(57)【要約】【課題】  商用高電圧交流電圧を整流した直流電圧の最大値よりも耐圧の低い、安価で順方向電圧降下の低いスイッチング速度の大きいスイッチング半導体素子を使用して構成されている電力変換装置を安定に起動させることができること。【解決手段】  入力が商用高電圧交流電源などの場合にも、低耐圧のＦＥＴを使用して高電圧交流電源電圧の電力変換を行えるようにするために、入力直流電源の出力端子に跨って２個の入力コンデンサを直列接続すると共に、低耐圧のＦＥＴにより構成された２個のインバータを前記入力コンデンサの両端にそれぞれ接続し、かつ各インバータ回路の入力電圧が入力直流電源電圧のほぼ１/２となるように、各インバータの制御信号を変調する。また、特定の構成の起動時安定化回路を備えることによって、前記インバータを安定に起動する。【選択図】  図１
2005033967.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流入力電源の出力端子間に接続されている互いに直列の第１、第２の入力コンデンサと、
これら各入力コンデンサの両端に入力端子がそれぞれ接続されていて第１、第２のインバータと該第１、第２のインバータに１次巻線が接続され、この１次巻線と電磁的に結合されている２次巻線とを有する第１、第２のトランスとからなる第１、第２のインバータ回路と、
前記各２次巻線の交流電圧を直流に変換する第１、第２の整流回路と、
前記第１、第２のインバータを制御する制御信号を生じる制御回路と、
前記第１、第２の入力コンデンサのそれぞれと並列に接続され、互いにほぼ等しい抵抗値を有するバランス抵抗と、
を備え、これら各整流回路の直流出力を合成する電力変換装置であって、
前記制御回路は、
前記整流回路の合成された直流出力電力、出力電圧、出力電流のいずれかの検出値に相当する信号と予め決められた基準値との誤差信号である第１の誤差信号ｅ１を出力する第１の誤差増幅器と、
前記第１、第２の入力コンデンサのそれぞれの電圧の検出電圧を比較して誤差信号を出力する第２の誤差増幅器を備えて、前記第１、第２の入力コンデンサの電圧を平衡化させる制御信号として働く第２の誤差信号ｅ２を出力する電圧平衡化制御回路と、
前記第１の誤差信号ｅ１と前記第２の誤差信号ｅ２とを加算処理すると共に、減算処理する回路とを備えて、前記制御信号を出力し、
前記インバータ回路を起動信号で起動する前には、前記第２の誤差信号ｅ２は予め決められた最小電圧値と最大電圧値との中点の電圧値又はゼロ値に強制的に固定され、前記起動信号によってその固定が解除され、前記第１、第２の入力コンデンサの電圧の前記検出電圧に応じて前記第２の誤差信号ｅ２は前記中点の電圧値から変化し、
前記制御信号によって、電圧が高い側の前記入力コンデンサに接続されている前記インバータの出力を増加させると共に、電圧が低い側の前記入力コンデンサに接続されている前記インバータの出力を減少させることによって、前記インバータ回路を安定に起動し、かつ前記第１、第２の入力コンデンサの電圧を平衡化することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
請求項１において、
前記インバータ回路はパルス幅制御され、前記入力コンデンサの電圧が高い側のインバータ回路に供給されるパルス幅変調信号のパルス幅を広げ、前記入力コンデンサの電圧が低い側のインバータ回路に供給されるパルス幅変調信号のパルス幅を狭くすることを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
請求項１又は請求項２において、
前記インバータ回路は周波数変調による制御が行われ、前記入力コンデンサの電圧が高い側のインバータ回路に供給される周波数変調信号の周波数を高くし、前記入力コンデンサの電圧が低い側のインバータ回路に供給される周波数変調信号の周波数を低くすることを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
請求項１ないし請求項３のいずれか１項において、
前記電圧平衡化制御回路は、前記入力コンデンサの電圧の検出電圧が入力される前記第２の誤差増幅器の入力端子と基準電位点との間に接続されているスイッチを備え、該スイッチは起動前には前記入力端子を短絡し、起動信号によってその短絡を解除することを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】
請求項１ないし請求項４のいずれか１項において、
前記電圧平衡化制御回路は、起動前には前記予め決められた最小電圧値と最大電圧値との中点の電圧値に等しい大きさの電圧信号を出力する演算増幅器を備え、起動前には該演算増幅器の出力が前記第２の誤差増幅器の出力に優先し、起動後には前記第２の誤差増幅器の出力が前記演算増幅器の出力に優先することを特徴とする電力変換装置。
【請求項６】
請求項１ないし請求項５のいずれか１項において、
前記第１の誤差信号ｅ１から前記第２の誤差信号ｅ２を減算して第１の補正誤差信号ｅＡを出力する減算器と、
その誤差補正信号ｅＡと三角波信号とを比較してパルス幅変調信号を発生する第１のＰＷＭコンパレータと、
前記パルス幅変調信号を前記第１のインバータに分配する信号分配器と、
前記第１の誤差信号ｅ１に前記第２の誤差信号ｅ２を加算して補正誤差信号ｅＢを出力する加算器と、
前記誤差補正信号ｅＢと三角波信号とを比較してパルス幅変調信号を発生する第２のＰＷＭコンパレータと、
前記パルス幅変調信号を前記第２のインバータに分配する信号分配器とからなることを特徴とする電力変換装置。
【請求項７】
請求項６において、
前記第１の誤差信号ｅ１の極性を反転して信号−ｅ１を出力する第１の極性反転増幅器と、
前記第２の誤差信号ｅ２の極性を反転して信号−ｅ２を出力する第２の極性反転増幅器と、
第１の誤差信号ｅ１の極性の反転された信号−ｅ１と第２の誤差信号ｅ２の極性の反転された信号−ｅ２とを反転し、加算する第１の反転加算回路と、
前記信号−ｅ１と第２の誤差信号ｅ２とを反転し、加算する第２の反転加算回路と、
による組み合わせの回路で、補正誤差信号ｅＡ及び補正誤差信号ｅＢを形成することを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、産業機器用の電源装置、特にＡＣ４００Ｖ〜４８０Ｖの商用高電圧交流電源系の電力変換を行うのに適した電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
産業用機器のうち放電エネルギを利用する各種の放電負荷、レーザ管など管球、他の高電圧機器などに電力を供給する電源装置は、図示しないが、一般に商用交流電圧を直流に変換する整流回路とその直流出力電圧を高周波交流電圧に変換する単一のインバータ回路を備える。そのインバータ回路には高周波交流電圧を昇圧するトランスが含まれており、そのトランスの２次巻線間の交流高電圧は整流回路によって直流に変換され、所定の直流高電圧を得る（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
ここで、産業用機器に電力を供給する電源装置のＡＣ入力電圧は、ＡＣ２００Ｖ〜２２０Ｖが一般的であるが、大容量の直流電源ではＡＣ入力電圧がＡＣ４００Ｖ〜４８０Ｖであり、ここでは高電圧商用交流電源電圧という。ＡＣ２００Ｖ〜２２０Ｖでは、前記整流回路の整流出力電圧が３００Ｖ程度なので、インバータ回路のスイッチング半導体素子として安価、低オン抵抗、低耐圧、例えば５００Ｖ程度の耐圧のＦＥＴが使用される。しかし、入力電圧がＡＣ４００Ｖ〜４８０Ｖの高電圧商用交流電源電圧の場合には、前記整流回路の整流出力電圧は変動分を考慮して最大でほぼ６２０Ｖ〜７４４Ｖの直流高電圧になるので、インバータ回路のスイッチング半導体素子の耐圧は少なくとも１０００Ｖ程度は必要となり、１０００Ｖ以上の耐圧のＦＥＴ、又はＩＧＢＴなどのスイッチング半導体素子が必要となる。
【特許文献１】特開２００１−１４５３７１号（６−８頁、図１）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
入力電圧がＡＣ４００Ｖ〜４８０Ｖの４００Ｖ系商用高電圧交流電源の場合には、１０００Ｖ以上の耐圧のＦＥＴ又はＩＧＢＴが使用されるが、一般に高耐圧のＦＥＴはオン抵抗が高く、電力損失が大きくなる。また、ＩＧＢＴは高耐圧、大電流のものを容易に入手できるが、スイッチング速度が遅く、高周波化が困難である。このため、電力変換装置が大型化し、リプル電圧を低減し難いなどの問題点がある。
【０００５】
この発明では、前記入力直流電源電圧よりも低い耐圧でスイッチング速度の大きいスイッチング半導体素子の使用を可能にする電力変換装置を提供することを第１に課題とし、その電力変換装置を安定に起動することを第２の課題とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
この課題を解決するために、本発明に係る請求項１の発明では、直流入力電源の出力端子間に接続されている互いに直列の第１、第２の入力コンデンサと、これら各入力コンデンサの両端に入力端子がそれぞれ接続されていて第１、第２のインバータと該第１、第２のインバータに１次巻線が接続され、この１次巻線と電磁的に結合されている２次巻線とを有する第１、第２のトランスとからなる第１、第２のインバータ回路と、前記各２次巻線の交流電圧を直流に変換する第１、第２の整流回路と、前記第１、第２のインバータを制御する制御信号を生じる制御回路と、前記第１、第２の入力コンデンサのそれぞれと並列に接続され、互いにほぼ等しい抵抗値を有するバランス抵抗とを備え、これら各整流回路の直流出力を合成する電力変換装置であって、前記制御回路は、前記整流回路の合成された直流出力電力、出力電圧、出力電流のいずれかの検出値に相当する信号と予め決められた基準値との誤差信号である第１の誤差信号ｅ１を出力する第１の誤差増幅器と、前記第１、第２の入力コンデンサのそれぞれの電圧の検出電圧を比較して誤差信号を出力する第２の誤差増幅器を備えて、前記第１、第２の入力コンデンサの電圧を平衡化させる制御信号として働く第２の誤差信号ｅ２を出力する電圧平衡化制御回路と、前記第１の誤差信号ｅ１と前記第２の誤差信号ｅ２とを加算処理すると共に、減算処理する回路とを備えて、前記制御信号を出力し、前記インバータ回路を起動信号で起動する前には、前記第２の誤差信号ｅ２は予め決められた最小電圧値と最大電圧値との中点の電圧値又はゼロ値に強制的に固定され、前記起動信号によってその固定が解除され、前記第１、第２の入力コンデンサの電圧の前記検出電圧に応じて前記第２の誤差信号ｅ２は前記中点の電圧値から変化し、前記制御信号によって、電圧が高い側の前記入力コンデンサに接続されている前記インバータの出力を増加させると共に、電圧が低い側の前記入力コンデンサに接続されている前記インバータの出力を減少させることによって、前記インバータ回路を安定に起動し、かつ前記第１、第２の入力コンデンサの電圧を平衡化することを特徴とする電力変換装置を提案するものである。
【０００７】
請求項１の発明によれば、入力電圧がＡＣ４００Ｖ〜４８０Ｖの４００Ｖ系商用高電圧交流電源などの場合にも、低耐圧で高速でスイッチング動作可能なスイッチング半導体素子、特にＦＥＴを使用して高電圧交流電源電圧の電力変換を行えると共に、安定に起動できる電力変換装置を提供することができる。
【０００８】
請求項２の発明では、請求項１において、前記インバータ回路はパルス幅制御され、前記入力コンデンサの電圧が高い側のインバータ回路に供給されるパルス幅変調信号のパルス幅を広げ、前記入力コンデンサの電圧が低い側のインバータ回路に供給されるパルス幅変調信号のパルス幅を狭くすることを特徴とする電力変換装置を提案するものである。
【０００９】
請求項２によれば、請求項１の効果のほかに、広く用いられているパルス幅制御によって電力変換装置の入力端子間に直列接続されている一対の入力コンデンサの電圧を平衡化させることができる。
【００１０】
また、請求項３の発明では、請求項１又は請求項２において、前記インバータ回路は周波数変調による制御が行われ、前記入力コンデンサの電圧が高い側のインバータ回路に供給される周波数変調信号の周波数を高くし、前記入力コンデンサの電圧が低い側のインバータ回路に供給される周波数変調信号の周波数を低くすることを特徴とする電力変換装置を提案するものである。
【００１１】
請求項３によれば、請求項１の効果のほかに、広く用いられている周波数制御によって電力変換装置の入力端子間に直列接続されている一対の入力コンデンサの電圧を平衡化させることができる。
【００１２】
また、請求項４の発明では、請求項１ないし請求項３のいずれか１項において、前記電圧平衡化制御回路は、前記入力コンデンサの電圧の検出電圧が入力される前記第２の誤差増幅器の入力端子と基準電位点との間に接続されているスイッチを備え、該スイッチは起動前には前記入力端子を短絡し、起動信号によってその短絡を解除することを特徴とする電力変換装置を提案するものである。
【００１３】
請求項４によれば、請求項１ないし請求項３で得られる効果のほかに、確実かつ安全に起動させることができる。
【００１４】
請求項５の発明では、請求項１ないし請求項４のいずれか１項において、前記電圧平衡化制御回路は、起動前には前記予め決められた最小電圧値と最大電圧値との中点の電圧値に等しい大きさの電圧信号を出力する演算増幅器を備え、起動前には該演算増幅器の出力が前記第２の誤差増幅器の出力に優先し、起動後には前記第２の誤差増幅器の出力が前記演算増幅器の出力に優先することを特徴とする電力変換装置を提案するものである。
【００１５】
請求項５によれば、請求項１ないし請求項３で得られる効果のほかに、確実かつ安全に起動させることができる。
【００１６】
また、請求項６の発明では、請求項１ないし請求項５のいずれか１項において、前記第１の誤差信号ｅ１から前記第２の誤差信号ｅ２を減算して第１の補正誤差信号ｅＡを出力する減算器と、その誤差補正信号ｅＡと三角波信号とを比較してパルス幅変調信号を発生する第１のＰＷＭコンパレータと、前記パルス幅変調信号を前記第１のインバータに分配する信号分配器と、前記第１の誤差信号ｅ１に前記第２の誤差信号ｅ２を加算して補正誤差信号ｅＢを出力する加算器と、前記誤差補正信号ｅＢと三角波信号とを比較してパルス幅変調信号を発生する第２のＰＷＭコンパレータと、前記パルス幅変調信号を前記第２のインバータに分配する信号分配器とからなることを特徴とする電力変換装置を提案するものである。
【００１７】
請求項６によれば、市販の制御ＩＣなどを使用して簡便な手段で、電力変換装置の入力端子間に直列接続されている一対の入力コンデンサの電圧を平衡化させることができる。
【００１８】
また、請求項７の発明では、請求項６において、前記第１の誤差信号ｅ１の極性を反転して信号−ｅ１を出力する第１の極性反転増幅器と、前記第２の誤差信号ｅ２の極性を反転して信号−ｅ２を出力する第２の極性反転増幅器と、第１の誤差信号ｅ１の極性の反転された信号−ｅ１と第２の誤差信号ｅ２の極性の反転された信号−ｅ２とを反転し、加算する第１の反転加算回路と、前記信号−ｅ１と第２の誤差信号ｅ２とを反転し、加算する第２の反転加算回路とによる組み合わせの回路で、補正誤差信号ｅＡ及び補正誤差信号ｅＢを形成することを特徴とする電力変換装置を提案するものである。
【００１９】
請求項７によれば、市販の制御ＩＣなどを使用して簡便な手段で、電力変換装置の入力端子間に直列接続されている一対の入力コンデンサの電圧を平衡化させることができる。
【発明の効果】
【００２０】
本発明によれば、４００Ｖ系などの商用高電圧交流電圧を整流した直流電圧の最大値よりも耐圧の低い、スイッチング速度の大きなスイッチング半導体素子を使用して電力変換装置を構成することができ、またその電力変換装置を安定に起動させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
先ず、本発明を実施するための最良の形態を示す第１の実施例について説明する。
【実施例１】
【００２２】
図１は、本発明に係る第１の実施例である電力変換装置１００を示す。３相整流器１は３相ＡＣ４００Ｖの商用高電圧交流電源電圧を整流し、その整流電圧は入力電源電圧変動を考慮すると最大６２０Ｖとなる。整流電圧を平滑する電解コンデンサ２Ａ、２Ｂとしては、通常の電解コンデンサが４５０Ｖ程度であるため、４００Ｖの電解コンデンサを２個直列接続している。以下、コンデンサ２Ａに接続される回路をＡ系回路、入力コンデンサ２Ｂに接続される回路をＢ系回路と称する。Ａ系回路、Ｂ系回路は同一構成なので、Ｂ系回路の部品には、Ａ系回路の相当する部品と同一の符号にＢを付ける。以下、Ａ系回路について説明する。
【００２３】
入力コンデンサ２Ａに接続された電圧型のパルス幅制御（ＰＷＭ）ブリッジインバータ３Ａは、直流電源電圧を高周波交流に変換する。インバータ３Ａは、安価な５００Ｖ程度の耐圧をもつ４個のＦＥＴ４Ａ〜７Ａからなる。ＩＧＢＴの場合には、逆並列ダイオードが必要である。電流制限インダクタンス８Ａはインバータ３Ａの交流出力とトランス９Ａの１次巻線との間に接続されている。トランス９Ａはインバータ３Ａの出力高周波電圧を適当な電圧に変換するとともに、商用電源系と負荷装置系を絶縁分離する。これらでＡ系回路のインバータ回路は構成される。トランス９Ａの２次巻線１１Ａにはブリッジ整流回路１０Ａが接続されている。Ａ系、Ｂ系回路の出力であるブリッジ整流回路１０Ａ、1０Ｂの出力は同一のフィルタコンデンサ１２に接続され、直流電力が負荷装置１３に供給される。
【００２４】
直流出力電圧は電圧検出回路１４によって検出され、出力電流は電流検出回路１５によって検出される。これら電圧検出信号と電流検出信号とは制御回路３０における乗算器１６で乗算され、電力信号として検出される。この検出電力に相当する電圧は、第１誤差増幅器１７により設定基準電力に相当する基準電圧値Ｖｒと比較され、第１の誤差増幅器１７は第１の誤差信号ｅ１を発生する。従来の制御であれば、この誤差信号は、直接コンパレータで三角波と比較されてＰＷＭ信号を発生し、そのＰＷＭ信号でＦＥＴのオン信号とするが、本発明では、次の構成となる。
【００２５】
入力コンデンサ２Ａ、２Ｂの両端電圧Ｖ１と中点電圧Ｖ２が、１：２の割合で検出抵抗２０、２１で検出される。例えば、両端電圧Ｖ１は、６００Ｖのとき５Ｖで検出され、中点電圧Ｖ２は３００Ｖのとき５Ｖとなる比率で検出される。そして、それら二つの検出電圧は第２の誤差増幅器を含む電圧平衡化制御回路２２で比較され、第２の誤差信号ｅ２が発生される。電圧平衡化制御回路２２は図２に示すような回路構成であり、後述する。この比較の結果、第２の誤差信号ｅ２は、Ａ系の回路の入力コンデンサ２Ａの電圧がＢ系回路の入力コンデンサ２Ｂに比べて相対的に高いときには＋５Ｖになり、低いときに−５Ｖの電圧となるよう変化し、平衡しているときは、その中間の値、つまりほぼゼロとなる。
【００２６】
第１の誤差信号ｅ１と第２の誤差信号ｅ２とは減算器２３と加算器２４とに加えられ、減算器２３では第1の誤差信号ｅ1から第２の誤差信号ｅ２が減算され、Ａ系回路の補正誤差信号ｅＡとなる。また、加算器２４では第１の誤差信号ｅ１と第２の誤差信号ｅ２とが加算されて、Ｂ系回路の補正誤差信号ｅＢとなる。Ａ系回路の補正誤差信号ｅＡは、ＰＷＭコンパレータ２５Ａでその反転端子に与えられる三角波と比較されてＰＷＭ信号を発生する。
【００２７】
ここで、第１の誤差信号ｅ１は、通常の電源装置においてＡＶＲ信号と称されている信号で、出力電圧を設定値に制御するための出力電圧安定化制御信号である。また、第２の誤差信号ｅ２は、入力コンデンサ２Ａと２Ｂの充電電圧が互いに等しい電圧値になるようにインバータ３Ａ、３Ｂを制御する入力コンデンサ電圧の制御信号であり、起動時にはその制御信号は最大値と最小値との中間の値又はゼロ値に強制的に固定され、入力コンデンサ２Ａと２Ｂの電圧が等しいと擬制された状態で起動する。したがって、第１の誤差信号ｅ１は出力電圧安定化制御信号に、また、第２の誤差信号ｅ２は入力コンデンサ電圧の制御信号にそれぞれ読み替えることができる。
【００２８】
Ｂ系回路の補正誤差信号ｅＢは、ＰＷＭコンパレータ２５Ｂでその反転端子に与えられる三角波と比較されてＰＷＭ信号を発生する。この三角波は同一の三角波発生器から発生され、その周波数はインバータ回路の変換周波数の２倍である。なぜならば、後述するように、信号分配器２６Ａ、２６Ｂにより、インバータ３Ａ、３Ｂへ２相に分配されるために三角波の周波数の１／２になるからである。ＰＷＭコンパレータ２５ＡのＰＷＭ信号は、信号分配器２６Ａによってインバータ３Ａの２対のＦＥＴ４Ａと７Ａ、５Ａと６Ａに交互に分配される。同様に、ＰＷＭコンパレータ２５ＢのＰＷＭ信号は、信号分配器２６Ｂによってインバータ３Ｂの２対のＦＥＴ４Ｂと７Ｂ、５Ｂと６Ｂに交互に分配される。
【００２９】
最初に、この電力変換装置の基本的な動作について説明する。インバータ３Ａ、３Ｂなど個々の回路そのものは慣用技術であり、動作については良く知られているので、省略する。
【００３０】
二つの系、Ａ系とＢ系の回路は、スイッチング半導体素子であるＦＥＴやトランスなどの電子部品の特性にバラツキがあるので、双方のインバータ３Ａ、３Ｂに同一のＰＷＭ信号を与えても、変換電力に差異が生じ、入力コンデンサ２Ａ、２Ｂから取り出される電力が異なってしまう。この結果として、入力コンデンサ２Ａ、２Ｂの電圧は必ず不平衡となり、不平衡が大きくなり過ぎると、入力コンデンサ２Ａ、２Ｂの電圧がＦＥＴ４Ａ−７Ａの耐圧を越え、ＦＥＴを破壊するという問題が発生する。
【００３１】
したがって、この電力変換回路１００では、第２の誤差信号ｅ２で補正された第１の誤差信号ｅ１を利用してパルス幅制御を行うことによって、入力コンデンサの電圧が相対的に高い系のＰＷＭ信号を広げ、電流を多く取り出すことによって入力コンデンサの電圧を下げる。同時に、入力コンデンサの電圧が相対的に低い系の電力変化印回路のＰＷＭ信号を狭め、電流を少なく取り出すことによって、入力コンデンサの電圧を上昇させる。
【００３２】
第２の誤差信号ｅ２は、Ａ系回路の入力コンデンサ２Ａの電圧が、Ｂ系回路の入力コンデンサ２Ｂの電圧よりも高いときに、正極性の電圧を発生するので、この信号を第1の誤差信号ｅ１に加算して、（ｅ１＋ｅ２）の補正誤差信号ｅＡをＰＷＭコンパレータ２５ＡなどからなるＡ系回路のＰＷＭ回路に送る。ＰＷＭコンパレータ２５Ａは補正誤差信号ｅＡが三角波より高いときＨレベルのパルスを発生するので、（ｅ１＋ｅ２）の補正誤差信号ｅＡはＰＷＭ信号のパルス幅を広げる。同時に、第２の誤差信号ｅ２を第1の誤差信号ｅから減算して、（ｅ１−ｅ２）である補正誤差信号ｅＢをＢ系回路のＰＷＭ回路に送り、ＰＷＭ信号のパルス幅を狭める。
【００３３】
この結果、ＰＷＭ信号のパルス幅を広げたＡ系の電力変換回路では入力コンデンサ２Ａから取り出される電力の量は多くなるので、入力コンデンサ２Ａの電圧が低下し、ＰＷＭ信号のパルス幅を狭めたＢ系の入力コンデンサ２Ｂから取り出される電力は少ないので、入力コンデンサ２Ｂの電圧は上昇する。逆に、Ａ系の電力変換回路における入力コンデンサ２Ａの電圧が、Ｂ系の電力変換回路における入力コンデンサ２Ｂの電圧よりも低いときには、第２の誤差増幅器２２は負極性の第２の誤差信号ｅ２を発生し、逆の補正動作を行う。
【００３４】
このようなパルス幅の補正動作を繰り返すことにより、Ａ系、Ｂ系の電力変換回路における入力コンデンサ２Ａ、２Ｂの電圧が平衡し、一方のインバータのＦＥＴのみに過電圧がかかることが無く、インバータのＦＥＴの耐圧を超えることがないので、直流入力電圧よりも低い耐圧のスイッチング半導体素子を用いても過電圧によって破壊されることがない。
【００３５】
次に、図２によって、起動時には中間値にある第２の誤差信号ｅ２を発生する電圧平衡化制御回路２２の具体例ついて説明する。この電圧平衡化制御回路２２は、起動時に第２の誤差信号ｅ２が正極性又は負極性いずれかのレベル、あるいは最大値又は最小値のいずれかに固定されるのを避け、必ずそれらの中間（１／２）の電圧値（例えば、ほぼゼロレベル）から起動させるところに特徴があり、これによってどちらかのインバータのスイッチング半導体素子に過渡的に過電圧が印加されないようにするものである。
【００３６】
図２において、電解コンデンサである入力コンデンサ２Ａ、２Ｂのそれぞれと並列に、バランス抵抗３１、３２が接続される。これらバランス抵抗３１、３２はインバータ３Ａ、３Ｂの起動前に、入力コンデンサ２Ａ、２Ｂの電圧を静的にバランスさせる。
【００３７】
入力コンデンサ２Ａ、２Ｂの電圧は、ブリッジに接続された検出抵抗３３、３４、３５、３６で検出される。その検出電圧は、抵抗３７、３８を通してスイッチングレギュレータＩＣ３９、例としてＭＢ３７５９（富士通株式会社）内の誤差増幅器４０の反転入力、非反転入力に入力される。スイッチングレギュレータＩＣ３９（ＭＢ３７５９）は内部に三角波発生回路、コンパレータなどからなるパルス幅変調（ＰＷＭ）回路４１を内蔵しており、前記検出電圧をＰＷＭ信号に変換し、２個の並列接続された出力トランジスタ４２、４３のオープンコレクタ端子からの電流信号でホトカプラ４４の発光ダイオード４５をＰＷＭ駆動する。
【００３８】
ここで、スイッチングレギュレータＩＣ３９のパルス幅変調（ＰＷＭ）回路４１の基本的な動作について、図３により説明を行う。図３（１）は、三角波ＶｔとＰＷＭ回路４１の入力である制御電圧Ｖｘとの関係を示し、図３（２）はＰＷＭ変調されたホトカプラ４４の受信側増幅器４６の出力電圧Ｖｐ、図３（３）は抵抗４８とコンデンサ４９とで平滑され、バッファ増幅器５２から出力される第２の誤差信号電圧ｅ２をそれぞれ示す。区間Ａ、Ｂ、Ｃはそれぞれ、制御電圧Ｖｘが１．５Ｖ、約３Ｖ、約０Ｖの場合を示す。制御電圧Ｖｘが１．５Ｖであれば、第2の誤差信号ｅ２はゼロとなる。三角波は最小値の０Vから最大値の３Vの範囲で発振する。
【００３９】
２個の出力トランジスタ４２、４３が並列接続されているので、オンデューティは０％からほぼ１００％の範囲になる。ホトカプラ４４はホトダイオード４５と、ホトダイオード４５からの光信号を増幅して電気信号に変換する受信側増幅器４６とからなる。抵抗４７はホトダイオード３９の駆動電流を制限するためのものである。ここで、ホトカプラ４４の回路が上述した商用電力系回路と直流出力系回路との間の信号伝達路の絶縁分離回路である。
【００４０】
制御電圧＋Ｖｃｃ１と基準電位ＣＯＭ１とはスイッチングレギュレータＩＣ３９、ホトカプラ４４の電源電圧である。また、第2の制御電源電圧＋Ｖｃｃ２、−Ｖｃｃ２は制御電圧＋Ｖｃｃ１とは絶縁されており、ＣＯＭ２は制御電源電圧＋Ｖｃｃ２、−Ｖｃｃ２の基準電位である。
【００４１】
受信側増幅器４６は、第2の制御電源電圧＋Ｖｃｃ２、−Ｖｃｃ２が±１５Ｖとすれば、±１５Ｖに振れるＰＷＭ信号を出力する。そのＰＷＭ信号は、抵抗４８とコンデンサ４９とからなるフィルタ回路により直流に変換される。２個のアノード同士が接続されたゼナーダイオード５０、５１は信号レベルを±５Ｖに制限する。この信号レベルは、前記ＰＷＭ信号のオンデューティが０％のときは−５Ｖ、オンデューティが１００％のときは＋５Ｖとなる。重要なことは、オンデューティが５０％のときは±５Ｖの中間レベルであるゼロＶとなることである。
【００４２】
この実施例では、スイッチングレギュレータＩＣ３９（ＭＢ３７５９）に内蔵されている別の演算増幅器５３を利用する。演算増幅器５３の反転入力は演算増幅器５３の出力に接続され、電圧バッファとして働く。演算増幅器５３の非反転入力は、スイッチングレギュレータＩＣ３９が内蔵する基準電圧５Vを分圧する分圧抵抗５４、５５、５６の分圧抵抗５５と５６との接続点における電圧（例えば、三角波の最大値と最小値の１／２の電圧値である１．５V）に接続される。誤差増幅器４０と演算増幅器５３の二つの出力信号は、付き合わされて制御電圧Ｖｘを生じる。ここで、誤差増幅器４０と演算増幅器５３の出力信号は、インバータのパルス幅を絞ろうと働く高レベル側の出力信号が他の低レベルの出力信号に対して優先する。制御電圧Ｖｘは、ＰＷＭ回路４１でその内部の三角波と比較され、ＰＷＭ回路４１はPWM変調信号を出力する。
【００４３】
また、抵抗５５と５６とに跨って、起動用のホトカプラ５７の受光トランジスタ５８のコレクタ・エミッタが接続される。ホトカプラ５７の発光ダイオード５９は、第2の制御電源＋Ｖｃｃ２から抵抗６０を通して、起動用トランジスタ６１で駆動される。更にまた、定電圧制御用の誤差増幅器４０の非反転端子とゼロレベルの基準電位点との間には、ＦＥＴ６２が接続される。ホトトランジスタ５８のコレクタは、ＦＥＴ６２のゲートに接続されると共に、分圧抵抗５４と５５との接続点に接続される。
【００４４】
次に、図２に示す電圧平衡化制御回路２２の動作について説明する。インバータ３Ａ、３Ｂの起動前に、入力コンデンサ２Ａ、２Ｂの電圧はバランス抵抗３１、３２の作用で静的にバランスしている。しかし、前述したように電子部品の特性のバラツキなどによって完全に同一の電圧とはならないので、図２に示す回路構成になっていなければ、スイッチングレギュレータＩＣ３９の誤差増幅器４０の出力電圧は、最小値のゼロレベル又は最大電圧の３Vのいずれかになる。
【００４５】
この実施例では、起動前、起動用トランジスタ６１がオフであり、ホトカプラ５７の発光ダイオード５９もオフであるので、受光トランジスタ５８もオフで、そのコレクタ電圧は約４Ｖとなる。したがって、ＦＥＴ６２のゲート電圧はＨレベルとなるから、ＦＥＴ６２はオンであり、誤差増幅器４０の非反転入力をゼロレベルに短絡する。したがって、入力コンデンサ２Ａ、２Ｂの両端の電圧の検出電圧はゼロレベルにされる。他方、反転入力には、入力コンデンサ２Ａ、２Ｂの中点電圧の検出電圧が入力され、双方の検出電圧が互いに比較されるが、入力コンデンサ２Ａ、２Ｂの両端の電圧の検出電圧はゼロレベルであるために、誤差増幅器４０の出力はゼロとなる。
【００４６】
一方、ホトトランジスタ５８がオフであるので、演算増幅器５３の非反転端子は前述したように１．５Ｖになり、演算増幅器５３の出力電圧も１．５Ｖとなる。誤差増幅器４０、演算増幅器５３の出力電圧の高い方が優先するので、ＰＷＭ回路４１の入力である制御電圧Ｖｘは、演算増幅器５３の出力電圧である１．５Ｖとなる。この１．５Ｖという電圧値は、前述したように三角波Ｖｔの最大値と最小値との中間の電圧値のため、ＰＷＭ回路４１から出力されるパルス幅変調信号のパルス幅のデューティは５０％となり、このデューティは５０％の信号はホトカプラ４４、抵抗４８を介して演算増幅器５２の非反転入力に印加されるから、先に説明したように演算増幅器５２の誤差信号ｅ２はゼロとなる。
【００４７】
次に、起動信号により起動用トランジスタ６１がオンし、ホトカプラ５７の発光ダイオード５９が発光すると、ホトトランジスタ５８はオンし、演算増幅器５３の非反転入力はゼロとなり、演算増幅器５３の出力もゼロとなる。前述のように、誤差増幅器４０、演算増幅器５３の出力は高レベルの方が優先されるため、誤差増幅器４０の出力が優先される。
【００４８】
他方、ホトトランジスタ５８のオンによって、ＦＥＴ６２はオフするので、誤差増幅器４０は入力コンデンサ２Ａ、２Ｂの両端の電圧の検出電圧と、入力コンデンサ２Ａ、２Ｂの中点電圧の検出電圧との差に応じた誤差信号を生じ、この誤差信号が制御電圧Ｖｘになるが、起動時には、制御電圧Ｖｘは中間値の１．５Ｖから必ずスタートするので、ＰＷＭ回路４１から出力されるパルス幅変調信号のパルス幅のデューティは５０％となり、したがって、第2の誤差信号ｅ２、つまり入力コンデンサ電圧の制御信号はゼロレベルから起動し、制御回路３０は起動直後の電圧アンバランスに応じて正常動作に移行する。
【００４９】
なお、制御回路３０が図２に示すような電圧平衡化制御回路２２を有していなければ、第2の誤差信号ｅ２は中間レベルでない最大値又は最小値の誤差信号となるので、インバータ３Ａ、３Ｂの一方のＰＷＭ信号のパルス幅が他方に比べて大きくなり、過渡的にオーバーシュートし、入力コンデンサ２Ａ、２Ｂの電圧を大きくアンバランスさせ、インバータのＦＥＴを破損するという問題が生じる。
【実施例２】
【００５０】
図４により、インバータを周波数制御する第２の実施例の電力変換装置２００について簡単に説明する。周波数制御の場合には、図１に示したＰＷＭコンパレータ２５Ａ、２５Ｂそれぞれに代えて電圧制御発振器２７Ａ、２７Ｂを用いる。電圧制御発振器（ＶＣＯ）は入力電圧信号の大きさに対応して変化する周波数の出力電圧信号を発生するものであり、したがって、電圧制御発振器２７Ａ、２７Ｂは補正誤差信号ｅＡ及び補正誤差信号ｅＢの大きさに応じた周波数の制御信号を発生する。
【００５１】
入力コンデンサの電圧が相対的に高い系の電力変換回路の制御信号の周波数を高くして、電流を多く取り出すことにより入力コンデンサの電圧を下げ、同時に、入力コンデンサの電圧が相対的に低い系の電力変換回路の制御信号の周波数を低くして、電流を少なく取り出すことにより入力コンデンサの電圧を上昇させ、双方の入力コンデンサ２Ａ、２Ｂの電圧の平衡化を行うのは前述実施例と同様である。このような制御信号の周波数の補正動作を繰り返すことにより、Ａ系、Ｂ系の電力変換回路における入力コンデンサ２Ａ、２Ｂの電圧が平衡し、一方のインバータのＦＥＴのみに過電圧がかかることが無く、インバータのＦＥＴの耐圧を超えることがないので、直流入力電圧よりも低い耐圧のスイッチング半導体素子を用いても過電圧によって破壊されることがない。
【００５２】
第２の実施例の電力変換装置２００においても、図２に示した構成の電圧平衡化制御回路２２を用いて、起動の際にどちらかのインバータ３Ａ又は３Ｂのスイッチング半導体素子に過電圧が印加されないようにするが、動作については電力変換装置１００の場合と全く同じであるので、説明を省略する。
【実施例３】
【００５３】
図５は、図１に示した電力変換装置１００における加算部、減算部を演算増幅器（オペアンプ  μＰＣ４５１／ＮＥＣ）で形成した具体例を示す。誤差増幅器１７は、図１における第１の誤差増幅器に相当するものであり、誤差信号ｅ１を出力する。その誤差信号ｅ１が高レベルになるときこの電力変換装置の直流出力レベルを高くするよう働く。誤差増幅器２２は、図１における起動時安定回路２２に相当するものであり、誤差信号ｅ２を出力する。その誤差信号ｅ２は、入力コンデンサ２Ａの電圧が入力コンデンサ２Ｂよりも高レベルになるとき高くなる。
【００５４】
極性反転増幅器７１、７２は、同一の抵抗値を持つ抵抗７３と７４、７５と７６と組み合わされてなる周知のものであり、それぞれ誤差信号ｅ１、ｅ２を反転してなる誤差信号−ｅ１、誤差信号−ｅ２を出力する。
【００５５】
反転加算回路７７、７８は、同一の抵抗値を持つ抵抗７９と８０、８１と８２と組み合わされてなる周知のものである。反転加算回路７７は誤差信号−ｅ１と誤差信号−ｅ２とが入力され、それら誤差信号を反転し、加算して補正誤差信号ｅＡ（ｅ１＋ｅ２）を出力する。また、反転加算回路７８は誤差信号−ｅ１と誤差信号ｅ２とが入力され、それら誤差信号を反転し、加算して補正誤差信号ｅＢ（ｅ１−ｅ２）を出力する。これら補正誤差信号ｅＡ、ｅＢは、図１におけるＰＷＭコンパレータ２５Ａ、２５Ｂに相当するＰＷＭコンパレータに入力され、それらＰＷＭコンパレータは図１と同様にＰＷＭ信号を信号分配器に与える。
【実施例４】
【００５６】
図２においては、４個の電圧検出用抵抗３３〜３６をブリッジに接続することによって、入力コンデンサ２Ａと２Ｂの両端の電圧Ｖ１、入力コンデンサ２Ａと２Ｂの中点の電圧Ｖ２を検出したが、入力コンデンサ２Ａと２Ｂとブリッジを構成するように２個の抵抗（不図示）を接続し、電圧検出信号を誤差増幅器（例えば、図１の誤差増幅器に相当する）に入力して、電圧Ｖ１、電圧Ｖ２を検出することもできる。また、そのようなブリッジ構成における入力コンデンサ２Ａと２Ｂの接続点と、前記２個の抵抗（不図示）の接続点との間に、電流検出器としてホール素子を用いたホールＣＴ（不図示）を接続し、ホールＣＴで検出された電圧検出信号を誤差増幅器に入力して、電圧Ｖ１、電圧Ｖ２を検出することもできる。
【００５７】
なお、以上の実施例では負荷電圧と負荷電流を検出し、これらを乗算して出力電力を求め、その出力電圧に相当する電圧信号と基準電圧とから第１の誤差信号ｅ１を得たが、単に負荷電圧と負荷電流とのいずれか一方の検出値に相当する電圧信号と基準電圧とから第１の誤差信号ｅ１を得て、定電圧制御、あるいは定電流制御を行っても良く、また二つのインバータの直流出力を並列としたが、直列にして合成しても勿論よい。
【産業上の利用可能性】
【００５８】
本発明の活用例として、エキシマレーザ装置、レントゲン装置など比較的高い電圧で、比較的大きな負荷電流が要求される放電負荷に直流電力を供給する電量変換装置として適している。
【図面の簡単な説明】
【００５９】
【図１】本発明に係る第１の実施例の電力変換装置１００を示す図である。
【図２】本発明に係る第１の実施例の電力変換装置１００の一部分である起動時安定化回路２２０を示す図である。
【図３】電力変換装置１００を説明するための動作波形を示す図である。
【図４】本発明に係る第２の実施例の電力変換装置２００を示す図である。
【図５】電力変換装置１００又は２００に用いる補正誤差信号を発生する回路例を示す。
【符号の説明】
【００６０】
１・・・入力側整流器
２Ａ、２Ｂ・・・入力コンデンサ
３Ａ、３Ｂ・・・それぞれＡ系、Ｂ系のインバータ
４Ａ〜７Ａ・・・スイッチング半導体素子（ＦＥＴ）
４Ｂ〜７Ｂ・・・スイッチング半導体素子（ＦＥＴ）
８Ａ、８Ｂ・・・電流制限インダクタンス
９Ａ、９Ｂ・・・トランス
１０Ａ、１０Ｂ・・・出力側整流回路
１３・・・負荷
１４・・・出力電圧検出用抵抗
１５・・・出力電流検出回器
１６・・・乗算器
１７・・・誤差増幅器
２２・・・電圧平衡化制御回路
２３・・・減算器
２４・・・加算器
２５Ａ、２５Ｂ・・・コンパレータ
２６Ａ、２６Ｂ・・・信号分配器
２７Ａ、２７Ｂ・・・電圧制御発振器（ＶＣＯ）
３０・・・制御回路
３１、３２・・・バランス抵抗
３３〜３６・・・電圧検出抵抗
３９・・・スイッチングレギュレータＩＣ
４０・・・誤差増幅器
４１・・・ＰＷＭ（パルス幅変調）回路
４４、５７・・・ホトカプラ
５２、５３・・・演算増幅器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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