(57)【要約】【課題】ＣＤＭＡ多重化信号により変調された１又は複数のキャリアの受信レベルを、小型、安価な手段でより正確に測定できるようにする。【解決手段】ＡＧＣゲイン算出手段１０９は、ＡＧＣアンプ１０５を通過してディジタル化された第１パイロット信号ＰＬＡとＡＧＣアンプ１０５を通らずにディジタル化された第２パイロット信号ＰＬＢの比からＡＧＣアンプ１０５のゲインを算出し、受信レベル算出手段１１７は直交検波処理により取り出された各キャリアのＩ、Ｑ成分からそのキャリアの電力を求め、この電力を上記算出したゲインの２乗で割って当該キャリアの受信レベルを算出する。この計測で用いられるパイロット信号をサンプリングパルス分周により生成することでパイロット信号のサンプリングを同期したパルスで行え、Ａ／Ｄ変換に伴う誤差を主に量子化誤差のみとしてゲイン、従って受信レベルの算出精度を向上させ、さらにパイロット信号の振幅をゲインにより制御してＡＧＣアンプより出力されるキャリアレベルが小さくなりすぎないようにする。【選択図】図１
2005318039.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
その各々がＣＤＭＡ多重化信号により変調された１又は複数のキャリアを受信し、該１又は複数のキャリアを一括してＡＧＣアンプで共通増幅したのち第１のＡ／Ｄ変換器によりディジタル化し、ディジタル化した１又は複数のキャリアを直交検波処理して各キャリア対応のＣＤＭＡ多重化信号の同相及び直交成分を取り出すように構成した受信機における各キャリアの受信レベル測定方法であって、
その周波数が前記複数のキャリアの周波数帯域と重ならないパイロット信号を前記ＡＧＣアンプの入力として前記１又は複数のキャリアに加え、このパイロット信号が前記ＡＧＣアンプで増幅され前記第１のＡ／Ｄ変換器によりディジタル化された信号を取り出して第１のパイロット信号とし、前記ＡＧＣアンプへ入力されたパイロット信号を分岐して第２のＡ／Ｄ変換器によりディジタル化した信号を第２パイロット信号とし、前記第１パイロット信号と第２パイロット信号との比から前記ＡＧＣアンプのゲインを算出し、さらに前記直交検波処理により求められた同相及び直交成分より各ＣＤＭＡ多重化信号の前記ゲインの２乗に比例する電力を算出し、この電力と前記算出したゲインとから各ＣＤＭＡ多重化信号対応のキャリアの受信レベルを測定するとともに、
前記第１及び第２のＡ／Ｄ変換器で用いられるサンプリングパルスを予め定められた比率で分周し、その基本波を取り出し、この基本波の振幅を前記算出したゲインにより制御した信号を前記パイロット信号とすることによって、該パイロット信号の振幅が前記複数のキャリアの振幅に対して所定の比率以下となるようにしたことを特徴とする受信レベル測定方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は受信レベル測定方法に係り、特に複数キャリアの各々がＣＤＭＡ方式で多重化された無線システムに適した受信レベル測定方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
図２は、ＡＧＣアンプを備えたＣＤＭＡ方式の無線受信装置の概略構成を示したブロック図で、アンテナ２０１で受信された高周波信号は周波数変換部２０２で中間周波信号に変換され、所定の周波数帯域内の希望信号がバンドパスフィルタ２０３で取り出される。その後希望信号はＡＧＣアンプ２０４で増幅されたのちＡ／Ｄ変換器２０５でディジタル化され、直交検波部２０６でディジタル処理されて、ベースバンドＩ及びＱ（同相及び直交）信号成分が生成される。ＡＧＣアンプのゲインは、Ａ／Ｄ変換器２０５への入力信号レベルを最適化するように制御される。
【０００３】
バンドパスフィルタ２０３出力は分岐されてＲＳＳＩ部（受信信号強度指示器）２０７へ入力されてレベル測定が行われ、そのアナログ出力がＡ／Ｄ変換器２０８でディジタル化され、受信レベルを示すデータとして取得される。このデータは、図示を省略しているが、ＣＤＭＡ多重化された個々のチャネルの受信レベルの算出に用いられ、これら個々のチャネルの受信レベルは送信系を通して送信側へ送られ、送信側では受信側の受信レベルが適度な値となるように送信レベル調整を行う。このＣＤＭＡ方式で用いられる機能はパワーコントロールと呼ばれ、これによって必要最小限の電力で送信が行えるので、特に移動通信機の場合には電源用バッテリーの利用可能時間を大きくできる。
【０００４】
なお、図２では１キャリアのみの構成を示しており、マルチキャリアシステムの場合はバンドパスフィルタ２０３から直交検波部２０６に至るブロックとＲＳＳＩ部２０７、Ａ／Ｄ変換器２０８の部分を各キャリア毎に設けることになる。
【０００５】
ＲＳＳＩ部２０７は、対数アンプを用いて入力信号のレベルを測定しているが、この測定に要求される精度は±２．０ｄＢとされており、可能ならば±０．５ｄＢ以下が求められている。ところがＲＳＳＩ測定では対数アンプの特性が温度変化、部品特性のばらつき等のために変化しやすく、所要精度を得るためには補正テーブルを設ける必要があり、コスト高を招いていた。また、マルチキャリアシステムの場合、各キャリア毎にＲＳＳＩ部を設けることになるから、コスト面、実装面から改善が求められていた。
【０００６】
上記したＲＳＳＩ部は、中間周波信号の包絡線を検出してそのレベルを測定するものであるが、もしＡＧＣアンプのゲインが正確にわかれば、ディジタル化された信号のレベルから受信レベルが求められ、このような従来技術が特許文献１の「ディジタル受信機」に開示されている。この従来技術では、中間周波帯のバンドパスフィルタ出力側に、そのフィルタの通過帯域外の周波数を持つ振幅Ａのパイロット信号を印加してＡＧＣアンプで増幅し、その出力をＡ／Ｄ変換したのちディジタルフィルタによってパイロット信号成分を取り出す。そしてこのパイロット信号成分の振幅と印加時の振幅Ａとの比からＡＧＣアンプのゲインを求める方法を用いている。また、マルチキャリアシステムの場合でも、バンドパスフィルタからＡ／Ｄ変換器に至る回路は全てのキャリア帯の信号を通過させる一系統のみとした構成としている。
【特許文献１】特開２００２−２４６９２８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
前記した従来技術によれば、信号レベルの検出を主にディジタル処理により実現できるので、精度向上及び回路構成の簡素化に効果がある。しかし、従来技術では複数キャリアの信号を一括して周波数変換、帯域制限、ＡＧＣ増幅、Ａ／Ｄ変換した信号のレベルを、前記のようにして求めたＡＧＣアンプのゲインで割ることによってＡＧＣアンプのないときの信号を求めている。しかし、パイロット信号をＡ／Ｄ変換して正確にディジタル化するためにはそのサンプリング周波数とパイロット信号の周波数との関係を考慮する必要があり、また印加するパイロット信号の振幅を適度に制御しないと、例えばパイロット信号の振幅が信号レベルよりも大きすぎるとＡＧＣアンプゲインがパイロット信号により制御されて信号レベルが十分なレベルで出力されないという問題がある。
【０００８】
本発明の目的は、パイロット信号を利用してＡＧＣゲインを求め、そのＡＧＣゲインからキャリアの受信レベルを求めるようにするとともに、用いるパイロット信号のディジタル化が正確に行え、かつパイロット信号の印加によってＡＧＣアンプの動作が不適切とならないようにした受信レベル測定方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明は、その各々がＣＤＭＡ多重化信号により変調された１又は複数のキャリアを受信し、該１又は複数のキャリアを一括してＡＧＣアンプで共通増幅したのち第１のＡ／Ｄ変換器によりディジタル化し、ディジタル化した１又は複数のキャリアを直交検波処理して各キャリア対応のＣＤＭＡ多重化信号の同相及び直交成分を取り出すように構成した受信機における各キャリアの受信レベル測定方法であって、
その周波数が前記複数のキャリアの周波数帯域と重ならないパイロット信号を前記ＡＧＣアンプの入力として前記１又は複数のキャリアに加え、このパイロット信号が前記ＡＧＣアンプで増幅され前記第１のＡ／Ｄ変換器によりディジタル化された信号を取り出して第１のパイロット信号とし、前記ＡＧＣアンプへ入力されたパイロット信号を分岐して第２のＡ／Ｄ変換器によりディジタル化した信号を第２パイロット信号とし、前記第１パイロット信号と第２パイロット信号との比から前記ＡＧＣアンプのゲインを算出し、さらに前記直交検波処理により求められた同相及び直交成分より各ＣＤＭＡ多重化信号の前記ゲインの２乗に比例する電力を算出し、この電力と前記算出したゲインとから各ＣＤＭＡ多重化信号対応のキャリアの受信レベルを測定するとともに、
前記第１及び第２のＡ／Ｄ変換器で用いられるサンプリングパルスを予め定められた比率で分周し、その基本波を取り出し、この基本波の振幅を前記算出したゲインにより制御した信号を前記パイロット信号とすることによって、該パイロット信号の振幅が前記複数のキャリアの振幅に対して所定の比率以下となるようにしたことを特徴とする受信レベル測定方法を開示する。
【発明の効果】
【００１０】
サンプリングパルスを分周してパイロット信号を生成しているからパイロット信号とサンプリングパルスとは常に完全に同期しており、第１及び第２のＡ／Ｄ変換器におけるパイロット信号のディジタル化に際しての前記２者の非同期による誤差は生じない。このため、ディジタル処理によってＡＧＣアンプのゲインを、従って各ＣＤＭＡ多重化信号の受信レベルを正確に求められ、キャリアのレベルを直接対数アンプで測定するよりも小型、安価でかつ正確なレベル測定を行える。また、パイロット信号のレベルをゲインの値に応じて制御することで、ＡＧＣアンプのゲインがパイロット信号の大きいレベルにより小さくされ、キャリアのレベルが十分増幅されずに、Ａ／Ｄ変換されるのを防止でき、キャリアがＡ／Ｄ変換されたときの量子化誤差を十分小さく保つことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
以下、本発明の実施の形態を説明する。図１は、本発明の受信レベル測定方法を具備した受信機の構成例を示すブロック図である。この受信機では、その各々がＣＤＭＡ方式で多重化された信号により変調された４つのキャリアをまとめて受信、復調するものとして以下では説明するが、本発明はマルチキャリアのキャリア数を４に限るものではない。以下、この受信機の動作を図３の動作説明図を用いて説明する。
【００１２】
図１において、アンテナ１０で受信された４キャリアを含む高周波信号は周波数変換部１０２で中間周波信号に変換される。ここまでは図２の従来回路と同じである。次にバンドパスフィルタ１０３は、４キャリアの中間周波信号Ｓをまとめて取り出す周波数特性３００（図３）を持っている。なお、このフィルタの中心周波数は４６．０８ＭＨｚとしている。バンドパスフィルタ１０３から出力された中間周波信号Ｓには、後述する回路によって生成されたパイロット信号ＰＬがカプラ１０４で印加され、その後ＡＧＣアンプ１０５でその出力振幅がＡ／Ｄ変換器１０６のダイナミックレンジ内で一定となるように増幅されてＡ／Ｄ変換器１０６へ入力される。Ａ／Ｄ変換器１０６は、入力された４キャリア分の中間周波信号及びパイロット信号ＰＬをディジタル化し、直交検波部１０７はこのディジタル化された中間周波信号を処理して、各キャリア対応のＩ、Ｑ信号（ベースバンド）を取り出す。またディジタル化されたパイロット信号成分は、ディジタルフィルタである信号抽出手段１０８により分離されてＡＧＣゲイン算出手段１０９へ送られる。
【００１３】
Ａ／Ｄ変換器１０６のサンプリングパルスＳＰは発信器１１０（VCXO;Voltage Controlled Crystal Oscilltor）の出力からサンプリングパルス発生回路１１１で生成される。このサンプリングパルスの周波数は、アンダーサンプリング方式でディジタル化するかオーバーサンプリング方式でディジタル化するかで変わってくるが、ここでは中間周波信号Ｓの中心周波数の４倍の周波数１８４．３２ＭＨｚであるとし、従ってオーバーサンプリング方式を用いるものとする。この場合、図３に示したように、オーバーサンプリングによって中間周波信号Ｓのイメージ信号ＳＩ等が発生するが、これは高い周波数領域にあるので容易に除去される。
【００１４】
サンプリングパルスＳＰは分周器１１２で１／１６倍の周波数１１．５２ＭＨｚのパルスに分周され、バンドパスフィルタ１１３でその周波数の正弦波に変換されたのち、レベル調整手段１１４で振幅が調整され、カプラ１１５で分岐される。分岐された一方は前述のカプラ１０４でパイロット信号ＰＬとして中間周波信号Ｓに加えられ、もう一方はＡ／Ｄ変換器１１６でディジタル化されてＡＧＣゲイン算出手段１０９へ入力される。Ａ／Ｄ変換器１１６のサンプリングパルスもＡ／Ｄ変換器１０６と同じサンプリングパルスＳＰを用いる。このため、図３のようにＡ／Ｄ変換器１０６におけるオーバーサンプリングによってパイロット信号ＰＬのイメージ信号ＰＬＩ等が生ずるが、これも容易に除去される。
【００１５】
以上のような構成のもとで、ＡＧＣアンプ１０５のゲインｇは次のようにしてＡＧＣゲイン算出手段１０９で求められる。いま、レベル調整手段１１４の出力正弦波レベルの振幅をＡとし、これがカプラ１１５でカプラ１０４へはαＡ、Ａ／Ｄ変換器１１６へはβＡの振幅となるように分岐されるとする。但しα＋β＝１である。パイロット信号ＰＬの振幅αＡが、カプラ１０４、ＡＧＣアンプ１０５、Ａ／Ｄ変換器１０６、直交検波部１０７、信号抽出手段１０８を経てＡＧＣゲイン算出手段１０９の入力ＰＬＡとなるまでに受ける変化は、ＡＧＣアンプの可変利得ｇとその他の回路の一定の振幅係数ｋ１であり、入力ＰＬＡの振幅ＨＡは（数１）で与えられる。
【００１６】
【数１】
2005318039.tif 000003
【００１７】
一方、カプラ１１５からのもう一方の分岐出力はそのままＡ／Ｄ変換器１１６でディジタル化されるから、ＡＧＣゲイン算出手段１０９へのもう一方の入力ＰＬＢの振幅ＨＢはβ・Ａのままである。従って、ＡＧＣゲイン算出手段１０９への２つの入力ＰＬＡ、ＰＬＢの振幅の比ＨＡ／ＨＢは（数２）となり、レベル調整手段１１４の出力レベルＡとは無関係となる。また（α／β）はカプラ１１５の定数として一定で、定数ｋ１とともに予め測定などによりその値を得ておけば、比ＨＡ／ＨＢからＡＧＣアンプのゲインｇを算出できる。ＡＧＣゲイン算出手段１０９はこのようにしてゲインｇを算出する。
【００１８】
【数２】
2005318039.tif 000004
【００１９】
受信レベル算出手段１１７は、各キャリア対応の受信レベルを、ＡＧＣゲイン算出手段１０９で算出されたＡＧＣゲインｇと、直交検波部１０７から出力される各キャリア対応の信号とから算出する。即ち、直交検波部１０７からは各キャリア対応の信号のＩ、Ｑベースバンド信号が出力されているので、いまその１つの信号のＩ、Ｑ成分の２乗和の平均値Ｐ１は当該キャリア対応信号の受信電力Ｐ０とＡＧＣゲインｇの２乗に比例し、この比例定数はＡＧＣアンプ以外の信号経路上の各回路の振幅係数で決まる値ｋ２で予め測定可能な値である。式でかけば（数３）となる。
【００２０】
【数３】
2005318039.tif 000005
【００２１】
従って、定数ｋ２とＡＧＣゲイン算出手段１０９で算出されたＡＧＣゲインｇの２乗でＩ、Ｑ成分の２乗平均値を割れば、受信電力Ｐ０が求められ、これは受信レベルの電力値である。
【００２２】
以上に説明した図１の構成例によれば、ディジタル処理によってキャリア毎の受信レベルを正確に求めることができ、回路の小型化、低コスト化を可能とするだけでなく、パイロット信号がＡ／Ｄ変換器のサンプリングパルスを分周することにより生成されているため、パイロット信号をＡ／Ｄ変換するサンプリングパルスとパイロット信号が完全に同期している。従ってサンプリングが非同期であるときの誤差がなく常に正確なディジタル化が可能である。またサンプリングパルスの生成回路としては１／１６分周回路でよく、これは１／２分周４段の極めて簡単な構成で実現でき、専用の発信器を必要としないという利点もある。なお、図１の説明では中間周波信号の中心周波数の４倍の周波数を持つサンプリングパルスによるオーバーサンプリングでのＡ／Ｄ変換とサンプリングパルスの／１６分周によるパイロット信号の生成を行うものとしたが、これらの周波数や分周比は１例にすぎず、種々の変化が可能であることはいうまでもない。
【００２３】
さらに図１の構成ではパイロット信号のレベルをレベル調整手段１１４によって調整しているが、これは前記したように、受信信号に比べてパイロット信号のレベルが大きいと、ＡＧＣがパイロット信号のレベルに合わせて制御され、受信信号レベルがＡ／Ｄ変換器のダイナミックレンジに比べて小さくなり過ぎるのを防ぐためである。移動通信等では、受信信号の受信レベルは大幅に変動するから、マルチキャリア全体の信号についても同様である。このレベルに合わせて、図示省略したＡＧＣ回路により、ＡＧＣアンプのゲインｇは変動しているが、それがＡＧＣゲイン算出手段１０９により算出されている。従って、このＡＧＣゲイン算出手段１０９が算出したＡＧＣゲインをレベル調整手段１１４の制御信号として用いれば、パイロット信号レベルを適切な値に保つことができる。
【００２４】
レベル調整手段１１４の具体的な構成法としては、求められたＡＧＣゲインｇの値に応じてレベルを細かく調整する方が特性上は望ましい。しかしあまり細かくするとレベル調整手段が複雑となり、コスト上も好ましくなく、特性とのトレードオフを考慮して調整レベル幅を定めるのが好ましい。例えばいまゲインｇが１６ビットデータとして与えられた場合、６ｄＢのオン／オフ可能な減衰器を１６個タンデムに接続し、１番目はゲインｇのＭＳＢ（最上位ビット）の１ビットでオン／オフし、２番目はＭＳＢと次のビットのオアでオン／オフし、３番目は上位３ビットのオアでオン／オフする…というように構成すれば、６ｄＢ間隔でパイロット信号レベルを制御できる。
【００２５】
なお、図１では４キャリアを例に説明したが、キャリア数はこれに限るものではなく、またマルチキャリアでない単一キャリアの場合でも本発明は有効である。
【産業上の利用可能性】
【００２６】
本発明の受信レベル測定方法は、ＡＧＣアンプ入力側へパイロット信号を印加してＡＧＣゲインを測定するシステムであれば、ＣＤＭＡ方式で多重化されたシステムのパワーコントロール目的のものでなくても適用可能であって、正確で簡単な構成のＡＧＣゲイン測定が行える。
【図面の簡単な説明】
【００２７】
【図１】本発明の受信レベル測定方法を具備した受信機の構成例である。
【図２】従来の受信レベル測定方法を具備した受信機の構成例である。
【図３】希望信号とパイロット信号の関係を示す図である。
【符号の説明】
【００２８】
１０４、１１５    カプラ
１０５    ＡＧＣアンプ
１０６、１１６    Ａ／Ｄ変換器
１０７    直交検波部
１０８    抽出手段
１０９    ＡＧＣゲイン算出手段
１１２    分周器
１１３    バンドパスフィルタ
１１４    レベル調整手段
１１７    レベル算出手段
【図１】
2005318039.tif 000006
【図２】
2005318039.tif 000007
【図３】
2005318039.tif 000008