(57)【要約】  【課題】マトリクスコンバータ等の直接変換器において、電源電圧の０．８６６倍を超える電圧を出力する場合でも、高速の演算器や高精度の電圧検出器を要することなく出力電圧のひずみを低減して電動機駆動時のトルクの脈動を抑制する。  【解決手段】電源電圧位相検出手段２と、電源電圧に同期する入力電流指令を演算する手段３と、入力電流指令を用いてマトリクスコンバータ５０の仮想直流リンク電圧を演算する手段４と、仮想直流リンク電圧の脈動周波数成分を抽出すると共にこの周波数成分を用いて周波数補正係数を演算する手段５と、前記周波数補正係数によりマトリクスコンバータ５０の出力電圧指令の周波数を制御する手段６，５５，５４を備える。【選択図】図１
2005086973.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
半導体スイッチング素子を用いて交流電力を交流電力に直接変換する交流−交流直接変換器において、
電源電圧を検出する手段と、
この手段により検出した電源電圧に同期した入力電流指令を演算する手段と、
前記入力電流指令を用いて前記直接変換器の仮想直流リンク電圧を演算する手段と、
前記仮想直流リンク電圧の脈動周波数成分を抽出すると共にこの周波数成分を用いて周波数補正係数を演算する手段と、
前記周波数補正係数により前記直接変換器の出力電圧指令の周波数を制御する手段と、
を備えたことを特徴とする交流−交流直接変換器の制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載した交流−交流直接変換器の制御装置において、
出力電圧指令が電源電圧に起因する出力可能範囲を超える場合に、仮想直流リンク電圧と前記出力電圧指令とを用いて前記出力可能範囲内の出力電圧指令を演算し、この出力電圧指令に対応する仮想直流リンク電圧を再度演算する手段を備え、
この手段により演算した仮想直流リンク電圧からその脈動周波数成分を抽出することを特徴とする交流−交流直接変換器の制御装置。
【請求項３】
半導体スイッチング素子を用いて交流電力を交流電力に直接変換する交流−交流直接変換器において、
負荷としての電動機の磁束を制御する出力電圧成分としての磁束軸電圧と、電動機のトルクを制御する出力電圧成分としてのトルク軸電圧とから出力電圧指令を合成する座標変換手段と、
出力電圧指令が電源電圧に起因する出力可能範囲を超える場合に、前記トルク軸電圧が一定になるように前記直接変換器の出力電圧指令の周波数を制御する手段と、
を備えたことを特徴とする交流−交流直接変換器の制御装置。
【請求項４】
請求項１〜３の何れか１項に記載した交流−交流直接変換器の制御装置において、
出力電圧指令の周波数を制御する手段を、出力電圧指令の位相角を制御する手段としたことを特徴とする交流−交流直接変換器の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流から交流に直接変換する交流−交流直接変換器の制御装置に関し、特に電源電圧の０．８６６倍以上の電圧を直接変換器から出力する場合において、出力電圧に重畳される低周波の脈動成分の抑制と、負荷として電動機を駆動する際のトルク脈動の低減に効果的な制御装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図８は、交流−交流直接変換器として代表的なマトリクスコンバータ５０の制御装置を示しており、以下ではこのマトリクスコンバータ５０を例にとって従来技術を説明する。
なお、図８において、５０ｓはマトリクスコンバータ５０を構成する双方向スイッチ（例えば、それぞれ２個の半導体スイッチング素子を逆並列接続して構成される）、Ｒ，Ｓ，Ｔは交流入力端子、Ｕ，Ｖ，Ｗは交流出力端子である。
【０００３】
マトリクスコンバータの制御方式の一つとして、仮想直流リンク電圧を考慮した仮想ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ方式がある。仮想ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ方式については、後述する非特許文献１によって既に公知になっており、この方式を図８に適用した場合の動作の概要を以下に説明する。
【０００４】
仮想ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ方式は、マトリクスコンバータ内にＰＷＭ整流器とインバータとからなる回路を想定し、両者のスイッチング関数を合成してマトリクスコンバータの出力電圧パルスパターンを得る方式である。
ここで、仮想整流器側の制御は、図８に示すマトリクスコンバータ５０の回路構成から電源短絡を許容しないので、電流形ＰＷＭ整流器と等価になり、仮想インバータ側の制御はＰＷＭ電圧形インバータと等価になる。
【０００５】
図８において、仮想整流器側は、入力電流指令から、仮想整流器パルス演算手段５２により仮想の電流形ＰＷＭ整流器のＰＷＭパルスを生成する。
一方、仮想インバータ側は、出力周波数指令を積分手段５５により積分して出力電圧の角度指令を求め、出力電圧指令と角度指令とから交流電圧指令演算手段５４により、交流出力電圧指令を求める。そして、交流電圧指令から仮想インバータパルス演算手段５３により仮想インバータのＰＷＭパルスを生成する。
【０００６】
こうして得られた仮想整流器のＰＷＭパルスと仮想インバータのＰＷＭパルスとをＰＷＭパルス合成手段５１に入力してスイッチング関数を合成し、マトリクスコンバータ５０のＰＷＭパルスを生成する。このＰＷＭパルスにより双方向スイッチをオンオフすることにより、マトリクスコンバータ５０は任意の周波数及び大きさを有する交流電圧を出力する。
【０００７】
次に、図９は、マトリクスコンバータの出力電圧範囲を示したものである。
マトリクスコンバータでは、入力電圧各相の正方向及び負方向の電圧を発生することができる。マトリクスコンバータは、電源電圧を双方向スイッチにより直接スイッチングして電圧を出力するので、ＰＷＭ制御により電圧を出力できる範囲は、６相交流の包絡線範囲内（図９の斜線範囲内であり、以下ではＰＷＭ可能範囲ともいう）となる。従って、所望の出力電圧が得られる出力電圧指令の範囲は、最大で電源電圧の０．８６６倍となる。
【０００８】
電源電圧の０．８６６倍を超える電圧を出力する場合、前記ＰＷＭ可能範囲の制約から、図９の太線で示すように出力電圧にひずみが生じる。このひずみは、インバータ出力周波数の基本波の周辺に発生する低周波数成分である。
負荷に電動機が接続されている場合には、上記ひずみによりトルクの脈動が発生して騒音発生や電動機を破壊する原因になる。また、電流も増加するため、電動機の損失が増加して異常過熱となる場合や、スイッチング素子などの故障を引き起こす恐れもある。
【０００９】
そこで本出願人は、上述した出力電圧のひずみが出力電圧波形を正負非対称にする点に着目し、特願２００２−２９９１１９号（本願の出願時において未だ出願公開されておらず、以下では先願という）として、電源電圧から生成した直接変換器の仮想直流リンク電圧の大きさに応じて、直接変換器の出力電圧波形の正負面積が等しくなるように出力電圧の周波数または振幅を制御する手段を備えた直接変換器を出願した（上記先願の請求項２等）。
この先願によれば、入力電圧の０．８６６倍以上の電圧を出力する際に、以下の数式１に示すように仮想の直流リンク電圧Ｖｄｃを演算し、数式２に示すようにマトリクスコンバータの出力電圧の瞬時周波数ｆ＊＊を調節して出力電圧波形の正負の面積を等しくすることにより、トルクの脈動を低減することが可能になった。
【００１０】
【数１】
2005086973.tif 000003
【００１１】
【数２】
2005086973.tif 000004
【００１２】
ただし、数式１において、Ｓｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐは仮想ＰＷＭ整流器の上アームのスイッチング関数（１でスイッチオン、０でスイッチオフ）、Ｓｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎは、仮想ＰＷＭ整流器の下アームのスイッチング関数（上アームとは逆論理）を表し、ｖｒｓ，ｖｓｔ，ｖｔｒは電源の線間電圧を示す。
また、数式２において、Ｖｄｃａｖｇは仮想の直流リンク電圧の平均値、ｆ＊は補正前の出力周波数指令を示す。
【００１３】
【非特許文献１】伊藤里絵、高橋勲，「仮想直流リンク電圧を考慮したマトリクスコンバータの制御法」平成１３年電気学会全国大会論文集，社団法人電気学会，平成１３年発行
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
前述した先願に記載された発明によれば、出力電圧の正負の面積を等しくすることでトルクの脈動を低減することができる。
しかしながら、前述の数式１、数式２に基づいて仮想の直流リンク電圧Ｖｄｃを演算し、更に出力電圧の瞬時周波数ｆ＊＊を演算するためには、スイッチングによって上下アームのスイッチング関数Ｓｒ，Ｓｔ，Ｓｓが変化するたびに仮想直流リンク電圧Ｖｄｃを演算する必要があり、高速な演算器と高精度な電圧検出器とを必要としてコストを上昇させる原因となる。
【００１５】
そこで本発明は、マトリクスコンバータを代表とする交流−交流直接変換器において、電源電圧の０．８６６倍を超えるような電圧を出力する場合でも、高速の演算器や高精度の電圧検出器を要することなく出力電圧のひずみを低減して電動機駆動時のトルクの脈動を抑制することができる制御装置を提供しようとするものである。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、半導体スイッチング素子を用いて交流電力を交流電力に直接変換する交流−交流直接変換器において、
電源電圧を検出する手段と、
この手段により検出した電源電圧に同期する入力電流指令を演算する手段と、
前記入力電流指令を用いて前記直接変換器の仮想直流リンク電圧を演算する手段と、
前記仮想直流リンク電圧の脈動周波数成分を抽出すると共にこの周波数成分を用いて周波数補正係数を演算する手段と、
前記周波数補正係数により前記直接変換器の出力電圧指令の周波数を制御する手段と、
を備えたものである。
【００１７】
請求項２に記載した発明は、上記請求項１において、
出力電圧指令が電源電圧に起因する出力可能範囲を超える場合に、仮想直流リンク電圧と前記出力電圧指令とを用いて前記出力可能範囲内の出力電圧指令を演算し、この出力電圧指令に対応する仮想直流リンク電圧を再度演算する手段を備え、
この手段により演算した仮想直流リンク電圧からその脈動周波数成分を抽出するものである。
【００１８】
請求項３に記載した発明は、半導体スイッチング素子を用いて交流電力を交流電力に直接変換する交流−交流直接変換器において、
負荷としての電動機の磁束を制御する出力電圧成分としての磁束軸電圧と、電動機のトルクを制御する出力電圧成分としてのトルク軸電圧とから出力電圧指令を合成する座標変換手段と、
出力電圧指令が電源電圧に起因する出力可能範囲を超える場合に、前記トルク軸電圧が一定になるように前記直接変換器の出力電圧指令の周波数を制御する手段と、
を備えたものである。
【００１９】
更に、請求項４に記載した発明は、請求項１〜３の何れか１項に記載した交流−交流直接変換器の制御装置において、出力電圧指令の周波数を制御する手段を、出力電圧指令の位相角を制御する手段としたものである。
すなわち、出力電圧指令の周波数を時間積分すれば出力電圧指令の位相角が得られる。従って、請求項１〜３において、出力電圧指令の周波数を制御する手段として、この周波数を積分して求めた位相角を制御する手段を用いても、出力電圧のひずみやトルク脈動の低減といった効果を得ることができる。
【発明の効果】
【００２０】
本発明によれば、マトリクスコンバータ等の交流−交流直接変換器によって電源電圧の０．８６６倍を超えるような範囲の電圧を出力させる場合でも、高速な演算器や高精度な検出器を要することなく出力電圧のひずみを低減することができる。これにより、負荷として電動機を駆動する場合にもトルクの脈動を抑制することができ、騒音の発生や効率の低下、電動機や半導体スイッチング素子の異常過熱、破壊等を未然に防止する安価な制御装置を実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は本発明の第１実施形態を示しており、図８と同一の構成要素には同一の参照符号を付して詳述を省略し、以下では異なる部分を中心に説明する。
【００２２】
図１において、マトリクスコンバータ５０の各相入力電圧はＰＬＬ（フェーズロックドループ）回路等の電源電圧位相検出手段２に入力され、その検出位相は入力電流指令演算手段３に加えられている。入力電流指令演算手段３には外部から入力電流指令（振幅指令）が入力されていると共に、この演算手段３から出力される電源電圧に同期した入力電流指令は仮想整流器パルス演算手段５２に入力され、かつ、直流リンク電圧演算手段４にも入力されている。
直流リンク電圧演算手段４により演算された仮想直流リンク電圧は周波数補正係数演算手段５に入力され、この演算手段５により演算された周波数補正係数は乗算手段６において出力周波数指令と乗算され、その結果が積分手段５５に入力されている。積分手段５５により演算される出力電圧の角度指令は、従来技術と同様に出力電圧指令と共に交流電圧指令演算手段５４に入力されている。
【００２３】
以下では、図２を参照しながら、本実施形態の主要な部分である入力電流指令演算手段３、直流リンク電圧演算手段４及び周波数補正係数演算手段５の動作を中心に説明する。
マトリクスコンバータでは、直流リンク部が存在しない。そこで、以下の手順（１），（２）に従ってスイッチング１サイクル当たりの平均の仮想直流リンク電圧を求める。ここで、スイッチング１サイクルとは、キャリア比較方式によるＰＷＭ発生方法ではキャリア１周期分であり、空間ベクトルによるＰＷＭ発生方法では、出力ベクトルを一巡出力する周期に相当する。
【００２４】
（１）入力電流指令演算手段３では、電源電圧の検出位相を入力力率指令と加算手段３ａにて合成し、その出力に基づいて、三相正弦波発生手段３ｂにより電源電圧に同期した各相の入力電流指令を求める。
（２）直流リンク電圧演算手段４は、図２に示すように入力電流指令から絶対値検出手段４ａにより絶対値を検出すると共に、最大値検出手段４ｂによりそれらの最大値を求め、逆数演算手段４ｃによってスイッチング１サイクル当たりの平均の仮想直流リンク電圧を求める。
以下に、図２に示す直流リンク電圧演算手段４によってスイッチング１サイクル当たりの平均の仮想直流リンク電圧が得られる理由について説明する。
【００２５】
仮想整流器のスイッチは、電流指令に基づいてそれぞれスイッチングしており、仮想整流器の電流指令ｉｒ＊，ｉｓ＊，Ｉｔ＊と出力される直流リンク電圧のスイッチング１サイクル当たりの平均値との関係は、入力力率を１とし、仮想直流リンク電流の指令値をｉｄｃ＊と仮定した時に、数式３によって表される。
【００２６】
【数３】
2005086973.tif 000005
【００２７】
仮想整流器のスイッチング回数を低減するために、入力電流指令の全波整流に相当するリプルを仮想直流リンク電流に重畳するとすれば、仮想直流リンク電圧は入力電流指令の全波整流の逆数となる。このため、図２に示す如く、三相正弦波発生手段３ｂから出力される入力電流指令を絶対値検出手段４ａ、最大値検出手段４ｂに順次入力して全波整流に相当するリプル分を検出し、逆数演算手段４ｃにより逆数を求めて仮想直流リンク電圧を検出する。
すなわち、本実施形態では、前述した先願のように仮想整流器側のスイッチング関数ではなく、仮想整流器の入力電流指令から仮想直流リンク電圧を求めている。
【００２８】
次に、図１における周波数補正係数演算手段５は、図３に示す構成により周波数補正係数を求める。
直流リンク電圧は数式３によって変動しているが、仮想インバータ側の変調率が０．８６６を越えない範囲では低周波脈動は発生しない。しかし、出力電圧が入力電圧の０．８６６倍を超える領域になると、仮想直流リンク電圧が不足するため、出力電圧にリプルが発生する。このリプルは数式３に起因して現れるので、平均的に数式３によって近似することができる。
【００２９】
従って、仮想直流リンク電圧からリプル周波数成分を抽出し、これを仮想直流リンク電圧の平均値により除算して周波数補正係数ｋｆを求め、この補正係数ｋｆにより出力周波数指令を補正することとした。
すなわち、図３における平均値演算手段５ｂは、スイッチング１サイクル当たりの平均的な仮想直流リンク電圧の平均値Ｖｄｃａｖｇ＊を求めると共に、特定周波数抽出手段５ａ及び加算手段５ｃは、リプル周波数成分を含むスイッチング１サイクル当たりの平均的な直流リンク電圧Ｖｄｃ＊を算出し、除算手段５ｄが数式４の演算を行って周波数補正係数ｋｆを算出する。ここで、例えば特定周波数抽出手段５ａはバンドパスフィルタにより、平均値演算手段５ｂはローパスフィルタによりそれぞれ構成されている。
【００３０】
【数４】
2005086973.tif 000006
【００３１】
そして、この周波数補正係数ｋｆを図１の乗算手段６にて元の出力周波数指令に乗じることにより、数式５に示す如く補正後の出力周波数指令ｆｒｅｆ’を得る。
ここで、周波数補正係数ｋｆは出力周波数を瞬時的に変動させるものであり、出力電圧の基本周波数が変化するわけではない。
【００３２】
【数５】
2005086973.tif 000007
【００３３】
このように、出力電圧が電源電圧の０．８６６倍を超えるＰＷＭ可能範囲外では直流リンク電圧が不足して出力電圧にひずみが発生するため、数式４の周波数補正係数ｋｆを用いて出力周波数を低くすることで、出力電圧を補償する。
なお、以上の方法により出力電圧波形の正負の面積を等しくすることができ、これによってトルクの脈動を抑制することができる。その原理について簡単に述べると、トルクＴは一次磁束ベクトルφ１と一次電流ベクトルｉ１との外積で表され、数式６となる。
【００３４】
【数６】
2005086973.tif 000008
【００３５】
ここで、磁束は一次電圧を積分すれば得られる。すなわち、一次電圧の時間積が一定となれば、トルクは一定となる。そこで、電圧にひずみが生じても一次電圧の一周期の正負の面積を等しくして時間積を一定とすれば、トルクは一定となる。以上より、マトリクスコンバータの出力電圧の正負の面積を等しくすることで電動機のトルクの脈動を抑制可能である。
【００３６】
なお、図１の実施形態では、入力電流指令を演算するために電源電圧の位相を検出して電源電圧に同期した信号を得ているが、実際に電源電圧検出器を設けて電圧を検出し、入力電流指令の演算に用いても良い。
また、本実施形態では、仮想直流リンク電圧を整流器側の電流指令と仮想直流リンク電流指令より求めたが、インバータ側の電圧指令と負荷電流より仮想直流リンク電流を演算し、仮想直流リンク電圧を求めてもよい。
【００３７】
図１０、図１１は、マトリクスコンバータにより電源電圧の０．８６６倍以上（１．０倍）の電圧を出力して誘導電動機を駆動した時のシミュレーション結果を示しており、図１０は出力周波数を補正しない場合、図１１は本実施形態による前記周波数補正係数ｋｆを用いて出力周波数を補正した場合である。各図の上段から、出力トルク、入力相電流、出力相電流、出力トルクの周波数解析結果、入力相電流の周波数解析結果を示している。
出力周波数を補正しない図１０の場合には、出力トルクに脈動が生じているが、本実施形態によれば、出力トルクの脈動が抑制されていることがわかる。
【００３８】
次に、図４は本発明の第２実施形態を示すブロック図であり、図１と同一の構成要素には同一の参照符号を付して説明を省略し、以下では異なる部分を中心に説明する。
図４においては、直流リンク電圧演算手段４の出力側にＰＷＭ可能範囲電圧指令演算手段７が設けられ、その出力が周波数補正係数演算手段５に入力されている。また、ＰＷＭ可能範囲電圧指令演算手段７には、交流電圧指令演算手段５４からの出力電圧指令が入力されている。
【００３９】
ＰＷＭ可能範囲電圧指令演算手段７は、ＰＷＭ可能範囲（前述した如く、図９に斜線で示した電源電圧の０．８６６倍の範囲）を超える出力電圧指令からＰＷＭ可能範囲内の仮想直流リンク電圧を再度演算して、周波数補正係数演算手段５に出力する。そして、周波数補正係数演算手段５は前記同様に周波数補正係数を演算し、出力周波数指令を補正する。
【００４０】
図５は、ＰＷＭ可能範囲電圧指令演算手段７の構成を示しており、図４の交流電圧指令演算手段５４から入力された各相の出力電圧指令を直流リンク電圧演算手段４から入力された仮想直流リンク電圧によりそれぞれ除算する除算器７ａと、この出力に上下限を設ける上下制限手段７ｂと、その出力を出力電圧位相に基づきベクトル回転してＰＷＭ可能範囲内の出力電圧に対応する仮想直流リンク電圧を求めるベクトル回転演算手段７ｃとを備えている。
【００４１】
以下に、ＰＷＭ可能範囲を超える出力電圧指令からＰＷＭ可能範囲内の出力電圧に対応する仮想直流リンク電圧を演算する方法について説明する。
まず、キャリアと比較される各相の電圧指令は、数式７に示すように、各相の交流出力電圧指令ｖｕｏｕｔ，ｖｖｏｕｔ，ｖｗｏｕｔをスイッチング１サイクル当たりの平均的な仮想直流リンク電圧指令Ｖｄｃ＊（仮想直流リンク電流の逆数）により除算して求められる。この除算は図５の除算手段７ａにより実行される。
【００４２】
【数７】
2005086973.tif 000009
【００４３】
数式７は、仮想直流リンク電圧Ｖｄｃ＊で規格化されているので、ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊の絶対値が１を超える部分がＰＷＭ可能範囲外の電圧指令となる。そこで、図５の上下制限手段７ｂによりＰＷＭ可能範囲外の電圧を取り除き、ＰＷＭ可能範囲内のみの電圧指令から仮想直流リンク電圧を再度演算する。こうして演算された仮想直流リンク電圧は、ＰＷＭ可能範囲外を取り除かれた分だけ、余分なリプルを含むことになる。
このように、上下制限手段７ｂによりＰＷＭ可能範囲外の電圧を取り除いてＰＷＭ可能範囲内のみとした電圧指令ｖｕ＊＊，ｖｖ＊＊，ｖｗ＊＊は、出力電圧指令ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊から数式８にて求められる。
【００４４】
【数８】
2005086973.tif 000010
【００４５】
数式８において、ｙ＝limit(ｘ)は、ｘ＞１でｙ＝１、ｘ＜−１でｙ＝−１、−１≦ｘ≦１でｙ＝ｘの関数である。
数式８より求めた電圧指令に基づいて仮想直流リンク電圧を再度演算するには、出力電圧指令ｖｕ＊＊，ｖｖ＊＊，ｖｗ＊＊を、ｖｕ＊の角度θｕを基準として回転座標変換すればよい。すなわち、数式９にて回転座標変換を行えばよく、これらの処理は図５のベクトル回転演算手段７ｃにより実行される。
【００４６】
【数９】
2005086973.tif 000011
【００４７】
数式９により求めたｖｄ’が最終的な仮想直流リンク電圧となる。その後、ｖｄ’を用いて第１実施形態と同様に周波数補正係数を求め、次いで出力周波数を補正すればよい。
すなわち、本実施形態では、数式９を用いて回転座標変換を行うことにより、ＰＷＭ可能範囲内の出力電圧に対応する仮想直流リンク電圧を求めることができる。
【００４８】
次に、図６は本発明の第３実施形態を示すブロック図であり、図１，図４と異なる部分を中心に説明する。
図６の実施形態では、電動機を駆動する際の磁束を制御する出力電圧成分である磁束軸電圧（ｄ軸電圧）Ｖｄと、それに直交して電動機のトルクを制御する出力電圧成分であるトルク軸電圧（ｑ軸電圧）Ｖｑとを用いて、トルクが一定となるように出力電圧ベクトルの位相角を補正する。
【００４９】
図６において、マトリクスコンバータ５０の出力側には三相電流検出手段８が設けられ、その出力側には、三相電流検出値から負荷電動機の磁束位置θを基準として座標変換を行い、トルク軸電流（ｑ軸電流）ｉｑを求める座標変換手段９が接続されている。
また、仮想インバータパルス演算手段５３の前段には座標変換手段１０が設けられ、この座標変換手段１０には、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令Ｖｑ＊と、後述する加算手段１２から出力される補正後の位相角が入力されている。
【００５０】
ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊、電動機のｑ軸電流ｉｑ、及び、直流リンク電圧演算手段４からの仮想直流リンク電圧は出力電圧補正角演算手段１１に入力され、その出力は加算手段１２に入力されていると共に、出力周波数指令が積分手段５５に入力され、その出力である角度指令が前記加算手段１２に入力されている。
加算手段１２から出力された補正後の角度指令は、出力電圧ベクトルの位相角として前記座標変換手段１０に入力される。
【００５１】
この実施形態において、出力電圧補正角演算手段１１は、仮想直流リンク電圧の脈動分と、仮想直流リンク電圧の平均値とからｑ軸電流ｉｑの変化分がゼロとなるように補正角を調節演算する。そして、求められた補正角を加算手段１２にて出力電圧の角度指令に加え、座標変換手段１０は、補正後の角度指令を出力電圧ベクトルの位相角として、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を交流出力電圧指令に変換し、仮想インバータパルス演算手段５３に出力する。
【００５２】
以下に、本実施形態において出力電圧ベクトルの位相角を調整することで電動機のトルクリプルを低減できる理由を説明する。
図７は、位相角の調整による出力電圧ベクトルの状態を説明するためのものであり、図７（ａ）は出力電圧ベクトルのｑ軸電圧成分が変動している状態、図７（ｂ）は一定の状態を示している。
【００５３】
図９に示したようにＰＷＭ可能範囲外で電圧を出力する場合、出力電圧ベクトルが例えば、図７（ａ）のごとく変動したと仮定する。トルクは、数式６に示したように磁束と電流との外積であるが、図７（ａ）では磁束を制御するｄ軸電圧Ｖｄだけでなく、トルクを制御するｑ軸電圧Ｖｑも変動するため、大きなトルク脈動が発生する。
【００５４】
そこで本実施形態では、出力電圧補正角演算手段１１により、仮想直流リンク電圧の脈動に応じてｄ軸電圧Ｖｄを変動させ、図７（ｂ）のごとくｑ軸電圧Ｖｑが一定となるように補正角を演算し、この補正角を加算手段１２にて元の角度指令に加算することにより出力電圧ベクトルの位相角をθＡ，θＢ，θＣのように変動させる。
【００５５】
出力電圧ベクトルが大きい場合、例えば、図７（ａ）において出力電圧ベクトルがＡの位置にある場合には、出力周波数指令を下げて出力電圧ベクトルの角度を図７（ｂ）のθＡのように操作することによりｄ軸電圧を増加させ、ｑ軸電圧を低下させる。逆に、出力電圧ベクトルが小さい場合、例えば、図７（ａ）において出力電圧ベクトルがＣの位置にある場合には、出力周波数指令を上げて出力電圧ベクトルの角度を図７（ｂ）のθＣのように操作することによりｄ軸電圧を減少させ、ｑ軸電圧を増加させる。
この結果、図７（ｂ）のごとくｑ軸電圧Ｖｑは一定となり、ｑ軸電流ｉｑも一定となる。
つまり、ｑ軸電圧及びｑ軸電流が一定になるように補正角を演算し、この補正角を元の角度指令に加算して出力電圧ベクトルの位相角を制御すれば、トルクの脈動を抑制することが可能になる。
【００５６】
ｄ軸電圧Ｖｄと磁束の伝達関数は、電動機の二次側時定数を有するローパスフィルタとなるため、ｄ軸電圧の変動が発生しても、変動する周期より二次側時定数が十分長ければ前記変動は減衰するため、トルクに与える影響は小さくなる。
すなわち、出力電圧補正角演算手段１１は、電動機のｑ軸電流ｉｑの変化分をゼロにするように補正角を演算する。例えば、図６に示したように三相電流検出手段８により得られた電流から電動機の磁束位置θを基準として座標変換手段９によりトルク軸電流ｉｑを求め、求めたｉｑの変化分をゼロにするように補正角度を演算する。なお、この演算手段１１にはＰＩ調節器を用いてもよい。
【００５７】
また、出力電圧補正角演算手段１１により補正される角度指令は、仮想直流リンク電圧の脈動に依存するので、仮想直流リンク電圧の脈動分と仮想直流リンク電圧の平均値から補正角度を求めてもよい。
他にも、電動機のトルクを直接検出し、このトルク脈動をゼロにするように補正角を求めてもよいし、電動機の電力を演算して有効電力分の脈動をゼロにするように補正角を求めてもよい。
【００５８】
また、ここでは出力電圧ベクトルの位相角調整手段を磁束成分のｄ軸とそれに直交するトルク成分のｑ軸とからなる直交二軸の座標系で構成したが、これらのｄ−ｑ軸の座標上で行わなくともよい。例えば、磁束との位相誤差があるため効果は減少するが、簡単化のために出力電圧ベクトルを基準とする直交二軸の座標上でもよい。
【００５９】
なお、図１、図４の実施形態では、所望の出力電圧指令を得るために出力周波数指令を補正し、また、図６の実施形態では出力周波数指令を積分して得た位相角を補正しているが、前述した如く、周波数と位相角との置換は容易であるから、周波数及び位相角の何れを補正対象とする場合も本発明は包含するものである。
【図面の簡単な説明】
【００６０】
【図１】本発明の第１実施形態を示すブロック図である。
【図２】図１の主要部を示す構成図である。
【図３】図１の主要部を示す構成図である。
【図４】本発明の第２実施形態を示すブロック図である。
【図５】図４の主要部を示す構成図である。
【図６】本発明の第３実施形態を示すブロック図である。
【図７】第３実施形態の動作を説明するための出力電圧ベクトルの状態を示す図である。
【図８】従来技術を示すマトリクスコンバータの制御装置のブロック図である。
【図９】マトリクスコンバータの出力電圧範囲を示す図である。
【図１０】従来技術によるシミュレーション結果を示す波形図である。
【図１１】本発明の第１実施形態によるシミュレーション結果を示す波形図である。
【符号の説明】
【００６１】
２：電源電圧位相検出手段
３：入力電流指令演算手段
３ａ：加算手段
３ｂ：三相正弦波発生手段
４：直流リンク電圧演算手段
４ａ：絶対値検出手段
４ｂ：最大値検出手段
４ｃ：逆数演算手段
５：周波数補正係数演算手段
５ａ：特定周波数抽出手段
５ｂ：平均値演算手段
５ｃ：加算手段
５ｄ：除算手段  
６：乗算手段
７：ＰＷＭ可能範囲電圧指令演算手段
７ａ：除算手段
７ｂ：上下制限手段
７ｃ：ベクトル回転演算手段
８：三相電流検出手段
９：座標変換手段
１０：座標変換手段
１１：出力電圧補正角演算手段
１２：加算手段
５０：マトリクスコンバータ
５１：ＰＷＭパルス合成手段
５２：仮想整流器パルス演算手段
５３：仮想インバータパルス演算手段
５４：：交流電圧指令演算手段
５５：積分手段
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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