(57)【要約】【課題】  所定のシンボルレートで入力したデータをＤ／Ａ変換器の動作クロック付近までオーバサンプリングする際、変調出力のスプリアスを低減することができるデジタル変調装置およびその方法を提供する。【解決手段】  第１補間部１４および第２補間部２４は、サンプリング周波数ｆｏｖｅｒの出力データＩｄ４およびＱｄ４を、出力先のＤ／Ａ変換部の動作クロック周波数であるサンプリング周波数ｆｓａｍｐにサンプリングして補間する。このとき、第１補間部１４および第２補間部２４は、サンプリング周波数ｆｏｖｅｒおよびｆｓａｍｐの周波数比を用いて補間を行う。そして、サンプリング周波数ｆｓａｍｐの出力データＩｄ５およびＱｄ５を、直交変調部３１に出力する。【選択図】  図１  
2005318113.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
同相成分および直交成分データを直交変調して所定出力周波数で出力するデジタル変調装置であって、
前記同相成分データのシンボル周波数を整数倍した第１サンプリング周波数で、当該同相成分データを帯域制限する第１フィルタと、
前記第１サンプリング周波数を整数倍した第２サンプリング周波数で、前記第１フィルタから出力されたデータをオーバサンプリングする第２フィルタと、
前記第２フィルタから出力されたデータを、前記所定出力周波数にデータを補間する第１補間部と、
前記直交成分データのシンボル周波数を整数倍した前記第１サンプリング周波数で、当該直交成分データを帯域制限する第３フィルタと、
前記第１サンプリング周波数を整数倍した前記第２サンプリング周波数で、前記第３フィルタから出力されたデータをオーバサンプリングする第４フィルタと、
前記第４フィルタから出力されたデータを、前記所定出力周波数にデータを補間する第２補間部と、
前記第１補間部および前記第２補間部から出力されるデータをデジタル直交変調して出力する直交変調部とを備えることを特徴とする、デジタル変調装置。
【請求項２】
前記第１補間部および前記第２補間部は、それぞれ前記第２サンプリング周波数と前記所定出力周波数との周波数比を用いてデータを補間することを特徴とする、請求項１に記載のデジタル変調装置。
【請求項３】
少なくとも、前記第１サンプリング周波数および前記第２サンプリング周波数は、前記所定出力周波数から規則的または不規則的にデジタル分周されたサンプリング周波数であり、
前記第１補間部および前記第２補間部は、前記第２サンプリング周波数および前記所定出力周波数の周波数比または分周比と、前記第２サンプリング周波数が前記所定出力周波数に対してサンプリング停止している箇所から次のサンプリング停止箇所までのサンプル数および当該箇所を基準とした位置とを用いて、前記第２サンプリング周波数を前記所定出力周波数に周波数変換し、前記所定出力周波数に基づく補間出力をそれぞれ出力することを特徴とする、請求項１に記載のデジタル変調装置。
【請求項４】
前記第１補間部および前記第２補間部は、前記第２サンプリング周波数が前記所定出力周波数に対してサンプリング停止している箇所を基準とし、前記第２サンプリング周波数でサンプリングされたサンプルの前後の値を用いて、前記第２サンプリング周波数を前記所定出力周波数に周波数変換し、前記所定出力周波数に基づく補間出力をそれぞれ出力することを特徴とする、請求項３に記載のデジタル変調装置。
【請求項５】
前記第２サンプリング周波数と前記所定出力周波数とが等しいとき、前記第２フィルタおよび第４フィルタから出力されたデータを、それぞれ前記第１補間部および前記第２補間部による補間処理をバイパスして前記直交変調部に出力するバイパス手段を、さらに備えることを特徴とする、請求項１に記載のデジタル変調装置。
【請求項６】
少なくとも、前記第１サンプリング周波数および前記第２サンプリング周波数は、前記所定出力周波数から規則的または不規則的にデジタル分周されたサンプリング周波数であり、
前記第２サンプリング周波数が前記所定出力周波数に対してサンプリング停止している箇所から次のサンプリング停止箇所までのサンプル数が閾値以上であるとき、前記第２フィルタおよび第４フィルタから出力されたデータを、それぞれ前記第１補間部および前記第２補間部による補間処理をバイパスして前記直交変調部に出力するバイパス手段を、さらに備えることを特徴とする、請求項１に記載のデジタル変調装置。
【請求項７】
前記第２サンプリング周波数と前記所定出力周波数との周波数比を予め記憶する記憶部を、さらに備えることを特徴とする、請求項２に記載のデジタル変調装置。
【請求項８】
同相成分および直交成分データを直交変調して所定出力周波数で出力するデジタル変調方法であって、
前記同相成分データのシンボル周波数を整数倍した第１サンプリング周波数で、当該同相成分データを帯域制限する第１フィルタリングステップと、
前記第１サンプリング周波数を整数倍した第２サンプリング周波数で、前記第１フィルタリングステップで帯域制限されたデータをオーバサンプリングする第２フィルタリングステップと、
前記第２フィルタリングステップでオーバサンプリングされたデータを、前記所定出力周波数にデータを補間する第１補間ステップと、
前記直交成分データのシンボル周波数を整数倍した前記第１サンプリング周波数で、当該直交成分データを帯域制限する第３フィルタリングステップと、
前記第１サンプリング周波数を整数倍した前記第２サンプリング周波数で、前記第３フィルタリングステップで帯域制限されたデータをオーバサンプリングする第４フィルタリングステップと、
前記第４フィルタリングステップでオーバサンプリングされたデータを、前記所定出力周波数にデータを補間する第２補間ステップと、
前記第１補間ステップおよび前記第２補間ステップから出力されるデータをデジタル直交変調して出力する直交変調ステップとを含むことを特徴とする、デジタル変調方法。
【請求項９】
前記第１補間ステップおよび前記第２補間ステップは、それぞれ前記第２サンプリング周波数と前記所定出力周波数との周波数比を用いてデータを補間することを特徴とする、請求項８に記載のデジタル変調方法。
【請求項１０】
少なくとも、前記第１サンプリング周波数および前記第２サンプリング周波数は、前記所定出力周波数から規則的または不規則的にデジタル分周されたサンプリング周波数であり、
前記第１補間ステップおよび前記第２補間ステップは、前記第２サンプリング周波数および前記所定出力周波数の周波数比または分周比と、前記第２サンプリング周波数が前記所定出力周波数に対してサンプリング停止している箇所から次のサンプリング停止箇所までのサンプル数および当該箇所を基準とした位置とを用いて、前記第２サンプリング周波数を前記所定出力周波数に周波数変換し、前記所定出力周波数に基づく補間出力をそれぞれ出力することを特徴とする、請求項８に記載のデジタル変調方法。
【請求項１１】
前記第１補間ステップおよび前記第２補間ステップは、前記第２サンプリング周波数が前記所定出力周波数に対してサンプリング停止している箇所を基準とし、前記第２サンプリング周波数でサンプリングされたサンプルの前後の値を用いて、前記第２サンプリング周波数を前記所定出力周波数に周波数変換し、前記所定出力周波数に基づく補間出力をそれぞれ出力することを特徴とする、請求項１０に記載のデジタル変調方法。
【請求項１２】
前記第２サンプリング周波数と前記所定出力周波数とが等しいとき、前記第２フィルタリングステップおよび第４フィルタリングステップで処理されたデータを、それぞれ前記第１補間ステップおよび前記第２補間ステップによる補間処理をバイパスして前記直交変調ステップで処理するバイパスステップを、さらに含むことを特徴とする、請求項８に記載のデジタル変調方法。
【請求項１３】
少なくとも、前記第１サンプリング周波数および前記第２サンプリング周波数は、前記所定出力周波数から規則的または不規則的にデジタル分周されたサンプリング周波数であり、
前記第２サンプリング周波数が前記所定出力周波数に対してサンプリング停止している箇所から次のサンプリング停止箇所までのサンプル数が閾値以上であるとき、前記第２フィルタリングステップおよび第４フィルタリングステップで処理されたデータを、それぞれ前記第１補間ステップおよび前記第２補間ステップによる補間処理をバイパスして前記直交変調ステップで処理するバイパスステップを、さらに含むことを特徴とする、請求項８に記載のデジタル変調方法。
【請求項１４】
前記第２サンプリング周波数と前記所定出力周波数との周波数比を予め記憶する記憶ステップを、さらに含むことを特徴とする、請求項９に記載のデジタル変調方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、デジタル変調装置および方法に関し、より特定的には、異なる複数のサンプリング周波数を用いてデジタル変調するデジタル変調装置および方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、デジタル変調器は、デジタルケーブルテレビセットトップボックスにおける送信器やデジタル衛星放送における送信器等に用いられている。デジタル変調器は、補間器やフィルタを用いて補間が行われる（例えば、特許文献１参照）。以下、図３を用いて、特許文献１で開示されたデジタル直交変調器について説明する。なお、図３は、従来のデジタル直交変調器の一例を示すブロック図である。
【０００３】
図３において、従来のデジタル直交変調器は、入力端子１０１および１０５と、出力端子１１１と、補間器１０２および１０６と、動作周波数ｆｓ２のディジタルフィルタ１０３および１０７と、デジタル乗算器１０４および１０８と、デジタル加算器１０９と、Ｄ／Ａ変換器１１０とを含んでいる。入力端子１０１は、補間器１０２に接続する。補間器１０２は、フィルタ１０３に接続する。フィルタ１０３は、乗算器１０４に接続する。乗算器１０４は、加算器１０９に接続する。同様に、入力端子１０５は、補間器１０６に接続する。補間器１０６は、フィルタ１０７に接続する。フィルタ１０７は、乗算器１０８に接続する。乗算器１０８は、加算器１０９に接続する。加算器１０９は、Ｄ／Ａ変換器１１０に接続し、Ｄ／Ａ変換器１１０は、出力端子１１１に接続されている。
【０００４】
以下、デジタル直交変調器の動作説明において、標本化周波数をｆｓａおよびｆｓｂ（ｆｓａ＝ｆｓｂ／４）とし、搬送周波数をｆｃ（ｆｃ＝ｆｓｂ／４）とする。入力端子１０１を介して、標本化周波数ｆｓａの同相成分データを補間器１０２に入力する。入力データは、補間器１０２によって標本化周波数ｆｓｂに周波数変換され、フィルタ１０３に送られる。フィルタ６は、入力されたデータから不要周波数成分を除去して、乗算器１０４に送る。同様にして、入力端子１０５を介して標本化周波数ｆｓａの直交成分データを補間器１０６に入力し、補間器１０６およびフィルタ１０７を介して、標本化周波数ｆｓｂに周波数変換された直交成分データが乗算器１０８に送られる。標本化周波数ｆｓｂに周波数変換した同相成分データは、乗算器１０４によりｃｏｓ（２・π・ｆｃ・Ｔ）を乗算する。ここで、Ｔ＝ｎ／ｆｓｂ（ｎ：整数）である。また、直交成分データは、乗算器１０８によりｓｉｎ（２・π・ｆｃ・Ｔ）を乗算する。乗算器１０４および１０８の乗算データは、加算器１０９にそれぞれ送られて加算され、Ｄ／Ａ変換器１１０に送られる。Ｄ／Ａ変換器１１０は、送られてきたデータをアナログデータに変換して、出力端子１１１を介して直交変調したデータとして出力する。このように、従来のデジタル直交変調器では、１つもしくは複数の固定値への標本化周波数を用いることで、補間出力を得ている。
【特許文献１】特開平１１−１６３９５３号公報（図１）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ここで、Ｄ／Ａ変換器がアナログデータに変換する動作クロックの周波数（サンプリング周波数）は、その搬送方式に応じて固定されており、例えば２００ＭＨｚである。また、補間器に入力するデータは、それらの規格に応じたシンボルレートを有しており、例えば、０．７７２ＭＨｚや１．５４４ＭＨｚである。そして、補間器では、上記シンボルレートの周波数をＤ／Ａ変換器１１０がアナログデータに変換する動作クロック付近までオーバサンプリングする。しかしながら、補間器が行う周波数変換は、整数倍となる。したがって、補間器は、正確にＤ／Ａ変換器１１０がアナログデータに変換する動作クロックの周波数までオーバサンプリングできない。具体的には、シンボルレート０．７７２ＭＨｚに対しては、０．７７２＊２５６＝１９７．６３２ＭＨｚのサンプリングレートとなる。また、シンボルレート１．５４４ＭＨｚに対しては、１．５４４＊１２８＝１９７．６３２ＭＨｚのサンプリングレートとなる。このようなサンプリングレートのデータをＤ／Ａ変換器でアナログデータに変換した場合、変調出力にスプリアスが発生してしまうことがある。
【０００６】
それ故に、本発明の目的は、所定のシンボルレートで入力したデータをＤ／Ａ変換器の動作クロック付近までオーバサンプリングする際、変調出力のスプリアスを低減することができるデジタル変調装置およびその方法を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記の目的を達成するために、本発明は以下の構成を採用した。なお、括弧内の参照符号等は、本発明の理解を助けるために後述する実施形態との対応関係を示したものであって、本発明の範囲を何ら限定するものではない。
【０００８】
本発明のデジタル変調装置は、同相成分および直交成分データ（Ｉｄ２、Ｑｄ２）を直交変調して所定出力周波数（ｆｓａｍｐ）で出力する。デジタル変調装置は、第１フィルタ（１２）、第２フィルタ（１３）、第１補間部（１４）、第３フィルタ（２２）、第４フィルタ（２３）、第２補間部（２４）、および直交変調部（２４）を備える。第１フィルタは、同相成分データのシンボル周波数（ｆｓｙｍ）を整数倍（ｎ倍）した第１サンプリング周波数（ｆｓｙｍｎ）で、その同相成分データを帯域制限する。第２フィルタは、第１サンプリング周波数を整数倍（ｍ倍）した第２サンプリング周波数（ｆｏｖｅｒ）で、第１フィルタから出力されたデータ（Ｉｄ３）をオーバサンプリングする。第１補間部は、第２フィルタから出力されたデータ（Ｉｄ４）を、所定出力周波数にデータを補間する。第３フィルタは、直交成分データのシンボル周波数を整数倍した第１サンプリング周波数で、その直交成分データを帯域制限する。第４フィルタは、第１サンプリング周波数を整数倍した第２サンプリング周波数で、第３フィルタから出力されたデータ（Ｑｄ３）をオーバサンプリングする。第２補間部は、第４フィルタから出力されたデータ（Ｑｄ４）を、所定出力周波数にデータを補間する。直交変調部は、第１補間部および第２補間部から出力されるデータ（Ｉｄ５、Ｑｄ５）をデジタル直交変調して出力する（ｄｏｕｔ）。
【０００９】
第１補間部および第２補間部は、それぞれ第２サンプリング周波数と所定出力周波数との周波数比（ｆｏｖｅｒ／ｆｓａｍｐ）を用いてデータを補間してもかまわない。例えば、少なくとも、第１サンプリング周波数および第２サンプリング周波数は、所定出力周波数から規則的または不規則的にデジタル分周されたサンプリング周波数である。その場合、第１補間部および第２補間部は、第２サンプリング周波数および所定出力周波数の周波数比または分周比と、第２サンプリング周波数が所定出力周波数に対してサンプリング停止している箇所から次のサンプリング停止箇所までのサンプル数（歯抜け間隔）およびその箇所を基準とした位置（ｊ）とを用いて、第２サンプリング周波数を所定出力周波数に周波数変換し、所定出力周波数に基づく補間出力をそれぞれ出力する。さらに、第１補間部および第２補間部は、第２サンプリング周波数が所定出力周波数に対してサンプリング停止している箇所を基準とし、第２サンプリング周波数でサンプリングされたサンプルの前後の値を用いて、第２サンプリング周波数を所定出力周波数に周波数変換し、所定出力周波数に基づく補間出力をそれぞれ出力してもかまわない。
【００１０】
また、一例として、第２サンプリング周波数と所定出力周波数とが等しいとき、第２フィルタおよび第４フィルタから出力されたデータを、それぞれ第１補間部および第２補間部による補間処理をバイパスして直交変調部に出力するバイパス手段を、さらに備えてもかまわない。他の例として、少なくとも、第１サンプリング周波数および第２サンプリング周波数は、所定出力周波数から規則的または不規則的にデジタル分周されたサンプリング周波数である場合、第２サンプリング周波数が所定出力周波数に対してサンプリング停止している箇所から次のサンプリング停止箇所までのサンプル数が閾値以上であるとき、第２フィルタおよび第４フィルタから出力されたデータを、それぞれ第１補間部および第２補間部による補間処理をバイパスして直交変調部に出力するバイパス手段を、さらに備えてもかまわない。
【００１１】
第２サンプリング周波数と所定出力周波数との周波数比を予め記憶する記憶部を、さらに備えていてもかまわない。
【００１２】
本発明のデジタル変調方法は、同相成分および直交成分データを直交変調して所定出力周波数で出力する。デジタル変調方法は、第１フィルタリングステップ、第２フィルタリングステップ、第１補間ステップ、第３フィルタリングステップ、第４フィルタリングステップ、第２補間ステップ、および直交変調ステップを含む。第１フィルタリングステップは、同相成分データのシンボル周波数を整数倍した第１サンプリング周波数で、その同相成分データを帯域制限する。第２フィルタリングステップは、第１サンプリング周波数を整数倍した第２サンプリング周波数で、第１フィルタリングステップで帯域制限されたデータをオーバサンプリングする。第１補間ステップは、第２フィルタリングステップでオーバサンプリングされたデータを、所定出力周波数にデータを補間する。第３フィルタリングステップは、直交成分データのシンボル周波数を整数倍した第１サンプリング周波数で、その直交成分データを帯域制限する。第４フィルタリングステップは、第１サンプリング周波数を整数倍した第２サンプリング周波数で、第３フィルタリングステップで帯域制限されたデータをオーバサンプリングする。第２補間ステップは、第４フィルタリングステップでオーバサンプリングされたデータを、所定出力周波数にデータを補間する。直交変調ステップは、第１補間ステップおよび第２補間ステップから出力されるデータをデジタル直交変調して出力する。
【００１３】
第１補間ステップおよび第２補間ステップは、それぞれ第２サンプリング周波数と所定出力周波数との周波数比を用いてデータを補間してもかまわない。また、少なくとも、第１サンプリング周波数および第２サンプリング周波数は、所定出力周波数から規則的または不規則的にデジタル分周されたサンプリング周波数である。この場合、第１補間ステップおよび第２補間ステップは、第２サンプリング周波数および所定出力周波数の周波数比または分周比と、第２サンプリング周波数が所定出力周波数に対してサンプリング停止している箇所から次のサンプリング停止箇所までのサンプル数およびその箇所を基準とした位置とを用いて、第２サンプリング周波数を所定出力周波数に周波数変換し、所定出力周波数に基づく補間出力をそれぞれ出力する。さらに、第１補間ステップおよび第２補間ステップは、第２サンプリング周波数が所定出力周波数に対してサンプリング停止している箇所を基準とし、第２サンプリング周波数でサンプリングされたサンプルの前後の値を用いて、第２サンプリング周波数を所定出力周波数に周波数変換し、所定出力周波数に基づく補間出力をそれぞれ出力してもかまわない。
【００１４】
一例として、第２サンプリング周波数と所定出力周波数とが等しいとき、第２フィルタリングステップおよび第４フィルタリングステップで処理されたデータを、それぞれ第１補間ステップおよび第２補間ステップによる補間処理をバイパスして直交変調ステップで処理するバイパスステップを、さらに含んでいてもよい。また、他の例として、少なくとも、第１サンプリング周波数および第２サンプリング周波数は、所定出力周波数から規則的または不規則的にデジタル分周されたサンプリング周波数である場合、第２サンプリング周波数が所定出力周波数に対してサンプリング停止している箇所から次のサンプリング停止箇所までのサンプル数が閾値以上であるとき、第２フィルタリングステップおよび第４フィルタリングステップで処理されたデータを、それぞれ第１補間ステップおよび第２補間ステップによる補間処理をバイパスして直交変調ステップで処理するバイパスステップを、さらに含んでいてもかまわない。
【００１５】
また、第２サンプリング周波数と所定出力周波数との周波数比を予め記憶する記憶ステップを、さらに含んでいてもかまわない。
【発明の効果】
【００１６】
本発明のデジタル変調装置によれば、第１および第２補間部を設けることにより、所定のシンボル周波数で入力した同相成分および直交成分データを所定出力周波数までオーバサンプリングする際、変調出力のスプリアスを低減することができる。例えば、Ｄ／Ａ変換器がアナログデータに変換する動作クロックの周波数は、その搬送方式に応じて固定されている。上記Ｄ／Ａ変換器に当該デジタル変調装置が出力するとき、Ｄ／Ａ変換器の動作クロックの周波数を所定出力周波数に設定することによって、Ｄ／Ａ変換器の動作クロック付近までオーバサンプリングする際、変調出力のスプリアスを低減することができる。つまり、本発明のデジタル変調装置によれば、異なる複数のサンプリング周波数を用いた構成において、サンプリング周波数が異なることによって変調時に発生するスプリアスを低減することができる。
【００１７】
また、第２サンプリング周波数と所定出力周波数との周波数比を用いてデータを補間する場合、精確なデータ補間を行うことができる。第１サンプリング周波数および第２サンプリング周波数が所定出力周波数から規則的または不規則的にデジタル分周されたサンプリング周波数であっても、上記周波数比、歯抜け間隔、歯抜け処理された箇所を起点とした位置、前後のサンプルデータに基づいて、精確なデータ補間を行うことができる。
【００１８】
また、バイパス手段を備えている場合、補間によるスプリアス低減効果と第１補間部および第２補間部による補間処理負担とを比較しながら、適切な補間を行うことができる。
【００１９】
また、記憶部を備えている場合、第１補間部および第２補間部における処理負荷が軽減される。
【００２０】
また、本発明のデジタル変調方法によれば、上述したデジタル変調装置と同様の効果を得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
図１を参照して、本発明の一実施形態に係るデジタル変調装置について説明する。なお、図１は、当該デジタル変調装置の構成を示すブロック図である。
【００２２】
図１において、デジタル変調装置は、第１マッピング部１１、第１帯域制限フィルタ１２、第１ＣＩＣ（Ｃａｓｃａｄｅｄ  Ｉｎｔｅｇｒａｔｏｒ−Ｃｏｍｂ）フィルタ１３、第１補間部１４、第２マッピング部２１、第２帯域制限フィルタ２２、第２ＣＩＣフィルタ２３、第２補間部２４、および直交変調部３１を備えている。
【００２３】
第１マッピング部１１は、同相成分データＩｄ１をシンボルに同期したシンボル周波数ｆｓｙｍで符号化を行い、符号化された同相成分データＩｄ２を第１帯域制限フィルタ１２に出力する。なお、同相成分データＩｄ２は、伝送路の歪を予め打ち消すために伝送路の歪の逆特性を与えるプリイコライザを介して、第１帯域制限フィルタ１２に出力してもかまわない。
【００２４】
第１帯域制限フィルタ１２は、代表的にはローパスフィルタ（ルートロールオフフィルタ）で構成され、ルートロールオフ特性を用いて、デジタル信号の符号間干渉を抑えた帯域制限を行う。また、第１帯域制限フィルタ１２は、その動作周波数をシンボル周波数ｆｓｙｍのｎ倍（ｎ：整数）で動作させることにより、ｎ倍補間を行う。したがって、第１帯域制限フィルタ１２は、シンボル周波数ｆｓｙｍの同相成分データＩｄ２をｎ倍の周波数ｆｓｙｍｎに周波数変換した出力データＩｄ３を、第１ＣＩＣフィルタ１３に出力する。
【００２５】
第１ＣＩＣフィルタ１３は、信号のオーバサンプリングを行い、その動作周波数を周波数ｆｓｙｍｎのｍ倍（ｍ：整数）で動作させることにより、ｍ倍の補間を行う。したがって、第１ＣＩＣフィルタ１３は、サンプリング周波数ｆｓｙｍｎの出力データＩｄ３をｍ倍のサンプリング周波数ｆｏｖｅｒに周波数変換した出力データＩｄ４を、第１補間部１４に出力する。したがって、サンプリング周波数ｆｏｖｅｒは、シンボル周波数ｆｓｙｍのｎ×ｍ倍となる。
【００２６】
第１補間部１４は、サンプリング周波数ｆｏｖｅｒの出力データＩｄ４を、出力先のＤ／Ａ変換部（図示せず）の動作クロック周波数であるサンプリング周波数ｆｓａｍｐにサンプリングして補間する。そして、サンプリング周波数ｆｓａｍｐの出力データＩｄ５を、直交変調部３１に出力する。なお、第１補間部１４で行う補間方法の詳細は後述する。
【００２７】
一方、第２マッピング部２１は、直交成分データＱｄ１をシンボルに同期したシンボル周波数ｆｓｙｍで符号化を行い、符号化された直交成分データＱｄ２を第２帯域制限フィルタ２２に出力する。なお、直交成分データＱｄ２は、伝送路の歪を予め打ち消すために伝送路の歪の逆特性を与えるプリイコライザを介して、第２帯域制限フィルタ２２に出力してもかまわない。
【００２８】
第２帯域制限フィルタ２２は、代表的にはローパスフィルタ（ルートロールオフフィルタ）で構成され、ルートロールオフ特性を用いて、デジタル信号の符号間干渉を抑えた帯域制限を行う。また、第２帯域制限フィルタ２２は、その動作周波数をシンボル周波数ｆｓｙｍのｎ倍（ｎ：整数）で動作させることにより、ｎ倍補間を行う。したがって、第２帯域制限フィルタ２２は、シンボル周波数ｆｓｙｍの直交成分データＱｄ２をｎ倍の周波数ｆｓｙｍｎに周波数変換した出力データＱｄ３を、第２ＣＩＣフィルタ２３に出力する。
【００２９】
第２ＣＩＣフィルタ２３は、信号のオーバサンプリングを行い、その動作周波数を周波数ｆｓｙｍｎのｍ倍（ｍ：整数）で動作させることにより、ｍ倍の補間を行う。したがって、第２ＣＩＣフィルタ２３は、サンプリング周波数ｆｓｙｍｎの出力データＱｄ３をｍ倍のサンプリング周波数ｆｏｖｅｒに周波数変換した出力データＱｄ４を、第２補間部２４に出力する。したがって、サンプリング周波数ｆｏｖｅｒは、シンボル周波数ｆｓｙｍのｎ×ｍ倍となる。
【００３０】
第２補間部２４は、サンプリング周波数ｆｏｖｅｒの出力データＱｄ４を、出力先のＤ／Ａ変換部（図示せず）の動作クロック周波数であるサンプリング周波数ｆｓａｍｐにサンプリングして補間する。そして、サンプリング周波数ｆｓａｍｐの出力データＱｄ５を、直交変調部３１に出力する。なお、第２補間部２４で行う補間方法の詳細は後述する。
【００３１】
直交変調部３１は、同相成分の出力データＩｄ５と直交成分の出力データＱｄ５を直交変調して、直交変調した出力データｄｏｕｔをサンプリング周波数ｆｓａｍｐの動作クロックで動作するＤ／Ａ変換部（図示せず）に出力する。具体的には、直交変調部３１は、２つの複素乗算部と、ＮＣＯ（Ｎｕｍｅｒｉｃａｌ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）と、加算器とを含んでいる。一方の複素乗算部は、同相成分の出力データＩｄ５に対してＮＣＯが発生するデジタル三角関数ｃｏｓを乗算する。他方の複素乗算部は、直交成分の出力データＱｄ５に対してＮＣＯが発生するデジタル三角関数ｓｉｎを乗算する。加算器は、複素乗算部から出力されるそれぞれのデータを加算して、直交変調部３１から出力データｄｏｕｔとして出力される。
【００３２】
直交変調部３１から出力される出力データｄｏｕｔは、例えば、ＩＳＦ（Ｉｎｖｅｒｓｅ  ｏｆ  ｔｈｅ  ＳＩＮＣ  ｒｅｓｐｏｎｓｅ  Ｆｉｌｔｅｒ）を介して、Ｄ／Ａ変換部に出力される。ＩＳＦは、直交変調部３１から出力される出力データｄｏｕｔにＳＩＮＣ関数の逆特性を与え、Ｄ／Ａ変換部に出力する。
【００３３】
図２を参照して、第１補間部１４および第２補間部２４で行う補間方法について説明する。なお、図２は、第１補間部１４および第２補間部２４で行なわれる補間アルゴリズムを示す図である。
【００３４】
図２では、サンプリング周波数ｆｓａｍｐに同期する信号およびサンプリング周波数ｆｏｖｅｒに同期する信号の一例を示している。例えば、サンプリング周波数ｆｓａｍｐは２００ＭＨｚであり、サンプリング周波数ｆｏｖｅｒは１６０ＭＨｚである。また、サンプリング周波数ｆｏｖｅｒに同期する信号は、サンプリング周波数ｆｓａｍｐに同期する信号よりデジタル分周（歯抜け処理）を行い生成されている。そして、サンプリング周波数ｆｏｖｅｒに同期する信号は、周波数比１６０：２００＝４：５から、歯抜け間隔＝５に設定されている。
【００３５】
まず、第１補間部１４および第２補間部２４は、それぞれサンプリング周波数ｆｏｖｅｒの出力データＩｄ４およびＱｄ４を、サンプリング周波数ｆｓａｍｐで再サンプリングする。サンプリング周波数ｆｓａｍｐで再サンプリングされたデータを、単位時刻毎に対応したデータＡ〜Ｊ（図２の丸印）で示す。そして、第１補間部１４および第２補間部２４は、サンプリング周波数ｆｓａｍｐで再サンプリングされたデータを、式（１）を用いて補間を行う。補間されたデータを、単位時刻毎に対応したデータａ〜ｈ（図２の四角印）で示す。
【数１】
2005318113.tif 000003
ここで、ｏｕｔ（ｓ）は、時刻ｓにおける第１補間部１４および第２補間部２４の出力を示し、ｉｎ（ｓ）は、時刻ｓにおける第１ＣＩＣフィルタ１３および第２ＣＩＣフィルタ２３の出力を示し、ｊは、サンプリング周波数ｆｏｖｅｒに同期する信号で歯抜け処理された箇所を起点（０）とし単位時刻毎（サンプリング毎）に＋１される値である。
【００３６】
例えば、図２における歯抜け処理された箇所の１つ手前のデータａは、ｊ＝４であるから、
ａ＝Ｃ＋（Ｄ−Ｃ）＊０／５＝Ｃ
となり、第１ＣＩＣフィルタ１３および第２ＣＩＣフィルタ２３の出力であるデータＣと同じ値となる。図２における歯抜け処理された箇所のデータｂは、ｊ＝０であるから、
ｂ＝Ｄ＋（Ｅ−Ｄ）＊４／５
となる。図２における歯抜け処理された箇所の次のデータｃは、ｊ＝１であるから、
ｃ＝Ｅ＋（Ｆ−Ｅ）＊３／５
となる。図２における歯抜け処理された箇所から２つ目のデータｄは、ｊ＝２であるから、
ｄ＝Ｆ＋（Ｇ−Ｆ）＊２／５
となる。図２における歯抜け処理された箇所から３つ目のデータｅは、ｊ＝３であるから、
ｅ＝Ｇ＋（Ｈ−Ｇ）＊１／５
となる。そして、図２における歯抜け処理された箇所から４つ目（歯抜け処理された箇所の１つ手前）のデータｆは、ｊ＝４であるから、
ｆ＝Ｈ＋（Ｉ−Ｈ）＊０／５＝Ｈ
となり、第１ＣＩＣフィルタ１３および第２ＣＩＣフィルタ２３の出力であるデータＨと同じ値となる。
【００３７】
このように、サンプリング周波数が異なることによって歯抜け処理された箇所に顕著に発生するスプリアスが、周波数比に基づいた補間によって低減される。つまり、本発明の一実施形態に係るデジタル変調装置は、所定のシンボルレートで入力したデータをＤ／Ａ変換器の動作クロック付近までオーバサンプリングする際、その周波数比に基づいた補間処理によって変調出力のスプリアスを低減することができる。
【００３８】
なお、デジタル変調装置に入力するＩｄ１およびＱｄ１のシンボル周波数とＤ／Ａ変換器の動作クロックの周波数とが固定されている、あるいは複数の組み合わせから選ばれる場合が一般的であるため、サンプリング周波数ｆｏｖｅｒとサンプリング周波数ｆｓａｍｐとの周波数比を予め想定することができる。したがって、サンプリング周波数ｆｏｖｅｒとサンプリング周波数ｆｓａｍｐとの周波数比の計算結果は、デジタル変調装置に備えられたＲＯＭ（図示せず）に予め記憶させておいてもかまわない。これによって、第１補間部１４および第２補間部２４における処理負荷が軽減される。
【００３９】
また、第１補間部１４および第２補間部２４は、サンプリング周波数ｆｏｖｅｒとサンプリング周波数ｆｓａｍｐとの周波数比が１、つまりｆｏｖｅｒ＝ｆｓａｍｐの場合、
ｏｕｔ（ｓ）＝ｉｎ（ｓ）
とする。この場合、第１補間部１４および第２補間部２４における前後では、同じデータが入出力される（Ｉｄ４＝Ｉｄ５、Ｑｄ４＝Ｑｄ５）ため、第１補間部１４および第２補間部２４をバイパスしてもかまわない。
【００４０】
また、第１補間部１４および第２補間部２４による補間処理の効果が薄い場合、第１補間部１４および第２補間部２４をバイパスしてもかまわない。例えば、サンプリング周波数ｆｏｖｅｒに同期する信号がサンプリング周波数ｆｓａｍｐに同期する信号よりデジタル分周（歯抜け処理）を行って生成されており、サンプリング周波数ｆｏｖｅｒに同期する信号の歯抜け間隔が予め設定された閾値以上（サンプリング周波数ｆｏｖｅｒとサンプリング周波数ｆｓａｍｐとの周波数比≒１）である等が、補間処理の効果が薄い場合に相当する。
【００４１】
具体的には、シンボル周波数ｆｓｙｍ＝０．１２８ＭＨｚに対しては、０．１２８＊３９０＊４＝１９９．６８０ＭＨｚがサンプリング周波数ｆｏｖｅｒとなる。そして、サンプリング周波数ｆｓａｍｐが２００ＭＨｚである場合、サンプリング周波数ｆｏｖｅｒおよびｆｓａｍｐの周波数比は、１９９．６８０：２００．０００＝６２４：６２５から、歯抜け間隔＝６２５に設定される。このような場合、サンプリング周波数が異なることによって歯抜け処理された箇所に顕著に発生するスプリアスも小さい。したがって、補間によるスプリアス低減効果と第１補間部１４および第２補間部２４による補間処理負担とを比較しながら、第１補間部１４および第２補間部２４をバイパスする適切な閾値を設定すればよい。このような歯抜け間隔の検出は、サンプリング周波数ｆｏｖｅｒを生成する場合に、予めサンプリング周波数ｆｓａｍｐに対する歯抜け間隔および歯抜け位置を検出すれば、第１補間部１４および第２補間部２４で補間処理を行うときに改めて検出する必要がなく、容易に行うことができる。このようなサンプリング周波数ｆｏｖｅｒおよびｆｓａｍｐに応じた第１補間部１４および第２補間部２４のバイパスは、既に周知の機構等を用いれば実現することができるが、この機構は必須の要素ではなく、装置の要求に応じて用いればよい。
【産業上の利用可能性】
【００４２】
本発明に係るデジタル変調装置および方法は、変調時に発生するスプリアスを低減する効果を有し、異なる複数のサンプリング周波数を用いてデジタル変調等を行うデジタル変調装置および方法として有用である。
【図面の簡単な説明】
【００４３】
【図１】本発明の一実施形態に係るデジタル変調装置の構成を示すブロック図
【図２】図１の第１補間部１４および第２補間部２４で行なわれる補間アルゴリズム
【図３】従来のデジタル直交変調器の一例を示すブロック図
【符号の説明】
【００４４】
１１…第１マッピング部
１２…第１帯域制限フィルタ
１３…第１ＣＩＣフィルタ
１４…第１補間部
２１…第２マッピング部
２２…第２帯域制限フィルタ
２３…第２ＣＩＣフィルタ
２４…第２補間部
３１…直交変調部
【図１】
2005318113.tif 000004
【図２】
2005318113.tif 000005
【図３】
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