(57)【要約】【課題】雰囲気温度の変化に対して出力電圧を一定の範囲内に収めることができる電力伝送装置を提供する。【解決手段】トランスの１次側コイルが配置される送電側のユニットと、当該トランスの２次側コイルが配置される受電側のユニットとの間で電力を伝送する電力伝送装置において、昇圧回路１０１が、交互にスイッチングして交流電力を供給するスイッチング電源として作用する第１のスイッチング素子１０６および第２のスイッチング素子１０７に供給する直流の電源電圧ＶＣＣを、温度補償回路１０２により検出された雰囲気温度に対応して補償する。【選択図】      図１
2005039917.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送電側のユニットと受電側のユニットとの間で電力を伝送する電力伝送装置において、
前記送電側のユニットに配置される１次側コイルと、前記受電側のユニットに配置される２次側コイルとからなるトランスと、
雰囲気温度を検出する温度補償回路と、
前記温度補償回路により検出された雰囲気温度に基づいて、直流電源の電源電圧を昇圧する昇圧回路と、
前記昇圧回路により昇圧された電源電圧を所定のオンオフ周波数で交互にスイッチングし、交流電圧に変換して前記１次側コイルに供給する第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子と、
を有することを特徴とする電力伝送装置。
【請求項２】
前記温度補償回路は、温度変化により抵抗値が可変するサーミスタを含み、前記昇圧回路から出力される電源電圧を前記サーミスタを含む抵抗列で分圧したフィードバック電圧を前記昇圧回路に入力し、
前記昇圧回路は、前記温度補償回路から入力されたフィードバック電圧に応じて、前記直流電源の電源電圧を昇圧することを特徴とする請求項１記載の電力伝送装置。
【請求項３】
前記昇圧回路は、負荷作動信号を入力されると、電源電圧を所定の既定値に固定することを特徴とする請求項１または２記載の電力伝送装置。
【請求項４】
前記第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子の接点と、前記トランスの１次側コイルとの間に直列に接続された共振コンデンサをさらに有し、
前記共振コンデンサと前記１次側コイルとが共振するように、前記共振コンデンサのキャパシタンス、前記１次側コイルのインダクタンスを設定することを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載の電力伝送装置。
【請求項５】
前記受電側のユニットの出力電圧が所定の範囲内に収まるように、前記共振コンデンサのキャパシタンス、前記１次側コイルおよび前記２次側コイルのインダクタンスを設定することを特徴とする請求項４記載の電力伝送装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電力伝送装置に関し、特に、２つのユニット間で非接触の形態で電力を伝送する電力伝送装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の電力伝送装置として、例えば特許文献１に開示されたものがある。特許文献１の図１において、出力トランス４の２次巻線４ｂ側に接続した信号伝送用負荷回路２１は、自己の電流に、負荷電流に対応するパルス状の負荷信号電流を重畳させる。負荷信号電流を出力トランス４の１次側に電磁誘導結合により、負荷信号電流を伝達し、１次巻線４ａ、ダイオード９、抵抗７に負荷信号電流を流す。電流検出回路１０は、負荷信号電流を検出する。発振周波数可変回路１１は、その検出値に応じて発振回路１２の発振周波数を可変する。ＭＯＳトランジスタ６のスイッチング周期を変え、１次側の直流電圧のチョッピング周期を変えることにより、無負荷、軽負荷時には小電力、２次側からの負荷信号電流検出時には大電力を２次側に供給する。
【０００３】
また、本出願人は、特許文献２においてフィードバック制御を必要とせずに、負荷の変動に対して出力電圧をある一定の範囲内に収めることができる非接触の電力伝送装置を開示した。
【０００４】
【特許文献１】
特開平１１−３４１７１１号公報（図１）
【特許文献２】
特願２００２−２３３７２６号
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来技術は、雰囲気温度の変化によって出力電圧の変化が大きくなってしまう。したがって、例えば高温時には電力伝送の効率が低下する。特許文献２に示すような１次側（例えば車体）から２次側（例えばステアリング）に無接点で電力伝送を行う装置においては、負荷変動に対する出力電圧の安定性をある範囲内に収めたとしても、雰囲気温度の変化により規定の範囲を超えてしまう。出力電圧を安定化させるためには１次側（送電側）にフィードバックすることが有効であるが、無接点（数ｍｍの空間）で送電する場合、フィードバックの信号を帰すことが困難である。また、光通信ラインを用いてフィードバックを行う方法もあるが、通信速度の関係でリアルタイムにフィードバックが行うことができない等の問題があるためにコストがかかる。
【０００６】
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、雰囲気温度の変化に対して出力電圧を一定の範囲内に収めることができる電力伝送装置を提供することを目的とする。
【０００７】
また、本発明は同時にエアバック（Ａ／Ｂ）のように急激に負荷が重くなる場合に出力電圧の低下を防ぐことができる電力伝送装置を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
かかる目的を達成するために、請求項１記載の発明は、送電側のユニットと受電側のユニットとの間で電力を伝送する電力伝送装置において、前記送電側のユニットに配置される１次側コイルと、前記受電側のユニットに配置される２次側コイルとからなるトランス１０８と、雰囲気温度を検出する温度補償回路１０２と、前記温度補償回路１０２により検出された雰囲気温度に基づいて、直流電源の電源電圧ＶＣＣを昇圧する昇圧回路１０１と、前記昇圧回路１０１により昇圧された電源電圧ＶＣＣを所定のオンオフ周波数で交互にスイッチングし、交流電圧に変換して前記１次側コイルに供給する第１のスイッチング素子１０６および第２のスイッチング素子１０７と、を有することを特徴としている。
【０００９】
したがって、請求項１記載の発明によれば、昇圧回路１０１が、交互にスイッチングして交流電力を供給するスイッチング電源として作用する第１のスイッチング素子１０６および第２のスイッチング素子１０７に供給する直流の電源電圧ＶＣＣを、温度補償回路１０２により検出された雰囲気温度に対応して補償することにより、雰囲気温度の変化に対して出力電圧を一定の範囲内に収めることができる。例えば、高温時に電源電圧ＶＣＣを低下させる補償を行うことにより、高温時に必要以上に加わっていた無駄な電力消費を抑えることが可能である。
【００１０】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記温度補償回路１０２は、温度変化により抵抗値が可変するサーミスタＲｔｈ３を含み、前記昇圧回路１０１から出力される電源電圧ＶＣＣを前記サーミスタＲｔｈ３を含む抵抗列で分圧したフィードバック電圧を前記昇圧回路１０１に入力し、前記昇圧回路１０１は、前記温度補償回路１０２から入力されたフィードバック電圧に応じて、前記直流電源の電源電圧ＶＣＣを昇圧することを特徴としている。
【００１１】
したがって、請求項２記載の発明によれば、サーミスタＲｔｈ３を含む抵抗群により雰囲気温度に対応した電圧を、昇圧回路１０１にフィードバックすることにより、簡素な回路で温度補償を行うことができる。
【００１２】
請求項３記載の発明は、請求項１または２記載の発明において、前記昇圧回路１０１は、負荷作動信号を入力されると、電源電圧ＶＣＣを所定の既定値に固定することを特徴としている。
【００１３】
したがって、請求項３記載の発明によれば、昇圧回路１０１が、負荷作動信号を入力されると、電源電圧ＶＣＣを所定の既定値に固定することにより、重負荷時の出力電圧の低下を防止することができる。
【００１４】
請求項４記載の発明は、請求項１から３のいずれか１項に記載の発明において、前記第１のスイッチング素子１０６および第２のスイッチング素子１０７の接点と、前記トランス１０８の１次側コイルとの間に直列に接続された共振コンデンサＣ１をさらに有し、前記共振コンデンサＣ１と前記１次側コイルとが共振するように、前記共振コンデンサＣ１のキャパシタンス、前記１次側コイルのインダクタンスを設定することを特徴としている。
【００１５】
したがって、請求項４記載の発明によれば、第１のスイッチング素子１０６および第２のスイッチング素子１０７の接点と、トランス１０８の１次側コイルとの間に共振コンデンサＣ１を直列に接続したことにより、負荷変動時に自動的に共振状態が変化するため、送電側、受電側共に特別な制御が不用となる。また、重負荷時にはコイル電流波形が正弦波になるため、低ノイズであり、ゼロ電流スイッチング（スイッチングロスを最小にできる）が行われるため、高効率の電力伝送が可能となる。
【００１６】
請求項５記載の発明は、請求項４記載の発明において、前記受電側のユニットの出力電圧が所定の範囲内に収まるように、前記共振コンデンサＣ１のキャパシタンス、前記１次側コイルおよび前記２次側コイルのインダクタンスを設定することを特徴としている。
【００１７】
したがって、請求項５記載の発明によれば、受電側のユニットの出力電圧が所定の範囲内に収まるように、共振コンデンサＣ１のキャパシタンス、１次側コイルおよび２次側コイルのインダクタンスを設定することにより、負荷変動時に自動的に共振状態が変化し、出力電圧がある一定の範囲内に収まるため、受電側から出力電圧をフィードバックする必要が無く、コスト削減することができる。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態を添付図面を参照しながら詳細に説明する。図１は、本発明の第１の実施形態における電力伝送装置の構成を示す回路図である。以後の説明において、電力伝送装置は、車両に搭載され、送電側（車両のボディ）と受電側（ステアリング）との間で、非接触で電力を伝送するために適用される例について説明する。
【００１９】
図１において、電力伝送装置は、直流電源ＶＣＣ、昇圧回路１０１、温度補償回路１０２、発振回路１０３、駆動回路１０４、ハイサイドドライブ用チャージポンプ１０５、第１のスイッチング素子１０６、第２のスイッチング素子１０７、トランス１０８、および整流回路１０９を備える。
【００２０】
直流電源、昇圧回路１０１、温度補償回路１０２、発振回路１０３、駆動回路１０４、ハイサイドドライブ用チャージポンプ１０５、第１のスイッチング素子１０６、および第２のスイッチング素子１０７は、送電側に配置され、スイッチング電源を構成する。整流回路１０９は、受電側に配置される。トランス１０８の１次側コイル１０８ａは送電側に、２次側コイル１０８ｂは受電側に配置される。
【００２１】
直流電源は、１２Ｖ等の車載バッテリから得られる電源である。昇圧回路１０１は、トランス１０８の１次側コイル１０８ａから見た負荷インピーダンスに対して、目標の出力電圧が得られるのに十分な入力電圧を確保するために、直流電源の電源電圧を昇圧する。温度補償回路１０２は、雰囲気温度（周囲温度）による出力電圧の変動を所定の既定値の範囲内に抑えるために、昇圧回路１０１を適応制御する。昇圧回路１０１および温度補償回路１０２の詳細な説明は後述する。
【００２２】
発振回路１０３は、第１のスイッチング素子１０６および第１のスイッチング素子１０７を交互にオンオフ制御するために、所定の周波数を有する発振出力パルス信号を発生させ、駆動回路１０４に出力する。駆動回路１０４は、発振回路１０３から供給されたパルス信号に基づき、ある適切な休止期間を持った交互パルス信号を生成する。ハイサイドドライブ用チャージポンプ１０５は、第１のスイッチング素子１０６としてハイサイドのＮチャネルＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ−ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を用いる場合に、当該ＮチャネルＦＥＴのソースを基準として、当該ＮチャネルＦＥＴをオンさせるのに必要な電圧を昇圧して生成する。
【００２３】
第１のスイッチング素子１０６および第２のスイッチング素子１０７は、昇圧回路１０１からの電源電圧ＶＣＣである直流入力電圧を交互にスイッチングし、トランス１０８を介して受電側に電力を伝送する。第１のスイッチング素子１０６はハイサイドのスイッチング素子であり、第２のスイッチング素子１０７はローサイドのスイッチング素子である。
【００２４】
第１のスイッチング素子１０６および第２のスイッチング素子１０７には、ＮチャンネルＦＥＴを用いるとよい。ハイサイドのスイッチング素子としては、ＰチャンネルＦＥＴを用いる手法もあるが、本発明では大電力伝送を行うため、低コストで低いオン抵抗が得られるＮチャンネルＦＥＴを用いている。その結果、同一品種のＮチャンネルＦＥＴに統一できるため、量産コストでも有利である。なお、ＦＥＴの代わりにトランジスタやＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を用いてもよい。
【００２５】
駆動回路１０４は、交互パルス信号のうちのハイサイド駆動用パルス信号をハイサイドドライブ用チャージポンプ１１６で昇圧して、ハイサイドのＮチャンネルＦＥＴ１０６のゲートに印加する。また、交互パルス信号のうちのローサイド駆動用パルス信号をローサイドのＮチャンネルＦＥＴ１０７のゲートに印加する。
【００２６】
トランス１０８は、例えば、１次側コイル１０８ａが車体（ボディ）側のコラムに配置され、２次側コイル１０８ｂがステアリング側に配置され、両コイルが相対回転可能になるように構成された回転型トランスであり、その詳細な構造は後述する。
【００２７】
整流回路１０９は、送電側からトランス１０８における電磁誘導により非接触の形態で伝送された交流電力を直流電力に変換し、図示しないスイッチ回路や負荷に供給する。ステアリング側の負荷には、例えば、エアバッグインフレータやイルミネーション等がある。エアバッグインフレータは、図示しない点火装置（スクイブ）を有し、図示しないエアバックセンサからエアバック信号に応答して、当該点火装置に通電することにより、エアバッグを膨らませる。当該エアバック信号は、図示しない光通信回路を介して送電側の昇圧回路１０１にも出力される。
【００２８】
図２は、図１における昇圧回路１０１および温度補償回路１０２の一実施例を示す回路図である。当該回路は、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２、サーミスタＲｔｈ３、抵抗Ｒ４、抵抗Ｒ５、およびＤＣ−ＤＣコンバータから構成される。サーミスタＲｔｈ３は、温度により抵抗値が可変する素子である。
【００２９】
ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源から入力される電源電圧を昇圧して、Ｖｏｕｔ端子から電源電圧ＶＣＣを出力する。抵抗Ｒ２は、サーミスタＲｔｈ３の感度を調節し、抵抗Ｒ１は、サーミスタＲｔｈ３の非線形性を調節し、最終的に２次側の出力電圧を安定化させる。
【００３０】
これらの合成抵抗と抵抗Ｒ４、抵抗Ｒ５を電源電圧ＶＣＣで分圧し、ＤＣ−ＤＣコンバータのＶｆｂ（フィードバック）端子に出力する。なお、抵抗Ｒ４および抵抗Ｒ５は、一本にまとめてもよい。ＤＣ−ＤＣコンバータは、Ｖｆｂ端子から入力されるフィードバック電圧を基に、出力する電源電圧ＶＣＣを補償する。ここで、電源電圧ＶＣＣに対する補償量や補償カーブは、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２、サーミスタＲｔｈ３、抵抗Ｒ４、および抵抗Ｒ５の全部またはいずれかの抵抗値を変更することで、調整することができる。
【００３１】
図３は、雰囲気温度に対する電源電圧ＶＣＣの補償量の一例を示すテーブルである。図３の線Ａに示すように電源電圧ＶＣＣを補償しない場合、線Ｃに示すように出力電圧は、雰囲気温度の上昇に対応して上昇してしまう。そこで、出力電圧を線Ｄに示すように一定にするために、電源電圧ＶＣＣを線Ｂに示すように補償する。上記雰囲気温度の変化はサーミスタＲｔｈ３の抵抗値に現れるため、ＤＣ−ＤＣコンバータは、Ｖｆｂ端子から入力されるフィードバック電圧からこれを検知し、出力する電源電圧ＶＣＣを補償する。例えば、雰囲気温度が上昇した場合は、その上昇温度に対応する値を降圧する。
【００３２】
図４、図５は、トランス１０８の構造例を説明する図である。トランス１０８は、回転部側部材Ｐ１と、固定部側部材Ｐ２と、これらの部材間に配置された導光体Ｐ３とから構成された回転型トランスである。
【００３３】
図４は、トランス１０８がステアリングと車体（ボディ）側のコラムとの連結部分に搭載される様子を示す図であり、同図に示すように、ステアリングとコラムを連結する際に、ステアリング側に固定された回転部側部材Ｐ１とコラム側に固定された固定部側部材Ｐ２とが、対向して連結、配置されるようになっている。
【００３４】
図５は、トランス１０８の断面図であり、回転部側部材Ｐ１と固定部側部材Ｐ２の連結部分の詳細を示す。回転部側部材Ｐ１および固定部側部材Ｐ２には、それぞれ、導光体Ｐ３の一部をなす導光路Ｐ３ａおよびＰ３ｂが、互いに向き合って配置されている。また、コラム側からステアリング側へ非接触で電磁誘導により電力を供給するために、固定部側部材Ｐ２には、１次側コイル１０８ａが設けられ、回転部側部材Ｐ１には、２次コイル１０８ｂが設けられている。
【００３５】
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。図６は、本発明の第２の実施形態における電力伝送装置の構成を示す回路図である。第２の実施形態は、第１の実施形態に、第１のスイッチング素子１０６と第２のスイッチング素子１０７との接点と、１次側コイル１０８ａとの間に共振コンデンサＣ１を設けたものである。
【００３６】
図６において、送電側の第１のスイッチング素子１０６および第２のスイッチング素子１０７が交互にＯＮ、ＯＦＦを繰り返し、昇圧回路１０１から出力される電源電圧ＶＣＣを発振回路１０３の周波数に合わせて、共振コンデンサＣ１および１次側コイル１０８ａからなる直列回路に印加することで受電側へ電力を伝送している。共振コンデンサＣ１および１次側コイル１０８ａからなる直列回路は、受電側の出力にエアバック相当の負荷が加わった場合に共振する。
【００３７】
即ち、共振コンデンサＣ１のキャパシタンス（Ｃ成分）および１次側コイル１０８ａのインダクタンス（Ｌ成分）が下記式１の関係を満たし、かつ出力電圧が既定値に収まるように、共振コンデンサＣ１、１次側コイル１０８ａ、および２次側コイル１０８ｂ（巻数）の値を設定する。
【００３８】
１／ωＣ＝ωＬ    …式１    ω＝２πｆ、ｆ＝発振周波数
【００３９】
送電側では出力電圧の低下を防ぐために、昇圧回路１０１は、エアバック（Ａ／Ｂ）信号等の負荷作動信号の受信時には電源電圧ＶＣＣを既定値に固定する。その他の構成については、第１の実施形態と同様であるため説明を省略する。
【００４０】
次に、第２の実施形態における電力伝送装置の動作を説明する。図６において、発振回路１０３は、所定の周波数を有する発振出力パルス信号を発生し、駆動回路１０４は、発振回路１０３から供給されたパルス信号に基づき、ある適切な休止期間を持った交互パルス信号を生成する。当該交互パルス信号は、それぞれ第１のスイッチング素子１０６、第２のスイッチング素子１０７のゲートに入力される。それにより、第１のスイッチング素子１０６および第２のスイッチング素子１０７は、所定のオン・オフ周波数でターンオン、ターンオフする。
【００４１】
昇圧回路１０１により昇圧された電源電圧ＶＣＣは、第１のスイッチング素子１０６および第２のスイッチング素子１０７により上述のオン・オフ周波数で交互にスイッチングされ、パルス状の電圧に変換される。通常、このパルス状の電圧を利用し、トランス１０８は、その１次側コイル１０８ａから２次側コイル１０８ｂへ電力を伝送する。この点、本実施形態においては、非接触の電力伝送のためのトランス１０８として回転型を用いている。回転型のトランス１０８は、組み付け構造上存在する無視できないエアギャップＧを持っており、漏洩磁束が非常に大きい。よって、その漏洩磁束による漏れインダクタンスにより有効電力が減少（力率の悪化）し、伝送可能な電力が非常に小さくなるという問題がある。
【００４２】
そこで、本実施形態においては、漏洩磁束による力率の悪化を抑えるため、共振コンデンサＣ１とトランス１０８の１次側コイル１０８ａとによる（電圧と電流の位相が一致する）ＬＣ直列共振により力率を改善する。
【００４３】
しかしながら、トランス１０８の性質上（磁気的に結合している状態）、受電側に接続される負荷の変動によって、１次側コイル１０８ａの電源から見たインピーダンスが変化する。即ち、１次側コイル１０８ａの巻数が一定でも、２次側コイル１０８ｂに接続される負荷の軽重によって上述のインダクタンスが変化する。そのため、全ての負荷状態において共振を維持することは不可能である。
【００４４】
そこで、本実施形態においては上述の性質を利用して、例えばエアバッグインフレータのような大電力を必要とする特定の負荷が接続された際の１次側コイル１０８ａのインダクタンスと、共振コンデンサＣ１のキャパシタンスとで決定される共振周波数が、オン・オフ周波数と一致するように、共振コンデンサＣ１のキャパシタンスを決定する。共振時は、トランス１０８の１次側コイル１０８ａと共振コンデンサＣ１とのリアクタンスが一致することから、共振コンデンサＣ１のキャパシタンスを容易に求めることができる。
【００４５】
このような設定により、特定の負荷としてエアバッグインフレータのような重負荷が接続された場合、オン・オフ周波数が一定でも、自動的にオン・オフ周波数と上述の共振周波数とが一致して共振状態に入る（力率最大）ことで、大電力の非接触伝送が可能となる。
【００４６】
送電側は重負荷時にオン・オフ周波数が共振周波数に一致した状態で給電するので、共振作用により第１のスイッチング素子１０６および第２のスイッチング素子１０７のスイッチング電流波形は、正弦波状となる。即ち、ターンオン、ターンオフ時のゼロ電流スイッチングが可能となり、スイッチング損失が低減される。そして、重負荷時では共振するため、電源から見たインピーダンスが最小となり、負荷に大電流を供給することができる。
【００４７】
一方、特定の負荷としてのエアバッグインフレータが接続されない場合、即ち、負荷が軽負荷に変更された場合（大電力を必要としない負荷のみが接続されている場合）は、それに応じて１次側コイル１０８ａのインダクタンスが変化する。したがって、上述の共振周波数が変化してオン・オフ周波数と一致しなくなるため、共振状態から外れる。その結果、負荷に供給できる電力が制限されるため、出力電圧の上昇を抑えることができる。
【００４８】
また、エアギャップＧが変動（インダクタンス値が変動）しても、出力電圧をある一定の範囲に収めるために、下記式２で定義されるＱを、最適に調整する必要がある。
【００４９】
Ｑ＝（√（Ｌ／Ｃ））／Ｒ    …式２
Ｌ＝１次側コイル１０８ａのインダクタンス
Ｃ＝共振コンデンサＣ１のキャパシタンス
Ｒ＝１次側コイル１０８ａの内部抵抗
【００５０】
例えば、Ｑを低く設定するとギャップ変動に対して強くなるが、重負荷に必要な電力を供給できない。また、Ｑを高く設定すると、わずかなギャップ変動で共振が取れなくなり、十分な出力が得られない。したがって、適度な範囲のギャップ変動に対応しつつ、軽負荷時には、適度に出力電圧が得られる程度に共振がずれることが好ましい。
【００５１】
このように、共振コンデンサＣ１を設けると、負荷の変動に対して出力電圧をある一定範囲内に収めることができる。ただし、雰囲気温度の変化に対して、フェライトコアの比透磁率の変動によりコイル１０８ａ、ｂのインダクタンスが変化し、出力電圧が変動してしまうため、温度補償回路１０２を設ける。
【００５２】
なお、上述した実施形態は、本発明の好適な実施形態の一例を示したものであり、本発明はそれに限定されることなく、その要旨を逸脱しない範囲内において種々変形実施が可能である。
【００５３】
例えば、上述した実施形態においては、特定の負荷としてエアバッグインフレータが接続される場合について説明したが、本発明はこれに限らず、重負荷となり得る他の構成要素が接続された場合にも適用可能である。
【００５４】
また、上述の実施形態では、車両の車体（ボディ）とステアリング間の非接触形態の電力の伝送について説明したが、本発明はこれに限らず、多回転する場所でＦＦＣ（ｓｔｅｅｒｉｎｇ  ｒｏｌｌ  ｃｏｎｎｅｃｔｏｒ）では対応できない場所、回転部位で接点等を用いて送電を行っている場所、回転部の接点摩耗が問題になる場所に適用可能である。例えば、車体（ボディ）とスライドドア間にも適用可能である。
【００５５】
【発明の効果】
以上の説明から明らかなように、請求項１記載の発明によれば、昇圧回路が、交互にスイッチングして交流電力を供給するスイッチング電源として作用する第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子に供給する直流の電源電圧を、温度補償回路により検出された雰囲気温度に対応して補償することにより、雰囲気温度の変化に対して出力電圧を一定の範囲内に収めることができる。例えば、高温時に電源電圧を低下させる補償を行うことにより、高温時に必要以上に加わっていた無駄な電力消費を抑えることが可能である。
【００５６】
請求項２記載の発明によれば、請求項１記載の発明の効果に加えて、サーミスタを含む抵抗群により雰囲気温度に対応した電圧を、昇圧回路にフィードバックすることにより、簡素な回路で温度補償を行うことができる。
【００５７】
請求項３記載の発明によれば、請求項１または２記載の発明の効果に加えて、昇圧回路が、負荷作動信号を入力されると、電源電圧を所定の既定値に固定することにより、重負荷時の出力電圧の低下を防止することができる。
【００５８】
請求項４記載の発明によれば、請求項１から３のいずれか１項に記載の発明の効果に加えて、第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子の接点と、トランスの１次側コイルとの間に共振コンデンサを直列に接続したことにより、負荷変動時に自動的に共振状態が変化するため、送電側、受電側共に特別な制御が不用となる。また、重負荷時にはコイル電流波形が正弦波になるため、低ノイズであり、ゼロ電流スイッチング（スイッチングロスを最小にできる）が行われるため、高効率の電力伝送が可能となる。
【００５９】
請求項５記載の発明によれば、請求項４記載の発明の効果に加えて、受電側のユニットの出力電圧が所定の範囲内に収まるように、共振コンデンサのキャパシタンス、１次側コイルおよび２次側コイルのインダクタンスを設定することにより、負荷変動時に自動的に共振状態が変化し、出力電圧がある一定の範囲内に収まるため、受電側から出力電圧をフィードバックする必要が無く、コスト削減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態における電力伝送装置の構成を示す回路図である。
【図２】本発明の実施形態における昇圧回路および温度補償回路の一実施例を示す回路図である。
【図３】本発明の実施形態における雰囲気温度に対する電源電圧ＶＣＣの補償量の一例を示すテーブルである。
【図４】本発明の実施形態における電力伝送装置におけるトランスの構造例を説明する図であり、トランスがステアリングと車体（ボディ）側のコラムとの連結部分に搭載される様子を示す図である。
【図５】本発明の実施形態における電力伝送装置におけるトランスの構造例を説明する断面図である。
【図６】本発明の第１の実施形態における電力伝送装置の構成を示す回路図である。
【符号の説明】
１０１  昇圧回路
１０２  温度補償回路
１０３  発振回路
１０４  駆動回路
１０５  ハイサイドドライブ用チャージポンプ
１０６  第１のスイッチング素子
１０７  第２のスイッチング素子
１０８  トランス
１０９  整流回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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