(57)【要約】【課題】従来技術またはそれと同様なアレイの信号・雑音比を有する小形アンテナ・アレイの要件は完全には満たされていない。【解決手段】円形スーパーディレクティブ受信アンテナ・アレイ用のシステムおよび方法について開示する。本方法は、スーパーディレクティブ円形受信アレイの最小アレイ効率を算出する段階と、スーパーディレクティブ円形受信アレイの最大スーパーディレクティブ・ゲインを算出する段階と、最小アレイ効率および最大スーパーディレクティブ・ゲインに基づいてスーパーディレクティブ円形受信アレイ内のアレイ素子の振幅重みまたは位相重みを求める段階と、スーパーディレクティブ円形受信アレイ内のアレイ素子の数およびスーパーディレクティブ円形受信アレイの半径を求める段階とを含む。【選択図】図１
2005033805.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
以下の段階を含む、奇数個の素子を有するスーパーディレクティブ円形受信アレイを製造する方法：
スーパーディレクティブ円形受信アレイの最小アレイ効率を算出する段階；
スーパーディレクティブ円形受信アレイの最大スーパーディレクティブ・ゲインを算出する段階；
最小アレイ効率および最大スーパーディレクティブ・ゲインに基づいてスーパーディレクティブ円形受信アレイ内のアレイ素子の振幅重みまたは位相重みを求める段階；ならびに
スーパーディレクティブ円形受信アレイ内のアレイ素子の数およびスーパーディレクティブ円形受信アレイの半径を求める段階。
【請求項２】
スーパーディレクティブ円形受信アレイの素子同士の間の角度間隔が等しい、請求項1記載の方法。
【請求項３】
アレイ効率が下記式に従って求められる、請求項1記載の方法：
【数１】
2005033805.tif 000032
式中、gn(υ,ψ)は、方向υ,ψにおける複素遠視野放射であり、[wn]は、スーパーディレクティブ円形受信アレイの素子の振幅/位相重み付けであり、数式の分子は、0<υ<,,および0<ψ<2,,,からの空間範囲で生じる雑音パワーを表し、分母は、円形アレイの各素子の雑音パワーの和である。
【請求項４】
スーパーディレクティブ・ゲインが下記式に従って求められる、請求項1記載の方法：
【数２】
2005033805.tif 000033
式中、P(υ,ψ)は、遠視野パワーであり、G(υ0,ψ0)は、所望の方向υ0,ψ0において最大化すべき指向性利得として定義され、角度は、標準球座標系で表される。
【請求項５】
P(υ,ψ)が下記式に従って求められる、請求項4記載の方法：
【数３】
2005033805.tif 000034
式中、wnは、円形アレイのn番目の素子の振幅/位相重み付けであり、gn(υ,ψ)は、円形アレイの局所原点に対してn番目の素子の幾何学的位置によって決定されるn番目の素子によって生成される方向υ,ψにおける複素遠視野放射である。
【請求項６】
アレイ素子の振幅重みまたは位相重みが下記式に従って求められる、請求項1記載の方法：
[Nm,n][wn] = G0[Dm,n][wn]
式中、
Nm,nは、Nm,n(υ0,ψ0) = [gm(υ0,ψ0)]T[gn(υ0,ψ0)]に従って求められ、
G0はスーパーディレクティブ・ゲインであり、
[wn]は振幅重みまたは位相重みであり、
Dm,nは、
【数４】
2005033805.tif 000035
に従って求められる。
【請求項７】
以下の段階を含む、円形アレイの受信信号の合成パターンにおけるオーバヘッド・ヌルを求める方法：
信号V1、V2、およびV3を受信する段階；ならびに
下記式に従って合成パターンを算出する段階
【数５】
2005033805.tif 000036
式中、SA、SBおよびSCは合成パターンである。
【請求項８】
受信信号用の較正調整補正定数を算出する段階をさらに含む、請求項7記載の方法。
【請求項９】
アンテナ・システムの装置であって、
複数のアナログ信号を受信するように検出された波長よりも短い半径の円形構成として配置された、奇数個のダイポールである複数のダイポール素子、
複数のアナログ信号を複数のデジタル信号に変換するアナログ-デジタル変換器、
最小アレイ効率および最大スーパーディレクティブ・ゲインに基づいて振幅補正値および位相補正値を算出するように構成された第1のプロセッサ、ならびに
算出された位相重みおよび振幅重みならびに振幅補正値および位相補正値を複数のデジタル信号に適用する第2のプロセッサ
を含む装置。
【請求項１０】
算出された振幅重みおよび位相重みを記憶するメモリをさらに含む、請求項9記載の装置。
【請求項１１】
複数の短いダイポールが3つのダイポールである、請求項9記載の装置。
【請求項１２】
複数のダイポール素子の各々に結合された高インピーダンス前置増幅器をさらに含む、請求項11記載の装置。
【請求項１３】
第1のプロセッサが振幅重みおよび位相重みを算出する、請求項9記載の装置。
【請求項１４】
振幅重みおよび位相重みが下記式に従って求められる、請求項13記載の装置：
[Nm,n][wn] = G0[Dm,n][wn]
式中、
Nm,nは、Nm,n(υ0,ψ0) = [gm(υ0,ψ0)]T[gn(υ0,ψ0)]に従って求められ、
G0はスーパーディレクティブ・ゲインであり、
[wn]は振幅重みまたは位相重みであり、
Dm,nは、
【数６】
2005033805.tif 000037
に従って求められる。
【請求項１５】
第1のプロセッサが、アンテナ・システムの受信信号の合成パターンにおけるオーバヘッド・ヌルも算出する、請求項9記載の装置。
【請求項１６】
オーバヘッド・ヌルが下記式に従って求められる、請求項15記載の装置：
【数７】
2005033805.tif 000038
式中、SA、SBおよびSCは合成パターンである。
【請求項１７】
最小効率が下記式に従って求められる、請求項9記載の装置：
【数８】
2005033805.tif 000039
式中、gn(υ,ψ)は、方向υ,ψにおける複素遠視野放射であり、[wn]は、スーパーディレクティブ円形受信アレイの素子の振幅/位相重み付けであり、数式の分子は、0<υ<,,および0<ψ<2,,,からの空間範囲で生じる雑音パワーを表し、分母は、円形アレイの各素子の雑音パワーの和である。
【請求項１８】
アンテナ・システムのスーパーディレクティブ・ゲインが下記式に従って求められる、請求項9記載の装置：
【数９】
2005033805.tif 000040
式中、P(υ,ψ)は、遠視野パワーであり、G(υ0,ψ0)は、所望の方向υ0,ψ0において最大化すべき指向性利得として定義され、角度は、標準球座標系で表される。
【請求項１９】
P(υ,ψ)が下記式に従って求められる、請求項18記載の装置：
【数１０】
2005033805.tif 000041
式中、wnは、円形アレイのn番目の素子の振幅/位相重み付けであり、gn(υ,ψ)は、円形アレイの局所原点に対してn番目の素子の幾何学的位置によって決定されるn番目の素子によって生成される方向υ,ψにおける複素遠視野放射である。
【請求項２０】
第1および第2のプロセッサが同じプロセッサである、請求項9記載の装置。
【請求項２１】
第1および第2のプロセッサならびにメモリがコンピューティング装置の一部である、請求項10記載の装置。
【請求項２２】
以下の手段を含む、アンテナ・システムの装置：
複数の信号を受信する手段；
振幅および位相の補正値ならびに振幅および位相の重みを算出する手段；ならびに
振幅および位相の補正値ならびに振幅および位相の重みを複数の信号に適用する手段。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、概してレーダの分野に関する。特に、本発明は、レーダ受信アンテナ・アレイに関する。具体的には、本発明の好ましい態様は、レーダ受信アンテナ・アレイの最適化された設計に関する。
【背景技術】
【０００２】
MF（中間周波数）/HF（高周波数）/VHF（超高周波数）レーダおよび無線は、通信範囲を地球規模に拡張する衛星が出現したにもかかわらず依然として必要とされている。HF信号は、UHF信号および高周波数信号の地平限界を超えた距離までカバーするという利点を有する。2つのモードがこのことに対処している。電離層からのHF信号の反射は、上空波モードと呼ばれ、無線信号が世界を半周するのを可能にする。表面波モードでは、大気または電離層がない場合でも、垂直方向に偏向された信号を視地平を越えて拡散させる。表面波伝搬の場合、陸よりも海の方が、導電率が高いため優れている。
【０００３】
MF/HF/VHFシステムの欠点は、高い利得および／または効率を得るためにアンテナ・サイズを大きくする必要があることである。高い利得は、多くの波長のアパーチャサイズを要求することによって従来のアンテナ設計によって得られる。たとえば、HF表面波レーダによって水平線を越えた位置で船舶を検出する際、受信アンテナが海面上の方位点から捕捉されたエコー・エネルギーを最大化することができ、それによってその方位に沿って集束された幅の狭いビームによって高い指向性利得を実現する場合に最高の結果が得られる。たとえば、5MHzでは、波長は60mである。20dBの指向性利得を実現するために、線形モノポール・アレイは、30mの間隔を置いて配置され、1kmにわたり、約40（ただし、高度ビーム幅は450）の方位ビーム幅を実現する少なくとも32個の素子を有する。素子振幅テーパリングを用いて、不要なサイドローブを減らす場合、同じ指向性利得を実現するにはこれよりもずっと多くの素子またはより長いアパーチャが必要になる。
【０００４】
数学的な解決策によって、ビーム形成後に着信信号をほぼ打ち消す整相を使用することによって、互いに密に配置されたアレイ素子で非常に幅の狭いビーム・パターンを形成できることが分かっている。この概念はスーパーディレクティブ・ゲインと呼ばれ、単にスーパーゲインと呼ばれることも多い。スーパーディレクティブ・ゲインは一種の指向性利得である。パターン・ビーム幅が小さくサイドローブ・レベルが低い場合、その指向性利得は大きくなる。しかし、このようなアレイの効率は低い。すなわち、素子整相を施した後の加算出力信号は、各素子への信号よりもずっと小さい。したがって、指向性利得は高いが、電力利得は低い。これが、スーパーディレクティブ・アレイが実用上受け入れられない主要な原因である。
【０００５】
上方の電離層が場合によっては、鏡のように信号をレーダに反射するためにHF表面波レーダにおいてニア-キャンセレーション（near-cancellation）が望ましい場合、別の問題が起こる。これは、層の高さに応じて100kmから350kmの範囲で起こる。このような非常に強いエコーは、層の高さと同じ範囲で表面ターゲットを測定する能力を無効にする。多くの受信アンテナ・システムは、理論的にはオーバヘッド・ヌル（overhead null）を有する垂直ダイポール・アンテナまたはモノポール・アンテナを使用しているが、実際にはこれは、強いオーバヘッド・エコー（overhead echo）をすっかり無くすのに十分ではない。従来のフェーズド・アレイ・アンテナの他の望ましくない特徴は、ビームを様々な方位に向けるときにパターン特性が変化し劣化することである。たとえば、線形フェーズド・アレイでは、最適な玄側方向から450よりも大きい角度にわたってずらすと、メイン・ビームの幅が許容できないほど広くなり、サイドローブ・レベルが高くなる。
【０００６】
参照として全体的に本明細書に組み入れられる特許文献１に示されているように、単一アンテナ素子を、効率を犠牲にして、より小形化すると共にそのコストを削減することができる。常に外部雑音が内部雑音よりも優勢になるように小形化を導く設計基準が開発され発表されている。これによって、常に最適な信号・雑音比（signal-to-noise：SNR）が確保される。しかし、このような技術は単一アンテナ素子にしか適用されておらず、この理論はアンテナ・アレイについては実現されていない。
【０００７】
【特許文献１】米国特許第5,361,072号明細書
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
したがって、従来技術またはそれと同様なアレイの信号・雑音比を有する小形アンテナ・アレイの要件は完全には満たされていない。これらの要件に同時に対処する解決策が必要である。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
以下の態様が必要である。もちろん、本発明はこれらの態様に限定されるものではない。
【００１０】
本発明の一局面によれば、本方法には、スーパーディレクティブ円形受信アレイの最小アレイ効率を算出する段階と、スーパーディレクティブ円形受信アレイの最大スーパーディレクティブ・ゲインを算出する段階と、最小アレイ効率および最大スーパーディレクティブ・ゲインに基づいてスーパーディレクティブ円形受信アレイ内のアレイ素子の振幅重みまたは位相重みを求める段階と、スーパーディレクティブ円形受信アレイ内のアレイ素子の数およびスーパーディレクティブ円形受信アレイの半径を求める段階とが含まれる。
【００１１】
本発明の他の局面によれば、円形アレイの受信信号の合成パターンにおけるオーバヘッド・ヌルを算出する方法は、信号V1、V2、およびV3を受信する段階と、以下の数式に従って合成パターンを算出する段階とを含む。
【数１】
2005033805.tif 000003
式中、SA、SBおよびSCは合成パターンである。
【００１２】
本発明の他の局面によれば、アンテナ・システムの装置は、複数のアナログ信号を受信するように検出された波長よりも短い半径の円形構成として配置された複数のダイポール素子と、複数のアナログ信号を複数のデジタル信号に変換するアナログ-デジタル変換器と、算出された振幅重みおよび位相重みを記憶するメモリ記憶装置と、振幅補正値および位相補正値を算出するコンピュータと、算出された重みならびに振幅補正値および位相補正値を複数のデジタル信号に適用するプロセッサと、複数のデジタル信号から少なくとも1つの出力信号を生成する出力装置とを含む。
【００１３】
本発明のこれらおよびその他の態様は、以下の説明および添付の図面に関連して検討するとより良く理解されると思われる。しかし、以下の説明は、本発明の様々な態様およびその多数の特定の詳細を示しているが、一例として与えられたものであり、制限するものとして与えられたものではないことを理解すべきである。
【００１４】
本明細書に添付の、本明細書の一部を形成する図面は、本発明のある局面を示すように含まれている。本発明は、これらの図面のうちの1つまたは複数を、本明細書に与えられている説明と組み合わせて参照することにより、よりよく理解することができる。
【００１５】
本発明に係る方法においては、（１）以下の段階を含む、奇数個の素子を有するスーパーディレクティブ円形受信アレイを製造する方法であることを特徴とする：
スーパーディレクティブ円形受信アレイの最小アレイ効率を算出する段階；
スーパーディレクティブ円形受信アレイの最大スーパーディレクティブ・ゲインを算出する段階；
最小アレイ効率および最大スーパーディレクティブ・ゲインに基づいてスーパーディレクティブ円形受信アレイ内のアレイ素子の振幅重みまたは位相重みを求める段階；ならびに
スーパーディレクティブ円形受信アレイ内のアレイ素子の数およびスーパーディレクティブ円形受信アレイの半径を求める段階。
【００１６】
また、本発明に係る方法においては、（２）スーパーディレクティブ円形受信アレイの素子同士の間の角度間隔が等しい、上記(1)記載の方法であることを特徴とする。
【００１７】
また、本発明に係る方法においては、（３）アレイ効率が下記式に従って求められる、上記(1)記載の方法であることを特徴とする：
【数２】
2005033805.tif 000004
式中、gn(υ,ψ)は、方向υ,ψにおける複素遠視野放射であり、[wn]は、スーパーディレクティブ円形受信アレイの素子の振幅/位相重み付けであり、数式の分子は、0<υ<,,および0<ψ<2,,,からの空間範囲で生じる雑音パワーを表し、分母は、円形アレイの各素子の雑音パワーの和である。
【００１８】
また、本発明に係る方法においては、（４）スーパーディレクティブ・ゲインが下記式に従って求められる、上記(1)記載の方法であることを特徴とする：
【数３】
2005033805.tif 000005
式中、P(υ,ψ)は、遠視野パワーであり、G(υ0,ψ0)は、所望の方向υ0,ψ0において最大化すべき指向性利得として定義され、角度は、標準球座標系で表される。
【００１９】
また、本発明に係る方法においては、（５）P(υ,ψ)が下記式に従って求められる、上記(4)記載の方法であることを特徴とする：
【数４】
2005033805.tif 000006
式中、wnは、円形アレイのn番目の素子の振幅/位相重み付けであり、gn(υ,ψ)は、円形アレイの局所原点に対してn番目の素子の幾何学的位置によって決定されるn番目の素子によって生成される方向υ,ψにおける複素遠視野放射である。
【００２０】
また、本発明に係る方法においては、（６）アレイ素子の振幅重みまたは位相重みが下記式に従って求められる、上記(1)記載の方法であることを特徴とする：
[Nm,n][wn] = G0[Dm,n][wn]
式中、
Nm,nは、Nm,n(υ0,ψ0) = [gm(υ0,ψ0)]T[gn(υ0,ψ0)]に従って求められ、
G0はスーパーディレクティブ・ゲインであり、
[wn]は振幅重みまたは位相重みであり、
Dm,nは、
【数５】
2005033805.tif 000007
に従って求められる。
【００２１】
また、本発明に係る方法においては、（７）以下の段階を含む、円形アレイの受信信号の合成パターンにおけるオーバヘッド・ヌルを求める方法であることを特徴とする：
信号V1、V2、およびV3を受信する段階；ならびに
下記式に従って合成パターンを算出する段階
【数６】
2005033805.tif 000008
式中、SA、SBおよびSCは合成パターンである。
【００２２】
また、本発明に係る方法においては、（８）受信信号用の較正調整補正定数を算出する段階をさらに含む、上記(7)記載の方法であることを特徴とする。
【００２３】
また、本発明に係る装置においては、（９）アンテナ・システムの装置であって、
複数のアナログ信号を受信するように検出された波長よりも短い半径の円形構成として配置された、奇数個のダイポールである複数のダイポール素子、
複数のアナログ信号を複数のデジタル信号に変換するアナログ-デジタル変換器、
最小アレイ効率および最大スーパーディレクティブ・ゲインに基づいて振幅補正値および位相補正値を算出するように構成された第1のプロセッサ、ならびに
算出された位相重みおよび振幅重みならびに振幅補正値および位相補正値を複数のデジタル信号に適用する第2のプロセッサ
を含む装置であることを特徴とする。
【００２４】
また、本発明に係る装置においては、（１０）算出された振幅重みおよび位相重みを記憶するメモリをさらに含む、上記(9)記載の装置であることを特徴とする。
【００２５】
また、本発明に係る装置においては、（１１）複数の短いダイポールが3つのダイポールである、上記(9)記載の装置であることを特徴とする。
【００２６】
また、本発明に係る装置においては、（１２）複数のダイポール素子の各々に結合された高インピーダンス前置増幅器をさらに含む、上記(11)記載の装置であることを特徴とする。
【００２７】
また、本発明に係る装置においては、（１３）第1のプロセッサが振幅重みおよび位相重みを算出する、上記(9)記載の装置であることを特徴とする。
【００２８】
また、本発明に係る装置においては、（１４）振幅重みおよび位相重みが下記式に従って求められる、上記(13)記載の装置であることを特徴とする：
[Nm,n][wn] = G0[Dm,n][wn]
式中、
Nm,nは、Nm,n(υ0,ψ0) = [gm(υ0,ψ0)]T[gn(υ0,ψ0)]に従って求められ、
G0はスーパーディレクティブ・ゲインであり、
[wn]は振幅重みまたは位相重みであり、
Dm,nは、
【数７】
2005033805.tif 000009
に従って求められる。
【００２９】
また、本発明に係る装置においては、（１５）第1のプロセッサが、アンテナ・システムの受信信号の合成パターンにおけるオーバヘッド・ヌルも算出する、上記(9)記載の装置であることを特徴とする。
【００３０】
また、本発明に係る装置においては、（１６）オーバヘッド・ヌルが下記式に従って求められる、上記(15)記載の装置であることを特徴とする：
【数８】
2005033805.tif 000010
式中、SA、SBおよびSCは合成パターンである。
【００３１】
また、本発明に係る装置においては、（１７）最小効率が下記式に従って求められる、上記(9)記載の装置であることを特徴とする：
【数９】
2005033805.tif 000011
式中、gn(υ,ψ)は、方向υ,ψにおける複素遠視野放射であり、[wn]は、スーパーディレクティブ円形受信アレイの素子の振幅/位相重み付けであり、数式の分子は、0<υ<,,および0<ψ<2,,,からの空間範囲で生じる雑音パワーを表し、分母は、円形アレイの各素子の雑音パワーの和である。
【００３２】
また、本発明に係る装置においては、（１８）アンテナ・システムのスーパーディレクティブ・ゲインが下記式に従って求められる、上記(9)記載の装置であることを特徴とする：
【数１０】
2005033805.tif 000012
式中、P(υ,ψ)は、遠視野パワーであり、G(υ0,ψ0)は、所望の方向υ0,ψ0において最大化すべき指向性利得として定義され、角度は、標準球座標系で表される。
【００３３】
また、本発明に係る装置においては、（１９）P(υ,ψ)が下記式に従って求められる、上記(18)記載の装置であることを特徴とする：
【数１１】
2005033805.tif 000013
式中、wnは、円形アレイのn番目の素子の振幅/位相重み付けであり、gn(υ,ψ)は、円形アレイの局所原点に対してn番目の素子の幾何学的位置によって決定されるn番目の素子によって生成される方向υ,ψにおける複素遠視野放射である。
【００３４】
また、本発明に係る装置においては、（２０）第1および第2のプロセッサが同じプロセッサである、上記(9)記載の装置であることを特徴とする。
【００３５】
また、本発明に係る装置においては、（２１）第1および第2のプロセッサならびにメモリがコンピューティング装置の一部である、上記(10)記載の装置であることを特徴とする。
【００３６】
また、本発明に係る装置においては、（２２）以下の手段を含む、アンテナ・システムの装置であることを特徴とする：
複数の信号を受信する手段；
振幅および位相の補正値ならびに振幅および位相の重みを算出する手段；ならびに
振幅および位相の補正値ならびに振幅および位相の重みを複数の信号に適用する手段。
【発明の効果】
【００３７】
本発明により、円形スーパーディレクティブ受信アンテナ・アレイ用のシステムおよび方法が開示された。本方法は、スーパーディレクティブ円形受信アレイの最小アレイ効率を算出する段階と、スーパーディレクティブ円形受信アレイの最大スーパーディレクティブ・ゲインを算出する段階と、最小アレイ効率および最大スーパーディレクティブ・ゲインに基づいてスーパーディレクティブ円形受信アレイ内のアレイ素子の振幅重みまたは位相重みを求める段階と、スーパーディレクティブ円形受信アレイ内のアレイ素子の数およびスーパーディレクティブ円形受信アレイの半径を求める段階とを含む。  
【発明を実施するための最良の形態】
【００３８】
添付の図面に示され、以下の説明において詳しく説明される非制限的な態様を参照して、本発明ならびにその様々な特徴および有利な詳細について詳しく説明する。当業者には、基本的な本発明の概念の精神および／または範囲内で、様々な置換、修正、追加、および／または構成変更が明らかであると思われる。
【００３９】
本開示の技術は、任意の指向性利得を実現するアンテナ素子の小形の円形アレイを提供することを含んでもよい。
【００４０】
本開示の技術は、アンテナアレイを最大限に小形化し、同じ信号・雑音比を維持することも含むことができる。
【００４１】
本明細書で開示するような整相方式は、他の場所からの所望の信号に対する感度の劣化を最小限に抑えるか、または完全に防止しつつ、追加的なオーバヘッド・ヌル化を行う。この意味では、この整相方式は、上述のスーパーディレクティブ・クラスのアレイに対する改良とみなすことができる。
【００４２】
マイクロ波周波数のように内部雑音が優勢であると、アンテナ効率が低く、雑音指数が不十分であるため、受信システムの信号・雑音比は低くなる。しかし、UHFよりも低い周波数では、最大の受信アンテナ効率は必要とされない。これは、大気および宇宙からの外部雑音が内部雑音よりも優勢になるからである。アンテナおよび受信器フロント・エンドの効率が低いことは、所望の信号が小さいが、外部雑音も少ないことを意味する。内部雑音が優勢になる点まで効率が低下すると、信号・雑音比が悪影響を与え始める。
【００４３】
本明細書に示すアレイ形状および方法は、現在の習慣のこの制限を完全に解消する。任意の奇数個の同一の全指向性素子（たとえば、ダイポール）の等角度構成によって、ビーム幅・サイドローブ構造が、ビームを3600方位空間全体にわたって動かしたい任意の角度に対してまったく変化しないパターンを生成してもよい。このパターン不変性は、円上のN個の素子が偶数である場合には生じず、その場合、N倍角対称性のみを得ることができる。
【００４４】
本発明は、無線受信システムとHF/VHFレーダの両方に適用することができる。後者の例として、海流、ウェーブフィールド（wavefield）を図表化し、視地平を越えるすべての船舶を検出する沿岸HF表面波レーダが増えている。従来のHF受信アンテナ技術の制限（たとえば、大形のフェーズド・アレイ）はそのサイズである。このため、初期資本費用、運転経費が非比例的に増加し、汚染されておらず、生態が影響を受けやすく、かつ／または多数の生物が群生している沿岸位置へのこのような邪魔な構造の設置は強く反対されている。これが、本特許に示されている発明に至った実用面の動機である。
【００４５】
図1は、本発明の態様による円形スーパーディレクティブ受信アンテナ・アレイを設計する段階を示すフローチャートである。受信アレイを設計する場合、スーパーディレクティブ円形受信アレイの所望の最小許容アレイ効率が算出される（101）。次いで、スーパーディレクティブ円形受信アレイの最大スーパーディレクティブ・ゲインが算出される（102）。最小効率101および最大スーパーディレクティブ・ゲイン102が算出された後、スーパーディレクティブ円形受信アレイ内のアレイ素子の振幅重みおよび位相重みが求められる（103）。振幅/位相重みは、最小アレイ効率および最大スーパーディレクティブ・ゲインに基づく重みであってよい。振幅/位相重み103が求められた後、スーパーディレクティブ円形受信アレイ内のアレイ素子の数およびスーパーディレクティブ円形受信アレイの半径を求めることができる（104）。これらの段階について以下のセクションで詳しく論じる。
【００４６】
本発明の利点は、従来の線形アレイと同じ指向性利得を有し、かつ同じ信号・雑音比を実現する小形の代替アレイ・システムを開示することによって、従来のHF/VHF受信アンテナ・アレイのサイズを小さくしコストを削減することに焦点が当てられることを含む。さらに、円上に対称的に配置された任意の奇数のアンテナ・アレイ素子が、3600にわたる操作角度に対して不変のパターンを生成することが明らかになろう。
【００４７】
本発明によって解消される主要な問題は、レーダおよび無線システムの普及に対する重大な障害となっている従来のMF/HF/VHF受信アンテナ・アレイのサイズおよびコストである。
【００４８】
高い指向性利得を有する、大形フェーズド・アレイと同じ幅の狭いビームを形成することのできる小形アンテナを有することは極めて有用である。または、やはり大形線形アレイではなく、小形円形アレイによって、望ましくない方向ではヌルを指すが、関心対象の角度セクタに対して選択されたパターンを有すると有用である。本発明は、さらに効率を高めても信号・雑音比やレーダ感度が向上しないように信号の受信時に最適な効率を実現する技術を提供する。
【００４９】
スーパーディレクティブ最適化手順
一態様では、第1の段階は、円形に配置された選択された奇数のアンテナ素子の最適な重みを求める段階である。「重み」は、所望のビーム・パターンを生成するように、加算の前に各素子の信号に設定すべき振幅および位相を意味する。たとえば、従来の線形HFフェーズド・アレイでは、位相はビーム方向を決定し、振幅はサイドローブ・レベルを制御する。Harringtonは、この目的に適した一般的な手順を概略的に説明している。（Harrington, R. F. (1968)「モーメント法による現場計算（Field Computation by Moment Methods）」、MacMillan Co.: New York, Chapter 10を参照されたい）この文献では、円上の互いに等しい角度刻みに配置された素子に対して他の手順が利用され適用されている。以下に、各アレイ素子の完全なアンテナ・パターンについて一例を与える。
【００５０】
最大化すべき一般的な数量はアンテナ指向性利得である。これは下記式のように定義される。
【数１２】
2005033805.tif 000014
式中、G(υ0, ψ0）は、所望の方向υ0,ψ0で最大化すべき指向性利得（無次元）として定義され、この場合、角度は標準球座標系で表される。数量P（υ,ψ)は、任意の単位の遠視野パワーである。
【００５１】
通常、アレイの遠視野パワーは下記式によって与えられる。
【数１３】
2005033805.tif 000015
式中、wnは、n番目の素子に対する振幅／位相重み付けであり、gn(υ,ψ)は、アレイの局所原点に対するn番目の素子の幾何学的位置によって決定される、n番目の素子によって生成される方向υ,ψの複素遠視野放射である。上記の行列[wn]および[gn(υ,ψ)]は、行ベクトルとみなされ、上付き文字「T」は複素共役転置を示す。
【００５２】
最適化問題として、指向性利得は、任意の重み
2005033805.tif 000016
を含む任意の遠視野指向性利得関数
2005033805.tif 000017
を有する固有分析問題の解とみなすことができる。次に、対応する任意の遠視野パワー関数は下記式のように示される。
【数１４】
2005033805.tif 000018
【００５３】
上記の内側ベクトルの積は正方N x Nエルミート形行列である。重み
2005033805.tif 000019
は、任意の指向性利得関数が最大化されるように選択すべきである。この任意の利得関数は下記式によって表すことができる。
【数１５】
2005033805.tif 000020
式中、
【数１６】
2005033805.tif 000021
かつ
【数１７】
2005033805.tif 000022
であり、NM,NおよびDM,Nは共にエルミート形行列である。数式4は、最適化される前の数式2を表す別の方法である。上記の形式にした後、
2005033805.tif 000023
を任意の各重み
2005033805.tif 000024
に対して微分し、結果として得られる数式を零に設定する。導関数によって表される勾配は、関数最大値において零であり、したがって、これによって結果として得られる重みが最適化され、最大指向性利得が得られる。行列形式で解くべき数式の系は下記式のようになる。
【数１８】
2005033805.tif 000025
式中、wnはこの場合、（
2005033805.tif 000026
が任意の重みを指す前の数式ではなく）上記の数式の解に基づく「最適な」重みを表す。さらに、G0は、アンテナ・アレイ出力上に重みwnを設定した後の方向υ0,ψ0における所望の最適な指向性利得である。重みは、ビームを三次元空間における任意の所望の方向に向けるように適用される。
【００５４】
上記の行列式系は、最大利得G0である非零固有値を有する従来の固有値問題である。最適な重み（すなわち、振幅および位相）は、非零固有値G0に対応する固有ベクトルとみなされる。このような固有値問題の解は、本明細書の例に用いられている市販のMATLAB(商標)（（The MathWorks, Inc.; Natick, MA）またはMathematica(商標)（Wolfram Research, Inc.; Champaign, IL）のような任意の標準的な数学サブルーチン・ライブラリで得られる。
【００５５】
これを、理想化された短い垂直ダイポール素子を有する円形アレイに関係付けるために、遠視野複素放射関数を、円上のn番目の素子についての方向υ,ψにおけるgn(υ,ψ)と仮定する。アレイは、x軸上のn=0から始まり、Nまで進む。この場合、Nは、素子の総数が奇数、すなわちN+1になるような偶数の整数である。原点を円の中心とすると、これは下記式によって与えられる。
【数１９】
2005033805.tif 000027
式中、υ=0は、ダイポール垂直軸上の上向きの方向であり、ψ=0はx軸に沿った方向に対応する。各素子は、半径dの円の周りに逆時計回りにラジアン単位の間隔を置いて配置され、無線波数は
2005033805.tif 000028
によって与えられる。この式でλは波長である。
【００５６】
個々のn番目の素子のパターンが、上記の数式で表される理想的な形式ではない場合、このパターンをυ,ψ（または実際には、水平面の周りのψのみ）の関数として測定することができ、これを上記の式に代入することができる。これは、各素子間の相互作用に対処するように、すべての素子が円上の所定の場所に配置された状態で行われる。このことは、各素子が密に配置されているときに特に重要である。なぜなら、その場合は相互作用が、顕著になり、測定プロセスにおいて対処されるからである。
【００５７】
上記の方法で算出されたスーパーディレクティブ・パターンの有利な特徴は、素子の中心からの間隔（円半径）が四分の一波長よりも短くなっても周波数の影響を受けないことである。言い換えれば、パターンは変化しない。これは、各素子がほぼ常に二分の一波長の間隔を置いて配置される従来の線形フェーズド・アレイには当てはまらなず、その場合、パターン利得およびビーム幅は直接、周波数に応じて変化する。
【００５８】
本発明の態様では、アンテナを小形化した（または一定のサイズについて周波数を低くした）結果は、指向性利得やアンテナ・パターンには表れず、次セクションで取り上げるアレイ効率に影響を与える。
【００５９】
最後に、円上の奇数個の素子パターンおよび指向性が操作方向に対して実質的に不変であることに留意されたい。言い換えれば、上記の手順を用いて、所与の方向に向けるのに必要な重みを求めて適用する際、パターンは、アレイ角度対称度の倍数だけでなく、あらゆる角度で実質的に同じである。
【００６０】
所与のアレイ効率を実現するアレイの設計
アレイ円の半径を小さくすることによって各素子を互いに近づけると、アレイの効率が低下し、一方、パターンおよび指向性利得は変わらない。効率の低下は、以下のように理解される。最適な重みを得るための上記の数式の解は、重み付け後のアレイ信号和がすべての方向から着信する信号をほぼ打ち消す傾向があることを示している。アレイ素子上の信号間の差は、アレイ・サイズが小さくなるにつれて零に近づく傾向がある。というのは、着信正弦無線波形の、各アレイ素子がサンプリングする部分がより小さくなるからである。合成されたアレイ・パターンのローブにおいて着信する信号の和は、他の方向からの信号の和よりも強いにもかかわらず、重み付けおよび加算の前に個々の素子に着信する信号よりもずっと弱い。
【００６１】
一方、無線/レーダ受信器におけるUHFよりも低い雑音は、系の外側で生じる。このような雑音は、大気（地球の周りの雷雨）および宇宙における原因によって生じる。たとえば、10MHzでは、この外部雑音は通常、マイクロ波周波数で優勢である内部受信器雑音よりも55dB（電力ではほぼ6オーダー）高い。この「外部雑音」は、実際にはすべての方向から着信する、相関を有さないランダム信号である。したがって、アレイ・サイズが小さくなり、所望のターゲット信号の和が弱くなると、外部雑音も同じ割合で弱くなる。したがって、信号・雑音比は変わらない。SNRが低下するのは、内部（フロントエンド受信器）雑音が優勢になるほど外部雑音が低下したときだけである。本発明の設計上の目的は、外部雑音が優勢になるように最小効率を選択し、一方、最大限の小形化、したがって最低のコストを実現する方法を提供する。
【００６２】
このプロセスは、以下の例によって例示することができる。10MHzにおいて、外部雑音が通常、内部雑音よりも55dB高く、かつダイポール素子がそれぞれ、雑音指数10dBを有する高インピーダンス前置増幅器に接続されていると仮定する。最後に、外部雑音と内部雑音との間に10dBの「クッション」が維持され、すなわち、アレイ非効率およびフロントエンド雑音指数が生じた後、外部雑音が依然として内部雑音よりも10dBだけ優勢であると仮定する。この場合、10MHzのアレイは、これらの例示的な数値に基づいて-35dBの効率を有するように設計しなければならない。
【００６３】
アレイ効率に用いられる設計式を以下に示す。
【数２０】
2005033805.tif 000029
【００６４】
分子の意味は以下のとおりである。この分子は、雑音信号がスーパーディレクティブN素子アレイを通過し、選択された重みと加算された後に均等に分散された（すなわち、等方性）0<υ<,,および0<ψ<2,,,からの全空間範囲で生じる雑音パワーを表す。したがって、この分子は、アレイ・パターンのメイン・ローブに入る雑音と、すべてのサイドローブに入る雑音を含む。
【００６５】
分母は、全空間範囲から個々の各アンテナ・アレイ素子への雑音パワーであり、パワーはN個のアンテナ素子にわたって加算される。この分母は分子よりも大きい。なぜなら、重みと加算すると、着信雑音信号の大部分が打ち消されるからである。この分母は、キャンセレーションの前に個々の素子上で受信されるパワーである。一般に、他の知識がない場合、外部雑音は等方性であると仮定しなければならない。既知の異なる雑音分布を使用したい場合、両方の積分の下で、改正された効率を与えるように含めることができる。
【００６６】
検討した10MHzの例では、効率は、数式-35dB = 10 x Log10(0.000316)に従って、-35dB以上であり、すなわち、Eff=0.000316であるべきである。したがって、この算出された効率を用いて、この効率が実現されるようにある数の素子、間隔、および重みを有するアレイを設計することができる。
【００６７】
10MHzにおける円形アレイ
奇数の素子を有するスーパーディレクティブ円形受信アレイの依存性および特性を示すために、10MHzにおける様々なアンテナ・アレイの特性の例を与える。この例では、-35dBのアレイ効率が実現されると仮定する。上記の数式を用いて、この指定された効率を満たすいくつかの円形アレイの物理的寸法およびパターン特性を調べる。以下の表1はこれらの特性を強調するものである。
【００６８】
【表１】
2005033805.tif 000030
【００６９】
表1では、1番上の行は、円において対称的に配置された奇数個の素子を示している。次の行は、指定された-35dB効率を実現するメートル単位のアレイの半径を示している。スーパーディレクティブ・ゲインは、次の行に示されており、この場合、アレイはその利得がその自由空間利得よりも3dBだけ高くなるように完全な接地面上に位置している。次の行は、ビーム上の3dBポイントにおける方位ビーム幅を示している。最後の行は、第1の方位ヌル位置を最大サイドローブ方位およびサイドローブ・レベルと共に示している。
【００７０】
スーパーディレクティブ・アレイの実用的な態様
図2を参照すると、この例では図示の円形アレイが検討されている。7素子円形アレイの特性は、表1の中央の列に表されているとおりである。円形アレイは、接地面の上方の柱上に取り付けられるように示されており、本発明の一態様では、取り付けられたアレイ高さは、測定中の信号の四分の一波長よりもわずかに大きくてよい。7つの素子は、円の周りに3600÷7=51.430おきに位置しており、素子#1はx軸上に位置し、この場合は図の左側に回転させられる。重みは、x軸に沿って向けられたビームを形成するように前述の数式によって算出されており、結果として得られるパターンは、アンテナの図の上方に示されている。パターンは、遠視野強度の絶対振幅を表している。
【００７１】
本発明の態様は、給電点の近くに各ダイポール素子ごとの高インピーダンス前置増幅器を有してよい。これらの素子からの7つの信号は、柱に沿って送られ、デジタル化の後、処理ブロック20においてプロセッサによって、事前に算出された重みが適用される。プロセッサは、計算または数学的機能を実行する任意の装置である。事前に算出された重みはブロック10のメモリに記憶されている。重みは、所望のビーム操作方向に基づくものであり、これらの方向に割り出されている。さらに、重みは、円形アレイgn(υ,ψ)の設置後に測定された実際のアレイ素子アンテナ・パターンを含んでよい。
【００７２】
最後に、ブロック30のコンピュータは、各素子信号を釣り合わせるのに必要なあらゆる振幅補正値および位相補正値をリアルタイムに算出し、これらの補正値は、時間、温度、老朽化などによって起こるハードウェア・チャネル・パラメータ・ドリフトに対処するものである。このような補正値は、海面自体からの散乱など、背景から生じるレーダ・エコーから得られる。これらの補正値はすべて、ブロック20で信号にデジタル的に適用される。ブロック20から、7つの信号は、ブロック40で加算され、スーパーディレクティブ狭ビームが方向υ0, ψ0を指すときの出力を構成する信号Oを表す。
【００７３】
オーバヘッド信号のヌル化
ここで、既存の交差ループ/モノポール受信アンテナ・ベース沿岸レーダと一緒に使用される手順を示す。SeaSonde(登録商標)（CODAR Ocean Sensors; Loa Altos, CA）と呼ばれるシステムでは、沿岸の海流が、この3素子受信アンテナの信号に適用されるMUSIC方位測定原則（参照として本明細書に組み入れられる米国特許第5,990,834号）を用いて図表化される。この場合、2つの交差ループは、着信垂直偏向信号に対する余弦パターン応答を有し、そのローブは互いに直角である。同じ位置に位置するループを通過するモノポールは、全方向応答を有する。すべての3つの素子は同じ位相中心を共用するが、幾何学的および電気的に直交する。この構成は、デカメートル長波からのブラッグ散乱に基づく海面流の図表化に非常に有効であることが分かっている。
【００７４】
交差ループ/モノポール構成は、目標距離が90kmを超えるときに深刻な障害を有する。HFでは、上方の電離E層、すなわち、高度90kmから200kmの間の電離層は、レーダ・レンジ・セル全体をマスクする強いエコーを鏡面反射することが多い。ループは、天頂方向にヌルを有さないのでこのようなエコーの影響を特に受ける。モノポールでさえ、（アンテナに電力を供給するケーブルのような）近くの障害物および不完全さのために完全な垂直ヌルを生成するわけではない。したがって、（i）本来の交差ループ/モノポール・ユニットと同様に、手の届かない柱上に取り付けることのできる小形3素子アンテナを開発し、（ii）3つの素子からの信号のある組合せによって天頂においてオーバヘッド・ヌルを実現することができ、（iii）本来の交差ループ・システムの余弦パターンおよび全方向パターンと同一の、水平面における垂直偏向信号に対する3つの応答が得られることが望ましい。
【００７５】
これが、3つの互いに密に配置された垂直ダイポールが円形に配置される同じスーパーディレクティブ-ニアキャンセリング方式を用いてどのように行われるかの一例をここに示す。三角形に類似した、柱上のこの構成は図3に示されている。
【００７６】
図3では、3つの個々のダイポール素子からの信号V1、V2、およびV3がブロック20に入る。測定されたパターンおよび／または較正として働くパターン補正値は、ブロック10のメモリに記憶され、読み出され、ブロック20に入る。最後に、デジタル・コンピュータ30においてレーダ・データから算出されるあらゆるリアルタイム振幅・位相調整重み係数もブロック20で適用される。このような調整後の出力電圧は次いで、加算装置に入り、そこから3つの所望の交差ループ/モノポール類似信号SA、SB、およびSCが右側に出力される。
【００７７】
交差ループ/モノポール・パターンを合成することによって、他の可能な天頂キャンセリング方式の問題も解消される。たとえば、互いに隣接する素子間の信号の差、Va = V2 - V1; Vb = V2 - V1; Vc = V1 - V3を得た。これらの新しい電圧パターンは、オーバヘッド信号および1200方位間隔の（小さなアレイ半径の場合の）3つの余弦類似パターンのアレイキャンセレーションを行う。残念なことに、これらのパターンには、異なる方向からの2つの信号を分解できるようにするうえでMUSIC DFアルゴリズムに必要とされるロバストネスがない。この場合の合成ループ信号間の分散行列は「ランク1」を有し、すなわち、1つの方位のみを測定することができる。一方、交差ループ/モノポール・パターンは、単一角度ターゲットの場合でも２重角度ターゲットの場合でも対処できることを意味する「ランク2」の分散行列を生成する。
【００７８】
中心から3つの素子までの半径が小さい（四分の一波長未満）場合に、アレイ・オーバヘッド・ヌルと交差ループ/モノポール・パターンを与える数式を以下に示す。信号SA、SB、およびSCはそれぞれ、２つの交差ループ（AおよびB）とモノポール（C）の合成パターンである。これらの信号が生成するパターンは、図3ではアンテナの上方に示されている。明白であるが、オーバヘッド方向の信号は深く抑圧される。繰り返すが、これは2つの効果、すなわち、垂直ダイポール・オーバヘッドの自然なヌルおよびキャンセレーションによって生成される追加のアレイ・ヌルによるものである。
【数２１】
2005033805.tif 000031
【００７９】
上記で使用される数式およびそれらによって生成される所望のパターンは、個々のダイポールの理想的な全方向パターンの仮定に依存する場合がある。実際には、この仮定は近似的に満たすことができる。柱、給電線、および互いに隣接するアンテナ自体がダイポール・パターンを歪ませ、ダイポール・パターンが全方向でなくなる場合がある。このことは、設置後にアレイ素子パターンを測定し、その代わりに、本明細書で概略的に説明する合成手順で設置後測定を用いることによって対処することができる。その場合、上記の数式は、ドリフトまたは不完全さに対処することによって所望のオーバヘッド・ヌルを生成するように数式の右辺の電圧に乗法重みまたは較正調整補正定数を付加する必要がある。理想的なダイポール・パターンではなく測定されたアンテナ利得パターンgn(υ,ψ)を用いて重みが算出される。局所環境によって歪まされた実際の交差ループ/モノポール・パターンと一緒に現在用いられている手順と同様に、結果として得られる実際の歪んだ水平パターンをMUSIC DFアルゴリズムにおいて用いて方位が得られる。
【００８０】
ヌル生成重みおよび結果として得られる水平パターンをレーダ動作中に定期的に再計算することが望ましい場合がある。これによって、アンテナ、ケーブル、およびハードウェア・チャネルにおけるドリフトまたは劣化が対処される。さらに、鏡面反射領域を天頂から数度移動させる可能性のある変化する電離層条件を追跡することもでき、最も強いオーバヘッド信号の方向においてヌルに従うことができる。
【００８１】
このように合成され図3に示されているパターンは、アレイ半径が約1/4波長であるかぎり、周波数および/またはアレイ半径に対して不変である。最小アレイ半径および望ましい小形化に対する制限も上述と同じ基準に従う。アレイ効率は、外部雑音が内部雑音よりも優勢になるように十分に高い効率に維持しなければならない。たとえば、表1は、10MHz・3要素円形アレイの半径が12cm程度の小さい半径であってよく、しかもその周波数で外部雑音を得るのに十分な-35dB効率を有することができることを示している。実際には、強い相互結合の望ましくない効果を避けるためにいくらか大きな間隔（たとえば、50cm）が推奨される。
【００８２】
参考文献
以下の参考文献は、それぞれがその全体において参照として本明細書に組み入れられる。
Barrick, D. E.およびM. E. Evans (1979)「CODAR:リアルタイム海流マッピング用沿岸HFレーダ（CODAR: A coastal HF radar for real-time current mapping）」、米国特許第4,172,255号；
Barrick, D. E.、B. J. Lipa、P. M. Lilleboa、およびJ. Isaacson (1994)「レンジ/ドップラー/角度測定のためのゲート付きFMCW DFレーダおよび信号処理（Gated FMCW DF radar and signal processing for range/Doppler/angle determination）」、米国特許第5,361,072号；
Barrick, D. E.、B. J. Lipa (1999)「MUSIC方位測定を含むレーダ角度測定（Radar Angle Determination with MUSIC Direction Finding ）」、米国特許第5,990,834号；
Harrington, R. F. (1968)「モーメント法による現場計算（Field Computation by Moment Methods）」、MacMillan Co.: New York, Chapter 10。
【図面の簡単な説明】
【００８３】
【図１】本発明の態様による円形スーパーディレクティブ受信アンテナ・アレイを設計する各段階を示すフローチャートである。
【図２】この開示の態様による、上方にパターンが実現されている7素子スーパーディレクティブ円形ダイポール受信アンテナ・アレイの一例を示す図である。この図は、このパターンを作成して所望の方向に向けることのできる例示的な信号処理ブロック図の態様も示している。
【図３】円形3素子ダイポール受信アレイが、ダイポール・ヌルだけでなく、オーバヘッド・キャンセレーションを生成して不要な電磁層エコーを無くし、同時に海面監視用の一定の交差ループ／モノポール・ビーム・パターンを形成する技術を示す図である。アンテナの上方に3つのパターンが示されている。信号を組み合わせてパターンを形成するための数式が3つの場合の各々に与えられている。これらのパターンを実現できる例示的な信号処理ブロック図が示されている。
【図１】
2005033805.tif 000042
【図２】
2005033805.tif 000043
【図３】
2005033805.tif 000044