(57)【要約】【課題】従来技術のハーフブリッジ形式のインバータ回路では、導通から遮断するときに大きなスイッチング損失（ターンオフ損失）が発生する。【解決手段】直流電源回路のプラス側とインバータ回路との間に設けて直流電源回路の出力を開閉する第１の電力開閉用スイッチング素子と、直流電源回路のマイナス側とインバータ回路との間に設けて直流電源回路の出力を開閉する第２の電力開閉用スイッチング素子と、直流電源回路の直流電圧を充電する補助コンデンサと、第１の電力開閉用スイッチング素子及び第２の電力開閉用スイッチング素子を互いに開閉制御する電力開閉用駆動回路と、インバータ回路の各スイッチング素子が導通から遮断する前に、第１及び第２の電力開閉用スイッチング素子を遮断することによってインバータ回路のターンオフ損失の値を減少させた電源装置である。【選択図】図１
2005279774.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧を出力する直流電源回路と前記直流電源回路に並列に設けた同一容量の第１の平滑コンデンサ及び第２の平滑コンデンサからなる直列回路と第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子と第１の補助コンデンサと第２の補助コンデンサとからハーフブリッジを形成したインバータ回路と互いに半周期ずれた第１の出力制御信号及び第２の出力制御信号を出力して上記インバータ回路を制御する出力制御回路とアーク加工に適した高周波交流電圧に変換する主変圧器と前記主変圧器の出力を整流して直流電圧を出力する２次整流回路とを設けたアーク加工用電源装置において、前記直流電源回路のプラス側と前記インバータ回路との間に設けて前記直流電圧を開閉する第１の電力開閉用スイッチング素子と、前記直流電源回路のマイナス側と前記インバータ回路との間に設けて前記直流電圧を開閉する第２の電力開閉用スイッチング素子と、前記直列回路の中点と前記第１の電力開閉用スイッチング素子のエミッタ側との間に設ける前記第１の補助コンデンサの逆充電防止用ダイオードと、前記直列回路の中点と前記第２の電力開閉用スイッチング素子のコレクタ側との間に設ける前記第２の補助コンデンサの逆充電防止用ダイオードと、第１の出力制御信号のオン及びオフに応じて前記第１の電力開閉用スイッチング素子を導通及び遮断し第２の出力制御信号のオン及びオフに応じて前記第２の電力開閉用スイッチング素子を導通及び遮断する電力開閉用駆動回路と、前記第１の出力制御信号がオンに変化すると前記第１のスイッチング素子を導通させ前記第１の出力制御信号がオフに変化して前記第１の補助コンデンサが相当に放電するまでの第１の補助コンデンサ放電時間が経過した後に前記第１のスイッチング素子を遮断し、続いて前記第２の出力制御信号がオンに変化すると前記第２のスイッチング素子を導通させ前記第２の出力制御信号がオフに変化して前記第２の補助コンデンサが相当に放電するまでの第２の補助コンデンサ放電時間が経過した後に前記第２のスイッチング素子を遮断させるインバータ駆動回路とを備えたことを特徴とするアーク加工用電源装置。
【請求項２】
前記第１の補助コンデンサ放電時間は、前記第１の出力制御信号がオフに変化した時点から前記第１の補助コンデンの放電電圧を検出して予め定めた基準電圧以下になったときに前記第１の補助コンデンサ放電時間とし、前記第２の補助コンデンサ放電時間は、前記第２の出力制御信号がオフに変化した時点から前記第２の補助コンデンの放電電圧を検出して前記基準電圧以下になったときに前記第２の補助コンデンサ放電時間とすることを特徴とする請求項１記載のアーク加工用電源装置。
【請求項３】
前記第１の補助コンデンサ放電時間は、前記第１の出力制御信号がオフに変化した時点から前記インバータ回路から出力される一次電流を検出し前記検出した一次電流の値に基づいて前記第１の補助コンデンサ放電時間を決定し、前記第２の補助コンデンサ放電時間は、前記第２の出力制御信号がオフに変化した時点から前記インバータ回路から出力される一次電流を検出し前記検出した一次電流の値に基づいて前記第２の補助コンデンサ放電時間を決定とすることを特徴とする請求項１記載のアーク加工用電源装置。
【請求項４】
直流電圧を出力する直流電源回路と前記直流電源回路に並列に設けた同一容量の第１の平滑コンデンサ及び第２の平滑コンデンサからなる直列回路と第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子と第１の補助コンデンサと第２の補助コンデンサとからハーフブリッジを形成するインバータ回路と前記直流電源回路から得られる直流電圧を前記インバータ回路を用いて高周波交流電圧に変換し前記変換した出力を整流及び平滑してリップル成分を減衰させて所定の直流電圧を出力する整流平滑回路と前記直流電圧を負荷に対応した出力電力に変換して供給する電力変換回路とを設けたインバータ電源装置において、前記直流電源回路のプラス側と前記インバータ回路との間に設けて前記直流電圧を開閉する第１の電力開閉用スイッチング素子と前記直流電源回路のマイナス側と前記インバータ回路との間に設けて前記直流電圧を開閉する第２の電力開閉用スイッチング素子と前記直列回路の中点と前記第１の電力開閉用スイッチング素子のエミッタ側との間に設ける前記第１の補助コンデンサの逆充電防止用ダイオードと、前記直列回路の中点と前記第２の電力開閉用スイッチング素子のコレクタ側との間に設ける前記第２の補助コンデンサの逆充電防止用ダイオードとで形成するソフトスイッチング回路と、第１の出力制御信号のオン及びオフに応じて前記第１の電力開閉用スイッチング素子を導通及び遮断し第２の出力制御信号のオン及びオフに応じて前記第２の電力開閉用スイッチング素子を導通及び遮断して前記ソフトスイッチング回路を駆動する電力開閉用駆動回路と、前記第１の出力制御信号がオンに変化すると前記第１のスイッチング素子を導通させ前記第１の出力制御信号がオフに変化して前記第１の補助コンデンサが相当に放電するまでの第１の補助コンデンサ放電時間が経過した後に前記第１のスイッチング素子を遮断し、続いて前記第２の出力制御信号がオンに変化すると前記第２のスイッチング素子を導通させ前記第２の出力制御信号がオフに変化して前記第２の補助コンデンサが相当に放電するまでの第２の補助コンデンサ放電時間が経過した後に前記第２のスイッチング素子を遮断して前記ハーフブリッジインバータ回路を駆動するインバータ駆動回路とを備えたことを特徴とするインバータ電源装置。
【請求項５】
前記第１の補助コンデンサ放電時間は、前記第１の出力制御信号がオフに変化した時点から前記第１の補助コンデンの放電電圧を検出して予め定めた基準電圧以下になったときに前記第１の補助コンデンサ放電時間とし、前記第２の補助コンデンサ放電時間は、前記第２の出力制御信号がオフに変化した時点から前記第２の補助コンデンの放電電圧を検出して前記基準電圧以下になったときに前記第２の補助コンデンサ放電時間とすることを特徴とする請求項４記載のインバータ電源装置。
【請求項６】
前記第１の補助コンデンサ放電時間は、前記第１の出力制御信号がオフに変化した時点から前記インバータ回路から出力される一次電流を検出し前記検出した一次電流の値に基づいて前記第１の補助コンデンサ放電時間を決定し、前記第２の補助コンデンサ放電時間は、前記第２の出力制御信号がオフに変化した時点から前記インバータ回路から出力される一次電流を検出し前記検出した一次電流の値に基づいて前記第２の補助コンデンサ放電時間を決定とすることを特徴とする請求項４記載のインバータ電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、アーク溶接、アーク切断等に用いるアーク加工用電源装置及びプラズマ処理装置に高周波電力を供給する高周波電源のインバータ電源装置において、特に直流電圧をスイッチング素子によって高周波交流電圧に変換する時に発生するインバータ部のスイッチング損失の値を低減する技術に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図１０は、従来技術のフルブリッジ形式のインバータ回路を使用したアーク加工用電源装置を示す電気接続図である。図１０において、第１の電力開閉用スイッチング素子ＴＲ３及び第２の電力開閉用スイッチング素子ＴＲ４は、両者が重複することなく交互に導通と遮断とを繰り返して直流電源回路からの直流電圧の供給を制御する。また、フルブリッジ形式のインバータ回路の各スイッチング素子のターンオフ時に主変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスに蓄えられたエネルギーによって補助コンデンサＣ５が高電圧に充電され、フルブリッジ形式のインバータ回路の各スイッチング素子ＴＲ１、ＴＲ２、ＴＲ５及びＴＲ６の定格電圧以上になる場合がある。第１のサージ電圧回生用スイッチング素子ＴＲ７及び第２のサージ電圧回生用スイッチング素子ＴＲ８は、上記補助コンデンサＣ５の充電電圧を第２の平滑コンデンサＣ２及び第１の平滑コンデンサＣ１にバイパスさせて高電圧の発生を防止する。
【０００３】
補助コンデンサＣ５は、インバータ回路の第５のスイッチング素子ＴＲ５及び第２のスイッチング素子ＴＲ２、第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第６のスイッチング素子ＴＲ６、第１の電力開閉用スイッチング素子ＴＲ３及び第２の電力開閉用スイッチング素子ＴＲ４を零電圧でスイッチングするものである。第１の電力開閉用スイッチング素子ＴＲ３及び第２の電力開閉用スイッチング素子ＴＲ４がターンオフした後は、補助コンデンサＣ５は放電して行き、上記補助コンデンサＣ５の電圧が零になった後に上記インバータ回路の各スイッチング素子をターンオフするので、零電圧でターンオフできる。また、上記補助コンデンサＣ５があることで第１の電力開閉用スイッチング素子ＴＲ３及び第２の電力開閉用スイッチング素子ＴＲ４にかかる電圧が零になり、零電圧スイッチングが可能となる。
【０００４】
フルブリッジ形式のインバータ回路に対応した電力開閉用駆動回路ＨＲＣは、第１の出力制御信号Ｓｃ１と第５のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ５とのＡＮＤ論理して第１の電力開閉用素子駆動信号Ｔｒ３を出力すると共に第５のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ５がオフになると予め定めた時間経過後に第１のサージ電圧回生用素子駆動信号Ｔｒ７を出力する。続いて、第２の出力制御信号Ｓｃ２と第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１とのＡＮＤ論理して第２の電力開閉用素子駆動信号Ｔｒ４を出力すると共に第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１がオフになると予め定めた時間経過後に第２のサージ電圧回生用素子駆動信号Ｔｒ８を出力する。
【０００５】
図１０に示す、第５のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ５及び第２のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ２を出力して第５のスイッチング素子ＴＲ５及び第２のスイッチング素子ＴＲ２を遮断から導通にし、第１の電力開閉用素子駆動信号Ｔｒ３を出力して第１の電力開閉用スイッチング素子ＴＲ３を遮断から導通にする。このとき補助コンデンサＣ５の端子電圧Ｖｃ５は、第１の平滑コンデンサＣ１及び第２の平滑コンデンサＣ２の容量が等しく設定されているため、交流商用電源ＡＣの出力を整流し平滑した電圧Ｅの１／２Ｅになる。
【０００６】
第１の電力開閉用素子駆動信号Ｔｒ３がオフして第１の電力開閉用スイッチング素子ＴＲ３が遮断すると第１の平滑コンデンサＣ１からインバータ回路への電力供給が絶たれる。このとき第１の電力開閉用スイッチング素子ＴＲ３が遮断するとき第１の平滑コンデンサＣ１と補助コンデンサＣ５との充電電圧が略同一電圧であるため第１の電力開閉用スイッチング素子ＴＲ３にかかる電圧が零になり、ターンオフ損失の値もほぼ零になる。
【０００７】
第５のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ５及び第２のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ２がオフになると第５のスイッチング素子ＴＲ５及び第２のスイッチング素子ＴＲ２が遮断するが、このときすでに補助コンデンサＣ５が相当に放電する予め定めた補助コンデンサ放電時間が経過した後に遮断するためにターンオフ損失もほぼ零になる。
【０００８】
ところで、特許文献１に記載する従来技術では、上述のフルブリッジ形式のインバータ回路で各スイッチング素子を零電圧でターンオフさせて損失を減少させる技術が開示されている。
【０００９】
【特許文献１】特開２００３−３１１４０８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
従来技術の高電圧に対応したフルブリッジ形式のインバータ回路では、主回路の回路構成が複雑になり、装置全体が大形になってコストアップになる。さらに、主回路が複雑になると制御回路も複雑になってしまう。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上述した課題を解決するために、第１の発明は、直流電圧を出力する直流電源回路と上記直流電源回路に並列に設けた同一容量の第１の平滑コンデンサ及び第２の平滑コンデンサからなる直列回路と第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子と第１の補助コンデンサと第２の補助コンデンサとからハーフブリッジを形成したインバータ回路と互いに半周期ずれた第１の出力制御信号及び第２の出力制御信号を出力して上記インバータ回路を制御する出力制御回路とアーク加工に適した高周波交流電圧に変換する主変圧器と上記主変圧器の出力を整流して直流電圧を出力する２次整流回路とを設けたアーク加工用電源装置において、上記直流電源回路のプラス側と上記インバータ回路との間に設けて上記直流電圧を開閉する第１の電力開閉用スイッチング素子と、上記直流電源回路のマイナス側と上記インバータ回路との間に設けて上記直流電圧を開閉する第２の電力開閉用スイッチング素子と、上記直列回路の中点と上記第１の電力開閉用スイッチング素子のエミッタ側との間に設ける上記第１の補助コンデンサの逆充電防止用ダイオードと、上記直列回路の中点と上記第２の電力開閉用スイッチング素子のコレクタ側との間に設ける上記第２の補助コンデンサの逆充電防止用ダイオードと、第１の出力制御信号のオン及びオフに応じて上記第１の電力開閉用スイッチング素子を導通及び遮断し第２の出力制御信号のオン及びオフに応じて上記第２の電力開閉用スイッチング素子を導通及び遮断する電力開閉用駆動回路と、上記第１の出力制御信号がオンに変化すると上記第１のスイッチング素子を導通させ上記第１の出力制御信号がオフに変化して上記第１の補助コンデンサが相当に放電するまでの第１の補助コンデンサ放電時間が経過した後に上記第１のスイッチング素子を遮断し、続いて上記第２の出力制御信号がオンに変化すると上記第２のスイッチング素子を導通させ上記第２の出力制御信号がオフに変化して上記第２の補助コンデンサが相当に放電するまでの第２の補助コンデンサ放電時間が経過した後に上記第２のスイッチング素子を遮断させるインバータ駆動回路とを備えたことを特徴とするアーク加工用電源装置である。
【００１２】
第２の発明は、上記第１の補助コンデンサ放電時間は、上記第１の出力制御信号がオフに変化した時点から上記第１の補助コンデンの放電電圧を検出して予め定めた基準電圧以下になったときに上記第１の補助コンデンサ放電時間とし、上記第２の補助コンデンサ放電時間は、上記第２の出力制御信号がオフに変化した時点から上記第２の補助コンデンの放電電圧を検出して上記基準電圧以下になったときに上記第２の補助コンデンサ放電時間とすることを特徴とする請求項１のアーク加工用電源装置及のインバータである。
【００１３】
第３の発明は、上記第１の補助コンデンサ放電時間は、上記第１の出力制御信号がオフに変化した時点から上記インバータ回路から出力される一次電流を検出し上記検出した一次電流の値に基づいて上記第１の補助コンデンサ放電時間を決定し、上記第２の補助コンデンサ放電時間は、上記第２の出力制御信号がオフに変化した時点から上記インバータ回路から出力される一次電流を検出し上記検出した一次電流の値に基づいて上記第２の補助コンデンサ放電時間を決定とすることを特徴とする請求項１記載のアーク加工用電源装置。
【００１４】
第４の発明は、直流電圧を出力する直流電源回路と上記直流電源回路に並列に設けた同一容量の第１の平滑コンデンサ及び第２の平滑コンデンサからなる直列回路と第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子と第１の補助コンデンサと第２の補助コンデンサとからハーフブリッジを形成するインバータ回路と上記直流電源回路から得られる直流電圧を上記インバータ回路を用いて高周波交流電圧に変換し上記変換した出力を整流及び平滑してリップル成分を減衰させて所定の直流電圧を出力する整流平滑回路と上記直流電圧を負荷に対応した出力電力に変換して供給する電力変換回路とを設けたインバータ電源装置において、上記直流電源回路のプラス側と上記インバータ回路との間に設けて上記直流電圧を開閉する第１の電力開閉用スイッチング素子と上記直流電源回路のマイナス側と上記インバータ回路との間に設けて上記直流電圧を開閉する第２の電力開閉用スイッチング素子と上記直列回路の中点と上記第１の電力開閉用スイッチング素子のエミッタ側との間に設ける上記第１の補助コンデンサの逆充電防止用ダイオードと、上記直列回路の中点と上記第２の電力開閉用スイッチング素子のコレクタ側との間に設ける上記第２の補助コンデンサの逆充電防止用ダイオードとで形成するソフトスイッチング回路と、第１の出力制御信号のオン及びオフに応じて上記第１の電力開閉用スイッチング素子を導通及び遮断し第２の出力制御信号のオン及びオフに応じて上記第２の電力開閉用スイッチング素子を導通及び遮断して上記ソフトスイッチング回路を駆動する電力開閉用駆動回路と、上記第１の出力制御信号がオンに変化すると上記第１のスイッチング素子を導通させ上記第１の出力制御信号がオフに変化して上記第１の補助コンデンサが相当に放電するまでの第１の補助コンデンサ放電時間が経過した後に上記第１のスイッチング素子を遮断し、続いて上記第２の出力制御信号がオンに変化すると上記第２のスイッチング素子を導通させ上記第２の出力制御信号がオフに変化して上記第２の補助コンデンサが相当に放電するまでの第２の補助コンデンサ放電時間が経過した後に上記第２のスイッチング素子を遮断して上記ハーフブリッジインバータ回路を駆動するインバータ駆動回路とを備えたことを特徴とするインバータ電源装置である。
【００１５】
第５の発明は、上記インバータ電源装置の第１の補助コンデンサ放電時間は、上記第１の出力制御信号がオフに変化した時点から上記第１の補助コンデンの放電電圧を検出して予め定めた基準電圧以下になったときに上記第１の補助コンデンサ放電時間とし、上記第２の補助コンデンサ放電時間は、上記第２の出力制御信号がオフに変化した時点から上記第２の補助コンデンの放電電圧を検出して上記基準電圧以下になったときに上記第２の補助コンデンサ放電時間とすることを特徴とする請求項４記載のインバータ電源装置である。
【００１６】
第６の発明は、上記第１の補助コンデンサ放電時間は、上記第１の出力制御信号がオフに変化した時点から上記インバータ回路から出力される一次電流を検出し上記検出した一次電流の値に基づいて上記第１の補助コンデンサ放電時間を決定し、上記第２の補助コンデンサ放電時間は、上記第２の出力制御信号がオフに変化した時点から上記インバータ回路から出力される一次電流を検出し上記検出した一次電流の値に基づいて上記第２の補助コンデンサ放電時間を決定とすることを特徴とする請求項４記載のインバータ電源装置である。
【発明の効果】
【００１７】
第１の発明によれば、フルブリッジ形式のインバータ回路をハーフブリッジ形式のインバータ回路に置き換て使用することにより、主回路の構成の簡素化及び制御の簡素化が可能となる。さらに、従来技術と同様に本発明のインバータ回路の各素子をそれぞれ導通から遮断する前に電力開閉用スイッチング素子を遮断することによって、直流電源回路からの直流電圧の供給を停止させて、上記インバータ回路の各素子を零電圧でターンオフできるためにターンオフ損失の値を大幅に減少できる。上記より、スイッチング周波数の高周波化が可能となり、主変圧器や直流リアクトルの小型化ができ、結果として機器の小型軽量化になる。
【００１８】
第２の発明によれば、各補助コンデンの放電電圧を検出して予め定めた基準電圧以下になったときに補助コンデンサ放電時間とするために、インバータ回路の各素子を零電圧で正確にソフトスイッチングできる。
【００１９】
第３の発明によれば、インバータ回路から出力される一次電流を検出し、上記検出した一次電流の値に基づいて、電流値が小さいときに上記補助コンデンサ放電時間の時間を長くし、逆に、電流の値が大きいときに上記補助コンデンサ放電時間の時間を短く調整することにより、負荷に変化が生じてもインバータ回路の各素子を零電圧で正確にソフトスイッチングできる。
【００２０】
第４の発明によれば、ハーフブリッジソフトスイッチングインバータ回路がアーク加工用電源装置のみならず、インバータ電源装置の、例えば、スイッチング・レギュレータ又は高周波電源装置等の分野に容易に使用でき、インバータ回路のターンオフ損失の減少効果によって機器の小型軽量化に大きく貢献できる。また、制御回路も若干修正するだけで上記ソフトスイッチングハーフブリッジインバータ回路の制御が可能となり、インバータ電源装置の広い分野に容易に使用できる。
【００２１】
第５の発明によれば、上記第２の発明と同様に各補助コンデンの放電電圧を検出して予め定めた基準電圧以下になったときに補助コンデンサ放電時間とするために、インバータ電源装置のインバータ回路の各素子を正確に零電圧でソフトスイッチングでき、ターンオフ時の損失値を大幅に減少できる。
【００２２】
第６の発明によれば、インバータ回路から出力される一次電流を検出し、上記検出した一次電流の値に基づいて、補助コンデンサ放電時間の時間を調整すると負荷に変化が生じても、インバータ回路の各素子を零電圧で正確にソフトスイッチングできる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
［実施の形態１］
図１は、高電圧に対応した本発明のアーク加工用電源装置を示す電気接続図である。図１において、第１の平滑コンデンサＣ１及び第２の平滑コンデンサＣ２は、一次整流回路ＤＲ７の出力端子間に並列に設けた直列回路であり、上記２つのコンデンサの容量値は同一に設定されている。また、交流商用電源ＡＣの出力を整流して直流電圧に変換する一次整流回路ＤＲ７と、上記一次整流回路ＤＲ７で直流に変換した電圧を平滑する第１の平滑コンデンサＣ１及び第２の平滑コンデンサＣ２によって高電圧に対応した直流電源回路が形成されている。
【００２４】
図１に示すハーフブリッジ接続されたインバータ回路は、第１のスイッチング素子ＴＲ１、第２のスイッチング素子ＴＲ２、第１の補助コンデンサＣ３及び第２の補助コンデンサＣ４によって形成され、上記第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第２のスイッチング素子ＴＲ２が交互に導通と遮断とを繰り返して直流電圧を高周波交流電圧に変換する。
【００２５】
第１の電力開閉用スイッチング素子ＴＲ３及び第２の電力開閉用スイッチング素子ＴＲ４は、両者が重複することなく交互に導通と遮断とを繰り返して直流電源回路からの直流電圧の供給を制御する。また、主変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスに蓄えられていたエネルギーが第１のスイッチング素子ＴＲ１のターンオフ時に起電力が発生して第２の補助コンデンサＣ４に充電され、第２のスイッチング素子ＴＲ２のターンオフ時にも主変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスのエネルギーによって起電力が発生して第１の補助コンデンサＣ３に充電される。このとき第１の電力開閉用スイッチング素子ＴＲ３及び第２の電力開閉用スイッチング素子ＴＲ４の定格電圧以上になる場合がある。しかし、第３のダイオードＤＲ３及び第４のダイオードＤＲ４によって、第１の補助コンデンサＣ３又は第２の補助コンデンサＣ４の充電電圧が１／２Ｅ以上になると、上記第３のダイオードＤＲ３及び第４のダイオードＤＲ４がオンして、上記第１の補助コンデンサＣ３及び第２の補助コンデンサＣ４及の充電電圧を第１の平滑コンデンサＣ１及び第２の平滑コンデンサＣ２にバイパスさせて高電圧の発生を防止する。
【００２６】
第１の補助コンデンサＣ３は第１の電力開閉用スイッチング素子ＴＲ３と第２のスイッチング素子ＴＲ２とを零電圧でスイッチングするものであり、第２の補助コンデンサＣ４は第２の電力開閉用スイッチング素子ＴＲ４と第１のスイッチング素子ＴＲ１とを零電圧でスイッチングするものである。第１の電力開閉用スイッチング素子ＴＲ３がターンオフした後は、第１の補助コンデンサＣ３は放電して行き、上記第１の補助コンデンサＣ３の電圧が零になったときに第１のスイッチング素子ＴＲ１をターンオフする。このとき、半周期前の第２のスイッチング素子ＴＲ２がオフしたとき、上記第２の補助コンデンサＣ４の電圧が零となっているので、上記第１のスイッチング素子ＴＲ１は零電圧でターンオフできる。第２の電力開閉用スイッチング素子ＴＲ４もターンオフした後は、第２の補助コンデンサＣ４は放電して行き、上記第２の補助コンデンサＣ４の電圧が零になったときに第２のスイッチング素子ＴＲ２をターンオフする。このとき、半周期前の第１のスイッチング素子ＴＲ１がオフしたとき、上記第１の補助コンデンサＣ３の電圧が零となっているので、上記第２のスイッチング素子ＴＲ２は零電圧でターンオフできる。また、上記第１の補助コンデンサＣ３及び第２の補助コンデンサＣ４があることで第１の電力開閉用スイッチング素子ＴＲ３及び第２の電力開閉用スイッチング素子ＴＲ４にかかる電圧が零になり、零電圧スイッチングが可能となる。
【００２７】
ダイオードＤＲ１及びダイオードＤＲ２は、第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第２のスイッチング素子ＴＲ２に逆極性で並列に接続し、導通から遮断に移行するときに発生するサージ電圧を第２の補助コンデンサＣ４及び第１の補助コンデンサＣ３にバイパスして逆電圧の印加を防止する。主変圧器ＩＮＴは、一次側の高周波交流電圧をアーク加工に適した電圧に変換する。二次整流回路ＤＲ８は、上記主変圧器ＩＮＴの出力を整流してアーク加工用直流電圧に変換し直流リアクトルＤＣＬを通じて供給する。
【００２８】
出力電流検出回路ＩＤは、出力電流検出信号Ｉｄを出力する。比較演算回路ＥＲは、出力電流設定信号Ｉｒと出力電流検出信号Ｉｄとを比較演算して、比較演算信号Ｅｒ＝Ｉｒ−Ｉｄの値を出力する。出力制御回路ＳＣは、パルス周波数が一定でパルス幅を変調するＰＷＭ制御を行い、比較演算信号Ｅｒの値に応じて、第１の出力制御信号Ｓｃ１及び第２の出力制御信号Ｓｃ２のパルス幅を制御する。
【００２９】
インバータ駆動回路ＳＲは、図２に示す第１のオアゲートＯＲ１、第２のオアゲートＯＲ２、第１のインバータ駆動設定時限回路ＴＩ１及び第２のインバータ駆動設定時限回路ＴＩ２によって形成されている。第１のインバータ駆動設定時限回路ＴＩ１は、第１の出力制御信号Ｓｃ１がオフになると動作を開始し、第１の補助コンデンサＣ３の電圧が相当に放電する予め定めた期間の第１の補助コンデンサ放電時間Ｔａを出力する。第１のオアゲートＯＲ１は、上記第１の出力制御信号Ｓｃ１と補助コンデンサ放電時間Ｔａとのオア論理を行って第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１を出力する。第２のインバータ駆動設定時限回路ＴＩ２等は、上述と同一動作を行なって第２のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ２を出力する。
【００３０】
電力開閉用駆動回路ＨＲは、第１の出力制御信号Ｓｃ１に応じて第１の電力開閉用素子駆動信号Ｔｒ３を出力し、第２の出力制御信号Ｓｃ２に応じて第２の電力開閉用素子駆動信号Ｔｒ４を出力する。
【００３１】
図３は、図１に示す本発明の高電圧に対応したアーク加工用電源装置の動作を説明するための波形タイミング図である。図３（Ａ）の波形は第１の出力制御信号Ｓｃ１を示し、図３（Ｂ）の波形は第２の出力制御信号Ｓｃ２を示す。図３（Ｃ）の波形は第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１を示し、図３（Ｄ）の波形は第２のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ２を示し、図３（Ｅ）の波形は第１の電力開閉用素子駆動信号Ｔｒ３を示し、図３（Ｆ）の波形は第２の電力開閉用素子駆動信号Ｔｒ４を示す。図３（Ｇ）の波形は第１の補助コンデンサＣ３の端子電圧Ｖｃ３を示し、図３（Ｈ）の波形は第１のスイッチング素子ＴＲ１のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ１を示し、図３（Ｉ）の波形は第１のスイッチング素子ＴＲ１のコレクタ電流Ｉｃ１を示す。図３（Ｊ）の波形は第２の補助コンデンサＣ４の端子電圧Ｖｃ４を示し、図３（Ｋ）の波形は第２のスイッチング素子ＴＲ２のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ２を示し、図３（Ｌ）の波形は第２のスイッチング素子ＴＲ２のコレクタ電流Ｉｃ２を示す。図３（Ｍ）の波形は第１の電力開閉用スイッチング素子ＴＲ３のコレクタ電流Ｉｃ３を示し、図３（Ｎ）の波形は第２の電力開閉用スイッチング素子ＴＲ４のコレクタ電流Ｉｃ４を示す。
【００３２】
時刻ｔ＝ｔ１において、図３（Ｃ）に示す第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１をオンして第１のスイッチング素子ＴＲ１を遮断から導通にし、図３（Ｅ）に示す第１の電力開閉用素子駆動信号Ｔｒ３もオンして第１の電力開閉用スイッチング素子ＴＲ３を遮断から導通にする。このときの図３（Ｇ）に示す第１の補助コンデンサＣ３の端子電圧Ｖｃ３は、第１の平滑コンデンサＣ１及び第２の平滑コンデンサＣ２の容量が等しく設定されているため、交流商用電源ＡＣの出力を整流し平滑した電圧Ｅの１／２Ｅになる。更に、図３（Ｉ）に示す第１のスイッチング素子ＴＲ１のコレクタ電流Ｉｃ１が流れるが、主変圧器ＩＮＴに漏れインダクタンスが存在し、第１のスイッチング素子ＴＲ１のコレクタ電流Ｉｃ１は急峻に上昇しないために、上記第１のスイッチング素子ＴＲ１のターンオン損失は発生しない。
【００３３】
時刻ｔ＝ｔ２において、図３（Ｅ）に示す第１の電力開閉用素子駆動信号Ｔｒ３がオフすると、第１の電力開閉用スイッチング素子ＴＲ３が遮断され第１の平滑コンデンサＣ１からインバータ回路への電力供給が絶たれる。上記第１の電力開閉用スイッチング素子ＴＲ３は、導通時間Ｔ５の間は飽和損失が発生している。上記第１の電力開閉用スイッチング素子ＴＲ３が遮断するとき、第１の平滑コンデンサＣ１と第１の補助コンデンサＣ３との充電電圧が略同一電圧であるため第１の電力開閉用スイッチング素子ＴＲ３にかかる電圧が零になり、ターンオフ損失の値もほぼ零になる。
【００３４】
図３（Ｃ）に示す時刻ｔ＝ｔ３において、第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１がオフになり、第１のスイッチング素子ＴＲ１が遮断するが、このときすでに第１の補助コンデンサＣ３が相当に放電する予め定めた第１の補助コンデンサ放電時間Ｔａが経過した後に遮断するために、第１の補助コンデンサＣ３は放電し端子電圧Ｖｃ３は略零となっている。また、第１のスイッチング素子ＴＲ１が遮断したことで主変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスのエネルギーで起電力が発生するが、半周期前に第２のスイッチング素子ＴＲ２が遮断したあと、第２の補助コンデンサＣ４の電圧は略零となっているので、第１のスイッチング素子ＴＲ１のターンオフ損失は略零となる。その後、主変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギーで、第２の補助コンデンサＣ４に充電されていく。このとき第２の補助コンデンサＣ４の端子電圧Ｖｃ２が第１の平滑コンデンサＣ２の端子電圧１／２Ｅを超えると第４のダイオードＤＲ４に電流が流れて第２の補助コンデンサＣ４の端子電圧Ｖｃ２の値を１／２Ｅに維持させる。
【００３５】
時刻ｔ＝ｔ３から時刻ｔ＝ｔ４の期間は、アーム短絡電流を防止するための休止時間Ｔ７である。時刻ｔ＝ｔ４において、図３（Ｄ）に示す第２のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ２を出力して第２のスイッチング素子ＴＲ２を遮断から導通にし、図３（Ｆ）に示す第２の電力開閉用素子駆動信号Ｔｒ４も出力して第２の電力開閉用スイッチング素子ＴＲ４を遮断から導通にする。このときの図３（Ｊ）に示す第２の補助コンデンサＣ４の端子電圧Ｖｃ４は、第１の平滑コンデンサＣ１及び第２の平滑コンデンサＣ２の容量が等しく設定されているため、交流商用電源ＡＣの出力を整流し平滑した電圧Ｅの１／２Ｅになる。更に、図３（Ｌ）に示す第２のスイッチング素子ＴＲ２のコレクタ電流Ｉｃ２が流れるが、主変圧器ＩＮＴに漏れインダクタンスが存在し、第２のスイッチング素子ＴＲ２のコレクタ電流Ｉｃ２は急峻に上昇しないため、上記第２のスイッチング素子ＴＲ２のターンオン損失は発生しない。
【００３６】
時刻ｔ＝ｔ５において、図３（Ｆ）に示す第２の電力開閉用素子駆動信号Ｔｒ４がオフすると、第２の電力開閉用スイッチング素子ＴＲ４が遮断され第２の平滑コンデンサＣ２からインバータ回路への電力供給が絶たれる。上記第２の電力開閉用スイッチング素子ＴＲ４は、導通時間Ｔ５の間は飽和損失が発生している。上記第２の電力開閉用スイッチング素子ＴＲ４遮断するとき、第２の平滑コンデンサＣ２と第２の補助コンデンサＣ４との充電電圧が略同一電圧であるため第２の電力開閉用スイッチング素子ＴＲ４にかかる電圧が零になり、ターンオフ損失の値もほぼ零になる。
【００３７】
図３（Ｄ）に示す時刻ｔ＝ｔ６において、第２のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ２がオフになり、第２のスイッチング素子ＴＲ２が遮断するが、このときすでに第２の補助コンデンサＣ４が相当に放電する予め定めた第２の補助コンデンサ放電時間Ｔａが経過した後に遮断するために、上記第２の補助コンデンサＣ４は放電し端子電圧Ｖｃ４は略零となっている。また、第２のスイッチング素子ＴＲ２が遮断したことで主変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスのエネルギーで起電力が発生するが、半周期前に第１のスイッチング素子ＴＲ１が遮断したあと、第１の補助コンデンサＣ３の電圧は略零となっているので、第２のスイッチング素子ＴＲ２のターンオフ損失は略零となる。その後、主変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギーで、第１の補助コンデンサＣ３に充電されていく。
【００３８】
図３（Ｄ）に示す時刻ｔ＝ｔ６から時刻ｔ＝ｔ７の期間は、アーム短絡電流を防止するための休止時間Ｔ７である。また、以後は上述の動作を繰り返す。さらに、上述の第１の補助コンデンサ放電時間Ｔａと第２の補助コンデンサ放電時間Ｔｂとの値を同一値にしてもよい。
【００３９】
［実施の形態２］
図４は、高電圧に対応した実施の形態２のアーク加工用電源装置を示す電気接続図である。図４において、図１に示す、本発明の実施の形態１のアーク加工用電源装置を示す電気接続図と同一符号は、同一動作を行なうので説明は省略して相違する動作について説明する。
【００４０】
第１の１次電圧検出回路ＣＶ１は、第１の補助コンデンサＣ３の両端に接続され上記第１の補助コンデンサＣ３の放電電圧を検出して第１の１次電圧検出信号Ｃｖ１として出力する。また、第２の１次電圧検出回路ＣＶ２は、第２の補助コンデンサＣ４の両端に接続され上記第２の補助コンデンサＣ４の放電電圧を検出して第２の１次電圧検出信号Ｃｖ２として出力する。
【００４１】
１次電圧対応インバータ駆動回路ＳＲＶは、図５に示す第３のオアゲートＯＲ３、第４のオアゲートＯＲ４、第１の１次電圧対応インバータ駆動設定時限回路ＴＶ１、第２の１次電圧対応インバータ駆動設定時限回路ＴＶ２、第１の比較回路ＣＰ１、第２の比較回路ＣＰ２、第１に基準電圧設定回路ＶＲ１及び第２に基準電圧設定回路ＶＲ２によって形成される。第１の比較回路ＣＰ１は第１の１次電圧検出信号Ｃｖ１の値と第１の基準電圧設定回路ＶＲ１によって設定された予め定めた第１の基準電圧設定信号Ｖｒ１の値とを比較して上記第１の基準電圧設定信号Ｖｒ１より小さいとき第１の比較信号Ｃｐ１をオフにする。第１の１次電圧対応インバータ駆動設定時限回路ＴＶ１は、第１の出力制御信号Ｓｃ１がオフになると動作を開始し、補助コンデンサ放電時間Ｔａをオンにする。続いて、上記第１の比較信号Ｃｐ１がオフになると動作を停止して上記第１の補助コンデンサ放電時間Ｔａをオフにする。第３のオアゲートＯＲ３は、上記第１の出力制御信号Ｓｃ１と上記第１の補助コンデンサ放電時間Ｔａとのオア論理を行って第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１として出力する。第２の１次電圧対応インバータ駆動設定時限回路ＴＶ２等は、上述と同一動作を行なって第２のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ２を出力する。
【００４２】
図４に示す実施の形態２の動作を図３のタイミング図を参照して説明する。図３（Ａ）に示す時刻ｔ＝ｔ１において、第１の出力制御信号Ｓｃ１が１次電圧対応インバータ駆動回路ＳＲＶに入力されると、上記１次電圧対応インバータ駆動回路ＳＲＶは図３（Ｃ）に示す第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１をオンして第１のスイッチング素子を遮断から導通にする。
【００４３】
時刻ｔ＝ｔ２において、第１の出力制御信号Ｓｃ１がオフになると図５に示す、第１の１次電圧対応インバータ駆動設定時限回路ＴＶ１は動作を開始し、第１の補助コンデンサ放電時間Ｔａをオンにする。第１の比較回路ＣＰ１は第１の１次電圧検出信号Ｃｖ１の値と第１の基準電圧設定信号Ｖｒ１の値とを比較して上記第１の基準電圧設定信号Ｖｒ１より小さいとき第１の比較信号Ｃｐ１をオフにする。上記第１の比較信号Ｃｐ１がオフになると上記第１の１次電圧対応インバータ駆動設定時限回路ＴＶ１は動作を停止して上記第１の補助コンデンサ放電時間Ｔａをオフにする。
【００４４】
図３（Ｃ）に示す時刻ｔ＝ｔ３において、第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１がオフになり、第１のスイッチング素子ＴＲ１が遮断するが、このときすでに第１の補助コンデンサＣ３がほぼ零電圧に放電する第１の補助コンデンサ放電時間Ｔａが経過した後に遮断するために、上記第１の補助コンデンサＣ３の電圧は略零となっている。また、半周期前に第２のスイッチング素子ＴＲ２が遮断したあと、第２の補助コンデンサＣ４の電圧は略零となっているので、上記第１のスイッチング素子ＴＲ１のターンオフ損失の値が略零になる。
【００４５】
［実施の形態３］
図６は、高電圧に対応した実施の形態３のアーク加工用電源装置を示す電気接続図である。図６において、図１に示す、本発明の実施の形態１のアーク加工用電源装置を示す電気接続図と同一符号は、同一動作を行なうので説明は省略して相違する動作について説明する。
【００４６】
一次電流検出回路ＣＴは、第１のスイッチング素子ＴＲ１と第２のスイッチング素子ＴＲ２との接点と主変圧器ＩＮＴの一次側との間に接続されて一次電流を検出して一次電流検出信号Ｃｔとして出力する。
【００４７】
１次電流対応インバータ駆動回路ＳＲＩは、図７に示す第３のオアゲートＯＲ３、第４のオアゲートＯＲ４、第１の１次電流対応インバータ駆動設定時限回路ＴＣ１、第２の１次電流対応インバータ駆動設定時限回路ＴＣ２によって形成される。上記第１の１次電流対応インバータ駆動設定時限回路ＴＣ１は、第１の出力制御信号Ｓｃ１がオフになると動作を開始し、一次電流検出信号Ｃｔの値に応じて第１の補助コンデンサ放電時間Ｔａを決定する。第３のオアゲートＯＲ３は、上記第１の出力制御信号Ｓｃ１と第１の補助コンデンサ放電時間Ｔａとのオア論理演算して、第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１として出力する。また、上記第２の１次電流対応インバータ駆動設定時限回路ＴＣ２は、第２の出力制御信号Ｓｃ２がオフになると動作を開始し、一次電流検出信号Ｃｔの値に応じて第２の補助コンデンサ放電時間Ｔａを決定する。第３のオアゲートＯＲ４は、上記第２の出力制御信号Ｓｃ２と第２の補助コンデンサ放電時間Ｔａとのオア論理演算して、第２のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ２として出力する。
【００４８】
図６に示す、実施の形態３の動作を図３のタイミング図を参照して説明する。図３（Ａ）に示す時刻ｔ＝ｔ１において、第１の出力制御信号Ｓｃ１が１次電流対応インバータ駆動回路ＳＲＩに入力すると、上記１次電流対応インバータ駆動回路ＳＲＩは図３（Ｃ）に示す第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１を出力して第１のスイッチング素子ＴＲ１を遮断状態から導通状態にする。
【００４９】
図３（Ａ）に示す時刻ｔ＝ｔ２において、第１の出力制御信号Ｓｃ１がオフになると、図７に示す、１次電流対応インバータ駆動設定時限回路ＴＣ１は動作を開始して、一次電流検出信号Ｃｔの値に応じて第２の補助コンデンサ放電時間Ｔａを決定する。第３のオアゲートＯＲ３は、上記第１の出力制御信号Ｓｃ１と第１の補助コンデンサ放電時間Ｔａとのオア論理演算して、図３（Ｃ）に示す、第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１として出力する。上記第２の１次電流対応インバータ駆動設定時限回路ＴＣ２も上述ど同一動作を行なう。
【００５０】
［実施の形態４］
図７は、本発明の実施の形態１に使用しているソフトスイッチングハーフブリッジインバータ回路ＳＩＮＶを、インバータ電源装置の代表例である、スイッチング・レギュレータのインバータ部に置き換て使用したときの電気接続図である。図６において、図１に示す本発明の実施の形態１の電気接続図と同一符号は、同一動作を行なうので説明は省略して相違する動作について説明する。
【００５１】
直流電源平滑回路ＲＣは、図１に示す、直流電源回路の一次整流回路ＤＲ７と直列回路の同一容量の第１の平滑コンデンサＣ１及び第２の平滑コンデンサＣ２とで形成されている。
【００５２】
図８に示す、ソフトスイッチングハーフブリッジインバータ回路ＳＩＮＶは、図１に示す、第１の電力開閉用スイッチング素子ＴＲ３、第２の電力開閉用スイッチング素子ＴＲ４、第１のサージ電圧回生用ダイオードＤＲ５及び第２の逆充電防止用ダイオードＤＲ６によって形成されるソフトスイッチング回路と、第１のスイッチング素子ＴＲ１、第２のスイッチング素子ＴＲ２、第１の補助コンデンサＣ３及び第２の補助コンデンサＣ４によって形成されるハーフブリッジインバータ回路とで形成されている。
【００５３】
整流平滑回路ＲＳは、主変圧器ＩＮＶ、２次整流回路ＤＲ８、直流リアクトルＤＣＬ及び２次平滑コンデンサＣ６で形成し、上記ハーフブリッジインバータ回路の高周波交流電圧を上記主変圧器ＩＮＶで所定の電圧に変換し上記変換した電圧を上記２次整流回路ＤＲ８、直流リアクトルＤＣＬ及び２次平滑コンデンサＣ６で整流、平滑してリップル成分を減衰させた直流電圧に変換して負荷に供給する。
【００５４】
出力電圧検出回路ＶＤは、直流電圧を検出して出力電圧検出信号Ｖｄとして出力する。比較演算回路ＥＲは、出力電圧設定信号Ｖｒと出力電圧検出信号Ｖｄとを比較演算して、比較演算信号Ｅｒ＝Ｖｒ−Ｖｄの値を出力する。主制御回路ＭＳＣは、図１に示す、出力制御回路ＳＣ、インバータ駆動回路ＳＲ及び電力開閉用駆動回路ＨＲで形成され、比較演算信号Ｅｒの値に応じて、第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１、第２のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ２、第１の電力開閉用素子駆動信号Ｔｒ３及び第２の電力開閉用素子駆動信号Ｔｒ４の出力を制御して定電圧制御を行なう。
【００５５】
図８に示す、スイッチング・レギュレータのソフトスイッチングハーフブリッジインバータ回路ＳＩＮＶの動作を、図３に示すタイミング図を用いて説明する。
【００５６】
図３（Ａ）に示す、時刻ｔ＝ｔ１において、図３（Ｃ）に示す第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１をオンして第１のスイッチング素子ＴＲ１を遮断から導通にし、図３（Ｅ）に示す第１の電力開閉用素子駆動信号Ｔｒ３もオンして第１の電力開閉用スイッチング素子ＴＲ３を遮断から導通にする。このときの図３（Ｇ）に示す第１の補助コンデンサＣ３の端子電圧Ｖｃ３は、第１の平滑コンデンサＣ１及び第２の平滑コンデンサＣ２の容量が等しく設定されているため、交流商用電源ＡＣの出力を整流し平滑した電圧Ｅの１／２Ｅになる。更に、図３（Ｉ）に示す第１のスイッチング素子ＴＲ１のコレクタ電流Ｉｃ１が流れ始めるが漏れインダクタンスにより電流がゆっくりと増加するためにターンオン損失が発生しない。
【００５７】
時刻ｔ＝ｔ２において、図３（Ｅ）に示す第１の電力開閉用素子駆動信号Ｔｒ３がオフすると、第１の電力開閉用スイッチング素子ＴＲ３は導通時間Ｔ５の間は飽和損失が発生し、第１の電力開閉用スイッチング素子ＴＲ３が遮断すると第１の平滑コンデンサＣ３からインバータ回路への電力供給が絶たれる。このとき第１の電力開閉用スイッチング素子ＴＲ３が遮断するとき第１の平滑コンデンサＣ１と第１の補助コンデンサＣ３との充電電圧が略同一電圧であるため第１の電力開閉用スイッチング素子ＴＲ３にかかる電圧が零になり、ターンオフ損失の値もほぼ零になるために上記第１の電力開閉用スイッチング素子ＴＲ３がソフトスイッチングとなる。
【００５８】
図３（Ｃ）に示す時刻ｔ＝ｔ３において、第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１がオフになり、第１のスイッチング素子ＴＲ１が遮断するが、このときすでに第１の補助コンデンサＣ３が相当に放電する予め定めた第１の補助コンデンサ放電時間Ｔａが経過した後に遮断するためにターンオフ損失もほぼ零になるために上記第１のスイッチング素子ＴＲ１もソフトスイッチングとなる。また、第１のスイッチング素子ＴＲ１が遮断したことで主変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスのエネルギーで起電力が発生して、第２の補助コンデンサＣ４に充電が始まる。このとき第２の補助コンデンサＣ４の端子電圧Ｖｃ２が第２の平滑コンデンサＣ２の端子電圧１／２Ｅを超えると第２の補助コンデンサＣ４の第２の逆電圧防止用ダイオードＤＲ６、第４のダイオードＤＲ４に電流が流れて第２の補助コンデンサＣ４の端子電圧Ｖｃ２の値を１／２Ｅに維持させる。
【００５９】
ソフトスイッチングハーフブリッジインバータ回路ＳＩＮＶを形成する第２の電力開閉用スイッチング素子ＴＲ４、第２の逆充電防止用ダイオードＤＲ６、第２のスイッチング素子ＴＲ２及び第１の補助コンデンサＣ４も上述と同一を行なってソフトスイッチングを行なう。
【００６０】
上記によって生成された図３（Ｇ）及び（Ｊ）に示す、ソフトスイッチングハーフブリッジインバータ回路ＳＩＮＶからの高周波交流電圧を、整流平滑回路ＲＳの主変圧器ＩＮＶに入力する。上記主変圧器ＩＮＶは所定の電圧の高周波交流電圧に変換し、２次整流回路ＤＲ８、直流リアクトルＤＣＬ及び２次平滑コンデンサＣ６によって整流、平滑してリップル成分を減衰させた所定の直流電圧に変換して負荷に供給する。
【００６１】
上述より、ハーフブリッジソフトスイッチングインバータ回路がアーク加工用電源装置に限らずインバータ電源装置の、例えば、スイッチング・レギュレータのインバータ回路に上記ハーフブリッジソフトスイッチングインバータ回路が容易に使用できる。
【００６２】
［実施の形態５］
図９は、本発明の実施の形態１に使用しているソフトスイッチングハーフブリッジインバータ回路を、半導体の製造装置であるプラズマ処理装置に電力を供給する高周波電源装置のインバータ部に置き換えて使用したときの電気接続図である。図９において、図１に示す、本発明の実施の形態１の電気接続図と同一符号は、同一動作を行なうので説明は省略して相違する動作について説明する。
【００６３】
図９に示す整流平滑回路ＲＳは、２次整流回路ＤＲ８、直流リアクトルＤＣＬ及び２次平滑コンデンサＣ６で形成され、ソフトスイッチングハーフブリッジインバータ回路ＳＩＮＶから出力する（例えば、出力周波数を１０ＫＨｚ程度の）高周波交流電圧を整流、平滑してリップル成分を減衰させた直流電圧に変換する。
【００６４】
電力変換回路ＰＣは、インバータ回路ＩＮ、フィルタ回路ＦＣ及び電力検出回路ＰＤで形成され、上記インバータ回路ＩＮは、整流平滑回路ＲＳから供給される直流電圧を（例えば、出力周波数を１００ＫＨｚ以上の）高周波交流電圧に変換する。フィルタ回路ＦＣは、一般に図示省略のインダクタンスＬとコンデンサＣとで形成され、インバータ回路ＩＮの出力電圧に含まれる高周波成分を減衰させて正弦波形の高周波交流電圧を出力する。
【００６５】
電力検出回路ＰＤは、電力変換回路ＰＣから負荷に供給される進行波電力（負荷に吸収される電力）と、電力変換回路ＰＣと負荷とのインピーダンスの整合がとれていないときに負荷で反射されて電力変換回路ＰＣに戻る反射波電力とを比較し、検出した進行波電力に相応した進行波電力検出信号Ｐｆと、反射波電力に相応した反射波電力検出信号Ｐｒとを制御回路ＭＣに入力する。
【００６６】
ソフトスイッチングハーフブリッジインバータ回路ＳＩＮＶは、インバータ回路ＩＮに供給する電力を調整する。また、制御回路ＭＣは、インバータ駆動回路ＳＲ及び電力開閉用駆動回路ＨＲとソフトスイッチングハーフブリッジインバータ回路ＳＩＮＶを制御するＰＷＭ制御回路とで形成している。
【００６７】
ソフトスイッチングハーフブリッジインバータ回路ＳＩＮＶの動作は、上述の実施の形態３のスイッチング電源装置に使用しているソフトスイッチングハーフブリッジインバータ回路ＳＩＮＶと同一動作を行なうので説明は省略する。
【００６８】
制御回路ＭＣは、従来の制御回路を若干修正するだけで上記ソフトスイッチングハーフブリッジインバータ回路ＳＩＮＶが制御できる。上述より、プラズマ処理装置の負荷に所望の進行波電力を供給する高周波電源装置のインバータ部に、上記ソフトスイッチングハーフブリッジインバータ回路ＳＩＮＶを容易に置き換えることができる。
【００６９】
［実施の形態６］
実施の形態６は、図４に示す、第１の補助コンデンサＣ３の両端に接続され上記第１の補助コンデンサＣ３の放電電圧を検出して第１の１次電圧検出信号Ｃｖ１として出力する第１の１次電圧検出回路ＣＶ１と、第２の補助コンデンサＣ４の両端に接続され上記第２の補助コンデンサＣ４の放電電圧を検出して第２の１次電圧検出信号Ｃｖ２として出力する第２の１次電圧検出回路ＣＶ２とを、上記スイッチング・レギュレータ又は上記プラズマ処理装置に電力を供給する高周波電源装置の各ソフトスイッチングハーフブリッジインバータ回路ＳＩＮＶの各補助コンデンサに設ける。
【００７０】
つぎに、図５に示す１次電圧対応インバータ駆動回路ＳＲＶを用いて、上記スイッチング・レギュレータ又は上記プラズマ処理装置に電力を供給する高周波電源装置の各ソフトスイッチングハーフブリッジインバータ回路ＳＩＮＶを駆動させると、各補助コンデンの放電電圧を検出して予め定めた基準電圧以下になったときに補助コンデンサ放電時間とするために、上記スイッチング・レギュレータ又は上記プラズマ処理装置に電力を供給する高周波電源装置のインバータ回路の各素子を精度良く零電圧でソフトスイッチングすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００７１】
【図１】本発明の実施の形態１のアーク加工用電源装置の電気接続図である。
【図２】図１に示すインバータ駆動回路ＳＲの詳細図である。
【図３】本発明のアーク加工用電源装置の動作を説明するタイミング図である。
【図４】本発明の実施の形態２のアーク加工用電源装置の電気接続図である。
【図５】図４に示すインバータ駆動回路ＳＲＶの詳細図である。
【図６】本発明の実施の形態３のアーク加工用電源装置の電気接続図である。
【図７】図６に示すインバータ駆動回路ＳＲＩの詳細図である。
【図８】本発明のソフトスイッチングハーフブリッジインバータ回路をスイッチング            電源装置装置に用いた実施の形態４の電気接続図である。
【図９】本発明のソフトスイッチングハーフブリッジインバータ回路を高周波電源装            置に用いた実施の形態５の電気接続図である。
【図１０】従来技術のアーク加工用電源装置の電気接続図である。
【符号の説明】
【００７２】
ＡＣ          交流商用電源
ＣＴ          一次電流検出回路
Ｃ１          第１の平滑コンデンサ
Ｃ２          第２の平滑コンデンサ
Ｃ３          第１の補助コンデンサ
Ｃ４          第２の補助コンデンサ
Ｃ５          補助コンデンサ
Ｃ６          ２次平滑コンデンサ
ＣＰ１        第１の比較回路
ＣＰ２        第２の比較回路
ＣＶ１        第１の１次電圧検出回路
ＣＶ２        第２の１次電圧検出回路
ＤＣＬ        直流リアクトル
ＤＲ１        第１のダイオード
ＤＲ２        第２のダイオード
ＤＲ３        第３のダイオード
ＤＲ４        第４のダイオード
ＤＲ５        第１の逆充電防止用ダイオード
ＤＲ６        第２の逆充電防止用ダイオード
ＤＲ７        １次整流回路
ＤＲ８        ２次整流回路
ＤＲ９        第９のダイオード
ＤＲ１０      第１０のダイオード
ＤＲ１１      第１１のダイオード
ＤＲ１２      第１２のダイオード
ＥＲ          比較演算回路
ＦＣ          フィルタ回路
ＨＲ          電力開閉用駆動回路
ＨＲＣ        電力開閉用駆動回路（フルブリッジ形式のインバータ回路対応）
ＩＤ          出力電流検出回路
ＩＲ          出力電流設定器
ＩＮ          インバータ回路
ＩＮＴ        主変圧器
Ｍ            被加工物
ＭＣ          制御回路
ＭＳＣ        主制御回路    
ＯＲ１        第１のオアゲート
ＯＲ２        第２のオアゲート
ＯＲ３        第３のオアゲート
ＯＲ４        第４のオアゲート
ＰＤ          電力検出回路
ＰＣ          電力変換回路
ＲＣ          直流電源平滑回路
ＲＳ          整流平滑回路
ＳＣ          出力制御回路
ＳＲ          インバータ駆動回路
ＳＩＮＶ      ソフトスイッチングハーフブリッジインバータ回路
ＳＲＣ        インバータ駆動回路（フルブリッジ形式のインバータ回路対応）
ＳＲＩ        １次電流対応インバータ駆動回路
ＳＲＶ        １次電圧対応インバータ駆動回路
ＴＨ          トーチ
ＴＳ          起動スイッチ
ＴＣ１        第１の１次電流対応インバータ駆動設定時限回路
ＴＣ２        第２の１次電流対応インバータ駆動設定時限回路
ＴＩ１        第１のインバータ駆動設定時限回路
ＴＩ２        第２のインバータ駆動設定時限回路
ＴＶ１        第１の１次電圧対応インバータ駆動設定時限回路
ＴＶ２        第２の１次電圧対応インバータ駆動設定時限回路
ＴＲ１        第１のスイッチング素子
ＴＲ２        第２のスイッチング素子
ＴＲ３        第１の電力開閉用スイッチング素子
ＴＲ４        第２の電力開閉用スイッチング素子
ＶＤ          出力電圧検出回路
ＶＲ          出力電圧設定回路
ＶＲ１        第１の基準電圧設定回路
ＶＲ２        第２の基準電圧設定回路
Ｃｖ１        第１の１次電圧検出信号
Ｃｖ２        第２の１次電圧検出信号
Ｅｒ          比較演算信号
Ｉｄ          出力電流検出信号
Ｉｒ          出力電流設定信号
Ｉｃ１        第１のスイッチング素子のコレクタ電流
Ｉｃ２        第２のスイッチング素子のコレクタ電流
Ｉｃ３        第１の電力開閉用スイッチング素子ＴＲ３のコレクタ電流
Ｉｃ４        第２の電力開閉用スイッチング素子ＴＲ４のコレクタ電流
Ｓｃ１        第１の出力制御信号
Ｓｃ２        第２の出力制御信号
Ｔａ          第１の補助コンデンサ放電時間
Ｔｂ          第２の補助コンデンサ放電時間
Ｔｓ          起動信号
Ｔｒ１        第１のスイッチング素子駆動信号
Ｔｒ２        第２のスイッチング素子駆動信号
Ｔｒ３        第１の電力開閉用素子駆動信号
Ｔｒ４        第２の電力開閉用素子駆動信号
Ｔ１          パルス幅期間
Ｔ２          パルス幅期間
Ｔ３          第１のスイッチング素子ＴＲ１の導通時間
Ｔ４          第２のスイッチング素子ＴＲ２の導通時間
Ｔ５          第１の電力開閉用スイッチング素子ＴＲ３の導通時間
Ｔ６          第２の電力開閉用スイッチング素子ＴＲ４の導通時間
Ｔ７          休止時間
Ｖ１          第１素子のコレクタ・エミッタ間電圧
Ｖ２          第２素子のコレクタ・エミッタ間電圧
Ｖｃ３        補助コンデンサの端子電圧
Ｖｃ４        補助コンデンサの端子電圧
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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