(57)【要約】【課題】  簡単な制御により乱調を検出し、出力電圧を制御することにより乱調を抑制させるものである。【解決手段】  直流電源３よりの電圧を入力とし、モータ２を駆動するインバータ装置の制御装置４であって、その制御装置４は、可変周波数・可変電圧の交流電圧に変換するインバータ部１に対する駆動信号としてＰＷＭ信号を演算し出力する駆動信号演算部４３とは別に、前記直流電圧を検出する電圧検出手段と、検出した直流電圧に含まれる脈動成分の大きさより前記モータ２の乱調状態を検出する乱調状態検出部４２とを備え、乱調状態が検出された時、インバータ部１の出力電圧を上昇させるように、前記駆動信号演算部４３が前記ＰＷＭ信号を補正する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧を入力とし、交流電動機を負荷とするインバータ装置の制御装置であって、
前記制御装置は、可変周波数・可変電圧の交流電圧に変換するインバータ部に対する駆動信号を演算し出力する駆動信号演算手段とは別に、前記直流電圧を検出する電圧検出手段と、検出した直流電圧に含まれる脈動成分の大きさより前記交流電動機の乱調状態を検出する乱調状態検出手段とを備え、
乱調状態が検出された時、前記インバータ部の出力電圧を上昇させるように、前記駆動信号演算手段が前記駆動信号を補正することを特徴とするインバータ装置の制御装置。
【請求項２】
所定の期間に、前記電圧検出手段で最大値Ｖｐｐｍａｘおよび最小値Ｖｐｐｍｉｘを検出し、この検出をＮ回繰り返し、Ｎ個の最大値Ｖｐｐｍａｘ中から更に求めた最大値Ｖｐｐmax,maxと、最小値Ｖｐｐmax,minとの差が所定値以上の時、あるいは前記Ｎ個の最小値Ｖｐｐｍｉｎ中から更に求めた最大値Ｖｐｐmin,maxと、最小値Ｖｐｐmin,minとの差が所定値以上の時に乱調状態を検出する請求項１記載のインバータ装置の制御装置。
【請求項３】
前記直流電圧を単相交流から得ている場合、前記所定の期間を、前記直流電圧に含まれるリップル電圧の１周期とした請求項２記載のインバータ装置の制御装置。
【請求項４】
直流電圧を入力とし、交流電動機を負荷とするインバータ装置の制御装置であって、
前記制御装置は、可変周波数・可変電圧の交流電圧に変換するインバータ部に対する駆動信号を演算し出力する駆動信号演算手段とは別に、前記直流電圧を検出する電圧検出手段と、前記交流電動機の乱調状態を抑制するために必要な出力電圧値を予め設定・記憶する出力電圧記憶手段とを備え、
検出した直流電圧の値が変動した時、出力電圧記憶手段に予め設定・記憶した出力電圧値を前記インバータ部が出力するように、前記駆動信号演算手段が前記駆動信号を補正することを特徴とするインバータ装置の制御装置。
【請求項５】
前記電圧検出手段で検出した電圧を所定のタイミングで取り込み、取り込んだ最新Ｍ個の平均値を演算する直流平均値演算手段を更に備える請求項１〜４のいずれかに記載のインバータ装置の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電圧を可変周波数・可変電圧の交流電圧に変換して交流モータを可変速駆動するインバータの制御装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
インバータ装置により交流モータを駆動する場合、インバータ部を駆動するＰＷＭ信号のデッドタイムによる印加電圧歪や交流モータのインピーダンスおよび慣性モーメントなどが複雑に絡み合って電流波形が周期的に振動するいわゆる乱調現象が発生する場合がある。これは特に交流モータが大型となり、また低負荷、低周波数域において頻繁に発生する現象である。
【０００３】
この乱調の発生により交流モータそのものに振動が生じ、振動の度合によっては運転を継続するのが困難となる場合が生じる。このような乱調現象を抑制する方法として、乱調発生の要因の一つであるインバータＰＷＭ信号のデッドタイムによる出力電圧誤差を補正する方法がある。この一例として次の方法が知られている(たとえば非特許文献１)。
【０００４】
これは、交流モータの電流を検出する電流センサを設け、この電流センサより検出される交流モータの電流位相に応じてインバータＰＷＭ信号に補正を加えることにより印加電圧の歪を抑制するものである。これにより乱調の発生を抑制させて交流モータの振動を抑制させている。
【０００５】
また乱調の発生検出して抑制する方法として以下の方法が知られている(例えば特許文献１参照)。これは図１２に示すようにインバータ装置のインバータ部１０１により駆動される圧縮機１０２に流れる電流値を検出する電流センサ１０３が設けられている。交流部乱調判定部１０４は、この電流センサ１０３より検出される電流の変動率により乱調の状態を判別するものである。交流部乱調発生部１０４が乱調状態であると判別した場合には出力電圧変更司令部１０５は電圧指令値を増加させるように働く。そして波形演算部１０６では出力電圧変更指令部１０５からの出力電圧値と出力周波数指令値より必要なＰＷＭパルス幅を演算してインバータ部１０１を駆動させる。この構成により、圧縮機１０２の乱調および振動の発生を抑えている。
【０００６】
【非特許文献１】日刊工業新聞社刊「インバータドライブハンドブック」５１２頁「デッドタイム補正方法」
【特許文献１】特開平１０−２３７８９号公報（[0018]、図１）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、上記非特許文献１では、デッドタイムによる電圧歪みを補正することにより乱調が抑制されるものの電流センサが必要でありインバータ装置が大型化するとともにコスト高になるという課題を有していた。
【０００８】
また特許文献１についても同様に電流センサが必要であり装置の大型化およびコストの増大を招くこと、また電流センサとして抵抗を用いる場合もアンプ回路が必要であり部品点数が増加して装置が大型化すること、さらにこの構成では電源電圧の変動の影響を受けて精度の良い制御が困難になるという課題を有していた。
【０００９】
本発明はこのような従来の課題を解決するものであり、簡易な構成で乱調を検出することができるとともに、かつ確実に乱調を抑制することができるインバータ装置の制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
インバータ装置は、直流電圧を入力とし、負荷とする交流電動機に交流電力を供給する。そのインバータ装置の制御装置として、本発明では、可変周波数・可変電圧の交流電圧に変換するインバータ部に対する駆動信号を演算し出力する駆動信号演算手段とは別に、前記直流電圧を検出する電圧検出手段と、検出した直流電圧に含まれる脈動成分の大きさより前記交流電動機の乱調状態を検出する乱調状態検出手段とを備える。その乱調状態検出手段により、乱調状態が検出された時、前記インバータ部の出力電圧を上昇させるように、前記駆動信号演算手段が前記駆動信号を補正する。
【００１１】
上記構成によって、乱調の発生を抑制させて交流電動機の振動を低減することが可能となり、簡単な構成と安価で信頼性の高い交流電動機の制御装置を提供することができる。
【発明の効果】
【００１２】
上記実施例から明らかなように、請求項１に記載の発明は、制御装置に、駆動信号演算手段とは別に、前記直流電圧を検出する電圧検出手段と、検出した直流電圧に含まれる脈動成分の大きさより前記交流電動機の乱調状態を検出する乱調状態検出手段とを備え、乱調状態が検出された時、前記インバータ部の出力電圧を上昇させて乱調を抑制するようにしたものであり、安価で構成が簡単でかつ信頼性の高い交流電動機の制御装置を提供することができるという効果を奏する。
【００１３】
請求項４に記載の発明は、制御装置に、駆動信号演算手段とは別に、前記直流電圧を検出する電圧検出手段と、前記交流電動機の乱調状態を抑制するために必要な出力電圧値を予め設定・記憶する出力電圧記憶手段とを備え、検出した直流電圧の値が変動した時、出力電圧記憶手段に予め設定・記憶した出力電圧値を出力するようにしたものであり、電圧変動に対して安定性が高く、安価で構成や制御が容易で、かつ外乱に強く信頼性の高い交流電動機の制御装置を提供することができるという効果を奏する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
以下本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
（実施の形態１）
図１は実施の形態１に係わる制御装置４を適用したインバータ装置のブロック構成図である。図１において、インバータ部１は、複数のスイッチング素子より構成され可変周波数・可変電圧の交流電圧を出力する。インバータ部１の出力で駆動される３相のモータ２として誘導電動機や同期電動機などが用いられる。直流電源３は前記インバータ部１に電源を供給し、ここでは単相交流電源３ａをリアクタ３ｂを介してダイオードブリッジ３ｃにて全波整流して得られる脈流電圧を電解コンデンサ３ｄにて平滑することにより実現している。
【００１５】
制御装置４は、直流電源３の出力電圧をデジタルの信号に変換するＡ／Ｄ変換器４１とし、Ａ／Ｄ変換器４１よりの信号に含まれる脈動成分の大きさより交流電動機の乱調状態を検出する乱調状態検出部４２と、インバータ部１を駆動するためのＰＷＭ信号を演算する駆動信号演算部４３とから構成される。
【００１６】
その乱調状態検出部４２が乱調を検出すると、駆動信号演算部４３に対し、モータ２への印加電圧を１ステップ上昇させる信号を送出する。この乱調状態検出部４２及び駆動信号演算部４３はマイコンを用いて実現する。尚、ＰＷＭ信号を作成する駆動信号演算部４３は周知の構成なのでその詳しい説明は省略する。
【００１７】
以下、図１のインバータ装置の動作を説明する。単相交流電源３ａを全波整流して得られる直流電源３の出力電圧（電解コンデンサ３ｄの両端電圧）には、交流電源周波数の２倍の周波数成分の交流成分（以下、リップル電圧）が含まれる。モータ２に流れる電流波形および電解コンデンサ３ｄの両端電圧に含まれる脈流電圧波形を図２に示す。図２に示されるように、交流電源３ａの周波数が５０Ｈｚの場合、電解コンデンサ３ｄの端子電圧には１００Ｈｚのリップル電圧が含まれる。
【００１８】
図３は、モータ２に乱調が発生した場合にモータ２に流れる電流波形および電解コンデンサ３ｄの脈流電圧波形を示す図である。この図３でわかるように、乱調発生時の電解コンデンサ３ｄの両端電圧には、１００Ｈｚのリップル電圧に加えて、乱調により生じるモータ２の電流波形歪に起因する低周波の脈流成分が重畳された脈流電圧波形となる。
【００１９】
従って、この電解コンデンサ３ｄの両端電圧に含まれる低周波の脈流電圧成分の有無を検出することにより、モータ２における乱調発生の有無を検出することができる。以下、乱調状態検出部４２における乱調発生の検出および乱調抑制について図１１のフローチャートを用いて詳しく述べる。
【００２０】
まずステップＳ１にてｎの値が０に初期化され、ステップＳ２では、Ａ／Ｄ変換器４１より得られた信号から１０ｍｓの期間に対しデータを取得する。この１０ｍｓは、１００Ｈｚのリップル電圧における１周期である(１０００ｍＳ/１００)。ステップＳ３では、これらの取得したデータの中から最大値（Ｖｐｐｍａｘ）及び最小値（Ｖｐｐｍｉｎ）を検出して記憶する。
【００２１】
ステップＳ４では、ｎの値が１インクリメントされ、ステップＳ５ではｎの値が１０になったかが判定され、ｎの値が１０になるまでステップＳ２〜ステップＳ４のフローが繰り替えされる。ｎの値が１０になったとき、即ち、ステップＳ２〜ステップＳ４のフローが１０回繰り替えされ、１００ｍＳ(１０ｍＳ×１０回)の期間に対してデータが検出されれば、１０個検出した最大値Ｖｐｐｍａｘの中から更に最大値Ｖｐｐmax,max、と最小値Ｖｐｐmax,minが選出される。同様に１０個検出した最小値Ｖｐｐｍｉｘの中から更に最大値Ｖｐｐmin,max、と最小値Ｖｐｐmin,minが選出される。
【００２２】
乱調を判定するための期間として、乱調により発生する低周波の脈流周期以上として、例えば１００ｍＳ(つまりｎのカウント値を１０)としたが、これに限定されない。
【００２３】
ステップＳ７では、Ｖｐｐｍａｘの最大値と最小値との差(Ｖｐｐmax,max −Ｖｐｐmax,min)、またはＶｐｐｍｉｎの最大値と最小値との差(Ｖｐｐmin,max −Ｖｐｐmin,min)が演算され、ステップＳ７ではそれらの差のいずれか一方が所定の値以上であるかが判定される。
【００２４】
それらの差が所定値未満の時は、乱調が発生していないと判断してステップＳ１に戻り、上述した動作を再び繰返す。一方、それらの差が所定値以上の時は乱調が発生していると判定して、駆動信号演算部４３に、モータ２への印加電圧を１ステップ上げるための所定の制御信号が送出されることにより、ステップＳ８にて、駆動信号演算部４３よりのＰＷＭ信号が補正され、インバータ部１から１ステップ上昇した電圧が出力される。
【００２５】
この後はステップＳ１に戻り、上述したステップＳ１〜ステップＳ７の制御が繰り替えされ、その場合においても、ステップＳ７で乱調が判定されれば、ステップＳ８にて印加電圧が更に１ステップ上昇される。このような乱調が抑制されるまでステップＳ１〜ステップＳ８の制御が繰り替えされる。
【００２６】
この結果、モータ２の乱調が抑制されるとモータ２の電流波形および電解コンデンサの両端電圧波形は図２に示すような状態になり、この状態でモータ２の運転が継続される。
【００２７】
以上のように本実施形態の交流電動機の制御装置によれば、乱調の発生を簡単な構成にて検出してこれを確実に抑制することができるので、モータ２の振動を低減することができる。従って、簡単な構成により確実にモータ２の振動を低減することができるので、装置の構成が簡易で信頼性の高い交流電動機の制御装置を提供することができる。
【００２８】
（実施の形態２）
図４は実施の形態２に係わる制御装置４を適用したインバータ装置のブロック構成図であり、図１と比較して、直流電源３を３相交流電源３ｅより得る構成となっている点で異なる。図４において、直流電源３は３相交流電源３ｅをダイオードブリッジ３ｇにより全波整流した脈流電圧をリアクタ３ｆおよび電解コンデンサ３ｈにより平滑して実現している。
【００２９】
図５は乱調が発生していない時のモータ２に流れる電流波形および電解コンデンサ３ｈの両端電圧波形を示す図である。図２と比較してわかるように、電源が３相の場合、リアクタ３ｆを適当な値に選ぶことによりリップル電圧が殆ど発生していない。
【００３０】
図６は乱調が発生している時のモータ２に流れる電流波形および電解コンデンサ３ｈの両端電圧波形を示す図である。この場合も図３と同様に乱調により生じるモータ２の電流波形歪に起因する低周波の脈流成分が重畳された脈流電圧波形となる。
【００３１】
図４のインバータ装置においても、実施の形態２に係わる制御装置４を採用することで、実施の形態１で述べたのと同様に、乱調が発生しているかを検出し、その乱調が検出されれば、モータ２への印加電圧を１ステップ上昇させる。
【００３２】
この図４の制御装置４は図１のものと基本的に同じものであるが、図４のインバータ装置では、図５に示されるように直流出力電圧にリップル電圧が含まれないため、直流電圧の検出周期をリップル周期に等しくする必要は無く、即ち、図１１のステップＳ２にあるデータ取得期間を１０ｍＳに固定する必要はない。
【００３３】
このインバータ装置においても、実施の形態例１の場合と同様に乱調の発生を簡単な構成にて検出してこれを確実に抑制することができるので、モータ２の振動を低減することができる。
【００３４】
（実施の形態３）
図７は実施の形態３に係わる制御装置４を適用したインバータ装置のブロック構成図であり、図１における乱調状態検出部４１に替えて出力電圧記憶部４４を設け、そして、直流電圧検出信号はＡ/Ｄ変換器４１を介して駆動信号演算部４３に取り込まれる。出力電圧記憶部４４はインバータ部１がモータ２の乱調状態を抑制するために必要なインバータ部１での出力電圧値を予め設定・記憶するものである。
【００３５】
以下、図７のインバータ装置の制御動作を述べる。駆動信号演算部４２は、検出した直流電圧値と、出力電圧記憶部４４に設定・記憶された出力電圧値よりインバータ部１へ出力するＰＷＭ信号を演算する。
【００３６】
ここで、単相交流電源３ａの電圧値が低下すると直流電源３の直流電圧値も低下する。インバータ部１が出力電圧記憶部４３に設定の出力電圧値を常にモータ２に対して出力するように、駆動信号演算部４３はＰＷＭ信号を補正してそのデューティを大きくする。また、逆に直流電源３の直流電圧値が上昇した場合には、インバータ部１が出力する電圧を出力電圧記憶部４４の設定値になるよう、駆動信号演算部４３はＰＷＭ信号を補正してデューティを小さくする。
【００３７】
この結果、モータ２には常に乱調が発生しない電圧が印加されるので直流電源３の変動の影響を受けることなく、常に乱調の発生を抑制することができる。
【００３８】
図８のインバータ装置は、図４と同様に交流電源が三相である場合を示したブロック構成図であり、この場合も図７のインバータ装置と同様な制御によって乱調の発生を抑制することができる。
【００３９】
以上のように実施の形態３の交流電動機の制御装置によれば、直流電圧の変動に関わらず、簡単な構成と制御によって乱調の発生を確実に抑制することができるので、モータ２の振動を低減することができる。従って、電源電圧変動時も簡単な構成と制御により確実にモータ２の振動を低減することができるので、装置の構成・制御が簡易で外乱に強く信頼性の高い交流電動機の制御装置を提供することができる。
【００４０】
（実施の形態４）
図９は実施の形態４に係わる制御装置４を適用したインバータ装置のブロック構成図であり、図７の構成と比較して、直流平均値演算部４５を追加している。これは、所定のタイミングで直流電源３の直流電圧を検出し、それらの検出した最新Ｍ個の平均値を演算して、駆動信号演算部４２に供給する。駆動信号演算部４３での制御内容は、図９の場合と同じであるが、直流平均値演算部４５を設けたことにより、次の利点が得られる。
【００４１】
乱調発生時には図３に示したように直流電源３の直流電圧値には、リップル電圧に加え、電流波形歪に起因する低周波の脈動電圧が重畳される。これに対し、直流平均値演算部４５はこの乱調に起因する低周波周期よりも長い時間に複数回検出された直流電圧値の平均値を演算するようにする。つまり、直流電圧値の平均値演算周期を乱調に起因する低周波の脈動周期よりも長くする。
【００４２】
この結果、実施の形態１で示した最大値Ｖｐｐmax,maxと最小値Ｖｐｐmax,minとの差、または最大値Ｖｐｐmin,maxと、最小値Ｖｐｐmin,minとの差が所定の値以下であっても、即ち低周波脈動が若干残る場合であっても安定して直流電圧値を検出することができるので、より確実にインバータ１の出力電圧を出力電圧記憶部４４に設定された値に補正することができ安定した動作を行うことができる。
【００４３】
図１０のインバータ装置は、図９において交流電源を三相としたブロック構成図であり、この場合も図９の場合と同じ制御によって安定して乱調を抑制することができる。
【００４４】
以上のように実施の形態４によれば、直流電圧の変動に関わらず、簡単な構成と制御によって乱調の発生を確実に安定して抑制することができるので、モータ２の振動を低減することができる。従って、電源電圧変動時も簡単な構成と制御により確実に安定してモータ２の振動を低減することができるので、装置の構成・制御が簡易で外乱に強くより信頼性の高い交流電動機の制御装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４５】
【図１】本発明の実施の形態１による制御装置を適用した装置のブロック構成図
【図２】モータ２に流れる電流波形および電解コンデンサ３ｄの両端電圧波形を示す図
【図３】モータ２に流れる電流波形および電解コンデンサ３ｄの両端電圧波形を示す図
【図４】本発明の実施の形態２による制御装置を適用した装置のブロック構成図
【図５】モータ２に流れる電流波形および電解コンデンサ３ｈの両端電圧波形を示す図
【図６】モータ２に流れる電流波形および電解コンデンサ３ｈの両端電圧波形を示す図
【図７】本発明の実施の形態３による制御装置を適用した装置のブロック構成図
【図８】実施の形態３における別の形態を示すブロック構成図
【図９】本発明の実施の形態４による制御装置を適用した装置のブロック構成図
【図１０】実施の形態４における別の形態を示すブロック構成図
【図１１】図１の制御装置の動作を示したフローチャート
【図１２】従来の交流電動機の制御装置を示すブロック構成図
【符号の説明】
【００４６】
１  インバータ部
２  モータ
３  直流電源
３ａ  単相交流電源
３ｂ  リアクタ
３ｃ  単相ダイオードブリッジ
３ｄ  電解コンデンサ
３ｅ  三相交流電源
３ｆ  リアクタ
３ｇ  三相ダイオードブリッジ
３ｈ  電解コンデンサ
４  制御装置
４１  Ａ/Ｄ変換器
４２  乱調状態検出部
４３  駆動信号演算部
４４  出力電圧記憶部
４５  直流平均値演算部
【図１】
2005039930.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
2005039930.tif 000012
【図１１】
2005039930.tif 000013
【図１２】
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