(57)【要約】【課題】簡易な構成により、トランスポンダの共振周波数のばらつきの許容範囲を広げ、トランスポンダの検出率を向上させ、ＩＣ（トランスポンダ）の歩留まりを改善して、タグ符号化周期偏差（変調周波数の偏差）による復号化誤差の改善を可能とするデータ転送システム及びベースステーションの制御プログラムを提供する。【解決手段】受動トランスポンダとベースステーションとで構成されるデータ転送装置であり、受動トランスポンダが情報の伝達を、搬送波の負荷変調により行い、ベースステーションが、負荷変調された搬送波を直交検波してＩ信号及びＱ信号を出力する直交検波器と、Ｉ信号及びＱ信号各々を、所定の周波数でサンプリングして、それぞれデジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換器と、Ｉ信号及びＱ信号各々のデジタルデータを加算して合成し、デジタル波形として出力する加算器と、デジタル波形から、情報を抽出する抽出部とを有する。【選択図】  図１
2005318555.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受動トランスポンダとベースステーションとで構成されるデータ転送システムであり、
前記受動トランスポンダが情報の伝達を、搬送波の負荷変調により行い、
前記ベースステーションが、
前記負荷変調された搬送波を直交検波してＩ信号及びＱ信号を出力する直交検波器と、
Ｉ信号及びＱ信号各々を、所定の周波数でサンプリングして、それぞれデジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換器と、
前記Ｉ信号及びＱ信号各々のデジタルデータを加算して合成し、デジタル波形として出力する加算器と、
前記デジタル波形から、前記情報を抽出する抽出部と、
を有することを特徴とするデータ転送システム。
【請求項２】
合成したデジタル波形信号のＳ／Ｎ比を最大とするように、前記デジタルデータ各々に乗算する重み係数を求める適応制御部と、
前記デジタルデータ各々に、前記重み係数を乗算する乗算器と、
を更に有することを特徴とする請求項１記載のデータ転送システム。
【請求項３】
前記負荷変調が容量負荷変調であることを特徴とする請求項１または請求項２に記載のデータ転送システム。
【請求項４】
前記Ａ／Ｄ変換器が変調周波数の２倍以上のサンプリング周波数により、デジタルデータを生成することを特徴とする請求項１から請求項３のいずれかの項に記載のデータ転送システム。
【請求項５】
前記抽出部が、
前記サンプリング周波数に同期して、デジタル波形の信号レベルを判定する判定器と、
前記サンプリング周波数に同期して、あらかじめ設定された符号化パターンと、前記デジタル波形との内積を求めて、ピーク値として前記情報を復号するマッチドフィルタと、
を有することを特徴とする請求項１から請求項４のいずれかの項に記載のデータ転送システム。
【請求項６】
変調周波数の偏差を求め、この偏差に基づいて復号タイミングを抽出し、前記マッチドフィルタでの復号タイミングを制御する同期回路を有することを特徴とする請求項５に記載のデータ転送システム。
【請求項７】
前記同期回路が、
異なる偏差に対応したディレイ各々を前記デジタル波形に与え、自己相関により相関値を出力する複数のオフセット推定回路と、
前記相関値から最も相関の高い変調周波数の偏差を抽出し、この偏差を有する変調周波数の推定周波数信号を出力する選択回路と、
前記選択回路からの推定周波数信号と、遅延回路により遅延されたデジタル波形とを比較して、前記推定周波数信号の周波数の微調整を行うタイミング復調回路と、
を有することを特徴とする請求項６記載のデータ転送システム。
【請求項８】
前記トランスポンダが、シート状の平面コイルを備え、検出物に貼付されることを特徴とする請求項１から請求項７のいずれかの項に記載のデータ転送システム。
【請求項９】
受動トランスポンダと無線通信を行うベースステーションの制御プログラムであって、
前記トランスポンダから搬送波の負荷変調により伝達される情報を受信し、直交検波することによりＩ信号及びＱ信号を出力させる第１のステップと、
前記第１のステップで出力された前記Ｉ信号及びＱ信号各々を所定の周波数でサンプリングさせ、それぞれデジタルデータに変換させる第２のステップと、
前記第２のステップで変換された前記Ｉ信号及びＱ信号各々のデジタルデータを加算して合成させ、デジタル波形として出力させる第３のステップと、
前記第３のステップで出力された前記デジタル波形から、前記情報を抽出させる第４のステップと、
をコンピュータに実行させるためのベースステーションの制御プログラム。
【請求項１０】
合成したデジタル波形信号のＳ／Ｎ比を最大とするように、前記デジタルデータ各々に乗算する重み係数を算出させる第５のステップと、
前記第２のステップで変換したデジタルデータ各々に、第５のステップで算出した前記重み係数を乗算させる第６のステップと、
を更にコンピュータに実行させるための請求項９に記載のベースステーションの制御プログラム。
【請求項１１】
前記第１のステップにおいて、前記トランスポンダから搬送波の容量負荷変調により伝達される情報を受信し、直交検波することによりＩ信号及びＱ信号を出力させることを特徴とする請求項９または請求項１０に記載のベースステーションの制御プログラム。
【請求項１２】
前記第２のステップにおいて、前記第１のステップで出力された前記Ｉ信号及びＱ信号各々を変調周波数の２倍以上のサンプリング周波数でサンプリングさせ、それぞれデジタルデータに変換させることを特徴とする請求項９から請求項１１のいずれかの項に記載のベースステーションの制御プログラム。
【請求項１３】
前記サンプリング周波数に同期して、デジタル波形の信号レベルを判定させる第７のステップと、
前記サンプリング周波数に同期して、あらかじめ設定された符号化パターンと、前記デジタル波形との内積を求めて、ピーク値として前記情報を復号させる第８のステップと、
を更にコンピュータに実行させるための請求項９から請求項１２のいずれかの項に記載のベースステーションの制御プログラム。
【請求項１４】
前記変調周波数の偏差を算出させ、この偏差に基づいて復号タイミングを抽出させ、前記第８のステップにおける復号タイミングを制御させる第９のステップを更にコンピュータに実行させるための請求項１３に記載のベースステーションの制御プログラム。
【請求項１５】
異なる偏差に対応したディレイ各々を前記デジタル波形に与え、自己相関により複数の相関値を出力させる第１０のステップと、
前記第１０のステップで出力した複数の相関値から最も相関の高い変調周波数の偏差を抽出させ、この偏差を有する変調周波数の推定周波数信号を出力させる第１１のステップと、
前記第１１のステップで出力された推定周波数信号と、遅延されたデジタル波形とを比較させて、前記推定周波数信号の周波数の微調整を行わせる第１２のステップと、
を更にコンピュータに実行させるための請求項１４に記載のベースステーションの制御プログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は受動トランスポンダとベースステーションとの情報の伝達を、直接に接続することなく、各サイドのコイルを介して行うデータ転送システム及びベースステーションの制御プログラムに関する。
【背景技術】
【０００２】
データ転送システムにおいては、図５に示すように、受動トランスポンダ（例えば、ＲＦ-ＩＤ（アンテナとＩＣとにより構成される無線ICタグ）など）１００と、ベースステーション（例えば、ＲＦ-ＩＤリーダ・ライタ：ゲート）１０１とのデータ伝送において、図示しない制御部が予め記憶された固有のデータに基づいて、所定の変調周波数でスイッチ１０２のオン／オフを制御することにより、接続自在の負荷（コンデンサＣload）がトランスポンダ１００のコイル１０２に接続／非接続状態して、負荷変調（すなわち振幅変調）することで行う。このＲＦ−ＩＤは本などにタグとして貼付され、複数冊重ねたとしても、各々記憶されている情報が異なるため、個々の判別が可能である。
【０００３】
すなわち、上記コンデンサＣloadをトランスポンダ１００のコイルに接続することにより、共振周波数をずらせて、ベースステーション１０１内に設けられた、送信アンテナ及び受信アンテナとして作用するコイル１０４において、このコイル１０４の信号に振幅変動を誘導する。このとき、トランスポンダ１００のコイル１０３は、ベースステーション１０１から伝送された周波数に同調した共振回路の１部を構成しており、最大エネルギ伝送がベースステーション１０１からトランスポンダ１００に起こる。そして、このコイル１０４における信号の振幅変調を解析することにより、データの復調を行っている。
【０００４】
ここで、従来のデータ転送装置は、図４に示すように、コイル１０４における振幅変調を解析するため、結合器２０１をコイル１０４に結合させ、交流信号成分を抽出し、直線検波器２０２により直線検波を行い、所定の周波数領域をＢＰＦ（バンドパスフィルタ）２０３により抽出する。そして、ＡＧＣ（オートゲインコントロールアンプ）２０４により信号レベルを所定の強度に増幅して、コンパレータが信号の有無、すなわち１（Ｈレベル）／０（Ｌレベル）のいずれのレベルであるかの判定を行い、復号処理部２０６がこの判定結果に基づき、トランスポンダ１００からベースステーション１０１へ送信されたデータの復号処理を行う。
【０００５】
ここで、図５に示す式から判るように、コイル１０３のインダクタンスやコンデンサＣloadがばらつくことにより、共振周波数（ｆ）が変化することとなる。このため、スイッチの共振周波数を変化したときと、変化させないときの振幅差が十分得られず、信号をコンパレータ２０５により比較することが出来なくなる。このため、図６に示すように、外付けされているコンデンサＣloadの容量をトリミングに調整することが行われている。
【０００６】
しかしながら、低価格のＲＦ-ＩＤ等においては、外部に容量成分（コンデンサＣload）を作成し、これをトリミングで調整するという工程が増加するため、製造原価を低下させることができないという問題がある。
このため、図７に示す構成のベースステーションの受信装置は、図７に示す回路により、強度だけでなく、位相変化をも検出するようにして、タグ符号化周期偏差による復号化誤差を改善させて、信号の変調解析を容易にしたため、コンデンサＣloadをＲＦ-ＩＤ内に作り込むことが可能となり、ＲＦ-ＩＤを低価格化することを可能にした（特許文献１参照）。
【特許文献１】特開平０９−２４７２２７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、上記従来例においては、位相を合わせる処理を行うものの、実質的に同相成分によりベースバンド信号（伝送される符号化されたデータ）の再生を行うため、トランスポンダとベースステーションとの共振周波数の偏差（すなわち、変動範囲）が大きくなると、また到達距離が短いため、振幅の変位量が小さくなり、Ｓ／Ｎ比が悪化し、検出率が低下してしまう。
【０００８】
上記共振周波数の変動は、コンデンサＣ２のばらつき，容量の温度特性，貼付する検出物（本など）の有する誘電率のばらつきなどの多くの要因に基づいている。このため、上記従来例においては、トランスポンダをタグとして用いる場合に、検出率を満足させるものを選択するため、歩留まりが悪くなり、製造原価を低下させることが困難である。
さらに、特許文献１においては、直交変換した後に、得られたＩ信号及びＱ信号の振幅を直接に論理組み合わせして、信号の検出を行っているため、Ｓ／Ｎ比が改善されておらず、十分に検出率を向上させることができない。
【０００９】
本発明はこのような事情に鑑みてなされたもので、簡易な構成により、トランスポンダの共振周波数のばらつきの許容範囲を広げ、トランスポンダの検出率を向上させ、ＩＣ（トランスポンダ）の歩留まりを改善して、タグ符号化周期偏差（変調周波数の偏差）による復号化誤差の改善を可能とするデータ転送システム及びベースステーションの制御プログラムの提供を目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、請求項１に記載の発明は、受動トランスポンダとベースステーションとで構成されるデータ転送システムであり、前記受動トランスポンダが情報の伝達を、搬送波の負荷変調により行い、前記ベースステーションが、前記負荷変調された搬送波を直交検波してＩ信号及びＱ信号を出力する直交検波器と、Ｉ信号及びＱ信号各々を、所定の周波数でサンプリングして、それぞれデジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換器と、前記Ｉ信号及びＱ信号各々のデジタルデータを加算して合成し、デジタル波形として出力する加算器と、前記デジタル波形から、前記情報を抽出する抽出部とを有することを特徴とするデータ転送システムである。
【００１１】
また、請求項２に記載の発明は、合成したデジタル波形信号のＳ／Ｎ比を最大とするように、前記デジタルデータ各々に乗算する重み係数を求める適応制御部と、前記デジタルデータ各々に、前記重み係数を乗算する乗算器とを更に有することを特徴とする請求項１記載のデータ転送システムである。
【００１２】
また、請求項３に記載の発明は、前記負荷変調が容量負荷変調であることを特徴とする請求項１または請求項２に記載のデータ転送システムである。
【００１３】
また、請求項４に記載の発明は、前記Ａ／Ｄ変換器が変調周波数の２倍以上のサンプリング周波数により、デジタルデータを生成することを特徴とする請求項１から請求項３のいずれかの項に記載のデータ転送システムである。
【００１４】
また、請求項５に記載の発明は、前記抽出部が、前記サンプリング周波数に同期して、デジタル波形の信号レベルを判定する判定器と、前記サンプリング周波数に同期して、あらかじめ設定された符号化パターンと、前記デジタル波形との内積を求めて、ピーク値として前記情報を復号するマッチドフィルタとを有することを特徴とする請求項１から請求項４のいずれかの項に記載のデータ転送システムである。
【００１５】
また、請求項６に記載の発明は、変調周波数の偏差を求め、この偏差に基づいて復号タイミングを抽出し、前記マッチドフィルタでの復号タイミングを制御する同期回路を有することを特徴とする請求項５に記載のデータ転送システムである。
【００１６】
また、請求項７に記載の発明は、前記同期回路が、異なる偏差に対応したディレイ各々を前記デジタル波形に与え、自己相関により相関値を出力する複数のオフセット推定回路と、前記相関値から最も相関の高い変調周波数の偏差を抽出し、この偏差を有する変調周波数の推定周波数信号を出力する選択回路と、前記選択回路からの推定周波数信号と、遅延回路により遅延されたデジタル波形とを比較して、前記推定周波数信号の周波数の微調整を行うタイミング復調回路とを有することを特徴とする請求項６記載のデータ転送システムである。
【００１７】
また、請求項８に記載の発明は、前記トランスポンダが、シート状の平面コイルを備え、検出物に貼付されることを特徴とする請求項１から請求項７のいずれかの項に記載のデータ転送システムである。
【００１８】
また、請求項９に記載の発明は、受動トランスポンダと無線通信を行うベースステーションの制御プログラムであって、前記トランスポンダから搬送波の負荷変調により伝達される情報を受信し、直交検波することによりＩ信号及びＱ信号を出力させる第１のステップと、前記第１のステップで出力された前記Ｉ信号及びＱ信号各々を所定の周波数でサンプリングさせ、それぞれデジタルデータに変換させる第２のステップと、前記第２のステップで変換された前記Ｉ信号及びＱ信号各々のデジタルデータを加算して合成させ、デジタル波形として出力させる第３のステップと、前記第３のステップで出力された前記デジタル波形から、前記情報を抽出させる第４のステップとをコンピュータに実行させるためのベースステーションの制御プログラムである。
【００１９】
また、請求項１０に記載の発明は、合成したデジタル波形信号のＳ／Ｎ比を最大とするように、前記デジタルデータ各々に乗算する重み係数を算出させる第５のステップと、前記第２のステップで変換したデジタルデータ各々に、第５のステップで算出した前記重み係数を乗算させる第６のステップとを更にコンピュータに実行させるための請求項９に記載のベースステーションの制御プログラムである。
【００２０】
また、請求項１１に記載の発明は、前記第１のステップにおいて、前記トランスポンダから搬送波の容量負荷変調により伝達される情報を受信し、直交検波することによりＩ信号及びＱ信号を出力させることを特徴とする請求項９または請求項１０に記載のベースステーションの制御プログラムである。
【００２１】
また、請求項１２に記載の発明は、前記第２のステップにおいて、前記第１のステップで出力された前記Ｉ信号及びＱ信号各々を変調周波数の２倍以上のサンプリング周波数でサンプリングさせ、それぞれデジタルデータに変換させることを特徴とする請求項９から請求項１１のいずれかの項に記載のベースステーションの制御プログラムである。
【００２２】
また、請求項１３に記載の発明は、前記サンプリング周波数に同期して、デジタル波形の信号レベルを判定させる第７のステップと、前記サンプリング周波数に同期して、あらかじめ設定された符号化パターンと、前記デジタル波形との内積を求めて、ピーク値として前記情報を復号させる第８のステップとを更にコンピュータに実行させるための請求項９から請求項１２のいずれかの項に記載のベースステーションの制御プログラムである。
【００２３】
また、請求項１４に記載の発明は、前記変調周波数の偏差を算出させ、この偏差に基づいて復号タイミングを抽出させ、前記第８のステップにおける復号タイミングを制御させる第９のステップを更にコンピュータに実行させるための請求項１３に記載のベースステーションの制御プログラムである。
【００２４】
また、請求項１５に記載の発明は、異なる偏差に対応したディレイ各々を前記デジタル波形に与え、自己相関により複数の相関値を出力させる第１０のステップと、前記第１０のステップで出力した複数の相関値から最も相関の高い変調周波数の偏差を抽出させ、この偏差を有する変調周波数の推定周波数信号を出力させる第１１のステップと、前記第１１のステップで出力された推定周波数信号と、遅延されたデジタル波形とを比較させて、前記推定周波数信号の周波数の微調整を行わせる第１２のステップとを更にコンピュータに実行させるための請求項１４に記載のベースステーションの制御プログラムである。
【発明の効果】
【００２５】
以上説明したように、本発明の実施形態によるデータ転送システムは、判定器が、振幅変調（及び位相変調）された波形において、合成したデジタル波形信号のＳ／Ｎ比が最大となるよう補正し、Ｑ成分（Ｑ信号）の振幅をも振幅変調の実数成分として、Ｉ成分（Ｉ信号）の振幅に加算して、入力される波形を実数の合成値として抽出するので、トランスポンダの共振周波数のばらつきに対する許容範囲を広げ、入力される波形のＳ／Ｎ比を向上させることが可能となり、かつ、伝達されるエネルギが微弱なものであってもベースバンド信号を再生することが可能となり、さらに共振周波数を設定する容量の微調整が必要なくなり、ＩＣ内部にこの容量を作り込むことが可能となり、製造原価を大幅に低下させることができる。
【００２６】
また、本発明の実施形態によるデータ転送システムは、マッチドフィルタにより、入力されるベースバンド信号と符号化パターンとの内積（相関）を求めて、相関値により送信された信号を検出するため、広帯域にサンプリングされた熱雑音を除去することができ、かつ、内積の結果において相関値のピーク周期から符号化周期を推定して、トランスポンダの周波数オフセット（変調周波数の偏差）を補償している。このため、本発明の実施形態によるデータ転送システムは、復号化の位相ずれによりベースバンド信号（伝送するデータ）の検出率が低下し、従来例のように受信品質が劣化することを防止、すなわちタグ符号化周期偏差（変調周波数の偏差）による復号化誤差を改善する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２７】
本発明の実施形態によるデータ転送システムは、受動トランスポンダとベースステーションとで構成されるデータ転送装置であり、受動トランスポンダが情報の伝達を、搬送波の負荷変調により行い、ベースステーションが、入力される負荷変調された搬送波を直交検波してＩ信号及びＱ信号を出力する直交検波器と、Ｉ信号及びＱ信号各々を、所定の周波数でサンプリングして、それぞれデジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換器と、Ｉ信号及びＱ信号各々のデジタルデータを加算して合成し、デジタル波形として出力する加算器と、デジタル波形から、情報を抽出する抽出部とを有している。
【００２８】
以下、図面を参照して、本発明の第１の実施形態であるデータ転送装置の説明を行う。
図１は第１の実施形態によるデータ転送装置のベースステーションにおける受信部の構成例を示す図面である。トランスポンダの構成は、図５のトランスポンダ１０１の構成と同様であるため、再度の説明を省略する。コイル１０３及び１０４はシート状のコイル（平面コイル）である。
結合器２は例えばコンデンサ１０５及び抵抗１０６（コイル１０４の寄生抵抗）との接合点に結合されている。直交検波器３は、結合器２から入力される、変調された搬送波の直交検波を行い、Ｉ成分及びＱ成分を各々ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）・４，５へ出力する。ＢＰＦ・４，５は変調周波数帯域を通過させるバンドパスフィルタである。ここで、トランスポンダ１００において周波数変調されるデータは、例えば、マンチェスタコードにより符号化されたデータである。
【００２９】
ＡＤＣ（Ａ／Ｄ変換器）・６，７は、ＢＰＦ・４，５から入力されるアナログの交流信号を、所定のサンプリング周波数でサンプリングして、デジタル値の振幅データとして出力する。乗算器８，９は、適応制御部１０，１１から各々出力される重み係数α，βを、それぞれデジタル変換された振幅データに乗算する。加算器１２は、Ｉ信号及びＱ信号の振幅データを加算する。判定器１３は、加算されたデータが「０」より大きいか否かの判定を行う。マッチドフィルタ１４は、予め記憶されている符号化パターン（例えばマンチェスタ符号パターン）と、加算器１２から時系列に入力される判定データとの相関を判定する。復号処理部１５は、マッチドフィルタ１４からの相関値により、ベースバンド信号のデータの復号（マンチェスタコードからの復号）処理を行う。
【００３０】
次に、図１を参照して、本発明の第１の実施形態であるデータ転送装置の動作例を説明する。
コイル１０４はトランスポンダ１００のコイル１０３と結合することにより、エネルギーの電送を行う。このとき、トランスポンダ１００とベースステーション１０１との共振周波数が同様である場合、伝送されるエネルギは最大となる。
【００３１】
結合器２は、例えば、図４におけるコンデンサ１０５及び抵抗１０６の接続点に接続され、コイル１０４の交流データ（受信信号）を抽出する。直交検波器３は結合器２から入力される交流データの直交検波を行い、Ｉ信号及びＱ信号を出力する。ＢＰＦ・４は、Ｉ信号の所定の周波数帯域の周波数成分を、Ｉ-Ｂ信号として通過させる。同様に、ＢＰＦ・５は、所定の周波数帯域の周波数成分を、Ｑ-Ｂ信号として通過させる。ここで、所定の周波数帯域は、トランスポンダ１００におけるスイッチ１０２をオン／オフさせる変調周波数近傍とする。
【００３２】
ＡＤＣ（アナログ／デジタル変換器）・６は、ＢＰＦ・４から入力されるＩ-Ｂ信号を、所定のサンプリング周波数、例えば、上記変調周波数（例えば７０ｋＨｚ）の８倍の周波数（例えば、５６０ｋＨｚのサンプリング周波数）によりサンプリングし、サンプリングしたゼロクロスの交流信号を、Ａ／Ｄ変換し、Ｉ-Ｄ信号（デジタル値の振幅データ）として出力する。同様に、ＡＤＣ・７は、ＢＰＦ・５から入力されるＱ-Ｂ信号を、上記所定のサンプリング周波数によりサンプリングし、入力されるゼロクロスの交流信号のＡ／Ｄ変換を行い、Ｑ-Ｄ信号として出力する。
【００３３】
乗算器８は、上記Ｉ-Ｄ信号に対して、所定の重み係数αを乗算し、乗算結果を出力する。同様に、乗算器９は、上記Ｑ-Ｄ信号に対して、所定の重み係数βを乗算し、乗算結果を出力する。加算器１２は、重み係数α，βが各々乗算されたＩ-Ｄ信号とＱ-Ｄ信号とを加算合成して波形をデジタルデータ（以下、デジタル波形）として再生する。そして、判定器１３は、上記デジタル波形をリファレンスの基準波形と比較し、「Ｈ（＋１）」レベルまたは「Ｌ（−１）」レベルのデータのいずれかであるかの判定を行い、時系列にマッチドフィルタ１４へ、判定結果、すなわち、「Ｈ」であればビットデータとして「１」を出力し、「Ｌ」であればビットデータとして「０」を出力する。
【００３４】
また、判定器１３は、トランスポンダ１００からの通信開始時点に送られるトレーニング信号のデジタル波形の振幅平均値を求めて、この振幅平均値と「０Ｖ」との振幅差を、適応制御部１０へ出力する。さらに、判定器１３は、同様に、上記トレーニング信号の振幅平均値と、「０Ｖ」との振幅差を、適応制御部１１へ出力する。適応制御部１０は、振幅差が入力される毎に、前回出力した重み係数αに基づき、この振幅差を最小とするように（Ｓ／Ｎ比を最大とするように）、新たな重み係数αを生成して、乗算器８へ出力する。適応制御部１１も、同様に、振幅差が入力される毎に、前回出力した重み係数βに基づき、この振幅差を最小とするように、新たな重み係数βを生成して、乗算器９へ出力する。すなわち、適応制御部１０，１１の求める重み係数α，βにより、Ｓ／Ｎ比を最大として、合成信号におけるノイズの影響を排除して、双方を仮想的に同相成分（実成分）として、デジタル波形として加算合成を可能としている。
【００３５】
ここで、適応制御部１０及び１１は、上述の説明において、ＬＭＳ（Least Mean Squares）の適応制御アルゴリズムにより上記処理を行っているが、これに限らず、ＲＬＳ（Recursive Least Squares）等の他の適応制御アルゴリズムを用いることも可能である。また、上述したトレーニング信号は、「Ｈ（＋１）」レベル及び「Ｌ（−１）」レベルが時系列に、かつ周期的に並んだゼロクロス信号であり、理想的には平均値を演算すると「０」となる、複数ビット構成のデータ信号である。
【００３６】
ここで説明したトレーニング信号の入力及び解析は、トランスポンダ１００とベースステーション１０１との通信が開始された時点のみに行われる。上述したように、適応制御部１０及び１１各々において、トレーニング信号の解析により、重み係数α及びβが決定されると、通信終了までこの重み係数α，βが用いられ、適応制御部１０及び１１各々は新たな重み係数の演算は行わない。すなわち、実際のベースバンド信号の解析において、加算器１２は、トレーニング信号により求められた重み係数α，βが乗算器８，９により乗算されたＩ-Ｄ信号及びＱ-Ｄ信号の加算合成を行う。
【００３７】
次に、判定器１３は、トレーニング信号により、所定の重み係数α，βが設定された後は、重み係数α，βが乗算されたＩ-Ｄ信号及びＱ-Ｄ信号が加算合成された波形データを、すなわち、実際の伝達される情報である波形データを、加算器１２から入力する。そして、判定器１３は、上記波形データの信号レベルを判定、すなわちリファレンス値の「０」を超えているか、すなわち「Ｈ（＋１）」レベルであるか、または「０」以下であるか、すなわち「Ｌ（−１）」レベルであるか、いずれのレベルであるかの判定を、サンプリング周波数と同期して行い、判定結果を時系列に出力する。
【００３８】
また、加算器１２は、同相成分（Ｉ信号）と直交成分（Ｑ信号）とが、ＳＮ比（信号対雑音比）を最大に近い状態において、振幅値を加算合成することができるため、トランスポンダ１００における負荷変調により、変調された実数及び虚数２つのインピーダンス成分を時間軸上の一次元信号（デジタル波形の振幅）として再生することができる。すなわち、判定器１３は、振幅変調（及び位相変調）された波形において、Ｉ信号とＱ信号とのＳ／Ｎ比が最大となるよう補正し、Ｑ成分の振幅をも振幅変調の実数成分として、Ｉ成分の振幅に加算して、入力される波形を実数の合成値として抽出する。
【００３９】
次に、マッチドフィルタ１４は、サンプリング周波数と同期して、時系列に入力されるデジタル波形と、予め設定された符号化パターンとの内積を求める（比較して相関を求める）。すなわち、マッチドフィルタ１４は、符号化パターン及びデジタル波形の、波形形状の相関を求め、デジタル波形が符号化パターンと同様の形状であれば正の相関であるとし、正のピークとして正相関信号（例えば、「Ｈ」レベル）を出力する。ここで、マッチドフィルタは、サンプリング周波数と同期して、比較されるデジタル波形の各データを、順次シフトするＦＩＦＯ（ファーストインファーストアウト）型のレジスタを有しており、サンプリング周波数に同期して、レジスタ内のデジタル波形の各データと、符号化パターンの対応する位置のデータとの内積を演算して（相関を求めて）、各々の形状の比較を行う。ここで、符号化パターンは、例えば、マンチェスタコードの「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに変化するパターンとして設定されている。
【００４０】
一方、マッチドフィルタ１４は、符号化パターンと、デジタル波形とを比較し、符号化パターンと、デジタル波形との「Ｈ」及び「Ｌ」の対応が逆であれば負の相関であるとし、負のピークとして負相関信号（例えば、「Ｌ」レベル）を出力する。ここで、マッチドフィルタ１４は、内積の結果のピークの周期、すなわち上記正相関信号及び負相関信号から、符号化周期を検出し、デジタル波形の周波数オフセット（偏差）を補償する。
【００４１】
マッチドフィルタ１４において、相関値のピークのレベルを所定の値に設定しておくことにより、ある程度のデジタル波形と符号化パターンとの相関がとれれば、データの再生が可能となり、変調周波数のばらつきに対する共用範囲を広げることができる。
そして、復号処理部１５は、マッチドフィルタ１４からの相関ピークの値（ＨまたはＬ）に基づき、マンチェスタコードを復号して、ビットデータ列を得て、トランスポンダ１００から伝達された情報を判定する。
【００４２】
そして、上述した受信部の構成により、図２に示すように、入力される波形のＳ／Ｎ比を向上させることが可能となる。この図においてＩ信号（従来における判定に用いていたデータ）のＳ／Ｎ比が破線（■）で示され、Ｑ信号のＳ／Ｎ比が一点鎖線（◆）で示され、デジタル波形（Ｉ信号及びＱ信号の合成波形）のＳ／Ｎ比が実線（●）で示されている。従来の同相の振幅のみを用いた場合に比較して、振幅変調による周波数の変調が起こったとき、１３.５６ＭＨｚの共振周波数に１ＭＨｚの変調が起こった場合、本発明は従来例、すなわちＩ信号のみを用いた場合に比較して、１５ｄＢのＳ／Ｎ比の改善が見られる。
【００４３】
図３に示すように、ベースステーション１０１のコイル１０４の間、すなわちゲート（Master，Slave）の間を、トランスポンダ１００、例えばＲＦ−ＩＤを通過させるとする。このとき、ＲＦ−ＩＤのコイル１０３のコイル面が「Ａ（y軸-x軸面に平行）」の場合のようにゲート間の磁界（ｘ軸方向）に対して垂直、すなわち、ゲートのコイル１０４とＲＦ−ＩＤのコイル１０３とのコイル面が平行となれば、コイル面における磁束密度が十分得られ、効率的にエネルギが伝達され、十分なＳ／Ｎ比を得ることができる。ここで、ゲートのコイル１０４のコイル面はx軸-z軸面に平行とする。
【００４４】
しかしながら、「Ｂ（x軸-z軸面に平行）」及び「Ｃ（x軸-y軸面に平行）」の場合のように、上記磁界（x軸方向）に平行、すなわち、ゲートのコイル１０４とＲＦ−ＩＤのコイル１０３とのコイル面が垂直に近くなると、コイル面における磁束密度が十分得られ無くなり、エネルギの伝達が非効率となり、大幅にＳ／Ｎ比が劣化することとなり、場合によっては信号の検出自体が不可能となる領域が発生して、ＲＦ−ＩＤの通過を認識することが出来なくなる。
トランスポンダ（ＲＦ−ＩＤ）は、検出物、例えば書籍等に貼付されているものなので、人の持ち方により、磁界に対して、コイル１０３のコイル面の角度が随時変化することとなる。
【００４５】
本発明の実施形態によるデータ転送システムは、上述した「Ｂ」及び「Ｃ」のように、磁界とコイル面とが垂直にならず、不十分な振幅変化しか得られない場合であっても、すでに述べたように、Ｉ信号及びＱ信号の各成分の振幅を加算して、実質的に実数成分を増加させて、ベースバンド信号の再生を行うため、Ｉ信号成分しか用いない従来例に比較すると、トランスポンダの共振周波数のばらつきに対する許容範囲を広げ、Ｓ／Ｎ比を大幅に向上させることが可能となり、ゲート間において、信号が検出されない死角を排除し、いずれの場所を通過したとしてもＲＦ−ＩＤの通過を認識、すなわち検出率を向上することができる。
【００４６】
また、本発明の実施形態によるデータ転送システムは、周波数変調により伝達する信号の符号化パターンがマンチェスタコードであり、ビットデータがＨレベルとＬレベルとの組み合わせて符号化されているため、変調周波数において若干の周波数偏差が存在したとしても、マッチドフィルタにより正負の相関を取りやすいという効果がある。
【００４７】
次に、第２の実施形態によるデータ転送装置は、第１の実施形態の構成に加え、図８及び図９に示す、異なる偏差に対応したディレイ各々を加算器１２からのデジタル波形に与え、自己相関により相関値を出力する複数のオフセット推定回路２１における相関器２３０〜２３ｍと、この推定された相関値から最も相関の高い変調周波数の偏差を抽出し、この偏差を有する変調周波数の推定周波数信号を出力する選択回路２４と、選択回路２４からの推定周波数信号と、遅延回路により遅延されたデジタル波形とを比較して、推定周波数信号の周波数の微調整を行うタイミング復調回路２２とを有している。
【００４８】
次に、第２の実施形態としての構成を以下に説明する。
より周囲の干渉信号（近傍にある蛍光灯やパーソナルコンピュータなどの発生する電磁波）を除去し、受信信号のＳＮ比を改善するため、図１におけるＢＰＦ４及び５を、トランスポンダ１００における変調周波数を中心に狭帯域化することが考えられる。
これにより、ＳＮ比は改善されるが、受信信号の波形から高次成分が除去されるので、受信信号を復号するときに、共振周波数（サンプリングして復号するタイミング）を、周波数偏差を有している、トランスポンダ１００における変調周波数に合わせ、復号における同期を取ることが困難となる。
【００４９】
そのため、第２の実施形態によるベースステーションは、図８に示す同期回路を、図１の加算器１２と判定器１３との間に介挿した構成とする。
これにより、同期回路により、マッチドフィルタ１４に対して、受信信号の変調周波数（偏差を含む）に対応した復号タイミングを与えることができる。
したがって、ＢＰＦ４，５を狭帯域化してＳＮ比を改善することで、受信信号とベースステーションとの共振周波数におけるトランスポンダ１００における変調周波数の偏差に対して、復号時の同期が取りにくくなる欠点を改善することが可能となる。
【００５０】
以下、図８を参照して、加算器１２と判定器１３との間に介挿される上記同期回路の説明を行う。図８は、この同期回路の一構成例を示すブロック図である。
同期回路は、加算器１２から入力される合成信号（デジタル波形）Ｄをトレーニング信号を含めた、受信信号のフレーム単位で遅延させる遅延サンプル回路２０と、受信信号の変調周波数（すなわち共振周波数）の偏差を推定するオフセット推定回路２１と、受信信号の位相及び復号のタイミングを合わせるタイミング復調回路２２を有している。
第２の実施形態によるベースステーション１０１において、同期回路を加算器１２と判定器１３との間に介挿する以外の構成は、第１の実施形態と同様であるため、同期回路以外の構成については、異なる動作以外の説明を省略する。
【００５１】
次に、図８、図９及び図１０を用いて、同期回路の動作の説明を行う。
図９は図８におけるオフセット推定回路２１の一構成例を示すブロック図であり、図１０は図８におけるタイミング復調回路２２の一構成例を示すブロック図である。
遅延サンプル回路２０は、受信信号の変調周波数に対応させ、マッチドフィルタ１４における復号タイミングを求めた後、実際の復号に用いるために、加算器１２から入力される合成信号を、少なくとも、上記フレーム（受信信号の実際のデータ）に付加されたトレーニング信号の長さの間隔だけ、ディレイ（遅延）させる。例えば、トレーニング信号が８ビットで、各ビットを、共振周波数に対応した１４のサンプリングパルスで検出しているとすると、サンプリングパルスの１１２周期分の時間間隔分遅延させ、遅延信号ＤＳとして出力することになる。
【００５２】
一方、オフセット推定回路２１には、遅延されない状態で、加算器１２から上記合成信号Ｄが入力される。
ここで、オフセット推定回路２１は、遅延部（２５０〜２５m），乗算器（２６）及び積算部（２７）からなる相関器（２３０〜２３m）を複数有している。
そして、上記遅延部各々は、サンプリングパルスの周期の所定倍に比例した時間分、入力される合成信号Ｄを遅延させる。
例えば、１４周期のサンプリングパルスの長さを基準として、０≦ｍ≦４とした場合、相関器２３０，２３１，２３２，２３３，２３４の５個の相関器が、オフセット推定回路２１に設けられる。
ここで、トレーニング信号は、「Ｈ」，「Ｌ」のデータが連続して８ビット、すなわち４パルス分の信号である。
【００５３】
ここで、変調周波数の周波数偏差に仮想的に対応させて相関値を取るため、相関器２３０，２３１，２３２，２３３，２３４各々において、遅延部２５０はサンプリングパルスの１２周期分ずらし、遅延部２５１はサンプリングパルスの１３周期分ずらし、遅延部２５２はサンプリングパルスの１４周期分ずらし、遅延部２５３はサンプリングパルスの１５周期分ずらし、遅延部２５４はサンプリングパルスの１６周期分ずらす。
そして、乗算器２６各々は、入力される合成信号Ｄと、各遅延部２５０〜２５４で遅延された合成信号Ｄと、を乗算して互いに重なる部分の面積を求め、この面積を乗算したトレーニングパルス分、積算部２７により加算する。
【００５４】
これにより、相関器２３０はパルス幅が１２周期分で有れば最大の相関値を出力し、相関器２３１はパルス幅が１３周期分で有れば最大の相関値を出力し、相関器２３２はパルス幅が１４周期分で有れば最大の相関値を出力し、相関器２３３はパルス幅が１５周期分で有れば最大の相関値を出力し、相関器２３４はパルス幅が１６周期分で有れば最大の相関値を出力する。
【００５５】
ここで、相関器２３０〜２３４各々は、トレーニング信号の８ビットにおいて、遅延させた状態により、自己相関としての積算値を求めるため、７ビット分（自身をディレイさせたものと比較するために最初の１ビット分は重ならない）の相関（各ビットの重なり合う時間）が積算され、これが相関値として出力される。
このとき、各相関器２３０〜２３４は、７ビット分の重なり部分の積算処理を終了すると、相関値演算の処理を終了したとして、終了信号を選択回路２４へ出力する。
したがって、各相関器より出力される相関値において、最も大きい相関値を出力する相関器の偏差が、受信信号の周波数偏差に最も近い周期幅を有していることになる。
【００５６】
したがって、サンプリングパルス１４周期分を標準値として、（＋／−）１０％（１３周期／１５周期）及び（＋／−）２０％（１２周期／１６周期）において、受信信号の変調周波数の偏差を検出することができる。
そして、選択回路２４は、上記終了信号が相関器２３０〜２３４の各々より入力されると、これらの相関器から入力された相関値から、最も高い数値の相関器を選択し、この相関器に対応するサンプリングパルス数の周期を有する推定タイミング信号ＳＧを、タイミング復調回路２２へ出力する。
このとき、選択回路２４は、各相関器より相関演算処理の終了を示す終了信号を入力することで、トレーニング信号が終了したことを検出し、タイミング復調回路２２に対して、微調整処理の開始を要求する微調整開始信号を出力する。
【００５７】
タイミング復調回路２２は、乗算器３２，ＬＭＳ部３１及びＭＬＳＥ（最尤系列推定）部３０を有しており、入力される推定タイミング信号ＳＧを最適化して、遅延サンプル回路２０から出力される遅延信号と同期をとり、この同期を取ったタイミングをタイミング信号ＴＧとしてマッチドフィルタ１４へ出力する。
ここで、ＭＬＳＥ部３０は、トレーニング信号から生成した推定タイミング信号ＳＧ（受信信号におけるトレーニング信号のレプリカ）と、遅延サンプル回路２０から入力される遅延信号ＤＳ（遅延されたトレーニング信号）との差を求め、差の絶対値である２乗値が最小になるように、ＬＭＳ部３１とＬＭＳアルゴリズムにより乗算器３２（トランスバーサルフィルタ）に与える、推定タイミング信号ＳＧに乗算する周波数値を推定し、この周波数値を調整周波数値γとして乗算器３２に出力する．
【００５８】
そして、乗算器３２は、ＬＭＳ部３１から入力される調整周波数値γを推定タイミング信号ＳＧに乗算して、周波数偏差の微調整を行い、この微調整された推定タイミング信号ＳＧをＭＬＳＥ部３０へ出力する。
このとき、上述したＬＭＳ部３１及びＭＬＳＥ部３０の周波数偏差の微調整の処理を、トレーニング信号の８ビットに渡って行い、トランスポンダ１００における変調周波数に対応、すなわち受信信号のビット周期に対応したタイミング信号ＴＧを出力する。
そして、ＭＬＳＥ部３０は、トレーニング信号による上記微調整の処理が終了すると、ＬＭＳ部３１に対して調整周波数値γを固定させ、微調整処理を終了し、トレーニング信号以降の実際のデータをデジタル波形ＤＤとして判定器１３へ出力する。
【００５９】
これにより、マッチドフィルタ１４は、入力される上記タイミング信号ＴＧと同期をとりつつ、すでに述べたように、タイミング復調回路２２から出力されるデジタル波形ＤＤ（すなわち遅延信号ＤＳ）と、予め内部に設定された符号化パターンとの内積を求め、復号データとしての相関値を出力する。
上述してきたように、本発明の第２の実施形態によるデータ転送システムは、第１の実施形態の効果に加え、オフセット推定回路２１により大まかな変調周波数の偏差を求め、復号タイミングをこの変調周波数に対応するよう調整し、タイミング復調回路２２により、上記調整された復号タイミングを微調整して、タイミング信号ＴＧを得るため、少ないビットのトレーニング信号により、高い精度で、受信信号の復号タイミングを得ることができ、ＢＰＦの周波数帯域を狭帯域化して、受信信号のＳ／Ｎ比を改善させ、かつ、受信信号のタイミングに合わせて復号処理を行うことが可能となる。
【００６０】
なお、図１におけるベースステーション１０１（第１及び第２の実施形態）の機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することによりトランスポンダ１００からの受信信号の復号を行ってもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。また、「コンピュータシステム」は、ホームページ提供環境（あるいは表示環境）を備えたＷＷＷシステムも含むものとする。また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムが送信された場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリ（ＲＡＭ）のように、一定時間プログラムを保持しているものも含むものとする。
【００６１】
また、上記プログラムは、このプログラムを記憶装置等に格納したコンピュータシステムから、伝送媒体を介して、あるいは、伝送媒体中の伝送波により他のコンピュータシステムに伝送されてもよい。ここで、プログラムを伝送する「伝送媒体」は、インターネット等のネットワーク（通信網）や電話回線等の通信回線（通信線）のように情報を伝送する機能を有する媒体のことをいう。また、上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであっても良い。さらに、前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるもの、いわゆる差分ファイル（差分プログラム）であっても良い。
【図面の簡単な説明】
【００６２】
【図１】本発明の一実施形態によるデータ転送装置のベースステーションにおける受信部の構成例を示すブロック図である。
【図２】本発明によるＳ／Ｎ比の改善を示すグラフである（横軸：共振周波数（ＭＨｚ）、縦軸：Ｓ／Ｎ比（ｄＢ））。
【図３】ゲートとＲＦ−ＩＤとのコイル面の関係を説明するための概念図である。
【図４】従来のデータ転送装置のベースステーションにおける受信部の構成例を示すブロック図である。
【図５】受動トランスポンダ（例えば、ＲＦ−ＩＤ）及びベースステーションの構成例を説明するための概念図である。
【図６】従来のトランスポンダにおける製造時の容量のばらつきを調整するトリミングを説明する概念図である。
【図７】従来のデータ転送装置のベースステーションにおける受信部の他の構成例を示すブロック図である。
【図８】本発明の第２の実施形態による同期回路の一構成例を示すブロック図である。
【図９】図８におけるオフセット推定回路２１の一構成例を示すブロック図である。
【図１０】図８におけるタイミング復調回路２２の一構成例を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００６３】
２・・・結合器、３・・・直交検波器、４，５・・・ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）、６，７・・・ＡＤＣ（Ａ／Ｄコンバータ）、８，９・・・乗算器、１０，１１・・・適応制御部、１２・・・加算器、１３・・・判定器、１４・・・マッチドフィルタ、１５・・・復号処理部、２０・・・遅延サンプル信号、２１・・・オフセット推定回路、２２・・・タイミング復調回路、２３０，２３m・・・相関器、２４・・・選択回路、２５０，２５m・・・遅延部、２６・・・乗算器、２７・・・積算部、３０・・・ＭＬＳＥ部、３１・・・ＬＭＳ部、１００・・・トランスポンダ、１０１・・・ベースステーション、１０３，１０４・・・コイル
【図１】
2005318555.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2005318555.tif 000009
【図８】
2005318555.tif 000010
【図９】
2005318555.tif 000011
【図１０】
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