(57)【要約】【課題】省電力化できるＯＦＤＭ復調装置を提供する。【解決手段】有効シンボルと該有効シンボルの一部分と同一内容を複写してなるガードインターバルとを備えた伝送シンボルを含むＯＦＤＭベースバンド信号からガードインターバルを除去して前記有効シンボルを取り出すためのシンボル同期信号を発生するシンボル同期検出部１０８を設ける。シンボル同期検出部１０８は、ＯＦＤＭベースバンド信号を遅延し、その遅延前後の信号の自己相関を求めて有効シンボル期間長とガードインターバル期間長を検出し、前記検出した有効シンボル期間長とガードインターバル期間長に基づいてシンボル同期信号を発生するものである。【選択図】  図１
2005064615.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
有効シンボルと該有効シンボルの一部分と同一内容を複写してなるガードインターバルとを備えた伝送シンボルを含むＯＦＤＭベースバンド信号からガードインターバルを除去して有効シンボルを抽出するＯＦＤＭ復調装置において、
前記伝送シンボルから前記有効シンボルを取り出すためのシンボル同期信号を発生するシンボル同期検出部を具備し、
前記シンボル同期検出部は、前記ＯＦＤＭベースバンド信号を遅延し、その遅延前後の信号の自己相関を求めて有効シンボル期間長とガードインターバル期間長を検出し、
前記検出した有効シンボル期間長とガードインターバル期間長に基づいてシンボル同期信号を発生するものであることを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。
【請求項２】
時間長が設定されている伝送シンボルが有効シンボルと該有効シンボルの一部分と同一内容を複写してなるガードインターバルとから構成されるＯＦＤＭベースバンド信号を入力し、このＯＦＤＭベースバンド信号をアナログ−デジタル変換部でサンプリングし、ガードインターバル除去部でガードインターバルを除去して有効シンボルを取り出し、高速フーリエ変換により各サブキャリアに対応した受信データを抽出するＯＦＤＭ復調装置において、
前記ＯＦＤＭベースバンド信号から前記有効シンボルを取り出すためのシンボル同期信号を発生するシンボル同期検出部を具備し、
前記シンボル同期検出部は、前記ＯＦＤＭベースバンド信号を有効シンボル時間だけ遅延して、その遅延前後の信号の自己相関を求める自己相関演算部と、自己相関の信号からの信号形状検出部とを備え、前記自己相関演算部と前記信号形状検出部とで有効シンボル期間長とガードインターバル期間長を検出し、
前記検出した有効シンボル期間長とガードインターバル期間長を元にシンボル同期信号を発生するものであることを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。
【請求項３】
請求項１または２記載のＯＦＤＭ復調装置において、
さらに、移動平均演算部を具備し、
自己相関演算部は異なる相関長を持った複数の自己相関演算器を備え、
自己相関演算部は前記ＯＦＤＭベースバンド信号を全ての自己相関演算器に入力し、
移動平均演算部は自己相関演算器の出力信号の移動平均を計算し、
信号形状検出部は、移動平均が０ではない自己相関演算器を検出することで有効シンボル期間長を検出するようになっていることを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。
【請求項４】
請求項１または２記載のＯＦＤＭ復調装置において、
最短のガードインターバル期間長と同じ長さの移動平均窓を用いて移動平均を計算する移動平均演算部が、自己相関演算部の出力信号を移動平均演算部に入力して移動平均を計算するように具備され、
信号形状検出部は、移動平均のピーク強度が受信ＯＦＤＭベースバンド信号の振幅の自乗と一致する自己相関演算器を検出することで有効シンボル期間長を検出することを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。
【請求項５】
請求項１または２記載のＯＦＤＭ復調装置において、
自己相関演算部は相関長を可変に設定できる１個の自己相関演算器を具備し、自己相関演算部は前記ＯＦＤＭベースバンド信号を上記自己相関演算器に入力し、
自己相関演算器は相関長を変えながら移動平均を計算し、信号形状検出部が移動平均のピーク強度が受信ＯＦＤＭベースバンド信号の振幅の自乗と一致する相関長を検出することで有効シンボル期間長を検出することを特徴するＯＦＤＭ復調装置。
【請求項６】
請求項３または４に記載のＯＦＤＭ復調装置において、
信号形状検出部は検出用の閾値を設定する機能を具備し、
信号形状検出部は移動平均演算部の出力信号である第一移動平均が第一閾値よりも大きいことを検出することで有効シンボル期間長を検出することを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。
【請求項７】
請求項３または４に記載のＯＦＤＭ復調装置において、
移動平均演算部は、移動平均窓を特定のガードインターバル期間長と一致させる様に設けられ、
信号形状検出部は、移動平均演算部の出力信号である移動平均のピーク強度とピーク形状とからガードインターバル期間長を検出することを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。
【請求項８】
請求項７記載のＯＦＤＭ復調装置において、
信号形状検出部は検出用の第二閾値を設定する機能を具備し、
信号形状検出部は移動平均演算部の出力信号である移動平均が前記第二閾値よりも大きい期間を検出することでガードインターバル期間長を検出することを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。
【請求項９】
請求項３または４に記載のＯＦＤＭ復調装置において、
自己相関演算部は複数の自己相関演算器を、移動平均演算部は複数の移動平均器を具備し、
信号形状検出部は移動平均器の出力信号がベースバンド信号の振幅の自乗と一致する移動平均器の数を検出することでガードインターバル期間長を検出することを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。
【請求項１０】
請求項３または４に記載のＯＦＤＭ復調装置において、
移動平均演算部は移動平均窓が可変である移動平均器を１個具備し、
移動平均器は移動平均窓の大きさを変えながら自己相関演算部の出力信号の移動平均を計算出力し、
信号形状検出部は移動平均のピーク強度がベースバンド信号の振幅の自乗と一致する移動平均窓の数を検出することでガードインターバル期間長を検出することを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。
【請求項１１】
請求項１０記載のＯＦＤＭ復調装置において、
信号形状検出部は検出用の第三閾値を設定する機能を具備し、
信号形状検出部は移動平均のピーク強度が第三閾値以上である移動平均窓の数を検出することで、ガードインターバル期間長を検出することを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。
【請求項１２】
前記請求項３または４に記載のＯＦＤＭ復調装置において、
さらに、ピーク位置を記憶する機能とタイマ機能を有するピーク位置検出部が設けられ、
ピーク位置検出部は、移動平均の第１ピークのピーク位置を検出・記憶し、上記ピーク位置に検出した前記有効シンボル期間長と前記ガードインターバル期間長を足した期間後に移動平均がピークであることを確認する機能を具備して、シンボル同期信号を出すタイミングを検出するものであることを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。
【請求項１３】
請求項１２記載のＯＦＤＭ復調装置において、
ピーク位置検出部は検出用の第四閾値を設定する機能を具備し、
ピーク位置検出部は、移動平均の第１ピークのピーク位置を検出し、上記ピーク位置に検出した前記有効シンボル期間長と前記ガードインターバル期間長を足した期間後に移動平均が第四閾値より大きいことを確認することで、シンボル同期信号を出すタイミングを検出するものであることを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。
【請求項１４】
請求項１２または１３に記載のＯＦＤＭ復調装置において、
ピーク位置検出部は移動平均の２Ｎ点を記憶する機能と、前記２Ｎ点のうち前半Ｎ点の前半移動平均と後半Ｎ点の後半移動平均を計算する機能を具備し、
ピーク位置検出部は後半移動平均が前半移動平均より大きい期間から前半移動平均が後半移動平均より大きい期間に変わるタイミングを検出することで、シンボル同期信号を出すタイミングを検出するものであることを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、デジタル伝送方式にて、映像信号や音声信号を効率よく伝送できる直交周波数分割多重方式（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ、以下、略してＯＦＤＭ）の復調装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
地上のデジタル放送では、建物によるゴースト妨害（フェージング、マルチパス）の克服に好適な変調方式として、マルチキャリアのＯＦＤＭ変復調方式が知られている。ＯＦＤＭ変復調方式は、１チャンネル帯域内に多数（２５６〜１０２４程度）のサブ・キャリアを設けて、映像信号や音声信号を効率よく伝送することが可能なデジタル変調・復調方式である。
【０００３】
キャリア番号ｋのサブキャリアの情報は複素数形式のＺｋ＝Ｉｋ＋ｊＱｋで示されるＩＱ信号で表現すると、そのＯＦＤＭ変調されたベースバンド信号は、
【０００４】
【数１】
2005064615.tif 000003
【０００５】
と書ける。ここで、Ｎは全キャリア数である。これは、キャリア情報Ｚｋ＝Ｉｋ＋ｊＱｋを周波数が、
ｆｋ＝２πｋ／Ｎ                                    …（２）
である平面波にのせて多重化したことに相当する。
【０００６】
式（１）におけるＺｋからＺｉに変換する信号処理は、周波数情報を時間情報に変換するフーリエ逆変換（ＩＦＦＴ：  Ｉｎｖｅｒｓｅ  Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ  ）に相当する。実際にＯＦＤＭ変調装置の標準的な構成では、多重化にＩＦＦＴが用いられている。
【０００７】
ＯＦＤＭ変調処理に相当するＩＦＦＴ変換の変換窓の期間が、有効シンボル期間ｔｓとなる。有効シンボル期間ｔｓを基本単位としてデジタル変調された全キャリアを加え合わせたものをＯＦＤＭ伝送シンボルという。
【０００８】
実際の伝送シンボルは、通常、図２に示すように有効シンボル１に、ガードインターバル（ＧＩ）２と呼ばれる期間ｔｇを付加して構成される。ＧＩ期間ｔｇの波形は、有効シンボル期間ｔｓの後部の信号波形を繰り返したものになっている。
【０００９】
例えば、地上波デジタル放送の規格であるＡＲＩＢ  ＳＴＤ−Ｂ３１「地上波デジタルテレビジョン放送の伝送方式」によると、有効シンボル期間長はＭＯＤＥと呼ばれるパラメータによって表１の様に定義されている。
【００１０】
【表１】
2005064615.tif 000004
【００１１】
さらに、ＧＩ期間（単位：μｓ）は、各有効シンボル期間長に対する比であるＧＩ期間長（ＧＩ比）と呼ばれるパラメータによって、表２の様に定義されている。
【００１２】
【表２】
2005064615.tif 000005
【００１３】
また、伝送シンボルを幾つか集めたものを伝送フレームといい、情報伝送用シンボルが１００個程度集まったものに、フレーム同期用シンボルやサービス識別用シンボルを付加したものである。例えば、地上波デジタル放送の規格であるＡＲＩＢ  ＳＴＤ−Ｂ３１「地上波デジタルテレビジョン放送の伝送方式」によると、１フレームは２０４シンボルと定義されている。
【００１４】
受信側では、ガードインターバルにある信号を無視して残りの部分から情報を取り出す。これは、ＯＦＤＭ受信信号にウィンドウをかけて、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）し、有効シンボル期間分の信号を復調することを意味する。つまり、ＯＦＤＭ変調波を復調するには、受信データをＦＦＴするために、受信側で有効シンボル期間を如何に正確に切り出すかということが重要な課題となっている。
【００１５】
次に、上記ＯＦＤＭの伝送シンボルを送信信号として発生するＯＦＤＭ変調装置の概略構成について簡単に説明する。図１４は従来のＯＦＤＭ変調装置の一構成例を示すブロック図である。このＯＦＤＭ変調装置には、ＱＰＳＫや１６ＱＡＭ等の方式でマッピングされた（一般には複素表現される）送信データが入力される。この送信データはシリアル／パラレル（Ｓ／Ｐ）変換部１１にて各伝送サブキャリアに対応したパラレルデータに変換される。
【００１６】
このパラレルデータはＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）部１２にて逆離散フーリエ変換される。これにより、１つのＯＦＤＭ伝送シンボルに対応する有効シンボルを得ることができる。
【００１７】
このようにして生成された有効シンボルは、ガードインターバル付加部１３に入力される。ここでは、入力された有効シンボルの後部の一部分を有効シンボルの前部へ巡回的に付加し、ＯＦＤＭの伝送シンボルをベースバンド信号として出力する。一般に、ベースバンド信号は複素形式で表現され、その実数に対応する信号はＩ信号、虚数に対応する信号はＱ信号と呼ばれている。
【００１８】
このベースバンド信号は一般にデジタル信号であるので、デジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換部１４ａ、１４ｂによりアナログ信号に変換される。この変換タイミングは、基本タイミング発生部１６で発生される基本タイミング周波数（１／Ｔｓａｍｐ、またはその２倍など）によって制御される。
【００１９】
さらに、このアナログ信号は、直交変調による周波数変換部１５にて所要の中間周波数または高周波へ変換され、送信信号として出力される。そして、周波数変換後の送信信号は、適切に増幅された後、空中線などの伝送路へ供給されて送信される。
【００２０】
続いて、ＯＦＤＭ復調装置の基本構成について簡単に説明する。図１５は従来のＯＦＤＭ復調装置の一構成例を示すブロック図である。このＯＦＤＭ復調装置には、前述のＯＦＤＭ変調装置から伝送路へ送出され、受信側の空中線にて受信された信号が、フィルタリングなどの信号処理を受けた後、ＯＦＤＭ受信信号として入力される。
【００２１】
このＯＦＤＭ受信信号は、周波数変換部２１によって対応するベースベンド信号に変換され、アナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換部２２ａ、２２ｂによりサンプリングされてデジタルのベースバンド信号（Ｉ信号およびＱ信号）となる。このデジタルのベースバンド信号は、ガードインターバル除去部２３に入力される。このガードインターバル除去部２３は、入力されるベースバンドＯＦＤＭ信号から伝送シンボル毎にガードインターバル部分を除去し、有効シンボルのみを出力する。
【００２２】
この有効シンボルの信号はＦＦＴ（高速フーリエ変換）部２４によって高速離散フーリエ変換され、これによって各サブキャリアに対応したパラレルの受信データに変換される。最後に、このパラレル受信データはパラレル／シリアル（Ｐ／Ｓ）変換部２５によって所要のシリアルの受信データ（複素シンボルデータ）に変換される。
【００２３】
ここで、ガードインターバル除去部２３並びにＦＦＴ部２４等は、シンボルタイミング同期検出部２６にてＯＦＤＭベースバンド信号から別途生成される伝送シンボルタイミング同期信号、有効シンボルタイミング同期信号、あるいはガードタイミング同期信号などに従って動作する。
【００２４】
従来の標準的なＯＦＤＭ復調装置では、ＯＦＤＭベースバンド信号の自己相関を計算して、シンボル同期が行われる。ＯＦＤＭ信号を精度よく、かつより安定に復調するためには、正確に安定したタイミング周波数（タイミング周期）にてＯＦＤＭベースバンド信号をサンプリングし、さらにこのサンプリングされた信号から所要の有効シンボルのみを正しいシンボルタイミング（フェーズ）にて抽出し、ＦＦＴ処理することが必要である。
【００２５】
しかしながら、実際にＯＦＤＭ信号を精度よく、かつより安定に復調するためには、正確に安定したタイミング周波数（タイミング周期）にてＯＦＤＭベースバンド信号をサンプリングし、さらにこのサンプリングされた信号から所要の有効シンボルのみを正しいシンボルタイミング（フェーズ）にて抽出し、ＦＦＴ処理することが必要である。
【００２６】
すなわち、雑音等により、そのいずれか一つでもずれると、各サブキャリア信号間や隣接するＯＦＤＭ伝送シンボル間にて干渉が生じ、復調信号が劣化してしまう。特に、上述のような相関出力ピークを利用する場合には、雑音等の影響を受けやすいと考えられるため、性能向上の必要が望まれる。
【００２７】
特許文献１では、スペクトル強調フィルタをシンボル同期に用いることで、雑音下でもより正確に安定したタイミング周波数同期並びにシンボルタイミング同期が可能となることを報告している。
【００２８】
特許文献１に記載のＯＦＤＭ復調装置においては、図１６に示すように、伝送されてきた受信信号を、周波数変換部５１にてベースバンド信号、つまりＯＦＤＭ信号に変換して出力する。ＯＦＤＭ信号は、１つの伝送シンボルの時間長が（ｔｓ＋ｔｇ）であり、かつ、該１つの伝送シンボルが有効シンボル（ｔｓ）と該有効シンボルの一部分と同一内容を複写してなるガードインターバル（ｔｇ）とから構成、言い換えると各有効シンボル間にガードインターバルがそれぞれ挿入されていることになる。
【００２９】
このＯＦＤＭ信号をアナログ−デジタル（Ａ／Ｄ）変換部５２ａ、５２ｂでサンプリングし、ガードインターバル除去部５３でガードインターバルを除去して有効シンボルのみを取り出した後、高速離散フーリエ変換５４により各サブキャリアに対応した受信データを抽出している。
【００３０】
上記ＯＦＤＭ復調装置では、さらに、前記アナログ−デジタル変換部５２でサンプリングされたＯＦＤＭ信号を有効シンボル時間だけ遅延して、その遅延前後の信号の相関をとって相関信号を求める相関演算部５６と、この相関演算部５６から出力される相関信号に基づいて前記アナログ−デジタル変換部５２でサンプリングされたＯＦＤＭ信号から前記有効シンボルを取り出すためのシンボルタイミング同期信号を発生するシンボルタイミング同期部５８と、前記相関信号と前記シンボルタイミング同期信号に基づいて前記の各Ａ／Ｄ変換部５２ａ、５２ｂのサンプリングタイミングを制御するタイミング周波数同期部５９とを具備している。
【００３１】
その上、前記シンボルタイミング同期部５８は、図１７に示すような、前記相関信号を入力して１／（ｔｓ＋ｔｇ）並びにその整数倍の周波数を通過させ、それ以外の周波数を抑圧する周波数特性を有するスペクトル強調フィルタ５８１を備え、このフィルタ出力のピーク位置からシンボルタイミングを検出することで、ピーク位置検出の雑音成分による影響を軽減し、ＭＯＤＥ判定とＧＩ判定と同時にシンボルタイミング同期を良好に行うようにしている。
【００３２】
【特許文献１】
特開平１０−２９４７１１号公報（公開日：１９９８年１１月４日）
【００３３】
【発明が解決しようとする課題】
上述した特許文献１で報告されているＯＦＤＭ復調装置は、シンボル同期を行う為の複素相関器以外にもＦＩＲフィルタ用に複素乗算器が複数必要となり回路規模が大きくなり、消費電力が増大するという課題を有し、消費電力が増大するので、携帯端末、携帯電話用としては問題が生じる。
【００３４】
【課題を解決するための手段】
本発明のＯＦＤＭ復調装置は、以上の課題を解決するために、有効シンボルと該有効シンボルの一部分と同一内容を複写してなるガードインターバルとを備えた伝送シンボルを含むＯＦＤＭベースバンド信号からガードインターバルを除去して有効シンボルを抽出するＯＦＤＭ復調装置において、前記伝送シンボルから前記有効シンボルを取り出すためのシンボル同期信号を発生するシンボル同期検出部を具備し、前記シンボル同期検出部は、前記ＯＦＤＭベースバンド信号を遅延し、その遅延前後の信号の自己相関を求めて有効シンボル期間長とガードインターバル期間長を検出し、前記検出した有効シンボル期間長とガードインターバル期間長に基づいてシンボル同期信号を発生するものであることを特徴としている。
【００３５】
本発明の他のＯＦＤＭ復調装置は、以上の課題を解決するために、時間長が設定されている伝送シンボルが有効シンボルと該有効シンボルの一部分と同一内容を複写してなるガードインターバルとから構成されるＯＦＤＭベースバンド信号を入力し、このＯＦＤＭベースバンド信号をアナログ−デジタル変換部でサンプリングし、ガードインターバル除去部でガードインターバルを除去して有効シンボルを取り出し、高速フーリエ変換により各サブキャリアに対応した受信データを抽出するＯＦＤＭ復調装置において、前記ＯＦＤＭベースバンド信号から前記有効シンボルを取り出すためのシンボル同期信号を発生するシンボル同期検出部を具備し、前記シンボル同期検出部は、前記ＯＦＤＭベースバンド信号を有効シンボル時間だけ遅延して、その遅延前後の信号の自己相関を求める自己相関演算部と、自己相関の信号からの信号形状検出部とを備え、前記自己相関演算部と前記信号形状検出部とで有効シンボル期間長とガードインターバル期間長を検出し、前記検出した有効シンボル期間長とガードインターバル期間長を元にシンボル同期信号を発生するものであることを特徴としている。
【００３６】
上記構成によれば、自己相関の、例えば移動平均のピーク強度とピーク形状から、まず有効シンボル期間長とガードインターバル期間長を判定し、判定した該有効シンボル期間長と該ガードインターバル期間長を元に有効シンボルの先頭のタイミングを検出する。
【００３７】
よって、上記構成は、従来のように、相関器以外にもＦＩＲフィルタ用に複数の必要であった複素乗算器を省けるから、従来と比べて回路規模を小さくでき消費電力を低減できる。
【００３８】
また、上記構成は、自己相関の結果により、有効シンボル期間長とガードインターバル期間長を判定するので、電磁波擾乱の影響を軽減できる。
【００３９】
上記ＯＦＤＭ復調装置では、さらに、移動平均演算部を具備し、自己相関演算部は異なる相関長を持った複数の自己相関演算器を備え、自己相関演算部は前記ＯＦＤＭベースバンド信号を全ての自己相関演算器に入力し、移動平均演算部は自己相関演算器の出力信号の移動平均を計算し、信号形状検出部は、移動平均が０ではない自己相関演算器を検出することで有効シンボル期間長を検出するようになっていてもよい。
【００４０】
上記ＯＦＤＭ復調装置においては、最短のガードインターバル期間長と同じ長さの移動平均窓を用いて移動平均を計算する移動平均演算部が、自己相関演算部の出力信号を移動平均演算部に入力して移動平均を計算するように具備され、信号形状検出部は、移動平均のピーク強度が受信ＯＦＤＭベースバンド信号の振幅の自乗と一致する自己相関演算器を検出することで有効シンボル期間長を検出するものであってもよい。
【００４１】
上記ＯＦＤＭ復調装置では、自己相関演算部は相関長を可変に設定できる１個の自己相関演算器を具備し、自己相関演算部は前記ＯＦＤＭベースバンド信号を上記自己相関演算器に入力し、自己相関演算器は相関長を変えながら移動平均を計算し、信号形状検出部が移動平均のピーク強度が受信ＯＦＤＭベースバンド信号の振幅の自乗と一致する相関長を検出することで有効シンボル期間長を検出するものであってもよい。
【００４２】
上記ＯＦＤＭ復調装置においては、信号形状検出部は検出用の閾値を設定する機能を具備し、信号形状検出部は移動平均演算部の出力信号である第一移動平均が第一閾値よりも大きいことを検出することで有効シンボル期間長を検出するものであってもよい。
【００４３】
上記ＯＦＤＭ復調装置では、移動平均演算部は、移動平均窓を特定のガードインターバル期間長と一致させる様に設けられ、信号形状検出部は、移動平均演算部の出力信号である移動平均のピーク強度とピーク形状とからガードインターバル期間長を検出するものであってもよい。
【００４４】
上記ＯＦＤＭ復調装置においては、信号形状検出部は検出用の第二閾値を設定する機能を具備し、信号形状検出部は移動平均演算部の出力信号である移動平均が前記第二閾値よりも大きい期間を検出することでガードインターバル期間長を検出するものであってもよい。
【００４５】
上記ＯＦＤＭ復調装置では、自己相関演算部は複数の自己相関演算器を、移動平均演算部は複数の移動平均器を具備し、信号形状検出部は移動平均器の出力信号がベースバンド信号の振幅の自乗と一致する移動平均器の数を検出することでガードインターバル期間長を検出するものであってもよい。
【００４６】
上記ＯＦＤＭ復調装置においては、移動平均演算部は移動平均窓が可変である移動平均器を１個具備し、移動平均器は移動平均窓の大きさを変えながら自己相関演算部の出力信号の移動平均を計算出力し、信号形状検出部は移動平均のピーク強度がベースバンド信号の振幅の自乗と一致する移動平均窓の数を検出することでガードインターバル期間長を検出するものであってもよい。
【００４７】
上記ＯＦＤＭ復調装置では、信号形状検出部は検出用の第三閾値を設定する機能を具備し、信号形状検出部は移動平均のピーク強度が第三閾値以上である移動平均窓の数を検出することで、ガードインターバル期間長を検出するものであってもよい。
【００４８】
上記ＯＦＤＭ復調装置においては、さらに、ピーク位置を記憶する機能とタイマ機能を有するピーク位置検出部が設けられ、ピーク位置検出部は、移動平均の第１ピークのピーク位置を検出・記憶し、上記ピーク位置に検出した前記有効シンボル期間長と前記ガードインターバル期間長を足した期間後に移動平均がピークであることを確認する機能を具備して、シンボル同期信号を出すタイミングを検出するものであってもよい。
【００４９】
上記ＯＦＤＭ復調装置では、ピーク位置検出部は検出用の第四閾値を設定する機能を具備し、ピーク位置検出部は、移動平均の第１ピークのピーク位置を検出し、上記ピーク位置に検出した前記有効シンボル期間長と前記ガードインターバル期間長を足した期間後に移動平均が第四閾値より大きいことを確認することで、シンボル同期信号を出すタイミングを検出するものであってもよい。
【００５０】
上記ＯＦＤＭ復調装置においては、ピーク位置検出部は移動平均の２Ｎ点を記憶する機能と、前記２Ｎ点のうち前半Ｎ点の前半移動平均と後半Ｎ点の後半移動平均を計算する機能を具備し、ピーク位置検出部は後半移動平均が前半移動平均より大きい期間から前半移動平均が後半移動平均より大きい期間に変わるタイミングを検出することで、シンボル同期信号を出すタイミングを検出するものであってもよい。
【００５１】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態について、図１ないし図１３に基づいて説明すれば以下の通りである。
【００５２】
（基本原理：相関）
本発明では、「相関」という概念が重要であるので、最初に説明する。
【００５３】
ＯＦＤＭ受信データ列は、ＩＱ成分をもつ複素数データ列
Ｚｉ＝ｒｉ  ｅｘｐ［ｊθｉ］＝Ｉｉ＋ｊＱｉ                  …（３）
と書ける。ここで、ｊは虚数単位、ｉはサンプリング点、ｒｉはＩＱ成分の振幅、θｉはＩＱ成分の位相である。ここでは、Ｔｓａｍｐ周期のサンプリング点でのデータ列を考える。なお、以下では議論を簡単にする為に、ｒｉは全てｒであると仮定する。つまり、強度は一定であるという仮定である。
【００５４】
時刻（Ｋ−ｉ）におけるデータＺＫ−ｉ（ｔ）と、時刻（−ｉ）におけるデータＺ−ｉ＊（ｔ）との複素相関関数ｑ−ｉ（ｔ）は、
ｑ−ｉ（ｔ）＝ＺＫ−ｉ（ｔ）  Ｚ−ｉ＊（ｔ）                  …（４）
と定義される。ここで、この時間差Ｋを相関長と呼ぶ。
【００５５】
さらに、該複素相関関数ｑ−ｉ（ｔ）の実部である
ＩＫ−ｉ（ｔ）  Ｑ−ｉ（ｔ）＋ＱＫ−ｉ（ｔ）  Ｉ−ｉ（ｔ）        …（５）
を自己相関、該複素相関関数ｑ−ｉ（ｔ）の虚部
ＱＫ−ｉ（ｔ）  Ｉ−ｉ（ｔ）−ＩＫ−ｉ（ｔ）  Ｑ−ｉ（ｔ）        …（６）
を相互相関と呼ぶ。
【００５６】
このデータ列Ｌ点の移動平均は、
【００５７】
【数２】
2005064615.tif 000006
【００５８】
と書ける。
【００５９】
（Ａ）データ列に相関が無い場合（ランダムな場合）
複素データ列の実部と虚部はランダムな値をとり、２点のデータ間で相関が無い場合を考える。この場合には、式（７）の位相θｉ’はランダムな値をとる。
ランダムな複素数データ列が３０個の場合には、図３（ａ）の様に円からかなり点がぬけて点が存在しているので、該データ列の和は原点からずれる。
【００６０】
一方、１０００個のランダムな複素数データ列は図３（ｂ）の様にほぼ円形状となるので、該データ列の和は原点に近づく。したがって、前記図３（ａ）および図３（ｂ）より、このデータ列の移動平均は、点数が増えるほど原点に近づく。この様に、ランダムな複素データ列の複素相関の移動平均は、移動平均窓が十分大きいときには、下式（８）に示すように、
【００６１】
【数３】
2005064615.tif 000007
【００６２】
とほぼゼロになる。
【００６３】
（Ｂ）データ列に相関がある場合
時刻（Ｋ−ｉ）におけるデータＺＫ−ｉ（ｔ）と時刻（−ｉ）におけるデータＺ−ｉ＊（ｔ）との間に「相関がある」とは、下式（９）に示すように、
ＺＫ−ｉ（ｔ）  〜  Ｚ−ｉ＊（ｔ）                            …（９）
が成り立つことである。特に理想的には、下式（１０）に示すように、
ＺＫ−ｉ（ｔ）＝Ｚ−ｉ＊（ｔ）  ⇔  θＫ−ｉ＝θ−ｉ            …（１０）
となる。Ｌ点のデータのうちＬ２点のデータが相関を持っているとすると、式（７）の移動平均は、下式（１１）に示すように、
【００６４】
【数４】
2005064615.tif 000008
【００６５】
となる。つまり、複素相関の移動平均の強度は、該移動平均窓内の相関をもつ点の数と該移動平均窓の長さ比に比例する。特に、該移動平均窓内の全ての点が相関を持つ場合に、式（５）は最大となり、最大値はｒ２となる。
【００６６】
したがって、複素相関を計算すれば、ＯＦＤＭベースバンド信号に含まれている周期性を検出することが可能となる。ＯＦＤＭ受信装置の標準的な構成では、シンボルの先頭位置を検出するのに、この自己相関が用いられている。
【００６７】
図４はガードインターバル領域を有するＯＦＤＭベースバンド信号の自己相関における移動平均の強度の時間変化を説明するものである。図４（ａ）は、受信したＯＦＤＭベースバンド信号Ｚ−ｉ（ｔ）である。
【００６８】
４１は有効シンボル期間長を、４２はＧＩ期間長を示す。矢印４３は、図４（ａ）に示す該ＯＦＤＭベースバンド信号のＫ点離れた２点のデータＺＫ−ｉ（ｔ）（点４３ａ）とＺ−ｉ＊（ｔ）（点４３ｂ）との自己相関を計算することを示し、各時間領域４４（４４ａ〜４４ｆ）は移動平均を計算するための窓（ウインドウ）であり、図４の左から右に移動する。ここで、Ｋは、Ｋ・Ｔｓａｍｐ＝ｔｓ＋ｔｇを満たす。
【００６９】
該移動平均窓４４が４４ａの位置にあるときには、Ｋ点離れた点は相関がないので、前記（基本原理：相関）（Ａ）の場合に相当し、移動平均は０となる。
【００７０】
更に該移動平均窓４４が移動して、位置４４ａから位置４４ｄに移動する間は、移動平均窓４４とガードインターバル期間長４２の重なる領域は相関をもつので、前記（基本原理：相関）（Ｂ）の場合に相当する。つまり、出力強度は、該移動平均窓４４とガードインターバル期間長４２が重複する期間に比例する。例えば、移動平均窓４４が位置４４ａと位置４４ｃの間の位置４４ｂにあるときには、自己相関の大きさは重複期間４５の長さに比例する。
【００７１】
更に該移動平均窓４４が位置４４ｅに来ると、該移動平均窓内の全ＯＦＤＭベースバンド信号の相関がなくなり、前記（基本原理：相関）（Ａ）に相当し自己相関の移動平均の強度は０となる。
【００７２】
以上の議論より、自己相関の移動平均の強度は図４（ｂ）の様な形状となる。この曲線はシンボルの先頭でピークをもつので、シンボル同期が可能となる。しかし、実際の使用環境では、電磁波環境や受信ＲＦ波を中間周波数帯にダウンコンバージョンするアナログデバイス特性を考慮すると、ノイズはマルチパスによるフェージング等によって、この曲線にノイズが載った形状となる。以下の議論では、この（Ａ）と（Ｂ）の議論が基本となる。
【００７３】
（基本的な構成）
本発明のＯＦＤＭ復調装置の基本構成の一例について簡単に説明する。図１は一構成例を示すブロック図である。このＯＦＤＭ復調装置には、放送局側のＯＦＤＭ変調装置から伝送路（一般に空気中）へ送出され、受信側の空中線にて受信された信号が、受信ＲＦ周波数帯から中間周波数帯に周波数ダウンコンバージョン処理を受けた後、アナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換部によってサンプリングされてデジタルのＯＦＤＭ受信信号となる。その後、ＩＱ生成部１０９によって、直交検波が行われ、デジタルのベースバンド信号（Ｉ信号およびＱ信号）となる。
【００７４】
このデジタルのベースバンド信号は、ガードインターバル除去部１０１に入力される。このガードインターバル除去部１０１は、入力されるベースバンドＯＦＤＭ信号から伝送シンボル毎にガードインターバル部分を除去し、有効シンボルのみを出力する。
【００７５】
この有効シンボルの信号は、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）部１０２によって高速離散フーリエ変換され、これによって波長多重化（ＯＦＤＭ化）されたベースバンド信号から各サブキャリアのＩＱデータを取り出すことができる。
【００７６】
次に、伝送路補償処理部において、例えばＡＲＩＢ  ＳＴＤ−Ｂ３１「地上波デジタルテレビジョン放送の伝送方式」で規定されているＳＰ（Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ  Ｐｉｌｏｔ）信号やＣＰ（Ｃｏｎｔｉｎｕａｌ  Ｐｉｌｏｔ）信号を基準にすることで、前記各サブキャリアのＩＱデータの位相や振幅の調整を行う。これによって、伝送路でのマルチパス等のフェージングによって生じるＩＱ信号の擾乱をとり除いた信号を出力する。
【００７７】
ここで、ガードインターバル除去部１０１並びにＦＦＴ部１０２等は、シンボル同期検出部１０８にてＯＦＤＭベースバンド信号から別途生成されるシンボル同期信号にしたがって動作する。ＡＦＣ部は、ＯＦＤＭベースバンド信号の自己相関と相互相関を計算し、ＯＦＤＭベースバンド信号のドップラー効果やクロックの周波数と受信ＯＦＤＭ信号のクロックとの違い等に起因する周波数誤差を補正する。
【００７８】
受信ＯＦＤＭ信号の自己相関関数の時間軸上での周期を正確に求めるには、雑音やマルチパスによるフェージング等の実際の電磁波環境における擾乱の影響を避ける為には、前記従来技術の用なスペクトル協調フィルタ等が必要となる。
【００７９】
しかし、この方法は回路規模が大きくなり、携帯電話や携帯端末等に搭載する為の低消費電力用ＯＦＤＭ復調装置には向いていない。
【００８０】
そこで、本発明では、時間軸上のどのタイミングで自己相関がピークとなるかを検出しないでシンボル同期を行う方法を採用した。例えば、ＡＲＩＢ  ＳＴＤ−Ｂ３１「地上波デジタルテレビジョン放送の伝送方式」では、ＭＯＤＥ２とＭＯＤＥ３との有効シンボル期間長はそれぞれＭＯＤＥ１の２倍と４倍とで定義されている。
【００８１】
また、ガードインバーバル期間は、有効シンボル期間長の１／４、１／８、１／１６、１／３２とＧＩ比が定義されている。これらの各ＭＯＤＥとＧＩ比との関係を用いることで、自己相関の移動平均の形状やピーク強度から、まず、有効シンボル期間長（ＭＯＤＥ）の判定を行い、次に、ＧＩ期間長（ＧＩ比）の判定を行い、最後に該判定ＭＯＤＥと該判定ＧＩ比に基づいてピーク位置検出を順次行えば、フィルタや乗算器を用いることなく、雑音に強いシンボル同期回路を実現することが可能となることを発明者らは見出した。
【００８２】
上記シンボル同期回路としての、本発明のシンボル同期検出部１０８は、自己相関演算部１０３、移動平均演算部１０４、信号形状検出部１０５、ピーク位置検出部１０６、およびタイミング発生部１０７を備えている。
【００８３】
本発明は、ＩＱ生成部１０９で発生するＯＦＤＭベースバンド信号（ＩＱ信号）を自己相関演算部１０３に入力し、自己相関演算部１０３の出力を移動平均演算部１０４に入力する。移動平均演算部１０４の出力信号は、自己相関の移動平均となる。
【００８４】
本発明においては、該出力信号の形状やピーク強度によって、まず有効シンボル期間長（ＭＯＤＥ）判定、次にＧＩ期間長（ＧＩ比）判定を行い、最後に該判定有効シンボル期間長（ＭＯＤＥ）と該判定ＧＩ期間長（ＧＩ比）に基づいてピーク位置検出を順次行うことを基本とする。
【００８５】
以下では、ＯＦＤＭベースバンド信号（ＩＱ信号）の自己相関の移動平均の出力信号を元に説明している。
【００８６】
図５（ａ）に示す様に、前記自己相関演算部１０３は１個以上の自己相関演算器１０３ａで構成される。図９は自己相関演算器１０３ａの回路の例である。自己相関演算器１０３ａは、入力信号に相関長だけ遅延を与えるＦＩＦＯ３０１と、入力信号とＦＩＦＯの出力信号の複素乗算を行う複素乗算器３０４とを有している。複素乗算器３０４は、２個の乗算器３０２と１個の加算器３０３とで構成される。ＦＩＦＯは、データをＦｉｒｓｔ  Ｉｎ  Ｆｉｒｓｔ  Ｏｕｔ、つまり先入れ・先出しに格納し出力するように設定されたメモリである。
【００８７】
図５（ｂ）に示す様に、前記移動平均演算部１０４は１個以上の移動平均器１０４ａで構成される。移動平均器１０４ａの回路の例を図１２に示す。移動平均器１０４ａでは、加算器４０２に、レジスタ４０３の１クロック過去の値と、現時点での入力信号と、ＦＩＦＯ４０１で遅延させた過去の入力信号の符号を反転させたものが入力され、加算器４０２の出力がレジスタ４０３に入力される。
【００８８】
したがって、該レジスタ４０３の値は、現時点からＦＩＦＯの段数Ｗだけ過去の入力信号の和となる。除算器４０４で、該レジスタ４０３の値をＷで割れば、Ｗ点の移動平均をリアルタイムに出力できる。
【００８９】
以下では、前記基本構成を元に実施例の説明をするが、同じ機能を有するものであれば、前記基本構成に限定されるものではない。
【００９０】
（実施例１）
図５（ａ）に示すように本発明におけるシンボル同期検出部は、複数の自己相関演算器１０３ａで構成される。各自己相関演算器１０３ａの相関長Ｋは、規格で規定されている各有効シンボル期間長に一致するものとする。例えば、ＡＲＩＢ  ＳＴＤ−Ｂ３１「地上波デジタルテレビジョン放送の伝送方式」では、前述の表２の様に規定されている。前記ＩＱ生成装置からの、ベースバンド信号（ＩＱ信号）をこの各自己相関演算器１０３ａに入力する。
【００９１】
図６（ａ）は有効シンボル期間長（ＭＯＤＥ）判定したいベースバンド信号を示している。該ベースバンド信号の有効シンボル期間長をｔｓ１とおく。
【００９２】
有効シンボル期間長と相関長が異なる場合、ｔｓ１≠Ｋとなり、ｔｓ１と異なる、例えば長い相関長（図６（ｂ）の４８）が設定された自己相関演算器に対して、該ベースバンド信号を入力した場合は、前記式（１０）が成立する領域は該ベースバンド信号には存在しない。更に、逆フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）によってサブキャリアが多重化されたＯＦＤＭ信号は十分ランダムなので、前記（基本原理：相関）（Ｂ）に相当し、移動平均演算部１０４の出力信号は常に０となる。（図６（ｂ）の太線部分）
有効シンボル期間長と相関長とが互いに等しい場合、ｔｓ１＝Ｋとなり、一方、ｔｓ１と同じ長さの相関長（図６（ｃ）の４９）の自己相関演算器に該ベースバンド信号を入力した場合には、ＧＩ期間と有効シンボル期間上の対応する期間が条件式（１０）を満たす。したがって、前記（基本原理：相関）（Ａ）に相当し、移動平均演算部１０４の出力信号は、図６（ｃ）に示す太線の様に、０以外の部分を有する、０を示す線に対して凸の形状を備えたものとなる。
【００９３】
したがって、信号形状検出部１０５が、０ではない出力信号を検出すれば、該出力信号のもとなる自己相関を出力した相関器１０３ａの相関長が、ＯＦＤＭベースバンド信号の有効シンボル期間長に相当する。つまり、有効シンボル期間長（ＭＯＤＥ）の判定ができたことになる。
【００９４】
本発明では、複数の相関器が必要となるが、スペクトル協調フィルタを用いる従来技術に比較すると、回路全体で必要な乗算器が格段に低減され、小型化できると共に、省電力化も可能となる。
【００９５】
ＯＦＤＭ信号には、有効シンボル期間長以外にＧＩ期間長というパラメータも存在する。つまり、有効シンボル期間長（ＭＯＤＥ）が同じでもＧＩ期間長が異なる信号がある。
【００９６】
そこで、本実施例においては、ＧＩ期間長の長短の影響について説明する。ＧＩ期間長が異なっても、有効シンボル期間長と自己相関演算器の相関長が一致さえしていれば、前記（基本原理：相関）（Ａ）に相当するので、移動平均演算部１０４の出力信号は０ではない。つまり、ＧＩ期間長（ＧＩ比）の影響を受けることなく、本実施例によって有効シンボル期間長（ＭＯＤＥ）が判定できる。
【００９７】
（実施例２）
本実施例２では、移動平均窓（図７では７１、７２、７３）を規格で定められたＧＩ期間長の中で最小のものと一致するように自己相関演算器１０３ａが構成されている。該自己相関演算器１０３ａにＧＩ期間長（ＧＩ比）の異なるＯＦＤＭベースバンド信号を入力する場合を考える。
【００９８】
図７（ａ）では移動平均窓が位置７１ｃから７１ｅである時、図７（ｂ）では移動平均窓が位置７２ｂから７２ｃである時、図７（ｃ）では移動平均窓が位置７３ｂである時に、該移動平均窓内の点全てが相関を持つ。つまり、何れのＧＩ期間長（ＧＩ比）でも移動平均演算部１０４の出力信号のピーク強度はベースバンド信号の振幅の自乗の平均となる下式（１２）
【００９９】
【数５】
2005064615.tif 000009
【０１００】
（Ｎは平均の点数）となる。
【０１０１】
したがって、出力信号のピーク強度がベースバンド信号の振幅の自乗の平均であれば、相関長に相当する有効シンボル期間長（ＭＯＤＥ）を判定したことになる。この様に、自己相関演算器の相関長（移動平均窓の長さに相当）を規格で定められたＧＩ期間長（ＧＩ比）の中で最小のものと一致させれば、ＧＩ期間長の長短の影響をうけることなく容易に有効シンボル期間長（ＭＯＤＥ）判定が可能となる。
【０１０２】
（実施例３）
実際に使用する環境では、空気中の電磁波の状態や受信ＲＦ波を中間周波数帯域まで周波数ダウンコンバージョンするアナログデバイスの特性等により、ＯＦＤＭベースバンド信号は雑音やマルチパスによるフェージング等の擾乱が挿入されるのが一般的である。
【０１０３】
しかし、白色雑音は、当然相関を持たないので、自己相関の移動平均（式（２））である移動平均演算部１０４の出力信号は、０を中心に雑音を反映して揺らぐことになる。
【０１０４】
したがって、本実施例３においては、信号形状検出部１０３に、例えばベースバンド信号の振幅の自乗の平均である、前述の式（１２）に示された値より小さい、例えば、上記値の１／２や３／４を閾値として設定し、自己相関演算器の出力信号が該閾値よりもよりも大きいか否かをＭＯＤＥ判定条件とする機能を付加することで、電磁波擾乱に対する耐性を上げ、誤判定を無くすことが可能となる。
【０１０５】
（実施例４）
前記実施例１では複数の自己相関演算器１０３ａで構成した。しかし、相関長が可変である自己相関演算器１０３ａを用いれば、一つの相関器で上記と同じ機能が実現可能となる。
【０１０６】
図８に処理のフローを示す。まず、本実施例４では、信号形状検出部１０５は、自己相関演算器１０３ａの相関長を、ある有効シンボル期間長（ＭＯＤＥ）と一致する様に設定し（図８のステップ１、以下、ステップをＳと略記する）、続いて、ＯＦＤＭベースバンド信号における自己相関の移動平均を計算する（Ｓ２）。
【０１０７】
もし、有意な移動平均演算部１０４の出力信号のピーク強度が受信ベースバンド信号の平均強度と同じか否かを判定し（Ｓ３）、同じであれば、このときの相関長が受信ベースバンド信号の有効シンボル長であり、有効シンボル期間長（ＭＯＤＥ）判定は完了である（Ｓ５）。
【０１０８】
逆に、Ｓ３において、有意な移動平均演算部１０４の出力信号がない場合，つまり否の場合には、信号形状検出部１０５は、自己相関演算器１０３ａの相関長を異なる有効シンボル期間長に変更して、同じフローを行う。これを繰り返すことによって、一つの相関長が可変に設定できる自己相関演算器１０３ａで、受信ベースバンド信号のＭＯＤＥ（有効シンボル期間長）の判定が可能となる。
【０１０９】
具体的な回路の構成方法の例としては、図９のＦＩＦＯ３０１の遅延量が可変に設定できる様になれば、相関長を可変にできる。
【０１１０】
（実施例５）
ＧＩ期間長（ＧＩ比）の判定方法について説明する。本実施例は、ＧＩ比が２通り、もしくは３通りしか規定されていない場合にのみ適用可能である。例えばＡＲＩＢ  ＳＴＤ−Ｂ３１「地上波デジタルテレビジョン放送の伝送方式」では前述の表２に示す様に４通りのＧＩ比が定義されているが、実際の運用規定では、そのうちの３通りや２通のみ使用となる放送サービスが大半なので、本発明はその様なサービスに有効である。
【０１１１】
ＧＩ期間長（ＧＩ比）を判定するために、移動平均器１０４ａを２個もしくは３個用意する。上記の各実施例１ないし４に記載のＭＯＤＥ判定回路で判定した有効シンボル期間長（ＭＯＤＥ）を、該自己相関演算器の相関長として設定する。該自己相関演算器の移動平均窓は、２通りの時は２通りのどちらか一方のＧＩ期間長、３通りの場合には真中の大きさのＧＩ期間長と一致するように設定する。
【０１１２】
出力の自己相関信号が、ＯＦＤＭベースバンド信号におけるＧＩ期間長ｔｇと自己相関演算器の相関長Ｌの大小関係によってどの様に変わるかについて図１０を用いて説明する。
【０１１３】
ＧＩ期間長が移動平均窓より長い場合（ｔｇ＞Ｌ）、該移動平均窓が位置７４ａよりも左側にある時には、相関が無いので前記（基本原理：相関）（Ａ）より移動平均器１０４ａの出力信号は０となる。該移動平均窓が位置７４ａから位置７４ｂに移動すると、前記（基本原理：相関）（Ｂ）より移動平均器１０４ａの出力信号は該移動平均窓とＧＩ期間長の重なる領域に比例して増加する。
【０１１４】
更に該移動平均窓が位置７４ｃから位置７４ｄの間にある時には、該移動平均窓全体がＧＩ期間長と重なるので出力信号はピーク値ｒ２を示す。該移動平均窓が位置７４ｄから位置７４ｅに移動すると、出力信号は重なる領域に比例して減少し、位置７４ｅよりも右側では相関がなくなるので０となる。したがって、移動平均演算部１０４の出力信号は、シンボル期間長（ｔｓ＋ｔｇ）周期で、ピーク値がｒ２、形状が台形の信号となる。
【０１１５】
ＧＩ期間長と移動平均窓が等しい場合（ｔｇ＝Ｌ）、該移動平均窓が位置７５ａよりも左側にある時には、相関が無いので前記（基本原理：相関）（Ａ）より出力信号は０となる。該移動平均窓が位置７５ａから位置７５ｂに移動すると、前記（基本原理：相関）（Ｂ）より出力信号は該移動平均窓とＧＩ期間長の重なる領域に比例して増加する。該移動平均窓が位置７５ｂにある時のみ該移動平均窓全体がＧＩ期間長と重なるので出力信号はピーク値ｒ２を示す。
【０１１６】
さらに、該移動平均窓が位置７５ｂから位置７５ｃに移動すると、出力信号は重なる領域に比例して減少し、位置７５ｃよりも右側では相関がなくなるので０となる。したがって、移動平均演算部１０４の出力信号は、シンボル期間長（ｔｓ＋ｔｇ）周期で、ピーク値がｒ２、形状が三角形の信号となる。
【０１１７】
ＧＩ期間長が移動平均窓より短い場合（ｔｇ＜Ｌ）、該移動平均窓が位置７６ａよりも左側にある時には、相関が無いので前記（基本原理：相関）（Ａ）より出力信号は０となる。該移動平均窓が位置７６ａから位置７６ｂに移動すると、前記（基本原理：相関）（Ｂ）より出力信号は該移動平均窓とＧＩ期間長の重なる領域に比例して増加する。
【０１１８】
該移動平均窓が位置７６ｂから位置７６ｃの間にある時は、該移動平均窓の半分のみがＧＩ期間長と常に重複するので出力信号はピーク値ｒ２／２を示す。更に該移動平均窓が位置７６ｃから位置７６ｄに移動すると、出力信号は重なる領域に比例して減少し、さらに位置７６ｄよりも右側では相関がなくなるので０となる。
【０１１９】
したがって、移動平均演算部１０４の出力信号は、シンボル期間長（ｔｓ＋ｔｇ）周期で、ピーク値がｒ２／２、形状が台形の信号となる。
【０１２０】
信号形状検出部１０５は、有効シンボル期間長（ＭＯＤＥ）判定された信号をシンボル同期検出部に入力した時の移動平均演算部１０４の出力信号から図１１に示す処理フローを行うことによって、ＧＩ期間長（ＧＩ比）判定が可能となる。
【０１２１】
もし、出力信号の事故相関の移動平均を計算し（図１１のＳ１１）、その移動平均のピーク値がベースバンド信号の振幅の自乗の平均である、前述の式（１２）に示したｒ２の半分（第二閾値）であるか否かを判定し（図１１のＳ１２）、半分であれば受信ＯＦＤＭ信号のＧＩ期間長は該移動平均窓よりも短い事がわかる（図１１のＳ１３）。
【０１２２】
もし、出力信号のピーク値がベースバンド信号の振幅の自乗の平均を示すｒ２と同じ場合には（図１１のＳ１２のＮＯに相当する）、出力信号の形状を調べる（図１１のＳ１４）。もし、出力信号が三角形の時には、受信ＯＦＤＭ信号のＧＩ期間長は該移動平均窓と同一であり（図１１のＳ１５）、そうでなければ該移動平均窓よりも長いことになる（図１１のＳ１６）。
【０１２３】
規格で定められたＧＩ期間長（ＧＩ比）が３通りと予め設定されている場合には、以上の方法によって、上記の各ＧＩ期間長（ＧＩ比）をそれぞれ判定することが可能となる。
【０１２４】
（実施例６）
前記実施例５において、ＧＩ期間長ｔｇと該移動平均窓Ｌが、ｔｇ＝Ｌもしくはｔｇ＞Ｌであるかを区別する条件は、移動平均演算部１０４の出力信号の形状が三角形であるか台形であるかである。しかし、雑音やマルチパスによるフェージングやドップラー効果などの周波数シフトなど実際の使用環境における擾乱によって、台形の上辺が斜めになったり、ノイズが乗ったりすることがある。
【０１２５】
そこで、信号形状検出部１０５は、形状ではなく、ある閾値、ｒ２より小さい例えばｒ２×３／４を設定し、該閾値よりも出力信号が大きくなる期間ｔ２を計測する。もし、このｔ２が、ｔ２＞Ｌであれば図１０（ａ）に相当し、ｔ２＝０であれば図１０（ｃ）に相当し、０＜ｔ２＜Ｌであれば図１０（ｂ）に相当する。この様にｔ２とＬとを比較することで、信号形状検出部１０５はＧＩ期間長（ＧＩ比）を判定することが可能となる。
【０１２６】
移動平均演算部１０４の出力信号が該閾値以上である期間ｔ２を計測すれば良いので実使用環境の擾乱に対する耐性も格段に向上する。
【０１２７】
（実施例７）
本実施例７は、規格で定められたＧＩ期間長（ＧＩ比）の数に制限が無い場合である。ここで、Ｐ個のＧＩ期間長（ＧＩ比）が規格として存在し、各ＧＩ期間長は、下式（１３）に示すように、
ｔｇ１＞ｔｇ２＞ｔｇ３＞・・・＞ｔｇＰ                …（１３）
であると仮定する。
【０１２８】
ＧＩ期間長（ＧＩ比）を判定するために、図５（ｂ）に示す様に、移動平均演算部１０４をＬ個の移動平均器１０４ａで構成する。自己相関演算部１０３の相関長は、実施例１ないし４で判定した有効シンボル期間長とする。各移動平均器１０４ａの移動平均窓の大きさは、ｔｇ１、ｔｇ２、ｔｇ３、・・・、ｔｇＰのＰ通りとする。
【０１２９】
前記実施例６で議論した、ＧＩ期間長ｔｇと自己相関演算器の移動平均窓Ｌの大小関係と自己相関演算器の出力信号におけるピーク強度の関係をまとめると以下の表３のようになる。
【０１３０】
【表３】
2005064615.tif 000010
【０１３１】
ここで、Ｐ個の移動平均器１０４ａのうちＭ個の出力信号のピーク強度がｒ２であったとする。すると、表３より、受信ベースバンド信号のＧＩ期間長ｔｇがＬ以上の時に出力信号のピーク強度がｒ２となるので、式（１３）の関係より、相関長がＬ＝ｔｇ１、ｔｇ２、ｔｇ３、・・・、ｔｇＭである自己相関演算器のピーク強度がｒ２となり、残り相関器がピーク強度がｒ２／２となる。ここで、再度表３をみると、該移動平均窓Ｌの最小のものが、受信ベースバンド信号のＧＩ期間長ｔｇと一致するので、ｔｇ＝ｔｇＭとＧＩ期間長（ＧＩ）比を判断することができる。
【０１３２】
以上より、信号形状検出部１０５がＰ個のうちＭ個の移動平均器の出力信号のピーク強度がｒ２であることを検出すると、規定されているＰ個のＧＩ期間長（ＧＩ比）の内、Ｍ番目に大きな値が、受信ベースバンド信号のＧＩ期間長（ＧＩ比）であると判定できる。
【０１３３】
（実施例８）
前記実施例７において、移動平均器１０４ａの移動平均窓が可変に設定できれば、１個の移動平均器でＧＩ判定が可能となる。
【０１３４】
前記の各実施例１ないし４に記載の何れかの方法でＭＯＤＥ判定を行った後に、該自己相関演算器に信号を入力する。該自己相関演算器の相関長Ｌをｔｇ１、ｔｇ２、ｔｇ３、・・・、ｔｇＰのＰ通りに換えて、出力信号の強度がｒ２となる数を調べれば、前記各実施例と同様にＧＩ期間長（ＧＩ比）を判定することが可能となる。
【０１３５】
移動平均の窓を可変にする方法の一例としては、図１２に示す回路を、ＦＩＦＯ４０１の遅延段数Ｗと除算器４０４のＷを可変となる様に構成すればよい。
【０１３６】
（実施例９）
前記実施例８および９における条件判断において、信号形状検出部１０５は、例えばｒ２×３／４を閾値（第三閾値）として設定し、移動平均演算部１０４の出力信号が該閾値を超えるか否かを調べて、ＧＩ期間長（ＧＩ比）を判定する。
これによって、雑音やマルチパスによるフェージングやドップラー効果などの周波数シフトなど実際の使用環境における擾乱に対する耐性が向上する。
【０１３７】
（実施例１０）
前記実施例１ないし９で判定した有効シンボル期間長（ＭＯＤＥ）とＧＩ期間長（ＧＩ比）を元に、シンボル同期を行う。相関長が判定した有効シンボル期間長（ＭＯＤＥ）、移動平均窓がＧＩ期間長（ＧＩ比）である自己相関演算器の出力信号をピーク位置検出部１０６に入力する。ピーク位置検出部１０６は、ピーク位置の検出と、タイマの機能を有する。ピーク位置検出部１０６は、１度目のピークを検出すると、その時刻ｔｐ１を記憶し、タイマによって時刻ｔｐ２＝ｔｐ１＋ｔｓ＋ｔｇ（第１のピーク位置にシンボル期間長を足したもの）にピークが存在するか否かを調べる。
【０１３８】
もし、ピークであれば、その位置がシンボルの先頭（ＧＩの先頭）となる。したがって、タイミング発生部１０７は、その後、ｔｓ＋ｔｇ周期のカウンタを回せば、シンボルの先頭であるシンボル同期信号をシンボル期間長周期で出力することができ、シンボル同期が可能となる。なお、シンボル同期信号を出すタイミングは、ｔｓ＋ｔｇ周期であれば、どのタイミングで出しても構わない。ＦＦＴや伝送路補償部の仕様によって、設定すべきパラメータである。
【０１３９】
また、ピークとなっていなければ、再度一度目のピーク検出から同様の処理を行う。
【０１４０】
前記実施例１ないし９で判定した有効シンボル期間長（ＭＯＤＥ）とＧＩ期間長（ＧＩ比）から、シンボル期間長が分かるので、これをもとにシンボル同期のタイミングを検出すれば、移動平均器１０４ａの出力信号のピークとピークの間の雑音による局所的なピークによる影響を受けることなくシンボル同期が正確にできる。
【０１４１】
（実施例１１）
前記実施例１０において、移動平均器１０４ａの出力信号の１度目のピーク検出時に時刻ｔｐ１と信号強度ｒｐ１を記憶し、時刻ｔｐ２＝ｔｐ１＋ｔｓ＋ｔｇにおける信号強度がｒｐ１×３／４（第四閾値）よりも大きいことを確認したら、ｔｓ＋ｔｇ周期のカウンタを回せば、シンボル同期信号をシンボル期間長周期で出力することができ、シンボル同期が可能となる。
【０１４２】
なお、前記因子の３／４は一例であり、フェージングや雑音などの電磁波環境における擾乱やＯＦＤＭ復調装置の前段に接続されるアナログデバイスの特性等を考慮して設定すべきものである。
【０１４３】
（実施例１２）
移動平均器１０４ａの出力信号は基本的にはシンボルの先頭でピークを持つが、フェージングや雑音などの電磁波環境における擾乱やＯＦＤＭ復調装置の前段に接続されるアナログデバイスの特性等を考慮すると、その周囲にノイズによって局所的なピークがいたるところにある。そこで、そのような雑音に対して耐性のあるピーク検出方法について説明する。
【０１４４】
前記実施例１０および実施例１１の１度目のピーク検出において、図１３に示す様に例えば、移動平均器１０４ａの出力信号の過去８点のデータを保存しておき、前半４点の移動平均ａｖ１と後半４点の移動平均ａｖ２を計算する回路を構成する。これにより、自己相関の移動平均の移動平均を算出できることになる。
【０１４５】
ａｖ２＞ａｖ１の時には時間とともに増加しており、ａｖ２＜ａｖ１の時には時間とともに減少していることになる。したがって、この変化点を調べることでピーク値を検出することが可能である。
【０１４６】
更に、ピーク検出時にピーク値ａｖｍを記憶し、ａｖｍよりも大きな移動平均ａｖ１が存在するときには、再度、ａｖ１、ａｖ２を比較してピーク検出を行って、リセットを行う。これを入力信号が０からある閾値以下となるまで続けて、ピークのタイミングを検出する。
【０１４７】
以上の方法によって、ピーク値近傍の電磁波環境の擾乱による局所的なピークの影響を受けることなく、正確にピーク位置のタイミングを検出することが可能となる。
【０１４８】
ここで説明した上記の各実施例の説明では、日本における地上波デジタル放送の規格であるＡＲＩＢ  ＳＴＤ−Ｂ３１「地上波デジタルテレビジョン放送の伝送方式」を例に本発明のＯＦＤＭ復調装置を説明したが、それに限定されるものではなく、ＯＦＤＭ変調されてガードインターバル期間が存在する放送方式であれば、いかなる放送方式に対しても本発明は適用可能である。
【０１４９】
【発明の効果】
本発明のＯＦＤＭ復調装置は、以上のように、有効シンボルとガードインターバルとを有するＯＦＤＭベースバンド信号から前記有効シンボルを取り出すためのシンボル同期信号を発生するシンボル同期検出部を具備し、前記シンボル同期検出部は、前記ＯＦＤＭベースバンド信号を有効シンボル時間だけ遅延して、その遅延前後の信号の自己相関を求める自己相関演算部と、自己相関の信号からの信号形状検出部とを備え、前記自己相関演算部と前記信号形状検出部とで有効シンボル期間長とガードインターバル期間長を検出し、前記検出した有効シンボル期間長とガードインターバル期間長を元にシンボル同期信号を発生する構成である。
【０１５０】
それゆえ、上記構成は、自己相関を用いることにより、電磁波環境の擾乱の影響を受けることなく、有効シンボル期間長（ＭＯＤＥ）や、ガードインターバル期間長（ＧＩ比）の判定が可能となる。
【０１５１】
上記構成は、自己相関の演算処理の出力信号の強度だけで有効シンボル期間長（ＭＯＤＥ）とガードインターバル期間長（ＧＩ比）の判定を行い、時間軸上でシンボル同期のタイミングを検出することで、電磁波環境の擾乱の影響を受けることなく、シンボル同期が可能となる。
【０１５２】
この結果、上記構成では、有効シンボル期間長（ＭＯＤＥ）とガードインターバル期間長（ＧＩ比）の判定とシンボル同期とが、スペクトル強調フィルタの様な複数の複素乗算器を必要とする大規模な従来の回路に比べて、小規模の回路で構成することが可能となる。
【０１５３】
したがって、上記構成は、低消費電力回路でシンボル同期が可能となることによって、低消費電力化が重要課題である携帯電話や携帯端末等のモバイル機器に搭載するＯＦＤＭ受信装置において、ＯＦＤＭベースバンド信号から、自己相関による同期によって、安定かつ低消費電力で復調することが可能となるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のＯＦＤＭ復調装置の要部ブロック図である。
【図２】上記ＯＦＤＭ復調装置におけるＯＦＤＭ変調方式の、有効シンボル期間、ガードインターバル期間、およびそれらを含む伝送シンボルの定義を示すブロック図である。
【図３】上記ＯＦＤＭ変調方式における、複素表現での各データ点列の分布を示し、（ａ）はデータ点列が３０点の場合、（ｂ）はデータ点列が１０００点の場合を示す。
【図４】上記伝送シンボルと自己相関の関係を示す、チャートであり、（ａ）は伝送シンボル、（ｂ）は自己相関を示す。
【図５】上記ＯＦＤＭ復調装置における自己相関演算部および移動平均演算部のブロック図であり、（ａ）は自己相関演算部の詳細を示し、（ｂ）は移動平均演算部の詳細を示す。
【図６】上記ＯＦＤＭ変調方式における、有効シンボル期間長判定の基本的な考え方を示すタイミングチャートであり、（ａ）は上記伝送シンボルを示し、（ｂ）は、相関長が有効シンボル期間長より長い場合を示し、（ｃ）は相関長が有効シンボル期間長とほぼ同じ場合を示す。
【図７】上記有効シンボル期間長の判定に対する、ＧＩ期間長の長短の影響を示すタイミングチャートであって、（ａ）はＧＩ期間長が移動平均窓の４倍程度の場合を示し、（ｂ）はＧＩ期間長が移動平均窓の２倍程度の場合を示し、（ｃ）はＧＩ期間長が移動平均窓と同程度の場合を示す。
【図８】上記上記ＯＦＤＭ復調装置における有効シンボル期間長の判定方法を示すフローチャートである。
【図９】上記自己相関演算部に用いる自己相関演算器の例を示すブロック図である。
【図１０】上記ＯＦＤＭ復調装置における、ＧＩ期間長を判定する方法を示し、（ａ）はＧＩ期間長が移動平均窓より長い場合を示し、（ｂ）はＧＩ期間長が移動平均窓と同程度の場合を示し、（ｃ）はＧＩ期間長が移動平均窓より短い場合を示す。
【図１１】上記ＧＩ期間長を判定する方法を示すフローチャートである。
【図１２】上記移動平均演算部に用いる移動平均器の例を示す、ブロック図である。
【図１３】上記ＯＦＤＭ復調装置における、有効シンボルの位置を示すためのピーク判定方法の一例を示すグラフである。
【図１４】従来のＯＦＤＭ変調器のブロック図である。
【図１５】従来のＯＦＤＭ復調機のブロック図である。
【図１６】従来の他のＯＦＤＭ復調装置のブロック図である。
【図１７】上記ＯＦＤＭ復調装置に用いるスペクトル強調フィルタの周波数特性を示すグラフである。
【符号の説明】
１        有効シンボル期間
２        ガードインターバル期間
３        シンボル期間
１１    Ｓ／Ｐ変換部
１２    ＩＦＦＴ部
１３    ガードインターバル付加部
１４ａ，１４ｂ        Ｄ／Ａ変換部
１５    周波数変換部
１６    基本タイミング発生部
２１    周波数変換部
２２ａ，２２ｂ        Ａ／Ｄ変換器
２３    ガードインターバル除去部
２４    ＦＦＴ部
２５    Ｐ／Ｓ変換部
２６    シンボルタイミング同期検出部
４１    有効シンボル期間
４２    ガードインターバル期間
４３    相関を計算する２点（４３ａと４３ｂ）のペアを示す（相関長に相当する）
４４    移動平均窓
４８、４９                相関長
４４ａ〜４４ｆ、７１ａ〜７１ｆ、７２ａ〜７２ｄ、７３ａ〜７３ｃ、７４ａ〜７４ｅ、７５ａ〜７５ｃ、７６ａ〜７６ｄ
移動平均窓の位置
５１    周波数変換部
５２ａ，５２ｂ        Ａ／Ｄ変換部
５３    ガードインターバル除去部
５４…ＦＦＴ部
５５…Ｐ／Ｓ変換部
５６…相関信号計算部、
５７…相関信号処理部、
５７２…加算器、
５７１ａ，５７１ｂ…絶対値演算部
５８…シンボルタイミング同期部、
５８１…スペクトル強調フィルタ、
５８２…ピーク位置検出部、
５８３…ピーク位置安定化部、
５８３１…増幅器、
５８３２…加算器、
５８３３…遅延部、
５８３４…増幅器、
５８４…フライホイール部、
５８５…シンボルタイミング同期捕捉判定部
５９…タイミング周波数同期部、
５９１…タイミング周波数オフセット検出部、
５９２…タイミング周波数制御部
６０…Ｄ／Ａ変換部
６１…ＶＣＸＯ
１０１            ガードインターバル除去部
１０２            ＦＦＴ部
１０３            自己相関演算部
１０３ａ          自己相関演算器
１０４            移動平均演算部
１０４ｂ        移動平均器
１０５            信号形状検出部
１０６            ピーク位置検出部
１０７            タイミング発生部
１０８            シンボル同期検出部
１０９            ＩＱ生成部
３０１            相関長の期間の遅延が生じるＦＩＦＯ
３０２            乗算器
３０３            加算器
３０４            複素乗算器
３０５            図９の複素相関器の中の自己相関器の部分
４０１            移動平均窓の期間の遅延が生じるＦＩＦＯ
４０２            加算器
４０３            フリップフロップ
４０４            除算器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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