(57)【要約】【課題】  信号のうち利用したい成分が占める帯域の上限とサンプリング周波数との間が広くても、小型ないし簡単な構成で、あるいは低消費電力で、ダウンサンプリング時の折り返し歪みを効果的に除去することが可能なフィルタ等を提供することである。【解決手段】  移動平均フィルタ４−１は、検波信号をサンプリングした結果を表すサンプルを周波数検波部３より供給されると、このサンプルの列内で連続する２個のサンプルの算術平均を表す信号の列を生成する。そして、この信号を、元の検波信号のサンプリング間隔の２倍の時間間隔でサンプリングした信号を生成して、デシメーションされた検波信号として、移動平均フィルタ４−２に供給する。同様に、移動平均フィルタ４−２〜４−ｎも、検波信号の移動平均を表す信号の作成とそのダウンサンプリングを行い、この結果デシメーションフィルタ４は、ｎ重にデシメーションされた検波信号を生成する。【選択図】図１
2005192010.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
フィルタリングする対象である入力信号を第１の時間間隔でサンプリングした結果を表すサンプル信号の列を取得し、取得した当該列内で連続する２個のサンプル信号が表す値の算術平均を表す移動平均信号の列を生成する移動平均信号生成手段と、
前記移動平均信号の列を、前記第１の時間間隔の２倍に実質的に等しい第２の時間間隔でサンプリングした結果を表す出力信号の列を生成し、生成した当該出力信号の列を、前記入力信号をフィルタリングした結果を表すものとして出力するデシメーション手段と、を備える、
ことを特徴とするフィルタ。
【請求項２】
前記サンプル信号は前記第１の時間間隔で外部より順次供給されるものであって、
前記移動平均信号生成手段は、
外部より供給される前記サンプル信号を順次取得し、前記第１の時間間隔分遅延させて出力する遅延手段と、
外部より供給される前記サンプル信号が表す値と、当該サンプル信号が供給されたタイミングと実質的に同一のタイミングで前記遅延手段が出力したサンプル信号が表す値と、の算術平均を表す信号を、前記移動平均信号として生成する算術平均手段と、を備える、
ことを特徴とする請求項１に記載のフィルタ。
【請求項３】
フィルタリングする対象である入力信号を第１の時間間隔でサンプリングした結果を表すサンプル信号の列を取得し、取得した当該列内で所定の位置関係にある複数のサンプル信号が表す各値を、所定の周波数成分が相殺されるように重み付けして互いに加算した値を表す重み付け加算信号の列を生成する移動平均信号生成手段と、
前記重み付け加算信号の列を、前記所定の周波数成分に起因する折り返し歪みの周波数が所定の通過帯域内又は当該通過帯域の近傍となるような第２の時間間隔でサンプリングした結果を表す出力信号の列を生成し、生成した当該出力信号の列を、前記入力信号をフィルタリングした結果を表すものとして出力するデシメーション手段と、を備える、
ことを特徴とするフィルタ。
【請求項４】
フィルタリングする対象である入力信号を第１の時間間隔でサンプリングした結果を表すサンプル信号の列を取得し、取得した当該列内で連続する２個のサンプル信号が表す値の算術平均を表す移動平均信号の列を生成し、
前記移動平均信号の列を、前記第１の時間間隔の２倍に実質的に等しい第２の時間間隔でサンプリングした結果を表す出力信号の列を生成し、生成した当該出力信号の列を、前記入力信号をフィルタリングした結果を表すものとして出力する、
ことを特徴とするフィルタリング方法。
【請求項５】
フィルタリングする対象である入力信号を第１の時間間隔でサンプリングした結果を表すサンプル信号の列を取得し、取得した当該列内で所定の位置関係にある複数のサンプル信号が表す各値を、所定の周波数成分が相殺されるように重み付けして互いに加算した値を表す重み付け加算信号の列を生成し、
前記重み付け加算信号の列を、前記所定の周波数成分に起因する折り返し歪みの周波数が所定の通過帯域内又は当該通過帯域の近傍となるような第２の時間間隔でサンプリングした結果を表す出力信号の列を生成し、生成した当該出力信号の列を、前記入力信号をフィルタリングした結果を表すものとして出力する、
ことを特徴とするフィルタリング方法。
【請求項６】
コンピュータを、
フィルタリングする対象である入力信号を第１の時間間隔でサンプリングした結果を表すサンプル信号の列を取得し、取得した当該列内で連続する２個のサンプル信号が表す値の算術平均を表す移動平均信号の列を生成する移動平均信号生成手段と、
前記移動平均信号の列を、前記第１の時間間隔の２倍に実質的に等しい第２の時間間隔でサンプリングした結果を表す出力信号の列を生成し、生成した当該出力信号の列を、前記入力信号をフィルタリングした結果を表すものとして出力するデシメーション手段と、
して機能させるためのプログラム。
【請求項７】
コンピュータを、
フィルタリングする対象である入力信号を第１の時間間隔でサンプリングした結果を表すサンプル信号の列を取得し、取得した当該列内で所定の位置関係にある複数のサンプル信号が表す各値を、所定の周波数成分が相殺されるように重み付けして互いに加算した値を表す重み付け加算信号の列を生成する移動平均信号生成手段と、
前記重み付け加算信号の列を、前記所定の周波数成分に起因する折り返し歪みの周波数が所定の通過帯域内又は当該通過帯域の近傍となるような第２の時間間隔でサンプリングした結果を表す出力信号の列を生成し、生成した当該出力信号の列を、前記入力信号をフィルタリングした結果を表すものとして出力するデシメーション手段と、
して機能させるためのプログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、フィルタ、フィルタリング方法及びプログラムに関する。
【背景技術】
【０００２】
近年は、連続した信号をデジタル形式のデータとして取り扱うなどの目的で信号のサンプリングを行い、得られたサンプルの列を、元の信号を表すデータとして取り扱うことが多い。例えば無線受信装置には、検波信号をサンプリングした上、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）等のプロセッサを用いてフィルタリング等のデータ処理を施すものがある。
【０００３】
信号をサンプリングする周波数ないし間隔は、サンプリングにより得られるサンプルを処理するプロセッサの処理速度や、サンプリングする対象の信号の周波数などに由来する様々な制約条件を考慮して決定されるのが通常である。
制約条件として主要なものにナイキストの定理がある。ナイキストの定理は、サンプリングする対象の信号のうち利用したい帯域内の成分を損なわないためには、当該信号を、当該帯域の上限の周波数の２倍以上のサンプリング周波数でサンプリングする必要がある、というものである。もっとも実際には、信号のサンプリングは、利用したい帯域の上限の周波数の２倍を大きく超えるサンプリング周波数で行われることも多い。
【０００４】
そして、サンプリングされた信号に処理を施すプロセッサの処理速度に合わせたい場合など、信号のサンプリング周波数を実質的に落とす必要がある場合は、サンプリングされた信号を、当初のサンプリングの周波数より低い周波数でサンプリングし直す処理、すなわちダウンサンプリングが行われる。
【０００５】
ダウンサンプリングを行う際には、ダウンサンプリングによる折り返し歪みの発生を除去するため、デシメーションフィルタが用いられる（例えば、特許文献１参照）。
【特許文献１】特開平７−５８５９４号公報（第２−４頁、図１）
【０００６】
従来のデシメーションフィルタの構成を図６に示す。図６のデシメーションフィルタ５１は、遅延器５２−１〜５２−Ｎ（Ｎは自然数で、デシメーションフィルタのタップ数）と、乗算器５３−１〜５３−Ｎと、加算器５４と、を備える。
【０００７】
フィルタリングする対象の信号が遅延器５２−１に供給されると、遅延器５２−１は、この信号を動作クロック１周期分遅延させて出力する遅延器５２−Ｋ（Ｋは２以上Ｎ以下の整数）は、遅延器５２−（Ｋ−１）が出力した信号を動作クロック１周期分遅延させて出力する。
乗算器５３−１は、遅延器５２−１が出力した信号に、乗算器５３−１自身に固有の係数を乗算して、加算器５４に供給する。同様に乗算器５３−Ｋは、遅延器５２−Ｋが出力した信号に、乗算器５３−Ｋ自身に固有の係数を乗算して、加算器５４に供給する。
加算器５４は、乗算器５３−１〜５３−Ｎより供給されたＮ個の信号を互いに加算し、得られた和を表す信号を、フィルタリングの結果を表す信号として出力する。なお、乗算器５３−１〜５３−Ｎの係数は、ダウンサンプリングにより生じる折り返し歪みが十分除去されるように設定される。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかし、図６のデシメーションフィルタは、利用したい帯域の上限とサンプリング周波数との間が広いほど、タップ数が増加する傾向にある。デシメーションフィルタのタップ数が増加することは、遅延器５２−１〜５２−Ｎを構成するシフトレジスタ等の段数も増加することを意味し、また、係数を設定するための乗算器５３−１〜５３−Ｎの数も増えることを意味する。従って、この従来のデシメーションフィルタの構成は、利用したい帯域の上限とサンプリング周波数との間が広くなるにつれ大型化、複雑化する。
【０００９】
また、乗算器は通常、ロジック回路より構成されるが、シフトレジスタの段数が増加すると、加算器５４の入力端の数も増える。従って、乗算器を構成するロジック回路のゲート数も増えることとなり、乗算器の小型化も難しくなり、また、消費電流が増大する。
【００１０】
本発明は、このような従来の問題点に鑑みてなされたもので、信号のうち利用したい成分が占める帯域の上限とサンプリング周波数との間が広くても、小型ないし簡単な構成で、あるいは低消費電力で、ダウンサンプリング時の折り返し歪みを効果的に除去することが可能なフィルタ、フィルタリング方法及びプログラムを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
この目的を達成するため、本発明の第１の観点に係るフィルタは、
フィルタリングする対象である入力信号を第１の時間間隔でサンプリングした結果を表すサンプル信号の列を取得し、取得した当該列内で連続する２個のサンプル信号が表す値の算術平均を表す移動平均信号の列を生成する移動平均信号生成手段と、
前記移動平均信号の列を、前記第１の時間間隔の２倍に実質的に等しい第２の時間間隔でサンプリングした結果を表す出力信号の列を生成し、生成した当該出力信号の列を、前記入力信号をフィルタリングした結果を表すものとして出力するデシメーション手段と、を備える、
ことを特徴とする。
【００１２】
前記サンプル信号が前記第１の時間間隔で外部より順次供給されるものである場合、
前記移動平均信号生成手段は、
外部より供給される前記サンプル信号を順次取得し、前記第１の時間間隔分遅延させて出力する遅延手段と、
外部より供給される前記サンプル信号が表す値と、当該サンプル信号が供給されたタイミングと実質的に同一のタイミングで前記遅延手段が出力したサンプル信号が表す値と、の算術平均を表す信号を、前記移動平均信号として生成する算術平均手段と、を備えるものであってもよい。
【００１３】
また、本発明の第２の観点に係るフィルタは、
フィルタリングする対象である入力信号を第１の時間間隔でサンプリングした結果を表すサンプル信号の列を取得し、取得した当該列内で所定の位置関係にある複数のサンプル信号が表す各値を、所定の周波数成分が相殺されるように重み付けして互いに加算した値を表す重み付け加算信号の列を生成する移動平均信号生成手段と、
前記重み付け加算信号の列を、前記所定の周波数成分に起因する折り返し歪みの周波数が所定の通過帯域内又は当該通過帯域の近傍となるような第２の時間間隔でサンプリングした結果を表す出力信号の列を生成し、生成した当該出力信号の列を、前記入力信号をフィルタリングした結果を表すものとして出力するデシメーション手段と、を備える、
ことを特徴とする。
【００１４】
また、本発明の第３の観点に係るフィルタリング方法は、
フィルタリングする対象である入力信号を第１の時間間隔でサンプリングした結果を表すサンプル信号の列を取得し、取得した当該列内で連続する２個のサンプル信号が表す値の算術平均を表す移動平均信号の列を生成し、
前記移動平均信号の列を、前記第１の時間間隔の２倍に実質的に等しい第２の時間間隔でサンプリングした結果を表す出力信号の列を生成し、生成した当該出力信号の列を、前記入力信号をフィルタリングした結果を表すものとして出力する、
ことを特徴とする。
【００１５】
また、本発明の第４の観点に係るフィルタリング方法は、
フィルタリングする対象である入力信号を第１の時間間隔でサンプリングした結果を表すサンプル信号の列を取得し、取得した当該列内で所定の位置関係にある複数のサンプル信号が表す各値を、所定の周波数成分が相殺されるように重み付けして互いに加算した値を表す重み付け加算信号の列を生成し、
前記重み付け加算信号の列を、前記所定の周波数成分に起因する折り返し歪みの周波数が所定の通過帯域内又は当該通過帯域の近傍となるような第２の時間間隔でサンプリングした結果を表す出力信号の列を生成し、生成した当該出力信号の列を、前記入力信号をフィルタリングした結果を表すものとして出力する、
ことを特徴とする。
【００１６】
また、本発明の第５の観点に係るプログラムは、
コンピュータを、
フィルタリングする対象である入力信号を第１の時間間隔でサンプリングした結果を表すサンプル信号の列を取得し、取得した当該列内で連続する２個のサンプル信号が表す値の算術平均を表す移動平均信号の列を生成する移動平均信号生成手段と、
前記移動平均信号の列を、前記第１の時間間隔の２倍に実質的に等しい第２の時間間隔でサンプリングした結果を表す出力信号の列を生成し、生成した当該出力信号の列を、前記入力信号をフィルタリングした結果を表すものとして出力するデシメーション手段と、
して機能させるためのものであることを特徴とする。
【００１７】
また、本発明の第６の観点に係るプログラムは、
コンピュータを、
フィルタリングする対象である入力信号を第１の時間間隔でサンプリングした結果を表すサンプル信号の列を取得し、取得した当該列内で所定の位置関係にある複数のサンプル信号が表す各値を、所定の周波数成分が相殺されるように重み付けして互いに加算した値を表す重み付け加算信号の列を生成する移動平均信号生成手段と、
前記重み付け加算信号の列を、前記所定の周波数成分に起因する折り返し歪みの周波数が所定の通過帯域内又は当該通過帯域の近傍となるような第２の時間間隔でサンプリングした結果を表す出力信号の列を生成し、生成した当該出力信号の列を、前記入力信号をフィルタリングした結果を表すものとして出力するデシメーション手段と、
して機能させるためのものであることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によれば、信号のうち利用したい成分が占める帯域の上限とサンプリング周波数との間が広くても、小型ないし簡単な構成で、あるいは低消費電力で、ダウンサンプリング時の折り返し歪みを効果的に除去することが可能なフィルタ、フィルタリング方法及びプログラムが実現される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
以下、本発明の実施の形態を、ＦＭ（Frequency Modulation）受信機を例とし、図面を参照して説明する。
【００２０】
図１は、この発明の実施の形態に係るＦＭ受信機の構成を示す図である。
図示するように、このＦＭ受信機は、周波数変換部１と、レベル変換部２と、周波数検波部３と、デシメーションフィルタ４と、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）インターフェース５と、ＤＳＰ６と、ＤＡＣ（Digital-to-Analog Converter）７と、ＡＦ（Audio Frequency）増幅部８と、スピーカ９と、より構成されている。
【００２１】
周波数変換部１は、公知の周波数変換回路や振幅制限回路などより構成されており、ＦＭ変調波を、例えば図示しないアンテナ等を介して外部より取得し、このＦＭ変調波に周波数変換及び振幅制限を施して、所定の中間周波数を搬送波周波数とする一定な振幅のＦＭ変調信号である中間周波信号を生成し、レベル変換部２へと供給する。
【００２２】
レベル変換部２は、増幅回路などより構成されており、周波数変換部１より供給された中間周波数信号のレベルを所定のレベルへと変換し、レベルが変換された中間周波信号を周波数検波部３へと供給する。
【００２３】
周波数検波部３は、例えば、周波数弁別器や比検波器あるいはその他公知のＦＭ検波回路と、サンプルホールド回路と、ＡＤＣ（Analog-to-Digital Converter）とより構成されている。周波数検波部３は、レベル変換部２より供給された所定のレベルの中間周波数信号を検波して、得られた検波信号を一定のサンプリング周波数でサンプリングし、得られた各サンプルをデジタル形式の検波信号へと変換して、デシメーションフィルタ４へと供給する。また、周波数検波部３は、検波信号のサンプリングのタイミングを示すクロック信号を生成して、デシメーションフィルタ４に供給する。
【００２４】
なお、周波数検波部３が検波信号をサンプリングする際の上述のサンプリング周波数は、ＤＳＰ６を駆動するクロックの周波数より十分高いものとする。（例えば、ＤＳＰ６を駆動する動作クロックの周波数が９６ｋＨｚで、当該サンプリング周波数が１２．２８８ＭＨｚ、等。）
【００２５】
デシメーションフィルタ４は、周波数検波部３より供給されたデジタル形式の検波信号を、折り返し歪みの影響を除去しつつダウンサンプリングないしデシメーション（間引き）することにより、ＤＳＰ６が処理可能な程度のサンプリング周波数（具体的には、ＤＳＰ６を駆動する動作クロックの周波数）を有する検波信号を生成するものである。
【００２６】
デシメーションフィルタ４は、図１に示すように、ｎ個（ｎは１以上の整数）の移動平均フィルタ４−１〜４−ｎより構成されている。移動平均フィルタ４−１〜４−ｎは、互いに実質的に同一の構成を有している。
移動平均フィルタ４−１は、図２に示すように、遅延器４１−１及び４４−１と、加算器４２−１と、分周器４３−１とより構成されている。
【００２７】
遅延器４１−１は、例えばシフトレジスタ等より構成されており、周波数検波部３よりクロック信号の供給を受ける。そして、周波数検波部３より順次供給される検波信号を、周波数検波部３より供給されたクロック信号に基づいて決まる所定のタイミングで（例えば、当該クロック信号が立ち上がるタイミングで）保持し、保持した検波信号を、当該クロック信号が示すサンプリング間隔１個分の時間だけ遅延させて、加算器４２−１へと順次供給する。
【００２８】
加算器４２−１は、例えば公知の加算回路等より構成されており、周波数検波部３より順次供給される検波信号と、この検波信号と同じタイミングで遅延器４１−１より供給された検波信号（遅延された検波信号）との算術平均を示すデジタル形式の信号を生成し、遅延器４４−１に順次供給する。
【００２９】
加算器４２−１が生成する信号は、周波数検波部３より供給される元の検波信号の連続する２個のサンプルの移動平均を表すものとなる。すなわち、加算器４２−１が生成する先頭からｘ番目（ｘは正の整数）の信号は、周波数検波部３より供給される元の検波信号の先頭からｘ番目及び（ｘ＋１）番目の２個のサンプルの値の算術平均を示す信号となる。一方、元の検波信号に含まれる、サンプリング周波数の２分の１の周波数の成分は、互いに隣接する２個のサンプル間では互いに逆相となる。また、他の周波数の成分も、サンプリング周波数の２分の１に近い周波数を有する成分ほど、互いに隣接する２個のサンプル間での位相差がπ［ラジアン］に近くなる。
【００３０】
従って、例えば図３においてグラフＧ１として示すように、加算器４２−１が生成するの信号内の各周波数成分は、元の検波信号のサンプリング周波数ｆｓの２分の１の周波数（ｆｓ／２）に近いものほど大きな比率（元の検波信号内での強度に対する比率）で減衰し、特に周波数が（ｆｓ／２）の成分は、強度が実質的に０となる。
【００３１】
分周器４３−１は、例えばフリップフロップ回路などからなる公知の分周回路より構成されており、周波数検波部３より供給された元のクロック信号を２分周することにより、周波数が元のクロック信号の２分の１で位相が元のクロック信号と実質的に同相なクロック信号（以下、分周クロック信号）を生成し、遅延器４４−１と、移動平均フィルタ４−２とに供給する。
【００３２】
遅延器４４−１は、例えば遅延器４１−１と実質的に同一の構成を有しており、分周器４３−１より分周クロック信号の供給を受ける。そして、加算器４２−１より順次供給される信号を、分周器４３−１より供給された分周クロック信号に基づいて決まる所定のタイミングで（例えば、当該分周クロック信号が立ち上がるタイミングで）１個おきに保持し、保持した信号を、当該分周クロック信号が示すサンプリング間隔１個分の時間だけ遅延させ、デシメーションされた検波信号として移動平均フィルタ４−２へと順次供給する。
【００３３】
遅延器４４−１が保持する信号は、加算器４２−１が生成する信号を、周波数検波部３が供給する元のクロック信号の２分の１の周波数でダウンサンプリングしたものに相当する。従って、加算器４２−１が生成する信号に（ｆｓ／４）を超える周波数の成分が含まれている限り、遅延器４４−１が保持するこの信号には、例えば、図３においてグラフＧ２として示すスペクトル分布を有する折り返し歪みが混入することとなる。なお、グラフＧ２は、折り返し歪みのうち周波数がｙ（ただし、０≦ｙ≦（ｆｓ／２））である成分の強度を、当該成分の発生原因となっている成分、すなわち、加算器４２−１が生成する信号のうち周波数が｛（ｆｓ／２）−ｙ｝である成分の強度に対する比率の形で表している。
【００３４】
しかし、前述の通り、加算器４２−１が生成するの信号内の各周波数成分は、周波数が（ｆｓ／２）に近いものほど大きな比率で減衰している。従って、折り返し歪みの各周波数成分は、周波数が０に近い成分ほど大きな比率（当該成分の発生原因となっている成分の強度に対する比率）で減衰を受ける。このため、最終的に再生したい音声のスペクトルの上限の周波数が周波数ｆｓより十分低ければ、当該音声のスペクトルが含まれる帯域に混入する折り返し歪みは極めて少なくなる。
【００３５】
移動平均フィルタ４−ｋ（ｋは２以上ｎ以下の整数）は、移動平均フィルタ４−１の動作と実質的に同一の動作を行うことにより、移動平均フィルタ４−（ｋ−１）より供給される、（ｋ−１）重にデシメーションされた検波信号の連続する２個のサンプルの移動平均を表す信号を生成して、１サンプルおきに保持し、保持した信号を、ｋ重にデシメーションされた検波信号として移動平均フィルタ４−（ｋ＋１）に供給する。（ただし移動平均フィルタ４−ｎは、ｎ重にデシメーションされた検波信号をＤＳＰインターフェース５へと供給する。）
【００３６】
ただし、移動平均フィルタ４−ｋは、周波数検波部３が供給するクロック信号の代わりに、移動平均フィルタ４−（ｋ−１）より供給される分周クロック信号を用いるものとする。この分周クロック信号は、周波数検波部３が供給するクロック信号を｛２（ｋ−１）｝分周したものに相当する。従って、ｋ重にデシメーションされた検波信号のサンプリング周波数は、（ｆｓ／２ｋ）となる。
【００３７】
一方、移動平均フィルタ４−ｋは、移動平均フィルタ４−１の動作と実質的に同一の動作を行っているので、移動平均フィルタ４−ｋの加算器４２−ｋが生成するの信号内の各周波数成分は、周波数が（ｆｓ／２ｋ）に近いものほど大きな比率で減衰している。従って、ｋ重にデシメーションされた検波信号においても、折り返し歪みの各周波数成分は、周波数が０に近い成分ほど大きな比率（当該成分の発生原因となっている成分の強度に対する比率）で減衰を受ける。このため、最終的に再生したい音声のスペクトルの上限の周波数が周波数（ｆｓ／２ｎ）より十分低ければ、ｎ重にデシメーションされた検波信号内においても、当該音声のスペクトルが含まれる帯域に混入する折り返し歪みは依然として極めて少ない。
【００３８】
なお、移動平均フィルタの段数ｎは、ｎ重にデシメーションされた検波信号のサンプリング周波数がＤＳＰ６の動作クロックの周波数に実質的に等しくなるように選ばれる。例えば、ＤＳＰ６の動作クロックの周波数が９６ｋＨｚで、周波数検波部３が供給する元の検波信号のサンプリング周波数が１２．２８８ＭＨｚである場合、段数ｎの値は７であればよい。
【００３９】
ＤＳＰインタフェース５は、専用の論理回路等より構成されており、デシメーションフィルタ４の移動平均フィルタ４−ｎより供給された、ｎ重にデシメーションされた検波信号を取得し、ＤＳＰ６に供給する動作を行う。ＤＳＰインタフェース５は、この動作をＤＳＰ６と協調して行うために、例えば、ＤＳＰ６の動作クロックに同期したクロック信号をＤＳＰ６若しくはその他外部より取得し、又は自ら生成すればよい。
【００４０】
ＤＳＰ６は、外部より供給されあるいは自ら生成する動作クロックに従い、ＤＳＰインタフェース５から、ｎ重にデシメーションされた検波信号を取得する。そして、この検波信号から、最終的に再生したい音声のスペクトルが分布する成分を抽出し、抽出した成分に所定の処理（例えば、フィルタリング、ノイズブランキング、トーンコントロール、等）を施して、デジタル形式の音声信号としてＤＡＣ７に供給する。
【００４１】
ＤＡＣ７は、ＤＳＰ６が供給したデジタル形式の音声信号をアナログ形式の音声信号に変換してＡＦ増幅部８に供給する。
ＡＦ増幅部８は、ＤＡＣ７より供給されたアナログ形式の音声信号を増幅し、スピーカ９を駆動することにより、この音声信号が表す音声をスピーカ９に再生させる。
【００４２】
以上説明したように、このＦＭ受信機は、少ない段数の移動平均フィルタにより、効果的に折り返し歪みを除去しつつ、極めて低い周波数へのダウンサンプリングを行うことができる。従って、シフトレジスタの所要数も少なくなり、小型で簡略な構成とすることができ、消費電力の低減も図れる。また、デシメーションフィルタ４の構成を小型化、簡略化できるため、ＦＰＧＡ（Field Prgramble Gate Array）等の簡単なデバイスを用いてデシメーションフィルタ４を構成することもできる。
【００４３】
また、このＦＭ受信機は、検波信号のフィルタリングのための乗算器を必要としないため、ゲートサイズの低減も図れる。従ってこの点も、構成の小型化や簡略化、消費電力の低減に寄与する。
【００４４】
なお、本発明を実施するにあたっては、種々の形態が考えられ、上記実施の形態に限られるものではない。例えば、上述したデシメーションフィルタ４がデシメーションを行う対象の信号は、ＦＭ変調波を検波して得られる信号に限られず、任意の信号をのデシメーションに用いられてよい。また、ＤＳＰやあるいはＣＰＵ（Central Processing Unit）等のプロセッサがデシメーションフィルタ４の機能を行ってもよい。このプロセッサはＤＳＰ６であってもよく、また、例えば、周波数変換部１、レベル変換部２、周波数検波部３あるいはＤＳＰインタフェース５の機能の一部又は全部を行っているプロセッサが更にデシメーションフィルタ４の機能を行ってもよい。また、遅延器４４−１〜４４−ｎは必ずしも信号を遅延させなくてもよい。
【００４５】
また、移動平均フィルタ４−１は、例えば図４に示す構成を有していてもよい（そして、移動平均フィルタ４−ｋも図４の構成を有していてよい）。
図４に示す移動平均フィルタ４−１は、図示するように、図２に示す構成に加えて、更に、遅延器４５−１及び４７−１と、加算器４６−１とを備えている。遅延器４５−１及び４７−１はそれぞれ、例えば遅延器４１−１と実質的に同一の構成を有しており、また加算器４６−１は、例えば加算器４２−１と実質的に同一の構成を有している。また、図４の構成において、遅延器４４−１は、分周器４３−１より分周クロック信号の供給を受ける代わりに、周波数検波部３よりクロック信号の供給を受ける。一方、分周器４３−１は、自己が生成した分周クロック信号を移動平均フィルタ４−２へと供給するほか、遅延器４４−１へと供給する代わりに、遅延器４７−１へと供給する。また、遅延器４４−１は、自己が生成した信号を移動平均フィルタ４−２へと供給する代わりに、遅延器４５−１へと供給する。
【００４６】
図４の構成において、遅延器４４−１は、加算器４２−１より順次供給される信号を、遅延器４１−１が検波信号を保持するのと実質的に同一のタイミングで保持し、保持した信号を、周波数検波部３より供給されるクロック信号が示すサンプリング間隔１個分の時間だけ遅延させ、遅延器４５−１へと順次供給する。
【００４７】
遅延器４５−１は、周波数検波部３よりクロック信号の供給を受ける。そして、遅延器４４−１より順次供給される信号を、遅延器４１−１が検波信号を保持するのと実質的に同一のタイミングで保持し、保持した信号を、当該クロック信号が示すサンプリング間隔１個分の時間だけ遅延させて、加算器４６−１へと順次供給する。
【００４８】
加算器４６−１は、遅延器４４−１が順次供給する信号と、この信号と同じタイミングで遅延器４５−１が供給する信号との算術平均を示すデジタル形式の信号を生成し、遅延器４７−１に順次供給する。
遅延器４７−１は、加算器４６−１より順次供給される信号を、分周器４３−１より供給された分周クロック信号に基づいて決まる所定のタイミングで１個おきに保持し、保持した信号を、当該分周クロック信号が示すサンプリング間隔１個分の時間だけ遅延させ、デシメーションされた検波信号として移動平均フィルタ４−２へと順次供給する。なお、遅延器４７−１〜４７−ｎは必ずしも信号を遅延させなくてもよい。
【００４９】
図４の構成の加算器４６−１が生成する先頭からｘ番目の信号の値をＳ（ｘ）とし、周波数検波部３より供給される元の検波信号の先頭からｘ番目の値をｓ（ｘ）とすると、Ｓ（ｘ）の値は、数式１に示す値となる。すなわち、加算器４６−１が生成する信号は、周波数検波部３より供給される元の検波信号の連続する２個のサンプルの移動平均を表す信号について、更に、連続する２個のサンプルの移動平均を表す信号を生成することにより得られるものとなる。
【００５０】
（数１）      Ｓ（ｘ）＝［ｓ（ｘ）＋｛２・ｓ（ｘ＋１）｝＋ｓ（ｘ＋２）］／４
【００５１】
一方、元の検波信号に含まれる周波数（ｆｓ／２）の成分は、サンプル１個を挟んで互いに隣接する２個のサンプル間では互いに同相となる。また、他の周波数の成分も、サンプリング周波数の２分の１に近い周波数を有する成分ほど、これら２個のサンプル間での位相差が０に近くなる。従って、例えば図５においてグラフＧ３として示すように、加算器４６−１が生成するの信号内の各周波数成分も、周波数（ｆｓ／２）に近いものほど大きな比率（元の検波信号内での強度に対する比率）で減衰し、特に周波数が（ｆｓ／２）近傍の成分は、強度が実質的に０となる。
【００５２】
そして、遅延器４７−１が保持する信号は、加算器４６−１が生成する信号を、サンプリング周波数（ｆｓ／２）でダウンサンプリングしたものに相当する。従って、加算器４６−１が生成する信号に（ｆｓ／４）を超える周波数の成分が含まれている限り、遅延器４７−１が保持する信号には、例えば図５においてグラフＧ４として示すような、周波数が０に近い成分ほど大きな比率（当該成分の発生原因となっている成分の強度に対する比率）で減衰を受けたスペクトル分布を有する折り返し歪みが混入することとなる。（なお、グラフＧ４も、図３におけるグラフＧ２と同様、折り返し歪みのうち周波数がｙである成分の強度を、加算器４６−１が生成する信号のうち周波数が｛（ｆｓ／２）−ｙ｝である成分の強度に対する比率の形で表している。）
【００５３】
しかし、図４の構成において加算器４６−１が生成する信号のそれぞれのサンプルは、図２の構成において加算器４２−１が生成するサンプルに比べて、より多くのサンプルを用いた重み付け平均を取ることにより得られている。このため図４の構成では、図５に示すように、折り返し歪みのうち周波数０近傍の成分を、図２の構成より効率的に減衰することを期待できる。（なお、図５における破線は、図３にも示したグラフＧ２を示す。）
【００５４】
なお、図２の構成では、移動平均フィルタ４−１は連続する２個のサンプルの算術平均を求めており（つまり、これら２個のサンプルにそれぞれ（１／２）の重み付けをした上で互いに加算しており）、また、図４の構成では、連続する３個のサンプルを、これら３個のうちの先頭から順に、（１／４）、（２／４）及び（１／４）の重み付けをした上で互いに加算している。しかし、重み付け加算の態様は上述のものに限られず、移動平均フィルタ４−１は、複数のサンプルを、所定の周波数成分が相殺されるような任意の重み付けを行った上で互いに加算するようにしてよい。また、重み付け加算の対象となる複数のサンプルは、必ずしも連続している必要はない、
【００５５】
また、図２及び図４の構成では、移動平均フィルタ４−１は、サンプルの重み付け加算をすることにより相殺される周波数成分に起因して生じるべき折り返し歪みの周波数が実質的に０となるような条件で、重み付け加算により得られた信号のダウンサンプリングが行われている。しかし、この条件に限られず、サンプルの重み付け加算により得られた信号のダウンサンプリングは、サンプルの重み付け加算をすることにより相殺される周波数成分に起因して生じるべき折り返し歪みの周波数が、ユーザが利用したい帯域内又は当該帯域の近傍となるような条件で行えばよい。
【００５６】
以上、この発明の実施の形態を説明したが、この発明にかかるフィルタは、専用のシステムによらず、通常のコンピュータシステムを用いて実現可能である。
例えば、パーソナルコンピュータに上述のデシメーションフィルタ４の動作を実行させるためのプログラムを格納した記録媒体（ＣＤ−ＲＯＭ、ＭＯ、フレキシブルディスク等）から該プログラムをインストールすることにより、デシメーションフィルタ４を構成することができる。
【００５７】
また、例えば、通信回線の掲示板（ＢＢＳ）にこのプログラムをアップロードし、これを通信回線を介して配信してもよく、また、このプログラムを表す信号により搬送波を変調し、得られた変調波を伝送し、この変調波を受信した装置が変調波を復調してこれらのプログラムを復元するようにしてもよい。
そして、このプログラムを起動し、ＯＳの制御下に、他のアプリケーションプログラムと同様に実行することにより、上述の処理を実行することができる。
【００５８】
なお、ＯＳが処理の一部を分担する場合、あるいは、ＯＳが本願発明の１つの構成要素の一部を構成するような場合には、記録媒体には、その部分を除いたプログラムを格納してもよい。この場合も、この発明では、その記録媒体には、コンピュータが実行する各機能又はステップを実行するためのプログラムが格納されているものとする。
【図面の簡単な説明】
【００５９】
【図１】本発明の実施形態に係るＦＭ受信機の構成を示すブロック図である。
【図２】移動平均フィルタの構成を示すブロック図である。
【図３】図２に示す移動平均フィルタの周波数特性を説明するためのグラフである。
【図４】移動平均フィルタの変形例の構成を示すブロック図である。
【図５】図４に示す移動平均フィルタの周波数特性を説明するためのグラフである。
【図６】従来のデシメーションフィルタの構成を示す図である。
【符号の説明】
【００６０】
１                      周波数変換部
２                      レベル変換部
３                      周波数検波部
４                      デシメーションフィルタ
４−１〜４−ｎ          移動平均フィルタ
４１−１〜４１−ｎ      遅延器
４２−１〜４２−ｎ      加算器
４３−１〜４３−ｎ      分周器
４４−１〜４４−ｎ      遅延器
４５−１〜４５−ｎ      遅延器
４６−１〜４６−ｎ      加算器
４７−１〜４７−ｎ      遅延器
５                      ＤＳＰインターフェース
６                      ＤＳＰ
７                      ＤＡＣ
８                      ＡＦ増幅部
９                      スピーカ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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