(57)【要約】【課題】電力変換装置の大型化やコストアップを招くことなく、放射ノイズスペクトルのピーク値を低減できるようにする。【解決手段】図示のようなインバータ回路（１相分）では、ＩＧＢＴやＦＷＤのスイッチングにより、浮遊容量（点線参照）へ充放電による電流が流れ、その電流経路は符号４３（一点鎖線参照）のように示される。この電流が高周波ノイズ源となるが、そのノイズスペクトルのピーク値は電流経路の面積Ｓに比例するので、この面積Ｓができるだけ小さくなるよう、モジュール内部の構造に工夫をすることによりピーク値の低減化を図る。【選択図】図１０
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源からの電力を所定の電力に変換して負荷に供給する電力変換回路を構成する電力用半導体モジュール内部の絶縁基板において、
直流の正側電位となる銅はくパターンと直流の負側電位となる銅はくパターンとの間に、コンデンサまたはコンデンサと抵抗との直列回路を直接接続することを特徴とする電力用半導体モジュールの絶縁基板。
【請求項２】
前記コンデンサおよび抵抗をチップタイプのものとすることを特徴とする請求項１に記載の電力用半導体モジュールの絶縁基板。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、電力変換装置から発生する放射ノイズの低減を図る半導体モジュール内部の絶縁基板構造に関する。
【背景技術】
【０００２】
図６に電力変換装置の代表的な装置であるインバータ主回路の例を示す。
１１は商用の交流電源、１２は交流から直流に変換するダイオード整流器モジュール、１３は大容量の電解コンデンサ、１４はモータなどの負荷、１５は電力用スイッチングデバイスからなり、直流から交流に変換するインバータ用モジュール、１６はスイッチングデバイスのスイッチング時に発生するサージ電圧を抑制するスナバコンデンサで、通常はインバータ用モジュール１５の直近に設置される。１７はダイオード整流器モジュール１２とインバータモジュール１５を冷却する放熱器である。また、インバータ用モジュール１５はＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）１８と、逆並列に接続されているＦＷＤ（フリーホイールダイオード）ダイオード１９の６回路で構成されており、通常はインバータを構成するために、２回路入りのモジュールを３台使用することが多い。
【０００３】
２回路入りのモジュールの外観を図７に、図８にモジュール内部の絶縁基板の構成例を示す。図８（ａ）は上面図、同（ｂ）は側面図である。
図７の符号２０は直流の正側出力電極（Ｐ）、２１は負側出力電極（Ｎ）、２２は負荷側に接続される出力電極（Ｕ）、２３，２４，２５，２６は上アーム側および下アーム側ＩＧＢＴのゲート端子およびエミッタ端子である。また、モジュールの下部２７（ヒートシンクとの接続面）は銅の基板（銅ベース）で構成している。そのため、ヒートシンクと銅ベースは電気的には同電位（アース電位）となる。
【０００４】
図８（ｂ）の符号２８は銅ベース２７上に形成されている絶縁基板で、セラミックなどの絶縁材２９と各電位（Ｐ，Ｕ，Ｎ）の銅パターン１，２，３より構成される。また、Ｐ電位銅はくパターン１の上には、上アーム側ＩＧＢＴチップ３３とＦＷＤチップ３４がマウントされており、Ｕ電位銅はくパターン２の上には、下アーム側ＩＧＢＴチップ３５とＦＷＤチップ３６がマウントされている。
【０００５】
さらに図８（ａ）のように、上アーム側ＩＧＢＴチップ３３およびＦＷＤチップ３４と、Ｕ電位銅はくパターン２との間はワイヤボンディング３７，３８で接続されており、下アーム側ＩＧＢＴチップ３５とＦＷＤチップ３６と、Ｎ電位銅はくパターン３との間はワイヤボンディング３９，４０で接続されている。
また、図９にインバータモジュール（１相分）内で、放射ノイズに影響を及ぼす浮遊容量４１，４２を示す。
【０００６】
以上のようなインバータ用モジュール（ＩＧＢＴモジュール）の内部構造は、例えば特許文献１，非特許文献１に、また、インバータ用モジュールと平滑コンデンサを一体化する技術は例えば特許文献２，３などに開示されている。
【特許文献１】特開平０６−０６１４０９号公報
【非特許文献１】ＩＧＢＴ一般展開資料「富士第３世代ＩＧＢＴモジュールＮシリー                    ズ，アプリケーションマニュアル  １９９５−２／２０
【特許文献２】特開２００２−１９７７５３号公報
【特許文献３】特開２００３−０９２８４７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
通常、電力変換装置を製品化する場合、ＣＩＳＰＲ（国際無線障害特別委員会）規約などで規定されている雑音電界強度（放射ノイズ）を、或る規格値３０ＭＨｚ〜１ＧＨｚ以内に抑える必要がある。
一般に、図６のＩＧＢＴ１８やＦＷＤ１９は、高ｄｖ／ｄｔ（電圧変化率）によるスイッチングが行なわれる。その際、図９に示すＩＧＢＴやＦＷＤの浮遊容量４１，４２は、Ｕ電位が変動するため充放電現象が起こり、それにより電流が流れる。その電流経路は多々存在するが、代表的な電流経路を図１０に符号４３（一点鎖線）で示す。
【０００８】
上記電流経路４３は、モジュール内の各電極，配線を介するＩＧＢＴチップ（またはＦＷＤチップ）とスナバコンデンサ１６との間となる。この経路４３に流れる電流の波形は、その経路の配線抵抗値（図示していない）と各配線インダクタンス値の和（Ｌ＝Ｌ１＋Ｌ２＋Ｌ３＋Ｌ４＋Ｌ５）、および浮遊容量４１，４２によって決まり、その電流スペクトルはその４１または４２の容量値（Ｃ）と電極および各配線インダクタンス値の和（Ｌ）とで決まる共振周波数（ｆｒ＝１／√（Ｌ・Ｃ））でピークとなる。この電流が放射ノイズ源となり、空間に電磁波が放射される。
【０００９】
このような電磁波による或る空間距離地点での電界の最大値は、次の（１）式により求められる。
Ｅｐｅａｋ＝１．３２×１０-14・Ｓ・Ｅｄ／（π2・Ｔ・ｔr・Ｒ）      …（１）
Ｅｐｅａｋ：電界のピーク値  Ｓ：電流経路（図１０では４３）の空間的な面積
Ｅｄ：電解コンデンサの電圧  Ｔ：ＩＧＢＴのスイッチング周期
ｔr：ＩＧＢＴまたはＦＷＤのスイッチング時の立ち上がり時間
Ｒ：電流経路（図１０では４３）の抵抗分
【００１０】
一般に、インバータに適用するモジュールの場合、電流経路４３の共振周波数ｆｒは３０ＭＨｚ付近になることが多く、そのため上記のような規格値をオーバするケースが多い。また、その周波数での電界強度も一般機器に比べて高いため、インバータの周辺機器が誤動作するなどの問題が発生する場合がある。その場合、上記（１）式のｔrを大きくする、すなわちＩＧＢＴやＦＷＤのスイッチング時のｄｖ／ｄｔを緩やかにする対策が講じられているが、トレードオフとしてスイッチング損失が増加するため放熱器の大型化や、素子定格をアップさせるなどの対策が必要となり、装置の大型化やコストアップを招くという問題がある。
したがって、この発明の課題は装置の大型化やコストアップを招くことなく、放射ノイズスペクトルのピーク値を低減することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
このような課題を解決するため、請求項１の発明では、電源からの電力を所定の電力に変換して負荷に供給する電力変換回路を構成する電力用半導体モジュール内部の絶縁基板において、
直流の正側電位となる銅はくパターンと直流の負側電位となる銅はくパターンとの間に、コンデンサまたはコンデンサと抵抗との直列回路を直接接続することを特徴とする。
この請求項１の発明においては、前記コンデンサおよび抵抗をチップタイプのものとすることができる（請求項２の発明）。
【００１２】
すなわち、上記（１）式からも明らかなように、電流経路の空間的な面積Ｓが小さければ、放射ノイズスペクトルのピーク値Ｅｐｅａｋを小さくできること、また、抵抗を直列に接続すれば、この抵抗で放射ノイズのエネルギを消費できることに着目している。具体的には、絶縁基板上にコンデンサおよび抵抗を配置することで、ＩＧＢＴチップ，ＦＷＤチップおよびコンデンサで囲まれる面積Ｓを極小にしている。
【発明の効果】
【００１３】
この発明によれば、放射ノイズ源となる高周波電流が流れる経路上の面積を減少させ、さらには抵抗を接続しその抵抗でノイズ放射エネルギを消費させることで、放射ノイズスペクトルのピーク値を低減することができる。その結果、外部機器への動作障害が減るとともに、雑音電界強度規格に容易に適合し、ノイズ対策費用を軽減することが可能になるという利点が得られる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
図１はこの発明の第１の実施の形態を示す構成図である。
これは、図８で説明した従来の絶縁基板において、Ｐ電位用銅はくパターン１と、Ｎ電位用銅はくパターン３との間にコンデンサ４を接続した例である。ここに、コンデンサ４としてはチップタイプのものを用い、各銅はくパターンと半田接合することで、放射ノイズ源と高周波電流経路との面積Ｓの低減効果を、より大きくすることができる。
【００１５】
図２はこの発明の第２の実施の形態を示す構成図である。
これは、図１に示すものに対し、Ｎ電位用銅はくパターン３とＵ電位用銅はくパターン２の形状を変更し、コンデンサを４ａ，４ｂ，４ｃと複数（ここでは３個）に増やした例である。
図１，２はコンデンサのみを利用する例で、回路的には図４のように表わすことができる。
【００１６】
図３はこの発明の第２の実施の形態を示す構成図である。
これは、図１，２がコンデンサのみを利用するのに対し、抵抗５を併用（直列接続）する例で、回路図は図５のようになる。このコンデンサや抵抗もチップタイプのものを用いれば、上記と同様の効果を得ることが可能となる。ここでは、コンデンサ４と抵抗５を接続するために新たな銅はくパターン６を用いたが、空間上で接続したり、または抵抗とコンデンサの直列回路が１チップになったものを用いても良い。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】この発明の第１の実施の形態を示す構成図
【図２】この発明の第２の実施の形態を示す構成図
【図３】この発明の第３の実施の形態を示す構成図
【図４】コンデンサのみを用いる場合の回路図
【図５】コンデンサと抵抗との直列接続回路を用いる場合の回路図
【図６】インバータ主回路の従来例を示す回路図
【図７】従来のＩＧＢＴモジュールの外観図
【図８】ＩＧＢＴモジュールの内部構成例図
【図９】インバータモジュール内部の浮遊容量を示す回路図
【図１０】放射ノイズ源となる電流経路の説明図
【符号の説明】
【００１８】
１…Ｐ電位用銅はくパターン、２…Ｕ電位用銅はくパターン、３…Ｎ電位用銅はくパターン、４，４ａ，４ｂ，４ｃ…コンデンサ、５…抵抗、６…銅はくパターン。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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