(57)【要約】【課題】  簡便・小形・低コストの好適なスイッチング電源を提供する。【解決手段】  スイッチング素子のオンオフによって、入力電圧を出力電圧に変換すると共に、高周波交流電圧を生成するコンバータを備えるスイッチング電源において、磁気結合する第１巻線と第２巻線とを有し、前記第１巻線に係る前記第１巻線と前記第２巻線との接続点側の極性と前記第２巻線に係る前記第１巻線と前記第２巻線との接続点側の極性とを一致して形成する磁気素子と、前記入力電圧と前記第１巻線と前記高周波交流電圧との直列接続からなる電力伝送回路と、前記入力電圧と前記第２巻線とコンデンサとの直列接続からなる入力フィルタ回路とを備えることを特徴とするスイッチング電源。【選択図】                    図１
2005086958.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子のオンオフによって、入力電圧を出力電圧に変換すると共に、高周波交流電圧を生成するコンバータを備えるスイッチング電源において、
磁気結合する第１巻線と第２巻線とを有し、前記第１巻線に係る前記第１巻線と前記第２巻線との接続点側の極性と前記第２巻線に係る前記第１巻線と前記第２巻線との接続点側の極性とを一致して形成する磁気素子と、
前記入力電圧と前記第１巻線と前記高周波交流電圧との直列接続からなる電力伝送回路と、
前記入力電圧と前記第２巻線とコンデンサとの直列接続からなる入力フィルタ回路と
を備えることを特徴とするスイッチング電源。
【請求項２】
前記電力伝送回路は、前記第２巻線を備えることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源。
【請求項３】
前記磁気素子は、前記第１巻線の一端と前記第２巻線の一端との接続点に対する端子と、前記第１巻線の他端に対する端子と、前記第２巻線の他端に対する端子とを備えることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源。
【請求項４】
前記磁気結合は、疎結合であることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源。
【請求項５】
前記磁気素子は、ＵＵコアまたはＵＩコアのそれぞれの脚に前記第１巻線と前記第２巻線とをそれぞれ分離して形成することを特徴とする請求項４記載のスイッチング電源。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング素子のオンオフによって、入力電圧を出力電圧に変換するスイッチング電源に関し、特に、小形のスイッチング電源に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来のスイッチング電源は、部品点数が多いものであった（例えば、特許文献１参照。）。その詳細について図８を用いて説明する。図８は、従来のスイッチング電源の構成図である。
【０００３】
同図において、共通電位ＣＯＭをスイッチング電源の共通電位とする。また、入力電圧Ｖｉｎの正極は、磁気素子Ｔ１の第２巻線Ｎ２と磁気素子Ｔ１の第１巻線Ｎ１とを介して、コンバータ１０の高周波交流電圧Ｖｂに接続する。
【０００４】
そして、入力電圧Ｖｉｎは、第２巻線Ｎ２を介して、電圧Ｖｃとなり、さらに、第１巻線Ｎ１を介して、高周波交流電圧Ｖｂとなる。
【０００５】
また、磁気素子Ｔ１において、第１巻線Ｎ１に係る高周波交流電圧Ｖｂから電圧Ｖｃへの極性と、第２巻線に係る電圧Ｖｃから入力電圧Ｖｉｎへの極性は一致する。
【０００６】
さらに、第２巻線Ｎ２と第１巻線Ｎ１との接続点と共通電位ＣＯＭとの間に、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１とインダクタＬ２とからなる直列回路を接続する。
【０００７】
また、第１巻線Ｎ１と並列に、コンデンサＣ２と抵抗Ｒ２とインダクタＬ３とからなる直列回路を接続する。
【０００８】
さらに、コンデンサＣ２と抵抗Ｒ２とインダクタＬ３とからなる直列回路のインピーダンスは、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１とインダクタＬ２とからなる直列回路のインピーダンスとほぼ等しい。
【０００９】
また、コンバータ１０の構成を詳しく説明する。高周波交流電圧ＶｂはインダクタＬ１の一端に接続する。さらにまた、インダクタＬ１の他端はスイッチング素子ＳＷ１の一端（ドレイン）とダイオードＤ１のアノードとに接続する。
【００１０】
さらに、スイッチング素子ＳＷ１の他端（ソース）は共通電位ＣＯＭに接続する。また、ダイオードＤ１のカソードは出力電圧Ｖｏｕｔ及びコンデンサＣｏｕｔの一端に接続する。さらに、コンデンサＣｏｕｔの他端は共通電位ＣＯＭに接続する。
【００１１】
即ち、インダクタＬ１とスイッチング素子ＳＷ１とダイオードＤ１とコンデンサＣｏｕｔとは、昇圧形のコンバータを形成する。
【００１２】
また、出力電圧Ｖｏｕｔは、制御回路部１３を介して、スイッチング素子ＳＷ１の制御端子へフィードバックされる。そして、制御回路部１３は、出力電圧Ｖｏｕｔが所定の値よりも小さいときは、スイッチング素子ＳＷ１のオンとオフとの割合（デューティ）を大きくするような駆動信号を生成し、出力電圧Ｖｏｕｔが所定の値よりも大きいときは、スイッチング素子ＳＷ１のデューティを小さくするような駆動信号を生成する。
【００１３】
このような図８の従来例の動作を説明する。
スイッチング素子ＳＷ１のオンオフにより、コンバータ１０は、インダクタＬ１と第１巻線Ｎ１との接続点に高周波交流電圧Ｖｂを生成する。
【００１４】
そして、入力電圧Ｖｉｎは、スイッチング素子ＳＷ１のオンオフにより、電圧Ｖｃ及び高周波交流電圧Ｖｂを介して、出力電圧Ｖｏｕｔに変換される。
【００１５】
詳しくは、スイッチング素子ＳＷ１がオンのとき、ダイオードＤ１はオフとなる。そして、磁気素子Ｔ１及びインダクタＬ１は励磁される。また、スイッチング素子ＳＷ１がオフのとき、ダイオードＤ１はオンとなる。そして、磁気素子Ｔ１０及びインダクタＬ１はリセットする。
【００１６】
さらに、ダイオードＤ１及びコンデンサＣｏｕｔは、スイッチング素子ＳＷ１に発生する電圧を整流及び平滑する。
【００１７】
このようにして、図８の従来例は、入力電圧Ｖｉｎを出力電圧Ｖｏｕｔに変換する。
【００１８】
また、コンデンサＣ２と抵抗Ｒ２とインダクタＬ３とからなる直列回路と、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１とインダクタＬ２とからなる直列回路とは、入力電流Ｉｉｎのリップルを抑制する。
【００１９】
一方、入力電流のリップルが小さいスイッチング電源は、本出願人に係る特願２００３−２８６４０５号明細書にもある。
【００２０】
【特許文献１】米国特許第６３４７０４５号明細書
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２１】
しかしながら、図８の従来例は、素子の部品点数が多いという課題がある。具体的には、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２、インダクタＬ２、インダクタＬ３及びコンデンサＣ２により、スイッチング電源は大型となり、高価となる。
【００２２】
また、上述の例とは別に、図８の従来例において、コンデンサＣ２と抵抗Ｒ２とインダクタＬ３とからなる直列回路を削除する構成（図示せず）は、入力電流Ｉｉｎのリップルが大きいという課題がある。
【００２３】
そして、入力電流Ｉｉｎのリップルが大きいと、入力電圧Ｖｉｎに付加するにフィルタ（図示せず）が大きくなる。
【００２４】
本発明の目的は、以上説明した課題を解決するものであり、簡便・小形・低コストの好適なスイッチング電源を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２５】
このような目的を達成する本発明は、次の通りである。
（１）スイッチング素子のオンオフによって、入力電圧を出力電圧に変換すると共に、高周波交流電圧を生成するコンバータを備えるスイッチング電源において、磁気結合する第１巻線と第２巻線とを有し、前記第１巻線に係る前記第１巻線と前記第２巻線との接続点側の極性と前記第２巻線に係る前記第１巻線と前記第２巻線との接続点側の極性とを一致して形成する磁気素子と、前記入力電圧と前記第１巻線と前記高周波交流電圧との直列接続からなる電力伝送回路と、前記入力電圧と前記第２巻線とコンデンサとの直列接続からなる入力フィルタ回路とを備えることを特徴とするスイッチング電源。
【００２６】
（２）前記電力伝送回路は、前記第２巻線を備えることを特徴とする（１）記載のスイッチング電源。
【００２７】
（３）前記磁気素子は、前記第１巻線の一端と前記第２巻線の一端との接続点に対する端子と、前記第１巻線の他端に対する端子と、前記第２巻線の他端に対する端子とを備えることを特徴とする（１）記載のスイッチング電源。
【００２８】
（４）前記磁気結合は、疎結合であることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源。
【００２９】
（５）前記磁気素子は、ＵＵコアまたはＵＩコアのそれぞれの脚に前記第１巻線と前記第２巻線とをそれぞれ分離して形成することを特徴とする（４）記載のスイッチング電源。
【発明の効果】
【００３０】
本発明によれば次のような効果がある。
本発明によれば、部品点数が少ない簡便・低コスト・小型の好適なスイッチング電源を提供できる。
【００３１】
また、入力電流のリップルが小さいスイッチング電源を提供できる。
【００３２】
さらに、ノイズを抑制するフィルタを小型化することができる。特に、入力電圧に付加するフィルタが小さくなる。
【００３３】
また、磁気素子及びインダクタを小形に形成できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３４】
以下に、図１に基づいて本発明を詳細に説明する。図１は本発明に係るスイッチング電源の一実施例を示す構成図である。なお、図８の従来例と同一の要素には同一の符号を付し、説明を省略する。
【００３５】
図１の実施例の特長は、磁気素子Ｔ１０とコンデンサＣ１０との構成にある。
【００３６】
同図において、磁気素子Ｔ１０は、磁気結合する第１巻線Ｎ１０と第２巻線Ｎ２０とを有する。
【００３７】
また、図１の実施例は、入力電圧Ｖｉｎと第１巻線Ｎ１０と高周波交流電圧Ｖｂとの直列接続からなる電力伝送回路を備える。
【００３８】
詳しくは、図１の実施例において、第１巻線Ｎ１０の一端は入力電圧Ｖｉｎの正極に接続し、第１巻線Ｎ１０の他端は高周波交流電圧Ｖｂに接続する。
【００３９】
さらに、図１の実施例は、入力電圧ＶｉｎとコンデンサＣ１０と第２巻線Ｎ２０との直列接続からなる入力フィルタ回路を備える。
【００４０】
詳しくは、図１の実施例において、第２巻線Ｎ２０の一端は、コンデンサＣ１０を介して、入力電圧Ｖｉｎの正極及び第１巻線Ｎ１０の一端に接続する。さらにまた、第２巻線Ｎ２０の他端は、共通電位ＣＯＭに接続する。
【００４１】
また、コンデンサＣ１０の一端は、入力電圧Ｖｉｎの正極及び第１巻線Ｎ１０の一端に接続する。さらにまた、コンデンサＣ１０の他端は、第２巻線Ｎ２０を介して、共通電位ＣＯＭに接続する。
【００４２】
さらに、磁気素子Ｔ１０において、第１巻線Ｎ１０に係る入力電圧Ｖｉｎの正極から高周波交流電圧Ｖｂへの極性と、第２巻線Ｎ２０に係る入力電圧Ｖｉｎの正極から共通電位ＣＯＭへの極性は一致する。
【００４３】
即ち、第１巻線Ｎ１０に係る第１巻線Ｎ１０と第２巻線Ｎ２０との接続点側の極性と、第２巻線Ｎ２０に係る第１巻線Ｎ１０と第２巻線Ｎ２０との接続点側の極性とは一致する。
【００４４】
このような、図１の実施例の動作について図２及び図３を用いて説明する。図２及び図３は図１の実施例における各部の動作波形である。
【００４５】
図２（ａ）及び図３（ａ）はスイッチング素子ＳＷ１の電圧Ｖｓｗ１であり、図２（ｂ）及び図３（ｂ）は電力伝送回路（高周波交流電圧Ｖｂ）の電流ＩＬ１であり、図２（ｃ）及び図３（ｃ）は入力フィルタ回路（コンデンサＣ１０）の電流Ｉｃ１０であり、図２（ｄ）は入力電流Ｉｉｎであり、図３（ｅ）は第１巻線Ｎ１０の電圧（Ｖｉｎ−Ｖｂ）であり、図３（ｆ）は第２巻線Ｎ２０の電圧ＶＮ２０である。
【００４６】
また、図２（ｄ）において、電流ＩｉｎＡＣは電流Ｉｉｎの交流成分を拡大したものである。
【００４７】
さらに、同図において、時刻ｔ０から時刻ｔ１まではスイッチング素子ＳＷ１がオンの期間であり、時刻ｔ１から時刻ｔ２まではスイッチング素子ＳＷ１がオフの期間である。
【００４８】
そして、図１の実施例は、スイッチング素子がオンの期間とスイッチング素子ＳＷ１がオフの期間を繰り返し、第１巻線Ｎ１０の他端とコンバータ１０との接続点に、高周波交流電圧Ｖｂを生成する。
【００４９】
また、高周波交流電圧Ｖｂは、第１巻線Ｎ１０を励磁する。さらに、第２巻線Ｎ２０には電圧が誘起する。
【００５０】
そしてまた、磁気素子Ｔ１０は、電流ＩＬ１が増加すると、電流Ｉｃ１０を減少させるように作用する。よって、電流ＩＬ１と電流Ｉｃ１０との和である入力電流Ｉｉｎは、変化分がキャンセルされる。
【００５１】
さらに、図１の実施例の動作を詳細に説明する。
まず、スイッチング素子ＳＷ１がオンのとき、ダイオードＤ１はオフとなる。
【００５２】
このとき、入力電圧Ｖｉｎ、第１巻線Ｎ１０、インダクタＬ１及びスイッチＳＷ１の回路の電流ＩＬ１は増加する。そして、磁気素子Ｔ１０及びインダクタＬ１は励磁される。そしてまた、電流Ｉｃ１０は抑制される。
【００５３】
次に、スイッチング素子ＳＷ１がオフのとき、ダイオードＤ１はオンとなる。このとき、入力電圧Ｖｉｎ、第１巻線Ｎ１０、インダクタＬ１、ダイオードＤ１及びコンデンサＣｏｕｔの回路の電流ＩＬ１は減少する。そして、磁気素子Ｔ１０及びインダクタＬ１はリセットする。そしてまた、電流Ｉｃ１０は誘起される。
【００５４】
このようにして、図１の実施例は、入力電流Ｉｉｎのリップルが抑制されるスイッチング電源を提供する。また、図１の実施例における入力電流Ｉｉｎのリップルは、入力電圧Ｖｉｎまたは出力電力が変化しても、極端に大きくなることはなく、小さい。
【００５５】
具体的には、入力電圧Ｖｉｎが２４Ｖ、出力電力が約２１Ｗ、第１巻線Ｎ１０のインダクタンスが１００μＨ，第１巻線Ｎ１０の巻数が１０Ｔ、第２巻線Ｎ２０の巻数が１１Ｔ、磁気素子Ｔ１０のＡＬ−ｖａｌｕｅが０．２μＨ／Ｎ２のとき、入力電流Ｉｉｎのリップル成分は２０ｍＡ以下となる。
【００５６】
なお、図１の実施例においてコンデンサＣ１０を削除した構成（図示せず）の入力電流Ｉｉｎのリップル成分は約１Ａであり、２０ｍＡの５０倍である。
【００５７】
このように、前述の条件に類似する構成で、好適なスイッチング電源を提供できる。
【００５８】
さらに、図１の実施例は、部品点数が少ない簡便・低コスト・小型の好適なスイッチング電源を提供する。また、第１巻線Ｎ１０に印加される電圧は、インダクタＬ１によって抑制されるため、小さい。よって、磁気素子Ｔ１０のコア損失を低くすることができる。さらに、磁気素子Ｔ１０を小形・低コストにできる。
【００５９】
また、図４は、本発明の第２の実施例を示す構成図である。なお、図１の実施例と同一の要素には同一の符号を付し、説明を省略する。
【００６０】
図４の実施例の特長は、磁気素子Ｔ１１とコンデンサＣ１１との構成にある。
【００６１】
同図において、磁気素子Ｔ１１は、磁気結合する第１巻線Ｎ１１と第２巻線Ｎ２１とを有する。
【００６２】
また、図４の実施例は、入力電圧Ｖｉｎと第２巻線Ｎ２１と第１巻線Ｎ１１と高周波交流電圧Ｖｂとの直列接続からなる電力伝送回路を備える。そしてまた、電力伝送回路は第２巻線Ｎ２１を備える。
【００６３】
詳しくは、図４の実施例において、第１巻線Ｎ１１の一端は、第２巻線Ｎ２１を介して、入力電圧Ｖｉｎの正極に接続し、第１巻線Ｎ１１の他端は高周波交流電圧Ｖｂに接続する。
【００６４】
さらに、図４の実施例は、入力電圧Ｖｉｎと第２巻線Ｎ２１とコンデンサＣ１１との直列接続からなる入力フィルタ回路を備える。
【００６５】
詳しくは、図４の実施例において、第２巻線Ｎ２１の一端は、第１巻線Ｎ１１の一端とコンデンサＣ１１との接続点に接続し、第２巻線Ｎ２１の他端は、入力電圧Ｖｉｎの正極に接続する。
【００６６】
また、コンデンサＣ１１の一端は第１巻線Ｎ１１の一端と第２巻線Ｎ２１の一端との接続点に接続する。さらにまた、コンデンサＣ１１の他端は共通電位ＣＯＭに接続する。
【００６７】
さらに、磁気素子Ｔ１１において、第１巻線Ｎ１１に係る入力電圧Ｖｉｎの正極から高周波交流電圧Ｖｂへの極性と、第２巻線に係る第１巻線Ｎ１１の一端とコンデンサＣ１１との接続点から入力電圧Ｖｉｎの正極への極性は一致する。
【００６８】
即ち、第１巻線Ｎ１１に係る第１巻線Ｎ１１と第２巻線Ｎ２１との接続点側の極性と、第２巻線Ｎ２１に係る第１巻線Ｎ１１と第２巻線Ｎ２１との接続点側の極性とは一致する。
【００６９】
このような、図４の実施例の動作について図５及び図６を用いて説明する。図５及び図６は図１の実施例における各部の動作波形である。なお、図２及び図３と同一の要素には同一の符号を付し、説明を省略する。
【００７０】
図５（ｃ）及び図６（ｃ）は入力フィルタ回路（コンデンサＣ１０）の電流Ｉｃ１１であり、図６（ｅ）は第１巻線Ｎ１１の電圧（Ｖｃ−Ｖｂ）であり、図６（ｆ）は第２巻線の電圧（Ｖｃ−Ｖｉｎ）である。
【００７１】
そして、図４の実施例は、スイッチング素子がオンの期間とスイッチング素子がオフの期間を繰り返し、第１巻線Ｎ１１の他端とコンバータ１０との接続点に、高周波交流電圧Ｖｂを生成する。
【００７２】
また、高周波交流電圧Ｖｂは、第１巻線Ｎ１１を励磁する。さらに、第２巻線Ｎ２１には電圧が誘起する。
【００７３】
そしてまた、磁気素子Ｔ１１は、電流ＩＬ１が増加すると、入力電流Ｉｃ１１を減少させるように作用する。よって、電流ＩＬ１と電流Ｉｃ１１との和である入力電流Ｉｉｎは、変化分がキャンセルされる。
【００７４】
このようにして、図４の実施例は、図１の実施例と実質的に同等となり、入力電流Ｉｉｎのリップルが抑制されるスイッチング電源を提供する。
【００７５】
具体的には、入力電圧Ｖｉｎが２４Ｖ、出力電力が約２１Ｗ、第１巻線Ｎ１０のインダクタンスが１００μＨ，第１巻線Ｎ１１の巻数が１０Ｔ、第２巻線Ｎ２１の巻数が４０Ｔ、磁気素子Ｔ１１のＡＬ−ｖａｌｕｅが０．０１μＨ／Ｎ２のとき、入力電流Ｉｉｎのリップル成分は１５０ｍＡ以下となる。
【００７６】
このように、前述の条件に類似する構成で、好適なスイッチング電源を提供できる。
【００７７】
また、図７は、本発明の第３の実施例を示す構成図である。なお、図１の実施例と同一の要素には同一の符号を付し、説明を省略する。
【００７８】
図７の実施例の特長は、交流入力Ｖａｃの構成にある。
【００７９】
同図において、交流電圧Ｖａｃは整流回路ＤＢ１の入力に接続する。また、整流回路ＤＢ１の出力は共通電位ＣＯＭと第１巻線Ｎ１の一端及び第２巻線Ｎ２の一端とに接続する。そして、交流電圧Ｖａｃは、整流回路ＤＢ１で整流され、入力電圧Ｖｉとなる。
【００８０】
このように、入力電圧Ｖｉは、振幅を有していてもよい。同様の動作となり、同様の効果がある。
【００８１】
また、図７の実施例において、第２巻線Ｎ２０の一端は、入力電圧Ｖｉｎの正極及び第１巻線Ｎ１０の一端に接続する。さらにまた、第２巻線Ｎ２０の他端は、コンデンサＣ１０を介して、共通電位ＣＯＭに接続する。
【００８２】
さらに、コンデンサＣ１０の一端は、第２巻線Ｎ２０を介して、入力電圧Ｖｉｎの正極及び第１巻線Ｎ１０の一端に接続する。さらにまた、コンデンサＣ１０の他端は共通電位ＣＯＭに接続する。
【００８３】
即ち、図７の実施例の第２巻線Ｎ２０とコンデンサＣ１０との直列接続の配置は、図１の実施例の第２巻線Ｎ２０とコンデンサＣ１０との直列接続の配置と逆の関係にある。
【００８４】
したがって、図７の実施例の構成と図１の実施例の構成とは実質的に等価となる。そして、図７の実施例の動作は図１の実施例の動作と同様になる。そしてまた、図７の実施例は、図１の実施例と同様に、部品点数が少ない簡便・低コスト・小型の好適なスイッチング電源を提供する。
【００８５】
さらに、図７の実施例は、入力電流Ｉｉの導通角を広げ、高調波電流を抑制できるため、高力率・小形の好適なスイッチング電源を提供できる。
【００８６】
また、上述の構成とは別に、図７の実施例の第１巻線Ｎ１０とインダクタＬ１との直列接続の配置を逆の関係としても、実質的に等価である。
【００８７】
さらに、図７の実施例の磁気素子Ｔ１０は、第１巻線Ｎ１０の一端と第２巻線Ｎ２０の一端との接続点に対する端子を備えると共に、この端子は入力電圧Ｖｉに接続する。
また、図７の実施例の磁気素子Ｔ１０は、第１巻線Ｎ１０の他端に対する端子を備えると共に、この端子は高周波交流電圧Ｖｂに接続する。
さらに、図７の実施例の磁気素子Ｔ１０は、第２巻線Ｎ２０の他端に対する端子を備えると共に、この端子はコンデンサＣ１０を介して共通電位ＣＯＭに接続する。
【００８８】
よって、図７の実施例の磁気素子Ｔ１０における端子数は３となる。一方、図１の実施例の磁気素子Ｔ１０における端子数は４となる。したがって、図７の実施例の磁気素子Ｔ１０は、端子数が少ないため、簡便・小形・低コストとなる。
【００８９】
さらに、上述とは別に、図７の実施例において、磁気素子Ｔ１０とインダクタＬ１とを一体化する磁性素子で形成してもよい（図示せず）。即ち、磁気素子Ｔ１０の磁気結合を極端に下げて、インダクタＬ１を磁気素子Ｔ１０の漏れインダクタンスで形成する。
【００９０】
具体的には、例えば、磁気素子Ｔ１０は、ＵＵコアまたはＵＩコアのそれぞれの脚に第１巻線Ｎ１０と第２巻線Ｎ２０とをそれぞれ分離して形成する。このようにすると、第１巻線Ｎ１０と第２巻線Ｎ２０とは疎結合となる。
【００９１】
また、上述の例とは別に、例えば、第１巻線Ｎ１０または第２巻線Ｎ２０の一方にのみ鎖交する磁気回路（コア）を形成する。詳しくは、ＥＥコアまたはＥＩコア等の３脚のコアにおいて、第１の脚に第１巻線Ｎ１０を形成し、第２の脚に第２巻線Ｎ２０を形成し、第３の脚には巻線を形成しない構成とする。このようにすると、第１巻線Ｎ１０と第２巻線Ｎ２０とは疎結合となる。
【００９２】
さらに、上述の例では、コンバータを昇圧形で形成したが、これとは別に、コンバータを降圧形、昇降圧形、Ｃｕｋ形、その他の方式で形成しても同様の効果がある。
【００９３】
以上のように、本発明は、前述の実施例に限定されることなく、その本質を逸脱しない範囲でさらに多くの変更及び変形を含むものである。
【図面の簡単な説明】
【００９４】
【図１】本発明の一実施例を示す構成図である。
【図２】図１の実施例における各部の動作波形である。
【図３】図１の実施例における各部の動作波形である。
【図４】本発明の第２の実施例を示す構成図である。
【図５】図４の実施例における各部の動作波形である。
【図６】図４の実施例における各部の動作波形である。
【図７】本発明の第３の実施例を示す構成図である。
【図８】従来のスイッチング電源を示す構成図である。
【符号の説明】
【００９５】
Ｃ１０，Ｃ１１  コンデンサ
Ｔ１０，Ｔ１１  磁気素子
Ｎ１０，Ｎ１１  第１巻線
Ｎ２０，Ｎ２１  第２巻線
１０  コンバータ
ＳＷ１  スイッチング素子
Ｖｉｎ，Ｖｉ  入力電圧
Ｖｂ  高周波交流電圧
Ｖｏｕｔ  出力電圧
ＣＯＭ  共通電位
【図１】
2005086958.tif 000003
【図２】
2005086958.tif 000004
【図３】
2005086958.tif 000005
【図４】
2005086958.tif 000006
【図５】
2005086958.tif 000007
【図６】
2005086958.tif 000008
【図７】
2005086958.tif 000009
【図８】
2005086958.tif 000010