(57)【要約】【課題】構成を複雑化することなく、複数のセンサ情報をＦＭ通信システムで同時に伝送することができるようにする。【解決手段】ＦＭ送信機は、情報信号源１１からの低周波情報信号と直流成分を含むセンサ１２のセンサ信号とを加算器１４で加算し、ＦＭ変調器１５でＦＭ変調して送信する。ここで、送信側のＦＭ変調器１５は、直流成分を含む信号波を変調できる構成とする。ＦＭ受信機は、送信側からのＦＭ変調信号を受信して、ＦＭ検波する。ここで、受信側のＦＭ検波器２９は、直流成分を含む信号波を変調できる構成とする。受信側では、ＦＭ検波器２９の出力をローパスフィルタ３０とハイパスフィルタ３１とで分離して、低周波情報信号とセンサ信号とを分離する。低周波情報信号成分をセンサの情報を伝送するための信号として活用することで、低周波情報信号とセンサの情報とを同時に伝送することができる。【選択図】        図１
2005033497.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
低周波情報信号と直流成分を含むセンサ信号とを加算する加算手段と、
前記低周波情報信号とセンサ信号との加算信号をＦＭ変調するＦＭ変調手段と、
前記ＦＭ変調された前記低周波情報信号とセンサ信号との加算信号を送信する送信手段とからなり、
前記ＦＭ変調手段は、直流成分を含む信号波をＦＭ変調するようにしたことを特徴とするＦＭ送信装置。
【請求項２】
前記低周波情報信号は、オーディオ信号であることを特徴とする請求項１に記載のＦＭ送信装置。
【請求項３】
前記加算手段は、前記低周波情報信号を電流値に変換する第１の電圧−電流変換手段と、前記センサ信号を電流値に変換する第２の電圧−電流変換手段と、前記前記第１の電圧−電流変換手段からの電流値と前記第２の電圧−電流変換手段からの電流値とを加算する電流加算手段とからなるようにしたことを特徴とする請求項１に記載のＦＭ送信装置。
【請求項４】
前記電圧−電流変換手段は、接合型ＦＥＴのゲートに信号電圧値を供給し、前記接合型ＦＥＴのドレイン電流から、前記信号電圧に対応する電流値を得るようにしたことを特徴とする請求項３に記載のＦＭ送信装置。
【請求項５】
ＦＭ変調信号を受信する受信手段と、
前記受信手段により受信された信号から、低周波情報信号と直流成分を含むセンサ信号との加算信号をＦＭ検波するＦＭ検波手段と、
前記ＦＭ検波手段の出力から、低周波情報信号とセンサ信号とを分離する分離手段とからなり、
前記ＦＭ検波手段は、直流成分を含む信号波をＦＭ検波するようにしたことを特徴とするＦＭ受信装置。
【請求項６】
前記分離手段は、前記ＦＭ検波手段の出力からセンサ信号を抽出するためのローパスフィルタと、前記ＦＭ検波手段の出力から低周波情報信号を抽出するためのハイパスフィルタとからなることを特徴とする請求項５に記載のＦＭ受信装置。
【請求項７】
低周波情報信号と直流成分を含むセンサ信号とを加算する加算手段と、前記低周波情報信号とセンサ信号との加算信号をＦＭ変調するＦＭ変調手段と、前記ＦＭ変調された前記低周波情報信号とセンサ信号との加算信号を送信する送信手段とからなり、前記ＦＭ変調手段は、直流成分を含む信号波をＦＭ変調するようにしたＦＭ送信手段と、
ＦＭ変調信号を受信する受信手段と、前記受信手段により受信された信号から、低周波情報信号と直流成分を含むセンサ信号との加算信号をＦＭ検波するＦＭ検波手段と、前記ＦＭ検波手段の出力から、低周波情報信号とセンサ信号とを分離する分離手段とからなり、前記ＦＭ検波手段は、直流成分を含む信号波をＦＭ検波するようにしたことを特徴とするＦＭ受信手段と
を備えたことを特徴とするＦＭ通信システム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、センサ信号を無線で伝送するのに用いて好適なＦＭ送信装置、ＦＭ受信装置、およびＦＭ通信システムに関するもので、特に、複数のセンサ信号や低周波情報信号を同時に伝送できるようにした装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
温度センサ、圧力センサ、加速度センサ等の各種のセンサのセンサ信号を無線で伝送できるようにした計測用通信システムが開発されている。図８は、このような従来の計測用通信システムに用いられるＦＭ（周波数変調）送信機３００の一例を示すものである。
【０００３】
図８において、１０１はサーミスタである。サーミスタ１０１は、外部の温度によりその抵抗値が変化し、温度センサとして動作する。サーミスタ１０１には、電流源１０２により電流が流される。外部の温度によりサーミスタ１０１の抵抗値が変化すると、サーミスタ１０１と電流源１０２との接続点からは、外部の温度に応じたセンサ信号電圧が得られる。
【０００４】
サーミスタ１０１と電流源１０２との接続点からのセンサ信号電圧は、演算増幅器１０３の非反転入力端子に供給される。演算増幅器１０３の出力端子とその反転入力端子との間に、抵抗１０４が接続される。演算増幅器１０３の反転入力端子と基準電圧源１０６との間に、抵抗１０５が接続される。演算増幅器１０３のゲインは、抵抗１０４と抵抗１０５との抵抗比により決められる。サーミスタ１０１と電流源１０２との接続点から得られたセンサ信号電圧は、演算増幅器１０３により、その出力電圧がＡ／Ｄコンバータ１０７のダイナミックレンジに応じて増幅される。
【０００５】
演算増幅器１０３の出力がＡ／Ｄコンバータ１０７に供給される。Ａ／Ｄコンバータ１０７により、演算増幅器１０３の出力信号がディジタル化される。Ａ／Ｄコンバータ１０７からは、サーミスタ１０１で検出された外部温度のセンサ信号に対応するパルスコード列がシリアルデータで出力される。
【０００６】
Ａ／Ｄコンバータ１０７の出力は、カップリングコンデンサ１０８を介して、ＦＭ変調器１０９に供給される。ＦＭ変調器１０９で、Ａ／Ｄコンバータ１０７の出力がＦＭ変調される。ＦＭ変調器１０９の出力が高周波電力増幅器１１０に供給される。高周波電力増幅器１１０により、ＦＭ変調器１０９の出力が電力増幅される。高周波電力増幅器１１０としては、Ｃ級バイアスの増幅器が用いられる。高周波電力増幅器１１０の出力がアンテナ１１１に供給され、アンテナ１１１から電波として送信される。
【０００７】
図９は、このような従来の計測用通信システムに用いられるＦＭ受信機４００の一例を示すものである。図９において、ＦＭ送信機３００から送られてきたＦＭ変調信号は、アンテナ１２１で受信される。アンテナ１２１からの受信信号は、高周波増幅器および同調回路１２３に供給される。高周波増幅器および同調回路１２３により、アンテナ１２１からの受信信号の中から、所望の搬送波周波数の信号が選択され、この信号が増幅される。高周波増幅器および同調回路１２３の出力が混合器１２４に供給される。混合器１２４により、受信信号が中間周波信号に変換される。
【０００８】
混合器１２４の出力信号は、ＩＦ（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）フィルタ１２７を介して、中間周波増幅器１２８に供給される。ＩＦフィルタ１２７は、たとえば、セラミックフィルタである。中間周波増幅器１２８の出力が、ＦＭ検波器１３０に供給される。また、中間周波増幅器１２８の出力がディジタルチューニングシステム１２６に供給される。ディジタルチューニングシステム１２６はたとえばＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ  Ｌｏｃｋｅｄ  Ｌｏｏｐ）によってオートマチックチューニングを行うものである。ディジタルチューニングシステム１２６により、中間周波増幅器１２８の出力と局部発振器１２５の出力に基づいて、オートマチックチューニング制御が行われる。
【０００９】
ＦＭ検波器１３０から、送信機３００側のサーミスタ１０１のセンサ信号のディジタル値に対応する信号が得られる。ＦＭ検波器１３０の出力信号がカップリングコンデンサ１２９を介してＤ／Ａコンバータ１３１に供給される。Ｄ／Ａコンバータ１３１でＦＭ検波器１０３の出力がＤ／Ａ変換され、Ｄ／Ａコンバータ１３１からは、送信機３００側のサーミスタ１０１のセンサ信号に対応する信号が得られる。このＤ／Ａコンバータ１３１から得られるサーミスタ１０１のセンサ信号に対応する信号は、演算増幅器１３２からなる増幅器に供給される。演算増幅器１３２は直流アンプを構成しており、そのゲインは、抵抗１３３と抵抗１３４の抵抗比により設定される。Ｄ／Ａコンバータ１３１から得られるサーミスタ１０１のセンサ信号に対応する信号は、演算増幅器１３２により増幅され、出力端子１３５から出力される。
【００１０】
また、図１０は、オーディオ信号をＦＭ変調して送信するようにした従来のＦＭ送信機５００の一例を示すものである。図１０において、オーディオＬチャンネル信号源１５０Ｌからのオーディオ信号は、カップリングコンデンサ１５１Ｌを介して、演算増幅器１５３Ｌの非反転入力端子に供給される。演算増幅器１５３Ｌの出力端子とその反転入力端子の間には、抵抗１５４Ｌが接続される。演算増幅器１５３Ｌの反転入力端子と、基準電圧源１５６Ｌとの間に、抵抗１５５Ｌが接続される。また、演算増幅器１５３Ｌの非反転入力端子と基準電圧源１５６Ｌとの間に、オフセット除去用の抵抗１５２Ｌが接続される。オーディオＬチャンネル信号源１５０Ｌからのオーディオ信号は、演算増幅器１５３Ｌにより増幅される。
【００１１】
また、オーディオＲチャンネル信号源１５０Ｒからのオーディオ信号は、カップリングコンデンサ１５１Ｒを介して、演算増幅器１５３Ｒの非反転入力端子に供給される。演算増幅器１５３Ｒの出力端子とその反転入力端子の間には、抵抗１５４Ｒが接続される。演算増幅器１５３Ｒの反転入力端子と、基準電圧源１５６Ｒとの間に、抵抗１５５Ｒが接続される。また、演算増幅器１５３Ｒの非反転入力端子と基準電圧源１５６Ｒとの間に、オフセット除去用の抵抗１５２Ｒが接続される。オーディオＲチャンネル信号源１５０Ｒからのオーディオ信号は、演算増幅器１５３Ｒにより増幅される。
【００１２】
演算増幅器１５３Ｌおよび演算増幅器１５３Ｒの出力はＦＭステレオ変調器１１６２に供給される。ＦＭステレオ変調器１６２は、Ｌチャンネル信号とＲチャンネル信号を加えた和信号（Ｌ＋Ｒ）と、１９ｋＨｚのパイロット信号と同期する３８ｋＨｚの副搬送波によりＡＭ変調された（Ｌ−Ｒ）信号からなるコンポジット信号を出力する。ＦＭステレオ変調器１６２の出力がカップリングコンデンサ１５８を介してＦＭ変調器１５９に供給される。ＦＭ変調器１５９により、ＦＭステレオ変調器１６２からのコンポジット信号がＦＭ変調される。ＦＭ変調器１５９の出力が高周波電力増幅器１６０に供給される。高周波電力増幅器１６０により、ＦＭ変調器１５９の出力が電力増幅される。高周波電力増幅器１６０の出力がアンテナ１６１に供給され、アンテナ１６１から電波として送信される。
【００１３】
図１１は、ＦＭ変調されて送られてきたオーディオ信号を受信する従来のＦＭ受信機６００の一例である。なお、このＦＭ受信機は、ステレオ再生が行えるようになっている。
【００１４】
図１１において、アンテナ１７１からの受信信号は、高周波増幅器および同調回路１７３に供給される。高周波増幅器および同調回路１７３により、アンテナ１７１からの受信信号の中から、所望の搬送波周波数の信号が選択され、この信号が増幅される。そして、混合器１７４により、受信信号が中間周波信号に変換される。
【００１５】
混合器１７４の出力信号は、ＩＦフィルタ１７７を介して、中間周波増幅器１７８に供給される。ＩＦフィルタ１７７は、たとえば、セラミックフィルタである。中間周波増幅器１７８の出力がＦＭ検波器１８０に供給される。また、中間周波増幅器１７８の出力がディジタルチューニングシステム１７６に供給され、中間周波増幅器１７８の出力と局部発振器１７５の出力に基づいて、たとえばＰＬＬにより、オートマチックチューニング制御が行われる。
【００１６】
ＦＭ検波器１８０の出力がカップリングコンデンサ１７９を介してステレオ復調器１８１に供給される。また、ＦＭ検波器１８０の出力がＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ  Ｌｏｃｋｅｄ  Ｌｏｏｐ  ）１８２に供給される。ＰＬＬ１８２により、パイロット信号に基づいて、副搬送波が再生される。ＰＬＬ１８２で再生された副搬送波がステレオ復調器１８１に供給される。ステレオ復調器１８１で、左右のオーディオ信号が復調される。
【００１７】
すなわち、ステレオＦＭ放送では、左右のオーディオ信号の和信号（Ｌ＋Ｒ）と、左右のオーディオ信号の差信号（Ｌ−Ｒ）が形成される。左右のオーディオ信号の差信号（Ｌ−Ｒ）は、たとえば、周波数３８ｋＨｚの副搬送波によりＡＭ（振幅変調）変調される。そして、１９ｋＨｚのパイロット信号と、周波数３８ｋＨｚの副搬送波によりＡＭ変調された（Ｌ−Ｒ）信号と、左右のオーディオ信号の和信号（Ｌ＋Ｒ）とからなるコンポジット信号がＦＭ変調されている。
【００１８】
ＦＭ検波器１８０からは、１９ｋＨｚのパイロット信号と、周波数３８ｋＨｚの副搬送波によりＡＭ変調された（Ｌ−Ｒ）信号と、左右のオーディオ信号の和信号（Ｌ＋Ｒ）とからなるコンポジット信号が出力される。ステレオ復調器１８１により、ＰＬＬ１８２により再生された副搬送波を用いて、左右のオーディオ信号の差信号（Ｌ−Ｒ）が復調される。そして、復調された左右のオーディオ信号の差信号（Ｌ−Ｒ）と、左右のオーディオ信号の和信号（Ｌ＋Ｒ）とから、左右のオーディオ信号が得られる。復調された左右のオーディオ信号は、出力端子１８３および１８４から出力される。
【００１９】
上述のように、センサ信号やオーディオ信号をＦＭ変調して伝送するような従来のＦＭ送信機３００およびＦＭ送信機５００や、ＦＭ信号を受信するＦＭ受信機４００およびＦＭ受信機６００では、従来、直流分の変動の影響を受けないように、直流成分除去用のカップリングコンデンサが設けられ、各段が交流結合されている。
【００２０】
たとえば、図８に示したセンサ信号のＦＭ送信機３００には、ＦＭ変調器１０９の前段に、カップリングコンデンサ１０８が設けられる。また、図９に示したセンサ信号のＦＭ受信機４００には、ＦＭ検波器１３０の前段に、カップリングコンデンサ１２９が設けられる。また、図１０に示したオーディオ信号のＦＭ送信機５００には、カップリングコンデンサ１５１Ｌ、１５１Ｒおよびカップリングコンデンサ１５８が設けられる。図１１に示したＦＭステレオ受信機６００には、ＦＭ検波器１８０の後段にカップリングコンデンサ１７９が設けられる。
【００２１】
このようなカップリングコンデンサにより、直流分が阻止される。すなわち、カップリングコンデンサの静電容量をＣｉｎ、次段の回路の入力インピーダンスをＲｉｎとすると、カップリングコンデンサと次段の回路の入力インピーダンスとにより、図１２に示すように、カットオフ周波数が１／（２πＣｉｎＲｉｎ）のハイパスフィルタが構成される。このようなハイパスフィルタにより直流分が阻止される。これにより、直流分の変動の影響を受けることが防止される。
【００２２】
図１３は、図８に示した従来のＦＭ送信機３００および図１０に示した従来のＦＭ送信機５００に用いることができるＦＭ変調器の一例である。このＦＭ変調器は、コルピッツ型のＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ  Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）であり、信号波により、その発振周波数が変化することで、ＦＭ変調出力が得られるようにしている。
【００２３】
図１３において、信号源２０１からの信号電圧は、カップリングコンデンサ２０２を介して、可変容量素子２０３に印加される。可変容量素子２０３は、たとえばバラクタダイオードである。可変容量素子２０３は、印加される電圧に応じて、その静電容量が変化する。また、可変容量素子２０３には、基準電圧源２０４から抵抗２０５を介して、バイアス電圧が印加される。
【００２４】
トランジスタ２０６と、トランジスタ２０６のベースとそのエミッタとの間に接続されたコンデンサ２０７と、トランジスタ２０６のエミッタとアース間に接続されたコンデンサ２０８と、電源ラインとアース間に設けられた抵抗２０９および抵抗２１０と、トランジスタ２０６のエミッタとアース間に接続された抵抗２１１と、コイル２１３およびコンデンサ２１４と、可変容量素子２０３と、カップリングコンデンサ２１５および２１６により、コルピッツ型の発振器が構成される。コンデンサ２０７および２０８は発振容量である。抵抗２０９および２１０、抵抗２１１はトランジスタ２０６に対するバイアス回路を構成している。
【００２５】
信号源２０１の電圧が変化すると、可変容量素子２０３に印加される電圧が変化し、可変容量素子２０３の静電容量が変化する。これにより、上述のように構成されるコルピッツ型の発振器の発振周波数が変化する。これにより、信号源２０１からの信号電圧に応じて周波数が変化するＦＭ変調波を得ることができる。
【００２６】
図１３に示すように、従来のＦＭ変調器には、カップリングコンデンサ２０２、２１５、２１６が設けられている。これにより、信号波の直流成分がカットされ、直流変動成分の影響を受けることがないようにしている。
【００２７】
また、たとえば特許文献１に示すように、従来のＦＭ変調器には、その前段にフィルタ回路が設けられており、直流信号が遮断されている。
【００２８】
【特許文献１】
特開平６−３７５４７号公報
【００２９】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、図８に示した従来の計測用ＦＭ通信システムの送信機３００では、サーミスタ１０１からのセンサ信号のみがＡ／Ｄ変換されて伝送されている。図１０に示すオーディオ信号のＦＭ送信機５００では、オーディオ信号源１５０からのオーディオ信号のみが伝送されている。
【００３０】
これに対して、１つの信号ばかりでなく、複数の信号を同時に送信したいという要望がある。たとえば、低周波情報信号としてオーディオ信号を送信しながら、センサの信号を送信したいという要望がある。また、たとえば、セキュリティシステムでは、盗難ばかりでなく、火災に対するモニタも同時に行いたいという要望がある。この場合には、盗難モニタ用のイメージセンサの出力と、火災モニタ用の温度センサの出力とを同時に伝送できることが望まれる。
【００３１】
ＦＭ通信システムで複数の信号を同時に送信する場合、従来、副搬送波を用いて、複数の信号を周波数分割多重化することが行われている。たとえば、ステレオＦＭ放送では、前述したように、左右のオーディオ信号の和信号（Ｌ＋Ｒ）と、左右のオーディオ信号の差信号（Ｌ−Ｒ）が形成される。左右のオーディオ信号の差信号（Ｌ−Ｒ）は、たとえば、周波数３８ｋＨｚの副搬送波によりＡＭ変調される。そして、１９ｋＨｚのパイロット信号と、周波数３８ｋＨｚの副搬送波によりＡＭ変調された（Ｌ−Ｒ）信号と、左右のオーディオ信号の和信号（Ｌ＋Ｒ）とからなるコンポジット信号がＦＭ変調される。
【００３２】
しかしながら、このように副搬送波を使って複数の信号を同時に伝送するのでは、システムが複雑化する。
【００３３】
本発明は、上述の課題を鑑み、簡単な構成で、センサ信号のみならず、複数の低周波情報信号を同時に伝送できるようにしたＦＭ送信装置、ＦＭ受信装置、ＦＭ通信システムを提供することを目的とする。
【００３４】
【課題を解決するための手段】
本発明に係るＦＭ送信装置は、低周波情報信号と直流成分を含むセンサ信号とを加算する加算手段と、低周波情報信号とセンサ信号との加算信号をＦＭ変調するＦＭ変調手段と、ＦＭ変調された低周波情報信号とセンサ信号との加算信号を送信する送信手段とからなり、ＦＭ変調手段は、直流成分を含む信号波をＦＭ変調するようにしたことを特徴とする。
【００３５】
本発明に係るＦＭ受信装置は、ＦＭ変調信号を受信する受信手段と、受信手段により受信された信号から、低周波情報信号と直流成分を含むセンサ信号との加算信号をＦＭ検波するＦＭ検波手段と、ＦＭ検波手段の出力から、低周波情報信号とセンサ信号とを分離する分離手段とからなり、ＦＭ検波手段は、直流成分を含む信号波をＦＭ検波するようにしたことを特徴とする。
【００３６】
本発明に係るＦＭ通信システムは、低周波情報信号と直流成分を含むセンサ信号とを加算する加算手段と、低周波情報信号とセンサ信号との加算信号をＦＭ変調するＦＭ変調手段と、ＦＭ変調された低周波情報信号とセンサ信号との加算信号を送信する送信手段とからなり、ＦＭ変調手段は、直流成分を含む信号波をＦＭ変調するようにしたＦＭ送信手段と、ＦＭ変調信号を受信する受信手段と、受信手段により受信された信号から、低周波情報信号とセンサ信号との加算信号をＦＭ検波するＦＭ検波手段と、ＦＭ検波手段の出力から、低周波情報信号とセンサ信号とを分離する分離手段とからなり、ＦＭ検波手段は、直流成分を含む信号波をＦＭ検波するようにしたことを特徴とするＦＭ受信手段とからなることを特徴とする。
【００３７】
本発明によれば、オーディオ信号のような低周波情報信号と、直流成分を含むセンサ信号とを加算し、ＦＭ変調して送信している。そして、ＦＭ送信機側のＦＭ変調器を直流成分を含む信号波を変調できる構成とし、ＦＭ受信機側のＦＭ検波器を直流成分を含む信号波を変調できる構成としている。このようにすると、直流分の変動の信号が伝送できるようになる。これにより、センサ信号を直流分の変動の信号として伝送できるようになり、センサ信号の他に、他の低周波情報信号を同時に伝送できるようになる。
【００３８】
【発明の実施の形態】
１．送信機の構成の概要
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して説明する。図１は、本発明に係るＦＭ送信機１００の概要を示すものである。図１において、情報信号源１１は、低周波情報信号を発生する信号源である。低周波情報信号は、たとえばオーディオ信号である。情報信号源１１からの低周波情報信号は、加算器１４に供給される。
【００３９】
センサ１２は、たとえば、内部の温度を計測する温度センサである。このセンサ１２からのセンサ信号は、加算器１４に供給される。加算器１４で、情報信号源１１からの情報信号と、センサ１２からのセンサ信号とが加算される。
【００４０】
加算器１４からの加算信号は、ＦＭ変調器１５に供給される。ＦＭ変調器１５は、直流分を含む信号波を周波数変調するようなものが用いられる。すなわち、ＦＭ変調器１５としては、信号波の直流成分をカットするようなカップリングコンデンサを持たない構成のものが用いられる。ＦＭ変調器１５で、加算器１４からの加算信号は、その直流分を含めて、ＦＭ変調される。
【００４１】
ＦＭ変調器１５の出力信号は、高周波電力増幅器１６に供給される。高周波電力増幅器１６は、送信信号を電力増幅するものである。高周波電力増幅器１６としては、Ｃ級バイアスの増幅器を使うことができる。高周波電力増幅器１６の出力がアンテナ１７に送られ、アンテナ１７から電波として送信される。
【００４２】
図２は、本発明に係るＦＭ送信機１００の各部の信号を示すものである。情報信号源１１の低周波情報信号がたとえばオーディオ信号の場合には、情報信号源１１からの信号Ｓ１は、図２（Ａ）に示すように、低周波の情報信号となる。これに対して、センサ１２がたとえば温度センサの場合には、センサ１２からのセンサ信号Ｓ２は、図２（Ｂ）に示すように、直流成分の変動（たとえば５０Ｈｚ以下）の信号となっている。なお、直流成分の変動の信号も低周波情報信号であるが、ここでは、オーディオ信号のような低周波情報信号と区別するために、たとえば５０Ｈｚ以下の非常に低い周波数の信号は直流成分の変動の信号と呼び、５０Ｈｚ以上の信号を低周波情報信号と呼ぶことにする。
【００４３】
加算器１４で、信号源１１からの低周波情報信号Ｓ１（図２（Ａ））と、センサ１２からのセンサ信号Ｓ２（図２（Ｂ））とが加算される。この加算信号Ｓ３は、図２（Ｃ）に示すように、情報信号源１１からの低周波情報信号Ｓ１の直流レベルが、センサ１２からのセンサ信号Ｓ２により変動を受けているような信号になる。
【００４４】
通常、直流成分の変動は、素子の温度変動等により生じる不要な成分であるとして、カップリングコンデンサによりＦＭ変調器やＦＭ復調器、またはその前段もしくは後段で除去している。これに対して、本発明の実施の形態では、ＦＭ変調器１５としては、信号波の直流成分をカットするようなカップリングコンデンサを持たない構成のものが用いられる。このため、図３（Ｃ）に示すような信号Ｓ３がＦＭ変調されて送信されることになる。
【００４５】
２．受信機の構成の概要
図３は、本発明に係るＦＭ受信機２００の概要を示すものである。図３において、アンテナ２１からの受信信号は、高周波増幅器および同調回路２３に供給される。高周波増幅器および同調回路２３により、アンテナ２１からの受信信号の中から、所望の搬送波周波数の信号が選択され、この信号が増幅される。高周波増幅器および同調回路２３の出力は混合器２４に供給される。混合器２４により、受信信号が中間周波信号に変換される。
【００４６】
混合器２４の出力信号は、ＩＦフィルタ２７を介して、中間周波増幅器２８に供給される。ＩＦフィルタ２７は、たとえば、セラミックフィルタで構成される。中間周波増幅器２８の出力はＦＭ検波器２９に供給される。また、中間周波増幅器２８の出力はディジタルチューニングシステム２６に供給される。ディジタルチューニングシステム２６で、局部発振器２５の出力と中間周波増幅器２８の出力とに基づいて、たとえばＰＬＬにより、オートマチックチューニング制御が行われる。
【００４７】
ＦＭ検波器２９は、直流分まで含む信号を検波できる構成とされている。すなわち、ＦＭ検波器２９は、信号波の直流成分をカットするようなカップリングコンデンサを持たない構成のものである。ＦＭ検波器２９の出力がローパスフィルタ３０に供給されるとともに、ハイパスフィルタ３１に供給される。
【００４８】
ローパスフィルタ３０は、たとえばカットオフ周波数５０Ｈｚ以下の信号を抽出するものである。ローパスフィルタ３０で、ＦＭ送信機１００側のセンサ１２からのセンサ信号に基づくセンサ信号が抽出される。このセンサ信号が出力端子３２から出力される。
【００４９】
ハイパスフィルタ３１は、たとえばカットオフ周波数５０Ｈｚ以上の信号を抽出するものである。ハイパスフィルタ３１で、ＦＭ送信機１００側の情報信号源１１からの低周波情報信号に基づく信号が取り出される。この低周波情報信号が出力端子３３から出力される。
【００５０】
図４は、本発明に係るＦＭ受信機２００の各部の信号を示すものである。ＦＭ検波器２９からは、図４（Ａ）に示すように、直流レベルが変動を受けているような出力信号Ｓ１１が出力される。このＦＭ検波器２９の出力信号Ｓ１１は、ＦＭ送信機１００側の加算器１４の加算信号Ｓ３に対応する。前述したように、ＦＭ検波器２９は、直流分まで含む信号を検波できる構成とされているため、ＦＭ検波器２９は、ＦＭ送信機１００側の加算器１４の加算信号Ｓ３に対応する信号を、出力信号Ｓ１１として忠実に検波することができる。
【００５１】
ローパスフィルタ３０は、図５（Ａ）に示すように、たとえば周波数５０Ｈｚ以下を通過させる特性を有している。ＦＭ検波器２９の出力信号Ｓ１１から、図５（Ａ）に示すような特性のローパスフィルタ３０により直流変動成分だけを抽出すると、ローパスフィルタ３０からは、図４（Ｂ）に示すような出力信号Ｓ１２が出力される。このローパスフィルタ３０の出力信号Ｓ１２は、ＦＭ送信機１００側のセンサ信号Ｓ２に対応する。
【００５２】
ハイパスフィルタ３１は、図５（Ｂ）に示すように、たとえば周波数５０Ｈｚ以上の成分のみを通過させる特性を有している。ＦＭ検波器２９の出力信号Ｓ１１から、図５（Ｂ）に示すような特性のハイパスフィルタ３１により直流変動成分を除去すると、ハイパスフィルタ３１からは、図４（Ｃ）に示すような出力信号Ｓ１３が出力される。このハイパスフィルタ３１の出力信号Ｓ１３は、ＦＭ送信機１００側の低周波情報信号Ｓ１に対応する。
【００５３】
このように、本発明に係るＦＭ通信システムでは、図１に示すように、情報信号源１１からの低周波情報信号と、センサ１２からのセンサ信号とを加算して、ＦＭ変調して送信している。そして、ＦＭ送信機１００側のＦＭ変調器１５を直流成分を含む信号波を変調できる構成とすると共に、図３に示すように、ＦＭ受信機２００側のＦＭ検波器２９を直流成分を含む信号波を検波できる構成としている。これにより、低周波情報信号とセンサ信号とを同時に伝送することが可能である。
【００５４】
ここで、ＦＭ受信機２００において、センサ信号をＦＭ検波器２９から取り出す際のＦＭ周波数偏移について考えてみる。ＦＭ変調の占有周波数帯域は、一般に、カーソン帯域で近似が可能である。最大周波数をｆ１、最大周波数偏移を±ｆ２とすると、２（ｆ１＋ｆ２）となる。一方、ＦＭ変調の検波帯域を決定する要素は、高周波増幅器および同調回路２３、ＩＦフィルタ２７、ＦＭ検波器２９の３つが存在する。ここで、ＩＦフィルタ２７はセラミックフィルタで構成できる。この中で、最もＱが高い（帯域が狭い）のは、セラミックフィルタのＩＦフィルタ２７である。セラミックフィルタの−３ｄＢ帯域幅は、品種により、１８０ｋＨｚから２８０ｋＨｚと帯域別に選択が可能である。いま、−３ｄＢ帯域幅が２８０ｋＨｚのセラミックフィルタを例にとると、情報信号源１１の最大変調周波数１０ｋＨｚ、最大周波数偏移±７５ｋＨｚと仮定しても、占有周波数帯域は２＊（１０ｋＨｚ＋７５ｋＨｚ）＝１７０ｋＨｚとなり、センサ１２のセンサ信号の周波数帯域として、（２８０ｋＨｚ−１７０ｋＨｚ＝１１０ｋＨｚ）が利用可能である。
【００５５】
なお、上述の実施の形態では、情報信号源１１からの低周波情報信号はオーディオ信号としているが、オーディオ信号はモノラルでもステレオでもよい。また、情報信号源１１からの低周波情報信号はオーディオ信号に限らず、他の情報信号であってもよい。たとえば、センサによっては、センサ信号が絶えず変動しており、たとえば５０Ｈｚ以上の低周波情報信号となっているものもある。このような場合には、情報信号源１１からの低周波情報信号として、低周波情報信号となっているセンサ信号を使うこともできる。また、直流変動成分を出力するセンサ信号の場合でも、変調して送信したり、ディジタル化してパルスコード列で送信するようにすれば、情報信号源１１からの低周波情報信号として扱うことができる。
【００５６】
３．ＦＭ送信機の具体的構成
図６は、本発明に係るＦＭ送信機１００の具体的な構成を示すものである。図６において、入力端子４１には、低周波情報信号が供給される。この入力端子４１からの情報信号電圧のＶｉｎ１は、電圧−電流変換器４４で、電流値Ｉｉｎ１に変換される。
【００５７】
サーミスタ４２は、図１におけるセンサ１２に対応する。サーミスタ４２には、電流源４３から電流Ｉ０が流される。サーミスタ４２は、温度によりその抵抗値が変化する素子である。温度が変化すると、サーミスタ４２の温度が変化し、電流源４３とサーミスタ４２との接続点の電圧Ｖｉｎ２がこれに応じて変化する。電流源４３とサーミスタ４２との接続点の電圧Ｖｉｎ２は、サーミスタ４２のセンサ信号電圧として、電圧−電流変換器４５に供給される。電圧−電流変換器４５で、このセンサ信号電圧Ｖｉｎ２が電流値Ｉｉｎ２に変換される。
【００５８】
電圧−電流変換器４４の出力電流および電圧−電流変換器４５の出力電流は、電流加算器４６に供給される。電流加算器４６により、電流値Ｉｉｎ１と電流値Ｉｉｎ２とが加算される。電流加算器４６からの電流出力（Ｉｉｎ１＋Ｉｉｎ２）は、抵抗４７により電圧に変換され、バッファアンプ４８に供給される。バッファアンプ４８からは、センサ信号電圧Ｖｉｎ１と、センサ信号電圧Ｖｉｎ２とを加算した電圧（Ｖｉｎ１＋Ｖｉｎ２）に対応する出力電圧が得られる。
【００５９】
可変容量素子５１、発振素子５２、抵抗５３、抵抗５４、抵抗５５、コンデンサ５６、コンデンサ５７、トランジスタ５８は、コルピッツ型のＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ  Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）を構成しており、図１におけるＦＭ変調器１５に対応する。
【００６０】
電源ラインとアース間に設けられた抵抗５３および抵抗５４と、トランジスタ５８のエミッタとアース間に設けられた抵抗５５は、トランジスタ５８に対するバイアス回路を構成している。トランジスタ５８のベースとそのエミッタ間のコンデンサ５６と、トランジスタ５８のエミッタとアース間のコンデンサ５７は、コルピッツ型発振器を構成する発振容量である。
【００６１】
バッファアンプ４８の出力電圧は、可変容量素子５１に印加される。可変容量素子５１の静電容量は、バッファアンプ４８の出力電圧により変化する。バッファアンプ４８の出力電圧は、センサ信号電圧Ｖｉｎ１とセンサ信号電圧Ｖｉｎ２とを加算した電圧（Ｖｉｎ１＋Ｖｉｎ２）に基づいて変化する。バッファアンプ４８の出力電圧が変化すると、可変容量素子５１の静電容量が変化し、可変容量素子５１、発振素子５２、抵抗５３、抵抗５４、抵抗５５、コンデンサ５６、コンデンサ５７、トランジスタ５８からなるコルピッツ発振器の発振周波数が変化し、トランジスタ５８のコレクタの出力から、ＦＭ変調出力が得られる。
【００６２】
トランジスタ５８のコレクタの出力は、トランス６１の一次側に供給される。トランス６１の二次側の出力は、カップリングコンデンサ６２を介して、トランジスタ６３のベースに供給される。なお、トランジスタ５８のコレクタの出力は、ＦＭ変調後の信号であるから、カップリングコンデンサ６２により、センサ信号の直流分が失われることはない。トランジスタ６３のベースには、抵抗６４を介して、基準電圧源６５からバイアス電圧が与えられる。トランジスタ６３は、Ｃ級バイアスの電力増幅器を構成している。トランジスタ６３は、図１における高周波電力増幅器１６に対応する。
【００６３】
トランジスタ６３のコレクタの出力は、トランス６６の一次側に供給される。トランス６６の二次側はアンテナ６７に接続される。トランス６６は、アンテナ回路との整合用のトランスである。トランジスタ５８の出力がアンテナ６７から出力される。
【００６４】
図６に示すＦＭ送信機では、信号波の直流分をカットするカップリングコンデンサが設けられていない。このため、直流分を含む信号波をＦＭ変調することができる。
【００６５】
４．センサ信号と変調波との直線性を保つ回路
ところで、センサ信号をＦＭ変調の変調周波数として送信するためには、直線性が重要である。一般に、可変容量素子であるバラクタダイオード（可変容量素子５１に相当する）の容量値Ｃｖと印可電圧Ｖｔとの関係は、
Ｃｖ  ∝  １／Ｖｔ  （ＣｖはＶｔの逆数に比例）                        （１）
で現される。
また、一般に、コルピッツ型発信器においてＦＭ変調周波数Ｆｏｓｃと容量Ｃとの関係は、
Ｆｏｓｃ  ＝  １／（２π√ＬＣ）                                        （２）
のようになる。つまり、センサ信号電圧を二乗特性に変換すれば、ＦＭ変調周波数との関係をリニアにすることができる。
【００６６】
図７は、そのような特性を実現するバッファおよび電圧−電流変換器の一例である。図７に示すような回路を、電圧−電流変換器４４、４５として使うことで、直線性を改善することができる。
【００６７】
図７において、ｐｎｐ型トランジスタ８１のコレクタはアースに接続される。トランジスタ８１のエミッタは電流源８２を介して電源ラインに接続されると共に、ｎｐｎ型トランジスタ８３のベースに接続される。トランジスタ８３のエミッタは抵抗８４を介してアースに接続される。トランジスタ８３のコレクタは抵抗８５を介して電源ラインに接続されると共に、ＦＥＴ（接合型電界効果トランジスタ）８６のゲートに接続される。ＦＥＴ８６のドレインは電源ラインに接続される。ＦＥＴ８６のソースが抵抗８７を介してアースに接続される。
【００６８】
センサ信号電圧Ｖｉｎはトランジスタ８１のベースに与えられる。このセンサ信号電圧Ｖｉｎは、トランジスタ８１からなるエミッタフォロワを介して、トランジスタ８３のベースに供給される。このセンサ信号電圧Ｖｉｎは、トランジスタ８３により増幅される。トランジスタ８３のコレクタに接続された抵抗８５に現れる電圧がＦＥＴ８６に供給され、ＦＥＴ８６により、電圧−電流変換される。
【００６９】
この際、接合型ＦＥＴ８６の入力電圧と出力電流の関係は、
Ｉｄ＝Ｉｄｓｓ（１−Ｖｇｓ／Ｖｐ）２                                        （３）
で与えられるため、ＦＥＴ８６の出力電流Ｉｏｕｔは、信号入力電圧Ｖｉｎに対して二乗特性となる。
ここで、
Ｉｄ：ドレイン電流
Ｉｄｓｓ：ドレイン飽和電流：ゲートをソース電位にしたときのドレイン電流
Ｖｇｓ：ゲート・ソース間電圧
Ｖｐ：ピンチオフ電圧：ＦＥＴが動作を始めるときのＶｇｓ
【００７０】
以上により、入力信号は二乗特性に変換されてコルピッツ型発信器に加えられ、容量変化と変調周波数との関係で二乗特性が相殺されて、最終的に入力信号電圧Ｖｉｎと変調周波数Ｆｏｓｃとは直線的な関係になることを以下に説明する。
前述の一般式（２）のＣを可変容量素子５１の可変容量ＣＶで置き換えると、
Ｆｏｓｃ  ＝  １／｛２π√（Ｌ  ＣＶ）｝  ∝  １／√ＣＶ                        （４）
となる。
式（１）のＣｖ  ∝  １／Ｖｔの関係を式（４）に代入すると、
Ｆｏｓｃ  ∝  √Ｖｔ                                              （５）
一方、入力信号電圧Ｖｉｎと可変容量素子５１の印可電圧Ｖｔとの関係は、
Ｖｔ  ∝  （Ｖｉｎ）２                                              （６）
で表わされるので、式（６）のＶｔ  ∝  （Ｖｉｎ）２  の関係を式（５）に代入すると、
Ｆｏｓｃ  ∝  Ｖｉｎ                                                （７）
の関係が得られる。
【００７１】
本発明は、上述した実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で様々な変形や応用が可能である。
【００７２】
【発明の効果】
本発明によれば、オーディオ信号のような低周波情報信号と、センサ信号とを加算し、ＦＭ変調して送信している。そして、ＦＭ送信機側のＦＭ変調器を直流成分を含む信号波を変調できる構成とし、ＦＭ受信機側のＦＭ検波器を直流成分を含む信号波を変調できる構成としている。このようにすると、直流分の変動の信号が伝送できるようになる。これにより、センサ信号を直流分の変動の信号として伝送できるようになり、センサ信号の他に、他の低周波情報信号を同時に伝送できるようになる。これにより、簡単な構成で、複数の信号を同時に送信することができる。
【００７３】
本発明に係る送信装置では、第１の電圧電流変換手段により低周波情報信号を電流値に変換し、第２の電圧−電流変換手段によりセンサ信号を電流値に変換し、第１の電圧−電流変換手段からの電流値と第２の電圧−電流変換手段からの電流値とを加算するようにしている。そして、電圧−電流変換手段は、接合型ＦＥＴのゲートに信号電圧値を供給し、接合型ＦＥＴのドレイン電流から、信号電圧に対応する電流値を得るようにしている。これにより、線形を保って信号をＦＭ変調することができる。
【００７４】
本発明に係るＦＭ受信装置では、ＦＭ検波手段の後段に、ＦＭ検波手段の出力からセンサ信号を抽出するためのローパスフィルタと、ＦＭ検波手段の出力から低周波情報信号を抽出するためのハイパスフィルタとを設けることで、センサ信号と低周波情報信号とを簡単に抽出することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明が適用されたＦＭ送信機のブロック図の一例である。
【図２】本発明が適用されたＦＭ送信機の各部の信号の説明に用いる波形図である。
【図３】本発明が適用されたＦＭ受信機のブロック図の一例である。
【図４】本発明が適用されたＦＭ受信機の各部の信号の説明に用いる波形図である。
【図５】本発明が適用されたＦＭ受信機に使用されるローパスフィルタおよびハイパスフィルタの特性を示す図である。
【図６】本発明が適用されたＦＭ送信機の具体的構成を示す接続図である。
【図７】電圧−電流変換器の接続図の一例である。
【図８】センサ信号を送信する従来のＦＭ送信機のブロック図の一例である。
【図９】センサ信号を受信する従来のＦＭ受信機のブロック図の一例である。
【図１０】オーディオ信号を送信する従来のＦＭ送信機のブロック図の一例である。
【図１１】従来のＦＭステレオ受信機のブロック図の一例である。
【図１２】カップリングコンデンサの説明に用いる周波数特性図である。
【図１３】従来のＦＭ変調器の一例の接続図である。
【符号の説明】
１１…情報信号源、１２…センサ、１４…加算器、１５…ＦＭ変調器、１６…高周波電力増幅器、２３…高周波増幅器および同調回路、２４…混合器、２５…局部発振器、２６…ディジタルチューニングシステム、２７…ＩＦフィルタ、２８…中間周波増幅器、２９…ＦＭ検波器、３０…ローパスフィルタ、３１…ハイパスフィルタ、４２…サーミスタ、４４、４５…電圧−電流変換器、４６…電流加算器、５１…可変容量素子、５２…発振素子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
2005033497.tif 000012
【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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