(57)【要約】【課題】  従来技術に比較して演算負荷を大幅に軽減することができ、干渉波信号の方向にヌルを向けるように所望波信号に対して主ビームを適応制御する。【解決手段】  アレーアンテナ２０によって受信され、所定の符号化法によりインターリーブ符号化された符号化ビットを含む複数の受信信号に基づいて、干渉波信号の方向にヌルを形成するように所望波信号の方向に主ビームを適応制御し、期待値最大化法を用いて、受信信号ベクトルを最大化するアレーアンテナの共分散行列の演算、その共分散行列を用いた干渉波信号の方向にヌルを形成するように所望波信号の方向に主ビームを適応制御するためのウェイトの演算、そのウェイトを用いたシンボル推定値の演算、およびシンボル推定値を用いた受信信号ベクトルの再構成を反復実行し、同一チャンネル干渉を抑制した主ビームの形成を反復して行なう。【選択図】        図１
2005252694.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナによって受信され、所定の符号化法によりインターリーブ符号化された符号化ビットを含む複数の受信信号に基づいて、干渉波信号の方向にヌルを形成するように所望波信号の方向に主ビームを適応制御するアレーアンテナの制御方法において、
送信局から受信局までのチャンネル伝送路の伝達関数を測定する第１のステップと、
前記受信された各受信信号に含まれるシンボルの推定値であるシンボル推定値、前記複数の受信信号からなる受信信号ベクトル、および前記測定された伝達関数に基づいて、前記受信信号ベクトルを最大化するアレーアンテナの共分散行列を演算する第２のステップと、
前記演算された共分散行列を用いて、干渉波信号の方向にヌルを形成するように所望波信号の方向に主ビームを適応制御するためのウェイトを演算する第３のステップと、
前記演算されたウェイトと前記受信された各受信信号とを乗算して合成信号を演算する第４のステップと、
前記演算された合成信号と、前回推定したシンボル推定値との差が最小になるようにシンボル推定値を演算する第５のステップと、
前記第５のステップで演算されたシンボル推定値を復号し、その復号したシンボル推定値に対して再度、コード化およびインターリーブ処理を施して前記シンボル推定値を再構成し、その再構成したシンボル推定値に前記伝達関数を乗算して受信信号ベクトルを再構成する第６のステップと、
前記第２のステップ、前記第３のステップ、前記第４のステップ、前記第５のステップおよび前記第６のステップを所定回数反復して実行する第７のステップとを含むアレーアンテナの制御方法。
【請求項２】
複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナによって受信され、所定の符号化法によりインターリーブ符号化された符号化ビットを含む複数の受信信号に基づいて、干渉波信号の方向にヌルを形成するように所望波信号の方向に主ビームを適応制御するアレーアンテナの制御装置において、
送信局から受信局までのチャンネル伝送路の伝達関数を測定する第１の制御手段と、
前記受信された各受信信号に含まれるシンボルの推定値であるシンボル推定値、前記複数の受信信号からなる受信信号ベクトル、および前記測定された伝達関数に基づいて、前記受信信号ベクトルを最大化するアレーアンテナの共分散行列を演算する第２の制御手段と、
前記演算された共分散行列を用いて、干渉波信号の方向にヌルを形成するように所望波信号の方向に主ビームを適応制御するためのウェイトを演算する第３の制御手段と、
前記演算されたウェイトと前記受信された各受信信号とを乗算して合成信号を演算する第４の制御手段と、
前記演算された合成信号と、前回推定したシンボル推定値との差が最小になるようにシンボル推定値を演算する第５の制御手段と、
前記第５の制御手段により演算されたシンボル推定値を復号し、その復号したシンボル推定値に対して再度、コード化およびインターリーブ処理を施して前記シンボル推定値を再構成し、その再構成したシンボル推定値に前記伝達関数を乗算して受信信号ベクトルを再構成する第６の制御手段と、
前記第２の制御手段、前記第３の制御手段、前記第４の制御手段、前記第５の制御手段および前記第６の制御手段による処理を所定回数反復して実行する第７の制御手段とを備えるアレーアンテナの制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナの制御方法および制御装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
アレーアンテナ装置は、無線ネットワークの容量を実質的に増大させる一手段である。望ましくない同一チャンネル干渉（Ｃｏ−Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ（ＣＣＩ））の抑圧、すなわち、アレーアンテナ装置の各アンテナ素子からの受信信号に対する適正な重みづけと結合は、空間チャンネルの再使用を拡大させる１つの手法である。
【０００３】
干渉波信号の空間的なシグネチャ（伝送路特性）が先験的に既知でなければ、サンプルマトリックスインバージョン（Ｓａｍｐｌｅ  Ｍａｔｒｉｘ  Ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ）法を用いてビーム形成を適応的に実行することができる（非特許文献１）。しかし、これは、干渉プラス雑音の共分散行列をそのまま利用できる理論上のケースに比べて、干渉抑圧の性能を低下させる。性能の低下はもちろん、サンプルのサポート（信号処理対象のサンプル数）に依存するが、サンプルにおける望ましい信号が完全に既知であるかどうかに依存する（非特許文献２）。
【０００４】
非特許文献２および３は、既知のトレーニングデータを含む所望波信号の空間的な伝送路特性の不整合に対して頑強（ロバスト）であるビーム形成器を提案している。また、非特許文献４において開示された技術は、初期の一時的な（仮説の）ビット検出を使用して複数の信号の空間的な伝送路特性および未知のデータの双方を反復的に回復し、これにより、ビーム形成を実質的に向上させる。同一チャンネル干渉抑圧のための適応制御型ビーム形成は、将来の分散型アドホックネットワークに関連して特に注目されている。
【非特許文献１】I. S. Reed et al., "Rapid convergence rate in adaptive arrays", IEEE Transactions on Aerospace Electronics System, Vol. 10, pp. 853-863, November 1974.
【非特許文献２】D. D. Feldman et al., "A projection approach for robust adaptive beamforming", IEEE Transactions on Signal Processing, Vol. 42, pp. 867-876, April 1994.
【非特許文献３】S. A. Vorobyov et al., "Robust adaptive beamforming using worst-case performance optimization: A solution to the signal mismatch problem", IEEE Transactions on Signal Processing, Vol. 51, pp. 313-324, February 2003.
【非特許文献４】A. L. Swindlehurst et al., "Analysis of a decision directed beamforming", IEEE Transactions on Signal Processing, Vol. 43, pp. 2920-2927, December 1995.
【非特許文献５】G. Caire et al., "Bit-interleaved coded modulation", IEEE Transactions on Information Theory, Vol. 44, pp. 927-946, May 1998.
【非特許文献６】J. A. Fessler et al., "Space-Alternating Generalized Expectation-Maximization Algorithm", IEEE Transactions on Signal Processing, Vol. 42, No. 10, October 1994.
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかし、無線端末装置が互いに協調性なく無線通信すれば、近傍の多くの干渉源からのバーストが所望波信号と部分的にオーバーラップする可能性があり、よって受信機には、非定常な同一チャンネル干渉に対処する能力がなければならない。さらに、受信される信号の中には、同一チャンネル干渉により他の部分よりも格段にひどく歪む可能性のある部分もある。したがって、協調性のないチャンネルアクセスによるバースト指向性無線ネットワークのための反復性無線受信機の構築が期待される。
【０００６】
そこで、この発明は、かかる問題を解決するためになされたものであり、その目的は、従来技術に比較して少量の信号処理対象のサンプル数で実現でき、それ故、高速に変化するＣＣＩ環境に対応することができ、所望波信号に対して主ビームを向けるように適応制御することができるアレーアンテナの制御方法および制御装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
この発明によれば、アレーアンテナの制御方法は、複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナによって受信され、所定の符号化法によりインターリーブ符号化された符号化ビットを含む複数の受信信号に基づいて、干渉波信号の方向にヌルを形成するように所望波信号の方向に主ビームを適応制御するアレーアンテナの制御方法において、送信局から受信局までのチャンネル伝送路の伝達関数を測定する第１のステップと、受信された各受信信号に含まれるシンボルの推定値であるシンボル推定値、複数の受信信号からなる受信信号ベクトル、および測定された伝達関数に基づいて、受信信号ベクトルを最大化するアレーアンテナの共分散行列を演算する第２のステップと、演算された共分散行列を用いて、干渉波信号の方向にヌルを形成するように所望波信号の方向に主ビームを適応制御するためのウェイトを演算する第３のステップと、演算されたウェイトと受信された各受信信号とを乗算して合成信号を演算する第４のステップと、演算されたウェイトと受信された各受信信号とを乗算した合成信号と、推定したシンボル推定値との差が最小になるようにシンボル推定値を演算する第５のステップと、第５のステップで演算されたシンボル推定値を復号し、その復号したシンボル推定値に対して再度、コード化およびインターリーブ処理を施してシンボル推定値を再構成し、その再構成したシンボル推定値に伝達関数を乗算して受信信号ベクトルを再構成する第６のステップと、第２のステップ、第３のステップ、第４のステップ、第５のステップおよび第６のステップを所定回数反復して実行する第７のステップとを含む。
【０００８】
また、この発明によれば、アレーアンテナの制御装置は、複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナによって受信され、所定の符号化法によりインターリーブ符号化された符号化ビットを含む複数の受信信号に基づいて、干渉波信号の方向にヌルを形成するように所望波信号の方向に主ビームを適応制御するアレーアンテナの制御装置において、第１から第７の制御手段を備える。第１の制御手段は、送信局から受信局までのチャンネル伝送路の伝達関数を測定する。第２の制御手段は、受信された各受信信号に含まれるシンボルの推定値であるシンボル推定値、複数の受信信号からなる受信信号ベクトル、および測定された伝達関数に基づいて、受信信号ベクトルを最大化するアレーアンテナの共分散行列を演算する。第３の制御手段は、演算された共分散行列を用いて、干渉波信号の方向にヌルを形成するように所望波信号の方向に主ビームを適応制御するためのウェイトを演算する。第４の制御手段は、演算されたウェイトと受信された各受信信号とを乗算して合成信号を演算する。第５の制御手段は、演算された合成信号と、前回推定したシンボル推定値との差が最小になるようにシンボル推定値を演算する。第６の制御手段は、第５の制御手段により演算されたシンボル推定値を復号し、その復号したシンボル推定値に対して再度、コード化およびインターリーブ処理を施してシンボル推定値を再構成し、その再構成したシンボル推定値に伝達関数を乗算して受信信号ベクトルを再構成する。第７の制御手段は、第２の制御手段、第３の制御手段、第４の制御手段、第５の制御手段および第６の制御手段による処理を所定回数反復して実行する。
【発明の効果】
【０００９】
この発明においては、期待値最大化法を用いて、受信信号ベクトルを最大化するアレーアンテナの共分散行列の演算、その演算した共分散行列を用いた干渉波信号の方向にヌルを形成するように所望波信号の方向に主ビームを適応制御するためのウェイトの演算、その演算したウェイトを用いたシンボル推定値の演算、およびその演算したシンボル推定値を用いた受信信号ベクトルの再構成が反復して実行され、同一チャンネル干渉を抑制した主ビームの形成が反復して行なわれる。
【００１０】
したがって、この発明によれば、従来技術に比較して少量の信号処理対象のサンプル数で高速に変化するＣＣＩ環境に対応することができ、干渉波信号の方向にヌルを向けるように所望波信号に対して主ビームを適応制御することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
本発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。
【００１２】
図１は、この発明の実施の形態によるアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。この発明の実施の形態においては、狭帯域送信の無線通信システムに限定して検討するが、下記に示すビーム形成方法は、広帯域ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重通信）方式のあらゆるサブチャンネルに同様に使用可能である。バースト信号は、全てプリアンブルと符号化されたＬ（Ｌは自然数）個のデータシンボルを有するデータセグメントとを備えている。プリアンブルは、Ｎ本のアンテナ素子２０−１〜２０−Ｎにおけるベースバンド信号のチャンネル利得および位相シフトを含む複素数値化されたＮ×１のベクトルであるチャンネル伝送路の伝達関数ｈの完全な同期および推定を見込むものであるものとする。所望波信号の空間的な伝送路特性の伝達関数ｈは一定であるが、同一チャンネル干渉の量は、バースト信号の間に変わる可能性がある。
【００１３】
以下、図１を参照して、この発明の実施の形態によるアレーアンテナ装置の構成および信号処理について詳細に説明する。図１を参照して、アレーアンテナの制御装置１００は、アレーアンテナ２０と、フロントエンド回路１−１〜１−Ｎ（Ｎは自然数）と、Ａ／Ｄ変換器２−１〜２−Ｎと、バースト同期化部３と、ベクトルチャンネル検出部４と、信号メモリ５と、信号ベクトル構成部６と、適応制御ビーム形成器７と、信号合成部８と、ビット復調部９と、デインターリーブ処理部１０と、最尤推定復号部１１と、再符号化部１２と、再インターリーブ処理部１３と、所望波シンボルの再構成部１４とを備える。
【００１４】
アレーアンテナ２０は、アンテナ素子２０−１〜２０−Ｎからなり、指向性のあるアンテナである。フロントエンド回路１−１〜１−Ｎは、それぞれ、アンテナ素子２０−１〜２０−Ｎに対応して設けられる。Ａ／Ｄ変換器２−１〜２−Ｎは、それぞれ、フロントエンド回路１−１〜１−Ｎに対応して設けられる。
【００１５】
アンテナ素子２０−１〜２０−Ｎは、無線信号を受信し、その受信した無線信号をそれぞれフロントエンド回路１−１〜１−Ｎへ出力する。フロントエンド回路１−１〜１−Ｎは、対応するアンテナ素子２０−１〜２０−Ｎから受けた無線信号に高周波増幅、低域周波数変換および中間周波増幅等を施し、処理後のアナログ信号をそれぞれＡ／Ｄ変換器２−１〜２−Ｎへ出力する。
【００１６】
Ａ／Ｄ変換器２−１〜２−Ｎは、対応するフロントエンド回路１−１〜１−Ｎから受けたアナログ信号をデジタル信号に変換し、その変換したデジタル信号をバースト同期化部３へ出力する。バースト同期化部３は、データの前段に設けられたプリアンブルに基づいて、受信したＮ個の信号を同期化し、受信信号ベクトルｙｊ（ｊ＝１〜Ｌ）をベクトルチャンネル検出部４へ出力する。
【００１７】
この発明の実施の形態においては、情報ビットの変調方式として１６値ＱＡＭ（Quadracture Amplitude Modulation）を用いているが、これに限らず、他の値のＭ値ＱＡＭ、ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）および各種ＰＳＫなどの変調方式を用いることができる。
【００１８】
また、符号化方法としては、線形畳み込み符号を用いる。ここで、たとえば、非特許文献５に開示されているビット・インターリーブされた符号化変調方式を用いることができる。さらに、バースト信号は、バースト同期化とチャンネル評価（伝達関数ｈの測定）のためのプリアンブルと、それに続くデータシンボルとを含むように構成されている。
【００１９】
ここで、これら処理部によるベースバンドへの変換およびシンボルレートでのサンプリング後のバーストのデータセグメントに関するＮ次元アレーの出力信号（バースト同期化部３からの出力信号）の受信信号ベクトルｙｊは、次式によって定義される。
【００２０】
【数１】
2005252694.tif 000003
【００２１】
ここで、式（１）の右辺第１項のｓ１，ｓ２，・・・，ｓＬは、受信信号のデータシンボルを表し、ベクトル＜ｈ＞は、所望波信号の空間的な伝送路特性の伝達関数ベクトルである。そして、伝達関数ベクトル＜ｈ＞は、送信局からの所定の周波数特性がフラットな帯域信号で変調された無線信号を各アンテナ素子２０−１〜２０−Ｎにより受信して、それらの各無線信号のベースバンド信号の周波数特性を解析することにより予め測定可能なパラメータベクトルであり、［１×Ｎ］の次元を有する。また、式（１）の右辺第２項のベクトル＜ｗｊ＞は、同一チャンネル干渉を表し、右辺第３項のベクトル＜ｖｊ＞は、熱雑音を表す。
【００２２】
なお、この明細書において、表記＜Ａ＞は、ベクトルまたは行列を表し、＜ｙｊ＞は、式（１）の受信信号ベクトルｙｊであり、＜ｈ＞は、式（１）の伝達関数ベクトルｈであり、＜ｗｊ＞は、式（１）の同一チャンネル干渉ベクトルｗｊであり、＜ｖｊ＞は、式（１）の熱雑音ベクトルｖｊである。
【００２３】
Ｌ個のデータシンボルｓ１，ｓ２，・・・，ｓＬは、所定のＭ値直交振幅変調（Ｍ値ＱＡＭ）信号の集合Ωに属しており、ｓｊ∈Ωである。また、同一チャンネル干渉は、近傍の複数の送信端末装置から発生し、複数の干渉波信号はそれぞれ追加的な雑音信号であるものとする。さらに、ベクトル＜ｖｊ＞は、同一チャンネル干渉とは独立であり、かつ、共分散行列σｎ２ＩＮに従属する平均値が０である複素ガウス確率ベクトルである。ここで、σｎ２＞０であり、ＩＮは、Ｎ×Ｎの単位行列である。
【００２４】
非定常な同一チャンネル干渉に対処するため、適応制御ビーム形成器７において実行されるビーム形成は、あらゆるシンボルについて個々に遂行される。
【００２５】
この発明においては、期待値最大化法によって、同一チャンネル干渉を抑制してビーム形成を反復して行なう。以下、期待値最大化法を用いたビーム形成について説明する。
【００２６】
バースト同期化部３から出力される受信信号ベクトル＜ｙｊ＞は、アンテナ素子２０−１〜２０−Ｎによって観測可能な信号であるので、観測信号行列＜Ｙ＞を＜Ｙ＞＝［ｙ１，ｙ２，・・・，ｙＬ］と定義する。そして、観測信号行列＜Ｙ＞の対数尤度関数（ＬＬＦ：log-likelihood function）は、次式のようになる。
【００２７】
【数２】
2005252694.tif 000004
【００２８】
式（２）における共分散行列＜Ｒ［ｊ／Ｋ］＞の添え字［ｊ／Ｋ］は、Ｌ個のデータシンボルをＬ／Ｋ個のブロックに分割した場合のｊ番目のブロックを表し、共分散行列＜Ｒ［ｊ／Ｋ］＞は、ｊ番目のブロックにおける同一チャンネル干渉の共分散行列である。そして、共分散行列＜Ｒ［ｊ／Ｋ］＞は、＜Ｒ［ｊ／Ｋ］＞＝Ｅ［＜ｗｊ＞＜ｗｊ＞Ｈ］によって定義される。
【００２９】
また、式（２）において、Ｈは、エルミート転置を表し、θは、パラメータセットを表す。さらに、Ｅ［・］は、エルゴート性を仮定した時間平均である。
【００３０】
初期値から出発して、式（２）によって表される対数尤度関数が大きくなるように、パラメータセットθの各要素である＜Ｒ１＞，＜Ｒ２＞，・・・，＜Ｒ［Ｌ／Ｋ］＞，ｓ１，ｓ２，・・・，ｓＬを所定の順番で変化させる演算を所定回数反復して行ない、式（２）によって表される対数尤度関数が最大になるパラメータセットθＭＬを決定する。
【００３１】
最初に共分散行列＜Ｒ［ｊ／Ｋ］＞の評価を更新する。μ（μは、自然数）回目の反復演算の終了後におけるパラメータセットをθ（μ）＝｛＜Ｒ１（μ）＞，＜Ｒ２（μ）＞，・・・，＜Ｒ［Ｌ／Ｋ］（μ）＞，＜ｓ（μ）＞｝（＜ｓ（μ）＞＝｛ｓ１（μ），ｓ２（μ），・・・，ｓＬ（μ）｝）とし、行列＜Ｗｉ＞＝［ｗ（ｉ−１）Ｋ＋１，・・・，ｗｉＫ］とする。そうすると、ランダム行列＜Ｗｉ＞は、尤度関数ｆ（Ｙ；θ）に対するパラメータセットθに関し、許容部分空間を構成するための条件を実際に満たす。そして、ランダム行列＜Ｗｉ＞の対数尤度関数は、次式によって表される。
【００３２】
【数３】
2005252694.tif 000005
【００３３】
そして、ランダム行列＜Ｗｉ＞の条件付確率密度は、観測信号行列＜Ｙ＞およびθ＝θ（μ−１）が与えられれば、
【００３４】
【数４】
2005252694.tif 000006
【００３５】
となる。
【００３６】
共分散行列＜Ｒｉ＞を更新する方法は、次式によって与えられる（非特許文献６）。
【００３７】
【数５】
2005252694.tif 000007
【００３８】
すなわち、共分散行列＜Ｒｉ＞は、関数φｉ（＜Ｒ＞，θ（μー１））を最大にするように更新される。
【００３９】
式（３）〜（５）により次式が得られる。
【００４０】
【数６】
2005252694.tif 000008
【００４１】
ただし、行列＜Ａｉ＞＝［＜ａ（ｉ−１）Ｋ＋１＞，・・・，＜ａｉＫ＞］であり、行列＜Ｒ＞＝＜Ｕ＞＜Ｄ＞＜Ｕ＞Ｈである。
【００４２】
そして、関数φｉ（＜Ｒ＞，θ（μー１））は、次式によって表される共分散行列＜Ｒｉ（μ）＞に対して最大になる。
【００４３】
【数７】
2005252694.tif 000009
【００４４】
また、データシンボルｓ（μ）は、次式によって更新される。
【００４５】
【数８】
2005252694.tif 000010
【００４６】
上記の計算方法では、同一チャンネル干渉と熱雑音とをそれぞれ独立したものとしたが、その代わりにσｎ２＝０として、２つのランダム要素を併せて＜Ｒｉ＞に特徴付けてもよい。
【００４７】
そうすると、期待値最大化法は、
＜Ｙｉ＞＝［＜Ｙ１＞，・・・，＜Ｙ［Ｌ／Ｋ］＞］を観測信号行列とし、
θ＝｛＜Ｒ１＞，・・・，＜ＲＬ／Ｋ＞，＜ｓ＞｝をパラメータセットとし、
＜ｓ（０）＞＝［ｓ１（０），・・・，ｓＬ／Ｋ（０）］＝０を初期値として、次の式（９）〜（１４）によって共分散行列＜Ｒｉ（μ）＞、ウェイトベクトル＜ｆｉ＞およびデータシンボルベクトル＜ｓ（μ）＞が所定回数だけ反復演算される。
【００４８】
【数９】
2005252694.tif 000011
【００４９】
【数１０】
2005252694.tif 000012
【００５０】
【数１１】
2005252694.tif 000013
【００５１】
【数１２】
2005252694.tif 000014
【００５２】
【数１３】
2005252694.tif 000015
【００５３】
なお、式（９）〜（１３）においてｉ＝１，・・・，Ｌ／Ｋである。
【００５４】
再び、図１を参照して、ベクトルチャンネル検出部４は、バースト同期化部３から受信信号ベクトルｙｊを受け、その受けた受信信号ベクトルｙｊの周波数特性を解析することによって、伝達関数ベクトル＜ｈ＞を検出し、受信信号ベクトルｙｊおよび伝達関数ベクトル＜ｈ＞を信号メモリ５に格納するとともに、伝達関数ベクトル＜ｈ＞を信号ベクトル構成部６および適応制御ビーム形成器７へ出力する。
【００５５】
信号ベクトル構成部６は、所望波シンボルの再構成部１４により再構成されたシンボルｓｊが生成されていないとき（反復回数＝０の初期状態）は、シンボルインデックスｊ毎に、信号メモリ５から受信信号ベクトル＜ｙｊ＞を読出して適応制御ビーム形成器７へ出力する。一方、所望波シンボルの再構成部１４により再構成されたシンボル信号ｓｊが生成されているとき、信号ベクトル構成部６は、シンボルインデックスｊ毎に信号メモリ５から受信信号ベクトル＜ｙｊ＞を読出し、＜ｙｊ＞＝＜ｙｊ＞−＜ｓｊ＞＜ｈ＞によって受信信号ベクトル＜ｙｊ＞を再構成し、再構成後の受信信号ベクトル＜ｙｊ＞を適応制御ビーム形成器７へ出力する。
【００５６】
適応制御ビーム形成器７は、初期値＜ｓ（０）＞＝［ｓ１（０），・・・，ｓＬ／Ｋ（０）］＝０を保持しており、ベクトルチャンネル検出部４から伝達関数ベクトル＜ｈ＞を受けると、信号ベクトル構成部６から受けた受信信号ベクトル＜ｙｊ＞に基づいて、全てのデータシンボルに対する受信信号ベクトル＜Ｙｉ＞＝［＜Ｙ１＞，・・・，＜Ｙ［Ｌ／Ｋ］＞］を構成し、受信信号ベクトル＜Ｙｉ＞、伝達関数ベクトル＜ｈ＞および初期値＜ｓ（０）＞＝０を式（９）に代入してベクトル＜Ａｉ＞を演算する。そして、適応制御ビーム形成器７は、演算したベクトル＜Ａｉ＞を式（１０）に代入して共分散行列＜Ｒｉ（μ）＞を演算し、共分散行列＜Ｒｉ（μ）＞および伝達関数ベクトル＜ｈ＞を式（１１）および式（１２）に代入してノイズベクトル＜εｉ＞およびウェイトベクトル＜ｆｉ＞を演算する。
【００５７】
データシンボルｓは、アンテナ素子２０−１〜２０−Ｎによって受信された受信信号ｙ１，・・・，ｙＮと、ウェイトｆ１，・・・，ｆＮとの結合の和として得られ、式（１０）によって演算された共分散行列＜Ｒｉ（μ）＞は、受信信号ベクトル＜Ｙｉ＞およびパラメータセットθ＝｛＜Ｒ１＞，・・・，＜ＲＬ／Ｋ＞，＜ｓ＞｝によって表わされる対数尤度関数（式（２）参照）が最大になるように決定されるので、式（１１）および（１２）によってウェイトベクトル＜ｆｉ＞を演算することは、同一チャンネル干渉を抑制してビーム形成を行なうことに相当する。
【００５８】
その後、適応制御ビーム形成器７は、受信信号ベクトル＜Ｙｉ＞と、演算したウェイトベクトル＜ｆｉ＞とを信号合成部８へ出力し、ノイズベクトル＜εｉ＞をビット復調部９へ出力する。
【００５９】
信号合成部８は、適応制御ビーム形成器７からのウェイトベクトル＜ｆｉ＞および受信信号ベクトル＜Ｙｉ＞を式（１３）に代入して合成信号ベクトル＜ｚｉ＞を演算し、その演算した合成信号ベクトル＜ｚｉ＞をビット復調部９へ出力する。
【００６０】
ビット復調部９は、適応制御ビーム形成器７からのノイズベクトル＜εｉ＞と、信号合成部８からの合成信号ベクトル＜ｚｉ＞とを式（１４）に代入してデータシンボルｓ（μ）を演算する。そして、ビット復調部９は、演算したデータシンボルｓ（μ）に対して、たとえば、１６値ＱＡＭの復調処理を実行し、符号化ビットに対する確率Ｐｒ［ｂｊ（ｉ）｜ｚｊ］付きの符号化ビットをデインターリーブ処理部１０へ出力する。
【００６１】
デインターリーブ処理部１０は、入力される確率付き符号化ビット列に対して所定のデインターリーブ処理を実行し、デインターリーブ処理された符号化ビット列を最尤推定復号部１１へ出力する。
【００６２】
最尤推定復号部１１は、デインターリーブ処理部１０からの符号化ビットをビタビ復号により復号し、情報ビットを外部および再符号化部１２へ出力する。再符号化部１２は、最尤推定復号部１１からの情報ビットを再度符号化し、その符号化した符号化ビットを再インターリーブ処理部１３へ出力する。
【００６３】
再インターリーブ処理部１３は、符号化ビットに対してデインターリーブ処理部１０とは逆のインターリーブ処理を実行して所望波シンボルの再構成部１４へ出力する。所望波シンボルの再構成部１４は、次式により所望波信号のシンボルを再構成し、その再構成したシンボルを信号ベクトル構成部６へ出力する。
【００６４】
【数１４】
2005252694.tif 000016
【００６５】
このように、この発明においては、期待値最大化法によって同一チャンネル干渉の共分散行列＜Ｒｉ＞、ウェイトベクトル＜ｆｉ＞およびデータシンボルベクトル＜ｓｉ＞を反復演算し、同一チャンネル干渉を抑制してビーム形成を反復して行なう。
【００６６】
そして、式（９）および（１０）により共分散行列＜Ｒｉ＞を演算することは、受信信号ベクトル＜Ｙｉ＞を最大化するように同一チャンネル干渉を抑制することに相当する。
【００６７】
また、上述した方法によってビーム形成を行なうことは、干渉波信号の方向にヌルを形成するように所望波信号の方向に主ビームを適応制御することに相当する。
【００６８】
上述した期待値最大化法を用いた演算においては、同一チャンネル干渉の電力σｎ２＝０に設定できるので、予め電力σｎ２を測定しておく必要がなく、行列＜Ｑｉ＞を演算する必要がないので、演算量を少なくできる。
【００６９】
図２は、ビットエラーレートと、干渉波信号に対する所望波信号の電力比ＳＩＲとの関係図である。図２において、縦軸は、ビットエラーレートを表し、横軸は、干渉波信号に対する所望波信号の電力比ＳＩＲを表す。また、曲線ｋ１，ｋ２，ｋ３，ｋ４，ｋ５は、それぞれ、反復回数が１回、２回、４回、８回および１６回の場合を示す。
【００７０】
図２を参照して、反復回数の増加に伴ってビットエラーレートが低下する。したがって、反復回数を増加することによってビットエラーレートを減少できるが、この発明においては、ビットエラーレートのしきい値を予め決定しておき、その決定しておいたしきい値にビットエラーレートが達する反復回数だけ共分散行列＜Ｒｉ＞、ウェイトベクトル＜ｆｉ＞およびデータシンボルベクトル＜ｓｉ＞を反復演算してビーム形成を反復して実行する。これによって、ビットエラーレートを所望値に設定し、主ビームを所望波信号の方向に向けるとともに同一チャンネル干渉を抑制したビーム形成を適応的に制御できる。
【００７１】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【産業上の利用可能性】
【００７２】
この発明は、従来技術に比較して少量の信号処理対象のサンプル数で実現でき、それ故、高速に変化するＣＣＩ環境に対応することができ、干渉波信号に対しヌルを向けるように所望波信号に対して主ビームを適応制御することができるアレーアンテナの制御方法および制御装置に適用される。
【図面の簡単な説明】
【００７３】
【図１】この発明の実施の形態によるアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。
【図２】ビットエラーレートと、干渉波信号に対する所望波信号の電力比との関係図である。
【符号の説明】
【００７４】
１−１〜１−Ｎ  フロントエンド回路、２−１〜２−Ｎ  Ａ／Ｄ変換器、３  バースト同期化部、４  ベクトルチャンネル検出部、５  信号メモリ、６  信号ベクトル構成部、７  適応制御ビーム形成器、８  信号合成部、９  ビット復調部、１０  デインターリーブ処理部、１１  最尤推定復号部、１２  再符号化部、１３  再インターリーブ処理部、１４  再構成部、２０  アレーアンテナ、２０−１〜２０−Ｎ  アンテナ素子、１００  制御装置。
【図１】
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【図２】
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