(57)【要約】  装置が、選択された出力ボリュームを検出する選択されたボリューム検出器（２２３）、アナログ出力信号増幅器（２５５）、デジタルボリューム増幅器（２２５）、及び、選択されたボリューム検出器とアナログ出力信号増幅器とデジタルボリューム増幅器とに結合されるブースト利得制御要素（２３５）を含む。ブースト利得制御要素は、デジタルボリューム増幅器及びアナログ出力信号増幅器の経路の利得を実質的に一定に保つように構成される。ブースト利得制御要素は、デジタルボリューム増幅器及びアナログ出力信号の利得経路を、実質的に一定に、且つ、選択された出力ボリュームに等しく保つため、デジタルボリューム制御の利得とアナログ出力信号増幅器の利得との両方を調節することができる。
2015510722.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
装置であって、
選択された出力ボリュームを検出する選択されたボリューム検出器、
アナログ出力信号増幅器、
デジタルボリューム増幅器、及び
前記選択されたボリューム検出器、前記アナログ出力信号増幅器、及び前記デジタルボリューム増幅器に結合されるブースト利得制御要素、
を含み、
前記ブースト利得制御要素が、前記デジタルボリューム増幅器及び前記アナログ出力信号増幅器の経路の利得を実質的に一定に保つように構成され、
前記ブースト利得制御要素が、
前記デジタルボリューム増幅器及び前記アナログ出力信号の前記経路の前記利得を、実質的に一定に且つ前記選択された出力ボリュームに等しく保つため、
（ａ）前記デジタルボリューム制御の利得、及び
（ｂ）前記アナログ出力信号増幅器の利得、
の両方を調節することができる、
装置。
【請求項２】
請求項１に記載の装置であって、
前記ブースト利得制御要素が更に、前記選択された出力ボリュームを閾値と比較するように構成され、
前記選択された出力ボリュームが前記閾値を下回る場合、前記ブースト利得制御要素が、
前記デジタルボリューム増幅器及び前記アナログ出力信号の前記経路の前記利得を、実質的に一定に且つ前記選択された出力ボリュームに等しく保つため、
（ａ）前記デジタルボリューム増幅器のデジタルボリュームを上向きに調節すること、及び
（ｂ）前記増幅器のボリュームを下向きに調節すること、
が可能である、
装置。
【請求項３】
請求項２に記載の装置であって、
前記ブースト利得制御要素が更に、前記選択されたボリュームを閾値と比較するように構成され、
振幅の所与のボリュームが前記閾値を上回る場合、前記ブースト利得制御要素が、
前記デジタルボリューム増幅器及び前記アナログ出力信号の前記経路の前記利得を、実質的に一定に且つ前記選択された出力ボリュームに等しく保つため、
（ａ）前記デジタルボリューム増幅器のデジタルボリュームを下向きに調節すること、及び
（ｂ）前記増幅器のボリュームを上向きに調節すること、
が可能である、
装置。
【請求項４】
請求項１に記載の装置であって、デジタルシグナルプロセッサを更に含み、前記デジタルシグナルプロセッサの出力が、前記デジタルボリューム増幅器の入力に結合される、装置。
【請求項５】
請求項１に記載の装置であって、前記出力信号増幅器が「クラスＧ」チャージポンプである、装置。
【請求項６】
請求項１に記載の装置であって、前記選択されたボリューム検出器が、選択されたボリューム信号を受け取るデジタルシグナルプロセッサに結合される、装置。
【請求項７】
請求項１に記載の装置であって、
前記ブースト増幅器の閾値が実質的に１８デシベルの増幅であり、
前記デジタルボリューム増幅器のダイナミックレンジが実質的に１２ｄＢの増大であり、
前記ブースト利得制御により調節されるような前記アナログ出力信号増幅器のダイナミックレンジが実質的にマイナス１２ｄＢである、
装置。
【請求項８】
請求項７に記載の装置であって、デジタル増幅器のユニティ増幅と１２ｄＢ値の間に遷移期間があり、実質的１ｄＢで両方のドライバ遷移が変化する、装置。
【請求項９】
請求項１に記載の装置であって、
前記ブースト利得制御要素が更に、前記選択された出力ボリュームを閾値と比較するように構成され、
前記選択された出力ボリュームが前記閾値を下回る場合、前記ブースト利得制御要素が、
前記デジタルボリューム増幅器及び前記アナログ出力信号の前記経路の前記利得を、実質的に一定に且つ前記選択された出力ボリュームに等しく保つため、
（ａ）前記デジタルボリューム増幅器のデジタルボリュームを上向きに調節すること、及び
（ｂ）前記増幅器のボリュームを下向きに調節すること、
が可能である、
装置。
【請求項１０】
請求項９に記載の装置であって、
前記ブースト利得制御要素が更に、前記選択された出力ボリュームを閾値と比較するように構成され、
前記選択された出力ボリュームが前記閾値を下回る場合、前記ブースト利得制御要素が、
前記デジタルボリューム増幅器及び前記アナログ出力信号の前記経路の前記利得を、実質的に一定に且つ前記選択された出力ボリュームに等しく保つため、
（ａ）前記デジタルボリューム増幅器のデジタルボリュームを上向きに調節すること、及び
（ｂ）前記増幅器のボリュームを下向きに調節すること、
が可能である、
装置。
【請求項１１】
請求項１０に記載の装置であって、
前記ブースト利得制御要素が更に、前記選択されたボリュームを閾値と比較するように構成され、
振幅の所与のボリュームが前記閾値を上回る場合、前記ブースト利得制御要素が、
前記デジタルボリューム増幅器及び前記アナログ出力信号の前記経路の前記利得を、実質的に一定に且つ前記選択された出力ボリュームに等しく保つため、
（ａ）前記デジタルボリューム増幅器のデジタルボリュームを下向きに調節すること、及び
（ｂ）前記増幅器のボリュームを上向きに調節すること、
が可能である、
装置。
【請求項１２】
方法であって、
選択された出力ボリュームがボリューム閾値より大きいか否か判定すること、
前記選択された出力ボリュームが前記閾値ボリュームより大きい場合、デジタル増幅器の利得を増大させること、及び
前記選択された出力ボリュームが前記閾値ボリュームより大きくない場合、増幅器の利得を低減させること、
を含み、
デジタルボリューム増幅器及びアナログ出力信号の経路の利得が実質的に一定であり、前記選択された出力ボリュームに等しくしようとする、方法。
【請求項１３】
請求項１２に記載の方法であって、前記選択された出力ボリュームでオーディオストリームを再生することを更に含む、方法。
【請求項１４】
請求項１２に記載の方法であって、前記選択された出力ボリュームが前記ボリューム閾値より大きくない場合、増幅器の利得が前記増幅器の許容可能な利得より大きいか否か判定することを更に含む、方法。
【請求項１５】
請求項１２に記載の方法であって、
前記出力ボリュームが、第１の時間経過する間前記ボリューム閾値より小さいか否か判定すること、及び
前記デジタル増幅器及び前記アナログ増幅器の少なくとも一方の増幅器値の更新において、第２の時間経過とともに生じるかを判定すること、
を更に含む、方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本願は、概して、圧縮された（ＭＰ３など）又は圧縮されていない（ＰＣＭを有するなど）任意のデジタルフォーマットで符号化されたオーディオ信号を再生するオーディオチャネルを有する集積回路（ＩＣ）に関し、更に特定して言えば、低ＩＣ電力放散及び高ダイナミックレンジ（ＤＲ）が同時に所望とされるオーディオチャネルに関連する。
【背景技術】
【０００２】
概して、発明者らにより認識されているように、オーディオ再生のための最新のオーディオＩＣは、ダイナミックレンジ（ＤＲ）だけでなく電力放散及び信号対雑音比（ＳＮＲ）間のエンジニアリングとユーザのトレードオフをつくり得る、幾つかの制約を有し得る。１つの例において、クラス最良のポータブルオーディオＣＯＤＥＣ（即ち、デジタルデータストリーム又は信号を符号化又は復号化することが可能）は、４ミリワットでのＭＰＥＧ−１又はＭＰＥＧ−２オーディオ層ＩＩＩ（ＭＰ３）静止電力を報告しており、最良ＳＮＲは１０１ｄＢ（振幅）である。しかし、これらのパラメータは同時には達成されない。
【０００３】
例えば、図１に移ると、従来技術のデジタルアナログ（ＤＡＣ）ヘッドホン再生チャネルである回路１００が図示されている。回路１００において、パルス符号変調（ＰＣＭ）コーデック１１０が、デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）１２０に結合される。ＤＳＰ１２０はその後、復調器（ＤＭＯＤ）１３０においてオーバーサンプリングされ、この出力は、デジタルアナログコンバータ（ＤＡＣ）１４０の入力に結合される。ＤＡＣ１４０のアナログ信号がその後、ドライバ１５０に搬送され、ドライバ１５０はクラス「Ｇ」チャージポンプ１６０により電力供給される。これは、一対のヘッドホン１７０に電力供給するために用いられる。
【０００４】
しかし、本願発明者らにより認識されているように、この従来技術の回路１００に関して課題がある。概して、従来技術の回路１００は、ヘッドホン（ＨＰ）のオーディオ再生のためのポータブルＩＣに用いられる他の回路だけでなく、ＤＭＯＤ１３０、ＤＡＣ１４０、及びヘッドホン１７０内で、ホワイトノイズ又はその他の、カウンタノイズの問題に遭遇し、この問題は、電力放散、ダイサイズなどと回路１００のダイナミックレンジとの間のトレードオフを強いる。
【０００５】
幾つかの特許が、概して、ヘッドホン（ＨＰ）のオーディオ再生のためのポータブルＩＣに用いられる、従来技術の回路１００における節電に対処している。例えば、Woodfordらの米国特許番号第７，８０８，３２４号、発明の名称「Operating environment and process position selected charge-pump operating mode in an audio power amplifier integrated circuit」を参照されたい。米国特許番号第７，８０８，３２４号は、概して、ＳＮＲ、又はＤＡＣやＨＰアンプの電力ではなく、クラスＧ効率に向けられている。Tuckerらの米国特許出願番号第１１／６１０４９６号、発明の名称「Energy-Efficient Consumer Device Audio Power Output Stage」は、ＣＰモード制御にフォーカスする低電力オーディオ再生経路に向けられているが、同時に生じるダイナミックレンジ改善又は電力低減は記載していない。Lessoらの米国特許番号第７，６２２，９８４号、発明の名称「Charge pump circuit and methods of operation thereof」は、単一のＣＦＬＹを用いて複数の正及び負の出力を生成するためのチャージポンプ回路を記載しているが、同時のＤＲ改善及び電力低減については対処していない。Lessoらの米国特許番号第７，７１４，６６０号、発明の名称「Amplifier circuit and methods of operation thereof」は、概して、「効率」を改善することに向けられているチャージポンプ及びヘッドホン増幅器回路に向けられるが、米国特許番号第７，７１４，６６０号は、ダイナミックレンジに対処しておらず、信号振幅を追跡するためオペレーションのＣＰモードを制御するために用いられる。その他の参考文献は、クラスＧ増幅器に向けられ得る、Wangらの米国特許出願番号第２０１１／０１２３０４８号、発明の名称「Class G Audio Amplifiers and Associated Methods of Operation」、及びGuoらの米国特許出願番号第２０１１／００８４７６０号であるが、これらは、同時に生じるダイナミックレンジ改善又は電力低減に対処していない。
【特許文献１】米国特許番号第７，８０８，３２４号
【特許文献２】米国特許出願番号１１／６１０４９６
【特許文献３】米国特許番号第７，６２２，９８４号
【特許文献４】米国特許番号第７，７１４，６６０号
【特許文献５】米国特許出願番号２０１１／０１２３０４８
【特許文献６】米国特許出願番号２０１１／００８４７６０Ａ１
【０００６】
従って、同時に生じるダイナミックレンジ改善又は電力低減に関連付けられる問題の少なくとも幾つかに対処することが当該技術で求められている。
【発明の概要】
【０００７】
第１の態様は或る装置を提供し、この装置は、選択された出力ボリュームを検出する選択されたボリューム検出器、アナログ出力信号増幅器、デジタルボリューム増幅器、及び、選択されたボリューム検出器とアナログ出力信号増幅器とデジタルボリューム増幅器とに結合されるデジタル利得制御要素を含む。この利得制御要素は、デジタルボリューム増幅器及びアナログ出力信号増幅器の経路の利得を実質的に一定に保つように構成される。デジタルボリューム増幅器及びアナログ出力信号の経路の利得を、実質的に一定に且つ適切なリスニングレベルのために設計される選択された出力ボリュームに等しく保つため、デジタル利得制御要素は、（ａ）デジタルボリューム制御の利得と（ｂ）アナログ出力信号増幅器の利得との両方を調節することができる。
【０００８】
第２の態様は或る装置を提供し、この装置は、選択された出力ボリュームを検出する選択されたボリューム検出器、アナログ出力信号増幅器、デジタルボリューム増幅器、（ａ）選択されたボリューム検出器と（ｂ）アナログ出力信号増幅器とに結合される利得制御要素、及びデジタルボリューム増幅器を含む。この利得制御要素は、デジタルボリューム増幅器及びアナログ出力信号増幅器の経路の利得を実質的に一定に保つように構成される。デジタルボリューム増幅器及びアナログ出力信号の経路の利得を、実質的に一定に且つ選択された出力ボリュームに等しく保つため、ブースト利得制御要素が、（ａ）デジタルボリューム制御の利得と（ｂ）アナログ出力信号増幅器の利得との両方を調節することができる。ブースト利得制御要素は更に、選択された出力ボリュームを閾値と比較するように構成される。選択された出力ボリュームが閾値を下回る場合、デジタルボリューム増幅器及びアナログ出力信号の利得経路を実質的に一定に且つ選択された出力ボリュームに等しく保つため、利得制御要素が、（ａ）デジタルボリューム増幅器のデジタルボリュームを上向きに調節すること、及び（ｂ）増幅器のボリュームを下向きに調節することができる。
【０００９】
第３の態様において、説明される装置におけるデジタル利得制御要素は、合計が実質的に一定となるように、プログラム可能な大きさの個別のステップで（ａ）及び（ｂ）両方を一層高く又は一層低く調節するように適合される。（ａ）及び（ｂ）の調節は、実質的に一定の利得の要件を達成するために、方向又は極性において相補型であることが示唆されている。ステップの数も装置においてプログラム可能である。プログラマビリティは、工場において設計されてもよく、又は現場で調節可能とされてもよい。利得の解像度又は範囲に対するいかなる明示的制限も装置により課せられることはない。
【００１０】
第４の態様において、或る方法が提供され、この方法は、選択された出力ボリュームがボリューム閾値より大きいか否か判定すること、選択された出力ボリュームが閾値ボリュームより大きい場合、デジタル増幅器の利得を増大させること、及び選択された出力ボリュームが閾値ボリュームより大きくない場合、増幅器の利得を低減させることを含む。デジタルボリューム増幅器及びアナログ出力信号の経路の利得が実質的に一定であり、選択された出力ボリュームに等しくしようとする。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】図１は、従来技術のＤＡＣヘッドホン再生チャネルを図示する。
【００１２】
【図２Ａ】図２Ａは、ＤＡＣチャネルのデジタル／アナログ利得区分のダイナミックアロケーションのための第１の分析を図示する。
【００１３】
【図２Ｂ】図２Ｂは、ＤＡＣチャネルのデジタル／アナログ利得区分のダイナミックアロケーションのための第２の分析を図示する。
【００１４】
【図３】図３は、複数の出力を備えた図２Ａ及び図２Ｂのダイナミックアロケーション回路を用いた例である。
【００１５】
【図４】図４は、図２Ａ及び図２Ｂのダイナミックアロケーション回路を用いた方法の一例である。
【００１６】
【図５Ａ】図５Ａは、ブーストモードに入るときのＤＡＣチャネル回路のダイナミックなデジタル／アナログ利得区分のグラフである。
【００１７】
【図５Ｂ】図５Ｂは、ブーストモードを出るときのＤＡＣチャネル回路のダイナミックなデジタル／アナログ利得区分のグラフである。
【００１８】
【図６Ａ】図６Ａは、ＤＡＣチャネル回路のダイナミックなデジタル／アナログ利得区分の例示のシリコン結果である。
【図６Ｂ】図６Ｂは、ＤＡＣチャネル回路のダイナミックなデジタル／アナログ利得区分の例示のシリコン結果である。
【００１９】
【図７Ａ】図７Ａは、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）に適用されるときのＤＡＣチャネル回路のダイナミックなデジタル／アナログ利得区分の例示のシリコン結果である。
【図７Ｂ】図７Ｂは、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）に適用されるときのＤＡＣチャネル回路のダイナミックなデジタル／アナログ利得区分の例示のシリコン結果である。
【００２０】
【図８】図８は、説明される装置を用いた場合及び用いない場合のダイナミックレンジ測定のグラフである。ダイナミックレンジの業界標準測定は、−６０ｄＢＦＳ（フルスケールを６０デシベル下回る）の出力振幅において実行される。
【００２１】
【図９】図９は、−１８ｄＢＦＳ（フルスケールを１８デシベル下回る）の選択されたボリュームレベルを上回る及び下回る信号振幅の遷移の結果が、一層低いＩＣ電力放散を助ける供給電圧レベルにおけるどのような変動となるかのグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
図２Ａに移ると、図示されているのは、本願の原理に従って構築された例示のダイナミックレンジブースト回路２００の１つの態様である。回路２００において、ダイナミックレンジエンハンスメントを備えたＤＡＣヘッドホン再生チャネルのブロック図が図示されている。
【００２３】
概して、回路２００は、単一のＩＣでのＤＡＣヘッドホン再生に対して実質的に同時に生じる一層低い電力放散も有する高ダイナミックレンジのためのダイナミックブーストのアプローチに向けられている。ヘッドホンは、説明される装置の挙動を変更することなく、スピーカー、外部オーディオ増幅装置など、任意の他の負荷で置き換えられてもよい。
【００２４】
回路２００は、ダイナミックアロケーションを用い、幾つかの好ましい実施例において、オーディオ信号のデジタル／アナログ利得区分の最適化を用いる。言い換えると、回路２００は、デジタルボリューム増幅器２２５とアナログ増幅器２５５との間の利得を区分し得、それにもかかわらず、選択された出力ボリュームをヘッドホン又はリスナーに搬送する。言い換えると、絶対的な経路利得は不変であり、デジタル／アナログ利得分配が変更される。
【００２５】
デジタル利得が最大化され、且つ、アナログ利得が最小化されるように利得を区分することは、ＤＭＯＤ、ＤＡＣ、及び増幅器回路ノイズを低減させ、従って、回路２００のダイナミックレンジのためになる。また本願の原理に従って、デジタルアナログ変換に関して、要素ＤＭＯＤ、ＤＡＣ、及びアナログ増幅器がオペレーションのそれらの線形領域に保たれる限り、望ましくない歪みを導入することなく区分が続行され得る。上記原理を用いるエンハンストダイナミックレンジは、本願内で用いることができる。
【００２６】
概して、ダイナミックレンジは、同じ出力端子におけるノイズの総量に対する、指定された出力端子における信号振幅の比である。そのため一層低いノイズを備えた一定の信号振幅は、事実上、ダイナミックレンジを高める。エンハンストダイナミックレンジは、非常に望ましい一層高品位のオーディオリスニングエクスペリエンスを提供する。
【００２７】
回路２００は、従来技術のヘッドホンドライバに比して多数の利点を有する。回路２００は、可聴アーティファクトを低減するか又はなくすことを助ける。このようなアーティファクトの１つは、オーディオシステムにおいてノイズが前段で生成される場合、そのノイズは後段の増幅器により増幅されることである。ただ、種々の電子的要素の関連電力消費などの他の問題点もあり得る。
【００２８】
しかし、ヘッドホンドライバの前段では、電力がより多く消費され得る。従って、回路２００は、デジタルボリューム増幅器２２５とアナログ増幅器２５５との間で割り当て及び最適化をする。回路２００は、オペレーション２つの主要モード：「ブースト」モード及び「逆ダイナミックブースト（通常）モードを有する。
【００２９】
ブーストモードにおいて、ヘッドホン（ＨＰ）におけるなどのドライバ出力における振幅が、例えば−１８ｄＢＦＳなどの指定されたデジタル閾値より下であるとき、ＤＡＣの前のデジタル利得が、値ΔＧＤ（例えば、＋１２ｄＢ程度の高さ）だけ増大されるのに対し、アナログ増幅器／ヘッドホンドライバ利得は−１２ｄＢ程度の低さまで同じ量低減される。ここでも、絶対的な経路利得は不変であるが、デジタル／アナログ利得分配が変更される。回路２００において、ＤＳＰのノイズは線形にではなくランプアップし、そのため、システムの利得が一定であり得る一方、ノイズ自体は一定ではない。
【００３０】
これは、ＤＭＯＤ、ＤＡＣ、及び増幅器ノイズを低減させ、従って、回路２００のダイナミックレンジのためとなる。
【００３１】
通常モードにおいて、信号が閾値を上回って突出する（stab）とき、ＤＡＣ前のデジタル利得は下向きにランプダウンし、アナログ増幅器／ヘッドホンドライバ利得はレジスタ設定までランプアップする。
【００３２】
回路２００において、ＰＣＭ  ＣＯＤＥＣ２１０がデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）１２０に結合される。回路２００の一例において、ＰＣＭは４８キロビット秒毎のレートでビットを出力する。ＤＳＰ２３０がその後、８倍オーバーサンプリングであり得るデジタルフィルタであるＤＭＯＤ２２０においてオーバーサンプリングされ、ＤＭＯＤの出力は、デジタルアナログコンバータ（ＤＡＣ）１４０の入力に結合される。ＤＡＣ１４０のアナログ信号がその後ドライバ１５０に搬送され、ドライバ１５０は、クラス「Ｇ」チャージポンプ１６０により電力供給される。これは、例示の１対のヘッドホン１７０に給電するために用いられる。
【００３３】
回路２００において、ＤＦＩＬＴ２２０の出力がその後、デジタル増幅器２５５に搬送される。デジタル増幅器２２５は、受信したデジタル信号をデジタルに増幅するか又は減衰することができる。一例において、増幅又は減衰の範囲は−６３ｄＢから＋１６ｄＢであり得る。
【００３４】
図２Ｂは、回路２００を更に詳細に図示する。回路２００において、ＰＣＭ  ＣＯＤＥＣ２１０がＤＳＰ２２０に結合される。回路２５０の一例において、ＰＣＭ２１０は４８キロビット秒毎のレートでビットを出力する。ＤＳＰ２２０は更に、それに結合される信号レベル検出器２２３を有する。信号レベル検出器は、デジタル信号の実際の等価ボリューム増幅を検出する。
【００３５】
信号レベル検出器２２３は更に、ダイナミックレンジブースト利得制御２３５に結合される。ダイナミックレンジブースト利得制御２３５は、デジタルボリューム２２５及びドライバ２５５に結合される。ダイナミックレンジブースト利得制御２３５は、信号レベル検出器２２３の出力の関数として、デジタルボリューム２２５とドライバ２５５との間の相対的増幅を割り当てる。
【００３６】
ブーストモードでは、ヘッドホン（ＨＰ）におけるなどドライバ出力における振幅が、例えば−１８ｄＢＦｓなどのデジタル閾値より下であるとき、ＤＡＣ前のデジタル利得が（例えば、＋１２ｄＢ程度の高さ）増大されるのに対し、アナログ増幅器／ヘッドホンドライバ利得は−１２ｄＢ程度まで低減される。ここでも、絶対的な経路利得は不変であるが、デジタル／アナログ利得分配が変更される。回路２００において、ＤＳＰのノイズは、線形にではなくランプアップし、そのため、システムの利得が一定であり得る一方、ノイズ自体は一定ではない。通常モードでは、信号が閾値を上回って突出するとき、デジタル利得はランプダウンし、ドライバ利得はレジスタ設定までランプアップする。
【００３７】
図３は、複数のエンドユーザ増幅器３５５〜３５７の文脈において、回路２００の態様を用いる集積回路３００の一部を図示する。デジタルボリューム増幅器２２５の利得又はその増幅器をどのように制御するかを判定するためのアルゴリズムが、ＤＲブースト利得コントローラ３３５内に埋め込まれ得る。
【００３８】
一例として、ＤＲブースト利得コントローラ３３５は、個別の左及び右チャネルを含むステレオオーディオチャネルのダイナミックレンジを高めるために用いられ得る。別の例は、左、右、及び、通常、サブウーファチャネルとして知られている低周波数の第３のチャネルを含むサラウンドサウンドチャネルのものであり得る。これらの例示の目的は、ＤＲブーストコントローラ３３５の原理は、複数のチャネルに同時に又は個別に適用し得ることを示すためである。
【００３９】
概して、図２Ａ〜図３に関して上述したように、複数の異なる数の閾値が用いられ得、それらに対して、出力ボリュームが比較され得、結果の利得調節が成され得る。そのため、単一閾値を備えて上述した装置３００は、複数の閾値を有し得る実装のサブセットとして扱われるべきである。
【００４０】
図４は、デジタル増幅器２２５などのデジタル増幅器の利得、及びドライバ２５５などのドライバの利得のダイナミック区分がどのように区分され得るかを判定するための例示の方法４００を図示する。
【００４１】
開始ステップ４０１の後、ステップ４１０において、デジタル増幅器の利得が「０」に設定される。
【００４２】
ステップ４２０において、オーディオが再生されるべきであるという命令が受信される。この命令は、例えば、図２ＢのＰＣＭ２１０において受け取られ得る。方法４００はその後ステップ４３０に進む。
【００４３】
ステップ４３０において、所望とされる全体的なボリュームレベルＶＯＵＴが、例えば−１８ｄＢＦｓなどのＶＴＨＲＥＳＨＯＬＤより大きいか否かが判定される。ＹＥＳである場合、方法４００はステップ４５５における通常モード４０３に進む。ＮＯである場合、方法４００はステップ４４０におけるブーストモード４０７に進む。
【００４４】
ブーストモード４０７において、ステップ４４０で、増幅器２５５などの増幅器の利得が例えば−１２ｄＢなどの最小利得より大きいか否か判定される。大きくない場合、ステップ４４０はステップ４２０に戻る。しかし、増幅器の利得が増幅器の最小利得より大きい場合、ステップ４４０はステップ４５０に進む。
【００４５】
ステップ４５０において、選択されたＶＯＵＴが、例えば２１．２ミリ秒などの或る時間量より短い間、ＶＯＵＴ閾値より小さいか否か判定される。小さくない場合、ステップ４５０はステップ４２０に戻る。しかし、選択されたＶＯＵＴが或る時間量より短い間、ＶＯＵＴ閾値より小さい場合、方法はステップ４６０に進む。概して、ミリ秒での遅延時間の量は、方法４００がいかなる実質的な可聴アーティファクトもオーディオ信号に導入しないように選択される。
【００４６】
ステップ４６０において、直近のデジタル利得増幅器更新が、例えば４１．６６μｓ前などの第２の時間期間より短い時間前に成されたか否かが判定される。成されていない場合、ステップ４５０はステップ４２０に戻る。しかし、直近のデジタル利得増幅器更新が第２の時間期間より短い時間前に成された場合、デジタル増幅器増幅は２ｄＢなどｄＢ利得毎に増大され、増幅器利得は２ｄＢ低減される。その後、ステップ４７０はステップ４２０に戻る。概して、μｓでの利得ランプ時間の量は、方法４００がいかなる実質的な可聴アーティファクトもオーディオ信号に導入しないように選択される。
【００４７】
１つの態様において、ダイナミックブースト４０７は、全体的な閾値ボリュームレベルを超えない場合、デジタル利得増幅器を増大しアナログ出力利得を低減して、同じ全体的なボリュームを保つ。閾値ボリュームが或るレベルを上回らないため、方法４００は、前段のデジタル増幅器への増幅を変えることにより電力を節約して、アナログ増幅器が一層低い供給電圧から動作され得るようにする。また、増幅が閾値を下回るため、これは、リスナーが、増幅回路２００における、前段からのポップやクリックなどの如何なる以前のノイズの多くの増幅を有さないことを意味する。
【００４８】
通常モード４０３において、デジタル増幅器の利得が０ｄＢより大きいか否か判定される。大きくない場合、ステップ４４５はステップ４２０に戻る。しかし、デジタル増幅器の利得が０ｄＢより大きい場合、ステップ４４５はステップ４５５に進む。
【００４９】
ステップ４５５において、デジタル増幅器に対する直近の更新が、例えば１０μｓなどの第３の時間期間内に成されたか否かが判定される。成されていない場合、ステップ４４５はステップ４２０に戻る。しかし、デジタル増幅器に対する直近の更新が第３の時間期間内に成された場合、ステップ４４５はステップ４６５に進む。
【００５０】
ステップ４６５において、デジタル増幅器の利得は、２デシベルなどの所与の量だけ低減され、アナログ増幅器の利得は、２デシベルなどの同じ所与の量だけ増大される。ステップ４６５はステップ４２０に戻る。本願の原理に従って、ステップ４６５は概して、それぞれの増幅器の増大又は低減の量が実質的に等しくなるように設計される。
【００５１】
１つの態様において、通常、４０７は、全体的な閾値ボリュームレベルを超える場合、デジタル利得増幅器の利得を低減させ、アナログ出力利得を増大させて、同じ全体的なボリュームを保つ。閾値ボリュームが或るレベルを上回るため、方法４００は、前段のデジタル増幅器に対する増幅を変えることによりアナログ増幅器に対する電力を節約する。また、増幅が閾値を上回るため、これは、リスナーが増幅回路２００において前段からのポップやクリックなどの如何なる以前のノイズの増幅の一層大きな耐性を有することを意味する。
【００５２】
下記表は、図５Ａ及び図５Ｂのタイミング図に関連して用いられ得る。ＨＳＬＤＲＶ及びＨＳＲＤＲＶは、ステレオ増幅器ドライバ組み合わせを指す。ＨＳはヘッドセット又はヘッドホン、Ｌ／Ｒは左／右、ＤＲＶはドライバである。
【表１】
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【００５３】
図５Ａは、回路２００がブーストモード４０７などのブーストモードに入るとき、例えば、２００及び方法４００に関連して用いることができるタイミング図を図示する。
【００５４】
図示されているように、出力振幅は、ＶＴＨＰ閾値レベルとしてブーストレベルを下回って交差し、ここで、「ブースト」は、デジタル増幅器ブーストとして考えられ得る。利得の頻繁な変化を避けるため、この方法は、指定された時間量ＴＨＯＬＤの間、信号が、事前に定義された閾値ＶＴＨＰを下回ったままであることを確実にするため、待機時間を定義する。この時間ＴＨＯＬＤの指定された部分の終了後、クラスＧチャージポンプ２６０などのアナログ出力増幅器に用いられるチャージポンプ供給電圧が、一層低い電圧にスイッチングされる。同じ又は低減された電流がアナログ出力増幅器から引かれる一層低い供給電圧の利用は、供給から引かれる全体的な電力を低減させる。時間閾値ＴＨＯＬＤの後、ＴＨＯＬＤがブーストモード内として用いられ、アナログ増幅器利得がその後ステップ毎に低減され得、同時にデジタル増幅器利得が図４の方法を用いるＤＲブーストコントローラによりステップ毎に増大され得る。
【００５５】
利得変化発生前に、信号CHARGEPUMP_HV_TO_LVの状態は、この装置の更なる電力節約のため変更されるべきである。信号CHARGEPUMP_HV_TO_LVは、アサートされた信号を意味する論理レベル「１」に設定される。これにより、望ましくない歪み又は極値信号飽和の恐れなしに、アナログ出力増幅器への供給が一層低い出力値まで安全に遷移され得る。
【００５６】
上述の電力供給遷移は、ダイナミックレンジエンハンスメントを達成することに依存されないことに留意されたい。そのため、これら２つのアプローチは、いずれかのアプローチを害することなく、共に又は別々に実装され得る。これらが共に実装される場合、本願の原理は、従来技術より進歩した方式でダイナミックレンジエンハンスメント及び一層低い電力放散の双方の目的を達成するために、これら２つのアプローチがどのように組み合わされるべきか、このセクション及びこれ以降のその他のセクションで詳細に説明される。
【００５７】
その後、デジタル増幅器及びアナログ増幅器がそれらの増幅器状態を変えることが可能なレイテンシー期間であるＴＤＥＬＡＹの後、図示されているように、ユーザが「Ｇ」の全体的な増幅レベルを有する場合、ＡＭＰ信号は、ｘが例えば２デシベルであるときＧｏ−ｘで変化し、デジタル増幅器はその出力を２デシベル増大させる。これは、増幅器の最小レベルが成され、最大デジタル利得が成されるまで、後のステップで継続する。エンハンストダイナミックレンジのための低減された電力放散及び利得制御のためのサプライ制御は、前述の適用において記載されたように同時にＤＲブーストコントローラにより成されることに慎重に留意されたい。典型的なオーディオ信号は正及び負のスイングを有する。そのため、０Ｖ辺りで正及び負の偏移を有するオーディオ信号を扱うため
【数１】
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であり、ここで、ＶＴＨＰ＝−ＶＴＨＮである。
【００５８】
図５Ｂは、回路２００が逆ブーストモード４０３などの逆ブーストモードに入るとき、回路２００及び方法４００に関連して用いることができるものなどのタイミング図を図示する。
【００５９】
図示されているように、出力振幅は、ＶＴＨ閾値レベル逆ブーストレベルとして交差し、ここで、逆「ブースト」は、ブーストされないデジタル増幅器及び再ブーストされた増幅器として考えられ得る。この時間Ｔａｔｔａｃｋの間、デジタル増幅器の利得は、Ｘ、増幅器の利得が２デシベルだけ増大されるため、例えば２デシベル、だけ減少される。
【００６０】
時間閾値ＴＨＯＬＤの後、ＴＨＯＬＤがブーストモード内として用いられ、アナログ増幅器が始動され、デジタル増幅器が停止される。
【００６１】
図６Ａは、信号対ノイズ＋歪み（ＳＮＤＲ）対出力振幅のスウィープの例示の測定であり、本原理及び方法のシリコン実施例が、ＶＴＨ（例では−１８ｄＢＦＳ）と等しいかそれより小さい範囲に従う信号に対する信号対雑音比を高める一方で、チャネルの挙動をその性能において従来技術に対して不利に変えないことを示す。この方法はＶＴＨの選択肢を制限しない。−１８ｄＢＦＳの例示の値の利用は、対象の特定の状況に対し、ＶＴＨのこの選択肢に対してチャネルのダイナミックレンジで最大エンハンスメントが得られることを示す。他の状況では、妥当性を損なうことなくＶＴＨの異なる値が選択され得る。
【００６２】
図６Ｂ、図７Ａ、及び図７Ｂは、本原理及び方法のシリコン実施例の測定されたスペクトルの高速フーリエ変換（ＦＦＴ）の例であり、図６のスウィープにおける特定の点を示す。これらの特定の点は、−１ｄＢＦＳ、−３ｄＢＦＳ、及び−６０ｄＢＦＳとなるよう選択される。前のレベルにおいて回路の歪みがチャネル性能を決めると考えられ、一方、−６０ｄＢＦＳにおいてノイズがチャネル性能を決めると考えられる。上述したように−１ｄＢＦＳ及び−３ｄＢＦＳにおいて悪影響は見られず、本原理が望ましくない歪みを増大させたり又は可聴アーティファクトを導入したりすることはないことが示唆されたことが明らかである。同様に、測定されるＳＮＤＲが４５ｄＢとなる、−６０ｄＢＦＳスペクトルにおいて、上述のように一層低いノイズの有益な態様がはっきりとみられる。従って、ダイナミックレンジは６０＋４５＝１０５ｄＢであり、これは、従来技術より少なくとも４デシベル高く、３７％低いノイズの線形図と同等である。従来技術において説明されるように、同様のクラスのオーディオチャネルのために求められる最高性能は１０１ｄＢである。
【００６３】
図８は、従来技術とここで説明される原理及び方法との比較を更に補強するものであり、グリーン曲線はここで説明される原理及び方法を適用しない信号対ノイズ比（ＳＮＲ）を表し、レッド曲線はここで説明される原理及び方法を適用するＳＮＲを表す。
【００６４】
図９は、ブーストモードと逆ブーストモードとの間のシリコン実施例遷移としての例示の出力信号を示す。オーディオ信号増幅及び再生の技術に習熟した者であれば、この信号は、上述のように明らかな可聴アーティファクトを示さないことを充分に留意されたい。発明者らは、振幅が非常に小さな大きさとなることが知られている、このようなアーティファクトの完全な不存在を示すため、表の解像度は、有限であり、容易に改変可能ではないことに留意されたい。そのため上記利点は、適切な解像度の適切な試験機器を備えたオーディオ集積回路の分野にわたって幅広く採用される定量測定試験及び主観リスニング試験を用いて発明者らにより実証されていることに留意されたい。
【００６５】
当業者であれば、本発明の特許請求の範囲内で、説明した例示の実施例に変形が成され得ること、及び多くの他の実施例が可能であることが分かるであろう。
【図１】
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【図２Ａ】
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【図２Ｂ】
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【図３】
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【図４】
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【図５Ａ】
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【図５Ｂ】
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【図６Ａ】
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【図６Ｂ】
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【図７Ａ】
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【図７Ｂ】
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【図８】
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【図９】
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【国際調査報告】
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