(57)【要約】【課題】  どの回転領域においても、２相線間変調と３相線間変調の両方の効率の良い点をとることができ、高効率に運転するモータ制御装置を提供する。【解決手段】  直流を交流に変換する３相PWMインバータのスイッチング素子をドライブするドライブ回路と、前記ドライブ回路に３相印加電圧と搬送波との比較により得られる３相PWM信号を出力する制御部とを有するモータ制御装置において、３相印加電圧が電気角60度期間に、何れかの相で前記スイッチング素子がスイッチングを行なうか行わないかを、回転数によって切り替えることを特徴とする。【選択図】  図１
2005318702.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流を交流に変換する３相PWMインバータのスイッチング素子をドライブするドライブ回路と、前記ドライブ回路に３相印加電圧と搬送波との比較により得られる３相PWM信号を出力する制御部とを有するモータ制御装置において、
３相印加電圧が電気角60度期間に、何れかの相で前記スイッチング素子がスイッチングを行なうか行わないかを、回転数によって切り替えることを特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】
請求項１のモータ制御装置を有することを特徴とするパワーモジュール。
【請求項３】
請求項１のモータ制御装置によって制御される圧縮機および/または送風機を有することを特徴とする空調機。
【請求項４】
請求項１のモータ制御装置によって制御される圧縮機および/または送風機を有することを特徴とする冷蔵庫。
【請求項５】
請求項１のモータ制御装置を有することを特徴とする洗濯機。
【請求項６】
請求項１のモータ制御装置を有することを特徴とする掃除機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータの制御装置及びこれを用いた機器に関する。
【背景技術】
【０００２】
モータ駆動装置において、同期モータに正弦波の電流を流すためには、一般的に、三角波のキャリア信号と、各相印加電圧である正弦波を比較し、PWM信号を生成する方式である３相線間変調が用いられている。又、インバータ回路での損失低減のため、モータに印加する３相電圧の中の特定の１相の電圧を一定とし、モータに印加する線間電圧を線間変調前後で一定に保たれるように、残りの２相の線間で変調する線間変調方式である２相線間変調も用いられている。
【０００３】
一方、２相線間変調と３相線間変調では、インバータでのエネルギー損失、及びモータでのエネルギー損失が異なる。又、インバータでのエネルギー損失、及びモータでのエネルギー損失を総合したエネルギー損失の大きさは、インバータ回路、モータ、電流量の大きさによっても変化し、総合したエネルギー損失の少ない制御、つまり高効率制御にするためには、モータ駆動する条件で、効率良いのが２相線間変調又は３相線間変調であるかを把握し、２相線間変調又は３相線間変調の一方を使用していた。しかし、常に２相線間変調と３相線間変調の一方が効率良いというわけではなく、条件によって効率良い制御がどちらであるかが異なるため、２相線間変調と３相線間変調この二つの両方の効率の良い点を使えていなかった。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
従来方式では、２相線間変調と３相線間変調を単独で使用していたため、条件によっては、最適な高効率制御を行なえていなかった。
【０００５】
本発明は、回転数により２相線間変調と３相線間変調を切換え、どの回転領域においても、最適な高効率制御を行なうことを課題としている。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明のモータ制御装置は、２相線間変調と３相線間変調を回転数によって切換を行う機能を備える。
【発明の効果】
【０００７】
本発明の特徴によれば、２相線間変調と３相線間変調を回転数により切換を行い、どの回転領域においても、最適な高効率制御を行なうことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
（実施例１）
以下、本発明の実施例として、永久磁石同期モータを使用したモータ制御装置の実施形態について説明する。
【０００９】
図１は、本発明になる同期モータ制御装置の一実施形態を示すブロック図である。この同期モータ制御装置は、直流電源１の電圧を、パルス幅変調された交流電圧に変換して同期モータ３のU相、V相、W相の３相固定子巻線に供給することにより該同期モータ３を回転させるインバータ回路２と、速度指令信号に応じて前記同期モータ３の制御処理を行う制御回路（ワンチップマイクロコンピュータまたはこれを利用したハイブリットＩＣ）４と、この制御回路４からの信号に従ってインバータ回路２を駆動するドライバ５と、直流電圧１からインバータ回路２に入力されるモータ電流が検出可能なセンサ６を備えている。上記インバータ回路２は、同図に示す通り、直列接続された２つのスイッチング素子対の３組が、それぞれ直流電源の正端子と負端子間に接続されたインバータであり、正端子側の上アーム側がU+、V+、W+、また負端子側の下アーム側がU-、V-、W-として表している。
【００１０】
制御回路４は、キャリア周期情報19aを基に、前記モータ電流センサ６の出力信号6aを、アナログ値からディジタル値に変換するＡ／Ｄ変換ユニットを備えたＡ／Ｄ変換部７と、Ａ／Ｄ変換値7aをモータ電流情報8aとして出力するモータ電流情報部８と、モータ電流情報8aを入力してｄ軸ｑ軸電流9aに変換する３φ／ｄｑ座標変換部９と、３φ／ｄｑ座標変換部９により３相電流から変換されたｄ軸ｑ軸電流９aとモータ定数18aと速度指令、ｄ軸電流指令、ｑ軸電流指令から演算したｄ軸ｑ軸電圧指令情報10aを出力するモータ印加電圧生成部10と、ｄ軸ｑ軸電圧指令情報10aを電圧の大きさＶ１に変換し、モータ印加電圧の大きさＶ１情報11aを出力するｄｑ／大きさＶ１変換部11と、モータ印加電圧の大きさＶ１情報11aから、電源電圧１に対する変調率KHV1情報12aを電圧大きさＶ１／変調率KHV1変換部12と、電源電圧１に対する変調率KHV1情報12aから電源電圧１に対するｄ軸ｑ軸電圧指令のｄ軸電圧変調率KHVdとｑ軸電圧変調率KHVq情報13aを出力する変調率KHV1／変調率Vd、Vq変換部13と、ｄ軸電圧変調率KHVdとｑ軸電圧変調率KHVq情報13aから線間変調前の３相それぞれのモータ印加電圧情報14aを出力するｄｑ／３φ電圧逆変換部14と、線間変調前の３相モータ印加電圧情報14aから電源電圧１に対する変調率KHV1と60度期間変調率情報20aと２相３相線間変調判定情報21aから線間変調後の３相モータ印加電圧情報15aを出力する線間変調部15と、線間変調後の３相モータ印加電圧情報15aとキャリア周期情報19aからPWM信号を生成するためのPWM信号生成タイマ情報16aを出力するPWM信号生成タイマ情報部16と、PWM信号生成タイマ情報16aからインバータ２をドライブするために必要なPWM信号17aを出力するPWM信号生成部17と、キャリア周期情報19aを出力するキャリア周期情報生成部19と、60度期間変調率情報20aを決定する60度期間変調率生成部20と、速度指令から２相線間変調と３相線間変調を判定し、２相３相判定情報21aを出力する２相３相判定部21を備えている。
【００１１】
以下それぞれの主要部及び動作について説明する。
<PWM信号の作成（原理説明）>
図２は、相電圧が正弦波の場合の各相印加電圧と、キャリア信号（搬送波信号）とＰＷＭ信号の関係を模式的に表した図の一例である。一般に同期モータに正弦波の電流を流す場合、インバータの出力電圧を正弦波とする。このために、一般には同図に示すように、三角波で示したキャリア信号と、各相印加電圧である正弦波で示した信号波Vu、Vv、Vwの交差する点において、スイッチングをオン・オフする信号いわゆるＰＷＭ信号をＰＷＭ信号生成部にて生成し、この信号に応じてインバータ回路を構成する6個のスイッチング素子をスイッチングさせてモータに電圧を印加する。ここで、図中PWM信号のレベルがＨｉの時はインバータ回路の上アームがオン、Ｌｏｗの時は下アームがオンすることを表している。つまり、一般的な正弦波電圧を印加する場合、相電圧を正弦波とし、図１での動作に当てはめると、線間変調部15から出力される線間変調信号15aを正弦波とすることで、PWM信号生成タイマ情報部16では、キャリア周期情報19a及びモータ印加電圧情報15aの相電圧Vu、Vv、Vwを実現するように、各相の電圧を表す時間データとキャリア周期を表す時間データの4種類のタイマ情報16aを決定する。
【００１２】
そして、PWM信号生成部17では、タイマ情報16aに従って、アップダウン型のタイマを動作させて、各相の電圧を表す時間データとタイマ値が一致した時点でオン・オフする信号を作ることで、PWM信号17aを実現する。
<２相線間変調の概要>
しかしながら、上記方法では、図２からも判るようにＰＷＭ周期毎に常に３相（６素子）がスイッチングする。また、スイッチングに伴い、各素子においてスイッチング損失が発生する。
【００１３】
本実施例では、これを回避し、スイッチング損失を低減するために、設定した回転数領域において２相線間変調を行う。２相線間変調とは、特定の１相の電圧を一定とし、モータに印加する線間電圧を線間変調前後で一定に保たれるように、残りの２相の線間で変調する線間変調方式である。
【００１４】
図３は、線間変調後の３相のモータ印加電圧情報15aとキャリア信号とＰＷＭ信号の関係を模式的に表した図の一例である。比較のために、線間変調する前の正弦波電圧(以下、基本波と記す)とキャリア信号も合わせて記載している。なお前述同様、PWM信号のレベルがＨｉの時はインバータ回路２の上アームがオン、Ｌｏｗの時は下アームがオンすることを表している。
【００１５】
２相線間変調では、任意時刻において基本波における最小電圧或いは最大電圧となる相の電気角６０度期間の電圧をインバータ最小出力電圧或いは最大出力電圧に固定することで、キャリア信号と交差する点を無くし、スイッチングしない期間を創出する。ここで、モータに印加される線間電圧を線間変調前後で一定に保つために、スイッチングしない相において、スイッチングしない電気角６０度期間でのインバータ最小出力電圧或いは最大出力電圧と、基本波との差を他相に加える。これにより、図３に示すように、２相線間変調後の各相の印加電圧は、一見、正弦波から大きく歪む形となるが、モータの線間電圧は、線間変調前後に関係なく正弦波が保たれる。
<起動時の処理必要性説明>
一方、モータ停止状態から運転を行う場合、回転子の位置を規定するために回転子位置決め処理後、オープンループによる同期運転を行い、その後位置センサレス運転に切替えるいわゆる低周波同期起動方法を用いる。前述の位置決め時において、相印加電圧が最大領域で上アームのみオンする場合、下アームがオンしないため、ブートストラップ回路に電荷が充電されない。その場合、上アーム動作用の電源がない状態となるため、インバータは正常に動作しない。
【００１６】
また、前述したように上アームのみがオンする場合でなくとも、起動時の極低速時には、ブートストラップ回路の充電が不充分、もしくは、放電してしまうことで、インバータが正常動作しない場合がある。
【００１７】
そこで、本実施例では、図１中の基準変調率生成部20を設けると共に、基準変調率20aとモータ印加電圧V1における変調率KHV1とから大きい方を選択して線間変調後の相電圧、つまり、線間変調情報15aを決定する機能を線間変調部15に設ける。起動時及び極低速時には、インバータ素子のチョッピング動作を行い、ブートストラップ回路の充電不良を防止すると共に、通常運転時、かつ設定した回転数領域において、スイッチング損失を低減した２相線間変調による高効率運転を実現する。
【００１８】
図４は、位置決め、同期運転を含めた２相線間変調になるまでの動作波形の一例である。図に示すように、基本波の３相の内で、最も小さな相印加電圧或いは最も大きな相印加電圧となる60度期間の電圧が、インバータ回路の最大出力電圧以下となる。また、この時の電圧レベルは、60度期間変調率を基に決定する。そして、60度期間電圧と基本波との差を２相線間変調時同様に、他の相に加算して、３相の印加電圧を決定し、線間変調情報15aとして出力する。
【００１９】
図５は、線間変調部15における変調率選択の処理と、60度期間一定電圧となる相の60度期間変調率を決定する処理の流れを例示したものである。また、図中に示すように、60度期間変調率決定後に、この値を基準変調率20aとすることで、次回の同処理を行う際の基準変調率とした。また、本実施例では、基準変調率20aの初期値をゼロとした。また、変調率増加量は、あらかじめ決められた定数であるが、回転速度に依存した変数と考えても良い。
【００２０】
図６は、位置決め、同期運転、センサレス運転の各動作における変調率の変化を例示したものである。図６に示すように、基準変調率20aの初期値をゼロにすることで、位置決め、同期運転中は、モータ印加電圧V1に従って、変調率KHV1が選択される。そしてこの時、変調率の最大値よりも変調率が小さいことから、上下アームが確実にスイッチング動作するため、ブートストラップ回路の充電不良の防止を実現できる。
＜起動及び極低速時と通常運転時の切替えショックレス＞
一方、起動を完了し、通常運転に動作が移行した場合、地球環境を踏まえてエネルギーの有効活用の観点から、高効率で運転することが望ましい。
【００２１】
このため、通常運転時かつ設定した回転数領域において、スイッチング損失を低減する２相線間変調へ移行する。具体的には、図６に示すように、センサレス運転においては、60度期間変調率が時間と共に増加して最大電圧値まで達する。最大値に達した時点で、60度期間に１相チョッピング動作しない状態（２相線間変調）での運転へと移行する。
【００２２】
これらの処理により、位置決め、同期運転を含めた起動時には、確実に上下アームスイッチング動作を行い、センサレス切替え後に徐々に60度期間変調率を増加し、そして、変調率の最大値まで、徐々に変調率を増加させて２相線間変調へと移行する。線間変調後の波形生成法を変えることなく、60度期間電圧が徐々に大きくなり最大電圧になるまで変化するだけなので、切替え時のショック等なく、３相線間変調から２相線間変調へと円滑な推移を実現し、その後の通常運転時かつ設定した回転領域において、２相線間変調で動作してスイッチング損失を低減する。
＜２相線間変調、３相線間変調切換の概要＞
図７は、２相線間変調と３相線間変調の、回転数に対する効率を示した一例である。２相線間変調はスイッチング損失を低減することができるが、インバータでのエネルギー損失とモータでのエネルギー損失を総合した総合効率については、回転領域によって、２相線間変調よりも３相線間変調の方が高効率である場合がある。そのため、実験により２相線間変調と３相線間変調のどちらの制御がどの回転領域において効率が良いかを求め、回転領域によって効率の良い制御に切り替える。これにより、どの回転領域においても、最適な高効率制御を行なうことを実現できる。
【００２３】
図８は、２相線間変調と３相線間変調の切換処理の流れを例示したものである。
【００２４】
２相３相判定部21で、モータ回転数が切換回転数設定値より大きい場合３相切換フラグを有効にし、モータ回転数が切換回転数設定値より小さい場合、３相切換フラグを無効とする。線間変調部15で上記３相切換フラグが有効の場合３相線間変調を行い、３相切換フラグが無効の場合２相線間変調を行う。
＜運転結果の説明＞
図９及び図１０は、本実施例における動作波形である。
【００２５】
図９は、位置決め、同期運転時の動作波形で、図中には、１相分の印加電圧の内部演算値と、端子電圧(インバータの負端子側とモータ端子間の電圧)を入力とした時のローパスフィルタ(抵抗とコンデンサにて構成)の出力値とを例示している。図１０は、通常運転時の動作波形で、端子電圧(インバータの負端子側とモータ端子間の電圧)とモータの相電流を例示している。また、図１０において、端子電圧が最大或いは最小（ゼロ）となっている期間がスイッチングしていない期間であることから、通常運転時には、電気角60度の期間毎にスイッチング動作を止めてモータ駆動していることが確認できる。これらの動作波形から、モータ制御が良好に行われていることが確認できる。
【００２６】
これまで示した実施例では、モータ電流情報の検出にモータ電流センサ６を用いたが、直流シャント抵抗に流れる直流電流からモータ電流情報を抽出する構成やインバータ回路の下アームにシャント抵抗を設けて、そこに流れる電流情報からモータ電流情報を抽出する構成においても同様の効果が得られる。また、これまでの実施例では、モータに永久磁石モータを用いたが、永久磁石を有しないシンクロナスリラクタンスモータで知られるようなリラクタンスモータ等のように他の同期モータや、誘導モータにおいても同様の効果が得られる。
【００２７】
（実施例２）
図１１は、直流シャント抵抗に流れる直流電流からモータ電流を抽出する構成における本発明の一実施形態を示すブロック図である。
【００２８】
この同期モータ制御装置は、直流電源１の電圧を、パルス幅変調された交流電圧に変換して同期モータ３のU相、V相、W相の３相固定子巻線に供給することにより該同期モータ３を回転させるインバータ回路２と、速度指令信号に応じて前記同期モータ３の制御処理を行う制御回路（ワンチップマイクロコンピュータまたはこれを利用したハイブリットＩＣ）４と、この制御回路４からの信号に従ってインバータ回路２を駆動するドライバ５と、直流電圧１からインバータ回路２に入力される直流電流IDCが検出可能な抵抗器96を備えている。上記インバータ回路２は、同図に示す通り、直列接続された２つのスイッチング素子対の3組が、それぞれ直流電源の正端子と負端子間に接続されたインバータであり、正端子側の上アーム側がU+、V+、W+、また負端子側の下アーム側がU−、Ｖ−、Ｗ−として表している。
【００２９】
制御回路４は、前記抵抗器96と一緒に直流電流検出回路を構成して、抵抗器96の電圧である直流電流検出電圧96aを増幅する増幅器97と、増幅器97の出力電圧97aを、Ａ／Ｄ起動時間決定部911から出力されるＡ／Ｄ起動時間911aに従い、サンプリングしてアナログ値をディジタル値に変換するＡ／Ｄ変換ユニットを備えたＡ／Ｄ変換部98と、Ａ／Ｄ変換値98aを、通電モード情報923aを基にゼロ電流情報99aとモータ電流情報99bに分けて出力する選択器99と、通電モード情報923aとＡ／Ｄ起動間隔設定部912から出力されるＡ／Ｄ起動間隔TｗとＡ／Ｄ変換器サンプリング時間設定器922にて設定されるA/Dサンプリング時間922aからＡ／Ｄ起動時間911aを決定するＡ／Ｄ起動時間決定部911と、通電モード情報923aとゼロ電流情報99aとモータ電流情報99bと３相モータ電流推定値916aを基に、モータ電流を再現してモータ電流再現値913aを出力するモータ電流再現部913と、モータ電流再現値913aを入力してｄ軸ｑ軸電流値914aに変換する３φ／ｄｑ座標変換部914と、ｄ軸ｑ軸電流914aを入力して平均値915aを出力するフィルタ915とその平均されたｄ軸電流とｑ軸電流915aを入力して３相モータ電流推定値916aを出力するｄｑ／３φ逆変換部916とｄ軸ｑ軸電流914a、モータ定数926a、速度指令、d軸電流指令、及びq軸電流指令から、モータへ印加するｄ軸ｑ軸電圧指令情報917aを生成するモータ印加電圧生成部917と、ｄ軸ｑ軸電圧指令情報917aを電圧の大きさＶ１に変換し、モータ印加電圧の大きさＶ１情報918aを出力するｄｑ／大きさＶ１変換部918と、モータ印加電圧の大きさＶ１情報918aから、電源電圧１に対する変調率KHV1情報919aを出力する大きさＶ１／変調率KHV1変換部919と、電源電圧１に対する変調率KHV1情報919aからｄ軸ｑ軸電圧指令の電源電圧１に対するｄ軸電圧変調率KHVdとｑ軸電圧変調率KHVq情報920aを出力する変調率KHV1／変調率VdVq変換部920と、ｄ軸電圧変調率KHVdとｑ軸電圧変調率KHVq情報920aからキャリア周期情報と線間変調前の３相それぞれのモータ印加電圧を合わせた４つの情報921aを出力するｄｑ／３φ電圧座標逆変換部921と、線間変調前の３相モータ印加電圧情報921aから電源電圧１に対する変調率KHV1と基準変調率情報925aと２相３相判定情報927aから線間変調後の３相モータ印加電圧情報928aを出力する線間変調部928と、キャリア周期情報と線間変調後の３相モータ印加電圧情報を合わせた４つの情報928aからPWM信号を生成するためのタイマ情報923b、及びＡ／Ｄ変換起動時間911aの決定とモータ電流再現に必要な通電モード情報923aを出力するPWM信号生成タイマ情報部923と、PWM信号を生成するためのタイマ情報923bからインバータ２をドライブするために必要なPWM信号924aを出力するPWM信号生成部924と、 基準変調率情報925aを決定する基準変調率生成部925と、速度指令から２相線間変調と３相線間変調を判定する２相３相判定部927を備えている。
【００３０】
図１２は、相印加電圧とPWM信号と直流電流の関係を拡大して例示した模式図である。尚、比較のために基準変調率を用いない場合について同様の信号を図１３に例示する。
【００３１】
前述の構成により、直流シャント抵抗に流れる直流電流情報96aからモータ電流913aを再現する。この時、実施例１同様、基準変調率の処理を行うことで、図１３と比べ、図１２に示すように、図中bとcの時間間隔を広くとることができる(Twbcn＞Twbc)ため、bでのＡ／Ｄ変換終了前に、cにおけるＡ／Ｄ変換が始まることを防止でき、直流電流からモータ電流情報を確実に得ることができる。
【００３２】
一方、前記実施例１同様、位置決め、同期運転を含めた起動時には、確実に上下アームスイッチング動作を行い、センサレス切替後に徐々に変調率を増加し、通常運転時には、２相線間変調で動作してスイッチング損失を低減する。この際、前述したように２相線間変調時と同様に、３相の内で、最も小さな相印加電圧或いは最も大きな相印加電圧となる60度期間の電圧が、その相の最小或いは最大ピーク電圧と等しく、その電圧と線間変調前の正弦波電圧との差を他の相に加算して、３相の印加電圧が決定する。その後、変調率の限界まで、徐々に変調率を増加させて２相線間変調へと移行することにより、切替え時のショック等なく、３相線間変調から２相線間変調へと円滑な推移を実現する。
【００３３】
（実施例３）
図１４は、本発明を適用した同期モータ制御装置のインバータ回路２と制御回路４を１つのパッケージ内に内蔵したモジュール100の模式図の一例である。本発明の同期モータ制御装置の制御回路を使用すると、高効率運転可能でかつ小型で良好なモータ制御モジュールが実現できる。
【００３４】
図１５は、本発明を適用した制御回路４を含む同期モータ制御装置110aを圧縮機の駆動源として備えた空調機110の模式図の一例である。本発明の同期モータ制御装置を圧縮機の駆動源として使用すると、高効率運転可能でかつ良好な空調機が実現できる。
【００３５】
同様に、図１６は、本発明を適用した制御回路４を含む同期モータ制御装置120aを冷蔵庫用の圧縮機の駆動源として備えた冷蔵庫120の模式図の一例である。本発明のモータ制御装置を冷蔵庫用の圧縮機の駆動源として使用すると、高効率運転可能でかつ良好な冷蔵庫が実現できる。
【００３６】
また、図１７は、本発明を適用したモータ制御装置を洗濯機の駆動源として備えた洗濯機130の模式図である。本発明のモータ制御装置を洗濯機の駆動源として使用すると、高効率運転可能でかつ良好な洗濯機の一例を実現できる。
【００３７】
また、図１８は、本発明を適用したモータ制御装置140aを掃除機の駆動源として備えた掃除機140の模式図の一例である。本発明を適用した同期モータの制御装置を掃除機の駆動源として使用すると、高効率運転可能でかつ良好な掃除機が実現できる。
【００３８】
また、本発明を適用したモータ制御装置を駆動源とすると、高効率運転可能でかつ良好な機器を実現できる。
【００３９】
本発明によれば、２相線間変調又は３相線間変調を回転数によって切り替えることにより、どの回転領域においても、高効率なモータ駆動を実現できる。
【００４０】
そして、このモータ制御装置を動力源として使用することにより、高効率で高品質な空調機、冷蔵庫、洗濯機、掃除機、その他機器を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４１】
【図１】本発明になるモータ制御装置の一実施形態を例示するブロック図。
【図２】相印加電圧とキャリア信号とPWM信号の関係を例示する説明模式図。
【図３】本実施例の２相線間変調時における相印加電圧とキャリア信号とPWM信号の関係を例示する説明模式図。
【図４】本実施例の位置決め、同期運転を含めた２相線間変調になるまでのキャリア信号とPWM信号の関係を例示する説明模式図。
【図５】本実施例の変調率決定のアルゴリズムを例示する流れ図。
【図６】本実施例の起動時における変調率の変化を例示する説明図。
【図７】本実施例の２相線間変調と３相線間変調の回転数に対する効率を示す図。
【図８】本実施例の２相線間変調と３相線間変調の切換処理のアルゴリズムを例示する説明図。
【図９】実施例における起動時の相端子電圧と相印加電圧の内部量を例示する図。
【図１０】実施例における通常運転時の相端子電圧とモータ電流波形を例示する図。
【図１１】本発明になるモータ制御装置の一実施形態を例示するブロック図。
【図１２】実施例における相印加電圧とPWM信号と直流電流を例示する模式図。
【図１３】基準変調率を適用しない場合の相印加電圧とPWM信号と直流電流を例示する模式図。
【図１４】本発明になる動機モータ制御装置のモジュールを例示する模式図。
【図１５】本発明になる同期モータ制御装置を駆動源とする空調機の一例の模式図。
【図１６】本発明になる同期モータ制御装置を駆動源とする冷蔵庫の一例の模式図。
【図１７】本発明になる同期モータ制御装置を駆動源とする洗濯機の一例の模式図。
【図１８】本発明になる同期モータ制御装置を駆動源とする掃除機の一例の模式図。
【図１９】ブートストラップ回路動作を例示する説明模式図。
【符号の説明】
【００４２】
１…直流電源、２…インバータ回路、３…同期モータ、４…制御回路、５…ドライバ、６…モータ電流センサ、 6a…モータ電流センサの出力信号、７…A/D変換器、7a…Ａ／Ｄ変換値、８…モータ電流情報部、8a…モータ電流情報、９…３φ／ｄｑ座標変換部、9a…ｄ軸ｑ軸電流、10…モータ印加電圧生成部、10a…ｄ軸ｑ軸電圧指令情報、11…ｄ軸ｑ軸電圧／電圧大きさＶ１変換部、11a…モータ印加電圧大きさＶ１情報、12…電圧大きさＶ１／変調率KHV1変換部、12a…変調率KHV1情報、13…変調率KHV1／変調率VdVq変換部、13a…変調率VdVq情報、14…ｄｑ／３φ逆変換部、14a…３相モータ印加電圧情報、15…線間変調部、15a…線間変調後の３相モータ印加電圧情報、16…ＰＷＭ信号生成タイマ情報部、16a…ＰＷＭ信号生成タイマ情報、17…ＰＷＭ信号生成部、17a…ＰＷＭ信号、18…モータ定数部、18a…モータ定数情報、19…キャリア周期情報生成部、19a…キャリア周期情報、20…基準変調率生成部、20a…基準変調率情報、21…２相３相判定部、21a…２相３相判定情報。
【図１】
2005318702.tif 000003
【図２】
2005318702.tif 000004
【図３】
2005318702.tif 000005
【図４】
2005318702.tif 000006
【図５】
2005318702.tif 000007
【図６】
2005318702.tif 000008
【図７】
2005318702.tif 000009
【図８】
2005318702.tif 000010
【図９】
2005318702.tif 000011
【図１０】
2005318702.tif 000012
【図１１】
2005318702.tif 000013
【図１２】
2005318702.tif 000014
【図１３】
2005318702.tif 000015
【図１４】
2005318702.tif 000016
【図１５】
2005318702.tif 000017
【図１６】
2005318702.tif 000018
【図１７】
2005318702.tif 000019
【図１８】
2005318702.tif 000020
【図１９】
2005318702.tif 000021