(57)【要約】【課題】  低電圧の直流電源の場合にも十分な始動電圧を得ながら、安定点灯時のスイッチング素子のオン・オフデューティをほぼ一定させてランプ寿命を向上させる。【解決手段】  ＭＯＳＦＥＴＱ１のオンオフでチョッパ動作させて昇圧電圧を得るインダクタをトランス１１２の２次側とし、トランス１１２の巻線比に基づき安定点灯時における高圧電圧を、低電圧Ｖｉｎの直流電源１１１から得ることができる。また、インバータ回路を構成するＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２のオンデューティーをほぼ同じにすることにより、ランプ１４４の両端にかかる電力のタイミングを同じにできることからランプ寿命の向上を図ることができる。【選択図】      図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源と、
第１のスイッチング素子のオン・オフ動作に基づいて、１次側に供給される前記直流電源の電圧をトランスの巻数比に応じた昇圧電圧を２次側に出力し、該昇圧電圧を整流する電力変換回路と、
前記電力変換回路の出力を平滑するコンデンサと、
前記第１のスイッチング素子および前記電力変換回路の出力に配した第２のスイッチング素子を有し、前記第１および第２のスイッチング素子で交互にオン・オフすることで、前記平滑コンデンサから供給される直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、
前記インバータ回路の出力に共振させランプを点灯させる負荷回路とを具備したことを特徴とする放電灯点灯装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、低電圧の直流電圧で点灯可能な放電灯点灯装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来の放電灯用の電源装置は、放電灯を点灯させるためのブリッジ回路とチョッパ回路を構成するスイッチング素子を共用している。（例えば、特許文献１）
【特許文献１】特開２００１−１２８４６１公報（第７〜８頁、図１〜３）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
上記した特許文献１の技術は、バッテリー等の低電圧の直流電源を用いた場合、ランプの安定点灯期間にランプ点灯のための電圧を得るにはチョッパ用のスイッチング素子のオン・オフのデューティー比を変更させる必要があり、このためランプの点灯波形が正負非対称となり、ランプ電極の消耗に差が生じ、ランプ寿命の低下を来たす、という問題があった。
【０００４】
この発明の目的は、電源が低電圧直流電源の場合においても、十分な始動電圧を得る放電灯点灯装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
上記した課題を解決するために、この発明の放電灯点灯装置は、直流電源と、第１のスイッチング素子のオン・オフ動作に基づいて、１次側に供給される前記直流電源の電圧をトランスの巻数比に応じた昇圧電圧を２次側に出力し、該昇圧電圧を整流する電力変換回路と、前記電力変換回路の出力を平滑するコンデンサと、前記第１のスイッチング素子および前記電力変換回路の出力に配した第２のスイッチング素子を有し、前記第１および第２のスイッチング素子で交互にオン・オフすることで、前記平滑コンデンサから供給される直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路の出力に共振させランプを点灯させる負荷回路とを具備したことを特徴とする。
【発明の効果】
【０００６】
この発明によれば、電源が低電圧直流電源の場合にも十分な始動電圧を得ながら、安定点灯時のスイッチング素子のオン・オフデューティをほぼ一定させてランプ寿命を向上させる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００７】
以下、この発明の実施例について図面を参照しながら詳細に説明する。
【０００８】
図１は、この発明の一実施例について説明するための回路図である。１１は電力変換回路であり、直流電源１１１、トランス１１２、整流用ダイオード１１３、第１のスイッチング素子となるＭＯＳＦＥＴＱ１から構成される。負極が接地された直流電源１１１の正極は、トランス１１２の１次側コイルの一端に接続され、１次側コイルの他端はＭＯＳＦＥＴＱ１を介して接地される。トランス１１２の２次側コイルの一端は接地し、他端は図示極性に接続されて整流用ダイオード１１３、平滑コンデンサ１２を介して接地する。
【０００９】
この電力変換回路１１は、直流電源１１１から供給される直流電力を、ＭＯＳＦＥＴＱ１のオン・オフ動作によって、トランス１１２の巻数比に応じチョッパ昇圧された電圧を、平滑コンデンサ１２に供給する機能を備える。
【００１０】
１３はインバータ回路であり、ＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２から構成される。第２のスイッチング素子となるＭＯＳＦＥＴＱ２のドレインは、電力変換回路１１の整流用ダイオード１１３と平滑用コンデンサ１２の接続点に、ソースはＭＯＳＦＥＴＱ１のドレインにそれぞれ接続する。ＭＯＳＦＥＴＱ１は電力変換回路１１と兼用し、ＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２は、制御部１５から出力される制御信号により制御される。
【００１１】
１４は負荷回路であり、直流カット用のコンデンサ１４１、コンデンサ１４２とコイル１４３の共振回路、熱陰極や冷陰極放電灯やメタルハライド等のランプ１４４から構成される。コンデンサ１４１の一端はトランス１１２の他端に接続し、他端はコイル１４２を介してコンデンサ１４２が並列接続されたランプ１４４の一端に接続される。このランプ１４４の他端は接地される。
【００１２】
なお、負荷回路１４は、キャパシタ１４２、インダクタ１４３からなる共振回路を含み、特に、図示のようにインバータ回路１３がハーフブリッジ回路の場合は、直流カット用のキャパシタ１４１も含む。
【００１３】
次に、図１の動作について図２の波形とともに説明する。まず、電力変換回路１１について説明する。
【００１４】
制御部１５からＭＯＳＦＥＴＱ１をオンするハイレベルの制御信号が供給されると、直流電源１１１の直流電圧Ｖｉｎがトランス１１２の１次側に印加され、ＭＯＳＦＥＴＱ１→直流電源１１１の経路で電流Ｉｐが流れる。このとき、トランス１１２の２次側に巻線比に応じた電圧が発生するが、ダイオード１１３の作用によってトランス１１２の２次側に電流は流れない。すなわち、トランス１１２内にエネルギーが蓄積されることになる。
【００１５】
次に、制御部１５からＭＯＳＦＥＴＱ１をオフするローレベルの制御信号が供給されると、制御部１５からＭＯＳＦＥＴＱ２をオンするハイレベルの制御信号が供給されるまでの間、ＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２がともにオフとなる期間が発生する。このとき、トランス１１２の２次側→ダイオード１１３→平滑コンデンサ１２→トランス１１２の２次側の順で電流Ｉｓが流れ、トランス１１２に蓄積されたエネルギーが平滑コンデンサ１２に供給され電荷Ｖｄｃが蓄えられる。電力変換回路１１は、いわゆるフライバックコンバータとして動作することになる。
【００１６】
続いて、インバータ回路１３について説明する。
【００１７】
ＭＯＳＦＥＴＱ２がオンし、平滑コンデンサ１２→負荷回路１４→平滑コンデンサ１２の順で電流が流れ、ランプ１４４に電力が供給される。また、ＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２がそれぞれオフオフ期間で放出しきれなかったトランス１１２の残留エネルギーは、この期間中に負荷回路１４へ供給され、ここで消費される。
【００１８】
次に、ＭＯＳＦＥＴＱ２がオフし、再びＭＯＳＦＥＴＱ１がオンすると、負荷回路１４の回生電流により、負荷回路１４→ＭＯＳＦＥＴＱ１→負荷回路１４の順で電流が流れる。これを繰り返すことにより、負荷回路１４のランプ１４４に交流電力ＶＬが生成され、この交流電力ＶＬでランプ１４４を点灯させる。
【００１９】
この実施例では、チョッパ昇圧用のインダクタをトランスとしたことにより、トランスの巻線比による昇圧の電圧を得ることができることから、ＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２のオンデューティーがほぼ同じであっても高い電圧を得ることができる。また、ほぼ同じオンデューティーの電圧がランプ電極に供給されることからランプ寿命の向上にも寄与する。
【００２０】
図３は、この発明の他の実施例について説明するための回路構成図である。なお、一実施例と同一の構成部分には、同一の符号を付して説明する。この実施例は、インバータ回路をフルブリッジの回路構成とした場合である。
【００２１】
すなわち、インバータ回路１３１は、ＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ４で構成される。ＭＯＳＦＥＴＱ２，Ｑ３のドレイン同士を接続し、ＭＯＳＦＥＴＱ３のソースとＭＯＳＦＥＴＱ４のドレインを接続し、ＭＯＳＦＥＴＱ４，Ｑ１のソース同士を接続する。負荷回路１４１はランプ１４４のみで構成され、ランプ１４４の一端はＭＯＳＦＥＴＱ２のソートとＭＯＳＦＥＴＱ１のドレインの接続点に、他端はＭＯＳＦＥＴＱ３のソートとＭＯＳＦＥＴＱ４のドレインの接続点にそれぞれ接続される。
【００２２】
次に、図４の波形とともに図３の動作について説明する。
【００２３】
制御部１５からＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ３をオンするハイレベルの制御信号が供給されると、直流電源１１１の直流電圧Ｖｉｎがトランス１１２の１次側に印加され、ＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ３→直流電源１１１の経路で電流Ｉｐが流れる。このとき、トランス１１２の２次側に巻線比に応じた電圧が発生するが、ダイオード１１３の作用によってトランス１１２の２次側に電流は流れない。すなわち、トランス１１２内にエネルギーが蓄積されることになる。
【００２４】
次に、制御部１５からＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ３をオフするローレベルの制御信号が供給されると、制御部１５からＭＯＳＦＥＴＱ２，Ｑ４をオンするハイレベルの制御信号が供給されるまでの間、ＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２がともにオフとなる期間が発生する。このとき、トランス１１２の２次側→ダイオード１１３→平滑コンデンサ１２→トランス１１２の２次側の順で電流Ｉｓが流れ、トランス１１２に蓄積されたエネルギーが平滑コンデンサ１２に供給され電荷Ｖｄｃが蓄えられる。電力変換回路１１は、いわゆるフライバックコンバータとして動作することになる。
【００２５】
続いて、インバータ回路１３１について説明する。
【００２６】
ＭＯＳＦＥＴＱ２，Ｑ４がオンし、平滑コンデンサ１２→ＭＯＳＦＥＴＱ２→ランプ１４４→ＭＯＳＦＥＴＱ４→平滑コンデンサ１２の順で電流が流れ、ランプ１４４に電力が供給される。また、ＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２がそれぞれオフオフ期間で放出しきれなかったトランス１１２の残留エネルギーは、この期間中に負荷回路１４へ供給され、ここで消費される。
【００２７】
次に、ＭＯＳＦＥＴＱ２，Ｑ４がオフし、再びＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ３がオンすると、負荷回路１４１の回生電流により、負荷回路１４→ＭＯＳＦＥＴＱ１→負荷回路１４の順で電流が流れる。これを繰り返すことにより、負荷回路１４のランプ１４４に交流電力ＶＬが生成され、この交流電力ＶＬでランプ１４４を点灯させる。
【００２８】
このように、インバータ回路がフルブリッジの構成の場合にあっても、一実施例と同様の効果を奏することが可能となる。
【００２９】
なお、この実施例での交流電力ＶＬは、矩形波としたが、ランプ１４４の種類により正弦波がよい場合は、ＭＯＳＦＥＴＱ２のソートとＭＯＳＦＥＴＱ１のドレインの接続点とランプ１４４の一方との間にコイルを、ランプ１４４と並列にコンデンサを接続することでランプ１４４を正弦波駆動させることも可能である。
【００３０】
この発明は、上記した実施例に限定されるものではない。例えば、第１および第２のスイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴに限らずＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等を用いても何ら差し支えない。また、インバータ回路１３は、平滑コンデンサ１２から供給される直流電力を、ＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２が交互にオン・オフすることで交流電力に変換し、後段の負荷回路１４に供給する機能を持ち、少なくとも一方のスイッチを電力変換回路１１と共有するものであればよい。
【００３１】
また、始動時に高電圧を要するランプ１４４を点灯する場合、必要に応じてイグナイタを接続することができる。このとき、電力変換回路１１のトランス１１２に巻線を追加し、イグナイタへの電力供給源としてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】この発明の第１の実施例について説明するための回路図。
【図２】図１の動作について説明するための説明図。
【図３】この発明の第２の実施例について説明するための回路図。
【図４】図３の動作について説明するための説明図。
【符号の説明】
【００３３】
１１  電力変換回路
１１１  直流電源
１２  平滑コンデンサ
１３，１３１  インバータ回路
１４，１４１  負荷回路
１４４  ランプ
１５  制御部
Ｑ１〜Ｑ４  ＭＯＳＦＥＴ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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