(57)【要約】【課題】温度依存が低減され、温度に対して安定な回路特性を実現する。【解決手段】定電流源装置１０は、負の温度変化率を有する定電流（Ｉｒｅｆ）を発生する基準電流発生回路１１と、温度変化率が０ではない差動電圧（Ｖｄｓ）を発生する差動電圧生成回路１２と、差動電圧（Ｖｄｓ）に応じた値の補正電流（Ｉｃｏｍ）を発生する差電圧電流変換回路１３と、基準電流（Ｉｒｅｆ）と補正電流（Ｉｃｏｍ）とを加算する加算回路１４とを備えている。差電圧電流変換回路１３は、差動電圧（Ｖｄｓ）にコンダクタンス（Ｇｍ）を乗算した値に応じた補正電流（Ｉｃｏｍ）を発生する。コンダクタンス（Ｇｍ）は、温度変化率の絶対値が差動電圧（Ｖｄｓ）の温度変化率の絶対値よりも非常に小さい。このため、正の温度変化率を有する補正電流（Ｉｃｏｍ）が生成され、負の温度変化率を有する定電流（Ｉｒｅｆ）を補正することができる。【選択図】図１
2005228160.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
負の温度変化率を有する定電流（Ｉｒｅｆ）を発生する定電流発生手段と、
温度変化率が０ではない差動電圧（Ｖｄｓ）を発生する差動電圧発生手段と、
上記差動電圧（Ｖｄｓ）が印加され、印加された上記差動電圧（Ｖｄｓ）に応じた値の補正電流（Ｉｃｏｍ）を発生する補正電流発生手段と、
上記定電流（Ｉｒｅｆ）と上記補正電流（Ｉｃｏｍ）とを加算する加算手段とを備え、
上記補正電流発生手段は、上記差動電圧（Ｖｄｓ）にコンダクタンス（Ｇｍ）を乗算した値に応じた補正電流（Ｉｃｏｍ）を発生し、
上記コンダクタンス（Ｇｍ）は、温度変化率の絶対値が上記差動電圧（Ｖｄｓ）の温度変化率の絶対値よりも小さいこと
を特徴とする定電流源装置。
【請求項２】
上記差動電圧発生手段は、
ブリッジ抵抗以外の抵抗が第１の温度変化率を有し、ブリッジ抵抗が第１の温度変化率とは異なる第２の温度変化率を有し、ブリッジ抵抗以外の抵抗の抵抗値が１つだけ異なる値とされており、ブリッジ抵抗の両端のノード以外のノード間に電源電圧が印加されたホイーストンブリッジ回路から構成されており、
上記ホイーストンブリッジ回路は、ブリッジ抵抗の両端のノードから、上記差動電圧（Ｖｄｓ）を発生すること
を特徴とする請求項１記載の定電流源装置。
【請求項３】
上記ブリッジ抵抗は、ＭＯＳトランジスタから構成され、
上記ＭＯＳトランジスタは、ソース-ドレイン間が上記ブリッジ部分に接続され、ゲート-ソース間電圧が一定とされており、飽和領域で動作するようにゲート-ソース間電圧とソース-ドレイン間電圧との関係が設定されていること
を特徴とする請求項２記載の定電流源装置。
【請求項４】
上記ブリッジ抵抗は、ＭＯＳトランジスタから構成され、
上記ＭＯＳトランジスタは、ソース-ドレイン間が上記ブリッジ部分に接続され、ゲート-ソース間電圧が一定とされており、線形領域で動作するようにゲート-ソース間電圧とソース-ドレイン間電圧との関係が設定されていること
を特徴とする請求項２記載の定電流源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、定電流源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
定電流源は、オームの法則から、基準抵抗Rrefに定電圧発生回路から発生された基準電圧Vrefを印加すれば作成することができる。このとき、基準抵抗RrefにはIref=Vref/Rrefの定電流が流れることになる（特許文献１及び２参照。）。
【０００３】
半導体チップ上に高精度の定電流源を作成する場合、温度依存性の低い高精度の基準電圧Vref及び高精度の基準抵抗Rrefが必要となる。
【０００４】
【特許文献１】特開平７−４４２５４号公報
【特許文献２】特開２００３−２２４４３０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところが、今日のCMOS技術では、高精度の基準抵抗Rrefを作成するのは非常に困難である。
【０００６】
CMOSプロセスで定電流源を作成する場合、バンドギャップリファレンス回路等を用いて基準電圧源を作成することにより基準電圧Vrefの温度依存性を０に近づけることができる。しかしながら、CMOSプロセスで一般的に用いられるＰＯＬＹ抵抗、拡散抵抗、Ｗｅｌｌ抵抗を用いて基準抵抗を作成すると、この基準抵抗の温度依存性が基準電流Irefに大きく影響してしまう。
【０００７】
具体的には、基準抵抗Rrefが下記式（１０１）で表される正の温度依存を有していた場合、基準電流Irefは、式（１０２）に示すような負の温度依存を有することとなる。
【０００８】
【数１】
2005228160.tif 000003
【０００９】
なお、式（１０１）中のRt0は、室温での抵抗値、Tは温度、T0は室温、TCRef1は一次温度係数ある。上述の各抵抗の一次温度係数TCRef1は、１０００〜３０００［ｐｐｍ／℃］程度である。
【００１０】
このため、従来の定電流源では、出力特性に大きな温度依存を有してしまい、この結果、出力特性マージンが狭められている。
【００１１】
本発明は以上のような問題を解決し、温度依存が低減され、温度に対して安定な回路特性を有する定電流源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明に係る定電流源装置は、負の温度変化率を有する定電流（Ｉｒｅｆ）を発生する定電流発生手段と、温度変化率が０ではない差動電圧（Ｖｄｓ）を発生する差動電圧発生手段と、上記差動電圧（Ｖｄｓ）が印加され、印加された上記差動電圧（Ｖｄｓ）に応じた値の補正電流（Ｉｃｏｍ）を発生する補正電流発生手段と、上記定電流（Ｉｒｅｆ）と上記補正電流（Ｉｃｏｍ）とを加算する加算手段とを備え、上記補正電流発生手段は、上記差動電圧（Ｖｄｓ）にコンダクタンス（Ｇｍ）を乗算した値に応じた補正電流（Ｉｃｏｍ）を発生し、上記コンダクタンス（Ｇｍ）は、温度変化率の絶対値が上記差動電圧（Ｖｄｓ）の温度変化率の絶対値よりも小さいことを特徴とする。
【００１３】
上記本発明に係る定電流源装置は、負の温度変化率を有する定電流（Ｉｒｅｆ）に対して、正の温度変化率を有する補正電流を印加する。正の温度変化率を有する補正電流は、温度変化率が０ではない差動電圧（Ｖｄｓ）を発生し、温度変化率の絶対値が上記差動電圧（Ｖｄｓ）の温度変化率の絶対値よりも小さいコンダクタンス（Ｇｍ）をもった電圧電流変換手段により、上記差動電圧（Ｖｄｓ）を電流に変換して生成する。
【発明の効果】
【００１４】
本発明に係る定電流源装置は、上述のように負の温度変化率を有する定電流（Ｉｒｅｆ）に対して、正の温度変化率を有する補正電流を印加することによって、温度依存が低減され、温度に対して安定な特性の基準電流を発生することができる。また、出力電流を他の回路のバイアス電流として供給すれば、その回路の出力特性マージンが広げられ、その回路特性を温度依存の少ないものにすることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
つぎに、本発明の最良の形態として、本発明が適用された温度補償定電流源装置について説明をする。
【００１６】
（全体の回路構成）
図１に、本発明が適用された温度補償定電流源装置１０のブロック構成図を示す。
【００１７】
本発明が適用された温度補償定電流源装置１０は、基準電流Irefを発生する基準電流発生回路１１と、差動電圧Vdsを生成する差電圧生成回路１２と、差動電圧VdsにトランスコンダクタンスGmを乗算した値の補正電流Icomを発生する差電圧電流変換回路１３と、基準電流Irefと補正電流Icomとを加算して出力電流Ioutを生成する電流加算回路１４とを備えている。このような温度補償定電流源装置１０では、出力電流Ioutが定電流として他の回路に供給される。
【００１８】
温度補償定電流源装置１０の動作原理は次の通りである。
【００１９】
基準電流発生回路１１は、例えばバンドギャップリファレンス回路等により温度変化率が非常に少ない基準電圧Vref、並びに、正の温度変化率を有する基準抵抗Rrefにより、基準電流Irefが生成される。すなわち、基準電流発生回路１１では、下記式（１），式（２）及び式（３）に基づき基準電流Irefが生成される。
【００２０】
【数２】
2005228160.tif 000004
【００２１】
基準電流Irefは、上記式（１），式（２）及び式（３）から負の温度変化率を有することが導き出される（式（４））。
【００２２】
【数３】
2005228160.tif 000005
【００２３】
差電圧生成回路１２は、第１の電圧出力ノードから第１の電圧Vxを発生し、それとともに第２の電圧出力ノードから第２の電圧Vyを発生することによって、第１の電圧出力ノードと第２の電圧出力ノードと間の電位差である差動電圧Vdsを生成する。
【００２４】
ここで、差電圧生成回路１２は、第１の電圧Vxと第２の電圧Vyとが互いに異なる温度変化率を有するように回路構成がされている。第１の電圧Vxと第２の電圧Vyとが互いに異なる温度変化率を有するには、例えば、温度変化率が異なる抵抗を用いて電源-グランド間を抵抗分圧すれば良い。
【００２５】
このように第１の電圧Vx及び第２の電圧Vyに互いに異なる温度変化率をもたせることによって、差動電圧発生回路１２は、少なくとも温度変化率を有する差動電圧Vds、すなわち温度変化率が０ではない差動電圧Vdsを発生する（式（５））。
【００２６】
【数４】
2005228160.tif 000006
【００２７】
差電圧電流変換回路１３は、差動電圧が入力され、その差動電圧の増減に応じて、出力電流を増減することが可能な定電流発生回路である。差電圧電流変換回路１３には、差電圧生成回路１２により生成された差動電圧Vdsが入力され、この差動電圧Vdsに応じた電流（補正電流Icom）を発生する。
【００２８】
ここで、差電圧電流変換回路１３の全体のコンダクタンスを、トランスコンダクタンスGmとする（式（６））。このとき、そのトランスコンダクタンスGmの温度変化率が差動電圧Vdsの温度変化率よりも小さくなるように（式（８））、差電圧電流変換回路１３は回路構成がされている。
【００２９】
【数５】
2005228160.tif 000007
【００３０】
式（８）の関係式から、以下の式（８ａ）が導き出せる。
【００３１】
【数６】
2005228160.tif 000008
【００３２】
式（８ａ）は式（８ｂ）、（８ｃ）、（８ｄ）のように展開できる。
【００３３】
【数７】
2005228160.tif 000009
【００３４】
式（８ｄ）の両辺をΔＴで割ると、式（８ｅ）のようになる。
【００３５】
【数８】
2005228160.tif 000010
【００３６】
ここで、差動電圧Vdsの温度変化率は、式（８ｆ）のように定義される。
【００３７】
【数９】
2005228160.tif 000011
【００３８】
したがって、式（８ｅ）の両辺のlimitを取ると式（８ｇ）のようになる。
【００３９】
【数１０】
2005228160.tif 000012
【００４０】
ゆえに、以下の式（８ｈ）及び式（８ｉ）を導き出せる。
【００４１】
【数１１】
2005228160.tif 000013
【００４２】
このように、式（８）の条件から、差電圧電流変換回路１３から出力される補正電流Icomは、正の温度変化率を有する、ということが導き出される（式（９））。
【００４３】
【数１２】
2005228160.tif 000014
【００４４】
電流加算回路１４は、基準電流Irefと補正電流Icomとを加算し、その加算した電流（出力電流Iout）を出力する（式（１０））。
【００４５】
【数１３】
2005228160.tif 000015
【００４６】
ここで、基準電流Irefは負の温度変化率を有するのに対して、補正電流Icomは正の温度変化率を有する。このため、出力電流Ioutの温度変化率は、基準電流Irefの温度変化率と補正電流Icomの温度変化率とにより相殺されて０となる（式（１１））。
【００４７】
【数１４】
2005228160.tif 000016
【００４８】
このように温度補償定電流源装置１０では、温度依存が低減され、温度に対して安定な特性の出力電流Ioutを発生することができる。
【００４９】
以下、基準電流発生回路１１、差電圧生成回路１２、差電圧電流変換回路１３並びに電流加算回路１４のそれぞれの回路構成例を説明する。
【００５０】
（基準電流回路）
基準電流発生回路１１の回路構成例を図２に示す。
【００５１】
基準電流発生回路１１は、基準電圧Vrefを発生する基準電圧発生回路２１と、演算増幅器２２と、ｐＭＯＳトランジスタ２３と、ｎＭＯＳトランジスタ２４と、抵抗値Rrefの基準抵抗２５とを備えている。
【００５２】
基準電流発生回路１１の各素子の接続関係は次の通りである。
【００５３】
基準電圧発生回路２１は、出力端子から基準電圧Vrefを発生する。演算増幅器２２は、非反転入力端子が基準電圧発生回路２１の基準電圧Vrefの出力端子と接続され、反転入力端子がノードN11と接続され、出力端子がｎＭＯＳトランジスタ２４のゲートと接続されている。なお、ノードとは、回路の接続点である。ｐＭＯＳトランジスタ２３は、ゲート-ドレイン間が短絡されているとともに、そのゲート及びドレインがｎＭＯＳトランジスタ２４のドレインに接続され、ソースが電源電圧VDDに接続されている。ｎＭＯＳトランジスタ２４は、ドレインがｐＭＯＳトランジスタ２３のソースと接続され、ゲートが演算増幅器２２の出力端子と接続され、ソースがノードN11と接続されている。基準抵抗２５は、一端がノードN11と接続され、他端がグランドに接続されている。
【００５４】
このような構成の基準電流発生回路１１の動作は次の通りである。
【００５５】
基準電圧発生回路２１は、例えばバンドギャップリファレンス回路等により構成されており、温度依存性が非常に少ない基準電圧Vrefを発生する。ｐＭＯＳトランジスタ２３は、ノードN11に流れる電流の供給源として機能をする。演算増幅器２２は、非反転入力端子と反転入力端子との間の差動電圧を０とするような出力電圧を発生する。
【００５６】
この結果、ノードN11の電圧が基準電圧Vrefで安定化するように、ｎＭＯＳトランジスタ２４が動作し、基準抵抗２５には、負荷に関わらず安定した値で維持される基準電流Iref(=Vref/Rref)が流れる。
【００５７】
以上のような基準電流発生回路１１は、差電圧電流変換回路１３及び電流加算回路１４の定電流源として用いられる。
【００５８】
（差電圧生成回路）
差電圧生成回路１２の回路構成例を図３に示す。
【００５９】
差電圧生成回路１２は、第１のノードN31と電源電圧VDDとの間に接続された抵抗値R31の第１の抵抗３１と、第１のノードN31とグランドとの間に接続された抵抗値R32の第２の抵抗３２と、第２のノードN32と電源電圧VDDとの間に接続された抵抗値R33の第３の抵抗３３と、第２のノードN32とグランドとの間に接続された抵抗値R33の第４の抵抗３４とを備えている。さらに、差電圧生成回路１２は、ソースが第１のノードN31に接続され、ドレインが第２のノードN32とに接続され、ゲートにバイアス電圧Vbiasが印加されたｎＭＯＳトランジスタ３５を備えている。
【００６０】
すなわち、差電圧生成回路１２は、ストレンゲージ抵抗が第１〜第４の抵抗３１〜３４により構成され、ブリッジ抵抗がバイアス電圧Vbiasに応じて定まるｎＭＯＳトランジスタ３５のソース-ドレイン間抵抗（抵抗値Rds）により構成された、ホイーストンブリッジ回路である。
【００６１】
差電圧生成回路１２は、第１のノードN31に発生する電圧を第１の電圧Vxとし、第２のノードN32から発生する電圧を第２の電圧Vyとしたとき、第１の電圧Vxと第２の電圧Vyとの差動電圧（差動電圧Vds）を出力している。すなわち、差電圧生成回路１２は、ｎＭＯＳトランジスタ３５のソース-ドレイン間電圧を差動電圧Vdsとして出力している。
【００６２】
ここで、差電圧生成回路１２では、第１のノードから発生される第１の電圧Vxと、第２のノードから発生される第２の電圧Vyとが、互いに異なる温度変化率を有するように回路構成がされている。
【００６３】
このような条件を満たす条件について以下説明をする。
【００６４】
差動電圧Vdsの算出を簡単のためにR31、R32、R33、R34の関係を以下の式（１２）のように設定する。なお、式（１２）において、A1は定数である。
【００６５】
【数１５】
2005228160.tif 000017
【００６６】
式（１２）から鳳-テブナンの定理より、ｎＭＯＳトランジスタ３５のソース-ドレイン間に流れる電流Idsが算出できる（式（１３））。
【００６７】
【数１６】
2005228160.tif 000018
【００６８】
ｎＭＯＳトランジスタ３５のソース-ドレイン間抵抗Rdsを式（１３）の両辺にかけると、式（１４）に示すように、差動電圧Vdsが求まる。
【００６９】
【数１７】
2005228160.tif 000019
【００７０】
差動電圧Vdsの温度変化率を考えるために、式（１４）を以下の式（１５）に示すように変形する。
【００７１】
【数１８】
2005228160.tif 000020
【００７２】
なお、式（１５）のA1´は、以下式（１６）に示す通りである。
【００７３】
【数１９】
2005228160.tif 000021
【００７４】
式（１５）及び式（１６）から、定数A1が１ではなく、且つ、R31とRdsとの温度変化率が異なれば即ち温度係数が異なれば、差動電圧Vdsが温度依存を有するということがわかる。
【００７５】
従って、差電圧生成回路１２は、ストレンゲージ抵抗の抵抗比によってブリッジ間に少なくとも電位差が発生されており、且つ、ストレンゲージ抵抗とブリッジ抵抗との温度変化率が異なれば、差動電圧Vdsの温度変化率が０ではないという条件を満たすことができる。
【００７６】
なお、ストレンゲージ抵抗の抵抗比によって定まるブリッジ間電圧は、差動電圧Vdsが入力される後段の差電圧電流変換回路１３の動作入力電圧範囲に合わせて、適宜調整がされる。
【００７７】
また、ｎＭＯＳトランジスタ３５は、ゲート-ソース間電圧Vgs=Vbias-Vxと、ドレイン-ソース間電圧Vds=Vx-Vyの関係により、線形領域、線形領域のどちらの動作状態も取りえる。以下に、線形領域、飽和領域でのオン抵抗Rds及びその温度変化率を示す。
【００７８】
ｎＭＯＳトランジスタ３５を線形領域で動作するように設定、すなわち、ゲート-ソース間電圧Vgsとドレイン-ソース間電圧Vdsの関係をVgs-Vth>Vdsとなるよう設定すれば、ｎＭＯＳトランジスタ３５のオン抵抗Rdsは以下の式（１７）で表すことができる。ただし、式（１７）中のμn0は室温でのNMOSトランジスタ移動度、Vthは閾値電圧である。
【００７９】
【数２０】
2005228160.tif 000022
【００８０】
ここで、Vgs>>Vth且つVgsを一定とすれば、Rdsの温度変化率は、移動度の温度変化率の一般式で決定される下式（１８）で表すことができる。この場合、Rdsは正の温度変化率を有し、従って、差動電圧Vdsは正の温度依存を有することとなる。
【００８１】
【数２１】
2005228160.tif 000023
【００８２】
一方、ｎＭＯＳトランジスタ３５を飽和状態で動作するように設定、すなわち、ゲート-ソース間電圧Vgsとドレイン-ソース間電圧Vdsの関係をVds>Vgs-Vthとなるよう設定すれば、ｎＭＯＳトランジスタ３５のオン抵抗Rdsは以下の式（１９）で表すことができる。ただし、式（１９）中のVthは室温での閾値電圧、TCVthはVthの一次温度係数で約-3000ppm/℃程度である。
【００８３】
【数２２】
2005228160.tif 000024
【００８４】
ここで、Vgs≒Vth且つVgs=一定であるとすると、移動度の温度変化率よりも閾値電位Vthの温度変化率が大きく影響してくるようになり、Rdsは負の温度変化率を有し、従って、差動電圧Vdsは負の温度依存を有することとなる。
【００８５】
（差電圧電流変換回路）
差電圧電流変換回路１３の回路構成例を図４に示す。
【００８６】
差電圧電流変換回路１３は、B×Irefの電流値の定電流を流す第１の定電流源４１と、B×Irefの電流値の定電流を流す第２の定電流源４２と、Irefの電流値の定電流を流す第３の定電流源４３と、Irefの電流値の定電流を流す第４の定電流源４４と、第１のｎＭＯＳトランジスタ４５と、第２のｎＭＯＳトランジスタ４６と、第３のｎＭＯＳトランジスタ４７と、第４のｎＭＯＳトランジスタ４６とを備えている。
【００８７】
第１の定電流源４１〜第４の定電流源４２は、例えば、図２に示した基準電流発生回路１１又は基準電流発生回路１１からカレントミラー回路により電流を取り出した電流源により構成されている。なお、“B”は、１以上の定数である。
【００８８】
差電圧電流変換回路１３の各素子の接続関係は次の通りである。
【００８９】
第１の定電流源４１は、電流流入端が電源電圧VDDに接続され、電流流出端が第１のノードN41に接続されている。第２の定電流源４２は、電流流入端が電源電圧VDDに接続され、電流流出端が第２のノードN42に接続されている。第３の定電流源４３は、電流流入端が第３のノードN43に接続され、電流流出端がグランドに接続されている。第４の定電流源４４は、電流流入端が第４のノードN44に接続され、電流流出端がグランドに接続されている。
【００９０】
第１のｎＭＯＳトランジスタ４５は、ドレインが第１のノードN41に接続され、ソースが第３のノードN43に接続され、ゲートが当該トランジスタが飽和領域で動作するような電圧Vbに接続されている。第２のｎＭＯＳトランジスタ４６は、ドレインが第２のノードN42に接続され、ソースが第４のノードN44に接続され、ゲートが当該トランジスタが飽和領域で動作するような電圧Vbに接続されている。
【００９１】
第３のｎＭＯＳトランジスタ４７は、ドレインが第４のノードN44に接続され、ソースが第３のノードN43に接続されている。また、第４のｎＭＯＳトランジスタ４８は、ドレインが第４のノードN44に接続され、ソースが第３のノードN43に接続されている。
【００９２】
第３のｎＭＯＳトランジスタ４７のゲートには、差電圧生成回路１２から発生された第１の電圧Vxが印加され、第４のｎＭＯＳトランジスタ４８のゲートには、差電圧生成回路１２から発生された第２の電圧Vyが印加される。すなわち、第３のｎＭＯＳトランジスタ４７のゲートと第４のｎＭＯＳトランジスタ４８のゲートとの間には、差動電圧Vdsが印加される。なお、第３のｎＭＯＳトランジスタ４７及び第４のｎＭＯＳトランジスタ４８がともに線形領域で動作するように、第１の電圧Vx及び第２の電圧Vyの電圧レベルは調整されている。
【００９３】
また、第１のノードN41及び第2のノードN42には、負荷抵抗となる図示しない素子が接続されている。例えば、ゲート-ドレイン間が短絡されているとともに、そのゲート及びドレインが第１のノードN41及び第２のノードN42に接続され、ソースが電源電圧VSSに接続された負荷抵抗となるnＭＯＳトランジスタ等が接続されている。
【００９４】
第１のｎＭＯＳトランジスタ４５をＭ４５、第２のｎＭＯＳトランジスタ４６をＭ４６、  第３のｎＭＯＳトランジスタ４７をＭ４７、第４のｎＭＯＳトランジスタ４８をＭ４８とすると、これらの関係は下式（２０）により定義される。なお、式（２０）において、Ｗ４５は第１のｎＭＯＳトランジスタ４５のＷ長、Ｗ４７は第３のｎＭＯＳトランジスタ４７のＷ長、Ｌ４５は第１のｎＭＯＳトランジスタ４５のＬ長、Ｌ４７は第３のｎＭＯＳトランジスタ４７のＬ長であり、ｎは、差電圧電流変換回路１３の動作範囲を最大限に取るために７程度の値に設定されている。
【００９５】
【数２３】
2005228160.tif 000025
【００９６】
このような構成の差電圧電流変換回路１３の動作は次の通りである。
【００９７】
線形領域で動作するＭＯＳトランジスタは、ドレイン-ソース間電圧が一定に保たれていれば、ゲートソース間電圧に対するドレイン電流が線形特性を示す。ここで、差電圧電流変換回路１３では、第３のノードN43と第４のノードN44ノードとの間が、第１のｎＭＯＳトランジスタ４５及び第２のｎＭＯＳトランジスタ４６によって一定の電圧で保たれており、第３のｎＭＯＳトランジスタ４７及び第４のｎＭＯＳトランジスタ４８が線形領域で動作する。このことから、第３のｎＭＯＳトランジスタ４７及び第４のｎＭＯＳトランジスタ４８のドレイン-ソース間には、差動電圧Vds（=Vx-Vy）に対して線形特性を示すソースドレイン電流Idsが流れる。
【００９８】
そして、第２のノードN42及び第４のノードN44に流れる総電流をキルヒホッフの電流法則に基づき演算し、その総電流から第２のノードN42から外部に流出される補正電流Icomを算出すると、下式（２１）に示すようになる。なお、式（２１）のgmは、第３及び第４のｎＭＯＳトランジスタ４７，４８のトランスコンダクタンスである。
【００９９】
【数２４】
2005228160.tif 000026
【０１００】
この式（２１）から、差電圧電流変換回路１３から出力される補正電流Icomは、差動電圧Vdsに対して線形の特性を示す電流値であることがわかる。
【０１０１】
ところで、第３及び第４のｎＭＯＳトランジスタ４７，４８のIds/Vgs特性を当該差電圧電流変換回路１３のトランスコンダクタンスGmとして定義すると、トランスコンダクタンスGmは下式（２２）で定義される。ただし、式（２２）中、K1、K3はコンダクタンス係数、K3(T0)はK3の室温での値である。
【０１０２】
【数２５】
2005228160.tif 000027
【０１０３】
コンダクタンス係数の温度依存特性（式（２３））を考慮し、式（２２）を変形すると、トランスコンダクタンスGmは下式（２４）で定義される。
【０１０４】
【数２６】
2005228160.tif 000028
【０１０５】
この式（２４）を注意深く見ると、Gmは温度依存の小さいトランスコンダクタンスとなっていることが分かる。
【０１０６】
以上の各式から、差電圧電流変換回路１３から出力される補正電流Icomは、以下の式（２５）で表される。
【０１０７】
【数２７】
2005228160.tif 000029
【０１０８】
すなわち、差電圧電流変換回路１３では、温度依存の大きい差動電圧Vdsと、温度依存が小さいトランスコンダクタンスGmとを乗算することにより、トータルで正の温度依存を持つ補正電流Icomを出力することができる。
【０１０９】
（電流加算回路）
電流加算回路１４の回路構成例を図５に示す。
【０１１０】
電流加算回路１４は、基準電流発生回路１１から発生された基準電流Irefと、差電圧電流変換回路１３から発生された補正電流Icomとを加算するｎＭＯＳトランジスタ５１を備えている。
【０１１１】
ｎＭＯＳトランジスタ５１は、ゲート-ドレイン間が短絡されているとともに、そのゲート及びドレインがノードN51に接続されており、ソースがグランドに接続されている。
【０１１２】
このような構成の電流加算回路１４では、基準電流発生回路１１の基準電流Irefの出力端子及び差電圧電流変換回路１３の補正電流Icomの出力端子が、ノードN51に接続されることにより、ｎＭＯＳトランジスタ５１のソース-ドレイン間に、基準電流Irefと補正電流Icomとを加算した電流（出力電流Iout）が流れる。
【０１１３】
ここで、基準電流Irefは負の温度変化率を有するのに対して、補正電流Icomは正の温度変化率を有する。このため、出力電流Ioutの温度変化率は、基準電流Irefの温度変化率と補正電流Icomの温度変化率とにより相殺されて０となる。
【０１１４】
そして、温度補償定電流源装置１０では、電流加算回路１４のｎＭＯＳトランジスタ５１のソース-ドレイン間に流れる電流をカレントミラー回路等を用いて、基準電流を必要とするその他の回路に供給する。この結果、温度補償定電流源装置１０では、温度依存が低減され、温度に対して安定な特性の出力電流Ioutを他の回路に対して供給することができる。
【０１１５】
（温度補償定電流源装置の効果等）
以上説明したように、温度補償定電流源装置１０では、正の温度特性を有する差動電圧Vdsを生成し、この差動電圧Vdsを電流値に変換することによって、正の温度依存を有する補正電流Icomを生成する。そして、温度補償定電流源装置１０では、基準電圧Vref及び正の温度依存を有する基準抵抗Rrefを用いた基準電流発生回路１１から発生される負の温度特性を有する基準電流Irefに、上記正の温度依存を有する補正電流Icomを加算することによって、温度依存性の少ない新たな基準電流を生成している。
【０１１６】
このため、温度補償定電流源装置１０では、温度に対してより安定な回路特性を有することができ、出力マージンを広げることが可能となる。
【０１１７】
具体的に、温度補償定電流源装置１０のシミュレーション結果を、図６及び図７に示す。図６は、差電圧生成回路１２の差動電圧Vds（Vx-Vy）の温度依存を示している。図７は、基準抵抗Rrefの一次温度係数がTCR1=3000ppm/°Ｃであった場合における、基準電流Iref、差電圧電流変換回路１３から出力される補正電流Icom、電流加算回路１４から出力される出力電流Iout(=Iref+Icom)の温度特性を示している。図７に示すとおり、基準電流Irefの温度依存が−２０°Ｃ以上１０５°Ｃ以下の範囲で３０％程度の変化があるのに対し、温度補償定電流源装置１０により温度補償された出力電流Ioutは、４パーセント程度の変化しかなく、温度変化を非常に小さくすることができる。
【図面の簡単な説明】
【０１１８】
【図１】本発明の実施の形態の温度補償定電流源装置のブロック構成図である。
【図２】基準電流発生回路の構成例を示す回路図である。
【図３】差電圧生成回路の構成例を示す回路図である。
【図４】差電圧電流変換回路の構成例を示す回路図である。
【図５】電流加算回路の構成例を示す回路図である。
【図６】差動電圧の基準電流発生回路の構成例を示す図である。
【図７】補正電流の基準電流発生回路の構成例を示す図である。
【符号の説明】
【０１１９】
１０  温度補償定電流源装置、１１  基準電流発生回路、１２  差電圧生成回路、１３  差電圧電流変換回路、１４  電流加算回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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