(57)【要約】      （修正有）【課題】  プラズマディスプレイパネルのような重負荷に対応するスイッチング電源回路の変換効率向上、力率改善を図る。【解決手段】  直流入力電圧を得る４倍電圧整流回路により、スイッチング素子に流れる電流のピークレベルを抑制して負担を軽減する。一次側スイッチング手段を２石のハーフブリッジ回路で構成し、段数を削減し、変換効率の向上を図る。４倍電圧整流回路を構成する４つの平滑コンデンサのうち、商用交流電源の略等倍の平滑電圧が得られる２つの平滑コンデンサの静電容量を、これらの平滑コンデンサの充電電荷と商用交流電源が重畳された商用交流電源の略２倍の整流平滑電圧が得られる他の２つの平滑コンデンサの静電容量よりも大きく設定する。商用交流電源が正／負極性となる期間、それぞれの整流電流経路における静電容量に大きな差を与える、整流電流経路に同時に流れる整流電流を時間的に二分し、整流電流の導通角を拡大し、力率改善を図る。【選択図】図１
2005033944.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
商用交流電源を入力して整流平滑電圧を生成する整流平滑回路と、
上記整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行うものとされ、ハイサイドのスイッチング素子と、ローサイドのスイッチング素子とをハーフブリッジ結合して形成されるスイッチング手段と、
上記各スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される、複数の絶縁コンバータトランスと、
少なくとも、上記複数の絶縁コンバータトランスの各々の一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、これら一次巻線にそれぞれ直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする複数の一次側直列共振回路と、
上記ハーフブリッジ回路を形成する２つのスイッチング素子のうち、一方のスイッチング素子に対して並列接続された部分電圧共振コンデンサのキャパシタンスと、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、上記各スイッチング素子がターンオン及びターンオフするタイミングに応じてのみ電圧共振動作が得られる一次側部分電圧共振回路と、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行うことで、１以上の二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、
を備えるものとされ、
上記整流平滑回路は、
上記商用交流電源が負極性となる期間において、上記商用交流電源を整流する第１の整流ダイオード素子と、該第１の整流ダイオード素子の整流出力が充電されることで、上記商用交流電源の略等倍のレベルの両端電圧を生成する第１の平滑コンデンサとから成る第１の整流電流経路と、
上記商用交流電源が正極性となる期間において、上記第１の平滑コンデンサの両端電圧が重畳された上記商用交流電源を整流する第２の整流ダイオード素子と、上記第２の整流ダイオード素子の整流出力が充電されることで、上記商用交流電源の略２倍のレベルの両端電圧を生成する第２の平滑コンデンサとから成る第２の整流電流経路と、
上記商用交流電源が正極性となる期間において、上記商用交流電源を整流する第３の整流ダイオード素子と、該第３の整流ダイオード素子の整流出力が充電されることで、上記商用交流電源の略等倍のレベルの両端電圧を生成する第３の平滑コンデンサとから成る第３の整流電流経路と、
上記商用交流電源が負極性となる期間において、上記第３の平滑コンデンサの両端電圧が重畳された上記商用交流電源を整流する第４の整流ダイオード素子と、上記第４の整流ダイオード素子の整流出力が充電されることで、上記商用交流電源の略２倍のレベルの両端電圧を生成する第４の平滑コンデンサとから成る第４の整流電流経路とを有し、
上記第２の平滑コンデンサと上記第４の平滑コンデンサとを直列に接続したコンデンサ直列回路を形成することで、このコンデンサ直列回路の両端電圧として上記商用交流電源の略４倍のレベルの整流平滑電圧を得るようにされると共に、
上記第１の平滑コンデンサは、上記第４の平滑コンデンサよりも大きな静電容量を有し、上記第３の平滑コンデンサは、上記第２の平滑コンデンサよりも大きな静電容量を有するようにされている、
ことを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】
さらに、上記１以上の二次側直流出力電圧のうち、所要の１つの二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、上記所要の１つの二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された周波数制御型定電圧制御手段を備える、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】
上記直流出力電圧生成手段により複数の二次側直流出力電圧が生成される場合において、上記周波数制御型定電圧制御手段により定電圧制御される以外の、定電圧化を必要とする所要の二次側直流出力電圧ごとに対応して設けられるもので、制御巻線と被制御巻線が巻装された可飽和リアクトルとしての制御トランスの上記被制御巻線を、二次側直流出力電圧を生成するための二次側整流電流経路に挿入し、入力された二次側直流出力電圧レベルに応じて、制御巻線に流すべき制御電流レベルを可変して上記被制御巻線のインダクタンスを可変することで、この二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成されたインダクタンス制御型定電圧制御手段を備える、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項４】
所要の上記二次側直流出力電圧が出力されるタイミングに応じて、他の二次側直流出力電圧を生成するための二次側整流電流経路をオン／オフするようにして形成されるスイッチ回路、
を備えることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、各種電子機器の電源として備えられるスイッチング電源回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
スイッチング電源回路として、例えばフライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知られている。これらのスイッチングコンバータはスイッチング動作波形が矩形波状であることから、スイッチングノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、電力変換効率の向上にも限界があることが分かっている。
そこで、スイッチング電源回路として各種の共振形コンバータが提案され、また、実用化されている。共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数により構成することができるというメリットも有している。
そして、このような共振形コンバータを備える電源回路として、スイッチング周波数制御によって二次側直流出力電圧の安定化を図るように構成した電流共振形コンバータが知られている。
【０００３】
また、近年においては、テレビジョン受像機、モニタ装置としてプラズマディスプレイなどが普及してきている。このようなプラズマディスプレイに備えられる電源回路としては、例えば負荷電力６００Ｗ程度の、これまでのテレビジョン受像機やモニタ装置の電源回路よりも重負荷の条件に対応することが要求される。
【０００４】
図７は、プラズマディスプレイに搭載され、約６００Ｗの負荷電力に対応可能な電源回路として、電流共振形コンバータを備えた電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路における電流共振形コンバータは他励式のハーフブリッジ結合方式による構成を採る。また、この図に示す電源回路は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ〜１４４Ｖに対応する。つまり、例えば北米などのＡＣ１００Ｖ系の商用交流電源に対応する。
【０００５】
この場合の商用交流電源ＡＣラインには、図示する接続態様により、２組のコモンモードチョークコイルＣＭＣ，ＣＭＣと、３組のアクロスコンデンサＣLが接続されて、コモンモードノイズのためのラインノイズフィルタを形成する。
【０００６】
そして、商用交流電源ＡＣラインにおいて、上記したラインノイズフィルタの後段に対しては、整流平滑電圧Ｅｉを生成する整流回路として、倍電圧半波整流回路が設けられる。この倍電圧半波整流回路は、４本の低速リカバリ型の整流ダイオードＤａ，Ｄｂ，Ｄｃ，Ｄｄから成るブリッジ整流回路Ｄｉと、４本の平滑コンデンサＣｉ1A，Ｃｉ1B，Ｃｉ2A，Ｃｉ2Bを備えて形成される。
【０００７】
整流ダイオードＤａのカソードと整流ダイオードＤｃのアノードは、商用交流電源ＡＣの正極ラインに対して接続される。
整流ダイオードＤｃのカソードと整流ダイオードＤｄのカソードは、アッパーサイドの平滑コンデンサＣｉ1A，Ｃｉ1Bの正極端子に接続される。
整流ダイオードＤａのアノードと整流ダイオードＤｂのアノードは一次側アースに接続される。
【０００８】
また、整流ダイオードＤｄのアノードと整流ダイオードＤｂのカソードの接続点は、整流ダイオードＤａのカソードと整流ダイオードＤｃのアノードの接続点と接続される。これにより、交流入力電圧ＶACが正の期間における整流電流は、整流ダイオードＤｃ//Ｄｄに並列に流れる。また、交流入力電圧ＶACが負の期間における整流電流は、整流ダイオードＤａ//Ｄｂに並列に流れる。
【０００９】
平滑コンデンサＣｉ1A，Ｃｉ2Aは、それぞれアッパーサイドとローアーサイドの関係となるようにして直列接続される。同様にして、平滑コンデンサＣｉ1B，Ｃｉ2Bも、それぞれアッパーサイドとローアーサイドの関係となるようにして直列接続される。また、平滑コンデンサＣｉ1A−Ｃｉ2Aの接続点と、平滑コンデンサＣｉ1B−Ｃｉ2Bの接続点が互いに接続される。この接続態様では、平滑コンデンサＣｉ1A，ＣｉBはアッパーサイド側で並列接続されていることになる。また、平滑コンデンサＣｉ2A，Ｃｉ2Bもローアーサイド側で並列接続の関係にある。
【００１０】
このようにして形成される倍電圧半波整流回路の整流動作について、図８を参照して説明する。
図８では、説明を簡単にするために、倍電圧半波整流回路の基本的な構成を示しており、図７において実際に形成されている倍電圧半波整流回路との関係としては次のようになっている。
アッパーサイド側で並列接続される平滑コンデンサＣｉ1A//Ｃｉ1Bは、平滑コンデンサＣｉ1に相当する。同様にして、ローアーサイド側で並列接続される平滑コンデンサＣｉ2A//Ｃｉ2Bは、平滑コンデンサＣｉ2に相当する。
また、整流ダイオードＤｉ1は、交流入力電圧ＶACが正の期間における整流電流が並列に流れる整流ダイオードＤｃ//Ｄｄの組に相当する。また、交流入力電圧ＶACが負の期間における整流電流が並列して流れる整流ダイオードＤａ//Ｄｂは整流ダイオードＤｉ2に相当する。
【００１１】
先ず、交流入力電圧ＶACが正極性となる期間においては、整流ダイオードＤi1（Ｄｃ//Ｄｄ）が導通して整流電流i1が流れ、アッパーサイドの平滑コンデンサＣｉ1（Ｃｉ1A//Ｃｉ1B）に充電される。これにより、平滑コンデンサＣｉ1（Ｃｉ1A//Ｃｉ1B）の両端電圧としては、交流入力電圧ＶACの等倍に対応するレベルの平滑電圧が得られる。
また、交流入力電圧ＶACが負極性となる期間においては、整流ダイオードＤi2（Ｄａ//Ｄｂ）が導通して整流電流i2が流れ、ローアーサイドの平滑コンデンサＣｉ2（Ｃｉ2A//Ｃｉ2B）に充電される。これにより、平滑コンデンサＣｉ2（Ｃｉ2A//Ｃｉ2B）の両端電圧として、交流入力電圧ＶACの等倍に対応するレベルの平滑電圧が得られる。
この結果、直列接続された平滑コンデンサＣｉ1（Ｃｉ1A//Ｃｉ1B）−Ｃｉ2（Ｃｉ2A//Ｃｉ2B）の両端電圧としては、交流入力電圧ＶACの２倍に対応する整流電圧が得られることになる。また、アッパーサイドの平滑コンデンサに整流電流が流れる期間は、交流入力電圧ＶACが正となる半波の期間であり、ローアーサイドの平滑コンデンサが流れる期間は交流入力電圧ＶACが負となる半波の期間である。つまり、各平滑コンデンサに対応した半波整流動作により倍電圧を得る、倍電圧半波整流動作が行われている。
【００１２】
ここで、図７に示す回路において、整流電流が２本の整流ダイオードに並列に流れるように構成し、また、平滑コンデンサについて、アッパーサイドとローアーサイドとで共に２本を並列に設けているのは、約６００Ｗという重負荷の条件に対応する必要があることによる。
つまり、重負荷の条件になるほど、整流回路系に流れる整流電流は増加する。そこで、整流電流が流れる整流ダイオード及び平滑コンデンサについて、並列接続すれば平滑コンデンサに流れる整流電流は分岐することになる。つまり、１本の整流ダイオード及び平滑コンデンサに流れる電流レベルが抑制されることとなって、これらの部品にかかる負担が軽減される。
なお、平滑コンデンサＣｉ1A，Ｃｉ1B，Ｃｉ2A，Ｃｉ2Bについては、例えば１０００μＦ／２００Ｖを選定し、瞬時停電であっても商用交流電源の１周期の動作が保証されるようにしている。また、整流ダイオードＤａ，Ｄｂ，Ｄｃ，Ｄｄについては、２５Ａ品を選定するようにしている。また、これらの整流ダイオードＤａ〜Ｄｄについては、低速リカバリ型が選定される。
【００１３】
そして、図７に示す電源回路においては、前述したような重負荷の条件に対応するために、上記整流平滑電圧Ｅｉとしての直流入力電圧を動作電源とする電流共振形コンバータについて、複数を備えることとしている。
また、この図に示す電流共振形コンバータは、後述するようにして部分共振回路が組み合わされることで、いわゆる複合共振形コンバータとしての構成をとる。  この図では、第１コンバータ部２０１，第２コンバータ部２０２、第３コンバータ部２０３の３つの複合共振形コンバータが設けられている。
なお、ここでの複合共振形コンバータとは、スイッチングコンバータの動作を共振形とするために備えられる共振回路に加えて、さらに一次側又は二次側に対して共振回路を付加し、これら複数の共振回路を１スイッチングコンバータ内において複合的に動作させる構成のスイッチングコンバータをいう。
【００１４】
例えば、第１コンバータ部２０１の構成としては、図示するようにして、２石のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を備えて成る。この場合には、スイッチング素子Ｑ1がハイサイドで、スイッチング素子Ｑ2がローサイドとなるようにしてハーフブリッジ接続し、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）に対して並列に接続している。つまり、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータとしての構成を採る。
【００１５】
この場合の電流共振形コンバータは他励式とされ、これに対応して上記スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2には、ＭＯＳ−ＦＥＴが用いられている。これらスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2に対しては、それぞれ並列にクランプダイオードＤD1，ＤD2が接続され、これによりスイッチング回路が形成される。これらクランプダイオードＤD1，ＤD2は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時における逆方向電流を流す経路を形成する。
【００１６】
コントロールＩＣ２は、電流共振形コンバータを他励式により駆動するための発振回路、制御回路、及び保護回路等を備えて構成されるもので、内部にバイポーラトランジスタを備えた汎用のアナログＩＣ(Integrated Circuit)とされる。
このコントロールＩＣ２は、電源入力端子Ｖccに入力される直流電圧により動作する。この場合には、抵抗Ｒｓを介して入力される整流平滑電圧Ｅｉが電源入力端子Ｖccに入力されるようになっている。また、アース端子Ｅは一次側アースに直接接続される。
【００１７】
そして、コントロールＩＣ２においては、スイッチング素子に対してドライブ信号（ゲート電圧）を出力するための端子として、２つのドライブ信号出力端子ＶGH，ＶGLが備えられる。
ドライブ信号出力端子ＶGHからは、ハイサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力され、ドライブ信号出力端子ＶGLからは、ローサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力される。
そして、この場合には、ドライブ信号出力端子ＶGHは、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ1のゲートと接続される。また、ドライブ信号出力端子ＶGLは、ローサイドのスイッチング素子Ｑ2のゲートと接続される。
これにより、ドライブ信号出力端子ＶGHから出力されるハイサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ1のゲートに対して印加され、ドライブ信号出力端子ＶGLから出力されるローサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ2のゲートに対して印加されることになる。
【００１８】
コントロールＩＣ２では、内部の発振回路により所要の周波数の発振信号を生成する。そして、コントロールＩＣ２では、上記発振回路にて生成された発振信号を利用して、ハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号を生成する。ここで、ハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号は、互いに１８０°の位相差を有する関係となるようにして生成される。そして、ハイサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶGHから出力し、ローサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶGLから出力するようにされる。
【００１９】
このようなハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号が、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2に対してそれぞれ印加されることによって、ドライブ信号がＨレベルとなる期間に応じては、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のゲート電圧がゲート閾値以上となってオン状態となる。またドライブ信号がＬレベルとなる期間では、ゲート電圧がゲート閾値以下となってオフ状態となる。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、交互にオン／オフとなるタイミングによって所要のスイッチング周波数によりスイッチング駆動されることになる。
【００２０】
また、コントロールＩＣ２の起動端子Ｖｔには、この図に示す電源回路が搭載される機器に備えられるマイクロコンピュータ（ここでは図示せず）から出力される立ち上げ信号Ｖｔ１が入力される。
コントロールＩＣ２は、この立ち上げ信号が入力されたタイミングで起動して動作を開始するようになっている。つまり、ドライブ信号出力端子ＶGH、及びドライブ信号出力端子ＶGLからのドライブ信号出力を開始する。従って、第１コンバータ部２０１の動作開始タイミングは、コントロールＩＣ２の立ち上げ信号Ｖｔ１の入力タイミングによって決定されることになる。
【００２１】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１は、上記スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力を一次側から二次側に伝送するために設けられる。
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の一次巻線Ｎ1の一方の端部は、一次側直列共振コンデンサＣ1を介してスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の接続点（スイッチング出力点）に対して接続され、他方の端部は一次側アースに接続される。ここで、直列共振コンデンサＣ1は、自身のキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンス(L1)とによって一次側直列共振回路を形成する。この一次側直列共振回路は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力が供給されることで共振動作を生じるが、これによって、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2から成るスイッチング回路の動作を電流共振形とする。
【００２２】
また、スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対しては、部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ１によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
このように、この図に示す電源回路は、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して他の共振回路が組み合わされた、複合共振形コンバータとしての形式を採っている。
【００２３】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の二次側には二次巻線として、２組の二次巻線Ｎ2a，Ｎ2bが互いに独立するようにして巻装される。
この場合の二次巻線Ｎ2aに対しては、図示するようにしてセンタータップを設けて二次側アースに接続した上で、整流ダイオードＤo1，Ｄo2、及び平滑コンデンサＣo1から成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣo1の両端電圧として二次側直流出力電圧Ｅo1が得られる。この二次側直流出力電圧Ｅo1は、図示しない負荷側に供給されるとともに、制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００２４】
制御回路１では、入力される二次側直流出力電圧Ｅo1のレベルに応じてそのレベルが可変された電圧又は電流を制御出力としてコントロールＩＣ２の制御入力端子Ｖｃに供給する。コントロールＩＣ２では、制御入力端子Ｖｃに入力された制御出力に応じて、例えば発振信号の周波数を可変することで、ドライブ信号出力端子ＶGH，ＶGLから出力すべきドライブ信号の周波数を可変する。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、スイッチング周波数が可変制御されることになるが、このようにしてスイッチング周波数が可変されることによっては、二次側直流出力電圧Ｅo1のレベルが一定となるように制御される。つまり、スイッチング周波数制御方式による安定化が行われる。
【００２５】
また、この場合においては、二次側直流出力電圧Ｅo1を分岐して、二次側出力電圧Ｅo，Ｅo2を生成するように回路が形成されている。
二次側出力電圧Ｅoを生成する回路系は、ＭＯＳ−ＦＥＴによるスイッチング素子Ｑ7、整流ダイオードＤcn1，高周波ノイズ除去用のチョークコイルＬ11，平滑コンデンサＣo、及びＰＷＭ(Pulse Width Modulation)制御を実行する制御回路７を図示するようにして接続した、降圧形コンバータとして形成される。
スイッチング素子Ｑ7は、制御回路７によってスイッチング駆動されることで、二次側出力電圧Ｅo1をスイッチングして交番出力を得る。この交番出力は、チョークコイルＬ11、整流ダイオードＤcn及び平滑コンデンサＣoから成る半波整流回路によって整流平滑化されることになって、平滑コンデンサＣoの両端電圧として、二次側直流出力電圧Ｅoを生成する。
ここで、制御回路７は、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルに応じて、ＰＷＭ制御を実行する。これにより、スイッチング素子Ｑ7は、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルに応じて、スイッチング周波数は一定とされた上で、１スイッチング周期内のオン期間が可変されるようにしてスイッチング動作が制御される。これにより、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルが一定となるように制御されることになる。つまり、二次側直流出力電圧Ｅoの安定化が図られる。
【００２６】
二次側出力電圧Ｅo2を生成する回路系としても、ＭＯＳ−ＦＥＴによるスイッチング素子Ｑ8、整流ダイオードＤcn2，チョークコイルＬ12，平滑コンデンサＣo2、及び制御回路７を、上記した二次側出力電圧Ｅo1を生成する回路系と同様の態様により接続した、降圧形コンバータとして形成される。
従って、この場合にも、平滑コンデンサＣo2の両端電圧としては、制御回路７のＰＷＭ制御によって安定化された二次側直流出力電圧Ｅo2が得られることになる。
【００２７】
また、二次巻線Ｎ2bに対しては、ブリッジ整流回路ＤBR及び平滑コンデンサＣo3から成る全波整流回路が形成されており、この全波整流回路の整流平滑動作によって、平滑コンデンサＣo3の両端電圧として二次側直流出力電圧Ｅo3を得るようにされている。
【００２８】
第２コンバータ部２０２は、ハーフブリッジ結合されたスイッチング素子Ｑ3，Ｑ4、クランプダイオードＤD3，ＤD4、部分共振コンデンサＣｐ、コントロールＩＣ２、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２の一次巻線Ｎ1等を、上記第１コンバータ部２０１と同様の態様によって接続することで、電流共振形コンバータと一次側部分電圧共振回路が組み合わされた複合共振形コンバータとしての構成を採る。
また、第２コンバータ部２０２の二次側は、二次巻線Ｎ2のセンタータップを二次側アースに接続したうえで、この二次巻線Ｎ2に対して、図示するようにして、整流ダイオードＤo1，Ｄo2、平滑コンデンサＣo4，Ｃo5、ノイズ除去用の抵抗Ｒ1から成る両波整流回路が形成される。これにより、平滑コンデンサＣo5の両端電圧として、二次側直流出力電圧Ｅo4が生成される。
また、第２コンバータ部２０２においては、制御回路７が、平滑コンデンサＣo4の両端に得られる二次側整流平滑電圧のレベルに基づいて、一次側コンバータのスイッチング周波数制御を実行する結果、二次側直流出力電圧Ｅo4に対する安定化が図られるようにされている。
また、第２コンバータ部２０２において、コントロールＩＣ２の起動端子Ｖｔに対しては、マイクロコンピュータから出力される立ち上げ信号Ｖｔ３が入力される。
【００２９】
また、第３コンバータ部２０３も、ハーフブリッジ結合されたスイッチング素子Ｑ5，Ｑ6、クランプダイオードＤD5，ＤD6、部分共振コンデンサＣｐ、コントロールＩＣ２、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−３（一次巻線Ｎ1、二次巻線Ｎ2、整流ダイオードＤo1，Ｄo2、平滑コンデンサＣo6，Ｃo7、抵抗Ｒ2を、第２コンバータ部２０２と同様の態様によって接続することで、電流共振形コンバータと一次側部分電圧共振回路が組み合わされた複合共振形コンバータとしての構成を採る。そして、この第３コンバータ部２０３においても、制御回路７によるスイッチング周波数制御によって安定化された二次側直流出力電圧Ｅo5が得られる。
また、第３コンバータ部２０３のコントロールＩＣ２の起動端子Ｖｔに対しては、マイクロコンピュータから出力される立ち上げ信号Ｖｔ２が入力される。
【００３０】
上記構成では、二次側から、６つの二次側直流出力電圧Ｅo，Ｅo1〜Ｅo5が得られることになるが、これら二次側直流出力電圧の用途、負荷仕様については、例えば下記のようになっている。
Ｅo：ロジック電源、５Ｖ／６Ａ〜２Ａ
Ｅo1：アナログＩＣドライブ用電源、１２Ｖ／０．４Ａ
Ｅo2：デジタルＩＣドライブ用電源、３．３Ｖ／１．５Ａ
Ｅo3：音声出力用電源、２６Ｖ／１．３Ａ〜０．１Ａ
Ｅo4：データ電源、７０Ｖ／２．５Ａ〜０．３５Ａ
Ｅo5：維持電源、２００Ｖ／１．７５Ａ〜０．１Ａ
そして、各コンバータ部が対応すべき最大負荷電力は、
第１コンバータ部２０１：７５Ｗ
第２コンバータ部２０２：１７５Ｗ
第３コンバータ部２０３：３５０Ｗ
であり、総合で６００Ｗとなる。
また、上記したような各コンバータ部が対応すべき最大負荷電力に応じて、絶縁コンバータトランスについては、次のようにしてコアが選定される。
ＰＩＴ−１：ＥＥＲ−３５
ＰＩＴ−２：ＥＥＲ−４０
ＰＩＴ−３：ＥＥＲ−４２
また、降圧形コンバータにおけるチョークコイルＬ11，Ｌ12は、それぞれ、ＥＥ−２５のフェライトコアである。
【００３１】
そして、上記のようにして二次側直流出力電圧Ｅo，Ｅo1〜Ｅo5が使用される場合においては、電源が起動して直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ（３７５Ｖ））が立ち上がったときに、各二次側直流出力電圧について、しかるべき順序で以て、順次立ち上がらせる必要がある。
具体的には、先ず、ロジック電源である二次側直流出力電圧Ｅoを立ち上がらせ、続いて、順次、維持電源である二次側直流出力電圧Ｅo5、データ電源である二次側直流出力電圧Ｅo4を立ち上げるようにする。
【００３２】
上記したような二次側直流出力電圧の立ち上げ順序とするために、マイクロコンピュータは、各コンバータ部（２０１，２０２，２０３）におけるコントロールＩＣ２の起動端子Ｖｔに対して、立ち上げ信号Ｖｔ１，Ｖｔ２，Ｖｔ３を出力して制御を行っている。この立ち上げ信号Ｖｔ１，Ｖｔ２，Ｖｔ３による二次側直流出力電圧の立ち上げ順序の制御動作を、図９のタイミングチャートに示す。
【００３３】
ここで、図７に示す電源回路は、いわゆるメイン電源の構成であり、ここにはスタンバイ電源は示していない。マイクロコンピュータは、このスタンバイ電源が供給されているからメイン電源が起動されていない状態でも、動作することが可能である。
そして、メイン電源である図７に示す回路を起動させるために、メインスイッチＳＷがオフからオンに切り換えられたとすると、商用交流電源ＡＣが回路に投入されて整流平滑電圧Ｅｉが得られることになる。そして、この整流平滑電圧Ｅｉが規定レベル（例えば３７５Ｖ）にまで上昇したことがマイクロコンピュータによって検出されると、マイクロコンピュータは、図９に示す時点ｔ１のタイミングで、図９（ａ）に示すようにして、立ち上げ信号Ｖｔ１をＬレベルからＨレベルに切り換えて出力する。これにより、立ち上げ信号Ｖｔ１が入力されている第１コンバータ部２０１のコントロールＩＣ２は、時点ｔ１からスイッチング駆動動作を開始する。そして、これに応じて、第１コンバータ部２０１の二次側にて得られる二次側直流出力電圧Ｅoは、図９（ｂ）に示すようにして、時点ｔ１における０レベルから上昇を開始して或る時間が経過した時点で、規定のレベル（５Ｖ）にまで上昇する。そして、以降は、降圧形コンバータによる定電圧制御動作によって、この１２Ｖで安定化された状態を維持する。
なお、確認のために述べておくと、同じ第１コンバータ部２０１にて生成される残りの二次側直流出力電圧Ｅo1，Ｅo2，Ｅo3も、二次側直流出力電圧Ｅoとほぼ同じタイミングで立ち上がることになる。
【００３４】
そして、立ち上げ信号Ｖｔ２は、上記のようにして、時点ｔ１から二次側直流出力電圧Ｅo1が規定レベルに上昇して安定した後の時点ｔ２において、図９（ｃ）に示すように、ＬレベルからＨレベルに切り換えて出力されるように設定されている。
これにより、第３コンバータ部２０３のコントロールＩＣが時点ｔ２において起動する。これに応じて、時点ｔ２以降においては、図９（ｄ）に示す二次側直流出力電圧Ｅo5が０レベルから上昇を開始して、或る時間を経過した時点で、規定レベル（２００Ｖ）で一定となるようにして立ち上がることになる。
【００３５】
また、上記のように二次側直流出力電圧Ｅo5が規定レベルで安定した状態となった後の時点ｔ３において、マイクロコンピュータは、図９（ｅ）に示す立ち上げ信号Ｖｔ３をＬレベルからＨレベルに切り換える。これに応じて、第２コンバータ部２０２のコントロールＩＣが時点ｔ３において起動し、時点ｔ３以降において、図９（ｆ）に示す二次側直流出力電圧Ｅo4が０レベルから上昇を開始して、或る時間を経過した時点で、規定レベル（７０Ｖ）で一定となるようにして立ち上がる。
このようにして、図７に示す電源回路では、二次側直流出力電圧の立ち上がりタイミングをコントロールして、電源回路としての適切な起動動作を得るようにしている。
【００３６】
このようにして、先行技術として図７に示した電源回路は、例えば負荷電力６００Ｗ程度の重負荷の条件に対応するため、直流入力電圧（Ｅｉ）に対して３つの複合共振形コンバータを並列に接続している。
また、第１コンバータ部２０１としての複合共振形コンバータにおいては、二次側直流出力電圧Ｅo，Ｅo2を得るための、降圧形コンバータを設けている。つまり、スイッチング制御方式による定電圧制御のための回路系と、二次側に設けられる所要数の降圧形コンバータとを組み合わせることによって、各二次側直流出力電圧の安定化を図っている。
【００３７】
なお、下記特許文献では、上記のようにコンバータ部を入力段に対して３つ並列に接続する構成において、これら各コンバータ部のスイッチング素子に対する制御回路を共通化することで、回路構成部品の削減を図るようにした構成が記載されている。
【特許文献１】特開２０００−３２４８３７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００３８】
ここで、上記図７に示した構成による電源回路では次のような問題を有している。
先ず、直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を生成するための整流回路は倍電圧半波整流回路として形成されている。この倍電圧半波整流回路では、例えば負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ、交流入力電圧ＶAC＝１２０Ｖ時の条件では、交流入力電圧ＶACが正／負の各期間で流れる整流電流i1，i2のピークレベルは、共に２９Ａｐ程度となる。整流ダイオードＤａ，Ｄｂ，Ｄｃ，Ｄｄとしては、前述もしたように２５Ａ品として並列接続させているのであるが、上記した程度に整流電流のi1，i2のピークレベルが大きいことから、各整流ダイオードにおける順方向電圧降下による電力損失は相当に大きいものとなる。このため、例えば実際の測定結果として、ＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηAC→DC）は８６．５％であり、交流入力電力は６９３．６Ｗとなっている。
【００３９】
また、このように交流入力電流（上記した整流電流i1，i2）のピークレベルが大きくなることによっては、その分、交流入力電流が交流入力電圧に対して導通角が小さく、立ち上がりが急峻な波形となって、電源高調波歪みが大きなものとなる。そして、これにより、図７に示したの回路は、力率としても相応に低いものとなっている。
実験によると、図７に示した回路における力率としては、力率ＰＦ＝０．６０程度となる結果が得られている。
【００４０】
また、上記のようにして、倍電圧半波整流回路を形成している場合、アッパーサイド側とローアーサイド側の各平滑コンデンサの両端電圧に商用交流電源周期のリップル成分が重畳することになる。直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）は、アッパーサイド側とローアーサイド側の平滑コンデンサを直列接続した回路の両端電圧である。従って、直流入力電圧のリップル成分は、アッパーサイド側とローアーサイド側の平滑コンデンサのリップル成分が二重に重畳されたものとなって、結果的に、直流入力電圧に生じるリップル電圧が増加することになる。これに伴って、二次側直流出力電圧のリップルも増加してしまう。
【００４１】
また、図７に示す回路の場合においては、必要数の二次側直流出力電圧Ｅo，Ｅo1〜Ｅo5を得るのに、第１、第２、及び第３コンバータ部２０１，２０２，２０３による、３段の複合共振形コンバータを備えているが、このようにして、電力変換の段数が多いことによっても、電力変換効率の低下を招いている。また、構成部品点数もそれだけ多くなって回路基板サイズが拡大し、コストアップにもつながる。
【００４２】
さらに、図７に示す回路としては、３組の複合共振形コンバータに加えて、２組の降圧形コンバータを備えていることになるので、これらのスイッチングノイズも大きなものとなる。特に、降圧形コンバータはハードスイッチング動作であるから、スイッチングノイズ発生量は多い。
【００４３】
さらに、スイッチング周波数については、第１〜第３コンバータ部２０１〜２０３における複合共振形コンバータは、７０ＫＨｚ〜１５０ＫＨｚの範囲であるのに対して、第１コンバータ部２０１における降圧形コンバータは、例えば１００ＫＨｚとなる。
このようにして、各スイッチングコンバータにおけるスイッチング周波数が異なる場合においては、一次側と二次側のアース電位が干渉しあって、電源回路としての動作が不安定になりやすいという問題も有している。
【課題を解決するための手段】
【００４４】
そこで、本発明では以上のような問題点に鑑み、スイッチング電源回路として以下のように構成することとした。
すななち、先ず、商用交流電源を入力して整流平滑電圧を生成する整流平滑回路と、上記整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行うものとされ、ハイサイドのスイッチング素子と、ローサイドのスイッチング素子とをハーフブリッジ結合して形成されるスイッチング手段と、上記各スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段とを備える。
そして、少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される、複数の絶縁コンバータトランスと、少なくとも、上記複数の絶縁コンバータトランスの各々の一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、これら一次巻線にそれぞれ直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする複数の一次側直列共振回路を備える。
さらに、上記ハーフブリッジ回路を形成する２つのスイッチング素子のうち、一方のスイッチング素子に対して並列接続された部分電圧共振コンデンサのキャパシタンスと、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、上記各スイッチング素子がターンオン及びターンオフするタイミングに応じてのみ電圧共振動作が得られる一次側部分電圧共振回路と、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行うことで、１以上の二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段とを備えるようにする。
その上で、上記整流平滑回路として、上記商用交流電源が負極性となる期間において、上記商用交流電源を整流する第１の整流ダイオード素子と、該第１の整流ダイオード素子の整流出力が充電されることで、上記商用交流電源の略等倍のレベルの両端電圧を生成する第１の平滑コンデンサとから成る第１の整流電流経路と、上記商用交流電源が正極性となる期間において、上記第１の平滑コンデンサの両端電圧が重畳された上記商用交流電源を整流する第２の整流ダイオード素子と、上記第２の整流ダイオード素子の整流出力が充電されることで、上記商用交流電源の略２倍のレベルの両端電圧を生成する第２の平滑コンデンサとから成る第２の整流電流経路とを有するようにする。
そして、上記商用交流電源が正極性となる期間において、上記商用交流電源を整流する第３の整流ダイオード素子と、該第３の整流ダイオード素子の整流出力が充電されることで、上記商用交流電源の略等倍のレベルの両端電圧を生成する第３の平滑コンデンサとから成る第３の整流電流経路と、上記商用交流電源が負極性となる期間において、上記第３の平滑コンデンサの両端電圧が重畳された上記商用交流電源を整流する第４の整流ダイオード素子と、上記第４の整流ダイオード素子の整流出力が充電されることで、上記商用交流電源の略２倍のレベルの両端電圧を生成する第４の平滑コンデンサとから成る第４の整流電流経路とを有するようにして、上記第２の平滑コンデンサと上記第４の平滑コンデンサとを直列に接続したコンデンサ直列回路を形成することで、このコンデンサ直列回路の両端電圧として上記商用交流電源の略４倍のレベルの整流平滑電圧を得るようにする。
そして、さらに、上記第１の平滑コンデンサは、上記第４の平滑コンデンサよりも大きな静電容量を有し、上記第３の平滑コンデンサは、上記第２の平滑コンデンサよりも大きな静電容量を有するようにしたものである。
【発明の効果】
【００４５】
上記構成によれば、本発明のスイッチング電源回路に対しては、商用交流電源を入力して直流入力電圧を得る整流平滑回路として、上記商用交流電源レベルの略４倍に対応するレベルの整流平滑電圧を生成する４倍電圧整流回路が備えられる。
また、上記直流入力電圧を入力してスイッチング動作を行うスイッチング手段としては、上記のようにハーフブリッジ結合された２石のスイッチング素子１組のみを構成するもとし、さらに、このスイッチング手段に対しては、スイッチング出力を二次側に励起する絶縁コンバータトランスを複数備えるようにしている。つまり、スイッチング手段に対して上記複数の絶縁コンバータトランスを並列に接続するようにしているものである。
【００４６】
ここで、上記本発明による４倍電圧整流回路は、上述のように交流入力電圧が負の期間において第１と第４の整流電流経路の２系統の整流電流経路が形成され、同様に、交流入力電圧が正の期間においては、第２と第３の整流電流経路の２系統の整流電流経路が形成されることになる。
そして、この整流平滑回路において、第１の平滑コンデンサは第４の平滑コンデンサよりも大きな静電容量を有し、第３の平滑コンデンサは第２の平滑コンデンサよりも大きな静電容量を有するようにされている。この静電容量差によって、交流入力電圧が正／負の各期間において、２つの整流電流経路に流れる整流電流の位相にずれを生じさせることが可能となる。つまり、商用交流電源が正／負極性となる期間の各々において形成される、２つの整流電流経路に流れる整流電流の各々を時間的にずらすようにして流すことができ、この結果、商用交流電源に流れる交流入力電流の導通角を拡大することができる。
このように商用交流電源に流れる交流入力電流の導通角を拡大することができることにより、力率の改善を図ることができる。
【００４７】
また、この際、上記のように２つの整流電流経路に流れる整流電流の各々を時間的にずらすようにして流すことができるということは、これら整流電流の各々のレベルの合成値としての、商用交流電源の各半周期に流れる交流入力電流のピークレベルを抑制することができることになる。
そして、このように交流入力電流のピークレベルを抑制することができることで、各整流ダイオードにおける順方向電圧降下による電力損失を低減することができ、この結果、電力変換効率の向上、及び入力電力の低減が図られるものとなる。
【００４８】
また、上記のように入力段を４倍電圧整流回路により構成することによっては、倍電圧整流回路とした先行技術よりも、上記スイッチング手段における各スイッチング素子に流れる電流のピークレベルを低減することができる。すなわち、スイッチング素子にかかる負担を低減できるようになり、これによって、例えば重負荷に対応するとした場合にも、スイッチング手段として上記構成のようにハーフブリッジ結合された２石のスイッチング素子１組のみで構成することが可能なものである。
【００４９】
このようにして、スイッチング手段を、１組のスイッチング素子で構成可能となることによっては、重負荷に対応するとした場合にも従来のようにコンバータ部を複数備える必要がなくなる。そして、これによっては、電源回路における電力変換の段数を減らすことができ、この点でも電力変換効率の向上を図ることができる。
また、このようにコンバータ部を複数備える必要がなくなることにより、回路構成部品が削減され、コスト削減が図られる。
【００５０】
また、上記のように一次側をハーフブリッジ結合された２石のスイッチング素子１組で構成することができれば、少なくとも一次側でのスイッチング周波数を１つとすることができ、これによって一次側アース電位の干渉がなくなり電源回路としての動作をより安定化することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００５１】
図１は、本発明における実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。例えばこの図に示す電源回路は、先の図７に示した電源回路と同様に、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ以上、交流入力電圧としてＡＣ１００Ｖ系に対応するものとされる。そして、このような本例のスイッチング電源回路としても、プラズマディスプレイへの搭載を想定した構成とされる。
先ず、この図１に示す電源回路においては、商用交流電源ＡＣのラインに対して、２本のフィルタコンデンサＣL、及びコモンモードチョークコイルＣＭＣから成るノイズフィルタが接続される。このノイズフィルタとしては、商用交流電源ＡＣに対し、フィルタコンデンサＣL、コモンモードチョークコイルＣＭＣ、フィルタコンデンサＣLの順でそれぞれが並列に接続される。
このノイズフィルタは、商用交流電源ＡＣに重畳する高調波を除去するものとされる。
【００５２】
上記ノイズフィルタの後段に対しては、整流ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４と、平滑コンデンサＣｉ1a、Ｃｉ1b、Ｃｉ2a、Ｃｉ2bからなる整流平滑回路が設けられる。
この整流平滑回路において、上記平滑コンデンサＣｉ1aは、その負極端子が、コモンモードチョークコイルＣＭＣの巻線を介して、商用交流電源ＡＣの正極ラインと接続されることで、商用交流電源ＡＣの正極ラインに対して挿入されている。そして、この平滑コンデンサＣｉ1aの正極端子には、整流ダイオードＤ１のアノード及び整流ダイオードＤ２のカソードが接続される。
上記整流ダイオードＤ２のアノードは、商用交流電源ＡＣの負極側の端子と接続されることで、商用交流電源ＡＣの負極ラインに対して接続される。
【００５３】
また、平滑コンデンサＣｉ2aは、その正極端子が上記平滑コンデンサＣｉ1aの負極端子と接続され、負極端子は整流ダイオードＤ4のカソードと整流ダイオードＤ3のアノードに対して接続される。上記整流ダイオードＤ4のアノードは図示するように一次側アースに接続され、また、上記整流ダイオードＤ3のカソードは、上記整流ダイオードＤ2のアノードと接続されることで商用交流電源ＡＣの負極ラインと接続される。
【００５４】
平滑コンデンサＣｉ1b及びＣｉ2bは直列接続されて、図のように整流ダイオードＤ１のカソードと一次側アース間に挿入される。平滑コンデンサＣｉ1b、Ｃｉ2bの接続点は、上記した整流ダイオードＤ２、Ｄ３の接続点に対して接続されることで、商用交流電源ＡＣの負極ラインに接続される。
そして、直列接続された平滑コンデンサＣｉ1b、Ｃｉ2bの両端電圧がこの電源回路の整流平滑電圧とされて、後段のスイッチングコンバータに対して動作電源として供給される。
なおこの場合、上記整流ダイオードＤ１〜Ｄ４としては、低速リカバリ型のダイオードが選定される。
【００５５】
上記構成による整流平滑回路は、交流入力電圧ＶACのピークレベルのほぼ４倍に相当するレベルの整流平滑電圧Ｅｉ（Ｖ４）を生成する、４倍電圧整流回路として構成される。そして、その動作は以下に説明するようになる。
【００５６】
図２は、図１に示される整流平滑回路において得られる動作を説明するための図であり、図２（ａ）では交流入力電圧ＶACが負極性となる期間における整流電流経路を示し、図２（ｂ）では交流入力電圧ＶACが正極性となる期間における整流電流経路をそれぞれ示している。
先ず、交流入力電圧ＶACが負極性となる期間では、図２（ａ）の矢印で示すように、整流電流は［商用交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ2b→整流ダイオードＤ４→平滑コンデンサＣｉ2a→商用交流電源ＡＣ］の経路（第４の整流電流経路）で流れる。
つまり、後述もするが、この期間では、上記整流電流経路に挿入された整流ダイオードＤ４による整流出力が、上記平滑コンデンサＣｉ2bに対して充電されることになる。
【００５７】
また、図示するように整流電流は分岐されて［商用交流電源ＡＣ→整流ダイオードＤ２→平滑コンデンサＣｉ1a→商用交流電源ＡＣ］の経路（第１の整流電流経路）によっても流れる。上記経路により整流電流が流れることによって、上記平滑コンデンサＣｉ1aには、上記整流ダイオードＤ２による整流出力が充電される。そして、これにより平滑コンデンサＣｉ1aには、交流入力電圧ＶACのレベル（１Ｅｖ）に対応した両端電圧が発生する。
【００５８】
続いて、交流入力電圧が正極性となる期間では、図２（ｂ）に示すようにして、整流電流は［商用交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ1a→整流ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣｉ1b→商用交流電源ＡＣ］の経路（第２の整流電流経路）で流れ、整流ダイオードＤ１による整流出力を平滑コンデンサＣｉ1bに対して充電するようにされる。
ここで、図２（ａ）により示した、交流入力電圧ＶACが正極性となる半周期における整流動作により、平滑コンデンサＣｉ1aには交流入力電圧ＶACの等倍レベルに対応した両端電圧（１Ｅｖ）が得られていたものである。従ってこのとき、上記のような電流経路が形成されることによっては、この平滑コンデンサＣｉ1aの両端電圧を交流入力電圧ＶACに重畳するようにして整流電流が流れるようになる。そしてこれにより、上記平滑コンデンサＣｉ1bには、交流入力電圧ＶACの２倍の等倍レベルに対応した両端電圧（２Ｅｖ）が得られるものとなる。
【００５９】
また、交流入力電圧ＶACが正極性となる期間では、整流電流は、［商用交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ2a→整流ダイオードＤ３→商用交流電源ＡＣ］の経路（第３の整流電流経路）によっても流れ、上記平滑コンデンサＣｉ2aに対しては、この電流経路に挿入される上記整流ダイオードＤ３による整流出力が充電される。つまりこの期間においては、上記平滑コンデンサＣｉ2aの両端に、交流入力電圧ＶACの等倍レベルに対応する１Ｅvのレベルの整流平滑電圧が得られるものである。
そして、交流入力電圧が負極性となる次の半周期に至ると、整流電流は先の図２（ａ）に示したように［商用交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ2b→整流ダイオードＤ４→平滑コンデンサＣｉ2a→商用交流電源ＡＣ］の第４の整流電流経路により流れることになる。つまりこのような電流経路が形成されることによって、上記のように平滑コンデンサＣｉ2aに得られた１Ｅvのレベルの電圧を、交流入力電圧ＶACに重畳するようにして整流電流が流れるようになる。そしてこの期間においては、上述もしたように整流ダイオードＤ４の整流出力が平滑コンデンサＣｉ2bに対して充電されるから、この平滑コンデンサＣｉ2bの両端には、交流入力電圧ＶACの２倍のレベルに対応する２Ｅvのレベルによる整流平滑電圧が得られるようになる。
【００６０】
このような交流入力電圧ＶACの正／負の各期間に対応した動作が繰り返されることによって、平滑コンデンサＣｉ1bと平滑コンデンサＣｉ2bの各両端には、それぞれ２Ｅvの整流平滑電圧が得られるようになる。そしてこの結果、直列接続されたこれら平滑コンデンサＣｉ1b−Ｃｉ2bの両端に得られる整流平滑電圧Ｅｉレベルとしては、
２Ｅｖ＋２Ｅｖ＝４Ｅｖ
となり、４Ｅｖで表される整流平滑電圧Ｅｉが得られる４倍電圧整流回路が形成されることになる。この場合、交流入力電圧はＡＣ１００Ｖ系とされることから整流平滑電圧Ｅｉとしては４００Ｖ系の直流電圧が得られて、後段のスイッチングコンバータに供給されることになる。
【００６１】
ここで、本実施の形態では、上記説明のように１Ｅｖに対応したレベルの両端電圧が得られる平滑コンデンサＣｉ1a、Ｃｉ2aと、これら１Ｅｖの両端電圧と交流入力電圧ＶAC（１Ｅｖに相当）が重畳された２Ｅｖのレベルの両端電圧が得られる平滑コンデンサＣｉ1b、Ｃｉ2bとについて、キャパシタンスの関係を次のようにして設定することとする。
先ず、交流入力電圧ＶACが正極性の期間における整流電流経路に在るようにされる平滑コンデンサＣｉ1a、Ｃｉ2bについては、平滑コンデンサＣｉ1aのキャパシタンスが、平滑コンデンサＣｉ2bよりも大きくなるように設定することとする。
同様にして、交流入力電圧ＶACが負極性の期間における整流電流経路に在るようにされる平滑コンデンサＣｉ2a、Ｃｉ1bについては、平滑コンデンサＣｉ2aのキャパシタンスが、平滑コンデンサＣｉ1bよりも大きくなるように設定することとする。
その上で、本例では、１Ｅｖに対応したレベルの両端電圧が得られる平滑コンデンサの組と、２Ｅｖに対応したレベルの両端電圧が得られる平滑コンデンサの組とで、それぞれ、キャパシタンスをＣｉ1a＝Ｃｉ2a、Ｃｉ1b＝Ｃｉ2bとしている。
そして、例えばこの場合、上記平滑コンデンサＣｉ1a、Ｃｉ2aとしては、上記平滑コンデンサＣｉ1b、Ｃｉ2bの１０倍以上のキャパシタンスを選定するものとする。
また、この場合、平滑コンデンサＣｉ1a、平滑コンデンサＣｉ2aの耐圧は２００Ｖ、平滑コンデンサＣｉ1b、平滑コンデンサＣｉ2bの耐圧は４００Ｖとされる。
【００６２】
ところで、このように商用交流電源を入力して直流入力電圧Ｅiを生成する整流平滑回路として、４倍電圧整流回路を構成することによっては、先の図７に示した倍電圧整流回路を構成する場合よりも、後段に供給される電力の電流ピークレベルを低減することができることになる。
つまり、この場合は整流平滑回路の後段に備えられるべき各スイッチング素子に流されるスイッチング電流のピークレベルを、１／２程度のレベルに抑制することができるものである。
【００６３】
これによっては、上述のようにして例えば負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ程度の重負荷の条件に対応するとした場合でも、スイッチング素子にかかる負担を低減することができるようになる。
これに応じて、本実施の形態では、負荷側への電力をまかなうべく備えられるスイッチング手段として、以下で説明するように、ハーフブリッジ結合による２石のスイッチング素子１組のみにより構成するものとしている。
【００６４】
この場合、整流平滑回路により生成された直流入力電圧Ｅｉを入力して動作するスイッチング手段としては、図のように２石のスイッチング素子Ｑ1、Ｑ2をハーフブリッジ結合して構成される他励式による電流共振形コンバータを備える。
そして、ここでは、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ1（ハイサイド）、Ｑ2（ローサイド）をハーフブリッジ結合により接続している。スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ドレイン−ソース間に対しては、図示する方向により、それぞれダンパーダイオードＤD1，ＤD2を並列に接続している。
なお、この場合のスイッチング素子Ｑ1、Ｑ2の耐圧は８００Ｖとされる。
【００６５】
上記スイッチング素子Ｑ1、Ｑ2のゲートに対しては、これらを他励式により駆動するための発振回路、制御回路、及び保護回路等を備えて構成された、駆動・制御回路２によるドライブ信号が印加される。
この駆動・制御回路２では、内部の発振回路により所要の周波数の発振信号を生成する。この発振回路は、後述するようにして二次側直流出力電圧Ｅo4の生成経路にて得られる直流電圧Ｅ４のレベルに基づく制御信号レベルに応じて、発振信号の周波数を可変するようにされている。
そして、駆動・制御回路２では、上記発振回路にて生成された発振信号を利用して、矩形波によるハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号を生成する。そして、このように生成したハイサイド用のドライブ信号を上記スイッチング素子Ｑ1に供給し、ローサイド用のドライブ信号を上記スイッチング素子Ｑ2に対して供給するようにされる。
なお、この場合の駆動・制御回路２は、図示はしていないが起動抵抗を介して直流入力電圧Ｅｉが入力されることに応じて起動するようにされている。
【００６６】
上記説明によると、スイッチング素子Ｑ1に対しては、ハイサイド用のドライブ信号が印加される。これによって、スイッチング素子Ｑ１のゲート−ソース間電圧としては、このハイサイド用のドライブ信号に対応した波形が得られることになる。つまり、１スイッチング周期内において、正極性による矩形波のパルスが発生する期間と、０Ｖとなる期間が得られることになる。
そして、このゲート−ソース間電圧によって、スイッチング素子Ｑ1は、先ず、１スイッチング周期内において、正極性の矩形波パルスが得られるタイミングでオン状態となるようにされる。つまり、スイッチング素子Ｑ1がオンとなるには、例えばゲート閾値電圧（≒５Ｖ）以上の適切なレベルの電圧が印加されることが必要である。上記正極性のパルスとしてのゲート−ソース間電圧は１０Ｖとなるように設定されているから、この正極性のパルスが印加される期間に対応してオンとなる状態が得られることになる。そして、ゲート−ソース間電圧が０Ｖでゲート閾値電圧以下となると、オフ状態に切り換わることになる。このようなタイミングにより、スイッチング素子Ｑ1は、オン／オフするようにしてスイッチング動作を行うことになる。
【００６７】
一方、スイッチング素子Ｑ2に対しては、ローサイド用のドライブ信号が印加される。このドライブ信号に応じて得られるスイッチング素子Ｑ2のゲート−ソース間電圧は、上記したスイッチング素子Ｑ1のゲート−ソース間電圧と同じ波形とされたうえで、タイミングとしては、ゲート−ソース間電圧に対して１８０°の位相差を有した波形が得られるものとなる。
このことから、スイッチング素子Ｑ2は、スイッチング素子Ｑ1と交互にオン／オフするタイミングによりスイッチング駆動されることになる。
つまり、このようにして、上記制御・駆動回路２によっては、スイッチング素子Ｑ1とＱ2とが交互にオン／オフするように制御されるようになっている。
【００６８】
上記のようにしてスイッチング素子Ｑ1、Ｑ2によるスイッチング動作により得られるスイッチング出力を二次側に励起する絶縁コンバータトランスとして、この場合は、図のように絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１と、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２との２つのトランスを備えるようにしている。
【００６９】
上記絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１としては、図示するように一次巻線Ｎ1と、所要数の二次巻線が巻装される。
この絶縁トランスＰＩＴ−１の一次巻線Ｎ１の一端は、スイッチング素子Ｑ1のソースとスイッチング素子Ｑ2のドレインとの接続点（スイッチング出力点）に対して、一次側直列共振コンデンサＣ1ａを介して接続される。また、他端は、一次側アースに接続される。
【００７０】
また、上記絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２としては、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2とが巻装されている。
この絶縁トランスＰＩＴ−２の一次巻線Ｎ１は、その一端が、図示するように上記スイッチング出力点と上記直列共振コンデンサＣ1aとの接続点と、直列共振コンデンサＣ1bを介して接続されている。また、他端は一次側アースに接続される。
【００７１】
なお、ここでの図示による説明は省略するが、上記絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１、及び絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２の構造としては、例えばフェライト材によるＥ型コアを組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次巻線Ｎ1と、二次巻線をＥＥ型コアの中央磁脚に対して巻装している。
【００７２】
ここで、上記直列共振コンデンサＣ1aのキャパシタンスと、一次巻線Ｎ1を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１のリーケージインダクタンスＬ1aによっては、一次側直列共振回路が形成される。また、同様に直列共振コンデンサＣ1bのキャパシタンスと、一次巻線Ｎ1を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１のリーケージインダクタンスＬ1bによっても、一次側直列共振回路が形成されるものとなる。
そして、上記のようにして、これら一次側直列共振回路が、それぞれスイッチング出力点に対して接続されていることで、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力がこれら一次側直列共振回路に伝達されることになる。一次側直列共振回路では伝達されたスイッチング出力に応じて共振動作するが、これによって、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とする。
【００７３】
また、この際、上記スイッチング出力点と一次側アース間に対しては、図示するように部分共振コンデンサＣｐが挿入される。すなわち、この部分共振コンデンサＣｐは、上記スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対して並列に接続されているものである。
この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと、上記した絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１、ＰＩＴ−２の一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ１とによっては、部分電圧共振回路を形成する。つまり、これによってスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振して、部分共振コンデンサＣｐに充放電電流が流れる、部分電圧共振動作が得られるものである。
【００７４】
上記説明によると、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）による電流共振形としての動作と、この部分電圧共振回路（Ｃｐ//Ｌ1）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
つまり、この図に示す電源回路の一次側においては、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路とが組み合わされた複合共振形コンバータとしての構成を採っているものとなる。
【００７５】
また、上記接続形態によれば、本例の電源回路では、一次側に１組のみ備えられたハーフブリッジ結合によるスイッチング素子Ｑ1、Ｑ2のスイッチング出力点に対して、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の一次巻線Ｎ1と、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２の一次巻線Ｎ1とが並列に接続される。つまり、これら各一次巻線Ｎ1を含んで構成される２つの一次側直列共振回路が、上記スイッチング出力点に対して並列に接続されているものである。
そして、これら一次巻線Ｎ1に分岐して供給されるスイッチング出力が、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１、ＰＩＴ−２の二次側にそれぞれ励起されて、以下で説明するようにして各二次側直流出力電圧が生成されるように構成されている。
【００７６】
先ず、上記した絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の二次側には、二次巻線Ｎ2，Ｎ2A，Ｎ2Bの３つの二次巻線がそれぞれ独立するようにして巻装される。
上記二次巻線Ｎ2からは、二次側直流出力電圧Ｅo，Ｅo1，Ｅo2を生成するようにされており、このうち、二次側直流出力電圧Ｅoを生成するための回路系は次のようになる。
つまり、二次巻線Ｎ2に形成したタップ出力を二次側アースに接地させた上で、このタップ出力をセンター位置とした所定の巻数分の位置から、１つずつ両端タップを引き出す。そして、各両端タップに対して、直交型制御トランスＰＲＴ−１の被制御巻線ＮR1，ＮR2の直列接続を介して整流ダイオードＤo1、Ｄo2を接続し、また、平滑コンデンサＣo1を接続することで、両波整流回路を形成する。この両波整流回路によって、平滑コンデンサＣo1の両端電圧として二次側直流出力電圧Ｅoが得られる。
ここで、二次側直流出力電圧Ｅoは、安定化のために、分岐して制御回路１に対して入力される。
【００７７】
直交型制御トランスＰＲＴ−１は、後述もするが例えば制御巻線Ｎcに対して、被制御巻線ＮR1，ＮR2の巻方向が直交する関係となるようにして、制御巻線Ｎc及び制御巻線ＮR1，ＮR2をコアに巻装して構成される。このようにして構成される直交型制御トランスＰＲＴ−１は、可飽和リアクトルとなる。
この場合の制御回路１では、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルに応じて、そのレベルを可変した直流電流を制御電流として出力する。この制御電流レベルの変化に応じて、可飽和リアクトルである直交型制御トランスＰＲＴ−１では、被制御巻線ＮR1，ＮR2のインダクタンスが可変される。被制御巻線ＮR1，ＮR2は、二次側直流出力電圧Ｅoのための整流回路系において直列に挿入されているので、被制御巻線ＮR1，ＮR2のインダクタンスが変化すれば、平滑コンデンサＣo1に流入する整流電流量が変化することになって、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルが変化することになる。このようにして、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルを可変制御することで定電圧制御が行われることになる。
【００７８】
また、二次側直流出力電圧Ｅo1のための整流回路系は、図示するようにして、二次巻線Ｎ2の一方の端部から引き出したラインに対して、直交型制御トランスＰＲＴ−２の被制御巻線ＮR−整流ダイオードＤo3を直列接続するとともに、平滑コンデンサＣo2を接続することで、半波整流回路として形成される。
そして、この二次側直流出力電圧Ｅo1のための整流回路系においても、直交型制御トランスＰＲＴ−２及び制御回路１を備えることで、上記説明と同様にして二次側直流出力電圧Ｅo1についての定電圧化が図られる。
【００７９】
また、二次側直流出力電圧Ｅo2のための整流回路系も、二次巻線Ｎ2の他方の端部から引き出したラインに対して、直交型制御トランスＰＲＴ−３の被制御巻線ＮR−整流ダイオードＤo4を直列接続するとともに、平滑コンデンサＣo2を接続することで、半波整流回路として形成される。
そして、この二次側直流出力電圧Ｅo2のための整流回路系としても、直交型制御トランスＰＲＴ−３及び制御回路１を備えており、二次側直流出力電圧Ｅo2についての定電圧化が図られる。
【００８０】
また、二次側直流出力電圧Ｅo3は、二次巻線Ｎ2Aに対して形成される倍電圧整流回路によって得られるようになっている。この倍電圧整流回路には、図示するように平滑コンデンサＣo5側が０電位と接続された平滑コンデンサＣo4−平滑コンデンサＣo5の直列接続回路と、整流ダイオードＤo5側が上記０電位と接続され、整流ダイオードＤo6側が上記平滑コンデンサＣo4と接続される整流ダイオードＤo5−整流ダイオードＤo6の直列接続回路とが形成される。そして、上記二次巻線Ｎ2Aの一端が、平滑コンデンサＣo4−平滑コンデンサＣo5の接続点に対して接続され、さらに二次巻線Ｎ2Aの他端が、直交型制御トランスＰＲＴ−４の被制御巻線ＮRを介して上記整流ダイオードＤo5−整流ダイオードＤo6の接続点に対して接続される。
これにより、二次巻線Ｎ2Aに得られる交番電圧の略２倍の直流電圧が、上記二次直流出力電圧Ｅo3として平滑コンデンサＣo4−平滑コンデンサＣo5の両端に得られる。
そして、この二次側直流出力電圧Ｅo3に対する定電圧化制御は、上記のようにして被制御巻線ＮRが挿入された直交型制御トランスＰＲＴ−４と、図示するように二次側直流出力電圧Ｅo3を検出入力する制御回路１によって行われる。つまりこの場合は、上記制御回路１によって、上記二次側直流出力電圧Ｅo3に応じたレベルの制御電流が直交型制御トランスＰＲＴ−４の制御巻線Ｎcに対して出力されることで、二次側直流出力電圧Ｅo3のレベルが一定に維持されるものである。
【００８１】
さらに、二次側直流出力電圧Ｅo4については、二次巻線Ｎ2Bに対して形成される両波整流回路によって得られるようになっている。この両波整流回路は、二次巻線Ｎ2Bのセンタータップを二次側アースに接続するとともに、整流ダイオードＤo7、Ｄo8及び平滑コンデンサＣo6を接続して、先ずは、直流電圧Ｅ4を得るようにされ、この直流電圧Ｅ4のラインと、平滑コンデンサＣo7の間に、ＤＣスイッチ回路５のトランジスタＱ3を直列に挿入して形成される。二次側直流出力電圧Ｅo4は、平滑コンデンサＣo7の両端電圧として得られる。
なお、この二次側直流出力電圧Ｅo4の経路に挿入される、図示するＤＣスイッチ５については後述する。
【００８２】
この二次側直流出力電圧Ｅo4に対する定電圧化は、スイッチング周波数制御方式によって行われる。つまり、上記直流電圧Ｅ4が分岐して、検出電圧として先に説明した駆動・制御回路２に入力される。駆動・制御回路２では、直流電圧Ｅ4（二次側直流出力電圧Ｅo4）のレベルに応じて、そのレベルが可変される電流又は電圧を制御信号として得る。
そして、この制御信号のレベルに応じて、スイッチング素子Ｑ1に出力すべきハイサイド用のドライブ信号と、スイッチング素子Ｑ2に出力すべきローサイド用のドライブ信号とについて、互いに交互にオン／オフさせるタイミングを保たせたうえで、各ドライブ信号の周波数を同期させた状態で可変するように動作する。
これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数は、上記制御信号のレベル（つまり上記直流電圧Ｅo4のレベル）に応じて、可変制御されることになる。
スイッチング周波数が可変されることによっては、一次側直列共振回路における共振インピーダンスが変化することになる。このようにして共振インピーダンスが変化することによっては、一次側の直列共振回路の一次巻線Ｎ1に供給される電流量が変化して二次側に伝送される電力も変化することになる。これにより、二次側直流出力電圧Ｅo4のレベルが変化することとなってその定電圧化が図られるものとなる。
なお、この場合の上記駆動・制御回路２としては、二次側直流出力電圧Ｅo4の負荷側の負荷電力Ｐｏ＝１７５〜２４Ｗまでの変動、及び交流入力電圧ＶACの変動に対して、上記のように検出入力される上記直流電圧Ｅ４のレベルがＥ４＝７６Ｖで一定となるように、スイッチング素子Ｑ1、Ｑ2を駆動制御するように構成されている。
【００８３】
また、上記絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２の二次側には、上記もしたように二次巻線Ｎ2が巻装されている。そして、この絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２の二次巻線Ｎ2の経路によっては、二次側直流出力電圧Ｅo5を得るようにされる。
この二次巻線Ｎ2の経路においては、上記二次側直流出力電圧Ｅo5を、４倍電圧整流回路により得るようにされる。この４倍電圧整流回路としては、図示するように平滑コンデンサＣo1a、Ｃo1b、Ｃo2a、Ｃo2b、及び整流ダイオードＤo9、Ｄo10、Ｄo11、Ｄo12を、先に説明した４倍電圧整流回路と同等の接続形態により構成する。そして、これによって、図示する平滑コンデンサＣo1b−平滑コンデンサＣo2bの直列接続回路の両端に、二次巻線Ｎ2に得られる交番電圧の略４倍のレベルによる直流電圧Ｅ５を得るようにされる。
その上で、この平滑コンデンサＣo1bと直列に、図示するＤＣスイッチ６のトランジスタＱ4を介して平滑コンデンサＣo8を接続し、この平滑コンデンサＣo8に上記直流電圧Ｅ５に基づく充電電流を得て、その両端に二次側直流出力電圧Ｅo5を得るようにされる。
【００８４】
また、この二次側直流出力電圧Ｅo5に対する定電圧化は、図示するように非制御巻線ＮRが上記二次巻線Ｎ2の一端に対して接続された直交型制御トランスＰＲＴ−５と、上記平滑コンデンサＣo1b−Ｃo2bの両端電圧としての直流電圧Ｅ５を検出入力する制御回路１によって行われる。つまり、上記制御回路１によって、上記直流電圧Ｅ５（二次側直流出力電圧Ｅo5）に応じたレベルの制御電流が直交型制御トランスＰＲＴ−５の制御巻線Ｎcに対して出力されることで、二次側直流出力電圧Ｅo5のレベルが一定となるようにされているものである。
このような、二次側直流出力電圧Ｅo5の経路において、上記のような４倍電圧整流回路によって生成される直流電圧Ｅ５としては、Ｅ５＝２０１Ｖを得るようにされる。
また、この場合の上記制御回路１としては、二次側直流出力電圧Ｅo5の負荷側の負荷電力Ｐｏ＝３５０〜１７Ｗまでの変動、及び交流入力電圧ＶACの変動に対し、検出入力される上記直流電圧Ｅ５のレベルをＥ５＝２０１Ｖで一定とするように定電圧制御を行う。
【００８５】
なお、上記ＤＣスイッチ６についても、その構成・動作については後述するものとする。
また、この場合、上記のようにして絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２の二次巻線Ｎ2の経路に備えられる４倍電圧整流回路においても、上記平滑コンデンサＣo1a：平滑コンデンサＣo1b、平滑コンデンサＣo2a：平滑コンデンサＣo2bのキャパシタンス比として、先の４倍電圧整流回路の場合と同様に設定するようにしてもよい。
【００８６】
ここで、上記した二次側直流出力電圧Ｅo4以外の各経路に備えられる、直交型制御トランスＰＲＴの構造について説明しておく。
本例の電源回路が備える直交型制御トランスＰＲＴの構造としては、例えば図４に示すように、４本の磁脚を有する２つのダブルコの字型コアＣＲ１、ＣＲ２の互いの磁脚の端部を接合するようにして、立体型のコアが形成される。そして、この立体型のコアの所定の２本の磁脚に対して、非制御巻線ＮRを巻装し、さらに、制御巻線ＮCを、非制御巻線ＮRに対して直交する巻回方向となるようにして所定の２本の磁脚に対して巻装していることで、上述もしたように可飽和リアクトルとして構成される。
その上で、この場合は、上記のように形成されるコアの磁脚に対しては、所要長のギャップＧを形成するものとしている。
なお、ここでは図示していないが、直交型制御ＰＲＴ−２に関しては、非制御巻線ＮR1、ＮR2が、それぞれ一次側、二次側の領域に分けられ、制御巻線ＮCと直交する巻回方向となるようにして捲装されるものとなる。
また、この際、上記のように形成される立体型コアにおける、制御巻線ＮCの巻回方向と同方向となる辺の長さ「ａ」、非制御巻線ＮRの巻回方向と同方向となる辺の長さ「ｂ」、さらに、制御巻線ＮCの巻回方向と、非制御巻線ＮRの巻回方向とに対して、共に直交する方向となる辺の長さ「ｃ」について、本例では以下のように設定している。
・直交型制御トランスＰＲＴ−１〜ＰＲＴ−４・・・ａ＝ｂ＝１５mm、ｃ＝２０mm
・直交型制御トランスＰＲＴ−５・・・ａ＝ｂ＝２０mm、ｃ＝３０mm
また、直交型制御トランスＰＲＴの各巻線の巻数は以下のようにされる。
・直交型制御トランスＰＲＴ−１〜ＰＲＴ−４・・・制御巻線Ｎc＝１０００Ｔ（ターン）、非制御巻線ＮR＝４Ｔ
・直交型制御トランスＰＲＴ−５・・・制御巻線Ｎc＝１０００Ｔ、非制御巻線ＮR＝１５Ｔ
【００８７】
また、このような構造による直交型制御トランスＰＲＴを用いた定電圧化動作の様子を、図５の波形図を用いて説明する。なお、この図５では、二次側直流出力電圧Ｅo5の生成経路に挿入された直交型制御トランスＰＲＴ−５による動作についてのみ示し、他の経路における定電圧化動作についてはこれとほぼ同等となることから説明は省略する。また、この図では、交流入力電圧ＶACのレベルが一定とされたときの波形を示している。
この図において、電位Ｖ12は、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２の二次巻線Ｎ２の電位を示している。
この電位Ｖ12は、図のように５μｓとされるスイッチング周期に対応して、正／負極性に交互にピークレベルとなる波形が得られる。そして、このときの電位12のピークレベル（絶対値）としては、図示するように５１Ｖｐでほぼ一定とされる。
また、直交型制御トランスＰＲＴ−５の非制御巻線ＮRに流れる電流Ｉ2としても、図示するようにこの電位Ｖ12と同等の周期で正／負のピークレベルとなる波形が得られる。
【００８８】
ここで上述もしたように、二次側直流出力電圧Ｅo5の経路においては、制御回路１によって、二次側直流出力電圧Ｅo5に対する負荷側の負荷電力３５０〜１７Ｗまでの変動に対して安定化を行うようにされている。
この場合、例えば負荷電力が増大して、負荷電力Ｐｏ＝３５０Ｗの最大負荷時となるのに応じては、図のように上記電流Ｉ2のピークレベル（絶対値）はＩ2＝１２Ａｐとなる。
これに対して、最小負荷時とされるＰｏ＝１７Ｗ時には、電流Ｉ2のレベルは減少して、ピークレベル＝２Ａｐとなる。
これは、上記制御回路１によって、負荷電力の変動に伴う二次側直流出力電圧Ｅo5（直流電圧Ｅ５）のレベルの変動に応じて、直交型制御トランスＰＲＴ−５の非制御巻線ＮRに流れる電流Ｉ2のレベルを可変させる制御が行われることによる。つまりこの場合、負荷電力の増大に伴う二次側直流出力電圧Ｅo5のレベル低下に応じては、制御巻線Ｎcに流す制御電流を増大させることによって電流Ｉ2のレベルを上昇させて、非制御巻線ＮRのインダクタンスを小さくし、これによって二次側直流出力電圧Ｅo5のレベルを上昇させる制御が行われる。また、負荷電力の減少に伴う二次側直流出力電圧Ｅo5レベルの上昇に応じては、制御電流を減少させて電流Ｉ2のレベルを低下させ、非制御巻線ＮRのインダクタンスを大きくして二次側直流出力電圧Ｅo5のレベルを低下させる制御が行われるものである。
このようにして、二次側直流出力電圧のレベル低下に応じてはこれを上昇させ、レベル上昇に応じてはこれを低下させる動作が行われることで、二次側直流出力電圧を一定のレベルに維持する動作が行われているものである。
【００８９】
ところで、上記で説明したように、本例の電源回路としても、先の図７に示した回路と同様、二次側から、上記した６つの二次側直流出力電圧Ｅo，Ｅo1〜Ｅo5を得るようにされている。そして、本例としても、図７の回路と同様に、これら二次側直流出力電圧の用途、負荷仕様を例えば下記のように設定している。
Ｅo：ロジック電源、５．１Ｖ／６Ａ〜２Ａ
Ｅo1：アナログＩＣドライブ用電源、１２Ｖ／０．４Ａ
Ｅo2：デジタルＩＣドライブ用電源、３．３Ｖ／１．５Ａ
Ｅo3：音声出力用電源、２６Ｖ／１．３Ａ〜０．１Ａ
Ｅo4：データ電源、７０Ｖ／２．５Ａ〜０．３５Ａ
Ｅo5：維持電源、２００Ｖ／１．７５Ａ〜０．１Ａ
【００９０】
このようにして二次側直流出力電圧Ｅo，Ｅo1〜Ｅo5を生成して負荷に供給する構成の下では、図７においても説明したように、電源起動時において、二次側直流出力電圧についてしかるべき順序で以て立ち上がらせる必要がある。つまり、ロジック電源である二次側直流出力電圧Ｅoを立ち上がらせ、続いて、順次、維持電源である二次側直流出力電圧Ｅo5、データ電源である二次側直流出力電圧Ｅo4を立ち上げるようにすることが要求される。
【００９１】
図１に示す電源回路では、このような二次側直流出力電圧の順次立ち上げを、上記したＤＣスイッチ５、及びＤＣスイッチ６を用いて行うものとしている。
先ず、ＤＣスイッチ６は、上記した二次側直流出力電圧Ｅo1の出力タイミングに応じて、二次側直流出力電圧Ｅo5の立ち上げタイミングをコントロールするために設けられる。
このＤＣスイッチ回路６は、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴのトランジスタＱ4、バイポーラのトランジスタＱ6、ツェナーダイオードＤZ2、及び抵抗Ｒ5，Ｒ6，Ｒ7，Ｒ8、及び時定数コンデンサＣ3を図示するようにして接続して形成される。
つまり、トランジスタＱ4のドレインを平滑コンデンサＣo1bの正極端子と接続し、ソースを平滑コンデンサＣo8の正極端子と接続する。トランジスタＱ4のゲートは、抵抗Ｒ6を介してトランジスタＱ6のコレクタに接続される。また、トランジスタＱ4のゲート−ドレイン間には、抵抗Ｒ5//ツェナーダイオードＤZ2の並列回路が接続される。ここでは、ツェナーダイオードＤZ2のアノードがトランジスタＱ4のゲート側で、カソードがドレイン側となるようにされる。
トランジスタＱ6のベースには抵抗Ｒ7を介して、二次側直流出力電圧Ｅo1の分岐出力が、オン／オフ制御信号として入力されるようになっている。また、このトランジスタＱ6のエミッタは二次側アースに接続される。
トランジスタＱ6のベース−エミッタ間には、図示するように抵抗Ｒ8が挿入される。そして、抵抗Ｒ7−Ｒ8の直列接続回路の接続点と二次側アースの間には、例えば電解コンデンサによる時定数コンデンサＣ3が挿入される。
【００９２】
このような構成によるＤＣスイッチ６において、上記オン／オフ制御信号としての二次側直流出力電圧Ｅo1の分岐出力が入力されていない状態では、トランジスタＱ6はオフ状態を維持する。つまりこのときには、トランジスタＱ4におけるゲート−ソース間電圧が閾値を満たさないことから、このトランジスタＱ4もオフとなる。
これに伴っては、平滑コンデンサＣo1bの正極端子と、平滑コンデンサＣo8の正極端子とは接続されないことになって、平滑コンデンサＣo8への整流電流の充電は行われないことになる。従って、上記のように二次側直流出力電圧Ｅo1の分岐出力が入力されていない状態では、平滑コンデンサＣo1bの両端に直流電圧Ｅ5が得られているとしても、平滑コンデンサＣo8の両端電圧である二次側直流出力電圧Ｅo5は０レベルのままである。
【００９３】
これに対して、上記二次側直流出力電圧Ｅo1の分岐出力がＤＣスイッチ６に入力された場合は、これに応じてトランジスタＱ6がオンとなるようにされる。
但し、この場合は上記のようにトランジスタＱ6のベースに対して、抵抗Ｒ7、抵抗Ｒ8、時定数コンデンサＣ3による時定数回路が形成されることになるから、上記直流出力電圧Ｅo1の入力タイミングから、トランジスタＱ6が完全にオンとなるまでには、上記抵抗Ｒ7、Ｒ8の抵抗値による分圧比と時定数コンデンサＣ3の時定数とに応じた所定の遅延時間が与えられることになる。
つまりこの場合、ＤＣスイッチ６のオン／オフ制御信号としての、上記直流出力電圧Ｅo1の分岐出力の供給が開始されてから、所定時間遅延されてトランジスタＱ6が完全にオンとなるようにされているものである。
【００９４】
上記トランジスタＱ6がオン状態に切り換われば、抵抗Ｒ6の両端に電位が生じる。これによって、ツェナーダイオードＤZ2のアノードは、トランジスタＱ6のコレクタ−エミッタを介して二次側アースに対して接続されることとなって、直流電圧Ｅ5によって導通することになる。ツェナーダイオードＤZ2が導通することによっては、トランジスタＱ4のゲートに対して閾値を満たすレベルのゲート電圧が印加されることになって、トランジスタＱ4もオンとなる。これにより、平滑コンデンサＣ01bの正極端子と、平滑コンデンサＣo8の正極端子が接続されることとなって、平滑コンデンサＣo8で整流電流が充放電される。これにより、二次側直流出力電圧Ｅo5が発生することになる。
【００９５】
また、もう一方の上記ＤＣスイッチ５としては、上記のようにＤＣスイッチ６のオン／オフ制御により出力される二次側直流出力電圧Ｅo5の出力タイミングに応じて、二次側直流出力電圧Ｅo4の立ち上げタイミングをコントロールするために設けられる。
このＤＣスイッチ５としては、図のようにＭＯＳ−ＦＥＴのトランジスタＱ3、バイポーラのトランジスタＱ5、ツェナーダイオードＤZ1、及び抵抗Ｒ1，Ｒ2，Ｒ3，Ｒ4、及び時定数コンデンサＣ2を備えて構成される。
ＤＣスイッチ５においては、上記トランジスタＱ3のドレインを平滑コンデンサＣo6の正極端子と接続し、ソースを平滑コンデンサＣo7の正極端子と接続する。そして、このようなトランジスタＱ3に対し、先のＤＣスイッチ６の場合と同様の接続形態により、上記トランジスタＱ5、ツェナーダイオードＤZ1、及び抵抗Ｒ1，Ｒ2，Ｒ3，Ｒ4、及び時定数コンデンサＣ2を接続している。その上で、上記抵抗Ｒ3を介して、二次側直流出力電圧Ｅo5の分岐出力を、オン／オフ制御信号として入力するようにされている。
【００９６】
このようなＤＣスイッチ５においても、上記二次側直流出力電圧Ｅo5の分岐出力が供給されない場合は、トランジスタＱ5はオフ状態を維持するようにされ、トランジスタＱ3もオフとなる。これに伴っては、平滑コンデンサＣo6の正極端子と、平滑コンデンサＣo7の正極端子とは接続されないことになって、二次側直流出力電圧Ｅo4は出力されない。
また、この場合も、上記二次側直流出力電圧Ｅo5の分岐出力がＤＣスイッチ５に入力された場合は、これに応じてトランジスタＱ5のベースに対して形成される抵抗Ｒ3、抵抗Ｒ4、時定数コンデンサＣ2による時定数回路により、トランジスタＱ5が完全にオンとなるまでに所定の遅延時間が与えられる。つまり、直流出力電圧Ｅo5の分岐出力の供給が開始されてから、所定時間遅延されてトランジスタＱ5が完全にオンとなるようにされているものである。
そして、上記トランジスタＱ5がオン状態に切り換われば、同様にツェナーダイオードＤZ1、トランジスタＱ3が導通し、平滑コンデンサＣo6、Ｃo7が接続されることとなって、二次側直流出力電圧Ｅo4が発生することになる。
【００９７】
上記構成によるＤＣスイッチ５、ＤＣスイッチ６を用いた、本例の各二次側直流出力電圧の立ち上げ動作について、次の図６に示すタイミングチャートを用いて説明する。
先ず、この図６において、本例の電源回路としてのメイン電源がオンとされて、整流平滑電圧Ｅｉが規定のレベルにまで立ち上がると、先ず、時点ｔ１とされる所定のタイミングにより、駆動・制御回路２が起動して、スイッチング素子Ｑ1、Ｑ2によるスイッチング動作が開始される。
これにより、二次側にて得られる各二次側直流出力電圧が立ち上がることになる。つまり、例えば図６（ａ）に示すようにして、二次側直流出力電圧Ｅoは、時点ｔ１以前では０レベルであったが、時点ｔ１以降において、平滑コンデンサＣo1の充電量が増加していくのに応じて上昇するようにして立ち上がっている。そして、規定レベルに至ったとされると、以降はこの規定レベルにより定電圧制御された状態が維持される。
また、これとほぼ同時に、この二次側直流出力電圧Ｅ0の経路からの分岐出力に応じて生成される二次側直流出力電圧Ｅo1としても、この図６（ａ）に示すＥ0とほぼ同タイミングで立ち上がるようにされる。
【００９８】
ただし、二次側直流出力電圧Ｅo4、Ｅo5については、図６（ｂ）、図６（ｃ）にそれぞれ示す直流電圧Ｅ４、Ｅ５が上記時点ｔ１で立ち上がっているのに拘わらず、図６（ｅ）、図６（ｇ）に示すようにして、同様には立ち上がらない。これは、上記のようにしてこれら二次側直流出力電圧Ｅo4、Ｅo5の経路に対してそれぞれ備えられたＤＣスイッチ５、ＤＣスイッチ６の動作による。
【００９９】
すなわち、先ず、二次側直流出力電圧Ｅo5に関して言えば、ＤＣスイッチ６において、トランジスタＱ6のベースに抵抗Ｒ7、Ｒ8、時定数コンデンサＣ3による時定数回路が備えられることにより、このトランジスタＱ6が完全にオンとされるまでの時間に遅延時間が与えられているものである。
このように遅延時間が与えられることによっては、上記のようにして時点ｔ１にて二次側直流出力電圧Ｅ0（Ｅo1）の出力が開始されて、このＥo1の分岐出力がＤＣスイッチ６に入力されたとしても、図６（ｄ）からもわかるようにトランジスタＱ6が直ちに完全にオンとはならないことになる。そして、これによっては、このＤＣスイッチ６におけるトランジスタＱ4は、上記直流電圧Ｅo1の分岐出力の供給タイミングから所定時間遅延された、上記トランジスタＱ6が完全にオンとなるタイミングで導通するものとなり、これによって二次側直流出力電圧Ｅo5としては、図６（ｅ）に示すようにして、二次側直流出力電圧Ｅ0（Ｅo1）の出力タイミングである時点ｔ１から所定時間遅延された、図示する時点ｔ２において出力が開始されるものとなる。
【０１００】
また、二次側直流出力電圧Ｅo4に関しては、ＤＣスイッチ５において、上記で説明したようにこの直流出力電圧Ｅo5の分岐出力をオン／オフ制御信号として入力するようにされている。このことから、ＤＣスイッチ５では、図６（ｆ）にも示されるように、この直流出力電圧Ｅo5の出力開始時点（時点ｔ２）から所定時間遅延されたタイミングでトランジスタＱ5が完全にオンとなるようにされる。
従って、ＤＣスイッチ５においては、この図６（ｆ）に示されるトランジスタＱ5が完全にオンとなる時点ｔ３において、トランジスタＱ3がオンとされるものであり、これに応じて二次側直流出力電圧Ｅo4としても、図６（ｇ）に示すように、この時点ｔ３としての、上記時点ｔ２における直流電圧Ｅo5の出力タイミングから所定時間遅延された時点において、その出力が開始されるものとなる。
【０１０１】
このようにして、本実施の形態では、電源起動時における二次側直流出力電圧の立ち上げ順として、先の図７の場合と同等の適正なものとなるように制御が行われているものである。
【０１０２】
続いては、図３の波形図を用いて、上記構成による本実施の形態の電源回路において得られる動作として、特に、入力段に備えられた４倍電圧整流回路における動作について説明する。なお、この図３に示す実験結果を得るにあたっては、各部を以下のように選定している。
・絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１・・・ＥＥＲ−４０のフェライト磁芯、ギャップＧ＝１mm
一次巻線Ｎ1＝４０Ｔ（ターン）、二次巻線Ｎ2＝２８Ｔ（センタータップを境に１４Ｔ＋１４Ｔ）
・直列共振コンデンサＣ１a＝Ｃ１b＝０．０１８μＦ
・平滑コンデンサＣｉ1a＝平滑コンデンサＣｉ2a＝４７００μＦ
・平滑コンデンサＣｉ1b＝平滑コンデンサＣｉ2b＝４７０μＦ
この図において、図示する時点ｔ１は、交流入力電圧ＶACのレベルが正極性から負極性となる際の０クロスタイミングを示している。また、時点ｔ４は、負極性から正極性になる際の０クロスタイミングを示している。つまりこの場合、時点ｔ１〜時点ｔ４は、交流入力電圧ＶACが負極性となる半周期間を示し、この時点ｔ４から次の時点ｔ１までの期間が正極性となる半周期間を示している。
【０１０３】
図示する整流電流ＩD1、ＩD2、ＩD3、ＩD4は、それぞれ図１に示した整流ダイオードＤ１〜Ｄ４に流れる電流を示している。
また、図示する電位Ｖ１は、図１にも示されるように、平滑コンデンサＣｉ1aと整流ダイオードＤ１の接続と、一次側アースとの間の電位を示している。
また、電位Ｖ２は、整流ダイオードＤ４と平滑コンデンサＣｉ2aの接続点と、一次側アースとの間の電位であり、この場合は平滑コンデンサＣｉ2aの電位と交流入力電圧ＶACの電位との合計値としてみることができる。
電位Ｖ３は、平滑コンデンサＣｉ1b、Ｃｉ2bの接続点と、一次側アースとの間の電位であり、平滑コンデンサＣｉ2bの両端電圧を示すものとなる。
また、電位Ｖ４はこれら平滑コンデンサＣｉ1b−Ｃｉ2bの直列接続回路の両端電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を示す。
【０１０４】
先ず、時点ｔ１〜ｔ４までの交流入力電圧ＶACが負極性となる半周期において、整流ダイオードＤ２、整流ダイオードＤ４は、電位Ｖ２のレベルが、電位Ｖ３のレベルよりも大きくなる期間に導通する。
この場合、電位Ｖ２としては、上記のように平滑コンデンサＣｉ2aの電位と交流入力電圧ＶACの電位との合計値として得られる。そして、平滑コンデンサＣｉ1aに対しては、先の図２により説明したように、この期間ｔ１〜ｔ４に相当する交流入力電圧ＶACが正極性となる期間において充電が行われることにより、商用交流電源ＡＣの等倍レベルに対応する１Ｅｖのレベルによる両端電圧が発生している。
このことから、この期間ｔ１〜ｔ４において、電位Ｖ２としては、図示するように交流入力電圧ＶACのレベルが負極性のピークレベルとなるに従って２Ｅｖのレベルにまで上昇し、交流入力電圧ＶACが０レベルに上昇するに従って２Ｅｖのレベルに下降する波形が得られるものとなる。
これに対し、電位Ｖ３としては、平滑コンデンサＣｉ2bの両端電圧であることから、整流平滑電圧としての、図示するような２Ｅｖのレベル付近を基準としてリップル成分が重畳された波形が得られている。
この時点ｔ１〜時点ｔ４の半周期間においては、このような電位Ｖ３が２Ｅｖのレベルを下回り、電位Ｖ２が上記のように交流入力電圧ＶACのレベル遷移に従って２Ｅｖのレベル付近に上昇してＶ３＜Ｖ２となる期間に、整流ダイオードＤ２、Ｄ４が導通するものとなる（図中期間ｔ２〜ｔ３）。
【０１０５】
このようにして、整流ダイオードＤ２、Ｄ４が導通することにより、この時点ｔ２〜ｔ３の期間においては、整流電流ＩD2、ＩD4が流れることになる。
そして、本実施の形態の場合、これら整流電流ＩD2、ＩD4としては、図示するように整流電流ＩD4の方が時間的に先に流れ、整流電流ＩD2の方が時間的に後に流れるものとなる。
【０１０６】
ここで、本実施の形態において、このように整流電流ＩD2が整流電流ID4に対して時間的に遅れて流れるようになるのは、以下のような理由による。
先ず、１つとしては、図１において説明したように、平滑コンデンサＣｉ1a、平滑コンデンサＣｉ2aのキャパシタンスを、平滑コンデンサＣｉ1b、Ｃｉ2bのキャパシタンスよりも大きく設定していることによる。
この場合、整流ダイオードＤ４が整流を行う第４の整流電流経路では、平滑コンデンサＣｉ2aと平滑コンデンサＣｉ2bが挿入されていることから、この経路におけるキャパシタンスとしては、これら平滑コンデンサＣｉ2bと平滑コンデンサＣｉ2aとのキャパシタンスを直列接続したものとして得られることになる。
従って、この第４の整流電流経路におけるキャパシタンスとしては、
（Ｃｉ2b×Ｃｉ2a）／（Ｃｉ2b＋Ｃｉ2a）
で表されることになる。
一方、整流ダイオードＤ２が整流を行う第１の整流電流経路におけるキャパシタンスとしては、ここには平滑コンデンサＣｉ1aのみが挿入されていることから、この平滑コンデンサＣｉ1a（＝Ｃｉ2a）のみのキャパシタンスに基づいたものとなる。
従って、第４の整流電流経路と、第１の整流電流経路のキャパシタンスとしては、
（Ｃｉ2b×Ｃｉ2a／（Ｃｉ2b＋Ｃｉ2a））＜Ｃｉ1a
で表されることになる。
この際、本実施の形態においては、平滑コンデンサＣｉ1a、Ｃｉ2aのキャパシタンスを、平滑コンデンサＣｉ1b、Ｃｉ2bのキャパシタンスの１０倍程度に設定しているから、上記した第４の整流電流経路と、第１の整流電流経路のキャパシタンスの大小は、これら平滑コンデンサＣｉ1b、Ｃｉ2bのキャパシタンスの差である１０倍にほぼ対応したものとすることができる。
【０１０７】
ここで、静電容量が大きければ、その分、そこに流れる電流の位相は遅れることになる。つまりこの場合は第１の整流電流経路の方が、第４の整流電流経路よりも、そこに流れる電流の位相が相対的に遅れるようになるものである。
従って、相対的関係として、第４の整流電流経路では、整流電流が時間的に早く流れ、第１の整流電流経路では整流電流が時間的に遅れて流れることになる。
【０１０８】
これにより、交流入力電圧ＶACが負極性の期間に整流電流が流れる期間ｔ２〜ｔ３では、図３に示すようにして整流電流ＩD4が時間的に先に流れ、整流電流ＩD2が時間的に後に流れるようになる。
そして、このようなタイミングで整流電流ＩD4、ＩD2が流れることで、これらの整流電流が合成されたものとなる、商用交流電源ＡＣが負極性の期間に流れる交流入力電流ＩACとしては、図示するようにこれら電流ＩD4、ＩD2の波形に対応した２つのピークを持つ、略Ｍ字形の波形が得られるものとなる。
【０１０９】
また、もう１つの理由としては次のようになる。
例えば、先の図２（ａ）により説明したように、交流入力電圧ＶACが正極性となる半周期間では、平滑コンデンサＣｉ2aに対して充電が行われているものとなる。従って、次の交流入力電圧が負極性となる期間に移行したときには、平滑コンデンサＣｉ2aにおいて充電電荷が充分に蓄積されている状態となっており、この状態において、平滑コンデンサＣｉ2aを放電させる極性による電圧印加がされることになる。
これに対し、一方の平滑コンデンサＣｉ1aとしては、正極性となる半周期では放電が行われていたものであるから、交流入力電圧ＶACが負極性に移行したときには、電荷が少ない状態とされており、ここに充電を行うための極性による電圧印加がされる。
これにより、交流入力電圧ＶACが負極性に移行したときには、平滑コンデンサＣｉ2aが挿入された第４の整流電流経路のほうが、平滑コンデンサＣｉ1aが挿入される第１の整流電流経路よりも、整流電流が流れやすくなる。
これによっても、交流入力電圧ＶACが負極性となる期間に整流電流が流れる期間ｔ２〜ｔ３においては、第４の整流電流経路のほうが整流電流が早く流れ、他方の第１の整流電流経路のほうが、遅く流れる動作が得られる。
【０１１０】
続いて、交流入力電圧ＶACが正極性となる、時点ｔ４から次の時点ｔ１までの半周期について説明する。
この時点ｔ４〜ｔ１までの期間においては、図示する電位Ｖ１のレベルが電位Ｖ４のレベルを上回る期間に、整流ダイオードＤ１、Ｄ３が導通する。
このとき、電位Ｖ１としては、平滑コンデンサＣｉ1a、平滑コンデンサＣｉ2bのそれぞれの両端電圧と、交流入力電圧ＶACのレベルとの合成値としてみることができる。
上記平滑コンデンサＣｉ1aには、上記もしたようにこの期間ｔ４〜ｔ１の半周期の１つ前の半周期（期間ｔ１〜ｔ４）において、整流電流が充電される。すわわち、このように交流入力電圧ＶACが正極性の領域に移行する時点ｔ４においては、この平滑コンデンサＣｉ1aの両端に、１Ｅｖのレベルによる電位が得られていることになる。
また、上記平滑コンデンサＣｉ2bの両端電圧としては、上記もしたように整流平滑電圧として２Ｅｖのレベル付近で推移する波形が得られている。
従って、この電位Ｖ１としては、交流入力電圧ＶACが０レベルとなる時点ｔ４においては、これら平滑コンデンサＣｉ1a、Ｃｉ2bの両端電圧により３Ｅｖのレベルが得られているものとなる。そして、その後交流入力電圧ＶACが正極性の領域においてピークレベルへと上昇するのに応じて、図示するように４Ｅｖのレベルが得られるものである。
また、これに対し、上記電位Ｖ４としては、平滑コンデンサＣｉ1b−Ｃｉ2bによる直列接続回路の両端電圧であるから、４倍電圧整流回路の平滑出力として、４Ｅｖを基準としてリップルが重畳した波形が得られている。
この時点ｔ４〜ｔ１の期間においては、上記電位Ｖ１のレベルが交流入力電圧ＶACのレベルの上昇に伴って４Ｅｖに対応するレベルが得られ、上記電位Ｖ４のレベルが４Ｅｖよりも低下する期間において、整流ダイオードＤ１、Ｄ３が導通するものとなる（期間ｔ５〜ｔ６）。
【０１１１】
このようにして、整流ダイオードＤ１、Ｄ３が導通することによっては、この時点ｔ５〜ｔ６の期間では整流電流ＩD1、ＩD3が流れることになる。
そして、このとき、図２（ｂ）を参照してわかるように第２の整流電流経路のキャパシタンスとしては、平滑コンデンサＣｉ1a、Ｃｉ1bのキャパシタンスの直列接続に基づくものとなり、第３の整流電流経路としては平滑コンデンサＣｉ2aのみに基づくものとなる。
また、この場合としても、１つ前の半周期間では、一方の平滑コンデンサＣｉ1aに対しては整流電流が充電されることから、この平滑コンデンサＣｉ1aを含む第２の整流電流経路では、整流電流が流れやすい状態が得られているものである（図２（ａ）参照）。また、他方の平滑コンデンサＣｉ2aでは放電が行われるものであるから、整流ダイオードＤ３側の経路は整流電流が流れにくい状態とされている。
このために、交流入力電圧ＶACが正極性となる期間にて整流電流が流れる期間ｔ５〜ｔ６においても、整流電流ＩD1の方が時間的に先に流れ、これに遅れて整流電流ＩD3が流れるものとなる。
そして、これによって、交流入力電圧ＶACが正極性の期間に流れる交流入力電流ＩACとしても、図示するようにこれら電流ＩD1、ＩD3の波形に対応した２つのピークを持つ、略Ｍ字形の波形が得られるものとなる。
【０１１２】
このようにして４倍電圧整流回路では、交流入力電圧ＶACの各半周期につき、２つの整流電流経路が形成されるものとなる。
そしてその上で、本例では平滑コンデンサＣｉ1a、Ｃｉ2aのキャパシタンスを、平滑コンデンサＣｉ1b、平滑コンデンサＣｉ2bのキャパシタンスよりも大きくしたから、これら２つの経路のうち、一方の経路の静電容量が他方の経路よりも大きくなり、これら２つの整流電流経路に同時に流れるべき整流電流が時間差で流れるようになる。
これにより、交流入力電圧ＶACの各半周期間に流れる整流電流の導通期間は、上記２つの整流電流経路において整流電流が同時に流れる場合よりも拡大することができる。そして、これによっては、交流入力電流ＩACのピークレベルが抑制されると共に、交流入力電流ＩACの導通角も拡大されて力率を改善することができるようになる。
【０１１３】
なお、先の図３の説明によれば、平滑コンデンサＣｉ1b、Ｃｉ2bに対する、平滑コンデンサＣｉ1a、Ｃｉ2aのキャパシタンスの差を大きくするほど、相対的に２つの整流電流経路に流れる整流電流の流れる期間の時間差を拡大することができる。つまり、より大きな力率を得ることが可能となる。ただし、実際の問題として、キャパシタンス差を大きくするほど、平滑コンデンサＣｉ1a、Ｃｉ2aとしては、大きなキャパシタンスの部品を選定しなければならなくなって、大型、及びコストアップを招く。
そこで、本実施の形態としては、このような現実的なことも考慮して、平滑コンデンサＣｉ1b、Ｃｉ2bに対する、平滑コンデンサＣｉ1a、Ｃｉ2aのキャパシタンスの大小関係を１０倍として設定している。
本実施の形態では、先に例示したように平滑コンデンサＣｉ1a、Ｃｉ2a側のキャパシタンスを４７００μＦとし、平滑コンデンサＣｉ1b、Ｃｉ2b側を４７０μＦとしており、これにより、これにより、０．７５程度の適当な力率が得られるようにしているものである。
【０１１４】
以上の説明からも理解されるように、本実施の形態では、スイッチング電源回路における入力段を４倍電圧整流回路により構成するものとしている。その上で、平滑コンデンサＣｉ1a、Ｃｉ2aのキャパシタンスを、平滑コンデンサＣｉ1b、平滑コンデンサＣｉ2bのキャパシタンスよりも大きくする等して、各半周期に形成される２つの整流電流経路のうち、一方の経路の静電容量を他方の経路よりも大きくして、これら２つの整流電流経路に同時に流れるべき整流電流を時間差で流すようにしている。
これによっては、上述のように交流入力電流ＩACのピークレベルを抑制できると共に、交流入力電流ＩACの導通角も拡大して力率の改善が図られるものとなる。
なお、実験によれば、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗの条件では、力率ＰＦ＝０．７８となる結果が得られている。
【０１１５】
また、上記のように本例の４倍電圧整流回路によっては、交流入力電流ＩACのピークレベルを抑制できるものである。これによっては、各整流ダイオードに流れる整流電流のピークレベルを低減することができ、これら各整流ダイオードにおける順方向電圧降下による電力損失を低減することが可能となる。そして、この結果、入力段が倍電圧整流回路とされる図７の構成と比較して電力変換効率の向上、及び入力電力の低減が図られるものとなる。
この場合の交流入力電流ＩACのピークレベルＬｖ（図３参照）としては、先の図７の回路の場合のＬｖ＝２９Ａｐ（絶対値）から、この約半分の１５Ａｐ程度に低減することができる。
【０１１６】
また、上記説明のように、入力段に４倍電圧整流回路を構成することによっては、後段の各スイッチング素子に流れるドレイン電流ピークレベルも低減でき、これによっては各スイッチング素子にかかる負担を低減することができる。そして、このように各スイッチング素子にかかる負担を低減することができることにより、例えば重負荷に対応するとした場合にも、先の図１に示したとおり、一次側にハーフブリッジ結合された２石のスイッチング素子１組のみを構成することが可能となる。
つまり、重負荷に対応する電源回路として、図７に示した従来の構成のように一次側に複数段のスイッチングコンバータを備える必要がなくなるものである。
【０１１７】
このようにして、従来のようにコンバータ部を複数備える必要がなくなることによっては、電源回路における電力変換の段数を減らすことができ、これによっても電力変換効率の向上を図ることができるものとなる。
【０１１８】
ここで、上記説明のようにして入力段を４倍電圧整流回路とすることによって向上する、本例の電源回路におけるAC→DC電力変換効率ηAC→DCとしては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ時において、ηAC→DC＝９０．２％となる実験結果が得られている。これは、ほぼ同等の条件下における図７に示した回路でのAC→DC電力変換効率ηAC→DC＝８６．５％に対し、３．７％向上するものとなる。
またこの際、交流入力電力は、図７の従来の回路と比較して２８．４Ｗ低減する実験結果も得られている。
【０１１９】
また、上記のように一次側をハーフブリッジ結合された２石のスイッチング素子１組で構成することができれば、コンバータ部を複数備える必要がなくなることから回路構成部品が削減され、コスト削減が図られるというメリットがある。
【０１２０】
また、一次側をハーフブリッジ結合された２石のスイッチング素子１組で構成することができれば、一次側スイッチング周波数を１つとすることができ、これによって一次側におけるアース電位の干渉がなくなり、コンバータ部が複数備えられる場合よりも電源回路としての動作を安定化することができる。
さらに本例では、図１の構成からも理解されるように、Ｅo4以外の各二次側直流出力電圧の定電圧化は、直交型制御トランスＰＲＴにより行うようにしている。
つまり、このような本例の電源回路は、先の図７に示した従来の構成とは異なり、各二次側直流出力電圧の安定化について二次側に降圧形コンバータを設けないようにしているものである。
このように二次側に降圧形コンバータを設けないようにすれば、二次側でのスイッチング周波数は存在しなくなり、図７の回路では生じていた一次側と二次側との間でのアース電位干渉もなくすことができ、電源回路としての動作のさらなる安定化を図ることができる。
電源回路としての動作が安定化されれば、その分、回路設計の自由度が増し、例えばプリント基板等の設計を容易化できる。
またこの際、上記のように降圧形コンバータを設けないようにすれば、この降圧形コンバータによる比較的大きなスイッチングノイズが生じるといったこともなくなる。
【０１２１】
また、本例において、上述のように入力段を４倍電圧整流回路により構成すれば、先の図７に示した回路のようにそれぞれアッパーサイド・ロアーサイドの平滑コンデンサを設ける必要がなくなるので、直流入力電圧Ｅｉに対して、このようなアッパーサイド側とローアーサイド側の平滑コンデンサのリップル成分が二重に重畳されることがなくなる。
これによって、本例においては、図３に示したような直流入力電圧Ｅｉのリップル成分ΔＥｉのレベルを、従来よりも大幅に低減することができるようになる。
【０１２２】
また、さらに本例では、二次側直流出力電圧の立ち上げ順について、二次側直流出力電圧Ｅo4の経路に対してＤＣスイッチ５、二次側直流出力電圧Ｅo5の経路に対してＤＣスイッチ６をそれぞれ挿入するようにしている。そして、上記ＤＣスイッチ６においては、二次側直流出力電圧Ｅo1からの分岐入力が入力された後、所定時間遅延されて二次側直流出力電圧Ｅo5を出力させるように切り換え動作が行われる。
さらに、上記ＤＣスイッチ５においては、このように出力された二次側直流出力電圧Ｅo5の分岐出力が入力された後、同様に所定時間遅延されて二次側直流出力電圧Ｅo4を出力させるように切り換え動作が行われるものとなる。
つまり、これによって、例えば二次側直流出力電圧Ｅ0（Ｅo1）→Ｅo5→Ｅo4の順による立ち上げが可能とされているものである。
この際、先の図１の説明からも理解されるように、本例では上記二次側直流出力電圧Ｅ0（Ｅo1）は、当該スイッチング電源回路がオンとなるのに応じて出力が開始されるように構成される。従って、このような本例の場合、所定順での二次側直流出力電圧の立ち上げは、このように自励的に出力が開始される二次側直流出力電圧Ｅ0（Ｅo1）の分岐入力に基づいた、上記各ＤＣスイッチの遅延切り換え動作のみによって実現されるものであるから、従来のように電源回路外部（例えばマイコン等）からの立ち上げ信号の供給を不要とすることができるようになる。
【０１２３】
なお、本発明としては、これまでに説明した電源回路の構成に限定されるものではない。
上記実施の形態では、整流平滑電圧Ｅｉを入力して動作するスイッチングコンバータは、他励式のハーフブリッジ方式による電流共振形コンバータであるとしているが、自励式とされてもよい。また、例えばより重負荷の条件に対応するとしたとき等は、ハーフブリッジ方式に代えて、４本のスイッチング素子を備えるフルブリッジ結合方式とされてもよい。また、スイッチング素子としては、例えばＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)やバイポーラトランジスタなど、ＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子が採用されて構わない。また、先に説明した各部品素子の定数なども、実際の条件等に応じて変更されて構わない。また、スイッチングコンバータの形式も、例えば電圧共振形など、電流共振形以外の形式を採用できる。
さらには、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側において二次側直流出力電圧を生成するための回路構成としても、適宜変更されて構わない。
【図面の簡単な説明】
【０１２４】
【図１】本発明における実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を例示する回路図である。
【図２】実施の形態のスイッチング電源回路が備える整流平滑回路における整流電流経路を示す図である。
【図３】実施の形態のスイッチング電源回路における各部の動作波形を示す波形図である。
【図４】実施の形態のスイッチング電源回路が備える直交型制御トランスの構造を説明するための図である。
【図５】上記直交型制御トランスを用いた二次側直流出力電圧の安定化について説明するための波形図である。
【図６】二次側直流出力電圧の立ち上げ順について説明するためのタイミングチャートである。
【図７】従来のスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【図８】図７に示す電源回路が備える整流平滑回路における整流電流経路を示す図である。
【図９】図７に示す電源回路における二次側直流出力電圧の立ち上げ順について説明するためのタイミングチャートである。
【符号の説明】
【０１２５】
１  制御回路、２  駆動・制御回路、５、６  ＤＣスイッチ、Ｄ１〜Ｄ４  整流ダイオード、Ｃｉ1a、Ｃｉ1b、Ｃｉ2ａ、Ｃｉ2b  平滑コンデンサ、Ｑ1，Ｑ2  スイッチング素子、ＰＩＴ−１、ＰＩＴ−２  絶縁コンバータトランス、Ｃ1a、Ｃ1b  一次側直列共振コンデンサ、Ｃｐ  部分共振コンデンサ、Ｎ1  一次巻線、Ｎ2、Ｎ2A、Ｎ2B  二次巻線、ＰＲＴ−１〜ＰＩＴ−５  直交型制御トランス、Ｎc  制御巻線、ＮR  非制御巻線、ＣL  フィルタコンデンサ、ＣＭＣ  コモンモードチョークコイル
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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