(57)【要約】【課題】高周波信号の入力端子の電位低下が回路構成上起こらないうえ、従来技術で得られる、この高周波信号の入力端子の電位低下の抑制効果以上の効果が得られ、その結果、従来技術より優れた飽和特性を有する高周波増幅回路を実現する。【解決手段】バイアス電圧Ｖｂｂより高い一定電圧Ｖｂ１を生成する定電圧源と、バイアス供給用素子Ｌ１を介して入力端子Ｔｉに接続されているバイアス電圧Ｖｂｂの供給点ＮＤ１と電源電圧Ｖｂｂ２との間に接続され、一定電圧Ｖｂ１により制御端子が保持される整流用トランジスタＴＲ４と、バイアス電圧の供給点ＮＤ１と基準電圧Ｖｓｓとの間に接続され、整流用トランジスタにＴＲ４一定電流を供給する定電流源ＴＲ５とを有する。【選択図】図１
2005228196.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
高周波信号を増幅する高周波増幅トランジスタの入力端子に直流のバイアス電圧を供給するバイアス電圧供給回路であって、
前記バイアス電圧より高い一定電圧を生成する定電圧源と、
バイアス供給用素子を介して前記高周波増幅トランジスタの入力端子に接続されているバイアス電圧の供給点と電源電圧供給線との間に接続され、前記定電圧源が生成する一定電圧により制御端子が保持される整流用トランジスタと、
前記バイアス電圧の供給点と基準電圧供給線との間に接続され、前記整流用トランジスタに一定電流を供給する定電流源と、
を有するバイアス電圧供給回路。
【請求項２】
前記バイアス電圧の供給点と基準電圧供給線との間にキャパシタが接続され、当該バイアス電圧の供給点が交流的に接地されている
請求項１に記載のバイアス電圧供給回路。
【請求項３】
前記整流用トランジスタの制御端子と基準電圧供給線との間にキャパシタが接続され、当該整流用トランジスタの制御端子が交流的に接地されている
請求項１に記載のバイアス電圧供給回路。
【請求項４】
前記バイアス電圧の供給点の電位により制御され前記整流用トランジスタに負帰還をかける負帰還用トランジスタが、当該整流用トランジスタの制御端子と基準電圧供給線との間に接続されている
請求項１に記載のバイアス電圧供給回路。
【請求項５】
前記バイアス電圧の供給点と基準電圧供給線との間にキャパシタが接続され、当該バイアス電圧の供給点が交流的に接地されている
請求項４に記載のバイアス電圧供給回路。
【請求項６】
前記整流用トランジスタの制御端子と基準電圧供給線との間にキャパシタが接続され、当該整流用トランジスタの制御端子が交流的に接地されている
請求項４に記載のバイアス電圧供給回路。
【請求項７】
前記定電圧源が、
それぞれがダイオード接続されて前記整流用トランジスタの制御端子と基準電圧供給線との間に直列接続されている２つのトランジスタと、
当該２つのトランジスタの直列接続経路に基準電流を供給する基準電流源と
を含む請求項１に記載のバイアス電圧供給回路。
【請求項８】
前記定電流源が、前記直列接続されている２つのトランジスタのうち基準電圧供給線側のトランジスタと制御端子が共通に接続され、前記バイアス電圧の供給点と基準電圧供給線との間に接続されているトランジスタから構成されている
請求項７に記載のバイアス電圧供給回路。
【請求項９】
高周波信号を増幅する高周波増幅トランジスタと、
当該高周波増幅トランジスタの入力端子に接続され、当該入力端子に直流のバイアス電圧を供給するバイアス電圧供給回路とを有し、
前記バイアス電圧供給回路が、
前記バイアス電圧より高い一定電圧を生成する定電圧源と、
バイアス供給用素子を介して前記高周波増幅トランジスタの入力端子に接続されているバイアス電圧の供給点と電源電圧供給線との間に接続され、前記定電圧源が生成する一定電圧により制御端子が保持される整流用トランジスタと、
前記バイアス電圧の供給点と基準電圧供給線との間に接続され、前記整流用トランジスタに一定電流を供給する定電流源と、
を含む高周波増幅回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、たとえば無線通信の送受信機に用いられる高周波増幅回路と、それに用いるバイアス電圧供給回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
たとえば衛星通信、地上波マイクロ波通信、移動体通信等に使用される高周波増幅器では、高周波増幅トランジスタをＮＰＮバイポーラトランジスタにより構成した場合、そのベース（入力端子）に高周波信号が印加され、そのコレクタから増幅後の高周波信号が出力される。その際、広範囲の高周波信号レベルにわたる高効率化を実現するために、高周波増幅トランジスタのベースに供給される直流のバイアス電圧を入力信号レベルに応じて制御する必要があり、そのために高周波増幅トランジスタのベースにバイアス電圧供給回路が接続されている。
【０００３】
一般に、このようなバイアス電圧供給回路は、高周波増幅トランジスタとカレントミラー回路を構成する第１のＮＰＮバイポーラトランジスタを設け、その第１のＮＰＮバイポーラトランジスタに一定電流を供給することにより高周波増幅トランジスタのベース電流を制御し、入力端子の電位を決定する方法が一般的である。
【０００４】
ところが、この方法では、高周波信号の入力電力が増加した場合に、高周波増幅トランジスタとカレントミラー回路を構成する第１のＮＰＮバイポーラトランジスタのベース電位が大きく変動すると、そのトランジスタのベースとエミッタとの間のＰＮ接合（ダイオード）により整流作用が発生する。つまり、入力された高周波信号の直流レベルが大きく変動すると、その電位がハイレベルのときに、このダイオードがオンして入力信号の直流電位が低下する。逆に、入力信号の電位がローレベルのときはダイオードが逆バイアスされるために電位低下は生じない。この整流作用によって時間平均をとると、結局、高周波信号の入力端子の電位が信号振幅の増大とともに低下する現象が生じ、その結果、高周波増幅器から出力される信号の電力が飽和して高出力を得ることはできなくなる。
【０００５】
その対策として、一般的には、高周波増幅トランジスタとカレントミラー回路を構成する第１のＮＰＮバイポーラトランジスタのベース電位の変動を補償するために、そのベースと電源電圧供給線との間に補償用の第２のＮＰＮバイポーラトランジスタを接続させて、高周波信号の入力端子の電位変動を抑制する技術が知られている（たとえば、特許文献１参照）。
【０００６】
図７は、特許文献１に記載されているバイアス回路の構成を含む回路図である。
図７において、符号１００はバイアス回路、符号２００は高周波増幅器であり、このバイアス回路１００は、高周波増幅器２００の入力電力が増加した場合に、自動的にトランジスタＱ２００のベース電流を補償する機能を有している。
【０００７】
図７に示す高周波増幅器２００において、符号２０１は高周波入力端子、符号２０２は高周波出力端子、符号２０３は電源を示す。また、Ｑ２００は高周波増幅トランジスタ、Ｃ２０１は高周波入力端子２０１とトランジスタＱ２００のベース間に接続されているコンデンサ、Ｃ２０２はトランジスタＱ２００のコレクタと高周波出力端子２０２間に接続されているコンデンサ、Ｒ２０３はトランジスタＱ２００のコレクタと電源２０３間に接続されている抵抗を示し、ＩｂｅはトランジスタＱ２００のベース電流、ＩｃｅはトランジスタＱ２００のコレクタ電流を表している。
【０００８】
図７に示すバイアス回路１００において、符号１０１は電源を示し、Ｑ１００は、高周波増幅トランジスタＱ２００とカレントミラー回路を構成する第１のＮＰＮバイポーラトランジスタを示す。また、トランジスタＱ１０１は、第１のＮＰＮバイポーラトランジスタＱ１００のベース電位を補償する第２のＮＰＮバイポーラトランジスタである。
【０００９】
また、図７に示すバイアス回路１００において、トランジスタＱ１０２とＱ１０３は、第２のＮＰＮバイポーラトランジスタＱ１０１のコレクタ電流を基準電流とし、かつ、第１のＮＰＮバイポーラトランジスタＱ１００のコレクタ電流を決定するカレントミラー回路を構成するＮＰＮバイポーラトランジスタである。さらに、抵抗Ｒ１００は、トランジスタＱ２００とＱ１００によるカレントミラー回路の基準抵抗である。また、ＩｒｅｆはトランジスタＱ２００とＱ１００によるカレントミラー回路の基準電流である。なお、抵抗Ｒ１０１は、高周波増幅器２００の高周波増幅トランジスタＱ２００のベースにバイアスを供給する抵抗である。
【００１０】
高周波入力端子２０１に入力される高周波信号の電力が増加した場合に、高周波増幅トランジスタＱ２００のベース電流Ｉｂｅが増加し、高周波増幅トランジスタＱ２００のコレクタ電流Ｉｃｅが増加する。これに伴い、高周波増幅トランジスタＱ２００と第１のＮＰＮバイポーラトランジスタＱ１００とからなるカレントミラー回路のベース電位を補償する第２のＮＰＮバイポーラトランジスタＱ１０１のコレクタ電流も増加する。トランジスタＱ１０２とＱ１０３は、第２のＮＰＮバイポーラトランジスタＱ１０１のコレクタ電流を基準電流とするカレントミラー回路として動作する。このために、第１のＮＰＮバイポーラトランジスタＱ１００のコレクタには、第２のＮＰＮバイポーラトランジスタＱ１０１のコレクタ電流である基準電流のカレントミラー比倍、すなわち高周波増幅トランジスタＱ２００と第１のＮＰＮバイポーラトランジスタＱ１００のサイズ比をＮ：１とした場合にＮ倍の電流が加わる。この結果として、高周波増幅トランジスタＱ２００のベース電位が低下しても、そのベース電位を補償するようにベース電流Ｉｂｅを自動的に増加させることが可能となる。
【００１１】
特許文献１に記載されるように、高周波増幅トランジスタＱ１００とカレントミラー回路を構成する第１のＮＰＮバイポーラトランジスタＱ１００を流れる電流によりベース電流Ｉｂｅを決定するバイアス回路の構成では、そのベース電位の低下分を補償してベース電流Ｉｂｅの低下を防止し、それによるゲイン低下を防止することができる。
【特許文献１】特開平１１−６８４７３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
ところが、この従来構成では、ベース電位の低下を防止して、そのベース電位低下による高電力側でのゲイン低下を抑制するだけであり、ゲインが低下するポイントをさらに高電力側にシフトさせて、高周波増幅回路としての飽和特性をさらに改善することはできない。
【００１３】
本発明が解決しようとする課題は、高周波信号の入力端子の電位低下が回路構成上起こらないうえ、従来技術で得られる、この高周波信号の入力端子の電位低下の抑制効果以上の効果が得られ、その結果、従来技術より優れた飽和特性を有する高周波増幅回路、および、それに用いるバイアス電圧供給回路を新たに提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明に係るバイアス電圧供給回路は、高周波信号を増幅する高周波増幅トランジスタの入力端子に直流のバイアス電圧を供給するバイアス電圧供給回路であって、前記バイアス電圧より高い一定電圧を生成する定電圧源と、バイアス供給用素子を介して前記高周波増幅トランジスタの入力端子に接続されているバイアス電圧の供給点と電源電圧供給線との間に接続され、前記定電圧源が生成する一定電圧により制御端子が保持される整流用トランジスタと、前記バイアス電圧の供給点と基準電圧供給線との間に接続され、前記整流用トランジスタに一定電流を供給する定電流源と、を有する。
本発明では、好適に、前記バイアス電圧の供給点の電位により制御され前記整流用トランジスタに負帰還をかける負帰還用トランジスタが、当該整流用トランジスタの制御端子と基準電圧供給線との間に接続されている。
【００１５】
特定的には、前記定電圧源が、それぞれがダイオード接続されて前記整流用トランジスタの制御端子と基準電圧供給線との間に直列接続されている２つのトランジスタと、当該２つのトランジスタの直列接続経路に基準電流を供給する基準電流源とを含む。
この場合、さらに特定的に、前記定電流源が、前記直列接続されている２つのトランジスタのうち基準電圧供給線側のトランジスタと制御端子が共通に接続され、前記バイアス電圧の供給点と基準電圧供給線との間に接続されているトランジスタから構成されている。
【００１６】
本発明に係る高周波増幅回路は、高周波信号を増幅する高周波増幅トランジスタと、当該高周波増幅トランジスタの入力端子に接続され、当該入力端子に直流のバイアス電圧を供給するバイアス電圧供給回路とを有し、前記バイアス電圧供給回路が、前記バイアス電圧より高い一定電圧を生成する定電圧源と、バイアス供給用素子を介して前記高周波増幅トランジスタの入力端子に接続されているバイアス電圧の供給点と電源電圧供給線との間に接続され、前記定電圧源が生成する一定電圧により制御端子が保持される整流用トランジスタと、前記バイアス電圧の供給点と基準電圧供給線との間に接続され、前記整流用トランジスタに一定電流を供給する定電流源と、を含む。
【００１７】
このような構成のバイアス電圧供給回路（および、これを含む高周波増幅回路）によれば、高周波増幅トランジスタの入力端子に供給される高周波信号の電力が増大し、その信号振幅が大きく変化する場合に、その信号振幅の変化がバイアス供給用素子を介してバイアス電圧の供給点、すなわち整流用トランジスタの基準電圧側端子の電位を変化させる。整流用トランジスタのゲートは、定電圧源により生成されるバイアス電圧より大きな電圧で保持されており、また、整流用トランジスタは定電流源により一定電流が流れるように制御されている。この整流用トランジスタの基準電圧側端子（バイアス電圧の供給点）の電位が高くなると、この基準電圧側端子と制御端子との間の印加電圧が小さくなり、当該整流用トランジスタの状態がオフする向きに変化する。一方、バイアス電圧の供給点の電位が低くなると、整流用トランジスタの基準電圧側端子と制御端子との間の印加電圧が大きくなり、当該整流用トランジスタの状態がよりオンする向きに変化する。したがって、この大電力信号の入力時の時間平均をとると、小電力信号の入力時に比べバイアス電圧の直流レベルが上がることになる。さらに入力電力を増加させると、このバイアス電圧の上昇がある限界に達し、トランジスタの飽和特性を反映してバイアス電圧は低下するようになる。つまり、本発明では、大電力側で一旦、バイアス電圧を上昇させる作用が得られる。
【発明の効果】
【００１８】
本発明に係るバイアス電圧供給回路、および、それを用いた高周波増幅回路によれば、上述したように大電力側で一旦、バイアス電圧を上昇させる作用が得られ、その結果として、ゲインが低下するポイントを、バイアス電圧を上昇させない場合に比べて高電力側にシフトさせる効果が得られる。その結果、本発明によって、ゲインが降下し始める入力電力が高く、優れた線形性を有する飽和特性の高周波増幅回路が実現できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
以下、本発明の実施の形態を、トランジスタとしてバイポーラトランジスタを用いた場合を例とした図面を用いて説明する。なお、本発明ではトランジスタとしてＭＯＳトランジスタを用いることも可能であり、その場合は、以下に用いる図面でＮＰＮバイポーラトランジスタをＮＭＯＳトランジスタに置き換え、以下の説明で「ベース」を「ゲート」と、「エミッタ」を「ソース」と、「コレクタ」を「ドレイン」とそれぞれ読み替えることで、同様に本発明の適用が可能である。
【００２０】
［第１の実施の形態］
図１は、本実施の形態における高周波増幅回路の回路図である。無線通信の電力増幅の用途では通常多段で構成されが、この図１では、図の簡略化のために電力増幅回路の最終段だけを示す。
【００２１】
図１に示す高周波増幅回路１Ａは、高周波信号の入力端子Ｔｉと、入力端子Ｔｉにベースが接続されているＮＰＮバイポーラトランジスタからなる高周波増幅トランジスタＴＲ１と、この高周波増幅トランジスタＴＲ１のベース（入力端子Ｔｉ）の直流電圧（以下、バイアス電圧という）を制御するバイアス電圧供給回路２Ａとを有する。高周波増幅トランジスタＴＲ１のコレクタと出力端子Ｔｏとの間に出力整合回路３が接続され、また、高周波増幅トランジスタＴＲ１のコレクタと電源電圧Ｖｄｄ１との間に負荷回路４が接続されている。
このような構成では、入力端子Ｔｉから入力された高周波信号は、高周波増幅トランジスタＴＲ１により増幅されインピーダンス整合後に、出力端子Ｔｏから出力される。
【００２２】
バイアス電圧供給回路２Ａは、４つのＮＰＮバイポーラトランジスタＴＲ２，ＴＲ３，ＴＲ４およびＴＲ５と、２つのキャパシタＣ１およびＣ２と、基準電流源５、並びに、インダクタＬ１を有する。
このうちトランジスタＴＲ２とＴＲ３および基準電流源５により、本発明の「定電圧源」の一実施例が構成される。また、トランジスタＴＲ４は本発明の「整流用トランジスタ」の一実施例を構成し、トランジスタＴＲ５は本発明の「定電流源」の一実施例を構成する。なお、図１においては、バイアス電圧を符号Ｖｂｂで示している。トランジスタＴＲ４とＴＲ５の接続中点が、インダクタを介して高周波増幅トランジスタＴＲ１の入力端子（ベース）に接続されていることから、このトランジスタＴＲ４とＴＲ５の接続中点が、バイアス電圧Ｖｂｂの供給点ＮＤ１（以下、ノードＮＤ１という）となる。
【００２３】
定電圧源を構成する基準電流源５、トランジスタＴＲ３およびＴＲ２は電源電圧Ｖｄｄ３と基準電圧Ｖｓｓの間に直列接続されている。トランジスタＴＲ２とＴＲ３は、それぞれベースとコレクタが接続され、すなわちダイオード接続されている。トランジスタＴＲ３のベースとコレクタの接続点（以下、ノードＮＤ２という）が、この定電圧源の出力であり、定電圧源は、このノードＮＤ２の電位を、基準電流源５を流れる電流に応じて一定に保つ働きがある。以下、このノードＮＤ２の電位をＶｂ１と定義する。
【００２４】
ノードＮＤ２に、整流用トランジスタＴＲ４のベースが接続されている。整流用トランジスタＴＲ４のコレクタが電源電圧Ｖｄｄ２の供給線に接続され、そのエミッタが、バイアス電圧Ｖｂｂの供給点であるノードＮＤ１に接続されている。整流用トランジスタＴＲ４のベース（ノードＮＤ２）と基準電圧Ｖｓｓとの間にキャパシタＣ２が接続され、その結果、整流用トランジスタＴＲ４の発振を防止して、ノードＮＤ２の電位の安定化が図られている。
【００２５】
ノードＮＤ１と基準電圧Ｖｓｓとの間に接続されているトランジスタＴＲ５は、整流用トランジスタＴＲ４に一定電流を流すための定電流源としての働きがあり、その限りにおいて他の構成の定電流源回路あるいは抵抗等で代替できる。ここではトランジスタＴＲ５のベースが、ダイオード接続されているトランジスタＴＲ２のベースに接続されている。また、ノードＮＤ１と基準電圧Ｖｓｓとの間にキャパシタＣ１が接続され、これによりノードＮＤ１が交流的に接地されている。
【００２６】
つぎに、このような回路構成の動作を説明する。
本実施の形態に係るバイアス電圧供給回路２Ａは、従来のバイアス電圧供給回路のように高周波増幅トランジスタとカレントミラー回路を構成するトランジスタ（たとえば、図７のＱ１００）は設けられていない。したがって、バイアス電圧Ｖｂｂの電位を制御する主なトランジスタは整流用トランジスタＴＲ４であり、このトランジスタＴＲ４はエミッタ電位で電流量が制御される整流素子として機能する。
【００２７】
ダイオード接続されている２つのＴＲ２とＴＲ３は、整流用トランジスタＴＲ４を介して、高周波増幅トランジスタＴＲ１のベースのバイアス電圧Ｖｂｂを与えるための基本的な電圧Ｖｂ１をノードＮＤ２に生成する。つまり、基準電流源５によってＮＰＮバイポーラトランジスタのベースバイアス電流レベルの電流を流すと、ノードＮＤ２の電位Ｖｂ１は、高周波増幅トランジスタＴＲ１に高周波信号が入力されていないときのベースのバイアス電圧Ｖｂｂのおよそ２倍の電圧となる。このノードＮＤ２の電位Ｖｂ１は、基準電流源５から与えられる電流によって微調整できる。
【００２８】
整流用トランジスタＴＲ４は、いわゆるコモン・コレクタ型増幅器として動作し、そのベース電位Ｖｂ１から、整流用トランジスタＴＲ４のベースとエミッタ間の電圧分だけ降下したバイアス電圧Ｖｂｂを高周波増幅トランジスタＴＲ１へと出力している。このとき、トランジスタＴＲ５は定電流源として動作している。トランジスタＴＲ５は、整流用トランジスタＴＲ４のエミッタから出力されている電流の一部を吸い込み基準電位Ｖｓｓへと流している。
キャパシタＣ１は、インダクタＬ１で阻止しきれなかった高周波信号成分を低減するために実装されている。ただし、後述するように、高周波信号成分を完全に除去してしまうと本発明が効果を発揮できなくなるため、キャパシタＣ１およびインダクタＬ１として適当な値の素子を実装する必要がある。なお、インダクタＬ１の高周波成分抑圧能力が十分な場合はキャパシタＣ１を省略することが可能である。また、発振防止用のキャパシタＣ２は、ノードＮＤ２の電位Ｖｂ１が安定している場合には省略可能である。
【００２９】
入力端子Ｔｉから入力される高周波信号の無い場合および高周波信号の入力電力が低く、その振幅が比較的低い場合は、定電流源としてのトランジスタＴＲ５の電流駆動能力がノードＮＤ１の電位変動に打ち勝って整流用トランジスタＴＲ４に一定電流を流すため、そのノードＮＤ１に現出するバイアス電圧Ｖｂｂは変化しない。
【００３０】
高周波信号の入力電力が増大し、その振幅が比較的大きくなると、インダクタＬ１およびキャパシタＣ１により減衰された高周波信号成分がノードＮＤ１の電位を変化させる。そのため、整流用トランジスタＴＲ４のエミッタおよびトランジスタＴＲ５のコレクタの電位が、時間とともに大きくなったり小さくなったりする。トランジスタＴＲ５のコレクタはインピーダンスが高いので、この高周波信号成分に対して、その動作は殆ど影響されない。
【００３１】
一方、整流用トランジスタＴＲ４は、そのエミッタに印加される高周波信号の位相状態により、次のような挙動で電位変動する。
まず、整流用トランジスタＴＲ４のエミッタ電圧が正に大きく振れた時は、トランジスタＴＲ４のベース・エミッタ間電圧が小さくなり、トランジスタＴＲ４がオフの状態になり、コレクタ電流が一時的に遮断される。
また、整流用トランジスタＴＲ４のエミッタ電圧が負に大きく振れた時は、トランジスタＴＲ４のベース・エミッタ間電圧が大きくなり、トランジスタがより深いオン状態に変化して、コレクタとエミッタ間に大きな電流が流れる。
【００３２】
この２つの状態が、ノードＮＤ１に現出する高周波信号の時間変化により繰り返されるのであるが、整流用トランジスタＴＲ４に流れる電流は、そのベース・エミッタ間電圧に対して指数関数的に大きくなることから、時間平均としては無信号時より大きな電流が流れるような整流作用となる。その結果として、入力電力が大きくなってノードＮＤ１に洩れる高周波信号成分の振幅が大きくなるほど、高周波増幅トランジスタＴＲ１のベースに供給されるバイアス電圧ＶｂｂのＤＣレベルが増大する。
さらに入力される高周波信号の電力を大きくしてゆくと、バイポーラトランジスタの飽和特性などによって規制されて、このバイアス電圧Ｖｂｂの上昇は極点に至り、その後は、減少に転じてゆく。
【００３３】
図２に、このバイアス電圧Ｖｂｂの対入力電力特性を示す。
図２において曲線Ａが、本実施の形態に係るバイアス電圧供給回路２Ａを用いた場合の特性を示している。曲線Ａは、入力電力が大きくなるにしたがって一旦上昇し、極点を過ぎると下降することが分かる。
一方、比較例として、高周波増幅トランジスタとカレントミラー回路を構成するトランジスタを設ける場合の特性を曲線Ｂとして図２に示している。この比較例の構成を図３に示す。なお、図３において図１と共通する構成は同一符号を付している。
【００３４】
図３に示す比較例の回路では、ノードＮＤ１にゲートが接続されているＮＰＮバイポーラトランジスタＴＲ０と、基準電流源７とが、電源電圧Ｖｄｄ３と基準電圧Ｖｓｓとの間に直列に接続されている。ＮＰＮバイポーラトランジスタＴＲ０は高周波増幅トランジスタＴＲ１とカレントミラー回路を構成し、基準電流源７による電流により高周波増幅トランジスタＴＲ１のベース電流が規定される。この場合、ノードＮＤ１がトランジスタＴＲ０のベースに接続されていることから、ノードＮＤ１に洩れた高周波信号成分によりＴＲ０の整流作用が顕著となり、トランジスタＴＲ４による電流補償に勝って、結局、ノードＮＤ１の電位は入力電力の増加とともに単調減少する（図２の曲線Ｂ参照）。
【００３５】
［第２の実施の形態］
図４は、第２の実施の形態に係る高周波増幅回路の回路図である。
図４に示す高周波増幅回路１Ｂが、図１に示す構成と異なる点は、インダクタＬ１に代えて抵抗Ｒ１がバイアス供給素子として設けられている点と、ノードＮＤ２とトランジスタＴＲ３のゲートとの間に抵抗Ｒ２が設けられている点である。この抵抗Ｒ２は、発振防止用に必要なら図１の構成でも設けることができる。ここで大きな変更点は、バイアス供給素子が抵抗Ｒ１である点であり、このときインダクタＬ１ほど高周波成分の抑圧能力が得られない場合でも、本発明の適用によってノードＮＤ１の大きな電圧変動によって、バイアス電圧Ｖｂｂを入力電力の増大にしたがって一旦上昇させる効果が得られる。
本実施の形態では、インダクタＬ１を抵抗Ｒ１に置き換えることによって、バイアス供給素子の占有面積が小さくできるという別の観点の利益が得られる。
【００３６】
［第３の実施の形態］
図５は、第３の実施の形態に係る高周波増幅回路の回路図である。
図５に示す高周波増幅回路１Ｃが、図１に示す構成と異なる大きな点は、ノードＮＤ２と基準電圧Ｖｓｓとの間に、整流用トランジスタＴＲ４に負帰還をかける負帰還用トランジスタＴＲ６が接続されていることである。この負帰還用トランジスタＴＲ６の安定化のために、任意の構成としてキャパシタＣ３と抵抗Ｒ３が設けられている。キャパシタＣ３は負帰還用トランジスタＴＲ６のコレクタとベースとの間に接続され、抵抗Ｒ３は負帰還用トランジスタＴＲ６のベースとノードＮＤ１との間に接続されている。
【００３７】
ノードＮＤ１の電圧Ｖｂｂが上昇すると、ノードＮＤ１に抵抗Ｒ３を介して接続されている負帰還用トランジスタＴＲ６のベース端子の電位が上昇する。すると、負帰還用トランジスタＴＲ６のコレクタとエミッタ間を流れる電流が増大する。このとき、本来、ダイオード接続されている２つのトランジスタＴＲ２およびＴＲ３に流れるべき基準電流源からの電流の一部がトランジスタＴＲ６に吸い出され、そのためノードＮＤ１の電位Ｖｂ１が低下する。そのため、整流用トランジスタＴＲ４のベースとエミッタ間の印加電圧が、その分低下し、バイアス電圧Ｖｂｂを減少させ、あるいは、バイアス電圧Ｖｂｂが上昇するポイントをシフトさせる。
【００３８】
つまり、図１に示す回路構成では、入力電力の上昇に伴ってバイアス電圧Ｖｂｂが過度に上昇する、あるいは、上昇するポイントをより低い入力電力側にシフトさせたい場合に、このような負帰還用トランジスタＴＲ６を付加することにより、このような要求を満足できるという利点が得られる。
【００３９】
なお、このようなバイアス電圧Ｖｂｂの上昇の程度や、その上昇ポイントの制御は、インダクタＬ１やキャパシタＣ１の各素子パラメータ値を変えて、ノードＮＤ１に洩れる高周波信号成分の大きさを制御することによっても実行可能である。ところが、そのような素子パラメータの変更では限界があり、また、エリアペナルティやプロセス上の制約により素子パラメータを変えるとコスト面などの不利益が大きい場合がある。とくにインダクタＬ１を大きくすると占有面積が大きくなるだけでなく、面積を大きくしても得られる特性としては限界になる場合がある。また、キャパシタＣ１を大きくすると占有面積が大きくなり、占有面積が小さいキャパシタの採用では構造が複雑となってプロセスコストが上昇するという不利益がある。
本実施の形態では、たとえば、このようにインダクタＬ１やキャパシタＣ１の素子パラメータの制御だけでは十分でないといった場合に、それを負帰還用トランジスタＴＲ６の作用で補うことで、バイアス電圧Ｖｂｂの対入力電力特性の制御の自由度が高くなる。その結果、コスト面の不利益を抑制しながら、より所望の特性が得やすい高周波増幅回路の実現が可能になる。
【００４０】
また、負帰還用トランジスタＴＲ６を設けたことは、電源電圧の変動に対するバイアス電圧Ｖｂｂの安定化に貢献する。
より詳細には、高周波増幅トランジスタＴＲ１は、理想的には、インピーダンスが非常に高いので電源電圧Ｖｄｄ１が変動してもベース電流およびコレクタ電流は変化しない。ところが実際にはプロセスや大きさ（サイズ）の制約などによって、このような理想的なトランジスタの実現は難しい。したがって、電源電圧変動による配慮が必要となる。
電源電圧変動によって高周波増幅トランジスタＴＲ１のベース電流が大きく変化すると、トランジスタＴＲ４のコレクタ電流が変動し、そのベースとエミッタ間電圧Ｖｂｅも変化する。電源電圧が上昇するとトランジスタＴＲ１のベース電流が小さくなり、その分、トランジスタＴＲ６のベースとエミッタ間電流Ｉｂｅも小さくなり、トランジスタＴＲ６の状態がオフの向きに変化し、トランジスタＴＲ６により吸い出される電流成分が減る。そのため、整流用トランジスタＴＲ４のベース電位Ｖｂ１が上昇することから、トランジスタＴＲ４がよりオンしやすい状態となり、結果として、バイアス電圧Ｖｂｂが大きくなり、トランジスタＴＲ１のベース電流を大きくするように作用する。逆にトランジスタＴＲ１のベース電流が電源電圧変動により大きくなると、上述した逆の過程をたどって、そのベース電流を小さくするように作用する。
このように、本実施の形態では、電源電圧変動によりバイアス電圧変動を抑制する効果が得られる。
【００４１】
つぎに、以上の第１から第３の実施の形態では、バイアス電圧Ｖｂｂを一旦上昇させるが、それがゲイン特性に及ぼす影響について説明する。
図６は、電力利得（Ｇａｉｎ）および出力高周波信号の電力（Ｐｏｕｔ）の入力高周波信号の電力（Ｐｉｎ）に対する特性図である。図６では、図１に示す本発明の第１の実施の形態の回路と図３に示す比較例の回路のそれぞれで、入力高周波信号の電力（Ｐｉｎ）を変化させたときに、出力高周波信号の電力（Ｐｏｕｔ）と高周波増幅器の電力利得（Ｇａｉｎ）との変化を４つの曲線で示している。
電力の飽和特性の良否は、線形領域が広く、飽和が始まる点が如何に高い入力電力に対応しているかで決まる。この特性の良否を判断する方法は種々あるが、高周波電力増幅器としては一般に、いわゆる１ｄＢ利得圧縮電力（Ｐ１ｄＢ：ピーワンデービー）を測定することにより電力飽和特性の良否が判断される。Ｐ１ｄＢは、入力電力を上げていったときに線形領域から１ｄＢだけゲインが低下するときの入力（または出力）電力で定義される。
図６に示すように、本実施の形態の場合、比較例の場合と比べると、線形領域が広く電力飽和点が高電力側にシフトしていることが一目で分かる。この特性の良否を定量的に示すために上記Ｐ１ｄＢで比較すると、本実施の形態の場合のＰ１ｄＢは比較例の場合のＰ１ｄＢより約０．８ｄＢｍ高くなっている。また、本実施の形態でバイアス電圧Ｖｂｂを上げるようにしても、ゲイン特性自体は比較例と同様に、ゲインが低下し始める高い入力電力まではほぼフラットな特性が得られている。
なお、電力飽和特性の良否判定では、上記Ｐ１ｄＢを比較する方法以外の他の方法によっても同様な結果が得られる。
以上のように、本発明のバイアス電圧供給回路により、高周波電力回路のＰ１ｄＢが向上し、電力飽和特性の線形性が改善されていることが判明した。
【図面の簡単な説明】
【００４２】
【図１】本発明の第１の実施の形態における高周波増幅回路の回路図である。
【図２】バイアス電圧の対入力電力特性を示すグラフである。
【図３】本発明の実施の形態の比較例の構成を示す回路図である。
【図４】本発明の第２の実施の形態に係る高周波増幅回路の回路図である。
【図５】本発明の第３の実施の形態に係る高周波増幅回路の回路図である。
【図６】第１の実施の形態と比較例において、電力利得（Ｇａｉｎ）および出力電力（Ｐｏｕｔ）の入力電力（Ｐｉｎ）に対する変化をプロットしたグラフである。
【図７】特許文献１に記載されているバイアス回路の構成を含む回路図である。
【符号の説明】
【００４３】
１Ａ，１Ｂ，１Ｃ…高周波増幅回路、２Ａ…バイアス電圧供給回路、Ｔｉ…入力端子、Ｔｏ…出力端子、ＴＲ１…高周波増幅トランジスタ、ＴＲ４…整流用トランジスタ、ＴＲ２，ＴＲ３および５…定電圧源、ＴＲ５…定電流源、ＴＲ６…負帰還用トランジスタ、Ｖｂｂ…バイアス電圧
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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