(57)【要約】【課題】  並列コンバータのスイッチング回数を減少させ、スイッチング損失や導通損失を低減して変換効率を向上させる。【解決手段】  直列コンバータ７及び並列コンバータを備えた直並列形の電力変換装置であって、交流電源１の電圧変動分を直列コンバータ７のスイッチング動作により補償して負荷１０への供給電圧を一定に保ち、直列コンバータ７の補償動作によるコンデンサ６の電圧変動分を、並列コンバータ５による交流電源１との間の充放電動作により補償する電力変換装置に関する。並列コンバータ５をＰＷＭ制御するために生成される並列コンバータ５の入力電流の波形指令を、その一周期のうち一部の期間は並列コンバータをスイッチングさせないような間欠的な波形指令とする。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源と負荷との間に直列接続され、かつコンバータ電源としてコンデンサを備えた直列コンバータと、前記交流電源に対して並列に接続された並列コンバータとが、前記コンデンサを有する直流リンク部を介して接続された電力変換装置であって、交流電源の電圧変動分を前記直列コンバータのスイッチング動作により補償して負荷への供給電圧を一定に保ち、前記直列コンバータの補償動作による前記コンデンサの電圧変動分を、前記並列コンバータによる交流電源との間の充放電動作により補償する電力変換装置において、
前記並列コンバータをＰＷＭ制御するために生成される前記並列コンバータの入力電流の波形指令を、その一周期のうち一部の期間は前記並列コンバータをスイッチングさせないような間欠的な波形指令とすることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
請求項１記載の電力変換装置において、
交流電源電圧に同期した基準波形指令を生成する手段と、
直流リンク部の電圧検出値が電圧基準値に一致するように調節動作する第１の調節手段と、
この手段の出力信号と前記基準波形指令とを乗算して並列コンバータの入力電流の振幅指令を生成する手段と、
並列コンバータの入力電流の振幅が前記入力電流の振幅指令に追従するように調節動作する第２の調節手段と、
第２の調節手段の出力信号から並列コンバータに対するＰＷＭ信号を生成する手段と、
を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電源に対して直列に接続された直列コンバータと並列に接続された並列コンバータとを備えた直並列形の電力変換装置に関し、詳しくは、交流電源電圧の変動分を直列コンバータが補償して負荷に一定の電圧を供給すると共に、直列コンバータによる補償に必要なエネルギーのみを並列コンバータが補償するようにした電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図７は、この種の電力変換装置の従来技術を示す回路図であり、例えば、後述する非特許文献１に記載されたものとほぼ同様の回路である。
図７において、１は交流電源、２，９はフィルタコンデンサ、３，８はリアクトル、４は電流検出器、５は並列コンバータ、６は直流リンク部に設けられたコンバータ電源としての電解コンデンサ、７は直列コンバータ、１０は負荷を示す。
【０００３】
ここで、並列コンバータ５及び直列コンバータ７は、例えば図８に示すように、還流ダイオードを逆並列接続してなるＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子５１〜５４，７１〜７４をそれぞれ単相ブリッジ接続して構成されている。また、並列コンバータ５の交流入力側または直列コンバータ７の出力側には、必要に応じて絶縁トランス（図示せず）が接続される。
なお、並列コンバータ５の一方の上下アーム、または直列コンバータ７の一方の上下アーム、例えばスイッチング素子７１，７２の直列回路をコンデンサの直列回路に置き換えることにより、直列コンバータをハーフブリッジとして構成しても良い。
【０００４】
図７の構成において、負荷１０には交流電源１の電圧と直列コンバータ７の出力電圧とが加算された電圧が印加されるため、直列コンバータ７は直列補償電圧源として動作する。例えば、交流電源１の電圧が変動して低下したとしても、交流電源電圧に直列コンバータ７の出力電圧を加算することで負荷１０へ供給する交流電圧を一定にすることができる。このため、図示されていないが、負荷１０の両端電圧を検出し、指令値との偏差がゼロになるように直列コンバータ７内のスイッチング素子のオン、オフが制御される。
【０００５】
一方、並列コンバータ５は、直列コンバータ７のスイッチング動作に伴う直流リンク部（電解コンデンサ６）の電圧の変動を補償して一定に維持するために並列補償電流源として動作し、交流電源１との間で充放電動作を行う。その結果、負荷１０に供給されるエネルギーは直列コンバータ７だけを通り、並列コンバータ５には直列コンバータ７による電圧補償に使ったエネルギーだけが通過するので、並列コンバータ５における損失を低減して高効率化を図ることが可能になっている。
【０００６】
次に、並列コンバータ５の動作を、図７における制御回路の構成と共に以下に述べる。
直流リンク部の電圧基準値Ｖｄｃｒｅｆと電圧検出値Ｖｄｃとの偏差を加算器１５により求め、その偏差を第１の調節手段としてのＰＩ調節器１６を介して乗算器１７に入力する。一方、電源電圧Ｖｉｎと基準正弦波Sin-refとをＰＬＬ回路１１により同期させて正弦波指令Sin-wtを得る。この正弦波指令Sin-wtを乗算器１７に入力して前記ＰＩ調節器１６の出力信号と乗算し、並列コンバータ５の入力電流の振幅指令ASin-wtを得る。この振幅指令ASin-wtを、前記電流検出器４により検出した入力電流Ｉｐｃと共に加算器１２に入力し、両者の偏差がゼロになるように第２の調節手段としてのＰＩ調節器１３及びＰＷＭ回路１４を介してＰＷＭパターンを生成し、このＰＷＭパターンに従ったゲートパルスを並列コンバータ５のスイッチング素子に与えてオン、オフ制御する。
これにより、直流リンク部の電圧を電圧基準値Ｖｄｃｒｅｆに維持しながら、並列コンバータ５の入力電流波形を正弦波状に制御することが可能である。
【０００７】
【非特許文献１】中井靖博、外２名，「直並列アクティブフィルタを用いた可変交流電子変圧器」，平成７年電気学会産業応用部門全国大会論文集，ｐ．２２７−２３０（Fig.3）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
上述した従来技術において、並列コンバータ５は、その入力電流を振幅指令ASin-wtに追従させるために、電源電圧周期（商用周期）の全期間にわたってスイッチングを行っている。このため、並列コンバータ５が直列コンバータ７に対して補償するべきエネルギーが少ないにも関わらず、並列コンバータ５は正弦波電流を流すべく動作するためにスイッチング回数が増加し、スイッチング損失や素子の導通損失が増加してしまうという問題があった。
【０００９】
そこで本発明は、並列コンバータのスイッチング回数を減少させ、スイッチング損失等を低減して変換効率を向上させた電力変換装置を提供しようとするものである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、交流電源と負荷との間に直列接続され、かつコンバータ電源としてコンデンサを備えた直列コンバータと、前記交流電源に対して並列に接続された並列コンバータとが、前記コンデンサを有する直流リンク部を介して接続された電力変換装置であって、交流電源の電圧変動分を前記直列コンバータのスイッチング動作により補償して負荷への供給電圧を一定に保ち、前記直列コンバータの補償動作による前記コンデンサの電圧変動分を、前記並列コンバータによる交流電源との間の充放電動作により補償する電力変換装置において、
前記並列コンバータをＰＷＭ制御するために生成される前記並列コンバータの入力電流の波形指令を、その一周期のうち一部の期間は前記並列コンバータをスイッチングさせないような間欠的な波形指令とするものである。
【００１１】
請求項２に記載した発明は、請求項１記載の電力変換装置において、
交流電源電圧に同期した基準波形指令を生成する手段と、直流リンク部の電圧検出値が電圧基準値に一致するように調節動作する第１の調節手段と、この手段の出力信号と前記基準波形指令とを乗算して並列コンバータの入力電流の振幅指令を生成する手段と、並列コンバータの入力電流の振幅が前記入力電流の振幅指令に追従するように調節動作する第２の調節手段と、第２の調節手段の出力信号から並列コンバータに対するＰＷＭ信号を生成する手段と、を備えたものである。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、いわゆる直並列形の電力変換装置において、並列コンバータに対する波形指令を間欠的にしてスイッチング期間を短くするものである。これにより、並列コンバータのスイッチング回数を減少させてスイッチング損失や素子の導通損失を低減することができ、装置の変換効率の向上やランニングコストの抑制が可能である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、図１は本発明の実施形態を示す回路図であり、図７と同一の構成要素には同一の参照符号を付して説明を省略し、以下では異なる部分を中心に説明する。
【００１４】
図１の実施形態が図７と異なる部分は、以下の通りである。すなわち、図１では、電源電圧Ｖｉｎと基準波形Wave-refとをＰＬＬ回路１１により同期させて基準波形指令Wave-wtを得ており、この基準波形指令Wave-wtとＰＩ調節器１６の出力信号とを乗算器１７により乗算して並列コンバータ５の入力電流の振幅指令AWave-wtを得るようにした。
【００１５】
ここで、図２は基準波形Wave-refの一例を概念的に示したもので、図示するように位相３０度から１５０度までの区間、及び、２１０度から３３０度までの区間だけ連続して値を持つような波形が基準波形Wave-refとして設定される。このような基準波形Wave-refに基づく基準波形指令Wave-wtとＰＩ調節器１６の出力信号とを乗算器１７で乗算することにより、並列コンバータ５の入力電流の振幅指令として、前記基準波形Wave-refに同期した振幅指令AWave-wtが得られることになる。
【００１６】
上記振幅指令AWave-wtと並列コンバータ５の入力電流Ｉｐｃとの偏差が加算器１２により求められ、この偏差がゼロになるようにＰＩ調節器１３及びＰＷＭ回路を介して並列コンバータ５のスイッチング素子に対するゲートパルスが生成される。
このため、並列コンバータ５の入力電流Ｉｐｃは上記振幅指令AWave-wtに追従するように制御されて一周期のうち２／３の期間しか電流が流れなくなるので、この電流を流すための平均的なスイッチング回数も一周期全期間にわたり電流を流す場合に比べて２／３となる。従って、並列コンバータ５のスイッチング損失及び素子の導通損失を低減して変換効率を高めることができる。
【００１７】
なお、直列コンバータ７側の制御としては、従来技術と同様に、負荷１０の両端電圧を検出して電圧指令値との偏差がゼロになるように直列コンバータ７内のスイッチング素子をオン、オフすることにより行われる。
【００１８】
なお、この実施形態では、振幅指令が正弦波である場合に比べて交流入力電流の波形が歪むため高調波成分の増加が予想されるが、本発明を比較的小容量（例えば１ＫＶＡ程度）の電力変換装置に適用する場合には、いわゆる高調波ガイドラインの適用対象にならず問題はない。
【００１９】
また、前述したように、並列コンバータ５には直列コンバータ７による電圧補償に使ったエネルギー相当の電流しか流れず、その値は比較的小さいため、交流入力電流の波形歪みも僅かであって系統に与える影響は小さいものである。
例えば、図３は交流電源１の電圧が２０％低下した時に直列コンバータ７によって平常時の交流電源電圧（１００％）を維持するように動作させた場合の説明図であり、この場合には、交流電源１から直列コンバータ７を介して平常時の電流（１００％）が供給され、直列コンバータ７による電圧補償分に相当する分の電流（例えば２５％）が並列コンバータ５のみに流れることになる（よって、交流入力電流は１２５％となる）。
これらの交流入力電流、並列コンバータ５の電流、交流出力電流（直列コンバータ７の出力電流）を略図的に示すと図４（ａ），（ｂ），（ｃ）のようになり、並列コンバータ５に流れる電流は僅かであるため、交流入力電流の歪みもさほど問題とはならない。
【００２０】
次に、図５は、前述した図２のような基準波形Wave-refを用いて並列コンバータ５の入力電流を制御した場合（ここでは、間欠運転時という）の電流波形を、半周期中の通流期間１８０度（すなわち連続通流時）、１５０度、１２０度、９０度、６０度のそれぞれの場合について示したものである。電流の平均値を一定とすると、通流期間が短くなるほど電流の波高値は大きくなる。
以下、上記のように通流期間を変化させた場合の並列コンバータ５におけるスイッチング損失について考察する。
【００２１】
ここでは、下記の簡略的な計算式により図５の各電流波形におけるスイッチング損失を計算した。
ＰＬＯＳＳ＝（Ｅｄ×Ｉ）／６×Ｔ×ｆｃｒｒ
なお、ＰＬＯＳＳ：スイッチング損失
Ｅｄ：直流リンク部の電圧
Ｉ：各電流波形の波高値
Ｔ：通流期間
ｆｃｒｒ：電流の周波数
【００２２】
上記計算式により計算した値について、通流期間１８０度（連続通流時）のスイッチング損失を１として規格化した結果を図６に示す。
通流期間が短い場合には遮断電流が全体的に大きくなるため１回のスイッチング損失は増加するが、図６から明らかなように、通流期間を短くしてＰＷＭ制御によるスイッチング回数を減少させることにより、総和としては連続通流時に比べて１０〜２０パーセント程度、損失が減少することがわかる。この損失低減効果は、通流期間が短いほど顕著なものとなる。
【００２３】
なお、基準波形Wave-refとしては、正負半周期のピーク部を中心とした可変調状態の波形としても同様の作用効果を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】本発明の実施形態が適用される電力変換装置の回路図である。
【図２】実施形態における基準波形の概念図である。
【図３】実施形態の動作説明図である。
【図４】実施形態における各部の電流波形図である。
【図５】実施形態における間欠運転時の並列コンバータの入力電流波形図である。
【図６】実施形態における間欠運転時のスイッチング損失低減効果の説明図である。
【図７】従来技術を示す回路図である。
【図８】図７の主要部を示す回路図である。
【符号の説明】
【００２５】
１：交流電源
２，９：フィルタコンデンサ
３，８：リアクトル
４：電流検出器
５：並列コンバータ
５１〜５４：半導体スイッチング素子
６：電解コンデンサ
７：直列コンバータ
７１〜７４：半導体スイッチング素子
１０：負荷
１１：ＰＬＬ回路
１２，１５：加算器
１３，１６：ＰＩ調節器
１４：ＰＷＭ回路
１７：乗算器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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