(57)【要約】【課題】  送信電力を一定の精度で広範囲に制御できる送信電力制御回路を提供する。【解決手段】  可変減衰器１０は入力信号Ｐｉｎを送信電力のレベル設定情報に基づいて適切な電力にまで減衰し、増幅器２０に出力する。増幅器２０は可変減衰器１０出力を所要の利得で増幅し、可変電力分配器３０に出力する。可変電力分配器３０は増幅器２０出力を出力信号としてアンテナに送出するとともに、電力分配比率に従ったモニタ電力を検波器９０に出力する。検波器９０は入力されたモニタ電力に応じた検波電圧を制御部４０へ出力する。制御部４０は検波電圧をモニタし、増幅器２０の出力電力が所定の値になるよう監視する。また、設定すべき出力電力に対する検波電圧を予め目標値として保持し、この目標値と実際の検波電圧とを比較して両者が一致するよう可変減衰器１０の減衰量および可変電力分配器３０の電力分配比率を制御する。【選択図】      図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号を第１の分配手段で２つに分配し、分配された２つの信号を入力し、所要の電力分配比率で第１の出力信号と第２の出力信号とに第２の分配手段で分配する可変電力分配方法であって、前記第１の分配手段の２出力端と前記第２の分配手段の２入力端とをそれぞれ接続するとともに、前記第２の分配手段の２入力端で前記所要の電力分配比率に応じた位相差を与えることを特徴とする可変電力分配方法。
【請求項２】
入力信号を第１の分配手段で２つに分配し、分配された２つの信号を入力し、所要の電力分配比率で第１の出力信号と第２の出力信号とに第２の分配手段で分配する可変電力分配方法であって、前記第１の分配手段の２出力端と前記第２の分配手段の２入力端とをそれぞれ接続するとともに、前記第２の分配手段の２入力端で前記所要の電力分配比率に応じた振幅差を与えることを特徴とする可変電力分配方法。
【請求項３】
入力信号を第１の出力信号と第２の出力信号とに分配する可変電力分配方法であって、分配に用いる９０°ハイブリッドの主線路に対して、前記９０°ハイブリッドの入力端および第１の出力端から前記９０°ハイブリッドの副線路に向かう線路途上にスイッチング素子をそれぞれ設け、前記スイッチング素子のオフ時による通常の電力分配比率とオン時に生じる略ショートスタブ作用による電力分配比率とを切り替えることを特徴とする可変電力分配方法。
【請求項４】
入力信号を２つに分配する第１の分配手段と、分配された信号を入力して所要の電力分配比率で第１の出力信号と第２の出力信号とに分配する第２の分配手段と、前記第１の分配手段の２出力端と前記第２の分配手段の２入力端とをそれぞれ接続するとともに、前記第２の分配手段の２入力端で前記所要の電力分配比率に応じた位相差または振幅差を与える位相可変手段またはレベル可変手段を有する可変電力分配器において、前記第１の出力信号のレベル設定範囲を複数に分割し、各分割されたレベル設定範囲が前記第２の出力信号の所定のレベル範囲に収まるように前記位相可変手段または前記レベル可変手段を制御することを特徴とする可変電力分配器。
【請求項５】
前記第１の分配手段および前記第２の分配手段は、９０°ハイブリッド、等分配器または方向性結合器を組み合わせて使用されることを特徴とする請求項４記載の可変電力分配器。
【請求項６】
前記位相可変手段は、前記第１の分配手段と前記第２の分配手段とを接続する接続部の少なくとも一方に挿入され、前記各分割されたレベル設定範囲の選択に応じた位相差が得られるよう制御されることを特徴とする請求項４記載の可変電力分配器。
【請求項７】
前記レベル可変手段は、前記第１の分配手段と前記第２の分配手段とを接続する接続部の少なくとも一方に挿入され、前記各分割されたレベル設定範囲の選択に応じた振幅差が得られるよう制御されることを特徴とする請求項４記載の可変電力分配器。
【請求項８】
入力信号のレベルを減じる可変減衰器と、所定の利得で増幅する増幅器と、増幅された信号を出力信号とモニタ信号とに分配する可変電力分配器と、前記モニタ信号を検波する検波器と、前記検波器出力電圧および外部から入力される送信電力のレベル設定情報に基づいて、前記可変減衰器および前記可変電力分配器を制御する制御部と、を備えて構成されることを特徴とする送信電力制御回路。
【請求項９】
前記可変電力分配器は、入力信号を２つに分配する第１の分配手段と、分配された信号を入力して所要の電力分配比率で前記出力信号と前記モニタ信号とに分配する第２の分配手段と、前記第１の分配手段の２出力端と前記第２の分配手段の２入力端とをそれぞれ接続するとともに、前記第２の分配手段の２入力端で前記所要の電力分配比率に応じた位相差または振幅差を与える位相可変手段またはレベル可変手段とを有し、前記送信電力のレベル設定範囲を複数に分割し、各分割された送信電力のレベル設定範囲が所要の精度でモニタ可能なレベル範囲に収まるように前記位相可変手段または前記レベル可変手段を制御することを特徴とする請求項８記載の送信電力制御回路。
【請求項１０】
前記第１の分配手段および前記第２の分配手段は、９０°ハイブリッド、等分配器または方向性結合器を組み合わせて使用されることを特徴とする請求項９記載の送信電力制御回路。
【請求項１１】
前記位相可変手段は、前記第１の分配手段と前記第２の分配手段とを接続する接続部の少なくとも一方に挿入され、前記各分割された送信電力のレベル設定範囲の選択に応じた位相差が得られるよう制御されることを特徴とする請求項９記載の送信電力制御回路。
【請求項１２】
前記レベル可変手段は、前記第１の分配手段と前記第２の分配手段とを接続する接続部の少なくとも一方に挿入され、前記各分割された送信電力のレベル設定範囲の選択に応じた振幅差が得られるよう制御されることを特徴とする請求項９記載の送信電力制御回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、送信電力制御回路に関し、特に送信電力を一定の精度で広範囲に制御することが可能な送信電力制御回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線伝送システムにおいて、限りある周波数を有効に利用するため、ある局間で使用している周波数を、やや離れた別の局間でも繰り返し利用するという周波数再利用の技術が用いられている。
【０００３】
このような周波数再利用を行うためには、自局からの送信電力が相手局以外の他局へ干渉することを抑制するため、送信電力を低く抑える必要がある。しかし一方、相手局との通信確保のためには必要十分な電力を送信しなければならない。これらの相反する要求を両立させるために、送信電力を精度良くコントロールする必要が生じている。
【０００４】
このような問題を解決する一例として、入力された高周波信号を可変減衰し、増幅した後電力分配比率が制御された分配部により抽出した電力を検波して変換した電圧と、外部より入力された送信電力のレベル設定情報により可変レベルの基準電圧を生成する基準電圧とを比較し、比較結果に基づいて可変減衰器等を制御する構成において、送信電力の設定レベルに応じて電力分配比率を変化させることにより、低レベル出力時において電力制御の精度を高める技術が開示されている（例えば、特許文献１参照。）。
【０００５】
しかしながら、この従来技術は、電力分配比率が固定の素子と抵抗または容量による可変素子を用いているために、電力分配比率の固定分に相当する電力可変範囲が狭くなるとともに、可変素子である抵抗または容量によるインピーダンス変化により、主信号線路に悪い影響を与えるという問題がある。
【０００６】
【特許文献１】特開２００１−１８９６６７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
上述した従来の送信電力制御回路は、抵抗または容量の可変素子を用いて電力分配比率を変えているため、主信号線路のインピーダンスが変化して、高周波増幅部等に負荷変動等の影響を与えるという欠点がある。
【０００８】
本発明の目的は、このような従来の欠点を除去するため、特性インピーダンスを有する９０°ハイブリッド等を利用した可変電力分配器により、負荷変動等の影響がなく広い制御範囲を有する送信電力制御回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の可変電力分配方法は、入力信号を第１の分配手段で２つに分配し、分配された２つの信号を入力し、所要の電力分配比率で第１の出力信号と第２の出力信号とに第２の分配手段で分配する可変電力分配方法であって、前記第１の分配手段の２出力端と前記第２の分配手段の２入力端とをそれぞれ接続するとともに、前記第２の分配手段の２入力端で前記所要の電力分配比率に応じた位相差を与えることを特徴としている。
【００１０】
また、本発明の可変電力分配方法は、入力信号を第１の分配手段で２つに分配し、分配された２つの信号を入力し、所要の電力分配比率で第１の出力信号と第２の出力信号とに第２の分配手段で分配する可変電力分配方法であって、前記第１の分配手段の２出力端と前記第２の分配手段の２入力端とをそれぞれ接続するとともに、前記第２の分配手段の２入力端で前記所要の電力分配比率に応じた振幅差を与えることを特徴としている。
【００１１】
また、本発明の可変電力分配方法は、入力信号を第１の出力信号と第２の出力信号とに分配する可変電力分配方法であって、分配に用いる９０°ハイブリッドの主線路に対して、前記９０°ハイブリッドの入力端および第１の出力端から前記９０°ハイブリッドの副線路に向かう線路途上にスイッチング素子をそれぞれ設け、前記スイッチング素子のオフ時による通常の電力分配比率とオン時に生じる略ショートスタブ作用による電力分配比率とを切り替えることを特徴としている。
【００１２】
また、本発明の可変電力分配器は、入力信号を２つに分配する第１の分配手段と、分配された信号を入力して所要の電力分配比率で第１の出力信号と第２の出力信号とに分配する第２の分配手段と、前記第１の分配手段の２出力端と前記第２の分配手段の２入力端とをそれぞれ接続するとともに、前記第２の分配手段の２入力端で前記所要の電力分配比率に応じた位相差または振幅差を与える位相可変手段またはレベル可変手段を有する可変電力分配器において、前記第１の出力信号のレベル設定範囲を複数に分割し、各分割されたレベル設定範囲が前記第２の出力信号の所定のレベル範囲に収まるように前記位相可変手段または前記レベル可変手段を制御することを特徴としている。
【００１３】
また、前記第１の分配手段および前記第２の分配手段は、９０°ハイブリッド、等分配器または方向性結合器を組み合わせて使用されることを特徴としている。
【００１４】
また、前記位相可変手段は、前記第１の分配手段と前記第２の分配手段とを接続する接続部の少なくとも一方に挿入され、前記各分割されたレベル設定範囲の選択に応じた位相差が得られるよう制御されることを特徴としている。
【００１５】
また、前記レベル可変手段は、前記第１の分配手段と前記第２の分配手段とを接続する接続部の少なくとも一方に挿入され、前記各分割されたレベル設定範囲の選択に応じた振幅差が得られるよう制御されることを特徴としている。
【００１６】
また、本発明の送信電力制御回路は、入力信号のレベルを減じる可変減衰器と、所定の利得で増幅する増幅器と、増幅された信号を出力信号とモニタ信号とに分配する可変電力分配器と、前記モニタ信号を検波する検波器と、前記検波器出力電圧および外部から入力される送信電力のレベル設定情報に基づいて、前記可変減衰器および前記可変電力分配器を制御する制御部と、を備えて構成されることを特徴としている。
【００１７】
また、前記可変電力分配器は、入力信号を２つに分配する第１の分配手段と、分配された信号を入力して所要の電力分配比率で前記出力信号と前記モニタ信号とに分配する第２の分配手段と、前記第１の分配手段の２出力端と前記第２の分配手段の２入力端とをそれぞれ接続するとともに、前記第２の分配手段の２入力端で前記所要の電力分配比率に応じた位相差または振幅差を与える位相可変手段またはレベル可変手段とを有し、前記送信電力のレベル設定範囲を複数に分割し、各分割された送信電力のレベル設定範囲が所要の精度でモニタ可能なレベル範囲に収まるように前記位相可変手段または前記レベル可変手段を制御することを特徴としている。
【００１８】
また、前記第１の分配手段および前記第２の分配手段は、９０°ハイブリッド、等分配器または方向性結合器を組み合わせて使用されることを特徴としている。
【００１９】
また、前記位相可変手段は、前記第１の分配手段と前記第２の分配手段とを接続する接続部の少なくとも一方に挿入され、前記各分割された送信電力のレベル設定範囲の選択に応じた位相差が得られるよう制御されることを特徴としている。
【００２０】
また、前記レベル可変手段は、前記第１の分配手段と前記第２の分配手段とを接続する接続部の少なくとも一方に挿入され、前記各分割された送信電力のレベル設定範囲の選択に応じた振幅差が得られるよう制御されることを特徴としている。
【発明の効果】
【００２１】
本発明の可変電力分配器及び送信電力制御回路によれば、高周波増幅部の出力端にハイブリッド等を利用した可変電力分配器を用いることにより、電力分配比率を可変した場合のインピーダンス変動の影響を低減することができる効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
次に、本発明を実施するための最良の形態について図面を参照して説明する。図１は、本発明の送信電力制御回路の一つの実施の形態を示すブロック図である。
【００２３】
図１に示す本実施の形態の送信電力制御回路１００は、可変減衰器１０、増幅器２０、可変電力分配器３０、検波器９０および制御部４０を備えて構成されている。
【００２４】
可変減衰器１０は、入力信号Ｐｉｎを送信電力のレベル設定情報に基づいて適切な電力にまで減衰し、増幅器２０に出力する。
【００２５】
増幅器２０は、可変減衰器１０出力を所要の利得で増幅し、可変電力分配器３０に出力する。
【００２６】
可変電力分配器３０は、増幅器２０出力を出力信号Ｐｏｕｔとしてアンテナに送出するとともに、電力分配比率に従ったモニタ電力Ｐｄｅｔを検波器９０に出力する。
【００２７】
検波器９０は、入力されたモニタ電力Ｐｄｅｔに応じた検波電圧Ｖｄｅｔを制御部４０へ出力する。
【００２８】
制御部４０は、検波電圧Ｖｄｅｔをモニタし増幅器２０の出力電力が所定の値になるよう監視／制御する機能をもっている。また、制御部４０は、外部から入力される送信電力のレベル設定情報に基づいて、適正な検波電圧が得られるように電力分配比率を決定し、可変電力分配器３０を制御する。さらに、設定すべき送信電力（略可変電力分配器３０の出力電力）に対する検波電圧Ｖｄｅｔを予め計算または変換した目標値として保管しておき、この目標値と実際の検波電圧Ｖｄｅｔとを比較して両者が一致するよう可変減衰器１０の減衰量を制御する。
【００２９】
このようにして、制御部４０は、検波電圧Ｖｄｅｔをモニタし、増幅器２０の出力電力が所定の値になるよう制御する。
【００３０】
次に、本発明を実施するための最良の形態の動作について図面を参照し詳細に説明する。
【００３１】
まず、検波器の検波特性について説明する。図１８は検波器の検波特性の一例を説明する図であり、図１９は方向性結合器の後に使用した場合の検波特性の一例を説明する図である。
【００３２】
一般の検波器は、入力電力の増加に伴って検波電圧が指数関数的に増大するが、次第に検波感度が低下して飽和状態に至る。一方、入力電力の低下に伴って次第に検波電圧が低下し、信号電圧が雑音に埋もれてしまう。すなわち、一般の検波器は、有効な検波感度を得るための入力電力の上限、下限が存在し、使用可能範囲が定まる。図１８の例では、検波電圧の上限が２Ｖ、下限が３ｍＶ、検波器の入力電力に換算すると、−３０ｄＢｍ〜＋１０ｄＢｍがこの検波器の使用可能範囲とされる。
【００３３】
このような検波器の特性は、検波器の入力電力をＰｄｅｔ（ｄＢ）、検波電圧をＶｄｅｔ（ｄＢ）として、次のような関数で表せるものとする。
【００３４】
Ｖｄｅｔ＝ｆ（Ｐｄｅｔ）      （１）
次に、分配器として方向性結合器を使用した場合、図１９に示すように、分配器の挿入損失をｒ１（ｄＢ）、結合量をｒ２（ｄＢ）とすると、可変電力分配器３０の入力電力Ｐｂ（ｄＢ）に対して、出力電力Ｐｏｕｔ（ｄＢ）および検波器の入力電力Ｐｄｅｔ（ｄＢ）はそれぞれ次式で表される。
【００３５】
Ｐｏｕｔ＝Ｐｂ−ｒ１    （２）
Ｐｄｅｔ＝Ｐｂ−ｒ２    （３）
これより、増幅回路の出力電力Ｐｏｕｔと検波器への入力電力Ｐｄｅｔとの関係は次式で表される。
【００３６】
Ｐｄｅｔ＝Ｐｏｕｔ＋ｒ１−ｒ２    （４）
上式を式（１）に代入すれば、出力電力Ｐｏｕｔと検波電圧Ｖｄｅｔとの関係として次式が得られる。
【００３７】
Ｖｄｅｔ＝ｆ（Ｐｏｕｔ＋ｒ１−ｒ２）    （５）
一方、可変電力分配器の挿入損失ｒ１と結合量ｒ２との関係は、
ｒ１＝−１０＊Ｌｏｇ（１−１０−ｒ２／１０  ）    （６）
により表される。
【００３８】
具体例として、可変電力分配器の結合量が１０ｄＢ（ｒ２＝１０）の場合、式（６）および式（５）は、次式になる。
【００３９】
ｒ１＝−１０＊Ｌｏｇ（１−１０−ｒ２／１０  ）＝０．５    （７）
Ｖｄｅｔ＝ｆ（Ｐｏｕｔ＋ｒ１−ｒ２）
＝ｆ（Ｐｏｕｔ＋０．５−１０）
＝ｆ（Ｐｏｕｔ−９．５）    （８）
この場合の出力電力Ｐｏｕｔと検波電圧Ｖｄｅｔとの関係は、図１９のように、図１８の曲線に対して横軸プラス方向に９．５ｄＢずれた曲線となる。この結果、検波器の使用可能範囲は、出力電力−２０．５ｄＢｍ〜＋１９．５ｄＢｍの範囲となる。
【００４０】
従って、検波器の性能から、この送信電力制御回路は出力電力が−２０．５ｄＢｍ以下、および＋１９．５ｄＢｍ以上において、十分な精度で出力電力の設定ができないということになる。
【実施例１】
【００４１】
次に、本実施の形態の可変電力分配器の動作について説明する。図２は、図１に示した可変電力分配器の実施例１の構成を示すブロック図である。また、図３は図２の具体例を示す構成図であり、図４は図３の構成における検波電圧特性を示す図である。
【００４２】
図２によると、可変電力分配器３０は、２つの９０°ハイブリッド５１、６１と、ハイブリッド５１、６１の相対する入出力端の接続経路の一方である経路ｂに移相器７１が接続されている。
【００４３】
９０°ハイブリッド５１、６１は４端子の受動回路で、理想的には、ある１端子から電力を入力したとき、分配出力の２端子に等振幅で互いに９０°の位相差の電力を出力し、逆に、互いに９０°の位相差の電力が入力されたときには、一方の出力端子に合成出力を、他の出力端子には電力を全く分配しない、という機能を持っている。
【００４４】
説明を簡単にするため、２つの９０°ハイブリッド５１、６１は無損失回路と仮定すると、可変電力分配器３０の入力電力Ｐｂに対する出力端子への分配量ｒ１と検波器９０への分配量ｒ２とは、２つのハイブリッド間の経路ａと経路ｂとの位相差をΔφとすると、それぞれ次式で表される。
【００４５】
ｒ１＝−２０ｌｏｇ（ｃｏｓ（Δφ／２））    （９）
ｒ２＝−２０ｌｏｇ（｜ｓｉｎ（Δφ／２）｜）    （１０）
ここで、移相器７１として経路ａに対する経路ｂの位相遅れが２０°と１６０°とを選択できる移相器を用いた場合、この移相器７１が無損失だとすると、
Δφ＝−２０°のとき、ｒ１＝０．１ｄＢ、ｒ２＝１５．２ｄＢ
Δφ＝−１６０°のとき、ｒ１＝１５．２ｄＢ、ｒ２＝０．１ｄＢ
となることから、式（５）の関係より、
Δφ＝−２０°のときは、図４の曲線Ａで示す、
Ｖｄｅｔ＝ｆ（Ｐｏｕｔ＋ｒ１−ｒ２）＝ｆ（Ｐｏｕｔ−１５．１）    （１１）
Δφ＝−１６０°のときは、図４の曲線Ｂで示す、
Ｖｄｅｔ＝ｆ（Ｐｏｕｔ＋１５．１）    （１２）
による出力電力Ｐｏｕｔと検波電圧Ｖｄｅｔとの関係として切り換えることができる。
【００４６】
これより、図４に示すように、高い出力電力が必要なときは移相器７１をΔφ＝−２０°に設定して曲線Ａを用い、低い出力電力では移相器７１をΔφ＝−１６０°に設定して曲線Ｂを用いる。このように出力電力に応じて移相器７１を切り換えれば、出力電力を−４５．１〜＋２５．１ｄＢｍの広い範囲で変化させても検波電圧は使用可能範囲に収めることができる。すなわち、この送信電力制御回路は、−４５．１〜＋２５．１ｄＢｍの約７０ｄＢの広いダイナミックレンジで出力電力を精度良く設定することができる。
【００４７】
以上の説明では、移相器７１が無損失であると仮定して計算値を示したが、実際の移相器には若干の損失があり、しかも損失は移相量Δφに応じて多少変化する。しかし、移相器の損失に応じてΔφの値を若干補正することにより、問題なく対応することができる。
【００４８】
この実施例の構成は、具体的には図３に示す回路で実現できる。図３は、マイクロストリップ線路による平面回路での具体例であり、回路基板（セラミック基板、有機基板等）の信号面側の回路パターンと機能部品を模式的に示している。
【００４９】
図３の例によると、９０°ハイブリッド５１、６１は周知のブランチライン型ハイブリッド、移相器７１は線路切換型移相器がそれぞれ用いられている。この移相器７１は、電気長の異なる２本のマイクロストリップラインと４つのＰＩＮダイオードで構成されている。２本のマイクロストリップラインは、ＰＩＮダイオード７１ａ、７１ｂがオン、またはＰＩＮダイオード７１ｃ、７１ｄがオンとなるように、制御信号（分配比制御信号）をＬｏｗ（０Ｖ）またはＨｉｇｈ（＋２Ｖ）に設定することにより切り替えられる。先に述べたように、経路ａの電気長に対して経路ｂの電気長がそれぞれ−２０°、−１６０°となるように２本のマイクロストリップライン線路の長さを選べば、所望の位相偏移を得ることができる。また、４つのＰＩＮダイオードおよび検波素子用のショットキーダイオードは、インダクタおよびコンデンサを要所に設けることで、高周波信号のリーク防止、制御信号の印加および検波電圧の取り出しが支障なく行われる。インダクタは、マイクロストリップラインと同様に基板上にパターン化されたスパイラルインダクタやミアンラインインダクタを使用しても良いし、基板搭載用のチップコイルを使用しても良い。またマイクロ波帯、ミリ波帯では直径数十μｍのワイヤでもインダクタとして作用する。一方、キャパシタは図３に描かれているような単板コンデンサを使用しても良いし、チップコンデンサを用いても構わない。
【実施例２】
【００５０】
次に、第２の実施例について説明する。図５は、図１に示した可変電力分配器の実施例２の構成を示すブロック図である。また、図６は、図５の具体例を示す構成図であり、図７は図５の構成における検波電圧特性を示す図である。
【００５１】
図５によると、可変電力分配器３０は等振幅／等位相の等分配器５２、９０°ハイブリッド６１および２つの移相器７２、７３で構成されている。
【００５２】
この実施例において、Ｂ点から出力端子への分配量ｒ１とＢ点から検波器９０への分配量ｒ２はそれぞれ次式で表される。
【００５３】
ｒ１＝−２０×ｌｏｇ〔ｃｏｓ｛（Δφ１−Δφ２＋９０°）／２｝〕    （１３）
ｒ２＝−２０×ｌｏｇ〔ｃｏｓ｛（Δφ２−Δφ１＋９０°）／２｝〕    （１４）
ここでΔφ１、Δφ２は経路ａおよび経路ｂの通過位相の調整量を表している。
例えば、通過位相の調整量として０°と−８５°との２値を用いた場合、
Δφ１＝−８５°、Δφ２＝０°のときｒ１＝０．０ｄＢ、ｒ２＝２７．２ｄＢ
Δφ１＝０°、Δφ２＝０°のときｒ１＝３．０ｄＢ、ｒ２＝３．０ｄＢ
Δφ１＝０°、Δφ２＝−８５°のときｒ１＝２７．２ｄＢ、ｒ２＝０．０ｄＢ
となることから、式（５）の関係より、
Δφ１＝−８５°、Δφ２＝０°のときは、図７の曲線Ａで示す、
Ｖｄｅｔ＝ｆ（Ｐｏｕｔ−２７．２）    （１５）
Δφ１＝０°、Δφ２＝０°のときは、図７の曲線Ｂで示す、
Ｖｄｅｔ＝ｆ（Ｐｏｕｔ）    （１６）
Δφ１＝０°、Δφ２＝−８５°のときは、図７の曲線Ｃで示す、
Ｖｄｅｔ＝ｆ（Ｐｏｕｔ＋２７．２）    （１７）
による出力電力Ｐｏｕｔと検波電圧Ｖｄｅｔとの関係として３段階に切り換えることができる。
【００５４】
これより、図７に示すように、高い出力電力が必要なときは移相器７２、７３を（Δφ１＝−８５°、Δφ２＝０°）に設定して曲線Ａを用い、中間の出力電力では移相器７２、７３を（Δφ１＝０°、Δφ２＝０°）に設定して曲線Ｂを用い、低い出力電力では移相器７２、７３を（Δφ１＝０°、Δφ２＝−８５°）に設定して曲線Ｃを用いる。このように出力電力に応じて移相器７２、７３を切り換えれば、出力電力を−５７．２〜＋３７．２ｄＢｍの広い範囲で変化させても検波電圧は使用可能範囲に収めることができる。すなわち、この送信電力制御回路は、−５７．２〜＋３７．２ｄＢｍの約９２ｄＢの広いダイナミックレンジで出力電力を精度良く設定することができる。
【００５５】
以上述べた構成は、例えば図６に示されているような回路で実現することができる。この例では、検波素子はショットキーダイオード、等分配器はウィルキンソンディバイダ、移相器は線路装荷型移相器がそれぞれ使用されている。この移相器は副線路（スタブ）の先端または途中にＰＩＮダイオードを設け、ＰＩＮダイオードをオン／オフすることにより副線路のサセプタンスを変化させて通過位相を変化させるものである。例えば、ＰＩＮダイオード７２ａ、７２ｂをともにオンにし、ＰＩＮダイオード７３ａ、７３ｂをともにオフとすれば、経路ａの位相は経路ｂに対して８５°遅れる（曲線Ａ）。逆にＰＩＮダイオード７２ａ、７２ｂをともにオフにし、ＰＩＮダイオード７３ａ、７３ｂをともにオンとすれば、経路ａの位相は経路ｂに対して８５°進む（曲線Ｃ）。ＰＩＮダイオード７２ａ、７２ｂ、７３ａ、７３ｂをすべてオフまたはすべてオンにすれば、経路ａと経路ｂの通過位相は相等しくなる（曲線Ｂ）。
【実施例３】
【００５６】
次に、実施例３について説明する。図８は、図１に示した可変電力分配器の実施例３の構成を示すブロック図である。また、図９は図８の具体例を示す構成図である。
【００５７】
実施例２では、２つの固定分配器（９０°ハイブリッドや等分配器など）の間には移相器や分布定数線路しか含まれていなかったが、図８および図９に示すように、経路ａ、ｂに同一の特性を有する増幅器２０ａ、２０ｂをそれぞれ挿入しても全く同一の効果が得られる。詳細な説明を省略するが、２つの増幅器を並列に配置することにより、飽和出力の増加が得られるため送信電力制御回路のダイナミックレンジを拡大させることができる。
【実施例４】
【００５８】
次に、実施例４について説明する。図１０は、図１に示した可変電力分配器の実施例４の構成を示すブロック図である。また、図１１は図１０の具体例を示す構成図であり、図１２は図１０の構成における検波電圧特性を示す図である。
【００５９】
ここまで挙げた例では、分配器として９０°ハイブリッドや等分配器など電力分配が等振幅のデバイスを用いていたが、図１０に示すように、不等分配の方向性結合器５３、６３を用いても本発明の可変電力分配器を実現することができる。
【００６０】
例えば、方向性結合器の結合量が７ｄＢ（主線路側の挿入損失は１ｄＢ）の場合、計算はやや複雑なので省略するが、経路ａに対する経路ｂの位相遅れが−１７０°と０°とを選択できる移相器を用いた場合、
Δφ＝−１７０°のとき、ｒ１＝０．０ｄＢ、ｒ２＝２３．１ｄＢ
Δφ＝０°のとき、ｒ１＝４．４ｄＢ、ｒ２＝２．０ｄＢ
となることから、式（５）の関係より、
Δφ＝−１７０°のときは、図１２の曲線Ａで示す、
Ｖｄｅｔ＝ｆ（Ｐｏｕｔ−２３．１）    （２２）
Δφ＝０°のときは、図１２の曲線Ｂで示す、
Ｖｄｅｔ＝ｆ（Ｐｏｕｔ＋２．４）    （２３）
による出力電力Ｐｏｕｔと検波電圧Ｖｄｅｔとの関係として切り換えることができる。
【００６１】
したがって、図１２に示すように、出力電力に応じて移相器７６を切り換えれば、出力電力−３２．４〜＋３３．１ｄＢｍという広い範囲で検波電圧を使用可能範囲に収めることができる。
【００６２】
なお、結合量が−７ｄＢ程度の方向性結合器は、マイクロストリップラインの側結合により容易に実現することができる。このような方向性結合器は、図１１に示すように、移相器を挟んで接続すれば、本発明の可変電力分配器を構成することができる。
【実施例５】
【００６３】
次に、実施例５について説明する。図１３は、図１に示した可変電力分配器の実施例５の構成を示すブロック図である。また、図１４は図１３の具体例を示す構成図であり、図１５は図１３の構成における検波電圧特性を示す図である。
【００６４】
ここまでの例では、電力分配比率を変化させる手段として移相器を用いていたが、可変減衰器を使用しても電力分配比率を変化させることが可能である。例えば、図１３に示す回路において、可変減衰器７７による減衰量をＡｄＢとすると、入力端子から出力端子への分配量ｒ１と入力端子から検波器への分配量ｒ２はそれぞれ次式で表される。
【００６５】
ａ＝−１０−Ａ／１０    （１７）
ｒ１＝−２０ｌｏｇ（（１＋ａ）／２）    （１８）
ｒ２＝−２０ｌｏｇ（（１−ａ）／２）    （１９）
ここで、可変減衰器として０．５ｄＢと３０ｄＢとの２値の減衰量を切り換えた場合、
Ａ＝０．５ｄＢ（ａ＝０．８９）のとき、ｒ１＝０．５ｄＢ、ｒ２＝２５．３ｄＢ
Ａ＝３０ｄＢ（ａ＝０．００１）のとき、ｒ１＝６ｄＢ、ｒ２＝６ｄＢ
となるから、式（５）の関係より
Ａ＝０．５ｄＢのとき、図１５の曲線Ａで示す、
Ｖｄｅｔ＝ｆ（Ｐｏｕｔ−２４．８）    （２０）
Ａ＝３０ｄＢのとき、同様に曲線Ｂで示す、
Ｖｄｅｔ＝ｆ（Ｐｏｕｔ）    （２１）
による出力電力Ｐｏｕｔと検波電圧Ｖｄｅｔとの関係として切り換えることができる。
【００６６】
したがって、図１５に示すように、出力電力Ｐｏｕｔの設定値に応じて可変減衰器７７の減衰量を変更することにより、出力電力−３０．０〜＋３４．８ｄＢｍという広い範囲で検波電圧を精度良くモニタできる。
【００６７】
このような回路の具体的な実現方法としては、例えば図１４に示す回路がある。この回路では、経路ｂ側に伝送線路途上に接続されたＰＩＮダイオード７７ａが可変減衰器の役割を果たしている。すなわち、制御信号がＬｏｗ（０Ｖ）のときＰＩＮダイオード７７ａはオフとなり、経路ｂの挿入損失は０ｄＢに近く（この例では０．５ｄＢ）となる。一方、制御信号をＨｉｇｈ（＋２Ｖ）に変化させると、ＰＩＮダイオード７７ａはオンとなって挿入損失は非常に大きくなる。このときの挿入損失はＰＩＮダイオードのオン時の直列抵抗に依存するが、可変減衰器７７による減衰量が２０ｄＢ程度の比較的小さな値であっても、式（１８）、（１９）よりｒ１＝５．９ｄＢ、ｒ２＝６．１ｄＢとなるから、挿入損失が３０ｄＢの場合と大差がなく動作上支障のないことがわかる。
【００６８】
なお図１４の回路は、ＰＩＮダイオード７７ａがオンのとき、経路ｂを流れる電力はＰＩＮダイオード７７ａにてほぼ全反射されるため、９０°ハイブリッドや増幅器の出力リターンロスが良好でないと多重反射が発生し、特性上好ましくない現象（周波数による利得偏差が大きくなるなど）を引き起こす。このような場合は、可変減衰器としてπ型減衰器や橋絡Ｔ型減衰器などの定インピーダンス減衰器を使用すればよい。
【実施例６】
【００６９】
次に、実施例６について説明する。図１６は、図１に示した可変電力分配器の実施例６の構成を示すブロック図である。また、図１７は図１６の具体例を示す構成図である。
【００７０】
実施例５までの例は、ハイブリッドや方向性結合器などの分配器を２つ設け、その間に移相器や可変減衰器などの可変回路を挿入していたが、必ずしもそのような形式である必要はなく、さらに簡単な構成でも可変電力分配器は構成できる。
【００７１】
図１６は、９０°ハイブリッド５５の対向する面の途中、主線路から約１／４λ長の点にＰＩＮダイオード７８ａ、７８ｂをそれぞれ並列に装荷した回路である。
【００７２】
図１６において、ＰＩＮダイオード７８ａ、７８ｂが共にオフのときは高周波的な作用を持たないため、約１／２程度の電力が出力端子と検波器とへそれぞれ分配される。一方、ＰＩＮダイオード７８ａ、７８ｂを両方オンにすると、９０°ハイブリッド５１の副線路は約１／４λ長のショートスタブと等価な特性となり、電力の大部分は出力端子側へと送出され、検波器側へは一部しか分配されない。つまり図１６のような比較的簡単な形式でも可変電力分配器を構成することができ、本発明の送信電力制御回路を実現することができる。
【００７３】
この回路では、ＰＩＮダイオードをオンにしたときの検波器への入力電力はＰＩＮダイオードのオン時の直列抵抗に依存する。もし直列抵抗が０Ω（正確にはさらにリードインダクタンスなどのリアクタンス成分も０Ω）だとすると、検波器への結合量ｒ２は理論的には−∞ｄＢとなるが、実際にはＰＩＮダイオードには数Ωの直列抵抗が残るため、その影響でｒ２は例えば−３０ｄＢ程度の値になる。もしＰＩＮダイオードのオン時の直列抵抗が非常に小さく、図１７の左側に示す回路のままでは検波器への結合量ｒ２が小さすぎる場合は、直列にインダクタもしくは抵抗などを追加してやればよい。
【００７４】
以上の説明において、回路構成要素は、マイクロストリップラインに限らず、同軸線路、サスペンデッドライン、スロットライン、コプレーナライン、誘電体線路または導波管などを用いた場合にも適用することができる。導波管回路を用いる場合には、分配器としてマジックティー、ショートスロットハイブリッド、多孔型方向性結合器など、また移相器としてはフェライト装荷型、ファラデー回転型など各種移相器を使用することができる。
【００７５】
また、９０°ハイブリッドとしてブランチライン型ハイブリッド、等位相／等振幅分配器としてウィルキンソンディバイダ、方向性結合器として側結合型をそれぞれ示したが、９０°ハイブリッドは側結合の方向性結合器をタンデム接続、もしくはインターディジテイトで構成、等振幅・等位相分配器はラットレースリングや位相反転形ハイブリッドリングで構成することができる。
【００７６】
さらに、移相器の基本形式として線路切換型、線路装荷型を挙げたが、９０°ハイブリッドやアイソレータと組み合わせた反射型を使用することもできる。
【００７７】
また、マイクロ波スイッチの例としてＰＩＮダイオードを挙げたが、スイッチング素子としてはＦＥＴスイッチやマイクロマシンスイッチデジタル型移相器、あるいはバラクタダイオードのキャパシタンスを変化させて移相量を制御するアナログ型移相器を用いることができる。
【００７８】
なお、以上の説明では、電力分配比率を可変する手段として、基本的には移相器または可変減衰器のいずれか一方を使用し、位相または振幅の一方を変化させたとき、他方は変化しないと仮定して説明してきた。実際の移相器では位相変化とともに若干の振幅変化が生じるし、可変減衰器も振幅を増減させるとともに位相をも変化させてしまうため、可変電力分配器の特性が前述の計算値からずれることがある。
【００７９】
このような場合は、実施例１において説明したように、移相器の場合は振幅変化量に応じて設定移相量Δφを補正する（可変減衰器の場合は、位相変化に応じて減衰量を補正する）、あるいは当初から振幅と位相の両方の変化を見据えつつ可変電力分配器を設計することにより、所望の特性を得ることができる。さらに言えば、位相変化と振幅変化の両方を兼ね備えた回路（位相と振幅の両方を積極的に変化させる回路）を使用しても、本発明の送信電力制御回路が構成できることはもちろんである。
【図面の簡単な説明】
【００８０】
【図１】本発明の送信電力制御回路の一つの実施の形態を示すブロック図である。
【図２】図１に示した可変電力分配器の実施例１の構成を示すブロック図である。
【図３】図２の具体例を示す構成図である。
【図４】図３の構成における検波電圧特性を示す図である。
【図５】図１に示した可変電力分配器の実施例２の構成を示すブロック図である。
【図６】図５の具体例を示す構成図である。
【図７】図５の構成における検波電圧特性を示す図である。
【図８】図１に示した可変電力分配器の実施例３の構成を示すブロック図である。
【図９】図８の具体例を示す構成図である。
【図１０】図１に示した可変電力分配器の実施例４の構成を示すブロック図である。
【図１１】図１０の具体例を示す構成図である。
【図１２】図１０の構成における検波電圧特性を示す図である。
【図１３】図１に示した可変電力分配器の実施例５の構成を示すブロック図である。
【図１４】図１３の具体例を示す構成図である。
【図１５】図１３の構成における検波電圧特性を示す図である。
【図１６】図１に示した可変電力分配器の実施例６の構成を示すブロック図である。
【図１７】図１６の具体例を示す構成図である。
【図１８】検波器の検波特性の一例を説明する図である。
【図１９】方向性結合器の後に使用した場合の検波特性の一例を説明する図である。
【符号の説明】
【００８１】
１０    可変減衰器
２０    増幅器
３０    可変電力分配器
４０    制御部
９０    検波器
１００    送信電力制御回路
【図１】
2005252847.tif 000003
【図２】
2005252847.tif 000004
【図３】
2005252847.tif 000005
【図４】
2005252847.tif 000006
【図５】
2005252847.tif 000007
【図６】
2005252847.tif 000008
【図７】
2005252847.tif 000009
【図８】
2005252847.tif 000010
【図９】
2005252847.tif 000011
【図１０】
2005252847.tif 000012
【図１１】
2005252847.tif 000013
【図１２】
2005252847.tif 000014
【図１３】
2005252847.tif 000015
【図１４】
2005252847.tif 000016
【図１５】
2005252847.tif 000017
【図１６】
2005252847.tif 000018
【図１７】
2005252847.tif 000019
【図１８】
2005252847.tif 000020
【図１９】
2005252847.tif 000021