(57)【要約】【課題】損失を少なくしてゲインを高くでき、広帯域で周波数特性が平坦な周波数変換回路を提供する。【解決手段】入力信号を増幅する非平衡増幅回路１と、非平衡増幅回路１からの非平衡信号を第１の平衡信号に変換するバラン２と、局部発振信号を生成する局部発振回路４と、バラン２からの第１の平衡信号と局部発振信回路４からの局部発振信号とを混合して第２の平衡信号を出力するスイッチ回路３とを備える。上記スイッチ回路３および局部発振回路４を半導体基板上に形成し、バラン２を半導体基板に外付けする。【選択図】図１
2005086644.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号を増幅する非平衡増幅回路と、
上記非平衡増幅回路からの非平衡信号を第１の平衡信号に変換するバランと、
上記バランからの第１の平衡信号と局部発振信号とを混合して第２の平衡信号を出力するスイッチ回路とを備え、
上記スイッチ回路が半導体基板上に形成され、上記バランが上記半導体基板に外付けされていることを特徴とする周波数変換回路。
【請求項２】
入力信号を増幅する非平衡増幅回路と、
上記非平衡増幅回路からの非平衡信号を第１の平衡信号に変換するバランと、
局部発振信号を生成する局部発振回路と、
上記バランからの第１の平衡信号と上記局部発振回路からの局部発振信号とを混合して第２の平衡信号を出力するスイッチ回路とを備え、
上記スイッチ回路および上記局部発振回路が半導体基板上に形成され、上記バランが上記半導体基板に外付けされていることを特徴とする周波数変換回路。
【請求項３】
請求項２に記載の周波数変換回路において、
上記非平衡増幅回路が上記半導体基板上に形成されていることを特徴とする周波数変換回路。
【請求項４】
請求項１乃至３のいずれか１つに記載の周波数変換回路において、
上記非平衡増幅回路と上記スイッチ回路の少なくとも一方のトランジスタはＭＯＳトランジスタであることを特徴とする周波数変換回路。
【請求項５】
請求項１乃至３のいずれか１つに記載の周波数変換回路において、
上記非平衡増幅回路と上記スイッチ回路の少なくとも一方のトランジスタはバイポーラトランジスタであることを特徴とする周波数変換回路。
【請求項６】
請求項１乃至５のいずれか１つに記載の周波数変換回路において、
上記スイッチ回路は、２つのトランジスタ差動対を有することを特徴とする周波数変換回路。
【請求項７】
請求項１乃至６のいずれか１つに記載の周波数変換回路において、
上記非平衡増幅回路は、カスコード接続された増幅段トランジスタとカスコード段トランジスタとを有することを特徴とする周波数変換回路。
【請求項８】
請求項１乃至７のいずれか１つに記載の周波数変換回路において、
上記非平衡増幅回路は、フィードバック回路を有することを特徴とする周波数変換回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、半導体素子を用いて構成する周波数変換回路に関し、特にケーブルや電波を用いたテレビ放送のチューナ等に用いられる広帯域の高周波回路に好適な周波数変換回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
高周波信号の周波数変換回路としては、ダブルバランスミキサの一つであるギルバートセル(Gilbert Cell)型ミキサが著名である。このギルバートセル型ミキサの回路構成は、図３に示すように、１つの差動ペア回路(増幅段)と、２つの差動ペア回路(スイッチ段)を交差接続した回路を直列に接続する。図３に示す回路は、ＲＦ信号および局部発振信号ＬＯの両方が、バランス入力(入力端子が２個あり、その２端子間に信号を加える)される。図３においてＭＡは電流源となるトランジスタ、ＭＢ,ＭＣは増幅段を構成するトランジスタであり、ＭＤ〜ＭＧはスイッチ段を構成するトランジスタ、１１１,１１２は出力負荷である。
【０００３】
このギルバートセル型ミキサは、入力信号ＲＦ+,ＲＦ-を局部発振信号ＬＯの周波数でスイッチし、周波数変換を実現するものであるが、トランスコンダクタアンプが差動構成であるため、ノイズ源となる能動素子数が多く、ＴＶチューナ等で必要となる広帯域応用において、高いＮＦ(雑音指数)特性が得られない。ギルバートセル型ミキサが有する出力へのリークが少ないという良い性質を保ったままでＮＦ特性を向上するため、入力を非平衡トランスコンダクタアンプにより増幅し、シングルエンド信号を差動信号に変換するバランを介して、出力が交差接続されたトランジスタ差動対と接続する構成が考えられる。
【０００４】
この周波数変換回路の実装面積を縮小するため、回路を半導体基板上に集積化することが提案されている(例えば、「１.９ＧＨz ローボルテージ・シリコン・バイポーラ・レシーバー・フロントエンド・フォー・ワイヤレス・パーソナル・コンピュータ・コミュニケーションズ・システムズ(A 1.9GHZ Low-Voltage Silicon Bipolar Receiver Front-End for Wireless Personal Communications Systems)」(非特許文献１)参照)。しかしながら、上述のバランを半導体基板上のメタル配線を用いて実現すると、図４に示すように、
i) ロスが大きい
ii) 周波数特性が平坦でない
という特性を持つため、周波数変換回路のゲインを高くできず、周波数変動が大きいという問題がある。
【非特許文献１】ジョン・アール・ロング(John R. Long,)とマイルズ・エー・コープランド(Miles A. Copeland)著，「１.９ＧＨz ローボルテージ・シリコン・バイポーラ・レシーバー・フロントエンド・フォー・ワイヤレス・パーソナル・コンピュータ・コミュニケーションズ・システムズ(A 1.9GHZ Low-Voltage Silicon Bipolar Receiver Front-End for Wireless Personal Communications Systems)」, 米国,アイトリプルイー・ジャーナル・オブ・ソリッドステート・サーキット(IEEE Journal of Solid-State Circuit), 第３０巻(Vol.30), 第１２号(No.12), １９９５年１２月, p. 1438-1448
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
そこで、この発明の目的は、損失を少なくしてゲインを高くでき、広帯域で周波数特性が平坦な周波数変換回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記目的を達成するため、第１の発明の周波数変換回路は、入力信号を増幅する非平衡増幅回路と、上記非平衡増幅回路からの非平衡信号を第１の平衡信号に変換するバランと、上記バランからの第１の平衡信号と局部発振信号とを混合して第２の平衡信号を出力するスイッチ回路とを備え、上記スイッチ回路が半導体基板上に形成され、上記バランが上記半導体基板に外付けされていることを特徴とする。
【０００７】
上記構成の周波数変換回路によれば、上記スイッチ回路を集積回路として例えば局部発振回路などと同一半導体基板上に形成し、バランには、ロスが少なくかつ周波数特性が平坦な例えば伝送線トランスを用いて、その伝送線トランスを同一半導体基板上に構成せずに半導体基板に外付けすることによって、損失を少なくしてゲインを高くでき、広帯域で周波数特性が平坦な周波数変換回路を実現できる。
【０００８】
第２の発明の周波数変換回路は、入力信号を増幅する非平衡増幅回路と、上記非平衡増幅回路からの非平衡信号を第１の平衡信号に変換するバランと、局部発振信号を生成する局部発振回路と、上記バランからの第１の平衡信号と上記局部発振回路からの局部発振信号とを混合して第２の平衡信号を出力するスイッチ回路とを備え、上記スイッチ回路および上記局部発振回路が半導体基板上に形成され、上記バランが上記半導体基板に外付けされていることを特徴とする。
【０００９】
上記実施形態の周波数変換回路によれば、上記スイッチ回路および局部発振回路を集積回路として同一半導体基板上に形成し、バランには、ロスが少なくかつ周波数特性が平坦な例えば伝送線トランスを用いて、その伝送線トランスを同一半導体基板上に構成せずに半導体基板に外付けすることによって、損失を少なくしてゲインを高くでき、広帯域で周波数特性が平坦な周波数変換回路を実現できる。また、局部発振回路をスイッチ回路と別チップに置く場合に比べ(全体として)小型化、低コスト化が図れる。また、局部発振回路とスイッチ回路との間の寄生回路成分が少なくなるので、スイッチ回路に対して高い周波数の局発信号を安定して供給することが可能になる。
【００１０】
一実施形態の周波数変換回路は、上記第２の発明の周波数変換回路において、上記非平衡増幅回路が上記半導体基板上に形成されていることを特徴とする。
【００１１】
上記実施形態の周波数変換回路によれば、非平衡トランスコンダクタンスアンプ等の非平衡増幅回路をスイッチ回路および局部発振回路と同一半導体基板上に形成することによって、小型化,高集積化が図れる。
【００１２】
一実施形態の周波数変換回路は、上記第１,第２の発明の周波数変換回路において、上記非平衡増幅回路と上記スイッチ回路の少なくとも一方のトランジスタはＭＯＳトランジスタであることを特徴とする。
【００１３】
一実施形態の周波数変換回路は、上記第１,第２の発明の周波数変換回路において、上記非平衡増幅回路と上記スイッチ回路の少なくとも一方のトランジスタはバイポーラトランジスタであることを特徴とする。
【００１４】
上記実施形態の周波数変換回路によれば、バイポーラトランジスタはＭＯＳトランジスタに比べ利得特性に優れ、増幅回路に適用する場合に(より小さいトランジスタサイズで)大きな利得特性を実現することが可能となる。
【００１５】
一実施形態の周波数変換回路は、上記第１,第２の発明の周波数変換回路において、上記スイッチ回路は、２つのトランジスタ差動対を有することを特徴とする。
【００１６】
上記実施形態の周波数変換回路によれば、２つのトランジスタ差動対により構成されるスイッチ回路によって、局発信号のスイッチ回路の出力側へのリークを小さく抑えることができる。
【００１７】
一実施形態の周波数変換回路は、上記第１,第２の発明の周波数変換回路において、上記非平衡増幅回路は、カスコード接続された増幅段トランジスタとカスコード段トランジスタとを有することを特徴とする。
【００１８】
上記実施形態の周波数変換回路によれば、カスコード構成とすることにより非平衡増幅回路の利得の周波数特性を改善(高周波側の特性改善)することができる。また、増幅回路の入出力間のアイソレーション特性が良くなり、これにより、増幅回路の入力インピーダンス特性の安定化にも寄与する。
【００１９】
一実施形態の周波数変換回路は、上記第１,第２の発明の周波数変換回路において、上記非平衡増幅回路は、フィードバック回路を有することを特徴とする。
【００２０】
上記実施形態の周波数変換回路によれば、上記非平衡増幅回路をフィードバック構成とし、その回路定数を調整することにより利得の周波数特性(平坦性)をより改善することができる。
【発明の効果】
【００２１】
以上より明らかなように、この発明の周波数変換回路によれば、損失を少なくしてゲインを高くでき、広帯域で周波数特性が平坦な周波数変換回路を実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
以下、この発明の周波数変換回路を図示の実施の形態により詳細に説明する。
【００２３】
図１はこの発明の実施の一形態の周波数変換回路の回路図であり、この周波数変換回路は、アナログ入力信号を増幅する非平衡増幅回路１と、非平衡信号を平衡信号に変換するバラン２と、平衡信号と局部発振信号を入力とし平衡信号を出力するスイッチ回路３と、局部発振回路４とを備えている。この図１では、カスコード接続を持った非平衡増幅回路１、スイッチ回路３ともに、ＭＯＳトランジスタで実現した構成を示す。この図１において、非平衡増幅回路１、および、スイッチ回路３は同一半導体基板上に集積回路として構成し、バラン２の一例として用いられる伝送線路トランスは、同一半導体基板上にはなく、外付けとしている。
【００２４】
図１において、上記非平衡増幅回路１において、Ｍ１はＲＦ信号を増幅する増幅段トランジスタ、Ｍ２は高出力インピーダンスを達成するためのカスコード段トランジスタである。上記入力信号である高周波信号ＲＦが増幅段トランジスタＭ１のゲートに印加され、増幅段トランジスタＭ１のドレインにカスコード段トランジスタＭ２のソースを接続している。また、上記カスコード段トランジスタＭ２のドレインに第１の出力負荷１１を介して電源電圧ＶＤＤを接続している。ＲＦ信号は、増幅段トランジスタＭ１のゲートに供給される。
【００２５】
上記非平衡増幅回路１の出力端子Ａと、広い周波数帯域をもつ伝送線路トランスであるバラン２の一方の入力端を、ＤＣ電圧をカットするキャパシタＣ１を介して接続する。上記バラン２の他方の入力端をキャパシタＣ２を介してグランドに接続して接地することにより、バラン２の出力端から差動信号を出力する。上記バラン２の出力側は、その中心をグランドに接続して接地することにより、差動信号にＤＣ成分の電位を与える。
【００２６】
次に、上記バラン２の出力端は、スイッチ回路３の入力端に接続している。上記スイッチ回路３は、トランジスタＭ３〜Ｍ６から構成されており、スイッチ回路３の一方の入力端には、トランジスタＭ３,Ｍ４のソースが、スイッチ回路３の他方の入力端には、トランジスタＭ５,Ｍ６のソースが接続されている。上記トランジスタＭ３,Ｍ４およびトランジスタＭ５,Ｍ６のゲートには、局部発振回路４からの局部発振信号ＬＯがそれぞれ印加される。上記トランジスタＭ３,Ｍ５のドレインを互いに接続すると共に、トランジスタＭ４,Ｍ６のドレインを互いに接続している。そして、トランジスタＭ４,Ｍ６のドレインの接続部と、トランジスタＭ３,Ｍ５のドレインの接続部からＩＦ信号(図２ではＩＦ＋,ＩＦ−)を出力する。上記第２の出力負荷３１,３２を電源電圧ＶＤＤとスイッチ回路３の出力端との間に接続している。スイッチ回路３の出力端に第２の出力負荷１２,１３を付加することによって、スイッチ回路３の出力インピーダンスの調整ができるようになる。また、スイッチ回路３における最適なゲイン、ＩＩＰ３等の調整が可能になる。
【００２７】
上記局部発振信号ＬＯは、最大の変換電圧利得が得られるような強度の信号とする。実際の局部発振信号ＬＯは、局部発振回路４の電圧制御発振器(ＶＣＯ)から供給される。結果的に、ＲＦ信号と局部発振信号ＬＯによるスイッチング動作により、積として中間周波信号ＩＦを出力する。
【００２８】
ここで、図１における周波数変換回路の動作について説明する。入力信号は、非平衡増幅回路１によって増幅されてシングルエンド出力として出力される。このシングルエンド出力は、バラン２によって平衡信号に変換され、スイッチ回路３の入力端子に入力される。上記スイッチ回路３では、局部発振信号ＬＯによるスイッチング動作により入力信号に対する周波数変換が行われ、周波数変換された信号電流と第２出力負荷１２,１３(および図１には示されていないスイッチ出力に接続される回路の入力インピーダンス)によって決まる強度を有する平衡出力として出力される。
【００２９】
上記構成の周波数変換回路のバラン２に用いる伝送線路トランスの特性は、図２に示すように、ロスが少なく、テレビで用いる周波数帯(２０ＭＨz〜１０００ＭＨz)において周波数特性も平坦であるため、スイッチ回路３および局部発振回路４が形成された半導体基板に伝送線路トランスを外付けすることによって、高ゲインで広帯域の周波数変換回路が実現することができる。
【００３０】
また、上記非平衡増幅回路１をスイッチ回路３および局部発振回路４と同一半導体基板上に形成することによって、小型化,高集積化を図ることができる。
【００３１】
また、一実施形態の周波数変換回路は、上記第１,第２の発明の周波数変換回路において、上記非平衡増幅回路１とスイッチ回路３の少なくとも一方のトランジスタに、ＭＯＳトランジスタに比べ利得特性に優れたバイポーラトランジスタを用いることによって、より小さいトランジスタサイズで大きな利得特性を実現することができる。
【００３２】
また、上記２つのトランジスタ差動対により構成されるスイッチ回路３によって、局部発振信号のスイッチ回路３の出力側へのリークを小さく抑えることができる。
【００３３】
また、上記非平衡増幅回路１をカスコード構成とすることにより、非平衡増幅回路１の利得の周波数特性を改善(高周波側の特性改善)することができる。また、増幅回路の入出力間のアイソレーション特性が良くなり、これにより、増幅回路の入力インピーダンス特性が安定化する。
【００３４】
また、上記非平衡増幅回路１をフィードバック構成とし、その回路定数を調整することにより利得の周波数特性(平坦性)をより改善することができる。
【００３５】
また、上記周波数変換回路の実装面積を縮小するため、ＶＣＯ回路や、その発振周波数を制御するＰＬＬ(Phase-Locked Loop:位相同期ループ)回路を、周波数変換回路とは別にワンチップ化することも考えられる。
【００３６】
上記実施の形態では、非平衡増幅回路１およびスイッチ回路３は同一半導体基板上に集積回路として構成したが、非平衡増幅回路は差動増幅回路と違って基板や電源の雑音の影響を受けやすいので、雑音の影響を避けるために非平衡増幅回路をスイッチ回路や局部発振回路とは別の半導体基板上に構成してもよい。
【図面の簡単な説明】
【００３７】
【図１】図１はこの発明の実施の一形態の周波数変換回路の回路図である。
【図２】図２はバランに用いる伝送線路トランスの周波数特性を示す図である。
【図３】図３は従来の周波数変換回路としてのギルバートセル型ミキサの回路図である。
【図４】図４は従来の周波数変換回路の特性を示す図である。
【符号の説明】
【００３８】
１…非平衡増幅回路
２…バラン
３…スイッチ回路
４…局部発振回路
１１…第１の出力負荷
１２,１３…第２の出力負荷
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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