(57)【要約】【課題】  部品点数が少なくて小型である歪補償回路を有するバランス型の電力増幅器およびその電力増幅器を備えた高周波通信装置を提供する。【解決手段】  このバランス型の電力増幅器は、並列配置されたエミッタ接地の第１および第２のバイポーラトランジスタ１０６,１０７と、第１および第２のバイポーラトランジスタ１０６,１０７の夫々のベースに一端が電気接続された第１および第２の可変インピーダンス素子１０８,１０９と、第１の可変インピーダンス素子１０８の他端と第２の可変インピーダンス素子１０９の他端の間に配置された調整回路１１２と、第１の可変インピーダンス素子１０８と調整回路１１２との間と、電圧供給手段１０５とを電気接続する第１の抵抗１１０と、第２の可変インピーダンス素子１０９と調整回路１１２との間と、電圧供給手段１０５とを電気接続する第２の抵抗１１１とを備える。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
電圧供給手段と、
エミッタ接地された第１のバイポーラトランジスタを少なくとも含む第１の電力増幅素子と、
エミッタ接地された第２のバイポーラトランジスタを少なくとも含む第２の電力増幅素子と、
上記第１のバイポーラトランジスタのベース側に一端が電気接続された第１の可変インピーダンス素子と、
上記第２のバイポーラトランジスタのベース側に一端が電気接続された第２の可変インピーダンス素子と、
上記第１の可変インピーダンス素子と、上記第２の可変インピーダンス素子との間に接続された２端子の調整回路と、
上記第１の可変インピーダンス素子と上記調整回路との間の第１ノードと、上記電圧供給手段との間に接続された第１の抵抗と、
上記第２の可変インピーダンス素子と上記調整回路との間の第２ノードと、上記電圧供給手段との間に接続された第２の抵抗と、
上記第１の電力増幅素子の第１のバイポーラトランジスタのベース側と上記第１の可変インピーダンス素子との間の第３ノードに接続された第１の入力端子と、
上記第２の電力増幅素子の第２のバイポーラトランジスタのベース側と上記第２の可変インピーダンス素子との間の第４ノードに接続された第２の入力端子と
を備えて、
上記第１および第２の電力増幅素子を並列に逆相駆動させることを特徴とするバランス型の電力増幅器。
【請求項２】
請求項１に記載のバランス型の電力増幅器において、
上記調整回路は、上記第１ノードと上記第２ノードに両端が接続された１個のキャパシタンス成分であることを特徴とするバランス型の電力増幅器。
【請求項３】
請求項１に記載のバランス型の電力増幅器において、
上記調整回路は、上記第１ノードとグラントとの間に接続された第１のキャパシタンス成分と、上記第２ノードとグラントとの間に接続された第２のキャパシタンス成分とからなることを特徴とするバランス型の電力増幅器。
【請求項４】
請求項１に記載のバランス型の電力増幅器において、
上記調整回路は、上記第１ノードと上記第２ノードとの間に直列に配置された２個のキャパシタンス成分と、この２個のキャパシタンス成分の間のノードと、グランドとの間に接続された抵抗とからなるＴ型回路であることを特徴とするバランス型の電力増幅器。
【請求項５】
請求項１に記載のバランス型の電力増幅器において、
上記第１の可変インピーダンス素子を、上記第１ノードに接続されるアノードと、上記第３ノードに接続されるカソードとを有する第１のダイオード素子で構成すると共に、上記第２の可変インピーダンス素子を、上記第２ノードに接続されるアノードと、上記第４ノードに接続されるカソードとを有する第２のダイオード素子で構成することを特徴とするバランス型の電力増幅器。
【請求項６】
請求項１に記載のバランス型の電力増幅器において、
上記第１の可変インピーダンス素子は、上記第１の抵抗成分と上記第１のバイポーラトランジスタのベースとの間で、PN接合を形成するように構成される第３のバイポーラトランジスタを含み、かつ、上記第２の可変インピーダンス素子は、上記第２の抵抗成分と上記第２のバイポーラトランジスタのベースとの間で、PN接合を形成するように構成される第４のバイポーラトランジスタを含むことを特徴とするバランス型の電力増幅器。
【請求項７】
請求項１に記載のバランス型の電力増幅器において、
上記第１の可変インピーダンス素子を、上記第１ノードに接続されるコレクタおよびベースと、上記第３ノードに接続されるエミッタとを有する第３のバイポーラトランジスタで構成すると共に、上記第２の可変インピーダンス素子を、上記第２ノードに接続されるコレクタおよびベースと、上記第４ノードに接続されるエミッタとを有する第４のバイポーラトランジスタで構成することを特徴とするバランス型の電力増幅器。
【請求項８】
請求項１に記載のバランス型の電力増幅器において、
上記第１の可変インピーダンス素子を、上記第１ノード接続されるエミッタと、上記第１の抵抗と上記電圧供給手段側との間のノードに接続されるベースと、上記第３ノードに接続されるコレクタとを有する第３のバイポーラトランジスタで構成すると共に、上記第２の可変インピーダンス素子を、上記第２ノード接続されるエミッタと、上記第２の抵抗と上記電圧供給手段側との間のノードに接続されるベースと、上記第４ノードに接続されるコレクタとを有する第４のバイポーラトランジスタで構成することを特徴とするバランス型の電力増幅器。
【請求項９】
請求項１に記載のバランス型の電力増幅器において、
上記第１の可変インピーダンス素子を、上記第１ノードに接続されるベースと、上記第１の抵抗と上記電圧供給手段側との間のノードに接続されるコレクタと、上記第３ノードに接続されるエミッタとを有する第３のバイポーラトランジスタで構成すると共に、上記第２の可変インピーダンス素子を、上記第２ノードに接続されるベースと、上記第２の抵抗と上記電圧供給手段側との間のノードに接続されるコレクタと、上記第４ノードに接続されるエミッタとを有する第４のバイポーラトランジスタで構成することを特徴とするバランス型の電力増幅器。
【請求項１０】
請求項１に記載のバランス型の電力増幅器において、
上記第１および第２のバイポーラトランジスタと、上記第１および第２の可変インピーダンス素子が、同一の半導体基板上に一体形成されていることを特徴とするバランス型の電力増幅器。
【請求項１１】
送信信号源としての高周波集積回路と、
上記高周波集積回路が出力した差動出力信号を受けて、この差動出力信号を増幅する請求項１乃至１０のいずれか１つに記載のバランス型の電力増幅器と、
上記バランス型の電力増幅器からの信号を逆相電力合成する逆相電力合成器と、
この逆相電力合成器からの信号を外部に放射するアンテナ部と
を備える高周波通信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、バランス型（差動型）の電力増幅器（パワーアンプ）およびその電力増幅器を備える高周波通信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話や無線LAN機能付きPDA（Personal Digital Assistance）等の携帯型無線通信端末においては、パワーアンプの効率改善・消費電力低減が大きな課題の一つである。
【０００３】
例えば、特開２００１−９４３６０号公報（特許文献１）に詳細に記載されているように、パワーアンプは、携帯端末内の信号処理部で生成された数ｍＷオーダの小電力の電気信号を、Ｗオーダに近い大電力にまで一気に増幅して、送信アンテナへ送り出す回路部品である。このようにパワーアンプは、扱う信号の電力が大きいため、消費電力が他の多くの電子部品より桁違いに大きくて、バッテリー消費に大きく影響する。
【０００４】
パワーアンプの効率改善・消費電力低減のためのアプローチとしては、上記特許文献１に記載されている歪補償回路を用いるものがある。このアプローチでは、歪み補償回路を用いることで、パワーアンプの出力信号の歪成分を抑圧して、パワーアンプをより非線形性が強い領域（最大飽和電力領域やC級バイアス領域）に近付けて動作させて、効率改善・消費電力低減を図っている。
【０００５】
図１２は、上記特許文献１の第１図において開示されている歪補償回路を備えた電力増幅器を示す回路図である。図１２に示すようにエミッタ接地バイポーラトランジスタ１００４は、入力端子１００１から与えられた高周波電気信号を増幅して出力端子１００２へ出力する。また、トランジスタ１００４のベースへの、直流バイアスは、電圧供給手段１００３から可変インピーダンス素子１００５を通して供給される。また、上記電圧供給手段１００３と可変インピーダンス素子１００５との中間点には、インピーダンスの調整回路１００８が接続されている。
【０００６】
ところで、このインピーダンスの調整回路１００８は、抵抗１００６とキャパシタンス成分１００７の直列回路をグランドに短絡して構成されている。
【０００７】
通常はシングルエンド型構成で設計されることが多いパワーアンプであるが、特定の目的のためには、バランス型構成で設計される場合がある。例えば、プッシュプル高効率増幅を目的に、高周波帯でバランス型構成のパワーアンプを実現した例が、特開２００１−２６７８５７号公報（特許文献２）の第２図に記載されている。
【０００８】
図１３は、上記特許文献２に示すバランス型アンプの構造を示す模式図である。このバランス型アンプでは、入力端子１４０１から与えられた高周波電気信号が、逆相電力分配器１４０５によって位相が１８０度異なる信号に分配されて、この逆相の信号が、２つの単位アンプ回路１４０３,１４０４で増幅された後、逆相電力合成器１４０６によって無駄なく合成されて、出力端子１４０２から出力される。
【０００９】
図１４は、従来の高周波通信装置の送信系の模式的ブロック図であり、詳細には、第４世代携帯電話（System Beyond IMT-２０００）等において求められている、複数の異なる通信システムに対応したマルチモード・マルチバンドの無線通信装置の送信系に対応する模式的ブロック図である。
【００１０】
図１４に示すように、この高周波通信装置においては、８００ＭＨｚ帯携帯電話、１.９ＧＨｚ帯携帯電話、２.４ＧＨｚ帯無線ＬＡＮおよび５.２ＧＨｚ帯無線ＬＡＮの４つの通信システムが構築されている。
【００１１】
この高周波通信装置では、筐体１３２１の内部において、信号源１３１３が生成した８００ＭＨｚ帯の送信信号が、アンプ１３０５で増幅されてアンテナ１３０１から放射され、信号源１３１４が生成した１.９ＧＨｚ帯の送信信号が、アンプ１３０６で増幅されてアンテナ１３０２から放射される。また、信号源１３１５が生成した２.４ＧＨｚ帯の送信信号が、アンプ１３０７で増幅されてアンテナ１３０３から放射され、信号源１３１６が生成した５.２ＧＨｚ帯の送信信号が、アンプ１３０８で増幅されてアンテナ１３０４から放射される。
【００１２】
４つの信号源１３１３〜１３１６は、ＲＦＩＣ（Radio Frequency Integrated Circuit）技術で実現されるのが一般的であり、その出力線路１３１７〜１３２０は、差動型線路が一般的である一方、４つのアンプ回路１３０５〜１３０８は、シングルエンド型構成が一般的である。そのため、両者を接続するために、４つのバラン１３０９〜１３１２が挿入されている。
【００１３】
しかしながら、図１２に示す歪補償回路付きの電力増幅器は、シングルエンド型構成のアンプ回路を想定して作成されたものであり、例えば、単位アンプ回路を２つ並列に並べてバランス型のアンプ回路を形成した場合に、図１２に示す歪補償回路を、バランス型のアンプ回路に適用すると、歪補償回路部の部品点数が２倍に増加して、アンプ回路が大型化するという問題がある。
【００１４】
また、バランス型のアンプ回路においては、入力される高周波電気信号に奇モード（同相成分）と偶モード（逆相成分）の２種類が存在するので、バランス型のアンプ回路に歪補償回路を設ける際、補償回路の回路動作が、一意に決定せずに、用途によって多岐にわたり、その夫々の場合で、解決策が必要になるという問題がある。
【００１５】
例えば、図１３に示すバランス型アンプにおいては、図１３にＭで示す点で、本来のあるべき電気信号である奇モード（逆相成分）に加えて、不要な寄生成分である偶モード（同相成分）が存在し、単位アンプ１４０３,１４０４に歪補償回路を設ける場合、奇モードに対しては歪補償回路を正常に動作させる必要がある一方、偶モードに対しては用途によって歪補償回路の動作を変化させる必要がある。すなわち、偶モードに対しては、歪補償回路を動作させたい場合と、動作させたくない場合と、または、歪補償回路ではなく減衰器として働かせたい場合とで対応を変える必要があり、それら３つの場合で、異なる回路動作が必要になるという問題がある。
【特許文献１】特開２００１―９４３６０号公報（第１図）
【特許文献２】特開２００１−２６７８５７号公報（第２図）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
そこで、この発明の課題は、奇モードの歪補償をする一方、偶モードの歪補償をするか、しないか、または、偶モードを減衰させ、かつ、部品点数が少なくて小型である歪補償回路を有しているバランス型の電力増幅器およびその電力増幅器を備えた高周波通信装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
上記課題を解決するため、この発明のバランス型の電力増幅器は、電圧供給手段と、エミッタ接地された第１のバイポーラトランジスタを少なくとも含む第１の電力増幅素子と、エミッタ接地された第２のバイポーラトランジスタを少なくとも含む第２の電力増幅素子と、上記第１のバイポーラトランジスタのベース側に一端が電気接続された第１の可変インピーダンス素子と、上記第２のバイポーラトランジスタのベース側に一端が電気接続された第２の可変インピーダンス素子と、上記第１の可変インピーダンス素子と上記第２の可変インピーダンス素子との間に接続された２端子の調整回路と、上記第１の可変インピーダンス素子と上記調整回路との間の第１ノードと、上記電圧供給手段との間に接続された第１の抵抗と、上記第２の可変インピーダンス素子と上記調整回路との間の第２ノードと、上記電圧供給手段との間に接続された第２の抵抗と、上記第１の電力増幅素子の第１のバイポーラトランジスタのベース側と上記第１の可変インピーダンス素子との間の第３ノードに接続された第１の入力端子と、上記第２の電力増幅素子の第２のバイポーラトランジスタのベース側と上記第２の可変インピーダンス素子との間の第４ノードに接続された第２の入力端子とを備えて、上記第１および第２の電力増幅素子を並列に逆相駆動させることを特徴としている。
【００１８】
尚、上記第１および第２の電力増幅素子の夫々を、第１および第２のバイポーラトランジスタの夫々のみで構成しても良いが、多段のバイポーラトランジスタで構成しても良く。また、抵抗等を組み合わせて構成しても良い。
【００１９】
また、上記可変インピーダンスは、その両端にかかる電位差に応じて、そのインピーダンスの値が変化するという意味である。
【００２０】
この発明のバランス型の電力増幅器によれば、上記第１および第２の可変インピーダンス素子と、上記調整回路で、寄モードの歪補償を行うことができるので、シングルエンド型構成のアンプ回路における歪補償回路部を２つ並列にならべてバランス型のアンプ回路の歪補償回路部を形成した場合よりも、歪補償回路部の部品点数を削減できる。したがって、電力増幅器をコンパクトにできると共に、電力増幅器の製造コストを削減できる。
【００２１】
また、上記発明のバランス型の電力増幅器によれば、上記調整回路を用途に基づいて適宜調整することにより、容易に偶モードの歪補償をしたり、しなかったり、または、偶モードを減衰したりできる。このことから、電力増幅器が、汎用性に優れたものになる。
【００２２】
また、一実施形態のバランス型の電力増幅器は、上記調整回路が、上記第１ノードと上記第２ノードとの間に接続された１個のキャパシタンス成分であることを特徴としている。
【００２３】
上記実施形態によれば、上記調整回路を、上記第１ノードと上記第２ノードとに両端が接続された１個のキャパシタンス成分で構成したので、奇モード（逆相成分）に対しては、キャパシタンス成分の極板の中心を通る線上の地点が仮想グランドとなって、奇モード（逆相成分）の歪補償を行うことができる。一方、偶モード（同相成分）に対しては、キャパシタンス成分の両端の電位差が０になることにより、キャパシタンス成分が機能せず、歪補償を行わないようにすることができる。
【００２４】
また、一実施形態のバランス型の電力増幅器は、上記調整回路が、上記第１ノードとグラントとの間に接続された第１のキャパシタンス成分と、上記第２ノードとグラントとの間に接続された第２のキャパシタンス成分とからなることを特徴としている。
【００２５】
上記実施形態によれば、上記調整回路を、上記第１ノードとグラントとの間に接続された第１のキャパシタンス成分と、上記第２ノードとグラントとの間に接続された第２のキャパシタンス成分とで構成したので、奇モード（逆相成分）および寄生的な偶モード（同相成分）のどちらのモードにおいても、二つの上記キャパシタンス成分の両端に電位差が生じるような構造になる。したがって、奇モードと偶モードを区別せずに、歪補償機能が動作することになる。
【００２６】
また、一実施形態のバランス型の電力増幅器は、上記調整回路が、上記第１ノードと上記第２ノードとの間に直列に配置された２個のキャパシタンス成分と、この２個のキャパシタンス成分の間のノードと、グランドとの間に接続された抵抗とからなるＴ型回路であることを特徴としている。
【００２７】
上記実施形態によれば、上記調整回路を、上記第１ノードと上記第２ノードとの間に直列配置された２個のキャパシタンス成分と、この２個のキャパシタンス成分の間のノードと、グランドとの間に接続された抵抗とからなるＴ型回路で構成したので、奇モード（逆相成分）に対しては、２個のキャパシタンス成分の間のノードが仮想グランドになり、この仮想グランドを基準にして、この仮想グランドの両端の２個のキャパシタンス成分に電位差が生じる構造となる。このことから、奇モードに対して、歪補償機能を働かせることができる。一方、寄生的な偶モード（同相成分）に対しては、上記２個のキャパシタンス成分の間のノードの電位が０にならないので、上記抵抗が機能する。このことから、上記抵抗の値を、高周波信号を吸収減衰させ易い値（例えば１〜５０Ω程度）に設定することによって、上記抵抗を減衰器として機能させることができて、偶モード（同相成分）を減衰させることができる。
【００２８】
また、一実施形態のバランス型の電力増幅器は、上記第１の可変インピーダンス素子を、上記第１ノードに接続されるアノードと、上記第３ノードに接続されるカソードとを有する第１のダイオード素子で構成すると共に、上記第２の可変インピーダンス素子を、上記第２ノードに接続されるアノードと、上記第４ノードに接続されるカソードとを有する第２のダイオード素子で構成することを特徴としている。
【００２９】
上記実施形態によれば、上記第１の可変インピーダンス素子を、上記の方向性を有する第１のダイオード素子で構成すると共に、上記第２の可変インピーダンス素子を、上記の方向性を有する第２のダイオード素子で構成したので、可変インピーダンス素子である上記第１および第２ダイオード素子の両端の電圧依存性を、第１および第２のバイポーラトランジスタにおけるベースエミッタ間のダイオード部分のインピーダンスの両端電圧依存性と同型にできる。このことから、入力電圧の大きさに因らず、出力電圧の振幅歪みを補償して利得の低下を防止しながら、位相歪みを補償できる。
【００３０】
また、一実施形態のバランス型の電力増幅器は、上記第１の可変インピーダンス素子が、上記第１の抵抗成分と上記第１のバイポーラトランジスタのベースとの間で、PN接合を形成するように構成される第３のバイポーラトランジスタを含み、かつ、上記第２の可変インピーダンス素子が、上記第２の抵抗成分と上記第２のバイポーラトランジスタのベースとの間で、PN接合を形成するように構成される第４のバイポーラトランジスタを含むことを特徴としている。
【００３１】
上記実施形態によれば、上記第１の可変インピーダンス素子が、上記第１の抵抗成分と上記第１のバイポーラトランジスタのベースとの間で、PN接合を形成するように構成される第３のバイポーラトランジスタを含み、かつ、上記第２の可変インピーダンス素子が、上記第２の抵抗成分と上記第２のバイポーラトランジスタのベースとの間で、PN接合を形成するように構成される第４のバイポーラトランジスタを含むので、第１および第２のバイポーラトランジスタにおけるベースエミッタ間のダイオード部分のインピーダンスの両端電圧依存性を、上記第３および第４のバイポーラトランジスタのPN接合部分のインピーダンスの両端電圧依存性と同型にできる。このことから、入力電圧の大きさに因らず、出力電圧の振幅歪みを補償して利得の低下を防止しながら、位相歪みを補償できる。
【００３２】
また、一実施形態のバランス型の電力増幅器は、上記第１の可変インピーダンス素子を、上記第１ノードに接続されるコレクタおよびベースと、上記第３ノードに接続されるエミッタとを有する第３のバイポーラトランジスタで構成すると共に、上記第２の可変インピーダンス素子を、上記第２ノードに接続されるコレクタおよびベースと、上記第４ノードに接続されるエミッタとを有する第４のバイポーラトランジスタで構成することを特徴としている。
【００３３】
上記実施形態によれば、上記第１の可変インピーダンス素子を、上記の方向性を有する第３のバイポーラトランジスタで構成すると共に、上記第２の可変インピーダンス素子を、上記の方向性を有する第４のバイポーラトランジスタで構成したので、上記第３および第４バイポーラトランジスタの夫々のエミッタ電流を、夫々のベース電流と、夫々のコレクタ電流の和にすることができると共に、夫々のベース電流に比例させることができる。このことから、上記第３および第４バイポーラトランジスタの夫々のエミッタ電流が、入力電圧に対してダイオード的な電流―電圧特性を有することになるので、入力電圧の大きさに因らず、出力電圧の振幅歪みを補償して利得の低下を防止できて、かつ、位相歪みを補償できる。
【００３４】
また、一実施形態のバランス型の電力増幅器は、上記第１の可変インピーダンス素子を、上記第１ノード接続されるエミッタと、上記第１の抵抗と上記電圧供給手段側との間のノードに接続されるベースと、上記第３ノードに接続されるコレクタとを有する第３のバイポーラトランジスタで構成すると共に、上記第２の可変インピーダンス素子を、上記第２ノード接続されるエミッタと、上記第２の抵抗と上記電圧供給手段側との間のノードに接続されるベースと、上記第４ノードに接続されるコレクタとを有する第４のバイポーラトランジスタで構成することを特徴としている。
【００３５】
上記実施形態によれば、上記第３の可変インピーダンス素子を、上記の方向性を有する第３のバイポーラトランジスタで構成すると共に、上記第４の可変インピーダンス素子を、上記の方向性を有する第４のバイポーラトランジスタで構成したので、上記第１および第２の抵抗を変えることによって、トランジスタの夫々のコレクタ電流とエミッタ電流の大きさを調整できる。このことから、使用する第３および第４のバイポーラトランジスタを選定した後であっても、第１および第２の抵抗の値を調整することによって、上記第３および第４のバイポーラトランジスタの動作特性を調整することができるので、歪み補正の調整自由度を広げることができて、電力増幅器の電力増幅率を高効率にすることができる。
【００３６】
また、一実施形態のバランス型の電力増幅器は、上記第１の可変インピーダンス素子を、上記第１ノードに接続されるベースと、上記第１の抵抗と上記電圧供給手段側との間のノードに接続されるコレクタと、上記第３ノードに接続されるエミッタとを有する第３のバイポーラトランジスタで構成すると共に、上記第２の可変インピーダンス素子を、上記第２ノードに接続されるベースと、上記第２の抵抗と上記電圧供給手段側との間のノードに接続されるコレクタと、上記第４ノードに接続されるエミッタとを有する第４のバイポーラトランジスタで構成することを特徴としている。
【００３７】
トランジスタは、エミッタとコレクタとの接続関係を逆にしてもトランジスタ動作を行い、コレクタ電流がベース電流に略比例し、コレクタ電流が入力電圧に対してダイオード的な電流―電圧特性を有する。
【００３８】
上記実施形態によれば、上記第３の可変インピーダンス素子を、上記の方向性を有する第３のバイポーラトランジスタで構成すると共に、上記第４の可変インピーダンス素子を、上記の方向性を有する第４のバイポーラトランジスタで構成したので、使用する第３および第４のバイポーラトランジスタを選定した後であっても、上記第１および第２の抵抗の値を調整することによって歪補正の調整自由度を広げることができて、電力増幅器の電力増幅率を高効率にすることができる。
【００３９】
また、一実施形態のバランス型の電力増幅器は、上記第１および第２のバイポーラトランジスタと、上記第１および第２の可変インピーダンス素子が、同一の半導体基板上に一体形成されていることを特徴としている。
【００４０】
上記実施形態によれば、上記第１および第２のバイポーラトランジスタと、上記第１および第２の可変インピーダンス素子が、同一の半導体基板上に一体形成されているので、電力増幅器をコンパクトにできると共に、電力増幅器の製造コストを削減することができる。
【００４１】
また、この発明の高周波通信装置は、送信信号源としての高周波集積回路と、上記高周波集積回路が出力した差動出力信号を受けて、この差動出力信号を増幅する上記発明のバランス型の電力増幅器と、上記バランス型の電力増幅器からの信号を逆相電力合成する逆相電力合成器と、この逆相電力合成器からの信号を外部に放射するアンテナ部とを備えることを特徴としている。
【００４２】
この発明の高周波通信装置によれば、上記発明のバランス型の電力増幅器を備えているので、高周波通信装置の小型化・軽量化・低コスト化を図ることができる。
【発明の効果】
【００４３】
本発明のバランス型の電力増幅器によれば、バランス型の電力増幅器の歪補償回路を小型化できて、この小型の歪補償回路によって高効率化・消費電力低減を図ることができる。また、本発明のバランス型の電力増幅器が有する歪補償回路は、本来の奇モード（逆相成分）信号に対しては、正常に歪補償動作する一方、寄生成分である偶モード（同相成分）に対しては、用途によって、３つの選択肢（歪補償する、歪補償しない、歪補償回路ではなく減衰器として働かせる）から動作を選択することができる。
【００４４】
また、本発明の高周波通信装置によれば、部品数を削減できて、小型化・軽量化・低コスト化できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４５】
図１は、本発明のバランス型の電力増幅器の基本構造を示す図である。
【００４６】
この発明のバランス型の電力増幅器の基本構造は、図１に示すように、エミッタ接地された第１のバイポーラトランジスタ１０６と、エミッタ接地された第２のバイポーラトランジスタ１０７と、第１のバイポーラトランジスタ１０６のベース側に一端が電気接続された第１の可変インピーダンス素子１０８と、第２のバイポーラトランジスタ１０７のベース側に一端が電気接続された第２の可変インピーダンス素子１０９と、第１の可変インピーダンス素子１０８の他端に一端が電気接続されると共に、第２の可変インピーダンス素子１０９の他端に他端が電気接続されている２端子の調整回路と１１２とを備える。また、上記バランス型の電力増幅器の基本構造は、図１に示すように、第１の可変インピーダンス素子１０８と調整回路１１２との間の第１ノードＡ１と電圧供給手段１０５との間に接続された第１の抵抗１１０と、第２の可変インピーダンス素子１０９と調整回路１１２との間の第２ノードＡ２と、電圧供給手段１０５との間に接続された第２の抵抗１１１と、第１のバイポーラトランジスタ１０６のベース側と第１の可変インピーダンス素子１０８との間の第３ノードＡ３に接続された第１の入力端子１０１と、第２のバイポーラトランジスタ１０７のベース側と第２の可変インピーダンス素子１０９との間の第４ノードＡ４に接続された第２の入力端子１０２と、第１のバイポーラトランジスタ１０６のコレクタに接続された第１の出力端子１０３と、第２のバイポーラトランジスタ１０７のコレクタに接続された第２の出力端子１０４とを備える。
【００４７】
上記バランス型の電力増幅器の基本構造では、上記第１のバイポーラトランジスタ１０６が、それ自体で第１の電力増幅素子を構成し、第２のバイポーラトランジスタ１０７が、それ自体で第２の電力増幅素子を構成している。
【００４８】
上記第１および第２のバイポーラトランジスタ１０６,１０７は、それぞれ第１および第２の入力端子１０１,１０２から与えられた高周波電気信号を増幅して第１および第２の出力端子１０３,１０４へ出力するようになっている。
【００４９】
このバランス型の電力増幅器では、電圧供給手段１０５に電圧を印加することによって、第１の抵抗１１０の両端の間にかかる電圧および第１の可変インピーダンス素子１０８の両端の間にかかる電圧以外の電圧を、直流バイアス電圧として、第１のバイポーラトランジスタ１０６のベースへ印加すると共に、第２の抵抗１１１の両端の間にかかる電圧および第２の可変インピーダンス素子１０９の両端の間にかかる電圧以外の電圧を、直流バイアス電圧として、第２のバイポーラトランジスタ１０７のベースへ印加するようになっている。
【００５０】
このバランス型の電力増幅器では、図１にＳ１で示す電圧供給手段１０５を通る調整回路１１２の中心線を境に上下対称になるように回路素子の大きさが調整されており、２つの第１および第２の入力端子１０１,１０２には、振幅が略同じで位相が略１８０度ずれた信号が与えられるようになっている。そして、高周波的には、図中のＳ１線上の箇所は、常に電位が打消されて零電位となり、いわゆる仮想グランドと呼ばれる状態になっている。
【００５１】
図２は、図１に示す上下対称のバランス型の電力増幅器における下半分と等価な高周波等価回路を示す図である。
【００５２】
図２に示す入力端子２０１は、図１における１０１に、出力端子２０２は、１０３に、電圧供給手段２０３は、１０５に、バイポーラトランジスタ２０４は、１０６に、可変インピーダンス素子２０５は、１０８に、抵抗２０６は、１１０に、調整回路２０７は、１１２のＳ１よりも下半分に夫々対応している。
【００５３】
図２に示す調整回路２０７に流れる電流は、図１に示す調整回路１１２と同じである一方、図２に示す調整回路２０７の両端に掛かる高周波電圧は、図１に示す調整回路１１２の両端に掛かる高周波電圧の１/２になっている。このため、調整回路１１２のインピーダンス値は、調整回路１１２と比べて１/２になっている。
【００５４】
図２に示す回路において、調整回路２０７を、図２に示すように、抵抗２０８とキャパシタンス成分２０９の直列回路で構成すれば、抵抗２０６が挿入されている点を除いて、図１２に示す従来の回路と同等になる。このことから、図１に示す本発明のバランス型の電力増幅器を用いれば、従来技術におけるシングルエンド型の電力増幅器と同程度の歪補償を行うことができる。
【００５５】
図２に示す図１の下半分の回路と、図１２に示す従来技術の回路との差異部分である抵抗２０６は、調整回路２０７を機能させるために不可欠である。というのも、図１に示すＳ１線が高周波的に仮想グランドであるために、図１に示すＡ３も高周波的グランドとなるが、第１の抵抗１１０および第２の抵抗１１１が存在しない場合は、図中にＡ１やＡ２に示す点も高周波的にグランドとなってしまい、調整回路１１２の両端に電圧が掛からなくなってしまうからである。本発明のバランス型の電力増幅器では、第１の抵抗１１０および第２の抵抗１１１が設けられており、この問題が生じないようになっている。
【００５６】
尚、図１に示す本発明のバランス型の電力増幅器の基本構造では、第１のバイポーラトランジスタ１０６が、それ自体で第１の電力増幅素子を構成し、第２のバイポーラトランジスタ１０７が、それ自体で第２の電力増幅素子を構成しているが、第１および第２の電力増幅素子の夫々を、多段のバイポーラトランジスタで構成しても良く。また、抵抗等を組み合わせて構成しても良い。第１および第２の電力増幅素子は、エミッタ接地されたバイポーラトランジスタを含み、かつ、並列に逆相駆動するものであればどのような素子であっても良い。
【００５７】
図３は、図１に１０８,１０９で示した第１および第２の可変インピーダンス素子の具体的な構成を示す第１の例である。
【００５８】
この第１の例では、図１に示す第１および第２の可変インピーダンス素子１０８,１０９は、夫々、第１の抵抗３１０および第２の抵抗３１１の夫々の調整回路３１２側（第１および第２ノード）と接続されたアノードと、第１のバイポーラトランジスタ３０６および第２のバイポーラトランジスタ３０７の夫々のベース側（第３および第４ノード）と接続されたカソードとを有する第１のダイオード素子３０８および第２のダイオード素子３０９によって構成されている。
【００５９】
上記第１の例のように、第１および第２の可変インピーダンス素子を、第１および第２のダイオード素子３０８,３０９で構成すると、第１および第２のダイオード素子３０８,３０９の夫々の両端の電圧依存性を、第１および第２のバイポーラトランジスタ３０６,３０７の夫々におけるベースエミッタ間のダイオード部分のインピーダンスの両端電圧依存性と同型にできる。そして、入力電圧の大きさに因らず、出力電圧の振幅歪みを補償して利得の低下を防止しながら、位相歪みを補償できる。
【００６０】
図４は、図１に１０８,１０９で示した第１および第２の可変インピーダンス素子の具体的な構成を示す第２の例である。
【００６１】
この第２の例では、図１に示す第１および第２の可変インピーダンス素子１０８,１０９は、夫々、第１の抵抗４１０および第２の抵抗４１１の夫々の調整回路４１２側の端に（第１および第２ノードに）コレクタとベースが接続され、かつ、第１のバイポーラトランジスタ４０６および第２のバイポーラトランジスタ４０７のベースに（第３および第４ノードに）エミッタが接続された第３のバイポーラトランジスタ４０８および第４のバイポーラトランジスタ４０９によって構成されている。
【００６２】
上記第２の例のように、第１および第２の可変インピーダンス素子を、第１および第２の抵抗４１０,４１１にコレクタとベースが接続され、第１および第２のバイポーラトランジスタ４０６,４０７のベースにエミッタが接続された第３および第４のバイポーラトランジスタ４０８,４０９によって構成すると、第３および第４のバイポーラトランジスタ４０８,４０９の夫々のエミッタ電流を、夫々のベース電流と、夫々のコレクタ電流の和にすることができると共に、夫々のベース電流に比例させることができる。このことから、第３および第４のバイポーラトランジスタ４０８,４０９の夫々のエミッタ電流が、入力電圧に対してダイオード的な電流―電圧特性を有することになるので、入力電圧の大きさに因らず、出力電圧の振幅歪みを補償して利得の低下を防止しながら、位相歪みを補償できる。
【００６３】
図５は、図１に１０８,１０９で示した第１および第２の可変インピーダンス素子の具体的な構成を示す第３の例である。
【００６４】
この第３の例では、図１に示す第１および第２の可変インピーダンス素子１０８,１０９は、夫々、第１の抵抗５１０および第２の抵抗５１１の調整回路５１２側の端に（第１および第２ノードに）ベースが接続され、第１のバイポーラトランジスタ５０６および第２のバイポーラトランジスタ５０７のベースに（第３および第４ノードに）エミッタが接続され、かつ、第１の抵抗５１０および第２の抵抗５１１の電圧供給手段５０５側の端にコレクタが接続された、第３のバイポーラトランジスタ５０８および第４のバイポーラトランジスタ５０９によって構成されている。
【００６５】
この第３の例のように、第１および第２の可変インピーダンス素子を、夫々、第１の抵抗５１０および第２の抵抗５１１の調整回路５１２側の端にベースが接続され、第１のバイポーラトランジスタ５０６および第２のバイポーラトランジスタ５０７のベースにエミッタが接続され、かつ、第１の抵抗５１０および第２の抵抗５１１のの電圧供給手段５０５側の端にコレクタが接続された第３および第４のバイポーラトランジスタ５０８,５０９によって構成すると、第１および第２の抵抗５１０,５１１に、調整回路５１２の両端に電位差を生じさせるという本来の機能の他に、第３および第４のバイポーラトランジスタ５０８,５０９の夫々のコレクタ電流とエミッタ電流の調整機能を持たすことができる。そして、使用する第３および第４のバイポーラトランジスタ５０８,５０９を選定した後であっても、第１および第２の抵抗５１０,５１１の値を調整することによって歪み補正の調整自由度を広げることができて、電力増幅器の電力増幅率を高効率にすることができる。
【００６６】
図６は、図１に１０８,１０９で示した第１および第２の可変インピーダンス素子の具体的な構成を示す第４の例である。
【００６７】
この第４の例では、図１に示す第１および第２の可変インピーダンス素子１０８,１０９は、夫々、第１の抵抗６１０および第２の抵抗６１１の夫々の調整回路６１２側に（第１および第２ノードに）エミッタが接続され、第１のバイポーラトランジスタ６０６および第２のバイポーラトランジスタ６０７のベースに（第３および第４ノードに）コレクタが接続され、第１の抵抗６１０および第２の抵抗６１１の夫々の電圧供給手段６０５側にベースが接続された、第３のバイポーラトランジスタ６０８および第４のバイポーラトランジスタ６０９によって構成されている。
【００６８】
トランジスタは、エミッタとコレクタとの接続関係を逆にしてもトランジスタ動作を行い、コレクタ電流がベース電流に略比例し、コレクタ電流が入力電圧に対してダイオード的な電流―電圧特性を有する。この第４の例では、トランジスタのこの特性を使って、図５に示す第３の例の第１および第２のバイポーラトランジスタ５０８,５０９と比較すると、エミッタとコレクタとの接続関係が逆になっている第３および第４のバイポーラトランジスタ６０８,６０９によって第１および第２の可変インピーダンス素子を構成するようにしている。このことから、この第４の例のように、第３および第４のバイポーラトランジスタ６０８,６０９によって第１および第２の可変インピータンスを構成すると、上記第３の例と同様に、使用する第３および第４のバイポーラトランジスタ６０８,６０９を選定した後であっても、第１および第２の抵抗６１０,６１１の値を調整することによって歪み補正の調整自由度を広げることができて、電力増幅器の電力増幅率を高効率にすることができる。
【００６９】
上記第２乃至第４の例のように、第１の可変インピーダンス素子を、第１の抵抗成分と第１のバイポーラトランジスタのベースとの間で、PN接合を形成するように構成される第３のバイポーラトランジスタを含んだ素子で構成し、かつ、第２の可変インピーダンス素子を、第２の抵抗成分と第２のバイポーラトランジスタのベースとの間で、PN接合を形成するように構成される第４のバイポーラトランジスタを含んだ素子で構成すると、入力電圧の大きさに因らず、出力電圧の振幅歪みを補償して利得の低下を防止しながら、位相歪みを補償できる。
【００７０】
図７は、図１に１１２で示した調整回路の具体的な構成を示す第１の例である。
【００７１】
この第１の例では、図１に示す調整回路１１２を、１個のキャパシタンス成分７１２で構成している。
【００７２】
この第１の例では、図１に示す調整回路１１２を、１個のキャパシタンス成分７１２で構成しているので、奇モード（逆相成分）に対しては、キャパシタンス成分７１２の２つの極板の中心を通る図中のＳ２線上が仮想グランドとなって、このバランス型の電力増幅器の下半分（または上半分）の回路が、図２において抵抗２０８を零とした回路と等価な回路になる。このことから、調整回路をキャパシタンス成分７１２で構成することによって、奇モード（逆相成分）に対する歪補償を行うことができる。
【００７３】
また、偶モード（同相成分）に対しては、図７にＦ１およびＦ２で示すキャパシタンス成分７１２の両端の点が、同相駆動されるため、調整回路７１２の両端には電位差が掛からなくなり、調整回路７１２が機能しなくなる。このため、歪補償回路の機能が抑圧される。
【００７４】
この第１の例によれば、図１に１１２で示す調整回路を、１個のキャパシタンス成分７１２で構成しているので、調整回路の部品点数を大幅に削減できる。また、歪補償機能を、本来の奇モード（逆相成分）に対しては機能させ、寄生的な偶モード（同相成分）に対して機能させないようにすることができる。
【００７５】
図８は、図１に１１２で示した調整回路の具体的な構成を示す第２の例である。
【００７６】
この第２の例では、調整回路の２端子Ｇ１,Ｇ２が開放されており（オープン状態になっており）、この２端子Ｇ１,Ｇ２の夫々とグランドとの間には、キャパシタンス成分８１２,８１３が夫々接続されている。
【００７７】
この第２の例では、奇モード（逆相成分）および寄生的な偶モード（同相成分）の両方に対して、このバランス型の電力増幅器の下半分（または上半分）の回路が、図２において抵抗２０８を零とした回路と等価な回路になる。したがって、奇モードと偶モードを区別せずに、歪補償機能を働かせることができる。
【００７８】
図９は、図１に１１２で示した調整回路の具体的な構成を示す第３の例である。
【００７９】
この第３の例では、調整回路は、直列接続された２個のキャパシタンス成分９１２および９１３と、これら２個のキャパシタンス成分９１２,９１３の間と、グランドとの間に挿入された１個の抵抗９１４から成るT型回路で構成されている。
【００８０】
この第３の例では、奇モード（逆相成分）に対しては、図９にＳ４で示す電圧供給手段９０５と、キャパシタンス成分９１２とキャパシタンス成分９１３の間の点Ｈ４とを結ぶ線上が仮想グランドになって、奇モード（逆相成分）に対して、このバランス型の電力増幅器の下半分（または上半分）の回路が、図２において抵抗２０８を零とした回路と等価な回路になる。したがって、奇モードに対して、歪補償機能を働かせることができる。尚、奇モード（逆相成分）に対しては、上記Ｈ４で示す点が仮想グランドになるため、抵抗９１４が機能しなくなる。
【００８１】
一方、寄生的な偶モード（同相成分）に対しては、上記Ｈ４点が、仮想グランドではなく電位を有するので、抵抗９１４が機能する。このことから、抵抗９１４の値を、高周波信号を吸収減衰させ易い値（例えば１〜５０Ω程度）に設定することによって、抵抗９１４を減衰器として機能させることができて、偶モード（同相成分）を減衰させることができる。
【００８２】
図１０は、本発明の一実施形態の高周波通信装置の送信系の模式的ブロック図である。
【００８３】
図１０に示すように、筐体１１２１の内部で、信号源１１１３が生成した８００ＭＨｚ帯信号は、アンプ１１０５で増幅された後に、アンテナ共用器１１２２を通って広帯域アンテナ１１０１から放射され、信号源１１１４が生成した１.９ＧＨｚ帯信号は、アンプ１１０６で増幅された後に、アンテナ共用器１１２２を通って広帯域アンテナ１１０１から放射される。また、信号源１１１５が生成した２.４ＧＨｚ帯信号は、アンプ１１０７で増幅された後に、アンテナ共用器１１２２を通って広帯域アンテナ１１０１から放射され、信号源１１１６が生成した５.２ＧＨｚ帯信号は、アンプ１１０８で増幅された後に、アンテナ共用器１１２２を通って広帯域アンテナ１１０１から放射される。
【００８４】
広帯域アンテナ１１０１としては、ＵＷＢ(Ultra Wide Band)システム向けに、既に商品化された比帯域幅１００%程度のものを使用している。また、アンテナ共用器１１２２は、スイッチ回路を用いて作製されている。また、４つの周波数帯（８００ＭＨｚ、１.９ＧＨｚ、２.４ＧＨｚ、５.２ＧＨｚ）が離れていることを利用すれば、一般的なデュプレクサ技術（フィルタ回路を組み合わせたロスレス電力合成器）によって作製することもできる。上記アンテナ共用器１１２２と広帯域アンテナ１１０１は、アンテナ部を構成している。
【００８５】
この高周波通信装置は、送信アンプ１１０５〜１１０８として、図１１に示すバランス型の電力増幅器を用いている。図１１に示すバランス型の電力増幅器は、図１３に示す従来のバランス型の電力増幅器と異なり、入力側に逆相電力分配器（図１３では１４０５で示されている）が配置されておらず、３端子回路となっている。そして、２つの入力端子１２０１,１２０２から入力された差動（バランス）信号は、４端子増幅器１２０４で増幅された後に、逆相電力合成器１２０５で無駄なく電力合成され、１つの出力端子１２０３から出力されるようになっている。図１１に示す４端子増幅器１２０４として、本発明のバランス型の電力増幅器を用いている。
【００８６】
図１０に示す送信アンプ１１０５〜１１０８として、本発明のバランス型の電力増幅器を備えた回路を用いることによって、送信アンプ１１０５〜１１０８を、差動型線路１１１７〜１１２０と直結させることができる。したがって、従来必要であった図１４に示すバラン１３１７〜１３２０を省略できるので、部品点数を大幅に削減できて、高周波通信装置の大幅な小型化・軽量化・低コスト化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００８７】
【図１】本発明のバランス型の電力増幅器の基本構造を示す図である。
【図２】図１に示す上下対称のバランス型の電力増幅器における下半分と等価な高周波等価回路を示す図である。
【図３】第１および第２の可変インピーダンス素子の具体的な構成を示す第１の例である。
【図４】第１および第２の可変インピーダンス素子の具体的な構成を示す第２の例である。
【図５】第１および第２の可変インピーダンス素子の具体的な構成を示す第３の例である。
【図６】第１および第２の可変インピーダンス素子の具体的な構成を示す第４の例である。
【図７】調整回路の具体的な構成を示す第１の例である。
【図８】調整回路の具体的な構成を示す第２の例である。
【図９】調整回路の具体的な構成を示す第３の例である。
【図１０】本発明の一実施形態の高周波通信装置の送信系の模式的ブロック図である。
【図１１】本発明によるバランス型の電力増幅器である。
【図１２】従来の歪補償回路付きの電力増幅器である。
【図１３】従来のバランス型の電力増幅器である。
【図１４】従来の高周波通信装置の送信系の模式的ブロック図である。
【符号の説明】
【００８８】
１０１、１０２、２０１、１２０１、１２０２  入力端子
１０３、１０４、２０２、１２０３  出力端子
１０５、５０５、６０５、９０５  電圧供給手段
１０６、３０６、４０６、５０６、６０６  第１のバイポーラトランジスタ
１０７、３０７、４０７、５０７、６０７  第２のバイポーラトランジスタ
１０８  第１の可変インピーダンス素子
１０９  第２の可変インピーダンス素子
１１０、３１０、４１０、５１０、６１０  第１の抵抗
１１１、３１１、４１１、５１１、６１１  第２の抵抗
１１２、３１２、４１２、５１２、６１２  調整回路
３０８  第１のダイオード素子
３０９  第２のダイオード素子
４０８、５０８、６０８  第３のバイポーラトランジスタ
４０９、５０９、６０９  第４のバイポーラトランジスタ
７１２、８１２、８１３、９１２、９１３  キャパシタンス成分
９１４  抵抗
１１０１  広帯域アンテナ
１１０５、１１０６、１１０７、１１０８  アンプ
１１２２  アンテナ共用器
Ａ１  第１ノード
Ａ２  第２ノード
Ａ３  第３ノード
Ａ４  第４ノード
【図１】
2005086620.tif 000003
【図２】
2005086620.tif 000004
【図３】
2005086620.tif 000005
【図４】
2005086620.tif 000006
【図５】
2005086620.tif 000007
【図６】
2005086620.tif 000008
【図７】
2005086620.tif 000009
【図８】
2005086620.tif 000010
【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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