(57)【要約】【課題】送信モードにおいて、送信側から受信側への高いアイソレーションを実現する。【解決手段】スイッチング回路は、送信ポート２または受信ポート３に共通のアンテナポートを選択的に接続する。この回路はＰＩＮダイオードＤ１，Ｄ２を含んでいる。ダイオードＤ１は、アノードが送信ポート２に接続され、カソードがノードＸに接続されている。ノードＸは、アンテナポートと移相回路網Ｐ１の一端に接続されている。移相回路網Ｐ１の他端は、トランスＴ１を介してノードＹに接続されている。ダイオードＤ２は、アノードがノードＹに接続され、カソードが共振回路Ｌ１，Ｃ１を介して接地されている。ノードＹは、トランスＴ２を介して受信ポート３に接続されている。トランスＴ１は、第２のノードＹにおけるインピーダンスを、ノードＸから計測したときに低下させ、トランスＴ２は、受信ポート３のインピーダンスを、ノードＹから計測したときに上昇させる。【選択図】図４
2005065277.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信ポートまたは受信ポートに共通のアンテナポートを選択的に接続するための、高アイソレーションのスイッチング回路であって、
第１および第２の半導体ダイオードと、移相およびインピーダンス変換用回路と、インピーダンス変換装置とを備え、
前記第１のダイオードは、アノードが前記送信ポートに接続され、カソードが第１のノードに接続され、
前記第１のノードは、前記アンテナポートと、前記移相およびインピーダンス変換用回路の一端との両方に接続され、
前記移相およびインピーダンス変換用回路の他端は、第２のノードに接続され、
前記第２のダイオードは、アノードが前記第２のノードに接続され、カソードが共振回路を介して接地され、
前記第２のノードは、前記インピーダンス変換装置を介して前記受信ポートに接続され、
前記移相およびインピーダンス変換用回路は、前記第２のノードにおける回路のインピーダンスを、前記第１のノードから計測したときに低下させ、前記インピーダンス変換装置は、前記受信ポートのインピーダンスを、前記第２のノードから計測したときに上昇させることを特徴とするスイッチング回路。
【請求項２】
前記移相およびインピーダンス変換用回路は、移相回路と、前記第２のノードと前記移相回路の間に接続された第２のインピーダンス変換装置とを備えたことを特徴とする請求項１記載のスイッチング回路。
【請求項３】
前記第１および第２のインピーダンス変換装置は、それぞれトランスであることを特徴とする請求項２記載のスイッチング回路。
【請求項４】
前記第１および第２のインピーダンス変換装置は、それぞれＬＣ回路であることを特徴とする請求項２記載のスイッチング回路。
【請求項５】
前記第１および第２のインピーダンス変換装置としての２つのＬＣ回路は、共通のキャパシタを共有することを特徴とする請求項４記載のスイッチング回路。
【請求項６】
前記第１および第２のインピーダンス変換装置は、それぞれ、対応するインピーダンスを約２倍および約２分の１にすることを特徴とする請求項２ないし５のいずれかに記載のスイッチング回路。
【請求項７】
前記移相およびインピーダンス変換用回路は、移相機能とインピーダンス変換機能を兼ね備えることを特徴とする請求項１記載のスイッチング回路。
【請求項８】
前記インピーダンス変換装置は、ＬＣ回路であることを特徴とする請求項７記載のスイッチング回路。
【請求項９】
前記インピーダンス変換装置としてのＬＣ回路と前記移相およびインピーダンス変換用回路は、共通のキャパシタを共有することを特徴とする請求項８記載のスイッチング回路。
【請求項１０】
前記移相およびインピーダンス変換用回路と前記インピーダンス変換装置は、それぞれ、対応するインピーダンスを約２分の１および約２倍にすることを特徴とする請求項７ないし９のいずれかに記載のスイッチング回路。
【請求項１１】
前記半導体ダイオードは、ＰＩＮダイオードであることを特徴とする請求項１ないし１０のいずれかに記載のスイッチング回路。
【請求項１２】
送信ポートまたは受信ポートに共通のアンテナポートを選択的に接続するための、高アイソレーションのスイッチング回路であって、
第１、第２および第３の半導体ダイオードと移相回路網とを備え、
前記第１のダイオードは、アノードが前記送信ポートに接続され、カソードが第１のノードに接続され、
前記第１のノードは、前記アンテナポートと、前記移相回路網の一端との両方に接続され、
前記移相回路網の他端は、第２のノードに接続され、
前記第２および第３のダイオードは、互いに並列に前記第２のノードに接続され、
前記第２のノードは、更に、前記受信ポートに接続されることを特徴とするスイッチング回路。
【請求項１３】
前記第２および第３のダイオードのアノードは、共に前記第２のノードに接続され、前記第２と第３のダイオードのカソードは、共に共振回路の一端に接続され、前記共振回路の他端は接地されていることを特徴とする請求項１２記載のスイッチング回路。
【請求項１４】
前記第２のダイオードのアノードは、前記移相回路網としての第１の移相回路網の他端に接続された前記第２のノードに接続され、前記第２のダイオードのカソードは、第１の共振回路を介して接地され、前記第３のダイオードのアノードは、第２の移相回路網を介して前記第２のノードに接続され、前記第３のダイオードのカソードは、第２の共振回路を介して接地され、前記第２のノードと反対側の前記第２の移相回路網の端部は、前記受信ポートに接続されることを特徴とする請求項１２記載のスイッチング回路。
【請求項１５】
前記半導体ダイオードは、ＰＩＮダイオードであることを特徴とする請求項１２ないし１４のいずれかに記載のスイッチング回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えばマルチバンド携帯電話機において、各帯域の送信モードと受信モードの選択を行うために用いられるスイッチング回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話機に関連する技術の最近の動向としては、ＧＳＭ（Global System for Mobile Communications）方式のマルチバンド携帯電話機の普及が更に拡大していく傾向にある。欧州のＧＳＭネットワークを対象としては、ＥＧＳＭ（Extended GSM）方式およびＤＣＳ（Digital Cellular System）方式で動作する携帯電話機が普及し、米国のＧＳＭネットワークを対象としては、ＡＧＳＭ（American GSM）方式およびＰＣＳ（Personal Communications System）方式で動作する携帯電話機が普及している。また、世界共通のアプリケーションとして、ＡＧＳＭ、ＥＧＳＭ、ＤＣＳおよびＰＣＳの各方式のうちの３または４方式において動作する携帯電話機が普及している。下記の表１に、これら各方式の送信周波数の範囲と受信周波数の範囲を示す。
【０００３】
【表１】
2005065277.tif 000003
【０００４】
ＧＳＭ方式では、送信信号および受信信号は携帯電話機によって同時に処理されないので、携帯電話機の各種送信用および受信用回路と単一のアンテナとを接続するのに電子的スイッチング回路が用いられている。一般に、この種のスイッチング回路はアンテナスイッチモジュール（ＡＳＭ）と呼ばれる。
【０００５】
デュアルバンドＡＳＭの例は、特許文献１および特許文献２に開示されている。図１に、典型的なデュアルバンドＡＳＭの回路図を示す。このモジュールは、アンテナポート１、一組の送信入力端（以下、送信ポートとも言う）２，２′、および一組の受信出力端（以下、受信ポートとも言う）３，３′を含んでいる。アンテナポート１はダイプレクサＤＰＸの入力端に接続されている。ダイプレクサＤＰＸは、３つのポートを持ち、ＡＳＭを２つの部分、すなわち、低帯域部ＬＢと高帯域部ＨＢとに分割するデバイスである。
【０００６】
高帯域部ＨＢは、受信出力端３と、送信入力端２および送信用ローパスフィルタＬＰＦ１を備えた送信回路とを含んでいる。また、この高帯域部ＨＢは、高帯域送信または高帯域受信の動作モードの選択を可能にする単極双投型（ＳＰ２Ｔ）スイッチを含んでいる。一般に、単極双投型スイッチは一組のＰＩＮダイオードを用いて構成されている。一方のダイオードＤ１は、ローパスフィルタＬＰＦ１を介して送信入力端２に直列に接続され、他方のダイオードＤ２は、受信出力端３に並列に接続されている。ダイオードＤ２には、インダクタンスＬ１とキャパシタンスＣ１を備えたＬＣ共振回路が直列に接続されている。この共振回路は、高帯域側送信帯域の周波数範囲の中心で共振するように調整されている。なお、インダクタンスＬ１は、単純に、オン状態のダイオードＤ２の寄生インダクタンスでもよい。前記単極双投型スイッチは更に、高帯域送信ポート２における直列のダイオードＤ１と高帯域受信ポート３におけるシャントダイオードＤ２との間に設けられた移相回路網Ｐ１を含んでいる。最後に、このＡＳＭの高帯域部ＨＢは、ダイオードＤ１，Ｄ２のオン状態とオフ状態の切り換えを可能にする、多くのＤＣバイアス構成要素を含んでいる。ＤＣバイアス構成要素は、ＤＣ制御電圧用の入力端ＶＣ１と、ＤＣチョークＬＣと、ＤＣブロッキングキャパシタＣＢと、平滑キャパシタＣＳとを備えている。
【０００７】
同様に、低帯域部ＬＢは、受信出力端３′と、送信入力端２′および送信用ローパスフィルタＬＰＦ２を備えた送信回路とを含んでいる。この低帯域部ＬＢは、低帯域の受信または送信の動作モードの選択を可能にする単極双投型スイッチを含んでいる。この単極双投型スイッチも、一組のＰＩＮダイオードを用いて構成されている。一方のダイオードＤ３は、ローパスフィルタＬＰＦ２を介して低帯域送信入力端２′に直列に接続され、他方のダイオードＤ４は、低帯域受信出力端３′に並列に接続されている。ダイオードＤ４には、インダクタンスＬ２とキャパシタンスＣ２を備えたＬＣ共振回路が直列に接続されている。この共振回路は、低帯域側送信帯域の周波数範囲の中心で共振するように調整されている。上述のように、インダクタンスＬ２は、単純に、オン状態のダイオードＤ４の寄生インダクタンスでもよい。前記単極双投型スイッチは更に、低帯域送信ポート２′における直列のダイオードＤ３と、低帯域受信ポート３′におけるシャントダイオードＤ４との間に設けられた移相回路網Ｐ２を含んでいる。上述のように、このＡＳＭの低帯域部ＬＢは、ダイオードＤ３，Ｄ４のオン状態とオフ状態の切り換えを可能にする、多くのＤＣバイアス構成要素を含んでいる。ＤＣバイアス構成要素は、ＤＣ制御電圧用の入力端ＶＣ２と、ＤＣチョークＬＣと、ＤＣブロッキングキャパシタＣＢと、平滑キャパシタＣＳとを備えている。
【０００８】
図１に示すＡＳＭは、ＥＧＳＭおよびＤＣＳ帯域での動作を可能とするため、受信ポート３にＤＣＳ用バンドパスフィルタを追加し、更に受信ポート３′にＥＧＳＭ用バンドパスフィルタを追加することで、デュアルバンドフロントエンドモジュール（ＦＥＭ）に容易に変更することができる。このような回路は、特許文献３に開示されている。同様に、図１に示すＡＳＭは、ＥＧＳＭ、ＤＣＳおよびＰＣＳ帯域での動作を可能とするため、受信ポート３にＤＣＳおよびＰＣＳ用デュプレクサを追加し、更に受信ポート３′にＥＧＳＭ用バンドパスフィルタを追加することで、トリプルバンドＦＥＭに容易に変更することができる。このような回路の例は、特許文献４に開示されている。
【０００９】
オン状態のダイオードは、理想的には、抵抗値およびリアクタンスがそれぞれゼロであることが望ましく、これにより、このダイオードを通過するＲＦ信号に対して電気的に不可視となる。反対に、オフ状態のダイオードは、非常に高いインピーダンスを持つことが望ましく、これにより、開路のようになり、このダイオードに供給されるＲＦ信号を遮断する。実際には、オン状態のダイオードの抵抗値ＲＳはゼロではなく（通常１〜２Ω程度）、直列インダクタンスＬＳもゼロではない（通常０．５ｎＨ程度）。同様に、オフ状態のダイオードは有限の抵抗値ＲＰを持ち（通常１，０００〜１０，０００Ω程度）、小さな寄生キャパシタンスＣＰを持つ（通常０．２〜０．４ｐＦ程度）。図２に、それぞれオン状態およびオフ状態の、ＰＩＮダイオードの等価回路を２つ示す。図２において、（ａ）はオフ状態のＰＩＮダイオードの等価回路を示し、（ｂ）はオン状態のＰＩＮダイオードの等価回路を示している。
【００１０】
ＡＳＭの低帯域部において低帯域側送信帯域と低帯域側受信帯域の選択に用いられる単極双投型スイッチと、ＡＳＭの高帯域部において高帯域側送信帯域と高帯域側受信帯域の選択に用いられる単極双投型スイッチは、一般に、一組のＰＩＮダイオードと、４分の１波長移相回路網を用いて実現されている。このようなスイッチは、特許文献５における図２に例示されている。単極双投型のＰＩＮダイオードスイッチの動作は、図１に示す回路の高帯域部ＨＢからローパスフィルタＬＰＦ１を除いたものを示す図３を参照することで理解可能である。図３のスイッチは、送信ポート２または受信ポート３に共通のアンテナポート１０を選択的に接続する。アンテナポート１０は、図１のダイプレクサＤＰＸを介してアンテナポート１に接続される。２つのダイオードＤ１，Ｄ２がオン状態のとき、図３のスイッチは送信モードであり、逆に、２つのダイオードＤ１，Ｄ２がオフ状態のとき、図３のスイッチは受信モードである。下記の表２に、各モードにおけるダイオードＤ１，Ｄ２の状態と制御電圧入力端ＶＣ１に印加される制御電圧との関係を示す。
【００１１】
【表２】
2005065277.tif 000004
【００１２】
ダイオードＤ１，Ｄ２をオン状態にするには、制御電圧入力端ＶＣ１に適切なＤＣ電圧を印加する（表２参照）。キャパシタＣＳは、このＤＣ電圧の供給に際して、平滑キャパシタとして動作し、キャパシタＣＢとインダクタＬＣは共にバイアスＴ形回路網として動作し、抵抗ＲＧは、ダイオードＤ１，Ｄ２を通過する電流を調整する。送信モードにおいて、オン状態のダイオードＤ１は、送信ポート２からこのスイッチ回路に入力され、ノードＸに至る送信信号用の低抵抗経路を提供する。同様に、オン状態のダイオードＤ２は、Ｌ１とＣ１を備えた共振回路と共に、ノードＹからグランドに至る低抵抗経路を提供する。移相回路網Ｐ１は、理想的な伝送線路と同一の電気的特性を持つように設計されており、高帯域側送信周波数範囲の中心の高周波信号に対し、波長の４分の１の電気長を持ち、特性インピーダンスは５０Ωである。４分の１波長伝送線路は、この線路の一端で計測された複素反射係数を、この線路の他端から計測したときには１８０度回転する効果を持つ。従って、送信モードでは、ノードＹにおける短絡は、電気的にはノードＸにおいて開路となるので、ダイオードＤ２と移相回路網Ｐ１とを含む回路分岐は、ノードＸから電気的にアイソレートされている。その結果、送信ポート２からこのスイッチ回路に入力される送信信号は、アンテナポート１に直接到達し、受信ポート３に至る経路は通らない。
【００１３】
受信モードでは、送信ポート２は、オフ状態のダイオードＤ１によってノードＸからアイソレートされている。同様に、ノードＹからダイオードＤ２を経てグランドに至る経路は、非常に高いインピーダンスのオフ状態のダイオードＤ２によって、この回路からアイソレートされている。更に、受信用動作周波数範囲において、移相回路網Ｐ１は、受信ポート３において５０Ωのインピーダンスで終端されている場合、５０Ωのインピーダンスを持つように設計されている。従って、終端された受信ポート３、ダイオードＤ２および移相回路網Ｐ１を含む回路分岐は、ノードＸにおいて５０Ωの負荷となるので、受信モードでは、アンテナポート１からこのスイッチ回路に入力される高周波信号は、移相回路網Ｐ１を経て受信ポート３に到達する。
【００１４】
ＡＳＭの低帯域部ＬＢにおける単極双投型スイッチ（すなわち、ダイオードＤ３，Ｄ４を含むスイッチ）は、上述の高帯域ＨＢにおけるスイッチの動作と本質的に同様に動作する。但し、主な違いは、低帯域用スイッチの移相回路網Ｐ２は、低帯域側送信周波数範囲の中心の高周波信号に対し、波長の４分の１の電気長を持つよう設計されている点である。
【００１５】
ＡＳＭやＦＥＭにおいて使用するためには、図３に示す単極双投型ＰＩＮダイオードスイッチは以下の条件を満たす必要がある。その条件とは、すなわち、送信モードにおいて送信側からアンテナへの損失が少なく、受信モードにおいてアンテナから受信側への損失が少なく、受信モードにおいて送信側からアンテナへのアイソレーションが良好であり、送信モードにおいて送信側から受信側へのアイソレーションが良好であることである。
【００１６】
ＤＣＳおよびＰＣＳ帯域で動作するトリプルバンドＧＳＭ携帯電話機のＡＳＭの高帯域部において、ＡＳＭが送信モードのときの送信側から受信側へのアイソレーションのレベルは、特に重要である。その理由は、高帯域側送信帯域は、１７１０〜１７８５ＭＨｚと、１８５０〜１９１０ＭＨｚの周波数範囲に及び、高帯域側受信帯域は、１８０５〜１８８０ＭＨｚと、１９３０〜１９９０ＭＨｚの周波数範囲に及ぶからである（表１参照）。ここで、送信帯域と受信帯域は、１８５０〜１８８０ＭＨｚにおいて重なっていることが分かる。その結果、このスイッチが高帯域送信モードのとき、送信側から受信側へ漏出するいかなる信号も、１８５０〜１８８０ＭＨｚの周波数範囲では、携帯電話機の受信部によって減衰されることはない。以上の点と、高帯域の送信信号のレベルは通常＋３０ｄＢｍであり、携帯電話機の受信感度は通常−１００ｄＢｍであるという事実を考え合わせると、携帯電話機の受信回路にハイレベルの送信信号が入力され、この受信回路を飽和させることを防ぐため、高帯域用スイッチには非常に高いアイソレーションが必要とされることが分かる。
【００１７】
図３に示す単極双投型のＰＩＮダイオードスイッチのアイソレーションは、市販のＰＩＮダイオードの電気的データを用いて概算することができる。
【００１８】
図３の回路が送信モードのとき、ダイオードＤ１，Ｄ２はオン状態である。この場合、図３のノードＹからグランド側を見たインピーダンスは、純粋な実数のインピーダンスであり、その値はＲＳである（図２参照）。送信周波数の範囲において、移相回路網Ｐ１は、理想的な送信線路と同一の電気的特性を持つように構成されており、波長の４分の１の電気長を持ち、特性インピーダンスは５０Ωである。従って、ダイオードＤ２と移相回路網Ｐ１とを含む回路分岐による、ノードＸにおけるインピーダンスＺｘは、以下の数式（１）によって表される。
【００１９】
Ｚｘ＝５０２／ＲＳ      …（１）
【００２０】
図３の回路における送信モードのときの送信側から受信側へのアイソレーションのレベルは、以下の２つの要素（１），（２）によって決定される。
【００２１】
要素（１）は、ノードＹからダイオードＤ２を介してグランド側を見たインピーダンスＲＳの、受信ポート３からグランド側を見たインピーダンスＺRXに対する比率である。これは、以下の数式（２ａ）によってＫ１として表される。
【００２２】
Ｋ１＝ＺRX／ＲＳ      …（２ａ）
【００２３】
要素（２）は、ダイオードＤ２と移相回路網Ｐ１とを含む回路分岐による、ノードＸからグランド側を見たインピーダンスＺＸの、アンテナポートからグランド側を見たインピーダンスＺANTに対する比率である。これは、以下の数式（２ｂ）によってＫ２として表される。
【００２４】
Ｋ２＝ＺＸ／ＺANT      …（２ｂ）
【００２５】
一般的に、アンテナポートにおけるインピーダンスは、受信ポート３におけるインピーダンスと同一であり、その値は５０Ωである。この場合、Ｋ１はＫ２と等しく、以下の数式（２ｃ）によって表される。
【００２６】
Ｋ＝Ｋ１＝Ｋ２＝５０／ＲＳ      …（２ｃ）
【００２７】
Ｋ＞＞１のとき、図３に示す単極双投型ＰＩＮダイオードスイッチの送信側から受信側へのアイソレーションのおよその値は、以下の数式（３）によって表される。
【００２８】
図３のＰＩＮダイオードスイッチの送信モード時における送信側から受信側へのアイソレーション≒２０×Log（１／Ｋ）      …（３）
【００２９】
一般的な市販のＰＩＮダイオードは、オン状態で、約２Ωの寄生抵抗ＲＳを持つ。このようなダイオードでは、送信モードにおいて、ダイオードＤ２と移相回路網Ｐ１とを含む回路分岐による、図３のノードＸにおけるインピーダンスは、１２５０Ωである（数式（１）参照）。アンテナポートにおける負荷は公称５０Ωであるので、比率Ｋは２５である。この場合、送信モードにおける送信側から受信側へのアイソレーションは、約２８ｄＢである（数式（３）参照）。
【００３０】
場合によっては、より高いアイソレーションが必要とされることもある。例えば、前述のように、トリプルバンドＧＳＭ携帯電話機を高帯域送信モードで使用するときに、ＤＣＳ用の受信回路へ漏れるＰＣＳ用の送信電力を最小限にすることが要求されるスイッチの場合などである。
【００３１】
【特許文献１】欧州特許出願公開第ＥＰ１１２６６２４Ａ３号明細書
【特許文献２】米国特許出願公開第ＵＳ２００１／００２７１１９Ａ１号明細書
【特許文献３】欧州特許出願公開第ＥＰ０１０８９４４９Ａ２号明細書
【特許文献４】米国特許出願公開第ＵＳ２００２／００３２０３８Ａ１号明細書
【特許文献５】米国特許第４６３７０６５号明細書
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００３２】
本発明の目的は、送信モードにおいて、送信側から受信側への高いアイソレーションを実現できる単極双投型のスイッチング回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００３３】
本発明は、例えばマルチバンド携帯電話機の送信ポートまたは受信ポートに共通のアンテナポートを選択的に接続するための、高いアイソレーションのスイッチング回路を提供する。このスイッチング回路は、第１および第２の半導体ダイオードを備えており、第１のダイオードは、アノードが送信ポートに接続され、カソードが第１のノードに接続されている。この第１のノードは、アンテナポートと、移相およびインピーダンス変換用回路の一端との両方に接続されている。移相およびインピーダンス変換用回路の他端は、第２のノードに接続されている。第２のダイオードは、アノードが第２のノードに接続され、カソードが共振回路を介して接地されている。また、第２のノードは、インピーダンス変換装置を介して受信ポートに接続されている。移相およびインピーダンス変換用回路は、第２のノードにおける回路のインピーダンスを、第１のノードから計測したときに低下させる。言い換えると、移相およびインピーダンス変換用回路は、これがない場合に比べて、第１のノードから第２のノードを見たインピーダンスを低下させる。また、インピーダンス変換装置は、受信ポートのインピーダンスを、第２のノードから計測したときに上昇させる。言い換えると、インピーダンス変換装置は、これがない場合に比べて、第２のノードから受信ポートを見たインピーダンスを上昇させる。
【００３４】
本発明は、更に、例えばマルチバンド携帯電話機の送信ポートまたは受信ポートに共通のアンテナポートを選択的に接続するための、高いアイソレーションの他のスイッチング回路を提供する。このスイッチング回路は、第１、第２および第３の半導体ダイオードを備えており、第１のダイオードは、アノードが送信ポートに接続され、カソードが第１のノードに接続されている。この第１のノードは、アンテナポートと、移相回路網の一端との両方に接続されている。移相回路網の他端は第２のノードに接続されている。第２と第３のダイオードは、互いに並列に、第２のノードに接続され、第２のノードは更に、受信ポートに接続されている。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３５】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。前述のように、図３に示した単極双投型ＰＩＮダイオードスイッチのアイソレーションは、２つの要素（１），（２）によって決定される。
【００３６】
要素（１）は、ノードＹからダイオードＤ２を介してグランド側を見たインピーダンスＲＳの、受信ポート３からグランド側を見たインピーダンスＺＲＸに対する比率である。これは、数式（２ａ）におけるＫ１によって表される。
【００３７】
要素（２）は、ダイオードＤ２と移相回路網Ｐ１とを含む回路分岐による、ノードＸからグランド側を見たインピーダンスＺＸの、アンテナポートからグランド側を見たインピーダンスＺANTに対する比率である。これは、数式（２ｂ）におけるＫ２によって表される。
【００３８】
［第１の実施の形態］
図４は、本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング回路を示す。このスイッチング回路は、高いアイソレーションを実現する単極双投型のＰＩＮダイオードスイッチである。このスイッチング回路は、比率Ｋ１とＫ２を共に増加させる。このスイッチング回路では、比率Ｋ１を増加させるために、受信ポート３とシャントダイオードＤ２との間に、巻数比が１対Ｎの昇圧トランス（変圧器）Ｔ２が設けられている。このトランスＴ２は、受信ポート３を介してグランド側を見たインピーダンスを、ノードＹから計測したときにＮ２倍増加させる効果を持つので、比率Ｋ１をＮ２倍増加させることができる。
【００３９】
また、図４に示した回路は、ダイオードＤ２と移相回路網Ｐ１との間に、巻数比がＮ対１の降圧トランスＴ１を含んでいる。トランスＴ１の挿入は、オン状態のダイオードＤ２のインピーダンスを、図４のノードＷから計測したときにＮ２分の１に低減する効果を持ち、同様に、オン状態のダイオードＤ２のインピーダンスを、ノードＸ（移相回路網Ｐ１の反対側）から計測したときにＮ２倍増加させる（数式(1)参照）。従って、ダイオードＤ２と移相回路網Ｐ１との間にトランスＴ１を設けることは、比率Ｋ２をＮ２倍増加させる効果を持つ。図４に示した回路のその他の構成は、図３に示した回路と同様である。
【００４０】
ダイオードＤ２の一端に昇圧トランスＴ２と降圧トランスＴ１を追加することにより、このスイッチング回路の受信モード時には、受信ポートのインピーダンスが、ノードＸから計測した際には確実に５０Ωに維持される一方、このスイッチング回路の送信モード時には、送信側から受信側へのアイソレーションが上昇する。図４に示した回路の送信モード時における送信ポート２から受信ポート３へのアイソレーションは、以下の数式（４）によって表される。
【００４１】
図４のスイッチング回路の送信モード時における送信側から受信側へのアイソレーション≒２０×Log（１／Ｎ２Ｋ）      …（４）
【００４２】
例えば、図３の単極双投型ＰＩＮダイオードスイッチのアイソレーションを約６ｄＢ上昇させるには、図４のトランスＴ２の巻数比を１：√２とし、トランスＴ１の巻数比を√２：１とする必要がある。
【００４３】
なお、ダイオードＤ２の一端に昇圧トランスＴ２と降圧トランスＴ１を追加することは、このスイッチング回路の受信モード時に、ノードＸにおいて計測されたオフ状態のダイオードＤ２の寄生抵抗ＲＰの低下をもたらすことに留意すべきである。これは、受信モード時にこのスイッチング回路の損失を増加させるという悪影響を及ぼす。
【００４４】
更に、適当なＤＣ電圧を制御電圧入力端ＶＣ１（表２参照）に印加することによってダイオードＤ１，Ｄ２のオン・オフ状態の切り換えを確実に行なうには、図４に示した回路のトランスＴ１，Ｔ２の２つの接地点にそれぞれＤＣブロッキングキャパシタＣＢが必要とされることにも留意すべきである。
【００４５】
また、図４に示した回路は、２つのトランスＴ１，Ｔ２の巻数比Ｎが√２以外の値となるように構成することもできる。Ｎを√２よりも大きい値にすると、送信モード時の送信側から受信側へのアイソレーションを更に増加させることができる。Ｎを√２よりも大きい値にした場合の短所は、オフ状態のダイオードの並行抵抗ＲＰが減少し、その結果、受信モード時のこのスイッチング回路の損失が増加することである。
【００４６】
実際には、携帯電話の周波数範囲（１〜２ＧＨｚ）で動作するトランスは、比較的大型で、信号経路に比較的大きな挿入損をもたらす。従って、図４に示した回路によって実現可能な高いアイソレーションという長所は、スイッチング回路の大型化や、スイッチング回路の受信経路における損失の増加といった点と比較検討する必要がある。
【００４７】
［第２の実施の形態］
図５は、本発明の第２の実施の形態に係るスイッチング回路を示す。動作周波数の帯域幅が動作周波数に比べて小さい場合、インピーダンス変換は、ＬＣ回路網を用いることによって実現できる。ほとんどの携帯電話方式の送受信帯域幅は動作周波数に比べて小さい（５〜１０％、表１参照）ので、図４に示したスイッチング回路におけるトランスＴ１，Ｔ２の代わりに、一組のインピーダンス変換用ＬＣ回路網ＬＣ１，ＬＣ２を用いた別の回路を構成することが可能である。図５に示したスイッチング回路は、このように一組のインピーダンス変換用ＬＣ回路網ＬＣ１，ＬＣ２を用いた、高いアイソレーションを実現する単極双投型のＰＩＮダイオードスイッチである。
【００４８】
本実施の形態において、ＬＣ回路網ＬＣ２は、受信ポート３における負荷のインピーダンスを、ノードＹから計測したときに上昇させるように設計され、ＬＣ回路網ＬＣ１は、そのインピーダンスを本来の値に戻すように設計されている。図５に示した回路のその他の構成は、図４に示した回路と同様である。
【００４９】
このように、図５に示した回路が受信モードのとき、終端された受信ポート３とＬＣ回路網ＬＣ２，ＬＣ１とを含む回路分岐による、ノードＷからグランド側を見たインピーダンスは、受信ポート３で直接計測されたインピーダンスと同一である。
【００５０】
ＬＣ回路網のインピーダンス変換特性は、負荷による機能である。従って、図５の回路の送信モードにおいて、オン状態のダイオードＤ２の非常に小さい寄生抵抗ＲＳによって占められるノードＹとグランドとの間のインピーダンスは、このスイッチング回路が受信モードのときと同様に低減されることはない（上記の説明参照）。従って、最適な送信動作を実現するには、ＬＣ回路網ＬＣ１と移相回路網Ｐ１を合わせた効果が、ノードＹにおける反射係数を、ノードＸから計測したときには１８０度回転させることとなるように、図５の移相回路網Ｐ１の各素子の値を低減する必要がある。
【００５１】
本実施の形態において、図４のスイッチング回路とほぼ同等の送信側から受信側へのアイソレーションを実現するには、インピーダンス変換用回路網ＬＣ２は、受信ポート３のインピーダンスを、ノードＹから計測したときに２倍にする効果を持つ必要があり、インピーダンス変換用回路網ＬＣ１は、受信ポート３のインピーダンスを、ノードＷから計測したときに２分の１にする効果を持つ必要がある。
【００５２】
図５に示した回路は、小型であるという長所を持ち、更に、ＬＣ回路網のキャパシタとインダクタを多層基板に組み込むことができるという長所を持つので、図３の従来のＰＩＮダイオードスイッチに比べ、高いアイソレーションを実現するＰＩＮダイオードスイッチのために必要な追加スペースをより小さくすることができる。
【００５３】
図５の回路のノードＹは、並列に接続された２つのキャパシタを介してグランドに接続されている。一方のキャパシタは、インピーダンス変換用回路網ＬＣ１の一部であり、他方のキャパシタは、インピーダンス変換用回路網ＬＣ２の一部である。これらの２つのキャパシタは、インピーダンス変換用回路網ＬＣ１，ＬＣ２のシャントキャパシタのキャパシタンスの２倍の単一のキャパシタと置き換えることができる。図６は、図５のノードＹに接続された２つのシャントキャパシタの代わりに単一のキャパシタＣＴを用いた回路を示す。この変形例は、高いアイソレーションを実現するために必要な素子の数を更に減らすことができるという長所を持つ。図６における２つの素子ＬＴは、図５のインピーダンス変換用回路網ＬＣ１，ＬＣ２のそれぞれのインダクタを表す。
【００５４】
要求される２倍および０．５倍のインピーダンス変換を実現可能な、図６のＬＴとＣＴの各値は、周波数に依存し、以下の数式（５），（６）によって表される。
【００５５】
ＬＴ＝ＺＯ／ωTX      …（５）
【００５６】
ＣＴ＝１／ＺＯωTX      …（６）
【００５７】
ここで、ＺＯはこのシステムの特性インピーダンス（通常５０Ω）であり、ωTXは高帯域側送信帯域の中心の角周波数である。
【００５８】
前述のように、図４に示した第１の実施の形態に係る回路の目的は、比率Ｋ１，Ｋ２を共に増加させることであった。同様に、図５では、受信ポート３のインピーダンスを、ノードＹから計測したときに上昇させるため、図４のトランスＴ２をＬＣ回路網ＬＣ２に置き換えてもよく、また、図４のトランスＴ１をＬＣ回路網ＬＣ１に置き換えることによって、受信ポート３のインピーダンスを、ノードＷから計測したときに減少させて、５０Ωに戻すことができることを示した。
【００５９】
図４のダイオードＤ２がオン状態のとき、ノードＹからグランド側を見たインピーダンスは、主にオン状態のダイオードＤ２の寄生抵抗ＲＳによって決定される。従って、送信モード時に、図４のノードＹにおいて計測される複素反射係数は、−１に近い、純粋な実数の値を持つ。同様に、送信モード時に、図４のノードＷにおいて計測される複素反射係数は、−１に近い、純粋な実数の値を持つ。移相回路網Ｐ１は、図４のノードＷにおける複素反射係数を１８０度回転させる効果を持つので、この複素反射係数は、ノードＸから計測されたとき、＋１に近い値を持つ。
【００６０】
［第３の実施の形態］
図７は、本発明の第３の実施の形態に係るスイッチング回路を示す。図５の回路では、送信モードのとき、インピーダンス変換用回路網ＬＣ１と移相回路網Ｐ１の組み合わせは、ノードＹにおける反射係数を、ノードＸから計測したときに１８０度回転させる効果を持つ。しかしながら、図５のインピーダンス変換用回路網ＬＣ１と移相回路網Ｐ１の効果を、図７に示すような、より単純な回路、すなわち移相回路網ＰＺと組み合わせることも可能である。本実施の形態では、移相回路網Ｐ１は、素子Ｃ11，Ｌ11，Ｃ12を備えた別の移相回路網ＰＺと置き換えられている。なお、移相回路網ＰＺが、このスイッチング回路の受信モード時に、ノードＹにおけるインピーダンスを５０Ωに戻すように変換する機能と、このスイッチング回路が送信モードのとき、ノードＹにおける複素反射係数を、ノードＸから計測したときには１８０度回転させる機能の２つの機能を持つように、３つの素子Ｃ11，Ｌ11，Ｃ12が選択される。図７に示した回路のその他の構成は、図５に示した回路と同様である。
【００６１】
図７では、ノードＹからグランドに接続された２つのキャパシタが設けられている。前述のように、これら２つのキャパシタは、ノードＹに接続されたこれらの２つのキャパシタのキャパシタンスの合計と等しいキャパシタンスを持つ単一のキャパシタと置き換えることができる。そのような構成を、図８に示す。ここでは、図７におけるノードＹに接続された２つのシャントキャパシタが、図８のノードＹに接続された単一のシャントキャパシタＣＴに置き換えられている。前述のように、素子ＬＴは、図７のインピーダンス変換用回路網ＬＣ２におけるインダクタを表し、素子Ｌ11，Ｃ12の各値は、図７における各値から変更されていない。
【００６２】
［第４の実施の形態］
図９は、本発明の第４の実施の形態に係るスイッチング回路を示す。数式（３）より、５０Ωのインピーダンスで各ポートにおいて終端されるように設計されている、図３に示したような単極双投型スイッチにおいて、送信モード時の送信側から受信側へのアイソレーションは、主に、オン状態のダイオードＤ２の寄生抵抗ＲＳによって決定されることが分かる。従って、寄生抵抗ＲＳを低減することは、このスイッチの送信モード時における送信側から受信側へのアイソレーションを向上させる効果をもたらす。
【００６３】
より高いアイソレーションを実現する他の方法としては、図３の単一のダイオードＤ２の代わりに、一組のダイオードＤ２′，Ｄ２″を並列に接続する方法がある。そのように構成した回路を図９に示す。図９に示した回路のその他の構成は、図３に示した回路と同様である。
【００６４】
ノードＹにダイオードＤ２′，Ｄ２″を並列に接続することで、オン状態のダイオードによる、グランドに対する寄生インピーダンスが半分になる。その結果、図９に示したスイッチング回路では、図３に示したような、ノードＹに単一のダイオードのみ接続している単極双投型ＰＩＮダイオードスイッチの場合と比べて、送信モード時における送信側から受信側へのアイソレーションが約６ｄＢ上昇する（数式（３）参照）。
【００６５】
図９のスイッチング回路の送信モード時における送信側から受信側へのアイソレーションは、ノードＹにいくつかのダイオードを並列に接続することによって更に向上させることができる。しかしながら、ノードＹに複数のダイオードを接続することは、これらのダイオードがオフ状態のとき、ノードＹにおける寄生抵抗を減少させるという短所を持ち、そのため、受信モード時にこのスイッチの損失を増加させるという悪影響をもたらす。
【００６６】
［第５の実施の形態］
図１０は、本発明の第５の実施の形態に係るスイッチング回路を示す。送信モード時に送信ポートから受信ポートへの非常に高いアイソレーションを実現するＡＳＭは、３つのダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３を用いた、図１０に示す回路構成によって実現可能である。この回路では、ダイオードＤ３のアノードは、第２の移相回路網Ｐ２を介してノードＹに接続されている。ダイオードＤ３のカソードは、インダクタンスＬ３とキャパシタンスＣ３を備えた共振回路を介して接地されている。ノードＹと反対側の移相回路網Ｐ２の端部（ノードＺ）は、受信ポート３に接続されている。図１０に示した回路のその他の構成は、図３に示した回路と同様である。図１０に示した回路では、送信モード（３つのダイオードは全てオン状態）において、オン状態のダイオードＤ３の低い抵抗と、Ｌ３とＣ３を備えた共振回路により、ノードＺにおいて短絡が生じ、このノードＺにおけるインピーダンスは、移相回路網Ｐ２により、ノードＹにおいて非常に高い値に変換される。ノードＹでは、オン状態のダイオードＤ２の低いインピーダンスと、Ｌ１とＣ１を備えた共振回路により、第２の短絡が生じる。この構成により、ノードＹからダイオードＤ２を経由してグランド側を見たインピーダンスに対する、ノードＹから受信ポート側のグランドを見たインピーダンスの比率が最大になり、従って、ノードＹに到達する漏出電力のうち、ダイオードＤ２を介してグランドに流れる電力、言い換えると受信ポートからは遮断される電力の比率が最大になる。移相回路網Ｐ１は、複素反射係数を１８０度回転させることによって、ノードＹにおける短絡を、ノードＸでは開路に変換する。その結果、この回路における受信分岐路は、ノードＸにおいてこのスイッチング回路に負荷を与えない。
【００６７】
図１０の回路は、このスイッチング回路の送信モード時に、送信ポート２から受信ポート３へのアイソレーションを、図３の回路に比べて約２倍向上させることができる。例えば、市販のＰＩＮダイオードを用いた場合、図３の単極双投型ＰＩＮダイオードスイッチでは約２８ｄＢのアイソレーションが得られるのに対し、図１０の回路によれば、約５６ｄＢのアイソレーションを実現することができる。
【００６８】
本発明は、上記の実施の形態に限定されず、本発明の範囲から逸脱することなく変形もしくは変更することができる。
【図面の簡単な説明】
【００６９】
【図１】従来のデュアルバンドＡＳＭを示す回路図である。
【図２】オフ状態のＰＩＮダイオードの等価回路およびオン状態のＰＩＮダイオードの等価回路を示す回路図である。
【図３】従来の単極双投型ＰＩＮダイオードスイッチを示す回路図である。
【図４】本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング回路を示す回路図である。
【図５】本発明の第２の実施の形態に係るスイッチング回路を示す回路図である。
【図６】本発明の第２の実施の形態に係るスイッチング回路の変形例を示す回路図である。
【図７】本発明の第３の実施の形態に係るスイッチング回路を示す回路図である。
【図８】本発明の第３の実施の形態に係るスイッチング回路の変形例を示す回路図である。
【図９】本発明の第４の実施の形態に係るスイッチング回路を示す回路図である。
【図１０】本発明の第５の実施の形態に係るスイッチング回路を示す回路図である。
【符号の説明】
【００７０】
２…送信ポート、３…受信ポート、１０…アンテナポート、Ｄ１，Ｄ２…ダイオード、Ｐ１…移相回路網、Ｔ１…降圧トランス、Ｔ２…昇圧トランス。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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