(57)【要約】【課題】入力電流の、その指令値に対する追従性を改善し、破綻しにくい制御系を構築する。【解決手段】乗算器６４１ｂが変調係数ｒを第１の電流指令値ｉm*に乗じて第２の電流指令値ｉT*を生成する。乗算器６４２ｃが変調係数ｒを、入力電流ｉinの基本周波数の振幅ｉin1に乗じて入力電流の絶対値の指令値｜ｉin*｜を生成する。入力電流の絶対値の指令値｜ｉin*｜と入力電流ｉinの絶対値｜ｉin｜との差に基づいて、入力電流補償部６４２ｅが補償電流指令値ｉcomp*を生成する。第２の電流指令値ｉT*に補償電流指令値ｉcomp*が加算されて、駆動電流指令値ｉdq*が生成される。駆動電流指令値ｉdq*と電流位相指令値β*とに基づいて、ｑ軸電流指令値ｉq*及びｄ軸電流指令値ｉd*が生成される。変調係数ｒは例えば（｜sinθin｜−ｋ1）・ｋ2に設定される。【選択図】図２
2005130666.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源（１）から所定の基本周波数を有する入力電圧（ｖin）及び入力電流（ｉin）を入力し、全波整流を行うダイオードブリッジ（２）と、
前記ダイオードブリッジの出力を受けるコンデンサ（３１）を有する平滑回路（３）と、
前記平滑回路の出力を受け、多相の交流電流（ｉu，ｉv，ｉw）を出力するインバータ（４）と
を用いて多相駆動部（５）を駆動する際に前記インバータのスイッチングを制御する方法であって、
（ａ）前記入力電圧の位相角（θin）に基づいて前記多相駆動部の駆動電流の指令値（ｉdq*）を生成するステップと、
（ｂ）前記駆動電流に対して所定値（−β*）の正弦値（−sinβ*）と前記所定値の余弦値（cosβ*）とを乗じて、それぞれｄ軸電流指令値（ｉd*）とｑ軸電流指令値（ｉq*）とを生成するステップと、
（ｃ）前記ｄ軸電流指令値及び前記ｑ軸電流指令値に基づいて前記インバータのスイッチング動作の指令値信号（Ｔu，Ｔv，Ｔw）を生成するステップと
を備え、
前記ステップ（ａ）は
（ａ−１）前記駆動部の速度（ωm）と前記速度の指令値（ωm*）との差に基づいて第１の電流指令値（ｉm*）を生成するステップと、
（ａ−２）第１期間において値零を採り、第２期間において単調増加の後に単調減少する、非負の変調係数（ｒ）を求めるステップと、
（ａ−３）前記変調係数を用いて前記第１の電流指令値を変調して第２の電流指令値（ｉT*）を求めるステップと、
（ａ−４）前記第２の電流指令値に基づいて前記駆動電流の前記指令値を生成するステップと
を有し、
前記第１期間及び前記第２期間は前記入力電圧の周期の半分の周期で繰り返される、インバータ制御方法。
【請求項２】
前記ステップ（ａ−２）においては、前記入力電圧（ｖin）の前記位相角（θin）の正弦値の絶対値（｜sinθin｜）から１より小さな正の第１定数（ｋ1）を減じ、その結果が非負であれば当該結果に正の第２定数（ｋ2）を乗じて、また前記結果が負であれば零を採用して、前記変調係数（r）が求められる、請求項１記載のインバータ制御方法。
【請求項３】
前記第２の定数（ｋ2）は前記変調係数（r）と前記入力電圧（ｖin）の位相角（θin）の正弦値の絶対値（｜sinθin｜）との積の平均値が０．５となるように設定される、請求項２記載のインバータ制御方法。
【請求項４】
前記ステップ（ａ−４）において、前記入力電流の基本波の振幅（ｉin1）と前記変調係数（r）との積として求めた前記入力電流の絶対値の指令値（｜ｉin*｜）と、前記入力電流の絶対値（｜ｉin｜）との差に基づいた補償電流指令値（ｉcomp*）を、前記第２の電流指令値（ｉT*）に対して加えた結果を前記駆動電流の前記指令値（ｉdq*）とする、請求項１乃至請求項３のいずれか一つに記載のインバータ制御方法。
【請求項５】
交流電源（１）から所定の基本周波数を有する入力電圧（ｖin）及び入力電流（ｉin）を入力し、全波整流を行うダイオードブリッジ（２）と、
前記ダイオードブリッジの出力を受けるコンデンサ（３１）を有する平滑回路（３）と、
前記平滑回路の出力を受け、多相の交流電流（ｉu，ｉv，ｉw）を出力するインバータ（４）と
を用いて多相駆動部（５）を駆動する際に前記インバータのスイッチングを制御する方法であって、
（ａ）前記入力電圧の位相角（θin）に基づいて前記多相駆動部の駆動電流の指令値（ｉdq*）を生成するステップと、
（ｂ）前記駆動電流に対して所定値（−β*）の正弦値（−sinβ*）と前記所定値の余弦値（cosβ*）とを乗じて、それぞれｄ軸電流指令値（ｉd*）とｑ軸電流指令値（ｉq*）とを生成するステップと、
（ｃ）前記ｄ軸電流指令値及び前記ｑ軸電流指令値に基づいて前記インバータのスイッチング動作の指令値信号（Ｔu，Ｔv，Ｔw）を生成するステップと
を備え、
前記ステップ（ａ）は
（ａ−１）前記駆動部の速度（ωm）と前記速度の指令値（ωm*）との差に基づいて電流指令値（ｉm*，ｉT*）を生成するステップと、
（ａ−２）第１期間において値零を採り、第２期間において単調増加の後に単調減少し、非負である、前記入力電流の絶対値の指令値（｜ｉin*｜）を求めるステップと、
（ａ−３）前記入力電流の絶対値の前記指令値と、前記入力電流の絶対値（｜ｉin｜）との差に基づいた補償電流指令値（ｉcomp*）を、前記電流指令値に対して加えた結果を前記駆動電流の前記指令値（ｉdq*）とするステップと
を有し、
前記第１期間及び前記第２期間は前記入力電圧の周期の半分の周期で繰り返される、インバータ制御方法。
【請求項６】
前記ステップ（ａ−２）は、
（ａ−２−１）前記入力電圧（ｖin）の前記位相角（θin）の正弦値の絶対値（｜sinθin｜）から１より小さな正の第１定数（ｋ１）を減じ、その結果が非負であれば当該結果に正の第２定数（ｋ２）を乗じて、また前記結果が負であれば零を採用して、変調係数（r）を求めるステップと、
（ａ−２−２）前記入力電流の基本波の振幅（ｉin1）と前記変調係数（r）との積として前記入力電流の絶対値の前記指令値（｜ｉin*｜）を求めるステップと
を備える、請求項５記載のインバータ制御方法。
【請求項７】
前記ステップ（ａ−１）は
（ａ−１−１）前記駆動部の速度（ωm）と前記速度の指令値（ωm*）との差に比例・積分演算を施して第１の電流指令値（ｉm*）を求めるステップと、
（ａ−１−２）前記変調係数（ｒ）を用いて前記第１の電流指令値を変調して得られる第２の電流指令値（ｉT*）を前記電流指令値として求めるステップと
を備える、請求項６記載のインバータ制御方法。
【請求項８】
前記第２の定数（ｋ2）は前記変調係数（r）と前記入力電圧（ｖin）の前記位相角（θin）の正弦値の絶対値（｜sinθin｜）との積の平均値が０．５となるように設定される、請求項７記載のインバータ制御方法。
【請求項９】
交流電源（１）から所定の基本周波数を有する入力電圧（ｖin）及び入力電流（ｉin）を入力し、全波整流を行うダイオードブリッジ（２）と、
前記ダイオードブリッジの出力を受けるコンデンサ（３１）を有する平滑回路（３）と、
前記平滑回路の出力を受け、多相の交流電流（ｉu，ｉv，ｉw）を多相駆動部（５）へ出力するインバータ（４）と、
前記インバータのスイッチングを制御する制御回路（６）と
を備え、
前記制御回路は
前記入力電圧の位相角（θin）に基づいて前記多相駆動部の駆動電流の指令値（ｉdq*）を生成し、前記駆動電流に対して所定値（−β*）の正弦値（−sinβ*）と前記所定値の余弦値（cosβ*）とを乗じて、それぞれｄ軸電流指令値（ｉd*）とｑ軸電流指令値（ｉq*）とを生成する指令値電流演算部（６４）と、
前記ｄ軸電流指令値及び前記ｑ軸電流指令値に基づいて前記インバータのスイッチング動作の指令値信号（Ｔu，Ｔv，Ｔw）を生成する指令値信号生成手段（６０）と
を備え、
前記指令値電流演算部は、
前記駆動部の速度（ωm）と前記速度の指令値（ωm*）との差に基づいて生成された第１の電流指令値（ｉm*）を、変調係数（ｒ）を用いて変調して第２の電流指令値（ｉT*）を求める電流指令値変調部（６４１）と、
前記第２の電流指令値に基づいて前記駆動電流の前記指令値を生成する駆動電流指令値生成手段（６４２）と、
を有し、
前記変調係数は非負であり、第１期間において値零を採り、第２期間において単調増加の後に単調減少し、
前記第１期間及び前記第２期間は前記入力電圧の周期の半分の周期で繰り返される、多相電流供給回路。
【請求項１０】
前記電流指令値変調部（６４１）は、
前記入力電圧（ｖin）の位相角の正弦値の絶対値（｜sinθin｜）から１より小さな正の第１定数（ｋ1）を減じ、その結果が非負であれば当該結果に正の第２定数（ｋ2）を乗じて、また前記結果が負であれば零を採用して、前記変調係数（r）を求める変調係数生成部（６４１ａ）と、
前記変調係数と前記第１の電流指令値（ｉm*）との積を前記第２の電流指令値（ｉT*）として出力する乗算器（６４１ｂ）と
を有する、請求項９記載の多相電流供給回路。
【請求項１１】
前記変調係数生成部（６４１ａ）は、前記第２の定数（ｋ2）を前記変調係数（r）と前記入力電圧の位相角の正弦値の絶対値（｜sinθin｜）との積の平均値が０．５となるように設定して記憶するメモリ（６４１５）を備える、請求項１０記載の多相電流供給回路。
【請求項１２】
駆動電流指令値生成手段（６４２）は、
前記入力電流の基本波の振幅（ｉin1）を求める平均化部（６４２ａ）と、
前記入力電流の基本波の振幅（ｉin1）と前記変調係数（r）との積として前記入力電流の絶対値の指令値（｜ｉin*｜）を求める乗算器（６４２ｃ）と、
前記入力電流の絶対値の前記指令値と前記入力電流の絶対値（｜ｉin｜）との差に基づいた補償電流指令値（ｉcomp*）を、前記第２の電流指令値（ｉT*）に加えて前記駆動電流の前記指令値（ｉdq*）を求める加算器（６４２ｆ）と
を有する、請求項９乃至請求項１１のいずれか一つに記載の多相電流供給回路。
【請求項１３】
交流電源（１）から所定の基本周波数を有する入力電圧（ｖin）及び入力電流（ｉin）を入力し、全波整流を行うダイオードブリッジ（２）と、
前記ダイオードブリッジの出力を受けるコンデンサ（３１）を有する平滑回路（３）と、
前記平滑回路の出力を受け、多相の交流電流（ｉu，ｉv，ｉw）を多相駆動部（５）へ出力するインバータ（４）と、
前記インバータのスイッチングを制御する制御回路（６）と
を備え、
前記制御回路は
前記入力電圧の位相角（θin）に基づいて前記多相駆動部の駆動電流の指令値（ｉdq*）を生成し、前記駆動電流に対して所定値（−β*）の正弦値（−sinβ*）と前記所定値の余弦値（cosβ*）とを乗じて、それぞれｄ軸電流指令値（ｉd*）とｑ軸電流指令値（ｉq*）とを生成する指令値電流演算部（６４）と、
前記ｄ軸電流指令値及び前記ｑ軸電流指令値に基づいて前記インバータのスイッチング動作の指令値信号（Ｔu，Ｔv，Ｔw）を生成する指令値信号生成手段（６０）と
を備え、
前記指令値電流演算部は、
第１期間において値零を採り、第２期間において単調増加の後に単調減少し、非負である、前記入力電流の絶対値の指令値（｜ｉin*｜）を求め、前記入力電流の絶対値の前記指令値と、前記入力電流の絶対値（｜ｉin｜）との差に基づいた補償電流指令値（ｉcomp*）を、前記駆動部の速度（ωm）と前記速度の指令値（ωm*）との差に基づいて生成された電流指令値（ｉm*，ｉT*）に対して加えた結果を前記駆動電流の前記指令値（ｉdq*）とする駆動電流指令値生成手段（６４２）
を有し、
前記第１期間及び前記第２期間は前記入力電圧の周期の半分の周期で繰り返される、多相電流供給回路。
【請求項１４】
前記駆動電流指令値生成手段（６４２）は、
前記入力電圧の位相角の正弦値の絶対値（｜sinθin｜）から１より小さな正の第１定数（ｋ１）を減じ、その結果が非負であれば当該結果に正の第２定数（ｋ２）を乗じて、また前記結果が負であれば零を採用して、変調係数（r）を求める変調係数生成部（６４１ａ）と、
前記入力電流の基本波の振幅（ｉin1）を求める平均化部（６４２ａ）と、
前記入力電流の基本波の前記振幅と前記変調係数（r）との積として前記入力電流の絶対値の前記指令値を求める乗算器（６４２ｃ）と
を有する、請求項１３記載の多相電流供給回路。
【請求項１５】
前記指令値電流演算部（６４）は
前記駆動部の速度（ωm）と前記速度の指令値（ωm*）との差に比例・積分演算を施して求められた第１の電流指令値（ｉm*）を、前記変調係数（ｒ）を用いて変調して第２の電流指令値（ｉT*）を前記電流指令値として求める乗算器（６４１ｂ）
を更に有する、請求項１４記載の多相電流供給回路。
【請求項１６】
前記変調係数生成部（６４１ａ）は、前記第２の定数（ｋ2）を前記変調係数（r）と前記入力電圧の位相角の正弦値の絶対値（｜sinθin｜）との積の平均値が０．５となるように設定して記憶するメモリ（６４１５）を備える、請求項１４又は請求項１５に記載の多相電流供給回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明はインバータ技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
平滑コンデンサの容量を著しく小さくし、しかも力率改善用リアクトルを用いず、単相交流電源から多相交流電流を得る技術が、例えば特許文献１，２や非特許文献１に開示されている。この技術においては、単相交流電源から与えられる入力電圧の位相に同期させて負荷電力を脈動させることにより、多相交流電流を出力するインバータに対して印加される直流電圧は、単相交流電源のほぼ２倍の周波数で大きく脈動する。
【０００３】
かかる脈動によって、単相交流電源から与えられる入力電流の導通幅を拡げることができ、力率が改善される。一方、インバータに対して印加される直流電圧がかかる脈動を有していても、当該インバータにおけるスイッチングを適切に制御することにより、多相交流電流を出力できる。かかるスイッチング制御をここでは単相コンデンサレスインバータ制御と称する。
【０００４】
単相コンデンサレスインバータ制御では、平滑コンデンサを小型化でき、しかもリアクトルをも必要としないので、整流回路及びインバータを含む回路の全体を小型化し、コストダウンを招来する。
【０００５】
図９は単相コンデンサレスインバータ制御が採用される系を例示する回路図である。交流電源１は正弦波状の電圧ｖinをダイオードブリッジ２へ印加する。ダイオードブリッジ２は、交流電源１から入力電流ｉinを受けて全波整流を行う。コンデンサ３１はダイオードブリッジ２の出力を受ける平滑回路３の構成要素である。インバータ４は平滑回路３の出力を受け、多相の交流電流群ｉzをモータ５に出力する。
【０００６】
ダイオードブリッジ２から出力される電流は、インバータ４へと直接に流れる電流ｉdirと、コンデンサ３１を充電する電流ｉchaに分岐する。一方、インバータ４に入力する電流ｉinvは、ダイオードブリッジ２からインバータ４へと直接に流れる上述の電流ｉdirと、コンデンサ３１から放電される電流ｉdisの和である。コンデンサ３１の両端電圧はｖdcと表している。
【０００７】
図１０は図９で示された回路図における各部の電圧、電流の理想的な状態を示すグラフである。各電圧、電流が理想的な状態にあることを添字０を付記して示してある。コンデンサ３１の理想的な両端電圧ｖdc0は入力電圧ｖinを全波整流した波形となる。このとき、ダイオードブリッジ２は常時導通状態となり、理想的な入力電流ｉin0は入力電圧ｖinと同位相の正弦波状となる。また、両端電圧ｖdcが理想的な両端電圧ｖdc0となっている場合には、コンデンサ３１の充電電流ｉcha0、放電電流ｉdis0は入力電圧ｖinの周期の１／４の期間で交互に流れるような波形となる。これら充電電流ｉcha0、放電電流ｉdis0が、インバータ電流ｉinv即ち入力電流ｉinに比べ十分小さければ、入力電流ｉinにおける充電電流ｉcha0、放電電流ｉdis0は無視できるため、入力電流ｉinは理想的な入力電流ｉin0となる。換言すれば、入力電流ｉinの絶対値の指令値｜ｉin*｜として正弦波の絶対値の波形を採用すれば、理想的な場合においては、両端電圧ｖdcは理想的な両端電圧ｖdc0となり、入力電流ｉinとして理想的な入力電流ｉin0が流れる。このように入力電流ｉinの絶対値の指令値｜ｉin*｜を設定することにより、入力電流ｉinの高調波を抑制できる。
【０００８】
【特許文献１】特開２００２−５１５８９号公報
【特許文献２】特開２００２−３５４８２６号公報
【非特許文献１】芳賀仁、齋藤和夫、高橋勲「単相ダイオード整流回路の電解コンデンサレス高力率インバータ制御法」、平成１５年電気学会全国大会論文集４−０６９（平成１５年３月）、第９９頁
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、コンデンサ３１にとっての負荷が軽くなれば、上述のような指令値｜ｉin*｜の設定では必ずしも望ましい結果を得ることができない。図１１（ａ）〜（ｃ）は各電圧、電流を示すグラフであり、この順に負荷が軽くなって行く場合を示している。負荷が軽いほど、ダイオードブリッジ２からインバータ４へと直接に流れる電流ｉdirは小さくなり、図１１（ａ）（ｂ）に示されるように入力電流ｉinの絶対値及びインバータ４に入力する電流ｉinvはそれぞれ理想的な充電電流ｉcha0及び放電電流ｉdis0に近づいて行く。更に負荷が軽くなればコンデンサ３１が完全に放電されることなく、図１１（ｃ）に示されるように両端電圧ｖdcが零にはならない。
【００１０】
このように負荷が軽くなれば、入力電流ｉinの導通幅が狭くなってしまう。これにも拘わらず、入力電流ｉinの絶対値の指令値｜ｉin*｜として正弦波の絶対値の波形を採用すれば、入力電流ｉinには充電電流ｉcha及び放電電流ｉdisによるひずみの増加、制御系の破綻により、却って入力電流ｉinの高調波を増大させてしまうという問題点があった。
【００１１】
また、インバータ４はコンデンサ３１の両端電圧ｖdcを用いてモータ５の相間電圧を制御するので、中性点を基準としたモータの相電圧（実効値）ｖmはｖdc／６1/2以下である。しかし、モータ５の速度が増加すると相電圧ｖmが増加するので、弱め界磁制御によっても相電圧ｖmを零付近まで十分に低下させることができなくなり、両端電圧ｖdcは相電圧ｖmの６1/2倍まで上昇し得る。このような両端電圧ｖdcの上昇は、入力電流ｉinの導通幅を狭くしてしまい、上述の問題点を招来する。
【００１２】
本発明は、入力電流の、その指令値に対する追従性を改善し、破綻しにくい制御系を構築することを目的としている。これを上記の問題点に適用すれば、制御系の破綻等による入力電流の高調波の増大を抑制することができる。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
この発明にかかるインバータ制御方法は、交流電源（１）から所定の基本周波数を有する入力電圧（ｖin）及び入力電流（ｉin）を入力し、全波整流を行うダイオードブリッジ（２）と、前記ダイオードブリッジの出力を受けるコンデンサ（３１）を有する平滑回路（３）と、前記平滑回路の出力を受け、多相の交流電流（ｉu，ｉv，ｉw）を出力するインバータ（４）とを用いて多相駆動部（５）を駆動する際に前記インバータのスイッチングを制御する方法である。
【００１４】
そしてその第１の態様は、（ａ）前記入力電圧の位相角（θin）に基づいて前記多相駆動部の駆動電流の指令値（ｉdq*）を生成するステップと、（ｂ）前記駆動電流に対して所定値（−β*）の正弦値（−sinβ*）と前記所定値の余弦値（cosβ*）とを乗じて、それぞれｄ軸電流指令値（ｉd*）とｑ軸電流指令値（ｉq*）とを生成するステップと、（ｃ）前記ｄ軸電流指令値及び前記ｑ軸電流指令値に基づいて前記インバータのスイッチング動作の指令値信号（Ｔu，Ｔv，Ｔw）を生成するステップとを備える。ここで前記ステップ（ａ）は（ａ−１）前記駆動部の速度（ωm）と前記速度の指令値（ωm*）との差に基づいて第１の電流指令値（ｉm*）を生成するステップと、（ａ−２）第１期間において値零を採り、第２期間において単調増加の後に単調減少する、非負の変調係数（ｒ）を求めるステップと、（ａ−３）前記変調係数を用いて前記第１の電流指令値を変調して第２の電流指令値（ｉT*）を求めるステップと、（ａ−４）前記第２の電流指令値に基づいて前記駆動電流の前記指令値を生成するステップとを有している。但し前記第１期間及び前記第２期間は前記入力電圧の周期の半分の周期で繰り返される。
【００１５】
この発明にかかるインバータ制御方法の第２の態様は、インバータ制御方法の第１の態様であって、前記ステップ（ａ−２）においては、前記入力電圧（ｖin）の前記位相角（θin）の正弦値の絶対値（｜sinθin｜）から１より小さな正の第１定数（ｋ1）を減じ、その結果が非負であれば当該結果に正の第２定数（ｋ2）を乗じて、また前記結果が負であれば零を採用して、前記変調係数（r）が求められる。
【００１６】
この発明にかかるインバータ制御方法の第３の態様は、インバータ制御方法の第２の態様であって、前記第２の定数（ｋ2）は前記変調係数（r）と前記入力電圧（ｖin）の位相角（θin）の正弦値の絶対値（｜sinθin｜）との積の平均値が０．５となるように設定される。
【００１７】
この発明にかかるインバータ制御方法の第４の態様は、インバータ制御方法の第１乃至第３の態様であって、前記ステップ（ａ−４）において、前記入力電流の基本波の振幅（ｉin1）と前記変調係数（r）との積として求めた前記入力電流の絶対値の指令値（｜ｉin*｜）と、前記入力電流の絶対値（｜ｉin｜）との差に基づいた補償電流指令値（ｉcomp*）を、前記第２の電流指令値（ｉT*）に対して加えた結果を前記駆動電流の前記指令値（ｉdq*）とする。
【００１８】
この発明にかかるインバータ制御方法の第５の態様は、（ａ）前記入力電圧（ｖin）の位相角（θin）に基づいて前記多相駆動部の駆動電流の指令値（ｉdq*）を生成するステップと、（ｂ）前記駆動電流に対して所定値（−β*）の正弦値（−sinβ*）と前記所定値の余弦値（cosβ*）とを乗じて、それぞれｄ軸電流指令値（ｉd*）とｑ軸電流指令値（ｉq*）とを生成するステップと、（ｃ）前記ｄ軸電流指令値及び前記ｑ軸電流指令値に基づいて前記インバータのスイッチング動作の指令値信号（Ｔu，Ｔv，Ｔw）を生成するステップとを備える。そして前記ステップ（ａ）は（ａ−１）前記駆動部の速度（ωm）と前記速度の指令値（ωm*）との差に基づいて電流指令値（ｉm*，ｉT*）を生成するステップと、（ａ−２）第１期間において値零を採り、第２期間において単調増加の後に単調減少し、非負である、前記入力電流の絶対値の指令値（｜ｉin*｜）を求めるステップと、（ａ−３）前記入力電流の絶対値の前記指令値と、前記入力電流の絶対値（｜ｉin｜）との差に基づいた補償電流指令値（ｉcomp*）を、前記電流指令値に対して加えた結果を前記駆動電流の前記指令値（ｉdq*）とするステップとを有する。但し、前記第１期間及び前記第２期間は前記入力電圧の周期の半分の周期で繰り返される。
【００１９】
この発明にかかるインバータ制御方法の第６の態様は、インバータ制御方法の第５の態様であって、前記ステップ（ａ−２）は、（ａ−２−１）前記入力電圧（ｖin）の前記位相角（θin）の正弦値の絶対値（｜sinθin｜）から１より小さな正の第１定数（ｋ1）を減じ、その結果が非負であれば当該結果に正の第２定数（ｋ2）を乗じて、また前記結果が負であれば零を採用して、変調係数（r）を求めるステップと、（ａ−２−２）前記入力電流の基本波の振幅（ｉin1）と前記変調係数（r）との積として前記入力電流の絶対値の前記指令値（｜ｉin*｜）を求めるステップとを備える。
【００２０】
この発明にかかるインバータ制御方法の第７の態様は、インバータ制御方法の第６の態様であって、前記ステップ（ａ−１）は（ａ−１−１）前記駆動部の速度（ωm）と前記速度の指令値（ωm*）との差に比例・積分演算を施して第１の電流指令値（ｉm*）を求めるステップと、（ａ−１−２）前記変調係数（ｒ）を用いて前記第１の電流指令値を変調して得られる第２の電流指令値（ｉT*）を前記電流指令値として求めるステップとを備える。
【００２１】
この発明にかかるインバータ制御方法の第８の態様は、インバータ制御方法の第７の態様であって、前記第２の定数（ｋ2）は前記変調係数（r）と前記入力電圧（ｖin）の前記位相角（θin）の正弦値の絶対値（｜sinθin｜）との積の平均値が０．５となるように設定される。
【００２２】
この発明にかかる多相電流供給回路は、交流電源（１）から所定の基本周波数を有する入力電圧（ｖin）及び入力電流（ｉin）を入力し、全波整流を行うダイオードブリッジ（２）と、前記ダイオードブリッジの出力を受けるコンデンサ（３１）を有する平滑回路（３）と、前記平滑回路の出力を受け、多相の交流電流（ｉu，ｉv，ｉw）を多相駆動部（５）へ出力するインバータ（４）と、前記インバータのスイッチングを制御する制御回路（６）とを備える。
【００２３】
そしてその第１の態様は、前記制御回路が、前記入力電圧（ｖin）の位相角（θin）に基づいて前記多相駆動部の駆動電流の指令値（ｉdq*）を生成し、前記駆動電流に対して所定値（−β*）の正弦値（−sinβ*）と前記所定値の余弦値（cosβ*）とを乗じて、それぞれｄ軸電流指令値（ｉd*）とｑ軸電流指令値（ｉq*）とを生成する指令値電流演算部（６４）と、前記ｄ軸電流指令値及び前記ｑ軸電流指令値に基づいて前記インバータのスイッチング動作の指令値信号（Ｔu，Ｔv，Ｔw）を生成する指令値信号生成手段（６０）とを備える。また前記指令値電流演算部は、前記駆動部の速度（ωm）と前記速度の指令値（ωm*）との差に基づいて生成された第１の電流指令値（ｉm*）を、変調係数（ｒ）を用いて変調して第２の電流指令値（ｉT*）を求める電流指令値変調部（６４１）と、前記第２の電流指令値に基づいて前記駆動電流の前記指令値を生成する駆動電流指令値生成手段（６４２）とを有する。ここで前記変調係数は非負であり、第１期間において値零を採り、第２期間において単調増加の後に単調減少する。但し前記第１期間及び前記第２期間は前記入力電圧の周期の半分の周期で繰り返される。
【００２４】
この発明にかかる多相電流供給回路の第２の態様は、多相電流供給回路の第１の態様であって、前記電流指令値変調部（６４１）は、前記入力電圧（ｖin）の位相角の正弦値の絶対値（｜sinθin｜）から１より小さな正の第１定数（ｋ1）を減じ、その結果が非負であれば当該結果に正の第２定数（ｋ2）を乗じて、また前記結果が負であれば零を採用して、前記変調係数（r）を求める変調係数生成部（６４１ａ）と、前記変調係数と前記第１の電流指令値（ｉm*）との積を前記第２の電流指令値（ｉT*）として出力する乗算器（６４１ｂ）とを有する。
【００２５】
この発明にかかる多相電流供給回路の第３の態様は、多相電流供給回路の第２の態様であって、前記変調係数生成部（６４１ａ）は、前記第２の定数（ｋ2）を前記変調係数（r）と前記入力電圧の位相角の正弦値の絶対値（｜sinθin｜）との積の平均値が０．５となるように設定して記憶するメモリ（６４１５）を備える。
【００２６】
この発明にかかる多相電流供給回路の第４の態様は、多相電流供給回路の第１乃至３の態様であって、駆動電流指令値生成手段（６４２）は、前記入力電流の基本波の振幅（ｉin1）を求める平均化部（６４２ａ）と、前記入力電流の基本波の振幅（ｉin1）と前記変調係数（r）との積として前記入力電流の絶対値の指令値（｜ｉin*｜）を求める乗算器（６４２ｃ）と、前記入力電流の絶対値の前記指令値と前記入力電流の絶対値（｜ｉin｜）との差に基づいた補償電流指令値（ｉcomp*）を、前記第２の電流指令値（ｉT*）に加えて前記駆動電流の前記指令値（ｉdq*）を求める加算器（６４２ｆ）とを有する。
【００２７】
この発明にかかる多相電流供給回路の第５の態様は、前記制御回路が、前記入力電圧（ｖin）の位相角（θin）に基づいて前記多相駆動部の駆動電流の指令値（ｉdq*）を生成し、前記駆動電流に対して所定値（−β*）の正弦値（−sinβ*）と前記所定値の余弦値（cosβ*）とを乗じて、それぞれｄ軸電流指令値（ｉd*）とｑ軸電流指令値（ｉq*）とを生成する指令値電流演算部（６４）と、前記ｄ軸電流指令値及び前記ｑ軸電流指令値に基づいて前記インバータのスイッチング動作の指令値信号（Ｔu，Ｔv，Ｔw）を生成する指令値信号生成手段（６０）とを備える。そして前記指令値電流演算部は、第１期間において値零を採り、第２期間において単調増加の後に単調減少し、非負である、前記入力電流の絶対値の指令値（｜ｉin*｜）を求め、前記入力電流の絶対値の前記指令値と、前記入力電流の絶対値（｜ｉin｜）との差に基づいた補償電流指令値（ｉcomp*）を、前記駆動部の速度（ωm）と前記速度の指令値（ωm*）との差に基づいて生成された電流指令値（ｉm*，ｉT*）に対して加えた結果を前記駆動電流の前記指令値（ｉdq*）とする駆動電流指令値生成手段（６４２）を有する。但し、前記第１期間及び前記第２期間は前記入力電圧の周期の半分の周期で繰り返される。
【００２８】
この発明にかかる多相電流供給回路の第６の態様は、多相電流供給回路の第５の態様であって、前記駆動電流指令値生成手段（６４２）は、前記入力電圧の位相角の正弦値の絶対値（｜sinθin｜）から１より小さな正の第１定数（ｋ1）を減じ、その結果が非負であれば当該結果に正の第２定数（ｋ2）を乗じて、また前記結果が負であれば零を採用して、変調係数（r）を求める変調係数生成部（６４１ａ）と、前記入力電流の基本波の振幅（ｉin1）を求める平均化部（６４２ａ）と、前記入力電流の基本波の前記振幅と前記変調係数（r）との積として前記入力電流の絶対値の前記指令値を求める乗算器（６４２ｃ）とを有する。
【００２９】
この発明にかかる多相電流供給回路の第７の態様は、多相電流供給回路の第６の態様であって、前記指令値電流演算部（６４）は前記駆動部の速度（ωm）と前記速度の指令値（ωm*）との差に比例・積分演算を施して求められた第１の電流指令値（ｉm*）を、前記変調係数（ｒ）を用いて変調して第２の電流指令値（ｉT*）を前記電流指令値として求める乗算器（６４１ｂ）を更に有する。
【００３０】
この発明にかかる多相電流供給回路の第８の態様は、多相電流供給回路の第６又は第７の態様であって、前記変調係数生成部（６４１ａ）は、前記第２の定数（ｋ2）を前記変調係数（r）と前記入力電圧の位相角の正弦値の絶対値（｜sinθin｜）との積の平均値が０．５となるように設定して記憶するメモリ（６４１５）を備える。
【発明の効果】
【００３１】
この発明にかかるインバータ制御方法の第１の態様によれば、コンデンサの両端電圧の減少量が小さく、入力電流の非導通角が拡げる場合であっても、制御系の破綻を回避し、入力電流の高調波の増大が抑制される。
【００３２】
この発明にかかるインバータ制御方法の第２の態様によれば、インバータ制御方法の第１の態様に適した変調係数を得ることができる。
【００３３】
この発明にかかるインバータ制御方法の第３の態様によれば、入力電力の平均値を一定にすることができる。
【００３４】
この発明にかかるインバータ制御方法の第４の態様によれば、入力電流の指令値に対する追従性を改善し、破綻しにくい制御系を構築することができる。
【００３５】
この発明にかかるインバータ制御方法の第５の態様によれば、入力電流の指令値に対する追従性を改善し、破綻しにくい制御系を構築することができる。
【００３６】
この発明にかかるインバータ制御方法の第６の態様によれば、インバータ制御方法の第５の態様に適した変調係数を得ることができる。
【００３７】
この発明にかかるインバータ制御方法の第７の態様によれば、コンデンサの両端電圧の減少量が小さく、入力電流の非導通角が拡げる場合であっても、制御系の破綻を回避し、入力電流の高調波の増大が抑制される。
【００３８】
この発明にかかるインバータ制御方法の第８の態様によれば、入力電力の平均値を一定にすることができる。
【００３９】
この発明にかかる多相電流供給回路の第１の態様によれば、コンデンサの両端電圧の減少量が小さく、入力電流の非導通角が拡げる場合であっても、制御系の破綻を回避し、入力電流の高調波の増大が抑制される。
【００４０】
この発明にかかる多相電流供給回路の第２の態様によれば、多相電流供給回路の第１の態様に適した変調係数を得ることができる。
【００４１】
この発明にかかる多相電流供給回路の第３の態様によれば、入力電力の平均値を一定にすることができる。
【００４２】
この発明にかかる多相電流供給回路の第４の態様によれば、入力電流の指令値に対する追従性を改善し、破綻しにくい制御系を構築することができる。
【００４３】
この発明にかかる多相電流供給回路の第５の態様によれば、入力電流の指令値に対する追従性を改善し、破綻しにくい制御系を構築することができる。
【００４４】
この発明にかかる多相電流供給回路の第６の態様によれば、多相電流供給回路の第５の態様に適した変調係数を得ることができる。
【００４５】
この発明にかかる多相電流供給回路の第７の態様によれば、コンデンサの両端電圧の減少量が小さく、入力電流の非導通角が拡げる場合であっても、制御系の破綻を回避し、入力電流の高調波の増大が抑制される。
【００４６】
この発明にかかる多相電流供給回路の第８の態様によれば、入力電力の平均値を一定にすることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４７】
図１は本発明の実施の形態にかかる駆動装置を例示する回路図である。当該駆動装置は多相駆動部たるモータ５と、これに多相電流を供給する多相電流供給回路とを備えている。
【００４８】
多相電流供給回路はダイオードブリッジ２、平滑回路３、インバータ４、制御回路６を備えている。ダイオードブリッジ２には単相交流の電源１が接続され、単相交流の入力電圧ｖin及び単相交流の入力電流ｉinが供給される。
【００４９】
ダイオードブリッジ２は全波整流を行う機能を有し、入力電圧ｖinを全波整流して平滑回路３に入力する。平滑回路３はコンデンサ３１を有している。具体的にはコンデンサ３１の両端の間にダイオードブリッジ２の出力を受け、コンデンサ３１の両端に生じた整流電圧（両端電圧）ｖdcがインバータ４に出力される。
【００５０】
インバータ４は平滑回路３の出力を受け、コンデンサ３１の一端（ダイオードブリッジ２を構成するダイオードのカソード側）からインバータ４へと電流ｉinvが入力する。コンデンサ３１の容量は、両端電圧ｖdcが入力電圧ｖinの周波数の２倍の周波数で大きく脈動するように設定される。例えばコンデンサ３１の容量として数十μＦ程度が設定される。
【００５１】
インバータ４は三相の電流ｉu，ｉv，ｉwをモータ５に供給する。電流ｉu，ｉv，ｉwはそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対応する。インバータ４は、いずれもコンデンサ３１の一端に接続されるコレクタを有する３個のトランジスタ（アッパーアーム側トランジスタ）と、いずれもコンデンサ３１の他端（ダイオードブリッジ２を構成するダイオードのアノード側）に接続されるエミッタを有する３個のトランジスタ（ローワーアーム側トランジスタ）とを備えている。
【００５２】
アッパーアーム側トランジスタのそれぞれは、ローワーアーム側トランジスタのそれぞれと相毎に対をなす。対を形成するアッパーアーム側トランジスタのエミッタと、ローワーアーム側トランジスタのコレクタとは共通に接続され、その接続点から電流ｉu，ｉv，ｉwが出力される。アッパーアーム側トランジスタ及びローワーアーム側トランジスタのそれぞれは、制御回路６からのスイッチング動作の指令値信号Ｔu、Ｔv、Ｔwに基づいてオン／オフのスイッチングが制御される。指令値信号Ｔu、Ｔv、ＴwはそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対応する。
【００５３】
なお、モータ５からの回生電流を流すため、アッパーアーム側トランジスタ及びローワーアーム側トランジスタのそれぞれに対して、エミッタに接続されたアノードと、コレクタに接続されたカソードとを有するフリーホイールダイオードが設けられている。
【００５４】
制御回路６は電流ｉu，ｉv，ｉw及びモータ５の回転子の回転角（機械角）θm、並びに入力電圧の位相角θin及びコンデンサ３１の両端電圧ｖdcを入力する。これらの諸量は周知の技術を用いて検出することができる。制御回路６にはモータ５の速度である回転角速度（機械角の角速度）の指令値ωm*、電流位相指令値β*も入力する。そしてこれらの値に基づいて、指令値信号Ｔu、Ｔv、Ｔwを後述する計算に基づいて生成する。
【００５５】
図２は制御回路６の構成を例示するブロック図である。制御回路６は、位置・速度演算部６１、ｄ−ｑ座標変換部６２、速度制御演算部６３、指令値電流演算部６４、ｄｑ軸電流制御部６５、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）演算部６６、ＰＷＭタイマ部６７を備えており、それぞれ下記の計算を実行する機能を有している。
【００５６】
位置・速度演算部６１はモータ５の回転子の機械角θmに基づいて、モータ５の回転子の回転角（電気角）θeと、モータ５の速度である回転角速度（電気角の角速度）ωe及び回転角速度（機械角）ωmを求めて出力する。ｄ−ｑ座標変換部６２は電流ｉu，ｉv，ｉwとモータ５の電気角θeとから、式（１）に基づいていわゆるｄ軸電流ｉd及びｑ軸電流ｉqを求める。
【００５７】
【数１】
2005130666.tif 000003
【００５８】
速度制御演算部６３は減算器６３ａと、ＰＩ演算部６３ｂとを有している。減算器６３ａはモータ５の機械角の角速度の指令値ωm*と機械角の角速度ωmとの差を採り、当該差がＰＩ演算部６３ｂによって比例・積分演算（ＰＩ演算）が施されて第１の電流指令値ｉm*が出力される。
【００５９】
指令値電流演算部６４は電流指令値変調部６４１、電流指令値補償部６４２、ｄｑ電流指令値生成部６４３を有している。電流指令値変調部６４１は第１の電流指令値ｉm*を後に詳述する変調係数ｒを用いて変調し、第２の電流指令値ｉT*を生成する。電流指令値補償部６４２は、入力電流ｉinの絶対値｜ｉin｜とその指令値｜ｉin*｜との差に基づいて、後に詳述する補償電流指令値ｉcomp*を第２の電流指令値ｉT*に加えた結果を駆動電流指令値ｉdq*として生成する。この意味で、電流指令値補償部６４２は、駆動電流の指令値を生成する駆動電流指令値生成手段として把握することもできる。
【００６０】
ｄｑ電流指令値生成部６４３は駆動電流指令値ｉdq*と電流位相指令値β*とを用い、式（２）に基づいてｄ軸電流指令値ｉd*及びｑ軸電流ｉq*を出力する。つまり駆動電流指令値ｉdq*に対して所定値（−β*）の正弦値（−sinβ*）と余弦値（cosβ*）とを乗じて、それぞれｄ軸電流指令値ｉd*とｑ軸電流指令値ｉq*とを生成する。
【００６１】
【数２】
2005130666.tif 000004
【００６２】
ｄｑ軸電流制御部６５は、ｄ軸電流ｉd及びｑ軸電流ｉq並びにｄ軸電流指令値ｉd*及びｑ軸電流ｉq*並びに電気角の角速度ωeを入力し、式（３）に基づいてｄ軸電圧指令値ｖd*及びｑ軸電圧指令値ｖq*を出力する。但し、式（３）においてＫd，Ｋqはそれぞれｄ軸及びｑ軸の比例ゲインであり、Ｌd，Ｌqはそれぞれｄ軸及びｑ軸のモータインダクタンスであり、φaはモータ逆起電圧定数である。
【００６３】
【数３】
2005130666.tif 000005
【００６４】
ＰＷＭ演算部６６には、回転子の回転角（電気角）θe並びにｄ軸電圧指令値ｖd*及びｑ軸電圧指令値ｖq*を入力し、式（４）に基づいて各相電圧指令値ｖu*，ｖv*，ｖw*を生成する。
【００６５】
【数４】
2005130666.tif 000006
【００６６】
更に、ＰＷＭ演算部６６には両端電圧ｖdcも入力し、これと各相電圧指令値ｖu*，ｖv*，ｖw*とを用いて、式（５）に基づいて、各相のアッパーアーム側トランジスタのオン時間τj（ｊ＝ｕ，ｖ，ｗ）を求める。但し式（５）において、キャリア周期Ｔｃを導入している。またオン時間τjがキャリア周期Ｔｃを越える場合にはその値を強制的にＴｃにし、オン時間τjが０未満となる場合にはその値を強制的に０にする。
【００６７】
【数５】
2005130666.tif 000007
【００６８】
ＰＷＭタイマ部６７はオン時間τu，τv，τwをキャリア周期Ｔｃ毎に記憶し、記憶された時間に応答して各相トランジスタをオン・オフする指令値信号Ｔu，Ｔv，Ｔwをインバータ４に与える。
【００６９】
位置・速度演算部６１、ｄ−ｑ座標変換部６２、ｄｑ軸電流制御部６５、ＰＷＭ演算部６６、ＰＷＭタイマ部６７のまとまりは、ｄ軸電流指令値ｉd*及びｑ軸電流指令値ｉq*に基づいて指令値信号Ｔu，Ｔv，Ｔwを生成する指令値信号生成手段６０として把握することができる。
【００７０】
電流指令値変調部６４１は変調係数生成部６４１ａと乗算器６４１ｂとを備えている。変調係数生成部６４１ａは電圧ｖinの位相角θinを入力して変調係数ｒを生成する。乗算器６４１ｂは変調係数ｒを第１の電流指令値ｉm*に乗じて第２の電流指令値ｉT*を生成する。
【００７１】
さて、理想的な入力電流ｉin0が実現されるのであれば、入力電流ｉinの高調波成分を顕著に抑制できる。この場合に入力される電力Ｐinは、式（６）で表すことができる。
【００７２】
【数６】
2005130666.tif 000008
【００７３】
このように入力電力Ｐinは入力電圧ｖinの位相θinの正弦波の二乗に比例するので、入力電圧ｖinの周波数の２倍の周波数で変動する。
【００７４】
また、式（７）で示されるようにモータ５での消費電力Ｐmはモータ５のトルクτmと回転角周波数ωmの積である一方、入力電力Ｐinにインバータ４の効率η4とモータ５の効率η5を乗じた電力としても把握できる。
【００７５】
【数７】
2005130666.tif 000009
【００７６】
モータ５には慣性が生じるため、回転角周波数ωmはほぼ一定に保たれる。従って、モータのトルクτmを入力電圧ｖinの周波数の２倍の周波数で変動させることは、入力電流ｉinを理想的な入力電流ｉin0へと制御する観点から望ましい。かかる制御は例えば上述の特許文献１に紹介されている。
【００７７】
そしてモータ５のトルクτmは、モータに流す電流の位相β（この指令値が電流位相指令値β*である）が一定であれば、式（８）に示されるように駆動電流ｉdq（この指令値が駆動電流指令値ｉdq*である）に比例する。
【００７８】
【数８】
2005130666.tif 000010
【００７９】
よって駆動電流指令値ｉdq*を入力電圧ｖinの周波数の２倍の周波数で変動させることは、入力電流ｉinを理想的な入力電流ｉin0へと制御する観点から望ましい。
【００８０】
そこで変調係数ｒとして電圧ｖinの周波数の２倍の周波数で変動する係数を採用する。理想的な場合には第２の電流指令値ｉT*を駆動電流指令値ｉdq*に採用すればよい。しかし、このように駆動電流指令値ｉdq*を設定しても、インバータ４やモータ５の動作点の変動に依存して効率η4，η5が変動したり、コンデンサ３１への充電電流に依存して入力電流ｉinは理想的な入力電流ｉin0から歪んでしまう。
【００８１】
そこで、補償電流指令値ｉcomp*を第２の電流指令値ｉT*に加えて駆動電流指令値ｉdq*として採用する。理想的には入力電力Ｐinが駆動電流ｉdqと比例するのであるから、入力電流ｉinが理想的な入力電流ｉin0よりも大きい場合には、補償電流指令値ｉcomp*を小さくし、入力電流ｉinが理想的な入力電流ｉin0よりも小さい場合には、補償電流指令値ｉcomp*を大きくする。
【００８２】
本実施の形態では、入力電圧ｖinの位相θinに換算した、入力電流ｉinが導通しない期間（ここでは「非導通角」と称す）を拡げるため、入力電流の指令値としては理想的な入力電流ｉin0よりも、変調係数ｒに基づいて変動をする値を用いる方が望ましい。変調係数の具体的な関数形については後述する。
【００８３】
電流指令値補償部６４２は、入力電流ｉinの絶対値｜ｉin｜とその指令値｜ｉin*｜との差に基づいて補償電流指令値ｉcomp*を生成するために、減算器６４２ｄと入力電流補償部６４２ｅとを備えている。また補償電流指令値ｉcomp*を第２の電流指令値ｉT*に加えるために加算器６４２ｆを備えている。減算器６４２ｄは入力電流ｉinの絶対値｜ｉin｜をその指令値｜ｉin*｜から差し引き、その結果に対して入力電流補償部６４２ｅがＰＩ制御、例えば比例制御を行い、補償電流指令値ｉcomp*が生成される。
【００８４】
電流指令値補償部６４２は、入力電流ｉinの絶対値｜ｉin｜とその指令値｜ｉin*｜とを生成するため、平均化部６４２ａと絶対値生成部６４２ｂと乗算器６４２ｃとを有している。平均化部６４２ａは入力電流ｉinの平均化を行って、その基本周波数成分の振幅ｉin1を生成する。絶対値生成部６４２ｂは入力電流ｉinの絶対値｜ｉin｜を生成する。乗算器６４２ｃは変調係数ｒと基本周波数成分の振幅ｉin1との積として入力電流ｉinの絶対値の指令値｜ｉin*｜を生成する。よって変調係数生成部６４１ａは電流指令値補償部６４２において別途に設けてもよいし、電流指令値変調部６４１と電流指令値補償部６４２との間で共有されてもよい。
【００８５】
図３は平均化部６４２ａの構成を例示するブロック図である。平均化部６４２ａは正弦値生成部６４２０と、乗算器６４２１と積分計算部６４２２とを有している。基本周波数成分の振幅ｉin1は式（９）によって計算される。
【００８６】
【数９】
2005130666.tif 000011
【００８７】
正弦値生成部６４２０は入力電圧ｖinの位相角θinの正弦値sinθinを生成し、乗算器６４２１は入力電流ｉinと正弦値sinθinの積をとり、積分計算部６４２２は当該積を位相角θinについて区間０〜２πまで積分した結果をπで除して基本周波数成分の振幅ｉin1を得る。
【００８８】
以上のようにして、補償電流指令値ｉcomp*を第２の電流指令値ｉT*に加えることにより駆動電流指令値ｉdq*を得、これに基づいてインバータ４のスイッチング制御を行うことにより、入力電流ｉinの指令値ｉin*に対する入力電流ｉinの追従性を改善し、破綻しにくい制御系を構築することができる。
【００８９】
ここでは変調係数ｒを式（１０）に基づいて生成して出力する。
【００９０】
【数１０】
2005130666.tif 000012
【００９１】
つまり正弦値の絶対値｜sinθin｜から１より小さな正の第１定数ｋ1を減じ、その結果が非負であれば当該結果に正の第２定数ｋ2を乗じて、また前記結果が負であれば零を採用して、変調係数ｒを求める。
【００９２】
図４は変調係数ｒの時間に対する振る舞いを例示するグラフである。参考のため、（｜sinθin｜−ｋ1）・ｋ2をも併せて破線で示している。このように変調係数ｒは値が零となる位相角の期間２sin-1ｋ1を入力電圧ｖinの位相角θinに換算して周期πで有している。換言すれば、変調係数ｒは非負であって、第１期間において値零を採り、第２期間において単調増加の後に単調減少する値を採る。そして第１期間と第２期間とは入力電圧ｖinの周期の半分の周期で繰り返される。本実施の形態では、変調係数ｒは、第２の期間において正弦波の一部を採用した場合が例示されており、第１期間の長さは入力電圧ｖinの位相角θinに換算して２sin-1ｋ1である。
【００９３】
図５は変調係数生成部６４１ａの構成を例示するブロック図である。変調係数生成部６４１ａは、正弦値生成部６４１０、絶対値生成部６４１１、加減算器６４１２、リミッタ６４１３、乗算器６４１４、ＲＯＭ６４１５を備えている。但し、正弦値生成部６４１０は、平均化部６４２ａの正弦値生成部６４２０と兼用することもできる。
【００９４】
絶対値生成部６４１１は、正弦値生成部６４１０から与えられた正弦値sinθinの絶対値を採って出力する。加減算器６４１２はＲＯＭ６４１５から第１定数ｋ1を得て、これを絶対値｜sinθin｜から引く。その結果はリミッタ６４１３に与えられて負側が制限される。即ち（｜sinθin｜−ｋ1）の負の値は全て零に置き換えられる。そして乗算器６４１４はＲＯＭ６４１５から第２定数ｋ2を得て、これをリミッタ６４１３からの出力に乗じて変調係数ｒを求める。ＲＯＭ６４１５の内容は外部から書き換え可能であることが望ましい。
【００９５】
上述のように変調係数ｒは非負であって、第１期間において値零を採るので、第２の電流指令値ｉT*も入力電圧ｖinの位相角θinに換算して２sin-1ｋ1の間は零となり、この期間が入力電圧ｖinの周期の半分の周期で繰り返される。
【００９６】
変調係数ｒは入力電圧ｖinの周波数の２倍の周波数で変動するので、単相コンデンサレスインバータ制御を行うスイッチング制御を実現できる。しかも上述のように、入力電流ｉinの絶対値の指令値｜ｉin*｜は変調係数ｒと基本周波数成分の振幅ｉin1との積であるので、第２の電流指令値ｉT*と同様に、入力電流ｉinの絶対値の指令値｜ｉin*｜も入力電圧ｖinの位相角θinに換算して２sin-1ｋ1の間は零となり、この期間が入力電圧ｖinの周期の半分の周期で繰り返される。よって両端電圧ｖdcが十分に低下しないことなどに起因して入力電流ｉinに非導通角が発生しても、入力電流ｉinの指令値ｉin*の、従って入力電流ｉinの絶対値の指令値｜ｉin*｜の非導通角が拡げられるので、制御系に破綻が生じにくい。
【００９７】
本実施の形態においては第２の電流指令値ｉT*を求める際に第１の電流指令値ｉm*に対して乗じる係数と、入力電流ｉinの絶対値の指令値｜ｉin*｜を求める際に基本周波数成分の振幅ｉin1に対して乗じる係数とのいずれにも、変調係数ｒを採用した。しかし、本実施の形態においてこれは必須ではなく、いずれか一方がこれと相違してもよい。例えばいずれか一方に対する係数を｜sinθin｜としたり、sin2θinとしてもよい。但しこの場合にも、当該係数は電源周波数の２倍で変動することが望ましい。
【００９８】
あるいは補償電流指令値ｉcomp*を採用せずに、第２の電流指令値ｉT*をそのまま駆動電流指令値ｉdq*に採用してもよく、あるいは第１の電流指令値ｉm*をそのまま第２の電流指令値ｉT*に採用してもよい。前者は入力電流補償部６４２ｅのゲインが非常に小さい場合に、後者は当該ゲインが非常に大きい場合に、それぞれ相当すると把握できる。
【実施例】
【００９９】
次に、第１定数ｋ1及び第２定数ｋ2の具体例について説明する。理想的には入力電流ｉinの絶対値｜ｉin｜はその指令値｜ｉin*｜と等しくなるので、入力電力Ｐinは式（１１）のように表される。ここでＶ0は入力電圧ｖinの振幅である。
【０１００】
【数１１】
2005130666.tif 000013
【０１０１】
入力電圧ｖinの振幅Ｖ0や、入力電流ｉinの基本周波数成分の振幅ｉin1は変動が小さく、よって入力電力Ｐinの平均値を一定にする観点からはｒ・｜sinθin｜の平均値が変化しないように変調係数ｒを定めることが望ましい。入力電流ｉinの絶対値｜ｉin｜に非導通角を持たせない場合には、ｋ1＝０，ｋ2＝１の場合に相当するので、ｒ・｜sinθin｜の平均値が０．５である。
【０１０２】
図６はｒ・｜sinθin｜の平均値を０．５とする第１定数ｋ1及び第２定数ｋ2をプロットしたグラフである。よってこのグラフに載るｋ1，ｋ2を採用することが望ましい。
【０１０３】
図７は第１定数ｋ1を変化させ、図６に従って第２定数ｋ2を選定した場合に、電源高調波が最小となる条件を実験的に求めた結果を示すグラフである。横軸には入力電力Ｐinを、縦軸には第１定数ｋ1を、それぞれ採っている。入力電力Ｐinの増加に伴って適切な第１定数ｋ1は減少し、従って図６を参照すれば適切な第２定数ｋ2は増加する。この傾向はモータ５の負荷が軽い場合、回転数にはあまり依存しない。これは軽負荷時ではコンデンサ３１の充電エネルギーが存在することで、両端電圧ｖdcが減少しにくくなるため、第１定数ｋ1は入力電力Ｐinに大きく依存することによると考えられる。
【０１０４】
一方、発明が解決しようとする課題において説明したように、相電圧ｖmが十分に低下しないことにより両端電圧ｖdcが低下しないことに起因して、特にモータ５の負荷が重い場合には、第１定数ｋ1は回転数に依存する。回転数と共に相電圧ｖmが上昇するからである。
【０１０５】
図８は第１定数ｋ1を変化させ、図６に従って第２定数ｋ2を選定した場合に、電源高調波が最小となる条件を実験的に求めた結果を示すグラフである。横軸にはモータの回転速度を、縦軸には第１定数ｋ1を、それぞれ採っている。回転速度が７０ｒｐｓ程度以下では、ｋ1＝０（従ってｋ2＝１）が適しているが、７０ｒｐｓを超えると、回転速度の増加に伴って適切な第１定数ｋ1は増加し、従って図６を参照すれば適切な第２定数ｋ2は減少する。
【０１０６】
よって例えば、ある入力電力の下である回転数でモータが回転する場合、第１定数ｋ1は、図７から得られる値と、図８から得られる値の内、大きい方の値を採用することができる。また実際の運転上、高速回転において電力が小さいことは考えにくいので、ある回転速度を境にして、それ未満では図７から得られる値を、それ以上では図８から得られる値を、それぞれ採用することができる。
【図面の簡単な説明】
【０１０７】
【図１】本発明の実施の形態にかかる駆動装置を例示する回路図である。
【図２】制御回路６の構成を例示するブロック図である。
【図３】平均化部６４２ａの構成を例示するブロック図である。
【図４】変調係数ｒの時間に対する振る舞いを例示するグラフである。
【図５】変調係数生成部６４１ａの構成を例示するブロック図である。
【図６】第１定数ｋ1及び第２定数ｋ2をプロットしたグラフである。
【図７】第１定数ｋ1と入力電力Ｐinとの関係を示すグラフである。
【図８】第１定数ｋ1と回転速度との関係を示すグラフである。
【図９】単相コンデンサレスインバータ制御が採用される系を例示する回路図である。
【図１０】図９で示された回路図における各部の電圧、電流の理想的な状態を示すグラフである。
【図１１】図９で示された回路図における各部の電圧、電流を示すグラフである。
【符号の説明】
【０１０８】
１  交流電源
２  ダイオードブリッジ
３  平滑回路
３１  コンデンサ
４  インバータ
５  モータ
６  制御回路
６０  指令値信号生成手段
６３  速度制御演算部
６４  指令値電流演算部
６４１  電流指令値変調部
６４２  電流指令値補償部（駆動電流指令値生成手段）
６４３  ｄｑ電流指令値生成部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
2005130666.tif 000019
【図７】
2005130666.tif 000020
【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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