(57)【要約】【課題】簡単な構成で高出力電圧、高力率を維持しながら高調波の抑制を可能とする大容量の電源装置を提供すること。【解決手段】交流電源１と、交流電源１からの交流を全波整流する４個のダイオード２〜５で形成されたブリッジ整流回路６と、ブリッジ整流回路６の直流出力端に接続された平滑コンデンサ７とを有する電源装置であって、交流電源１とブリッジ整流回路６の交流入力端との間に接続されたリアクタ８と、ブリッジ整流回路６の交流入力端と直流出力端との間に双方向スイッチ９を介して接続された主コンデンサ１０と、それぞれ開閉手段１２を介して主コンデンサ１０に並列に接続された1個または複数個の補助コンデンサ１１を備えたことにより、大出力時にコンデンサの昇圧作用を増大させ、かつ入力電流波形を適正化でき、高出力電圧、高力率が維持できる。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源と、前記交流電源からの交流を全波整流する４個のダイオードで形成されたブリッジ整流回路と、前記ブリッジ整流回路の直流出力端に接続された平滑コンデンサとを有する電源装置であって、前記交流電源と前記ブリッジ整流回路の交流入力端との間に接続されたリアクタと、前記ブリッジ整流回路の交流入力端と直流出力端との間に双方向スイッチを介して接続された主コンデンサと、それぞれ開閉手段を介して前記主コンデンサに並列に接続された1個または複数個の補助コンデンサと、前記交流電源の電圧のゼロ点を検出するゼロクロス検出手段と、前記ゼロクロス検出手段の出力に基づき前記双方向スイッチの駆動信号を生成する双方向スイッチ駆動信号生成手段と、前記双方向スイッチ駆動信号生成手段の信号に基づき前記双方向スイッチを駆動する双方向スイッチ駆動手段を備えたことを特徴とする電源装置。
【請求項２】
主コンデンサの両端の電圧をＶｃ１、ブリッジ整流回路の出力電圧をＶｏとすると、所定の入力電力範囲で双方向スイッチが閉、開閉手段が開の状態において、交流電源からの交流が半周期の間にリアクタおよび前記主コンデンサに共振電流が流れ、前記主コンデンサの充電により前記Ｖｃ１がゼロからＶｏまで上昇し、前記交流電源からの交流が次の半周期の間に前記主コンデンサの放電により前記Ｖｃ１がＶｏからゼロまで下降するように、前記リアクタのインダクタンス、および前記主コンデンサの静電容量の値が設定されている請求項1に記載の電源装置。
【請求項３】
所定の入力電力範囲で双方向スイッチが閉、開閉手段が閉の状態において、交流電源からの交流が半周期の間にリアクタと主コンデンサおよび補助コンデンサに共振電流が流れ、前記主コンデンサおよび補助コンデンサの充電によりＶｃ１がゼロからＶｏまで上昇し、前記交流電源からの交流が次の半周期の間に前記主コンデンサおよび補助コンデンサの放電により前記Ｖｃ１がＶｏからゼロまで下降するように、前記リアクタのインダクタンス、前記主コンデンサおよび補助コンデンサの静電容量の値が設定されている請求項1または２に記載の電源装置。
【請求項４】
主コンデンサは、ブリッジ整流回路の交流入力端と、負の直流出力端との間に接続されている請求項1〜３のいずれか１項に記載の電源装置。
【請求項５】
双方向スイッチをブリッジ整流回路の交流入力端に接続し、主コンデンサを前記ブリッジ整流回路の負の直流出力端に接続し、開閉手段を半導体スイッチで構成し、前記半導体スイッチは前記ブリッジ整流回路の負の直流出力端に直接接続された請求項１〜４のいずれか１項に記載の電源装置。
【請求項６】
主コンデンサは、ブリッジ整流回路の交流入力端と、正の直流出力端との間に接続されている請求項1〜３のいずれか１項に記載の電源装置。
【請求項７】
開閉手段は、双方向スイッチと同時に閉とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の電源装置。
【請求項８】
開閉手段は、主コンデンサおよび補助コンデンサが放電を完了し、Ｖｃ１がゼロになる期間で開とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の電源装置。
【請求項９】
開閉手段と並列に、補助コンデンサからの放電電流を流し得る方向にダイオードを接続した請求項１〜８のいずれか１項に記載の電源装置。
【請求項１０】
開閉手段と前記開閉手段に並列に接続されたダイオードとがＭＯＳＦＥＴで構成されてい
る請求項９に記載の電源装置。
【請求項１１】
ＭＯＳＦＥＴのオン時に、そのゲート電圧の立ち上がりを通常のスイッチング動作より遅くすることを特徴とする請求項１０に記載の電源装置。
【請求項１２】
入力電流が第１の所定値以上となった時に開閉手段を閉とし、前記第１の所定値より低い第２の所定値以下となった時に前記開閉手段を開とする請求項１〜１１のいずれか１項に記載の電源装置。
【請求項１３】
リアクタに可飽和特性を持たせたことを特徴とする請求項１〜１２のいずれか１項に記載の電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ブリッジ整流回路を利用した整流方式を用い、装置、システム等に高力率、低ひずみで電力を供給する電源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、高力率で高調波を抑制した低ひずみを実現する従来の電源装置として、全波整流回路にコンデンサを付加した装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
図１０は、特許文献１に記載された従来の電源装置を示すものである。図１０に示すように、交流電源１と、ダイオード２〜５より構成されたブリッジ整流回路６と、平滑コンデンサ７と、リアクタ８と、双方向スイッチ９と、コンデンサ１０と、ゼロクロス検出手段１４と、双方向スイッチ駆動信号生成手段１５と、双方向スイッチ１６から構成されている。なお、（ｂ）〜（ｄ）においては、ゼロクロス検出手段１４と、双方向スイッチ駆動信号生成手段１５と、双方向スイッチ１６の記載を省略している。
【０００４】
図１１は従来の電源装置の各部動作波形である。同図を用いてその動作を説明する。交流電圧の正の半周期において、そのゼロクロス点からΔｄだけ遅らせて双方向スイッチ９がオンされると、交流電源１−リアクタ８−ダイオード２−平滑コンデンサ７−双方向スイッチ９−コンデンサ１０−交流電源１の経路で直列共振電流が流れ、コンデンサ１０の電荷が平滑コンデンサ７へ放電される。双方向スイッチ９のオンからΔｔ後に双方向スイッチ９をオフすると、リアクタ８に流れる電流はダイオード２、５を通って通常の全波整流動作として継続される。次に交流電圧の負の半周期において、そのゼロクロス点からΔｄだけ遅らせて双方向スイッチ９がオンされると、交流電源１−コンデンサ１０−双方向スイッチ９−ダイオード３−リアクタ８−交流電源１の経路でコンデンサ１０に充電電流が流れる。さらにΔｔ後に双方向スイッチ９をオフすると、リアクタ８に流れる電流はダイオード４、３を通って通常の全波整流動作として継続される。
【０００５】
以上の構成、動作において、リアクタ８のインダクタンス、コンデンサ１０の静電容量を適当に選定し、前記Δｄ、Δｔを負荷に応じて適当に設定することにより高調波を抑制しながら高力率を実現するともに、リアクタ８とコンデンサ１０の昇圧作用により直流出力電圧を制御することができるというものである。
【特許文献１】特開２００２−２２３５７１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、前記のような従来の電源装置では、比較的小容量の電源装置では良好な特性を有するが、電源を大容量化しようとすると直流出力電圧および力率が低下してしまうという課題を有していた。特にＩＥＣ高調波規制をクリアする大容量電源を実現するためにはリアクタ８のインダクタンスを大きくする必要があり、その結果リアクタ８による電圧降下が大きくなって直流出力電圧が低下するとともに、入力電流と電源電圧の位相のずれが増大することにより力率が低下するという課題を有していた。
【０００７】
本発明の電源装置は、前記のような従来の課題を解決するものであり、大出力時も直流出力電圧および力率の低下を抑制できる電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記課題を解決するために本発明の電源装置は、前記コンデンサに開閉手段を介して並
列接続される補助コンデンサを設けたものである。
【０００９】
前記のような電源装置によれば、大出力時に開閉手段を閉として補助コンデンサを並列接続し、コンデンサの合成容量を増大することにより昇圧能力が増大し、出力電圧の低下を抑制できるとともに、入力電流と電源電圧の位相のずれが小さくなることにより力率低下を抑制できることとなる。
【発明の効果】
【００１０】
本発明の電源装置は、出力電圧制御を行ないながら、大出力時にも直流出力電圧および力率の低下を抑制することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
本発明は、交流電源と、前記交流電源からの交流を全波整流する４個のダイオードで形成されたブリッジ整流回路と、前記ブリッジ整流回路の直流出力端に接続された平滑コンデンサとを有する電源装置であって、前記交流電源と前記ブリッジ整流回路の交流入力端との間に接続されたリアクタと、前記ブリッジ整流回路の交流入力端と直流出力端との間に双方向スイッチを介して接続された主コンデンサと、それぞれ開閉手段を介して前記主コンデンサに並列に接続された1個または複数個の補助コンデンサと、前記交流電源の電圧のゼロ点を検出するゼロクロス検出手段と、前記ゼロクロス検出手段の出力に基づき前記双方向スイッチの駆動信号を生成する双方向スイッチ駆動信号生成手段と、前記双方向スイッチ駆動信号生成手段の信号に基づき前記双方向スイッチを駆動する双方向スイッチ駆動手段を備えたことにより、大出力時にコンデンサの静電容量の追加が可能となり、直流出力電圧および力率の低下を抑制することができる。
【００１２】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
【００１３】
（実施の形態１）
図１（ａ）〜（ｄ）は、本発明の実施の形態１における電源装置の構成図である。図１において、図１０と同じ構成要素については同じ符号を用い、説明を省略する。
【００１４】
図１において、双方向スイッチ９はブリッジ整流回路６の交流入力端に接続され、主コンデンサ１０はブリッジ整流回路６の負の直流出力端に接続されている。補助コンデンサ１１は主コンデンサ１０に開閉手段であるリレー１２を介して並列に接続されており、リレー１２がブリッジ整流回路６の負の直流出力端側に配置されている。また、リアクタ８のインダクタンス、主コンデンサ１０および補助コンデンサ１１の静電容量は、それぞれ所定の入力電力範囲において、主コンデンサ１０（および補助コンデンサ１１）の電圧が充電時には直流出力電圧Ｖｏまで、放電時にはゼロまで到達し、かつ入力電流が所望の高調波規制値以下になるような定数を選定する。
【００１５】
また、交流電源１の電圧のゼロ点を検出するゼロクロス検出手段１４と、ゼロクロス検出手段１４の出力に基づき双方向スイッチ９の駆動信号を生成する双方向スイッチ駆動信号生成手段１５と、双方向スイッチ駆動信号生成手段１５の信号に基づき双方向スイッチ９を駆動する双方向スイッチ駆動手段１６を有している。なお、図１（ｂ）〜（ｄ）ではゼロクロス検出手段１４と、双方向スイッチ駆動信号生成手段１５と、双方向スイッチ駆動手段１６との記載を省略している。
【００１６】
図２は双方向スイッチ９の具体構成例で、ダイオードブリッジとＩＧＢＴ等の半導体スイッチにより構成される。
【００１７】
以上の構成において図１（ａ）の回路動作を説明する。まず、出力が比較的小さい領域においては、前記リレー１２は開とし、従来の電源装置と同様の動作を行なう。この時は図１１に示した通り、双方向スイッチ９のオン時間は比較的短く、主コンデンサ１０の電圧Ｖｃも変動分が少なく直流バイアスされた状態となる。出力が大きくなるにつれて高調波の抑制と直流出力電圧の維持のために、図１１のΔｄを減少し、かつΔｔを増加してゆく。さらに出力が大きくなるとΔｄ＝０とし、電圧のゼロクロスから双方向スイッチ９をオンさせることとなる。また、出力の増加に伴ない主コンデンサ１０の電圧Ｖｃの変動幅が大きくなり、やがてゼロと直流出力電圧Ｖｏとの間で変動することとなる。図３は前記リレー１２を依然として開に保った状態で比較的大出力を出した時の各部動作波形例で、電源電圧を２２０Ｖ、５０Ｈｚ、リアクタ８のインダクタンスを２０ｍＨ、平滑コンデンサ７の静電容量を５０００μＦ、主コンデンサ１０の静電容量を１００μＦとし、入力電力が３．３ｋＷの時のものである。この動作点では直流出力電圧が約２４５Ｖ、力率が９４％と良好な特性を有している。また、入力電流の高調波も図３（ｃ）に示す通り、ＩＥＣ高調波規制値１７を下回っている。
【００１８】
この状態でさらに負荷を増大して、入力電力が４．０ｋＷになった時の入力電流ＩＬと直流出力電圧Ｖｏを図４（ａ）に示す。この動作点では直流出力電圧が約２００Ｖと大幅に低下しており、例えばこの電源装置をＤＣモータ駆動電源として用いる場合に所望のモータ最高回転数が得られない等、電源装置の用途によって支障が生じることが考えられる。また、入力電流ＩＬは電源電圧Ｖｉと大きく位相がずれており、その結果力率は約８１％と大幅に低下している。これは入力電流の増加を招き、電源効率の低下、装置の大型化という課題を招く。
【００１９】
ここでリレー１２を双方向スイッチ９のオンに同期させ、主コンデンサ１０の充電開始と同時に（交流電源の負の半周期のゼロ位相で）閉とする。このタイミングでは主コンデンサ１０の電圧Ｖｃはゼロであるため、補助コンデンサ１１を接続することにより突入電流が流れることもなく、回路のコンデンサ容量を主コンデンサ１０と補助コンデンサ１１の合成容量とすることができる。この時の回路動作もリレー１２を開とした場合と同様である。補助コンデンサ１１として８０μＦの静電容量のコンデンサを適用した場合の各部動作波形例を図４（ｂ）、（ｃ）に示す。入力電力は図３（ａ）の条件と同様、４．０ｋＷである。本動作点では、直流出力電圧が約２６０Ｖ、入力電流の力率が約９５％と、直流出力電圧、力率とも電源装置の大出力化による低下が抑制されている。
【００２０】
負荷が減少し、補助コンデンサ１１が不要になった場合は、主コンデンサ１０（および補助コンデンサ１１）の電圧Ｖｃがゼロ、すなわち電源電圧の正の半周期の後半にてリレー１２を開とする。これにより補助コンデンサ１１に電荷を残すことなく補助コンデンサ１１を切断することができ、次に再びリレー１２を閉とした時に主コンデンサ１０と補助コンデンサ１１間で短絡電流が流れることを防止することができる。
【００２１】
以上のように、入力電力が所定の値を超えた時にリレー１２を閉とすることにより、大出力時にも直流出力電圧と力率の低下を抑制することができる。なお、図１（ｂ）〜（ｄ）についてもその動作、作用は同様である。また、開閉手段としてリレーを用いたが、半導体スイッチを用いることもできる。この場合、リレー１２はブリッジ整流回路６の負の直流出力端に接続されているため、これを半導体スイッチに置き換える場合にはそのエミッタ（またはソース）電位を直流出力の負側と同電位にでき、前記半導体スイッチの駆動電源を直流出力の負側電位を共通とする他の回路の電源と共用化でき、装置の小型化、低コスト化が実現できる。
【００２２】
（実施の形態２）
図５（ａ）〜（ｄ）は、本発明の実施の形態２における電源装置の構成図である。図５
において、図１および図１０と同じ構成要素については同じ符号を用い、説明を省略する。
【００２３】
図５においてダイオード１８は前記リレー１２と並列に、かつ補助コンデンサ１１の放電電流を流す向きに接続されている。
【００２４】
以上の構成によれば、前記リレー１２を閉として補助コンデンサ１１に充電した後、どのタイミングで前記リレー１２を開としても、補助コンデンサ１１の残留電荷は放電され、その電圧はゼロとなる。従って上記構成によれば、任意のタイミングでリレー１２を開とすることができる。
【００２５】
（実施の形態３）
図６は、本発明の実施の形態３における電源装置の構成図である。図６において、図１、図５、図１０と同じ構成要素については同じ符号を用い、説明を省略する。
【００２６】
図６は図５（ａ）の回路のリレー１２およびダイオード１８をＭＯＳＦＥＴ１９に置き換えたものである。ＭＯＳＦＥＴにはその導通方向と逆方向に寄生ダイオードが存在するため、これを利用することにより図５（ａ）の回路のダイオード１８を省略することができる。図５（ｂ）〜（ｄ）の回路についても同様である。
【００２７】
以上の構成において、前記ＭＯＳＦＥＴ１９のゲート電圧波形の立ち上がりを図７に示すように遅くする。通常ＭＯＳＦＥＴをスイッチ動作させる場合は、図７の波形２０のようにゲート電圧は急峻に立ち上げるが、ここではゲート抵抗に高抵抗を適用する等の方法でゲート電圧を波形２１のようにゆっくりと立ち上がるようにする。これによりＭＯＳＦＥＴ１９のオン時に主コンデンサ１０と補助コンデンサ１１の電圧に差があってもその電位差を前記ＭＯＳＦＥＴ１９のドレイン、ソース間で分担し、前記コンデンサ間の短絡電流を抑制することができる。
【００２８】
従って本構成および動作によれば、任意のタイミングでＭＯＳＦＥＴ１９をオン、オフすることができる。
【００２９】
なお、本実施の形態ではＭＯＳＦＥＴとしたが、ＩＧＢＴ等の半導体スイッチとダイオードを逆並列接続したものを適用しても同様の効果が得られる。
【００３０】
（実施の形態４）
本発明の実施の形態４では入力電流を検出し、図８に示すように入力電流が第１の所定値を超えると開閉手段であるリレー１２を閉、またはＭＯＳＦＥＴ１９をオンし、やがて入力電流が減少して第２の所定値を下回ったらリレー１２を開、またはＭＯＳＦＥＴ１９をオフする。前記第２の所定値は第１の所定値より小さい値とすることにより、開閉手段の開、閉が頻繁に繰り返される現象を回避することができる。以上の動作により、入力電流によって大入力領域と小入力領域を安定に切り換えることができる。
【００３１】
（実施の形態５）
本実施の形態５の電源装置では、リアクタ８に可飽和特性を有するリアクタを適用している。前記リアクタ８の可飽和特性は図９に示す通り、リアクタに流れる電流が所定値ＩＬｏを超えると鉄心が飽和し、インダクタンスが小さくなるような特性を有している。本発明の電源装置は、ＩＥＣ高調波規制をクリアするために、比較的小〜中電流領域（約１２Ａ以下）では大きなインダクタンスを要するのに対し、大電流領域では前記領域ほど大きなインダクタンスを要しない、という特性を有するため、図９のような特性のリアクタを適用すると、大きなインダクタンスが必要な中電流領域までは、所定のインダクタンス
が確保でき、大電流領域ではインダクタンスが低下した分、リアクタによる電圧降下が抑制でき、直流出力電圧が高くとれるとともに、同容量の電源装置を構成するのにリアクタを小型化することが可能となる。
【産業上の利用可能性】
【００３２】
以上のように、本発明にかかる電源装置は、大出力時の高力率と出力電圧維持の両立が可能となるので、大出力のインバータエアコン等の用途にも適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００３３】
【図１】本発明の実施の形態１における電源装置の構成を示すブロック図
【図２】本発明の実施の形態１における双方向スイッチの回路図
【図３】本発明の実施の形態１における電源装置の比較的大出力時の各部動作波形図および高調波成分とＩＥＣ高調波規制値の比較を示す波形図
【図４】（ａ）従来の電源装置の大出力時の入力電流波形と出力電圧波形を示す波形図（ｂ）（ｃ）本発明の実施の形態１における電源装置の大出力時の各部動作波形図
【図５】本発明の実施の形態２における電源装置の構成を示すブロック図
【図６】本発明の実施の形態３における電源装置の構成を示すブロック図
【図７】本発明の実施の形態３におけるＭＯＳＦＥＴのゲート電圧波形を示す波形図
【図８】本発明の実施の形態４における入力電流と開閉手段の動作の関係を示す波形図
【図９】本発明の実施の形態５における電源装置に用いたリアクタの特性図
【図１０】従来の電源装置の一例に係る構成を示すブロック図
【図１１】従来の電源装置の一例に係る各部動作波形および高調波成分と高調波規制国内ガイドラインとの比較を示す波形図
【符号の説明】
【００３４】
１  交流電源
２〜５  ダイオード
６  ブリッジ整流回路
７  平滑コンデンサ
８  リアクタ
９  双方向スイッチ
１０  主コンデンサ
１１  補助コンデンサ
１２  リレー（開閉手段）
１３  負荷
１７  ＩＥＣ高調波規制値
１８  ダイオード
１９  ＭＯＳＦＥＴ（開閉手段）
【図２】
2005341748.tif 000003
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１】
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