(57)【要約】【課題】  送信用発振回路を半導体チップに内蔵させる場合に、温度変動に伴う送信用発振回路のＫＶ特性の変化によるＥＶＭの劣化および送信スペクトラムの劣化を防止する。また、温度変動に伴う送信用発振回路の出力振幅の変化による通信品質の低下および消費電力の増加を防止する。【解決手段】  位相制御ループを備えている通信用半導体集積回路（ＲＦ−ＩＣ）において、温度変化による前記送信用発振回路のＫＶ特性（制御電圧−発振周波数特性）のずれをチャージポンプの電流（Ｉcp）を変化させることで補正する温度補償回路（２４１）を設けるようにした。また、送信用発振回路を電圧制御発振器と該発振器の出力を増幅する増幅回路とにより構成し、前記増幅回路の出力信号の振幅が所定の範囲に入るように前記増幅回路の電源電圧を温度や周波数に応じて変化させるようにした。【選択図】図３
2005094427.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
位相変調された信号を周波数変換して出力する送信用発振回路と、該送信用発振回路の出力信号の位相と変調された信号の位相とを比較する位相比較回路と、該位相比較回路の出力に応じた電圧を生成するためのチャージポンプとを含み該チャージポンプの電流により生成された電圧により前記送信用発振回路の発振周波数を制御する位相制御ループと、
温度変化による前記送信用発振回路の制御電圧−発振周波数特性のずれを前記チャージポンプの電流を変化させることで補正する温度補償回路と、
を備えていることを特徴とする通信用半導体集積回路。
【請求項２】
前記温度補償回路は、前記送信用発振回路の発振周波数範囲／制御電圧範囲の値（Ｋｖ）と前記チャージポンプの電流値（Ｉcp）との積（Ｋｖ・Ｉcp）が所定の範囲に入るように、前記チャージポンプの電流を補正することを特徴とする請求項１に記載の通信用半導体集積回路。
【請求項３】
送信信号を電力増幅する電力増幅回路の出力信号の振幅と変調された信号の振幅とを比較する振幅比較回路と、該振幅比較回路で検出された振幅差に応じた電圧を生成し前記電力増幅回路へ出力レベル制御信号として出力する振幅制御ループを有することを特徴とする請求項１または２に記載の通信用半導体集積回路。
【請求項４】
前記送信用発振回路は複数の周波数帯で発振動作可能に構成されていることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の通信用半導体集積回路。
【請求項５】
前記送信用発振回路は、ＭＯＳトランジスタのゲート・基板間に存在する容量を利用した可変容量素子を有し、該可変容量素子の一方の端子へ前記チャージポンプの電流により生成された電圧が印加されることにより、該印加電圧に応じた周波数で発振動作するように構成されていることを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の通信用半導体集積回路。
【請求項６】
前記送信用発振回路として、第１の周波数帯で発振動作可能な第１の発振回路と、第２の周波数帯で発振動作可能な第２の発振回路とを備え、前記チャージポンプは前記第１と第２の発振回路に対して共通の回路として構成され、前記第１の発振回路が動作されるときと前記第２の発振回路が動作されるときとでチャージポンプの電流値が切り替えられるようにされていることを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の通信用半導体集積回路。
【請求項７】
位相変調された信号を周波数変換して出力する送信用発振回路を備え、
前記送信用発振回路は電圧制御発振器と該発振器の出力を増幅する増幅回路とを含み、前記増幅回路の出力信号の振幅が所定の範囲に入るように前記増幅回路の電源電圧が温度に応じて変化されるようにされていることを特徴とする通信用半導体集積回路。
【請求項８】
位相変調された信号を周波数変換して出力する送信用発振回路を備え、
前記送信用発振回路は電圧制御発振器と該発振器の出力を増幅する増幅回路とを含み、前記増幅回路の出力信号の振幅が所定の範囲に入るように、前記電圧制御発振器の出力信号の周波数に応じて前記増幅回路の電源電圧が変化されることを特徴とする通信用半導体集積回路。
【請求項９】
位相変調された信号を周波数変換して出力する送信用発振回路を備え、
前記送信用発振回路は電圧制御発振器と該発振器の出力を増幅する増幅回路とを含み、前記増幅回路の出力信号の振幅が所定の範囲に入るように、温度および前記電圧制御発振器の出力信号の周波数に応じて前記増幅回路の電源電圧が変化される通信用半導体集積回路。
【請求項１０】
電源電圧の変動にかかわらず一定で温度に応じて変化する電圧を発生する電圧レギュレータを備え、該電圧レギュレータにより生成された電圧が前記増幅回路の電源電圧端子に供給されるようにされていることを特徴とする請求項７，８または９に記載の通信用半導体集積回路。
【請求項１１】
前記送信用発振回路の出力信号の位相と変調された信号の位相とを比較する位相比較回路と、該位相比較回路により検出された位相差に応じた電圧を生成し前記送信用発振回路の発振周波数を制御する位相制御ループを備えていることを特徴とする請求項１０に記載の通信用半導体集積回路。
【請求項１２】
送信信号を電力増幅する電力増幅回路の出力信号の振幅と変調された信号の振幅とを比較する振幅比較回路と、該振幅比較回路により検出された振幅差に応じた電圧を生成し前記電力増幅回路へ出力レベル制御信号として出力する振幅制御ループを有することを特徴とする請求項１１に記載の通信用半導体集積回路。
【請求項１３】
前記電圧制御発振器は差動出力であり、前記増幅回路は前記電圧制御発振器の差動出力信号を単相の信号に変換する第１バッファ回路と、該第１バッファ回路の出力信号を増幅する第２バッファ回路を含み、該第２バッファ回路の電源電圧端子に、前記電圧レギュレータにより生成された電圧が供給されるようにされていることを特徴とする請求項１０〜１２のいずれかに記載の通信用半導体集積回路。
【請求項１４】
前記電圧制御発振器は、ＭＯＳトランジスタのゲート・基板間に存在する容量を利用した可変容量素子を有し、該可変容量素子の一方の端子へ前記位相制御ループにおいて生成された電圧が印加されることにより、該印加電圧に応じた周波数で発振動作するようにされていることを特徴とする請求項１１〜１３のいずれかに記載の通信用半導体集積回路。
【請求項１５】
前記送信用発振回路として、第１の周波数帯で発振動作可能な第１の発振回路と、第２の周波数帯で発振動作可能な第２の発振回路とを備え、前記電圧レギュレータは前記第１と第２の発振回路に対して共通の回路として構成され、前記第１の発振回路が動作されるときと前記第２の発振回路が動作されるときとでそれぞれ異なる電圧を生成して供給するようにされていることを特徴とする請求項１１〜１４のいずれかに記載の通信用半導体集積回路。
【請求項１６】
位相変調された信号を周波数変換して出力する送信用発振回路と、該送信用発振回路の出力信号の位相と位相変調および振幅変調された信号の位相とを比較する位相比較回路と、該位相比較回路の出力に応じた電圧を生成するためのチャージポンプとを含み該チャージポンプの電流により生成された電圧によって前記送信用発振回路の発振周波数を制御する位相制御ループと、
温度変化による前記送信用発振回路の制御電圧−発振周波数特性のずれを前記チャージポンプの電流を変化させることで補正する温度補償回路と、
を備え、
前記送信用発振回路は電圧制御発振器と該発振器の出力を増幅する増幅回路とを含み、
前記増幅回路の出力信号の振幅が所定の範囲に入るように、温度および前記電圧制御発振器の出力信号の周波数に応じて前記増幅回路の電源電圧が変化される通信用半導体集積回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、発振周波数を切り替えることが可能な電圧制御発振回路（ＶＣＯ）を半導体チップに内蔵させる場合に適用して有効な技術に関し、例えば、複数バンドの信号を送受信可能な携帯電話機のような無線通信装置に用いられて送信信号を変調したりアップコンバートしたりする高周波用半導体集積回路における送信用ＶＣＯの制御ループに利用して有効な技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話機等の無線通信装置（移動体通信装置）の方式の一つに、ＧＳＭ（Global System for Mobile Communication）と呼ばれる方式がある。このＧＳＭ方式においては、搬送波の位相を送信データに応じてシフトするＧＭＳＫ（Gaussian Minimum Shift Keying ）と呼ばれる位相変調方式が用いられている。
【０００３】
ところで、近年のＧＳＭ方式等の携帯電話機においては、ＧＭＳＫ変調モードの他に、搬送波の位相成分と振幅成分を変調する３π／８rotating８−ＰＳＫ（Phase Shift Keying）変調モードを有するＥＤＧＥ（Enhanced Data Rates for GMS Evolution）と呼ばれるシステムが実用化されつつある。１シンボル当たり１ビットの情報を送るＧＭＳＫ変調に対し、３π／８rotating８−ＰＳＫ（以下、８−ＰＳＫと称する）変調では１シンボル当たり３ビットの情報を送ることができるため、ＥＤＧＥモードはＧＭＳＫモードに比べて高い伝送レート（３８４ｋｂｐｓ）による通信が可能である。
【０００４】
送信信号の位相成分と振幅成分にそれぞれ情報を持たせる変調方式の実現方法としては、送信したい信号を位相成分と振幅成分に分離した後、位相制御ループと振幅制御ループでそれぞれフィードバックをかけて制御した後、アンプで合成して出力するポーラループと呼ばれる方式が従来より知られている（例えば、ARTECH HOUSE,INC.が１９７９年に出版の"High Linearity RF Amplifier Design "by Kenington,Peter B.の第１６２頁）。
【０００５】
ところで、近年、無線通信システムにおいては、部品点数を減らしてシステムの小型化および低コスト化を図るため、できるだけ多くの回路を１つあるいは数個の半導体集積回路内に取り込む努力がなされている。その一つに、送信用発振器を、変復調機能を有する半導体集積回路（以下、高周波ＩＣと称する）に内蔵させる試みがあり、ＧＳＭ方式の通信システムを構成する高周波ＩＣに関しては、送信用発振器をオンチップ化させたものが、本出願人によって開発され提案されている（特許文献１）。
【特許文献１】特願２００３−０４８６３１号
【特許文献２】特願２００１−１１９４４２号
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
本発明者等は、ＥＤＧＥ方式の通信システムを構成する高周波ＩＣに送信用発振器を内蔵させる技術について検討を行なった。その結果、以下のような問題点があることが明らかになった。なお、本発明者等が検討したＥＤＧＥシステムにおけるポーラループ方式は、位相制御ループに関しては送信用発振器の出力または高周波電力増幅回路（以下、パワーアンプと称する）の出力を検出して基準信号と比較する位相比較回路にフィードバックさせ、振幅制御ループに関してはパワーアンプの出力を検出して基準信号と比較する振幅比較回路にフィードバックさせる方式である。かかるポーラループ方式については、本出願人等によって提案された特許出願（特願２００３−５４０４２号）に開示されている。
【０００７】
ところで、従来、携帯電話機においては、例えば８８０〜９１５ＭＨｚ帯のＧＳＭと１７１０〜１７８５ＭＨｚ帯のＤＣＳ（Digital Cellular System）のような２つの周波数帯の信号を扱えるデュアルバンド方式の携帯電話機がある。また、かかるデュアルバンド方式の携帯電話機においては、それぞれの周波数帯に対応した送信用発振器（以下、送信用ＶＣＯと称する）を２つ設け、送信用ＶＣＯを切り替えることにより２つの方式に対応することができるようにしたものがある。
【０００８】
ところが、近年においては、ＧＳＭやＤＣＳの他に例えば１８５０〜１９１０ＭＨｚ帯のＰＣＳ（Personal Communication System）の信号を扱えるトリプルバンド方式の携帯電話機に対する要求がある。また、携帯電話機は今後さらに多くの方式に対応できるものが要求されると予想さる。このような複数の方式に対応できる携帯電話機に使用される送信用ＶＣＯは発振帯域（発振可能な周波数範囲）が広いことが必要である。
【０００９】
一方、半導体チップに内蔵させた送信用ＶＣＯの性能を決める大きな要因に、インダクタなどの受動素子のＱ値がある。受動素子のＱ値は、現在の半導体製造技術では半導体チップ上に形成された素子の方がディスクリートの部品で構成された素子よりも低くなってしまう。そこで、インダクタとして外付け素子を用いるようにしているものもある。しかしながら、それでは部品点数の削減が充分に達成されない。従って、インダクタをも含めてオンチップ化することが重要である。
【００１０】
しかし、オンチップ化されたＶＣＯの発振帯域は、受動素子のＱ値が低いため、ディスクリート部品である発振モジュールの発振帯域よりも狭くなるという不具合がある。かかる課題を解決するため、前記先願発明（特願２００３−４８６３１号）では、送信用ＶＣＯの容量値を段階的に変更可能な構成を設け、使用周波数帯に応じていずれかの容量値を選択して発振周波数を切り替えるようにしたマルチバンド方式の送信用ＶＣＯを採用している。
【００１１】
ただし、前記先願発明はＧＭＳＫ変調のみをサポートするＧＳＭシステム用の高周波ＩＣに送信用ＶＣＯを内蔵させるための技術に留まる。本発明者らは、ＥＤＧＥシステム用の高周波ＩＣにマルチバンド方式の送信用ＶＣＯを内蔵させる際に生じる技術的課題について検討した。その結果、温度変動により送信用ＶＣＯを構成するオンチップの容量素子の容量値が変化すると、送信用ＶＣＯのＫＶ特性（電圧−周波数感度）が所望の特性からずれて制御ループのループゲインが変化してしまい、ＥＶＭ（エラーベクトルマグニチュード）が劣化するとともに、搬送波の周波数から０．４ＭＨｚ離れた周波数の信号レベルの減衰量を意味するスペクトラル・リグロース（送信スペクトラム）が劣化してしまう。その結果、変調精度が低下するとともに、隣接チャネルへのノイズの漏れ量が多くなるという課題があることが明らかとなった。
【００１２】
さらに、送信用ＶＣＯの出力信号は別個の半導体集積回路あるいはモジュールとして構成されたパワーアンプによって電力増幅されてアンテナから出力されるが、このパワーアンプのへの入力レンジの仕様として、従来は一般に５ｄＢ±２ｄＢのような範囲が要求されることが多かった。また、通信品質の向上および低消費電力化の観点から、今後パワーアンプのへの入力レンジの仕様として５ｄＢ±１ｄＢのような厳しい条件が要求されるようになると予想される。
【００１３】
ところが、送信用ＶＣＯの出力振幅は電源電圧や発振周波数さらには温度変動によって変化するため、これらの変動要因に対して送信用ＶＣＯの出力振幅があまり変化しないように予め対策を行なっておかないと、通信品質が低下したり消費電力が増加して１回の充電で可能な最大通話時間や最大待ち受け時間が短くなってしまうおそれがある。なお、温度変動に対して送信用ＶＣＯの出力振幅を一定に保つようにした発明として文献２に記載されているものがある。ただし、この先願発明は、振幅変調のみ行なうＡＳＫ変調回路において温度変動に対して送信用ＶＣＯの出力振幅を一定に保つための技術に留まる。
【００１４】
この発明の目的は、送信用発振回路を半導体チップに内蔵させる場合に、温度変動に伴う送信用発振回路のＫＶ特性の変化によるＥＶＭの劣化および送信スペクトラムの劣化を防止することができる通信用半導体集積回路を提供することにある。
この発明の他の目的は、送信用発振回路を半導体チップに内蔵させる場合に、温度変動に伴う送信用発振回路の出力振幅の変化による通信品質の低下および消費電力の増加を防止することができる通信用半導体集積回路を提供することにある。
この発明のさらに他の目的は、特に位相変調と振幅変調を行なうＥＤＧＥシステムを構成する通信用半導体集積回路に送信用発振回路を内蔵させる場合に利用して有効な技術を提供することにある。
この発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴については、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本願において開示される発明のうち代表的なものの概要を説明すれば、下記のとおりである。
すなわち、本願の第1の発明は、位相変調された信号を周波数変換して出力する送信用発振回路と、該送信用発振回路の出力信号の位相と位相変調および振幅変調された信号の位相とを比較する位相比較回路と、該位相比較回路の出力に応じた電圧を生成するチャージポンプとを含み該チャージポンプにより生成された電圧により前記送信用発振回路の発振周波数を制御する位相制御ループを備えている通信用半導体集積回路において、温度変化による前記送信用発振回路のＫＶ特性（制御電圧−発振周波数特性）のずれを前記チャージポンプの電流を変化させることで補正する温度補償回路を設けるようにしたものである。
【００１６】
上記した手段によれば、温度変化により送信用発振回路のＫＶ特性が所望の特性からずれたとしても、例えばＶＣＯのＫＶ値Ｋｖとチャージポンプの電流値Ｉcpとの積Ｋｖ・Ｉcpが所定の範囲に入るようにチャージポンプの電流を補正することで、位相制御ループの安定性が向上し、ＥＶＭの劣化および送信スペクトラムの劣化を防止することができる。
【００１７】
また、本願の第２の発明は、電圧制御発振器と該発振器の出力を増幅する増幅回路とにより構成され、位相変調された信号を周波数変換して出力する送信用発振回路を備えている通信用半導体集積回路において、前記増幅回路の出力信号の振幅が所定の範囲に入るように前記増幅回路の電源電圧を温度に応じて変化させるようにしたものである。
【００１８】
上記した手段によれば、温度変化により送信用発振回路の出力信号の振幅が所望の範囲からずれたとしても、発振器の出力を増幅する増幅回路の電源電圧が温度に応じて変化されてその利得が制御されるため、送信用発振回路の出力信号の振幅をほぼ一定に保つことができる。
【００１９】
さらに、本願の第３の発明は、電圧制御発振器と該発振器の出力を増幅する増幅回路とにより構成され、位相変調された信号を周波数変換して出力する送信用発振回路を備えている通信用半導体集積回路において、前記前記増幅回路の出力信号の振幅が所定の範囲に入るように前記増幅回路の電源電圧を電圧制御発振器の出力信号の周波数に応じて変化させるようにしたものである。
【００２０】
上記した手段によれば、発振周波数の変更により送信用発振回路の出力信号の振幅が所望の範囲からずれたとしても、発振器の出力を増幅する増幅回路の電源電圧が、発振周波数に応じて変化されてその利得が制御されるため、送信用発振回路の出力信号の振幅をほぼ一定に保つことができる。
【発明の効果】
【００２１】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記のとおりである。
すなわち、本願の第１の発明に従うと、温度変化により送信用発振回路のＫＶ特性が所望の特性からずれたとしても、位相制御ループの安定性が向上し、ＥＶＭの劣化および送信スペクトラムの劣化を防止することができる。
【００２２】
また、本願の第２の発明に従うと、送信用発振回路を半導体チップに内蔵させた場合に、温度変化により送信用発振回路の出力信号の振幅が所望の範囲からずれたとしても、送信用発振回路の出力信号の振幅をほぼ一定に保つことができ、それによって通信品質の低下および消費電力の増加を防止することができる。
【００２３】
さらに、本願の第３の発明に従うと、送信用発振回路を半導体チップに内蔵させた場合に、発振周波数の変更により送信用発振回路の出力信号の振幅が所望の範囲からずれたとしても、送信用発振回路の出力信号の振幅をほぼ一定に保つことができ、それによって通信品質の低下および消費電力の増加を防止することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
次に、本発明の実施例について図面を用いて説明する。
【実施例１】
【００２５】
図１は、本発明に係る送信用発振回路を内蔵した通信用半導体集積回路（高周波ＩＣ）及びそれを用いた無線通信システムの一実施例を示すブロック図である。この実施例は、位相制御ループと振幅制御ループを有するいわゆるポーラループ方式で８−ＰＳＫ変調を行なうＥＤＧＥ方式の無線通信システムに適用したものである。
【００２６】
図１に示す無線通信システムは、信号電波を送受信するアンテナ１００と、送受信を切り替えるスイッチ１１０と、受信信号から不要波を除去するＳＡＷフィルタなどからなるバンドパスフィルタ１２０と、送信信号を増幅する高周波電力増幅回路（パワーアンプ）１３０と、受信信号を復調したり送信信号を変調したりする高周波ＩＣ２００と、送信データをＩ，Ｑ信号に変換したり高周波ＩＣ２００を制御したりするベースバンド回路３００とからなる。この実施例では、高周波ＩＣ２００およびベースバンド回路３００は、各々別個の半導体チップ上にそれぞれ半導体集積回路として構成されている。
【００２７】
特に制限されるものでないが、この実施例の高周波ＩＣ２００は、ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００の４つの通信方式による信号の変復調が可能に構成されている。また、これに応じて、バンドパスフィルタ１２０は、ＧＳＭ系の周波数帯の受信信号を通過させるフィルタと、ＤＣＳ１８００の周波数帯の受信信号を通過させるフィルタと、ＰＣＳ１９００の周波数帯の受信信号を通過させるフィルタとからなる。
【００２８】
本実施例の高周波ＩＣ２００は、大きく分けると、受信系回路と、送信系回路と、それ以外の制御回路やクロック系回路などの送受信系に共通の回路からなる制御系回路とで構成される。
【００２９】
受信系回路は、受信信号を増幅するロウノイズアンプ２１０と、高周波用発振回路（ＲＦＶＣＯ）２５０で生成された発振信号φRFを分周し互いに９０°位相がずれた直交信号を生成する分周移相回路２１１と、ロウノイズアンプ２１０で増幅された受信信号に分周移相回路２１１で分周された直交信号を合成することで復調を行なうミキサからなる復調回路２１２ａ，２１２ｂと、復調されたＩ，Ｑ信号をそれぞれ増幅してベースバンド回路３００へ出力する高利得増幅部（ＰＧＡ）２２０Ａ，２２０Ｂなどからなる。
【００３０】
送信系回路は、例えば６４０ＭＨｚのような中間周波数の発振信号φIFを生成する発振回路（ＩＦＶＣＯ）２３０と、該発振回路２３０で生成された発振信号φIFを分周しかつ互いに９０°位相がずれた直交信号を生成する分周移相回路２３２と、生成された直交信号をベースバンド回路３００から供給されるＩ信号とＱ信号により変調をかけるミキサからなる変調回路２３３ａ，２３３ｂと、変調された信号を合成する加算器２３４と、所定の周波数の送信信号φTXを発生する送信用発振回路（ＴＸＶＣＯ）２４０ａ，２４０ｂと、送信用発振回路２４０ａ，２４０ｂから出力される送信信号φTXをフィードバックした信号と高周波用発振回路（ＲＦＶＣＯ）２５０で生成された発振信号φRFを分周した信号φRF’とを合成することでそれらの周波数差に相当する周波数の信号を生成するオフセットミキサ２５３ａと、該オフセットミキサ２５３ａの出力と前記加算器２３４で合成された変調信号TXIFとを比較して周波数差および位相差を検出する位相比較回路２３６と、該位相検出回路２３６の出力に応じた電圧を生成するチャージポンプ&ループフィルタ２３７と、高周波電力増幅回路１３０から出力される送信出力をフィードバックした信号と高周波用発振回路（ＲＦＶＣＯ）２５０で生成された発振信号φRFとを合成することでそれらの周波数差に相当する周波数の信号を生成する第２のオフセットミキサ２５３ｂと、該オフセットミキサ２５３ｂの出力と前記加算器２３４で合成された変調信号TXIFとを比較して振幅差を検出する振幅比較回路２３８と、検出された振幅差に応じた電圧とベースバンドＩＣ３００からの出力レベル指示信号Ｖrampとから高周波電力増幅回路１３０の利得を制御する信号Ｖapcを生成するＰＡ出力制御回路２３９などから構成されている。
【００３１】
送信用発振回路２４０ａ，２４０ｂのうち一方はＧＳＭ用の８５０〜９００ＭＨｚ帯の信号を生成する回路、他方はＤＣＳおよびＰＣＳ用の１７００〜１９００ＭＨｚ帯の信号を生成する回路である。ループフィルタは、特に制限されるものでないが、製造ばらつきおよび温度依存性の小さい外付けの容量素子と抵抗素子で構成されている。
【００３２】
また、この実施例の高周波ＩＣ２００のチップ上には、チップ全体を制御する制御回路２６０と、前記高周波用発振回路（ＲＦＶＣＯ）２５０と共にＲＦ用ＰＬＬ回路を構成するＲＦシンセサイザ２６１と、前記中間周波数の発振回路（ＩＦＶＣＯ）２３０と共にＩＦ用ＰＬＬ回路を構成するＩＦシンセサイザ２６２と、これらのシンセサイザ２６１および２６２の基準クロックとなるクロック信号φrefを生成する基準発振回路（ＴＣＸＯ）２６４とが設けられている。シンセサイザ２６１および２６２は、それぞれ位相比較回路とチャージポンプとループフィルタなどで構成される。
【００３３】
なお、基準発振信号φrefは周波数精度の高いことが要求されるため、基準発振回路２６４には外付けの水晶振動子Ｘtalが接続される。基準発振信号φrefとしては、２６ＭＨｚあるいは１３ＭＨｚのような周波数が選択される。かかる周波数の水晶振動子は汎用部品であり容易に手に入れることができるためである。
【００３４】
制御回路２６０には、コントロールレジスタが設けられ、このレジスタにはベースバンドＩＣ３００からの信号に基づいて設定が行なわれる。具体的には、ベースバンドＩＣ３００から高周波ＩＣ２００に対して同期用のクロック信号ＣＬＫと、データ信号ＳＤＡＴＡと、制御信号としてロードイネーブル信号ＬＥＮとが供給されており、制御回路２６０は、ロードイネーブル信号ＬＥＮが有効レベルにアサートされると、ベースバンドＩＣ３００から伝送されてくるデータ信号ＳＤＡＴＡをクロック信号ＣＬＫに同期して順次取り込んで、上記コントロールレジスタにセットする。特に制限されるものでないが、データ信号ＳＤＡＴＡはシリアルで伝送される。ベースバンドＩＣ３００はマイクロプロセッサなどから構成される。
【００３５】
この実施例では、位相検出回路２３６と、チャージポンプ&ループフィルタ２３７、送信用発振回路（ＴＸＶＣＯ）２４０ａ，２４０ｂおよびオフセットミキサ２５３aによって周波数変換を行なう送信用ＰＬＬ回路（ＴＸＰＬＬ）が構成される。本実施例のマルチバンド方式の無線通信システムでは、例えばベースバンドＩＣ３００からの指令によって制御回路２６０が、送受信時に高周波用発振回路２５０の発振信号の周波数φRFを、使用するチャネルに応じて変更すると共に、ＧＳＭモードかＤＣＳ／ＰＣＳモードかに応じて、オフセットミキサ２５３ａ，２５３ｂに供給される信号の周波数を変更することによって送信周波数の切り替えが行なわれる。
【００３６】
一方、高周波用発振回路（ＲＦＶＣＯ）２５０の発振周波数は、受信モードと送信モードとで異なる値に設定される。高周波用発振回路（ＲＦＶＣＯ）２５０の発振周波数ｆRFは、送信モードでは、例えばＧＳＭ８５０の場合３６１６〜３７１６ＭＨｚに、ＧＳＭ９００の場合３８４０〜３９８０ＭＨｚに、またＤＣＳの場合３５８０〜３７３０ＭＨｚに、さらにＰＣＳの場合３８６０〜３９８０ＭＨｚに設定され、この発振周波数ｆRFが分周回路でＧＳＭの場合は１／４に分周され、またＤＣＳとＰＣＳの場合は１／２に分周されてオフセットミキサ２５３ａ，２５３ｂに供給される。
【００３７】
オフセットミキサ２５３ａは、ＲＦＶＣＯ２５０からの発振信号φRFと送信用発振回路（ＴＸＶＣＯ）ＴＸＶＣＯ２４０ａ，２４０ｂからの送信用発振信号φTXの周波数の差（ｆRF−ｆTX）に相当する信号を出力し、この差信号の周波数が変調信号TXIFの周波数と一致するように送信用ＰＬＬ（ＴＸＰＬＬ）が動作する。言いかえると、ＴＸＶＣＯ２４０ａ，２４０ｂは、ＲＦＶＣＯ２５０からの発振信号φRFの周波数（ＧＳＭの場合はｆRF／４，ＤＣＳとＰＣＳの場合はｆRF／２）と変調信号TXIFの周波数との差に相当する周波数で発振するように制御される。
【００３８】
この実施例においては、ＴＸＶＣＯ２４０ａ，２４０ｂの周波数のキャリブレーションおよび使用バンドの選択を行なうため、ＴＸＶＣＯ２４０ａ，２４０ｂの出力φTXがＩＦシンセサイザ２６２に供給され、ＩＦシンセサイザ内の周波数キャリブレーションデータをもとに制御回路２６０からのバンド選択信号ＶＢ２〜ＶＢ０がＴＸＶＣＯ２４０ａ，２４０ｂへ供給される。制御回路２６０からＴＸＶＣＯ２４０ａ，２４０ｂへいずれのＶＣＯが動作するか指定する選択信号ＳＥＬが供給されるように構成されている。
【００３９】
本実施例の高周波ＩＣにおいては、送信用ＶＣＯのＫＶ値Ｋｖ（＝発振周波数範囲／制御電圧範囲）が温度により変化したとしても、チャージポンプの電流Ｉcpを温度に応じて変化させることでＫｖ・Ｉcpが所定の値を維持するように温度補償してループゲインが一定に保たれるようにしている。具体的には、ＶＣＯのＫＶ値Ｋｖは図２（Ａ）に示すように温度が高くなるとこれにほぼ比例して大きくなり、温度が低くなると小さくなるので、図２（Ｂ）に示すように温度が高くなるほどチャージポンプの電流Ｉcpが少なくなるようにして、図２（Ｃ）に示すように温度に対してＫｖ・Ｉcpが一定に保たれるように構成されている。これにより、位相制御ループのループゲインが安定し、ＶＣＯのＫＶ値Ｋｖが温度変動で変化してもＥＶＭの劣化および送信スペクトラムの劣化を防止することができる。
【００４０】
図３には、本発明を適用したポーラループ方式の送信用ＰＬＬのうち位相制御ループを取り出したものが示されている。図３において、図１の回路と同一の回路には同一の符号を付して重複した説明は省略する。この実施例では、特に制限されるものでないが、ループフィルタは、抵抗Ｒ１，Ｒ２と容量Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３からなる３次のフィルタとして構成されている。また、抵抗Ｒ１，と容量Ｃ１，Ｃ２は、製造ばらつきおよび温度依存性の小さい外付けの容量素子と抵抗素子で構成されている。
【００４１】
この実施例では、位相比較回路２３６に付随して温度補償付き基準電流生成回路２４１が設けられており、この温度補償付き基準電流生成回路２４１から位相比較回路２３６に供給される基準電流Ｉrefが調整されることによって位相比較回路２３６の出力部に設けられているチャージポンプＣＰの電流源の電流値Ｉcpが、前述したように、温度が変化してもＫｖ・Ｉcpが一定に保たれるように構成されている。
【００４２】
さらに、この実施例では、送信用発振回路２４０ａまたは２４０ｂのいずれかの出力信号を選択してオフセットミキサ２５３aへフィードバックさせるセレクタ２４４が設けられている。このセレクタ２４４はセレクタの機能を有するバッファにより構成してもよい。また、図３に示されているように、図１のＧＳＭ用の送信用発振回路２４０ａはＴＸＶＣＯａとバッファＢＦＦａとにより構成され、ＤＣＳ／ＰＣＳ用の送信用発振回路２４０ｂはＴＸＶＣＯｂとバッファＢＦＦｂとにより構成されている。バッファＢＦＦａ，ＢＦＦｂにより、ＴＸＶＣＯａ，ＴＸＶＣＯｂの差動出力がシングル（単相）の信号に変換されて出力される。バッファＢＦＦａ，ＢＦＦｂを設けることにより、ＴＸＶＣＯａ，ＴＸＶＣＯｂの出力を増幅してパワーアンプに供給できるとともに、パワーアンプの負荷の変動によりＶＣＯの発振周波数や位相が変動するのを抑制することができる。
【００４３】
図４には上記温度補償付き基準電流生成回路２４１の具体的な回路例が、また図５には位相比較回路２３６の具体的な回路例が示されている。
【００４４】
この実施例の温度補償付き基準電流生成回路２４１は、バンドギャップリファランス回路のような定電圧回路４１１と電圧−電流変換回路４１２と温度補償回路４１３とを備えている。バンドギャップリファランス回路は、互いにベースが共通接続されたＮＰＮ型のバイポーラ・トランジスタ（以下、単にトランジスタと呼ぶ）Ｑ１，Ｑ２を有し、Ｑ２はベースとコレクタが結合されたダイオード接続とされ、Ｑ２のコレクタ電圧がＱ１，Ｑ２のベースに印加されると共に、トランジスタＱ１のエミッタは抵抗Ｒ３を介して接地点ＧＮＤに、またトランジスタＱ２のエミッタは直接接地点ＧＮＤに接続され、Ｑ１，Ｑ２のコレクタ同士は抵抗Ｒ１，Ｒ２を介して接続されている。
【００４５】
また、電源電圧Ｖｃｃと接地点ＧＮＤとの間には定電流源（抵抗でも可）ＣＣ０とトランジスタＱ３とが直列形態に接続され、このトランジスタＱ３のベースに上記トランジスタＱ１のコレクタ電圧が印加されている。また、このトランジスタＱ３のコレクタ電圧をベースに受けるトランジスタＱ４が設けられ、Ｑ４のエミッタは前記抵抗Ｒ１とＲ２の接続ノードＮ０に接続されてそのコレクタ電流が前記トランジスタＱ１，Ｑ２に分配されている。
【００４６】
この実施例の定電圧回路４１１は、ワイドラー形と呼ばれる公知のバンドギャップリファランス回路であり、バイポーラ・トランジスタのベース・エミッタ間電圧をＶbe、温度をＴとすると、接続ノードＮ０の電位Ｖ０は、次式
Ｖ０＝Ｖbe＋（Ｒ２／Ｒ３）・（ｋＴ／ｑ）・ｌn(Ｒ２／Ｒ１)
で表わされる。ここで、バイポーラ・トランジスタのベース・エミッタ間電圧をＶbeは、−２ｍＶ／℃の負の温度特性を有する。
【００４７】
上記式において、第１項のＶbeは負の温度特性を有し、第２項は温度Ｔを含むので正の温度特性を有する。そこで、第１項のＶbeの負の温度特性を打ち消すように第２項の抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３の値を設定してやることによって、接続ノードＮ０の電位Ｖ０は温度が変化しても一定つまり温度依存性を有しないようになる。これがワイドラー形バンドギャップリファランス回路の動作原理である。
【００４８】
この実施例の温度補償付き基準電流生成回路２４１は、上記バンドギャップリファランス回路４１１のトランジスタＱ４のベース電位と同一の電位Ｖｃをベースに受ける電圧−電流変換用のトランジスタＱ６を備えこのトランジスタＱ６の電流密度をＱ４に合わせればバンドギャップ電圧と同等のエミッタ電圧を生成でき、温度依存性を有しない電流Ｉ０を流すように構成できる。そして、上記トランジスタＱ６のエミッタと接地点との間には抵抗Ｒ６が接続され、Ｑ６のコレクタと電源電圧端子Ｖｃｃとの間にはダイオード接続のＰＮＰ型のトランジスタＱ７と抵抗Ｒ７が直列に接続されている。
【００４９】
なお、ここで抵抗Ｒ６等は正の温度特性を有するが、適当な製造プロセスを使用することによりその変化はトランジスタのベース・エミッタ間電圧Ｖbeの温度特性に比較すると無視できる程度に小さくすることができる。従って、トランジスタＱ６に流れる電流Ｉ０も温度依存性を有しない電流とすることができる。さらに、Ｑ６と同一の電流Ｉ０が流されるトランジスタＱ７とカレントミラー接続されたトランジスタＱ10が設けられ、このトランジスタＱ10に流される温度依存性のない電流が基準電流Ｉref0として出力される。
【００５０】
一方、電圧−電流変換回路４１２には、上記トランジスタＱ４のベースと接続されたトランジスタＱ８，Ｑ９が設けられ、Ｑ６と同様に温度依存性のない電圧が温度補償回路４１３に供給されるようにされている。この温度補償回路４１３には、上記トランジスタＱ８と直列に接続された抵抗Ｒ１１，Ｒ１２と、Ｑ９と直列に接続された抵抗Ｒ１３およびダイオード接続のトランジスタＱ１１が設けられている。
【００５１】
さらに、温度補償回路４１３には、上記抵抗Ｒ１１とＲ１２の接続ノードの電位Ｖ１と抵抗Ｒ１３とトランジスタＱ１１の接続ノードの電位Ｖ２のそれぞれが、ＭＯＳトランジスタＭ1,Ｍ２と定電流源ＣＣ１とからなるレベルシフト回路を介してベース端子に入力されエミッタ端子が抵抗Ｒ１４，Ｒ１５を介して結合されたバイポーラ・トランジスタＱ１２，Ｑ１３と、該Ｑ１２，Ｑ１３のコレクタ端子と電源電圧端子Ｖｃｃとの間に接続されたアクティブ負荷トランジスタＭ３，Ｍ４と、上記エミッタ抵抗Ｒ１４，Ｒ１５の接続ノードと接地点との間に接続された定電流源ＣＣ１，ＣＣ２および切替えスイッチＳＷ１１とからなる差動回路が設けられている。
【００５２】
ここで、定電流源ＣＣ１はＧＳＭ用、ＣＣ２はＤＣＳ／ＰＣＳ用である。図１の実施例の高周波ＩＣにおいては、ＧＳＭモードとＤＣＳまたはＰＣＳのモードとでＴＸＶＣＯを切り替える一方、２つのモードで共通のチャージポンプを使用しその電流Ｉcpを変えることでループゲインを変えている。そのため、モードによってチャージポンプへ供給する基準電流Ｉrefの温度補償による補正量も変えるように構成されている。
【００５３】
温度補償回路４１３は、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２に流れる電流は温度依存性がないため、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の抵抗値が温度で変化してもそれらの結合ノードの電位Ｖ１の温度にかかわらず一定である。一方、トランジスタＱ１１のベース・エミッタ間電圧Ｖbeは負の温度特性を有し、抵抗Ｒ１３の温度変化に伴う抵抗値の変化はトランジスタのベース・エミッタ間電圧Ｖbeの変化に比べると無視できるほど小さいため、抵抗Ｒ１３とトランジスタＱ１１の接続ノードの電位Ｖ２は温度に応じて変化する。
【００５４】
そのため、温度が低いほど差動バイポーラ・トランジスタＱ１３のコレクタ電流が少なくなり、温度が高いほどＱ１３のコレクタ電流が多くなる。負荷ＭＯＳトランジスタＭ３，Ｍ４のドレイン電流は定電流源ＣＣ１を一定に保つようにＱ１３と逆特性の電流増減を示す。この実施例では、温度が２５℃のときに差動バイポーラ・トランジスタＱ１２、Ｑ１３のコレクタ電流が同一になるように各素子の定数が設定されている。つまり、温度が２５℃のときは差動増幅回路の出力ノードから電流が流れ出すことも電流を引き込むこともない。
【００５５】
また、温度が２５℃よりも低いときはＱ１３のコレクタ電流がＱ１２のコレクタ電流よりも少なくなって負荷ＭＯＳトランジスタＭ４のドレイン電流の一部が出力ノードから補正電流Ｉcompとして流れ出して前記トランジスタＱ１０からの定電流Ｉref0に加算されて基準電流Ｉrefとして出力される。一方、温度が２５℃よりも高くなるとＱ１３のコレクタ電流がＱ１２のコレクタ電流よりも多くなって出力ノードから電流Ｉcompを引く込むため前記トランジスタＱ１０からの定電流Ｉref0が減算されて基準電流Ｉrefとして出力される。従って、基準電流Ｉrefは温度が低いほど増加し温度が高くなるほど減少することとなる。この基準電流Ｉrefが図５の位相比較回路２３６に供給される。
【００５６】
図５の位相比較回路２３６は、差動トランジスタ対が縦積みにされたギルバートセルと呼ばれる回路からなり、ギルバートセルの差動増幅段の定電流用トランジスタＱ２１とカレントミラー接続されたトランジスタＱ２０が設けられ、このトランジスタＱ２０に前記温度補償付き基準電流生成回路２４１からの温度依存性を有する基準電流Ｉrefが流されることで、差動増幅段に流される電流さらには出力段に流される電流が変化されるように構成されている。
【００５７】
位相比較回路２３６の下段の差動トランジスタ対Ｑ２２，Ｑ２３には変調回路からの変調信号TXIF，／TXIFが入力され、上段の差動トランジスタ対Ｑ２４，Ｑ２５とＱ２６，Ｑ２７にはオフセットミキサ２５３ａでダウンコンバートされたフィードバック信号φＴＸ，／φＴＸが入力される。その結果、出力段のトランジスタＱ３０，Ｑ３１には、TXIF，／TXIFとφＴＸ，／φＴＸの位相差と基準電流Ｉrefの電流値に応じた電流が流される。つまり、位相差が等しければ基準電流Ｉrefの電流値が多いほどＱ３０，Ｑ３１のコレクタ電流が多くなり、基準電流Ｉrefの電流値が少ないほどＱ３０，Ｑ３１のコレクタ電流が少なくなる。ここで、基準電流Ｉrefは前述したように負の温度特性を有するように生成されるため、Ｑ３０，Ｑ３１のコレクタ電流も負の温度特性を有する。
【００５８】
さらに、トランジスタＱ３０のコレクタ電流はトランジスタＱ３２，Ｑ３３からなるカレントミラー回路で折り返されてトランジスタＱ３３に流される。これによって、Ｑ３１に流れるコレクタ電流とＱ３３に流れるコレクタ電流との和が基準電流Ｉrefに比例した電流（トランジスタのサイズが同じであれば同一の電流）となる。そして、このトランジスタＱ３３と前記トランジスタＱ３１とが直列に接続され、その接続ノードにループフィルタが接続されるようにされている。つまり、トランジスタＱ３１がチャージポンプのチャージ用の電流源として機能し、トランジスタＱ３３がチャージポンプのディスチャージ用の電流源として機能する。その結果、Ｑ３１に流れるコレクタ電流がＱ３３に流れるコレクタ電流よりも大きいときはチャージ電流としてループフィルタへ流し込み、Ｑ３１に流れるコレクタ電流がＱ３３に流れるコレクタ電流よりも小さいときはディスチャージ電流としてループフィルタから引き込むように動作する。
【００５９】
このトランジスタＱ３１，Ｑ３３のコレクタ電流が温度補償付き基準電流生成回路２４１からの基準電流Ｉrefに応じて負の温度特性を有するため、チャージポンプの電流源の電流Ｉcpが図２（Ｂ）のように温度が高くなるほど減少するように調整されることになる。なお、定電流用トランジスタＱ２１と並列に、Ｑ２１と異なるサイズのトランジスタを設けてスイッチにより切り替えることによって、ＧＳＭモードとＤＣＳまたはＰＣＳモードに応じて異なる電流が差動回路に流されることで、モードに応じてチャージポンプの電流源の電流値が異なるようにされている。つまり、位相制御ループのループゲインは、モードに応じてループフィルタの周波数帯域を変えることで変えることもできるが、この実施例ではチャージポンプの電流源の電流値を変えることで対応するようになっている。
【００６０】
以上、温度変化によるＴＸＶＣＯのＫＶ値のずれをチャージポンプの電流源の電流Ｉcpを調整することで補償する実施例について説明したが、製造ばらつきによるＴＸＶＣＯのＫＶ特性のずれや基準電流生成回路２４１の補償特性のずれも考えられる。このような製造ばらつきに伴うずれを補正できるように、例えば図５のチャージポンプの出力段のトランジスタＱ３１やＱ３３と並列にサイズの異なるトランジスタと、そのトランジスタを接続／離反可能にするスイッチおよびそのスイッチのオン・オフ状態を設定するためのレジスタなどを設けて特性のばらつきに応じてチャージポンプの電流源の電流Ｉcpを調整するように構成しても良い。
【実施例２】
【００６１】
図６には、本発明を適用した送信用ＰＬＬの第２の実施例が示されている。なお、図６も図３と同様に、ポーラループ方式の送信用ＰＬＬのうち位相制御ループのみ示され、振幅制御ループは図示が省略されている。
【００６２】
この実施例では、電源電圧Ｖｃｃおよびチップ温度に応じた電源電圧Ｖregを生成してバッファＢＦＦａとＢＦＦｂに供給する電圧レギュレータ２４２が設けられている。また、この電圧レギュレータ２４２には、制御回路２６０内のバンド決定回路６２１から発振回路２４０ａ，２４０ｂに供給されるＧＳＭモードまたはＤＣＳ／ＰＣＳモードを指定するモード選択信号ＭＯＤＥが供給され、電圧レギュレータ２４２は選択モードに応じて生成電圧を調整してバッファＢＦＦａまたはＢＦＦｂに与えるように構成されている。ＶＣＯａ，ＶＣＯｂは選択モードに応じてＧＳＭ用またはＤＣＳ／ＰＣＳ用のいずれかが動作状態にされ、他方は停止状態にされる。
【００６３】
発振周波数バンド決定回路６２１は、制御回路２６０からの発振周波数指定情報に基づいて算出した目標発振周波数値ＴＸ（Ｎ，Ａ）と、周波数測定回路により測定されてレジスタ６２２に予め格納されている周波数値とから使用するバンドを決定してバンド選択信号ＶＢ２〜ＶＢ０をＶＣＯａ，ＶＣＯｂへ供給する。
【００６４】
ＶＣＯがカバーすべき周波数範囲を広くしたい場合、制御電圧Ｖｔによる可変容量素子の容量値の変化のみで行なおうとすると、Ｖｔ−ｆTF特性（制御電圧−発振周波数特性）が急峻になり、ＶＣＯの感度すなわち周波数変化量と制御電圧変化量との比（Δｆ／ΔＶｔ）が大きくなってノイズに弱くなる。つまり、制御電圧Ｖｔに僅かなノイズがのっただけでＶＣＯの発振周波数が大きく変化してしまう。
【００６５】
この問題を解決するために、この実施例のＶＣＯａ，ＶＣＯｂは、ＬＣ共振回路を構成する容量素子を複数個並列に設けて、バンド切替え信号ＶＢ２〜ＶＢ０で接続する容量素子を８段階に切り替えてＣの値を変化させることで、図８に示すように、８本のＶｔ−ｆTF特性線BAND０〜BAND７に従った発振制御を行なえるように構成され、送信時には使用する周波数帯に応じていずれかの特性を選択して動作させるようにされている。
【００６６】
図７には、本実施例において使用する送信用ＶＣＯの構成例が示されている。
この実施例の送信用ＶＣＯはＬＣ共振型発振回路であり、ソースが共通接続されかつ互いにゲートとドレインとが交差結合された一対のＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ４１，Ｍ４２と、該トランジスタＭ４１，Ｍ４２の共通ソースと電源電圧端子Ｖｃｃとの間に接続された定電流源Ｉ０と、各トランジスタＭ４１，Ｍ４２のドレインと接地点ＧＮＤとの間にそれぞれ接続されたインダクタＬ１，Ｌ２と、上記トランジスタＭ４１，Ｍ４２のドレイン端子間に直列に接続された可変容量素子としてのＭＯＳバラクタＭｖ１，Ｍｖ２と、同じくトランジスタＭ４１，Ｍ４２のドレイン端子間に直列に接続された容量Ｃ１１−スイッチＭＯＳトランジスタＭ１１−容量Ｃ１２と、これらと並列に接続されたＣ２１−Ｍ１２−Ｃ２２；Ｃ３１−Ｍ１３−Ｃ３２とから構成されている。ＭＯＳバラクタＭｖ１，Ｍｖ２は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタのゲート絶縁膜を誘電体とするゲート電極−基板間の容量を利用するものである。スイッチＭＯＳトランジスタＭ１１〜Ｍ１３は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴにより構成されている。
【００６７】
この実施例の発振回路においては、ＭＯＳバラクタＭｖ１とＭｖ２の接続ノードＮ０にチャージポンプ&ループフィルタ２３７からの制御電圧Ｖｔが印加されて発振周波数が連続的に変化される一方、容量Ｃ１１，Ｃ１２間のスイッチＭＯＳトランジスタＭ１１と、容量Ｃ２１，Ｃ２２間のスイッチＭＯＳトランジスタＭ１２と、容量Ｃ３１，Ｃ３２間のスイッチＭＯＳトランジスタＭ１３が、バンド選択信号ＶＢ２〜ＶＢ０によってオンまたはオフ状態にされることで発振周波数が段階的に変化されるように構成されている。
【００６８】
可変容量素子としては、ＰＮ接合からなるバラクタ・ダイオードを用いるのが一般的であるが、本実施例のようにＭＯＳバラクタを使用することにより発振レベルを大きくすることができ、それによって回路のＣＮ比が良好になる。また、インダクタＬ１，Ｌ２を接地点に接続して接地電位を基準に回路内の各ノードの電位を決定するような回路構成を採用することで電源電圧依存性が低くなるという利点がある。
【００６９】
また、容量Ｃ１１とＣ１２は同一容量値、Ｃ２１とＣ２２、Ｃ３１とＣ３２もそれぞれ同一容量値である。ただし、容量Ｃ１１とＣ２１とＣ３１の容量値はそれぞれ２のｍ乗（ｍは２，１，０）の重みを有するように設定されており、ＶＢ２〜ＶＢ０の組合せに応じて容量値が８段階で変化され、発振回路は図８に示す８バンドの周波数特性BAND０〜BAND７のいずれかで動作するようにされる。
【００７０】
さらに、本実施例のＴＸＶＣＯにおいては、バンド選択信号ＶＢ２〜ＶＢ０を反転するインバータＩＮＶ１〜ＩＮＶ３と、該インバータの出力端子とスイッチＭＯＳトランジスタＭ１１〜Ｍ１３のドレインおよびソース端子との間に、それぞれ抵抗Ｒ１１，Ｒ１２〜Ｒ３１，Ｒ３２が接続されており、スイッチＭＯＳトランジスタＭ１１〜Ｍ１３がオフされた状態では固定容量Ｃ１１〜Ｃ３２の一方の端子が電源電圧Ｖｃｃに固定され、フローティングにならないようにされている。さらに、定電流源Ｉ０と直列にスイッチＳＷ０が設けられており、このスイッチＳＷ０をオフにすることでＶＣＯの発振動作を停止させることができるようにされている。
【００７１】
なお、この実施例のＬＣ共振型発振回路においては、固定容量Ｃ１１〜Ｃ３２は、半導体基板上に形成された金属膜−絶縁膜−金属膜のサンドイッチ構造の容量で構成されている。容量Ｃ１１〜Ｃ３２を構成する電極のサイズ比により所望の容量比（２のｍ乗）を得ることができる。以下、容量Ｃ１１〜Ｃ３２をバンド切替え容量と称し、ＭＯＳバラクタＭｖ１とＭｖ２を可変容量と称する。可変容量としてＰＮ接合からなるバラクタ・ダイオードを用い、固定容量Ｃ１１〜Ｃ３２としてＭＯＳトランジスタのゲート電極と基板間の容量を用いるようにしても良い。また、本実施例においては、インダクタＬ１，Ｌ２は、半導体基板上に形成されたアルミニウム層からなるオンチップの素子が使用されているが、これは部品点数を減らすためであり、外付け素子を使用することも可能である。
【００７２】
図９に、図７のＬＣ共振型発振回路に用いられる可変容量としてのＭＯＳバラクタＭｖ１，Ｍｖ２の特性を示す。
図９において、横軸はＭＯＳバラクタＭｖ１，Ｍｖ２の端子間電圧すなわちインダクタＬ１とＬ２との接続ノード（＝出力ノード）の電位が一定（＝ＧＮＤ）の状態で接続ノードＮ０に印加される制御電圧Ｖｔ、縦軸はＭＯＳバラクタＭｖ１，Ｍｖ２の容量値、ＶｔｈはＭＯＳトランジスタとしてのしきい値電圧である。図９より、電圧ＶｔがＶｔｈよりも充分に高いとＭＯＳバラクタＭｖ１，Ｍｖ２の容量値は大きく、電圧ＶｔがＶｔｈよりも充分に低いと容量値は小さくなる。また、Ｖｔｈの近傍ではＭＯＳバラクタＭｖ１，Ｍｖ２の容量値は大きく変化し、この遷移領域を除く部分ではほぼ一定の値を示す。
【００７３】
このように、ＭＯＳバラクタＭｖ１，Ｍｖ２の容量値が大きく変化するのは、電圧ＶｔがＶｔｈよりも低い場合はＭＯＳトランジスタとして見た時オフ状態であるためＭＯＳバラクタＭｖ１，Ｍｖ２の容量値はゲート寄生容量Ｃoffのみであるのに対し、電圧ＶｔがＶｔｈよりも高い場合はゲート電極下に反転層が形成されるためその容量値は寄生容量ＣoffにＭＯＳのゲート酸化膜容量Ｃoxを加えた大きさ（Ｃoff＋Ｃox）になるためである。
【００７４】
従って、図６のＬＣ共振型発振回路においては、出力振幅のレベルいかんでは発振出力のレベルが変化するのに応じてＭＯＳバラクタＭｖ１，Ｍｖ２の容量値が変動することがある。具体的には、発振出力はＧＮＤを中心に振幅±Ｖａでサイン波状に変化するが、このときＭＯＳバラクタＭｖ１，Ｍｖ２に印加される制御電圧Ｖｔが、Ｖｔ<―Ｖａ＋Ｖｔｈの条件を満たしている場合には、ＭＯＳバラクタＭｖ１，Ｍｖ２の容量値はＣoff（＝一定）となる。
【００７５】
一方、制御電圧ＶｔがＶｔ>＋Ｖａ＋Ｖｔｈの条件を満たしている場合には、ＭＯＳバラクタＭｖ１，Ｍｖ２の容量値はＣoff＋Ｃox（＝一定）となる。これに対し、Ｖｔが（−Ｖａ＋Ｖｔｈ）<Ｖｔ<（＋Ｖａ＋Ｖｔｈ）の条件を満たしている場合には、ＭＯＳバラクタＭｖ１，Ｍｖ２の容量値はＶｔに応じて変化し、周期内のＭＯＳトランジスタのオン時間ｔonとオフ時間ｔoffの割合に応じて（Ｃoff＋Ｃox）とＣoffを積分した値の和として表わされる。
【００７６】
このように、制御電圧Ｖｔに応じてＭＯＳバラクタＭｖ１，Ｍｖ２の容量値が変動すると、ＬＣ共振型発振回路の発振周波数ｆvcoも変化することとなる。逆に、電圧Ｖｔが一定であっても発振回路の出力振幅２・Ｖａが変化すれば発振周波数は変化することが分かる。そして、このとき出力振幅２・Ｖａと発振周波数ｆvcoとの間には相関がある。
【００７７】
図６の実施例では、電圧レギュレータ２４２にモード選択信号を与え、動作モードに応じて発振回路ＶＣＯａ，ＶＣＯｂの後段のバッファＢＦＦａ，ＢＦＦｂの電源電圧Ｖregを変化させることで、発振周波数が高いほど生成する電圧Ｖregを高くしてバッファの利得を大きくし、発振周波数が低いほど生成する電圧Ｖregを低くして利得を小さくするようにしている。モード選択信号の代わりに選択バンド情報すなわち発振周波数情報を与え、発振周波数に応じてバッファＢＦＦａ，ＢＦＦｂの電源電圧Ｖregを変化させるようにしても良い。
【００７８】
図１０はＭＯＳバラクタＭｖ１，Ｍｖ２に印加される制御電圧ＶｔとＶＣＯの発振周波数ｆvcoとの相関、およびこれらと発振出力の振幅との相関を示す。図１０において、実線がＶｔとｆvcoの相関線の交点に対応する電圧Ｖ０は、ＭＯＳＦＥＴのしきい値Ｖthに相当する。
【００７９】
図１０から分かるように、制御電圧Ｖｔがある値Ｖ１（＝−Ｖａ＋Ｖｔｈ）よりも低い時には発振周波数ｆvcoはある高いほぼ一定の値ｆ１となり、電圧ＶｔがＶ２（＝Ｖａ＋Ｖth）よりも高い時ｉは発振周波数ｆvcoはある低いほぼ一定の値ｆ２となる。また、制御電圧ＶｔがＶ１とＶ２との間にある時は、発振周波数ｆvcoはほぼリニアに変化する。そして、発振周波数ｆvcoが変化するときの制御電圧Ｖｔの値Ｖ１とＶ２との差（Ｖ２−Ｖ１）が、そのときの発振出力の振幅２・Ｖａにほぼ相当する。傾きが異なる直線は、それぞれ製造ばらつきあるいは温度変化によりＶＣＯのＱ値が変化することでＶｔ−ｆvco特性（制御電圧−発振周波数特性）が大きく変わることを意味している。そして、このＶｔ−ｆvco特性が急峻になるほどＶＣＯの出力振幅は小さく、Ｖｔ−ｆvco特性が緩やかになるほど振幅は大きくなることが図１０より分かる。これが、可変容量素子としてＭＯＳバラクタを用いている図７のＶＣＯの特徴である。
【００８０】
ところで、図７のＶＣＯにおいては、温度変化でバラクタＭｖ１，Ｍｖ２の抵抗値などＱ値が変わると振幅が変わり、それによりＶＣＯのＫＶ値Ｋｖが変化してループゲインが変化する。また、Ｖｔ−ｆvco特性が急峻になるとＶＣＯのＫＶ値Ｋｖが大きくなり、Ｖｔ−ｆvco特性が緩やかになるとＶＣＯのＫＶ値Ｋｖが小さくなる。そのため、振幅２・Ｖａが小さくなるとＶＣＯのＫＶ値Ｋｖは大きくなり、振幅が大きくなるとＶＣＯのＫＶ値Ｋｖは小さくなる。具体的には、温度が高いほどＶＣＯのＫＶ値Ｋｖが大きくなり、温度が低いほどＶＣＯのＫＶ値Ｋｖが小さくなる。つまり、温度が高いほどＶＣＯの振幅２・Ｖａは小さくなり、温度が低いほど振幅は大きくなる。
【００８１】
従って、温度変化に関わらず送信用ＰＬＬのループゲインを安定化させるには、前述した実施例１のように、温度に応じてチャージポンプの電流値Ｉcpを変化させるのが有効であり、また温度変化に関わらずＴＸＶＣＯの振幅が一定になるようにするには、温度変化に応じて低温のときはＴＸＶＣＯの利得を小さくし高温のときは利得を大きくすればよい。図６の第２実施例では、電圧レギュレータ２４２に温度補償機能を持たせ、温度に応じて発振回路ＶＣＯａ，ＶＣＯｂの後段のバッファＢＦＦａ，ＢＦＦｂの電源電圧Ｖregを変化させることで、温度が低いときは生成する電圧Ｖregを低くして利得を小さくし、温度が高いときは生成する電圧Ｖregを高くして利得を大きくするようにしている。
【００８２】
図１１には、温度補償機能を有する電圧レギュレータ２４２の具体的な回路例が示されている。
図１１に示されているように、この実施例の電圧レギュレータ２４２は、基準電圧発生回路４２１と、該基準電圧発生回路４２１により生成された基準電圧Ｖrefを一方の差動トランジスタＭ３１のゲート入力電圧とする差動増幅回路４２２と、該差動増幅回路４２２の他方の差動トランジスタＭ３２のゲート端子へフィードバックする電圧を生成する温度補償回路４２３とから構成されている。基準電圧発生回路４２１は、図４に示されているワイドラー形バンドギャップリファランス回路４１１と同様な構成の回路を用いるか、あるいは回路を兼用することができる。
【００８３】
差動増幅回路４２２は、互いにソースが結合された一対の差動トランジスタＭ３１，Ｍ３２と、共通ソースと接地点との間に接続された定電流源ＣＣ３と、Ｍ３１，Ｍ３２のコレクタと電源電圧端子Ｖｃｃとの間に接続されたアクティブ負荷トランジスタＭ３３，Ｍ３４と、Ｍ３１のドレイン端子にゲート端子が接続された出力トランジスタＭ３５とから構成されている。
【００８４】
温度補償回路４２３は、出力トランジスタＭ３５のドレイン端子すなわち回路の出力端子と接地点との間に直列に接続された抵抗手段ＲＭ１，ＲＭ２と、抵抗手段ＲＭ２と並列に設けられ温度に応じて電流値が変化する可変電流手段ＶＣとから構成されている。このうち、抵抗手段ＲＭ１は一対の並列抵抗ＲＭ１１，ＲＭ１２、ＲＭ１３と、それぞれの抵抗ＲＭ１１，ＲＭ１２、ＲＭ１３と直列に接続されたスイッチＳＷ１１，ＳＷ１２、ＳＷ１３とから構成されている。抵抗ＲＭ１１，ＲＭ１２、ＲＭ１３は各々抵抗値が異なっており、スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２、ＳＷ１３は、ＧＳＭモードかＤＣＳモードかＰＣＳモードかを示す信号ＭＯＤＥによっていずれか一つがオン状態にされ、他はオフ状態にされる。
【００８５】
これにより、ＧＳＭモードとＤＣＳモードとＰＣＳモードとで、電圧レギュレータ２４２が発生する電圧Ｖregが異なるようにされている。具体的には、発振周波数の低いＤＣＳモードにおける発生電圧Ｖreg(ＤＣＳ)よりもＰＣＳモードにおける発生電圧Ｖreg(ＰＣＳ)の方が高くなるように抵抗ＲＭ１２，ＲＭ１３の抵抗値が設定されている。
【００８６】
この実施例では、ＧＳＭモードかＤＣＳモードかＰＣＳモードかで発生電圧Ｖregを３段階に切り替えるようにしているが、前述したようにＴＸＶＣＯは８個の周波数帯のいずれかで発振動作されるので、抵抗手段ＲＭ１を構成する抵抗とスイッチの組を複数個設けて、選択されたバンドに応じて発生電圧Ｖregを多段階に切り替えるようにしても良い。なお、これは、電圧レギュレータ２４２をＶＣＯａ，ＶＣＯｂの後段の２つのバッファＢＦＦａ，ＢＦＦｂに共通の回路として構成する場合であり、バッファＢＦＦａ，ＢＦＦｂに応じてそれぞれ別個の電圧レギュレータを設ける場合には、発生電圧Ｖregを個別に多段階に切り替えるように構成しても良い。
【００８７】
この実施例の電圧レギュレータは、差動トランジスタＭ３２のゲート電圧がＭ３１のゲート電圧である基準電圧Ｖrefと一致するようにフィードバックがかかり、抵抗ＲＭ１と、抵抗ＲＭ２および可変電流源ＶＣの合成抵抗Ｒｃとの比に応じた電圧Ｖregが発生される。例えば、抵抗ＲＭ１と合成抵抗Ｒｃとの比が１：１の場合には、Ｖregの１／２の電圧が差動トランジスタＭ３２のゲート端子にフィードバックされるため、発生電圧Ｖregは２×Ｖrefとなる。
【００８８】
さらに、この実施例の電圧レギュレータにおいては、温度補償回路４２３の可変電流源ＶＣが、直列形態の抵抗ＲＭ３とダイオード接続のバイポーラ・トランジスタＱ１３とから構成されている。この回路において、トランジスタＱ１３のベース・エミッタ間電圧をＶbe、抵抗ＲＭ３の抵抗値をｒ３とおくと、抵抗ＲＭ３に流れる電流Ｉ３は、Ｉ３＝（Ｖref−Ｖbe）／ｒ３で表わされる。ここで、ベース・エミッタ間電圧Ｖbeは負の温度特性を有する。そのため、温度が高くなるほど抵抗Ｒ３に流れる電流Ｉ３が多くなる。これは、抵抗ＲＭ２および可変電流源ＶＣの合成抵抗Ｒｃが小さくなったのと等価である。その結果、抵抗Ｒ１の電圧降下量が大きくなって差動トランジスタＭ３２のゲート電圧が下がる方向に向かおうとするが、差動増幅回路４２２がその電圧を基準電圧Ｖrefに戻すように働いて発生電圧Ｖregが高くされる。逆に温度が低くなると発生電圧Ｖregが低くされる。
【００８９】
以上のように、本実施例の電圧レギュレータは、温度に応じて温度が高いほど高くなるような電圧Ｖregを発生する。また、バンドギャップリファランス回路は電源電圧Ｖｃｃにかかわらず一定の電圧を発生するため、本実施例の電圧レギュレータは電源電圧Ｖｃｃが変動しても発生電圧Ｖregが変化しない。さらに、ＴＸＶＣＯの発振周波数に応じて周波数が高いほど高い電圧Ｖregを発生する。そして、このように制御された電圧ＶregがＴＸＶＣＯの後段のバッファＢＦＦａ，ＢＦＦｂに電源電圧として供給されるため、送信用発振回路２４０ａ，２４０ｂの出力振幅は、温度の変化や電源電圧Ｖｃｃの変動、発振周波数の切り替えに対してほぼ一定に保たれる。
【００９０】
図１２には、上記のように構成された電圧レギュレータ２４２により発生された電圧Ｖregを受けて動作するバッファＢＦＦａ，ＢＦＦｂの回路例が示されている。
【００９１】
図１２に示すように、バッファＢＦＦａ，ＢＦＦｂは、ゲインをあまり持たず主としてＴＸＶＣＯの差動出力をシングルの信号に変換する機能を有する第１バッファ４３１と、主として信号の増幅を担う第２バッファ４３２とから構成されている。第１、第２バッフア間はＤＣ電圧カットのために容量C40にて接続される。前記電圧レギュレータ２４２により発生された電圧Ｖregは、後段の第２バッファ４３２に供給されるようにされている。電圧レギュレータ２４２により発生された電圧Ｖregを、ＴＸＶＣＯと第１バッファ４３１と第２バッファ４３２のすべてに供給する方が出力振幅の精度は高くなるが、そのようにしないのはノイズ特性や電力変換効率の悪化を招く一方、最終段である第２バッファ４３２の電源電圧さえ制御すればかなり良好な精度が得られるためである。
【００９２】
第１バッファ４３１は、互いのソース端子がＧＮＤで結合されＴＸＶＣＯの差動出力信号φTX，／φTXがゲート端子に入力された差動ＭＯＳトランジスタＭ４１，Ｍ４２と、差動ＭＯＳトランジスタＭ４１，Ｍ４２のドレイン側に接続されたアクティブ負荷トランジスタＭ４３，Ｍ４４と、差動ＭＯＳトランジスタＭ４１，Ｍ４２のゲート端子にバイアス点すなわち入力信号の振幅中心を与えるための抵抗Ｒ４１，Ｒ４２とから構成されている。
【００９３】
第２バッファ４３２は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ４５とＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ４６が直列に接続され、それぞれのゲート端子に第１バッファ４３１の出力信号が入力されたＣＭＯＳインバータにより構成されている。抵抗Ｒ４３は、出力信号のバイアス点（振幅中心）を入力信号の中心レベル（Ｖｒｅｇ／２）に固定するよう、セルフバイアスを行なうために設けられている。
【００９４】
以上本発明者によってなされた発明を実施例に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。例えば、実施例１と実施例２とを組み合わせて両方を適用するようにしても良い。また、実施例においては、ＴＸＶＣＯの出力をオフセットミキサ２５３ａを介して位相比較器２３６にフィードバックしているが、バッファの出力をフィードバックするようにしても良い。
【００９５】
また、上記実施例では、位相制御ループと振幅制御ループを有するポーラループ方式の無線通信システムに適用した場合を説明したが、本発明は、例えばＧＭＳＫ変調のような位相変調を行なう位相制御ループのみを有するオフセットＰＬＬ方式の高周波ＩＣに適用することが可能である。
【産業上の利用可能性】
【００９６】
以上の説明では主として本発明者によってなされた発明をその背景となった利用分野であるＥＤＧＥ方式による通信が可能な携帯電話機の無線通信システムに用いられる高周波ＩＣに適用した場合について説明したが、本発明はＥＤＧＥ方式の高周波ＩＣに限定されるものでなく、位相変調と振幅変調が必要な１６ＱＡＭや６４ＱＡＭのような変調を行なう無線ＬＡＮ用の高周波ＩＣであって、変調方法として位相制御ループと振幅制御ループを有するポーラループ方式と呼ばれる方式を採用した送信系回路を有する高周波ＩＣの送信用ＶＣＯに対しても本発明を適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００９７】
【図１】本発明に係る送信用発振回路を内蔵した通信用半導体集積回路（高周波ＩＣ）及びそれを用いた無線通信システムの一実施例を示すブロック図である。
【図２】本発明に係る送信用発振回路を内蔵した通信用半導体集積回路における位相制御ループの制御原理を示す説明図である。
【図３】本発明を適用したポーラループ方式の送信用ＰＬＬの位相制御ループの詳細を示すブロック図である。
【図４】温度補償付き基準電流生成回路の具体的な回路例を示す回路図である。
【図５】位相比較回路の具体的な回路例を示す回路図である。
【図６】本発明を適用した送信用ＰＬＬの第２の実施例を示すブロック図である。
【図７】本実施例において使用する送信用ＶＣＯの構成例を示す回路図である。
【図８】図７の送信用ＶＣＯの周波数特性を示す特性図である。
【図９】図７の送信用ＶＣＯに用いられるＭＯＳバラクタの電圧−容量特性を示す特性図である。
【図１０】ＭＯＳバラクタに印加される制御電圧Ｖｔと発振周波数ｆvcoとの相関、およびこれらと発振出力の振幅との相関を示す相関図である。
【図１１】温度補償機能を有する電圧レギュレータの具体的な回路例を示す回路図である。
【図１２】電圧レギュレータにより発生された電圧を受けて動作するバッファの回路例を示す回路図である。
【符号の説明】
【００９８】
１００  送受信用アンテナ
１１０  送受信切り替え用のスイッチ
１２０  フィルタ
１３０  高周波電力増幅回路
２００  高周波ＩＣ
２１０  ロウノイズアンプ
２１１，２３２  分周移相回路
２１２ａ，２１２ｂ  復調用ミキサ
２２０Ａ，２２０Ｂ  高利得増幅回路
２３３ａ，２３３ｂ  変調用ミキサ
２５３ａ，２５３ｂ  周波数変換ミキサ
２３０  中間周波数発振回路（ＩＦＶＣＯ）
２３６  位相比較回路
２３７ａ  送信用ＰＬＬのチャージポンプ
２３７ｂ  送信用ＰＬＬのループフィルタ
２３８  振幅比較回路
２４０ａ，２４０ｂ  送信用発振回路（ＴＸＶＣＯ）
２４１  基準電流生成回路
２４２  電圧レギュレータ
２４４  セレクタ
２５０  高周波発振回路（受信用ＶＣＯ，ＲＦＶＣＯ）
２６１  ＲＦＰＬＬ用シンセサイザ回路
２６２  ＩＦＰＬＬ用シンセサイザ回路
２６４  基準発振回路
３００  ベースバンド回路
４１１  定電圧回路
４１２  電圧−電流変換回路
４１３  温度補償回路
４３１  第１バッファ
４３２  第２バッファ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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