(57)【要約】  ワイヤレス電力レシーバ（１１１）が、ワイヤレス電力トランスミッタ（１０９）から電磁場結合を介して電力を受信する。通信期間の間、電力レシーバ（１１１）は、電力トランスミッタ（１０９）にデータを送信するため通信ビットストリームにおける論理ビットのストリングとして電力トランスミッタ（１０９）が検出できる様式で、電磁場を変更する。データが電力トランスミッタ（１０９）に送信されていない休止期間の間、電力レシーバ（１１１）は、論理ビットのストリングとして電力トランスミッタ（１０９）が検出しない様式で（例えば、通信周波数帯域外のレートで）、電磁場を変更する。いくつかの実施形態において、通信期間及び休止期間の間、電磁場からワイヤレス電力レシーバによって生成される電圧におけるリップルが削減される。
2015500628.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電子デバイスであって、
電力トランスミッタによって生成される電磁場を介して電力をワイヤレスに受信する電力ピックアップユニット、及び
変調器、
を含み、
前記変調器が、通信期間の間、前記電力トランスミッタにデータを送信するために、通信ビットストリームにおける論理ビットとして前記電力トランスミッタによって検出され得る第１の様式で、前記電磁場を第１と第２の状態間で変化させ、
前記変調器が、データが前記電力トランスミッタに送信されていない休止期間の間、前記論理ビットとして前記電力トランスミッタによって検出されない第２の様式で、前記電磁場を前記第１と第２の状態間で変化させる、
電子デバイス。
【請求項２】
請求項１に記載の電子デバイスであって、
前記電力ピックアップユニットが、整流器及び電圧調整器を含み、
前記整流器が、前記電磁場によって生成されるＡＣ電流を、整流された電圧を伴うＤＣ電流に変換し、
前記電圧調整器が、前記整流された電圧を実質的に安定した出力電圧までレギュレートし、
前記電圧調整器が、前記整流された電圧と前記出力電圧との間のヘッドルームの量に依存する効率で動作し、
前記通信期間の間、前記変調器が、前記整流された電圧レベルを前記論理ビットを表す様式で変化させ、
前記休止期間の間、前記変調器が、前記整流された電圧レベルを前記ヘッドルームを最小化する様式で変化させる、
電子デバイス。
【請求項３】
請求項１に記載の電子デバイスであって、
前記電力ピックアップユニットが整流器を含み、
前記整流器が、前記電磁場によって生成されるＡＣ電流を、整流された電圧レベル付近でリップルする電圧を伴うＤＣ電流に変換し、
前記通信期間の間、前記変調器が、前記整流された電圧レベルを前記論理ビットを表す第１と第２の電圧レベル間で変化させ、
前記休止期間の間、前記変調器が、前記休止期間の間前記整流器によって出力される電圧の平均レベルと、前記通信期間の間前記整流器によって出力される電圧の平均レベルとの間の差を最小化するように選択されたデューティサイクルで、前記整流された電圧レベルを前記第１と第２の電圧レベル間の範囲内で変化させる、
電子デバイス。
【請求項４】
請求項３に記載の電子デバイスであって、
前記電力ピックアップユニットが電圧調整器を更に含み、
前記電圧調整器が、前記整流器からの電圧を実質的に安定したレベルまでレギュレートし、
前記電圧調整器が、その入力電圧レベルと出力電圧レベルとの間のヘッドルームの量に依存する効率で動作し、
前記休止期間の間の前記デューティサイクルが、前記ヘッドルームを最小化するように選択される、
電子デバイス。
【請求項５】
請求項１に記載の電子デバイスであって、前記休止期間の間、前記変調器が、前記電磁場を、前記電磁場を前記論理ビットとして前記電力トランスミッタが検出できないほど非常に速く前記第１と第２の状態間で変化させる、電子デバイス。
【請求項６】
請求項１に記載の電子デバイスであって、
前記通信期間の間、前記変調器が、前記論理ビットが伝送される第１の周波数で前記電磁場を前記第１と第２の状態間で変化させ、
前記休止期間の間、前記変調器が、前記第１の周波数よりも高い第２の周波数で前記電磁場を前記第１と第２の状態間で変化させる、
電子デバイス。
【請求項７】
請求項６に記載の電子デバイスであって、前記第２の周波数が前記第１の周波数より少なくとも５倍大きい、電子デバイス。
【請求項８】
請求項６に記載の電子デバイスであって、前記電磁場が基本周波数を有し、前記第２の周波数が前記基本周波数より少なくとも５倍小さい、電子デバイス。
【請求項９】
電子デバイスであって、
電磁場結合によって電力をワイヤレスに受信するための手段と、
前記受信された電力を、ＤＣ電圧を伴うＤＣ電流に変換するための手段と、
前記変換されたＤＣ電圧を、実質的に一定の出力電圧までレギュレートするための手段と、
通信期間の間、前記電力をワイヤレスに伝送するための手段が通信論理ビットとして検出できる様式で前記結合電磁場を変更するために、前記変換されたＤＣ電圧を第１の周波数で第１及び第２の電圧レベルに変調するための手段であって、前記変換されたＤＣ電圧の前記第１及び第２の電圧レベルが前記通信論理ビットを表し、前記第１の周波数での前記変調が、前記通信期間の平均の変換されたＤＣ電圧を生じさせる、前記変調するための手段と、
休止期間の間、前記電力をワイヤレスに伝送するための前記手段が通信論理ビットとして検出しない様式で前記結合電磁場を変更するために、前記第１と第２の電圧レベル間で前記変換されたＤＣ電圧を第２の周波数で変調するための手段と、
を含み、
前記第２の周波数が、前記電力をワイヤレスに伝送するための手段が前記結合電磁場の前記変更を通信論理ビットとして検出できないほど非常に高く、
前記第２の周波数での前記変調が、前記レギュレートするための前記手段の効率を最大化するように、前記通信期間の前記平均の変換されたＤＣ電圧と実質的に同様である、前記休止期間の平均の変換されたＤＣ電圧を生じさせる、
電子デバイス。
【請求項１０】
請求項９に記載の電子デバイスであって、前記第２の周波数が前記第１の周波数より少なくとも５倍大きい、電子デバイス。
【請求項１１】
請求項９に記載の電子デバイスであって、
前記レギュレートするための手段が、その入力電圧レベルと出力電圧レベルとの間のヘッドルームの量に依存する効率で動作し、
前記休止期間の間の前記第２の周波数のデューティサイクルが、前記ヘッドルームを最小化するように選択される、
電子デバイス。
【請求項１２】
方法であって、
ワイヤレス電力レシーバが、ワイヤレス電力トランスミッタから電磁場結合を介して電力をワイヤレスに受信すること、
通信期間の間、前記ワイヤレス電力レシーバが、論理ビットのストリングとして前記ワイヤレス電力トランスミッタが検出できる様式で前記電磁場を変更すること、及び、
休止期間の間、前記ワイヤレス電力レシーバが、論理ビットのストリングとして前記ワイヤレス電力トランスミッタが検出しない様式で前記電磁場を変更すること、
を含む、方法。
【請求項１３】
請求項１２に記載の方法であって、
前記ワイヤレス電力レシーバが、前記受信した電力を、整流された電圧を伴うＤＣ電流に整流すること、
前記通信期間の間、前記ワイヤレス電力レシーバが、前記整流された電圧を、前記論理ビットを表す第１及び第２の電圧レベルに変調すること、及び、
前記休止期間の間、前記ワイヤレス電力レシーバが、前記整流された電圧を、前記第１と第２の電圧レベル間の或る範囲内で変調すること、
を更に含む、方法。
【請求項１４】
請求項１３に記載の方法であって、
前記通信期間の間、前記ワイヤレス電力レシーバが、前記整流された電圧を、前記通信期間の平均整流電圧レベルを生じさせる、前記第１及び第２の電圧レベルに変調すること、及び、
前記休止期間の間、前記ワイヤレス電力レシーバが、前記整流された電圧を、前記休止期間の平均整流電圧レベルを前記通信期間の前記平均整流電圧レベルと同様にさせる、前記第１と第２の電圧レベル間の前記範囲内で変調すること、
を更に含む、方法。
【請求項１５】
請求項１３に記載の方法であって、
前記ワイヤレス電力レシーバが、前記整流された電圧を実質的に一定の出力電圧レベルまでレギュレートすること、及び、
前記休止期間の間、前記ワイヤレス電力レシーバが、前記整流された電圧の前記レギュレーションの効率を最大化するように、前記第１と第２の電圧レベル間の前記整流された電圧を変調すること、
を更に含む、方法。
【請求項１６】
請求項１５に記載の方法であって、
前記休止期間の間、前記ワイヤレス電力レシーバが、前記整流された電圧の前記レギュレーションの前記効率を最大化するように選択されたデューティサイクルで、前記第１と第２の電圧レベル間の前記整流された電圧を変調すること、
を更に含む、方法。
【請求項１７】
請求項１２に記載の方法であって、
前記休止期間の間、前記ワイヤレス電力レシーバが、前記変更を論理ビットのストリングとして前記ワイヤレス電力トランスミッタが検出できないほど速く前記電磁場を変更すること、
を更に含む、方法。
【請求項１８】
前記通信期間の間、前記ワイヤレス電力レシーバが、通信周波数帯域内である第１の周波数で前記電磁場を変更すること、
前記休止期間の間、前記ワイヤレス電力レシーバが、前記通信周波数帯域外である第２の周波数で前記電磁場を変更すること、
を更に含む、方法。
【請求項１９】
請求項１８に記載の方法であって、前記第２の周波数が前記第１の周波数より少なくとも５倍大きい、方法。
【請求項２０】
請求項１８に記載の方法であって、前記電磁場が基本周波数を有し、前記第２の周波数が前記基本周波数より少なくとも５倍小さい、方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本願は、電力トランスミッタと電力レシーバとの間のワイヤレス電力伝送に関する。
【背景技術】
【０００２】
ワイヤレス電力伝送は、一般に、電力トランスミッタと電力レシーバとの間での電磁場結合によって達成される。電力トランスミッタにおける１次電磁場結合構成要素が、電磁場を生成し、この電磁場は、電力レシーバがその電力トランスミッタ近くに配置されたとき、電力レシーバ内の２次電磁場結合構成要素によってピックアップされる。総電力受信デバイス（電力レシーバを含む）が、デバイスを機能させる必要性に応じて、受信した電力を整流、調整、及び／又はレギュレートする。
【０００３】
この電力伝送技法は、多くの電気デバイス（典型的には、モバイル又はハンドヘルドデバイス、例えば、携帯電話、電動歯ブラシなどであるが、これらに限定されない）で、多様な目的（例えば、トランスミッタをレシーバから安全に分離するため、防水ハウジング内に入れられたバッテリを再充電するためなど）のために、幅広く用いられる。ワイヤレスパワーコンソーシアムのＱｉ低電力規格（System Description, Wireless Power Transfer, Volume I:Low Power, Part 1:Interface Definition, Version 1.0.2, April 2011）（ＷＰＣ規格）は、ワイヤレス電力伝送システム（ワイヤレス電力トランスミッタ及びワイヤレス電力レシーバ）を実装するために適切な説明を記述した業界規格であり、参照により本明細書に組み込まれている。加えて、いずれもテキサス・インスツルメンツ社による、Ｑｉ準拠ワイヤレス電力トランスミッタマネジャーｂｑ５００１１０データシート（２０１０年１１月−２０１１年４月改訂）及びインテグレーテッドワイヤレスパワーサプライレシーバ、Ｑｉ（ワイヤレスパワーコンソーシアム）準拠ｂｑ５１０１０、ｂｑ５１０１１、及びｂｑ５１０１３データシート（２０１１年４月−２０１１年５月改訂）は、それぞれ、ワイヤレス電力トランスミッタ及びワイヤレス電力レシーバの特定の例であり、参照により本明細書に組み込まれている。（組み込まれた参照における用語の定義又は使用が、本明細書で提供される用語の定義に矛盾するか又は反している場合、本明細書で提供されるその用語の定義を適用し、参照における用語の定義は適用しない。）
【非特許文献１】System Description, Wireless Power Transfer, Volume I:Low Power, Part 1:Interface Definition, Version 1.0.2, April 2011
【０００４】
典型的なワイヤレス電力伝送システム設計（ＷＰＣ規格のものを含む）において、電力トランスミッタは、１次インダクタコイルを介して電磁場を生成する。総電力受信デバイスを備える電力ピックアップユニットにおいて、２次インダクタコイルが、電磁場からＡＣ電流及び電圧を生成する。整流回路が、ＡＣ電流及び電圧をＤＣ電流及び電圧に整流する。電圧レギュレータ（又は、本明細書では電圧レギュレータと呼ばれる、出力切断又は電圧調整器）が、整流された電圧を、比較的に一定の又は安定した出力電圧までレギュレートし、この出力電圧は、バッテリを充電するため又はその１次機能回路に電力供給するために総電力受信デバイスによって用いられ得る。
【０００５】
電力レシーバ（又は単に２次インダクタコイル）が電力トランスミッタによって生成される電磁場内にあるとき、２次コイルはその共振周波数に従って電磁場に影響を与え、それにより、１次インダクタコイルを介する電流を変化させる。電力トランスミッタはこの電流における変化を用いて、電力レシーバの存在に起因する負荷を検出し、電力レシーバからの通信を受信することができる。したがって、電力トランスミッタから電力レシーバにワイヤレスに送信される電力量を制御することは、２次コイルの共振周波数、及びそのため、電磁場に対する２次コイルの影響、を変化させることにより、（例えば伝送される電力を増加又は減少させるために）フィードバック又はエラー信号通信を電力レシーバから電力トランスミッタへ送信することによって達成される。例えば電力レシーバは、その動作電圧、電流、及び電力レベルを周期的に通信し得、又は、電力レシーバパラメータを所望の動作領域内に保つために電力トランスミッタから要求される修正アクションのためのコマンドを送信し得る。電力レシーバは、典型的に、差分２位相符号化方式を用いて電力トランスミッタによって認められる負荷を変調することにより、これらの信号、データ、又はコマンドを通信する。電力レシーバは、通常、典型的に電力ピックアップユニットにおいて整流回路の前又は後に配置される変調構成要素（例えば、１つ又は複数のキャパシタ、レジスタ、又は他の消散的（dissipative）構成要素）のオンとオフを切り替えることによって、この変調を実行する。変調構成要素のオンとオフの切り替えは、一般に、整流回路によって出力される整流電圧の電圧レベルを変化させ、２次インダクタコイル内の共振周波数を変更する。このように、電力レシーバは、結合電磁場の状態を電力トランスミッタがデータビットストリーム内の論理ビットとして検出できる２つの状態間で変更する。
【０００６】
これらに関連付けられる問題を説明するために、汎用データ又はコマンドを電力トランスミッタに通信する際に典型的な従来技術のワイヤレス電力レシーバのシミュレーションによって生成されるような、図１、図２、及び図３に示されたグラフのセットにより、通信技法の例が示されている。この例において、論理ビットの２つのセット１００及び１０１（図１）が、電力レシーバによってビットストリームで送信される。論理ビットのセット１００及び１０１は、差分２位相符号化方式を用いて、対応するビットストリーム波形１０２に符号化される。電力レシーバにおける負荷を変調する（すなわち、変調構成要素のオンとオフを切り替える）ために用いられる変調信号１０４を形成するために、初期パルス１０３の固定セットが論理ビット１００及び１０１の前に追加される。したがって、電力トランスミッタは、変調信号１０４に対応する結合電磁場における一連の変化を感知する。電力トランスミッタは初期パルス１０３を検出すると、論理ビット１００又はそれに続く１０１を適切に復号するよう進行することができる。
【０００７】
図２は、変調信号１０４に従って変調構成要素のオンとオフが切り替えられる際に整流回路によって生成される、例示の整流電圧のシミュレーショングラフ１０５を示す。通信期間１０６の間（論理ビット１００及び１０１が送信されているとき、典型的には数十ミリ秒）、整流電圧は、符号化ビットストリームと共に変調信号１０４を表す高レベルと低レベルとの間で変化する。休止期間１０７の間（データが送信されておらず、電磁場が変更されていないとき、典型的には数百ミリ秒）、整流電圧は（変調構成要素がオフに切り替えられたままであることによって生じる）高レベルのままである。（変調構成要素がオンに切り替えられた状態を保つことによって代替の従来技術のグラフが生成可能であり、この場合、整流電圧は休止期間１０７の間、低レベルのままである。）
【０００８】
整流電圧のグラフ１０５全体を通じて、整流電圧は、名目上の高レベル及び低レベルの周辺でリップルする。整流後フィルタリング、調整、及び／又はレギュレートが、通常、このリップルを平坦化する。しかしながら、通信期間１０６の間の整流電圧の平均（図３のグラフ１０８で示される）が、休止期間の間の平均と大幅に異なるとき、典型的に、レギュレーションエラーが発生する。レギュレーションエラーは、一般に、周期的に発生する出力電圧リップル及びフィードバックループに対する外乱として現れる。
【０００９】
このエラーを補償するために、通信期間及び休止期間のサイクルの比較的長い時間にわたる平均電圧の比較的大きな差に因って、整流回路出力上のフィルタリングキャパシタは比較的大きくなければならない。加えて、整流後電圧レギュレータは、平均電圧の比較的大きな差に因って、比較的高いヘッドルーム電圧で動作しなければならない。これらの補償手段は、総電力受信デバイスの効率、フォームファクタ、及びコストに対して、マイナスに寄与する。例えば、大きなフィルタリングキャパシタは、通常、ハンドヘルドデバイスにおいて貴重である、かなりのスペースを占める可能性がある。また、電圧レギュレータの高ヘッドルームでの動作は結果として効率性を失うことになり、これはバッテリ給電デバイスにおいて非常に重要である。
【００１０】
本発明は、これら及びその他の背景の考慮すべき点に関して考案されている。
【発明の概要】
【００１１】
本発明の実施形態は、概して、ワイヤレス電力受信デバイスが、通信期間の間、論理ビットのストリングとしてワイヤレス電力トランスミッタが検出できる様式で、電磁場を（例えば、第１と第２の状態間で）変更することを含む。しかしながら前述の従来技術とは異なり、ワイヤレス電力レシーバはまた、論理ビットのストリングとしてワイヤレス電力トランスミッタが検出することが不可能な様式で、介在する休止期間の間、電磁場を（第１と第２の状態間で、又はそれらの間の或る範囲内で）変更する。
【００１２】
より特定の実施形態において、電力レシーバにおける整流電圧は、通信期間の間、電磁場において結果として生じる変更を通信論理ビットとして電力トランスミッタが検出できる周波数で変調される。しかしながら、休止期間の間、整流電圧は、電磁場において結果として生じる変更を通信論理ビットとして電力トランスミッタが検出するためには高過ぎる、異なる周波数で変調される。加えて、いくつかの実施形態によれば、より高い周波数での変調は、結果として、通信期間の間の平均整流電圧と実質的に同様である休止期間の間の平均整流電圧を生じさせ、これによって電圧レギュレータの効率を最大化することができる。更に追加の実施形態によれば、より高い周波数変調のデューティサイクルが、電圧レギュレータの効率をより適切に最大化するように平均整流電圧レベルを制御するように選択されることが好ましい。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】従来技術のワイヤレス電力レシーバにおいて用いるためのビットストリーム波形及び変調信号に関する、簡易化された従来技術のグラフのセットである。
【００１４】
【図２】図１に示された変調信号の結果として生じる例示の整流電圧の従来技術の簡易グラフである。
【００１５】
【図３】図２に示された整流電圧の平均の従来技術の簡易グラフである。
【００１６】
【図４】本発明の実施形態を組み込むワイヤレス電力伝送システムの簡易概略図である。
【００１７】
【図５】本発明の実施形態を組み込むワイヤレス電力受信デバイスにおける電力ピックアップユニットの一部の簡易概略図である。
【００１８】
【図６】本発明の実施形態を組み込むワイヤレス電力受信デバイスにおける電力ピックアップユニットの一部の代替の簡易概略図である。
【００１９】
【図７】本発明の実施形態に従った、ワイヤレス電力受信デバイスにおいて用いるための変調信号の簡易グラフである。
【００２０】
【図８】本発明の実施形態に従った、図７に示された変調信号の結果生じる例示整流電圧の簡易グラフである。
【００２１】
【図９】本発明の実施形態に従った、図８に示された整流電圧の平均の簡易グラフである。
【００２２】
【図１０】本発明の実施形態に従った、図９に示された平均整流電圧のより精密なｙ軸解像度での簡易グラフである。
【００２３】
【図１１】本発明の実施形態に従った、図７に示された変調信号の結果生じる代替の例示整流電圧の簡易グラフである。
【００２４】
【図１２】本発明の実施形態に従った、図１１に示された整流電圧の平均の簡易グラフである。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
本発明の実施形態を組み込む例示のワイヤレス電力伝送システム１０９が、図４に示されている。ワイヤレス電力伝送システム１０９は、概して、電力トランスミッタ１１０及び電力受信デバイス１１１を含む。電力受信デバイス１１１は、例えば、携帯電話、ゲームコントローラ、電動歯ブラシ、時計、コンピュータ、マイクロフォンなどの、任意の適切な電子デバイスであり得る。電力は、電力トランスミッタ１１０における１次インダクタコイル１１２から、電力受信デバイス１１１における２次インダクタコイル１１３へ、電磁場結合を用いて伝送される。通信期間の間、電力受信デバイス１１１は、通信ビットストリームにおける論理ビットとして電力トランスミッタ１１０によって検出され得る様式で、第１と第２の状態間で電磁場を変調する。以下でより詳細に説明するように、電力受信デバイス１１１は、通信期間と通信期間の間にある休止期間の間、同じ状態間（又は２つの状態間の或る範囲内）であるが、論理ビットとして電力トランスミッタ１１０によって検出され得ない様式で、電磁場の変調を継続する。この変調技法により、通信期間と休止期間の間、電磁場からワイヤレス電力レシーバによって生成される電圧におけるリップルの削減を含む、本明細書で説明する利点が可能となる。
【００２６】
電力トランスミッタ１１０及び電力受信デバイス１１１に関して図示及び説明する特定の構成要素は、例示の目的のみで提示されるものであり、本発明を制限することは必ずしも意図されていない。他の構成要素或いはそれらの組み合わせ又は構成も、本発明の範囲内に有りながら用いることが可能である。例えば、他の実施形態において、１次及び２次のインダクタコイル（すなわち、電磁場結合構成要素）１１２及び１１３は、誘導性デバイスではなく容量性デバイスであり得る。他の実施形態について、他の構成要素変形例が可能である。
【００２７】
図示された実施形態において、電力トランスミッタ１１０は、概して、１次インダクタコイル１１２に加え、電力変換ユニット１１４と、通信及び制御ユニット（制御ユニット）１１５とを含む。電力変換ユニット１１４は、概して、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１６と、１つ又は複数の電力ドライバ１１７とを含む。制御ユニット１１５は、概して、コントローラ（例えば、マイクロコントローラ又はＣＰＵ）と、１つ又は複数の電圧及び電流センサ（Ｖ／Ｉ感知）１１９とを含む。電力変換ユニット１１４は、概して、ＡＣ電源などの外部電源から電力を受信し、結合電磁場を作成するために１次インダクタコイル１１２に印加される電力信号を（ＡＣ／ＤＣコンバータ１１６及びドライバ１１７を介して）生成する。電力信号及びそれらから生成される結合電磁場に対する基本周波数は、典型的に約１００〜２００ＫＨｚの範囲であるが、本発明においてこの範囲外の周波数が知られており、許容可能である。例えば、ＷＰＣ規格は１１０〜２０５ＫＨｚ範囲の動作周波数を要求する。制御ユニット１１５におけるセンサ１１９は、概して、結合電磁場における変化を検出する。こうした変化は、電磁場内の電力受信デバイス１１１、並びに電力受信デバイス１１１からの通信の、有無を示し得る。こうした通信は、概して、パケット単位で着信し、様々なタイプの通信パケットが用いられ得る。これらは、識別及び認証パケット、エラーパケット、制御パケット、エンドパワーパケット、及び電力使用量パケットを含み得るが、これらに限定されない。コントローラ１１８は通信パケットを解釈し、これに応答して、電力変換ユニット１１４によって生成される電力信号のレベルを如何に設定するかを決定する。電力受信デバイス１１１は、概して、通信パケットを用いる電力伝送にわたってフル制御を維持する。ＷＰＣ規格及びｂｑ５００１１０データシート（上記）は、電力トランスミッタ１１０に対する他の受け入れ可能、許容可能、又はオプションの特徴を記載している。
【００２８】
図示された実施形態において、電力受信デバイス１１１は、概して、２次インダクタコイル１１３に加えて、電力ピックアップユニット１２０、通信及び制御ユニット１２１、及び負荷１２２を含む。負荷１２２は、概して、再充電可能バッテリ１２３、及び／又は、電力受信デバイス１１１の主要機能を実行するためのデバイス回路１２４を表す。電力ピックアップユニット１２０は、概して、整流回路１２５、電圧レギュレータ（例えば、低ドロップアウトレギュレータ、スイッチモードレギュレータ、或いは、その他の電圧調整又は出力切断回路）１２６、及び、変調器１２７を含む。通信及び制御ユニット１２１は、概して、コントローラ（例えば、マイクロコントローラ又はＣＰＵ）１２８、通信変調信号生成器（Ｃｏｍｍ．Ｍｏｄ．）１２９、及び、休止期間変調信号生成器（Ｐａｕｓｅ  Ｍｏｄ．）１３０を含む。（通信変調信号生成器１２９及び休止期間変調信号生成器１３０は、概して、構成要素を表し、そのうちの一部は、通信期間及び介在する休止期間の間、通信及び制御ユニット１２１による適切な変調信号の生成のために、共有され得る。）
【００２９】
図示された実施形態において、２次インダクタコイル１１３は、結合電磁場からＡＣ電流及び電圧を生成する。ＡＣ電流及び電圧は、整流回路１２５によって（例えばライン１３１上の）ＤＣ電流及び電圧に整流される。変調器１２７は、通信期間及び介在する休止期間の間、必要に応じて整流電圧を変調するために、（例えばライン１３２上の）ＤＣ電流の一部を受信する。電圧レギュレータ１２６は、整流電圧を用いて、負荷１２２のための（例えばライン１３３上の）実質的に一定の又は安定した供給電圧を生成する。
【００３０】
図示された実施形態において、整流回路１２５は、好ましくは更に、通信及び制御ユニット１２１に（例えばライン１３３上の）電力を提供する。加えて、通信及び制御ユニット１２１は、好ましくは、ライン１３１上の整流電圧の電圧及び／又は電流を示す（例えば破線１３５上の）感知信号を受信する。また、通信及び制御ユニット１２１は、好ましくは、負荷１２２の電力使用量、或いはバッテリ１２３の充電の状態、又は他の適切な状況データを示す、（例えばライン１３６上の）１つ又は複数のフィードバック信号を受信する。（通信及び制御ユニット１２１は、典型的に、必要に応じて、それぞれ、電圧レギュレータ１２６及び負荷１２２を制御するためにライン１３７及び１３８上の制御信号も生成する。）
【００３１】
感知信号（ライン１３５）及びフィードバック信号（ライン１３６）に基づき、通信及び制御ユニット１２１は概して（例えばコントローラ１２８を介して）、その電力出力レベルに任意の必要な調節をするために、電力トランスミッタ１１０に関して電力トランスミッタ１１０に伝送されるべきコマンド及び／又はデータを決定する。通信変調信号生成器１２９を介して、通信及び制御ユニット１２１は、電力トランスミッタ１１０に伝送されるべきコマンド又はデータの論理ビットを表す、差分２位相符号化変調信号を周期的に生成する。差分２位相符号化変調信号は（例えばライン１３９上で）変調器１２７に提供されるため、変調器１２７は、通信期間の間、論理ビットを表す様式で整流電圧レベル（ライン１３１）を変調可能であり、その結果生じる電磁場変更は、電力トランスミッタ１１０の論理ビット検出につながる様式で発生する。しかしながら、通信及び制御ユニット１２１は、休止期間の間、（休止期間変調信号生成器１３０を介して）ライン１３９上で変調器１２７に提供される第２の非符号化変調信号を生成し、そのため、変調器１２７は、電力トランスミッタ１１０が論理ビットとして検出できない様式で電磁場を変更するために、整流電圧（ライン１３１）を変調することができる。
【００３２】
いくつかの実施形態において、休止期間の間の変調は、好ましくは、通信期間の間の変調よりも実質的に高速であるか又はより高い周波数であるが、電磁場の基本周波数よりも大幅に低速であることが好ましい。加えて、変調周波数は好ましくは可聴範囲外である。典型的に、通信周波数及び基本周波数との差が５倍であることが適切である。ワイヤレス電力伝送に対する通信周波数は、通常２００Ｈｚ〜１０ｋＨｚの範囲内であり、基本周波数は、通常１００〜２００ｋＨｚである。（これらの範囲外の通信及び基本周波数も可能である。）したがって、高速変調周波数は、通信及び基本周波数に応じて、約１〜５０ｋＨｚの範囲内であることが好ましい。ＷＰＣ規格又はｂｑ５００１１０データシート又はｂｑ５１０１０、ｂｑ５１０１１、及びｂｑ５１０１３データシート（上記）を組み込む実施形態では、例えば、通信周波数は約２ｋＨｚであり（すなわちビットレートは約２ｋｂｐｓであり）、基本周波数は約１１０〜２０５ｋＨｚである。この場合、適切な高速変調周波数は、約１０ｋＨｚ（すなわち、２ｋＨｚの５倍）の下限及び約２２〜４１ｋＨｚ（すなわち、１１０〜２０５ｋＨｚの５分の１）の上限を有し得る。高速変調周波数に対する他の範囲も可能であり、一般に、通信及び基本周波数に依存し得る。電力トランスミッタは、典型的に、それらの制御ユニット（例えば制御ユニット１１５）における通信周波数よりもわずかに高い周波数をフィルタ除去するため、高速変調周波数は、こうした電力トランスミッタが、電磁場の変化における論理ビットのストリームを誤って検出できないようにする。休止期間の間、電力トランスミッタ１１０が論理ビットを誤って検出できないようにする他の変調技法も、本発明の範囲内である。
【００３３】
いくつかの実施形態において、電力ピックアップユニット１２０の設計は、好ましくは、電圧レギュレータ１２６の効率的な動作に必要なヘッドルームを用いて、整流電圧レベル（ライン１３１）及びその変調を調整する。以下でより詳細に説明するように、休止期間の間の整流電圧の変調は、好ましくは、これらの期間の間の整流電圧レベルの平均が、通信期間の間の整流電圧レベルの平均とほぼ同じである様式で実行される。したがって、電圧レギュレータ１２６に利用可能なヘッドルームは、前述の従来技術に比べて、通信期間及び休止期間を通じて比較的一定である。したがって、電圧レギュレータ１２６は、非常に少ない超過ヘッドルームで動作するように設計され得る。電圧レギュレータ１２６の効率は、その電圧入力に対するその電圧出力の比率に依存するため、通信期間及び休止期間の間の平均整流電圧レベル間の差を最小化することによって、この効率が最大化され得、それによって、その動作のいずれの部分中の電圧レギュレータ１２６の如何なる部分の間の超過ヘッドルームも最小化される。したがって、電力ピックアップユニット１２０及び総電力受信デバイス１１１の効率は、本発明のいくつかの実施形態により、前述の従来技術のものよりも改善される。
【００３４】
２次インダクタコイル１１３、整流回路１２５、及び変調器１２７を用いて変調を実行するために受け入れ可能な回路１４０及び１４１の２つの例が、それぞれ図５及び図６に示されている。例示の回路１４０及び１４１は、例示の目的のみで示されたものであり、本発明の範囲を限定することは必ずしも意図されていない。そうではなく、変調を実行するための他の回路も本発明の範囲内である。加えて、本発明は、図５及び図６に示された通りの構成要素又は接続方式に限定されない。
【００３５】
図５の例示の回路１４０は、概して、２次インダクタコイル１１３、整流器１４２（すなわち、ダイオード１４３〜１４６又は適切に構成されたトランジスタ）、共振キャパシタ１４７、フィルタキャパシタ１４８、変調レジスタ１４９、及び変調トランジスタ（又はスイッチ）１５０を含む。共振キャパシタ１４７及び２次インダクタコイル１１３は、概して、電力トランスミッタ１１０によって生成される電磁場の存在下に２次インダクタコイル１１３があるとき、ＡＣ電流及び電圧を生成するための共振回路を構成する。整流器１４２は、ＡＣ電流及び電圧をＤＣ電流及び電圧に整流する。フィルタキャパシタ１４８は、依然として電磁場の周波数付近でリップルしている整流電圧を部分的に平滑化するために、初期フィルタリングを実行する。変調トランジスタ１５０は、通信及び制御ユニット１２１から変調信号（例えばライン１３９上、図４も参照のこと）を受信し、それに応答して、変調レジスタ１４９を整流器１４２に接続、及び整流器１４２から切断し、それによって負荷を変更又は変調する。負荷の変化により、整流電圧のレベル、並びに電磁的に結合された１次及び２次のインダクタコイル１１２及び１１３の共振周波数が変更される。共振周波数の変化によって電磁場が変更され、これによって、電力トランスミッタ１１０における電圧又は電流が変化する。変調が通信周波数で実行されるとき、センサ１１９は電力トランスミッタ１１０における電圧又は電流の変化を所期の論理ビットとして検出する。他方で、変調が休止期間の間一層高速な周波数で実行されるとき、センサ１１９は電力トランスミッタ１１０における電圧又は電流の変化を検出することができない。
【００３６】
図６の例示の回路１４１は、概して、２次インダクタコイル１１３、整流器１５１（すなわち、ダイオード１５２〜１５５又は適切に構成されたトランジスタ）、共振キャパシタ１５６、フィルタキャパシタ１５７、変調キャパシタ１５８及び１５９、並びに変調トランジスタ（又はスイッチ）１６０及び１６１を含む。共振キャパシタ１５６及び２次インダクタコイル１１３は、概して、電力トランスミッタ１１０によって生成される電磁場の存在下に２次インダクタコイル１１３があるとき、ＡＣ電流及び電圧を生成するための共振回路を構成する。整流器１５１は、ＡＣ電流及び電圧をＤＣ電流及び電圧に整流する。フィルタキャパシタ１５７は、依然として電磁場の周波数付近でリップルしている整流電圧を部分的に平滑化するために、初期フィルタリングを実行する。変調トランジスタ１６０及び１６１は、通信及び制御ユニット１２１から変調信号（例えばライン１３９上、図４も参照のこと）を受信し、それに応答して、変調キャパシタ１５８及び１５９を（２次インダクタコイル１１３と整流器１５１の間で）２次インダクタコイル１１３に接続、及び２次インダクタコイル１１３から切断し、それによって負荷を変更又は変調する。負荷の変化により、整流電圧のレベル、並びに電磁的に結合された１次及び２次のインダクタコイル１１２及び１１３の共振周波数が変更される。（変調キャパシタ１５８及び１５９が２次インダクタコイル１１３に結合されるとき、システム共振周波数は通常は、変調キャパシタ１５８及び１５９が切り離されたときに比して低い。）共振周波数の変化によって電磁場が変更され、これによって、電力トランスミッタ１１０における電圧又は電流が変化する。変調が通信周波数で実行されるとき、センサ１１９は電力トランスミッタ１１０における電圧又は電流の変化を所期の論理ビットとして検出する。他方で、変調が休止期間の間、一層高速な周波数で実行されるとき、センサ１１９は電力トランスミッタ１１０における電圧又は電流の変化を検出することができない。
【００３７】
図７、図８及び図９は、本発明の実施形態を組み込む回路のシミュレーションを介して生成されるグラフを示す。図７のグラフ１６２は、ライン１３９（図４、図５、及び図６）上の、通信及び制御ユニット１２１によって生成され得る例示変調信号の簡易グラフである。変調信号グラフ１６２は、概して、２つの通信期間１６３及び２つの休止期間１６４を含む。
【００３８】
通信期間１６３及び休止期間１６４に対して示される相対的長さとタイムスケール（ｘ軸）は、単なる例示のためのものであり、本発明の範囲を限定することは意図されていない。通信期間１６３及び休止期間１６４に対する他の長さとその他のタイムスケールは本発明の範囲に含まれる。例えば、ｂｑ５００１１０データシート又はｂｑ５１０１０、ｂｑ５１０１１、及びｂｑ５１０１３データシート（上記）に従ったＷＰＣ準拠のワイヤレス電力伝送システムは、相対的に定常状態の動作条件の間、２５０ｍｓごとに電力受信デバイス１１１から電力トランスミッタ１１０に通信パケットを送信することができるが、大きな過渡が生じた場合、より少ない時間で動作ポイントに収束するために、電力トランスミッタ１１０へのフィードバックは３０〜３２ｍｓごとまでスピードアップし得る。
【００３９】
通信期間１６３の間、変調信号のグラフ１６２は、図１を参照して上述した従来技術の例と同様の差分２位相符号化ビットストリームを表す高値と低値との間で交番する。（変調信号のグラフ１６２の通信部分によって表される論理ビットは、電力受信デバイス１１１が電力トランスミッタ１１０に送り得る任意の特定のコマンド又はデータに対応するように意図されていない。）他方で、休止期間１６４の間、変調信号のグラフ１６２は、通信期間１６３の間よりもずっと高速に、高値と低値との間で交番する。
【００４０】
図８のグラフ１６５は、図７に示された変調信号（グラフ１６２）によってアクティブにされるような変調器１２７による変調から生じる整流回路１２５によって生成され得る、（例えば、図４のライン１３１上の）例示の整流電圧の簡易グラフである。整流電圧のグラフ１６５は、概して、図７に示されたものに対応する２つの通信期間１６３及び２つの休止期間１６４を示す。通信期間１６３の間、整流電圧レベルは、変調信号（グラフ１６２）に従って高レベルと低レベルとの間で変調される。概して、変調構成要素（例えば、図５の変調レジスタ１４９又は図６の変調キャパシタ１５８及び１５９）がアクティブにされるとき整流電圧は低レベルであり、変調構成要素がイナクティブにされるとき整流電圧は高レベルである。この実施形態において、休止期間１６４の間、整流電圧レベルは、高レベルと低レベルとの間で、整流電圧が反対方向に戻される前に必ずしもこれらのレベルに到達する時間を有さないような急速で、変調される。したがって、いくつかの実施形態において、休止期間１６４の間、整流電圧レベルは高レベルと低レベルとの間の何らかの範囲内で変化すると言うことができる。
【００４１】
整流電圧のグラフの１６５は、図２の従来技術の整流電圧のグラフ１０５と比較され得る。グラフ１０５及び１６５は、どちらもほぼ同じ縦軸及び横軸のスケールで描かれている。従来技術の整流電圧のグラフ１０５は、休止期間１０７の間、高レベルを保つのに対して、整流電圧のグラフ１６５は高レベルと低レベルの間のほぼ中間地点付近で変動する。
【００４２】
図９のグラフ１６６は、通信期間１６３及び休止期間１６４のそれぞれについて、図８に示された整流電圧の近似平均の簡易グラフである。平均整流電圧のグラフ１６６は、図３の従来技術の平均整流電圧のグラフ１０８と比較され得る。グラフ１０８及び１６６はどちらも、ほぼ同じ縦軸及び横軸のスケールで描かれている。図９におけるグラフ１６６の通信期間１６３の平均整流電圧と休止期間１６４の平均整流電圧との間の差は、図３におけるグラフ１０８の通信期間１０６及び休止期間１０７の従来技術の平均整流電圧レベル間の差よりも、大幅に小さい。実際、グラフ１６６の通信期間１６３及び休止期間１６４の平均整流電圧間の差を的確に見るためには、図１０に示されるように、縦軸スケールをかなり細かくしなければならない。通信期間１６３及び休止期間１６４の平均整流電圧間の差が低減するため、背景において上述した周期的に生じる出力電圧リップルも減少する。
【００４３】
前述の従来技術における問題の１つは、任意の２つの連続する通信期間１０６及び休止期間１０７のサイクルの比較的長い時間にわたって平均整流電圧レベル（例えば、図３のグラフ１０８）における幅広い変動を適切に処理するために、フィルタリングキャパシタ（例えば、図５及び図６のフィルタリングキャパシタ１４８及び１５７に対応する）を比較的大きくなければならないことであった。しかしながら、本発明のいくつかの実施形態によれば、グラフ１６６の通信期間１６３及び休止期間１６４の平均整流電圧間の差は、従来技術のものよりも大幅に小さいため、図５及び図６のフィルタリングキャパシタ１４８及び１５７は従来技術のものよりも大幅に小さくし得、したがって一層安価とし得る。
【００４４】
前述の従来技術における問題の別の１つは、整流後電圧レギュレータが、平均整流電圧レベルがそのより高レベルにある期間（例えば、図３の休止期間１０７）の間、比較的高いヘッドルーム下で動作しなければならず、より高いヘッドルームは電圧レギュレータの効率にマイナスの影響を与えることであった。しかしながら、本発明のいくつかの実施形態によれば、グラフ１６６の通信期間１６３及び休止期間１６４の平均整流電圧間の差は従来技術のものよりも大幅に小さいため、休止期間１６４の間電圧レギュレータ１２６（図４）が動作するヘッドルームは、通信期間１６３の間電圧レギュレータ１２６が動作するヘッドルームに著しく近くなる。したがって、電圧レギュレータ１２６の効率は従来技術に比べてそれほど大きく犠牲にならない。
【００４５】
付加的な実施形態が、通信期間１６３及び休止期間１６４の間の整流電圧の平均を、前述よりも更に近づけることができる。休止期間の間の変調信号のデューティサイクルを選択又は調整することによって、休止期間の間の平均整流電圧の電圧レベルを所望のレベルに設定することができる。
【００４６】
図７〜図１０に示される例示の実施形態について、休止期間１６４の間の変調信号１６２のデューティサイクルは５０％である。図１、図２、及び図３の従来技術の例は、概して、０％のデューティサイクルを有する場合を表す。
【００４７】
通信期間１６３の間変調信号１６２に対して用いられる差分２位相符号化方式は、概して、これらの期間の間、それらの高状態と低状態との間のほぼ中間点に整流電圧１６５の平均電圧レベルを生じさせるように意図される。同様に、休止期間１６４の間の５０％デューティサイクルは、概して、これらの期間の間、高地点と低地点との間のほぼ中間点に整流電圧１６５の平均電圧レベルを生じさせる。しかしながら、整流電圧１６５は、休止期間１６４の間、好ましくは比較的高速に変調されるため、整流電圧１６５は、通信期間１６３の間到達するのと同じ高状態及び低状態に到達する時間を有さない。加えて、回路特性が、休止期間１６４の間、整流電圧１６５の高及び低地点を、通信期間１６３の間の高及び低状態に対して上方又は下方のいずれかにスキューすることができる。結果として、平均整流電圧１６６（図９及び図１０）は、休止期間１６４の間、同様にスキューされる。
【００４８】
５０％デューティサイクルの例示の実施形態は、休止期間１６４の間の平均整流電圧１６６が、従来技術の０％デューティサイクルの例よりも通信期間１６３の間の平均整流電圧１６６にかなり近くなる。しかしながら、休止期間１６４の間の平均整流電圧１６６は、通信期間１６３の間の平均整流電圧１６６よりも依然として高いため、５０％よりわずかに大きいデューティサイクルが、平均を互いに更に近くするはずである。
【００４９】
図１１は、通信期間１６８の間の変調信号（図示せず）が図１及び図７の変調信号１０４及び１６２と同じビットストリームを符号化するシミュレーションで生成される整流電圧のグラフ１６７を示す。しかしながら、休止期間１６９の間、変調信号は、変調信号１６２が変動するのとほぼ同じ周波数で、５０％デューティサイクルではなくおよそ６０％のデューティサイクルで、変動する。結果として、通信期間１６８内の整流電圧１６７は、図８の整流電圧１６５とほぼ同じである。他方で、休止期間１６９の間、整流電圧１６７は図８の整流電圧１６５よりもわずかに低い。この差は、図８及び図１１のスケールではほとんど目立たない。しかしながら、図１２は、整流電圧１６７に対する平均整流電圧のグラフ１７０を、図１０の平均整流電圧１６６とほぼ同じ細かさの縦軸スケールで示している。このスケールでは、休止期間１６９の間の平均整流電圧のグラフ１７０が、図１０の５０％のデューティサイクル例の場合よりも、通信期間１６８の間の平均整流電圧のグラフ１７０により近いことがわかる。
【００５０】
その他の実施形態が、休止期間の間の平均整流電圧を通信期間の間の平均整流電圧に近付けるために、変調信号のデューティサイクルを任意の適切な値に設定又は調整し得、それによってこれらの平均間の差を最小化することができる。したがって本発明の前述の利点は、この技法によって強化され得る。例えば、電圧レギュレータ１２６が動作しなければならないヘッドルームを最小化することが可能であり、それによって電圧レギュレータ１２６の効率が潜在的に最大化される。
【００５１】
本発明に関係する当業者であれば、本発明の特許請求の範囲内で、説明した例示の実施形態に対する改変が成され得ること、及び多くの他の実施形態が可能であることを理解されよう。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【国際調査報告】
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