(57)【要約】【課題】複数の高速シングルビットテストチャネルを利用して、ＳＳＣ作動システムにおけるクロック信号のＲＦスペクトラムおよびＦＭ特性を測定する方法を提供する。【解決手段】捕捉ディジタルデータ上で動作して、周波数変換動作（ヘテロダインと等価）、第１フィルタリング動作、離散微分演算、並びに２つの成分の合計および平方根演算を含む生の位相抽出を行い、最後に、第２のフィルタリング動作を行って、ＦＭ変調プロファイルを生成する方法により、上記課題を解決する。【選択図】図１
2005100368.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ワーク信号のＦＭプロファイルを測定する方法であって、
（ａ）前記ワーク信号のサイクルごとに少なくとも１回の規則的な割合で、ワーク信号と閾値とを比較して、１つの論理値から別の論理値への遷移がワーク信号の周期の半分に相当する第１シーケンスの論理値を生成し、前記閾値がワーク信号の実行の本質的に中間点に設定されるステップと、
（ｂ）前記第１シーケンスの論理値を記憶するステップと、
（ｃ）ステップ（ｂ）で記憶された前記第１シーケンスの論理値により表現される信号を、前記論理値を対応する数字１および０として解釈して、下部サイドバンドがＤＣに接近するが、ＤＣを通過しない上部および下部サイドバンドを含むスペクトラムを表現する第２のシーケンスの数値を生成することにより、計算上ヘテロダイニングするステップと、
（ｄ）前記第２シーケンスの数値をディジタルでフィルタリングし、上部サイドバンドを除去して、下部サイドバンドの連続的に時間ごとに変化する元の正弦値を含む第３シーケンスの数値を生成するステップと、
（ｅ）前記第３シーケンスの連続して時間ごとに変化する元の正弦値を差別化して、派生余弦値の第４シーケンスで、連続する要素が、前記第３シーケンスにある各々の元の正弦値と、前記第３シーケンスにある後継の元の正弦値との差である派生余弦値の前記第４シーケンスを形成するステップと、
（ｆ）前記第３シーケンスの元の正弦値に対応する元の余弦値がすべて０の第５シーケンスが存在することと、派生余弦値の前記第４シーケンスに対応する派生正弦値がすべて０の第６シーケンスが存在することとを推測するステップと、
（ｇ）前記第３、前記第４、前記第５および前記第６シーケンスからの位相情報を計算上抽出して、位相の変化を時間の関数として表現する第７シーケンスの数値を生成するステップと、
（ｈ）前記第７シーケンスをディジタルでフィルタリングし、周波数の変化を時間の関数として表現する第８シーケンスの数値を生成するステップと、
（ｉ）前記第８シーケンスの数値を検査して、最小および最大周波数を確定するステップとを有する方法。
【請求項２】
前記ワーク信号が拡散スペクトラムクロック信号であることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
請求項１記載のステップ（ａ）の規則的な割合が、前記ワーク信号に関するナイキストサンプリング率より少ないことを特徴とする、請求項１に記載の方法。
【請求項４】
ワーク信号のＦＭプロファイルを測定する方法であって、
（ａ）前記ワーク信号のサイクルごとに少なくとも２回の規則的な割合で、ワーク信号と閾値とを比較して、１つの論理値から別の論理値への遷移がワーク信号の周期の半分に相当する第１シーケンスの論理値を生成し、前記閾値がワーク信号の実行の本質的に中間点に設定されるステップと、
（ｂ）前記第１シーケンスの論理値を記憶するステップと、
（ｃ）ステップ（ｂ）で記憶された前記第１シーケンスの論理値により表現される信号を、こうした論理値を対応する１および０として解釈して、下部サイドバンドがＤＣに接近するが、ＤＣを通過しない上部および下部サイドバンドを含むスペクトラムを表現する第２シーケンスの数値を生成することにより、計算上ヘテロダイニングするステップと、
（ｄ）前記第２シーケンスの論理値をディジタルでフィルタリングし、上部サイドバンドを除去して、それぞれ下部サイドバンドに関する連続的に時間ごとに変化する元の正弦値を含む第３シーケンスの論理値と、連続的に時間ごとに変化する元の余弦値を含む第５シーケンスの数値とを生成するステップと、
（ｅ）前記第３シーケンスの連続して時間ごとに変化する元の正弦値を差別化して、派生余弦値の第４シーケンスで、連続する要素が、前記第３シーケンスにある各々の元の正弦値と、前記第３シーケンスにある後継の元の正弦値との差である第４シーケンスを形成するステップと、
（ｆ）第５シーケンスの連続して時間ごとに変化する元の正弦値を差別化して、派生正弦値の第６シーケンスで、連続する要素が、前記第５シーケンスにある各々の元の余弦値と、前記第５シーケンスにある後継の元の余弦値との差である前記第６シーケンスを形成するステップと、
（ｇ）前記第３、前記第４、前記第５および前記第６シーケンスからの位相情報を計算上抽出して、位相の変化を時間の関数として表現する第７シーケンスの数値を生成するステップと、
（ｈ）前記第７シーケンスをディジタルでフィルタリングし、周波数の変化を時間の関数として表現する第８シーケンスの数値を生成するステップと、
（ｉ）前記第８シーケンスの数値を検査して、最小および最大周波数を確定するステップとを有する方法。
【請求項５】
前記ワーク信号が拡散スペクトラムクロック信号であることを特徴とする、請求項４に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【背景技術】
【０００１】
米国のＦＣＣおよび外国の管轄区域におけるその他の規制機関は、ＥＭＩ（電磁干渉）の放射に関する性能規格の設定により積極的になった。クロック信号に従って動作するディジタル機器、たとえばコンピュータおよびその大容量記憶周辺装置は、ＥＭＩ源として確認された。従来、クロック信号の長所は周波数の安定性であり、多くのデータ伝送システムは水晶制御クロックを有する。こうした周波数安定性、クロックの高速エッジ、およびその対応する信号の組合せは、ＥＭＩの原因になる可能性がある高調波の明白な収集を生成するために結合する。様々な理由で、ＥＭＩを遮蔽により防止することは技術的または経済的に実行不能である。こうしたシステムからのＥＭＩを減少させるために開発された技術の１つは、スペクトラム拡散技術をクロックシステムに適用することである。ＳＳＣ（スペクトラム拡散クロッキング）は、クロック信号の周波数をいくつかの制御された方法で時間に応じて変化させる技術である。
【０００２】
たとえば、ハードディスクドライブを対象とした直列ＡＴＡ規格があり、これは、７５ＭＨｚ（または６６ＭＨｚ）のクロック周波数は、時間に関して下方に変化し、次に５０％づつ再び元に戻り、ある速度で３０ＫＨｚから３３ＫＨｚに変化することを規定するものである。つまり、クロック周波数は、様々な程度の周波数変調（ＦＭ）を受ける。この概念は、スペクトラムの一部分全体に高調波分を分布させて、ある特定の周波数におけるスペクトラムの電力レベルを低下させることである。
【０００３】
ＦＣＣおよびその他の規制機関は、メーカーがシステムの性能を測定して、規制要件に適合することを確認することを要求する証明要件を有する。ＳＳＣを使用するシステムに関連する項目は、特定の周波数（たとえば、ＦＭのない公称クロック周波数）における電力の低下程度、および変調ＦＭ信号自体の種類が挙げられる。現在、こうした測定を行うために利用できるテスト機器がないこということはなく、存在する。しかし、テストを要する回路構成は、多くの場合、非ダイスウェハ上のダイ位置をプローブして、作動させ、刺激してテストするように設計されたシステム上でテストされるＩＣ（集積回路）ダイ上に存在する。これらの回路構成は、ディジタル動作における通常の機能テストのタスクに良く適するが、ＳＳＣに関連する測定を行う時に通常使用される研究所グレードの台上テスト機器タイプに見られる機能の類（順応性のあるカウンタ、迅速なディジタル発振器、およびフルフィーチャスペクトル分析器）を組み込まれていない。その上、こうした台上テスト機器をウェハまたはダイに接続することは、コストがかかるだけでなく、電気的な困難性も伴う。さらに、大量生産の状況では、できる限り早期にテストして、不良品を含む組立体を構築する費用を削減することが最も望ましい。なぜなら、不良品を発見して交換するコストは、組立体の製造が進行するにつれて急速に増加するからである。当業界に関係する部品は、アジレント９３０００  ＳＯＣ  システム（ＳＯＣは、「システムオンチップ」の略語である）などのディジタルＩＣテスタによりテストされることになる。
【０００４】
しかし、こうした特定のシステムをどのように構成するかに応じて、テスタに、ＲＦスペクトラムおよびＦＭ特性の測定を行う必要がないハードウェアを装備しない場合がある。アジレント９３０００ＳＯＣシステムには、当然、こうした測定ハードウェアを装備することができるが、装備するには一定の費用がかかる。こうした費用は、ＳＳＣに関連するパラメーターの測定に関してのみ負担するのは非効率的である。アジレント９３０００ＳＯＣシステム、およびその他の類似のシステムは、ＳＳＣ作動システムに関するスペクトラム、偏差および偏差率の測定にも容易かつ低コストで適用することができる。
【発明の開示】
【課題を解決するための手段】
【０００５】
ＳＳＣ作動システムにおけるクロック信号のＲＦスペクトラムおよびＦＭ特性を測定する問題の解決方法は、アジレント９３０００ＳＯＣシステムに存在することが可能な１つまたは複数の高速シングルビットテストチャネルの１つを利用することである。こうしたチャネルは、２．５Ｇｂｐｓまで、チャネルに印加される入力信号の論理値を測定するように構成することができる。関連するＳＳＣ信号は、高速シングルビットテストチャネルの１つに印加される。従来のＦＦＴ（高速フーリエ変換）は、捕捉データ上で実施して、スペクトラル成分の全体的な性質を発見し、その性質を対応する仕様と比較する。捕捉データは、別のアルゴリズムに適用されて、ＦＭ変調プロファイルが発見される。このアルゴリズムは、捕捉ディジタルデータ上で動作して、周波数変換動作（ヘテロダインと等価）、第１フィルタリング動作、離散微分演算、並びに２つの成分の合計および平方根演算を含む生の位相抽出を行い、最後に、第２のフィルタリング動作を行って、ＦＭ変調プロファイルを生成する。ＳＳＣ変調プロファイルを発見するためのアルゴリズムは、高速ディジタルチャネルがナイキストサンプリング要件に適合することを必要としない。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００６】
次に、図１を参照すると、必ずしもナイキスト基準に一致する必要がないＳＳＣ信号のＦＭパラメーターを捕捉ディジタルデータから得るためのアルゴリズムを含む単純化されたフローチャート１が示されている。フローチャート１の第１ステップ２は、アジレント９３０００ＳＯＣシステムの「ディジタルチャネル」を使用したＳＳＣデータの捕捉である。この種の測定では、ＳＳＣ信号は、閾値を有する比較器に印加され、ＴＲＵＥおよびＦＡＬＳＥの論理結果は、ＳＳＣ信号に一致するディジタルデータのストリームとして表示される。ディジタル「１」はＴＲＵＥを表し、ディジタル「０」はＦＡＬＳＥを表す。比較器の閾値は、ＳＳＣ信号の予想される全体のエクスカーションのほぼ中間点に設定される。いくつかの規則的かつ予め決められた速度では、このシングルビットストリームにおけるディジタル値は、メモリ内のアレイで捕捉される。捕捉の速度はＳＳＣ信号と同期ではなく、テスタのディジタルチャネル内にあるサンプリング機構により決定される規則的かつ安定した速度である。ロジックステートアナライザおよびタイミングアナライザのハードウェアは、本明細書に記載するデータ捕捉ハードウェアの種類を表すものとして考えられる。次に、データの捕捉がＳＳＣ信号と同期である場合、捕捉されたデータはその時間基準を失い、ＳＳＣ（ＦＭ）特性も失う。しかし、少なくとも最高速度のクロック速度（ω０と呼ばれる）と少なくとも同程度早い安定した速度の捕捉は、捕捉データが随時ビットを「失う」場合でも、下にあるＦＭ特性を確実に維持する。つまり、サンプリングの規則的な性質は、最高ＳＳＣ信号速度より遅い速度では、遷移を登録しないこともある。その結果、連続的な１のストリングには０がないか、または連続的な０のストリングには１がない。ＦＭ変調プロファイルを回復させるために開示するアルゴリズムは、このわずかな欠点を容認し、とにかく正確な解を生成する。これらの測定された１および０は、第１測定アレイ内に保持される。
【０００７】
さらに、このアルゴリズムは閾値演算で開始するため、ＦＭプロファイルが測定される信号は、接地基準ディジタル信号ではなく、等しい正および負のピークエクスカーションを接地付近に有する正弦ＦＭ信号である。こうした正弦状態では、閾値は、つまり０Ｖ以上であろう。さらに、変調信号（つまり、変調プロファイルが関連する信号）は正弦波状である必要はなく、たとえば三角形であるか、または鋸歯状などの他の何かで良い。また、何れの場合も、以下で説明する特定のフィルタリングステップの設定を可能にするために、少なくとも３〜５サイクルのＳＳＣ信号を捕捉することが望ましい。
【０００８】
次に、先に進むと、ベースバンドおよび高調波スペクトラム情報が必要な場合、捕捉データは、（３において）適切な（および従来の）ＤＦＴ（離散フーリエ変換）プロセスで動作し、その後、結果を分析して分類することができ（４において）、次に、スペクトラムデータを検査して、規定の限界と比較する（５）。このフローチャート１の右側の分岐部分は、ディジタルチャネルの捕捉速度が特定のナイキスト基準に適合することを必要とする。
【０００９】
本特許出願人の主な関心は、フローチャート１の左側分岐部分にある。この部分には、第１ステップ（２）で取り戻された捕捉ＳＳＣデータ上で動作する一連のステップ６〜１０が示されている。捕捉データは、フローチャートの右側分岐部分で使用されたデータと同じであっても、データを第１測定アレイ内に供給するために別個に行われるデータ取得によるデータであっても良い。
【００１０】
読者は、この時点で、図１、図２Ａおよび２Ｂを同時に参照するべきである。図２Ａに示されているように、考察されるＳＳＣ信号は、特定のスペクトラム１１を有する（本特許出願人は、高調波を単にベースバンドまたは基本的なスペクトラム自体として表そうとは試みなかった）。本特許出願人が測定しようとするのは、スペクトラム１１のＦＭ変調プロファイルである。フローチャート１のＴＲＡＮＳＬＡＴＥ  ＳＰＥＣＴＲＵＭ（スペクトラム移動）ステップ（６）は、ヘテロダイン動作のソフトウェアインプリメンテーションであり、この動作は、ω０から変位するだけではなく、反射もする（つまり、「方向」が逆転する）上側および下側バンド（図２Ｂのそれぞれ１２および１４）を生成する。この計算を行うため、本特許出願人は、数１を表すために論理１を取り、数０を表すために論理０を取るという手段を用いる。サイドバンドの変調プロファイルは、反射を除いて、元のスペクトラム１１と同じである。ＴＲＡＮＳＬＡＴＥ  ＳＰＥＣＴＲＵＭステップ（６）は、第１測定アレイ上で動作し、第２移動アレイで、２つのサイドバンドの重畳を表す正または負の１および０の（数字）ストリングを生成する。
【００１１】
アルゴリズムの次のステップ（７）は、ＦＩＲＳＴ  ＦＩＲ（有限インパルス応答）ＦＩＬＴＥＲの第２移動アレイ内のデータに対する適用である。その目的は、上側サイドバンドを除去するローパスフィルタとして機能することである。ＦＩＲＳＴ  ＦＩＲ  ＦＩＬＴＥＲの出力は、各サンプルの小数値で埋められる元の正弦部分と元の余弦部分との両方を一般に有する第３アレイであるが、余弦部分の余弦項はすべて０であり、こうした０の値を有するメモリとして実際に存在する必要がないない場合は除く。（非０の余弦項の欠如は、ＳＳＣ信号のエクスカーションの中間点、並びに図２Ａおよび２Ｂでω０と呼ばれる速度におけるサンプリング閾値を設定することから生じる。ＦＩＲＳＴ  ＦＩＲ  ＦＩＬＴＥＲ（第１ＦＩＲフィルタ）の計算は、この事実を反映するように単純化することができる。サンプリングが、その速度の２倍で行われる場合、交互に配置される２つの正弦および非０余弦データの元の数列である。つまり、サンプリングが２ω０で行われた場合、結果は、交互に配置される２つの部分で、各々ω０でサンプリングされて、９０°で位相分離される部分と解釈される。注目するべきことは、以下に示すアルゴリズムは、データがω０においてのみサンプリングされる場合も有効であるという点である。
【００１２】
ＦＩＲＳＴ  ＦＩＲ  ＦＩＬＴＥＲステップ（７）の次は、ＤＩＳＣＲＥＴＥ  ＤＩＦＦＥＲＥＮＴＩＡＴＩＯＮ  ＡＮＤ  ＲＡＷ  ＰＨＡＳＥ  ＥＸＴＲＡＣＴＩＯＮ  ＳＴＥＰ（離散微分および生の位相抽出ステップ）（８）である。離散微分は、第３アレイの連続する元の正弦項間の差を取得して、十分に周知されているとおり、余弦情報として元の正弦項が変化する速度を演算的に発見する。元の余弦項が０ではない場合、同じ離散微分を元の余弦項についても実行して、派生した正弦項を発見するが、元の余弦項が０である場合、このステップは省略して良い。元の正弦項およびその派生余弦項、並びに元の（０と仮定される）余弦項およびその派生正弦項をすべて結合すると、以下に示すように位相情報を発見することができる。次に、位相（Δψ（ｔ））を使用すると、やはり以下に示すように、周波数（Δω（ｔ））の変化をさらに発見することができる。これは、当然、ＦＭ変調プロファイルを記述する周波数の変化である。
【００１３】
【数１】
2005100368.tif 000003
【００１４】
次のステップは、ＳＥＣＯＮＤ  ＦＩＲ  ＦＩＬＴＥＲ（第２ＦＩＲフィルタ）（９）である。これは、ステップ（８）の連続Δω（ｔ）値の第４のアレイを承認し、ＦＭ変調プロファイルである連続値の第５のアレイになるように、値を平滑化する。こうしたデータの一例は、こうしたデータがどのような様子であるかの一例を図３Ａのグラフ１５に示す。フィルタされた結果は必ずしも完全ではなく、その代表的なグラフ１６を図３Ｂに示し、位置１７は、２進サンプリング技術の性質から生じる微小な不完全部分であり、より高速度でサンプリングするか、またはより厳密にフィルタリングすることにより改良することができる。また、ＳＥＣＯＮＤ  ＦＩＲ  ＦＩＬＴＥＲは、安定するにはある程度の時間を要することに注意する（つまり、グラフの一番左側の縁部は歪んでいることに注意する）。これは、ＣＡＰＴＵＲＥステップ（２）が３〜５サイクルのＳＳＣ信号を取得するべきであることの主な理由である。ＳＳＣ信号の様々な変調プロファイルの回復は、ＳＥＣＯＮＤ  ＦＩＲ  ＦＩＬＴＥＲの性質に対応する調整、または変化を行うことから利益が得られることが分かる。
【００１５】
ＳＥＣＯＮＤ  ＦＩＲ  ＦＩＬＴＥＲステップの後、求められているＦＭ変調特性が利用可能であり、検査することができる（１０）。つまり、第５アレイは、表形式の潜在的なグラフ（たとえば、図３Ｂの１６）として処理され、横座標（時間）に沿った最大および最小縦座標が検査される（その後、適切なスケーリングが周波数の値を表す）。
【００１６】
以下に、図１に示すフローチャートの左側分岐部分の各ステップをインプリメントする擬似コード（本質的に完全なＣ＋＋プログラム）を示す。一実施態様では、このプログラムは、アジレント９３００００ＳＯＣシステム上で実行される。これは、以下の仕様を考慮すると、Ｃ＋＋プログラミング言語、および離散フーリエ変換などのディジタル信号処理技術の基本を熟知している当業者にとっては明白なことであると十分に説明されており、そのように考えられる。リストの左に記載されている行番号は、プログラムの一部ではなく、この仕様において、単に付録の本文の位置を容易に参照できるように加えたものである。
【００１７】
なお、２０行〜５６行は、図１に示すフローチャートのステップ（２）に対応する。
５７行〜７２行は、図１に示すフローチャートのステップ（６）に対応する。
７３行〜９３行は、図１に示すフローチャートのステップ（７）に対応する。
９４行〜１２３行は、図１のフローチャートのステップ（８）に対応する。
１２４行〜１３７行は、図１に示すフローチャートのステップ（９）に対応する。
１３８行〜１６５行は、図１に示すフローチャートのステップ（１０）に対応する。
１６６行〜２２０行は、図１に示すフローチャートのステップ（７）および（９）のＦＩＲフィルタのサブルーチンである。
【００１８】
１  ／／−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−
２  ／／−  説明：
３  ／／−
４  ／／−  この擬似コード（ほぼ完全なＣ＋＋プログラムである）は、
５  ／／−  たとえば１０１０１０１０１０１０００１０１０１０１０１０１１０１１０１０１０１０１０１０１０のように
６  ／／−  表示される捕捉信号ビットディジタルデータに基づくＳＳＣ周波数変調情報の
７  ／／−  抽出を示す。
８  ／／−  
９  ／／−  この実施例のルーチンは、アジレント９３０００  ＳＯＣ  ＡＴＥ
１０  ／／−  システム上で実行される。このシステムは、考察中される
１１  ／／−  シングルピンであって、ＳＳＣ信号を高速度で出力するＳＳＣ
１２  ／／−  出力ピンか、またはトランスミッタピン上でデータを捕捉する。
１３  ／／−  このシステムは、捕捉データをワークステーション内で検索するという
１４  ／／−  アジレント９３０００  ＳＯＣ  ＳＷで利用可能な標準サブルーチン
１５  ／／−  のコールを使用する。次に、このアルゴリズムは、
１６  ／／−  この捕捉シングルビットディジタルデータ上で動作を開始し、
１７  ／／−  周波数変調パラメーターを抽出する。
１８  ／／−
１９  ／／−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−
２０  ／／−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−
２１  ／／−  Ａ）  ディジタル捕捉テスト
２２  ／／−
２３  ／／−  Ａ．Ｉ）
２４  ／／−  先ず、ＡＲＲＡＹ＿Ｄタイプのアレイ可変捕捉データを
２５  ／／−  定義する。ＡＲＲＡＹ＿Ｄは、ＤＯＵＢＬＥタイプの
２６  ／／−  １次元アレイデータである。システムは、「Ｃａｐｔｕｒｅｄ＿Ｄａｔａ」に
２７  ／／−  割り当てられた要素の数により自動的にメモリを割り当てる。
２８  ／／−  アレイ要素の数が検査され、必要に応じて
２９  ／／−  サイズが変更される。
３０  ／／−
３１  ／／−  Ａ．２）
３２  ／／−  ＤＩＧＩＴＡＬ＿ＣＡＰＴＵＲＥ＿ＴＥＳＴ（）は、９３０００  ＳＯＣ  ＳＷの
３３  ／／−  標準ＡＰＩ（アプリケーションプログラムインターフェース）コールで
３４  ／／−  あり、ディジタル捕捉モードでテストを実行し、ＳＳＣクロッキングの
３５  ／／−  指定ディジタルピン上でデータを捕捉する。捕捉データは、
３６  ／／−  ピン（「テスタピンチャネルメモリ」）と対応するメモリ内に記憶される。
３７  ／／−
３８  ／／−  Ａ．３）
３９  ／／−  データをベクトルメモリＶＥＣＴＯＲ（「ＶｅｃｔｏｒＶａｒｉａｂｌｅ」から
４０  ／／−  検索する。ｇｅｔＶｅｃｔｏｒｓ（ＮｕｍｂｅｒＳａｍｐｌｅｓ）は、データを
４１  ／／−  テスタのピンチャネルメモリから逆に、前に定義された
４２  ／／−  アレイ可変「Ｃａｐｔｕｒｅ＿Ｄａｔａ」に取り出すためのもう１つの
４３  ／／−  標準ＡＰＩコールである。
４４  ／／−  「ＶｅｃｔｏｒＶａｒｉａｂｌｅ」は、ＳＳＣ信号ピンと対応するテスタ
４５  ／／−  ピンチャネルメモリ内のデータであり、「ＮｕｍｂｅｒＳａｍｐｌｅｓ」は、
４６  ／／−  指定されたサンプルの数である。
４７  ／／−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−
４８      ＡＲＲＡＲ＿Ｄ  Ｃａｐｔｕｒｅ＿Ｄａｔａ；
４９      ＤＩＧＩＴＡＬ＿ＣＡＰＴＵＲＥ＿ＴＥＳＴ（）；
５０      Ｃａｐｔｕｒｅ＿Ｄａｔａ＝ＶＥＣＴＯＲ（ＶｅｃｔｏｒＶａｒｉａｂｌｅ）．ｇｅｔＶｅｃｔｏｒｓ（ＮｕｍｂｅｒＳａｍｐｌｅｓ）；
５１  ／／−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−
５２  ／／−  Ａ．４）
５３  ／／−  捕捉データをグラフィックウィンドウに配置して、チェックする。
５４  ／／−  ＰＵＴ＿ＤＥＢＵＧは、このタスクを実行するための標準ＡＰＩである。
５５  ／／−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−
５６      ＰＵＴ  ＤＥＢＵＧ（“Ｐｉｎ”／“ＲａｗＤａｔａ”，Ｃａｐｔｕｒｅ＿Ｄａｔａ）；
５７  ／／−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−
５８  ／／−  Ｂ）  正弦によるスペクトラム変換：
５９  ／／−
６０  ／／−  すべての余弦データは０に等しいため、
６１  ／／−  正弦データのみが計算される。
６２  ／／−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−
６３      ＡＲＲＡＹ＿Ｄ  ＡｕｔｏＷＳｉｎ，ＡｕｔｏＷＣｏｓ；
６４      ｃａｐ＿ｓｉｚｅ＝Ｃａｐｔｕｒｅ＿Ｄａｔａ．ｓｉｚｅ（）；
６５      ＡｕｔｏＷＳｉｎ．ｒｅｓｉｚｅ（ｃａｐ＿ｓｉｚｅ）；
６６      ＡｕｔｏＷＣｏｓ．ｒｅｓｉｚｅ（ｃａｐ＿ｓｉｚｅ）；
６７      ＩＮＴ  ｌｏｏｐｃｏｕｎｔ，ｃａｐ＿ｓｉｚｅ；
６８      ｆｏｒ（ｌｏｏｐｃｏｕｎｔ＝０；ｌｏｏｐｃｏｕｎｔ＜ｃａｐ＿ｓｉｚｅ；ｌｏｏｐｃｏｕｎｔ−＞−＝２）
６９      ｛
７０            ＡｕｔｏＷＳｉｎ［ｌｏｏｐｃｏｕｎｔ］＝Ｃａｐｔｕｒｅ＿Ｄａｔａ［ｌｏｏｐｃｏｕｎｔ］／２；
７１            ＡｕｔｏＷＳｉｎ［ｌｏｏｐｃｏｕｎｔ＋ｌ］＝−Ｃａｐｔｕｒｅ＿Ｄａｔａ  ［ｌｏｏｐｃｏｕｎｔ＋１］／２；
７２      ｝
７３  ／／−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−
７４  ／／−  Ｃ）  第１ＦＩＲフィルタリング：
７５  ／／−  
７６  ／／−  Ｃ．１）
７７  ／／−  第１ＦＩＲの生成：
７８  ／／−  ｄｓｐ＿ＬＰＦ＿ＦＩＲは、有限インパルス応答フィルタの係数を
７９  ／／−  生成するためのサブルーチンである。
８０  ／／−
８１  ／／−  Ｃ．２）
８２  ／／−  このフィルタをデータに適用する：
８３  ／／−  ＤＳＰ＿ＣＯＮＶＯＬは、２つのアレイの畳み込み動作を実行する
８４  ／／−  ための標準ＡＰＩコールであり、結果は、ＦＩＲＷＳｉｎおよびＦＩＲＷＣｏｓ内に
８５  ／／−  保存される。ＦＩＲＷＣｏｓは、実際上すべて０である。
８６  ／／−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−
８７      ＩＮＴ  Ｎｆｉｒ＝１０２４；
８８      ＤＯＵＢＬＥ  ｄＬＰＢＷ＝０．０５；
８９      ＡＲＲＡＹ＿Ｄ  ｄＦＩＲ；
９０      ｄｓｐ＿ＬＰＦ＿ＦＩＲ（Ｎｆｉｒ，ｄＬＰＢＷ，ｄＦＩＲ）；
９１      ＡＲＲＡＹ＿Ｄ  ＦＩＲＷＳｉｎ，ＦＩＲＷＣｏｓ；
９２      ＤＳＰ＿ＣＯＮＶＯＬ（ｄＦＩＲ，ＡｕｔｏＷＳｉｎ，ＦＩＲＷＳｉｎ）；
９３      ＤＳＰ＿ＣＯＮＶＯＬ（ｄＦＩＲ，ＡｕｔｏＷＣｏｓ，ＦＩＲＷＣｏｓ）；
９４  ／／−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−
９５  ／／−  Ｄ）  離散微分および生の位相抽出
９６  ／／−
９７  ／／−  Ｄ．１）  ＦＩＲＷＳｉｎ（ｉ）−ＦＩＲＷＳ（ｉ−１）およびＦＩＲＷＣｏｓ（ｉ）−ＦＩＲＷＣｏｓ（ｉ−１）に
９８  ／／−  基づく離散微分であって、ＦＩＲＷＳｉｎおよびＦＩＲＷＣｏｓは、第１
９９  ／／−  ＦＩＲフィルタの結果からのデータアレイの正弦および
１００  ／／−  余弦成分である。
１０１  ／／−
１０２  ／／−  Ｄ．２）  各微分結果の２乗
１０３  ／／−
１０４  ／／−  Ｄ．３）  これらの２つの２乗結果および
１０５  ／／−  ２乗根の合計
１０６  ／／−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−
１０７      ＡＲＲＡＹ＿Ｄ  ＳＳＣ＿Ｖａｌｕｅ（Ｃａｐｔｕｒｅ＿Ｄａｔａ．ｓｉｚｅ（））；
１０８      ＤＯＵＢＬＥ  Ｔｍｐ＿Ｖａｌｕｅ；
１０９      ｆｏｒ（ｃｏｕｎｔ＝０；ｃｏｕｎｔ＜ｐｏｉｎｔｓ；ｃｏｕｎｔ＋＋）
１１０      ｛
１１１          ｉｆ（ｃｏｕｎｔ＝＝０）
１１２          ｛
１１３              ＳＳＣ＿Ｖａｌｕｅ［ｃｏｕｎｔ］＝０．０；
１１４          ｝
１１５          ｅｌｓｅ
１１６          ｛
１１７  Ｔｍｐ＿Ｖａｌｕｅ＝（ＦＩＲＷＳｉｎ［ｃｏｕｎｔ］−ＦＩＲＷＳｉｎ［ｃｏｕｎｔ−１］）＊（ＦＩＲＷＳｉｎ［ｃｏｕｎｔ］−ＦＩＲＷＳｉｎ［
１１８  ｃｏｕｎｔ−１］）；
１１９  Ｔｍｐ＿Ｖａｌｕｅ＋＝（ＦＩＲＷＣｏｓ［ｃｏｕｎｔ］−ＦＩＲＷＣｏｓ［ｃｏｕｎｔ−１］）＊（ＦＩＲＷＣｏｓ［ｃｏｕｎｔ］−ＦＩＲＷＣｏｓ
１２０  ［ｃｏｕｎｔ−１］）；
１２１              ＳＳＣ＿Ｖａｌｕｅ［ｃｏｕｎｔ］＝ｓｑｒｔ（Ｔｍｐ＿Ｖａｌｕｅ）／Ｓｔｅｐ／２／Ｍ＿ＰＩ＊２；
１２２          ｝
１２３      ｝
１２４  ／／−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−
１２５  ／／−  Ｅ）  第２ＦＩＲフィルタ：
１２６  ／／−
１２７  ／／−  Ｅ．Ｉ）
１２８  ／／−  第２ＦＩＲの生成：
１２９  ／／−
１３０  ／／−  Ｅ．２）
１３１  ／／−  第２ＦＩＲフィルタによるフィルタリング
１３２  ／／−  フィルタリング後、所望のＦＭパラメーターが存在する。
１３３  ／／−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−
１３４      ＡＲＲＡＹ＿Ｄ  ＳＳＣ＿Ｄｅｍｏｄ；
１３５      ｄＬＰＢＷ＝０．０００００５；
１３６      ｄｓｐ＿ＬＰＦ＿ＦＩＲ（Ｎｆｉｒ，ｄＬＰＢＷ，ｄＦＩＲ）；
１３７      ＤＳＰ＿ＣＯＮＶＯＬ（ｄＦＩＲ，ＳＳＣ＿Ｖａｌｕｅ，ＳＳＣ＿Ｄｅｍｏｄ）；
１３８  ／／−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−
１３９  ／／−  Ｆ）  結果の分析
１４０  ／／−
１４１  ／／−  変化する位相データから周波数データを発見する。周波数変調の
１４２  ／／−  最小値および最大値を発見する。
１４３  ／／−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−
１４４  ／／−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−
１４５  ／／−  ＤＳＰ＿ＭＩＮＭＡＸは、アレイ内の最小及び最大値を発見する
１４６  ／／−  ための９３０００  ＳＯＣ  ＳＷの標準ＡＰＩコールである。最小および
１４７  ／／−  最大変数は、最小および最大周波数に比例する。
１４８  ／／−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−
１４９      ＤＯＵＢＬＥ  ｍｉｎ，ｍａｘ；
１５０      ＤＳＰ＿ＭＩＮＭＡＸ（ＳＳＣ＿Ｄｅｍｏｄ，＆ｍｉｎ，＆ｍａｘ）；
１５１  ／／−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−
１５２  ／／−  ＤＳＰ＿ＥＤＧＥは、指定の閾値を有するアレイ内の
１５３  ／／−  立ち上り／立下りの要素の位置を発見するという、９３０００  ＳＯＣ  ＳＷの
１５４  ／／−  標準ＡＰＩコールである。
１５５  ／／−  先ず、５０％閾値でエッジ１を発見し、５０％閾値で
１５６  ／／−  次のエッジ２を発見する。差はエッジ２とエッジ１との間であり、
１５７  ／／−  結果は期間内に保存される。
１５８  ／／−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−
１５９      ＤＯＵＢＬＥ  ｅｄｇｅ１，ｅｄｇｅ２；
１６０      ＤＯＵＢＬＥ  ｐｅｒｉｏｄ；
１６１      ｉｎｔ  ｓｔａｒｔ；
１６２      ｓｔａｒｔ＝１０００；
１６３      ＤＳＰ＿ＥＤＧＥ（ＳＳＣ＿Ｄｅｍｏｄ，＆ｃｅｄｇｅ１，ｓｔａｒｔ，０．５＊（ｍａｘ−ｍｉｎ）＋ｍｉｎ；ＲＩＳＥ）；
１６４      ＤＳＰ＿ＥＤＧＥ（ＳＳＣ＿Ｄｅｍｏｄ，＆ｅｄｇｅ２，ｅｄｇｅ１，０．５＊（ｍａｘ−ｍｉｎ）＋ｍｉｎ；ＲＩＳＥ）；
１６５      ｐｅｒｉｏｄ＝ｅｄｇｅ２−ｅｄｇｅ１；
１６６  ／／−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−
１６７  ／／  メインルーチンの終わり
１６８  ／／−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−
１６９  ／／−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−
１７０  ／／−  有限インパルス応答フィルタ係数のサブルーチン
１７１  ／／−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−
１７２  ｖｏｉｄ  ｄｓｐ＿ＬＰＦ＿ＦＩＲ  （
１７３      ＩＮＴ        Ｎｆｉｒ，      ／＊  Ｌｅｎｇｔｈ  ｏｆ  ＦＩＲ                                          ＊／
１７４      ＤＯＵＢＬＥ  ｄＢＷｒ        ／＊  Ｐａｓｓ  ｂａｎｄ  ｗｉｄｔｈ  ｏｆ  ＬＰＦ（１．０＝Ｆｄｇｔ）    ＊／
１７５      ＡＲＲＡＹ＿Ｄ  ＆  ｄＦＩＲ  ／＊  ＬＰＦ  ＦＩＲ  ａｒｒａｙ  ｄａｔａ                                ＊／
１７６  ）
１７７  ｛
１７８      ＩＮＴ                      ｉ，Ｎｓｐ，Ｎｃ，Ｎｃｙｃｌｅｓ；
１７９      ＡＲＲＡＹ＿ＣＯＭＰＬＥＸ  ＣＳｐ，ＣＷａｖｅ；
１８０      ＡＲＲＡＹ＿Ｄ              ｄＷａｖｅ１，ｄＷａｖｅ２；
１８１      ＡＲＲＡＹ＿Ｄ              ｄＳｐ１，ｄＳｐ２；
１８２      ＤＯＵＢＬＥ                ｄＸ，ｄＮｃ，ｄＰ；
１８３      ｄＮｃ＝Ｎｆｉｒ＊ｄＢＷ；    ／＊  Ｐａｓｓｂａｎｄ  Ｒａｔｉｏ（ｒｅｌａｔｉｖｅ  ｔｏ  ｄＦｄｇｔ）  ＊／
１８４      Ｎｃ＝（ｉｎｔ）（ｄＮｃ＋０．５）；
１８５      Ｎｓｐ＝Ｎｆｉｒ／２；
１８６      ＣＳｐ．ｒｅｓｉｚｅ（Ｎｆｉｒ）；
１８７      ｆｏｒ（ｉ＝０；ｉ＜＝Ｎｃ；ｉ＋＋）
１８８      ｛
１８９          ＣＳｐ［ｉ］．ｒｅａｌ（）＝１．０；
１９０          ＣＳｐ［ｉ］．ｉｍａｇ（）＝０．０；
１９１      ｝
１９２      ｆｏｒ（ｉ＝Ｎｃ＋ｌ；ｉ＜＝Ｎｓｐ；ｉ＋＋）
１９３      ｛
１９４          ＣＳｐ［ｉ］．ｒｅａｌ（）＝０．０；
１９５          ＣＳｐ［ｉ］．ｉｍａｇ（）＝０．０；
１９６      ｝
１９７      ｆｏｒ（ｉ＝ｌ；ｉ＜Ｎｓｐ；ｉ＋＋）
１９８      ｛
１９９          ＣＳｐ［Ｎｆｉｒ−ｉ］．ｒｅａｌ（）＝ＣＳｐ［ｉ］．ｒｅａｌ（）；
２００          ＣＳｐ［Ｎｆｉｒ−ｉ］．ｉｍａｇＯ＝−ＣＳｐ［ｉ］．ｉｍａｇ（）；
２０１      ｝
２０２      ＤＳＰ＿ＥＦＦＴ（ＣＳｐ，ＣＷａｖｅ）；
２０３      ｄＦＩＲ．ｒｅｓｉｚｅ（Ｎｆｉｒ）；
２０４      ｆｏｒ（ｉ＝０；ｉ＜Ｎｆｉｒ；ｉ＋＋）ｄＦＩＲ［ｉ］＝０．５＊ＣＷａｖｅ［ｉ］．ｒｅａｌ（）；
２０５      ｆｏｒ（ｉ＝０；ｉ＜Ｎｓｐ；ｉ＋＋）
２０６      ｛
２０７          ｄＸ＝ｄＦＩＲ［ｉ］；
２０８          ｄＦＩＲ［ｉ］＝ｄＦＩＲ［Ｎｓｐ＋ｉ］；
２０９          ｄＦＩＲ［Ｎｓｐ＋ｉ］＝ｄＸ；
２１０      ｝
２１１      ／＊  Ｈａｎｎｉｎｇ  ｗｅｉｇｈｔｉｎｇ  ｏｎｔｏ  ｔｈｅ  ＦＩＲ  ＊／
２１２      ｆｏｒ  （ｉ＝０；ｉ＜Ｎｆｉｒ；ｉ＋＋）
２１３      ｛
２１４          ｄＸ＝０．５＊（１．０−ｃｏｓ（２．０＊Ｍ＿ＰＩ＊（ｄｏｕｂｌｅ）ｉ／（ｄｏｕｂｌｅ）（Ｎｆｉｒ−１）））；
２１５          ｄＦＩＲ［ｉ］＝ｄＦＩＲ［ｉ］＊ｄＸ；
２１６      ｝
２１７      ／＊  Ｓｃａｌｉｎｇ  ＊／
２１８      ｄＸ＝０．０；ｆｏｒ（ｉ＝０；ｉ＜Ｎｆｉｒ；ｉ＋＋）ｄＸ−ｄＸ＋ｄＰＩＲ［ｉ］；
２１９      ＤＳＰ＿ＭＵＬ＿ＳＣＬ（１．０／ｄＸ，ｄＦＩＲ，ｄＦＩＲ）；
２２０  ｝
【００１９】
最後に本発明の代表的な実施態様を示す。
（実施態様１）
ワーク信号のＦＭプロファイルを測定する方法であって、
（ａ）前記ワーク信号のサイクルごとに少なくとも１回の規則的な割合で、ワーク信号と閾値とを比較して、１つの論理値から別の論理値への遷移がワーク信号の周期の半分に相当する第１シーケンスの論理値を生成し、前記閾値がワーク信号の実行の本質的に中間点に設定されるステップと、
（ｂ）前記第１シーケンスの論理値を記憶するステップと、
（ｃ）ステップ（ｂ）で記憶された前記第１シーケンスの論理値により表現される信号を、前記論理値を対応する数字１および０として解釈して、下部サイドバンドがＤＣに接近するが、ＤＣを通過しない上部および下部サイドバンドを含むスペクトラムを表現する第２のシーケンスの数値を生成することにより、計算上ヘテロダイニングするステップと、
（ｄ）前記第２シーケンスの数値をディジタルでフィルタリングし、上部サイドバンドを除去して、下部サイドバンドの連続的に時間ごとに変化する元の正弦値を含む第３シーケンスの数値を生成するステップと、
（ｅ）前記第３シーケンスの連続して時間ごとに変化する元の正弦値を差別化して、派生余弦値の第４シーケンスで、連続する要素が、前記第３シーケンスにある各々の元の正弦値と、前記第３シーケンスにある後継の元の正弦値との差である派生余弦値の前記第４シーケンスを形成するステップと、
（ｆ）前記第３シーケンスの元の正弦値に対応する元の余弦値がすべて０の第５シーケンスが存在することと、派生余弦値の前記第４シーケンスに対応する派生正弦値がすべて０の第６シーケンスが存在することとを推測するステップと、
（ｇ）前記第３、前記第４、前記第５および前記第６シーケンスからの位相情報を計算上抽出して、位相の変化を時間の関数として表現する第７シーケンスの数値を生成するステップと、
（ｈ）前記第７シーケンスをディジタルでフィルタリングし、周波数の変化を時間の関数として表現する第８シーケンスの数値を生成するステップと、
（ｉ）前記第８シーケンスの数値を検査して、最小および最大周波数を確定するステップとを有する方法。
【００２０】
（実施態様２）
前記ワーク信号が拡散スペクトラムクロック信号であることを特徴とする、実施態様１に記載の方法。
【００２１】
（実施態様３）
請求項１記載のステップ（ａ）の規則的な割合が、前記ワーク信号に関するナイキストサンプリング率より少ないことを特徴とする、実施態様１に記載の方法。
【００２２】
（実施態様４）
ワーク信号のＦＭプロファイルを測定する方法であって、
（ａ）前記ワーク信号のサイクルごとに少なくとも２回の規則的な割合で、ワーク信号と閾値とを比較して、１つの論理値から別の論理値への遷移がワーク信号の周期の半分に相当する第１シーケンスの論理値を生成し、前記閾値がワーク信号の実行の本質的に中間点に設定されるステップと、
（ｂ）前記第１シーケンスの論理値を記憶するステップと、
（ｃ）ステップ（ｂ）で記憶された前記第１シーケンスの論理値により表現される信号を、こうした論理値を対応する１および０として解釈して、下部サイドバンドがＤＣに接近するが、ＤＣを通過しない上部および下部サイドバンドを含むスペクトラムを表現する第２シーケンスの数値を生成することにより、計算上ヘテロダイニングするステップと、
（ｄ）前記第２シーケンスの論理値をディジタルでフィルタリングし、上部サイドバンドを除去して、それぞれ下部サイドバンドに関する連続的に時間ごとに変化する元の正弦値を含む第３シーケンスの論理値と、連続的に時間ごとに変化する元の余弦値を含む第５シーケンスの数値とを生成するステップと、
（ｅ）前記第３シーケンスの連続して時間ごとに変化する元の正弦値を差別化して、派生余弦値の第４シーケンスで、連続する要素が、前記第３シーケンスにある各々の元の正弦値と、前記第３シーケンスにある後継の元の正弦値との差である第４シーケンスを形成するステップと、
（ｆ）第５シーケンスの連続して時間ごとに変化する元の正弦値を差別化して、派生正弦値の第６シーケンスで、連続する要素が、前記第５シーケンスにある各々の元の余弦値と、前記第５シーケンスにある後継の元の余弦値との差である前記第６シーケンスを形成するステップと、
（ｇ）前記第３、前記第４、前記第５および前記第６シーケンスからの位相情報を計算上抽出して、位相の変化を時間の関数として表現する第７シーケンスの数値を生成するステップと、
（ｈ）前記第７シーケンスをディジタルでフィルタリングし、周波数の変化を時間の関数として表現する第８シーケンスの数値を生成するステップと、
（ｉ）前記第８シーケンスの数値を検査して、最小および最大周波数を確定するステップとを有する方法。
【００２３】
（実施態様５）
前記ワーク信号が拡散スペクトラムクロック信号であることを特徴とする、実施態様４に記載の方法。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】ＳＳＣ測定を本発明の一態様によりどのように行うかを示す単純化されたフローチャートである。
【図２Ａ】移動前のスペクトラムダイヤグラムである。
【図２Ｂ】移動後のスペクトラムダイヤグラムである。
【図３Ａ】位相の変化を時間の関数として抽出するように処理されたＦＭ変調プロファイルをＳＳＣ信号から回収することを示す個々の位相ダイヤグラムである。
【図３Ｂ】位相の変化を時間の関数として抽出するように処理されたＦＭ変調プロファイルをＳＳＣ信号から回収することを示す個々の周波数ダイヤグラムである。
【符号の説明】
【００２５】
１２  上側バンド
１４  下側バンド
【図１】
2005100368.tif 000004
【図２Ａ】
2005100368.tif 000005
【図２Ｂ】
2005100368.tif 000006
【図３Ａ】
2005100368.tif 000007
【図３Ｂ】
2005100368.tif 000008