(57)【要約】【課題】    コルピッツ水晶発振回路において、高周波数帯、特にＧＨｚ帯域において大きな負性抵抗値を得る。【解決手段】    コルピッツ発振回路と、電圧制御電圧源回路と、これらを結合する結合容量と、を備えた圧電発振器において、前記電圧制御電圧源回路の出力が、前記結合容量を介して前記コルピッツ発振回路のコレクタ側に帰還するように構成する。【選択図】      図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
バイポーラトランジスタを使用したコルピッツ発振回路と、電圧制御電圧源回路と、これらを結合する結合容量と、を備えた圧電発振器において、
前記電圧制御電圧源回路の出力が、前記結合容量を介して前記コルピッツ発振回路のコレクタ側に帰還する構成であることを特徴とする圧電発振器。
【請求項２】
前記電圧制御電圧源回路がエミッタホロア回路であることを特徴とする、前記請求項１に記載の圧電発振器。
【請求項３】
前記コルピッツ発振回路のベース−コレクタ間容量と前記結合容量とによる位相シフトによって、ＧＨｚ帯で大きな負性抵抗を得るようにしたことを特徴とする、前記請求項１又は２のいずれかに記載の圧電発振器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は圧電発振器に関し、特に高周波領域において大きな負性抵抗を得る圧電発振器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、無線通信の発展に伴い発振器の高周波化、小型化が求められている。一般に、水晶発振器は周波数安定度が優れており、現在、通信機器や計算機などに幅広く利用されている。通常、水晶発振回路としてはコルピッツ発振回路が多く用いられており、これは周知のように、コレクタ−ベース間に誘導性素子を、ベース−エミッタ間及びコレクターエミッタ間にそれぞれ容量性素子を接続して構成する発振回路である。図９はバイポーラトランジスタを用いた基本的なコルピッツ水晶発振回路であって、トランジスタＴＲ１のコレクタ−ベース間の誘導性素子として、ベース−接地間に水晶振動子Ｘと容量Ｃｖ（Ｃｖは発振周波数の微調整用）との直列接続素子を用いる。さらに、ベース−接地間に容量Ｃ１とＣ２との直列接続素子を接続すると共に、エミッタ−アース間に抵抗Ｒ４を挿入し、容量Ｃ１、Ｃ２の中点とエミッタとを接続する。
【０００３】
図９のコルピッツ発振回路において電源Ｖｃｃと接地（ＧＮＤ）とはバイパスコンデンサＣ３によって高周波的には短絡されているため、等価回路的にコレクタ−ベース間に水晶振動子Ｘを主とする誘導性素子が挿入されることになる。また、容量Ｃ１とＣ２との中点がエミッタに接続されているため、トランジスタＴＲ１のベース−エミッタ間には容量Ｃ１が、コレクタ−エミッタ間には容量Ｃ２が挿入されることになり、いずれも容量性として作用することになる。
ここで、誘導性素子として水晶振動子が用いられるのは、Ｑ値が大きいこと、周波数変化に対する等価インダクタンスの変化の割合が大きく周波数制御が容易であるため、周波数が安定な発振回路が容易に構成できるからである。
【０００４】
一般的にコルピッツ水晶発振回路においては、水晶振動子Ｘの両端（図９の場合は水晶振動子と容量Ｃｖ）から回路側をみた増幅度、所謂負性抵抗Ｒ（Ω）は、容量Ｃ１、Ｃ２と周波数の自乗ω2とに逆比例し、コレクタ電流に比例することが知られている。即ち図１０のシミュレーション結果に示す様に、周波数が高くなると共に負性抵抗Ｒ（Ω）の絶対値は増大し、所定の周波数にてピーク値に達し、その後は周波数が高くなるにつれて減少する。通常のコルピッツ水晶発振器では発振周波数における負性抵抗Ｒを、水晶振動子の等価抵抗の３〜５倍程度に設定するのが一般的であり、所望の発振周波数において負性抵抗値を大きくとれる様に設計する。
【非特許文献１】三宅：  「トランジスタ水晶発振器」、信学誌Vol.53,No.6,pp.771-777,1970
【非特許文献２】川島、平間、斎藤、小川：「水晶振動子とその応用デバイス」、信学誌C,Vol.J82-C,No.12,pp.667-682,1999.12.
【非特許文献３】作田、三野、関根：  「位相雑音拡大を用いた高精度発振器の位相雑音測定に関する検討」、信学誌C,Vol.J82-C,No.9,pp.486-492,1999.9.
【非特許文献４】下野：「CIディップ周波数ジャンプを抑制する水晶発振器」信学誌C,Vol.J85-C,No.4,pp.249-259,2002.4.
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
解決しようとする問題点は、図１０に示す様に一般的なコルピッツ水晶発振回路においては、高周波数帯、特にＧＨｚ帯域において負性抵抗値を得ることが難しい。よって今後ますます重要となる情報通信インフラの伝送速度の向上に伴う、クロック周波数源である発振器に対する高周波化の要求への対応が困難となる点である。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記課題を解決する為の請求項１に記載の発明は、バイポーラトランジスタを使用したコルピッツ発振回路と、電圧制御電圧源回路と、これらを結合する結合容量と、を備えた圧電発振器において、前記電圧制御電圧源回路の出力が、前記結合容量を介して前記コルピッツ発振回路のコレクタ側に帰還する構成であることを特徴とする。
【０００７】
請求項２に記載の発明は、前記請求項１に記載の圧電発振器において、前記電圧制御電圧源回路がエミッタホロア回路であることを特徴とする。
【０００８】
請求項３に記載の発明は、前記請求項１又は２のいずれかに記載の圧電発振器において、前記コルピッツ発振回路のベース−コレクタ間容量と前記結合容量とによる位相シフトによって、ＧＨｚ帯で大きな負性抵抗を得るようにしたことを特徴とする。
【発明の効果】
【０００９】
本発明のコルピッツ発振回路は（以下、拡張コルピッツ発振回路と称す）、電圧制御型電圧源回路の出力を、結合コンデンサを介して、コルピッツ発振回路のコレクタ側に帰還する構成になっており、このときベース−コレクタ間容量と結合容量との位相シフトによって、ＧＨｚ帯においても大きな負性抵抗が得られることが利点である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
図１は本発明に係る拡張コルピッツ発振回路の構成を示す図であって、（Ａ）で示す破線内のバイポーラトランジスタを用いたコルピッツ水晶発振回路と、（Ｂ）で示す破線内の電圧制御電圧源回路とで構成されている。（Ａ）で示す回路は図９に示した回路と同一であり、その作用については既に説明したので（Ｂ）で示す電圧制御電圧源回路について説明すると、これは結合容量Ｃ４により直流分をカットした交流電圧を、結合容量Ｃ４を介しＴｒ１のコレクタに帰還するという回路である。
【００１１】
図２に本発明による拡張コルピッツ発振回路の負性抵抗特性のシミュレーション結果の一例を示す。同図から明らかなように、一般的なコルピッツ発振回路に比べて本発明の拡張コルピッツ発振回路の方が従来よりも高周波帯で大きな負性抵抗値が得られる。即ち、従来の負性抵抗値のピークが２００ＭＨｚ近傍であったのに対し、ピークが４００〜５００ＭＨｚにシフトしており、その絶対値も大きくなっている。特に数ＧＨｚにおいても発振動作に充分な大きさの負性抵抗が得られるという特徴を有している。この原理について検討した結果を以下に説明する。
【００１２】
図３に、トランジスタＴｒ１の内部容量を考慮せず理想トランジスタとした場合の従来のコルピッツ発振回路と本発明による拡張コルピッツ発振回路との負性抵抗特性曲線のシミュレーション結果を示す。同図は、理想トランジスタを用いた場合、従来のコルピッツ発振回路と本発明による拡張コルピッツ発振回路との負性抵抗特性曲線が等しくなることを示している。この結果は、コルピッツ発振回路が高周波領域で大きな負性抵抗値が得られない理由が、トランジスタの内部容量によることを示している。
そこで、トランジスタの内部容量について検討を行った。従来のコルピッツ発振回路を示す図９において、Ｔｒ１のベース−エミッタ間容量は、同図中の容量Ｃ１との合成容量となりベース−エミッタ間容量は容量Ｃ１の変化と等価となるので、ここではコレクタ−エミッタ間容量、及びベース−コレクタ間容量についての検討、シミュレーションを行った。
【００１３】
図４に、図９の回路中Ｔｒ１のコレクタ−エミッタ間容量のみを考慮して、０．７pF、０．５pF、０．１pFと変化させた場合の負性抵抗特性曲線のシミュレーション結果を示す。これはコレクタ−エミッタ間容量が変化しても得られる負性抵抗値はほとんど変らないことを意味している。
また図５に、図９の回路中Ｔｒ１のベース−コレクタ間容量のみを考慮して、７pF、５pF、１pFと変化させた場合の負性抵抗特性曲線のシミュレーション結果を示す。同図はベース−コレクタ間容量の減少により、得られる負性抵抗値が大きくなることを示しており、よって本発明にる拡張コルピッツ発振回路は、ベース−コレクタ間容量の変化に起因していることが分かる。
【００１４】
図６は、図１（Ｂ）中に示す電圧制御電圧源と、図１（Ａ）中のコルピッツ発振回路の簡易的な小信号時の回路構成を示したものである。ここで、図６中Ｒｂｂは図１中のＲａ、Ｒｂの並列接続の等価抵抗を示し、またＴｒ１の入力インピーダンスｈｉｅをベース−エミッタ間に、及びベース−コレクタ間容量Ｃｂｃをベース−エミッタ間に夫々付記した。
また、図７は、図６の回路の電圧制御電圧源にソース接地ＦＥＴ増幅回路を用いた場合の小信号等価回路を示すものである。
ここで、各バイアス抵抗の値やトランジスタＴｒ１の電流増幅率ｈｆｅなどのパラメータを変化させても、得られる負性抵抗値の周波数帯域は変らないことをシミュレーションにより確認している。
また前述の図３の結果、つまりトランジスタの内部容量を考慮しない時、今回提案した拡張コルピッツ発振回路と従来のコルピッツ発振回路との負性抵抗値が等しいことを考慮すると、この拡張コルピッツ発振回路によりＧＨｚ帯で大きな負性抵抗値を得られる要因が、図６中のベース−コレクタ間容量Ｃｂｃと結合容量Ｃ４の位相シフトにあることが分かる。
【００１５】
図８は、今回提案した拡張コルピッツ発振回路の原理を利用し、電圧制御電圧源としてエミッタホロアを用いたものである。
この回路構成は、まず抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３によりバイアスを設定され、従来のコルピッツ発振回路の出力となるトランジスタＴｒ１のエミッタを、結合容量Ｃ４を介して、エミッタホロアを構成するトランジスタＴｒ２の入力となるベースに結合している。また前記トランジスタＴｒ２の出力となるエミッタを、結合容量Ｃ５を介して、前記トランジスタＴｒ１のコレクタに結合して帰還したものである。
この回路構成において下記パラメータによりシミュレーションを行うと、図２に示した様な、従来のコルピッツ発振回路に比べてＧＨｚ帯において大きな負性抵抗値が得られることを確認した。
Ｃ１＝７ｐＦ、Ｃ２＝５ｐＦ、Ｃ３＝２７０ｐＦ、Ｃ４＝２７０ｐＦ、Ｒａ＝３．３ｋΩ、Ｒｂ＝１２ｋΩ、Ｒｃ＝８２Ω、Ｒｅ＝２２０Ω、Ｒ１＝２．２ｋΩ、Ｒ２＝１５ｋΩ、Ｒ３＝１ｋΩ、Ｖｃｃ＝５Ｖ。
【００１６】
以上の説明では、本発明を基本波を用いて構成するコルピッツ発振回路に適用し例示したが、本発明はこれに限定するのではなく３次高調波水晶振動子、５次高調波水晶振動子を用いて構成するコルピッツ発振器にも適用することができる。また、実施例においては電圧制御電圧源としてソース接地増幅回路やエミッタホロアを用いたものを上げたが、本発明はこれに限定するものではない。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明に係る拡張コルピッツ発振回路図。
【図２】従来のコルピッツ発振回路と本発明に係る拡張コルピッツ発振回路との負性抵抗特性曲線。
【図３】理想トランジスタを用いた従来のコルピッツ発振回路と本発明に係る拡張コルピッツ発振回路における負性抵抗特性曲線。
【図４】コレクタ−エミッタ間容量のみを考慮した従来のコルピッツ発振回路における負性抵抗特性曲線。
【図５】ベース−コレクタ間容量のみを考慮した従来のコルピッツ発振回路における負性抵抗特性曲線。
【図６】本発明に係る拡張コルピッツ発振回路の小信号時の回路構成
【図７】本発明に係る拡張コルピッツ発振回路の小信号等価回路の一例
【図８】本発明に係る拡張コルピッツ発振回路の一実施形態
【図９】従来のコルピッツ発振回路
【図１０】従来のコルピッツ発振回路の負性抵抗特性曲線
【符号の説明】
【００１８】
Ｒａ、Ｒｂ、Ｒｃ、Ｒｅ、Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３  抵抗
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４、Ｃ５、ＣＶ、Ｃｏ  容量
Ｌ１  インダクタンス
Ｘ  水晶振動子  
Ｔｒ１、Ｔｒ２  トランジスタ
Ｖｃｃ  電源電圧
ＯＵＴ  出力端子
（Ａ）  コルピッツ発振回路
（Ｂ）  電圧制御電圧源
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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