(57)【要約】【課題】特殊な水晶フィルタを使用せずに高感度で集積化に好適な狭帯域タイムコード受信機を実現する。【解決手段】高周波増幅器の出力を互いに位相が直交する第１のローカル信号でスイッチング後 、ローパスフィルタで通過帯域を制限した後、更に第２のローカル信号でスイッチングを行う事によって、水晶フィルタ等の特殊フィルタを使用せずに高感度の狭帯域タイムコード受信機を実現する。【選択図】図１
2005252641.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信信号を選択受信するアンテナ装置と、そのアンテナ装置に誘起した高周波信号を増幅する高周波増幅器と、当該高周波増幅器の利得を制御するＡＧＣ回路と、第１の周波数で互いに直交する第１、第２のスイッチング信号を生成する第1直交信号生成器と、前記第１直交信号生成器の第1、第２の出力で前記高周波増幅器の出力信号をスイッチングする第１、第２スイッチング復調器と、前記第１、第２スイッチング復調器の出力に各々接続され、実質的に受信機の帯域幅を決定する第１、第２のローパスフィルタと、第２の周波数で互いに直交する第３、第４のスイッチング信号を生成する第２直交信号生成器と、前記第２の直交信号生成器の第３、第４の出力で前記第１、第２のローパスフィルタの出力信号を各々スイッチングする第３、第４スイッチング復調器と、その第３、第４スイッチング復調器の出力を加算する加算器と、当該演算器の出力のうち中間周波数近傍の信号を
選択増幅する中間周波増幅器と、その中間周波増幅器の出力の振幅変調成分を抽出する検波器と、その検波器から前期中間周波増幅器の出力レベルに比例した制御電圧を得る手段と、その制御電圧によって前期ＡＧＣ回路を制御して受信信号の大小によらずほぼ一定の復調出力を得るように構成した受信システムであって、上記第１のスイッチング信号の周波数近傍に狭帯域選択特性を有することを特徴とする狭帯域タイムコード受信機。
【請求項２】
第1乃至第４のスイッチング復調器の全部もしくは一部をチョッパ型とした請求項１に記載の狭帯域タイムコード受信機。
【請求項３】
第１乃至第４のスイッチング信号の全部もしくは一部を間欠方形波として、高次高調波の影響を低減した請求項１に記載の狭帯域タイムコード受信機。
【請求項４】
第１、第２直交信号生成器の全てもしくは一部の入力クロック信号にデューティ補償回路を介挿してデューティサイクルを５０％に漸近させ、上記第１もしくは第２直交信号生成器出力の直交するスイッチング信号の位相差を９０度の漸近させた事を特徴とする請求項１に記載の狭帯域タイムコード受信機。
【請求項５】
第１、第２のスイッチング回路は直列抵抗をシャントトランジスタによるスイッチング回路で構成し、第３、第４のスイッチング回路は正転、反転を交互に切り替えるスイッチング回路で構成した事を特徴とする請求項１に記載の狭帯域タイムコード受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電波時計に使用される狭帯域タイムコード受信機に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来の水晶フィルタが不要な狭帯域タイムコード受信機は、互いに直交するスイッチング
信号でスイッチングを行う２つのスイッチング回路の出力をローパスフィルタを経由して
２乗加算し、この出力を復調出力として利用している（特許文献１参照）。
【０００３】
本発明の狭帯域タイムコード受信機に使用した狭帯域選択ブロックは、ウィーバーアーキテクチャと呼ばれる技術（非特許文献１参照）を改良したものである。
【特許文献１】特願2002-265040号（第1頁、図1）
【非特許文献１】D.K.Weaver,"A third method of generation and detection of single-sideband signals," in Proc. IRE, vol. 44, pp. 1703-1705, December 1956.
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
電波時計に使用される長波標準電波は、一般的に時刻情報、日付などのタイムコードが１
Ｈｚ程度の低い周波数で振幅変調されている。
【０００５】
また、この長波標準電波は国や地域により搬送波周波数が少しずつ異なっており、日本、米国、スイス、ドイツ等の諸国では４０ｋＨｚ、６０ｋＨｚ、７５ｋＨｚ、７７．５ｋＨｚ等が使用されており、それらを選択受信するにはマルチバンド受信機が必要になる。
【０００６】
一方、受信機の感度を上げるためには妨害信号をできるだけ排除する必要があるので、通常のタイムコード受信機では数Ｈｚから数１０Ｈｚという狭帯域の選択特性を持たせている。
【０００７】
その狭帯域特性を得るためには、最も基本的なタイムコード受信機ではストレート方式でバンド毎の水晶フィルタを用いていたが水晶フィルタの数が多くなり、高価な部品数が増える欠点があった（図示せず）。
【０００８】
そこで水晶フィルタを使用せずに狭帯域特性を得るマルチバンド受信機が提案されている（特許文献１参照）。
【０００９】
この従来技術によるマルチバンド受信機は、狭帯域の選択特性を得るために直交スイッチング後の２乗回路による復調後に高利得の直流増幅器が必要であり、直流オフセットなどの影響で設計が大変に困難であった。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記課題を解決するために、本発明に記載の狭帯域タイムコード受信機は狭帯域選択ブロ
ックにウィーバーアーキテクチャと呼ばれる方式（非特許文献１参照）を改良した回路を
使用している。
【００１１】
また受信機のダイナミックレンジを拡大して微小入力から大入力までを歪無く受信するために、チョッパ型のスイッチング回路を採用した。
【００１２】
更に、スイッチング信号の高調波による不具合を防止するために、特に第３次高調波を除去した間欠方形波を採用した受信機も発明に含まれる。
【００１３】
中間周波フィルタも集積回路に内蔵できて妨害を受けにくい差動型構成を採用した。
【００１４】
またスイッチング信号の偶数次高調波を除去するために、スイッチング信号のデューティサイクルを５０％に漸近させる回路を設ける事も考慮した。
【発明の効果】
【００１５】
本発明は従来と同様に水晶フィルタが実質的に不要であり、ローパスフィルタの時定数で
帯域幅を任意に変えられ、スイッチング周波数により受信周波数を任意に変えることがで
きるなど、ローコストでワールドワイド受信機を構成できるほか、中間周波増幅器で高い
利得を安定して得られるので、高感度の狭帯域タイムコード受信機を得る事ができる。
【００１６】
またローコストで実装面積が小さい受信機を構成できるメリットがあるので、特に腕時計等の超小型電波時計用として好適である。
【００１７】
また水晶フィルタを用いない従来の受信機（第３図）よりも高感度に設計できるので、性能の優れた狭帯域タイムコード受信機を得る事ができる。
【００１８】
第３次高調波を除去した間欠方形波の採用とデューティサイクルを５０％に漸近させる回路の追加は、スイッチング信号のsinとcosの直交精度を高めて残留ビートなどを低減し、受信性能を高める効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
以下本発明を添付図面に基づいて詳述する。まず代表的な狭帯域タイムコード受信機につ
いて説明する。
【００２０】
図１は本発明の代表的な実施例である。
【００２１】
アンテナ１に誘起された受信波は増幅器２によって増幅される。
【００２２】
高周波増幅回路２の利得はＡＧＣ回路を構成するループフィルタ１３の出力電圧により制御される。
【００２３】
高周波増幅回路２の出力は第１のスイッチング回路３と第２のスイッチング回路４に入力され、直交信号生成器１４から得られる互いに直交した２つのスイッチング信号によりそれぞれスイッチングされる。
【００２４】
直交信号生成器１４は例えばマスタースレーブ型フリップフロップなどによって構成される。
【００２５】
マスタースレーブ型フリップフロップの構成例とタイミングチャートを図５に示す。
【００２６】
直交信号生成器１４のクロック入力には第1ローカル発振器１６の出力が供給される。
【００２７】
第１、第２のスイッチング回路３，４の出力はそれぞれ第１、第２のローパスフィルタ５，６を経由して、それぞれ第３、第４のスイッチング回路７，８に入力され、直交信号生成器１５から得られる互いに直交した２つのスイッチング信号によりそれぞれスイッチングされる。
【００２８】
直交信号生成器１５は直交信号生成器１４と同様に構成される。
【００２９】
直交信号生成器１５のクロック入力には第２ローカル発振器１７の出力が供給される。
【００３０】
第３、第４のスイッチング回路７，８の出力は加算器９によって加算され、不要な低周波ビート成分がキャンセルされ、バンドパスフィルタ１０を経由して中間周波増幅器１１へ接続される。
【００３１】
中間周波増幅回路１１の出力は振幅検波器１２へ接続される。
【００３２】
振幅検波器１２の出力の直流成分がほぼ一定値になるように、振幅検波器の出力の一部はループフィルタ１３を介して高周波増幅回路２へ帰還され、いわゆるＡＧＣ動作を行う。
【００３３】
振幅検波器１２の出力の一部は復調出力端子１８を経由して、検波出力とし
て取り出される。
【００３４】
以下、数式を交えて更に詳細な説明を行う。
【００３５】
ここで高周波増幅回路２の出力に現れる受信信号をAsinω1t、スイッチング回路に印加される第１のスイッチング信号をsinω2t、第２のスイッチング信号をcosω2tとすると、第１のスイッチング回路の出力を表す数式は数１のようになる。
【００３６】
ちなみに受信信号の搬送波成分はsinω1t、振幅変調成分はAである。
【００３７】
Asinω1t・sinω2t＝A/2{cos(ω1〜ω2)t−cos(ω1＋ω2)t}      （１）
【００３８】
一方、第２のスイッチング回路の出力を現す数式は次のようになる。
【００３９】
Asinω1t・cosω2t＝A/2{sin(ω1〜ω2)t＋sin(ω1＋ω2)t}      （２）
【００４０】
第１、第２のローパスフィルタ５，６の出力をそれぞれS1、S2とすると、上記（１）式、（２）式の信号から高周波のω1＋ω2成分が除去されて、第１、第２のローパスフィルタ５，６の出力を表す数式は次のようになる。
【００４１】
S1＝A/2・cos(ω1〜ω2)t      （３）
【００４２】
S2＝A/2・sin(ω1〜ω2)t      （４）
【００４３】
次に第３、第４のスイッチング信号をそれぞれ sinω3t，cosω3t とすれば、第３のスイッチング回路の出力S3，S4を表す数式は次のようになる。
【００４４】
S3＝A/4{sin(ω1〜ω2＋ω3)t−sin(ω1〜ω2−ω3t)}      （５）
【００４５】
S4＝A/4{sin(ω1〜ω2＋ω3)t＋sin(ω1〜ω2−ω3t)}      （６）
【００４６】
次に加算器９の出力Soを表す数式を求める。
【００４７】
So＝S3＋S4＝ A/2・sin(ω1〜ω2＋ω3)t      （７）
【００４８】
（７）式においてω1〜ω2＜＜ω3 なので、ω1〜ω2＋ω3≒ω3である。
【００４９】
したがって、出力Soは取りも直さず第2ローカル周波数ω3にほぼ等しい中間周波信号であり、受信信号と同じ振幅成分Aで振幅変調された信号である。
【００５０】
不要な第２ローカル信号の高調波成分や雑音成分はバンドパスフィルタ１０によって取り除かれる。
【００５１】
上記（３）式、（４）式において、もし受信信号の周波数ω1が第１ローカル周波数ω2とかけ離れていれば、ω1〜ω2＞＞０となって、かけ離れた受信信号は第1、第2のローパスフィルタで遮断される事になる。
【００５２】
このようにしてスイッチング信号の周波数近傍のみに通過帯域が得られるため、１次の単純なローパスフィルタでも数Ｈｚ〜数１０Hzといった狭帯域の鋭い選択度を得ることができる。
【００５３】
例えばカットフ周波数が１０Ｈｚであるとすれば、理論的に１次のローパスフィルタの特性であるから、帯域特性は通過帯域で０ｄＢ、１０Ｈｚで−３ｄＢ、２０Ｈｚで−６ｄＢ、１００Ｈｚで２０ｄＢ、１０００Ｈｚで−４０ｄＢとなる。
【００５４】
受信信号はスイッチング復調器でスイッチングされるので選択特性は第１ローカル信号のスイッチング周波数の両側に上記の周波数関係で減衰量が決定される。
【００５５】
即ち、第１ローカル信号のスイッチング周波数を４０ｋＨｚとすれば、選択特性は４０ｋＨｚを中心として通過域で０ｄＢ、±１０Ｈｚで−３ｄＢ、±２０Ｈｚで−６ｄＢ、±１００Ｈｚで−２０ｄＢ、そして±１ｋＨｚで−４０ｄＢとなる。
【００５６】
また、本復調方式は同期検波方式では無いので第１ローカル信号のスイッチング周波数巣と受信信号の周波数は位相同期する必要は無いので、受信機の構成が簡単になる。
【００５７】
ここで実際に日本の標準電波である４０ｋＨｚを受信する場合を、図２の他の実施例をもとに説明する。
【００５８】
基準周波数は時計用の水晶発振器の典型である３２，７６８Ｈｚとする。
【００５９】
周波数シンセサイザ１９の出力周波数は、直交信号生成器１４を構成するマスタースレーブフリップフロップで２分周されることを考慮して、４０×２＝８０ｋＨｚが必要である。
【００６０】
図２は第２ローカル発振器として時計用の基準水晶発振器２０をそのまま利用する事によって、受信機の構成を簡易化したものである。
【００６１】
スイッチング復調器７，８に印加されるスイッチング信号の周波数はマスタースレーブフリップフロップによって２分周されて３２,７６８Ｈｚ／２＝１６，３８４Ｈｚとなるから、選択特性の中心周波数すなわち中間周波数は１６，３８４Ｈｚとなる。
【００６２】
従って中間周波バンドパスフィルタ１０の中心周波数は１６，３８４Ｈｚに設定する。
【００６３】
周波数シンセサイザ１９の基準信号には基準水晶発振器２０の出力を利用するほかは、図１の例と同様である。
【００６４】
図３は本発明者の提案による従来の狭帯域タイムコード受信機の一例である（特許文献１参照）。
【００６５】
アンテナ１ａに誘起した受信信号はＡＧＣ回路３ａによって略一定の信号レベルに揃えられて直交スイッチング回４ａ，５ａに印加される。
【００６６】
直交信号生成器１１ａにより互いに直交したローカルスイッチング信号が得られる、この出力はそれぞれスイッチング回路４ａ，５ａに供給される。
【００６７】
そのスイッチング回路４ａ，５ａからはスイッチング信号周波数近傍の入力信号との互いに直交した低周波ビートが得られる。
【００６８】
次に２乗回路８ａ，９ａにより、前記低周波ビート信号が２乗して加算される。
【００６９】
低周波ビートは互いに直交しているので、加算回路１０ａにおいて２乗和を作ると、sinωtとcosωtの２乗和が１になることから、１０ａ出力は低周波ビートが除去される。
【００７０】
これにより、加算回路１０ａの出力は復調された振幅変調成分が得られる。
【００７１】
得られた振幅変調成分は、信号レベルが小さいので必要な出力レベルまで増幅する必要がある。
【００７２】
信号周波数には直流成分が含まれるので復調後に高利得の直流増幅器（図示せず）が必要になるが、直流オフセットなどのために回路設計が困難である。
【００７３】
図４は本発明の狭帯域受信機に係わるチョッパ型スイッチング回路の一例である。
【００７４】
３乃至９のブロックは図１のブロックの符号と同一である。
【００７５】
受信信号は結合コンデンサＣ０１を介して２つの抵抗器Ｒ０１とＲ０２の一端に接続され、第１の信号経路を構成する。
【００７６】
次にＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２のゲート電極に印加される第１の差動スイッチング信号によって受信信号は交互にシャントされる。
【００７７】
これにより受信信号と第１の差動スイッチング信号の積に比例した差動信号が第１の信号経路に得られる。
【００７８】
ここまでのブロックが図１に示す第１のスイッチング回路３である。
【００７９】
上記第１のスイッチング信号は、図５に示すマスターフリップフロップＡ０１のＱ出力とＱ−出力から供給される。
【００８０】
次に、上記の交互にシャントされた信号経路は抵抗Ｒ０３、Ｒ０４そしてコンデンサＣ０２によって構成されるローパスフィルタ５に接続される。
【００８１】
受信信号と第１の差動スイッチング信号の積に比例した信号のうち、受信信号周波数と第１スイッチング信号周波数間の差の周波数Δｆに相当する低域周波数成分のみがローパスフィルタ５の出力に現れる。
【００８２】
このローパスフィルタ５の出力は、第３のスイッチング回路７へ接続されてＭＯＳトランジスタＭ３，Ｍ４，Ｍ５，Ｍ６のゲート電極に印加される第３の差動スイッチング信号によって交互に正転、反転スイッチされる。
【００８３】
上記第３のスイッチング信号は、図５に示すマスターフリップフロップＡ０３のＱ出力とＱ−出力から供給される。
【００８４】
上記正転、反転スイッチにより、上記受信信号のΔｆに相当する低域周波数成分と第３の差動スイッチング信号との乗算が行われる。
【００８５】
第３のスイッチング回路７の出力は高周波バイパス用のコンデンサＣ０８でスイッチング信号の高調波やノイズ等を除去した後、加算器９を構成する一方の差動増幅器へ接続される。
【００８６】
また受信信号は結合コンデンサＣ０４を介して２つの抵抗器Ｒ０５とＲ０６の一端に接続され、第２の信号経路を構成する。
【００８７】
次にＭＯＳトランジスタＭ７，Ｍ８のゲート電極に印加される第２の差動スイッチング信号によって受信信号は交互にシャントされる。
【００８８】
ここまでのブロックが図１に示す第２のスイッチング回路４である。
【００８９】
上記第２のスイッチング信号は、図５に示すスレーブフリップフロップＡ０２のＱ出力とＱ−出力から供給され、第１のスイッチング信号と９０度の位相差を有している。
【００９０】
次に、上記の交互にシャントされた信号経路は抵抗Ｒ０７、Ｒ０８そしてコンデンサＣ０５によって構成されるローパスフィルタ６に接続される。
【００９１】
ローパスフィルタ６の出力は第４のスイッチング回路８へ接続され、ＭＯＳトランジスタＭ９，Ｍ１０，Ｍ１１，Ｍ１２のゲート電極に印加される第４の差動スイッチング信号によって交互に正転、反転スイッチされる。
【００９２】
上記第４のスイッチング信号は、図５に示すスレーブフリップフロップＡ０４のＱ出力とＱ−出力から供給される。
【００９３】
上記正転、反転スイッチは結果的に入力信号とスイッチング信号との乗算を行う事になる。
【００９４】
第４のスイッチング回路８の出力は高周波バイパス用のコンデンサＣ０６でスイッチング信号の高調波やノイズ等を除去した後、加算器９を構成する他方の差動増幅器へ接続される。
【００９５】
なお図４に示すように、高周波増幅器２に近い側の第１、第２のスイッチング回路３，４は、直列抵抗とシャントトランジスタによる乗算回路を適用し、加算器９に近い側の第３、第４のスイッチング回路７，８は正転、反転を交互に切り替える乗算器を適用すると好都合である。
【００９６】
何となれば高周波増幅器２の選択特性は緩やかなので第１、第２スイッチング回路へは強力な妨害波が余り減衰せずに印加される。
【００９７】
そのため、希望波の１００倍（４０ｄＢ）以上も大きい妨害波に対しても直線性を保つ必要があるので、ある程度の通過損失はあるもののダイナミックレンジの広い抵抗シャント型のスイッチング回路が適している。
【００９８】
一方、上記妨害波はローパスフィルタ５，６により除去されているので、第３、第４のスイッチング回路はダイナミックレンジよりもむしろ通過損失の少ない正転、反転を交互に切り替える乗算器が適している。
【００９９】
次に、第３、第４のスイッチング回路の出力はＱ０１、Ｑ０２から成る一方の差動増幅器とＱ０３、Ｑ０４から成る他方の差動増幅器に導かれ、それら差動増幅器の出力は加算されて負荷抵抗器Ｒ０９、Ｒ１０に中間周波信号として現れる。
【０１００】
以上が水晶フィルタと同等の狭帯域特性を得るための狭帯域選択ブロックである。
【０１０１】
次に中間周波フィルタを構成するバンドパスフィルタ１０の具体例を説明する。
【０１０２】
図６は第１の２次バンドパスフィルタ１０１と第２の２次バンドパスフィルタ１０２をカスケード接続した４次のバンドパスフィルタの一例である。
【０１０３】
フィルタの周波数特性は構成トランジスタのエミッタダイナミック抵抗と並列コンデンサの時定数によって決定される。
【０１０４】
ちなみに２次バンドパスフィルタ１０１に関しては次式のような伝達関数Ｇ、選択度Ｑ、利得ｋになる。
【０１０５】
G＝(sK・ωn/Q＋ωn^2)／(s^2＋sωn/Q＋ωn^2)      （８）  
【０１０６】
ωn＝1／(C22・C21・re^2)^0.5      （９）  
【０１０７】
Q＝(C22/C21)^0.5      （１０）  
【０１０８】
k＝C22/C21      （１１）  
【０１０９】
ここでｓは複素周波数、ωnは自然角周波数である。
【実施例】
【０１１０】
次に本発明の狭帯域タイムコード受信機の高性能化について説明する。
【０１１１】
第１，第２スイッチング信号周波数と受信信号周波数間に周波数差Δｆがあった場合、前記第１、第２スイッチング復調器の出力に現れる９０度位相の異なった低周波ビート出力（周波数Δｆ）は第３、第４のスイッチング復調器で更に位相が９０度回転してキャンセルされ、原理的にはビートの無い中間周波信号が得られる筈である。
【０１１２】
しかし第1、第２スイッチング信号間の位相差もしくは第３、第４スイッチング信号間の位相差が９０度から少しでも外れていると、ビート信号のキャンセルが不十分になり残留ビートとして復調信号に妨害を与える。
【０１１３】
本発明の直交信号生成器１４，１５は図５に示すようなマスタースレーブ分周期なので、入力クロックの立ち上がりと立下りでそれぞれマスターとスレーブのフリップフロップをトリガする構成である。
【０１１４】
そのためマスターとスレーブフリップフロップ出力間の９０度位相差の精度は、入力クロックのデューティ比の５０％からのズレにより決定される。
【０１１５】
基準水晶発振器２０はアナログ発振器なので、出力波形は５０％のデューティサイクルである保証は無い。
【０１１６】
図７は入植信号のデューティサイクルを５０％に漸近させるデューティ補償回路の一例である。
【０１１７】
入力信号はＡｉｎに印加されて、ワンショットマルチバイブレータ２０１をトリガし、その出力はインバータで波形を整えてコンパレータ２０２の入力へ接続される。
【０１１８】
コンパレータ２０２の入力は、基準電圧Ｖｒと比較されてその差電圧に比例した差電流を積分器２０３へ流し込み、その差電流に比例した電圧でワンショットマルチバイブレータ２０１の出力パルス幅を制御する。
【０１１９】
上記構成によって、出力端子ＯＵＴのパルスの「Ｈ」と「Ｌ」の期間が等しくなるように帰還が掛かり、結果的にＯＵＴに得られるパルスのデューティサイクルは５０％に限りなく近づくことになる。
【０１２０】
このパルスを第１もしくは第２、または第１第２双方の直交信号生成器へ供給するクロック信号とすれば、理想的な直交スイッチングが得られる。
【０１２１】
次に、間欠方形波によるスイッチングに関して説明する。
【０１２２】
図８は間欠方形波発生回路の一例であり、６進ジョンソンカウンタ３０１と３ビットシフトレジスタ３０２、インバータ３０３、第１のロジック回路３０４、そして第２のロジック回路３０５から構成されている。
【０１２３】
図９に各ノードの波形から、第1の差動スイッチング信号は図８のsin1とsin2から得られタイミングチャートは図９のsin1とsin2になる。
【０１２４】
このsin1とsin2をチョッパ回路に供給すると、演算を行う関数として図９の最下段の灰色の波形になり、間欠方形波が得られる。
【０１２５】
第２の差動スイッチング信号は図８のcos1とcos2から得られタイミングチャートは図９のcos1とcos2になる。
【０１２６】
このcos1とcos2をチョッパ回路に供給すると、演算を行う関数として図９の最下段の黒色の波形になり、９０度異なる間欠方形波が得られる事が分かる。
【０１２７】
このような通過期間と阻止期間の比が２：１である間欠方形波には第３次高調波が含まれない事が知られている。
【０１２８】
この間欠方形波発生回路は図１もしくは図２の第１、第２の直交信号生成器１４、１５の一方もしくは双方に採用する事ができるが、通常は一方（第２の直交信号生成器）だけでも効果が大きい。
【図面の簡単な説明】
【０１２９】
【図１】本発明の代表的な実施例を示すブロック図である。
【図２】本発明の他の実施例を示すブロック図である。
【図３】従来の狭帯域受信機の一例を示すブロック図である。
【図４】本発明の狭帯域受信機に係わるチョッパ型スイッチング回路の一例である。
【図５】直交信号生成器１４，１５を構成するマスタースレーブフリップフロップ回路の一例である。
【図６】本発明の狭帯域受信機に係るバンドパスフィルタの一例である。
【図７】本発明の狭帯域受信機に係るデューティ補償回路の一例である。
【図８】本発明の狭帯域受信機に係る間欠方形波発生回路の一例である。
【図９】本発明の狭帯域受信機に係る間欠方形波発生回路のタイミングチャートである。
【符号の説明】
【０１３０】
１  アンテナ
２  高周波増幅回路
３  第１のスイッチング回路
４  第２のスイッチング回路
５  第１のローパスフィルタ
６  第２のローパスフィルタ
７  第３のスイッチング回路
８  第４のスイッチング回路
９  加算回路
１０  バンドパスフィルタ
１１  中間周波増幅器
１２  振幅検波器
１３  ループフィルタ
１４  第１の直交信号生成器
１５  第２の直交信号生成器
１６  第１ローカル発振器
１７  第２ローカル発振器
１８  復調出力端子
１９  周波数シンセサイザ
２０  基準水晶発振器
１０１  第1の２次バンドパスフィルタ
１０２  第２の２次バンドパスフィルタ
２０１  ワンショットマルチバイブレータ
２０２  ｇｍアンプ
２０３  積分回路
３０１  ６進ジョンソンカウンタ
３０２  ３ビットシフトレジスタ
３０３  インバータ
３０４  第１のロジック回路
３０５  第２のロジック回路
１ａ  アンテナ
２ａ  高周波増幅器
３ａ  ＡＧＣ回路
４ａ  第１のスイッチング回路
５ａ  第２のスイッチング回路
６ａ  第１のローパスフィルタ
７ａ  第２のローパスフィルタ
８ａ  第１の２乗回路
９ａ  第２の２乗回路
１０ａ  加算回路
１１ａ  直交信号生成器
１２ａ  分数分周シンセサイザ
１３ａ  基準水晶発振器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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