(57)【要約】【課題】  発振器の発振周波数を高くすることなく、しかも周波数を変化した場合においても正確に９０°異なる二つの局部発振信号が得られる局部発振信号発生器を提供する。【解決手段】  発振器２と、発振器２の発振信号を２分周すると共に互いに９０°の位相差を有する二つの分周出力信号を出力する２分周器３と、二つの乗算器４、５とを備え、一方の乗算器４に二つの分周出力信号を入力し、他方の乗算器５に二つの分周出力信号のいずれかを入力して二つの乗算器４、５から発振信号と同じ周波数で位相が９０°異なる局部発振信号を出力した。【選択図】        図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
発振器と、前記発振器の発振信号を２分周すると共に互いに９０°の位相差を有する二つの分周出力信号を出力する２分周器と、二つの乗算器とを備え、一方の前記乗算器に前記二つの分周出力信号を入力し、他方の前記乗算器に前記二つの分周出力信号のいずれかを入力したことを特徴とする局部発振信号発生器。  
【請求項２】
前記２分周器をマスターフリップフロップ回路と前記マスターフリップフロップ回路に縦続接続されたスレーブフリップフロップ回路とからなるマスタースレーブフリップフロップ回路で構成すると共に、前記乗算器を二組の平衡入力端を有する平衡回路で構成し、前記マスタースレーブフリップフロップ回路のクロック入力端に前記発振信号を入力し、前記マスターフリップフロップ回路のＱ出力とＱ出力とを前記一方の乗算器における一方の組の平衡入力端に入力すると共に、前記スレーブフリップフロップ回路のＱ出力とＱ出力とを他方の組の平衡入力端に入力し、前記マスターフリップフロップ回路のＱ出力とＱ出力又は前記スレーブフリップフロップ回路のＱ出力とＱ出力のいずれかを共に前記他方の乗算器の二組の平衡入力端に平衡入力したことを特徴とする請求項１に記載の局部発振信号発生器。
【請求項３】
前記マスタースレーブフリップフロップ回路をＤ−フリップフロップ回路で構成したことを特徴とする請求項２に記載の局部発振信号発生器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はダイレクトコンバージョン用の二つのミキサに位相が直交する局部発振信号を供給する局部発振信号発生器に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来の局部発振信号発生器をダイレクトコンバージョンチューナに使用した例で説明する。図５に示すように、例えばデジタル変調された高周波信号はバンドパスフィルタ４２とその次段に設けられた低雑音増幅器４３とからなる受信部４１で受信された後に分配回路４４によって２分配される。分配された高周波信号は第一のミキサ４５と第二のミキサ４６とに入力される。第一のミキサ４５と第二のミキサ４６とには局部発振信号発生器５１から供給される。局部発振信号発生器５１は発振器４７と９０°移相器４８からなり、発振回路４７からは第一のミキサ４５には直接供給され、第二のミキサ４６には９０°移相器４８を介して供給される。従って二つのミキサ４５、４６に供給される局部発振信号の位相差は９０°である。局部発振周波数は、例えば受信した高周波信号の周波数と一致している。
【０００３】
この結果、二つのミキサ４５、４６からはベースバンド信号が出力されるが、第一のミキサ４５から出力されるＩ信号と第二のミキサ４６から出力されるＱ信号とは位相が９０°異なる。これらのベースバンド信号はイメージ妨害を避けるためおのおのバンドパスフィルタ４９、５０を通して後段側に出力される（例えば、特許文献１参照。）。
【０００４】
【特許文献１】特開平１１−３３１０１１号公報（図１１）
【０００５】
バンドパスフィルタ４９、５０を通過したベースバンド信号は図示しない加算回路によって加算され、その後に復調される。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
上記に説明した局部発振信号発生器に使用される９０°移相器は、通常インダクタンス素子と容量素子とを有するハイパス及びローパスフィルタで構成され、入力される発振信号を±４５°ずらすようにしている。しかし、このような構成では、発振信号の周波数を変えた場合に位相ズレが発生するので、広帯域受信には不向きとなる。
【０００７】
また、図示はしなかったが、フリップフロップ回路による９０°移相器を使用すれば位相ズレの問題は解決するが、発振周波数を２倍にしなければ成らないので（９０°移相器によって１／２に分周されるため）、高い周波数で安定に動作する発振器の構成が困難となる。
【０００８】
本発明は、発振器の発振周波数を高くすることなく、しかも周波数を変化した場合においても正確に９０°異なる二つの局部発振信号が得られる局部発振信号発生器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記課題に対して、本発明においては、発振器と、前記発振器の発振信号を２分周すると共に互いに９０°の位相差を有する二つの分周出力信号を出力する２分周器と、二つの乗算器とを備え、一方の前記乗算器に前記二つの分周出力信号を入力し、他方の前記乗算器に前記二つの分周出力信号のいずれかを入力した。
【００１０】
また、前記２分周器をマスターフリップフロップ回路と前記マスターフリップフロップ回路に縦続接続されたスレーブフリップフロップ回路とからなるマスタースレーブフリップフロップ回路で構成すると共に、前記乗算器を二組の平衡入力端を有する平衡回路で構成し、前記マスタースレーブフリップフロップ回路のクロック入力端に前記発振信号を入力し、前記マスターフリップフロップ回路のＱ出力とＱ出力とを前記一方の乗算器における一方の組の平衡入力端に入力すると共に、前記スレーブフリップフロップ回路のＱ出力とＱ出力とを他方の組の平衡入力端に入力し、前記マスターフリップフロップ回路のＱ出力とＱ出力又は前記スレーブフリップフロップ回路のＱ出力とＱ出力のいずれかを共に前記他方の乗算器の二組の平衡入力端に平衡入力した。
【００１１】
また、前記マスタースレーブフリップフロップ回路をＤ−フリップフロップ回路で構成した。
【発明の効果】
【００１２】
本発明は、発振器と、前記発振器の発振信号を２分周すると共に互いに９０°の位相差を有する二つの分周出力信号を出力する２分周器と、二つの乗算器とを備え、一方の前記乗算器に前記二つの分周出力信号を入力し、他方の前記乗算器に前記二つの分周出力信号のいずれかを入力したので、一方の乗算器と他方の乗算器とからは発振器信号と同じ周波数で位相が９０°異なる信号が出力される。よって発振器の発振周波数を高くしないでもダイレクトコンバージョン用の局部発振信号を発生できる。
【００１３】
また、前記２分周器をマスターフリップフロップ回路と前記マスターフリップフロップ回路に縦続接続されたスレーブフリップフロップ回路とからなるマスタースレーブフリップフロップ回路で構成し、前記マスターフリップフロップ回路のＱ出力とＱ出力とを前記一方の乗算器における一方の組の平衡入力端に入力すると共に、前記スレーブフリップフロップ回路のＱ出力とＱ出力とを他方の組の平衡入力端に入力し、前記マスターフリップフロップ回路のＱ出力とＱ出力又は前記スレーブフリップフロップ回路のＱ出力とＱ出力のいずれかを共に前記他方の乗算器の二組の平衡入力端に平衡入力したので、発振信号の周波数を変えても二つの乗算器からは位相が常に９０°異なる局部発振信号を得ることができる。
【００１４】
また、前記マスタースレーブフリップフロップ回路をＤ−フリップフロップ回路で構成したので、マスターフリップフロップ回路に発振信号を入力し、スレーブフリップフロップ回路にインバータを介して発振信号を入力することで、発振信号を２分周すると共に互いに９０°の位相差を有する二つの分周出力信号を出力する２分周器が構成できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
図１に本発明の局部発振信号発生器１の基本構成を示す。局部発振信号発生器１は電圧制御発振器で構成される発振器２と、発振器２から出力される発振信号を２分周すると共に、位相差の９０°異なる二つの分周出力信号を出力する２分周器３と、分周器２から出力された分周出力信号が入力される二つの乗算器４、５とを備える。乗算器４と５とは同一構成である。
【００１６】
２周器３は図２に示すように、マスタースレーブフリップフロップ（フリップフロップ回路をＦ／Ｆ回路と略す）回路３ａとインバータ３ｂとから構成される。発振器２から出力された発振信号がクロック信号としてマスターＦ／Ｆ回路３ａｍとスレーブＦ／Ｆ回路３ａｓとに入力されるが、スレーブＦ／Ｆ回路３ａｓにはインバータ３ｂを介して入力される。この２分周器３はジョンソンカウンタと呼ばれ、クロック信号のデュティ比が５０％であれば、図３に示す動作波形のようにスレーブＦ／Ｆ回路３ａｓのＱ出力はマスターＦ／Ｆ回路３ａｍのＱ出力よりも位相が９０°遅れる。そして、周波数は１／２に分周される。マスターＦ／Ｆ回路３ａｍ及びスレーブＦ／Ｆ回路３ａｓは、例えばＤ−Ｆ／Ｆ回路で構成される。
【００１７】
また、乗算器４及び５は図４に示すように、二組の平衡入力端ａ、ｂを有する二重平衡型のギルバードミキサによって構成される。ここで、一方の（第一の）乗算器４の平衡入力端を４ａ、４ｂで表し、他方の（第二の）乗算器５の平衡入力端を５ａ、５ｂとする。また、それぞれの出力端を４ｃ、５とする。
【００１８】
そして、マスターＦ／Ｆ回路３ａｍのＱ出力とＱ出力との間に出力される分周出力信号を第一の乗算器４の一方の平衡入力端４ａに入力し、スレーブＦ／Ｆ回路３ａｓのＱ出力とＱ出力との間に出力される分周出力信号を他方の平衡入力端４ｂに入力する。また、マスターＦ／Ｆ回路３ａｍのＱ出力とＱ出力との間に出力される分周出力信号又はスレーブＦ／Ｆ回路３ａｓのＱ出力とＱ出力との間に出力される分周出力信号を第二の乗算器５の二組の平衡入力端５ａ、５ｂに入力する。
【００１９】
以上の構成において、マスターＦ／Ｆ回路３ａｍのＱ出力とＱ出力との間に出力される分周出力信号をＳｉｎωｔとすれば、スレーブＦ／Ｆ回路のＱ出力とＱ出力との間に出力される分周出力信号はＣｏｓωｔとなるので、第一の乗算器４ではＳｉｎωｔ×Ｃｏｓωｔが演算される。この結果は次式で表されるように、
Ｓｉｎωｔ×Ｃｏｓωｔ＝（１／２）×｛Ｓｉｎ（ωｔ＋ωｔ）＋Ｓｉｎ（ωｔ−ωｔ）｝となり、｛｝内の第２項が零となるので、結局、
Ｓｉｎωｔ×Ｃｏｓωｔ＝（１／２）×｛Ｓｉｎ２ωｔ｝となり、周波数が２倍の信号が出力される。
【００２０】
また、第二の乗算器５ではＳｉｎωｔ×Ｓｉｎωｔ又はＣｏｓωｔ×Ｃｏｓωｔが演算される。Ｓｉｎωｔ×Ｓｉｎωｔは次式で表されるように、
Ｓｉｎωｔ×Ｓｉｎωｔ＝−（１／２）×｛Ｃｏｓ（ωｔ＋ωｔ）−Ｃｏｓ（ωｔ−ωｔ）｝となり、｛｝内の第２項が零となるので、結局、
Ｓｉｎωｔ×Ｓｉｎωｔ＝−（１／２）×｛Ｃｏｓ２ωｔ｝となり、周波数が２倍の信号が出力される。
また、Ｃｏｓωｔ×Ｃｏｓωｔは次式で表されるように、
Ｃｏｓωｔ×Ｃｏｓωｔ＝（１／２）×｛Ｃｏｓ（ωｔ＋ωｔ）−Ｃｏｓ（ωｔ−ωｔ）｝となり、｛｝内の第２項が零となるので、結局、
Ｃｏｓωｔ×Ｃｏｓωｔ＝（１／２）×｛Ｃｏｓ２ωｔ｝となり、同様に周波数が２倍の信号が出力される。
【００２１】
よって、第一の乗算器からはＳｉｎ２ωｔが出力され、第二の乗算器５からはＣｏｓ２ωｔが出力されるので、それらの位相は９０°異なるものとなる。しかも周波数は２倍となって発振信号の周波数と同じとなる。
【００２２】
以上のように、本発明では、マスタースレーブＦ／Ｆ回路３と二つの乗算器４、５とを組み合わせることによって発振信号と同じ周波数でしかも位相が９０°異なる信号を出力することができるので、これをダイレクトコンバージョンチューナ等の二つのミキサに供給出来る。
【００２３】
まお、発振器２から出力される発振信号の波形がＳｉｎ波であってもその振幅が大きければマスタースレーブＦ／Ｆ回路３に入力されると矩形波になるだけなので、二つの乗算器から９０°の位相差の信号が得られることには変わりはない。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】本発明の局部発振信号発生器の基本構成を示す回路図である。
【図２】本発明の局部発振信号発生器に使用される２分周器の回路図である。
【図３】本発明の局部発振信号発生器に使用される２分周器の動作を説明する波形図である。
【図４】本発明の局部発振信号発生器に使用される乗算器の回路図である。
【図５】従来の局部発振信号発生器を使用したダイレクトコンバージョンチューナの構成を示す回路図である。
【符号の説明】
【００２５】
１：局部発振信号発生器アンテナ
２：発振器
３：２分周器
３ａ：マスタースレーブフリップフロップ回路
３ａｍ：マスターフリップフロップ回路
３ａｓ：スレーブフリップフロップ回路
３ｂ：インバータ
４：第一の乗算器
４ａ、４ｂ：平衡入力端
４ｃ：平衡出力端
５：第二の乗算器
５ａ、５ｂ：平衡入力端
５ｃ：平衡出力端
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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