(57)【要約】【課題】挿入損失および高調波歪みが小さいとともに、パワーアンプの出力電力を大きくすることができる送受信切替え回路およびそれを実装した通信用電子部品を提供する。【解決手段】無線通信システムにおける送受信切替え用のスイッチ回路を構成する素子としてダイオードの代わりに直列接続もしくはマルチゲートのＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）を用い、各ゲート端子と制御端子との間に接続されるゲート抵抗（Ｒ１１〜Ｒ１３，Ｒ２１〜Ｒ２３）の抵抗値を、高い電圧が印加される側から低い側へ順に小さくするようにした。【選択図】    図１
2005072671.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の周波数帯の高周波送信信号を増幅する第１の電力増幅回路と、第２の周波数帯の高周波送信信号を増幅する第２の電力増幅回路と、送受信用アンテナに接続される第１の端子と、第１の周波数帯の高周波受信信号を処理する第１の受信回路に接続される第２の端子と、第２の周波数帯の高周波受信信号を処理する第２の受信回路に接続される第３の端子と、前記第１の端子と前記第１の電力増幅回路と前記第２の端子との間に設けられた第１スイッチ回路と、前記第１の端子と前記第２の電力増幅回路と前記第３の端子との間に設けられた第２スイッチ回路とを備え、前記第１スイッチ回路を構成するトランジスタと前記第２スイッチ回路を構成するトランジスタとは、第１スイッチ回路の挿入損失と第２スイッチ回路の挿入損失のバランスがとれるようにそれぞれの特性が異なっていることを特徴とする通信用電子部品。
【請求項２】
前記第１スイッチ回路を構成するトランジスタと前記第２スイッチ回路を構成するトランジスタとは、ゲート幅が異なることで特性が異なっていることを特徴とする請求項１に記載の通信用電子部品。
【請求項３】
前記第１スイッチ回路は前記第１の端子と第１の電力増幅回路との間に設けられた第１スイッチ手段と、前記第１の端子と第２の端子との間に設けられた第２スイッチ手段とを備え、前記第２スイッチ回路は前記第１の端子と第２の電力増幅回路との間に設けられた第３スイッチ手段と、前記第１の端子と第３の端子との間に設けられた第４スイッチ手段とを備え、前記第２および第４スイッチ手段を構成するトランジスタは１個のマルチゲートのトランジスタもしくは直列接続された複数のトランジスタからなり、該トランジスタの複数のゲート端子とそれらに共通の制御入力端子との間にそれぞれ抵抗素子が接続され、それらの抵抗素子の抵抗値は前記第１の端子に近い側のゲート端子に接続されている抵抗素子ほどその抵抗値が大きくなるように設定されていることを特徴とする請求項１または２に記載の通信用電子部品。
【請求項４】
第１および第３スイッチ手段は１個のマルチゲートのトランジスタもしくは直列接続された複数のトランジスタからなり、該トランジスタの複数のゲート端子とそれらに共通の制御入力端子との間にそれぞれ抵抗素子が接続され、それらの抵抗素子の抵抗値は前記第１の端子に近い側のゲート端子に接続されている抵抗素子ほどその抵抗値が小さくなるように設定されていることを特徴とする請求項３に記載の通信用電子部品。
【請求項５】
第１の周波数帯の高周波送信信号を増幅する第１の電力増幅回路と、第２の周波数帯の高周波送信信号を増幅する第２の電力増幅回路と、送受信用アンテナに接続される第１の端子と、第１の周波数帯の高周波受信信号を処理する第１の受信回路に接続される第２の端子と、第２の周波数帯の高周波受信信号を処理する第２の受信回路に接続される第３の端子と、前記第１の電力増幅回路と前記第１の端子と前記第２の端子との間に設けられた第１スイッチ回路と、前記第２の電力増幅回路と前記第１の端子と前記第３の端子との間に設けられた第２スイッチ回路とを備え、前記第２の周波数帯の周波数は前記第１の周波数帯の周波数よりも低くされ、前記第２の電力増幅回路と第２スイッチ回路との間に形成され高周波送信信号を伝送する第１の信号線は、前記第１の電力増幅回路と第１スイッチ回路との間に形成され高周波送信信号を伝送する第２の信号線よりも長くなるように設定されていることを特徴とする通信用電子部品。
【請求項６】
第１の周波数帯の高周波送信信号を増幅する第１の電力増幅回路と、第２の周波数帯の高周波送信信号を増幅する第２の電力増幅回路と、送受信用アンテナに接続される第１の端子と、第１の周波数帯の高周波受信信号を処理する第１の受信回路に接続される第２の端子と、第２の周波数帯の高周波受信信号を処理する第２の受信回路に接続される第３の端子と、前記第１の端子と前記第１の電力増幅回路と前記第２の端子との間に設けられた第１スイッチ回路と、前記第１の端子と前記第２の電力増幅回路と前記第３の端子との間に設けられた第２スイッチ回路とを備え、
前記第１スイッチ回路の前記第１の周波数帯の高周波送信信号が入力される信号入力端子と、前記第２スイッチ回路の前記第２の周波数帯の高周波送信信号が入力される信号入力端子と、前記第１の端子には、それぞれ抵抗素子を介して所定の直流電圧が印加されることを特徴とする通信用電子部品。
【請求項７】
少なくとも前記第１スイッチ回路と前記第２スイッチ回路とは１つの半導体チップ上に形成され、前記信号入力端子と前記第１の端子に接続される前記抵抗素子は、前記半導体チップの外部にて該半導体チップの所定端子に接続されていることを特徴とする請求項６に記載の通信用電子部品。
【請求項８】
送受信用のアンテナに接続される第１の端子と、送信回路に接続される第２の端子と、受信回路に接続される第３の端子と、前記第１の端子と第２の端子との間に設けられた第１スイッチ手段と、前記第１の端子と第３の端子との間に設けられた第２スイッチ手段とを備え、前記第１スイッチ手段と前記第２スイッチ手段のオン、オフによって送信信号と受信信号の切替えを行なう送受信切替え用半導体装置であって、
前記第２スイッチ手段は１個のマルチゲートのトランジスタもしくは直列接続された複数のトランジスタからなり、該トランジスタの複数のゲート端子とそれらに共通の制御入力端子との間にそれぞれ抵抗素子が接続され、それらの抵抗素子の抵抗値は前記第１の端子に近い側のゲート端子に接続されている抵抗素子ほどその抵抗値が大きくなるように設定されていることを特徴とする送受信切替え用半導体装置。
【請求項９】
第１スイッチ手段は１個のマルチゲートのトランジスタもしくは直列接続された複数のトランジスタからなり、該トランジスタの複数のゲート端子とそれらに共通の制御入力端子との間にそれぞれ抵抗素子が接続され、それらの抵抗素子の抵抗値は前記第１の端子に近い側のゲート端子に接続されている抵抗素子ほどその抵抗値が大きくなるように設定されていることを特徴とする請求項８に記載の送受信切替え用半導体装置。
【請求項１０】
前記抵抗素子は、前記トランジスタが形成されている半導体基板のトランジスタ形成領域の外側の絶縁膜上に所定のパターンに形成された高融点金属層もしくは高融点金属のシリサイド層からなることを特徴とする請求項８または９に記載の送受信切替え用半導体装置。
【請求項１１】
前記第２スイッチ手段は、マルチゲートのトランジスタと前記第１の端子と第３の端子との間に前記マルチゲートのトランジスタと直列に接続された第２のトランジスタとからなり、前記マルチゲートのトランジスタの複数のゲート端子とそれらに共通の制御入力端子との間にそれぞれ抵抗素子が接続され、それらの抵抗素子の抵抗値は前記第１の端子に近い側のゲート端子に接続されている抵抗素子ほどその抵抗値が大きくなるように設定されていることを特徴とする請求項８から１０のいずれかに記載の送受信切替え用半導体装置。
【請求項１２】
第２の受信回路に接続される第４の端子と、前記第１の端子と前記第４の端子との間に接続された第３スイッチ手段とをさらに備え、前記第３スイッチ手段は１個のマルチゲートのトランジスタもしくは直列接続された複数のトランジスタからなり、該トランジスタの複数のゲート端子とそれらに共通の制御入力端子との間にそれぞれ抵抗素子が接続され、それらの抵抗素子の抵抗値は前記第１の端子に近い側のゲート端子に接続されている抵抗素子ほどその抵抗値が大きくなるように設定されていることを特徴とする請求項８から１１のいずれかに記載の送受信切替え用半導体装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、無線通信システムにおける送受信切替え回路さらには挿入損失を低減しアンテナと受信側回路との間のアイソレーションを向上させる場合に適用して有効な技術に関し、例えば携帯電話機に用いられる送受信切替え回路を形成した半導体集積回路並びに該半導体集積回路とロウパスフィルタ、インピーダンス整合回路等を実装したフロントエンドモジュールさらにはこれに高出力増幅回路などを実装したパワーモジュールのような通信用電子部品に適用して有効な技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、携帯電話機においては、例えば８８０〜９１５ＭＨｚ帯のＧＳＭ（Ｇｌｏｂａｌ  Ｓｙｓｔｅｍ  ｆｏｒ  Ｍｏｂｉｌｅ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）と１７１０〜１７８５ＭＨｚ帯のＤＣＳ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｃｅｌｌｕｌａｒ  Ｓｙｓｔｅｍ）のような２つの周波数帯の信号を扱えるデュアルバンド方式の携帯電話機がある。さらに、近年においては、ＧＳＭやＤＣＳの他に例えば１８５０〜１９１５ＭＨｚ帯のＰＣＳ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  Ｓｙｓｔｅｍ）の信号を扱えるトリプルバンド方式や８００ＭＨｚ帯を使用する欧州のＧＳＭ方式と８５０ＭＨｚ帯を使用する米国のＧＳＭ方式の信号を扱えるクォッドバンド方式の携帯電話機に対する要求がある。
【０００３】
ところで、従来の携帯電話機は、一般に、送信信号のアップコンバートや変調、受信信号のダウンコンバート、復調を行なう機能を有する半導体集積回路（一般に高周波ＩＣと呼ばれる）と、送信データをＩ，Ｑ信号に変換したり復調されたＩ，Ｑ信号から受信データを復元したりする機能を有する半導体集積回路（ベースバンドＩＣ）と、高周波電力増幅器およびそのバイアス回路、インピーダンス整合回路等を実装したパワーモジュールと呼ばれる電子部品と、送受信切替え回路、ロウパスフィルタ、インピーダンス整合回路等を実装したフロントエンドモジュールと呼ばれる電子部品などにより構成されていた。
【０００４】
また、従来の携帯電話機に用いられる送受信切替え回路は、挿入損失を小さくするためダイオードを用いたものが多かった。なお、ダイオードを用いたスイッチ回路を実装したフロントエンドモジュールに関する発明としては、例えば特許文献１に記載されているものなどがある。なお、本明細書においては、表面や内部にプリント配線が施されたセラミック基板のような絶縁基板に複数の半導体チップとディスクリート部品が実装されて上記プリント配線やボンディングワイヤで各部品が所定の役割を果たすように結合されることであたかも一つの電子部品として扱えるように構成されたものをモジュールと称する。
【０００５】
【特許文献１】
特開２００３−０５１７５１号
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ダイオードを用いた送受信切替え回路はディスクリートの部品を使用するため、特にクォッドバンド方式のシステムのように複数のダイオードを必要とするシステムではこれを実装したモジュールのサイズが大きくなるとともに、消費電流が大きいという問題点がある。また、ダイオードを用いた送受信切替え回路は、ダイオード素子の他にλ／４のマイクロストリップラインを必要とするが、このラインの長さが５ｍｍ近くもあるため、モジュールのサイズがさらに大きくなる原因となっている。
【０００７】
そこで、本発明者等は、ダイオードの代わりにＦＥＴ（電界効果トランジスタ）を用いる送受信切替え回路について検討を行なった。その結果、ＦＥＴを用いた送受信切替え回路では、トランジスタがオフしているときにソースもしくはドレインに入ってくる信号のレベルが大きいと、その入力電力でトランジスタがオンされてしまうため、パワーアンプの出力電力を大きくできないとともに、出力信号が歪んで高調波成分が多くなるという問題点があることが明らかになった。以下、この問題点について、詳細に説明する。
【０００８】
図１１には、本発明者ら検討したＨＥＭＴ（高電子移動度トランジスタ）を使用した送受信切替えスイッチ回路を示す。図１１の送受信切替えスイッチ回路は、パワーアンプの出力端子に接続される送信側端子Ｔｘとアンテナに接続されるアンテナに接続されるコモン端子ＣＯＭとの間に接続された第１のスイッチトランジスタＱ１と、アンテナに接続されるコモン端子ＣＯＭとロウノイズアンプなどの受信系回路の入力端子が接続される受信側端子Ｒｘとの間に接続された第２のスイッチトランジスタＱ２とからなり、送信側端子Ｔｘと受信側端子ＲｘにはそれぞれチョークコイルのようなインダクタＬ１，Ｌ２を介して常時直流電圧Ｖｄｃが印加されている。
【０００９】
トランジスタＱ１，Ｑ２としてはデプレッション型のＨＥＭＴを用い、そのゲート端子にはそれぞれ抵抗Ｒ１，Ｒ２を介して制御電圧Ｖｓｗ１，Ｖｓｗ２が印加され、Ｑ１，Ｑ２のソース端子とドレイン端子にはそれぞれ直流電圧Ｖｄｃが印加されている。そのため、デプレッション型であっても制御電圧Ｖｓｗ１，Ｖｓｗ２が接地電位ＧＮＤ（０Ｖ）のようなロウレベルにされるとトランジスタＱ１，Ｑ２はオフ状態に、また制御電圧Ｖｓｗ１，Ｖｓｗ２が電源電圧ＶｃｃのようなハイレベルにされるとトランジスタＱ１，Ｑ２はオン状態にされる。具体的には、送信モードでは、制御電圧Ｖｓｗ１がハイレベル、制御電圧Ｖｓｗ２がロウレベルにされて、トランジスタＱ１がオン、Ｑ２がオフ状態にされる。また、受信モードでは、制御電圧Ｖｓｗ１がロウレベル、制御電圧Ｖｓｗ２がハイレベルにされて、トランジスタＱ１がオフ、Ｑ２がオン状態にされる。
【００１０】
図１２には、トランジスタＱ１がオン、Ｑ２がオフ状態にされる送信モードにおける送受信切替えスイッチ回路の等価回路が示されている。図１２に示されているように、送信モードでは、トランジスタＱ１はソース・ドレイン間の抵抗Ｒｏｎ１とゲート・ソース間の容量Ｃｇｓ１とゲート・ドレイン間の容量Ｃｇｄ１とにより表される。Ｒｏｎ１はトランジスタＱ１のオン抵抗（チャネル抵抗）である。一方、トランジスタＱ２はソース・ドレイン間の容量Ｃｄｓ２とゲート・ソース間の容量Ｃｇｓ２とゲート・ドレイン間の容量Ｃｇｄ２とにより表される。送信モードで要求される特性は、送信側端子Ｔｘとアンテナに接続されるコモン端子ＣＯＭとの間の挿入損失が小さいことと、アンテナに接続されるコモン端子ＣＯＭと受信側端子Ｒｘとの間のアイソレーションが高いことである。
【００１１】
一般に、オンしているＦＥＴのチャネル抵抗Ｒｏｎ１は低い（１Ω以下）ので、Ｑ１による挿入損失も低い（０．５ｄＢ以下）。そのため、送信側端子Ｔｘに入力されたパワーアンプからの送信出力は抵抗Ｒｏｎ１を通過してアンテナに接続されるコモン端子ＣＯＭへ低損失で伝達される。ただし、高周波信号の場合、図１２に示されているトランジスタＱ１のゲート・ソース間容量Ｃｇｓ１を介して信号が漏れるおそれがあるので、１０ｋΩ程度のゲート抵抗Ｒｇ１を設けることで信号漏れによる挿入損失の増加を抑えるようにしている。これにより、パワーアンプからの送信出力はトランジスタＱ１を通してアンテナに接続されるコモン端子ＣＯＭへ低損失で伝達されるので、図１１のスイッチ回路の場合、パワーアンプからの送信出力がそのままトランジスタＱ２にも入力される。そのため、最大許容入力電力を規定するのはトランジスタＱ２のアイソレーション特性となる。
【００１２】
図１３には、図１１のスイッチ回路を構成するトランジスタＱ２のオフ時にゲート・ソース間容量Ｃｇｓ２に印加される高周波電圧の波形（ｉ）と、Ｑ１のオン時にゲート・ソース間容量Ｃｇｓ１印加される波形（ｉｉ）が示されている。送信モードでは、トランジスタＱ１がオンしている状態でのソース・ドレイン間の抵抗Ｒｏｎ１は低い（１Ω以下）ので、ソース電位とドレイン電位の差は小さい。そのため、Ｑ１のゲート・ソース間容量Ｃｇｓ１に印加される高周波電圧の波形（ｉ）の振幅は小さなものとなる。
【００１３】
一方、オフ状態のトランジスタＱ２のソース・ドレイン間は容量を介して結合された状態になっており、アンテナ端の信号はＶｄｃをバイアス点として変化し、Ｑ２のゲート端子には０Ｖが印加されているため、Ｑ１のゲート・ソース間容量Ｃｇｓ１に印加される高周波電圧の波形（ｉｉ）の中心電位を「０」とすると、オフ状態のトランジスタＱ２のゲート・ソース間容量Ｃｇｓ２には、−Ｖｄｃを中心とし振幅が２（｜Ｖｄｃ｜−｜Ｖｔｈ｜）の波形（ｉ）のような高周波電圧が印加される。ここで、ＶｔｈはトランジスタＱ１，Ｑ２のしきい値電圧であり、Ｑ２のゲート・ソース間に｜Ｖｄｃ｜−｜Ｖｔｈ｜よりも大きな電圧が印加されるとＱ２がオンしてしまい、Ｑ１を通してアンテナ端に伝達される高周波信号が受信側端子Ｒｘへ漏れてしまう。
【００１４】
従って、図１１のスイッチ回路における最大許容入力電力の振幅は、２（｜Ｖｄｃ｜−｜Ｖｔｈ｜）となる。そのため、パワーアンプがこれよりも大きな電力の高周波信号を出力すると、スイッチ回路の挿入損失が大きくなるとともに高調波が発生してしまう。なお、トランジスタＱ１，Ｑ２のしきい値電圧Ｖｔｈを小さくすれば、最大許容入力電力の振幅を大きくすることが可能であるが、しきい値電圧Ｖｔｈを小さくするとオン抵抗Ｒｏｎが大きくなってしまい、挿入損失が大きくなるので好ましくない。
【００１５】
本発明の目的は、システムないしはモジュールを構成する部品数を減らし、実装密度を高めて小型化を図るとともに消費電流を低減することができる送受信切替え回路およびそれを実装した通信用電子部品を提供することにある。  本発明の他の目的は、挿入損失および高調波歪みが小さい送受信切替え回路およびそれを実装した通信用電子部品を提供することにある。
本発明の他の目的は、パワーアンプの出力電力を大きくすることができる送受信切替え回路およびそれを実装した通信用電子部品を提供することにある。
この発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴については、本明細書の記述および添附図面から明らかになるであろう。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
本願において開示される発明のうち代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下記の通りである。
すなわち、無線通信システムにおける送受信切替え用のスイッチ回路を構成する素子としてダイオードの代わりに直列接続もしくはマルチゲートのＦＥＴを用い、各ゲート端子と制御端子との間に接続されるゲート抵抗の抵抗値を、高い電圧が印加される側から低い側へ順に小さくするようにしたものである。また、送信信号が入力される送信側端子とアンテナに接続される端子との間に接続された第１のトランジスタと、アンテナに接続される端子と受信信号を受信回路へ供給するための受信側端子との間に接続された第２のトランジスタとからなるスイッチ回路において、送信側端子とアンテナに接続される端子にそれぞれバイアス用の直流電圧を印加するようにするのが望ましい。
【００１７】
上記した手段によれば、スイッチ回路を構成する素子としてダイオードの代わりにＦＥＴを用いることにより、システムないしはモジュールを構成する部品点数を減らし、実装密度を高めることができる。また、ゲート抵抗の抵抗値を、高い電圧が印加される側から低い側へ順に小さくすることにより、高い電圧が入力される側のＦＥＴが先にオン状態にされるのを回避して挿入損失を減らし高調波歪みを低減させることができる。さらに、送信側端子とアンテナに接続される端子にそれぞれバイアス用の直流電圧を印加することにより、送信側端子に入力される高周波信号の最大許容電力を増大させることができる。
【００１８】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明に係る送受信切替えスイッチ回路の第１の実施例を示す。本実施例の送受信切替えスイッチ回路は、ＧａＡｓチップのような半導体基板上に半導体集積回路として形成される。
本実施例の送受信切替えスイッチ回路は、パワーアンプの出力端子に接続される送信側端子Ｔｘとアンテナに接続されるコモン端子ＣＯＭとの間に接続された第１のスイッチトランジスタＱ１と、上記コモン端子ＣＯＭとロウノイズアンプなどの受信系回路の入力端子が接続される受信側端子Ｒｘとの間に接続された第２のスイッチトランジスタＱ２とからなり、上記送信側端子Ｔｘと上記コモン端子ＣＯＭにはそれぞれ外付け抵抗Ｒｄ１，Ｒｄ２を介して直流電圧Ｖｄｃが印加されている。
【００１９】
トランジスタＱ１，Ｑ２としてはデプレッション型のＰチャネルＨＥＭＴが用いられ、それぞれ１つのチャネルに対応して３つのゲート電極が形成されたトリプルゲートの素子として構成されており、Ｑ１のそれぞれのゲート電極には抵抗Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３を介して制御電圧Ｖｓｗ１が、またＱ２のそれぞれのゲート電極には抵抗Ｒ２１，Ｒ２２，Ｒ２３を介して制御電圧Ｖｓｗ２が印加される。Ｑ１，Ｑ２のソース端子にはそれぞれ直流電圧Ｖｄｃが印加されているため、デプレッション型であっても制御電圧Ｖｓｗ１，Ｖｓｗ２が接地電位ＧＮＤ（０Ｖ）のようなロウレベルにされるとトランジスタＱ１，Ｑ２はオフ状態に、また制御電圧Ｖｓｗ１，Ｖｓｗ２が電源電圧ＶｃｃのようなハイレベルにされるとトランジスタＱ１，Ｑ２はオン状態にされる。
【００２０】
具体的には、送信モードでは、制御電圧Ｖｓｗ１がハイレベル、制御電圧Ｖｓｗ２がロウレベルにされて、トランジスタＱ１がオン、Ｑ２がオフ状態にされる。また、受信モードでは、制御電圧Ｖｓｗ１がロウレベル、制御電圧Ｖｓｗ２がハイレベルにされて、トランジスタＱ１がオフ、Ｑ２がオン状態にされる。
【００２１】
本実施例では、抵抗Ｒｄ１，Ｒｄ２は外付け抵抗で構成されているが、オンチップの抵抗であってもよいことは言うまでもない。抵抗Ｒｄ１，Ｒｄ２の代わりにチョークコイルのようなインダクタを用いてもよい。ただし、抵抗を用いることにより、オンチップ化が容易となり、部品点数を減らしシステムの小型化が可能になる。抵抗Ｒｄ１，Ｒｄ２はその抵抗値が大きいほど、制御電圧Ｖｓｗ１，Ｖｓｗ２を供給する信号線側に高周波成分が漏れて挿入損失が増加するのを防止することができるが、あまり大きすぎるとスイッチングの応答が遅くなるので、５ｋΩ〜２０ｋΩの範囲内になるように設定される。
【００２２】
本実施例では、トランジスタＱ１側のゲート抵抗Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３はその抵抗値ｒ１１，ｒ１２，ｒ１３がｒ１１＞ｒ１２＞ｒ１３の関係になるように、例えばｒ１１＝３×ｒ１３，ｒ１２＝２×ｒ１３に設定されている。トランジスタＱ２側のゲート抵抗Ｒ２１，Ｒ２２，Ｒ２３の抵抗値ｒ２１，ｒ２２，ｒ２３も同様に、ｒ１１＞ｒ１２＞ｒ１３、例えばｒ２１＝３×ｒ２３，ｒ２２＝２×ｒ２３に設定されている。ここで、ｒ１３，ｒ２３はそれぞれ５ｋΩのような値が選択される。
【００２３】
なお、ソース・ドレイン間の抵抗が図１の回路に比べて少し高くなるが、図２に示すようにゲート抵抗Ｒ２１，Ｒ２２，Ｒ２３の抵抗値ｒ２１，ｒ２２，ｒ２３が例えばｒ２１：ｒ２２：ｒ２３＝３：２：１の関係になるように設定されたＨＥＭＴからなる３個のＱ２１，Ｑ２２，Ｑ２３が直列に接続されてなるスイッチと、同様にゲート抵抗Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３の抵抗値ｒ１１，ｒ１２，ｒ１３が例えばｒ１１：ｒ１２：ｒ１３＝３：２：１の関係になるように設定された３個のトランジスタＱ１１，Ｑ１２，Ｑ１３が直列に接続されてなるスイッチ（図示略）とからなる送受信切替えスイッチ回路であってもよい。
【００２４】
図２と同様な構成を有しゲート抵抗の抵抗値が同一である３段接続のトランジスタＱ２１，Ｑ２２，Ｑ２３からなりバイアス電圧Ｖｄｃが抵抗Ｒｄ２を介して受信側端子Ｒｘに印加されている図３に示すようなスイッチと、同じくゲート抵抗の抵抗値が同一である３段接続のトランジスタＱ１１，Ｑ１２，Ｑ１３からなるスイッチ（バイアス給電点は送信側端子Ｔｘ）とを用いた送受信切替えスイッチ回路においては、オフ状態（Ｖｓｗ２＝０Ｖ）で各トランジスタＱ２１，Ｑ２２，Ｑ２３のソース側のノードＮｄ１，Ｎｄ２，Ｎｄ３の電位Ｖｄ１，Ｖｄ２，Ｖｄ３がＶｄ１＞Ｖｄ２＞Ｖｄ３となるため、ソースからゲートへ流れ込む電流Ｉｇ１，Ｉｇ２，Ｉｇ３はＩｇ１＞Ｉｇ２＞Ｉｇ３である。
【００２５】
そのため、Ｑ２１，Ｑ２２，Ｑ２３のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ１，Ｖｇｓ２，Ｖｇｓ３はＶｇｓ１＞Ｖｇｓ２＞Ｖｇｓ３となる。その結果、アンテナ端子に近いトランジスタＱ２１のソースに図１３に示す波形（ｉ）のような高周波電圧Ｖｉｎが印加されたときに、ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ１がターンオン電圧（｜Ｖｄｃ｜−｜Ｖｔｈ｜）に達し、他のトランジスタＱ２２，Ｑ２３よりも先にオン状態に移行してしまう。その結果、Ｑ２１，Ｑ２２，Ｑ２３のオフ状態におけるスイッチ回路の最大許容入力電圧がそれほど増加しない。
【００２６】
これに対し、図２に示すようなスイッチを用いた場合には、ゲート抵抗Ｒ２１，Ｒ２２，Ｒ２３の抵抗値ｒ２１，ｒ２２，ｒ２３がｒ２１：ｒ２２：ｒ２３＝３：２：１の関係になるように設定されているため、ゲート抵抗Ｒ２１，Ｒ２２，Ｒ２３に電流Ｉｇ１，Ｉｇ２，Ｉｇ３が流れることにより、電圧降下でゲート電極の電圧はＱ２１，Ｑ２２，Ｑ２３の順に低くなり、Ｑ２１，Ｑ２２，Ｑ２３のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ１，Ｖｇｓ２，Ｖｇｓ３はほぼ同一になる。そのため、アンテナ端子に近いトランジスタＱ２１が他のトランジスタＱ２２，Ｑ２３よりも先にオン状態になるのが回避され、最大許容入力電圧が増加する。このことは、スイッチング・トランジスタとしてトリプルゲートのＨＥＭＴを用いる図１のスイッチ回路についても言えることである。
【００２７】
また、送信時にオン状態にされるトランジスタＱ１１，Ｑ１２，Ｑ１３に関しても、入力される高周波電圧ＶｉｎがＱ１１，Ｑ１２，Ｑ１３のソース・ドレイン間で分割され、ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ１，Ｖｇｓ２，Ｖｇｓ３はＶｇｓ１＞Ｖｇｓ２＞Ｖｇｓ３となる。そのため、ゲート抵抗が同一であると、図１３に波形（ｉｉ）で示される高周波電圧が大きくなったときに、送信側端子Ｔｘに最も近いトランジスタＱ１１のゲート・ソース間電圧が真っ先にゲートに正方向の電流が流れ始めるビルトインポテンシャルと呼ばれる電圧Ｖｂｉを超えて高調波成分が多く発生するようになる。
【００２８】
これに対し、実施例のように、ゲート抵抗Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３の抵抗値ｒ１１，ｒ１２，ｒ１３が３：２：１にされることにより、Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ１，Ｖｇｓ２，Ｖｇｓ３はほぼ同一になり、送信側端子Ｔｘに最も近いトランジスタＱ１１のゲートに真っ先に電流が流れ始めるのを回避することができる。このことは、スイッチング・トランジスタとしてトリプルゲートのＨＥＭＴを用いる図１のスイッチ回路についても言えることである。以上のように、図１の実施例のスイッチング回路も図２の実施例のスイッチング回路も高周波電力が入力される側のトランジスタのゲート抵抗の抵抗値を大きくしているため、最大許容入力電圧を図１１のようなスイッチング回路に比べて大きくすることができる。
【００２９】
また、３個のトランジスタをそれぞれ直列に接続してなる図２のスイッチング回路に比べてトリプルゲートのＨＥＭＴを用いる図１のスイッチ回路の方が、途中にソース電極やドレイン電極を設ける領域のない分だけチャネルが短くなりまたソース抵抗とドレイン抵抗がない分だけオン抵抗Ｒｏｎを小さくすることができ、挿入損失を低減することができるという利点がある。さらに、図１と図２の実施例のスイッチング回路においては、トランジスタＱ１，Ｑ２の高周波電力が入力される側の端子に高周波信号の動作点を与えるバイアス電圧Ｖｄｃを印加しているため、高調波歪を小さくできるという利点がある。
【００３０】
すなわち、バイアス電圧Ｖｄｃを印加するポイントとしては、図１１に示すようにトランジスタＱ２の高周波電力が入力される側と反対側の端子とすることも考えられるが、そのようにするとトランジスタＱ２のゲート・ソース間容量Ｃｇｓ２の非線形性により、高周波信号（図１３の波形（ｉ））の動作点が図１３に矢印Ｘで示すようにずれて、しきい値電圧Ｖｔｈのラインを超えてしまい、高調波歪を大きくするおそれがある。しかるに、図１と図２の実施例のスイッチング回路では、トランジスタＱ２の高周波電力が入力される側の端子にバイアス電圧Ｖｄｃを印加しているため、高調波歪を小さくすることができる。
【００３１】
同様に、トランジスタＱ１に関してもバイアス電圧Ｖｄｃを印加するポイントを送信側端子Ｔｘではなく、反対側のアンテナに接続されるコモン端子ＣＯＭとすることも可能であるが、そのようにするとトランジスタＱ１のオン抵抗Ｒｏｎの非線形性により、高周波信号（図１３の波形（ｉｉ）の動作点が図１３に矢印Ｙで示すようにずれて、ドレイン電流特性のリニアでない領域で動作して高調波歪を大きくするおそれがある。しかるに、図１と図２の実施例のスイッチング回路では、トランジスタＱ１の高周波電力が入力される送信側端子Ｔｘにバイアス電圧Ｖｄｃを印加しているため、高調波歪を小さくすることができる。
【００３２】
図４には、本発明の送受信切替えスイッチ回路の第３の実施例が示されている。
この実施例は、図１の実施例におけるスイッチング・トランジスタＱ２と並列に、アンテナに接続されるコモン端子ＣＯＭと第２の受信側端子Ｒｘ２との間にスイッチング・トランジスタＱ３を設けたものである。このトランジスタＱ３は、Ｑ２と同様にトリプルゲートのＨＥＭＴからなる。ゲートに接続された抵抗Ｒ３１，Ｒ３２，Ｒ３３は抵抗値ｒ３１，ｒ３２，ｒ３３が３：２：１に設定されている。この実施例のスイッチング回路は、ＧＳＭ方式の信号とＤＣＳ方式の信号のような異なる２つの周波数帯の信号を送受信可能なシステムを構成するのに用いると便利である。
【００３３】
図５には、本発明の送受信切替えスイッチ回路の第４の実施例が示されている。
この実施例は、図１の実施例におけるスイッチング・トランジスタＱ２と第１の受信側端子Ｒｘ１と第２の受信側端子Ｒｘ２との間に、並列形態のスイッチング・トランジスタＱ３，Ｑ４を設け、受信側のアイソレーションをさらに高めたものである。これらのトランジスタＱ３，Ｑ４は、ダブルゲートのＨＥＭＴにより構成されている。ゲートに接続された抵抗Ｒ３１，Ｒ３２とＲ４１，Ｒ４２は抵抗値ｒ３１，ｒ３２，ｒ４１，ｒ４２がｒ３１≧ｒ３２，ｒ４１≧ｒ４２に設定されている。この実施例のスイッチング回路も、ＧＳＭ方式の信号とＤＣＳ方式の信号のような異なる２つの周波数帯の信号を送受信可能なシステムを構成するのに用いると便利である。
【００３４】
図６には、本発明の送受信切替えスイッチ回路をパワーアンプやロウパスフィルタとともにモジュールとして構成する場合の好適な一実施例の概略構成を示す。
この実施例のモジュールは、アルミナのような誘電体層が複数積層されてなり各誘電体層の表裏に導電体層からなる配線もしくはマイクロストリップラインが形成されてなるセラミック基板１００上に、半導体集積回路化されたスイッチ回路（ＳＷＩＣ）１１０、１８００ＭＨｚのＤＣＳ系の信号および１９００ＭＨｚのＰＣＳ系の送信信号を増幅するパワーアンプ１２１、８００ＭＨｚ〜８５０ＭＨｚのＧＳＭ系の送信信号を増幅するパワーアンプ１２２、該パワーアンプ１２１，１２２の利得を制御する信号や上記ＳＷＩＣ１１０内のスイッチをオン、オフ制御する信号を生成する制御回路１３０、パワーアンプ１２１，１２２より増幅された高周波信号から高調波を除去するロウパスフィルタ１４１，１４２、ＤＣＳ系およびＰＣＳ系の送受信信号とＧＳＭ系の送受信信号とを分離する分波器１５０などが実装されてなる。
【００３５】
ＳＷＩＣ１１０は、図４または図５の実施例のようなスイッチ回路が２個１つの半導体チップ上に形成されている。ただし、各スイッチのゲート電極の幅は、ＧＳＭ系側のスイッチ回路ＳＷ２を構成するトランジスタＱ１のゲート幅の方が、ＤＣＳ，ＰＣＤ系側のスイッチ回路ＳＷ１を構成するトランジスタＱ１のゲート幅よりも広くなるように設計されている。最大出力電力はＧＳＭが３６ｄＢ、ＤＣＳ，ＰＣＳが３４ｄＢであり、ＧＳＭの方が大きいため、上記のようにゲート幅を設定しないとＧＳＭ系側とＤＣＳ，ＰＣＤ系側とでスイッチ回路の挿入損失が同一にならないためである。スイッチ回路ＳＷ１，ＳＷ２を構成するトランジスタのゲート幅を変える代わりに、トランジスタＱ１のゲート段数を変えるようにしてもよい。具体的には、ＧＳＭのスイッチ回路ＳＷ２の方のトランジスタＱ１のゲート段数を少なくする。なお、ＧＳＭ系側とＤＣＳ，ＰＣＤ系側のトランジスタＱ２のゲート幅は、挿入損失と受信側アイソレーションとのトレードオフによって決定される。
【００３６】
パワーアンプ１２１，１２２と制御回路１３０は、１つあるいは複数の半導体チップにより構成される。ロウパスフィルタ１４１，１４２は、セラミック基板１００に形成された導電体層からなる抵抗と導電体層間の容量とにより、あるいは基板上に実装された抵抗素子と容量素子とより構成される。図示しないが、パワーアンプ１２１，１２２とロウパスフィルタ１４１，１４２との間には、マイクロストリップラインと層間容量とからなるインピーダンス整合回路が設けられる。ＳＷＩＣ１１０のコモン端子ＣＯＭ１，ＣＯＭ２には、外付け抵抗Ｒｄ２１，Ｒｄ２２を介してバイアス電圧Ｖｄｃが印加されている。図示しないが送信側端子Ｔｘ１，Ｔｘ２も同様である。分波器１５０は、ＤＣＳ系およびＰＣＳ系の送受信信号を通過するハイパスフィルタＨＦＴと、ＧＳＭ系の送受信信号を通過するロウパスフィルタＬＦＴとから構成される。
【００３７】
なお、この実施例のモジュールの外側には分波器１５０にアンテナＡＴＮが、またＳＷＩＣ１１０の受信側端子Ｒｘ１，Ｒｘ２，Ｒｘ３，Ｒｘ４にはＳＡＷフィルタからなるバンドパスフィルタ２１１〜２１４を介して受信信号を増幅するロウノイズアンプ２２１〜２２４が接続される。ロウノイズアンプ２２１〜２２４は、送信信号を変調する変調回路やアップコンバートを行なうミキサや受信信号を復調する復調回路やダウンコンバートを行なうミキサなどと共に１つの半導体集積回路（高周波ＩＣと呼ばれる）として構成することができる。
【００３８】
制御回路１３０は、送信データ（ベースバンド信号）に基づいてＩ，Ｑ信号を生成したり復調されたＩ，Ｑ信号からベースバンド信号を生成したりするベースバンド回路から供給される出力レベル指示信号Ｖｒａｍｐなどに基いてパワーアンプ１２１，１２２の利得を制御する信号を生成し、モードを指示する信号に基づいてＳＷＩＣ１１０内のスイッチ回路に対する送受信切替え電圧Ｖｓｗ１，Ｖｓｗ２を生成したりする。ベースバンド回路は１つの半導体チップ上に半導体集積回路（ＩＣ）として構成することができる。
【００３９】
ところで、一般に、伝送線のインピーダンスは、その伝送線により伝送される信号の周波数によって異なることが知られている。そこで、図６の実施例では、ロウパスフィルタ１４１からＳＷＩＣ１１０までの配線（マイクロストリップライン）Ｌ１とロウパスフィルタ１４２からＳＷＩＣ１１０までの配線Ｌ２のインピーダンスを合わせるため、Ｌ２の長さの方がＬ１の長さよりも長く（約２倍）なるように設定されている。これは、配線Ｌ１により伝送されるＤＣＳ（１８００ＭＨｚ）やＰＣＳ（１９００ＭＨｚ）の信号よりも配線Ｌ２により伝送されるＧＳＭの信号の方が、周波数が低い（約１／２）ためである。一般に、プリント基板上の配線は最短距離となるように設計されることが多い。従って、この実施例の場合には、配線Ｌ１に比べて配線Ｌ２の方が冗長な経路となるように蛇行して配置されるか、ロウパスフィルタ１４２の方がロウパスフィルタ１４１よりもＳＷＩＣ１１０から離れた位置に配置されることになる。
【００４０】
図７には、本発明の送受信切替えスイッチ回路をパワーアンプやロウパスフィルタとともにモジュールとして構成する場合の第２の実施例とそれを用いた無線通信システムの概略構成を示す。図７において、図６と同一の回路には同一の符号を付して重複した説明は省略する。
【００４１】
図６の実施例のモジュールは４つの周波数帯の信号を送受信可能に構成されているのに対し、図７の実施例のモジュールは、例えばＧＳＭ系の信号とＤＣＳ系の信号のような２つの周波数帯の信号を送受信可能に構成されている。図７の実施例では、ＳＷＩＣ１１０として、図１の実施例のスイッチ回路を２個並列に設けアンテナに接続されるコモン端子ＣＯＭを共通接続して１つの半導体チップ上に形成したもの、すなわち図４のスイッチ回路において送信側端子Ｔｘを２つ設けるとともに、送信側のトランジスタＱ１と並列に、第２の送信側端子Ｔｘ２とコモン端子ＣＯＭとの間にトリプルゲートのトランジスタを設けて半導体チップ上に形成したものが使用される。
【００４２】
パワーアンプ１２１，１２２には、ベースバンド回路３００から入力されたＩ，Ｑ信号に基いて高周波発振器２３０からの発信信号を変調する変調＆アップコンバート用のミキサ２４０で変調された高周波信号が入力される。ロウノイズアンプ２２１，２２２により増幅された受信信号は復調＆ダウンコンバート用のミキサ２５０に供給されて復調される。復調されたＩ，Ｑ信号はベースバンド回路３００に供給されて処理される。高周波発振器２３０とミサキ２４０および２５０は１つの半導体チップ上に半導体集積回路（高周波ＩＣ）２００として構成されている。
【００４３】
図７の実施例においても、インピーダンスを合わせるため、ロウパスフィルタ１４１からＳＷＩＣ１１０までの配線（マイクロストリップライン）Ｌ１よりもロウパスフィルタ１４２からＳＷＩＣ１１０までの配線Ｌ２の方が長くなるように設定されている。
【００４４】
次に、上記実施例のスイッチ回路（ＳＷＩＣ１００）を半導体チップ上に形成する場合のデバイス構造の実施例を、図８〜図１０を参照しながら説明する。
図８には実施例のＳＷＩＣ１００全体のレイアウト構成が、また図９には図８において符号Ａで囲まれている部位を拡大したレイアウトが示されている。なお、図８は、図１に示されている１つの送信側端子Ｔｘと１つの受信側端子Ｒｘを有するスイッチ回路を半導体集積回路として構成したものを示す。
【００４５】
図８において、符号Ｐ１が付されているのは送信側端子Ｔｘとしてのボンディングパッド、Ｐ２はコモン端子ＣＯＭとしてのボンディングパッド、Ｐ３は受信側端子Ｒｘとしてのボンディングパッド、Ｐ４，Ｐ５はスイッチトランジスタＱ１，Ｑ２のオン・オフ制御電圧Ｖｓｗ１，Ｖｓｗ２が入力されるボンディングパッドである。また、符号Ｌ１１が付されているのは上記送信側端子ＴｘとしてのボンディングパッドＰ１に接続されたアルミニウムなどの導電層からなる配線、Ｌ１２はコモン端子ＣＯＭとしてのボンディングパッドＰ２に接続された配線、Ｌ１３は受信側端子ＲｘとしてのボンディングパッドＰ３に接続された配線である。
【００４６】
上記配線Ｌ１１とＬ１２との間の半導体チップ表面にスイッチトランジスタＱ１の能動層やキャリア供給層とコンタクト層、コンタクト層に接続されたソース・ドレイン電極、ソース・ドレイン電極間に設けられたゲート電極などが形成されるトランジスタ形成領域ＴＡＲ１が設けられている。また、上記配線Ｌ１２とＬ１３との間の半導体チップ表面にスイッチトランジスタＱ２の能動層やキャリア供給層とコンタクト層、コンタクト層に接続されたソース・ドレイン電極と、ソース・ドレイン電極間に設けられたゲート電極などが形成されるトランジスタ形成領域ＴＡＲ２が設けられている。さらに、これらのトランジスタＱ１，Ｑ２の側方（図では右側）には、Ｑ１，Ｑ２のゲート抵抗Ｒ１１〜Ｒ１３，Ｒ２１〜Ｒ２３となる抵抗層が形成される抵抗形成領域ＲＡＲ１，ＲＡＲ２が設けられている。
【００４７】
抵抗形成領域ＲＡＲ１，ＲＡＲ２に形成されるゲート抵抗Ｒ１１〜Ｒ１３，Ｒ２１〜Ｒ２３は、図９に拡大して示されているように、本実施例では所定の長さに設定されたＷＳｉＮ（タングステンシリサイド）などからなる抵抗層ＭＲ１〜ＭＲ６により構成される。具体的には、最も抵抗値の小さなゲート抵抗Ｒ１３とＲ２３は１本の抵抗層ＭＲ１により、Ｒ１３，Ｒ２３の２倍の抵抗値を有するゲート抵抗Ｒ１２とＲ２２は２本の抵抗層ＭＲ２とＭＲ３により、さらにＲ１３，Ｒ２３の３倍の抵抗値を有するゲート抵抗Ｒ１１とＲ２１は３本の抵抗層ＭＲ４〜ＭＲ６によりそれぞれ構成される。各抵抗層ＭＲ１〜ＭＲ６の長さは同一で、同一抵抗値を有するようにされる。ゲート抵抗Ｒ１１，Ｒ２１，Ｒ１２，Ｒ２２のように複数の抵抗層を用いる場合には、配線層Ｍ１〜Ｍ４により各抵抗層が直列になるように接続される。
【００４８】
トランジスタ形成領域ＴＡＲ１には、配線Ｌ１１から配線Ｌ１２へ向かってソース電極Ｓ１，Ｓ２……が櫛歯状に形成され、配線Ｌ１２から配線Ｌ１１へに向かってドレイン電極Ｄ１，Ｄ２……が櫛歯状に形成されている。そして、これらの電極間にゲート電極となるメタル層ＧＭ１，ＧＭ２，ＧＭ３が蛇行しながら互いに平行に配設されている。
【００４９】
次に、図９のＡ−Ａ線に沿った断面図を製造工程順に示す図１０を用いてＳＷＩＣを構成するスイッチトランジスタＱ１，Ｑ２とゲート抵抗Ｒ１１〜Ｒ２３の断面構造および製造方法の一例を説明する。
まず、通常のＨＥＭＴの製造工程と同様にして、半導体絶縁性ＧａＡｓ基板１２０上に、ＧａＡｓエピタキシャル層１２１、動作層となるＧａＡｓ層１２２、キャリア供給層となるＡｌＧａＡｓ層１２３、低抵抗のコンタクト層となるｎ−ＧａＡｓ層１２４を順次形成し、トランジスタ形成領域を除く部位をエッチングにより除去した後、ＰＳＧ膜とＳｉＯ膜からなる絶縁膜１３１を形成する。そして、この絶縁膜１３１上にＷＳｉＮ膜を形成した後、パターニングを行なってゲート抵抗となる抵抗層１４１を形成して図１０（ａ）の状態となる。
【００５０】
その後、トランジスタ形成領域の絶縁膜１３１の一部に選択エッチングによって開口部を形成して、そこにソース電極およびドレイン電極となるメタル層１５１，１５２を形成して図１０（ｂ）の状態となる。続いて、上記メタル層１５１，１５２間の絶縁膜１３１およびｎ−ＧａＡｓ層１２４を選択エッチングして３つの開口部を形成して、そこにそれぞれＡｌＧａＡｓ層１２３に接触したゲート電極となるメタル層１５３を形成して図１０（ｃ）の状態となる。
【００５１】
以上本発明者によってなされた発明を実施例に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。
【００５２】
例えば、上記実施例では、送信側端子Ｔｘとコモン端子ＣＯＭに抵抗を介してバイアス点を与える直流電圧Ｖｄｃを印加しているが、チョークコイルなどのインダクタを介して印加してもよい。また、その場合、インダクタは外付け素子でもよいし、トランジスタＱ１，Ｑ２が形成されたチップと同一のチップ上に形成されたオンチップの素子であってもよい。
【００５３】
また、図５の実施例では、トリプルゲートのトランジスタＱ２と直列にデュアルゲートのトランジスタＱ３，Ｑ４を接続したが、トランジスタＱ３，Ｑ４はシングルゲートのトランジスタであってもよい。さらに、上記実施例では、スイッチ回路を構成するトランジスタとしてＨＥＭＴを用いたものを説明したが、ＨＥＭＴの代わりにＭＥＳＦＥＴなど他のＦＥＴを用いることが可能である。
【００５４】
また、前記実施例では、スイッチトランジスタＱ１，Ｑ２のゲートに接続されるゲート抵抗としてＷＳｉＮを用いているが、ＷＳｉＮ以外の比較的シート抵抗の大きな高融点金属もしくは高融点金属のシリサイドまたはそれらを複数積層したものを用いてゲート抵抗を形成するようにしてもよい。
【００５５】
以上、本発明を、ＧＳＭ８００方式とＧＳＭ８５０方式、ＤＣＳ１８００方式、ＰＣＳ１９００方式の４つの方式に従った通信が可能に構成されたクォッドバンド方式のシステムやＧＳＭ方式とＤＣＳ方式の２つの方式に従った通信が可能に構成されたデュアルバンド方式のシステムに好適なスイッチ回路およびそれをパワーアンプとともに実装したモジュールに適用した場合について説明したが、本発明はそれに限定されるものでなく、例えば２．４ＧＨｚ帯と５ＧＨｚ帯の信号を送受信する無線ＬＡＮのようなシステムに使用するスイッチ回路にも適用することができる。
【００５６】
【発明の効果】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記のとおりである。
すなわち、本発明に従うと、スイッチ回路を構成する素子としてダイオードの代わりにＦＥＴを用いることにより、通信システムおよびモジュール（通信用電子部品）を構成する部品点数を減らし、実装密度を高めることができる。
また、ゲート抵抗の抵抗値を、高い電圧が印加される側から低い側へ順に小さくするようにすることにより、高い電圧が入力される側のＦＥＴが先にオン状態にされるのを回避して挿入損失を減らし高調波歪みを低減させることができる。
【００５７】
さらに、送信側端子とアンテナに接続される端子にそれぞれバイアス用の直流電圧を印加することにより、送信側端子に入力される高周波信号の最大許容電力を増大させることができる。その結果、最大出力電力の大きな無線通信システムに使用しても、挿入損失が低くかつ送信側から受信側への漏れ電力が少なくそれによって高調波歪みを少なくすることができるようになる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る送受信切替えスイッチ回路の第１の実施例を示す回路構成図である。
【図２】本発明に係る送受信切替えスイッチ回路の第２の実施例を示す回路構成図である。
【図３】本発明者らが検討した送受信切替えスイッチ回路の例を示す回路構成図である。
【図４】本発明に係る送受信切替えスイッチ回路の第３の実施例を示す回路構成図である。
【図５】本発明に係る送受信切替えスイッチ回路の第４の実施例を示す回路構成図である。
【図６】本発明の送受信切替えスイッチ回路をパワーアンプやロウパスフィルタとともにモジュールとして構成する場合の好適な一実施例の概略構成を示すブロック図である。
【図７】本発明の送受信切替えスイッチ回路をパワーアンプやロウパスフィルタとともにモジュールとして構成する場合の第２の実施例とそれを用いた無線通信システムの概略構成を示すブロック図である。
【図８】実施例のＳＷＩＣの全体のレイアウト構成を示す平面図である。
【図９】図８において符号Ａで囲まれている部位を拡大したレイアウトを示す平面図である。
【図１０】図９のＡ−Ａ線に沿った断面図を製造工程順に示す工程説明図である。
【図１１】本発明者ら検討したＨＥＭＴ（高電子移動度トランジスタ）を使用した送受信切替えスイッチ回路を示す回路構成図である。
【図１２】図１１のトランジスタＱ１がオン、Ｑ２がオフ状態にされる送信モードにおける送受信切替えスイッチ回路の等価回路である。
【図１３】図１１のスイッチ回路を構成するトランジスタＱ２のオフ時にゲート・ソース間容量Ｃｇｓ２に印加される高周波電圧の波形（ｉ）と、Ｑ１のオン時にゲート・ソース間容量Ｃｇｓ１印加される波形（ｉｉ）を示す説明図である。
【符号の説明】
１００    モジュール
１１０    スイッチ回路（ＳＷＩＣ）
１２１，１２２  パワーアンプ
１３０    制御回路
１４１，１４２  ロウパスフィルタ
１５０    分波器
２００    高周波ＩＣ
２１１〜２１４  バンドパスフィルタ
２２１〜２２４  ロウノイズアンプ
２３０    発振器
２４０    アップコンバート用ミキサ
２５０    ダウンコンバート用ミキサ
３００    ベースバンド回路（ベースバンドＩＣ）
【図１】
2005072671.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2005072671.tif 000009
【図８】
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【図９】
2005072671.tif 000011
【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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