(57)【要約】      （修正有）【課題】ＯＦＤＭ方式に基づいて生成された信号サンプルのＯＦＤＭシンボルからデータを再生する受信機を提供する。【解決手段】信号サンプルからパイロットキャリア信号を抽出し、抽出されたパイロットサンプルから、受信されたＯＦＤＭシンボル内の各パイロット信号のチャンネル周波数応答のサンプルの推定値を生成するパイロット抽出器を備える。パイロット抽出器は、抽出したパイロットキャリア信号をパイロットキャリアの所定のバージョンと比較する。更に、パイロットによる抽出器は、チャンネル周波数応答推定値のサンプルを内挿する周波数補間フィルタと、フィルタコントローラとを備える。周波数補間フィルタは、通過帯域を調整可能な周波数応答を有し、フィルタコントローラは、周波数補間フィルタのチャンネル周波数応答の推定値における雑音を低減するよう周波数補間フィルタの帯域幅を調整する。【選択図】図９
2005312027.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
パイロットキャリア信号を含む、直交波周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式に基づいて生成された信号サンプルのＯＦＤＭシンボルからデータを再生する受信機であって、
当該受信機は、パイロットによるチャンネル推定器を備え、
上記チャンネル推定器は、
上記信号サンプルからパイロットキャリア信号を抽出し、該抽出したパイロットキャリア信号をパイロットキャリアの所定のバージョンと比較することによって、上記受信されたＯＦＤＭシンボル内の各パイロット信号のチャンネル周波数応答のサンプルの推定値を生成するパイロット抽出器と、
通過帯域を調整可能な周波数応答を有し、チャンネル周波数応答推定値のサンプルを内挿する周波数補間フィルタと、
上記周波数補間フィルタのチャンネル周波数応答の推定値における雑音を低減するよう周波数補間フィルタの帯域幅を調整するフィルタコントローラとを備える受信機。
【請求項２】
上記フィルタコントローラは、チャンネルインパルス応答の遅延スプレッドに基づいて、上記チャンネルインパルス応答推定値の遅延スプレッドの長さに比例するように上記周波数補間フィルタの帯域幅を適応化することを特徴とする請求項１記載の受信機。
【請求項３】
上記周波数補間フィルタは、それぞれが所定の帯域幅を有する複数の補間フィルタを備え、上記フィルタコントローラは、上記複数の補間フィルタの１つを選択して該周波数補間フィルタの帯域幅を調整することを特徴とする請求項１記載の受信機。
【請求項４】
上記チャンネル周波数応答推定値のサンプルの位相調整値を算出する位相オフセット算出器と、上記チャンネル周波数応答推定値に上記位相オフセットを適用する位相調整器とを備え、上記適用される位相オフセットは、上記周波数補間フィルタの通過帯域ウィンドウ内において、上記チャンネル周波数応答推定値のエイリアシングからのエネルギを低減する効果を有することを特徴とする請求項１記載の受信機。
【請求項５】
上記チャンネルインパルス応答の遅延スプレッドに基づいてＯＦＤＭシンボルを検出するためのタイミング調整値を推定するシンボルタイミング調整推定器を備え、上記位相オフセット算出器は、該タイミング調整値から上記位相調整を算出することを特徴とする請求項４記載の受信機。
【請求項６】
上記受信シンボルから上記パイロットによるチャンネル応答推定値を実質的にキャンセルすることによって、該受信シンボルにおけるチャンネルインパルス応答の影響を低減するチャンネル補正プロセッサを備える請求項１記載の受信機。
【請求項７】
上記ＯＦＤＭシンボルは、ＯＦＤＭシンボルの各セットについて、異なるサブキャリア位置に挿入されたパイロット信号を含み、上記パイロット信号のサブキャリア位置は、後続するシンボルのセットにおいて繰り返され、上記パイロットによるチャンネル推定器は、時間的に分離されたＯＦＤＭシンボル内の対応するサブキャリア位置において、パイロットキャリア信号から導出されたチャンネル周波数応答推定値のサンプルを内挿し、チャンネル周波数応答推定値の内挿されたバージョンを生成する時間補間フィルタを備え、該周波数補間フィルタによって内挿されたチャンネル周波数応答推定値のバージョンは、上記ＯＦＤＭシンボルからキャンセルされるチャンネル周波数応答推定値を提供することを特徴とする請求項１記載の受信機。
【請求項８】
パイロットキャリア信号を含む、直交波周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式に基づいて生成された信号サンプルのＯＦＤＭシンボルからデータを再生するデータ再生方法において、
上記信号サンプルから上記パイロットキャリア信号を抽出するステップと、
抽出したパイロットキャリア信号をパイロットキャリアの所定のバージョンと比較することによって上記受信されたＯＦＤＭシンボル内の各パイロット信号のチャンネル周波数応答のサンプルの推定値を生成するステップと、
通過帯域を調整可能な周波数応答を有する周波数補間フィルタを用いて、該周波数補間フィルタのチャンネル周波数応答の推定値における雑音を低減するよう周波数補間フィルタの帯域幅を調整して、チャンネル周波数応答推定値のサンプルを内挿するステップとを有するデータ再生方法。
【請求項９】
上記周波数補間フィルタの帯域幅は、チャンネルインパルス応答の遅延スプレッドに基づいて、上記チャンネルインパルス応答推定値の遅延スプレッドの長さに比例するように適応化されることを特徴とする請求項８記載のデータ再生方法。
【請求項１０】
上記周波数補間フィルタは、それぞれが所定の帯域幅を有する複数の補間フィルタを備え、上記複数の補間フィルタの１つを選択して該周波数補間フィルタの帯域幅を調整するステップを有することを特徴とする請求項８記載のデータ再生方法。
【請求項１１】
上記チャンネル周波数応答推定値の周波数領域のサンプルの位相調整値を算出するステップと、
上記チャンネル周波数応答推定値に上記位相オフセットを適用するステップとを有し、上記適用される位相オフセットは、上記周波数補間フィルタの通過帯域ウィンドウ内において、上記チャンネル周波数応答推定値のエイリアシングからのエネルギを低減する効果を有することを特徴とする請求項８記載のデータ再生方法。
【請求項１２】
上記チャンネルインパルス応答の遅延スプレッドに基づいてＯＦＤＭシンボルを検出するステップを有し、上記位相調整は、該タイミング調整値から算出されることを特徴とする請求項１１記載のデータ再生方法。
【請求項１３】
上記受信シンボルから上記パイロットによるチャンネル応答推定値を実質的にキャンセルすることによって、該受信シンボルにおけるチャンネルインパルス応答の影響を低減するステップを有する請求項８記載のデータ再生方法。
【請求項１４】
上記ＯＦＤＭシンボルは、ＯＦＤＭシンボルの各セットについて、異なるサブキャリア位置に挿入されたパイロット信号を含み、上記パイロット信号のサブキャリア位置は、後続するシンボルのセットにおいて繰り返され、当該データ再生方法は、
時間的に分離されたＯＦＤＭシンボル内の対応するサブキャリア位置において、パイロットキャリア信号から導出されたチャンネル周波数応答推定値のサンプルを内挿し、チャンネル周波数応答推定値の内挿されたバージョンを生成するステップを有し、
上記周波数補間フィルタによって内挿されたチャンネル周波数応答推定値のバージョンは、上記ＯＦＤＭシンボルからキャンセルされるチャンネル周波数応答推定値を提供することを特徴とする請求項８記載のデータ再生方法。
【請求項１５】
直交周波数分割多重シンボルに含まれているパイロット信号からチャンネル周波数応答を推定するパイロットによるチャンネル推定器において、
上記信号サンプルからパイロットキャリア信号を抽出し、該抽出したパイロットキャリア信号をパイロットキャリアの所定のバージョンと比較することによって上記受信されたＯＦＤＭシンボル内の各パイロット信号のチャンネル周波数応答のサンプルの推定値を生成するパイロット抽出器と、
通過帯域を調整可能な周波数応答を有し、チャンネル周波数応答推定値のサンプルを内挿する周波数補間フィルタと、
上記周波数補間フィルタのチャンネル周波数応答の推定値における雑音を低減するよう周波数補間フィルタの帯域幅を調整するフィルタコントローラとを備えるチャンネル推定器。
【請求項１６】
上記フィルタコントローラは、チャンネルインパルス応答の遅延スプレッドに基づいて、上記チャンネルインパルス応答推定値の遅延スプレッドの長さに比例するように上記周波数補間フィルタの帯域幅を適応化することを特徴とする請求項１５記載のチャンネル推定器。
【請求項１７】
パイロットキャリア信号を含む、直交波周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式に基づいて生成された信号サンプルのＯＦＤＭシンボルからデータを再生するデータ再生装置において、
上記信号サンプルから上記パイロットキャリア信号を抽出する抽出手段と、
抽出したパイロットキャリア信号をパイロットキャリアの所定のバージョンと比較することによって上記受信されたＯＦＤＭシンボル内の各パイロット信号のチャンネル周波数応答のサンプルの推定値を生成する生成手段と、
通過帯域を調整可能な周波数応答を有する周波数補間フィルタを用いて、該周波数補間フィルタのチャンネル周波数応答の推定値における雑音を低減するよう周波数補間フィルタの帯域幅を調整して、チャンネル周波数応答推定値のサンプルを内挿する内挿手段とを備えるデータ再生装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直交波周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：以下、ＯＦＤＭという。）方式に基づいて生成された信号サンプルの受信シンボルからデータを再生する受信機に関する。また、本発明は、ＯＦＤＭ方式に基づいて生成された受信信号サンプルからデータを検出し、再生する方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＤＶＢ−Ｔ（非特許文献４参照）に用いられるマルチキャリア変調方式、例えばＯＦＤＭ方式では、多くの場合、パイロットシンボルが、伝送されてくる信号のマトリクス内の既知の位置に埋め込まれている。これらのパイロットシンボルは、ＯＦＤＭ信号を復調している間も、パイロットによるチャンネル推定（非特許文献３参照）に用いることができる。パイロットは、周波数領域と時間領域の両方において、既知の一定の間隔でした現れないので、現在受信中のＯＦＤＭシンボルにおいては、パイロットキャリアが伝送されていない点ではパイロットキャリアを内挿することにより、チャンネルの振幅及び位相特性を推定している。この内挿処理は、チャンネルの推定値に雑音を生じ、この結果、受信機の性能を低下させるという問題がある。
【０００３】
【非特許文献１】M. Alard, R. Lassalle, "Principles of modulation and channel coding for digital broadcasting for mobile receivers", EBU Review, No. 224, Aug. 1987.
【非特許文献２】M. Speth, S. Fechtel, et al, "Optimum receiver design for OFDM-based broadband transmission- Part II: A case study", IEEE trans. On Communications, pg 571 to 578, vol. 49, No. 4, Apr 2001.
【非特許文献３】Erik Stare, "Mobile reception of 2K and 8K DVB-T Signals," Proceedings of IBC '98 pp 473-478.
【非特許文献４】EN 300 744 Digital Video Broadcasting (DVB) Framing structure, channel coding and modulation for digital terrestrial television.
【非特許文献５】Richard Lyons, "Understanding digital signal processing", Addison-Wesley, 1996
【特許文献１】Co-pending UK patent application serial number 0115061.4.
【特許文献２】S.Atungsiri, J. Wilson, "Maximum-Likelihood symbol acquisition for DVB-T receivers", Great Britain Patent Application No. 0027424.1, 9 Nov. 2000.
【特許文献３】S.Atungsiri, J. Wilson, "Closed-loop pilot assisted symbol tracker for DVB-T receivers ", European Patent Application No. 02254020.7, 10 June 2002.
【特許文献４】S.Atungsiri, "OFDM demodulation for channels with long delay spreads", United Kingdom Patent Application No. 0225039.7, 28 Oct 2002.
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
そこで、本発明の目的は、チャンネル推定値における雑音を減少させることによって復調器の性能を向上させることである。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明は、直交波周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式に基づいて生成された信号サンプルのＯＦＤＭシンボルからデータを再生する受信機を提供する。ＯＦＤＭシンボルは、パイロットキャリア信号を含む。受信機は、信号サンプルからパイロットキャリア信号を抽出し、抽出されたパイロットサンプルから、受信されたＯＦＤＭシンボル内の各パイロット信号のチャンネル周波数応答のサンプルの推定値を生成するパイロット抽出器を備える。パイロット抽出器は、抽出したパイロットキャリア信号をパイロットキャリアの所定のバージョンと比較する。更に、パイロットによる抽出器は、チャンネル周波数応答推定値のサンプルを内挿する周波数補間フィルタと、フィルタコントローラとを備える。周波数補間フィルタは、通過帯域を調整可能な周波数応答を有し、フィルタコントローラは、周波数補間フィルタのチャンネル周波数応答の推定値における雑音を低減するよう周波数補間フィルタの帯域幅を調整する。
【０００６】
通過帯域を調整可能な周波数補間フィルタを用いることにより、現在の伝搬チャンネルの特性に応じて周波数補間フィルタの帯域幅を適切に選択することによってチャンネル周波数応答推定値における雑音を減少させることができる。
【０００７】
本発明では、チャンネルインパルス応答の遅延スプレッドに基づいて、周波数補間フィルタの帯域幅を適切に選択する。すなわち、本発明の実施形態においては、フィルタコントローラは、チャンネルインパルス応答の遅延スプレッドに基づいて、チャンネルインパルス応答推定値の遅延スプレッドの長さに比例するように周波数補間フィルタの帯域幅を適応化する。これは、特許文献２及び特許文献４に開示されている手法により算出することができる。
【０００８】
周波数補間フィルタの帯域幅の調整は、アルゴリズムに基づいて周波数補間フィルタを生成することによって実現できる。幾つかの実施形態では、周波数補間フィルタは、それぞれが所定の帯域幅を有する複数の補間フィルタを備え、フィルタコントローラは、複数の補間フィルタの１つを選択して周波数補間フィルタの帯域幅を調整する。周波数軸内挿を時間軸処理と組み合わせることにより、チャンネル周波数応答のより正確な推定値を提供することができる。このような時間軸処理は、時間軸パイロット内挿を含んでいてもよい。ここで、周波数軸内挿は、チャンネル周波数応答のエイリアシングを生じる虞がある。これらのエイリアシングは、補正しなければ、雑音源となる可能性がある。そこで、本発明の実施形態では、周波数補間フィルタと連携して動作する位相オフセット算出器を用いる。位相オフセット算出器は、チャンネル周波数応答推定値の周波数領域のサンプルの位相を調整するための位相調整値を算出し、この位相調整値を位相調整器に供給する。位相調整器は、チャンネル周波数応答推定値に位相オフセットを適用する。適用される位相オフセットは、周波数補間フィルタの通過帯域ウィンドウ内において、チャンネル周波数応答推定値のエイリアシングからのエネルギを低減する効果を有する。
【０００９】
本発明の更なる側面及び特徴は、添付の請求の範囲において定義される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
記号及び略語のリスト
本発明の実施形態の説明に用いるシンボルと略語のリストを以下に示す。
Ｔｇ：ガードインターバル期間（Guard interval duration）（秒）
Ｔｕ：有効なシンボル期間（Useful symbol duration）（秒）
Ｎｕ：シンボルの有効な部分のサンプル数（Number of samples in useful part of symbol）
μ：チャンネルインパルス応答遅延スプレッド（Channel impulse response delay spread）
ＣＩＲ：チャンネルインパルス応答（Channel impulse response）
ＣＰ：連続パイロット（Continuous pilot）
ＣＴＦ：チャンネル伝達関数（Channel transfer function）
ＤＶＢ−Ｔ：デジタルビデオ放送−地上波伝送（Digital video broadcasting - terrestrial transmission）
ＦＦＴ：高速フーリエ変換（Fast Fourier Transform）
ＩＦＦＴ：逆ＦＦＴ（Inverse FFT）
ＭＦ：整合フィルタ（MF：Matched filter）
ＯＦＤＭ：直交波周波数分割多重（Orthogonal frequency division multiplexing）
ＱＡＭ：直交振幅変調（Quadrature amplitude modulation）
ＳＰ：散在パイロット（Scattered pilot）
ＴＯＡ：到来時間（Time of arrival）
ＴＰＳ：伝送パラメータシグナリング（Transmission parameters signalling）
本発明の実施形態は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号が伝送されたチャンネルの周波数応答を推定する改善された技術を提供する。後述するように、チャンネル周波数応答又はチャンネル伝達関数（ＣＴＦ）は、各ＯＦＤＭシンボルと共に伝送されてくるパイロットシンボルを用いて推定される（図１及び後述する説明参照）。パイロットによるチャンネル推定器（pilot assisted channel estimator）は、パイロット信号から得られたＣＴＦのサンプルを内挿する。後述するように、内挿は、時間領域及び周波数領域の一方又は両方において実行することができる。本発明の実施形態では、周波数補間フィルタを適応化し、チャンネル伝達関数推定値を改良し、これにより、各ＯＦＤＭシンボルから再生されるデータの完全性（integrity）を改善する。
【００１１】
例えばＤＶＢ−ＴとＤＶＢ−Ｈを含むデジタルビデオ放送（ＤＶＢ）規格に基づいて生成されたＯＦＤＭシンボルからデータを検出して、再生する本発明の具体例を説明する。なお、本発明は、例えば、日本のＩＳＤＢ−Ｔ規格等の他のＯＦＤＭ方式にも適用できることは言うまでもない。
【００１２】
ＤＶＢ規格に基づいて変調されるＣＯＦＤＭシンボルは、通信するデータと平行してＫ個の狭帯域キャリア（K narrow band carriers）を変調することによって生成される。欧州電気通信標準化機構が定める規格、ＥＮ３００７４４バージョン１．１．２（１９９７〜１９９８）「地上波デジタルテレビジョンのためのデジタルビデオ放送（Digital Video Broadcasting：ＤＶＢ）のフレーム構造、チャンネル符号化及び変調」（非特許文献４参照）に定められているように、ＯＦＤＭシンボルは、周波数領域で生成された後、逆フーリエ変換を用いて時間領域に変換される。時間領域ＯＦＤＭシンボルのデータ構成を図１に示す。
【００１３】
図１には、２つのＯＦＤＭシンボルがブロック１、２として示されており、これらは、ＤＶＢ送信機によって、図面の右から左に進む時間に沿って送信される。図１に示すように、各ＯＦＤＭシンボル１、２は、データを伝送するためのシンボルの有効な部分を含んでいる。シンボルのこの部分は、Ｔｕ秒のシンボル期間と、Ｎｕ個のサンプルを有している。期間Ｔｇ秒のガードインターバルＧ．１、Ｇ．２は、前のシンボルと現在のシンボルを分離する役割を有している。ガードインターバルは、Ｎｇ個のサンプルを有している。各シンボル１、２のガードインターバルＧ．１、Ｇ．２は、シンボルの有効な部分に先行し、矢印４で示すように、シンボルの有効な部分の最後のＴｇ秒のサンプルを複製することによって形成される。したがって、Ｎｓ個の各ＯＦＤＭシンボルは、それぞれＴｓ＝Ｔｇ＋Ｔｕ秒の期間を有する。
【００１４】
ＯＦＤＭシンボル内のデータを再生するために、受信機は、各ＯＦＤＭシンボルに対応する受信信号サンプルのセットの中から、データを運んでいる信号サンプルを検出しなければならない。
【００１５】
チャンネル推定器及び補正器を備える受信機
ＯＦＤＭシンボルからデータを検出して、再生する受信機の具体的な構成を、図２に示す。図２に示すアナログ／デジタル変換器１００には、ＯＦＤＭシンボルによって変調された無線信号の検出された信号を表す中間周波数（ＩＦ）信号が供給される。すなわち、受信機は、チューナと、ダウンコンバータとを備え、チューナ及びダウンコンバータは、無線周波信号に同調すると共に、中間周波数信号に変換し、中間周波数信号を入力端子１０２を介してアナログ／デジタル変換器１００に供給する。したがって、図１には示していないが、受信機は、無線周波数受信機とダウンコンバータを備えている。受信信号は、アナログ／デジタル変換された後に、中間周波数／ベースバンド変換器１０４によってベースバンド信号に変換された後、リサンプリング及びキャリアオフセット補正プロセッサ１０６によって処理される。幾つかの実施形態では、無線周波信号を直接ベースバンド信号に変換してもよい。この場合、アナログ／デジタル変換器１００に入力される中間周波数は、０Ｈｚであり、したがって、中間周波数／ベースバンド変換器１０４は不要である。リサンプリング及びキャリアオフセット補正プロセッサ１０６は、周波数領域において、ＯＦＤＭ変調のＫキャリアを追跡する。そして、ベースバンドの信号サンプルは、高速フーリエ変換プロセッサ１０８に供給され、高速フーリエ変換プロセッサ１０８は、時間領域の信号として供給される信号サンプルを周波数領域の信号に変換する。そして、ポストＦＦＴプロセッサ１１０は、周波数領域の信号サンプルからデータを再生する。このデータは、前方誤り訂正プロセッサ１１２に供給され、前方誤り訂正プロセッサ１１２は、誤り訂正を行ってデータを復号し、再生データを出力端子１１４から出力する。
【００１６】
この具体例に基づく受信機は、データを伝搬している信号サンプルをＦＦＴプロセッサ１０８によって処理するためのＦＦＴウィンドウタイムの位置を検出する。ＦＦＴウィンドウの位置は、ウィンドウが含むデータ搬送信号サンプルのエネルギが最大となるように調整される。そのために、ＦＦＴシンボルタイミング再生プロセッサ１１６は、シンボル同期時間を示す信号を生成し、接続線１１８を介してＦＦＴプロセッサ１０８に供給する。ＦＦＴシンボルタイミング再生プロセッサ１１６は、ＯＦＤＭシンボルを表す信号サンプルの受信セットからシンボル同期時間（Symbol Sync Time：以下、ＳＳＴという。）を検出する。これらの信号サンプルの受信セットは、接続線１２０を介してリサンプリング及びキャリアオフセット補正プロセッサ１０６から供給される。
【００１７】
ＦＦＴシンボルタイミング再生プロセッサ１１６及びポストＦＦＴプロセッサ１１０のより詳細な構成を、図３に示す。ＦＦＴシンボルタイミング再生プロセッサ１１６とポストＦＦＴプロセッサ１１０は、シンボルタイミング再生の動作を行う。この動作は、同時に継続中の特許文献１に記載されている。
【００１８】
図３に示すように、ＯＦＤＭシンボルを表す時間領域のサンプルは、ＦＦＴプロセッサ１０８に供給される。ＦＦＴプロセッサ１０８は、時間領域のサンプルを周波数領域のサンプルに変換する。そして、周波数領域のサンプルは、ポストＦＦＴプロセッサ１１０に供給される。また、時間領域のサンプルは、シンボルタイミング再生プロセッサ１１６、特にシンボルタイミング再生プロセッサ１１６内のシンボルタイミング調整推定器２２０に供給される。特許文献１に記載されているように、シンボルタイミング調整推定器２２０は、ガードインターバルのサンプルに整合フィルタを備えている。整合フィルタは、ＯＦＤＭシンボルによって励振され、出力信号を生成し、この出力信号から、パイロットによるシンボルタイミング推定器（pilot assisted symbol time estimator）２３０により供給される信号を用いて、ＳＳＴが算出される。整合フィルタの出力は、チャンネル上に存在する離散的な伝搬路を表す鋭いパルスを含んでいる。ＳＳＴは、最も早く到来した鋭いパルスの伝搬路の相対的な到来時間から算出される。また、最も早く到来した伝搬路と、最も遅く到来した伝搬路との相対的な到来時間の差も算出される。この差は、チャンネル応答遅延スプレッドの推定値として、チャンネル補正器２５０に送られる。この動作が、本発明の主題である。
【００１９】
本発明の実施形態は、パイロットによるチャンネル応答推定に関するので、シンボル同期時間推定及びチャンネル応答遅延スプレッドに関するその他の詳細は、ここでは説明しない。これらの事項の詳細については、特許文献１に開示されている。
【００２０】
ＯＦＤＭのためのチャンネル補正
図４に示す各ＯＦＤＭシンボル、すなわちマトリクスの各行は、伝送の前に、逆フーリエ変換を用いて時間領域に変換される。時間領域の各シンボルは、伝送チャンネルを通過するので、様々な歪みの影響を受ける。このような歪みの原因には、以下のようなものがある。
・信号マトリクス内の各セルの振幅と位相を乱す作用がある加法性雑音。
・マルチパス伝搬に起因し、各シンボル（マトリクスの行）内の幾つかのサブキャリアを選択的に減衰させ、他のサブキャリアを増幅する周波数選択性フェージング。更に、この周波数選択性フェージングは、各シンボル毎のサブキャリアの減衰率が一定ではないという意味で、時変であると言える。
・サブキャリアの相互干渉を引き起こし、この結果、これらのサブキャリアの直交性を失わせるドップラシフト。
・例えば、位相雑音、キャリア周波数オフセット、インパルス性干渉、ＦＦＴウィンドウ位置のシフト等、受信機のフロントエンドから生じる可能性がある他の影響。
【００２１】
図４に示す所定の信号マトリクスの所定のセルに対するこれらの全ての歪みの影響は、シンボル（行）番号をｎとし、サブキャリア（列）番号をｋとすると、２次元のチャンネル伝達関数Ｈ（ｎ，ｋ）としてモデル化することができる。複素値Ｃ（ｎ，ｋ）が所定のセルで伝送されると、このようなチャンネルを介して受信された複素値Ｒ（ｎ，ｋ）は、以下の式で表すことができる。
【００２２】
【数１】
2005312027.tif 000003
【００２３】
この技術では、パイロットによるチャンネル推定器２４０は、時間、複雑さ、消費電力及びコストに関する所定の制約の範囲内で、各パイロットセルにおける結合された既知の伝送を用いて、Ｈ（ｎ，ｋ）の影響を推定し、軽減する。これらの影響は、パイロットセルから導出されるＣＴＦのサンプルを内挿することにより、時間領域及び周波数領域の両方で推定される。例えば、周波数選択性フェージング及び雑音に起因する歪みは、周波数軸に沿った個々のシンボルのパイロットセル上で計算することによって推定することができる。チャンネルのドップラシフト及び時間変動に起因する歪みは、時間軸に沿ったシンボルに亘って算出することができる。ある種の２次元チャンネル推定処理では、これらの計算の両方を結合することもできるが、この場合、必要とされる演算量は、かなり増える（非特許文献２参照）。したがって、実際の復調器は、これらの計算を順番に実行し、多くの場合、先に時間軸の歪みを推定し、次に周波数軸の歪みを推定する。
【００２４】
実際の復調器は、所定のシンボルのシンボル番号ｎを無視し、所定のシンボルの全てのサブキャリアに亘るチャンネル伝達関数（channel transfer function：以下、ＣＴＦという。）であるＨ（ｋ）を計算することによって、チャンネルを推定する。ｋ番目のサブキャリア位置で受信される複素値Ｒ（ｋ）に対応する、送信された複素シンボルＣ（ｋ）は、以下のように推定することができる。
【００２５】
【数２】
2005312027.tif 000004
【００２６】
ここで、ｋ＝０，１，２・・・，Ｎｕ−１であり、Ｎｕは、ＯＦＤＭシステム内のサブキャリアの数である。具体的には、パイロットによるチャンネル推定器２４０では、パイロットセルにおいて、上の式を用いて、所定のパイロットセルにおけるＣＴＦのサンプルを推定する。
【００２７】
パイロットによるチャンネル推定
パイロットによるチャンネル周波数応答推定器２４０の動作について、図４及び図５を用いて説明する。図４に示すように、ＯＦＤＭシンボルは、複数のパイロットセルを含み、各パイロットセルの位置、期待される振幅及び位相は、受信機にとって既知である。ポストＦＦＴプロセッサ１１０は、ＦＦＴプロセッサ１０８からの周波数領域のサンプル出力信号からこれらの受信パイロットセルを抽出することができる。
【００２８】
図４は、ＯＦＤＭ方式を用いたデータの伝送を表すマルチキャリア信号のマトリクスを概略的に示す図である。このマトリクスは、シンボル期間がＴｕ秒のシンボルからなり、各シンボルは、信号のＯＦＤＭサブキャリア又はセルの数をＮｕとすると、Ｎｕ／Ｔｕの帯域幅を有する。ＤＶＢ−Ｔ方式においては、例えば、Ｎｕは、所謂２Ｋ方式では１７０５であり、４Ｋ方式では３４０９であり、８Ｋ方式では６８１７である。シンボル期間Ｔｕの値は、それぞれ２２４ｕｓ、４４８ｕｓ、８９６ｕｓである。図４に示すＤＶＢ−Ｔ方式の信号マトリクスにおいては、マトリクスの行は、個々のシンボルを時間で表し、列は、所定のシンボルのサブキャリア（周波数領域）を表している。
【００２９】
図４の信号マトリクスの各セルは、送信機において、振幅及び位相がデータに従って変化されたＱＡＭシンボルとして送信される。パイロットシンボルセルの期待される振幅及び位相は、送信機と受信機の両方にとって既知である。信号マトリクス内には、連続パイロットと、散在パイロットの両方がある。連続パイロットでは、全てのシンボルに対して、連続パイロットの位置におけるサブキャリアの振幅及び位相は、既知である。一方、各シンボル内の散在パイロットの位置は、所定のパターンに基づいて変化する。他のサブキャリア、例えば受信機で位相と振幅を容易に導出することができる伝送パラメータシグナリング（transmission parameters signalling：以下、ＴＰＳという。）を搬送するサブキャリアがある場合もある。そして、他のセル（ＴＰＳサブキャリアを除く）は、伝送システムの実際のペイロードをその位相と振幅で運ぶ直交振幅変調シンボルによって変調される。復調器の機能は、このペイロードを抽出することである。
【００３０】
各ＯＦＤＭシンボルについて、パイロットによるチャンネル推定器２４０は、ＦＦＴ１０８からの周波数領域のキャリアに対して動作する。パイロットキャリアは、全てのキャリアから特定されて抽出される。１つのＯＦＤＭシンボル内には、限定された数のパイロットキャリアしかなく、ＤＶＢ−Ｔの具体例では、ＯＦＤＭシンボルは、１２個のキャリアに対して僅かに１個である。パイロットによるチャンネル推定器２４０は、各受信パイロットの複素値を既知の又は期待される複素値で除算することによって、各パイロットセルにおけるＣＴＦの値を計算する。所定のＯＦＤＭシンボルに関するこの演算の結果は、実質的に、Ｈ１２（ｋ）として表されるＣＴＦの１２倍に間引きされたバージョンである。ＤＶＢ−Ｔの具体例では、パイロットセルは、非特許文献１に開示されているような時間領域における処理を用いて、このサンプル間隔を更に縮小するように、連続したＯＦＤＭシンボル間で分散される。このような時間領域の処理は、本発明の主題ではないが、ＤＶＢ−Ｔの具体例では、Ｈ１２（ｋ）の連続した推定値に対してこの処理を適用することにより、ＣＴＦ推定値Ｈ３（ｋ）の３倍の間引きを実現することができる。
【００３１】
ＣＴＦの３倍に間引きされたバージョンを提供する時間領域内挿の後に、チャンネル推定器は、周波数領域のＣＴＦを３倍に内挿し、これにより、データを搬送するキャリアを含むあらゆるキャリアに関するＣＴＦ推定値が生成される。シーケンスＨ１２（ｋ）及びＨ３（ｋ）は、以下のような式で表すことができる。
【００３２】
【数３】
2005312027.tif 000005
【００３３】
ここで、Ｒ（ｋ）は、ｋ番目のサブキャリアについて受信された複素値であり、Ｐｃ（ｋ）は、マトリクスの列ｋにおける送信されたパイロットの既知の又は期待される複素値であり、ＨＩ（ｋ）は、隣接するシンボルに亘って、列（サブキャリア）ｋに沿ってＨ１２を時間軸処理した結果を表している（非特許文献３参照）。この式は、ｋ＝０の第１のサブキャリアがパイロットであるシンボルを仮定している。この他の場合、第１のパイロットサブキャリアにおいてｋ＝０である。
【００３４】
図５は、Ｈ３（ｋ）を得るための時間軸処理の後のマトリクスを示している。Ｕのマークが付されたセルにおいては、ＣＴＦは、まだ既知でなく、したがって、ゼロに設定されている。次に、これらのセルのＣＴＦサンプルは、周波数軸処理によって算出される。
【００３５】
完全なＣＴＦ  Ｈ（ｋ）を算出するための周波数軸処理は、Ｈ３（ｋ）の周波数軸に沿って３倍の内挿を行うフィルタリング処理である。Ｈ３（ｋ）のこのフィルタリングは、以下のように表すことができる。
【００３６】
【数４】
2005312027.tif 000006
【００３７】
ここで、Ｆ｛．｝は、フーリエ変換を表し、ｈ（ｋ）＝Ｆ−１｛Ｈ３｝（Ｈ３（ｋ）の逆変換 ）は、チャンネルの時間領域インパルス応答であり、Ｇ（ｋ）＝Ｆ｛ｇ｝（フィルタインパルス応答ｇ（ｉ）のフーリエ変換）は、周波数補間フィルタの伝達関数である。この式の右端の部分は、Ｈ３（ｋ）の周波数補間フィルタリングの別の解釈を表しており、すなわち、Ｈ３（ｋ）の周波数補間フィルタリングは、チャンネルインパルス応答のウィンドウイングとみなすこともできる。この場合、Ｇ（ｋ）（補間フィルタの伝達関数）は、ウィンドウを表し、ｈ（ｋ）（チャンネルのインパルス応答）は、ウィンドウが適用される信号を表す。以下、この解釈（interpretation）を用いて、本発明を説明する。
【００３８】
ポストＦＦＴプロセッサ内では、これらのＣＴＦ推定値は、チャンネル補正器２５０に供給され、チャンネル補正器２５０は、これらのＣＴＦ推定値を用いて、データに対するチャンネルの影響を等化する。
【００３９】
周波数軸チャンネル推定における雑音のソース
Ｈ３（ｋ）の３倍のアップサンプリングにより、スペクトルの重複（spectral folds）が生じ、このような重複は、エイリアシングを回避するためにフィルタリングによって除去する必要がある。この点について、図６（ａ）及び図６（ｂ）を用いて説明する。図６（ａ）は、サンプリング周波数Ｆ１を有する入力信号ｘ（ｎ）のスペクトルを示している。ここで、信号のスペクトルは、サンプリング周波数Ｆ１の全ての倍数において同様に出現している。図６（ｂ）は、サンプリング周波数Ｆｓ＝３Ｆ１を有するｘ（ｎ）の３倍にアップサンプリングされたバージョンであるｙ（ｎ）のスペクトルを示している。また、このスペクトルに重ねて示されているのは、補間フィルタリング処理の一部として入力信号の不要なエイリアシングを削除するために用いることができる典型的なフィルタの周波数応答である。
【００４０】
図６（ｂ）に示す特性を有する補間フィルタの仕様は以下の通りである。
・通過帯域のリップルが低く及び線形位相を有するローパスフィルタ。
・Ｂを信号帯域幅として、カットオフ周波数ＦＣ：１／２Ｂ＜Ｆｃ≦Ｆ１−１／２Ｂ。
・±Ｆ１を中心とする入力信号スペクトルの繰返しからの雑音を最小化するために阻止帯域減衰量は、可能な限り低い方がよい。
【００４１】
Ｂ及びＦ１に関連したＦｃの選択だけではなく、阻止帯域の減衰が不十分な場合にも内挿された信号に雑音が導入されることがある。阻止帯域の減衰は、主にフィルタの次数の関数であるので、補間フィルタの次数を適切に選択することによって適切な減衰を実現できる。
【００４２】
周波数内挿に起因する雑音
上述したように、補間フィルタによってフィルタリングされる信号は、周波数領域のサンプルで構成される。したがって、補間フィルタの伝達関数によってウィンドウイングされる信号は、時間領域信号、すなわちチャンネルインパルス応答である。したがって、フィルタの帯域幅は、フィルタの周波数応答から形成されたウィンドウの持続時間として表現することができる。Ｈ３（ｋ）のサンプリングレートは、完全なＣＴＦ  Ｈ（ｋ）の最終的なサンプリングレートの３分の１であり、これは、推定されたＨ（ｋ）が３Ｆ１の出力サンプリングレートの３／１にのみ分解できることを意味する。したがって、チャンネルインパルス応答（ＣＩＲ）遅延スプレッドが周波数補間フィルタ伝達関数ウィンドウの最大の長さに等しいＴｕ／３秒を超える場合ＣＩＲエネルギの一部がウィンドウに納まらず。この結果、周波数内挿処理により雑音が導入される。この他の解釈として、チャンネルのコヒーレントな帯域幅がＴｕ／３Ｈｚより狭い場合、３倍に間引きされたＨ３（ｋ）は、スペクトルの重複（spectral folding）により劣化し（corrupted）、この結果、周波数内挿処理によって雑音が導入される（非特許文献３参照）。時間と周波数の二重性（duality）を考慮すると、この重複（folding）は、±Ｔｕ／６秒後に、長いＣＩＲが隣接するレプリカに重なることを意味する。
【００４３】
図７Ａ及び図７Ｂは、周波数補間フィルタの伝達関数Ｇ（ｋ）を上述したチャンネルインパルス応答（ＣＩＲ）に対するウィンドウとして示す図である。したがって、図７Ａ及び図７Ｂの横軸は、Ｔｕ／６秒を単位としている。この具体例は、２ＫＤＶＢ−Ｔシステムに基づいているので、シンボル期間Ｔｕ＝２２４ｕｓであり、Ｔｕ／６＝３７．３ｕｓである。図７Ａ及び図７Ｂの両方において、ＣＩＲは２つのパスから構成される。図７Ａでは、ゼロ遅延のメインパスに続いて、Ｔｕ／１１秒後に−２ｄＢのエコーが生じており、図７Ｂでは、相対的なゼロ遅延において−２ｄＢのパスが存在し、この２Ｔｕ／１１秒後にメインパスが続いている。なお、図７Ａと図７Ｂの両方において、±Ｔｕ／６秒のスペクトル折り返し周波数によって、Ｈ３（ｋ）の３倍のアップサンプリングにより、Ｔｕ／３秒の倍数において、ＣＩＲが繰り返される。図７Ａに示すように、補間フィルタ周波数応答ウィンドウは、時刻ゼロから始まるレプリカを選択し、他の全てのレプリカをフィルタリングする。この処理を行わなければ、全てのレプリカがウィンドウ内に入り、したがって、周波数軸チャンネル推定に折り返し雑音又は重なり合った雑音（overlap noise）が生じる。
【００４４】
フィルタ周波数応答ウィンドウは、Ｔｕ／３Ｈｚの最小のコヒーレントな帯域幅に適応するように、最大Ｔｕ／３秒の持続時間（帯域幅）を有し、これは、このフィルタが±Ｔｕ／６秒の最大カットオフ周波数を有することを意味する。しかしながら、図７Ｂに示すように、ＣＩＲは、Ｔｕ／６秒より長い２Ｔｕ／１１秒の遅延スプレッドを有する。これにより、ターゲットＣＩＲレプリカのメインパスは、周波数応答ウィンドウの−３ｄＢの点（Ｔｕ／６秒）の真上に位置し、また、−２Ｔｕ／６秒から始まるＣＩＲのレプリカのメインパス成分を引きつける。このように、Ｔｕ／６秒より長いＣＩＲ遅延スプレッドのために、これらの影響は、抑制しなければ、チャンネル推定器の周波数内挿処理に雑音を導入する。
【００４５】
周波数領域チャンネル推定
周波数内挿における雑音による信号劣化は、ＣＩＲ遅延スプレッドによるので、この劣化を防ぐために、ＣＩＲ遅延スプレッドを知る必要がある。上述のように、特許文献２及び特許文献３には、ガードインターバルのサンプルからの各シンボル毎にタップが更新される適応型の整合フィルタに基づいてシンボル時間を取得及び追跡する追跡器が開示されている。追跡器は時間領域に基づくモードを有し、このモードでは、ガードインターバルに適応化された整合フィルタ（ＭＦ）を用いてＣＩＲを推定し、次に、使用中のガードインターバルの持続時間をＴｇとして、メインパスのＴｇ秒間に含まれる全てのパスのＴＯＡを検出することによって、ＣＩＲを追跡する。同時に係属中の特許文献４では、メインパスの±７Ｔｕ／２４秒以内の全ての伝搬パスが含まれるようにこの範囲を拡張している。この追跡器を用いた場合、ＣＩＲにおける最初及び最後の第１の最後の重要な伝搬路（first and last significant propagation paths）のＴＯＡからＣＩＲ遅延スプレッドを算出できる。このＣＩＲ遅延スプレッドを用いて、チャンネル推定器における周波数内挿雑音を低減することができる。
【００４６】
長い遅延スプレッドのために内挿雑音の低減
上述したように、図７Ｂは、ＣＩＲ遅延スプレッドがＴｕ／６秒より長い場合におけるＨ３（ｋ）の周波数内挿から生じる雑音の問題を示している。一方では、ＣＩＲにおける最後のインパルスは、フィルタ周波数応答ウィンドウの−３ｄＢの点の真上に存在し、他方では、−２Ｔｕ／６秒から始まるＣＩＲレプリカの最後のパスは、雑音に寄与するウィンドウに含まれる。ＣＩＲ遅延スプレッドに関する知識を得ることにより、本発明に基づき、必要なＣＩＲレプリカがウィンドウ内に納まるようにＣＩＲレプリカの中心をシフトさせ、両方の劣化を回避することができる。この中心のシフトは、周波数補間フィルタリングを実行する前に、間引きされたＣＴＦ  Ｈ３に（ｋ）μ／２の位相回転を適用する（ここで、サンプルのμは、ＣＩＲ遅延スプレッドを表す。）ことによって実現される。μ／２サンプルの所定の回転により、上述した時間−周波数の二重性基準を考慮するフィルタリング式は、以下のようになる。
【００４７】
【数５】
2005312027.tif 000007
【００４８】
図８Ａ〜図８Ｄは、上述したようなチャンネルインパルス応答（ＣＩＲ）上のウィンドウとして周波数補間フィルタの伝達関数Ｇ（ｋ）を示す図である。図８Ａ及び図８Ｂは、メインパスが２Ｔｕ／１１秒前に到来した−２ｄＢのパスに続く所謂「プレエコー」ＣＩＲを示している。図８Ａ及び図８Ｂは、メインパスの２Ｔｕ／１１秒後に−２ｄＢのパスが続く「ポストエコー」ＣＩＲを示している。図８Ａ及び図８Ｃは、中心を揃えない場合のＣＩＲウィンドウイングを示し、図８Ｂ及び図８Ｄは、それぞれ、中心が揃えられた各ＣＩＲウィンドウイングを示している。
【００４９】
短い遅延スプレッドのための内挿ノイズの低減
図７及び図８に示す各グラフは、周波数内挿処理における他の雑音源を示しており、この雑音の影響は、特に、より短いＣＩＲ遅延スプレッドの場合に最小化することができる。上述のように、周波数軸チャンネル推定は、時間軸チャンネル推定に続いて実行される。時間軸処理は、それ自体、チャンネル推定にある種の雑音を導入する。この雑音は、パイロットを劣化させる通常のランダム雑音に加えられるが、多くの場合、このような雑音は、所定のシンボルのサブキャリア間で関連性を有していないので、内挿によって推定することができない。この雑音は、図７及び図８では、雑音フロアの付加雑音として示されている。この種類の雑音は、信号レベルから独立しているため、バックストップ雑音（backstop noise）と呼ばれることもある。一般的に、補間フィルタ周波数応答ウィンドウの持続時間（帯域幅）が広いほど、周波数内挿処理において、この雑音がより多く導入される。したがって、ウィンドウ持続時間（補間フィルタの帯域幅）を最大のＴｕ／３秒より短くすれば、内挿処理におけるバックストック雑音の量を低減することができる。
【００５０】
補間フィルタの周波数応答は、ＣＩＲ上のウィンドウとして考えた場合、チャンネルのＣＩＲ遅延スプレッドと同等の広さを有しているだけでよい。上述したシンボル追跡器によって提供される遅延スプレッドにより、これに応じて、周波数補間フィルタの帯域幅が変更される。ＣＩＲ遅延スプレッドが変化する都度、例えば、ＦＩＲフィルタリングのためのウィンドウ設計法のカイザー係数（Kaiser factor）を変更することによってこのようなフィルタの係数を再計算することができる（非特許文献５参照）。周波数補間フィルタのカットオフ周波数をＣＩＲ遅延スプレッドに適応化する他の手法として、ＣＩＲ遅延スプレッドの現在の値に応じて、異なるカットオフ周波数を有する異なる設計のフィルタへの切換を行ってもよい。
【００５１】
パイロットによるチャンネル推定器
パイロットによるチャンネル推定器２４０の具体的構成を図９に示す。図９に示すように、パイロットによるチャンネル推定器２４０には、ＦＦＴ１０８から周波数領域のシンボルサンプルが供給される。パイロット抽出器３１０は、受信シンボルからパイロットキャリアを抽出し、このパイロットキャリアは、チャンネルの推定値を算出するために用いられる。例えば、ＤＶＢ−Ｔでは、データを表す１２個のキャリア毎に１つのパイロットキャリアの比率でキャリアが分散されているので、チャンネル伝達関数Ｈ１２（ｋ）の推定値は、ＦＦＴからのシンボルサンプルの１／１２のサンプリングレートに基づいて、個別にサブサンプリングされたチャンネル伝達関数（ＣＴＦ）を提供する。続いて、時間軸内挿器３２０が連続したシンボルからのＣＴＦ推定値を用いて、ＣＴＦの時間軸における内挿処理を実行する。時間軸内挿により、ＣＴＦのサンプリングレートは、１／３に高められる。すなわち、時間軸内挿器３２０は、ＣＴＦサンプルＨ３（ｋ）を生成し、これを位相調整器３４０に供給する。
【００５２】
位相調整器３４０は、周波数軸内挿回路３６０による周波数補間フィルタリングの前に、Ｈ３（ｋ）を回転させ、ＣＩＲの中心を周波数内挿器フィルタウィンドウに揃える。この回転は、シンボル時間調整推定器２２０によって提供される現在のチャンネル条件のＣＩＲ遅延スプレッドμを用いて、位相オフセット算出器３５０によって位相回転μ／２を算出することによって実現される。位相オフセット計算機３５０は、オイラーの公式に基づいて、必要な位相回転μ／２を表すサイン係数及びコサイン係数を提供するルックアップテーブルを備える。周波数軸内挿回路３６０は、周波数軸において、位相が調整されたチャンネル伝達関数のサブサンプリングされたバージョンに対する内挿処理を行うことによって、ＣＴＦの中心が揃えられ、内挿された完全な帯域のバージョンを生成する。
【００５３】
更に、チャンネル推定器は、フィルタ選択器３７０を備え、フィルタ選択器３７０は、シンボル時間調整推定器からＣＩＲ遅延スプレッドμが供給され、周波数軸内挿器３６０において用いるための適切な帯域幅を有する所定の補間フィルタを選択する。上述した雑音による劣化は、ＣＩＲの中心を揃え、チャンネルの遅延スプレッドに対して適切な周波数補間フィルタを用いることによって抑制される。次に、チャンネル補正器２５０は、ＣＴＦ推定値を用いて、受信シンボルに対するチャンネルインパルス応答の影響を補正する。
【００５４】
遅延ブロック３３０は、チャンネル推定が行われている間、データキャリアを保存するために用いられる。位相調整器３８０は、データを搬送するキャリアに対し、Ｈ３（ｋ）に適用されたものと同じ位相回転を適用する。
【００５５】
図１０は、周波数軸内挿器３６０において用いるためにフィルタコントローラ３７０が選択できる、それぞれ異なるカットオフ周波数を有する４つの例示的な補間フィルタの周波数特性を示している。
【００５６】
図１１Ａ〜図１１Ｄは、それぞれＣＩＲ遅延スプレッドに基づいて選択される図１０に示す４つのフィルタのウィンドウ関数を示している。各ＣＩＲは、適切に位相回転され、これにより、ＣＩＲの中心は、特定の補間フィルタウィンドウに揃えられる。これらの図から、最も帯域幅が狭いフィルタ（図１１Ａ）では、より広い帯域幅を有するフィルタ（図１１Ｂ〜図１１Ｄ）に比べて、バックストップ雑音のレベルが低減されていることがわかる。
【００５７】
動作の要約
図１２は、パイロット信号を含むチャンネルインパルス応答（ＣＩＲ）推定値信号の周波数内挿を実行する手順を示すフローチャートである。図１２に示すように、ステップＳ１において、パイロット信号を含むシンボルデータがＦＦＴプロセッサから供給される。ステップＳ２において、シンボルデータからパイロット信号を抽出し、これをい用いてＣＴＦ推定信号を生成する。ステップＳ３において、チャンネルインパルス応答（ＣＩＲ）遅延スプレッドを示す情報が周波数内挿装置に供給される。ステップＳ４において、周波数補間フィルタの通過帯域ウィンドウ内で必要な信号成分を維持しながら、受信されたＣＩＲ遅延スプレッドを用いて、ＣＴＦ推定信号に存在する可能性があるエイリアシングからのエネルギを低減するために必要な位相オフセットを算出する。次に、ステップＳ５において、ステップＳ４において算出された位相オフセットに基づいて、ＣＴＦ推定信号をシフトさせる。次に、ステップＳ６において、ステップＳ３で供給されたＣＩＲ遅延スプレッドを用いて、周波数補間フィルタのための適切な帯域幅を決定する。次に、ステップＳ７において、ステップＳ６において決定された帯域幅を有する周波数補間フィルタを、ステップＳ５において生成されたシフトされたＣＴＦ推定信号に適用する。これにより、周波数内挿されたＣＴＦ推定信号が生成され、この周波数内挿されたＣＴＦ推定信号は、ステップＳ８において出力される。
【００５８】
本発明の範囲から逸脱することなく、ここに説明した具体的な実施形態を様々に変更することができる。例えば、パイロットという用語は、通信されるデータと共に送信され、受信機において既知であるあらゆる信号又はデータシンボルを意味するものとして広く解釈される。更に、本発明の実施形態では、周波数内挿又は時間内挿のいずれか又は両方を用いてもよく、時間軸チャンネル応答内挿及び周波数軸チャンネル応答内挿は、いずれも、他方を実行することなく、独立して実行することができる。例えば、ＯＦＤＭ信号が連続パイロットだけを含んでいる場合、時間軸内挿処理は不要である。
【図面の簡単な説明】
【００５９】
【図１】２つの連続するＣＯＦＤＭシンボルを示す図である。
【図２】本発明の実施形態として示す受信機のブロック図である。
【図３】ＦＦＴブロック、ＦＦＴシンボルタイミング再生ブロック及びポストＦＦＴプロセッサブロックのブロック図である。
【図４】ＤＶＢ−Ｔ信号の時間周波数信号マトリクスの具体例として、信号マトリクス内のパイロットセルの分布を示す図である。
【図５】時間周−波数信号マトリクスの具体例として、時間軸処理により、チャンネル周波数応答評価が導出されるマトリクスセルを示す図である。
【図６】（ａ）は、Ｆ１サンプル毎秒のサンプリング周波数を有する入力信号ｘ（ｎ）のスペクトルを示す図であり、（ｂ）は、サンプリング周波数Ｆｓ＝３Ｆ１を有する図６Ａの入力信号の３倍にアップサンプリングされたバージョンのスペクトルを示す図である
【図７Ａ】第１の短いチャンネルインパルス応答の具体例に適用される周波数補間フィルタの周波数応答ウィンドウを示す図である。
【図７Ｂ】第２の長いチャンネルインパルス応答の具体例に適用される周波数補間フィルタの周波数応答ウィンドウを示す図である。
【図８】図８Ａ〜Ｄは、効果周波数補間フィルタの周波数応答ウィンドウに対してチャンネルインパルス応答の中心を揃える効果を説明する図である。
【図９】本発明に基づくパイロットによるチャンネル推定及び補正回路を示す図である。
【図１０】様々なカットオフ周波数を有する複数の周波数補間フィルタの利得／周波数特性を示す図である。
【図１１】図１１Ａ〜Ｄは、チャンネルインパルス応答遅延スプレッドに基づく周波数補間フィルタの選択を説明する図である。
【図１２】周波数補間フィルタの動作を示すフローチャートである。
【図１】
2005312027.tif 000008
【図２】
2005312027.tif 000009
【図３】
2005312027.tif 000010
【図４】
2005312027.tif 000011
【図５】
2005312027.tif 000012
【図６】
2005312027.tif 000013
【図７Ａ】
2005312027.tif 000014
【図７Ｂ】
2005312027.tif 000015
【図８】
2005312027.tif 000016
【図９】
2005312027.tif 000017
【図１０】
2005312027.tif 000018
【図１１】
2005312027.tif 000019
【図１２】
2005312027.tif 000020
【外国語明細書】
2005312027000001.pdf
2005312027000002.pdf
2005312027000003.pdf
2005312027000004.pdf