(57)【要約】【課題】  １入力１出力線形系１１で系の伝達関数を事前に測定することなく、伝達経路で受けた歪を除去する。【解決手段】  系１１の出力端センサ１３よりの出力から１サンプル前向き予測誤差ｅ（ｎ）が予測器１４で計算され、センサ出力、誤差ｅ（ｎ）は遅延器２１，２２で１サンプル遅延され、フィルタ計算部２３で、遅延器２１，２２の出力より自己相関行列ＲA を求め、計算部２６でその擬似逆行列（ＲA ＋δ2 Ｉ）-1を求め、そのδ2 を最小化し、遅延器２１，２２の出力、センサ出力、誤差ｅ（ｎ）から相互相関行列ＲC を求め、計算部２６の出力とＲC の積を求め、その積行列Ｑの特性多項式ｐm(ｚ)を求め、逆元計算部３１でｐL ＝ｚ-jｐm(ｚ-1)／ｐm(ｚ)を求め、このｐL でｅ（ｎ）をフィルタ処理する。【選択図】  図１
2005086651.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
１入力１出力線形系の出力端に設けられたセンサよりの出力信号を１サンプル遅延する過程と、
上記出力信号を用いて１サンプル前向き予測誤差を計算する過程と、
上記予測誤差を１サンプル遅延する過程と、
上記出力信号および上記予測誤差と、これらの上記遅延された出力信号および上記予測誤差とに基づき上記１入力１出力線形系に含まれる最大位相伝達関数を等化したフィルタ伝達関数を計算する過程と、
上記予測誤差を上記フィルタ伝達関数でフィルタ処理する過程と、
を有する１チャネル等化方法。
【請求項２】
上記フィルタ計算過程は、
上記遅延された、出力信号および予測誤差の自己相関行列を計算する過程と、
上記自己相関行列の擬似逆行列を計算する過程と、
上記出力信号と、上記遅延された出力信号および予測誤差との相互相関行列を計算する過程と、
上記自己相関行列と上記相互相関行列の積行列を計算する過程と、
上記積行列の特性多項式を計算する過程と、
上記特性多項式より上記フィルタ伝達関数を求める過程と
を有することを特徴とする請求項１記載の１チャネル等化方法。
【請求項３】
１入力１出力線形系の出力端に備えるセンサと、
上記センサの出力信号に１サンプルの遅延を付与する第１遅延器と、
上記出力信号が入力され、１サンプル前向き予測誤差を計算する線形予測器と、
上記予測誤差に１サンプルの遅延を付与する第２遅延器と、
上記予測誤差が入力され、これをフィルタ処理するフィルタと、
上記センサ出力信号、上記誤差信号、上記第１、第２遅延器の各遅延出力信号が入力され、上記１入力１出力線形系に含まれる最大位相伝達関数を等化したフィルタ伝達関数を計算して、そのフィルタ伝達関数を上記フィルタにセットするフィルタ計算器と
を具備する１チャネル等化装置。
【請求項４】
上記フィルタ係数計算器は、
上記第１、第２遅延器の各遅延出力信号の自己相関行列を計算する自己相関計算部と、
上記自己相関行列の擬似逆行列を計算する逆行列計算部と、
上記予測誤差および上記センサの出力信号と上記第１および第２遅延器の各遅延出力信号との相互相関行列を計算する相互相関計算部と、
上記積行列の特性多項式を計算する多項式計算部と、
上記特性多項式より、フィルタ伝達関数を計算して上記フィルタへセットする逆元計算部とを有することを特徴とする請求項３記載の１チャネル等化装置。
【請求項５】
請求項１又は２に記載した１チャネル等化方法の各過程をコンピュータに実行させるための１チャネル等化プログラム。
【請求項６】
請求項５に記載した１チャネル等化プログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は例えば室内での音声収録等の際に、収録音声品質劣化の主要因である残響歪みを低減し明瞭性低下を防ぐ収音技術や移動無線受信時、ビル・高速道路等に起因するマルチパス歪みを低減し、良好な音声品質を維持する受話技術等に用いられ、１入力１出力線形系において、系の信号伝達経路（伝達関数）を事前測定する事無く、出力信号から伝達関数に起因する歪みを取り除く１チャネル等化方法、その装置、１チャネル等化プログラム、その記録媒体に関する。
【背景技術】
【０００２】
図４を参照しながらこの種の従来技術を説明する。１入力１出力線形系１１の入力端１２に、時刻ｎの入力信号ｕ（ｎ）が入力され、１入力１出力線形系の出力端に設けられたセンサに出力信号が電気信号として検出される。図に示していないが、この出力信号はＡ／Ｄ変換器により一定間隔でサンプリングされ、ディジタル信号に変換されている。この出力信号は線形予測器１４に入力され、出力信号１サンプル前向き予測誤差ｅ（ｎ）が計算される。
【０００３】
系１１への入力信号ｕ（ｎ）は次の関係を満足するものと仮定する。
Ｅ＜ｕ（ｎ）ｕ（ｎ−ｊ）＞＝１（ｊ＝０）                （１ａ）
Ｅ＜ｕ（ｎ）ｕ（ｎ−ｊ）＞＝０（ｊ≠０）                （１ｂ）
Ｅ＜・＞は期待値を表わす。
系１１の信号伝達経路を最小位相伝達関数ｈmin(ｚ)とすれば、線形予測器１４の伝達関数ｐp(ｚ)は次の様に求められる（非特許文献１参照）。
【０００４】
ｐp(ｚ)＝１／ｈmin(ｚ)      （ｈmin(ｚ)＝１＋ｈ1ｚ-1＋…＋ｈiｚ-i）    （２）
よって、線形予測器１４より出力される予測誤差ｅ（ｎ）は次の様に求められる。
ｅ（ｎ）＝［ｐp(ｚ)ｈmin(ｚ)］ｕ（ｎ）＝［（１／ｈmin(ｚ)）・ｈmin(ｚ)］ｕ（ｎ）＝ｕ（ｎ）              （３）
即ち、系１１を伝搬した信号は等化され、線形予測器１４より出力される予測誤差ｅ（ｎ）は入力信号ｕ（ｎ）に一致する。
【非特許文献１】佐藤洋一著、「線形等化理論」、丸善発行、１９９０年、５０〜５５頁。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
系１１の信号伝達経路が、最大位相伝達関数ｈmax(ｚ)と最小位相伝達関数ｈmin(ｚ)との積になる非最小位相伝達関数ｈp(ｚ)であるとする。入力信号をｕ（ｎ）とすれば、次の出力信号ｏ(ｎ)を得る。
ｏ(ｎ)＝［ｈp(ｚ)］ｕ（ｎ）＝［ｈmin(ｚ)ｈmax(ｚ)］ｕ（ｎ）        （４）
図３に示した線形予測器１４より出力される予測誤差ｅ（ｎ）は次の様に求められ、入力信号ｕ（ｎ）に一致しない（非特許文献１）。
ｅ（ｎ）＝［ｐe(ｚ)ｈp(ｚ)］ｕ（ｎ）＝［ｐe(ｚ)ｈmin(ｚ)ｈmax(ｚ)］ｕ（ｎ）
≒［ｈmax(ｚ)／ｚ-kｈmax(ｚ-1)］ｕ（ｎ）                      （５）
ただし、
ｐ
e(ｚ)≡ｆ（Ｏ）
Ｏ＝（Ｅ＜ｏn-1 ｏn-1T＞）-1（Ｅ＜ｏn-1 ｏnT＞）
ｏn ＝［ｏ(ｎ),ｏ(ｎ−１)，…，ｏ(ｎ−ｑ)］T 
ｆ（・）：行列の特性多項式
Ｅ＜・＞：期待値
ｈmax(ｚ)＝ｈ^k＋ｈ^k-1ｚ-1＋…＋ｚ-k
［・］T：転置
ｑ：十分大きなＬＰフィルタ次数
即ち、予測誤差ｅ（ｎ）の振幅は入力信号ｕ（ｎ）に等化されるが、位相は等化されない。
この発明の目的は、１入力１出力線形系の伝達関数を予め測定する事無く、出力信号から系の伝達関数に起因する歪みを取り除く１チャネル等化方法、その装置と１チャネル等化プログラム、およびその記録媒体を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
この発明は、１入力１出力線形系の出力端センサよりの出力信号を用いて１サンプル前向き予測誤差を計算し、前記センサ出力信号、及び予測誤差それぞれに１サンプル遅延を付与し、これら両遅延された信号と、前記予測誤差、前記出力信号を用いて、最大位相伝達関数ｈmax(ｚ)を最小位相化した関数を求め、これよりフィルタ伝達関数を求め、このフィルタ伝達関数で前記予測誤差をフィルタ処理する。
【発明の効果】
【０００７】
この発明によれば、１入力１出力線形系の出力端に備えるセンサの出力より１サンプル前向き線形予測誤差を求め、この誤差信号を、系の入力端から線形予測器出力端までの伝達関数を等化する伝達関数を備えるフィルタで処理する事より、出力信号から系の伝達関数に起因する歪みを取り除く１チャネル等化が可能となる。この発明の処理において、系の伝達関数の事前測定は不要である。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
まずこの実施形態の原理を説明する。
最大位相伝達関数ｈmax(ｚ)は、系１１の出力信号ｏ（ｎ）、及び予測誤差ｅ（ｎ）双方に共通作用している。出力信号ｏ（ｎ）と予測誤差ｅ（ｎ）から最大位相伝達関数ｈmax(ｚ)を求めることが出来れば、次式の遅延逆フィルタ（delayed-inverse）処理をすれば予測誤差ｅ（ｎ）の位相は入力信号ｕ（ｎ）に等化される。
ｅ＾（ｎ）＝［ｐL (ｚ)］ｅ（ｎ）
≒［ｐL (ｚ)・ｈmax(ｚ)／（ｚ-kｈmax(ｚ-1)）］ｕ（ｎ）
≒ｕ（ｎ−（ｊ＋ｋ））                                （６）
ただし、
【数１】
2005086651.tif 000003
ｊ：１／｛ｚ-ｋｈmax(ｚ-1)｝の近似多項式の次数
【０００９】
最大位相伝達関数ｈmax(ｚ)による入力信号ｕ（ｎ）のフィルタ処理出力をｗ（ｎ）とおく。式（４），（５）は、それぞれ次の様に書き換えられる。
ｏ（ｎ）＝［ｈmin(ｚ)］ｗ（ｎ）                                （７ａ）
ｅ（ｎ）≒［ｈxam(ｚ)］ｗ（ｎ）                                （７ｂ）
ただし、
ｈxam(ｚ)≒１／｛ｚ-kｈmax(ｚ-1)｝（次数：ｊ）
信号ｏ（ｎ），ｅ（ｎ）について、次の関係を満足する（ｍ＋ｍ＾）次正方行列Ｑを考える。
ｓnT＝ｓn-1 TＱ                                                    （８）
ただし、
ｓn ＝［ｏ（ｎ），…，ｏ（ｎ−ｍ），ｅ（ｎ），…，ｅ（ｎ−ｍ＾）］T 
ｍ＞ｊ−１，ｍ＾＞ｉ−１，ｍ＋ｉ＝ｍ＾＋ｊ
【００１０】
式（７ａ），（７ｂ）を考慮すると、式（８）は次の様に表現出来る。
ｗnTＨ＝ｗn-1 TＨＱ                                                （９）
ただし、
ｗn ＝［ｗ（ｎ），ｗ（ｎ−１），…，ｗ（ｎ−（ｍ＋ｉ））］T 
【数２】
2005086651.tif 000004
ｈmin ，ｈxam ：多項式ｈmin(ｚ)，ｈxam(ｚ)それぞれの係数から成る列ベクトル
畳込み行列Ｈの階数が行数に一致する場合（full row-rank）、行列Ｑは次の様に計算される（児玉他、著「システム制御のためのマトリクス理論、コロナ社、１９７８年、非特許文献２」）。
【００１１】
Ｑ＝（ＨT Ｒn-1,n-1Ｈ＋δ2 Ｉ）-1ＨT Ｒn-1,nＨ
ただし、
Ｒn-1,n-1＝Ｅ＜ｗn-1 ｗn-1 T＞
Ｒn-1,n＝Ｅ＜ｗn-1 ｗnT＞
Ｉ：単位行列
δ2 を十分小さな正数に定めれば、Ｑは次式となる（非特許文献２）。
【００１２】
Ｑ＝ＨT(ＨＨT)-1Ｒn-1,n-1-1Ｒn-1,nＨ                                （１０）
行列Ｑの零で無い固有値をλl ［Ｑ］と表せば、次の関係が成り立つ（非特許文献３）。
λl［Ｑ］＝λl［ＨT(ＨＨT)-1Ｒn-1,n-1-1Ｒn-1,nＨ］
＝λl［ＨＨT(ＨＨT)-1Ｒn-1,n-1-1Ｒn-1,n］
＝λl［Ｒn-1,n-1-1Ｒn-1,n］                                  （１１）
行列Ｑの特性多項式は、行列Ｒn-1,n-1-1Ｒn-1,nの特性多項式に一致する。式（５）記載の線形予測フィルタ計算方法より、行列Ｒn-1,n-1-1Ｒn-1,nの特性多項式は、信号ｗ（ｎ）の１ステップ前向きＬＰフィルタｐm(ｚ)に等価である。よって、次の関係が見出される。
ｐm(ｚ)＝ｆ（Ｒn-1,n-1-1Ｒn-1,n）＝ｆ（Ｑ）                        （１２）
となる。
【００１３】
式（７ａ），（７ｂ）より、多項式ｐm(ｚ)が次の様に表される事は明らかである。
ｐm(ｚ)≒１／（ｚ-kｈmax(ｚ-1)）                                （１３）
式（６）の遅延逆フィルタ（delayed-inverse）処理を満足するフィルタ伝達関数ｐL(ｚ)は、次の様に求められる。
【数３】
2005086651.tif 000005
即ち、予測誤差ｅ（ｎ）の位相は入力信号ｕ（ｎ）に等化される。
【００１４】
以下、図面を用いてこの発明の実施の形態を説明する。この発明の一実施形態に係る１チャネル等化装置は図１に示すように構成される。１入力１出力線形系１１の出力端センサ１３の出力信号は図４に示した従来の装置と同様に線形予測器１４に入力されて、１サンプル前向き予測誤差ｅ（ｎ）が計算される。センサ１３の出力信号と線形予測器１４からの予測誤差ｅ（ｎ）はそれぞれ遅延器２１と２２で１サンプル遅延が付与される。センサ出力信号、予測誤差ｅ（ｎ）、各遅延器２１および２２の各出力がフィルタ計算部２３へ入力され、これらから予測誤差ｅ（ｎ）の位相を等化するための伝達関数が計算され、その伝達関数がフィルタ２４に設定され、フィルタ２４でこれに供給された予測誤差ｅ（ｎ）がフィルタ処理される。
【００１５】
フィルタ計算部２３における具体的処理例を図２を参照して説明する。
自己相関部２５で遅延器２１，２２の各出力の自己相関行列ＲA が求められる。ところで式（１０）中の行列ＨT Ｒn-1,n-1 Ｈにおいて、Ｒn-1,n-1 ＝Ｅ＜ｗn-1ｗn-1T＞、であり、ｗn とＨは式（９）に示す関係のものであり、式（９）は式（８）の別の表現である。従って自己相関行列ＲA は行列ＨT Ｒn-1,n-1 Ｈを求めたことになる。
【００１６】
この自己相関行列ＲA は擬似逆行列計算部２６に入力され、十分小さな正数δ2について、その擬似逆行列（ＲA ＋δ2 Ｉ）-1が計算される。
センサ出力信号と遅延器２１の出力信号との相互相関、予測誤差ｅ（ｎ）と遅延器２２の出力信号との相互相関行列ＲC が相互相関計算部２７で求められる。
擬似逆行列計算部２６の計算結果と相互相関行列ＲC との積が乗算部２８で計算され、式（１０）の計算結果の行列Ｑが求まる。
【００１７】
この積行列Ｑの特性多項式が多項式計算部２９で計算され、つまり式（１３）の多項式ｐm(ｚ)が得られ、よって逆元計算部３１でｚ-ｊｐm(ｚ-1)・（１／ｐm(ｚ)）＝ｐL(ｚ)、つまり式（１４）が計算される。この関数ｐL(ｚ)がフィルタ伝達関数ｐL(ｚ)として図１中のフィルタ２４に設定される。よって遅延器２２の出力信号がフィルタ２４でフィルタ処理されると、その処理結果は系１１の入力端１２から線形予測器１４の出力端までの伝達関数が等化され、フィルタ２４の出力信号ｏ（ｎ）は（ｊ＋ｋ）サンプル分の遅延を除き、入力信号ｕ（ｎ）に一致する。即ち出力信号ｏ（ｎ）は系の伝達関数に起因する歪を含まない。
【００１８】
図１に示した１チャネル等化装置としてコンピュータを機能させるための１チャネル等化プログラムをＣＤ−ＲＯＭ、磁気ディスクなどの記録媒体から、あるいは通信回線を介して、図４に示すようにプログラムメモリ３４にダウンロードして、中央演算処理部（ＣＰＵ）により、プログラムメモリ３４に格納されているプログラムを実行させてこの発明装置を構成してもよい。またこの発明は室内の音声収録に限らず、移動無線におけるマルチパスによる影響の除去にも適用でき、その場合はセンサとしてアンテナが用いられ、そのアンテナ出力信号はベースバンド信号に変換されて、前述した場合と同様に処理される。その他同様の問題に対しこの発明を適用することができる。
【００１９】
原理確認のために行った簡単なシミュレーションでは、次の様に、非最小位相系ｈnm(ｚ)はｈeq（ｚ）の様なディレードインバース（delayed-inverse）に等化された。
ｈnm（ｚ）＝０．３＋０．８５ｚ-1−０．５ｚ-2
ｈeq（ｚ）＝ｚ-4（０．９９９１＋０．０２６４ｚ-3）
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】この発明の一実施形態に係る１チャネル等化装置の機能構成を示すブロック図。
【図２】図１中のフィルタ計算部２３の具体的機能構成を示すブロック図。
【図３】コンピュータの機能構成を簡略に示すブロック図。
【図４】従来の１チャネル等化装置の機能構成を示すブロック図。
【図１】
2005086651.tif 000006
【図２】
2005086651.tif 000007
【図３】
2005086651.tif 000008
【図４】
2005086651.tif 000009