(57)【要約】【課題】高精度かつ検出範囲の広いキャリア周波数同期法を提供する。【解決手段】ＭＣ−ＣＤＭＡ通信システムの基地局から、各サブキャリアごとに（ａ）のＡに示すようなパターンとされたパイロットシンボルを送信する。受信装置では、受信信号をＡをアップコンバータ４５で２サブキャリア分アップコンバージョンして、Ｂに示すパターンとし、加算器４４でＡ＋Ｂを行い、奇数サブキャリアが相殺されたＣの信号を得る。この信号は、パイロットシンボルについて、奇数サブキャリアの成分が含まれていないため、１ＯＦＤＭシンボルの前半と後半とで同じ波形となる。Ｃの信号と、遅延部４７で１／２シンボル遅延した信号との相関を相関演算部４６で演算することにより、１／２シンボル分の周波数オフセットを推定し、ＶＣＯ５１を制御する。【選択図】  図６
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直交周波数間隔に配置した複数のサブキャリアを用いてコード拡散されたシンボルを送信するＭＣ−ＣＤＭＡ通信システムであって、
前記複数のサブキャリアの各サブキャリアごとにパイロットシンボルをそれぞれコード多重して送信する基地局装置と、受信装置とを有し、
前記パイロットシンボルは、その周波数軸でのパターンが、ｍサブキャリア（ｍは２以上の整数）分ずらしたパターンと元のパターンとを比較したときに、ｍ×ｎ（ｎは非負の整数）サブキャリアでは位相が同相となり、ｍ×ｎサブキャリア以外のサブキャリアでは位相が逆相となっているパターンとされており、
前記受信装置は、受信したＯＦＤＭシンボルの時間波形をｍサブキャリア分周波数変換した信号と変換前のＯＦＤＭシンボル時間波形とを加算した信号について、１／ｍシンボル長単位で自己相関を算出し、該算出した自己相関値に基づいてサブキャリア間隔のｍ／２倍までの周波数オフセットを推定する手段を有するものである
ことを特徴とするＭＣ−ＣＤＭＡ通信システム。
【請求項２】
前記受信装置は、前記サブキャリア間隔のｍ／２倍までの周波数オフセットを推定する手段によりオフセット推定誤差をサブキャリア間隔の１／２未満に落とした後に、ガードインターバルの信号とシンボルの後方部の信号の相関演算結果に基づいて周波数オフセットを推定する手段を有することを特徴とする請求項１記載のＭＣ−ＣＤＭＡ通信システム。
【請求項３】
直交周波数間隔に配置した複数のサブキャリアを用いてコード拡散されたシンボルを送信するＭＣ−ＣＤＭＡ通信システムにおける基地局装置であって、
前記複数のサブキャリアの各サブキャリアごとにパイロットシンボルをそれぞれコード多重して送信するようになされており、
前記パイロットシンボルは、その周波数軸でのパターンが、ｍサブキャリア（ｍは２以上の整数）分ずらしたパターンと元のパターンとを比較したときに、ｍ×ｎ（ｎは非負の整数）サブキャリアでは位相が同相となり、ｍ×ｎサブキャリア以外のサブキャリアでは位相が逆相となっているパターンとされているものである
ことを特徴とする基地局装置。
【請求項４】
直交周波数間隔に配置した複数のサブキャリアを用いてコード拡散されたシンボルとパイロットシンボルがコード多重されて送信されるＭＣ−ＣＤＭＡ通信システムにおける受信装置であって、
受信したＯＦＤＭシンボルの時間波形をｍ（ｍは２以上の整数）サブキャリア分周波数変換して、変換前のＯＦＤＭシンボル時間波形と加算することでｍ×ｎ（ｎは非負の整数）サブキャリア以外のパイロットシンボルを除去する手段と、
該除去する手段の出力信号について、１／ｍシンボル長単位で自己相関を算出する手段と、
該自己相関結果に基づいてサブキャリア間隔のｍ／２倍までの周波数オフセットを推定する手段と
を有することを特徴とする受信装置。
【請求項５】
前記周波数オフセットを推定する手段により、オフセット推定誤差をサブキャリア間隔の１／２未満に落とした後に、ガードインターバルの信号とシンボルの後方部の信号の相関演算結果に基づいて周波数オフセットを推定する手段を有することを特徴とする請求項４に記載の受信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＭＣ−ＣＤＭＡ通信システム及びその基地局装置並びに受信装置に関し、特に、キャリア周波数同期に関する。
【０００２】
【従来の技術】
現在、第３世代移動通信方式（Ｗ−ＣＤＭＡ方式）よりも更なる高速化、大容量化を目標とした新世代移動通信方式の検討が進められている。新世代移動通信方式では、周波数利用率の一層の向上や伝搬遅延の克服による通信品質の一層の向上が求められており、これを実現する伝送方式としてＭＣ−ＣＤＭＡ（Ｍｕｌｔｉ−Ｃａｒｒｉｅｒ  Ｃｏｄｅ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ａｃｃｅｓｓ）方式が有力視されている。ＭＣ−ＣＤＭＡ方式には周波数軸方向へ拡散する方式と時間軸方向へ拡散する方式とがある。時間軸方向へ拡散する方式では、パイロットシンボルも時間軸方向へ拡散してコード多重させることが可能であり、常時パイロットシンボルを送信できることから、精度の高いチャネル推定を実現できる。また、特に多値変調を用いる場合には、コード間干渉（ＭＡＩ）を低減できることから通信品質を大幅に改善できることが報告されている。
【０００３】
このようなＭＣ−ＣＤＭＡ方式では狭帯域のサブキャリアを用いて通信を行うため、周波数オフセットを高精度に補償しなければ、キャリア間干渉（ＩＣＩ）等の影響により通信品質が大きく劣化する。
一般に、周波数オフセットには、キャリア周波数オフセット、サンプリング周波数オフセット等があり、これまでに様々に検討が行われている。新世代移動通信方式では従来の移動通信方式に割当てられている周波数帯よりも高いマイクロ波帯の利用が予想され、キャリア周波数オフセットの影響が特に大きくなると考えられる。
【０００４】
ＯＦＤＭ方式を対象にガードインターバル（ＧＩ）を利用するキャリア周波数オフセット推定法（以下、「ＧＩ推定法」という。）が提案されている（非特許文献１）。ＧＩ推定法では、ＧＩとシンボル後方部が同一信号であることを利用し、両者の相関を取ることで、周波数オフセットに起因する位相回転量を検出し、周波数オフセットを推定する。ＭＣ−ＣＤＭＡ方式においてもＧＩが挿入されることから、ＯＦＤＭ方式と同様にＧＩ推定法を用いることができる。
【０００５】
ＩＦＦＴ後の送信ＯＦＤＭ信号（時間波形）のｍ番目サンプルをｓｍとすると周波数オフセットを受けた受信ＯＦＤＭ信号のｍ番目サンプルｒｍは、次式のように表される。ここで、ｏｍは周波数オフセットによる位相回転を表し、Δｆｏ［Ｈｚ］は周波数オフセット量、Δｆ［Ｈｚ］はサブキャリア間隔、Ｎｃはサブキャリア総数であり、また、１ＯＦＤＭシンボル当たりのサンプル数である。なお、ここでは周波数オフセットの推定方法を示すことが目的であり、フェージングは１ＯＦＤＭシンボル内で一定であり、雑音成分は無いものとしている。
【数１】
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【０００６】
ここで、タイミング同期が理想的であると仮定すると、ＧＩ区間（ＮＧサンプル）についての自己相関値ＣＧＩは式（３）となる（ｍ＝０はＯＦＤＭ信号の先頭）。
【数２】
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【０００７】
周波数オフセット推定値Δｆｏ’は自己相関値ＣＧＩより次式で求められる。
【数３】
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【０００８】
図９はＧＩ推定法について説明するための図であり、（ａ）はＧＩとＯＦＤＭシンボルの後方部との関係を示す図であり、（ｂ）はＧＩ推定法が実行されるＯＦＤＭ受信装置の要部ブロック図である。
アンテナ６１からの受信信号は、ミキサー６２において、電圧制御発振器（ＶＣＯ；Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ  Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）６９からの信号と乗算されてベースバンド信号に変換され、さらに、Ａ／Ｄ変換器６３でデジタル信号に変換される。該Ａ／Ｄ変換器６３の出力は、ＧＩ除去部７０でガードインターバルが除去された後、ＦＦＴ部７１で各サブキャリアごとの並列信号に変換され、図示しない復調部で復調される。
前記Ａ／Ｄ変換器６３の出力は、また、相関演算部６４の一方の入力とされるとともに、遅延部６５に入力される。遅延部６５に入力された信号は、遅延部６５で１ＯＦＤＭシンボルの時間遅延され、共役処理部６６で共役複素数信号とされて、前記相関演算部６４の他方の入力端子に入力される。相関演算部６４では、前記Ａ／Ｄ変換器６３から信号と前記共役処理部６６から出力される遅延されたガードインターバル区間の信号との相関演算（前記式（３））が行われ、自己相関値ＣＧＩが算出される。該相関演算部６４の出力は、平均化部６７に入力されて複数ＯＦＤＭシンボルについての平均値が求められ、偏角算出部６８でその偏角ａｒｇ（ＣＧＩ）が算出され、キャリア周波数オフセットΔｆｏをなくすような制御信号が前記ＶＣＯ６９に出力される。
このように、自己相関値ＣＧＩを複数ＯＦＤＭシンボルについて平均化することで雑音成分等を除去でき、推定精度を改善することができる。
【０００９】
このＧＩ推定法によれば、精度の高い推定を行うことができるが、キャリア周波数オフセットの検出範囲は最大でサブキャリア間隔の１／２となる。
そこで、  ＯＦＤＭ方式を用いるＨｉＳＷＡＮａ（Ｈｉｇｈ  Ｓｐｅｅｄ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ａｃｃｅｓｓ  Ｎｅｔｗｏｒｋ  ｔｙｐｅ  ａ，ＡＲＩＢ  ＳＴＤ−Ｔ７０）ではプリアンブルを用いることで広範囲なオフセットの検出が実現されている（非特許文献２）。
【００１０】
図１０の（ａ）はＨｉＳＷＡＮａブロードキャストバーストのフレーム構成を示し、（ｂ）はそのプリアンブル構成を示す図である。
図１０の（ａ）に示すように、ブロードキャストバーストは、プリアンブルとペイロード（データ）とから構成されている。プリアンブルは、図１０の（ｂ）に示すように、Ａ領域、Ｂ領域及びＣ領域の３つの領域から構成されている。
Ａ領域は、２＋４ｎ（ｎは整数）サブキャリア（±２，±６，±１０，±１４，±１８，±２２）のみ送信され、４つのショートＯＦＤＭシンボル（Ａ，ＩＡ，Ａ，ＩＡ）と、その直前の時間領域における１６サンプルの繰り返しである５番目のショートＯＦＤＭシンボル（ＩＡ）からなる。ここで、ショートＯＦＤＭシンボルは長さが１６サンプルのシンボルであり、長さが６４サンプルの通常のＯＦＤＭシンボルの１／４のシンボル長である。
Ｂ領域は、４ｎサブキャリア（±４，±８，±１２，±１６，±２０，±２４）のみ送信され、４ショートＯＦＤＭシンボル（Ｂ，Ｂ，Ｂ，Ｂ）とその前のショートＯＦＤＭシンボルＢを極性反転した５番目のショートＯＦＤＭシンボル（ＩＢ）からなる。なお、図では４番目のサブキャリアの時間波形のみを示しているが、実際には４の倍数のサブキャリアがＩＦＦＴ合成された波形となる。Ａ領域についても同様である。
Ｃ領域は、全５２サブキャリアが全て使用され、通常の長さを持つ２つのＯＦＤＭシンボル（Ｃ）、及びサイクリックプレフィックス（ＣＰ）から構成される。ＣＰは、Ｃシンボルの最後の３２サンプルと同一である。
【００１１】
Ｂ領域では４ｎサブキャリア（ｎは整数）のみ送信されることから図１０の（ｂ）に示すようにＢ１〜Ｂ４（それぞれ１／４シンボル長）で同一の波形が繰り返される。すなわち、１ＯＦＤＭシンボル内で４つの同じ時間波形（Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３，Ｂ４）が繰り返されている。そこで、各波形間（Ｂ１，Ｂ２）、（Ｂ２，Ｂ３）、（Ｂ３，Ｂ４）の３個所の自己相関をとることでサブキャリア間隔の２倍の周波数オフセット推定を実現する。
この方法によれば、自己相関に用いる信号間の距離（間隔）がＧＩ推定法と比べて１／４となるため、ＧＩ推定法の４倍のオフセット検出範囲（サブキャリア間隔の２倍）を実現することができる。
しかしながら、この方法はサンプル点数の関係で精度が低くなる。そこで、上記の推定に基づいて補償を行った後、２次推定として、１ＯＦＤＭシンボル長であるＣ領域を２つ用いることで、オフセット検出範囲はサブキャリア間隔の１／２であるが、精度の高いオフセット推定を行うようにしている。
このような２段階の推定を行うことで、広いオフセット検出範囲と高い精度の両立を図っている。
【００１２】
【非特許文献１】佐波孝彦，  ”移動体通信における同期技術，”  トリケップス，  ２００１．
【非特許文献２】平明徳，  石津文雄，  村上圭司，  ”ＯＦＤＭ通信システムにおけるサンプリング周波数オフセットと受信特性に関する検討，”  信学技報，  ＲＣＳ２００１−１９６，  ｐｐ．  ９３−１００，  Ｊａｎ．  ２００２．
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
上述のように、ＧＩを用いる周波数オフセット推定法では、周波数オフセットの検出範囲は最大でもサブキャリア間隔の１／２である。
新世代移動通信ではマイクロ波帯の利用により大きなキャリア周波数オフセットが予想され、また、低廉、小型の基準発振器の利用を許容することを考慮すると、オフセット検出範囲の広範囲化は重要な検討課題である。
しかしながら、上述したプリアンブル推定は周波数利用率の劣化が生じる。
【００１４】
そこで、本発明は、チャネル推定に用いるパイロットシンボルを利用することで、ＭＣ−ＣＤＭＡ方式においてサブキャリア間隔の１／２以上のオフセット検出が可能な周波数オフセット推定を行うことができるＭＣ−ＣＤＭＡ通信システム及びその基地局装置並びに受信装置を提供することを目的としている。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明のＭＣ−ＣＤＭＡ通信システムは、直交周波数間隔に配置した複数のサブキャリアを用いてコード拡散されたシンボルを送信するＭＣ−ＣＤＭＡ通信システムであって、前記複数のサブキャリアの各サブキャリアごとにパイロットシンボルをそれぞれコード多重して送信する基地局装置と、受信装置とを有し、前記パイロットシンボルは、その周波数軸でのパターンが、ｍサブキャリア（ｍは２以上の整数）分ずらしたパターンと元のパターンとを比較したときに、ｍ×ｎ（ｎは非負の整数）サブキャリアでは位相が同相となり、ｍ×ｎサブキャリア以外のサブキャリアでは位相が逆相となっているパターンとされており、前記受信装置は、受信したＯＦＤＭシンボルの時間波形をｍサブキャリア分周波数変換した信号と変換前のＯＦＤＭシンボル時間波形とを加算した信号について、１／ｍシンボル長単位で自己相関を算出し、該算出した自己相関値に基づいてサブキャリア間隔のｍ／２倍までの周波数オフセットを推定する手段を有するものである。
また、前記受信装置は、前記サブキャリア間隔のｍ／２倍までの周波数オフセットを推定する手段によりオフセット推定誤差をサブキャリア間隔の１／２未満に落とした後に、ガードインターバルの信号とシンボルの後方部の信号の相関演算結果に基づいて周波数オフセットを推定する手段を有するものである。
【００１６】
さらに、本発明の基地局装置は、直交周波数間隔に配置した複数のサブキャリアを用いてコード拡散されたシンボルを送信するＭＣ−ＣＤＭＡ通信システムにおける基地局装置であって、前記複数のサブキャリアの各サブキャリアごとにパイロットシンボルをそれぞれコード多重して送信するようになされており、前記パイロットシンボルは、その周波数軸でのパターンが、ｍサブキャリア（ｍは２以上の整数）分ずらしたパターンと元のパターンとを比較したときに、ｍ×ｎ（ｎは非負の整数）サブキャリアでは位相が同相となり、ｍ×ｎサブキャリア以外のサブキャリアでは位相が逆相となっているパターンとされているものである。さらにまた、本発明の受信装置は、直交周波数間隔に配置した複数のサブキャリアを用いてコード拡散されたシンボルとパイロットシンボルがコード多重されて送信されるＭＣ−ＣＤＭＡ通信システムにおける受信装置であって、受信したＯＦＤＭシンボルの時間波形をｍ（ｍは２以上の整数）サブキャリア分周波数変換して、変換前のＯＦＤＭシンボル時間波形と加算することでｍ×ｎ（ｎは非負の整数）サブキャリア以外のパイロットシンボルを除去する手段と、該除去する手段の出力信号について、１／ｍシンボル長単位で自己相関を算出する手段と、該自己相関結果に基づいてサブキャリア間隔のｍ／２倍までの周波数オフセットを推定する手段とを有するものである。
さらにまた、前記周波数オフセットを推定する手段により、オフセット推定誤差をサブキャリア間隔の１／２未満に落とした後に、ガードインターバルの信号とシンボルの後方部の信号の相関演算結果に基づいて周波数オフセットを推定する手段を有するものである。
【００１７】
【発明の実施の形態】
図１は本発明のＭＣ−ＣＤＭＡ通信システムにおける基地局装置の構成を示すブロック図、図２は該基地局装置から送信された信号を受信する本発明のＭＣ−ＣＤＭＡ通信システムにおける受信装置の構成を示すブロック図、図３は前記基地局装置から送信されるＭＣ−ＣＤＭＡ信号のフレーム構成を示す図である。
図１に示す基地局装置において、ユーザーに送信すべきデータ（ここでは、ユーザーｃに対するデータ）は、変調部１１においてシンボル変調され、シリアルパラレル変換部（Ｓ／Ｐ変換部）１２において、サブキャリア数に対応した数の並列データに変換され、それぞれに対応して設けられた拡散処理部１３で対応する拡散コードＷｃ，ｘを用いて拡散変調される。また、図示していないが、他のユーザーに対するデータもそれぞれの拡散コードを用いて拡散変調され、パイロットシンボルも拡散コードＷ０，ｘを用いて拡散変調される。各拡散処理部からの出力は、それぞれ対応するサブキャリア対応に設けられた多重化部１４に入力され、ここで、各拡散処理部からの出力が加算される。各サブキャリアに対応する多重化部１４から並列に出力される信号は、逆フーリエ変換器（ＩＦＦＴ）１５において離散逆フーリエ変換されて時間軸上の信号とされた後、ガードインターバル（ＧＩ）付加部１６でガードインターバルを付加されて送信信号となる。
【００１８】
図３は、この基地局装置から送信されるＭＣ−ＣＤＭＡ信号のフレーム構成を示す図である。
この図に示すように、常時信号帯域内の全サブキャリアに既知のパイロットシンボルが、他のチャネルのユーザーデータとともにコード多重して送信される。ここで、パイロットシンボルは、時間軸方向に拡散されている。このように、全サブキャリアにパイロットシンボルを送信することにより、精度の高いチャネル推定を実現することができる。
【００１９】
図２に示した受信装置において、前記図１に示した基地局装置から送信された信号は、図示しないアンテナで受信され、ミキサー２１に入力され、電圧制御発振器（ＶＣＯ）２２からの信号と混合され、ベースバンド信号とされる。ここで、前記ＶＣＯ２２には、周波数オフセット推定部２３からの制御信号が入力され、後述するように、キャリア周波数オフセットがなくなるように発信周波数が制御される。
ミキサー２１からの出力信号は、ＧＩ除去部２４でガードインターバルを除去された後、離散フーリエ変換部（ＦＦＴ部）２５で周波数領域の信号に変換される。ＦＦＴ部２５から出力される各サブキャリア（＃０〜＃Ｎｃ−１）の信号は、それぞれに対応して設けられた複製器（ｃｏｐｉｅｒ）２６を介して、各サブキャリア対応に設けられたこのユーザー向けのデータを逆拡散する逆拡散部２７及びパイロットシンボルを逆拡散するパイロットシンボル用逆拡散部２８に入力される。そして、各逆拡散部２７において、このユーザーに割り当てられた拡散コードＷｃ，ｘを用いて逆拡散するとともに、各パイロットシンボル用逆拡散部２８において、パイロットシンボル用の拡散コードＷ０，ｘを用いてパイロットシンボルを逆拡散する。各パイロットシンボル用逆拡散部２８からのパイロットシンボルの受信信号は、チャネル推定部２９に入力されて各サブキャリアごとに伝搬路のフェージング変動が推定される。前記各逆拡散部２７の出力は、各サブキャリアごとに設けられた位相補償部３０に入力され、ここで、前記チャネル推定部２９からの出力により位相及び振幅の補償がされた後、パラレル−シリアル変換部（Ｐ／Ｓ変換部３１）で直列データに変換され、復調部３２で復調されて、ユーザーｃのデータが得られる。
【００２０】
本発明は、このようなＭＣ−ＣＤＭＡ通信システムにおいて、チャネル推定を行うために送信されているパイロットシンボルを用いて、周波数オフセットの検出を行うとともに、その検出範囲の広範囲化を図るようにしている。
図４は、ＯＦＤＭ信号を示す図である。この図に示すように、ＯＦＤＭ信号は、周波数がｎ×Δｆの複数のサブキャリアから構成されている。ここで、Δｆは、サブキャリア間の周波数間隔である。また、ｎをサブキャリア番号とよぶこととする。図示するように、各サブキャリア（ＳＣ＃ｎ）は、１ＯＦＤＭシンボル長（＝１／Δｆ）の間に、サブキャリア番号ｎに等しい周期の正弦波を含んでいる。
ここで、サブキャリア番号が偶数のサブキャリア（ＳＣ＃２ｋ、ｋ＝０，１，２，…、以下、「偶数サブキャリア」と呼ぶ。）については、１ＯＦＤＭシンボルの前半部と後半部とで、その波形が同じ波形となっており、サブキャリア番号が奇数のサブキャリア（ＳＣ＃（２ｋ＋１）、ｋ＝０，１，２，…、以下、「奇数サブキャリア」と呼ぶ。）については、１ＯＦＤＭシンボルの前半部と後半部とで、その波形が逆相となっている。すなわち、偶数サブキャリアと奇数サブキャリアとで左右対称性が異なっており、偶数サブキャリアは左右同一、奇数サブキャリアは左右反転しているということができる。
【００２１】
このような左右対称性を利用して、周波数オフセット検出範囲を広くする最も簡単な手法として、パイロットシンボルとして２の倍数のサブキャリア（偶数サブキャリア）だけを送信することが考えられる。
すなわち、図５に示すように、偶数サブキャリアのみパイロットシンボルを送信する。このように、偶数サブキャリアのパイロットシンボルを送信するとシンボルの前後半が同一の波形となる。そこで、ＯＦＤＭシンボルの前半部と後半部との自己相関を取ることで、コード多重されたデータシンボルからの干渉があるものの、ＧＩ推定法の２倍のオフセット検出範囲を実現することができる。すなわち、この手法によれば、１／２ＯＦＤＭシンボルだけ離れた信号の相関を算出するため、１ＯＦＤＭシンボルだけ離れた信号の相関を算出するＧＩ推定法の２倍のオフセット検出範囲となる。
同様に、サブキャリア番号が４，８の倍数だけのパイロットシンボルを送信することで、オフセット検出範囲をそれぞれＧＩ推定法の４倍，８倍に拡大することもできる。このように、この手法によれば、周波数オフセットの検出範囲はその分広げることができるが、パイロット信号を全サブキャリアに送信しないことから、逆にチャネル推定精度は劣化することとなる。
【００２２】
そこで、本発明においては、前記図３に示したフレーム構成のように全てのサブキャリアに常時パイロットシンボルを送信しながら、サブキャリア間隔Δｆの１／２以上のオフセット推定を行うようにした。以下、本発明の手法を「キャンセル法」と呼ぶこととする。
図６の（ａ）は、本発明のＭＣ−ＣＤＭＡ通信システムにおいて用いられているパイロットシンボルの一例を示し、（ｂ）は、本発明の受信装置における要部構成を示すブロック図である。
この例は、サブキャリア間隔まで（ＧＩ推定法の２倍）のキャリア周波数オフセット推定が可能なものである。
ここでは、パイロットシンボルのサブキャリア毎のパターン（周波数軸でのパターン）を図６の（ａ）のＡに示すように配置する。このパターンでは、２サブキャリア分（２Δｆ）周波数をアップコンバージョンしたコピー（Ｂ）と比較した時に、偶数サブキャリアでは同一シンボルとなり、奇数サブキャリアでは正負反転したシンボルとなる。すなわち、２サブキャリア分ずらしたパターン（Ｂ）と元のパターン（Ａ）とを比較したときに、２の倍数のサブキャリアでは位相が同相となり、それ以外のサブキャリアでは位相が逆相となるパターンとなっている。
具体的には、ＱＰＳＫ複素シンボルとして４ｎ＋３（ｎは整数）サブキャリアは−１−ｊを、それ以外のサブキャリアは１＋ｊを送信する。
【００２３】
受信側では時間領域における受信信号（Ａ）を２サブキャリア分（２Δｆ）だけ周波数をアップコンバージョンしたコピー（Ｂ）を作成し、両者の和を取る（Ｃ）。その結果、図示するように、奇数サブキャリアのパイロット信号を相殺することができる。その後合成したＯＦＤＭシンボルの前後半部について相関を取ることで位相回転量を検出し、周波数オフセットを推定する。
これにより、前述した偶数サブキャリアのみパイロット信号を送信した場合と同様の結果を得ることができ、ＧＩ推定法の２倍のオフセット検出範囲を実現することができる。
【００２４】
図６の（ｂ）は、受信装置の要部構成を示すブロック図である。
アンテナ４１、ミキサー４２、Ａ／Ｄ変換器４３、ＶＣＯ５１、ＧＩ除去部５２、ＦＦＴ部５３は、前記図９に示した受信装置における対応する構成要素と同一であるため、説明を省略する。また、それ以外の構成要素、すなわち、加算器４４、アップコンバータ４５、相関演算部４６、１／２シンボル遅延部４７、共役処理部４８、平均化部４９及び偏角算出部５０により、周波数オフセット推定部が構成されている。
前記Ａ／Ｄ変換器４３でデジタル信号に変換された受信信号（Ａ）は、加算器４４の一方の入力に供給されるとともに、２サブキャリア分周波数をアップコンバージョンするアップコンバータ４５に入力され、該アップコンバータ４５からの周波数変換された出力（Ｂ）は、前記加算器４４の他方の入力に供給される。ここで、アンプコンバータ４５は、入力信号に、ｅｊ２π２Δｆｔを乗算する処理を行う。
加算器４４において、Ａ＋Ｂの処理が行われ、奇数サブキャリアが相殺され偶数サブキャリアのみを含む出力Ｃが得られる。この出力Ｃは、相関演算部４６の一方の入力に供給されるとともに、１／２シンボル遅延部４７に入力され、該１／２シンボル遅延部４７からの１／２ＯＦＤＭシンボル遅延された出力は、共役処理部４８で共役複素数とされ、前記相関演算部４６の他方の入力に供給される。相関演算部４６の出力は、平均化部４９に入力されて、複数ＯＦＤＭシンボル（例えば、数十ＯＦＤＭシンボル）についての平均値が算出され、偏角算出部５０で、その偏角が算出され、キャリア周波数オフセットΔｆｏをなくすような制御信号が前記ＶＣＯ５１に出力される。
これにより、キャリア周波数同期をとることができる。また、パイロットシンボルは全サブキャリアにおいて送信されているため、チャネル推定精度が低下することはない。
【００２５】
また、この方式では、サブキャリア毎のシンボルパターンを変えることでＧＩ推定法の２倍以上の検出範囲も実現可能である。例えば、図７に示すように、８ｎ＋０〜４サブキャリアに１＋ｊ、８ｎ＋５〜７サブキャリアに−１−ｊを配置し、４サブキャリア（４Δｆ）分だけ周波数をアップコンバージョンすることで、ＧＩ推定法の４倍のオフセット検出が可能となる。
なお、２のべき乗の倍数に限られることはなく、３の倍数など、２以上の任意の整数倍の検出範囲を実現することができる。例えば、前記図４において、３の倍数のサブキャリア番号（ＳＣ＃３，ＳＣ＃６…）をみれば、１ＯＦＤＭシンボルの前１／３、中１／３及び後１／３が同じ波形となっており、これらを用い、１ＯＦＤＭシンボルの１／３を単位として自己相関演算を行うようにすればよい。
このように、周波数軸でのパターンが、ｍ（ｍは２以上の整数）サブキャリア分ずらしたパターンと元のパターンとを比較したときに、ｍ×ｎ（ｎは非負の整数）サブキャリアでは位相が同相となり、それ以外のサブキャリアでは位相が逆相となるようなパターンとされたパイロットシンボルを用いることにより、チャネル推定精度を劣化させることなく、オフセット検出範囲を拡大することが可能となる。
【００２６】
以下では式を用いて説明を行う。まず、周波数をＮｃｓサブキャリア分（ＮｃｓΔｆ）だけアップコンバージョンする時のｍサンプル目の受信信号をｒｍ（Ｎｃｓ）とすると、アップコンバージョンして作成されたコピーｃｍ（Ｎｃｓ）、及び両者の合成信号ｒ’ｍ（Ｎｃｓ）は次式で表される。
【数４】
2005033310.tif 000006
合成信号では、パイロットシンボルについて、Ｎｃｓの倍数のサブキャリア成分だけが残り、１ＯＦＤＭシンボル内にＮｃｓ個の同一の時間波形（各波形はＮｃ／Ｎｃｓサンプル長）が存在することになる。そこで、オフセット推定では、隣接する同一時間波形に対してＮｃｓ−１個の自己相関値を求めることができる。そこで、それらを平均化することで精度の高い自己相関値を求めることができる。この時、自己相関値Ｃｐ（Ｎｃｓ）、オフセット推定値Δｆｏ’（Ｎｃｓ）は平均化数Ｎｃｓ−１を考慮して次式で求めることができる。尚、自己相関値Ｃｐ（Ｎｃｓ）を複数ＯＦＤＭシンボルに渡って平均化することで、さらに精度を高めることができる。
【数５】
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【００２７】
上述したキャンセル法ではコード多重されるデータからの干渉によりＧＩ推定法と比べた場合には精度が劣化する。
そこで、キャンセル法を１次推定、ＧＩ推定法を２次推定とする２段階推定を採用すれば、高精度に推定を行うことができる。
すなわち、前記図６の（ｂ）に示した受信装置に、さらに、前記図９の（ｂ）に示したＧＩ推定法を実行する周波数オフセット推定部（相関演算部６４、１シンボル遅延部６５、共役処理部６６、平均化部６７及び偏角算出部６８）を設ける。
前述のように、ＧＩ推定法ではサブキャリア間隔の１／２までのオフセットについては高精度に推定できる。そこで、上述したキャンセル法を用いてサブキャリア間隔の１／２以上のオフセットをまずサブキャリア間隔の１／２以下に補償する。次に、前記図９に関して説明したＧＩ推定法により周波数オフセットを高精度に推定する。このように組み合わせることで、検出範囲の広さと推定精度の両立が可能となる。
【００２８】
図８は、ＧＩ推定法（○）、２の倍数のサブキャリアを用いた場合（△）、４の倍数のサブキャリアを用いた場合（□）につき、横軸をサブキャリア周波数間隔で正規化したキャリア周波数オフセット（Δｆｏ／Δｆ）、縦軸をキャリア周波数オフセット推定誤差（ＲＭＳ値）として示したシミュレーション結果である。本発明のキャンセル法により、ＧＩ推定法よりもオフセット検出範囲が拡大されていることが分かる。
【００２９】
【発明の効果】
本発明のＭＣ−ＣＤＭＡ通信システム、基地局装置及び受信装置によれば、広範囲（サブキャリア間隔の１／２以上）かつ高精度な周波数オフセット推定を実現することができる。
また、その場合においても、チャネル推定精度の劣化が生じることはない。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のＭＣ−ＣＤＭＡ通信システムにおける基地局装置の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明のＭＣ−ＣＤＭＡ通信システムにおける受信装置の構成を示すブロック図である。
【図３】ＭＣ−ＣＤＭＡ信号のフレーム構成を示す図である。
【図４】ＯＦＤＭ信号を示す図である。
【図５】偶数サブキャリアのみパイロットシンボルを送信する場合を示す図である。
【図６】本発明のＭＣ−ＣＤＭＡ通信システムにおけるキャリア周波数オフセット推定法（キャンセル法）について説明するための図であり、（ａ）はシンボルパターンの一例を示す図、（ｂ）は受信装置の要部構成を示すブロック図である。
【図７】オフセット検出範囲をＧＩ推定法の４倍とすることができるシンボルパターンを示す図である。
【図８】ＧＩ推定法及び本発明のキャンセル法によるオフセット検出範囲を示すシミュレーション結果の図である。
【図９】ＧＩ推定法について説明するための図であり、（ａ）はＧＩとＯＦＤＭシンボルの後方部との関係を示す図、（ｂ）はＧＩ推定法が実行されるＯＦＤＭ受信装置の要部ブロック図である。
【図１０】ＨｉＳＷＡＮａについて説明するための図であり、（ａ）はフレーム構成を示す図、（ｂ）はプリアンブル構成を示す図である。
【符号の説明】
１１：変調部、１２：シリアルパラレル変換部、１３：拡散処理部、１４：多重化部、１５：逆フーリエ変換器（ＩＦＦＴ）、１６：ＧＩ付加部、２１：ミキサー、２２：ＶＣＯ、２３：周波数オフセット推定部、２４：ＧＩ除去部、２５：フーリエ変換部（ＦＦＴ）、２６：複製器、２７，２８：逆拡散部、２９：チャネル推定部、３０：位相補償部、３１：パラレルシリアル変換部、３２：復調部、４１：アンテナ、４２：ミキサー、４３：Ａ／Ｄ変換部、４４：加算器、４５：アップコンバータ、４６：相関演算部、４７：１／２シンボル遅延部、４８：共役処理部、４９：平均化部、５０：偏角算出部、５１：ＶＣＯ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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