(57)【要約】【課題】コンバータやＰＬＬ制御を用いることなく出力電力制御と負荷変動に対する周波数制御とが可能な位相シフト型高周波インバータ装置を提供する。【解決手段】対になって導通制御される２つの半導体スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４（Ｓ２，Ｓ３）またはダイオードＤ１，Ｄ４（Ｄ２，Ｄ３）をそれぞれ流れる電流を電流センサＣＴ１及びＣＴ２により検出する。検出した２つの電流の電流検出期間または電流検出時間を比較し、それらが一致するように半導体スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の導通信号の周波数を変更する。【選択図】図７
2005094913.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ダイオードが逆並列接続された２つの半導体スイッチイング素子が直列接続されてなる２以上のアーム回路が並列接続されて構成された高周波インバータ回路と、
前記高周波インバータ回路にインバータ動作を行わせるように、前記複数個の半導体スイッチング素子のそれぞれに導通信号を与える導通信号発生回路とを具備し、
前記導通信号発生回路が、負荷共振周波数と前記高周波インバータ回路の動作周波数とが一致している状態において、対になって導通制御される２つの前記半導体スイッチング素子のための前記導通信号間の位相をシフトすることにより、前記高周波インバータ回路から負荷に供給される電力を制御するように構成されている位相シフト型高周波インバータ装置であって、
前記導通信号発生回路は、各アームに含まれる前記半導体スイッチング素子または前記ダイオードを流れる電流を検出し、対になって導通制御される２つの前記半導体スイッチング素子の動作周期期間において、前記各アームに含まれる前記半導体スイッチング素子または前記ダイオードに電流が流れている期間または時間を比較し、比較の対象となる２以上の前記期間または時間が一致するように前記導通信号の周波数を変更するように構成されていることを特徴とする位相シフト型高周波インバータ装置。
【請求項２】
ダイオードが逆並列接続された２つの半導体スイッチイング素子が直列接続されてなる２以上のアーム回路が並列接続されて構成された高周波インバータ回路と、
前記高周波インバータ回路にインバータ動作を行わせるように、前記複数個の半導体スイッチング素子のそれぞれに導通信号を与える導通信号発生回路とを具備し、
前記導通信号発生回路が、負荷共振周波数と前記高周波インバータ回路の動作周波数とが一致している状態において、対になって導通制御される２つの前記半導体スイッチング素子のための前記導通信号間の位相をシフトすることにより、前記高周波インバータ回路から負荷に供給される電力を制御するように構成されている位相シフト型高周波インバータ装置であって、
前記導通信号発生回路は、前記２以上のアーム回路にそれぞれ含まれる前記半導体スイッチング素子または前記ダイオードを流れる電流を検出する電流検出回路と、
前記対になって導通制御される２つの前記半導体スイッチング素子の動作周期期間において、前記２以上の電流検出回路が前記電流を検出している電流検出期間または電流検出時間を比較し、比較の対象となる２以上の前記電流検出期間または電流検出時間が一致するように前記導通信号の周波数を変更する周波数変更手段とを更に備えていることを特徴とする位相シフト型高周波インバータ装置。
【請求項３】
ダイオードが逆並列接続された２つの半導体スイッチイング素子が直列接続されてなる２以上のアーム回路が並列接続されて構成された高周波インバータ回路と、
前記高周波インバータ回路にインバータ動作を行わせるように、前記複数個の半導体スイッチング素子のそれぞれに導通信号を与える導通信号発生回路とを具備し、
前記導通信号発生回路が、負荷共振周波数と前記高周波インバータ回路の動作周波数とが一致している状態において、対になって導通制御される２つの前記半導体スイッチング素子のための前記導通信号間の位相をシフトすることにより、前記高周波インバータ回路から負荷に供給される電力を制御するように構成されている位相シフト型高周波インバータ装置であって、
前記導通信号発生回路は、前記２以上のアーム回路に対してそれぞれ設けられて、各アームに含まれる前記半導体スイッチング素子または前記ダイオードを流れる電流を検出する２以上の電流検出手段を含んで構成された電流検出回路と、
前記対になって導通制御される２つの前記半導体スイッチング素子の動作周期期間において、前記２以上の電流検出手段が前記電流を検出している電流検出期間または電流検出時間を比較し、比較の対象となる２以上の前記電流検出期間または電流検出時間が一致するように前記導通信号の周波数を変更する周波数変更手段とを更に備えていることを特徴とする位相シフト型高周波インバータ装置。
【請求項４】
ダイオードが逆並列接続された２つの半導体スイッチイング素子が直列接続されてなる２つのアーム回路が並列接続されて構成された高周波インバータ回路と、
前記高周波インバータ回路にインバータ動作を行わせるように、前記複数個の半導体スイッチング素子のそれぞれに導通信号を与える導通信号発生回路とを具備し、
前記導通信号発生回路が、負荷共振周波数と前記高周波インバータ回路の動作周波数とが一致している状態において、対になって導通制御される２つの前記半導体スイッチング素子のための前記導通信号間の位相をシフトすることにより、前記高周波インバータ回路から負荷に供給される電力を制御するように構成されている位相シフト型高周波インバータ装置であって、
前記導通信号発生回路は、直流電源と前記高周波インバータ回路の２つのアーム回路とを電気的に接続する２本のＤＣバスラインのうち１本のＤＣバスラインに対して設けられて前記高周波インバータ回路に供給される直流電流を検出する第１の電流検出手段及び一方の前記アーム回路に流れる電流を検出する第２の電流検出手段を備え、前記２つのアーム回路に含まれる前記半導体スイッチング素子または前記ダイオードを流れる電流を検出する電流検出回路と、
前記対になって導通制御される２つの前記半導体スイッチング素子の動作周期期間において、前記電流検出回路が前記２つのアーム回路に含まれる前記半導体スイッチング素子または前記ダイオードを流れる前記電流をそれぞれ検出している電流検出期間または電流検出時間を比較し、比較の対象となる２つの前記電流検出期間または電流検出時間が一致するように前記導通信号の周波数を変更する周波数変更手段とを更に備えていることを特徴とする位相シフト型高周波インバータ装置。
【請求項５】
前記導通信号発生回路は、制御信号により発振周波数が変更される制御発振器を含み、前記制御発信器の出力に基づいて前記導通信号を出力するように構成されており、
前記周波数変更手段は、前記電流検出期間または電流検出時間を比較し、比較結果に応じた比較信号を出力する比較手段と、前記比較信号に基づいて前記制御信号を生成する制御信号生成手段とを備えている請求項２，３または４に記載の位相シフト型高周波インバータ装置。
【請求項６】
前記制御発振器は電圧制御発振器からなり、
前記比較回路は前記比較信号が電圧の変化により比較結果を示すように構成されており、前記比較信号がローパスフィルタを通して前記電圧制御発振器に与えられることを特徴とする請求項５に記載の位相シフト型高周波インバータ装置。
【請求項７】
前記電流検出手段は、前記２つのアーム回路に流れる電流を検出する２つの電流センサと、
前記２つの電流センサのそれぞれの出力の一方の極性信号の発生期間または発生時間を前記電流検出期間または電流検出時間として出力する変換手段とを備えている請求項３に記載の位相シフト型高周波インバータ装置。
【請求項８】
前記電流検出回路は、前記第１の電流検出手段により検出した前記直流電流から前記第２の電流検出手段により検出した前記電流を差し引いたものを前記２つのアーム回路の他方のアーム回路に含まれる前記半導体スイッチング素子またはダイオードを流れる電流として検出し、前記第２の電流検出手段により検出した電流を前記一方のアーム回路に含まれる前記半導体スイッチング素子またはダイオードを流れる電流として検出するように構成されている請求項４に記載の位相シフト型高周波インバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一台で出力電力制御と負荷変動に対する周波数制御（負荷変動追従制御）とが可能な位相シフト型高周波インバータ装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
高周波インバータ装置は、金属の溶解、焼き入れ、焼き戻し、焼き鈍し、ろうづけ、圧延や鍛造に先立つ予熱など誘導加熱技術を用いた産業用機器の高周波電源として利用されている。また、誘導加熱技術を用いた過熱蒸気発生装置、大型食品加工調理器、有害物質の無害化処理装置などの高周波電源としても、高周波インバータ装置は、大いに利用が期待されている。
【０００３】
誘導加熱用高周波電源には「負荷変動追尾周波数制御（負荷の周波数の変動に対応して動作周波数を変更する制御）」と「出力電力制御（負荷の変動により不足または余剰になった出力電力を変更するための制御）」の両機能が求められることが多い。この場合、従来技術では「負荷変動追尾周波数制御」は高周波インバータ回路の制御をＰＬＬ制御により実現し、「出力電力制御」は高周波インバータ回路の前段に設けたコンバータの電圧制御機能により実現していた（非特許文献１及び非特許文献２）。そのため高周波電源が複雑化し、コストが高くなる問題があった。なお図１７は、この従来の高周波インバータ装置の回路構成の概略を示すブロック図である。この従来の高周波インバータ回路では、動作周波数を負荷の共振周波数とは異ならせている。
【０００４】
そこで発明者等は、動作周波数を共振周波数と一致させることを条件として、高周波インバータ回路において対になって導通制御される２つの半導体スイッチング素子のための導通信号間の位相をシフトすることにより、高周波インバータ回路から負荷に供給される電力を制御する位相シフト型高周波インバータ装置を提案して、コンバータを用いずに電力制御を行う位相シフト型高周波インバータ装置を提案した（非特許文献３）。
【非特許文献１】Ａｔｓｕｓｈｉ  Ｏｋｕｎｏ，Ｈｉｔｏｓｈｉ  Ｋａｗａｎｏ，Ｊｕｎｍｉｎｇ  Ｓｕｎ，Ｍａｎａｂｕ  Ｋｕｒｏｋａｗａ，Ａｋｉｒａ  Ｋｏｊｉｎａ及びＭｕｔｓｕｏ  Ｎａｋａｏｋａが“Ｆｅａｓｉｂｌｅ  Ｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔ  ｏｆ  Ｓｏｆｔ−Ｓｗｉｔｃｈｅｄ  ＳＩＴ  Ｉｎｖｅｒｔｅｒ  ｗｉｔｈ  Ｌｏａｄ−Ａｄａｐｔｉｖｅ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−Ｔｒａｃｋｉｎｇ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  Ｓｃｈｅｍｅ  ｆｏｒ  Ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ  Ｈｅａｔｉｎｇ”の名称で発表した論文（ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  ＩＮＤＵＳＴＲＹ  ＡＰＰＬＩＣＡＴＩＯＮＳ，ＶＯＬ．３４，ＮＯ．４，ＪＵＬＹ／ＡＵＧＵＳＴ  １９９８）
【非特許文献２】Ｍｕ−Ｐｉｎｇ  Ｃｈｅｎ，Ｊａｎ−Ｋｕ  Ｃｈｅｎ，Ｋａｔｓｕａｋｉ  Ｍｕｒａｔａ，Ｍａｓａｔｏｓｈｉ  Ｎａｋａｈａｒａ及びＫｏｏｓｕｋｅ  Ｈａｒａｄａが、”Ｓｕｒｇｅ  Ａｎａｌｙｓｉｓ  ｏｆ  Ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ  Ｈｅａｔｉｎｇ  Ｐｏｗｅｒ  Ｓｕｐｐｌｙ  Ｗｉｔｈ  ＰＬＬ”の名称で発表した論文（ＩＥＥＥ  ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ  ＯＮ  ＰＯＷＥＲ  ＥＬＥＣＴＲＯＮＩＣＳ，ＶＯＬ．１６，ＮＯ．５，ＳＥＰＴＥＭＢＥＲ  ２００１）
【非特許文献３】山口巧，東大介，木船弘康及び畑中義博が、“位相シフト制御フルブリッジ形高周波ＺＣＳ・ＺＶＳ  インバータ”の名称で発表した論文（電気学会  半導体電力変換研究会、ＳＰＣ−０２−９５／ＩＥＡ−０２−３６、ｐｐ．１０５−１１０、２００２）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら発明者等が先に提案した位相シフト型高周波インバータ装置では、負荷の共振周波数の変動に対する検討が十分にはなされていなかった。
【０００６】
本発明の目的は、コンバータやＰＬＬ制御を用いることなく出力電力制御と負荷変動に対する周波数制御とが可能な位相シフト型高周波インバータ装置を提供することにある。
【０００７】
本発明の他の目的は、部品点数が少ない位相シフト型高周波インバータ装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明が改良の対象とする位相シフト型高周波インバータ装置は、ダイオードが逆並列接続された２つの半導体スイッチイング素子が直列接続されてなる２以上のアーム回路が並列接続されて構成された高周波インバータ回路と、この高周波インバータ回路にインバータ動作を行わせるように、複数個の半導体スイッチング素子のそれぞれに導通信号を与える導通信号発生回路とを具備する。そして導通信号発生回路は、負荷共振周波数と高周波インバータ回路の動作周波数とが一致している状態において、対になって導通制御される２つの半導体スイッチング素子のための導通信号間の位相をシフトすることにより、高周波インバータ回路から負荷に供給される電力を制御するように構成されている。
【０００９】
本発明では、導通信号発生回路を、各アームに含まれる半導体スイッチング素子またはダイオードを流れる電流を検出し、対になって導通制御される２つの半導体スイッチング素子の動作周期期間において、各アームに含まれる半導体スイッチング素子またはダイオードに電流が流れている期間または時間（電流検出期間または電流検出時間）を比較し、比較の対象となる２以上の期間または時間が一致するように導通信号の周波数を変更するように構成する。
【００１０】
ここで動作周期とは、導通信号発生回路が出力する導通信号の周波数の逆数に相当する時間または期間のことをいう。
【００１１】
より具体的な導通信号発生回路は、２以上のアーム回路（例えば単相電源の場合には２つのアーム回路、３相電源の場合には３つのアーム回路）にそれぞれ含まれる半導体スイッチング素子または前記ダイオードを流れる電流を検出する電流検出回路と、対になって導通制御される２つの半導体スイッチング素子の動作周期期間において、２以上の電流検出回路が前記電流を検出している電流検出期間または電流検出時間を比較し、比較の対象となる２以上の電流検出期間または電流検出時間が一致するように導通信号の周波数を変更する周波数変更手段とを備えている。
【００１２】
また本発明で用いる別の導通信号発生回路は、直流電源と高周波インバータ回路の２つのアーム回路とを電気的に接続する２本のＤＣバスラインのうち１本のＤＣバスラインに対して設けられて高周波インバータ回路に供給される直流電流を検出する第１の電流検出手段及び一方のアーム回路に流れる電流を検出する第２の電流検出手段を備え、２つのアーム回路に含まれる半導体スイッチング素子またはダイオードを流れる電流を検出する電流検出回路と、対になって導通制御される２つの半導体スイッチング素子の動作周期期間において、電流検出回路が２つのアーム回路に含まれる半導体スイッチング素子またはダイオードを流れる電流をそれぞれ検出している電流検出期間または電流検出時間を比較し、比較の対象となる２つの電流検出期間または電流検出時間が一致するように導通信号の周波数を変更する周波数変更手段とを更に備えて構成することができる。なおこの場合には、電流検出回路を、第１の電流検出手段により検出した直流電流から第２の電流検出手段により検出した電流を差し引いたものを２つのアーム回路の他方のアーム回路に含まれる前記半導体スイッチング素子またはダイオードを流れる電流として検出し、第２の電流検出手段により検出した電流を前記一方のアーム回路に含まれる半導体スイッチング素子またはダイオードを流れる電流として検出するように構成することになる。このように１本のＤＣバスラインに対して２つの電流検出手段を用いると、実際の回路設計において、ＤＣバスラインの長さを短くすることができて、インダクタンスの影響を小さなものとすることができる。
【００１３】
本発明は、負荷の共振周波数と高周波インバータ回路の動作周波数とが一致している状態において、対になって導通制御される２つの半導体スイッチング素子のための導通信号間の位相をシフトすることにより、高周波インバータ回路から負荷に供給される電力を制御する場合には、動作周波数と共振周波数とが一致しているときには、対になって導通制御される２つの半導体スイッチング素子またはダイオードをそれぞれ流れる電流の電流検出期間または電流検出時間が一致し、動作周波数と共振周波数とが一致していないときには、対になって導通制御される２つの半導体スイッチング素子またはダイオードをそれぞれ流れる電流の電流検出期間または電流検出時間が一致しないという現象の発見に基づいてなされたものである。そこで本発明においては、周波数変更手段により、対になって導通制御される２つの半導体スイッチング素子またはダイオードをそれぞれ流れる電流の電流検出期間または電流検出時間を比較し、それらが一致するように導通信号の周波数を変更することにした。その結果、本発明によれば１台の高周波インバータ回路で電力制御だけでなく、周波数制御も、コンバータ及びＰＬＬ制御を用いることなく簡単な構成で実現できるようになった。
【００１４】
なお単相の高周波インバータ装置を構成するのであれば、２つのアーム回路を用いて高周波インバータ回路を構成し、各アーム回路に対して電流検出手段を設けるのが簡単である。
【００１５】
なお導通信号発生回路としては、制御信号により発振周波数が変更される制御発振器を含み、制御発信器の出力に基づいて導通信号を出力するように構成されたものを用いることができる。その場合、周波数変更手段は、電流検出期間または電流検出時間を比較し、比較結果に応じた比較信号を出力する比較手段と、比較信号に基づいて制御信号を生成する制御信号生成手段とを備えた構成とすることができる。このような構成によれば、簡単な構成で、比較結果を得て、しかも導通信号の周波数を変更することができる。この場合、例えば、制御発振器は電圧制御発振器から構成することができる。そして比較回路は、比較信号が電圧の変化により比較結果を示すように構成し、比較信号がローパスフィルタを通して電圧制御発振器に与えられるようにするのが好ましい。このような構成を採用すると、現段階では最も安価且つ簡単に導通信号発生回路を構成することができる。
【００１６】
なお単相の高周波インバータ装置の場合には、電流検出手段を２つのアーム回路に流れる電流を検出する２つの電流センサと、２つの電流センサのそれぞれの出力の一方の極性信号（正または負の極性の信号波形）の発生期間または発生時間を電流検出期間または電流検出時間として出力する変換手段とを備えた構造とするのが好ましい。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、１台の高周波インバータ装置で同時に電力制御と周波数制御とを行うことが可能になり、装置全体の小型・軽量化、低コスト化を簡単に実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
以下図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。本発明のコア技術である負荷変動追尾周波数制御は、フルブリッジ形の位相シフト高周波インバータに対して適用される。そこで最初に、位相シフト型の高周波インバータ回路の動作原理について簡単に説明する。図１は、非特許文献３により公知になった位相シフト型の高周波インバータ回路の構成を示している。
【００１９】
図１において、位相シフト型の高周波インバータ回路１は、ダイオードＤ１〜Ｄ４が逆並列接続された２つの半導体スイッチイング素子Ｓ１及びＳ２またはＳ３及びＳ４が直列接続されてなる２つのアーム回路２及び３が並列接続されたブリッジ回路によって構成されている。実際には、一つの半導体スイッチング素子にダイオードが逆並列接続された電力半導体スイッチ（Ｑ１〜Ｑ４）を用いている。電力半導体スイッチＱ１〜Ｑ４としては、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ），ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ），ＳＩＴ（Ｓｔａｔｉｃ  Ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等を用いることができる。符号Ｅｄで示した部材は、直流電源であり、この直流電源は単相あるいは三相の交流入力を整流して直流電力を発生する。ａ及びｂは、それぞれインバータ回路１の出力端子であり、この出力端子ａ及びｂにはインダクタＬｏ、キャパシタＣｓ、交流電力を消費する抵抗Ｒｏで構成された負荷直列共振回路４が接続されている。なお負荷が誘導加熱負荷の場合、その等価回路はインダクタＬｏ及び抵抗Ｒｏの直列回路で表される。
【００２０】
図１に示すとおり、電力用半導体デバイスＱ１〜Ｑ４によってフルブリッジ回路が構成されている。Ｓ１〜Ｓ４の半導体スイッチング素子は、導通信号としてのゲート電圧（ｖＧ１〜ｖＧ４）によってオン・オフ制御される。ゲート電圧が入力されているときに、半導体スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４がオン状態となる。図２は位相シフト高周波インバータを動作させるためのゲート電圧（導通信号）、インバータ出力電圧ｖａｂ、インバータ出力電流ｉｏ、各半導体スイッチング素子に流れる電流ｉ１〜ｉ４の波形を表している。
【００２１】
インバータ出力端子間ａ−ｂに電圧ｖａｂが出力される条件は、
１．Ｓ１とＳ４にゲート電圧（ｖＧ１，ｖＧ４）が同時に入力されていること
２．Ｓ２とＳ３にゲート電圧（ｖＧ２，ｖＧ３）が同時に入力されていること
である。それ以外の状態（以下の３〜５）ではインバータ出力端に電圧は出力されない。
【００２２】
３．Ｓ１〜Ｓ４のいずれか１つのみにゲート電圧が入力されている
４．Ｓ１とＳ３にゲート電圧（ｖＧ１，ｖＧ３）が同時に入力されている
５．Ｓ２とＳ４にゲート電圧（ｖＧ２，ｖＧ４）が同時に入力されている
位相シフト型高周波インバータ回路では、ゲート電圧ｖＧ１とｖＧ４の間に時間差ＰＤを与えており、同時にｖＧ２とｖＧ３の間にも時間差ＰＤを与えている。時間差ＰＤが大きいほど、ｖＧ１とｖＧ４またｖＧ２とｖＧ３が同時に入力されている期間Ｔｗが短くなり、インバータ出力電圧の実効値が小さくなり、出力電力が減少する。逆に時間差ＰＤが小さいほどＴｗが長くなり、インバータ出力電圧の実効値が大きくなり、出力電力が増大する。本願明細書では、このゲート電圧を半導体スイッチング素子に入力するタイミングの時間差ＰＤを位相差と呼ぶ。この位相差により出力電圧の幅Ｔｗが変化するため、位相シフトＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）高周波インバータとも呼ばれる（電気学会高周波共振形スイッチング電源方式と応用技術調査専門委員会編：電気学会技術報告「高周波共振形スイッチング電源方式と応用技術の動向」、１９９２年１１月、ｐｐ．２２−２３ｓ参照）。
【００２３】
この位相シフト型の高周波インバータ回路の動作周波数を負荷共振周波数に一致させて駆動すると、図２のような負荷電流ｉｏが流れる。各半導体スイッチング素子に流れる電流波形ｉ１〜ｉ４は、この負荷電流をゲート電圧によって切り出した波形となる。
【００２４】
まず、電流波形ｉ１（ｉ２）について詳述する。半導体スイッチング素子Ｓ２（Ｓ１）に電流が流れているときに、半導体スイッチング素子Ｓ２（Ｓ１）をターンオフすると、電流は瞬時にダイオードＤ１（Ｄ２）に転流する。ダイオードＤ１（Ｄ２）が導通している間にゲート電圧ｖＧ１（ｖＧ２）を半導体スイッチング素子Ｓ１（Ｓ２）に入力しておくと、電流共振により半導体スイッチング素子Ｓ１（Ｓ２）に電流が流れ始める。このように、半導体スイッチング素子Ｓ１／ダイオードＤ１（または半導体スイッチング素子Ｓ２／ダイオードＤ２）では、先にダイオードが導通し、後から半導体スイッチング素子が導通する動作状態となる。これを「電流遅れ動作」ともいう。
【００２５】
次に電流波形ｉ３（ｉ４）について説明する。ダイオードＤ４（Ｄ３）に電流が流れている間に半導体スイッチング素子Ｓ３（Ｓ４）にゲート電圧ＶＧ３（ＶＧ４）を入力すると、ダイオードＤ４（Ｄ３）の電流は瞬時に半導体スイッチング素子Ｓ３（Ｓ４）に転流する。半導体スイッチング素子Ｓ３（Ｓ４）を流れる電流は共振状に変化し、半導体スイッチング素子Ｓ３（Ｓ４）の電流がゼロになった後にダイオードＤ３（Ｄ４）に電流が流れ始める。そしてダイオードＤ３（Ｄ４）が導通している間にゲート電圧ｖＧ３（ｖＧ４）を０にする。このように、半導体スイッチング素子Ｓ３／ダイオードＤ３（半導体スイッチング素子Ｓ４／ダイオードＤ４）では、半導体スイッチング素子に電流が流れた後にダイオードに電流が流れる動作状態となる。これを「電流進み動作」ともいう。
【００２６】
位相シフト型の高周波インバータ回路１を負荷共振周波数で動作させると、半導体スイッチング素子の動作が「電流遅れ動作」と「電流進み動作」に分かれることが特徴となる。
【００２７】
図３は電流波形のみを抜き出した波形図である。図３を注意深く観察すると、ダイオードＤ１がオン状態の時間Ｔｄ１とダイオードＤ４がオン状態の時間Ｔｄ４はほぼ等しい。このことはダイオードＤ２とダイオードＤ３についても同様である。
【００２８】
動作周波数ｆｏ＝負荷共振周波数ｆｒの状態から、負荷変動等の原因により、負荷共振周波数が低くなった場合（ｆｏ≧ｆｒ）の電流波形が図４である。ダイオードＤ１がオン状態の時間Ｔｄ１に比べ、ダイオードＤ４がオン状態のＴｄ４が長くなっているのがわかる。また動作周波数ｆｏ≦負荷共振周波数ｆｒとなった場合、電流波形が図５のようになり、Ｔｄ１≧Ｔｄ４となる。これらの状態から動作周波数を負荷共振周波数に再度一致させると、Ｔｄ１，Ｔｄ４の絶対値こそ変化するが、Ｔｄ１＝Ｔｄ４の状態になる。
【００２９】
このことから、位相シフト型の高周波インバータ回路では、動作周波数が負荷直列共振周波数と一致していないときは、図４、図５のように各ダイオードを導通する時間に差が生じ、一致しているときは図３のように各ダイオードを電流が流れる時間が等しくなる。更にこの考えを延長し、制御に応用すると、常にＴｄ１＝Ｔｄ４となるよう動作周波数を制御すれば、必ず動作周波数と負荷共振周波数が一致すること（負荷変動追従すること）になる。
【００３０】
本発明はこの原理に基づき、ダイオード（または半導体スイッチング素子）を電流が流れる時間Ｔｄ１，Ｔｄ４をサンプリングし、これらを比較することで高周波インバータの動作周波数を制御するという、従来に無い新しいコンセプトに立脚するものである。
【００３１】
例えば、半導体スイッチング素子Ｓ１／ダイオードＤ１，半導体スイッチング素子Ｓ４／ダイオードＤ４に流れる電流波形について着目すると、Ｔｄ１≦Ｔｄ４であれば動作周波数が負荷共振周波数より低い状態であることがわかるため、動作周波数を低くすれば良い。逆にＴｄ１≧Ｔｄ４であれば動作周波数が負荷共振周波数より高くなっていることがわかり、動作周波数を低くすれば良いことになる。なお、説明ではＴｄ１とＴｄ４の比較方法を提示したが、基本的には、半導体スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４または逆並列ダイオードＤ１〜Ｄ４を流れる電流波形を２カ所サンプリングすることで実現できる。
【００３２】
後に説明するように、電流検出手段としての電流センサで電流をサンプリングする対象となる半導体デバイスの組み合わせは以下の通りである。
【００３３】
ａ）Ｄ１とＤ４
ｂ）Ｄ２とＤ３
ｃ）Ｄ１とＤ３
ｄ）Ｄ２とＤ４
ｅ）Ｓ１とＳ４
ｆ）Ｓ２とＳ３
ｇ）Ｓ１とＳ３
ｈ）Ｓ２とＳ４
ａ）〜ｈ）のいずれかの組み合わせで電流をサンプリングし、以下に示す（１）〜（８）の関係式のいずれか１つが成立すれば本発明の負荷追従制御が可能になる。
【００３４】
Ｔｄ１−Ｔｄ４＝０…（１）
Ｔｄ２−Ｔｄ３＝０…（２）
Ｔｄ１−Ｔｄ３＝０…（３）
Ｔｄ２−Ｔｄ４＝０…（４）
Ｔｓ１−Ｔｓ４＝０…（５）
Ｔｓ２−Ｔｓ３＝０…（６）
Ｔｓ１−Ｔｓ３＝０…（７）
Ｔｓ２−Ｔｓ４＝０…（８）
上記式において、Ｔｄ１〜Ｔｄ４は、ダイオードＤ１〜Ｄ４が導通している期間または時間であり、Ｔｓ１〜Ｔｓ４は半導体スイッチング素子が導通している期間または時間である。
【００３５】
後に説明するように、本発明の第１のポイントは、「半導体デバイス（ダイオードまたは半導体スイッチング素子）を電流が流れる期間または時間を検出し、これを比較することで動作周波数を制御する」ことであり、本願明細書ではこれを導通時間均衡化制御（ＣＴＢＣ：  Ｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎ  Ｔｉｍｅ  Ｂａｌａｎｃｅｄ  Ｃｏｎｔｒｏｌ）という。
【００３６】
上記式（１）〜（８）からわかるように、導通時間均衡化制御では、各半導体デバイスを導通する時間の差だけを情報として取り出しているため、半導体デバイスを電流が流れる時間が何μｓかは問わない。この点が本発明の第２のポイントである。
【００３７】
先にも詳述した通り、位相シフト型の高周波インバータ回路は、ゲート電圧に与える位相差の大小により出力電力の制御を行う。この制御方式では、電力の制御状態（位相差の大小）によって各半導体デバイスを導通する時間の絶対値（たとえば、Ｔｄ１，Ｔｄ４）は変化する。しかしながら、ｆｏ＝ｆｒである限り、導通時間の差はゼロのままである。これが本発明の第３のポイントである。つまり、位相シフトによる出力電力制御の状態はＣＴＢＣによる動作周波数制御の状態に影響を与えないことになる。したがって、ＣＴＢＣによる動作周波数の負荷共振周波数追尾制御を行っているときであっても、高周波インバータ回路は位相シフト制御により自由に出力電力の制御が可能になる。
【００３８】
以上のことから、位相シフト高周波インバータに導通時間均衡化制御を適用することにより、１台の高周波インバータ装置で「負荷変動追尾周波数制御」と「出力電力制御」が同時に実現可能になる。
【実施例】
【００３９】
図６に、本発明の具体的な実施例の一例の基本ブロック図を示す。図６から分かるように、この実施例では、制御回路内での信号ループは無い。図６においては、ＣＴＢＣは導通時間均衡化制御回路であり、ＣＴＣは導通時間比較器、ＬＦはローパスフィルタ、ＶＣＯは電圧制御発振器である。図７は、実際に試作した位相シフト型高周波インバータ装置の実験回路及びその制御系のブロックダイアグラムである。図８は、図７のブロックダイアグラムの各部における信号波形のタイミングチャートである。なお図８に付した数字１〜１４は、図７の各部に付した数字１〜１４の部分に発生する信号であること意味している。
【００４０】
図７の構成では、半導体デバイスＱ１〜Ｑ４に絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（一般にＩＧＢＴと呼ばれる）を使用している。そして半導体スイッチング素子Ｓ１／ダイオードＤ１の電流岐路に電流検出手段として電流センサＣＴ１を取り付け、半導体スイッチング素子Ｓ４／ダイオードＤ４の電流岐路に電流センサＣＴ２を取り付けている。この実施例では、電流センサＣＴ１及びＣＴ２を用いてサンプリングされる検出電流（図８の信号「１」及び「２」参照）を、ダイオードＤ１１及びＤ１２を通すことで検出電流のうち負の部分だけを情報源として取り出している（図８の信号「３」「４」参照）。次に、この電流を、Ａ／Ｄ変換器ＡＤ１及びＡＤ２を通してパルス状の電圧信号に変換する（図８の信号「５」「６」を参照）。本実施例では、電流センサＣＴ１及びＣＴ２と、ダイオードＤ１１及びＤ１２とＡ／Ｄ変換器ＡＤ１及びＡＤ２とにより、電流検出回路が構成されている。そして比較回路ＣＣで、２つのパルス電圧信号を比較（図８の比較回路出力信号「７」参照）した後、ローパスフィルタＬＦを通して平滑する（図８の信号「８」参照）。ここでＡ／Ｄ変換器ＡＤ１の出力（図８の「５」参照）の信号よりＡ／Ｄ変換器ＡＤ２の出力（図８の信号「６」参照）の信号が長い場合は基準電圧より高い電圧（図８の「８」参照）が出力される。そしてＡ／Ｄ変換器ＡＤ１の出力（図８の信号「５」参照）の信号がＡ／Ｄ変換器ＡＤ２の出力（図８の信号「６」参照）の信号より長い場合は、基準電圧より低い電圧（図８の信号「８」参照）が出力される。これにより、電圧制御発振器ＶＣＯの発振周波数（図８の信号「９」参照）が変化・制御される。そして位相シフト制御回路ＰＳＣ内で、各半導体スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に与えられる各ゲートパルスに位相差が与えられる（図８の信号「１０」参照）。そしてデッドタイム挿入回路ＤＴＩ１〜ＤＴＩ４を通して各半導体スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に導通信号が入力される（図８の信号「１１」〜「１４」参照）。なおここで挿入されるデッドタイムは、図１及び図２で説明した公知の構成でも採用しているもので、半導体スイッチング素子Ｓ１とＳ２及び半導体スイッチング素子Ｓ３とＳ４が同時にオン状態となるいことで発生する短絡事故の発生を防ぐ目的で挿入されているものである。したがって本願発明を実施する場合には、任意に採用できるものであって、デッドタイムを設けることは必須の要件ではない。
【００４１】
図９〜図１３は模擬負荷を用いて行った実験時の電圧・電流波形である。負荷インダクタンスＬｏ（図１参照）の変化による負荷共振周波数の変化を模擬するため、パンケーキ形ワーキングコイルに高透磁率のフェライトを複数個近づけたり遠ざけたりして試験を行った。図９は実験初期条件における波形を表しており、Ｅｄ＝１００Ｖ、Ｌｏ＝６７μＨ、Ｒｏ＝３．３Ω、Ｃｓ＝０．６μＦ、位相角４５°（＝３６０・ＰＤ・ｆｏ）であり、動作周波数（ｆｏ）と負荷共振周波数（ｆｒ＝２５．０ｋＨｚ）が一致している。この状態からフェライトを取り除いてインダクタンスＬｏを約２／３の４６μＨに変化させたのが図１０，図１１である。
【００４２】
図１０は本願発明による周波数制御を実施した場合の電圧・電流波形であり、図１１では周波数制御が導入されていない場合の電圧と電流の波形を表している。インダクタンスＬｏの減少とともに、負荷共振周波数が高くなっており（ｆｒ＝３０．３ｋＨｚ）、これを受けて制御を行った場合には、ｆｏが２５．０ｋＨｚから３０．３ｋＨｚへと制御されている（図１０参照）。その結果、電圧・電流の動作波形は相似形を保っている。一方、制御をしない場合では（図１１参照）、ｆｏとｆｒとにずれが生じ、電圧・電流波形が図５で見たのと同じように変化している。
【００４３】
次に図９の状態からフェライトを増やしてインダクタンスＬｏを約３／２倍の１００μＨに変化させたのが図１２，図１３である。図１２は本願発明による周波数制御を実施した場合の電圧・電流波形であり、図１３では周波数制御が導入されていない場合の電圧と電流の波形を表している。インダクタンスＬｏの増加とともに、負荷共振周波数が低くなっており（ｆｒ＝２０．５ｋＨｚ）、これを受けて制御を行った場合には、ｆｏが２５．０ｋＨｚから２０．５ｋＨｚ前後へと制御されている（図１２参照）。その結果、電圧・電流の動作波形は相似形を保っている。一方、制御をしない場合では（図１３参照）、ｆｏとｆｒとにずれが生じ、電圧・電流波形が図４で見たのと同じように変化している。
【００４４】
このように負荷共振周波数を追尾しているかどうかは、出力電力の大きさに影響してくる。図１４はその一例である。負荷インダクタンスを変化させる前の初期条件に比べ、変化後の「制御無し」では電力が下がっているが、「制御有り」ではほぼ同一の電力を保っていることがわかる。
【００４５】
ここで電流のサンプリング方法について考える。電力半導体スイッチＱ３（Ｓ３／Ｄ３）及び電力半導体スイッチＱ４（Ｓ４／Ｄ４）のように電流進み動作のスイッチでは、配線のインダクタンス成分が動作に影響することは無い。一方で電力半導体スイッチＱ１（Ｓ１／Ｄ１）及び電力半導体スイッチＱ２（Ｓ２／Ｄ２）のように電流遅れ動作のスイッチでは、そのスイッチに対して等価直列の配線のインダクタンス成分が大きくなると、ターンオフ時のサージ電圧が大きくなり、電力半導体スイッチ（半導体スイッチング素子）の耐電圧を超えるおそれがある。
【００４６】
先に示した電流のサンプリング方法ａ）〜ｈ）では、電流遅れ動作となる電力半導体スイッチＱ１（Ｓ１／Ｄ１）及び電力半導体スイッチＱ２（Ｓ２／Ｄ２）に流れる電流をサンプリングする必要がある。例えば、半導体スイッチング素子Ｓ１またはダイオードＤ１の電流をサンプリングする場合、ＤＣバスラインの＋側と電力半導体スイッチＱ１との間に電流センサを取り付けなければならない。このとき、ＤＣバスラインからＱ１までの間に配線によるインダクタンス成分が発生する。同様に、半導体スイッチング素子Ｓ２またはダイオードＤ２の電流をサンプリングする場合、ＤＣバスラインのＧＮＤ側と電力半導体スイッチＱ２との間に電流センサを取り付けなければならい。このため、ＤＣバスラインから電力半導体スイッチＱ２までの間に配線によるインダクタンス成分が発生する。したがって、本発明を実施するにあたっては、電力半導体Ｑ１またはＱ２に電流センサを取り付けるための配線を極力短くし、配線のインダクタンスを極小化することが望ましい。
【００４７】
また、ＤＣバスラインは直線状である方が作りやすいが、電流遅れ動作スイッチと電流進みスイッチの電流をサンプリングする場合、まっすぐのバスバーを利用することができない。このため図１５のように、電流センサＣＴ２を配置する場合には、一部の配線を迂回させるようにする必要性がある。しかしながら、既存の高周波インバータで図１５のようにバスバーを変更することが難しい場合や、何らかの理由により、電力半導体スイッチＱ１またはＱ２に電流センサを取り付けることが困難な場合は次に示す手法を採用する。
【００４８】
例えば、電力半導体スイッチＱ１とＱ３の電流をサンプリングする場合（組み合わせパターンは上記ｃ）とｇ）、関係式は上記（３）と（７））について考える。図１に示すように、ＤＣバスラインのプラス側を流れる電流をｉｄｈｉｇｈ、ＤＣバスラインのＧＮＤ側を流れる電流をｉｄｌｏｗとして表す。このとき、ＤＣバスラインを流れる電流ｉｄｈｉｇｈと電力半導体スイッチＱ１を流れる電流ｉ１、電力半導体スイッチＱ３を流れる電流ｉ３の間にはキルヒホッフの電流則が成立するため、次式の関係がある。
【００４９】
ｉｄｈｉｇｈ＝ｉ１＋ｉ３…（９）
したがって電力半導体スイッチＱ１を流れる電流ｉ１は
ｉ１＝ｉｄｈｉｇｈ−ｉ３…（１０）
これを応用すると次の方法が見つかる。電流センサＣＴ１はＤＣバスラインのプラス側と電力半導体スイッチＱ３をサンプリングするよう取り付ける。ｉｄｈｉｇｈとｉ３の波形の差分はｉ１となるから、この差分波形とｉ３の波形を周波数制御のための情報として用いることができる。この考え方を適用すると、電流センサによりサンプリングする対象は先に述べたａ）〜ｈ）以外に、以下の組み合わせがあげられる。
【００５０】
ｉ）ＤＣｈｉｇｈとＳ３
ｊ）ＤＣｈｉｇｈとＤ３
ｋ）ＤＣｈｉｇｈとＳ４
ｌ）ＤＣｈｉｇｈとＤ４
ｍ）ＤＣｌｏｗとＳ３
ｎ）ＤＣｌｏｗとＤ３
ｏ）ＤＣｌｏｗとＳ４
ｐ）ＤＣｌｏｗとＤ４
ただしＤＣｈｉｇｈはＤＣバスラインのプラス側の配線であり、ＤＣｌｏｗはＤＣバスラインのＧＮＤ側の配線をそれぞれ表す。この方法により、電流センサＣＴ１及びＣＴ２の取り付け位置を図１６の例のようにすることが可能となり、ＤＣバスラインはＤＣｈｉｇｈ、ＤＣｌｏｗともに直線状のバスバーを利用することが可能となる。
【００５１】
また、上記説明は、電流進み動作ＩＧＢＴモジュールより電流遅れ動作ＩＧＢＴモジュールに近い方に直流電源があることを想定してきたが、これとは反対に直流電源が電流進み動作ＩＧＢＴモジュールに近い方に接続されている場合も考えられる。この場合、電流センサによるサンプリング対象は次の組み合わせにおいても成立する。
【００５２】
ｑ）ＤＣｈｉｇｈとＳ１
ｒ）ＤＣｈｉｇｈとＤ１
ｓ）ＤＣｈｉｇｈとＳ２
ｔ）ＤＣｈｉｇｈとＤ２
ｕ）ＤＣｌｏｗとＳ１
ｖ）ＤＣｌｏｗとＤ１
ｗ）ＤＣｌｏｗとＳ２
ｘ）ＤＣｌｏｗとＤ２
なお図１６に示す配線パターンのようにする場合には、第１の電流検出手段として電流センサＣＴ１により検出した直流電流から第２の電流検出手段として電流センサＣＴ２により検出した電流を差し引いたものを、電流遅れ動作のＩＧＢＴモジュール中のアーム回路に含まれる半導体スイッチング素子Ｓ１またはダイオードＤ１を流れる電流として検出し、電流センサＣＴ２により検出した電流を電流進み動作のＩＧＢＴモジュール中のアーム回路に含まれる半導体スイッチング素子Ｓ３またはダイオードＤ３を流れる電流として検出するように電流検出回路を構成すればよい。このように１本のＤＣバスラインに対して２つの電流検出手段（ＣＴ１及びＣＴ２）を用いると、実際の回路設計において、ＤＣバスラインの長さを短くすることができて、インダクタンスの影響を小さなものとすることができる。
【００５３】
また従来技術と本発明技術とを比較するための前提条件として、系統接続部分に力率改善コンバータが入っているとした場合に、「負荷共振周波数追尾制御」と「出力電力制御」の両機能が求められているときに、従来技術では、以下の部品構成が必要となる。すなわち
１．ＰＬＬ制御回路とセンサ類
２．高周波インバータを駆動するためのドライブ回路とその絶縁電源
３．高周波インバータ
４．出力電力制御のためのコンバータの制御回路
５．コンバータを駆動するためのドライブ回路とその絶縁電源
６．可制御素子を持つコンバータ
一方本発明を適用することで、回路構成部品は以下のように少なくなる。
【００５４】
１．負荷変動追従するためのＣＴＢＣ制御回路とセンサ類
２．高周波インバータを駆動するための絶縁電源
３．出力電力制御のための高周波インバータの位相シフト制御回路
４．高周波インバータ
このように、本発明を適用すれば、回路構成部品点数を大幅に減少させることができ、回路システム全体の小型化だけでなく、低コスト化を図ることができる。
【００５５】
上記実施例で対象とする誘導加熱は低電圧大電流用途であるが、高電圧小電流用途（例えば、オゾン発生器など）にも、本発明の高周波インバータ装置を適用できるのは勿論である。また本発明は誘導加熱用高周波インバータに対してだけでなく、リアクタンス成分が変化する誘導性負荷あるいは容量性負荷を持つＤＣ／ＤＣコンバータのインバータ部分に適用することも可能である。
【００５６】
上記実施例によれば、「負荷変動追尾周波数制御」を実現する手法として、導通時間均衡化制御を位相シフト高周波インバータに適用することで、「負荷変動追尾周波数制御」と「出力電力制御」が１台の高周波インバータで同時に実現させることが可能になった。これにより、従来技術で必要であった、電圧制御可能なコンバータが不要になり、回路構成の簡略化・低コスト化が実現される。
【図面の簡単な説明】
【００５７】
【図１】非特許文献３により公知になった位相シフト型の高周波インバータ回路の構成を示す図である。
【図２】位相シフト高周波インバータを動作させるためのゲート電圧（導通信号）、インバータ出力電圧ｖａｂ、インバータ出力電流ｉｏ、各半導体スイッチング素子に流れる電流ｉ１〜ｉ４の波形を示す図である。
【図３】電流波形のみを抜き出した波形図である。
【図４】負荷共振周波数が低くなった場合（ｆｏ≧ｆｒ）の電流波形を示す図である。
【図５】負荷共振周波数が高くなった場合（ｆｏ≦ｆｒ）の電流波形を示す図である。
【図６】本発明の具体的な実施例の一例の基本ブロック図である。
【図７】実際に試作した位相シフト型高周波インバータ装置の実験回路及びその制御系のブロックダイアグラムである。
【図８】図７のブロックダイアグラムの各部における信号波形のタイミングチャートである。
【図９】模擬負荷を用いて行った実験時の電圧・電流波形である。
【図１０】模擬負荷を用いて行った実験時の電圧・電流波形である。
【図１１】模擬負荷を用いて行った実験時の電圧・電流波形である。
【図１２】模擬負荷を用いて行った実験時の電圧・電流波形である。
【図１３】模擬負荷を用いて行った実験時の電圧・電流波形である。
【図１４】制御の有無により、電力が下がるか否かを示す図である。
【図１５】実施例の実際の実装状態の一例を示す図である。
【図１６】他の実施例の実際の実装状態の例を示す図である。
【図１７】従来の高周波インバータ装置の回路構成の概略を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００５８】
１  位相シフト型の高周波インバータ回路
２，３  アーム回路
４  負荷直列共振回路
Ｑ１〜Ｑ４  電力半導体スイッチ
Ｓ１〜Ｓ４  半導体スイッチング素子
Ｄ１〜Ｄ４，Ｄ１１，Ｄ１２  ダイオード
ＤＣ１，ＤＣ２  電流センサ（電流検出手段）
【図１】
2005094913.tif 000003
【図２】
2005094913.tif 000004
【図３】
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【図４】
2005094913.tif 000006
【図５】
2005094913.tif 000007
【図６】
2005094913.tif 000008
【図７】
2005094913.tif 000009
【図８】
2005094913.tif 000010
【図９】
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【図１０】
2005094913.tif 000012
【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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