(57)【要約】【課題】ＤＶＤ、ＨＤＤ等の記録媒体から読み出された信号とこれに同期して周波数引き込みを行う信号の周波数差が大きくても同期動作を実現する。【解決手段】オフセットゲイン調整部１１に入力されたアナログベースバンド信号をＡ／Ｄ変換器１３に供給し発振器１５が発生するサンプリングタイミング信号に同期させてサンプリングし、デジタル信号にして適応ＦＩＲフィルタ１７に出力する。Ａ／Ｄ変換器１３で得られた非同期にサンプリングされたデジタル信号は、適応ＦＩＲフィルタ１７を介して位相同期ループ２１の補間フィルタ２１１に入力し、ナイキスト条件を満たしてサンプリングされた入力信号列に対してその中間位相位置の振幅値を出力し、位相差検出器２１３で位相誤差を検出する。この位相誤差を周波数差検出器２１９内の複数のバンドパスフィルタで低周波数成分の大小比較して位相差を検出し周波数差が大きくても同期動作が可能となる。【選択図】      図１
2005033550.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号に対して位相および周波数の引き込みを行う位相同期回路において、
前記入力信号から引き込む位相誤差を検出する位相差検出手段と、
前記位相差検出手段の出力を受け、前記位相差検出手段へのフィードバック信号を出力するループフィルタと、
前記位相差検出手段で検出された位相誤差に基づき周波数差を検出する周波数差検出手段と、
前記周波数差検出手段の出力を前記ループフィルタの引き込み動作開始時の初期値として与える手段とを具備したことを特徴とする位相同期回路。
【請求項２】
前記周波数差検出手段は、
前記位相誤差から同期的な変化を検出する帯域の異なる複数のバンドパスフィルタと、
前記バンドパスフィルタからそれぞれ出力される周波数帯域の最大値を取るとともに、どの前記バンドパスフィルタが最大値であるかを検出する最大値検出手段とからなることを特徴とする請求項１の位相同期回路。
【請求項３】
前記周波数差検出手段は、
前記位相誤差から周期的な変化を検出するバンドパスフィルタと、
前記バンドパスフィルタから出力される周波数の最大値を取る最大値検出手段と、
前記引き込み動作開始時に、前記位相誤差に基づいて前記バンドパスフィルタの通過帯域を可変する可変手段とからなることを特徴とする請求項１の位相同期回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、位相同期（ＰＬＬ）回路に係り、特にＣＤ、ＤＶＤ、ＨＤＤ等の記録媒体から読み出された信号の周波数とこれに同期して周波数引き込みを行う信号の周波数との差が大きい場合でも同期動作可能な位相同期回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の位相同期回路は、ＰＲＭＬ（Ｐａｒｔｉａｌ  Ｒｅｓｐｏｎｓｅ  Ｍｕｘｉｍｕｍ  Ｌｉｋｌｉｈｏｏｄ）信号処理方式のための同期サンプル用位相同期ループについて、自己発振周波数と入力周波数に大きな周波数差がある場合にも位相同期可能とするためのものである。（例えば、特許文献１）
【０００３】
【特許文献１】
特開平１１−１６２１２２号公報（第４〜５頁、図１，６）
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
上記した特許文献１の技術は、位相誤差を微分して得られる周波数誤差情報をフィードバックループに印加することから、位相誤差に含まれる雑音に弱いという、問題があった。
【０００５】
この問題を解決するために、本件出願人が本件出願より先に出願した特願２００２‐２５２５８５号では、入力信号から周波数差を検出し、ループフィルタの積分器へ周波数差に相当する量を印加してフィードフォワードをすることにより、帯域の狭い位相同期ループにおいても周波数引き込み範囲を広げることを行っている。
【０００６】
しかしながら、上記先願では入力信号から周波数差を検出するために相関結果のビート検出する方法を用いており、理想的な入力信号がわかっている必要があるので、ＶＦＯ（Ｖａｒｉａｂｌｅ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）部と呼ばれる位相同期ループを引き込みやすくするために一定周期の波が連続した部分のみに適した方式であり、ＶＦＯ部のないランダム信号のみの入力信号に対して周波数差をフィードフォワードして周波数引き込みを行う位相同期ループに適用することは困難であった。
【０００７】
この発明の目的は、ＶＦＯ部を持たないランダム信号のみの入力信号に対しても、周波数差を検出してフィードフォワードを行うことで確実に周波数引き込みを可能とする位相同期回路を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記した課題を解決するために、この発明の位相同期回路は、入力信号に対して位相および周波数の引き込みを行う回路にあって、前記入力信号から引き込む位相誤差を検出する位相差検出手段と、前記位相差検出手段の出力を受け、前記位相差検出手段へのフィードバック信号を出力するループフィルタと、前記位相差検出手段で検出された位相誤差に基づき周波数差を検出する周波数差検出手段と、前記周波数差検出手段の出力を前記ループフィルタの引き込み動作開始時の初期値として与える手段とを具備したことを特徴とする。
【０００９】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。
図１は、光ディスク装置の情報を復号する復号装置の部分に適用したこの発明の第１の実施の形態について説明するためのブロック図である。
【００１０】
図１において、オフセットゲイン調整部１１、Ａ／Ｄ変換器１３、発振器１５、適応ＦＩＲ（ｆｉｎｉｔｅ  ｉｍｐｕｌｓｅ  ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタ１７、ビタビ復号器１９、位相同期ループ（ＰＬＬ）２１、フィルタ係数演算部２３、オフセット非対称演算部２５から構成される。また、位相同期ループ２１は補間フィルタ２１１、位相差検出器２１３、ループフィルタ２１５、積分器２１７、周波数差検出器２１９から構成される。さらに、ループフィルタ２１５は比較ゲイン要素２１５ａ、積分ゲイン要素２１５ｂ、積分器２１５ｃから構成される。
【００１１】
次に、この復号装置の動作を説明する。
情報記録媒体である光ディスクから再生されたアナログベースバンド信号は、入力信号としてオフセットゲイン調整部１１に入力される。入力信号はオフセットゲイン調整部１１でオフセットおよびゲイン調整を行い、Ａ／Ｄ変換器１３に出力される。Ａ／Ｄ変換器１３は、発振器１５が発生するサンプリングタイミング信号に同期して、オフセットゲイン調整部１１からＡ／Ｄ変換器１３に入力されたアナログ信号をサンプリングし、デジタル信号に変換して適応ＦＩＲフィルタ１７に出力する。適応ＦＩＲフィルタ１７は、ビタビ復号器１９での復調誤りが小さくなるようにフィルタ特性を調整するフィルタであり、Ａ／Ｄ変換器１３から入力されたデジタル信号はここで波形等化される。
【００１２】
このとき、Ａ／Ｄ変換器１３のサンプリングは、基準クロックである予め定められた標準的な入力信号のタイミングの周波数のクロックに固定されて行われる。光ディスクは、入力信号のタイミングの周波数になるべく近くなるように回転数が制御されるが、Ａ／Ｄ変換器１３を予め定められた周波数でサンプリングを行うと、Ａ／Ｄ変換のサンプリングタイミングと再生信号のタイミングは同期していない状態でサンプリングされたデジタル信号が得られる。Ａ／Ｄ変換器１３で得られた非同期にサンプリングされたデジタル信号は、適応ＦＩＲフィルタ１７を介して位相同期ループ２１の補間フィルタ２１１に入力される。補間フィルタ２１１はナイキスト条件を満たすようにサンプリングされた入力信号列に対してその中間位相位置の振幅値を出力するフィルタである。
【００１３】
ここで、補間フィルタ２１１の動作を説明する。図２は補間フィルタ２１１の動作を説明する図である。
図２において、適応ＦＩＲフィルタ１７からの出力信号であるサンプリングされた入力信号列は黒丸で示されている。補間フィルタ２１１は黒丸のサンプル点に対して移相量τを指定すると、白丸で示した移相量τに対応したサンプル点を得る動作を行う。
【００１４】
補間フィルタ２１１で移相された信号は、移相量が位相同期ループ２１により正しく出力されていれば入力信号に同期してサンプルされた信号に波形等価され、ビタビ復号器１９に出力される。また、補間フィルタ２１１で移相された信号は、位相同期ループ２１の位相差検出器２１３にも送られる。
【００１５】
ここで、パーシャルレスポンスおよび位相差検出器２１３の動作を説明する。図３はパーシャルレスポンスを説明するための、図４は位相差検出器２１３の動作を説明するための図である。
【００１６】
パーシャルレスポンスとは入力に対する出力の関係が単純な線形代数で近似できるように、入力から出力までの系の伝達特性を決めたシステムであり、ＰＲ（ｎｍｎ）は入力信号にｎ，ｍ，ｎを畳み込み演算したものが出力になるとする。図３（ａ）に示す３Ｔのパターンに関し、ＰＲ（１２１）を仮定すると図３（ｂ）のように…−１，−２，−１，１，２，１，−１，−２，−１…という出力が得られる。これはゼロクロス付近で−１の次は＋１、＋１の次は−１の変化をすることを示している。この考えはＰＲ（１２２２１）を仮定しても同様である。ＰＲ（３４４３）の場合は、図３（ｃ）に示すように…−１，−４，−１，０，１，４，１，０，−１，−４，−１，０…という出力が得られる。この図３（ｃ）の出力から−１，０，＋１もしくは＋１，０，−１の変化を捉えることにより位相差が検出できる。この規則性とゼロレベル近傍では再生信号が直線近似できる点に着目して位相差検出器２１３で位相誤差を求める。
【００１７】
図４（ａ）は位相差がゼロのときを示し−ｙ１＝ｙ２である。図４（ｂ）は位相進みの場合を示し−ｙ１＞ｙ２となる。図４（ｃ）は位相遅れの場合を示し−ｙ１＜ｙ２となる。このように、図４は入力信号の振幅誤差を位相方向の誤差に換算したことになる。位相検出器２１３はゼロをクロスした前後のサンプルのデジタル信号の差をとることにより位相差を検出する。
【００１８】
位相差検出器２１３で得られた位相ずれ量は、位相ずれ量を比例要素と積分要素に並列に入力してそれぞれの要素の結果を加算して移相量を得るＰＩ制御器と同一の構造である位相同期ループ２１内のル−プフィルタ２１５に入力される。ル−プフィルタ２１５の出力は電圧制御発振器（ＶＣＯ）相当の機能を持つ位相同期ループ内の積分器２１７に入力され、積分器２１７の出力が移相量となって補間フィルタ２１１に移相指令値として入力される。
【００１９】
この復号装置を用いて、入力信号に対して非同期にサンプリングされたデジタル信号から入力信号のタイミングの周波数に同期してサンプリングされたデジタル信号を得る。通常、位相同期していない状態から位相同期した状態へ制御する、位相引き込みを開始した直後は、位相がずれているのはもちろんのこと周波数もずれている。光ディスクの再生信号は光ディスクの回転速度変動で出力されるタイミングが変動するので、基準の光ディスク回転速度からのずれが位相同期ループ２１の入力信号である再生信号のタイミングの周波数変動となって現れる。入力信号に一定の周波数のずれがあるとすれば、入力信号とＡ／Ｄ変換器１３におけるサンプリングタイミングの位相差は１次曲線状に増えていく。
【００２０】
補間フィルタ２１１は無限に移相できればよいが、現実には入力信号のタイミングの周波数の方が高いときに固定サンプリングで移相を行うことは困難である。補間フィルタ２１１で移相できる量は現実には限りがある。ここでは０〜２πの範囲で移相が可能であるとする。入力信号のタイミングの周波数よりＡ／Ｄ変換器１３のサンプリング周波数の方が高いときには、位相差が急速に増え移相量はすぐに２πに達する。そこで、Ａ／Ｄ変換器１３のサンプリング周波数の方が高い（入力信号タイミングの周波数の方が低い）ときは移相量が２πまで達すると１サンプルだけ直前の値で補完し、見かけの位相差を０に戻すことを行う。
【００２１】
図５は補間フィルタを用いた位相同期ループの周波数差の補間方法を説明するための図である。図５は入力信号タイミングの周波数の方がＡ／Ｄ変換器１３のサンプリング周波数よりも１０％低い方へ周波数がずれている場合で、１０サンプルに１回の割合で補間処理が入る。なお、補間した値は本来無い情報であり後の処理に有害なので、補間したときは補間したという情報を後の処理に知らせて補間した値が影響しないようにする。一方で、Ａ／Ｄ変換器１３のサンプリング周波数の方が低い（入力信号クロックの方が高い）ときは、位相量が０まで達して位相できないという理由で１サンプル分デ−タをつめてしまうことはできない。これは、そのサンプルの情報を勝手に失わせてしまうことになる。よって、Ａ／Ｄ変換器１３のサンプリング周波数の方が高い（入力信号タイミングの周波数の方が低い）関係が常に維持されるとする。
【００２２】
位相差検出器２１３において、入力信号タイミングの周波数とＡ／Ｄ変換器１３のサンプリング周波数に一定の差が存在するときは位相が１次曲線で変化する。これは、ωを基準とする周波数、ｔを時間、Δωを周波数差、θを初期位相差とすると、ｃｏｓ（ωｔ）とｃｏｓ（（ω＋Δω）ｔ＋θ）の位相差（つまり、ｃｏｓ関数の引数の引き算）をすれば、Δωｔ＋θとなり１次曲線の式となることから説明できる。位相差検出器２１３は±πの範囲でしか位相差を検出できないので、入力信号のタイミングの周波数とＡ／Ｄ変換器１３のサンプリング周波数に一定の差があるときは、１次曲線で表現される変化を２πで割り算した余りからπを引いたものを観測することになる。よって、位相差検出器２１３からは振幅±πの鋸歯状波が出力される。
【００２３】
位相同期ループ引き込み時に補間フィルタ２１１へ入力される移相指令値の上昇スピードは、位相差検出器２１３の出力に表れる鋸歯状波の１周期の間に１次曲線の傾きに追いつかなければならない。これは入力信号のタイミングの周波数とＡ／Ｄ変換器１３のサンプリング周波数の差による位相ずれ量変化の速度と積分器２１７の出力である補間フィルタ２１１への移相指令値変化の速度が一致することに相当する。もし、入力信号のタイミングの周波数とＡ／Ｄ変換器１３のサンプリング周波数の差による位相ずれから位相差検出器２１３の出力に発生する鋸歯状波１周期以内に入力信号のタイミングの周波数とＡ／Ｄ変換器１３のサンプリング周波数の差による位相ずれ量変化の速度に追いつけない場合、入力信号のタイミングの周波数とＡ／Ｄ変換器１３のサンプリング周波数の差による位相ずれ量が２πの整数倍に達した途端に位相差検出器２１３の出力は負の最大値となるので積分器２１７が出力する移相指令値は小さくなる。
【００２４】
このような場合、入力信号のタイミングの周波数とＡ／Ｄ変換器１３のサンプリング周波数の差によって生じる位相変化に追従できていないことになるので、補間フィルタ２１１へ入力される移相指令値は位相差検出器２１３が出力する鋸歯状波と少し位相のずれた鋸歯状波となってしまう。これは入力信号のタイミングの周波数とサンプリング周波数の差がある状態で位相同期ループが安定してしまう状態であり望ましい結果ではない。入力信号のタイミングの周波数とサンプリング周波数に一定の差がある場合の鋸歯状波の周期は２π／Δωとなり差が大きいほど周期が短くなる。なお、ここでの議論では入力信号のタイミングの周波数とＡ／Ｄ変換器１３のサンプリング周波数に一定の差があるとしているが、入力信号のタイミングの周波数変動が主に機械的な要因により発生することを考えると、この位相同期ループの動作に比べて周波数変動は非常に緩やかと考えられるので、周波数の差は一定であるとみなしても一般性は失わない。
【００２５】
適応ＦＩＲフィルタ１７の出力は、位相同期ループ２１内の周波数差検出器２１９にも入力される。この周波数差検出器２１９は入力信号のタイミングの周波数とサンプリング周波数の差を求め出力する。ループフィルタ２１５は位相差検出器２１３の出力をそれぞれ入力する比例ゲイン要素２１５ａおよび積分ゲイン要素２１５ｂと、積分ゲイン要素２１５ｂの出力を入力する積分器２１５ｃから構成されている。積分器２１５ｃは入力信号のタイミングの周波数とＡ／Ｄ変換器１３のサンプリング周波数の差を蓄積する。なお、積分ゲイン要素２１５ｂは位相差検出器２１３の出力を入力する代わりに比例ゲイン要素２１５ａの出力を入力する構成であっても良い。
【００２６】
既に述べたように、入力信号のタイミングの周波数とＡ／Ｄ変換器１３のサンプリング周波数に一定の差がある場合の位相差は１次曲線となる。そこで、周波数の差に相当する傾きを積分器２１５ｃの出力に代えて周波数差検出器２１９から与える。なお、何らかの要因で周波数差検出器２１９の出力に誤差があった場合は積分器２１５ｃの働きにより誤差が吸収される。
【００２７】
ループ内の位相誤差から入力信号のタイミングの周波数とＡ／Ｄ変換器１３のサンプリング周波数の差を積分器２１５ｃに蓄積させず、ループの外から強制的に入力信号のタイミングの周波数とサンプリング周波数の差の数値を入れるため、周波数引き込み（周波数を入力に同期させる動作）が高速になる。すなわち、入力信号のタイミングの周波数とＡ／Ｄ変換器１３のサンプリング周波数の差をフィードフォワードしていると言える。また、検出した周波数差に誤差がある場合でも、積分器２１５ｃに蓄積される値は入力信号のタイミングの周波数とサンプリング周波数の差に相当する値全てを蓄積する場合に比べて小さいので、遅れが大きく積分ゲイン要素２１５ｂを小さくしなければらない場合でも過渡応答の絶対値を小さくすることが可能である。
【００２８】
図６は、図１の周波数差検出器の一例について説明するための構成図である。
周波数差検出器２１９は、フィードフォワード無しの状態でのキャプチャレンジ間隔以下で周波数帯域が設定されたバンドパスフィルタ２１９１ａ〜ｄ、バンドパスフィルタ２１９１ａ〜ｄの出力のエネルギーを取り出すための二乗または絶対値化回路２１９２ａ〜ｄとローパスフィルタ２１９３ａ〜ｄ、複数個の値を比較するための最大値検出検出回路２１９４で構成されている。
【００２９】
前述したように、入力信号のタイミングの周波数とサンプリング周波数に一定の差がある場合の鋸歯状波の周期は２π／Δωとなり、例えば周波数差が１％のときは、１００サンプリング周期、２％のときは５０サンプリング周期の鋸歯状波となる。そこで、フィードフォワード無しキャプチャレンジが周波数差２％であるループフィルタ２１５で所望のキャプチャレンジが周波数差１０％であるときは、周波数差２％刻みで周波数差２．０〜４．０％、４．０〜６．０％、６．０〜８．０％、８．０〜１０．０％に対応した、５０〜２５サンプリング周期を通過帯域とするバンドパスフィルタ２１９１ａ、２５〜５０／３サンプリング周期を通過帯域とするバンドパスフィルタ２１９１ｂ、５０／３〜１２．５サンプリング周期を通過帯域とするバンドパスフィルタ２１９１ｃ、１２．５〜１０サンプリング周期を通過帯域とするバンドパスフィルタ２１９１ｄを用意する。
【００３０】
バンドパスフィルタ２１９１ａ〜ｄの出力を二乗または絶対値化回路２１９２ａ〜ｄとローパスフィルタ２１９３ａ〜ｄを通すことにより、バンドパスフィルタ２１９１ａ〜ｄが出力するエネルギーの低周波帯域成分が取り出せるので、これを最大値検出部２１９４で比較する。
【００３１】
最大値検出部２１９４はバンドパスフィルタ２１９１ａ〜ｄから出力されるエネルギーの低周波帯域成分を比較してその最大値を選択して出力し、バンドパスフィルタ２１９１ａ〜ｄのいずれから出力されたものであるかを判別し、そのバンドパスフィルタの通過帯域の中心周波数に相当する周波数差を出力する。また、最大値検出部２１９４の最大値出力に対して閾値を設けて、周波数差として０〜２％の入力信号が入る場合には閾値を下回るので、閾値判定回路２１９５により、いずれのバンドパスフィルタも通過する信号がなかったと判断して、切換器２１９６により周波数差検出回路２１９の出力を強制的に０とする処理を行う。
【００３２】
図６に示す構成の周波数差検出器２１９を用いた周波数引き込みの動作について再び図１を参照して説明する。
引き込み開始時においては、例えば光ディスク装置の一連動作全体を統括するマイクロコントローラより引き込み開始指令が切換タイミング信号生成器２２０から入力されて、積分器２１５ｃは閉ループより切り離されて、その間に周波数差検出器２１９によって周波数差を検出する。周波数差検出器２１９に使われているフィルタ定数を考慮して検出に十分な時間が経過した後に、切換タイミング信号生成器２２０により、周波数検出器２１９の出力値が積分器２１５ｃに初期値として代入される。また、これら一連の動作による過渡応答が収束した後に、光ディスク装置の一連動作全体を統括するマイクロコントローラ等が比例ゲイン要素２１５ａ、積分ゲイン要素２１５ｂの値を変更して位相同期ループの応答時定数を大きくする操作を行うこともある。
【００３３】
以上説明したように、この実施の形態によれば、ループ内に大きな遅れが存在する等の原因によりループフィルタ時定数を小さくできない位相同期ループにおいても入力信号とサンプリング周波数の周波数差が大きな場合でも高速で周波数を引き込むことが可能となる。
【００３４】
次に図７を参照し、この発明の第２の実施の形態について説明する。この実施の形態は、ＶＣＯ（電圧制御発振器）を用いた位相同期ループに適用したものであり、図１と同一の構成部分には同一の符号を付して説明する。
【００３５】
入力信号はオフセットゲイン調整部１１によりオフセットやゲイン等の調整を行ってＡ／Ｄ変換器１３に供給し、ここでサンプリングされデジタル信号へ変換される。適応ＦＩＲフィルタ１７はビタビ復号器１９での復調誤りが小さくなるようにフィルタ特性が調整されるフィルタであり、デジタル信号はここで波形等価を受ける。このとき、サンプリングはループフィルタ２１５により制御されたＶＣＯ７１の発振するクロックで行われる。
【００３６】
これにより、位相同期ループが定常状態にあれば入力信号のタイミングに対して同期サンプリングされたデジタル信号が得られる。サンプリングされた信号は、ビタビ復号回路１９等の後段の処理に送られるとともに、位相差検出器２１３へも送られる。得られた位相ずれ量は、ループフィルタ２１５と周波数差検出器２１９に入力される。ループフィルタ２１５の構成は図１と同一である。ループフィルタ２１５の出力はＶＣＯ７１に入力される。また、切換タイミング信号生成器２２０が駆動され、ループフィルタ２１５の状態が制御される。
【００３７】
ＶＣＯ７１を使用する場合は、周波数差が負の場合も周波数差を検出することが必要である。そこで図８に示す周波数差検出器２１９を用いる。位相差検出器２１３の出力は、周波数差が正の場合でも負の場合でも周波数差の絶対値が等しければ同じ周期の鋸歯状波となる。しかし、周波数差が正の場合と負の場合では鋸歯の傾きの方向が異なる。
【００３８】
そこで、図９に示す極性判定部２１９７のローパスフィルタ２１９７ａへ通して、それを微分器２１９７ｂへ入力して２値化する。２値化した出力をローパスフィルタへ通して、３値化した出力の平均的な成分を得る。この極性判定の判別処理のようすを図９に示す。
【００３９】
すなわち、２値化された出力の平均的な成分は、周波数差が正の場合は正、負の場合は負になり、０付近の場合は０に近い値となる。この２値化した出力の平均的な成分へ閾値を設けて、−１，０，１の３値に変換する。この値を掛け算器２１９８で最大値検出部２１９４の周波数差出力値に掛け算すると、周波数差検出器２１９の出力は周波数差が正の場合は正、負の場合は負、０付近の場合は０となる。
【００４０】
この実施の形態によれば、ＶＣＯ７１を用いた位相同期ループ２１内に大きな遅れが存在する場合や、大きなＶＣＯ７１の発振周波数と入力信号の周波数に大きな差がある場合にも、その周波数の差を検出することでループフィルタ２１５の外から周波数差を加える。これによって、ループフィルタ２１５自身の周波数引き込みの能力が小さいループフィルタ２１５を用いた位相同期ループにあっても、大きな周波数差があっても高速な周波数引き込みが可能な位相同期ループを実現することが可能となる。
【００４１】
次に、この発明の第３の実施の形態について図１０を参照して説明する。この実施の形態は、図６に示す図１の周波数検出器２１９の構成を、図１０の構成としたものであり、図６と同一部分には同一符号を付し説明する。
【００４２】
すなわち、周波数差検出器２１９は、フィルタ外部より係数を与えることにより、周波数帯域を可変できるバンドパスフィルタ２１９１、フィードフォワード無しの状態でのキャプチャレンジ間隔以下で周波数帯域が設定されたフィルタ係数２１９９ａ〜ｄ、シーケンス制御器２２００の指令によりフィルタ係数を切り換えてバンドパスフィルタ２１９１へ与える切換器２１９６、バンドパスフィルタ２１９１の出力のエネルギーを取り出すための二乗または絶対値化回路２１９２とローパスフィルタ２１９３、バンドパスフィルタ２１９１のフィルタ係数を切り換えたときにそれぞれの値を保持しておくための保持器２２０１ａ〜ｄ、保持器２２０１ａ〜ｄに蓄積された複数個の値を比較するための最大値検出検出回路２１９４、フィルタ係数の切り換え指令と保持器への数値の保持指令を生成するシーケンス制御器２２００で構成されている。
【００４３】
前述したように、入力信号のタイミングの周波数とサンプリング周波数に一定の差がある場合の鋸歯状波の周期は２π／Δωとなり、例えば周波数差が１％のときは、１００サンプリング周期、２％のときは５０サンプリング周期の鋸歯状波となる。そこで、フィードフォワード無しキャプチャレンジが周波数差２％であるループフィルタ２１５で所望のキャプチャレンジが周波数差１０％であるときは、周波数差２％刻みで周波数差２．０〜４．０％、４．０〜６．０％、６．０〜８．０％、８．０〜１０．０％に対応した、５０〜２５サンプリング周期を通過帯域とするバンドパスフィルタ係数２１９９ａ、２５〜５０／３サンプリング周期を通過帯域とするバンドパスフィルタ係数２１９９ｂ、５０／３〜１２．５サンプリング周期を通過帯域とするバンドパスフィルタ係数２１９９ｃ、１２．５〜１０サンプリング周期を通過帯域とするバンドパスフィルタ係数２１９９ｄを用意する。
【００４４】
バンドパスフィルタ２１９１の出力を二乗または絶対値化回路２１９２とローパスフィルタ２１９３を通すことにより、バンドパスフィルタ２１９１が出力するエネルギーの低周波帯域成分が取り出せるので、これをそれぞれの周波数毎に保持器２２０１ａ〜ｄで保持して最大値検出部２１９４で比較する。保持器２２０１ａ〜ｄへ値を保持させるタイミングは、フィルタ係数を切り換えた過渡応答が収束した頃のある瞬時値を保持させる方法やフィルタ係数を切り換えた過渡応答が収束した頃のある一定期間の平均値を保持する等の方法が考えられる。
【００４５】
最大値検出部２１９４は保持器２２０１ａ〜ｄの出力値を比較してその最大値を選択し出力し、また、フィルタ係数２１９９ａ〜ｄに対応した保持器２２０１ａ〜ｄの出力値のいずれが選択されたかを判別し該当するバンドパスフィルタの通過帯域の中心周波数に相当する周波数差を出力する。また、最大値検出部２１９４の最大値出力に対して閾値を設けて、周波数差として０〜２％の入力信号が入る場合には閾値を下回るので、閾値判定回路２１９５により、いずれのバンドパスフィルタも通過する信号がなかったと判断して、切換器２１９６により周波数差検出回路２１９の出力を強制的に０とする処理を行う。
【００４６】
次に、シーケンス制御器２２００の動作について、図１１を用いて説明する。
すなわち、引き込み開始指令が光ディスク装置の一連動作全体を統括するマイクロコントローラ等より入力されると、シーケンス制御器２２００は最初に処理するフィルタ係数が、例えばフィルタ係数２１９９ａを選択するように切換器２１９６へ指令する。切り換えた過渡応答が収束する時間が経過してから対応する保持器２２０１ａへ値の保持（取り込み）を指令する。保持動作を行った後、次のフィルタ係数２１９９ｂへ切り換えを切換器２１９６へ指令し、同様に保持動作の指令まで行う。同様に、２１９９ｃ、２１９９ｄと全てのフィルタ係数について処理を行い、周波数差の探索を行う。また、切換タイミング信号生成器２２０は上記シーケンス制御器２２００の動作が終了してから、積分器２１５ｃへ周波数差の代入を行う。
【００４７】
上記の構成によれば、回路規模が大きくなりやすいフィルタ演算部分を複数作ることなく、ループ内に大きな遅れが存在する位相同期ループにおいても入力信号とサンプリング周波数の周波数差が大きな場合の高速な周波数引き込みが可能となる。
【００４８】
図１２は、この発明の第４の実施の形態について説明するためのブロック図である。この実施の形態は、ＶＣＯを用いた位相同期ループに適用したもので、図７と同様の構成の情報復号装置であり、図１２に示される構成の周波数検出器２１９を用いる。すなわち、この実施の形態は、図１０の閾値判定部２１９５、切換器２１９６に代えて、図８の極性判定部２１９７と掛け算器２１９８を用いた点が図１０の構成と異なるだけであり、図１０と同一の構成部分には同一の符号を付し、その説明は省略する。ＶＣＯを用いた位相同期ループでは、周波数差が正の値となる場合と負の値となる場合が考えられるので、検出した周波数差の極性を判別するために、図１２では図１０の閾値判定部２１９５、切り替え機２１９６をそれぞれ極性判定部２１９７と掛け算器２１９８に置き換える。
【００４９】
この実施の形態によれば、回路規模が大きくなりやすいフィルタ演算部分を複数用いることなく、ＶＣＯを用いたループ内に大きな遅れが存在する位相同期ループにおいても入力信号とサンプリング周波数の周波数差が大きな場合の高速な周波数引き込みが可能である。
【００５０】
【発明の効果】
以上説明したように、この発明の位相同期回路によれば、引き込み周波数差が大きくい場合にも確実な同期動作を実現することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の第１の実施の形態について説明するための構成図。
【図２】図１の補間フィルタの動作について説明するための説明図。
【図３】パーシャルレスポンスについて説明するための説明図
【図４】図１の位相差検出器の動作について説明するための説明図。
【図５】補間フィルタを使ったこの発明の位相同期回路の周波数差解決の原理について説明するための説明図。
【図６】図１の周波数差検出器の一例について説明するための構成図。
【図７】この発明の第２の実施の形態について説明するための構成図。
【図８】図７の周波数差検出器の具体例について説明するための構成図。
【図９】図８の極性判定部の具体例について説明するための説明図。
【図１０】この発明の第３の実施の形態について説明するための構成図。
【図１１】図１０のシーケンス制御器の動作について説明するためのフローチャート。
【図１２】この発明の第４の実施の形態について説明するための構成図。
【符号の説明】
１１…オフセットゲイン調整部
１３…Ａ／Ｄ変換器
１５…発振器
１７…適応ＦＩＲフィルタ
１９…ビタビ復号器
２１…位相同期ループ
７１…ＶＣＯ
２１１…補間フィルタ
２１３…位相差検出器
２１５…ループフィルタ
２１７…積分器
２１９…周波数差検出器
２２０…切換タイミング信号生成器
２１９１，２１９１ａ〜ｄ…バンドパスフィルタ
２１９２，２１９２ａ〜ｄ…絶対値回路
２１９３，２１９３ａ〜ｄ…ローパスフィルタ
２１９４〜ｄ…最大値検出部
２１９５…閾値判定部
２１９６…切換器
２１９７…極性判定部
２１９８…掛け算器
２１９９ａ〜ｄ…フィルタ係数
２２００…シーケンス制御器
２２０１ａ〜ｄ…保持器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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