(57)【要約】【課題】  多重ドップラーシフト補償の精度を保ちつつ、ダイバーシチ受信の効果を改善する。【解決手段】  各々、Ｎ個のアンテナ素子５１１〜５ＭＮから構成されるＭ個のアレーアンテナ１１〜１Ｍと、アンテナ素子毎に設置され、対応するアレーアンテナ１１〜１Ｍに属するアンテナ素子５１１〜５ＭＮからの受信信号に補間処理を施し、推定受信位置ｘにおける推定受信信号Ｓ１１〜ＳＭＮを算出する補間処理部２１１〜２ＭＮと、対応する推定受信信号Ｓ１１〜ＳＭＮにＤＦＴを施して、受信信号をＳ個のサブチャネル信号に分離する復調部３１１〜３ＭＮとを備え、各アレーアンテナ１１〜１Ｍに属するアンテナ素子の配列間隔を搬送波の０．２〜０．３波長とし、異なるアレーアンテナであって、隣接するアンテナ素子の間隔を搬送波の１波長とする。【選択図】      図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
移動体に搭載され、直交周波数分割多重方式により送信される送信信号をダイバーシチ受信する受信装置であって、
Ｎ（Ｎは２以上の整数）個のアンテナ素子から構成されるＭ（Ｍは２以上の整数）個のアンテナグループと、
同一アンテナグループに属するアンテナ素子からの受信信号に対して所定の補間処理を施し、地上のある位置にアンテナを設置したと仮定した場合に、当該アンテナによって受信されることが推定される推定受信信号を算出するＭ個の補間処理手段とを備え、
同一アンテナグループにおいては、各アンテナ素子を前記送信信号の搬送波の０．５波長未満の間隔で配列し、異なるアンテナグループにおいては、最短距離に位置するアンテナ素子の間隔を、前記搬送波の０．５波長以上としたことを特徴とする受信装置。
【請求項２】
前記同一アンテナグループに属するアンテナ素子を前記搬送波の０．２〜０．３波長の間隔で配列したことを特徴とする請求項１記載の受信装置。
【請求項３】
異なるアンテナグループにおいて、最短距離に位置するアンテナ素子の間隔を、前記搬送波の１〜２波長としたことを特徴とする請求項１又は２記載の受信装置。
【請求項４】
前記アンテナ素子の配列方向は、前記移動体の移動方向と同一方向に設定され、
前記補間処理手段は、前記配列方向上のある位置の受信信号を推定することを特徴とする請求項３記載の受信装置。
【請求項５】
前記補間処理手段は、Ｎ×Ｍ個設けられ、同一アンテナグループに属するアンテナ素子からの受信信号を基に、各々、異なる位置の受信信号を推定することを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の受信装置。
【請求項６】
前記補間処理手段は、前記異なる位置を、式（Ａ）によって定めることを特徴とする請求項５記載の受信装置。
ｘ＝ｖｍｏｄｆ（ｔ，Ｔs）＋ａ  ・・・式（Ａ）
但し、ｘは受信信号が推定される位置、ｖは移動体の移動速度、ｔは時間、Ｔsは、１シンボル長、ａは定数、ｍｏｄｆ（ｔ，Ｔs）はｔをＴsで割ったときの余りを示す。
【請求項７】
前記式（Ａ）で示す定数ａは、前記補間処理手段毎に異なる値であることを特徴とする請求項６記載の受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、地上でデジタルテレビ放送等を受信する受信装置に関し、特に、移動体に搭載される受信装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
地上デジタル放送で採用されている直交周波数分割多重化方式（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）は、マルチパス環境に強いという特徴を有しているが、この方式で変調された信号を都市高速道路等のマルチパス環境下で高速移動受信した場合、多重ドップラーシフトが発生し、伝送特性が劣化することが知られている。多重ドップラーシフトとは、到来方向の異なる到来波がそれぞれ異なったドップラーシフトを受け、複数のドップラーシフトが存在する状態をいう。また、ＯＦＤＭにより多重化された信号は、マルチパス環境下ではフェージングの変動により振幅レベルが低下することも知られている。
【０００３】
そこで、特許文献１では、アレーアンテナによって受信された受信信号を基に、アンテナを地上のある地点に設置したと仮定した場合、当該アンテナによって受信されることが推定される受信信号を算出し、多重ドップラーシフトを補償する手法が開示されている。
【０００４】
また、特許文献１では、複数地点にアンテナを設置したと仮定した場合、これら各々のアンテナによって受信されることが推定される受信信号を算出し、算出したこれらの受信信号をダイバーシチ合成することにより、フェージングの変動による振幅レベルの低下を補償する手法も開示されている。
【特許文献１】特開２００２−５１０９５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、特許文献１の手法では、多重ドップラーシフト補償の精度を保つために、アンテナ素子が搬送波の０．１波長程度の間隔で配列されており、各々のアンテナによって受信される受信信号のフェージングの変動が独立とはならず、充分なダイバーシチ効果を得ることができないという問題があった。
【０００６】
本発明の目的は、多重ドップラーシフト補償の精度を保ちつつ、ダイバーシチ受信の効果を改善する受信装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明にかかる受信装置は、移動体に搭載され、直交周波数分割多重方式により送信される送信信号をダイバーシチ受信する受信装置であって、Ｎ（Ｎは２以上の整数）個のアンテナ素子から構成されるＭ（Ｍは２以上の整数）個のアンテナグループと、同一アンテナグループに属するアンテナ素子からの受信信号に対して所定の補間処理を施し、地上のある位置にアンテナを設置したと仮定した場合に、当該アンテナによって受信されることが推定される推定受信信号を算出するＭ個の補間処理手段とを備え、同一アンテナグループにおいては、各アンテナ素子を前記送信信号の搬送波の０．５波長未満の間隔で配列し、異なるアンテナグループにおいては、最短距離に位置するアンテナ素子の間隔を、前記搬送波の０．５波長以上としたことを特徴とする。
【０００８】
また、上記受信装置において、前記同一アンテナグループに属するアンテナ素子を前記搬送波の０．２〜０．３波長の間隔で配列したことが好ましい。
【０００９】
また、上記受信装置において、異なるアンテナグループにおいて、最短距離に位置するアンテナ素子の間隔を、搬送波の１〜２波長としたことが好ましい。
【００１０】
また、上記受信装置において、前記アンテナ素子の配列方向は、前記移動体の移動方向と同一方向に設定され、前記補間処理手段は、前記配列方向上のある位置の受信信号を推定することが好ましい。
【００１１】
また、上記受信装置において、前記補間処理手段は、Ｎ×Ｍ個設けられ、同一アンテナグループに属するアンテナ素子からの受信信号を基に、各々、異なる位置の受信信号を推定することが好ましい。
【００１２】
また、上記受信装置において、前記補間処理手段は、前記異なる位置を、式（Ａ）によって定めることが好ましい。
ｘ＝ｖｍｏｄｆ（ｔ，Ｔs）＋ａ  ・・・式（Ａ）
但し、ｘは受信信号が推定される位置、ｖは移動体の移動速度、ｔは時間、Ｔsは、１シンボル長、ａは定数、ｍｏｄｆ（ｔ，Ｔs）はｔをＴsで割ったときの余りを示す。
【００１３】
また、上記受信装置において、前記式（Ａ）で示す定数ａは、前記補間処理手段毎に異なる値であることが好ましい。
【発明の効果】
【００１４】
請求項１記載の発明によれば、同一のアンテナグループに属するアンテナ素子からの受信信号に対し所定の補間処理が施され、地上のある位置にアンテナを設置したと仮定した場合、当該アンテナによって受信されると推定される推定受信信号がアンテナグループ毎に算出され、これらの受信信号を基に、ダイバーシチ受信が行なわれる。
【００１５】
ここで、同一のアンテナグループにおいては、送信信号の搬送波の０．５波長未満の間隔でアンテナ素子が配列されているため、推定される受信信号は、多重ドップラーシフト補償が充分に施されたものとなる。一方、異なるアンテナグループにおいては、最短距離に位置するアンテナ素子の間隔が搬送波の０．５波長以上となるように、すなわち、いずれのアンテナ素子も間隔が搬送波の０．５波長以上となるように、各アンテナ素子が配列されているため、異なるアンテナグループ間においては、各アンテナ素子による受信信号のフェージングの変動が独立となり、ダイバーシチ受信の効果をより高めることができる。そのため、多重ドップラーシフト補償の精度を保ちつつ、フェージングの変動による振幅レベルの低下を充分に補償することができる。
【００１６】
請求項２記載の発明によれば、アンテナ素子の間隔が搬送波の０．２〜０．３波長とされているため、多重ドップラーシフト補償の精度をより高めることができる。
【００１７】
請求項３記載の発明によれば、異なるアンテナグループに属するアンテナ素子の間隔が、搬送波の１〜２波長とされているため、ダイバーシチ受信の効果を高めつつ、アンテナ素子の設置スペースを節約することができる。
【００１８】
請求項４記載の発明によれば、各アンテナ素子は、移動体の進行方向と同一方向に配列され、補間処理手段は、アンテナが配列される直線上のある位置における受信信号を推定するため、上記ある位置を特定するためのパラメータが１個となり受信信号を推定する際の演算を簡略化することができる。
【００１９】
請求項５記載の発明によれば、アンテナ素子毎に補間処理手段が設けられ、各補間処理手段は、各々、異なる位置における受信信号を推定するため、ダイバーシチ受信の効果をより高めることができる。
【００２０】
請求項６記載の発明によれば、時間の経過とともに、移動体から遠ざかっていく位置ｘが、１シンボル期間経過すると、再度、移動体側の所定の位置（定数ａで定められる位置）に戻されるため、位置ｘがアンテナ近傍に位置することとなり、推定される受信信号の精度が高まり、多重ドップラーシフト補償の精度をより高めることができる。
【００２１】
請求項７記載の発明によれば、補間処理手段毎に定数ａの値が異なるため、各アンテナグループを基準として位置ｘを観察した場合、アンテナグループ毎に位置ｘは、相対的に異なる場所に位置することとなり、ダイバーシチ受信の効果をより高めることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
以下、図面を参照しつつ、本発明の実施の形態にかかる受信装置ついて説明する。図１は、本発明の実施の形態にかかる受信装置の構成を示すブロック図である。本受信装置は、地上デジタル放送を受信する受信装置であり、自動車等の移動体に搭載され、各々、Ｎ（Ｎは２以上の整数）個のアンテナ素子が配列されたＭ（Ｍは２以上の整数）個のアレーアンテナ１１〜１Ｍと、Ｎ（Ｎは２以上の整数）×Ｍ個の補間処理部２１１〜２１Ｎ，２２１〜２２Ｎ，・・・，２Ｍ１〜２ＭＮと、Ｎ×Ｍ個の復調部３１１〜３１Ｎ，３２１〜３２Ｎ，・・・，３Ｍ１〜３ＭＮと、Ｓ個のダイバーシチ合成部４１〜４Ｓとを備えている。
【００２３】
アレーアンテナ１１〜１Ｍは、各々、間隔ｄ１で直線上に配列されたＮ本のアンテナ素子５１１〜５１Ｎ，５２１〜５２Ｎ，・・・，５Ｍ１〜５ＭＮから構成されている。各アンテナ素子５１１〜５ＭＮが受信する受信信号は、Ｓ個のサブチャネル信号が直交周波数分割多重化方式（ＯＦＤＭ）により変調された信号である。間隔ｄ１は、搬送波の０．５波長未満であり、より好ましくは搬送波の０．１波長〜０．４波長、さらに、好ましくは、搬送波の０．２〜０．３波長である。本実施の形態では間隔ｄ１は搬送波の０．２波長である。例えば、テレビのＵＨＦ帯の周波数である６００ＭＨｚの電波を受信する場合、１波長は６０ｃｍとなるため、０．２波長は１２ｃｍとなる。したがって、間隔ｄ１を搬送波の０．２波長とすると、アンテナ素子は、１２ｃｍ間隔で配列される。また、この場合、間隔ｄ２を搬送波の１波長とするとアレーアンテナ１１〜１Ｍは、６０ｃｍ間隔で配列される。
【００２４】
アンテナ素子５１１〜５ＭＮは、移動体の進行方向と同一方向（ｘ方向）に、直線上に配列されている。また、アレーアンテナ１１〜１Ｍは、各々、アンテナ素子５１Ｎとアンテナ素子５２１との間隔がｄ２、アンテナ素子５２Ｎとアンテナ素子５３１との間隔がｄ２というように、異なるアレーアンテナ１１〜１Ｍに属し、且つ、隣接するアンテナ素子の間隔が一定の間隔ｄ２で配列されている。本実施の形態では、間隔ｄ２は搬送波の１波長である。間隔ｄ２を大きくすると、その分、異なるアレーアンテナ１１〜１Ｍに属するアンテナ素子によって受信される受信信号のフェージング変動の独立性が高まり、ダイバーシチ効果が高まるため、かかる観点からは、間隔ｄ２は大きい方が好ましい。しかしながら、アレーアンテナ１１〜１Ｍは、各々、同一の移動体に設置されものであるため、間隔ｄ２を大きく設定すると設置スペースを確保することが困難となる。そのため、設置スペースを確保する観点からは、間隔ｄ２は、搬送波の１〜２波長程度が好ましく、より好ましくは搬送波の１波長程度である。
【００２５】
補間処理部２１１〜２ＭＮは、同じアレーアンテナに属するアンテナ素子からの受信信号が入力され、入力されたＮ個の受信信号に対して補間処理を施して推定受信信号Ｓ１１〜ＳＭＮを算出し、対応する復調器３１１〜３ＭＮに出力する。例えば、アレーアンテナ１１に対応する補間処理部２１１〜２１Ｎは、各々、アンテナ素子５１１〜５１Ｎの受信信号が入力される。アレーアンテナ１Ｍに対応する補間処理部２Ｍ１〜２ＭＮには、各々、アンテナ素子５Ｍ１〜５ＭＮの受信信号が入力される。これにより、多重ドップラーシフト補償が行なわれる。
【００２６】
復調部３１１〜３ＭＮは、各々、対応する補間処理部２１１〜２ＭＮから出力された推定受信信号Ｓ１１〜ＳＭＮを元のＳ個のサブチャネル信号に分離して受信信号を復調する。
【００２７】
本実施の形態では、アレーアンテナ１１〜１Ｍがアンテナグループに相当し、補間処理部２１１〜２ＭＮが補間処理手段に相当する。
【００２８】
次に、本受信装置の動作について説明する。各アンテナ素子５１１〜５ＭＮで受信された受信信号は、対応する補間処理部２１１〜２ＭＮに入力され、補償処理が施され推定受信信号Ｓ１１〜ＳＭＮが算出される。図２は、補間処理部２１１〜２ＭＮによって行なわれる補間処理を説明するための図面である。図２では、移動体にＮ本のアンテナ素子５１１〜５Ｎが、移動体の進行方向（ｘ軸方向）と平行に一定の間隔ｄで配列されているものとする。ｘ軸は、アンテナ５１の位置ｘ1から−ｘ方向に間隔ｄ離れた位置が原点Ｏとされている。
【００２９】
ｋ番目のアンテナ素子５ｋの位置をｘkとし、ｋ番目のアンテナ素子５ｋの時間ｔにおける受信信号をｒk（ｔ）とする。このとき、ｉ番目のアンテナ素子５ｉとｌ番目とのアンテナ素子５ｌとの間の受信信号相関ρilは、式（１）で示される。
ρil＝Ｅ[ｒi（ｔ）ｒl*（ｔ）]  ・・・式（１）
【００３０】
式（１）に示すＥ[α]は、αの平均を表し、ｒl*（ｔ）は、ｒl（ｔ）の共役複素数を表している。また、ｋ番目のアンテナ素子５ｋの受信信号ｒk（ｔ）と、位置ｘにおける受信信号との間のアンテナ相関γkは式（２）で表される。
γk（ｘ）＝Ｅ[ｒk（ｔ）ｒ*（ｔ；ｘ）]  ・・・式（２）
【００３１】
ｒ（ｔ；ｘ）は、ｘ軸上の位置ｘにアンテナ素子を配置したと仮定したときに当該アンテナ素子によって受信されることが推定される受信信号を表している。以下、この位置ｘを「推定受信位置」と称し、推定受信位置ｘに仮想的に設置されたアンテナによって受信される信号を「推定受信信号」と称する。そして、アンテナ素子５１〜５Ｎの指向性が水平無指向性であると仮定すると、ρil及びγk（ｘ）は、各々、式（３）及び式（４）で表される。
ρil＝ｂＪ0（２π（ｘi−ｘl）／λ）      ・・・式（３）
γk（ｘ）＝ｂＪ0（２π（ｘk−ｘ）／λ）  ・・・式（４）
【００３２】
ここで、ｂは受信電力、λは波長、Ｊ0（α）は０次の第１種ベッセル関数を表している。次に、行列Ｒ及びベクトルｐ（ｘ）を、各々、式（５）及び式（６）で定義する。
【００３３】
【数１】
2005252874.tif 000003
【００３４】
このとき、アンテナ素子５１〜５Ｎの受信信号ｒ1（ｔ）〜ｒN（ｔ）の重み係数ベクトルは式（７）で表される。そして、推定受信位置ｘにおける推定受信信号ｒ（ｔ；ｘ）は、式（８）で表される。
【００３５】
【数２】
2005252874.tif 000004
【００３６】
式（８）に示すｒ（ｔ）は、時間ｔにおいて、アンテナ素子５１〜５Ｎが受信する受信信号ｒ1（ｔ）〜ｒN（ｔ）をベクトル表示したものであり、式（９）で表される。一方、推定受信位置ｘは、式（１０）で表される。
ｘ＝ｖｆｍｏｄ（ｔ，Ｔs）＋ａ  ・・・式（１０）
【００３７】
ここで、ｖは移動体の移動速度、ＴsはＯＦＤＭの１シンボル期間、ａは定数、ｆｍｏｄ（α，β）はαをβで割ったときの余りを表している。したがって、式（１０）に示される推定受信位置ｘは、ＯＦＤＭの１シンボル期間にわたって、地上に対して静止した地点を表すこととなる。すなわち、推定受信位置ｘは、移動体から観察すると、移動体の進行方向とは逆方向に遠ざかっていくように見えるが、地上から観察すると、静止して見える。そのため、この推定受信位置ｘにおいて算出される推定受信信号は、多重ドップラーシフト補償された信号となる。
【００３８】
なお、本実施の形態では、式（１０）に示すａは、補間処理部２１１〜２ＭＮ毎に異なる値が設定されているため、補間処理部２１１〜２ＭＮの各々によって算出される推定受信位置ｘは、各アレーアンテナ１１〜１Ｍにおいて、相対的に異なる位置となり、ダイバーシチ効果の向上が図られている。
【００３９】
図３は、移動体を基準としたときの、推定受信位置ｘと時間ｔとの関係を示したグラフであり、縦軸は推定受信位置ｘを示し、横軸は時間ｔを示している。なお、移動体の移動速度ｖは一定としている。図３に示すように、推定受信位置ｘは、１シンボル期間Ｔsを周期としてのこぎり状に変動している。すなわち、推定受信位置ｘは、時間ｔが０のとき、ｘ軸においてａ地点に位置しているが、時間の増大とともに、移動体の速度ｖでアンテナ５１から遠ざかっていき、時間ｔが１シンボル期間Ｔsに達すると、再び、ｘ軸上、ａの位置に戻り、再度、移動体の速度ｖでアンテナ５１から遠ざかっていく。したがって、１シンボル期間Ｔs中、推定受信位置ｘは地上に対して固定されることとなる。
【００４０】
図１に示す補間処理部２１１〜２ＭＮによって算出されたＭ×Ｎ個の推定受信信号Ｓ１１〜Ｓ１Ｎ，Ｓ２１〜Ｓ２２Ｎ，・・・，ＳＭ１〜ＳＭＮは、各々、対応する復調部３１１〜３ＭＮに入力されＤＦＴ（離散フーリエ変換；Discrete Fourier Transform）処理され、直交周波数分割多重化方式により変調された受信信号が、Ｓ個のサブチャネル信号に分離され、復調される。各サブチャネル信号は、各々、対応するダイバーシチ合成部４１〜４Ｓに入力され、最大比合成、等利得合成、又は、選択合成等によってダイバーシチ合成が行なわれる。この場合、ダイバーシチ合成部４１〜４Ｓは、周波数選択性フェージングの影響を考慮してサブチャネル信号毎に異なるダイバーシチ合成を行なってもよい。
【００４１】
図４は、本実施の形態にかかる受信装置の効果を確認するために行なわれたシミュ−ションの結果を示したグラフであり、縦軸はビット誤り率（Bit Error Rate）を示し、横軸は正規化最大ドップラー周波数ｆdＴsを示している。グラフ１は、本実施の形態にかかる受信装置のシミュレーション結果を示したグラフであり、グラフ２は、従来型の受信装置のシミュレーション結果を示したグラフである。
【００４２】
このシミュレーションにおいて、本実施の形態にかかる受信装置は、アレーアンテナ１１〜１Ｍの数をアレーアンテナ１１，１２の２個とし、アレーアンテナ１１及び１２は、各々、２個のアンテナ素子５１１，５１２及び５２１，５２２により構成し、間隔ｄ１を搬送波の０．２波長とし、間隔ｄ２を搬送波の１波長とした。
【００４３】
また、従来の受信装置は、移動体の進行方向と平行な直線上に４本のアンテナ素子が搬送波の０．２波長の間隔で配列されたものを採用した。さらに、各サブチャネルの変調方式をＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying)とし、伝搬路モデルには２波等電力レイリーフェージング通信路を用いた。
【００４４】
図４に示すように、グラフ１及びグラフ２とも、正規化最大ドップラー周波数が０から０．０８までの範囲では、ビット誤り率の増加は緩慢であるが、０．０８を超えるとビット誤り率の増加率が大きくなっていることが分かる。そして、正規化最大ドップラー周波数全域において、本実施の形態の受信装置の方が、従来の受信装置よりもビット誤り率が小さいことが分かる。
【００４５】
以上、説明したように、本実施の形態の受信装置では、アレーアンテナ１１〜１Ｍを構成するアンテナ素子の間隔ｄ１が搬送波の０．２波長とされているため、高精度な多重ドップラーシフト補償を行なうことができる。一方、各アレーアンテナ１１〜１Ｍは、隣接するアレーアンテナとの間隔ｄ２が搬送波の１波長となるように配列されているため、異なるアレーアンテナ１１〜１Ｍに属するアンテナ素子による受信信号のフェージング変動は独立となり、ダイバーシチ受信の効果を高めることができる。その結果、フェージングの変動による振幅レベルの低下を補償する効果をより高めることができ、図４に示すように、誤り率が改善され、受信特性を向上させることができる。
【００４６】
なお、本発明にかかる受信装置は、以下の態様を採用してもよい。
【００４７】
（１）上記実施の形態では、アレーアンテナ１１〜１Ｍをｘ軸に沿って直線上に配列したが、これに限定されず、各アレーアンテナ１１〜１Ｍのアンテナ素子の配列方向をｘ軸と平行にし、ｘ軸と直交するｙ軸方向に各アレーアンテナを搬送波の１波長又は１波長以上の間隔で並べても良い。また、アレーアンテナ１１〜１Ｍの配列方向をｘ軸に対して斜め方向としても良い。さらに、アレーアンテナ（アンテナグループ）１１〜１Ｍを構成するアンテナ素子を直線上に配列することなく、例えば、千鳥状に配列してもよい。いずれにせよ、同一のアンテナグループにおいては、隣接するアンテナ素子の間隔が搬送波の０．５波長未満であり、異なるアンテナグループにおいては、いずれのアンテナ素子も搬送波の０．５波長、好ましくは搬送波の１波長以上間隔を空けて、各アンテナ素子が配列されていれば、設置スペースの形状に応じて適宜アンテナ素子の配列パターンを変更してもよい。
【００４８】
（２）上記実施の形態では、アレーアンテナ１１〜１Ｍは、各々、アンテナ素子の数はＮ個であったが、これに限定されず、アレーアンテナ１１〜１Ｍ毎に構成されるアンテナ素子の数を変えても良い。
【００４９】
（３）上記実施の形態では、各アレーアンテナ１１〜１Ｍを構成するアンテナ素子は、全て一定間隔で配列したが、これに限定されず、搬送波の０．５波長未満、好ましくは０．２〜０．３波長の範囲内で、各アンテナ素子を異なる間隔で配列してもよい。同様に、アレーアンテナ１１〜１Ｍの間隔も、搬送波の０．５波長以上の範囲内で、異なる間隔で配列してもよい。
【００５０】
（４）上記実施の形態では、アンテナ素子５１１〜５ＭＮ毎に補間処理部２１１〜２ＭＮを設けたがこれに限定されず、アレーアンテナ１１〜１Ｍ毎に補間処理部を設けても良い。これにより、補間処理部の数が減少し、装置の小型化及び低コスト化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００５１】
【図１】本発明の実施の形態にかかる受信装置の構成を示すブロック図である。
【図２】補間処理部によって行なわれる補間処理を説明するための図面である。
【図３】移動体を基準としたときの、推定受信位置と時間との関係を示したグラフであり、縦軸は推定受信位置を示し、横軸は時間を示している。
【図４】本実施の形態にかかる受信装置の効果を確認するために行なったシミュ−ションの結果を示したグラフであり、縦軸はビット誤り率を示し、横軸は正規化最大ドップラー周波数を示している。
【符号の説明】
【００５２】
１１〜１Ｍ  アレーアンテナ
５１１〜５ＭＮ  アンテナ素子
２１１〜２ＭＮ  補間処理部
３１１〜３ＭＮ  復調部
４１〜４Ｓ  ダイバーシチ合成部
【図１】
2005252874.tif 000005
【図２】
2005252874.tif 000006
【図３】
2005252874.tif 000007
【図４】
2005252874.tif 000008