(57)【要約】【課題】  正弦波信号を切り替える際に、信号に不連続が発生することを防止することができる信号切り替え装置を提供する。【解決手段】  正弦波である現用の基準信号と、正弦波である予備用の基準信号とを、切り替え信号ｅによって切り替える信号切り替え装置において、予備用の基準信号の位相を回転することによって、現用の基準信号の位相と予備用の基準信号の位相との差を所定範囲内にし、位相を調整した予備用の基準信号と、現用の基準信号とを出力する位相制御部２と、位相制御部２からの現用の基準信号を出力し、切り替え信号ｅが入力されると、予備用の基準信号を出力する切り替え部３とを備える。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１信号源が発生する第１正弦波信号と、第２信号源が発生する第２正弦波信号とを、切り替え信号によって切り替える信号切り替え装置において、
前記第１正弦波信号の位相を回転することによって、前記第１正弦波信号の位相と前記第２正弦波信号の位相との差を所定範囲内にし、位相を調整した第１正弦波信号と、第２正弦波信号とを出力する位相制御部（２）と、
前記位相制御部からの第１正弦波信号と第２正弦波信号の一方を出力し、前記切り替え信号が入力されると、他方の正弦波信号を出力する切り替え部（３）とを備えることを特徴とする信号切り替え装置。
【請求項２】
前記第１正弦波信号と前記第２正弦波信号との振幅を同一または所定の範囲に調整し、調整した２つの正弦波信号を前記位相制御部（２）に加える振幅調整部（１）を備えることを特徴とする請求項１に記載の信号切り替え装置。
【請求項３】
前記位相制御部（２）からの第１正弦波信号と前記第２正弦波信号との振幅を同一または所定の範囲に調整し、調整した２つの正弦波信号を前記切り替え部（３）に加える振幅調整部（１）を備えることを特徴とする請求項１に記載の信号切り替え装置。
【請求項４】
前記切り替え部（３）は、信号の切り替えのときに、切り替え前に出力している正弦波信号の振幅を時間と共に減少し、切り替え後に出力する正弦波信号の振幅を時間と共に増加して、２つの正弦波信号の和を一定にすることを特徴とする請求項２または３に記載の信号切り替え装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、周波数が近似する２つの正弦波信号を切り換える信号切り替え装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
信号切り替え装置は、たとえば、地上デジタルテレビジョン放送用の放送機器の基準信号を切り替えるために用いられる。この放送機器からは、正弦波信号の基準信号に同期した映像信号が出力される。通常、放送機器では、保守や故障に対応するために、現用と予備の２つの基準信号発生器が用意されている。そして、切り替え器によって、信号発生器からの出力が切り替えられる。
【０００３】
こうした２つの基準信号発生器と切り替え器とを用いた切り替え方式によって、基準信号が途切れることなく供給される。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかし、先に述べた信号切り替え方式には、次のような問題点がある。つまり、現用の基準信号発生器からの基準信号を、予備の基準信号発生器からの基準信号に切り替える際に、信号の切れ目が発生しないようにする。しかし、２つの信号の周波数は近似しているが、２つの信号には位相差がある。この結果、現用から予備に切り替える際には、切り替え器から出力される基準信号には不連続が発生し、放送機器が生成する映像信号等に影響を与える。
【０００５】
この発明は、前記の課題を解決し、正弦波信号を切り替える際に、信号に不連続が発生することを防止することができる信号切り替え装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
前記課題を解決するために、請求項１の発明は、第１信号源が発生する第１正弦波信号と、第２信号源が発生する第２正弦波信号とを、切り替え信号によって切り替える信号切り替え装置において、前記第１正弦波信号の位相を回転することによって、前記第１正弦波信号の位相と前記第２正弦波信号の位相との差を所定範囲内にし、位相を調整した第１正弦波信号と、第２正弦波信号とを出力する位相制御部と、前記位相制御部からの第１正弦波信号と第２正弦波信号の一方を出力し、前記切り替え信号が入力されると、他方の正弦波信号を出力する切り替え部とを備えることを特徴とする信号切り替え装置である。
請求項２の発明は、請求項１に記載の信号切り替え装置において、前記第１正弦波信号と前記第２正弦波信号との振幅を同一または所定の範囲に調整し、調整した２つの正弦波信号を前記位相制御部に加える振幅調整部を備えることを特徴とする。
請求項３の発明は、請求項１に記載の信号切り替え装置において、前記位相制御部からの第１正弦波信号と前記第２正弦波信号との振幅を同一または所定の範囲に調整し、調整した２つの正弦波信号を前記切り替え部に加える振幅調整部を備えることを特徴とする。
請求項４の発明は、請求項２または３に記載の信号切り替え装置において、前記切り替え部は、信号の切り替えのときに、切り替え前に出力している正弦波信号の振幅を時間と共に減少し、切り替え後に出力する正弦波信号の振幅を時間と共に増加して、２つの正弦波信号の和を一定にすることを特徴とする。
【発明の効果】
【０００７】
この発明によれば、第１正弦波信号と第２正弦波信号との位相が同じなるように調整しているので、たとえば、第１正弦波信号から第２正弦波信号に切り替えるときに、信号の位相に不連続が発生することを防ぐことができる。かつ、位相を回転することによって、第１正弦波信号と第２正弦波信号との位相差が同じになるようにしているので、連続した位相の調整ができ、第１正弦波信号と第２正弦波信号との位相を確実に同じにすることができる。
【０００８】
また、この発明によれば、第１正弦波信号と第２正弦波信号との位相が同じなるように調整し、かつ、２つの信号の振幅が同じなるように調整しているので、信号を切り替えるときに、信号に不連続が発生することを防ぐことができ、信号のスムーズな切り替えるができる。
【０００９】
さらに、この発明によれば、２つの正弦波信号を切り替えるときに、切り替え前に出力している正弦波信号の振幅を時間と共に減少し、切り替え後に出力する正弦波信号の振幅を時間と共に増加して、２つの正弦波信号の和を一定にするので、シームレスな切り替えが可能になる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
つぎに、この発明の実施形態について説明する。
［実施形態１］
この実施形態による信号切り替え装置を図１に示す。図１の信号切り替え装置は、たとえば、地上デジタルテレビジョン放送用の放送機器の基準信号を切り替えるために用いられる。この信号切り替え装置は、振幅調整部１と位相制御部２とシームレス切り替え部３と入力端子４Ａ〜４Ｃと出力端子５とで構成されている。
【００１１】
入力端子４Ａは予備の信号源（図示を省略）に接続され、入力端子４Ｂは現用の信号源（図示を省略）に接続されている。入力端子４Ａには予備の基準信号が加えられ、入力端子４Ｂには現用の基準信号が加えられる。２つの基準信号はいずれも正弦波信号である。入力端子４Ｃは切り替え器（図示を省略）に接続され、この切り替え器から、後述する切り替え信号ｅが入力端子４Ｃに入力される。切り替え信号ｅは、現用の基準信号と予備の基準信号とを切り替えるために用いられる。
【００１２】
振幅調整部１は、振幅調整回路１１、１２によって構成されている。振幅調整回路１１は入力端子４Ａに入力された予備の基準信号の振幅を調整して、この信号を所定振幅に調整し、振幅調整回路１２は入力端子４Ｂに入力された現用の基準信号の振幅を調整して、この信号を所定振幅に調整する。つまり、振幅調整部１は、予備の基準信号の振幅と現用の基準信号の振幅とが同じになるように、２つの信号を調整する。振幅調整回路１１、１２は演算増幅器などによって構成されている。振幅調整回路１１および振幅調整回路１２は、振幅を調整した予備の基準信号ａと現用の基準信号ｂとを、位相制御部２にそれぞれ加える。
【００１３】
位相制御部２は、振幅調整回路１１からの予備の基準信号ａと、振幅調整回路１２からの現用の基準信号ｂとの位相差を所定範囲内にして、これら２つの基準信号を出力する。こうした位相制御部２は、位相器２１と分配器２２と位相検出器２３と位相制御回路２４と分配器２５とで構成されている。
【００１４】
位相器２１は、予備の基準信号ａの位相を連続的に変える連続回転式位相器である。位相器２１は、図２に示すように、分配器２１Ａと、乗算器２１Ｂ、２１Ｃと、Ｄ／Ａ（デジタル／アナログ）コンバータ２１Ｄ、２１Ｅと、加算器２１Ｆとで構成されている。分配器２１Ａは、予備の基準信号ａの信号を２つに分配する。このとき、予備の基準信号ａとして、たとえば、
２1/2sin(ωt+Φ0)
が入力されると、分配器２１Ａは、sinωtの正弦波信号ａ１と、この正弦波信号ａ１と位相が９０度異なるcosωtの余弦波信号ａ２とを出力する。
【００１５】
位相器２１のＤ／Ａコンバータ２１Ｄは、デジタル信号をアナログ信号に変換する。Ｄ／Ａコンバータ２１Ｄには、位相検出器２３から後述する乗算係数信号ｄ１として、デジタルのcosθの信号が加えられる。Ｄ／Ａコンバータ２１Ｄは、デジタルのcosθの乗算係数信号ｄ１を、アナログの乗算係数信号ｄ１１に変換して乗算器２１Ｂに加える。同じように、Ｄ／Ａコンバータ２１Ｅには、位相検出器２３から後述する乗算係数信号ｄ２として、デジタルのsinθの信号が加えられる。Ｄ／Ａコンバータ２１Ｅは、デジタルのsinθの乗算係数信号ｄ２を、アナログの乗算係数信号ｄ１２に変換して乗算器２１Ｃに加える。
【００１６】
乗算器２１Ｂは、正弦波信号ａ１のsinωtと、乗算係数信号ｄ１１のcosθとを掛け合わせ、sinωtcosθの演算信号ａ１１を加算器２１Ｆに出力し、乗算器２１Ｃは、余弦波信号ａ２のcosωtと、乗算係数信号ｄ１２のsinθとを掛け合わせ、cosωtsinθの演算信号ａ１２を加算器２１Ｆに出力する。加算器２１Ｆは、乗算器２１Ｂからのsinωtcosθと、乗算器２１Ｃからのcosωtsinθとを加算し、
sinωtcosθ+cosωtsinθ=(cos2θ+sin2θ)1/2sin(ωt+α)
=sin(ωt+α)
となる信号を出力する。ここで、
α=tan-1(sinθ/cosθ)=θ
である。つまり、位相器２１は、乗算係数信号ｄ１のcosθおよび乗算係数信号ｄ２のsinθの角度θだけ、予備の基準信号ａの位相を回転する。そして、位相器２１は、位相を回転した位相回転信号ｃを分配器２２に出力する。
【００１７】
分配器２２は、位相器２１からの予備の基準信号であり、かつ、位相を回転した位相回転信号ｃを分岐し、一方の位相回転信号ｃ１をシームレス切り替え部３に出力し、他方の位相回転信号ｃ２を位相検出器２３に出力する。分配器２５は、振幅調整回路１２からの現用の基準信号ｂを分岐し、一方の現用基準信号ｂ１をシームレス切り替え部３に出力し、他方の現用基準信号ｂ２を位相検出器２３に出力する。
【００１８】
位相検出器２３は、分配器２２からの位相回転信号ｃ２と、分配器２５からの現用基準信号ｂ２との位相差を検出する。このとき、位相検出器２３は、図３に示すように、位相回転信号ｃ２のゼロクロスポイントの時間ｔ１と、現用基準信号ｂ２のゼロクロスポイントの時間ｔ２とを調べ、時間ｔ１と時間ｔ２との時間差Ｔ１を、
Ｔ１＝ｔ１−ｔ２
として算出する。位相検出器２３は、算出した時間差Ｔ１から、位相回転信号ｃ２と現用基準信号ｂ２との位相差を検出する。そして、位相検出器２３は、検出した位相差を示す検出信号を位相制御回路２４に出力する。
【００１９】
位相制御回路２４は、位相器２１による位相回転を制御するための位相制御信号ｄを生成する。つまり、位相制御回路２４は、位相検出器２３からの検出信号が示す位相差を基にして、先に述べた乗算係数信号ｄ１、ｄ２を生成し、これらの乗算係数信号ｄ１、ｄ２を位相制御信号ｄとして位相器２１に出力する。乗算係数信号ｄ１、ｄ２の生成に際して、位相制御回路２４には、あらかじめ所定の位相を示す値が設定されている。位相制御回路２４は、検出信号が示す位相差と設定された値とを比較し、この比較結果が所定範囲内になるように角度θを決め、cosθとsinθとを算出する。そして、位相制御回路２４は、cosθを乗算係数信号ｄ１とし、sinθを乗算係数信号ｄ２として、位相器２１のＤ／Ａコンバータ２１Ｄ、２１Ｅにそれぞれ出力する。
【００２０】
シームレス切り替え部３は、通常、分配器２５からの現用の基準信号を出力する。入力端子４Ｃを経由して、切り替え信号ｅが入力されると、シームレス切り替え部３は、分配器２２からの予備の基準信号であり、位相が調整された位相回転信号ｃ１と、分配器２５からの現用基準信号ｂ１とを基にして、基準信号ｆを出力する。こうしたシームレス切り替え部３は、アナログ乗算器３１、３２と切り替え制御回路３３と加算器３４とで構成されている。
【００２１】
切り替え制御回路３３は、傾斜電圧を生成して、アナログ乗算器３１、３２に出力する。切り替え制御回路３３は、図４に示すように、傾斜電圧発生回路３３１と、正規化回路３３２と、反転増幅回路３３３とで構成されている。
【００２２】
傾斜電圧発生回路３３１は、図５に示すように、演算増幅器３３Ａと、ツェナーダイオード３３Ｂ、３３Ｃと、抵抗３３Ｄと、コンデンサ３３Ｅとを備えている。演算増幅器３３Ａには、値がＶrefボルトの基準電圧があらかじめ入力され、抵抗３３Ｄには切り替え信号ｅが入力されている。切り替え信号ｅは、図８に示すように、現用の基準信号を出力するときには、値が０ボルトである。基準信号を現用から予備に切り替えるときには、値をＶ1ボルトにする。また、基準電圧の値Ｖrefは、切り替え信号ｅの０〜Ｖ1ボルトの間に設定されている。
【００２３】
切り替え信号ｅが値０ボルトであるとき、演算増幅器３３Ａはプラスの電圧を出力するが、ツェナーダイオード３３Ｃによって電圧が調整される。ツェナーダイオード３３Ｃの値がＶZボルトであるとき、演算増幅器３３Ａは、
Ｖref＋ＶZ
となる値の電圧を出力する。
【００２４】
基準信号を現用から予備に切り替えるために、切り替え信号ｅの値をＶ1ボルトにする。このとき、演算増幅器３３Ａはマイナスの電圧を出力するが、この電圧によりコンデンサ３３Ｅに対する充電が開始される。この充電のスピード、つまり、電圧が下降して電圧の傾斜が終了するまでの時間Ｔ２は、抵抗３３Ｄとコンデンサ３３Ｅとによって決定される時定数による。こうして、傾斜した電圧が演算増幅器３３Ａからの出力になり、この出力は次の式によって示される。
（Ｖref＋ＶZ）−ｔ・（Ｖ１−Ｖref）／ＣＲ
ここで、Ｒは抵抗３３Ｄの値であり、Ｃはコンデンサ３３Ｅの値である。また、値ｔは、切り替え信号ｅが値０ボルトからＶ１ボルトに変化したときから測った時間である。
【００２５】
コンデンサ３３Ｅに対する充電が終了すると、演算増幅器３３Ａからの出力は、ツェナーダイオード３３Ｂによって電圧が調整される。ツェナーダイオード３３Ｂの値がＶＺボルトであるとき、演算増幅器３３Ａは、最終的に、
Ｖref−ＶZ
となる値の電圧を出力する。
【００２６】
こうして、傾斜電圧発生回路３３１は、切り替え信号ｅの変化に応じて傾斜電圧ＶO１（図８）を発生する。
【００２７】
正規化回路３３２は、図６に示すように、傾斜電圧発生回路３３１から出力される傾斜電圧ＶO１の初期値、つまりｔ＝０のときの値Ｖref＋ＶZを１ボルトにし、傾斜電圧ＶO１の最終値、つまり電圧の傾斜が終了するときの値Ｖref−ＶZを０ボルトにして、傾斜電圧ＶO１を正規化する。正規化回路３３２は、図６に示すように、演算増幅器３３Ｆと抵抗３３Ｇ、３３Ｈ、３３Ｊとで構成される第１の回路３３２１と、抵抗３３Ｋ〜３３Ｍと演算増幅器３３Ｎとで構成される第２の回路３３２２とを備えている。
【００２８】
第１の回路３３２１は、傾斜電圧ＶO１の最終値Ｖref−ＶZを０ボルトにする。演算増幅器３３Ｆには、抵抗３３Ｇを経由して傾斜電圧が入力され、抵抗３３Ｈを経由して、値がＶOS1のオフセット電圧が入力される。演算増幅器３３Ｆからの出力は、
ＶO2＝−ａＶO１−ｂＶOS1
である。ここで、値ａ、ｂは抵抗３３Ｇ、３３Ｈ、３３Ｊによって決められる値である。演算増幅器３３Ｆの出力の値ＶO2が０ボルトになるように、オフセット電圧の値ＶOS1と抵抗３３Ｇ、３３Ｈ、３３Ｊの値とをあらかじめ選択しておく。
【００２９】
第２の回路３３２２は、増幅器であり、傾斜電圧ＶO１の初期値Ｖref＋ＶZを、この実施形態では１ボルトにする。このために、演算増幅器３３Ｎの増幅度を決める抵抗３３Ｋ〜３３Ｍの値をあらかじめ選択しておく。
【００３０】
正規化回路３３２は、こうして正規化し傾斜電圧ｇ１を反転増幅回路３３３に出力すると共に、乗算係数としてアナログ乗算器３２に出力する。
【００３１】
反転増幅回路３３３は、正規化回路３３２からの傾斜電圧ｇ１を反転する回路である。反転増幅回路３３３は、図７に示すように、抵抗３３Ｐ〜３３Ｒと演算増幅器３３Ｓとを備えている。演算増幅器３３Ｓには、抵抗３３Ｐを経由して、正規化回路３３２からの傾斜電圧ｇ１が入力され、抵抗３３Ｑを経由して、値がＶOS2のオフセット電圧が入力される。演算増幅器３３Ｓからの出力は、抵抗３３Ｐ〜３３Ｑとオフセット電圧の値ＶOS2とによって決められる値であり、これらの値は、あらかじめ決められている。これらの決められた値によって、反転増幅回路３３３は、傾斜電圧ｇ１の初期値を０ボルトにし、最終値を１ボルトにするように、傾斜電圧ｇ１を反転する。そして、反転増幅回路３３３は、反転した傾斜電圧ｇ１を反転傾斜電圧ｇ２としてアナログ乗算器３１に出力する。
【００３２】
傾斜電圧ｇ１と反転傾斜電圧ｇ２との傾斜部分を含む任意の時間での、２つの電圧を和は常に値１ボルトである。
【００３３】
シームレス切り替え部３のアナログ乗算器３１は、図９に示すように、位相回転信号ｃ１と傾斜電圧ｇ２との乗算を行って、振幅が調整された予備用基準信号ｃ１１を出力し、アナログ乗算器３２は、現用基準信号ｂ１と傾斜電圧ｇ１との乗算を行って、振幅が調整された現用基準信号ｂ１１を出力する。加算器３４は、アナログ乗算器３１からの予備用基準信号ｃ１１と、アナログ乗算器３２からの現用基準信号ｂ１１とを加える。予備の基準信号と現用の基準信号とは位相が一致しているので、加算器３４は、振幅が一定の基準信号を出力する。
【００３４】
以上がこの実施形態による信号切り替え装置の構成である。この信号切り替え装置によれば、入力端子４Ａには予備の基準信号が加えられ、入力端子４Ｂには現用の基準信号が加えられる。振幅調整部１は、振幅調整回路１１は入力端子４Ａに入力された予備の基準信号の振幅を調整して、この信号を所定振幅に調整し、振幅調整回路１２は入力端子４Ｂに入力された現用の基準信号の振幅を調整して、この信号を所定振幅に調整する。振幅調整回路１１および振幅調整回路１２は、振幅を調整した予備の基準信号ａと現用の基準信号ｂとを、位相制御部２の位相器２１と分配器２５とにそれぞれ加える。
【００３５】
位相制御部２は、振幅調整回路１１からの予備の基準信号ａの位相を、振幅調整回路１２からの現用の基準信号ｂに比べて、２つの信号の位相差を所定範囲内にする。そして、位相制御部２は、予備の基準信号ａの位相を回転した位相回転信号ｃ１と、現用基準信号ｂ１とをシームレス切り替え部３に加える。入力端子４Ｃに０ボルトの切り替え信号ｅが入力されると、シームレス切り替え部３の切り替え制御回路３３は、０ボルトの反転傾斜電圧ｇ２をアナログ乗算器３１に出力し、１ボルトの傾斜電圧ｇ１をアナログ乗算器３２に出力する。これによって、シームレス切り替え部３４には、アナログ乗算器３２からの現用基準信号ｂ１１が加えられるので、シームレス切り替え部３４は、振幅が調整された現用の基準信号ｂを出力する。
【００３６】
ところで、切り替え信号ｅが０ボルトからＶ1ボルトになると、切り替え制御回路３３は０ボルトから１ボルトに傾斜した反転傾斜電圧ｇ２と、１ボルトから０ボルトに傾斜した傾斜電圧ｇ１とを生成する。アナログ乗算器３１は、位相回転信号ｃ１と反転傾斜電圧ｇ２との乗算を行って、振幅が調整された予備用基準信号ｃ１１を出力し、アナログ乗算器３２は、現用基準信号ｂ１と傾斜電圧ｇ１との乗算を行って、振幅が調整された現用基準信号ｂ１１を出力する。加算器３４は、アナログ乗算器３１からの予備用基準信号ｃ１１と、アナログ乗算器３２からの現用基準信号ｂ１１とを加える。予備の基準信号と現用の基準信号とは位相が一致しているので、加算器３４は、振幅が一定であり位相の切れ目が無い基準信号を出力する。
【００３７】
［実施形態２］
この実施形態による信号切り替え装置を図１０に示す。この実施形態では、実施形態１の振幅調整部１が、位相制御部２とシームレス切り替え部３との間に接続されている。その他の構成は、実施形態１と同じであるので、実施形態１と同じように、シームレス切り替え部３から、振幅が一定であり位相の切れ目が無い基準信号を出力することができる。
【００３８】
以上、この発明の実施形態を詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計の変更等があっても、この発明に含まれる。
【図面の簡単な説明】
【００３９】
【図１】この発明の実施形態１による信号切り替え装置を示すブロック図である。
【図２】位相器の構成を示すブロック図である。
【図３】位相検出器の動作を説明するための波形図である。
【図４】切り替え制御回路の例を示すブロック図である。
【図５】傾斜電圧発生回路の例を示す回路図である。
【図６】正規化回路の例を示す回路図である。
【図７】反転増幅回路の例を示す回路図である。
【図８】切り替え制御回路の動作を説明する波形図である。
【図９】現用および予備用の基準信号に対する振幅の調整を説明する説明図である。
【図１０】この発明の実施形態２による信号切り替え装置を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００４０】
１  振幅調整部
１１、１２  振幅調整回路
２  位相制御部
２１  位相器
２１Ａ  分配器
２１Ｂ、２１Ｃ  乗算器
２１Ｄ、２１Ｅ  Ｄ／Ａコンバータ
２１Ｆ  加算器
２２  分配器
２３  位相検出器
２４  位相制御回路
２５  分配器
３  シームレス切り替え部３
３１、３２  アナログ乗算器
３３  切り替え制御回路
３３１  傾斜電圧発生回路
３３２  正規化回路
３３３  反転増幅回路
３３Ａ  演算増幅器
３３Ｂ、３３Ｃ  ツェナーダイオード
３３Ｄ  抵抗
３３Ｅ  コンデンサ
３４  加算器
４Ａ〜４Ｃ  入力端子
５  出力端子
【図１】
2005130064.tif 000003
【図２】
2005130064.tif 000004
【図３】
2005130064.tif 000005
【図４】
2005130064.tif 000006
【図５】
2005130064.tif 000007
【図６】
2005130064.tif 000008
【図７】
2005130064.tif 000009
【図８】
2005130064.tif 000010
【図９】
2005130064.tif 000011
【図１０】
2005130064.tif 000012