(57)【要約】【課題】簡単な構成で高出力電圧、高力率を維持しながら高調波の抑制を可能とする大容量電源装置を提供する。【解決手段】交流電源１と、交流電源１からの交流を全波整流する４個のダイオード２〜５で形成されたブリッジ整流回路６と、ブリッジ整流回路６の直流出力端に接続された平滑コンデンサ７とを有する電源装置であって、交流電源１とブリッジ整流回路６の交流入力端との間に接続されたリアクタ８と、ブリッジ整流回路６の交流入力端と直流出力端との間に素子を介さず直接接続された主コンデンサ９と、それぞれ開閉手段１０を介して主コンデンサ９に並列に接続された1個または複数個の補助コンデンサ１１を備えたことにより、大出力時にコンデンサの昇圧作用を増大させ、かつ入力電流波形を適正化でき、高出力電圧、高力率が維持できる。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源と、前記交流電源からの交流を全波整流する４個のダイオードで形成されたブリッジ整流回路と、前記ブリッジ整流回路の直流出力端に接続された平滑コンデンサとを有する電源装置であって、前記交流電源と前記ブリッジ整流回路の交流入力端との間に接続されたリアクタと、前記ブリッジ整流回路の交流入力端と直流出力端との間に素子を介さず直接接続された主コンデンサと、それぞれ開閉手段を介して前記主コンデンサに並列に接続された1個または複数個の補助コンデンサを備えたことを特徴とする電源装置。
【請求項２】
前記主コンデンサの両端の電圧をＶｃ１、前記ブリッジ整流回路の出力電圧をＶｏとすると、所定の入力電力範囲で前記開閉手段が開の状態において、前記交流電源からの交流が半周期の間に前記リアクタおよび前記主コンデンサに共振電流が流れ、前記主コンデンサの充電により前記Ｖｃ１がゼロからＶｏまで上昇し、前記交流電源からの交流が次の半周期の間に前記主コンデンサの放電により前記Ｖｃ１がＶｏからゼロまで下降するように、前記リアクタのインダクタンス、および前記主コンデンサの静電容量の値が設定されている請求項1に記載の電源装置。
【請求項３】
所定の入力電力範囲で前記開閉手段が閉の状態において、前記交流電源からの交流が半周期の間に前記リアクタと前記主コンデンサおよび補助コンデンサに共振電流が流れ、前記主コンデンサおよび補助コンデンサの充電により前記Ｖｃ１がゼロからＶｏまで上昇し、前記交流電源からの交流が次の半周期の間に前記主コンデンサおよび補助コンデンサの放電により前記Ｖｃ１がＶｏからゼロまで下降するように、前記リアクタのインダクタンス、前記主コンデンサおよび補助コンデンサの静電容量の値が設定されている請求項1または２に記載の電源装置。
【請求項４】
前記主コンデンサは、前記ブリッジ整流回路の交流入力端と、負の直流出力端との間に接続されている請求項1から３のいずれかに記載の電源装置。
【請求項５】
前記主コンデンサは、前記ブリッジ整流回路の交流入力端と、正の直流出力端との間に接続されている請求項1から３のいずれかに記載の電源装置。
【請求項６】
前記開閉手段は、前記主コンデンサが充電を開始するのと同時に閉とする請求項１から５のいずれかに記載の電源装置。
【請求項７】
前記開閉手段は、前記主コンデンサおよび補助コンデンサが放電を完了し、前記Ｖｃ１がゼロになる期間で開とする請求項１から６のいずれかに記載の電源装置。
【請求項８】
前記開閉手段と並列に、前記補助コンデンサからの放電電流を流し得る方向にダイオードを接続した請求項１から７のいずれかに記載の電源装置。
【請求項９】
前記開閉手段と前記開閉手段に並列に接続されたダイオードとがＭＯＳＦＥＴで構成されている請求項８に記載の電源装置。
【請求項１０】
前記ＭＯＳＦＥＴのオン時に、そのゲート電圧の立ち上がりを通常のスイッチング動作より遅くすることを特徴とする請求項９に記載の電源装置。
【請求項１１】
交流電源と、前記交流電源からの交流を全波整流する４個のダイオードで形成されたブリッジ整流回路と、前記ブリッジ整流回路の直流出力端に接続された平滑コンデンサとを有する電源装置であって、前記交流電源と前記ブリッジ整流回路の交流入力端との間に接続されたリアクタと、前記ブリッジ整流回路の交流入力端と直流出力端との間に素子を介さ
ず直接接続された主コンデンサと、それぞれ開閉手段を介して前記主コンデンサに並列に接続された1個または複数個の補助コンデンサを備え、前記主コンデンサと、前記ブリッジ整流回路の直流出力端との間に軽負荷時に開く補助開閉手段が接続され、前記補助開閉手段と並列にかつ前記主コンデンサの充電を停止する方向にダイオードが接続されていることを特徴とする電源装置。
【請求項１２】
前記補助開閉手段は、前記主コンデンサと前記ブリッジ整流回路の負の直流出力端との間に接続され、前記補助開閉手段と並列に接続された前記ダイオードは、前記交流電源側がカソードで、前記直流出力端側がアノードである請求項１１に記載の電源装置。
【請求項１３】
前記補助開閉手段は、前記主コンデンサと前記ブリッジ整流回路の正の直流出力端との間に接続され、前記補助開閉手段と並列に接続された前記ダイオードは、前記交流電源側がアノードで、前記直流出力端側がカソードである請求項１１に記載の電源装置。
【請求項１４】
前記補助開閉手段は、出力電圧、出力電流、入力電流、負荷の重さ、または負荷の運転時間に応じて開閉が制御される請求項１１から１３のいずれかに記載の電源装置。
【請求項１５】
前記補助開閉手段と前記補助開閉手段に並列に接続されたダイオードとがＭＯＳＦＥＴで構成されている請求項１１から１４のいずれかに記載の電源装置。
【請求項１６】
前記リアクタに可飽和特性を持たせたことを特徴とする請求項１から１５のいずれかに記載の電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ブリッジ整流回路を利用した整流方式を用い、装置、システム等に高力率、低ひずみで電力を供給する電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
高力率で高調波を抑制した低ひずみを実現する従来の電源装置として、全波整流回路にコンデンサを付加した装置が考案されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
図１０は前記特許文献１に記載された従来の電源装置を示すものである。図１０において（ａ）〜（ｄ）に示した電源装置は、交流電源１と４つのダイオード２〜５で形成されたブリッジ整流回路６を備えている。交流電源１とブリッジ整流回路６の交流入力端との間にはリアクタ８が、ブリッジ整流回路の交流入力端と、直流出力端との間には、コンデンサ９が接続されている。また、ブリッジ整流回路の正負の直流出力端間には平滑コンデンサ７が接続され、負荷１２へ電力を供給している。
【０００４】
以下に図１１（ａ）〜（ｃ）の各部動作波形を用いて図１０（ａ）に示した電源装置の動作を説明する。図１１において、交流電源波形をＶｉ、入力電流波形をＩＬ、出力電圧波形をＶｏ、コンデンサ９の電圧波形をＶｃ、コンデンサ９の電流波形をＩｃと表記している。交流電源の正の半周期では、交流電源１−リアクタ８−コンデンサ９−ダイオード５−交流電源１の経路で、そのゼロ位相からリアクタ８とコンデンサ９の共振電流が流れ始める。これによりコンデンサ９の電圧Ｖｃは上昇し、やがて出力電圧Ｖｏと一致するとコンデンサ９への充電が停止してＶｃはＶｏにクランプされ、交流電源１−リアクタ８−ダイオード２−平滑コンデンサ７−ダイオード５−交流電源１の経路で電流が流れる。次に交流電源の負の半周期では、交流電源１−ダイオード４−平滑コンデンサ７−コンデンサ９−リアクタ８−交流電源１の経路で、そのゼロ位相からリアクタ８とコンデンサ９の共振電流が流れ、コンデンサ９に蓄積されたエネルギーが平滑コンデンサ７へ放出される、いわゆる昇圧動作が行なわれる。これによりコンデンサ９の電圧Ｖｃは下降し、ゼロになると放電を停止してゼロにクランプされ、交流電源１−ダイオード４−平滑コンデンサ７−ダイオード３−リアクタ８−交流電源１の経路で電流が流れる。
【０００５】
以上一連の動作を繰り返すことにより、入力電流は交流電源のゼロ位相から流れ始め、その電流波形はリアクタ８とコンデンサ９の共振による滑らかな波形となり、高力率と低ひずみ（低高調波）が両立することとなる。なお、図１０（ｂ）〜（ｄ）についてもその動作は同様である。図１１（ｃ）は図１１（ａ）の入力電流の高調波成分を示した図で、高調波規制国内ガイドライン２１を下回っている。
【特許文献１】特開２０００−２３６６６６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、前記のような従来の電源装置では、比較的小容量の電源装置では良好な特性を有するが、電源を大容量化しようとすると直流出力電圧および力率が低下してしまうという課題を有していた。特にＩＥＣ高調波規制をクリアする大容量電源を実現するためにはリアクタ８のインダクタンスを大きくする必要があり、その結果リアクタ８による電圧降下が大きくなって直流出力電圧が低下するとともに、入力電流と電源電圧の位相のずれが増大することにより力率が低下するという課題を有していた。
【０００７】
本発明の電源装置は、前記のような従来の課題を解決するものであり、大出力時も直流
出力電圧および力率の低下を抑制できる電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記課題を解決するために本発明の電源装置は、コンデンサに開閉手段を介して並列接続される補助コンデンサを設けたものである。
【０００９】
前記のような電源装置によれば、大出力時に開閉手段を閉として補助コンデンサを並列接続し、コンデンサの合成容量を増大することにより昇圧能力が増大し、出力電圧の低下を抑制できるとともに、入力電流と電源電圧の位相のずれが小さくなることにより力率低下を抑制できることとなる。
【発明の効果】
【００１０】
本発明の電源装置によれば、大出力時にも直流出力電圧および力率の低下を抑制することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。
【００１２】
（実施の形態１）
図１（ａ）〜（ｄ）は、本発明の実施の形態１における電源装置の回路図である。図１において、図１０と同じ構成要素については同じ符号を用い、説明を省略する。
【００１３】
図１において、補助コンデンサ１１は主コンデンサ９にスイッチ１０を介して並列に接続されている。また、リアクタ８のインダクタンス、主コンデンサ９および補助コンデンサ１１の静電容量は、それぞれ所定の入力電力範囲において、主コンデンサ９（および補助コンデンサ１１）の電圧が充電時には直流出力電圧Ｖｏまで、放電時にはゼロまで到達し、かつ入力電流が所望の高調波規制値以下になるような定数を選定する。
【００１４】
以上の構成において図１（ａ）の回路の動作を図２、図３を用いて説明する。図２は前記スイッチ１０を開とした時の各部動作波形例で、電源電圧を２２０Ｖ、５０Ｈｚ、リアクタ８のインダクタンスを２０ｍＨ、平滑コンデンサ７の静電容量を５０００μＦ、主コンデンサ９の静電容量を１００μＦとし、入力電力が３．３ｋＷの時のものである。その動作は従来の電源装置と同様である。この動作点では直流出力電圧が約２４５Ｖ、力率が９４％と良好な特性を有している。また、入力電流の高調波も図２（ｃ）に示す通り、ＩＥＣ高調波規制値１３を下回っている。
【００１５】
この状態でさらに負荷を増大して、入力電力が４．０ｋＷになった時の入力電流ＩＬと直流出力電圧Ｖｏを図３（ａ）に示す。この動作点では直流出力電圧が約２００Ｖと大幅に低下しており、例えばこの電源装置をＤＣモータ駆動電源として用いる場合に所望のモータ最高回転数が得られない等、電源装置の用途によって支障が生じることが考えられる。また、入力電流ＩＬは電源電圧Ｖｉと大きく位相がずれており、その結果力率は約８１％と大幅に低下している。これは入力電流の増加を招き、電源効率の低下、装置の大型化という課題を招く。
【００１６】
ここでスイッチ１０を主コンデンサ９の充電開始と同時に（交流電源の正の半周期のゼロ位相で）閉とする。このタイミングでは主コンデンサ９の電圧Ｖｃはゼロであるため、補助コンデンサ１１を接続することにより突入電流が流れることもなく、回路のコンデンサ容量を主コンデンサ９と補助コンデンサ１１の合成容量とすることができる。この時の回路動作はスイッチ１０を開とした場合と同様である。補助コンデンサ１１として８０μＦの静電容量のコンデンサを適用した場合の各部動作波形例を図３（ｂ）、（ｃ）に示す
。入力電力は図３（ａ）の条件と同様、４．０ｋＷである。本動作点では、直流出力電圧が約２６０Ｖ、入力電流の力率が約９５％と、直流出力電圧、力率とも電源装置の大出力化による低下が抑制されている。
【００１７】
負荷が減少し、補助コンデンサ１１が不要になった場合は、主コンデンサ９（および補助コンデンサ１１）の電圧Ｖｃがゼロ、すなわち電源電圧の負の半周期の後半にてスイッチ１０を開とする。これにより補助コンデンサ１１に電荷を残すことなく補助コンデンサ１１を切断することができ、次に再びスイッチ１０を閉とした時に主コンデンサ９と補助コンデンサ１１間で短絡電流が流れることを防止することができる。
【００１８】
以上のように、入力電力が所定の値を超えた時にスイッチ１０を閉とすることにより、大出力時にも直流出力電圧と力率の低下を抑制することができる。なお、図１（ｂ）〜（ｄ）についてもその動作、作用は同様である。
【００１９】
（実施の形態２）
図４（ａ）〜（ｄ）は、本発明の実施の形態２における電源装置の回路図である。図４において、図１および図１０と同じ構成要素については同じ符号を用い、説明を省略する。
【００２０】
図４においてダイオード１４は前記スイッチ１０と並列に、かつ補助コンデンサ１１の放電電流を流す向きに接続されている。
【００２１】
以上の構成によれば、前記スイッチ１０を閉として補助コンデンサ１１に充電した後、どのタイミングで前記スイッチ１０を開としても、補助コンデンサ１１の残留電荷は放電され、その電圧はゼロとなる。従って上記構成によれば、任意のタイミングでスイッチ１０を開とすることができる。
【００２２】
（実施の形態３）
図５は、本発明の実施の形態３における電源装置の回路図である。図５において、図１、図４、図１０と同じ構成要素については同じ符号を用い、説明を省略する。
【００２３】
図５は図４（ａ）の回路のスイッチ１０およびダイオード１４をＭＯＳＦＥＴ１５に置き換えたものである。ＭＯＳＦＥＴにはその導通方向と逆方向に寄生ダイオードが存在するため、これを利用することにより図４（ａ）の回路のダイオード１４を省略することができる。図４（ｂ）〜（ｄ）の回路についても同様であり、図面を用いての説明は省略する。
【００２４】
以上の構成において、前記ＭＯＳＦＥＴ１５のゲート電圧波形の立ち上がりを図６に示すように遅くする。通常ＭＯＳＦＥＴをスイッチ動作させる場合は、図６の波形１６のようにゲート電圧は急峻に立ち上げるが、ここではゲート抵抗に高抵抗を適用する等の方法でゲート電圧を波形１７のようにゆっくりと立ち上がるようにする。これによりＭＯＳＦＥＴ１５のオン時に主コンデンサ９と補助コンデンサ１１の電圧に差があってもその電位差を前記ＭＯＳＦＥＴ１５のドレイン、ソース間で分担し、前記コンデンサ間の短絡電流を抑制することができる。
【００２５】
従って本構成および動作によれば、任意のタイミングでＭＯＳＦＥＴ１５をオン、オフすることができる。
【００２６】
なお、本実施例ではＭＯＳＦＥＴとしたが、ＩＧＢＴ等の半導体スイッチとダイオードを逆並列接続したものを適用しても同様の効果が得られる。
【００２７】
（実施の形態４）
図７（ａ）〜（ｄ）は、本発明の実施の形態４における電源装置の回路図である。図７において、図１、図１０と同じ構成要素については同じ符号を用い、説明を省略する。
【００２８】
図７において、主コンデンサ９とブリッジ整流回路６の直流出力端の間は補助スイッチ１８を介して接続されている。さらに前記補助スイッチ１８と並列に、かつ主コンデンサ９の充電を阻止する方向にダイオード１９が接続されている。
【００２９】
以上の構成における動作を説明する。本回路は前記の通り昇圧作用を有するため、軽負荷時には直流出力電圧が上がり過ぎる場合が生ずる。本実施の形態４では負荷が所定値以下の軽負荷時には前記補助スイッチ１８を開とすることにより、それ以上の主コンデンサ９（および補助コンデンサ１１）への充電を阻止し、出力電圧の上昇を抑えることができる。この時ダイオード１９が存在するため、主コンデンサ９の放電経路が確保でき、主コンデンサ９に電荷がたまり続けることを避けることができる。
【００３０】
負荷の検知は、出力電圧、出力電流、入力電流、または負荷の運転時間等とすることができる。モータを用いた機器では、モータの回転数を検知しても良い。
【００３１】
例えば、補助スイッチ１８にリレーを適用し、負荷の検知を出力電圧とする場合では、出力電圧が一定の上限値まで上昇するとリレーの通電を切り、出力電圧が一定の下限値にまで下降すると、リレーに通電する。このことにより、出力電圧を一定の上限値と下限値との間に抑えることができる。
【００３２】
（実施の形態５）
図８は本発明の実施の形態５における電源装置の回路図である。図８において、図１、図７、図１０と同じ構成要素については同じ符号を用い、説明を省略する。
【００３３】
図８は図７（ａ）の回路の補助スイッチ１８とダイオード１９をＭＯＳＦＥＴ２０に置き換えたものである。以上の構成により、補助スイッチ１８とダイオード１９を省略することができる。なお、図７（ｂ）〜（ｄ）の回路においても同様の構成、作用が実現可能であり、図面を用いての説明は省略する。
【００３４】
（実施の形態６）
本実施の形態６の電源装置では、リアクタ８に可飽和特性を有するリアクタを適用している。前記リアクタ８の可飽和特性は図９に示す通り、リアクタに流れる電流が所定値ＩＬｏを超えると鉄心が飽和し、インダクタンスが小さくなるような特性を有している。本発明の本実施の形態６の電源装置は、ＩＥＣ高調波規制をクリアするために、比較的小〜中電流領域（約１２Ａ以下）では大きなインダクタンスを要するのに対し、大電流領域では前記領域ほど大きなインダクタンスを要しない、という特性を有するため、図９のような特性のリアクタを適用すると、大きなインダクタンスが必要な中電流領域までは、所定のインダクタンスが確保でき、大電流領域ではインダクタンスが低下した分、リアクタによる電圧降下が抑制でき、直流出力電圧が高くとれるとともに、同容量の電源装置を構成するのにリアクタを小型化することが可能となる。
【産業上の利用可能性】
【００３５】
以上のように、本発明にかかる電源装置は、大出力時にも直流出力電圧および力率の低下を抑制することが出来るので、種々の電源装置に適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００３６】
【図１】本発明の実施の形態１に係る電源装置の回路図
【図２】本発明の実施の形態１に係る電源装置の中出力時の各部動作波形図および高調波成分とＩＥＣ高調波規制値の比較を示す図
【図３】（ａ）従来の電源装置の大出力時の入力電流波形と出力電圧波形を示す図（ｂ）（ｃ）本発明の実施の形態１に係る電源装置の大出力時の各部動作波形図
【図４】本発明の実施の形態２に係る電源装置の回路図
【図５】本発明の実施の形態３に係る電源装置の回路図
【図６】本発明の実施の形態３に係るＭＯＳＦＥＴのゲート電圧波形を示す波形図
【図７】本発明の実施の形態４に係る電源装置の回路図
【図８】本発明の実施の形態５に係る電源装置の回路図
【図９】本発明の実施の形態６に係る電源装置に用いたリアクタの特性図
【図１０】従来の電源装置の一例に係る回路図
【図１１】従来の電源装置の一例に係る各部動作波形および高調波成分と高調波規制国ガイドラインとの比較を示す図
【符号の説明】
【００３７】
１  交流電源
２、３、４、５  ダイオード
６  ブリッジ整流回路
７  平滑コンデンサ
８  リアクタ
９  主コンデンサ
１０  スイッチ
１１  補助コンデンサ
１２  負荷
１４  ダイオード
１５  ＭＯＳＦＥＴ
１８  補助スイッチ
１９  ダイオード
２０  ＭＯＳＦＥＴ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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