(57)【要約】【課題】簡単な構成で、出力電流リップルを削減することができ、出力キャパシタのサイズを小さくすることができる、ピエゾ電気アクチュエータに給電するための昇圧回路を提供する。【解決手段】入力電圧が供給される入力端子と、入力電圧より大きい出力電圧を供給し、第２入力端子と第２出力端子が互いに接続される出力端子と、第１入力端子と第１出力端子との間で磁気的に結合され、直列接続される第１および第２インダクタと、第１出力端子と第２出力端子との間に接続されたキャパシタと、第１および第２インダクタの間の中間ノードと、第２入力端子および第２出力端子との間で接続された制御スイッチであって、入力電圧によって第１インダクタの充電を許す閉じられた動作状態と、第１インダクタ内に蓄積された荷電を第２インダクタを経てキャパシタに移送することを許す開放した動作状態とを切り換える制御スイッチング手段とを備える。【選択図】図４
2005039998.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
噴射装置のピエゾ電気アクチュエータに給電するための昇圧回路（１）であって、
入力電圧（Ｖi）が供給される第１および第２入力端子（２ａ、２ｂ）と、
前記入力電圧（Ｖi）より大きい出力電圧（Ｖo）を供給する出力端子であって、前記第２入力端子と第２出力端子が互いに接続されてなる第１および第２出力端子（３ａ、３ｂ）と、
前記第１入力端子（２ａ）と第１出力端子（３ａ）との間で磁気的に結合され、直列接続されてなる第１および第２インダクタ手段（５、１５）と、
前記第１出力端子（３ａ）と第２出力端子（３ｂ）との間に接続された第１キャパシタ手段（２２）と、
前記第１および第２インダクタ手段（５、１５）の間の中間ノード（１５ａ）と、前記第２入力端子および第２出力端子（２ｂ、３ｂ）との間で接続された制御スイッチング手段（７）であって、前記入力電圧（Ｖi）によって第１インダクタ手段（５）の充電を許す閉じられた動作状態と、前記第１インダクタ手段（５）内に蓄積された荷電を第２インダクタ手段（１５）を経て前記第１キャパシタ手段（２２）に移送することを許す開放した動作状態とを切り換える制御スイッチング手段（７）と
を備えてなる昇圧回路。
【請求項２】
前記第１インダクタ手段（５）が巻数Ｎのコイルを備え、前記第２インダクタ手段（１５）が巻数ｋＮのコイルを備え、ｋ＞１の関係を満たす請求項１記載の昇圧回路。
【請求項３】
前記第１インダクタ手段（５）および第２インダクタ手段（１５）が同一のコアの周りに巻回されたそれぞれのコイルの巻数によって規定されてなる請求項１記載の昇圧回路。
【請求項４】
前記第２インダクタ手段（１５）と第１出力端子（３ａ）との間に挿入される一方向の電流伝導手段（１７）を備えてなる請求項１、２または３記載の昇圧回路。
【請求項５】
前記第１および第２入力端子の間に挿入される第２キャパシタ手段（１２）を備えてなる請求項１、２、３または４記載の昇圧回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ピエゾ電気の噴射装置に電力を供給するための昇圧回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
よく知られているように、ピエゾ電気アクチュエータを使用した多くのタイプの噴射装置が設計されている。これらは、電磁タイプに比べて多くの利点がある。とりわけ、ピエゾ電気アクチュエータは応答が速く（たとえば、１００マイクロ秒以下）、比例制御を実現できる。すなわち、供給電圧に依存して、部分的に開くことができる。それに対して、電磁タイプでは、ＯＮ／ＯＦＦモードでしか動作することができない。
【０００３】
しかし、ピエゾ電気アクチュエータは、車両のバッテリーの電圧（１２Ｖ）を少なくとも１桁昇圧する特別な昇圧回路によって、１００Ｖ以上（１５０〜２００Ｖ）の供給電圧を必要とする。
【０００４】
ピエゾ電気の噴射装置に電力を供給するために、通常使用される従来の昇圧回路には、つぎの構成がある。
ブースタ昇圧回路、
フライバック昇圧回路、
フォワード昇圧回路。
【０００５】
図１は従来のブースタ昇圧回路を示す。
【０００６】
図のブースタ昇圧回路における昇圧の伝達関数は、つぎの式で表わされる。
【０００７】
【数１】
2005039998.tif 000003
【０００８】
ここで、Ｄは図１のスイッチＳのスイッチング制御しているデューティサイクルである。
【０００９】
ブースタ昇圧回路は簡単であって、カスタム部品、すなわちその回路のために特別に設計された部品を必要としない安価なものである。
【００１０】
しかし、その一方で従来のブースタ昇圧回路はつぎの欠点がある。
【００１１】
ブースタ昇圧回路の入力電流はインダクタンスＬ（図１）によってフィルターされ、回路は高い脈動性の出力電流を発生するために、キャパシタＣ２は高い電圧と急峻なリップル電流のために、物理的に大きくする必要があり、しかも容易に損傷する。
【００１２】
ブースタ昇圧回路は、入力−出力電圧変換率が１０以下でないと、正しく作動しない。多くの実際的応用では、噴射装置に充分な電圧を供給できない（たとえば、エンジン始動時においては、バッテリー電圧は基準の１２Ｖよりかなり下がってしまう）。
【００１３】
非連続作動モードでは高い電流ピークを許容することによって、帯域制限の問題を回避できるが、連続作動モードにおいては、ブースタ昇圧回路の伝達関数が右半面で０になるので、帯域に制限がある。
【００１４】
デューティサイクルＤの微小な変化が、出力電圧の大きな変化となる。すなわち、
【００１５】
【数２】
2005039998.tif 000004
【００１６】
図２は、従来のフライバック昇圧回路を示す。
【００１７】
図２の回路による伝達関数は
【００１８】
【数３】
2005039998.tif 000005
【００１９】
である。ここで、係数ｎはインダクタンス結合が存在することを示している。
【００２０】
フライバック昇圧回路は出力が直流絶縁され、細かく調整できないが、複数の結合インダクタを用いて複数の出力を得られる利点がある。
【００２１】
しかし、フライバック昇圧回路にはつぎの欠点がある。
【００２２】
高い脈動の入力および出力電流のために、キャパシタＣ１およびＣ２（図２）は、急峻なリップル電流に耐えなければならず、物理的に大きくする必要があり、しかも容易に損傷する。
【００２３】
ブースタ昇圧回路と同じように、連続作動モードにおいては、フライバック昇圧回路の伝達関数が右半面で０になるので、システムの帯域に極端な帯域制限がある。
【００２４】
フライバック昇圧回路は、２つの結合インダクタからなり、それらの巻き線数の比が回路に合わせた設計値によるので、カスタム部品が必要である。
【００２５】
磁気回路の飽和を避けるために、デューティサイクルは制限される（普通は４０％であり、１０％は急峻な過渡状態における応答を改善するために使用される）。
【００２６】
図３は、フォワード昇圧回路を示す。
【００２７】
フォワード昇圧回路の入出力電圧はつぎの式で表わされる。
【００２８】
【数４】
2005039998.tif 000006
【００２９】
ここで、ｎはトランスの一次および二次の巻き線数比であり、Ｄは制御スイッチＳ（図３）のデューティサイクルである。
【００３０】
フォワード昇圧回路は出力が直流絶縁され、ブースタ昇圧回路やフライバック昇圧回路とは異なり右半面にゼロ点がなく、連続作動モードにおいても安全に作動できることが利点である。さらに、出力電流と電圧のリップルは出力フィルタインダクタンスＬｆを調整することによって制御できる。また、フライバック昇圧回路に比べて、部品の電圧および電流ストレスが総じて小さい。
【００３１】
フォワード昇圧回路はしかし、つぎのいくつかの欠点がある。
【００３２】
トランスからなり、変圧比は特別な設計値によるので、フォワード昇圧回路はカスタム部品を必要とする。市販の部品は通常、３次巻き線がない。
【００３３】
磁気回路の飽和を避けるために、デューティサイクルは制限される（普通は４０％であり、１０％は急峻な過渡状態における応答を改善するために使用される）。
【００３４】
出力電流のリップルがなお存在する。前述したように、フィルタインダクタンスを増加することによって、リップルを平滑にすることができるが、これは磁気部品のサイズが大きくなることを意味する。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００３５】
本発明の目的は、従来の昇圧回路とは異なる構成の昇圧回路を提供することである。より詳しくは、簡単な構成で、出力電流リップルを削減することができ、出力キャパシタのサイズを小さくすることができる昇圧回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００３６】
本発明の昇圧回路は、噴射装置のピエゾ電気アクチュエータに給電するための昇圧回路であって、
入力電圧が供給される第１および第２入力端子と、
前記入力電圧より大きい出力電圧を供給する出力端子であって、前記第２入力端子と第２出力端子が互いに接続されてなる第１および第２出力端子と、
前記第１入力端子と第１出力端子との間で磁気的に結合され、直列接続されてなる第１および第２インダクタ手段と、
前記第１出力端子と第２出力端子との間に接続された第１キャパシタ手段と、
前記第１および第２インダクタ手段の間の中間ノードと、前記第２入力端子および第２出力端子との間で接続された制御スイッチング手段であって、前記入力電圧によって第１インダクタ手段の充電を許す閉じられた動作状態と、前記第１インダクタ手段内に蓄積された荷電を第２インダクタ手段を経て前記第１キャパシタ手段に移送することを許す開放した動作状態とを切り換える制御スイッチング手段と
を備えてなる。
【００３７】
また、本発明の昇圧回路は、前記第１インダクタ手段が巻数Ｎのコイルを備え、前記第２インダクタ手段が巻数ｋＮのコイルを備え、ｋ＞１の関係を満たす。
【００３８】
さらに、本発明の昇圧回路は、前記第１インダクタ手段および第２インダクタ手段が同一のコアの周りに巻回されたそれぞれのコイルの巻数によって規定されてなる。
【００３９】
また、本発明の昇圧回路は、前記第２インダクタ手段と第１出力端子との間に挿入される一方向の電流伝導手段を備えてなる。
【００４０】
またさらに、本発明の昇圧回路は、前記第１および第２入力端子の間に挿入される第２キャパシタ手段（１２）を備えてなる。
【発明の効果】
【００４１】
本発明によれば、請求項１に記載のように、噴射装置のピエゾ電気アクチュエータに電力を供給する、昇圧回路が提供される。本発明の昇圧回路は、簡単な構成で、出力電流リップルを削減することができ、出力キャパシタのサイズを小さくすることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４２】
添付の図面に沿って実施の形態を説明するが、本発明の構成は実施の形態に限定されるものではない。
【００４３】
図４の符号１は、噴射装置（図示せず）、特にディーゼルエンジンの、少なくとも１つのピエゾ電気アクチュエータ（図示せず）に電力を供給する昇圧回路全体を指す。
【００４４】
昇圧回路１は、直流入力電圧Ｖｉ（特に、車両のバッテリによる１２Ｖの直流電圧）が供給される入力２、噴射装置（図示せず）のピエゾ電気アクチュエータ（図示せず）に電力を供給する出力電圧Ｖｏを有する出力３からなる。
【００４５】
昇圧回路１は、第１インダクタ５（インダクタンスＬｐ）、入力２の第１入力端子２ａに接続する第１の端子５ａと、ソリッドステートスイッチ７（以下、単にスイッチ７という）の第１の端子７ａとつながる第２の端子５ｂを有する。スイッチ７の第２の端子７ｂは配線９と接続する。ソリッドステートスイッチ７は、たとえば電界効果トランジスタ（ＭＯＳ）で構成される。
【００４６】
配線９の第１の端子は、入力２の第２入力端子２ｂとなっている。第２キャパシタ１２は入力２の端子２ａおよび２ｂの間に挿入されている。
【００４７】
第２インダクタ１５（インダクタンスＬｓ）は、インダクタ５の第２の端子５ｂに接続する端子１５ａと、一方向の電流伝導手段であるダイオード１７を介して出力３の第１出力端子３ａに接続する第２の端子１５ｂとを有する。出力３の第２出力端子３ｂは配線９の第２の端子になっている。第１キャパシタ２２は出力３の端子３ａおよび３ｂの間に挿入されている。
【００４８】
本発明によれば、第１インダクタ５は、第２インダクタ１５に磁気的に結合している。より詳しくは、第１および第２インダクタは、同じコア２３にそれぞれの回数の巻き線によって構成される。第１インダクタ５はＮ巻き数であり、第２インダクタ１５はｋＮ巻き数であって、ｋ＞１である。
【００４９】
実際のところ、スイッチ７は昇圧回路１を作動するために、切り替えられる。
【００５０】
２つの入力端子の間に挿入された第２キャパシタ１２は、スイッチ７のスイッチ動作によって発生するノイズを、フィルタリングするためのものである。より詳しくは、スイッチ７が閉じた状態（ＯＮ状態）では、電流が第１インダクタ５で実質的に増加するが、たとえばスイッチ７に直列な測定用抵抗２４を用いて、電流値をモニターすることができる。このフェーズでは、ダイオード１７は働かず、第２インダクタ１５には電流が流れていない。
【００５１】
インダクタ５による電流が所定のしきい値ＩPK1に達すると、スイッチ７は後述する制御回路（図示せず）によって開かれる。スイッチ７の急速な遮断は（ＯＦＦフェーズ）第１インダクタ５の電圧に急激な変化を発生させ、その電圧は逆転して第２インダクタ１５にも影響を及ぼす。そうすると、ダイオード１７は導通を開始し、インダクタ５による電流が、今度は実質に着実に減少するが、第１キャパシタ２２に加わり、第１キャパシタ２２は充電する。
【００５２】
より詳しくは、スイッチ７が開いたとき、第２インダクタ１５は第１インダクタ５に直列であり、回路の合計インダクタンスは増加する。インダクタのインダクタンス値はコアの位置関係と巻き回数の平方に関連し、合計インダクタンス値Ｌｅｑは、インダクタ５のインダクタンスＬｐの（１＋ｋ）2倍（２つの直列なインダクタ５および１５の効果の合計）に等しい。すなわち、つぎの式で表わされる。
【００５３】
【数５】
2005039998.tif 000007
【００５４】
両インダクタ５および１５は同じ向きに巻かれており、磁束は両インダクタ５および１５の全巻き線を貫いているからである。
【００５５】
ＯＮフェーズとＯＦＦフェーズに適用される省エネの直接の結果として、
【００５６】
【数６】
2005039998.tif 000008
【００５７】
すなわち、
【００５８】
【数７】
2005039998.tif 000009
【００５９】
したがって、
【００６０】
【数８】
2005039998.tif 000010
【００６１】
すなわち電流ＩPK2は、スイッチ７が開放であるＯＦＦフェーズで流れ、ＯＮフェーズの最後に達する値に比べて、図５に示すように、因子（１＋ｋ）だけ小さくなる。図５のＴは、スイッチ７のスイッチング制御期間を表わす。前記の動作（ＯＮおよびＯＦＦフェーズ）の繰り返しによって、第１キャパシタ２２に要求される充電電流について発振する充電電流が発生する。すぐに期間の最後に要求値に達する適切なデューティサイクルで充電されつづけ、インダクタ５が理想的な電流源であるように、第１キャパシタ２２は、低いピーク値の電流によって充電される。
【００６２】
そのうえ、電流のピーク値に比例して、第１キャパシタ２２におけるリップル電流値は、因子（１＋ｋ）だけ小さくなる。その結果、第２インダクタ１５は第１キャパシタ２２によって発振する電流を小さくする。したがって、第１キャパシタ２２はブースタ昇圧回路における出力キャパシタより小さくでき、より小さいストレスしかかからないので、損傷の可能性が小さくなる。
【００６３】
また、入力Ｖｉに対する出力Ｖｏに関連する伝達関数は、つぎの式で表わされる。
【００６４】
【数９】
2005039998.tif 000011
【００６５】
しかるに、昇圧回路１の出力電圧に対する電流ＩL（第１インダクタ５に流れる電流の平均）は、
【００６６】
【数１０】
2005039998.tif 000012
【００６７】
である。ここで、Ｄはデューティサイクル、ｋは第２インダクタ１５と第１インダクタ５の巻き数比、Ｒは負荷抵抗である。
【００６８】
ｋを適切に選択し、デューティサイクルＤをそれに応じて変更することによって、出力電圧は容易に調節することができ、要求電圧（たとえば、約２００Ｖ）は、入力電圧のタイプ（１２Ｖまたは４２Ｖ）に応じて調節することができる。
【００６９】
本発明の昇圧回路は、ピーク電流モードとして記述される閉ループ制御を実現する制御手段を有する。制御手段は、特につぎの２つの電流制御回路を有する。
【００７０】
昇圧回路１の内部電流制御回路は、第１インダクタ５に要求電流値を賦課し、その結果、第２インダクタ１５を介して、負荷に必要な電流を供給する。そして、要求電流ピーク値に達したときに、スイッチ７を切断（開放）する。この制御ループは非常に動作が速く、標準的には動作帯域はスイッチング周波数の１／４に等しく、総合的に賦課される出力電圧Ｖｏに影響されない。
【００７１】
第２の電圧制御回路は、電流制御回路より遅く、出力電圧Ｖｏの値を規定する。そして、前記の電流ループにおいて使用される要求電流レベルを保持する基準値と比較し、スイッチ７のスイッチングを制御するデューティサイクルを変更する。
【００７２】
前記２つの制御回路は昇圧の短絡可能性に対する保護手段を提供している。すなわち、出力電圧の急激な落ち込みが発生した場合は、電圧制御がデューティサイクルを増加させ、速くピーク電流値に達するときには、電圧ループによって規定される時間よりも早く、電流ループをスイッチＯＦＦさせる。逆に、電流ループが大きな電流を供給する場合は、出力電圧が増加するので、電圧ループがデューティサイクルを減少させる。
【００７３】
つぎに、前記の伝達関数の数学的証明を与える。
【００７４】
より正確に言えば、数学的証明は状態空間平均（state space mean）に基礎を置く。これは、‘７０年代の半ばにミドルブルック（Middlebrook）とヴォーペリアン（Vorperian）によって提案された解析のタイプである。
【００７５】
この解析のタイプは連続モード、すなわち、回路の時定数（インダクタンスＬとキャパシタンスＣに関連する）がスイッチ７のスイッチング周期よりずっと大きい場合においてのみ妥当であるが、ほとんどの場合が該当する。
【００７６】
手短に述べると、２つの状態が調べられる。第１の状態は、スイッチ７が閉じた状態であり、第２の状態は、スイッチ７が開いた状態である。インダクタの電流に対する状態方程式と、キャパシタの電圧に対する状態方程式が定義される。電流と電圧は、それぞれの方程式が有効である期間を通じて、それらを掛け合わせて平均する。
【００７７】
スイッチ７が閉じている場合、最初の２つの方程式はつぎのとおり。
ＯＮフェーズ：
【００７８】
【数１１】
2005039998.tif 000013
【００７９】
ここで、
ＶLPは、第１インダクタ５に印加される電圧、
ＬPは、第１インダクタ５のインダクタンス、
ｉLは、第１インダクタ５の電流、
Ｖiは、入力電圧、
ｉCは、出力キャパシタ（第１キャパシタ２２）の電流、
Ｃは、出力キャパシタ（第１キャパシタ２２）のキャパシタンス、
Ｖは、出力電圧（ピエゾ電気アクチュエータの供給電力を構成する）、
Ｒは、等価負荷抵抗（たとえば、１ｋΩ）である。
【００８０】
スイッチ７が開いている場合、つぎの方程式が得られる（インダクタンスは等価インダクタンスであり、電圧は全巻き線に関連していることに注意）。
ＯＦＦフェーズ
【００８１】
【数１２】
2005039998.tif 000014
【００８２】
ここで、
ＶLeqは、等価インダクタンスにわたる電圧、
Ｌeqは、等価インダクタンス、
ｉ'Lは、等価インダクタンスを流れる電流、
ｋは、第１と第２インダクタの巻き線数比である。
【００８３】
スイッチング周期全体にわたって平均をとると、すなわち、Ｄまたは（１−Ｄ）を乗じ、方程式が有効である時間間隔に応じて、角かっこ内の置き換えを行なうと、
【００８４】
【数１３】
2005039998.tif 000015
【００８５】
つぎの置き換えを行なう。特に各変数は、定数部（大文字で示される）と、微小な変数を表わす変数部（曲折アクセント符号で示される）とから構成される。
【００８６】
【数１４】
2005039998.tif 000016
【００８７】
ラプラス変換を最後の２つの式に施し、２次以上のオーダーの微小項を無視すると、
【００８８】
【数１５】
2005039998.tif 000017
【００８９】
変数部から定数部を分けて、つぎの２組の分離された方程式を得る。
【００９０】
【数１６】
2005039998.tif 000018
【００９１】
ブースタ回路の伝達関数は、入力電圧に対する出力電圧の割合、およびインダクタの電流について、定数部を計算することによって得られる。
【００９２】
【数１７】
2005039998.tif 000019
【００９３】
（上の式は、修正ブースタである。）
【００９４】
この式を関連する変数部の方程式に代入すると、つぎの式が得られる。
【００９５】
【数１８】
2005039998.tif 000020
【００９６】
入力電圧Ｖiにおいて、変数を０とおくと、デューティサイクルＤの変数に出力電圧を関連づける方程式が規定でき、右半面はゼロ点と、負の実部を伴う２つの共役複素数の極とからなることが容易に示される。
【００９７】
右半面におけるゼロ点の周波数はつぎの式で表わせる。
【００９８】
【数１９】
2005039998.tif 000021
【００９９】
添付の特許請求の範囲に記載した本発明の範囲を逸脱することなく、本明細書に記載した昇圧回路に、変更を加えることができることは明らかである。
【図面の簡単な説明】
【０１００】
【図１】従来のブースタ構成の昇圧回路を示す。
【図２】従来のフライバック構成の昇圧回路を示す。
【図３】従来のフォワード構成の昇圧回路を示す。
【図４】本発明の昇圧回路作用を説明する図である。
【図５】図４に示す昇圧回路のインダクタにおける電流のグラフである。
【符号の説明】
【０１０１】
１    昇圧回路
２    入力
２ａ  第１入力端子
２ｂ  第２入力端子
３    出力
３ａ  第１出力端子
３ｂ  第２出力端子
５    第１インダクタ
７    ソリッドステートスイッチ（スイッチ）
９    配線
１２    第２キャパシタ
１５    第２インダクタ
１７    ダイオード
２２    第１キャパシタ
２３    コア
２４    測定用抵抗
【図１】
2005039998.tif 000022
【図２】
2005039998.tif 000023
【図３】
2005039998.tif 000024
【図４】
2005039998.tif 000025
【図５】
2005039998.tif 000026