(57)【要約】【課題】  ２次側巻線を励磁するスイッチング素子に熱集中や電流集中を生じさせることなく、電圧変動発生時において、２次側の出力電圧を常に一定に維持することのできる非接触電源装置を提供する。【解決手段】  ２次側巻線を励磁するスイッチング素子のゲート端子に入力するパルス信号の発振タイミングを、第１〜３のフリップフロップ１０３，１１６，１０２と、第１，２のカウンタ回路１０４，１０５および論理素子群１１８からなる両端電圧可変回路１１７によって決定する機能を備えて構成した。【選択図】        図１
2005312251.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
１次側巻線を巻回した１次コアと２次側巻線を巻回した２次コアを分離可能に構成した結合トランスと、前記１次側巻線を励磁する給電回路および該給電回路から前記２次側巻線の励磁タイミングを検出する同期回路と、前記２次側巻線の出力に接続したコンデンサの両端電圧を直流出力電圧として検出する定電圧制御回路を備え、かかる定電圧制御回路が検出した電圧値に基づき、前記２次側巻線の励磁タイミングを可変することで、前記直流出力電圧を可変する両端電圧可変回路と、前記２次側巻線の出力を正弦波として出力するインバータ回路と、当該インバータ回路の制御回路、および、前記制御回路の出力に応じて前記インバータ回路を駆動するドライブ回路を備えた非接触電源装置において、前記両端電圧可変回路は、前記同期回路が出力する三角波と前記定電圧制御回路の出力に応じて変化する基準電圧とを比較する比較回路と、前記２次側巻線を励磁する上，下アーム駆動用のスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦさせるパルス信号を生成する第１，２のフリップフロップと、前記比較回路の出力に応じてデューティー比が変化する矩形波信号を前記第１のフリップフロップのクロック信号として出力する第３のフリップフロップと、前記第１，２のフリップフロップのクリアー信号と第２のフリップフロップのクロック信号を生成することにより、当該第１，２のフリップフロップが出力するパルス信号の発振タイミングを調節するタイミング調節回路を具備して構成したことを特徴とする非接触電源装置。
【請求項２】
前記タイミング調節回路は、第３のフリップフロップの反転出力信号をクリアー信号として入力し、かつ、前記制御回路の出力信号をクロック信号として入力するカウンタ回路と、該カウンタ回路の出力から第１〜３のフリップフロップのクリアー信号と、第２のフリップフロップのクロック信号を生成する論理素子群を備えて構成したことを特徴とする請求項１記載の非接触電源装置。
【請求項３】
前記論理素子群は、カウンタ回路の４分周出力信号を一方の入力とし、他方の入力を前記カウンタ回路の３２分周出力信号とした第１のＡＮＤゲートと、前記カウンタ回路の８分周出力信号を一方の入力をとし、前記カウンタ回路の２５６分周出力信号を他方の入力とした第２のＡＮＤゲートと、前記第１のＡＮＤゲートの出力を一方の入力として、前記カウンタ回路の６４分周出力信号を他方の入力とした第３のＡＮＤゲートと、一方の入力を前記カウンタ回路の８分周出力信号とし、他方の入力を前記カウンタ回路の６４分周出力信号とした第４のＡＮＤゲート、前記第１のＡＮＤゲートの出力を一方の入力とし、他方の入力を前記第２のＡＮＤゲートの出力とした第５のＡＮＤゲート、前記第３のＡＮＤゲートの出力を入力とした第２のシュミットトリガインバータ、前記第４のＡＮＤゲートの出力を一方の入力とし、前記カウンタ回路の１２８分周出力信号を他方の入力とした第６のＡＮＤゲート、前記第５のＡＮＤゲートの出力を入力とした第３のシュミットトリガインバータ、前記第２のシュミットトリガインバータの出力を一方の入力とし、前記制御回路が出力するＨレベルの信号を他方の入力とした第７のＡＮＤゲート、前記制御回路が出力するＨレベルの信号を一方の入力とし、前記第３のシュミットトリガインバータの出力を他方の入力とした第８のＡＮＤゲートによって構成したことを特徴とする請求項２記載の非接触電源装置。
【請求項４】
前記カウンタ回路は、そのクロック信号入力端子と前記制御回路との間に、カウンタ回路の誤動作防止回路を具備して構成したことを特徴とする請求項２，３記載の非接触電源装置。
【請求項５】
前記誤動作防止回路は、前記制御回路の出力端子に一端を接続した抵抗と、一端をＧＮＤに接地するとともに、他端に第４のシュミットトリガインバータの入力端子と前記抵抗の他端を接続したコンデンサと、一方の入力を前記第４のシュミットトリガインバータの出力端子に接続するとともに、他方の入力を前記制御回路の出力に接続し、かつ、その出力端子を前記カウンタ回路のクロック信号入力端子に接続したＸＯＲゲートから構成したことを特徴とする請求項４記載の非接触電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、１次側巻線と２次側巻線をそれぞれ収容して分離可能に構成した１次側ユニットと２次側ユニットからなり、前記１次側巻線と２次側巻線からなる結合トランスの電磁誘導作用によって前記１次側ユニットから２次側ユニットへ非接触に電力を供給する位相制御式の非接触電源装置において、前記２次側巻線を励磁する上，下アーム用のスイッチング素子のスイッチング動作により熱集中や電流集中が生じることを確実に阻止することのできる非接触電源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来から、結合トランスの１次側と２次側を収容して、互いに分離可能に構成した１次側ユニットと２次側ユニットを対向配置した状態で、前記１次側ユニットから２次側ユニットへ非接触に電力を供給する電源装置はよく知られている。
【０００３】
前記非接触電源装置は、電源コードを介して屋内コンセント等の電源部に接続した１次側ユニットを窓ガラス等の一方面に設置し、２次側ユニットを前記窓ガラス等の他方面に前記１次側ユニットと対向させて配置することにより、前記１次側ユニット内の１次側巻線と２次側ユニット内の２次側巻線から結合トランスを構成する。
【０００４】
そして、前記結合トランスの電磁誘導作用を利用して、１次側ユニットから２次側ユニットに窓ガラス等を介して非接触に電力の供給を行い、２次側ユニットに接続した負荷を駆動している。
【０００５】
しかし、前記非接触電源装置においては、２次側ユニットに接続する負荷の大きさ（負荷が接続されていない場合を含む）によっては、２次側ユニットの出力電圧が不足したり、過電圧になる問題があった。つまり、２次側ユニットに接続する負荷の大小によって、２次側ユニットの出力電圧が不足したり過電圧になる問題があり、負荷に不具合や故障が発生する可能性があった。
【０００６】
また、１次側ユニットと２次側ユニット間のギャップの大きさや、１次側ユニットに接続する電源部の電圧変動によって、２次側ユニットの出力に電圧不足や過電圧が生じる等、種々の憂慮すべき事情があったにも関わらず、このような問題を解消する対策が十分でなかった。
【０００７】
そこで、本出願人は、前記問題を解決するために、２次側ユニットに接続する負荷の大小や電源部の電圧変動、両ユニット間のギャップの大きさによっても２次側ユニットの出力電圧を常に安定して出力することのできる非接触電源装置を既に提案している（特許文献１参照）。
【０００８】
この非接触電源装置によれば、前記［特許文献１］記載の図３に示す１次側ユニットの１次側巻線１０とこれに並列接続した同期コイル２１に、商用電源２から高周波の交番電流が印加されると、同文献の図５に示す２次側巻線１５と図８に示す同期コイル２３に交流電圧が誘起される。
【０００９】
前記同期コイル２３に交流電圧が誘起されると、同期コイル２３はノイズが重畳したトリガ信号をノイズキャンセラー２４に出力し、ノイズキャンセラー２４は、このトリガ信号からノイズ成分を除去して三角波発生回路２５に出力する。
【００１０】
三角波発生回路２５は、このトリガ信号に基づき所定の三角波を生成して比較器２６に出力する。前記比較器２６は、同文献の図６に示す定電圧制御回路２０が検出したコンデンサＣ４，Ｃ５の両端電圧（直流出力電圧）に応じた値の出力電圧を閾値として入力し、前記三角波と比較する。
【００１１】
これにより、前記比較器２６は、前記閾値に応じて、その出力をＨ→ＬまたはＬ→Ｈにするタイミングを決定することとなり、この比較器２６の出力を受けたワンショットＩＣからなる下アーム駆動パルス回路２７ａは、前記比較器２６の出力がＨ→ＬまたはＬ→Ｈとなるタイミングで、そのＲＣ時定数で定まるパルス幅の矩形波信号をドライブ回路２９ａに出力する。
【００１２】
一方、遅延回路２８は、前記比較器２６の出力がＨ→ＬまたはＬ→Ｈとなるタイミングを一定時間遅らせて、上アーム駆動パルス回路２７ｂに出力するため、前記上アーム駆動パルス回路２７ｂは、下アーム駆動パルス回路２７ａの矩形波発振タイミングから前記遅延回路２８で遅延させた時間だけ遅れて同様のパルス幅の矩形波信号をドライブ回路２９ｂに出力する。
【００１３】
この結果、前記ドライブ回路２９ａ，２９ｂは、それぞれ同文献の図６に示すスイッチング素子Ｓ５，Ｓ６のゲート端子に異なるタイミングで駆動信号を出力し、前記スイッチング素子Ｓ５，Ｓ６をオン／オフ動作させる。
【００１４】
このスイッチング素子Ｓ５，Ｓ６のオン／オフ動作は、前記２次側巻線１５の励磁タイミングを決定し、コンデンサＣ４，Ｃ５の両端電圧を決定する。そして、前記定電圧制御回路２０において、その電圧値が検出される。
【００１５】
仮に、前記定電圧制御回路２０によって検出される電圧値が正常値であるとすると、定電圧制御回路２０を構成する抵抗Ｒ１，Ｒ２によって分圧した接続点の電圧値はシャントレギュレータ２１のリファレンス端子に入力されて、前記シャントレギュレータ２１のリファレンス端子とアノード間の電圧が基準電圧となる電流値が、定電圧電源から抵抗Ｒ３および発光ダイオードＤ３を介してシャントレギュレータ２１のカソードに引き込まれる。
【００１６】
これにより、前記発光ダイオードＤ３は定電圧電源から流れる電流値に応じた光量で発光して、発光ダイオードＤ３と対を成すフォトトランジスタＴｒ１をオン動作する。このとき、前記フォトトランジスタＴｒ１のエミッタには、定電圧電源から抵抗Ｒ４を介して入射光量に比例した光電流が流れ、前記抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５の分圧値をある一定値だけ低下させる。つまり、定電圧制御回路２０の出力電圧をある一定値だけ低下させる。なお、前記抵抗Ｒ４，Ｒ５の分圧値は、コンデンサＣ４，Ｃ５の両端電圧が最大となるように予め設定してある。
【００１７】
前記定電圧制御回路２０の出力電圧が低下すると、図８に示す比較器２６に入力される閾値も低下するので、前記比較器２６は、この閾値と三角波発生回路２５から入力した三角波とを比較し、基準となるタイミング（基準タイミング）でその出力をＨ→ＬまたはＬ→Ｈに切り換える。
【００１８】
前記下アーム駆動パルス回路２７ａは、比較器２６の基準タイミングによる出力を受けて、また、前記上アーム駆動パルス回路２７ｂは、前記基準タイミングより遅延回路２８によって遅延されたタイミングの出力を受けることによって、各々のタイミングでドライブ回路２９ａ，２９ｂにそのＲＣ時定数によって定まるパルス幅の矩形波信号を出力する（同文献の図１２（ｂ）参照）。
【００１９】
そして、前記矩形波信号を入力したドライブ回路２９ａ，２９ｂは、この矩形波信号の入力タイミングで前記スイッチング素子Ｓ５，Ｓ６をオン／オフ動作する。つまり、コンデンサＣ４，Ｃ５の両端電圧が任意値である場合のスイッチング素子Ｓ５，Ｓ６のオン／オフタイミングは、同文献の図１２（ｂ）に示すように決定される。
【００２０】
また、［特許文献１］記載の図６に示す２次側ユニットが最大出力電力以内の任意の電力を出力するように設定されている場合、前記スイッチング素子Ｓ５，Ｓ６のゲート端子に入力される矩形波は、同文献の図１２（ｃ）に示す位相位置で安定した状態となるが、前記任意の電力を上げた場合（負荷が重くなった場合）や、電源電圧が低下した場合、若しくは、１次側ユニットと２次側ユニット間のギャップが大きくなる等して電圧に不足が生じた場合、前記コンデンサＣ４，Ｃ５の両端電圧は低下し、前記抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２間の分圧値も低下する。
【００２１】
これにより、前記シャントレギュレータ２１のカソードには、定電圧電源から抵抗Ｒ３と発光ダイオードＤ３を介して、リファレンス端子とアノード間の電圧値が前記基準電圧となる電流値が引き込まれる。
【００２２】
この結果、前記発光ダイオードＤ３は、定電圧電源から抵抗Ｒ３を介して流れる電流値に応じた発光量で発光して、発光ダイオードＤ３と対応するフォトトランジスタＴｒ１がオンすることにより、前記フォトトランジスタＴｒ１のエミッタには、発光ダイオードＤ３からの入射光量に応じた光電流が流れ、フォトトランジスタＴｒ１のエミッタに流れる光電流の値に応じて前記抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５の分圧値が変化する。換言すれば、前記定電圧制御回路２０の出力電圧は、前記コンデンサＣ４，Ｃ５の両端電圧の低下に対応して上昇する。
【００２３】
前記定電圧制御回路２０の出力電圧は、閾値として前記比較器２６に入力され、比較器２６において三角波発生回路２５から入力された三角波と比較される。これにより、前記比較器２６の出力が、Ｈ→ＬまたはＬ→Ｈと切り換わるタイミングが変化して、前記上，下アーム駆動パルス回路２７ａ，２７ｂに入力される。
【００２４】
これにより、上，下アーム駆動パルス回路２７ａ，２７ｂからドライブ回路２９ａ，２９ｂに出力されるパルス信号の出力タイミングも変化するので、この出力を受けて駆動するドライブ回路２９ａ，２９ｂからスイッチング素子Ｓ５，Ｓ６のゲート端子に対して入力される矩形波信号は、［特許文献１］記載の図１２（ｃ）に示すタイミングから遅れて、同図（ｂ）に示す基準タイミングに近づくことになる。
【００２５】
この結果、前記２次側巻線１５の励磁タイミングが変化し、コンデンサＣ４，Ｃ５の両端電圧は、前述した変動（低下）が解消されるように、つまり、コンデンサＣ４，Ｃ５の両端電圧が適正値となるように上昇する。
【００２６】
これに伴い、コンデンサＣ４とコンデンサＣ５による分圧値も一定に制御されるので、同文献１記載の図５に示す前記２次側巻線１５の出力側に接続したインバータ回路１９によってコンデンサＣ６の両端から出力される正弦波電圧を常に一定値に維持することが可能となる。
【特許文献１】特願２００２−３５７６４３号
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２７】
然るに、前記［特許文献１］記載の非接触電源装置は、同文献記載の図６に示すように、スイッチング素子Ｓ５，Ｓ６のオン／オフタイミングを、上，下アーム駆動パルス回路２７ａ，２７ｂや遅延回路２８およびドライブ回路２９ａ，２９ｂなどの複数のワンショットＩＣを使用して決定する構成であるので、前記ワンショットＩＣの抵抗とコンデンサによって設定されるＲＣ時定数の製品毎に存在するバラツキの影響によって、前記ワンショットＩＣから出力される矩形波信号のパルス幅が不安定となる懸念があった。
【００２８】
前記ワンショットＩＣが出力する矩形波信号のパルス幅にバラツキが生じると、［特許文献１］記載の図５に示すコンデンサＣ６の出力に負荷を接続した場合（特に、ＯＡ機器等のコンデンサインプット負荷時）、前記コンデンサＣ６の両端から出力される電流は理想的な正弦波にならず、前記スイッチング素子Ｓ５，Ｓ６のどちらか一方に電流が偏ってしまう問題があった（電流集中）。この電流集中が発生すると、前記スイッチング素子Ｓ５，Ｓ６は、その熱ストレスによって起動不良に陥ったり、効率的な駆動が阻害されてしまう可能性があり、装置の信頼性上、好ましくなかった。
【００２９】
そこで、本発明は、以上の問題点を解決するために、ＲＣ時定数のバラツキが存在するワンショットＩＣを使用することなく、スイッチング素子Ｓ５，Ｓ６のオン／オフタイミングを決定することのできる非接触電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００３０】
第１の局面によれば、１次側巻線を巻回した１次コアと２次側巻線を巻回した２次コアを分離可能に構成した結合トランスと、前記１次側巻線を励磁する給電回路、および、該給電回路から前記２次側巻線の励磁タイミングを検出する同期回路と、前記２次側巻線の出力に接続したコンデンサの両端電圧を直流出力電圧として検出する定電圧制御回路を備え、かかる定電圧制御回路が検出した電圧値に基づき、前記２次側巻線の励磁タイミングを可変することで、前記直流出力電圧を可変する両端電圧可変回路と、前記２次側巻線の出力を正弦波として出力するインバータ回路と、当該インバータ回路の制御回路、および、該制御回路の出力に応じて前記インバータ回路を駆動するドライブ回路を備えた非接触電源装置において、前記両端電圧可変回路は、前記同期回路が出力する三角波と前記定電圧制御回路の出力に応じて変化する基準電圧とを比較する比較回路と、前記２次側巻線を励磁する上，下アーム駆動用のスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦさせるパルス信号を生成する第１，２のフリップフロップと、前記比較回路の出力に応じてデューティー比が変化する矩形波信号を前記第１のフリップフロップのクロック信号として出力する第３のフリップフロップと、前記第１，２のフリップフロップのクリアー信号と第２のフリップフロップのクロック信号を生成することにより、当該第１，２のフリップフロップが出力するパルス信号の発振タイミングを調節するタイミング調節回路を具備して構成した。
【００３１】
第２の局面によれば、第１の局面において、前記タイミング調節回路は、第３のフリップフロップの反転出力信号をクリアー信号として入力し、かつ、前記制御回路の出力信号をクロック信号として入力するカウンタ回路と、該カウンタ回路の出力から第１〜３のフリップフロップのクリアー信号と、第２のフリップフロップのクロック信号を生成する論理素子群を備えて構成した。
【００３２】
第３の局面によれば、第２の局面において、前記論理素子群は、カウンタ回路の４分周出力信号を一方の入力とし、他方の入力を前記カウンタ回路の３２分周出力信号とした第１のＡＮＤゲートと、前記カウンタ回路の８分周出力信号を一方の入力をとし、前記カウンタ回路の２５６分周出力信号を他方の入力とした第２のＡＮＤゲートと、前記第１のＡＮＤゲートの出力を一方の入力として、前記カウンタ回路の６４分周出力信号を他方の入力とした第３のＡＮＤゲートと、前記カウンタ回路の８分周出力信号を一方の入力とし、他方の入力を前記カウンタ回路の６４分周出力信号とした第４のＡＮＤゲート、前記第１のＡＮＤゲートの出力を一方の入力とし、他方の入力を前記第２のＡＮＤゲートの出力とした第５のＡＮＤゲート、前記第３のＡＮＤゲートの出力を入力とした第２のシュミットトリガインバータ、前記第４のＡＮＤゲートの出力を一方の入力とし、前記カウンタ回路の１２８分周出力信号を他方の入力とした第６のＡＮＤゲート、前記第５のＡＮＤゲートの出力を入力とした第３のシュミットトリガインバータ、前記第２のシュミットトリガインバータの出力を一方の入力とし、前記制御回路が出力するＨレベルの信号を他方の入力とした第７のＡＮＤゲート、前記制御回路が出力するＨレベルの信号を一方の入力とし、前記第３のシュミットトリガインバータの出力を他方の入力とした第８のＡＮＤゲートから構成した。
【００３３】
第４の局面によれば、第２，３の局面において、前記カウンタ回路は、そのクロック信号入力端子と前記制御回路との間に、カウンタ回路の誤動作防止回路を具備して構成した。
【００３４】
第５の局面によれば、第４の局面において、前記誤動作防止回路は、前記制御回路の出力端子に一端を接続した抵抗と、一端をＧＮＤに接地するとともに、他端に第４のシュミットトリガインバータの入力端子と前記抵抗の他端を接続したコンデンサと、一方の入力を前記第４のシュミットトリガインバータの出力端子に接続するとともに、他方の入力を前記制御回路の出力に接続し、かつ、その出力端子を前記カウンタ回路のクロック信号入力端子に接続したＸＯＲゲートによって構成した。
【発明の効果】
【００３５】
請求項１記載の発明によれば、直流出力電圧が種々の理由によって変動した場合、前記変動を定電圧制御回路で確実に検出して、両端電圧可変回路で２次側巻線の励磁タイミングを可変することによって、前記直流出力電圧を常に一定の値に維持することができ、有効である。
【００３６】
請求項２記載の発明によれば、第１，２のフリップフロップが出力するパルス信号の発振タイミングを調節するタイミング調節回路をカウンタ回路と論理素子群によって構成したので、従前のように、ＲＣ時定数にバラツキのあるワンショットＩＣを使用して、前記パルス信号の発振タイミングを決定する必要はなく、この結果、負荷に供給する電流を常に理想的な正弦波に維持することができ、効果的である。
【００３７】
請求項３記載の発明によれば、複数の論理素子の単純な結合によって、第１，２のフリップフロップに入力するクリアー信号やクロック信号を生成する構成であるので、前記論理素子群を含むタイミング調節回路を非常に簡易に構成することができ、利便である。
【００３８】
請求項４記載の発明によれば、カウンタ回路と制御回路の間に、前記カウンタ回路が誤動作することを防止する回路を備えて構成したので、前記制御回路から出力されるクロック信号の立下り状態でノイズ等の影響により前記カウンタ回路が誤カウントすることを良好に阻止することができ、便利である。
【００３９】
請求項５記載の発明によれば、前記制御回路から出力されたクロック信号が誤動作防止回路を通過することにより、その立ち上がりタイミングを早くして前記カウンタ回路のカウント値をラッチすることにより、前記カウンタ回路のカウント動作がノイズ等の影響を受けることを極力抑制することができ、利便である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４０】
本発明の非接触電源装置は、２次側巻線を励磁する上，下アーム駆動用のスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦさせるパルス信号のパルス幅を常に安定させるという目的を、個々にＲＣ時定数のバラツキがあるワンショットＩＣに代えて、カウンタ回路や論理素子群を使用することによって実現した。
【実施例】
【００４１】
以下、本発明の実施の形態を図１ないし図５により説明する。なお、［背景技術］欄において説明した部品と同一部品は同一符号を附して説明する。図１は、前記同期回路１７の出力側に接続されて、２次側巻線１５を励磁する上，下アーム駆動用のスイッチング素子Ｓ５，Ｓ６をオン／オフさせるパルス信号を生成する各種回路を示している。
【００４２】
図１において、１０１は前記比較器２６の出力側に接続されて、一端を定電圧電源に接続した抵抗Ｒ１７の他端を入力に接続した第１のシュミットトリガインバータであり、１０２は前記シュミットトリガインバータ１０１の出力をクロック信号入力端子に接続し、プリセット信号入力端子とデータ信号入力端子に定電圧電源を接続した第３のフリップフロップである。
【００４３】
１０３は前記第３のフリップフロップ１０２の非反転出力端子にクロック信号入力端子を接続し、プリセット信号入力端子とデータ信号入力端子に定電圧電源を接続した第１のフリップフロップであり、１０４は前記第３のフリップフロップ１０２の反転出力端子にクリアー端子を接続した第１のカウンタ回路を示している。
【００４４】
１０５は前記第１のカウンタ回路１０４の１６分周出力端子にクロック信号入力端子を接続した第２のカウンタ回路を示しており、１０６は第１のカウンタ回路１０４の４分周出力信号を一方の入力とし、第２のカウンタ回路１０５の２分周出力信号を他方の入力とした第１のＡＮＤゲートを示している。
【００４５】
１０７は第１のカウンタ回路１０４の８分周出力信号を一方の入力とし、第２のカウンタ回路１０５の１６分周出力信号を他方の入力とした第２のＡＮＤゲートであり、１０８は第１のＡＮＤゲート１０６の出力を一方の入力とし、第２のカウンタ回路１０５の４分周出力信号を他方の入力とした第３のＡＮＤゲートを示している。
【００４６】
１０９は第１のカウンタ回路１０４の８分周出力信号を一方の入力とし、第２のカウンタ回路１０５の４分周出力信号を他方の入力とした第４のＡＮＤゲートであり、１１０は第１のＡＮＤゲート１０６の出力を一方の入力とし、第２のＡＮＤゲート１０７の出力を他方の入力とした第５のＡＮＤゲートを示している。
【００４７】
１１１は第３のＡＮＤゲート１０８の出力を入力とした第２のシュミットトリガインバータであり、１１２は第４のＡＮＤゲート１０９の出力を一方の入力とし、第２のカウンタ回路１０５の８分周出力信号を他方の入力とした第６のＡＮＤゲートを示している。
【００４８】
１１３は第５のＡＮＤゲート１１０の出力を入力とした第３のシュミットトリガインバータであり、１１４はマイクロコンピュータ等の制御回路３６が出力するＨレベルの信号を一方の入力とし、第２のシュミットトリガインバータ１１１の出力を他方の入力とした第７のＡＮＤゲートを示している。
【００４９】
１１５は前記制御回路３６が出力するＨレベルの信号を一方の入力とし、第３のシュミットトリガインバータ１１３の出力を他方の入力とした第８のＡＮＤゲートであり、１１６は第６のＡＮＤゲート１１２の出力をクロック信号入力端子に接続し、プリセット信号入力端子とデータ信号入力端子を定電圧電源に接続した第２のフリップフロップである。
【００５０】
また、前記第１，２のフリップフロップの反転出力端子は、２次側巻線１５を励磁する図２に示すスイッチング素子Ｓ５，Ｓ６のゲートに接続されており、前記制御回路３６と第１のカウンタ回路１０４のクロック信号入力端子の間には、一端をＧＮＤに設置したコンデンサＣ１４と抵抗Ｒ１８の接続点に入力を接続した第４のシュミットトリガインバータ１１９と、第４のシュミットトリガインバータ１１９の出力を一方の入力とし、前記制御回路３６の出力を他方の入力とし、かつ、その出力を第１のカウンタ回路１０４のクロック信号入力端子に接続したＸＯＲゲート１２０からなる誤動作防止回路１２１を備えて構成されている。
【００５１】
なお、本実施例において、両端電圧可変回路１１７は、第１，２のカウンタ回路１０４，１０５と、第１〜８のＡＮＤゲート１０６〜１１０，１１２，１１４，１１５および第１，２のシュミットトリガインバータ１１１，１１３からなる論理素子群１１８を備えて構成されている。
【００５２】
つづいて、本発明の非接触電源装置の動作について説明する。なお、図１に示す比較器２６の入力信号が生成されるまでの過程については［背景技術］欄にて説明した場合と同様であるので、説明は割愛する。
【００５３】
すなわち、図示しない同期回路にて図３（ａ）に示す三角波が生成されて、図１に示す比較器２６に入力されると、比較器２６は、図２に示す定電圧制御回路２０が検出したコンデンサＣ４，Ｃ５の両端電圧（直流出力電圧）に応じた出力電圧（図３（ｂ））を閾値として入力し、前記三角波と比較する。
【００５４】
これにより、比較器２６は、前記閾値に応じて、その出力をＨ→ＬまたはＬ→Ｈにするタイミングを決定する。この結果、第３のフリップフロップ１０２のクロック信号入力端子には、図３（ｃ）に示す矩形波信号が入力され、前記第３のフリップフロップ１０２は、その非反転出力端子から同図（ｄ）に示す矩形波を第１のフリップフロップ１０３に出力する。
【００５５】
また、前記第３のフリップフロップ１０２は、その反転出力端子から図３（ｍ）に示す信号を第１，２のカウンタ回路１０４，１０５のクリアー端子に出力する。一方、前記制御回路３６は、誤動作防止回路１２１に対して図４（ｄ）に示す信号を出力することにより、前記誤動作防止回路１２１を構成する第４のシュミットトリガインバータ１１９の入力には、図４（ｂ）に示す電圧が加えられ、この第４のシュミットトリガインバータ１１９の出力は同図（ｃ）に示す矩形波となってＸＯＲゲート１２０に入力される。
【００５６】
これにより、ＸＯＲゲート１２０は、図４（ａ）に示す矩形波を第１のカウンタ回路１０４のクロック信号として入力して、第１のカウンタ回路１０４のカウント動作を実行する。
【００５７】
つまり、前記誤動作防止回路１２１は、制御回路３６から出力される矩形波（図４（ｄ））のデューティー比を低下させた矩形波（図４（ａ））を生成することによって、第１のカウンタ回路１０４が矩形波の立ち下がりでカウントアップし立ち上がりでラッチすることを考慮して、矩形波の立ち上がりタイミングを早めてラッチのタイミングを早めることにより、第１のカウンタ回路１０４のカウント動作がノイズ等に影響されて誤カウントされることを良好に阻止することが可能となる。
【００５８】
前記第１のカウンタ回路１０４に前述したクリアー信号とクロック信号が入力されると、第１のカウンタ回路１０４は前記クロック信号の４分周出力信号を第１のＡＮＤゲートの一方の入力に出力するとともに、クロック信号の８分周出力信号を第２のＡＮＤゲート１０７の一方の入力と第４のＡＮＤゲートの一方の入力とする。
【００５９】
また、第１のカウンタ回路１０４は、そのクロック信号の１６分周出力信号を第２のカウンタ回路１０５のクロック信号として出力することにより、第２のカウンタ回路１０５は、第１のカウンタ回路１０４から入力されるクロック信号の２分周出力信号を第１のＡＮＤゲート１０６の他方の入力とするとともに、４分周出力信号を第３のＡＮＤゲート１０８の一方の入力、および、第４のＡＮＤゲート１０９の他方の入力とする。
【００６０】
さらに、第２のカウンタ回路１０５は、クロック信号の８分周出力信号を第６のＡＮＤゲート１１２の一方の入力とするとともに、１６分周出力信号を第２のＡＮＤゲート１０７の他方の入力とする。
【００６１】
また、第３のＡＮＤゲート１０８の他方の入力は第１のＡＮＤゲート１０６の出力が入力され、第５のＡＮＤゲート１１０の他方の入力は第２のＡＮＤゲート１０７の出力が入力される。さらに、第６のＡＮＤゲート１１２の他方の入力は第４のＡＮＤゲート１０９の出力が入力され、第６のＡＮＤゲート１１２の出力は、図３（ｊ）に示すクロック信号として第２のフリップフロップ１１６に入力される。
【００６２】
また、第３のＡＮＤゲート１０８の出力は第２のシュミットトリガインバータ１１１に入力された後、第７のＡＮＤゲート１１４の一方の入力として出力されるのであるが、前記第７のＡＮＤゲート１１４の他方の入力には、制御回路３６が出力するＨレベルの信号が入力されるため、前記第７のＡＮＤゲート１１４は、図３（ｇ）に示す信号を第１のフリップフロップのクリアー信号として出力する。
【００６３】
一方、第５のＡＮＤゲート１１０の出力は、第３のシュミットトリガインバータ１１３を介した後、第８のＡＮＤゲート１１５の一方の入力として出力され、前記第８のＡＮＤゲート１１５の他方の入力には、制御回路３６から出力されるＨレベルの信号が入力されるため、第８のＡＮＤゲート１１５は、図３（ｆ）に示す信号を第２，３のフリップフロップ１１６，１０２のクリアー信号として出力する。
【００６４】
上記のように、第１，２のフリップフロップ１０３，１１６にクロック信号とクリアー信号が入力されると、第１のフリップフロップ１０３は、図３（ｈ）に示すパルス信号を図２に示すスイッチング素子Ｓ６のゲート端子に出力し、第２のフリップフロップ１１６は、図３（ｋ）に示すパルス信号を図２に示すスイッチング素子Ｓ５のゲート端子に出力する。
【００６５】
この結果、前記スイッチング素子Ｓ５，Ｓ６はオン／オフ動作し、このオン／オフ動作は、２次側巻線１５の励磁タイミングを決定し、定電圧制御回路２０が検出するコンデンサＣ４，Ｃ５の両端電圧を決定する。
【００６６】
仮に、定電圧制御回路２０によって検出される電圧値が正常値である場合、定電圧制御回路２０を構成する抵抗Ｒ１，Ｒ２によって分圧される接続点の電圧値は、シャントレギュレータ２１のリファレンス端子に入力されて、前記シャントレギュレータ２１のリファレンス端子とアノード間の電圧が基準電圧（例えば、２．５［Ｖ］）となる電流値が、定電圧電源から抵抗Ｒ３および発光ダイオードＤ３を介して、シャントレギュレータ２１のカソードに引き込まれる。
【００６７】
これにより、発光ダイオードＤ３は定電圧電源から流れる電流値に応じた光量で発光して、発光ダイオードＤ３と対を成すフォトトランジスタＴｒ１のエミッタには、定電圧電源から抵抗Ｒ４を介して入射光量に比例した光電流が流れ、抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５の分圧値だけ低下させる。つまり、定電圧制御回路２０の出力電圧をある一定値だけ低下させるのである。なお、前記抵抗Ｒ４，Ｒ５の分圧値は、コンデンサＣ４，Ｃ５の両端電圧が最大となるように予め設定しておくものとする。
【００６８】
前記定電圧制御回路２０の出力電圧が低下すると、図１に示す比較器２６に入力される閾値（図３（ｂ））も低下するので、比較器２６はこの閾値と図３（ａ）に示す三角波と比較することにより、基準となるタイミング（以下、基準タイミングという）で、その出力をＨ→ＬまたはＬ→Ｈに切り換える。
【００６９】
図１に示す第１のフリップフロップ１０３は、基準タイミングとなる比較器２６の出力を受けて、また、第２のフリップフロップ１１６は、基準タイミングから両端電圧可変回路１１７によって遅延されたタイミングの出力を受けることにより、図３（ｈ），（ｋ）に示すパルス信号を出力する。
【００７０】
これにより、図２に示すスイッチング素子Ｓ５，Ｓ６は、図３（ｈ），（ｋ）に示すパルス信号をゲート端子に受けてオン／オフ動作する。つまり、図２に示すコンデンサＣ４，Ｃ５の両端電圧が任意値（本実施例では、この両端電圧が最大値となるように設定した場合について説明している）である場合のスイッチング素子Ｓ５，Ｓ６のオン／オフタイミングは、図３（ｈ），（ｋ）に示すように決定される。
【００７１】
そして、本発明の非接触電源装置が最大出力電力以内の任意の電力が出力されるように設定した場合、前記スイッチング素子Ｓ５，Ｓ６のゲート端子に入力される矩形波は、図３（ｉ），（ｌ）に示す位相位置で安定した状態となるが、前記任意の電力を上げた場合（負荷が重くなった場合）や、電源電圧が低下した場合、または、１次側ユニットと２次側ユニット間のギャップが大きくなる等して電圧不足が生じた場合、図２に示すコンデンサＣ４，Ｃ５の両端電圧は低下し、抵抗Ｒ１，Ｒ２間の分圧値も低下する。
【００７２】
これにより、シャントレギュレータ２１のカソードには、定電圧電源から抵抗Ｒ３と発光ダイオードＤ３を介して、リファレンス端子とアノード間の電圧値が前記基準電圧となる電流値が引き込まれる。
【００７３】
この結果、発光ダイオードＤ３は、定電圧電源から抵抗Ｒ３を介して流れる電流値に応じた発光量で発光して、前記発光ダイオードＤ３と対応するフォトトランジスタＴｒ１がオンすることにより、前記フォトトランジスタＴｒ１のエミッタには、発光ダイオードＤ３からの入射光量に応じた光電流が流れ、フォトトランジスタＴｒ１のエミッタに流れる光電流の値に応じて抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５の分圧値が変化する。換言すれば、前記定電圧制御回路２０の出力電圧は、コンデンサＣ４，Ｃ５の両端電圧の低下に対応して、図３（ｎ）の一点鎖線に示すように上昇する。
【００７４】
前記定電圧制御回路２０の出力電圧値は、閾値として図１に示す比較器２６に入力され、比較器２６において図３（ａ）に示す三角波と比較される。これにより、比較器２６の出力がＨ→ＬまたはＬ→Ｈと切り換わるタイミングは変化して、第３のフリップフロップ１０２の非反転出力端子から出力される信号は、図３（ｄ）から同図（ｅ）に示すように変化する。
【００７５】
また、これに伴い、第１のフリップフロップ１０３の反転出力端子から出力されるパルス信号は、図３（ｉ）から同図（ｈ）に示すように、また、第２のフリップフロップ１１６の反転出力端子から出力されるパルス信号は、図３（ｌ）から同図（ｋ）に示すように変化する。
【００７６】
この結果、図２に示す２次側巻線１５の励磁タイミングは変化するので、コンデンサＣ４，Ｃ５の両端電圧は、前述した変動（低下）が解消されるように、つまり、前記コンデンサＣ４，Ｃ５の両端電圧が前記適正値となるように上昇するのである。
【００７７】
これに伴い、コンデンサＣ４とコンデンサＣ５による分圧値も一定に制御されるので、図５に示すように、２次側のインバータ回路１９によってコンデンサＣ６の両端から出力される正弦波電圧も常に正常な一定値に保持することができる。
【００７８】
なお、前記インバータ回路１９は、図１に示す制御回路３６によってスイッチング素子Ｓ７，Ｓ８を適正なタイミングでオン／オフ駆動して、前記コンデンサＣ６の両端から正弦波電圧を出力するように構成されている。
【００７９】
以上説明したように、本発明の非接触電源装置は、２次側ユニットに接続される負荷の大きさや、１次側ユニットと２次側ユニットの間のギャップ、１次側ユニットに接続する商用電源の電圧変動によっても、前記２次側ユニットの出力電圧を常に一定に制御することができるとともに、２次側巻線１５を励磁するスイッチング素子Ｓ５，Ｓ６のゲート端子に入力するパルス信号のタイミングを製品毎にＲＣ時定数にバラツキのあるワンショットＩＣを使用することなく、第１〜３のフリップフロップ１０３，１１６，１０２と、第１，２のカウンタ回路１０４，１０５および論理素子群１１８によって決定するように構成したので、コンデンサＣ６の出力に負荷を接続した場合（特に、ＯＡ機器等のコンデンサインプット負荷時）においても、前記コンデンサＣ６の両端から出力される電流が理想的な正弦波にならずに、前記スイッチング素子Ｓ５，Ｓ６のどちらか一方に電流集中が発生するといった問題を確実に防止することができる。この結果、電流集中の発生に起因して、前記スイッチング素子Ｓ５，Ｓ６が熱ストレスにより起動不良に陥ったり、効率的な駆動が阻害されてしまう問題の発生を確実に阻止することができ、装置の信頼性を向上させることができ、有効である。
【産業上の利用可能性】
【００８０】
２次側巻線を励磁させるスイッチング素子に入力するパルス信号の発振タイミングを、ＲＣ時定数にバラツキのあるワンショットＩＣを使用することなく、フリップフロップやカウンタ回路および論理素子群によって生成することにより、スイッチング素子に電流集中が発生することはなく、電圧変動が発生した時にも出力電圧を一定に維持することのできる非接触電源装置の実現に適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００８１】
【図１】本発明に係る両端電圧可変回路とその周辺回路との接続状態を示す回路図である。
【図２】２次側ユニットに具備した定電圧制御回路を示す回路図である。
【図３】前記両端電圧可変回路とその周辺回路の主要端子における電圧波形図である。
【図４】前記両端電圧可変回路とその周辺回路の主要端子における電圧波形図である。
【図５】前記２次側ユニットの回路図である。
【符号の説明】
【００８２】
１５  ２次側巻線
１６  受電回路
１９  インバータ回路
２０  定電圧制御回路
２１  シャントレギュレータ
２６  比較器
３６  制御回路
１０１，１１１，１１３，１１９  第１〜４のシュミットトリガインバータ
１０３，１１６，１０２  第１〜３のフリップフロップ
１０４，１０５  第１，２のカウンタ回路
１０６〜１１０，１１２，１１４，１１５  第１〜８のＡＮＤゲート
１１７  両端電圧可変回路
１１８  論理素子群
１２０  ＸＯＲゲート
１２１  誤動作防止回路
Ｃ４〜Ｃ６，Ｃ１４  コンデンサ
Ｄ３  発光ダイオード
Ｌ１  インダクタ
ＰＣ１  フォトカプラ
Ｒ１〜Ｒ５、Ｒ１７，Ｒ１８  抵抗
Ｓ５〜Ｓ８  スイッチング素子
Ｔｒ１  フォトトランジスタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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