(57)【要約】【課題】  低損失であり、低コスト化および小型化を容易にする。【解決手段】  絶縁型スイッチング電源回路Ｓの電力スイッチ素子２に直列に電流検出抵抗体１１を設ける。電流検出抵抗体１１に生じる電圧に基づいてスイッチング電源回路Ｓの過電流状態を検出したときに過電流保護制御用のトランジスタ素子１８をスイッチオンさせてスイッチング電源回路Ｓに過電流保護動作を行わせる過電流検出部Ｍを設ける。過電流検出部Ｍは、第１と第２の２つのＰＮＰトランジスタ１７，２１を備えた差動トランジスタ回路を有し、ＰＮＰトランジスタ１７のベースはバイアス電圧源１３を介して電流検出抵抗体１１の一端側に接続し、ＰＮＰトランジスタ２１のベースはバイアス電圧源２３を介して電流検出抵抗体１１の他端側に接続する。過電流が電流検出抵抗体１１に通電すると、差動トランジスタ回路はトランジスタ素子１８にオン駆動電圧を出力する。【選択図】        図１
2005341730.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
出力制御用の電力スイッチ素子と、この電力スイッチ素子のスイッチング動作を制御して出力制御を行う制御回路とを備えた絶縁型のスイッチング電源回路に組み込まれる過電流保護回路において、スイッチング電源回路の出力制御用の電力スイッチ素子に直列に接続される電流検出抵抗体と、この電流検出抵抗体に発生する電圧に基づきスイッチング電源回路の過電流状態を検出したときに過電流検知信号を出力する過電流検出部と、過電流検知信号を受けてスイッチング電源回路に過電流保護動作を行わせるべくスイッチオン動作しスイッチング電源回路の制御回路に出力低下の制御を行わせる過電流保護制御用のトランジスタ素子とを有している構成であって、過電流検出部は、エミッタ同士が接続されている第１と第２の２つのＰＮＰトランジスタを備えた差動トランジスタ回路と、第１のＰＮＰトランジスタのベースにバイアス電圧を印加するための第１のバイアス電圧源と、第２のＰＮＰトランジスタのベースにバイアス電圧を印加するための第２のバイアス電圧源とを備え、第１のＰＮＰトランジスタのベースが第１のバイアス電圧源を介して電流検出抵抗体の一端側に接続され、第２のＰＮＰトランジスタのベースが第２のバイアス電圧源を介して電流検出抵抗体の他端側に接続されており、差動トランジスタ回路は、電流検出抵抗体に発生する電圧に基づいてスイッチング電源回路の過電流状態を検知したときに、過電流保護制御用のトランジスタ素子をスイッチオンさせるためのオン駆動電圧を過電流検知信号として過電流保護制御用のトランジスタ素子の制御端子に加える構成と成しており、この差動トランジスタ回路には、過電流保護制御用のトランジスタ素子の飽和電圧の温度変動に応じて、過電流保護制御用のトランジスタ素子へのオン駆動電圧を制御するための温度補正部が設けられていることを特徴とする過電流保護回路。
【請求項２】
第１のＰＮＰトランジスタのコレクタが過電流保護制御用のトランジスタ素子の制御端子に接続されている構成を備えており、温度補正部は、温度補正用の抵抗体を有して構成され、温度補正用の抵抗体の一端側は第２のＰＮＰトランジスタのベースに接続され、温度補正用の抵抗体の他端側は、周囲温度に応じて電圧値が変化する温度補正用電圧検出位置に接続されていることを特徴とする請求項１記載の過電流保護回路。
【請求項３】
温度補正用電圧検出位置の電圧は、周囲温度が高くなるに従って電圧値が低くなる方向に変化することを特徴とする請求項２記載の過電流保護回路。
【請求項４】
第１のバイアス電圧源と、第２のバイアス電圧源とのうちの一方側にスピードアップコンデンサが並列接続されていることを特徴とする請求項１又は請求項２又は請求項３記載の過電流保護回路。
【請求項５】
第１のバイアス電圧源と、第２のバイアス電圧源との一方又は両方は、スイッチング電源回路に設けられている基準電圧源の基準電圧を分圧抵抗体により分圧し当該分圧電圧をバイアス電圧として出力する構成であることを特徴とする請求項１乃至請求項４の何れか１つに記載の過電流保護回路。
【請求項６】
第１のバイアス電圧源と、第２のバイアス電圧源との一方又は両方は、ダイオードに生じる順方向降下電圧をバイアス電圧として出力する構成であることを特徴とする請求項１乃至請求項４の何れか１つに記載の過電流保護回路。
【請求項７】
第１と第２の２つのＰＮＰトランジスタは、同一パッケージ内に封入されて複合トランジスタを構成していることを特徴とする請求項１乃至請求項６の何れか１つに記載の過電流保護回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータや絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ等の絶縁型スイッチング電源回路に組み込まれる過電流保護回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図５には過電流保護回路の一例が絶縁型のスイッチング電源回路に組み込まれた状態で示されている（特許文献１参照）。図５において、符号１は、スイッチング電源回路Ｓの入力側に接続される直流入力電源を示し、符号２は、スイッチング電源回路Ｓの出力を制御するための電力スイッチ素子（例えばＭＯＳＦＥＴ）を示している。符号３は、電力スイッチ素子２のスイッチング動作をＰＷＭ方式でもって制御する制御回路（ＰＷＭ制御ＩＣ）を示す。制御回路３の端子３Ａはデューティ制御用端子であり、端子３Ｂはグランド端子であり、端子３Ｃは電力スイッチ素子２のスイッチング動作を制御するためのパルス信号を出力する電力スイッチ素子制御用端子である。端子３Ｄは基準電圧出力端子である。
【０００３】
符号４はトランスを示し、符号４Ａはトランス４の一次コイルを示し、符号４Ｂは二次コイルを示している。符号５，６は、それぞれ、同期整流器（ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ）を示し、符号７は、それら同期整流器５，６の駆動制御を行う同期整流器駆動回路を示している。符号８はチョークコイルを示し、符号９はスイッチング電源回路出力用の平滑コンデンサを示している。符号１０はスイッチング電源回路Ｓの出力側に接続される負荷を示している。
【０００４】
符号１１は、過電流保護回路Ｋを構成する電流検出抵抗体を示している。電流検出抵抗体１１は電力スイッチ素子２に直列に接続されている。符号１２は、電流検出抵抗体１１に並列接続されてスパイク電流を除去するためのコンデンサを示している。符号１８は、過電流保護制御用のトランジスタ素子である出力トランジスタ（ＮＰＮトランジスタ）を示し、符号１９は、出力トランジスタ１８のコレクタ−エミッタ間に並列接続されるコンデンサを示している。符号２６はショットキーバリアダイオードを示し、符号２７は抵抗体を示している。
【０００５】
図５に示されるスイッチング電源回路Ｓは、絶縁型の共振リセット一石フォワードタイプのＤＣ−ＤＣコンバータである。このスイッチング電源回路Ｓにおいて、トランス４の一次コイル４Ａと、電力スイッチ素子２と、電流検出抵抗体１１とは直列に接続されており、電力スイッチ素子２のドレイン−ソース間に通電する電流と同じ電流が電流検出抵抗体１１に通電する。一次コイル４Ａと電力スイッチ素子２と電流検出抵抗体１１の直列回路に直流入力電源１が並列接続される。
【０００６】
電力スイッチ素子２のオン・オフのスイッチング動作によって、直流入力電源１から一次コイル４Ａへの電力供給が制御されて直流電力が交流電力に変換される。この交流電力は一次コイル４Ａから二次コイル４Ｂに伝達されて出力される。二次コイル４Ｂから出力された交流電力は、同期整流器５，６により整流され、また、チョークコイル８と平滑コンデンサ９により平滑されて直流電力が作り出され、この直流電力が負荷１０に出力される。
【０００７】
制御回路３は、電力スイッチ素子制御用端子３Ｃから電力スイッチ素子２のゲートに向けてスイッチング制御用のパルス信号を出力して電力スイッチ素子２のスイッチング動作を制御してスイッチング電源回路Ｓの出力を制御するものである。例えば、スイッチング電源回路Ｓには、負荷１０に出力される出力電圧を直接的又は間接的に検出する出力電圧検出部（図示せず）が設けられている。制御回路３は、スイッチング電源回路Ｓの出力電圧が予め定められた設定値に安定化するように、出力電圧検出部から出力された出力電圧の検出電圧に基づいて、電力スイッチ素子２へのスイッチング制御用のパルス信号のオンパルス幅をＰＷＭ方式でもって制御する。このとき、制御回路３は、デューティ制御用端子３Ａに加えられる電圧に基づいて定まるオンパルス幅の上限値（デューティの限界値）を越えない範囲内で、スイッチング制御用のパルス信号のオンパルス幅の制御を行う。このような制御回路３の制御動作によって、スイッチング電源回路Ｓから負荷１０に出力される出力電圧の安定化が図られる。
【０００８】
過電流保護回路Ｋは、スイッチング電源回路Ｓが過電流状態になったときに、次に示すように動作して、スイッチング電源回路Ｓに過電流保護動作を行わせるものである。すなわち、過電流保護回路Ｋにおいて、ショットキーバリアダイオード２６には、制御回路３の基準電圧出力端子３Ｄから出力された電流が抵抗体２７を介して通電して、当該ショットキーバリアダイオード２６の両端には順方向降下電圧Ｖf26が発生する。出力トランジスタ１８のベース−エミッタ間には、ショットキーバリアダイオード２６の順方向降下電圧Ｖf26と、電流検出抵抗体１１に発生する電圧Ｖ11との重畳電圧Ｖ18be（Ｖ18be＝Ｖf26＋Ｖ11）が加わる。スイッチング電源回路Ｓが過電流状態でないときには、出力トランジスタ１８のベース−エミッタ間に印加する電圧Ｖ18beは、出力トランジスタ１８のベース−エミッタ間飽和電圧（スレッショルド電圧）Ｖs18よりも小さくなるように構成されている。このため、スイッチング電源回路Ｓが過電流状態ではないときには、出力トランジスタ１８はスイッチオフ状態となる。
【０００９】
これに対して、スイッチング電源回路Ｓが過電流状態になると、電流検出抵抗体１１に発生する電圧Ｖ11のピーク電圧が上昇し、これにより、出力トランジスタ１８のベース−エミッタ間に印加する電圧Ｖ18beがベース−エミッタ間飽和電圧Ｖs18よりも大きくなって、出力トランジスタ１８がターンオンする。出力トランジスタ１８がターンオンすると、制御回路３のデューティー制御用端子３Ａに加えられる電圧が大幅に低下する。このデューティー制御用端子３Ａの電圧低下によって、制御回路３は、スイッチング電源回路Ｓの出力電圧に関係なく、電力スイッチ素子２へのスイッチング制御用のパルス信号のオンパルス幅（デューティ）を大幅に狭くする。これにより、電力スイッチ素子２のスイッチオン期間が非常に短くなってスイッチング電源回路Ｓの出力低下制御が行われて、スイッチング電源回路Ｓに通電する電流を抑える過電流保護動作が行われる。このような過電流保護回路Ｋの回路動作によってスイッチング電源回路Ｓの過電流保護が行われる。
【００１０】
ところで、常温でバイポーラトランジスタをターンオンさせるためには、バイポーラトランジスタのベース−エミッタ間に約０．６Ｖの電圧を加える必要がある。この例では、ショットキーバリアダイオード２６の順方向電圧Ｖf26をバイアス電圧として電流検出抵抗体１１の電圧Ｖ11に加えて（換言すれば、電流検出抵抗体１１の電圧Ｖ11をショットキーバリアダイオード２６の順方向電圧Ｖf26でもって嵩上げして）、出力トランジスタ１８のベース−エミッタ間に印加する構成であり、１００μＡ程度の小電流領域におけるショットキーバリアダイオードの順方向降下電圧は約０．２Ｖである。このため、電流検出抵抗体１１に発生するピーク電圧が約０．４Ｖになると、出力トランジスタ１８をターンオンさせることができる。つまり、電流検出抵抗体１１の電圧Ｖ11にバイアス電圧を印加しない場合に比べて、過電流状態時に電流検出抵抗体１１に生じさせる電圧を小さくできるので、電流検出抵抗体１１の抵抗値を小さく設定できる。これにより、電流検出抵抗体１１での導通損失を抑制することができる。
【００１１】
また、出力トランジスタ１８のベース−エミッタ間飽和電圧Ｖs18は、周囲温度が高くなるに従って低くなる方向に変動する。このため、次に示すような問題発生の虞がある。その問題とは、例えば、周囲温度が常温のときには、電流検出抵抗体１１に通電する電流が例えばαアンペアに上昇したときに出力トランジスタ１８がターンオンして過電流保護動作が開始されるのに、高温になると、出力トランジスタ１８のベース−エミッタ間飽和電圧Ｖs18の低下に起因して、電流検出抵抗体１１の通電電流がαアンペアよりも低いβアンペアに上昇したときに出力トランジスタ１８がターンオンして過電流保護動作が開始され、また、低温では、電流検出抵抗体１１の通電電流がαアンペアよりも高いγアンペアまで上昇しなければ出力トランジスタ１８がターンオンせず過電流保護動作の開始が遅れるというものである。
【００１２】
この図５の構成では、出力トランジスタ１８のベースには、電流検出抵抗体１１の電圧Ｖ11にショットキーバリアダイオード２６の順方向電圧Ｖf26がバイアス電圧として重畳されて印加される構成であり、また、そのショットキーバリアダイオード２６の順方向電圧Ｖf26は周囲温度が高くなるに従って低くなる方向に変動するので、上記のような、出力トランジスタ１８がターンオンして過電流保護動作が開始されるときの電流検出抵抗体１１の通電電流値（以下、過電流動作開始用しきい値電流値Ｉsと記す）が、出力トランジスタ１８のベース−エミッタ間飽和電圧Ｖs18の温度変動に起因して変動するという温度ドリフトを緩和することができる。
【００１３】
さらに、この過電流保護回路Ｋにおいては、パルスバイパルス動作であるので、過渡的な過電流に対する応答性も良く、急激な負荷短絡や入力チャタリングに対してもスイッチング電源回路Ｓおよび負荷１０の部品を過電流から保護することができる。
【００１４】
【特許文献１】特許第３１９８９９５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
図５に示す過電流保護回路Ｋの構成では、スイッチング電源回路Ｓが過電流状態になったときに、電流検出抵抗体１１のピーク電圧が約０．４Ｖになるように、電流検出抵抗体１１の抵抗値を設定する必要がある。スイッチング電源回路Ｓが定常状態であるときに電流検出抵抗体１１で発生する導通損失はスイッチング電源回路Ｓの出力電力の大きさに比例するため、出力電力の小さいスイッチング電源回路Ｓでは電流検出抵抗体１１での導通損失が小さくても、出力電力の大きいスイッチング電源回路Ｓでは電流検出抵抗体１１での導通損失は無視できない程に大きな損失となる。
【００１６】
電流検出抵抗体１１に代えて、過電流を検出するためにカレントトランスを利用することが考えられるが、カレントトランスは、高価な部品であるし、大型な（占有体積の大きな）部品である。このため、スイッチング電源回路Ｓの低コスト化や小型化を妨げるという問題が生じる。
【００１７】
また、ショットキーバリアダイオード２６の順方向電圧Ｖf26の温度変化幅は、出力トランジスタ１８のベース−エミッタ間飽和電圧Ｖs18の温度変化幅よりも小さいので、前記した過電流動作開始用しきい値電流値Ｉsの温度ドリフトの問題を補償しきれない。このため、過電流動作開始用しきい値電流値Ｉsの高精度な安定化の要求には満足に応えることが難しいという問題がある。
【００１８】
本発明は上記課題を解決するために成されたものであり、その目的は、低損失であり、低コスト化および小型化が容易な過電流保護回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
上記目的を達成するために、この発明は次に示す構成をもって前記課題を解決するための手段としている。すなわち、この発明は、出力制御用の電力スイッチ素子と、この電力スイッチ素子のスイッチング動作を制御して出力制御を行う制御回路とを備えた絶縁型のスイッチング電源回路に組み込まれる過電流保護回路において、スイッチング電源回路の出力制御用の電力スイッチ素子に直列に接続される電流検出抵抗体と、この電流検出抵抗体に発生する電圧に基づきスイッチング電源回路の過電流状態を検出したときに過電流検知信号を出力する過電流検出部と、過電流検知信号を受けてスイッチング電源回路に過電流保護動作を行わせるべくスイッチオン動作しスイッチング電源回路の制御回路に出力低下の制御を行わせる過電流保護制御用のトランジスタ素子とを有している構成であって、過電流検出部は、エミッタ同士が接続されている第１と第２の２つのＰＮＰトランジスタを備えた差動トランジスタ回路と、第１のＰＮＰトランジスタのベースにバイアス電圧を印加するための第１のバイアス電圧源と、第２のＰＮＰトランジスタのベースにバイアス電圧を印加するための第２のバイアス電圧源とを備え、第１のＰＮＰトランジスタのベースが第１のバイアス電圧源を介して電流検出抵抗体の一端側に接続され、第２のＰＮＰトランジスタのベースが第２のバイアス電圧源を介して電流検出抵抗体の他端側に接続されており、差動トランジスタ回路は、電流検出抵抗体に発生する電圧に基づいてスイッチング電源回路の過電流状態を検知したときに、過電流保護制御用のトランジスタ素子をスイッチオンさせるためのオン駆動電圧を過電流検知信号として過電流保護制御用のトランジスタ素子の制御端子に加える構成と成しており、この差動トランジスタ回路には、過電流保護制御用のトランジスタ素子の飽和電圧の温度変動に応じて、過電流保護制御用のトランジスタ素子へのオン駆動電圧を制御するための温度補正部が設けられていることを特徴としている。
【発明の効果】
【００２０】
この発明では、過電流保護回路の過電流保護制御用のトランジスタ素子をターンオン（スイッチオン動作）させることにより、スイッチング電源回路に過電流保護動作を行わせる構成と成しており、過電流保護制御用のトランジスタ素子のスイッチオン制御を行う過電流検出部は差動トランジスタ回路を有する構成とした。その差動トランジスタ回路は、第１と第２の２つのＰＮＰトランジスタを有して構成されている。
【００２１】
例えば、第１のＰＮＰトランジスタのベースを直接的に電流検出抵抗体の一端側に、また、第２のＰＮＰトランジスタのベースを直接的に電流検出抵抗体の他端側に、それぞれ、接続する構成とすると、過電流保護制御用のトランジスタ素子をスイッチオンさせるために必要な電圧と同程度の電圧（例えば約０．６Ｖの電圧）を電流検出抵抗体に発生させなければ、差動トランジスタ回路は、過電流保護制御用のトランジスタ素子をターンオンさせることができない。これに対して、この発明では、第１のＰＮＰトランジスタのベースは第１のバイアス電圧源を介して電流検出抵抗体の一端側に、また、第２のＰＮＰトランジスタのベースは第２のバイアス電圧源を介して電流検出抵抗体の他端側に、それぞれ、接続される構成とした。このため、電流検出抵抗体に生じる電圧がバイアス電圧によって嵩上げされて第１又は第２のＰＮＰトランジスタのベースに加えられるので、電流検出抵抗体に生じる電圧が小さくとも、差動トランジスタ回路は、過電流保護制御用のトランジスタ素子をターンオンさせることができるオン駆動電圧を出力することができる。例えば、スイッチング電源回路が過電流状態であるときに、電流検出抵抗体に生じる電圧のピーク電圧が約０．１Ｖ程度というように小さくとも、差動トランジスタ回路から過電流保護検知信号（過電流保護制御用のトランジスタ素子をスイッチオンさせるためのオン駆動電圧）を出力できて過電流保護制御用のトランジスタ素子をスイッチオン動作させることができる。
【００２２】
このため、電流検出抵抗体の抵抗値を小さく抑制することができる。例えば、電流検出抵抗体の抵抗値を従来の電流検出抵抗体の抵抗値の数分の一程度に小さく設定することにより、その電流検出抵抗体での導通損失を従来の数分の一程度に小さく抑制することができる。
【００２３】
また、この発明では、温度補正部を設け、この温度補正部により、過電流保護制御用のトランジスタ素子の飽和電圧の温度変動に応じて、差動トランジスタ回路から過電流保護制御用のトランジスタ素子に加えるオン駆動電圧の出力を制御する構成を備えているので、過電流動作開始用しきい値電流値Ｉsの温度ドリフトを小さく抑制することができる。
【００２４】
さらに、この発明では、電流検出抵抗体は電力スイッチ素子に直列に接続され、電流検出抵抗体の通電電流は電力スイッチ素子に通電している電流と同じパルス状の電流であることから、パルスバイパルス動作が行われる。つまり、電力スイッチ素子のスイッチング動作の１周期毎に、電流検出抵抗体の通電電流を利用して過電流状態の有無が判断される構成であることから、例えば過渡的な過電流に対しても応答性良く動作してスイッチング電源回路に過電流保護動作を行わせることができる。これにより、例えば急激な負荷短絡や入力チャタリング等による過電流に対しても、スイッチング電源回路や負荷の部品を保護することができる。
【００２５】
さらに、この発明の過電流保護回路は、カレントトランスのような高価で大型な部品を使用せずに、安価で小型なバイポーラトランジスタやダイオードや抵抗体やコンデンサだけで構築することができる。また、過電流保護回路の回路構成の簡略化もできて、部品点数を少なく抑えることができる。これらのことから、小型で、安価な過電流保護回路および絶縁型のスイッチング電源回路を提供することが容易となる。
【００２６】
さらに、温度補正部が温度補正用の抵抗体を有して構成される構成とすることによって、抵抗体を１つ設けるだけで、過電流動作開始用しきい値電流値Ｉsの温度ドリフトの抑制を行うことができるので、回路構成の煩雑化を防止しながら、周囲温度変動に悪影響を受け難い過電流保護回路を提供することができる。
【００２７】
さらに、第１のバイアス電圧源と、第２のバイアス電圧源とのうちの一方側にスピードアップコンデンサを並列接続することによって、過電流に対する応答性をより早くすることができる。
【００２８】
さらに、第１のバイアス電圧源と第２のバイアス電圧源とのうちの一方又は両方が、絶縁型のスイッチング電源回路に設けられている基準電圧源を分圧抵抗体により分圧し当該分圧電圧をバイアス電圧として出力する構成であったり、また、第１のバイアス電圧源と第２のバイアス電圧源とのうちの一方又は両方が、ダイオードに生じる順方向降下電圧をバイアス電圧として出力する構成とすることによって、高精度に安定化したバイアス電圧をＰＮＰトランジスタのベースに印加することができて、過電流保護回路の回路動作の信頼性を高めることができる。
【００２９】
同一パッケージ内に複数のトランジスタが封入されている構成を持つ複合トランジスタの一つのトランジスタが第１のＰＮＰトランジスタを構成し、別の一つのトランジスタが第２のＰＮＰトランジスタを形成する構成とすることによって、第１と第２の２つのＰＮＰトランジスタは、ベース−エミッタ間飽和電圧の温度変動がほぼ等しくなる。このため、それら第１と第２の２つのＰＮＰトランジスタにより構成される差動トランジスタ回路は、周囲温度の変化の悪影響を殆ど受けることなく回路動作を行うことが可能となり、過電流保護回路に対する回路動作の信頼性をより一層向上させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３０】
以下に、この発明に係る実施形態例を図面に基づいて説明する。なお、以下に説明する各実施形態例の説明において、図５に示す回路構成と同一構成部分には同一符号を付し、その共通部分の重複説明は省略する。
【００３１】
図１には第１実施形態例の過電流保護回路Ｋがスイッチング電源回路Ｓに組み込まれた状態で示されている。この第１実施形態例の過電流保護回路Ｋは、電流検出抵抗体１１と、コンデンサ１２と、過電流保護制御用のトランジスタ素子である出力トランジスタ１８と、コンデンサ１９と、過電流検出部Ｍとを有して構成されている。
【００３２】
この過電流保護回路Ｋでは、電流検出抵抗体１１に生じる電圧に基づいて過電流検出部Ｍがスイッチング電源回路Ｓの過電流状態を検知したときには、過電流検出部Ｍから出力トランジスタ１８のベースに向けて、出力トランジスタ１８をスイッチオン動作させるためのオン駆動電圧が過電流検知信号として出力される。この出力トランジスタ１８のスイッチオン動作（ターンオン）によって、制御回路３のデューティ制御用端子３Ａに加えられる電圧が低下し、これにより、制御回路３の電力スイッチ素子制御用端子３Ｃから電力スイッチ素子２へのスイッチング制御用のパルス信号のオンパルス幅（デューティ）が狭くなってスイッチング電源回路Ｓの出力低下の制御が行われる。このため、スイッチング電源回路Ｓ内の通電電流が下げられて過電流が抑制される。
【００３３】
この第１実施形態例では、過電流検出部Ｍは、第１のＰＮＰトランジスタ１７と、第２のＰＮＰトランジスタ２１と、抵抗体１３，１５，１６，２０，２２，２３，２４と、スピードアップコンデンサ１４とを有して構成されている。この過電流検出部Ｍにおいて、第１と第２の２つのＰＮＰトランジスタ１７，２１のエミッタ同士は接続され当該接続部は抵抗体２０を介し基準電圧源である制御回路３の基準電圧出力端子３Ｄに接続されている。また、第１のＰＮＰトランジスタ１７のコレクタは抵抗体１６を介してスイッチング電源回路Ｓのグランドに接続され、第２のＰＮＰトランジスタ２１のコレクタはスイッチング電源回路Ｓのグランドに直接的に接続されている。第１と第２の２つのＰＮＰトランジスタ１７，２１と抵抗体１６，２０は差動トランジスタ回路を構成しており、この差動トランジスタ回路の出力部である第１のＰＮＰトランジスタ１７のコレクタ側は出力トランジスタ１８のベースに接続されている。
【００３４】
なお、第１と第２の２つのＰＮＰトランジスタ１７，２１は、それぞれ、別個独立のトランジスタ素子により構成されていてもよいし、複数のトランジスタが同一パッケージ内に封入されている構成を持つ複合トランジスタ内の一つのトランジスタを第１のＰＮＰトランジスタ１７として利用し、別の一つのトランジスタを第２のＰＮＰトランジスタ２１として利用する構成としてもよい。複合トランジスタを利用した場合には、第１と第２の２つのトランジスタ１７，２１が同一パッケージ内に封入されているので、温度差や、ｈfe（直流電流増幅率）ばらつきによる過電流動作開始用しきい値電流値Ｉsの誤差を最小限に抑制できることとなる。
【００３５】
この第１実施形態例では、第１のＰＮＰトランジスタ１７のベースは抵抗体１３を介して電流検出抵抗体１１の一端側（直流入力電源１の負極側の端部）に接続され、第２のＰＮＰトランジスタ２１のベースは抵抗体２３を介して電流検出抵抗体１１の他端側（電力スイッチ素子２側の端部）に接続されている。抵抗体１３にはスピードアップコンデンサ１４が並列接続されている。また、第１のＰＮＰトランジスタ１７のベースと抵抗体１３との接続部から、制御回路３の基準電圧出力端子３Ｄに至る導通経路が形成され、この導通経路には抵抗体１５が直列的に介設されている。
【００３６】
さらに、第２のＰＮＰトランジスタ２１のベース−エミッタ間に並列的に抵抗体２２が設けられている。抵抗体２２が接続されている第２のＰＮＰトランジスタ２１のエミッタ側は、周囲温度が高くなるに従って電圧値が低くなる位置であり、ここでは、温度補正用電圧検出位置に設定されており、抵抗体２２は温度補正用の抵抗体と成している。
【００３７】
さらに、第２のＰＮＰトランジスタ２１のベースと抵抗体２３との接続部から、制御回路３の基準電圧出力端子３Ｄに至る導通経路が形成され、この導通経路には抵抗体２４が直列的に介設されている。
【００３８】
このような過電流保護回路Ｋでは、スイッチング電源回路Ｓの制御回路３の基準電圧出力端子３Ｄから出力された電流は抵抗体１３，１５に流れると共に、抵抗体２３，２４に流れる。このため、基準電圧出力端子３Ｄから出力された基準電圧Ｖ3Dは抵抗体１３，１５によって分圧され、抵抗体１３に生じる電圧は第１のＰＮＰトランジスタ１７のベースに加えられる。また、基準電圧Ｖ3Dは抵抗体２３，２４によって分圧され、抵抗体２４に生じる電圧は第２のＰＮＰトランジスタ２１のベースに加えられる。すなわち、基準電圧出力端子３Ｄから出力される基準電圧Ｖ3Dは高精度に安定化した直流電圧であり、この第１実施形態例では、その基準電圧Ｖ3Dに基づいて抵抗体１３に生じる電圧Ｖb1は、第１のＰＮＰトランジスタ１７のベースにバイアス電圧として印加される。また、基準電圧Ｖ3Dに基づいて抵抗体２３に生じる電圧Ｖb2は、第２のＰＮＰトランジスタ２１のベースにバイアス電圧として印加される。つまり、抵抗体１３によって、第１のバイアス電圧源が構成され、抵抗体２３によって、第２のバイパス電圧源が構成されている。
【００３９】
この第１実施形態例では、電流検出抵抗体１１の電力スイッチ素子２側の端部は制御回路３のグランドに接続されていることから、電力スイッチ素子２のスイッチング動作に基づいて電流検出抵抗体１１に電流が通電すると、電流検出抵抗体１１には、その通電電流に応じた、グランドに対して負の電圧が発生する。この電流検出抵抗体１１に生じた負の電圧は、抵抗体１３のバイアス電圧Ｖb1と共に、第１のＰＮＰトランジスタ１７のベースに印加する。換言すれば、第１のＰＮＰトランジスタ１７のベースには、電流検出抵抗体１１の電圧に抵抗体１３のバイアス電圧Ｖb1が重畳された電圧が印加される。当該第１のＰＮＰトランジスタ１７のベース電圧は、例えば図２（ｅ）に示されるような電圧波形を持つ。すなわち、電力スイッチ素子２のスイッチオフ期間中には、電流検出抵抗体１１には電流が通電しないので、電流検出抵抗体１１の電圧は０となることから、第１のＰＮＰトランジスタ１７のベース電圧は、抵抗体１３のバイアス電圧Ｖb1となる。電力スイッチ素子２のスイッチオン期間中には、電流検出抵抗体１１に電流が通電して負の電圧が発生するので、第１のＰＮＰトランジスタ１７のベース電圧は、抵抗体１３のバイアス電圧Ｖb1から電流検出抵抗体１１の負の電圧分だけ低下した電圧となる。このように、第１のＰＮＰトランジスタ１７のベース電圧は、電力スイッチ素子２のスイッチング周波数と同じ周波数でもって負の方向のパルスが生じる電圧波形を持つ。これに対して、第２のＰＮＰトランジスタ２１のベース電圧は、図２（ｅ）に示されるように、抵抗体２３のバイアス電圧Ｖb2に安定化されている。
【００４０】
ところで、第１と第２の２つのＰＮＰトランジスタ１７，２１を有する差動トランジスタ回路においては、第１のＰＮＰトランジスタ１７のベース電圧が第２のＰＮＰトランジスタ２１のベース電圧よりも大きい場合には、第１のＰＮＰトランジスタ１７はスイッチオフ状態で、第２のＰＮＰトランジスタ２１はスイッチオン状態となる。このとき、差動トランジスタ回路（第１のＰＮＰトランジスタ１７）から出力トランジスタ１８のベースに向けて電力は供給されないので、出力トランジスタ１８はスイッチオフ状態である。これに対して、第１のＰＮＰトランジスタ１７のベース電圧が出力トランジスタ１８のベース電圧よりも小さくなった場合には、第１のＰＮＰトランジスタ１７はスイッチオン状態となり、第２のＰＮＰトランジスタ２１はスイッチオフ状態となる。この第１実施形態例では、第１のＰＮＰトランジスタ１７のベースに、抵抗体１３のバイアス電圧Ｖb1を印加していることから、電流検出抵抗体１１の電圧が小さくとも、そのバイアス電圧Ｖb1を適宜設定することにより、第１のＰＮＰトランジスタ１７がスイッチオンしたときには、そのバイアス電圧Ｖb1によって、差動トランジスタ回路（第１のＰＮＰトランジスタ１７）から出力トランジスタ１８のベースに向けて、出力トランジスタ１８をスイッチオンさせるためのオン駆動電圧（例えば０．６Ｖ以上の電圧）を出力できて、出力トランジスタ１８をターンオンさせることができる。
【００４１】
差動トランジスタ回路は上記のように回路動作することから、スイッチング電源回路Ｓが過電流状態となったときに、第１のＰＮＰトランジスタ１７のベース電圧が第２のＰＮＰトランジスタ２１のベース電圧Ｖb2よりも低くなるように、電流検出抵抗体１１の抵抗値と、抵抗体１３のバイアス電圧Ｖb1と、抵抗体２３のバイアス電圧Ｖb2とが、それぞれ、関係づけられて設定されている。例えば、過電流動作開始用しきい値電流値Ｉsの電流が電流検出抵抗体１１に通電しているときに電流検出抵抗体１１に生じる電圧をＶ11pとし、抵抗体１３のバイアス電圧Ｖb1をＶb1とし、抵抗体２３のバイアス電圧Ｖb2をＶb2としたときに、Ｖb1＋Ｖ11p＝Ｖb2の数式が満たされるように、差動トランジスタ回路の回路定数が設定されている。なお、もちろん、抵抗体１３のバイアス電圧Ｖb1は、差動トランジスタ回路から出力トランジスタ１８にオン駆動電圧（例えば０，６Ｖ以上の電圧）を出力できるようにするという条件をも考慮して設定されるものである。
【００４２】
このように、差動トランジスタ回路の回路定数が設定されることによって、スイッチング電源回路Ｓが過電流状態となったときには、差動トランジスタ回路により出力トランジスタ１８がターンオンして、スイッチング電源回路Ｓは過電流保護動作を行うことができる。
【００４３】
以下に、この第１実施形態例の過電流保護回路Ｋの動作例を図２を利用して説明する。時間ｔ0において、スイッチング電源回路Ｓは正常な動作を行っている。このとき、電力スイッチ素子２がスイッチオフして（図２（ａ）参照）、一次コイル４Ａの励磁インダクタンスと電力スイッチ素子２の寄生容量とによるＬＣ共振によって一次コイル４Ａにはパルス電圧が発生する（例えば、図２（ｂ）参照）。そのＬＣ共振の半周期が経過すると（時間ｔ1）、トランス４のリセットが完了し、電力スイッチ素子２のドレイン−ソース間電圧がほぼ直流入力電源１の入力電圧でクランプされる。時間ｔ2で、電力スイッチ素子２がスイッチオンすると、直流入力電源１→一次コイル４Ａ→電力スイッチ素子２→電流検出抵抗体１１を通る経路でもって電流（スイッチング電流）が流れる。このとき、スパイク電流成分は電流検出抵抗体１１を通らずにコンデンサ１２を経由して流れる。このため、電流検出抵抗体１１には、電力スイッチ素子２を通電するスイッチング電流からスパイク電流成分が除去された電流が通電し、当該通電電流に応じた負の電圧が発生する（例えば、図２（ｃ）、（ｄ）参照）。
【００４４】
その電流検出抵抗体１１の負の電圧に抵抗体１３のバイアス電圧Ｖb1が重畳され当該重畳電圧が第１のＰＮＰトランジスタ１７のベースに加えられる（図２（ｅ）参照）。また、第２のＰＮＰトランジスタ２１のベースには抵抗体２３のバイアス電圧Ｖb2が印加されている。この第１実施形態例では、スイッチング電源回路Ｓが過電流状態ではない正常の状態であるときには、第１のＰＮＰトランジスタ１７のベース電圧は、第２のＰＮＰトランジスタ２１のベース電圧よりも大きくなるように設計されているので、このとき、第１のＰＮＰトランジスタ１７はスイッチオフ状態であり、第２のＰＮＰトランジスタ２１はスイッチオン状態であって、出力トランジスタ１８はスイッチオフ状態を継続する。このため、スイッチング電源回路Ｓは過電流保護動作を行わない。時間ｔ3で、電力スイッチ素子２が再びスイッチオフすると、上記同様の動作が周期的に繰り返される。
【００４５】
時間ｔ4において、何らかの原因で負荷短絡が発生して、スイッチング電源回路Ｓが過電流状態となったとする。これにより、電力スイッチ素子２のスイッチオン期間中には、電力スイッチ素子２や電流検出抵抗体１１を通電する電流（スイッチング電流）が増加する。そして、例えば時間ｔ5において、第１のＰＮＰトランジスタ１７のベース電圧が第２のＰＮＰトランジスタ２１のベース電圧よりも低下すると（図２（ｅ）参照）、第２のＰＮＰトランジスタ２１はスイッチオフし、第１のＰＮＰトランジスタ１７がスイッチオンして、抵抗体１６に電流が通電する。これにより、出力トランジスタ１８のベースにはオン駆動電圧が印加されて、出力トランジスタ１８がターンオンする。この出力トランジスタ１８の導通によって制御回路３のデューティ制御用端子３Ａの電圧が低下して、電力スイッチ素子２のデューティが小さくなる。
【００４６】
時間ｔ6において、電力スイッチ素子２がスイッチオフすると、電流検出抵抗体１１の電圧が無くなるので、第１のＰＮＰトランジスタ１７のベース電圧は第２のＰＮＰトランジスタ２１のベース電圧よりも大きくなって第１のＰＮＰトランジスタ１７および出力トランジスタ１８はスイッチオフする。このように出力トランジスタ１８がスイッチオフしても、デューティ制御用端子３Ａの電圧はコンデンサ１９によって平滑されて、図２（ｇ）に示されるように、低下した電圧を維持できる。
【００４７】
その後、電力スイッチ素子２がスイッチオンして、再び、第１のＰＮＰトランジスタ１７のベース電圧が第２のＰＮＰトランジスタ２１のベース電圧よりも低くなると（時間ｔ7）、出力トランジスタ１８がターンオンしてデューティ制御用端子３Ａの電圧が更に下げられて（図２（ｇ）参照）、電力スイッチ素子２のデューティが更に狭められる（図２（ａ）参照）。
【００４８】
このように過電流保護回路Ｋが回路動作し、これにより、スイッチング電源回路Ｓは出力を低下させ通電電流を抑えて過電流保護動作を行う。この第１実施形態例では、上記のように、電力スイッチ素子２のスイッチング周期の１周期毎に、電力スイッチ素子２に通電するスイッチング電流を検出して過電流状態の有無を判断できるパルスバイパルス動作が行われる。この第１実施形態例では、第１のＰＮＰトランジスタ１７のバイアス電圧源である抵抗体１３にスピードアップコンデンサ１４を並列接続しているので、電流検出抵抗体１１の電圧が過電流状態を示す大きな電圧になったときに、直ちに第１のＰＮＰトランジスタ１７をスイッチオンさせることができることから、望ましいパルスバイパルス動作を実現できる。
【００４９】
また、この第１実施形態例では、温度補正用電圧検出位置に接続されている温度補正用の抵抗体２２が第２のＰＮＰトランジスタ２１のベースに接続されているので、周囲温度が変化すると、その温度変動に応じて、第２のＰＮＰトランジスタ２１のベース電圧が変化する。差動トランジスタ回路には温度依存性は殆ど無いが、出力トランジスタ１８のベース−エミッタ間飽和電圧Ｖs18は温度依存性がある。このため、過電流動作開始用しきい値電流値Ｉsの温度ドリフトの問題が生じる虞があるが、この第１実施形態例では、そのように、周囲温度に応じて第２のＰＮＰトランジスタ２１のベース電圧を変化できる構成としたので、過電流状態であるときに、差動トランジスタ回路から出力トランジスタ１８に出力されるオン駆動電圧の出力開始タイミングと、そのオン駆動電圧のパルス幅とが周囲温度に応じて変化する。このために、温度補正用の抵抗体２２の抵抗値を適宜設定することによって、過電流動作開始用しきい値電流値Ｉsの温度ドリフトを殆ど抑制することができる。
【００５０】
以下に、第２実施形態例を説明する。なお、この第２実施形態例の説明において、第１実施形態例と同一構成部分には同一符号を付し、その共通部分の重複説明は省略する。
【００５１】
図３には第２実施形態例の過電流保護回路Ｋがスイッチング電源回路Ｓに組み込まれた状態で示されている。この第２実施形態例では、第１実施形態例に示した抵抗体１３，２３に代えて、ダイオード３０，３１が設けられている。つまり、ダイオード３０は、当該ダイオード３０の順方向降下電圧をバイアス電圧Ｖb1として第１のＰＮＰトランジスタ１７のベースに印加する第１のバイアス電圧源を構成する。また、ダイオード３１は、当該ダイオード３１の順方向降下電圧をバイアス電圧Ｖb2として第２のＰＮＰトランジスタ２１のベースに印加する第２のバイアス電圧源を構成する。なお、この第２実施形態例では、抵抗体１３，２３の省略に伴って、抵抗体１５，２４およびスピードアップコンデンサ１４も省略されている。
【００５２】
上記以外の構成は第１実施形態例に示した構成と同様である。
【００５３】
以下に、第３実施形態例を説明する。なお、この第３実施形態例の説明において、第１実施形態例と同一構成部分には同一符号を付し、その共通部分の重複説明は省略する。
【００５４】
図４には第３実施形態例の過電流保護回路Ｋがスイッチング電源回路Ｓに組み込まれた状態で示されている。この第３実施形態例では、第２のＰＮＰトランジスタ２１のコレクタとグランドとの間にＮＰＮトランジスタ２５が介設されている。このＮＰＮトランジスタ２５はコレクタとベースが短絡接続されており、当該ＮＰＮトランジスタ２５のベース電圧は、周囲温度が高くなるに従って電圧値が低くなる方向に変化する。このことから、そのＮＰＮトランジスタ２５のベース側を温度補正用電圧検出位置として定め、温度補正用の抵抗体２２の一端側がそのＮＰＮトランジスタ２５のベースに接続され、温度補正用の抵抗体２２の他端側は第２のＰＮＰトランジスタ２１のベースに接続されている。
【００５５】
この第３実施形態例においても、第１実施形態例と同様に、周囲温度が変動すると、第２のＰＮＰトランジスタ２１のベース電圧は、温度補正用の抵抗体２２を介して接続されている温度補正用電圧検出位置の電圧の温度変化を利用して温度変化できて、過電流動作開始用しきい値電流値Ｉsの温度ドリフトの抑制を行うことができる。
【００５６】
上記以外の構成は第１実施形態例の構成と同様である。
【００５７】
なお、この発明は第１〜第３の各実施形態例の構成に限定されるものではなく、様々な実施の形態を採り得る。例えば、第１〜第３の各実施形態例では、電流検出抵抗体１１は、制御回路３のグランド端子３Ｂの接続位置と、直流入力電源１の負極側との間に介設されていたが、電流検出抵抗体１１は、電力スイッチ素子２に直列に接続されていればよく、その配設位置は、第１〜第３の各実施形態例に示した位置に限定されるものではなく、例えば、電力スイッチ素子２のソース側と、グランド端子３Ｂの接続位置との間に介設してもよい。
【００５８】
また、第１〜第３の各実施形態例では、出力トランジスタ１８は、バイポーラトランジスタにより構成されていたが、過電流保護制御用のトランジスタ素子である出力トランジスタ１８は、ＭＯＳＦＥＴにより構成されてもよい。
【００５９】
さらに、第１〜第３の各実施形態例では、過電流保護回路Ｋが組み込まれる絶縁型スイッチング電源回路Ｓは、共振リセット一石フォワードコンバータであったが、本発明の過電流保護回路は、共振リセット一石フォワードコンバータ以外の、例えば、フライバックコンバータや、プッシュプルコンバータや、ハーフブリッジコンバータ等の他のタイプのコンバータにより構成される絶縁型スイッチング電源回路に組み込んでもよいものである。
【００６０】
さらに、過電流動作開始用しきい値電流値Ｉsに影響を与える抵抗体をファンクショントリミングしてもよく、そのようにファンクショントリミングすることによって、より設計通りに過電流保護回路を動作させることができるので、過電流保護回路の回路動作の精度を高めることができる。
【００６１】
さらに、第１と第３の各実施形態例では、抵抗体１３（第１のバイアス電圧源）にスピードアップコンデンサ１４が並列接続されていたが、例えば、電流検出抵抗体１１が、電力スイッチ素子２のソース側と、制御回路３のグランド端子３Ｂとの間に介設され、第１のＰＮＰトランジスタ１７のベースが電流検出抵抗体１１のグランド側の端部に接続されており、第２のＰＮＰトランジスタ２１のバイアス電圧源として抵抗体２３が設けられている構成である場合には、スピードアップコンデンサ１４は、その抵抗体２３（第２のバイアス電圧源）に並列接続される構成としてもよい。
【００６２】
さらに、第１と第３の各実施形態例では、第１と第２のバイアス電圧源は両方共に抵抗体（１３，２３）により構成され、第２実施形態例では、第１と第２のバイアス電圧源は両方共にダイオード（３０，３１）により構成されていたが、例えば、第１と第２のバイアス電圧源のうちの一方側は制御回路３の基準電圧出力端子３Ｄから出力される基準電圧と抵抗体を利用してバイアス電圧を発生する構成とし、他方側はダイオードの順方向降下電圧をバイアス電圧として利用する構成としてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００６３】
【図１】第１実施形態例の過電流保護回路をスイッチング電源回路に組み込んだ状態で表した回路図である。
【図２】図１に示した過電流保護回路の回路動作の一例を説明するための図である。
【図３】第２実施形態例の過電流保護回路をスイッチング電源回路に組み込んだ状態で表した回路図である。
【図４】第３実施形態例の過電流保護回路をスイッチング電源回路に組み込んだ状態で表した回路図である。
【図５】過電流保護回路の一従来例をスイッチング電源回路に組み込んだ状態で表した回路図である。
【符号の説明】
【００６４】
２  電力スイッチ素子
３  制御回路
１１  電流検出抵抗体
１３，１５，２２，２３，２４  抵抗体
１４  スピードアップコンデンサ
１７  第１のＰＮＰトランジスタ
１８  出力トランジスタ
２１  第２のＰＮＰトランジスタ
３０，３１  ダイオード
Ｓ  絶縁型スイッチング電源回路
Ｋ  過電流保護回路
Ｍ  過電流検出部
【図１】
2005341730.tif 000003
【図２】
2005341730.tif 000004
【図３】
2005341730.tif 000005
【図４】
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【図５】
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