(57)【要約】【課題】  本発明は、高速、高性能な電流検出器を使用せず負荷電流状態の検出でスイッチ電力損失の少ないソフトスイッチングを行う補助共振ＰＷＭ電力変換装置を提供する。【解決手段】  直流電源１に、共振コンデンサCr1が並列接続された第１スイッチ手段Qx1,Dx1と、共振コンデンサCr2が並列接続された第２スイッチ手段Qx2,Dx2とが直列接続された複数のスイッチング回路Ｓと、接続点Ａと直流電源の直流電圧の中性点との間に補助共振転流回路Ｒとが接続され、ＰＷＭ信号に基づいて複数のスイッチング回路と補助共振転流回路のスイッチングが制御される。第１及び第２スイッチ手段に係るゼロ電圧スイッチングを行う駆動回路9,10は、負荷電流Ixの極性に応じて、主スイッチの両端電圧に基づいて検出したゼロ電圧タイミングから所定時間遅延させた時点をスイッチタイミングとする。【選択図】      図１
2005130612.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源の両端に接続され、第１共振コンデンサが並列接続された第１スイッチ手段と、第２共振コンデンサが並列接続された第２スイッチ手段とが直列接続された複数のスイッチング回路と、
前記第１スイッチ手段と前記第２スイッチ手段の接続点と前記直流電源の直流電圧の中性点との間に接続され、補助スイッチ素子を含む補助スイッチ手段と共振リアクトルとが直列に接続された補助共振転流回路と、
ＰＷＭ信号に基づいて、前記複数のスイッチング回路のスイッチングを制御する駆動回路とを有し、
前記直流電源の直流電力を交流電力に変換して、前記接続点に接続された負荷に出力する補助共振ＰＷＭ電力変換装置において、
前記接続点から出力される負荷電流の極性を検出する電流極性検出回路と、
前記第１スイッチ手段及び前記第２スイッチ手段の両端電圧がゼロ電圧になる時点を検出するゼロ電圧検出回路と、を備え、
前記駆動回路は、検出された前記負荷電流の極性に応じて、検出された前記第１スイッチ手段又は前記第２スイッチ手段に係るゼロ電圧時点から所定の第１時間だけ遅延させて前記第１スイッチ手段又は前記第２スイッチ手段をオフに制御し、該オフの時点から所定の第２時間だけ遅延させて前記第２スイッチ手段又は前記第１スイッチ手段をオンに制御することを特徴とする補助共振ＰＷＭ電力変換装置。
【請求項２】
前記駆動回路は、前記補助スイッチ手段をＰＷＭ信号に基づいてオフに制御した時点から所定の第３時間だけ遅延させて前記オンに制御された前記第２スイッチ手段又は前記第１スイッチ手段をオフに制御し、該オフの時点から前記第２時間だけ遅延させて前記第１スイッチ手段又は前記第２スイッチ手段をオンに制御することを特徴とする請求項１に記載の補助共振ＰＷＭ電力変換装置。
【請求項３】
前記第１時間と前記第３時間は、前記第１スイッチ手段と前記第２スイッチ手段に所定のブースト電流が夫々流れる長さに設定されていることを特徴とする請求項１又は２に記載の補助共振ＰＷＭ電力変換装置。
【請求項４】
前記第１時間及び前記第２時間の長さは、前記第２スイッチ手段又は前記第１スイッチ手段の前記オンの時点が、前記第１スイッチ手段に含まれる第１還流ダイオード又は前記第２スイッチ手段に含まれる第２還流ダイオードに電流が流れている間となるように設定されることを特徴とする請求項３に記載の補助共振ＰＷＭ電力変換装置。
【請求項５】
前記第３時間及び前記第２時間の長さは、前記第１スイッチ手段又は前記第２スイッチ手段の前記オンの時点が、前記第１スイッチ手段の両端がゼロ電圧となり、前記第２スイッチ手段の両端が前記直流電源の直流電圧となる時点以降になるように設定されていることを特徴とする請求項３に記載の補助共振ＰＷＭ電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、補助共振ＰＷＭ電力変換装置に関し、特に、直流電源の中性点に補助共振転流回路が接続されたスイッチング回路において、高速・高性能な検出器及び演算回路を必要としないでスイッチングタイミングを決定できるようにして、最適な共振電流時間によりゼロ電圧スイッチングを行うことができる補助共振ＰＷＭ電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、スイッチ素子として半導体素子を用いた電力変換装置においては、スイッチングの高周波化によって装置の小型化が図られているが、一方で、スイッチ電力損失の増大や、ＥＭＩノイズの増大などが問題となっている。
【０００３】
そこで、この問題の解決策として、共振回路を利用してソフトスイッチングを行うことを利用した低損失の電力変換装置が開発されている。補助共振回路方式のソフトスイッチングは、直流電源の中性点に補助共振転流回路を接続し、電力変換装置のスイッチング回路をＬＣ共振状態で動作させるものであり、そのスイッチング回路のスイッチ素子が、その端子間において、ゼロ電圧状態又はゼロ電流状態で動作するようになっている。
【０００４】
このソフトスイッチングを、電力変換装置におけるスイッチング回路の動作の仕方に適用することによって、スイッチ素子のターンオフ期間又はターンオン期間における電圧又は電流の傾きが緩やかになり、スイッチングの過渡時におけるスイッチ電力損失や、サージが減少するという利点が生じる。
【０００５】
これまで、補助共振ＰＷＭ電力変換装置は、種々開発されている。例えば、共振型電力変換装置の制御装置において、負荷電流を検出する負荷電流検出手段と、負荷電流に応じた転流時に動作する共振回路の動作時間を有するメモリと、転流時に動作時間をもとに共振回路を動作させる制御手段とを備え、スイッチ素子がオフするときに、スイッチ素子に流れる電流が一定値になるように共振回路の動作時間を負荷の電流値に応じて変化させるようにした共振型電力変換装置が提案されている（例えば、特許文献１を参照）。
【０００６】
それまで利用されてきた従来の電力変換装置では、スイッチング回路のスイッチ素子の転流時において、オフすべきスイッチ素子には必ずある一定以上の電流を流し、該スイッチ素子のオフ時に該スイッチ素子に並列接続されたスナバコンデンサを電源電圧まで充電する必要があった。そのため、オフ時に該スイッチング素子の電流値が設定した基準電流値に達しない場合は、補助共振回路を動作させ、オフすべきスイッチ素子のオフを該スイッチ素子の電流値が基準電流値に達するまで遅らせていた。
【０００７】
オフすべきスイッチ素子の電流値が基準電流値に達するまでオフを遅らす場合、遅れ時間を補償し正確に該スイッチ素子をオフする必要がある。一般に共振回路の動作は共振周期が非常に短く、しかも大電流を流すため、電力変換器のスイッチング回路におけるスイッチ素子の電流値をフィードバックするには、非常に高速かつ高精度な検出器が必要であり制御も複雑となっていた。
【０００８】
また、そのスイッチング回路におけるスイッチ素子の電流検出の遅れや制御の遅れにより、共振電流を一定値に制御できなくなり、必要以上の過大な共振電流が流れ、そのため、スイッチ素子のオフ時のスイッチ電力損失が増加し、補助共振回路の損失も増加することとなり、スイッチングの遅れが大きくなるとデッドタイムが大きく変化するため、出力の電圧及び電流制御に大きな影響を与えていた。
【０００９】
そこで、特許文献１で提案された電力変換装置は、複雑かつ高性能な検出器を必要とせず、主スイッチング回路のスイッチ素子、スナバコンデンサ及び補助共振回路からなる共振回路の制御を容易かつ安定に動作させ、主スイッチング回路及び補助共振回路の損失を必要最小限にしようとしたものである。
【００１０】
また、電力変換装置の出力電流が変動しても、常に確実にゼロ電圧スイッチングを行うことができ、出力電流の変動に影響されずに部分共振動作を行うことができ、しかも十分なＰＷＭ制御範囲を確保することができるようにした補助共振ＰＷＭ電力変換装置が提案されている（例えば、特許文献２を参照）。
【００１１】
ここで、この提案された従来の補助共振ＰＷＭ電力変換装置の回路構成を、図５に示した。同図に示された補助共振ＰＷＭ電力変換装置は、補助共振転流回路Ｒと、複数のスイッチング回路Ｓと、これらの回路のスイッチングタイミングを制御する制御回路とを備えている。
【００１２】
スイッチング回路Ｓは、直列接続された２つの主スイッチ素子Ｑｘ１、Ｑｘ２を有し、主スイッチ素子Ｑｘ１、Ｑｘ２からなるスイッチング回路Ｓは、直流電源１の両端子間に並列接続されている。主スイッチ素子Ｑｘ１、Ｑｘ２には、還流ダイオードＤｘ１、Ｄｘ２と共振コンデンサＣｒ１、Ｃｒ２とが夫々並列に接続されている。なお、図５では、回路構成を分かり易くするため、スイッチング回路Ｓとして、１相分が代表的に示されており、多相出力する場合には、スイッチング回路Ｓを、その多相分だけ、直流電源１に並列接続される。例えば、単相出力の場合であれば、スイッチング回路Ｓ及び補助共振転流回路Ｒの２組が、また、三相出力の場合であれば、スイッチング回路Ｓ及び補助共振転流回路Ｒの３組が、直流電源１に並列接続される。
【００１３】
主スイッチ素子Ｑｘ１、Ｑｘ２の中間接続点であり、かつ、負荷への出力ラインの接続点である出力端子Ａには、補助共振転流回路Ｒが接続され、共振リアクトルＬｒの一方の端子が接続され、その共振リアクトルＬｒの他方の端子には、直列接続された補助スイッチ素子Ｑａ１、Ｑａ２が接続されている。コンデンサＣｎ１、Ｃｎ２は、電源電圧Ｅを２分割するためのコンデンサであり、このコンデンサＣｎ１、Ｃｎ２の中間接続点には、補助共振転流回路Ｒの他端が接続され、該中間接続点は、補助スイッチ素子Ｑａ１、Ｑａ２を介して共振用リアクトルＬｒの他方の端子に接続される。
【００１４】
主スイッチ素子Ｑｘ１、Ｑｘ２の制御端子には、ゲート信号制御回路７が接続され、各主スイッチ素子がオン・オフ駆動される。補助スイッチ素子Ｑａ１、Ｑａ２の制御端子には、互いに反転したパルス信号を供給するＰＷＭ信号発生回路６が接続される。図５において破線で示された制御回路は、パルス信号Ｐを出力するＰＷＭ信号発生回路６、ゲート信号制御回路７、そして、出力端子Ａに接続されている出力ラインに流れる電流を検出する電流検出器８を備えている。ゲート信号制御回路７は、ＰＷＭ信号発生器６から出力されるパルス信号Ｐを所定量だけスイッチングタイミングを調整し、主スイッチ素子Ｑｘ１、Ｑｘ２のオン・オフのタイミングを制御している。
【００１５】
ゲート信号制御回路７は、例えば、ＰＷＭ信号発生器６が出力するパルス信号Ｐの立ち上がり時点から主スイッチ素子Ｑｘ２がオフするまでの時間に対応して第１遅延した信号を主スイッチ素子Ｑｘ２の制御端子に出力し、そのパルス信号Ｐの立ち下がり時点から主スイッチ素子Ｑｘ１がオフするまでの時間に対応して第２遅延した信号を主スイッチ素子Ｑｘ１の制御端子に出力するようになっている。
【００１６】
ここで、負荷に流れる負荷電流をＩｘとしたとき、例えば、還流ダイオードＤｘ２に電流Ｉｘが還流しており、この状態から、主スイッチ素子Ｑｘ１へ転流するときの状態について説明する。ＰＷＭ信号発生器６から、Ｈレベルのパルス信号Ｐが出力されたとしたとき、補助スイッチ素子Ｑａ１がオンし、共振リアクトルＬｒに、電流Ｉｒが流れ始める。一方、電流検出器８によって検出された出力ラインに流れる電流に係る検出電流値に第１遅延信号を加算した加算信号が生成される。そして、パルス信号Ｐの立上り時点から、その加算信号に応じた時間だけ遅延させてパルス信号Ｐ1が出力される。
【００１７】
出力されたパルス信号Ｐ1によって、主スイッチ素子Ｑｘ２をオフにする。つまり、このとき、パルス信号Ｐの立ち上がり時点から加算信号に応じた時間だけ遅延された時点で主スイッチ素子Ｑｘ２がオフされることになる。
【００１８】
主スイッチ素子Ｑｘ２のオフにより、共振リアクトルＬｒと共振コンデンサＣｒ１、Ｃｒ２が共振動作に入り、共振コンデンサＣｒ２の電圧は上昇していく。この共振コンデンサＣｒ２の電圧が電源電圧Ｅに達する時点で、還流ダイオードＤｘ１がオンする。そして、主スイッチ素子Ｑｘ２がオフしてから所定時間遅延させた時点Ｔｘで、主スイッチ素子Ｑｘ１をオンさせる。この遅延させる所定時間は、予め定められた一定時間であり、時点Ｔｘは、共振コンデンサＣｒ２の電圧が電源電圧Ｅに到達した時点と、出力電流Ｉｘが共振リアクトルＬｒに流れる電流Ｉｒと等しくなる時点との間の期間内に入るように設定されている。
【００１９】
主スイッチ素子Ｑｘ１が、この期間内における時点Ｔｘでオンされるので、ゼロ電圧スイッチングが行われることになる。ここで、還流ダイオードＤｘ２に流れる電流Ｉｘが変動して、大きくなった場合について説明する。
【００２０】
電流Ｉｘが、高レベルに変動した場合、変動前と同じ時点で、主スイッチ素子Ｑｘ２をオフすると、電流Ｉｒが小さくなってしまい、この結果、ゼロ電圧スイッチングが困難となる。しかし、電流検出器８から出力される検出電流値と第１遅延信号とを加算した加算信号を出力し、パルス信号Ｐの立上り時点から、その加算信号に応じた時間だけ遅延させてパルス信号Ｐ1を出力するので、変動前の時点よりも遅い時点で、主スイッチ素子Ｑｘ２がオフすることになる。この結果、所定の大きさの電流Ｉrを得ることができる。
【００２１】
ところで、電流Ｉｘの変動に拘わらず、電流Ｉrを一定とすれば、主スイッチ素子Ｑｘ２がオフになる時点から共振コンデンサＣｒ２の電圧が電源電圧Ｅに到達する時点までの期間と、負荷電流Ｉｘの変動に対応した時点から共振コンデンサＣｒ２の電圧が電源電圧Ｅに到達する時点までの期間とは、一定となり、主スイッチ素子Ｑｘ２がオフになる時点と、負荷電流Ｉｘの変動に対応した時点とを基準にして設定する時点Ｔｘは容易に得られる。つまり、電流Ｉｒが負荷電流Ｉｘになる時点と、主スイッチ素子Ｑｘ２をオフにした時点との期間を一定にしておけば、電流Ｉrが一定となるため、電流Ｉｘの変動に応じて、主スイッチ素子Ｑｘ２のオフの時点を基準にして時点Ｔｘのタイミングを容易に取ることができる。
【００２２】
そこで、特許文献２に開示された補助共振ＰＷＭ電力変換装置では、負荷電流Ｉｘの検出値に基づき、ＰＷＭ信号発生回路６から出力されるパルス信号Ｐに所定の遅延を施し、所定時間遅延させた時点Ｔｘで主スイッチ素子Ｑｘ１をオンさせているので、出力電流Ｉｘの変動に拘わらず、常に、ゼロ電圧スイッチングを行うことができるというものである。
【００２３】
【特許文献１】特開平８−３４０６７６号公報
【特許文献２】特開２０００−１８４７３８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２４】
ところで、上述した従来に提案された補助共振ＰＷＭ電力変換装置では、負荷電流の電流値を検出し、この検出した電流値に基づいて、主スイッチ素子のオン・オフのタイミングを制御することにより、ゼロ電圧スイッチング又はゼロ電流スイッチングを実現しているものである。
【００２５】
いずれの従来技術によるＰＷＭ変換装置でも、その出力において、負荷電流の電流値を検出することが行われてはいるものの、負荷電流の検出の仕方についての詳細には言及されていない。この検出電流値が細かく変動すると、高周波駆動される主スイッチ素子のタイミング制御に大きく影響し、オン・オフのタイミングを正確に制御することは難しくなるところから、上述した従来に提案された補助共振ＰＷＭ電力変換装置では、出力電流Ｉｘの変動が大きい場合や、動作周波数に比較して大幅に小さい周波数の交流電流を出力する場合に対応可能である。従って、上述した従来に提案された補助共振ＰＷＭ電力変換装置は、負荷として、交流電動機などに用いられる場合に適したものといえる。
【００２６】
補助共振ＰＷＭ電力変換装置において、確実にソフトスイッチングを行わせるには、負荷電流の検出が必要となる。しかし、補助共振ＰＷＭ電力変換装置の負荷が、電動機でないときに負荷電流の電流値を検出する場合や、その装置の出力を系統連携するために、その出力にローパスフィルタが挿入されているとき、特に、そのローパスフィルタの入力側で負荷電流の電流値を検出する場合には、電流検出回路８で検出できる負荷電流にリップル（高調波）が含まれている。
【００２７】
そこで、この検出できた負荷電流に、リップルが存在すると、スイッチング回路のスイッチングタイミングの制御に問題となることを、次に、説明する。この場合の負荷電流Ｉｘの変化の様子を、図４に示した。同図では、太線で示された負荷電流Ｉｘは、上側である主スイッチ素子Ｑｘ１のオン期間と、下側である主スイッチ素子Ｑｘ２のオン期間に合わせてリップルを有していることを示している。そこで、主スイッチ素子Ｑｘ１、Ｑｘ２のオフ時に流れる電流を正確に検出するには、図４に示すように、時間Ｔ１ｕ、Ｔ２ｕのタイミングで負荷電流Ｉｘをサンプリングし、電流値Ｉ１ｕ、Ｉ２ｕの両方を検出する必要がある。
【００２８】
また、補助共振ＰＷＭ電力変換装置が三相を出力する場合には、図４に示した場合は、１相分であるので、サンプリングのタイミングが６個所必要になる。この検出を正確に実現するには、高速、高性能な検出器が必要となる。そこで、その検出器を少なくして簡略化して電流値を検出したとすると、仮に、時間Ｔ１ｕのタイミングだけで、電流値Ｉ１ｕの検出を行って、主スイッチ素子のオン・オフのタイミングを制御すると、上下アームの共振電流注入時間に差が生じることとなって、直流電源の中性点にずれが発生する。この中性点変動により、共振動作時に、共振コンデンサＣｒ１又はＣｒ２に電荷が残ったままとなる。この様になると、主スイッチ素子に過大なストレスがかかり、主スイッチ素子の破壊やノイズの発生原因となる。
【００２９】
また、その装置の出力を系統連携するために、その出力にローパスフィルタが挿入されていて、そのローパスフィルタの出力側で負荷電流の電流値を検出する場合であっても、負荷電流Ｉｘの検出電流は、図４に示された負荷電流Ｉｘのように、リップルを含んでいない電流となっているが、主スイッチ素子Ｑｘ１、Ｑｘ２に流れる電流と、負荷電流Ｉｘの検出電流とには、ローパスフィルタに含まれるインダクタンスＬとコンデンサＣとによる位相差が存在する。そのため、ある検出タイミングで見たとき、その電流値に差が生じている。その検出電流値を基にして、確実に、共振コンデンサＣｒ１、Ｃｒ２に電荷がなくなる共振電流注入時間を決定すると、ゼロ電圧スイッチングに必要な電流より大きな電流が、主スイッチング回路、補助共振転流回路に流れる結果になる。この場合には、ローパスフィルタの入力側で負荷電流を検出する場合のように、中性点変動は起こらないが、回路のスイッチ電力損失が増加し、効率が低下することになる。
【００３０】
この様に、負荷電流Ｉｘにリップルが存在する位置での電流検出では、高速、高性能な検出器を用いれば、正確なタイミング制御を実現できるが、制御が複雑になり、しかも、コストが嵩むという問題がある。この問題を回避するため、電流検出の仕方を簡便なものとすると、中性点変動を来たし、主スイッチ素子の破壊やノイズの発生を招来するという問題がある。一方、系統連携した補助共振ＰＷＭ電力変換装置において、ローパスフィルタの出力側で負荷電流Ｉｘを電流検出する場合でも、主スイッチ素子に流れる電流と負荷電流Ｉｘの検出電流とに差が発生することになり、この差を含む検出電流値に基づいてタイミング制御が行われると、ゼロ電圧スイッチングに必要な電流より大きな電流を流す結果となって、スイッチ電力損失を増大させてしまうという問題がある。
【００３１】
従って、補助共振ＰＷＭ電力変換装置において、リップルが含まれた負荷電流の検出電流値に基づいて正確なソフトスイッチングを実現しようとすると、上述した問題がある。そこで、本発明の目的は、高速、高性能な検出器や複雑な演算回路を使用せずに、簡単に負荷電流Ｉｘの状態を検出することによってスイッチングタイミングを決定し、スイッチ電力損失の少ないソフトスイッチングを行える補助共振ＰＷＭ電力変換装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００３２】
上記問題点を解決するため、本発明では、直流電源の両端に接続され、第１共振コンデンサが並列接続された第１スイッチ手段と、第２共振コンデンサが並列接続された第２スイッチ手段とが直列接続された複数のスイッチング回路と、前記第１スイッチ手段と前記第２スイッチ手段の接続点と前記直流電源の直流電圧の中性点との間に接続され、補助スイッチ素子を含む補助スイッチ手段と共振リアクトルとが直列に接続された補助共振転流回路と、ＰＷＭ信号に基づいて、前記複数のスイッチング回路のスイッチングを制御する駆動回路とを有し、前記直流電源の直流電力を、前記接続点に接続された負荷に交流電力を出力する補助共振ＰＷＭ電力変換装置において、前記接続点から出力される負荷電流の極性を検出する電流極性検出回路と、前記第１スイッチ手段及び前記第２スイッチ手段の両端電圧がゼロ電圧になる時点を検出するゼロ電圧検出回路とを備え、前記駆動回路は、検出された前記負荷電流の極性に応じて、検出された前記第１スイッチ手段又は前記第２スイッチ手段に係るゼロ電圧時点から所定の第１時間だけ遅延させて前記第１スイッチ手段又は前記第２スイッチ手段をオフに制御し、該オフの時点から所定の第２時間だけ遅延させて前記第２スイッチ手段又は前記第１スイッチ手段をオンに制御することとした。
【００３３】
そして、前記駆動回路は、前記補助スイッチ手段をＰＷＭ信号に基づいてオフに制御した時点から所定の第３時間だけ遅延させて前記オンに制御された前記第２スイッチ手段又は前記第１スイッチ手段をオフに制御し、該オフの時点から前記第２時間だけ遅延させて前記第１スイッチ手段又は前記第２スイッチ手段をオンに制御することとした。
【００３４】
また、前記した補助共振ＰＷＭ電力変換装置では、前記第１時間と前記第３時間は、前記第１スイッチ手段と前記第２スイッチ手段に所定のブースト電流が夫々流れる長さに設定されるようにし、さらに、前記第１時間及び前記第２時間の長さは、前記第２スイッチ手段又は前記第１スイッチ手段の前記オンの時点が、前記第１スイッチ手段に含まれる第１還流ダイオード又は前記第２スイッチ手段に含まれる第２還流ダイオードに電流が流れている間となるように設定され、前記第３時間及び前記第２時間の長さは、前記第１スイッチ手段又は前記第２スイッチ手段の前記オンの時点が、前記第１スイッチ手段の両端がゼロ電圧となり、前記第２スイッチ手段の両端が前記直流電源の直流電圧となる時点以降になるように設定されることとした。
【発明の効果】
【００３５】
以上のように、本発明によれば、補助共振ＰＷＭ電力変換装置の負荷電流にリップルが含まれていても、高速・高性能な検出器や複雑な演算回路を必要としなくて済み、コストを低減することができる。さらには、所定のブースト電流が得られるように、共振電流注入時間の大きさを簡単に設定でき、ゼロ電圧スイッチングを、常に、しかも、確実に実現することができ、出力電流の検出誤差に対処して、最適なゼロ電圧スイッチングを行うことができ、スイッチ電力損失を低減することができ、スイッチング効率の高いＰＷＭ電力変換器を提供できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３６】
次に、本発明による補助共振ＰＷＭ電力変換装置における実施形態について、図を参照しながら説明する。本実施形態によるスイッチタイミングを決める負荷電流状態の検出を適用した補助共振ＰＷＭ電力変換装置の回路構成について、図１に示した。図１に示された補助共振ＰＷＭ電力変換装置の基本的なスイッチング回路構成は、図５に示された従来技術による補助共振ＰＷＭ電力変換装置のスイッチング回路構成と同様であり、補助共振転流回路Ｒと、複数のスイッチング回路Ｓと、これらの回路を制御する制御回路とを備えている。
【００３７】
スイッチング回路Ｓは、直列接続された２つの主スイッチ素子Ｑｘ１、Ｑｘ２を有し、主スイッチ素子Ｑｘ１、Ｑｘ２からなるスイッチング回路は、直流電源１の両端子間に並列接続されている。主スイッチ素子Ｑｘ１、Ｑｘ２には、還流ダイオードＤｘ１、Ｄｘ２と共振コンデンサＣｒ１、Ｃｒ２とが夫々並列に接続されている。なお、図１においても、図５の場合と同様に、回路構成を分かり易くするため、スイッチング回路Ｓとして、１相分が代表的に示されている。多相出力する場合には、スイッチング回路Ｓが、その多相分だけ、直流電源１に並列接続される。
【００３８】
主スイッチ素子Ｑｘ１、Ｑｘ２の中間接続点である出力端子Ａには、補助共振転流回路Ｒが接続され、共振リアクトルＬｒの一方の端子が接続され、その共振リアクトルＬｒの他方の端子には、直列接続された補助スイッチ素子Ｑａ１、Ｑａ２が接続されている。コンデンサＣｎ１、Ｃｎ２は、電源電圧Ｅを２分割するためのコンデンサであり、このコンデンサＣｎ１、Ｃｎ２の中間接続点には、補助共振転流回路Ｒの他端が接続され、該中間接続点は、補助スイッチ素子Ｑａ１、Ｑａ２を介して共振用リアクトルＬｒの他方の端子に接続される。なお、本実施形態による補助共振ＰＷＭ電力変換装置は、交流電動機などの負荷に出力を供給する場合を例としているので、主スイッチ素子Ｑｘ１、Ｑｘ２の中間接続点である出力端子Ａには、その出力ラインが接続されている。
【００３９】
主スイッチ素子Ｑｘ１、Ｑｘ２には、該素子をオン・オフ駆動するための駆動回路９、１０が接続されており、補助スイッチ素子Ｑａ１、Ｑａ２の夫々の制御端子には、該素子をオン・オフ駆動するためにＰＷＭ信号発生回路６が接続されている。
【００４０】
しかし、図５に示した従来技術による補助共振ＰＷＭ電力変換装置では、破線で示された制御回路は、パルス信号Ｐを出力するＰＷＭ信号発生回路６と、スイッチ素子Ｑｘ１、Ｑｘ２に駆動信号を供給するゲート信号制御回路７と、さらに、出力端子Ａに接続されている出力ラインに流れる電流を検出する電流検出器８とにより構成されたものであった。
【００４１】
そこで、本実施形態による補助共振ＰＷＭ電力変換装置における制御回路では、リップルを含んだ負荷電流Ｉｘの電流値を検出するのではなく、負荷電流Ｉｘの極性のみを検出することとし、その負荷電流Ｉｘの極性が正か負かを判別する電流正負判別回路１１を出力ラインに配置した。これによって、高速・高性能な検出器を不要とし、負荷電流Ｉｘの検出回路を簡素化した。
【００４２】
そして、従来技術による補助共振ＰＷＭ電力変換装置では、スイッチ素子Ｑｘ１、Ｑｘ２には、ゲート信号発生回路７から信号Ｐ１が供給され、この信号Ｐ１を生成するときの遅延量の基となる、負荷電流を検出する電流検出回路８が備えられていた。そのため、ゲート信号制御回路７がスイッチタイミングを制御しているので、制御回路が複雑なものとなっていた。そこで、本実施形態による補助共振ＰＷＭ電力変換装置では、補助共振転流回路Ｒの補助スイッチ素子Ｑａ１及びＱａ２のスイッチタイミングは、従来技術と同様に、ＰＷＭ信号発生回路６から出力されるパルス信号に基づいて決められ、また、スイッチング回路の主スイッチ素子Ｑｘ１及びＱｘ２のスイッチタイミングが、負荷電流Ｉｘの極性に応じて、主スイッチ素子Ｑｘ１又はＱｘ２の両端の点ａと点ｂ、点ｃと点ｄでゼロ電圧を直接検出したタイミングに基づいて決められるような駆動回路９、１０とした。これによって、従来において複雑な制御回路を簡単化でき、負荷電流にリップルが含まれる場合であっても、常に、かつ確実にゼロ電圧スイッチングを実現することができる。
【００４３】
次いで、この様に回路構成された本実施形態の補助共振ＰＷＭ電力変換装置において、正確なゼロ電圧スイッチングを実現することについて説明する。図１に示した補助共振ＰＷＭ電力変換装置においては、出力端子Ａに接続された出力ラインから、電流正負判別回路１１によって負荷電流Ｉｘの極性が検出される。電流正負判別回路１１は、この負荷電流Ｉｘの極性に応じて、スイッチング回路の主スイッチ素子Ｑｘ１、Ｑｘ２のどれをスイッチさせるかの駆動側を決めるためにだけ使用される。
【００４４】
前述の図４に示したように、主スイッチ素子Ｑｘ１、Ｑｘ２のオフ時に流れる負荷電流Ｉｘを正確に検出するには、負荷電流Ｉｘを時間Ｔ１ｕ、Ｔ２ｕのタイミングでサンプリングし、しかも、電流値Ｉ１ｕ、Ｉ２ｕの両方を検出する必要があるが、この電流検出には、問題があることは、既に述べた。そこで、本実施形態における電流検出では、この問題を回避するものとして、負荷電流Ｉｘの極性に応じて、主スイッチ素子のゼロ電圧タイミングを、直接、当該主スイッチ素子の両端の電圧に基づいて検出するようにした。これで、時間Ｔ１ｕと時間Ｔ２ｕのタイミングで電流値Ｉ１ｕ、Ｉ２ｕをサンプリングする必要を無くした。
【００４５】
図１に示された補助共振ＰＷＭ電力変換装置が三相インバータである場合には、各相について、電流正負判別回路１１を当該出力ラインに配置し、当該相のスイッチング回路の主スイッチ素子Ｑｘ１、Ｑｘ２に夫々駆動回路９、１０を接続すればよい。各相の出力ラインに流れる負荷電流Ｉｘの極性に応じて、主スイッチ素子のゼロ電圧タイミングが検出されて、各相におけるスイッチング回路のゼロ電圧スイッチングを実現できる。
【００４６】
次に、図１に示された本実施形態の補助共振ＰＷＭ電力変換装置で用いられている駆動回路９、１０について、その具体的回路例を図２に示した。駆動回路９と駆動回路１０とは、同じ回路構成を有し、それらのオン・オフの動作タイミングは、互いに反対になっている。
【００４７】
駆動回路９は、図２に示すように、ゼロ電圧検出回路９１、パルス遅延回路９２、オンディレイタイマ９３、信号保持回路９４、そして、オフディレイタイマ９５を備えている。
【００４８】
ゼロ電圧検出回路９１の一端子は、還流ダイオードＤｘ１のカソード、即ち、主スイッチ素子Ｑｘ１のコレクタである点ａに、その他端子は、該ダイオードＤｘ１のアノード、即ち、主スイッチ素子Ｑｘ１のエミッタである点ｂに接続されており、ゼロ電圧検出回路９１は、点ａと点ｂと間の電圧を検出し、還流ダイオードＤｘ１のオン電圧がゼロ電圧（０Ｖ）になる点、即ち、還流ダイオードＤｘ１から主スイッチ素子Ｑｘ１に転流するタイミングを検出する回路である。
【００４９】
パルス遅延回路９２は、ゼロ電圧検出回略９１からの出力を所定の時間ΔＴ１だけ遅延させた信号を出力するものであり、このΔＴ１遅延信号は、負荷電流Ｉｘの極性を示すＨレベルのパルス出力と補助スイッチ素子Ｑａ２へのパルス信号Ｓａ２ｘとともにアンド回路に入力され、時間△Ｔ１遅延した後に、信号保持回路９４に対するリセット信号のＨレベルのパルスが生成される。
【００５０】
オフディレイタイマ９５は、信号保持回路９４の出力がＬレベルなった時に、信号保持回路９４の出力を時間ΔＴｘだけ遅延させる遅延タイマが動作するようになっており、時間△Ｔｘ後に、駆動回路１０の信号保持回路１０４のリセット信号としてＨレベルからＬレベルの信号を出力する回路である。
【００５１】
オンディレイタイマ９３は、ＰＷＭ信号発生回路６の信号Ｓａ２ｘがＨレベルになった時に、信号Ｓａ２ｘを時間ΔＴ２だけ遅延させる遅延タイマが動作するようになっており、時間△Ｔ２後に、信号保持回路９４のリセット信号としてＬレベルからＨレベルの信号を出力する回路である。
【００５２】
信号保持回路９４は、ＰＷＭ信号発生回路６の信号Ｓａ１ｘを入力信号とし、該入力信号がＨレベル、又はＨレベルからＬレベルで、入力されるリセット信号がＬレベルの時には、主スイッチ素子Ｑｘ１に駆動信号Ｓ１ｘをオン出力し、主スイッチ素子Ｑｘ１をオンさせる。また、該入力信号がＨレベル又はＬレベルで、入力されるリセット信号がＨレベルの時には、駆動信号Ｓ１ｘをオフ出力し、主スイッチ素子Ｑｘ１をオフさせる。
【００５３】
一方、駆動回路１０においても、図２に示すように、ゼロ電圧検出回路１０１、パルス遅延回路１０２、オンディレイタイマ１０３、信号保持回路１０４、オフディレイタイマ１０５を備えている。
【００５４】
ゼロ電圧検出回路１０１の一端子は、還流ダイオードＤｘ２のカソード、即ち、主スイッチ素子Ｑｘ２のコレクタである点ｃに、その他端子は、還流ダイオードＤｘ２のアノード、即ち、主スイッチ素子Ｑｘ２のエミッタである点ｄに接続され、点ｃと点ｄとの間の電圧を検出し、ダイオードＤｘ２のオン電圧がゼロ電圧（０Ｖ）になる点、即ち、該ダイオードＤｘ２から主スイッチ素子Ｑｘ２に転流するタイミングを検出する回路である。
【００５５】
パルス遅延回路１０２は、ゼロ電圧検出回路１０１から出力されたＨレベルのパルスを所定の時間△Ｔ１だけ遅延させるものであり、信号保持回路１０４にリセット信号としてＨレベルのパルスを出力する回路である。
【００５６】
オフディレイタイマ１０５は、信号保持回路１０４の出力がＬレベルなった時に、時間ΔＴｘだけ遅延させる遅延タイマが動作するようになっており、時間△Ｔｘ後に、駆動回路９内の信号保持回路９４のリセット信号としてＨレベルからＬレベルの信号を出力する回路である。
【００５７】
オンディレイタイマ１０３は、ＰＷＭ信号発生回路６のパルス信号Ｓａ１ｘを時間ΔＴ２だけ遅延させるものであり、パルス信号Ｓａ１ｘがＨレベルになった時に、遅延タイマが動作し、時間△Ｔ２後に、信号保持回路１０４のリセット信号としてＬレベルからＨレベルの信号を出力する回路である。
【００５８】
信号号保持回路１０４は、ＰＷＭ信号発生回路６のパルス信号Ｓａ２ｘを入力信号とし、該入力信号がＨレベル、又はＨレベルからＬレベルで、上記のリセット信号がＬレベルの時、主スイッチ素子Ｑｘ２の駆動信号Ｓ２ｘをオン出力し、主スイッチ素子Ｑｘ２をオンさせる。また、該入力信号がＨレベル又はＬレベルで、リセット信号がＨレベルの時、駆動信号Ｓ２ｘをオン出力し、主スイッチ素子Ｑｘ２をオフさせる回路である。
【００５９】
図１に示された補助共振ＰＷＭ電力変換装置に備えられた駆動回路９、１０は、以上のように構成されているが、次に、それらの駆動回路の動作を含めて、補助共振ＰＷＭ電力変換装置におけるスイッチング回路のゼロ電圧スイッチングについて、図３のタイムチャートを参照しながら説明する。図３のタイムチャートには、図１に示された補助共振ＰＷＭ電力変換装置の動作において現れる各部に流れる電流の変化と、各部の電圧の変化と、各スイッチ素子の動作タイミングとが、時間軸に沿った波形として図示されている。
【００６０】
ここで、図１に示された補助共振ＰＷＭ電力変換装置において、出力端子Ａから出力される負荷電流をＩｘ、共振リアクトルＬｒに流れる電流をＩａｘ、そして、主スイッチ素子Ｑｘ１に流れる電流をＩｓ１ｘ、主スイッチ素子Ｑｘ２に流れる電流をＩｓ２ｘとする。また、主スイッチ素子Ｑｘ１、還流ダイオードＤｘ１又は共振コンデンサＣｒ１の両端の電圧をＶｃｘ１、主スイッチ素子Ｑｘ２、還流ダイオードＤｘ２又は共振コンデンサＣｒ２の両端の電圧をＶｃｘ２とする。
【００６１】
図１の補助共振ＰＷＭ電力変換装置に係る制御回路の一部であるＰＷＭ信号発生回路６から駆動回路９、１０、及び、補助スイッチ素子Ｑａ１、Ｑａ２に出力されるパルス信号をＳａ１ｘ及びＳａ２ｘとしている。
【００６２】
なお、これらの電流及び電圧の符号については、図１に示した補助共振ＰＷＭ電力変換装置では、１相分について代表的に図示されているので、説明の都合上、便宜的に付したものである。図３では、負荷電流Ｉｘ、電流Ｉａｘ、電圧Ｖｃｘ１、電流Ｉｓ１ｘ、電圧Ｖｃｘ２、そして、電流Ｉｓ２ｘに係る変化状態が図示され、信号Ｓａ１ｘ、Ｓ２ａ２ｘ、Ｓ１ｘ及びＳ２ｘの出力状態と、オフディレイタイマ９５、１０５からの信号Ｓｏｆｆ１、Ｓ０ｆｆ２の出力状態と、オンディレイタイマ９３の出力とＩｘ負信号との論理積をとるアンド回路の出力信号Ｓｏｎ１の出力状態とが斜線を施して図示されている。さらに、ゼロ電圧検出回路１０１から出力されるパルス信号Ｐｚ２と、パルス遅延回路１０２の出力と、信号Ｓａ１ｘと、Ｉｘ正信号との論理積をとるアンド回路から出力されるパルス信号Ｐｔ２とが図示されている。
【００６３】
ここで、図１に示されたような補助共振ＰＷＭ電力変換装置におけるスイッチング動作について説明する。１相分の回路構成としては、直流電圧平滑と中性点電位維持のためのコンデンサＣｎ１、Ｃｎ２が直流電源１に並列接続され、主スイッチ素子Ｑｘ１と還流ダイオードＤｘ１と共振コンデンサＣｒ１の組と、主スイッチ素子Ｑｘ２と還流ダイオードＤｘ２と共振コンデンサＣｒ２の組とからなるスイッチング回路が直流電源１に並列に接続されている。そして、双方向スイッチを形成している補助スイッチ素子Ｑａ１と補助ダイオードＤａ１の組と、補助スイッチ素子Ｑａ２と補助ダイオードＤａ２の組と、共振リアクトルＬｒとの直列接続からなる補助共振転流回路が、コンデンサＣｎ１、Ｃｎ２の接続点である中性点と、出力端子Ａとの間に接続されている。
【００６４】
この回路構成において、オフしようとしている主スイッチ素子と並列に接続されている共振キャパシタ（電圧Ｖｃｘ１、Ｖｃｘ２）をゼロ電圧から直流電圧Ｅまで充電させることにより、主スイッチ素子のゼロ電圧スイッチングターンオフを実現し、補助共振転流回路により、オンしようとする主スイッチ素子と並列に接続されている共振キャパシタを直流電圧Ｅからゼロ電圧まで放電させて、ゼロ電圧又はゼロ電流スイッチングターンオンを実現している。ここで、補助共振転流回路の双方向スイッチ自身についても、直列接続された共振リアクトルＬｒによって、ゼロ電流スイッチング動作をさせることができる。図２で示されたＩｂは、ブースト電流を表している。
【００６５】
転流時の動作モード遷移の仕方は、転流開始時の状態によって異なるが、主スイッチ素子の定常モードにおける導通状態は、相電流の向きとスイッチングパターンによって、４つの回路状態Ａ、Ｂ、Ｃ及びＤが存在することが既に知られている。回路状態Ａのスイッチングパターンは、還流ダイオードＤｘ２から主スイッチ素子Ｑｘ１に、回路状態Ｂでは、主スイッチ素子Ｑｘ１から還流ダイオードＤｘ２に、回路状態Ｃでは、還流ダイオードＤｘ１から主スイッチ素子Ｑｘ２に、そして、回路状態Ｄでは、主スイッチ素子Ｑｘ２から還流ダイオードＤｘ１に転流する状態である。
【００６６】
図３は、回路状態Ａ及びＢにおける各部の動作波形と、そのときの各スイッチング信号のタイミングについて例示している。いま、負荷電流Ｉｘが正であり、還流ダイオードＤｘ２に電流Ｉｘが流れている回路状態Ａにおいて、還流ダイオードＤｘ２から主スイッチ素子Ｑｘ１へ転流するときについて説明する。
【００６７】
ＰＷＭ信号発生器６からパルス信号Ｓａ１ｘのオン信号が、時点ｔ０において出力されると、補助スイッチ素子Ｑａ１がオンして、共振リアクトルＬｒに電流Ｉａｘが流れ始める。電流Ｉｓ２ｘが還流ダイオードＤｘ２に流れているときは、該ダイオードのオン電圧が存在する。そのとき、共振リアクトルＬｒに流れる電流Ｉａｘが増加し、電流Ｉｓ２ｘが、還流ダイオードＤｘ２から主スイッチ素子Ｑｘ２に転流すると、ダイオ―ドＤｘ２のオン電圧は０Ｖになる。この０Ｖになったタイミングを、駆動回路１０内のゼロ電圧検出回路１０１が検出し、時点ｔ１にＨレベルのパルス信号Ｐｚ２を出力する。その立ち上りパルス信号Ｐｚ２をパルス遅延回路１０２で検出し、時点ｔ１から時間ΔＴ１だけ遅延させた時点ｔ２にパルス遅延回路１０２からＨレベルのパルス信号Ｐｔ２が出力される。そこで、信号保持回路１０４は、リセット信号のＨレベルを受け取り、駆動信号Ｓ２ｘのオフ信号を出力し、主スイッチ素子Ｑｘ２がオフする。
【００６８】
パルス遅延回路１０２に設定されている遅延時間△Ｔ１は、予め定められた一定時間であり、還流ダイオードＤｘ２から主スイッチ素子Ｑｘ２に転流するタイミングが分かれば、所定のブースト電流Ｉｂを得ることが出来きる。
【００６９】
主スイッチ素子Ｑｘ２のオフにより、共振リアクトルＬｒと共振コンデンサＣｒ１、Ｃｒ２が共振動作に入り、時点ｔ３において、電圧Ｖｃｘ１が０Ｖになり、Ｖｃｘ２の電圧が電源電圧Ｅに達すると、還流ダイオードＤｘ１がオンする。そして、主スイッチ素子Ｑｘ２の駆動信号Ｓ２ｘがオフとなる立ち下がり時点ｔ２で、オフディレイタイマ１０５のタイマが動作し、時間△Ｔｘ後の時点ｔ４において、主スイッチ素子Ｑｘ１に係る信号保持回路９４へのリセット信号がＨレベルからＬレベルになることにより、駆動信号Ｓ１ｘがオンになり、主スイッチ素子Ｑｘ１がオンとなる。
【００７０】
この時間ΔＴｘは、予め定められた一定時間であり、共振リアクトルＬｒと共振コンデンサＣｒ１、Ｃｒ２との共振時定数に従った長さで決まる。所定のデースト電流Ｉｂが得ることが出来れば、ダイオードＤｘ１に電流が流れている時点ｔ３から時点ｔ５の間に、時間ΔＴｘの最後である時点ｔ４が来るように設定できる。
【００７１】
この様に制御されると、主スイッチ素子Ｑｘ１が、時点ｔ３〜ｔ５の間でオンされるので、ゼロ電圧スイッチング、ゼロ電流スイッチングが行われたことになる。即ち、ゼロ電圧検出回路で、正確な時点ｔ１を検出することにより、ゼロ電圧スイッチが確実に起こるブースト電流Ｉｂを得ることが出来る。
【００７２】
負荷電流Ｉｘにリップル（高調波）が含まれる場合であっても、負荷電流Ｉｘの極性を示す正負の判別しか行なわないため、その検出のために、高速、高性能な検出器を必要としない。
【００７３】
次に、負荷電流Ｉｘが正であって、主スイッチ素子Ｑｘ１に流れている回路状態Ｂの場合を例にして、主スイッチ素子Ｑｘ１からダイオードＤｘ２に転流するモードの動作を説明する。
【００７４】
このモードでは、負荷電流Ｉｘが、所定のブースト電流Ｉｂ以上なら共振電流が不要であり、負荷電流Ｉｘにより転流が行われ、共振コンデンサＣｒ１は、電源電圧Ｅに、共振コンデンサＣｒ２は、０Ｖになる。
【００７５】
よって、電流Ｉｓ１ｘが０Ａからブースト電流Ｉｂに達する時間ΔＴ２を予め設定しておくことにより、常に、主スイッチ素子Ｑｘ１がオフするときには、電流Ｉｓ１ｘは、ブースト電流Ｉｂ以上の値であり、そこで、ゼロ電圧スイッチングが可能となる。
【００７６】
ＰＷＭ信号発生器６から、時点ｔ１０において、パルス信号Ｓａ２ｘのオン信号が出力されると、補助スイッチ素子Ｑａ２がオンする。また、駆動回路９内のオンディレイタイマ９３のタイマが動作し、時間ΔＴ２だけ遅延した時点ｔ１１において、信号保持回路９４にＨレベルのリセット信号を送ることにより、駆動信号Ｓ１ｘがオフ信号になり、主スィッチ素子Ｑｘ１がオフとなる。
【００７７】
主スイッチ素子Ｑｘ１のオフにより、共振リアクトルＬｒと共振コンデンサＣｒ１、Ｃｒ２が共振動作に入り、電圧Ｖｃｘ２が０Ｖになり、電圧Ｖｃｘ１が、時点ｔ１２において、電源電圧Ｅに達すると、還流ダイオードＤｘ２がオンする。
【００７８】
主スイッチ素子Ｑｘ１のオフ時には、常に電流Ｉｓ１ｘがブースト電流Ｉｂ以上になっているため、確実に電圧Ｖｃｘ２が０Ｖになり、電圧Ｖｃｘ１が電源電圧Ｅに達することになる。
【００７９】
そして、主スイッチ素子Ｑｘ１をオフした時点ｔ１１で、オフディレイタイマ９５のタイマが動作し、所定時間ΔＴｘ後の時点ｔ１３に、主スイッチ素子Ｑｘ２に係る信号保持回路１０４にＨレベルからＬレベルのリセット信号を送ることにより、駆動信号Ｓ２ｘがオン信号になり、主スイッチ素子Ｑｘ２がオンとなる。この時間ΔＴｘは予め定められた一定時間であり、所定のデースト電流Ｉｂが得ることが出来れば、時点ｔ１２以降に、時間ΔＴｘの最後にあたる時点ｔ１３が来るように設定されている。
【００８０】
主スイッチ素子Ｑｘ２が時点ｔ１２以降にオンされるので、ゼロ電圧スイッチングが行われたことになる。実際には、この時点ｔ１２以降では、主スイッチ素子Ｑｘ２がオンしても、電流は、還流ダイオードＤｘ２を流れている。
【００８１】
これまでの動作説明においては、負荷電流Ｉｘが正である場合についてであったが、負荷電流Ｉｘが負の場合であっても、その動作は、負荷電流Ｉｘが正の場合と同様であり、ゼロ電圧検出回路で検出されたゼロ電圧タイミングに基づいて、予め定めた時間ΔＴ１及び時間ΔＴ２の時点からタイマを動作させ、時間ΔＴｘ経過後に、主スイッチ素子の駆動信号がオンになるタイミングを求めることにより、所定のブースト電流が得られ、適切なゼロ電圧スイッチングを実現できる。
【００８２】
以上のように、本実施形態による補助共振ＰＷＭ電力変換装置のソフトスイッチングに係る制御では、負荷電流に関しては、その電流値を検出するのでは、スイッチング回路の上側又は下側のいずれを制御するかを決めるため、負荷電流の電流極性を検出するようにし、さらに、その検出された極性に応じて、主スイッチ素子の両端電圧からゼロ電圧タイミングを検出し、この検出タイミングに基づいて、所定の時間ΔＴ１を考慮して主スイッチ素子の駆動信号のオンタイミングを求めるようにした。
【００８３】
そのため、負荷電流の電流値をサンプリングする必要がなくなり、負荷電流の電流正負を判別するだけとなったことにより、高速・高性能な電流検出器を必要としなくて済み、コストを低減することができる。さらには、負荷電流の電流極性に応じて、主スイッチ素子の両端電圧からゼロ電圧タイミングを検出するようにしたことから、主スイッチ素子のオン・オフのタイミング制御を行うため、複雑な制御回路を用意する必要がなくなった。そのため、簡単な構成の制御回路によって低コスト化を図り、常に、かつ確実にゼロ電圧スイッチングを実現することができ、スイッチ電力損失を低減することができ、スイッチング効率の高いＰＷＭ電力変換器を提供できる。
【００８４】
なお、これまでの説明において、本実施形態の制御方式を適用した補助共振ＰＷＭ電力変換装置の主スイッチ素子駆動用の駆動回路は、各信号を入力とした論理構成による回路によって、スイッチング回路のゼロ電圧スイッチングを実現するものであったが、回路構成によらずに、ディジタル・シグナル・プロセッサによって、スイッチ素子のオンオフタイミングを演算するようにしても、本実施形態の制御方式が目指す適切なゼロ電圧スイッチングを実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００８５】
【図１】本発明を適用した補助共振ＰＷＭ電力変換装置の実施形態に係る回路構成を説明する図である。
【図２】本実施形態の補助共振ＰＷＭ電力変換装置における駆動回路の具体的回路例を説明する図である。
【図３】本実施形態の補助共振ＰＷＭ電力変換装置における動作を説明する信号のタイムチャート図である。
【図４】補助共振ＰＷＭ電力変換装置の負荷電流に係る電流サンプリングのタイミングを説明する図である。
【図５】従来技術による補助共振ＰＷＭ電力変換装置の回路構成を説明する図である。
【符号の説明】
【００８６】
１…直流電源
６…ＰＷＭ信号発生回路
７…ゲート信号制御回路
８…電流検出回路
９、１０…駆動回路
１１…電流正負判別回路
９１、１０１…ゼロ電圧検出回路
９２、１０２…パルス遅延回路
９３、１０３…オンディレイタイマ
９４、１０４…信号保持回路
９５、１０５…オフディレイタイマ
Ｃｒ１、Ｃｒ２…共振コンデンサ
Ｄｘ１、Ｄｘ２、Ｄａ１、Ｄａ２…ダイオード
Ｌｒ…共振リアクトル
Ｑｘ１、Ｑｘ２…主スイッチ素子
Ｑａ１、Ｑａ２…補助スイッチ素子
Ｒ…補助共振転流回路
Ｓ…スイッチング回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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