(57)【要約】【課題】  受信信号の復調の際、デジタル・セグメント中の信号レベルを維持すること。【解決手段】  遠隔ソースから伝送された受信信号を復調する復調装置であって、前記受信信号にはアナログ・セグメントおよびデジタル・セグメントが含まれ、前記デジタル・セグメントには少なくとも１対の一定包絡線キャリアを有するＯＦＤＭ波形が含まれ、前記１対の一定包絡線キャリアの合計はアナログ・セグメント・キャリアと直交位相である復調装置において用いるための、前記デジタル・セグメント中の信号レベルを維持する装置は、１フレームまたは整数倍フレームにおける前記受信信号中の一定包絡線信号出力を測定してエラー信号を生成する手段と、  前記エラー信号を使用して信号レベルを制御するスケーリング回路手段とを備える。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
遠隔ソースから伝送された受信信号を復調するための、前記受信信号にはアナログ・セグメントおよびデジタル・セグメントが含まれ、前記デジタル・セグメントには少なくとも１対の一定包絡線キャリアを有するＯＦＤＭ波形が含まれ、前記１対の一定包絡線キャリアの合計はアナログ・セグメント・キャリアと直交位相である、復調装置において用いる、前記デジタル・セグメント中の信号レベルを維持する装置であって、
１フレームまたは整数倍フレームにおける前記受信信号中の一定包絡線信号出力を測定してエラー信号を生成する手段と、
前記エラー信号を使用して信号レベルを制御するスケーリング回路手段と
を含む装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は波形復調に関し、さらに詳細には、デジタル変調された信号を受信して、フレーム同期出力を測定する装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
デジタル・コード化信号を放送して受信し、改善されたオーディオ忠実度を実現する可能性への関心が高まっている。特に、アウト・オブ・バンド（帯域外）技術〔これでは、特に指定した周波数帯域でデジタル無線信号が放送される。〕と、イン・バンド（帯域内）技術〔これでは、既存の放送帯域中の隣接するチャネル間の利用できるスペクトル・スロットの範囲内（間隙手法）で、または、民間放送局が現在使用しているスペクトル割り当ての範囲内（in-band on-channelすなわちＩＢＯＣ手法）で無線周波数信号が放送される。〕とを含む、いくつかの手法が提案されている。ＩＢＯＣ手法は、周波数の追加についての調整を行う必要なく、また既存のアナログ信号を目立って劣化させることなく既存の伝送器機を比較的わずかに変更することで実施することができる。
【０００３】
デジタルオーディオ放送のＩＢＯＣ手法は、ＦＭ帯域（８８Ｍｈｚ〜１０８Ｍｈｚ）で提案されている。ＡＭチャネルの割り当て可能な帯域幅は、ＦＭ帯域と比較して非常に狭いので、ＡＭ帯域（５３０ｋＨｚ〜１７００ｋＨｚ）でデジタルオーディオ放送を使用することは特に困難なこととなる。ＡＭ帯域での信頼性の高い高忠実度（ハイ・フィデリティ）のＩＢＯＣ手法の場合は、カセット・テープやコンパクト・ディスク・プレイヤなどの高品質の携帯用オーディオ・ソースに匹敵する実行可能な手段をＡＭ放送ステーションに提供することになる。したがって、ＩＢＯＣ放送の概念をＡＭ放送周波数まで拡大し、既存のアナログＡＭ受信機での受信に影響を及ぼすことなくデジタル信号化することによって、向上した忠実度を提供することが望ましい。
【０００４】
下記の特許出願は、本発明と関連してＡＭ放送周波数の割り当てに適用することができるデジタル放送技術の開発に関する。
その出願は、１９９４年３月７日に出願された米国特許出願第０８／２０６３６８号「Method and Apparatus for AM Compatible Digital Broadcasting」 であり、本発明に関係した環境が記載されている。その開示は、波形変調フォーマット、ならびに変調および復調のための装置を記載するものである。複合変調方式について、本発明に関係するものとして以下に説明する。
【０００５】
ＡＭ帯域で実行可能なＩＢＯＣ手法を開発する１つの試みとして、放送信号からフレーム・タイミングを回復させ、信号の干渉性および同期を維持するというものがある。本発明はこの問題を扱うものである。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
伝送信号の全体的な出力は比較的一定であるが、受信信号中の全体的な出力は伝搬の影響によって変化する可能性がある。ＡＭ・ＤＡＢ信号のデジタル成分を適切に復調する場合には、これらの影響を補償しなければならない。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明によれば、次の信号レベルを維持する装置によって解決される。すなわち、
遠隔ソースから伝送された受信信号を復調するための、前記受信信号にはアナログ・セグメントおよびデジタル・セグメントが含まれ、前記デジタル・セグメントには少なくとも１対の一定包絡線キャリアを有するＯＦＤＭ波形が含まれ、前記１対の一定包絡線キャリアの合計はアナログ・セグメント・キャリアと直交位相である、復調装置において用いる、前記デジタル・セグメント中の信号レベルを維持する装置であって、
１フレームまたは整数倍フレームにおける前記受信信号中の一定包絡線信号出力を測定してエラー信号を生成する手段と、
前記エラー信号を使用して信号レベルを制御するスケーリング回路手段とを含む装置、
によって解決される。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
本発明によれば、デジタル放送システムでは、波形のデジタル変調セグメント（具体的には信号のバイナリ移相変調（ＢＰＳＫ）部分）を処理することにより、ＡＭ互換で複合のデジタルオーディオ放送（ＤＡＢ）波形のデジタル部分のフレーム同期出力を測定する。このようにして受信した信号から適当な復調に必要なスケーリングのための信号出力の測定が実現される。複合のＡＭ互換のＤＡＢ波形は、オーディオ信号のデジタル表現をアナログ振幅変調（ＡＭ）信号とともにコード化し、同じ周波数チャネルで同時に伝送する変調方法によって生成される。（適切なＡＭ互換のＤＡＢ波形についての説明、および復調を実行する方法についての説明は、参照により本明細書に組み込まれ、ある程度まで以下に説明する、１９９４年３月７日に出願された前記米国特許第０８／２０６３６８号に記載されている。）
【０００９】
本発明の実施の形態においては、フレーム・タイミングを回復させ、フレーム同期出力を測定する装置が開示される。その装置は、フレームの同期およびスケーリングのための信号を提供するフレーム・シンクロナイザおよびフレーム出力測定回路を含み、フレーム・シンクロナイザは、第１安定参照信号を提供する数値制御発振器と、第１安定参照信号から固定的に９０°位相がずれた第２安定参照信号を提供する移相器と、第１安定参照信号と受信した直交位相成分信号とを混合して第１混合信号を生成する第１ミキサと、第２安定参照信号と受信した直交位相成分信号とを混合して第２混合信号を生成する第２ミキサと、１フレームの区間にわたって第１混合信号を積分して第１積分器出力信号を生成する第１積分器と、１フレームの区間にわたって第２混合信号を積分して第２積分器出力信号を生成する第２積分器と、第１および第２積分器出力信号の積を形成して、受信信号のアナログ・デジタル（Ａ／Ｄ）変換のタイミングを変更するために使用するエラー値を生成する乗算器と、第１積分器出力信号の絶対値を測定する絶対値測定回路と、絶対値回路の出力信号の分散を測定する分散測定回路と、分散値をしきい値と比較して、Ａ／Ｄ変換クロックの位相を２分の１シンボル時間だけスリップさせる２分の１スリップ命令信号を生成するコンパレータ回路とを含む。
【００１０】
本発明の実施の形態は、ＡＭ周波数帯域内でのデジタルオーディオ放送（ＤＡＢ）にインバンド・オンチャネル（ＩＢＯＣ）の解決策を提供する、具体的に言うとＤＡＢ信号を復調する際の助けとなる。
【００１１】
本発明の利点としては、スケーリング回路を制御するためのフレーム同期出力測定を生成することがある。
【００１２】
＜実施の形態の詳細な説明＞
本発明の実施の形態は、特定態様のＡＭ互換のＤＡＢ信号の、フレーム・タイミング情報を回復し、フレーム同期出力を測定する技術を提供するものである。
【００１３】
図４に示すのは、本発明の実施の形態に関連して使用するタイプのＡＭ・ＤＡＢ波形と本明細書では呼ぶ波形のスペクトル５である。これは直交周波数分割多重化方式（orthogonal frequency division multiplexing, ＯＦＤＭ）を利用する。ＡＭ・ＤＡＢ波形はパルス振幅変調（pulse amplitude modulation, ＰＡＭ）、位相変調（phase-shift keying, ＰＳＫ）、直交振幅変調（qudrature amplitude modulation, ＱＡＭ）、およびその他の形態の変調を含む可能性がある。これらは一般に使用されるデジタル変調形式である。
【００１４】
スペクトル５は、同相成分および直交成分からなる。様々なスペクトル領域の包絡線はブロックとしてその輪郭が描かれている。エネルギーはこれらの包絡線の範囲内の任意の位置に含まれる可能性があるが、以下に説明するように位相による制限を受ける。同相成分は、従来のアナログＡＭ信号１０、ならびに第１同相チャネル１６および第２同相チャネル１８中のデジタル・キャリアを含む。しかし、同相デジタル・キャリアは、アナログＡＭ信号１０が占めるスペクトル領域中ではエネルギーも持たない。スペクトル５の直交成分は、中央チャネル１４、第１チャネル１６、および第２チャネル１８中にデジタル・キャリアの形態の信号を含む。中央チャネル１４中のデジタル・キャリアはアナログ・キャリアと同相になる成分を持たず、それによりアナログ信号の歪みを最小限に抑える。中央チャネル１４中のキャリアは補的(complementary) キャリアと呼ばれる。これは、アナログ・キャリアから等間隔ずつ周波数が離れたキャリアの各セットが、アナログ・キャリアと同相になる成分が存在しないように変調されるためである。さらに、位相に基づく検出は、アナログおよびデジタル情報をより容易に分離することができなければならない。
【００１５】
第１および第２チャネル１６および１８中のキャリアはともに同相および直交成分を有し、これらは非補的キャリアである。アナログＡＭ信号１０のキャリア周波数（中央チャネル１４の中央に位置する）に位置するデジタル・キャリアはない。
【００１６】
バイナリ移相変調（ＢＰＳＫ）を使用して、最も内側の２つのデジタル・キャリア、すなわちアナログ信号１０のキャリア周波数の両側のキャリア信号１１を変調することができる。合計デジタル信号７５（図５のように生成されるソースないしオリジナルのデジタル信号）のフレーム・タイミングは、キャリア信号１１（図４）から回復することができ、伝送波形１７０のデジタル部分７５を適切に復調することができる。
【００１７】
図５は、ＡＭ・ＤＡＢ波形を生成する方法を概念的に示す図である。この波形は従来のアナログＡＭ波形およびデジタル成分からなる。伝送されるデジタル・ビット１０５はＢＰＳＫおよびその他のタイプのデジタル信号を変調する。ＯＦＤＭタイプの変調では、デジタル信号は、チャネルの中央周波数の両側に等間隔ずつ周波数が離れたキャリアを使用して生成される。キャリア信号１１はＢＰＳＫ形式を使用して変調され、そしてそれらの合計が、アナログ・キャリア周波数付近（チャネル１４）に位置する追加の補的デジタル・キャリアと同様にアナログＡＭキャリアに対して直交位相になるように変調される。デジタル変調器出力１４０ないし１６５は第１加算器７０で合計され、デジタル・アナログ（Ｄ／Ａ）変換器８０によって合計アナログ信号１８０に変換され、第２加算器９０によって従来のＡＭ信号１００に加算される。
【００１８】
合計デジタル信号１８０はフレームと呼ばれる時間間隔で伝送される。フレームごとに、異なる組合せのデジタル・ビットを使用してデジタル・キャリアを変調する。毎秒伝送されるビット数は、フレームあたり伝送されるビット数に毎秒伝送されるフレーム数をかけた数に等しい。
【００１９】
本発明の実施の形態による復調器（図１および図２）は、デジタル・キャリアを適切に復調するために受信波形のフレーム・タイミングと同期させなければならない。以下に、キャリア信号１１を使用してフレーム・タイミングを回復し、受信信号のデジタル部分の出力のフレーム同期測定を提供する方法について説明する。
【００２０】
フレーム・タイミングの回復
図１は、ＡＭ・ＤＡＢ復調器の一部分を示す図である。受信信号２００は、自動ゲイン制御回路２０５（ＡＧＣ２０５）により、そのレベルが調節されて比較的一定振幅の信号２０１とされてシステムの他の残りの部分に提供される。ＡＧＣ２０５は、制御関数で使用するために受信信号中の全出力を測定する全出力測定回路２０３によって制御される。次いで信号２０１はＩ／Ｑミキサ２１０によって周波数が混合され、Ｉ（同相）信号２１１およびＱ（直交）信号２１２が発生される。Ｉ／Ｑミキサ２１０を駆動する発振器は、周波数も位相もアナログＲＦキャリアにロックされていない。したがって、信号２１１および２１２は直交するが、それらは伝送される同相および直交信号ではない。次いでＩ（同相）信号２１１は第１アナログ・デジタル（Ａ／Ｄ）変換器２２０でデジタル形式に変換される。同様に、Ｑ（直交）信号２１２も第２Ａ／Ｄ変換器２３０でデジタル形式に変換される。補償回路２６０は、Ｉ／Ｑミキサ２１０ならびにＡ／Ｄ変換器２２０および２３０のＤＣオフセットや、ゲイン不均衡や、位相のずれなどの異常を補償し、Ｉ信号２７２およびＱ信号２７４を生じる。次いでＩ信号２７２およびＱ信号２７４はデジタル・ダウンコンバータ２８０でベースバンドに変換され、Ｉチャネル信号２８２およびＱチャネル信号２８４として出力される。デジタル・ダウンコンバータ２８０はアナログＲＦキャリアに周波数および位相ロックされる。したがって、Ｉチャネル信号２８２およびＱチャネル信号２８４はそれぞれ回復された同相信号および直交信号である。
【００２１】
スケーリング回路２４２は、乗算器（ミキサ）２４０および乗算器２５０が出力信号を正規化するために使用するスケーリング信号２４５を生成する。スケーリングされたＩチャネル信号（２８６）およびスケーリングされたＱチャネル信号（２８８）は、次いでＡＭ・ＤＡＢ受信機／復調器（図示せず）の残部に送られ、後続の処理および情報抽出が行われる。Ｑチャネル信号２８４はまた、フレーム・シンクロナイザおよび出力測定回路２９０にも送られる。これはＡ／Ｄ変換器に送るＡ／Ｄクロック信号２９２、およびスケーリング回路２４２に送るフレーム同期出力測定信号２９４を生成する。
【００２２】
フレーム・シンクロナイザおよび出力測定回路２９０のブロック・ダイアグラムを、図２に示す。ダウンコンバータ２８０（図１）からのＱチャネル信号２８４はＩ／Ｑダウンコンバータ５４０に入力される。Ｉ／Ｑダウンコンバータ５４０は、キャリア信号１１のキャリア周波数に等しい周波数で動作して安定参照信号５０１を出力する数値制御発振器５００（ＮＣＯ  ５００）を有する。Ｉ／Ｑダウンコンバータ５４０はまた、安定参照信号５０１の位相を９０°シフトさせて移相された安定参照信号５０２を生成する移相器５２０も有する。ミキサ５１０およびミキサ５３０は、それぞれの入力からＱチャネル信号２８４を受信する。ミキサ（乗算器）５１０はＱチャネル信号２８４と安定参照信号５０１とを混合して、第１混合信号５１１を生成する。ミキサ（乗算器）５３０はＱチャネル信号２８４と移相された安定参照信号５０２とを混合して、第２混合信号５３１を生成する。第１混合信号５１１および第２混合信号５３１はそれぞれ第１積分器５５０および第２積分器５６０によって、１フレームの区間に等しい持続時間について積分される。第１積分器５５０および第２積分器５６０は、それぞれ第１積分信号５５１および第２積分信号５６１を生成する。
【００２３】
図３Ａないし図３Ｅは、ＮＣＯ  ５００ならびに第１積分器５５０および第２積分器５６０のタイミングがフレーム・タイミングに同期されていると想定した場合の、安定参照信号５０１および移相された安定参照信号５０２、第１混合信号５１１および第２混合信号５３１、ならびにキャリア信号１１についての波形を示す図である。図３の考察から分かるように、１フレームについての信号５１１の積分をして第１積分信号５５１（図２）を生成すると、正または負に固定された出力を生じることになり、１フレームについての信号５３１の積分をして（例えば加重平均で）第２積分信号５６１（図２）を生成すると、出力はゼロになることになる。重要なことは、フレーム・タイミングが同期している場合には、Ｑチャネル信号２８４中のその他のデジタル・キャリアは、ミキサ５１０および５３０それぞれの参照信号５０１および５０２と混合されていれば、キャリア１１の周波数の整数倍の周波数を有するから、積分器５５０および５６０で積分されてゼロになることである。
【００２４】
図２を参照すると、乗算器５７０は第１積分信号５５１および第２積分信号５６１を乗算して、進み／遅れ回路５８０を駆動するエラー値信号５７１を生成する。積分のタイミングが受信信号２００のフレーム・タイミングに同期されていない場合は、第２積分信号５６１はゼロにはならず、結果エラー値５８４を使用して積分区間のタイミング（移相）の進みまたは遅れを行わせることができる。特に、エラー値信号５７１の符号および振幅は、周期レジスタ６３２の内容を修正するために進み／遅れ回路５８０で使用することができる。カウンタ６４０は、システム・クロック６３０によって生成されたサイクル数を計数するために利用される。周期レジスタ６３２には、第１Ａ／Ｄ変換器２２０および第２Ａ／Ｄ変換器２３０の変換間隔あたりのシステム・クロック６３０の周期の数が入っている。コンパレータ６８０は、周期レジスタ６３２およびカウンタ６４０の内容を比較して、Ａ／Ｄクロック信号２９２を生成する。
【００２５】
本発明の実施の形態によれば、エラー値５８４は周期レジスタ６３２の内容を修正し、Ａ／Ｄクロック信号２９２の進みまたは遅れのどちらが望ましいかによって、Ａ／Ｄ変換が、すぐに、または遅れて、行われるようにする。しかし、積分区間が信号２００のフレーム・タイミングと正確に２分の１フレーム・タイミング区間分だけずれている場合には、エラー信号５８４の値はゼロになり、フレーム・シンクロナイザおよび出力測定回路２９０は周期レジスタ６３２の内容を調節しないことになる。
【００２６】
本発明の実施の形態によるこの問題の解決策は、積分器の一方の出力を使用するものである。２分の１フレーム・タイミングだけタイミングがずれているときには、第１積分信号５５１の絶対値はタイミングが正確である場合よりも大きな分散(variance)を有する。したがって図２に示すように、第１積分信号５５１の絶対値（絶対値回路５８２で生成される）の分散は、絶対値回路５８２および分散測定回路５９０を使用して測定し、有効な信号を提供することができる。積分信号５５１の絶対値の分散が所定のしきい値より大きい場合には、「２分の１シンボルのスリップ」信号６１０が、同期を制御する周期レジスタ６３２に送られる。この信号は、Ａ／Ｄ変換タイミングを正確に２分の１シンボル時間だけ単にスリップさせる（シフトさせる）。
【００２７】
フレーム同期に基づく受信出力の測定
キャリア信号１１は一定の包絡線を有するので、これらのキャリアについての任意のフレーム中の出力は一定となる。これに対して、その他のデジタル・キャリアには変化する出力を有するものがある可能性がある。もっとも、デジタル・キャリアを変調させるために使用するビットはランダムであり、いくつかの信号は合計されるから、ＡＭ・ＤＡＢ波形のデジタル成分で伝送される出力は比較的一定となる。
【００２８】
伝送信号の全体的な出力は比較的一定であるが、受信信号中の全体的な出力は伝搬の影響によって変化する可能性がある。ＡＭ・ＤＡＢ信号のデジタル成分を適切に復調する場合には、受信機／復調器はこれらの効果影響を補償しなければならない。ＡＭ互換ＤＡＢ波形の場合は、本発明によれば、受信後のキャリア信号１１中の一定出力を単に維持することによって、その補償を達成することができる。図２を参照すると、本発明によれば、第１積分信号５５１は、１つのフレーム中のＢＰＳＫシンボルの出力を測定するために使用される。１つのフレームにわたってＢＰＳＫ出力を測定することは、スケーリング回路２４２の制御に適している。エラー信号は、第１積分器５５０の出力を介してフレーム・シンクロナイザ２９０から、信号線２９４を介して受信される。
【００２９】
本発明を、分かりやすくするために、例示を目的としていくつかの詳細について説明したが、一定の変更および修正を添付の請求の範囲の範囲内で実施することができることは明らかであろう。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】本発明の実施の形態が動作する代表的な環境の１例を示す、受信機の一部分のブロック・ダイアグラムである。
【図２】本発明の実施の形態でフレーム・タイミングの回復およびフレーム同期出力の測定を実行する方法を示す図である。
【図３】図２のフレーム・シンクロナイザ中の選択した試験点における１組の波形を示す図である。
【図４】この環境のデジタル放送信号のスペクトル表現を示す図である。
【図５】本発明の実施の形態によるタイミング回復および出力測定を行う対象となる複合ＡＭ・ＤＡＢ信号を生成するために使用する変調方式を概念的に示すブロック図である。
【符号の説明】
【００３１】
２００  受信信号；  ２０５  自動ゲイン制御回路；  ２１０  Ｉ／Ｑミキサ；  ２２０，２３０  Ａ／Ｄ変換器；  ２６０  補償回路；  ２７２  Ｉ信号；  ２７４  Ｑ信号；  ２８０  デジタル・ダウンコンバータ２８０；  ２４０，２５０  乗算器（ミキサ）；  ２４２  スケーリング回路２４２；  ２９０  フレーム・シンクロナイザおよび出力測定回路２９０；  ５２０  移相器  ５４０；  Ｉ／Ｑダウンコンバータ；  ５００  数値制御発振器；  ５５０，５６０  積分器；  ５７０  乗算器；  ５８０  進み／遅れ回路；  ６３０  システム・クロック；  ６３２  周期レジスタ；  ６４０  カウンタ；  ６８０  コンパレータ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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