(57)【要約】【課題】  従来のマイクロ波移相器では、特に高周波域になるとマイクロ波移相器内部に用いられている可変容量素子部のボンディングワイヤに起因するインダクタの影響が大きくなるため、可変容量素子のインピーダンスが誘導性になり、移相量の調整可能範囲が小さくなるとともに、周波数変化に対する移相量の変化特性が大きくなってしまうという課題があった。【解決手段】マイクロ波移相器を構成する２つの可変容量素子６にそれぞれ容量性スタブ１０を直列に接続した。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力端子，結合端子，通過端子およびアイソレーション端子を有する９０°ハイブリッド、  前記結合端子および通過端子にそれぞれ一端が接続された可変容量素子、
前記可変容量素子のそれぞれの他端に接続されるとともに、前記他端から見たインピーダンスが容量性となるよう調整された容量性スタブを備えたことを特徴とするマイクロ波移相器。
【請求項２】
入力端子，結合端子，通過端子およびアイソレーション端子を有する９０°ハイブリッド、  前記結合端子および通過端子にそれぞれ一端が接続された可変容量素子、
前記可変容量素子のそれぞれの他端と接地端子との間に接続された誘導性素子とを備えたことを特徴とするマイクロ波移相器。
【請求項３】
入力端子，結合端子，通過端子およびアイソレーション端子を有する９０°ハイブリッド、  前記結合端子および通過端子にそれぞれ一端が接続された可変容量素子、
前記可変容量素子のそれぞれの他端に接続されるとともに、前記他端から見たインピーダンスが誘導性となるよう調整された誘導性スタブを備えたことを特徴とするマイクロ波移相器。
【請求項４】
入力端子，結合端子，通過端子およびアイソレーション端子を有する９０°ハイブリッド、  前記結合端子および通過端子にそれぞれ一端が接続された可変容量素子、
前記可変容量素子のそれぞれの他端と接地端子との間に接続された容量性素子とを備えたことを特徴とするマイクロ波移相器。
【請求項５】
入力端子，結合端子，通過端子およびアイソレーション端子を有する９０°ハイブリッド、  前記結合端子および通過端子にそれぞれ一端が接続された容量性素子、
前記容量性素子の他端にそれぞれ接続され、他端が接地された可変容量素子を備えたことを特徴とするマイクロ波移相器。
【請求項６】
前記容量性スタブは先端開放スタブであることを特徴とする請求項１に記載のマイクロ波移相器。
【請求項７】
前記誘導性スタブは先端短絡スタブであることを特徴とする請求項３に記載のマイクロ波移相器。
【請求項８】
請求項１から７のいずれかに記載のマイクロ波移相器を備えたことを特徴とする無線機。
【請求項９】
マイクロ波を送受信する通信モジュール、
請求項１から７のいずれかに記載のマイクロ波移相器、
前記容量性素子に直流バイアス電圧を供給する電源回路、
前記通信モジュールの温度を検出し、この温度に基づいて前記電源回路の出力電圧を制御する制御回路を備えたことを特徴とする無線機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、マイクロ波帯のレーダ装置あるいは通信装置などに用いるマイクロ波移相器に関する。またこのマイクロ波移相器を用いた無線機に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
マイクロ波帯の通信装置等にはマイクロ波の信号を増幅あるいは制御するための送信モジュールあるいは受信モジュールが用いられる。これらのモジュールでは、周囲温度に対して、振幅、位相が変化しないものが望ましいので、温度特性を補償するための減衰器や移相器が用いられる。この発明はこのような位相補償などを行うための移相器に関するものである。
【０００３】
例えば、特許文献１の図１３には、従来のマイクロ波移相器の構成が開示されている。同図には９０°ハイブリッド１、入力端子２、アイソレーション端子３、結合端子４、通過端子５、可変容量素子（後述のバラクタダイオード素子またはＦＥＴ）６、チョーク回路７、直流電源８が図示されている。
【０００４】
この移相器は４端子を有する９０°ハイブリッド１の結合端子４と接地間、通過端子５と接地間にそれぞれ可変容量素子６が設けられており、各可変容量素子６に所望の直流バイアス電圧を印加するために、各可変容量素子６にはマイクロ波周波数をカットするチョーク回路７を介して直流電源８が接続されている。
【０００５】
９０°ハイブリッド１としては、いわゆるブランチラインカップラ、インターディジタルカップラ等の形式のもの、即ち、結合端子４と通過端子５とに同振幅で、その位相差が９０°異なるものが出力される形式のものが用いられている。
【０００６】
可変容量素子６としては、バラクタダイオード素子、ＦＥＴ等が用いられる。一般にバラクタダイオードは前述の図に等価回路で示されているように、素子内／外部のボンディングワイヤに起因するインダクタＬｄと直列抵抗Ｒｉおよび接合キャパシタＣｊの直列回路で表される。この接合キャパシタＣｊは印加された直流電源８の電圧ＶＲによって制御され、ＶＲが高くなるほどＣｊが小さくなる。
【０００７】
チョーク回路７はマイクロ波特性に影響を与えないように、所望周波数帯で高インピーダンスとなるように設計されており、このチョーク回路７を介して直流電源８から所望の電圧ＶＲを可変容量素子６に印加することによりその容量を変化させる。
【０００８】
従来のマイクロ波移相器の課題を説明する前に、理解を助けるため前述の図に開示されたものの動作について説明する。入力端子２から入力されたマイクロ波信号は９０°ハイブリッド１で結合端子４と通過端子５にそれぞれ同振幅、９０°位相差で分配される。分配されたマイクロ波信号はそれぞれ可変容量素子６に供給される。供給されたそれぞれのマイクロ波信号は可変容量素子６の容量に応じた反射位相で９０°ハイブリッド１側に反射される。さらに反射されたそれぞれのマイクロ波信号は入力端子２では逆相合成、アイソレーション端子３では同相合成となるため、全てアイソレーション端子３に出力される。
【０００９】
従来のマイクロ波移相器の課題を説明するために図１４と図１６に可変容量素子６単独のインピーダンスＺａ軌跡をスミスチャート上に表す。図１４は使用する周波数が比較的低い場合、図１６は使用する周波数が比較的高い場合を示す。図１４では角周波数ω＝ω０を一定とし（同図のω１の場合と、ω２の場合については後述する）、可変容量素子６に印加する電圧ＶＲをＶＲ１、ＶＲ０、ＶＲ２と（電圧の大小関係はＶＲ１＜ＶＲ０＜ＶＲ２である）変化させ、かつ、規格化インピーダンスＺ０（通常５０Ω）で規格化した場合について示している。周波数が低い場合、ボンディングワイヤに起因するインダクタＬｄのインピーダンスが低く影響が小さいため、図１４の可変容量素子６のインピーダンスは容量性（−ｊの側）を示す。
【００１０】
また、図１４に示すように直流電源８の電圧ＶＲをＶＲ１からＶＲ２まで高くすることにより、可変容量素子６の接合キャパシタＣｊは徐々に小さくなり、Ｚａは抵抗成分一定の線上を反時計回りに変化する。
更に、可変容量素子６における反射係数の絶対値はスミスチャートの中心からの距離できまり、バラクタダイオードの内部抵抗値Ｒｉは非常に小さい（≒０オーム）ことから、反射係数の絶対値はほぼ１でＶＲが高くなるほど位相は進むようになる。この種のマイクロ波移相器の損失は反射係数の絶対値に反比例し、絶対値が大きいほど損失は小さくなる。
また、図１４に示すように角周波数ωをω１まで低くすると（ωの大小関係はω１＜ω０＜ω２）、容量性の影響が小さくなるため、一定の電圧変化に対する位相の変化量が小さくなってしまう（スミスチャート上でＶＲ１とＶＲ２との間隔が狭くなる）。
この関係を図１５に示す。
【００１１】
また、マイクロ波周波数が高い場合の図１６は、可変容量素子６に印加する電圧ＶＲをＶＲ１、ＶＲ０、ＶＲ２、また角周波数ωをω１、ω０、ω２と変化させ、かつ、規格化インピーダンスＺ０（通常５０Ω）で規格化した図である。周波数を高くしたことにより可変容量素子６の内／外に用いられているボンディングワイヤのインダクタＬｄのインピーダンスが大きくなって、その影響が表れ、特性は総体に誘導性（＋ｊの側）を示す。そして、図１６に示すように角周波数ωをω２まで高くするとき、一定の電圧変化に対する位相の変化量が小さくなってしまう（スミスチャート上でＶＲ１とＶＲ２との間隔が狭くなる）。
この関係を図１７に示す。
【００１２】
図１５と図１７とから、一定の電圧変化幅に対する移相変化量の周波数特性は、周波数ωがきわめて高い、またきわめて低い領域で使用すると中程の周波数の時に比べて小さくなる。
このような特性を有するマイクロ波移相器の直流電源電圧ＶＲを、モジュールの温度変化に応じて制御することにより温度に応じて位相を制御することができるものが従来から使用されている。一般にマイクロ波送受信モジュールを構成する増幅器、減衰器等は温度変化に対して位相が変化する。従って、このマイクロ波移相器をモジュールに搭載し、モジュールの位相の温度変動に応じて直流電圧ＶＲを変化させることにより、モジュールの位相変動を相殺することができるので、温度に対して位相変動の小さなマイクロ波モジュールを得る方法として用いられているのである。
しかし、図１５、図１７の特性図のように、中心周波数から離れた高い、または低い周波数での移相量・対・電圧ＶＲ特性は、中心周波数での移相量・対・電圧ＶＲ特性とは異なっているから、一定温度変化に対する電圧制御量を周波数の高低によって変化させなければならず、同じレベルで制御してしまうと温度変動特性を正確に抑えることができなくなるという課題があった。
なお、このような課題の対策として、マイクロ波移相器の移相量・対・電圧特性について、適当な周波数間隔毎にテーブルを持ち、使用周波数の変化に応じてテーブルを使い分けるという方法もあるが、制御が複雑になってしまう上、一つの周波数の送受信の場合のみに適用可能であり、周波数が大きく隔たった複数信号の同時送受信ではテーブルを１つ選択するということができないため適用不可能であった。
【００１３】
【特許文献１】特開２００３-２６４４０３
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
以上の説明のように、従来のマイクロ波移相器では、中心周波数から離れた高いまたは低い周波数での移相量・対・電圧特性と、中心周波数での移相量・対・電圧特性とが異なっているため、一定の移相量・対・電圧特性で制御すると、周波数が高く／低くなったとき所定の移相量を得られないという課題があった。
【００１５】
本発明は、上記のような課題を解消するためになされたもので、移相量対電圧特性の周波数変化特性をより広い周波数に対して安定化した（以下、広帯域化という）マイクロ波移相器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
この発明のマイクロ波移相器は、入力端子，結合端子，通過端子およびアイソレーション端子を有する９０°ハイブリッド、  前記結合端子および通過端子にそれぞれ一端が接続された可変容量素子、
前記可変容量素子のそれぞれの他端に接続されるとともに、前記他端から見たインピーダンスが容量性となるよう調整された容量性スタブを備えたものである。
【００１７】
また、この発明の無線通信装置は前記マイクロ波移相器を備えたものである。
【００１８】
また、マイクロ波を送受信する通信モジュール、
請求項１から７のいずれかに記載のマイクロ波移相器、
前記容量性素子に直流バイアス電圧を供給する電源回路、
前記通信モジュールの温度を検出し、この温度に基づいて前記電源回路の出力電圧を制御する制御回路を備えたものである。
【発明の効果】
【００１９】
本発明によれば、電圧対移相量の周波数特性を広帯域化できる。これを送受信モジュールの位相の温度補償に適用することにより、広帯域に渡る周波数において、温度に対して位相変動の小さなモジュールを得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
実施の形態１．
以下の図の説明において同一符号は同一または相当部分を示す。図１は実施の形態１のマイクロ波移相器の構成を示すもので、比較的高い周波数での特性を改善することに効果がある。図において、９０°ハイブリッド１、入力端子２、アイソレーション端子３、結合端子４、通過端子５、可変容量素子６、チョーク回路７、直流電源８、容量性スタブ１０、接地用チョーク１１を示している。
【００２１】
９０°ハイブリッド１の結合端子４と可変容量素子６の間、および通過端子５と可変容量素子６の間のそれぞれと接地との間に接地用チョーク１１を接続して、これらの点を直流的にアースする。また、可変容量素子６の終端に容量性スタブ１０（先端を短絡または開放して使用周波数において見かけのインピーダンスが容量性となるように長さを調整した給電線）を接続する。図中に示すように、容量性スタブ１０は等価的にコンデンサ１０ａと交流的なアース１０ｂとで表すことができる。
【００２２】
図１の可変容量素子６単独でのインピーダンスＺａ軌跡は、高い周波数では従来の説明で示した図１６である。図１６に示すように角周波数ωをω２まで高くすると、ボンディングワイヤに起因するインダクタＬｄの影響が大きくなるため、ＶＲを一定変化したときの位相の変化量が小さくなってしまう。従って、角周波数ωが高い領域で使用すると、移相量の周波数特性が大きくなる。
【００２３】
そこで、図１のように適当な値の容量性スタブ１０を直列接続することにより、Ｚａ軌跡は、図２に示すように、容量性スタブ１０を介して見た可変容量素子６のインピーダンスＺｂ軌跡に移動する。このとき、周波数の高いω２でも、電圧ＶＲをＶＲ１からＶＲ２まで変化させたときの位相変化が大きくなり、逆に角周波数の低いω１では、電圧ＶＲを変化させたときの位相変化が図１６に示したよりも小さくなる。図３は、電圧ＶＲを変化させたときの電圧対移相量特性の周波数特性を示すグラフであり、中心電圧ＶＲ０での位相で規格化したものである。容量性スタブ１０の値を適当に調整することにより、中心角周波数ω０で平坦化された移相量周波数特性にすることができる。
【００２４】
なお、可変容量素子６としてバラクタダイオードを用いた場合、その内部抵抗値Ｒｉは非常に小さいことから、Ｒｉ＝０オームとしたとき、電圧を変化させたときの移相量の変化が最大となる角周波数ω０は、以下の式で求められる。
【００２５】
【数１】
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【００２６】
図４に図１のマイクロ波移相器の構造例を示す。回路は一辺が数１０ｍｍの基板１００の上に展開されている。接地ラインは図示を省略している。電源回路８は外付けである。各部分の寸法はマイクロ波の波長を勘案して適切に設計され、全体は図示しないシールドケースに収納されている。
以上のように、この発明のマイクロ波移相器では所望の周波数帯域において、電圧対移相量特性の周波数特性を広帯域化することができる。
【００２７】
実施の形態２．
図５は実施の形態２のマイクロ波移相器の構成を示すもので、比較的低い周波数で改善効果がある。２つの可変容量素子６と接地との間に（ハイブリッド１に接続されていない側に）、それぞれ可変容量素子６に直列接続されるように誘導性素子１２を設けたものである。
この直列接続は可変容量素子６のどちら側でもよい。
【００２８】
可変容量素子６単独のインピーダンス軌跡は、低い周波数では従来例の図１０に示したものである。同図に示し、前述したとおり角周波数ωをω１まで低くすることにより、容量性の影響が小さくなるため、ＶＲを変化することによる位相の変化量が小さくなってしまう。従って、角周波数ωが低い領域で使用すると、移相量の周波数特性が大きくなるという課題があった。
【００２９】
そこで、図５のように適当な値の誘導性素子１２を直列接続することにより、図１０のインピーダンス軌跡は、図６に示すように、誘導性素子１２を介して見た可変容量素子６のインピーダンスＺｂ軌跡に移動する。このとき、角周波数の低いω１でも、電圧ＶＲをＶＲ１からＶＲ２まで変化させたときの位相変化が大きくなり、逆に角周波数の高いω２では、電圧ＶＲを変化させたときの位相変化がさきほどよりも小さくなる。図７は、電圧ＶＲを変化させたときの電圧対移相量特性の周波数特性を示すグラフであり、中心電圧ＶＲ０での位相で規格化したものである。誘導性素子１２の値を適当に調整することにより、中心周波数ω０で平坦化された周波数特性にすることができる。
【００３０】
また、実施の形態１と同様に、バラクタダイオードの内部抵抗値Ｒｉは非常に小さいことから、Ｒｉ＝０オームとしたとき、電圧を変化させたときの移相量の変化が最大となる角周波数ωは、実施の形態１の式(１)、(２)で求められる。
【００３１】
図８に図５のマイクロ波移相器の構造の実施例を示す。回路は一辺が数１０ｍｍの基板１００の上に展開されている。接地ラインは図示を省略している。電源回路８は外付けである。各部分の寸法はマイクロ波の波長を勘案して適切に設計され、全体は図示しないシールドケースに収納されている。実施の形態１の図４との違いは、対象とする周波数が低くなったことによりハイブリッド１の寸法が大きくなっている。
以上のように、この実施の形態のマイクロ波移相器では所望の角周波数帯域において、電圧対移相量特性の周波数特性を広帯域化できる。
【００３２】
実施の形態３．
図９は実施の形態３のマイクロ波移相器の構成を示すものである。２つの可変容量素子６と接地との間（可変容量素子６のハイブリッド１に接続されていない側）に、それぞれ可変容量素子６に直列接続されるように誘導性スタブ１３を設けたものである。
【００３３】
このマイクロ波移相器は実施の形態２の図５に示した誘導性素子１２の代わりに誘導性スタブ１３を用いた他は図５のものと基本構成は同じである。図５の誘導性素子１２と同じインダクタンス値の誘導性スタブ１３を用いている。動作原理は、実施の形態２と全く同じなので説明を省略する。
図１０に図９のマイクロ波移相器の構造例を示す。回路は一辺が数１０ｍｍの基板１００の上に展開されている。接地ラインは図示を省略している。電源回路８は外付けである。各部分の寸法はマイクロ波の波長を勘案して適切に設計され、全体は図示しないシールドケースに収納されている。
【００３４】
実施の形態４．
この実施の形態のマイクロ波移相器は実施の形態１のものと同様に、高い周波数に効果が大きいものである。図１１と図１２は実施の形態４のマイクロ波移相器の構成を示すもので、可変容量素子６に直列に容量性素子９を接続したものである。直列接続する方法は図１１のようでもよいし、図１２のようにしてもよい。
【００３５】
図１１、図１２のように適当な値の容量性素子９を直列接続することにより、Ｚａ軌跡は、実施の形態１の図２に示したと同様に、容量性素子９を介して見た可変容量素子６のインピーダンスＺｂ軌跡に移動する。このとき、角周波数の高いω２でも、電圧ＶＲをＶＲ１からＶＲ２まで変化させたときの位相変化が大きくなり、逆に角周波数の低いω１では、電圧ＶＲを変化させたときの位相変化がさきほどよりも小さくなる。そして実施の形態１の図３に示したような電圧対移相量特性の周波数特性のグラフとなる。容量性素子９の値を適当に調整することにより、中心角周波数ω０で平坦化された移相量周波数特性にすることができる。
【００３６】
また、バラクタダイオードの内部抵抗値Ｒｉは非常に小さいことから、Ｒｉ＝０オームとしたとき、電圧を変化させたときの移相量の変化が最大となる角周波数ω０は、実施の形態１の式（１），（２）で求められる。
図１３に図１１のマイクロ波移相器の構造例を示す。回路は一辺が数１０ｍｍの基板１００の上に展開されている。接地ラインは図示を省略している。電源回路８は外付けである。各部分の寸法はマイクロ波の波長を勘案して適切に設計され、全体は図示しないシールドケースに収納されている。
【産業上の利用可能性】
【００３７】
この発明のマイクロ波移相器は、マイクロ波を利用する送受信機、通信装置、レーダに利用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３８】
【図１】この発明による実施の形態１のマイクロ波移相器の構成を示す図である。
【図２】図１のものの動作を説明するための特性図である。
【図３】図１のマイクロ波移相器の特性図である。
【図４】図１のマイクロ波移相器の構造例を示す図である。
【図５】この発明による実施の形態２のマイクロ波移相器の構成図である。
【図６】図５の動作を説明するための特性図である。
【図７】図５のマイクロ波移相器の特性図である。
【図８】図５のマイクロ波移相器の構造例を示す図である。
【図９】この発明による実施の形態３のマイクロ波移相器の構成図である。
【図１０】図９のマイクロ波移相器の構造例を示す図である。
【図１１】この発明による実施の形態４のマイクロ波移相器の構成図である。
【図１２】この発明による実施の形態４のマイクロ波移相器の他の構成を示す図である。
【図１３】図１１のマイクロ波移相器の構造例を示す図である。
【図１４】従来のマイクロ波移相器の課題を説明するための特性説明図である。
【図１５】図１４の特性の問題点を説明する特性図である。
【図１６】従来のマイクロ波移相器の課題を説明するための特性説明図である。
【図１７】図１６の特性の問題点を説明する特性図である。
【符号の説明】
【００３９】
１  ９０°ハイブリッド、  ２  入力端子、  ３  アイソレーション端子、  
４  結合端子、  ５  通過端子、  ６  可変容量素子、  ７  チョーク回路、
８  直流電源、  ９  容量性素子、  １０  容量性スタブ、  １１  チョーク回路、
１２  誘導性素子、  １３  誘導性スタブ、    １００  プリント基板。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
2005333375.tif 000018
【図１６】
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【図１７】
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