(57)【要約】【課題】  すべての負荷電流領域においてシリーズレギュレータにおける熱損失を最小限に抑えるようにしたスイッチング電源装置を提供する。【解決手段】  負荷回路１０の大きさが変化すると、負荷電流Ｉｏが増減する。ＬＤＯ電流監視回路４０では、ＬＤＯレギュレータ２０の出力信号ＬＤＯ＿ＯＵＴを監視している。したがって、負荷電流Ｉｏの変動分がＤＣ／ＤＣコンバータ３０の制御信号端子３１の検出電位Ｖｓｅｎｓｅにフィードバックされ、負荷電流Ｉｏの大きさに応じて入力信号の直流電圧値（Ｖｃｃ）を決定することができる。【選択図】  図１
2005312141.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定の大きさで直流電圧を生成するＤＣ／ＤＣコンバータと、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータと接続され、前記直流電圧に対して電圧値が僅かに小さいＬＤＯ（低ドロップアウト）出力を生成するシリーズレギュレータと、
前記シリーズレギュレータから所定の負荷回路に対して供給される前記ＬＤＯ出力を監視するとともに、その電圧値を最適な大きさに制御する監視制御回路と、
を備え、前記ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて生成される直流電圧の大きさを、前記ＬＤＯ出力の電流値に応じて制御するようにしたことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、その出力電圧値に比例する比較電圧値を第１の基準電圧値と比較するエラーアンプを含んで構成され、
前記ＬＤＯ出力の電流値に比例した大きさの電圧信号を前記エラーアンプの比較電圧値と加算して、前記直流電圧の大きさを決定することを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、その出力電圧値に比例する比較電圧値を第１の基準電圧値と比較するエラーアンプを含んで構成され、
前記ＬＤＯ出力の電流値に比例した大きさの電圧信号を前記第１の基準電圧値と加算して、前記直流電圧の大きさを決定することを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記シリーズレギュレータは、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧値が入力される出力トランジスタと、前記出力トランジスタの出力電圧値を監視する抵抗回路と、前記抵抗回路による監視電圧値と第２の基準電圧値との比較結果により前記出力トランジスタのゲート電圧を制御する演算増幅器とを含んで構成され、
前記出力トランジスタのゲート電圧値に比例した大きさの電圧信号を取り出して、前記エラーアンプの比較電圧値に加算することを特徴とする請求項２記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記シリーズレギュレータは、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧値が入力される出力トランジスタと、前記出力トランジスタの出力電圧値を監視する抵抗回路と、前記抵抗回路による監視電圧値と第２の基準電圧値との比較結果により前記出力トランジスタのゲート電圧を制御する演算増幅器とを含んで構成され、
前記出力トランジスタのゲート電圧値に比例した大きさの電圧信号を取り出して、前記第１の基準電圧値に加算することを特徴とする請求項３記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電池等の電源電圧を所定の電圧値に調整して負荷回路に電力供給を行うようにしたスイッチング電源装置に関し、特に、スイッチング素子における熱損失などの電力損失を最小にしたスイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話機などの小型電子機器では、使用しているバッテリの電力消費を最小限に抑えるために、直流安定化電源装置により電源電圧を調整して、所定の電圧値で負荷回路に電力供給を行うことがある。
【０００３】
これに対して、出力電圧のリップルが少なく作動時のノイズが少ないものの、その効率が低いＬＤＯ（低ドロップアウト）レギュレータ（シリーズレギュレータ）と、効率は高いが出力電圧のリップルや作動時のノイズが大きいＤＣ／ＤＣコンバータ（スイッチングレギュレータ）とを組み合わせることによって、ＬＤＯレギュレータでの損失が低減され、かつ出力電圧のリップルが少なく、作動時のノイズが少ない電源回路が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００４】
図５は、従来のＬＤＯレギュレータを示す回路図である。ＬＤＯレギュレータ２０は、入力端子２１から電源供給され、出力端子２２において調整された出力信号ＬＤＯ＿ＯＵＴを負荷回路１０に供給して、負荷回路１０を駆動するものである。ここでは、入力端子２１に図示しないバッテリ電源から直流電源電圧Ｖｉｎが供給され、出力信号ＬＤＯ＿ＯＵＴの電圧値が制御される。出力端子２２に接続される負荷回路１０は、携帯電話機の各電子回路部品であるが、例えば携帯型あるいはラップトップのコンピュータや、その他のバッテリ駆動型システムなどの電子部品であってもよい。
【０００５】
ＬＤＯレギュレータ２０は、ソース電極が出力端子２２に接続され、かつドレイン電極が入力端子２１に接続された出力用のＰチャネル型ＭＯＳＦＥＴ（電界効果型トランジスタ、以下、トランジスタＱ１という。）と、このトランジスタＱ１の出力電圧を設定するための抵抗Ｒ１，Ｒ２からなる抵抗回路と、基準電圧Ｖｒｅｆ１を決定する基準電源２３を有するオペアンプ（演算増幅器）２４とから構成されている。オペアンプ２４は、反転入力端子（−）が抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点に接続され、基準電圧Ｖｒｅｆ１とトランジスタＱ１で設定される出力電圧とを比較するものである。オペアンプ２４の出力端子は、トランジスタＱ１のゲート電極と接続されており、オペアンプ２４での比較結果に応じてトランジスタＱ１の導通を制御している。
【０００６】
ＬＤＯレギュレータ２０では、入力端子２１に供給された直流電源電圧Ｖｉｎが、所定の電圧値の出力信号ＬＤＯ＿ＯＵＴに変換されて、負荷回路１０に電流供給が行われる。ところが、携帯電話機の電子回路には、待ち受け状態などの各種動作状態に応じていろいろなレベルの電源電圧が要求される。そのため、ＬＤＯレギュレータ２０の入力端子２１をバッテリと直接接続して電源供給すると、入力した直流電源電圧Ｖｉｎと出力信号ＬＤＯ＿ＯＵＴとの間で電圧値の差が生じる。そして、ＬＤＯレギュレータ２０の入出力の電位差と出力電流との積で決まる電力が熱損失となるため、そのままではバッテリ効率が悪くなる。
【０００７】
図６は、図５に示すＬＤＯレギュレータ２０にＤＣ／ＤＣコンバータを接続したスイッチング電源装置を示す図である。
ＬＤＯレギュレータ２０における熱損失を減らすには、バッテリ等の電源電圧を調整してから、所定の電圧値で負荷回路１０に電力供給を行う必要がある。そこで、図６に示すスイッチング電源装置のように、ＬＤＯレギュレータ２０の前段にＤＣ／ＤＣコンバータ３０を接続して、出力信号Ｖｏの電圧を下げてからＬＤＯレギュレータ２０に電源供給する方法が有効であることが知られている。
【０００８】
図６において、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０は抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４からなるフィードバックループを備え、出力信号Ｖｏは抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４で分圧され、分圧された電圧信号Ｖｓｅｎｓｅが制御信号端子３１を介してエラーアンプ３２の反転入力端子に供給されている。エラーアンプ３２の非反転入力端子には、基準電圧Ｖｒｅｆ２が基準電源３３から供給されている。また、エラーアンプ３２の出力端子はＰＷＭコンパレータ３４に接続されている。ＰＷＭコンパレータ３４は、プリドライバ３５を介して一対のスイッチングトランジスタＱ２，Ｑ３の各ゲート電極に接続されている。
【０００９】
これらのスイッチングトランジスタＱ２，Ｑ３は互いにドレイン端子が接続された直列回路を構成しており、電源入力端子３６と大地（ＧＮＤ）との間に配置される。プリドライバ３５は、これらのスイッチングトランジスタＱ２，Ｑ３を交互にオンオフ制御して、オン時間をＰＷＭ制御（もしくはＰＦＭ制御）することにより、出力端子３７から出力される出力信号Ｖｏの直流電圧値を調整している。
【００１０】
出力端子３７には、コイルＬ１及びコンデンサＣ１からなる平滑回路が接続され、ここで平滑化された出力信号ＶｏがＬＤＯレギュレータ２０への入力電圧Ｖｃｃとされる。したがって、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４の大きさは、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０の出力信号Ｖｏ（＝Ｖｃｃ）が、ＬＤＯレギュレータ２０の出力信号ＬＤＯ＿ＯＵＴの電圧にＬＤＯレギュレータ２０の出力制御用トランジスタＱ１のソース・ドレイン間電圧ＶSDを加えた電圧値になるように設定される。
【００１１】
このようなＰＷＭ用のＤＣ／ＤＣコンバータ３０をＬＤＯレギュレータ２０の前段に設けたスイッチング電源装置については、例えば特許文献１に記載されている。この特許文献１では、電源供給先の負荷回路の動作状況に応じて出力電圧Ｖｃｃを変える直流安定化電源装置の提案がなされている。この直流安定化電源装置は、入力された制御信号に応じて出力電圧を切り換えることができるスイッチングレギュレータ（ＤＣ／ＤＣコンバータ）と、入力された制御信号に応じて出力電圧を切り換えることができるシリーズレギュレータ（ＬＤＯレギュレータ）と、外部から入力される電圧切換信号Ｓａをスイッチングレギュレータ及びシリーズレギュレータに出力するタイミングをそれぞれ制御する電圧切換制御回路とで構成されている。電圧切換信号Ｓａは、シリーズレギュレータ３の出力電圧（ＬＤＯ＿ＯＵＴ）の電圧値を必要に応じて切り換えるための信号である。
【特許文献１】特開２００３−２３５２５０号公報（段落番号〔００３１〕〜〔００３４〕，図１）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
ところが、従来のＰＷＭ用のＤＣ／ＤＣコンバータでは、その出力電圧Ｖｃｃを一定値に制御するものであったから、あらかじめ高めの電圧値の信号Ｖｃｃを供給することにより、ＬＤＯレギュレータの最大定格電圧まで、そこに接続されている負荷回路の動作を保障するようにしていた。そのため、必ずしも電力損失を充分に下げられないという問題があった。
【００１３】
また、上述した特許文献１において提案されているような直流安定化電源装置では、外部からの指令電圧が変更になったとき、電圧切換信号Ｓａをローレベルあるいはハイレベルのいずれかに切り換えるだけであるから、あらかじめ最大電圧となる負荷回路を想定して出力電圧Ｖｃｃを決定する必要があった。そのため、負荷回路の動作状態が変動するとき、すべての負荷電流領域において、その変動状態に応じて熱損失を効率よく低減することはできなかった。
【００１４】
本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、すべての負荷電流領域においてシリーズレギュレータにおける熱損失を最小限に抑えるようにしたスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明では上記課題を解決するために、所定の大きさで直流電圧を生成するＤＣ／ＤＣコンバータと、前記ＤＣ／ＤＣコンバータと接続され、前記直流電圧に対して電圧値が僅かに小さいＬＤＯ（低ドロップアウト）出力を生成するシリーズレギュレータと、前記シリーズレギュレータから所定の負荷回路に対して供給される前記ＬＤＯ出力を監視するとともに、その電圧値を最適な大きさに制御する監視制御回路と、を備えたスイッチング電源装置が提供される。
【００１６】
このスイッチング電源装置は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて生成される直流電圧の大きさを、前記ＬＤＯ出力の電流値に応じて制御するようにしたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１７】
本発明のスイッチング電源装置では、常にスイッチング素子における熱損失などの電力損失が最小になるように、負荷の状態に応じて出力電圧値を設定できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
以下、本発明の実施の形態を、図面を参照して説明する。
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。
【００１９】
図１のスイッチング電源装置は、図６に示す従来装置に対してＬＤＯレギュレータ２０の出力信号ＬＤＯ＿ＯＵＴを監視するためのＬＤＯ電流監視回路４０を付加したものである。このＬＤＯ電流監視回路４０は３つの外部端子４１〜４３を備えており、外部端子４１はＬＤＯレギュレータ２０におけるトランジスタＱ１のゲート電極の電圧を出力するための検出端子２５と接続され、外部端子４２はコイルＬ１を介してＤＣ／ＤＣコンバータ３０の出力端子３７と接続され、外部端子４３はＤＣ／ＤＣコンバータ３０の制御信号端子３１と接続されている。
【００２０】
また、ＬＤＯ電流監視回路４０は３つのＭＯＳＦＥＴＱ５〜Ｑ７により構成されている。そのうち、Ｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴＱ５は、それぞれゲート電極が外部端子４１に、ソース電極が外部端子４２に接続されており、Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴＱ６は、ＭＯＳＦＥＴＱ５のドレイン電極と大地（ＧＮＤ）との間にあって、ドレイン電極とゲート電極とを接続した状態で設けられている。さらに、Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴＱ７は、外部端子４３と大地（ＧＮＤ）との間に設けられ、ＭＯＳＦＥＴＱ６との間で互いにゲート電極が接続されたカレントミラー回路を構成している。
【００２１】
つぎに、上記構成のＬＤＯ電流監視回路４０の動作について説明する。
いま、負荷回路１０に流れる負荷電流の電流値をＩｏとする。この負荷電流は、ＬＤＯレギュレータ２０においてトランジスタＱ１のゲート電圧によって決定されるものであるため、ＬＤＯ電流監視回路４０においてＭＯＳＦＥＴＱ５からＭＯＳＦＥＴＱ６，Ｑ７には、同じ電流値Ｉｏに比例して変化するミラー電流がそれぞれ流れることになる。これらのＭＯＳＦＥＴＱ６，Ｑ７に流れる電流値をそれぞれｌＩｏ，ｋＩｏとし、外部端子４３に流れ込む電流の大きさをＩ３とするとき、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０の制御信号端子３１の検出電位Ｖｓｅｎｓｅを決める抵抗Ｒ３には、抵抗Ｒ４を流れる電流値Ｉ２にＩ３が加わる大きさの電流が流れる。そこで、ＬＤＯレギュレータ２０の負荷電流の大きさ（Ｉｏ）が変わることによって、ミラー電流（ｋＩｏ、ｌＩｏ）が変化し、抵抗Ｒ３おける端子間電圧Ｖ３（＝（Ｉ２＋Ｉ３）×Ｒ４）も変化することになる。したがって、負荷回路１０の大きさが変化するとき、負荷電流の大きさ（Ｉｏ）が増減するから、その変動分がＤＣ／ＤＣコンバータ３０の制御信号端子３１の検出電位Ｖｓｅｎｓｅにフィードバックされることになる。
【００２２】
こうして、負荷回路１０への負荷電流の大きさ（Ｉｏ）が増加すると、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０からの出力電圧Ｖｏ（＝Ｖｃｃ）が高くなり、反対に負荷電流の大きさ（Ｉｏ）が減少すると出力電圧Ｖｏ（＝Ｖｃｃ）が低下して、（Ｖｃｃ−ＬＤＯ＿ＯＵＴ）がＩｏによるトランジスタＱ１の電圧降下に等しいか、あるいは少しだけ大きいという関係が維持される。
【００２３】
このようにＬＤＯレギュレータ２０からの出力信号ＬＤＯ＿ＯＵＴの電流値に応じて、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０の検出電位Ｖｓｅｎｓｅを調整するようにしたので、負荷電流の大きさ（Ｉｏ）に応じて入力信号の直流電圧値（Ｖｃｃ）を決定することができる。したがって、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０からＬＤＯレギュレータ２０へ必要な最低の電源供給を行うことによって、全負荷電源領域においてＬＤＯレギュレータ２０での熱損失を十分に低減できる。
【００２４】
なお、検出電位Ｖｓｅｎｓｅの変化にあわせて出力電圧Ｖｏを調整するという上述の説明は、後述する他の実施の形態についても同様であるが、検出電位Ｖｓｅｎｓｅは常に基準電圧Ｖｒｅｆ２とイマジナリショートとなるから、抵抗Ｒ３の端子間電圧Ｖ３の変化に応じて出力電圧Ｖｏ（＝Ｖｓｅｎｓｅ＋Ｖ３）が調整される、と言い換えることができる。
【００２５】
つぎに、上記実施の形態１の効果について、従来装置における電力損失と比較して説明する。
図２は、従来装置と実施の形態１でのＬＤＯレギュレータにおける電流損失の違いを説明するための図である。
【００２６】
ＬＤＯレギュレータ２０においては、トランジスタＱ１のオン抵抗Ｒｏｎが存在するため、入力電圧Ｖｃｃには（ＬＤＯ＿ＯＵＴ＋Ｒｏｎ×Ｉｏ）以上の大きさの電圧を必要とする。そこで、従来装置ではＤＣ／ＤＣコンバータ３０で最大出力電流（Ｉｏｍａｘ）時に必要となる入力電圧Ｖｃｃを設定するようにしていた。ところが、負荷回路１０が中負荷であったり、軽負荷であったりするときには、そのような入力電圧Ｖｃｃでは高すぎることから、ＬＤＯレギュレータ２０で電力ロスが発生してしまう。すなわち、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０でのＶｓａｔ＝Ｒｏｎ×Ｉｏｍａｘとすると、
Ｖｃｃ≧ＬＤＯ＿ＯＵＴ＋Ｖｓａｔ
とすることが必要である。
【００２７】
一例として、出力信号ＬＤＯ＿ＯＵＴを３．０Ｖ、オン抵抗Ｒｏｎを１Ω、最大出力電流Ｉｏｍａｘを５００ｍＡとすると、
Ｖｓａｔ＝０．５Ｖ
Ｖｃｃ≧３．０＋１×０．５＝３．５Ｖ
となる。
【００２８】
ここで、中負荷に対する出力電流（Ｉｏ）を２５０ｍＡとして、電力損失Ｐｌｏｓｓを考えると、
Ｐｌｏｓｓ＝０．５Ｖ×２５０ｍＡ＝１２５ｍＷ
となる。
【００２９】
これに対して、入力電圧Ｖｃｃの最適値は、
Ｖｃｃ＝３．０Ｖ＋１Ω×２５０ｍＡ＝３．２５Ｖ
である。したがって、実施の形態１において入力電圧Ｖｃｃをこの最適値３．２５Ｖに設定した場合、電力損失Ｐｌｏｓｓは（３．２５Ｖ−３．０Ｖ）×２５０ｍＡ＝６２．５ｍＷとなって、従来装置に対して電力損失を半減することができる。なお、この電力損失Ｐｌｏｓｓ（＝６２．５ｍＷ）は、ＬＤＯレギュレータの構造上から必然的に発生するものであって、これ以上に小さくすることはできない。
【００３０】
（実施の形態２）
つぎに、実施の形態２のスイッチング電源装置について説明する。
図３は、本発明の実施の形態２に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。実施の形態２のスイッチング電源装置は、図６に示す従来装置に対してＬＤＯレギュレータ２０の出力信号ＬＤＯ＿ＯＵＴを監視するためのＬＤＯ電圧監視回路５０を付加するとともに、基準電源３３とエラーアンプ３２の非反転入力端子の間に抵抗Ｒ８を挿入したものである。
【００３１】
このＬＤＯ電圧監視回路５０は、信号入力端子５１と、抵抗Ｒ５，Ｒ６の直列抵抗回路と、オペアンプ５２、抵抗Ｒ７、およびＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴＱ８を含む電圧電流変換器と、制御端子５３とから構成されている。信号入力端子５１は、ＬＤＯレギュレータ２０におけるトランジスタＱ１のゲート電極の電圧を出力するための検出端子２５と接続されている。また、制御端子５３はＤＣ／ＤＣコンバータ３０のオペアンプ３２の非反転入力端子と接続されている。
【００３２】
このように構成されたＬＤＯ電圧監視回路５０では、ＬＤＯレギュレータ２０におけるトランジスタＱ１のゲート電極の電圧を監視し、その電圧値に比例した大きさの制御電流ＩｃｔｒによってＤＣ／ＤＣコンバータ３０からの出力信号Ｖｃｃの電圧値（Ｖｏ）を制御するようにしている。
【００３３】
例えば、負荷回路１０に対するＬＤＯレギュレータ２０の出力電流Ｉｏが大きくて、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０の出力電圧Ｖｏが不足した場合などには、ＬＤＯレギュレータ２０のトランジスタＱ１のゲート電圧が低下する。この電圧変化は、ＬＤＯ電圧監視回路５０の抵抗Ｒ５，Ｒ６によって分圧されて、オペアンプ５２の非反転入力端子に入力される。これによって、ＭＯＳＦＥＴＱ８のゲート電極に接続されているオペアンプ５２の出力電圧が低下するので、制御端子５３からＭＯＳＦＥＴＱ８に流れ込む制御電流Ｉｃｔｒが減少する。ＤＣ／ＤＣコンバータ３０のオペアンプ３２の非反転入力端子に印加される電圧は、（Ｖｒｅｆ２−Ｉｃｔｒ×Ｒ８）となるため、制御電流Ｉｃｔｒが低下するとＤＣ／ＤＣコンバータ３０に対する目標電圧が上昇したことになって、その出力信号Ｖｏの電位が上昇する。
【００３４】
また、逆にＬＤＯレギュレータ２０の出力電流Ｉｏが小さくなった場合は、ＬＤＯレギュレータ２０のトランジスタＱ１のゲート電圧が上昇する。これにより、ＭＯＳＦＥＴＱ８のゲート電極に接続されているオペアンプ５２の出力電圧が上昇するので、制御端子５３からＭＯＳＦＥＴＱ８に流れ込む制御電流Ｉｃｔｒが増加する。したがって、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０のオペアンプ３２の非反転入力端子に印加される目標電圧が低下して、その出力信号Ｖｏの電位も低下する。
【００３５】
（実施の形態３）
つぎに、実施の形態３のスイッチング電源装置について説明する。
図４は、本発明の実施の形態３に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。このスイッチング電源装置は、図６に示す従来装置に対してＬＤＯ電圧監視回路６０が付加されている。
【００３６】
ＬＤＯ電圧監視回路６０は、信号入力端子６１と、抵抗Ｒ９，Ｒ１０およびオペアンプ６２を含む反転増幅器と、抵抗Ｒ７，Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴＱ８およびオペアンプ６３を含む電圧電流変換器と、制御端子６４とから構成されている。信号入力端子６１は、ＬＤＯレギュレータ２０におけるトランジスタＱ１のゲート電極の電圧を出力するための検出端子２５と接続されている。また、制御端子６４はＤＣ／ＤＣコンバータ３０の制御信号端子３１と接続されている。
【００３７】
このＬＤＯ電圧監視回路６０では、ＬＤＯレギュレータ２０の出力信号ＬＤＯ＿ＯＵＴを制御するトランジスタＱ１のゲート電圧の変化を監視し、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０からの出力信号Ｖｃｃの電圧値を制御するようにしている。
【００３８】
例えば、負荷回路１０に対してＤＣ／ＤＣコンバータ３０の出力電圧Ｖｏが不足した場合などには、ＬＤＯレギュレータ２０のトランジスタＱ１のゲート電圧が低下し、検出端子２５からＬＤＯ電圧監視回路６０のオペアンプ６２の反転入力端子に抵抗Ｒ９を介して印加される。したがって、オペアンプ６２から出力される電圧信号Ｖｏｕｔが上昇し、制御端子６４からＭＯＳＦＥＴＱ８のドレイン電極に流れ込む制御電流Ｉｃｔｒが上昇する。その結果、検出電位Ｖｓｅｎｓｅが低下して、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０においてＰＷＭ制御により出力信号Ｖｏの電位が上がる方向に調整される。
【００３９】
また、逆にＬＤＯレギュレータ２０のトランジスタＱ１のゲート電圧が上がると、同様にＤＣ／ＤＣコンバータ３０の出力信号Ｖｏが下がる方向に調整される。こうして、ＬＤＯ電圧監視回路６０によって監視された電圧信号に応じて、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０の検出電位Ｖｓｅｎｓｅを制御することにより、負荷回路１０に応じて常に必要最小限の電圧信号がＬＤＯレギュレータ２０に供給できる。
【００４０】
なお、ＬＤＯ電圧監視回路６０の反転増幅器に関しては、基準電源６４の基準電圧をＶｒｅｆ３とすると、
（Ｖｏｕｔ−Ｖｒｅｆ３）／Ｒ１０＝（Ｖｒｅｆ３−Ｖｉｎ）／Ｒ９
である。したがって、
Ｖｏｕｔ＝（Ｒ１０／Ｒ９）（Ｖｒｅｆ３−Ｖｉｎ）＋Ｖｒｅｆ３
＝（１／Ｒ９）｛（Ｒ９＋Ｒ１０）Ｖｒｅｆ３−Ｒ１０・Ｖｉｎ｝
となる。ここで、Ｒ９＝Ｒ１０となるように設計した場合、
Ｖｏｕｔ＝２Ｖｒｅｆ３−Ｖｉｎ
となる。
【００４１】
なお、本明細書における「比例」という用語は、その比例係数が正負両方の場合を含んでいるものとする。
【図面の簡単な説明】
【００４２】
【図１】本発明の実施の形態１に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。
【図２】従来装置と実施の形態１でのＬＤＯレギュレータにおける電流損失の違いを説明するための図である。
【図３】本発明の実施の形態２に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。
【図４】本発明の実施の形態３に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。
【図５】従来のＬＤＯレギュレータを示す回路図である。
【図６】図５に示すＬＤＯレギュレータにＤＣ／ＤＣコンバータを接続したスイッチング電源装置を示す図である。
【符号の説明】
【００４３】
１０  負荷回路
２０  ＬＤＯレギュレータ
３０  ＤＣ／ＤＣコンバータ
４０  ＬＤＯ電流監視回路
４１〜４３  外部端子
５０，６０  ＬＤＯ電圧監視回路
Ｑ５〜Ｑ８  ＭＯＳＦＥＴ
【図１】
2005312141.tif 000003
【図２】
2005312141.tif 000004
【図３】
2005312141.tif 000005
【図４】
2005312141.tif 000006
【図５】
2005312141.tif 000007
【図６】
2005312141.tif 000008