(57)【要約】【課題】  大ゲインの電流出力回路において、常に安定した出力電流を得られるように回路を構成し、高精度なＬＥＤ変調光を得る。【解決手段】  駆動電流を発生する電流発生回路を光源駆動電流とその逆極性電流の両方を発生するように構成し、逆極性電流が常に定電流となるように逆極性電流を用いて電流発生回路の電流値制御を行う。【選択図】  図１
2005183657.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＬＥＤ光源を駆動制御する光源駆動回路において、
駆動電流を発生する電流発生回路を光源駆動電流とその逆極性電流の両方を発生するように構成し、前記逆極性電流が常に定電流となるように前記逆極性電流を用いて前記電流発生回路の電流値制御を行ったことを特徴とする光源駆動回路。
【請求項２】
ＬＥＤ光源を駆動制御する光源駆動回路において、
駆動電流を発生する電流発生回路を光源駆動電流とその逆極性電流の両方を発生するように構成し、最大出力電圧及び最小出力電圧をそれぞれ設定可能なＤＡコンバータを設け、前記電流発生回路の出力電流を前記ＤＡコンバータ出力で制御するとともに、前記ＤＡコンバータの最大出力電圧及び最小出力電圧は前記逆極性電流を用いて制御したことを特徴とする光源駆動回路。
【請求項３】
レーザ光源を駆動制御する光源駆動回路において、
駆動電流を発生する電流発生回路を光源駆動電流とその逆極性電流の両方を発生するように構成し、最大出力電圧及び最小出力電圧をそれぞれ設定可能なＤＡコンバータを設け、前記電流発生回路の出力電流を前記ＤＡコンバータ出力で制御するとともに、前記ＤＡコンバータの最大出力電圧及び最小出力電圧は前記レーザ光量を検出したフォトディテクト信号を用いて制御したことを特徴とする光源駆動回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、共振型光スキャナを用いたディスプレイ装置に用いて好適な、ＬＥＤおよびレーザ光源の光量を制御する光源駆動回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
本発明の従来の技術について述べる前に、本発明が適用されるスキャン方式ディスプレイについて簡単に述べる。
【０００３】
従来より１次元または２次元の共振型光スキャナを使用したスキャン方式ディスプレイ装置は各社より特許出願されており、代表的なものとして特許文献１乃至３が挙げられる。
【０００４】
まず、共振型光スキャナについて説明する。
【０００５】
共振型光スキャナの構造は多々あるが特許文献４に代表されるローレンツ力を利用したものや特許文献５に代表される静電力を利用したものがよく知られている。
【０００６】
図１０はローレンツ力を利用した光スキャナの概略図である。
【０００７】
図１０中コイルに電流ｉを流すと、永久磁石等で発生している磁界Ｂによりローレンツ力Ｆによる回転トルクが発生し、トーションバーの復元力とつりあう位置までミラー面がねじれる。この電流ｉをスキャナーのもつ共振周波数で交流的に加えることにより共振動作が可能となる。スキャン動作はスキャナ面に構成されたミラーに外部よりレーザ光などを照射することで行う。
【０００８】
図７はこのような共振スキャナを利用したスキャン方式ディスプレイの概念図の一つである。この図では水平スキャナに共振スキャナを、垂直スキャナにガルバノメータを使用している。水平スキャナは水平スキャナ駆動回路７０２によりスキャナの共振周波数である２０ｋＨｚ程度の周波数で共振動作をしており、垂直スキャナは垂直駆動回路７０３により６０Ｈｚ程度で往復動作している。
【０００９】
制御回路７０１では水平スキャナ駆動回路７０２及び垂直駆動回路７０３の入力信号を作成するとともに外部より入力された画像データに応じて光源７０５（例えば半導体レーザ）を変調するための変調データを光源駆動回路７０４に出力する。この変調データは水平、垂直駆動信号のタイミングに応じて、適切な画像が得られるように出力される。
【００１０】
このように、変調されたレーザ光を水平スキャナ７０６、垂直スキャナ７０７に順次照射することにより２次元の画像出力を得ることができる。
【００１１】
ここで図８に各半導体メーカが市販品として販売するような一般的な半導体レーザ駆動回路のブロック図を示す。このレーザ駆動回路はコンパレータ８０１、サンプル・ホールド回路８０２、可変Ｇｍ回路８０３、ドライブ回路８０４より構成されている。
【００１２】
コンパレータ８０１はレーザの光出力をモニタするフォトディテクタＰＤの出力電圧と環境変動に対して安定なバンドギャップ電圧より作成された基準電圧Ｖｒｅｆを比較し、その誤差分ΔＶをサンプル・ホールド回路８０２に出力する。
【００１３】
サンプル・ホールド回路８０２では、ＡＰＣ信号が゛Ｌ″の期間は誤差信号ΔＶに応じてコンデンサＣｐをチャージまたはディスチャージし、゛Ｈ″の期間は出力端をハイインピーダンスとしてコンデンサＣｐ端の電圧をホールドする。
【００１４】
可変Ｇｍ回路８０４は電圧−電流変換回路であり、コンデンサＣｐ端の電圧に応じた電流Ｉｄを出力する。
【００１５】
ドライブ回路８０４では電流Ｉｄを数百倍に増幅してレーザ駆動電流を発生する。この電流は信号ＯＮによりレーザＬＤまたは抵抗Ｒに流れるようにスイッチングされる。
【００１６】
したがって、ある一定間隔でＡＰＣ信号を゛Ｌ″としてレーザの光量を制御することにより常に安定した光出力を得ることができる。このＡＰＣ動作は、例えば垂直１期間ごとに画像領域外で行う。
【００１７】
またＯＮ信号によりレーザのオン・オフを行うことで画像データを変調することができる。
【特許文献１】特開平１１−０３０７６３号公報
【特許文献２】特開平９−９６８６８号公報
【特許文献３】特開平１１−１６０６５０号公報
【特許文献４】特開平０７−２１８８５７号公報
【特許文献５】特開平１１−０５２２７８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１８】
このスキャン方式ディスプレイにおいてカラー画像を出力した場合、光源にはＲＧＢの３色が必要となる。
【００１９】
しかしながら半導体レーザにはＲ（赤）とＢ（青）はあるがＧ（緑）は存在しないので、半導体レーザでのカラー画像描画は不可能である。
【００２０】
半導体レーザのかわりに固体レーザを使用してフルカラー画像を作ることは可能であるが固体レーザの駆動電流は、数Ａが必要なほど、非常に大きなものであるために図８のような回路では対応しきれない。さらに固体レーザは装置自体が大きなものなので、共振スキャナのようにコンパクトに構成できるディスプレイ装置には不向きである。
【００２１】
そこで、デバイス自体小型でＲＧＢが揃っているＬＥＤを使用するのが良い。ＬＥＤの駆動回路は多々考えられるが、高精度な変調出力を得るためには図３の構成の回路が望ましい。
【００２２】
ただし、ＬＥＤはＬＤ（レーザ）に対して光量の変動がほとんど無いので、通常フォトディテクタが内蔵されていない。したがってこのときの回路は図９のように可変Ｇｍ回路の入力に基準電圧Ｖｒｅｆを入力する形となる。
【００２３】
しかしながら、この回路構成においてはドライブ回路での電流増幅率が非常に大きく、環境変動などによる可変Ｇｍ回路でのばらつきがそのまま増幅されたり、電流ゲインの変動が発生したりしてしまう。
【００２４】
したがって、Ｖｒｅｆを常に一定に保っていたのではドライブ回路の出力電流が大きく変動し、ＬＥＤの光量が変化してしまう。
【００２５】
また半導体レーザ単色でディスプレイを構成することは可能であるが、従来の半導体レーザ駆動回路を使用したのでは、ＰＷＭ変調回路のような画像データの変調回路が別途必要となり、回路規模を増やすことになる。
【００２６】
本発明では、前述のような大ゲインの電流出力回路において、常に安定した出力電流を得られるように回路を構成し、高精度なＬＥＤ変調光を得るものである。
【００２７】
また半導体レーザを使用する場合にも従来よりも小規模で変調動作を行える光源駆動回路を得るものである。
【課題を解決するための手段】
【００２８】
（手段１）
ＬＥＤ光源を駆動制御する光源駆動回路を、
駆動電流を発生する電流発生回路を光源駆動電流とその逆極性電流の両方を発生するように構成し、該逆極性電流が常に定電流となるように該逆極性電流を用いて前記電流発生回路の電流値制御を行うものである。
【００２９】
（手段２）
ＬＥＤ光源を駆動制御する光源駆動回路を、
駆動電流を発生する電流発生回路を光源駆動電流とその逆極性電流の両方を発生するように構成し、最大出力電圧及び最小出力電圧をそれぞれ設定可能なＤＡコンバータを設け、前記電流発生回路の出力電流を前記ＤＡコンバータ出力で制御するとともに、前記ＤＡコンバータの最大出力電圧及び最小出力電圧を前記逆極性電流を用いて制御するものである。
【００３０】
（手段３）
レーザ光源を駆動制御する光源駆動回路を、
駆動電流を発生する電流発生回路を光源駆動電流とその逆極性電流の両方を発生するように構成し、最大出力電圧及び最小出力電圧をそれぞれ設定可能なＤＡコンバータを設け、前記電流発生回路の出力電流を前記ＤＡコンバータ出力で制御するとともに、前記ＤＡコンバータの最大出力電圧及び最小出力電圧は前記レーザ光量を検出したフォトディテクト信号を用いて制御するものである。
【発明の効果】
【００３１】
以上説明したように本発明によれば、ＬＥＤやＬＤの駆動電流を高精度に発生させることができ、かつ変調回路までも含めた回路を小規模に構成することができるので、高品質のスキャン方式ディスプレイを容易に実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３２】
（実施例１）
図１に本発明の第１の実施例の図を示す。
【００３３】
本実施例ではＰＷＭ変調回路を使用するものであるが、まずはＬＥＤの駆動電流の安定化についてから説明する。
【００３４】
この回路はコンパレータ１０１、サンプル・ホールド回路１０２、可変Ｇｍ回路１０１及びドライブ回路よりなっており、コンパレータ１０１のフィードバック信号はドライブ回路１０４の出力端ＲＰとなっている。またＲＰ端子には抵抗Ｒが電源との間に接続されている。なお、このＲＰ端の出力は光源駆動電流ＩＰの逆極性の電流信号である。
【００３５】
このように回路を構成したことにより、ＡＰＣ期間中にはＲＰ端子電圧がＶｒｅｆと同一になるように制御が働き、ＲＰ端子の出力電流は常に一定の値となる。したがってＲＰと逆極性のＩＰ端子の出力電流も一定値となり、ＬＥＤには常に定電流を流すことができる。
【００３６】
以下に各ブロックの詳細な説明を行う。
【００３７】
（コンパレータ、サンプルホールド部）
図２はコンパレータ１０１とサンプル・ホールド回路の構成図である。
【００３８】
フィードバック信号Ｖｉｎは環境変動に対して安定な基準信号Ｖｒｅｆと比較され、その誤差分はトランジスタＱ２１、Ｑ２２のベースに入力される。この誤差信号によりトランジスタＱ２１及びＱ２２のコレクタ出力信号が決定され、その各々は電流アンプａｍｐ１、ａｍｐ２により増幅される。このａｍｐ１出力は電流源Ｉ２２を、ａｍｐ２出力は電流源Ｉ２３の電流値を制御する。
【００３９】
また、ｓｗ１、ｓｗ２にはＡＰＣ信号が入力され、これが゛Ｌ″の間はｓｗ１、ｓｗ２ともに閉じられてコンデンサＣｐをチャージ・ディスチャージする。
【００４０】
Ｃｐのチャージ・ディスチャージ量は電流Ｉ２２及びＩ２３が決定するのでＶｉｎとＶｒｅｆの誤差が大きければそれだけコンデンサＣｐの充放電量が大きくなる。この回路の平衡点はＣｐへの充放電がなくなったとき、即ちＶｉｎとＶｒｅｆが同一となったときである。
【００４１】
（可変Ｇｍ回路）
次に可変Ｇｍ回路について説明する。
【００４２】
可変Ｇｍ回路は図３に示す構成となっている。
【００４３】
トランジスタＱ３６及びＱ３２のベースには、コンデンサＣｐ端の電圧Ｖｃｐ及び環境変動に対して安定な任意の電圧Ｖ１が各々入力されている。トランジスタＱ３６及びＱ３２のエミッタは、抵抗Ｒ３１で接続され、各々電流源より定電流Ｉ３１及びＩ３３が供給されている。トランジスタＱ３６及びＱ３２のコレクタには、各々トランジスタＱ３５及びＱ３１のエミッタが接続されている。トランジスタＱ３５及びＱ３１のベースは、適当なバイアスＶ２に接続されている。トランジスタＱ３５及びＱ３１のエミッタには、トランジスタＱ３４及びＱ３３のベースも接続されており、互いに接続されたトランジスタＱ３４及びＱ３３のエミッタには、基準電流Ｉ３２が供給されている。トランジスタＱ３３のコレクタには電流バッファｂｕｆ３１が接続されていて、トランジスタＱ３３のコレクタ電流がＩｄとして出力される。
【００４４】
ここでＱ３１＝Ｑ３５、Ｑ３３＝Ｑ３４、Ｑ３２＝Ｑ３６、Ｉ３１＝Ｉ３３である。
【００４５】
また抵抗Ｒ３１はＶｃｐ−Ｖ１が最小→最大に変化したときにトランジスタＱ３５のエミッタ電流が０→２＊Ｉ（トランジスタＱ３１のエミッタ電流は２＊Ｉ→０）に変化するように設定する。
【００４６】
この電流Ｉｄは以下のようにして決定される。
【００４７】
今、トランジスタＱ３１、Ｑ３３、Ｑ３４、Ｑ３５のベース・エミッタ電圧をＶｂｅ１、Ｖｂｅ２、Ｖｂｅ３、Ｖｂｅ４とすると、
Ｖｂｅ１＋Ｖｂｅ２＝Ｖｂｅ３＋Ｖｂｅ４・・・（１）
が成り立ち、トランジスタＱ３１、Ｑ３３、Ｑ３４、Ｑ３５のエミッタ電流をＩｅ１、Ｉｅ２、Ｉｅ３、Ｉｅ４とすると、
ＬＮ（Ｉｅ１／Ｉｓ）＋ＬＮ（Ｉｅ２／Ｉｓ）＝ＬＮ（Ｉｅ３／Ｉｓ）＋ＬＮ（Ｉｅ４／Ｉｓ）・・・（２）
となる。よって、
Ｉｅ１＊Ｉｅ２＝Ｉｅ３＊Ｉｅ４・・・（３）
が導き出せる。
【００４８】
ここで図３の抵抗Ｒ３１に矢印の電流ｘが流れていたとすると、
Ｉｅ１＝Ｉ３３−ｘ、Ｉｅ４＝Ｉ３１＋ｘ、Ｉｅ２＋Ｉｅ３＝Ｉ３２・・・（４）
となる。ここでＩ３１＝Ｉ３３＝Ｉとし、Ｉｅ２＝Ｉｄであることより、（３）式は、
（Ｉ−ｘ）＊Ｉｄ＝（Ｉ３２−Ｉｄ）＊（Ｉ＋ｘ）・・・（５）
となって、ｘは、
ｘ＝２＊Ｉ＊Ｉｄ／Ｉ３２−Ｉ・・・（６）
と決定される。
【００４９】
またトランジスタＱ３６、Ｑ３２のベース・エミッタ間電圧をそれぞれＶｂｅ５、Ｖｂｅ６とすると、
Ｖｃｐ−Ｖｂｅ５−ｘ＊Ｒ３１＝Ｖ１−Ｖｂｅ６・・・（７）
となる。ここでＶｃｐとＶ１の電位差（Ｖｃｐ−Ｖ１）をΔＶとし、トランジスタの動抵抗ｒｅ＝Ｖｔ／Ｉｅ（Ｖｔ＝ｋｔ／ｑ）がないとすると（７）式より、
ｘ＝ΔＶ／Ｒ３１・・・（８）
となる。したがって（６）、（８）式より電流Ｉｄは、
【００５０】
【数１】
2005183657.tif 000003
と表せる。
【００５１】
（ドライブ回路）
図４はドライブ回路の回路図である。可変Ｇｍ回路１０３の出力電流Ｉｄはモニタ回路に入力され、ここで駆動電流制御電圧Ｖｃが作成される。
【００５２】
ＰＯＮ、ＮＯＮは変調の入力信号であり、それぞれトランジスタＱ４０１、Ｑ４０２のベースに入力される。トランジスタＱ４０１、Ｑ４０２、抵抗Ｒ４０１、Ｒ４０２及び電流源Ｉ２１はコンパレータを構成する。したがってこの出力信号Ｐｏｕｔ、Ｎｏｕｔの゛Ｈ″レベルは電圧Ｖｃとなる。
【００５３】
このＰｏｕｔ、ＮｏｕｔはトランジスタＱ４０３、Ｑ４１２のベースにそれぞれ入力される。Ｑ４０３、Ｑ４１２のコレクタは電源に接続される。Ｑ４０３、Ｑ４１２のエミッタはダイオード接続されたトランジスタＱ４０４及びＱ４１３のコレクタ・ベース接続点に入力される。Ｑ４０４、Ｑ４１３のエミッタはダイオード接続されたトランジスタＱ４０５、Ｑ４１４のコレクタ・ベース接続点に入力され、Ｑ４０５、Ｑ４１４のエミッタは抵抗Ｒ４０３、Ｒ４０７を介して接地される。ダイオード接続されたトランジスタＱ４０４、Ｑ４１３のコレクタ・ベース接続点はトランジスタＱ４０６、Ｑ４１０のベースにも接続される。Ｑ４０６、Ｑ４１０のエミッタはダイオード接続されたトランジスタＱ４０７、Ｑ４１１のコレクタ・ベース接続点に接続される。Ｑ４０７、Ｑ４１１のエミッタは抵抗Ｒ４０４、Ｒ４０６を介して接地される。またＱ４０６、Ｑ４１０のコレクタは電源に接続される。トランジスタＱ４０７、Ｑ４１１のコレクタ・ベース接続点はトランジスタＱ４０８、Ｑ４０９のベースにそれぞれ接続される。Ｑ４０８、Ｑ４０９のエミッタは互いに接続され抵抗Ｒ４０５を介して接地される。Ｑ４０８、Ｑ４０９のコレクタはそれぞれＲＰ、ＩＰとして出力される。またトランジスタＱ４０４、Ｑ４０６及びＱ４１０、Ｑ４１３、Ｑ４０７、Ｑ４０８及びＱ４０９、Ｑ４１１はそれぞれカレントミラー回路を構成している。この回路においてトランジスタＱ４０３＝Ｑ４１２、Ｑ０４＝Ｑ４１３、Ｑ４０５＝Ｑ４１４、Ｑ４０６＝Ｑ４１０、Ｑ４０７＝Ｑ４１１、Ｑ４０８＝Ｑ４０９、Ｒ４０３＝Ｒ４０７、Ｒ４０４＝Ｒ４０６である。
【００５４】
図４中抵抗Ｒ４０３＝Ｒ４０４＝Ｒ４０６＝Ｒ４０７とすると、これらに流れる電流Ｉｂは、変調信号Ｐｏｕｔ、ＮｏｕｔのハイレベルをＶｃ、Ｒ４０３＝Ｒ４０４＝Ｒ４０６＝Ｒ４０７＝Ｒ、トランジスタのベース・エミッタ間電圧をＶｂｅとすると、
Ｉｂ＝（Ｖｃ−３＊Ｖｂｅ）／Ｒ
で決定される。また抵抗（Ｒ４０３、Ｒ４０４、Ｒ４０６、Ｒ４０７）とＲ４０５の抵抗比を１：１／Ｎ（Ｎは正の整数）、トランジスタ（Ｑ４０３〜Ｑ４０７及びＱ４１０〜Ｑ４１４）と（Ｑ４０８、Ｑ４０９）のサイズ比を１：Ｎ（Ｎは正の整数）とすることで抵抗Ｒ４０５を流れる電流Ｉｘは、
Ｉｘ＝Ｎ＊（Ｖｃ−３＊Ｖｂｅ）／Ｒ
となる。ＰＯＮ、ＮＯＮは互いに極性の反転した差動信号なので、Ｑ４０８、Ｑ４０９からなるスイッチはこの電流ＩｘをＩＰ又はＲＰとして出力する。
【００５５】
図４中のモニタ回路は図５のように構成されており、ここでは制御電流Ｉｄを基に駆動電流発生電圧Ｖｃを発生させる。
【００５６】
図中のトランジスタＱ５０１〜Ｑ５１２及び抵抗Ｒ５０３〜Ｒ５０６、Ｒ５０９からなる回路部は図４のＱ４０３〜Ｑ４１４及び抵抗Ｒ４０３〜Ｒ４０７からなる電流発生回路と同一の構成である。トランジスタＱ５１１、Ｑ５１２のコレクタ端は抵抗Ｒ５０７、Ｒ５０８を介して対環境変動に安定なバンドギャップ電圧より作成される基準電圧Ｖｘに接続されている。
【００５７】
また電流源Ｉ５２は電流Ｉｄを発生しており、同じく抵抗Ｒ５１０を介してＶｘに接続されている。
【００５８】
したがって図に示すように抵抗Ｒ５０８とＲ５１０の端子電圧を比較回路５０１により比較することでバッファ５０２の出力Ｖｃ′の電圧は、抵抗Ｒ５０８とＲ５１０の抵抗比に応じて電流Ｉｄを係数倍した電流Ｉｄ′を発生させるものとなっている。
【００５９】
したがってバッファ５０３の出力電圧ＶｃにもＶｃ′と同様の電圧が発生しているので図４の電流Ｉｘは電流Ｉｄを係数倍したものになる。ここでバッファ５０２と５０３を設けているのはＰＯＮ、ＮＯＮによるスイッチング動作の影響を電圧Ｖｃ′が受けないようにするためである。
【００６０】
なお、トランジスタＱ５０１〜Ｑ５１２とＱ４０３〜Ｑ４１４の比と抵抗Ｒ５０３〜Ｒ５０６、Ｒ５０９とＲ４０３〜Ｒ４０７の比は電流Ｉｄ′とＩｘの比に応じて決定する。また、Ｉ５１＝Ｉ４１、Ｒ４０１＝Ｒ４０２＝Ｒ５０１＝Ｒ５０２である。
【００６１】
以上のように各回路を構成することで、大ゲインの電流出力回路においても常に安定したＬＥＤ駆動電流を発生させることができる。
【００６２】
（実施例２）
これまではＬＥＤに流れる電流をスイッチして時間的な変調を行うことについて説明してきた。
【００６３】
しかし、スキャン方式ディスプレイで画像の解像度をＳＶＧＡ以上のものを得ようとすると変調クロックの周波数は５０ＭＨｚを越える値になる。この中で時間方向のＰＷＭ変調を行うと、例えば分解能を８ｂｉｔ程度にする場合、最小スイッチング時間は１ｎｓ以下の値になるが、ＬＥＤをこのスピードで変調するのはその構造上非常に困難である。
【００６４】
またＰＷＭ変調を行う場合、図１のＯＮ信号に相当する変調信号を作るために別途変調回路が必要となる。これは回路の規模を増やすものであり、よりコンパクトな装置構成を目指すスキャン方式ディスプレイにおいては良いことではない。
【００６５】
以上の課題を解決するためにＬＥＤを強度方向に変調するＰＡＭ変調を行う。
【００６６】
図６にこの回路のブロック図を示す。
【００６７】
図中のコンパレータ６０１、サンプル・ホールド回路６０２ａ、６０２ｂ、可変Ｇｍ回路６０３、ドライブ回路６０４は前述と同一の回路である。またＤＡコンバータ６０５は外部より最大、最小電圧を設定できる構成のものを使用する。
【００６８】
この回路においては基準電圧Ｖｒｅｆ１及びＶｒｅｆ２により抵抗に流れる第１の電流と第２の電流を制御する。
【００６９】
この制御は以下のように行われる。
【００７０】
まずＳＷ１によりＶｒｅｆ１を選択する。このときサンプル・ホールド回路６０２ａはＡＰＣ１信号によりサンプリング状態に、サンプル・ホールド回路６０２ｂはＡＰＣ２信号によりホールド状態に保たれている。したがってＶｒｅｆ１を最大光量が得られる電圧に設定することで、コンデンサＣｐ１端子電圧はＤＡコンバータ６０５の最大出力電圧Ｖｍａｘを制御し、この電圧Ｖｍａｘに応じた電流がドライブ回路６０４から出力される。ただしこのときドライブ回路６０４のスイッチ信号ＳＷ２は負荷抵抗側に電流が流れるようにし、入力データＤＡＴＡは最大値としておく。
【００７１】
次にＳＷ１によりＶｒｅｆ２を選択する。このときサンプル・ホールド回路６０２ａはＡＰＣ１信号によりホールド状態に、サンプル・ホールド回路６０２ｂはＡＰＣ２信号によりサンプリング状態に保たれている。このＶｒｅｆ２は光源の最小発光電流を決定するものであるが、最小電流はほぼ０となるので抵抗Ｒの電圧降下は非常に小さくなりこのままでは制御が難しい。したがってこのＶｒｅｆ２は、例えば最大光量の１／４の光量が得られる電圧にしておく。このとき演算部６０６は入力電圧をスルーするようにＳＷ３により設定される。したがってコンデンサＣｐ２の端子電圧がＤＡコンバータ６０５の最小出力電圧Ｖｍｉｎ０を決定し、この電圧Ｖｍｉｎ０に応じた電流がドライブ回路６０４から出力される。ただしこのとき入力データＤＡＴＡは最小値にしておく。
【００７２】
ＤＡコンバータ６０５と演算回路６０６については説明は省略するが、いずれも従来から用いられている回路構成で実現できる。
【００７３】
上述のようにＡＰＣ期間中にＤＡコンバータの最大、最小出力電圧が決定される。そしてＡＰＣ終了時点で演算部はＶｍｉｎ＝Ｖｍａｘ−（（Ｖｍａｘ−Ｖｍｉｎ０）＊４／３）の演算（Ｖｒｅｆ２の設定値をＬＥＤの最大光量の１／４の光量が得られる電圧に下場合）を行い、この電圧をＤＡコンバータ６０５の最小電圧Ｖｍｉｎと再度設定する。これにより最小光量の演算を正確に行うことができる。
【００７４】
このようにして最終的にＤＡコンバータ６０５の最大、最小出力電圧が決定され、入力データＤＡＴＡに応じてこの範囲内でＤ／Ａ変換が行われる。この電圧によりドライブ回路６０４の出力電流が制御されＬＥＤが強度変調される。変調動作時にはＳＷ２信号はＬＥＤ側に電流が流れるように設定する。
【００７５】
以上のように、ＤＡコンバータ６０５の入力データは画像データをそのまま入力できるのでＰＷＭ変調時のように変調回路を用意する必要がなくなる。
【００７６】
またＰＡＭ変調の場合１画素の変調時間は画素クロック時間単位となるのでＬＥＤでも変調スピードに追従できる。
【００７７】
（実施例３）
これまではカラー画像を出力することについて述べてきたが、単色のディスプレイの構成が必要な場合もある。このときには光源はＬＥＤよりもパワーの大きいＬＤの方が有利である。
【００７８】
この場合に従来のレーザ駆動回路を用いると変調回路が必要となってしまい、回路規模を増大させてしまう。
【００７９】
これを回避するために図１１の回路を使用する。
【００８０】
この回路は図６で示した回路とまったく同一の構成であるが、光源にはＬＥＤのかわりにＬＤが使用されている。ＬＤには通常光量を検出するためのフォトディテクタＰＤが内蔵されているので、これを用いて電圧信号を作成し、コンパレータ１１０１の入力信号とする。
【００８１】
これにより、先に述べたのと同様に光量制御が行え、画像データをＤＡコンバータ１１０５の入力信号とすることで変調動作までがこの回路のみで行える。
【００８２】
なお、この回路に関してはスキャン方式ディスプレイに限らず、ＬＢＰやデジタル複写機のようなレーザ印画エンジンにも、以下の項目に対して、利用が可能である。
【００８３】
まず第１にアモルファス・シリコンを使用した感光ドラムは、その感光特性が均一ではないため一様な光量で感光させていたのでは画素の濃度が変わってしまう。したがってこの回路により画素に対する変調強度をＤＡコンバータ１１０５の入力データＤＡＴＡで決定し、光源の変調はドライブ回路１１０４のＳＷ２信号によりＰＷＭ変調を行えばよい。
【００８４】
第２にレーザ印画エンジンではｆθレンズによりｆθ補正を行っているが、このときには画素の位置によって濃度の補正が必要となる。これに対しても本実施例の回路で対応が可能である。
【図面の簡単な説明】
【００８５】
【図１】本発明の第１の実施例を示す図
【図２】サンプル・ホールド回路を示す図
【図３】可変Ｇｍ回路を示す図
【図４】ドライブ回路を示す図
【図５】ドライブ回路内のモニタ回路を示す図
【図６】本発明の第２の実施例を示す図
【図７】スキャン方式ディスプレイの１例を示す図
【図８】従来のレーザ駆動回路を示す図
【図９】従来のＬＥＤ駆動回路を示す図
【図１０】共振型スキャナの構成例を示す図
【図１１】本発明の第３の実施例を示す図
【符号の説明】
【００８６】
１０１、５０１、５０２、５０３、６０１、８０１、１１０１  コンパレータ
１０２、６０２ａ、６０２ｂ、８０２、１１０２ａ、１１０２ｂ  サンプル・ホールド回路
１０３、６０３、８０３、９０１、１１０３  可変Ｇｍ回路
１０４、６０４、８０４、９０２、１１０４  ドライブ回路
６０５、１１０５  ＤＤＡコンバータ
６０６、１１０６  演算回路
７０１  制御回路
７０２  水平スキャナ駆動回路
７０３  垂直スキャナ駆動回路
７０４  光源駆動回路
７０５  光源
７０６  水平スキャナ
７０７  垂直スキャナ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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