(57)【要約】【課題】  出力電圧電流特性として本来のフの字保護特性が得られ、負荷短絡時の出力電流を小さくできるスイッチング電源装置を実現する。【解決手段】  スイッチング素子１と、レギュレータ２と、スイッチング素子１に流れる電流を検出するドレイン電流検出回路６と、スイッチング素子１を制御するクロック信号を出力する発振回路９と、２次側からの制御信号を検出して、スイッチング素子１に流れる電流を制御するフィードバック信号制御回路１１と、スイッチング素子１に流れる電流最大値を制御するクランプ回路１２と、ＶＣＣ端子の電圧に応じてクランプ回路１２のクランプ電圧および発振回路１２の発振周波数を変化させるクランプ電圧可変回路１３と、ＶＣＣ端子に接続されたダミー負荷回路１５と、フィードバック信号がクランプ回路１２のクランプ電圧に達したときにダミー負荷回路１５を導通させるダミー負荷制御回路１６とを備えている。【選択図】  図１
2005333710.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
トランスと、
前記トランスの１次巻線と直列に接続され、前記トランスを介して第１の直流電圧が印加されるスイッチング素子と、
前記トランスの２次巻線と接続され、前記トランスの２次側出力電圧を整流し且つ平滑化することにより、前記第１の直流電圧から該第１の直流電圧の絶対値よりも小さい第２の直流電圧を生成して出力する出力電圧生成回路と、
前記出力電圧生成回路で生成される前記第２の直流電圧に応じた信号を出力する出力電圧制御回路と、
前記出力電圧制御回路の出力信号を１次側へ伝達する制御信号伝達回路と、
前記スイッチング素子の動作を制御する制御回路と、
前記２次側出力電圧と比例した１次側出力電圧を発生する前記トランスの補助巻線と接続され、前記補助巻線により発生した前記１次側出力電圧を整流し且つ平滑化することにより補助電源電圧を生成して前記制御回路へ出力する補助電源電圧生成回路とを備え、
前記制御回路は、
前記第１の直流電圧および前記補助電源電圧から前記制御回路の電源電圧を生成し供給するレギュレータと、
前記スイッチング素子に印加するスイッチング信号を生成して出力する発振器と、
前記スイッチング素子を流れる電流を検出し、素子電流検出信号として出力する電流検出回路と、
前記制御信号伝達回路から入力される信号をフィードバック信号として出力するフィードバック信号制御回路と、
前記素子電流検出信号と前記フィードバック信号とを入力し、両者を比較した比較信号を出力する比較器と、
前記比較信号に基づいて前記スイッチング信号の電流量及び出力を制御するスイッチング信号制御回路と、
前記素子電流検出信号の最大値を固定するために前記フィードバック信号の最大電圧値となるクランプ電圧を設定するクランプ回路と、
前記クランプ回路のクランプ電圧を前記補助電源電圧の電圧値に応じて変化させるとともに、前記クランプ電圧が一定値よりも低い場合には前記発振器の発振周波数を小さくする発振周波数低下信号を前記発振器へ出力するクランプ電圧可変回路と、
前記補助電源電圧生成回路の補助電源電圧とグランド間に接続され、導通・非導通の制御がなされるダミー負荷回路と、
前記フィードバック信号制御回路より出力されるフィードバック信号と、前記クランプ回路のクランプ電圧とを比較し、前記フィードバック信号が前記クランプ回路のクランプ電圧に達したときに前記ダミー負荷回路を導通させる制御を行うダミー負荷制御回路とを有したスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記レギュレータは、起動時は前記補助電源電圧が一定値になるまで前記第１の直流電圧が前記補助電源電圧生成回路へ供給され、起動後は前記補助電源電圧が前記制御回路へ供給され、かつ前記補助電源電圧が一定値よりも低い場合には、前記第１の直流電圧が前記制御回路へ供給されるように構成された、請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記クランプ電圧可変回路は、前記補助電源電圧が一定値以下になると動作し、前記補助電源電圧が低くなるほど、前記クランプ回路のクランプ電圧を低くするように構成された、請求項１または２に記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記クランプ電圧可変回路は、前記発振周波数低下信号を出力するまでは、前記クランプ回路のクランプ電圧を最大値に固定し、前記発振周波数低下信号が出力されると同時に、前記クランプ回路のクランプ電圧を低くするように構成された、請求項１および２に記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記スイッチング素子と前記制御回路とが同一半導体基板上に形成された半導体装置からなる、請求項１〜４のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
前記クランプ電圧可変回路は、前記補助電源電圧が低くなるほど前記クランプ回路のクランプ電圧を低くし、該クランプ電圧の最小値が最大クランプ電圧の１０％程度になるように構成された、請求項１〜５のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項７】
前記発振器は、前記発振周波数低下信号が入力された場合に発振周波数が、前記発振周波数低下信号が入力されていない通常時の発振周波数の１／５程度に低くなるように構成された、請求項１〜６のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング電源装置に関し、特に、２次側出力の過電流保護機能を有する、スイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
図７は、従来のスイッチング電源装置の一例を示す回路図である。この図７において、１３０はスイッチング電源制御用半導体装置であり、スイッチング素子１０１とその制御回路から構成されている。
【０００３】
半導体装置１３０は、外部端子として、スイッチング素子１０１の入力端子ＤＲＡＩＮ（以下、ＤＲＡＩＮ端子という）、補助電源電圧入力端子ＶＣＣ（以下、ＶＣＣ端子という）、内部回路電源端子ＶＤＤ（以下、ＶＤＤ端子という）、フィードバック信号入力端子ＦＢ（以下、ＦＢ端子という）、過電流保護値可変端子ＣＬ（以下、ＣＬ端子という）、スイッチング素子１０１の出力端子および制御回路のグランド端子ＧＮＤ（以下、ＧＮＤ端子という）の６端子を備えている。
【０００４】
１０２は、半導体装置１３０の内部回路電源を供給するためのレギュレータで、起動電流をＶＣＣ端子へ流すためのスイッチ１０２Ａと、起動電流をＶＤＤ端子へ流すためのスイッチ１０２Ｂと、ＶＣＣ端子からＶＤＤ端子へ電流を供給するためのスイッチ１０２Ｃを備えている。
【０００５】
１０３は、起動用の回路電流を供給するための起動用定電流源であり、起動時にスイッチ１０２Ａを介してＶＣＣ端子へ起動電流を供給する。また、起動後にＶＣＣ端子電圧が一定電圧以下のときは、スイッチ１０２Ｂを介してＶＤＤ端子へ回路電流を供給する。
【０００６】
１０７は、半導体装置１３０の起動／停止を制御するための起動／停止回路であり、ＶＤＤ端子の電圧を検出し、ＶＤＤ端子電圧が一定電圧以下のときは、スイッチング素子１０１のスイッチング動作を停止させる信号を、ＮＡＮＤ回路１０５へ出力する。
【０００７】
１０６は、スイッチング素子１０１に流れる電流を検出するためのドレイン電流検出回路であり、検出した電流を電圧信号に変換して、比較器１０８へ信号を出力する。１１１は、フィードバック信号制御回路であり、ＦＢ端子に入力される電流信号を電圧信号に変換して、比較器１０８へ信号を出力する。比較器１０８は、フィードバック信号制御回路１１１からの出力信号と、ドレイン電流検出回路１０６からの出力信号が等しくなったときに、ＲＳフリップフロップ回路１１０のリセット端子へ信号を出力する。
【０００８】
１１２は、フィードバック信号制御回路１１１の出力信号の最大値を決めるためのクランプ回路で、これがスイッチング素子１０１に流れる電流の最大値を決定し、スイッチング素子１０１の過電流保護として機能する。１１３は、クランプ回路１１２のクランプ電圧値を変化させるための、クランプ電圧可変回路であり、ＣＬ端子からＰ型ＭＯＳＦＥＴ１１４を通って流れ込む電流が増加すると、クランプ電圧可変回路１１３により、クランプ電圧が上昇する。すなわち、ＣＬ端子に流れ込む電流が大きくなると、スイッチング素子１０１の過電流保護レベルが上昇する。また、ＣＬ端子からＰ型ＭＯＳＦＥＴ１１４を通って流れ込む電流が一定値以下になると、発振周波数低下信号を発振器１０９へ出力する。Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１１４は、ＣＬ端子からクランプ電圧可変回路１１３へ電流を流し、ＣＬ端子の電圧を一定値に固定するための素子であり、そのドレインがクランプ電圧可変回路１１３と接続され、そのゲートは基準電圧源と接続され、そのソースはＣＬ端子と接続されている。
【０００９】
１０９は、発振回路であり、スイッチング素子１０１の最大デューティサイクルを決める、最大デューティサイクル信号１０９Ａと、スイッチング素子１０１の発振周波数を決める、クロック信号１０９Ｂを出力する。また、クランプ電圧可変回路１１３から発振周波数低下信号が入力されると、発振周波数が小さくなる。最大デューティサイクル信号１０９Ａは、ＮＡＮＤ回路１０５へ入力され、クロック信号１０９Ｂは、ＲＳフリップフロップ回路１１０のセット端子へ入力される。
【００１０】
ＮＡＮＤ回路１０５へは、起動／停止回路１０７の出力信号と、最大デューティサイクル信号１０９Ａと、ＲＳフリップフロップ回路１１０の出力信号が入力される。ＮＡＮＤ回路１０５の出力信号は、ゲートドライブ回路１０４へ入力され、スイッチング素子１０１のスイッチング動作を制御する。
【００１１】
１４０はトランスであり、１次巻線１４０Ａと、２次巻線１４０Ｂと、１次側補助巻線１４０Ｃを有している。
【００１２】
１次側補助巻線１４０Ｃには、ダイオード１３１とコンデンサ１３２とで構成される整流平滑回路が接続され、半導体装置１３０の補助電源部として活用され、ＶＣＣ端子へ入力される。１３３は、ＶＤＤ端子電圧の安定化用コンデンサである。１３５は、制御信号を２次側から１次側へ伝達するための制御信号伝達回路であり、フォトトランジスタ１３５Ａと、フォトダイオード１３５Ｂから構成される。フォトトランジスタ１３５Ａのコレクタは、ＶＤＤ端子と接続され、フォトトランジスタ１３５Ａのエミッタは、ＦＢ端子と接続される。ＶＣＣ端子とＣＬ端子の間には、抵抗１３４が接続され、ＶＣＣ端子の電圧に応じた電流が、ＣＬ端子へ流れ込む。
【００１３】
２次巻線１４０Ｂには、ダイオード１５０とコンデンサ１５１とで構成される整流平滑回路が接続され、負荷１５５へ接続される。２次側制御回路１５６は、定電圧制御回路１５７から成り、定電圧制御回路１５７は、２次側出力電圧ＶＯの検出抵抗１５２および１５３で分圧された電圧を入力し、２次側出力電圧ＶＯが一定になるように、フォトダイオード１３５Ｂに流れる電流を制御する。
【００１４】
以上のように構成された、スイッチング電源装置の動作を、図７および図９を用いて説明する。図９は、図７の各部の動作波形を説明したタイムチャートである。
【００１５】
図７において、入力端子には、たとえば商用の交流電源が整流平滑されてつくられる、直流電圧ＶＩＮが入力される。直流電圧ＶＩＮは、トランス１４０の１次巻線１４０Ａを介して、半導体装置１３０のＤＲＡＩＮ端子に印加される。そして、起動用定電流源１０３で作られる起動電流が流れ、レギュレータ１０２内のスイッチ１０２Ａを介して、コンデンサ１３２を充電し、ＶＣＣ端子の電圧が上昇する。また、レギュレータ１０２内のスイッチ１０２Ｃは、ＶＤＤ端子電圧が一定電圧になるように動作するため、起動電流の一部は、スイッチ１０２Ｃを介してＶＤＤ端子に接続されたコンデンサ１３３を充電し、ＶＤＤ端子の電圧も上昇する。レギュレータ１０２内のスイッチ１０２Ｂは、起動後の状態において、起動直後や過負荷時など、ＶＣＣ端子電圧が一定値以下のときに、スイッチング動作のオフ期間中に導通し、ＶＣＣ端子電圧が不足してもＶＤＤ端子電圧が低下しないようにしている。
【００１６】
ＶＣＣおよびＶＤＤ端子電圧が上昇し、ＶＤＤ端子電圧が起動／停止回路１０７で設定された起動電圧に達すると、スイッチング素子１０１のスイッチング動作が開始される。このとき、同時にレギュレータ１０２内のスイッチ１０２Ａがオフとなるため、ＶＣＣ端子への起動電流供給は停止する。スイッチング動作が開始されると、トランス１４０の各巻線にエネルギーが供給されるようになり、２次巻線１４０Ｂ、１次側補助巻線１４０Ｃに電流が流れる。
【００１７】
２次巻線１４０Ｂに流れる電流は、ダイオード１５０とコンデンサ１５１により整流平滑されて、直流電力となり、負荷１５５に電力を供給する。スイッチング動作が繰り返されることで、出力電圧ＶＯが徐々に上昇し、出力電圧検出抵抗１５２および１５３で分圧された電圧が設定された電圧に達すると、定電圧制御回路１５７からの信号により、フォトダイオード１３５Ｂに流れる電流が増加する。そして、フォトトランジスタ１３５Ａに流れる電流が増加し、ＦＢ端子に流れ込む電流も増加する。ＦＢ端子電流が増加すると、比較器１０８に入力される電圧が減少するため、スイッチング素子１０１に流れるドレイン電流が小さくなる。このような負帰還がかかることで、出力電圧ＶＯは安定化される。
【００１８】
１次側補助巻線１４０Ｃに流れる電流は、ダイオード１３１とコンデンサ１３２により整流平滑されて、半導体装置１３０の補助電源として活用され、ＶＣＣ端子に電流を供給する。ＶＤＤ端子電圧が一度起動電圧に達すると、レギュレータ１０２内のスイッチ１０２Ａはオフとなるため、起動後の半導体装置の電流は、１次側補助巻線１４０Ｃから供給されるようになる。１次側補助巻線１４０Ｃの極性は、２次巻線１４０Ｂと同一のため、ＶＣＣ端子電圧は出力電圧ＶＯに比例した電圧となる。ただし、ＶＣＣ端子の電圧が一定以下のときは、レギュレータ１０２内のスイッチ１０２Ｂが導通可能となるため、このときは起動電流がスイッチ１０２Ｂを介してＶＤＤ端子に供給されることで、ＶＤＤ端子電圧が安定化される。
【００１９】
出力電圧ＶＯが安定化された後、負荷１５５に流れる出力電流ＩＯを増加させると、出力電圧ＶＯが低下するが、このとき、１次側補助巻線電圧（ＶＣＣ端子電圧）も低下する。ＶＣＣ端子電圧が低下すると、それに伴い抵抗１３４を介してＣＬ端子に流れ込む電流が減少する。すると、クランプ電圧可変回路１１３によって、クランプ回路１１２のクランプ電圧を減少させる。そのため、ＶＯおよびＶＣＣ端子電圧が低下するにつれて、スイッチング素子１０１の過電流保護値が低下することになるため、ある出力電圧まで低下すると、スイッチング素子１０１は過電流保護状態になり、出力電流は小さくなる。さらに、発振周波数低下信号がクランプ電圧可変回路１１３から発振器１０９へ出力されるため、発振周波数が低下し、出力電流は急速に小さくなるため、図７における出力電流電圧特性は、図１１（Ａ）のようになり、出力電圧ＶＯがある電圧以下まで低下すると、出力電流ＩＯが絞られるようになるといった、いわゆるフの字特性となる。
【００２０】
図８は、従来のスイッチング電源装置を構成する、スイッチング電源制御用半導体装置の一例を示す回路図である。図８は、図７における半導体装置１３０の内部回路を詳細にしたもので、図７と同一の符号は図７のそれに相当するため、同一の構成要素についての説明は省略する。
【００２１】
図８において、起動／停止回路１０７は、ＶＣＣ用比較器１０７Ａ、インバータ１０７Ｂおよび１０７Ｄ、ＡＮＤ回路１０７Ｃ、ＶＤＤ用比較器１０７Ｅから構成される。ＶＣＣ用比較器１０７Ａは、ＶＣＣ端子の電圧と基準電圧を比較し、インバータ１０７Ｂへ信号を出力する。ＶＤＤ用比較器１０７Ｅは、ＶＤＤ端子の電圧と基準電圧を比較し、ＮＡＮＤ回路１０５、ＡＮＤ回路１０７Ｃおよびインバータ１０７Ｄへ信号を出力する。インバータ１０７Ｂは、ＡＮＤ回路１０７Ｃへ信号を出力する。ＡＮＤ回路１０７Ｃの出力により、スイッチ１０２Ｂが制御され、インバータ１０７Ｄの出力により、スイッチ１０２Ａが制御される。
【００２２】
このように構成された起動／停止回路１０７の動作について、以下に説明する。起動前は、ＶＣＣ用比較器１０７Ａの出力がローレベル、ＶＤＤ用比較器１０７Ｅの出力がローレベルのため、レギュレータ１０２内のスイッチ１０２Ａがオン、スイッチ１０２Ｂはオフとなる。従って、起動用定電流源１０３の起動電流は、スイッチ１０２Ａを通ってＶＣＣ端子へ流れる。また、スイッチ１０２Ｃは、ＶＤＤ端子電圧が一定値になるように動作するため、起動時はスイッチ１０２Ｃを通ってＶＤＤ端子にも流れる。そして、ＶＤＤ端子の電圧がＶＤＤ用比較器１０７Ｅにより設定されたＶＤＤ起動電圧に達すると、ＶＤＤ用比較器１０７Ｅの出力はハイレベルとなり、スイッチング素子１０１のスイッチング動作が可能となるとともに、スイッチ１０２Ａがオフとなる。起動後は、ＶＣＣ端子の電圧がＶＣＣ用比較器１０７Ａにより設定されたＶＣＣ起動電圧よりも高い場合は、ＶＣＣ用比較器１０７Ａの出力はハイレベルとなっているため、ＡＮＤ回路１０７Ｃの出力はローレベルとなり、スイッチ１０２Ｂはオフとなる。また、起動後のＶＣＣ端子の電圧が、ＶＣＣ用比較器１０７Ａにより設定されたＶＣＣ起動電圧よりも低い場合は、ＶＣＣ用比較器１０７Ａの出力はローレベルとなっているため、ＡＮＤ回路１０７Ｃの出力はハイレベルとなり、スイッチ１０２Ｂはオンとなる。従って、起動後のＶＤＤ端子の電流は、ＤＲＡＩＮ端子もしくはＶＣＣ端子のどちらからより供給されるため、起動直後や過負荷時にＶＣＣ端子電圧が低下しても、半導体装置の動作は継続する。
【特許文献１】特開２００３−３３３８４３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２３】
一般的に、スイッチング電源装置には、負荷短絡時の保護機能が必要であり、負荷短絡状態が続いても、スイッチング電源構成部品が発熱したり破壊したりしないように、負荷短絡電流を極力小さくすることが望まれる。そのため、負荷短絡時の出力電流を小さく抑えるための保護回路が備わっている。
【００２４】
図７のような従来のスイッチング電源装置には、負荷短絡状態をＶＣＣ端子電圧で検出し、１次側スイッチング素子の過電流保護値と発振周波数を小さく抑えることで、負荷短絡時の出力電流を小さくすることができるが、過負荷時にＶＣＣ端子電圧が一定値まで低下すると、制御回路への電流供給がＤＲＡＩＮ端子に切り替わるため、この電圧を境界として、ＶＣＣ端子の負荷が軽くなるため、ＶＣＣ端子電圧の低下が遅くなり、過電流保護値の低下も遅くなる。
【００２５】
従って、図１０（Ｂ）に示すように、負荷短絡の瞬間には、ドレイン電流ＩＤＳが過電流保護値の最大値まで伸びて、ＶＣＣ端子電圧が一瞬上昇してから徐々に低下するが、途中からＶＣＣ端子電圧の低下が遅くなるため、過電流保護値の低下も遅くなり、場合によっては、ＶＣＣ端子電圧の低下と過電流保護値の低下が釣り合ってしまい、ＶＣＣ端子電圧と過電流保護値が安定してしまうことがある。
【００２６】
また、ドレイン電流ＩＤＳが過電流保護値に達した後、出力電圧が低下すると、定電力カーブにより出力電流値は伸び続けるという問題もある。
【００２７】
以上より、従来の技術では、出力電圧電流特性が図１１（Ｂ）に示すようになってしまい、本来のフの字保護特性が得られずに、負荷短絡電流が大きくなってしまうという課題がある。
【００２８】
本発明の目的は、出力電圧電流特性として本来のフの字保護特性が得られ、負荷短絡時の出力電流を小さくすることができるスイッチング電源装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００２９】
本発明のスイッチング電源装置は、トランスと、トランスの１次巻線と直列に接続され、トランスを介して第１の直流電圧が印加されるスイッチング素子と、トランスの２次巻線と接続され、トランスの２次側出力電圧を整流し且つ平滑化することにより、第１の直流電圧から該第１の直流電圧の絶対値よりも小さい第２の直流電圧を生成して出力する出力電圧生成回路と、出力電圧生成回路で生成される第２の直流電圧に応じた信号を出力する出力電圧制御回路と、出力電圧制御回路の出力信号を１次側へ伝達する制御信号伝達回路と、スイッチング素子の動作を制御する制御回路と、２次側出力電圧と比例した１次側出力電圧を発生するトランスの補助巻線と接続され、補助巻線により発生した１次側出力電圧を整流し且つ平滑化することにより補助電源電圧を生成して制御回路へ出力する補助電源電圧生成回路とを備え、制御回路は、第１の直流電圧および補助電源電圧から制御回路の電源電圧を生成し供給するレギュレータと、スイッチング素子に印加するスイッチング信号を生成して出力する発振器と、スイッチング素子を流れる電流を検出し、素子電流検出信号として出力する電流検出回路と、制御信号伝達回路から入力される信号をフィードバック信号として出力するフィードバック信号制御回路と、素子電流検出信号とフィードバック信号とを入力し、両者を比較した比較信号を出力する比較器と、比較信号に基づいてスイッチング信号の電流量及び出力を制御するスイッチング信号制御回路と、素子電流検出信号の最大値を固定するためにフィードバック信号の最大電圧値となるクランプ電圧を設定するクランプ回路と、クランプ回路のクランプ電圧を補助電源電圧の電圧値に応じて変化させるとともに、クランプ電圧が一定値よりも低い場合には発振器の発振周波数を小さくする発振周波数低下信号を発振器へ出力するクランプ電圧可変回路と、補助電源電圧生成回路の補助電源電圧とグランド間に接続されたダミー負荷回路と、フィードバック信号制御回路より出力されるフィードバック信号と、クランプ回路のクランプ電圧とを比較し、フィードバック信号がクランプ回路のクランプ電圧に達したときにダミー負荷回路を導通させる制御を行うダミー負荷制御回路とを有している。
【００３０】
この構成によれば、ダミー負荷制御回路において、フィードバック信号制御回路より出力されるフィードバック信号が、クランプ回路のクランプ電圧に達したときにダミー負荷回路が導通するようにしており、過負荷時には早い時点でダミー負荷回路が導通するため、補助電源電圧の低下が早くなり、フの字保護特性の確実性が改善される。
【００３１】
また、本発明において、レギュレータは、起動時は補助電源電圧が一定値になるまで第１の直流電圧が補助電源電圧生成回路へ供給され、起動後は補助電源電圧が制御回路へ供給され、かつ補助電源電圧が一定値よりも低い場合には、第１の直流電圧が制御回路へ供給されるように構成されることが好ましい。
【００３２】
この構成により、過負荷時に補助電源電圧が低下しても、制御回路への電源電圧は供給されるため、安定して動作を続けることができ、起動時の補助電源電圧が高く設定されるため、過負荷時のフの字保護動作の設定範囲を広くとることができる。
【００３３】
また、本発明において、クランプ電圧可変回路は、補助電源電圧が一定値以下になると動作し、補助電源電圧が低くなるほど、クランプ回路のクランプ電圧を低くするように構成されることが好ましい。
【００３４】
この構成により、補助電源電圧が低くなるにつれて、スイッチング素子の過電流保護値が小さくなるため、負荷短絡時の過電流保護値が小さくなり、負荷短絡時の出力電流を小さくできる。
【００３５】
また、本発明において、クランプ電圧可変回路は、発振周波数低下信号を出力するまでは、クランプ回路のクランプ電圧を最大値に固定し、発振周波数低下信号が出力されると同時に、クランプ回路のクランプ電圧を低くするように構成されることが好ましい。
【００３６】
この構成により、出力電圧の垂下時には、発振周波数が小さくなってからスイッチング素子の過電流保護値が小さくなるため、出力電流が小さくなりはじめるポイントが過電流保護値のばらつきに影響しなくなるため、設定がしやすくなる。
【００３７】
また、本発明において、スイッチング素子と制御回路とが同一半導体基板上に形成された半導体装置からなることが好ましい。
【００３８】
この構成により、スイッチング電源装置の部品点数を削減でき、スイッチング電源装置の小型化・軽量化を行うことができる。
【００３９】
また、本発明において、クランプ電圧可変回路は、補助電源電圧が低くなるほどクランプ回路のクランプ電圧を低くし、該クランプ電圧の最小値が最大クランプ電圧の１０％程度になるように構成されることが好ましい。
【００４０】
この構成により、負荷短絡時の出力電流を十分小さくできる。
【００４１】
また、本発明において、発振器は、発振周波数低下信号が入力された場合に発振周波数が、発振周波数低下信号が入力されていない通常時の発振周波数の１／５程度に低くなるように構成されることが好ましい。
【００４２】
この構成により、負荷短絡時の出力電流を十分小さくできる。
【発明の効果】
【００４３】
本発明のスイッチング電源装置によれば、負荷短絡時の出力電流を小さくすることができ、負荷急変時の応答性にも優れた負荷短絡保護機能を実現できるといった効果がある。また、負荷短絡時には過電流保護機能が動作し、負荷短絡電流を小さくすることができるため、２次側に部品追加が不要であり、電源装置のコストや部品点数削減ができるといった効果もある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４４】
以下、本発明の実施の形態を、図面を参照しながら説明する。
【００４５】
図１は、本発明のスイッチング電源装置の実施の形態の一例を示す回路図である。この図１において、３０はスイッチング電源制御用半導体装置であり、スイッチング素子１とその制御回路から構成されている。
【００４６】
半導体装置３０は、外部端子として、スイッチング素子１の入力端子ＤＲＡＩＮ（以下、ＤＲＡＩＮ端子という）、補助電源電圧入力端子ＶＣＣ（以下、ＶＣＣ端子という）、内部回路電源端子ＶＤＤ（以下、ＶＤＤ端子という）、フィードバック信号入力端子ＦＢ（以下、ＦＢ端子という）、過電流保護値可変端子ＣＬ（以下、ＣＬ端子という）、スイッチング素子１の出力端子および制御回路のグランド端子ＧＮＤ（以下、ＧＮＤ端子という）の６端子を備えている。
【００４７】
２は、半導体装置３０の内部回路電源を供給するためのレギュレータで、起動電流をＶＣＣ端子へ流すためのスイッチ２Ａと、起動電流をＶＤＤ端子へ流すためのスイッチ２Ｂと、ＶＣＣ端子からＶＤＤ端子へ電流を供給するためのスイッチ２Ｃを備えている。
【００４８】
３は、起動用の回路電流を供給するための起動用定電流源であり、起動時にスイッチ２Ａを介してＶＣＣ端子へ起動電流を供給する。また、起動後にＶＣＣ端子電圧が一定電圧以下のときは、スイッチ２Ｂを介してＶＤＤ端子へ回路電流を供給する。
【００４９】
７は、半導体装置３０の起動／停止を制御するための起動／停止回路であり、ＶＤＤ端子の電圧を検出し、ＶＤＤ端子電圧が一定電圧以下のときは、スイッチング素子１のスイッチング動作を停止させる信号を、ＮＡＮＤ回路５へ出力する。また、ＶＤＤ端子電圧が一定電圧に達した後も、ＶＣＣ端子電圧が一定電圧に達するまでは、スイッチ２Ａをオンさせる信号をレギュレータ回路２へ出力し、ＤＲＡＩＮ端子からＶＣＣ端子へ起動電流を流す。
【００５０】
６は、スイッチング素子１に流れる電流を検出するためのドレイン電流検出回路であり、検出した電流を電圧信号に変換して、比較器８へ信号を出力する。１１は、フィードバック信号制御回路であり、ＦＢ端子に入力される電流信号を電圧信号に変換して、比較器８へ信号を出力する。比較器８は、フィードバック信号制御回路１１からの出力信号と、ドレイン電流検出回路６からの出力信号が等しくなったときに、ＲＳフリップフロップ回路１０のリセット端子へ信号を出力する。
【００５１】
１２は、フィードバック信号制御回路１１の出力信号の最大値を決めるためのクランプ回路で、これがスイッチング素子１に流れる電流の最大値を決定し、スイッチング素子１の過電流保護として機能する。１３は、クランプ回路１２のクランプ電圧値を変化させるための、クランプ電圧可変回路であり、ＣＬ端子からＰ型ＭＯＳＦＥＴ１４を通って流れ込む電流が増加すると、クランプ電圧可変回路１３により、クランプ電圧が上昇する。すなわち、ＣＬ端子に流れ込む電流が大きくなると、スイッチング素子１の過電流保護レベルが上昇する。また、ＣＬ端子からＰ型ＭＯＳＦＥＴ１４を通って流れ込む電流が一定値以下になると、発振周波数低下信号を発振回路９へ出力する。Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１４は、ＣＬ端子からクランプ電圧可変回路１３へ電流を流し、ＣＬ端子の電圧を一定値に固定するための素子であり、そのドレインがクランプ電圧可変回路１３と接続され、そのゲートは基準電圧源と接続され、そのソースはＣＬ端子と接続されている。
【００５２】
１５はダミー負荷回路であり、ＶＣＣ端子とＧＮＤ端子の間に接続され、ダミー負荷制御回路１６の出力信号ＩＮ２と、起動／停止回路７からの信号ＩＮ１により、ＶＣＣ端子にダミー負荷電流を流す。
【００５３】
１６はダミー負荷回路１５のオン／オフを制御するダミー負荷制御回路であり、フィードバック信号制御回路１１より出力されるフィードバック信号と、クランプ回路１２のクランプ電圧値を比較し、比較した比較信号を出力する。
【００５４】
９は、発振回路であり、スイッチング素子１の最大デューティサイクルを決める、最大デューティサイクル信号９Ａと、スイッチング素子１の発振周波数を決める、クロック信号９Ｂを出力する。また、クランプ電圧可変回路１３から発振周波数低下信号が入力されると、発振周波数が小さくなる。最大デューティサイクル信号９Ａは、ＮＡＮＤ回路５へ入力され、クロック信号９Ｂは、ＲＳフリップフロップ回路１０のセット端子へ入力される。
【００５５】
ＮＡＮＤ回路５へは、起動／停止回路７の出力信号と、最大デューティサイクル信号９Ａと、ＲＳフリップフロップ回路１０の出力信号が入力される。ＮＡＮＤ回路５の出力信号は、ゲートドライブ回路４へ入力され、スイッチング素子１のスイッチング動作を制御する。
【００５６】
４０はトランスであり、１次巻線４０Ａと、２次巻線４０Ｂと、１次側補助巻線４０Ｃを有している。
【００５７】
１次側補助巻線４０Ｃには、ダイオード３１とコンデンサ３２とで構成される整流平滑回路が接続され、半導体装置３０の補助電源部として活用され、ＶＣＣ端子へ入力される。３３は、ＶＤＤ端子電圧の安定化用コンデンサである。３５は、制御信号を２次側から１次側へ伝達するための制御信号伝達回路であり、フォトトランジスタ３５Ａと、フォトダイオード３５Ｂから構成される。フォトトランジスタ３５Ａのコレクタは、ＶＤＤ端子と接続され、フォトトランジスタ３５Ａのエミッタは、ＦＢ端子と接続される。ＶＣＣ端子とＣＬ端子の間には、抵抗３４が接続され、ＶＣＣ端子の電圧に応じた電流が、ＣＬ端子へ流れ込む。
【００５８】
２次巻線４０Ｂには、ダイオード５０とコンデンサ５１とで構成される整流平滑回路が接続され、負荷５５へ接続される。２次側制御回路５６は、定電圧制御回路５７から成り、定電圧制御回路５７は、２次側出力電圧ＶＯの検出抵抗５２および５３で分圧された電圧を入力し、２次側出力電圧ＶＯが一定になるように、フォトダイオード３５Ｂに流れる電流を制御する。
【００５９】
以上のように構成された、スイッチング電源装置の動作を、図１および図６を用いて説明する。図６は、図１の各部の動作波形を説明したタイムチャートである。
【００６０】
図１において、入力端子には、たとえば商用の交流電源が整流平滑されてつくられる、直流電圧ＶＩＮが入力される。直流電圧ＶＩＮは、トランス４０の１次巻線４０Ａを介して、半導体装置３０のＤＲＡＩＮ端子に印加される。そして、起動用定電流源３で作られる起動電流が流れ、レギュレータ２内のスイッチ２Ａを介して、コンデンサ３２を充電し、ＶＣＣ端子の電圧が上昇する。また、レギュレータ２内のスイッチ２Ｃは、ＶＤＤ端子電圧が一定電圧になるように動作するため、起動電流の一部は、スイッチ２Ｃを介してＶＤＤ端子に接続されたコンデンサ３３を充電し、ＶＤＤ端子の電圧も上昇する。レギュレータ２内のスイッチ２Ｂは、起動後の状態において、起動直後や過負荷時など、ＶＣＣ端子電圧が一定値以下のときに、スイッチング動作のオフ期間中に導通し、ＶＣＣ端子電圧が不足してもＶＤＤ端子電圧が低下しないようにしている。
【００６１】
ＶＣＣおよびＶＤＤ端子電圧が上昇し、ＶＤＤ端子電圧が起動／停止回路７で設定された起動電圧に達すると、スイッチング素子１のスイッチング動作が開始されるが、レギュレータ１０２内のスイッチ２Ａは、ＶＣＣ端子が設定電圧になるまではオンとなるため、起動開始時のＶＣＣ端子電圧は設定電圧まで上昇し、設定電圧に達した後オフとなり、ＶＣＣ端子への起動電流供給は停止する。スイッチング動作が開始されると、トランス４０の各巻線にエネルギーが供給されるようになり、２次巻線４０Ｂ、１次側補助巻線４０Ｃに電流が流れる。
【００６２】
２次巻線４０Ｂに流れる電流は、ダイオード５０とコンデンサ５１により整流平滑されて、直流電力となり、負荷５５に電力を供給する。スイッチング動作が繰り返されることで、出力電圧ＶＯが徐々に上昇し、出力電圧検出抵抗５２および５３で分圧された電圧が設定された電圧に達すると、定電圧制御回路５７からの信号により、フォトダイオード３５Ｂに流れる電流が増加する。そして、フォトトランジスタ３５Ａに流れる電流が増加し、ＦＢ端子に流れ込む電流も増加する。ＦＢ端子電流が増加すると、比較器８に入力される電圧が低下するため、スイッチング素子１に流れるドレイン電流ＩＤＳが小さくなる。このような負帰還がかかることで、出力電圧ＶＯは安定化される。
【００６３】
１次側補助巻線４０Ｃに流れる電流は、ダイオード３１とコンデンサ３２により整流平滑されて、半導体装置３０の補助電源として活用され、ＶＣＣ端子に電流を供給する。ＶＤＤ端子電圧が一度起動電圧に達すると、スイッチング素子１の発振動作が開始され、その後、さらにＶＣＣ端子が上昇して設定電圧に達すると、レギュレータ２内のスイッチ２Ａはオフとなるため、起動後の半導体装置３０の電流は、１次側補助巻線４０Ｃから供給されるようになる。１次側補助巻線４０Ｃの極性は、２次巻線４０Ｂと同一のため、ＶＣＣ端子電圧は出力電圧ＶＯに比例した電圧となる。ただし、ＶＣＣ端子の電圧が一定以下のときは、レギュレータ２内のスイッチ２Ｂが導通可能となるため、このときは起動電流がスイッチ２Ｂを介してＶＤＤ端子に供給されることで、ＶＤＤ端子電圧が安定化される。
【００６４】
出力電圧ＶＯが安定化された後、負荷５５に流れる出力電流ＩＯを増加させ、ドレイン電流ＩＤＳはクランプ回路１２のクランプ電圧によって決まる、過電流保護値に達すると、ダミー負荷制御回路１６から信号が出力され、ダミー負荷回路１５がＶＣＣ端子とグランド間に接続される（これは後述する図３（Ａ）、（Ｂ）におけるスイッチング素子１５Ａがオンすることである）。
【００６５】
この時、出力電圧ＶＯも低下するため、出力電圧ＶＯに比例した電圧が出力される、１次側補助巻線電圧（ＶＣＣ端子電圧）も低下する。ＶＣＣ端子電圧が低下すると、それに伴い抵抗３４を介してＣＬ端子に流れ込む電流が減少する。すると、クランプ電圧可変回路１３によって、クランプ回路１２のクランプ電圧を減少させる。つまり、出力電圧ＶＯおよびＶＣＣ端子電圧が低下するにつれて、スイッチング素子１の過電流保護値が低下することになるため、過負荷時においては、常にスイッチング素子１は過電流保護状態になり、出力電流ＩＯは小さくなる。クランプ電圧可変回路１３により、ＶＣＣ端子電圧が低くなるほどクランプ回路１２のクランプ電圧を低くし、該クランプ電圧の最小値が最大クランプ電圧の１０％程度になるようにすることにより、負荷短絡時の出力電流を十分小さくできる。
【００６６】
さらに、発振周波数低下信号がクランプ電圧可変回路１３から発振回路９へ出力されるため、発振周波数が低下し、出力電流ＩＯは急速に小さくなる。この発振周波数低下信号が発振回路９へ入力された場合に、発振周波数低下信号が入力されていない通常時の発振周波数の１／５程度に低くなるようにすることにより、負荷短絡時の出力電流を十分小さくできる。
【００６７】
以上より、図１における出力電流電圧特性は、図１１（Ａ）のようになり、ドレイン電流ＩＤＳが過電流保護値に達すると、出力電流ＩＯが絞られるようになるといった、いわゆるフの字特性となる。
【００６８】
ここで、過負荷時にＶＣＣ端子電圧が低下し、ＶＣＣ端子が起動／停止回路７で設定された電圧まで低下すると、レギュレータ２内のスイッチ２Ｂが導通し、ＤＲＡＩＮ端子からＶＤＤ端子への電流供給が行われるようになるため、ＶＣＣ端子の負荷が軽くなるが、過負荷時には常にダミー負荷回路１５がＶＣＣ端子とグランド間に接続されているため、図１０（Ａ）に示すように、ＶＣＣ端子が設定電圧（ＶＣＣ＿ＵＶ）以下まで低下しても、そのＶＣＣ端子電圧の低下速度は変化せず、一定のままで低下を続ける。
【００６９】
また、このダミー負荷回路１５は、起動時には、レギュレータ２内のスイッチ２Ａが接続されている間は接続されないため、起動時にダミー負荷が接続されてＶＣＣ端子電圧の上昇が妨げられることはない。
【００７０】
図２は、本発明のスイッチング電源装置を構成する、スイッチング電源制御用半導体装置の一例を示す回路図である。図２は、図１における半導体装置３０の内部回路を詳細にしたもので、図１と同一の符号は図１のそれに相当するため、同一の構成要素についての説明は省略する。
【００７１】
図２において、起動／停止回路７は、ＶＣＣ用比較器７Ａ、インバータ７Ｂおよび７Ｄ、ＡＮＤ回路７Ｃ、ＶＤＤ用比較器７Ｅ、ＲＳフリップフロップ回路７Ｆ、ＯＲ回路７Ｇ、ＮＡＮＤ回路７Ｈから構成される。ＶＣＣ用比較器７Ａは、ＶＣＣ端子の電圧と基準電圧を比較し、インバータ７ＢとＲＳフリップフロップ回路７Ｆのセット端子へ信号を出力する。ＶＤＤ用比較器７Ｅは、ＶＤＤ端子の電圧と基準電圧を比較し、ＮＡＮＤ回路５、ＡＮＤ回路７Ｃ、インバータ７ＤおよびＮＡＮＤ回路７Ｈへ信号を出力する。インバータ７Ｂは、ＡＮＤ回路７Ｃへ信号を出力する。インバータ７Ｄは、ＲＳフリップフロップ回路７Ｆのリセット端子へ信号を出力する。ＯＲ回路７Ｇは、ＲＳフリップフロップ回路７Ｆの出力信号と、ゲートドライバー４の出力信号とを入力し、ＮＡＮＤ回路７Ｈへ信号を出力する。ＡＮＤ回路７Ｃの出力により、スイッチ２Ｂが制御され、ＮＡＮＤ回路７Ｈの出力により、スイッチ２Ａが制御される。また、ＲＳフリップフロップ回路７Ｆの出力ＩＮ１は、ダミー負荷回路１５を制御する。
【００７２】
このように構成された起動／停止回路７の動作について、以下に説明する。起動前は、ＶＣＣ用比較器７Ａの出力がローレベル、ＶＤＤ用比較器７Ｅの出力がローレベルのため、レギュレータ２内のスイッチ２Ａがオン、スイッチ２Ｂはオフとなる。従って、起動用定電流源３の起動電流は、スイッチ２Ａを通ってＶＣＣ端子へ流れる。また、スイッチ２Ｃは、ＶＤＤ端子電圧が一定値になるように動作するため、起動時はスイッチ２Ｃを通ってＶＤＤ端子にも流れる。そして、ＶＤＤ端子の電圧がＶＤＤ用比較器７Ｅにより設定されたＶＤＤ起動電圧に達すると、ＶＤＤ用比較器７Ｅの出力はハイレベルとなり、スイッチング素子１のスイッチング動作が可能となる。
【００７３】
このときのＶＣＣ端子の電圧は、ＶＣＣ用比較器７Ａにより設定されたＶＣＣ起動電圧よりも低いため、フリップフロップ回路７Ｆの出力はローレベルである。従って、ゲートドライバー回路４の出力がローレベルの時、つまり、スイッチング素子１のオフ期間には、ＯＲ回路７Ｇの出力はローレベルとなるため、スイッチ２Ａはオンとなるため、起動開始後もＶＣＣ端子の電圧は上昇を続ける。そして、ＶＣＣ用比較器７Ａにより設定されたＶＣＣ起動電圧に達すると、フリップフロップ回路７Ｆへセット信号が入力されるため、ＯＲ回路７Ｇの出力はハイレベルとなり、スイッチ２Ａはオフとなる。起動後に、ＶＣＣ端子の電圧が、ＶＣＣ用比較器７Ａにより設定されたＶＣＣ起動電圧よりも低くなると、ＶＣＣ用比較器７Ａの出力はローレベルとなるため、ＡＮＤ回路７Ｃの出力はハイレベルとなり、スイッチ２Ｂはオンとなるため、ＤＲＡＩＮ端子からの電流によりＶＤＤ端子電圧が一定に保持される。
【００７４】
従って、起動後のＶＤＤ端子の電流はＶＣＣ端子から供給されるが、過負荷時にＶＣＣ端子電圧が低下するとＶＤＤ端子への電流供給はＤＲＡＩＮ端子からに切り替わるため、半導体装置３０の動作は継続する。
【００７５】
図３（Ａ）は、本発明の実施の形態のダミー負荷回路１５の一例を示す回路図である。図３（Ａ）において、ダミー負荷回路１５は、スイッチング素子１５Ａと、トランジスタ１５Ｂと１５Ｃとからなるミラー回路と、定電流源１５Ｄと、ＡＮＤ回路１５Ｅとからなり、スイッチング素子１５ＡのドレインはＶＣＣと接続され、そのゲートがダミー負荷回路の入力端子であり、そのソースがミラー回路のトランジスタ１５Ｂと接続されている。
【００７６】
このように構成されたダミー負荷回路１５の動作について、以下に説明する。ＲＳフリップフロップ回路７Ｆの出力ＩＮ１がハイレベル、かつ、ダミー負荷制御回路１６の出力信号ＩＮ２がハイレベルでＡＮＤ回路１５Ｅに入力されると、スイッチング素子１５Ａがオンするため、トランジスタ１５Ｂと１５Ｃからなるミラー回路と定電流源１５Ｄで設定された定電流がＶＣＣ端子とＧＮＤ端子の間に流れるようになる。従って、起動後、過電流保護が動作すると、ＶＣＣ端子にダミー電流が流れ、ＶＣＣ端子電圧は一気に低下する。
【００７７】
ここで、ダミー電流値は、半導体装置３０の全体の回路消費電流以上とすることが望ましい。
【００７８】
図３（Ｂ）は、本発明の実施の形態のダミー負荷回路１５の別の一例を示す回路図である。図３（Ａ）との違いは、抵抗１５Ｆと１５ＧによりＶＣＣ端子のダミー負荷電流値を設定しているところにあり、過負荷時には、抵抗１５Ｆと１５Ｇとで決まる電流値がダミー電流となる。
【００７９】
図４は、本発明の実施の形態のダミー負荷制御回路１６の一例を示す回路図である。図４において、ダミー負荷制御回路１６は、定電流源１６Ａと、トランジスタ１６Ｂ、１６Ｃと、抵抗１６Ｄと、比較器１６Ｅとからなる。比較器１６Ｅの入力は、フィードバック信号制御回路１１より出力されるフィードバック信号がプラス入力、トランジスタ１６Ｂのソースがマイナス入力となる。トランジスタ１６Ｃはクランプ電圧可変回路１３内のトランジスタ１３Ｉを基準としたカレントミラー回路である。
【００８０】
このように構成されたダミー負荷制御回路１６の動作について、以下に説明する。トランジスタ１６Ｃに流れる電流は、クランプ電圧可変回路１３の出力によって変化し、抵抗１６Ｄに電圧降下を発生させ、トランジスタ１６Ｂのソースには抵抗１６Ｄの両端電圧とトランジスタ１６Ｂのしきい値電圧が現れる。この電圧値は、クランプ電圧値に等しいため、フィードバック信号制御回路１１の出力信号がトランジスタ１６Ｂのソース電圧、つまりスイッチング素子１の過電流保護が動作する電圧に達すると、比較器１６Ｅの出力信号が反転し、ダミー負荷回路１５へハイレベルの出力信号ＩＮ２が入力される。
【００８１】
図５は、本発明の実施の形態のダミー負荷制御回路１６の別の一例を示す回路図である。図５において、ダミー負荷制御回路１６は、比較器１６Ｅと、抵抗１６Ｇ、１６Ｈと、トランジスタ１６Ｆからなる。比較器１６Ｅの入力は、トランジスタ１６Ｆのドレインがプラス入力、フィードバック信号制御回路１１より出力されるフィードバック信号がマイナス入力となる。トランジスタ１６Ｆは、フィードバック信号制御回路１１内のトランジスタ１１Ａを基準としたカレントミラー回路である。また、抵抗１６Ｇ、１６Ｈと、フィードバック信号制御回路１１内の抵抗１１Ｃ−１、１１Ｃ−２は同特性とする。
【００８２】
このように構成されたダミー負荷制御回路１６の動作について、以下に説明する。
【００８３】
ＦＢ端子より電流が注入されると、トランジスタ１１Ａ及び１１Ｂ、１６Ｆに電流が流れ、その電流に応じた電圧降下が抵抗１１Ｃの両端、及び１６Ｇ＋１６Ｈの両端に発生する。つまり、負荷が重くなり、ＦＢ端子電流が減少すると、各抵抗に発生する電圧降下が小さくなるため、比較器８、及び比較器１６Ｅへの入力電圧が大きくなる。ここで比較器８への出力の最大値は、クランプ回路１２により固定されるため、過負荷時、過電流保護に達した後、ＦＢ端子への電流流入量がある一定以下の値となると、比較器１６Ｅへの入力電圧の方が大きくなり、比較器１６Ｅからダミー負荷回路１５へハイレベルの出力信号ＩＮ２が出力される。
【００８４】
次に、図４、図５に示されたクランプ電圧可変回路１３と発振回路９の関係について説明しておく。ＣＬ端子から、ＶＣＣ端子の電圧に応じた電流が、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１４を通ってＮ型ＭＯＳＦＥＴ１３Ａに流れ、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１３Ａと同じ電流がＮ型ＭＯＳＦＥＴ１３Ｋにも流れることで、発振周波数低下レベル決定用定電流源１３Ｊの電流と比較され、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１３Ｋの電流が定電流源１３Ｊの電流よりも小さいと、発振周波数低下信号が発振回路９へ出力される。したがって、ＣＬ端子の電流が定電流源１３Ｊで設定された電流よりも小さくなると、発振周波数が小さくなる。
【産業上の利用可能性】
【００８５】
本発明のスイッチング電源装置は、ポータブル機器のアダプターなど、過電流保護機能を必要とする電源装置等に有用である。
【図面の簡単な説明】
【００８６】
【図１】本発明の実施の形態のスイッチング電源装置を示す回路図である。
【図２】本発明の実施の形態のスイッチング電源装置を構成する半導体装置の一例を示す回路図である。
【図３】（Ａ）、（Ｂ）のそれぞれは本発明の実施の形態におけるダミー負荷回路の構成の一例を示す回路図である。
【図４】本発明の実施の形態におけるダミー負荷制御回路の構成の一例を示す回路図である。
【図５】本発明の実施の形態におけるダミー負荷制御回路の構成の別の一例を示す回路図である。
【図６】本発明の実施の形態のスイッチング電源装置の動作を説明するためのタイムチャートである。
【図７】従来のスイッチング電源装置の一例を示す回路図である。
【図８】従来のスイッチング電源装置を構成する半導体装置の一例を示す回路図である。
【図９】従来のスイッチング電源装置の動作を説明するためのタイムチャートである。
【図１０】本発明の実施の形態と従来のスイッチング電源装置の負荷短絡時の動作を比較するためのタイムチャートであり、（Ａ）が本発明の実施の形態の場合のタイムチャートであり、（Ｂ）が従来の場合のタイムチャートである。
【図１１】本発明の実施の形態と従来のスイッチング電源装置の出力電圧電流特性を比較するための図であり、（Ａ）が本発明の実施の形態の場合の出力電圧電流特性図であり、（Ｂ）が従来の場合の出力電圧電流特性図である。
【符号の説明】
【００８７】
１  スイッチング素子
２  レギュレータ
２Ａ、２Ｂ、２Ｃ  スイッチ
３  起動用定電流源
４  ゲートドライバー
５  ＮＡＮＤ回路
６  ドレイン電流検出回路
７  起動／停止回路
７Ａ  ＶＣＣ用比較器
７Ｂ、７Ｄ  インバータ
７Ｃ  ＡＮＤ回路
７Ｅ  ＶＤＤ用比較器
７Ｆ  ＲＳフリップフロップ回路
７Ｇ  ＯＲ回路
７Ｈ  ＮＡＮＤ回路
８  比較器
９  発振回路
９Ａ  最大デューティサイクル信号
９Ｂ  クロック信号
１０  ＲＳフリップフロップ回路
１１  フィードバック信号制御回路
１２  クランプ回路
１３  クランプ電圧可変回路
１４  Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ
１５  ダミー負荷回路
１５Ａ  スイッチング素子
１５Ｂ、１５Ｃ  Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ
１５Ｄ  定電流源
１５Ｅ  ＡＮＤ回路
１５Ｆ、１５Ｇ  抵抗
１６  ダミー負荷制御回路
１６Ａ  定電流源
１６Ｂ、１６Ｃ  Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ
１６Ｄ、１６Ｇ、１６Ｈ  抵抗
１６Ｅ  比較器
１６Ｆ  Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ
３０  スイッチング電源用半導体装置
３１  ダイオード
３２、３３  コンデンサ
３４  抵抗
３５  制御信号伝達回路
３５Ａ  フォトトランジスタ
３５Ｂ  フォトダイオード
４０  トランス
４０Ａ  １次巻線
４０Ｂ  ２次巻線
４０Ｃ  １次側補助巻線
５０  ダイオード
５１  コンデンサ
５２、５３  出力電圧検出用抵抗
５４  出力電流検出用抵抗
５５  負荷
５６  ２次側制御回路
５７  定電圧制御回路
【図１】
2005333710.tif 000003
【図２】
2005333710.tif 000004
【図３】
2005333710.tif 000005
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
2005333710.tif 000012
【図１１】
2005333710.tif 000013