(57)【要約】  【課題】高周波増幅回路が非選択状態でかつ、ピンチオフ状態となっている間に無駄な電流を低減させ、また、高周波増幅回路の数が多い場合でも、切替用トランジスタの数を低減してコストダウンを図る。  【解決手段】それぞれの出力が一カ所で接続された高周波増幅回路群のＨＥＭＴ４の出力端同士を高周波的かつ直流的に結合する構成とし、高周波増幅回路群を選択して動作させる場合には、選択信号と対応する電源電圧である選択電圧を、選択される高周波増幅回路１内のトランジスタ１２のエミッタとＨＥＭＴ４の出力端とに印加し、非選択時には選択電圧を印加しない回路とする。さらに、選択された高周波増幅回路１のＨＥＭＴ４のドレイン電圧が非選択の高周波増幅回路１のＨＥＭＴ４のドレインに印加され、同非選択されたＨＥＭＴ４のゲートにピンチオフ電圧を印加する回路に構成する。【選択図】図１
2005341014.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
高周波信号を増幅する増幅素子の動作状態をバイアス用増幅素子を用いて安定化させるオートバイアス回路を備えた高周波増幅回路を、増幅すべき複数系統の入力信号に対応してそれぞれ設けた高周波増幅回路群として構成し、同高周波増幅回路群のそれぞれの出力が一カ所で接続されると共に、前記高周波増幅回路群を外部からの選択信号により択一的に選択して切り替える高周波増幅器において、
それぞれの出力を一カ所で接続した前記高周波増幅回路群の出力端同士を高周波的かつ直流的に結合する構成とし、
前記高周波増幅回路群を選択して動作させる場合には、選択される前記高周波増幅回路内の前記オートバイアス回路と前記増幅素子の出力端とに前記選択信号と対応する電源電圧である選択電圧を印加し、非選択時には前記選択電圧を印加しない回路としてなることを特徴とする高周波増幅器。
【請求項２】
前記選択電圧を前記高周波増幅回路群内の前記高周波増幅回路に並列に供給してなることを特徴とする請求項１記載の高周波増幅器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はマイクロ波やミリ波等の高い周波数の信号を受信する受信機等で用いられ、ＨＥＭＴ、ＦＥＴ等を用いた複数系統の高周波増幅回路群の動作状態（オン／オフ）を切り換えて、入力信号を選択する機能を備えた高周波増幅器の構成に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、切替回路を内蔵した高周波増幅回路８０は図２（Ａ）に示すように、入力端子８１と出力端子８５の間に、ＤＣカット用コンデンサ８２、８４を介してＨＥＭＴ、ＦＥＴ等の増幅用素子（以下単にＦＥＴとする）８３を備えている。また、オートバイアス回路として、抵抗８７〜９０及びバイアス用トランジスタ（以下単にトランジスタとする）９１が図示のように配置され、このトランジスタ９１のコレクタが上記ＦＥＴ８３のゲートに抵抗９５を介して接続され、上記トランジスタ９１のエミッタが上記ＦＥＴ８３のドレインに接続される。
【０００３】
更に、このＦＥＴ８３のゲート及びトランジスタ９１のコレクタ側に負電源（Ｖgg）９３が接続され、ＦＥＴ８３のドレイン及びトランジスタ９１のエミッタ側に正電源（ＶDD）９４が接続される。即ち、上記負電源９３に、ＦＥＴ８３のピンチオフ電圧Ｖｐ（例えば−２Ｖ）以下の負電圧を印加し、上記正の電源９４に、希望するドレイン電圧ＶD （例えば＋２Ｖ）以上の電圧ＶDDを印加する。そして、希望するドレイン電流をＩD 、上記抵抗８８をＲ8 、抵抗８９をＲ9 、抵抗９０をＲ10、また上記トランジスタ９１の障壁電位をＶｚとすると、ＶDD−Ｒ8 ×ＩD ＝ＶD 、｛Ｒ10／（Ｒ10＋Ｒ9 ）｝×ＶDD＝ＶD −Ｖｚの式を満たすように、上記の各抵抗値を設定すれば、上記ＦＥＴ８３は一定のドレイン電流ＩD で安定動作することになる。
【０００４】
そして、上記ＦＥＴ８３のドレイン及び上記トランジスタ９１のエミッタと接地（グランド電位）との間に、抵抗９３とバイポーラトランジスタ等からなるスイッチ素子９２が直列に接続される。即ち、これらの素子はオートバイアス回路のＦＥＴ８３に対するバイアス電流の経路に対し並列に接続され、スイッチ素子９２は、外部からのオンオフ制御信号（選択信号）でオンオフ動作される。
【０００５】
このような構成とすることにより、上記スイッチ素子９２のオンオフ動作で、上記トランジスタ９１をオンオフ制御し、上記ＦＥＴ８３のゲート電圧VGを変化させて当該ＦＥＴ８３をオン、オフの状態に切り換えることができ、またゲート電圧がピンチオフ電圧以下になったことにより上記ＦＥＴ８３がオフ状態となったときでも、このＦＥＴ８３のドレインに正電源９４からの所要の正の電圧（例えば＋２Ｖ）を印加することができる。このピンチオフ状態、つまり、VG=Vp,VD=+2Vのバイアス条件を与えることにより、ＦＥＴ８３のゲートからドレイン端子への入力信号漏洩を低減させる、つまり、アイソレーション特性を改善している。
【０００６】
つぎにその作用を簡単に説明する。図２（Ａ）において、スイッチ素子９２をオンした状態では、上記正電源９４から抵抗８８を介して流れる電流ＩD2は、上記ＦＥＴ８３のドレイン電流ＩD1と上記抵抗９３の電流Ｉx を加算したもの（ＩD2＝ＩD1＋Ｉx ）となる。そして、上記抵抗８８における電圧降下によりトランジスタ１１のベース−エミッタ間電圧ＶBEがその障壁電位Ｖｚ以下（例えばＶBE＜０．６Ｖ）になるだけの電流が上記の電流Ｉx のみで流れれば、このトランジスタ９１はオフされ、これによって上記ＦＥＴ８３では、そのゲートに負電源９３から負の電圧Ｖggがそのまま加わって、ピンチオフ状態となる。
【０００７】
この時、上記ＦＥＴ８３のドレイン電流ＩＤ１は０となるが、この状態でも上記抵抗９３には、上記電流Ｉx に相当する電流が流れることになり、抵抗９３の抵抗値を所要の値とすれば、このＦＥＴ８３のドレイン電圧ＶD は、オン時とほぼ同一の電圧（例えば＋２Ｖ）が印加されることになる。即ち、このＦＥＴ８３のオフ時でも、ドレインに正の電圧を与えてオフ動作時のアイソレーション特性が改善される。
【０００８】
一方、図２（Ａ）において上記スイッチ素子９２をオフした状態では、上記抵抗８８に流れる電流ＩD2はドレイン電流ＩD1とほぼ等しくなり、この抵抗９３とスイッチ素子９２がオートバイアス回路と並列に接続されるため、その存在を無視できる状態となる。従って、オートバイアス回路によるバイアスがＦＥＴ８３に供給される。そうすると、トランジスタ９１のベース電圧ＶB に対するエミッタ電圧ＶE の値が約０．６Ｖより大きくなり、トランジスタ９１がオン状態となる。そして、ＦＥＴ８３ではそのゲート電圧Ｖｇは正側に変化して導通状態となり、ドレイン電流ＩD1が増え、これによりトランジスタ９１のエミッタ電圧ＶE が下がり、上記コレクタ−エミッタ間電圧ＶBEが接合障壁電位Ｖｚと一致した点で平衡状態となる（例えば、特許文献１参照）。
【０００９】
次に、この切替回路を内蔵した高周波増幅回路８０を用いて、例えば図２（Ｂ）に示される２系統の高周波増幅回路群を選択する衛星放送受信用の高周波増幅器を構成した例について説明する。
２つのアンテナ（図示せず）で受信されたそれぞれの入力信号ＡとＢは、専用の周波数帯域を増幅する高周波増幅回路群Ａと高周波増幅回路群Ｂにそれぞれ入力される。
【００１０】
そして、例えばユーザーの操作により受信すべき入力信号が決定されると、それと対応する選択信号が図示しない回路より出力される。この選択信号はインバータ９５を介して高周波増幅回路群Ａに、また、直接、高周波増幅回路群Ｂにそれぞれ入力されているため、０Ｖ（入力信号Ａを選択）、又は、５Ｖ（入力信号Ｂを選択）のどちらかの電圧に対応して、一方の高周波増幅回路群が動作するように構成されている。
【００１１】
しかしながら、図２（Ａ）の回路では、高周波増幅回路８０が非選択状態となっている間、VDD から抵抗８８と抵抗９３とを介して電流がグランドに向かって無駄に流れており、高周波増幅回路８０の数に比例して消費電力が増大していた。また、１つの高周波増幅回路８０につき１個のスイッチ素子９２が必要となり、高周波増幅回路８０の数が多い場合はコストアップの要因となっていた。
【００１２】
【特許文献１】特開平１０−３４１１４２号公報（第３−４頁、図１）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
本発明は以上述べた問題点を解決し、高周波増幅回路が非選択状態でかつ、ピンチオフ状態となっている間に無駄な電流を低減させ、また、高周波増幅回路の数が多い場合でも、切替用トランジスタの数を低減してコストダウンを図ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明は上述の課題を解決するため、高周波信号を増幅する増幅素子の動作状態をバイアス用増幅素子を用いて安定化させるオートバイアス回路を備えた高周波増幅回路を、増幅すべき複数系統の入力信号に対応してそれぞれ設けた高周波増幅回路群として構成し、同高周波増幅回路群のそれぞれの出力が一カ所で接続されると共に、前記高周波増幅回路群を外部からの選択信号により択一的に選択して切り替える高周波増幅器において、
それぞれの出力を一カ所で接続した前記高周波増幅回路群の出力端同士を高周波的かつ直流的に結合する構成とし、
前記高周波増幅回路群を選択して動作させる場合には、選択される前記高周波増幅回路内の前記オートバイアス回路と前記増幅素子の出力端とに前記選択信号と対応する電源電圧である選択電圧を印加し、非選択時には前記選択電圧を印加しない回路とする。
【００１５】
また、前記選択電圧を前記高周波増幅回路群内の前記高周波増幅回路に並列に供給する構成とする。
【発明の効果】
【００１６】
以上の手段を用いることにより、本発明による高周波増幅器によれば、請求項１に係わる発明は、
それぞれの出力を一カ所で接続した前記高周波増幅回路群の出力端同士を高周波的かつ直流的に結合する構成とし、
高周波増幅回路群を選択して動作させる場合には、選択される高周波増幅回路内のオートバイアス回路と増幅素子の出力端とに選択信号と対応する電源電圧である選択電圧を印加し、非選択時には選択電圧を印加しない回路とすることにより、従来の高周波増幅回路よりも低消費電力とすることができる。
さらに、複数設けた高周波回路群の出力はそれぞれ１カ所で直流的に接続されるため、オートバイアス回路に選択電圧を印加するための配線は１本で済むことから、実装基板のパターン設計が容易となり、設計の自由度が増すと共に実装基板の小型化が可能となる。
【００１７】
請求項２に係わる発明は、選択電圧を高周波増幅回路群内の高周波増幅回路に並列に供給する構成とすることにより、１つの高周波増幅回路群において増幅段数が何段になっても切替制御用のトランジスタの数は１系統当たり１個で済むため、従来と比べてコストダウンを図ることができる。
また、選択電圧発生回路を高周波増幅器を構成する基板の任意の箇所に設け、選択電圧用の配線パターンのみを各高周波増幅回路に配線すればよいため、回路のパターン設計が容易となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
以下、本発明の実施の形態を、添付図面に基づいた実施例として詳細に説明する。
【実施例１】
【００１９】
本発明による高周波増幅回路１は図１（Ａ）の回路図に示すように、高周波信号を入力する入力端子２と、増幅された信号を出力する出力端子３と、この高周波増幅回路１の選択／非選択を制御する選択電圧を入力する選択電圧入力端子１５とを備えている。
【００２０】
入力端子２は直流カット用のコンデンサ４１を介して高周波用の増幅素子であるＨＥＭＴ（High Electron Mobility Transistor 〜高電子移動度トランジスタ）４のゲート端子に、また、出力端子３はＨＥＭＴ４のドレイン端子に、ＨＥＭＴ４のソース端子はアース（グランド）にそれぞれ接続されている。
【００２１】
さらに、ＨＥＭＴ４のゲート端子にはインダクタ１６と抵抗５とコンデンサ８とが直列に接続され、コンデンサ８の他端はアースに接続され、インダクタ１６と抵抗５との接続点にはコンデンサ１８の一端が、コンデンサ１８の他端はアースにそれぞれ接続され、また、ＨＥＭＴ４のドレイン端子にはインダクタ１７と抵抗７とコンデンサ９とが直列に接続され、コンデンサ９の他端はアースに接続され、インダクタ１７と抵抗７との接続点にはコンデンサ１９の一端が、コンデンサ１９の他端はアースにそれぞれ接続されている。
【００２２】
これらのインダクタやコンデンサは高周波信号がバイアス回路側へ漏洩することを防ぐために設けられており、集中定数を用いても分布定数を用いても同様の効果を得ることができる。
【００２３】
一方、選択電圧入力端子１５は、抵抗１４を介してオートバイアス回路である増幅素子の入力、つまり、ＰＮＰ型のトランジスタ１２のエミッタと、抵抗７とコンデンサ９の接続点とに接続され、トランジスタ１２のベースは、＋５Ｖからアースへ直列に接続された抵抗１１と抵抗１３の接続点に接続されている。トランジスタ１２のコレクタは抵抗１０を介して、ＨＥＭＴ４をピンチオフ状態とする負電圧の電源Ｖｇｇに接続され、トランジスタ１２のコレクタと抵抗１０の接続点から抵抗６を介して抵抗５とコンデンサ８との接続点へ接続されている。
【００２４】
図１（Ｂ）は高周波増幅器のブロック図であり、４個の高周波増幅回路１を用いて高周波増幅回路群Ａと高周波増幅回路群Ｂとの２系統で各２段の増幅回路を備えており、各高周波増幅回路群の出力は１カ所（図１（Ｂ）のＣ点）で接続され、次段の回路、例えば周波数変換回路などへ直流カット用のコンデンサ４０を介して出力する構成となっている。各高周波増幅回路群を動作させるか停止させるかは、それぞれの高周波増幅回路１へ入力される選択電圧で決定され、高周波増幅回路群Ａの選択電圧は選択電圧発生回路３０から、また、高周波増幅回路群Ｂの選択電圧は選択電圧発生回路２０からそれぞれ出力される。
【００２５】
各選択電圧発生回路からは、選択電圧（＋５Ｖ）が選択信号と対応して出力され、選択信号がロウレベルの時に選択電圧発生回路３０から、ハイレベルの時に選択電圧発生回路２０からそれぞれ選択電圧が出力される。一方の選択電圧発生回路から選択電圧が出力されている場合は、他方の選択電圧発生回路からは選択電圧が出力されない構成となっている。
【００２６】
各選択電圧発生回路は＋５Ｖの電源をＰＮＰ型のトランジスタ２１を用いてスイッチングする構成となっており、トランジスタ２１のエミッタは＋５Ｖ電源へ、コレクタは選択電圧の出力端となっている。また、電源へのプルアップの抵抗２２とベース電流制限の抵抗２３とがトランジスタ２１のベースに接続されている。
【００２７】
そして、選択電圧発生回路３０の抵抗２３の他方の端子は、直接、選択信号を入力するように接続され、選択電圧発生回路２０の抵抗２３の他方の端子はインバータ９５の出力端子へ接続され、インバータ９５の入力端子は選択信号を入力するように接続されている。
【００２８】
つぎにその作用を詳細に説明する。なお、背景技術で説明した動作については詳細な説明を省略し、本発明の特徴について図１（Ａ）の高周波増幅回路の回路図と図１（Ｂ）の高周波増幅器のブロック図を用いて説明する。
【００２９】
本発明の特徴は、高周波増幅回路が非選択状態である時、ＨＥＭＴ４をピンチオフ状態とするためのドレイン電圧を図２（Ａ）で説明したように、各高周波増幅回路内で個々に作成するのでなく、選択されている他の高周波増幅回路のドレイン電圧を流用することにある。
このため、本発明による非選択状態における高周波増幅回路１のＨＥＭＴ４のドレイン端子、及びトランジスタ１２を直流的にハイインピーダンス状態とする選択電圧発生回路を設けており、非選択状態における高周波増幅回路１の消費電流をほとんどなくすことができる。
【００３０】
図１（Ｂ）において選択信号がロウレベルとなると、選択電圧発生回路３０のトランジスタ２１のベース電位が電源の＋５Ｖよりも低くなってトランジスタ２１がオン状態になり、トランジスタ２１のコレクタから＋５Ｖの選択電圧が、高周波増幅回路群Ａの各高周波増幅回路１へ供給される。
【００３１】
図１（Ａ）において、＋５Ｖの選択電圧が選択電圧入力端子１５に印加されると、抵抗１４と抵抗７とインダクタ１７を介してＨＥＭＴ４のドレイン端子へ所定の電圧、例えば＋２Ｖが供給される。これは、＋５Ｖの選択電圧が抵抗１４を介してトランジスタ１２のエミッタに供給され、トランジスタ１２のベース電圧が抵抗１１と抵抗１３との分圧比により＋２Ｖよりやや低い電圧、例えばトランジスタ１２のベースエミッタ間電圧である０．６Ｖだけ低い電圧、つまり、１．４Ｖとなるように予め抵抗１１と抵抗１３の値が決定されているからである。
【００３２】
また、ＨＥＭＴ４のゲート端子には、トランジスタ１２のコレクタ、抵抗６、抵抗５、インダクタ１６を介して所定のバイアス電圧が供給されており、ＨＥＭＴ４は入力端子２から入力された信号を増幅し、出力端子３から出力する。なお、トランジスタ１２の定電流動作によるオートバイアス動作については図２（Ａ）と同じであるため説明を省略する。
【００３３】
一方、ロウレベルの選択信号はインバータ９５で反転されてハイレベルとなり、選択電圧発生回路２０へ入力される。選択電圧発生回路２０では、選択信号がハイレベルであるため、トランジスタ２１のベースが＋５Ｖにプルアップされ、トランジスタ２１がオフとなる。
【００３４】
従って、高周波増幅回路群Ｂの高周波増幅回路１では、トランジスタ１２がオフとなり、負のピンチオフ電圧Ｖｇｇが抵抗６、抵抗５、インダクタ１６を介してＨＥＭＴ４のゲートに供給される。一方、ＨＥＭＴ４のドレイン端子は直流的にハイイピーダンスであるが、出力端子３が動作中の高周波増幅回路群Ａの高周波増幅回路１の出力端子３へ接続されているため、この高周波増幅回路１のドレイン端子に供給されている電圧、例えば＋２Ｖが高周波増幅回路群Ｂの高周波増幅回路１のドレイン端子にも印加され、さらに、この電圧がインダクタ１７、抵抗７、抵抗１４を介して高周波増幅回路群Ｂの他の高周波増幅回路１に印加される。
【００３５】
なお、高周波増幅回路群Ａ、Ｂそれぞれの最終段のＦＥＴの出力端子と高周波増幅回路群Ａ、Ｂの接続点Ｃとの距離は、選択信号の切り替えによって、例えば高周波増幅回路群Ａがオフ状態で高周波増幅回路群Ｂがオン状態のとき、またはその逆のとき、接続点Ｃからオフ状態のいずれかの高周波増幅回路群を見た時、増幅すべき高周波信号に対する入力インピーダンスがオン状態の高周波増幅回路群の増幅特性に影響を与えない程度に大きくなるような所定の距離とする。
【００３６】
さて、選択信号に従って高周波増幅回路群Ｂの全ての高周波増幅回路１は停止状態にあり、また、トランジスタ１２もオフしており、さらに、トランジスタ１２のベース電位も１．４Ｖに固定してあるため、トランジスタ１２のエミッタからベースへの電流も流れず、高周波増幅回路群Ｂにはほとんど電流が流れることがなく、図２（Ａ）と比べて低消費電力とすることができる。また、動作中の高周波増幅回路群Ａの動作に影響を与えることがなく、高周波増幅回路群Ｂの高周波増幅回路１のＨＥＭＴ４をピンチオフ状態(VG=Vp,VD=+2V)とすることができ、図２（Ａ）と同様なアイソレーション特性を維持できる。
【００３７】
また、複数設けた高周波回路群の出力はそれぞれ１カ所（接続点Ｃ）で直流的に接続されるため、オートバイアス回路に選択電圧を印加するための配線は１本で済むことから、実装基板のパターン設計が容易となり、設計の自由度が増すと共に実装基板の小型化が可能となる。
【００３８】
また、図１（Ｂ）に示すように、選択電圧発生回路から出力される選択電圧は、１つの増幅回路群内の高周波増幅回路１に並列に供給するようにしているため、選択の機能に必要なトランジスタ、例えば図２（Ａ）ではトランジスタ９２、図１（Ａ）ならばトランジスタ２１の数を低減することができる。
【００３９】
具体的には、図２（Ｂ）ではトランジスタ９２が４つの高周波増幅回路８０で各１個で合計４個必要であるが、図１（Ｂ）ならばトランジスタ２１の数を２個とすることができる。さらに、もっと増幅段数を増やす場合に、図２（Ｂ）では段数に比例してトランジスタが増加するが、図１（Ｂ）ならば増幅段数が何段になっても、トランジスタの数は増えないため、さらにコストダウンを図ることができる。
【００４０】
また、高周波増幅回路が複数の段数であるとき、図１（Ａ）の回路では、配線を短くするため、ＦＥＴ８３に近接してスイッチ素子９２を配置しなければならないが、本願は選択電圧発生回路２０や３０を高周波増幅器を構成するパターン基板（図示せず）の任意の箇所に設け、選択電圧用の配線パターンのみを各高周波増幅回路１に配線すればよいため、回路のパターン設計が容易となる。
【００４１】
なお、本実施例では高周波回路群が２系統のために、選択信号をインバータで反転させて用いているが、高周波回路群が３系統以上の場合には、論理回路、例えばデコーダ回路などを適宜用いて、選択電圧発生回路を選択してもよい。
また、高周波回路群は２段に限るものではなく、１段でも良いし、３段以上であってもよい。
【図面の簡単な説明】
【００４２】
【図１】本発明による高周波増幅器の実施例を示す、（Ａ）は高周波増幅回路の回路図、（Ｂ）は高周波増幅器のブロック図である。
【図２】従来の高周波増幅器を示す、（Ａ）は高周波増幅回路の回路図、（Ｂ）は高周波増幅器のブロック図である。
【符号の説明】
【００４３】
１  高周波増幅回路
２  入力端子
３  出力端子
４  ＨＥＭＴ（増幅素子）
５  抵抗
６  抵抗
７  抵抗
８  コンデンサ
９  コンデンサ
１０  抵抗
１１  抵抗
１２  トランジスタ
１３  抵抗
１４  抵抗
１５  選択電圧入力端子
１６  インダクタ
１７  インダクタ
１８  コンデンサ
１９  コンデンサ
２０  選択電圧発生回路
２１  トランジスタ
２２  抵抗
２３  抵抗
３０  選択電圧発生回路
４０、４１  コンデンサ
９５  インバータ
【図１】
2005341014.tif 000003
【図２】
2005341014.tif 000004