(57)【要約】【課題】電源電圧（ＶＣＣ）の低電圧化を図りながら、消費電力を低減し、所要の電流出力を可能とする定電圧発生器の提供。【解決手段】バンドギャップリファレンス回路１１と、電流供給回路１２と、起動回路１３と、電圧電流変換回路１４と、を備え、起動回路１３は、負荷素子２９、３０と、負荷素子２９に接続されるトランジスタ３１と、トランジスタ３１よりも電流能力が大きく、かつ、トランジスタ３１と制御端子の電圧を共通にし、負荷素子３０に接続されるトランジスタ３２と、トランジスタ３１に接続される抵抗３３と、トランジスタ３２に接続される抵抗３４と、を有して構成され、トランジスタ３２と抵抗３４との接続部に電圧電流変換回路１４の出力が入力され、負荷素子３０とトランジスタ３２との接続部の電流が電流供給回路１２を制御する。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
出力端子から定電圧を出力する定電圧発生器であって、
出力端子に接続され、定電圧を発生するバンドギャップリファレンス回路と、
出力端子に接続され、これに電流を供給する電流供給回路と、
起動時および起動後に、電流供給回路に流れる電流を制御する起動回路と、
出力端子の電圧の変動を電流の変動に変換する電圧電流変換回路と、を備え、
前記起動回路は、第１と第２の負荷素子と、第１の負荷素子に接続される第１のトランジスタと、第１のトランジスタよりも電流能力が大きく、かつ、第１のトランジスタと制御端子の電圧を共通にし、第２の負荷素子に接続される第２のトランジスタと、第１のトランジスタに接続される第１の抵抗と、第２のトランジスタに接続される第２の抵抗と、を有して構成され、
第２のトランジスタと第２の抵抗との接続部に前記電圧電流変換回路の出力が入力され、第２の負荷素子と第２のトランジスタとの接続部の電流が前記電流供給回路を制御する、ことを特徴とする定電圧発生器。
【請求項２】
請求項１に記載の定電圧発生器において、
前記第１と第２の負荷素子は定電流源であることを特徴とする定電圧発生器。
【請求項３】
請求項２に記載の定電圧発生器において、
前記第１と第２のトランジスタと制御端子の電圧を共通にするダイオード接続の第３のトランジスタと、
第３のトランジスタに接続される第３の抵抗と、
第３のトランジスタに電流を供給する第３の負荷素子と、を備えることを特徴とする定電圧発生器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、定電圧を出力する定電圧発生器、特に、それを構成する起動回路を改良した定電圧発生器に関する。
【０００２】
【従来の技術】定電圧発生器は、アナログ回路の精度確保あるいは回路の消費電力の低減などのために、電子回路に広く用いられている。そして、定電圧発生器には、バンドギャップリファレンス回路を利用したものがある（例として、特許文献１、特許文献２）。バンドギャップリファレンス回路は、半導体集積回路上で整合性の良いトランジスタを組み合わせて構成され、温度依存性を持たない利点を有している。
【０００３】
バンドギャップリファレンス回路を利用した定電圧発生器は、出力につながる負荷に電流を供給するトランジスタを必要とする。このトランジスタの回路形式としては、定電圧発生器の出力にエミッタが接続されるエミッタフォロア形式のものも存在するが、エミッタとベース間の順バイアス電圧（Ｖｆ）分だけ高い電源電圧を必要とするため、後述する課題である電源電圧の低電圧化には向かない。そのため、本従来技術の説明では、定電圧発生器の出力にコレクタが接続されるエミッタ接地形式のトランジスタが電流を供給するものについて行う。なお、バイポーラトランジスタの代わりにＭＯＳトランジスタで構成するならば、定電圧発生器の出力にドレインが接続されるソース接地形式のトランジスタがエミッタ接地形式のトランジスタのかわりとなる。
【０００４】
図６は特許文献１に記載された第１の従来例の定電圧発生器の回路図である。
【０００５】
第１の従来例の定電圧発生器１１０は、バンドギャップリファレンス回路１１１と、電流供給回路１１２と、起動回路１１３と、電圧電流変換回路１１４と、起動検出回路１１５と、から構成される。
【０００６】
バンドギャップリファレンス回路１１１は、定電圧発生器１１０が出力端子（ＶＲＥＦ）から出力する定電圧（Ｖｒｅｆ）を発生する。電流供給回路１１２は、出力端子（ＶＲＥＦ）につながる負荷と前述したバンドギャップリファレンス回路１１１に電流を供給する。起動回路１１３は、電源電圧（ＶＣＣ）の立ち上げ時に、電流供給回路１１２に電流を強制的に流してバンドギャップリファレンス回路１１１を起動する。電圧電流変換回路１１４は、出力端子（ＶＲＥＦ）の電圧を電流に変換し、電圧に対応した電流を電流供給回路１１２に出力する。そして、起動検出回路１１５は、電源電圧（ＶＣＣ）が立ち上がったことを検出し、後述するように起動回路１１３が定電圧発生器１１０に影響を及ぼさないようにするものである。
【０００７】
バンドギャップリファレンス回路１１１は、出力端子（ＶＲＥＦ）に並列に接続される同じ抵抗値の抵抗１２４、１２５と、抵抗１２４の他端に接続されるダイオード接続のトランジスタ１２１と、トランジスタ１２１よりもエミッタ・ベース間面積が大きく（電流能力が大きく）、かつ、トランジスタ１２１とベース電圧を共通にして抵抗１２５の他端に接続されるトランジスタ１２２と、トランジスタ１２２のエミッタに接続される抵抗１２０と、抵抗１２５とトランジスタ１２２の接続部にベースが接続され、かつ、エミッタが接地されているトランジスタ１２３と、から構成される。この構成により、出力端子（ＶＲＥＦ）から定電圧（Ｖｒｅｆ）を出力するための電圧を発生する。
【０００８】
電流供給回路１１２は、カレントミラーとなる、抵抗１２８及びトランジスタ１２６と、抵抗１２９及びトランジスタ１２７と、から構成される。これらトランジスタ１２６、１２７は、ＰＮＰ型である。トランジスタ１２６は、出力端子（ＶＲＥＦ）に電流を供給し、その電流はトランジスタ１２７に流れる電流を調整することにより制御される。
【０００９】
起動回路１１３は、電源電圧（ＶＣＣ）に接続される抵抗１３０と、抵抗１３０に接続される２段のダイオード１３１、１３２と、抵抗１３０とダイオード１３１の接続部にベースが接続されるトランジスタ１３３と、トランジスタ１３３のエミッタに接続される抵抗１３４と、から構成される。
【００１０】
この起動回路１１３は、電源電圧（ＶＣＣ）が立ち上がると、２段のダイオード１３１、１３２により、トランジスタ１３３のベース電圧が順バイアス電圧（Ｖｆ）の２倍の電圧になってトランジスタ１３３はオン状態となる。このトランジスタ１３３には、抵抗１３４の抵抗値によって決まる電流が流れ、前述した電流供給回路１１２のトランジスタ１２７に電流を流す。その結果、トランジスタ１２６から出力端子（ＶＲＥＦ）と前述したバンドギャップリファレンス回路１１１に電流が供給されてバンドギャップリファレンス回路１１１が起動するのである。
【００１１】
起動検出回路１１５は、電源電圧（ＶＣＣ）の立ち上げ後には、トランジスタ１４３のオン電流により、起動回路１１３のトランジスタ１３３のベース電圧を下げ、トランジスタ１３３をオフするような構成になっている。
【００１２】
電圧電流変換回路１１４は、出力端子（ＶＲＥＦ）にベースが接続されるトランジスタ１３９と、トランジスタ１３９のエミッタに接続される抵抗１４０と、から構成される。トランジスタ１３９のエミッタの電圧は、出力端子（ＶＲＥＦ）の定電圧（Ｖｒｅｆ）よりも順バイアス電圧（Ｖｆ）だけ低いものであり、この電圧が抵抗１４０にかかる。従って、前述した電流供給回路１１２は、電源電圧の立ち上げ後には、この抵抗１４０の抵抗値で決まる大きさの電流で制御されるのである。
【００１３】
第１の従来例の定電圧発生器では、電圧電流変換回路１１４を上述の構成したことにより、出力端子（ＶＲＥＦ）の定電圧（Ｖｒｅｆ）に応じた電流を電流供給回路１１２から出力端子（ＶＲＥＦ）に供給することを可能にしている。
【００１４】
図７は特許文献２に記載された第２の従来例の定電圧発生器の回路図である。第２の従来例の定電圧発生器１５０は、バンドギャップリファレンス回路１５１と、電流供給回路１５２と、起動回路１５３と、から構成される。このバンドギャップリファレンス回路１５１は、第１の従来例のバンドギャップリファレンス回路１１１と実質的に同じ構成である。
【００１５】
電流供給回路１５２は、第１の従来例の電流供給回路１１２と実質的に同じ機能を果たすものであり、カレントミラーとなる、トランジスタ１６６と１６７とから構成される。これらトランジスタ１６６、１６７も、ＰＮＰ型である。トランジスタ１６６は、出力端子（ＶＲＥＦ）に電流を供給し、その電流はトランジスタ１６７に流れる電流をバンドギャップリファレンス回路１５１のトランジスタ１６３で調整することにより制御される。
【００１６】
起動回路１５３は、電源電圧（ＶＣＣ）に接続される抵抗１７０と、抵抗１７０に接続される２段のダイオード１７１、１７２と、抵抗１７０とダイオード１７１の接続部に接続されるダイオード１７３と、から構成される。この起動回路１５３は、第１の従来例の起動回路１１３と実質的同じ機能を果たすものであるが、トランジスタは用いずに、直接、抵抗１７０からバンドギャップリファレンス回路１５１に電流を供給して起動を行っている。
【００１７】
起動回路１５３のダイオード１７３は、電源電圧（ＶＣＣ）が立ち上がった後に、起動回路１５３が定電圧発生器１５０に影響を及ぼさないようにするものである。また、バンドギャップリファレンス回路１５１のトランジスタ１６３の出力は、直接、電流供給回路１５２に入力されている。
【００１８】
従って、第２の従来例の定電圧発生器１５０は、第１の従来例における電圧電流変換回路１１４と起動検出回路１１５とを省略することができ、構成を簡易にできる。
【００１９】
【特許文献１】特開平３−１６４９１６号公報
【特許文献２】特開平７−２３０３３２号公報
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】
このように、上記の定電圧発生器１１０、１５０は、その出力（ＶＲＥＦ）に電流を供給するため、カレントミラー構成のＰＮＰトランジスタを設け、このカレントミラー構成の入力を制御することにより出力（ＶＲＥＦ）に安定した電流を供給している。また、上記の定電圧発生器１１０、１５０は、２段のダイオードを有する起動回路が設けられているが、バンドギャップリファレンス回路が起動した後は、定電圧発生器１１０、１５０に影響を及ばさないようになっている。
【００２１】
しかし、これらの定電圧発生器１１０、１５０は、低電圧の電源電圧（ＶＣＣ）で動作することは意図されておらず、例えば、１．３Ｖ程度の低電圧の電源電圧（ＶＣＣ）に適用することは困難と考えられる。すなわち、順バイアス電圧（Ｖｆ）は約０．７Ｖであり、２段のダイオードを直列に接続していることにより、それだけで約１．４Ｖの電圧が必要となるからである。さらに、この順バイアス電圧（Ｖｆ）は、通常、低温になると高くなるので、温度環境を考慮すれば、上記の適用はより困難なものになると考えられるのである。
【００２２】
近年、定電圧発生器の電源電圧（ＶＣＣ）は、低消費電力志向の観点から、携帯機器のみならず据置型の機器においても低電圧化の要求は強くなっている。一方、その電源電圧（ＶＣＣ）が１．３Ｖ程度の低電圧であっても、その出力電流は１ｍＡ以上の大電流を要求される場合が多くなっている。
【００２３】
また、これらの定電圧発生器１１０、１５０は、出力端子（ＶＲＥＦ）には電流供給回路から決まった電流を流すことを前提にしており、出力端子（ＶＲＥＦ）につながる負荷の大小を負帰還をかけることで、電流供給回路により補償するものではないと考えられる。
【００２４】
さらに、これらの定電圧発生器１１０、１５０は、電流供給回路のトランジスタが、カレントミラー構成となっているため、出力側のトランジスタとペアをなす制御側のトランジスタにも大きな電流が流れる。ここで、ペアのサイズ比を大きくして、この電流をできるだけ抑制することも考えられるが、これには実用的に限界がある。例えば、このサイズ比を１：１００程度とし、制御側を所定のレイアウトルールに合うように設計すると、出力側は実用的には実現が困難になる程、面積が大きくなるのである。
【００２５】
本発明の目的とするところは、電源電圧（ＶＣＣ）の低電圧化を図りながら、消費電力を低減し、所要の電流出力を可能とする定電圧発生器を提供することにある。
【００２６】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するために、請求項１に係わる定電圧発生器は、出力端子に接続され、定電圧を発生するバンドギャップリファレンス回路と、出力端子に接続され、これに電流を供給する電流供給回路と、起動時および起動後に、電流供給回路に流れる電流を制御する起動回路と、出力端子の電圧の変動を電流の変動に変換する電圧電流変換回路と、を備え、前記起動回路は、第１と第２の負荷素子と、第１の負荷素子に接続される第１のトランジスタと、第１のトランジスタよりも電流能力が大きく、かつ、第１のトランジスタと制御端子の電圧を共通にし、第２の負荷素子に接続される第２のトランジスタと、第１のトランジスタに接続される第１の抵抗と、第２のトランジスタに接続される第２の抵抗と、を有して構成され、第２のトランジスタと第２の抵抗との接続部に前記電圧電流変換回路の出力が入力され、第２の負荷素子と第２のトランジスタとの接続部の電流が前記電流供給回路を制御する、ことを特徴とする。
【００２７】
請求項１に記載の定電圧発生器は、電源電圧（ＶＣＣ）から接地電位までの電流パスにおいて、トランジスタの順バイアス電圧（Ｖｆ）が１つのみ発生する構成となっているので、電源電圧（ＶＣＣ）が１．３Ｖであっても十分動作可能である。また、定電圧発生器に供給する電流を負帰還により制御しているので、負荷に応じて電流を供給できる。
【００２８】
請求項２に係わる定電圧発生器は、請求項１に記載の定電圧発生器において、前記第１と第２の負荷素子は定電流源であることを特徴とする。
【００２９】
請求項２に記載の回路にすることによって、具体的に第１と第２の負荷素子を実現できる。
【００３０】
請求項３に係わる定電圧発生器は、請求項２に記載の定電圧発生器において、前記第１と第２のトランジスタと制御端子の電圧を共通にするダイオード接続の第３のトランジスタと、第３のトランジスタに接続される第３の抵抗と、第３のトランジスタに電流を供給する第３の負荷素子と、を備えることを特徴とする。
【００３１】
請求項３に記載の回路構成にすることによって、第１と第２の負荷素子に流れる電流の微差をなくすことができるので、起動電流値の設定等が容易となる。
【００３２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態を、図面を参照しながら説明する。図１は本発明の実施形態である定電圧発生器の回路図である。定電圧発生器１０は、バンドギャップリファレンス回路１１と、電流供給回路１２と、起動回路１３と、電圧電流変換回路１４と、から構成される。
【００３３】
バンドギャップリファレンス回路１１は、出力端子（ＶＲＥＦ）から出力する定電圧（Ｖｒｅｆ）を発生する。電流供給回路１２は、出力端子（ＶＲＥＦ）につながる負荷とバンドギャップリファレンス回路１１に電流（Ｉｒｅｆ）を供給する。起動回路１３は、電源電圧（ＶＣＣ）の立ち上げ時、すなわち、起動時に、電流供給回路１２に電流を強制的に流し、バンドギャップリファレンス回路１１を起動するものである。バンドギャップリファレンス回路１１は、定電圧（Ｖｒｅｆ）以外にも電圧が０の場合でも安定するが、この起動により、バンドギャップリファレンス回路１１から定電圧（Ｖｒｅｆ）が正常に発生する。
【００３４】
電圧電流変換回路１４は、出力端子（ＶＲＥＦ）につながる負荷の大小を検出し、定電圧（Ｖｒｅｆ）のわずかな変動を帰還電流（Ｉｃｏｍｐ）に変換し、起動回路１３に出力するものである。
【００３５】
すなわち、電圧電流変換回路１４は、出力端子（ＶＲＥＦ）につながる負荷が多くの電流を消費して電圧がわずかでも低下すれば、帰還電流（Ｉｃｏｍｐ）を減少させる。そして、起動回路１３は、電圧電流変換回路１４からの帰還電流（Ｉｃｏｍｐ）が減少すれば、電圧電流変換回路１４を制御する制御電流（Ｉ５）を増加させる。電圧電流変換回路１４では、この制御電流（Ｉ５）が増加すれば、定電圧発生器の出力端子（ＶＲＥＦ）に供給する電流（Ｉｒｅｆ）を増加させ、その電圧を上昇させる。このようにして、定電圧発生器の出力端子（ＶＲＥＦ）は定電圧（Ｖｒｅｆ）に保持されるのである。
【００３６】
次に、各回路を詳細に説明する。
【００３７】
バンドギャップリファレンス回路１１は、定電圧発生器の出力端子（ＶＲＥＦ）に並列に接続される同じ抵抗値の抵抗２４、２５と、抵抗２４の他端に接続されるダイオード接続のトランジスタ２１と、トランジスタ２１よりもエミッタ・ベース面積が大きく（電流能力が大きく）、かつトランジスタ２１とベース電圧を共通として抵抗２５の他端に接続されるトランジスタ２２と、トランジスタ２２のエミッタに接続される抵抗２０と、抵抗２５とトランジスタ２２の接続部にベースが接続されエミッタが接地されているトランジスタ２３と、を有して構成される。トランジスタ２１、２２、２３はＮＰＮ型である。
【００３８】
トランジスタ２２とトランジスタ２１では、トランジスタ２２のエミッタ・ベース間面積のトランジスタ２１に対する比に応じて、エミッタ・ベース間電圧に差が生じる。この差が抵抗２０の両端の電圧となり、抵抗２０の抵抗値に反比例した電流が抵抗２０に流れる。この電流が抵抗２５にも流れ、抵抗２５の両端にはこの電流に比例した電圧が発生する。一方、抵抗２５とトランジスタ２２の接続部の電圧はトランジスタ２３のエミッタ・ベース間電圧である。従って、定電圧発生器の出力端子（ＶＲＥＦ）の電圧は、上述のようにして決まる抵抗２５の両端電圧とトランジスタ２３のエミッタ・ベース間電圧の和となる。両者は反対の温度係数を有しているので、適当な抵抗値を選択することで、バンドギャップリファレンス回路１１の発生する電圧（Ｖｒｅｆ）を温度依存性のないものにすることができる。その条件では、電圧（Ｖｒｅｆ）は１．２５Ｖ程度となる。
【００３９】
電流供給回路１２は、電源電圧（ＶＣＣ）にエミッタが接続され、制御端子のベースが電流により制御されるＰＮＰ型トランジスタ２６と、発振止めのコンデンサ２７と、を有して構成される。
【００４０】
起動回路１３は、等しい電流（Ｉ１）を供給する第１と第２の負荷素子２９、３０と、第１の負荷素子２９に接続されるダイオード接続の（制御端子であるベースとコレクタが接続されている）第１のトランジスタ３１と、これと制御端子であるベースの電圧を共通にし、第２の負荷素子３０とコレクタが接続される第２のトランジスタ３２と、両トランジスタ３１、３２にそれぞれ接続される抵抗値が等しい第１と第２の抵抗３３、３４と、を有して構成される。トランジスタ３１、３２はＮＰＮ型であり、第２のトランジスタ３２は第１のトランジスタ３１のＮ倍のエミッタ・ベース間面積であるので、電流能力はＮ倍になっている。第２のトランジスタ３２には、第２の負荷素子３０からの電流（Ｉ１）と電流供給回路１２のトランジスタ２６のベース電流（Ｉ５）とを足した電流（Ｉ２）が流れる。なお、両負荷素子２９、３０は等しい電流（Ｉ１）を供給できるもの、すなわち定電流源または抵抗である。
【００４１】
電圧電流変換回路１４は、発振止めコンデンサ３５と、バンドギャップリファレンス回路１１のトランジスタ２３の出力電流（Ｉ３）を伝達するカレントミラー回路を構成するトランジスタ３６、３７と、抵抗値により所定の電流（Ｉ４）の値を決める抵抗４０と、この電流（Ｉ４）を伝達するカレントミラー回路を構成するトランジスタ３８、３９と、トランジスタ３７と３８との接続部をベースに接続されるトランジスタ４１と、を有して構成される。トランジスタ４１のエミッタは、電圧電流変換回路１４の出力となり、起動回路１３のトランジスタ３２と抵抗３４の接続部に帰還電流（Ｉｃｏｍｐ）を出力する。
【００４２】
次に、起動回路１３を中心にして動作を説明する。
【００４３】
電源立ち上げ時（起動時）に、出力端子（ＶＲＥＦ）の電圧が０であったとすると、電圧電流変換回路１４からの帰還電流（Ｉｃｏｍｐ）は０である。この場合、起動回路１３において、次の式が成り立つ。
Ｉ１×Ｒ＋ＶＴ×ｌｎ（Ｎ×Ｉ１／Ｉ２）＝Ｉ２×Ｒ  ・・・（１）
ここで、ＶＴは熱電圧であり、常温で約２６ｍＶである。また、Ｒは抵抗３３、３４の抵抗値である。
【００４４】
具体例として、Ｎの値を４、Ｒを１ＫΩとすると、Ｉ１が１００μＡの場合に（１）式をから導き出されるＩ２の値は１２９μＡである。Ｉ１が５００μＡの場合に（１）式をから導き出されるＩ２の値は５３４μＡである。
【００４５】
Ｉ２とＩ１との差がトランジスタ２６のベース電流（Ｉ５）となるので、そのｈｆｅ倍（電流増幅率）の電流（Ｉｒｅｆ）（起動電流）が出力端子（ＶＲＥＦ）とバンドギャップリファレンス回路１１に供給され、バンドギャップリファレンス回路１１の発生する電圧は上昇し、定電圧（Ｖｒｅｆ）に達する。
【００４６】
上述の（１）式の具体例の数値によれば、Ｉ５は３０μＡ前後となるので、ｈｆｅを１００とすれば起動電流（Ｉｒｅｆ）は３ｍＡ前後となる。電源立ち上げ後（起動後）では、後述のように、Ｉ５はこの値以下で調整されるので、供給電流（Ｉｒｅｆ）の値としては最大３ｍＡ前後の大電流出力が可能となる。
【００４７】
バンドギャップリファレンス回路１１の発生電圧が定電圧（Ｖｒｅｆ）に達すると、トランジスタ２３はオン状態となり、その電流（Ｉ３）はカレントミラー回路を構成するトランジスタ３６、３７を通って、トランジスタ３７と３８の接続部に供給される。この電流（Ｉ３）と所定の電流（Ｉ４）との差電流がトランジスタ４１のベースに流れ、トランジスタ４１はオン状態となり、帰還電流（Ｉｃｏｍｐ）が流れる。
【００４８】
そして、起動回路１３の抵抗３４にかかる電圧が上昇し、トランジスタ３２に流れる電流（Ｉ２）が減少する。その結果、トランジスタ２６のベース電流（Ｉ５）も減少するので、トランジスタ２６から出力端子（ＶＲＥＦ）に供給される電流も減少し、負荷に応じた電流値で安定する。
【００４９】
帰還電流（Ｉｃｏｍｐ）が流れる場合には、起動回路１３において、次の式が成り立つ。
Ｉ１Ｒ＋ＶＴ×ｌｎ（ＮＩ１／Ｉ２）＝Ｉ２Ｒ＋ＩｃｏｍｐＲ  ・・・（２）
【００５０】
よって、Ｉ１＝Ｉ２  となり、Ｉ５＝０の場合は、
Ｉｃｏｍｐ＝（ＶＴ／Ｒ）×ｌｎ（Ｎ）                  ・・・（３）
となる。従って、Ｉｃｏｍｐは０から（３）式の値までが電流値の動く範囲となる。
【００５１】
出力端子（ＶＲＥＦ）につながる負荷の大きさに変動があった場合には、帰還電流（Ｉｃｏｍｐ）の変化を通して負帰還がかかり、供給電流（Ｉｒｅｆ）が変化する。
【００５２】
具体的には、出力端子（ＶＲＥＦ）につながる負荷による電流消費が多くなり、出力端子（ＶＲＥＦ）の電圧がわずかに下がったとすると、バンドギャップリファレンス回路１１のトランジスタ２３の電流（Ｉ３）が減少するので、帰還電流（Ｉｃｏｍｐ）も減少する。
【００５３】
その結果、起動回路（１３）のトランジスタ３２の電流（Ｉ２）は増加し、供給電流（Ｉｒｅｆ）も増加する。こうして、出力端子（ＶＲＥＦ）の電圧の低下が、供給電流（Ｉｒｅｆ）の増加によって補償され、定電圧（Ｖｒｅｆ）が安定して出力される。
【００５４】
本実施形態の定電圧発生器１０においては、起動回路１３を上述の構成とすることにより、電源電圧（ＶＣＣ）から接地電位までの全ての電流パスで、順バイアス電圧（Ｖｆ）が２段のものが存在しないようにできる。従って、定電圧発生器１０は、電源電圧（ＶＣＣ）が低電圧であっても、定電圧（Ｖｒｅｆ）を正常に出力させることができるのである。
【００５５】
図５は本実施形態における電源電圧（ＶＣＣ）と出力端子（ＶＲＥＦ）の関係を示す特性図である。電源電圧（ＶＣＣ）が順バイアス電圧（Ｖｆ）である０．７Ｖよりも大きいと、出力端子（ＶＲＥＦ）の上限は、電源電圧（ＶＣＣ）から電流供給回路１２のトランジスタ１２の飽和電圧（Ｖｓａｔ）である０．０５Ｖだけ下がった電圧となる。電源電圧（ＶＣＣ）が１．３Ｖでは、出力端子（ＶＲＥＦ）には、安定電圧（Ｖｒｅｆ）である１．２５Ｖが出力される。
【００５６】
次に、本発明の第２の実施形態である定電圧発生器を説明する。このものは、上述の第１の実施形態の電圧電流変換回路を簡略化したものであり、図２はその回路図である。
【００５７】
電圧電流変換回路５４は、発振止めコンデンサ３５と、カレントミラー回路を構成するトランジスタ３６、３７と、トランジスタ３８と、トランジスタ４１と、を有して構成される。トランジスタ３８のベースはバンドギャップリファレンス回路２１のベースと共通接続され、カレントミラーとなっているので、トランジスタ３８にはトランジスタ２１に流れる電流に比例する電流が流れる。この電流とトランジスタ３７に流れる電流が比較され、上述の第１の実施形態と実質的に同様に動作する。
【００５８】
次に、本発明の第３の実施形態である定電圧発生器を説明する。このものは、先の第１、第２の実施形態のバンドギャップリファレンス回路と電圧電流変換回路が異なるものであり、図３はその回路図である。
【００５９】
バンドギャップリファレンス回路６１は、ダイオード接続のトランジスタ７１と、これに接続される抵抗７４と、エミッタ・ベース間面積がトランジスタ７１の所定倍であり、ダイオード接続のトランジスタ７２と、これに接続される抵抗７０と、抵抗７０の他端に接続される抵抗７５と、を有して構成される。出力端子（ＶＲＥＦ）が定電圧（Ｖｒｅｆ）を出力していれば、トランジスタ７１と抵抗７４との接続部の電圧と、抵抗７０と抵抗７５との接続部の電圧は一致する。
【００６０】
電圧電流変換回路６２は、差動増幅回路と、その信号を出力するトランジスタ８６と、を有して構成される。バンドギャップリファレンス回路６１のトランジスタ７１と抵抗７４との接続部からの信号と、抵抗７０と抵抗７５との接続部からの信号と、を入力し、その差に対応する帰還電流（Ｉｃｏｍｐ）を出力する。
【００６１】
上述の第１、第２の実施形態のバンドギャップリファレンス回路および電圧電流変換回路と同様に、出力端子（ＶＲＥＦ）につながる負荷の大きさに変動があった場合には、帰還電流（Ｉｃｏｍｐ）の変化を通して負帰還がかかり、供給電流（Ｉｒｅｆ）が変化する。そして、バンドギャップリファレンス回路６１のトランジスタ７１と抵抗７４との接続部の電圧と、抵抗７０と抵抗７５との接続部の電圧は一致するようになる。その結果、出力端子（ＶＲＥＦ）は定電圧（Ｖｒｅｆ）に維持されるのである。
【００６２】
次に、本発明の第４の実施形態である定電圧発生器を説明する。このものは、先の３つの実施形態の起動回路のみが異なるものであり、図４はその回路図である。
【００６３】
起動回路９０は、カレントミラー構成により定電流源をなすトランジスタ９３、９８と、これらと制御端子であるベースの電圧を共通にし、エミッタ・ベース間面積がＮ倍（電流能力がＮ倍）のトランジスタ９４と、抵抗値が等しい抵抗９５、９６、９９と、定電流源または抵抗である第３の負荷素子９７と、第１、第２の負荷素子であって、カレントミラー回路を構成するトランジスタ９１、９２と、を有して構成される。第３の負荷素子９７、トランジスタ９８、抵抗９９と、トランジスタ９１、９３、抵抗９５と、トランジスタ９２、９４、抵抗９６と、はそれぞれ電源電圧（ＶＣＣ）から接地電位まで電流パスを形成する。
【００６４】
第３の負荷素子９７は電流（Ｉ１）を供給し、これと同じ電流値の電流（Ｉ１）がトランジスタ９１、９２に流れる。トランジスタ９４には、トランジスタ９２の電流と電流供給回路を制御する電流（Ｉ５）とが足された電流（Ｉ２）が流れる。
【００６５】
電源立ち上げ時（起動時）には上述と同じように（１）式が成立し、その結果として、バンドギャップリファレンス回路１１の発生する電圧は上昇し、定電圧（Ｖｒｅｆ）に達する。
【００６６】
また、上述の第１の実施形態で説明したのと同様に、帰還電流（Ｉｃｏｍｐ）が流れると起動回路９０において（２）式が成り立ち、出力端子（ＶＲＥＦ）につながる負荷の大きさに変動があった場合には、負帰還がかかるように動作する。
【００６７】
本起動回路９０は、トランジスタ９１、９２のコレクタが、ともに、電源電圧（ＶＣＣ）から順バイアス電圧（Ｖｆ）だけ下がった電圧になっているため、アーリー効果によるトランジスタ９１、９２に流れる電流の微差をなくすことが可能になる。このことにより、起動時における電流供給回路を制御する電流（Ｉ５）の設定等が容易になる。
【００６８】
なお、上述の実施形態では、トランジスタをバイポーラ型のものとして説明したが、これらをＭＯＳ型のものに置き換えてもよいことは勿論のことである。
【００６９】
【発明の効果】
上述のように、本発明によれば、電源電圧（ＶＣＣ）が１．３Ｖ程度の低電圧であっても動作可能であり、出力端子（ＶＲＥＦ）の負荷に応じて電流出力を行い、余分な電流を消費せずに１ｍＡ以上の電流出力を可能とする定電圧発生器を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に係わる定電圧発生器の回路図。
【図２】本発明の第２の実施形態に係わる定電圧発生器の回路図。
【図３】本発明の第３の実施形態に係わる定電圧発生器の回路図。
【図４】本発明の第４の実施形態に係わる定電圧発生器の起動回路の回路図。
【図５】本発明の実施形態に係わる定電圧発生器の出力の特性図。
【図６】第１の従来例の定電圧発生器の回路図。
【図７】第２の従来例の定電圧発生器の回路図。
【符号の説明】
１０、５０、６０  定電圧発生器
１１  バンドギャップリファレンス回路
１２  電流供給回路
１３  起動回路
１４  電圧電流変換回路
２９、３０、９７  負荷素子
２１、２２、２３、３１、３２、３８、３９、４１、７１、７２、８４、８５、８６、９３、９４、９８  ＮＰＮトランジスタ
２６、３６、３７、８２、８３、９１、９２  ＰＮＰトランジスタ
２７、３５、８０  コンデンサ
２０、２４、２５、３３、３４、４０、７０、７４、７５、９５、９６、９９抵抗
８１  定電流源
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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