(57)【要約】【課題】極めて簡潔な構成によって、マルチパスによる周波数選択性フェージングの影響を排除する受信品質が高い受信システムを実現する。【解決手段】本発明の第１の手段によれば、ｅｘｐ（２πｊ・μｎ（ｋ＋１））の値は、±１，±ｊの何れかに一致するケースが多くなる。その結果、ｂn,k ＝±ａk ，またはｂn,k ＝±ｊａk の何れかによってフィルタ係数ｂn,k を決定できるので、帯域分割フィルタを具現する演算回路上でのフィルタ係数の演算処理が簡素化できる。図５の帯域分割フィルタ３０では、８ＭＨｚでサンプリングされた帯域幅６ＭＨｚの信号を、それぞれ２ＭＨｚの帯域幅を持った３つの狭帯域の信号にフィルタリングする。まず、中帯域フィルタ３２ａを設計し、他の従属フィルタのフィルタ係数の算定は、中帯域フィルタ（基本フィルタ）のフィルタ係数に、±２ＭＨｚ相当のキャリアを掛けることにより実施できる。【選択図】図５
2005117348.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
マルチキャリア変調を用いた通信におけるダイバーシチ受信装置において、
複数のアンテナで受信した各受信信号を、所定の帯域幅Ｄで連続に配置された複数の狭帯域毎に抽出する帯域分割フィルタと、
前記帯域分割フィルタの各出力信号Ｓに対して、前記狭帯域毎に各アンテナ毎の重み付けを行って、前記狭帯域毎の合成信号を生成する信号合成手段と、
全ての前記狭帯域の各前記合成信号を更に合成する再合成手段と
を有し、
前記帯域分割フィルタは、
各前記狭帯域にそれぞれ１対１対応する、
１つの基本フィルタと他の従属フィルタから成り、
前記狭帯域の帯域幅Ｄは何れも、サンプリング周波数ｆs に対して、
Ｄ＝ｆs ・μ，
μ＝１／Ｍ    （Ｍは、２以上の整数）
を満たす様に設定されており、
前記従属フィルタの中心周波数Ｆｃn は、
前記基本フィルタの中心周波数Ｆｃ0 に対して、
Ｆｃn ＝Ｆｃ0 ＋ｎＤ  （ｎ＝±１，±２，±３，．．．）
を満たす様に設定されており、
ｎ番の前記従属フィルタのｋ次のフィルタ係数ｂn,k は、
前記基本フィルタのｋ次のフィルタ係数ａk と所定の整数ｃに対して、
ｂn,k ＝ａk ・ｅｘｐ（２πｊ・μｎ（ｋ−ｃ））
を満たす様に設定されている
ことを特徴とするダイバーシチ受信装置。
【請求項２】
前記設計パラメータμは、
μ＝１／２、またはμ＝１／４
を満たす
ことを特徴とする請求項１に記載のダイバーシチ受信装置。
【請求項３】
前記帯域分割フィルタは、
１つの基本フィルタと、
１つ、２つ、または４つの従属フィルタ
から成る
ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載のダイバーシチ受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ダイバーシチ受信装置に関し、特にマルチパスによる周波数選択性フェージングの影響を軽減するためのダイバーシチ受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、ダイバーシチ受信装置では、各アンテナで受信した信号間の相関係数を基に重み係数を決定して、それらの各信号を重み付けして合成することにより、所望波に対する感度を向上させている。特許文献１のダイバーシチ受信装置では、合成した信号と各アンテナで受信した信号との相関係数を基に重み係数を決定している。これにより、特定のアンテナの受信レベルが極端に低下した場合でも、確実に所望波を合成することが可能となり、安定した受信信号が得られるようになる。
【０００３】
一般に、主波と遅延波が同時に受信されると、受信信号の周波数特性が歪む。この様な周波数特性上における歪みの周期は、遅延波の遅延時間に依存し、遅延時間が長くなるほど周波数軸上での歪みの周期は短くなる。特許文献１に記載のダイバーシチ受信装置では、各アンテナからの受信信号は、全帯域に渡って一定の重みで合成されている。従って、遅延波の遅延時間が短く、周波数特性の歪みが軽微であれば、最大比合成に基づいて合成することにより、全帯域に渡って信号を同位相にそろえて合成することが可能であり、この場合には特許文献１に記載のダイバーシチ受信装置においても、受信信号の品質を大きく改善することができる。
【０００４】
しかしながら、遅延波の遅延時間が長くなると最大比合成に基づいて重み付けを行い合成しても、信号が全帯域に渡って同位相となるように重み付けを行うことが困難となる。即ち、特許文献１に記載のダイバーシチ受信装置では、遅延時間が長くなるにつれて、受信品質の改善効果が低下するケースがしばしば見られる。この様な、受信信号を全帯域に渡って同位相となるような重み付けが難しくなる現象は、周知のマルチパスによる周波数選択性フェージングに起因している。即ち、受信信号は、マルチパスによる周波数選択性フェージングにより、確率的にある周波数成分において劣化しており、この現象は各アンテナについて独立に起きている。
【０００５】
我々は、本現象の対策として、先に、先願発明の「特願２００３−００５２７７：ダイバーシチ受信装置」を提案した。図１は、この先願発明の概要、即ち、本発明の背景技術となる基本的な受信方式の枠組みを表す概念図である。チューナと直交復調部との間には、実際にはＡ／Ｄ変換器が介在するが、本図１などではその図示は省略している。
【０００６】
Ｉは直交復調された受信信号の実部信号を表しており、Ｑは直交復調された受信信号の虚部信号を表している。帯域分割フィルタ３０は、低帯域を通して低帯域複素信号Ｓ１を出力するバンドパスフィルタ３１（ＢＰＦ＿Ｌ）と、中帯域を通して中帯域複素信号Ｓ２を出力するバンドパスフィルタ３２（ＢＰＦ＿Ｍ）と、高帯域を通して高帯域複素信号Ｓ３を出力するバンドパスフィルタ３３（ＢＰＦ＿Ｈ）から成る。
上記の先願発明は、この様な構成の帯域分割フィルタ３０を利用して、上記の最大比合成を各帯域毎に個別に実施することにより、マルチパスによる周波数選択性フェージングの影響を排除或いは緩和しようとするものであった。
【０００７】
図２は、受信率に関する上記の先願発明の効果を示すグラフであり、ここでは地上ディジタル放送を移動受信した際の受信率を例示している。ただし、横軸は主波と遅延波の遅延時間を表しており、また、縦軸は正常に受信できた時間の割合を示すものである。周波数帯域の分割数を多くすることにより、遅延波の遅延時間に対する受信特性の劣化が軽減できていることが本図２からも判る。例えばこの様に、複数のアンテナで受信した広帯域信号をそれぞれ複数の狭帯域信号に分割してから帯域毎にブランチ間の合成をし、最後に合成された狭帯域信号を元の広帯域信号に再合成する方式によれば、実フィールドにおいて受信品質を効果的に向上させることができる。
【特許文献１】特開２００１−１５６６８９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
例えば図１などの様に、広帯域信号を複数の狭帯域信号に分離するためには、それぞれの狭帯域信号を抽出するためのデジタルフィルタ（３１，３２，３３）が必要となる。図３は、その様なデジタルフィルタ（３１／３２／３３）の論理的な構成を例示するブロック図である。この様なフィルタ（複素ＢＰＦ）は、通常、実部信号Ｉを処理する実部側のＦＩＲデジタルフィルタ（トランスバーサルフィルタ）と、虚部信号Ｑを処理する虚部側のＦＩＲデジタルフィルタ（トランスバーサルフィルタ）とを並列に配した演算回路から構成される。
【０００９】
また、図１の構成を実現するためには、勿論この様な演算回路（帯域フィルタ）を更に複数並列に用意しなければならない。したがって、これらのフィルタリング機構全体の構成は、現在公知の設計技術を用いているだけでは、必然的に複雑とならざるを得ない。
しかし、受信装置の小型化や開発の短期化、或いは生産コストの抑制などのためにも、より簡潔にこれらのフィルタリング機構を構成することが望ましく、この様な合理化は、今般、工業的にますます重要な課題になってきている。
【００１０】
本発明は、上記の課題を解決するために成されたものであり、その目的は、遅延波の遅延時間が長くなった場合であっても周波数選択性フェージングの影響を軽減して、受信品質改善効果を向上させることのできるダイバーシチ受信装置を提供することであり、更には、自動車等で高速に移動したときの電波環境の激しい変動に対しても受信品質の改善効果が高い受信システムを、極めて簡潔な構成で実現することである。
また、本発明の更なる目的は、その様な簡潔な構成を実現する際に、重要な設計指針となる規則性（設計基準）を明確に認識した上で、それらを理論的かつ統一的に定式化して開示することである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記の課題を解決するためには、以下の手段が有効である。
即ち、本発明の第１の手段は、マルチキャリア変調を用いた通信におけるダイバーシチ受信装置において、複数のアンテナで受信した各受信信号を所定の帯域幅Ｄで連続に配置された複数の狭帯域毎に抽出する帯域分割フィルタと、この帯域分割フィルタの各出力信号Ｓに対して狭帯域毎に各アンテナ毎の重み付けを行って狭帯域毎の合成信号を生成する信号合成手段と、全ての狭帯域の各合成信号を更に合成する再合成手段とを備え、帯域分割フィルタを、各狭帯域にそれぞれ１対１対応する１つの基本フィルタと他の従属フィルタから構成し、各狭帯域の帯域幅Ｄを何れもサンプリング周波数ｆs に対して「Ｄ＝ｆs ・μ，μ＝１／Ｍ（Ｍは、２以上の整数）」が成り立つ様に設定し、各従属フィルタの中心周波数Ｆｃn を基本フィルタの中心周波数Ｆｃ0 に対して「Ｆｃn ＝Ｆｃ0 ＋ｎＤ  （ｎ＝±１，±２，±３，．．．）」が成り立つ様に設定し、更に、ｎ番の従属フィルタのｋ次のフィルタ係数ｂn,k を基本フィルタのｋ次のフィルタ係数ａk と所定の整数ｃに対して「ｂn,k ＝ａk ・ｅｘｐ（２πｊ・μｎ（ｋ−ｃ））」が成り立つ様に設定することである。
【００１２】
ただし、上記の整数ｎは、従属フィルタの番号と一致するものとする。従属フィルタの番号ｎは、上記の様に負値でも良い。したがって、例えば−１番目の従属フィルタが抽出する狭帯域の中心周波数Ｆｃ-1は、Ｆｃ0 −Ｄとなり、従属フィルタの番号ｎは、基本フィルタを基準（ｎ＝０）として、対応する各狭帯域の中心周波数に対して上昇順に付される。ｊは虚数単位である。
また、フィルタの実装手段としては、例えば、計算機を使ったＦＩＲデジタルフィルタ、ＩＩＲデジタルフィルタや、コンピュータソフトウェアやハードウェア回路などで実現されたトランスバーサルフィルタや、或いは再起フィルタなどの一般的な周知のフィルタを使用することができる。
【００１３】
また、本発明の第２の手段は、上記の第１の手段において、上記の設計パラメータμを「μ＝１／２、またはμ＝１／４」に設定することである。
【００１４】
また、本発明の第３の手段は、上記の第１又は第２の手段において、上記の帯域分割フィルタを、１つの基本フィルタと、１つ、２つ、または４つの従属フィルタから構成することである。
以上の本発明の手段により、前記の課題を効果的、或いは合理的に解決することができる。
【発明の効果】
【００１５】
以上の本発明の手段によって得られる効果は以下の通りである。
本発明のダイバーシチ受信装置は、受信信号を複数の周波数帯域に分割し、それぞれの周波数帯域ごとに重み付けを行って合成するので、各周波数帯域の信号合成手段では劣化した信号成分の影響が軽減された、より正確な重み係数を算出することが可能となり、各周波数帯域ごとの信号レベルが平準化される。
即ち、本発明の第１の手段によれば、マルチパスによる周波数選択性フェージングの影響を軽減することが可能となる。
【００１６】
更に、上記の本発明の第１の手段に基づいて、各狭帯域の帯域幅Ｄの値と、従属フィルタの任意の一つのフィルタ係数ｂn,k の値を上記の様に設定すれば、上記の整数ｎ（ｎ＝±１，±２，±３，．．．）に対して、帯域が基本フィルタからｎＤだけずれた従属フィルタを構成することができる。また、整数ｎは任意であるから、所定のサンプリング周波数ｆs でカバー可能な大きさの目的の周波数帯域は、所定の複数の上記狭帯域を連続的に配置することにより、漏れなくカバーすることができる。
同時に、ｅｘｐ（２πｊ・μｎ（ｋ−ｃ））の値は、上記の設定により、±１，±ｊ（ｊは虚数単位）の何れかに一致するケースが多くなる。このことは、ｂn,k ＝±ａk ，またはｂn,k ＝±ｊａk の何れかによってフィルタ係数ｂn,k を決定できるケースが多くなることを意味しており、この関係を利用すれば、帯域分割フィルタを具現する演算回路上でのフィルタ係数の処理が簡素化できる。
【００１７】
例えば、以下の設計手順を想定する。即ち、分割する狭帯域の帯域幅を入力信号のサンプリング周波数の整数分の１に設定し、まず、直流を含むベースバンド帯域を取り出す基本フィルタを設計する。次に、他の狭帯域信号を取り出すフィルタについては、この基本フィルタの係数（ａk ）を基本とし、これに上記の周波数ｎＤのキャリアｆ（ｔ）＝ｅｘｐ（ｊ２π・ｎＤｔ）のサンプリング値（サンプル時刻ｔk ＝（ｋ−ｃ）／ｆs におけるサンプル値ｆ（ｔk ）＝ｅｘｐ（ｊ２π・μ・ｎ（ｋ−ｃ）））をかけることにより、各狭帯域成分を取り出すバンドパスフィルタのタップ係数を求める。この方法が適正に働く理由は、周波数ｎＤのキャリアをフィルタ係数に掛けることと、バンドパスフィルタの周波数帯域を帯域幅の整数倍（ｎＤ）だけ周波数シフトさせることとは等価な処置であるからである。
【００１８】
この様な構成に従えば、タップ係数の算定が簡単となり、かつ、それを実現するための装置構成も同時に簡単となる。
即ち、本発明の第１の手段によれば、帯域分割フィルタを簡潔に構成できるので、公知の従来構成に対して少ないハードウェアの追加で、電波環境の激しい変動に対しても受信品質の高い受信装置を構成することができる。
【００１９】
また、本発明の第２の手段によれば、上記の「ｂn,k ＝±ａk ，またはｂn,k ＝±ｊａk 」なる関係を全てのフィルタ係数ｂn,k に対して得ることができる。このことは、符号制御を適当に行えば、フィルタ係数ｂn,k を何ら更めて、設計したり設定したりする必要がないことを意味している。
即ち、本発明の第２の手段によれば、極めて簡潔な形で、即ち、従来構成に対するハードウェア構成の最小限の拡張によって、本発明の帯域分割フィルタを実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
以下、本発明を具体的な実施例に基づいて説明する。
ただし、本発明の実施形態は、以下に示す個々の実施例に限定されるものではない。
【実施例１】
【００２１】
図４は、本実施例１のダイバーシチ受信装置１００の論理構成を示すブロック図である。このダイバーシチ受信装置１００の帯域分割フィルタは、図１の基本方式に準拠して構成されている。即ち、図４のダイバーシチ受信装置１００の帯域分割フィルタ３０は、低帯域を通して低帯域複素信号Ｓ１を出力するバンドパスフィルタ３１（ＢＰＦ＿Ｌ）と、中帯域を通して中帯域複素信号Ｓ２を出力するバンドパスフィルタ３２（ＢＰＦ＿Ｍ）と、高帯域を通して高帯域複素信号Ｓ３を出力するバンドパスフィルタ３３（ＢＰＦ＿Ｈ）から成る。
なお、アンテナ１１に対応する受信信号を処理するバンドパスフィルタ３１ａと、アンテナ１２に対応する受信信号を処理するバンドパスフィルタ３１ｂとは、図４では論理的に別個に記載してあるが、これらは同一構成であり、例えば切替機構を用いた時分割処理によって１つのフィルタを周期的に使い回す様にするなどしても良い。
即ち、バンドパスフィルタ３１、３１ａ，３１ｂ，３１ｃ，３１ｄは、何れも同一のフィルタ特性を持つものであり、フィルタ特性を議論する上では、これらの間には何ら差異はない。したがって、以下、バンドパスフィルタ３１とバンドパスフィルタ３１ａとを文言上同一視して記載する場合がある。また、他の帯域（（ＢＰＦ＿Ｍ），（ＢＰＦ＿Ｈ））に付いても同様である。
【００２２】
信号合成手段（４１，４２，４３）の重み付けに用いる重み係数は最大比合成または等利得合成に基づき決定される。再合成手段５０は、隣り合う周波数帯域の合成信号を更に合成する。
【００２３】
本実施例１では、８ＭＨｚでサンプリングされた帯域幅６ＭＨｚの信号を、３つの狭帯域、即ち、中帯域（ＢＰＦ＿Ｍ：−１〜＋１ＭＨｚ）、低帯域（ＢＰＦ＿Ｌ：−３〜−１ＭＨｚ）、及び高帯域（ＢＰＦ＿Ｈ：＋１〜＋３ＭＨｚ）のバンドパスフィルタ（３２，３１，３３）で、それぞれ２ＭＨｚの帯域幅を持った狭帯域信号に変換する例を示す。
まず、図４を用いて、本図４に沿って本実施例１のダイバーシチ受信装置１００の全体的な作用に付いて説明する。
【００２４】
このダイバーシチ受信装置１００は、アンテナ１１，１２，１３，１４、受信機２１，２２，２３，２４、帯域分割フィルタ３０を構成するフィルタ３１，３２，３３、信号合成手段を具現する合成器４１，４２，４３、再合成手段を具現する結合器５０、及び復調器６０とからなる。そして、これらの各部は以下の様に動作する。
【００２５】
各アンテナ１１〜１４で受信された信号は、それぞれ受信機２１〜２４で信号処理に適した周波数に変換され、Ａ／Ｄ変換及び直交復調し、３種類のディジタルフィルタ（フィルタ３１、３２、３３）に入力される。本実施例１では、中帯域（ＢＰＦ＿Ｍ：−１〜＋１ＭＨｚ）をカバーするバンドパスフィルタ３２が基本フィルタに相当し、他のバンドパスフィルタ３１、３３が従属フィルタに相当する。
【００２６】
各アンテナの信号は、帯域分割フィルタ３０を通過後、それぞれの周波数帯域毎に、それぞれ合成器４１、４２、４３によって、最大比合成（または等利得合成）される。本実施例では最大比合成を行っている。この合成器には、特許文献１に記載の手段を用いることができ、これにより、それぞれの周波数帯域ごとで最もＳ／Ｎ比が改善される重み係数が掛けられる。すなわち、合成器に特許文献１に記載の手段を用いれば、マルチパスによる周波数選択性フェージングのためにあるアンテナ素子のある周波数成分が劣化していたとしても、その影響は軽減できる。
【００２７】
そして、合成器４１、４２、４３で合成された合成信号は結合器５０に入力される。結合器５０では３つの隣り合う狭帯域の各合成信号ｕ１，ｕ２，ｕ３が、互いに位相を揃えて合成される。この処理は、まず最初に合成信号ｕ１，ｕ２の相関演算を実施して、位相を揃えて合成することにより新たな合成信号ｖ１を生成し、次に、合成信号ｖ１，ｕ３の相関演算を実施して、位相を揃えて合成することにより新たな合成信号ｖ２を生成することにより実行される。その後、結合された信号（合成信号ｖ２）は、復調器６０に入力される。
【００２８】
以下、帯域分割フィルタ３０のより詳細な構成形態に付いて説明する。
図５に、本実施例１の帯域分割フィルタ３０の論理構成を示す。本図５の構成は、前述の図１、図３、図４の何れの構成にもそれぞれ矛盾なく対応している。記号Σは加算器を表しており、符号σｉ（ｉ＝１，２，３，４）は符号制御加算器を示している。
以下、バンドパスフィルタ３２ａを構成するＦＩＲデジタルフィルタＤＦ１、ＤＦ２の構成形態について述べる。
【００２９】
図６は、本実施例１における基本的な設計基準を示す概念図である。帯域分割フィルタ３０では、８ＭＨｚでサンプリングされた帯域幅６ＭＨｚの信号を、３つの狭帯域、即ち、中帯域（ＢＰＦ＿Ｍ：−１〜＋１ＭＨｚ）、低帯域（ＢＰＦ＿Ｌ：−３〜−１ＭＨｚ）、及び高帯域（ＢＰＦ＿Ｈ：＋１〜＋３ＭＨｚ）のバンドパスフィルタ（３２，３１，３３）によって、それぞれ２ＭＨｚの帯域幅を持った狭帯域信号に変換する。
図６は、その設計手順を示しており、この帯域分割フィルタ３０の設計手順では、まず、ＤＣ付近の２ＭＨｚ帯域を通過させるバンドパスフィルタ３２ａ（ＢＰＦ＿Ｍ）を設計する。これが本発明の基本フィルタに相当する。
【００３０】
この中帯域用のバンドパスフィルタ３２ａ（ＢＰＦ＿Ｍ）は、図７−Ａ，図７−Ｂに図示する様に、通常のＬＰＦ（ローパスフィルタ）を設計する要領で設計することができる。即ち、この基本フィルタ（ＢＰＦ＿Ｍ）のタップ係数は図７−Ａの例のように１ＭＨｚで−６ｄＢとなるＦＩＲデジタルフィルタを設計し、タップ番号３（即ち、フィルタ係数の次数ｋが２）となるタップを中心として左右対称形を成す５タップ（α-2，α-1，α0 ，α1 ，α2 ）の係数を、目的のタップ係数として求める（図７−Ｂ）。このとき、α0 （即ち、タップ番号３）の位相を基準（θ＝０）に選ぶと、虚部のタップ係数はすべて０となる。このことは、前述の本発明の第１の手段において、定整数ｃを２に設定することに相当する。
【００３１】
また、１ＭＨｚのところで、信号レベルを−６ｄＢにまで減衰させる理由は、その減衰分だけ隣のフィルタから補強（染み出し）を受けるためである。即ち、この様な処置によっても、全帯域に渡って略一様の信号レベル（受信感度）が確保できる様にしている。
【００３２】
他の従属フィルタ（バンドパスフィルタ３１，３３）のフィルタ係数の設計（算定）は、本発明の基本フィルタに相当する上記のバンドパスフィルタ３２ａ（ＢＰＦ＿Ｍ）のフィルタ係数に、±２ＭＨｚ相当のキャリアを掛けることにより、実施することができる。即ち、従属フィルタ（バンドパスフィルタ３１，３３）の各タップ係数については、ＢＰＦ＿Ｍの係数ａk に周波数２ＭＨｚ×ｎのキャリアのｆs 周期でのサンプリング値ｅｘｐ（２πｊ・μｎ（ｋ−ｃ））を乗算することにより、複素数のタップ係数が求められる。ただし、ここでは、サンプリング周波数ｆs は８ＭＨｚであるので、μ＝１／４である。また、バンドパスフィルタ３１に対してはｎ＝−１が、バンドパスフィルタ３３に対してはｎ＝１が相当し、ｋは各フィルタ係数の次数（ｋ＝０，１，２，３，４）に対応している。また、本実施例１では、タップ番号１、２、３、４、５はそれぞれ、各フィルタ係数の次数（ｋ＝０，１，２，３，４）に対応しており、定整数ｃを２に設定することは、タップ番号３を位相基準（θ＝０）に選んだことに相当する。
【００３３】
言い換えれば、中帯域（ＢＰＦ＿Ｍ：−１〜＋１ＭＨｚ）のタップ係数に２ＭＨｚ又は−２ＭＨｚのキャリアを掛けて、通過帯域を推移させることにより、低帯域（ＢＰＦ＿Ｌ：−３〜−１ＭＨｚ）及び高帯域（ＢＰＦ＿Ｈ：＋１〜＋３ＭＨｚ）のタップ係数を求めることができる。図８−Ａ、図８−Ｂ、図９−Ａ、図９−Ｂ及び図１０は、これらのタップ係数を示すものである。
以上の様に、前述の本発明の第２の手段に従えば、直流付近の帯域幅２ＭＨｚの成分を抽出する基本フィルタを５タップ（α-2，α-1，α0 ，α1 ，α2 ）で設計したとすると、この基本タップ係数にそれぞれ２ＭＨｚ、−２ＭＨｚのキャリアを乗算するとき、そのキャリア信号のサンプリング値はすべて０，±１のみとなることが判る。即ち、本発明の第２の手段に従えば、各帯域を取り出す各バンドパスフィルタ（３１ａ，３２ａ，３３ａ）のタップ係数が、図１０に示す通りに、基本フィルタのタップ係数（α-2，α-1，α0 ，α1 ，α2 ）を用いて極めて簡潔な形にできる。
【００３４】
その結果、低帯域（ＢＰＦ＿Ｌ：−３〜−１ＭＨｚ）、中帯域（ＢＰＦ＿Ｍ：−１〜＋１ＭＨｚ）、高帯域（ＢＰＦ＿Ｈ：＋１〜＋３ＭＨｚ）の３帯域を分離する本実施例１の帯域分割フィルタ（３０）は、５タップ（α-2，α-1，α0 ，α1 ，α2 ）の乗算器があれば、符号の反転処理を実行する図５の符号制御加算器σｍ（ｍ＝１，２，３，４）の配設が一部必要となるものの、非常に簡潔に構成することができる。この際乗算するキャリアはすべて0 、±1 のみであるため、５タップ（α-2，α-1，α0 ，α1 ，α2 ）の係数のみの乗算器で実現可能となる。また、実際には、更にα０を中心に左右対称となるため、３個の乗算器で実現することも可能である。
この様に、本発明によれば、電波環境の激しい変動に対しても受信品質の高い受信装置を、極めて簡潔な形で構成することができる。
【実施例２】
【００３５】
図１１に本実施例２のダイバーシチ受信装置を構成するブロック図を示す。本実施例のダイバーシチ受信装置は、アンテナ１１，１２，１３，１４、受信機２１，２２，２３，２４、フィルタ３１，３２、合成器４１，４２、結合器５０、復調器６０とからなる。以下、それぞれの動作について説明する。
【００３６】
各アンテナ１１〜１４で受信された信号は、それぞれ受信機２１〜２４で信号処理に適した周波数に変換され、Ａ／Ｄ変換及び直交復調し、２種類のディジタルフィルタ（フィルタ３１、３２）に入力される。このフィルタ３１、３２は、信号の周波数帯域のちょうど中心で６ｄＢ落ちる特性をもったローパスフィルタとハイパスフィルタで構成される。これは、それぞれの帯域の合成信号を結合するとき、周波数軸上で重なり合う部分の信号レベルが元通りになるようにするためである。
【００３７】
その後、合成器４１、４２において、それぞれの周波数帯域で各アンテナの信号を最大比合成または等利得合成する。本実施例では最大比合成を行っている。この合成器は特許文献１に記載の手段を用いることができる。これにより、それぞれの周波数帯域ごとで最もＳ／Ｎ比が改善される重み係数が掛けられる。すなわち、マルチパスによる周波数選択性フェージングにより、あるアンテナ素子のある周波数成分が劣化していたとしても、その影響は軽減することができる。
【００３８】
そして、合成器４１、４２で合成された合成信号は結合器５０に入力される。結合器５０では２つの隣り合う合成信号間の信号相関を求める。本実施例ではそもそも合成信号は２つであるため、その２つの合成信号の信号相関を求める。求められた信号相関を基に位相を揃える。この場合の位相とは、２つの信号が周波数軸上で重なり合う部分の信号の位相であり、この位相が揃っていなければ、最悪の場合（つまり逆位相）には結合によって、重なり合う周波数の信号成分が相殺されてしまうため、位相を揃える。
【００３９】
厳密にはこの結合は、中心部分の位相を揃えることが目的であるので、周波数軸上で重なり合う部分はより狭いほうが良く、すなわちフィルタとしてはできるだけ急峻な特性を持つほうがより好ましい。
結合された信号は復調器６０に入力される。周波数帯域の分割数を増やすとフィルタと合成部が増えるだけで、動作原理については上記と同様である。
【００４０】
以下、本実施例のように周波数帯域を２分割にした場合に、フィルタの回路規模が大幅に削減できることを説明する。
フィルタはディジタルフィルタにより実現する。２分割の場合、１種類のローパスフィルタ係数を用意すればよい。フィルタといえば実信号領域つまり正の周波数領域で考えるのが一般的であるが、ここでは負の周波数領域にまで拡張して考える。すなわち、カットオフＦ（Ｈｚ）のローパスフィルタは、この場合、−Ｆ〜Ｆ（Ｈｚ）のバンドパスフィルタとなる（図１２）。このフィルタのフィルタ係数を変形させることで周波数軸上で＋Ｆ（Ｈｚ）移動させれば０〜２Ｆ（Ｈｚ）のバンドパスフィルタとなり、逆に−Ｆ（Ｈｚ）移動させれば−２Ｆ〜０（Ｈｚ）のバンドパスフィルタとなる。
【００４１】
ここでは、システムのサンプリングの周波数が、全信号帯域に比較して、４倍のオーバーサンプリングされている場合を示す。まず、オーバーサンプリングされた動作周波数Ｆｄ＝４ｆs （Ｈｚ）の回路で、ディジタルフィルタを構成する際、ｆs を基準にして考える。以下、２分割の場合を考える。この時、各設計パラメータは、以下の設計パラメータ群１の通りに設定するものとする。
【００４２】
（設計パラメータ群１）
ｆs ＝８ＭＨｚ
μ  ＝１／２
Ｄ  ＝４ＭＨｚ
そこで、まず、これらの条件を満たす原型フィルタを設計する（図１２）。即ち、原型フィルタの各フィルタ係数Ａk を求める。ただし、ここで言う原型フィルタとは、設計上の原型モデルと成り得る適当なフィルタのことである。
【００４３】
次に、「ｂn,k ＝Ａk ｅｘｐ（２πｊμ・１／２・（２ｎ＋１）（ｋ−ｃ））」を用いて、各フィルタ係数ｂn,k を求める。ここで上記の条件（設計パラメータ群１）を代入すると、ｎ＝０の場合、
ｂ0,k ＝Ａk ｅｘｐ（２πｊμ・１／４・（ｋ−ｃ））
＝Ａk ｅｘｐ（π／２・ｊ（ｋ−ｃ））
となり、上側のＢＰＦの係数ｂ0,k が求められる。
【００４４】
同様に、下側のＢＰＦの係数は、「ｂ-1,k＝Ａk ｅｘｐ（−π／２・ｊ（ｋ−ｃ））」となって求められる。上記の各フィルタ係数ｂ0,k 、ｂ-1,kから判る様に、位相は±９０°ずつずれた値をとるのみとなり、上記の原型フィルタのフィルタ係数Ａk の符号の制御のみで、各狭帯域フィルタ（上側のＢＰＦと下側のＢＰＦ）が実現できる。
【００４５】
この上側のＢＰＦと下側のＢＰＦの何れを本願発明の基本フィルタと呼んでも良い。他方が、本願発明の従属フィルタが満たすべき関係を満たしている。したがって、例えばｎ＝０を満たす側を基本フィルタとすると、もう一方の従属フィルタのフィルタ係数は、この基本フィルタのタップ係数に関する符号の制御のみで実現することができる。勿論、どちらを基本に考えても同様の関係が成り立つ。
これらのフィルタを４ｆs のオーバーサンプリングされたシステムに適用する場合には、図１２に示すように、フィルタ係数に０を挿入して４倍のオーバーサンプリングを行って演算すればよいことは明らかである。
【００４６】
一方、復調後の信号の周波数帯域を−Ｆｓ〜Ｆｓ（０＜Ｆｓ≦Ｆｄ／２）とおくと例えば、地上ディジタル放送の場合Ｆｓは約３ＭＨｚである。このシステムではＦｄを約３２ＭＨｚとしたとき、上記のようにフィルタを設計すれば上側のフィルタによる地上ディジタル放送信号出力は０〜３ＭＨｚの信号、下側の出力は−３ＭＨｚ〜０ＭＨｚの信号となる。そして、それぞれの帯域の信号が合成されることになる。
【実施例３】
【００４７】
実施例３のダイバーシチ受信装置のブロック図を図１３に示す。本実施例においては、フィルタと合成器がそれぞれ３つ（フィルタ３１〜３３、合成器４１〜４３）で構成されている。つまり周波数帯域を３分割している。本実施例の各構成要素の動作は実施例２と同様である。ここでは、各フィルタの構成について説明する。
【００４８】
本実施例は４倍のオーバーサンプリング系での３分割の実施例である。本実施例３においても、前記実施例と同様にｆs ＝８ＭＨｚで考える。なお、各設計パラメータは、以下の設計パラメータ群２の通りに設定するものとする。
（設計パラメータ群２）
ｆs ＝８ＭＨｚ
μ  ＝１／４
Ｄ  ＝２
【００４９】
そして、実施例２と同様に設計し、基本フィルタａk を得る（図１４−Ａ）。次に従属フィルタＦＬＴ２は、「ｂFLT2,k＝ａk ｅｘｐ（π／２・ｊ（ｋ−ｃ））」、従属フィルタＦＬＴ３は、「ｂFLT3,k＝ａk ｅｘｐ（−π／２・ｊ（ｋ−ｃ））」となって求められ、位相項は±π／２ずつずれた値となる（図１４−Ｂ）。
オーバーサンプリングシステムへの適用形態は、前実施例２と同様で良い（図１４−Ｃ）。
【実施例４】
【００５０】
次に、実施例４のダイバーシチ受信装置のブロック図を図１５に示す。本実施例においては、フィルタと合成器がそれぞれ５つ（フィルタ３１〜３５、合成器４１〜４５）で構成されている。つまり周波数帯域を５分割している。各構成要素の動作は実施例２と同様である。ここでは、各フィルタの構成について説明する。
【００５１】
本実施例は、帯域幅が異なる分割例である。４倍のオーバーサンプリングの場合を考える。各設計パラメータは、以下の設計パラメータ群３の通りに設定するものとする。
（設計パラメータ群３）
ｆs ＝８ＭＨｚ
μ  ＝１／８
Ｄ  ＝１
そして、実施例２と同様に設計すると、基本フィルタａk を得る（図１６−Ａ）。
次に、上側の従属フィルタ及び下側の従属フィルタは前実施例と同様に求められる。ここでは、π／４の整数倍の位相変化のみとなり、演算が簡単になることがわかる。ここで６ＭＨｚをカバーしようとすると７個のＢＰＦが必要となる。しかしながら係数はａk のみで表わすことができ、これも本発明に基づく１つの実現方式であると考えることができる（図１６−Ｂ）。
【００５２】
さらに、ここではＤＣ中心の３つのＢＰＦと、その外側の２つのフィルタの５つのフィルタで実現する。即ち、ＦＬＴ２を０挿入せずに、４倍のオーバーサンプリング系に適用すると通過帯域は２ＭＨｚ〜６ＭＨｚとなる。同様にＦＬＴ３を０挿入無しで適用すると、通過帯域は−２ＭＨｚ〜−６ＭＨｚとなる。
【００５３】
一方、４倍のオーバーサンプリングに合わせてＦＬＴ２、ＦＬＴ３に０を３個ずつ挿入するとそれぞれ１ＭＨｚ帯域となり、−１．５ＭＨｚ〜＋１．５ＭＨｚとなり、１．５ＭＨｚ〜２ＭＨｚ、−１．５ＭＨｚ〜−２．０ＭＨｚに空きができる。
そこで、帯域分割の隙間を埋めるため、即ちＦＬＴ１〜３の帯域幅を３ＭＨｚから４ＭＨｚにする。そのためには、従来０を３個挿入する代わりに、０を２個挿入すると帯域幅は４／３倍となり、全帯域がカバーできることとなる。
このように、最終的に不要な折り返しの部分をうまく利用することにより、さまざまな帯域分割フィルタの簡略化が実現できる。
【００５４】
尚、本発明のダイバーシチ受信装置は、上述の図示例にのみ限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々変更を加え得ることは言うまでもない。
【図面の簡単な説明】
【００５５】
【図１】本発明の背景技術となる基本的な受信方式を表す概念図
【図２】受信率に関する先願発明の効果を例示するグラフ
【図３】デジタルフィルタの論理的な構成を例示するブロック図
【図４】実施例１のダイバーシチ受信装置１００の論理構成を示すブロック図
【図５】実施例１の帯域分割フィルタ３０の論理構成を示すブロック図
【図６】実施例１における基本的な設計基準を示す概念図
【図７−Ａ】フィルタ３２ａ（ＢＰＦ＿Ｍ）の設計手順を示すグラフ
【図７−Ｂ】フィルタ３２ａ（ＢＰＦ＿Ｍ）の各タップ係数（実部）を示す表
【図８−Ａ】フィルタ３３ａ（ＢＰＦ＿Ｈ）の各タップ係数（実部）を示す表
【図８−Ｂ】フィルタ３３ａ（ＢＰＦ＿Ｈ）の各タップ係数（虚部）を示す表
【図９−Ａ】フィルタ３１ａ（ＢＰＦ＿Ｌ）の各タップ係数（実部）を示す表
【図９−Ｂ】フィルタ３１ａ（ＢＰＦ＿Ｌ）の各タップ係数（虚部）を示す表
【図１０】帯域分割フィルタ３０の各タップ係数（実部及び虚部）を示す表
【図１１】実施例２のダイバーシチ受信装置の論理構成を示すブロック図
【図１２】実施例２における帯域分割フィルタの作用を示す図
【図１３】実施例３のダイバーシチ受信装置の論理構成を示すブロック図
【図１４−Ａ】実施例３における帯域分割フィルタの作用を示す図
【図１４−Ｂ】実施例３における帯域分割フィルタの作用を示す図
【図１４−Ｃ】実施例３における帯域分割フィルタの作用を示す図
【図１５】実施例４のダイバーシチ受信装置の論理構成を示すブロック図
【図１６−Ａ】実施例４における帯域分割フィルタの作用を示す図
【図１６−Ｂ】実施例４における帯域分割フィルタの作用を示す図
【符号の説明】
【００５６】
ｆs   ：  サンプリング周波数
Ｓ    ：  帯域分割フィルタの出力信号
μ    ：  設計パラメータ
Ｄ    ：  狭帯域の帯域幅
ｎ    ：  従属フィルタの番号
ｋ    ：  フィルタ係数の次数
ｊ    ：  虚数単位
π    ：  円周率
１００  ：  ダイバーシチ受信装置（実施例１）
１１  ：  アンテナ
２１  ：  受信機
３０  ：  帯域分割フィルタ
３１  ：  バンドパスフィルタ
３１ａ：  バンドパスフィルタ３１のアンテナ１１対応部
（実施例１の従属フィルタ）
３２  ：  バンドパスフィルタ
３２ａ：  バンドパスフィルタ３２のアンテナ１１対応部
（実施例１の基本フィルタ）
３３  ：  バンドパスフィルタ
３３ａ：  バンドパスフィルタ３３のアンテナ１１対応部
（実施例１の従属フィルタ）
４１  ：  合成器（信号合成手段）
４２  ：  合成器（信号合成手段）
４３  ：  合成器（信号合成手段）
５０  ：  結合器（再合成手段）
６０  ：  復調器
Ｓ１  ：  低帯域複素信号（実施例１の帯域分割フィルタ３０の出力信号）
Ｓ２  ：  中帯域複素信号（実施例１の帯域分割フィルタ３０の出力信号）
Ｓ３  ：  高帯域複素信号（実施例１の帯域分割フィルタ３０の出力信号）
ＤＦ１  ：  ＦＩＲデジタルフィルタ
ＤＦ２  ：  ＦＩＲデジタルフィルタ
σｉ  ：  符号制御加算器（ｉ＝１，２，３，４）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７−Ａ】
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【図７−Ｂ】
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【図８−Ａ】
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【図８−Ｂ】
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【図９−Ａ】
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【図９−Ｂ】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４−Ａ】
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【図１４−Ｂ】
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【図１４−Ｃ】
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【図１５】
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【図１６−Ａ】
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【図１６−Ｂ】
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