(57)【要約】【課題】  入力過電圧からスイッチング素子を効果的に保護することができるスイッチング電源回路およびその保護方法を提供する。【解決手段】  トランス２の１次側に入力過電圧を検出する入力電圧監視回路９を設けると共に、同じ１次側にスイッチング素子１２，１４のスイッチング動作を強制的に停止させるための遮断スイッチ１５Ａ，１５Ｂを設ける。従来のＤＣ−ＤＣコンバータに比べて、入力過電圧に対する保護動作を極めて高速に行うことができ、入力過電圧から回路素子を確実に保護できる。特に、例えば２バッテリ型車両のように、入力過電圧状態が頻繁に生ずるような過酷な用途においても高い信頼性が得られる。【選択図】  図１
2005094890.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電圧を変圧するトランスと、
４つのスイッチング素子を含んで前記トランスの１次側に配置され、前記スイッチング素子のスイッチング動作により直流入力電圧を交流電圧に変換して前記トランスに供給する第１の変換回路と、
前記トランスの２次側に配置され、前記トランスの交流出力電圧を直流出力電圧に変換する第２の変換回路と、
前記トランスの１次側に配置され、前記直流入力電圧を監視する入力電圧監視回路と、
前記トランスの１次側に配置され、前記入力電圧監視回路が入力過電圧状態を検知したとき、前記４つのスイッチング素子のうちの少なくとも２つのスイッチング素子のスイッチング動作を停止させることにより、前記第１の変換回路を流れる電流を遮断する電流遮断回路と
を備えたことを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】
前記４つのスイッチング素子は、
前記トランスの上流側および下流側にそれぞれに配置され、前記トランスに流れる電流の方向が第１の電流方向となるように第１の電流経路を形成する第１および第２のスイッチング素子と、
前記トランスの上流側および下流側にそれぞれに配置され、前記トランスに流れる電流の方向が前記第１の電流方向とは逆の第２の電流方向となるように第２の電流経路を形成する第３および第４のスイッチング素子と
を含むことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】
前記電流遮断回路は、前記入力電圧監視回路が入力過電圧状態を検知したとき、前記第２および第４のスイッチング素子のスイッチング動作を停止させる
ことを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源回路。
【請求項４】
前記電流遮断回路は、前記入力電圧監視回路が入力過電圧状態を検知したとき、前記第１および第３のスイッチング素子のスイッチング動作を停止させる
ことを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源回路。
【請求項５】
前記電流遮断回路は、前記入力電圧監視回路が入力過電圧状態を検知したとき、前記第１および第４のスイッチング素子のスイッチング動作、または、前記第２および第３のスイッチング素子のスイッチング動作を停止させる
ことを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源回路。
【請求項６】
前記電流遮断回路は、前記入力電圧監視回路が入力過電圧状態を検知したとき、前記４つのスイッチング素子のすべてのスイッチング動作を停止させる
ことを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源回路。
【請求項７】
より高い直流電圧を出力する第１のバッテリと、より低い直流電圧を出力する第２のバッテリとを備えた車両に搭載されるスイッチング電源回路であって、
前記第１の変換回路に入力される前記直流入力電圧は前記第１のバッテリから供給され、前記第２の変換回路から出力される前記直流出力電圧は前記第２のバッテリに供給される
ことを特徴とする請求項１ないし請求項６のいずれか１項に記載のスイッチング電源回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング素子を含むスイッチング電源回路に係わり、特に入力過電圧からスイッチング素子等を保護する機能を有するスイッチング電源回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
エンジンとモータとを組み合わせて動力源としたハイブリッド型自動車が知られている。この種の自動車は、通常、モータに接続された高圧バッテリと、トランスを介して低圧側に配置される低圧バッテリとを備える２バッテリ型車両として構成されることが多い。高圧バッテリは、車両加速時においてモータを駆動してエンジンをアシストする一方、車両減速時においてはモータの回生作用（発電機として機能させること）によって充電されるようになっている。他方、低圧バッテリは、車両の制御回路の電源として利用されるようになっている。
【０００３】
上記のような２バッテリ型車両においては、高圧バッテリから低圧バッテリへの電力供給は、ＤＣ−ＤＣコンバータを用いて行われる。このＤＣ−ＤＣコンバータは、直流の入力電圧をスイッチング素子よりなるインバータ回路によって交流電圧に変換したのち、この交流電圧をトランスによって降圧し、このトランスの出力電圧を整流回路等によって再び直流電圧に変換するという機能を有するものである。このＤＣ−ＤＣコンバータを上記の２バッテリ型車両に適用した場合には、車両減速時のモータ回生による高圧バッテリへの充電により、高圧バッテリの出力電圧（すなわち、インバータ回路への直流入力電圧）がインバータ回路のスイッチング素子の耐圧を超えて急上昇し、その結果、これらのスイッチング素子に不具合が生じる可能性がある。
【０００４】
このため、従来より、２バッテリ型車両に搭載されるＤＣ−ＤＣコンバータでは、インバータ回路の直流入力電圧が所定値を超えた場合にインバータ回路の動作を停止させることにより、回路を保護することが行われている。
【０００５】
例えば、特許文献１の図１には、高圧バッテリからの入力直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路と、交流電圧を変圧するトランスと、トランスの出力電圧を整流する整流器と、整流回路の出力電圧を平滑して低圧バッテリに給電する平滑回路と、低圧バッテリ側から電源電力を給電されてインバータ回路のスイッチングを制御するコントローラとを備えたＤＣ−ＤＣコンバータが記載されている（以下、第１方式のＤＣ−ＤＣコンバータという。）。コントローラは、インバータ回路に入力される直流電圧が所定値以上となる場合に、入力直流電圧が過電圧であると判定してインバータ回路の上アーム側スイッチング素子および下アーム側スイッチング素子の両方をオフするようになっているが、その際、コントローラは、入力直流電圧が過電圧であるとの判定を、整流器の入力電圧または出力電圧に基づいて行うようになっている。なお、特許文献１の図１では図示が省略されているが、２次側のコントローラが１次側のインバータ回路のスイッチング素子を停止させるためには、コントローラからインバータ回路へのスイッチング信号の伝達がトランス等の絶縁回路を介して行われる必要がある。
【０００６】
そして、上記の特許文献１には、トランスの二次側（特にトランスの二次コイルから平滑回路までのいずれかの部位）の電圧に基づいてインバータ回路への入力過電圧を判定するので、簡素な回路構成により入力過電圧を検出することができる、との記載がある。
【０００７】
また、特許文献１の図１３には、インバータ回路と、降圧トランスと、整流回路と、チョークコイルと、入力過電圧検出回路と、コントローラと、入力側平滑コンデンサと、出力側平滑コンデンサと、低圧バッテリの電圧を定電圧化してコントローラに電源電圧として供給する定電圧回路とを有するＤＣ−ＤＣコンバータが記載されている（以下、第２方式のＤＣ−ＤＣコンバータという。）。入力過電圧検出回路は、インバータ回路のスイッチング素子をオフしてその耐圧を確保するために、高圧バッテリの電圧が所定値を超えたかどうかを判定するためのものであり、高圧バッテリの電圧を分圧する抵抗分圧回路と、所定のしきい値電圧を発生する定電圧回路と、抵抗分圧回路の出力分圧と定電圧回路からのしきい値電圧とを比較するコンパレータと、コンパレータの出力を入出力絶縁可能に出力するフォトカプラ回路と、低圧バッテリの電圧から入出力絶縁された直流電源電圧を形成してコンパレータおよびフォトカプラ回路に電源電圧として印加する制御用電源電圧形成回路とを有している。なお、特許文献１の図１３では図示が省略されているが、２次側のコントローラが１次側のインバータ回路のスイッチング素子を停止させるためには、コントローラからインバータ回路へのスイッチング信号の伝達がトランス等の絶縁回路を介して行われる必要がある。
【０００８】
そして、上記の特許文献１には、コントローラがフォトカプラ回路を介して供給されるコンパレータ出力に基づいて入力過電圧を検出すると、インバータ回路のスイッチング素子をオフすることができる、という記載がある。
【特許文献１】特開２００３−３３０１５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、上記第１方式のＤＣ−ＤＣコンバータでは、コントローラが２次側電圧に基づいて入力過電圧を検出し、絶縁回路（トランス）を介して１次側のスイッチング素子を停止させるようになっているので、入力過電圧の検出はコントローラの性能に左右され、コントローラが遅い場合には入力過電圧検出の遅れが甚だしい。また、絶縁回路における伝達遅れもある。このため、インバータ回路への入力直流電圧の急上昇に追随して速やかにインバータ回路の動作を停止させることが困難であった。特に２次側で入力過電圧を検出すべく、トランスの２次側から出力されるパルス電圧を波形成形回路によって積分するようにしていることから、その電圧検出には相当な時間を要し、応答性のよい保護制御を行うことが困難であった。
【００１０】
また、上記第２方式のＤＣ−ＤＣコンバータでは、１次側電圧に基づいて入力過電圧を検出しているものの、インバータ回路の動作を停止させる制御を行うのは２次側に配置されたコントローラであることから、１次側から２次側への信号伝達（入力過電圧の検出）にフォトカプラが必要となり、また、トランス等の絶縁回路を介した２次側から１次側への信号伝達（スイッチング信号の停止）に遅れが生ずることから、十分に速やかな信号伝達を行うことは困難であった。
【００１１】
このように、従来のＤＣ−ＤＣコンバータでは、２次側のコントローラで生ずる電圧検出処理の時間遅れや、２次側から１次側へのスイッチング信号伝達経路に設けられる絶縁回路で生ずる信号伝達の時間遅れ等が無視できないほど大きかったので、スイッチング素子を入力過電圧から保護するための保護動作を高速化することが困難であり、事実上、有効に回路保護を行うことができなかった。
【００１２】
本発明はかかる問題に鑑みてなされたもので、その目的は、入力過電圧からスイッチング素子を効果的に保護することができるスイッチング電源回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明のスイッチング電源回路は、交流電圧を変圧するトランスと、４つのスイッチング素子を含んでトランスの１次側に配置されスイッチング素子のスイッチング動作により直流入力電圧を交流電圧に変換してトランスに供給する第１の変換回路と、トランスの２次側に配置されトランスの交流出力電圧を直流出力電圧に変換する第２の変換回路と、トランスの１次側に配置され直流入力電圧を監視する入力電圧監視回路と、トランスの１次側に配置され入力電圧監視回路が入力過電圧状態を検知したとき４つのスイッチング素子のうちの少なくとも２つのスイッチング素子のスイッチング動作を停止させることにより第１の変換回路を流れる電流を遮断する電流遮断回路とを備えている。
【００１４】
ここで、「トランス」は、降圧用、昇圧用、いずれの変圧器でもよい。「入力過電圧状態」とは、直流入力電圧が、予め設定された許容電圧レベルを超えた状態をいう。
【００１５】
本発明のスイッチング電源回路では、トランスの１次側において直流入力電圧の監視が行われる。直流入力電圧の過電圧状態が検知されたとき、トランスの１次側に配置された電流遮断回路が作動し、４つのスイッチング素子のうちの少なくとも２つのスイッチング素子のスイッチング動作が停止する。これにより、第１の変換回路を流れる電流が遮断され、回路素子の耐圧を超えるようなサージ電圧が第１および第２の変換回路に流れることが回避される。直流入力電圧の過電圧状態の検知をトランスの１次側で行うと共に、その検知結果に基づいて、同じ１次側に設けられた電流遮断回路を直接に（絶縁回路を介さずに）駆動するようにしていることから、過電圧状態の発生時から保護動作開始までの時間が短くなる。
【００１６】
４つのスイッチング素子は、トランスの上流側および下流側にそれぞれに配置されトランスに流れる電流の方向が第１の電流方向となるように第１の電流経路を形成する第１および第２のスイッチング素子と、トランスの上流側および下流側にそれぞれに配置されトランスに流れる電流の方向が第１の電流方向とは逆の第２の電流方向となるように第２の電流経路を形成する第３および第４のスイッチング素子とを含むように構成するのが好ましい。
【００１７】
電流遮断回路は、入力電圧監視回路が入力過電圧状態を検知したときに、第２および第４のスイッチング素子のスイッチング動作を停止させるように動作するのが好ましいが、第１および第２の電流経路を共に遮断できる限り、他の組み合わせでスイッチング素子ののスイッチング動作を停止させるようにしてもよい。例えば、第１および第３のスイッチング素子のスイッチング動作を停止させるようにしてもよい。あるいは、第１および第４のスイッチング素子のスイッチング動作、または、第２および第３のスイッチング素子のスイッチング動作を停止させるようにしてもよい。あるいは、４つのスイッチング素子のすべてのスイッチング動作を停止させるようにしてもよい。
【００１８】
本発明のスイッチング電源回路は、特に、高圧バッテリと低圧バッテリとを備えた車両に好適に適用される。この場合、第１の変換回路に入力される直流入力電圧が高圧バッテリから供給され、第２の変換回路から出力される直流出力電圧が低圧バッテリに供給されるように構成するのが好ましい。高圧バッテリがモータに接続されたものであって、このモータの回生動作によって高圧バッテリの充電が行われると共に、高圧バッテリからモータへの電流供給が行われるように構成されたものである場合に特に好適に適用される。
【発明の効果】
【００１９】
本発明のスイッチング電源回路によれば、直流入力電圧の過電圧状態の検知をトランスの１次側で行うと共に、その検知結果に基づいて、同じ１次側に設けられた電流遮断回路を直接に（絶縁回路を介さずに）駆動するようにしたので、過電圧状態の発生時から保護動作開始までの時間が短くなる。したがって、過電圧印加時のサージ電圧から回路素子を確実に保護することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
以下、本発明を実施するための最良の形態（以下、単に実施の形態という。）について、図面を参照して詳細に説明する。
【００２１】
［第１の実施の形態］
図１は本発明の一実施の形態に係るスイッチング電源回路の構成を表すものである。
【００２２】
本実施の形態のスイッチング電源回路は、高圧バッテリＢＨから出力される第１の直流電圧を、より低い第２の直流電圧に変換して低圧バッテリＢＬに供給するＤＣ−ＤＣコンバータとして機能するものである。このスイッチング電源回路は、１次側高圧ラインＬ１Ｈと１次側低圧ラインＬ１Ｌとの間に設けられたインバータ回路１と、１次側コイル２１および２次側コイル２２，２３を有するトランス２と、トランス２の２次側に設けられた整流回路３と、２次側電源ラインＬ２に設けられたチョークコイル４と、インバータ回路１のスイッチング動作を制御する制御回路５と、インバータ回路１と制御回路５との間に設けられた絶縁回路部６とを備えている。高圧バッテリＢＨおよびインバータ回路１はトランス２の１次側に位置し、整流回路３、チョークコイル４、制御回路５および低圧バッテリＢＬはトランス２の２次側に位置する。低圧バッテリＢＬは、２次側電源ラインＬ２と接地との間に設けられている。このスイッチング電源回路はまた、１次側高圧ラインＬ１Ｈと１次側低圧ラインＬ１Ｌとの間にインバータ回路１と並列に設けられた入力側平滑コンデンサ７と、２次側電源ラインＬ２と接地との間に低圧バッテリＢＬと並列に設けられた出力側平滑コンデンサ８とを備え、インバータ回路１におけるスイッチング素子（後述）の動作による電圧の乱れを平滑化している。
【００２３】
インバータ回路１は、高圧バッテリＢＨから出力される第１の直流電圧を単相の交流電圧（ほぼ矩形波状の交流電圧）に変換する単相インバータ回路であり、本発明における「第１の変換回路」の一具体例に対応する。このインバータ回路１は、制御回路５から出力されるスイッチング信号５１〜５４によってそれぞれ駆動される４つのスイッチング素子１１，１２，１３，１４を有する。スイッチング素子としては、例えばＭＯＳ(Metal-Oxide-Semiconductor) トランジスタやＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）が用いられるが、スイッチング素子であれば、これらに限られるものではない。。
【００２４】
スイッチング素子１１はトランス２の１次側コイル２１の一端２１Ａと１次側高圧ラインＬ１Ｈとの間に設けられ、スイッチング素子１２は１次側コイル２１の他端２１Ｂと１次側低圧ラインＬ１Ｌとの間に設けられている。スイッチング素子１３はトランス２の１次側コイル２１の他端２１Ｂと１次側高圧ラインＬ１Ｈとの間に設けられ、スイッチング素子１４は１次側コイル２１の一端２１Ａと１次側低圧ラインＬ１Ｌとの間に設けられている。ここで、スイッチング素子１１〜１４が、それぞれ、本発明における「第１〜第４のスイッチング素子」の一具体例に対応する。
【００２５】
スイッチング素子１１，１２がオンすることにより、１次側高圧ラインＬ１Ｈから順にスイッチング素子１１、１次側コイル２１およびスイッチング素子１２を通って１次側低圧ラインＬ１Ｌに至る第１の電流経路に電流が流れる一方、スイッチング素子１３，１４がオンすることにより１次側高圧ラインＬ１Ｈから順にスイッチング素子１３、１次側コイル２１およびスイッチング素子１４を通って１次側低圧ラインＬ１Ｌに至る第２の電流経路に電流が流れるようになっている。したがって、スイッチング素子１１，１３は電流経路上において常に１次側コイル２１の高圧側（上流側）に位置し、スイッチング素子１２，１４は電流経路上において常に１次側コイル２１の低圧側（下流側）に位置することになる。そこで、以後の説明では、適宜、スイッチング素子１１，１３を高圧側スイッチング素子と総称し、スイッチング素子１２，１４を低圧側スイッチング素子と総称する。
【００２６】
トランス２はインバータ回路１によって変換された交流電圧を降圧し、一対の２次側コイル２２，２３から、互いに１８０度位相が異なる交流電圧を出力するものである。この場合、降圧の度合いは、１次側コイル２１と２次側コイル２２，２３の巻数比によって定まる。２次側コイル２２と２次側コイル２３との接続点Ｃは接地されている。
【００２７】
整流回路３は、一対のダイオード３１、３２により構成された単相全波整流回路であり、本発明における「第２の変換回路」の一具体例に対応する。ダイオード３１の一端はトランス２の２次側コイル２２の一端２２Ａに接続され、ダイオード３２の一端は２次側コイル２３の一端２３Ａに接続されている。ダイオード３１、３２の各他端同士は互いに接続され、チョークコイル４の一端に接続されている。この整流回路３は、トランス２から出力される交流電圧の各半波期間をそれぞれダイオード３１、３２によって個別に整流して直流電圧を得るものである。
【００２８】
チョークコイル４および出力側平滑コンデンサ８は、整流回路３で得られた直流電圧を平滑化し、得られた直流電圧を第２の直流電圧として低圧バッテリＢＬに給電するようになっている。
【００２９】
制御回路５は、低圧バッテリＢＬから出力される第２の直流電圧を電源電圧として動作し、スイッチング信号５１〜５４を出力するようになっている。
【００３０】
絶縁回路部６は、それぞれトランス等からなる絶縁回路６１〜６４を含んでいる。絶縁回路６１〜６４は、それぞれ、トランス２の１次側と２次側とを隔絶しつつ、制御回路５から出力されたスイッチング信号５１〜５４をインバータ回路１に伝達する機能を有する。絶縁回路部６を介して２次側に伝達されたスイッチング信号５１〜５４はそれぞれ、インバータ回路１のスイッチング素子１１〜１４の制御端子（ここでは、ゲート）に印加され、各スイッチング素子のオンオフ（開閉）動作を制御するようになっている。
【００３１】
本実施の形態のスイッチング電源回路はさらに、トランス２の１次側に、入力電圧監視回路９と、遮断スイッチ１５Ａ，１５Ｂとを備えている。
【００３２】
入力電圧監視回路９は、分圧抵抗９１，９２と、コンパレータ９３と、定電圧回路９４とを有する。分圧抵抗９１，９２は、１次側高圧ラインＬ１Ｈと１次側低圧ラインＬ１Ｌとの間に直列に配置されている。分圧抵抗９１，９２の接続点Ｄからは、両者の抵抗値の比に応じた分圧ＶＤが出力される。定電圧回路９４は、高圧バッテリＢＨを電源として動作し、一定の基準電圧ＶＲを出力するものである。コンパレータ９３は、分圧抵抗９１，９２からの分圧ＶＤと定電圧回路９４からの基準電圧ＶＲとを比較し、その結果に応じて（具体的には、分圧ＶＤが基準電圧ＶＲを越えると）、スイッチング遮断信号９５を出力するようになっている。なお、コンパレータ９３は、高圧バッテリＢＨから作られた電圧Ｖａを電源電圧として動作するようになっている。
【００３３】
遮断スイッチ１５Ａ，１５Ｂは、本発明における「電流遮断回路」の一具体例に対応するもので、それぞれ、低圧側スイッチング素子１２，１４の各ゲートと１次側低圧ラインＬ１Ｌとの間に配置されている。遮断スイッチ１５Ａ，１５Ｂは、コンパレータ９３からスイッチング遮断信号９５が与えられると、それぞれオン（閉）状態になり、低圧側スイッチング素子１２，１４の各ゲートと１次側低圧ラインＬ１Ｌとの間をショートさせることにより、低圧側スイッチング素子１２，１４のスイッチング動作を強制的に停止させるようになっている。
【００３４】
次に、以上のような構成のスイッチング電源回路の動作を説明する。
【００３５】
２次側に配置された制御回路５は、２次側に配置された低圧バッテリＢＬから供給される電力、もしくは、１次側の高圧バッテリＢＨからトランス２によって電圧変換され２次側の電源ラインＬ２を介して供給される電力を基に動作し、スイッチング信号５１〜５４を出力する。スイッチング信号５１〜５４は、絶縁回路部６を介して１次側に伝達され、インバータ回路１のスイッチング素子１１〜１４の各ゲートにそれぞれ印加される。
【００３６】
インバータ回路１は、制御回路５からのスイッチング信号５１〜５４に基づいて、高圧バッテリＢＨから出力される直流電圧をスイッチングすることにより交流電圧を生成し、トランス２に印加する。具体的には、インバータ回路１のスイッチング素子１１，１２がオン状態のときは、１次側高圧ラインＬ１Ｈから順にスイッチング素子１１、１次側コイル２１およびスイッチング素子１２を通って１次側低圧ラインＬ１Ｌに至る第１の電流経路に電流が流れる。一方、スイッチング素子１３，１４がオン状態のときは、１次側高圧ラインＬ１Ｈから順にスイッチング素子１３、１次側コイル２１およびスイッチング素子１４を通って１次側低圧ラインＬ１Ｌに至る第２の電流経路に電流が流れる。これにより、トランス２の１次側コイル２１にはほぼ矩形波状の交流電圧が印加される。
【００３７】
１次側コイル２１に印加される交流電圧に呼応して、トランス２の２次側コイル２２，２３には、１次側電圧よりも低い電圧の交流電圧が生ずる。整流回路３の一対のダイオード３１、３２は、トランス２から出力される交流電圧の各半波期間をそれぞれダイオード３１、３２によって個別に整流する単相全波整流を行う。これにより、直流電圧が得られる。この直流電圧はさらにチョークコイル４によって平滑化され、低圧バッテリＢＬの充電に供される。
【００３８】
入力電圧監視回路９のコンパレータ９３は、分圧抵抗９１，９２の接続点Ｄにおける分圧ＶＤと、定電圧回路９４からの基準電圧ＶＲとを比較し、分圧ＶＤが基準電圧ＶＲを超えると、入力過電圧と判断し、スイッチング遮断信号９５を出力する。このスイッチング遮断信号９５は、遮断スイッチ１５Ａ，１５Ｂを閉状態に変化させる。これにより、低圧側スイッチング素子１２，１４のゲートが１次側低圧ラインＬ１Ｌに接続されて低電位（低圧側接地レベル）になるため、低圧側スイッチング素子１２，１４はスイッチング動作を停止し、オフ（開）状態に保持される。これにより、第１および第２の電流経路が共に遮断され、インバータ回路１には電流が流れなくなる。この結果、トランス２は２次側に電力を供給できなくなり、また、インバータ回路１のスイッチング素子１１〜１４にはサージ電圧が発生しなくなる。したがって、たとえ、高圧バッテリＢＨの出力電圧がスイッチング素子１１〜１４の耐圧近くまで上昇したとしても、これらの素子がダメージを受けるのを回避することができる。また、トランス２の２次側においても、スイッチングに伴って整流回路３のダイオード３１，３２の耐圧を超えるようなサージ電圧が発生することがないので、これらのダイオードも保護される。
【００３９】
ここで、入力電圧監視回路９における入力過電圧検出動作の高速性について考察する。本実施の形態では、入力電圧監視回路９が１次側に配置されているため、例えば従来のＤＣ−ＤＣコンバータに比べて、より高速な検出が可能である。その理由は次の通りである。
【００４０】
第１に、従来の第１方式のＤＣ−ＤＣコンバータでは、２次側に配置されたコントローラが２次側のパルス状の交流電圧を積分して入力過電圧を検出しているので、その検出の遅れが甚だしいのに対し、本実施の形態では、コンパレータ９３によって１次側の直流電圧を直接検出しているからである。
【００４１】
第２に、従来の第１方式のＤＣ−ＤＣコンバータでは、２次側に配置されたコントローラ自身がスイッチング信号を出力停止レベルに固定させ、これを絶縁回路（トランス）を介して１次側に伝達するようになっているので、この絶縁回路における伝達遅れが生ずるのに対し、本実施の形態では、１次側で検出した結果を同じ１次側の遮断スイッチ１５Ａ，１５Ｂに伝達するだけでよいので、絶縁回路を経由する必要がなく、伝達遅れが殆ど生じないからである。このことは、従来の第２方式のＤＣ−ＤＣコンバータとの比較においても同様である。第２方式のＤＣ−ＤＣコンバータでは、１次側で入力過電圧を検出してはいるものの、実際にインバータ回路の動作を停止させる制御を行うのは２次側のコントローラだからである。すなわち、第２方式のＤＣ−ＤＣコンバータでは、トランス等の絶縁回路を介した２次側から１次側への信号伝達（スイッチング信号の停止）を行う必要があり、無視できないほどの伝達遅れが生ずるのである。
【００４２】
入力直流電圧の上昇開始からインバータ回路のスイッチング停止までの時間を試算してみると、第１方式のＤＣ−ＤＣコンバータでは、上記のように、２次側での検出動作（積分処理）による遅延と、２次側から１次側への伝達に伴う遅延とが大きいことから、数ｍｓｅｃを要する。また、第２方式のＤＣ−ＤＣコンバータでは、２次側から１次側への伝達に伴う遅延が存在することから、数百μｓｅｃを要する。これに対し、本実施の形態では、主たる遅延要因は、コンパレータ９３の比較動作に由来する遅延のみであることから、数十μｓｅｃ程度に抑えられる。
【００４３】
このように、本実施の形態のスイッチング電源回路によれば、トランス２の１次側に入力過電圧を検出する入力電圧監視回路９を設けると共に、同じ１次側にスイッチング素子１２，１４のスイッチング動作を強制的に停止させるための遮断スイッチ１５Ａ，１５Ｂを設けるようにしたので、従来のＤＣ−ＤＣコンバータに比べて、入力過電圧に対する保護動作を極めて高速に行うことができる。したがって、入力過電圧から回路素子を確実に保護することができる。特に、例えば２バッテリ型車両のように、入力過電圧状態が頻繁に生ずるような過酷な用途においても高い信頼性を得ることができる。
【００４４】
＜変形例１＞
なお、本実施の形態では、遮断スイッチ１５Ａ，１５Ｂを、それぞれ、低圧側スイッチング素子１２，１４と１次側低圧ラインＬ１Ｌとの間に配置するようにしたが、これに代えて、例えば図２に示したように、遮断スイッチ１５Ａ，１５Ｂを、それぞれ、低圧側スイッチング素子１２，１４と絶縁回路６４，６２との間に配置するようにしてもよい。なお、図２において、図１に示した構成要素と同一の構成要素には同一の符号を付し、説明を省略する。この場合には、スイッチング信号５４，５２が、遮断スイッチ１５Ａ，１５Ｂによって直接遮断されることにより、低圧側スイッチング素子１２，１４のスイッチング動作が停止する。この場合においても、上記第１の実施の形態の場合と同様の効果が得られる。
【００４５】
［第２の実施の形態］
次に、本発明の第２の実施の形態について説明する。
【００４６】
図３は本発明の第２の実施の形態に係るスイッチング電源回路の構成を表すものである。この図において、図１に示した構成要素と同一の構成要素には同一の符号を付し、適宜説明を省略する。
【００４７】
上記第１の実施の形態では、入力電圧監視回路９からのスイッチング遮断信号９５によって低圧側スイッチング素子１２，１４のスイッチング動作を停止させるようにしたが、本実施の形態は、高圧側スイッチング素子１１，１３のスイッチング動作を停止させるようにしたものである。この場合には、高圧側スイッチング素子１１，１３の接地レベルが低圧側スイッチング素子１２，１４の接地レベルとは異なっているので、上記第１の実施の形態の場合のように、スイッチング遮断信号９５によって開閉する遮断スイッチ１５Ａ，１５Ｂを用いて高圧側スイッチング素子１１，１３を直接制御することはできない。
【００４８】
そこで、本実施の形態では、信号レベルを隔絶しつつ信号内容のみを伝達することができるフォトカプラ１６Ａ，１６Ｂを用いて、高圧側スイッチング素子１３，１１のスイッチング動作をそれぞれ停止させるようにしている。具体的には、フォトカプラ１６Ａのフォトトランジスタを高圧側スイッチング素子１３のゲートとドレインとの間に配置すると共に、フォトカプラ１６Ａのフォトダイオードをスイッチング遮断信号９５によって駆動するようにする。同様に、フォトカプラ１６Ｂのフォトトランジスタを高圧側スイッチング素子１１のゲートとドレインとの間に配置すると共に、フォトカプラ１６Ｂのフォトダイオードをスイッチング遮断信号９５によって駆動するようにする。その他の構成は、上記第１の実施の形態（図１）の場合と同様である。なお、実際には、コンパレータ９３の出力側に、図示しないバッファ回路が設けられる。
【００４９】
本実施の形態では、コンパレータ９３からバッファ回路（図示せず）を介して出力されるスイッチング遮断信号９５によってフォトカプラ１６Ａ，１６Ｂが動作すると、高圧側スイッチング素子１３，１１の各ゲートが低電位（高圧側接地レベル）に設定されるので、それらの２つのスイッチング素子がスイッチング動作を停止し、オフ（開）状態に保持される。これにより、インバータ回路１における２つの電流経路（第１および第２の電流経路）が共に遮断されるので、スイッチング動作に伴うサージ電圧の発生がなくなり、スイッチング素子１１〜１４やダイオード３１，３２等の回路素子が保護される。この場合においても、高速の入力過電圧検出に基づく高速のスイッチング動作遮断処理が行われるという上記第１の実施の形態の場合と同様の効果が得られる。
【００５０】
＜変形例２＞
なお、例えば図４に示したように、フォトカプラ１６Ａ，１６Ｂを、それぞれ、高圧側スイッチング素子１３，１１と絶縁回路６４，６２との間に配置し、コンパレータ９３の出力側に図示しないインバータ回路を設けるようにしてもよいる。図４では、図３に示した構成要素と同一の構成要素には同一の符号を付し、説明を省略する。この場合には、コンパレータ９３からインバータ回路（図示せず）を介して出力されるスイッチング遮断信号９５によってフォトカプラ１６Ａ，１６Ｂが動作し、スイッチング信号５４，５２をそれぞれ直接遮断することにより、高圧側スイッチング素子１３，１１のスイッチング動作が停止してオフ（開）状態に保持される。この場合においても、上記第２の実施の形態の場合と同様の効果が得られる。
【００５１】
［第３の実施の形態］
次に、本発明の第３の実施の形態について説明する。
【００５２】
上記第１および第２の実施の形態では、入力電圧監視回路９の出力であるスイッチング遮断信号９５によってスイッチング動作を停止させるのは、低圧側スイッチング素子１２，１４または高圧側スイッチング素子１１，１３のいずれかであった。
【００５３】
これに対し、本実施の形態は、図５に示したように、２つの低圧側スイッチング素子のうちのいずれか一方（ここでは、低圧側スイッチング素子１４）と、２つの高圧側スイッチング素子１１，１３のうちのいずれか一方（ここでは、高圧側スイッチング素子１１）とを停止させるようにしたものである。低圧側スイッチング素子１４と高圧側スイッチング素子１１とがオフ（開）状態に保持されるので、インバータ回路１における２つの電流経路（第１および第２の電流経路）が共に遮断されてスイッチング動作に伴うサージ電圧の発生がなくなり、スイッチング素子１１〜１４やダイオード３１，３２等の回路素子が保護される。この場合においても、高速の入力過電圧検出に基づく高速のスイッチング動作遮断処理が行われるという上記第１の実施の形態の場合と同様の効果が得られる。
【００５４】
＜変形例３＞
なお、例えば図６に示したように、フォトカプラ１６Ｂを高圧側スイッチング素子１１と絶縁回路６１との間に配置すると共に、遮断スイッチ１５Ｂを高圧側スイッチング素子１４と絶縁回路６２との間に配置するようにしてもよい。なお、図６において、図５に示した構成要素と同一の構成要素には同一の符号を付し、説明を省略する。この場合には、コンパレータ９３からインバータ回路（図示せず）を介して出力されるスイッチング遮断信号９５によってフォトカプラ１６Ｂおよび遮断スイッチ１５Ｂが動作し、スイッチング信号５１，５２をそれぞれ直接遮断することにより、スイッチング素子１１，１４のスイッチング動作が停止してオフ（開）状態に保持される。この場合においても、上記第３の実施の形態の場合と同様の効果が得られる。
【００５５】
なお、２つの低圧側スイッチング素子１２，１４のうちの低圧側スイッチング素子１２と、２つの高圧側スイッチング素子１１，１３のうちの高圧側スイッチング素子１３とを停止させてオフ（開）状態に保持するようにしてもよい。
【００５６】
以上、実施の形態および実施例を挙げて本発明を説明したが、本発明はこれらに限定されず、種々の変形が可能である。例えば、上記各実施の形態では、インバータ回路１に形成される第１および第２の電流経路を遮断するために、第１の電流経路上のいずれか一方のスイッチング素子と第２の電流経路上のいずれか一方のスイッチング素子の２つだけをオフ（開）状態に保持するようにしたが、本発明はこれに限られず、４つすべてのスイッチング素子をオフ状態にするようにしてもよい。但し、例えば２バッテリ型車両のように、過酷な環境条件下で使用されるものに適用できるようなフォトカプラを安価で入手することは容易ではないので、この点を考慮すると、上記第１の実施の形態（図１）で示したように、フォトカプラを用いずに済む方法（低圧側スイッチング素子１２，１４のみを動作停止させる方法）がより好ましい。
【００５７】
また、上記各実施の形態では、２バッテリ型車両への適用を想定して説明したが、インバータ回路への入力直流電圧が過大になる可能性のある他の用途への適用も可能であることはもちろんである。
【図面の簡単な説明】
【００５８】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源回路の全体構成を表す回路図である。
【図２】図１に示したスイッチング電源回路の変形例を表す回路図である。
【図３】本発明の第２の実施の形態に係るスイッチング電源回路の全体構成を表す回路図である。
【図４】図３に示したスイッチング電源回路の変形例を表す回路図である。
【図５】本発明の第３の実施の形態に係るスイッチング電源回路の全体構成を表す回路図である。
【図６】図５に示したスイッチング電源回路の変形例を表す回路図である。
【符号の説明】
【００５９】
１…インバータ回路、２…トランス、３…整流回路、４…チョークコイル、５…制御回路、６…絶縁回路部、７…入力側平滑コンデンサ、８…出力側平滑コンデンサ、１１〜１４…スイッチング素子、９…入力電圧監視回路、１５Ａ，１５Ｂ…遮断スイッチ、１６Ａ，１６Ｂ…フォトカプラ、９１，９２…分圧抵抗、９３…コンパレータ、９４…定電圧回路、ＢＨ…高圧バッテリ、ＢＬ…低圧バッテリ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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