(57)【要約】【課題】平均電流を超える瞬時電流が流れる負荷に対しても、１つの電流保護装置で、スイッチング素子にダメージを与えることのない過電流制御装置を提供する。  【解決手段】スイッチング周波数を変化するスイッチング電源装置の過電流制御装置において、カレントトランスＣＴ１にて検出された電流を整流するダイオードと、その検出電流に応じた電位によりバイアス制御される制御トランジスタＱ１００は時定数回路を備え、カレントトランスＣＴ１にて定常状態の負荷電流を超える過電流を検出すると、制御トランジスタＱ１００の時定数回路により定まる時間、電流制御状態とする。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
トランジスタをスイッチングすることにより矩形波が印加されるスイッチングトランスと、そのスイッチングトランスの２次側出力を直流電圧に整流するための整流ダイオード及び平滑コンデンサと、電流を検出する検出素子と、前記検出される電流値に応じてスイッチング周波数を変化するスイッチング電源装置の過電流制御装置において、
前記電流を検出する検出素子はカレントトランスであって、前記カレントトランスにて検出された電流を整流するダイオードと、前記検出電流に応じた電位によりバイアス制御される制御トランジスタは時定数回路を備え、前記カレントトランスにて定常状態の負荷電流を超える過電流を検出すると、前記制御トランジスタの時定数回路により定まる時間、電流制御状態とすることを特徴とする過電流制御装置。
【請求項２】
前記時定数回路は、抵抗とコンデンサの直列接続素子よりなることを特徴とする請求項１に記載の過電流制御装置。
【請求項３】
前記カレントトランスは、その一次側を前記スイッチングトランジスタのエミッタ電極と直列接続し、前記カレントトランスの二次側に流れる電流を整流するダイオードと、その整流される電流に応じた電位を得るための抵抗とを有し、前記抵抗により得られる電位に応じて前記制御トランジスタをバイアス制御することを特徴とする請求項１に記載の過電流制御装置。
【請求項４】
前記カレントトランスの二次側に流れる電流を整流するダイオードの整流方式は、半波整流方式或いは全波整流方式のいずれかであることを特徴とする請求項１に記載の過電流制御装置。
【請求項５】
前記カレントトランスにて、過電流が検出されると検出された過電流検出時から定常状態の定電圧動作への復帰時間を少なくとも前記スイッチング周波数の１周期期間以上とすることを特徴とする請求項１に記載の過電流制御装置。
【請求項６】
前記制御トランジスタは、ＰＮＰトランジスタで温度補償されたベース電位を有し、前記電流検知手段からの電位変位を抵抗を介して、前記制御トランジスタのベース電極に接続し、前記ＰＮＰトランジスタのエミッタ電極に接続される時定数回路を介して前記スイッチング電源装置のスイッチングトランジスタを制御することを特徴とする請求項１に記載の過電流制御装置。
【請求項７】
トランジスタをスイッチングすることにより矩形波が印加されるスイッチングトランスと、そのスイッチングトランスの２次側出力を直流電圧に整流するための全波整流方式の整流回路と、電流を検出する検出素子と、前記検出される電流値に応じてスイッチング周波数を変化するスイッチング電源装置の過電流制御装置において、
前記電流を検出する検出素子はカレントトランスであって、前記スイッチングトランスの二次側巻き線の中点とアース点間に配置し、
前記カレントトランスにて検出された電流を整流するダイオードと、前記検出電流に応じた電位によりバイアス制御される制御トランジスタは時定数回路を備え、前記カレントトランスにて定常状態の負荷電流を超える過電流を検出すると、前記制御トランジスタの時定数回路により定まる時間、電流制御状態とすることを特徴とする過電流保護装置。
【請求項８】
前記検出素子にて、過電流が検出されると検出された過電流検出時から定常状態の定電圧動作への復帰時間を少なくとも前記スイッチング周波数の１周期期間以上とすることを特徴とする請求項７に記載の過電流制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、過電流制御装置に関し、特に負荷電流の瞬時電流が平均電流よりも大きなスイッチング電源の出力電流制御回路に好適に利用できるものである。
【背景技術】
【０００２】
従来のスイッチング電源装置の過電流制御装置においては、出力負荷に異常があり短絡などの事態が発生しても、スイッチング電源が破壊しないように出力電流をある一定値以上流れないように電流制御回路を使用することが一般的である。
出力負荷電流は、その負荷形態により様々で、中には平均電流よりも多い瞬時的なピーク電流が流れるものがある。一般的に数十マイクロ秒から数百マイクロ秒周期でスイッチングする素子に対して、このピーク電流は数ｍＳから数十ｍＳすなわち数十から数千パルスに及ぶ場合がある。
このような負荷電流の流れるスイッチング電源は瞬時ピーク電流がスイッチングトランジスタ、トランス、整流ダイオード等のスイッチング素子に流れると、そのピーク電流を定常的な連続負荷として供給できるような規模の大きな電源が必要となるため、平均電流より多い瞬時ピーク電流は整流コンデンサに蓄積された電荷で負荷電流を供給し、スイッチング素子には流れないようにすることが多い。
この場合、平均電流と瞬時ピーク電流との差が大きければ大きいほど前述の整流コンデンサの容量は大きいものが必要となるため、整流コンデンサに電荷の蓄積がない起動時にはスイッチング素子から見ると負荷短絡と同様の状態が継続するため、ますます電流制御回路が重要となってくる。
そこでスイッチングトランジスタに流れる電流をカレントトランスで直接検知し電流制御を行う手法がとられるが、平均電流より多い瞬時ピーク電流は許容して流すことができ、平均電流よりも多く電流が連続的に流れる場合もスイッチング素子に規定電流以上の電流が流れないように電流制御を行う必要がある。
このため、瞬時ピーク電流よりもさらに電流が流れると動作する電流制御回路と、瞬時電流以下平均電流以上の電流で動作する電流制御回路とを合わせ持ち、後者の電流制御回路にはタイマーを設けることにより、連続的な平均電流近傍の過電流に対しても対応している。（例えば、特許文献１）
また、パワーアップ回路を不可して、負荷電流を一時的に定格出力電流以上に増して大電流仕様の負荷に給電する記載が開示されている。（特許文献２）
【特許文献１】特開２００１−１１９９３３号公報
【特許文献２】特開平５−９５６７３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかしながら、従来の構成では、瞬時電流と平均電流との差が非常に大きい場合においても電流制御回路が働かないように検知電流を大きくしないといけなくなる。この場合、瞬時電流が流れた場合においてスイッチング素子破壊を招く恐れがあるため、平均電流が少ない機器でも、非常に高価なスイッチング素子を使用しなければいけなくなるという課題を有していた。また、高価なスイッチング素子を使用した場合においても平均電流が非常に小さい場合においては、平均電流がパルス電流以下で異常に増加した場合にスイッチング素子以外の破壊が発生する可能性がある。この問題を解決するために、第２の電流制御回路が必要であるという課題を有していた。
本発明は、以上の従来の課題を解決するもので、簡潔な構成により平均電流よりも多い瞬時電流が流れる負荷電流を有するスイッチング電源においてスイッチング素子にストレスのない過電流制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
従来の課題を解決するために、本発明の過電流制御装置は、トランジスタをスイッチングすることにより矩形波が印加されるスイッチングトランスと、そのスイッチングトランスの２次側出力を直流電圧に整流するための整流ダイオード及び平滑コンデンサと、電流を検出する検出素子と、前記検出される電流値に応じてスイッチング周波数を変化するスイッチング電源装置の過電流制御装置において、前記電流を検出する検出素子はカレントトランスであって、前記カレントトランスにて検出された電流を整流するダイオードと、前記検出電流に応じた電位によりバイアス制御される制御トランジスタは時定数回路を備え、前記カレントトランスにて定常状態の負荷電流を超える過電流を検出すると、前記制御トランジスタの時定数回路により定まる時間、電流制御状態とすることを特徴としたものである。
また、本発明は、トランジスタをスイッチングすることにより矩形波が印加されるスイッチングトランスと、そのスイッチングトランスの２次側出力を直流電圧に整流するための全波整流方式の整流回路と、電流を検出する検出素子と、前記検出される電流値に応じてスイッチング周波数を変化するスイッチング電源装置の過電流制御装置において、前記電流を検出する検出素子はカレントトランスであって、前記スイッチングトランスの二次側巻き線の中点とアース点間に配置し、前記カレントトランスにて検出された電流を整流するダイオードと、前記検出電流に応じた電位によりバイアス制御される制御トランジスタは時定数回路を備え、前記カレントトランスにて定常状態の負荷電流を超える過電流を検出すると、前記制御トランジスタの時定数回路により定まる時間、電流制御状態とすることを特徴としたものである。
【発明の効果】
【０００５】
本発明の過電流保護装置によれば、平均電流の何倍もの瞬時電流が流れる負荷に対しても、１つの電流保護装置で、スイッチング素子にダメージを与えることのないスイッチング電源を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００６】
以下に、本発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。
【実施例１】
【０００７】
図１は、本発明の第１の実施例における過電流制御装置を示すものである。
【０００８】
図１において、１次側は直流電源Ｂ１につながるスイッチングトランスＴ１の一次巻き線Ｌ１とそれにつながるスイッチングトランジスタＱ１のコレクタとからなる。スイッチングトランジスタＱ１のエミッタは電流検出素子カレントトランスＣＴ１のＬ１００につながり逆の一端は直流電源Ｂ１の負極に接続される。スイッチングトランジスタＱ１のベースは、帰還回路Ｕ１により周波数もしくはパルス幅を制御した矩形波が入力される。
【０００９】
二次側にはスイッチングトランスＴ１を介して電力が伝達され、二次巻き線Ｌ２に巻き線比に応じた矩形波が発生する。二次巻き線Ｌ２の一端にはダイオードＤ１のアノードが接続され、カソードには平滑コンデンサＣ１の正極と負荷につながる。コンデンサＣ１の負極はスイッチングトランスＴ１の二次巻き線Ｌ２の他端につながると同時に負荷の接地電位につながる。
【００１０】
電流検出素子ＣＴ１の位置は、スイッチングトランジスタＱ１のエミッタと直流電源Ｂ１の負極の間に配置するが、ダイオードＤ１のアノード電極とスイッチングトランスＴ１の２次巻き線Ｌ２との間、ダイオードＤ１のカソード電極とコンデンサＣ１の間の配置しても同様の電流検出動作を行うことができ、また、スイッチングトランスＴ１の2次巻き線Ｌ２と平滑コンデンサＣ１の間に配置しても同様の電流検出動作を行うことができる。
【００１１】
また、図１は電流検出素子ＣＴ１により検出された電圧を半波整流方式で整流する例を示しているが、図５のようにブリッジ整流にすることによりさらに高精度の電流検出を行うことができる。
【００１２】
また、図１はスイッチングトランジスタが一石式コンバータの例を示しているが、二石式コンバータの場合も同様である。例えば、図６の場合において、スイッチングトランジスタＱ２のエミッタとスイッチングトランスＴ１の一次側との間に電流検出素子ＣＴ１を配置する構成においても同様の高精度の電流検出動作を行うことが可能である。
【００１３】
また、図６の場合においてスイッチングトランジスタＱ２のエミッタと直流電源Ｂ１の負極間に電流検出素子ＣＴ１を配置する構成においても同様の高精度の電流検出動作を行うことが可能である。
【００１４】
また、図１はスイッチングトランスＴ１の出力となる二次側整流を半波整流回路方式の例を示しているが、全波整流方式の場合も同様である。例えば、図７の場合において２次巻き線Ｌ２の中間点位置とコンデンサＣ１の接地側の間に電流検出素子ＣＴ１を配置する構成においても同様の検出電流検出動作を行うことが可能である。
【００１５】
このときの動作波形を図２と図３を用いて説明する。図３において、負荷電流はＩＬ、負荷の平均電流はＩａｖ、電解コンデンサＣ２の両端電圧をＶｃ、検出素子ＣＴ１に流れる電流をＩｒ１、電流制御閾値電流をＩｔｈとして説明する。
【００１６】
定常的な負荷電流が流れているときは、図２のａの期間となる。この場合には、スイッチング電源の供給電力は負荷電流に等しい電流が供給される電力となり、すなわち、図３での二次側での電力の供給は、ａの電流の流れのループが支配的な動作となる。
【００１７】
次に瞬時ピーク電流が流れると、過電流を抑制する電流を制御する動作となりスイッチングトランスＴ１を介して供給される電流は制限され、電源からの供給電流よりも負荷電流のほうが大きくなるので、整流コンデンサＣ１に充電された電荷を放電して負荷電流を補おうとする。図３ではｂの電流の流れのループが支配的となる。そのために平滑コンデンサＣ１の電圧Ｖｃは、降下し始める。このときの降下電圧は、平滑コンデンサ電圧をＶｃ、負荷電流をＩＬ、印加時間をｔ、平滑コンデンサ容量をＣとすると
Ｖｃ＝ＩＬ×ｔ／Ｃ
であらわされるので、所定の電圧範囲に平滑コンデンサ電圧Ｖｃを維持するためには、上記式より導かれる平滑コンデンサの容量が必要となる。
【００１８】
その後、瞬時ピーク電流が流れなくなると、電源は定電流状態のまま平滑コンデンサへの充電を続ける。図３ではｃの電流の流れのループが支配的となる。このようにして、電源は平均電流から大きくかけ離れた電流をスイッチングトランスＴ１からのみ供給することなく、即ち、スイッチングトランスＴ１を介しての供給と平滑コンデンサＣ１からの放電電流により供給することにより、瞬時的な電流に対応することができる。
【００１９】
このようにスイッチング電源は瞬時的な負荷電流に追従することなく、瞬時的な負荷電流の変化を積分化した電流を負荷に供給することになる。このことにより、平均電流値を基準にした電源設計が可能となり、瞬時ピーク電流よりはるかに小さい平均電流値近傍での電流設計が可能となり、電源装置を小型化することができる。例えば、ピーク電流値が１０Ａの場合、それよりはるかに小さい２Ａ程度の平均電流値に対応した電源装置の設計も可能となる。
【００２０】
スイッチングトランジスタＱ１がオンしたときに検出素子となるカレントトランスＣＴ１のＬ１００の両端電圧に誘起された電圧がＬ１０１に出力する。Ｌ１０１の一端はダイオードＤ１００のカソードに接続されＬ１０１に出力された電圧が負電位に整流される。Ｌ１０１のＤ１００に接続されていない一端は基準電圧Ｂ１００の負電位に接続され、第一のダミー負荷となる抵抗Ｒ１０１を介してＤ１００のアノードにつながる。Ｄ１００のアノードは第二のダミー抵抗となるＲ１００を介してダイオードＤ１０１のアノードに接続されカソードはＰＮＰトランジスタＱ１００のベースにつながるとともに、プルアップ抵抗Ｒ１０２を介してＱ１００のエミッタ−ベース間電圧分より高い電位となる基準電圧Ｂ１００の正電位に接続される。トランジスタＱ１００のエミッタは抵抗Ｒ３０１介して帰還回路Ｕ１へ接続されるとともにＲ３００を介してＣ３００の一端に接続される。Ｃ３００のもう一端はＢ１００の負電位に接続される。
【００２１】
なお、ダイオードＤ１０１は、ツェナーダイオードを使用してトランジスタＱ１０１のベース電位は温度補償されている。また、Ｑ１００をＮＰＮトランジスタとＰＮＰトランジスタの相補接続による安定した温度特性を有する構成にしてもよい。
【００２２】
負荷電流ＩＬが流れると、二次側に電力を供給するためにスイッチングトランジスタＱ１のエミッタ−コレクタ間に電流Ｉｒ１が流れ、エミッタと直流電源の負電位間にあるカレントトランスＣＴ１のＬ１００にも電流Ｉｒ１が流れる。このときＬ１００の両端にはＬ１００間の抵抗成分によって図４に示す電流波形と同じ波形の電圧が発生する。発生した電圧はカレントトランスＣＴ１によってＬ１００とＬ１０１の巻き数比倍に誘起された同一波形の電圧がＬ１０１に出力される。Ｌ１０１に出力された電圧はＤ１００によって負電位に整流される。整流後の電圧はカレントトランスＣＴ１の巻き数比とダミー抵抗となるＲ１０１によって所望の負電位の電圧値にすることができる。
通常動作時においてはトランジスタＱ１００はベースが基準電圧Ｂ１００とＲ１０２によってプルアップされており、オフ状態となっている。
【００２３】
負電位に整流された電圧がＤ１０１のＶＦ電圧以上になるとトランジスタＱ１００のベースに接続されたＤ１０１のカソードからアノード側へ電流が流れトランジスタＱ１００が導通し初め、帰還回路Ｕ１に出力電力を抑制するように作用し、電流制御回路として動作する。即ち、帰還回路Ｕ１はスイッチングトランジスタＱ１の出力電流を制限して電流制御回路動作を行うものである。
【００２４】
このとき、Ｄ１００を図５に示すようなブリッジ整流とすることでＤ１０１のカソード側の負電位が安定に高精度に出力できるため、高精度の電流検出を有することができる。
【００２５】
また、トランジスタＱ１００のコレクタ−エミッタ間には抵抗Ｒ３００とコンデンサＣ３００が直列に接続されており、負荷電流ＩＬが閾値Ｉｔｈを超えると、トランジスタＱ３００がオンしＲ３００とＣ３００の時定数で帰還回路Ｕ１に作用し、スイッチング周波数を高くすることで、スイッチングトランジスタＱ１からの供給電力を抑制する。検出素子ＣＴ１に流れる電流Ｉｒ１がＩｔｈ以下となると、トランジスタＱ３００がオフしても、抵抗Ｒ３００とコンデンサＣ３００とＲ３０１の時定数でコンデンサＣ３００が充電されるまで、電流制御作用が帰還回路Ｕ１に対して影響が継続することで、電流制御状態からの復帰を緩やかに行い、制御回路の動作を安定させることができる。
【００２６】
これは、図１に示すいわゆるフライバック方式のコンバーターでは、図４に示す三角波電流波形が電流検知素子ＣＴ１に流れる。すなわち検知電流は時間とともにそのスイッチング周期の間はＣＴ１のＬ１００に流れる電流は増加し続ける。そのため一旦検知電流が閾値Ｉｔｈを超えると、その時点で電流制御動作を行っても問題は発生しないが、図１の回路図のトランスＴ１の１次巻き線Ｌ１とスイッチングトランジスタＱ１の間に共振コンデンサＣ３が挿入される図６、図７に示すような電流共振型コンバータの場合には、図１のＲ３００、Ｃ３００が無いと、図８に示す電流Ｉｒ１が電流検出素子ＣＴ１のＬ１００に流れる。
【００２７】
前述したように、スイッチング素子の保護を目的とした電流制御の場合、電流制御の応答はスイッチング周期よりも早い必要があるので、図８に破線で示す閾値Ｉｔｈを超える電流がＩｒ１に流れると、トランジスタＱ３００のエミッタ電圧Ｖｅは図８の下図に示す様に直ちに下降する。それにより帰還回路に作用し、スイッチング周波数を高め、出力電流は抑制されることとなる。そのことにより１パルス周期期間にＩｔｈ以上となった後再びＩｔｈ以下となるため、１パルス周期の期間の時間内で電流制御が行われた後電流制御を行わないという動作となる。
【００２８】
即ち、電流制御状態から瞬時に定常状態の定電圧動作へ移行し、電流制御状態が瞬時であるため、スイッチング周波数も不安定な状態となる。
【００２９】
この動作は、スイッチング周波数を変調することにより出力電力制御を行う回路においてはスイッチング周波数が安定しないために、極めて不安定な動作となる。
【００３０】
そこで抵抗Ｒ３００とコンデンサＣ３００で時定数をもたすことにより、電流制御動作への移行は短い時定数で早く行い、電流制御動作からは１パルス周期期間以上の時間の時定数を持って復帰する。即ち、復帰に対しては、抵抗Ｒ３００とコンデンサＣ３００の時定数を持たせて緩やかに電流制御動作から定常状態の制御である定電圧動作への移行を行うものである。
【００３１】
なお、このときの動作を図８と同様に、図９に示す。図９において、過電流を検出すると、スイッチング周波数が高くなり過電流を抑制する電流制御モードになるが、この電流制御モードから、緩やかに定常状態である定電圧制御モードに移行していく。このように、電流制御動作を持続し、かつ動作後も緩やかに周波数変調動作を行うため動作の安定性をもたらすことができる。
【００３２】
即ち、過電流を検出すると、スイッチング周波数が高くなり、次に低くなり、また高くなりというスイッチング周波数の不安定動作をなくすことができる。本発明においては、過電流を検出すると、一旦スイッチング周波数が高くなるが、その後は、所定の時定数を有して、電流制御状態から定常状態の定電圧動作への移行を緩やかにして、緩やかに定常状態のスイッチング周波数に戻っていくので、スイッチング周波数変調動作が安定になる。
【産業上の利用可能性】
【００３３】
本発明にかかる過電流制御装置は、平均電流の何倍もの瞬時電流が流れる負荷に対しても、１つの過電流保護装置で、スイッチング素子にダメージを与えることがなく制御することができ、負荷電流の瞬時電流が平均電流よりも大きなスイッチング電源の出力電流制御回路等として有用である。
【図面の簡単な説明】
【００３４】
【図１】本発明の実施例１における過電流制御装置の回路構成図
【図２】本発明の実施例１における負荷電流、平滑コンデンサ電圧、電源供給電流の動作波形を説明するための図
【図３】本発明の実施例１における電流動作の概略を説明するための図
【図４】フライバック方式のコンバーターでの検出素子の電流波形を説明するための図
【図５】検出素子の電流検出の整流をブリッジ方式にて実現した場合の概略の回路図
【図６】二石式の電流共振型コンバータの概略の回路図
【図７】二石式の電流共振型コンバータの全波式整流方式の概略回路図
【図８】時定数回路Ｒ３００、Ｃ３００がない場合の過電流検出時の動作波形を説明するための図
【図９】本発明の実施例１における過電流制御装置の時定数回路Ｒ３００、Ｃ３００を挿入した場合の過電流検出時の動作波形を説明するための図
【符号の説明】
【００３５】
Ｂ１  入力直流電源
Ｔ１  スイッチングトランス
Ｌ１  スイッチングトランスの一次巻き線
Ｌ２  スイッチングトランスの二次巻き線
Ｑ１  スイッチングトランジスタ
Ｕ１  帰還回路
ＣＴ１  カレントトランス
Ｌ１００  カレントトランスの一次巻き線
Ｌ１０１  カレントトランスの二次巻き線
Ｄ１、Ｄ２  二次側整流ダイオード
Ｃ１  二次側平滑コンデンサ
Ｃ３  共振コンデンサ
Ｒ１００  低域通過フィルタ抵抗
Ｃ１００  低域通過フィルタコンデンサ
Ｑ１００  ＰＮＰトランジスタ
Ｒ１０２  プルアップ抵抗
Ｂ１００  正電位の基準電圧
Ｒ３００  電流制御動作の応答用の時定数抵抗
Ｒ３０１  帰還回路への抵抗
Ｃ３００  電流制御動作の応答用の時定数コンデンサ
ＩＬ  負荷電流
Ｉｔｈ  電流制御動作を開始する閾値電流
Ｉａｖ  負荷の平均電流
Ｖｃ  コンデンサＣ１の両端電圧
Ｉｒ１  検出素子ＣＴ１に流れる電流
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
2005312203.tif 000010
【図９】
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