(57)【要約】【課題】コンデンサＣ0の高精度の充電、装置構成の簡単化、演算の簡素化、回路要素の温度ドリフト等に対して高安定にした充電をする。【解決手段】リアクトルＬとコンデンサＣ0でＬＣ共振回路を構成する。スイッチＱ1はオン制御されてＬＣ共振回路に半周期の振動電流を発生させてコンデンサに充電電流を流す。ダイオードＤ1はスイッチのオフ時にリアクトルとコンデンサとの間に循環電流路を形成してコンデンサに充電電流を流す。オン時間演算部ＣＰＵは直流電源電圧ＥINとコンデンサ電圧ＶC0とコンデンサの充電目標電圧Ｖsetを基にして、コンデンサを目標電圧まで充電するためのスイッチのオン時間を演算し、このオン時間で半導体スイッチをオン・オフ制御する。コンデンサの実容量を再設定すること、オン時間の演算式定数を補正すること、コンデンサの充電電圧を下げること、スイッチに代えてインバータとすることを含む。【選択図】  図１
2005117766.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
コンデンサを目標電圧まで充電するためのコンデンサの充電装置であって、
前記コンデンサと直列接続されてＬＣ共振回路を構成するリアクトルと、
直流電源と前記リアクトルとの間に設けられ、オン制御されて前記ＬＣ共振回路に半周期の振動電流を発生させて該コンデンサに充電電流を流す半導体スイッチと、
前記半導体スイッチとリアクトルとの接続点に設けられ、前記半導体スイッチのオフ時に前記リアクトルとコンデンサとの間に循環電流路を形成して該コンデンサに充電電流を流すダイオードと、
前記直流電源の電圧ＥINとコンデンサの電圧ＶC0とコンデンサの充電目標電圧Ｖsetを基にして、該コンデンサを目標電圧まで充電するための前記半導体スイッチのオン時間Ｔonを演算し、このオン時間Ｔonだけ前記半導体スイッチをオン制御する制御回路とを備えたことを特徴とするコンデンサの充電装置。
【請求項２】
前記制御回路は、前記オン時間Ｔonを
【数１】
2005117766.tif 000009
に従って求める演算手段を備えたことを特徴とする請求項１に記載のコンデンサの充電装置。
【請求項３】
前記制御回路は、前記コンデンサの実容量の違いを、再設定可能にするコンデンサ容量入力部を備えたことを特徴とする請求項１または２に記載のコンデンサの充電装置。
【請求項４】
前記制御回路は、前記コンデンサの充電試験をしたときのコンデンサ充電電圧の検出値から前記オン時間の演算式がもつ補正定数を求めて補正する補正演算部を備えたことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載のコンデンサの充電装置。
【請求項５】
前記リアクトルとコンデンサの接続点に設けた充電電流バイパス用半導体スイッチと、
前記コンデンサの充電電圧が目標電圧に一致するときに、前記半導体スイッチをオン制御し、コンデンサの充電電圧が目標電圧を越えて充電されるのを防止する制御回路とを備えたことを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載のコンデンサの充電装置。
【請求項６】
前記半導体スイッチは、交流出力を発生し、この出力をパルストランスに得るインバータ回路構成とし、
前記リアクトルとコンデンサとの間に設けられ、前記リアクトルからの交流出力を整流して前記コンデンサの充電電流を得る整流回路を備えたことを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載のコンデンサの充電装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、コンデンサを直流電源として高電圧・大電流のパルスを発生させるパルス電源に係り、特にコンデンサとリアクトルとのＬＣ共振動作でコンデンサを設定電圧まで充電する充電装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
エキシマレーザーやオゾナィザ等の電源として利用されるパルス電源は、例えば、図６に示す構成にされる。充電装置ＨＤＣによってコンデンサＣ0を初期充電しておき、半導体スイッチＳＷのオンによってコンデンサＣ0の電圧を可飽和リアクトルＳＩ0を通してパルストランスＰＴの一次側に印加し、可飽和リアクトルＳＩ0の飽和動作（磁気スイッチ動作）によりパルス圧縮した放電電流をトランスＰＴに一次電流を供給し、トランスＰＴの二次側に昇圧したパルス電流を発生させる。このパルス電流でコンデンサＣ1を充電し、可飽和リアクトルＳＩ1の飽和動作によりパルス圧縮した放電電流で次段のコンデンサＣ2を充電し、さらに可飽和リアクトルＳＩ2の飽和動作でパルス圧縮し、これらパルス圧縮の繰り返しで最終段のコンデンサＣｎ（ピーキングコンデンサ）が高圧充電され、最終段の可飽和リアクトルＳＩｎの飽和動作により負荷となるレーザ発振器等の負荷ＬＨへ超短パルスを発生させる（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
上記のパルス発生は、コンデンサＣ0を繰り返し充電してパルス電流を繰り返し発生し、このパルス電流を磁気パルス圧縮して負荷に繰り返し供給する。このためのコンデンサＣ0の充電方式として、充電装置ＨＤＣがコンデンサＣ0と直列共振回路を構成するリアクトルに半周期の振動電流を流し、該リアクトルの蓄積エネルギーで該コンデンサを充電電圧指令によって与えられる電圧まで充電する方式がある（例えば、特許文献２参照、特許文献３参照）。
【０００４】
この種の充電装置ＨＤＣの回路構成（ａ）と充電電流・電圧波形（ｂ）を図７に示す。整流器ＲＧ等を直流電源とし、第１の半導体スイッチＱ1のオン制御（時刻ｔ0）でＬＣ共振用リアクトルＬからダイオードＤ２を通してパルス電源のコンデンサＣ0へ振動電流を流し始め、コンデンサＣ0の充電を開始する。この充電で、コンデンサＣ0が目標電圧Ｖset近くまで充電されると予測演算されたときに（時刻ｔ1）、スイッチＱ１のオフ制御でリアクトルＬに蓄積された電磁エネルギーをダイオードＤ１を通したループ電流（還流）でコンデンサＣ0の充電を継続させ、コンデンサＣ0の充電電圧ＶC0が目標電圧Ｖsetに達するとき（時刻ｔ2）に第２の半導体スイッチＱ2をオン制御することで、リアクトルＬの余剰エネルギーを迂回させ（時刻ｔ3）、コンデンサＣ0を目標電圧Ｖsetに充電する。
【０００５】
演算部ＣＰＵは直流電源電圧ＥIN、コンデンサＣ0の電圧ＶC0および充電電流ｉC0の検出値を基にスイッチＱ1，Ｑ2に必要な制御時刻ｔ1，ｔ2を求め、このタイミングで制御部ＤＲＶ１，ＤＲＶ２に制御信号を発生する。制御部ＤＲＶ１，ＤＲＶ２は制御信号に従ってスイッチＱ1，Ｑ2をオン・オフ制御する。
【特許文献１】特開平８−１３０８７０号公報
【特許文献２】特開２００３−１４３８７５
【特許文献３】特開２００２−２１８７４３
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
従来の充電方式では、演算部ＣＰＵによる演算と制御には、コンデンサＣ0の電流検出器、電圧検出器での検出遅れや演算時の演算遅れが介在し、さらに２つの制御部ＤＲＶ１，ＤＲＶ２や半導体スイッチＱ1，Ｑ2の応答遅れが介在する。また、コンデンサＣ0の充電エネルギーにはダイオードＤ1，Ｄ2や半導体スイッチＱ1，Ｑ2の回路損失が介在する。
【０００７】
このように、従来の充電装置には多くの回路要素が介在するため、高い繰り返しで高精度の充電には高速演算機能をもつ演算部ＣＰＵが必要となる。また、多くの回路要素の電気的特性を考慮した演算が必要となるため、例えば、回路要素の温度ドリフトが充電電圧の誤差として現れ、高安定・高精度の充電が難しくなる問題があった。
【０００８】
また、コンデンサＣ0の充電電圧が目標電圧を越えたときに、その電圧を下げる制御機能をもたないため、コンデンサＣ0を目標電圧を越えて充電してしまった場合にその補正ができない。
【０００９】
本発明の目的は、上記の課題を解決したコンデンサの充電装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明は、１つの半導体スイッチのオン制御によりリアクトルＬと負荷コンデンサＣ0のＬＣ共振により半周期の振動電流でコンデンサＣ0を充電し、さらにスイッチのオフ制御でリアクトルＬの蓄積エネルギーでコンデンサＣ0を充電し、この半導体スイッチのオンからオフまでのオン時間を直流電源電圧ＥINとコンデンサＣ0の電圧ＶC0とコンデンサＣ0の充電目標電圧Ｖsetを基にして求めることによって、コンデンサＣ0の高精度の充電を得ると共に、装置構成の簡単化、演算の簡素化、回路要素の温度ドリフト等に対して高安定にし、さらにコンデンサＣ0が目標値を越えて充電されたときの補正を可能にしたもので、以下の構成を特徴とする。
【００１１】
（１）コンデンサを目標電圧まで充電するためのコンデンサの充電装置であって、
前記コンデンサと直列接続されてＬＣ共振回路を構成するリアクトルと、
直流電源と前記リアクトルとの間に設けられ、オン制御されて前記ＬＣ共振回路に半周期の振動電流を発生させて該コンデンサに充電電流を流す半導体スイッチと、
前記半導体スイッチとリアクトルとの接続点に設けられ、前記半導体スイッチのオフ時に前記リアクトルとコンデンサとの間に循環電流路を形成して該コンデンサに充電電流を流すダイオードと、
前記直流電源の電圧ＥINとコンデンサの電圧ＶC0とコンデンサの充電目標電圧Ｖsetを基にして、該コンデンサを目標電圧まで充電するための前記半導体スイッチのオン時間Ｔonを演算し、このオン時間Ｔonだけ前記半導体スイッチをオン制御する制御回路とを備えたことを特徴とする。
【００１２】
（２）前記制御回路は、前記オン時間Ｔonを
【００１３】
【数２】
2005117766.tif 000003
【００１４】
に従って求める演算手段を備えたことを特徴とする。
【００１５】
（３）前記制御回路は、前記コンデンサの実容量の違いを、再設定可能にするコンデンサ容量入力部を備えたことを特徴とする。
【００１６】
（４）前記制御回路は、前記コンデンサの充電試験をしたときのコンデンサ充電電圧の検出値から前記オン時間の演算式がもつ補正定数を求めて補正する補正演算部を備えたことを特徴とする。
【００１７】
（５）前記リアクトルとコンデンサの接続点に設けた充電電流バイパス用半導体スイッチと、
前記コンデンサの充電電圧が目標電圧に一致するときに、前記半導体スイッチをオン制御し、コンデンサの充電電圧が目標電圧を越えて充電されるのを防止する制御回路とを備えたことを特徴とする。
【００１８】
（６）前記半導体スイッチは、交流出力を発生し、この出力をパルストランスに得るインバータ回路構成とし、
前記リアクトルとコンデンサとの間に設けられ、前記リアクトルからの交流出力を整流して前記コンデンサの充電電流を得る整流回路を備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１９】
以上のとおり、本発明によれば、１つの半導体スイッチのオン制御によりリアクトルＬと負荷コンデンサＣ0のＬＣ共振により半周期の振動電流でコンデンサＣ0を充電し、さらにスイッチのオフ制御でリアクトルＬの蓄積エネルギーでコンデンサＣ0を充電し、この半導体スイッチのオンからオフまでのオン時間を直流電源電圧ＥINとコンデンサＣ0の電圧ＶC0とコンデンサＣ0の充電目標電圧Ｖsetを基にして求めるため、コンデンサＣ0の高精度の充電を得ると共に、装置構成の簡単化、演算の簡素化、回路要素の温度ドリフト等に対して高安定にした充電ができる。また、コンデンサＣ0が目標値を越えて充電されたときの補正で高精度充電が確実になる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
（実施形態１）
図１は、本実施形態における充電装置の回路構成と波形を示す。主回路構成は、整流回路ＲＦと平滑コンデンサＣFからなる直流電源から、半導体スイッチＱ1と、ＬＣ共振用のリアクトルＬと、ダイオードＤ2の直列回路を介してコンデンサＣ0に接続する。また、スイッチＱ1とリアクトルＬとの接続点と基準電位点との間に循環電流用のダイオードＤ1を接続する。
【００２１】
制御回路は、演算部ＣＰＵと制御部ＤＲＶ１および電圧検出器（図示省略）で構成される。演算部ＣＰＵは、ディジタル演算回路またはアナログ演算回路で構成され、電圧検出器による直流電源の電圧ＥINと、コンデンサＣ0の電圧ＶC0を検出入力とし、コンデンサＣ0の充電目標電圧Ｖsetの設定入力を取り込み、これら３つの変数を基に、スイッチＱ1のオン時間を演算する。制御部ＤＲＶ１は、演算部ＣＰＵが演算で求めたオン時間だけスイッチＱ1をオン制御する。
【００２２】
以上の構成において、演算部ＣＰＵは、充電開始信号が与えられたときに直流電源電圧ＥINと、コンデンサＣ0の電圧ＶC0と、コンデンサＣ0の充電目標電圧Ｖsetを取り込み、これらを変数として、例えば、下記の（１）式に従ってスイッチＱ1のオン時間Ｔonを求め、このオン時間Ｔonだけ制御部ＤＲＶ１にオン制御信号を与える。
【００２３】
【数３】
2005117766.tif 000004
【００２４】
スイッチＱ1のオン制御により、コンデンサＣ0にはリアクトルＬとの共振動作で正弦波状の電流ｉC0が流れ始め、コンデンサ電圧ＶC0が上昇を始める（時刻ｔ0以後）。そして、オン時間Ｔonの経過で、スイッチＱ1をオフ制御したとき（時刻ｔ1）、リアクトルＬに蓄積される電磁エネルギーにより、ダイオードＤ1→リアクトルＬ→ダイオードＤ2→コンデンサＣ0のループで電流が還流し、この期間もコンデンサＣ0の充電が継続される。そして、コンデンサの充電電流が「零」になった時点（時刻ｔ2）、すなわちリアクトルＬの電磁エネルギーが完全にコンデンサに移行した時点で充電が自動的に終了し、コンデンサＣ0には充電目標電圧Ｖsetに一致した充電電圧を得る。
【００２５】
このような充電電圧制御で目標電圧に一致させた高い精度の充電ができることを図８の等価回路を参照して以下に詳細に説明する。
【００２６】
図８は、図１の等価回路を示す。図８ににおいて、
Ｅ：直流電源電圧
Ｃ：コンデンサＣの容量
Ｌ：リアクトルＬのインダクタンス
Ｖ0（０）：スイッチＱ1のオン前のコンデンサＣの電圧、
Ｖ0：スイッチＱ1をオン時間ΔＴだけオンした時点のコンデンサＣの電圧、
Ｔ：スイッチＱ1のオフ後に充電電流ｉ（ｔ）がゼロになるまでの時間、
Ｉ0：スイッチＱ1をオフした時点の電流ｉ（ｔ）の値、
ｉ（ｔ）：コンデンサＣの充電電流、
Ｖ＊：コンデンサＣの充電目標電圧、
とすると、Ｉ0，ｉ（ｔ），Ｖ0には下記の関係式が成立する。
【００２７】
【数４】
2005117766.tif 000005
【００２８】
一方、ｉ（ｔ）＝０となる時間Ｔは、下記の式で決まる。
【００２９】
【数５】
2005117766.tif 000006
【００３０】
この時間Ｔによる充電電圧分と、それまでのスイッチＱ1のオンによる充電電圧分Ｖ0の和を目標電圧Ｖ＊に一致させると、下記の関係式が成立する。
【００３１】
【数６】
2005117766.tif 000007
【００３２】
上記の（５）式を整理して、スイッチＱ1のオン時間ΔＴを求めると、下記の（７）式になる。
【００３３】
【数７】
2005117766.tif 000008
【００３４】
この（７）式において、ΔＴ→Ｔon、Ｅ→ＥIN、Ｖ＊→Ｖset、Ｖ0（０）→ＶC0（０）と置き換え、補正定数α１〜α３、α、βを作用させると、前記の（式１）になる。
【００３５】
以上のことから、本実施形態によれば、従来の充電装置（図７）に比べて、半導体スイッチが１つで済むことで、制御部ＤＲＶ１も１つで済み、装置構成の簡単化を図ることができる。しかも、演算部ＣＰＵは、使用する変数としては直流電源電圧ＥINと、コンデンサＣ0の電圧ＶC0と、コンデンサＣ0の充電目標電圧Ｖsetで済み、これらを基にした演算が簡素化されて高速演算を行うことができる。さらに、コンデンサ充電電流ｉC0の電流検出器を不要にして回路の簡単化ができるとともに、演算処理を簡素化して高速演算を行うことができる。
【００３６】
また、回路要素数の低減により、例えば、回路要素の温度ドリフト等が充電動作に影響をおよぼすことが少なくなり、高安定で高精度の充電ができる。例えば、本実施形態では、コンデンサＣ0の充電電圧を目標値の０.１％程度の誤差にすることができた。
【００３７】
（実施形態２）
本実施形態の回路構成を図２に示す。同図が図１と異なる部分は、コンデンサＣ0の容量入力部ＤＳを設けた点にある。この容量入力部ＤＳは、例えば、ディジスイッチで構成される。
【００３８】
パルス電源は、大きさ、重量の制約により、充電装置ユニット、パルス発生回路と磁気圧縮ユニット、負荷ユニットの３ユニットに分割され、それぞれ個別のフレームに収めた構造にされる場合が多い。
【００３９】
この場合、コンデンサＣ0は、パルス発生回路側のユニットに設けられ、充電装置ユニットでは定数であるはずのコンデンサＣ0の値が正確に把握できないまま、演算部ＣＰＵの定数が設定される。
【００４０】
このため、パルス電源を実際に稼働させるときには、コンデンサＣ0の実容量が充電装置で設定した容量との間に誤差が発生する。例えば、コンデンサＣ0の容量誤差が±５％あったとすると、前記式の検出電圧ＶC0に±２.５％程度の誤差が発生し、結果的に期待通りの充電電圧精度が得られなくなる。
【００４１】
同様に、パルス発生回路側の寿命等でユニット交換がされる場合があり、この場合にコンデンサＣ0の容量がそれまでのものと異なり、コンデンサ容量の再調整をしない限り充電電圧精度が悪くなる。
【００４２】
そこで、本実施形態では、充電装置に実際に接続されるコンデンサＣ0の容量に応じて、容量入力部ＤＳで再設定可能にする。この再設定は、コンデンサＣ0の充電試験を行い、その電圧ＶC0と目標値との差を基に容量設定値を微調整することで実現される。
【００４３】
したがって、本実施形態によれば、実際の負荷コンデンサＣ0の交換や装置ユニットの交換でコンデンサ容量が変わる毎に、容量入力部ＤＳで再設定することで、高精度充電の確保を容易にする。
【００４４】
（実施形態３）
本実施形態の回路構成を図３に示す。同図が図１と異なる部分は、補正演算部ＳＣＰＵを設けた点にある。
【００４５】
補正演算部ＳＣＰＵは、コンデンサＣ0の充電を完了したとき（図１の時刻ｔ2）、コンデンサＣ0の充電電圧ＶC0を２回以上検出し、前記式（１）のＶsetに代入し、定数α、βを求め、これらの平均値を式（１）の定数α、βとして補正する。
【００４６】
本実施形態によれば、演算部ＣＰＵがスイッチＱ1のオン時間を演算するために設定された定数α，βを修正することができ、コンデンサＣ0やリアクトルＬ等の回路要素に温度変動が生じた場合にも、充電電圧ＶC0の温度ドリフトを抑制し、安定性を高めた充電ができる。
【００４７】
（実施形態４）
本実施形態の回路構成を図４に示す。同図が図１等と異なる部分は、リアクトルＬとコンデンサＣ0の接続点に充電電流バイパス用の半導体スイッチＱ2を設け、このスイッチＱ2のオンタイミングを検出部ＴＣＰＵで検出し、この検出信号で制御部ＤＲＶ２でスイッチＱ2をオン制御する点にある。
【００４８】
オンタイミング検出部ＴＣＰＵによる検出は、コンデンサＣ0の充電電圧ＶC0と目標電圧Ｖsetとの比較で行う。
【００４９】
本実施形態において、演算部ＣＰＵによるオン時間演算によって、スイッチＱ1をオン制御し（時刻ｔ0〜ｔ1）、その後のオフ制御でリアクトルＬからコンデンサＣ0への循環電流で充電を行うまでは実施形態１と同じ動作になる。
【００５０】
オンタイミング検出部ＴＣＰＵは、充電制御終了（スイッチＱ1のオフ）を条件にして、コンデンサＣ0の電圧が目標電圧Ｖsetに達したことを検出し、スイッチＱ2のオン制御を行う（時刻ｔ2）。このとき、リアクトルＬからの循環電流をスイッチＱ2を通した電流ｉ2として流し、コンデンサＣ0が目標電圧を越えて充電されるのを防止する。
【００５１】
ここで、本実施形態では、図７に示す従来装置と同様に、２つの半導体スイッチＱ1，Ｑ2を設けた充電制御になるが、本実施形態ではスイッチＱ1のオン時間制御によってコンデンサＣ0が目標電圧Ｖsetに極めて近い値に制御されており（０.１％程度の誤差）、スイッチＱ2のオン電流ｉ2も小さくなるため、検出部ＴＣＰＵでの電圧比較回路での遅れやスイッチＱ2のオン動作遅れで充電電圧の誤差と現れる場合にもその誤差を極めて小さくすることができる。つまり、検出部ＴＣＰＵやスイッチＱ2の回路要素による充電精度への影響を極めて小さくし、高精度の充電制御が可能となる。
【００５２】
（実施形態５）
本実施形態の回路構成と波形を図５に示す。本実施形態は、インバータ方式の充電装置とする場合である。主回路は、半導体スイッチＳ1，Ｓ2のハーフブリッジ構成のインバータで交流出力を発生させ、これをパルストランスＰＴを介して昇圧し、この出力をＬＣ共振用のリアクトルＬを介して、半導体スイッチＳ3，Ｓ4のハーフブリッジ構成の整流回路の入力とし、この整流出力でコンデンサＣ0を充電する。
【００５３】
各スイッチＳ1〜Ｓ4のオン・オフ制御は、演算部ＣＰＵではスイッチＳ１，Ｓ２のオン時間を演算して制御部ＤＲＶ１Ａ，ＤＲＶ１Ｂによって同時オン・オフ制御し、オンタイミング検出部ＴＣＰＵではスイッチＳ３のオンタイミングを検出して制御部ＤＲＶ２によってオン制御し、オン・オフ検出部ＤＣＰＵではスイッチＳ４のオン・オフタイミングを検出して制御部ＤＲＶ３によってオン・オフ制御する。
【００５４】
以上の構成において、演算部ＣＰＵは前記の（１）式と同じにスイッチＳ1，Ｓ2のオン時間Ｔonを求め、このオン時間ＴonだけスイッチＳ1，Ｓ2をオン制御する。この制御により、コンデンサＣF→Ｓ1→ＰＴ→Ｓ2のループでトランスＰＴの半周期のパルス電圧を印加し、トランスＰＴの二次出力はリアクトルＬ→ダイオードＤ２1→Ｃ0→Ｄ24のループでコンデンサＣ0を振動電流ｉC0で充電する（時刻ｔ0〜ｔ1）。
【００５５】
オン時間Ｔonの終了で、スイッチＳ1，Ｓ2をオフ制御すると、リアクトルＬの電磁エネルギーによりコンデンサＣ0の充電を継続し、この充電電流に伴いトランスＰＴの一次側に発生する電流はダイオードＤ12→ＣＦ→Ｄ13のループでコンデンサＣFの充電エネルギーとしてバックされる。
【００５６】
この後、オンタイミング検出部ＴＣＰＵは、前記の実施形態と同じにスイッチＳ3のオンタイミングを検出し、スイッチＳ3をオン制御する（時刻ｔ2）。このオン制御によりリアクトルＬ→Ｓ3→Ｄ24→ＰＴのループに流し、コンデンサＣ0の充電を停止する。
【００５７】
スイッチＳ3のオン制御が継続していることを条件に、オン・オフ検出部ＤＣＰＵは、目標電圧ＶsetとコンデンサＣ0の電圧ＶC0の大小を比較し、ＶC0＞Ｖsetとなる電圧Ｖ2でスイッチＳ4をオン制御する（時刻ｔ3）。このオン制御により、コンデンサＣ0→Ｓ4→ＰＴ→Ｌ→Ｓ3のループで電流を流し、コンデンサＣ0の放電を行う。この放電状態で、オン・オフ検出部ＤＣＰＵはコンデンサの電圧ＶC0が目標電圧Ｖsetに達したときにスイッチＳ4のオフ制御を行う（時刻ｔ4）。
【００５８】
本実施形態によれば、コンデンサＣ0が目標電圧を超過したときに、充電電圧を目標電圧まで下げる制御が可能となる。
【００５９】
この場合も実施形態４と同様に、スイッチＳ1，Ｓ2のオン時間制御によってコンデンサＣ0が目標電圧Ｖsetに極めて近い値に制御されており、スイッチＳ3，Ｓ4のオン電流も小さくなるため、検出部ＴＣＰＵ，ＤＣＰＵでの電圧比較回路での遅れやスイッチＳ3，Ｓ4のオン動作遅れで充電／放電電圧の誤差を極めて小さくすることができる。つまり、検出部ＴＣＰＵ，ＤＣＰＵやスイッチＳ3，Ｓ4の回路要素による充電・放電精度への影響を極めて小さくし、コンデンサＣ0の高精度充電が可能となる。
【００６０】
なお、本実施形態によるコンデンサの放電制御は、実施形態１〜４に適用して同等の作用効果を得ることができる。例えば、実施形態１では図１に示すように、コンデンサＣ0に並列にスイッチＳ4と電流制限抵抗Ｒ4の直列回路を設け、ＤＣＰＵと同様のオン・オフ検出部でスイッチＳ4をオン・オフ制御することで実現される。また、本実施形態のインバータ方式の充電装置を各実施形態１〜４に適用することもできる。
【図面の簡単な説明】
【００６１】
【図１】本発明の実施形態１を示す回路構成と波形図。
【図２】本発明の実施形態２を示す回路構成図。
【図３】本発明の実施形態３を示す回路構成図。
【図４】本発明の実施形態４を示す回路構成と波形図。
【図５】本発明の実施形態５を示す回路構成と波形図。
【図６】パルス電源の構成例。
【図７】従来の充電装置の回路構成と波形図。
【図８】本発明に係るコンデンサＣの充電等価回路図。
【符号の説明】
【００６２】
ＲＦ  整流器
Ｑ１  半導体スイッチ
Ｌ  リアクトル
Ｃ0  コンデンサ
Ｄ１，Ｄ２  ダイオード
ＣＰＵ  オン時間演算部
ＤＲＶ１，ＤＲＶ２，ＤＲＶ１Ａ，ＤＲＶ１Ｂ  制御部
Ｓ１〜Ｓ４  半導体スイッチ
【図１】
2005117766.tif 000010
【図２】
2005117766.tif 000011
【図３】
2005117766.tif 000012
【図４】
2005117766.tif 000013
【図５】
2005117766.tif 000014
【図６】
2005117766.tif 000015
【図７】
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【図８】
2005117766.tif 000017