【手続補正書】
【提出日】平成22年3月9日(2010.3.9)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ΔΣ変調処理により得られる１ビット以上の所定の量子化ビット数による第１の形式のデジタル信号を入力して、所定の基準サンプリング周波数をfsとしてn×fs（nは自然数）で表されるサンプリング周波数によるパルスコード変調信号とされる第２の形式のデジタル信号を生成して出力する第１のデシメーション処理手段と、
上記第１のデシメーション処理手段から出力される第２の形式のデジタル信号を入力して、m×fs（mは自然数、かつ、m＜n）で表されるサンプリング周波数によるパルスコード変調信号としての形式を有する第３の形式のデジタル信号を生成して出力する第２のデシメーション処理手段と、
上記第２のデシメーション処理手段から出力される第３の形式のデジタル信号を入力して所定の機能目的に応じた所定の信号処理を実行し、同じ第３の形式により出力するようにされた第１の機能対応信号処理手段と、
上記第１の機能対応信号処理手段から出力される第３の形式の信号を、第２の形式に変換して出力するようにされたインターポレーション処理手段と、
上記第１のデシメーション処理手段から出力される第２の形式のデジタル信号を入力して上記機能目的に応じた所定の信号処理を実行し、同じ第２の形式により出力するようにされた第２の機能対応信号処理手段と、
少なくとも、上記第２の機能対応信号処理手段から出力される第２の形式のデジタル信号と、上記インターポレーション処理手段から出力される第２の形式のデジタル信号とを、少なくとも合成し、後段のデジタル−アナログ変換処理のための入力段に対して出力する合成手段と、
を備える信号処理装置。
【請求項２】
上記第１の機能対応信号処理手段と上記第２の機能対応信号処理手段は、上記機能目的に応じた所定の信号処理として、所定のキャンセル対象音をキャンセルするための所定のキャンセル信号特性を与えるための信号処理を実行するように構成される
請求項１に記載の信号処理装置。
【請求項３】
上記第１の機能対応信号処理手段は、中域及び低域とされる所定以下の周波数帯域のキャンセル対象音成分がキャンセルされるようにするための信号特性を与えるようにしてフィルタ特性を設定するとともに、
上記第２のデシメーション処理手段と上記インターポレーション処理手段の少なくとも何れか一方は、上記中域及び低域よりも高いとされる周波数帯域のキャンセル対象音成分がキャンセルされるようにするための信号特性を与えるようにフィルタ特性を設定する
請求項１に記載の信号処理装置。
【請求項４】
上記第１の機能対応信号処理手段は、低域とされる所定以下の周波数帯域のキャンセル対象音成分がキャンセルされるようにするためのキャンセル信号特性を与えるようにしてフィルタ特性を設定するとともに、
上記第２のデシメーション処理手段と上記インターポレーション処理手段の少なくとも何れか一方は、上記低域よりも高いとされる周波数帯域のキャンセル対象音成分がキャンセルされるようにするためのキャンセル信号特性を与えるようにフィルタ特性を設定する
請求項１に記載の信号処理装置。
【請求項５】
上記第１の機能対応信号処理手段は、デジタルシグナルプロセッサに対するプログラミングにより、このデジタルシグナルプロセッサにおいて実行されるデジタル信号処理機能として得られるようにされる、
請求項１に記載の信号処理装置。
【請求項６】
上記第１の機能対応信号処理手段が入力すべきデジタル信号を分岐して入力して、所定の解析処理を実行して得た解析結果に応じて、上記第１の機能対応信号処理手段を形成するとされるデジタルフィルタ、上記第２の機能対応信号処理手段を形成するとされるデジタルフィルタ、上記第２のデシメーション処理手段を形成するとされるデジタルフィルタ、及び上記インターポレーション処理手段を形成するとされるデジタルフィルタの少なくとも何れか１つについてのフィルタ特性を変更設定する解析手段をさらに備える、
請求項１に記載の信号処理装置。
【請求項７】
上記第２の機能対応信号処理手段はハードウェアとして構成される、請求項１に記載の信号処理装置。
【請求項８】
上記第２の機能対応信号処理手段は、直線位相型の有限インパルス応答システムのデジタルフィルタにより構成される、請求項１に記載の信号処理装置。
【請求項９】
上記第２の機能対応信号処理手段は、無限インパルス応答システムのデジタルフィルタにより構成される、請求項１に記載の信号処理装置。
【請求項１０】
上記第２の機能対応信号処理手段は、所定次数の無限インパルス応答システムのデジタルフィルタを所定数備え、所望の特性を得るのにあたり、これらのデジタルフィルタの接続態様について所定のパターンを形成するようにされる、
請求項１に記載の信号処理装置。
【請求項１１】
上記第１の形式のデジタル信号は、フィードフォワード方式によるヘッドフォン装置のノイズキャンセリングシステムに対応するものとして設けられたマイクロフォンにより収音して得られた信号について、上記ΔΣ変調処理を行って得られるものである、
請求項１に記載の信号処理装置。
【請求項１２】
上記第１の形式のデジタル信号は、フィードバック方式によるヘッドフォン装置のノイズキャンセリングシステムに対応するものとして設けられたマイクロフォンにより収音して得られた信号について、上記ΔΣ変調処理を行って得られるものである、
請求項１に記載の信号処理装置。
【請求項１３】
上記第１のデシメーション処理手段は、
上記第１の形式のデジタル信号として、フィードフォワード方式によるヘッドフォン装置のノイズキャンセリングシステムに対応するものとして設けられたマイクロフォンにより収音して得られた信号について上記ΔΣ変調処理を行って得られた信号を入力する、フィードフォワード方式対応の第１のフィードフォワードデシメーション処理手段と、
上記第１の形式のデジタル信号として、フィードバック方式によるヘッドフォン装置のノイズキャンセリングシステムに対応するものとして設けられたマイクロフォンにより収音して得られた信号について、上記ΔΣ変調処理を行って得られた信号を入力する、フィードバック方式対応の第１のフィードバックデシメーション処理手段と、を備え、
上記第２のデシメーション処理手段は、
上記第１のフィードフォワードデシメーション処理手段からの出力信号が入力される、フィードフォワード方式対応の第２のフィードフォワードデシメーション処理手段と、
上記第１のフィードバックデシメーション処理手段からの出力信号が入力される、フィードバック方式対応の第２のフィードバックデシメーション処理手段と、を備え
上記第２の機能対応信号処理手段は、
上記第１のフィードフォワードデシメーション処理手段からの出力信号を入力する、フィードフォワード方式対応の第２のフィードフォワード機能対応信号処理手段と、
上記第１のフィードバックデシメーション処理手段からの出力信号を入力する、フィードバック方式対応の第２のフィードバック機能対応信号処理手段とを備え、
上記第１の機能対応信号処理手段は、上記第２のフィードフォワードデシメーション処理手段からの信号を入力し、フィードフォワード方式に対応した上記所定のキャンセル信号特性を与えて上記インターポレーション処理手段に出力すると共に、上記第２のフィードバックデシメーション処理手段からの信号を入力し、フィードフバック方式に対応した上記所定のキャンセル信号特性を与えて上記インターポレーション処理手段に出力するようにされ、
上記合成手段は、上記第２のフィードフォワード機能対応信号処理手段からの出力信号と、上記第２のフィードバック機能対応信号処理手段からの出力信号と、上記インターポレーション処理手段からの出力信号とを、少なくとも合成するようにされている、
請求項１に記載の信号処理装置。
【請求項１４】
上記信号処理装置は、１つのチップ内に備えられる請求項１に記載の信号処理装置。
【請求項１５】
上記信号処理装置は、複数のチップから成るものとされ、上記第１のデシメーション処理手段、上記第２のデシメーション処理手段、上記第１の機能対応信号処理手段、上記インターポレーション処理手段、上記第２の機能対応信号処理手段、及び合成手段のそれぞれは、自身が入出力するデジタル信号のサンプリング周波数に基づいて、上記複数のチップにおける所定のチップにおいて形成するようにされる
請求項１に記載の信号処理装置。
【請求項１６】
ΔΣ変調処理により得られる１ビット以上の所定の量子化ビット数による第１の形式のデジタル信号を入力して、所定の基準サンプリング周波数をfsとしてn×fs（nは自然数）で表されるサンプリング周波数によるパルスコード変調信号とされる第２の形式のデジタル信号を生成して出力する第１のデシメーション処理手順と、
上記第１のデシメーション処理手順により出力される第２の形式のデジタル信号を入力して、m×fs（mは自然数、かつ、m＜n）で表されるサンプリング周波数によるパルスコード変調信号としての形式を有する第３の形式のデジタル信号を生成して出力する第２のデシメーション処理手順と、
上記第２のデシメーション処理手順により出力される第３の形式のデジタル信号を入力して、所定のキャンセル対象音をキャンセルするための所定のキャンセル信号特性を与えて、同じ第３の形式により出力するようにされた第１の機能対応信号処理手順と、
上記第１の機能対応信号処理手順により出力される第３の形式の信号を、第２の形式に変換して出力するようにされたインターポレーション処理手順と、
上記第１のデシメーション処理手順により出力される第２の形式のデジタル信号を入力して、所定のキャンセル対象音をキャンセルするための所定のキャンセル信号特性を与えて、同じ第２の形式により出力するようにされた第２の機能対応信号処理手順と、
少なくとも、上記第２の機能対応信号処理手順により出力される第２の形式のデジタル信号と、上記インターポレーション処理手順により出力される第２の形式のデジタル信号とを、少なくとも合成し、後段のデジタル−アナログ変換処理のための入力段に対して出力する合成手順と、
を実行することを特徴とする信号処理方法。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００３
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０００３】
例えば、特許文献１には、ユーザの耳に装着される音響管内においてイヤホンユニットの近傍に設けたマイクロフォンユニットにより収音した音響管内部の騒音（ノイズ）を位相反転させた音声信号を生成し、これをイヤホンユニットから音として出力させることにより、外部ノイズを低減させるようにした構成、つまり、フィードバック方式に対応したノイズキャンセリングシステムの構成が記載されている。
また、特許文献２には、その基本構成として、ヘッドフォン装置外筐に取り付けたマイクロフォンにより収音して得た音声信号について所要の伝達関数による特性を与えてヘッドフォン装置から出力させるようにした構成、つまりフィードフォワード方式に対応したノイズキャンセリングシステムの構成が記載されている。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１３
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００１３】
そのうえで、フィードバック方式としては、ハウジング部２０１内においてユーザ５００の右耳に近いとされる位置に対してマイクロフォン２０３を設けるようにされる。このようにして設けられるマイクロフォン２０３によっては、ドライバ２０２から出力される音声と、外部のノイズ音源３０１からハウジング部２０１内に侵入して右耳に到達しようとする音声、つまり右耳にて聴き取られる外部音声であるハウジング内ノイズ３０２とが収音されることになる。なお、ハウジング内ノイズ３０２が発生する原因としては、ノイズ音源３０１が例えばハウジング部のイヤーパッドなどの隙間から音圧として漏れてきたり、ヘッドフォン装置の筐体がノイズ音源３０１の音圧を受けて振動し、これがハウジング部内に伝達されてくることなどを挙げることができる。
そして、マイクロフォン２０３によって収音して得られた音声信号から、例えば外部音声の音声信号成分に対して逆特性となる信号など、ハウジング内ノイズ３０２がキャンセル（減衰、低減）されるようにするための信号（キャンセル用オーディオ信号）を生成し、この信号について、ドライバ２０２を駆動する必要音の音声信号（オーディオ音源）に合成させるようにして帰還させる。これによりハウジング部２０１内における右耳に対応するとされる位置に設定されたノイズキャンセル点４００においては、ドライバ２０２からの出力音声と外部音声の成分とが合成されることによって外部音声がキャンセルされた音が得られ、ユーザの右耳では、この音を聴き取ることになる。そして、このような構成を、Ｌチャンネル（左耳）側においても与えることで、通常のＬ，Ｒ２チャンネルステレオに対応するヘッドフォン装置としてのノイズキャンセリングシステムが得られることになる。
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１５
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００１５】
また、楽曲などのコンテンツとされるオーディオ音源の音声信号Ｓは、ここでは、イコライザによるイコライジングが施されるものとしており、このイコライザに対応する伝達関数ブロック１０７（伝達関数Ｅ）を介して合成器１０３に入力することとしている。
【手続補正５】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２１
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００２１】
上記２つの条件１、２を満たさない場合、ループには正帰還がかかることとなって、発振（ハウリング）を生じさせることになる。図２においては、上記の条件１に対応するゲイン余裕Ｇａ、Ｇｂと、条件２に対応する位相余裕Ｐａ、Ｐｂが示されている。これらの余裕が小さいと、ノイズキャンセリングシステムを適用したヘッドフォン装置を使用するユーザの各種の個人差やヘッドフォン装置を装着したときの状態のばらつきなどにより、発振の可能性が増加することになる。
例えば図２にあっては、位相０ｄｅｇ．の点を通過するときのゲインとしては０ｄｂより小さくなっており、これに応じてゲイン余裕Ｇａ 、Ｇｂが得られている。しかしながら、例えば仮に位相０ｄｅｇ．の点を通過するときのゲインが０ｄＢ以上となってゲイン余裕Ｇａ 、Ｇｂが無くなる、あるいは位相０ｄｅｇ．の点を通過するときのゲインが０ｄＢ未満であるものの、０ｄＢに近く、ゲイン余裕Ｇａ 、Ｇｂが小さくなるような状態となると、発振を生じる、あるいは発振の可能性が増加することになる。
同様にして、図２にあっては、ゲインが０ｄＢ以上であるときには位相０ｄｅｇ．の点を通過しないようにされており、位相余裕Ｐａ、Ｐｂが得られている。しかしながら、例えばゲインが０ｄＢ以上であるときに位相０ｄｅｇ．の点を通過してしまっている、あるいは、位相０ｄｅｇ．に近くなり位相余裕Ｐａ、Ｐｂが小さくなるような状態となると、発振を生じる、あるいは発振の可能性が増加することになる。
【手続補正６】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２５
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００２５】
図３（ｂ）は、フィードフォワード方式によるノイズキャンセリングシステムの基本的なモデル構成例として、一方のチャンネル（Ｒチャンネル）に対応した側の構成を示している。
先ず、ハウジング部２０１の外側に設けられるマイクロフォン２０３により収音される音は、マイクロフォン２０３及びマイクロフォンアンプに対応する伝達関数Ｍを有する伝達関数ブロック１０１を介した音声信号として得られる。
次に、上記伝達関数ブロック１０１を経由した音声信号は、ＦＦ(Feed Forward)フィルタ回路に対応する伝達関数ブロック１０２(伝達関数−α)を介して合成器１０３に入力される。ＦＦフィルタ回路は、マイクロフォン２０３により収音して得られた音声信号から、上記したキャンセル用オーディオ信号を生成するための特性が設定されたフィルタ回路であり、その伝達関数が−αとして表されているものである。
【手続補正７】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２８
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００２８】
上記図３（ｂ）に示されるフィードフォワード方式によるノイズキャンセリングシステムのモデルの系にあって、上記出力音の音圧Ｐは、ノイズ音源３０１において発せられるノイズをＮ、オーディオ音源の音声信号をＳとしたうえで、各伝達関数ブロックにおいて示される伝達関数、Ｍ、−α、Ａ、Ｄ、Ｆ、Ｇ、Ｈを利用して、
【数５】
2008250270.tif 000001
のようにして表されるものとなる。また、理想的には、ノイズ音源３０１からキャンセルポイント４００までの経路の伝達関数Ｆは、
【数６】
2008250270.tif 000002
のようにして表すことができる。
次に、（数６）に示される式を、（数５）に代入すると、右辺の第１項と第２項とが相殺されることとなる。この結果から、出力音の音圧Ｐは、
【数７】
2008250270.tif 000003
のようにして表すことができる。このようにして、ノイズ音源３０１から到達してくるとされる音はキャンセルされ、オーディオ音源の音声信号だけが音声として得られることが示される。つまり、理論上、ユーザの右耳においては、ノイズがキャンセルされた音声が聴こえることになる。ただし、現実には、（数６）が完全に成立するような伝達関数を与えることのできる、完全なＦＦフィルタ回路の構成は困難である。また、人による耳の形状であるとか、ヘッドフォン装置の装着の仕方についての個人差が比較的大きく、ノイズの発生位置とマイク位置との関係の変化などは、特に中高域の周波数帯域についてのノイズ低減効果に影響を与えることが知られている。このために、中高域に関しては、アクティブなノイズ低減処理を控え、主として、ヘッドフォン装置の筐体の構造などに依存したパッシブな遮音をすることがしばしば行われる。
また、確認のために述べておくと、（数６）は、ノイズ音源３０１から耳までの経路の伝達関数を、伝達関数−αを含めた電気回路にて模倣することを意味している。
【手続補正８】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３４
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００３４】
上記Ａ／Ｄコンバータ５０から出力されたデジタル信号は、ＤＳＰ６０に対して入力される。
この場合のＤＳＰ６０は、少なくともヘッドフォン１のドライバ１ａから出力させるべき音のオーディオ信号を生成するための所要の信号処理をデジタル信号処理により実行する部位とされ、プログラミングにより必要とする機能を与えることができるようにされている。以降の説明から理解されるように、ヘッドフォン１のドライバ１ａから出力させるべきオーディオ信号は、デジタルオーディオソースの音声信号と、マイクロフォン２Ｆにより収音した外部音がキャンセルされるようにして聴こえるための音声信号（キャンセル用オーディオ信号）とが合成されたものとなる。
また、このＤＳＰ６０は、例えば１つのチップ、デバイスとして提供されるもので、所定のＰＣＭ信号形式（ここではサンプリング周波数＝１fs（＝４４．１ｋＨｚ）、量子化ビット数＝１６ビット）に対応してデジタル信号処理を実行するものとして形成されている。ＤＳＰが対応するこのＰＣＭ信号形式は、このノイズキャンセリングシステムにおいてノイズキャンセル用オーディオ信号と合成されるデジタルオーディオソースの形式に適合させることを前提に設定されたものである。
【手続補正９】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３９
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００３９】
ノイズシェイパ８の出力は、ＰＷＭ(Pulse Width Modulation)回路９にてPWM変調がかけられて１ビット列の信号に変換されたうえで、後段のパワードライブ回路１０に入力される。パワードライブ回路１０は、例えば１ビット列の信号を高圧でスイッチングして増幅するスイッチングドライブ回路と、この増幅出力を音声信号波形とするためのローパスフィルタ（ＬＣローパスフィルタ）により形成されるもので、アナログオーディオ信号としての増幅出力を得るようにされる。ここでは、このパワードライブ回路１０の出力がＤ／Ａコンバータ７０の出力とされている。
このＤ／Ａコンバータ７０からの増幅出力は、フィルタ１１にて例えば所定の不要帯域成分が除去されたうえで、直流絶縁用のコンデンサC１を介して、ドライバ１ａに対して駆動信号として供給される。
【手続補正１０】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００４２
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００４２】
しかしながら、上記の構成では、現実には充分なノイズキャンセル効果を得ることが困難であることが分かっている。これは、Ａ／Ｄコンバータ５０、及びＤ／Ａコンバータ７０としての実際のデバイスが持つ信号処理時間（伝搬時間）、即ち入出力間の遅延が、相当に大きいことがその理由である。
本来、これらのデバイスは、通常の楽曲などのオーディオ音源としてのオーディオ信号を単一的に処理することを想定しており、従って、信号処理により遅延を生じるとしても、これが問題になることはなかったものである。しかしながら、このようなデバイスをそのまま、ノイズキャンセルリングシステムに流用しようとした場合には、その遅延が無視できない程度に大きいものとなってしまう。
つまり、これらのデバイスを使用して構成したノイズキャンセリングシステムの系全体としては、外部音声がマイクロフォン２Ｆにより収音されてからドライバにより音として出力されるまでの時間（応答速度）に大きな遅延が生じることになる。この遅延により、例えば、ドライバから出力されるノイズキャンセルのための音成分により外部音声を打ち消すことが難しくなる。例えばＡ／Ｄコンバータ５０だけをとってみても、サンプリング周波数が４４．１ｋＨｚのもとでの遅延が４０サンプル分であるとすれば、約５５０Ｈｚ以上の信号の位相回転は１８０°以上になる。この程度にまで遅延が大きくなってしまうと、ノイズキャンセル効果を得にくいばかりか、かえって外部音を強調してしまうような現象も生じるときがある。
このように、図４に例示したようなデジタル方式によるノイズキャンセリングシステムの構成では、許容できるノイズキャンセル効果は、５５０Ｈｚ程度よりも低い周波数帯域の範囲に限定されてしまうものであり、例えば可聴帯域として標準的な２０Ｈｚ〜２０ｋＨｚを設定した場合との比較でも、非常に狭い低域側の周波数帯域の範囲でしかノイズキャンセル効果が得られないことになる。つまり、実用に足るまでのノイズキャンセル効果を得ることが難しい。このことが、現状において実用化されているヘッドフォン装置のノイズキャンセリングシステムのほとんどが、アナログ方式であることの理由である。
【手続補正１１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００４４
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００４４】
先ず、本願の発明者が、本実施の形態のノイズキャンセリングシステムを構成するのに至った経緯について、図５を参照して説明する。なお、図５において、図４と同一部分については同一符号を付して説明を省略する。
図５（ａ）には、上記図４に示した構成のノイズキャンセリングシステムにおける、デシメーションフィルタ５、ノイズキャンセル信号処理部６（ＤＳＰ６０）、インターポレーションフィルタ７から成るノイズキャンセル用信号の系を抜き出して示している。図４においては、デシメーションフィルタ５は、Ａ／Ｄコンバータ５０内において単一のブロックとして示していたのであるが、本願の発明者は、この図５（ａ）に示すようにして、デシメーションフィルタ５について、デシメーションフィルタ５Ａ，５Ｂに分解してこれらを直列接続した構成を与えてみることとした。
デシメーションフィルタ５は、図４の説明からも分かるように、サンプリング周波数＝64fsの信号を1fsの信号に変換して出力する、即ち、サンプリング周波数を1/64にダウンサンプリングするようにされている。そこで、図５（ａ）における構成としては、この1/64のダウンサンプリングを行うデシメーションフィルタ５について、それぞれ、1/8のダウンサンプリングを行うデシメーションフィルタ５Ａ、５Ｂから成るものとし、デシメーションフィルタ５Ａの後段にデシメーションフィルタ５Ｂを直列に接続するようにしたものである。この構成によれば、デシメーションフィルタ５に入力されてくるサンプリング周波数＝64fsの信号は、先ず、デシメーションフィルタ５Ａによりサンプリング周波数＝8fsの信号に変換されて出力されることになる。続いて、このサンプリング周波数＝8fsの信号がデシメーションフィルタ５Ｂに入力されることで、ＰＣＭ形式によるサンプリング周波数＝1fsの信号に変換されることになる。このようにして、デシメーションフィルタ５Ａ−５Ｂの直列接続によっては、1/8×1/8により表されるようにして、総合では1/64のダウンサンプリングを実行するようにされている。
確認のために述べておくと、この図５（ａ）においても、デシメーションフィルタ５（デシメーションフィルタ５Ｂ）を通過した後の信号の処理については、図４と同様となる。つまり、デシメーションフィルタ５から出力されたサンプリング周波数＝１ｆｓの信号（ＰＣＭ信号）は、ノイズキャンセル信号処理部６に入力される。ノイズキャンセル信号処理部６は、サンプリング周波数＝1fsによるＰＣＭ形式の信号に対応した信号処理として、入力された信号に所定の特性を与えることでキャンセル用オーディオ信号を生成して出力する。ノイズキャンセル信号処理部６から出力されるキャンセル用オーディオ信号は、サンプリング周波数＝1fsによるＰＣＭ形式とされているが、インターポレーションフィルタ７では、このキャンセル用オーディオ信号を入力してアップサンプリング（インターポレーション）を実行することで、サンプリング周波数＝8fsによる信号として出力する。
【手続補正１２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００５０
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００５０】
これまでの説明のようにして、図５（ｂ）の構成を採ることによっては、ノイズキャンセル信号処理系からデシメーションフィルタ５Ｂとインターポレーションフィルタ７が省略され、これによる信号遅延が生じなくなることで、有効なノイズキャンセル効果の得られる周波数帯域は、より高域にまで拡大されることになる。つまり、デジタル信号処理でありながら、実用に足るノイズキャンセル性能は獲得することが可能となるものである。
しかし、現実にノイズキャンセリングシステムを構成しようとした場合には、デジタルであることの利点であるフィルタ特性・設計についての自由度であるとか、コストダウン、小型軽量化などを始めとする、純粋なノイズキャンセル性能以外のいくつかの条件も満足することが必要になってくる。
図５（ｂ）に基づいたノイズキャンセリングシステムを実際に構成するものとした場合、ノイズキャンセル信号処理の実行部位（ノイズキャンセル信号処理部６Ａ）を例えば専用のハードウェアのみにより構成することになるが、そうすると、例えばフィルタ特性の設定などが固定的になり、切り換え操作や適応制御などに応じたフィルタ特性の変更設定であるとか、後のフィルタの設計変更なども制限されがちになる。ちなみに、このようなフィルタ特性・設計の変更などの自由度に関しては、プログラムに従ってデジタル信号処理を実行するようにされたＤＳＰのほうが有利となる。
また、ノイズキャンセル信号処理は本来的に複雑であるために、ノイズキャンセル信号処理部６ＡにハードウェアによるＩＩＲフィルタを採用したとしても、相応のリソースは要求されることになる。このために、条件によっては、ハードウェアであるノイズキャンセル信号処理部６Ａについては、許容以上のコストがかかったり、あるいはまた、許容以上の回路規模、実装面積に成らざるを得なかったりする場合もあると考えられる。
このようなことを鑑みると、図５（ｂ）のようにして、ハードウェアのみによってノイズキャンセル信号処理としてのデジタル信号処理を実行するノイズキャンセリングシステムを実際に得ようとすることは、あまり現実的ではないということになる。
【手続補正１３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００６１
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００６１】
先ず、この実施の形態におけるノイズキャンセリングシステムでは、図４に示されていたＡ／Ｄコンバータ５０、ＤＳＰ６０、Ｄ／Ａコンバータ７０に相当する部位を、ＬＳＩ(Large Scale Integration)６００としての１つの集積回路部品としての物理構成単位に納めるようにして構成している。
また、このＬＳＩ６００は、その内部にて、大別してアナログブロック７００とデジタルブロック８００との２つの信号処理部を備えるものとされる。
アナログブロック７００は、アナログ信号の入出力が行われることに対応して、Ａ／Ｄコンバータ５０においては初段となるΔΣ変調器４と、Ｄ／Ａコンバータ７０においては最終段となるパワードライブ回路１０を含んで形成される。また、この図では、アナログブロック７００において、電源部２２と、オシレータ２１も含むようにされる。電源部２２は、ＬＳＩ６００内の回路に対して、所定の電圧値による直流の電力を供給する。オシレータ２１は、例えばＬＳＩ６００の外部に設けられる水晶発振子からの信号を利用して、ＬＳＩ６００（アナログブロック７００、デジタルブロック８００）内の回路のためのクロック(CLK)を出力するようにされる。本実施の形態では、このクロック周波数は１０２４fsであることとする。
デジタルブロック８００は、Ａ／Ｄコンバータ５０、ＤＳＰ６０、Ｄ／Ａコンバータ７０に相当する機能を形成する部位として、上記ΔΣ変調器４及びパワードライブ回路１０以外の部位をはじめ、デジタル信号により入出力が行われる部位を含んで形成されるものとなる。
また、ここでのアナログブロック７００とデジタルブロック８００は、それぞれ、異なるプロセスにより製造されるチップであるものとされる。つまり、この実施の形態でのＬＳＩ６００は、少なくとも、アナログブロック７００に相当するチップと、デジタルブロック８００に相当するチップとをパッケージ化して構成したものとされる。
なお、アナログ回路とデジタル回路とを１つのチップとして製造することも現状において行われているので、これに倣えば、アナログブロック７００とデジタルブロック８００とを１つのチップとして製造することも可能である。即ち、本実施の形態の実際としては、例えば製造効率その他の条件を鑑みて、アナログブロック７００とデジタルブロック８００とをそれぞれ別のチップで構成するのか、あるいは１つのチップで構成するのかを決定すればよい。
【手続補正１４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００６２
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００６２】
そして、この図６に示されるノイズキャンセリングシステムとしての機能ブロック構成は下記のようになる。
先ず、ヘッドフォンユニット１ｃの外筐には、フィードフォワード方式に対応してマイクロフォン２Ｆが取り付けられる。このマイクロフォン２Ｆにより収音して得られた信号はアンプ３により増幅されアナログ音声信号となる。このアナログ音声信号が、ＬＳＩ６００に入力されることで、先ず、アナログブロック７００におけるΔΣ変調器４に入力され、ここで、例えばサンプリング周波数が６４fsで、量子化ビット数が１ビット（６４fs、１ビット）の形式のデジタル信号に変換される。この場合、ΔΣ変調器４の出力としてのデジタル信号は、スイッチＳＷ１の一方の入力端子に入力される。
【手続補正１５】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００６３
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００６３】
本実施の形態のノイズキャンセリングシステムは、拡張性を考慮してマイクロフォン入力段においてデジタルマイクロフォン（デジタルマイク）からの入力にも対応できるように配慮しており、このために、ＬＳＩ６００はデジタルマイクからのデジタルオーディオ信号を入力可能にされている。
デジタルマイクは、例えば、マイクロフォンと、このマイクロフォンにより収音して得られた信号を１ビット列のデジタルオーディオ信号に変換するΔΣ変調器とを少なくとも一体化して構成したものとされる。このデジタルマイクからの入力信号は、スイッチＳＷ１における他方の入力端子に入力されるようになっている。
【手続補正１６】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００６４
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００６４】
スイッチＳＷ１は、２つの入力端子の何れか一方を選択して出力端子と接続するようにして切り換えが行われる。出力端子は、デジタルブロック８００のデシメーションフィルタ５Ａの入力と接続されるようになっている。
何れにせよ、スイッチＳＷ１の出力は、フィードフォワード方式に対応してヘッドフォン筐体の外側にて収音した音声を基とするデジタルオーディオ信号となるものである。スイッチＳＷ１の出力であるデジタルオーディオ信号は、デシメーションフィルタ５Ａに対して入力されることになる。
【手続補正１７】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００７４
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００７４】
スイッチＳＷ２は出力端子に対して、上記２つの入力端子の何れかを択一的に接続するようにして切り換えが行われる。また、スイッチＳＷ２の出力端子はインターポレーションフィルタ１４の入力と接続される。従って、スイッチＳＷ２の切り換えに応じては、ＰＣＭインターフェイス１３から出力されるデジタルオーディオソースの信号を、ＤＳＰ６０を経由させずにインターポレーションフィルタ１４に入力させる経路と、ＰＣＭインターフェイス１３から出力されるデジタルオーディオソースの信号を、ＤＳＰ６０を経由させたうえでインターポレーションフィルタ７に入力させる経路とで切り換えが行われるようにされる。
【手続補正１８】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００７６
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００７６】
この場合、合成器１２では、それぞれ８fs、２４ビットによる形式の、デジタルオーディオソースのオーディオ信号、ノイズキャンセル信号処理部６からインターポレーションフィルタ７を経由して出力された第１のノイズキャンセル用オーディオ信号、及びノイズキャンセル信号処理部６Ａから出力された第２のノイズキャンセル用オーディオ信号とを入力して合成するようにされる。
合成器１２の出力としては、デジタルオーディオソースとしてのオーディオ信号に対して、第１、第２のノイズキャンセル用オーディオ信号の成分が合成されて成る合成ノイズキャンセル用オーディオ信号がさらに合成されたオーディオ信号であることになる。
このオーディオ信号が、先ずノイズシェイパ８によりノイズシェイピングを施されて１６fs、４ビットのデジタル信号とされ、さらにＰＷＭ回路９によりＰＷＭ変調が施されて５１２fs、１ビットのデジタル信号に変換されることになる。そして、この１ビット列によるデジタル信号が、アナログブロック７００側に設けられたパワードライブ回路１０に対して入力され、ここで増幅されたアナログ信号に変換される。この増幅アナログ信号は、ＬＳＩ６００の外部のフィルタ１１、コンデンサＣ１を経由してドライバ１ａに対して供給される。
また、パワードライブ回路１０の入力信号は、分岐して外部にも出力可能とされている(外部１ｂｉｔ出力)。
【手続補正１９】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００７７
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００７７】
ここで、上記図６に示される本実施の形態としてのノイズキャンセリングシステムの構成を、先に図４に示した構成と比較してみると次のようなことがいえる。
図６の構成において、図４に相当するノイズキャンセル用の信号系は、ΔΣ変調器４→ (スイッチＳＷ１) →デシメーションフィルタ５Ａ→デシメーションフィルタ５Ｂ→ＤＳＰ６０(ノイズキャンセル信号処理部６) →インターポレーションフィルタ７→合成器１２→ノイズシェイパ８→ＰＷＭ回路９→パワードライブ回路１０→フィルタ１１→コンデンサＣ１→ドライバ１ａからなる信号系となる。これは、第１のノイズキャンセル用オーディオ信号を生成して、これをドライバ１ａから音声として出力させるための信号系である。そのうえで、図６にあってはノイズキャンセル信号処理部６Ａが設けられる。つまり、デシメーションフィルタ５Ａの出力信号から第２のノイズキャンセル用オーディオ信号を生成して合成器１２に対して出力するという、もう１つのノイズキャンセルのための信号系を備える。このようにして、本実施の形態では、マイクロフォン２Ｆにより収音して得られた信号を基にノイズキャンセル用オーディオ信号を形成する系として２系統を備える。
つまり、ＤＳＰ６０内のノイズキャンセル信号処理部６を備えて第１のノイズキャンセル用オーディオ信号を生成する系（第１のノイズキャンセル信号処理系）においては、デシメーションフィルタ５Ａ、デシメーションフィルタ５Ｂ、ノイズキャンセル信号処理部６、インターポレーションフィルタ７、合成器１２の順で信号が伝搬されていく。これに対して、ノイズキャンセル信号処理部６Ａを備えて第２のノイズキャンセル用オーディオ信号を生成する系（第２のノイズキャンセル信号処理系）では、デシメーションフィルタ５Ａ、ノイズキャンセル信号処理部６Ａ、合成器１２の順で信号が伝搬されていくものである。即ち、第１のノイズキャンセル信号処理系は、図４に示したノイズキャンセリングシステムの構成と同様にして、Ａ／Ｄ変換側のデシメーションフィルタ（５Ａ、５Ｂ）と、Ｄ／Ａ変換側のインターポレーション（オーバーサンプリング）フィルタ７を信号が経由するようにされるのに対して、第２のノイズキャンセル信号処理系では、デシメーションフィルタ５Ａを経由するものの、その後段のデシメーションフィルタ５Ｂをパスし、さらにインターポレーションフィルタ７もパスして、サンプリング周波数＝８fsの信号が入出力されるノイズキャンセル信号処理部６Ａのみを通過するようにされている。そのうえで、これらの第１、第２のノイズキャンセル信号処理系により得られた信号を合成器１２により合成することで、総合的なノイズキャンセル用オーディオ信号を得ようとするものである。
そして、この構成は、先に図５（ｃ）（ｄ）により説明した、「デュアルパス」としてのノイズキャンセル信号処理系の構成に他ならないものである。
【手続補正２０】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００８０
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００８０】
先ず、第１の機能態様例としては、図７に示されるようにして、ノイズキャンセル用オーディオ信号を形成するノイズキャンセル信号処理部について、図４の構成に対応する第１のノイズキャンセル信号処理系に属するノイズキャンセル信号処理部６のほうをメイン処理部として扱うこととし、一方の第２のノイズキャンセル信号処理系に属するノイズキャンセル信号処理部６Ａをサブ処理部として扱うようにされる。つまり、図５（ｄ）に対応する構成である。
そして、この場合においてメイン処理部となるノイズキャンセル信号処理部６のデジタルフィルタについては、先にも述べたように、ノイズキャンセル対象となる全ての音声周波数帯域のうちで、有効なノイズキャンセル効果が得られるとされる一定以下の周波数帯域範囲に対応するノイズキャンセル信号処理を実行させるように構成する。つまり、ノイズキャンセル信号処理部６を備える第１のノイズキャンセル信号処理系は、デシメーションフィルタ５Ｂとインターポレーションフィルタ７を備えることで信号遅延を有するために、一定以上の高域について有効なノイズキャンセル効果を期待することが難しいが、ここでは、この一定以上の高域は除外して、これより低い中低域としての周波数帯域範囲を対象とするノイズキャンセル用オーディオ信号を生成するものである。
そのうえで、サブ処理部となるノイズキャンセル信号処理部６Ａのデジタルフィルタについては、上記の高域を対象としてノイズキャンセルが行われるようにされた特性のノイズキャンセル用オーディオ信号を生成するように形成する。
そして、これらのメイン処理部とサブ処理部のノイズキャンセル用オーディオ信号が合成器１２により合成される結果、合成器１２から出力される総合のノイズキャンセル用オーディオ信号としては、ノイズキャンセル対象として必要とされる全音声周波数帯域にわたって有効なノイズキャンセル効果を生じる機能が与えられるものである。
このようにして、第１の機能態様例としては、先にも述べたように、先ず、第１のノイズキャンセル信号処理系により、中低域を対象とするノイズキャンセルを行うようにしたうえで、この第１のノイズキャンセル信号処理系では充分なノイズキャンセル効果を得にくい高域について、より信号遅延の少ない第２のノイズキャンセル信号処理系により補助的にキャンセルを行うように構成している。つまり、キャンセル対象とするノイズの周波数帯域を、第１、第２のノイズキャンセル信号処理系（ノイズキャンセル信号処理部６Ａ、６）とで分担する。
この場合のノイズキャンセル信号処理部６Ａは、先に図５（ｄ）においても述べたように、単純なゲイン調整回路であるとか、数タップのＦＩＲフィルタなどによる移動平均値を求める回路などの簡易なハードウェア構成により実現できるものであり、大幅なリソースの削減、回路規模の縮小などが図られる。また、ＤＳＰ６０内のノイズキャンセル信号処理部６についても、この場合には、高域について有効にノイズキャンセルを図るべきことを意図して構成する必要がないことから、その分、リソースは削減され、処理能力の点でも有利となる。また、このようにして、これまでより簡易な構成となることで、これらのノイズキャンセル信号処理部６、６Ａとしてのフィルタの設計に関しても容易化が期待される。
【手続補正２１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００９３
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００９３】
先ずは、ノイズキャンセル信号処理部６Ａを形成するデジタルフィルタとして、二次のＩＩＲフィルタを複数備えることとする。ここでは、実際の演算ステップ数などを考慮して、二次のＩＩＲフィルタとして、ＩＩＲフィルタ６５−１、６５−２、６５−３、６５−４、６５−５の５つを用意する。そのうえで、ノイズキャンセル信号処理部６Ａに必要とされる特性に応じて、これらのＩＩＲフィルタ６５−１〜６５−５の接続態様のパターンを、図９〜図１５に示すもののうちから適宜選択するようにされる。
図９には、ＩＩＲフィルタ６５−１、６５−２、６５−３、６５−４、６５−５を直列に接続したパターンを示している。この場合には、直列接続の初段のＩＩＲフィルタ６５−１から信号を入力し、最終段のＩＩＲフィルタ６５−５から信号を出力する。
図１０には、４つのＩＩＲフィルタ６５−１、６５−２、６５−３、６５−４を直列接続した系と、残る１つのＩＩＲフィルタ６５−５のみの系を並列的に設けたパターンが示されている。入力信号は、各系に分岐して入力し、各系の出力は、合成器６６により合成したうえでノイズキャンセル信号処理部６Ａから出力させる。
図１１には、３つのＩＩＲフィルタ６５−１、６５−２、６５−３を直列接続した系と、残る２つのＩＩＲフィルタ６５−４、６５−５を直列接続した系とを並列的に設けたパターンが示されている。入力信号は、各系に分岐して入力し、各系の出力は、合成器６６により合成したうえでノイズキャンセル信号処理部６Ａから出力させる。
図１２には、３つのＩＩＲフィルタ６５−１、６５−２、６５−３を直列接続した系と、ＩＩＲフィルタ６５−４のみから成る系と、ＩＩＲフィルタ６５−５のみから成る系とを、それぞれ並列に接続したパターンが示される。入力信号は、これら３つの系に分岐して入力され、各系の出力は、合成器６６により合成したうえでノイズキャンセル信号処理部６Ａから出力させる。
図１３には、２つのＩＩＲフィルタ６５−１、６５−２を直列接続した系と、２つのＩＩＲフィルタ６５−３、６５−４を直列接続した系と、１つのＩＩＲフィルタ６５−５のみから成る系とを並列的に設けたパターンが示されている。入力信号は、各系に分岐して入力し、各系の出力は、合成器６６により合成したうえでノイズキャンセル信号処理部６Ａから出力させる。
図１４には、２つのＩＩＲフィルタ６５−１、６５−２を直列接続した系と、ＩＩＲフィルタ６５−３のみによる系と、ＩＩＲフィルタ６５−４のみによる系と、ＩＩＲフィルタ６５−５のみによる系とを並列的に設けたパターンが示されている。入力信号は、各系に分岐して入力し、各系の出力は、合成器６６により合成したうえでノイズキャンセル信号処理部６Ａから出力させる。
図１５は、５つのＩＩＲフィルタ６５−１、ＩＩＲフィルタ６５−２、ＩＩＲフィルタ６５−３、ＩＩＲフィルタ６５−４、及びＩＩＲフィルタ６５−５を並列的に設けたパターンが示されている。入力信号は、各フィルタに分岐して入力し、各フィルタの出力は、合成器６６により合成したうえでノイズキャンセル信号処理部６Ａから出力させる。
なお、上記図９〜図１５に示したような構成は、例えばシーケンサなどの手法を用いて１つのハードウェア資源（リソース）を時間軸に従って再使用することで、より少ないハードウェア資源で実現できるものである。
【手続補正２２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００９５
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００９５】
そこで、本実施の形態のノイズキャンセリングシステムとして第１の機能態様例を採用したうえで、ＤＳＰ６０内のノイズキャンセル信号処理部６として、図９に示したパターンを採用した場合における、ＩＩＲフィルタ６５−１〜６５−５ごとの特性の設定例を、図１６に示すこととする。
この場合、先ず、初段のＩＩＲフィルタ６５−１は、入力信号にゲインを与えて出力するゲイン設定回路としての機能を与えるようにされる。ここでは、そのゲイン係数 (Gain)として0.035を設定するようにされる。
また、続く２段目から５段目（最終段）までの各ＩＩＲフィルタ６５−２〜６５−５については、いわゆるパラメトリックイコライザといわれる機能が与えられるようにされる。そして、イコライザ特性として、ＩＩＲフィルタ６５−２については、中心周波数ｆｃ＝２０Ｈｚ、Ｑ値＝０．４、ゲイン値Ｇ＝２８ｄＢを設定し、ＩＩＲフィルタ６５−３については、中心周波数ｆｃ＝８００Ｈｚ、Ｑ値＝０．６、ゲイン値Ｇ＝１２ｄＢを設定し、ＩＩＲフィルタ６５−４については、中心周波数ｆｃ＝１００００Ｈｚ、Ｑ値＝３．２、ゲイン値Ｇ＝−２１ｄＢを設定し、ＩＩＲフィルタ６５−５については、中心周波数ｆｃ＝１８５００Ｈｚ、Ｑ値＝２．５、ゲイン値Ｇ＝−１６ｄＢを設定するようにされる。
また、ここでは図示していないが、上記のノイズキャンセル信号処理部６の構成に対応させて、ノイズキャンセル信号処理部６Ａはゲイン調整回路として構成するようにされる。そして、そのゲイン係数については、例えば０．０１２を設定する。
【手続補正２３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００９６
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００９６】
ここで、図４に基づく構成(設計)によるノイズキャンセリングシステム（シングルパス構成のノイズキャンセリングシステム）と、図６に基づいて構成(設計)した本実施の形態のノイズキャンセリングシステム（デュアルパス構成のノイズキャンセリングシステム）とについての特性を比較した結果を、図２１のボード線図に示す。ボード線図として図２１（ａ）には、図４に基づくシングルパス構成によるノイズキャンセリングシステムの、周波数対ゲイン特性、周波数対位相特性が示され、図２１（ｂ）には、図６に基づくデュアルパス構成によるノイズキャンセリングシステムの、周波数対ゲイン特性、周波数対位相特性が示されている。また、図２１（ｂ）に示す特性を得るのにあたっては、図６におけるデシメーションフィルタ５Ｂ、アンチイメージングフィルタ７ｂとしてのデジタルフィルタについて最小位相推移型ＦＩＲを採用し、ノイズキャンセル信号処理部６ＡについてはＩＩＲにより構成しているものとする。
例えばここでは、フィードフォワード方式によるノイズキャンセリングシステムに求めるべき目標の周波数対ゲイン特性としては、図２１（ａ）（ｂ）のそれぞれにおける周波数対ゲイン特性図において破線で示している特性であることを前提としている。なお、この破線で示す目標特性について、その周波数の上限を２ｋＨｚまでとしているのは、現実においてノイズキャンセルの制御対象となる音声の周波数帯域が２ｋＨｚ程度までであることに依る。また、図２１（ｂ）に示される周波数対ゲイン特性では、100kHz付近まで一定以上のゲインが維持されているのに対して、図２１（ａ）に示す周波数対ゲイン特性では、20kHz近傍にて急峻に減衰する特性となっている。これは、図４に基づく構成によるノイズキャンセリングシステムでは、サンプリング周波数が１ｆｓのみの信号を対象としてノイズキャンセル処理を行うことから、サンプリング定理に基づくエリアシングを避けるために、ｆｓ／２で表されるサンプリング周波数よりも高い帯域を除去しているためである。ちなみに、この場合には、ｆｓ＝44.1kHzとしており、従って図２１（ａ）に示される周波数対ゲイン特性は、22.05kHzより高い周波数帯域を減衰させた結果が示されている。
【手続補正２４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１０３
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０１０３】
また、フィードバック方式に関しては、ＤＳＰ６０内のイコライザ６１を、第１のノイズキャンセル信号処理系に含めて用いることが、良好なノイズキャンセル効果を得るために有効とされる。
この場合のイコライザ６１は、１＋βの伝達関数による特性を、デジタルオーディオソースの信号に与えるためのものとされる。フィードバック方式の場合、ノイズキャンセル信号処理部６から出力されるノイズキャンセル用オーディオ信号には、外部音に対応する成分だけではなく、ドライバ１ａから音として出力されたデジタルオーディオソースの音を収音した成分も含まれている。つまり、デジタルオーディオソースの音成分に対して１／１＋βで表される伝達関数に応じた特性が与えられる。そこで、このイコライザ６１により、予めデジタルオーディオソースの信号に対して、１／１＋βの逆数となる１＋βの伝達関数による特性を与えておくようにされる。これにより、インターポレーションフィルタ１４からのデジタルオーディオソースの信号が合成器１２にてノイズキャンセル用オーディオ信号と合成された段階で、上記の１／１＋βの伝達特性が打ち消されることになる。これにより、合成器１２から出力される信号としては、外部音をキャンセルする特性を有する信号成分と、元のデジタルオーディオソースの信号成分とが合成されたものを得ることができる。
【手続補正２５】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１０４
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０１０４】
この場合の合成器１２より後段の構成は、図６と同様となる。つまり、合成器１２の出力としての信号は、ノイズシェイパ８、ＰＷＭ回路９、及びパワードライブ回路１０を介することで増幅された音声信号とされ、これがさらにフィルタ１１、コンデンサＣ１を介してドライバ１ａに供給されることで、ドライバ１ａを駆動して音を出力させることになる。
このようにして、フィードバック方式では、ヘッドフォン装着者の耳の近傍にてドライバから出力される音とともに混入してきた外部音成分を収音してノイズキャンセル用の信号を生成する。そして、このノイズキャンセル用の信号を、負帰還をかけるようにしてドライバから出力させるものである。この結果、ヘッドフォン装置者のドライバ１ａに対応する耳に対しては、外部音が打ち消され、デジタルオーディオソースの音が相対的に強調された音が到達して聴こえることになる。
そして、このようなフィードバック方式に対応するノイズキャンセリングシステムの構成においても、第１の実施の形態と同様にして、ＤＳＰ６０のノイズキャンセル信号処理部６を経由する第１のノイズキャンセル信号処理系に加えて、ノイズキャンセル信号処理部６Ｂを経由する第２のノイズキャンセル信号処理系を備えることで、第１の実施の形態と同様の効果を得ることが可能になるものである。
【手続補正２６】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１１７
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０１１７】
また、これまでの実施の形態においては、第１のノイズキャンセル信号処理系と、第２のノイズキャンセル信号処理系との２系統が示されているデュアルパスとしての態様を示しているが、これを発展させて、例えば、第２のノイズキャンセル信号処理系をさらに複数系列設けるようにした構成も本願発明の下では考えられるものである。このような構成では、第２のノイズキャンセル信号処理系の複数系列ごとに、例えば異なるサンプリング周波数の信号を入力してノイズキャンセル用オーディオ信号を生成するようにして、各系の役割を分担させることが考えられる。なお、このようにして、第２のノイズキャンセル信号処理系を2系列以上設けた構成については「マルチパス」ともいうことにする。
ここで、上記のようにして第２のノイズキャンセル信号処理系を2系列以上設けるマルチパス構成とする場合において、このマルチパス構成の基となる信号処理系のモデル例を図２２に示しておくこととする。
図２２では、モデル例として、サンプリング周波数＝64fsの信号をマルチパス化し、最終的に同じ64fsの形式により合成出力する構成を示している。
この図においては、先ず、ダウンサンプリング回路９１−１〜９１−６、信号処理ブロック９２−０〜９２−６、アップサンプリング回路９４−１〜９４−６、及び合成器９３−０〜９３−５を備える。
ダウンサンプリング回路９１−１〜９１−６は、それぞれ、入力信号のサンプリング周波数を１／２にダウンサンプリングして出力する。そして、これらダウンサンプリング回路９１−１〜９１−６は、直列に接続されたうえで、初段のダウンサンプリング回路９１−１に対してサンプリング周波数＝６４ｆｓの入力信号を入力させることとしている。これによりダウンサンプリング回路９１−１〜９１−６からは、それぞれ、入力信号のサンプリング周波数を、３２ｆｓ、１６ｆｓ、８ｆｓ、４ｆｓ、２ｆｓ、１ｆｓに変換した信号が出力される。なお、サンプリング周波数が３２ｆｓ以下の信号の量子化ビット数については、所定ビット数によるマルチビットとなるようにされる。
信号処理ブロック９２−０〜９２−６は、入力信号について所定目的に応じた信号処理を実行するための部位とされ、例えば所定の信号特性が与えられたデジタルフィルタなどとされる。この信号処理ブロックが、マルチパス化されたときの各パスにおけるノイズキャンセル信号処理部６Ａに相当することになる。
これらの信号処理ブロック９２−０〜９２−６には、それぞれ、サンプリング周波数＝６４ｆｓの入力信号、ダウンサンプリング回路９１−１〜９１−６から出力される、サンプリング周波数＝３２ｆｓ、１６ｆｓ、８ｆｓ、４ｆｓ、２ｆｓ、１ｆｓの信号が入力される。信号処理ブロック９２−０〜９２−６は、これらの信号をそれぞれ入力して、入力と同じサンプリング周波数（及び量子化ビット数）により出力する。
アップサンプリング回路９４−１〜９４−６は、入力される信号についてサンプリング周波数を２倍にアップサンプリングして出力する。アップサンプリング回路９４−１〜９４−５には、次に説明する合成器９３−１〜９３−５からの３２ｆｓ、１６ｆｓ、８ｆｓ、４ｆｓ、２ｆｓの信号が入力されるようになっている。アップサンプリング回路９４−６については、信号処理ブロック９２−６からの１ｆｓの信号が入力されるようになっている。
合成器９３−０〜９３−５は、それぞれ、信号処理フィルタ９２−０〜９２−５から出力される６４ｆｓ、３２ｆｓ、１６ｆｓ、８ｆｓ、４ｆｓ、２ｆｓの信号を入力するとともに、アップサンプリング回路９４−１〜９４−６から出力される６４ｆｓ、３２ｆｓ、１６ｆｓ、８ｆｓ、４ｆｓ、２ｆｓの信号を入力し、これらを合成するようにされる。合成器９３−１〜９３−５の各出力は、アップサンプリング回路９４−１から９４−５に対して入力されるようになっている。合成器９３−０の出力が、最終的な６４ｆｓによる出力信号となる。
そして、実際に第２のノイズキャンセル信号処理系についてマルチパス化を行うのにあたっては、上記図２２に示した構成を基にして、必要とされるサンプリング周波数による系が得られるようにして、必要なダウンサンプリング回路、アップサンプリング回路、合成器を構成したうえで、各系において、しかるべき信号処理が実行されるように信号処理ブロック（ノイズキャンセル信号処理部）を構成するようにされる。
【手続補正２７】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図２０
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図２０】
2008250270.tif 000004