(57)【要約】【課題】ディジタル増幅回路は電源電圧等の変動で歪が発生する。【解決手段】ＰＷＭ変調器と電力スイッチからなるデジタル増幅回路に、ＰＷＭ出力を復調して時間軸誤差を求める手段と、電源電圧の変動を検出する手段を追加し、２つの誤差信号からＰＷＭ入力へ帰還する補正信号を生成する。これにより電源電圧変動や電力スイッチの非理想動作による歪を減少させることが出来る。時間方向と振幅方向の誤差検出手段を分けることにより、高速高精度のＡ／Ｄ変換器を不要としたディジタル音声増幅装置。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
デジタルデータを１ビットの信号に変換するＰＷＭ変調器と１ビット信号を電力増幅する電力スイッチと前記電力スイッチの出力を入力とするＰＷＭ復調器と電源電圧の変動を検出する電源電圧検出部と、入力デジタルデータと、ＰＷＭ復調器の出力及び電源電圧検出部の出力から補正信号を生成する誤差検出部を持ち、前記誤差検出部の出力をＰＷＭ変調器の入力へ帰還することを特徴とするディジタル音声再生装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源電圧が変動する場合でも高音質で再生を行うことが出来るデジタル音声再生装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
現在、ポータブル機器を中心として電池で駆動されるオーディオ機器が使用されている。こうした機器では電池の電圧変化に対応するためにさまざまな工夫が行われている。例えば特許文献１には、電源電圧を検出して、それに応じたゲインをアンプに設定する構成が記載されている
以下に従来の音声再生装置の電源電圧に対する処理方法について説明する。図３において、４は信号入力端子、５は再生増幅回路、６は実際に音を出すスピーカー、１は制御用ＣＰＵ、２はＡ／Ｄコンバータ、３は電池である。
【０００３】
通常動作状態では、信号入力端子４へ入力された音楽信号が再生増幅回路５で電力増幅されて、スピーカー６へ出力される。電池３の寿命が近づいてきて電圧が低下すると、再生増幅回路５の動作状態が変化して、スピーカー６へ必要な電流を流せなくなって来る。そこで制御用ＣＰＵ１では、Ａ／Ｄコンバータ２を用いて電池電圧をモニタして、この電圧がある程度以下に低下した場合に、再生増幅回路５へ増幅率を変えて出力電流を少なくするように指令する。この制御により、スピーカー６から再生される信号は、振幅が小さくなるものの、波形がクリップするような状態を避けることが出来て、歪の少ない出力を得ることが出来る。
【０００４】
また、後述するノイズシェーピングの処理内容については一般誌に記載されている（例えば、非特許文献１参照。）。
【特許文献１】特開２００２−２９９９６１号公報
【非特許文献１】ＣＱ出版社  トランジスタ技術  ２００３．７  ｐ２０５−２２２
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ここで、従来の構成から再生増幅回路部を変更して、入力にデジタル信号を与えてデジタル的に増幅してＰＷＭ（パルス幅変調）信号を出力するデジタル増幅回路を使用する場合を考える。ＰＷＭ信号は、ＬＰＦ（低域通過フィルタ）を通すと信号の電圧とパルスの幅に比例したアナログ電圧が出力されるので、電源電圧が低下すると信号振幅が下がり、自動的にゲインが低下する特性を持っている。従って、上記のようなデジタル増幅回路を使用すれば従来例のようにＣＰＵを用いた複雑なゲイン設定処理は不要となる。しかし逆に、電源電圧の短い時間での変動が、再生信号の振幅の変動（振幅歪）を発生させるので、歪を少なくするためには安定な電源が必要となるという欠点も持っている。
【０００６】
そこで、出力信号を入力側へ帰還して振幅歪を低減させる、いわゆる負帰還増幅器の構成が考えられる。入力にデジタル信号を用いる場合には出力信号をＡ／Ｄ変換してデジタル信号を帰還する構成が考えられるが、特に出力信号振幅が大きく変化するような場合にはＡ／Ｄ変換器のダイナミックレンジが有効に利用されない場合が発生し、その場合には変換誤差が大きくなるために音声再生装置としての歪率が悪化する。また、ＰＷＭ信号は非常に高速の信号なので、Ａ／Ｄ変換器に必要とされるサンプリング周波数が非常に高くなるため、高速かつ高精度のＡ／Ｄ変換器を使用する必要があり、回路規模が増大してしまうという問題がある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記課題を解決するために、本発明のデジタル音声再生装置は、デジタルデータを１ビットの信号に変換するＰＷＭ変調器と１ビット信号を電力増幅する電力スイッチと電力スイッチの出力を入力とするＰＷＭ復調器と電源電圧の変動を検出する電源電圧検出部と、入力デジタルデータと、ＰＷＭ復調器の出力及び電源電圧検出部の出力から補正信号を生成する誤差検出部を持ち、誤差検出部の出力をＰＷＭ変調回路の入力へ帰還する構成とすることで、電源電圧の変化や電力スイッチの損失等により歪が増加することを防ぐことが出来る。
【発明の効果】
【０００８】
電源電圧が変動したとしても、歪率の悪化が少ないデジタル音声再生装置を高速のＡ／Ｄコンバータを使わずに実現することが出来る。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
図１に本発明のディジタル音声再生装置の実施形態のブロック図である。図１において、１１はディジタル音声信号入力端子、１２はディジタル音声信号に含まれるノイズを音声帯域外へシフトさせるノイズシェーパー、１３はフィードバック信号を加算する加算器、１４はデジタルデータを１ビットの信号に変換するＰＷＭ変調器、１５は電力増幅を行う電力スイッチ、１６は帯域外の信号を除去するローパスフィルタ（ＬＰＦ）、１７はスピーカー、１８は出力段へ大電流高電圧を供給する出力用電源、１９は電源電圧の変動を検出する電圧変動検出部、２０は減衰器、２１はＰＷＭ復調器、２２はノイズシェーパー１２の出力とＰＷＭ復調器２１の出力及び電圧変動検出部１９の出力を元にして帰還信号を生成する誤差検出部である。
【００１０】
また、図２は図１の動作を説明するための説明図で、図２において、２３はノイズシェーパー１２の出力データ、２４はＰＷＭ変調器１４の出力信号、２５は電力スイッチ１５の出力パルス波形、２６はＰＷＭ復調回路２１の出力データである。以下、図面を参照しながらその動作について説明する。
【００１１】
入力端子１１から入力された例えば４８ｋＨｚ／１６ビットのディジタル音声信号は、ノイズシェーパー１２で帯域内のノイズレベルを低下させて、例えば４８ｋＨｚの３２倍の１．５３６ＭＨｚで５ビットの信号に変換される。
【００１２】
ノイズシェーパー１２の出力は、加算器１３を通してＰＷＭ変調器１４へ入力される。ＰＷＭ変調器１４では、与えられた５ビット（３２値）の信号を、あらかじめ決められている表のデータ等を用いて、３２ビットのパルス列に変換する。例えば図２の２３のように入力データの値が１９の場合には１９個が１で残りの１３個が０となるようなパルス列２４のように変換される。
【００１３】
このように変換されたパルス列は、電力スイッチ１５へ出力され、電力スイッチでは、１が入力された時には電源と出力の間のスイッチ（実際にはＦＥＴ等の半導体スイッチが使用される）を導通させＧＮＤと出力の間のスイッチは非導通にして、０が入力された時にはＧＮＤと出力の間のスイッチを導通させ、逆の電源との間のスイッチは非導通にするように制御する。これにより、電力スイッチ１５の出力には、振幅が増幅されて電源電圧とＧＮＤのレベルのパルス信号２５が出力される。
【００１４】
この電力スイッチ１５の出力をＬＰＦ１６に通すと、不要な高域成分が除去されてオーディオ信号が取り出される。このオーディオ信号は、出力用電源１８の電圧、電流供給で十分に増幅されているので、スピーカー１７に接続することで、音声信号が再生される。
【００１５】
基本的な再生処理は以上のとおりで、ここから補正系の処理を説明する。まず、電力スイッチ１５の出力は、スイッチの応答時間や負荷となるスピーカーのインピーダンス特性などの影響を受けて、振幅が変動したり、立ち上がり時間、立下り時間が変動したりする場合がある。この信号をＰＷＭ復調器２１でデジタルデータに復調するのであるが、一般に出力用電源１８の電圧は通常のデジタル回路の耐圧を越えている場合があるので、減衰器２０で適当な電圧まで下げてからＰＷＭ復調器２１へ接続する。
【００１６】
このＰＷＭ復調器２１の最も簡単な構成は、１ビットのコンパレータとそれを所定の時間でサンプリングしてＰＷＭ波形のパルス幅を測定するカウンタで構成することが出来る。この構成で電力スイッチ１５の出力を復調すると、図２の２６に示すように歪の影響で、ＰＷＭ変調器１４の入力２３とは異なった値が復調される場合がある。つまり時間軸方向の変化分をこの構成のＰＷＭ復調器２１を用いて検出することが出来ることがわかる。なお、ＰＷＭ復調器２１のカウンタのクロック周波数をもっと高くすれば、パルス幅の復調精度を高くすることが出来る。ここで、図示はしていないが、補正分をフィードバック系に加えたとすると、ＰＷＭ復調出力が２０に対して、ＰＷＭ変調器入力は１９だったので、１の誤差が出ている。この誤差をＰＷＭ変調器入力へ減算すると、次のＰＷＭ変調器入力は、元の値１３が１２となり、同等の歪が発生する電力スイッチを通ると出力のパルス幅は広がって、それをＰＷＭ復調した結果は１３になり、ノイズシェーパー１２の出力と同等となり、誤差が補正されることになる。
【００１７】
これに加えて、ＰＷＭ信号は、パルスの振幅とパルス幅の両方でＬＰＦ１６の出力電圧が決まるので、振幅方向の変化分を検出する必要があるが、パルスの振幅は出力用電源１８の電源電圧でほぼ決まるので、ここでは電圧変動検出部１９を設けて、出力用電源電圧１８の変化分を検出ることで、電力スイッチ１５の出力パルス振幅を知ることが出来る。
【００１８】
この時に必要となる精度は、電圧の想定した変動幅の間を細かくチェックする形でよいので、例えば１６Ｖの電源電圧のうちの１Ｖ分の変動を検出すればよければ４ビット分少ない精度のＡ／Ｄ変換器を用いて実現することが出来る。さらに、直流的な電圧変動はトータルゲインを変動させてスピーカー１７の音量を制御したい時にも発生するので、コンデンサーで結合して直流成分を除去した電源電圧に対して、比較的単時間の変動分だけを検出するという動作をさせることも出来る。また、電源電圧ではなく、ＰＷＭ信号そのものをホールドした信号を作成すれば、そのレベルを元にして同様の電圧変動検出を行うことも出来る。
【００１９】
こうして得られた、時間、振幅２つの誤差信号を誤差検出部２２で基準となるノイズシェーパー１２の出力と比較する。ＰＷＭ復調器２１の出力からＰＷＭ変調回路１４の出力を減算し、この結果に振幅方向の誤差信号を乗算して誤差出力を算出するが、振幅誤差信号と、時間誤差信号の精度が異なるので、振幅誤差信号は例えば３２サンプル分を積分して、その値をスケーリングして誤差信号への乗算値とする。このことからもわかるように、電圧変動検出部１９の動作速度を下げても、積分時間を変えることでほぼ同等の出力が得られるので、要求される精度に合わせて、回路規模を削減することが可能となる。
【００２０】
このようにして得られた誤差検出部２２の出力を加算器１３へ帰還することで、電源電圧の変動や電力スイッチ１５での非対称性等による出力への影響を削減することが出来る。
このように、時間方向と振幅方向の誤差を分けて検出することにより、高速高精度のＡ／Ｄ変換器を用いることなく、補正に必要な誤差情報を取得することが出来る。
【産業上の利用可能性】
【００２１】
本発明にかかるデジタル音声再生装置は、電源電圧が変動したとしても、歪率の悪化が少ないデジタル音声再生装置を高速のＡ／Ｄコンバータを使わずに実現することが出来るので、集積回路に内蔵してしまうことが可能となり、小型高性能な音声増幅装置を実現することが出来る。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】本発明に関わるディジタル音声再生装置のブロック図
【図２】本発明に関わるディジタル音声再生装置の動作を説明するためのタイミング図
【図３】従来の音声再生装置のブロック図
【符号の説明】
【００２３】
１１    デジタル信号入力端子
１２    ノイズシェーパー
１３    加算器
１４    パルス幅変調回路
１５    電力スイッチ
１６    低域通過フィルタ
１７    スピーカー
１８    出力用電源
１９    電圧変動検出部
２０    減衰器
２１    パルス幅復調回路
２２    誤差検出部
２３    ノイズシェーパー出力データ
２４    ＰＷＭ変調出力波形
２５    電力スイッチ出力波形
２６    ＰＷＭ復調データ
【図１】
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【図２】
2005192069.tif 000004
【図３】
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