(57)【要約】【課題】バースト信号の誤検出を防止する自動利得制御回路を提供する。【解決手段】Ｉ、Ｑ成分に分離された受信信号をそれぞれの利得を独立に制御可能とする利得可変増幅回路部１６と、Ｉ、Ｑ成分をそれぞれＡ／Ｄ変換した後のＩ、Ｑ成分からそれぞれの受信電力を算出する受信電力算出部２５ａ，２５ｂと、算出した受信電力をもとに利得を計算して、利得可変増幅回路部へ利得をフィードバックする利得制御回路部２６と、Ｉ、Ｑ成分を遅延させる遅延部２８と、遅延したＩ、Ｑ成分を相関処理してバースト検出を行うバースト信号検出部２９とを備えた自動利得制御回路であって、Ｉ、Ｑ成分に対する予定利得を利得可変増幅回路部１６にそれぞれ予め設定しておき、無線信号を受信したときバースト信号検出部２９にてＩ、Ｑ成分のバースト信号検出が行われた際に、その電力値に基づいて修正利得を計算し、利得可変増幅回路部１６にフィードバックする。【選択図】図１
2005117394.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
先頭部に少なくともプリアンブル信号を含むバースト信号が付加された受信信号の利得制御を行う無線通信システムの自動利得制御回路において、
前記受信信号をＩ成分とＱ成分に分離するＩＱ分離回路部と、
該ＩＱ分離回路部にて分離後の前記Ｉ成分と前記Ｑ成分に対する利得をそれぞれ独立に制御可能とする利得可変増幅回路部と、
該利得可変増幅回路部で増幅された前記Ｉ成分と前記Ｑ成分をそれぞれＡ／Ｄ変換し、変換後の前記Ｉ成分と前記Ｑ成分のディジタル信号からそれぞれの受信電力を算出する受信電力算出部と、
前記算出した受信電力をもとに利得を計算して、前記利得可変増幅回路部へフィードバックする利得制御回路部と、
前記Ｉ成分と前記Ｑ成分のディジタル信号を一定時間遅延させる遅延部と、
該遅延部で一定時間遅延されたＩ成分およびＱ成分それぞれのディジタル信号を相関処理してバースト検出を行うバースト信号検出部とを備えた自動利得制御回路であって、
前記Ｉ成分と前記Ｑ成分に対する予定利得を前記利得可変増幅回路部にそれぞれ予め設定しておき、前記受信信号を受信して前記バースト信号検出部にて前記Ｉ成分または前記Ｑ成分のバースト信号検出がなされたときに、該バースト信号が検出された前記Ｉ成分または前記Ｑ成分の電力値に基づいて修正利得を計算し、該修正利得を前記利得可変増幅回路部にフィードバックすることを特徴とする自動利得制御回路。
【請求項２】
前記Ｉ成分の予定利得と前記Ｑ成分の予定利得とを異ならせて設定することを特徴とする請求項１に記載の自動利得制御回路。
【請求項３】
前記バースト信号検出部にて所定時間内に前記Ｉ成分と前記Ｑ成分のうちクリップ数の少ない方の前記電力値をもとに前記修正利得を計算することを特徴とする請求項２に記載の自動利得制御回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信システムの受信機等に適用される自動利得制御回路に係り、特に、たとえば直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）変調方式で変調され、この変調パケット信号の先頭にプリアンブル信号を含むバースト信号が付加された無線信号を受信する無線通信システム等に適用される自動利得制御回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、移動体ディジタル音声放送や地上ディジタルテレビ放送では、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）技術を用いた伝送方式が用いられている。ＯＦＤＭは、複数のディジタル変調波を加え合わせたマルチキャリア変調方式の一つであり、データを多数のキャリアに分散して送るため、一つのシンボルの継続時間が長いことと、時間軸でガードインターバルを付加していることによりマルチパス環境下でも特性の劣化が少ない、適切な誤り訂正符号と周波数軸上でのインタリーブとを組み合わせることにより周波数選択性フェージングに強い、信号波形がランダム雑音に近いため、他のサービスに妨害を与えにくく受けにくい、帯域利用効率が比較的よいなどの特徴を有する。これらの特徴を生かして、無線ＬＡＮなどのデータ伝送にも用いられるようになってきている。たとえば５ＧＨｚ帯無線ＬＡＮシステムは、広帯域にわたって優れた通信性能を実現するため、ＯＦＤＭ変調方式を採用している。
【０００３】
このようなＯＦＤＭ変調方式を採用した無線通信システムでは、送信側では、送信データをシリアル・パラレル変換し、逆高速離散フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を行うことで直交する多数のサブキャリアの一括変調を行う。このようにＩＦＦＴ処理された変調信号の先頭にプリアンブル信号と呼ばれる同期用トレーニング信号であるバースト信号を付加して送信している。
伝送路における受信信号の変動レベルを抑制するために、復調装置の入力段側に自動利得制御回路を用いることが考えられるが、この自動利得制御回路を収束させるためにも、プリアンブル信号が必要となる。
【０００４】
一方、受信側ではこのプリアンブル信号を用いて自動利得制御回路、周波数オフセット補正、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：高速離散フーリエ変換）タイミング生成などが行われ、生成されたＦＦＴタイミングに基づいてＦＦＴ演算が行われる。
ＯＦＤＭ変調信号は複数の変調波の合成信号と考えられるため、平均振幅に対するピーク振幅の比が大きく振幅変動が大きい。ディジタル復調器では、アナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換をおこなうＡ／Ｄコンバータのダイナミックレンジには限りがあるため、このダイナミックレンジを越えてＡ／Ｄ変換されたディジタル信号は信号歪みを含んだ形で出力されることになる。
【０００５】
通常、無線ＬＡＮ等の無線通信システムでは、ユーザがいつも同じ受信レベルのところで信号の送受信をしているわけではなく。送信アンテナからの距離が近いあるいは距離が遠いなど、各ユーザごとに異なるレベルの信号を受信している。従って、受信信号のレベルをＡ／Ｄコンバータのダイナミックレンジ範囲内に抑えることは無線通信システムにとって必須な技術となる。復調器では、この操作を自動利得制御回路で行っており、ＯＦＤＭ復調器においても同様に自動利得制御回路が必要不可欠となる。
【０００６】
また、受信した帯域内信号がバースト信号かどうかを判断する必要がある。それは、バースト信号のみ自動利得制御回路以降の受信処理を行い、バースト信号以外は受信処理を行わないためである。そのため、バースト信号検出も必要不可欠となる。
自動利得制御回路はプリアンブル信号の受信レベルに基づいて増幅利得の制御を行うが、無線ＬＡＮ等の無線パケット通信では、プリアンブル信号が長いと無線区間のスループットが低下するため、ＡＧＣ回路の制御に必要なプリアンブル信号の長さは短い方が望ましい。そのため、５ＧＨｚ帯無線ＬＡＮシステムでは、１０〜２０μ秒のプリアンブル信号内でレベル調整と信号検出や同期検出を行う必要がある。
【０００７】
ＡＧＣ制御方法には、たとえばＲＦ部からのＲＳＳＩ信号を用いて、帯域内信号を検出した場合、ＡＤ入力された信号で信号パワーを算出し、最初バースト信号待ち状態で利得を最大にしておいたＡＧＣ利得を、信号パワー値を参考にＡＤのダイナミックレンジに収まるまで、序序に利得を下げていく方法が考えられる。
【０００８】
また自動利得制御回路の制御処理と同時にバースト検出をする必要があるが、このバースト検出の方法としては、プリアンブル信号において、一定時間後の信号との相関をとり、その相関値のピーク検出によりバーストを検出する方法などが、考えられる。
【０００９】
これらの従来技術としては、図４に示すように、自動利得制御増幅部（ＡＧＣＡＭＰ）１０１、Ａ／Ｄコンバータ（ＡＤＣ）１０２、ＯＦＤＭ復調部（ＤＥＭＯＤ）１０３、遅延部（ＤＬＹ）１０４、バースト検出部（ＢＤＴ）１０５、パケット検出部（ＰＤＴ）１０６、および増幅利得制御部（ＡＧＣＴＬ）１０７により構成されている。
【００１０】
このような構成を有する復調装置１０においては、図示しないアンテナにより受信されたＯＦＤＭ受信信号ＲＳが、自動利得制御増幅部１０１に入力される。自動利得制御増幅部１０１では、受信信号ＲＳが自動利得制御され、最適な信号レベルとしてＡ／Ｄコンバータ１０２に出力される。なお、自動利得制御増幅部１０１では、増幅利得制御部１０７による制御信号Ｓ１０７により自動利得制御を行場合と制御利得を固定する場合が制御される。Ａ／Ｄコンバータ１０２においては、入力された受信信号がアナログ信号からディジタル信号に変換されて、ディジタル受信信号Ｓ１０２がＯＦＤＭ復調部１０３、遅延部１０４、およびバースト検出部１０５に出力されるようになっている（例えば特許文献１）。
【００１１】
一方、バースト検出開始信号を受けると、最大値をもって増幅するように利得制御信号を自動利得制御増幅部に出力し、バースト検出部により第１のバースト同期検出信号を受けると、受信信号電力観測部で検出された受信信号電力値に基づいて第２の利得を計算し、第２の利得をもって増幅するように利得制御信号を自動利得制御増幅部に出力し、第２の利得で増幅されたディジタル受信信号を受けて積分し受信信号電力値を求め、バースト検出部により第２のバースト同期検出信号を受けると、求めた受信信号電力値に基づいて第３の利得を計算し、第３の利得をもって増幅するように利得制御信号を自動利得制御増幅部に出力する増幅利得制御部を設けたものがある（例えば特許文献２）。
【特許文献１】特開平１１−２０５２７８号公報
【特許文献２】特開２００３−８６７６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
しかしながら、上記のような従来技術では、バースト検出開始時に利得が最大に設定されているため、Ａ／Ｄコンバータの出力信号が歪んでしまう。
ノイズやフェージングの影響が無い理想的なプリアンブル信号なら、信号がクリップすることで歪んでいても、相関処理によりバースト検出を行うことが可能であるが、一般的にはそのような理想的な状況は考えず、ノイズ等の影響がある場合、最大ピークをクリップにより歪ませてしまうと相関値が高くならない。
そこでこの発明の目的は、ノイズやフェージングによるバースト信号の誤検出を防止する無線通信システムの自動利得制御回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
請求項１の発明は、先頭部に少なくともプリアンブル信号を含むバースト信号が付加された受信信号の利得制御を行う無線通信システムの自動利得制御回路において、
前記受信信号をＩ成分とＱ成分に分離するＩＱ分離回路部と、
該ＩＱ分離回路部にて分離後の前記Ｉ成分と前記Ｑ成分に対する利得をそれぞれ独立に制御可能とする利得可変増幅回路部と、
該利得可変増幅回路部で増幅された前記Ｉ成分と前記Ｑ成分をそれぞれＡ／Ｄ変換し、変換後の前記Ｉ成分と前記Ｑ成分のディジタル信号からそれぞれの受信電力を算出する受信電力算出部と、
前記算出した受信電力をもとに利得を計算して、前記利得可変増幅回路部へフィードバックする利得制御回路部と、
前記Ｉ成分と前記Ｑ成分のディジタル信号を一定時間遅延させる遅延部と、
該遅延部で一定時間遅延されたＩ成分およびＱ成分それぞれのディジタル信号を相関処理してバースト検出を行うバースト信号検出部とを備えた自動利得制御回路であって、
前記Ｉ成分と前記Ｑ成分に対する予定利得を前記利得可変増幅回路部にそれぞれ予め設定しておき、前記受信信号を受信して前記バースト信号検出部にて前記Ｉ成分または前記Ｑ成分のバースト信号検出がなされたときに、該バースト信号が検出された前記Ｉ成分または前記Ｑ成分の電力値に基づいて修正利得を計算し、該修正利得を前記利得可変増幅回路部にフィードバックすることを特徴とする。
【００１４】
請求項１の発明によれば、自動利得制御回路において、Ｉ成分とＱ成分に対する予定利得を利得可変増幅回路部にそれぞれ予め設定しておき、受信信号を受信してバースト信号検出部にてＩ成分またはＱ成分のバースト信号検出がなされたときに、そのバースト信号が検出されたＩ成分またはＱ成分の電力値に基づいて修正利得を計算し、その修正利得を利得可変増幅回路部にフィードバックするので、Ｉ成分とＱ成分に対する予定利得を利得可変増幅回路部に別々の値として予め設定することで、バースト検出開始時にＩ成分、Ｑ成分に分離せず利得を最大に設定している従来のようにＡ／Ｄコンバータの出力信号が歪んでしまうことがない。また、Ｉ成分とＱ成分に対する予定利得を利得可変増幅回路部に別々の値として予め設定するので、ノイズやフェージングの影響を受けるプリアンブル信号の最大ピークをクリップにより歪ませてしまうことがない。
したがって、ノイズやフェージングによるバースト信号の誤検出を防止する無線通信システムの自動利得制御回路を提供することが可能となる。
【００１５】
請求項２の発明は、請求項１に記載の自動利得制御回路において、前記Ｉ成分の予定利得と前記Ｑ成分の予定利得とを異ならせて設定することを特徴とする。
【００１６】
請求項２の発明によれば、Ｉ成分の予定利得とＱ成分の予定利得とを異ならせて設定するので、上記作用を一層明確に行うことが可能となる。
【００１７】
請求項３の発明は、請求項２に記載の自動利得制御回路において、前記バースト信号検出部にて所定時間内に前記Ｉ成分と前記Ｑ成分のうちクリップ数の少ない方の前記電力値をもとに前記修正利得を計算することを特徴とする。
【００１８】
請求項３の発明によれば、バースト信号検出部にて所定時間内にＩ成分とＱ成分のうちクリップ数の少ない方の電力値をもとに修正利得を計算するので、クリップにより歪みの影響を低減させ、より正確に修正利得を計算することが可能となる。
【発明の効果】
【００１９】
請求項１に記載の発明によれば、自動利得制御回路において、Ｉ成分とＱ成分に対する予定利得を利得可変増幅回路部にそれぞれ予め設定しておき、受信信号を受信してバースト信号検出部にてＩ成分またはＱ成分のバースト信号検出がなされたときに、そのバースト信号が検出されたＩ成分またはＱ成分の電力値に基づいて修正利得を計算し、その修正利得を利得可変増幅回路部にフィードバックするので、Ｉ成分とＱ成分に対する予定利得を利得可変増幅回路部に別々の値として予め設定することで、バースト検出開始時にＩ成分、Ｑ成分に分離せず利得を最大に設定している従来のようにＡ／Ｄコンバータの出力信号が歪んでしまうことがない。また、Ｉ成分とＱ成分に対する予定利得を利得可変増幅回路部に別々の値として予め設定するので、ノイズやフェージングの影響を受けるプリアンブル信号の最大ピークをクリップにより歪ませてしまうことがない。
したがって、ノイズやフェージングによるバースト信号の誤検出を防止する無線通信システムの自動利得制御回路を提供することができる。
また、バースト信号を検出する信号の初段のみ、Ｉ成分とＱ成分に別々の利得を持たせることで、ＡＤダイナミックレンジによる波形歪みの影響を少なくして、バースト信号を検出する事が可能で、それにより、ノイズやフェージングによるバースト信号検出誤りを防ぐことができる。
【００２０】
請求項２に記載の発明によれば、Ｉ成分の予定利得とＱ成分の予定利得とを異ならせて設定するので、上記作用を一層明確に行うことができる。
【００２１】
請求項３に記載の発明によれば、バースト信号検出部にて所定時間内にＩ成分とＱ成分のうちクリップ数の少ない方の電力値をもとに修正利得を計算するので、クリップにより歪みの影響を低減させ、より正確に修正利得を計算することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
以下、本発明によるＯＦＤＭ変調方式の無線通信システムに用いる自動利得制御回路について、実施例により説明する。
図１は、本発明の一例を示す自動利得制御回路の制御ブロック図である。なお、後述する利得可変増幅回路部と制御部以外の構成は従来より自動利得制御回路に用いられている公知のものであるので構成の説明を簡略化し、本発明に関わる部分のみ詳細に説明する。
【００２３】
この発明の自動利得制御回路は、アンテナ１１、送受信切り替えスイッチ２１を備えるほか、受信側として、ＲＦ部には、バンドパスフィルタ（以下、「ＢＰＦ」という。）１２、Ｌｏｗ  Ｎｏｉｓｅ  Ａｍｐ（以下、「ＬＮＡ」という。）１３、ミキサー１４などを備え、ＩＦ部には、ＢＰＦ１２、ＩＱ分離回路部１５などを備え、ベースバンドには、利得可変増幅回路部１６、２つのローパスフィルタ（以下、「ＬＰＦ」という。）１７ａ，１７ｂ、制御部１８などを備える。また、送信側として、ベースバンドに２つのＬＰＦ１７を備え、ＩＦ部には、ミキサー１４、送信電力制御アンプ１９、ＢＰＦ１２などを備え、ＲＦ部には、ミキサー１４、ＢＰＦ１２、増幅器２０などを備える。
【００２４】
ＩＱ分離回路部１５内には、さらにミキサー１４、発信器２２などを備え、利得可変増幅回路部１６内には、ＩＱ分離回路部１５にて分離されたＩ成分とＱ成分とに対応する２つの利得制御増幅器２３ａ，２３ｂを備え、それぞれ下流側にＬＰＦ１７ａ，１７ｂを備える。そして、制御部１８内の受信側に、Ｉ成分とＱ成分とに対応する２つのＡ／Ｄコンバータ２４ａ，２４ｂと受信電力算出部２５ａ，２５ｂ、利得制御回路部２６、遅延部２８、バースト信号検出部２９、復調処理部３０などを備え、送信側として、変調処理部３１、２つのＤ／Ａコンバータ２７ａ，２７ｂなどを備える。そして、利得制御回路部２６から利得可変増幅回路部１６に向かってフィードバック回路３２を備える。
【００２５】
すなわち、この例の自動利得制御回路においては、アンテナ１１からの受信信号をＩ成分とＱ成分に分離するＩＱ分離回路部１５と、そのＩＱ分離回路部１５にて分離された後のＩ成分とＱ成分のそれぞれの利得を独立に制御可能とする利得可変増幅回路部１６と、Ｉ成分とＱ成分をそれぞれＡ／Ｄ変換し、変換後のＩ成分とＱ成分のディジタル信号からそれぞれの受信電力を算出する受信電力算出部２５ａ，２５ｂと、これによって算出した受信電力をもとに利得を計算して、利得可変増幅回路部１６へ利得をフィードバック回路３２を介してフィードバックする利得制御回路部２６と、Ｉ成分とＱ成分のディジタル信号を一定時間遅延させる遅延部２８と、遅延部２８によって一定時間遅延したＩ成分とＱ成分それぞれのディジタル信号を相関処理してバースト検出を行うバースト信号検出部２９とを備えてなる。
【００２６】
つぎに、この例の自動利得制御回路の受信動作について説明する。
アンテナ１１で受信した無線信号はＲＦ部の２つのＢＰＦ１２とその間にあるＬＮＡ１３を介してミキサー１４に送られ、ミキサー１４で中間周波数帯（ＩＦ部）にダウンコンバートされる。そして、ＩＦ部のＢＰＦ１２を介してＩＱ分離回路部１５によりＩ成分とＱ成分に分離したプリアンブル信号に変換される。
【００２７】
Ｉ成分とＱ成分に分離したプリアンブル信号は、それぞれの利得制御増幅器２３により増幅される。ここで初期値として、たとえばＩ成分に最大利得値、Ｑ成分に最小利得値を予定利得として予め設定しておき、この状態で受信信号の受信を待つ。そして、受信信号の先頭のプリアンブル信号がＩ成分、Ｑ成分に分離した状態で利得可変増幅回路部１６に入力されると、Ｉ成分とＱ成分とで異なった利得によりプリアンブル信号を増幅する。そして、ＬＰＦ１７ａ，１７ｂを介して、Ａ／Ｄコンバータ２４ａ，２４ｂでディジタル変換されたＩ，Ｑ成分それぞれのプリアンブル信号は、Ｉ成分とＱ成分とがそれぞれ別の電力算出部２５に送られるとともに、遅延部２８とバースト信号検出部２９に送られる。受信電力算出部２５ａ，２５ｂでは、Ｉ成分、Ｑ成分のそれぞれのパワー計算と波形最大値をもとめ、Ａ／Ｄダイナミックレンジによる歪みの影響を確認する。そして、Ｉ成分、Ｑ成分のどちらが、Ａ／Ｄダイナミックレンジによる歪みの影響が少ないかを判定し、歪みの影響が少ないと判定された成分を利得可変増幅回路部１６に対する以後の利得に用いる。
【００２８】
ここで、受信電波の信号強度が強い場合、Ｉ成分の信号は最大利得に設定された利得制御増幅器２３により増幅されてＡ／Ｄコンバータ２４ａでディジタル変換されるので、Ａ／Ｄコンバータ２４ａの入力レンジを越えてクリップしてしまう。この場合、バースト信号検出部２９では歪んだＩ信号によってＱ信号との相関が得られずプリアンブル信号の検出に失敗したり、相関値による同期タイミングを正確に検出できない場合がある。
【００２９】
一方、Ｑ成分の信号は最小利得に設定された利得制御増幅器２３により増幅されてＡ／Ｄコンバータ２４ｂでディジタル変換されるので、Ａ／Ｄコンバータ２４ｂの入力レンジの範囲内で入力される。そのため、クリップによる非線形歪みの影響を受けないので、プリアンブルの相関が強く出てバースト信号検出における検出確度が上がり、同期タイミングの検出精度が良くなる。
なお、この例では、Ｉ成分の信号を最大利得に設定し、Ｑ成分の信号を最小利得に設定したが、この発明はこれに限定されるものではなく、Ｉ成分の予定利得とＱ成分の予定利得とを異ならせて設定すればどのように設定してもよい。
【００３０】
また、受信電波の信号強度が小さい場合、受信電波の信号強度が強い場合とは逆に、Ａ／Ｄ変換後のＩ成分のプリアンブル信号はクリップがなくなるので相関検出がしやすくなるが、Ｑ成分のプリアンブル信号はＳ／Ｎ比が悪くなり、相関検出に悪影響を及ぼす。
ここで、最大利得値と最小利得値は、たとえば規格書で規格化されている最大受信電力と最小受信電力、さらにＡ／Ｄコンバータ２４ａ，２４ｂの入力レンジから決定する。
【００３１】
バースト信号検出部２９は入力されるＩ成分とＱ成分のプリアンブル信号のうち後述する方法により歪みの少ない方を選択して検出する。信号検出処理は、たとえば遅延信号との相関処理が行われ、相関値が一定の閥値以上になった場合に信号検出とする。なお、Ｉ成分とＱ成分のプリアンブル信号の両方が歪んでいない場合には、受信電力の大きい方、すなわちＳ／Ｎ比の良い方を選択して検出する。
【００３２】
同時に、相関処理によりバースト信号を検出し、バースト信号が検出されたと判断した場合は、選択したＩ成分とＱ成分の受信電力から、第２の利得を第１の利得のパワー値から求め、利得制御増幅器２３における利得を決定し、フィードバック回路３２を介して第２の利得を利得可変増幅回路部１６に設定する。この際、第２の利得はＩ成分、Ｑ成分ともに同じ利得を使用する。さらに、Ｉ成分、Ｑ成分とも同じレベルで増幅されてＡ／Ｄ入力されるので、利得のパワー値のみを計算し、第３の利得を算出して、フィードバック回路３２を介して第３の利得を利得可変増幅回路部１６に設定する。
なお、このようにして最適な利得を決定するフローを、フィードバック回路３２を介して制御部１８と利得可変増幅回路部１６との間で所定の回数繰り返して、最適な利得を決定する。すなわち、Ｉ成分とＱ成分に対する予定利得を利得可変増幅回路部１６にそれぞれ予め設定しておき、受信信号を受信してバースト信号検出部２９にてＩ成分またはＱ成分のバースト信号検出がなされたときに、そのバースト信号が検出されたＩ成分またはＱ成分の電力値に基づいて修正利得を計算し、その修正利得を利得可変増幅回路部１６にフィードバックする。
【００３３】
ここで、Ａ／Ｄコンバータ２４ａ，２４ｂにて変換されたＩ成分、Ｑ成分それぞれのプリアンブル信号のうち、バースト信号検出部２９にて歪みの少ない方を選択する方法について説明する。
Ａ／Ｄ変換されたＩ成分、Ｑ成分のどちらかのプリアンブル信号が入力レンジに達している場合は波形がクリップしているので、容易に判断できるが、Ｉ成分、Ｑ成分がともにクリップしている場合には、次のような判断基準が必要となる。
【００３４】
すなわち、上述の例では受信信号が規格化された最大入力の時と最小入力の時を想定しており、たとえば８０２．１１ａの規格ではアンテナ１１端で想定している最大入力電力は−３０ｄＢｍ、最小入力電力は（最小で）−８２ｄＢｍで性能を保証することが規定されている。
Ｉ成分とＱ成分の初期利得値をどのように設定するかによって異なるが、受信電力が、最大入力電力と最小入力電力との中間の電力であった場合には、両方ともＡＤ変換後の波形がクリップする事が考えられる。
【００３５】
ここで、図２（ａ），（ｂ）に示すようにプリアンブル信号は８０２．１１ａの場合、Ｉ成分とＱ成分は、同一波長０．８μｓｅｃの繰り返し信号で位相のみがずれている。
そこで、Ｉ成分とＱ成分の両方がクリップしている場合は、歪みの影響を判定するに際し、変換されたＩ成分、Ｑ成分それぞれのプリアンブル信号の最大と最小のクリップレンジを示すデータの割合で決める。
【００３６】
すなわち、図３（ａ），（ｂ）に示すように、所定時間ｔに入力されたＡ／Ｄ変換されたＩ成分、Ｑ成分それぞれのプリアンブル信号波形の中に最大および最小レンジを示す部分がどのくらい含まれているかを判定することとする。なお、この例では、図２（ａ），（ｂ）に示す波形のＩ成分、Ｑ成分それぞれのプリアンブル信号に対して、利得可変増幅回路部１６にて、Ｉ成分に＋４０ｄＢの増幅、Ｑ成分に＋２０ｄＢの増幅を行い、かつＩ成分、Ｑ成分の波長０．８μｓｅｃの２波長分をサンプリング対象として所定時間ｔ＝１．６μｓｅｃ分とした。そして、ｔの範囲内における、Ｉ成分のクリップデータ数とＱ成分のクリップデータ数を比較し、Ｑ成分の方が歪みが少ないと判断して、Ｑ成分の利得を採用することにする。すなわち、バースト信号検出部２９にて所定時間内にＩ成分とＱ成分のうちクリップ数の少ない方の電力値をもとに修正利得を計算する。
【図面の簡単な説明】
【００３７】
【図１】この発明の無線通信システムの自動利得制御回路の一例を示す制御ブロック図である。
【図２】（ａ）はプリアンブル信号のＩ成分の波形を示す図、（ｂ）はプリアンブル信号のＱ成分の波形を示す図である。
【図３】（ａ）はプリアンブル信号のＩ成分の波形に＋４０ｄＢの増幅を加えた図、（ｂ）はプリアンブル信号のＱ成分の波形に＋２０ｄＢの増幅を加えた図である。
【図４】従来の無線通信システムの自動利得制御回路の制御ブロック図である。
【符号の説明】
【００３８】
１１    アンテナ
１２    バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
１３    Ｌｏｗ  Ｎｏｉｓｅ  ＡＭＰ（ＬＮＡ）
１４    ミキサー
１５    ＩＱ分離回路部
１６    利得可変増幅回路部
１７ａ，１７ｂ    ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
１８    制御部
１９    送信電力制御アンプ
２０    増幅器
２１    スイッチ
２２    発信器
２３    利得制御増幅器
２４ａ，２４ｂ    Ａ／Ｄコンバータ
２５ａ，２５ｂ    受信電力算出部
２６    利得制御回路部
２７ａ，２７ｂ    Ｄ／Ａコンバータ
２８    遅延部
２９    バースト信号検出部
３０    復調処理部
３１    変調処理部
３２    フィードバック回路
【図１】
2005117394.tif 000003
【図２】
2005117394.tif 000004
【図３】
2005117394.tif 000005
【図４】
2005117394.tif 000006