(57)【要約】【課題】高周波発振型近接スイッチについて、その発振回路の高速応答化と併せて、小型化，耐ノイズ性能の向上を図る。【解決手段】検出コイル１ａを含む共振回路１、共振回路の電圧を電流に変換する第一のトランジスタ４、該トランジスタの出力電流を共振回路に帰還する第一の電流ミラー回路５、レベルシフト回路２、レベルシフト回路に電流を供給する定電流回路３、発振電圧調整用の抵抗Ｒ１  からなる近接スイッチの回路に対し、第二のトランジスタ７と、該トランジスタのコレクタに入力側を接続した第二の電流ミラー回路６と、第三のトランジスタ８を新たに追加して回路を構成する。これにより、動作電圧と復帰電圧の閾値の差を大きして耐ノイズ性を高め、また検出体が検出部に接近しても発振を持続させるようにして高速応答性を確保できる。【選択図】      図１
2005064622.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
検出コイルを含む共振回路と、この共振回路の電圧を電流に変換する第一のトランジスタと、第一のトランジスタのコレクタと共振回路の間に接続され第一のトランジスタの出力電流を共振回路に帰還する第一の電流ミラー回路と、第一のトランジスタのベースと共振回路の間に接続されたバイアス用のレベルシフト回路と、レベルシフト回路に電流を供給する定電流回路と、第一のトランジスタのエミッタと電源のグランド間に接続された発振電圧調整用の抵抗とからなる近接スイッチの発振回路において、
前記発振電圧調整抵抗にべースを接続し、エミッタを抵抗を介して基準電圧回路に接続した第二のトランジスタと、第二のトランジスタのコレクタに入力側を接続した第二の電流ミラー回路と、前記レベルシフト回路にべースを接続し、コレクタ，エミッタをそれぞれ第一の電流ミラー回路の入力側，第二の電流ミラー回路の出力側に接続した第三のトランジスタを設けたことを特徴とする近接スイッチ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、高周波発振形近接スイッチに関する。
【０００２】
【従来の技術】
頭記した高周波発振形の近接スイッチは、一般的な動作特性として、検出体が接近してから発振電圧が低下するまでの時間に比べて、検出体が遠ざかってから発振が成長するまでの時間が非常に長く、このため応答が遅れるという問題がある。
そこで、高速で移動する検出体に近接スイッチの共振回路が応答できるようにして応答性を向上させるには、検出体が接近したときにも発振を持続させる必要があり、そのための手段として特許文献１，特許文献２に開示されている回路構成が知られている。
【０００３】
【特許文献１】
特開昭６２−２６１２２２号公報
【特許文献２】
特開平３−２６２３２３号公報
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、前記した特許文献１，特許文献２に開示されている近接スイッチの回路では次記のような問題点がある。すなわち、
（１）  特許文献１の近接スイッチでは、共振回路の検波出力を反転増幅し、その増幅出力を制御信号として電圧制御回路に与え、電圧制御回路によって発振電圧を一定のレベルに維持している。しかしながら、このような構成では近接スイッチの回路が複雑となり、その回路をＩＣ化するとチップ面積が大きくなって製品が大形，高価となる。また、負荷と電源とセンサを直列に接続する２線式の近接スイッチにおいては  出力オフ時の漏れ電流を小さくするために極力消費電流を少なくする必要があるが、電圧制御回路などで多くの電流が消費されるために、漏れ電流も増加してしまうという問題があった。
【０００５】
（２）  また、検出体が振動しながら接近する場合に検知出力がオン・オフを繰り返す「チャタリング」を生じないようにするために、検出体が近接スイッチの検出面に対し垂直方向から接近したときの動作点と検出体が離れて行くときの復帰点との間の距離「応差」を設定し、動作距離に対する比を５％〜２０％に設定するのが一般的である。
これに対して、特許文献２の近接スイッチのように、検出体との間の距離と発振電圧との関係を表す特性（図５参照）が緩やかであると、その「動作」と「復帰」の閾値電圧の差を小さくしなければならないため、検出体が動作点近辺に停止している場合には、ノイズや電源電圧変動などの影響を受けて誤動作してしまうという欠点があった。
【０００６】
本発明は上記の点に鑑みなされたものであり、その目的は前記問題点を解消し、高速応答化と併せて小型化，耐ノイズ性の向上が図れるように改良した近接スイッチを提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明によれば、検出コイルを含む共振回路と、この共振回路の電圧を電流に変換する第一のトランジスタと、第一のトランジスタのコレクタと共振回路の間に接続され第一のトランジスタの出力電流を共振回路に帰還する第一の電流ミラー回路と、第一のトランジスタのベースと共振回路の間に接続されたバイアス用のレベルシフト回路と、レベルシフト回路に電流を供給する定電流回路と、第一のトランジスタのエミッタと電源のグランド間に接続された発振電圧調整用の抵抗とからなる近接スイッチの発振回路において、
前記発振電圧調整抵抗にべースを接続し、エミッタを抵抗を介して基準電圧回路に接続した第二のトランジスタと、第二のトランジスタのコレクタに入力側を接続した第二の電流ミラー回路と、前記レベルシフト回路にべースを接続し、コレクタ，エミッタをそれぞれ第一の電流ミラー回路の入力側，第二の電流ミラー回路の出力側に接続した第三のトランジスタを設けるものとする。
【０００８】
上記の構成によれば、共振回路の発振電圧が小さいときにのみ第二のトランジスタのコレクタに電流が流れ、また第二のトランジスタのコレクタに接続された第二の電流ミラー回路を介して該電流ミラー回路の出力側に接続された第三のトランジスタに電流が流れる。これにより、第三のトランジスタのコレクタに接続された第一の電流ミラー回路を介して共振回路に大きな帰還電流が流れるために発振が維持され、これにより高速応答が確保できる。しかも、動作電圧と復帰電圧との閾値の差を大きくとることができて耐ノイズ性能も向上する。
【０００９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図示実施例に基づいて説明する。まず、図１において、１は検出コイル１ａとコンデンサ１ｂからなる共振回路（検出部の発振回路）、２はレベルシフト回路、３は定電流回路、４は第一のトランジスタ、５は第一の電流ミラー回路、６は第二の電流ミラー回路、７は第二のトランジスタ、８は第三のトランジスタ、９は基準電圧回路、１０はレベル判別回路、１１は出力回路である。
ここで、定電流回路３はレベルシフト回路２のトランジスタにバイアス電流を供給している。このレベルシフト回路２のトランジスタのエミッタには共振回路１が接続され、この共振回路１に生じた電圧を直流的にシフトしトランジスタ４，８のベースに電圧を与えている。また、第一の電流ミラー回路５はトランジスタ５ａと５ｂとで構成され、その入力側のトランジスタ５ａのコレクタおよびベースは第一のトランジスタ４のコレクタに接続され、出力側のトランジスタ５ｂのコレクタはレベルシフト回路２のトランジスタのエミッタと共振回路１の間の接続点に接続されており、第一のトランジスタ４のエミッタは抵抗Ｒ１  を介して電源のグランド（０Ｖ）に接続されている。
【００１０】
一方、第三のトランジスタ８は、ベースが定電流回路２とレベルシフト回路２のトランジスタの接続点に接続され、エミッタは第二の電流ミラー回路６の出力側トランジスタ６ｂに接続され、コレクタは第一の電流ミラー回路５の入力側トランジスタ５ａに接続されている。また、第二の電流ミラー回路６の入力側トランジスタ６ａは、第二のトランジスタ７，抵抗Ｒ２  を介して基準電圧回路９のトランジスタ９ｂのコレクタに接続され、第二のトランジスタ７のベースは第一のトランジスタ４のエミッタと抵抗Ｒ１  との間の接続点に接続されている。
また、基準電圧回路９のトランジスタ９ｂのコレクタ・ベース間に抵抗Ｒ３  ，  ベース・エミッタ間にＲ４  が接続され、エミッタを電源のグランド（０Ｖ）に接続して、コレクタに定電流回路９ａから電流を供給している。
【００１１】
そして、レベル判別回路１０は定電流回路３とレベルシフト回路２との間の接続点に接続し，共振回路１の発振電圧が所定値以下に低下した際に出力回路１１を通じて検知信号を外部に送出する。
上記の回路構成で、トランジスタ４のエミッタ電圧をＶａ  とすると、抵抗Ｒ１  に流れる電流Ｉ１  はＶａ  ／Ｒ１  となり、トランジスタ４を介して電流ミラー回路５の入力側に流れる。また、基準電圧回路９の出力電圧をＶｂ，トランジスタ７のベース・エミッタ間電圧をＶｂｅ７  とすると、トランジスタ７のコレクタを流れる電流・２  は（Ｖｂ  −Ｖｂｅ７  −Ｖａ）／Ｒ２  となる。また、電流Ｉ２  は電流ミラー回路６の出力側トランジスタ６ｂ，トランジスタ８を介して電流ミラー回路５の入力側に流れ、電流ミラー回路５からはＩ１  にＩ２  を加えたＩ３  （Ｉ３  ＝Ｉ１  ＋Ｉ２  ）の電流が共振回路１に帰還する。
【００１２】
また、基準電圧回路９のトランジスタ９ｂのベース・エミッタ間電圧をＶｂｅ９  とすると、その出力電圧Ｖｂ  はＶｂｅ９（Ｒ３  ＋Ｒ４）／Ｒ４  となり、Ｒ３  とＲ４  との比で出力電圧Ｖｂ  を調整することができる。そして、前記電圧Ｖａ  が所定の電圧（図４における電圧Ｖａ’）  以下に低下したときに電流・２  が流れ出すように電圧Ｖｂ  を設定しておけば、図４の電圧−電流特性で示すように、Ｖａ’以下では帰還電流・３  が発振電圧の低下に対して小さな変化率で低下するようになり、発振電圧が急激に低下することが無くなる。したがって、図３の距離−発振電圧特性で表すように、「動作」・「復帰」距離付近では発振電圧の傾斜が急で発振電圧の変化が大となり、また検出体が検出部に接近したときには発振電圧の傾斜が緩やかになるため、動作電圧・復帰電圧の閾値の差を大きくとることができて耐ノイズ性が向上する。また、検出体が接近しても共振回路１の発振を持続させることが可能となる。
【００１３】
なお、先記の基準電圧回路９は図１の回路に限定されるものではなく、例えば図２に示すような回路に置き換えて実施することもできる。この場合に、図２の基準電圧回路９では、その出力電圧Ｖｂ  がＶｂｅ９’（Ｒ３’＋Ｒ４’）／Ｒ４’となる。
【００１４】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明による近接スイッチの回路構成によれば、動作電圧・復帰電圧の閾値の差を大きくとることができるので耐ノイズ性が向上する。また、検出体が接近しても発振を持続させることができるので高速応答性が得られる。さらに、回路構成も簡単であり、これにより小型で低消費電流の近接スイッチを安価に提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例による近接スイッチの回路図
【図２】図１における基準電圧回路の応用実施例の回路図
【図３】本発明の近接スイッチによる検出体との間の距離と発振電圧との関係を表す動作特性図
【図４】図１に表した電圧Ｖａ  と電流ミラー回路の帰還電流との関係を表す特性図
【図５】従来の近接スイッチによる検出体との間の距離と発振電圧との関係を表す動作特性図
【符号の説明】
１    共振回路
２    レベルシフト回路
３    定電流回路
４    第一のトランジスタ
５    第一の電流ミラー回路
６    第二の電流ミラー回路
７    第二のトランジスタ
８    第三のトランジスタ
９    基準電圧回路
１０    レベル判別回路
１１    出力回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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