(57)【要約】【課題】直流電源を入力とするスイッチング電源装置において、トランスのリーケージインダクタンスによって生じるサージ電圧によって発生する輻射ノイズを、低損失でかつ安価な構成によって低減することが求められていた。【解決手段】スイッチング素子４の両端に接続された第１のコンデンサ８と、トランス２の一次巻線３の両端に接続された、第１のダイオード１１と第２のコンデンサ１２の直列回路と、第１のダイオード１１に並列に接続された第１の抵抗１３と第３のコンデンサ１４の直列回路とからなるスナバ回路を設けた。【選択図】図１ 
2005094946.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源と、前記直流電源の一端と他端との間に接続されたトランスの一次巻線とスイッチング素子との直列回路と、前記トランスの二次巻線と、前記二次巻線に接続された整流平滑回路と、前記スイッチング素子をオン・オフする制御部とを備え、直流電圧を供給するスイッチング電源装置であって、前記スイッチング素子に並列に、直接または間接的に接続された第１のコンデンサを備え、前記トランスの一次巻線の両端には、前記スイッチング素子のターンオフ時に発生するサージ電圧を吸収する向きに接続された第１のダイオードと第２のコンデンサとの直列回路と、前記第１のダイオードに並列に接続された、第１の抵抗と第３のコンデンサとの直列回路とからなるスナバ回路を具備し、前記第２のコンデンサの容量を、前記第１のコンデンサおよび前記第３のコンデンサよりも大きく設定したことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
スナバ回路は、第１の抵抗および第３のコンデンサとからなる時定数を、スイッチング素子の最小オン時間よりも短く設定したことを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
スナバ回路は、第２のコンデンサに並列に第２の抵抗を備えたことを特徴とする請求項１または２記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
スナバ回路は、第１の抵抗に並列に、スイッチング素子のターンオフ時に発生するサージ電圧を吸収する向きに、第２のダイオードを接続したことを特徴とする請求項１〜３記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
第１のコンデンサとスイッチング素子との間に第３の抵抗を備えたことを特徴とする請求項１〜４記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
第３の抵抗に並列に、スイッチング素子のターンオフ時に発生するサージ電圧を吸収する方向に、第３のダイオードを接続したことを特徴とする請求項５記載のスイッチング電源装置。
【請求項７】
制御部は、スイッチング電源装置の起動時から所定の時間が経過するまでの期間、スイッチング周波数を定常動作時よりも低くすることを特徴とする請求項１〜６記載のスイッチング電源装置。
【請求項８】
制御部は、第２のコンデンサの電圧を検出し、前記制御部へ伝える電圧検出部を備え、スイッチング電源装置の起動時から前記第２のコンデンサの電圧が所定の値に達するまでの期間、スイッチング周波数を定常動作時よりも低くすることを特徴とする請求項１〜６記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源より発生する輻射ノイズを低く抑制することが可能なスナバ回路を有したスイッチング電源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
直流電圧を入力とし、トランスを用いて、直流電圧を出力する従来のスイッチング電源装置では、トランスに直列に接続されたスイッチング素子をオン・オフして所望の出力電圧を得るが、スイッチング素子をターンオフする際に、トランスの一次巻線のリーケージインダクタンスによって発生するサージ電圧がスイッチング素子に印加されないようにするため、トランスの一次巻線の両端間やスイッチング素子の両端にスナバ回路が設けられる。
【０００３】
スナバ回路の代表的な構成に、図１１に示すようなＣＲＤスナバがある。ＣＲＤスナバ回路は、コンデンサ１０２にて吸収したサージエネルギーを放電抵抗１０３にて消費するため、効率がよくないこと、トランス２のリーケージインダクタンスと、トランス２やスイッチング素子４の寄生容量との共振によって、図１２に示すような高い周波数のリンギングが生じるために、比較的高い輻射ノイズが発生することがよく知られている。
【０００４】
これらの課題を解決するスナバ回路の方式として、スナバ回路のコンデンサ１０２に並列に放電抵抗１０３を接続する代わりに、図１３に示すように、スナバ回路のダイオード１０１に並列に抵抗１０４を設ける方法がある（例えば、特許文献１参照）。
【特許文献１】特開２０００−１９７３７０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、前記特許文献１に記載の構成では、スイッチング素子のオフ期間内にスナバ回路のコンデンサ１０２に蓄えられたエネルギーをスイッチング素子のオン期間中にダイオード１０１に並列に接続された抵抗１０４を介してすべて放出し、さらに上記コンデンサ１０２を、極性を反転させて再度充電するため、出力電力が大きくなるにつれて、コンデンサ１０２に蓄えられるエネルギーも高くなり、スイッチング素子のターンオン時における抵抗での損失が大きくなるという課題を有していた。
【０００６】
本発明は、このような従来の課題を解決するものであり、スイッチング素子の両端に並列に設けられた小容量のコンデンサと合わせて、一次巻線の両端にダイオードとコンデンサの直列回路を接続し、さらにダイオードの両端に抵抗とコンデンサの直列回路を接続したスナバ回路を用いることで、安価な構成にて、ターンオン時の損失を抑えつつ、輻射ノイズを抑制するスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記課題を解決するために本発明におけるスイッチング電源装置は、スイッチング素子の両端に並列に接続された小容量の第１のコンデンサを備え、トランスの一次巻線の両端には、スイッチング素子のターンオフ時のサージ電圧を吸収する向きに接続された第１のダイオードと中容量の第２のコンデンサの直列回路を備え、さらに、第１のダイオードに並列に接続された、抵抗と小容量の第３のコンデンサの直列回路を備えるものである。
【０００８】
本構成のスナバ回路を用いることにより、ターンオフ時におけるスイッチング素子両端の電圧の立ち上がりを緩やかにすることで、低ノイズ化を実現する。
【発明の効果】
【０００９】
本発明のスイッチング電源装置は、スイッチング素子に並列に接続された第１のコンデンサと、トランスの一次巻線の両端に接続された、第１のダイオードと第２のコンデンサの直列回路および、第１のダイオードに並列に接続された第１の抵抗および第３のコンデンサの直列回路とからなるスナバ回路とを設けたことにより、ターンオフ時におけるサージ電圧によって生じるスイッチング素子両端の電圧の跳ね上がりを緩やかにすることができるとともに、スイッチング素子のターンオン時の突入電流を小さく抑え、エネルギーの一部を２次側へ回生するため、従来回路に比べて効率良く、輻射ノイズを低減することができるという効果を奏する。
【００１０】
さらに、請求項２記載の発明によれば、最低オン時間期間中に、第２のコンデンサの充電がほぼ完了するように抵抗を定めることで、スイッチング素子のターンオフ直後から第２のコンデンサに充電が開始するため、ターンオフ直後におけるスイッチング素子の両端電圧の跳ね上がりをさらに抑制することで、輻射ノイズをより低減できるという効果を奏する。
【００１１】
さらに、請求項３記載の発明によれば、第２のコンデンサに並列に抵抗を追加することで、リンギングの減衰とターンオン時の電流とをそれぞれ調整することが可能となり、第２のコンデンサの容量や耐圧を低く、より安価な構成をとることができるという効果を奏する。
【００１２】
さらに、請求項４記載の発明によれば、第１のコンデンサに並列に第２のダイオードを接続することにより、ターンオフ直後において、第１の抵抗の影響を受けないことから、スイッチング素子の両端電圧の跳ね上がりをさらに抑制し、輻射ノイズをより低減することが可能となる。
【００１３】
さらに、請求項５記載の発明によれば、スイッチング素子と第１のコンデンサとの間に直列に第３の抵抗を入れることで、輻射ノイズの低減効果を有しつつ、かつ、ターンオン時に流れるスイッチング素子への突入電流を抑制することが可能となる。
【００１４】
さらに、請求項６記載の発明によれば、第３の抵抗に並列に、発生するサージ電圧を吸収する向きに第３のダイオードを接続することにより、ターンオン時に第１のコンデンサからスイッチング素子へ流れる突入電流を防止し、かつ、ターンオフ直後におけるスイッチング素子両端電圧の跳ね上がりの抑制による輻射ノイズの低減効果を高めることができるという効果を奏する。
【００１５】
さらに、請求項７記載の発明によれば、電源の起動時より所定の時間が経過するまで、スイッチング周波数を低くすることで、第１のダイオードにさほど高速性を有しないタイオードを使用できるという効果を奏する。
【００１６】
さらに、請求項８記載の発明によれば、第２のコンデンサの電圧を検出する電圧検出回路を設け、電源の起動後より、第２のコンデンサの電圧が上昇し、ほぼ安定状態に到達するまで、スイッチング周波数を低くすることで、第１のダイオードにさほど高速性を有しないタイオードを使用できるという効果を奏する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
第１の発明は、スイッチング素子の両端に並列に接続された小容量の第１のコンデンサを備え、トランスの一次巻線の両端には、スイッチング素子のターンオフ時のサージ電圧を吸収する向きに接続された第１のダイオードと中容量の第２のコンデンサの直列回路を
備え、さらに、第１のダイオードに並列に接続された、抵抗と小容量の第３のコンデンサの直列回路を備えるものであり、本構成のスナバ回路を用いることにより、ターンオフ時におけるスイッチング素子両端の電圧の立ち上がりを緩やかにすることで、低ノイズ化を実現する。
【００１８】
第２の発明は、スイッチング電源装置のオン時間内に第３のコンデンサの充電をほぼ完了させるため、第３のコンデンサと第２の抵抗からなる時定数を、スイッチング素子の最小オン時間以下となるように定めてもよい。
【００１９】
第３の発明は、第２のコンデンサに並列に放電抵抗として第２の抵抗を設けてもよい。
【００２０】
第４の発明は、第１の抵抗に並列に、スイッチング素子のターンオフ時のサージ電圧を吸収する方向に、第２のダイオードを備えてもよい。
【００２１】
第５の発明は、ターンオン時の電流抑制のため、第１のコンデンサとスイッチング素子との間に第３の抵抗を備えてもよい。
【００２２】
第６の発明は、第３の抵抗に並列に、スイッチング素子のターンオフ時のサージ電圧を吸収する方向に、第３のダイオードを備えてもよい。
【００２３】
第７の発明は、第１のダイオードに比較的ｔｒｒの大きなダイオードを使用する目的で、電源の起動時から、所定の時間が経過するまで、スイッチング周波数を通常動作時よりも低く制御してもよい。
【００２４】
第８の発明は、第２のコンデンサ電圧を検出する電圧検出部を設け、第２のコンデンサ電圧が所定の電圧に達するまで、スイッチング周波数を通常時よりも低く制御してもよい。
【００２５】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して説明する。
【００２６】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１にかかるスイッチング電源装置の構成を示すブロック図である。本発明の実施の形態１にかかるスイッチング電源装置は、商用電源を整流平滑して得られる直流電源１と、直流電源１の両端間に接続されたトランス２の一次巻線３と、パワートランジスタやＭＯＳＦＥＴなどで構成されるスイッチング素子４との直列回路と、トランス２の二次巻線５と、二次巻線５に接続された整流平滑回路６と、スイッチング素子４をオン・オフする制御部７と、スイッチング素子４に並列に接続された第１のコンデンサ８と、一次巻線３の両端に接続されたスナバ回路９とから構成されるフライバック型の電源である。
【００２７】
第１のコンデンサ８は、ＭＯＳＦＥＴの寄生容量で構成されてもよい。また、スイッチング素子４のターンオフ直後における電圧波形改善のため、ドレイン−ソース間にさらにコンデンサを追加してもよい。
【００２８】
制御部７は、２次側の整流平滑回路６の出力側に接続され、出力電圧を検出する電圧検出部１０に基いて、オン・オフの時比率を変更しながら、スイッチング素子４を駆動することで、２次側の出力電圧をほぼ一定に保っている。
【００２９】
スナバ回路９は、スイッチング素子４のターンオフ時に発生するサージ電圧を吸収する向きに接続された第１のダイオード１１と第２のコンデンサ１２との直列回路と、第１の
ダイオード１１に並列に接続された、第１の抵抗１３と第３のコンデンサ１４との直列回路とから構成されており、第２のコンデンサ１２の容量は、前記第１のコンデンサ８および前記第３のコンデンサ１４よりも１桁以上大きい。
【００３０】
ＡＣ１００ＶおよびＡＶ２００Ｖの商用電源を平滑して得られる直流電源１の電圧を入力とするスイッチング電源装置においては、通常、第１のコンデンサ８および第３のコンデンサ１４は、ターンオン時にスイッチング素子４に流れる突入電流の制限から、数百ｐＦ程度となる。
【００３１】
また、第２のコンデンサ１２は、定常動作時においてコンデンサに印加される電圧をほぼ一定に保つことができ、かつ、第３のコンデンサ１４との直列合成容量が第３のコンデンサ１４単独の容量に比べてさほど小さくならないように、その容量値を設定する。
【００３２】
次に本発明の実施の形態１におけるスイッチング電源装置のターンオンからターンオフ時の挙動について説明を行う。
【００３３】
一例として、図２に、トランス２の１次側から見たリーケージインダクタンスを１０μＨ、第１のコンデンサ８を２２０ｐＦ、第１の抵抗１３を１．５ｋΩ、第３のコンデンサ１４を８０ｐＦ、第２のコンデンサ１２を０．１μＦとした場合の各部の波形を示す。
【００３４】
さらに、図３にターンオンおよびターンオフ時の波形を拡大したものを示す。
【００３５】
スイッチング素子４のターンオン時には、直流電源１より、第２のコンデンサ１２を通り、第１の抵抗１３を介して第３のコンデンサ１４が充電される。図３は、比較的軽負荷の場合の波形であり、スイッチング素子４のオン時間が比較的短いため、スイッチング素子４がターンオフする直前（図３のＡ点）では、まだ第３のコンデンサ１４への充電は完了していない。
【００３６】
ここで、スイッチング素子４がターンオフすると、第３のコンデンサ１４は、引き続き第１の抵抗１３を介して充電され、コンデンサ電圧が上昇する。また第１のコンデンサ８には、上記の充電電流とあわせて、一次巻線３を流れていた電流とがトランス２のリーケージインダクタンスとの共振電流として流れ込み、第１のコンデンサ８の両端電圧が上昇し始める。
【００３７】
上記の状態においては、第１のコンデンサ８の容量が大きいほど、コンデンサの電圧上昇は緩やかになるため、第１のコンデンサ８によってスイッチング素子４の両端電圧の上昇率が抑えられ、トランス２の一次巻線３における両端電圧の変化速度も小さくなり、ひいては輻射ノイズが小さくなる。
【００３８】
ただし、ターンオン時における第１のコンデンサ８の放電電流による損失を低減するため、本発明におけるスイッチング電源装置では、第１のコンデンサの容量は必要最低限の容量に設定される。
【００３９】
その後さらに、第３のコンデンサ１４の電圧は上昇を続けるが、第３のコンデンサ１４の電圧と第１のコンデンサ電圧との和が、第１のコンデンサ８と、直流電源１の電圧と、第１の抵抗１３における電圧降下との和に等しくなった時点で、第３のコンデンサ１４は、ピーク電圧を迎える。以後、第３のコンデンサ１４は放電に転じるため、第３のコンデンサ１４を流れる電流の向きが逆になる（図３のＢ点）。
【００４０】
第３のコンデンサ１４が放電に入った状態では、スイッチング素子４の両端電圧は、第
３のコンデンサ１４と第１のコンデンサ８との合成容量と、一次巻線３のリーケージインダクタンスとによって定まる共振現象となる。ターンオフ直後に比べて共振周波数がさらに低下することから、スイッチング素子４の両端電圧の時間変化率ｄＶ／ｄｔは、より低減される。
【００４１】
なお、この傾きｄＶ／ｄｔは、第１の抵抗１３が小さいほど緩やかになるが、第１の抵抗１３を小さくしすぎるとターンオン時におけるスイッチング素子４の突入電流が増加するため、第１の抵抗１３は、適度な値に設定される。
【００４２】
このように、第３のコンデンサ１４は、最大の場合、直流電源１と第２のコンデンサ１２との電圧の和まで充電されるが、ターンオン直前において、比較的高い初期電圧を有することから、第３のコンデンサ１４の充放電によって第１の抵抗１３にて発生する損失は、従来回路と比べて小さい。
【００４３】
さらに時間が経過し、第３のコンデンサ１４の電圧と、第１の抵抗１３での電圧降下との差が、第１のダイオード１１の順方向電圧ＶＦに等しくなると、第１のダイオード１１がオンする（図３のＣ点）。
【００４４】
第１のダイオード１１がオンすると、第２のコンデンサ１２と第１のコンデンサ８の並列合成容量と、トランス２のリーケージインダクタンスとで決まる共振現象となる。第２のコンデンサ１２は、第１のコンデンサ８に比べて非常に大きな容量となっているため、生じるリンギングの周波数が大幅に低下する。
【００４５】
なお、第２のコンデンサの容量を十分大きな値に設定した場合には、第１のダイオード１１がオンした後は、スイッチング素子４の両端電圧は、完全にクランプされることになる（図示せず）。
【００４６】
以上のように、本発明における実施の形態１のスイッチング電源装置は、ターンオフ直後には、トランス２のリーケージインダクタンスと第１のコンデンサ８、次に、同じくリーケージインダクタンスと第１のコンデンサ８と第３のコンデンサ１４との並列合成容量、最後に、第２のコンデンサ１２で、と３段階にわたって徐々にスイッチング素子４の両端、ひいては、トランス２の１次巻線３の両端における急峻な電圧変動を抑制する。
【００４７】
第３のコンデンサ１４の放電期間には、トランス２のリーケージインダクタンスによって発生したサージエネルギーの一部が、第２のコンデンサ１２を介して、直流電源１に回生されるため、効率もよい。
【００４８】
その後、第１のダイオード１１がオフし、第３のコンデンサ１４を流れる電流は逆向きとなるが、トランス２のリーケージインダクタンスと、第３のコンデンサ１４と第１のコンデンサ８の合成容量とによって決まる共振周波数のリンギングが生じる。この期間は、トランス２を介して２次側へ電力が回生されるが、同時に、この電流経路には、第１の抵抗１３が挿入されていることにより、エネルギーが消費されるため、リンギングの振幅は、比較的早く減衰する。
【００４９】
したがって、図１２に示した従来のＣＲＤスナバ時における電圧波形のように、リンギングが長い期間に継続して発生することはなく、リンギングは極めて小さく抑制される。
【００５０】
さらに、トランス２のリーケージインダクタンスとスナバ回路９のコンデンサ、抵抗の定数設定によって、定常動作時に、第１のダイオード１１が常に逆バイアスとなるようにすることができる。
【００５１】
この場合、定常動作時には、第１のダイオード１１はオンせず、常にオフ状態となり、ターンオフ時に生じるリンギングの周波数は、第１のコンデンサ８と第３のコンデンサの容量１２とによって決まるため、スイッチング素子４の両端電圧がクランプされることはない。
【００５２】
ただし、この場合においても、リンギングが生じる電流経路には第１の抵抗１３が設けられているため、従来のＣＲＤスナバに比べて、生じたリンギングは、早く減衰し、結果的に輻射ノイズを低く抑制することができる。
【００５３】
以上により、本発明における実施の形態１のスイッチング電源装置は、ターンオン時の損失を増大させずに、ターンオフ時のスイッチング素子４の両端電圧上昇の傾きｄＶ／ｄｔと、その直後に生じるリンギングを抑制することができ、結果として、スイッチング電源から輻射されるノイズを低レベルに抑制することができる。
【００５４】
なお、本発明における実施の形態１のスイッチング電源装置の制御部７については、自励式であっても他励式であってもよい。また、トランス２に３次巻線を設けて、その出力を平滑して得られる出力電圧でもってスイッチング素子４の時比率を調整してもよいし、複数の二次巻線５をそれぞれ平滑して得られる出力電圧によって時比率を調整してもよい。
【００５５】
（実施の形態２）
実施の形態２にかかる構成を示すブロック図は、実施の形態１と同じであるため、説明を省略する。図４に実施の形態２における、スイッチング素子４の両端電圧および、第３のコンデンサ１４の電圧・電流波形を示す。
【００５６】
第１の抵抗１３と第３のコンデンサ１４の時定数は、スイッチング電源装置における最小の時比率に相当するオン時間以下よりも十分小さく設定される。
【００５７】
第３のコンデンサ１４は、スイッチング素子４のターンオン期間中にほぼ完全に充電が完了し、ターンオン期間中に第３のコンデンサ１４はピーク電圧に達するようになる。
【００５８】
これによって、スイッチング素子４のターンオフ直後から、第３のコンデンサ１４にてターンオフ時にトランス２のリーケージインダクタンスによって生じるサージ電圧の吸収が可能となる。
【００５９】
すなわち、スイッチング素子４がターンオフするとすぐに、第１のコンデンサ８と第３のコンデンサ１４の並列合成容量と、トランス２のリーケージインダクタンスとで決まる共振周波数による共振動作となる。その共振周波数は、実施の形態１におけるターンオフ直後の周波数よりも低くなることから、ターンオフ直後におけるスイッチング素子４およびトランス２の一次巻線３の両端電圧の時間変化率ｄＶ／ｄｔをさらに抑制することができ、スイッチング電源装置から発生する輻射ノイズをより低レベルなものとすることができる。
【００６０】
またこれにより、同じｄＶ／ｄｔ値に抑制するために必要な第１のコンデンサ８の容量が小さくなる。したがって、ＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング素子４では、１００ｐ〜数百ｐＦ程度の寄生容量をもっていることから、その寄生容量でもって第１のコンデンサ８を代用することも可能である。
【００６１】
（実施の形態３）
図５は、本発明の実施の形態３にかかるスイッチング電源装置の構成を表すブロック図である。
【００６２】
図５において、基本的な構成は、実施の形態１と同様であるが、スナバ回路９において、第２のコンデンサ１２の両端に並列に第２の抵抗１５が接続される。
【００６３】
本発明の実施の形態３におけるスイッチング電源装置では、第１の抵抗１３により、ターンオフ時に生じたリンギング成分を２次側へ電力を回生しながら減衰させるため、第２の抵抗１５は、従来のＣＲＤスナバにおける放電抵抗１０３の数倍以上の大きな抵抗値とすることができる。
【００６４】
また、第２の抵抗１５により、吸収したサージエネルギーの一部を消費させることができるため、実施の形態１に比べ、第１の抵抗１３を小さく設定することが可能となり、実施の形態２で述べたように、ターンオン時間内に第３のコンデンサ１４の充電をほぼ完了させやすくなる。
【００６５】
さらに、第２のコンデンサ１２についても、サージ吸収時のピーク電圧を等しいレベルに保つために必要な容量が小さくなるため、その容量または耐圧を下げて、より安価な構成にて輻射ノイズを低減することが可能となる。
【００６６】
（実施の形態４）
図６は、本発明の実施の形態４にかかるスイッチング電源装置の構成を表すブロック図である。
【００６７】
図６において、基本的な構成は、実施の形態１と同様であるが、スナバ回路９において、第１の抵抗１３に並列に第２のダイオード１６が接続されている。
【００６８】
第２のダイオード１６は、ターンオフ時に発生するサージ電圧を吸収する向きに接続されていることから、ターンオフ直後に、第１の抵抗１３の影響が無くなるため、実施の形態１の場合に比べて、スイッチング素子４の電圧変化の傾きｄＶ／ｄｔがさらに緩やかになる。
【００６９】
また、生じるリンギングの減衰効果については、リンギング電流が第１の抵抗１３を流れる経路は一方向のみとなるため若干低下するものの、生じるリンギングの周波数は、従来のＣＲＤスナバ回路の時よりも低く抑えられているため、輻射ノイズについても低く抑制することができる。
【００７０】
さらに、第１の抵抗１３を若干大きくすることで、リンギングの減衰効果を高め、輻射ノイズを低減することが可能である。
【００７１】
（実施の形態５）
図７は、本発明の実施の形態５にかかるスイッチング電源装置の構成を表すブロック図である。
【００７２】
図７において、基本的な構成は、実施の形態１と同じであり、説明を省略する。
【００７３】
スイッチング素子４には、ＭＯＳＦＥＴを用いており、その寄生容量とは別に第１のコンデンサ８が接続されている。
【００７４】
第１のコンデンサ８とスイッチング素子４の間には第３の抵抗１７が接続されている。
【００７５】
スイッチング素子４のターンオン時に流れる突入電流のピーク値は、第３の抵抗１７により制限される。したがって、実施の形態１に比べ、ターンオン時にスイッチング素子４に流れる突入電流が小さく、スイッチング素子４のＡＳＯ破壊や、スイッチング素子４に設けられる過電流保護回路の誤動作等を防止することが可能となる。
【００７６】
また、第３の抵抗１７を挿入することにより、ターンオフ直後のスイッチング素子４やトランス２の一次巻線３の電圧変化ｄＶ／ｄｔについては若干悪化するが、追加された第３の抵抗１７により、ターンオン時にトランス２のリーケージインダクタンスに貯えられたエネルギーが消費されるため、リンギングの減衰がより早くなるといった効果が得られ、結果として、輻射ノイズの低減が可能となる。
【００７７】
（実施の形態６）
図８は、本発明の実施の形態６にかかるスイッチング電源装置の構成を表すブロック図である。
【００７８】
図８において、基本的な構成は、実施の形態１と同様である。スイッチング素子４には、ＭＯＳＦＥＴを用いており、その寄生容量とは別に第１のコンデンサ８を接続している。
【００７９】
第１のコンデンサ８とスイッチング素子４との間には第３の抵抗１７と第３のダイオード１８の並列回路が接続されており、第３のダイオード１８は、スイッチング素子４のターンオン時に第１のコンデンサ８の電流がスイッチング素子４に流れるのを抑制する方向に接続されている。
【００８０】
実施の形態５とは異なり、ターンオフ直後のスイッチング素子４やトランス２の一次巻線３の両端電圧の跳ね上がりｄＶ／ｄｔについても、第３のダイオード１８によって、第３の抵抗１７はバイパスされるため、第３の抵抗１７の影響を受けない。
【００８１】
したがって、スイッチング素子４への突入電流防止効果を持ちつつ、かつ、実施の形態１と同等のｄＶ／ｄｔ抑制効果による輻射ノイズの低減が可能となる。
【００８２】
（実施の形態７）
実施の形態７にかかる構成を示すブロック図は、実施の形態１に同じであるため、説明を省略する。図９に実施の形態７における、第３のコンデンサ１４の電圧、電流波形と第１のダイオード１１の電圧波形を示す。
【００８３】
本発明の実施の形態７におけるスイッチング電源装置のスナバ回路９においては、リーケージインダクタンスに対して、スナバ回路９内に設けられた第３のコンデンサ１４の容量を大きめの値とし、定常状態においても、常に第１のダイオード１１が逆バイアスされてオンしないよう定数を定める。
【００８４】
電源投入時においては、第１のダイオード１１を通って第２のコンデンサ１２の充電が行われる。この際、ダイオードのｔｒｒを考慮して、十分遅いスイッチング周波数にて電源を動作させる。これにより、第２のコンデンサ１２は、ｔｒｒの期間に多少放電されながらも、ｔｒｒに比べて十分大きなスイッチング周期を確保しているため、スイッチングの度に徐々に充電が進み、やがて定常状態に達する。
【００８５】
本実施の形態７にかかるスイッチング電源では、あらかじめ、第２のコンデンサ１２が定常電圧に達する時間よりも長く設定された時間の経過後に、スイッチング周波数を本来
の速さに上げる。
【００８６】
定常動作状態に達した後には、第１のダイオード１１には電流が流れないため、ダイオードのｔｒｒは回路動作に影響しない。
【００８７】
したがって、本制御を行うことによって、第１のダイオード１１には、従来のＣＲＤスナバ回路等で必要とされていたｔｒｒよりも遅く、安価なダイオードを用いて、実施の形態１と同様の輻射ノイズ低減効果を実現することができる。
【００８８】
（実施の形態８）
図１０は、本発明の実施の形態８にかかるスイッチング電源装置の構成を表すブロック図である。
【００８９】
図１０において、基本的な構成は、実施の形態１と同じであるため、説明を省略する。本実施の形態８においては、第２のコンデンサ１２の電圧を検出し、制御部７へ伝える電圧検出部１９を設ける。
【００９０】
電源投入後は、本来のスイッチング周波数よりも遅く、第１のダイオード１１のｔｒｒの大きさを考慮して、回路動作に影響がない周波数にて動作させる。
【００９１】
第２のコンデンサ１２の電圧を電圧検出部１９によって検出し、基準電圧に達した後に、スイッチング周波数を本来の周波数に上げることで、実施の形態７と同様に、第１のダイオード１１にｔｒｒの遅いダイオードを用いて、スイッチング電源装置から生じる輻射ノイズを低減することが可能となる。
【産業上の利用可能性】
【００９２】
以上のように、本発明にかかるスイッチング電源装置は、ターンオフ時におけるサージ電圧によって生じるスイッチング素子両端の電圧の跳ね上がりを緩やかにすることができるとともに、スイッチング素子のターンオン時の突入電流を小さく抑え、エネルギーの一部を２次側へ回生するため、従来回路に比べて効率良く、輻射ノイズを低減することができるという効果を奏するので、種々の電子機器の電源回路に適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００９３】
【図１】本発明の実施の形態１におけるスイッチング電源装置の構成を示すブロック図
【図２】本発明の実施の形態１における各部の電圧・電流波形図
【図３】本発明の実施の形態１における各部の電圧・電流波形図
【図４】本発明の実施の形態２における各部の電圧・電流波形図
【図５】本発明の実施の形態３におけるスイッチング電源装置の構成を示すブロック図
【図６】本発明の実施の形態４におけるスイッチング電源装置の構成を示すブロック図
【図７】本発明の実施の形態５におけるスイッチング電源装置の構成を示すブロック図
【図８】本発明の実施の形態６におけるスイッチング電源装置の構成を示すブロック図
【図９】本発明の実施の形態７における各部の波形図
【図１０】本発明の実施の形態８におけるスイッチング電源装置の構成を示すブロック図
【図１１】従来のスイッチング電源装置の構成を示すブロック図
【図１２】従来のスイッチング電源装置におけるスイッチング素子の両端電圧波形図
【図１３】従来のスイッチング電源装置の構成を示すブロック図
【符号の説明】
【００９４】
１  直流電源
２  トランス
３  一次巻線
４  スイッチング素子
５  二次巻線
６  整流平滑回路
７  制御部
８  第１のコンデンサ
９  スナバ回路
１０  電圧検出部
１１  第１のダイオード
１２  第２のコンデンサ
１３  第１の抵抗
１４  第３のコンデンサ
１５  第２の抵抗
１６  第２のダイオード
１７  第３の抵抗
１８  第３のダイオード
１９  電圧検出部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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