(57)【要約】【課題】小型化可能なマイクロ波増幅器およびリニアライザを提供する。【解決手段】マイクロ波増幅器１のリニアライザ３は、複数の信号成分（近接した信号成分Ｓ１、Ｓ２）を含む信号ＳＩＮを受ける。信号ＳＩＮはリニアライザ３およびドライバアンプ９を通過する。ドライバアンプ９は信号ＳＤＩＳを出力する。信号ＳＤＩＳは、リニアライザ３によって生成された歪み成分Ｄ１およびＤ２を含む。これらの歪み成分は、例えば３次相互変調歪みＩＭ３といった歪み成分である。歪み成分Ｄ１およびＤ２はメインアンプ７で発生される歪み成分と逆の位相を有する。メインアンプ７は、予め歪まされた信号ＳＤＩＳを受ける。メインアンプ７においても、例えば３次相互変調歪みＩＭ３が発生する。これらの歪み成分は歪み成分Ｄ１およびＤ２によって打ち消される。電源１１を用いてドライバアンプ９の利得を変更して、メインアンプ７の入力パワーを調整する。【選択図】  図１
2005252882.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＭＯＳトランジスタを有するメインアンプと、
該メインアンプを駆動するドライバアンプであって、入力端、出力端およびバイアス信号入力端を有し、該バイアス信号入力端に入力されたバイアス信号により利得を調整することができるドライバアンプと、
該バイアス信号を供給する電源であって、該バイアス信号を可変とする機能を有する電源と、
入力信号を受ける入力端子と前記ドライバアンプに接続された出力端子とを有するリニアライザと
を備え、
前記リニアライザは、
前記入力信号を受ける入力、第１の出力および第２の出力を有する第１の方向性結合器と、
前記出力端子に接続された出力、第１の入力および第２の入力を有する第２の方向性結合器と、
前記第１の方向性結合器の前記第１の出力と前記第２の方向性結合器の前記第１の入力との間に接続された可変減衰器と、
前記第１の方向性結合器の前記第１の出力と前記第２の方向性結合器の前記第１の入力との間に接続された歪み発生器と、
前記第１の方向性結合器の前記第２の出力と前記第２の方向性結合器の前記第２の入力との間に接続された可変移相器と
を備え、
前記可変減衰器および前記歪み発生器は直列に接続されており、
前記歪み発生器はバイポーラトランジスタを含む増幅器を有する、ことを特徴とするマイクロ波増幅器。
【請求項２】
前記歪み発生器の前記バイポーラトランジスタはヘテロ接合バイポーラトランジスタである、ことを特徴とする請求項１に記載されたマイクロ波増幅器。
【請求項３】
前記歪み発生器はダーリントン接続された増幅段を含む、ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載されたマイクロ波増幅器。
【請求項４】
前記リニアライザは、前記第１の方向性結合器の前記第１の出力と前記第２の方向性結合器の前記第１の入力との間に接続された遅延器を更に含み、
前記遅延器、前記可変減衰器および前記歪み発生器は直列に接続されている、ことを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか一項に記載されたマイクロ波増幅器。
【請求項５】
ＭＯＳトランジスタを有するメインアンプのためのリニアライザモジュールであって、
前記メインアンプを駆動するドライバアンプと、
前記ドライバアンプに接続されており入力信号を受けるリニアライザと、
前記ドライバアンプおよびリニアライザを搭載する基板と
を備え、
前記リニアライザは、
前記入力信号を受ける入力、第１の出力および第２の出力を有する第１の方向性結合器と、
出力、第１の入力および第２の入力を有する第２の方向性結合器と、
前記第１の方向性結合器の前記第１の出力と前記第２の方向性結合器の前記第１の入力との間に接続された可変減衰器と、
前記第１の方向性結合器の前記第１の出力と前記第２の方向性結合器の前記第１の入力との間に接続された歪み発生器と、
前記第１の方向性結合器の前記第２の出力と前記第２の方向性結合器の前記第２の入力との間に接続された可変移相器と
を備え、
前記可変減衰器および前記歪み発生器は直列に接続されており、
前記歪み発生器はバイポーラトランジスタを含む増幅器を有する、ことを特徴とするリニアライザモジュール。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、マイクロ波増幅器およびリニアライザモジュールに関する。
【背景技術】
【０００２】
文献１(電子通信学会論文誌 1981/12 Vol.1 J64-B,NO.12 P1449)には、プリディストーション（predistortion）回路が記載されている。このプリディストーション回路では、歪発生器と直列に可変位相器と可変減衰器が接続されており、歪発生器、可変位相器および可変減衰器に並列に、これらの群遅延時間と同一の遅延を実現する遅延線を配置している。
【０００３】
文献２（IEEE Transactions on Microwave theory and techniques, vol.48,No.12 December 2000 "Analog Predistortion Linearlizer for High-power RF amplifiers"）には、前置式歪補償回路が記載されている。この前置式歪補償回路は、高出力増幅器のためにＭＯＳ電界効果トランジスタ（Ｓｉ−ＬＤＭＯＳＦＥＴ）を用いた増幅器に前置式歪補償を提供するために、ＧａＡｓ電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を用いる歪補償器を含む。この前置式歪補償回路では、ＭＯＳ電界効果トランジスタの非線形特性がＧａＡｓ電界効果トランジスタの非線形特性と大きく異なるので、相互変調歪の３次成分と５次成分を分けてそれぞれに歪補償を行う前置式歪補償回路に設けている。
【０００４】
文献３（特開平０６−６９７１３１号公報）には、低歪半導体増幅器が記載されている。低歪半導体増幅器では、多段増幅器の入力に前置歪補償回路が接続されている。この前置歪補償回路は、多段増幅器の（入力電力に対する）利得特性および位相特性と逆の特性を有する。前置歪補償回路を用いて多段増幅器の振幅歪および位相歪を補償することにより、増幅器全体の線形性を向上している。この増幅器としては、バイポーラトランジスタを用いる増幅器、ＦＥＴのドレインバイアス電圧を抵抗を介して印加する増幅器、デュアルゲートＦＥＴを用いた増幅器が用いられる。この低歪半導体装置の前置歪補償回路は、上記の文献１および文献２に記載された線形化回路と異なる。
【０００５】
文献４は、モトローラ社のホームページから得られる。この文献では、Pre-distortion方式に関する解説がされている。この解説中に「Ideally, the pre-distortion amplifier is a smaller version of the same device technology as used in the main amplifier」とあり、歪発生器の半導体デバイスには、被補償アンプと同じプロセスで製作された同じ種類のデバイスを用いることが理想的であることが記載されている。
【非特許文献１】電子通信学会論文誌 1981/12 Vol.1.J64-B,NO.12, P1449,“複素べき級数表示による進行波管増幅器入出力非線形特性の解析とひずみ補償法への応用”
【非特許文献２】IEEE Transactions on Microwave theory and techniques, vol.48,No.12 December 2000 "Analog Predistortion Linearlizer for High-power RF amplifiers"
【非特許文献３】モトローラ社のホームページ  http://e-www.motorola.com/webapp/sps/site/application.jsp?nodeId=02VS0lT2RSxdYLxFr9#
【特許文献１】特開平０６−６９７１３１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
文献１に記載されたプリデイストーション回路を作製すると、このサイズは大きい。文献２に記載された前置式歪補償回路は、使用する回路部品の数が多く、結果として回路サイズが大きくなる。文献３に記載された低歪半導体増幅器は、特定の半導体デバイスに提供される非線形特性の組み合わせを利用している。この低歪半導体増幅器は、上記の文献１および文献２に記載された線形化回路と異なっている。文献４に記載されたＬＤＭＯＳトランジスタは、高い動作電圧（２４ボルト〜２８ボルト）を必要とする。ＬＤＭＯＳトランジスタを歪発生器に用いると、歪発生器の消費電力が増加する。また、歪発生器の前に前置増幅器が必要である。
【０００７】
そこで、本発明は、上記の事項を鑑みて為されたものであり、小型化可能なマイクロ波増幅器およびリニアライザモジュールを提供することとしている。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の一側面によれば、マイクロ波増幅器は、（ａ）ＭＯＳトランジスタを有するメインアンプと、（ｂ）該メインアンプを駆動するドライバアンプであって、入力端、出力端およびバイアス信号入力端を有し、該バイアス信号入力端に入力されたバイアス信号により利得を調整することができるドライバアンプと、（ｃ）該バイアス信号を供給する電源であって、該バイアス信号を可変とする機能を有する電源と、（ｄ）入力信号を受ける入力端子と前記ドライバアンプに接続された出力端子とを有するリニアライザとを備え、前記リニアライザは、（ｄ１）前記入力信号を受ける入力、第１の出力および第２の出力を有する第１の方向性結合器と、（ｄ２）前記出力端子に接続された出力、第１の入力および第２の入力を有する第２の方向性結合器と、（ｄ３）前記第１の方向性結合器の前記第１の出力と前記第２の方向性結合器の前記第１の入力との間に接続された可変減衰器と、（ｄ４）前記第１の方向性結合器の前記第１の出力と前記第２の方向性結合器の前記第１の入力との間に接続された歪み発生器と、（ｄ５）前記第１の方向性結合器の前記第２の出力と前記第２の方向性結合器の前記第２の入力との間に接続された可変移相器とを備え、前記可変減衰器および前記歪み発生器は直列に接続されており、前記歪み発生器はバイポーラトランジスタを含む増幅器を有する。
【０００９】
可変電源を用いてドライバアンプの利得等を調整するので、メインアンプの入力パワーを調整するためにドライバアンプとリニアライザとの間に減衰器を設ける必要がない。また、リニアライザは、２つの経路を有している。一方の経路には、可変減衰器および歪み発生器が設けられている。この経路では、歪み発生器は、該歪み発生器に加えられる電源電圧（電源電流）に応じて歪みを発生する。他方の経路には、可変移相器が設けられており、一方の経路上で生じる位相シフトに合わせて信号の位相をシフトする。両経路からの信号は、第２の方向性結合器によって合成され一つに信号になる。歪み発生器のためにバイポーラトランジスタを含む増幅器を用いて、ＭＯＳトランジスタを有するメインアンプの応じた歪み成分を発生することができる。
【００１０】
本発明のマイクロ波増幅器では、前記歪み発生器の前記バイポーラトランジスタはヘテロ接合バイポーラトランジスタであることができる。
【００１１】
好適な実施例では、歪み発生器はヘテロ接合バイポーラトランジスタを含むことができる。
【００１２】
本発明のマイクロ波増幅器では、前記歪み発生器はダーリントン接続された増幅段を含むことができる。
【００１３】
このマイクロ波増幅器のダーリントン接続された増幅段を使用すれば、歪み成分を発生するために必要な利得が得られる。
【００１４】
本発明のマイクロ波増幅器では、前記リニアライザは、前記第１の方向性結合器の前記第１の出力と前記第２の方向性結合器の前記第１の入力との間に接続された遅延器を更に含み、前記遅延器、前記可変減衰器および前記歪み発生器は直列に接続されているようにしてもよい。
【００１５】
可変減衰器と、歪み発生器と、可変移相器等の配置を調整することによって信号遅延量を調整する必要が無く、リニアライザの他方の経路上の信号の遅延量に合わせてリニアライザの一方の経路上の信号の遅延量を遅延器を用いて調整できる。
【００１６】
本発明の別の側面は、ＭＯＳトランジスタを有するメインアンプのためのリニアライザモジュールである。リニアライザモジュールは、（ａ）前記メインアンプを駆動するドライバアンプと、（ｂ）前記ドライバアンプに接続されており入力信号を受けるリニアライザと、（ｃ）前記ドライバアンプおよびリニアライザを搭載する基板とを備え、前記リニアライザは、（ｂ１）前記入力信号を受ける入力、第１の出力および第２の出力を有する第１の方向性結合器と、（ｂ２）出力、第１の入力および第２の入力を有する第２の方向性結合器と、（ｂ３）前記第１の方向性結合器の前記第１の出力と前記第２の方向性結合器の前記第１の入力との間に接続された可変減衰器と、（ｂ４）前記第１の方向性結合器の前記第１の出力と前記第２の方向性結合器の前記第１の入力との間に接続された歪み発生器と、（ｂ５）前記第１の方向性結合器の前記第２の出力と前記第２の方向性結合器の前記第２の入力との間に接続された可変移相器とを備え、前記可変減衰器および前記歪み発生器は直列に接続されており、前記歪み発生器はバイポーラトランジスタを含む増幅器を有する。
【００１７】
リニアライザとドライバアンプとの間に減衰器が設けられる場合、この減衰器はリニアライザモジュール上に設けられる。ドライバアンプのバイアス入力端子に入力されるバイアス信号を変化させることにより利得を制御することができれば、メインアンプの入力パワーを調整するためにドライバアンプとリニアライザとの間に減衰器を設ける必要がない。この減衰器が不要になれば、リニアライザモジュールが小型化される。
【００１８】
本発明の上記の目的および他の目的、特徴、並びに利点は、添付図面を参照して進められる本発明の好適な実施の形態の以下の詳細な記述から、より容易に明らかになる。
【発明の効果】
【００１９】
以上説明したように、本発明によれば小型化可能なマイクロ波増幅器およびリニアライザモジュールが提供される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
本発明の知見は、例示として示された添付図面を参照して以下の詳細な記述を考慮することによって容易に理解できる。引き続いて、添付図面を参照しながら、本発明のマイクロ波増幅器およびリニアライザに係わる実施の形態を説明する。可能な場合には、同一の部分には同一の符号を付する。
【００２１】
図１（Ａ）は、実施の形態に係るマイクロ波増幅器を示すブロック図である。図１（Ｂ）は、ドライバアンプを示す図面である。マイクロ波増幅器１は、入力信号ＳＩＮを受けるリニアライザ３と、リニアライザ３からの信号を受ける増幅器５とを備える。増幅器５は、ＭＯＳトランジスタ７ａを用いる一または複数の増幅段を有するメインアンプ７を含む。増幅器５は、リニアライザ３からの信号を受けておりメインアンプ７に接続されたドライバアンプ９を含む。マイクロ波増幅器１は、ドライバアンプ９にバイアス電圧を供給しており、該バイアス電圧を調整することができる電源１１を更に備えることができる。電源１１を用いてドライバアンプ９の利得を変更して、メインアンプ７の入力パワーを調整することができる。
【００２２】
マイクロ波増幅器１は、次のように動作する。図１（Ａ）に示されるように、リニアライザ３は、複数の信号成分（図１（Ａ）では、近接した複数の信号成分Ｓ１、Ｓ２が示されている）を含む信号ＳＩＮを受ける。信号ＳＩＮは、リニアライザ３およびドライバアンプ９を通過する。ドライバアンプ９は信号ＳＤＩＳを出力する。信号ＳＤＩＳは、リニアライザ３によって生成された歪み成分Ｄ１およびＤ２を含んでいる。これらの歪み成分は、例えば３次相互変調歪みＩＭ３といった歪み成分である。歪み成分Ｄ１およびＤ２は、メインアンプ７で発生される歪み成分と逆の位相を有する。メインアンプ７は、予め歪まされた信号ＳＤＩＳを受ける。メインアンプ７においても、例えば３次相互変調歪みＩＭ３といった歪み成分が発生するけれども、これらの歪み成分は歪み成分Ｄ１およびＤ２によって打ち消され、結果として、増幅された信号ＳＯＵＴの歪み成分Ｄ３、Ｄ４は、増幅された信号成分Ｓ３、Ｓ４分に比べて小さい。
【００２３】
図２は、リニアライザを示す図面である。リニアライザ３は、第１の方向性結合器１３と、第２の方向性結合器１５と、可変減衰器１７と、歪み発生器１９と、可変移相器２１とを備える。第１の方向性結合器１３は、入力信号ＳＩＮを受ける入力１３ａ、第１の出力１３ｂおよび第２の出力１３ｃを有する。第２の方向性結合器１５は、出力１５ａ、第１の入力１５ｂおよび第２の入力１５ｃを有する。可変減衰器１７は、第１の方向性結合器１３の第１の出力１３ｂと第２の方向性結合器１５の第１の入力１５ｂとの間に接続されている。可変減衰器１７は、減衰値が可変できる第１の減衰素子１７ａと、第２の減衰素子１７ｂとを有しており、第１の減衰素子１７ａおよび第２の減衰素子１７ｂは直列に接続されている。歪み発生器１９は、第１の方向性結合器１３の第１の出力１３ｂと第２の方向性結合器１５の第１の入力１５ｂとの間に接続されている。可変減衰器１７および歪み発生器１９は直列に接続されている。歪み発生器１９は、バイポーラトランジスタ２３を含む増幅器を有す。可変移相器２１は、第１の方向性結合器１３の第２の出力１３ｃと第２の方向性結合器１５の第２の入力１５ｃとの間に接続されている。可変移相器２１は、移相値を可変できる第１の移相素子２１ａと、移相値を可変できる第２の移相素子２１ｂとを有しており、第１の移相素子２１ａおよび第２の移相素子２１ｂは直列に接続されている。
【００２４】
リニアライザ３は、信号が伝搬する２つの経路２９、３１を有している。リニアライザ３が受けた信号ＳＩＮは、２つの信号成分Ｓ１、Ｓ２を含んでおり、第１の方向性結合器１３によって２つに分岐される。一方の経路２９には、可変減衰器１７および歪み発生器１９が設けられている。この経路２９では、歪み発生器１９は、該歪み発生器１９に加えられる電源電圧（電源電流）に応じて歪みを発生する。他方の経路３１には、可変移相器２１が設けられており、可変移相器２１は、一方の経路２９上で生じる位相シフトに合わせて信号の位相をシフトするけれども、この経路３１上では歪みの発生はない。第２の方向性結合器１５は、一方の経路２９上を伝搬した信号Ｓｉｇ１と、他方の経路３１上を伝搬した信号Ｓｉｇ２とを受ける。信号Ｓｉｇ１は、信号成分Ｓ１、Ｓ２に加えて、歪み発生器１９によって生成された歪み成分（３次および５次以上の相互変調歪み）Ｄｉｓ１、Ｄｉｓ２を含む。両経路２９、３１からの信号Ｓｉｇ１、Ｓｉｇ２は、第２の方向性結合器１５によって合成され一つに信号ＳＤＯＵＴになる。信号ＳＤＯＵＴは、信号成分Ｓ１、Ｓ２および位相が逆の歪み特性を有する歪み成分Ｄ１、Ｄ２を含む。他方の経路上の歪み発生器１９のバイポーラトランジスタ２３を含む増幅器を用いて、ＭＯＳトランジスタ７ａを有するメインアンプ７の応じた歪み成分を発生できる。
【００２５】
リニアライザ３では、必要に応じて、移相器２１の出力と第２の方向性結合器１５の第２の入力１５ｂとの間に、固定アッテネータ２５を設けることができる。第２の方向性結合器１５は、固定アッテネータ２５によって減衰された信号Ｓ２を受ける。また、必要に応じて、歪み発生器１９の出力と第２の方向性結合器１５の第１の入力１５ａとの間に、固定アッテネータ２７を設けることができる。第２の方向性結合器１５は、固定アッテネータ２７によって減衰された信号Ｓｉｇ１を受ける。
【００２６】
図３は、リニアライザモジュールを構成する部品を示す図面である。方向性結合器１５は、１０ｄＢカプラＣＰ１および抵抗素子ＲＣＰ０を含む。カプラＣＰ１は、入力信号ＳＩＮを分配して、可変減衰器１７および可変移相器２１それぞれに分配信号を提供する。可変移相器２１は、第１の移相素子２１ａ、第２の移相素子２１ｂ、抵抗素子ＲＣＰ１〜ＲＣＰ５およびキャパシタＣ５およびＣ７から成る。可変移相器２１の移相シフトは、ＶＰＨ信号によって調整される。この信号ＶＰＨは、抵抗素子を介して３ｄBカプラＣＰ２およびＣＰ３の入力および出力に加えられる。この経路上で１８０度以上の移相を実現するために、２つの移相器を用いる。第１の移相素子２１ａは、３ｄＢカプラＣＰ２と、可変容量ダイオードＶＤｉ１およびＶＤｉ２とを含む。第２の移相素子２１ｂは、３ｄＢカプラＣＰ３と可変容量ダイオードＶＤｉ３およびＶＤｉ４とを含む。固定アテネータ２５は、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３からから構成される固定アッテネータである。固定アテネータ２５は、第２の方向性結合器１５の第２の入力１５ｃに接続される。第２の方向性結合器１５は、１０ｄＢカプラＣＰ４および抵抗素子ＲＣＰ８を含む。
【００２７】
可変減衰器１７は、第１の減衰素子１７ａ、第２の減衰素子１７ｂ、抵抗素子ＲＣＰ６およびＲＣＰ７を含む。可変減衰器１７の減衰量は、信号ＶＡＴＴによって調整される。この信号ＶＡＴＴは、抵抗素子を介してカプラＣＰ５の入力および出力に加えられる。第１の減衰素子１７ａは、３ｄＢカプラＣＰ５とＰＩＮダイオードＰＤｉ１およびＰＤｉ２とを含む。第２の減衰素子１７ｂは、抵抗Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６から構成される固定アテネータから成る。歪み発生器１９は、信号を増幅すると共に歪成分を発生する。歪み発生器１９は、バイポーラトランジスタを含み、歪み発生器１９の電源電流値はＶＩＭ信号によって調整される。この信号ＶＩＭは、抵抗素子およびインダクタを介してコレクタ端子に加えられる。歪み発生器１９の出力は、固定アッテネータ２７を介して第２の方向性結合器１５の第１の入力１５ｂに接続される。固定アッテネータ２７は、例えば抵抗Ｒ７、Ｒ８、Ｒ９を含む抵抗アッテネータである。
【００２８】
歪み発生器１９によって発生された非線形成分と、無歪みルート上において移相器（１８０度以上の大きさ）を用いて位相が変更された信号成分とによって、メインアンプ（図１の参照番号７）と逆特性の歪成分を生成している。歪みルートからの信号Ｓｉｇ１および無歪みルートからの信号Ｓｉｇ２は、１０ｄBカプラーＣＰ４によって結合される。上記の構成部品は、信号Ｓｉｇ１（歪みルート）および信号Ｓ２（無歪みルート）の信号の群遅延時間を合わせるように配置される。或いは、歪みルート上に配置された遅延器を用いて、信号Ｓｉｇ１（歪みルート）および信号Ｓ２（無歪みルート）の信号の群遅延時間を合わせることができる。
【００２９】
図３に示されるように、第１の方向性結合器１３は可変減衰器１７とキャパシタＣ１を介して接続されており、可変減衰器１７は歪み発生器１９とキャパシタＣ２を介して接続されており、歪み発生器１９は固定アッテネータ２７とキャパシタＣ３を介して接続されている。第１の方向性結合器１３は可変移相器２１とキャパシタＣ４を介して接続されており、可変移相器２１は固定アッテネータ２５にキャパシタＣ５を介して接続されている。第１の減衰素子１７ａは第２の減衰素子１７ｂとキャパシタＣ６を介して接続されおり、第１の移相素子２１ａは第２の移相素子２１ｂとキャパシタＣ７を介して接続されている。
【００３０】
好適な実施例では、第２の方向性結合器１５の出力１５ａからの信号は、減衰器を通過すること無く、ドライバアンプ９に提供されることができる。リニアライザ３は、ドライバアンプ９にキャパシタＣＣＰ１およびＣＣＰ２を介して接続される。ドライバアンプ９は、一又は複数の増幅段を含む。各増幅段は、トランジスタを含んでおり、キャパシタを介して結合される。図１（Ｂ）に示されるように、一実施例では、ドライバアンプ９は、例えば３つの増幅段Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３を含む。ドライバアンプ９は、増幅段Ｑ１の入力に接続されたインピーダンス整合回路３３ａ、増幅段Ｑ３の出力に接続されたインピーダンス整合回路３３ｂ、増幅段Ｑ１およびＱ２の間に接続されたインピーダンス整合回路３３ｃ、増幅段Ｑ２およびＱ３の間に接続されたインピーダンス整合回路３３ｄを含む。ドライバアンプ９は、メインアンプ７に入るために必要な信号入力のレベルにリニアライザ３からの信号を増幅する。ドライバアンプ９は、電源１１からバイアス電圧の供給を受けている。電源１１の電圧を変更することによって、ドライバアンプ９は、増幅率が変更される。このドライバアンプ９は、歪を補償される増幅器の利得特性が温度により変化したときに、利得を調整して歪補償特性を合わせるために使用されることができる。
【００３１】
図４は、一実施例のドライバアンプの回路図である。ドライバアンプ４０は、第１の段Ｑ１、第２の段Ｑ２および第３の段Ｑ３を有する。第１の段Ｑ１は、電界効果トランジスタ４１を含む。電界効果トランジスタ４１のゲート４１ａは、バイアス回路４３を介して入力ＩＮに接続されている。バイアス回路４３は、電源ＶＧ１からバイアスを受ける。電界効果トランジスタ４１のドレイン４１ｂは、負荷回路４５を介して電源ＶＤ１に接続されている。ゲート４１ａとドレイン４１ｂとの間には、帰還回路４７が接続されている。電界効果トランジスタ４１のソース４１ｃは、接地されている。第１の段Ｑ１は第２の段Ｑ２はキャパシタ４９を介して接続されている。
【００３２】
第２の段Ｑ２は、電界効果トランジスタ５１を含む。電界効果トランジスタ５１のゲート５１ａは、バイアス回路５３を介して第１の段から信号を受ける。バイアス回路５３は、電源ＶＧ１からバイアスを受ける。電界効果トランジスタ５１のドレイン５１ｂは、負荷回路５５を介して電源ＶＤ１に接続されている。ゲート５１ａとドレイン５１ｂとの間には、帰還回路５７が接続されている。電界効果トランジスタ５１のソース５１ｃは、接地されている。第２の段Ｑ２は第３の段Ｑ３はキャパシタ５９を介して接続されている。
【００３３】
第３の段Ｑ３は、電界効果トランジスタ６１を含む。電界効果トランジスタ６１のゲート６１ａは、バイアス回路６３を介して第２の段から信号を受ける。バイアス回路６３は、電源ＶＧ２からバイアスを受ける。電界効果トランジスタ６１のドレイン６１ｂは、負荷回路６５を介して電源ＶＤ２に接続されている。電界効果トランジスタ６１のソース６１ｃは、接地されている。電界効果トランジスタ６１のドレイン６１ｂは、キャパシタ６９ａ、６９ｂ、６９ｃを介して出力ＯＵＴに接続されている。
【００３４】
このドライバアンプ４０は、バイアス回路にための電源ＶＧ１、ＶＧ２および負荷回路のための電源ＶＤ１、ＶＤ２を有している。電源ＶＧ１、ＶＧ２は、電源１１に接続されている。電源１１の電圧を変更することによって、ドライバアンプ４０の増幅率が変更される。このドライバアンプ４０は、歪を補償される増幅器の利得特性が温度により変化したときに、利得を調整して歪補償特性を合わせるために使用されることができる。電源１１としては、周知の可変電源、例えばシリーズレギュレータ、スイッチングレギュレータを用いることができる。電源１１として電力は必要とされないので、可変抵抗によりその出力電圧を微細に調整可能なシリーズレギュレータを用いることが好ましい。
【００３５】
図５（Ａ）は、歪み発生器のための回路を示す図面である。図５（Ｂ）は、歪み発生器のための増幅器の回路面である。歪み発生器１９ための回路では、バイポーラトランジスタ２３のベースＢａｓｅは、入力信号を受ける。エミッタＥｍｉｔｔｅｒは、接地されている。コレクタＣｏｌｌｅｃｔｏｒには、インダクタ２３ａの一端が接続されている。増幅器の出力は、コレクタから得られる。インダクタ２３ａの他端およびキャパシタ２３ｂの一端はノードＮ１に接続されており、キャパシタ２３ｂの他端は接地されている。ノードＮ１には、抵抗２３ｃを介して制御電圧ＶＩＭが加えられる。キャパシタ２３ｄが、制御電圧ＶＩＭを受ける端子に接続されている。この回路の利得特性および歪み特性は、制御電圧ＶＩＭに応じて変わる。一実施例では、インダクタ２３ａは、１００ナノヘンリであり、キャパシタ２３ｂは、０．１マイクロファラッドである。
【００３６】
バイポーラトランジスタ２３は、図５（Ｂ）に示される増幅器３３に置き換えることができる。増幅器３３は、ダーリントン接続された増幅段を含むことができ、ダーリントン接続の増幅段は、バイポーラトランジスタ３５、３７ａ、３７ｂ、３７ｃを含む。トランジスタ３５、３７ａ、３７ｂ、３７ｃのエミッタには、抵抗ＲＥ１〜ＲＥ４が接続されている。また、トランジスタ３５のエミッタとトランジスタ３７ａ、３７ｂ、３７ｃのベースとの間には、それぞれ抵抗ＲＢ１、ＲＢ２、ＲＢ３が接続されている。好適な実施例の増幅器では、ＧａＡｓ基板上にＩｎＧａＰ半導体で形成されたヘテロ接合バイポーラトランジスタを用いる。この増幅器はダーリントン接続により２段構成である。この回路により、０．５〜３ＧＨｚの範囲における利得が１５ｄＢ以上になる。
【００３７】
図６（Ａ）および図６（Ｂ）は、この増幅器に用いられるヘテロ接合バイポーラトランジスタの非線形特性を示す図面である。この特性は、抵抗１５０オームを介してコレクタに電圧が給電されたヘテロ接合バイポーラトランジスタのデータである。電源電流を１０〜９０ミリアンペアまで変化させることにより、Ｐｉｎ−Ｇａｉｎ特性では、以下のような３つの非線形カーブを作り出す事が可能である。（１）利得が入力電力の増大に伴い低下し、飽和出力近傍でさらに減少する。（２）利得は入力電力の増大に伴い平坦であり、飽和出力近傍で低下する。（３）利得は入力電力の増大に伴い上昇し、飽和出力近傍で減少する。位相の変化は、Ｐｉｎ−△Ｐｈａｓｅ特性にあるように、一部の領域を除いて、全体的に遅れる傾向にある。
【００３８】
図７（Ａ）および図７（Ｂ）は、Ｓｉ−ＬＤMＯＳ−ＦＥＴを用いるメインアンプの特性を示す図面である。このメインアンプは、２．１ＧＨｚ帯において１ｄＢ飽和出力電力４５ワットの第１の段と、２．１ＧＨｚ帯において１ｄＢ飽和出力電力１８０ワットの第２の段とを有する。図７（Ａ）では、横軸が入力電力を示し、縦軸が利得を示す。図７（Ｂ）では、横軸が入力電力を示し、縦軸が位相の変化を示す。その傾きには、ゲートバイアスに応じて３種類に分類される。（１）入力電力の増大に伴い利得は低下し、飽和出力近傍でさらに減少する。（２）入力電力の増大に伴い利得は平坦であり、飽和出力近傍で低下する。（３）入力電力の増大に伴い利得は上昇し飽和出力近傍で減少する。位相は、遅れる傾向にある。
【００３９】
ヘテロ接合バイポーラトランジスタの特性とＳｉ−ＬＤMＯＳ−ＦＥＴの特性とを比較すると、バイポーラトランジスタの電源電流（電源電圧）を変化させることによって、Ｓｉ−ＬＤMＯＳ−ＦＥＴと似た非線形特性を作り出す事が可能であることが理解される。この非線形特性をリニアライザ３の回路を用いて逆相にして利用すると共に適切な大きさを調整して歪信号を生成すれば、メインアンプ７の非線形特性を改善することができる。
【００４０】
図８（Ａ）および図８（Ｂ）は、それぞれ、本実施の形態に係る前置歪補償回路を使用しないマイクロ波増幅器のＰｉｎ−Ｇａｉｎ特性およびＰｉｎ−△Ｐｈａｓｅ特性を示す図面である。図８（Ｃ）および図８（Ｄ）は、それぞれ、本実施の形態に係る前置歪補償回路を使用するマイクロ波増幅器のＰｉｎ−Ｇａｉｎ特性およびＰｉｎ−△Ｐｈａｓｅ特性を示す図面である。図８（Ａ）〜図８（Ｄ）において、横軸は、入力パワー（ｄBｍ）であり、一目盛り２ｄＢｍである。図８（Ａ）および図８（C）において、縦軸は出力の位相（ｄｅｇ）であり、一目盛り１ｄｅｇである。図８（Ｂ）および図８（C）において、縦軸は利得（ｄＢ）であり、一目盛り０．５ｄＢである。図８（Ａ）および図８（Ｂ）に示された特性と図８（Ｃ）および図８（Ｄ）に示された特性とを比較によれば、本実施の形態に係るリニアライザとメインアンプとを組み合わせると、線形性が改善されることが示される。
【００４１】
図９は、隣接チャネル電力漏洩特性および隣接チャネル電力漏洩特性を示す図面である。シンボルＡＣＬＲ１は、本実施のリニアライザを用いていないマイクロ波増幅器の隣接チャネル電力漏洩特性を示しており、シンボルＡＣＬＲ２は、本実施のリニアライザを用いるマイクロ波増幅器の隣接チャネル電力漏洩特性を示す。図１０は、隣接チャネル電力漏洩比を示す図面である。
【００４２】
特性ＡＣＬＲ１およびＡＣＬＲ２の比較によれば、隣接チャネル漏洩電力が、約１５ｄＢの改善が得られている。隣接チャネル漏洩電力は、増幅器の非線形により発生するもので、線形性がよくなれば漏洩電力は低減する。この特性によれば、例えばW-CDMAのスペクトラムエミッションマスクの仕様を満足することができる。例えば、４０ｄＢｍ以上の出力でスペクトラムエミッションマスクの仕様を満足させるためには、発明者らの経験によれば隣接チャネル漏洩電力が−５２ｄＢｃであることと等価である。前置歪み補償を用いない場合は、３６ｄＢｍで仕様を満たさなくなるけれども、本実施の形態に係る回路を使用すると出力４３ｄＢｍでも仕様を満足できる。
【００４３】
図１１は、本実施の形態に係るリニアライザを搭載した８００MHz帯用リニアライザモジュールを示す図面である。このモジュールは、リニアライザ３並びにドライバアンプ９から成り、これらがモジュール基板３９上に搭載されている。リニアライザ３は、歪み発生器、可変アッテネータ、カプラおよび移相器を含む。歪み発生器は、ヘテロ接合バイポーラトランジスタを用いて設計されたＭＭＩＣを用いる。ヘテロ接合バイポーラトランジスタによれば、メインアンプのLDMOSの非線形特性に望ましい歪みを発生させることができる。リニアライザの損失は約１０ｄＢであり、ドライバアンプの利得は３０ｄＢである。ドライバアンプには、パルスドープ構造ＧａＡｓ−ＭＥＳＦＥＴを使用している。
【００４４】
例示的なサイズを示せば、約１８．１×４１．８平方ミリメートルの基板３９上において、リニアライザ３は、Ｗ１＝約１８．１ミリメートル、Ｗ２＝約１８．７ミリメートルのサイズを有する。ドライバアンプ９は、約１８．１×２３．１平方ミリメートルの領域に搭載されている。
【００４５】
文献１に記載された回路は遅延線を用いているので、本実施の形態に係るリニアライザと比較して、大きなサイズとなる。文献２に記載された回路は、９個のハイブリッドカプラー、５個の可変減衰器、５個の可変移相器、２個の歪発生用半導体デバイス、１個の線形増幅用半導体デバイス、および遅延線を含んでいるので、大きなサイズとなる。文献３に記載された回路は、例えば歪発生器を増幅器としても利用している点で、本実施の形態に係る回路と異なる。また、利得および位相の特性が互いに異なっている。文献４では、メインアンプに使用されたＭＯＳトランジスタを特性が合わせ込まれたＭＯＳトランジスタを用いる歪み発生器が記載されている。この歪み発生器は、２６〜２８ボルトの電源電圧が必要としており、１〜５ワットの消費電力、１０〜１２ｄＢの利得（０．５〜２ＧＨｚ）、１ワットの飽和出力といった特性を示す。１ｃｍ×１ｃｍ程度のサイズが必要とされる。一方、本実施の形態に係る歪み発生器のサイズは、例えば０．５ｃｍ×０．５ｃｍ程度である。
【００４６】
既に説明したように、上記の実施の形態では、プレディストーション法を用いるマイクロ波増幅器およびリニアライザを説明している。このマイクロ波増幅器およびリニアライザによれば、低コストで消費電力が低く小型化が可能になる。メインアンプ（被補償アンプ）が発生する非線形歪の逆相成分は、その前段に配置されたリニアライザにより発生される。メインアンプは、最終的に非線形成分が打ち消された信号を生成できる。例えば、W-CDMA信号のような大きなピーク対平均電力比を持つ信号を補償するためには、広い出力範囲で非線形成分を補償しなければ、隣接チャネル漏洩電力（ＡＣＬＲ）値は改善できない。しかしながら、本実施の形態によれば、Si-LDMOSFETを用いる高出カパワーアンプの歪補償が可能なリニアライザモジュールが提供される。
【００４７】
好適な実施の形態において本発明の原理を図示し説明してきたが、本発明は、そのような原理から逸脱することなく配置および詳細において変更され得ることは、当業者によって認識される。本発明は、本実施の形態に開示された特定の構成に限定されるものではない。したがって、特許請求の範囲およびその精神の範囲から来る全ての修正および変更に権利を請求する。
【図面の簡単な説明】
【００４８】
【図１】図１（Ａ）は、実施の形態に係るマイクロ波増幅器を示すブロック図である。図１（Ｂ）は、ドライバアンプを示す図面である。
【図２】図２は、リニアライザを示す図面である。
【図３】図３は、リニアライザモジュールを構成する部品を示す図面である。
【図４】図４は、ドライバアンプの回路図を示す図面である。
【図５】図５（Ａ）は、歪み発生器のための増幅器の回路を示す図面である。図５（Ｂ）は、歪み発生器のための増幅器の回路面である。
【図６】図６（Ａ）および図６（Ｂ）は、この増幅器に用いられるヘテロ接合バイポーラトランジスタの非線形特性を示す図面である。
【図７】図７（Ａ）および図７（Ｂ）は、Ｓｉ−ＬＤMＯＳ−ＦＥＴを用いるメインアンプの特性を示す図面である。
【図８】図８（Ａ）および図８（Ｂ）は、それぞれ、本実施の形態に係る前置歪補償回路を使用しないマイクロ波増幅器のＰｉｎ−Ｇａｉｎ特性およびＰｉｎ−△Ｐｈａｓｅ特性を示す図面である。図８（Ｃ）および図８（Ｄ）は、それぞれ、本実施の形態に係る前置歪補償回路を使用するマイクロ波増幅器のＰｉｎ−Ｇａｉｎ特性およびＰｉｎ−△Ｐｈａｓｅ特性を示す図面である。
【図９】図９は、本実施のリニアライザを用いていないマイクロ波増幅器の隣接チャネル電力漏洩特性と、本実施のリニアライザを用いるマイクロ波増幅器の隣接チャネル電力漏洩特性とを示す図面である。
【図１０】図１０は、隣接チャネル電力漏洩比を示す図面である。
【図１１】図１１は、本実施の形態に係るリニアライザを搭載した８００MHz帯用リニアライザモジュールを示す図面である。
【符号の説明】
【００４９】
１…マイクロ波増幅器、３…リニアライザ、５…増幅器、７ａ…ＭＯＳトランジスタ、７…メインアンプ、６…増幅器、１１…電源、１３…第１の方向性結合器、１５…第２の方向性結合器、１７…可変減衰器、１７ａ…第１の減衰素子、１７ｂ…第２の減衰素子、１９…歪み発生器、２１…可変移相器、２１ａ…第１の移相素子、２１ｂ…第２の移相素子、２３…バイポーラトランジスタ、２５、２７…アッテネータ、２９、３１…信号伝搬経路、Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３…増幅段、３３…増幅器、３５、３７ａ、３７ｂ、３７ｃ…バイポーラトランジスタ  
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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