(57)【要約】【課題】予備充電回路の小型化が可能で、回路損失も少なく、安価に提供することができるインバータ制御装置を得ること。【解決手段】この発明によるインバータ制御装置は、交流を直流に変換するコンバータ４と、直流を交流に変換するインバータ８と、上記コンバータ及びインバータを接続する直流母線間に直列接続された複数個の主回路コンデンサ６、７と、これら主回路コンデンサの各端子間にそれぞれ接続された複数の電源装置１１、１２とを備えたインバータ制御装置において、上記電源装置は、合計出力電圧が上記コンバータの電圧を上回ると共に、互いに同等の出力制限特性を有し、かつ出力制限レベルを切り替える切り替え手段５０を備えるようにした。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流を直流に変換するコンバータと、このコンバータによって変換された直流を交流に変換するインバータと、上記コンバータ及びインバータを接続する直流母線間に直列接続された複数個の主回路コンデンサと、これら主回路コンデンサの各端子間にそれぞれ接続された複数の電源装置とを備えたインバータ制御装置において、上記電源装置は、合計出力電圧が上記コンバータの電圧を上回ると共に、互いに同等の出力制限特性を有してなり、かつ上記電源装置の出力制限レベルを切り替える切り替え手段が設けられてなることを特徴とするインバータ制御装置。
【請求項２】
上記電源装置はトランスを用いたスイッチング電源からなり、該トランスの１次側巻線電流の最大値が一定値を超えないように構成することにより出力を制限するようにしたことを特徴とする請求項１に記載のインバータ制御装置。
【請求項３】
上記切り替え手段は、上記トランスの１次側巻線電流の最大値を切り替えることにより出力制限レベルを切り替えるようにしたことを特徴とする請求項２に記載のインバータ制御装置。
【請求項４】
上記切り替え手段は、上記スイッチング電源のスイッチング周波数を切り替えることにより出力制限レベルを切り替えるようにしたことを特徴とする請求項２に記載のインバータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、インバータ制御装置に関し、特に直流平滑回路のコンデンサが直列接続されたインバータ制御装置の改良に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
交流を直流に変換するコンバータと得られた直流から任意波形の交流電力を出力するインバータ装置の直流部分にコンデンサを接続し、コンバータの交流入力端子及び交流電源間に電源の投入制御を行う開閉器を有する装置において、開閉器投入時に、前記開閉器の接点やコンバータに過大な電流が流れ、故障の原因にならないよう、開閉器投入前に予めコンデンサをスイッチング電源で充電し、突入電流を防止する方法が提案されている（例えば特許文献１参照。）。
また、前記コンデンサをコンデンサの直列接続体で構成し、その両端に直流電圧を印加した場合、各コンデンサの漏れ電流の偏差によって、個々のコンデンサの分担電圧がアンバランスになり、定格電圧を超えることによりコンデンサの破損要因になりうる。これに対し、トランジスタで漏れ電流の影響を補正し、各コンデンサの端子間電圧を均等に保つ回路が提案されている（例えば特許文献２参照。）。
【０００３】
【特許文献１】特開２００１−２６１２４５号公報（第１頁、図１）
【特許文献２】特開平１０−２９５０８１号公報（第１頁、図１）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上記、特許文献１のスイッチング電源によりコンデンサの予備充電を行うインバータ装置は従来の抵抗と電磁開閉器を組み合わせた充電方式と比較してエネルギー効率が良く、小型化が可能という利点がある。しかし、コンデンサ直列体の漏れ電流補正を並列接続した外部抵抗で行うインバータ装置と組み合わせた場合、常時外部抵抗で大きな電力が消費されるため、充電速度を保つにはスイッチング電源の容量を拡大する必要があると同時にスイッチング電源化により改善したエネルギー効率が外部抵抗の影響で効果が薄れてしまうという問題がある。
また、特許文献２に例示したものでは、部品の入手性、信頼性の観点から一般的には特許文献２の従来例である図５に示すようにコンデンサ個々に並列にコンデンサの内部抵抗より十分に小さいバランス抵抗を接続し、漏れ電流に起因する偏差を補正している。
【０００５】
この発明は上記のような従来技術の課題を解消するためになされたもので、予備充電回路の小型化が可能で、回路損失も少なく、安価に提供することができるインバータ制御装置を得ることを目的とするものである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
この発明によるインバータ制御装置は、交流を直流に変換するコンバータと、直流を交流に変換するインバータと、上記コンバータ及びインバータを接続する直流母線間に直列接続された複数個の主回路コンデンサと、これら主回路コンデンサの各端子間にそれぞれ接続された複数の電源装置とを備えたインバータ制御装置において、上記電源装置は、合計出力電圧が上記コンバータの電圧を上回ると共に、互いに同等の出力制限特性を有し、かつ出力制限レベルを切り替える切り替え手段を備えるようにしたものである。
【発明の効果】
【０００７】
この発明においては、主回路コンデンサの各端子間にそれぞれ接続された複数の電源装置として、合計出力電圧が上記コンバータの電圧を上回ると共に、互いに同等の出力制限特性を有し、かつ出力制限レベルを切り替える切り替え手段を備えるようにしたことにより、予備充電回路の小型化が可能で、回路損失も少なく、安価に製造可能なインバータ制御装置を得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
実施の形態１．
図１〜図５はこの発明の実施の形態１に係わるインバータ制御装置を説明するもので、図１はインバータ制御装置の全体構成図、図２は図１に示すフライバックレギュレータの構成を具体的に示すブロック図、図３は図２に示す電源制御回路の詳細を示す内部ブロック図、図４は図１に示す充電回路が動作を開始するときから充電が完了するまでの電源装置の出力電流の変化を示す特性図、図５は図１〜図３に示すフライバックレギュレータの動作を説明するタイミングチャートである。なお、各図を通じて同一符号は同一もしくは相当部分を示すものとする。図において、１は三相交流電源、２は例えばノーヒューズブレーカなどの電源投入スイッチ、３は電磁接触器、４は三相交流電圧を直流に変換するコンバータであり、ダイオードコンバータもしくはトランジスタコンバータからなる。
【０００９】
５は直流平滑用コンデンサであり、この実施の形態１では２つの主回路コンデンサ６、７の直列接続体で構成されている。８は直流電圧を任意波形の電圧に変換するインバータ、９は電動機である。１０はスイッチング電源としてのフライバックレギュレータであり、主回路コンデンサ６に接続された第１の電源装置１１、及び主回路コンデンサ７に接続された第２の電源装置１２を有する。この実施の形態１では図２に示すように、上記第１及び第２の電源装置１１、１２は、それぞれ多出力のフライバックレギュレータ１０の巻線２５、２６及び整流ダイオード２７、２８を用いて構成されている。
【００１０】
１３は直流平滑用コンデンサ５の充電完了検出回路、１４はこの充電完了検出回路１３から信号を受け取り、フライバックレギュレータ１０の出力制限レベル切換指令を信号線１４ａを介して出力すると共に、電磁接触器３を信号線１４ｂにより投入する制御回路、１５及び１６は交流電源を整流しフライバックレギュレータ１０に直流電源を供給するそれぞれダイオードモジュール及び平滑用コンデンサ、１７はフライバックレギュレータ１０の電源制御回路、１８はフライバックレギュレータ１０の一次巻線２３及びハイ信号を入力することにより導通するスイッチング素子２０に流れる電流を検出する電流検出抵抗、１９はスイッチング素子２０に過大な電圧が印可されないよう保護するスナバ回路である。２４は高周波トランスの巻線、２２はこの巻線２４の端子間に発生する交流電圧を整流する整流ダイオード、２１は平滑用コンデンサであり、この平滑用コンデンサ２１の端子間電圧は高周波トランス３３の巻線２４、２５、２６を整流した電圧が巻線の比率に従うことを利用し、主回路コンデンサ６、７の電圧フィードバック信号として電源制御回路１７に供給される。
【００１１】
フライバックレギュレータ１０の電源制御回路１７は図３に示すように、充電終始電圧を設定する直流基準電圧源３１から巻線２４の整流電圧を滅算した電圧を適当なレベルに増幅、位相補正をするフィードバック回路２９と、このフィードバック回路２９の出力電圧と三角波発信器３０の大小を比較するコンパレータ３２と、抵抗３５、３７、３８により構成される分圧回路に入力された電流検出抵抗１８の出力電圧の分圧電圧と出力制限レベルを設定する直流基準電圧源３９の大小を比較するコンパレータ３４と、上記コンパレータ３２、３４の出力に応じてＰＷＭパルス信号を発生するＲＳフリップフロップ４０と、出力制限レベルを切り替えるスイッチ３６とから構成されている。
【００１２】
なお、上記コンパレータ３４はスイッチング素子２０の電流が出力制限レベルに到達した場合にスイッチング素子２０の遮断信号を出力し、それ以上電流が流れるのを防ぐ。また、上記出力制限レベルを切り替えるスイッチ３６が開放されている場合は、電流検出抵抗１８の電圧がより大きいレベルでコンパレータ３４に伝えられるため、より低い電流レベルでスイッチング素子２０を遮断し、結果として出力制限レベルが低くなる。逆にスイッチ３６が投入されている場合は、出力制限レベルは上昇する。なお、５０は各電源装置１１、１２の出力制限レベルを切り替える切り替え手段であり、上記制御回路１４、信号線１４ａ、抵抗３５、３７、３８、及びスイッチ３６などで構成されている。
【００１３】
次に上記のように構成された実施の形態１の動作概要について説明する。
電源投入スイッチ２投入前は電磁接触器３が遮断されている。電源投入スイッチ２を投入すると、ダイオードモジュール１５及び平滑用コンデンサ１６により交流電源１の電圧が直流に変換され、第１の電源装置１１及び第２の電源装置１２に供給され充電回路が動作を開始する。動作開始時は主回路コンデンサ６及び７には電荷が蓄積されておらず、端子間電圧はゼロとなっている。従って、第１及び第２の電源装置１１、１２の出力電圧はゼロとなっており、このときの第１及び第２の電源装置１１、１２の出力電流は図４の実線で示す曲線４１のａ点に対応する電流で主回路コンデンサ６、７を充電し、主回路コンデンサ６、７の端子間電圧がそれぞれ上昇していく。その過程で第１及び第２の電源装置１１、１２の充電電流は曲線４１のａ点からｂ点方向に移動していく。
【００１４】
主回路コンデンサ６、７の端子間電圧の合計値が交流電源１の整流電圧を超えたことを充電完了検出回路１３が検知すると、制御回路１４は信号線１４ａを介して、電磁接触器３を投入し、コンバータ４、インバータ８が動作可能な状態となる。電磁接触器３投入前は、主回路コンデンサ６、７の端子間電圧の合計値はコンバータ４の制御電圧を上回っているが、電磁接触器３投入後は第１及び第２の電源装置１１、１２の出力電力と比較し、コンバータ４、インバータ８の取り扱い電力の方が圧倒的に大きいため、主回路コンデンサ６、７の端子間電圧の合計値はコンバータ４の制御電圧まで低下する。このとき、第１及び第２の電源装置１１、１２の出力制限特性を揃えておくことにより、直流母線電圧は主回路コンデンサ６、７に均等に分配されることになり、特定のコンデンサに過大な電圧がかかるのを防ぐことができる。
【００１５】
始動後、コンバータ４の制御電圧の半分に対応する電流が第１及び第２の電源装置１１、１２から継続的に流れることになるが、図４の曲線４１は主回路コンデンサ６、７の充電時間を決定するものであるため、通常、出力制限レベルはなるべく高く設定するべきものである。しかしそうした場合、コンバータ４、インバータ８の始動後、第１及び第２の電源装置１１、１２に大きな電流が流れ続け、充電回路が徐々に発熱してしまう。これを防ぐためには充電電流を継続的に出力するのに必要十分な放熱機構を用意する必要がある。しかし、始動後に主回路コンデンサ６、７の電圧を均等化するのに必要な電流は、該コンデンサの漏れ電流程度で充電電流と比較して小さいため、図４の破線で示す曲線４２のように出力制限レベルを大幅に低減することにより始動後の出力電流を小さくすることができ、放熱機構を大幅に簡素化でき、回路の小型化が可能となる。
【００１６】
なお、図４において、予備充電のときは充電電流が曲線４１のａからｂの方向に変化し、充電終了電圧Ｖｅに達し、スイッチ３６が開放されたときは、充電電流がｂからｅ、ｆ（ｆ＝ｅ）の方向に減少し、電磁接触器３が投入され、コンバータ４、及びインバータ８が動作可能な状態となったときは、充電電流は、曲線４２のｃからｄの範囲で変化することを示している。
【００１７】
以下、図２、及び図３に基づいて実施例１のフライバックレギュレータ１０及びその電源制御回路１７について更に詳細に説明する。
電源投入スイッチ２を投入し充電回路に電源が供給された時点では、主回路コンデンサ６、７の電圧はゼロであり、充電完了検出回路１３は充電が完了していないことをフライバックレギュレータ１０の制御回路１４に伝える。これに応動して、信号線１４ａを介してスイッチ３６が投入され、充電回路は出力制限レベルが高い状態で動作を開始する。高周波トランスの巻線電圧は巻線比に比例することから、各巻線２４、２５、２６の巻数を、それぞれＮ２４、Ｎ２５、Ｎ２６とし、各コンデンサ６、７、２１の充電電圧をそれぞれＶ６、Ｖ７、Ｖ２１とした場合、充電中の各コンデンサの端子間電圧比は概略（式１）のようになる。
【００１８】
Ｖ６：Ｖ７：Ｖ２１≒Ｎ２５：Ｎ２６：Ｎ２４        （式１）
【００１９】
従って、平滑用コンデンサ２１の電圧は主回路コンデンサ６、７の端子間電圧に比例し、ほぼゼロである。この電圧がフライバックレギュレータ１０の電源制御回路１７のフィードバック回路に入力され、図４の充電終了電圧Ｖｅに対応した電圧を出力する直流基準電圧源３１から滅算され、その結果がフィードバック回路２９内部の増幅器等で適切な大きさ及び周波数応答に整形され、コンパレータ３２のプラス端子に入力される。
【００２０】
充電開始当初、巻線２４の整流電圧は直流基準電圧源３１より大幅に小さいため、フィードバック回路２９には正の電圧が入力され、図５の波形４４に示すようにフィードバック回路２９の出力にも大きな正の電圧が出力される。一方、コンパレータ３２のマイナス端子には図５の波形４３に示すようなＰＷＭ変調用のキャリア信号を発生する三角波発振器３０の信号が入力される。その結果コンパレータ３２の出力には図５（２）に示すような波形が現れる。
【００２１】
Ｔｏｎ期間内においてＲＳフリップフロップ４０のＲ入力がローであるため、図５（５）のようにＲＳフリップフロップ４０の出力はＴｏｎ期間内ハイである。この間スイッチング素子２０は投入されており、高周波トランスの巻線２３には整流電圧Ｖｃが印加される。このとき、高周波トランスの他の巻線２４、２５、及び２６には、各巻線に接続された整流ダイオード２２、２７、及び２８に逆バイアス電圧が印加される方向に電圧が発生し、上記各ダイオードが非導通状態となる。従って、高周波トランス３３の巻線２３にのみ電流が流れ、巻線２３のインダクタンスをＬ２３とすると、巻線２３に流れる電流Ｉ（ｔ）は式２、及び図５（８）に示すように時間の経過と共に増加する。
【００２２】
【数１】
2005354788.tif 000003
但し、
Ｖｃ：巻線２３に印加される整流電圧。
Ｌ２３：巻線２３のインダクタンス。
ｔ：時間。
【００２３】
この電流が電流検出抵抗１８の端子間に電圧を発生し、この電圧が分圧回路を構成する抵抗３５、３７、３８で分圧され、そのレベルが出力制限レベルＩＣＬＭに相当する電圧に設定された直流基準電圧源３９のレベルに達するとコンパレータ３４の出力はハイとなり、ＲＳフリップフロップ４０の出力はローとなり、スイッチング素子２０は遮断される。そのため、高周波トランスに逆起電力が発生し、各巻線にスイッチング素子が導通してＴｏｎ期間とは逆極性の電圧が発生する。これにより、整流ダイオード２２、２７、２８が導通し、主回路コンデンサ６、７、及び平滑用コンデンサ２１が充電される。フライバックレギュレータ１０の動作中、巻線２５、２６の端子間に現れる電圧は巻数に比例することから、巻線２５、２６の巻数Ｎ２５、Ｎ２６を揃えておくことにより、主回路コンデンサ６、７の端子間電圧を均等化できる。
【００２４】
充電が完了し、電磁接触器３の投入後、主回路コンデンサ６、７の端子間電圧はコンバータ４の制御電圧に引っ張られ低下するが、このときに巻線２４、２５、２６から供給される電力の合計値Ｐ２３は回路のロス分を無視した場合、（式３）によって表わされる。
【００２５】
【数２】
2005354788.tif 000004
但し、
Ｔｏｎ：スイッチング素子２０の導通期間。
Ｔ：ＰＷＭ信号のキャリア周期。
ＩＣＬＭ：巻線２３の電流制限レベル（出力制限レベル）。
【００２６】
上記（式３）に示されるように、充電電力は巻線２３の電流制限レベルＩＣＬＭの２乗に比例している。従って、始動時、スイッチ３６を投入し、巻線２３の電流制限レベルを高めておくことによって高速に充電することができ、始動後、信号線１４ｂを介して電磁接触器３を投入し充電回路の出力がコンバータ４の制御電圧に引っ張られて低下した場合でも、スイッチ３６を開放することにより、電流制限レベルを図４の曲線４２のように低減させることにより各部に流れる電流が低減され発熱を低減でき充電回路を小型化できる。
【００２７】
上記のように、この発明の実施の形態１においては、第１及び第２の電源装置１１、１２の出力電圧の合計値をコンバータ４の制御電圧以上に設定すると同時に、出力制限機能を揃えることにより各主回路コンデンサ６、７の端子間電圧を均等化できる。始動時に各電源装置１１、１２の出力制限レベルを高めることにより短時間で主回路コンデンサ６、７を充電することが可能となり、始動後にスイッチング電源としてのフライバックレギュレータ１０の出力制限をコンデンサの漏れ電流分を補うのに必要十分なレベルに低減することにより、コンバータ４の電圧低下時に第１及び第２の電源装置１１、１２の過負荷による発熱や直列接続された主回路コンデンサ６、７の静電容量の不整合及びインバータ８動作時に直流平滑用コンデンサ５に流れる充放電電流に起因する各主回路コンデンサ６、７の端子間電圧変動による電源装置の不要な充電電流を制限し、不要な発熱を抑制することが可能となり、電源装置の小型化が可能となる。
【００２８】
また、第１及び第２の電源装置１１、１２を出力制限機能を有するスイッチング電源としたことにより、電源の出力と直列に抵抗を接続し、抵抗により直接出力を制限した場合と比較して、エネルギー効率の改善及び小型化が可能となる。また、１次側巻線２３の電流の制限値を切り替えることにより、出力制限レベルを変更するようにしたことで、切り替え手段５０を弱電回路で構成できるため、小型化、ローコスト化できる。
【００２９】
実施の形態２．
図６は、この発明の実施の形態２によるインバータ制御装置の電源制御回路の詳細を示す内部ブロック図である。なお、その他の構成は上記実施の形態１になる図１及び図２に図示及び説明したものと同様であるので、以下、実施の形態１との相違点を主体に説明する。図において、３０はＰＷＭ変調用のキャリア信号を発生する三角波発振器であり、この実施の形態２では充電完了検出回路１３が充電完了を検出し、これを制御回路１４に伝えたときに、制御回路１４は信号線１４ａを介して上記キャリア信号の周波数が低減されるように構成されている。なおこの実施の形態２においては、出力制限レベルを切り替えるための切り替え手段５０は、制御回路１４、信号線１４ａ、及び三角波発信器３０などを用いて構成されている。その他の符号は図３と同様な機能を有するため説明を省略する。
【００３０】
次に上記のように構成された実施の形態２の動作について説明する。図１のフライバックレギュレータ１０は実施の形態１と同様に図２のように構成されているので、その特性は実施の形態１と同様であり、上記（式３）に従う。（式３）に示すように、高周波トランス３３から出力される電力の合計はキャリア信号の周波数の逆数である周期に反比例する。従って、充電完了後キャリア周波数を低減することにより、実施の形態１と同様の効果が得られる。
【００３１】
上記のようにこの発明の実施の形態２によれば、直列に接続された主回路コンデンサ６、７の予備充電を行う第１及び第２の電源装置１１、１２を出力制限機能を有するスイッチング電源としたことにより、電源の出力と直列に抵抗を接続し、抵抗により直接出力を制限した場合と比較しエネルギー効率の改善及び小型化が可能となる。また、スイッチング周波数の切り替えにより出力制限レベルを変更するようにしたことで、切り替え機能を弱電回路で構成できるため、小型化、ローコスト化できる。
【００３２】
ところで、上記実施の形態の説明では、直流平滑用コンデンサ５が２つの主回路コンデンサ６、７からなり、スイッチング電源としてフライバックレギュレータ１０を用いた例について説明したが、もとよりこれらに限定されるものではない。また、出力制限レベルを切り替えるための切り替え手段５０についても、上記実施の形態の構成に限定されるものではない。
【図面の簡単な説明】
【００３３】
【図１】この発明の実施の形態１に係わるインバータ制御装置の全体構成図である。
【図２】図１に示すフライバックレギュレータの構成を具体的に示すブロック図である。
【図３】図２に示す電源制御回路の詳細を示す内部ブロック図である。
【図４】図１に示す充電回路が動作を開始ときから充電が完了するまでの電源装置の出力電流の変化を示す特性図である。
【図５】図１〜図３に示すフライバックレギュレータの動作を説明するタイミングチャートである。
【図６】この発明の実施の形態２によるインバータ制御装置の要部である電源制御回路の詳細を示す内部ブロック図である。
【符号の説明】
【００３４】
１  三相交流電源、  ２  電源投入スイッチ、  ３  電磁接触器、  ４  コンバータ、  ５  直流平滑用コンデンサ、  ６、７  主回路コンデンサ、  ８  インバータ、  ９  電動機、  １０  フライバックレギュレータ（スイッチング電源）、  １１  第１の電源装置、  １２  第２の電源装置、  １３  充電完了検出回路、  １４  制御回路、  １４ａ、１４ｂ  信号線、  １５  ダイオードモジュール、  １６  平滑用コンデンサ、  １７  電源制御回路、  １８  電流検出抵抗、  １９  スナバ回路、  ２０  スイッチング素子、  ２１  平滑用コンデンサ、  ２２  整流ダイオード、  ２３  一次巻線、  ２４、２５、２６  巻線、  ２７、２８  整流ダイオード、  ２９  フィードバック回路、  ３０  三角波発信器、  ３１  直流基準電圧源、  ３２、３４  コンパレータ、  ３３  高周波トランス、  ３５、３７、３８  抵抗、  ３６  スイッチ、  ３９  直流基準電圧源、  ４０  ＲＳフリップフロップ、  ５０  切り替え手段。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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