(57)【要約】  本発明は、固定子と回転子とを有する永久磁石同期機（３）を制御する方法に関する。方法は、回転子の推測位置2015509357.tif 000043を決定するステップと、第１の同相電圧設定値（ｖδ１＊）または所定の周期信号（Ｇ）を加えた第１の同相電圧設定値（ｖδ１＊）のいずれかに対して交互に等しい第２の同相電圧設定値（ｖδ２＊）を決定するステップとを備える。回転子の推測位置2015509357.tif 000044を決定するステップは、結合項（Δｉγ）を決定するステップと、前記結合項（Δｉγ）の関数として回転子の回転速度（Ωｓ）を決定するステップと、回転子の回転速度（Ωｓ）を積分することによって、回転子の推測位置2015509357.tif 000045を決定するステップとを備える。
2015509357.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
固定子と回転子とを有する永久磁石同期機（３）を制御するための制御方法にして、前記方法は、
回転子の推測位置
【数１】
2015509357.tif 000033
を決定するステップと、
固定子電流（Ｉａｂｃ）の、および回転子の推測位置
【数２】
2015509357.tif 000034
の関数として、同相電流（ｉδ）および直交電流（ｉγ）を決定するステップと、
同相電流（ｉδ）の、直交電流（ｉγ）の、同相電流設定値（ｉδ＊）の、および直交電流設定値（ｉγ＊）の関数として、第１の同相電圧設定値（ｖδ１＊）および直交電圧設定値（ｖγ１＊）を決定するステップと
を備える方法であって、
第１の同相電圧設定値（ｖδ１＊）または所定の周期信号（Ｇ）を加えた第１の同相電圧設定値（ｖδ１＊）のいずれかに対して交互に等しい第２の同相電圧設定値（ｖδ２＊）を決定するステップと、
第２の同相電圧設定値（ｖδ２＊）の、直交電圧設定値（ｖγ＊）の、および回転子の推測位置
【数３】
2015509357.tif 000035
の関数として、固定子電圧設定値（Ｖａｂｃ＊）を決定するステップと、
固定子電圧設定値（Ｖａｂｃ＊）の関数として、前記同期機（３）を制御するステップと
を備え、
回転子の推測位置
【数４】
2015509357.tif 000036
を決定するステップは、
第２の同相電圧設定値（ｖδ２＊）が第１の同相電圧設定値（ｖδ１＊）に等しい場合の直交電流（ｉγ）と、第２の同相電圧設定値（ｖδ２＊）が所定の周期信号（Ｇ）を加えた第１の同相電圧設定値（ｖδ１＊）に等しい場合の直交電流（ｉγ）と間の差分の関数として、結合項（Δｉγ）を決定するステップと、
前記結合項（Δｉγ）の関数として、回転子の回転速度（Ωｓ）を決定するステップと、
回転子の回転速度（Ωｓ）を積分することによって、回転子の推測位置
【数５】
2015509357.tif 000037
を決定するステップと
を備えることを特徴とする制御方法。
【請求項２】
前記結合項の関数として、回転子の回転速度（Ωｓ）を決定するステップが、結合項（Δｉγ）をキャンセルするための修正器を用いることを含む、請求項１に記載の制御方法。
【請求項３】
所定の周期信号（Ｇ）が、パルス信号である、請求項１または請求項２に記載の制御方法。
【請求項４】
固定子電圧設定値（Ｖａｂｃ＊）の関数として前記同期機を制御するステップが、所定の周期を有すパルス幅変調インバータ（２）に対して前記固定子電圧設定値（Ｖａｂｃ＊）を供給するステップを備え、前記第２の同相電圧設定値（ｖδ２＊）は、１５〜２５周期毎に１回、パルス幅変調の１〜３周期のための所定の周期信号（Ｇ）を加えた第１の同相電圧設定値（ｖδ１＊）に等しい、請求項１〜３のいずれか一項に記載の制御方法。
【請求項５】
前記回転子が、突極回転子である、請求項１〜４のいずれか一項に記載の制御方法。
【請求項６】
前記回転子が、平滑回転子であり、前記方法は、回転子の磁極に面する固定子歯を飽和させるステップを含む、請求項１〜４のいずれか一項に記載の制御方法。
【請求項７】
請求項１〜６のいずれか一項に記載の制御方法を行うための命令を含むコンピュータプログラムであって、前記プログラムがコンピュータによって実行される、コンピュータプログラム。
【請求項８】
請求項７に記載のコンピュータプログラムを含むコンピュータ読み取り可能なデータ媒体。
【請求項９】
固定子と回転子とを有する永久磁石同期機（３）を制御するための制御装置（１）にして、
回転子の推測位置
【数６】
2015509357.tif 000038
を決定する手段と、
固定子電流（Ｉａｂｃ）の、および回転子の推測位置
【数７】
2015509357.tif 000039
の関数として、同相電流（ｉδ）および直交電流（ｉγ）を決定するモジュール（１４）と、
同相電流（ｉδ）の、直交電流（ｉγ）の、同相電流設定値（ｉδ＊）の、および直交電流設定値（ｉγ＊）の関数として、第１の同相電圧設定値（ｖδ１＊）および直交電圧設定値（ｖγ１＊）を決定するモジュール（１０）と
を備える制御装置（１）であって、
第１の同相電圧設定値（ｖδ１＊）または所定の周期信号（Ｇ）を加えた第１の同相電圧設定値（ｖδ１＊）のいずれかに交互に等しい第２の同相電圧設定値（ｖδ２＊）を決定するモジュール（１２）と、
第２の同相電圧設定値（ｖδ２＊）の、直交電圧設定値（ｖγ＊）の、および回転子の推測位置
【数８】
2015509357.tif 000040
の関数として、固定子電圧設定値（Ｖａｂｃ＊）を決定するモジュール（１３）と、
固定子電圧設定値（Ｖａｂｃ＊）の関数として、前記同期機（３）を制御する制御手段（７）と
を備え、
回転子の推測位置
【数９】
2015509357.tif 000041
を決定する手段は、
第２の同相電圧設定値（ｖδ２＊）が第１の同相電圧設定値（ｖδ１＊）に等しい場合の直交電流（ｉγ）と、第２の同相電圧設定値（ｖδ２＊）が所定の周期信号（Ｇ）を加えた第１の同相電圧設定値（ｖδ１＊）に等しい場合の直交電流（ｉγ）と間の差分の関数として、結合項（Δｉγ）を決定するモジュール（１５）と、
前記結合項（Δｉγ）の関数として、回転子の回転速度（Ωｓ）を決定するモジュール（１６）と、
回転子の回転速度（Ωｓ）を積分することによって、回転子の推測位置
【数１０】
2015509357.tif 000042
を決定するモジュール（１７）と
を備えることを特徴とする制御装置（１）。
【請求項１０】
請求項９に記載の制御装置（１）と、インバータ（２）と、同期機（３）とを備える制御システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、永久磁石同期機の制御に関する。
【背景技術】
【０００２】
永久磁石同期機を制御するためには、その回転子の位置を知ることが常に必要であることが知られている。通常、位置センサは、位置を測定するとともに、機械の速度を計算するために用いられる。このようなセンサ（およびそれらに伴うプロセッサカード）を用いることの主な弱点は、システムの信頼性の低下であるが、信頼性は、航空分野においては最も重要である。その解決手段の他の弱点は、システムの重量、容積、およびトータルコストの増加である。
【０００３】
そのため、このような位置センサを伴わないで行うとともに、それによって固定子電流の測定だけに基づいて機械的な変数を推測するために、かなりの量の研究が行われた。
【０００４】
位置センサを用いずに中速および高速で同期機を制御するために、いくつかの方法が既に提案され検証された。それらの方法は、印加電圧、電流測定、および機械を記述する式に基づく無負荷の電磁力（ＥＭＦ）ベクトルの推測に基づく。ＥＭＦは速度に正比例するので、その後速度を単に積分することによって取得され、位置出しが可能なように、速度をもまた推測することができる。それにもかかわらず、機械が停止されるとＥＭＦがゼロになるため、および低速では測定ノイズに埋もれるため、このような動作範囲ではもはや観察可能ではない。そのため、ＥＭＦの推測に基づく方法は、位置制御が必要とされる用途には適さない。
【０００５】
低速での位置および停止したときの位置を推測するために、残る唯一の解決手段は、回転子の位置の関数として固定子インダクタンスの値の変動を用いることである。インダクタンスの変動量を利用するいくつかの方法は、以下のように既に提案されている：
第１の種類の方法において、原理は、パルス幅変調（ＰＷＭ）の１０または２０周期の制御をスイッチオフにし、（電流調整器の通過帯域よりも高い周波数の）高周波信号を注入することである。測定された電流の変動量に対して注入される電圧の比は、インダクタンスを推測することを可能にするとともに、インダクタンスは位置に依存するので、位置を推測することもまた可能である。一例は、Ｊ．Ｋｉｅｌ、Ａ．Ｂｕｎｔｅ、Ｓ．Ｂｅｉｎｅｋｅ、「全動作範囲にわたる永久磁石同期機のセンサレストルク制御（Ｓｅｎｓｏｒｌｅｓｓ  ｔｏｒｑｕｅ  ｃｏｎｔｒｏｌ  ｏｆ  ｐｅｒｍａｎｅｎｔ  ｍａｇｎｅｔ  ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ  ｍａｃｈｉｎｅｓ  ｏｖｅｒ  ｔｈｅ  ｗｈｏｌｅ  ｏｐｅｒａｔｉｏｎ  ｒａｎｇｅ）」、ＥＰＥＰＥＭＣ、ＴＰ  −０５３、Ｄｕｂｒｏｖｎｉｋ＆Ｃａｖａｔ、２００２年９月の文献に記載される。
第２の種類の方法において、位置推測での誤差は、初期段階でそれ自体推測される。この誤差は、修正器の支援によってゼロに向かって調整される。修正器から出力は、速度の推測を提供し、積分によって、回転子の推測位置を取得することが可能である。推測の誤差を計算するために、高周波（ＨＦ）信号を注入する直後の電流の測定値は、もしＨＦ信号が注入されていなければ、理論上得られる電流と比較される。
【０００６】
上記第１の種類の方法には以下の弱点がある：
推測位置は、直接計算されるため、計算されるごとに不連続性の影響を受ける。電圧基準は回転子の位置に基づいて計算されるので、基準もまた、有害になる可能性があるトルクの振動を生じさせる不連続性を被ることになる。
推測を行うために制御を停止する必要性。（所望の精度に左右される）ＰＷＭの１０または２０周期毎に、このような周期の１つは、推測目的のための高周波信号の注入にもっぱら専念する。
このような状況下では、推測を行う際に固定子電流をオーバサンプリングすることが必要である。
【０００７】
上述の第２の種類の方法は、以下の弱点の影響を受ける：
それらの方法において、被測定電流は、理論上得られるはずの電流と比較される。それを行うことを可能にするために、もし方法が適切に収斂することであれば、モータの正確なモデルを有することが必要である。そのため、それらは、機械のパラメータに関する不確実性に、およびそれらのパラメータの変動量にも左右されることになる。
さらに、それらの方法は、回転子機械を平滑化することのみに適用する。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００８】
【非特許文献１】Ｊ．Ｋｉｅｌ、Ａ．Ｂｕｎｔｅ、Ｓ．Ｂｅｉｎｅｋｅ、「全動作範囲にわたる永久磁石同期機のセンサレストルク制御（Ｓｅｎｓｏｒｌｅｓｓ  ｔｏｒｑｕｅ  ｃｏｎｔｒｏｌ  ｏｆ  ｐｅｒｍａｎｅｎｔ  ｍａｇｎｅｔ  ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ  ｍａｃｈｉｎｅｓ  ｏｖｅｒ  ｔｈｅ  ｗｈｏｌｅ  ｏｐｅｒａｔｉｏｎ  ｒａｎｇｅ）」、ＥＰＥＰＥＭＣ、ＴＰ  −０５３、Ｄｕｂｒｏｖｎｉｋ＆Ｃａｖａｔ、２００２年９月
【非特許文献２】Ｄ．田中、Ｒ．森山、Ｉ．三木、「最適電圧ベクトルを用いる永久磁石内蔵型同期モータの初期回転子位置推測（Ｉｎｉｔｉａｌ  ｒｏｔｏｒ  ｐｏｓｉｔｉｏｎ  ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ  ｏｆ  ｉｎｔｅｒｉｏｒ  ｐｅｒｍａｎｅｎｔ  ｍａｇｎｅｔ  ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ  ｍｏｔｏｒ  ｕｓｉｎｇ  ｏｐｔｉｍａｌ  ｖｏｌｔａｇｅ  ｖｅｃｔｏｒ）」、電気学会（日本）、１５６巻、４号、２００６年７月
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
低速およびゼロ速度での同期機の制御を向上させる必要性が存在する。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明は、固定子と回転子とを有する永久磁石同期機を制御するための制御方法を提案することによって、この必要性を満足させようと努めるのであって、
回転子の推測位置を決定するステップと、
固定子電流の、および回転子の推測位置の関数として、同相電流および直交電流（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  ｃｕｒｒｅｎｔ）を決定するステップと、
同相電流の、直交電流の、同相電流設定値の、および直交電流設定値の関数として、第１の同相電圧設定値および直交電圧（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  ｖｏｌｔａｇｅ）設定値を決定するステップと
を備える前記制御方法であって、
第１の同相電圧設定値または所定の周期信号を加えた第１の同相電圧設定値のいずれかに対して交互に等しい第２の同相電圧設定値を決定するステップと、
第２の同相電圧設定値の、直交電圧設定値の、および回転子の推測位置の関数として、固定子電圧設定値を決定するステップと、
固定子電圧設定値の関数として、前記同期機を制御するステップと
を備え、
回転子の推測位置を決定するステップは、
第２の同相電圧設定値が第１の同相電圧設定値に等しい場合の直交電流と、第２の同相電圧設定値が所定の周期信号を加えた第１の同相電圧設定値に等しい場合の直交電流と間の差分の関数として、結合項を決定するステップと、
前記結合項の関数として、回転子の回転速度を決定するステップと、
回転子の回転速度を積分することによって回転子の推測位置を決定するステップと
を備えることを特徴とする制御方法である。
【００１１】
それに対応して、本発明は、固定子と回転子とを有する永久磁石同期機を制御するための制御装置にして、
回転子の推測位置を決定する手段と、
固定子電流の、および回転子の推測位置の関数として、同相電流および直交電流を決定するモジュールと、
同相電流の、直交電流の、同相電流設定値の、および直交電流設定値の関数として、第１の同相電圧設定値および直交電圧設定値を決定するモジュールと
を備える前記制御装置であって、
第１の同相電圧設定値または所定の周期信号を加えた第１の同相電圧設定値のいずれかに対して交互に等しい第２の同相電圧設定値を決定するモジュールと、
第２の同相電圧設定値の、直交電圧設定値の、および回転子の推測位置の関数として、固定子電圧設定値を決定するモジュールと、
固定子電圧設定値の関数として、前記同期機を制御する制御手段と
を備え、
回転子の推測位置を決定する手段は、
第２の同相電圧設定値が第１の同相電圧設定値に等しい場合の直交電流と、第２の同相電圧設定値が所定の周期信号を加えた第１の同相電圧設定値に等しい場合の直交電流と間の差分の関数として、結合項を決定するモジュールと、
前記結合項の関数として回転子の回転速度を決定するモジュールと、
回転子の回転速度を積分することによって回転子の推測位置を決定するモジュールと
を備えることを特徴とする制御装置である。
【００１２】
前記結合項の関数として回転子の回転速度を決定するステップは、結合項をキャンセルするための修正器を用いるステップを含んでもよい。
【００１３】
好ましくは、所定の周期信号は、パルス信号である。
【００１４】
実施形態において、固定子電圧設定値の関数として前記同期機を制御するステップは、所定の周期を有すパルス幅変調インバータに対して前記固定子電圧設定値を供給するステップを備え、前記第２の同相電圧設定値は、１５〜２５周期毎に１回、パルス幅変調の１〜３周期のための所定の周期信号を加えた第１の同相電圧設定値に等しい。
【００１５】
回転子は、突極回転子であってもよい。回転子は、また、平滑回転子であってもよく、前記方法は、回転子の磁極に面する固定子歯を飽和させるステップを含む。
【００１６】
本発明は、また、本発明による制御装置と、インバータと、同期機とを備える制御システムを提供する。
【００１７】
本発明は、また、コンピュータプログラムがコンピュータによって実行されるときに、本発明による制御方法のステップを実行するための命令を含む前記コンピュータプログラムを提供する。
【００１８】
プログラムは、任意のプログラミング言語を用いてもよいし、ソースコード、オブジェクトコード、もしくは部分的にコンパイルされた形式などのソースコードとオブジェクトコードの中間のコード、または任意の他の望ましい形式であってもよい。
【００１９】
本発明は、また、上記のようなコンピュータプログラムの命令を含むコンピュータ読み取り可能なデータ媒体または記録媒体を提供する。
【００２０】
上記のデータ媒体は、プログラムを格納することができる任意の種類のエンティティまたは装置であってもよい。例えば、媒体は、例えばコンパクトディスク（ＣＤ）ＲＯＭもしくは超小形電子回路ＲＯＭなどの読み取り専用メモリ（ＲＯＭ）、または実際に例えばフロッピー（登録商標）ディスクもしくはハードディスクなどの磁気記録手段などの格納手段を備えてもよい。
【００２１】
さらに、記録媒体は、電気ケーブルもしくは光ケーブルを介して、無線によって、または他の手段によって伝達されるのに適している電気信号もしくは光信号などの伝送可能な媒体に対応することができる。本発明のプログラムは、特に、インターネット型ネットワークからダウンロードされてもよい。
【００２２】
代替え的に、記録媒体は、プログラムが組み込まれる集積回路に対応してもよく、回路は、当該方法を実行するように、または当該方法の実行に用いられるように構成される。
【００２３】
本発明の他の特性および有利性は、限定性を有しない実施形態を示す添付の図面を参照して行われる以下の説明から明らかとなる。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】本発明の実施形態における制御システムの図である。
【図２】図１のシステムにおける同期機の回転子の実際の位置および推測位置に関連づけられる基準座標系を示す。
【図３】図１の制御システムのブロック図であり、制御装置の動作が機能モジュールによって表される。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
図１は、本発明の実施形態における永久磁石同期機のための制御システムを示す。図１システムは、制御装置１と、パルス幅変調インバータ２と、永久磁石同期機３とを備える。
【００２６】
同期機３は、永久磁石を搬送する回転子と、および三相巻線を有する固定子とを備える。固定子の三相電圧は、Ｖａｂｃと書き表され、固定子の三相電流は、Ｉａｂｃと書き表される。同期機３は、特にその固定子の動的インダクタンスによる様々な大きさを特徴としてもよい。同期機３は、固定子の動的インダクタンスが回転子の位置に左右される機械である。従って、突極回転子をもつ同期機であってもよいが、平滑回転子をもつ同期機であってもよく、推測された同相軸に沿って固定子電流上に十分に高い正値を印加することによって、回転子磁石に面する固定子歯が、わずかに飽和される、または、わずかに飽和させられる。このような機械の構造は、当業者に知られているので、それらは本明細書において詳細に記述されない。
【００２７】
インバータ２は、制御装置１によって提供された電圧設定値Ｖａｂｃ＊の関数として、パルス幅変調を使って電源電圧（図示せず）から同期機３のための三相電圧Ｖａｂｃを供給する。このようなインバータ２の動作は、当業者に知られているので、本明細書において詳細に記述されない。
【００２８】
制御装置１は、同期機３を制御するためにインバータ２に対して供給するための三相電圧設定値Ｖａｂｃ＊を決定する。このために、下記で説明されるように、制御装置１は、回転子の位置の関数として、固定子の動的インダクタンスの変動量に基づいて同期機３の回転子の位置を推測する。
【００２９】
図示された実施形態において、制御装置１は、コンピュータのハードウェアアーキテクチャを有し、プロセッサ４と、不揮発性メモリ５と、揮発性メモリ６と、入出力インタフェース７とを備える。プロセッサ４は、揮発性メモリ６を用いながら不揮発性メモリ５内に格納されたコンピュータプログラムを実行するように機能する。下記のような制御装置１の動作は、このようなプログラムの実行に起因する。入出力インタフェース７は、同期機３の電流Ｉａｂｃの測定値を取得して、電圧設定値Ｖａｂｃ＊をインバータ２に供給するように特に機能する。
【００３０】
変形例において、制御装置１は、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、またはマイクロコントローラ、またはフィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）型カードのデジタル制御装置である。
【００３１】
図２に関連して、同期機３の回転子の位置を推測するための制御装置１によって用いられる原理の説明が後続する。
【００３２】
電圧Ｖａｂｃは、同期機３の回転子に関連づけられた基準座標系ｄ、ｑにおける同相電圧ｖｄによって、および直交電圧ｖｑによって、表現されることができることが知られている。同様に、電流Ｉａｂｃは、基準座標系ｄ、ｑにおける同相電流ｉｄおよび直交電流ｉｑによって表現されることができる。図２は、基準軸αに対する回転子の位置を表す基準座標系ｄ、ｑおよび角度θを示す。
【００３３】
回転子の位置θの関数として位相の自己インダクタンスの変動量および高調波の無視を以下の形式で書くことができる突出極を有するモータを考慮に入れる。
【００３４】
【数１】
2015509357.tif 000003
【００３５】
この関数は、１８０°電気角（１８０°ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ）に等しい周期の一定部分（平均値）によって、および可変部分によって、構成される。θ０は、考慮中の位相に左右される。
【００３６】
ｄ、ｑの基準座標系において、同期機３のための式は、以下の通りである（飽和状態下でも有効である）。
【００３７】
【数２】
2015509357.tif 000004
ここで、Ｐ（θ）は、以下のように規定される回転行列である：
【００３８】
【数３】
2015509357.tif 000005
（ｉｄ，ｉｑ）、（ｖｄ，ｖｑ）、および（Ψｄ，Ψｑ）は、電流、電圧および全固定子磁束の同相成分および直交成分（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  ｃｏｍｐｏｎｅｎｔｓ）であり、Ωは、同期機３の実際の機械的回転速度であり、Ｒｓは、巻線の抵抗であり、ｐは、磁極対の数である。
【００３９】
固定子上の起電力の第一高調波だけを考慮するとともに、同等のコイルｄとｑとの間のクロス飽和の影響を無視すると（ｍｄｑ＝０）、次式を得る。
【００４０】
【数４】
2015509357.tif 000006
ここでＩｄおよびＩｑは、それぞれ同相動的インダクタンスおよび直交動的インダクタンスである。
【００４１】
この説明が低速および停止された場合に限定されるので、速度Ωに比例する周期を無視できるものと想定する。式（３）は、次式になるように単純化されることができる：
【００４２】
【数５】
2015509357.tif 000007
【００４３】
【数６】
2015509357.tif 000008
【００４４】
今までのところ、式が完全に分離されることが理解できる。ｄ軸に沿った電圧の注入は、ｑ軸に沿ったいかなる電流レスポンスも生じさせない。
【００４５】
同期機３内に位置センサがない状態では、制御装置１は、回転子の位置θにアクセスせず、それにより推測位置
【数７】
2015509357.tif 000009
を決定する。図２は、また、回転子の推測位置
【数８】
2015509357.tif 000010
に関連づけられた基準座標系δ、γを示す。２つの基準座標系間の推測誤差は、角度
【数９】
2015509357.tif 000011
によって表される。基準座標系の両方は、実際の基準座標系のための電気的速度ｐΩ（Ωは回転子の機械的速度である）で、および推測された基準座標系のｐΩｓ（Ωｓは推測された回転子の機械的速度である）で、固定子に対して回転する。
【００４６】
行列
【数１０】
2015509357.tif 000012
の支援によって回転
【数１１】
2015509357.tif 000013
に適用することによって、基準座標系δ、γ内の式（３）は、以下の式（８）および式（９）のようになる：
【００４７】
【数１２】
2015509357.tif 000014
により
【数１３】
2015509357.tif 000015
ここで、
【数１４】
2015509357.tif 000016
である。
【００４８】
もう一度、低速条件が想定されるので、Ωに比例する周期を無視することによって、これらの式を単純化することが可能である：
【００４９】
【数１５】
2015509357.tif 000017
【００５０】
単純化の後、これらの式を以下の形式にすることができる：
【００５１】
【数１６】
2015509357.tif 000018
【００５２】
【数１７】
2015509357.tif 000019
【００５３】
推測された基準座標系δ、γにおける同期機３のための式が再度結合されることは既に理解されている。この結合は、機械の突極性（より正確には動的な磁気的突極性（ｍａｇｎｅｔｉｃ  ｓａｌｉｅｎｃｅ）、すなわち同相動的インダクタンスと直交動的インダクタンスとの間の差分、（Ｉｑ−Ｉｄ）周期））と、推測誤差
【数１８】
2015509357.tif 000020
との両方に左右される。
【００５４】
言いかえれば、突出極と推測位置に関する誤差とによって、電圧の成分の変動量δは、Δｉγで表記された結合項を固定子電流の成分γ上に出現させることになる。誤差がゼロになると、この項は消滅する。
【００５５】
図３は、制御装置１において使われるこの原理を示す。図３において、制御装置１の動作は、コンピュータプログラムを実行する図１のプロセッサ４に対応することができる機能モジュールの形式で表される。
【００５６】
制御装置１は、電流調整器１０と、周期信号発生器１１と、加算器モジュール１２と、コンバータモジュール１３と、コンバータモジュール１４と、決定モジュール１５と、速度推測器１６と、積分器１７とを備える。
【００５７】
制御装置１は、推測された基準座標系δ、γにおいて作動し、特に以下の数値の大小を操作する：
同相電流設定値ｉδ＊、および直交電流設定値ｉγ＊、
同相電圧設定値ｖδ１＊、同相電圧設定値ｖδ２＊、および直交電圧設定値ｖγ＊、
高周波周期信号Ｇ、
推測される回転子速度Ωｓ、および
推測される回転子位置
【数１９】
2015509357.tif 000021
【００５８】
電流調整器１０は、同相電流ｉδの、直交電流ｉγの、同相電流設定値ｉδ＊、および直交電流設定値ｉγ＊の関数として、同相電圧設定値ｖδ１＊および直交設定値ｖγ＊を決定する。当業者は、このような電流調整器を実現する方法を知っているので、詳細には記述されない。
【００５９】
周期信号発生器１１は、高周波周期信号Ｇを供給する。用語「高周波」は、インバータ２内のパルス幅変調の周波数より低いものの、電流調整器の臨界周波数より高い周波数を意味するために用いられる。この例では、周期信号Ｇは、電圧パルス信号である。そのパルスの振幅は、有意な結合項が式（１３）内で認められ得るように十分に大きく選択される。それにもかかわらず、制御を妨害したり同期機３のロスを増加させたりするリスクがあるので、この振幅は、あまり大きくなってはならない。当業者は、これらの表示に基づいて適切な寸法を決定する方法を知っている。
【００６０】
加算器モジュール１２は、同相電圧設定値ｖδ１＊、および周期信号Ｇの関数として、同相電圧設定値ｖδ２＊を決定する。より正確には、同相電圧設定値ｖδ２＊は、同相電圧設定値ｖδ１＊（ｖδ２＊＝ｖδ１＊）または周期信号Ｇ（ｖδ２＊＝ｖδ１＊＋Ｇ）を加えた同相電圧設定値ｖδ１＊に交互に等しい。例えば、ｖδ２＊は、通常はｖδ１＊に等しく、インバータ２のパルス幅変調の２０周期毎に１回であり、ｖδ２＊は、インバータ２のパルス幅変調の３変調周期毎のｖδ１＊＋Ｇに等しい。
【００６１】
コンバータモジュール１３は、電圧設定値を推測された基準座標系δ、γから固定子基準座標系ａｂｃにおける設定値に変換する。言いかえれば、コンバータモジュール１３は、回転子電圧設定値ｖδ２＊の、直交電圧設定値ｖγ＊の、および回転子の推測位置
【数２０】
2015509357.tif 000022
の関数として、インバータ２ための固定子電圧設定値Ｖａｂｃ＊を決定する。当業者は、このようなコンバータモジュールを製作する方法する方法を知っているので、詳細には記述されない。
【００６２】
コンバータモジュール１４は、同期機３内で測定された固定子電流Ｉａｂｃを、推測された基準座標系δ、γにおける電流に変換する。言いかえれば、変換されたモジュール１４は、固定子電流Ｉａｂｃの、および回転子の推測位置
【数２１】
2015509357.tif 000023
の関数として、回転子電流ｉδおよび直交電流ｉγを決定する。当業者は、このようなモジュールを製作する方法する方法を知っているので、詳細には記述されない。
【００６３】
決定モジュール１７は、周期信号Ｇが電圧の成分δ上に注入されるときに、成分γ内に出現する結合項Δｉγを決定する。以上に説明されるように、結合項Δｉγは、突極回転子によって、および回転子の推測位置において誤差の場合に、出現する。より正確には、決定モジュール１７は、パルス直前のｖδ２＊＝ｖδ１＊の場合の直交電流ｉγと、ｖδ２＊＝ｖδ１＊＋Ｇの場合の直交電流ｉγとの間の差分を計算することによって、結合項Δｉγを決定する。その後、パルスの間に、ｖδ１＊は、ゆっくりとしか変化しないと考えられる。
【００６４】
速度推測器１６は、結合項Δｉγの関数として、回転子の推測速度Ωｓを決定する。より正確には、誤差がゼロになると、結合項Δｉγが消滅することが知られている。速度推測器１６は、したがって、修正器の支援によって結合Δｉγをゼロに向けて調整する。修正器からの出力は、速度の推測を供給する。結合の符号に応じて、推測された基準座標系が実際の基準座標系に対して先行しているか、または遅れているかを判定することは可能である。その後、修正器は、２つの基準座標系を一致させるために、推測速度を上げる、または逆に速度を落とす。例として、用いられる修正器は、演算時間の観点から見て特に有用である、比例積分（ＰＩ）型の修正器である。それにもかかわらず、他の型の修正器を用いることもまた可能である。ＰＩ修正器は、以下の形式を有する：
【００６５】
【数２２】
2015509357.tif 000024
ここで、Ω０およびτは、推測およびその動的挙動の収斂を決定するための推測器のパラメータである。
【００６６】
積分器１７は、推測速度Ωｓを積分することによって、回転子の推測位置
【数２３】
2015509357.tif 000025
を決定する。
【００６７】
【数２４】
2015509357.tif 000026
【００６８】
式（１２）および（１３）において、位置誤差
【数２５】
2015509357.tif 000027
の関数である三角関数の項は、π（１８０°電気角）の周期を有する。従って、この誤差は、初期位置の誤差に応じて、０上のまたはπ上のいずれかに収斂されてもよい。初期誤差が大きすぎると
【数２６】
2015509357.tif 000028
方法は、πの誤差上に収斂しそうであり、センサを伴わない制御は障害を起こすかもしれない。同様に、平滑回転子機にとって、初期誤差が大きすぎると、ＩｄとＩｑとの間の十分な差分を取得するために機械をわずかに飽和させるのがさらに難しい。推測器が収斂することを確認する式（１２）および（１３）内の項（ｉｄ−Ｉｑ）が存在する。初期誤差が十分に小さくないと、固定子電流によって印加されるアンペアターンは、機械を飽和させるのに十分な同相分を有していないというリスクがある。特に、初期誤差がπ／２以上である場合には、機械を不飽和にして、磁気的突極性をもたらすことができないリスクさえある。これらの課題を克服するとともに、初期の推測位置
【数２７】
2015509357.tif 000029
を決定するために、Ｄ．田中、Ｒ．森山、Ｉ．三木「最適電圧ベクトルを用いる永久磁石内蔵型同期モータの初期回転子位置推測（Ｉｎｉｔｉａｌ  ｒｏｔｏｒ  ｐｏｓｉｔｉｏｎ  ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ  ｏｆ  ｉｎｔｅｒｉｏｒ  ｐｅｒｍａｎｅｎｔ  ｍａｇｎｅｔ  ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ  ｍｏｔｏｒ  ｕｓｉｎｇ  ｏｐｔｉｍａｌ  ｖｏｌｔａｇｅ  ｖｅｃｔｏｒ）」、電気学会（日本）、１５６巻、４号、２００６年７月によって文献内に記載された初期化方法を用いることは可能である。
【００６９】
以上に記述されたように、積分器１７によって供給された推測位置
【数２８】
2015509357.tif 000030
は、コンバータモジュール１３および１４によって特に用いられる。
【００７０】
制御装置１によって決定されるような推測位置
【数２９】
2015509357.tif 000031
は、以下のいくつかの有利性を与える。
【００７１】
電圧パルスは、軸γ上ではなく、軸δ上に注入される。誤差が小さくなると、軸δは、軸ｄに一致し、結果として、パルスに起因する電流によって生成されたトルクは、無視できるようになり、同期機３の制御を妨害しない。さらに、このような状況下では、これらのパルスによってもたらされた固定子電流の成分ｄは、磁気回路を飽和させ、それにより、突極性を増加し、収斂を容易にすることに寄与する。
【００７２】
位置は、推測速度を積分することによって、直接ではなく計算される。そのため、推測および電流基準に不連続性はない。
【００７３】
推測方法は、単純であり、厄介ではないので、短い演算時間を伴う。
【００７４】
同期機３のパラメータおよびそれらの変動を認識する必要としないので、多大の堅牢性が得られる。
【００７５】
本発明は、停止されたときにでさえ、位置を制御することができ、それにより、トルクを供給することができることが不可欠な場合ならばいかなる場合でも、永久磁石同期モータを有する電動アクチュエータを使用する飛行制御、制動システム、拡張着陸装置（ｅｘｔｅｎｄｉｎｇ  ｌａｎｄｉｎｇ  ｇｅａｒ）、または任意のシステムを含む型の航空電子工学用途に特に適している。
【００７６】
以上に記述された実施形態において、周期信号Ｇは、パルス信号である。他の実施形態において、周期信号Ｇは、高周波正弦波信号である。注入された正弦波電圧に対する電流レスポンスは、その後、インダクタンスＩδおよびＩγの、さらには相互インダクタンスｍδγ（式（１０）を参照）の推測を供給する。これが推測誤差
【数３０】
2015509357.tif 000032
のイメージであるので、ゼロの値を有するように推測器モジュール１６によって修正されてもよい。この技術は、パルスから構成された周期信号Ｇに基づくものよりも実現するのが難しい。パルスと異なり、調整を妨害しないようにするために制御信号の電気的周波数より大きい必要がある周波数で信号を注入するために（パルス幅変調によって決定されるスイッチング周波数をもつ）インバータ２を用いる方法は、自明ではない。さらに、派生電流レスポンスを処理するために、注入された信号の周波数を中心とする帯域通過フィルタを用いることが必要である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【国際調査報告】
2015509357.tif 000049
2015509357.tif 000050
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