(57)【要約】  【課題】リアクトルによる電圧降下を補償して出力電圧の歪みを低減する。  【解決手段】インバータ回路１０と、その交流出力端子間に接続されたリアクトル２０及びコンデンサ３０の直列回路と、インバータ回路１０の出力電圧指令を生成する制御手段５０Ａと、出力電圧指令に基づいてインバータ回路１０に対する駆動信号を生成する信号生成手段６０と、を備え、コンデンサ３０の両端に負荷４０が接続される電力変換装置に関する。リアクトル２０を流れる電流を検出する電流検出手段７０を備え、かつ、制御手段５０Ａは、リアクトル２０の電流の歪みを検出する手段５１と、その歪みを用いて奇数次調波電圧を算出する手段５２と、奇数次調波電圧を元の出力電圧指令に加算して最終的な出力電圧指令を生成する加算手段５３とを有する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
半導体スイッチング素子を有するインバータ回路と、その交流出力端子間に接続されたリアクトル及びコンデンサの直列回路と、前記インバータ回路の出力電圧指令を生成する制御手段と、前記出力電圧指令に基づいて前記半導体スイッチング素子に対する駆動信号を生成する信号生成手段と、を備え、前記コンデンサの両端に負荷が接続される電力変換装置において、
前記リアクトルを流れる電流を検出する電流検出手段を備え、かつ、
前記制御手段は、
前記電流検出手段による検出電流の歪みを検出する手段と、
前記歪みを用いて奇数次調波電圧を算出する手段と、
前記奇数次調波電圧を元の出力電圧指令に加算して最終的な出力電圧指令を生成する加算手段と、
を有することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
請求項１に記載した電力変換装置において、
検出電流の歪みを検出する手段が、検出電流の最大値と実効値との比率を算出するクレストファクタ算出手段であることを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
請求項１または２に記載した電力変換装置において、
奇数次調波電圧が、３次調波電圧と５次調波電圧との和であることを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
請求項１，２または３に記載した電力変換装置において、
元の出力電圧指令に加算する奇数次調波電圧の量を、基本波位相に応じて変化させる手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インバータ回路により、直流電力を所望の大きさ及び周波数の交流電力に変換する電力変換装置に関し、特に、負荷としてコンデンサ入力形整流器を有する電力変換装置において、出力電圧の歪みを低減させる技術に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図６は、この種の電力変換装置の概略的な構成を示している。
図６において、この電力変換装置は、半導体スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を備えたインバータ回路１０と、その交流出力端子間に接続された平滑用のリアクトル２０及びコンデンサ３０の直列回路と、インバータ回路１０のスイッチング素子をオンオフするためのパルス幅変調信号生成手段６０と、その制御手段５０とを備えている。なお、コンデンサ３０の両端には負荷４０が接続されている。
【０００３】
上記構成において、制御手段５０はインバータ回路１０の出力電圧指令Ｖｏｕｔ＊を出力し、パルス幅変調信号生成手段６０が上記出力電圧指令Ｖｏｕｔ＊に基づいて生成したパルス幅変調信号を用いてスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフを行い、直流電力を交流電力に変換して負荷４０に供給している。また、リアクトル２０及びコンデンサ３０は、インバータ回路１０が出力する交流電圧、電流の高調波成分を吸収するためのものである。
【０００４】
ここで、負荷４０が、その入力段にダイオード整流器及び直流コンデンサを備えたコンデンサ入力形整流器負荷であり、そのインピーダンスが断続的に変化する場合には、図７に示すように、インバータ回路１０の出力電圧Ｖｏｕｔがピーク付近で抑えられ、歪みを多く含むことが知られている。
このような出力電圧の歪みを低減する手段として、例えば特許文献１に記載された無停電電源装置用インバータの波形比較方式が知られている。
【０００５】
この従来技術は、三角波比較方式のＰＷＭ制御インバータにおいて、図８に示すような所望の正弦波電圧指令Ｖ０ｓｉｎωｔに、そのピーク部分に相当する位相範囲Δθの補正電圧ΔＶ０を重畳してピーク部分が盛り上がった変形正弦波信号を生成し、この信号を出力電圧指令Ｖｏｕｔ＊として三角波と比較するものであり、ΔＶ０のピーク値ｍとΔθとを適切に調節することにより、ピーク付近での電圧低下分を補い、整流器負荷に供給する交流電圧を、ピーク部分が抑圧されないほぼ正弦波状の波形に制御している。
なお、下記の数式１は、θの範囲に応じたΔＶ０の値を示している。
【０００６】
【数１】
2005333737.tif 000003
【０００７】
更に、他の従来技術として、コンデンサ入力形整流器を負荷とするインバータ装置において、出力電圧の歪みを低減するようにしたインバータ装置が、下記の特許文献２に記載されている。
【０００８】
【特許文献１】特開平３−２９３９７０号公報（第２頁右下欄〜第３頁右上欄［Ｅ.課題を解決するための手段］，［Ｆ.作用］、第１図、第３図等）
【特許文献２】特開平７−３３７０２４号公報（段落［０００８］，［０００９］、図１，図２等）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
特許文献１に記載された従来技術では、出力電圧が低下する範囲、すなわち負荷電流が流れる範囲にわたって補正電圧ΔＶ０を重畳している。この補正電圧ΔＶ０は、リアクトル２０に印加される電圧とは周波数及び位相が異なるため、出力電圧が歪む要因であるリアクトル２０での電圧降下分を補正しきれないという問題があった。
また、特許文献２に記載された従来技術は、負荷電流の検出遅れや制御回路の演算遅れ等に起因する出力電圧の歪み低減技術であり、特許文献１と同様にリアクトルにおける電圧降下を補償することを直接の課題とするものではない。
そこで本発明の解決課題は、リアクトルにおける電圧降下分を確実に補正して出力電圧の歪み低減を一層効果的に行うことができる電力変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上述した課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、半導体スイッチング素子を有するインバータ回路と、その交流出力端子間に接続されたリアクトル及びコンデンサの直列回路と、前記インバータ回路の出力電圧指令を生成する制御手段と、前記出力電圧指令に基づいて前記半導体スイッチング素子に対する駆動信号を生成する信号生成手段と、を備え、前記コンデンサの両端に負荷が接続される電力変換装置において、
前記リアクトルを流れる電流を検出する電流検出手段を備え、かつ、
前記制御手段は、前記電流検出手段による検出電流の歪みを検出する手段と、前記歪みを用いて奇数次調波電圧を算出する手段と、前記奇数高調波電圧を元の出力電圧指令に加算して最終的な出力電圧指令を生成する加算手段と、を有するものである。
【００１１】
請求項２に記載した発明は、請求項１に記載した電力変換装置において、
検出電流の歪みを検出する手段が、検出電流の最大値と実効値との比率を算出するクレストファクタ算出手段であることを特徴とする。
【００１２】
請求項３に記載した発明は、請求項１または２に記載した電力変換装置において、奇数次調波電圧が、３次調波電圧と５次調波電圧との和であることを特徴とする。
【００１３】
請求項４に記載した発明は、請求項１，２または３に記載した電力変換装置において、元の出力電圧指令に加算する奇数次調波電圧の量を、基本波位相に応じて変化させる手段を備えたものである。
【発明の効果】
【００１４】
請求項１記載の発明によれば、リアクトルによる電圧降下を補償する出力電圧指令をインバータ回路に与えることにより、電力変換装置の出力電圧歪みを効果的に低減させることができる。
また、請求項２記載の発明によれば、補正用の奇数次調波電圧を算出するための電流歪みを、簡単な計算によって求めることが可能である。
更に、請求項３記載の発明によれば、コンデンサ入力形整流器負荷の場合に多く含まれる所定の高調波電圧による電圧降下分を適切に補償することができる。
請求項４記載の発明によれば、コンデンサ入力形整流器負荷に電流が流れない期間での補正を抑制し、出力電圧歪みの過補償を防ぐことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、図１は本発明の第１実施形態を示す構成図であり、図６と同一の構成要素には同一の参照符号を付して説明を省略し、以下では異なる部分を中心に説明する。
図１において、７０はインバータ回路１０の出力側に設けられた電流検出手段であり、その出力であるリアクトル電流検出値ＩＬは制御手段５０Ａに入力されている。この制御手段５０Ａにより算出された出力電圧指令Ｖｏｕｔ＊＊はパルス幅変調信号生成手段６０に入力されており、従来と同様に出力電圧指令Ｖｏｕｔ＊＊とキャリア等との比較により生成したパルス幅変調信号によってスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をオンオフさせるように構成されている。
【００１６】
図２は、上記制御手段５０Ａの構成を示している。
図２において、５１は、リアクトル電流検出値ＩＬが入力されて波形歪みの度合いを示すクレストファクタＱＦ（波形の最大値と実効値との比（＝最大値／実効値）であり、正弦波ではＱＦ＝√２である）を算出するクレストファクタ算出手段、５２は上記クレストファクタＱＦを用いて補正電圧としての高次調波電圧（奇数次調波電圧）ΔＶｈを算出する高次調波生成手段、５３は元の出力電圧指令Ｖｏｕｔ＊と前記高次調波電圧ΔＶｈとを加算して出力電圧指令Ｖｏｕｔ＊＊を生成する加算手段であり、この出力電圧指令Ｖｏｕｔ＊＊が最終的な出力電圧指令として図１のパルス幅変調信号生成手段６０に入力されている。
【００１７】
ここで、上記クレストファクタ算出手段５１は、数式２によってクレストファクタＱＦを算出する。なお、数式２において、Ｋは正の定数、Ｔｆはフィルタ時定数、ｓはラプラス演算子である。
【００１８】
【数２】
2005333737.tif 000004
【００１９】
また、高次調波生成手段５２は、数式３に従って高次調波電圧ΔＶｈを算出する。なお、数式３において、Ｖ３，Ｖ５は予め定められた３次調波成分及び５次調波成分の振幅である。
【００２０】
【数３】
2005333737.tif 000005
【００２１】
ここで、上記数式３により、クレストファクタが√２より大きい場合に、元の出力電圧指令Ｖｏｕｔ＊に高次調波電圧ΔＶｈを加えた値を最終的な出力電圧指令Ｖｏｕｔ＊＊とすることによって電力変換装置の出力電圧歪みを低減できる理由を、以下に説明する。
【００２２】
まず、図１に示した電力変換装置の出力電圧Ｖｏｕｔは、インバータ回路１０の出力電圧Ｖｉｎｖからリアクトル２０における電圧降下分ＶＬを差し引いた値である。また、負荷４０がコンデンサ入力形整流器負荷である場合のリアクトル２０に流れる電流ＩＬの波形は図３のとおりであり、この電流は数式４に示す如く基本波成分、３次調波成分、５次調波成分の和によって近似することができる。
更に、このときのリアクトル２０における電圧降下分ＶＬは、ＶＬ＝Ｌ（ｄＩＬ／ｄｔ）の関係から、数式５によって近似することができる。なお、Ｌはリアクトル２０のインダクタンス値である。
【００２３】
【数４】
2005333737.tif 000006
【００２４】
【数５】
2005333737.tif 000007
【００２５】
一方、リアクトル２０を流れる電流ＩＬのクレストファクタＱＦは、数式６によって近似することができる。
【００２６】
【数６】
2005333737.tif 000008
【００２７】
また、数式３に示した３次調波成分の振幅Ｖ３及び５次調波成分の振幅Ｖ５をそれぞれ数式７及び数式８のように予め定めておく。
なお、数式７，８のＩ１ｒａｔｅ，Ｉ３ｒａｔｅ，Ｉ５ｒａｔｅは、出力電圧指令に高次調波成分を加えずに定格負荷へ電圧を供給したときの電流の各次高調波成分である。
【００２８】
【数７】
2005333737.tif 000009
【００２９】
【数８】
2005333737.tif 000010
【００３０】
図２の高次調波生成手段５２は、数式３のＱＦ＞√２の場合の高次調波電圧ΔＶｈを、数式３，６に基づいて数式９の如く算出する。
【００３１】
【数９】
2005333737.tif 000011
【００３２】
数式９に示す高次調波電圧ΔＶｈは、数式５に示したリアクトル２０における高次調波電圧降下分を補償するために、リアクトル２０を流れる電流の歪みに応じて算出された奇数次調波成分からなる補正電圧である。
この高次調波電圧ΔＶｈを図２の加算手段５３にて元の出力電圧指令Ｖｏｕｔ＊に加算して最終的な出力電圧指令Ｖｏｕｔ＊＊を得ることにより、出力電圧歪みの原因となるリアクトル２０における高次調波電圧降下分を減少させ、出力電圧波形をほぼ正弦波状に制御することができる。
【００３３】
次に、図４は本発明の第２実施形態における制御手段５０Ｂの構成を示している。この制御手段５０Ｂは、第１実施形態の制御手段５０Ａと同様に、リアクトル電流検出値ＩＬを入力として、パルス幅変調信号生成手段６０へ出力する最終的な出力電圧指令Ｖｏｕｔ＊＊を演算するものである。
【００３４】
すなわち、この第２実施形態における制御手段５０Ｂは、第１実施形態と同様に高次調波生成手段５２から出力される高次調波電圧ΔＶｈを基準正弦波の絶対値｜sinωｔ｜と乗算する乗算手段５４を備えており、この乗算手段５４から出力される補正電圧ΔＶを加算手段５３により元の出力電圧指令Ｖｏｕｔ＊に加算して最終的な出力電圧指令Ｖｏｕｔ＊＊を得るように構成されている。
【００３５】
先の第１実施形態によれば、負荷電流が流れない期間（出力電圧波形のピーク付近以外の期間）においても高次調波電圧ΔＶｈの加算によって出力電圧指令が補正される結果、出力電圧歪みが過補償になり、却って歪みを増大させるおそれがある。これに対し、図４のような構成とすることにより、元の出力電圧指令Ｖｏｕｔ＊に加算する奇数次調波電圧の量を基本波位相に応じて変化させることができ、コンデンサ入力形整流器負荷に電流が流れない期間における補正電圧ΔＶを小さくして出力電圧歪みの過剰な補償を抑制することができる。
ここで、図５は、図４における高次調波電圧ΔＶｈ，基準正弦波の絶対値｜sinωｔ｜及び補正電圧ΔＶの波形例を示しており、｜sinωｔ｜のピーク付近以外の期間でΔＶが比較的小さい値に抑制されているのがわかる。
【図面の簡単な説明】
【００３６】
【図１】本発明の第１実施形態を示す構成図である。
【図２】図１の制御手段の構成図である。
【図３】リアクトル電流を説明する波形図である。
【図４】本発明の第２実施形態における制御手段の構成図である。
【図５】図４の動作を示す波形図である。
【図６】電力変換装置の一般的な構成図である。
【図７】出力電圧の歪みを示す波形図である。
【図８】従来技術の動作を示す波形図である。
【符号の説明】
【００３７】
１０：インバータ回路
２０：リアクトル
３０：コンデンサ
４０：負荷
５０Ａ，５０Ｂ：制御手段
５１：クレストファクタ算出手段
５２：高次調波生成手段
５３：加算手段
５４：乗算手段
６０：パルス幅変調信号生成手段
７０：電流検出手段
Ｓ１〜Ｓ４：半導体スイッチング素子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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