(57)【要約】【課題】  高変換効率で高速に昇圧動作を行い、且つ突入電流を防止しバッテリの急激な電圧降下を防止できるようにしたフラッシュ充電回路を提供する。【解決手段】  バッテリ２に接続した第１のＶ／Ｉ変換器11と、該第１のＶ／Ｉ変換器に接続した第１のコンデンサ12と、第１のコンデンサの電圧と第１の基準電圧を比較する第１の比較器13と、主コンデンサ６に接続した第２のＶ／Ｉ変換器14と、該第２のＶ／Ｉ変換器に接続した第２のコンデンサ15と、第２のコンデンサの電圧と第２の基準電圧を比較する第２の比較器16と、第１及び第２の比較器の出力により位相の反転した２つの制御信号を生成し、一方の制御信号で昇圧トランス４の１次コイルをオンオフするスイッチング素子３のオンオフ制御及びスイッチング素子がオフしている時に第１のコンデンサの放電制御を行い、他方の制御信号でスイッチング素子がオンしている時に第２のコンデンサの放電制御を行う制御信号生成器17とでフラッシュ充電回路を構成する。【選択図】        図４
2005122950.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
バッテリに接続された、昇圧用トランスの１次コイルをスイッチング素子によりオンオフさせて、その２次コイルを介して昇圧したバッテリの電圧をダイオードにて整流して主コンデンサに充電するフラッシュ充電回路であって、前記バッテリの電圧を電流に変換する第１のＶ／Ｉ変換器と、該第１のＶ／Ｉ変換器の出力が接続された第１のコンデンサと、該第１のコンデンサの充電電圧と第１の基準電圧とを比較する第１の比較器と、前記主コンデンサの充電電圧を電流に変換する第２のＶ／Ｉ変換器と、該第２のＶ／Ｉ変換器の出力が接続された第２のコンデンサと、該第２のコンデンサの充電電圧と第２の基準電圧とを比較する第２の比較器と、前記第１の比較器と第２の比較器との出力に基づいて位相の反転した２つの制御信号を生成し、一方の制御信号により前記スイッチング素子のオンオフ制御及び前記スイッチング素子がオフしているときに前記第１のコンデンサの放電制御を行い、他方の制御信号により前記スイッチング素子がオンしているときに前記第２のコンデンサの放電制御を行う制御信号生成器とを備えていることを特徴とするフラッシュ充電回路。
【請求項２】
バッテリに接続された、昇圧用トランスの１次コイルをスイッチング素子によりオンオフさせて、その２次コイルを介して昇圧したバッテリの電圧をダイオードにて整流して主コンデンサに充電するフラッシュ充電回路であって、第１の定電流源と、該第１の定電流源の出力が接続された第１のコンデンサと、該第１のコンデンサの充電電圧と前記バッテリの電圧に基づいて変化する第１の可変電圧源の電圧とを比較する第１の比較器と、第２の定電流源と、該第２の定電流源の出力が接続された第２のコンデンサと、該第２のコンデンサの充電電圧と前記主コンデンサの充電電圧に基づいて変化する第２の可変電圧源の電圧とを比較する第２の比較器と、前記第１の比較器と第２の比較器との出力に基づいて位相の反転した２つの制御信号を生成し、一方の制御信号により前記スイッチング素子のオンオフ制御及び前記スイッチング素子がオフしているときに前記第１のコンデンサの放電制御を行い、他方の制御信号により前記スイッチング素子がオンしているときに前記第２のコンデンサの放電制御を行う制御信号生成器とを備えていることを特徴とするフラッシュ充電回路。
【請求項３】
バッテリに接続された、昇圧用トランスの１次コイルをスイッチング素子によりオンオフさせて、その２次コイルを介して昇圧したバッテリの電圧をダイオードにて整流して主コンデンサに充電するフラッシュ充電回路であって、前記バッテリの電圧を電流に変換する第１のＶ／Ｉ変換器と、前記主コンデンサの充電電圧を電流に変換する第２のＶ／Ｉ変換器と、前記第１のＶ／Ｉ変換器及び第２のＶ／Ｉ変換器の出力に対してそれぞれ第１のスイッチ及び第２のスイッチを介して共通に接続された単一の制御用コンデンサと、該制御用コンデンサの充電電圧と第１の基準電圧とを比較する第１の比較器と、前記制御用コンデンサの充電電圧と第２の基準電圧とを比較する第２の比較器と、前記第１の比較器と第２の比較器との出力に基づいて位相の反転した２つの制御信号を生成し、一方の制御信号により前記スイッチング素子及び前記第１のスイッチのオンオフを制御し、他方の制御信号により前記第２のスイッチのオンオフを制御する制御信号生成器とを備えることを特徴とするフラッシュ充電回路。
【請求項４】
前記主コンデンサの電圧を検出する出力電圧検出器を備え、該出力電圧検出器により、前記主コンデンサの充電電圧が充電完了時の電圧以上であることを検出したとき、前記制御信号生成器は、前記スイッチング素子をオフする制御信号を出力するように構成されていることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に係るフラッシュ充電回路。
【請求項５】
前記第２のＶ／Ｉ変換器の出力電流を検出する第１の電流検出器を備え、該第１の電流検出器により、前記第２のＶ／Ｉ変換器の出力電流が充電完了時の電圧に対応する電流以上であることを検出したとき、前記制御信号生成器は、前記スイッチング素子をオフする制御信号を出力するように構成されていることを特徴とする請求項１又は３に係るフラッシュ充電回路。
【請求項６】
前記バッテリの電圧を検出するバッテリ電圧検出器を備え、該バッテリ電圧検出器により、前記バッテリの電圧が、他の電気回路が動作不能になる電圧以下であることを検出したとき、前記制御信号生成器は、前記スイッチング素子をオンする制御信号の時間を短くするように構成されていることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に係るフラッシュ充電回路。
【請求項７】
前記第１のＶ／Ｉ変換器の出力電流を検出する第２の電流検出器を備え、該第２の電流検出器により、前記第１のＶ／Ｉ変換器の出力電流が、前記バッテリ電圧が他の電気回路が動作不能になる電圧に対応する電流以下であることを検出したとき、前記制御信号発生器は、前記スイッチング素子をオンする制御信号の時間を短くするように構成されていることを特徴とする請求項１又は３に係るフラッシュ充電回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、カメラに適用されるフラッシュ充電回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、カメラに適用されるフラッシュ充電回路としては、例えば特開平１１−８４４８４号公報（特許文献１）に示されているような構成のものがある。このフラッシュ充電回路は、図11に示すように、１次コイルの一端がバッテリ101 の＋端子側に接続された昇圧用トランス102 と、その１次コイルの他端とバッテリ101 の−端子側との間に配置されたスイッチング素子（図においてはトランジスタ）103 と、そのスイッチング素子103 の制御端子にカメラ全体を制御するＣＰＵ（Central Processing Unit)104 の出力端が接続されている。ＣＰＵ104 には、Ａ／Ｄ変換部104aとクロック信号発生器104bとパルス信号発生器104cとを備えている。
【０００３】
また、このフラッシュ充電回路には、アノードが昇圧用トランス102 の２次コイルの一端に接続されたダイオード105 と、そのダイオード105 のカソードと２次コイルの他端との間に配置された主コンデンサ106 とが備えられている。更に、主コンデンサ106 の両端には、互いに直列に接続された抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 が備えられている。これらの抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 の接続点は、ＣＰＵ104 のＡ／Ｄ変換部104aの入力端に接続されている。なお、主コンデンサ106 の両端は、図示しない閃光発光部に接続されるようになっている。
【０００４】
図12は、図11に示したフラッシュ充電回路の動作を説明するためのタイミングチャートである。このフラッシュ充電回路では、主コンデンサ106 への充電にあたり、充電開始時に大きな１次コイル電流ＩＰがスイッチング素子103 に流れることを少なくすると共に、主コンデンサ106 の充電電圧が変化しても２次コイル電流ＩＳをできるだけ所定の値に維持するために、主コンデンサ106 の充電電圧の大きさに応じてデューティー比が切り換えられるようにされたパルス信号がＣＰＵ104 から出力され、スイッチング素子103 の制御端子に印加されるようになっている。
【０００５】
主コンデンサ106 の充電電圧が０Ｖの時点では、パルス信号として、30％のデューティー比を有するパルスがＣＰＵ104 より出力される。出力されたパルスは、スイッチング素子103 の制御端子（図においては、トランジスタのベース）に入力される。これによりスイッチング素子103 がオンオフし、スイッチング素子103 のオン期間に１次コイル電流ＩＰが流れて、昇圧用トランス102 内に励磁エネルギーが蓄積される。次に、スイッチング素子103 がオフ状態になると共に、上記蓄積された励磁エネルギーにより昇圧用トランス102 の２次コイル側に２次コイル電流ＩＳが流れて主コンデンサ106 が充電される。これにより主コンデンサ106 の充電電圧が上昇する。この充電電圧は、直列接続された抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 の抵抗値に応じて分圧される。分圧された電圧は、抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 の接続点に接続されたＣＰＵ104 のＡ／Ｄ変換部104aに入力される。
【０００６】
ＣＰＵ104 は、Ａ／Ｄ変換部104aに入力された電圧に応じたディジタル値に基づいて、主コンデンサ106 の充電電圧のレベルを測定する。ここで、主コンデンサ106 の充電電圧がＡＶに達すると、ＣＰＵ104 は、充電電圧がＡＶに達したと判定し、パルス信号として、前述した30％のデューティ比よりも高い50％のデューティ比を有するパルスを出力して主コンデンサ106 を充電する。更に、ＣＰＵ104 は、充電電圧がＢＶに達したと判定すると、更に高い60％のデューティ比を有するパルスを出力して主コンデンサ106 を充電する。このようにして、主コンデンサ106 の充電電圧は、最終的に約 300Ｖにまで到達する。その後、シャッタ操作に同期して、図示しない閃光発光部で主コンデンサ106 に充電された電力を放電して閃光を発することによりフラッシュ撮影が行なわれる。
【０００７】
また、従来のフラッシュ充電回路としては、例えば特開２０００−６６２７４号公報（特許文献２）に示されているように、スイッチング素子がオフする時間幅を、フライバックトランスの２次コイルに発生するフライバックパルスの発生から消滅までの期間に略等しくなるように制御するための制御信号を生成するように構成したフラッシュ充電回路も知られている。
【０００８】
この構成のフラッシュ充電回路は、スイッチング素子がオフする時間幅が、２次コイルに発生するフライバックパルスの発生から消滅までの期間と略等しくなるようにしているものであるが、更に、制御手段は、充電電圧検出手段で検出された主コンデンサの充電電圧を参照してスイッチング素子のオフ時間幅を制御するようにしており、更にまた、制御手段は、電池電圧検出手段で検出された電池電圧を参照してスイッチング素子のオン時間幅を制御するようにしている。このため、充電電圧及び電池電圧が変動しても、2 次コイルの電流が消滅してから１次コイルに電流が流れるようにしているため、高変換効率で昇圧動作を行いつつ、且つ、スイッチング素子のオフ時間幅の制御によって高速に充電することを可能にしているものである。
【０００９】
但し、上記特開２０００−６６２７４号公報においては、主コンデンサの充電電圧と電池電圧を参照して、発振制御信号を生成する具体的な記載はされておらず、実施例からは、ＣＰＵを用いて制御信号を生成している構成となっている。
【特許文献１】特開平１１−８４４８４号公報
【特許文献２】特開２０００−６６２７４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
ところで、上記図11に示した第１の従来例のフラッシュ充電回路では、主コンデンサの充電を、所定のパルス電圧を印加し昇圧トランスにより生成するが、パルス信号のデューティー比を切り換えているものの、図13に示すように、充電初期及びパルスのデューティー比切り換り点で、昇圧トランスの飽和とそれに伴う１次コイル電流ＩＰの増大（突入電流）、消費電流の増大という現象が多かれ少なかれ起こる。これにより、充電効率を悪化させているとともに、充電パルス信号の設定によっては、突入電流によって当該充電回路を有するシステムが動作不能状態に陥ってしまう虞があった。
【００１１】
次に、この点について更に詳細に説明する。すなわち、このような構成のフラッシュ充電回路によると、図12に示すように、主コンデンサの充電電圧が０Ｖから数十Ｖと低い状態、すなわち充電初期において、スイッチング素子に印加されるパルス幅が通常充電時におけるパルスデューティー比の場合、以下に示すような現象が生じる。すなわち、パルス信号のデューティー比が通常充電時と同等の場合、昇圧トランスが磁気飽和を起こし、これに起因した突入電流が発生する。これは、主コンデンサの充電電圧に対して相対的にパルスデューティー比が大きいために、２次コイル電流がtoff期間内で消費しきれず、昇圧用トランス内にエネルギーが蓄積されていくためで、このエネルギー蓄積が続く間、図13に示す如く１次コイル電流ＩＰとして流れる。この突入電流により消費電流が増大して電源電圧の低下を招き、充電回路とバッテリを共有するシステム内の制御回路が動作不能状態に陥ってしまう虞があった。
【００１２】
また、第２の従来例のフラッシュ充電回路では、スイッチング素子がオフする時間幅が、フライバックトランスの２次コイルに発生するフライバックパルスの発生から消滅までの期間と略等しくなるようにしているため、２次コイルの電流が消滅してから１次コイルに電流が流れる（スイッチング素子をオン）ように動作する。このため、高変換効率で昇圧動作を行え、且つ、主コンデンサの充電電圧と電池電圧を参照して、発振制御信号を生成しているので高速に充電することが可能になる旨の記載がなされている。但し、フライバックパルスの発生から消滅までの検出手段や、充電電圧と電池電圧を参照して、どのように発振制御信号を生成するかの具体的な記載はされておらず、実施例に記載されているように発振制御信号の生成をＣＰＵで行うように構成した場合は、システム構成が複雑となり、且つ、高価なものとなる。
【００１３】
本発明は、従来のフラッシュ充電回路における上記問題点を解消するためになされたもので、ＣＰＵを使用することなく簡単な構成で、高変換効率で高速に昇圧動作を行い、且つ、昇圧用トランスを励磁する際の突入電流を防止し、他の回路の電源となるバッテリの急激な電圧降下を防止することの可能なフラッシュ充電回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
上記問題点を解決するため、請求項１に係る発明は、バッテリに接続された、昇圧用トランスの１次コイルをスイッチング素子によりオンオフさせて、その２次コイルを介して昇圧したバッテリの電圧をダイオードにて整流して主コンデンサに充電するフラッシュ充電回路であって、前記バッテリの電圧を電流に変換する第１のＶ／Ｉ変換器と、該第１のＶ／Ｉ変換器の出力が接続された第１のコンデンサと、該第１のコンデンサの充電電圧と第１の基準電圧とを比較する第１の比較器と、前記主コンデンサの充電電圧を電流に変換する第２のＶ／Ｉ変換器と、該第２のＶ／Ｉ変換器の出力が接続された第２のコンデンサと、該第２のコンデンサの充電電圧と第２の基準電圧とを比較する第２の比較器と、前記第１の比較器と第２の比較器との出力に基づいて位相の反転した２つの制御信号を生成し、一方の制御信号により前記スイッチング素子のオンオフ制御及び前記スイッチング素子がオフしているときに前記第１のコンデンサの放電制御を行い、他方の制御信号により前記スイッチング素子がオンしているときに前記第２のコンデンサの放電制御を行う制御信号生成器とを備えていることを特徴とするものである。
【００１５】
この請求項１に係る発明に対応する実施例は、実施例１である。そして、このように構成したフラッシュ充電回路においては、バッテリの電圧を電流に変換する第１のＶ／Ｉ変換器の出力電流を第１のコンデンサに印加することで生じる充電電圧に対応する充電時間を、昇圧トランスの１次コイルに流れる電流が０アンペアから所望の電流値になるまでの時間（スイッチング素子のオン時間）に設定し、また主コンデンサの充電電圧を電流に変換する第２のＶ／Ｉ変換器の出力電流を第２のコンデンサに印加することにより生じる充電電圧に対応する充電時間を、昇圧トランスの２次コイルに発生する電流が０アンペアになるまでの時間（スイッチング素子のオフ時間）に設定することにより、高変換効率で昇圧動作を行いつつ、高速充電が可能となる。また、バッテリ電圧の状態に応じて、昇圧トランスの１次コイルに流れる電流を一定に制御できるので、バッテリーが他の電気回路の電源として共用されている場合、その電気回路が動作電圧以下になり動作不能になることを防止することが可能となる。
【００１６】
請求項２に係る発明は、バッテリに接続された、昇圧用トランスの１次コイルをスイッチング素子によりオンオフさせて、その２次コイルを介して昇圧したバッテリの電圧をダイオードにて整流して主コンデンサに充電するフラッシュ充電回路であって、第１の定電流源と、該第１の定電流源の出力が接続された第１のコンデンサと、該第１のコンデンサの充電電圧と前記バッテリの電圧に基づいて変化する第１の可変電圧源の電圧とを比較する第１の比較器と、第２の定電流源と、該第２の定電流源の出力が接続された第２のコンデンサと、該第２のコンデンサの充電電圧と前記主コンデンサの充電電圧に基づいて変化する第２の可変電圧源の電圧とを比較する第２の比較器と、前記第１の比較器と第２の比較器との出力に基づいて位相の反転した２つの制御信号を生成し、一方の制御信号により前記スイッチング素子のオンオフ制御及び前記スイッチング素子がオフしているときに前記第１のコンデンサの放電制御を行い、他方の制御信号により前記スイッチング素子がオンしているときに前記第２のコンデンサの放電制御を行う制御信号生成器とを備えていることを特徴とするものである。
【００１７】
この請求項２に係る発明に対応する実施例は、実施例２である。そして、このように構成したフラッシュ充電回路においては、第１の定電流源を第１のコンデンサに印加することにより生じる充電電圧に対応する充電時間を、昇圧トランスの１次コイルに流れる電流が０アンペアから所望の電流値になるまでの時間（スイッチング素子のオン時間）に設定し、また第２の定電流源を第２のコンデンサに印加することにより生じる充電電圧に対応する充電時間を昇圧トランスの２次コイルに発生する電流が０アンペアになるまでの時間（スイッチング素子のオフ時間）に設定することにより、請求項１に係る発明と同等の効果が得られる。
【００１８】
請求項３に係る発明は、バッテリに接続された、昇圧用トランスの１次コイルをスイッチング素子によりオンオフさせて、その２次コイルを介して昇圧したバッテリの電圧をダイオードにて整流して主コンデンサに充電するフラッシュ充電回路であって、前記バッテリの電圧を電流に変換する第１のＶ／Ｉ変換器と、前記主コンデンサの充電電圧を電流に変換する第２のＶ／Ｉ変換器と、前記第１のＶ／Ｉ変換器及び第２のＶ／Ｉ変換器の出力に対してそれぞれ第１のスイッチ及び第２のスイッチを介して共通に接続された単一の制御用コンデンサと、該制御用コンデンサの充電電圧と第１の基準電圧とを比較する第１の比較器と、前記制御用コンデンサの充電電圧と第２の基準電圧とを比較する第２の比較器と、前記第１の比較器と第２の比較器との出力に基づいて位相の反転した２つの制御信号を生成し、一方の制御信号により前記スイッチング素子及び前記第１のスイッチのオンオフを制御し、他方の制御信号により前記第２のスイッチのオンオフを制御する制御信号生成器とを備えることを特徴とするものである。
【００１９】
この請求項３に係る発明に対応する実施例は、実施例３である。そして、このように構成したフラッシュ充電回路においては、バッテリの電圧を電流に変換する第１のＶ／Ｉ変換器の出力電流を単一の制御用コンデンサに印加することで生じる充電電圧に対応する充電時間を、昇圧トランスの１次コイルに流れる電流が０アンペアから所望の電流値になるまでの時間（スイッチング素子のオン時間）に設定し、また主コンデンサの充電電圧を電流に変換する第２のＶ／Ｉ変換器の出力電流を単一の制御用コンデンサに印加することにより生じる充電電圧に対応する充電時間を、昇圧トランスの２次コイルに発生する電流が０アンペアになるまでの時間（スイッチング素子のオフ時間）に設定することにより、高変換効率で昇圧動作を行いつつ、高速充電が可能となる。また、バッテリ電圧の状態に応じて、昇圧トランスの１次コイルに流れる電流が制限できるので、バッテリーが他の電気回路の電源として共用されている場合、その電気回路が動作電圧以下になり動作不能になることを防止することが可能となる。
【００２０】
請求項４に係る発明は、請求項１〜３のいずれか１項に係るフラッシュ充電回路において、前記主コンデンサの電圧を検出する出力電圧検出器を備え、該出力電圧検出器により、前記主コンデンサの充電電圧が充電完了時の電圧以上であることを検出したとき、前記制御信号生成器は、前記スイッチング素子をオフする制御信号を出力するように構成されていることを特徴とするものである。
【００２１】
この請求項４に係る発明に対応する実施例は、実施例４である。そして、このように構成したフラッシュ充電回路においては、主コンデンサの電圧検出手段により、主コンデンサの充電電圧が充電完了時の電圧以上であることを検出したとき、スイッチング素子をオフする制御信号を出力するので、充電完了からフラッシュ発光までのバッテリの消耗と過充電を防止することが可能となる。
【００２２】
請求項５に係る発明は、請求項１又は３に係るフラッシュ充電回路において、前記第２のＶ／Ｉ変換器の出力電流を検出する第１の電流検出器を備え、該第１の電流検出器により、前記第２のＶ／Ｉ変換器の出力電流が充電完了時の電圧に対応する電流以上であることを検出したとき、前記制御信号生成器は、前記スイッチング素子をオフする制御信号を出力するように構成されていることを特徴とするものである。
【００２３】
この請求項５に係る発明に対応する実施例は、実施例５である。そして、このように構成したフラッシュ充電回路においては、主コンデンサの充電電圧に基づいて電流を出力する第２のＶ／Ｉ変換器の電流を検出することによりスイッチング素子をオフする制御信号を出力するので、主コンデンサの電圧を検出する出力電圧検出器を設けることなく請求項４に係る発明と同等な効果が得られる。
【００２４】
請求項６に係る発明は、請求項１〜３のいずれか１項に係るフラッシュ充電回路において、前記バッテリの電圧を検出するバッテリ電圧検出器を備え、該バッテリ電圧検出器により、前記バッテリの電圧が、他の電気回路が動作不能になる電圧以下であることを検出したとき、前記制御信号生成器は、前記スイッチング素子をオンする制御信号の時間を短くするように構成されていることを特徴とするものである。
【００２５】
この請求項６に係る発明に対応する実施例は、実施例６である。そして、このように構成したフラッシュ充電回路においては、バッテリ電圧が低下したときに、スイッチング素子をオンする制御信号の時間を短くすることで、昇圧トランスの１次コイルに流れる電流を少なくすることができるので、バッテリの内部抵抗による電圧降下を小さくでき、そのバッテリが他の電気回路の電源として共用されている場合、その電気回路が動作電圧以下になり動作不能になることを防止することが可能となる。
【００２６】
請求項７に係る発明は、請求項１又は３に係るフラッシュ充電回路において、前記第１のＶ／Ｉ変換器の出力電流を検出する第２の電流検出器を備え、該第２の電流検出器により、前記第１のＶ／Ｉ変換器の出力電流が、前記バッテリ電圧が他の電気回路が動作不能になる電圧に対応する電流以下であることを検出したとき、前記制御信号発生器は、前記スイッチング素子をオンする制御信号の時間を短くするように構成されていることをことを特徴とするものである。
【００２７】
この請求項７に係る発明に対応する実施例は、実施例７である。そして、このように構成したフラッシュ充電回路においては、バッテリ電圧に基づいて電流を出力する第１のＶ／Ｉ変換器の電流を検出することにより、スイッチング素子をオンする制御信号の時間を短くすることで、昇圧トランスの１次コイルに流れる電流を少なくすることができるので、バッテリの電圧を検出するバッテリ電圧検出器を設けることなく請求項６に係る発明と同等の効果を得ることが可能となる。
【発明の効果】
【００２８】
本発明に係るフラッシュ充電回路によれば、簡単な構成で、高変換効率で高速な充電動作を行うことができ、また、バッテリ電圧が低い場合でも、バッテリを共用するその他の電気回路に影響することなく、充電効率の良好なフラッシュ充電回路を提供できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２９】
次に、発明を実施するための最良の形態について説明する。
【実施例】
【００３０】
まず、本発明に係るフラッシュ充電回路の実施例１の概略構成を図１に基づいて説明する。なお、図２は、図１に示すフラッシュ充電回路の動作を説明するためのタイミングチャートで、図３は、任意の充電電圧における図２のタイミングチャートを拡大したものである。
【００３１】
図１に示すフラッシュ充電回路において、１はパルス信号発生器で、後述するスイッチング素子（図示例ではトランジスタ）３のオン／オフを制御するための制御信号を生成して、スイッチング素子３の制御入力端子（図示例ではトランジスタのベース）に供給する。２は電源電圧を供給するためのバッテリであり、カメラ（図示せず）各部や本実施例のフラッシュ充電回路に電力を供給するものである。３は制御信号に基づいて、オン／オフするスイッチング素子である。４は、１次巻き線側をスイッチング素子３をオンオフすることによりバッテリ電圧を昇圧して２次コイルに出力する昇圧トランスであり、１次コイルはスイッチング素子３と直列（図示例ではトランジスタのコレクタ）に接続されている。５は昇圧トランス４の２次コイルに発生する電圧を整流する整流ダイオードである。６は整流ダイオード５により整流された電流を蓄積する主コンデンサである。なお、この主コンデンサ６には、図示されていないフラッシュ発光回路などが接続されるものとする。
【００３２】
パルス信号発生器１による出力パルス信号（制御信号）ＶＰは、スイッチング素子３であるトランジスタのベースに入力される。パルス信号ＶＰがＨＩのときスイッチング素子３はオンし、スイッチング素子３のオン期間に昇圧トランス４の１次コイルに１次コイル電流ＩＰが流れ、昇圧用トランス４内に励磁エネルギーが蓄積される。次に、パルス信号発生器１からのオフを示す信号を受けて、スイッチング素子３がオフ状態になると同時に、上記蓄積された励磁エネルギーは昇圧用トランス４の２次コイルに２次コイル電流ＩＳとして流れ、主コンデンサ６が充電される。このようにして、主コンデンサ６の充電電圧は、最終的に約 300Ｖにまで昇圧される。
【００３３】
図２中段に示した１次コイル電流ＩＰの最大値ＩＰＭＡＸは、およそ次式（１）で示される。
ＩＰＭＡＸ＝（ＶＢＡＴ／Ｌp ）×tmax  ・・・・・・・・（１）
ここで、ＶＢＡＴはバッテリ２の電圧値、Ｌp は１次コイルのインダクタンス、tmaxはＩＰ＝０からＩＰＭＡＸまでの時間である。上記（１）式より、ＩＰＭＡＸは、バッテリ電圧ＶＢＡＴの変動に影響することが分かる。
【００３４】
ここで、昇圧トランス４の結合係数を１とし、該昇圧トランス４の１次と２次の巻数比をＮとすると、２次コイルへ伝達される電流ＩＳの最大値ＩＳＭＡＸは、およそ次式（２）となる。
ＩＳＭＡＸ＝ＩＰＭＡＸ／Ｎ  ・・・・・・・・・・・・・（２）
２次コイル電流の最大値ＩＳＭＡＸが主コンデンサ６に充電され０アンペアになるまでの時間tminは、およそ次式（３）となる。
tmin＝ＩＳＭＡＸ／（Ｖout/Ｌs ）＝（ＩＰＭＡＸ／Ｎ）／（Ｖout/Ｌs ）
・・・・・・・・（３）
ここで、Ｖout は主コンデンサの電圧値、Ｌｓは２次コイルのインダクタンスである。上記（３）式より、tminは、主コンデンサ６の電圧Ｖout の変動に影響することが分かる。
【００３５】
次に、図１に示した実施例１におけるパルス信号発生器１の構成を図４に基づいて説明する。このパルス信号発生器は、次のように構成されている。すなわち、バッテリ２の電圧を電流に変換する第１のＶ／Ｉ変換器11の出力を第１のコンデンサ12に接続し、第１のコンデンサ12と第１の基準電圧Ｖref1を第１の比較器13の入力に接続する。また、主コンデンサ６の電圧を電流に変換する第２のＶ／Ｉ変換器14の出力を第２のコンデンサ15に接続し、第２のコンデンサ15と第２の基準電圧Ｖref2を第２の比較器16の入力に接続する。そして、第１の比較器13と第２の比較器16との出力に基づいて制御信号生成器17より位相の反転した２つの制御信号を生成（例えばフリップフロップ等により生成）し、一方の制御信号によりスイッチング素子３のオンオフを制御し且つスイッチＳＷ１を制御して第１のコンデンサ12を放電し、他方の制御信号によりＳＷ２を制御して第２のコンデンサ15を放電するように構成されている。
【００３６】
ここで、上述した（１）式より、1 次コイル電流ＩＰの最大値ＩＰＭＡＸをバッテリ電圧ＶＢＡＴの変動に対して一定とするためには、tmaxをバッテリ電圧ＶＢＡＴの変動に反比例させて制御すればよいことが分かる。すなわち、バッテリ電圧ＶＢＡＴが低下した場合に、第１のＶ／Ｉ変換器11の出力電流Ｉ1 が小さくなるように第１のＶ／Ｉ変換器11を設定すれば、バッテリ電圧ＶＢＡＴが低下した場合にtmax値を大きくすることができる。
【００３７】
よって、バッテリ電圧ＶＢＡＴを第１のＶ／Ｉ変換器11により電流Ｉ1 に変換し、その出力電流Ｉ1 により第１のコンデンサ12を充電し、その充電電圧値と第１の基準電圧Ｖref1を比較することにより、次式（４）に示すようにtmaxを制御すれば、ＩＰＭＡＸを一定に制御することができる。ここで、Ｃ1 は第１のコンデンサ12の容量値である。
tmax＝（Ｃ1 ×Ｖref1）／Ｉ1   ・・・・・・・・・・・・（４）
次に、2 次コイルの電流ＩＳの最大値ＩＳＭＡＸが０になるまでの時間tminを制御するためには、上述した（３）式より、tminを主コンデンサ６の電圧Ｖout の変動に反比例させて制御すればよいことが分かる。すなわち、主コンデンサ６の電圧Ｖout が高くなった場合に、第２のＶ／Ｉ変換器14の出力電流Ｉ2 が大きくなるように第２のＶ／Ｉ変換器14を設定すれば、Ｖout が高くなった場合tmin値を小さくすることができる。
【００３８】
よって、主コンデンサ６の電圧Ｖout を第２のＶ／Ｉ変換器14により電流Ｉ2 に変換し、その出力電流Ｉ2 により第２のコンデンサ15を充電し、その充電電圧値と第２の基準電圧Ｖref2を比較することにより、次式（５）に示すようにtminを制御すれば、昇圧トランス４の２次コイルの電流の最大値ＩＳＭＡＸが０になってから、スイッチング素子３をオンするように制御することができる。ここで、Ｃ2 は第２のコンデンサ15の容量値である。
tmin＝（Ｃ2 ×Ｖref2）／Ｉ2   ・・・・・・・・・・・・（５）
ここで、tmaxをスイッチング素子３のオン期間に、tminをスイッチング素子３のオフ期間になるように制御信号生成器17を設定し、スイッチング素子３がオン期間で前記第２のコンデンサ15の充電電圧をスイッチＳＷ2 をオンして放電させ、スイッチング素子３がオフ期間で前記第１のコンデンサ12の充電電圧をスイッチＳＷ1 をオンして放電するようにすれば、所望のパルス信号を生成することができる。
【００３９】
上述のように設定すれば、簡単な回路構成で、高変換効率で昇圧動作を行いつつ、高速充電が可能となる。また、バッテリ電圧の状態に応じて、昇圧トランスの１次コイルに流れる電流を一定にできるので、バッテリが他の電気回路の電源として共用されている場合、その電気回路が動作電圧以下になり動作不能になることを防止することが可能となる。
【００４０】
次に、実施例２について説明する。図５は、実施例２におけるパルス信号発生器の構成を示すブロック構成図で、他の構成は図１に示した実施例１と同じである。本実施例に係るパルス信号発生器は、図４に示した実施例１におけるパルス信号発生器を以下のように構成したものである。すなわち、第１のＶ／Ｉ変換器11の代わりに第１の定電流源21を、第２のＶ／Ｉ変換器14の代わりに第２の定電流源22を、それぞれ備えると共に、且つ、第１の比較器13における第１の基準電圧Ｖref1の代わりに、前記バッテリ電圧に基づいて変化する第１の可変電圧源23を、前記第２の比較器16における前記第２の基準電圧Ｖref2の代わりに、前記主コンデンサ６に充電されている電圧に基づいて変化する第２の可変電圧源24を用いて構成したものである。
【００４１】
本実施例２においても、（１）式より、1 次コイル電流ＩＰの最大値ＩＰＭＡＸをバッテリ電圧の変動に対して一定とするためには、tmaxをバッテリ電圧ＶＢＡＴの変動値に反比例させて制御すればよい。すなわち、第１の可変電圧源23の電圧ＶＡをバッテリ電圧ＶＢＡＴが低下した場合に大きくなるように設定すれば、バッテリ電圧ＶＢＡＴが低下した場合にtmax値を大きくすることができる。
【００４２】
よって、第１の定電流源21の電流Ｉref1により第１のコンデンサ12を充電し、その充電電圧値と第１の前記第１の可変電圧源23の電圧ＶＡを比較することにより、次式（６）に示すようにtmaxを制御すれば、１次コイル電流の最大値ＩＰＭＡＸを一定に制御することができる。
tmax＝（Ｃ1 ×ＶＡ）／Ｉref1  ・・・・・・・・・・・・（６）
次に、2 次コイル側の電流ＩＳの最大値ＩＳＭＡＸが０になるまでの時間tminを制御するためには、上述した（３）式より、tminを主コンデンサ６の電圧Ｖout の変動値に反比例させて制御すればよい。すなわち、第２の可変電圧源24の電圧ＶＢを主コンデンサ６の電圧Ｖout が高くなった場合に小さくなるように設定すれば、Ｖout が高くなった場合にtmin値を小さくすることができる。
【００４３】
よって、第２の定電流源22の電流Ｉref2により第２のコンデンサ15を充電し、その充電電圧値と第２の可変電圧源24の電圧ＶＢを比較することにより、次式（７）に示すようにtminを制御すれば、２次コイルの電流の最大値ＩＳＭＡＸが０になってから、スイッチング素子３をオンするように制御することができる。
tmin＝（Ｃ2 ×ＶＢ）／Ｉref2  ・・・・・・・・・・・・（７）
これにより、実施例１と同等の効果が得られる。
【００４４】
次に、実施例３について説明する。図６は、実施例３におけるパルス信号発生器の構成を示すブロック構成図で、他の構成は図１に示した実施例１と同じである。本実施例に係るパルス信号発生器は、バッテリ２の電圧を電流に変換する第１のＶ／Ｉ変換器11の出力をスイッチＳＷ1 の一端に接続し、主コンデンサ６の電圧を電流に変換する第２のＶ／Ｉ変換器14の出力をスイッチＳＷ2 の一端に接続し、スイッチＳＷ1 とスイッチＳＷ2 の他端を、それぞれ単一の制御用コンデンサ25に共通に接続し、制御用コンデンサ25と第１の基準電圧Ｖref1を第１の比較器13の入力に接続し、制御用コンデンサ25と第２の基準電圧Ｖref2を第２の比較器16の入力に接続し、第１の比較器13と第２の比較器16との出力に基づいて制御信号発生器17より位相の反転した２つの制御信号を生成し、一方の制御信号によりスイッチング素子３及びスイッチＳＷ1 のオンオフを制御し、他方の制御信号によりスイッチＳＷ2 のオンオフを制御するように構成するものである。
【００４５】
この実施例３においても、上述した（１）式より、１次コイル電流ＩＰの最大値ＩＰＭＡＸをバッテリ電圧の変動に対して一定とするためには、tmaxをバッテリ電圧ＶＢＡＴの変動に反比例させて制御すればよい。すなわち、第１のＶ／Ｉ変換器11の出力電流Ｉ1 をバッテリ電圧ＶＢＡＴが低下した場合に小さくなるように第１のＶ／Ｉ変換器11を設定すれば、バッテリ電圧ＶＢＡＴが低下した場合にtmax値を大きくすることができる。
【００４６】
よって、バッテリ電圧を第１のＶ／Ｉ変換器11により電流Ｉ1 に変換し、その出力電流Ｉ1 により単一の制御用コンデンサ25を充放電し、その制御用コンデンサ25の電圧と、第１の基準電圧Ｖref1と第２の基準電圧Ｖref2の差電圧により、次式（８）に示すようにtmaxを制御すれば、１次コイル電流の最大値ＩＰＭＡＸを一定に制御することができる。ここで、Ｃ3 は制御用コンデンサ25の容量値である。
tmax＝｛Ｃ3 ×（Ｖref1−Ｖref2）｝／Ｉ1 但し、Ｖref1＞Ｖref2  ・・・・・（８）
次に、2 次コイルの電流ＩＳの最大値ＩＳＭＡＸが０になるまでの時間tminを制御するためには、上述した（３）式より、tminを主コンデンサ６の電圧Ｖout の変動に反比例させて制御すればよい。すなわち、第２のＶ／Ｉ変換器14の出力電流Ｉ2 を主コンデンサ６の電圧Ｖout が高くなった場合に大きくなるように第２のＶ／Ｉ変換器14を設定すれば、Ｖout が高くなった場合にtminを小さくすることができる。
【００４７】
よって、主コンデンサ６の電圧Ｖout を第２のＶ／Ｉ変換器14により電流Ｉ2 に変換し、その出力電流Ｉ2 により単一の制御用コンデンサ25を充放電し、その制御用コンデンサ25の電圧と、第１の基準電圧Ｖref1と第２の基準電圧Ｖref2の差電圧により、次式（９）に示すようにtminを制御すれば、２次コイルの電流の最大値ＩＳＭＡＸが０になってから、スイッチング素子３をオンするように制御することができる。
tmin＝｛Ｃ3 ×（Ｖref1−Ｖref2）｝／Ｉ2   ・・・・・・（９）
ここで、tmaxをスイッチング素子３のオン期間に、tminをスイッチング素子３のオフ期間になるように制御信号生成器17を設定し、スイッチング素子３がオン期間で前記スイッチＳＷ1 をオンさせ、スイッチング素子３がオフ期間で前記スイッチＳＷ2 をオンするようにすれば、所望のパルス信号を生成することができる。
【００４８】
上述のように設定すれば、簡単な構成で、高変換効率で昇圧動作を行いつつ、高速充電が可能となる。また、バッテリ電圧の状態に応じて、昇圧トランスの１次コイルに流れる電流を一定にできるので、バッテリが他の電気回路の電源として共用されている場合、その電気回路が動作電圧以下になり動作不能になることを防止することが可能となる。
【００４９】
次に、実施例４について説明する。図７は、実施例４におけるパルス信号発生器の構成を示すブロック構成図で、他の構成は図１に示した実施例１と同じである。本実施例４に係るパルス信号発生器は、図４に示した実施例１に係るパルス信号発生器において、更に主コンデンサ６の電圧Ｖout を検出する出力電圧検出器31を設け、該出力電圧検出器31により主コンデンサ６の電圧が充電完了時の電圧以上であることを検出したとき、前記制御信号生成器17は、前記スイッチング素子３をオフする制御信号を出力するように構成したものである。
【００５０】
このように構成したフラッシュ充電回路においては、出力電圧検出器31により、主コンデンサ６の電圧が充電完了時の電圧以上であることを検出されたとき、スイッチング素子３をオフする制御信号を出力するように構成しているので、充電完了から発光までのバッテリの消耗と主コンデンサの過充電を防止することが可能となる。
【００５１】
この実施例４では、実施例１に出力電圧検出器を設けたものを示したが、この出力電圧検出器を設ける構成は、図５及び図６に示した実施例２及び実施例３にも適用することができ、同等の作用効果が得られる。
【００５２】
次に、実施例５について説明する。図８は、実施例５におけるパルス信号発生器の構成を示すブロック構成図で、他の構成は図１に示した実施例１と同じである。本実施例５に係るパルス信号発生器は、図７に示した実施例４に係るパルス信号発生器における出力電圧検出器31の代わりに、前記第２のＶ／Ｉ変換器14の出力電流Ｉ2 を検出する第１の電流検出器32を設け、この第１の電流検出器32により、第２のＶ／Ｉ変換器14の出力電流Ｉ2 が充電完了時の電圧に対応する電流以上であることを検出したとき、前記制御信号生成器17は、前記スイッチング素子３をオフする制御信号を出力するように構成したものである。このように構成することによっても、実施例４と同等な効果が得られる。
【００５３】
この実施例５では、実施例１に第１の電流検出器を設けたものを示したが、この第１の電流検出器を設ける構成は、図６に示した実施例３にも適用することができ、同等の作用効果が得られる。
【００５４】
次に、実施例６について説明する。図９は、実施例６におけるパルス信号発生器の構成を示すブロック構成図で、他の構成は図１に示した実施例１と同じである。本実施例６に係るパルス信号発生器は、図４に示した実施例１に係るパルス信号発生器において、更にバッテリ２の電圧を検出するバッテリ電圧検出器33を設け、該バッテリ電圧検出器33により、バッテリ電圧が、他の電気回路が動作不能になる電圧以下であることを検出されたとき、前記制御信号生成器17は、前記スイッチング素子３をオンする制御信号の時間を短くするように構成したものである。
【００５５】
このように構成したフラッシュ充電回路においては、バッテリ電圧が低下したとき、上述した（１）式よりスイッチング素子をオンする制御信号の時間を短くすることで、昇圧トランスの１次コイルに流れる電流を少なくすることができるので、バッテリの内部抵抗等による電圧降下を小さくすることができ、バッテリ電圧が低下したときに他の電気回路が動作電圧以下になり動作不能になることを防止することが可能となる。
【００５６】
この実施例６では、実施例１にバッテリ電圧検出器を設けたものを示したが、このバッテリ電圧検出器を設ける構成は、図５及び図６に示した実施例２及び実施例３にも適用することができ、同等の作用効果が得られる。
【００５７】
次に、実施例７について説明する。図10は、実施例７におけるパルス信号発生器の構成を示すブロック構成図で、他の構成は図１に示した実施例１と同じである。本実施例７に係るパルス信号発生器は、図９に示した実施例６に係るパルス信号発生器におけるバッテリ電圧検出器33の代わりに、前記第１のＶ／Ｉ変換器11の出力電流Ｉ1 を検出する第２の電流検出器34を設け、この第２の電流検出器34により、第１のＶ／Ｉ変換器11の出力電流Ｉ1 が、バッテリ電圧が他の電気回路が動作不能になる電圧に対応する電流以下であるとき、前記制御信号発生器17は、前記スイッチング素子３をオンする制御信号の時間を短くするように構成したものである。このように構成することによっても、実施例６と同等の効果が得られることが可能となる。
【００５８】
この実施例７では、実施例１に第２の電流検出器を設けたものを示したが、この第２の電流検出器を設ける構成は、図６に示した実施例３にも適用することができ、同等の作用効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【００５９】
【図１】本発明に係るフラッシュ充電回路の実施例１の全体の概略構成を示す図である。
【図２】図１に示した実施例１の動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図３】図２に示したタイミングチャートの一部拡大図である。
【図４】図１に示した実施例１におけるパルス信号発生器の構成を示すブロック構成図である。
【図５】本発明の実施例２におけるパルス信号発生器の構成を示すブロック構成図である。
【図６】本発明の実施例３におけるパルス信号発生器の構成を示すブロック構成図である。
【図７】本発明の実施例４におけるパルス信号発生器の構成を示すブロック構成図である。
【図８】本発明の実施例５におけるパルス信号発生器の構成を示すブロック構成図である。
【図９】本発明の実施例６におけるパルス信号発生器の構成を示すブロック構成図である。
【図１０】本発明の実施例７におけるパルス信号発生器の構成を示すブロック構成図である。
【図１１】従来のフラッシュ充電回路の構成例を示す図である。
【図１２】図11に示した従来例の動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図１３】図12に示したタイミングチャートを充電電圧の全範囲で示す図である。
【符号の説明】
【００６０】
１  パルス信号発生器
２  バッテリ
３  スイッチング素子
４  昇圧トランス
５  整流ダイオード
６  主コンデンサ
11  第１のＶ／Ｉ変換器
12  第１のコンデンサ
13  第１の比較器
14  第２のＶ／Ｉ変換器
15  第２のコンデンサ
16  第２の比較器
17  制御信号発生器
21  第１の定電流源
22  第２の定電流源
23  第１の可変電圧源
24  第２の可変電圧源
25  制御用コンデンサ
31  出力電圧検出器
32  第１の電流検出器
33  バッテリ電圧検出器
34  第２の電流検出器
【図１】
2005122950.tif 000003
【図２】
2005122950.tif 000004
【図３】
2005122950.tif 000005
【図４】
2005122950.tif 000006
【図５】
2005122950.tif 000007
【図６】
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【図７】
2005122950.tif 000009
【図８】
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【図９】
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【図１０】
2005122950.tif 000012
【図１１】
2005122950.tif 000013
【図１２】
2005122950.tif 000014
【図１３】
2005122950.tif 000015