(57)【要約】【課題】シンボルタイミング検出の為に少ないビット数で効率良く、受信信号のクロック同期を取るシンボルクロック同期方法を提供する。【解決手段】位相変調方式を利用した直交復調工程と、同期を取る為の検波工程を有する受信機のシンボルクロック同期方法において、位相変調された受信信号をシンボル周波数の２倍以上の周波数でサンプリングして直交復調信号に変換するサンプリング工程と、サンプリングされた信号列に遅延検波を行い１シンボル間の位相差を検出する遅延検波工程と、遅延検波された信号列の２乗和を演算する２乗和演算工程と、演算された２乗和の信号列をサンプリング順番毎に平均する平均化工程と、平均化工程で得られた平均値から最大値を示すシンボルピークとの差分を判定する判定工程とを備え受信信号のパターンによらず、シンボルタイミングを検出する。【選択図】図１
2005117199.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
位相変調方式を利用した直交復調工程と、同期を取る為の検波工程を有する受信機のシンボルクロック同期方法において、
位相変調された受信信号をシンボル周波数の２倍以上の周波数でサンプリングして直交復調信号に変換するサンプリング工程と、
サンプリングされた同相成分及び直交成分の信号列に遅延検波を行い１シンボル間の位相差を検出する遅延検波工程と、
遅延検波された信号列の２乗和を演算する２乗和演算工程と、
演算された２乗和の信号列をサンプリング順番毎に平均する平均化工程と、
平均化工程で得られた信号列から最大値を示すシンボルピークとの差分を判定する判定工程と、
を備え、
受信信号のパターンによらず、シンボルタイミングを検出することを特徴とする無線通信のシンボルクロック同期方法。
【請求項２】
位相変調方式を利用した直交復調工程と、同期を取る為の検波工程を有する受信機のシンボルクロック同期方法において、
位相変調された受信信号をシンボル周波数の２倍以上の周波数でサンプリングして直交復調信号に変換するサンプリング工程と、
サンプリングされた同相成分及び直交成分の信号列に遅延検波を行い１シンボル間の位相差を検出する遅延検波工程と、
遅延検波された信号列の２乗和を演算する２乗和演算工程と、
演算された２乗和の信号列をサンプリング順番毎に平均する平均化工程と、
平均された信号列から１／２シンボル分離れたサンプルポイントとの平均値の差分を求め、差分が最大値となるサンプリングポイントがシンボルピークであると判定する判定工程と、
を備え、
受信信号のパターンによらず、シンボルタイミングを検出することを特徴とする無線通信のシンボルクロック同期方法。
【請求項３】
請求項１又は２に記載の無線通信のシンボルクロック同期方法において、
受信信号のパターンを相互相関関数による処理をすること無しにシンボルタイミングを検出することを特徴とする無線通信のシンボルクロック同期方法。
【請求項４】
位相変調方式を利用した直交復調手段と、同期を取る為の検波手段を有する受信機のシンボルクロック同期装置において、
位相変調された受信信号をシンボル周波数の２倍以上の周波数でサンプリングして直交復調信号に変換するサンプリング手段と、
サンプリングされた同相成分及び直交成分の信号列に遅延検波を行い１シンボル間の位相差を検出する遅延検波手段と、
遅延検波された信号列の２乗和を演算する２乗和演算手段と、
演算された２乗和の信号列をサンプリング順番毎に平均する平均化手段と、
平均化工程で得られた信号列から最大値を示すシンボルピークとの差分を判定する判定手段と、
を備え、
受信信号のパターンによらず、シンボルタイミングを検出することを特徴とする無線通信のシンボルクロック同期装置。
【請求項５】
位相変調方式を利用した直交復調手段と、同期を取る為の検波手段を有する受信機のシンボルクロック同期装置において、
位相変調された受信信号をシンボル周波数の２倍以上の周波数でサンプリングして直交復調信号に変換するサンプリング手段と、
サンプリングされた同相成分及び直交成分の信号列に遅延検波を行う遅延検波手段と、
遅延検波された信号列の２乗和を演算する２乗和演算手段と、
演算された２乗和の信号列をサンプリング順番毎に平均する平均化手段と、
平均された信号列から１／２シンボル離れたサンプルポイントとの平均値の差分を求め、差分が最大値となるサンプリングポイントがシンボルピークであると判定する判定手段と、
を備えたことを特徴とする無線通信のシンボルクロック同期装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、位相変調方式を利用した無線通信機のシンボルクロック同期装置に関し、特に、移動体通信等の無線受信機の復調装置に用いられるπ／４シフトＱＰＳＫ方式のシンボルクロック同期方法を用いた従来方式に比べて少ないビット数で同期を取る高速シンボルクロック同期方法及び装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＰＨＳ及び携帯電話等の無線通信において、位相変調方式は広く利用されており、受信機は受信信号を処理し伝送されてきた情報信号を取り出すために、送信機が伝送したい情報信号に所要の処理をした送信信号にフレーム同期、シンボルタイミング同期、周波数変移補正等の処理を行う必要がある。
【０００３】
図６は、π／４シフトＱＰＳＫ（Ｑｕａｔｅｒｎａｒｙ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）変調方式の復調回路の従来例を示すブロック図である。図６に示す復調回路は、シンボルタイミング検出手段を復調器２０に有しており、図示した回路より前段の回路においては、無線信号の受信、受信信号の増幅、受信信号の無線周波数（ＲＦ）から中間周波数（ＩＦ）へのダウンコンバート等の処理が実行され、図６に示す回路部分にはＩＦ受信信号が入力される。ＡＧＣ（Ａｕｔｏ  Ｇａｉｎ  Ｃｏｎｔｒｏｌ）１は利得制御により可変増幅されたＩＦ受信信号を直交復調器２に入力する。
【０００４】
直交復調器２は、このＩＦ受信信号を直交復調し、その結果得られたＩ(in-phase)，Ｑ(quadrature phase)各ｃｈのベースバンド信号を、不要成分除去用のローパスフィルタ３，４を介してＡ／Ｄコンバータ５，６でデジタルデータに変換される、さらに復調器２０により、デジタル情報信号を復調するために必要なシンボルタイミングを相関関数により検出することができる。
【０００５】
図７は、一般的なフレームフォーマットを示す模式図であり、無線通信はフレームフォーマットに従って通信を行っている。位相変調方式を利用した無線通信におけるフレームフォーマットとしては、一般的に、過渡応答用ランプアップタイム（ＲＵ）、スタートシンボル（ＳＳ）、プリアンブル（ＰＲ）、同期ワード（ＵＷ）、データ領域（ＤＡＴＡ）及び過渡応答用ランプダウンタイム（ＲＤ）を有しており、各情報は数ビットから数十ビットで表されている。
【０００６】
図８は、基準ＰＲデータパターンと受信データパターンとの相関関数を算出する場合の算出方法を示す例示図であり、同期ワード（ＵＷ）の前にあるプリアンブル（ＰＲ）を用いて受信機内部の基準ＰＲデータと入力データが一致するまで逐次比較し、一致を判定する方法として相関関数値が最大値を示す相関関数計算区間（ｎ）において受信シンボルタイミングを検出する。
【０００７】
また、図６のような直交復調方式を利用した受信機では、通信相手から送られてくる無線信号を初めて受信する時には、受信信号レベル、受信シンボルタイミングずれ、キャリア周波数ずれなどの情報が判っていないにもかかわらず、同期ワード（ＵＷ）以降は、復調動作を行うために必要なデータであるため、プリアンブル（ＰＲ）までの受信信号から受信信号レベル等の情報を求める必要がある。
【０００８】
図９は、送信機における送信電力と受信機における受信電力の時間変化を示すタイムチャートである。送信機における送信電力レベルを、図９の（ａ）に示す。送信開始時は、ランプアップ（ＲＵ）区間で送信電力を徐々に上げていき、スタートビット（ＳＳ）が始まる時点で最大送信電力値とする。その後、同期を取るためのプリアンブル（ＰＲ）、基地局等の情報を含む同期ワード（ＵＷ）及び音声情報やデータ情報を含むデータ領域（ＤＡＴＡ）を送信する。そして、送信終了時には、ランプダウン（ＲＤ）区間で送信電力を徐々に下げていき、ランプダウン区間が終わる時点で送信電力がＯＦＦ状態になるようにするサイクルを連続的に行っている。
【０００９】
受信シンボルクロック同期を取る方法として、以下の４つの方法がある。
（１）図８に示したように、あらかじめ受信機内部に用意した基準プリアンブル（ＰＲ）データパターンと受信データパターンとの複素相関関数値を算出して、一番近いサンプリングポイントを求める方法。
【００１０】
図１０は、サンプリングデータを微調整しながら基準サンプリングポイントを見つける場合の復調結果を位相平面上に示した例示図である。位相誤差から受信シンボル同期を取る方法のように、
（２）復調結果の位相誤差からサンプリングデータを微調整しながらシンボルタイミングを見つける方法。
【００１１】
さらに、
（３）特許文献１で公開されているフレームフォーマット中のプリアンブル（ＰＲ）の受信信号パターンを使用してシンボルタイミングを検出する方法。
（４）特許文献２で公開されている１シンボル前のサンプリングデータと差動化したデータの出力ベクトルから検出する方法がある。
【００１２】
【特許文献１】特開２００１−２３７９０５号公報
【特許文献２】特開２００２−１７１２９７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
従来技術によるシンボルクロック同期方法は、以下のようなシンボルタイミング検出における課題があった。
【００１４】
第１の課題は、基準プリアンブル（ＰＲ）データパターンと受信データパターンとの相関関数値を算出してシンボルクロック同期をとる方法では、直交復調器の出力信号をシンボル周波数の２倍以上の周波数でＡ／Ｄ変換器にてサンプリングし、サンプリングした受信データとあらかじめ受信機内部に用意したプリアンブルデータパターンとの相関関数値を算出する。この時、受信信号レベルが大きい場合には、直交復調器の出力が飽和してしまうことがある。この場合には、飽和することによって情報が失われてしまい、相関関数値を正確に算出することができない。よって、前段のＡＧＣのゲインを調整し、直交復調器の出力が飽和しない状態にする必要がある。また、入力レベルが一定でないと、相関関数値にばらつきが生じる。
【００１５】
第２の課題は、入力レベルを調整するためにプリアンブル（ＰＲ）が使用されてしまうと、プリアンブル（ＰＲ）の先頭ビットから相関関数値を算出するために使用できずに、プリアンブル（ＰＲ）の途中のデータから相関関数値の算出に使用することになる。入力レベル補正に時間がかってしまうと、相関関数値を算出するために使用できるデータ数が少なくなり、また、入力レベルによって相関関数値を算出するために使用できるデータ数が異なり相関関数値にばらつきが生じる。
【００１６】
第３の課題は、図９の（ｂ）、（ｃ）の受信電力例に示すように受信機における受信信号レベルは、伝搬経路の条件等により変動し、通信相手との距離等により１００ｄＢ以上入力レベル差が生じることがある。また、市街地などでは、ビルの陰に入ってしまうと入力レベルが急激に落ち込むことがあり、結果としてプリアンブル（ＰＲ）の先頭ビットから相関関数値を算出することができない。
【００１７】
第４の課題は、サンプリングポイントを微調整しながらシンボルタイミングを見つける方法では、基準の位相ポイント(±４５度、±１３５度)と復調結果の位相ポイントを比較し、基準の位相ポイントに近くなるようにサンプリングポイントを調整する。初期値として最大１／２シンボルずれている場合があり、この場合にはサンプリングポイントを調整し、最適値に補正するまでに時間がかかり、プリアンブル（ＰＲ）のビット数が少ない場合には、適していない。
【００１８】
本発明は、かかる課題に鑑みなされたものであり、その目的は、シンボルタイミング検出の為に少ないビット数で効率良く、受信信号のクロック同期を取る高速シンボルクロック同期方法を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
上記問題を解決するため、本発明によるシンボルクロック同期方法は、位相変調方式を利用した直交復調工程と、同期を取る為の検波工程を有する受信機のシンボルクロック同期方法において、位相変調された受信信号をシンボル周波数の２倍以上の周波数でサンプリングして直交復調信号に変換するサンプリング工程と、サンプリングされた同相成分及び直交成分の信号列に遅延検波を行い１シンボル間の位相差を検出する遅延検波工程と、遅延検波された信号列の２乗和を演算する２乗和演算工程と、演算された２乗和の信号列をサンプリング順番毎に平均する平均化工程と、平均化工程で得られた信号列から最大値を示すシンボルピークとの差分を判定する判定工程と、を備え、受信信号のパターンによらず、シンボルタイミングを検出する。
【００２０】
また、本発明によるシンボルクロック同期方法は、位相変調方式を利用した直交復調工程と、同期を取る為の検波工程を有する受信機のシンボルクロック同期方法において、位相変調された受信信号をシンボル周波数の２倍以上の周波数でサンプリングして直交復調信号に変換するサンプリング工程と、サンプリングされた同相成分及び直交成分の信号列に遅延検波を行い１シンボル間の位相差を検出する遅延検波工程と、遅延検波された信号列の２乗和を演算する２乗和演算工程と、演算された２乗和の信号列をサンプリング順番毎に平均する平均化工程と、平均された信号列から１／２シンボル離れたサンプルポイントとの平均値の差分を求め、差分が最大値となるサンプリングポイントがシンボルピークであると判定する判定工程と、を備え、受信信号のパターンによらず、シンボルタイミングを検出する。
【００２１】
本発明によるシンボルクロック同期装置は、位相変調方式を利用した直交復調手段と、同期を取る為の検波手段を有する受信機のシンボルクロック同期装置において、位相変調された受信信号をシンボル周波数の２倍以上の周波数でサンプリングして直交復調信号に変換するサンプリング手段と、サンプリングされた同相成分及び直交成分の信号列に遅延検波を行い１シンボル間の位相差を検出する遅延検波手段と、遅延検波された信号列の２乗和を演算する２乗和演算手段と、演算された２乗和の信号列をサンプリング順番毎に平均する平均化手段と、平均化工程で得られた信号列から最大値を示すシンボルピークとの差分を判定する判定手段と、を備え、受信信号のパターンによらず、シンボルタイミングを検出する。
【００２２】
さらに、本発明によるシンボルクロック同期装置は、位相変調方式を利用した直交復調手段と、同期を取る為の検波手段を有する受信機のシンボルクロック同期装置において、位相変調された受信信号をシンボル周波数の２倍以上の周波数でサンプリングして直交復調信号に変換するサンプリング手段と、サンプリングされた同相成分及び直交成分の信号列に遅延検波を行う遅延検波手段と、遅延検波された信号列の２乗和を演算する２乗和演算手段と、演算された２乗和の信号列をサンプリング順番毎に平均する平均化手段と、平均された信号列から１／２シンボル離れたサンプルポイントとの平均値の差分を求め、差分が最大値となるサンプリングポイントがシンボルピークであると判定する判定手段と、を備え、受信信号のパターンによらず、シンボルタイミングを検出する。
【発明の効果】
【００２３】
本発明によれば、少ないビット数で効率良く、受信信号のクロック同期を取ることが出来るシンボルクロック同期方法を提供できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
以下、本発明の実施の形態（以下実施形態という）を、図面に従って説明する。
【００２５】
図１は、本発明による一実施形態のシンボルタイミング検出方法を使用したシンボルタイミング検出回路のブロック図である。復調器２０は、遅延検波モジュール２１、Ｉ／Ｑｃｈの２乗和モジュール２２、サンプリング平均モジュール２３、１／２シンボルずれ判定モジュール２４、最大値判定モジュール２５及び切替スイッチ２６を有している。
【実施例１】
【００２６】
図１の切替スイッチ２６により最大値判定モジュール２５を用いてシンボルピーク点に一番近いサンプリングポイントを見つけ、１シンボル毎にシンボルクロック同期を取る第１の実施形態を説明する。
【００２７】
最初に、ＡＣＧ１の入力信号レベルを直交復調器の出力が飽和しない程度に調整しておく。位相変調信号は、歪んでしまうと位相情報に誤差が発生するため、入力信号レベルが歪まないように直交復調器の前段のＡＧＣの利得を調整し、計算途中では利得を変更しないようにしている。
【００２８】
入力信号レベルが伝達経路の条件により減少する場合には、利得調整を行うことになるが、タイミングによってはプリアンブル（ＰＲ）の先頭ビットから受信シンボルタイミング検出に使用できるとは限らないので、本発明による一実施形態ではプリアンブル（ＰＲ）のデータパターンによる相関関数値に依存しない方法で計算している。
【００２９】
図２は、本発明による一実施形態のπ／４シフトＱＰＳＫ信号空間配置を示す例示図である。変調方式をπ／４シフトＱＰＳＫ、１シンボル当たり４オーバーサンプリングで受信した場合について、図２を用いて説明する。
【００３０】
π／４シフトＱＰＳＫの場合には、入力信号を位相平面上で見ると、シンボルピークポイントは図２（ａ）のように円周上の８ポイントの点に集まり、シンボルピークポイントではないサンプリング点のデータは、円周上の８ポイントをつなぐ線上に存在する。但し、実際の通信においては、フィルタによって帯域制限が行われるため、線上付近に存在することになる。
【００３１】
π／４シフトＱＰＳＫは、ＱＰＳＫの一種であり、連続するシンボル間の位相差は、±π／４、±３π／４である。連続するシンボル間の位相差が伝送する情報であるので、連続するシンボル間の位相差を求めるために、本発明の一実施形態ではサンプリングされたデータに対して遅延検波を行う。遅延検波とは、１シンボル前にサンプリングされた受信ＰＳＫ信号を基準波とみなしてサンプリングした受信信号との複素乗算を行い、基準搬送波を用いずに位相差を検出し復調信号を得る検波方法である。
【００３２】
遅延検波後のサンプリングデータを位相平面上に表すと図２（ｂ）のようになり、遅延検波後のシンボルピークポイントのサンプリングデータは、４点に集まる。また、シンボルピークポイントではないサンプリングデータは、４点のシンボルピークポイントデータを半径とする円の内側に存在する。
【００３３】
さらに、サンプリングデータは線上を移動し、シンボルクロック同期を取ることによりシンボルピークに同期することができる。信号空間配置図では、原点からの距離が振幅であるので、遅延検波後のサンプリングデータ（Ｉｃｈ、Ｑｃｈ）の２乗和を計算すると、遅延検波後の計算結果はサンプリングビークポイントまたは一番近いポイントの２乗和の値が一番大きくなる。その後、サンプリングポイント２つ分離れた点（１／２シンボル）との差を求め、この値が一番大きかった点が、シンボルピークに一番近いポイントと判断することができ、シンボルクロック同期を取ることができる。
【００３４】
図３は、本発明による第１の実施形態を示す１シンボル分のサンプリングデータからシンボルピークを算出するフローチャートであり、サンプリングデータは４オーバサンプリングされている。
【００３５】
以下、図１と図３を用いて処理の流れを説明する。図３の初期設定（ステップＳ１）は、データを格納する記憶領域を初期化する。その後サンプリングデータ待ち（ステップＳ２）に入る。
【００３６】
図１に図示しない受信信号の無線周波数（ＲＦ）から中間周波数（ＩＦ）へのダウンコンバート等の処理が実行され、図１に示す回路部分にはＩＦ受信信号が入力される。ＡＧＣ（Ａｕｔｏ  Ｇａｉｎ  Ｃｏｎｔｒｏｌ）１は利得制御により可変増幅されたＩＦ受信信号を直交復調器２に入力し、得られた同相成分と直交成分をローパスフィルタ３，４とＡ／Ｄコンバータ５，６を介して復調器２０へ入力し前記サンプリング待ち（ステップＳ２）でサンプリングデータを取得する。
【００３７】
図１の復調器２０に入力された同相成分と直交成分は遅延検波モジュール２１で図３の遅延検波（ステップＳ３）に示す演算により遅延検波され、Ｉｃｈ／Ｑｃｈの２乗和モジュール２２で図３に示す演算により振幅値（Ｐｏｗｅｒ値）を求め（ステップＳ４）、これらの処理を４オーバサンプリング分処理する為にサンプリング平均モジュール２３で処理し、オーバサンプリングカウンタをカウントアップ（ステップＳ５）する。
【００３８】
オーバサンプリング完了判定（ステップＳ６）と１シンボルデータカウンタをカウントアップ（ステップＳ７）し、同様に１シンボルデータ完了判定（ステップＳ８）を実行する。その後、最大値判定モジュール２５でＩｃｈ／Ｑｃｈの２乗和の最大値検出をする為の処理（ステップＳ９）を行いシンボルクロックの同期を取る。
【実施例２】
【００３９】
以下、第２の実施形態について述べる。通常、送信信号は帯域外の不要放射電力を小さくするために帯域制限され、実際のシステムでは、送信フィルタとしてルートロールオフフィルタが使用される場合が多い。ルートロールオフフィルタで帯域制限されると、高調波成分が除去され位相遷移が緩やかになる。原点からの距離が振幅であるが、フィルタリングされることにより、シンボル点より振幅が大きい部分が現れ、特に位相遷移が±45度である時に、シンボル点より振幅が大きくなることがある。また、ノイズの影響により、シンボル点より振幅が大きくなることがある。
【００４０】
従って、1シンボル分のサンプリングデータのみを使用してシンボルピークポイントを検出しようとすると、誤検出することがある。よって、数シンボル分の平均を取ることにより、誤検出をさらに減らすことができる。そこで、図１の切替スイッチ２６により最大値判定モジュール２５を用いてシンボルピーク点に一番近いサンプリングポイントを見つけ、４シンボル毎にシンボルクロック同期を取る第２の実施形態を説明する。
【００４１】
図４は、本発明による第２の実施形態を示す４シンボル分のサンプリングデータからシンボルピークを算出するフローチャートであり、サンプリングデータは４オーバサンプリングされている。
【００４２】
以下、図１と図４を用いて処理の流れを説明する。図４の初期設定（ステップＳ１１）は、データを格納する記憶領域を初期化する。その後サンプリングデータ待ち（ステップＳ１２）に入る。
【００４３】
図１に示す回路部分にはＩＦ受信信号が入力される。ＡＧＣ（Ａｕｔｏ  Ｇａｉｎ  Ｃｏｎｔｒｏｌ）１は利得制御により可変増幅されたＩＦ受信信号を直交復調器２に入力し得られた同相成分と直交成分をローパスフィルタ３，４とＡ／Ｄコンバータ５，６を介して復調器２０へ入力し前記サンプリング待ち（ステップＳ１２）でサンプリングデータを取得する。
【００４４】
図１の復調器２０に入力された同相成分と直交成分は遅延検波モジュール２１で図４の遅延検波（ステップＳ１３）に示す演算により遅延検波され、Ｉｃｈ／Ｑｃｈの２乗和モジュール２２で図４に示す演算により振幅値（Ｐｏｗｅｒ値）の平均値を求め（ステップＳ１４）、４オーバサンプリング分処理をする為にサンプリング平均モジュール２３で処理し、オーバサンプリングカウンタをカウントアップ（ステップＳ１５）する。
【００４５】
オーバサンプリング完了判定（ステップＳ１６）と４シンボルデータカウンタをカウントアップ（ステップＳ１７）し、同様に４シンボルデータ完了判定（ステップＳ１８）を実行する。そして、サンプリングデータ待ち（ステップＳ１２）へ戻り４シンボル分繰り返し実行する。その後、最大値判定モジュール２５でＩｃｈ／Ｑｃｈの２乗知の最大値検出をする為の処理（ステップＳ１９）を行いシンボルクロックの同期を取る。
【実施例３】
【００４６】
以下、第３の実施形態について述べる。遅延検波後の位相遷移は、２つのシンボルピーク点の中間点付近において、直交軸付近に存在し、ＩｃｈとＱｃｈの２乗和の値は、‘０’に近づく事が分かる。よって、１／２シンボル離れたサンプリングポイントの平均値との差を計算し、この差が一番大きいサンプリングポイントがシンボルピークであると判断することができる。
【００４７】
図５は、本発明による第３の実施形態を示す４シンボル分のサンプリングデータから１／２シンボルずれとの差を計算し、シンボルピークを算出するフローチャートであり、サンプリングデータは４オーバサンプリングされている。そこで、図１の切替スイッチ２６により１／２シンボルずれ判定モジュール２４を用いて、１／２シンボル離れたサンプリングポイントの平均値との差を計算し、差が一番大きいサンプリングポイントを見つけ、４シンボル毎にシンボルクロック同期を取る第３の実施形態を説明する。
【００４８】
以下、図１と図５を用いて処理の流れを説明する。図５の初期設定（ステップＳ２１）は、データを格納する記憶領域を初期化する。その後サンプリングデータ待ち（ステップＳ２２）に入る。
【００４９】
図１に示す回路部分にはＩＦ受信信号が入力される。ＡＧＣ（Ａｕｔｏ  Ｇａｉｎ  Ｃｏｎｔｒｏｌ）１は利得制御により可変増幅されたＩＦ受信信号を直交復調器２に入力し得られた同相成分と直交成分をローパスフィルタ３，４とＡ／Ｄコンバータ５，６を介して復調器２０へ入力し前記サンプリング待ち（ステップＳ２２）でサンプリングデータを取得する。
【００５０】
図１の復調器２０に入力された同相成分と直交成分は遅延検波モジュール２１で図５の遅延検波（ステップＳ２３）に示す演算により遅延検波され、Ｉｃｈ／Ｑｃｈの２乗和モジュール２２で図５に示す演算により振幅値（Ｐｏｗｅｒ値）の平均値を求め（ステップＳ２４）、４オーバサンプリング分処理する為にサンプリング平均モジュール２３で処理し、オーバサンプリングカウンタをカウントアップ（ステップＳ２５）する。
【００５１】
オーバサンプリング完了判定（ステップＳ２６）と４シンボルデータカウンタをカウントアップ（ステップＳ２７）し、同様に４シンボルデータ完了判定（ステップＳ２８）を実行する。そして、サンプリングデータ待ち（ステップＳ２２）へ戻り４シンボル分繰り返し実行する。その後、Ｉｃｈ／Ｑｃｈの２乗和から１／２シンボルすれ判定モジュール２４で１／２シンボルすれとの差を求め、この差が最大値となるポイントを検出（ステップＳ２９）を行いシンボルクロックの同期を取る。
【００５２】
以上のように１／２シンボル離れたサンプリングポイントの平均値との差を計算することにより、第２の実施形態に比べてさらに誤検出を減らすことができる。
【００５３】
本発明の一実施形態では、この動作を複数回行い、シンボルピークポイントを検出し、クロック同期を行う。４オーバーサンプリングの場合であれば、各サンプリングポイントに０〜３の番号を付け、このサンプリング番号ごとに同相成分と直交成分の２乗和の計算結果を加算し、平均値を計算する。その後、サンプリングポイント２つ分離れた点との差を求め、この値が一番大きかった点が、シンボルピークに一番近いポイントと判断することができる。
【００５４】
この動作を複数回実施し、シンボルピークポイントであると判断された回数が一番多かったサンプリングポイントがシンボルピークポイントであると判断する。例えば、４シンボルごとに２乗和の平均値を計算し、この動作を４回実施した結果からシンボルピークを検出するとすると、１６シンボルでシンボルピーク検出し、クロック同期を取ることができる。
【００５５】
本発明の一実施形態では処理をステップに従って説明したが、プログラムによる処理の他に電子回路による処理も好適に実施できるのは言うまでもない。また、一実施形態では切替スイッチ２６を切替えて実施形態を説明したが、受信状況により動的に処理を切替えることも好適に実施できる。
【図面の簡単な説明】
【００５６】
【図１】本発明による一実施形態のシンボルタイミング検出方法を使用したシンボルタイミング検出回路のブロック図である。
【図２】本発明による一実施形態のπ／４シフトＱＰＳＫ信号空間配置を示す例示図である。
【図３】本発明による第１の実施形態を示す１シンボル分のサンプリングデータからシンボルピークを算出するフローチャートである。
【図４】本発明による第２の実施形態を示す４シンボル分のサンプリングデータからシンボルピークを算出するフローチャートである。
【図５】本発明による第３の実施形態を示す４シンボル分のサンプリングデータから１／２シンボルずれとの差を計算し、シンボルピークを算出するフローチャートである。
【図６】π／４シフトＱＰＳＫ変調方式の復調回路の従来例を示すブロック図である。
【図７】一般的なフレームフォーマットを示す模式図である。
【図８】基準ＰＲデータパターンと受信データパターンとの相関関数を算出する場合の算出方法を示す例示図である。
【図９】送信機における送信電力例と受信機における受信電力例の時間変化を示すタイムチャートである。
【図１０】サンプリングデータを微調整しながら基準サンプリングポイントを見つける場合の復調結果を位相平面上に示した例示図である。
【符号の説明】
【００５７】
１  ＡＧＣ、２  直交復調器、３  ローパスフィルタ、４  ローパスフィルタ、５  Ａ／Ｄコンバータ、６  Ａ／Ｄコンバータ、２０  復調器、２１  遅延検波モジュール、２２  Ｉ／Ｑｃｈの２乗和モジュール、２３  サンプリング平均モジュール、２４  １／２シンボルモジュール、２５  最大値判定モジュール、２６  切替スイッチ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【手続補正書】
【提出日】平成15年11月10日(2003.11.10)
【手続補正１】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図３
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図３】
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【手続補正２】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図４
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図４】
2005117199.tif 000014
【手続補正３】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図５
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図５】
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