(57)【要約】【課題】  過電源電圧での動作状態で負荷変動があると、最終段トランジスタに過大な出力が発生して熱破壊に至る。【解決手段】  本発明の電力増幅器用過出力電圧保護回路７１は、電力増幅器５１の最終段の出力トランジスタＴr3に過出力電圧がモニタされると電流を流すモニタ回路(Ｔrf1〜Ｔrf4)と、前記モニタ回路よりの電流に比例する電流を供給するカレントミラー回路(Ｔrm1、Ｔrm2)とを備える。そのカレントミラー回路より供給される電流で初段トランジスタＴr1のベースバイアスを低下させることで、最終段の出力トランジスタＴr3の出力を抑制する。【選択図】図１
2005064658.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数段で構成される電力増幅器のいずれか１つの段のトランジスタにおいて過出力電圧がモニタされると電流を流すモニタ回路と、前記モニタ回路より流れる電流に比例する電流を供給するカレントミラー回路とを備え、前記カレントミラー回路より供給された電流で上記電力増幅器の初段トランジスタのバイアスを低下させることを特徴とする電力増幅器用過出力電圧保護回路。
【請求項２】
上記モニタ回路は、上記電力増幅器の最終段のトランジスタの出力電圧をモニタする請求項１記載の電力増幅器用過出力電圧保護回路。
【請求項３】
上記電流を平滑化するための回路を備える請求項１または２記載の電力増幅器用過出力電圧保護回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、ＧａＡｓＨＢＴやＳｉバイポーラトランジスタ電力増幅器において、過出力電圧動作における負荷変動時(出力負荷不整合時)に電力増幅器の出力段トランジスタの破壊を防ぐための保護回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
現在、移動体通信用電力増幅器には、ＧａＡｓＭＥＳＦＥＴ、ＧａＡｓＨＥＭＴ、ＧａＡｓ-based ＨＢＴは、従来のＦＥＴに比べて以下の利点を有するため、今後の移動体通信用パワー素子として期待されている：
（１）負のゲートバイアス電圧を必要としないので単一電源動作が可能。
（２）Ｓｉ-ＭＯＳＦＥＴと同様にドレイン側にアナログスイッチ無しでＯＮ／ＯＦＦ動作可能。
（３）出力電流密度が高いので、所望の出力を得る場合、ＦＥＴ電力増幅器より小型化が図れる。
【０００３】
このＨＢＴ(Heterojunction Bipolar Transistor)の特徴を活かした電力増幅器の応用として、これまでＳｉ-ＭＯＳＦＥＴが主に用いられてきた欧州ＧＳＭ(Gloval System for Mobile Communications：現在最も広く用いられている９００ＭＨｚ帯携帯電話システム)のような２Ｗ〜４Ｗの高出力携帯電話機などに広く採用されつつある。
【０００４】
ＧＳＭ用途では、電力増幅器の電源端子は、電圧レギュレータを介さずに直接バッテリ電源に接続して用いられ、かつ、出力端子とアンテナ端との間には、アンテナ端子の出力インピーダンスが変動した際に、電力増幅器の負荷インピーダンス変動を抑制するアイソレータは、小型化のために用いられていない(国内の携帯電話機(ＰＤＣ：Personal Digital Cellular)ではアイソレータが一般に採用)。
【０００５】
そのため、バッテリ充電時で電源電圧が推奨動作条件(３Ｖ〜３．６Ｖ)よりも高くなった場合(例えば４．５Ｖ〜５．５Ｖ)に、負荷インピーダンスが通常の５０Ωより大きく変動すると、最終段トランジスタの負荷曲線が著しく変動し、最終段トランジスタの熱破壊に繋がるという問題点が生じる。
【０００６】
一般に低電圧動作化される携帯電話機において、低電圧時(標準動作電圧：３Ｖ〜３．６Ｖ)のトランジスタ特性の改善のために電流利得の向上、寄生抵抗・容量の低減などを図ると、Ｖceの耐圧(安全動作領域)低下を招きやすくなる。従って、ＧＳＭのような電源電圧変動及び負荷変動が電力増幅器に直接影響を及ぼすシステム上では、前述のトランジスタ破壊は深刻な課題となっていた。
【０００７】
負荷変動時に生じる最終段増幅ＨＢＴのベースに流れる過剰電流を検出すると、その過剰電流を相殺してコレクタ電流の増大を制限するものが知られている(例えば特許文献１参照)。
【０００８】
また、出力用トランジスタで検出した出力電流が過電流制限値に達した時に当該トランジスタをオフにするものが知られている(例えば特許文献２参照)。
【０００９】
更に、最終段トランジスタのコレクタへの所定値以上の電圧が印加された時に、ベースに帰還電流を流して制御するものが知られている(例えば特許文献３参照)。
【００１０】
【特許文献１】特開2002-7679１号「電力増幅器モジュール」（請求項１、図１）
【特許文献２】特開2003-78362号「電力用半導体装置」（[0020]、図１）
【特許文献３】特開2000-341052号「電力増幅器用の保護回路」（請求項１、図１）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
しかしながら上記の特許文献はいずれも、トランジスタへのコレクタ電流またはベース電流の検出するものであるため、トランジスタ自身の過大出力による熱破壊を防止することはできなかった。
【００１２】
この発明は、出力段のトランジスタによる過大出力により、その出力を低減させる保護回路を提供するものである。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明の電力増幅器用過出力電圧保護回路は、電力増幅器のいずれか１つの段(好ましくは最終段)の出力トランジスタに過出力電圧がモニタされると電流を流すモニタ回路と、前記モニタ回路よりの電流に比例する電流を供給するカレントミラー回路とを備える。そのカレントミラー回路より供給される電流で初段トランジスタのベースバイアスを低下させることで、最終段の出力トランジスタの出力を抑制する。
【発明の効果】
【００１４】
この発明によれば、電力増幅器のいずれか１つの段(好ましくは最終段)のトランジスタの過出力電圧をモニタすると、初段トランジスタのバイアスを低下させて出力を制御するようにしたので、過電源電圧での動作状態で負荷変動により最終段トランジスタに過大な出力が発生した場合に、初段トランジスタのバイアスが制御され、直ちに最終段トランジスタの過大出力が抑制されるため、最終段トランジスタが熱破壊する危険性を回避できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
実施の形態１．
図１に本発明の実施の形態１におけるＧＳＭ用電力増幅器５１の回路構成を示す。入力端子ＩＮに入力された信号は、増幅用ＨＢＴ(以下トランジスタと記す)Ｔr1〜Ｔr3で順に増幅される。出力電力制御端子に供給された電圧Ｖpcは、トランジスタＴr1に対してベース電流(バイアス)を供給すると共に、トランジスタＴr2、Ｔr3に対しては、電源端子の電圧Ｖccより給電されるトランジスタ(ＴrB_21、ＴrB_22)およびトランジスタ(ＴrB_23、ＴrB_32)を通じてベース電流を供給することにより出力可変を行う。最終段のトランジスタＴr3の出力は、マイクロ波線路Ｌo1〜Ｌo5を介して出力端子ＯＵＴに導かれる。
【００１６】
トランジスタＴr1〜Ｔr3は低周波利得が高く、ＦＥＴ電力増幅器に比べて低周波発振が起こりやすいため、ＲＣ帰還回路(Ｒf1−Ｃf1)〜(Ｒf3−Ｃf3)がそれぞれのトランジスタに適用される。以上は従来のＧＳＭ用電力増幅器の回路構成であったが、上述したようにアイソレータが用いられていないために、高電圧印加時に負荷インピーダンスが急変すると最終段トランジスタＴr3が破壊に至るという課題があった。そこで本実施の形態１では、モニタ回路およびカレントミラー回路からなる保護回路７１を付加している。
【００１７】
モニタ回路は、トランジスタＴrf1〜Ｔrf4を直列接続したものからなり、トランジスタＴrf2〜Ｔrf4は、それぞれコレクタがベースに接続され、トランジスタＴrf1は、抵抗Ｒf1およびＲf2を用いたＶbeマルチプライヤを構成している。トランジスタＴrf1のコレクタは、最終段トランジスタＴr3のコレクタに接続される。そして、トランジスタＴrf4のエミッタは、カレントミラー構成の一方のトランジスタＴrm1のコレクタに接続される。他方のトランジスタＴrm2のコレクタは、抵抗Ｒm3を通じて初段トランジスタＴr1のベース部に接続される。
【００１８】
次にこの保護回路７１の動作を説明する。トランジスタＴrf1〜Ｔrf4、Ｔrm1は、トランジスタＴr3の出力電圧(即ち振幅電圧)に対し、所定電圧以上の振幅電圧をモニタする。例えば、最終段トランジスタＴr3の安全動作電圧を１２Ｖ以下とすると、モニタ回路(トランジスタＴrf1〜Ｔrf4、Ｔrm1)は、１２Ｖ以上の電圧をモニタすると電流Ｉm1が流れるように、Ｖbeマルチプライヤの値(Ｒf1とＲf2)を設定する。
【００１９】
その場合、電力増幅器が過電源電圧かつ負荷変動(即ち出力負荷不整合)状態になって、トランジスタＴr3のコレクタ負荷電圧が１２Ｖ以上になると、トランジスタＴrf1、Ｔrf2〜Ｔrf4を通じてトランジスタＴrm1に電流Ｉm1が流れる。これにより、トランジスタＴrm2にミラー電流Ｉm2が流れる。この電流Ｉm1は脈流であるが、抵抗Ｒm1、Ｒm2およびコンデンサＣm1によって平滑化されるので、電流Ｉm2はＡＣ成分がかなり除去されたＤＣ電流となる。Ｉm1及びＩm2の電流値は、抵抗Ｒm1、Ｒm2、Ｒm3の抵抗値やトランジスタＴm1、Ｔm2のエミッタ面積比、Ｔrf2〜Ｔrf4の段数を変える等して所望の帰還量が得られるように設計する。
【００２０】
この図１のように、初段トランジスタＴr1は、電圧Ｖpcにより抵抗Ｒbb1を介してバイアスされているので、電流Ｉm2が流れない通常時においては、トランジスタＴr1のバイアス電圧Ｖb1は、ベース抵抗Ｒ1による電圧降下を無視し、トランジスタＴr1のベースに供給される制御電流をＩbb1とすると、Ｖb1＝Ｖpc−Ｒbb1・Ｉbb1 となる。これに対し、負荷変動の結果、Ｉm2が流れると、Ｖb1＝Ｖpc−Ｒbb1・(Ｉbb1＋Ｉm2) となり、ベース電圧Ｖb1が低下する。この結果、初段トランジスタＴr1に流れるコレクタ電流も低下し、このトランジスタＴt1の出力電力も低下する。初段トランジスタＴr1の出力電力の低下は電力増幅器全体の出力電力の低下に繋がり、最終段トランジスタＴr3の出力電圧が低下する。
【００２１】
図１５は、最終段トランジスタＴr3のＩc−Ｖce特性と負荷曲線を示す。Ａ１は通常電圧Ｖc3(例えば３．２Ｖ)の時のバイアス点、曲線Ｃ１は出力端子ＯＵＴに接続した負荷のインピーダンスが５０Ω時の負荷曲線、曲線Ｃ２は、負荷インピーダンスを５０Ωから変化させた時(例えば、電圧定在波比８：１〜１０：１のように不整合条件にした時；５０Ω時は電圧定在波比１：１である)の負荷曲線の例である。
【００２２】
負荷の定在波比を高くすると(出力整合を不整合状態にすると)、負荷曲線の変化は大きくなり、領域１で示されるように、最大コレクタ電圧Ｖceがトランジスタのブレークダウン電圧付近まで近づいている。
【００２３】
図１６は、Ｖc3より高い電源電圧Ｖc3'(例えば５．０Ｖ)が印加されたときのＩc−Ｖce特性と負荷曲線を示す。Ａ２は、Ｖc3'の時のバイアス点。この場合、負荷曲線はＣ４のごとく膨張し、最大コレクタ電圧Ｖceが領域２でブレークダウン電圧(正確には最終段トランジスタＴr3の安全動作領域)を超え、トランジスタの破壊に至る。
【００２４】
一方、この実施の形態１のように、最終段トランジスタＴr3のコレクタに１２Ｖを超えるような電圧が出力されようとすると、上述した保護回路によって出力電圧が直ちに低下されるので、負荷曲線は図１６のＣ４のようには膨張せず、最大コレクタ電圧Ｖceがブレークダウン電圧を超えることはない。
【００２５】
これは、負荷変動時における電力増幅器全体の電力利得の低減と等価な効果を呈する。標準動作電圧Ｖc3(例えば３．２Ｖ)においては付加した保護回路７１は動作しないので、効率や出力が低下することもほとんどない。更に、図１では、電流Ｉm1が流れる側にトランジスタＴrf2〜Ｔrf4、Ｔrm1の４個のＶbeを設けている。これは電力増幅器の電源電圧が４．５Ｖになった場合でも、Ｖpc＝０Ｖ時に電流Ｉm1がほとんど流れないようにするためである。もし、このトランジスタ数が３個以下になると、バッテリ直結のＧＳＭ応用では３・Ｖbe＜４．５Ｖとなり、Ｖpc＝０Ｖ時にも電流Ｉm1が流れてしまう。ここでＩcが流れるトランジスタ１個あたりのＶbeは約１．５Ｖとした。
【００２６】
以上述べたように、実施の形態１による電力増幅器過出力電圧の保護回路７１は、３Ｖ系の低電源電圧(標準動作電圧)時の特性を犠牲にすることなく、過電源電圧動作時や出力負荷の不整合条件時のトランジスタの故障を防止できる。また、付加される保護回路６１は、電力増幅器５１と同一の能動及び受動素子を主として利用して構成できるという利点を有する。
【００２７】
実施の形態２．
実施の形態２を示す図２の電力増幅器５２では、図１の回路構成に対し、最終段トランジスタＴr3のコレクタと、出力電圧帰還部のトランジスタＴrf1のコレクタとを接続するラインに、ＲＦ阻止用としてのインダクタＬm1を設けている。
【００２８】
図１の回路構成では、カレントミラー部での電圧平滑が十分でない場合、電流Ｉm2に動作周波数で変動するリップルが含まれ、そのため初段トランジスタＴr1もバイアスも僅かに変化し、その僅かなバイアス変化に応じて出力電力も微妙に変化するという寄生発振ループが形成される。
【００２９】
このような寄生発振は、特に電力増幅器の小信号利得が高い場合に顕著になるので、本発明に係わる帰還回路を設けたことによる寄生発振の抑制には十分に注意を払う必要がある。図２の回路に設けた、インダクタＬm1は、帰還回路に流れる電流Ｉm1を平滑化することにより、電流Ｉm2はより平滑化され、ここで述べた寄生発振の抑制に効果がある。その他の効果に関しては実施の形態１の場合と同じである。
【００３０】
実施の形態３．
実施の形態３は、実施の形態２と同様に、寄生発振の抑制を目的としてた回路構成の例である。図１の回路構成では、帰還回路のトランジスタＴrm2からの帰還出力を初段トランジスタＴr1の帰還部に直接戻していたが、実施の形態３を示す図３の電力増幅器５３では、抵抗Ｒbb2を介して戻している。
【００３１】
このような構成とすることにより、電流Ｉm2に含まれるリップルが軽減され、実施の形態２と同様に寄生発振を抑制できる。その他の効果に関しては実施の形態１と同じである。
【００３２】
実施の形態４．
図１の回路構成では、保護回路７１のモニタ端を、最終段のトランジスタＴr3のコレクタとしていたが、実施の形態４を示す図４の電力増幅器５４では、２段目のトランジスタＴr2のコレクタをモニタ端としている。そして、２段目及び最終段のトランジスタＴr2、Ｔr3においては、それぞれコンデンサＣf2、Ｃf3を通じて帰還抵抗Ｒf2、Ｒf3をそれぞれのベースに接続していたが、図４では、トランジスタＴr2のコレクタとトランジスタＴr1のコレクタとの間に帰還抵抗Ｒf2が接続され、また、トランジスタＴr3のコレクタとトランジスタＴr2のコレクタとの間に帰還抵抗Ｒf3が接続される。この場合、図１で用いたコンデンサＣf2、Ｃf3の機能は、図４では段間コンデンサＣ1、Ｃ3が担っている。
【００３３】
保護回路７１に対する帰還量の調節のためには、抵抗Ｒm1、Ｒm2、Ｒm3の抵抗値やトランジスタＴm1、Ｔm2のエミッタ面積比などを実施の形態１〜３の場合と同様に変更すればよい。
【００３４】
図４の回路構成では、図１の場合と比較して、負荷変動時のトランジスタＴr2のコレクタ電圧変動(Ｔr2の負荷曲線の膨張)が大きいので、保護回路７１のモニタ端を最終段のトランジスタＴr3ではなく、２段目のトランジスタＴr2にすることが可能となる。この場合、トランジスタのＴr1−Ｔr2間の利得はＴr1−Ｔr3間より低いので、実施の形態１〜３の場合よりも寄生発振のが低いという利点が得られる。本回路構成により、実施の形態１と同様な効果を期待できる。
【００３５】
実施の形態５．
図４の回路構成では、２段目のトランジスタＴr2のコレクタを保護回路のモニタ端としていたが、実施の形態５を示す図５の電力増幅器５５では、初段のトランジスタＴr1のコレクタをモニタ端としている。また、図５では、実施の形態１〜４と同様に、保護回路７１のモニタ側に、５個のトランジスタＴrf1〜Ｔrf4、Ｔrm1を採用しているが、必要に応じ、これらのトランジスタ数や抵抗Ｒm1、Ｒm2、Ｒm3の抵抗値およびトランジスタＴrm1、Ｔrm2のエミッタ面積比等は所望の帰還量が得られるように設定する。
【００３６】
図５の回路構成において、トランジスタＴr1の利得は、電力増幅器全体より低いので、実施の形態１〜４の場合よりも寄生発振のが低いという利点が得られる。本回路構成により、実施の形態１と同様な効果を期待できる。
【００３７】
実施の形態６．
実施の形態１において、保護回路のモニタ電流Ｉm1の値が大き過ぎて、帰還量の調整が、抵抗Ｒm1、Ｒm2、Ｒm3の抵抗値やトランジスタＴrm1、Ｔrm2のエミッタ面積比、トランジスタＴrf2〜Ｔrf4のトランジスタ数を変えるだけでは対応できない場合がある。そこで実施の形態６を示す図６の電力増幅器５６では、保護回路７２のモニタ回路として、直列接続したトランジスタＴrm11、Ｔrm12をトランジスタＴrf4に対して並列に接続している。
【００３８】
これにより、トランジスタＴrm1に流れる電流Ｉm1'は、トランジスタＴrm12、Ｔrm12への分流分Ｉm11だけ少なくなり、前述のような場合にも対応できるようになる。本回路構成により、実施の形態１と同様な効果を期待できる。
【００３９】
実施の形態７．
実施の形態６と同様に、保護回路のモニタ電流Ｉm1の値が大き過ぎて、帰還量の調整が、抵抗Ｒm1、Ｒm2、Ｒm3の抵抗値やトランジスタＴrm1、Ｔrm2のエミッタ面積比、トランジスタＴrf2〜Ｔrf4のトランジスタ数を変えるだけでは対応できない場合に備え、実施の形態７を示す図７の電力増幅器５７では、保護回路７３において、カレントミラー回路のトランジスタＴrm2のエミッタに抵抗Ｒm4が挿入されている。
【００４０】
この回路構成により、保護回路７３のモニタ電流Ｉm1に対し、トランジスタＴrm2に流れる電流Ｉm2は図１の場合に比べ小さくなり、そのため、前述のような場合にも対応できるようになる。本回路構成により、実施の形態１と同様な効果を期待できる。
【００４１】
実施の形態８．
実施の形態６と同様に、保護回路のモニタ電流Ｉm1の値が大き過ぎて、帰還量の調整が、抵抗Ｒm1、Ｒm2、Ｒm3の抵抗値やトランジスタＴrm1、Ｔrm2のエミッタ面積比、トランジスタＴrf2〜Ｔrf4のトランジスタ数を変えるだけでは対応できない場合に備え、実施の形態８を示す図８の電力増幅器５８では、保護回路７４のカレントミラー回路のトランジスタＴrm1、Ｔrm2のベース抵抗を介した共通ベース端子とＧＮＤ間に平滑コンデンサＣm1と並列に抵抗Ｒm4を設けている。
【００４２】
この回路構成により、保護回路７４のモニタ電流Ｉm1に対し、トランジスタＴrm2に流れる電流Ｉm2は図１の場合に比べ小さくなり、そのため、前述のような場合にも対応できるようになる。本回路構成により、実施の形態１と同様な効果を期待できる。
【００４３】
実施の形態９．
実施の形態９を示す図９の電力増幅器５９では、図２で採用したインダクタＬm1に替えて抵抗Ｒを採用している。この場合、保護回路動作時のモニタ電流Ｉm1の最大値は、トランジスタＴr3のコレクタ電圧をトランジスタＴrf1のＶbeマルチプライヤの設定値(ｎＶbe)とダイオード接続のトランジスタＴrf2〜Ｔrf4及びＴrm1の合計Ｖbe数４に加えて抵抗Ｒの値で制限される。つまり、
m1の最大値＝{Ｔr3のコレクタ電圧−(ｎ＋４)Ｖbe}／Ｒ  (ｎは１以上の整数)
となる。実施の形態６〜８と同様にモニタ電流Ｉm1の値を低減した方が有効な場合に適する。本回路構成により、実施の形態１と同様な効果を期待できる。
【００４４】
実施の形態１０．
実施の形態１０を示す図１０の電力増幅器６０では、保護回路７５において、図１で採用したトランジスタＴrf1〜Ｔrf4に替え、それらのＶbe数に相当するダイオードＤを直列接続したものを採用している。
【００４５】
この回路構成では、ダイオードの占有面積の点でやや不利となるが、負荷変動時の保護効果としては実施の形態１と同様である。トランジスタをダイオードＤに置換する構成は、上述した他の実施の形態２〜９に対しても適用できる。
【００４６】
実施の形態１１．
実施の形態１１を示す図１１の電力増幅器６１では、保護回路７６のカレントミラー回路において、図１のそれに対し、抵抗Ｒn1、Ｒn3、コンデンサＣn2、Ｃn3が追加されている。抵抗Ｒn1、Ｒn3、Ｒm2、コンデンサＣm1、Ｃn2、Ｃn3は、ＲＣ型のノッチフィルタを構成し、Ｒn1＝Ｒm2＝Ｒn3／２、Ｃm1＝Ｃn2＝Ｃ3／２、ｆｏ＝１／(２πＣm1・Ｒn1) となるように定数を設定すると、周波数ｆｏに対して大きな抑圧が働く。従って、モニタ電流Ｉm1 中に含まれる高周波成分ｆｏが除去され、より平滑化されたＤＣ電流Ｉm2に変換することが可能になる。
【００４７】
この図１１の電力増幅器６１では、３Ｖ系の低電源電圧(標準動作電圧)時の特性を犠牲にすることなく、過電源電圧動作時や出力負荷の不整合条件時のトランジスタの故障をなくせる。また、付加した保護回路７６は、この電力増幅器６１と同一の能動及び受動素子を主として利用して構成でき、ＲＣ型ノッチフィルタにより寄生発振の抑制にも効果があるという利点を有する。
【００４８】
実施の形態１２．
図１１の回路構成では、帰還回路のトランジスタＴrm2からの帰還出力を初段トランジスタＴr1の帰還部に直接戻していたが、実施の形態１２を示す図１２の電力増幅器６２では、抵抗Ｒbb2を介して戻している。
【００４９】
このような構成とすることにより、図１１の電力増幅器に比べ、電流Ｉm2に含まれるリップルが軽減され、寄生発振をより確実に抑制できる。その他の効果に関しては実施の形態１１と同じである。
【００５０】
実施の形態１３．
図１１の回路構成では、保護回路７６のモニタ端を、最終段のトランジスタＴr3のコレクタとしていたが、実施の形態１３を示す図１３の電力増幅器６３では、２段目のトランジスタＴr2のコレクタをモニタ端としている。これに伴い電力増幅器６３の回路が変更されているが、その変更は図４に関して述べたのと同じである。
【００５１】
図１３の回路構成では、図１１の場合と比較して、負荷変動時のトランジスタＴr2のコレクタ電圧変動(Ｔr2の負荷曲線の膨張)が大きいので、保護回路７１のモニタ端を最終段のトランジスタＴr3ではなく、２段目のトランジスタＴr2にすることが可能となる。この場合、トランジスタのＴr1−Ｔr2間の利得はＴr1−Ｔr3間より低いので、実施の形態１１〜１２の場合よりも寄生発振のが低いという利点が得られる。その他の効果に関しては実施の形態１１と同じである。
【００５２】
実施の形態１４．
図１３の回路構成では、２段目のトランジスタＴr2のコレクタを保護回路のモニタ端としていたが、実施の形態１４を示す図１４の電力増幅器６４では、初段のトランジスタＴr1のコレクタをモニタ端としている。また、図１４では、実施の形態１１〜１３と同様に、保護回路７６のモニタ側に、５個のトランジスタＴrf1〜Ｔrf4、Ｔrm1を採用しているが、必要に応じ、これらのトランジスタ数や抵抗Ｒm1、Ｒm2、Ｒm3の抵抗値およびトランジスタＴrm1、Ｔrm2のエミッタ面積比等は所望の帰還量が得られるように設定する。
【００５３】
図１４の回路構成において、トランジスタＴr1の利得は、電力増幅器全体より低いので、実施の形態１１〜１３の場合よりも寄生発振のが低いという利点が得られる。本回路構成により、実施の形態１１と同様な効果を期待できる。
【図面の簡単な説明】
【００５４】
【図１】実施の形態１を示した電力増幅器の回路図
【図２】実施の形態２を示した電力増幅器の回路図
【図３】実施の形態３を示した電力増幅器の回路図
【図４】実施の形態４を示した電力増幅器の回路図
【図５】実施の形態５を示した電力増幅器の回路図
【図６】実施の形態６を示した電力増幅器の回路図
【図７】実施の形態７を示した電力増幅器の回路図
【図８】実施の形態８を示した電力増幅器の回路図
【図９】実施の形態９を示した電力増幅器の回路図
【図１０】実施の形態１０を示した電力増幅器の回路図
【図１１】実施の形態１０を示した電力増幅器の回路図
【図１２】実施の形態１０を示した電力増幅器の回路図
【図１３】実施の形態１０を示した電力増幅器の回路図
【図１４】実施の形態１０を示した電力増幅器の回路図
【図１５】最終段トランジスタのＩc−Ｖce特性と負荷曲線を示した図
【図１６】不整合時の最終段トランジスタのＩc−Ｖce特性と負荷曲線を示した図
【符号の説明】
【００５５】
Ｔ  増幅用ＨＢＴ
Ｒ  抵抗
Ｃ  コンデンサ
Ｌ  インダクタ
Ｄ  ダイオード
５１〜６４  電力増幅器
７１〜７６  保護回路
【図１】
2005064658.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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