(57)【要約】【課題】  本発明は、高速、高性能な電流検出器を使用せずに負荷電流を電流検出し、スイッチ損失の少ないゼロ電圧スイッチを行う補助共振ＰＷＭ電力変換装置を提供する。【解決手段】  直流電源１に、Cr1が並列接続された第１スイッチ手段Qx1, Dx1と、Cr2が並列接続された第２スイッチ手段Qx2, Dx2とが直列接続された複数のスイッチング回路Ｓと、接続点Ａと直流電源の直流電圧の中性点との間に補助共振転流回路Ｒとが接続され、ＰＷＭ信号に基づいて複数のスイッチング回路と補助共振転流回路のスイッチングが制御される。第１スイッチ手段、第２スイッチ手段をゼロ電圧スイッチングさせるスイッチタイミングが決まる共振電流注入時間を決めるとき、負荷電流IxをＰＷＭ信号１周期中の中間点で検出し、電流値Ix1による誤差分に相当した時間を補償し、検出した直流電圧の電圧値E1により直流電源電圧の変動に応じて共振電流注入時間を調整する。【選択図】      図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源の両端に接続され、第１共振コンデンサが並列接続された第１スイッチ手段と、第２共振コンデンサが並列接続された第２スイッチ手段とが直列接続された複数のスイッチング回路と、
前記第１スイッチ手段と前記第２スイッチ手段の接続点と前記直流電源の直流電圧の中性点との間に接続され、補助スイッチ素子を含む補助スイッチ手段と共振リアクトルとが直列に接続された補助共振転流回路と、
ＰＷＭ信号に基づいて、前記複数のスイッチング回路と前記補助共振転流回路のスイッチングを制御する制御回路とを有し、
前記直流電源の直流電力を交流電力に変換して、前記接続点に接続された負荷に出力する補助共振ＰＷＭ電力変換装置において、
前記接続点から出力される負荷電流の電流値を、前記ＰＷＭ信号における１周期の中間点のタイミングで検出する電流検出回路を備え、
前記制御回路は、検出された前記電流値に基づいて、前記第１スイッチ手段、前記第２スイッチ手段又は前記補助スイッチ手段のオン・オフのスイッチタイミングを決定することを特徴とする補助共振ＰＷＭ電力変換装置。
【請求項２】
前記制御回路は、前記第１スイッチ手段又は前記第２スイッチ手段をゼロ電圧スイッチング又はゼロ電流スイッチングさせる前記スイッチタイミングを決める共振電流注入時間を演算するとき、前記電流値による誤差分に相当する補償時間を加算することを特徴とする請求項１に記載の補助共振ＰＷＭ電力変換装置。
【請求項３】
前記直流電源の直流電圧を検出する電圧検出回路を備え、
前記制御回路は、前記第１スイッチ手段又は前記第２スイッチ手段をゼロ電圧スイッチング又はゼロ電流スイッチングさせる前記スイッチタイミングを決める共振電流注入時間を演算するとき、検出した前記電圧値に基づいて、前記直流電源の変動に応じて該共振電流注入時間を調整することを特徴とする請求項２に記載の補助共振ＰＷＭ電力変換装置。
【請求項４】
前記接続点は、ローパスフィルタを介して系統に接続され、
前記電流検出回路は、前記接続点と前記ローパスフィルタとの間の前記負荷電流の前記電流値を検出することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか一項に記載の補助共振ＰＷＭ電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、補助共振ＰＷＭ電力変換装置に関し、特に、直流電源の中性点に補助共振転流回路が接続されており、最適な共振電流時間によりゼロ電圧スイッチングを行うようにして、系統連携分散型とすることができる補助共振ＰＷＭ電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、スイッチ素子として半導体素子を用いた電力変換装置においては、スイッチングの高周波化によって装置の小型化が図られているが、一方で、スイッチング損失の増大や、ＥＭＩノイズの増大などが問題となっている。
【０００３】
そこで、この問題の解決策として、共振回路を利用してソフトスイッチングを行うことを利用した低損失の電力変換装置が開発されている。補助共振回路方式のソフトスイッチングは、直流電源の中性点に補助共振転流回路を接続し、電力変換装置のスイッチング回路をＬＣ共振状態で動作させるものであり、そのスイッチング回路のスイッチ素子が、その端子間において、ゼロ電圧状態又はゼロ電流状態で動作するようになっている。
【０００４】
このソフトスイッチングを、電力変換装置におけるスイッチング回路の動作の仕方に適用することによって、スイッチ素子のターンオフ期間又はターンオン期間における電圧又は電流の傾きが緩やかになり、スイッチングの過渡時におけるスイッチング損失や、サージが減少するという利点が生じる。
【０００５】
これまで、補助共振ＰＷＭ電力変換装置は、種々開発されている。例えば、共振型電力変換装置の制御装置において、負荷電流を検出する負荷電流検出手段と、負荷電流に応じた転流時に動作する共振回路の動作時間を有するメモリと、転流時に動作時間をもとに共振回路を動作させる制御手段とを備え、スイッチ素子がオフするときに、スイッチ素子に流れる電流が一定値になるように共振回路の動作時間を負荷の電流値に応じて変化させるようにした共振型電力変換装置が提案されている（例えば、特許文献１を参照）。
【０００６】
それまで利用されてきた従来の電力変換装置では、スイッチング回路のスイッチ素子の転流時において、オフすべきスイッチ素子には必ずある一定以上の電流を流し、該スイッチ素子のオフ時に該スイッチ素子に並列接続されたスナバコンデンサを電源電圧まで充電する必要があった。そのため、オフ時に該スイッチング素子の電流値が設定した基準電流値に達しない場合は、補助共振回路を動作させ、オフすべきスイッチ素子のオフを該スイッチ素子の電流値が基準電流値に達するまで遅らせていた。
【０００７】
オフすべきスイッチ素子の電流値が基準電流値に達するまでオフを遅らす場合、遅れ時間を補償し正確に該スイッチ素子をオフする必要がある。一般に共振回路の動作は共振周期が非常に短く、しかも大電流を流すため、電力変換器のスイッチング回路におけるスイッチ素子の電流値をフィードバックするには、非常に高速かつ高精度な検出器が必要であり制御も複雑となっていた。
【０００８】
また、そのスイッチング回路におけるスイッチ素子の電流検出の遅れや制御の遅れにより、共振電流を一定値に制御できなくなり、必要以上の過大な共振電流が流れ、そのため、スイッチ素子のオフ時のスイッチング損失が増加し、補助共振回路の損失も増加することとなり、スイッチングの遅れが大きくなるとデッドタイムが大きく変化するため、出力の電圧及び電流制御に大きな影響を与えていた。
【０００９】
そこで、特許文献１で提案された電力変換装置は、複雑かつ高性能な検出器を必要とせず、主スイッチング回路のスイッチ素子、スナバコンデンサ及び補助共振回路からなる共振回路の制御を容易かつ安定に動作させ、主スイッチング回路及び補助共振回路の損失を必要最小限にしようとしたものである。
【００１０】
また、電力変換装置の出力電流が変動しても、常に確実にゼロ電圧スイッチングを行うことができ、出力電流の変動に影響されずに部分共振動作を行うことができ、しかも十分なＰＷＭ制御範囲を確保することができるようにした補助共振ＰＷＭ電力変換装置が提案されている（例えば、特許文献２を参照）。
【００１１】
ここで、この提案された従来の補助共振ＰＷＭ電力変換装置の回路構成を、図６に示した。同図に示された補助共振ＰＷＭ電力変換装置は、補助共振転流回路Ｒと、複数のスイッチング回路Ｓと、これらの回路を制御する制御回路とを備えている。
【００１２】
スイッチング回路Ｓは、直列接続された２つの主スイッチ素子Ｑｘ１、Ｑｘ２を有し、主スイッチ素子Ｑｘ１、Ｑｘ２は、直流電源１の両端子間に接続されている。主スイッチ素子Ｑｘ１、Ｑｘ２には、還流ダイオードＤｘ１、Ｄｘ２と共振コンデンサＣｒ１、Ｃｒ２とが夫々並列に接続されている。なお、図６では、回路構成を分かり易くするため、スイッチング回路Ｓとして、１相分が代表的に示されており、多相出力する場合には、スイッチング回路Ｓを、その多相分だけ、直流電源１に並列接続される。例えば、単相出力の場合であれば、スイッチング回路Ｓ及び補助共振転流回路Ｒの２組が、また、三相出力の場合であれば、スイッチング回路Ｓ及び補助共振転流回路Ｒの３組が、直流電源１に並列接続される。
【００１３】
主スイッチ素子Ｑｘ１、Ｑｘ２の中間接続点である出力端子Ａには、補助共振転流回路Ｒが接続され、共振リアクトルＬｒの一方の端子が接続され、その共振リアクトルＬｒの他方の端子には、直列接続された補助スイッチ素子Ｑａ１、Ｑａ２が接続されている。コンデンサＣｎ１、Ｃｎ２は、電源電圧Ｅを２分割するためのコンデンサであり、このコンデンサＣｎ１、Ｃｎ２の中間接続点には、補助共振転流回路Ｒの他端が接続され、該中間接続点は、補助スイッチ素子Ｑａ１、Ｑａ２を介して共振用リアクトルＬｒの他方の端子に接続される。
【００１４】
主スイッチ素子Ｑｘ１、Ｑｘ２と、補助スイッチ素子Ｑａ１、Ｑａ２の夫々の制御端子には、各スイッチ素子をオン・オフ駆動する駆動回路２乃至５が接続されている。図６において破線で示された制御回路は、パルス信号Ｐを出力するＰＷＭ信号発生回路６、信号遅延回路７、そして、出力端子Ａに接続されている出力ラインに流れる電流を検出する電流検出器８を備えている。信号遅延回路７は、ＰＷＭ信号発生器６から出力されるパルス信号Ｐを所定量だけ遅延させて駆動回路２及び３に供給し、主スイッチ素子Ｑｘ１、Ｑｘ２のオン・オフのタイミングを遅延させる。
【００１５】
信号遅延回路７は、例えば、ＰＷＭ信号発生器６が出力するパルス信号Ｐの立ち上がり時点から主スイッチ素子Ｑｘ２がオフするまでの時間に対応して遅延した第１遅延信号を駆動回路３に、そのパルス信号Ｐの立ち下がり時点から主スイッチ素子Ｑｘ１がオフするまでの時間に対応して遅延した第２遅延信号を駆動回路２に出力するようになっている。
【００１６】
ここで、負荷に流れる負荷電流をＩｘとしたとき、例えば、還流ダイオードＤｘ２に電流Ｉｘが還流しており、この状態から、主スイッチ素子Ｑｘ１へ転流するときの状態について説明する。ＰＷＭ信号発生器６から、Ｈレベルのパルス信号Ｐが出力されたとしたとき、補助スイッチ素子Ｑａ１がオンし、共振リアクトルＬｒに、電流Ｉｒが流れ始める。一方、電流検出器８によって検出された出力ラインに流れる電流に係る検出電流値に第１遅延信号を加算した加算信号が生成される。そして、パルス信号Ｐの立上り時点から、その加算信号に応じた時間だけ遅延させてパルス信号Ｐ1が出力される。
【００１７】
出力されたパルス信号Ｐ1によって、主スイッチ素子Ｑｘ２をオフにする。つまり、このとき、パルス信号Ｐの立ち上がり時点から加算信号に応じた時間だけ遅延された時点で主スイッチ素子Ｑｘ２がオフされることになる。
【００１８】
主スイッチ素子Ｑｘ２のオフにより、共振リアクトルＬｒと共振コンデンサＣｒ１、Ｃｒ２が共振動作に入り、共振コンデンサＣｒ２の電圧は上昇していく。この共振コンデンサＣｒ２の電圧が電源電圧Ｅに達する時点で、還流ダイオードＤｘ１がオンする。そして、主スイッチ素子Ｑｘ２がオフしてから所定時間遅延させた時点Ｔｘで、主スイッチ素子Ｑｘ１をオンさせる。この遅延させる所定時間は、予め定められた一定時間であり、時点Ｔｘは、共振コンデンサＣｒ２の電圧が電源電圧Ｅに到達した時点と、出力電流Ｉｘが共振リアクトルＬｒの電流Ｉｒと等しくなる時点との間の期間内に入るように設定されている。
【００１９】
主スイッチ素子Ｑｘ１が、この期間内における時点Ｔｘでオンされるので、ゼロ電圧スイッチングが行われることになる。ここで、還流ダイオードＤｘ２に流れる電流Ｉｘが変動して、大きくなった場合について説明する。
【００２０】
電流Ｉｘが、高レベルに変動した場合、変動前と同じ時点で、主スイッチ素子Ｑｘ２をオフすると、電流Ｉｒが小さくなってしまい、この結果、ゼロ電圧スイッチングが困難となる。しかし、電流検出器８から出力される検出電流値と第１遅延信号とを加算した加算信号を出力し、パルス信号Ｐの立上り時点から、その加算信号に応じた時間だけ遅延させてパルス信号Ｐ1を出力するので、変動前の時点よりも遅い時点で、主スイッチ素子Ｑｘ２がオフすることになる。この結果、所定の大きさの電流Ｉrを得ることができる。
【００２１】
ところで、電流Ｉｘの変動に拘わらず、電流Ｉrを一定とすれば、主スイッチ素子Ｑｘ２がオフになる時点から共振コンデンサＣｒ２の電圧が電源電圧Ｅに到達する時点までの期間と、負荷電流Ｉｘの変動に対応した時点から共振コンデンサＣｒ２の電圧が電源電圧Ｅに到達する時点までの期間とは、一定となり、主スイッチ素子Ｑｘ２がオフになる時点と、負荷電流Ｉｘの変動に対応した時点とを基準にして設定する時点Ｔｘは容易に得られる。つまり、電流Ｉｒが負荷電流Ｉｘになる時点と、主スイッチ素子Ｑｘ２をオフにした時点との期間を一定にしておけば、電流Ｉrが一定となるため、電流Ｉｘの変動に応じて、主スイッチ素子Ｑｘ２のオフの時点を基準にして時点Ｔｘのタイミングを容易に取ることができる。
【００２２】
そこで、特許文献２に開示された補助共振ＰＷＭ電力変換装置では、負荷電流Ｉｘの検出値に基づき、ＰＷＭ信号発生回路６から出力されるパルス信号に所定の遅延を施し、所定時間遅延させた時点Ｔｘで主スイッチ素子Ｑｘ１をオンさせているので、出力電流Ｉｘの変動に拘わらず、常に確実にゼロ電圧スイッチングを行うことができるというものである。
【００２３】
【特許文献１】特開平８−３４０６７６号公報
【特許文献２】特開２０００−１８４７３８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２４】
ところで、上述した従来に提案された補助共振ＰＷＭ電力変換装置では、負荷電流の電流値を検出し、この検出した電流値に基づいて、主スイッチ素子のオン・オフのタイミングを制御することにより、ゼロ電圧スイッチング又はゼロ電流スイッチングを実現しているものである。
【００２５】
いずれのＰＷＭ変換装置でも、その出力において、負荷電流の電流値を検出することが記載されてはいるものの、負荷電流の検出の仕方についての詳細には言及されていない。この検出電流値が細かく変動すると、高周波駆動される主スイッチ素子のタイミング制御に大きく影響し、オン・オフのタイミングを正確に制御することは難しくなる。そのため、上述した従来に提案された補助共振ＰＷＭ電力変換装置では、出力電流Ｉｘの変動が大きい場合や、動作周波数に比較して大幅に小さい周波数の交流電流を出力する場合のみに対応可能である。
【００２６】
従って、上述した従来に提案された補助共振ＰＷＭ電力変換装置は、負荷として、交流電動機や、抵抗負荷などに適したものといえるが、例えば、図６に示されたような補助共振ＰＷＭ電力変換装置を、系統連携分散型電力変換装置として適用しようとすると、電力変換装置の出力側にローパスフィルタを接続しなければならない。
【００２７】
そこで、補助共振ＰＷＭ電力変換装置において、確実にゼロ電圧スイッチングを行わせるには、負荷電流の検出が必要となる。しかし、系統連携する場合には、ローパスフィルタが挿入されているので、この負荷電流の検出位置は、そのローパスフィルタの前後の２箇所が考えられる。ここで、接続点Ａに接続された出力ライン上で負荷電流Ｉｘの電流値を検出するが、その検出位置が、（ａ）接続点Ａとローパスフィルタとの中間で行った場合と、（ｂ）ローパスフィルタの負荷側で行う場合とに分けて、タイミング制御上の問題があることについて説明する。
【００２８】
（ａ）接続点Ａとローパスフィルタとの中間で行った場合
この場合には、負荷電流Ｉｘは、リップルを含んだ電流となる。この場合の負荷電流Ｉｘの変化の様子を、図４に示した。同図では、太線で示された負荷電流Ｉｘは、上側である主スイッチ素子Ｑｘ１のオン期間と、下側である主スイッチ素子Ｑｘ２のオン期間に合わせてリップルを有していることを示している。そこで、主スイッチ素子Ｑｘ１、Ｑｘ２のオフ時に流れる電流を正確に検出するには、図４に示すように、時間Ｔ１ｕ、Ｔ２ｕのタイミングで負荷電流Ｉｘをサンプリングし、電流値Ｉ１ｕ、Ｉ２ｕの両方を検出する必要がある。
【００２９】
また、三相出力のＰＷＭ電力変換装置である場合、サンプリングのタイミングが６個所必要になる。この検出を正確に実現するには、高速、高性能な検出器が必要となる。そこで、その検出器を少なくして簡略化して電流値を検出したとすると、仮に、時間Ｔ１ｕのタイミングだけで、電流値Ｉ１ｕの検出を行って、主スイッチ素子のオン・オフのタイミングを制御すると、上下アームの共振電流注入時間に差が生じることとなって、直流電源の中性点にずれが発生する。この中性点変動により、共振動作時に、共振コンデンサＣｒ１又はＣｒ２に電荷が残ったまま、主スイッチ素子がオンになる可能性が発生する。この様になると、主スイッチ素子に過大なストレスがかかり、主スイッチ素子の破壊やノイズの発生原因となる。
【００３０】
（ｂ）ローパスフィルタの負荷側で行う場合
この場合には、負荷電流Ｉｘの検出電流は、図４に示された負荷電流Ｉｘの変化とは異なり、リップルを含んでいない電流となっている。しかし、主スイッチ素子Ｑｘ１、Ｑｘ２に流れる電流と、負荷電流Ｉｘの検出電流とには、ローパスフィルタに含まれるインダクタンスＬとコンデンサＣとによる位相差が存在することによって、ある時間で見たとき、その電流値に差が生じる。その検出電流値を基にして、確実に、共振コンデンサＣｒ１、Ｃｒ２に電荷がなくなる共振電流注入時間を決定すると、ゼロ電圧スイッチングに必要な電流より大きな電流が、主スイッチング回路、補助共振転流回路に流れる結果になる。この場合には、（ａ）の場合のように、中性点変動は起こらないが、回路のスイッチ電力損失が増加し、効率が低下することになる。
【００３１】
この様に、（ａ）の負荷電流Ｉｘの電流検出位置では、高速、高性能な検出器を用いれば、正確なタイミング制御を実現できるが、制御が複雑になり、しかも、コストが嵩むという問題がある。この問題を回避するため、電流検出の仕方を簡便なものとすると、中性点変動を来たし、主スイッチ素子の破壊やノイズの発生を招来するという問題がある。一方、（ｂ）の負荷電流Ｉｘの電流検出位置では、補助共振ＰＷＭ電力変換装置の主スイッチング回路と負荷と間に、ローパスフィルタが介在するため、主スイッチ素子に流れる電流と負荷電流Ｉｘの検出電流とに差が発生することになり、この差を含む検出電流値に基づいてタイミング制御が行われると、必要以上の電流を流す結果となって、スイッチ電力損失を増大させてしまうという問題がある。
【００３２】
系統連携する補助共振ＰＷＭ電力変換装置において、負荷電流の検出電流値に基づいて正確なゼロ電圧スイッチングを実現するには、上述した問題がある。そこで、本発明の目的は、高速、高性能な検出器を使用せずに、負荷電流Ｉｘの電流検出の仕方を工夫することによって、スイッチ電力損失の少ないゼロ電圧スイッチングを行える補助共振ＰＷＭ電力変換装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００３３】
上記問題点を解決するため、本発明では、直流電源の両端に接続され、第１共振コンデンサが並列接続された第１スイッチ手段と、第２共振コンデンサが並列接続された第２スイッチ手段とが直列接続された複数のスイッチング回路と、前記第１スイッチ手段と前記第２スイッチ手段の接続点と前記直流電源の直流電圧の中性点との間に接続され、補助スイッチ素子を含む補助スイッチ手段と共振リアクトルとが直列に接続された補助共振転流回路と、ＰＷＭ信号に基づいて、前記複数のスイッチング回路と前記補助共振転流回路のスイッチングを制御する制御回路とを有し、前記直流電源の直流電力を交流電力に変換して、前記接続点に接続された負荷に出力する補助共振ＰＷＭ電力変換装置において、前記接続点から出力される負荷電流の電流値を、前記ＰＷＭ信号における１周期の中間点のタイミングで検出する電流検出回路を備え、前記制御回路は、検出された前記電流値に基づいて、前記第１スイッチ手段、前記第２スイッチ手段又は前記補助スイッチ手段のオン・オフのスイッチタイミングを決定することとした。
【００３４】
そして、前記制御回路は、前記第１スイッチ手段又は前記第２スイッチ手段をゼロ電圧スイッチング又はゼロ電流スイッチングさせる前記スイッチタイミングを決める共振電流注入時間を演算するとき、前記電流値による誤差分に相当する補償時間を加算するようにし、さらに、前記直流電源の直流電圧を検出する電圧検出回路を備えて、前記第１スイッチ手段又は前記第２スイッチ手段をゼロ電圧スイッチング又はゼロ電流スイッチングさせる前記スイッチタイミングを決める共振電流注入時間を演算するとき、検出した前記電圧値に基づいて、前記直流電源の電圧変動に応じて該共振電流注入時間を調整するようにした。
【００３５】
また、前記した補助共振ＰＷＭ電力変換装置では、前記接続点が、ローパスフィルタを介して系統に接続され、前記電流検出回路が、前記接続点と前記ローパスフィルタとの間の前記負荷電流の前記電流値を検出するようにした。
【発明の効果】
【００３６】
以上のように、本発明によれば、補助共振ＰＷＭ電力変換装置が系統連携され負荷電流にリップルが含まれていても、高速・高性能な電流検出器を必要としなくて済み、コストを低減することができる。さらには、所定のブースト電流が得られるように、共振電流注入時間の大きさを決定する場合に、ＰＷＭ信号の折り返し点でサンプリングされた電流値の誤差を補償し、電源の直流電圧の変動電圧値を参照するようにしたので、ゼロ電圧スイッチングを常に実現でき、スイッチの電力損失を低減することができ、スイッチ電力損失が少ない補助共振ＰＷＭ電力変換器を提供できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３７】
次に、本発明による補助共振ＰＷＭ電力変換装置における実施形態について、図を参照しながら説明する。本実施形態による負荷電流の電流検出の仕方を適用した補助共振ＰＷＭ電力変換装置の回路構成について、図１に示した。図１に示された補助共振ＰＷＭ電力変換装置の基本的な回路構成は、図６に示された従来技術による補助共振ＰＷＭ電力変換装置の回路構成と同様であり、補助共振転流回路Ｒと、複数のスイッチング回路Ｓと、これらの回路を制御する制御回路とを備えている。
【００３８】
スイッチング回路Ｓは、直列接続された２つの主スイッチ素子Ｑｘ１、Ｑｘ２を有し、主スイッチ素子Ｑｘ１、Ｑｘ２は、直流電源１の両端子間に接続されている。主スイッチ素子Ｑｘ１、Ｑｘ２には、還流ダイオードＤｘ１、Ｄｘ２と共振コンデンサＣｒ１、Ｃｒ２とが夫々並列に接続されている。なお、図１においても、図６の場合と同様に、回路構成を分かり易くするため、スイッチング回路Ｓ及び補助共振転流回路Ｒとして、１相分が代表的に示されている。多相出力する場合には、スイッチング回路Ｓ及び補助共振転流回路Ｒを、その多相分だけ、直流電源１に並列接続される。
【００３９】
主スイッチ素子Ｑｘ１、Ｑｘ２の中間接続点である出力端子Ａには、補助共振転流回路Ｒが接続され、共振リアクトルＬｒの一方の端子が接続され、その共振リアクトルＬｒの他方の端子には、直列接続された補助スイッチ素子Ｑａ１、Ｑａ２が接続されている。コンデンサＣｎ１、Ｃｎ２は、電源電圧Ｅを２分割するためのコンデンサであり、このコンデンサＣｎ１、Ｃｎ２の中間接続点には、補助共振転流回路Ｒの他端が接続され、該中間接続点は、補助スイッチ素子Ｑａ１、Ｑａ２を介して共振用リアクトルＬｒの他方の端子に接続される。なお、本実施形態による補助共振ＰＷＭ電力変換装置は、系統連携分散型の交流電源とする場合を例としているので、主スイッチ素子Ｑｘ１、Ｑｘ２の中間接続点である出力端子Ａには、ローパスフィルタ９が接続されている。
【００４０】
主スイッチ素子Ｑｘ１、Ｑｘ２と、補助スイッチ素子Ｑａ１、Ｑａ２の夫々の制御端子には、各スイッチ素子をオン・オフ駆動する駆動回路２乃至５が接続されていることも、図６の場合と同様である。しかし、図１に示した補助共振ＰＷＭ電力変換装置では、破線で示された制御回路は、パルス信号Ｐを出力するＰＷＭ信号発生回路６、各駆動回路２乃至５にスイッチ素子Ｑｘ１、Ｑｘ２、Ｑａ１及びＱａ２に駆動信号を供給するゲート信号制御回路１０を備えていることが、図６の補助共振ＰＷＭ電力変換装置と異なっている。さらに、出力端子Ａに接続されている出力ラインに流れる電流を検出する電流検出器８と、直流電源１の直流電圧Ｅを検出する電圧検出回路１１とを備えている。ここで、制御回路には、ＣＰＵを含むデジタル回路が使用され、高速、高性能な制御回路を実現している。
【００４１】
次いで、この様に回路構成された本実施形態の補助共振ＰＷＭ電力変換装置において、正確なゼロ電圧スイッチングを実現するための負荷電流Ｉｘの電流検出の仕方について説明する。図１に示した補助共振ＰＷＭ電力変換装置においては、出力端子Ａとローパスフィルタ９との間の出力ラインから、電流検出回路８によって負荷電流Ｉｘの電流値が検出される。
【００４２】
前述したように、図４には、１相分に相当するスイッチング回路の主スイッチ素子Ｑｘ１、Ｑｘ２のオン・オフに対応して、負荷電流Ｉｘの変化が示されている。ここで、主スイッチ素子Ｑｘ１、Ｑｘ２のオフ時に流れる電流を正確に検出するには、図示のように、時間Ｔ１ｕ、Ｔ２ｕのタイミングで負荷電流Ｉｘをサンプリングし、電流値Ｉ１ｕ、Ｉ２ｕの両方を検出する必要があるが、この電流検出には、問題があることは、既に述べた。そこで、本実施形態における電流検出では、この問題を回避するものとして、主スイッチ素子のオンとオフ、つまり、時間Ｔ１ｕと時間Ｔ２ｕのタイミングで電流値Ｉ１ｕ、Ｉ２ｕをサンプリングするのではなく、その中間点Ｔ０で負荷電流Ｉｘの電流値Ｉ０をサンプリングするようにした。
【００４３】
図５に示されるように、図１に示された補助共振ＰＷＭ電力変換装置が三相インバータである場合、ＰＷＭ信号発生器６の出力信号における１周期のパターンが折り返しになるＰＷＭ出力パターンを採用することにより、中間点、つまり、折り返し点Ｔ０で、３相分の電流サンプリングを行うことができるようになり、複数の高速、高性能な検出器を使用する必要を無くし、簡単に、主スイッチ素子Ｑｘ１、Ｑｘ２に流れる平均的な電流を検出するだけで良くなる。
【００４４】
しかし、中間点又は折り返し点でサンプリングした電流値Ｉ０を、そのまま、主スイッチ素子のオン・オフのタイミング制御に使用すると、前述したように、時点Ｔ１ｕでのみサンプリングした場合と同様に、検出電流値Ｉ０にも誤差があることから、所定のブースト電流より大きい値の電流が流れることになる。そのため、電流検出の仕方を簡単化できても、スイッチの電力損失が大きくなっては、問題点を回避したことにならない。そこで、本実施形態における負荷電流の検出に際しては、電流検出の誤差を補償することとし、さらに、主スイッチ素子のターンオン、ターンオフの遅れ時間の誤差をも補償するようにして、ゼロ電圧スイッチングに最適な所定のブースト電流が得られる制御方式とした。
【００４５】
この制御方式について、図２及び図３のタイムチャートを参照しながら説明する。図２及び図３のタイムチャートには、図１に示された補助共振ＰＷＭ電力変換装置の動作において現れる各部に流れる電流の変化と、各部の電圧の変化と、各スイッチ素子の動作タイミングとが、時間軸に沿った波形として図示されている。
【００４６】
ここで、図１に示された補助共振ＰＷＭ電力変換装置において、出力端子Ａからローパスフィルタ９に流れる負荷電流をＩｘ、共振リアクトルＬｒに流れる電流をＩａｘ、そして、主スイッチ素子Ｑｘ１に流れる電流をＩｓ１ｘ、主スイッチ素子Ｑｘ２に流れる電流をＩｓ２ｘとする。また、主スイッチ素子Ｑｘ１、還流ダイオードＤｘ１又は共振コンデンサＣｒ１の両端の電圧をＶｃｘ１と、主スイッチ素子Ｑｘ２、還流ダイオードＤｘ２又は共振コンデンサＣｒ２の両端の電圧をＶｃｘ２とする。
【００４７】
図１の補助共振ＰＷＭ電力変換装置の制御回路に関連して、電流検出回路８の負荷電流Ｉｘの検出電流値をＩｘ１、電圧検出回路１１の直流電源１の直流電圧Ｅに対する検出電圧値をＥ１としており、ＰＷＭ信号発生回路６からゲート信号制御回路１０に出力されるパルス信号をＳ０１ｘ、Ｓ０２ｘとし、ゲート信号制御回路１０が駆動回路２乃至５に出力する駆動信号をＳ１ｘ、Ｓ２ｘ、Ｓａ１ｘ及びＳａ２ｘとしている。
【００４８】
なお、これらの電流及び電圧の符号については、図１に示した補助共振ＰＷＭ電力変換装置では、１相分について代表的に図示されているので、説明の都合上、便宜的に付したものである。図２及び図３では、負荷電流Ｉｘ、電流Ｉａｘ、電圧Ｖｃｘ１、電流Ｉｓ１ｘ、電圧Ｖｃｘ２、そして、電流Ｉｓ２ｘに係る変化状態が図示され、信号Ｓ０１ｘ、Ｓ０２ｘ、Ｓａ１ｘ、Ｓ２ａ２ｘ、Ｓ１ｘ及びＳ２ｘの出力状態が斜線を施して図示されている。
【００４９】
ここで、図１に示されたような補助共振ＰＷＭ電力変換装置における一般的な動作について説明する。１相分の回路構成としては、直流電圧平滑と中性点電位維持のためのコンデンサＣｎ１、Ｃｎ２が直流電源１に並列接続され、主スイッチ素子Ｑｘ１と還流ダイオードＤｘ１と共振コンデンサＣｒ１の組と、主スイッチ素子Ｑｘ２と還流ダイオードＤｘ２と共振コンデンサＣｒ２の組とからなるスイッチング回路が直流電源１に並列に接続されている。そして、双方向スイッチを形成している補助スイッチ素子Ｑａ１と補助ダイオードＤａ１の組と、補助スイッチ素子Ｑａ２と補助ダイオードＤａ２の組と、共振リアクトルＬｒとの直列接続からなる補助共振転流回路が、コンデンサＣｎ１、Ｃｎ２の接続点である中性点と、出力端子Ａとの間に接続されている。
【００５０】
この回路構成において、オフしようとしている主スイッチ素子と並列に接続されている共振キャパシタ（電圧Ｖｃｘ１、Ｖｃｘ２）をゼロ電圧から直流電圧Ｅまで充電させることにより、主スイッチ素子のゼロ電圧スイッチングターンオフを実現し、補助共振転流回路により、オンしようとする主スイッチ素子と並列に接続されている共振キャパシタを直流電圧Ｅからゼロ電圧まで放電させて、ゼロ電圧又はゼロ電流スイッチングターンオンを実現している。ここで、補助共振転流回路の双方向スイッチ自身についても、直列接続された共振リアクトルＬｒによって、ゼロ電流スイッチング動作をさせることができる。図２で示されたＩｂは、ブースト電流を表している。
【００５１】
転流時の動作モード遷移の仕方は、転流開始時の状態によって異なるが、主スイッチ素子の定常モードにおける導通状態は、相電流の向きとスイッチングパターンによって、４つの回路状態Ａ、Ｂ、Ｃ及びＤが存在することが既に知られている。回路状態Ａのスイッチングパターンは、還流ダイオードＤｘ２から主スイッチ素子Ｑｘ１に、回路状態Ｂでは、主スイッチ素子Ｑｘ１から還流ダイオードＤｘ２に、回路状態Ｃでは、還流ダイオードＤｘ１から主スイッチ素子Ｑｘ２に、そして、回路状態Ｄでは、主スイッチ素子Ｑｘ２から還流ダイオードＤｘ１に転流する状態である。
【００５２】
図２は、上述した回路状態Ａ乃至Ｄのうち、負荷電流Ｉｘが正の場合である回路状態Ａ及びＢにおける各部の動作波形と、そのときの各スイッチング信号のタイミングについて例示している。回路状態Ｂは、負荷電流Ｉｘが転流に必要な電流値以下の場合であって、共振回路により電流を追加している。これに対して、負荷電流Ｉｘが正ではあるが、その負荷電流が転流に必要な電流値以上に流れていれば、共振回路を動作させる必要がない場合がある。この場合を回路状態Ｂ１とする。図３は、この回路状態Ｂ１における各部の動作波形と、そのときの各スイッチング信号のタイミングについて例示している。
【００５３】
（００６１）
なお、回路状態Ｂ１では、負荷電流Ｉｘが、所定のブースト電流Ｉｂ以上となっているため、共振電流が不要であり、負荷電流Ｉｘにより転流が行われ、共振コンデンサＣｒ１は、電源の直流電圧Ｅに、共振コンデンサＣｒ２は、０Ｖになる。
【００５４】
そこで、図２及び図３に示された波形を参照しながら、本実施形態で採用した制御方式について説明する。ここでは、負荷電流Ｉｘが正であり、還流ダイオードＤｘ２に電流が流れており、その状態から主スイッチ素子Ｑｘ１へ転流するときとし、回路状態Ａであるとする。
【００５５】
先ず、時間ｔ０において、ＰＷＭ信号発生器６からパルス信号Ｓｏ１ｘが出力されると、補助スイッチ素子Ｑａ１用のゲート信号Ｓａ１ｘが、ゲート信号制御回路１０から出力される。そこで、補助スイッチ素子Ｑａ１がオンして、共振リアクトルＬｒに電流が流れ始める。一方、電流検出回路８には、負荷電流Ｉｘ１が検出されており、ゲート信号制御回路１０内で、所定の電流値のブースト電流を得るための共振電流注入時間△Ｔ１を次の式（１）で演算する。
△Ｔ１＝Ｌｒ／（Ｅ１／２）×（Ｉｂ＋Ｉｘ１）＋Ｔ１  ・・・  式（１）
【００５６】
ここで、Ｌｒは、共振リアクトルＬｒのインダクタンス値、Ｅ１は、直流電源１の電圧Ｅを電圧検出回路１１で検出した電圧値、Ｉｂは、時間ｔ１から時間ｔ２の範囲内で電圧Ｖｃｘ１が０Ｖになるように設定された所定の電流値を有するブースト電流、そして、Ｉｘ１は、負荷電流Ｉｘを電流検出回路８で検出した電流値を表している。さらに、Ｔ１は、補償時間を表している。
【００５７】
図４において説明したように、中間点で負荷電流Ｉｘをサンプリングした電流値をそのまま用いたのでは、主スイッチ素子にブースト電流より大きい電流が流れることになるので、サンプリングされた検出電流値を、スイッチ電力損失の少ないゼロ電圧スイッチングを実現するため、さらに、スイッチ素子のターンオン・オフの遅れ時間も、補償時間Ｔ１を追加して、共振電流注入時間ΔＴ１を補正している。さらに、直流電圧Ｅの検出電圧値Ｅ１を使用して、直流電源の電圧変動の補償を行っている。これで、電流検出誤差とスイッチ素子による遅れ時間及び直流電源電圧の変動も補償され、所定のブースト電流Ｉｂを得ることが可能となる。
【００５８】
時間ｔ０から共振電流注入時間ΔＴ１後の時点ｔ１に、ゲート信号制御回路１０から、主スイッチ素子Ｑｘ２をオフする信号Ｓ２ｘが出力され、主スイッチ素子Ｑｘ２がオフされる。即ち、ＰＷＭ信号発生器６からのパルス信号Ｓ０１ｘの立ち上り時点ｔ０から演算された共振電流注入時間ΔＴ１に応じた時間だけ遅延した時点ｔ１で、主スイッチ素子Ｑｘ２がオフされる。
【００５９】
主スイッチ素子Ｑｘ２のオフにより、共振リアクトルＬｒと共振コンデンサＣｒ１、Ｃｒ２が共振動作に入り、電圧Ｖｃｘ１が０Ｖになり、電圧Ｖｃｘ２が電源の直流電圧Ｅに達する時点ｔ２で、ダイオードＤｘ１がオンする。そして、主スイッチ素子Ｑｘ２をオフしてから、所定時間ΔＴｘだけ遅延させた時点ｔ３において、主スイッチ素子Ｑｘ１オンさせる。このΔＴｘ時間は、予め定められた一定時間であり、所定のブースト電流Ｉｂが得ることが出来れば、ダイオードＤｘ１に電流が流れている時点ｔ２から時点ｔ４までの間に、所定時間ΔＴｘだけ遅延させる時点ｔ３が来るように設定されている。
【００６０】
これで、主スイッチ素子Ｑｘ１が、時点ｔ２から時点ｔ４までの間において、確実にオンされるので、ゼロ電圧スイッチング、ゼロ電流スイッチングが行われることになる。前出の式（１）に従った演算を、スイッチング毎に行うことにより、負荷電流Ｉｘが変動し、或いは、直流電源の直流電圧が変動しても、所定のブースト電流Ｉｂを得ることができるので、常にゼロ電圧スイッチング可能な制御方式となる。
【００６１】
次に、負荷電流Ｉｘが正で、主スイッチ素子Ｑｘ１に流れている状態から還流ダイオードＤｘ２に転流する回路状態Ｂ、Ｂ１でのモードにおける動作を説明する。
【００６２】
負荷電流Ｉｘがブースト電流Ｉｂ以下の時の動作では、ＰＷＭ信号発生器６からパルス信号Ｓ０２ｘが出力される時点ｔ１Oで、補助スイッチ素子Ｑａ２のゲート信号Ｓａ２ｘが、ゲート信号制御回路１０から出力される。そこで、補助スイッチ素子Ｑａ２がオンして、共振リアクトルＬｒに電流が流れ始める。一方、電流検出回路８では、負荷電流Ｉｘに係る電流値Ｉｘ１が検出されており、ゲート信号制御回路１０内で、次に示される式（２）に従って、共振電流注入時間ΔＴ２が演算される。
ΔＴ２＝Ｌｒ／（Ｅ１／２）×（Ｉｂ−Ｉｘ１）＋Ｔ２  ・・・  式（２）
【００６３】
ここでも、式（１）の場合と同様に、Ｌｒは、共振リアクトルＬｒインダクタンス値、Ｅ１は、直流電源１の直流電圧Ｅを電圧検出回路１１で検出した電圧値、Ｉｂは、ブースト電流、そして、Ｉｘ１は、電流検出回路８で検出した負荷電流Ｉｘに係る検出電流値を表している。
【００６４】
さらに、Ｔ２は、補償時間を表しており、式（１）の場合の補償時間Ｔ１と同様に、直流電圧Ｅの検出値Ｅ１を使用し、Ｔ２の補償時間を追加することにより、電流検出の誤差の補償、スイッチ素子のターンオン・オフに対する遅れ時間及び直流電源電圧の補償を行い、所定のブースト電流Ｉｂが得られるようになっている。
【００６５】
時点ｔ１０から共振電流注入時間ΔＴ２後の時点ｔ１１に、ゲート信号制御回路１０から、主スイッチ素子Ｑｘ１をオフするパルス信号Ｓ１ｘが出力され、主スイッチ素子Ｑｘ１がオフされる。即ち、ＰＷＭ信号発生器６からのＳ０２ｘの立ち上り時点ｔ１０から、演算された時間ΔＴ２に応じた時間だけ遅延した時点ｔ１１で、主スイッチ素子Ｑｘ１がオフされる。
【００６６】
主スイッチ素子Ｑｘ１のオフにより、共振リアクトルＬｒと共振コンデンサＣｒ１、Ｃｒ２が共振動作に入り、電圧Ｖｃｘ２が０Ｖになり、電圧Ｖｃｘ１が電源１の直流電圧Ｅに達する時点ｔ１２で、還流ダイオードＤｘ２がオンする。そして、主スイッチ素子Ｑｘ１がオフされから所定時間ΔＴｘだけ遅延させた時点ｔ１３で、主スイッチ素子Ｑｘ２がオンされる。この時間ΔＴｘは、予め定められた一定時間であり、所定のブースト電流Ｉｂが得ることが出来れば、時点ｔ１２以降に、時点ｔ１３が来るように設定されている。
【００６７】
この様に、主スイッチ素子Ｑｘ２が、時点ｔ１２以降にオンされるので、ゼロ電圧スイッチングが行われたことになる。なお、実際には、主スイッチ素子Ｑｘ２がオンしても、電流Ｉｓ２ｘは、ダイオードＤｘ２を流れる。
【００６８】
ゲート信号制御回路１０内で、検出した電流値Ｉｘ１と、電圧値Ｅ１とに基づいて、前述した式（２）に従って時間ΔＴ２の演算をスイッチ毎に行うことにより、負荷電流Ｉｘが変動し、直流電源の直流電圧Ｅが変動しても、所定のブースト電流Ｉｂを得る事ができるので、常にゼロ電圧スイッチングが可能となっている。
【００６９】
また、図３に示されるように、負荷電流Ｉｘが正で、負荷電流Ｉｘの大きさがブースト電流Ｉｂ以上となった場合の回路状態Ｂ１における動作は、ＰＷＭ信号発生器６からパルス信号Ｓ０２ｘが出力された時点ｔ２０でも、補助スイッチ素子Ｑａ２は、オフのままであり、ゲート信号制御回路１０から、オフ信号Ｓ１ｘが出力され、主スイッチ素子Ｑｘ１がオフする。
【００７０】
主スイッチ素子Ｑｘ１のオフと負荷電流Ｉｘにより、共振コンデンサＣｒ１、Ｃｒ２の電圧変化が起こり、電圧Ｖｃｘ２が０Ｖになり、電圧Ｖｃｘ１が電源の直流電圧Ｅに達する時点ｔ２２で、還流ダイオードＤｘ２がオンする。そして、主スイッチ素子Ｑｘ１がオフした時点から所定時間ΔＴｘだけ遅延させた時点ｔ２３で、ゲート信号制御回路１０から、オン信号Ｓ２ｘが出力され、主スイッチ素子Ｑｘ２がオンされる。なお、実際には、主スイッチ素子Ｑｘ２がオンしても、電流は、還流ダイオードＤｘ２を流れる。
【００７１】
これまでの動作説明においては、負荷電流Ｉｘが正である場合についてであったが、負荷電流Ｉｘが負の場合（回路状態Ｃ、Ｄ）であっても、その動作は、負荷電流Ｉｘが正の場合と同様となるため、検出電流値Ｉｘ１と検出電圧値Ｅ１に基づいて、前述の式（１）及び（２）に従って、共振電流注入時間ΔＴ１及びΔＴ２を演算し、主スイッチ素子をオフするタイミングを求めることにより、所定のブースト電流が得られるようになる。
【００７２】
以上のように、本実施形態による補助共振ＰＷＭ電力変換装置のソフトスイッチングに係る制御方式では、リップルが存在する負荷電流について、主スイッチ素子のオン・オフのタイミングでサンプリングする代わりに、ＰＷＭ信号パターンにおける折り返し点でサンプリングすることにより、高速・高性能な電流検出器を必要としなくて済み、コストを低減することができる。さらには、所定のブースト電流が得られるように、共振電流注入時間の大きさを決定する場合に、その折り返し点でサンプリングされた電流値の誤差を補償し、電源の直流電圧の変動電圧値を参照するようにしたので、ゼロ電圧スイッチングを常に実現でき、スイッチ電力損失を低減することができ、よって、効率の高い補助共振ＰＷＭ電力変換器を提供できる。
【００７３】
なお、これまでの説明においては、本実施形態の制御方式を適用した補助共振ＰＷＭ電力変換器は、系統連携分散型電源として使用することを前提としており、電力変換装置の出力側にローパスフィルタが接続された。しかし、本実施形態の制御方式の適用は、系統連携分散型電源の場合に限られず、負荷電流にリップルが含まれている場合に、ソフトスイッチングを実現する有効な手法であるので、負荷に、交流電動機などが接続され、交流電力を供給する場合にも、適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００７４】
【図１】本発明を適用した補助共振ＰＷＭ電力変換装置の実施形態に係る回路構成を説明する図である。
【図２】本実施形態の補助共振ＰＷＭ電力変換装置における動作（回路状態Ａ、Ｂ）を説明する信号のタイムチャート図である。
【図３】本実施形態の補助共振ＰＷＭ電力変換装置における動作（回路状態Ｂ１）を説明する信号のタイムチャート図である。
【図４】補助共振ＰＷＭ電力変換装置の負荷電流に係る電流サンプリングのタイミングを説明する図である。
【図５】三相の補助共振ＰＷＭ電力変換装置における負荷電流に係る電流サンプリングを説明する図である。
【図６】従来技術による補助共振ＰＷＭ電力変換装置の回路構成を説明する図である。
【符号の説明】
【００７５】
１…直流電源
２〜５…駆動回路
６…ＰＷＭ信号発生回路
７…信号遅延回路
８…電流検出回路
９…ローパスフィルタ
１０…ゲート信号制御回路
１１…電圧検出回路
Ｃｒ１、Ｃｒ２…共振コンデンサ
Ｄｘ１、Ｄｘ２、Ｄａ１、Ｄａ２…ダイオード
Ｌｒ…共振リアクトル
Ｑｘ１、Ｑｘ２…主スイッチ素子
Ｑａ１、Ｑａ２…補助スイッチ素子
Ｒ…補助共振転流回路
Ｓ…スイッチング回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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