(57)【要約】【課題】  妨害波の干渉を回避できる確率を向上させた微弱電波通信機器を簡単な構成で安価に提供する。【解決手段】  送信機から同一に変調された周波数の異なる複数の搬送波を同時に送信し、受信機はこれらの中から妨害の少ない周波数を選択して受信することで受信確率を向上させるものである。【選択図】  図１
2005318486.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
Ｌｏ−ＩＦ（低中間周波数）のＦＳＫ受信機であり、受信信号をＬｏ−ＩＦ（低中間周波数）に周波数変換する周波数変換器と、前記周波数変換器の出力に中間周波数フィルタを介して接続されＬｏ−ＩＦ信号を増幅して振幅を一定にするリミッタアンプを有し、前記リミッタアンプの出力にはＬｏ−ＩＦに変換されたマーク周波数を通過させる第一のフィルタと同じくスペース周波数を通過させる第二のフィルタが接続され、前記第一のフィルタの出力を検波する第一の包絡線検波器と前記第二のフィルタの出力を検波する第二の包絡線検波器によりマーク周波数とスペース周波数の検波を行い、前記それぞれの検波器の出力を比較合成する回路で復調信号を得ることを特徴とする受信装置。
【請求項２】
前記第一および第二のフィルタは、演算増幅器による多重帰還形のバンドパスフィルタで構成され、第一および第二のバンドパスフィルタの中心周波数の比が整数比にならないように設定した請求項１の受信装置。
【請求項３】
前記第一および第二の包絡線検波器は、正負両極性の検波出力を有し、一方の検波器の正の出力と他方の検波器の負の出力を合成して得られる二つの検波出力を差動増幅器に入力し、その出力から復調信号を得る請求項１の受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】  本発明は、微弱電波によるデジタル無線通信に利用される。
【背景技術】
【０００２】  デジタル無線通信方式のひとつであるＦＳＫ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）は、ページャーやワイヤレスリモコンなど多くのデジタル無線通信機器で採用されている。ＦＳＫの復調は、基基本的にＦＭ（周波数変調）と同じであり一般的にはクォードラチャ検波方式を使用している。この方式は、周波数変調された信号とそれを９０度移相した信号の乗算により復調するものであり、移相器としてＬＣ共振回路やセラミックディスクリミネータとアナログ乗算回路を必要とする。検波する信号の周波数は、移相器によって決定されるため一般的には４５５ｋＨｚや１０．７ＭＨｚなどになる。【０００３】  従って受信装置の構成は、中間周波数を４５５ｋＨｚや１０．７ＭＨｚにしたスーパーヘテロダイン方式になり、イメージ周波数除去のため中間周波数フィルタとして高価な水晶フィルタまたはセラミックフィルタを必要とする。クォードラチャ検波回路は周波数選択性を持たないので、Ｓ／Ｎ比を向上させ高感度を実現するためにも狭帯域の中間周波数フィルタは必要となる。また移相器にも大型の部品が必要であるため、受信装置の小型化、低コスト化に制限がある。【０００４】  検波回路に複同調形ＦＭ検波方式を用いると、検波回路自体に周波数選択性があるため中間周波数フィルタを省略できるが、代わりにマーク周波数とスペース周波数それぞれに同調するＬＣ共振回路が必要となる。マーク周波数とスペース周波数の差すなわち最大周波数偏移と共振回路のＱにより利用可能な中間周波数の範囲は限られ、実用的には数１００ｋＨｚとなる。この場合使用するインダクタは数１０μＨから数１００μＨで部品として小さなものにはならない。ＬＣ共振回路を使用せずＯＰ−ＡＭＰとＣＲ回路によるアクティブバンドパスフィルタでマーク周波数とスペース周波数を分離することも可能であり、その実例は特開平７−３３６３９９で公知となっている。【０００５】  更にこれらの欠点をなくした受信方式としてダイレクトコンバージョン方式がある。この方式は周波数変調された搬送波周波数から周波数変換によって直接ベースバンド信号を復調するため、中間周波数フィルタなど高価で大型の部品が必要ない。しかし欠点として、ベースバンド増幅器に高利得の直流増幅器が必要であり直流ドリフトの影響を受けやすくなる。またローカル発振回路には高い周波数安定性が要求される。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】  本発明は、ＦＳＫ方式のデジタル無線通信で受信感度を改善したＬｏ−ＩＦ（低中間周波数）方式の受信装置を簡単な構成で提供するものである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】  上記課題を解決するために本発明では、Ｌｏ−ＩＦ（低中間周波数）のＦＳＫ受信機で、受信信号をＬｏ−ＩＦ（低中間周波数）に周波数変換する周波数変換器と、前記周波数変換器の出力に中間周波数フィルタを介して接続されＬｏ−ＩＦ信号を増幅して振幅を一定にするリミッタアンプを有し、前記リミッタアンプの出力にはＬｏ−ＩＦに変換されたマーク周波数を通過させる第一のフィルタと同じくスペース周波数を通過させる第二のフィルタが接続され、前記第一のフィルタの出力を検波する第一の包絡線検波器と前記第二のフィルタの出力を検波する第二の包絡線検波器によりマーク周波数とスペース周波数の検波を行い、前記それぞれの検波器の出力を比較合成する回路で復調信号を得る。
【発明の効果】
【０００８】  本発明ではＬｏ−ＩＦ（低中間周波数）のヘテロダイン受信同路に複同調形ＦＭ検波回路を組み合わせることにより、中間周波数フィルタに高価な水晶フィルタや大型のセラミックフィルタを使用せず、検波回路においてもセラミックディスクリミネータや大型のインダクタを必要としない。更に検波回路が演算増幅器で構成されるので装置のＩＣ化が可能でありＦＳＫ受信装置を小型、低コストで実現できる。【０００９】  検波回路自体が周波数選択性を持っているのでノイズ除去能力に優れ高感度を実現しやすい。またローカル発振器などに高い周波数精度を要求しないので部品コスト、調整コストの削減ができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【実施例】
【００１０】  本発明の具体的な実施例を図面をもって説明する。図１は、本発明による受信装置の構成を表したものである。実際の受信装置は、アンテナで受信した信号を適切なレベルに増幅する低雑音増幅器と希望周波数以外の信号を除去するフィルタなどが必要であるが、図１ではこれを省略してある。【００１１】  図１においてＦＳＫ入力は、周波数変調された高周波信号である。本発明では入力ＦＳＫ信号の周波数は任意であるが、ここでは３１５ＭＨｚとして説明を行う。高周波信号は、１周波数変換器によって２ローカル発擬器の信号と混合されＬｏ−ＩＦ（低中間周波数）に変換される。本発明の中間周波数は、復調回路に演算増幅器を使用するため数十ｋＨｚが上限となる。一例として中間周波数を２２．５ｋＨｚとすると、ローカル発振器の周波数は、３１４．９７７５ＭＨｚとなる。中間周波数に周波数変換されたＦＳＫ信号は、３中間周波数フィルタで不要な周波数帯域を除去した後４リミッタアンプで必要なレベルに増幅し、振幅を一定してから復調回路に送られる。ここで使用される３中間周波数フィルタは、周波数が数十ｋＨｚと低いことからとＣＲフィルタもしくは演算増幅器とＣＲを組み合わせたアクティブフィルタが使用され、水晶フィルタやセラミックフィルタなどの高価で大型の部品は必要ない。【００１２】  復調は複同調形ＦＭ検波方式であり、マーク周波数に対応した５マーク周波数フィルタとスペース周波数に対応した６スペース周波数フィルタとその出力に接続された７マーク周波数包絡線検波器、８スペース周波数包絡線検波器によって構成され、それぞれの検波器の出力を９比較合成回路に入力し、その出力で復調信号を得る。【００１３】  図２は上記フィルタとして演算増幅器を使った多重帰還形バンドパスフィルタの回路である。多重帰還形バンドパスフィルタの回路は公知の技術であるためここでは詳細な説明は省略する。【００１４】  図３はその周波数特性を示したものである。この実施例ではバンドパスフィルタの通過帯域中心周波数を中間周波数におけるマーク周波数とスペース周波数に設定している。例えばＦＳＫ信号の中間周波数が２２．５ｋＨｚで周波数変調の最大周波数偏移が±４．５ｋＨｚである場合は、図３のマーク周波数は１８ｋＨｚ、スペース周波数は２７ｋＨｚ、中間周波数は２２．５ｋＨｚである。この説明ではマーク周波数がスペース周波数よりも低いが、これは逆でもかまわない。【００１５】  バンドパスフィルタの通過帯域幅は狭いほどノイズが除去され高受信感度が得られるが、この通過帯域幅は検波出力波形の立ち上がり時間を決定するため、要求されるビットレートに対して立ち上がり時間が影響しないように決定する必要がある。また通過周波数と阻止周波数の振幅比（マーク周波数とスペース周波数の振幅比）は、本発明の実施例では通過周波数に対して阻止する周波数成分を１０ｄＢ以上減衰できれば実用上問題ない。またこれらの条件が満足される範囲であれば、上記バンドパスフィルタの通過帯域中心周波数とマーク、スペース周波数がずれても実用上問題がないため、ローカル発振回路や送信周波数を高精度に保つ必要がなく回路構成を単純にできる。【００１６】  周波数変調の最大周波数偏移と中間周波��は、中間周波数におけるマーク周波数とスペース周波数の比が整数比にならないように決定する。例えば最大周波数偏移が±１０ｋＨｚで中間周波数を２０ｋＨｚとしたとき、マーク周波数が１０ｋＨｚ、スペース周波数が３０ｋＨｚであると、マーク周波数の三倍高調波がスペース周波数に一致し、この高調波はバンドパスフィルタを通過してしまうため通過周波数と阻止周波数の振幅比を低下させてしまう。【００１７】  次に本発明の復調回路について説明する。図４は本発明の復調回路の構成を示したものである。１マーク周波数フィルタ、２スペース周波数フィルタはそれぞれマーク周波数、スペース周波数に対応したバンドパスフィルタで、その出力に接続される３ａ（４ｂ）包絡線検波器：正極性、３ｂ（４ａ）包絡線検波器：負極性は、検波極性が異なる一組の包絡線検波器である。それぞれの検波器出力は、互いに極性の異なる検波出力を５および６加算回路で加算され、加算回路の出力を７差動増幅して復調信号を得る。【００１８】  図５は包絡線検波回路の−例であり、本発明の包絡線検波回路はこの回路に限定されるものではない。この回路の技術は公知であるため詳細な説明は省略する。【００１９】  図６により本発明の復調回路の動作を詳しく説明する。図６（Ａ）は中間周波数に変換されたＦＳＫ信号を表したものである。図６（Ｂ）はマーク周波数に対応したバンドパスフィルタの出力であり、バンドパスフィルタによりスペース周波数の振幅が減衰していることを示している。図６（Ｃ）はスペース周波数に対応したバンドパスフィルタの出力であり、マーク周波数の振幅が減衰していることを示している。この信号を極性が異なる包絡線検波器で検波した波形を示したのが図６（Ｄ）と図６（Ｅ）である。検波極性が異なる一組の包絡線検波器で同じＦＳＫ信号を検波したとき、その出力の極性は互いに反転したものとなる。【００２０】  ここでマーク周波数の検波出力とスペース周波数の検波出力の極性も互いに反転していることに注目し、マーク周波数とスペース周波数の検波器で互いに検波極性が逆の出力を加算する。すなわち、図６（Ｄ）の正極性の波形と図６（Ｅ）の負極性の波形を加算したものが図６（Ｇ）であり、図６（Ｄ）の負極性の波形と図６（Ｅ）の正極性の波形を加算したものが図６（Ｆ）である。この加算によって検波出力の振幅を増加させることができる。【００２１】  最後に差動増幅器によって図６（Ｆ）と図６（Ｇ）の差分を増幅することで、同位相で混入しているノイズ成分を除去した復調信号が得られる。
【産業上の利用可能性】
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】  本発明によるＦＳＫ受信装置の構成図
【図２】  多重帰還形バンドパスフィルタの回路図
【図３】  バンドパスフィルタの周波数特性
【図４】  本発明による復調回路の構成図
【図５】  包絡線検波の回路図
【図６】  本発明による復調回路の波形
【符号の説明】
【００２３】  Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３は抵抗
Ｃ１、Ｃ２はコンデンサ
Ｕ１は演算増幅器
Ｒは抵抗
Ｃはコンデンサ
Ｄはダイオード
【図１】
2005318486.tif 000003
【図２】
2005318486.tif 000004
【図３】
2005318486.tif 000005
【図４】
2005318486.tif 000006
【図５】
2005318486.tif 000007
【図６】
2005318486.tif 000008