記搬送波生成部を、前記電圧指令信号若しくは前記インバータ出力値に関連づけて搬送波周波数を可変するものとしたことを特徴とするインバータ制御システム。
【請求項２】
搬送波生成部は、電圧指令信号若しくはインバータ出力値が大きくなるタイミングで搬送波周波数を落とし、電圧指令信号若しくはインバータ出力値が小さくなるタイミングで搬送波周波数を上げる可変制御を行うものであることを特徴とする請求項１記載のインバータ制御システム。
【請求項３】
搬送波生成部は、電圧指令信号若しくはインバータ出力値が最大となるタイミングで搬送波周波数を最も遅くし、電圧指令信号若しくはインバータ出力値が最小となるタイミングで搬送波周波数を最も早くし、その間で搬送波周波数を電圧指令信号若しくはインバータ出力値の変化に応じて連続的に可変とするものであることを特徴とする請求項２記載のインバータ制御システム。
【請求項４】
無効電力補償装置の一構成要素として、制御対象である電力系統への給電をインバータ出力電圧を通じて制御するものであって、
搬送波生成部は、少なくとも瞬時電圧低下時において、前記インバータ出力電圧が高くなるタイミングで搬送波信号の周波数を落とし、前記インバータ出力電圧が低くなるタイミングで搬送波信号の周波数を上げる可変制御を行うことを特徴とする請求項２又は３記載のインバータ制御システム。
【請求項５】
制御対象である負荷をインバータ出力電圧を通じて駆動するものであって、
搬送波生成部は、前記インバータ出力電圧が高くなるタイミングで搬送波信号の周波数を落とし、前記インバータ出力電圧が低くなるタイミングで搬送波信号の周波数を上げる可変制御を行うことを特徴とする請求項２又は３記載のインバータ制御システム。
【請求項６】
制御対象である負荷をインバータ出力電流に応じて駆動するものであって、
搬送波生成部は、前記インバータ出力電流が高くなるタイミングで搬送波信号の周波数を落とし、前記インバータ出力電流が低くなるタイミングで搬送波信号の周波数を上げるという可変制御を行うことを特徴とする請求項２又は３記載のインバータ制御システム。
【請求項７】
負荷平準化装置の一構成要素として、制御対象である電力系統の負荷をインバータ出力電流を通じて平準化するものであって、
搬送波生成部は、少なくともピークカット運転時もしくは充電運転時において、前記インバータ出力電流が高くなるタイミングで搬送波信号の周波数を落とし、前記インバータ出力電流が低くなるタイミングで搬送波信号の周波数を上げる可変制御を行うことを特徴とする請求項２又は３記載のインバータ制御システム。
【請求項８】
負荷平準化装置の一構成要素として、制御対象である電力系統の負荷をインバータ出力電圧を通じて平滑化するものであって、
搬送波生成部は、少なくともピークカット運転時もしくは充電運転時において、前記インバータ出力電圧が高くなるタイミングで搬送波信号の周波数を落とし、前記インバータ出力電圧が低くなるタイミングで搬送波信号の周波数を上げるという可変制御を行うことを特徴とする請求項２又は３記載のインバータ制御システム。
【請求項９】
瞬時電圧低下補償装置の一構成要素として、制御対象である電力系統の電圧低下をインバータ出力電圧を通じて補償するものであって、
搬送波生成部は、少なくとも瞬時電圧低下を補償するための電圧を出力する際に、前記インバータ出力電圧が高くなるタイミングで搬送波信号の周波数を落とし、前記インバータ出力電圧が低くなるタイミングで搬送波信号の周波数を上げる可変制御を行うことを特徴とする請求項２又は３記載のインバータ制御システム。
【請求項１０】
電圧指令発生部は、与えられる入力信号に基づいて電圧指令信号を発生するものであることを特徴とする請求項１〜９の何れかに記載のインバータ制御システム。
【請求項１１】
搬送波信号が三角波信号であることを特徴とする請求項１〜１０の何れかに記載のインバータ制御システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、モータなどの負荷装置を駆動するために用いられるインバータ装置や、電力系統における無効電力補償や負荷平準化装置のインバータ制御に適用するＰＷＭ方式のインバータ制御システムに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
ＰＷＭインバータの従来の一例を、図１を参照して説明する。図１に示すように、ＰＷＭインバータは、直流電源７０と負荷８０との間に接続されたインバータ主回路１と、該インバータ主回路１に接続された三角波比較ＰＷＭ制御系とからなる。
【０００３】
インバータ主回路１は、ＩＧＢＴ等のスイッチング素子１Ａ、１Ｂからなる。また、三角波比較ＰＷＭ制御系は、スイッチング素子１Ａ、１Ｂをオンオフするためのパルスを発生するパルス発生装置２を有する。このパルス発生装置２は、三角波である搬送波ＴＲＩを発生する搬送波発生装置５及びパルス発生装置２により発生するパルスの幅を制御するための電圧指令Ｖｒｅｆを発生する電圧指令発生部６に接続されている。
【０００４】
図２は、パルス発生装置２の動作を示すものであり、電圧指令Ｖｒｅｆと搬送波信号ＴＲＩとの大小関係に基づき、スイッチング素子１Ａ、１Ｂのオンオフを決定する。図２において、１Ａをオンするパルスは、電圧指令Ｖｒｅｆと搬送波信号ＴＲＩの大小関係がＶｒｅｆ＞ＴＲＩ、また１Ｂをオンするパルスは電圧指令Ｖｒｅｆ＜ＴＲＩのとき発生する（例えば、特許文献１参照）。
【０００５】
【特許文献１】特開２００１−２３１２６５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ところで、従来のＰＷＭ信号生成方式では、電圧指令Ｖｒｅｆの最大レベルは搬送波信号ＴＲＩの最大レベル未満に設定されており、ＰＷＭ信号のデューティ比は、概ね９０％以下と、１００％に達することがない範囲で制御されている。従って、ＰＷＭインバータで負荷を駆動する場合には、直流電源７０の電圧を有効に利用することができないという問題があった。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明は、以上のような課題を解決するために、次のような手段を講じたものである。
【０００８】
すなわち、本発明のインバータ制御システムは、インバータ主回路のスイッチング素子をＰＷＭ信号生成部において生成するＰＷＭ信号に基づきオンオフすることによって、そのインバータ出力により制御対象をＰＷＭ制御するものであって、前記ＰＷＭ信号生成部を、搬送波生成部で生成する搬送波信号と電圧指令発生部で発生させる電圧指令信号との大小比較に基づいてパルス発生装置から所定パルス幅のパルスを出力するように構成し、そのうち前記搬送波生成部を、前記電圧指令信号若しくは前記インバータ出力値に関連づけて搬送波周波数を可変するものとしたことを特徴とする。
【０００９】
前記搬送波生成部は、電圧指令信号若しくはインバータ出力値が大きくなるタイミングで搬送波周波数を落とし、電圧指令信号若しくはインバータ出力値が小さくなるタイミングで搬送波周波数を上げる可変制御を行うものであることが望ましい。
【００１０】
特に、前記搬送波生成部は、電圧指令信号若しくはインバータ出力値が最大となるタイミングで搬送波周波数を最も遅くし、電圧指令信号若しくはインバータ出力値が最小となるタイミングで搬送波周波数を最も早くし、その間で搬送波周波数を電圧指令信号若しくはインバータ出力値の変化に応じて連続的に可変とするものであることが好適である。
【００１１】
無効電力補償装置の一構成要素として、制御対象である電力系統への給電をインバータ出力電圧を通じて制御する場合には、搬送波生成部は、少なくとも瞬時電圧低下時において、前記インバータ出力電圧が高くなるタイミングで搬送波信号の周波数を落とし、前記インバータ出力電圧が低くなるタイミングで搬送波信号の周波数を上げる可変制御を行うように構成すればよい。
【００１２】
制御対象である負荷をインバータ出力電圧を通じて駆動する場合には、搬送波生成部は、前記インバータ出力電圧が高くなるタイミングで搬送波信号の周波数を落とし、前記インバータ出力電圧が低くなるタイミングで搬送波信号の周波数を上げる可変制御を行うように構成すればよい。
【００１３】
制御対象である負荷をインバータ出力電流に応じて駆動する場合には、搬送波生成部は、前記インバータ出力電流が高くなるタイミングで搬送波信号の周波数を落とし、前記インバータ出力電流が低くなるタイミングで搬送波信号の周波数を上げるという可変制御を行うように構成すればよい。
【００１４】
負荷平準化装置の一構成要素として、制御対象である電力系統の負荷をインバータ出力電流を通じて平準化する場合には、搬送波生成部は、少なくともピークカット運転時もしくは充電運転時において、前記インバータ出力電流が高くなるタイミングで搬送波信号の周波数を落とし、前記インバータ出力電流が低くなるタイミングで搬送波信号の周波数を上げる可変制御を行うように構成すればよい。
【００１５】
負荷平準化装置の一構成要素として、制御対象である電力系統の負荷をインバータ出力電圧を通じて平滑化する場合には、搬送波生成部は、少なくともピークカット運転時もしくは充電運転時において、前記インバータ出力電圧が高くなるタイミングで搬送波信号の周波数を落とし、前記インバータ出力電圧が低くなるタイミングで搬送波信号の周波数を上げるという可変制御を行うように構成すればよい。
【００１６】
瞬時電圧低下補償装置の一構成要素として、制御対象である電力系統の電圧低下をインバータ出力電圧を通じて補償する場合には、搬送波生成部は、少なくとも瞬時電圧低下を補償するための電圧を出力する際に、前記インバータ出力電圧が高くなるタイミングで搬送波信号の周波数を落とし、前記インバータ出力電圧が低くなるタイミングで搬送波信号の周波数を上げる可変制御を行うように構成すればよい。
【００１７】
以上において、ユーザーサイドでパルス幅等を自由に設定できるようにするためには、電圧指令発生部は、与えられる入力信号に基づいて電圧指令信号を発生するものであることが望ましい。
【００１８】
搬送波信号としては、三角波信号が好適である。
【００１９】
次に、課題解決の手段を具体的に説明する。この発明のシステムが採用するインバータ制御方式は、例えば、搬送波信号の周波数をインバータの出力電圧に応じて可変制御し、電源電圧を有効に利用することにより、インバータの高電圧・高出力化を図るものである。
【００２０】
図３にＰＷＭ信号生成部１００の動作を表すブロック図を示す。
【００２１】
入力信号Ｖｒｅｆは、インバータ出力電圧を制御する信号である。入力信号Ｘは、搬送波周波数を可変制御するための制御信号であり、│Ｘ│≦１の値をとる。入力信号ｆｈは入力信号Ｘが０となるタイミングでの搬送波周波数、ｆｌは入力信号Ｘが１となるタイミングでの搬送波周波数である。入力信号ＲｅｓｅｔはＰＷＭ信号生成部の始動時に、出力信号値が時間に関する履歴特性を有する演算部２、５、６の出力を、それぞれＳ３、０、−１に初期化するための信号である。その他の、演算部１〜７の入力信号と出力信号の関係は、それぞれ図３に示すとおりである。演算部１〜６は図１の搬送波発生部６に対応させた本発明の搬送波生成部に相当し、演算部７は図１のパルス発生装置２に対応させた本発明のパルス発生装置に相当し、次に述べるＣＰＵ１０は図１の電圧指令発生部６に対応させた本発明の電圧指令発生部に相当している。
【００２２】
次にＰＷＭ信号生成部１００の動作について説明する。
【００２３】
あらかじめ、入力信号Ｒｅｓｅｔは０値に設定されている。ＣＰＵ１０および演算部１は常時動作しており、入力信号ｆｈ、ｆｌ、Ｘに応じた値が、信号Ｓ３に出力されている。ここでＰＷＭ信号生成部１００の初期化のために入力信号Ｒｅｓｅｔの値を１に変化させると、先に述べたように演算部２、５、６の出力は、それぞれｆａ＝Ｓ３、ｔ＝０、ＴＲＩ＝−１に初期化される。
【００２４】
演算部２は、入力信号Ｓ２が正値に変化する時点まで、出力信号ｆａをＳ３に保持する。演算部５は、Ｒｅｓｅｔが０から１に変化した時点からの経過時間を、信号ｔに出力する。演算部３は、ｔが１／２ｆａに至るまで、値１を信号Ｓ１として出力し、演算部６の出力信号ＴＲＩは時間変化に比例して増加し、ｔ＝１／２ｆａの時点でＴＲＩ＝１となる。次に１／２ｆａ≦ｔ＜１／ｆａの間は、演算部３は値−１を信号Ｓ１として出力する。演算部６の出力信号ＴＲＩは時間変化に比例して減少し、ｔ＝１／ｆａの時点でＴＲＩ＝−１となる。以上の動作により、演算部６の出力信号ＴＲＩは、周波数ｆａの三角波を生成し、演算部７において、入力信号ＶｒｅｆとＴＲＩを比較することにより、ＰＷＭ信号が生成される。
【００２５】
ｔ＝１／ｆａとなる時刻において、演算部３の出力信号Ｓ１は負値から正値に変化するため、演算部４を介してＳ２は正値となる。演算部２の出力信号ｆａは、その時点での演算部１の出力Ｓ３に変更される。また、演算部５の出力信号ｔは０に初期化される。
【００２６】
以降は、同様の動作により、搬送波信号の周波数は入力信号Ｘに応じて可変制御される。
【発明の効果】
【００２７】
ＰＷＭインバータは、非常に短い時間間隔のパルス幅でスイッチングデバイスをオンオフさせる必要がある。しかし、このパルス幅は無限に小さくできるわけではなく、スイッチングデバイスの動作速度や制御回路の遅延などを考慮のうえ、十分なパルス幅を確保する必要がある。ＰＷＭ制御においてパルス幅が最も狭くなるのは、インバータの出力電圧がピーク値を取るタイミングであり、十分なパルス幅を確保するためには、デューティ比の上限、すなわちインバータの出力電圧の上限に制約が生じる。
【００２８】
例えば図１のインバータでは、直流電源７０の電圧Ｖｄｃ、搬送波ＴＲＩの周波数ｆ、電圧指令Ｖｒｅｆおよび最小パルス幅Ｔｐの間には、数１の制約が生じる。
【数１】
2005318755.tif 000003
【００２９】
一方、この発明によるインバータ制御方式を用い、Ｘの波形を│Ｖｒｅｆ│に一致させ、且つＶｒｅｆがピーク値をとる際にＸが１となるようにＣＰＵ１０内で演算処理をすれば、インバータの出力電圧がピーク値付近のタイミングではｆｌ程度に、また出力電圧が０程度ではｆｈ程度の値をとる。さらに、ｆｌとｆｈの関係をｆｌ＜ｆｈのように設定すると、出力電圧がピーク値付近のタイミングでは遅い搬送波周波数で、出力電圧が０値付近のタイミングでは、早い搬送波周波数でＰＷＭ制御がなされることになる。これにより、本制御手法を用いたＰＷＭインバータでは、出力電圧がピーク値付近のタイミングでも、従来方式と比べて広いパルス幅のＰＷＭ信号によりインバータを動作させることになる。したがって、同一の主回路を用いたインバータにおいても、本制御手法を用いることにより、より大きな電圧出力が可能となり、その結果インバータの高出力化が実現できる。
【００３０】
また、入力信号Ｘは必ずしも、Ｖｒｅｆに一致させる必要はない。例えば、Ｘの波形をインバータ出力電流に一致させ、且つインバータ出力電流がピーク値をとる際にＸが１となるように、ＣＰＵ１０内で演算処理をすれば、出力電流の大きなタイミングでは遅い搬送波周波数を用いることになるため、結果としてスイッチング損失が低減でき、インバータの高効率化が実現できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３１】
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１について、図４を用いて詳細に説明する。図４は、ＰＷＭ制御方式を用いた無効電力補償装置２００を電力系統３００に適用した例の回路図である。無効電力補償装置２００は、通常時は電力系統３００に対して、負荷２６の無効電力成分を補償し、且つ瞬時電圧低下等により電力系統３００の電圧が変動した際には母線２２の電圧を定格電圧に維持、すなわち負荷２６への正常な電力供給を維持するように動作する。
【００３２】
無効電力補償装置２００は、１０％の連系リアクトル２１を介して母線２２に連系されており、母線２２から電力系統を見た背後インピーダンス２３は１０％とする。無効電力補償装置２００に用いられる直流電源２４の電圧Ｖｄｃは、系統電圧のピーク値に対して、１．３７５ｐｕとする。インバータ部に用いられるスイッチングデバイス５１、５２は、ＨＶＩＧＢＴのようなスイッチング速度の遅いデバイスとし、最小パルス幅Ｔｐは５０μｓ必要である。
【００３３】
インバータ部の制御には、図３に示すＰＷＭ信号生成部１００を用いている。ＰＷＭ信号生成部１００への入力信号ｆｌ、ｆｈは、それぞれ１．２５ｋＨｚ、２ｋＨｚに設定してある。
【００３４】
次に、今回発明した手法を、無効電力補償装置２００に適用した場合の効果について説明する。仮に、入力信号Ｘを常時０とし、無効電力補償装置２００は一定の搬送波周波数２ｋＨｚ（＝ｆｈ）によるＰＷＭ制御で、電力系統３００に無効電力を供給したとする。
【００３５】
ｆｈ、Ｖｄｃ、Ｔｐおよび数１より、Ｖｒｅｆおよびインバータ出力電圧の上限は１．１ｐｕ、供給できる遅れ位相の無効電力は０．５ｐｕが上限となる。また、電力系統３００に故障が発生し、１秒程度の瞬時電圧低下が発生したとすると、無効電力補償装置の出力電圧上限は１．１ｐｕのままであり、母線２２の電圧を定格電圧に維持できる電力系統３００の電圧下限は０．９ｐｕまでとなる。
【００３６】
ところが瞬時電圧低下が発生している間、Ｘの波形を│Ｖｒｅｆ│に一致させ、且つＶｒｅｆがピーク値をとる際にＸが１となるようにＣＰＵ１０内で演算処理をすれば、Ｖｄｃ、ｆｌ、Ｔｐおよび数１より、Ｖｒｅｆおよびインバータ出力電圧の上限は１．２ｐｕまで可能となり、無効電力補償装置２００の出力電圧の上限も１．２ｐｕまで可能となる。これは、電力系統３００の電圧が０．８ｐｕまで低下した場合にも、母線２２の電圧を定格電圧に維持できることに相当し、従来の制御方式を用いた場合と比べて、２．０倍の電圧低下幅の瞬時電圧低下も補償できることになる。
【００３７】
なお、本実施例では無効電力補償装置２００が瞬時電圧低下補償時に供給する無効電力は２．０ｐｕとなり装置定格を超過するが、あらかじめ短時間過負荷運転を想定してインバータを設計しておけばよい。
【００３８】
以上のように、無効電力補償装置２００に本発明による制御方式を用いることにより、インバータ部の高出力電圧化による性能向上が実現できる。
【００３９】
実施の形態２．
次に、負荷駆動装置に適用した場合の効果について、図５を用いて詳細に説明する。図５は、ＰＷＭ制御方式インバータ装置５００で負荷６００を駆動した例の回路図である。
【００４０】
インバータ装置５００は、変圧器２１を介して負荷６００を駆動しているものとする。インバータ装置５００に用いられる直流電源２４の電圧Ｖｄｃは１．２５ｐｕとする。インバータ部に用いられるスイッチングデバイス５１、５２は、ＧＴＯのようなスイッチング速度の遅いデバイスとし、最小パルス幅Ｔｐは１００μｓ必要であるとする。
【００４１】
本実施例で説明するインバータ装置５００においてはインバータ部の制御には、図３に示すＰＷＭ信号生成部１００を用いている。ＰＷＭ信号生成部１００への入力信号ｆｌ、ｆｈは、それぞれ０．５ｋＨｚ、１ｋＨｚに設定してある。
【００４２】
仮に、入力信号Ｘを常時０とし、インバータ装置５００は一定の搬送波周波数１ｋＨｚ（＝ｆｈ）によるＰＷＭ制御で、負荷６００を駆動したとする。
【００４３】
ｆｈ、Ｖｄｃ、Ｔｐおよび数１より、Ｖｒｅｆおよびインバータ出力電圧の上限は１ｐｕとなり、インバータ出力電流が１ｐｕのとき、負荷に供給する電力は１ｐｕとなる。
【００４４】
ところが、Ｘの波形を│Ｖｒｅｆ│に一致させ、且つＶｒｅｆがピーク値をとる際にＸが１となるようにＣＰＵ１０内で演算処理をすれば、ｆｌ、Ｖｄｃ、Ｔｐおよび数１より、Ｖｒｅｆおよびインバータ出力電圧の上限は１．１２５ｐｕとなる。このとき、インバータ出力電圧が最大１．１２５ｐｕとなり、インバータ出力電流の制約に変化は無い。
【００４５】
インバータが出力できる最大電圧の増加を活用するには、変圧器２１のインバータ装置５００側の巻線タップを、１．１２５ｐｕに調整して、全体システムを動作させることになる。インバータ装置５００の出力電流は１／１．１２５ｐｕとなるため、インバータ装置５００から変圧器２１のインバータ装置５００側の巻線に至る区画で発生する銅損は、インバータ出力電流の２乗に比例するため、１／１．１２５２ｐｕ（≒０．７９ｐｕ）となり、２０％を越える銅損の低減が実現できる。
【００４６】
また、インバータ装置５００のスイッチングデバイス５１、５２のオン電圧により発生する通電損失は、概ねインバータ出力電流に比例するため、１／１．１２５ｐｕ（≒０．８９ｐｕ）となり、１０％を越えるインバータの通電損失の低減が実現できる。
【００４７】
以上のように、インバータ装置５００に本発明による制御方式を用いることにより、インバータ部の高電圧化・高出力化と共に、損失低減によるシステムの高効率化が実現できる。
【００４８】
実施の形態３．
次に、この発明の実施の形態３について、図５を用いて詳細に説明する。回路構成やｆｌ、ｆｈは、実施の形態の２と同じである。
【００４９】
仮に入力信号Ｘを常時０とし、インバータ装置は一定の搬送波周波数１ｋＨｚ（＝ｆｈ）によるＰＷＭ制御で、負荷６００を駆動したとすると、スイッチングデバイス５１、５２より発生するスイッチング損失Ｌ１は、概ね数２のように表すことができる。ここで、Ｖｄｃは直流電源２４の電圧値、Ｉｎは定格負荷電流のピーク値、ｔｓｗはスイッチングデバイス５１、５２のスイッチング時間、Ｃはスイッチングデバイス５１、５２の特性等に依存する定数である。
【数２】
2005318755.tif 000004
【００５０】
ところが入力信号Ｘの波形をインバータ出力電流に一致させ、且つインバータ出力電流がピーク値をとる際にＸが１となるように、ＣＰＵ１０内で演算処理をすれば、スイッチングデバイス５１、５２より発生するスイッチング損失Ｌ２は、概ね数３のように表すことができる。ここに、先のｆｌ、ｆｈを代入すると、Ｌ２／Ｌ１は６１％となり、スイッチング損失が約４割低減できることがわかる。
【数３】
2005318755.tif 000005
【００５１】
以上のように、インバータ装置５００に本発明による制御方式を用いることにより、インバータ部で発生するスイッチング損失が大幅に低減でき、システムの高効率化が実現できる。
【００５２】
実施の形態４．
次に、この発明の実施の形態４について、図６を用いて詳細に説明する。図６は、ＰＷＭ制御方式を用いた負荷平準化装置７００を電力系統８００に適用した例の回路図である。負荷平準化装置７００は、電力系統３００との間で有効電力を入出力する連系運転、およびしゃ断器２５を開極して負荷２６に電力供給する自立運転の、２つの運転機能を有する。
【００５３】
負荷平準化装置７００は、負荷２６が重負荷となる昼間は、有効電力を出力するピークカット運転を行い、母線２２より電力系統８００側の電力設備の容量低減に貢献する。負荷２６が軽負荷となる夜間は、直流電源２４を充電する充電運転を行い、翌日の昼間のピークカット運転に備える。また、終日にわたり、電力系統８００で停電や瞬時電圧低下が発生した際には、しゃ断器２５を開極し、自立運転にて負荷２６に電力供給を継続する。
【００５４】
負荷平準化装置７００は、１０％の連系リアクトル２１を介して母線２２に連系されている。負荷平準化装置７００に用いられる直流電源２４の電圧は、系統電圧のピーク値に対して、１．２５ｐｕとする。また、直流電源２４は、先に説明したピークカット運転・充電運転に対応できる容量を有する二次電池とする。
【００５５】
インバータ部の制御には、図３に示すＰＷＭ信号生成部１００を用いている。ＰＷＭ信号生成部１００への入力信号ｆｌ、ｆｈは、それぞれ１ｋＨｚ、２ｋＨｚに設定してある。
【００５６】
次に、今回発明した手法を、負荷平準化装置７００に適用した場合の効果について説明する。ピークカット運転、もしくは充電運転時に、仮に入力信号Ｘを常時０とし、インバータ装置は一定の搬送波周波数２ｋＨｚ（＝ｆｈ）によるＰＷＭ制御を行った場合のスイッチング損失Ｌ３と、本発明による手法を用いて、入力信号Ｘの波形をインバータ出力電流に一致させ、且つインバータ出力電流がピーク値をとる際にＸが１となるように、ＣＰＵ１０内で演算処理をした場合の、スイッチング損失Ｌ４を比べると、実施の形態３と同様に、Ｌ４／Ｌ３は６１％となり、スイッチング損失が約４割低減できる。
【００５７】
次に、今回発明した手法を用いた場合に、電力系統８００に流出する高調波電流を評価する。一定周波数ｆｈでＰＷＭ制御した場合には、インバータ出力電流の内、高調波電流の正ピーク−負ピーク値Δｉ１が最も大きくなるのは、インバータ出力電圧が概ね０値をとるタイミングであり、その値は概ね数４より求められる。第一式左辺は系統電圧とインバータ出力電圧（瞬時値）の差、第二式右辺の分母の値０．５は、インバータ出力電圧が０のタイミングでＰＷＭ信号のデューティ比が５０％であることによる。ここで、Ｌは連系リアクトル２１と背後インピーダンス２３のインダクタンス値の和である。
【数４】
2005318755.tif 000006
【００５８】
一方、今回発明した手法を用いたＰＷＭ制御で、インバータ出力電圧がピーク値となり、搬送波周波数が最も遅くなるタイミングでは、インバータ出力電流の内、高調波電流の正ピーク−負ピーク値Δｉ２は概ね数５で表される。第一式左辺は系統電圧とインバータ出力電圧（瞬時値）の差、第二式右辺の分母の値０．１は、Ｖｄｃが１．２５ｐｕでインバータより１ｐｕの電圧を出力するには、ＰＷＭ信号のデューティ比が９０％であることによる。
【数５】
2005318755.tif 000007
【００５９】
数４、数５より、Δｉ２／Δｉ１は数６のようになる。
【数６】
2005318755.tif 000008
【００６０】
これより、搬送波周波数が最も遅くなるタイミングにおいても、インバータ出力電流の内、高調波電流の正ピーク−負ピーク値Δｉ２は、一定周波数によるＰＷＭ制御を行った場合の最大値（＝Δｉ１）の約７割に収まる、すなわち電力系統に流出する高調波電流のピーク値は増加しないことがわかる。
【００６１】
一般的に、連系用インバータより系統に流出する高調波電流はＰＷＭの搬送波周波数に比例し、かつ搬送波周波数の高調波化とスイッチング損失はトレードオフ関係にあるが、本制御方法を用いることにより、高調波電流の抑制とインバータの高効率化が両立できる。
【００６２】
以上のように、負荷平準化装置７００に本発明による制御方式を用いることにより、高効率で高品質な負荷平準化装置が実現できる。
【００６３】
実施の形態５．
以下、この発明の実施の形態５について、図７を用いて詳細に説明する。図７は、ＰＷＭ制御方式を用いた瞬低補償装置４００を電力系統４５０に適用した例の回路図である。瞬低補償装置４００は、通常時はしゃ断器２５を閉極しており、電力系統４５０および負荷２６に対して、なんら影響を及ぼさない。一方、電力系統４５０において瞬低電圧低下が発生した場合には、それを検出し、しゃ断器２５を開極した後に、インバータより、電力系統４５０の電圧低下分を補償する電圧を出力し、負荷２６への供給電圧を正常に維持するよう動作する。以上の系統電圧、補償電圧、負荷電圧の関係は図８に示すとおりである。
【００６４】
瞬低補償装置４００の直流電源かつエネルギー源として、コンデンサ２４を用いており、初期充電電圧Ｖｄｃ（０）は、系統電圧のピーク値に対して、１．３７５ｐｕとする。インバータ部に用いられるスイッチングデバイス５１、５２は、ＨＶＩＧＢＴのようなスイッチング速度の遅いデバイスとし、最小パルス幅Ｔｐは５０μｓ必要であるとする。
【００６５】
インバータ部の制御には、図３に示すＰＷＭ信号生成部１００を用いている。ＰＷＭ信号生成部１００への入力信号ｆｌ、ｆｈは、それぞれ１．２５ｋＨｚ、２ｋＨｚに設定してある。
【００６６】
なお、瞬低補償装置４００は、コンデンサ２４への何らかの充電手段を有しているものとするが、これらはごく一般的なものであり本発明の本質とは関係ないため、図示および詳細は省略する。
【００６７】
次に、今回発明した手法を、瞬低補償装置４００に適用した場合の効果について説明する。瞬低補償装置４００のコストの点からフィルタ回路２７のインダクタンスはできる限り小さいものが好ましいが、瞬時電圧低下補償開始直後のように電力系統側での過渡電圧変動が大きいタイミングにおいて、瞬時電圧補償時の負荷２６への供給電圧を精度の良いものとするためには、搬送波周波数を高くすることが望ましい。
【００６８】
仮に、入力信号Ｘを常時０とし、瞬低補償装置４００は一定の搬送波周波数２ｋＨｚ（＝ｆｈ）によるＰＷＭ制御で、電力系統４５０の電圧が完全に０まで低下した場合の瞬時電圧低下を補償したとする。
【００６９】
瞬時電圧低下の補償にあたっては、コンデンサ２４の充電電圧Ｖｄｃは、時間に伴い概ね数７の関係で低下する。ここで、Ｃ１はコンデンサ２４の静電容量、Ｐは負荷２６が消費する有効電力、時刻Ｔは瞬時電圧低下の継続時間である。
【数７】
2005318755.tif 000009
【００７０】
ｆｈ、Ｖｄｃ、Ｔｐおよび数１より、Ｖｒｅｆ≧１を満足するＶｄｃ（Ｔ）の下限は１．２５ｐｕとなる。したがって、数７において、これを代入することにより、瞬低補償装置４００に必要な静電容量Ｃ１が求められる。
【００７１】
ところが、本発明による制御方式を用いれば、一旦入力信号Ｘを常時０とし搬送波周波数ｆｈ（＝２ｋＨｚ）で補償し、Ｖｄｃが１．２５ｐｕまで低下した後には、Ｘの波形を｜Ｖｒｅｆ｜に一致させ、且つＶｒｅｆがピーク値をとる際にＸが１となるようにＣＰＵ１０内で演算処理をすれことも可能である。このとき、Ｖｄｃ、ｆｌ、Ｔｐおよび数１から、Ｖｒｅｆ≧１を満足するＶｄｃ（Ｔ）の下限は１／０．８７５（≒１．１４３）ｐｕとなる。したがって、本発明を用いた瞬低補償装置４００においては、数７において、これを代入することにより、必要な静電容量Ｃ２が求められる。
【００７２】
以上より、Ｃ２／Ｃ１は、数８より求められる。すなわち、本発明を用いることにより、瞬低補償装置４００が必要なコンデンサ２４の静電容量を、約４割削減できる。
【数８】
2005318755.tif 000010
【００７３】
なお、この方法を用いれば、瞬時電圧低下補償開始直後の電力系統側での過渡電圧変動が大きいタイミングにおいては、高い搬送波周波数で瞬低補償を行えるため、負荷２６に対する供給電圧の精度も良好に維持できる。
【００７４】
一般的にコンデンサをエネルギー源とした瞬低補償装置においては、コンデンサの静電容量は装置のコスト・サイズに大きなウェイトを占める。
【００７５】
一方、本発明による制御方式を瞬低補償装置４００に用いることにより、負荷２６へのコンデンサの静電容量を削減でき、装置の低コスト・コンパクト化が実現できる。
【００７６】
なお、ここでは図７に示す直列型瞬低補償装置を例にしたが、図６の回路構成で、直流電源２４に大容量キャパシタを用い、瞬低発生時にはしゃ断器２５を開極してインバータからの出力により負荷２６に対して瞬低補償を行う方式の並列型瞬低補償装置においても、直流電源２４の電圧低下が瞬低補償時間を概ね支配するため、今回発明を用いた最大電圧の増加により、同様の効果が実現できる。
【００７７】
以上、第１〜第５実施例により本発明を説明したが、本発明はこれらの実施例に限定されるものではなく、各種の変形応用ができるものである。例えば、インバータは単相ハーフブリッジに限定されるものではなく、３相インバータや、３台の単相フルブリッジインバータをＹ結線し、３相交流系統や負荷に適用することも可能である。また、実施の形態１による無効電力補償装置と、実施の形態３による負荷平準化装置の両方の機能を併せ持った系統制御装置を実現することも可能である。
【００７８】
また、当然ながら無効電力補償装置２００、インバータ装置５００、負荷平準化装置７００、瞬低補償装置４００は、装置の保護・制御等に必要な電圧、電流の計測を行い、且つ必要な回路・演算機能を有しているものとするが、これらはごく一般的なものであり本発明の本質とは関係ないため、図示および詳細な説明は省略する。
【００７９】
さらに、搬送波周波数をインバータ出力値に応じて可変制御する際、インバータ出力電圧に準拠するか、インバータ出力電流に準拠するかは、目的・用途に応じて種々に選択することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【００８０】
【図１】一般のインバータ制御システムの構成を示すブロック図。
【図２】同システムにおけるパルス発生装置の動作を示す図。
【図３】本発明に係るＰＷＭ信号生成部の構成を示すブロック図。
【図４】本発明の実施の形態１を示すブロック図。
【図５】本発明の実施の形態２，３を示すブロック図。
【図６】本発明の実施の形態４を示すブロック図。
【図７】本発明の実施の形態５を示すブロック図。
【図８】図７に対応した作用説明図。
【符号の説明】
【００８１】
１００…ＰＷＭ信号生成部
Ｖｒｅｆ…電圧指令信号
ＴＲＩ…搬送波信号
【図１】
2005318755.tif 000011
【図２】
2005318755.tif 000012
【図３】
2005318755.tif 000013
【図４】
2005318755.tif 000014
【図５】
2005318755.tif 000015
【図６】
2005318755.tif 000016
【図７】
2005318755.tif 000017
【図８】
2005318755.tif 000018