(57)【要約】【課題】同調電圧の電源として使用されるＤＣ−ＤＣコンバータを動作するためのクロック信号に起因する妨害信号を受信帯域外にシフトできるようにすることを目的とする。【解決手段】第一のＰＬＬ回路６に接続されたＤＣ−ＤＣコンバータ２１を設けると共に、ＤＣ−ＤＣコンバータ２１には基準発振器７から出力される基準信号を分周する分周器２０を介してクロック信号を供給し、ＤＣ−ＤＣコンバータ２１の出力電圧を第一のＰＬＬ回路６によって制御して同調電圧を生成し、分周器２０を可変分周器で構成してクロック信号の高調波による妨害を避けられるようにした。【選択図】        図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のセグメントをチャンネル帯域内に有するデジタル放送信号を選択する同調回路と、選択された前記デジタル放送信号を第一の中間周波信号に周波数変換する第一の混合器と、前記第一の中間周波信号を第二の中間周波信号に周波数変換する第二の混合器と、前記第一の混合器に第一の局部発振信号を供給する第一の発振器と、同調電圧によって前記同調回路の同調周波数と前記第一の局部発振信号の周波数とを制御する第一のＰＬＬ回路と、前記第一のＰＬＬ回路に比較信号を供給する基準発振器とを備え、前記第一のＰＬＬ回路に接続されたＤＣ−ＤＣコンバータを設けると共に、前記ＤＣ−ＤＣコンバータには基準発振器から出力される基準信号を分周する分周器を介してクロック信号を供給し、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を前記第一のＰＬＬ回路によって制御して前記同調電圧を生成し、前記分周器を可変分周器で構成したことを特徴とする地上波デジタル放送受信チューナ。
【請求項２】
前記基準発振器を１６ＭＨｚ帯で発振すると共に前記可変分周器の分周比を４を中心として０．３％の範囲内で可変できるようにしたことを特徴とする請求項１に記載の地上波デジタル放送受信チューナ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、地上波のデジタル放送受信チューナに関し、特に、従来からのアナログテレビジョン信号を放送しているチャンネル以外の、いわゆる空きチャンネルの一部の帯域を使用して放送するＯＦＤＭ変調されたデジタル音声信号等を受信する携帯情報端末等に使用して好適な地上波デジタル放送受信チューナに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の地上波デジタル放送受信チューナは図４に示す構成を備えている。入力端子３１より入力された入力信号は第１の同調フィルタ３７に入力される。第一の同調フィルタ３７はＰＬＬ回路３３によって同調周波数が制御される。第１の同調フィルタ３７の出力は第１の増幅器３８で増幅される。第１の増幅器３８は復調器４４より供給されるＡＧＣ電圧により利得が制御される。第１の増幅器３８の出力は第２の同調フィルタ３９に入力される。第２の同調フィルタ３９もＰＬ回路３３によって同調周波数が制御される。
【０００３】
第２の同調フィルタ３９の出力は混合器４１の一方の入力に入力される。混合器４１の他方の入力には局部発振器４０の出力が供給され、混合されて中間周波信号に変換される。ＰＬＬ回路３３では局部発振器４０の出力がクロック信号発生器４６から出力される基準信号と移相を比較して同調電圧を出力する。ＰＬＬ回路３３に接続されたＤＣ−ＤＣコンバータ４９の＋３０Ｖの直流電圧がＰＬＬ回路３３の制御によって同調電圧に変換される。この同調電圧が局部発振器４０の発振周波数及び、第１の同調フィルタ３７及び第２の同調フィルタ３９の同調周波数を制御する。
【０００４】
混合器４１より出力される中間周波信号は第２の増幅器４２にてさらに増幅されて中間周波フィルタ４３にて不要な信号を除去したあと、復調器４４の一方の入力に供給される。復調器４４の他方の入力にはクロック信号発生器４６からの同期クロック信号が供給される。この復調器４４ではクロック信号発生器４６の発振周波数を制御すると共に、供給された前記中間周波信号を復調する（特許文献１参照。）。
【０００５】
【特許文献１】
特開平９−６４７７５号公報（図２）
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
以上の構成では、ＤＣ−ＤＣコンバータの高電圧をＰＬＬ回路によって制御して同調電圧を生成しているが、ＤＣ−ＤＣコンバータを動作するにはクロック信号が使用される。このクロック信号は外部から入力される場合もあるが内部で発生する場合もある。いずれにしても、クロック信号が使用されることでその高調波が単独で、あるいは局部発振信号及びその高調波と干渉して受信信号や、変換された中間周波信号の帯域内に号外信号として入ってくる虞がある。
【０００７】
本発明は、同調電圧の電源として使用されるＤＣ−ＤＣコンバータを動作するためのクロック信号に起因する妨害信号を受信帯域外にシフトできるようにすることを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決する手段として、本発明では、複数のセグメントをチャンネル帯域内に有するデジタル放送信号を選択する同調回路と、選択された前記デジタル放送信号を第一の中間周波信号に周波数変換する第一の混合器と、前記第一の中間周波信号を第二の中間周波信号に周波数変換する第二の混合器と、前記第一の混合器に第一の局部発振信号を供給する第一の発振器と、同調電圧によって前記同調回路の同調周波数と前記第一の局部発振信号の周波数とを制御する第一のＰＬＬ回路と、前記第一のＰＬＬ回路に比較信号を供給する基準発振器とを備え、前記第一のＰＬＬ回路に接続されたＤＣ−ＤＣコンバータを設けると共に、前記ＤＣ−ＤＣコンバータには基準発振器から出力される基準信号を分周する分周器を介してクロック信号を供給し、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を前記第一のＰＬＬ回路によって制御して前記同調電圧を生成し、前記分周器を可変分周器で構成した。
【０００９】
また、前記基準発振器を１６ＭＨｚ帯で発振すると共に前記可変分周器の分周比を４を中心として０．３％の範囲内で可変できるようにした。
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の地上波デジタル放送受信チューナを図１に従って説明する。
図１において、アンテナ１には可変バンドパスフィルタ２、高周波アンプ３、第一の混合器４が順次縦続接続される。可変バンドパスフィルタ２は内部にバラクタダイオード（図示せず）を有し、ＶＨＦ帯乃至ＵＨＦ帯の各チャンネルのほぼ中心周波数に同調する。第一の混合器４に第一の局部発振信号（ＬＯ１）を供給する第一の局部発振器５も広帯域で発振する。第一の局部発振器５は内部にバラクタダイオード（図示せず）を有する電圧制御発振器で構成され、その発振周波数は第一のＰＬＬ回路６によって制御される。第一のＰＬＬ回路６には可変分周器（分周比はＮ）６ａ、位相比較器（Ｐ／Ｃ）６ｂ、チャージポンプ（Ｃ／Ｐ）６ｃ、ループフィルタ（Ｌ／Ｆ）６ｄ等が構成される。
【００１１】
そして、移相比較器６ｂには基準発振器７から出力される基準信号が第一の分周器（分周比はＫ１）８を介して比較信号として入力される。第一の分周器８は可変分周器によって構成されている。また、基準信号は可変分周器２０を介して高電圧を発生するＤＣ−ＤＣコンバータ２１におよそ４ＭＨｚのクロック信号として入力される。可変分周器２０の分周比は４が標準であるが、±０．３％の範囲内で可変できるように構成されている。例えば、３．９８２又は４又は４．０１２に切り替えられるようになている。そして、ＤＣ−ＤＣコンバータ２１の出力電圧が電圧降下用の抵抗Ｒを介してチャージポンプ６ｃの出力側に供給される。
【００１２】
ＤＣ−ＤＣコンバータ２１は図２に示されるように、ディクソン型のＤＣ−ＤＣコンバータで構成され、低電圧の電源（５Ｖ）に直列接続された複数のダイオードＤ１乃至Ｄ５とそれらの接続点に接続されたコンデンサＣ１乃至Ｃ４を有し、可変分周器２０からのクロック信号は一つ置きのコンデンサＣ１、Ｃ３に供給され、他の一つ置きのコンデンサＣ２、Ｃ４にはインバータ２２を介して供給される。そして、各コンデンサＣ１乃至Ｃ４に充電された電圧が加算されて高電圧の出力電圧が得られる。ＤＣ−ＤＣコンバータ２１の出力電圧はチャージポンプ６ｃの出力端に設けられたトランジスタＴＲに印加され、そのコレクタがループフィルタ６ｄに接続される。
【００１３】
以上の構成によって、ＤＣ−ＤＣコンバータ２１の出力電圧はチャージポンプ６ｃによって同調電圧に変換され、変換された電圧がループフィルタ６ｄを介して第一の局部発振器５のバラクタダイオードと可変バンドパスフィルタ２のバラクタダイオードに印加され、可変バンドパスフィルタ２が受信すべき周波数に同調すると共に、第一の局部発振器５は所定の周波数で発振する。そして、受信すべきテレビジョン信号は第一の混合器４によってテレビジョンの中間周波数帯域の中心周波数（日本では５７ＭＨｚ）である第一の中間周波信号に周波数変換される。
【００１４】
ここで、デジタル放送信号が重畳されているチャンネル（通常、第７チャンネル又は第８チャンネルに重畳される）について説明する。このようなチャンネルは図３に示すように、６ＭＨｚの帯域を１３に分割する複数のセグメント（１セグメント当たりの帯域は（３／７）ＭＨｚ＝４２８．５７ＫＨｚ）を有し、帯域の中心部に割り当てられた１セグメントの中心周波数は上記の６ＭＨｚの帯域の中心周波数（Ｆｃ）から（１／７）ＭＨｚ高い方にずれている（すなわち、ＲＦ＝Ｆｃ＋（１／７）ＭＨｚ）。そして、その中心の１セグメント又は両側の２セグメントを合わせた３セグメントにデジタル放送信号が重畳される。従って、上記の３つのセグメントを含む全てのセグメントの中心周波数は上記の（１／７）ＭＨｚずれた位置を基準として（３／７）ＭＨｚステップ毎となるように配置されている。
【００１５】
従って、上記の１セグメント又は３セグメントを受信する場合は、その中心周波数（Ｆｃ＋（１／７）ＭＨｚ）が５７ＭＨｚに周波数変換される。そのためには、第一の局部発振信号の周波数はＲＦ＋５７ＭＨｚに設定されるので、第一のＰＬＬ回路６のステップ周波数を（１／７）ＭＨｚに設定する。よって、第一の可変分周器８から位相比較器６ｂに入力される比較信号の周波数は（１／７）ＭＨｚに設定されることが望ましい。
【００１６】
第一の混合器４の出力側には第一の中間周波フィルタ９、第一の中間周波増幅器１０、第二の混合器１１が順次縦続接続される。第一の中間周波フィルタ９の通過帯域は６ＭＨｚである。第一の中間周波増幅器１０から出力された第一の中間周波信号は第二の混合器１１によって第二の中間周波信号に周波数変換される。第二の中間周波数は０．５ＭＨｚ又は１ＭＨｚのいずれかに設定される。この設定は、チューナを使用して受信機を構成する製造者の仕様に応えられるようにするためである。そのため、第二の局部発振器１２から第二の混合器１１に供給する第二の局部発振信号の周波数は第一の中間周波数（５７ＭＨｚ）とは０．５ＭＨｚ又は１．０ＭＨｚ離れた５６ＭＨｚ又は５６．５ＭＨｚ又は５７．５ＭＨｚ又は５８ＭＨｚのいずれかとなるように第二のＰＬＬ回路１３によって設定される。第二の局部発振器１２も内部にバラクタダイオード（図示せず）を有する電圧制御発振器で構成される。
【００１７】
第二のＰＬＬ回路１３には分周器（分周比はＭ）１３ａ、位相比較器１３ｂ、ループフィルタ１３ｃ等が構成される。そして、位相比較器１３ｂには基準発振器７からの基準信号が第二の分周器（分周比はＫ２）１５を介して比較信号が入力される。分周器１３ａ及び第二の分周比１５は固定分周器でも良いが、可変分周器であることが望ましい。そして、ループフィルタ１３ｃから出力された同調電圧が第二の局部発振器１２のバラクタダイオードに印加される。
【００１８】
ここで、基準発振器７の発振周波数は第二の局部発振周波数の２／７となるように設定される。２／７の分母の数値７は上記の（１／７）ＭＨｚの分母の７を意味する。従って、基準発振周波数は、第２の局部発振周波数が５６ＭＨｚのときは５６×２／７＝１６ＭＨｚに、５６．５ＭＨｚのときは５６．５×２／７＝１６＋（１／７）ＭＨｚに、５７．５ＭＨｚのときは５７．５×２／７＝１６＋（３／７）ＭＨｚに、５８ＭＨｚのときは５８×２／７＝１６＋（４／７）ＭＨｚになるように設定される。この構成から、第二のＰＬＬ回路１３には基準発振器７からの基準信号をそのまま比較信号として供給することができる。勿論、基準信号を第二の分周器１５によって分周してから供給してもよい。
なお、基準発振器７は四種のクリスタル発振子（図示せず）のいずれかを使用し、使用されるクリスタル発振子によって１６ＭＨｚ、１６＋（１／７）ＭＨｚ、１６＋（３／７）ＭＨｚ、１６＋（４／７）ＭＨｚのいづれかで発振する。
【００１９】
従って、第一分周器８の分周比は、基準発振周波数が１６ＭＨｚのときは１１２、１６＋（１／７）ＭＨｚのときは１１３、１６＋（３／７）ＭＨｚのときは１１５、１６＋（４／７）ＭＨｚのときは１１６となる。すなわち、第二の分周器８の分周比は、第二の局部発振信号の周波数をＭＨｚで表したときの数値の２倍となる。この構成によって、基準発振器７の発振周波数がいずれであっても位相比較器６ｂに入力される比較信号の周波数は（１／７）ＭＨｚとなる。
【００２０】
また、基準発振器７の発振周波数が第二の局部発振周波数の２／７に設定されることで、第二のＰＬＬ回路１３における分周器１３ａの分周比Ｍと、位相比較器１３ｂに比較信号を入力する第二の分周器の分周比Ｋ２とは、Ｍ：Ｋ２＝３．５：１の関係となり、第二の分周器１５の分周比が１であれば分周器１３ａの分周比は３．５となる。第二の分周器１５の分周比が２であれば分周器１３ａの分周比は７となる。従って、これら二つの分周器の分周比の関係は第二の局部発振信号の周波数の設定には依存しない。
【００２１】
以上のように、第二の局部発振信号の周波数と、基準発振器７の発振周波数と、第一のＰＬＬ回路６の位相比較器６ｂに比較信号を入力する第一の分周器８の分周比とが相互に関係づけられているので、前述したセグメントの受信が可能となり、また、第二のＰＬＬ回路１３に入力される比較信号の周波数はおよそ１６ＭＨｚ帯又は８ＭＨｚとなって第二の局部発振周波数の１／３．５又は１／７となるので周波数が高くなり、第二の局部発振信号の位相ノイズが低くなる。
【００２２】
以上の構成において、ＤＣ−ＤＣコンバータ２１に供給されるクロック信号はおよそ４ＭＨｚとなるが多数の高調波を含んでいるので、例えば、４７倍乃至４８倍高調波はデジタル信号が重畳されている第７チャンネル又は第８チャンネルの周波数に近くなる。そため、受信されたセグメントの第一の中間周波信号の帯域内（３／７ＭＨｚ又は９／７ＭＨｚ）にその高調波が入って妨害を起こすことがあるが、可変分周器２０の分周比を切り替えることで、帯域外に高調波を逃がすことができる。
【００２３】
例えば、分周比を０．３％変えると４．０１６となり、クロック信号は１６ＫＨｚシフトする。従って、高調波は１６×４８＝７６５ＫＨｚシフトするので、３個のセグメントを一括受信した場合の最大帯域９／７ＭＨｚの外側に逃がすことができる。
【００２４】
第二の混合器１１には第二の中間周波フィルタ１６、第二の中間周波増幅器１７が順次縦続接続される。第二の中間周波フィルタ１６の帯域は３セグメント分の帯域となる。第二の中間周波増幅器１７の出力側には復調手段１８を構成するＡ／Ｄ変換器１８ａが接続される。復調手段１８には上記Ａ／Ｄ変換器１８ａとカウンタ等からなる周波数変換手段１８ｂが設けられる。基準発振器７から出力される基準信号はバッファアンプ１９を介して周波数変換手段１８ｂに入力される。
【００２５】
Ａ／Ｄ変換器１８ａに入力するサンプリング信号の周波数は消費電力の関係から低い方が望ましいので２ＭＨｚ帯もしくは４ＭＨｚ帯とする。それで、基準信号を周波数変換手段１８ｂによって１／８もしくは１／４の周波数に逓減してＡ／Ｄ変換器１８ａに入力する。第二中間周波信号の周波数が最大でも１ＭＨｚであるので、２ＭＨｚ〜４ＭＨｚ前後のサンプリング信号によってＡ／Ｄ変換すれば情報の欠落はない。
【００２６】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明は、第一のＰＬＬ回路に接続されたＤＣ−ＤＣコンバータを設けると共に、ＤＣ−ＤＣコンバータには基準発振器から出力される基準信号を分周する分周器を介してクロック信号を供給し、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を第一のＰＬＬ回路によって制御して同調電圧を生成し、分周器を可変分周器で構成したので、クロック信号の高調波が可変バンドパスフィルタを介して受信すべき信号の帯域内に入るときは、クロック信号を作る可変分周器の分周比を変えることで高調波を帯域外にシフトすることができる。これによって妨害を受けないようにできる。
【００２７】
また、基準発振器を１６ＭＨｚ帯で発振すると共に可変分周器の分周比を４を中心として０．３％の範囲内で可変できるようにしたので、最大で３セグメントを受信するときにも上記の高調波による妨害を排除できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の地上波デジタル放送受信チューナの構成を示す回路図である。
【図２】本発明の地上波デジタル放送受信チューナに使用するＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図３】本発明の地上波デジタル放送信号が重畳されるセグメントの配列図である。
【図４】従来の地上波デジタル放送受信チューナの構成を示す回路図である。
【符号の説明】
１  アンテナ
２  可変バンドパスフィルタ
３  高周波増幅器
４  第一の混合器
５  第一の局部発振器
７  第一のＰＬＬ回路
６ａ  可変分周器
６ｂ  位相比較器
６ｃ  ループフィルタ
７  基準発振器
８  第一の分周器
９  第一の中間周波フィルタ
１０  第一の中間周波増幅器
１１  第二の混合器
１２  第二の局部発振器
１３  第二のＰＬＬ回路
１３ａ  可変分周器
１３ｂ  位相比較器
１３ｃ  ループフィルタ
１５  第二の分周器
１６  第二の中間周波フィルタ
１７  第二の中間周波増幅器
１８  復調器
１８ａ  Ａ／Ｄ変換器
１８ｂ  周波数変換手段
１９  バッファアンプ
２０  可変分周器
２１  ＤＣ−ＤＣコンバータ
２２  インバータ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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