(57)【要約】【課題】スイッチングノイズを抑止しつつインバータ効率の向上を実現した車両用発電電動機制御装置を提供すること。【解決手段】エンジン始動時にはゲート抵抗器５３、５８を通じて三相インバータのスイッチング素子を駆動し、高速回転時にはゲート抵抗器５４、５９を通じて三相インバータのスイッチング素子を駆動する。ゲート抵抗器５３、５８の抵抗値は、ゲート抵抗器５４、５９のそれよりも２倍以上大きく設定されている。これにより、エンジン始動時の三相インバータ３のスイッチングノイズを抑止しつつ、高速同期整流時の逆流を防止することができる。【選択図】図１
2005065460.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ブリッジ接続されて整流動作を行う複数のダイオードと、前記各ダイオードと個別に並列接続されるか又は前記各ダイオードと個別に一体形成された半導体スイッチング素子とを有し、直流電源と発電電動機との間に配置されて前記発電電動機の発電動作時に前記発電電動機の発電電力を整流して前記直流電源に給電し、前記発電電動機の電動動作時に前記直流電源から給電された直流電力を交流電力に変換して前記発電電動機に給電する交直変換回路と、
前記半導体スイッチング素子の制御電極に制御電圧を印加して前記半導体スイッチング素子を断続制御する制御回路と、
を備え、
前記制御回路は、
前記発電動作時に前記半導体スイッチング素子の制御電極に所定波形の制御電圧を印加することにより前記半導体スイッチング素子を断続制御して前記発電動作時に前記交直変換回路を同期整流動作させるとともに、前記発電電動機の回転数に関する電気量に基づいて前記発電動作に際して前記回転数が所定値を超える場合に前記同期整流動作を中止することを特徴とする車両用発電電動機制御装置。
【請求項２】
ブリッジ接続されて整流動作を行う複数のダイオードと、前記各ダイオードと個別に並列接続されるか又は前記各ダイオードと個別に一体形成された半導体スイッチング素子とを有し、直流電源と発電電動機との間に配置されて前記発電電動機の発電動作時に前記発電電動機の発電電力を整流して前記直流電源に給電し、前記発電電動機の電動動作時に前記直流電源から給電された直流電力を交流電力に変換して前記発電電動機に給電する交直変換回路と、
前記半導体スイッチング素子の制御電極に制御電圧を印加して前記半導体スイッチング素子を断続制御する制御回路と、
を備え、
前記制御回路は、
前記発電電動機の回転数に関する物理量に基づいて、前記回転数が所定値以上で前記半導体スイッチング素子の制御端子に印加する制御電圧の状態遷移波形を、前記回転数が所定値以下で前記半導体スイッチング素子の制御端子に印加する制御電圧の状態遷移波形に比較して、急峻化させることを特徴とする車両用発電電動機制御装置。
【請求項３】
請求項２記載の車両用発電電動機制御装置において、
前記制御回路は、
前記回転数が所定値以上での発電動作時における前記半導体スイッチング素子の制御端子に印加する制御電圧の状態遷移波形を、前記回転数が所定値以下での電動動作時における前記半導体スイッチング素子の制御端子に印加する制御電圧の状態遷移波形に比較して、急峻化させることを特徴とする車両用発電電動機制御装置。
【請求項４】
ブリッジ接続されて整流動作を行う複数のダイオードと、前記各ダイオードと個別に並列接続されるか又は前記各ダイオードと個別に一体形成された半導体スイッチング素子とを有し、直流電源と発電電動機との間に配置されて前記発電電動機の発電動作時に前記発電電動機の発電電力を整流して前記直流電源に給電し、前記発電電動機の電動動作時に前記直流電源から給電された直流電力を交流電力に変換して前記発電電動機に給電する交直変換回路と、
前記半導体スイッチング素子の制御電極に制御電圧を印加して前記半導体スイッチング素子を断続制御する制御回路と、
を備え、
前記制御回路は、
前記発電電動機の電流に関する物理量に基づいて、前記電流が所定値以下で前記半導体スイッチング素子の制御端子に印加する制御電圧の状態遷移波形を、前記電流が所定値以上で前記半導体スイッチング素子の制御端子に印加する制御電圧の状態遷移波形に比較して、急峻化させることを特徴とする車両用発電電動機制御装置。
【請求項５】
請求項４記載の車両用発電電動機制御装置において、
前記制御回路は、
前記電流が所定値未満での発電動作時における前記半導体スイッチング素子の制御端子に印加する制御電圧の状態遷移波形を、前記電流が所定値以上での電動動作時における前記半導体スイッチング素子の制御端子に印加する制御電圧の状態遷移波形に比較して、急峻化させることを特徴とする車両用発電電動機制御装置。
【請求項６】
請求項２乃至５記載の車両用発電電動機制御装置において、
前記制御回路は、
前記半導体スイッチング素子のゲート電極に所定抵抗値をもつゲート抵抗器を通じてゲート電圧を前記制御電圧として印加し、
前記ゲート抵抗器の抵抗値を切り替えることにより前記制御電圧の状態遷移波形の急峻化を実現することを特徴とする車両用発電電動機制御装置。
【請求項７】
請求項２乃至５記載の車両用発電電動機制御装置において、
前記制御回路は、
前記半導体スイッチング素子のゲート電極に所定抵抗値をもつゲート抵抗器を通じてゲート電圧を前記制御電圧として印加し、
前記ゲート抵抗器と並列接続された短絡スイッチの導通により前記制御電圧の状態遷移波形の急峻化を実現することを特徴とする車両用発電電動機制御装置。
【請求項８】
請求項１乃至７のいずれか記載の車両用発電電動機制御装置において、
前記制御回路は、
車両用エンジンに連結された前記発電電動機のエンジン始動時に最大の抵抗値となるゲート抵抗器を通じて前記半導体スイッチング素子を駆動することを特徴とする車両用発電電動機制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、発電電動機として駆動される交流回転電機を制御する車両用発電電動機制御装置に関し、特に発電電動機の発電動作時に同期整流制御を行う車両用発電電動機制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来の車両用駆動方式において、エンジン始動用の電動動作とその後の発電動作とを交流機により構成された発電電動機を用いるアイドルストップシステム方式が知られている。この発電電動機を発電動作および電動動作させるために、インバータ動作と整流動作とを行う交直変換回路すなわち整流機能付きインバータを直流電源と発電電動機との間に介設する必要がある。
【０００３】
この交直変換回路（単にインバータとも呼ぶ）は、ブリッジ接続された整流用のダイオードと、各ダイオードに個別に並列接続された半導体スイッチング素子とにより構成される。インバータの整流動作時におけるダイオードの電力損失と発熱とを減らすために、半導体スイッチング素子を断続する動作すなわち同期整流動作を行うことが公知となっている。以下、この同期整流動作を行う交直変換回路を同期整流インバータとも呼ぶものとする。特許文献１は、この種の同期整流インバータの一例を示す。
【０００４】
また、車両のアイドルストップ動作では頻繁なエンジン始動のためにインバータは、エンジン始動用の大電流を高速で断続するため、大きなスイッチングノイズが発生するという問題があった。このスイッチングノイズを低減するために、従来の車両エンジン駆動用のインバータでは、インバータの半導体スイッチング素子のゲート電極に所定抵抗値をもつゲート抵抗器を通じてゲート電圧（制御電圧）を印加していた。このようにすると、半導体スイッチング素子のスイッチング動作が緩慢化して、モータ電流波形が鈍るため、半導体スイッチング素子のスイッチングにより発生するスイッチングノイズを低減することができる。以下、半導体スイッチング素子の制御電極に抵抗器を通じて制御電圧を印加する上記した交直変換回路を、ゲート抵抗付きインバータとも呼ぶものとする。
【特許文献１】特許２９５９６４０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、アイドルストップ用の発電電動機の発電動作時に、上記したゲート抵抗付き交直変換回路を同期整流してダイオード損失低減を図る場合、ゲート抵抗によるゲート電圧の鈍りにより、高速発電動作時において、交直変換回路の半導体スイッチング素子の断続動作（同期整流動作）が発電電圧の変化に追従することができず、逆流が生じて損失が大幅に増大するという問題があった。
【０００６】
また、ゲート抵抗付きインバータを用いると、たとえばエンジン始動時など、大電流スイッチング時のスイッチングノイズ低減は可能となるものの、半導体スイッチング素子自体の損失、発熱が増大するという問題もあった。
【０００７】
本発明は上記問題点に鑑みなされたものであり、スイッチングノイズの低減を図りつつインバータ効率の向上を実現した車両用発電電動機制御装置を提供することをその目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
以下に説明する各発明の車両用発電電動機制御装置（以下、単にインバータ装置とも略称する）は、ブリッジ接続されて整流動作を行う複数のダイオードと、前記各ダイオードと個別に並列接続されるか又は前記各ダイオードと個別に一体形成された半導体スイッチング素子とを有し、直流電源と発電電動機との間に配置されて前記発電電動機の発電動作時に前記発電電動機の発電電力を整流して前記直流電源に給電し、前記発電電動機の電動動作時に前記直流電源から給電された直流電力を交流電力に変換して前記発電電動機に給電する交直変換回路（以下、単にインバータとも略称する）と、前記半導体スイッチング素子の制御電極に制御電圧を印加して前記前記半導体スイッチング素子を断続制御する制御回路（以下、単にコントローラとも略称する）とを備えている。
【０００９】
この種のインバータとそれを制御するコントローラとからなるインバータ装置自体はよく知られており、直流電源により駆動される交流回転電機装置の制御装置として一般的であり、詳細な説明は省略する。
【００１０】
請求項１記載の装置は特に、前記制御回路が、前記発電動作時に前記半導体スイッチング素子の制御電極に所定波形の制御電圧を印加することにより前記半導体スイッチング素子を断続制御して前記発電動作時に前記交直変換回路を同期整流動作させるとともに、前記発電電動機の回転数に関する電気量に基づいて前記発電動作に際して前記回転数が所定値を超える場合に前記同期整流動作を中止することを特徴としている。
【００１１】
すなわち、この発明では、高回転時には同期整流を停止してダイオード整流だけで運転するので、高速発電動作時に半導体スイッチング素子のスイッチング遅れにより電流が逆流するなどの問題が生じることがない。また、半導体スイッチング素子のオンからオフへの状態遷移波形やオフからオンへの状態遷移波形が急峻でないためこれら状態遷移時のスイッチング損失とそれによる素子の発熱が大きい場合の同期整流の中止により、これらこの損失、発熱を回避することができる。更に、上記した逆流の発生を防止するために制御電圧波形を十分に鈍らせることができず、その結果として、たとえばエンジン始動時などにおけるスイッチングノイズが大きくなるという問題も解消することができる。結局、スイッチングノイズの低減を図りつつインバータ効率の向上を実現した車両用発電電動機制御装置を簡素な方法にて実現することができる。
【００１２】
請求項２記載の装置では特に、前記制御回路が、前記発電電動機の回転数に関する物理量に基づいて、前記回転数が所定値以上で前記半導体スイッチング素子の制御端子に印加する制御電圧の状態遷移波形を、前記回転数が所定値以下で前記半導体スイッチング素子の制御端子に印加する制御電圧の状態遷移波形に比較して、急峻化させることを特徴としている。なお、ここでいう、状態遷移波形とは、半導体スイッチング素子のオン状態からオフ状態への状態遷移時およびオフ状態からオン状態への状態遷移時における制御電圧の過渡的な波形を言うものとする。好適には、半導体スイッチング素子には制御電極としてゲート電極をもつMOSトランジスタやIGBTなどが採用される。
【００１３】
このようにすれば、高回転時には半導体スイッチング素子の立ち上がり又はたち下がりレスポンスが優れているため、これらの期間における半導体スイッチング素子の損失および発熱を低減できるとともに、逆流発生なども防止することができる。更に、低回転時には半導体スイッチング素子の立ち上がりが緩慢なために、この半導体スイッチング素子により断続されるモータ電流の変化が緩慢となるため、たとえこのモータ電流が大電流であっても、半導体スイッチング素子の断続時に生じるスイッチングノイズを許容レベル範囲に低減することができる。
【００１４】
請求項３記載の装置では特に、前記制御回路が、前記回転数が所定値以上での発電動作時における前記半導体スイッチング素子の制御端子に印加する制御電圧の状態遷移波形を、前記回転数が所定値以下での電動動作時における前記半導体スイッチング素子の制御端子に印加する制御電圧の状態遷移波形に比較して、急峻化させる。
【００１５】
このようにすれば、高回転時には同期整流のための半導体スイッチング素子の動作を高速化するので、半導体スイッチング素子の頻繁かつ緩慢な動作に起因する損失、発熱、逆流を防止できる。また、発電電動機のステータコイルに誘起される逆起電力（速度起電圧）が小さく、一定電圧の直流電源から大電流が流れこみやすい低速電動動作時には、半導体スイッチング素子の動作を緩慢化して、半導体スイッチング素子が断続する電流の変化を緩慢化することができるので、周波数に応じて増加する配線インダクタンスに起因するスイッチングノイズを低減することができる。
【００１６】
請求項４記載の装置では特に、前記制御回路が、前記発電電動機の電流に関する物理量に基づいて、前記電流が所定値以下で前記半導体スイッチング素子の制御端子に印加する制御電圧の状態遷移波形を、前記電流が所定値以上で前記半導体スイッチング素子の制御端子に印加する制御電圧の状態遷移波形に比較して、急峻化させる。
【００１７】
このようにすれば、スイッチングノイズ電力が小さい小電流時には半導体スイッチング素子の動作を高速化するので、電流の大きさとその変化率とに連動するスイッチングノイズを許容レベル未満に抑止しつつ、半導体スイッチング素子の高速動作による損失および発熱の低減と逆流発生の防止とを実現することができる。また、スイッチングノイズ電力が大きい大電流時には、半導体スイッチング素子の状態遷移波形を鈍らせるので、上述したようにスイッチングノイズ電力を許容レベル未満に抑止することができる。
【００１８】
請求項５記載の装置では特に、前記制御回路が、前記電流が所定値未満の場合の発電動作時における前記半導体スイッチング素子の制御端子に印加する制御電圧の状態遷移波形を、前記電流が所定値以上での電動動作時における前記半導体スイッチング素子の制御端子に印加する制御電圧の状態遷移波形に比較して、急峻化させる。
【００１９】
このようにすれば、スイッチングノイズのレベルを所定レベル以下に抑止しつつ、小さい電流時には半導体スイッチング素子の損失および発熱を低減することができる。
【００２０】
請求項６記載の装置では特に、前記制御回路が、前記半導体スイッチング素子のゲート電極に所定抵抗値をもつゲート抵抗器を通じてゲート電圧を前記制御電圧として印加し、前記ゲート抵抗器の抵抗値を切り替えることにより前記制御電圧の状態遷移波形の急峻化を実現するので、回路構成を簡素化することができる。
【００２１】
請求項７記載の装置では特に、前記制御回路が、前記半導体スイッチング素子のゲート電極に所定抵抗値をもつゲート抵抗器を通じてゲート電圧を前記制御電圧として印加し、前記ゲート抵抗器と並列接続された短絡スイッチの導通により前記制御電圧の状態遷移波形の急峻化を実現するので、回路構成を一層簡素化することができる。
【００２２】
請求項８記載の装置では特に、前記制御回路が、車両用エンジンに連結された前記発電電動機のエンジン始動時に最大の抵抗値となるゲート抵抗器を通じて前記半導体スイッチング素子を駆動するので、エンジン始動時にスイッチングノイズを許容範囲以下に抑止しつつ大電流を通電して大きなエンジン始動トルクを実現することができるとともに、それ以外においては適宜、ゲート抵抗器の抵抗値を減らしてそのスイッチング損失および発熱の低減を実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
本発明の好適態様を以下の実施例により具体的に説明する。
【実施例１】
【００２４】
実施例１を図１を参照して説明する。図１はアイドルストップ車のエンジン始動および発電を行う発電電動機を駆動制御する発電電動機制御装置を示すブロック回路図である。
【００２５】
（全体構成）
１はバッテリ、２は平滑コンデンサ、３は三相インバータ（交直変換回路）、４はコントローラ（制御回路）、５、６はドライバ回路である。
【００２６】
三相インバータ３は、それぞれ半導体スイッチング素子（ここではMOSトランジスタ）からなる上アームスイッチ３１〜３３と下アームスイッチ３４〜３６とからなる。上アームスイッチ３１と下アームスイッチ３４とが直列接続されてインバータ（U相回路という）を構成し、上アームスイッチ３２と下アームスイッチ３５とが直列接続されてインバータ（Ｖ相回路という）を構成し、上アームスイッチ３３と下アームスイッチ３６とが直列接続されてインバータ（Ｗ相回路という）を構成している。これら三つのインバータは並列接続されてバッテリ１から給電されている。これら三つのインバータは、上アーム素子と下アームスイッチとの接続点からなる交流端子３７〜３９を有し、交流端子３７〜３９は三相交流発電電動機（図示せず）の三相ステータコイルのＵ相、Ｖ相、Ｗ相ターミナル（図示せず）に個別に接続されている。
【００２７】
なお、上アームスイッチ３１〜３３と下アームスイッチ３４〜３６を構成する半導体スイッチング素子としては、図２に一相分だけを示す上記ＭＯＳトランジスタとされるが、各ＭＯＳトランジスタと並列にダイオードやその他のトランジスタを並列接続してもよい。ただし、各半導体スイッチング素子３１〜３６は少なくとも一つのＭＯＳトランジスタを含む必要がある。これは、この実施例においては同期整流を行うために双方向導通性を有するＭＯＳトランジスタが必要となるためである。
【００２８】
コントローラ４は、マイコン又はハードロジック回路により構成されたモータ制御のために三相インバータ３や図示しない発電電動機のロータコイル電流（界磁電流）を制御するための回路である。コントローラ４は外部からの運転指令や、エンジンや発電機の状態たとえば回転角、回転数、電流、電圧などに基づいて三相インバータ３の動作タイミングを決定し、界磁電流の平均値を決定し、これら決定に基づいて三相インバータ３を制御し、界磁電流を制御する。
【００２９】
ドライバ回路５は、コントローラ４が三相インバータ３の各スイッチに印加する制御電圧（ゲート電圧）を電流増幅し所定波形に変換する回路であり、一例を図２に示す。
【００３０】
ドライバ回路６は三相交流発電電動機の界磁電流を制御するためのPWM制御回路であって、コントローラ４が決定した界磁電流レベルに相当する平均電流が得られるように界磁電流をPWM制御する。この種のコイル電流制御のために界磁電流制御トランジスタとフライホイルダイオードとを用いることは周知である。したがって、この実施例では、ドライバ回路６はこの界磁電流制御トランジスタにより構成される。なお、界磁電流制御トランジスタを下アーム側に配置することも当然可能であり、ドライバ回路６を省略して、三相交流発電電動機を磁石型など界磁コイルを持たない構造の回転電機としてもよいことも当然である。
【００３１】
（全体動作）
図１に示す界磁コイル型発電電動機を制御して制御回路の構成自体は既に知られているので、これ以上の説明は省略する。
【００３２】
この三相交流発電電動機は、車両に搭載された走行用エンジン（図示せず）に連結されており、エンジン始動時に、バッテリ１から直流電力を給電されて三相交流発電電動機（図示せず）のステータコイルに大電流を供給し、大きなトルクでエンジン（図示せず）を始動する。バッテリ１には平滑コンデンサ２や図示しない車両用電気負荷が接続されている。
【００３３】
始動されたエンジンにより駆動されて発電電動機の回転数が所定値を超え、発電電動機の発電電圧がバッテリ給電可能なレベルとなると、三相インバータ３は少なくともダイオード式三相全波整流器として作動し、整流した直流電力をバッテリ１に送る。この実施例では、図２に示すように、三相インバータ３の整流用のダイオードとしてＭＯＳトランジスタの寄生ダイオードを採用するが、更に独立のダイオードをＭＯＳトランジスタに並列接続してもよい。
【００３４】
コントローラ４は、三相インバータ３の交流端子３７〜３９の電圧（相電圧という）がバッテリ１のハイレベル電位すなわち高電位電源ライン４０の電位より高いかどうかを判別し、相電圧が高い相の上アーム素子をオンし、同じくバッテリ１のローレベル電位すなわち低電位電源ライン４１の電位より低いかどうかを判別し、相電圧が低い相の下アーム素子をオンして、同期整流を行う。これにより、既に知られているように発電時の三相インバータ３の効率向上を実現することができる。
【００３５】
（ドライバ回路５の詳細説明）
次に、この実施例の特徴をなすドライバ回路５の一例を図２を用いて具体的に説明する。ただし、図２は三相インバータ３のU相インバータを構成する上アーム素子３１と下アーム素子３４の制御だけを説明する。
【００３６】
図２において、コントローラ４から出力される信号電圧Ｓ１は、CMOSインバータからなる電流バッファ５１により電流増幅された後、切り替えスイッチ５２とゲート抵抗５３、５４からなるゲート抵抗切り替え回路５５を通じて上アーム素子３１をなすＭＯＳトランジスタのゲート電極に印加される。
【００３７】
同様に、コントローラ４から出力される信号電圧Ｓ２は、電流バッファ５６により電流増幅された後、切り替えスイッチ５７とゲート抵抗５８、５９からなるゲート抵抗切り替え回路６０を通じて下アーム素子３２をなすＭＯＳトランジスタのゲート電極に印加される。
【００３８】
（エンジン始動の制御）
次に、図２を参照して、エンジン始動および高速同期整流時のスイッチング制御について説明する。
【００３９】
まず、エンジン始動時には、コントローラ４は、周知のように発電電動機のロータ回転数に同期し、ロータ回転角に対して所定の位相角をもつパルス信号電圧（制御電圧）Ｓ１、Ｓ２を発生する。この時、切り替えスイッチ５２、５７は、図２に示すように、ゲート抵抗器５３、５８側に倒されている。これにより、パルス信号電圧Ｓ１はゲート抵抗器５３により波形鈍りを生じて上アーム素子３１のゲート電極に印加され、パルス信号電圧Ｓ２はゲート抵抗器５８により波形鈍りを生じて下アーム素子３４のゲート電極に印加される。ゲート抵抗器５３、５８はゲート抵抗器５４、５９のたとえば２倍以上の抵抗値に設定されている。
【００４０】
エンジン始動時に、発電電動機にはエンジン始動トルク発生のために大電流が流れる必要がある。好都合なことに、エンジン始動時には発電電動機の逆起電力がきわめて小さいため、三相インバータ３のスイッチング素子３１〜３６を単にロータ角度位置にあわせて切り替えれば、バッテリ１から三相インバータ３を通じて発電電動機に大電流が流れることができる。しかしながら、このような大電流を急激に断続すると、配線インダクタンスなどにより大きなスイッチングノイズ電圧が発生するという問題が生じる。ゲート抵抗器５３、５８はこの問題を解決するためのものであって、電流バッファ５１、５６から出力される制御パルスの立ち上がり波形およびたち下がり波形（状態遷移波形ともよぶものとする）を鈍らせるものである。ゲート抵抗器５３、５８とＭＯＳトランジスタである上アーム素子３１、下アーム素子３４のゲート容量とはローパスフィルタを構成する。
【００４１】
すなわち、エンジン始動時に高抵抗値をもつゲート抵抗器５３、５８を通じて制御パルスを三相インバータ３のスイッチング素子３１〜３６のゲート電極に印加することにより、スイッチング素子３１〜３６のオン状態とオフ状態との間の状態遷移が遅れる。その結果、バッテリ１からスイッチング素子３１〜３６を通じて発電電動機に流れる電流の高周波成分が減少し、スイッチングノイズを許容レベル範囲に抑止することができる。
【００４２】
（高速同期整流時の制御）
次に、図２を参照して、高速同期整流時のスイッチング制御について説明する。
高速走行時におけるエンジンおよびそれと連結された発電電動機の回転数は非常に高くなる。このような高速回転下で同期整流を行うと、上記したゲート抵抗器５３、５８によるパルス信号電圧の鈍りのため、逆流が発生してしまう。
【００４３】
そこで、この実施例では、発電時に発電電動機又はエンジン回転数が所定しきい値を超えたら、切り替えスイッチ５２、５７をゲート抵抗器５４、５９側に倒す。コントローラ４により実行されるこの種の制御動作は、回転数やそれと連動する物理量（たとえば発電電圧）の検出と比較とにより実現できることは明白であり、回路の具体的な図示は省略する。
【００４４】
ゲート抵抗器５４、５９はゲート抵抗器５３、５８に比較して、小さい抵抗値をもつ。これにより、高速走行時に同期整流を行う場合には、スイッチング素子３１〜３６に印加されるゲート電圧波形はエンジン始動時よりも急峻化されることになり、上記した逆流を防止することができる。更に、このようなゲート電圧波形の鈍りの減少は、スイッチング素子３１〜３６の状態遷移時間の短縮を実現するため、この状態遷移時間におけるスイッチング素子３１〜３６の損失と発熱とを低減することもできる。なお、図２ではゲート抵抗の変更を切り替えスイッチを用いて実施したが、このような切り替えスイッチをマルチプレクサ回路などにより半導体回路化できることは当然である。
【００４５】
（変形態様１）
上記ゲート抵抗器の切り替えによるゲート抵抗値の低減は、高速電動動作時においても実施されることが好ましい。そのためには、アイドル回転数程度にゲート抵抗器の切り替えを行えばよい。このようにすれば、車両の大加速時や登坂時など、一時的なトルクアシストが必要な場合において、三相インバータ３の損失および発熱を低減することができる。なお、この場合にはエンジン始動時のような大電流は流れないため、スイッチングノイズはエンジン始動時のように問題とはならない。
【００４６】
（変形態様２）
ゲート抵抗変更を可能とする他の実施態様を図４、図５を参照して説明する。図４はゲート抵抗器ｒと、たとえば短絡スイッチ７とを並列接続したものである。エンジン始動時には短絡スイッチ７をオフし、エンジン始動後は短絡スイッチ７をオンすればよい。図５は、ゲート抵抗器ｒ１と、短絡スイッチ７とを並列接続し、更にこの並列接続回路とゲート抵抗器ｒ２とを直列接続したものである。エンジン始動時には短絡スイッチ７をオフし、エンジン始動後は短絡スイッチ７をオンすればよい。
【００４７】
（変形態様３）
上記実施例では、ゲート抵抗器の抵抗値を変更することによりＭＯＳトランジスタであるスイッチング素子３１〜３６のゲート電圧の状態遷移波形を変更した。その代わりに、図６に示すように、電流バッファ５１、５６から出力されるパルス信号波形自体を、従来のパルス波形ａから台形波形ｂ、ｃやそれに類似した波形に変更してもよい。
【００４８】
（変形態様４）
上記実施例では、ゲート抵抗器の抵抗値を変更することによりＭＯＳトランジスタであるスイッチング素子３１〜３６のゲート電圧の状態遷移波形を変更した。その代わりに、スイッチング素子３１〜３６のゲート容量と並列にコンデンサを接続することにより、状態遷移波形を鈍らせ、このコンデンサを接続しないことにより状態遷移波形を急峻化することができる。
【００４９】
（変形態様５）
上記実施例では、ゲート抵抗器の抵抗値を変更することによりＭＯＳトランジスタであるスイッチング素子３１〜３６のゲート電圧の状態遷移波形を変更した。その代わりに、コントローラ４から出力されるパルス信号電圧Ｓ１を、出力インピーダンス変更可能な電流バッファ５１を通じて上アーム素子３１のゲート電極に印加することができる。
【００５０】
たとえば、この電流バッファ５１を、それぞれパルス信号電圧Ｓ１が入力されて並列同期動作し、上アーム素子３１のゲート電極にゲート電圧を並列に出力する第１の電流バッファと、第２の電流バッファとにより構成することができる。この場合、ゲート抵抗器はあってもよく、なくてもよい。エンジン始動時には、第２の電流バッファの動作を停止させ、第１の電流バッファにより上アーム素子３１のゲート電極の充電又は放電を行うようにする。その結果、エンジン始動時の上アーム素子３１の状態遷移波形は鈍る。次に、高速同期整流時には、両方の電流バッファを通じて、あるいは第２の電流バッファを通じて、上アーム素子３１のゲート電極を駆動する。これにより、高速同期整流時には上アーム素子３１の状態遷移波形を急峻化することができる。この態様の利点は、切り替えスイッチや短絡スイッチを採用する場合のようにトランスファスイッチを必要としない点にある。
【００５１】
（変形態様６）
上記実施例では、エンジン始動時と高速同期整流時において、三相インバータ３のスイッチング素子３１〜３６に印加するゲート電圧の状態遷移波形を変更した。
【００５２】
この態様では、低速大電流電動動作時（エンジン始動時も含む）と、高速大電流電動動作時とで、上記状態遷移波形の変更を行う。従って、三相インバータ３により駆動される回転電機は発電機能を必須とはしない。たとえば燃料電池により走行する場合においても、急発進する場合には回転電機には大きな電流が流れ、上記と同様にスイッチングノイズが増大する。したがって、このような場合に状態遷移波形を鈍らせることにより、スイッチングノイズを許容レベルに抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５３】
【図１】本発明の発電電動機制御装置を示すブロック回路図である。
【図２】図１のドライブ回路の一例を示す回路図である。
【図３】変形態様を示す回路図である。
【図４】変形態様を示す回路図である。
【図５】変形態様を示すタイミングチャートである。
【符号の説明】
【００５４】
１  バッテリ
２  平滑コンデンサ
３  三相インバータ（交直変換回路）
４  コントローラ（制御回路）
５  ドライブ回路
６  ドライブ回路
３１〜３６  三相インバータのスイッチング素子
５１、５６  電流バッファ
５２、５７  切り替えスイッチ
５３、５４  ゲート抵抗器
５８、５９  ゲート抵抗器
【図１】
2005065460.tif 000003
【図２】
2005065460.tif 000004
【図３】
2005065460.tif 000005
【図４】
2005065460.tif 000006
【図５】
2005065460.tif 000007