(57)【要約】【課題】  従来の送信機は、帰還系の誤差まで考慮していないという問題点があったが、本発明は、帰還系での誤差を考慮して歪み補償を行い、広帯域な信号を扱うインフラ設備の信頼性を向上できる送信機を提供する。【解決手段】  デジタル信号処理部１から出力し基準信号送信部１０で生成した基準信号を、ＲＦスイッチ２２によってアナログ直交検波器７に出力し、アナログ直交検波器７でアナログ直交検波してＡ／Ｄコンバータ８でデジタル信号に変換し、デジタル信号処理部１で当該基準信号に対する帰還系からの信号により帰還系の誤差を検出し、受信系補正部３０で帰還系誤差を補正する送信機である。【選択図】        図１
2005117436.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信デジタル信号と帰還信号とを比較して送信系の誤差を推定し、予め前記送信デジタル信号に前記送信系誤差を相殺するような誤差補正を施してから送信系に出力する送信機であって、
送信デジタル信号をアナログ信号に変換し、アナログ直交変調して増幅し、増幅結果の送信アナログ信号を無線送信する送信系処理手段と、
前記送信系処理手段における増幅結果の送信アナログ信号を取り込んで出力する信号抽出手段と、
入力されるアナログ信号をアナログ直交検波して、デジタル信号に変換する帰還系処理手段と、
前記帰還系処理手段の誤差を検出するための基準信号を生成して出力する基準信号出力手段と、
前記信号抽出手段からの送信アナログ信号と前記基準信号出力手段からの基準信号とを切り替えて前記帰還系処理手段に入力する信号選択手段と、
前記基準信号を用いて前記帰還系の誤差を検出し、前記帰還系処理手段からの出力に対して前記検出された帰還系誤差を補正する帰還系補正手段と、
前記帰還系補正手段で誤差が補正された帰還信号を用いて前記送信系の誤差を検出し、前記送信デジタル信号に対して前記検出された送信系誤差を補正してから前記送信系に出力するデジタル信号処理手段とを有することを特徴とする送信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、プレディストーション型の歪補償を行う送信機に係り、特に帰還系構成においても発生するアナログ直交変調方式に原理的に存在する各種問題点を考慮して、帰還系の誤差補正をも行うことができる送信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に、無線通信の基地局等では、サービスが行われるエリア全体に電波を放出するため、送信信号の増幅用に増幅器を用いる。しかし、増幅器は、非線型歪が発生する領域で使用しないと、電力効率が悪いため、敢えて非線型歪が発生する領域で使用している。
例えば図６の様な、ＡＭ−ＡＭ、ＡＭ−ＰＭ特性を有するトランジスタで増幅器が構成されている場合、入力信号レベルが大きくなると、ＡＭ−ＡＭゲイン、或いはＡＭ−ＰＭ位相が非線形になる。図６は、あるトランジスタにおいて非線型歪の発生原因となるＡＭ−ＡＭ、ＡＭ−ＰＭ特性の一例を示すグラフ図である。
【０００３】
非線型歪は、一般に、送信する信号の帯域幅の３倍（３次相互変調歪：ＩＭ３）から５倍（５次相互変調歪：ＩＭ５）、悪いときには７倍の周波数帯域に、不要な電力放出をおこす。従って、この非線型歪を補償する信号処理方式が必要となっている。
この信号処理方式としては、増幅器出力の歪だけを抜き出し、再び増幅器出力から差し引くフィードフォワード（FeedForward：ＦＦ）方式や、増幅器入力前の信号に予め歪特性を与え、増幅器の歪と相殺させるプレディストーション(Adaptive Predistortion：ＡＰＤ)方式と呼ばれるもの等が一般的である。これらの方式は、２００１年現在、商用レベルや試作レベルで実施されており、有効とされている。特に、ＡＰＤ方式は、デジタル信号処理で全てを実現可能である為、小型化、低コスト化の面から見て有望である。
【０００４】
ただし、上記従来のＡＰＤ方式では、あまりにも広帯域となる事が問題となっている。例えば、図７に示すように、２０ＭＨｚの信号帯域を持つ信号の、ＩＭ５までの帯域は、１００ＭＨｚとなってしまう。図７は、増幅器によって生じる広帯域な歪み信号を表す説明図である。
従って、上記１００ＭＨｚにまで帯域が広がった信号をデジタル処理するためには、サンプリング定理により、最低でも２００ＭＨｚで動作しなければならないことになる。
【０００５】
ここで、一般的な、プレディストーション(ＡＰＤ)方式の送信機について、図８を用いて説明する。図８は、一般的な、プレディストーション方式の送信機の概略構成を示すブロック図である。
一般的にプレディストーション方式の送信機は、送信信号に対する送信系として、送信信号の誤差補正を行うデジタル信号処理部１′と、誤差補正された送信デジタル信号のＩ，Ｑ各成分をアナログ信号に変換するＤ／Ａコンバータ（図ではＤ／Ａ）２と、アナログ変換されたＩ，Ｑ各成分信号をアナログ直交変調するアナログ直交変調器３と、直交変調された信号を増幅する増幅器４と、増幅された信号を無線送出するアンテナ５とから構成されている。
【０００６】
そして、更に、送信誤差を検出するための帰還系として、増幅後の信号を抽出する方向性結合器６と、抽出された信号のアナログ直交検波を行うアナログ直交検波器７と、検波されたＩ，Ｑ各成分のアナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータ（図ではＡ／Ｄ）８とが設けられている。
また、送信系及び帰還系に共通の信号を供給するための構成として、直交変復調のための搬送波信号を生成する搬送波信号生成部９と、Ｄ／Ａ変換及びＡ／Ｄ変換のためのクロックを生成するクロック生成部４１と、生成されたクロックを１／２に分周する分周器４２とが設けられている。
【０００７】
一般的にプレディストーション方式の送信機の動作は、送信デジタル信号のＩ，Ｑ各成分が、クロック生成部４１で発生され分周器４２で１／２に分周されたクロックを用いてＤ／Ａコンバータ２でアナログ信号に変換され、アナログ直交変調器３で搬送波信号生成部９からの搬送波信号でアナログ直交変調され、増幅器４で増幅されてアンテナ５から無線送出される。
【０００８】
このとき、アナログ直交変調方式に原理的に存在する各種誤差について、図９，図１０を用いて説明する。図９は、キャリアリークの説明図であり、図１０は、各種誤差成分によって生じる信号への影響を示す説明図である。
図８に示す送信機では、Ｄ／Ａコンバータ２におけるＤ／Ａ変換の際に、原点（オフセット）ずれに伴って不要なＤＣオフセットが存在し、このために、２１４０ＭＨｚのトーンが発生し（１）、結果的に、例えば、４キャリア信号（搬送波ｆ１〜ｆ４）の場合、図９に示すようにアナログ直交変調器３からの出力中に２１４０ＭＨｚのキャリアリークが発生してしまう。
【０００９】
キャリアリークとは、通常搬送波信号生成部９からのキャリア信号（搬送波信号）が伝送的にアナログ直交変調器３の出力側に漏れる（２）ことを云うが、実際はこの他に、ベースバンドの直流成分（ＤＣオフセット）と搬送波信号生成部９のキャリアがアナログ直交変調器３内のミキサで乗積されるので、アナログ直交変調器３の出力には、キャリアリークと同種の成分が発生する。これは無変調キャリアと呼ばれ、無変調キャリアによりキャリアリークは更に増幅されることになる。
【００１０】
また、Ｄ／Ａコンバータ２におけるＩ，Ｑ各々でのゲインが異なると、ゲイン偏差（Ｉ／Ｑインバランス）が発生する。
例えば、アナログ直交変調方式においては、デジタル信号処理されたデジタル信号をデジタル／アナログ変換してアナログ信号としてから直交変調するわけであるが、図１０（ａ）に示すデジタル信号を、Ｉ（同相）成分、Ｑ（直交）成分各々デジタル／アナログ変換する際にＩ，Ｑの各ゲインが異なってしまうと、（ａ′）のように、位相点がずれてしまう誤差が生じる。
【００１１】
更に、アナログ直交変調器３における直交度ずれがあると、Ｉ，Ｑ平面の軸がずれて、結果的に位相点がずれて、搬送波（キャリア）が漏れ込むことになり、キャリアフィールドスルーが発生する。
例えば、アナログ直交変調器３における直交度がずれている、つまりｃｏｓとｓｉｎの関係がｃｏｓ，ｃｏｓ（＋９０°）ではなく、ｃｏｓ，ｃｏｓ（＋８９°）等となってしまうと、図１０（ｂ）に示すデジタル信号をアナログ直交変調した場合に、（ｂ′）のように、軸がずれてしまうことになり、結果的に位相点がずれてしまう誤差が生じる。
【００１２】
一般的にアナログ直交変調方式には、原理的に上記説明したＩ／Ｑインバランス、ＤＣオフセット、キャリアフィールドスルー等による誤差を発生させる要因が存在するため、これに対する対策を行う必要があり、特に増幅器の非線形歪みによって広帯域化する場合には、上記誤差に対する補償対策が必須のこととなる。
すなわち、図９，図１０にある様な誤差発生の問題を解決しなければ、無線通信は成り立たないことになる。
【００１３】
そこで、図８に示した一般的な送信機では、送信デジタル信号に対して上記Ｉ／Ｑインバランス、ＤＣオフセット、キャリアフィールドスルー等による誤差が発生したであろう送信信号の増幅結果（増幅器４出力）を方向性結合器６で抽出し、アナログ直交検波器７で検波し、Ａ／Ｄコンバータ８でＡ／Ｄ変換してデジタル信号処理部１′に取り込む。
そして、デジタル信号処理部１′において、Ａ／Ｄコンバータ８からの信号と送信信号とを比較し、Ｉ／Ｑインバランス、ＤＣオフセット、キャリアフィールドスルー等の発生状況を捉え、予め発生している誤差（歪み）を相殺するよう歪み特性を送信信号に与えてからＤ／Ａコンバータ２に出力するようになっている。
【００１４】
このように無線通信において発生する歪みを補償する為の従来技術として、平成１１年５月１２日公開の特開平１１−１３６３０２「歪み補償回路」（出願人：富士通株式会社、発明者：下瀬正史他）がある。
この従来技術は、図１０に示した問題を解決する為に、送信系においてモニタ系を具備し、状態を監視するものであり、具体的には、送信されたデジタル信号と帰還信号の振幅、位相を比較して増幅器の歪みを演算推定し、送信信号をプリディストーション処理して歪み補償する回路において、歪み補償の劣化要因となる直交変調器のゲイン偏差をベースバンドでＩ，Ｑ軸上の４点のデータを直交変調器で変調し、その出力レベルを直交検波器で読み取り、演算処理して検出補償する歪み補償回路であり、これにより、各種誤差を補償できるものである。（特許文献１参照）。
【００１５】
また、その他に、直交変復調の歪み補償を行う技術として、特開平１０−３２７２０９、特開平６−２６８７０３がある。（特許文献２，３参照）。
【００１６】
【特許文献１】特開平１１−１３６３０２号公報（第８−１９頁）
【特許文献２】特開平１０−３２７２０９号公報（第４−９頁）
【特許文献３】特開平６−２６８７０３号公報（第５−７頁）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１７】
しかしながら、上記従来の送信機では、送信系に関する誤差（歪み）を補償するものであるが、帰還系にもアナログ直交検波を使用しているため、帰還系にも同様の問題が発生するにもかかわらず、この帰還系での誤差対策までを考慮した歪み補償とはなっていないという問題点があった。
【００１８】
本発明は上記実情に鑑みて為されたもので、帰還系での誤差を考慮して歪み補償を行い、広帯域な信号を扱うインフラ設備の信頼性を向上できる送信機を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
上記従来例の問題点を解決するための本発明は、送信デジタル信号と帰還信号とを比較して送信系の誤差を推定し、予め送信デジタル信号に送信系誤差を相殺するような誤差補正を施してから送信系に出力する送信機であって、送信デジタル信号をアナログ信号に変換し、アナログ直交変調して増幅し、増幅結果の送信アナログ信号を無線送信する送信系処理手段と、送信系処理手段における増幅結果の送信アナログ信号を取り込んで出力する信号抽出手段と、入力されるアナログ信号をアナログ直交検波して、デジタル信号に変換する帰還系処理手段と、帰還系処理手段の誤差を検出するための基準信号を生成して出力する基準信号出力手段と、信号抽出手段からの送信アナログ信号と基準信号出力手段からの基準信号とを切り替えて帰還系処理手段に入力する信号選択手段と、基準信号を用いて帰還系の誤差を検出し、帰還系処理手段からの出力に対して検出された帰還系誤差を補正する帰還系補正手段と、帰還系補正手段で誤差が補正された帰還信号を用いて送信系の誤差を検出し、送信デジタル信号に対して検出された送信系誤差を補正してから送信系に出力するデジタル信号処理手段とを有することを特徴としており、帰還系の誤差を補正した上で、送信系の誤差を補正できる。
【発明の効果】
【００２０】
本発明によれば、基準信号出力手段が生成した基準信号を、信号選択手段によって帰還系処理手段に出力し、帰還系処理手段でアナログ直交検波してデジタル信号に変換し、帰還系補正手段が当該基準信号に対する帰還系処理手段からの出力により帰還系の誤差を検出し、帰還系処理手段からの出力に対して帰還系誤差を補正するようにしてから、送信デジタル信号を送信系処理手段でアナログ信号に変換し、アナログ直交変調して増幅し、増幅結果の送信アナログ信号を無線送信する際に、信号抽出手段が送信系処理手段における増幅結果の送信アナログ信号を取り込み、信号選択手段によって帰還系処理手段に出力し、帰還系処理手段でアナログ直交検波してデジタル信号に変換し、帰還系補正手段で帰還系の誤差を補正し、デジタル信号処理手段が帰還系誤差が補正された帰還信号を用いて送信系の誤差を検出し、送信デジタル信号に対して検出された送信系誤差を補正してから送信系に出力する送信機としているので、帰還系の誤差を補正した上で、送信系の誤差を補正でき、広帯域な信号を扱うインフラ設備の信頼性を向上できる効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
尚、以下で説明する機能実現手段は、当該機能を実現できる手段であれば、どのような回路又は装置であっても構わず、また機能の一部又は全部をソフトウェアで実現することも可能である。更に、機能実現手段を複数の回路によって実現してもよく、複数の機能実現手段を単一の回路で実現してもよい。
【００２２】
大概念的に説明すると、本発明の実施形態に係る送信機は、基準信号を用いて帰還系のみの誤差特性を推定し、当該誤差を補正した上で求められる帰還信号から送信系の誤差特性を推定し予め歪特性を与え、増幅器の歪と相殺するプレディストーション(ＡＰＤ)方式の送信機を実現するものであり、帰還系での誤差対策までを考慮した歪み補償を行うことができる。
【００２３】
実現手段で説明すると、本発明の実施形態に係る送信機は、基準信号出力手段が生成した基準信号を、信号選択手段によって帰還系処理手段に出力し、帰還系処理手段でアナログ直交検波してデジタル信号に変換し、帰還系補正手段が当該基準信号に対する帰還系処理手段からの出力により帰還系の誤差を検出し、帰還系処理手段からの出力に対して帰還系誤差を補正するようにしてから、送信デジタル信号を送信系処理手段でアナログ信号に変換し、アナログ直交変調して増幅し、増幅結果の送信アナログ信号を無線送信する際に、信号抽出手段が送信系処理手段における増幅結果の送信アナログ信号を取り込み、信号選択手段によって帰還系処理手段に出力し、帰還系処理手段でアナログ直交検波してデジタル信号に変換し、帰還系補正手段で帰還系の誤差を補正し、デジタル信号処理手段が帰還系誤差が補正された帰還信号を用いて送信系の誤差を検出し、送信デジタル信号に対して検出された送信系誤差を補正してから送信系に出力するものなので、帰還系の誤差を補正した上で、送信系の誤差を補正できる。
【００２４】
本発明の実施形態に係る送信機の各手段と図１の各部との対応を説明すると、送信系処理手段が、Ｄ／Ａコンバータ２、アナログ直交変調器３、増幅器４、アンテナ５に相当し、信号抽出手段は、方向性結合器６、ＲＦスイッチ２１に相当し、帰還系処理手段は、アナログ直交検波器７、Ａ／Ｄコンバータ８に相当し、基準信号出力手段は、デジタル信号処理部１、Ｄ／Ａコンバータ１１、ミキサ１２、帯域通過フィルタ１３に相当し、信号選択手段はＲＦスイッチ２２に相当し、帰還系補正手段は、デジタル信号処理部１、受信系補正部３０に相当し、デジタル信号処理手段は、デジタル信号処理部１に相当している。
【００２５】
まず、本発明の実施の形態に係る送信機について説明する前に、本発明における帰還系の歪み補償の原理について説明する。
アナログ直交変調を用いた場合は、既に説明したように搬送波のリーク（キャリアリーク）、Ｄ／ＡコンバータのＤＣオフセット、Ｉ，Ｑのゲインばらつき、アナログ直交変調器の直交度を補正しなければならない。
そこで従来から、送信増幅器のプレディストーション(Adaptive Predistortion：ＡＰＤ)を考えた場合、送信側のＩ，Ｑ信号を、増幅器によって生じる歪の影響を含めて、再びＩ，Ｑ信号として受信し、解析をする構成となっていた。
【００２６】
しかし、これらの送信機における問題は、影響度の大小はあるが、当然、帰還系におけるアナログ直交検波時にも同様の問題点が発生することになる。
従来技術では、帰還系の誤差の影響を除去する方法が無かったが、本発明ではその除去を主眼にしている。
つまり、図８に示した従来構成において、増幅器４で増幅された信号を正確に、デジタル信号処理部１′へ伝達するには、アナログ直交検波器７、Ａ／Ｄコンバータ８のハードウェア誤差を補正しなければならない。
以下、その方法の一例を説明する。
これら各種の誤差原因の関係を明確にする為、式にて表現する。
【００２７】
例えば、５ＭＨｚの正弦波を基準信号として用い、アナログ直交検波器７でアナログ直交検波を行い、更に５ＭＨｚのデジタル直交検波を行った後の受信信号Ｉ′、Ｑ′は、次の様に現すことができる。
Ｉ′＝α｛ＩＴＸ・cos(ΔθＴＲＸ)      −ＱＴＸ・sin(ΔθＴＲＸ)｝
＋DCｏｆｆｓｅｔ＿Ｉ・COS（5MHzt）
Ｑ′＝β｛ＩＴＸ・sin(ΔθＴＲＸ‐Δθ)＋ＱＴＸ・cos(ΔθＴＲＸ‐Δθ)｝
＋DCｏｆｆｓｅｔ＿Ｑ・SIN（5MHzt）
…（１）
【００２８】
ここで、α、βは、それぞれアナログ直交検波後のＩ，Ｑ相におけるゲイン（若しくはロス）であり、tは時間、ΔθＴＲＸは、送信系と帰還系との間の遅延時間差に基づく位相差、Δθとは、Ｉ相側を基準にした場合の、Ｑ相側の理想（sin（5MHzt））に対しての直交度ズレである。
従って、（１）式においては、帰還系の誤差を全て含んだ状態となっている。
なお、式を簡略化するために、２倍波（cos（10MHzt）やsin（10MHzt）など）については、予め削除してある。通常直交検波を行う場合には、その後にＬＰＦを設けて２倍波をカットすることが常識であるため、２倍波成分を考慮しなくても何ら問題はない。
【００２９】
上記（１）式の信号に対して、直交検波後のＬＰＦを通過させると、ＤＣオフセット成分がカットされて、次式のようになる
Ｉ″＝α｛ＩＴＸ・cos(ΔθＴＲＸ)      ‐ＱＴＸ・sin(ΔθＴＲＸ)｝
Ｑ″＝β｛ＩＴＸ・sin(ΔθＴＲＸ‐Δθ)+ＱＴＸ・cos(ΔθＴＲＸ‐Δθ)｝    …（２）
【００３０】
ここで、送信側にてＱＴＸ＝０とすると、次式のようになる。
Ｉ″′＝α・ＩＴＸ・cos(ΔθＴＲＸ)
Ｑ″′＝β・ＩＴＸ・sin(ΔθＴＲＸ−Δθ)                              …（３）
【００３１】
ここで、送信器側の位相変動項を追加する。これは、意図的に送信側にて位相制御を行った基準信号を生成すると考え、その際の項である。（２）式に対して、送信側の位相制御項θＸを追加し、（３）式を書き直すと、次のようになる。
Ｉ″′＝α・ＩＴＸ・cos(ΔθＴＲＸ＋ΔθＸ)
Ｑ″′＝β・ＩＴＸ・sin(ΔθＴＲＸ−Δθ＋ΔθＸ)                        …（４）
【００３２】
つまり、Ｉ″′だけを見れば、送信側にて位相変動量を与えると（但しＱＴＸは常に０）、I″′は、送信位相に応じて、振幅変動が生じる。従って、振幅変動が最大値を得る様に送信位相を変動させると、ΔθＴＲＸが求まる。すなわちΔθＸ＝ −ΔθＴＲＸとなった時が、cos(ΔθＴＲＸ＋ΔθＸ)＝cos（０）＝１となって、Ｉ″′が最大値となる。
【００３３】
同様に、Ｑ″′を最小値にする様ΔθＸを制御すれば、ΔθＴＲＸ−Δθが求まり、先に求めたΔθＴＲＸより、Δθが求まる。
Δθが求まれば、ΔθはＩ相とＱ相との直交度ずれであったから、求められたΔθ分を補正することにより、まず第１に直交度補正が可能となる。
【００３４】
尚、上記cos(ΔθＴＲＸ＋ΔθＸ)の最大値を求める際に、cos（０）の近辺、つまりθＴＲＸを変更してもレベルの変動が少ない場合には、検出精度が低くなる可能性があるため、その解決策の１つとして、基準信号の送信側でわざと９０度ずらして送信し、基準信号の受信側は相変わらず０度で送信しているものとして検出する方法がある。この状態は、あたかも送受間の位相変動がcos（０）ではなくsin（０）と判断され、急激に変動する（０クロスする）ポイントを通過することになる。後は、求められたΔθから９０度引けば、最終的に求めるべきΔθとなる。
この場合、最大値を求めるのではなく、一番０クロスの頻度が高い部分（すなわち、レベルが低い部分）を検索することになる。レベルが低い部分を検索することになるため、耐雑音特性が問題となるが、Ｓ／Ｎ比を改善するために同相加算平均（要するに、電圧レベルでの累積加算）を用いれば、Ｓ／Ｎ比の改善は可能である。
【００３５】
上記操作により、位相不確定性（ΔθＴＲＸ）及び直交度ズレΔθは無くなったので、（２）式は、次の様に書き直すことができる。
Ｉ″＝α｛ＩＴＸ・１  −ＱＴＸ・０｝    ＝α・ＩＴＸ
Ｑ″＝β｛ＩＴＸ・０  ＋ＱＴＸ・１｝    ＝β・ＱＴＸ                …（５）
【００３６】
この式が意味するところは、送信側のＩＴＸ、ＱＴＸが、同一レベルで送信されている場合は、α＝βとならなければならないことである。
したがって、ＩＴＸ、ＱＴＸが変動しない、つまり、ＤＣ信号（正確には、基準信号であるデジタル直交変調分の5MHzのCOS波、SIN波）を送出している場合は、上記（５）式におけるＩ相＝Ｑ相となるべきで、そうなるようＩ，Ｑ各ゲインを補正することで、第２にＩ／Ｑゲインばらつきを補正することが可能となる。
【００３７】
上記直交後補正及びゲインばらつきの補正の結果、残る不確定要素は、DCｏｆｆｓｅｔ＿Ｉ、DCｏｆｆｓｅｔ＿Ｑとなる。
直交度補正、レベル補正が終わった今、これらのDCオフセットは、単純に求められる。つまり、送信信号ＩＴＸ、ＱＴＸ共に０を送信してみることにする。この時受信される信号は、単なるＤＣオフセット量であり、長区間の加算平均を行えば、ＤＣオフセットを求めることができ、その結果を用いて第３のＤＣオフセットを補正することができる。
【００３８】
上記説明した、基準信号（例えば５ＭＨｚ）を用いて求めた受信系の直交度補正角Δθ、Ｉ／Ｑゲインα，β、ＤＣオフセットを用いて、本来の信号で補正を施す原理について、式を用いて説明する。
基準信号ではなく本来の信号を考えた場合、上記（１）式は、次の様に書き直すことができる。
Ｉ′＝Ａ・ＩＴＸ
Ｑ′＝Ａ・｛ＩＴＸ・sin(‐Δθ)＋ＱＴＸ・cos(‐Δθ)｝          …（６）
【００３９】
ここで、（１）式に存在した、ＤＣオフセットや、ΔθＴＲＸ、Ｉ／Ｑゲインに関しては、先に求めた手法により、補正が終了しているとしている。Ａは、ゲイン補正が終了し、ある任意の値となったことを示す定数である。
尚、（６）に残っている直交度ズレΔθは、上記説明により、求められているので、Δθを用いて１／（COSΔθ）や、×Tan（Δθ）の項目を加味すると、次の様になる。
Ｉ′＝Ａ・ＩＴＸ
Ｑ′＝Ｑ′・１／（COSΔθ）＋  Ｉ′・Tan（Δθ）
＝Ａ・｛ＩＴＸ・sin(‐Δθ)＋ＱＴＸ・cos(‐Δθ)｝/COSΔθ＋Tan（Δθ）・Ａ・ＩＴＸ
…（７）
＝Ａ・｛−ＩＴＸ・Tan(Δθ)＋ＱＴＸ｝＋Tan（Δθ）・Ａ・ＩＴＸ
＝Ａ・ＱＴＸ
【００４０】
以上、説明したように、本手法を用いれば、これまでは、検討されていなかった、帰還系の直交度問題、ＤＣオフセット、Ｉ／Ｑゲインバラツキの補正が可能となる。
【００４１】
次に、上記説明した帰還系誤差補正の原理を実現した送信機の構成例について、図１を使って説明する。図１は、本発明の実施の形態に係る送信機の構成例を示すブロック図である。尚、図８と同様の構成をとる部分については同一の符号を付して説明する。
本実施の形態の送信機（本送信機）は、図１に示すように、従来と同様の構成である送信信号に対する送信系として、デジタル信号処理部１と、Ｄ／Ａコンバータ（図ではＤ／Ａ）２と、アナログ直交変調器３と、増幅器４と、アンテナ５とから構成されている。
【００４２】
そして、更に、送信誤差を検出するための帰還系として、方向性結合器６と、ＲＦスイッチ２１と、アナログ直交検波器７と、Ａ／Ｄコンバータ８とが設けられ、また、送信系及び帰還系に共通の信号を供給するための構成として、搬送波信号生成部９とが設けられている。
【００４３】
そして、本発明の送信機の特徴部分としてＤ／Ａコンバータ（図ではＤ／Ａ）１１と、ミキサ１２と、ミキサ１２出力の帯域制限を施す帯域通過フィルタ（図ではＢＰＦ）１３とからなる基準信号送信部１０を設け、方向性結合器６からの出力と基準信号送信部１０からの出力とを切り替えるＲＦスイッチ２２と、Ａ／Ｄコンバータ８からの出力に対して、帰還系の補正を行う帰還系補正部３０とを設けている。
【００４４】
本発明の送信機の各部について説明するが、従来と同様の構成については簡単に説明し、本発明の特徴部分を中心に説明する。
デジタル信号処理部１は、従来のデジタル信号処理部１′と同様に、帰還系からの信号（帰還信号と呼ぶ）を送信信号と比較して、送信系の誤差を検出し、検出された誤差を相殺するように送信信号の誤差補正を行うものである。
そして、特に本発明のデジタル信号処理部１では、帰還系の誤差検出をも行い、検出された誤差を相殺するように帰還系の誤差補正の為の値を後述する帰還系補正部３０に設定するものである。具体的には、帰還系の誤差検出の為のスイッチ制御を行い、帰還系の誤差検出のための基準信号を出力しながら、上記説明した原理に基づいて帰還系の各種誤差を順に検出し、検出された誤差を補正する為の値を求めて、後述する帰還系補正部３０に順に設定するものである。誤差検出の為の制御及び各種誤差補正の為の値設定については、後述する。
【００４５】
Ｄ／Ａコンバータ（図ではＤ／Ａ）２は、従来と同様に誤差補正された送信信号デジタル信号のＩ，Ｑ各成分をアナログ信号に変換する一般的なＤ／Ａ変換器である。
アナログ直交変調器３は、従来と同様にアナログ変換されたＩ，Ｑ各成分信号に対して供給される搬送波を用いてアナログ直交変調する一般的なアナログ直交変調器である。
増幅器４は、直交変調された信号を増幅する一般的な増幅器であり、従来技術でも説明したように、電力効率を良くするために、非線形歪みが発生する領域で使用されるものである。
アンテナ５は、増幅された信号を無線送出するものである。
【００４６】
方向性結合器６は、増幅後の信号を抽出するものである。
ＲＦスイッチ２１は、方向性結合器６からの信号をＲＦスイッチ２２に出力する(A)か、アースに出力する(B)かを切り替えるスイッチである。尚、ＲＦスイッチ２１は、デジタル信号処理部１によって制御されるものとするが、送信機全体の制御部（図示せず）から制御するようにしても構わない。
【００４７】
アナログ直交検波器７は、従来と同様に入力される信号に対して供給される搬送波を用いてアナログ直交検波を行う一般的なアナログ直交検波器である。
Ａ／Ｄコンバータ８は、従来と同様に検波されたＩ，Ｑ各成分のアナログ信号をデジタル信号に変換する一般的なＡ／Ｄ変換器である。
搬送波信号生成部９は、従来と同様に、直交変復調のための搬送波信号を生成して出力するものである。
【００４８】
そして、本発明の特徴部分について説明する。
Ｄ／Ａコンバータ１１は、一般的なＤ／Ａ変換器であるが、役割としては、デジタル信号処理部１から出力される基準信号をアナログ信号に変換して、例えば、単一周波数信号（ＣＷ）５ＭＨｚの基準信号を出力するものである。
ミキサ１２は、Ｄ／Ａコンバータ１１からの出力に対して搬送波信号生成部９からの搬送波をミキシングするものである。
帯域通過フィルタ１３は、ミキサ１２出力の帯域制限を施す一般的なＢＰＦである。
ＲＦスイッチ２２は、方向性結合器６からの出力と基準信号送信部１０からの出力とを切り替えてアナログ直交検波器７に出力するスイッチである。尚、ＲＦスイッチ２２は、デジタル信号処理部１によって制御されるものとするが、送信機全体の制御部（図示せず）から制御するようにしても構わない。
【００４９】
帰還系補正部３０は、デジタル信号処理部１で検出された帰還系の誤差に対する補正の値に基づいて、検出された誤差を相殺するような補正を施すものである。
ここで、アナログ直交検波器７及び受信系補正部３０の回路構成例について、図２を使って説明する。図２は、帰還系の各種の誤差を補正する回路の構成例を示す回路図である。
アナログ直交検波器７内は、入力信号に搬送波を乗算する乗算器７１，７２と、Ｉ，Ｑ各成分から２倍波を除去する低域通過フィルタ（図ではＬＰＦ）７３、７４とから構成される。
このとき、直交検波における直交度ずれの発生が予想され、図では、Ｑ相側にΔθが発生しているものとして示している。
【００５０】
また、帰還系補正部３０の内部には、Ｉ，Ｑ各成分にゲイン補正を施すための乗算器３１、３２と、直交度ずれΔθを補正するための乗算器３３，乗算器３４、及び加算器３５と、ＤＣオフセットを補正するための加算器３６，３７とが設けられている。
【００５１】
本発明の送信機の動作について、図１，図２を使って説明する。
本発明の送信機では、まず、帰還系の誤差を検出するために、デジタル信号処理部１がＲＦスイッチ２１を方向性結合器６からの出力がアース(B)に出力されるように制御し、また、ＲＦスイッチ２２を基準信号送信部１０からの出力(B)がアナログ直交検波器７に出力されるように制御する。
【００５２】
これによる、デジタル信号処理部１から出力された基準信号は、当該基準信号がＤ／Ａコンバータ１１でＤ／Ａ変換されて例えば、5MHzの基準信号となり、ミキサ１２で搬送波(例えば、2140MHz)とミキシングされて2140+5MHzとなり、帯域通過フィルタ１３で帯域制限され、ＲＦスイッチ２２を介してアナログ直交検波器７に入力されるようになる。
【００５３】
そして、基準信号（2140+5MHz）は、アナログ直交検波器７で直交度誤差Δθを含む形で2140MHzがアナログ検波され、5MHzオフセットされた状態のままＡ／Ｄコンバータ８でゲインばらつき、ＤＣオフセットを含む形でＡ／Ｄ変換されて、受信系補正部３０では当初は何ら補正が為されないまま、デジタル信号処理部１に基準信号の帰還系通過信号が入力される。
【００５４】
デジタル信号処理部１では、基準信号の送出を制御し、上記本発明の原理で説明したように、内部のデジタル直交検波部にて5MHzをセンター周波数とするデジタル直交検波が行われ、送出した基準信号と受け取った帰還系通過後の基準信号のデジタル直交検波後の信号とを比較することにより、第１にＩ相とＱ相との直交度ずれΔθを求めて、図２の乗算器３４に対するTanΔθ及び乗算器３３に対する１／COSΔθを設定して、受信系補正部３０において直交度補正を行うようにする。
【００５５】
次に、デジタル信号処理部１では、Ｉ／Ｑゲインばらつきを検出して、ゲインばらつきを補正するための値を求めて、図２の乗算器３１に対するＩ成分のゲイン補正値及び乗算器３２に対するＱ成分のゲイン補正値を設定して、受信系補正部３０においてゲイン補正を行うようにする。
【００５６】
次に、デジタル信号処理部１では、ＤＣオフセットを検出して、ＤＣオフセットを補正するための値を求めて、図２の加算器３６に対するＩ成分のＤＣオフセット及び加算器３７に対するＤＣオフセットを設定して、受信系補正部３０においてＤＣオフセット補正を行うようにする。
【００５７】
上記動作によって、帰還系の各補正値が受信系補正部３０に設定されたなら、デジタル信号処理部１は、基準信号の出力を停止し、ＲＦスイッチ２１を方向性結合器６からの出力がＲＦスイッチ２２(A)に出力されるように切替制御し、また、ＲＦスイッチ２２をＲＦスイッチ２１からの抽出された送信信号(A)がアナログ直交検波器７に出力されるように切替制御する。
【００５８】
これにより、送信信号は、アナログ直交検波器７で直交度誤差Δθを含む形でアナログ検波され、Ａ／Ｄコンバータ８でゲインばらつき、ＤＣオフセットを含む形でＡ／Ｄ変換されるが、受信系補正部３０では上述のように各誤差が補正されるように設定されているので、帰還系における誤差が相殺された帰還信号が、デジタル信号処理部１に入力されるようになる。
【００５９】
そして、これによって、帰還系は理想状態となったので、送信系の誤差補正が可能な状態となり、デジタル信号処理部１では、以降は従来と同様に、帰還系からの誤差補正後の帰還信号と送信信号とを比較して、送信系の誤差を検出し、検出された誤差を相殺するように送信信号の誤差補正を行うものである。
【００６０】
尚、送信側の誤差補正に関しては、新規部分では無い事、及び、帰還系とほぼ同等の考え方で対応可能なので、説明は割愛する。
ただし、参考までに図３に、送信系の直交度補正回路の構成例を示す。図３は、送信系での直交度補正を行う補正回路の構成例を示す回路図である。図１に示した本発明の送信機では、デジタル信号処理部１の内部に送信信号を補正する手段として図３に示したような回路に相当する処理手段がソフトウェアなどによって実現されている物とする。
【００６１】
次に、本発明の送信機において、基準信号の生成方法として、デジタル直交変調方式を用いる第２の実施形態について説明する。
上記、図１に示した送信機では、デジタル信号処理部１において基準信号（Ｄ／Ａ変換後に単一周波数信号ＣＷ：５ＭＨｚになる信号）を生成して出力し、搬送波とミキシングして基準信号とするものであったが、第２の実施形態に係る送信機では、基準信号の生成方法として、デジタル信号処理部１内で、デジタル直交変調した基準信号を出力するようにしている。
【００６２】
第２の実施形態に係る送信機では、例えば図４に示すように、図１に示した第１の実施形態に係る送信機とほぼ同様の構成であるが、但し、基準信号送信部１０′の内部が、Ｄ／Ａコンバータ１１と、ミキサ１２だけの構成となり、またデジタル信号処理部１″が図１のデジタル信号処理部１の機能に加えて、基準信号のデジタル直交変調を行う機能及び帰還された基準信号のデジタル直交検波する機能を有している。図４は、本発明の第２の実施の形態に係る送信機の構成例を示すブロック図である。尚、図１と同様の構成をとる部分については同一の符号を付している。
【００６３】
そして、その場合には、デジタル信号処理部１″からデジタル直交変調された基準信号が出力され、当該信号がＤ／Ａコンバータ１１でアナログ信号に変換され、ミキサ１２で搬送波とミキシングされて基準信号が送出されることになる。
【００６４】
そして、基準信号がＲＦスイッチ２２を介してアナログ直交検波器７に出力され、アナログ直交検波器７で直交度誤差Δθを含む形でアナログ検波され、Ａ／Ｄコンバータ８でゲインばらつき、ＤＣオフセットを含む形でＡ／Ｄ変換されて、受信系補正部３０を介して、デジタル信号処理部１に基準信号の帰還系追加信号がデジタル信号処理部１に入力される。
【００６５】
デジタル信号処理部１″では、基準信号がデジタル直交変調された信号であることから、デジタル直交検波され、上記本発明の原理に基づいて、直交度ずれ、ゲインばらつき、ＤＣオフセットを検出して、直交度補正、ゲイン補正、ＤＣオフセット補正を行うようにする。
【００６６】
第２の実施形態に係る送信機において、デジタル信号処理部１″内で帰還されてきた基準信号をデジタル直交検波するため、基準正弦波出力用Ｄ／Ａコンバータ１１の動作クロック（例えば、５ＭＨｚ）と、デジタル直交検波するためのクロックとは同一のクロックを使用しなければならない。
【００６７】
基準信号をデジタル直交変調された信号とすることで、アナログ直交変調器１４における基準信号の直交度誤差が存在しないことになり、またＤ／Ａコンバータ１１におけるＤＣオフセット、及びＩ／Ｑゲインバラツキが存在しない事となり、誤差検出及びそれに対する補正値の設定の考え方が非常に簡易となる。
【００６８】
また、第２の実施形態における送信機の別の構成例について、図５を使って説明する。図５は、本発明の第２の実施の形態に係る送信機の第２の構成例を示すブロック図である。尚、図２と同様の構成をとる部分については同一の符号を付して説明する。
本発明の第２の実施の形態に係る送信機の第２の構成例は、図５に示すように、図４における基準信号送信部１０の内部が、Ｄ／Ａコンバータ１１と、ミキサ１２とに加え、Ｄ／Ａコンバータ１１出力の後に、Ｄ／Ａ変換の際のイメージを除去する低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１５を設け、またアナログ直交変調器出力の後に、所望波以外の信号を除去する帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）１３を設けるものである。
【００６９】
デジタル直交変調方式では、Ｄ／Ａ変換の際にイメージ信号が生じる事が多く、誤差検出方法及び誤差補正値設定方法を工夫すれば、イメージ信号が存在したままでも、誤差補正が可能であるが、イメージ信号を除去する低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１５を具備することにより、特異動作が無くなり、系がより安定となる。
それにより、設計時や、デバッグにかかる工数を削減でき、ひいては、装置コストを低減させることが可能となる。
【００７０】
尚、上記説明では、基準信号の発生方式として、デジタル直交変調方式を説明したが、その他には、ダイレクトデジタルシンセサイザ（Direct Didital Synthesizer：ＤＤＳ）等を用いてもよい。その際には基準正弦波出力用Ｄ／Ａコンバータのの動作クロックは、ＤＤＳの動作クロックと同一クロックとする必要がある。
また、上記説明では、基準信号の発生方式として、デジタル信号処理部１から出力された信号をＤ／Ａコンバータ１１でＤ／Ａ変換してミキサ１２で搬送波とミキシングする方法を説明したが、基準信号は、最終的に搬送波（例えば、2140MHz)以外の正弦波であればよいので、Ｄ／Ａコンバータ１１やミキサ１２を使用せず、正弦波発生器（ＶＣＯ）を用いて例えば2145MHzの正弦波を出力するようにしても構わない。
但しこの場合には、周波数ドリフトの影響が発生することにより、多少精度が劣化するため、全ての源振が共通のクロック（CLK）、センター周波数を使用する図１，図４，図５の構成の方が、より高い精度で誤差検出を行うことができる。
【００７１】
本発明の送信機によれば、デジタル信号処理部１から出力し基準信号送信部１０で生成した基準信号を、ＲＦスイッチ２２によってアナログ直交検波器７に出力し、アナログ直交検波器７でアナログ直交検波してＡ／Ｄコンバータ８でデジタル信号に変換し、デジタル信号処理部１で当該基準信号に対する帰還系からの信号により帰還系の誤差を検出し、受信系補正部３０で帰還系誤差を補正するので、帰還系における誤差の影響を回避したできる効果がある。
【００７２】
そして、帰還系における誤差の影響を回避した上で、デジタル信号処理部１が、送信デジタル信号と、当該送信信号が送信系及び帰還系を通過し、更に受信系補正部３０で帰還系誤差が補正された帰還信号とを用いて送信系の誤差を検出し、送信デジタル信号に対して検出された送信系誤差を補正してから送信系に出力するものなので、帰還系の誤差を補正した上で、送信系の誤差を補正できる効果がある。
【００７３】
そして、上記により、広帯域信号に対してアナログ直交変調及びアナログ直交検波を実施可能とし、また、Ｄ／Ａコンバータ２、アナログ直交変調器３、アナログ直交検波器７、Ａ／Ｄコンバータ８などの各機器に、たとえ量産時の個体バラツキがあったとしても、個々に、誤差を検出して当該誤差を補正することができ、個体バラツキにも対応する事が出きる効果がある。
【００７４】
また、本発明の第２の実施形態に係る送信機によれば、デジタル信号処理部１″が基準信号をデジタル直交変調して出力し、基準信号送信部１０内のミキサ１２で搬送波とミキシングした基準信号を用いることで、ミキサ１２における基準信号の直交度誤差が存在しないことになり、またＤ／Ａコンバータ１１におけるＤＣオフセット、及びＩ／Ｑゲインバラツキが存在しない事となり、誤差検出及びそれに対する補正値の設定の考え方が非常に簡易となって、よりスムーズな誤差補正の系の構築を可能とする効果がある。
【００７５】
また、本発明の第２の実施形態に係る送信機の第２の構成例によれば、デジタル直交変調方式におけるＤ／Ａ変換の際に発生するイメージ信号を低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１５をで除去する構成とすることで、特異動作が無くなり、系がより安定となるため、設計時や、デバッグにかかる工数を削減して、帰還系の検証作業を短縮でき、ひいては、装置コストを低減できる効果がある。
【００７６】
次世代移動通信方式である符号分割多元接続（Code Division Multiple Access：ＣＤＭＡ）では、世界標準規格により、２０ＭＨｚの信号帯域幅を有している。ここで、電力増幅器（Power Amplifier：ＰＡ）の歪補償をプリディストーションと呼ばれる技術によって補償する場合、一般には３倍から５倍の帯域幅が必要となる。その理由は、端的に言えば、ＰＡの歪で問題となるのは、３次，５次歪と呼ばれるものであり、これは、入力周波数の３倍、５倍の帯域幅にひずみ成分が現れることを示す。したがって、プリディストーションでは、あらかじめ歪を与えると言う、その特徴から、プリディストーション後の信号は、３倍、５倍の周波数帯域を有することになる。
一般に、１００ＭＨｚ帯域幅を有するデジタル信号を、デジタル直交検波する事は難易度が高い。まして、量産時に個別のバラツキを補正するには、ほとんど不可能と思われていた。
【００７７】
従って、ＣＤＭＡの基地局（正確には送信部）に本発明の送信機を適用する事で、各種誤差を補正する事が可能で、結果的にプリディストーションを適用することが簡易となる。これは、送信機の単価を低減させる、即ちインフラ整備費を低減することが可能となり、セルラー電話網の構築経費を軽減できる効果がある。
【産業上の利用可能性】
【００７８】
本発明は、帰還系構成においても発生するアナログ直交変調方式に原理的に存在する各種問題点を考慮して、帰還系の誤差補正をも行うことができる送信機に適している。
【図面の簡単な説明】
【００７９】
【図１】本発明の実施の形態に係る送信機の構成例を示すブロック図である。
【図２】帰還系の各種の誤差を補正する回路の構成例を示す回路図である。
【図３】送信系での直交度補正を行う補正回路の構成例を示す回路図である。
【図４】本発明の第２の実施の形態に係る送信機の構成例を示すブロック図である。
【図５】本発明の第２の実施の形態に係る送信機の第２の構成例を示すブロック図である。
【図６】あるトランジスタにおいて非線型歪の発生原因となるＡＭ−ＡＭ、ＡＭ−ＰＭ特性の一例を示すグラフ図である。
【図７】増幅器によって生じる広帯域な歪み信号を表す説明図である。
【図８】一般的な、プレディストーション方式の送信機の概略構成を示すブロック図である。
【図９】キャリアリークの説明図である。
【図１０】各種誤差成分によって生じる信号への影響を示す説明図である。
【符号の説明】
【００８０】
１、１′、１″…デジタル信号処理部、  ２…Ｄ／Ａコンバータ、  ３…アナログ直交変調器、  ４…増幅器、  ５…アンテナ、  ６…方向性結合器、  ７…アナログ直交検波器、  ８…Ａ／Ｄコンバータ、  ９…搬送波信号生成部、  １０、１０′、１０″…基準信号送信部、  １１…Ｄ／Ａコンバータ、  １２…ミキサ、  １３…帯域通過フィルタ、  １５…低域通過フィルタ、  ２１、２２…ＲＦスイッチ、  ２３…リセット回路、  ３０…帰還系補正部、  ３１、３２，３３，３４…乗算器、  ３５、３６，３７…加算器、  ７１，７２…乗算器、  ７３、７４…低域通過フィルタ
【図１】
2005117436.tif 000003
【図２】
2005117436.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図７】
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【図８】
2005117436.tif 000009
【図９】
2005117436.tif 000010
【図１０】
2005117436.tif 000011
【図６】
2005117436.tif 000012