(57)【要約】【課題】  同一チャネル干渉が存在するマルチパス環境において、前記干渉を抑圧でき、タイミング再生やチャネル推定の精度の劣化を補償することが可能で且つ常に高速信号伝送を実現できるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信方式及び受信機を提供する。【解決手段】  ＮＴ個の相異なる誤り訂正符号化されたＯＦＤＭ信号をＮＲ本のアンテナで受信した受信信号からタイミングを再生するタイミング再生処理と前記受信信号を白色化し合成信号を出力するＬ個の線形合成処理と前記合成信号をサブキャリア信号に変換するＬ個のフーリエ変換処理と前記サブキャリア信号を用いて尤度計算を行い検波信号を出力する信号検出処理と前記検波信号をデインターリーブして誤り訂正復号するＮＴ個の誤り訂正復号処理と前記線形合成処理及び前記信号検出処理で用いるパラメータを一括して推定するパラメータ推定処理と上記処理の一部または全部を繰り返して行う繰り返し制御処理とで構成する。【選択図】  図１
2005065197.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＮＴ(ＮＴは正の整数)個の相異なる誤り訂正符号化されたＯＦＤＭ信号をＮＲ(ＮＲは正の整数)本のアンテナで受信した受信信号からタイミングを再生するタイミング再生処理と、
前記受信信号を白色化し合成信号を出力するＬ(Ｌは正の整数)個の線形合成処理と、
前記合成信号をサブキャリア信号に変換するＬ個のフーリエ変換処理と、
前記サブキャリア信号を用いて尤度計算を行い、検波信号を出力する信号検出処理と、
前記検波信号をデインターリーブして誤り訂正復号するＮＴ個の誤り訂正復号処理と、
前記線形合成処理及び前記信号検出処理で用いるパラメータを一括して推定するパラメータ推定処理と、
上記各処理の一部または全部を繰り返して行う繰り返し制御処理と、
から構成されることを特徴とする高精度タイミング再生を備えたＭＩＭＯ-ＯＦＤＭ受信方式。
【請求項２】
前記タイミング再生処理として、前記受信信号と既知なプリアンブル信号との相互相関や前記受信信号の自己相関により仮タイミング候補を検出し、前記仮タイミング候補毎に前記パラメータ推定処理を行い、推定された重み係数を用いて前記線形合成処理で出力された前記合成信号とそのレプリカの誤差が最小となる前記仮タイミング候補をタイミングとするか、または、前記仮タイミング候補の内で最も確からしい候補においてタップ数を増やして前記パラメータ推定処理を行い、推定された各タップの重み係数の大きさにより前記パラメータ推定処理に必要なタップ数の決定と仮タイミングを補正してタイミングの再生を行うか、または、上記二つのタイミング再生処理を行う請求項１に記載の高精度タイミング再生を備えたＭＩＭＯ-ＯＦＤＭ受信方式。
【請求項３】
前記線形合成処理として、前記受信信号をフィルタリングする分数間隔トランスバーサルフィルタとその出力を合成する合成器とを用いて、前記パラメータ推定処理で推定された分数間隔トランスバーサルフィルタの重み係数で前記受信信号の線形合成を行う請求項１に記載の高精度タイミング再生を備えたＭＩＭＯ-ＯＦＤＭ受信方式。
【請求項４】
前記フーリエ変換処理として、前記合成信号のガードインターバル成分を前記タイミング再生処理から得られた前記タイミングにより除去してフーリエ変換を行うか、または、フーリエ変換の開始位置によって変化する所望信号の電力と発生する干渉の電力の比を前記パラメータ推定処理から得られるチャネル応答の推定値から計算し、前記電力比が最大となる位置でフーリエ変換を行うか、または、計算された前記電力比が最大になる位置において範囲の異なった二つのフーリエ変換を行って同相合成するかによって、前記合成信号をサブキャリア信号に変換する請求項１に記載の高精度タイミング再生を備えたＭＩＭＯ-ＯＦＤＭ受信方式。
【請求項５】
前記信号検出処理として、Ｌ個のサブキャリア信号に対して、前記チャネル応答の推定値をフーリエ変換して導出された伝達関数を用いてレプリカ信号を生成し、前記サブキャリア信号と前記レプリカ信号の差の絶対値２乗値をメトリックとして最尤推定を行い、さらに、繰り返し制御時は、前記誤り訂正復号処理の出力である符号化されたビットの対数尤度比を帰還して事前情報として用いて最大事後確率推定を行うか、または、前記伝達関数を用いてＬ個のサブキャリア信号からＮＴ個の信号を分離する線形処理や、信頼度の順番に信号分離と干渉キャンセルを行う順次復号を行うかによって検波信号を出力する処理を行う請求項４に記載の高精度タイミング再生を備えたＭＩＭＯ-ＯＦＤＭ受信方式。
【請求項６】
前記誤り訂正復号処理として、サブキャリア数分の前記検波信号をパラレルシリアル変換し、デインターリーブし、ソフト入力・ソフト出力の誤り訂正復号を行い、情報ビットと符号化されたビットの対数尤度比を出力し、前記情報ビットの対数尤度比により受信ビット系列を決定する処理を行う請求項１に記載の高精度タイミング再生を備えたＭＩＭＯ-ＯＦＤＭ受信方式。
【請求項７】
前記パラメータ推定処理として、前記分数間隔トランスバーサルフィルタの重み係数ならびに前記信号検出処理に用いるチャネル応答を一括して、前記合成信号とプリアンブル信号を用いて生成される合成信号のレプリカとの差の絶対値２乗値が最小になるように最小２乗法により推定するか、または、前記受信信号とプリアンブル信号を要素に持つベクトルの自己相関行列の固有値および固有ベクトルにより推定する請求項３に記載の高精度タイミング再生を備えたＭＩＭＯ-ＯＦＤＭ受信方式。
【請求項８】
前記繰り返し制御処理として、前記受信ビット系列に対して巡回符号による誤り検出を行い、誤りが検出されなかった場合には受信処理を終了し、誤りが検出された場合には、前記符号化されたビットの対数尤度比、または、それから計算されるサブキャリア信号の期待値を用いて、上記各処理の一部または全部を再度行い、一連の処理をさらに繰り返して行う請求項６に記載の高精度タイミング再生を備えたＭＩＭＯ-ＯＦＤＭ受信方式。
【請求項９】
前記フーリエ変換処理と前記信号検出処理として、前記合成信号に対して、前記フーリエ変換処理を含んだ信号分離を行う線形処理によりＮＴ個の信号を分離し、前記検波信号を出力する離散フーリエ変換・信号分離線形処理を行うか、または、前記繰り返し制御時は、前記合成信号から所望サブキャリア信号成分をレプリカ減算によって抽出し、前記フーリエ変換処理を含んだ線形処理によりその抽出された信号を合成して、前記検波信号を出力するターボ等化処理を行う請求項５に記載の高精度タイミング再生を備えたＭＩＭＯ-ＯＦＤＭ受信方式。
【請求項１０】
前記パラメータ推定処理を行い、推定された重み係数を用いて前記線形合成処理で出力された前記合成信号とそのレプリカの誤差と、前記受信信号と前記線形合成処理を行わないで前記受信信号に対して前記パラメータ推定処理を行い、前記チャネル応答の推定値で生成された受信信号のレプリカとの誤差とを比較して、後者の上記誤差が小さい場合には前記線形合成処理を行わない請求項４に記載の高精度タイミング再生を備えたＭＩＭＯ-ＯＦＤＭ受信方式。
【請求項１１】
ＮＴ(ＮＴは正の整数)個の相異なる誤り訂正符号化されたＯＦＤＭ信号をＮＲ(ＮＲは正の整数)本のアンテナで受信した受信信号からタイミングを再生するタイミング再生器と、
前記受信信号を白色化し合成信号を出力するＬ(Ｌは正の整数)個の線形合成器と、
前記合成信号をサブキャリア信号に変換するＬ個のフーリエ変換器と、
前記サブキャリア信号を用いて尤度計算を行い、検波信号を出力する信号検出器と、
前記検波信号をデインターリーブして誤り訂正復号するＮＴ個の誤り訂正復号器と、
前記線形合成器及び前記信号検出器で用いるパラメータを一括して推定するパラメータ推定器と、
上記処理の一部または全部を繰り返して行う繰り返し制御器と、
を備えることを特徴とする高精度タイミング再生を備えたＭＩＭＯ-ＯＦＤＭ受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は移動通信、無線ＬＡＮ、地上波ディジタルＴＶ放送等の直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）及びＭＣ−ＣＤＭＡなどのＯＦＤＭをベースした無線伝送方式を、複数（単数）の送受信アンテナを用いて信号を空間多重するＭＩＭＯ方式に拡張を行ったＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ方式における受信方式及び受信機に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、移動通信、無線ＬＡＮにおいては、高信頼な高速伝送を実現できる無線伝送方式としてＯＦＤＭが注目を集めている。ＯＦＤＭ方式は、ガードインターバル(ＧＩ)を挿入したマルチキャリア伝送であり、周波数選択性フェージング条件下でも良好な伝送特性が実現できる。更なるＯＦＤＭ方式の高速化を目指し、送受信アンテナを複数用いて信号を空間多重するＭＩＭＯ（Multiple  Input  Multiple  Output）方式の適用が検討されており、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭとして精力的に研究が行われている。
【０００３】
図９に従来のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭのシステム構成を示す。図９に示されるように、従来のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおいて、ＮＴ本の送信アンテナとＮＲ本の受信アンテナにより、ＯＦＤＭ信号を空間多重しており、各送信アンテナからは異なったＯＦＤＭ信号が送信され、受信機ではＮＲ本分の受信信号からＮＴ本分のＯＦＤＭ信号の信号分離・検出が行われるようになっている。
【０００４】
従来のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭの送信機の構成を図１０に示す。図１０に示されるように、従来のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭの送信機では、まず、情報ビット系列は、ＮＴ個の系列に分割された後、それぞれ誤り訂正符号化・インターリーブされ、ＯＦＤＭ変調器によりＮサブキャリアのＯＦＤＭ信号が生成される。次に、ＯＦＤＭ信号は各サブキャリアにおける変調信号をＩＦＦＴにより時間信号に変換し、さらに、その時間信号の後半の一部をＧＩとして時間信号の前半に付加することで生成される。ＩＦＦＴにより生成される時間信号とＧＩを合わせてＯＦＤＭシンボルとも呼ばれ、パケットは複数のＯＦＤＭシンボルから構成されている。これらのＯＦＤＭ信号は帯域制限のために波形整形された後、ＲＦ周波数帯へ周波数変換されて各送信アンテナから送信される。
【０００５】
従来のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭの受信機の構成を図１１に示す。図１１に示されるように、従来のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭの受信機では、まず、各アンテナで受信された受信信号は送信機の波形整形フィルタと同様な整合フィルタを通過し、タイミング再生が行われる。次に、そのタイミングよりＧＩを除去した後、ＦＦＴによりＮ本のサブキャリア信号に変換され、ＯＦＤＭ信号の性質からＮ本のサブキャリア信号は互いに直交するので、各サブキャリア毎にＮＲ個の受信信号からＮＴ個の信号を最尤検出器により検波し、検波信号を出力する。なお、サブキャリア信号とは、受信信号や受信信号を線形合成した合成信号がＦＦＴにより周波数領域における各サブキャリアの信号に変換された信号のことを言う。各サブキャリアの検波信号は送信信号系列毎にシリアルパラレル変換され、デインターリーブ後に復号され、全系列が再び統合される。最近のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭに関連する技術は、非特許文献１〜非特許文献７に開示されている。
【０００６】
従来のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭの受信機は大別すると、(I)各送信アンテナからの送信信号を個々に抽出する線形合成タイプ（例えば、非特許文献２、 非特許文献３、 非特許文献５、及び非特許文献６を参照する）、(II)各受信信号からレプリカ信号を差し引くことで尤度を計算し、信号判定を行う最尤推定タイプ（例えば、非特許文献１、非特許文献２、非特許文献４及び非特許文献６を参照する）に分類することができる。
【０００７】
最尤推定タイプのＭＩＭＯ−ＯＦＤＭの受信機は、線形合成タイプのと比べて演算量が増えるものの、優れた誤り率特性を有するが、図１２に示されるような、同一チャネル干渉（ＣＣＩ）が存在するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムは想定しておらず、隣接セルなどからのＣＣＩにより伝送特性は大幅に劣化すると考えられる。しかし、発明者が知る限りではＣＣＩを抑圧するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信方式については今まで検討が行われていない。そもそもＣＣＩ環境ではＭＩＭＯ伝送を止め、単一のＯＦＤＭ信号を伝送し、複数の受信アンテナをアダプティアレーとして動作させることで、例えば非特許文献７に開示されたようなＣＣＩを抑圧する手法は既に提案されているが、この手法はＭＩＭＯ-ＯＦＤＭ受信方式に関する技術ではない。
【０００８】
また、特許文献１では、ＯＦＤＭ方式においてＣＣＩとガードインターバルを超えるマルチパス遅延波による干渉を抑圧する技術と、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ方式において後者の干渉を抑圧する技術について開示されているが、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ方式において両干渉を抑圧する技術については、何の示唆も開示も一切されていない。
【特許文献１】特願２００３−００３８１３号
【非特許文献１】Ａ.・バン・ゼルスト、Ｒ.・バン・ニー、Ｇ.・Ａ.・アウォーター(A．van Zelst, R．van Nee, and G. A.Awater),「スペース  ディビジョン  マルチプレクシング (ＳＤＭ)  フォー  ＯＦＤＭ  システムズ(SpaceDivision Multiplexing (SDM) for OFDM systems)」,ＩＥＥＥ  ビヒク.  テク.  コンファ.(IEEE Vehic.Tech. Conf.),2000年5月,p.1070-1074
【非特許文献２】Ｙ.・リー、Ｊ.・Ｈ.・ウィンターズ、Ｎ.・Ｒ.・ソランバーガー(Y. Li, J. H. Winters, and N. R.Sollenberger), 「ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ  フォー  ワイヤレス  コミューニケイションズ：シグナル  ディテクション  ウィズ  インハンスド  チャネル  エスティメイション（MIMO-OFDMfor wireless communications: signal detection with enhanced channel estimation）」,ＩＥＥＥ  トランス.  オン  コンミュー.(IEEETrans. on Commun.),第50巻第9号,2002年9月,p.1471-1477
【非特許文献３】Ｈ.・サンパス、Ｓ.・タルウォー、Ｊ.・テラド、Ｖ.・アツェグ、Ａ.・ポールラージ(H．Sampath, S．Talwar, J．Tellado,V．Erceg and A．Paulraj), 「ア  フォース・ジュネレイション  ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ  ブロードバンド  ワイヤレス  システム：デザイン,パフォーマンス,  アンド  フィールド  トライアル  リザルトズ(Afourth-generation MIMO-OFDM broadband wireless system: design, performance, andfield trial results)」, ＩＥＥＥ  コンミュー.  マガジン(IEEECommun. Magazine),第40巻第9号,2002年9月,p.143-149
【非特許文献４】Ｓ.・ホリ、Ｍ.・ミゾグチ、Ｔ.・サカタ、Ｍ.・ノリクラ(S. Hori, M. Mizoguchi, T. Sakata, and M.Norikura),「ア  ニュー  ブランチ  メトリック  ジュネレイション  メソッド  フォー  ソフト・デシジョン  ビタビ  デコーディング  イン  コーデド  ＯＦＤＭ−ＳＤＭ  システムズ  エンプロイング  ＭＬＤ  オーバー  フリクエンシ  セレクティブ  ＭＩＭＯ  チャネルズ(Anew branch metric generation method for soft-decision Viterbi Decoding in codedOFDM-SDM systems employing MLD over frequency selective MIMO channels)」,ＩＥＩＣＥ  トランス.  ファンダメンタルズ.(IEICETrans. Fundamentals.),第E85-A巻,2002年7月,p.1675-1684
【非特許文献５】Ｓ.・クロサキ、Ｙ.・アサイ、Ｔ.・スギヤマ、Ｍ.・ウメヒラ(S. Kurosaki, Y. Asai, T. Sugiyama, andM. Umehira),「ＳＤＭ‐ＣＯＦＤＭ  スキーム  エンプロイング  フィードフォワード  インターチャネル  インターフェアレンス  キャンセラー  フォー  ＭＩＭＯ  ベイセド  ブロードバンド  ワイヤレス  ＬＡＮｓ(SDM-COFDM scheme employing feed-forward inter-channel interferencecanceller for MIMO based broadband wireless LANs)」,ＩＥＩＣＥ  トランス.  コンミュー.(IEICE Trans.Commun.),第E86-B巻,2003年1月,p.283-290
【非特許文献６】須山聡・鈴木博・府川和彦,「ガードインターバルを超えるマルチパス遅延に対するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭターボ等化」,電子情報通信学会技術報告,RCS2002-312,2003年3月
【非特許文献７】西川徹・原嘉孝・原晋介,「移動通信におけるＯＦＤＭ用アダプティブアレーの検討」,電子情報通信学会研究技術報告,RCS2000-232,2001年3月
【非特許文献８】Ｌ. ・Ｒ.・バハル、Ｊ.・コッカ、Ｆ.・イェリネク、Ｊ.・ラビブ(L．R．Bahl,J. Cocke, F.Jelinek and J. Raviv),「オプティマル  デコーディング  オフ  リニア  コードズ    フォー  ミニマイジング  シンボル  エラー  レート(Optimal decoding of linear codes for minimizing  symbolerror rate)」,ＩＥＥＥ  トランス.  オン  インフォーム.  スィーオリ(IEEE Trans. on Inform. Theory),第20巻,1974年3月,p.284-287
【非特許文献９】Ｐ.・ロバートソン、Ｅ.・ビラブリュン、Ｐ.・ホーシェル(P. Robertson, E. Villebrun and P. Hoecher),「ア  コンパリソン  オフ  オプティマル  アンド  サブオプティマル  ＭＡＰ  デコーディング  アルゴリズム  オペレイテング  イン  ザ  ログ  ドメイン(Acomparison of optimal and sub-optimal MAP decoding  algorithmsoperating in the log domain)」,イン  プロク.  オフ  ＩＣＣ９５(in Proc. of ICC95),1995年6月,p.1009-1013
【非特許文献１０】Ｇ.・バテール(G. Battail),「ポンデレション  デ  シンボルズ  デコードズ  パー  アルゴリズム  デ  ビタビ(Ponderationdes symbols decodes par l’algorithmede Viterbi)」,アン  テレコム.(AnnTelecommn.),第42巻,1987年1月,p.31-38
【非特許文献１１】Ｊ.・ハンゲナウル、Ｐ.・ホーハー(J. Hangenauer and P. Hoeher), 「ア  ビタビ  アルゴリズム  ウィズ  ソフト・デシジョン  アウトプットス  アンド  イッツ  アプリケーション(AViterbi algorithm with soft-decision outputs and its application)」,イン  プロク.  オフ  ＩＥＥＥ  ＧＬＯＢＥＣＯＭ８９(inProc. of IEEE GLOBECOM89),1989年11月,p1680-1686
【非特許文献１２】Ｓ.・ヘイキン(S. Haykin),「アダプティブ  フィルター  スィーオリ(Adaptive filter Theory)」,第3版,プレンティス・ホール(Prentice-Hall),1993年
【非特許文献１３】Ｋ.・フカワ(K. Fukawa),「ア  サブオプティマル  レシーバー  ストラクチャ  フォー  ジョイント  スパシャルテンポラル  フィルタリング  アンド  マルチユーザ  ディテクション  イン  モバイル  ラジオ  コミューニケイションズ(Asuboptimal receiver structure for joint spatial-temporal filtering andmultiuser detection in mobile radio communications)」,ＩＥＥＥ  トランス.  オン  ビヒクル  テク.(IEEETrans. on Vehicular Tech.),第49巻第4号,2000年7月,p.1196-1206
【非特許文献１４】IEEEStd 802.11a,「ハイスピード  フィジカル  レイヤー  イン  ザ  5GHzバンド(High-speed Physical Layer in the5GHz Band)」,1999年
【非特許文献１５】Ｐ.・Ｗ.・ウォルニアンスキー、Ｇ.・Ｊ.・フォスチーニー、Ｇ.・Ｄ.・ゴールデン、Ｒ.・Ａ.・バレンスエラ(P. W. Wolniansky, G. J. Foschini, G. D. Goldenand R. A. Valenzuela),「Ｖ−ＢＬＡＳＴ：アン  アーキテクチャ  フォー  リアライジング  ベリー  ハイ  データ  レート  オーバー  ザ  リッチ・スキャターリング  ワイヤレス  チャネル(V-BLAST: an architecture for realizing veryhigh data rate over the rich-scattering wireless channel)」,1998  ＵＲＳＩ  イント.    シンポ.  オン  シグナル  システム  アンド  エレクトロニクス（1998 URSI Int. Sympo. on Signals, Systems, andElectronics）,1998年,p.295-300
【非特許文献１６】須山聡・原嘉孝・鈴木博・神尾享秀・府川和彦,「ガードインターバルを超える遅延プロファイルのマルチパス環境に対するＯＦＤＭ受信方式」,電子情報通信学会技術報告,RCS2001-175,2001年11月
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
従来のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信方式では、図１２のようにＣＣＩが存在する環境は想定しておらず、ＣＣＩが存在するとその伝送特性は大幅に劣化するという問題があった。それは従来のＭＩＭＯ-ＯＦＤＭ方式では、送信アンテナ数分の信号を空間多重して受信機内でそれらの信号を分離して検波を行うので、検波器の干渉に対する耐性が低いためである。また、ＣＣＩ環境では受信機内で行われるタイミング再生の精度が劣化するため、タイミングに誤差が生じる可能性が大きい。従って、タイミングに誤差が生じると、フーリエ変換区間に過去や未来のＯＦＤＭシンボルが漏れ込むため、符号干渉干渉(ＩＳＩ)及びその漏れ込みにより現在のＯＦＤＭシンボルがフーリエ変換区間よりも短くなることによるキャリア間干渉(ＩＣＩ)が発生する。すなわち、ＩＳＩやＩＣＩによって伝送特性の更なる劣化を引き起こす問題が発生してしまう。また、ＣＣＩ環境において、所望信号のＧＩを超えるマルチパス遅延が到来する場合にもＩＳＩとＩＣＩが発生するため、同様に伝送特性は劣化するという問題が発生する。さらに、ＣＣＩ環境では信号分離・検出に必要な所望信号のチャネル応答を推定するのが困難である。これはＣＣＩによって所望信号が干渉に埋もれてしまうので低ＳＮＲ環境となり、チャネル推定の推定精度が著しく劣化するためである。そもそもＣＣＩ環境ではＭＩＭＯ伝送を止め、単一のＯＦＤＭ信号を伝送し、複数の受信アンテナをアダプティアレーとして動作させることでＣＣＩを抑圧し高信頼化が実現できるが、そのようにした場合には、伝送速度が通常のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ方式の伝送速度の１／ＮＴに低下してしまうという問題が発生する。
【００１０】
本発明は上述のような事情よりなされたものであり、本発明の目的は、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ方式において同一チャネル干渉と、タイミング再生の誤差やＧＩを超えるマルチパス遅延波によって発生する干渉とを抑圧すると共に、チャネル推定の推定精度の劣化により生じる伝送品質の劣化を補償することが可能で、且つ常に高速信号伝送を実現できるようにした、高精度タイミング再生を備えたＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信方式及び受信機を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明は、高精度タイミング再生を備えたＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信方式及び受信機に関し、本発明の上記目的は、ＮＴ(ＮＴは正の整数)個の相異なる誤り訂正符号化されたＯＦＤＭ信号をＮＲ(ＮＲは正の整数)本のアンテナで受信した受信信号からタイミングを再生するタイミング再生処理と、前記受信信号を白色化し合成信号を出力するＬ(Ｌは正の整数)個の線形合成処理と、前記合成信号をサブキャリア信号に変換するＬ個のフーリエ変換処理と、前記サブキャリア信号を用いて尤度計算を行い、検波信号を出力する信号検出処理と、前記検波信号をデインターリーブして誤り訂正復号するＮＴ個の誤り訂正復号処理と、前記線形合成処理及び前記信号検出処理で用いるパラメータを一括して推定するパラメータ推定処理と、上記各処理の一部または全部を繰り返して行う繰り返し制御処理とから構成されるようにすることによって達成される。
【００１２】
さらに、本発明の上記目的は、前記タイミング再生処理として、前記受信信号と既知なプリアンブル信号との相互相関や前記受信信号の自己相関により仮タイミング候補を検出し、前記仮タイミング候補毎に前記パラメータ推定処理を行い、推定された重み係数を用いて前記線形合成処理で出力された前記合成信号とそのレプリカの誤差が最小となる前記仮タイミング候補をタイミングとするか、または、前記仮タイミング候補の内で最も確からしい候補においてタップ数を増やして前記パラメータ推定処理を行い、推定された各タップの重み係数の大きさにより前記パラメータ推定処理に必要なタップ数の決定と仮タイミングを補正してタイミングの再生を行うか、または、上記二つのタイミング再生処理を行うようにすることにより、或いは、前記線形合成処理として、前記受信信号をフィルタリングする分数間隔トランスバーサルフィルタとその出力を合成する合成器とを用いて、前記パラメータ推定処理で推定された分数間隔トランスバーサルフィルタの重み係数で前記受信信号の線形合成を行うようにすることにより、或いは、前記フーリエ変換処理として、前記合成信号のガードインターバル成分を前記タイミング再生処理から得られた前記タイミングにより除去してフーリエ変換を行うか、または、フーリエ変換の開始位置によって変化する所望信号の電力と発生する干渉の電力の比を前記パラメータ推定処理から得られるチャネル応答の推定値から計算し、前記電力比が最大となる位置でフーリエ変換を行うか、または、計算された前記電力比が最大になる位置において範囲の異なった二つのフーリエ変換を行って同相合成するかによって、前記合成信号をサブキャリア信号に変換するようにすることにより、或いは、前記信号検出処理として、Ｌ個のサブキャリア信号に対して、前記チャネル応答の推定値をフーリエ変換して導出された伝達関数を用いてレプリカ信号を生成し、前記サブキャリア信号と前記レプリカ信号の差の絶対値２乗値をメトリックとして最尤推定を行い、さらに、繰り返し制御時は、前記誤り訂正復号処理の出力である符号化されたビットの対数尤度比を帰還して事前情報として用いて最大事後確率推定を行うか、または、前記伝達関数を用いてＬ個のサブキャリア信号からＮＴ個の信号を分離する線形処理や、信頼度の順番に信号分離と干渉キャンセルを行う順次復号を行うかによって検波信号を出力する処理を行うようにすることにより、或いは、前記誤り訂正復号処理として、サブキャリア数分の前記検波信号をパラレルシリアル変換し、デインターリーブし、ソフト入力・ソフト出力の誤り訂正復号を行い、情報ビットと符号化されたビットの対数尤度比を出力し、前記情報ビットの対数尤度比により受信ビット系列を決定する処理を行うようにすることにより、或いは、前記パラメータ推定処理として、前記分数間隔トランスバーサルフィルタの重み係数ならびに前記信号検出処理に用いるチャネル応答を一括して、前記合成信号とプリアンブル信号を用いて生成される合成信号のレプリカとの差の絶対値２乗値が最小になるように最小２乗法により推定するか、または、前記受信信号とプリアンブル信号を要素に持つベクトルの自己相関行列の固有値および固有ベクトルにより推定するようにすることにより、或いは、前記繰り返し制御処理として、前記受信ビット系列に対して巡回符号による誤り検出を行い、誤りが検出されなかった場合には受信処理を終了し、誤りが検出された場合には、前記符号化されたビットの対数尤度比、または、それから計算されるサブキャリア信号の期待値を用いて、上記各処理の一部または全部を再度行い、一連の処理をさらに繰り返して行うようにすることにより、或いは、前記フーリエ変換処理と前記信号検出処理として、前記合成信号に対して、前記フーリエ変換処理を含んだ信号分離を行う線形処理によりＮＴ個の信号を分離し、前記検波信号を出力する離散フーリエ変換・信号分離線形処理を行うか、または、前記繰り返し制御時は、前記合成信号から所望サブキャリア信号成分をレプリカ減算によって抽出し、前記フーリエ変換処理を含んだ線形処理によりその抽出された信号を合成して、前記検波信号を出力するターボ等化処理を行うようにすることにより、或いは、前記パラメータ推定処理を行い、推定された重み係数を用いて前記線形合成処理で出力された前記合成信号とそのレプリカの誤差と、前記受信信号と前記線形合成処理を行わないで前記受信信号に対して前記パラメータ推定処理を行い、前記チャネル応答の推定値で生成された受信信号のレプリカとの誤差とを比較して、後者の上記誤差が小さい場合には前記線形合成処理を行わないようにすることによってより効果的に達成される。
【００１３】
要するに、本発明では、ＮＴ個の相異なる誤り訂正符号化されたＯＦＤＭ信号をＮＲ本のアンテナで受信し、ＣＣＩ環境でも動作するタイミング再生処理によりタイミングを再生し、そのタイミングから受信信号を白色化するＬ個のトランスバーサルフィルタでの線形合成処理でＣＣＩを抑圧し、合成信号を出力する。次に、その合成信号に対してＧＩの除去、フーリエ変換を行ってサブキャリア信号に変換する。さらに、各サブキャリアにおいて推定された伝達関数を用いて尤度計算を行い、ＮＴ本分の信号検出処理が行われ、その出力はデインターリーブ後に誤り訂正復号されるようにしている。
【００１４】
また、本発明では、線形合成処理と信号検出処理で用いるパラメータは一括して推定される。具体的に、線形合成処理により受信信号を合成した合成信号と、送受信で既知なプリアンブル信号とチャネル応答の推定値の内積で生成される合成信号のレプリカとの差の絶対値２乗値が最小になるように最小２乗法によりパラメータ推定を行うか、または、受信信号とプリアンブル信号を要素に持つベクトルの自己相関行列の固有値および固有ベクトルによりパラメータ推定を行うようにしている。
【００１５】
さらに、本発明では、復号された結果において誤りが検出された際には、上記処理の一部または全部を繰り返す処理が行われるようにしている。その際、復号器の出力である符号化されたビットの対数尤度比から計算できるサブキャリア信号の期待値をフィードバックさせて各処理が行われる。また、ＣＣＩが抑圧された合成信号から任意の送信アンテナの所望サブキャリア信号をレプリカ減算によって抽出し、フーリエ変換処理を含んだ線形処理によりその信号成分を合成して、符号化されたビットの対数尤度比を出力するターボ等化処理を行う。この処理は時間領域の合成信号に対して直接的にレプリカ減算を行うため、ＧＩを超えるマルチパス遅延が到来する場合に発生するＩＳＩとＩＣＩを除去することができる。
【００１６】
本発明では上記手段によって、以下のような高信頼なＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送が可能となる。
・線形合成処理によりＣＣＩを抑圧することができる
・ＣＣＩ環境において高精度なタイミング再生が行える
・ＣＣＩ環境においてパラメータ推定が良好に行える
・ＣＣＩ環境において伝送速度を落とさずに高信頼な高速伝送を維持することができる
・誤り訂正処理との連携による繰り返し処理により受信電力が低い場合にも良好な伝送特性を実現することができる
・ＣＣＩ環境においてＧＩを超えるマルチパス遅延が到来する場合に発生する干渉を除去することができる
【発明の効果】
【００１７】
本発明に係る高精度タイミング再生を備えたＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信方式及び受信機によれば、同一チャネル干渉やガードインターバルを超えるマルチパス遅延波による干渉を抑圧でき、タイミング同期の誤差を補正でき、高信頼なＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信方式を実現することができるという優れた効果を奏する。
【００１８】
具体的には、無線ＬＡＮなどのシステムでは無免許制のため、限られた周波数帯域で複数のアクセスポイントを空間的に配置する状況が想定される。ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ方式を用いたこれらのシステムでは、他のアクセスポイントやユーザ端末からの干渉により、伝送特性が劣化し、状況によっては通信できない場合があると考えられる。特に、無線ＬＡＮではユーザ端末が静止して使用しているケースが多くなるので、通信状況を改善する可能性が低下する。そのため、干渉を抑圧できる受信方式が重要になってくると考えられる。従って、同一チャネル干渉を除去できるといった優れた効果を有する本発明は、無線ＬＡＮなどのシステムに対して非常に有用であることが言うまでもない。
【００１９】
また、無線ＬＡＮのサービス範囲を広くすると、ガードインターバルを超えるマルチパス遅延波により発生する干渉により同様に伝送特性の劣化が起こる。本発明に係る高精度タイミング再生を備えたＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信機は、同一チャネル干渉とガードインターバルを超えるマルチパス遅延波の両方が存在した場合にも、良好な動作が可能な受信機であるため、高信頼なＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信方式を実現することができる。
【００２０】
すなわち、本発明によれば、以下のように、
・線形合成処理によりＣＣＩを抑圧することができる
・ＣＣＩ環境において高精度なタイミング再生が行える
・ＣＣＩ環境においてパラメータ推定が良好に行える
・ＣＣＩ環境において伝送速度を落とさずに高信頼な高速伝送を維持することができる
・誤り訂正処理との連携による繰り返し処理により受信電力が低い場合にも良好な伝送特性を実現することができる
・ＣＣＩ環境においてＧＩを超えるマルチパス遅延が到来する場合に発生する干渉を除去することができる
という優れた効果を奏し得る。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。
【実施例１】
【００２２】
図１は本発明を実施する形態の一例を示している。本発明の特徴とするところは図１に示す如く、ＮＲ本のアンテナで受信した受信信号からタイミングを再生するタイミング再生器と、上記受信信号を白色化し、合成信号を出力するＬ個の線形合成器と、上記合成信号をサブキャリア信号に変換するＬ個のフーリエ変換器と、上記サブキャリア信号を用いて尤度計算を行い、検波信号を出力する信号検出器と、上記検波信号を誤り訂正復号するＮＴ個の誤り訂正復号器と、線形合成器と信号検出器で用いるパラメータを一括して推定するパラメータ推定器と、上記処理の一部、または全部を繰り返して行う繰り返し制御器とから構成された点にある。
【００２３】
本発明に係るＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信方式および受信機についての実施例を具体的に説明する。なお、ここではＮＴ個の相異なる誤り訂正符号化されたＯＦＤＭ信号をＮＲ本のアンテナで受信するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭの伝送系を考える。
【００２４】
本発明における同一チャネル干渉が抑圧できるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信機の構成を図１のブロック図に示す。本発明のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信機は、まず、タイミング再生器により受信信号と既知なプリアンブル信号との相互相関や上記受信信号の自己相関により仮タイミング候補を検出する。次に、仮タイミング候補に基づいてパラメータ推定が行われる。パラメータ推定は、プリアンブル信号とチャネル応答の推定値の内積で生成される合成信号のレプリカと、分数間隔トランスバーサルフィルタで受信信号を線形合成した合成信号の差の絶対値２乗値が最小になるように最小２乗法により行われる。または、プリアンブル信号と受信信号をベクトルとして、そのベクトルの自己相関行列の固有値および固有ベクトルによりパラメータ推定を行う。パラメータ推定では、トランスバーサルフィルタの重み係数ならびにチャネル応答が一括して推定される。また、タイミング再生器では、タイミング候補毎にパラメータ推定を行い、最も上記合成信号とレプリカの誤差が最小になるタイミングで受信処理を行うか、または、フィルタのタップ数を増やしたトランスバーサルフィルタによりパラメータ推定を行い、推定された各タップの重み係数の大きさにより、パラメータ推定に必要な最小タップ数の決定やタイミングの誤差の補正を行う。
【００２５】
次に、受信信号は分数間隔トランスバーサルフィルタにおいてパラメータ推定で求めた重み係数により線形合成される。そして、合成信号からＯＦＤＭ信号のガードインターバル成分を除去後にＦＦＴを行い、各サブキャリアにおいて最尤検出器により各アンテナで送信された信号のビットの対数尤度比を出力する。また、信号検出処理として、ガードインターバルも含めた合成信号に対して任意の送信アンテナから送信された所望サブキャリアの合成信号のみを抽出するため、所望サブキャリア以外の合成信号のレプリカを生成し合成信号から除去した後、線形処理により所望サブキャリアの信号のみをフーリエ変換・合成して対数尤度比に変換するターボ等化処理を用いることができる。ただし、この処理では全ビットの対数尤度比が必要なため、繰り返し制御時のみしか用いられず、初回は線形処理のみで合成信号を処理する。
【００２６】
出力されたビットの対数尤度比はデインターリーブ後に、ＭＡＰ復号され、情報ビットの対数尤度比と符号化されたビットの対数尤度比が出力され、情報ビットの対数尤度比の正負から受信ビットが決定され、物理レイヤーにおけるパケットが再生される。ただし、その際、繰り返し制御器において受信ビットに対して巡回符号によるパケット誤り検出が行われ、誤りが無かった場合には次のパケットを受信するまでアイドル状態となる。誤りがあった場合には、符号化されたビットの対数尤度比を最尤検出器に帰還して事前情報として用いることで最大事後確率推定が行われ、符号化されたビットの対数尤度比を出力する。また、符号化されたビットの対数尤度比からサブキャリア信号の期待値を生成し、それを用いてタイミング再生やパラメータ推定を再度行い、精度を向上することも可能である。これら一連の受信処理の全部または一部を繰り返して行う。また、繰り返し制御器によって受信処理の繰り返し回数やその繰り返しの停止などの制御が行われる。
【００２７】
なお、本発明のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信方式および受信機では、ＮＴ、ＮＲは正の整数であり、１を含むため、ＮＴ＝１の時はＯＦＤＭ方式に関する受信方式および受信機と考えられ、本発明の技術範囲としてはＯＦＤＭ方式についても含んでいることは言うまでもない。
【００２８】
以上の基本動作について数式を用いて更に詳細に説明する。まず、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭの信号モデルを簡単に説明し、その後、本発明の説明を行う。
【００２９】
図１０に想定しているＭＩＭＯ−ＯＦＤＭの送信機の構成を示す。まず、情報ビット系列はＮＴ個の系列に分けられた後、それぞれＯＦＤＭ変調器に入力されＯＦＤＭ信号が生成される。これらのＯＦＤＭ信号は帯域制限のため、波形整形された後、ＲＦ周波数帯へ周波数変換されてＮＴ本の送信アンテナから送信される。第１ユーザの第ｋ（１≦ｋ≦ＮＴ）送信アンテナにおけるＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ及びＩＦＦＴの周期をＴＦ、ＧＩをＴＧとすると、サブキャリア数ＮのＯＦＤＭシンボルのシンボル長ＴＳはＴＳ＝ＴＦ＋ＴＧとなる。また、サンプリング間隔ΔｔはΔｔ＝ＴＦ／Ｎとなる。したがって、第ｋ送信アンテナの時刻ｍΔｔ(ｉＴｓ≦ｍΔｔ＜(ｉ＋１)Ｔｓ)におけるＯＦＤＭ信号ｓｋ(ｍ)は
【００３０】
【数１】
2005065197.tif 000003
となる。ここで、ｂｋｎ(ｉ)は第ｋ送信アンテナ、第ｉシンボル、第ｎ(０≦ｎ≦Ｎ−１)サブキャリアにおける変調信号である。また、ΔＧはΔＧ＝ＴＧ／Δｔで定義する整数であり、ＯＦＤＭシンボルのシンボル番号ｉはｉｉ≦ｉ≦ｉｆとする。
【００３１】
ｒｌ(ｔ)を第ｌ(１≦ｌ≦ＮＲ)受信アンテナのベースバンドにおける受信信号とし、
2005065197.tif 000004
はｒｌ(ｔ)を第ｌ要素とするＮＲ次元受信信号ベクトルとする。また、Ｄ波のマルチパスが到来し、伝搬路の時間変動は無視できるものとする。第ｋ送信アンテナのｄ(１≦ｄ≦Ｄ)パスの複素包絡線をｈｋｄ、その遅延時間と到来角をτｋｄ及びφｋｄとする。このとき、
2005065197.tif 000005
は
【００３２】
【数２】
2005065197.tif 000006
【００３３】
【数３】
2005065197.tif 000007
となる。ただし、Ｍｉ＝ｉｉ(Ｎ＋ΔＧ)、Ｍｆ＝ｉｆ(Ｎ＋ΔＧ)−１である。ここで、ｐｓ(ｔ)は送受信機における波形整形用フィルタの合成インパルス応答であり、コサインロールオフフィルタを仮定する。また、
2005065197.tif 000008
は、到来角φの到来波に対するＮＲ次元アンテナ応答ベクトルである。
2005065197.tif 000009
は、他の(Ｋ−１)ユーザ分の信号を合成したＮＲ次元干渉波ベクトルであり、ＣＣＩ成分を表す。
2005065197.tif 000010
は各受信アンテナの熱雑音信号を要素に持つＮＲ次元雑音信号ベクトルである。
【００３４】
上記数２の受信信号モデルを用いて以降の説明を行う。
【実施例２】
【００３５】
線形合成処理について説明する。線形合成処理では、各受信アンテナにおける受信信号をフィルタリングし合成した信号を生成する白色化フィルタを分数間隔トランスバーサルフィルタで実現する。ここで、図１に示すように、線形合成器、フーリエ変換器、信号検出処理のレプリカ生成部とメトリック生成部を合わせて、ブランチメトリック生成器と呼び、本受信機はＬ個のブランチメトリック生成器で構成されている。このとき、サンプリング周期をΔ＝Δt／η（η:正の整数）とすると、第ｌブランチメトリック生成器における合成信号ｙｒ(ｌ,ｍ)は
【００３６】
【数４】
2005065197.tif 000011
【００３７】
【数５】
2005065197.tif 000012
【００３８】
【数６】
2005065197.tif 000013
となる。ここで、Ｈは複素共役転置を表し、Ｍは整数で、分数間隔トランスバーサルフィルタのタップ数は(２Ｍ＋１)となる。また、
2005065197.tif 000014
は
2005065197.tif 000015
に乗算されるＮＲ次元のフィルタの重み係数ベクトルであり、
2005065197.tif 000016
と
2005065197.tif 000017
は(２Ｍ＋１)ＮＲ次元ベクトルとなる。
2005065197.tif 000018
はパラメータ推定器によって推定される。
【実施例３】
【００３９】
信号検出処理について説明する。第ｌブランチメトリック生成器におけるｙｒ(ｌ,ｍ)のレプリカ信号ｙｓ(ｌ,ｍ)を、遅延時間Ｄ０Δｔまでの遅延波成分を第１ユーザの所望信号として考慮して以下のように表す。
【００４０】
【数７】
2005065197.tif 000019
これをベクトル表示すると
【００４１】
【数８】
2005065197.tif 000020
【００４２】
【数９】
2005065197.tif 000021
【００４３】
【数１０】
2005065197.tif 000022
【００４４】
【数１１】
2005065197.tif 000023
【００４５】
【数１２】
2005065197.tif 000024
となる。ここで、＊は複素共役を表す。また、
2005065197.tif 000025
と
2005065197.tif 000026
はＮＴ(Ｄ０＋１)次元ベクトルであり、チャネル応答及びＯＦＤＭ信号候補に対応する。したがって、フィルタの合成出力からレプリカ信号を減算したα(ｌ,ｍ)は
【００４６】
【数１３】
2005065197.tif 000027
【００４７】
【数１４】
2005065197.tif 000028
【００４８】
【数１５】
2005065197.tif 000029
と表すことができる。ここで、
2005065197.tif 000030
と
2005065197.tif 000031
は(２Ｍ＋１)ＮＲ＋ＮＴ(Ｄ０＋１)次元ベクトルである。
【００４９】
本方式では、Ｄ０ΔｔをＧＩ長以下に設定し、下記数１６に示すようにＧＩに相当するα(ｌ,ｍ)を除いてＬ個のブランチメトリックの合計として対数尤度関数
2005065197.tif 000032
を生成する。
【００５０】
【数１６】
2005065197.tif 000033
上記数１６のＹｌ(ｉ,ｎ)は、
ｙｒ(ｌ,ｍ)
の離散フーリエ変換、すなわち、サブキャリア信号であり、また、上記数１６のＨｌ(ｋ１,ｎ)は第ｋ１送信アンテナからの伝送路の伝達関数に相当し、下記数１７、数１８でそれぞれ表される。
【００５１】
【数１７】
2005065197.tif 000034
【００５２】
【数１８】
2005065197.tif 000035
上記数１６の近似は、各シンボル区間でＦＦＴを行い、周波数領域で最尤推定を行うことと等価になる。なお、
2005065197.tif 000036
に関係する項は
【００５３】
【数１９】
2005065197.tif 000037
だけであり、この項から{ｂｋｎ(ｉ)|１≦ｋ≦ＮＴ}が信号判定できる。即ち、信号検出処理では、上記数１９を最小にする
2005065197.tif 000038
を選び、これを{ｂｋｎ(ｉ)|１≦ｋ≦ＮＴ}の判定値とする最尤推定を行う。全てのサブキャリアについて上記処理を行い、Ｌ個のサブキャリア信号からＮＴ個の送信信号が抽出される。
【００５４】
実際には、対数尤度比を計算するため、以下のような処理を行う。{ｂｋｎ(ｉ)|１≦ｋ≦Ｋ}を規定する符号化されたビットの集合をΘ、Θから符号化されたビットθｐを除いた集合をΘｐとする。このとき、θｐの対数尤度比λｐは以下のように計算できる。
【００５５】
【数２０】
2005065197.tif 000039
この軟判定情報λｐを検波信号として誤り訂正復号処理へ出力する。
【００５６】
繰り返し制御時では、誤り訂正復号器の出力である符号化されたビットの対数尤度比
2005065197.tif 000040
を帰還して事前情報として用いて最大事後確率推定を以下のように行う。
【００５７】
【数２１】
2005065197.tif 000041
【００５８】
【数２２】
2005065197.tif 000042
【００５９】
【数２３】
2005065197.tif 000043
同様に、λｐを検波信号として誤り訂正復号処理へ出力する。また、符号化されたビットの対数尤度比
2005065197.tif 000044
を用いて、変調信号の構成ビットとその出現確率から変調信号の期待値を生成し、それを上記数１９の信号候補
2005065197.tif 000045
として用いることができ、計算量を削減することができる。
【００６０】
または、伝達関数Ｈｌ(ｋ１,ｎ)を用いてＬ個のサブキャリア信号Ｙｌ(ｉ,ｎ)からＮＴ個の信号を分離するＭＭＳＥやＺＦ（Zero  Forcing）による線形処理や、信頼度の順番に信号分離と干渉キャンセルを行う順次復号（Ｖ−ＢＬＡＳＴ）を行うかによって、検波信号を出力する処理を行う。ＭＭＳＥやＺＦによる線形処理については非特許文献２及び非特許文献５に、順次復号については非特許文献１５に、それぞれ詳しく書かれている。
【実施例４】
【００６１】
誤り訂正復号処理について説明する。誤り訂正復号処理では信号検出器で計算された符号化されたビットの対数尤度比λｐをデインタリーブし、事前情報として用いて、ＭＡＰ復号が行われる。その際には、誤り訂正復号器は符号化されたビットと情報ビットの対数尤度比をＭＡＰ復号アルゴリズムで計算する。情報ビットの対数尤度比は受信ビット系列の決定に用いられ、符号化されたビットの対数尤度比はインタリーブされ、各サブキャリアにおける変調信号の期待値の生成や最大事後確率推定の事前情報として、繰り返し制御時に用いられる。
【００６２】
ＭＡＰ復号については非特許文献８、非特許文献９、非特許文献１０及び非特許文献１１に詳しくその動作が説明されている。
【実施例５】
【００６３】
パラメータ推定処理について説明する。図１のパラメータ推定器は、白色化フィルタの重み係数及び伝達関数の生成に必要なチャネル応答を推定する。これらのパラメータは上記数１４の
2005065197.tif 000046
として表されるので、この推定アルゴリズムについて述べる。
【００６４】
受信信号のフィルタリング合成は、空間及び時間における白色化過程と等価になることより
【００６５】
【数２４】
2005065197.tif 000047
が得られる。ここで、〈〉はアンサンブル平均を表す。この式から、
2005065197.tif 000048
は
2005065197.tif 000049
の固有ベクトルに比例したベクトルとなることがわかる。したがって、
2005065197.tif 000050
を以下の手順に従い推定する。
【００６６】
１．
2005065197.tif 000051
の自己相関行列の
2005065197.tif 000052
導出：
2005065197.tif 000053
が送受信間で既知なプリアンブル信号区間において、
2005065197.tif 000054
の自己相関行列
2005065197.tif 000055
を下記数２５に従い計算する。
【００６７】
【数２５】
2005065197.tif 000056
ただし、ｍの和はプリアンブル信号区間に限定する。
【００６８】
２．
2005065197.tif 000057
の固有展開：
2005065197.tif 000058
の固有展開を行い、固有値{λｑ}と対応する正規化固有ベクトル
2005065197.tif 000059
を求める。
【００６９】
３．ＳＩＮＲの算出：
2005065197.tif 000060
であるので、λｑが〈|α(ｌ,ｍ)|２〉と一致する。これは残留干渉波と雑音信号との平均電力和に相当する。また、信号電力は
2005065197.tif 000061
の第（２Ｍ＋１）ＮＲ＋１要素から第（２Ｍ＋１）ＮＲ＋ＮＴ(Ｄ０＋１) 要素の２乗和に比例するので、
2005065197.tif 000062
とした時のＳＩＮＲは、下記数２６のγｑに比例する。
【００７０】
【数２６】
2005065197.tif 000063
４．
2005065197.tif 000064
の算出：
上記数２６の大きい順から固有ベクトル
2005065197.tif 000065
をＬ個選び、この固有ベクトルに
2005065197.tif 000066
を乗算したものを
2005065197.tif 000067
とする。この操作はＳＩＮＲによる重み付けに相当する。
【００７１】
また、Ｌ＝１の場合には、最小２乗法によるパラメータ推定が可能となる。最小２乗法によるパラメータ推定については実施例６で説明する。
【実施例６】
【００７２】
Ｌ個の線形合成処理とフーリエ変換処理を含むブランチメトリック生成器を共用する、すなわち、Ｌ＝１とする本発明の受信機の簡略化構成について説明する。まず、図１のメトリック生成器を一つに減らす。その構成を図２に示す。このとき、上記数１９の代わりに
【００７３】
【数２７】
2005065197.tif 000068
を用いて、{ｂｋｎ(ｉ)|１≦ｋ≦ＮＴ}の信号判定を行う。このとき、パラメータ推定は固有展開ではなく、上記数１３のα(１,ｍ)の絶対値２乗を最小にするよう逐次的最小２乗法であるＲＬＳやＬＭＳアルゴリズムを適用する（ＲＬＳやＬＭＳアルゴリズムについては、非特許文献１２に詳しく書かれている）。すなわち、下記数２８で定める評価関数Ｊ(ｍ)を最小にするよう
2005065197.tif 000069
を推定する。
【００７４】
【数２８】
2005065197.tif 000070
ただし、λ(０＜λ≦１）は忘却係数である。また、推定パラメータが全て零になることを避けるため、一つのパラメータを定数に固定する（詳細は非特許文献１３を参照）。ここでは、ｃ１(１,０)を１とする。
【実施例７】
【００７５】
タイミング再生処理について説明する。タイミング再生処理では、受信信号ベクトル
2005065197.tif 000071
と既知なプリアンブル信号ｓｐ(ｍ)との相互相関処理や受信信号の自己相関処理により仮タイミング候補を検出する。時刻ｍでの受信信号とプリアンブル信号とのスライディング相関値Ｐｍは
【００７６】
【数２９】
2005065197.tif 000072
となる。ここで、ｉｐはプリアンブル信号のシンボル数である。
【００７７】
仮タイミング候補はＰｍのピーク値Ｐｍａｘのα(０＜α＜１)倍を閾値として、その閾値を超える時刻を仮タイミング候補
2005065197.tif 000073
とする。各仮タイミング候補
2005065197.tif 000074
に対してパラメータ推定処理を行い、上記数２８の評価関数Ｊ(ｍ)が最小となるタイミングを最適なタイミングとする。
【００７８】
または、Ｐｍのピーク値Ｐｍａｘのα倍を閾値として、その閾値を超える最初の時刻から仮タイミングｍＴを決定する。実際には、αの値によって仮タイミングの位置が前方へシフトするため、αに依存してｍ０だけ検出された位置を後方にシフトさせて仮タイミングとする。つまり、仮タイミングｍＴは
【００７９】
【数３０】
2005065197.tif 000075
となる。なお、αは上記数３０のｍｉｎｍ[Ｐｍ≧αＰｍａｘ]の分散を最小にする値を選び、ｍ０はその平均値から決定する。次に、決定した仮タイミングにおいてパラメータ推定用のタップ数を（２Ｍ＋１)ＮＲ＋ＮＴ(Ｄ０＋１)
以上に設定し、パラメータ推定処理を行い、各タップの重み係数の大きさにより仮タイミングが正しい位置からシフトした場合に起こるタップの位置のシフト量を検出して、仮タイミングを補正する。具体的には、
2005065197.tif 000076
または、
2005065197.tif 000077
や
2005065197.tif 000078
の重み係数の内で大きさの小さい方から５０％はあまり受信特性には影響を及ぼさないタップとして、その平均値を
2005065197.tif 000079
とする。タップの大きさが
2005065197.tif 000080
のβ１(β１＞１)倍のタップを抽出し、その最も先頭となるタップが先行波の位置であると決定して、仮タイミングを補正する。また、各タップの重み係数の大きさより必要なタップ数の決定も行う。閾値を
2005065197.tif 000081
のβ２(β１＞β２＞１)倍とし、最大遅延時間の遅延波の位置も検出して、パラメータ推定の精度を上げるため、最小な有効タップ数を推定する。遅延波の電力は先行波に比べ平均的には小さいため、パラメータβ２を別に設ける。
【００８０】
さらに、上記の２種類の手法を用いる処理も考えられ、仮タイミング候補毎にタップに冗長性を持たせてパラメータ推定処理を行い、評価関数を最小にする仮タイミング候補において、推定したタップの重み係数の大きさより仮タイミングの補正、必要なタップ数の決定を行う。
【実施例８】
【００８１】
フーリエ変換処理について説明する。フーリエ変換処理は合成信号のＧＩ成分をタイミング再生処理から得られたタイミングにより除去してフーリエ変換を行う。図３は合成信号とＦＦＴ区間の様子を示しており、通常、図中の合成信号における第１パス成分のＧＩ
の終了位置からＦＦＴを行うフーリエ変換区間２で処理が行う。
【００８２】
フーリエ変換の開始位置を変化させると、未来や過去のＯＦＤＭ信号が漏れ込むため、ＩＳＩとＩＣＩが発生し、また、所望信号の信号電力も減少する。このとき、信号電力及びＩＳＩ、ＩＣＩの干渉電力は、チャネル応答の推定値を用いて計算することができる。計算方法の詳細については非特許文献１６に詳しく書かれている。
【００８３】
信号電力と干渉電力の比（Ｐｒ）を計算し、Ｐｒが最大となる位置でフーリエ変換処理を行う。実際には、ＩＳＩとＩＣＩは各ＯＦＤＭシンボルの変調信号に依存するため、変調信号に関するアンサンブル平均を行い、干渉電力を推定する。図３のように合成信号における遅延量がＧＩ以内の場合には、シンボルの先頭を０として、第Ｄ０パス成分の先頭であるＤ０−１からΔＧまではＰｒは一定となる。そこで、フーリエ変換区間１とフーリエ変換区間２において二つのフーリエ変換を行い、フーリエ変換区間２に対してフーリエ変換区間１の開始位置が前にシフトしている分の位相量を補正して、両フーリエ変換後の信号を同相合成する。このようにすることで、等価的に通常のフーリエ変換区間よりも長い区間でフーリエ変換処理を行うことが可能となる。
【００８４】
また、図４のように合成信号における遅延量がＧＩ以上の場合には、同様にフーリエ変換の開始位置を変化させてＰｒを計算し、Ｐｒが最大となる位置でフーリエ変換を行う。その際、フーリエ変換の位置のシフト量に合わせて、信号検出処理に必要な伝達関数も調整する。例えば、ＩＣＩが発生して信号電力が減少したサブキャリア信号に対しては、その減少分を考慮した伝達関数を生成し、信号の歪み成分を考慮に入れた伝送路の整合フィルタが実現できるようにする。
【実施例９】
【００８５】
繰り返し制御処理について説明する。まず、誤り訂正復号器で決定された受信ビット系列に対して巡回符号による誤り検出を行う。誤りが検出されなかった場合には、受信処理を終了し、誤りが検出された場合には、符号化されたビットの対数尤度比を帰還させて繰り返し制御処理へと移行する。繰り返し制御処理では、符号化されたビットの対数尤度比を最尤検出器に入力し、最大事後確率推定の事前情報として用いる。また、その対数尤度比を用いて、変調信号の構成ビットとその出現確率から変調信号の期待値を生成する。そして、プリアンブル信号に加えて、データ区間におけるＯＦＤＭシンボルのレプリカを変調信号の期待値から生成し、データ区間においてもタイミング再生処理やパラメータ推定処理などを行って、精度の向上を図る。すわなち、本発明のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信方式における各処理の一部または全部を繰り返し行い、処理精度の向上を図り、誤りを低減することで高信頼な受信方式を実現する。繰り返しの制御は巡回符号による誤り検出で行われ、誤りが検出されなくなるか、または、最大繰り返し回数まで処理が行われる。
【実施例１０】
【００８６】
フーリエ変換処理と信号検出処理として、離散フーリエ変換・信号分離線形処理を行うか、または、ターボ等化処理を行う方法について説明する。フーリエ変換処理では合成信号のＧＩ成分を除去して、フーリエ変換を行うため、ＧＩ成分の信号電力を無駄にしてしまう。また、合成信号にＧＩを超えるマルチパス遅延波が存在する場合には、ＩＳＩとＩＣＩが発生するため、信号分離が良好に行うことができない。そこで、ＣＣＩを抑圧された合成信号に対して離散フーリエ変換・信号分離線形処理やターボ等化処理を導入し、ＧＩ成分の信号電力の合成と、ＩＳＩとＩＣＩの除去を行う。非特許文献６には、離散フーリエ変換・信号分離線形処理やターボ等化処理について詳しく書かれている。
【００８７】
離散フーリエ変換・信号分離線形処理では、チャネル応答の推定値を用いて、合成信号の線形等化、ＮＴ個の信号分離と離散フーリエ変換を一括して行う。これらの処理は全て線形処理であるため、合成信号を成分に持つベクトルに対して合成ウェイト行列を乗算することで実現できる。
【００８８】
また、ターボ等化処理では、繰り返し制御時に変調信号の期待値を用いるレプリカ減算により合成信号から特定の送信信号における所望サブキャリアの信号成分が抽出される。レプリカは所望サブキャリア以外の変調信号の期待値を逆フーリエ変換した現在のＯＦＤＭシンボルと、同様に変調信号の期待値で生成される過去と未来のＯＦＤＭシンボルとチャネル応答の推定値から生成される。抽出された信号成分はフーリエ変換処理を含んだ線形等化処理によりサブキャリア信号に変換され、検波信号として出力される。以上の処理を全ての送信信号のサブキャリアについて行う。
【実施例１１】
【００８９】
線形合成処理を行うか、行わないかを制御する受信方式について説明する。まず、パラメータ推定処理を行い、推定された重み係数を用いて受信信号を線形合成し、出力した合成信号とそのレプリカの誤差、すなわち、上記数２８の評価関数Ｊ(ｍ)を計算する。次に、受信信号の線形合成は行わず、受信信号に対してレプリカを生成し、その差が最小になるようにパラメータ推定処理を行い、受信信号と生成したレプリカの誤差を計算する。両誤差の比較を行い、線形合成した場合の誤差が小さい場合には、受信信号に対して線形合成処理を行って、合成信号に対して以降の処理を行う。また、その逆だった場合には、線形合成処理を行わないで、受信信号に対して以降の処理を行う。このようにすることで，ＣＣＩが存在しない場合に、線形合成処理のタップの重み係数を推定するパラメータ推定処理におけるタップの増加に伴う精度の劣化を抑えることができる。
【実施例１２】
【００９０】
本発明のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信方式の有効性を定量的に評価するため、５ＧＨｚ帯無線ＬＡＮ（IEEE  802.11a）に準拠して（非特許文献１４を参照）、計算機シミュレーションを行った。
【００９１】
シミュレーション諸元を下記表１に示す。各送信アンテナからはそれぞれ独立なパケットが送信される。パケットはチャネル推定用プリアンブル信号とデータで構成され、１パケットあたりそれぞれ６シンボル、３０シンボルとする。プリアンブル信号を構成するパイロットにはＧｏｌｄ系列を用い、２シンボル毎に異なる系列を配置した。
【００９２】
【表１】
2005065197.tif 000082
マルチパス伝搬路は１７波指数減衰モデルとし、各パスはレイリーフェージングで変動し、最大遅延時間は０.８μｓ、直接波と最大遅延波の電力比をξ(ｄＢ)とする。受信アンテナはアンテナ間隔λｒ／２（λｒ：波長）のリニアアレーとし、異なるユーザ信号の平均到来角度差を６０度、各パスは標準偏差がψのガウス分布とした。同一チャネル干渉を考慮しない従来の最尤受信方式（従来方式）、本発明方式（Ｌ＝２）、及び本発明の簡略化構成（Ｌ＝１）の３種類のシミュレーションを行った。誤り訂正符号は付加しておらず、繰り返し制御も行っていない。タイミング再生は理想的に行われているとし、フーリエ変換処理としては従来通りＧＩを除去してＦＦＴを行った。
【００９３】
１．干渉特性
図５に同一チャネル干渉に対する平均ビット誤り率（ＢＥＲ）特性を示しており、図中の横軸は１ビット当たりの信号対雑音電力比Ｅｂ／Ｎ０である。干渉ユーザ数が０の場合に、パスダイバーシチを十分に得られる従来方式が最も良い特性を示す。この理由は、本発明方式ではトランスバーサルフィルタのタップ数不足によるＳＩＮＲの劣化、簡略化方式では更にメトリック生成器を１つに削減したことによるダイバーシチ効果の低減が考えられる。なお、前者については実施例１１の手法を用いることでその劣化を抑えることができる。一方、干渉ユーザ数が１の場合に、従来方式では大幅に特性が劣化するが、本発明方式とその簡略化方式は、若干の劣化が見られるものの、十分なＢＥＲ特性が得られている。
【００９４】
２．ＣＩＲ特性
図６にＣＩＲに対する平均ＢＥＲ特性を示しており、図中のＣＩＲは信号対干渉電力比を示す。受信アンテナ数は３、４である。干渉量が多い場合には本発明方式やその簡略化方式が優れたＢＥＲ特性を示すが、干渉量が少なくなるにつれて従来方式の特性が改善され、最も良いＢＥＲ特性を示す。ＣＩＲが低くなると本発明方式とその簡略化方式の特性差が小さくなる理由は、干渉抑圧のために受信アンテナの自由度が使われダイバーシチ効果が得られなくなるからである。また、受信アンテナ数の増加に伴い本発明方式では、アンテナダイバーシチの効果を充分に得られるため特性が改善する。
【００９５】
３．角度広がり特性
図７にパスの角度広がりに対する平均ＢＥＲ特性を示す。干渉が無い場合には、従来方式と本発明方式は角度広がりの増加に伴い特性が改善しているが、簡略化方式は角度広がりが増加しても特性は改善しない。即ち、簡略化方式は角度広がりによるパスダイバーシチが得られていない。また、同一チャネル干渉環境下では、本発明方式と簡略化方式が角度広がりの増加に伴い特性が劣化しているが、これは角度広がりの増大に伴い、分離可能な干渉波数が増えるためである。
【００９６】
４．タイミングオフセット特性
図８にタイミング再生に誤差が生じた場合のタイミングオフセットに対する平均ＢＥＲ特性を示す。本発明方式やその簡略化方式では分数間隔トランスバーサルフィルタにより、タイミングオフセットの生じた状況下でもＢＥＲ特性の劣化を抑えることができる。一方、従来方式ではサンプリング・オフセットにより特性が大幅に劣化している様子がわかる。
【００９７】
尚、本発明の高精度タイミング再生を備えたＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信方式および受信機は、上述の実施例にのみ限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々変更を加え得ることは勿論である。
【図面の簡単な説明】
【００９８】
【図１】本発明における同一チャネル干渉が抑圧できるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信機の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明における同一チャネル干渉が抑圧できるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信機の簡略化方式の構成（Ｌ＝１の場合）を示すブロック図である。
【図３】本発明において、合成信号における遅延量がＧＩ以内の場合の最適なフーリエ変換処理を示す模式図である。
【図４】本発明において、合成信号における遅延量がＧＩ以上の場合の最適なフーリエ変換処理を示す模式図である。
【図５】同一チャネル干渉に対するＢＥＲ特性を示す図である。
【図６】干渉量に対するＢＥＲ特性を示す図である。
【図７】角度広がりに対するＢＥＲ特性を示す図である。
【図８】タイミングオフセットに対するＢＥＲ特性を示す図である。
【図９】従来のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムの構成図である。
【図１０】従来のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信機の構成図である。
【図１１】従来のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信機の構成図である。
【図１２】同一チャネル干渉が存在するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムを示す模式図である。
【図１】
2005065197.tif 000083
【図２】
2005065197.tif 000084
【図３】
2005065197.tif 000085
【図４】
2005065197.tif 000086
【図５】
2005065197.tif 000087
【図６】
2005065197.tif 000088
【図７】
2005065197.tif 000089
【図８】
2005065197.tif 000090
【図９】
2005065197.tif 000091
【図１０】
2005065197.tif 000092
【図１１】
2005065197.tif 000093
【図１２】
2005065197.tif 000094