(57)【要約】【課題】  共振型スイッチ回路を含む半導体装置の検査工程において、その回路内のスイッチング素子のＤＣ特性を測定することを可能とする半導体装置を提供することである。【解決手段】  半導体装置１００は、半導体基板と、半導体基板上に形成され、第１の電極１０、第２の電極２０および第３の電極３０を有し、第３の電極３０の電位に基づいて第１の電極１０および第２の電極２０の間に高周波信号を導通または遮断し、第１の電極１０および第２の電極２０におけるバイアス電圧がほぼ同じである半導体スイッチング素子Ｔ１０と、半導体スイッチング素子Ｔ１０に対して並列に第１の電極１０と前記第２の電極２０に接続され、互いに直列に接続された誘導素子Ｌ１０および容量素子Ｃ１０とを備えている。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の電極、第２の電極および第３の電極を有し、該第３の電極の電位に基づいて前記第１の電極および前記第２の電極の間に高周波信号を導通させ、前記第１の電極および前記第２の電極におけるバイアス電圧がほぼ同じである半導体スイッチング素子と、
前記半導体スイッチング素子に対して並列に前記第１の電極と前記第２の電極に接続され、互いに直列に接続された誘導素子および容量素子とを備えた半導体装置。
【請求項２】
前記半導体スイッチング素子が２つ直列に接続され、
前記誘導素子および前記容量素子が前記半導体スイッチング素子のそれぞれに対して並列に接続され、
前記２つの半導体スイッチング素子の間に該２つの半導体スイッチング素子に共通に用いられる高周波信号の入力端子をさらに備えたことを特徴とする請求項1に記載の半導体装置。
【請求項３】
アンテナと、
第１の電極、第２の電極および第３の電極を有し、前記アンテナを介して前記第１の電極で受信された高周波の受信信号を前記第３の電極の電位に基づいて前記第２の電極へ導通し、前記第１の電極および前記第２の電極におけるバイアス電圧がほぼ同じである第１の半導体スイッチング素子と、
前記第１の半導体スイッチング素子に対して並列に前記第１の電極と前記第２の電極に接続され、互いに直列に接続された第１の誘導素子および第１の容量素子と、
前記第２の電極から出力された前記受信信号を増幅する受信側増幅器と、
高周波の送信信号を増幅する送信側増幅器と、
第４の電極、第５の電極および第６の電極を有し、前記送信側増幅器から前記第４の電極に入力された前記送信信号を前記第６の電極の電位に基づいて前記第５の電極へ導通し、前記送信信号を前記第５の電極から前記アンテナへ出力し、前記第４の電極および前記第５の電極におけるバイアス電圧がほぼ同じである第２の半導体スイッチング素子と、
前記第２の半導体スイッチング素子に対して並列に接続され、互いに直列に接続された第２の誘導素子および第２の容量素子とを備えた通信装置。
【請求項４】
第１の電極、第２の電極および第３の電極を有し、該第３の電極の電位に基づいて前記第１の電極および前記第２の電極の間に高周波信号を導通させ、前記第１の電極および前記第２の電極におけるバイアス電圧がほぼ同じである第１の半導体スイッチング素子と、
前記第1の電極と結合された第1のボンディングパッドと、
前記第２の電極と結合された第２のボンディングパッドと、
前記第1の電極と前記第1のボンディングパッドとの間に直列接続された第1の容量素子と、
前記第２の電極と前記第２のボンディングパッドとの間に直列接続された第２の容量素子と、
前記第1の容量素子と前記第1の電極との間のノードに接続された第1の検査パッドと、
前記第２の容量素子と前記第２の電極との間のノードに接続された第２の検査パッドと、
前記第１の半導体スイッチング素子に対して並列に前記第１の電極と前記第２の電極に接続され、互いに直列に接続された第１の誘導素子および第３の容量素子とを備えた半導体装置。
【請求項５】
第４の電極、第５の電極および第６の電極を有し、該第６の電極の電位に基づいて前記第４の電極および前記第５の電極の間に高周波信号を導通させ、前記第４の電極および前記第５の電極におけるバイアス電圧がほぼ同じである第２の半導体スイッチング素子と、
前記第５の電極と結合された第３のボンディングパッドと、
前記第５の電極と前記第３のボンディングパッドとの間に直列接続された第４の容量素子と、
前記第４の容量素子と前記第５の電極との間のノードに接続された第３の検査パッドと、
前記第２の半導体スイッチング素子に対して並列に前記第４の電極と前記第５の電極に接続され、互いに直列に接続された第２の誘導素子および第５の容量素子とを備え、
前記第４の電極は、前記第２の電極に接続されていることを特徴とする請求項４に記載の半導体装置。
【請求項６】
第１の電極、第２の電極および第３の電極を有し、該第３の電極の電位に基づいて前記第１の電極と前記第２の電極との間に高周波信号を導通または遮断し、前記第１の電極および前記第２の電極におけるバイアス電圧がほぼ同じであるスイッチング素子と、前記スイッチング素子に対して並列に前記第１の電極と前記第２の電極に接続され、互いに直列に接続された誘導素子および容量素子とを備えた半導体装置の検査方法であって、
前記第１の電極、前記第２の電極および前記第３の電極に直流電圧を印加するステップと、
前記スイッチング素子がオン状態であるときの前記第１の電極と前記第２の電極との間の抵抗値または電流値、並びに、前記スイッチング素子がオフ状態であるときの前記第１の電極と前記第２の電極との間の抵抗値または電流値を測定するステップとを具備した半導体装置の検査方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、半導体装置、通信装置および半導体装置の検査方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
高周波信号（以下ＲＦ（Radio Frequency）信号ともいう）を送受信する移動体通信機の低消費電力化に伴って、アンテナと送信回路あるいはアンテナと受信回路との間に設けられる高周波スイッチ回路の挿入損失を下げること、およびRFスイッチ回路自体で消費される消費電流の低減が求められている。このため、スイッチング素子は、それ自体の挿入損失が小さく、かつ、ダイオードのようにＤＣバイアス電流を必要としないことが好ましい。このようなスイッチング素子として、例えば、高性能ＦＥＴ（Field Effect Transistor）の１つであるＨＥＭＴ（High Electron Mobility Transistor）が採用されるようになってきた。ＨＥＭＴによって構成された高周波スイッチ回路は、それ自体の消費電流がほぼゼロであり、かつ、高いアイソレーション特性と低い挿入損失を実現することができるからである。高周波スイッチ回路の構成には、シャント型スイッチ回路および共振型スイッチ回路とがある（特許文献１参照）。
【特許文献１】特開平６−１５２３６１号公報
【特許文献２】特開平１１−２７１２２号公報
【特許文献３】特開平１０−３０８６０２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
図１３は、従来の典型的なシャント型ＳＰＳＴ（Single-Pole Single-Throw）スイッチ回路の回路図である。このシャント型スイッチ回路は、２つの電界効果型トランジスタ（以下、トランジスタという）Ｔ１およびＴ２を備え、これらによりＲＦ信号をスイッチングする。シャント型スイッチ回路を含む製品の出荷前検査では、通常、トランジスタＴ１およびＴ２のそれぞれのＤＣ（Direct Current）特性を測定することによって、トランジスタＴ１およびＴ２の良否が判断される。一般に、トランジスタは、ＲＦ信号に使用されるものであっても、ＲＦ特性を検査することなく、ＤＣ特性を検査することによって良否を判断することができるからである。
【０００４】
図１４は、従来の典型的な共振型ＳＰＳＴスイッチ回路の回路図である。共振型スイッチ回路は、スイッチング素子としてトランジスタＴ３と、トランジスタＴ３に対して並列に接続されたインダクタＬ１とを備えている。一般に、共振型スイッチ回路は、シャント型スイッチ回路と比較して、ＲＦ信号に対するアイソレーション特性において優れている。
【０００５】
しかし、共振型スイッチ回路を含む製品の出荷前検査においては、トランジスタＴ３のＤＣ特性を検査することができない。その理由は、トランジスタＴ３のソース−ドレイン間がインダクタＬ１で接続されているため、直流電流にとってソース−ドレイン間が短絡しているからである。従って、共振型スイッチ回路を含む製品の出荷前検査においては、トランジスタＴ３の良否の判断のために、トランジスタＴ３とインダクタＬ１の共振回路としてのＲＦ特性を検査しなければならなかった。これは、ＲＦ特性を検査するための専用の検査装置が検査工程において必要であることを意味する。その結果、共振型スイッチ回路を含む製品の検査は、シャント型スイッチ回路を含む製品の検査よりもコスト高になるという問題があった。
【０００６】
そこで、本発明の目的は、共振型スイッチ回路を含む半導体装置の検査工程において、その回路内のスイッチング素子のＤＣ特性を測定することを可能とする半導体装置、半導体装置の検査方法およびそのような半導体装置を備えた通信装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明に係る実施形態に従った半導体装置は、第１の電極、第２の電極および第３の電極を有し、該第３の電極の電位に基づいて前記第１の電極および前記第２の電極の間に高周波信号を導通させ、前記第１の電極および前記第２の電極におけるバイアス電圧がほぼ同じである半導体スイッチング素子と、前記半導体スイッチング素子に対して並列に前記第１の電極と前記第２の電極に接続され、互いに直列に接続された誘導素子および容量素子とを備えている。
【０００８】
本発明に係る実施形態に従った通信装置は、第１アンテナと、第１の電極、第２の電極および第３の電極を有し、前記アンテナを介して前記第１の電極で受信された高周波の受信信号を前記第３の電極の電位に基づいて前記第２の電極へ導通し、前記第１の電極および前記第２の電極におけるバイアス電圧がほぼ同じである第１の半導体スイッチング素子と、前記第１の半導体スイッチング素子に対して並列に前記第１の電極と前記第２の電極に接続され、互いに直列に接続された第１の誘導素子および第１の容量素子と、前記第２の電極から出力された前記受信信号を増幅する受信側増幅器と、
高周波の送信信号を増幅する送信側増幅器と、第４の電極、第５の電極および第６の電極を有し、前記送信側増幅器から前記第４の電極に入力された前記送信信号を前記第６の電極の電位に基づいて前記第５の電極へ導通し、前記送信信号を前記第５の電極から前記アンテナへ出力し、前記第４の電極および前記第５の電極におけるバイアス電圧がほぼ同じである第２の半導体スイッチング素子と、前記第２の半導体スイッチング素子に対して並列に接続され、互いに直列に接続された第２の誘導素子および第２の容量素子とを備えている。
【０００９】
本発明に係る他の実施形態に従った半導体装置は、第１の電極、第２の電極および第３の電極を有し、該第３の電極の電位に基づいて前記第１の電極および前記第２の電極の間に高周波信号を導通させ、前記第１の電極および前記第２の電極におけるバイアス電圧がほぼ同じである第１の半導体スイッチング素子と、前記第1の電極と結合された第1のボンディングパッドと、前記第２の電極と結合された第２のボンディングパッドと、前記第1の電極と前記第1のボンディングパッドとの間に直列接続された第1の容量素子と、前記第２の電極と前記第２のボンディングパッドとの間に直列接続された第２の容量素子と、前記第1の容量素子と前記第1の電極との間のノードに接続された第1の検査パッドと、前記第２の容量素子と前記第２の電極との間のノードに接続された第２の検査パッドと、前記第１の半導体スイッチング素子に対して並列に前記第１の電極と前記第２の電極に接続され、互いに直列に接続された第１の誘導素子および第３の容量素子とを備えている。
【００１０】
本発明に係る実施形態に従った半導体装置の検査方法は、第１の電極、第２の電極および第３の電極を有し、該第３の電極の電位に基づいて前記第１の電極と前記第２の電極との間に高周波信号を導通または遮断し、前記第１の電極および前記第２の電極におけるバイアス電圧がほぼ同じであるスイッチング素子と、前記スイッチング素子に対して並列に前記第１の電極と前記第２の電極に接続され、互いに直列に接続された誘導素子および容量素子とを備えた半導体装置の検査方法であって、
前記第１の電極、前記第２の電極および前記第３の電極に直流電圧を印加するステップと、前記スイッチング素子がオン状態であるときの前記第１の電極と前記第２の電極との間の抵抗値または電流値、並びに、前記スイッチング素子がオフ状態であるときの前記第１の電極と前記第２の電極との間の抵抗値または電流値を測定するステップとを具備している。
【発明の効果】
【００１１】
本発明による半導体装置は、共振型スイッチ回路を含む半導体装置の検査工程において、その回路内のスイッチング素子のＤＣ特性を測定することを可能とする。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
以下、図面を参照しつつ、本発明に係る実施形態を説明する。しかし、本発明はこれらの実施形態に限定されない。本発明に係る実施形態に従った半導体装置は、電界効果型トランジスタ（以下、トランジスタという）と、このトランジスタに対して並列に接続され、かつ、互いに直列に接続されたインダクタおよびキャパシタとを備えている。これにより、ＲＦ特性の検査を実施することなく、ＤＣ特性の検査を実施することによってトランジスタの特性を検査することができる。
【００１３】
（第１の実施形態）
図１は、本発明に係る第１の実施形態に従った共振型のＳＰＳＴ（Single-Pole Single-Throw）スイッチ回路１００(以下単に、スイッチ回路１００という)の回路図である。スイッチ回路１００は、トランジスタＴ１０と、インダクタＬ１０と、キャパシタＣ１０と、抵抗Ｒ１０とを備えている。
【００１４】
トランジスタＴ１０は、電界効果型トランジスタであり、例えば、ＨＥＭＴである。通常の使用時においては、トランジスタＴ１０は、ゲートに接続された端子３０の電位に基づいて、ＲＦ信号をドレインに接続された端子１０からソースに接続された端子２０へ導通させる。あるいは、トランジスタＴ１０は、端子３０の電位に基づいて、端子１０と端子２０との間のＲＦ信号の導通を遮断する。
【００１５】
インダクタＬ１０の一端は、トランジスタＴ１０のドレインに接続され、その他端はキャパシタＣ１０の一端に接続されている。キャパシタＣ１０の他端は、トランジスタＴ１０のソースに接続されている。よって、インダクタＬ１０およびキャパシタＣ１０は、互いに直列に接続され、トランジスタＴ１０に対してそのソース−ドレイン間に並列に接続されている。抵抗Ｒ１０は、トランジスタＴ１０のゲートに接続されている。
【００１６】
このように、キャパシタＣ１０がインダクタＬ１０とトランジスタＴ１０のソースとの間に設けられていることによって、インダクタＬ１０に流れるＤＣ電流は遮断される。即ち、端子１０と端子２０との間にＤＣ信号を与えたときに、そのＤＣ信号は、トランジスタＴ１０を通過しない限り、端子１０と端子２０との間を通過することができない。キャパシタＣ１０は、例えば、ＭＩＭ（Metal-Insulator-Metal）容量で実現することができる。
【００１７】
図２は、スイッチ回路１００の検査方法の流れを示すフロー図である。まず、端子１０、２０および３０にＤＣ電圧を印加する（Ｓ１０）。トランジスタＴ１０がオン状態であるときのソース−ドレイン間の抵抗値を測定する。また、トランジスタＴ１０がオフ状態であるときのソース−ドレイン間の抵抗値を測定する（Ｓ２０）。ソース−ドレイン間の抵抗値に代えて、電流値を測定してもよい。さらに、トランジスタＴ１０のその他のＤＣ特性を測定する。これにより、スイッチ回路１００の良否を判断することができる。
【００１８】
キャパシタＣ１０がインダクタＬ１０に流れるＤＣ電流を遮断しているので、このように、トランジスタＴ１０のＤＣ特性を測定することができる。即ち、本実施形態によるスイッチ回路１００は、共振型スイッチ回路ではあるものの、半導体装置の検査工程において、トランジスタＴ１０をＤＣ信号で検査することができる。その結果、ＲＦ特性を検査するための専用の検査装置が不要となるので、半導体装置の製造コストが低減する。
【００１９】
図３は本実施形態によるスイッチ回路１００のオフ状態の等価回路図である。図４は図１４に示す従来の共振型スイッチ回路のオフ状態の等価回路図である。よって、トランジスタＴ１０をそのソース−ドレイン間の寄生容量Ｃｏｆｆ（Ｔ１０）（以下、オフ容量Ｃｏｆｆ（Ｔ１０）という）として示し、トランジスタＴ３をそのソース−ドレイン間の寄生容量Ｃｏｆｆ（Ｔ３）（以下、オフ容量Ｃｏｆｆ（Ｔ３）という）として示している。
【００２０】
図５は、本実施形態によるスイッチ回路１００と従来の共振型スイッチ回路とを、アイソレーション特性に関して比較したグラフである。このグラフは、図３および図４に示す等価回路を用いてアイソレーション特性を測定したときのシミュレーション結果を示す。アイソレーション特性は、トランジスタＴ１０またはＴ３がオフ状態であるときの端子１０と端子２０と間の電気的な伝達係数、いわゆる、Ｓパラメータ（｜Ｓ２１｜）で示す。
【００２１】
図３に示す等価回路についてのシミュレーションの条件は次の通りである。トランジスタＴ１０のゲート電圧が０Ｖであるときに、トランジスタＴ１０のオン抵抗が４Ωであるとした。トランジスタＴ１０のゲート電圧が−３Ｖであるときに、トランジスタＴ１０のオフ容量Ｃｏｆｆ（Ｔ１０）が１８７ｆＦであるとした。スイッチ回路１００を５．２ＧＨｚ帯用の回路と想定し、図３に示す等価回路の共振周波数を５．２ＧＨｚとした。キャパシタＣ１０の容量は１ｐＦとした。尚、１ｐＦのキャパシタＣ１０をＭＩＭ容量で形成した場合、スイッチ回路１００の面積をほとんど増加させることなく、キャパシタＣ１０をスイッチ回路１００に追加することができる。
【００２２】
このときのインダクタＬ１０の値は５．９６ｎＨであった。このようなインダクタＬ１０を、厚さ１．２μｍ、線幅１５μｍ、線間隔５μｍの金配線から成る正方形スパイラルインダクタの形態で設計した場合、インダクタＬ１０の一辺の長さは約２９５μｍ、その巻き数は４．７５巻となった。また、表皮効果を考慮したインダクタＬ１０の配線抵抗は８．７４Ωとなった。この配線抵抗をインダクタＬ１０の寄生抵抗Ｒｓ１０としてシミュレーションの条件に取り入れた。その結果、スイッチ回路１００のアイソレーション特性は、図５に示すように５．２ＧＨｚにおいて、|Ｓ２１|＝−３０ｄＢとなった。
【００２３】
図４に示す等価回路についてのシミュレーションの条件は次の通りである。図４に示す等価回路の共振周波数も５．２ＧＨｚとし、トランジスタＴ３のオン抵抗およびオフ容量は、トランジスタＴ１０における条件と同様とした。このとき、インダクタＬ１の値は５．０２ｎＨとなった。このようなインダクタＬ１を、インダクタＬ１０に用いられたものと同様の金配線を用いて正方形スパイラルインダクタの形態で設計した場合、インダクタＬ１の一辺の長さは約２７３μｍ、その巻き数は４．７５巻となった。また、表皮効果を考慮したインダクタＬ１の配線抵抗は７．８Ωとなった。この配線抵抗をインダクタＬ１の寄生抵抗Ｒｓ１としてシミュレーションの条件に取り入れた。その結果、従来の共振型スイッチ回路のアイソレーション特性は、図５に示すように５．２ＧＨｚにおいて、|Ｓ２１|＝−３１ｄＢとなった。
【００２４】
これらの結果から、本実施形態によるスイッチ回路１００は従来の共振型スイッチ回路に比べてほんの１ｄＢだけしか劣化しないことがわかった。これは、スイッチ回路１００が従来の共振型スイッチ回路と同程度のアイソレーション特性を有することを意味する。
【００２５】
尚、図５からわかるように、スイッチ回路１００は、低周波信号に対しては、従来の共振型スイッチ回路とアイソレーション特性において大きく相違する。しかし、スイッチ回路１００は、高周波信号に対しては、従来の共振型スイッチ回路とアイソレーション特性においてほぼ等しい。これは、低周波信号にとってはキャパシタＣ１０のインピーダンスが大きいが、信号の周波数が上昇するに従ってキャパシタＣ１０のインピーダンスが小さくなるからである。よって、スイッチ回路１００は、実際の使用においては、より高い周波数帯の信号に適用されることが好ましい。ただし、キャパシタＣ１０の容量を増加させることによって、スイッチ回路１００をより低い周波数帯の信号に適用することも可能である。
【００２６】
また、図３に示す等価回路についてのシミュレーションにおいて、キャパシタＣ１０を０．１ｐＦとオフ容量Ｃｏｆｆ（Ｔ１０）よりも小さくしてシミュレーションを行なった。他の条件は上記の通りである。この場合、インダクタＬ１０は、１４．４ｎＨとなった。このインダクタＬ１０を、インダクタＬ１０に用いられたものと同様の金配線を用いて正方形スパイラルインダクタの形態で設計した場合、インダクタＬ１０の一辺の長さは約４００μｍ、その巻き数は７となった。この場合、アイソレーション特性は−３０ｄＢと同等であるものの、インダクタＬ１０の面積は、キャパシタＣ１０が１ｐＦの場合のインダクタＬ１０の面積と比較して約１．８倍にもなることがわかった。よって、スイッチ回路１００の面積を小さくするためには、キャパシタＣ１０はオフ容量Ｃｏｆｆ（Ｔ１０）よりも大きいことが好ましい。
【００２７】
本実施形態によるスイッチ回路１００は、従来の共振型スイッチ回路とほぼ等しいアイソレーション特性を有しながら、ＤＣ特性を測定することによってトランジスタＴ１０を検査することができる。即ち、スイッチ回路１００は、共振型スイッチ回路でありながら、従来の共振型スイッチ回路の検査において不可欠であったＲＦ測定を必要とせず、シャント型スイッチ回路の検査のようにＤＣ測定で検査することができる。これにより、製品コストの大きな割合を占めていたＲＦ評価コストを削減することができる。
【００２８】
尚、キャパシタおよびインダクタは、トランジスタに比べ製造における再現性が高い。よって、トランジスタのＤＣ特性を測定することによってトランジスタの良否が判明すれば、スイッチ回路全体の良否がほぼ判明する。また、ＲＦ信号用のスイッチング素子をＤＣ特性の検査によって判定することは、シャント型スイッチ回路においては実際に行なわれていることであるので、その検査の確実性は実証済みである。
【００２９】
本実施形態において、キャパシタＣ１０とインダクタＬ１０との位置関係を逆にしても本実施形態の効果は失われない。また、トランジスタＴ１０のドレインとソースとの位置関係を逆にしても本実施形態の効果は失われない。
【００３０】
ところで、互いに直列に接続されたキャパシタおよびインダクタを、バイポーラ・トランジスタやダイオードに対して並列に接続した回路は公知である（特許文献１および特許文献２を参照）。これらの公知例において、キャパシタは、バイポーラ・トランジスタやダイオードの両端のバイアスを相違させるために、通常の使用時に必要不可欠なものである。よって、キャパシタが無ければこれらの回路は正常に動作しない。
【００３１】
一方、本実施形態において、キャパシタＣ１０は通常の使用時には不要である。よって、本実施形態は、キャパシタＣ１０が無くとも正常に動作する。しかし、発明者は、このような通常の使用時に不要であるキャパシタＣ１０を敢えて付加することによって、検査工程にかかるコストを低減させることができることに着目した。即ち、本実施形態は構成において公知例に類似するが、両者はその着想および効果において著しく異なるものである。
【００３２】
（第２の実施形態）
図６は、本発明に係る第２の実施形態に従った共振型のＳＰＤＴ（Single-Pole Double-Throw）スイッチ回路２００(以下単に、スイッチ回路２００という)の回路図である。スイッチ回路２００は、スイッチ回路１００と同じ構成を有する回路部分２０１および２０２を備えている。回路部分２０１および２０２の一端子は端子１１において共通化されている。トランジスタＴ２１およびＴ２２はそれぞれトランジスタＴ１０に相当する。インダクタＬ２１、Ｌ２２はそれぞれインダクタＬ１０に相当する。キャパシタＣ２１、Ｃ２２はそれぞれキャパシタＣ１０に相当する。抵抗Ｒ２１およびＲ２２はそれぞれ抵抗Ｒ１０に相当する。
【００３３】
スイッチ回路２００は、信号ＲＦ_ＣＯＭを端子１１から入力し、制御信号Ｃｏｎｔ１およびＣｏｎｔ２に基づいて、端子２１または２２のいずれかから信号ＲＦ１またはＲＦ２を出力する。あるいは、スイッチ回路２００は、制御信号Ｃｏｎｔ１およびＣｏｎｔ２に基づいて、信号ＲＦ１またはＲＦ２を端子２１または２２のいずれかにおいて入力し、端子１１から信号ＲＦ_ＣＯＭを出力する。
【００３４】
キャパシタＣ２１が設けられていることによって、インダクタＬ２１に流れるＤＣ電流は遮断される。即ち、端子１１と端子２１との間にＤＣ信号を与えたときに、そのＤＣ信号は、トランジスタＴ２１を通過しない限り、端子１１と端子２１との間を通過することができない。また、キャパシタＣ２２が設けられていることによって、インダクタＬ２２に流れるＤＣ電流は遮断される。即ち、端子１１と端子２２との間にＤＣ信号を与えたときに、そのＤＣ信号は、トランジスタＴ２２を通過しない限り、端子１１と端子２２との間を通過することができない。
【００３５】
図７は、スイッチ回路２００の検査方法の流れを示すフロー図である。まず、端子１１、２１および３１にＤＣ電圧を印加する（Ｓ１１）。トランジスタＴ２１がオン状態であるときのソース−ドレイン間の抵抗値を測定する。また、トランジスタＴ２１がオフ状態であるときのソース−ドレイン間の抵抗値を測定する（Ｓ２１）。さらに、トランジスタＴ２１のその他のＤＣ特性を測定する。
【００３６】
続いて、端子１１、２２および３２にＤＣ電圧を印加する（Ｓ３１）。トランジスタＴ２２がオン状態であるときのソース−ドレイン間の抵抗値を測定する。また、トランジスタＴ２２がオフ状態であるときのソース−ドレイン間の抵抗値を測定する（Ｓ４１）。さらに、トランジスタＴ２２のその他のＤＣ特性を測定する。これにより、スイッチ回路２００の良否を判断することができる。トランジスタＴ２１およびＴ２２の検査において、ソース−ドレイン間の抵抗値に代えて、電流値を測定してもよい。
【００３７】
本実施形態によるスイッチ回路２００は、図５に示すスイッチ回路１００の特性と同様に、従来の共振型スイッチ回路とほぼ等しいアイソレーション特性を有しながら、ＤＣ特性を測定することによってトランジスタＴ２１およびＴ２２のそれぞれを検査することができる。即ち、スイッチ回路２００は、共振型スイッチ回路でありながら、従来の検査において不可欠であったＲＦ測定を必要とせず、シャント型スイッチ回路の検査のようにＤＣ測定で検査することができる。即ち、第１の実施形態と同様の効果を有する。
【００３８】
（第３の実施形態）
図８は、本発明に係る第３の実施形態に従った共振型のＤＰＤＴ（Double -Pole Double-Throw）スイッチ回路３００(以下単に、スイッチ回路３００という)の回路図である。スイッチ回路３００は、スイッチ回路１００と同じ構成を有する回路部分３０１、３０２、３０３および３０４を備えている。回路部分３０１および３０２の一端子は端子１２において共通化されている。回路部分３０３および３０４の一端子は端子１３において共通化されている。トランジスタＴ３１からＴ３４はそれぞれトランジスタＴ１０に相当する。インダクタＬ３１からＬ３４はそれぞれインダクタＬ１０に相当する。キャパシタＣ３１からＣ３４はそれぞれキャパシタＣ１０に相当する。抵抗Ｒ３１からＲ３４はそれぞれ抵抗Ｒ１０に相当する。
【００３９】
スイッチ回路３００は、信号ＲＦ_ＣＯＭ１を端子１２から入力し、制御信号Ｃｏｎｔ３およびＣｏｎｔ４に基づいて、端子２３または２４のいずれかから信号ＲＦ３またはＲＦ４を出力する。あるいは、スイッチ回路３００は、制御信号Ｃｏｎｔ３およびＣｏｎｔ４に基づいて、端子２３または２４のいずれかから信号ＲＦ３またはＲＦ４を入力し、端子１２から信号ＲＦ_ＣＯＭ１を出力する。
【００４０】
スイッチ回路３００は、信号ＲＦ_ＣＯＭ２を端子１３から入力し、制御信号Ｃｏｎｔ５およびＣｏｎｔ６に基づいて、端子２３および２４のいずれかから信号ＲＦ５またはＲＦ６を出力する。あるいは、スイッチ回路３００は、制御信号Ｃｏｎｔ５およびＣｏｎｔ６に基づいて、端子２３および２４のいずれかから信号ＲＦ５またはＲＦ６を入力し、端子１３から信号ＲＦ_ＣＯＭ２を出力する。
【００４１】
キャパシタＣ３１からＣ３４が設けられていることによって、それぞれインダクタＬ３１からＬ３４に流れるＤＣ電流は遮断される。即ち、端子１２と端子２３との間にＤＣ信号を与えたときに、そのＤＣ信号は、トランジスタＴ３１を通過しない限り、端子１２と端子２３との間を通過することができない。端子１２と端子２４との間にＤＣ信号を与えたときに、そのＤＣ信号は、トランジスタＴ３２を通過しない限り、端子１２と端子２４との間を通過することができない。端子１３と端子２３との間にＤＣ信号を与えたときに、そのＤＣ信号は、トランジスタＴ３３を通過しない限り、端子１３と端子２３との間を通過することができない。端子１３と端子２４との間にＤＣ信号を与えたときに、そのＤＣ信号は、トランジスタＴ３４を通過しない限り、端子１３と端子２４との間を通過することができない。
【００４２】
図９は、スイッチ回路３００の検査方法の流れを示すフロー図である。まず、端子１２、２３および３３にＤＣ電圧を印加する（Ｓ１２）。トランジスタＴ３１がオン状態であるときのソース−ドレイン間の抵抗値を測定する。また、トランジスタＴ３１がオフ状態であるときのソース−ドレイン間の抵抗値を測定する（Ｓ２２）。さらに、トランジスタＴ３１のその他のＤＣ特性を測定する。
【００４３】
続いて、端子１２、２４および３４にＤＣ電圧を印加する（Ｓ３２）。トランジスタＴ３２がオン状態であるときのソース−ドレイン間の抵抗値を測定する。また、トランジスタＴ３２がオフ状態であるときのソース−ドレイン間の抵抗値を測定する（Ｓ４２）。さらに、トランジスタＴ３２のその他のＤＣ特性を測定する。
【００４４】
続いて、端子１３、２３および３５にＤＣ電圧を印加する（Ｓ５２）。トランジスタＴ３３がオン状態であるときのソース−ドレイン間の抵抗値を測定する。また、トランジスタＴ３３がオフ状態であるときのソース−ドレイン間の抵抗値を測定する（Ｓ６２）。さらに、トランジスタＴ３３のその他のＤＣ特性を測定する。
【００４５】
さらに、端子１３、２４および３６にＤＣ電圧を印加する（Ｓ７２）。トランジスタＴ３４がオン状態であるときのソース−ドレイン間の抵抗値を測定する。また、トランジスタＴ３４がオフ状態であるときのソース−ドレイン間の抵抗値を測定する（Ｓ８２）。さらに、トランジスタＴ３４のその他のＤＣ特性を測定する。トランジスタＴ３１からＴ３４の検査において、ソース−ドレイン間の抵抗値に代えて、電流値を測定してもよい。
【００４６】
本実施形態によるスイッチ回路３００は、図５に示すスイッチ回路１００の特性と同様に、従来の共振型スイッチ回路とほぼ等しいアイソレーション特性を有しながら、ＤＣ特性を測定することによってトランジスタＴ３１からＴ３４のそれぞれを検査することができる。即ち、スイッチ回路３００は、共振型スイッチ回路でありながら、従来の検査において不可欠であったＲＦ測定を必要とせず、シャント型スイッチ回路の検査のようにＤＣ測定で検査することができる。これにより、製品コストの大きな割合を占めていたＲＦ評価コストを削減することができる。
【００４７】
第１から第３の実施形態において、各構成要素は、同一の半導体基板上に形成されていてよい。本発明は、第１から第３の実施形態のほか、ＦＥＴを用いた高周波スイッチ回路の総てに適用することができる。
【００４８】
（第４の実施形態）
図１０は、本発明に係る第４の実施形態に従った通信装置４００の一部を示す回路図である。通信装置４００は、アンテナＡＮ１と、スイッチ回路ＳＷ１と、低ノイズアンプＬＮＡ１と、パワーアンプＰＡ１とを備えている。
【００４９】
スイッチ回路ＳＷ１は、例えば、図３に示すスイッチ回路２００を備えている。スイッチ回路ＳＷ１にスイッチ回路２００を適用する場合、アンテナＡＮ１は端子１１に接続され、低ノイズアンプＬＮＡ１は端子２１に接続され、パワーアンプＰＡ１は端子２２に接続されている。
【００５０】
通信装置４００がアンテナＡＮ１を介して受信信号を受信するときには、トランジスタＴ２１がオン状態となる。それにより、トランジスタＴ２１は、端子１１から端子２１へ受信信号を導通させ、その受信信号を低ノイズアンプＬＮＡ１へ送る。低ノイズアンプＬＮＡ１は、この受信信号を増幅し、通信装置４００の内部回路へ送る。
【００５１】
一方、通信装置４００がアンテナＡＮ１を介して送信信号を送信するときには、送信信号は通信装置４００の内部回路からパワーアンプＰＡ１へ送られ、パワーアンプＰＡ１によって増幅される。このとき、トランジスタＴ２２がオン状態となる。トランジスタＴ２２は、パワーアンプＰＡ１によって増幅された送信信号を、端子２２から端子１１へ導通させ、アンテナＡＮ１へ送る。このように、通信装置４００は、アンテナＡＮ１を介して高周波信号を送受信することができる。
【００５２】
スイッチ回路ＳＷ１は、第２の実施形態と同様に検査することができる。よって、本実施形態は、第２の実施形態と同様の効果を有する。
【００５３】
（第５の実施形態）
図１１は、本発明に係る第５の実施形態に従った通信装置５００の一部を示す回路図である。通信装置５００は、アンテナＡＮ２と、スイッチ回路ＳＷ２およびＳＷ３と、低ノイズアンプＬＮＡ２と、パワーアンプＰＡ２およびＰＡ３とを備えている。
【００５４】
スイッチ回路ＳＷ２およびＳＷ３は、それぞれ、例えば、スイッチ回路２００を備えている。便宜上、スイッチ回路ＳＷ２内のスイッチ回路２００をスイッチ回路２００ａとし、スイッチ回路２００ａの端子１１、端子２１および端子２２をそれぞれ端子１１ａ、端子２１ａおよび端子２２ａとする。また、スイッチ回路ＳＷ３内のスイッチ回路２００をスイッチ回路２００ｂとし、スイッチ回路２００ｂの端子１１、端子２１および端子２２をそれぞれ端子１１ｂ、端子２１ｂおよび端子２２ｂとする。さらに、スイッチ回路２００ａのトランジスタＴ２１をトランジスタＴ２１ａとし、スイッチ回路２００ｂのトランジスタＴ２１をトランジスタＴ２１ｂとする。
【００５５】
端子１１ａにアンテナＡＮ２が接続され、端子２１ａに低ノイズアンプＬＮＡ２が接続され、端子２２ａにはスイッチ回路ＳＷ３の端子１１ｂが接続されている。また、端子２１ｂにはパワーアンプＰＡ２が接続され、端子２２ｂにはパワーアンプＰＡ３が接続されている。
【００５６】
本実施形態において、パワーアンプＰＡ２はＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）の送信信号を送信するために用いられ、パワーアンプＰＡ３はＰＤＣ(Personal Digital Cellular)の送信信号を送信するために用いられる。
【００５７】
通信装置５００がアンテナＡＮ２を介して受信信号を受信するときには、トランジスタＴ２１ａがオン状態となる。それにより、トランジスタＴ２１ａは、端子１１ａから端子２１ａへ受信信号を導通させ、その受信信号を低ノイズアンプＬＮＡ２へ送る。低ノイズアンプＬＮＡ２は、この受信信号を増幅し、通信装置５００の内部回路へ送る。
【００５８】
通信装置５００がＣＤＭＡの送信信号を送信する場合には、送信信号は通信装置５００の内部回路から送られ、パワーアンプＰＡ２によって増幅される。このとき、スイッチ回路ＳＷ３において、トランジスタＴ２１ｂがオン状態となる。トランジスタＴ２１ｂは、パワーアンプＰＡ２によって増幅された送信信号を、端子２１ｂから端子１１ｂへ導通させ、スイッチ回路ＳＷ２へ送る。
【００５９】
通信装置５００がＰＤＣの送信信号を送信するときには、送信信号は通信装置５００の内部回路から送られ、パワーアンプＰＡ３によって増幅される。このとき、スイッチ回路ＳＷ３において、トランジスタＴ２２ｂがオン状態となる。トランジスタＴ２２ｂは、パワーアンプＰＡ３によって増幅された送信信号を、端子２２ｂから端子１１ｂへ導通させ、スイッチ回路ＳＷ２へ送る。
【００６０】
通信装置５００がＣＤＭＡまたはＰＤＣの送信信号を送信するときには、スイッチ回路ＳＷ２においてトランジスタＴ２２ａがオン状態となる。それにより、トランジスタＴ２２ａは、スイッチ回路ＳＷ３から得た送信信号を、端子２２ａから端子１１ａへ導通させ、その送信信号をアンテナＡＮ２へ送る。このように、通信装置５００は、アンテナＡＮ２を介して高周波信号を送受信することができる。
【００６１】
スイッチ回路ＳＷ２およびＳＷ３は、第２の実施形態と同様に検査することができる。よって、本実施形態は、第２の実施形態と同様の効果を有する。
【００６２】
（第６の実施形態）
図１２は、本発明に係る第５の実施形態に従った通信装置６００の一部を示す回路図である。通信装置６００は、アンテナＡＮ３およびＡＮ４と、スイッチ回路ＳＷ４と、低ノイズアンプＬＮＡ３と、パワーアンプＰＡ４とを備えている。
【００６３】
スイッチ回路ＳＷ４は、例えば、スイッチ回路３００を備えている。端子１２にアンテナＡＮ２が接続され、端子１３にアンテナＡＮ４が接続され、端子２３に低ノイズアンプＬＮＡ３が接続され、端子２４にはパワーアンプＰＡ４が接続されている。
【００６４】
通信装置６００がアンテナＡＮ３を介して受信信号を受信するときには、トランジスタＴ３１がオン状態となる。それにより、トランジスタＴ３１は、端子１２から端子２３へ受信信号を導通させ、その受信信号を低ノイズアンプＬＮＡ３へ送る。低ノイズアンプＬＮＡ３は、この受信信号を増幅し、通信装置６００の内部回路へ送る。
【００６５】
通信装置６００はアンテナＡＮ４を介して受信信号を受信してもよい。このときには、トランジスタＴ３３がオン状態となる。それにより、トランジスタＴ３３は、端子１３から端子２３へ受信信号を導通させ、その受信信号を低ノイズアンプＬＮＡ３へ送る。低ノイズアンプＬＮＡ３は、この受信信号を増幅し、通信装置６００の内部回路へ送る。
【００６６】
通信装置６００が送信信号を送信する場合には、送信信号は通信装置６００の内部回路から送られ、パワーアンプＰＡ４によって増幅される。このとき、スイッチ回路ＳＷ４において、トランジスタＴ３４がオン状態となる。トランジスタＴ３４は、パワーアンプＰＡ４によって増幅された送信信号を、端子２４から端子１３へ導通させ、アンテナＡＮ４へ送る。
【００６７】
通信装置６００はアンテナＡＮ３を介して送信信号を送信してもよい。この場合、スイッチ回路ＳＷ４において、トランジスタＴ３２がオン状態となる。トランジスタＴ３２は、パワーアンプＰＡ４によって増幅された送信信号を、端子２４から端子１２へ導通させ、アンテナＡＮ３へ送る。このように、通信装置６００は、アンテナＡＮ３およびＡＮ４を介して高周波信号を送受信することができる。
【００６８】
スイッチ回路ＳＷ４は、第３の実施形態と同様に検査することができる。よって、本実施形態は、第３の実施形態と同様の効果を有する。
【００６９】
第４から第６の実施形態は、移動体通信機だけでなく、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ、８０２．１１ｇ等の規格に従った無線ＬＡＮにも適用することができる。
【００７０】
（第７の実施形態）
図１５は、本発明に係る第７の実施形態に従ったスイッチ回路１１０の回路図である。スイッチ回路１１０は、図１に示すＳＰＳＴのスイッチ回路に対応する。
【００７１】
通常、ボンディングパッドＢＰ１０と半導体パッケージの電極ＴＲ１０とはボンディングワイヤＢＷ１０で接続される。また、ボンディングパッドＢＰ２０と半導体パッケージの電極ＴＲ２０とはボンディングワイヤＢＷ２０で接続される。
【００７２】
ボンディングワイヤＢＷ１０およびＢＷ２０の寄生インダクタンスは、５００ＭＨｚ以上の高周波信号に関してスイッチ回路１１０の特性に影響する。例えば、ボンディングワイヤＢＷ１０およびＢＷ２０の寄生インダクタンスが１．０ｎＨである場合、５．２ＧＨｚの高周波信号に対するインピーダンスＺ（Ｚ＝Ｒ＋ｊＸ）の虚数成分（Ｘ＝ωＬ）は、３２．７となる。トランジスタＴ１０のオン抵抗は、４Ωである。従って、インピーダンスＺの大きさ｜Ｚ｜（｜Ｚ｜＝（Ｒ２＋Ｘ２）１／２）は、３２．９となり、ボンディングワイヤＢＷ１０およびＢＷ２０に依存していることがわかる。即ち、通過損失（Insertion Loss）のほとんどはボンディングワイヤに因るものである。
【００７３】
通過損失を低減させるために、キャパシタＣｃ１０およびＣｃ２０が、トランジスタＴ１０とボンディングパッドＢＰ１０との間、ならびに、トランジスタＴ１０とボンディングパッドＢＰ２０との間にそれぞれ直列に接続されている。
【００７４】
このようなスイッチ回路では、キャパシタＣｃ１０およびＣｃ２０が直流電流を阻止するため、ボンディングパッドＢＰ１０およびＢＰ２０を用いてトランジスタＴ１０のＤＣ特性を検査することができない。
【００７５】
そこで、第７の実施形態では、検査パッドＴＰ１０およびＴＰ２０が、キャパシタＣｃ１０とトランジスタＴ１０との間のノード、ならびに、キャパシタＣｃ２０とトランジスタＴ１０との間のノードにそれぞれ接続されている。
【００７６】
検査パッドＴＰ１０およびＴＰ２０は、ボンディングには用いられないので、検査用の針が接触することができる程度の大きさであれば充分である。従って、検査パッドＴＰ１０およびＴＰ２０は、ボンディングパッドＢＰ１０およびＢＰ２０よりも小さくてよい。
【００７７】
検査パッドＴＰ１０およびＴＰ２０は、キャパシタＣｃ１０およびＣｃ２０を介することなくトランジスタＴ１０のソース電極およびドレイン電極に接続されている。これにより、キャパシタＣｃ１０およびＣｃ２０が設けられた場合であっても、トランジスタＴ１０のＤＣ特性を検査することができる。
【００７８】
（第８の実施形態）
図１６は、本発明に係る第８の実施形態に従ったスイッチ回路２１０の回路図である。スイッチ回路２１０は、図６に示すＳＰＤＴのスイッチ回路に対応する。
【００７９】
第８の実施形態は、ボンディングワイヤＢＷ２１〜ＢＷ２３の通過損失を低減させるために、キャパシタＣｃ２１〜Ｃｃ２３が、トランジスタＴ２１とボンディングパッドＢＰ２１との間、トランジスタＴ２２とボンディングパッドＢＰ２２との間、トランジスタＴ２１、Ｔ２２とボンディングパッドＢＰ２３との間にそれぞれ直列に接続されている。
【００８０】
検査パッドＴＰ２１およびＴＰ２２が、キャパシタＣｃ２１とトランジスタＴ２１との間のノード、ならびに、キャパシタＣｃ２２とトランジスタＴ２２との間のノードにそれぞれ接続されている。さらに、検査パッドＴＰ２３が、トランジスタＴ２１とＴ２２との間のノードに接続されている。尚、ここでは、ボンディングパッドとＭＩＭキャパシタを形成する部分が重要であるので、スパイラルインダクタおよびトランジスタの詳細は省略する。
【００８１】
検査パッドＴＰ２１〜ＴＰ２３は、ボンディングには用いられないので、検査用の針が接触することができる程度の大きさであれば充分である。従って、検査パッドＴＰ２１〜ＴＰ２３は、ボンディングパッドＢＰ２１およびＢＰ２２よりも小さくてよい。
【００８２】
検査パッドＴＰ２１およびＴＰ２３は、キャパシタＣｃ２１およびＣｃ２３を介することなくトランジスタＴ２１のソース電極およびドレイン電極に接続されている。検査パッドＴＰ２２およびＴＰ２３は、キャパシタＣｃ２２およびＣｃ２３を介することなくトランジスタＴ２２のソース電極およびドレイン電極に接続されている。その結果、検査パッドＴＰ２１からＴＰ２３を用いて図７に示す検査方法を実行することにより、キャパシタＣｃ２１およびＣｃ２２が設けられた場合であっても、トランジスタＴ２１およびＴ２２のＤＣ特性を検査することができる。
【００８３】
（第９の実施形態）
図１７は、本発明に係る第９の実施形態に従ったスイッチ回３１０の回路図である。スイッチ回路３１０は、図８に示すＤＰＤＴのスイッチ回路に対応する。
【００８４】
第９の実施形態は、ボンディングワイヤＢＷ３１〜ＢＷ３４の通過損失を低減させるために、キャパシタＣｃ３１〜Ｃｃ３４が、トランジスタＴ３１〜Ｔ３４とボンディングパッドＢＰ３１〜ＢＰ３４との間にそれぞれ直列に接続されている。
【００８５】
検査パッドＴＰ３１〜ＴＰ３４が、キャパシタＣｃ３１〜Ｃｃ３４とトランジスタＴ３１〜３４との間のノードにそれぞれ接続されている。
【００８６】
検査パッドＴＰ３１〜ＴＰ３４は、ボンディングには用いられないので、検査用の針が接触することができる程度の大きさであれば充分である。従って、検査パッドＴＰ３１〜ＴＰ３４は、ボンディングパッドＢＰ３１〜ＢＰ３４に比較して小さくてよい。
【００８７】
検査パッドＴＰ３１およびＴＰ３２は、キャパシタＣｃ３１およびＣｃ３２を介することなくトランジスタＴ３１のソース電極およびドレイン電極に接続されている。検査パッドＴＰ３２およびＴＰ３４は、キャパシタＣｃ３２およびＣｃ３４を介することなくトランジスタＴ３２のソース電極およびドレイン電極に接続されている。検査パッドＴＰ３１およびＴＰ３３は、キャパシタＣｃ３１およびＣｃ３３を介することなくトランジスタＴ３３のソース電極およびドレイン電極に接続されている。検査パッドＴＰ３３およびＴＰ３４は、キャパシタＣｃ３３およびＣｃ３４を介することなくトランジスタＴ３４のソース電極およびドレイン電極に接続されている。その結果、検査パッドＴＰ３１〜ＴＰ３４を用いて図９に示す検査方法を実行することにより、キャパシタＣｃ３１〜Ｃｃ３４が設けられた場合であっても、トランジスタＴ３１〜Ｔ３４のＤＣ特性を検査することができる。
【００８８】
（第１０の実施形態）
図１８は、図１５に示すスイッチ回路１１０から検査パッドＴＰ１０およびＴＰ２０を省いたスイッチ回路１２０の模式的なレイアウト図である。図１９は、図１８のＸ−Ｘ線に沿った断面図である。
【００８９】
第１０の実施形態は、スイッチ回路１１０から検査パッドＴＰ１０およびＴＰ２０を除いても、トランジスタＴ１０のＤＣ特性の検査を可能とする。
【００９０】
通常、キャパシタＣｃ１０は、ＭＩＭ（Metal-Insulator-Metal）によって構成される。従って、半導体ウェハ上にスイッチ回路１２０を製造するときに、少なくとも２層の金属層を堆積する必要がある。
【００９１】
図２０に金属層から保護膜の形成までのフロー図を示す。まず、第１の金属層Ｍ１が形成される（Ｓ１１０）。次に、中間絶縁層ＩＬが堆積される（Ｓ１２０）。フォトリソグラフィおよびエッチング工程を経て、ボンディングパッドＢＰ１０上の中間絶縁層ＩＬが除去される。次に、第２の金属層が堆積される（Ｓ１３０）。フォトリソグラフィおよびエッチング工程を経て、ボンディングパッドＢＰ１０上に第２の金属層Ｍ２１が形成され、キャパシタＣｃ１０上に第２の金属層Ｍ２２が形成される。キャパシタＣｃ２０の領域にも第１および第２の金属層が形成される。
【００９２】
ここで、トランジスタＴ１０のＤＣ特性の検査を実行する（Ｓ１４０）。斜線で図示した第２の金属層Ｍ２２は、キャパシタＣｃ１０の電極として作用するとともに、トランジスタＴ１０の電極にも接続されている。従って、第２の金属層Ｍ２２に検査用針を接触させることによって、トランジスタＴ１０の電極にＤＣ信号を与えることができる。同様のことが、キャパシタＣｃ２０に関しても言える。従って、第２の金属層を用いてトランジスタＴ１０のＤＣ特性を検査することができる。
【００９３】
ＤＣ特性を検査した後、保護膜Ｐが堆積される（Ｓ１５０）。フォトリソグラフィおよびエッチング工程を経て、ボンディングパッドＢＰ１０、ＢＰ２０上の保護膜Ｐが除去される。このとき、ＤＣ特性の検査は終了しているので、第２の金属層Ｍ２２は保護膜Ｐに被覆されたままでよい。
【００９４】
第１０の実施形態によれば、スイッチ回路１２０が形成された半導体ウェハ上に保護膜Ｐを堆積する前にスイッチ回路１２０のＤＣ特性の検査が実行される。これにより、検査パッドＴＰ１０およびＴＰ２０が無いスイッチ回路１２０であっても、イッチ回路１２０のＤＣ特性を検査することができる。これは、図１６および図１７に示すスイッチ回路２１０および３１０にも適用することができる。
【００９５】
以上の記述において用いられている高周波信号とは５００ＭＨｚ以上の無線信号である。
【図面の簡単な説明】
【００９６】
【図１】本発明に係る第１の実施形態に従った共振型のＳＰＳＴスイッチ回路の回路図。
【図２】スイッチ回路１００の検査方法の流れを示すフロー図。
【図３】本実施形態によるスイッチ回路１００のオフ時の等価回路図。
【図４】図１４に示す従来の共振型スイッチ回路のオフ時の等価回路図。
【図５】本実施形態によるスイッチ回路１００と従来の共振型スイッチ回路とを、アイソレーション特性について比較したグラフ。
【図６】本発明に係る第２の実施形態に従った共振型のＳＰＤＴスイッチ回路の回路図。
【図７】スイッチ回路２００の検査方法の流れを示すフロー図。
【図８】本発明に係る第３の実施形態に従った共振型のＤＰＤＴスイッチ回路の回路図。
【図９】スイッチ回路３００の検査方法の流れを示すフロー図。
【図１０】本発明に係る第４の実施形態に従った通信装置４００の一部を示す回路図。
【図１１】本発明に係る第５の実施形態に従った通信装置５００の一部を示す回路図。
【図１２】本発明に係る第５の実施形態に従った通信装置６００の一部を示す回路図。
【図１３】従来の典型的なシャント型ＳＰＳＴスイッチ回路の回路図。
【図１４】従来の典型的な共振型ＳＰＳＴスイッチ回路の回路図。
【図１５】第７の実施形態に従ったスイッチ回路１１０の回路図。
【図１６】第８の実施形態に従ったスイッチ回路２１０の回路図。
【図１７】第９の実施形態に従ったスイッチ回３１０の回路図。
【図１８】スイッチ回路１１０から検査パッドＴＰ１０およびＴＰ２０を省いたスイッチ回路１２０の模式的なレイアウト図。
【図１９】図１８のＸ−Ｘ線に沿った断面図。
【図２０】金属層から保護膜の形成までのフロー図。
【符号の説明】
【００９７】
１００  スイッチ回路
Ｔ１０  トランジスタ
Ｌ１０  インダクタ
Ｃ１０  キャパシタ
Ｒ１０  抵抗
４００  通信装置
ＡＮ１  アンテナ
ＳＷ１  スイッチ回路
ＬＮＡ１  低ノイズアンプ
ＰＡ１  パワーアンプ
【図１】
2005117634.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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