(57)【要約】【課題】送信側の複数の直交変調信号を別個に受信して得られる複数の受信信号をＯＦＤＭ方式で復調し合成するダイバーシティ受信回路に関し、当該受信回路の小型化を図り、複数のチップ間の信号遅延を解消することを目的とする。【解決手段】複数の送信局からの複数の直交変調信号を別個に受信して得られる複数の受信信号を復調する複数のＯＦＤＭ復調部３−１，３−２  と、復調された複数の復調信号の信号補間処理を行い当該復調信号の歪みをそれぞれ補正する複数の復調信号補間処理部４−１，４−２  と、複数の復調信号補間処理部からの複数の復調信号を合成して目的とする情報を取り出す復調信号合成部５  とを備え、複数の復調信号の信号補間処理を行う際に使用されるデータを保持する共有のメモリ７  を有し、複数のＯＦＤＭ復調部、複数の復調信号補間処理部、復調信号合成部および共有のメモリが、１チップの半導体集積回路のパッケージにより構成される。【選択図】      図１
2005064581.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の送信局から直交周波数分割多重方式でそれぞれ送信された複数の直交変調信号を別個に受信して得られる複数の受信信号をそれぞれ復調する複数の直交周波数分割多重方式復調部と、
該複数の直交周波数分割多重方式復調部にて復調された複数の復調信号に対する信号補間処理を行って該複数の復調信号の歪みをそれぞれ補正するための複数の復調信号補間処理部と、
前記複数の復調信号補間処理部からそれぞれ出力された複数の復調信号を合成して目的とする情報を取り出す復調信号合成部とを備えるダイバーシティ受信回路であって、
前記複数の復調信号補間処理部にて前記信号補間処理を行う際に使用されるデータを一括して保持する共有のメモリを有しており、
前記複数の直交周波数分割多重方式復調部、前記複数の復調信号補間処理部、前記復調信号合成部および前記共有のメモリが、一つのチップからなる半導体集積回路のパッケージにより構成されることを特徴とするダイバーシティ受信回路。
【請求項２】
前記複数の直交変調信号の各々が、周波数軸方向に配置された複数のキャリア、時間軸方向に配置された複数のデータシンボル、および、周波数軸方向および時間軸方向に対し分散して配置された基準用の複数のパイロットシンボルにより構成される場合、前記複数の復調信号補間処理部の各々は、数点間の前記パイロットシンボルに基づき、非巡回形フィルタを使用して前記複数のデータシンボルの時間軸方向に関する信号補間処理を行うことにより、前記複数のデータシンボルの歪みを補正することを特徴とする請求項１記載のダイバーシティ受信回路。
【請求項３】
２つの送信局から直交周波数分割多重方式でそれぞれ送信された２種の直交変調信号を別個に受信して得られる２種の受信信号をそれぞれ復調する第１の直交周波数分割多重方式復調部および第２の直交周波数分割多重方式復調部と、
前記第１および第２の直交周波数分割多重方式復調部にて復調された２種の復調信号に対する信号補間処理を行って該２種の復調信号の歪みをそれぞれ補正するための第１の復調信号補間処理部および第２の復調信号補間処理部と、
前記第１および第２の復調信号補間処理部からそれぞれ出力された２種の復調信号を合成して目的とする情報を取り出す復調信号合成部とを備えたダイバーシティ受信回路であって、
前記第１および第２の復調信号補間処理部にて前記信号補間処理を行う際に使用されるデータを一括して保持する共有のメモリを有しており、
前記第１および第２の直交周波数分割多重方式復調部、前記第１および第２の復調信号補間処理部、前記復調信号合成部および前記共有のメモリが、一つのチップからなる半導体集積回路のパッケージにより構成されることを特徴とするダイバーシティ受信回路。
【請求項４】
前記２種の直交変調信号の各々が、周波数軸方向に配置された複数のキャリア、時間軸方向に配置された複数のデータシンボル、および、周波数軸方向および時間軸方向に対し分散して配置された基準用の複数のパイロットシンボルにより構成される場合、前記第１および第２の復調信号補間処理部の各々は、数点間の前記パイロットシンボルに基づき、非巡回形フィルタを使用して前記複数のデータシンボルの時間軸方向に関する信号補間処理を行うことにより、前記複数のデータシンボルの歪みを補正することを特徴とする請求項３記載のダイバーシティ受信回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交周波数分割多重（通常、ＯＦＤＭ（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｄｉｖｉｓｉｏｎ  ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ  ）と呼ばれる）方式を使用して複数の送信局からそれぞれ送信された複数の直交変調信号を別個に受信して得られる複数の受信信号をそれぞれ復調して合成することにより、ダイバーシティ受信方式により目的とする情報（データ）を取り出すためのダイバーシティ受信回路に関する。
【０００２】
車載用ディジタルテレビ等を用いた移動通信の分野においては、周波数帯域の利用効率を高くして多数の情報を効率良く伝送するために、これらの情報に対応させて複数のキャリア（搬送波）の振幅および位相を変調して得られる複数の直交変調信号を一度に送信することができるようなＯＦＤＭ方式の情報伝送が一般に行われている。さらに、移動通信の分野においては、走行車等の移動体の移動に伴って複数のキャリアの振幅および位相が時系列的に変動するマルチパス時のフェージングの影響を最小限に抑えるために、複数の送信局から別々の伝送路を介してそれぞれ送信された複数の直交変調信号を別個の受信局にてそれぞれ受信して復調することができるようなＯＦＤＭ方式のダイバーシティ受信回路が一般に用いられている。
【０００３】
特に、本発明は、車載用ディジタルテレビの復調回路等に使用されるＯＦＤＭ方式のダイバーシティ受信回路の小型化を図るために、上記のダイバーシティ受信回路をＬＳＩ（ｌａｒｇｅ  ｓｃａｌｅ  ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  ｃｉｒｃｕｉｔ：大規模集積回路）等の半導体集積回路のチップに搭載した構成に関するものである。
【０００４】
【従来の技術】
図９は、従来のダイバーシティ受信回路の一例を示すブロック図である。ただし、ここでは、２つの異なる送信局からＯＦＤＭ方式でそれぞれ送信された２種の直交変調信号を別個に受信して復調するような２つの復調回路からなるＯＦＤＭ方式のダイバーシティ受信回路であって、移動通信用の車載用ディジタルテレビの復調回路に使用されるダイバーシティ受信回路の構成を代表して示すこととする。
【０００５】
さらに、ここでは、上記２種の直交変調信号の各々は、周波数軸方向に互いに直交して配置された複数のキャリア、目的とする情報に応じて上記キャリアの振幅および位相が変調された状態で時間軸方向に配置された複数のデータシンボル、および、周波数軸方向および時間軸方向に対し分散して配置された基準用の複数のパイロットシンボルにより構成される。ここで、「シンボル」とは、一定の周期で伝送される情報（データ）の単位を指している。
【０００６】
図９に示すダイバーシティ受信回路において、２つの異なる送信局からそれぞれ送信された２種の直交変調信号を互いに独立して受信するための第１の受信アンテナＡＴ−１および第２の受信アンテナＡＴ−２が設けられている。これらの第１および第２の受信アンテナＡＴ−１、ＡＴ−２により受信された受信信号は、通常の復調回路による復調処理が困難な高周波信号であるため、上記復調処理が容易に行えるような中間周波信号に変換する必要がある。
【０００７】
それゆえに、第１の受信アンテナＡＴ−１および第２の受信アンテナＡＴ−２からそれぞれ取り出された高周波の受信信号を中間周波信号に変換するための第１の高周波信号／中間周波信号（ＲＦ／ＩＦ）変換部（以下、第１のＲＦ／ＩＦ変換部と略記する）１−１および第２の高周波信号／中間周波信号（以下、第２のＲＦ／ＩＦ変換部と略記する）変換部１−２が設けられている。ここで、第１のＲＦ／ＩＦ変換部１−１にて変換された第１の中間周波信号Ｓｉｎ１  は、第１の復調回路に入力され、また一方で、第２のＲＦ／ＩＦ変換部１−２にて変換された第２の中間周波信号Ｓｉｎ２  は、第２の復調回路に入力される。
【０００８】
さらに、図９のダイバーシティ受信回路において、第１の復調回路は、アナログ形式の第１の中間周波信号Ｓｉｎ１  をディジタル形式の中間周波信号に変換する第１のアナログ／ディジタル・コンバータ（以下、第１のＡ／Ｄコンバータと略記する）１０２−１と、この第１のＡ／Ｄコンバータ１０２−１から取り出されたディジタル形式の中間周波信号を高速フーリエ変換（ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：通常、ＦＦＴと略記される）等により復調する第１のＯＦＤＭ復調部１０３−１と、この第１のＯＦＤＭ復調部１０３−１にて復調された復調信号に対する信号補間処理を行って上記復調信号の歪みを補正するための第１の復調信号補間処理部１０４−１とを備えている。
【０００９】
上記の第１の復調回路内の第１のＡ／Ｄコンバータ１０２−１、第１のＯＦＤＭ復調部１０３−１および第１の復調信号補間処理部１０４−１は、ロジック系の回路により構成され、一つのチップ（例えば、第１のチップ１８−１）からなる半導体集積回路に搭載される。
【００１０】
より詳しく説明すると、上記第１の復調信号補間処理部１０４−１では、移動体の移動に伴って発生する複数のキャリアの振幅および位相の時間変動による歪みを補正して元の状態に戻すために、複数のパイロットシンボルの中で任意の２点間の分散パイロット（ｓｃａｔｔｅｒｅｄ  ｐｉｌｏｔ  ）シンボルを使用して時間軸方向の複数のデータシンボルの直線補間を行っていた。これによって、複数のキャリアの振幅および位相の時間変動による歪みが補正された状態の第１の補正復調信号Ｓｐ１が、第１の復調信号補間処理部１０４−１から出力される。
【００１１】
ここで、時間軸方向の複数のデータシンボルの直線補間を行う際に、この直線補間に関連した演算処理を行うための多数のデータが必要になる。この多数のデータを一括して保持するために、ＤＲＡＭ（ｄｙｎａｍｉｃ  ｒａｎｄｏｍ  ａｃｃｅｓｓ  ｍｅｍｏｒｙ：ダイナミック・ランダム・アクセス・メモリ）等の高速大容量のメモリ（例えば、第１のメモリ１０７−１）が、第１の復調回路の外部に設けられている。この外付けの第１のメモリ１０７−１も、一つのチップからなる半導体集積回路に搭載される。
【００１２】
また一方で、第２の復調回路は、アナログ形式の第２の中間周波信号Ｓｉｎ２  をディジタル形式の中間周波信号に変換する第２のアナログ／ディジタル・コンバータ（以下、第２のＡ／Ｄコンバータと略記する）１０２−２と、この第２のＡ／Ｄコンバータ１０２−２から取り出されたディジタル形式の中間周波信号を高速フーリエ変換等により復調する第２のＯＦＤＭ復調部１０３−２と、この第２のＯＦＤＭ復調部１０３−２にて復調された復調信号に対する信号補間処理を行って上記復調信号の歪みを補正するための第２の復調信号補間処理部１０４−２とを備えている。
【００１３】
より詳しく説明すると、上記第２の復調信号補間処理部１０４−２では、前述の第１の復調信号補間処理部１０４−１の場合と同様に、複数のキャリアの振幅および位相の時間変動による歪みを補正して元の状態に戻すために、複数のパイロットシンボルの中で任意の２点間の分散パイロットシンボルを使用して時間軸方向の複数のデータシンボルの直線補間を行っていた。これによって、複数のキャリアの振幅および位相の時間変動による歪みが補正された状態の第２の補正復調信号Ｓｐ２が、第２の復調信号補間処理部１０４−２から出力される。
【００１４】
上記の第２の復調回路内の第２のＡ／Ｄコンバータ１０２−２、第２のＯＦＤＭ復調部１０３−２および第２の復調信号補間処理部１０４−２は、ロジック系の回路により構成され、前述の第１の復調回路の場合と同様に、一つのチップ（例えば、第２のチップ１８−２）からなる半導体集積回路に搭載される。
【００１５】
ここでも、前述の第１の復調回路の場合と同様に、時間軸方向の複数のデータシンボルの直線補間を行う際に、この直線補間に関連した演算処理を行うための多数のデータが必要になる。この多数のデータを一括して保持するために、ＤＲＡＭ等の高速大容量のメモリ（例えば、第２のメモリ１０７−２）が、第２の復調回路の外部に設けられている。この外付けの第２のメモリ１０７−２も、一つのチップからなる半導体集積回路に搭載される。
【００１６】
さらに、上記第２の復調回路は、第１の復調信号補間処理部１０４−１および第２の復調信号補間処理部１０４−２からそれぞれ出力された第１の補正復調信号Ｓｐ１および第２の補正復調信号Ｓｐ２の重み付けを行って両信号を合成する復調信号合成部１０５と、この復調信号合成部１０５から取り出された合成復調信号に含まれる誤り訂正用符号の復号処理を行って合成復調信号の誤りを訂正する誤り訂正処理部１０６とを備えている。この誤り訂正処理部１０６から、誤り訂正が施された復調信号Ｓｏｕｔ  が出力され、目的とする情報が最終的に取り出される。
【００１７】
上記の復調信号合成部１０５および誤り訂正処理部１０６もまた、ロジック系の回路により構成され、前述の第２のＡ／Ｄコンバータ１０２−２、第２のＯＦＤＭ復調部１０３−２および第２の復調信号補間処理部１０４−２と一緒に、第２のチップ１８−２からなる半導体集積回路に搭載される。
【００１８】
なお、上記の復調信号合成部１０５および誤り訂正処理部１０６は、第１の復調回路内の第１のＡ／Ｄコンバータ１０２−１、第１のＯＦＤＭ復調部１０３−１および第１の復調信号補間処理部１０４−１と一緒に、第１のチップ１８−１からなる半導体集積回路に搭載してもよい。
【００１９】
図９に示すような従来のＯＦＤＭ方式のダイバーシティ受信回路においては、ロジック系の回路からなる第１の復調回路および第２の復調回路は、それぞれ別個のプロセスにより作製された半導体集積回路に搭載され、最終的に２つのチップ（図９では、第１のチップ１８−１および第２のチップ１８−２）により構成されていた。さらに、外付けのＤＲＡＭ等の第１および第２のメモリ１０７−１、１０７−２も、それぞれ別々のプロセスにより作製された半導体集積回路に搭載され、最終的に２つのチップにより構成されていた。換言すれば、図９の従来のダイバーシティ受信回路は、合計４つのチップにより構成されていた。
【００２０】
なお、下記の先行技術文献においては、ロジック系の回路を一つのチップにより構成したダイバーシティ受信回路の例が開示されている。ただし、この先行技術文献においては、復調信号に対する信号補間処理を行う復調信号補間処理部等を含めた復調回路の詳細な構成は記述されていない。さらに、外付けのＤＲＡＭ等のメモリに関する記述もなされていない。
【００２１】
【特許文献１】
特許第２６９０３００号公報
【００２２】
【発明が解決しようとする課題】
上記のとおり、従来のＯＦＤＭ方式のダイバーシティ受信回路においては、ロジック系の回路と外付けのＤＲＡＭ等のメモリとが、別々のチップからなる半導体集積回路により構成されていた。それゆえに、これらの複数のチップを別々のパッケージとして実装する場合の占有面積が大きくなり、ダイバーシティ受信回路の小型化が図れなくなると問題が生じてきた。さらに、複数のチップ間の配線数が多くなり、信号の遅延が無視できなくなるという問題も生じてきた。
【００２３】
また一方で、従来のＯＦＤＭ方式のダイバーシティ受信回路においては、復調信号に対する信号補間処理を行う際に、複数のパイロットシンボルの中で任意の２点間の分散パイロットシンボルを使用して時間軸方向の複数のデータシンボルの直線補間を行っていた。しかしながら、この直線補間による信号補間処理の精度はそれほど高くないので、移動体が高速で移動する場合の移動通信に適用することが難しくなる。このため、直線補間よりも高精度の信号補間処理を行うことが必要になってきた。しかしながら、このような高精度の信号補間処理を行うためには、外付けのＤＲＡＭ等のメモリの容量をさらに大きくしなければならない。それゆえに、ダイバーシティ受信回路の小型化を図るために、ロジック系の回路と外付けのＤＲＡＭ等のメモリとを一つのチップにより構成することがますます難しくなってきた。
【００２４】
本発明は上記問題点に鑑みてなされたものであり、車載用ディジタルテレビの復調回路等に使用されるＯＦＤＭ方式のダイバーシティ受信回路の小型化が図れると共に、複数のチップ間の配線により生ずる信号の遅延の問題が解消され、かつ、復調信号に対する信号補間処理を高精度にて行うことが可能なダイバーシティ受信回路を提供することを目的とするものである。
【００２５】
【課題を解決するための手段】
上記問題点を解決するために、本発明のダイバーシティ受信回路は、複数の送信局から直交周波数分割多重方式（以後、ＯＦＤＭ方式と略記する）でそれぞれ送信された複数の直交変調信号を別個に受信して得られる複数の受信信号をそれぞれ復調する複数の直交周波数分割多重方式復調部（以後、ＯＦＤＭ復調部と略記する）と、これらの複数のＯＦＤＭ復調部にて復調された複数の復調信号に対する信号補間処理を行って上記複数の復調信号の歪みをそれぞれ補正するための複数の復調信号補間処理部と、上記複数の復調信号補間処理部からそれぞれ出力された複数の復調信号を合成して目的とする情報を取り出す復調信号合成部とを備え、上記複数の復調信号補間処理部にて上記信号補間処理を行う際に使用されるデータを一括して保持する共有のメモリを有しており、上記複数のＯＦＤＭ復調部、上記複数の復調信号補間処理部、上記復調信号合成部および上記共有のメモリが、一つのチップからなる半導体集積回路のパッケージにより構成されるダイバーシティ受信回路を提供する。
【００２６】
好ましくは、本発明のダイバーシティ受信回路において、上記複数の直交変調信号の各々が、周波数軸方向に配置された複数のキャリア、時間軸方向に配置された複数のデータシンボル、および、周波数軸方向および時間軸方向に対し分散して配置された基準用の複数のパイロットシンボルにより構成される場合、上記複数の復調信号補間処理部の各々は、数点間の上記パイロットシンボルに基づき、非巡回形フィルタ（すなわち、ＦＩＲ（ｆｉｎｉｔｅ  ｉｍｐｕｌｓｅ  ｒｅｓｐｏｎｓｅ  ：有限インパルス応答）フィルタ）を使用して上記複数のデータシンボルの時間軸方向に関する信号補間処理を行うことにより、上記複数のデータシンボルの歪みを補正するようになっている。
【００２７】
また一方で、本発明の実施態様に係るダイバーシティ受信回路は、２つの送信局からＯＦＤＭ方式でそれぞれ送信された２種の直交変調信号を別個に受信して得られる２種の受信信号をそれぞれ復調する第１のＯＦＤＭ復調部および第２のＯＦＤＭ復調部と、上記第１および第２のＯＦＤＭ復調部にて復調された２種の復調信号に対する信号補間処理を行って上記２種の復調信号の歪みをそれぞれ補正するための第１の復調信号補間処理部および第２の復調信号補間処理部と、上記第１および第２の復調信号補間処理部からそれぞれ出力された２種の復調信号を合成して目的とする情報を取り出す復調信号合成部とを備え、上記第１および第２の復調信号補間処理部にて上記信号補間処理を行う際に使用されるデータを一括して保持する共有のメモリを有しており、上記第１および第２のＯＦＤＭ復調部、上記第１および第２の復調信号補間処理部、上記復調信号合成部および上記共有のメモリが、一つのチップからなる半導体集積回路のパッケージにより構成されるダイバーシティ受信回路を提供する。
【００２８】
好ましくは、本発明のダイバーシティ受信回路において、上記２種の直交変調信号の各々が、周波数軸方向に配置された複数のキャリア、時間軸方向に配置された複数のデータシンボル、および、周波数軸方向および時間軸方向に対し分散して配置された基準用の複数のパイロットシンボルにより構成される場合、上記第１および第２の復調信号補間処理部の各々は、数点間の上記パイロットシンボルに基づき、非巡回形フィルタを使用して上記複数のデータシンボルの時間軸方向に関する信号補間処理を行うことにより、上記複数のデータシンボルの歪みを補正するようになっている。
【００２９】
要約すれば、本発明のダイバーシティ受信回路では、複数の復調信号補間処理部にて信号補間処理を行う際に使用されるデータを共有のＤＲＡＭ等のメモリに保持するようにしているので、複数のＯＦＤＭ復調部、複数の復調信号補間処理部および復調信号合成部のようなロジック系の回路と共有のＤＲＡＭ等のメモリとを、一つのチップからなる半導体集積回路のパッケージにまとめて構成することができる。それゆえに、ダイバーシティ受信回路の小型化が図れると共に、複数のチップ間の配線数が大幅に減少して信号の遅延が顕著に軽減される。
【００３０】
特に、本発明のダイバーシティ受信回路では、復調信号に対する信号補間処理を行う際に、複数のパイロットシンボルの中で数点間の分散パイロットシンボルに基づき、非巡回形のＦＩＲフィルタを使用して複数のデータシンボルの時間軸方向に関する信号補間処理を行っているので、信号補間処理の精度が従来よりもはるかに高くなる。
【００３１】
それゆえに、本発明のダイバーシティ受信回路を、移動体が高速で移動する場合の移動通信に適用することが可能になる。この場合、復調信号に対する信号補間処理を行う際に比較的大きな容量のメモリが必要になるが、前述のように、信号補間処理を行う際に使用されるデータを共有のメモリに保持することによって、ロジック系の回路と共有のメモリとを一つのチップにまとめて構成することができるようになる。
【００３２】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面（図１〜図８）を参照しながら、本発明の好ましい実施例の構成およびその動作を説明する。
【００３３】
図１は、本発明の一実施例の構成を示すブロック図である。ただし、ここでは、２つの異なる送信局からＯＦＤＭ方式で２種の直交変調信号をそれぞれ送信した場合に、上記２種の直交変調信号を２つの異なる受信局にてそれぞれ受信して復調することができるようなＯＦＤＭ方式のダイバーシティ受信回路の構成を例示する。なお、これ以降、前述した構成要素と同様のものについては、同一の参照番号または参照符号を付して表すこととする。
【００３４】
さらに、ここでは、上記２種の直交変調信号の各々は、周波数軸方向に互いに直交して配置された複数のキャリア、目的とする情報に応じて上記キャリアの振幅および位相が変調された状態で時間軸方向に配置された複数のデータシンボル、および、周波数軸方向および時間軸方向に対し分散して配置された基準用の複数のパイロットシンボルにより構成される。
【００３５】
図１の実施例に係るダイバーシティ受信回路においては、第１の復調回路および第２の復調回路のようなロジック系の回路と、復調信号に対する信号補間処理を行う際に使用されるデータを一括して保持するためのＤＲＡＭ等の共有のメモリ７とを、一つのチップからなる半導体集積回路８に搭載するようにしている。さらに、この半導体集積回路８をＳＩＰ（ｓｙｓｔｅｍ  ｉｎ  ｐａｃｋａｇｅ  ）等の一つのパッケージにまとめて構成するようにしている。
【００３６】
より詳しく説明すると、図１の実施例に係るダイバーシティ受信回路においては、前述の従来のダイバーシティ受信回路（図９参照）の場合と同様に、２つの異なる送信局からそれぞれ送信された２種の直交変調信号を互いに独立して受信するための第１の受信アンテナＡＴ−１および第２の受信アンテナＡＴ−２が、２つの異なる受信局にそれぞれ設けられている。これらの第１および第２の受信アンテナＡＴ−１、ＡＴ−２により受信された受信信号は、通常の復調回路による復調処理が困難な高周波信号であるため、上記復調処理が容易に行えるような中間周波信号に変換する必要がある。
【００３７】
それゆえに、図１の実施例に係るダイバーシティ受信回路では、前述の従来のダイバーシティ受信回路（図９参照）の場合と同様に、第１の受信アンテナＡＴ−１および第１の受信アンテナＡＴ−２からそれぞれ取り出された高周波の受信信号を中間周波信号に変換するための第１のＲＦ／ＩＦ変換部１−１および第２のＲＦ／ＩＦ変換部１−２が設けられている。ここで、第１のＲＦ／ＩＦ変換部１−１にて変換された第１の中間周波信号Ｓｉｎ１  は、第１の復調回路に入力され、また一方で、第２のＲＦ／ＩＦ変換部１−２にて変換された第２の中間周波信号Ｓｉｎ２  は、第２の復調回路に入力される。
【００３８】
さらに、図１の実施例に係るダイバーシティ受信回路において、第１の復調回路は、アナログ形式の第１の中間周波信号Ｓｉｎ１  をディジタル形式の中間周波信号に変換する第１のアナログ／ディジタル・コンバータ（以下、第１のＡ／Ｄコンバータと略記する）２−１と、この第１のＡ／Ｄコンバータ２−１から取り出されたディジタル形式の中間周波信号を高速フーリエ変換等により復調する第１のＯＦＤＭ復調部３−１と、この第１のＯＦＤＭ復調部３−１にて復調された復調信号に対する信号補間処理を行って上記復調信号の歪みを補正するための第１の復調信号補間処理部４−１とを備えている。上記の第１のＡ／Ｄコンバータ２−１および第１のＯＦＤＭ復調部３−１は、前述の従来のダイバーシティ受信回路（図９参照）における第１のＡ／Ｄコンバータ１０２−１および第１のＯＦＤＭ復調部１０３−１にほぼ対応するものである。
【００３９】
さらに、上記第１の復調信号補間処理部４−１では、移動体の移動に伴って発生する複数のキャリアの振幅および位相の時間変動による歪みを補正して元の状態に戻すために、複数のパイロットシンボルの中で数点間に分散して配置された分散パイロットシンボルを使用して時間軸方向（および周波数軸方向）の複数のデータシンボルの信号補間処理を行っている。このような数点間の分散パイロットシンボルによる信号補間処理では、非巡回形のＦＩＲフィルタの係数データを調整して実際のキャリアの振幅および位相の時間変動による歪みを高精度にて打ち消すことで上記歪みを補正するようにしているので、従来の直線補間の場合よりも信号補間処理の精度がはるかに高くなる。これによって、複数のキャリアの振幅および位相の時間変動による歪みが高精度にて補正された状態の第１の補正復調信号Ｓｐ１が、第１の復調信号補間処理部４−１から出力される。
【００４０】
ここで、時間軸方向の複数のデータシンボルの信号補間処理を行う際に、この信号補間処理に関連したＦＩＲフィルタの調整用の係数データや各種の演算処理を行うための多数のデータが必要になる。この場合、多数のデータを一括して保持するための高速大容量のメモリとして、従来の直線補間の場合よりもはるかに大きな容量のメモリが必要になる。図１の実施例においては、このような高速大容量のメモリとして共有のメモリ７を設けることによって、時間軸方向の複数のデータシンボルの信号補間処理を行う際に、第１の復調回路および第２の復調回路の信号補間処理に必要なメモリの容量を実質的に節減することができる。
【００４１】
また一方で、第２の復調回路は、アナログ形式の第２の中間周波信号Ｓｉｎ２  をディジタル形式の中間周波信号に変換する第２のアナログ／ディジタル・コンバータ（以下、第２のＡ／Ｄコンバータと略記する）２−２と、この第２のＡ／Ｄコンバータ２−２から取り出されたディジタル形式の中間周波信号を高速フーリエ変換等により復調する第２のＯＦＤＭ復調部３−２と、この第２のＯＦＤＭ復調部３−２にて復調された復調信号に対する信号補間処理を行って上記復調信号の歪みを補正するための第２の復調信号補間処理部４−２とを備えている。上記の第２のＡ／Ｄコンバータ２−２および第２のＯＦＤＭ復調部３−２は、前述の従来のダイバーシティ受信回路（図９参照）における第２のＡ／Ｄコンバータ１０２−２および第２のＯＦＤＭ復調部１０３−２にほぼ対応するものである。
【００４２】
さらに、上記第２の復調信号補間処理部４−２では、移動体の移動に伴って発生する複数のキャリアの振幅および位相の時間変動による歪みを補正して元の状態に戻すために、複数のパイロットシンボルの中で数点間に分散して配置された分散パイロットシンボルを使用して時間軸方向（および周波数軸方向）の複数のデータシンボルの信号補間処理を行っている。このような数点間の分散パイロットシンボルによる信号補間処理では、前述の第１の復調信号補間処理部４−１の場合と同様に、非巡回形のＦＩＲフィルタの係数データを調整して実際のキャリアの振幅および位相の時間変動による歪みを高精度にて打ち消すことで上記歪みを補正するようにしているので、従来の直線補間の場合よりも信号補間処理の精度がはるかに高くなる。これによって、複数のキャリアの振幅および位相の時間変動による歪みが高精度にて補正された状態の第２の補正復調信号Ｓｐ２が、第２の復調信号補間処理部４−２から出力される。
【００４３】
ここでも、前述の第１の復調信号補間処理部４−１の場合と同様に、時間軸方向の複数のデータシンボルの信号補間処理を行う際に、この信号補間処理に関連したＦＩＲフィルタの調整用の係数データや各種の演算処理を行うための多数のデータが必要になる。この場合、多数のデータを一括して保持するための高速大容量のメモリとして、従来の直線補間の場合よりもはるかに大きな容量のメモリが必要になる。前述のように、図１の実施例においては、このような高速大容量のメモリとして共有のメモリ７を設けることによって、上記信号補間処理に必要なメモリの容量を実質的に節減することができる。
【００４４】
さらに、上記第２の復調回路は、第１の復調信号補間処理部４−１および第２の復調信号補間処理部４−２からそれぞれ出力された第１の補正復調信号Ｓｐ１および第２の補正復調信号Ｓｐ２の重み付けを行って両信号を合成する復調信号合成部５と、この復調信号合成部５から取り出された合成復調信号に含まれる誤り訂正用符号の復号処理を行って合成復調信号の誤りを訂正する誤り訂正処理部６とを備えている。この誤り訂正処理部６から、誤り訂正が施された復調信号Ｓｏｕｔ  が出力され、目的とする情報が最終的に取り出される。上記の復調信号合成部５および誤り訂正処理部６は、前述の従来のダイバーシティ受信回路（図９参照）における復調信号合成部１０５および誤り訂正処理部１０６にほぼ対応するものである。
【００４５】
図１の実施例に係るダイバーシティ受信回路において、第１の復調回路内の第１のＡ／Ｄコンバータ２−１、第１のＯＦＤＭ復調部３−１および第１の復調信号補間処理部４−１と、第２の復調回路内の第２のＡ／Ｄコンバータ２−２、第２のＯＦＤＭ復調部３−２、第２の復調信号補間処理部４−２、復調信号合成部５および誤り訂正処理部６は、いずれもロジック系の回路により構成される。また一方で、前述のように、複数のデータシンボルの信号補間処理を行う際に必要な多数のデータを保持するための高速大容量のメモリとして、共有のメモリ７を設けているので、上記信号補間処理に必要なメモリの容量が実質的に少なくて済む。
【００４６】
それゆえに、上記実施例に係るダイバーシティ受信回路では、第１および第２の復調回路内のロジック系の回路と、複数のデータシンボルの信号補間処理を行う際に必要な多数のデータを保持するための共有のメモリとを、一つのチップからなる半導体集積回路のパッケージにまとめて構成することができる。この結果、ダイバーシティ受信回路の小型化が図れると共に、複数のチップ間の配線に必要な配線数が大幅に減少して信号の遅延がほとんどなくなる。
【００４７】
さらに、上記実施例に係るダイバーシティ受信回路では、複数のパイロットシンボルの中で数点間の分散パイロットシンボルに基づき、非巡回形のＦＩＲフィルタの係数データを調整して複数のデータシンボルの信号補間処理を行っているので、直線補間等の従来の場合よりも信号補間処理の精度が高くなる。
【００４８】
それゆえに、走行車等の移動体が高速で移動する場合においても、上記実施例に係るダイバーシティ受信回路を車載用ディジタルテレビの復調回路等に適用することが可能になる。このような場合でも、信号補間処理を行う際に必要な多数のデータを保持するための共有のメモリを設けることによって、ロジック系の回路と一緒に共有のメモリをＳＩＰ等のパッケージに組み込むことが可能になる。
【００４９】
なお、図１の実施例では、２つのＡ／Ｄコンバータ２−１、２−２、ＯＦＤＭ復調部３−１、３−２および復調信号補間処理部４−１、４−２等を備えたダイバーシティ受信回路を一つのチップにまとめて構成した例を説明しているが、３つ以上の複数のＡ／Ｄコンバータ、ＯＦＤＭ復調部および復調信号補間処理部等を備えたダイバーシティ受信回路を一つのチップにまとめて構成することも可能である。
【００５０】
図２は、図１の実施例の具体的構成を示すブロック図、図３は、図２のパイロット信号補正部の詳細な構成を示すブロック図、図４は、図３のパイロット信号補正部による復調信号補正方法を説明するための模式図、そして、図５は、復調信号の分散パイロット補正に使用されるＦＩＲフィルタの一例を模式的に示す図である。
【００５１】
図２のダイバーシティ受信回路では、前述の図１の実施例の場合と同様に、第１のＡ／Ｄコンバータ（図２では、第１のＡ／Ｄと略記する）２−１から取り出されたディジタル形式の第１の中間周波信号は、第１のＯＦＤＭ復調部３−１に入力される。
【００５２】
この第１のＯＦＤＭ復調部３−１は、第１の復調信号補間処理部４−１の信号補間処理の精度に応じて第１の中間周波信号のダウンサンプリングを行う第１の直交変調サンプリング部３０−１と、ＦＦＴ方式により周波数領域で第１の直交変調サンプリング部３０−１から取り出された信号の復調を行う第１の高速周波数変換処理部（図２では、第１のＦＦＴと略記する）３２−１と、周波数軸方向の複数のキャリアと時間軸方向の複数のデータシンボルとの同期を取る第１の時間／周波数同期部３３−１とを有している。この第１の時間／周波数同期部３３−１では、走行車等の移動体の移動に伴って生ずるドップラーシフトに対する対策も盛り込まれている。
【００５３】
さらに、上記第１のＯＦＤＭ復調部３−１は、第１の直交変調サンプリング部３０−１内の増幅器の利得を自動的に制御する第１の自動利得制御部（図２では、第１のＡＧＣ（ａｕｔｏ  ｇａｉｎ  ｃｏｎｔｒｏｌ  ）制御部と略記する）３１−１を有している。この第１のＡＧＣ制御部３１−１から取り出された第１のＡＧＣ信号に応じて、第１の直交変調サンプリング部３０−１内の増幅器の利得が自動的に調整され、第１の中間周波信号のダウンサンプリングが誤りなく実行される。
【００５４】
さらに、図２のダイバーシティ受信回路における第１の復調信号補間処理部４−１は、上記第１のＦＦＴ３３−１にて復調された復調信号から複数のデータシンボルを抽出する第１のデータシンボル抽出部４０−１と、上記復調信号から複数のパイロットシンボルを抽出する第１のパイロットシンボル抽出部４１−１と、複数のパイロットシンボルの中で数点間の分散パイロットシンボルに基づき、非巡回形のＦＩＲフィルタにより複数のデータシンボルの信号補間処理を行って上記復調信号の歪みを補正するための第１の分散パイロット信号補正部４２−１とを有している。
【００５５】
この第１の分散パイロット信号補正部４２−１では、移動体の移動に伴って発生する複数のキャリアの振幅および位相の時間変動による歪みを補正して元の状態に戻すために、数点間の分散パイロットシンボルを使用して時間軸方向および周波数軸方向の複数のデータシンボルの信号補間処理を行っている。このような数点間の分散パイロットシンボルによる信号補間処理では、非巡回形のＦＩＲフィルタの係数データを調整して実際のキャリアの振幅および位相の時間変動による歪みを高精度にて打ち消すことで上記歪みを補正するようにしているので、高精度の信号補間処理が可能になる。これによって、複数のキャリアの振幅および位相の時間変動による歪みが高精度にて補正された状態の第１の補正復調信号が、第１の分散パイロット信号補正部４２−１から出力される。
【００５６】
ここで、数点間の分散パイロットシンボルによる複数のデータシンボルの信号補間処理を行う際に、ＦＩＲフィルタを使用して各種の演算処理を行うための多数のデータが必要になる。図２の実施例においては、この多数のデータを一括して保持するための高速大容量のメモリとして共有のメモリ７を設けているので、複数のデータシンボルの信号補間処理を行う際に必要なメモリの容量を実質的に節減することができる。
【００５７】
また一方で、図２のダイバーシティ受信回路では、前述の図１の実施例の場合と同様に、第２のＡ／Ｄコンバータ（図２では、第２のＡ／Ｄと略記する）２−２から取り出されたディジタル形式の第２の中間周波信号は、第２のＯＦＤＭ復調部３−２に入力される。
【００５８】
この第２のＯＦＤＭ復調部３−２は、第２の復調信号補間処理部４−２の信号補間処理の精度に応じて第２の中間周波信号のダウンサンプリングを行う第２の直交変調サンプリング部３０−２と、ＦＦＴ方式により周波数領域で第２の直交変調サンプリング部３０−２から取り出された信号の復調を行う第２の高速周波数変換処理部（図２では、第２のＦＦＴと略記する）３２−２と、周波数軸方向の複数のキャリアと時間軸方向の複数のデータシンボルとの同期を取る第２の時間／周波数同期部３３−２とを有している。この第２の時間／周波数同期部３３−２では、走行車等の移動体の移動に伴って生ずるドップラーシフトに対する対策も盛り込まれている。
【００５９】
さらに、上記第２のＯＦＤＭ復調部３−２は、第２の直交変調サンプリング部３０−２内の増幅器の利得を自動的に制御する第２の自動利得制御部（図２では、第２のＡＧＣ制御部と略記する）３１−２を有している。この第２のＡＧＣ制御部３１−２から取り出された第２のＡＧＣ信号に応じて、第２の直交変調サンプリング部３０−２内の増幅器の利得が自動的に調整され、第２の中間周波信号のダウンサンプリングが誤りなく実行される。
【００６０】
さらに、図２のダイバーシティ受信回路における第２の復調信号補間処理部４−２は、上記第２のＦＦＴ３３−２にて復調された復調信号から複数のデータシンボルを抽出する第２のデータシンボル抽出部４０−２と、上記復調信号から複数のパイロットシンボルを抽出する第２のパイロットシンボル抽出部４１−２と、複数のパイロットシンボルの中で数点間の分散パイロットシンボルに基づき、非巡回形のＦＩＲフィルタにより複数のデータシンボルの信号補間処理を行って上記復調信号の歪みを補正するための第２の分散パイロット信号補正部４２−２とを有している。
【００６１】
この第２の分散パイロット信号補正部４２−２では、移動体の移動に伴って発生する複数のキャリアの振幅および位相の時間変動による歪みを補正して元の状態に戻すために、数点間の分散パイロットシンボルを使用して時間軸方向および周波数軸方向の複数のデータシンボルの信号補間処理を行っている。このような数点間の分散パイロットシンボルによる信号補間処理では、非巡回形のＦＩＲフィルタの係数データを調整して実際のキャリアの振幅および位相の時間変動による歪みを高精度にて打ち消すことで上記歪みを補正するようにしているので、高精度の信号補間処理が可能になる。これによって、複数のキャリアの振幅および位相の時間変動による歪みが高精度にて補正された状態の第２の補正復調信号が、第２の分散パイロット信号補正部４２−２から出力される。
【００６２】
ここでも、前述の第１の第２の分散パイロット信号補正部４２−２の場合と同様に、数点間の分散パイロットシンボルによる複数のデータシンボルの信号補間処理を行う際に、ＦＩＲフィルタを使用して各種の演算処理を行うための多数のデータが必要になる。前述のように、図２の実施例においては、この多数のデータを一括して保持するための高速大容量のメモリとして共有のメモリ７を設けているので、上記信号補間処理を行う際に必要なメモリの容量を実質的に節減することができる。
【００６３】
さらに、図２のダイバーシティ受信回路においては、図１の復調信号合成部５とほぼ同様の機能を有するダイバーシティ信号合成部５０と、図１の誤り訂正処理部６とほぼ同様の機能を有するビタビ復号部６０とが設けられている。
【００６４】
より詳しく説明すると、ダイバーシティ信号合成部５０は、第１の分散パイロット信号補正部４２−１および第２の分散パイロット信号補正部４２−２からそれぞれ出力された第１の補正復調信号および第２の補正復調信号の各々の電力値に基づき、両信号の重み付けを行ってから両信号を合成する。また一方で、ビタビ復号部６０は、ダイバーシティ信号合成部５０から取り出された合成復調信号に含まれる誤り訂正用符号に関し、２つの送信局から送信された直交変調信号の伝送路応答による重み付けを行い、ビタビ復号方式により上記誤り訂正用符号の復号処理を実行して合成復調信号の誤りを訂正する。
【００６５】
このようにして誤り訂正処理が施された復調信号Ｓｏｕｔ  は、リードソロモンデコーダ６１にてデコード処理がなされた後に、ＴＳ（ｔｒａｎｓｐｏｒｔ  ｓｔｒｅａｍ  ）バッファ６２を介して最終的にＴＳ出力端子から出力され、目的とするデータが取り出される。このようなデータは、ダイバーシティ受信回路内のレジスタ（図示していない）によって、パラレル出力モードまたはシリアル出力モードのいずれか一方に設定される。
【００６６】
図２のダイバーシティ受信回路において、上記の第１および第２のＡ／Ｄコンバータ２−１、２−２、第１および第２の直交変調サンプリング部３０−１、３０−２、第１および第２のＡＧＣ制御部３１−１、３１−２、第１および第２のＦＦＴ３２−１、３２−２、第１および第２の時間／周波数同期部３３−１、３３−２、第１および第２のデータシンボル抽出部４０−１、４０−２、第１および第２のパイロットシンボル抽出部４１−１、４１−２、第１および第２の分散パイロット信号補正部４２−１、４２−２、ダイバーシティ信号合成部５０、ビタビ復号部６０、リードソロモンデコーダ６１、およびＴＳバッファ６２は、全てロジック系の回路により構成される。また一方で、複数のデータシンボルの信号補間処理を行う際に必要な多数のデータを保持するための高速大容量のメモリとして、共有のメモリ７を設けている。
【００６７】
それゆえに、図２のダイバーシティ受信回路では、前述の図１の実施例の場合と同様に、ロジック系の回路と共有のメモリ７とを、一つのチップからなる半導体集積回路８のパッケージにまとめて構成することができる。
【００６８】
より具体的には、図２のダイバーシティ受信回路では、一つのチップに内蔵された２つのＡ／Ｄコンバータ２−１、２−２を差動形式で動作させることによって、外部のＡ／Ｄコンバータをわざわざ使用しなくても差動形式で入力される中間周波信号のＡ／Ｄ変換を行うことも可能である。ただし、２つのＡ／Ｄコンバータ２−１、２−２のいずれか一方を交流接地すれば、図２のダイバーシティ受信回路を１ブランチ方式のシングルモードで動作させることも可能である。
【００６９】
さらに、図２のダイバーシティ受信回路では、固定受信用レジスタおよび移動受信用レジスタを含む共有のレジスタ９が設けられている。この固定受信用レジスタは、受信局が固定されている場合の固定受信に使用され、移動受信用レジスタは、走行車等の移動体が移動している場合の移動受信に使用される。
【００７０】
さらに、図２のダイバーシティ受信回路では、複数のデータシンボル間で相互干渉が生ずるのを防止するために設けられるガードインターバル期間を示す信号が出力される。
【００７１】
さらに、図２のダイバーシティ受信回路では、外部ＣＰＵ（ｃｅｎｔｒａｌ  ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ  ｕｎｉｔ  ：中央演算処理装置）に対するインタフェースとして機能するＣＰＵインタフェース８１と、システムクロック等の外部クロックを生成するクロックジェネレータ８０とが設けられている。
【００７２】
上記のＣＰＵインタフェース８１によって、バスＢを経由して、一つのチップからなるダイバーシティ受信回路と外部クロックとの間の交信を行うことが可能になる。バスＢのバスタイプの設定は、バスタイプ設定端子を低電位または高電位（Ｌ（ｌｏｗ  ）またはＨ（ｈｉｇｈ）の状態）に設定することによって行われる。
【００７３】
また一方で、上記のクロックジェネレータ８０は、４ＭＨｚ動作モードまたは８ＭＨｚ動作モードを有しており、外部クロック設定端子によって、いずれか一方の動作モードに設定することが可能である。より具体的には、外部クロック設定端子を低電位または高電位（ＬまたはＨの状態）に設定することによって、４ＭＨｚ動作モードまたは８ＭＨｚ動作モードのいずれか一方に設定されるようになっている。
【００７４】
このようにして４ＭＨｚ動作モードまたは８ＭＨｚ動作モードのいずれか一方に設定されたクロックジェネレータ８０においては、所定の外部クロックが外部クロック出力端子から出力される。上記の外部クロックとして、ダイバーシティ受信回路内のレジスタ（図示していない）の設定状態に応じて、Ａ／Ｄコンバータを動作させるためのＡ／Ｄクロック、または、外部ＣＰＵを含むダイバーシティ受信システムを動作させるための基本クロックであるシステムクロックが出力されるようになっている。あるいは、ダイバーシティ受信回路内のレジスタの設定状態に応じて、外部クロックを出力しないオフ（ＯＦＦ）状態に設定することも可能である。
【００７５】
さらに、上記クロックジェネレータ８０では、外部ＣＰＵクロック設定端子によって、所定の動作周波数の外部ＣＰＵクロックが外部ＣＰＵクロック出力端子から出力される。上記の外部ＣＰＵクロックとして、外部クロック設定端子を低電位または高電位（ＬまたはＨの状態）に設定することによって、４ＭＨｚまたは８ＭＨｚの１逓培または２逓倍の動作周波数のクロックが出力されるようになっている。あるいは、外部クロック設定端子の設定によって、外部ＣＰＵクロックを出力しないオフ状態に設定することも可能である。
【００７６】
ついで、図３および図４を参照しながら、図２の第１の分散パイロット信号補正部４２−１および第２の分散パイロット信号補正部４２−２の詳細な構成および動作を説明する。ただし、図３においては、第１の分散パイロット信号補正部４２−１の構成および動作を代表して示す。さらに、図３においては、第１の分散パイロット信号補正部４２−１内の各構成要素の「第１の」を省略して示すこととする。
【００７７】
図２のブロック図に従って既述したように、本発明の実施例に係るダイバーシティ受信回路では、第１のデータシンボル抽出部４０−１において、第１のＯＦＤＭ復調部３−１にて復調された復調信号から複数のデータシンボルが抽出される。また一方で、第１のパイロットシンボル抽出部４１−１において、上記復調信号から複数のパイロットシンボルが抽出される。
【００７８】
より具体的には、図４の左部の信号配置図に示すように、上記復調信号の各々は、周波数方向（すなわち、キャリア方向）に互いに直交して配置された複数のキャリアと、時間軸方向（すなわち、シンボル方向）に配置された複数のデータシンボル（図４の左部の○印の部分）によって構成される。さらに、基準用の複数のパイロットシンボル（図４の左部の●印の部分）が、周波数軸方向および時間軸方向に対し一定の周期で分散した状態で挿入されている。
【００７９】
図３の第１の分散パイロット信号補正部４２−１は、複数のパイロットシンボルの中から予め選定された数点間の分散パイロットシンボルを生成する第１のパイロットシンボル生成部４３−１と、これらの複数点の分散パイロットシンボルに基づき、第１のパイロットシンボル抽出部４１−１にて抽出された複数のパイロットシンボルに対する複素除算を実行する第１のパイロットシンボル複素除算部４４−１と、第１のシンボルフィルタ４５−１および第１のキャリアフィルタ４６−１を含む第１のＦＩＲフィルタ補間処理部４９−１とを有している。
【００８０】
ここで、複数のパイロットシンボルの中から予め選定された数点間の分散パイロットシンボルは、既知の値のパイロット信号により構成されるものとする。上記のような既知の値のパイロット信号に基づき、複数のパイロットシンボルに対する複素除算を実行することによって算出された伝送路特性に応じて、時間軸方向のＦＩＲフィルタに相当する第１のシンボルフィルタ４５−１の係数データが決定される。
【００８１】
さらに、図４の中央部に示すように、係数データが決定された第１のシンボルフィルタ４５−１を使用して、数点間の分散パイロットシンボル（図４の中央部では、２点間の時間軸方向のパイロットシンボルのみを示す）の間に配置された複数のデータシンボル毎に、時間軸方向にデータの補間処理を順次行っている。このようにして、既知の値のパイロット信号にもとに時間軸方向のデータの歪みを高精度にて補正することができる。
【００８２】
さらに、図３の第１の分散パイロット信号補正部４２−１は、第１のデータシンボル抽出部４０−１にて抽出された複数のデータシンボルに対する複素除算を実行する第１のデータシンボル複素除算部４７−１と、この第１のデータシンボル複素除算部４４−１から取り出された信号補間処理後のデータシンボルを第１の補正復調信号として出力する第１のデータシンボル復調部４８−１とを有している。
【００８３】
前述のように時間軸方向のデータの歪みを補正した後に、第１のシンボルフィルタ４５−１の係数データに応じて、時間軸方向のＦＩＲフィルタに相当するキャリアフィルタ４６−１の係数データが決定される。
【００８４】
さらに、図４の右部に示すように、係数データが決定されたキャリアフィルタ４６−１に基づき、複数のデータシンボルに対する複素除算を実行することによって、数点間の分散パイロットシンボル（図４の右部では、周波数軸方向の２点間のパイロットシンボルのみを示す）の間に配置された複数のデータシンボル毎に、周波数軸方向にデータの補間処理を順次行っている。このようにして、周波数軸方向のデータの歪みも高精度にて補正することができる。時間軸方向および周波数軸方向のデータの歪みが補正された状態で第１のデータシンボル復調部４８−１から出力された第１の補正復調信号は、ダイバーシティ信号合成部５０に送出され、第２の補正復調信号と合成される。
【００８５】
また一方で、第２の分散パイロット信号補正部４−２内の第２のパイロットシンボル複素除算部４４−２、第２のシンボルフィルタ４５−２および第２のキャリアフィルタ４６−２を含む第２のＦＩＲフィルタ補間処理部４９−２、第２のデータシンボル複素除算部４７−２、および第２のデータシンボル復調部４８−２の構成は、前述の第１の分散パイロット信号補正部４−１の場合とほぼ同様の構成を有している。上記の第２の分散パイロット信号補正部４−２内の各構成要素を動作させて前述の第１の分散パイロット信号補正部４−１の場合と同様の復調信号補正方法を実行することによって、時間軸方向および周波数軸方向のデータの歪みを高精度にて補正することが可能である。したがって、ここでは、第２の分散パイロット信号補正部４−２内の各構成要素の構成および動作に関する詳細な説明は省略する。
【００８６】
ここで、数点間の分散パイロットキャリアによる信号補間処理に使用されるＦＩＲフィルタの一例を図５に示す。ただし、ここでは、時間軸方向のデータの歪みの補正に利用されるシンボルフィルタの例を代表して示すこととする。
【００８７】
図５に示すＦＩＲフィルタは、出力信号ｙ（ｔ）の側から入力信号ｘ（ｔ）の側へフィードバックを行わない非巡回形の構成になっている。より詳しく説明すると、図５に示すＦＩＲフィルタは、ｎ個（ｎは、タップ数を表す任意の正の整数）の加算素子３４−１〜３４−ｎ、（ｎ＋１）個の乗算素子２４−０〜２４−ｎ（ｈ（０）〜ｈ（ｎ））、およびｎ個の遅延素子１４−１〜１４−ｎにより模式的に表すことができる。
【００８８】
前述の図３の第１および第２の分散パイロット信号補正部では、数点間の分散パイロットシンボルに基づき、複数のパイロットシンボルに対する複素除算を実行することによって算出された伝送路特性に応じて、上記の加算素子３４−１〜３４−ｎ、乗算素子２４−０〜２４−ｎおよび遅延素子１４−１〜１４−ｎの係数データを決定するようにしている。この係数データの決定は、ソフトウェアにより実行される。
【００８９】
好ましくは、図３の第１および第２の分散パイロット信号補正部では、時間軸方向および周波数軸方向のデータの歪みを効率良く補正するために、２次元のＦＩＲフィルタを使用することも可能である。
【００９０】
ついで、本発明の実施例に係るダイバーシティ受信回路に適用される復調信号補正処理のアルゴリズムを詳細に説明する。
【００９１】
ここでは、地上ディジタルテレビジョン放送、特にハイビジョン放送での放送方式（６４ＱＡＭ（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  ：直交振幅変調）、ガード比１／８およびビタビ符号化率７／８）によるＯＦＤＭ方式の復調回路の復調信号補正処理のアルゴリズムを述べる。この復調回路において、２つの送信局からそれぞれ送信された直交変調信号を受信して得られる受信信号が、ＦＦＴ方式により周波数領域で復調され、キャリアシンボル単位のＯＦＤＭ復調信号に変換される。
【００９２】
さらに、数点間の分散パイロットシンボルによる信号補間処理によってデータシンボルの振幅および位相の等化処理が行われた後、６４ＱＡＭ信号にマッピングされたデータ（６ビット）のビットメトリックが計算され、ビタビ復号方式による軟判定復号化が行われる。
【００９３】
ＯＦＤＭ復調信号の有効シンボル長をＴｕとしたときに、ガードインターバル期間を表すガードインターバル長Ｔｇ＝Ｔｕ／８とし、データシンボルの全シンボル長Ｔｓ＝Ｔｕ＋Ｔｇとする。
【００９４】
上記の分散パイロットシンボルによる信号補間処理では、前述の図４の左部に示すように、パイロットシンボルが周波数軸方向で１２個のキャリアに対し１回注入され、時間軸方向で４つのデータシンボルに対し１回注入される。すなわち、受信側で分散パイロットシンボルを使用してデータシンボルを時間軸方向に補間すれば、３（＝１２／４）キャリア間隔の分散パイロットシンボルを得ることができる。
【００９５】
ここで、数点間の分散パイロットシンボルによる信号補間処理によって復調信号のフレーム構成（キャリア間隔Ｋ＝３、シンボル間隔Ｌ＝４）に対する伝送路特性の等化を行い、データシンボルを復調する処理を分散パイロット復調方式（以下、ＳＰ復調方式と略記する）と呼ぶこととする。
【００９６】
図４の左部において、ｋをキャリアインデックス、ｌをシンボルインデックス、ｐを非負整数として、下記の式（１）を満たすキャリアインデックスｋ＝ｋｐのキャリア（図４の●印の部分）を用いて、データシンボルの振幅および位相が既知であるパイロット信号を伝送する。
【００９７】
【数１】
2005064581.tif 000003
【００９８】
ｌ番目のシンボルおよびｋ番目のキャリアを用いて伝送される複素数のデータシンボルをＣ（ｌ，ｋ）とすると、このデータシンボルの信号に対応する受信信号Ｙ（ｌ，ｋ）は、下記の式（２）により表される。すなわち、
【００９９】
【数２】
2005064581.tif 000004
【０１００】
となる。ここで、Ｈ（ｌ，ｋ）、Ｎ（ｌ，ｋ）は、それぞれデータシンボルＣ（ｌ，ｋ）に対する伝送路特性および雑音特性を表す。また一方で、この伝送路特性は、データシンボルＣ（ｌ，ｋ）が伝送されるシンボル時間（全シンボル長）（Ｔｓ）およびキャリア帯域（ｌ／Ｔｕ）内で不変であると仮定する。
【０１０１】
受信側では、正規のパイロット信号Ｃ（ｌ，ｋｐ）で受信パイロット信号Ｙ（ｌ，ｋｐ）を複素除算することにより、Ｃ（ｌ，ｋｐ）に作用する伝送路特性Ｈ′（ｌ，ｋｐ）を推定する。このときに、伝送路特性Ｈ′（ｌ，ｋｐ）は、下記の式（３）により、
【０１０２】
【数３】
2005064581.tif 000005
【０１０３】
のように表される。
【０１０４】
上記の伝送路特性Ｈ′（ｌ，ｋｐ）は、ｋｐ番目のキャリアに対する伝送路特性Ｈ（ｌ，ｋｐ）に雑音成分Ｎ（ｌ，ｋｐ）／Ｃ（ｌ，ｋｐ）が含まれていることを示す。
【０１０５】
上記のようなＳＰ復調方式により、受信パイロット信号Ｙ（ｌ，ｋｐ）の除算処理を全ての分散パイロットシンボルに対して行った後、シンボル方向のシンボルフィルタおよびキャリア方向のキャリアフィルタを内挿することによって、受信したデータシンボルに対する伝送路特性Ｈ（ｌ，ｋ）を推定することができる。この場合、シンボルフィルタによってキャリア間隔Ｋの分散パイロットシンボルを得ることができ、キャリアフィルタでは、Ｋ個のキャリア毎の分散パイロットシンボル（ＳＰ）から伝送路特性を内挿する。
【０１０６】
ｌ番目のシンボルおよびｋ番目のキャリアのデータシンボルＤ（ｌ，ｋ）は、補間処理がなされた伝送路特性Ｈ′（ｌ，ｋ）で受信信号Ｙ（ｌ，ｋ）を複素除算することによって得ることができ、下記の式（４）により、
【０１０７】
【数４】
2005064581.tif 000006
【０１０８】
のように表される。
【０１０９】
雑音がない場合、すなわちＮ（ｌ，ｋ）＝（０，０）の場合、データシンボルＤ（ｌ，ｋ）は、式（５）により、
【０１１０】
【数５】
2005064581.tif 000007
【０１１１】
のように表され、送信されたデータシンボルＣ（ｌ，ｋ）を得ることができる。
【０１１２】
ここで、シンボルフィルタは、ＦＩＲフィルタにより実現される。時間軸方向の伝送路特性の内挿は、パイロット信号が存在するキャリアの、推定された伝送路特性Ｈ′（ｌ，ｋｐ）の値を低域通過フィルタ（すなわち、ローパスフィルタ）に通すことによって実現される。このときに、データシンボルに対する伝送路応答の値は零（０）としてＦＩＲフィルタに入力する。
【０１１３】
このＦＩＲフィルタのインパルス応答は、下記の式（６）および式（７）により、
【０１１４】
【数６】
2005064581.tif 000008
【０１１５】
【数７】
2005064581.tif 000009
【０１１６】
のように表される。
【０１１７】
ここで、Ｎｆ  はタップ数、ｆｃはカットオフ周波数で、−ｆｃ≦ｆ≦ｆｃのドップラーシフトによる変動を通過させることが可能である。
【０１１８】
受信波が受ける最大周波数偏移（最大ドップラーシフト）をｆｄｍａｘとすると、フェージング受信波の電力スペクトラムはある程度の広がりを持つ。
【０１１９】
それゆえに、シンボルフィルタは、ドップラーシフトによるドップラースペクトラムを全て通過させるために、通過帯域幅を２ｆｄｍａｘ以上に設定することが必要である。
【０１２０】
ＯＦＤＭ復調信号の全シンボル長（シンボル時間）をＴｓ  とすると、図４のＳＰ復調方式による復調信号のフレーム構成から、シンボル間隔Ｌ＝４であるため、伝送路応答に対するサンプリング周波数ｆｓｓは、下記の式（８）により、
【０１２１】
【数８】
2005064581.tif 000010
【０１２２】
のように表される。
【０１２３】
よって、ナイキストのサンプリング定理から、最大周波数偏移ｆｄｍａｘの変動範囲は、下記の式（９）により表される。
【０１２４】
【数９】
2005064581.tif 000011
【０１２５】
これによって、最大周波数偏移ｆｄｍａｘの範囲内のドップラーシフトに対する伝送路の変動を推定することができる。
【０１２６】
よって、シンボルフィルタは、ドップラースペクトラムを全て通過させるようなナイキストのサンプリング定理を満たす最も広帯域の内挿フィルタとなる。
【０１２７】
このときに、カットオフ周波数ｆｃは、下記の式（１０）により、
【０１２８】
【数１０】
2005064581.tif 000012
【０１２９】
のように表される。
【０１３０】
ここで、データシンボルに対して伝送路特性を内挿するためには、伝送路応答に対するサンプリング周波数ｆｓｄは、下記の式（１１）により、
【０１３１】
【数１１】
2005064581.tif 000013
【０１３２】
のように表され、前述の式（８）のサンプリング周波数ｆｓｓのＬ（図４では、シンボル間隔Ｌ＝４）倍になる。
【０１３３】
このときに、ドップラースペクトラムが周波数ｌ／（Ｌ・Ｔｓ  ）毎に折り返し現れる。よって、このドップラースペクトラムをカットオフ周波数ｆｓｃの理想低域通過フィルタで帯域制限することにより、サンプリング周波数ｆｓｄ毎の伝送路特性を推定することができる。
【０１３４】
したがって、シンボルフィルタは、Ｌ（図４では、シンボル間隔Ｌ＝４）倍のインターポーレータとみなすことができる。このようなシンボルフィルタは、Ｌ倍の利得を有する理想低域通過フィルタとして、ＦＩＲフィルタにより実現される。
【０１３５】
カットオフ周波数ｆｃは、前述の式（８）および式（１０）から、下記の式（１２）のようになる。すなわち、
【０１３６】
【数１２】
2005064581.tif 000014
【０１３７】
のように表される。よって、式（７）のαは、下記の式（１３）により、
【０１３８】
【数１３】
2005064581.tif 000015
【０１３９】
のように表される。
【０１４０】
ただし、シンボルフィルタの動作は４倍のインターポーレータの動作に相当するため、出力を４倍にする必要がある。
【０１４１】
また一方で、キャリアフィルタは、ＦＩＲフィルタにより実現される。周波数軸方向の伝送路特性の内挿は、シンボルフィルタによりＫ（図４では、キャリア間隔Ｋ＝３）キャリア毎に補間された伝送路特性Ｈ′（ｌ，ｋ）の値を低域通過フィルタに通すことにより実現される。このときに、他のデータシンボルに対する伝送路応答の値は零としてＦＩＲフィルタに入力する。
【０１４２】
このＦＩＲフィルタのインパルス応答は、下記の式（１４）および式（１５）により、
【０１４３】
【数１４】
2005064581.tif 000016
【０１４４】
【数１５】
2005064581.tif 000017
【０１４５】
のように表される。
【０１４６】
ここで、Ｎｆ  はタップ数、ｔｃはカットオフ時間で、−ｔｃ≦ｔ≦ｔｃの遅延波を通過させることが可能である。この遅延波としては、最大遅延時間がガードインターバル期間内に入っている信号を考えればよいため、ｔｃ＝Ｔｇとなる。Ｔｇ＝Ｔｕ／８の場合、ｔｃ＝（１／８）・Ｔｕとなる。
【０１４７】
ＳＰ復調方式による周波数軸上の挿入間隔は３キャリアになっているため、β≦１／３である必要がある。さらに、キャリアフィルタの動作は３倍のインターポーレータの動作に相当するため、出力を３倍にする必要がある。
【０１４８】
さらに、上記のような復調信号補正処理を行った後に、ダイバーシティ受信方式による複数の補正復調信号（復調データ）の合成処理およびビタビ復号処理を行うためのアルゴリズムを説明する。
【０１４９】
既に述べたように、移動体が移動している場合の受信に伴ってマルチパス時のフェージングが発生する伝送路においては、ダイバーシティ受信方式が有効であることが一般に知られている。
【０１５０】
このダイバーシティ受信方式は、複数の受信アンテナにより伝送路特性の異なる受信信号を得ることによって、伝送帯域全体の受信レベルが低下した場合に、包絡線レベルの大きい方を選択する等の方法により、いずれか一方の受信信号のみを受信する場合に比較して受信特性を改善するようにしたものである。しかしながら、地上ディジタルテレビジョン放送において、約５．６ＭＨｚの広帯域マルチキャリア変調方式を採用する場合、受信信号が単なるレベル変動とはならず、周波数の落ち込み位置が伝送帯域内で異なる周波数選択性歪みとなる。
【０１５１】
そこで、広帯域信号の周波数選択性フェージングに対する対策として、複数の受信アンテナからの受信信号を狭帯域のサブバンドに分割し、それぞれのサブバンド単位で選択および合成を行うことにより、特性改善が可能になる。
【０１５２】
この方式は、ダイバーシティ受信を周波数領域で行うため、受信信号を周波数領域に変換し、ダイバーシティ受信後に時間領域の信号に戻す操作が必要となる。このような変換は、ＦＦＴ方式およびＩＦＦＴ（ｉｎｖｅｒｓｅ  ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：逆高速フーリエ変換）方式によって実現される。
【０１５３】
ＯＦＤＭ方式のダイバーシティ受信は、周波数領域で信号を復調する（すなわち、ＦＦＴ方式により信号を復調する）こと、および、時間領域の信号に戻す必要がないことから、ＯＦＤＭ方式の復調回路に応用し易い。ダイバーシティ受信の単位は、１キャリアのシンボルとなる。
【０１５４】
ダイバーシティ受信方式により補正復調信号を合成する方法としては、各ブランチのデータシンボルを、それぞれの伝送路応答の電力値で重み付けして加算する（最大比合成（伝送路応答の電力値による重み付け））。このようにして加算された合成後の復調信号は、下記の式（１６）により表される。
【０１５５】
ここで、Ｄ１  （ｌ，ｋ）、Ｄ２  （ｌ，ｋ）は、それぞれ、１番目、２番目の各ブランチのｌ番目のシンボル、ｋ番目のキャリアの復調データ、Ｈ′１  （ｌ，ｋ）、Ｈ′２  （ｌ，ｋ）は、それぞれ、１番目、２番目のブランチのｌ番目のシンボル、ｋ番目のキャリアの伝送路応答を示す。すなわち、合成後の復調信号は、
【０１５６】
【数１６】
2005064581.tif 000018
【０１５７】
のようになる。
【０１５８】
また一方で、ビタビ復号方式による復号処理は、軟判定復号化により行われる。軟判定復号化に用いられるメトリックでは、一般に、ＡＷＧＮ（ａｄｄｉｔｉｖｅ  ｗａｖｅｇｕｉｄｅ  ｇｒａｔｉｎｇ：白色ガウス雑音）伝送路を想定し、受信データの信号点ｒと、送信されたデータの信号点ｄとのユークリッド距離の２乗ｄｅ２  が用いられている。このｄｅ２の値は、下記の式（１７）により、
【０１５９】
【数１７】
2005064581.tif 000019
【０１６０】
のように表される。
【０１６１】
６４ＱＡＭの場合、送信ビットｂ＝０，１に対応するビットメトリックｂｍ（ｂ）として、Ｍ＝６４の送信データの信号点ｄ′に対し、ｄｅ２  が最小となる値が選定される。よって、ビットメトリックｂｍ（ｂ）の値は、下記の式（１８）により、
【０１６２】
【数１８】
2005064581.tif 000020
【０１６３】
のように表される。
【０１６４】
ここで、最小値を与えるｄ′をｄ（ｂ）、ｂ＝０，１とすると、ビットメトリックｂｍ（ｂ）の値は、下記の式（１９）により、
【０１６５】
【数１９】
2005064581.tif 000021
【０１６６】
のように表される。
【０１６７】
図６は、本発明の一実施例における走行速度と受信信号のビット誤り率との関係を示すグラフであり、図７は、本発明の一実施例における受信信号のＣＮ比とビット誤り率との関係を示すグラフである。
【０１６８】
ただし、ここでは、地上ディジタルテレビジョン放送での放送方式（６４ＱＡＭ、ガード比１／８およびビタビ符号化率７／８）によるＯＦＤＭ方式の復調回路を本発明の実施例に適用した場合において、走行車等の移動体の走行速度と受信信号（復調信号）のビット誤り率（ＢＥＲ（ｂｉｔ  ｅｒｒｏｒ  ｒａｔｅ）と略記することもある）との関係、および、受信信号のＣＮ比（ｃａｒｒｉｅｒ  ｔｏ  ｎｏｉｓｅ  ｒａｔｉｏ：キャリア対雑音比）とビット誤り率との関係を示す。さらに、ここでは、受信信号のパスメモリ長が９６ビットに設定され、量子化ビット数が３ビットに設定されている。
【０１６９】
図６のグラフでは、２つの受信アンテナからそれぞれ別個に直交変調信号を受信して最大比合成を行う２ブランチ方式（例えば、図１または図２の実施例参照）を採用した場合の走行速度と受信信号のビット誤り率との関係が実線および〇印により示されており、一つの受信アンテナのみから直交変調信号を受信する１ブランチ方式を採用した場合の走行速度と受信信号のビット誤り率との関係が破線および●印により示されている。この場合、受信アンテナとして、無指向性アンテナが使用されている。
【０１７０】
図６のグラフから明らかなように、前述の図１または図２の実施例に示したような２ブランチ方式を採用した場合の受信信号のビット誤り率は、１ブランチ方式を採用した場合の受信信号のビット誤り率よりも大幅に改善されている。より具体的には、復調信号の遅延時間が１００μｓｅｃ（マイクロ秒）、ＤＵ比（ｄｅｓｉｒｅｄ  ｔｏ  ｕｎｄｅｓｉｒｅｄ  ｓｉｇｎａｌ  ｒａｔｉｏ  ：受信したい信号の強度と、受信したくない信号の強度との比）が０ｄＢ（デシベル）、受信信号のＣＮ比が４０ｄＢの条件の下で、１ブランチ方式を採用した場合の受信信号のビット誤り率は、目標ラインの２×１０−４以下に達しない。これに対し、同じ条件の下で２ブランチ方式を採用した場合の受信信号のビット誤り率は、時速６０ｋｍ／Ｈ以下で移動体が走行するときには目標ラインの２×１０−４以下に達している。
【０１７１】
また一方で、図７のグラフでは、２ブランチ方式において無指向性アンテナと指向性アンテナとを組み合せて使用した場合（方式Ａ）に、ビタビ復号処理を行った後の受信信号のＣＮ比とビット誤り率との関係が実線および●印により示されており、２ブランチ方式において無指向性アンテナのみ使用した場合（方式Ｂ）に、ビタビ復号処理を行った後の受信信号のＣＮ比とビット誤り率との関係が実線および◇印により示されている。ただし、ここでは、移動体が時速１００ｋｍ／Ｈで走行している場合を想定する。
【０１７２】
なお、参考のため、方式Ａにおいてビタビ復号処理を行う前の受信信号のＣＮ比とビット誤り率との関係を破線および●印により示すと共に、方式Ｂにおいてビタビ復号処理を行う前の受信信号のＣＮ比とビット誤り率との関係を破線および◇印により示す。
【０１７３】
図７のグラフから明らかなように、２ブランチ方式において無指向性アンテナと指向性アンテナとを組み合せて使用した場合（方式Ａ）、移動体が時速１００ｋｍ／Ｈで走行しているときに、ビタビ復号処理を行った後の受信信号のビット誤り率は、受信信号のＣＮ比が３０ｄＢおよび４０ｄＢの条件の下で目標ラインの２×１０−４以下に達している。
【０１７４】
それゆえに、２ブランチ方式において無指向性アンテナと指向性アンテナとを組み合せて使用することによって、移動体が高速（例えば、時速１００ｋｍ／Ｈ）で走行している場合でも、安定して直交変調信号を受信することが可能になる。ただし、受信信号のビタビ復号処理を行わない場合は、安定して直交変調信号を受信することが難しくなる点に注意すべきである。
【０１７５】
図８は、本発明の一実施例に係るパッケージの構造を示すブロック図である。ただし、ここでは、地上ディジタルテレビジョン放送での放送方式によるＯＦＤＭ方式の復調回路を本発明の実施例に適用した場合において、上記実施例に係るダイバーシティ受信回路を１チップの半導体集積回路に搭載して実現される１パッケージの構造を例示する。
【０１７６】
図８のパッケージ構造においては、ダイバーシティ受信回路内のロジック系の回路やＳＲＡＭ（ｓｔａｔｉｃ  ｒａｎｄｏｍ  ａｃｃｅｓｓ  ｍｅｍｏｒｙ  ：スタティック・ランダム・アクセス・メモリ）等の内蔵メモリを含む第１および第２の復調回路（例えば、図１または図２の実施例参照）を一個の半導体素子にまとめ、ＯＦＤＭ復調ＬＳＩ２０として半導体集積回路８の基板上に搭載するようにしている。また一方で、外付けのＤＲＡＭ等の共有のメモリ（例えば、図１または図２の実施例参照）を一個の半導体素子にまとめ、高速大容量のＦＣＲＡＭ（ｆａｓｔ  ｃｙｃｌｅ  ｒａｎｄｏｍ  ａｃｃｅｓｓ  ｍｅｍｏｒｙ  ）７０として半導体集積回路８の基板上に搭載するようにしている。
【０１７７】
最終的に、第１および第２の復調回路の２回路分を内蔵したＯＦＤＭ復調ＬＳＩ２０を構成する一個の半導体素子と、外付けの共有のＦＣＲＡＭ７０を構成する一個の半導体素子とが、一つのパッケージにまとめて構成される。ここでは、ＯＦＤＭ復調ＬＳＩとＦＣＲＡＭ等のＤＲＡＭとの間の配線パターンにより発生するノイズ（雑音）の輻射を低減させるために、ＳＩＰ構造のパッケージにより構成することが好ましい。
【０１７８】
より具体的には、上記実施例に係るダイバーシティ受信回路のチップ構造に関しては、３４００ｋｂｉｔ（キロビット）のロジック系の回路（すなわち、ゲート回路）、５．５Ｍｂｉｔ（メガビット）のＳＲＡＭ（移動体が移動する場合の移動通信用の追加分４Ｍｂｉｔを含む）、および外付けの一個のＦＣＲＡＭが、一つのチップに搭載される。このチップは、最終的に、端子のピン数が２５６ピン以下のＱＦＰ（ｑｕａｄ  ｆｌａｔ  ｐａｃｋａｇｅ  ）のような小型の表面実装形パッケージにまとめて構成される。ここでは、外部クロック生成用のクロックジェネレータ（例えば、図２参照）のマスタークロックの水晶発振周波数として、比較的低い周波数が望ましい。より具体的には、４ＭＨｚの水晶発振周波数にて動作させることが好ましい。
【０１７９】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明のダイバーシティ受信回路によれば、複数の復調信号に対する信号補間処理を行う際に使用されるデータを共有のＤＲＡＭ等のメモリに保持するようにしているので、ダイバーシティ受信回路内のロジック系の回路と共有のＤＲＡＭ等のメモリとを、一つのチップからなる半導体集積回路のパッケージにまとめて構成することができる。それゆえに、ダイバーシティ受信回路の小型化が図れると共に、複数のチップ間の配線数が大幅に減少して信号の遅延が顕著に軽減される。
【０１８０】
特に、本発明のダイバーシティ受信回路によれば、復調信号に対する信号補間処理を行う際に、複数のパイロットシンボルの中で数点間の分散パイロットシンボルに基づき、非巡回形のＦＩＲフィルタを使用して複数のデータシンボルの信号補間処理を行っているので、信号補間処理の精度が従来よりもはるかに高くなる。
【０１８１】
それゆえに、本発明のダイバーシティ受信回路を、移動体が高速で移動する場合の移動通信に適用することが可能になる。この場合でも、信号補間処理を行う際に使用されるデータを共有のメモリに保持することによって、ロジック系の回路と共有のメモリとを一つのチップにまとめて構成することができるようになる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例の構成を示すブロック図である。
【図２】図１の実施例の具体的構成を示すブロック図である。
【図３】図２の分散パイロット信号補正部の詳細な構成を示すブロック図である。
【図４】図３の分散パイロット信号補正部による復調信号補正方法を説明するための模式図である。
【図５】復調信号の分散パイロット補正に使用されるＦＩＲフィルタの一例を模式的に示す回路図である。
【図６】本発明の一実施例における走行速度と受信信号のビット誤り率との関係を示すグラフである。
【図７】本発明の一実施例における受信信号のＣＮ比とビット誤り率との関係を示すグラフである。
【図８】本発明の一実施例に係るパッケージの構造を示すブロック図である。
【図９】従来のダイバーシティ受信回路の一例を示すブロック図である。
【符号の説明】
１−１…第１の高周波信号／中間周波信号変換部（第１のＲＦ／ＩＦ変換部）
１−２…第２の高周波信号／中間周波信号変換部（第２のＲＦ／ＩＦ変換部）
２−１…第１のアナログ／ディジタル・コンバータ（第１のＡ／Ｄコンバータ）
２−２…第２のアナログ／ディジタル・コンバータ（第２のＡ／Ｄコンバータ）
３−１…第１の直交周波数分割多重方式復調部（第１のＯＦＤＭ復調部）
３−２…第２の直交周波数分割多重方式復調部（第２のＯＦＤＭ復調部）
４−１…第１の復調信号補間処理部
４−２…第２の復調信号補間処理部
５…復調信号合成部
６…誤り訂正処理部
７…共有のメモリ
８…半導体集積回路
９…共有のレジスタ
１４−１〜１４−ｎ…遅延素子
１８−１…第１のチップ
１８−２…第２のチップ
２０…ＯＦＤＭ復調ＬＳＩ
２４−０〜２４−ｎ…乗算素子
３４−１〜３４−ｎ…加算素子
３０−１…第１の直交復調サンプリング部
３０−２…第２の直交復調サンプリング部
３１−１…第１の自動利得制御部（第１のＡＧＣ制御部）
３１−２…第２の自動利得制御部（第２のＡＧＣ制御部）
３２−１…第１の高速フーリエ変換部（第１のＦＦＴ）
３２−２…第２の高速フーリエ変換部（第２のＦＦＴ）
３３−１…第１の時間／周波数同期部
３３−２…第２の時間／周波数同期部
４０−１…第１のデータシンボル抽出部
４０−２…第２のデータシンボル抽出部
４１−１…第１のパイロットシンボル抽出部
４１−２…第２のパイロットシンボル抽出部
４２−１…第１の分散パイロット信号補正部
４２−２…第２の分散パイロット信号補正部
４３−１…第１のパイロットシンボル生成部
４３−２…第２のパイロットシンボル生成部
４４−１…第１のパイロットシンボル複素除算部
４４−２…第２のパイロットシンボル複素除算部
４５−１…第１のシンボルフィルタ
４５−２…第２のシンボルフィルタ
４６−１…第１のキャリアフィルタ
４６−２…第２のキャリアフィルタ
４７−１…第１のデータシンボル複素除算部
４７−２…第２のデータシンボル複素除算部
４８−１…第１のデータシンボル復調部
４８−２…第２のデータシンボル復調部
４９−１…第１のＦＩＲフィルタ補間処理部
４９−２…第２のＦＩＲフィルタ補間処理部
５０…ダイバーシティ信号合成部
６０…ビタビ復号部
６１…リードソロモンデコーダ
６２…ＴＳバッファ
７０…ＦＣＲＡＭ
８０…クロックジェネレータ
８１…ＣＰＵインタフェース
１０２−１…第１のアナログ／ディジタル・コンバータ（第１のＡ／Ｄコンバータ）
１０２−２…第２のアナログ／ディジタル・コンバータ（第２のＡ／Ｄコンバータ）
１０３−１…第１の直交周波数分割多重方式復調部（第１のＯＦＤＭ復調部）
１０３−２…第２の直交周波数分割多重方式復調部（第２のＯＦＤＭ復調部）
１０４−１…第１の復調信号補間処理部
１０４−２…第２の復調信号補間処理部
１０５…復調信号合成部
１０６…誤り訂正処理部
１０７−１…第１のメモリ
１０７−２…第２のメモリ
【図１】
2005064581.tif 000022
【図２】
2005064581.tif 000023
【図３】
2005064581.tif 000024
【図４】
2005064581.tif 000025
【図５】
2005064581.tif 000026
【図６】
2005064581.tif 000027
【図７】
2005064581.tif 000028
【図８】
2005064581.tif 000029
【図９】
2005064581.tif 000030