(57)【要約】【課題】  ランプの出力端子での開回路状態から短絡回路状態まで連続して動作する共振インバータ回路を提供する。【解決手段】  本出願の１つの態様によれば、ランプ（２８）を動作させるための安定器（１０）は、制御信号を発生するインバータ回路（１２）を含む。共振回路（１４）は、インバータ回路とランプとに動作可能に接続され、インバータ回路からの制御信号の受信に応答して共振電圧を発生する。クランプ回路（１６）は、共振回路の両端電圧を制限するよう共振回路に動作可能に接続される。倍増回路（８０）は、共振回路に動作可能に接続され、クランプ回路によってクランプされた電圧をランプの起動が可能になる十分な値まで上昇させる。パルス回路は、インバータを「オン」と「オフ」にパルス化する電力コントローラ（１２２）と、電力コントローラを動作させるチャージポンプ回路（１２０）とを含む。【選択図】      図３
2005228735.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ランプ（２８）を動作させるための安定器（１０）であって、
制御信号を発生するよう構成されたインバータ回路（１２）と、
前記インバータ回路（１２）及び前記ランプ（２８）に動作可能に結合するよう構成され、前記制御信号の受信に応答して共振電圧を発生する共振回路（１４）と、
前記共振回路（１４）に動作可能に結合され、前記共振回路（１４）の両端電圧を制限するクランプ回路（１６）と、
前記共振回路（１４）に動作可能に結合され、前記クランプ回路（１６）によってクランプされた電圧を前記ランプ（２８）の起動を可能にする十分な値まで上昇させる倍増回路（８０）と、
パルス回路（１８）と、
を備え、
前記パルス回路が、前記インバータ（１２）を「オン」と「オフ」にパルス化する電力コントローラ（１２２）と、前記電力コントローラ（１２２）を動作させるチャージポンプ回路（１２０）とを含み、前記チャージポンプ回路（１２０）が、電力を得るために前記クランプ回路（１６）に動作可能に接続されていることを特徴とする安定器（１０）。
【請求項２】
前記クランプ回路（１６）が、
第１クランプコンデンサ（７６）と、
前記第１クランプコンデンサ（７６）に並列に動作可能に接続された第２クランプコンデンサ（７８）と、
電圧コンダクタ（２０）と共通コンダクタ（２４）との間で互いに直列に動作可能に接続された１対のクランプダイオード（７２、７４）と、
を含み、
前記クランプダイオード（７２、７４）の各々が、関連するコンデンサ（７６、７８）の両端の電圧の符号が変化しないように該関連するコンデンサ（７６、７８）の両端に動作可能に接続されていることを特徴とする請求項１に記載の安定器。
【請求項３】
前記チャージポンプ回路（１２０）が、
電荷を蓄積して電力コントローラ（１２２）に電力を供給するための電解コンデンサ（１２８）と、
前記電解コンデンサ（１２８）及び前記第２クランプコンデンサ（７８）と直列に動作可能に接続されたダイオード（１６０）と、
を含み、
前記ダイオード（１６０）と前記第２クランプコンデンサ（７８）とが協働して、最初の半周期の間の前記第２クランプコンデンサ（７８）の充電と、次の半周期の間の前記電解コンデンサ（１２８）を介した前記第２クランプコンデンサ（７８）の放電とを助けることを特徴とする請求項２に記載の安定器。
【請求項４】
前記第２コンデンサ（７８）から前記電解コンデンサ（１２８）への給電が、前記チャージポンプ回路（１２０）内で流れる電流値の大きな変化を防ぐことを特徴とする請求項３に記載の安定器。
【請求項５】
前記ランプ（２８）が開回路モードと短絡回路モードのうちの一方の状態にあるときに、前記チャージポンプ回路（１２０）内で流れる前記電流値が、定常状態の電流値から３０％以下でしか変動しないことを特徴とする請求項４に記載の安定器。
【請求項６】
前記チャージポンプ回路（１２０）が更に、該チャージポンプ回路（１２０）の電圧を所定値に制限するよう前記電解コンデンサ（１２８）の両端に動作可能に接続されたツェナーダイオード（１６２）を含むことを特徴とする請求項３に記載の安定器。
【請求項７】
前記第２コンデンサ（７８）から前記電解コンデンサ（１２８）への給電が、前記ランプ（２８）を取り外したときの前記ツェナーダイオード（１６２）の過熱を防ぐことを特徴とする請求項６に記載の安定器。
【請求項８】
前記インバータ（１２）が、
第１スイッチ（３４）と、
前記第１のスイッチ（３４）と直列に動作可能に接続された第２スイッチ（３６）と、
各々が関連する制御インダクタ（６４、６６）を含む制御回路（６０、６２）と、
を含み、
前記制御回路（６０、６２）が協働して、最初の半周期に前記第１のスイッチ（３４）を「オン」にし、次の半周期に前記第２スイッチ（３６）を「オン」にすることを特徴とする請求項６に記載の安定器。
【請求項９】
前記電力コントローラが、前記インバータ（１２）を「オン」と「オフ」にパルス化するよう前記制御インダクタ（６４、６６）と動作可能に結合された１次インダクタ（１４４）を含むことを特徴とする請求項８に記載の安定器。
【請求項１０】
前記ランプ（２８）が高輝度放電ランプであることを特徴とする請求項１に記載の安定器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本出願は、基本スイッチング周波数よりも高い周波数で共振させる高周波共振インバータ回路に関する。更に具体的には、本出願は、ランプの出力端子での開回路状態からランプの出力端子での短絡回路状態まで連続して動作する共振インバータ回路に関し、特にこれに関して説明する。
【背景技術】
【０００２】
一般的に、高周波インバータは、ランプを点灯するために共振モードを使用する。共振モードの動作は、出力電圧がランプを点灯させるのに十分な振幅（通常２ｋＶ−３ｋＶ）にまで到達することができるようにするため、共振周波数近くで共振回路を動作させるインバータを必要とする。インバータ回路によって発生する方形波は、基本スイッチング周波数の第３高調波又はこれより高次の周波数で共振する共振回路に印加される。しかしながら、高い周波数で動作する共振インバータでは望ましいゼロスイッチングを達成することはできない。これはインバータにおける大きな電力損失を生じさせる。
【０００３】
上記の問題を是正するために、Ｔｅｘａｓ  Ｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔｓによって製造されるＵＣ３８６１ＩＣチップなどの電力供給コントローラを用いて、インバータを「オン」と「オフ」にパルス化し、ゼロ電圧スイッチング及び低電力損失を達成する。典型的には、電力供給コントローラは、共振回路又はインバータ出力から電源を得る。このようなタッピングは、インバータのゼロスイッチング特性を損なうことになる。開路状態モードの間、過剰な電力が電力コントローラに伝送され、そのレギュレータに過剰な電力を損失させる。短絡回路モードの間は、過小な電力が電力コントローラに伝送され、低電圧ロックアウト回路動作になる。
【特許文献１】米国特許第６４７９９４９号
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
過剰な電力損失及び低電圧ロックアウト回路動作が無くランプ状態と独立した電力コントローラに電源を供給することが望ましい。本出願は、上記に言及された問題及び他の問題を克服する新しい改良された方法及び装置について検討する。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本出願の１つの態様によれば、ランプを動作させるための安定器は、制御信号を発生するよう構成されたインバータ回路を含む。共振回路は、インバータ回路とランプとに動作可能に接続され、インバータ回路からの制御信号の受信に応答して共振電圧を生じるように構成される。クランプ回路は、共振回路の両端電圧を制限するよう共振回路に動作可能に接続される。倍増回路は、共振回路に動作可能に接続され、クランプ回路によってクランプされた電圧をランプの起動が可能になる十分な値まで上昇させる。パルス回路は、インバータを「オン」と「オフ」にパルス化する電力コントローラと、電力コントローラを動作させるチャージポンプ回路とを含む。チャージポンプ回路は、クランプ回路から電力を得るために該クランプ回路に動作可能に接続されている。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００６】
図１に関して、安定器回路１０は、インバータ回路１２、共振回路１４、クランプ回路１６、及びパルス回路１８を含む。ＤＣ電圧は、正の電圧端子２２から延びる電圧コンダクタ２０とアース又は共通端子２６に接続された共通コンダクタ２４とを介してインバータ１２に印加される。ランプ２８は、ランプコネクタ３０、３２を介して電力が供給される。
【０００７】
インバータ１２は、共振回路１４を励振するための、コンダクタ２０と２４との間に直列に接続されたＭＯＳＦＥＴなどのスイッチ３４及び３６を含む。一般的には、共振回路１４は、共振動作の周波数を設定するための共振インダクタ３８と共振コンデンサ４０とを含む。ＤＣ阻止コンデンサ４２はランプ２８にＤＣ過電流が流れるのを防ぐ。スナバコンデンサ４４により、インバータ１２は、ＭＯＳＦＥＴ３４及び３６がこれらの対応するドレイン−ソース間電圧がゼロのときにオンとオフが切り換わるゼロ電圧スイッチングで動作することができる。
【０００８】
スイッチ３４及び３６は、共振回路１４を励振するためにノード４６で方形波を供給するよう協働する。スイッチ３４及び３６からそれぞれ延びるゲート又は制御線４８及び５０は各々、それぞれの抵抗５２、５４を含む。ダイオード５６、５８は、それぞれの抵抗５２、５４に並列に接続され、これによりスイッチ３４、３６のターンオフ時間がターンオン時間よりも早くなる。ターンオフ時間とターンオン時間が等しくないようにすることで、スイッチ３４、３６が同時に非導通状態になる時間が生じ、これによりノード４６の電圧が、インダクタ３８に蓄えられていた残留エネルギーを用いて１つの電圧状態（例えば４５０ボルト）から別の電圧状態（例えば０ボルト）に遷移することができる。
【０００９】
引き続き図１及び更に図３を参照すると、全体が６０、６２で示されるゲートドライブ回路は更に、インダクタ３８に相互結合された二次巻線であるインダクタ６４、６６を含む。ゲートドライブ回路６０、６２は、それぞれのスイッチ３４及び３６の動作を制御するために使用される。更に具体的には、ゲートドライブ回路６０、６２は、最初の半周期にスイッチ３４を「オン」に維持し、次の半周期にスイッチ３６を「オン」に維持する。方形波はノード４６で発生し、共振回路１４を励振するために使用される。双方向電圧クランプ６８、７０は、インダクタ６４、６６にそれぞれ並列に接続され、各々が１対のバックツーバックツェナーダイオードを含む。双方向電圧クランプ６８、７０は、ゲート−ソース間電圧の正及び負の変動をバックツーバックツェナーダイオードの電圧定格によって決定される各々の制限電圧にクランプするよう機能する。
【００１０】
引き続き図１に関して、インバータ１２の出力電圧は、クランプ回路１６の直列接続されたダイオード７２及び７４によってクランプされ、ランプ２８を起動するために発生する高電圧を制限する。クランプ回路１６は更に、実際には互いに並列に接続されたコンデンサ７６、７８を含む。各クランプダイオード７２、７４は、関連するコンデンサ７６、７８の両端に接続される。ランプの起動前は、ランプ２８のインピーダンスが極めて高インピーダンスとして見なされるので、ランプ回路はオープンである。コンデンサ４２の両端の高電圧は、ランプを点灯する倍増器８０によって発生する。共振回路１４は、コンデンサ４０、４２、７６、７８、及びインダクタ３８から構成され、共振近傍で駆動される。ノード８４の出力電圧が上昇すると、ダイオード７２、７４はランプを起動し、コンデンサ７６、７８の両端の電圧の符号が変化するのを防ぎ、出力電圧をインバータ１２構成要素の過熱を引き起こさない値に制限する。ダイオード７２、７４がコンデンサ７８及び８０をクランプしているときには、共振回路はコンデンサ４０とインダクタ３８から構成されることになる。従って、共振は、ダイオード７２、７４が導通していないときに実現される。
【００１１】
ランプ２８が点灯すると、ランプのインピーダンスは直ちに約５Ωにまで減少する。ノード８６の電圧はこれに応じて低下する。ダイオード７２、７４はコンデンサ７６、７８のクランプを中断する。コンデンサ４０、４２、７６、７８、及びインダクタ３８によって共振が再び誘導される。
【００１２】
引き続き図１、及び更に図２を参照して、倍増回路８０が、クランプ回路１６による制限電圧を上昇させる。倍増器８０は、端子８２、８４にコンデンサ４２の両端で接続され、ノード８４でインバータ１２の出力電圧を倍増させることにより起動電圧を達成する。動作の始めに、インバータ１２は端子８２、８４に電圧を供給する。コンデンサ９０、９２、９４、９６、９８は、ダイオード１００、１０２、１０４、１０６、１０８、１１０と協働して、１周期の半分で電荷を蓄積し、１周期の残りの半分で負電荷を端子８６を通じてコンデンサ４２にダンプする。一般的には、インバータ１２の電圧がピークツーピークで５００Ｖである場合、端子８２、８４間の電圧は、約−２ｋＶＤＣまで上昇する。
【００１３】
倍増器８０は、低ＤＣバイアスチャージポンプ倍増器である。定常状態で動作中は、倍増器８０は、ランプの動作又は寿命に影響を与えない小さなＤＣバイアス（約０．２５ボルト）しかランプに印加しない。
【００１４】
引き続き図１を参照すると、パルス回路１８が、インバータ１２の「オン」と「オフ」を切り換えるために使用される。一般的には、ランプ２８が開回路状態である場合、インバータ１２の電力損失は約１２〜１５Ｗである。通常これは、典型的には実効定格値６００Ｖである標準ケーブルの使用に制限を設ける、約１．６ｋＶＤＣの電圧にケーブル配線が耐えなければならないことを除いては問題を引き起こすことはない。パルス回路１８は、インバータ１２を「オン」に切り換え、約４０−５０ミリ秒間ランプ２８に一定の高電圧を供給し、周期の残りにいて「オフ」に切り換える。結果として生じたＲＭＳは、６００Ｖに過ぎず、これは従来の６００Ｖ配線ケーブルの使用を可能にする。更に、インバータ回路が周期の約９０％の間遮断されるので、このようなデューティサイクルは、開回路状態での電力損失を約２／３Ｗに低減する。
【００１５】
引き続き図１及び更に図３を参照して、チャージポンプ回路１２０は、パルス回路１８の制御回路１２２を動作させる。１つの実施形態では、制御回路１２２は、Ｔｅｘａｓ  Ｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔｓによって製造されるＵＣ３８６１回路であるが、他のどのような適切な制御回路も使用できることを理解されたい。制御回路１２２は、端子２６及び８６に接続され、更にチャージポンプ回路１２０の端子１２４に接続される。チャージポンプ回路１２０は、端子１２６を経由してクランプ回路１６から電力を得る。最初に、ランプ２８が点灯していないときには、インバータ１２が、負の電圧（この実施形態ではほぼ−２ｋＶ）に倍増回路１６を励振し、ポンプチャージ回路１２０の電解コンデンサ１２８を充電する。デプリーションモードスイッチ１３０は導通モード状態にある。負の電圧が上昇すると、スイッチ１３０のゲート電圧は、該スイッチ１３０が遮断するまで負側に低下し、直列に接続された抵抗１３４を介してコンデンサ１３２を充電することができる。抵抗１３４は、線路１３６を介して制御回路１２２の５Ｖ基準電圧に接続される。コンデンサ１３２が約２Ｖまで充電されると、制御回路１２２の故障ピン１３８は制御回路１２２及びインバータ１２を遮断することができる。更に具体的には、線路１４０、１４２に接続された制御回路１２２の出力ドライバが動作不能になり、インバータ１２の相互結合されたインダクタ６４、６６に電圧を供給する一次巻線６８をターンオフする。電解コンデンサ１２８はインバータ１２による充電を止める。負電圧が次第に低下し、制御回路１２２の低電圧ロックアウト（ＵＶＬＯ）の値に達する。このときに、制御回路１２２はリセットされ、低零入力電流状態に入る。１５μＡの低零入力電流により、電解コンデンサ１２８は端子１２４に接続された線路１４６を介して充電されることができる。コンデンサ１２８は、直列に接続された抵抗１４６、１４８を介して充電される。電圧が、約１６．５Ｖ（例えば、ＵＣ３８６８８１のＵＶＬＯしきい値電圧）まで上昇すると、制御回路１２２は出力ドライバをイネーブルにしてインバータ１２をターン「オン」させる。インバータ１２は、倍増器８０の駆動を開始し、コンデンサ１２８を負に充電させる。このプロセスはランプ２８が点灯するまで繰り返される。
【００１６】
引き続き図１及び図３、更に図４Ａ−Ｂを参照して、チャージポンプ回路１２０は、インバータ１２の構成要素の共振静電容量から電力を得る。図４Ａ−Ｂは、チャージポンプ回路１２０が電源１５２によって給電される場合にチャージポンプ回路１２０で生じる動作の流れを示す。更に具体的には、インバータ１２が「オン」状態の場合、コンデンサ８０はコンデンサ１２８によって周期的に充放電する。引き続き図４Ａに関して、最初の半周期の間に、コンデンサ８０は、コンデンサ８０を流れる電流が反時計回りに流れるときに電荷を蓄える。引き続き図４Ｂに関して、次の半周期の間に、蓄えられた電荷がコンデンサ１２８にダンプされる。更に具体的には、次の半周期の間に、電流は時計回りに向きを変える。コンデンサ８０及びコンデンサ１２８に直列に接続されたダイオード１６０が導通し、これによってコンデンサ１２８がコンデンサ８０により充電される。電圧は、コンデンサ１２８の両端に接続されたツェナーダイオード１６２によって調整される。典型的には、電圧は１４Ｖに制限される。
【００１７】
図５から図７を参照すると、チャージポンプ回路１２０は、ランプの状態に依存しないものとして示されている。ランプ２８が開回路状態であるときには、ランプの抵抗は約１ＭΩであり、チャージポンプ１２０に流れる電流は図５に示されるように約７７ｍＡである。ランプ２８が最初に点灯すると、ランプの抵抗は約５Ωであり、チャージポンプ回路１２０に流れる電流は図６に示されるように約５１ｍＡである。ランプ２８が定常状態にあるときには、ランプの抵抗は約５１Ωであり、チャージポンプ回路１２０に流れる電流は図７に示されるように約６８ｍＡである。図５−図７に示されるように、チャージポンプ回路１２０及び制御回路１２２に流れる電流は、ランプが状態を開回路から定常状態に変化するときにはあまり変化しない。この設計は、ツェナーダイオード１６２の大きな熱損失を防ぐ役目を果たす。
【００１８】
上記の回路は種々の構成要素の値を有する多様な構成要素を使用して実装することができる点を理解すべきであり、構成要素が以下の値を持つ場合の１つの特定の実施形態のリストが以下に提供される。
【００１９】
構成要素
名称／番号                   構成要素値
スイッチ３４                    ２０ＮＭＤ５０
スイッチ３６                    ２０ＮＭＤ５０
インダクタ３８                        ９０μＨ
コンデンサ４０              ２２ｎＦ，６３０Ｖ
コンデンサ４２                ３３ｎＦ，２ｋＶ
コンデンサ４４            ６８０ｐＦ，５００Ｖ
抵抗器５２                            １００Ω
抵抗器５４                            １００Ω
ダイオード５６                    １Ｎ４１４８
ダイオード５８                    １Ｎ４１４８
インダクタ６４                          １ｍＨ
インダクタ６６                          １ｍＨ
ダイオードクランプ６８    １Ｎ４７３９，９．１Ｖ
ダイオードクランプ７０    １Ｎ４７３９，９．１Ｖ
ダイオード７２                  ８ＥＴＨ０６Ｓ
ダイオード７４                  ８ＥＴＨ０６Ｓ
コンデンサ７６                １ｎＦ，５００Ｖ
コンデンサ７８                １ｎＦ，５００Ｖ
コンデンサ９０，９２，９４，９８，１００  １５０ｐＦ，２ｋＶ
ダイオード１００，１０２，１０４，１０６，１０８，１１０  １ｋＶ
コンデンサ１２８            １００μＦ，２５Ｖ
スイッチ１３０                    ２Ｎ４３９１
コンデンサ１３２                      ４７ｎＦ
抵抗器１３４                            １ＭΩ
抵抗器１４６，１４８                ２２０ｋΩ
ダイオード１６０                  １Ｎ４１４８
ツェナーダイオード１６２                １４Ｖ
例示的な実施形態を図示された実施形態に関して説明してきた。上記の詳細な説明を読んで理解すると、当業者には修正及び変更が行い得ることは明らかであろう。このような修正及び変更が添付の請求項或いはその均等物の範囲に含まれる限り、例示的な実施形態はこうした修正及び変更の全てを含むものと解釈すべきである。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】本出願の概念による安定器回路。
【図２】安定器回路に使用される倍増器を更に詳細に示す図。
【図３】安定器回路に使用されるパルス回路を更に詳細に示す図。
【図４Ａ】パルス回路の電力コントローラを制御するチャージポンプ回路を示す図。
【図４Ｂ】パルス回路の電力コントローラを制御するチャージポンプ回路を示す図。
【図５】開回路状態の間のチャージポンプ電流対時間のグラフ。
【図６】ランプが最初に点灯される際のチャージポンプ電流対時間のグラフ。
【図７】定常状態で動作中のチャージポンプ電流対時間のグラフ。
【符号の説明】
【００２１】
１０  安定器回路
１２  インバータ回路
１４  共振回路
１６  クランプ回路
２８  ランプ
１２２  電力コントローラ
１２０  チャージポンプ回路
【図１】
2005228735.tif 000003
【図２】
2005228735.tif 000004
【図３】
2005228735.tif 000005
【図４Ａ】
2005228735.tif 000006
【図４Ｂ】
2005228735.tif 000007
【図５】
2005228735.tif 000008
【図６】
2005228735.tif 000009
【図７】
2005228735.tif 000010
【外国語明細書】
2005228735000001.pdf