(57)【要約】【課題】  デジタルのパルス符号変調信号（ＰＣＭ）をパルス幅変調信号（ＰＷＭ）へ変換する方法および装置の改善。【解決手段】  デジタル信号ＰＣＭ，ｆ（ｔ）が、信号（ｆ（ｔ））の少なくとも１つの導関数（ｆ'（ｔ），ｆ''（ｔ），．．．，ｆ(n)（ｔ））と乗算される。パルス幅変調信号のために十分なサンプリング周波数を得るために、デジタル信号のオーバーサンプリングが所要のオーバーサンプリング係数で実施され、変換前の１つのオーバーサンプリング係数でのオーバーサンプリングと、変換後の別のオーバーサンプリング係数でのオーバーサンプリングとが、パルス幅変調信号へデジタル信号が変換される前後のオーバーサンプリング係数の積が必要なオーバーサンプリング係数の値に少なくとも相当するように、実施される。【選択図】  図１
2005039789.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
デジタルの符号化された信号（ＰＣＭ，ｆ（ｔ））、特にパルス符号変調信号を、パルス幅変調信号（ＰＷＭ）へ変換する方法において、前記デジタル信号（ＰＣＭ，ｆ（ｔ））が、前記信号（ｆ（ｔ））の少なくとも１つの導関数（ｆ'（ｔ），ｆ''（ｔ），．．．，ｆ(n)（ｔ））と乗算される方法。
【請求項２】
変換された信号（ｔ０；ＰＷＭ）が線形項および／または非線形項で構成されており、これらの項の少なくとも一部は高次の導関数を有している、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
変換された信号（ｔ０；ＰＷＭ）が、低次の導関数を含む項、特に最大でも二次の導関数を含む項で構成されている、請求項１または２に記載の方法。
【請求項４】
導関数（ｆ'（ｔ），ｆ''（ｔ），．．．）が加重係数（ｂ０，．．．，ｂｎ＋１）で重みづけされる、前記請求項のうちいずれか１項に記載の方法。
【請求項５】
加重係数（ｂ０，ｂ１，．．．，ｂｎ＋１）が低いビットの解像度を有している、請求項４に記載の方法。
【請求項６】
前記変換について経験的に削減されたセットの項が、特に次式
【数１】
2005039789.tif 000005
に基づいて用いられ、このときｆ（ｔ）はデジタル入力信号の信号振幅であり、ｆ'（ｔ）はこの信号ｆ（ｔ）の第１の導関数であり、ｆ''（ｔ）はこの信号の第２の導関数であり、ａ０，ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３は加重係数である、前記請求項のうちいずれか１項に記載の方法。
【請求項７】
変換をするための計算が非反復式に、かつ除算を行わずに加算と乗算とによって実行される、前記請求項のうちいずれか１項に記載の方法。
【請求項８】
特に前記請求項のうちいずれか１項に記載の方法に基づく、デジタルの符号化された信号（ＰＣＭ）、特にパルス符号変調信号を、パルス幅変調信号（ＰＷＭ）へ変換する方法であって、パルス幅変調信号のために十分なサンプリング周波数を得るためにデジタル信号のオーバーサンプリングが所要のオーバーサンプリング係数で実施される形式の方法において、
変換前の１つのオーバーサンプリング係数でのオーバーサンプリングと、変換後の別のオーバーサンプリング係数でのオーバーサンプリングとが、パルス幅変調信号へデジタル信号が変換される前後のオーバーサンプリング係数の積が最終的に必要なオーバーサンプリング係数の値に少なくとも相当するように実施されることを特徴とする方法。
【請求項９】
特に請求項１から９までのいずれか１項に記載の方法を用いて、デジタルの符号化された信号（ＰＣＭ，ｆ（ｔ））、特にパルス符号変調信号を、パルス幅変調信号（ＰＷＭ，ｔ０）へ変換する装置において、前記デジタル信号（ｆ（ｔ））の導関数（ｆ'（ｔ），ｆ''（ｔ），．．．，ｆ(n)（ｔ））と、前記デジタル信号（ｆ（ｔ））と導関数の乗算とを含んでいる項からパルス幅変調信号を計算するための回路構造（５）を備えている装置。
【請求項１０】
パルス幅変調信号を計算するための前記回路構造（５）が乗算器、加算器、および中間記憶装置だけを有している、請求項９に記載の装置。
【請求項１１】
前記回路構造（５）が除算器なしで変換を計算するように構成されている、請求項９または１０に記載の装置。
【請求項１２】
特に請求項９から１１までのいずれか１項に記載の装置、および／または請求項１から８までのいずれか１項に記載の方法を実施する装置であって、
デジタルの符号化された信号（ＰＣＭ）、特にパルス符号変調信号をオーバーサンプリングするためのオーバーサンプリング装置と、
パルス幅変調信号（ＰＷＭ）またはその前段階を計算するための回路構造（５）と、
パルス幅変調された出力信号（ＰＷＭ）を準備するためのジェネレータとを備えている形式の装置において、
前記回路構造（５）に後置された第２のオーバーサンプリング装置（６）を有しており、前記回路構造（５）の前後にあるオーバーサンプリング装置（４，６）のオーバーサンプリング係数の積は、パルス幅変調された出力信号（ＰＷＭ）のＰＷＭ繰返し数を準備するために必要なオーバーサンプリング係数の値に少なくとも相当していることを特徴とする装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、請求項１または８の上位概念に記載の構成要件を備える、デジタル信号、特にＰＣＭ信号を、パルス幅変調信号へ変換する方法に関するものであり、ないしは、このような信号を変換する装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
さまざまな技術分野から、デジタル信号をパルス幅変調によってアナログ信号へ変換する方法および装置が公知となっている。モータ制御、キャリブレーション回路、スイッチング電源、直流電圧変換器、デジタル増幅器などのためのシステムに加えて、たとえば同様に機能するデジタルオーディオ増幅器も公知である。
【０００３】
通常、デジタル信号は、たとえばＣＤプレイヤー（ＣＤ：コンパクトディスク）などの音楽信号を表すＰＣＭ信号（ＰＣＭ：Ｐｕｌｓｅ  Ｃｏｄｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｅｄパルス符号変調）として存在している。ＰＣＭ信号はアナログ信号に比べて、たとえばコンポーネントの公差から影響を受けることなく正確な信号処理が可能であるといった数多くの利点を提供するものである。しかしながらオーディオの分野では、デジタル信号処理の後にアナログ信号へ変換しなおして、このアナログ信号がアナログ出力増幅器に供給されるのが普通である。とはいえ損失出力が少ないという理由から、アナログ出力増幅器よりもはるかに効率が高いデジタル出力増幅器を採用するほうが望ましい。そのために、所定の時間インターバル内でＰＣＭ信号値がそのつど発生するＰＣＭ信号が、伝送されるべき情報がパルス幅によって符号化されるデジタルのパルス幅変調信号（ＰＷＭ信号）に変換される。次いで、このＰＷＭ信号がデジタル音響増幅器で増幅され、最後に本来のアナログ信号へ変換される。
【０００４】
ＮＰＷＭ（Ｎａｔｕｒａｌ  Ｓａｍｐｌｉｎｇ  Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ自然標本化パルス幅変調）法として、時間的に連続する入力信号が、時間的に連続する所定のランプ関数によって標本化される方式が公知であり、この場合、生成されるべきＰＷＭ信号のパルス幅は、時間的に連続する入力信号とランプ関数との交点によって規定される。この方法は、アナログ入力信号がＰＣＭ符号化を経ることなしにＰＷＭ信号へ直接変換されるので、アナログＰＷＭとも呼ばれている。
【０００５】
この別案として、連続する入力信号の離散したサンプリング値を基にしてＰＷＭパルス幅が算出されるデジタルＰＷＭ法が公知である。
（ＰＣＭ）サンプリング値を基にしてパルス幅が線形に算出される、いわゆるＵＰＷＭ（Ｕｎｉｆｏｒｍ  Ｓａｍｐｌｉｎｇ  Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ均一サンプリングパルス幅変調）法が公知である。しかし、こうして生成されたＰＷＭ信号の以後のデジタル／アナログ変換は非線形プロセスであるため、ＵＰＷＭ法全体は高い非線形を生じさせる。
【０００６】
個々のＰＣＭ信号値に対して中間値が補間され、ランプ関数における比較値が、対応するサンプリング補間点に対して規定される方法が公知である（例えば、特許文献１）。ＰＷＭ信号を生成するための評価ユニットが、補間されたＰＣＭ信号値と、ランプ状に推移する比較値とを比較する。
【０００７】
この方法も結局のところ基本思想からすれば、アナログまたはデジタル化された信号振幅が、周波数の高い参照信号、たとえばのこぎり波信号の振幅と比較されて、パルス幅変調信号を生成する方法に呼応している。このような信号は、デジタル／アナログ変換器を用いてアナログ信号に変換しなおすことができる。ＰＷＭ信号を使用する場合、デジタル／アナログ変換器は基本的に比較的簡単なローパスフィルタで構成されていてよい。従来式の（アナログ）ＰＷＭ回路では、離散した２つの状態の間で出力信号値を切り換えるための比較回路としてのコンパレータを接続するために、入力信号と基準信号との正確な交点が利用される。自然標本化されたＰＷＭ信号（ＮＰＷＭ）が生成される。ＮＰＷＭ信号は、Ｄ／Ａ変換の後には入力信号の直接的な調波振動を含んでいるのではなく、デジタル／アナログ・プロセスでローパスフィルタによってフィルタリングされた、入力信号と参照信号との間の周波数の高い相互変調積しか含んでいない。たとえば特許文献１に記載されているようなデジタル式のＰＣＭからＰＷＭへの変換回路は、対応するアナログ回路の挙動をできるだけ正確に模倣しなくてはならない。現在のところリアルタイムでの用途については、所要の処理時間やパルス幅解像度ないしビット数によって制約が生じる。この点に関しては、次に述べるように種々の方法が公知である。
【０００８】
ＰＣＭデータをＰＷＭデータへ変換する１つの方法の要諦は、たとえばＥｒｉｋ  ＢｒｅｓｃｈとＷａｙｎｅ  Ｔ．Ｐａｄｇｅｔｔが述べているように（新たなフィードバックストラテジーを導入するデジタルオーディオパワーアンプのＴＭＳ３２０Ｃ６７をベースとするデザイン）、各々のＰＣＭ信号値ないしＰＣＭサンプリング値から対応するＰＷＭパルス幅へと線形写像を行うことにある。この写像は、いわゆる不均一に標本化されたパルス幅変調（ＵＰＷＭ）である。しかしこの方法は、当初の信号の直接的な調波振動を大量に生成し、したがってオーディオ用途には適していない。
【０００９】
ＰＷＭサンプリング周期をゼロに近似させていくと、同一の入力波形についてのＵＰＷＭに基づくパルス幅とＮＰＷＭに基づくパルス幅との差異は、ゼロに向かって減少していく。このことは、無限大の大きさのＰＷＭパルスレートと等価である。
【００１０】
出力ローパスフィルタを単純なものに抑えるために、パルスレートとしては、標本化される出力信号の帯域幅の少なくとも１０倍から２０倍が好ましい。オーディオ用途について典型的な帯域幅は２０ｋＨｚであり、したがって２００〜４００ｋＨｚのパルスレートが用いられる。これよりも高いパルスレートのほうが好ましいが、今日の遮断器の効率は１ＭＨｚを超えると劇的に低下し、このことはデジタル式スイッチングアンプの一般的な利点を低減してしまう。したがって、実際には２００ｋＨｚから１，５ＭＨｚの間のパルスレートが主に用いられている。
【００１１】
さらに別のファクターとなるのは最小パルス幅である。デジタルシステムでは離散したパルス幅しか可能でないため、最小パルス幅が解像度を規定し、したがってＰＷＭクロック周波数を規定する。３８４ｋＨｚのＰＷＭパルスレートと１６Ｂｉｔの解像度については、すなわちＣＤの品質については、ＰＷＭクロック周波数は３８４ｋＨｚｘ２16すなわち２５，１６ＧＨｚとなるはずであるが、このように高いクロック周波数は現実問題としては明らかに処理不能である。特にオーディオ用途のためのＰＷＭ増幅器を具体化するために、こうした制約を克服するさまざまな方法が提案されている。
【００１２】
４４，１ｋＨｚまたは４８ｋＨｚのオーディオ・サンプリング周波数を３５２，８ｋＨｚないし３８４ｋＨｚのＰＷＭレートに高めるために、ＰＣＭからＰＷＭへの変換をする前にオーバーサンプリングフィルタ（Ｏｖｅｒ  Ｓａｍｐｌｉｎｇ  Ｆｉｌｔｅｒ）が用いられる、ＰＣＭ信号をＰＷＭ信号へ変換する方法が公知である（例えば、特許文献２）。これに加えて、限られたセットの離散したサンプリング点の正確な交点を算定するために、いわゆるニュートン・ラフソンの反復法とともに多項式補間が提案されている。さらに、離散したパルス幅変調信号の解像度を改善するために、いわゆるノイズシェーパ（ノイズフォーミング回路）が提案されている。実際の利用のためには少なくとも３次の多項式を使わなくてはならず、また、オーディオ品質の優れた信号を得るためには少なくとも２回の補間ステップが必要になるという欠点がある。この両方の計算は、３５２，８ないし３８４ｋＨｚの最終的なＰＷＭパルス繰返し数で計算され、このことは高い計算容量を必要とする。
【００１３】
ＰＷＭデジタル／アナログ変換で非線形性を近似化するための、上に挙げたような時間領域でのＰＣＭからＰＷＭへの変換に加えて、周波数帯域での近似化も公知となっている（例えば、特許文献３）。この方法はモデリングに依拠するものであり、すなわち、ＰＷＭデジタル／アナログ変換プロセスの非線形性の予測に依拠するものである。そのため、変換プロセスの非線形性を修正するために、いわゆるＨａｍｍｅｒｓｔｅｉｎフィルタの使用が提案されている。ＰＷＭデジタル／アナログ変換プロセスによって生じる調波振動の振幅と位相を予測することで、調波の影響をデジタル／アナログ変換の前に考慮することができるので、この調波振動と、ＰＷＭデジタル／アナログ・プロセスの調波振動とが最終的に互いに打ち消される。
【００１４】
これと全面的に異なる方法は、ＰＷＭ信号を生成するために分析的な指数変調を利用するものであり（例えば、非特許文献１）、それによって低いパルス繰返し数が生じ、このパルス繰返し数はオーディオの用途については１００ｋＨｚよりも低い。非特許文献１が提案するオーディオでの具体化は、非常に大きな計算コストのかかるこの複雑な方法を進めるために（２３３ＭＭＡＣ−２３３．０００．０００回の乗算ステップと加算ステップ）、デジタル信号処理をする装置を３つ必要とする（ＤＳＰエンジン）。
【００１５】
【特許文献１】ドイツ特許出願公開第１０１５６７４４Ａ１号明細書
【特許文献２】国際公開第９２／１１６９９号パンフレット
【特許文献３】国際公開第９７／３７４３３号パンフレット
【非特許文献１】スタインベルガー（Ｓｔｒｅｉｔｅｎｂｅｒｇｅｒ）他著「ゼロ位置符号化（ＺｅＰｏＣ）−パルス幅変調信号とそのＤクラスオーディオパワーアンプへの適用の総合的コンセプト（Ｚｅｒｏ  Ｐｏｓｉｔｉｏｎ  Ｃｏｄｉｎｇ  （ＺｅＰｏＣ）−Ａ  Ｇｅｎｅｒａｌｉｚｅｄ  Ｃｏｎｃｅｐｔ  ｏｆ  Ｐｕｌｓｅ−Ｌｅｎｇｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ  Ｓｉｇｎａｌｓ  ａｎｄ  ｉｔｓ  ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ  ｔｏ  Ｃｌａｓｓ−Ｄ  Ａｕｄｉｏ  Ｐｏｗｅｒ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒｓ）」，第１１０回ＡＥＳ会議（１１０−ｔｅ  ＡＥＳ  Ｃｏｎｖｅｎｔｉｏｎ），２００１年５月１２日〜１５日）。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
本発明の課題は、デジタル信号、特にＰＣＭ信号を、パルス幅変調信号へ変換する方法および装置を改良して、効率性と計算コストを下げると同時に、変換方法全体（ＰＣＭ−＞ＰＷＭ−＞Ｄ／Ａ）の高い線形性が保証されるようにすることである。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
この課題は、請求項１の構成要件を備える、デジタル信号をパルス幅変調信号に変換する方法によって解決され、ないしは請求項９の構成要件を備える、デジタル信号、特にＰＣＭ信号をパルス幅変調信号へ変換する装置によって解決される。独立した発明的内容を備える特に有利な実施形態は、方法請求項８ないし装置請求項１２の対象となっている。
【００１８】
格別に有利な実施形態では、デジタルの符号化された信号、特にパルス符号変調信号（ＰＣＭ）を、パルス幅変調信号（ＰＷＭ）へ変換する方法は、デジタル信号が、当該信号の対応する導関数値を含む少なくとも１つの導関数ないし信号値と乗算されるステップを有している。これに対応する装置は、デジタル信号の導関数と、導関数とデジタル信号の乗算とに基づいてパルス幅変調信号を算出するための回路構造を有している。
【００１９】
有利な実施形態は、従属請求項の対象となっている。
有利な実施形態では、信号は線形項および／または非線形項から構成されており、少なくとも１つの項は信号の導関数値ないし導関数、および信号値ないし信号との乗算を有している。このような項は低次の導関数しか有しておらず、特に最大でも二次の導関数しか有していないのが好ましく、このことは、乗算と加算からなる少数回の計算ステップしか含まない簡単な計算を可能にする。項ないし導関数は加重係数で重みづけされるのが好ましく、加重係数は少ないビットの解像度しか必要としない。そのつどの具体的な利用ケースについて、加重係数や、選択した次数の導関数を含む項からなる削減された１セットを、簡単なやり方で経験的に求めることができる。特に、簡単な加算と乗算によって、除算を行わない非反復式のパルス幅変調信号計算が実行される方法が好適である。このことは、公知の方法に比べて、所要の計算ステップや計算容量の明らかな低減を可能にする。時間空間または周波数空間での計算に加えて、ｚ変換の空間での計算も可能であるという利点がある。
【００２０】
デジタルの符号化された信号をデジタルのパルス幅変調信号へ変換する前に、第１のステップでオーバーサンプリングフィルタを用いてオーバーサンプリングをし、さらにその後で新たにオーバーサンプリングをするのが、計算コストの観点から格別に好ましい。このことは、第１のステップでは変換のために必要な範囲内でのみオーバーサンプリングを実施することを可能にする。第２のステップで初めて新たなオーバーサンプリングによって、たとえばノイズシェエーパやＰＷＭジェネレータでさらに信号処理をするために必要な、合算されたオーバーサンプリング値が得られる。このような側面は独立した発明的内容をも有している。
【００２１】
デジタルの符号化された信号、特にパルス符号変調信号をオーバーサンプリングするためのオーバーサンプリング装置と、パルス幅変調信号またはその前段階を計算するための回路構造と、パルス幅変調された出力信号を準備するためのジェネレータとを備える装置が特に好ましく、この装置は、回路構造に後置された第２のオーバーサンプリング装置を有しているのが好ましく、回路構造の前後にあるオーバーサンプリング装置のオーバーサンプリング係数の積は、パルス幅変調された出力信号のＰＷＭ繰返し数を準備するために必要なオーバーサンプリング係数の値に少なくとも相当している。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
次に、図面を参照しながら１つの実施形態を詳しく説明する。
図１から明らかなように、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ１）は多数のコンポーネントで構成されており、現実的な施工形態は別のコンポーネント、追加のコンポーネント、またはこれよりも少ないコンポーネントを有していてもよい。当然ながら、個々のコンポーネントは別々の構成要素として、または一体化されたモジュールとして、あるいは計算機装置を作動させるために相応に準備されたソフトウェアプログラムとして準備されていてもよい。
【００２３】
信号入力部２を介して、デジタル信号がデジタル信号プロセッサ１に入力される。このデジタル信号は特にパルス符号変調信号（ＰＣＭ信号）であり、たとえばＣＤ（コンパクトディスク）等の音楽波の音楽信号である。信号出力部３を介して、パルス幅変調された信号ないしデータ（ＰＷＭ信号）が出力され、このＰＷＭ信号は、デジタル信号プロセッサの内部で、入力されたデジタル信号から生成される。デジタル信号プロセッサ１の図示しないその他の接続部は、たとえば制御の目的や動作電圧の印加の目的のために用いられる。
【００２４】
デジタルのパルス符号変調信号は、信号入力部２から、オーバーサンプリングフィルタとも呼ばれるオーバーサンプリング装置４に送られ、サンプリング周波数に関して、以後の変換の必要性に合わせて適合化される。図示した実施形態では８倍のオーバーサンプリングが行われる。このようにして処理された信号ないし信号値は、パルス符号変調信号ＰＣＭからデジタルのパルス幅変調信号ＰＷＭを計算するためにフィードフォワード補償をする回路構造５へと供給される。この回路構造５で計算が行われ、特に乗算および加算／減算が主として利用され、もしくはこれらだけが利用される。
【００２５】
変換された信号は、次に、ノイズフォーミングないしノイズ低減を行う、いわゆるノイズシェーパ７に供給されるのが好ましい。このようにして処理された信号は、本来のパルス幅変調信号を準備するＰＷＭジェネレータ８に供給される。そして、このようにして処理された信号が、信号出力部３にパルス幅変調信号ＰＷＭとして供給される。
【００２６】
図示した実施形態では、フィードフォワード補償された信号は、変換をするための回路構造５から、変換の後、再度のオーバーサンプリングが実行される別のオーバーサンプリング装置６に供給される。再度オーバーサンプリングされた信号は、次いでノイズシェーパ７に供給され、もしくはＰＷＭジェネレータへ直接供給される。このような手順は、第１のオーバーサンプリング装置４で、たとえば８倍のオーバーサンプリングに代えて、これよりも少ない４倍のオーバーサンプリングを行うという可能性を提供する。第１のオーバーサンプリングは、サンプリング周波数ないし補間レートが回路構造５での変換にとって十分であるように選択され、その結果、低くした変換率に応じて少数回の計算ステップが実行される。そして第２のオーバーサンプリング装置６が、ノイズシェーパ７および／またはＰＷＭジェネレータ８での以後のデータ信号処理に必要な程度まで、サンプリング周波数を高める。このように、デジタル信号の変換の前後で互いに切り離された２つのコンポーネントないしは方法ステップへとオーバーサンプリングを分割することは、原理的に、本件明細書で説明している方法以外の変換方法でも有利に適用可能である。オーバーサンプリングフィルタとしては、それ自体として公知のＦＩＲ法やＩＩＲ法およびＦＩＲ機構やＩＩＲ機構、ならびにその他の公知の補間方法を適用することができる（ＦＩＲ：Ｆｉｎｉｔｅ  Ｉｍｐｕｌｓｅ  Ｒｅｓｐｏｎｓｅ有限インパルス応答；ＩＩＲ：Ｉｎｆｉｎｉｔｅ  Ｉｍｐｕｌｓｅ  Ｒｅｓｐｏｎｓｅ無限インパルス応答）。
【００２７】
このように、独立した発明的構成では、ＰＣＭからＰＷＭへの変換後に用いられる再オーバーサンプリングフィルタが提案され、それにより、最小限の信号レートと後置された単純な再オーバーサンプリングフィルタとを備える計算技術的に複雑なＰＣＭ・ＰＷＭ変換器を利用し、それにもかかわらず、最終的に必要なＰＷＭパルスレートないしＰＷＭ繰返し数を得ることができる。このことは、ＰＣＭ・ＰＷＭ変換器にとって必要な処理容量を高い程度に低減する。図示した実施形態では、変換前の４倍のオーバーサンプリングフィルタ４と、変換後の２倍のオーバーサンプリングフィルタ６との使用によって、８倍のオーバーサンプリングフィルタ４の複雑性が実現されている。この実施例では、信号レートが半分の信号ないしデータシーケンスを処理するだけでよいので、必要な計算容量だけでなく、ＰＣＭからＰＷＭへの変換のための処理時間も減る。
【００２８】
図示しているノイズシェーパ７（ノイズ調整器）では、それ自体として公知のノイズフォーミングを行うことができる。それ自体公知のやり方で、ノイズシェーパ７の入力信号がたとえば加算器に供給され、この加算器の出力部はさらに別の加算器の減算入力部に通じている。さらに、加算器の出力部の信号は量子化器Ｑに印加される。その出力信号がノイズシェーパ７から出力され、さらに、別の加算器の第２の入力部に印加される。この別の加算器の出力部は、印加された信号ないし印加された信号値を、一般的な伝達関数Ｈ（ｚ）を適用するためのコンポーネントないし方法ステップへと導く。その出力値は、第１の加算器の第２の入力部に供給される。
【００２９】
パルス符号変調信号ＰＣＭをパルス幅変調信号ＰＷＭへ変換するための回路構造５での変換では、最後のＰＷＭデジタル／アナログプロセスの内在的な非線形性を予め補償する方法手順ないし回路構造が選択される。その場合、非反復法を選択するのが好ましい。さらに、この方法ではデジタル信号プロセッサでの効率的な処理のために、乗算と加算および場合により減算だけを適用することが可能である。これが格別に有利である理由は、除算は乗算や加算の演算に比べて著しく多い処理容量を必要とするからである。
【００３０】
入力信号ないし入力信号値とそのｎ次導関数に基づく、個々の項の計算と組み合せによる交点の近似を基礎とする、非線形性のフィードフォワード補償を適用するのが好ましい。特許文献２の反復プロセスとは異なり、デジタル信号ｆ（ｔ）がその加重されたｎ次導関数とともにフィードフォワード補償のための線形項および非線形項として利用される、非反復プロセスが適用される。パルス幅は特に式１によって規定される。
【００３１】
【数２】
2005039789.tif 000003
ここでａ０，ｂi1，ｂi2，ｂi3．．．ｂinは加重係数であり、下付き文字ｉ１，ｉ２，．．．ｉｎはデジタル入力信号の時間的な関数列ｆ（ｔ）の信号ないしサンプリング値のそれぞれｉ番目のデータ値についての連続する下付き文字であり、ｆ'，ｆ''，．．．ｆ(n)はデジタル信号シーケンスを表す関数ｆ（ｔ）の１番目、２番目、．．．ｎ番目の導関数である。
【００３２】
特許文献３とは異なり、個別のコンポーネントが後から線形・時不変フィルタによってフィルタリングされるのではなく、また、非線形性のテイラー展開をなすのでもない。
このような回路構造ないしこれに対応する方法の格別に有利な用途は、オーディオアプリケーションの分野である。この分野に関わる一例としてのデータは、信号対雑音比＞９０ｄＢとＴＨＤ＋Ｎ値＜０，１％（ＴＨＤ＋Ｎ：Ｔｏｔａｌ  Ｈａｒｍｏｎｉｃ  Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ＋Ｎｏｉｓｅ総合高調波ひずみ＋雑音）で２０Ｈｚ〜２０ｋＨｚのオーディオ帯域幅である。このような利用ケースについては、前掲の式（１）をわずか数個の有意な項まで削減できるという利点がある。しかも加重係数ａ０，ｂ０，ｂ１，ｂ２，．．．を量子化誤差なしに、低いビット解像度だけで具体化することさえできる。
【００３３】
最大で二次までの導関数の項を用いた具体化については、経験的に削減されたセットの項の一例が（２）式によって与えられる。
【００３４】
【数３】
2005039789.tif 000004
このときｆ（ｔ）はデジタル入力信号の信号振幅であり、ｆ'（ｔ）はこの信号ｆ（ｔ）の第１の導関数であり、ｆ''（ｔ）はこの信号の第２の導関数であり、ａ０，ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３は加重係数、本例では特に経験的に決められた定数であり、ｔ０はＰＷＭパルス幅である。これから明らかなように、当初の信号振幅ないし入力信号の乗算は、純粋なｎ次の導関数との間だけでなく、たとえば二次導関数に加えて０次の導関数も要素に含まれている混合項との間でも行われる。
【００３５】
図２には、オーディオ分野での典型的な利用ケースについての２つの振幅スペクトルが、ＵＷＰＭ法（図２（Ａ））と本発明の方法による信号処理（図２（Ｂ））とについて示されている。振幅スペクトルは、相応のＰＣＭ・ＰＷＭ変換器について、０〜５０ｋＨｚの周波数領域に由来する１ｋＨｚ信号に相当している。図２Ａは、ＵＰＷＭに基づく変換の場合に通常発生するような、低い周波数領域での高い調波振動割合を示している。このような調波振動割合は関心の対象となる周波数帯域内にあるので、後でフィルタアウトすることができない。図２Ｂは、経験的に削減された式（２）に基づく、ここで説明している方法による変換のスペクトルを示している。変換プロセスの優れた線形性が明らかであり、高い調波振動は発生していないので以後の信号処理では考慮しなくてよく、もしくはわずかな程度にしか考慮しなくてよい。
【００３６】
ここで説明しているＰＣＭからＰＷＭへの変換は、デジタル増幅器で採用する場合、非線形性を補償するために利用するのが好ましい。特に、補償技術を利用し、提案されている線形化技術をノイズシェーパの帰還経路ないしフィードバック経路の伝達関数Ｈ（ｚ）で追加的に具体化するようなデジタル増幅器が好ましい。
【００３７】
このように、有利な回路構造では、除算器の使用を回避できるようにするために乗算器、加算器、場合により減算器、中間記憶装置が用いられるのが好ましい。
【００３８】
なお、次の米国特許および米国特許出願を参考として掲げておく。
５，２４５，５９３，  ５，５５９，４６７，  ５，９５９，５０１，  ６，０１４，０５５，  ６，１８１，２６６Ｂ１，  ６，４１４，６１３Ｂ１，  ６，４３０，２２０Ｂ１，  ６，４７３，００９Ｂ１，  ６，４７３，４５７Ｂ１，  ６，５１８，８３８Ｂ１，  ２００２／００３６５７９Ａ１，  ２００２／００４１２４６Ａ１，  ２００２／００６０６０５Ａ１，  ２００２／０１３５４１９Ａ１，  ２００３／０００６８３８Ａ１，  ２００３／００３１２４５Ａ１，  ２００３／００４２８６８Ａ１
【図面の簡単な説明】
【００３９】
【図１】ＰＣＭからＰＷＭへの変換のためのコンポーネントを示す模式図である。
【図２】ＵＰＷＭ法に基づくＰＣＭからＰＷＭへの変換の振幅スペクトルを、図１に示す構造および方法による変換の振幅スペクトルと対比した図である。
【図１】
2005039789.tif 000006
【図２】
2005039789.tif 000007