(57)【要約】【課題】  送信信号の多重数と同数倍の周波数利用効率の増加をはかり、高速大容量の無線通信を実現する。【解決手段】  位相雑音補正装置３７が、受信信号系統間の位相雑音推定値を平均化することにより熱雑音および周波数選択性フェージングの影響による位相雑音推定値の誤差を緩和し、また、連続するシンボル間にわたって位相雑音推定値を平均化する空間多重信号受信装置を提供する。【選択図】      図１
2005252602.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＭＩＭＯチャネルを用いて複数の異なる情報信号系列同士を同一の周波数上に多重化し、受信機で干渉チャネルを行って無線通信を行う空間多重信号受信装置における位相雑音補正装置であって、
Ｋ個（但し、Ｋは２以上の整数）の干渉キャンセラ出力に含まれるパイロット信号系列を重み付け合成して出力するＫ個の位相雑音推定器と、
前記Ｋ個の位相雑音推定器の出力を合成し、その位相を出力する位相雑音推定値平均化器と、前記Ｎ個の干渉キャンセラの出力であるＫ個の干渉キャンセルされたデータ信号系列に対して該位相雑音推定値平均化器の出力を用いて位相雑音の補正を行った後に前記データ系列を復号するＮ個の復号器に出力するＫ個の位相雑音補正器と、
を備えたことを特徴とする位相雑音補正装置。
【請求項２】
前記Ｋ個の位相雑音推定回路の出力それぞれに対して、シンボル時間のｂ倍(１≦ｂ≦Ｂ、但し、Ｂは１以上の整数)の遅延を加えるＫ個の遅延バッフアと、
前記Ｋ×Ｂ個の遅延バッファ出力ならびに前記Ｋ個の位相雑音推定回路の出力を合成し、その位相を出力する位相雑音推定値平均化器と、
を備えたことを特徴とする請求項１に記載の位相雑音補正装置。
【請求項３】
ＭＩＭＯチャネルを用いて複数の異なる情報信号系列同士を同一の周波数上に多重化し、受信機で干渉チャネルを行って無線通信を行う空間多重信号受信装置であって、
送信機から送信され空間多重された送信信号系列を受信するＭ本の受信アンテナと、
前記Ｍ本の受信アンテナで受信された受信信号系列をベースバンド信号に変換するＭ個のダウンコンバータと、
前記Ｍ個のダウンコンバータに共通の搬送波信号を供給する受信器側局部発振器と、
前記Ｍ個のダウンコンバータ出力であるベースバンド信号出力に対して高速フーリエ変換を行い受信パイロット信号系列ならびに受信データ信号系列を生成するＭ個の高速フーリエ変換器と、
前記送信機から送信されるＫ個のパイロット信号が空間多重され前記Ｍ本受信アンテナにより受信されたＭ個の受信パイロット信号系列をもとに、送信アンテナと受信アンテナの間の伝達関数を推定する伝速関数推定器と、
前記Ｍ個のダウンコンバータが出力するＭ個の受信データ信号系列に対して、該伝達関数推定器が推定した伝達関数を用いて同一周波数帯の空間多重チャネル間干渉の補償を行い、Ｋ個の干渉キャンセル信号系列を出力する干渉キャンセラと、
前記Ｋ個の干渉キャンセル信号系列に対して復調を行い、送信データ系列を復号するＫ個の復調器と、
前記Ｋ個（但し、Ｋは２以上の整数）の干渉キャンセラ出力に含まれるパイロット信号系列を重み付け合成して出力するＫ個の位相雑音推定器、前記Ｋ個の位相雑音推定器の出力を合成し、その位相を出力する位相雑音推定値平均化器、前記Ｎ個の干渉キャンセラの出力であるＫ個の干渉キャンセルされたデータ信号系列に対して該位相雑音推定値平均化器の出力を用いて位相雑音の補正を行った後に前記Ｎ個の復号器に出力するＫ個の位相雑音補正器から成る位相雑音補正装置と、
を備えたことを特徴とする空間多重信号受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、広帯域移動体通信を実現するＭＩＭＯ(Multiple-Input Multiple-Output)チャネルを用いて複数の異なる情報信号系列同士を同一の周波数上に多重化し、受信機で干渉キャンセルを行う空間多重信号受信装置および同装置における位相雑音補正装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
広帯域移動体通信においては、限られた周波数資源を用いて大容量化を図るための周波数利用効率の向上が必須となっている。
周波数利用効率の向上に対する技術として、複数の送信アンテナと複数の受信アンテナを用いて同一周波数帯の空間上に空間多重チャネルを構成し、送信アンテナと受信アンテナとの間の伝達関数を推定し、受信信号系列にその逆関数演算を行うことにより相互干渉成分を除去し、送信信号系列を復元することにより、送信アンテナ数と同数倍だけ伝送レートを向上させる技術が提案されている。
また、周波数選択性フェージングの対策として、変調方式に信号を複数の互いに直交するサブキャリア群に分割して送信するＯＦＤＭ(Orthogonal Frequencψ Division Multiplexing)方式が無線ＬＡＮ（Local Area Network）やデジタルテレビ放送などにおいて用いられている。ＯＦＤＭ方式は、各サブキャリアの帯域を狭くする事により周波数選択性フェージングの影響をフラットフェージング化することが可能である。さらに、ガードインターバルを付加する事によりマルチパスフェージングによるシンボル間干渉の影響を軽減し、複雑な等化回路が不要となるので、ＭＩＭＯ伝送との親和性が高い。
【０００３】
以下に、従来技術によるＭＩＭＯチャネルを用いたＯＦＤＭ信号送受信装置の一例を図５に示す。図５に示すＯＦＤＭ信号送受信装置は、ＯＦＤＭ信号送信装置１とＯＦＤＭ信号受信装置２とから構成される。
ＯＦＤＭ信号送信装置１では、Ｋ系統(Ｋ≧２,Ｋは整数)の送信情報信号系列Ｔ１，Ｔ２…ＴＫがＫ個のパイロット信号多重化器１２１〜１２Ｋに入力される。パイロット信号発生器１１では、伝達係数推定ならびに位相雑音補正を目的としたパイロット信号が生成される。Ｋ個のパイロット信号多重化器１２１〜１２Ｋにおいては、送信情報信号系列Ｔ１，Ｔ２…ＴＫとパイロット信号とが時間軸上・周波数軸上において多重化される。位相雑音補正用のパイロット信号の例を図６に示す。
【０００４】
これは標準規格であるＡＲＩＢ−ＨｉＳＷＡＮａ(“Low Power Data Communication Sψstems Broadband Mobile Access Communication Sψstem (HiSWANa)",ARIB STD・T70, 2000・)と同−であり、ＯＦＤＭシンボルは５２サブキャリアから構成されており、各送信系統で共通の周波数のサブキャリア(図６では-21△f, -7△f,7△f, 21△fの４サブキャリア)を用いて送信する。
パイロットサブキャリアは任意のパターンが利用可能である。パイロット信号が多重化された信号は、Ｋ個のサブキャリア変調器１３１〜１３ＫKに入力され、サブキャリア毎に信号点マッピングが行われる。信号点マッピングされた各サブキャリア信号はＫ個の逆高速フーリエ変換器１４１〜１４Ｋにより周波数領域の信号から時間領域の信号系列に変換され、Ｋ個のアップコンバータ１５１〜１５Ｋによりベースバンド信号から無線周波数帯の送信信号に変換される。Ｋ個のアップコンバータ１５１〜１５Ｋには、送信器側局部発振器１６により共通の搬送波信号が入力され、Ｋ個の送信アンテナ１７１〜１７Ｋにより空間に送信される。
【０００５】
ＯＦＤＭ信号受信器２では、前記送信アンテナ１７１〜１７Ｎから送信され空間において多重化されたＭ個の受信信号系列(Ｍは２以上の整数)が、Ｍ個の受信アンテナ１２１〜１２Ｍにより受信される。Ｍ個の受信アンテナ２１１〜２１Ｍにおいて受信された受信信号系列は、Ｍ個のダウンコンバータ２２１〜２２Ｍにより無線周波数の信号からＭ個のベースバンド信号に変換される。受信器側局部発振器２３により、Ｍ個のダウンコンバータ２２１〜２２Ｍに対して共通の搬送波信号が与えられる。
受信ベースバンド信号に対してＭ個の高速フーリエ変換器２４１〜２４Ｍにより高速フーリエ変換が行われ、時間領域の信号から周波数領域、すなわちサブキャリア毎の信号に変換される。伝達関数演算器２５は、Ｍ個の高速フーリエ変換器２５１〜２５Ｍの出力信号系列において、パイロット信号に対応する受信信号系列を用いて伝達係数を求め、伝達関数の逆関数を推定する。伝達関数は任意の組み合わせの送信アンテナと受信アンテナの間の伝達係数を要素とするサブキャリア毎の伝達係数行列で表現される。そのため、伝達関数の逆関数は、伝達係数行列の逆行列あるいは擬似逆行列を用いることができる（例えば、特許文献１、２参照）。
【０００６】
干渉キャンセラ２６では、Ｍ個の高速フーリエ変換器２４１〜２４Ｍの出力信号系列に対してサブキャリア毎の伝達係数逆行列を乗算することにより、受信ＯＦＤＭ信号系列の相互干渉成分をキャンセルする。相互干渉成分がキャンセルされた干渉キャンセラ２６の出力信号系列に含まれるパイロット信号成分は、Ｋ個の位相雑音推定器２７１〜２７Ｋに入力され、パイロット信号に含まれる位相雑音量が推定され、Ｋ個の位相雑音補正器２８１〜２８Ｋにおいて干渉キャンセラの出力信号系列に対してＫ個の位相雑音推定器２７１〜２７Ｋで求められた位相雑音の推定値を用いて位相雑音補正を行う。位相雑音補正が行われたＫ個の受信信号系列はＫ個の復調器２９１〜２９Ｋで復調される。
【０００７】
以下に、上記のＯＦＤＭ送受信装置における位相雑音推定ならびに補正手順について演算式を用いて説明する。
時刻ｌ(l≦/≦lであり、パケットはＬシンボルから構成されるとする)における送信アンテナｋのサブキャリアiに対する送信信号をt(i,k,l)、送信アンテナｋと受信信号ｍとの間の伝達係数をh(i,m,k)、受信アンテナｍのサブキャリアｉに対する熱雑音をｎ(ｉ,ｍ)、受信アンテナｉに対する受信信号をr(ｉ,ｍ)とすると、サブキャリアｉにおける送信信号と受信信号の間の関係は、以下の演算式（１）で表される。
【０００８】
【数１】
2005252602.tif 000003
【０００９】
しかしながら、送信器側局部発振器１６および受信器側局部発振器２３において位相雑音が発生する場合はその影響を受ける。いま、時刻ｌにおける送信器側局部発振器１６による位相回転量がθ(ｌ)、受信器側局部発振器２３による位相回転量がφ(ｌ)であるとすると、上記した演算式（１）は以下の演算式（２）のようになる。
【００１０】
【数２】
2005252602.tif 000004
【００１１】
干渉キャンセラ２６において、受信信号ベクトルに対して伝達関数の逆特性が施され、送信信号が復元される。いま、伝達関数の逆特性として伝達係数行列の疑似逆行列を用い、干渉キャンセルを行ったとすると、以下の演算式（３）のようになる。
【００１２】
【数３】
2005252602.tif 000005
ここで、(・)＋は疑似逆行列演算を表し、ｓｉｋ(l)は送信信号t(i,k,l)に対応する受信器側における推定値である。位相雑音は受信信号の信号点に対して位相回転を与え、復調後の誤り率を劣化させる。
【００１３】
そこで、パイロット信号多重化器１２１〜１２１Ｋにおいて挿入された図６で示される各送信アンテナ１７１〜１７Ｋから送信されるパイロット信号を用いて位相雑音の推定を行い、補正する。
いま、時刻ｌにおける送信アンテナｋのサブキャリアｉのパイロットサブキャリア信号をＰ(ｉ,ｋ,l)、その受信信号をＰr（ｉ,m,l）
、とすると、上記した演算式（２）と同様に、以下の演算式（４）のようになる。
【００１４】
【数４】
2005252602.tif 000006
【００１５】
そして、データ信号同様パイロット信号に対しても干渉キャンセルを行うと以下の演算式（５）で示される。
【００１６】
【数５】
2005252602.tif 000007
ここで、Ps(i,k)は送信信号Ｐ(ｉ,ｋ,l)に対応する受信器側における推定値である。
【００１７】
既知のパイロット信号を送信しているため、パイロット信号に含まれる送信器側局部発振器１６により印加される位相回転量exp(jθ(l))と受信器側局部発振器２３により印加される位相回転量exp(jφ(l))の和(exp(j(θ(l)+φ(l)))は、送信したパイロットサブキャリア信号Ｐ(ｉ,ｋ,l)と受信したパイロット信号の干渉キャンセラ出力Ｐs(ｉ,ｋ,l)との位相差を観測することにより推定することができる。
さらに推定精度向上させるために、干渉キャンセル後のパイロット信号に対して各受信信号系統毎に伝達係数の疑似逆行列の各要素を用いて、干渉キャンセル後の信号のＳＮＲに比例した重み係数を乗算した後に合成を行う（例えば、特許文献３参照）。Ｐs(ｉ,ｋ,l)に対応する重み係数ｗ(i,k)は、以下の演算式（６）により表される。
【００１８】
【数６】
2005252602.tif 000008
ここで、h(i,m,k)は、伝達係数行列の疑似逆行列のｍ行ｋ列の成分である。
【００１９】
重み付け合成されることにより、受信系統毎に位相雑音推定値が導出され、位相雑音補正器２８１〜２８Ｋに入力される。位相雑音推定器２７Ｋにおける位相雑音推定値ψk(l)は以下の演算式（６）で示される。
【００２０】
【数７】
2005252602.tif 000009
ここで、（）＊は複素共役を表す。
【００２１】
位相雑音補正器２８Ｋでは干渉キャンセル後の信号に対して入力された位相雑音値の逆位相の回転を加える。すなわちexp(-jψk(l))を受信信号に乗算することにより位相雑音を補正する(ここで、jは虚数単位を表す)。
【特許文献１】特開２００２−３７４２２４号公報
【特許文献２】特開２００３−６０６０４号公報
【特許文献３】特開２００３−３４８０４５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２２】
上記した背景技術によれば、位相雑音補正器２７１〜２７Ｋにおいて、Ｋ系統それぞれにおいて個別に位相雑音が推定されているが、各系続開における位相雑音推定値がフェージング変動や熱雑音の影響により異なる値をとると考えられる。
しかしながら、実際には、送受信器の構成において、すべてのアップコンバータ１５１〜１５Ｎすべてに対して送信器側局部発振器１６において生成される共通の搬送波を用い、また、すべてのダウンコンバータ２２１〜２２Ｍに対して受信器側局部発振器２３において生成される共通の搬送波を用いているため、Ｍ個の受信信号に含まれる位相雑音の瞬時値は、受信信号の系続開で同−となり、推定値と実環境との間において乖離が生ずる問題があった。
【００２３】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、広帯域移動体通信を実現するＭＩＭＯチャネルを用いて複数の異なる情報信号系列同士を同一の周波数上に多重化し、受信機で干渉キャンセルを行うことにより、送信信号の多重数と同数倍の周波数利用効率の増加をはかり、高速大容量の無線通信を実現することのできる位相雑音補正装置および空間多重信号受信装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２４】
上記した課題を解決するために本発明は、ＭＩＭＯチャネルを用いて複数の異なる情報信号系列同士を同一の周波数上に多重化し、受信機で干渉チャネルを行って無線通信を行う空間多重信号受信装置における位相雑音補正装置であって、Ｋ個（但し、Ｋは２以上の整数）の干渉キャンセラ出力に含まれるパイロット信号系列を重み付け合成して出力するＫ個の位相雑音推定器と、前記Ｋ個の位相雑音推定器の出力を合成し、その位相を出力する位相雑音推定値平均化器と、前記Ｎ個の干渉キャンセラの出力であるＫ個の干渉キャンセルされたデータ信号系列に対して該位相雑音推定値平均化器の出力を用いて位相雑音の補正を行った後に前記データ系列を復号するＮ個の復号器に出力するＫ個の位相雑音補正器と、を備えたことを特徴とする。
【００２５】
また、本発明において、前記Ｋ個の位相雑音推定回路の出力それぞれに対して、シンボル時間のｂ倍(１≦ｂ≦Ｂ、但し、Ｂは１以上の整数)の遅延を加えるＫ個の遅延バッフアと、前記Ｋ×Ｂ個の遅延バッファ出力ならびに前記Ｋ個の位相雑音推定回路の出力を合成し、その位相を出力する位相雑音推定値平均化器と、を備えたことを特徴とする。
【００２６】
上記した課題を解決するために本発明は、ＭＩＭＯチャネルを用いて複数の異なる情報信号系列同士を同一の周波数上に多重化し、受信機で干渉チャネルを行って無線通信を行う空間多重信号受信装置であって、送信機から送信され空間多重された送信信号系列を受信するＭ本の受信アンテナと、前記Ｍ本の受信アンテナで受信された受信信号系列をベースバンド信号に変換するＭ個のダウンコンバータと、前記Ｍ個のダウンコンバータに共通の搬送波信号を供給する受信器側局部発振器と、前記Ｍ個のダウンコンパータ出力であるベースバンド信号出力に対して高速フーリエ変換を行い受信パイロット信号系列ならびに受信データ信号系列を生成するＭ個の高速フーリエ変換器と、前記送信機から送信されるＫ個のパイロット信号が空間多重され前記Ｍ本受信アンテナにより受信されたＭ個の受信パイロット信号系列をもとに、送信アンテナと受信アンテナの間の伝達関数を推定する伝速関数推定器と、前記Ｍ個のダウンコンバータが出力するＭ個の受信データ信号系列に対して、該伝達関数推定器が推定した伝達関数を用いて同一周波数帯の空間多重チャネル間干渉の補償を行い、Ｋ個の干渉キャンセル信号系列を出力する干渉キャンセラと、前記Ｋ個の干渉キャンセル信号系列に対して復調を行い、送信データ系列を復号するＫ個の復調器と、前記Ｋ個（但し、Ｋは２以上の整数）の干渉キャンセラ出力に含まれるパイロット信号系列を重み付け合成して出力するＫ個の位相雑音推定器、前記Ｋ個の位相雑音推定器の出力を合成し、その位相を出力する位相雑音推定値平均化器、前記Ｎ個の干渉キャンセラの出力であるＫ個の干渉キャンセルされたデータ信号系列に対して該位相雑音推定値平均化器の出力を用いて位相雑音の補正を行った後に前記Ｎ個の復号器に出力するＫ個の位相雑音補正器から成る位相雑音補正装置と、を備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００２７】
本発明によれば、位相雑音補正装置が、受信信号系統間の位相雑音推定値を平均化することにより熱雑音および周波数選択性フェージングの影響による位相雑音推定値の誤差を緩和し、また、連続するシンボル間にわたって位相雑音推定値を平均化することにより、推定精度を向上させた空間多重信号受信装置を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２８】
以下、本発明実施形態について図１〜図４を参照しながら説明する。図１は、本発明の第一の実施形態を示すブロック図である。
ここでは、Ｋ個の情報系列を並列に送信し、Ｍ本のアンテナで受信を行い、干渉キャンセルをおこない復号化する、ＯＦＤＭ信号送信装置１と、ＯＦＤＭ信号受信装置２から構成されるＯＦＤＭ信号送受信装置が示されている。なお、ＯＦＤＭ信号送信装置１については図５に示す従来のＯＦＤＭ信号送信装置１と同様の構成を持ち、プリアンブル、パイロットサブキャリアの構成についても同様とする。
【００２９】
これに対し、ＯＦＤＭ信号受信装置３は、Ｍ本の受信アンテナ３１〜３Ｍと、Ｍ個のダウンコンバータ３２１〜３２Ｍと、受信器側局部発振器３３と、高速フーリエ変換器３４１〜３４Ｍと、伝達関数推定器３５と、干渉キャンセラ３６と、位相雑音補正装置３７と、Ｋ個の復調器３８１〜３８Ｋとから構成される。
【００３０】
また、本発明により付加される位相雑音補正装置３７は、Ｋ個の位相雑音推定器３７１〜３７Ｋと、位相雑音平均化器３７２と、Ｋ個の位相雑音補正器３７３１〜３７３Ｋで構成される。
【００３１】
上記構成において、Ｍ本の受信アンテナ３１〜３Ｋで受信され、空間多重されたＭ系統の受信信号は、送信機側局部発振器３３により動作するＭ個のダウンコンバータ３２１〜３２Ｍによりベースバンド信号に変換され、Ｍ個の高速フーリエ変換器３４１〜３４Ｍにより周波数軸上の信号に変換される。また、受信信号に含まれるプリアンブルを用いて、伝達関数推定器３５においてサブキャリア毎の伝達係数行列が推定される。
干渉キャンセラ３６では、Ｍ個の高速フーリエ変換器３４１〜３４Ｍの出力信号系列に対してサブキャリア毎の伝達係数逆行列を乗算することにより、受信ＯＦＤＭ信号系列の相互干渉成分をキャンセルする。相互干渉成分がキャンセルされた干渉キャンセラ３６のＫ個の出力信号系列に含まれるパイロット信号は、Ｋ個の位相雑音推定器３７１〜３７Ｋに入力される。Ｋ個の位相雑音推定器３７１〜３７Ｋは、図５に示した従来例とは異なり、位相雑音補正値を位相として出力するのではなく、重み付け合成されたパイロット信号の和である以下の演算式（８）で示される複素数(ek(l)とする)を出力する。
【００３２】
【数８】
2005252602.tif 000010
【００３３】
一方、位相雑音推定値平均化回路３７２では、入力されたＫ個のパイロット信号の和を合計し、位相回転量ψ(l)を計算し、Ｋ個の位相雑音補正器３７３１〜３７３Ｋに入力する。ここで、計算される位相回転量ψ(l)は、以下の演算式（９）で示される。
【００３４】
【数９】
2005252602.tif 000011
【００３５】
Ｋ個の位相雑音補正器３７３１〜３７３Ｋでは、干渉キャンセル後の信号に対して入力された位相雑音推定値ψ(l)の逆位相の回転を加える、すなわちexp(-jψ(l))を乗算することにより位相雑音を補正する。
図５に示した従来例においては、Ｋ個の位相雑音推定器において４本のパイロットサブキャリアの信号から位相雑音を推定していたが、本発明を用いると、全てのパイロット信号を用いて位相雑音推定を行っているため、雑音やフェージングに起因する位相雑音推定値の誤差を低減することが可能となる。
【００３６】
図２に本発明の第二の実施形態が示されている。ここでもＯＦＤＭ信号送信装置１は従来例におけるＯＦＤＭ信号送信装置１と同様の構成であり、プリアンブル、パイロットサブキャリアの構成についても同様とする。
図２に示す実施形態によれば、ＯＦＤＭ信号受信装置４は、Ｍ本の受信アンテナ４１〜４Ｍと、Ｍ個のダウンコンバータ４２１〜４２Ｍと、受信器側局部発振器４３と、高速フーリエ変換器４４１〜４４Ｍと、伝達関数推定器４５と、干渉キャンセラ４６と、位相雑音補正装置４７と、Ｋ個の位相雑音推定器４７１１〜４７１Ｋと、Ｋ×Ｂ個の遅延バッファ４７２１〜４７２ＫＢと、位相雑音平均化器４７３と、Ｋ個の位相雑音補正器４７４１〜４７４Ｋと、Ｋ個の復調器４８１〜４８Ｋから構成される。
【００３７】
図１に示す実施形態との差異は、遅延バッファ４７２１〜４７２ＫＢの存在と位相雑音平均化器４７３が平均化の対象とする位相雑音推定値の数が増加している点にある。
すなわち、位相雑音の変動速度がシンボルレートに対して比較的低速である場合、現在時刻のパイロット信号以外に過去に受信したパイロット信号も含めて位相雑音の推定を行った方が、位相雑音の変動による推定誤差よりも熱雑音やフェージングによる推定精度の向上の効果が上回り、結果として特性が改善される場合がある。このため、ＫＢ個の遅延バッファ４７２１〜４７２ＫＢを用いることで、現在時刻の位相雑音推定器４７１１〜４７１Ｋ出力を遅延させ、Ｋ系統に対して現在時刻、１シンボル前の時刻、２シンボル前の時刻、…、Ｂシンボル前の時刻の位相雑音推定値を同時に参照することが可能となる。
位相雑音平均化器４７３では、合計Ｋ×（Ｂ＋１）個の位相雑音推定値出力し和を取る。ここで、位相雑音推定値をφ(l)とすれば、位相雑音推定値をφ(l)は、以下の演算式（１）で示される。
【００３８】
【数１０】
2005252602.tif 000012
【００３９】
このことにより、Ｂシンボル前までのパイロット信号を含めて平均化すれば、熱雑音やフェージングによる推定誤差を緩和することが可能になり、特性改善が実現できる。ここで求められた位相雑音推定値はＫ個の位相雑音補正器４７４１〜４７４Ｋに入力され、図１に示す第一の実施形態と同様に位相雑音補正が行われる。
【００４０】
なお、第二の実施形態中、Ｂ＝２としたときの実施形態、ならびに従来例に対して計算機シミュレーションにより比較を行った。そのときの主なシミュレーションパラメータを図３に＜表１＞として示す。
ここで、位相雑音の数学的モデルは、(IEEE802.11a802.11-98/156r2"Updated Submission Template for TGa - revision 2")に記載されているものを用いる。また、図４にパケット誤り率特性を示す。横軸はＣＮＲ(Carrier to Noise Ratio)、縦軸はＰＥＲ（Packet Error Rate: 誤り率)を表し、グラフ実線が本発明実施形態、破線が従来例を示す。
【００４１】
図４から明確なように、従来例の位相雑音補正を各系統個別に行う場合に比べて、本発明実施形態における位相雑音補正を全系統のパイロット信号を用いて行い、共通に行った場合の方が、PER≦1e-2を達成するＣＮＲで比較して約０．５ｄＢの改善効果が得られることが分かる。
【００４２】
以上説明のように本発明は、位相雑音補正装置３７（４７）が、受信信号系統間の位相雑音推定値を平均化することにより熱雑音および周波数選択性フェージングの影響による位相雑音推定値の誤差を緩和し、また、連続するシンボル間にわたって位相雑音推定値を平均化する空間多重信号受信装置を提供するものであり、図４に示す計算機シミュレーションの結果から明らかにされたように、従来例と比較して位相雑音の推定精度を向上させ、高品質の通信を行うことが可能となるものである。
【図面の簡単な説明】
【００４３】
【図１】本発明の第一の実施形態を示すブロック図である。
【図２】本発明の第二の実施形態を示すブロック図である。
【図３】計算機シミュレーションにより比較を行ったときの主なシミュレーションパラメータの例を＜表１＞として示した図である。
【図４】パケット誤り率特性について図２に示す実施形態と従来例とを対比してグラフ表示した図である。
【図５】従来のＯＦＤＭ信号送受信装置の一例を示すブロック図である。
【図６】従来例におけるパイロット信号の多重例を示す図である。
【符号の説明】
【００４４】
１…ＯＦＤＭ信号送信装置、３…ＯＦＤＭ信号受信装置、      ３１１〜３１Ｍ（４１１〜４１Ｍ）…受信アンテナ、３２１〜３２Ｍ（４２１〜４２Ｍ）…ダウンコンバータ、３３（４３）…受信用発振器、３４１〜３４Ｍ（４４１〜４４Ｍ）…高速フーリエ変換器、３５（４５）…伝達関数推定器、３６（４６）…干渉キャンセラ、３７（４７）…位相雑音補正装置、３７１〜３７Ｋ（４７１１〜４７１Ｋ）…位相雑音推定器、３７２（４７３）…位相雑音平均化器、３７３１〜３７３Ｋ（４７４１〜４７４Ｋ）…位相雑音補正器、３８１〜３８Ｋ（４８１〜４８Ｋ）…復調器、４７２１〜４７２ＫＢ…遅延バッファ
【図１】
2005252602.tif 000013
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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