(57)【要約】【課題】  オーディオ信号発生源側を見た入力側インピーダンスを変化させることなくオーディオ信号の振幅を変化させることのできるパルス幅変調回路を提供する。【解決手段】  所定の周期を有する第１のこぎり波と、この第１のこぎり波と同じ周期を有し、かつ第１のこぎり波の波形が反転された第２のこぎり波とを生成し、第１のこぎり波および第２のこぎり波の振幅をそれぞれ可変する。第１のこぎり波とオーディオ信号とを比較するとともに、第２のこぎり波とオーディオ信号とを比較する。そして、各比較結果を電力増幅回路２に与える。【選択図】  図１
2005064661.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のスイッチ手段を所定のタイミングで切り替えることにより負荷に対する通電時間を変化させる電力増幅回路の前段に設けられ、かつ入力信号を所定の時間幅を有するパルス信号に変換して前記電力増幅回路に出力するパルス幅変調回路であって、
所定の周期を有する比較信号を生成する比較信号生成手段と、
前記比較信号生成手段によって生成された比較信号の振幅を可変する振幅可変手段と、
前記振幅可変手段によって振幅が可変された比較信号と前記入力信号とを比較し、前記比較信号に対する入力信号のレベルの大小関係に対応してレベルが反転する信号を出力する比較手段と、を備え、
前記比較手段の出力を前記電力増幅回路に与えることを特徴とする、パルス幅変調回路。
【請求項２】
前記比較信号は、三角波信号である、請求項１に記載のパルス幅変調回路。
【請求項３】
複数のスイッチ手段を所定のタイミングで切り替えることにより負荷に対する通電時間を変化させる電力増幅回路の前段に設けられ、かつ入力信号を所定の時間幅を有するパルス信号に変換して前記電力増幅回路に出力するパルス幅変調回路であって、
所定の周期を有する第１比較信号を生成する第１比較信号生成手段と、
前記第１比較信号と同じ周期を有し、かつ前記第１比較信号の波形が反転された第２比較信号を生成する第２比較信号生成手段と、
前記第１比較信号生成手段によって生成された第１比較信号および前記第２比較信号生成手段によって生成された第２比較信号の振幅をそれぞれ可変する振幅可変手段と、
前記振幅可変手段によって振幅が可変された第１比較信号と前記入力信号とを比較し、前記第１比較信号に対する入力信号のレベルの大小関係に対応してレベルが反転する信号を出力する第１比較手段と、
前記振幅可変手段によって振幅が可変された第２比較信号と前記入力信号とを比較し、前記第２比較信号に対する入力信号のレベルの大小関係に対応してレベルが反転する信号を出力する第２比較手段と、を備え、
前記第１比較手段および第２比較手段の出力を前記電力増幅回路に与えることを特徴とする、パルス幅変調回路。
【請求項４】
複数のスイッチ手段を所定のタイミングで切り替えることにより負荷に対する通電時間を変化させる電力増幅回路の前段に設けられ、かつ入力信号を所定の時間幅を有するパルス信号に変換して前記電力増幅回路に出力するパルス幅変調回路であって、
所定の周期を有する比較信号を生成する比較信号生成手段と、
前記比較信号生成手段によって生成された比較信号の振幅を可変する振幅可変手段と、
前記振幅可変手段によって振幅が可変された比較信号と前記入力信号とを比較し、前記比較信号に対する入力信号のレベルの大小関係に対応してレベルが反転する信号を出力する第１比較手段と、
前記入力信号を反転させる反転手段と、
前記振幅可変手段によって振幅が可変された比較信号と前記反転手段によって反転された入力信号とを比較し、前記比較信号に対する前記反転された入力信号のレベルの大小関係に対応してレベルが反転する信号を出力する第２比較手段と、を備え、
前記第１比較手段および第２比較手段の出力を前記電力増幅回路に与えることを特徴とする、パルス幅変調回路。
【請求項５】
前記比較信号は、のこぎり波である、請求項３または４に記載のパルス幅変調回路。
【請求項６】
前記入力信号のノイズ成分を除去するための除去手段を備える、請求項１ないし５のいずれかに記載のパルス幅変調回路。
【請求項７】
前記除去手段は、前記入力信号を積分する積分回路と、前記積分回路により積分された入力信号を所定のタイミングでサンプルホールドするサンプルホールド回路とによって構成されている、請求項６に記載のパルス幅変調回路。
【請求項８】
請求項１ないし７のいずれかに記載のパルス幅変調回路を備えることを特徴する、スイッチングアンプ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本願発明は、パルス幅変調回路およびこの回路を備えたスイッチングアンプに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、スイッチングアンプ（たとえばオーディオアンプ）の中には、入力信号をパルス幅変調（ＰＷＭ）してその変調信号を出力するパルス幅変調回路と、ブリッジ接続された複数のスイッチを有する電力増幅回路とを備えたものがある（たとえば、特許文献１参照。）。
【特許文献１】特開２００３−１７９４４５号公報
【０００３】
このスイッチングアンプでは、入力信号（たとえばオーディオ信号）を増幅させる際、電力増幅回路にパルス幅変調回路からのパルス幅変調信号を与えることにより、負荷（たとえばスピーカ）の両端にかかる電圧を制御している。すなわち、このスイッチングアンプでは、負荷に与える電源電圧の通電時間を変化させることにより、実質的に負荷に与える電圧レベルを変化させ、負荷から音声を外部に出力させるようにしている。
【０００４】
図１７は、従来のパルス幅変調回路を備えるスイッチングアンプの一例を示すブロック図である。このスイッチングアンプによると、たとえばユーザが音量を調整する場合、オーディオ信号発生源ＡＵから出力される入力信号としてのオーディオ信号は、たとえばユーザがボリュームつまみ（図略）を操作することにより内部抵抗が変化する可変抵抗４０によって、その振幅が可変される。振幅が可変されたオーディオ信号は、パルス幅変調回路４１に入力され、そのレベルの大小に応じて時間幅が規定されたパルス信号に変調される。
【０００５】
パルス幅変調回路４１の出力は、電力増幅回路４２に入力され、電力増幅回路４２では、振幅が所定の電源電圧で規定されるパルス信号に変換され、ローパスフィルタＬＰＦによって高周波成分が除去された後、負荷Ｌ（たとえばスピーカ）に出力される。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
上記のように、パルス幅変調回路４１を含むスイッチングアンプにおいては、オーディオ信号発生源ＡＵに接続された可変抵抗４０によってオーディオ信号の振幅が可変される。しかしながら、上記可変抵抗４０によってオーディオ信号の振幅を可変する方法では、可変抵抗４０が直接的にオーディオ信号の振幅を変化させるので、オーディオ信号発生源ＡＵ側を見た入力側インピーダンス（信号源インピーダンス）が変化し、このスイッチングアンプのゲイン特性やＳ／Ｎ比に影響を与えてしまうことがある。たとえば、ノイズレベルは変化しないのにもかかわらず、オーディオ信号だけが変化（低減）してしまうことがあり、Ｓ／Ｎ比が悪化してしまうといった問題点があった。
【０００７】
本願発明は、上記した事情のもとで考え出されたものであって、入力信号発生源側を見た入力側インピーダンスを変化させることなく、オーディオ信号の振幅を適切に変化させることのできるパルス幅変調回路を提供することを、その課題とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記の課題を解決するため、本願発明では、次の技術的手段を講じている。
【０００９】
本願発明の第１の側面によって提供されるパルス幅変調回路によれば、複数のスイッチ手段を所定のタイミングで切り替えることにより負荷に対する通電時間を変化させる電力増幅回路の前段に設けられ、かつ入力信号を所定の時間幅を有するパルス信号に変換して前記電力増幅回路に出力するパルス幅変調回路であって、所定の周期を有する比較信号を生成する比較信号生成手段と、前記比較信号生成手段によって生成された比較信号の振幅を可変する振幅可変手段と、前記振幅可変手段によって振幅が可変された比較信号と前記入力信号とを比較し、前記比較信号に対する入力信号のレベルの大小関係に対応してレベルが反転する信号を出力する比較手段と、を備え、前記比較手段の出力を前記電力増幅回路に与えることを特徴としている。この場合、前記比較信号は、三角波信号であることが望ましい。
【００１０】
また、本願発明の第２の側面によって提供されるパルス幅変調回路によれば、複数のスイッチ手段を所定のタイミングで切り替えることにより負荷に対する通電時間を変化させる電力増幅回路の前段に設けられ、かつ入力信号を所定の時間幅を有するパルス信号に変換して前記電力増幅回路に出力するパルス幅変調回路であって、所定の周期を有する第１比較信号を生成する第１比較信号生成手段と、前記第１比較信号と同じ周期を有し、かつ前記第１比較信号の波形が反転された第２比較信号を生成する第２比較信号生成手段と、前記第１比較信号生成手段によって生成された第１比較信号および前記第２比較信号生成手段によって生成された第２比較信号の振幅をそれぞれ可変する振幅可変手段と、前記振幅可変手段によって振幅が可変された第１比較信号と前記入力信号とを比較し、前記第１比較信号に対する入力信号のレベルの大小関係に対応してレベルが反転する信号を出力する第１比較手段と、前記振幅可変手段によって振幅が可変された第２比較信号と前記入力信号とを比較し、前記第２比較信号に対する入力信号のレベルの大小関係に対応してレベルが反転する信号を出力する第２比較手段と、を備え、前記第１比較手段および第２比較手段の出力を前記電力増幅回路に与えることを特徴としている。
【００１１】
本願発明によれば、第１，第２比較信号生成手段と第１，第２比較手段とにより入力信号をパルス幅変調信号に変換するパルス幅変調回路が構成される。第１，第２比較手段でそれぞれ入力信号と比較される第１比較信号と第２比較信号の振幅を変化させることにより、パルス幅変調信号のパルス幅は、実質的に第１，第２比較信号の振幅を固定し、入力信号の振幅を変化させたのと同様に変化させられる。したがって、本願発明によれば、入力信号の振幅を直接可変しないので、従来の構成のように、音量変化によって入力側インピーダンス（信号源インピーダンス）を変化させることがなく、このパルス幅変調回路が備えられたスイッチングアンプのゲイン特性やＳ／Ｎ比に影響を与えることもない。
【００１２】
また、スイッチングアンプの中には、マルチチャンネルの音響信号を処理するために複数のアンプを有する構成のものがあるが、このようなスイッチングアンプに、本願発明のパルス幅変調回路を適用し、複数のアンプにおいて振幅可変手段（ボリューム）を共通化して用いるようにすれば、各チャンネルにそれぞれボリュームを設けなくてもよく、各チャンネルのオーディオ信号を１つの振幅可変手段で可変することできるといった利点を有する。
【００１３】
本願発明の第３の側面によって提供されるパルス幅変調回路によれば、複数のスイッチ手段を所定のタイミングで切り替えることにより負荷に対する通電時間を変化させる電力増幅回路の前段に設けられ、かつ入力信号を所定の時間幅を有するパルス信号に変換して前記電力増幅回路に出力するパルス幅変調回路であって、所定の周期を有する比較信号を生成する比較信号生成手段と、前記比較信号生成手段によって生成された比較信号の振幅を可変する振幅可変手段と、前記振幅可変手段によって振幅が可変された比較信号と前記入力信号とを比較し、前記比較信号に対する入力信号のレベルの大小関係に対応してレベルが反転する信号を出力する第１比較手段と、前記入力信号を反転させる反転手段と、前記振幅可変手段によって振幅が可変された比較信号と前記反転手段によって反転された入力信号とを比較し、前記比較信号に対する前記反転された入力信号のレベルの大小関係に対応してレベルが反転する信号を出力する第２比較手段と、を備え、前記第１比較手段および第２比較手段の出力を前記電力増幅回路に与えることを特徴としている。
【００１４】
この構成によれば、第１比較手段で比較される信号を比較信号生成手段で生成された比較信号と入力信号とし、第２比較手段で比較される信号を比較信号生成手段で生成された比較信号と入力信号のレベル反転信号とし、比較信号生成手段から出力される比較信号の振幅を変化させるようにしたので、第１の側面によって提供されるパルス幅変調回路と同様の効果を奏するとともに、第１，第２比較手段で比較される２つの信号の生成回路が簡単になり、パルス幅変調回路の簡素化が可能になる。
【００１５】
なお、本願発明の第２の側面および第３の側面にかかるパルス幅変調回路では、前記比較信号は、のこぎり波であることが望ましい。
【００１６】
本願発明の好ましい実施の形態によれば、前記入力信号のノイズ成分を除去するための除去手段を備えるようにしてもよい。この場合、前記除去手段は、前記入力信号を積分する積分回路と、前記積分回路により積分された入力信号を所定のタイミングでサンプルホールドするサンプルホールド回路とによって構成すればよい。
【００１７】
また、本願発明の第４の側面によって提供されるスイッチングアンプは、本願発明の第１ないし第３の側面によって提供されるパルス幅変調回路を備えることを特徴としている。
【００１８】
本願発明のその他の特徴および利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
以下、本願発明の好ましい実施の形態を、添付図面を参照して具体的に説明する。
【実施例１】
【００２０】
図１は、本願発明の実施例１にかかるパルス幅変調回路を備えるスイッチングアンプを示すブロック図である。
【００２１】
このスイッチングアンプ（たとえばオーディオアンプ）は、オーディオ信号発生源ＡＵから出力される入力信号としてのオーディオ信号をパルス幅変調信号に変換するパルス幅変調回路１と、パルス幅変調回路１に接続された電力増幅回路２と、この電力増幅回路２に接続された第１ローパスフィルタＬＰ１および第２ローパスフィルタＬＰ２と、各ローパスフィルタＬＰ１，ＬＰ２に接続されたスピーカなどの負荷Ｌとが備えられている。
【００２２】
このスイッチングアンプでは、オーディオ信号を増幅させる際、パルス幅変調回路１によってオーディオ信号からパルス幅変調信号を生成し、電力増幅回路２にパルス幅変調回路１からのパルス幅変調信号を与えることにより、負荷Ｌ（たとえばスピーカ）の両端にかかる電圧を制御するようにしている。すなわち、このスイッチングアンプでは、負荷Ｌに与える電源電圧の通電時間を変化させることにより、実質的に負荷Ｌに与える電圧レベルを変化させ、負荷Ｌから音声を外部に出力させるようにしている。
【００２３】
パルス幅変調回路１は、オーディオ信号をパルス幅変調してその変調信号を出力するものである。より具体的には、このパルス幅変調回路１は、一定の周期を有するのこぎり波を生成し、こののこぎり波とオーディオ信号とを比較することにより、パルス幅変調信号を生成している。また、このパルス幅変調回路１では、詳細は後述するように、外部から入力されるボリューム調整信号によってのこぎり波の振幅が可変されることにより、実質的にオーディオ信号発生源ＡＵからのオーディオ信号の振幅を可変するようにしている。
【００２４】
パルス幅変調回路１は、図１に示すように、比較信号生成回路１１と、第１比較回路１２と、第２比較回路１３とによって構成されている。図２は、比較信号生成回路１１の一例を示す回路図である。比較信号生成回路１１は、定電流回路であって、パルス生成回路１４と、第１のこぎり波生成回路１５と、第２のこぎり波生成回路１６とを有している。
【００２５】
パルス生成回路１４は、一定の周期でオンするパルス信号を第１のこぎり波生成回路１５および第２のこぎり波生成回路１６にそれぞれ与える回路である。
【００２６】
第１のこぎり波生成回路１５は、グランド電位（基準電位）を基準にして正側に現れる第１のこぎり波（図３のＡの波形参照）を生成する回路である。第１のこぎり波は、たとえばグランド電位から所定の傾きでレベルが上昇し、一定期間後にグランド電位に瞬時に降下する波形を有する。
【００２７】
第１のこぎり波生成回路１５は、パルス生成回路１４に接続された第１スイッチＳＷ１を備えている。この第１スイッチＳＷ１は、パルス生成回路１４からのパルス信号によりオン、オフ動作される。なお、第１スイッチＳＷ１は、後述する第２のこぎり波生成回路１６の第２スイッチＳＷ２と連動される。第１スイッチＳＷ１には、第１コンデンサＣ１が並列に接続されている。この第１コンデンサＣ１は、第１のこぎり波を生成するために充電を行うものである。すなわち、第１のこぎり波生成回路１５は、後述する供給回路から充電電流（第１トランジスタ２２のコレクタ電流）を供給して第１コンデンサＣ１の充電動作を行わせる一方、パルス生成回路１４から出力されるパルス信号により所定の周期で第１スイッチＳＷ１をオンさせることにより第１コンデンサＣ１の充電電荷を瞬時に放電させ、この充放電動作を繰り返すことにより第１コンデンサＣ１の両端から図３のＡに示す波形を有する第１のこぎり波を出力する。
【００２８】
第１コンデンサＣ１の一端は、正の電圧を供給する供給回路に接続されており、この供給回路は、第１可変抵抗２１と、ＰＮＰ型の第１トランジスタ２２と、直流電圧源２３とからなる。第１可変抵抗２１は、その一端が電源電圧Ｖｃｃに接続されており、他端は、第１トランジスタ２２のエミッタ端子に接続されている。この第１可変抵抗２１は、外部から入力されるボリューム調整信号によって内部抵抗値が可変され、第１トランジスタ２２のエミッタに供給される電流（第１コンデンサＣ１の充電電流）をボリューム調整信号に基づいて変化させる。すなわち、ボリューム調整信号が信号レベルを減少させる信号の場合は、第１可変抵抗２１の抵抗値を減少させ、第１コンデンサＣ１の充電電流を増大し、ボリューム調整信号が信号レベルを増加させる信号の場合は、第１可変抵抗２１の抵抗値を増大させ、第１コンデンサＣ１の充電電流を減少する。第１トランジスタ２２は、そのベース端子が直流電圧源２３に接続され、そのコレクタ端子が第１コンデンサＣ１の一端に接続されているとともに、上述した第１比較回路１２に接続されている。また、第１コンデンサＣ１の他端は、グランドに接続されている。
【００２９】
一方、第２のこぎり波生成回路１６は、グランド電位を基準にして負側に現れる第２のこぎり波（図３のＢの波形参照）を生成する回路である。第２のこぎり波は、第１のこぎり波に対して同じ周期を有し、かつグランド電位を基準にして反転されるものである。すなわち、第１のこぎり波の波形と第２のこぎり波の波形とは、グランド電位のラインに対して鏡像の関係をなしている。第２のこぎり波は、たとえばグランド電位から所定の傾きでレベルが下降し、一定期間後にグランド電位に瞬時に上昇する波形を有する。
【００３０】
第２のこぎり波生成回路１６は、パルス生成回路１４に接続された第２スイッチＳＷ２を備えている。この第２スイッチＳＷ２は、パルス生成回路１４からのパルス信号によりオン、オフ動作される。第２スイッチＳＷ２には、第２コンデンサＣ２が並列に接続されている。この第２コンデンサＣ２は、第２のこぎり波を生成するために充電を行うものである。すなわち、第２のこぎり波生成回路１６は、後述する供給回路から充電電流（第２トランジスタ２５のコレクタ電流）を供給して第２コンデンサＣ２の充電動作を行わせる一方、パルス生成回路１４から出力されるパルス信号により所定の周期で第２スイッチＳＷ２をオンさせることにより第２コンデンサＣ２の充電電荷を瞬時に放電させ、この充放電動作を繰り返すことにより第２コンデンサＣ２の両端から図３のＢに示す波形を有する第２のこぎり波を出力する。なお、上述したように、第２のこぎり波生成回路１６ののこぎり波生成動作は第１のこぎり波生成回路１５と同様であり、回路構成上、第１コンデンサＣ１と第２コンデンサＣ２とに印加される電圧が互いに逆方向（＋Ｖｃｃと−Ｖｃｃ）であるため、第２のこぎり波生成回路１６から出力される第２のこぎり波は、第１のこぎり波生成回路１５から出力される第１のこぎり波に対して同じ周期を有し、かつグランド電位を基準にして反転されたものとなっている。
【００３１】
第２コンデンサＣ２の一端は、負の電圧を供給する供給回路に接続されており、この供給回路は、第２可変抵抗２４と、ＮＰＮ型の第２トランジスタ２５と、直流電圧源２６とからなる。第２可変抵抗２４は、その一端が電源電圧−Ｖｃｃに接続されており、他端は、第２トランジスタ２５のエミッタ端子に接続されている。この第２可変抵抗２４は、第１可変抵抗２１と同様に、外部から入力されるボリューム調整信号によって内部抵抗値が可変され、第２トランジスタ２５のエミッタに供給される電流値をボリューム調整信号に基づいて変化させる。第２トランジスタ２５は、そのベース端子が直流電圧源２６に接続され、そのコレクタ端子が第２コンデンサＣ２の一端に接続されているとともに、上述した第２比較回路１３に接続されている。第２コンデンサＣ２の他端は、グランドに接続されている。
【００３２】
図２に示す回路構成によると、第１スイッチＳＷ１がオフ状態では、第１可変抵抗２１、第１トランジスタ２２および直流電圧源２３からなる供給回路（以下、第１供給回路という。）から第１コンデンサＣ１に充電電流（正電荷）が流入され、第１コンデンサＣ１はこの充電電流の大きさに応じた速度で充電される。一方、第１スイッチＳＷ１がオンになると、第１コンデンサＣ１に充電された電荷は当該第１スイッチＳＷ１を介して瞬時に放電される。パルス生成回路１４からは所定の周期τ（図３参照）で第１スイッチＳＷ１をオンさせるパルス信号が出力されるから、第１コンデンサＣ１では、周期τの間充電された後、瞬時に放電される動作が繰り返され、これにより第１コンデンサＣ１の両端電圧は図３のＡ若しくはＡ′のように変化し、この電圧波形が第１のこぎり波として出力される。
【００３３】
なお、第１供給回路から第１コンデンサＣ１に供給される充電電流が変化すると、その変化に応じて周期τの間の充電電圧の上昇速度が変化するから、図３のＡおよびＡ′の波形はその様子を示したものである。すなわち、第１のこぎり波Ａ′は、第１のこぎり波Ａを生成するときよりも充電電流を減少させたときのものである。
【００３４】
同様に、第２スイッチＳＷ２がオフ状態では、第２可変抵抗２４、第２トランジスタ２５および直流電圧源２６からなる供給回路（以下、第２供給回路という。）から第２コンデンサＣ２に充電電流（負電荷）が流入され、第２コンデンサＣ２はこの充電電流の大きさに応じた速度で充電される。一方、第２スイッチＳＷ２がオンになると、第２コンデンサＣ２に充電された電荷は当該第２スイッチＳＷ２を介して瞬時に放電される。パルス生成回路１４からは第１スイッチＳＷ１を駆動するパルス信号と同一のパルス信号が第２スイッチＳＷ２に出力されるから、第２コンデンサＣ２では、周期τの間充電された後、瞬時に放電される動作が繰り返され、これにより第２コンデンサＣ２の両端電圧は図３のＢ若しくはＢ′のように変化し、この電圧波形が第２のこぎり波として出力される。
【００３５】
なお、第２コンデンサＣ２には−Ｖｃｃが印加され、第１コンデンサＣ１とは逆方向に充電されるから、第２コンデンサＣ２の両端には負方向の充電電圧が発生する。また、同一のボリューム調整信号により第１可変抵抗２１および第２可変抵抗２４を連動して両抵抗が略同一となるように、すなわち、充電電流が略同一となるように調整されるから、周期τの間の第２コンデンサＣ２の両端の電圧変化の速度（図３の波形Ｂの傾き）は第１コンデンサＣ１の両端の電圧変化の速度（図３の波形Ａの傾き）と略同一で、充電電圧の方向のみが互に逆方向となっている。また、第２のこぎり波Ｂ′は、第２のこぎり波Ｂを生成するときよりも充電電流を減少させたときのもので、第１コンデンサＣ１で第１のこぎり波Ａ′を生成するときに第２コンデンサＣ２で生成されるのこぎり波の波形を示したものである。
【００３６】
図１に戻り、第１比較回路１２は、たとえばコンパレータによって構成され、オーディオ信号発生源ＡＵからのオーディオ信号と、第１のこぎり波生成回路１５からの第１のこぎり波とを比較し、第１のこぎり波に対する入力信号のレベルの大小関係に対応してレベルが反転する信号を出力する回路である。第１比較回路１２では、この入力端子ｉｎにオーディオ信号が入力され、リファレンス端子ｒｅｆに第１のこぎり波が入力される。たとえば、第１比較回路１２では、オーディオ信号が第１のこぎり波より大のとき、出力端子から「ＨＩＧＨ」レベルの信号が出力される。逆に、オーディオ信号が第１のこぎり波より小のとき、出力端子から「ＬＯＷ」レベルの信号が出力される。この第１比較回路１２の出力端子には、電力増幅回路２の第１電力増幅回路２ａ（後述）が接続される。したがって、第１電力増幅回路２ａには、図３に示す第１パルス幅変調信号Ｓ１が入力される。
【００３７】
第２比較回路１３は、第１比較回路１２と同様にたとえばコンパレータによって構成され、オーディオ信号発生源ＡＵからのオーディオ信号と、第２のこぎり波生成回路１６からの第２のこぎり波とを比較し、第２のこぎり波に対する入力信号のレベルの大小関係に対応してレベルが反転する信号を出力する回路である。第２比較回路１３では、この入力端子ｉｎには、第１比較回路１２とは異なり、第２のこぎり波が入力され、リファレンス端子ｒｅｆには、オーディオ信号が入力される。たとえば、第２比較回路１３では、オーディオ信号が第１のこぎり波より小のとき、第２比較回路１３の出力端子から「ＨＩＧＨ」レベルの信号が出力される。逆に、オーディオ信号が第１のこぎり波より大のとき、出力端子から「ＬＯＷ」レベルの信号が出力される。この第２比較回路１３の出力端子には、電力増幅回路２の第２電力増幅回路２ｂ（後述）が接続される。したがって、第２電力増幅回路２ｂには、図３に示す第２パルス幅変調信号Ｓ２が入力される。
【００３８】
図４は、電力増幅回路２の回路構成を示す図である。電力増幅回路２は、第１および第２比較回路１２，１３の出力（パルス幅変調信号）に応じて負荷Ｌに供給される電圧を制御するものである。電力増幅回路２は、第１電力増幅回路２ａおよび第２電力増幅回路２ｂを備えており、電源電圧に接続された４つのスイッチＳＷ３〜ＳＷ６がブリッジ接続された構成を含んでいる。
【００３９】
詳細には、第１電力増幅回路２ａは、第１比較回路１２に接続された第１スイッチ駆動部２Ａと、この第１スイッチ駆動部２Ａによってオン、オフ制御されるスイッチＳＷ３，ＳＷ４とからなる。また、第２電力増幅回路２ｂは、第２比較回路１３に接続された第２スイッチ駆動部２Ｂと、この第２スイッチ駆動部２Ｂによってオン、オフ制御されるＳＷ５，ＳＷ６とからなる。
【００４０】
スイッチＳＷ３，ＳＷ５の一方端は、正極側電源Ｖ１にそれぞれ接続され、スイッチＳＷ３の他方端はスイッチＳＷ４の一方端に、スイッチＳＷ５の他方端はスイッチＳＷ６の一方端にそれぞれ接続されている。そして、スイッチＳＷ４，ＳＷ６の他方端は、負極側電源Ｖ２にそれぞれ接続されている。なお、正極側電源Ｖ１および負極側電源Ｖ２は、ともに正の電圧を示す電源であってもよく、たとえばその電圧がＶ１＞Ｖ２の関係にあってもよい。
【００４１】
第１スイッチ駆動部２Ａは、第１比較回路１２の出力に基づいて、スイッチＳＷ３，ＳＷ４に対して互いに反転したオン、オフ信号を出力する。すなわち、第１スイッチ駆動部２Ａは、第１比較回路１２の出力がＨＩＧＨのとき、スイッチＳＷ３をオンにする一方、スイッチＳＷ４をオフにするように制御し、第１比較回路１２の出力がＬＯＷのとき、スイッチＳＷ３をオフにする一方、スイッチＳＷ４をオンにするように制御する。
【００４２】
また、第２スイッチ駆動部２Ｂは、第２比較回路１３の出力に基づいて、スイッチＳＷ５，ＳＷ６に対して互いに反転したオン、オフ信号を出力する。すなわち、第２スイッチ駆動部２Ｂは、第２比較回路１３の出力がＨＩＧＨのとき、スイッチＳＷ５をオンにする一方、スイッチＳＷ６をオフにするように制御し、第２比較回路１３の出力がＬＯＷのとき、スイッチＳＷ５をオフにする一方、スイッチＳＷ６をオンにするように制御する。
【００４３】
第１ローパスフィルタＬＰ１および第２ローパスフィルタＬＰ２は、入力される信号の高周波成分を除去するための回路であり、たとえばコイルとコンデンサ（ともに図示せず）との結合回路からなる。第１ローパスフィルタＬＰ１は、その一方端が上記第１電力増幅回路２ａのスイッチＳＷ４の他方端とスイッチＳＷ５の一方端との間に接続され、その他方端が負荷Ｌに接続されている。また、第２ローパスフィルタＬＰ２は、その一方端が第２電力増幅回路２ｂのスイッチＳＷ５の他方端とスイッチＳＷ６の一方端との間に接続され、その他方端が負荷Ｌに接続されている。
【００４４】
上記した構成によれば、比較信号生成回路１１において第１のこぎり波および第２のこぎり波が生成される。すなわち、第１のこぎり波生成回路１５の第１コンデンサＣ１では、第１スイッチＳＷ１がオフの状態において、第１トランジスタ２２から供給される電源電圧Ｖｃｃの値に基づく電流によって充電が行われる。そして、パルス生成回路１４からのパルス信号によって、第１スイッチＳＷ１が瞬間的にオン動作すると、これにともなって第１コンデンサＣ１は放電する。そして、第１スイッチＳＷ１が再びオフ動作されると、第１コンデンサＣ１では再び充電が行われる。このようにして、第１のこぎり波が生成される。
【００４５】
一方、第２のこぎり波生成回路１６の第２コンデンサＣ２では、第２スイッチＳＷ２がオフの状態において、第２トランジスタ２５から供給される電源電圧−Ｖｃｃの値に基づく電流によって充電が行われる。そして、パルス生成回路１４からのパルス信号によって、第２スイッチＳＷ２は瞬間的にオン動作すると、これにともなって第２コンデンサＣ２は放電する。そして、第２スイッチＳＷ２が再びオフ動作されると、第２コンデンサＣ２では再び充電が行われる。このようにして、第２のこぎり波が生成される。
【００４６】
第１のこぎり波は、第１比較回路１２のリファレンス端子ｒｅｆに入力され、第１比較回路１２の入力端子ｉｎに入力されるオーディオ信号と比較され、第１比較回路１２からは、第１のこぎり波に対するオーディオ信号のレベルの大小関係に対応してレベルが反転する第１パルス幅変調信号Ｓ１が出力される。具体的には、オーディオ信号が第１のこぎり波より大のとき、「ＨＩＧＨ」となり、オーディオ信号が第１のこぎり波より小のとき、「ＬＯＷ」レベルとなる第１パルス幅変調信号Ｓ１が出力される。
【００４７】
すなわち、オーディオ信号が正の値のときは、オーディオ信号は常に第２のこぎり波より大であるから、第２比較回路１３からは「ＬＯＷ」レベルの信号が出力され（すなわち、第２パルス幅変調信号Ｓ２は出力されず）、オーディオ信号が第１のこぎり波より大のときに「ＨＩＧＨ」レベルとなり、オーディオ信号が第１のこぎり波より小のときに「ＬＯＷ」レベルとなる第１パルス幅変調信号Ｓ１が第１比較回路１２から出力される。この第１比較回路１２から出力される第１パルス幅変調信号Ｓ１に基づいて、第１電力増幅回路２ａの第１スイッチ駆動部２Ａが動作し、第１電力増幅回路２ａのスイッチＳＷ３，ＳＷ４をオン、オフさせる。たとえば、第１パルス幅変調信号Ｓ１がＨＩＧＨのとき、スイッチＳＷ３をオン動作させる一方、スイッチＳＷ４をオフ動作させる。また、第１パルス幅変調信号Ｓ１がＬＯＷのとき、スイッチＳＷ３をオフ動作させる一方、スイッチＳＷ４をオン動作させる。
【００４８】
また、第２のこぎり波は、第２比較回路１３の入力端子ｉｎに入力され、第２比較回路１３のリファレンス端子ｒｅｆに入力されるオーディオ信号と比較され、第２比較回路１３からは、第２のこぎり波に対するオーディオ信号のレベルの大小関係に対応してレベルが反転する第２パルス幅変調信号Ｓ２が出力される。具体的には、オーディオ信号が第２のこぎり波より小のとき、「ＨＩＧＨ」レベルとなり、オーディオ信号が第２のこぎり波より大のとき、「ＬＯＷ」レベルとなる第２パルス幅変調信号Ｓ２が出力される。
【００４９】
すなわち、オーディオ信号が負の値のときは、オーディオ信号は常に第１のこぎり波より小であるから、第１比較回路１２からは「ＬＯＷ」レベルの信号が出力され（すなわち、第１パルス幅変調信号Ｓ１は出力されず）、オーディオ信号が第２のこぎり波より小のときに「ＨＩＧＨ」レベルとなり、オーディオ信号が第２のこぎり波より大のときに「ＬＯＷ」レベルとなる第２パルス幅変調信号Ｓ２が第２比較回路１３から出力される。この第２比較回路１３から出力される第２パルス幅変調信号Ｓ２に基づいて、第２電力増幅回路２ｂの第２スイッチ駆動部２Ｂが動作し、第２電力増幅回路２ｂのスイッチＳＷ５，ＳＷ６をオン、オフさせる。たとえば、第２パルス幅変調信号Ｓ２がＨＩＧＨのとき、スイッチＳＷ５をオン動作させる一方、スイッチＳＷ６をオフ動作させる。また、第２パルス幅変調信号Ｓ２がＬＯＷのとき、スイッチＳＷ５をオフ動作させる一方、スイッチＳＷ６をオン動作させる。
【００５０】
電力増幅回路２では、上記スイッチＳＷ５〜ＳＷ６がオン、オフ動作されることにより、第１電力増幅回路２ａおよび第２電力増幅回路２ｂの出力電圧差は、図３のａ−ｂ間の電圧波形のようになる。すなわち、オーディオ信号が正の値のときは、第２パルス幅変調信号Ｓ２がＬＯＷであるので、スイッチＳＷ５は常時オフであるとともに、スイッチＳＷ６は常時オンであり、第１比較回路１２から出力される第１パルス幅変調信号Ｓ１に基づいてスイッチＳＷ３，ＳＷ４が互いに反転されてオン・オフ切り換えされるから、ａ−ｂ間にはＶ１−Ｖ２〔Ｖ〕の振幅を有する第１パルス幅変調信号Ｓ１と同一のパルス幅で変化する電圧が印加される。なお、図３に示すａ−ｂ間の電圧波形では、ａ点からｂ点に電流が流れる方向のａ−ｂ間電圧を正電圧で示し、逆に電流が流れる方向のａ−ｂ間電圧を負電圧で示している。
【００５１】
一方、オーディオ信号が負の値のときは、第１パルス幅変調信号Ｓ１がＬＯＷであるので、スイッチＳＷ３は常時オフであるとともに、スイッチＳＷ４は常時オンであり、第２比較回路１３から出力される第２パルス幅変調信号Ｓ２に基づいてスイッチＳＷ５，ＳＷ６が互いに反転されてオン・オフ切り換えされるから、ｂ−ａ間にはＶ２−Ｖ１〔Ｖ〕の振幅を有するパルス幅変調信号Ｓ２と同一のパルス幅で変化する電圧が印加される。
【００５２】
ここで、比較信号生成回路１１の第１のこぎり波生成回路１５において、外部からボリューム調整信号が入力されると、第１のこぎり波の振幅が変化される。すなわち、ボリューム調整信号が入力されると、第１可変抵抗２１の内部抵抗が変化され、第１トランジスタ２２から第１コンデンサＣ１に供給される充電電流の値が変化する。これにより、第１コンデンサＣ１の両端の充電電圧も変化し、図３のＡ′の波形に示すように、第１のこぎり波の振幅が変化する。なお、図３では、第１のこぎり波の振幅が低減される場合（すなわちオーディオ信号が増大される場合）を示している。
【００５３】
また、同様にして、外部からボリューム調整信号が入力されると、比較信号生成回路１１の第２のこぎり波生成回路１６において、第２のこぎり波の振幅が変化される。すなわち、ボリューム調整信号が入力されると、第２可変抵抗２４の内部抵抗が変化され、第２トランジスタ２５から第２コンデンサＣ２に供給される充電電流の値が変化する。これにより、第２コンデンサＣ２の両端の充電電圧も変化し、図３のＢ′の波形に示すように、第２のこぎり波の振幅が変化する。なお、図３では、第２のこぎり波の振幅が低減される場合を示している。
【００５４】
振幅が変化された第１のこぎり波は、第１比較回路１２に入力され、オーディオ信号と比較され、その結果、第１比較回路１２からは、図３に示すように、変調前の第１パルス幅変調信号Ｓ１に比べ、「ＨＩＧＨ」レベルの区間がやや長くなった第１パルス幅変調信号Ｓ１′が出力される。
【００５５】
また、振幅が変化された第２のこぎり波は、第２比較回路１３に入力され、オーディオ信号と比較され、その結果、第２比較回路１３からは、図３に示すように、変調前の第２パルス幅変調信号Ｓ２に比べ、「ＨＩＧＨ」レベルの区間がやや長くなった第２パルス幅変調信号Ｓ２′が出力される。
【００５６】
電力増幅回路２では、これらの第１パルス幅変調信号Ｓ１′および第２パルス幅変調信号Ｓ２′に基づいて、スイッチＳＷ３〜ＳＷ６がそれぞれオン、オフ動作されることにより、第１電力増幅回路２ａおよび第２電力増幅回路２ｂの出力電圧差は、図３に示す振幅変化後のａ−ｂ間の電圧波形のようになる。すなわち、オーディオ信号が正の値のときは、ａ−ｂ間にはＶ１−Ｖ２〔Ｖ〕の振幅を有する第１パルス幅変調信号Ｓ１′と同一のパルス幅で変化する電圧が印加される。一方、オーディオ信号が負の値のときは、ｂ−ａ間にはＶ２−Ｖ１〔Ｖ〕の振幅を有する第２パルス幅変調信号Ｓ２′と同一のパルス幅で変化する電圧が印加される。
【００５７】
このように、上記構成によれば、比較信号生成回路１１において第１のこぎり波および第２のこぎり波の振幅に対して、ボリューム調整信号によってその振幅が変化される。そして、振幅が変化された第１のこぎり波および第２のこぎり波は、第１比較回路１２および第２比較回路１３においてオーディオ信号として比較されてパルス幅変調信号に変換され、そのパルス幅変調信号が電力増幅回路２に与えられる。そのため、背景技術の欄で説明した、オーディオ信号の振幅を可変抵抗４０で可変させることと、実質的に同様の振幅の調整を行うことができる。
【００５８】
図５は、第１のこぎり波および第２のこぎり波の振幅を変化させずに、オーディオ信号の振幅を変化させた場合の第１および第２パルス幅変調信号Ｓ１′，Ｓ２′の波形、およびａ−ｂ間の電圧波形等を示す図であるが、図３に示す各波形と比べた場合、同様の波形が出力されていることがわかる。すなわち、本実施例のように、第１のこぎり波および第２のこぎり波の振幅を変化させてパルス幅変調信号を生成する場合においても、オーディオ信号の振幅を変化させた場合と同等な結果を得ることができる。
【００５９】
また、上記構成によれば、比較信号生成回路１１において第１のこぎり波および第２のこぎり波の振幅を可変するので、オーディオ信号発生源ＡＵ側を見た入力側インピーダンス（信号源インピーダンス）を変化させることもない。そのため、従来の構成のように、オーディオ信号の振幅を直接的に可変することにより、オーディオ信号発生源ＡＵ側を見た入力側インピーダンスが変化してしまい、このパルス幅変調回路１が備えられたスイッチングアンプのゲイン特性やＳ／Ｎ比に影響を与えてしまうといったことを防止することができる。
【００６０】
また、スイッチングアンプの中には、マルチチャンネルの音響信号を処理するために複数のアンプを有する構成のものがあるが、このようなスイッチングアンプに、本実施例のパルス幅変調回路１を適用し、複数のアンプにおいて比較信号生成回路１１を共通化して用いるようにすれば、各チャンネルにそれぞれボリュームを設けなくてもよく、各チャンネルのオーディオ信号を１つのボリュームで可変することできるといった利点を有する。
【実施例２】
【００６１】
図６は、本願発明の実施例２にかかるパルス幅変調回路１を備えるスイッチングアンプを示すブロック図である。
【００６２】
ここで、図１に示したパルス幅変調回路１では、図７に示すように、オーディオ信号にインパルス性のノイズ（図７のＮ参照）が混入すると、図１のａ−ｂ間の電圧波形は、そのインパルス性のノイズによって乱れ（図７のａ−ｂ間の電圧波形参照）、電力増幅回路２に対して良好なパルス幅変調信号を出力することができなくなる。そこで、この実施例２にかかるパルス幅変調回路１では、積分回路３１およびサンプルホールド回路３２を設け、これらによってオーディオ信号に混入するインパルス性のノイズを除去するようにしている。
【００６３】
具体的には、積分回路３１は、図６に示すように、抵抗Ｒ１、コンデンサＣ３、第１パルス生成回路３３、およびリセットスイッチＲＳによって構成されている。接続構成を説明すると、抵抗Ｒ１の一端はオーディオ信号発生源ＡＵに接続され、抵抗Ｒ１の他端には、一端がグランド電位に接続されたコンデンサＣ３の他端が接続されている。この抵抗Ｒ１およびコンデンサＣ３によってオーディオ信号が積分される。
【００６４】
抵抗Ｒ１の他端には、一端がグランド電位に接続されたリセットスイッチＲＳの他端が接続されている。このリセットスイッチＲＳは、第１パルス生成回路３３から出力されるパルス信号に基づいてオン、オフ動作される。また、抵抗Ｒ１の他端には、入力抵抗Ｒ２の一端が接続され、その他端にはバッファアンプ３４の一方の入力端子が接続されている。バッファアンプ３４の出力端子は、他方の入力端子にフィードバックされているとともに、サンプルホールド回路３２に接続されている。
【００６５】
サンプルホールド回路３２は、サンプル用スイッチＳＷ７、第２パルス生成回路３５、およびコンデンサＣ４からなり、サンプル用スイッチＳＷ７の一端にバッファアンプ３４の出力端子が接続されている。サンプル用スイッチＳＷ７の他端は、一端がグランド電位に接続されたコンデンサＣ４の他端に接続されているとともに、第１比較回路１２の入力端子および第２比較回路１３のリファレンス端子ｒｅｆに接続されている。このサンプル用スイッチＳＷ７は、第２パルス生成回路３５から出力されるパルス信号に基づいてオン、オフ動作される。なお、その他の構成については、上記実施例１の構成と略同様である。
【００６６】
この構成によると、図８に示すように、第２パルス生成回路３５からの出力であるパルス信号により、サンプル用スイッチＳＷ７がオンする。これにより、抵抗Ｒ１およびコンデンサＣ３によって積分され、充電された電圧がサンプルされる。第１パルス生成回路３３からのパルス信号は、第２パルス生成回路３５からのパルス信号の立下りでオンするようになっており、この第１パルス生成回路３３からのオン信号によりリセットスイッチＲＳがオンする。これにより、コンデンサＣ３に充電された電圧が放電される。
【００６７】
オーディオ信号発生源ＡＵから発生されたオーディオ信号は、上記のような積分回路３１およびサンプルホールド回路３２の動作に基づいて、図９に示すように、階段状に変化するようにレベル変換されることになり、図７に示したインパルス性のノイズを吸収することが可能となる。そのため、この実施例２にかかるパルス幅変調回路では、パルス幅変調をより良好に行うことができる。
【実施例３】
【００６８】
図１０は、本願発明の実施例３にかかるパルス幅変調回路１を備えるスイッチングアンプを示すブロック図である。図１１は、比較信号生成回路１１′の回路構成を示す図である。
【００６９】
この実施例３にかかるパルス幅変調回路１では、オーディオ信号を反転するための反転回路３７が設けられているとともに、比較信号生成回路１１′においてのこぎり波を生成するための回路であるのこぎり波生成回路３６が、図２に示した実施例１の比較信号生成回路１１に比べ、ひとつのみ設けられている点で実施例１と異なる。なお、その他の構成については、上記実施例１の構成と略同様である。
【００７０】
接続構成を説明すると、オーディオ信号発生源ＡＵは、第１比較回路１２の入力端子ｉｎに接続されるとともに、反転回路３７の入力端に接続されている。反転回路３７の出力端は、第２比較回路１３の入力端子ｉｎに接続されている。また、のこぎり波生成回路３６は、第１比較回路１２および第２比較回路１３のリファレンス端子ｒｅｆにそれぞれ接続されている。
【００７１】
上記の構成によれば、第１比較回路１２では、オーディオ信号が入力端子ｉｎに入力され、のこぎり波生成回路３１からののこぎり波がリファレンス端子ｒｅｆに入力され、それらが比較される。また、第２比較回路１３では、反転回路３７によって反転されたオーディオ信号と、第１比較回路１２に入力されるのこぎり波と同じのこぎり波がリファレンス端子ｒｅｆに入力され、それらが比較される。
【００７２】
そのため、第１電力増幅回路２ａおよび第２電力増幅回路２ｂの出力電圧差は、図１２に示すａ−ｂ間の電圧波形のようになる。すなわち、オーディオ信号が正の値であるとき、オーディオ信号がのこぎり波より大のときに「ＨＩＧＨ」レベルとなり、オーディオ信号がのこぎり波より小のときに「ＬＯＷ」レベルとなる第１パルス幅変調信号Ｓ１が第１比較回路１２から出力される。したがって、オーディオ信号が正の値のときは、第１比較回路１２から出力される第１パルス幅変調信号Ｓ１に基づいて第１電力増幅回路２ａのスイッチＳＷ３，ＳＷ４がオン・オフ切り換えされるから、ａ−ｂ間にはＶ１−Ｖ２〔Ｖ〕の振幅を有する第１パルス幅変調信号Ｓ１と同一のパルス幅で変化する電圧が印加される。
【００７３】
一方、反転回路３７によって反転されたオーディオ信号が正の値であるとき、反転されたオーディオ信号がのこぎり波より大のときに「ＨＩＧＨ」レベルとなり、反転されたオーディオ信号がのこぎり波より小のときに「ＬＯＷ」レベルとなる第２パルス幅変調信号Ｓ２が第２比較回路１３から出力される。したがって、反転されたオーディオ信号が正の値のとき、第２比較回路１３から出力される第２パルス幅変調信号Ｓ２に基づいて第２電力増幅回路２ｂのスイッチＳＷ５，ＳＷ６がオン・オフ切り換えされるから、ｂ−ａ間にはＶ２−Ｖ１〔Ｖ〕の振幅を有する第２パルス幅変調信号Ｓ２と同一のパルス幅で変化する電圧が印加される。
【００７４】
ここで、比較信号生成回路１１ののこぎり波生成回路３６において、外部からボリューム調整信号が入力されると、のこぎり波の振幅が変化される。すなわち、ボリューム調整信号が入力されると、第１可変抵抗２１の内部抵抗が変化され、第１トランジスタ２２から第１コンデンサＣ１に供給される充電電流の値が変化し、図１２のＡ′の波形に示すように、のこぎり波の振幅が変化される。
【００７５】
振幅が変化されたのこぎり波は、第１比較回路１２に入力され、オーディオ信号と比較され、その結果、第１比較回路１２からは、振幅変化前の第１パルス幅変調信号Ｓ１に比べ、「ＨＩＧＨ」レベルの区間がやや長くなった第１パルス幅変調信号Ｓ１′が出力される。
【００７６】
また、振幅が変化されたのこぎり波は、第２比較回路１３に入力され、反転回路３７によって反転されたオーディオ信号（図１２参照）と比較され、その結果、第２比較回路１３からは、振幅変化前の第２パルス幅変調信号Ｓ２に比べ、「ＨＩＧＨ」レベルの区間がやや長くなった第２パルス幅変調信号Ｓ２′が出力される。
【００７７】
電力増幅回路２では、これらの第１パルス幅変調信号Ｓ１′および第２パルス幅変調信号Ｓ２′に基づいて、スイッチＳＷ３〜ＳＷ６がそれぞれオン、オフ動作されることにより、第１電力増幅回路２ａおよび第２電力増幅回路２ｂの出力電圧差は、図１２に示す振幅変化後のａ−ｂ間の電圧波形のようになる。すなわち、オーディオ信号が正の値のときは、ａ−ｂ間にはＶ１−Ｖ２〔Ｖ〕の振幅を有する第１パルス幅変調信号Ｓ１′と同一のパルス幅で変化する電圧が印加される。一方、反転されたオーディオ信号が正の値のときは、ｂ−ａ間にはＶ２−Ｖ１〔Ｖ〕の振幅を有する第２パルス幅変調信号Ｓ２′と同一のパルス幅で変化する電圧が印加される。
【００７８】
このように、上記構成によれば反転回路３７によってオーディオ信号を反転させて第２比較回路１３においてのこぎり波と比較し、電力増幅回路２に対してパルス幅変調信号を出力するようにしているので、のこぎり波生成回路を複数備えなくとも、実施例１の構成による機能と同等の機能を実現でき、適切なパルス幅変調信号を電力増幅回路２に与えることができる。すなわち、実施例１の構成に比べ、のこぎり波生成回路３１がひとつで済むことになり、回路構成が簡略化され、部品コストの低減化を図ることができる。
【００７９】
なお、実施例３のパルス幅変調回路１では、実施例２において説明した、積分回路３１やサンプルホールド回路３２がオーディオ信号発生源ＡＵの出力端に設けられていてもよい。
【実施例４】
【００８０】
図１３は、本願発明の実施例４にかかるパルス幅変調回路を備えるスイッチングアンプを示すブロック図である。
【００８１】
この実施例４にかかるパルス幅変調回路１では、実施例１に示した第１のこぎり波生成回路１５および第２のこぎり波生成回路１６を備える比較信号生成回路１１に代えて、三角波を生成する三角波生成回路３８を有する比較信号生成回路１１″が設けられている。
【００８２】
三角波生成回路３８は、所定の周期を有し、かつ０Ｖを中心にして正負に同じ振幅値を有する三角波を生成する回路であり、その出力は、第１比較回路１２のリファレンス端子ｒｅｆと、第２比較回路１３の入力端子ｉｎとにそれぞれ接続されている。なお、その他の構成については、上記実施例１の構成と略同様である。
【００８３】
上記の構成によれば、第１比較回路１２では、オーディオ信号が入力端子ｉｎに入力され、リファレンス端子ｒｅｆに入力される三角波生成回路３８からの三角波と比較され、図１４に示すように、オーディオ信号が三角波より大のときに「ＨＩＧＨ」レベルとなり、オーディオ信号が三角波より小のときに「ＬＯＷ」レベルとなる第１パルス幅変調信号Ｓ１が第１比較回路１２から出力される。
【００８４】
また、第２比較回路１３では、入力端子ｉｎに入力される三角波生成回路３８からの三角波がリファレンス端子ｒｅｆに入力されるオーディオ信号と比較され、オーディオ信号が三角波より大のときに「ＬＯＷ」レベルとなり、オーディオ信号が三角波より小のときに「ＨＩＧＨ」レベルとなる第２パルス幅変調信号Ｓ２が第２比較回路１３から出力される。
【００８５】
そのため、第１電力増幅回路２ａおよび第２電力増幅回路２ｂの出力電圧差は、図１４に示すａ−ｂ間の電圧波形のようになる。すなわち、オーディオ信号が正の値であるとき、第１比較回路１２から出力される第１パルス幅変調信号Ｓ１に基づいて第１電力増幅回路２ａのスイッチＳＷ３，ＳＷ４がオン・オフ切り換えされるから、ａ−ｂ間にはＶ１−Ｖ２〔Ｖ〕の振幅を有する第１パルス幅変調信号Ｓ１と同一のパルス幅で変化する電圧が印加される。
【００８６】
また、オーディオ信号が負の値であるとき、第２比較回路１３から出力される第２パルス幅変調信号Ｓ２に基づいて第２電力増幅回路２ｂのスイッチＳＷ５，ＳＷ６がオン・オフ切り換えされるから、ａ−ｂ間にはＶ２−Ｖ１〔Ｖ〕の振幅を有する第２パルス幅変調信号Ｓ２と同一のパルス幅で変化する電圧が印加される。
【００８７】
ここで、三角波生成回路３８において、外部からボリューム調整信号が入力されると、図１４に示すように、三角波Ａの振幅が変化される。振幅が変化された三角波Ａ′は、第１比較回路１２に入力され、オーディオ信号と比較され、その結果、第１比較回路１２からは、振幅変化前の第１パルス幅変調信号Ｓ１に比べ、正入力信号に対しては「ＨＩＧＨ」レベルの区間がやや長く、負入力信号に対しては「ＬＯＷ」レベルの区間がやや長くなった第１パルス幅変調信号Ｓ１′が出力される。
【００８８】
また、振幅が変化された三角波は、第２比較回路１３に入力され、オーディオ信号と比較され、その結果、第２比較回路１３からは、振幅変化前の第２パルス幅変調信号Ｓ２に比べ、正入力信号に対しては「ＬＯＷ」レベルの区間がやや長く、負入力信号に対しては「ＨＩＧＨ」レベルの区間がやや長くなった第２パルス幅変調信号Ｓ２′が出力される。
【００８９】
電力増幅回路２では、これらの第１パルス幅変調信号Ｓ１′および第２パルス幅変調信号Ｓ２′に基づいて、スイッチＳＷ３〜ＳＷ６がそれぞれオン、オフ動作されることにより、第１電力増幅回路２ａおよび第２電力増幅回路２ｂの出力電圧差は、図１４に示す振幅変化後のａ−ｂ間の電圧波形のようになる。すなわち、オーディオ信号が正の値のときは、ａ−ｂ間にはＶ１−Ｖ２〔Ｖ〕の振幅を有する第１パルス幅変調信号Ｓ１′と同一のパルス幅で変化する電圧が印加される。一方、オーディオ信号が負の値のときは、ｂ−ａ間にはＶ２−Ｖ１〔Ｖ〕の振幅を有する第２パルス幅変調信号Ｓ２′と同一のパルス幅で変化する電圧が印加される。
【００９０】
このように、実施例１に示した第１のこぎり波生成回路１５および第２のこぎり波生成回路１６に代えて三角波生成回路３８を用いることにより、実施例１の構成による機能と同等の機能を実現でき、適切なパルス幅変調信号を電力増幅回路２に与えることができる。また、実施例１の構成に比べ、回路構成が簡略化され、部品コストの低減化を図ることができる。
【００９１】
なお、この実施例４においても、オーディオ信号発生源ＡＵと、第１比較回路１２および第２比較回路１３との間に、実施例２で示したような、積分回路３１およびサンプルホールド回路３２を設け、これらによってオーディオ信号に混入するインパルス性のノイズを除去するようにしてもよい。
【実施例５】
【００９２】
図１５は、本願発明の実施例５にかかるパルス幅変調回路を備えるスイッチングアンプを示すブロック図である。
【００９３】
この実施例５にかかるスイッチングアンプでは、実施例４に示したオーディオアンプに比して、第２比較回路１３、電力増幅回路２ｂ、第２ローパスフィルタＬＰ２が削除されている。すなわち、三角波生成回路３８から出力される三角波とオーディオ信号とを比較して得られるパルス幅変調信号Ｓ１のみによって負荷Ｌに対する電圧を変化させている。なお、その他の構成については、上記実施例１の構成と略同様である。
【００９４】
この構成においても、三角波生成回路３８において、外部からボリューム調整信号が入力されると、図１６に示すように、三角波Ａの振幅が変化され、振幅が変化された三角波Ａ′は、第１比較回路１２に入力され、オーディオ信号と比較される。その結果、第１比較回路１２からは、振幅変化前のパルス幅変調信号Ｓ１に比べ、正入力信号に対しては「ＨＩＧＨ」レベルの区間がやや長く、負入力信号に対しては「ＬＯＷ」レベルの区間がやや長くなった第１パルス幅変調信号Ｓ１′が出力される。そのため、電力増幅回路２では、パルス幅変調信号Ｓ１′に基づいて、スイッチＳＷ３，ＳＷ４がそれぞれオン、オフ動作されることにより、第１電力増幅回路２ａとグランドとの出力電圧差は、図１４に示す振幅変化後のａ−グランド間の電圧波形のようになる。したがって、負荷Ｌに与える電圧レベルを変化させることができ、実施例４と同様に、実施例１の構成に比べ、回路構成が簡略化され、部品コストの低減化を図ることができる。
【００９５】
なお、この実施例５においても、オーディオ信号発生源ＡＵと、第１比較回路１２との間に、実施例２で示したような、積分回路３１およびサンプルホールド回路３２を設け、これらによってオーディオ信号に混入するインパルス性のノイズを除去するようにしてもよい。
【００９６】
もちろん、この発明の範囲は上述した実施の形態に限定されるものではない。たとえば、電力増幅回路２の構成は、上記した実施例に限るものではなく、スイッチ素子が４個以上設けられていてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００９７】
【図１】本願発明の実施例１にかかるパルス幅変調回路を備えるスイッチングアンプを示すブロック図である。
【図２】図１に示す比較信号生成回路の回路図である。
【図３】図１に示す電力増幅回路の出力を表す波形図である。
【図４】図１に示す電力増幅回路の回路例である。
【図５】オーディオ信号を可変させたときの電力増幅回路の出力を表す波形図である。
【図６】実施例２にかかるパルス幅変調回路を備えるスイッチングアンプを示すブロック図である。
【図７】図１に示すパルス幅変調回路においてノイズが混入したときの電力増幅回路の出力を表す波形図である。
【図８】図５に示す電力増幅回路の出力を表す波形図である。
【図９】積分回路およびサンプルホールド回路の動作を説明するための図である。
【図１０】本願発明の実施例３にかかるパルス幅変調回路を備えるスイッチングアンプを示すブロック図である。
【図１１】図９に示す比較信号生成回路の回路図である。
【図１２】図９に示す電力増幅回路の出力を表す波形図である。
【図１３】本願発明の実施例４にかかるパルス幅変調回路を備えるスイッチングアンプを示すブロック図である。
【図１４】図１３に示す電力増幅回路の出力を表す波形図である。
【図１５】本願発明の実施例５にかかるパルス幅変調回路を備えるスイッチングアンプを示すブロック図である。
【図１６】図１５に示す電力増幅回路の出力を表す波形図である。
【図１７】従来のパルス幅変調回路を備えるスイッチングアンプを示すブロック図である。
【符号の説明】
【００９８】
１  パルス幅変調回路
２  電力増幅回路
１１  比較信号生成回路
１２  第１比較回路
１３  第２比較回路
１４  パルス生成回路
１５  第１のこぎり波生成回路
１６  第２のこぎり波生成回路
Ｌ  負荷
ＡＵ  オーディオ信号発生源
【図１】
2005064661.tif 000003
【図２】
2005064661.tif 000004
【図３】
2005064661.tif 000005
【図４】
2005064661.tif 000006
【図５】
2005064661.tif 000007
【図６】
2005064661.tif 000008
【図７】
2005064661.tif 000009
【図８】
2005064661.tif 000010
【図９】
2005064661.tif 000011
【図１０】
2005064661.tif 000012
【図１１】
2005064661.tif 000013
【図１２】
2005064661.tif 000014
【図１３】
2005064661.tif 000015
【図１４】
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【図１５】
2005064661.tif 000017
【図１６】
2005064661.tif 000018
【図１７】
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