(57)【要約】【課題】コモンモード電位変動を抑制し漏れ電流を低減することで、装置全体の小形化，低損失化を可能にする。【解決手段】インバータ回路からの３相出力のうちの２相が直流中間回路の正側電位＋Ｅｄ／２（または負側電位−Ｅｄ／２）に、残りの１相が直流中間回路の負側電位−Ｅｄ／２（または正側電位＋Ｅｄ／２）になるよう、換言すれば３相の出力電位の全てが直流中間回路の正側電位、または負側電位となる期間が生じないよう、図示のようにスイッチングパターンを組み合わせてスイッチ素子を駆動することにより、特別な回路を付加することなくコモンモード電位変動を抑制し、漏れ電流を低減できるようにする。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源に接続された整流回路と、前記整流回路の直流出力に接続された平滑回路およびインバータ回路とを有する電力変換装置において、
前記インバータ回路を６個のスイッチング素子のブリッジ回路からなる３相出力構成とし、前記３相出力のうちの２相が前記整流回路の直流出力の正極側電位に、残る１相が前記整流回路の直流出力の負極側電位になるようなスイッチングパターンと、前記３相出力のうちの２相が前記整流回路の直流出力の負極側電位に、残る１相が前記整流回路の直流出力の正極側電位になるようなスイッチングパターンとの組み合わせで前記スイッチング素子をオン・オフし、所望の電圧を出力可能にしたことを特徴とする電力変換装置のノイズ低減回路。
【請求項２】
交流電源に接続された整流回路と、前記整流回路の直流出力に接続された平滑回路およびインバータ回路とを有する電力変換装置において、
前記整流回路と並列に２つのスイッチング素子の直列回路を接続し、前記インバータ回路の出力部にコモンモ−ドトランスの一次側巻線を接続し、前記コモンモ−ドトランスの二次側巻線の一方の端子は、前記整流回路の直流出力部を同じ容量のコンデンサで分圧した中点に、また、前記コモンモ−ドトランスの二次側巻線のもう一方の端子は、前記スイッチング素子の直列回路の中点にそれぞれ接続したことを特徴とする電力変換装置のノイズ低減回路。
【請求項３】
前記スイッチング素子の直列回路の中点と前記コモンモ−ドトランスの二次側巻線の一方の端子との間に、インピーダンス要素を接続したことを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置のノイズ低減回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、インバータ装置などの半導体スイッチング素子を含む電力変換装置のノイズ低減回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
図７に、３相誘導電動機を３相インバータにより駆動する誘導電動機駆動システムの例を示す。
図７では、交流電源１に整流器２の入力が、整流器２の出力にはコンデンサＣ0が、このコンデンサＣ0には半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６で構成された３相インバータ回路３が、この３相インバータ回路３の出力にはモータ（３相誘導電動機）４がそれぞれ接続されている。３相インバータ回路３のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６は、各相電圧指令と変調波とを比較して得たパルス幅変調信号（ＰＷＭ信号またはパルス信号とも言う）でオン・オフ制御される。モータ４は、３相インバータ回路３の出力電圧で駆動される。
【０００３】
ここで、３相の正弦波出力電圧を得る方法として、３相分の正弦波信号と１つの三角波搬送波を用いた正弦波−三角波比較のＰＷＭパルス生成法が一般的に用いられている。図８において、インバータの３相出力電位をそれぞれＶｕ，Ｖｖ，Ｖｗ、コモンモード電位をＶｃとすると、電位Ｖｃは次式で表わされる。
Ｖｃ＝（Ｖｕ＋Ｖｖ＋Ｖｗ）／３                                  …（１）
図８に示すように、一般的な正弦波−三角波比較のＰＷＭパルス生成法においては、
図８（５）のコモンモード電位が−Ｅｄ／２から＋Ｅｄ／２まで、電位変動幅Ｅｄ／３で変化することがわかる。
【０００４】
上記コモンモード電位変動によって、ケーブルやモータの浮遊容量が充放電し、その充放電電流が漏れ電流となって、モータのベアリング損傷や周辺機器の誤動作を引き起こすことがある。
これを解決する手段として、例えば特許文献１に示すものがある。図９，図１０にこの特許文献１に図１，図２として示される、スイッチング状態図とデルタ結線負荷を駆動する３相電圧形インバータの結線図をそれぞれ示す。
【０００５】
上記特許文献１の方式は、図１０に示すインバータ１０の３相出力のうちの１相が直流中間回路の正側電位（図９のスイッチング状態では「１」に対応）に、他の１相が直流中間回路の負側電位（図９のスイッチング状態では「−１」に対応）に、残りの１相が直流中間回路の正側電位と負側電位との中間電位（図９のスイッチング状態では「０」に対応）になるようなスイッチングパターンのみを順次繰り返して、負荷となる交流機器３０を駆動することを特徴としている。このようなスイッチングパターンのみを用いることにより、上記（１）式で示されるコモンモード電位は常に固定されるので、コモンモード電位変動によって発生する問題を解決することができる。
【０００６】
また、別の解決手段として、特許文献２に図１として示す図１１のようなものもある。
これは、インバータの出力部に接続されたコンデンサ８を用いてコモンモード電位変動を検出し、そのコモンモード電位変動を打ち消すような電圧をトランジスタ回路９で発生し、その電圧をコモンモードトランス１１を介してインバータの出力部に印加するものである。こうすることで、インバータのＰＷＭパルスパターンに関係なく、発生したコモンモード電位変動を打ち消すことができるため、コモンモード電位変動がなくなり、コモンモード電位変動によって発生する問題を解決できる。
【０００７】
【特許文献１】特開２０００−０８３３８７号公報（第４−５頁、図１−２）
【特許文献２】特許第２８６３８３３号公報（第３−４頁、図１）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
特許文献１に記載のものでは、コモンモード電位が固定されるため、以下のような新たな問題が発生する。
（１）スイッチングパターンを制限しているため、インバータの出力電圧範囲が低下する。
（２）３相出力の１相を直流中間回路の正側電位と負側電位との中間電位に固定するための付加回路が必要となる。
（３）負荷となる交流機器が、デルタ結線に限定される。
以上のことから、モータ駆動範囲が限定される、または、モータの結線方式が限定されることになる。また、上記付加回路によりシステム全体の大型化につながる。
【０００９】
一方、特許文献２に記載のものでは、モータ駆動範囲およびモータの結線方式が限定されずに、コモンモード電位変動をなくすことができるが、次のような問題がある。
（４）コモンモード電位が±Ｅｄ／２，±Ｅｄ／６の４レベルに変化するのに対応するため、キャンセル電圧を発生する回路は、トランジスタの活性領域を用いている。
（５）コモンモード電位が±Ｅｄ／２まで変化するため、コモンモードトランスの使用磁束密度が大きくなる。
【００１０】
以上要するに、コモンモード電位変動を打ち消す回路の損失が増加したり、コモンモードトランスが大型化するという問題がある。
したがって、この発明で解決しようとする課題は、モータ駆動システム全体として小形化，低損失化を図ることにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記のような課題を解決するため、請求項１の発明では、交流電源に接続された整流回路と、前記整流回路の直流出力に接続された平滑回路およびインバータ回路とを有する電力変換装置において、前記インバータ回路を６個のスイッチング素子のブリッジ回路からなる３相出力構成とし、前記３相出力のうちの２相が前記整流回路の直流出力の正極側電位に、残る１相が前記整流回路の直流出力の負極側電位になるようなスイッチングパターンと、前記３相出力のうちの２相が前記整流回路の直流出力の負極側電位に、残る１相が前記整流回路の直流出力の正極側電位になるようなスイッチングパターンとの組み合わせで前記スイッチング素子をオン・オフし、所望の電圧を出力可能にしたことを特徴とする。
【００１２】
また、請求項２の発明では、交流電源に接続された整流回路と、前記整流回路の直流出力に接続された平滑回路およびインバータ回路とを有する電力変換装置において、前記整流回路と並列に２つのスイッチング素子の直列回路を接続し、前記インバータ回路の出力部にコモンモードトランスの一次側巻線を接続し、前記コモンモードトランスの二次側巻線の一方の端子は、前記整流回路の直流出力部を同じ容量のコンデンサで分圧した中点に、また、前記コモンモードトランスの二次側巻線のもう一方の端子は、前記スイッチング素子の直列回路の中点にそれぞれ接続したことを特徴とする。
この請求項２の発明においては、前記スイッチング素子の直列回路の中点と前記コモンモードトランスの二次側巻線の一方の端子との間に、インピーダンス素子を接続することができる（請求項３の発明）。
【発明の効果】
【００１３】
請求項１の発明によれば、特別な付加回路を用いることなくコモンモード電位変動を低減できる。その結果、漏れ電流を低減できるだけでなく、フィルタに用いるコモンモードリアクトルの大きさを小型化することが可能となる。
特に、請求項２，３の発明によれば、簡単な構成でコモンモード電位変動を抑制でき、システム全体としての小型化，低損失化が実現できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
図１はこの発明の第１の実施の形態を説明する説明図である。
これは、図２のような従来と同様の三角波比較方式によって得られるパルスパターンを示している。図１のように、各相のパルスをずらすことによって、３相がすべて直流中間回路の正側電位の場合、または３相がすべて直流中間回路の負側電位の場合を発生させないことにより、コモンモード電位は図示のように、−Ｅｄ／６の電位と＋Ｅｄ／６の電位の２レベルを繰り返すことになる。その結果、コモンモード電位の電位変動範囲をＥｄからＥｄ／３に低減できる。また、キャリア周期内の出力電圧の平均値は各相とも従来方式と変わらないので、線間の出力電圧としては所望の電圧が出力されていることになる。
【００１５】
ここで、インバータの出力電圧を平衡３相出力とした場合に、すべての出力電圧範囲において、コモンモード電位を−Ｅｄ／６と＋Ｅｄ／６の２レベルにできることについて、以下に説明する。
図３に示すように、キャリア周波数の１周期内で直流中間回路の正側電位を出力している期間をｔｕ，ｔｖ，ｔｗとし、直流中間回路の負側電位を出力している期間を1−ｔｕ，1−ｔｖ，1−ｔｗとする。コモンモード電位を−Ｅｄ／６と＋Ｅｄ／６の２レベルにすると、３相の出力電位がすべてが直流中間回路の正側電位、または、負側電位になる期間ができないようにしなければならないので、少なくとも次式を満たす必要がある。
【００１６】
（ｔｕ＋ｔｖ＋ｔｗ）？２                                            …（２）
（1−ｔｕ）＋（1−ｔｖ）＋（1−ｔｗ）？２                          …（３）
上記（２），（３）式から、次式が導かれる。
１？（ｔｕ＋ｔｖ＋ｔｗ）？２                                        …（４）
【００１７】
一方、３相出力電圧の指令信号をＶｕ*＝ａ・ｓｉｎωｔ，Ｖｖ*＝ａ・ｓｉｎ（ωｔ−２π／3），Ｖｗ*＝ａ・ｓｉｎ（ωｔ+２π／3）とおくと、三角波搬送波との関係より、ｔｕ，ｔｖ，ｔｗは以下のように表わされる。
ｔｕ＝（１＋ｓｉｎωｔ）／２                                        …（５）
ｔｖ＝[１＋ｓｉｎ（ωｔ−２π／3）]／２                              …（６）
ｔｗ＝[１＋ｓｉｎ（ωｔ＋２π／3）]／２                              …（７）
【００１８】
上記（５）〜（７）式から、次式となる。
ｔｕ＋ｔｖ＋ｔｗ＝（１＋ｓｉｎωｔ）／２＋[１＋ｓｉｎ（ωｔ−２π／3）]／２
＋[１＋ｓｉｎ（ωｔ＋２π／3）]／２
＝[１＋ｓｉｎωｔ＋ｓｉｎ（ωｔ−２π／3）
＋ｓｉｎ（ωｔ＋２π／3）]／２＝１．５
よって、平衡３相出力においては、ｔｕ＋ｔｖ＋ｔｗ＝１．５となり、すべての出力範囲で先の（４）式を満たすことが分かる。また、ここでは詳述しないが、（４）式を満たす範囲であれば、例えば可変調時でも２アーム変調時でも、同様の考え方でコモンモード電位変動を−Ｅｄ／６と＋Ｅｄ／６の２レベルで動作させることができる。
【００１９】
図４にこの発明の第２の実施形態を示す。
これは、図７に示す従来回路に、スイッチング素子の直列回路５とコモンモードトランス６を付加して構成される。その動作について説明する。ＰＷＭパルスパターンは図１と同じとし、例えばそのパルスパターンが図１に示す期間Ｔ１から期間Ｔ２に移った場合を考える。この場合、コモンモード電位は−Ｅｄ／６から＋Ｅｄ／６に変化するので、このコモンモード電位変動を打ち消す方向の電圧を、コモンモードトランス６の二次側巻線より一次側に供給すべく、例えば、スイッチング素子の直列回路５の上アームスイッチＱ７をオンとし、下アームスイッチＱ８をオフとする。
【００２０】
これにより、コモンモードトランス６の二次側には、図４に示す方向で大きさがＥｄ／２の電圧が印加される。そこで、コモンモードトランス６の巻数比を２：３にしておけば、コモンモードトランス６の一次側には図４に点線で示す方向で、大きさがＥｄ／３の電圧が印加されることになり、これにてコモンモード電位変動が相殺され、浮遊容量による充放電電流は流れなくなる。
【００２１】
同様にして、図の期間Ｔ２から期間Ｔ３に移った場合は、コモンモード電位はＥｄ／６から−Ｅｄ／６に変化するので、このコモンモード電位変動を打ち消すように、スイッチング素子の直列回路５の上アームスイッチＱ７をオフとし、下アームスイッチＱ８をオンとすることにより、上記と同様にしてコモンモード電位変動が相殺され、浮遊容量による充放電電流は流れないようになる。
【００２２】
図５に図４の変形例である、この発明の第３の実施形態を示す。（ａ）にシステム構成図、（ｂ）にインピーダンス要素の具体例を示す。
図５（ａ）からも明らかなように、図４に対しスイッチング素子の直列回路５とコモンモードトランス６との間に、インピーダンス要素７を接続した点が特徴である。このインピーダンス要素７の作用は、所望の周波数帯域のコモンモード電圧だけをコモンモードトランス６の二次側に印加することで、いわばフィルタとしての作用である。インピーダンス要素の例としては、例えば（ｂ）に示すような、コンデンサ８と抵抗９との直列接続回路がある。
【００２３】
基本的な動作は図４と同じであるが、コモンモードトランス６の二次側に電圧を印加するに当たり、コンデンサ８によって低周波成分がカットされるため、コモンモードトランス６に印加される電圧が、図６の実線のように制限されることになる。これにより、コモンモード電位変動でキャンセルされる部分は高周波数に限定されるが、その分、コモンモードトランス６を小型化できることになる。インピーダンス要素の例としてコンデンサと抵抗との直列接続回路を用いたが、所望の周波数帯域をコモンモードトランスの二次側に印加できる構成であれば、いかなるものも用いることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】この発明の第１の実施形態を説明する説明図
【図２】図１のパルス発生方法を説明する波形図
【図３】図１のパルスパターンのキャリア周期内の出力電位期間の定義説明図
【図４】この発明の第２の実施形態を示す構成図
【図５】図４の変形例を示す構成図
【図６】図５におけるキャンセル電圧波形説明図
【図７】誘導電動機駆動システムの一般的な例を示す図
【図８】ＰＷＭ制御方式による出力電圧波形例の説明図
【図９】第１の従来例を説明するスイッチング状態図
【図１０】第１の従来例を説明するインバータ構成図
【図１１】第２の従来例を示すシステム構成図
【符号の説明】
【００２５】
１…交流電源、２…整流器、３…インバータ回路、４…モータ、５…スイッチング素子の直列接続回路、６…コモンモードトランス、７…インピーダンス要素、８，Ｃ0…コンデンサ、９…抵抗器、Ｑ１〜Ｑ８…スイッチング素子。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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