(57)【要約】【課題】  受信信号電界が大きな場合においても復調信号を二値化する際、デュ−ティ比の劣化を低減することが困難であった。【解決手段】  ＡＳＫ受信機は、受信信号を対数検波する検波器11と、検波器の第１の出力信号が供給され、信号電圧を生成する第１の生成回路12,14と、前記検波器の第２の出力信号が供給され、前記第２の出力信号を平滑化し、リファレンス電圧を生成する第２の生成回路13,15と、第２の生成回路からのリファレンス電圧が第１の入力端に供給され、第１の生成回路からの信号電圧が第２の入力端に供給され、リファレンス電圧を基準として信号電圧を二値化する第１のコンパレータ16と、第１のコンパレータの第２の入力端と第１の基準電位端との間に接続され、第１のコンパレータの第１の入力端の電位に応じて前記二値化の基準レベルを相対的に変化させる制御回路17とを具備している。【選択図】      図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信信号を対数検波し、２系統に分割された第１、第２の出力信号を出力する検波器と、
前記第１の出力信号が供給され、第１の電圧を生成する第１の電圧生成回路と、
前記第２の出力信号が供給され、第２の電圧を生成する第２の電圧生成回路と、
前記第２の電圧生成回路からの前記第２の電圧が第１の入力端に供給され、前記第１の電圧生成回路からの前記第１の電圧が第２の入力端に供給され、前記第２の電圧を基準として前記第１の電圧を二値化する第１のコンパレータと、
前記第１のコンパレータの第２の入力端と第１の基準電位端との間に接続され、前記第１のコンパレータの第１の入力端の電位に応じて前記二値化の基準レベルを相対的に変化させる制御回路と
を具備することを特徴とするＡＳＫ受信機。
【請求項２】
前記制御回路は、前記第１のコンパレータの第２の入力端と前記第１の基準電位端との間に接続され、前記第１のコンパレータの第１の入力端の電位に応じて前記第１のコンパレータの第２の入力端に流れる電流を可変する可変電流源であることを特徴とする請求項１記載のＡＳＫ受信機。
【請求項３】
前記可変電流源の電流量は、前記受信信号の強度が大きいほど多くなることを特徴とする請求項２記載のＡＳＫ受信機。
【請求項４】
前記制御回路は、前記第１のコンパレータの第２の入力端と前記第１の基準電位端との間に接続された電流源と、
第１の入力端が前記第１のコンパレータの第１の入力端に接続され、第２の入力端が基準電源に接続され、前記第１のコンパレータの第１の入力端の電位と前記基準電源とに応じて前記電流源の動作を制御する第２のコンパレータと
を具備することを特徴とする請求項１記載のＡＳＫ受信機。
【請求項５】
前記第２のコンパレータは、電流通路の一端が前記第１のコンパレータの第２の入力端に接続され、前記電流通路の他端が前記電流源に接続され、制御信号入力端が前記第１のコンパレータの第１の入力端に接続された第１のトランジスタと、
電流通路の一端が第２の基準電位端に接続され、前記電流通路の他端が前記電流源に接続され、制御信号入力端が前記基準電源に接続された第２のトランジスタと
を具備することを特徴とする請求項４記載のＡＳＫ受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば狭域通信システム（以下、ＤＳＲＣシステム；Dedicated Short Range Communication System と称す）に適用され、ＡＳＫ復調器として対数検波器を用いたＡＳＫ受信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
日本国内におけるＤＳＲＣシステムの無線装置には、ＡＳＫ変復調方式が採用されており、その規格はＡＲＩＢ−ＳＴＤ−Ｔ７５等に記載されている。ＤＳＲＣシステムの無線装置に関する技術は、種々開発されている（例えば特許文献１を参照）。
【０００３】
ＤＳＲＣシステムは、高速にデジタル信号を処理可能とするため、信号のアイ開口率が定められている。ＤＳＲＣシステムにおけるアイ開口率は、観測波形の最大振幅をＡ、最小振幅をＢ、観測波形の振幅平均値（ゼロクロス時間幅）の最大値をＣ、最小値をＤとし、振幅方向のアイ開口率は次式（１）で定められ、時間方向のアイ開口率は次式（２）で定められている。
【０００４】
２Ｂ／（Ａ＋Ｂ）      …（１）
２Ｄ／（Ｃ＋Ｄ）      …（２）
ＤＳＲＣシステムにおいて、これらアイ開口率は、それぞれ８０％以上を満たさなければならない。
【０００５】
図５は、従来のＡＳＫ受信機に適用されるデータスライサの一例を示している。
【０００６】
受信されたＡＳＫ信号は、図示せぬ高周波回路、及びダウンコンバータを介して中間周波信号に変換される。この中間周波信号に変換された信号は、対数検波器としての例えばＲＳＳＩ（Received signal Strength Indication）を用いたＡＳＫ検波器（以下、ＲＳＳＩ検波器と称す）１により復調される。このＲＳＳＩ検波器１の出力信号は、２系統に分割される。第１の出力信号は、抵抗２とコンデンサ４を介してコンパレータ６の非反転入力端に信号電圧として供給され、第２の出力信号は抵抗３とコンデンサ５を介してコンパレータ６の反転入力端にリファレンス電圧として供給される。抵抗２、コンデンサ４のＣＲ積は、抵抗３、コンデンサ５のＣＲ積に比べて十分小さく設定されている。このように設定することにより、コンパレータ６に入力される２系統の電圧に所要の電位差を生じさせることができる。コンパレータ６は、非反転入力端の電位が反転入力端の電位より高い場合、ハイレベルの信号を出力し、非反転入力端の電位が反転入力端の電位より低い場合、ローレベルの信号を出力する。このようにして、ＲＳＳＩ検波器１の出力信号が二値化される。
【０００７】
上記データスライサによって受信信号をデジタル信号に変換する時、時間方向のアイ開口率が劣化する。すなわち、ＤＳＲＣシステムは、信号速度が１０２４ｋｂｐｓと規定されており、信号電圧系統のＣＲ積は、カットオフ周波数が１０２４ｋＨｚ以下とならず、且つ１０２４ｋＨｚよりあまり大きくならないように調整されている。通常、カットオフ周波数ｆｃは１０２４ｋＨｚの１．２〜１．３倍に設定される。例えば抵抗２の値を２ｋΩとし、カットオフ周波数ｆｃを１０２４ｋＨｚの１．３倍とすると、カットオフ周波数ｆｃは、
ｆｃ＝１／２πＣＲ
であるため、この式より、コンデンサ４の値は約６０ｐＦとなる。
【０００８】
一方、リファレンス電圧系統のカットオフ周波数ｆｃは十分に小さいことが必要であり、信号電圧系統の１／１０以下、すなわち、抵抗３の値を２ｋΩとすると、コンデンサ５の容量はコンデンサ４の容量の１０倍以上に設定され、通常は１０００ｐＦ程度に設定される。
【０００９】
さて、抵抗３とコンデンサ５によって生成されるリファレンス電圧は、ＲＳＳＩ検波器１の出力電圧の平均値となる。このため、ＲＳＳＩ検波器１の出力信号のデュ−ティ比は５０％に近いことが望ましい。つまり、デュ−ティ比が５０％であればその波形の平均値はほぼ振幅の中心となるため、データスライサは理想的な動作を行うことができる。
【００１０】
しかし、ＤＳＲＣシステムにおいて、例えば移動局のビット誤り率（ＢＥＲ）は、空中線ボアサイト方向にて、−６０．５ｄＢｍ e.i.r.p.以上、−３９．６ｄＢｍ e.i.r.p.以下の入射電力で１×１０−５以下であることが規定されている。つまり、２０．９ｄＢ以上のダイナミックレンジが規格上要求されている。しかし、無線機としては上下５ｄＢ程度のマージンを見込んで３０ｄＢ以上のダイナミックレンジを持っていることが必要である。この場合、受信機としてはＡＧＣ（Auto Gain Control）アンプなどを用いて、受信信号強度に応じて受信側の利得を制御することにより、ダイナミックレンジを確保する方法がある。しかし、ＡＧＣアンプは、ＤＳＲＣシステムにおける応答速度の要求を満足することが困難である。すなわち、ＤＳＲＣシステムにおいては、通信フォーマットに含まれる１６ビットのプレアンブルの範囲内で、なるべく最初の数ビット以内に受信機がデータを取得できることが望ましい。
【００１１】
すなわち、プレアンブル信号は“１０１０…”というデータ列であり、１６ビットのうち、８ビットでスタンバイし、後続のデータ信号を処理する必要がある。ＤＳＲＣシステムにおいて、受信信号はＡＳＫ信号であり、１ビットはほぼ１μｓであり、１６ビットのプレアンブル信号はほぼ１６μｓの期間を有している。このため、ＤＳＲＣシステムでは、ほぼ８μｓの間にスタンバイする必要がある。したがって、ＡＧＣアンプは、８μｓの間にゲインを制御する必要がある。しかし、“１０１０…”というデータ列のＡＳＫ信号は５１２ｋＨｚの信号である。このため、８μｓの期間には、パルス信号が４周期しかない。しかし、電界強度を正確に検出してゲインを制御するにはパルス信号の周期をより多く確保する必要があるが、そのようにすると８μｓの期間に受信機をスタンバイできなくなる問題がある。このため、受信機としては最初の数ビット内にデータを復調することが困難になる。
【００１２】
そこで、従来のＡＳＫ受信機においては、プレアンブルを受信してからデータを復調するまでの時間を短くするために、図５に示すように、元々ダイナミックレンジの広いＲＳＳＩ検波器が用いられることが多い。ＲＳＳＩは一般に、受信信号強度を直流成分に変換しているが、受信信号がＡＳＫ信号の場合、ＡＳＫ信号の包絡線がＲＳＳＩの出力として得られるので、広いダイナミックレンジを持つＡＳＫ復調器として活用できる。
【００１３】
しかし、図６にその特性を示すように、ＲＳＳＩ検波器は、受信信号強度の対数に対して出力信号が線形になるという問題がある。つまり、受信機に対して線形に入力される信号に対し、ＲＳＳＩによるＡＳＫ復調器を通過すると、その出力は対数圧縮されてしまう。
【００１４】
ＤＳＲＣシステムにおける占有帯域幅は、５．８ＧＨｚのキャリア周波数に対して４．４ＭＨｚとなっており、４．４ＭＨｚ帯域内に９９％以上の信号電力を有するよう、発射する電波の帯域制限しなければならない。これは、受信するＡＳＫ信号の包絡線は鈍っており、例えば“０１０１…”と規則的に繰り返される包絡線は正弦波に近いということを意味する。
【００１５】
例えばＲＳＳＩ入力波形、つまり電波の包絡線を正弦波で表し、Ａ＋Ｂｓｉｎ（Ｘ）とすると、ＲＳＳＩの出力電圧は、次式（３）で表される。
【００１６】
αｌｏｇ（Ａ＋Ｂｓｉｎ（Ｘ））              …（３）
ここで、ｓｉｎ（Ｘ）＝−１の時、すなわちｌｏｇ（Ａ−Ｂ）は実際の無線機においては０．１Ｖ程度であり、ＲＳＳＩの出力電圧はこれ以下になることはない。つまり、Ａ−Ｂ＝δとすると式（３）は、次式（４）のように表される。
【００１７】
αｌｏｇ（Ａ＋（Ａ−δ）ｓｉｎ（Ｘ））      …（４）
実際の無線機においては、補正定数をｋとするとαｌｏｇｋδ＝０．１であり、この時のδは４０ｄＢμＶ＝０．０００１Ｖ程度の値である。式（４）を無線機の実情に合わせるため、α＝１とし、Ａのダイナミックレンジを４０ｄＢとすると、次式（５）が得られる。
【００１８】
ｌｏｇｋ（Ａ＋（Ａ−０．０００１）ｓｉｎ（Ｘ））…（５）
ここで、ｋ＝１２５８９．２５、  ０．０００１＜Ａ＜０．０１
図７は、式（５）において、Ａの値を変化した場合におけるＲＳＳＩ検波器の出力電圧を示している。図７から明らかなように、正弦波の包絡線を持つ信号をＲＳＳＩ検波器に供給すると、その出力信号は、入力電界が大きいほど波形が歪むこととなる。よって、波形全体の歪は入力電界が大きい時において顕著となり、ＡＳＫ復調波形のデュ−ティ比が著しく損なわれることになる。
【００１９】
このように著しくデュ−ティ比が劣化した復調波形をコンパレータ６に入力すると、コンパレータ６から出力されるデジタル信号に変換された信号のデュ−ティ比は劣化する。
【００２０】
上式（２）により定義される時間方向のアイ開口率２Ｄ／（Ｃ＋Ｄ）が８０％以上を満足するためには、Ｄは４０％以上５０％以下、且つＣは５０％以上６０％以下、つまりデュ−ティ比が４０％から６０％を満足していることが必要となる。
【００２１】
図７において、Ａ＝０．０００５Ｖのように、入力電界が小さい条件において、デュ−ティ比が４２．５％を確保できているのに対し、Ａ＝０．００１Ｖのように、入力電界が大きい条件では、デュ−ティ比が４０％となり、規格をかろうじて満足する。さらに、Ａ＝０．０１Ｖのように、入力電界がさらに大きい条件では、デュ−ティ比が３２．５％となり、規格を満足することが困難となる。
【００２２】
このように、従来のＡＳＫ受信機は、受信時において、ダイナミックレンジを確保し、且つ高速な動作を可能とするためにＲＳＳＩ検波器が用いられること多いが、この検波出力信号を二値化し、デジタル信号に変換する際、入力電界が大きいほど出力信号のデュ−ティ比が劣化する。デジタル信号に変換された信号のデュ−ティ比が劣化すると、受信データを処理する際、誤りの原因となる。このため、これを避けるための対策にコストがかかるという問題がある。
【特許文献１】特開平１１−３５３５８６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２３】
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的とするところは、受信信号電界が大きな場合においても復調信号を二値化する際、デュ−ティ比の劣化を低減可能なＡＳＫ受信機を提供しようとするものである。
【課題を解決するための手段】
【００２４】
本発明のＡＳＫ受信機の態様は、受信信号を対数検波し、２系統に分割された第１、第２の出力信号を出力する検波器と、前記第１の出力信号が供給され、第１の電圧を生成する第１の電圧生成回路と、前記第２の出力信号が供給され、第２の電圧を生成する第２の電圧生成回路と、前記第２の電圧生成回路からの前記第２の電圧が第１の入力端に供給され、前記第１の電圧生成回路からの前記第１の電圧が第２の入力端に供給され、前記第２の電圧を基準として前記第１の電圧を二値化する第１のコンパレータと、前記第１のコンパレータの第２の入力端と第１の基準電位端との間に接続され、前記第１のコンパレータの第１の入力端の電位に応じて前記二値化の基準レベルを相対的に変化させる制御回路とを具備している。
【発明の効果】
【００２５】
本発明によれば、受信信号電界が大きな場合においても復調信号を二値化する際、デュ−ティ比の劣化を低減可能なＡＳＫ受信機を提供できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
【００２７】
（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態に係るＡＳＫ受信機のデータスライサを示している。受信されたＡＳＫ信号は、図示せぬ高周波回路、及びダウンコンバータを介して中間周波信号に変換される。この中間周波信号に変換された信号は、対数検波器としての例えばＲＳＳＩ検波器１１により復調される。このＲＳＳＩ検波器１１の出力信号は、２系統の信号に分割される。ＲＳＳＩ検波器１１の第１の出力信号は、抵抗１２とコンデンサ１４とからなる第１のフィルタ回路を介してコンパレータ１６の非反転入力端に信号電圧として供給され、ＲＳＳＩ検波器１１の第２の出力信号は、抵抗１３とコンデンサ１５とからなる第２のフィルタ回路を介してコンパレータ１６の反転入力端にリファレンス電圧として供給される。抵抗１２、コンデンサ１４のＣＲ積は、抵抗１３、コンデンサ１５のＣＲ積に比べて十分小さく設定されている。このように設定することにより、コンパレータ１６に入力される２系統の信号に所要の電位差を生じさせることができる。コンパレータ１６は、非反転入力端の電位が反転入力端の電位より高い場合、ハイレベルの信号を出力し、非反転入力端の電位が反転入力端の電位より低い場合、ローレベルの信号を出力する。さらに、信号電圧が供給されるコンパレータ１６の非反転入力端と第１の基準電位としての例えば接地電位との間には、電圧制御形の可変電流源１７が接続されている。この可変電流源１７の制御信号入力端は、リファレンス電圧が入力されるコンパレータ１６の反転入力端に接続されている。
【００２８】
上記構成における動作について説明する。ＲＳＳＩ検波器１１の出力電圧は、第１、第２の出力信号に分割される。抵抗１３、コンデンサ１５のＣＲ積は、ＲＳＳＩ検波器１１の出力電圧の平均値を得られるような値に設定されている。すなわち、抵抗１３及びコンデンサ１５により生成されるリファレンス電圧は、ＲＳＳＩ検波器１１の出力電圧のほぼ平均値となる。可変電流源１７は、リファレンス電圧に応じて電流量が制御され、この可変電流源１７に流れる電流に応じて抵抗１２に流れる電流が変化する。受信信号強度が小さい場合、ＲＳＳＩ検波器１１から出力される信号は、正弦波であり、抵抗１２、コンデンサ１４を介して出力される信号電圧も正弦波を維持している。また、リファレンス電圧は正弦波のほぼ平均値とされている。このため、このリファレンス電圧と信号電圧が供給されるコンパレータ１６は、リファレンス電圧に応じて信号電圧を二値化するため、コンパレータ１６から出力されるデジタル信号のデューティ比はほぼ５０％となる。
【００２９】
一方、図２（ａ）乃至（ｅ）は、受信信号強度が大きい場合における図１の各部の信号波形を概略的に示している。図２を参照して図１の動作について説明する。
【００３０】
前述したように、受信信号強度が大きい場合、ＲＳＳＩ検波器１１の出力電圧波形は、図２（ａ）に示すように歪んでいる。また、２系統に分割された信号のうち、信号電圧は、図２（ｂ）に示すように歪んでおり、リファレンス電圧は、図２（ｃ）に示すように、ＲＳＳＩ検波器１１から出力される電圧波形のほぼ平均値となる。このように、受信信号強度が大きい場合、コンパレータ１６に供給される信号電圧、及びリファレンス電圧は高くなる。このリファレンス電圧に応じて可変電流源１７に流れる電流も大きくなる。これに伴い抵抗１２を流れる電流が大きくなり、結果として抵抗１２による電圧降下が大きくなる。このため、コンパレータ１６の非反転入力端に供給される信号電圧は、図２（ｄ）に示すように、信号波形を保持した状態で電圧が降下する。この時、リファレンス電圧は低下しないため、コンパレータ１６におけるハイレベル、ローレベルの判定基準が相対的に変化する。すなわち、受信信号強度が大きいほどリファレンス電圧が上昇するが、コンパレータ１６の非反転入力端に供給される信号電圧の電圧は低下する。このため、リファレンス電圧が信号電圧に対して相対的に上昇する。
【００３１】
このようにリファレンス電圧に対して信号電圧を相対的に変化させることにより、ＲＳＳＩ検波器１１の出力信号が歪んでいても、図２（ｅ）に示すように、コンパレータ１６から出力される二値化されたパルス信号、すなわち、デジタル信号のデュ−ティ比をほぼ５０％にすることができる。
【００３２】
上記第１の実施形態によれば、ＲＳＳＩ検波器１１を用いたＡＳＫ受信機において、ＲＳＳＩ検波器１１の出力信号を二値化するコンパレータ１６の非反転入力端に可変電流源１７を接続し、この可変電流源１７をコンパレータ１６の反転入力端に供給されるリファレンス電圧に応じて制御している。このため、受信信号強度が大きい場合においても、コンパレータ１６から出力されるデジタル信号のデュ−ティ比を改善することが可能である。
【００３３】
また、コンパレータ１６から出力されるデジタル信号のデュ−ティ比が改善されるため、アイ開口率も規定値内とすることができ、受信データの誤りを低減できる。したがって、受信データを処理するための回路を簡単化でき、コストの上昇を回避できる。
【００３４】
（第２の実施形態）
図３は、本発明の第２の実施形態を示している。第２の実施形態において、第１の実施形態と同一部分には同一符号を付す。
【００３５】
第１の実施形態において、コンパレータ１６の入力端には可変電流源１７を接続した。これに対して、第２の実施形態は、コンパレータ１６の入力端に定電流源を接続する。
【００３６】
すなわち、ＲＳＳＩ検波器１１の出力信号のうち、信号電圧が供給されるコンパレータ１６の非反転入力端と接地間には、スイッチ２１と電流源２０が直列接続される。ＲＳＳＩ検波器１１の出力信号のうち、リファレンス電圧が供給されるコンパレータ１６の反転入力端には、コンパレータ２２の非反転入力端が接続されている。このコンパレータ２２の反転入力端には、一定の基準電圧Ｖ１が供給されている。このコンパレータ２２の出力端は、スイッチ２１に接続され、このスイッチ２１は、コンパレータ２２の出力信号により制御される。
【００３７】
上記構成において、コンパレータ１６のリファレンス電圧が基準電圧Ｖ１より低い時、すなわち、受信信号強度があまり大きくない場合、コンパレータ２２の出力電圧はローレベルとなり、スイッチ２１はオフ状態とされる。このため、電流源２０は信号電圧系に接続されない。
【００３８】
一方、受信信号強度が大きくなり、コンパレータ１６のリファレンス電圧が基準電圧Ｖ１より大きくなった場合、コンパレータ２２の出力電圧はハイレベルとなる。このため、スイッチ２１がオン状態となり、電流源２０が信号電圧系に接続される。電流源２０が信号電圧系に接続されることにより、抵抗１２に流れる電流が増加し、抵抗１２の電圧降下が大きくなる。この結果、コンパレータ１６に供給される信号電圧の波形は保持されたまま、電圧だけが降下する。この時、コンパレータ１６のリファレンス電圧は降下しないため、コンパレータ１６のハイレベル、ローレベルの判定基準が相対的に変化する。すなわち、受信信号強度が大きいほど信号電圧及びリファレンス電圧が上昇するが、リファレンス電圧が基準電圧Ｖ１より大きくなったとき、定電流源２０の作用により、コンパレータ１６に供給される信号電圧の電圧は降下する。このため、リファレンス電圧が信号電圧に対して相対的に上昇する。したがって、ＲＳＳＩ検波器１１の出力信号が歪んでいる場合においても、コンパレータ１６から出力されるデジタル信号のデュ−ティ比を改善することができる。
【００３９】
図４は、図３に示す構成を具体的に示す回路図であり、図４において、図３と同一部分には同一符号を付す。
【００４０】
コンパレータ２２及びスイッチ回路２１は、例えばＮＰＮトランジスタ２２ａ、２２ｂ、抵抗２２ｃ、２２ｄにより構成されている。トランジスタ２２ａのコレクタは電源Ｖｃｃが供給される端子に接続され、ベースには前記基準電圧Ｖ１が供給されている。また、トランジスタ２２ｂのコレクタは、コンパレータ１６の非反転入力端に接続され、ベースはコンパレータ１６の反転入力端に接続されている。これらトランジスタ２２ａ、２２ｂのエミッタはそれぞれ、抵抗２２ｃ、２２ｄを介して電流源２０に接続されている。
【００４１】
上記構成において、コンパレータ１６の反転入力端に供給されるリファレンス電圧が基準電圧Ｖ１より低い場合、抵抗２２ｃ、２２ｄの接続ノードの電位がトランジスタ２２ｂのベース・エミッタ間電圧より高くなる。このため、トランジスタ２２ｂのコレクタには電流が流れない。したがって、コンパレータ１６は、反転入力端に供給されるリファレンス電圧に基づいて、非反転入力端に供給される信号電圧を二値化する。
【００４２】
一方、コンパレータ１６の反転入力端に供給されるリファレンス電圧が基準電圧Ｖ１より高くなると、トランジスタ２２ｂのベース・エミッタ間電圧が抵抗２２ｃ、２２ｄの接続ノードの電位より高くなり、トランジスタ２２ｂのコレクタに電流源２０を介して電流が流れる。このため、コンパレータ２８の非反転入力端から電流源２０に電流が引き込まれ、コンパレータ２８の非反転入力端の電圧が降下する。このため、上述したように、コンパレータ１６のハイレベル、ローレベルの判定基準が相対的に変化し、コンパレータ１６から出力されるデジタル信号のデューティ比が改善される。
【００４３】
上記第２の実施形態によっても第１の実施形態と同様の効果を得ることが可能である。しかも、第２の実施形態の場合、コンパレータ２２により、リファレンス電圧と基準電圧Ｖ１とを比較し、この比較結果に応じて電流源２０を制御している。このため、受信信号強度が基準電圧Ｖ１により設定された電圧より大きいときにのみ信号電圧を二値化する閾値電圧が変化され、受信信号強度が基準電圧Ｖ１により設定された電圧より小さい場合は、二値化する閾値電圧を変化させていないため、受信信号強度が大きい場合、小さい場合のいずれにおいても、コンパレータ１６から出力されるデジタル信号のデューティ比を改善することができる。
【００４４】
なお、第１の実施形態の可変電流源１７の電流量、及び第２の実施形態の電流源２０の電流量は、ＡＳＫ受信機の内部において、リファレンス電圧に応じて可変した。しかし、これに限定されるものではなく、可変電流源１７、及び電流源２０の電流量を外部から調整できるように構成してもよい。このような構成とした場合、デュ−ティ比の改善の度合いを外部から調整できるようになり、無線装置の特性がばらついてもデジタル信号のデュ−ティ比を改善することができる。
【００４５】
その他、本発明の要旨を変えない範囲において種々変形実施可能なことは勿論である。
【図面の簡単な説明】
【００４６】
【図１】本発明の第１の実施形態を示す構成図。
【図２】第１の実施形態の動作を示す波形図。
【図３】本発明の第２の実施形態を示す構成図。
【図４】図３に示す構成を具体的に示す回路図。
【図５】従来のＡＳＫ受信機に適用されるデータスライサの一例を示す構成図。
【図６】ＲＳＳＩ検波器の特性を示す図。
【図７】ＲＳＳＩ検波器の出力電圧を示す図。
【符号の説明】
【００４７】
１１…ＲＳＳＩ検波器、１６、２２…コンパレータ、１７…可変電流源、２０…電流源、Ｖ１…基準電圧。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
2005341239.tif 000007
【図６】
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【図７】
2005341239.tif 000009