(57)【要約】【課題】安価な構成で相電流を正確に検出し、低速回転域から高速回転域まで良質な駆動が可能で、かつ高速回転域の拡大を可能とした電動機駆動装置を提供することを目的とする。【解決手段】インバータ母線電流にて３相電動機の各相の電流を検知し、デューティ補正手段を備え、かつ電動機の各相の相電圧の飽和時には３相電動機に流れる電流の位相を進めた。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
三相電動機と、インバータと、インバータ母線電流を検出する電流検出手段と、前記インバータに接続される直流電源の直流電圧検出手段と、前記インバータが出力する電圧値と前記電流検出手段により検出される電流値とから前記電動機の誘起電圧を推定する誘起電圧推定手段と、推定された誘起電圧推定値に基づいて前記電動機の回転子磁極位置と回転速度を推定する回転子位置速度検出手段と、推定された回転子磁極位置と予め設定された位相角に基づいて前記電動機の電流位相角を設定する位相角設定手段と、前記電流位相角の情報に基づいて前記インバータを制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、前記ＰＷＭ信号生成手段で生成されたＰＷＭ信号のデューティを補正するデューティ補正手段と、前記直流電圧検出手段の出力と前記電動機に印可する電圧指令値から電圧飽和の度合いである電圧飽和率を演算して予め設定された電圧飽和率設定値１と比較し、電圧飽和率が電圧飽和率設定値１以上の場合のみ電圧飽和率が電圧飽和率設定値１よりも小さくなるまで外部から与えられる回転速度目標値を下げる電圧飽和制御手段１と、前記直流電圧検出手段の出力と前記電動機に印可する電圧指令値から電圧飽和の度合いである電圧飽和率を演算して前記電圧飽和率設定値１より小さい値に予め設定された電圧飽和率設定値２と比較し電圧飽和率が電圧飽和率設定値２以上の場合は電圧飽和率が電圧飽和率設定値２よりも小さくなるまで前記位相角設定手段に前記電流位相角を進める指示を与える電圧飽和制御手段２よりなる電動機駆動装置。
【請求項２】
回転子位置速度検出手段により推定された電動機の回転速度が予め設定された値以上の場合のみ、前記電圧飽和制御手段２を有効とすることを特徴とした、請求項１記載の電動機駆動装置。
【請求項３】
インバータ母線電流が予め設定された値以下の場合のみ、電圧飽和制御手段２を有効とすることを特徴とした、請求項１記載の電動機駆動装置。
【請求項４】
電動機の回転速度目標値が予め設定された値以上の場合のみ前記電圧飽和制御手段２を有効とすることを特徴とした、請求項１記載の電動機駆動装置。
【請求項５】
請求項１〜４記載のいずれか１項に記載の電動機駆動装置を用いたことを特徴とする空気調和機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ブラシレスＤＣモータなどの電動機を任意の回転数で駆動する電動機駆動装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、空気調和機における圧縮機などの電動機を駆動する装置においては、地球環境保護の観点から消費電力を低減する必要性が大きくなっている。その中で、省電力の技術の一つとして、ブラシレスＤＣモータのような効率の高い電動機を任意の周波数で駆動するインバータなどが広く一般に使用されている。さらに、駆動する技術としては、矩形波状の電流により駆動を行う矩形波駆動に対して、より効率が高く、騒音も低くすることが可能な正弦波駆動技術が注目されている。
【０００３】
空気調和機における圧縮機のような電動機を駆動する場合、電動機の回転子の位置を検出するセンサを取りつけることが困難であるため、回転子の位置を何らかの方法で推定しながら駆動を行う位置センサレス正弦波駆動の技術も発明されている。また、回転子の位置を推定する方法として、電動機の誘起電圧を推定することにより行う方法がに記載されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００４】
図８に位置センサレス正弦波駆動を実現するためのシステム構成を示す。
【０００５】
直流電源１より入力する電力はインバータ２を通り、ブラシレスモータ３に入力する。ブラシレスモータ３には固定子４、回転子５を内蔵し、インバータ２は制御部６により制御される。このときブラシレスモータ３へ電流は電流センサ７ｖと７ｗで検知される。
【０００６】
ブラシレスモータ３は、中性点を中心にＹ結線された３つの相巻線４ｕ，４ｖ，４ｗが取付けられる固定子４、および磁石が装着されている回転子５を備える。Ｕ相巻線４ｕの非結線端にＵ相端子８ｕ、Ｖ相巻線４ｖの非結線端にＶ相端子８ｖ、Ｗ相巻線４ｗの非結線端にＷ相端子８ｗが接続される。
【０００７】
インバータ２は、一対のスイッチング素子が電流の上流側と下流側の関係に直列接続された直列回路を、Ｕ相用，Ｖ相用，Ｗ相用として３つ有する。これら直列回路に、直流電源１から出力されるＤＣ電圧が印加される。Ｕ相用の直列回路は、上流側スイッチング素子１２ｕ、および下流側スイッチング素子１３ｕより成る。Ｖ相用の直列回路は、上流側スイッチング素子１２ｖ、および下流側スイッチング素子１３ｖより成る。Ｗ相用の直列回路は、上流側スイッチング素子１２ｗ、および下流側スイッチング素子１２ｗより成る。  なお、フリーホイールダイオード１４ｕ，１４ｖ，１４ｗ，１５ｕ，１５ｖ，１５ｗが、各スイッチング素子と並列に接続される。
【０００８】
インバータ２におけるスイッチング素子１２ｕ，１３ｕの相互接続点、スイッチング素子１２ｖ，１３ｖの相互接続点、およびスイッチング素子１２ｗ，１３ｗの相互接続点に、ブラシレスモータ３の端子８ｕ，８ｖ，８ｗがそれぞれ接続される。
【０００９】
制御部６は、ブラシレスモータ３の相巻線４ｖ，４ｗに流れる電流を電流センサ７ｖ，７ｗによって検出し、この電流値をもとに誘起電圧を推定し、目標速度を実現するための出力すべき電圧をＰＷＭ信号生成手段９で決定し、インバータ２を制御する信号を出力する。
【００１０】
また、ブラシレスモータ３に印可される電圧が正弦波から歪みを生じて回転子の位置の推定誤差が大きくなることを防止するために、ＰＷＭ信号生成手段９で決定されたブラシレスモータ３の各相へ印加するべき電圧のピークが、インバータ印加電圧検出手段１６によって検出した直流電源１から出力されるＤＣ電圧を超える割合である電圧飽和率と予め設定された一定の電圧飽和率設定値とを比較して、電圧飽和率が電圧飽和率設定値以上の場合のみ、電圧飽和率が電圧飽和率設定値よりも小さくなるまで外部から与えられる回転速度目標値を下げるなどの保護制御を電圧飽和制御手段２０で行っている。
【００１１】
以上のような回路構成にて、ブラシレスモータ３の駆動制御を行っている。
【００１２】
【特許文献１】
特開２０００−３５０４８９号公報
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、前記従来の誘起電圧の推定による位置センサレス正弦波駆動においては、駆動する電動機の相電流を検出するために、電流センサなどの検出器を最低でも２つ用いなければならず、駆動装置を構成する上でコストアップの要因となってしまうという問題があった。
【００１４】
本発明は上記の課題を解決するもので、安価な構成で相電流を正確に検出し、低速回転域から高速回転域まで良質な駆動が可能で、かつ高速回転域の拡大を可能とした電動機駆動装置を提供することを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために本発明は、インバータ母線電流にて３相電動機の各相の電流を検知し、デューティ補正手段を備えることによって低速回転域から高速回転域まで良質な駆動を安価な手法で実現し、かつ電圧指令値の電圧飽和の度合いである電圧飽和率と切替可能な電圧飽和率設定値とを比較し、電圧飽和率が電圧飽和率設定値以上の場合のみ、電圧飽和率が電圧飽和率設定値よりも小さくなるまで電流位相角を進める電圧飽和制御手段と位相角設定手段とを備えることによって、いわゆる弱め界磁制御により高速回転域の拡大を可能とした電動機駆動装置を実現するものである。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施例について図面を参照して説明する。
（実施の形態１）
図１は本実施例の構成を示すブロック図である。１は直流電源、２はインバータ、３はブラシレスモータ、４は固定子、５は回転子、６は制御部である。
【００１７】
ブラシレスモータ３は、中性点を中心にＹ結線された３つの相巻線４ｕ，４ｖ，４ｗが取付けられる固定子４、および磁石が装着されている回転子５を備える。Ｕ相巻線４ｕの非結線端にＵ相端子８ｕ、Ｖ相巻線４ｖの非結線端にＶ相端子８ｖ、Ｗ相巻線４ｗの非結線端にＷ相端子８ｗが接続される。
【００１８】
インバータ２は、一対のスイッチング素子が電流の上流側と下流側の関係に直列接続された直列回路を、Ｕ相用，Ｖ相用，Ｗ相用として３つ有する。これら直列回路に、直流電源１から出力されるＤＣ電圧が印加される。Ｕ相用の直列回路は、上流側スイッチング素子１２ｕ、および下流側スイッチング素子１３ｕより成る。Ｖ相用の直列回路は、上流側スイッチング素子１２ｖ、および下流側スイッチング素子１３ｖより成る。Ｗ相用の直列回路は、上流側スイッチング素子１２ｗ、および下流側スイッチング素子１２ｗより成る。なお、フリーホイールダイオード１４ｕ，１４ｖ，１４ｗ，１５ｕ，１５ｖ，１５ｗが、各スイッチング素子と並列に接続される。
【００１９】
インバータ２におけるスイッチング素子１２ｕ，１３ｕの相互接続点、スイッチング素子１２ｖ，１３ｖの相互接続点、およびスイッチング素子１２ｗ，１３ｗの相互接続点に、ブラシレスモータ３の端子８ｕ，８ｖ，８ｗがそれぞれ接続される。
【００２０】
インバータ２に印加されている直流電圧は、上述したインバータ２内のスイッチング素子などの回路によって三相の交流電圧に変換され、それによりブラシレスモータ３が駆動される。
【００２１】
外部より与えられる目標速度を実現するべく、現在の速度との誤差から演算された出力電圧を出力するために、ＰＷＭ信号生成手段９によりインバータ２のスイッチング素子を駆動するＰＷＭ信号が生成される。ＰＷＭ信号はデューティ補正手段１９により補正を行った後、スイッチング素子を電気的に駆動するためのドライブ信号にベースドライバ１０により変換され、各スイッチング素子１２ｕ，１２ｖ，１２ｗ，１３ｕ，１３ｖ，１３ｗが動作する。
【００２２】
制御部６での動作を簡単に説明する。インバータ母線に配した電流検出手段１１  により検出されたブラシレスモータ３の相電流と、ＰＷＭ信号生成手段９で演算される出力電圧と、インバータ印加電圧検出手段１６が検出した直流電源１から出力されるＤＣ電圧より、ブラシレスモータ３の誘起電圧が誘起電圧推定手段１７により推定される。さらに、推定された誘起電圧から、回転子位置速度推定手段１８でブラシレスモータ３の回転子磁極位置および速度を推定する。推定された回転子磁極位置の情報に基づいてＰＷＭ信号生成手段９でブラシレスモータ３を駆動するための各相へ印加するべき電圧が決定され、決定された電圧に基づいてＰＷＭ信号が生成される。このようにして推定された回転子５の速度と、外部から与えられる目標速度との偏差等の情報から、回転子速度が目標速度となるように制御される。
【００２３】
次に、誘起電圧推定手段１７の動作について説明する。電流検出手段１１  により検出された各相の巻線に流れる相電流（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）を得る。また、ＰＷＭ信号生成手段９で演算される出力電圧と、インバータ印加電圧検出手段１６が検出したインバータ印加電圧の情報から、各相の巻線に印加される相電圧（ｖｕ、ｖｖ、ｖｗ）が求められる。原理的には、これらの値から、下記式（１）（２）（３）の演算により、各相の巻線に誘起される誘起電圧値ｅｕ、ｅｖ、ｅｗが求められる。ここで、Ｒは抵抗、Ｌはインダクタンスである。また、ｄ（ｉｕ）／ｄｔ、ｄ（ｉｖ）／ｄｔ、ｄ（ｉｗ）／ｄｔはそれぞれｉｕ、ｉｖ、ｉｗの時間微分である。
【００２４】
ｅｕ＝ｖｕ−Ｒ・ｉｕ−Ｌ・ｄ（ｉｕ）／ｄｔ・・・（１）
ｅｖ＝ｖｖ−Ｒ・ｉｖ−Ｌ・ｄ（ｉｖ）／ｄｔ・・・（２）
ｅｗ＝ｖｗ−Ｒ・ｉｗ−Ｌ・ｄ（ｉｗ）／ｄｔ・・・（３）
式（１）（２）（３）をさらに詳細に展開すると式（４）（５）（６）となる。
【００２５】
2005033921.tif 000003
2005033921.tif 000004
ここで、ｄ／ｄｔは時間微分を表し、三角関数に関する微分の演算に現れるｄθ／ｄｔには推定速度ωｍを電気角速度に変換したものを用いる。また、ｄ（ｉｕ）／ｄｔ、ｄ（ｉｖ）／ｄｔ、ｄ（ｉｗ）／ｄｔは、１次オイラー近似で求める。なお、ｗ相電流値ｉｗは式（１４）のように、ｕ相電流値ｉｕとｖ相電流値ｉｖとの和の符号を変えたものとする。ここで、Ｒは巻線一相あたりの抵抗、ｌａは巻線一相あたりの漏れインダクタンス、Ｌａは巻線一相あたりの有効インダクタンスの平均値、およびＬａｓは巻線一相あたりの有効インダクタンスの振幅である。
【００２６】
誘起電圧推定手段１７においては、式（４）（５）（６）を簡略化した、式（７）（８）（９）を使用する。簡略化は、相電流値ｉｕ、ｉｖ、ｉｗが正弦波であると仮定し、電流指令振幅ｉａと電流指令位相βＴとから相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを作成し、簡略化したものである。
【００２７】
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次に、回転子位置速度推定手段１８の動作について説明する。誘起電圧推定手段１７により推定された推定誘起電圧値ｅｕ、ｅｖ、ｅｗから、回転子５の位置と速度を推定する。これは、回転子位置速度推定手段１８が認識している推定角度θｍを誘起電圧の誤差を用いて補正することにより、真値に収束させるものである。また、そこから、推定速度ωｍを作成する。
【００２８】
まず、各相の誘起電圧基準値（ｅｕｍ、ｅｖｍ、ｅｗｍ）を以下の式で求める。
【００２９】
ｅｕｍ＝ｅｍ・ｓｉｎ（θｍ＋βＴ）
ｅｖｍ＝ｅｍ・ｓｉｎ（θｍ＋βＴ−１２０°）
ｅｗｍ＝ｅｍ・ｓｉｎ（θｍ＋βＴ−２４０°）・・・（１０）
ここで、ｅｍ：誘起電圧振幅値は、推定誘起電圧ｅｕ、ｅｖ、ｅｗの振幅値と一致させることにより求める。
【００３０】
この様にして求めた誘起電圧基準値と誘起電圧推定値との偏差εを作成する。下記式（１１）のように、誘起電圧推定値ｅｓから誘起電圧基準値ｅｓｍを減算したものを偏差εにする。
【００３１】
ε＝ｅｓ−ｅｓｍ・・・（１１）
（ｓ：相  ｕ／ｖ／ｗ）
この偏差が、０になれば推定角度θｍが真値になるので、偏差εを０にするように推定角度θｍを比例積分演算し補正値をＰＷＭ信号生成手段９に送信する。
【００３２】
また、回転子位置速度推定手段１８で推定角度θｍの変動値を演算することにより、推定速度ωｍを作成し、目標速度ω＊を実現するために、目標速度ω＊と推定速度ωｍとの差Δωにより
ＫＰΔω＋ＫＩΔω・・・（１２）
（ＫＰ：比例ゲイン、ＫＩ：積分ゲイン）
の補正値をＰＷＭ信号生成手段９に送信する。
【００３３】
ＰＷＭ信号生成手段９では前記補正値に基づき、出力するべき電圧Ｖ＊を計算し、電圧値Ｖ＊から各相に出力するべき電圧Ｖｓ＊（ｓ：相  ｕ／ｖ／ｗ）を以下の様にして求める。
【００３４】
Ｖｕ＊＝Ｖ＊・ｓｉｎ（θｍ＋βＴ）
Ｖｖ＊＝Ｖ＊・ｓｉｎ（θｍ＋βＴ−１２０°）
Ｖｗ＊＝Ｖ＊・ｓｉｎ（θｍ＋βＴ−２４０°）・・・（１３）
さらに、このようにして求められた電圧Ｖｓ＊（ｓ：相  ｕ／ｖ／ｗ）を出力するための各スイッチング素子１２ｕ，１２ｖ，１２ｗ，１３ｕ，１３ｖ，１３ｗのＰＷＭ信号は、デューティ補正手段１９により補正され、ベースドライバ１０に出力した後、各スイッチング素子１２ｕ，１２ｖ，１２ｗ，１３ｕ，１３ｖ，１３ｗが駆動して正弦波状の交流を生成する。
【００３５】
このように本実施例では、推定誘起電圧値と誘起電圧基準値との偏差εを用いて推定角度θｍを作成し、正弦波状の相電流を流すことによりブラシレスモータ３の正弦波駆動を実現している。
【００３６】
ここで、デューティ補正手段１９の動作について説明する前に、インバータ母線に流れる電流にブラシレスモータ３の相電流が現れる様子を、図２〜６を用いて説明する。
【００３７】
図２は、ブラシレスモータ３の各相の巻線に流る相電流の状態を電気角の区切り毎に表した図である。電気角０〜６０°の区間においては、Ｕ相巻線４ｕとＷ相巻線４ｗには非結線端から中性点に向けて、Ｖ相巻線４ｖには中性点から非結線端に向けて電流が流れていることを示している。電気角６０〜１２０°の区間においては、Ｕ相巻線４ｕには非結線端から中性点に向けて、Ｖ相巻線４ｖとＷ相巻線４ｗには中性点から非結線端に向けて電流が流れていることを示している。以降、電気角６０°毎に各相の巻線に流る相電流の状態が変化していく様子が示されている。
【００３８】
例えば、図２において電気角３０°の時にＰＷＭ信号生成手段９で生成されたＰＷＭ信号が図３のように変化した場合（Ｕはスイッチング素子１２ｕを、Ｖはスイッチング素子１２ｖを、Ｗはスイッチング素子１２ｗを、Ｘはスイッチング素子１３ｕを、Ｙはスイッチング素子１３ｖを、Ｚはスイッチング素子１３ｗを動作させる信号で、アクティブＨｉで記載）、インバータ母線には図４に示すようにタイミング▲１▼では０、タイミング▲２▼ではＷ相巻線４ｗに流れる電流、タイミング▲３▼ではＶ相巻線４ｖに流れる電流が現れる。
他にも、図２において電気角３０°の時にＰＷＭ信号生成手段９で生成されたＰＷＭ信号が図５のように変化した場合、インバータ母線には図６に示すようにタイミング▲１▼では０、タイミング▲２▼ではＵ相巻線４ｕに流れる電流、タイミング▲３▼ではＶ相巻線４ｖに流れる電流が現れる。
【００３９】
このように、インバータ２のスイッチング素子１２ｕ，１２ｖ，１２ｗ，１３ｕ，１３ｖ，１３ｗの状態によってインバータ母線にブラシレスモータ３の相電流が現れることが分かる。
【００４０】
上述のように近接したタイミングでニ相分の電流を判断することができれば、
ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝０・・・（１４）
の関係から三相それぞれの電流が求められることは明白である。
【００４１】
しかしながら、図２において電気角３０°の時にＰＷＭ信号生成手段９で生成されたＰＷＭ信号が図７のように変化した場合、インバータ母線にはタイミング▲１▼で０、タイミング▲３▼でＶ相巻線４ｖに流れる電流しか現れない。このような変化のＰＷＭ信号が繰り返されると三相それぞれの電流を求めることができず、誘起電圧推定手段１７で誘起電圧の推定が不能になり、ブラシレスモータ３の駆動ができなくなる。
【００４２】
デューティ補正手段１９では上記のような不具合を回避すべく、ブラシレスモータ３の各相の巻線に流る相電流を検出する必要が生じた際には、ＰＷＭ信号生成手段９で生成されるＰＷＭ信号をチェックし、万が一、図７のような信号変化だった場合、例えば図３に示したようなＰＷＭ信号に補正する。
【００４３】
このようにして、デューティ補正手段１９から出力されたＰＷＭ信号のデューティ情報が電流検出手段１１  に入力され、電流検出手段１１ではインバータ母線電流にブラシレスモータ３のどの相の電流が現れているのか判断しながら三相それぞれの電流に変換し、以降の誘起電圧推定手段１７での誘起電圧の推定演算に活用される。
【００４４】
電圧飽和制御手段２０は、ブラシレスモータ３に印可される電圧が正弦波から歪みを生じて回転子の位置の推定誤差が大きくなることを防止するために、ＰＷＭ信号生成手段９で決定されたブラシレスモータ３の各相へ印加するべき電圧のピークが、インバータ印加電圧検出手段１６によって検出した直流電源１から出力されるＤＣ電圧を超える割合である電圧飽和率と電圧飽和率設定値１とを比較して、電圧飽和率が電圧飽和率設定値１以上の場合のみ、電圧飽和率が電圧飽和率設定値１よりも小さくなるまで外部から与えられる回転速度目標値を下げる保護制御を行っている。
【００４５】
電圧飽和制御手段２１は、前記電圧飽和率設定値１より小さな値に予め設定された電圧飽和率設定値２と前記電圧飽和率を比較して、電圧飽和率が電圧飽和率設定値２以上の場合のみ、電圧飽和率が電圧飽和率設定値２よりも小さくなるまで位相角設定手段２２により前記電流指令位相βＴを大きくする、いわゆる弱め界磁制御により高速回転域の拡大を可能としている。
【００４６】
なお、回転子位置速度推定手段１８により推定されたブラシレスモータ３の回転速度が予め設定された値より大きい場合や前記電流検出手段１１  により検出された各相の巻線に流れる相電流（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）が小さい場合および、前記電動機の回転速度目標値が大きい場合のみ、ブラシレスモータ３の負荷が軽く、回転子の位置の推定誤差が大きくなっても脱調しづらいと判断して、電圧飽和率設定値２を有効となるよう切替えてもよい。
【００４７】
以上のように、インバータ母線電流を検知する電流検出手段１１とデューティ補正手段１９によりブラシレスモータ３の各相の巻線に流れる相電流を検出可能とし、ブラシレスモータ３の各相へ印加される電圧の電圧飽和率に応じて位相角設定手段により電流指令位相βＴを変更することで高速回転域の拡大を可能としている。
【００４８】
【発明の効果】
電圧指令値の電圧飽和の度合いである電圧飽和率と切替可能な電圧飽和率設定値とを比較し、電圧飽和率が電圧飽和率設定値以上の場合のみ、電圧飽和率が電圧飽和率設定値よりも小さくなるまで電流位相角を進める電圧飽和制御手段と位相角設定手段とを備えることによって、いわゆる弱め界磁制御により高速回転域の拡大を可能とした電動機駆動装置を実現するものである。
【００４９】
上記から明らかなように、電動機の相電流をインバータ母線電流から検出する電流検出手段と、出力する電圧値と前記電流検出手段により検出される相電流とから電動機の誘起電圧を推定する誘起電圧推定手段と、推定された誘起電圧推定値に基づいて前記電動機の回転子磁極位置を推定する回転子位置速度検出手段と、推定された回転子磁極位置の情報に基づいて前記インバータを制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、前記電流検出手段においてインバータ母線電流に電動機の相電流を検出できるように前記ＰＷＭ信号生成手段で生成されたＰＷＭ信号のデューティを補正するデューティ補正手段と、前記インバータに印加される直流電圧を検出するインバータ印加電圧検出手段を備え、電動機の各相へ印加される相電圧の電圧指令値の電圧飽和の度合いであると切替可能な電圧飽和率設定値とを比較し、電圧飽和率が電圧飽和率設定値以上の場合のみ、電圧飽和率が電圧飽和率設定値よりも小さくなるまで電流位相角を進める電圧飽和制御手段と位相角設定手段とを備えることを特徴とする本発明の電動機駆動装置によれば、電流検出手段をインバータと電動機間の線間に少なくとも２つ以上設けることのない安価なシステム構成で低速度から高速度まで安定した正弦波駆動を実現し、高速回転域の拡大が可能となるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態の構成を示すブロック図
【図２】電動機の相電流状態の時間的変化の一例を表す図
【図３】ＰＷＭ信号の変化の一例を表す図
【図４】図３における、ＰＷＭ信号の変化時に電動機およびインバータに流れる電流状態の図
【図５】ＰＷＭ信号の変化の一例を表す図
【図６】図５における、ＰＷＭ信号の変化時に電動機およびインバータに流れる電流状態の図
【図７】ＰＷＭ信号の変化の一例を表す図
【図８】従来の電動機駆動装置のブロック図
【符号の説明】
１  直流電源
２  インバータ  ３  ブラシレスモータ（３相電動機）
９  ＰＷＭ信号生成手段
１１  電流検出手段
１６  インバータ印加電圧検出手段
１７  誘起電圧推定手段
１８  回転子位置速度推定手段
１９  デューティ補正手段
２０  電圧飽和制御手段１
２１  電圧飽和制御手段２
２２  位相角設定手段
【図１】
2005033921.tif 000006
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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