(57)【要約】【課題】  トランスを有するスイッチング電源装置においてトランスの２次側の過電流状態をトランスの１次側で正確に検出することが困難であった。【解決手段】  スイッチング電源装置は、１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２と３次巻線Ｎ３を有するトランス３を有する。１次巻線Ｎ１に直流電圧を断続して印加するためのスイッチ１７が設けられている。出力段整流平滑回路５の出力端子に帰還制御信号形成回路７が接続されている。スイッチ１７に直列に電流検出抵抗８が接続されている。スイッチオン・オフ制御信号形成回路２３は帰還制御信号と電流検出信号とに基づいてスイッチ１７のオン・オフ制御パルスを作成する。参照電圧発生回路２７は入力電圧検出回路２６の出力に反比例的に変化する参照電圧Ｖｒを発生する。過電流保護検出用比較器２８は電流検出信号Ｖｉと参照電圧Ｖｒとを比較して過電流保護を示す信号を出力する。【選択図】  図１
2005094835.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
変動する可能性を有する直流入力電圧を供給する第１及び第２の直流端子と、
前記第１及び第２の直流端子間に単一又は複数のスイッチを介して接続されたトランスの１次巻線と、
前記１次巻線に電磁結合された２次巻線と、
前記２次巻線に接続された整流平滑回路と、
前記整流平滑回路の直流出力電圧を所望値に制御するための帰還制御信号を形成する帰還制御信号形成回路と、
前記帰還制御信号形成回路と前記スイッチの制御端子との間に接続されたスイッチオン・オフ制御信号形成回路と、
前記スイッチを流れる電流を検出する電流検出手段と、
前記第１及び第２の直流端子間の直流入力電圧を検出する入力電圧検出手段と、
前記入力電圧検出手段の出力電圧レベルの変化に応じて連続的又は段階的に変化する参照電圧を発生する参照電圧発生回路と、
前記電流検出手段と前記参照電圧発生回路とに接続されており且つ前記電流検出手段の出力が前記参照電圧に達した時に前記スイッチのオン制御を禁止する出力を発生する過電流検出用比較器と
を備えていることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
更に、前記１次巻線及び前記２次巻線に電磁結合された３次巻線と、前記３次巻線に接続されている制御電源用整流平滑回路と、前記直流電源から前記制御電源用整流平滑回路の平滑用コンデンサに起動電流を供給する起動回路とを有し、
少なくとも前記スイッチオン・オフ制御信号形成回路と前記入力電圧検出手段と前記過電流検出用比較器と前記起動回路とが共通の集積回路で構成され、
前記集積回路は、前記第１の直流端子に接続される入力電圧供給端子を有し、前記入力電圧供給端子に前記起動回路及び前記入力電圧検出手段が接続されていることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記スイッチが前記集積回路の中に配置され、前記集積回路は、前記入力電圧供給端子を有する他に、前記制御電源用整流平滑回路を接続するための制御電源端子と、前記帰還制御信号形成回路を接続するための帰還端子と、前記第２の直流端子に接続するための共通端子と、前記スイッチの対の主端子の一方を前記１次巻線に接続するための第１の主端子と、前記スイッチの対の主端子の他方に接続された第２の主端子とを有し、前記第２の主端子は前記電流検出手段を介して前記第２の直流端子に接続されていることを特徴とする請求項２記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記参照電圧発生回路は、前記入力電圧検出手段で検出された入力電圧検出値が増大した時に逆に低下した値を有する参照電圧を発生するものであことを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記参照電圧発生回路は、前記入力電圧検出手段の出力電圧に反比例的に変化する参照電圧を発生するものであって、
前記入力電圧検出手段から得られた検出電圧（Ｖa ）に反比例した値（１／Ｖa ）に対して所定の係数（Ｋ）を乗算した値（Ｋ／Ｖa ）を求める第１の演算手段と、
前記第１の演算手段の出力値（Ｋ／Ｖa ）に所定のオフセット電圧（Ｖb ）を加算する第２の演算手段とから成ることを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
前記参照電圧発生回路は互いに電圧レベルの異なる複数の参照電圧を前記直流入力電圧の変化に応じて階段状に発生するものであって、
少なくとも１つの基準電圧を発生する基準電圧源と、
前記入力電圧検出手段の出力電圧が基準電圧源の前記基準電圧よりも低いか否かを判定する少なくとも１つの入力電圧判定用比較手段と、
少なくとも第１の参照電圧とこの第１の参照電圧よりも低い第２の参照電圧とを発生する第１及び第２の参照電圧源と、
前記入力電圧検出手段の出力電圧が前記基準電圧よりも低いことを示す前記入力電圧判定用比較手段の出力に応答して前記第１の参照電圧を前記過電流検出用比較器に送り、前記入力電圧検出手段の出力電圧が前記基準電圧よりも高いことを示す前記入力電圧判定用比較手段の出力に応答して前記第２の参照電圧を前記過電流検出用比較器に送るスイッチ手段と
を有していることを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項７】
前記スイッチオン・オフ制御信号形成回路は、
前記帰還制御信号形成回路に接続された第１の入力端子と前記電流検出手段に接続された第２の入力端子と前記電流検出手段の出力が前記帰還制御信号を横切った時に前記スイッチのオン期間の終了を示す信号を出力する出力端子とを有するオン終了時点検出用比較器と、
前記スイッチのオン開始を示すオン開始信号を所定の周期で繰返して発生するオン開始信号発生回路と、
前記オン終了時点検出用比較器と前記オン開始信号発生回路とに接続され、前記オン開始信号の発生時点から前記オン終了時点までの幅を有するスイッチ制御パルスを発生するパルス形成回路と
から成ることを特徴とする請求項１乃至６のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、変動の可能性を有する直流入力電圧を供給する直流電源に接続されたスイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来の典型的なスイッチング電源装置は、交流電源に接続された入力段整流平滑回路と、この入力段整流平滑回路の対の出力端子間に接続されたトランスの１次巻線とオン・オフ用のスイッチとの直列回路と、トランスの２次巻線に接続された出力段整流平滑回路と、この出力段整流平滑回路の出力電圧を検出して出力電圧を一定に制御するための帰還制御信号を形成する手段と、１次巻線とスイッチとの直列回路に流れる電流を検出する電流検出器と、電流検出器から得られる鋸波波形が帰還信号に達した時にスイッチオン終了時点を示す信号を得るためのオン終了時点検出用比較器と、スイッチのオン開始を示すクロック信号を繰返して発生するクロック発生回路と、クロック信号の発生時点からスイッチオン終了時点までの幅を有するパルスを形成してスイッチの制御端子に送るスイッチ制御パルス形成回路とから成る。スイッチング電源装置は、更に、負荷、スイッチ等を過負荷又は過電流から保護するための過電流保護回路を有する。典型的な過電流保護回路は、トランスの１次側に設けられた電流検出器と、過電流レベルを示す基準電圧を発生する基準電圧源と、電流検出器の出力と基準電圧とを比較する過電流検出用比較器とから成り、過電流検出用比較器の過電流を示す信号はスイッチ制御パルス形成回路に供給され、スイッチ制御パルスの発生を禁止する。これによりスイッチがオフになり、スイッチ及び負荷等が過電流から保護される。
【０００３】
もし、電流検出器がトランスの２次側に設けられているか、又はスイッチング電源装置の入力電圧が一定であれば、上述の過電流保護回路であってもほとんど問題なく過電流保護を達成することができる。しかし、電流検出抵抗をトランスの２次側に設けると、トランスの１次側と２次側との絶縁を図るために構成が複雑になり、また、電流検出抵抗における電力損失が大きくなる。
また、スイッチング電源装置の入力電圧を一に保つことは困難であり、更に入力電圧のレンジ切替が要求されることがある。もし、出力電圧帰還制御方式を採用しているスイッチング電源装置において、入力電圧が変化すると、帰還電圧は入力電圧に反比例的に変化し、スイッチの制御パルスを狭める動作が生じる。このため、入力電圧が所定値よりも高くなると、トランスの２次側の過電流状態を正確に検出することができない。即ち、２次側が過電流状態であっても、過電流検出用比較器から過電流を示す信号を得ることができない。
この問題を解決するための技術として、後記特許文献１に電流検出信号に入力補正電圧を加算することが開示されている。また、後記特許文献２に、入力電圧の変動による過電流保護機能の低下を防ぐために、制御回路の電源電圧を得るためのトランスの３次巻線と電流制御端子との間に過電流補正回路を接続することが開示されている。
【０００４】
ところで、入力電圧の変化に拘らず過電流保護を正確に行うことができるスイッチング電源装置の小型化及び低コスト化が要求されている。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
発明が解決しようとする課題は、スイッチング電源装置の過電流保護を高精度化、小型化及び低コスト化を容易に達成することができないことである。
【特許文献１】特開平６−２１７５３３号公報
【特許文献２】特開平９−  ９３９１６号公報
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記課題を解決するための本発明は、
変動する可能性を有する直流入力電圧を供給する第１及び第２の直流端子と、
前記第１及び第２の直流端子間に単一又は複数のスイッチを介して接続されたトランスの１次巻線と、
前記１次巻線に電磁結合された２次巻線と、
前記２次巻線に接続された整流平滑回路と、
前記整流平滑回路の直流出力電圧を所望値に制御するための帰還制御信号を形成する帰還制御信号形成回路と、
前記帰還制御信号形成回路と前記スイッチの制御端子との間に接続されたスイッチオン・オフ制御信号形成回路と、
前記スイッチを流れる電流を検出する電流検出手段と、
前記第１及び第２の直流端子間の直流入力電圧を検出する入力電圧検出手段と、
前記入力電圧検出手段の出力電圧レベルの変化に応じて連続的又は段階的に変化する参照電圧を発生する参照電圧発生回路と、
前記電流検出手段と前記参照電圧発生回路とに接続されており且つ前記電流検出手段の出力が前記参照電圧に達した時に前記スイッチのオン制御を禁止する出力を発生する過電流検出用比較器と
を備えていることを特徴とするスイッチング電源装置に係わるものである。
本発明における入力電圧検出手段は、後述する実施例の入力電圧検出回路２６に限ることなく、入力電圧供給端子１９とグランド端子２２のみ、又はこれ等に接続された入力電圧検出ラインのみでよい。また、分圧用の第１及び第２の抵抗R1、R2を省いて入力電圧を非分圧で参照電圧発生回路２７に送ることができる。また、第１及び第２の抵抗R1、R2の分圧回路の代わりに半導体等を使用した非直線的分圧回路を設けること、又は参照電圧発生回路２７に分圧機能を含めることができる。
【０００７】
なお、請求項２に示すように、更に、前記１次巻線及び前記２次巻線に電磁結合された３次巻線と、前記３次巻線に接続されている制御電源用整流平滑回路と、前記直流電源から前記制御電源用整流平滑回路の平滑用コンデンサに起動電流を供給する起動回路とを有し、少なくとも前記スイッチオン・オフ制御信号形成回路と前記入力電圧検出手段と前記過電流検出用比較器と前記起動回路とが共通の集積回路で構成され、前記集積回路は、前記第１の直流端子に接続される入力電圧供給端子を有し、前記入力電圧供給端子に前記起動回路及び前記入力電圧検出手段が接続されていることが望ましい。
また、請求項３に示すように、前記スイッチが前記集積回路の中に配置され、前記集積回路は、前記入力電圧供給端子を有する他に、前記制御電源用整流平滑回路を接続するための制御電源端子と、前記帰還制御信号形成回路を接続するための帰還端子と、前記第２の直流端子に接続するための共通端子と、前記スイッチの対の主端子の一方を前記１次巻線に接続するための第１の主端子と、前記スイッチの対の主端子の他方に接続された第２の主端子とを有し、前記第２の主端子は前記電流検出手段を介して前記第２の直流端子に接続されていることが望ましい。
また、請求項４に示すように、前記参照電圧発生回路は、前記入力電圧検出手段で検出された入力電圧検出値が増大した時に逆に低下した値を有する参照電圧を発生するものであことが望ましい。換言すれば、前記参照電圧発生回路は、前記入力電圧検出手段の出力電圧に反比例的に変化する参照電圧を発生するものであることが望ましい。前記入力電圧検出手段の出力電圧と参照電圧との相関を示す関数は任意に設定できる。
また、請求項５に示すように、前記参照電圧発生回路は、前記入力電圧検出手段の出力電圧に反比例的に変化する参照電圧を発生するものであって、前記入力電圧検出手段から得られた検出電圧（Ｖa ）に反比例した値（１／Ｖa ）に対して所定の係数（Ｋ）を乗算した値（Ｋ／Ｖa ）を求める第１の演算手段と、前記第１の演算手段の出力値（Ｋ／Ｖa ）に所定のオフセット電圧（Ｖb ）を加算する第２の演算手段とから成ることが望ましい。
また、請求項６に示すように、前記参照電圧発生回路は互いに電圧レベルの異なる複数の参照電圧を前記直流入力電圧の変化に応じて階段状に発生するものであって、少なくとも１つの基準電圧を発生する基準電圧源と、前記入力電圧検出手段の出力電圧が基準電圧源の前記基準電圧よりも低いか否かを判定する少なくとも１つの入力電圧判定用比較手段と、少なくとも第１の参照電圧とこの第１の参照電圧よりも低い第２の参照電圧とを発生する第１及び第２の参照電圧源と、前記入力電圧検出手段の出力電圧が前記基準電圧よりも低いことを示す前記入力電圧判定用比較手段の出力に応答して前記第１の参照電圧を前記過電流検出用比較器に送り、前記入力電圧検出手段の出力電圧が前記基準電圧よりも高いことを示す前記入力電圧判定用比較手段の出力に応答して前記第２の参照電圧を前記過電流検出用比較器に送るスイッチ手段とを有していることが望ましい。
また、請求項７に示すように、前記スイッチオン・オフ制御信号形成回路は、前記帰還制御信号形成回路に接続された第１の入力端子と前記電流検出手段に接続された第２の入力端子と前記電流検出手段の出力が前記帰還制御信号を横切った時に前記スイッチのオン期間の終了を示す信号を出力する出力端子とを有するオン終了時点検出用比較器と、前記スイッチのオン開始を示すオン開始信号を所定の周期で繰返して発生するオン開始信号発生回路と、前記オン終了時点検出用比較器と前記オン開始信号発生回路とに接続され、前記オン開始信号の発生時点から前記オン終了時点までの幅を有するスイッチ制御パルスを発生するパルス形成回路とから成ることが望ましい。
【発明の効果】
【０００８】
各請求項の発明によれば、過電流検出用比較器に入力させる参照信号を入力電圧検出回路の出力電圧の変化に応じて変化させるという比較的簡単な構成によって入力電圧変動時又は入力電圧レンジ切換時の過電流検出精度の向上を図ることができ、スイッチング電源装置の小型化及び低コスト化を図ることができる。
請求項２の発明によれば、集積回路の入力電圧供給端子に過電流保護のための入力電圧検出回路と起動回路との両方を接続するので、集積回路の端子数の増大を伴なわないで正確な過電流保護を達成することができる。このため、スイッチング電源装置の小型化及び低コスト化を図ることができる。
請求項３の発明によれば、スイッチも集積回路の中に配置されているので、スイッチング電源装置の小型化及び低コスト化を図ることができる。
請求項４の発明によれば、理想又は理想に近い参照電圧を提供できる。
請求項５の発明によれば、演算手段によって目的とする参照電圧を容易且つ正確に得ることができる。
請求項６の発明によれば、参照電圧を階段状に容易且つ正確に発生することができる。
請求項７の発明によれば、スイッチの制御パルス及び過電流保護を容易に達成することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
次に、図１〜図１２を参照して本発明の実施形態を説明する。
【実施例１】
【００１０】
図１に示す実施例１に従うスイッチング電源装置は、大別して商用交流電源１に接続された入力段整流平滑回路２と、トランス３と、集積回路４と、出力段整流平滑回路５と、制御電源用整流平滑回路６と、帰還制御信号形成回路７と、電流検出抵抗８とから成る。
【００１１】
入力段整流平滑回路２は、交流電源１に接続された第１及び第２の交流端子１ａ、１ｂとスイッチング電源装置の直流入力端子として機能する第１及び第２の直流端子２ａ、２ｂとを有し、周知のダイオード整流回路と平滑回路とを含んでいる。第２の直流端子２ｂは共通端子であって、グランドに接続されている。なお、交流電源１を３相交流電源とし、入力段整流平滑回路２を３相の整流平滑回路とすることもできる。また、入力段整流平滑回路２の代わりに力率改善機能を有する交流―直流変換回路を接続することができる。また、交流電源１と直流端子２ａ、２ｂとの間に力率改善回路を接続することができる。また、入力段整流平滑回路２を電池等の直流電源とすることもできる。第１及び第２の直流端子２ａ、２ｂ間には交流電源１の電圧変化に応じて変化する直流入力電圧Ｖｉｎが得られる。
【００１２】
トランス３は、磁気コア９に巻回され且つ相互に電磁結合された１次巻線Ｎ1 、２次巻線Ｎ2 、及び３次巻線Ｎ3 を有する。
【００１３】
出力段整流平滑回路５はダイオード１０と平滑コンデンサ１１とから成る。平滑コンデンサ１１はダイオード１０を介して２次巻線Ｎ2 に並列に接続されている。ダイオード１０は１次巻線Ｎ1 に電流が流れている時の２次巻線Ｎ2 の電圧で逆バイアスされる方向性を有する。
直流出力端子１２、１３は平滑コンデンサ１１の両端に接続され、負荷１４は直流出力端子１２、１３間に接続されている。
【００１４】
制御電源電圧Ｖccを供給するための制御電源用平滑整流回路６は、ダイオード１５と平滑コンデンサ１６とから成る。平滑コンデンサ１６はダイオード１５を介して３次巻線Ｎ3 に並列に接続されている。ダイオード１５は１次巻線Ｎ1 に電流が流れている時に３次巻線Ｎ3 に誘起する電圧で逆バイアスされる方向性を有する。
【００１５】
集積回路４は混成集積回路であって、第１及び第２の主端子１７’、１８と、入力電圧供給端子１９と、制御電源端子２０と、帰還端子２１と、グランド端子２２とを有する。第１の主端子１７’は１次巻線Ｎ1 を介して第１の直流端子２ａに接続されている。第２の主端子１８は電流検出手段としての電流検出抵抗８を介して第２の直流端子２ｂに接続されている。
【００１６】
集積回路４に含まれている絶縁ゲート型電界効果トランジスタから成るスイッチ１７は第１及び第２の主端子１７’、１８間に接続されている。即ち、スイッチ１７のドレインが第１の主端子１７’に接続され、ソースが第２の主端子１８に接続されている。従って、１次巻線Ｎ1 とスイッチ１７と電流検出抵抗８との直列回路が第１及び第２の直流端子２ａ、２ｂ間に接続されている。スイッチ１７は電界効果トランジスタに限るものではなく、ＩＧＢＴ、トランジスタ等の別の制御可能な半導体スイッチとすることができる。
【００１７】
集積回路４は、スイッチ１７の他に、スイッチオン・オフ制御信号形成回路２３、起動回路２４、低電圧誤動作防止回路２５、入力電圧検出回路２６、参照電圧発生回路２７、及び過電流検出用比較器２８を有する。
【００１８】
起動回路２４は第１及び第２の直流端子２ａ、２ｂ間の電圧によってスイッチング電源装置の動作を開始させるために平滑コンデンサ１６に充電電流を供給するものであり、入力電圧供給端子１９と制御電源端子２０との間に接続された定電流源２９と起動スイッチ３０とから成る。起動スイッチ３０は、低電圧誤動作防止回路２５から制御電圧Ｖccがパルス形成回路３３を正常動作させることが可能な値よりも低いことを示す出力が発生していることに応答してオンになり、定電流源２９を入力電圧供給端子１９と制御電源端子２０との間に接続する。なお、定電流源２９を起動抵抗に置き換えることができる。起動スイッチ３０のオンの期間には、入力電圧供給端子１９が起動スイッチ３０及び定電流源２９及び制御電源端子２０を介して平滑コンデンサ１６に接続されるので、３次巻線Ｎ3 に電圧が発生していない起動時であっても、平滑コンデンサ１６が充電される。スイッチ１７のオン・オフ動作が開始し、３次巻線Ｎ3 に電圧が発生し、平滑コンデンサ１６が所定電圧以上に充電されたことが低電圧誤動作防止回路２５で検出されると、起動スイッチ３０がオフに制御され、起動回路２４は入力電圧供給端子１９から切り離される。これにより、平滑コンデンサ１６の過充電防止及び起動回路２４の電力損失の低減を図ることができる。なお、起動回路２４の損失及び過充電の問題がない時には、起動スイッチ３０を省き、定電流源２９又は起動抵抗を常に接続状態に保つこともできる。なお、低電圧誤動作防止回路２５は起動スイッチ３０の制御回路と呼ぶこともできる。
【００１９】
制御電源端子２０は制御電源電圧Ｖccを供給するためにスイッチオン・オフ制御信号形成回路２３に含まれている種々の回路、参照電圧発生回路２７、及び過電流検出用比較器２８に図示が省略されている配線によって接続されている。
【００２０】
スイッチオン・オフ制御信号形成回路２３は、分圧回路３１とオン終了時点検出用比較器３２とパルス形成回路３３とから成る。
分圧回路３１は帰還端子２１とオン終了時点検出用比較器３２との間に接続され、帰還端子２１の電圧信号から成る帰還制御信号Ｖf′を減衰した信号Ｖfを比較器３２に送る。即ち、分圧回路３１は、帰還端子２１とグランド端子（共通端子）２２との間に２つの抵抗３１ａ、３１ｂの直列回路を接続し、２つの抵抗３１ａ、３１ｂの相互接続点を比較器３２の負入力端子に接続することによって構成されている。
なお、帰還端子２１の信号Ｖf′の減衰が不要な時には分圧回路３１を省くことができる。
【００２１】
直流出力端子１２、１３と帰還端子２１との間に接続された帰還制御信号形成回路７は、直流出力端子１２、１３間の直流出力電圧Ｖo の変化に対応して変化する帰還制御信号Ｖf′を形成する。この実施形態の帰還制御信号形成回路７は、図２に示すように図１の直流出力端子１２、１３間に接続される出力電圧検出抵抗７ａ，７ｂの直列回路と、誤差増幅器７ｃと、基準電圧源７ｄと、発光素子７ｅと、抵抗７ｆと、ホトトランジスタ７ｇと、抵抗７ｈと、電源端子７ｉとから成る。誤差増幅器７ｃは出力電圧検出抵抗７ａ，７ｂの分圧点の検出電圧と基準電圧源７ｄの基準電圧との差の信号を出力する。発光素子７ｅは誤差増幅器７ｃの出力に反比例した光出力を発生する。発光素子７ｅに光結合され且つ絶縁されたホトトランジスタ７ｇは発光素子７ｅの光出力に応答して抵抗値が光出力に反比例的に変化する。ホトトランジスタ７ｇの一端は電源端子７ｉ接続され、その他端は抵抗７ｈを介してグランドに接続され、ホトトランジスタ７ｇと抵抗７ｈとの間に帰還制御信号Ｖf′の出力ラインが接続さているので、帰還制御信号Ｖf′は直流出力電圧Ｖo に対して反比例的に変化する。また、帰還制御信号Ｖf′は、交流電源１の電圧Ｖacに対して図６に示すように反比例的に変化する。また、帰還制御信号Ｖf′は、入力直流電圧Ｖinに対しても反比例的に変化する。
【００２２】
電流検出手段としての電流検出抵抗８は、１次巻線Ｎ1 及びスイッチ１７に直列に接続されているので、１次巻線Ｎ1 及びスイッチ１７の電流を検出することができる。即ち、電流検出抵抗８の一端は集積回路４の第２の主端子１８に接続され、他端はグランドに接続されているので、第２の主端子１８とグランドとの間に電流検出抵抗８を流れる電流に比例した電圧レベルを有する電流検出信号Ｖi が得られる。なお、電流検出抵抗８の代りに、変流器、磁気センサ型電流検出器等の電流検出手段を使用することができる。
【００２３】
１次巻線Ｎ1 はインダクタンスを有するので、スイッチ１７のオン開始後に電流検出信号Ｖiは図５（Ｂ）に示すように傾斜を有して徐々に増大し、鋸波状の信号が得られる。
【００２４】
オン終了時点検出用比較器３２の正入力端子は第２の主端子１８を介して電流検出抵抗８に接続されているので、オン終了時点検出用比較器３２は図５（Ｂ）に示すように電流検出信号Ｖiと帰還制御信号Ｖf とを比較し、電流検出信号Ｖi が帰還制御信号Ｖf を横切る時に図５（Ｃ）に示すオン終了時点検出信号Ｖ32を発生する。スイッチ１７のオン終了時点はオフ開始時点であるので、オン終了時点検出用比較器３２をスイッチオフ開始時点決定用比較器と呼ぶこと、及びオン終了時点検出信号Ｖ32をオフ開始時点検出信号と呼ぶこともできる。
【００２５】
パルス形成回路３３は、オン終了時点検出用比較器３２とスイッチ１７の制御端子（ゲート）との間に接続され、出力電圧Ｖo を一定に保つように制御された制御パルスを形成し、これをスイッチオン・オフ制御信号としてスイッチ１７の制御端子とソースとの間に送る。パルス形成回路３３には、過電流防止制御ライン３４及び低電圧誤動作防止制御ライン３５が接続されている。このため、過電流防止制御ライン３４が過電流を示している時には、パルス形成回路３３からスイッチ１７への制御パルスの供給が禁止される。また、低電圧誤動作防止回路２５が低電圧を検出している期間には、パルス形成回路３３はスイッチ１７のための制御パルスを発生しない。
【００２６】
図３は図１のパルス形成回路３３の１例を概略的に示す。パルス形成回路３３は、発振回路４０とＲＳフリップフロップ４１と論理和回路４２と駆動回路４３とから成る。発振回路４０は図５（Ａ）に示すクロックパルスＶ40を所定の周期Ｔs で繰返して発生する。この実施形態ではクロックパルスＶ40の繰返し周波数は２０〜１００kHz から選択された値とされている。このクロックパルス周波数は負荷の大きさの変化に応じて変化させること、又は段階的に切換えることができる。
【００２７】
フリップフロップ４１のセット入力端子Ｓはクロック発振回路４０に接続され、リセット入力端子Ｒは論理和回路４２を介して図１のオン終了時点検出用比較器３２及び過電流検出用比較器２８に接続されている。従って、フリップフロップ４１は、図５のｔ1 、ｔ3 、ｔ5 、ｔ7 、ｔ9 等に示す図５（Ａ）のクロックパルスＶ40に応答してセット状態（第１の状態）となり、ｔ2 、ｔ4 、ｔ6 、ｔ8 、ｔ10等に示す図５（Ｃ）のオフ終了時点検出信号Ｖ32に応答してリセット状態（第２の状態）となり、出力端子Ｑに図５（Ｄ）に示す出力Ｖ41を送出する。図５（Ｄ）のフリップフロップ４１の出力端子Ｑは駆動回路４３を介して図１のスイッチ１７の制御端子に接続されている。従って、パルス形成回路３３の出力ライン３３ａには図５（Ｄ）と同一の幅を有する制御パルスが得られ、これがスイッチオン・オフ制御信号として機能する。なお、スイッチ１７は図５（Ｄ）の出力Ｖ41の高レベル期間にオンになり、低レベル期間にオフになる。
【００２８】
フリップフロップ４１のリセット端子Ｒには過電流検出用比較器２８の出力も入力する。従って、過電流検出用比較器２８の出力が過電流を示している時にはフリップフロップ４１が強制的にリセットされ、スイッチ１７がオフ制御される。
【００２９】
過電流検出時にスイッチ１７を所定時間以上オフ状態に保持するために図３において点線で示すようにライン３２に直列にタイマ回路４４を接続することができる。このタイマ回路４４は、過電流検出用比較器２８が過電流状態を一度検出すると、過電流状態の継続の有無に関係なく、過電流状態を示す信号を所定時間継続して出力する。
また、過電流時のスイッチ１７のオフ制御をフリップフロップ４１で行う代りに図３において点線で示すようにタイマ回路４４の出力を発振回路４０に供給して発振を停止することによって行うことができる。また、過電流時のスイッチ１７のオフ制御をフリップフロップ４１の出力段で行うこともできる。出力段におけるオフ制御は図１０を参照して追って説明する。
【００３０】
パルス形成回路３３のクロック発振回路４０はライン３５によって低電圧誤動作防止回路２５に接続されている。従って、３次巻線Ｎ3 から電圧が得られ、制御電源電圧Ｖccが所定電圧になる前には制御パルスが形成されず、所定電圧になった時に制御パルスが形成され、低電圧時の不安定動作による誤動作が防止される。
【００３１】
過電流検出用比較器２８の正入力端子は第２の主端子１８を介して電流検出抵抗８に接続され、負入力端子は参照電圧発生回路２７に接続されている。従って、過電流検出用比較器２８は電流検出信号Ｖi が参照電圧Ｖr に達した時に過電流状態を示す信号を出力する。
【００３２】
参照電圧発生回路２７は第１及び第２の直流端子２ａ、２ｂ間の入力直流電圧Ｖinに反比例的に変化する参照電圧Ｖr を図５（Ｂ）で鎖線で示すように発生する。この参照電圧Ｖr の発生を可能にするために入力電圧検出回路２６の出力ライン２６ａが参照電圧発生回路２７に接続されている。入力直流電圧Ｖinと参照電圧Ｖrとの関係は、入力直流電圧Ｖinが増大した時に参照電圧Ｖrの値が減少する関係であればどのような関係でもよい。例えば、参照電圧Ｖrをｙ、入力直流電圧Ｖinをｘ、任意の定数をｋ，ａ，ｂとした時、ｙ＝ｂ−ｘ、又はｙ＝｛ｋ/（ｘ−ａ）｝＋ｂ、又はｙ＝ｋ/ｘ、又はｙ＝ｌｏｇaｘ、又はｙ＝（１／ａ）x等の任意の関数に従う値を参照電圧Ｖrとすることができる。
【００３３】
入力電圧検出手段としての入力電圧検出回路２６は、第１及び第２の抵抗Ｒ1 、Ｒ2 の直列回路を入力電圧供給端子１９とグランド端子２２との間に接続し、第１及び第２の抵抗Ｒ1 、Ｒ2 の相互接続点に出力ライン２６ａを接続することによって構成されており、入力電圧を分圧した値を出力する。集積回路４には入力電圧検出回路２６を接続するための独立した端子が形成されず、起動回路２４を接続するために必要な入力電圧供給端子１９に入力電圧検出回路２６が接続されている。従って、集積回路４の端子数の増大を抑え、集積回路４の小型化、低コスト化を図ることができる。なお、既に説明したように、本発明における入力電圧検出手段を、入力電圧供給端子１９とグランド端子２２のみ、又はこれ等に接続された入力電圧検出ラインのみと定義し、分圧用の第１及び第２の抵抗R1、R2からなる入力電圧検出回路２６を参照電圧発生回路２７の一部と考えることができる。また、第１及び第２の抵抗R1、R2の分圧回路の代わりに半導体等を使用した非直線的分圧回路を設けることができる。
【００３４】
図４は図１の参照電圧発生回路２７の１例を示す。この参照電圧発生回路２７は、所定の係数Ｋを発生する係数発生回路５０と第１及び第２の演算回路５１、５２と、オフセット電圧発生回路５３とから成る。第１の演算回路５１は乗除算回路から成り、定数回路５０及びライン２６ａによって図１の入力電圧検出回路２６に接続され、入力電圧検出回路２６から得られた検出電圧Ｖa に反比例した値１／Ｖa を求め、且つこの値１／Ｖa に所定の係数Ｋを乗算する。第２の演算回路５２は第１の演算回路５１及びオフセット電圧発生回路５３に接続され、第１の演算回路５１の出力Ｋ／Ｖa にオフセット電圧Ｖb を加算した値からなる参照電圧Ｖr ＝（Ｋ／Ｖa ）＋Ｖb を出力する。なお、係数Ｋは回路内部で決まる値である。また、オフセット電圧Ｖb は過電流検出レベルの最低値即ち過電流検出用参照電圧Ｖr の最低値である。
【００３５】
入力段整流平滑回路２を交流電源１に接続するか、又は入力段整流平滑回路２の入力又は出力ラインに設けられている図示が省略されている周知の電源スイッチをオンにすると、入力段整流平滑回路２から入力直流電圧Ｖinが得られる。起動時においては３次巻線Ｎ3 に電圧が発生していないので、低電圧誤動作防止回路２５は起動スイッチ３０をオンに保ち、且つパルス形成回路３３を非動作状態に保つ。これにより、入力段整流平滑回路２、入力電圧供給端子１９、起動回路２４、制御電源端子２０及び平滑コンデンサ１６の経路に平滑コンデンサ１６の充電電流が流れる。
平滑コンデンサ１６が集積回路４の駆動が可能な電圧まで充電されると、低電圧誤動作防止回路２５の出力は誤動作が生じないことを示す高レベルとなり、パルス形成回路３３が図５（Ｄ）に示す制御パルスＶ41の発生を開始し、同時又は少し遅れて起動スイッチ３０がオフになる。これにより、スイッチ１７がオン・オフ動作し、トランス３の１次巻線Ｎ1 に電圧が断続的に印加される。トランス３には、スイッチ１７のオン期間にエネルギが蓄積され、スイッチ１７のオフ期間にトランス３からエネルギが放出され、２次巻線Ｎ2 及び３次巻線Ｎ3 にダイオード１０及び１５を導通させる向きの電圧が発生し、出力段整流平滑回路５の平滑コンデンサ１１及び制御電源用整流平滑回路６の平滑コンデンサ１６が充電され、所望出力電圧Ｖo 及び所望の制御電源電圧Ｖccが得られる。
【００３６】
入力直流電圧Ｖinが一定の状態で負荷変動に基づいて出力電圧Ｖo が所望値よりも高くなると、図５（Ｂ）のｔ7 時点以後に示すように帰還制御信号Ｖf の電圧レベルがｔ7 時点前のＶf よりも低下し、図５（Ｄ）に示すようにｔ7 以後の制御パルスＶ41の幅がｔ7 以前の制御パルスの幅よりも狭くなり、出力電圧Ｖo が所望値に戻される。出力電圧Ｖo が所望値よりも低くなった時には上述の高くなった時と逆の動作になる。
【００３７】
負荷１４の大きさが一定で、入力直流電圧Ｖinが比較的低い第１の値からこれよりも高い第２の値になった時には、前述の出力電圧Ｖo の上昇時と同様に図５のｔ7 時点以後の動作が生じる。入力直流電圧Ｖinの変動時には参照電圧Ｖr が入力直流電圧Ｖinに反比例的に変化し、図５（Ｂ）のｔ7 時点以後の参照電圧Ｖr は、ｔ7 以前の参照電圧Ｖr よりも低くなる。このため、参照電圧Ｖr を固定して図５のｔ7 時点以前の参照電圧Ｖr とｔ7 以後に参照電圧Ｖr とを同一値に保つ方式に比べて図５のｔ7 以後では電流検出信号Ｖi が参照信号Ｖr に早く達し、過負荷状態を正確に検出することができる。即ち、入力直流電圧Ｖinが比較的高い第２の値の状態で負荷１４の短絡等の異常が生じると、出力電圧Ｖo は低下し、帰還制御信号Ｖf のレベルは逆に高くなり、制御パルスＶ41の幅が増大する動作が生じる。しかし、帰還制御信号Ｖf が参照信号Ｖr よりも高くなろうとすると、この前に電流検出信号Ｖi が参照信号Ｖr に達し、制御パルスＶ41の送出が禁止される。これにより、負荷１４に過大電流が流れ続けることが禁止され、負荷１４が過電流から保護される。
【００３８】
本実施形態は次の効果を有する。
（１）  過電流検出用比較器２８に与える参照電圧Ｖr を直流入力電圧Ｖinに対して反比例的に変えるので、直流入力電圧Ｖinの変動及び直流入力電圧Ｖinの例えば１００〜２４０Ｖの範囲での切換えがあっても負荷１４の過電流状態をトランス３の１次巻線Ｎ1 側で正確に検出できる。このため、過電流保護の精度が向上し、スイッチング電源装置の安全性の向上を容易に達成することができる。
（２）  過電流検出用入力電圧検出回路２６、参照電圧発生回路２７及び過電流検出用比較器２７が集積回路４に含まれているので、外付け回路を設けることなしに過電流保護を正確に達成することができ、スイッチング電源装置のコストの低減及び小型化を図ることができる。
（３）  起動回路２４が接続されている入力電圧供給端子１９に過電流検出用の入力電圧検出回路２６が接続され、且つ第２の主端子１８に過電流検出用比較器２８が接続されているので、過電流検出専用の端子を集積回路４に追加することが不要になり、集積回路４の低コスト化及び小型化を図ることができる。
（４）  第１及び第２の演算回路５１、５２によって参照電圧Ｖr を容易且つ正確に得ることができる。
（５）  起動スイッチ３０を有するので、起動後に起動回路２４の電流を遮断することができ、電力損失の低減及び過充電防止を達成することができる。
（６）  起動期間には低電圧誤動作防止回路２５によって制御パルスの発生が禁止されるので、スイッチ１７のオン・オフを安定的に開始させることができる。
【実施例２】
【００３９】
次に、図８及び図９を参照して実施例２のスイッチング電源装置を説明する。但し、実施例２に従うスイッチング電源装置は、実施例１に従う図４の参照電圧発生回路２７を図８に変形し、この他は図１と同一に形成したものであるので、必要に応じて図１も参照する。
【００４０】
図８に示す変形された参照電圧発生回路２７´は、比較器６０と、基準電圧源６１と、第１及び第２の参照電圧源６２，６３と、切換スイッチ６４とから成る。比較器６０の一方の入力端子は図１の入力電圧検出回路２６の出力ライン２６ａに接続され、他方の入力端子は基準電圧源６１に接続されている。基準電圧源６１の電圧Ｖ１０は、入力電圧検出回路２６の出力電圧Ｖａの変化範囲の任意の中間値に設定されている。なお、この実施形態では、このＶ１０が図１の交流電源１の交流電圧Ｖａｃが１７０Ｖの時の入力電圧検出回路２６の出力電圧Ｖａに相当する値に設定されている。入力電圧検出回路２６の出力電圧Ｖａが基準電圧Ｖ１０よりも低い時には比較器６０の出力が第１の値（低レベル）となり、逆に出力電圧Ｖａが基準電圧Ｖ１０よりも高い時には比較器６０出力が第２の値（高レベル）となる。
【００４１】
第１及び第２の参照電圧源６２，６３は切換スイッチ６４の接点ａ，ｂを介して参照電圧発生回路２７´の出力ライン６５に接続されている。切換スイッチ６４は比較器６０の第１の値の出力に応答して第１の接点ａがオンになり、比較器６０の第２の値の出力に応答して第２の接点ｂがオンになるように形成されている。図８には切換スイッチ６４が簡略化されて機械的スイッチで示されているが、実際には第１及び第２の参照電圧源６２，６３を出力ライン６５に選択的に接続する２つの電子スイッチから成る。第１及び第２の参照電圧源６２，６３は図９に第１及び第２の参照電圧Ｖ１１（例えば０,７５Ｖ）、Ｖ１２（例えば０,６０Ｖ）を発生する。
【００４２】
実施例２の参照電圧発生回路２７´においては、商用交流電源１が１００Ｖ系の時に比較器６０の出力が第１の値となって切換スイッチ６４の第１の接点ａがオンになって第１の参照電圧Ｖ１１が出力され、商用交流電源１が２００Ｖ系の時に比較器６０の出力が第２の値となって切換スイッチ６４の第２の接点ｂがオンになって第２の参照電圧Ｖ１２が出力される。図７から明らかなように交流電圧Ｖａｃが高くなるに従って参照電圧Ｖｒを低くすることが望ましい。従って、交流電圧Ｖａｃが１００Ｖ系の値の時と２００Ｖ系の値の時とで参照電圧Ｖｒを図９のように階段状に切換えると、負荷１４の過電流保護を適切に達成することができる。
【００４３】
図８の参照電圧発生回路２７´における１個の比較器６０と１個の基準電圧源６１との代りに複数個の比較器とレベルの異なる複数の基準電圧源とを設けることができる。この場合には各比較器に入力電圧検出回路２６の出力電圧Ｖａを入力させ、各比較器によって互いに異なる基準電圧と入力電圧検出回路２６の出力電圧Ｖａとを比較し、入力直流電圧Ｖｉｎの変化を多段階に判定する。また、複数個の比較器に対比させて複数の参照電圧源を設け、複数個の比較器の出力の変化に応じて参照電圧を変化させる。これにより、参照電圧Ｖｒを入力直流電圧Ｖｉｎの変化に応じて多段階に変化させることができ、図７の連続的に変化する参照電圧Ｖｒと実質的に同一に変化する段階状の参照電圧を得ることができる。
【実施例３】
【００４４】
図１０は実施例３のスイッチング電源装置の変形されたパルス形成回路３３´を示す。この図１０のパルス形成回路３３´は、図３のパルス形成回路３３の一部を変え、この他は図３と同一に構成したものであるので、図３の実質的に同一の部分には同一の符号を付してその説明を省略する。
【００４５】
図１０では図３の論理和回路４２及びタイマ回路４４の代りに、論理積回路４４、オン禁止用ＲＳフリップフロップ４５、及びリセット回路４６が設けられている。オン・オフ制御パルス形成用のフリップフロップ４１のリセット端子Ｒには図１のオン終了時点検出用比較器３２の出力ライン３２ａのみが接続されている。論理積回路４４の一方の入力端子は制御パルス形成用ＲＳフリップフロップ４１の正相出力端子に接続され、その他方の入力端子はオン禁止用ＲＳフリップフロップ４５の逆相出力端子に接続され、その出力端子は駆動回路４３を介して図１のスイッチ１７の制御端子に接続されている。従って、オン禁止用ＲＳフリップフロップ４５がセット状態の時には制御パルス形成用ＲＳフリップフロップ４１の出力パルスの伝送が阻止され、論理積回路４４の出力が低レベルを維持し、スイッチ１７がオフに保たれる。
【００４６】
オン禁止用ＲＳフリップフロップ４５のセット入力端子Ｓは図１の過電流検出用比較器２８の出力ライン３４に接続され、リセット入力端子Ｒはリセット回路４６に接続されている。従って、図１の過電流検出用比較器２８が過電流状態を検出すると、オン禁止用ＲＳフリップフロップ４５がオンになり、スイッチ１７がオフ制御され、このオフ制御状態はリセット回路４６からリセット信号が発生するまで保持される。これにより、図１の負荷１４の過電流保護を確実に達成することができる。
【００４７】
本発明は上述の実施例に限定されるものでなく、例えば次の変形が可能なものである。
（１）  トランス３の２次巻線Ｎ2及び３次巻線Ｎ3の極性を１次巻線Ｎ1と同一とし、スイッチ１７がオンの時にダイオード１０，１５が導通するフォワード型スイッチング電源装置とすることができる。
（２）  スイッチ１７を集積回路４に含めない構成とすることができる。また、電流検出抵抗８を集積回路４に含めることができる。
（３）  帰還制御信号形成回路７の一部又は全部を集積回路４に含めることができる。
（４）  スイッチ１７に流れる電流の検出信号として電流に反比例的に変化する電流検出信号を形成することができる。即ち、スイッチ１７の電流が徐々に増大している時に徐々に低下する電圧を電流検出信号とすることができる。この場合には、参照電圧発生回路２７，２７´の出力電圧Ｖｒを直流入力電圧Ｖｉｎに比例的に変化させる。また、帰還信号形成回路７を図１１の帰還信号形成回路７´に変形する。図１１の帰還信号形成回路７´では、ホトトランジスタ７ｈが抵抗７ｇとグランドとの間に接続されている。従って、出力電圧Ｖo に対して比例的に変化する帰還制御信号Ｖf′がえられる。
（５）図１のオン終了時点検出用比較器３２に電流検出信号Ｖｉからなる鋸波を入力させるに代りに図１２に示す鋸波発生回路７０から鋸波電圧を入力させることができる。鋸波発生回路７０はスイッチ１７のオン開始を示す信号、例えば図３のクロック発振回路４０のクロックパルスで鋸波の発生を開始し、スイッチ１７のオン終了を示す信号、例えばオン終了時点検出用比較器３２の出力で鋸波の発生を終了させる。
（６）１つのスイッチ１７の代わりに複数のスイッチを１次巻線N1に直列に接続して１つのスイッチの電圧分担を低減することができる。
【産業上の利用可能性】
【００４８】
本発明は直流電源装置等に利用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００４９】
【図１】本発明の実施例１に従うスイッチング電源装置を示す回路図である。
【図２】図１の帰還信号形成回路を詳しく示す回路図である。
【図３】図１のパルス形成回路を詳しく示すブロック図である。
【図４】図１の参照電圧発生回路を詳しく示すブロック図である。
【図５】図３の各部の状態を示す波形図である。
【図６】図１の交流電源の電圧Ｖａｃの実効値と帰還制御信号Ｖｆ´との関係を示す図である。
【図７】図１の交流電源の電圧Ｖａｃの実効値と参照電圧Ｖｒとの関係を示す図である。
【図８】実施例２の参照電圧発生回路を示す回路図である。
【図９】図１の交流電源の電圧Ｖａｃの実効値と図８の参照電圧Ｖｒとの関係を示す図である。
【図１０】実施例３のパルス形成回路を示す回路図である
【図１１】変形例の帰還制御信号形成回路を示す回路図である。
【図１２】変形例のスイッチ制御信号形成回路の一部を示す回路図である。
【符号の説明】
【００５０】
２ａ，２ｂ  第１及び第２の直流端子
３      トランス
４      集積回路
５      出力段整流平滑回路
６      制御電源用整流平滑回路
７      帰還制御信号形成回路
８      電流検出抵抗
１７    スイッチ
２３    スイッチオン・オフ制御信号形成回路
２４    起動回路
２６    入力電圧検出回路
２７    参照電圧発生回路
２８    過電流検出用比較器
３２    オン終了時点検出用比較器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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