(57)【要約】  本発明は、自動車両用バッテリ充電器の制御方法に関し、バッテリ充電器は、三相給電回路をバックコンバータ（２）に接続する入力フィルタ（１）、及び、バックコンバータ（２）とバッテリ（ＢＡＴ）とに接続されるブースト回路（３）を含む。当該方法は、下記のステップを含む。バッテリ電流測定値とバッテリ電流要求値との間の差に基づいて、バックコンバータ（２）の出力閾値電圧が決定されるステップ、バックコンバータ（２）の出力電圧が一定に保たれるステップ、ブースト段（３）のスイッチが開かれたままとなるように制御されるステップ。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
自動車両用バッテリ充電器の制御方法であって、前記バッテリ充電器は、三相給電回路を直列チョッパ（２）に接続する入力フィルタ（１）と、一端は前記直列チョッパ（２）に接続され他端は前記バッテリ（ＢＡＴ）に接続されるブースト回路（３）とを含み、
バッテリ電流測定値とバッテリ電流要求値との間の差に基づいて、前記直列チョッパ（２）の出力における閾値電圧が決定されるステップ、
前記直列チョッパ（２）の出力電圧が一定に保たれるステップ、及び、
前記ブースト段（３）のスイッチが開いたままとなるように制御されるステップ
を含むことを特徴とする、方法。
【請求項２】
前記直列チョッパ（２）は、３つの相であって、電圧が前記３つの相のうちで最大である高圧相と、電圧が前記３つの相のうちで最低である低圧相と、中間相とを含む、３つの相を含み、
前記直列チョッパ（２）の出力電圧は、
前記直列チョッパ（２）の前記中間相のハイスイッチ及びロースイッチが閉じられるように制御されるステップであって、
前記直列チョッパ（２）の出力における前記閾値電圧が、前記低圧相の電圧を下回る場合には、前記低圧相のハイスイッチのチョッピングが第１のデューティサイクルで行われるように制御され、
そうでない場合には、前記低圧相のハイスイッチが閉じられて、前記高圧相のロースイッチのチョッピングが第２のデューティサイクルで行われるように制御される、ステップ
の実施によって一定に保たれる、請求項１に記載の制御方法。
【請求項３】
前記直列チョッパ（２）の出力における電流設定値は、常に、前記三相給電網から受けられる電流よりも大きく、前記バッテリ電流よりも大きい、請求項１又は２に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の技術分野は、高電力充電器の制御であり、より詳細には、高電力充電器における損失の低減である。
【背景技術】
【０００２】
既存のバッテリ充電器は、例えば４３ｋＷなどの高電力において機能的且つ効率的である。しかしながら、このような電力レベルでは、効率性の１％が変動すると電力消費において４００Ｗの差が生じることを意味する。一方、高効率（例えば９０％）では、４ｋｗの熱が放散されることを意味する。
【０００３】
三相給電網を使用するこのタイプの電気自動車用充電器は、仏国特許出願第２９６４５１０号で開示されている。この出願では、追加インダクタンス回路及び電気機械における損失が、そこを流れる電流に比例するとされている。様々な理由から、中性線電流設定値（ｎｅｕｔｒａｌ  ｃｕｒｒｅｎｔ  ｓｅｔｐｏｉｎｔ）は、入力電流及びバッテリ電流を常に上回らねばならない。モデリングノイズと不確定性のため、中性線電流設定値とこれら２つの他の電流との間には、上述の関係をもたらすためのマージンが要求される。３００Ｖバッテリを４３ｋＷで充電するには、バッテリ電流は１４３Ａでなければならない。現代の車両は、中性線電流設定値が１７５Ａである充電器を備える。
【０００４】
したがって、効率性の向上及び熱放散の低減に対する需要があることは明らかである。
【発明の概要】
【０００５】
本願の１つの目的は、中性線電流をバッテリ電流と等しくし、且つ可能な限り小さくすることのできる、バッテリ充電器の制御方法を提供することである。
【０００６】
現在、この問題は中性線電流設定値を低下させることにより解決されている。中性線電流が低いほど充電器の効率は良い。一方、中性線電流が高いほど充電電流の制御は良好である。したがって、妥協点を見つける必要がある。この妥協によって、現在入手可能な手段による問題の解決方法は、中性線電流を低減不可能なほど限定している。中性線電流の限界は１７５Ａである。
【０００７】
従来技術において下記の文献が知られている。
【０００８】
仏国特許出願第２９４３１８８号は、単相又は三相給電網用の充電器アーキテクチャと、その一般的な制御原則とを開示する。
【０００９】
米国特許出願第２００６２０９５７４号は、ダイオード整流子及びコンデンサを含み、且つこれに出力電圧レベルを調整するための単巻変圧器が後続する、一定の電圧を供給するための電源を開示する。
【００１０】
国際出願第２０１１１１５３３０号は、二次巻線の巻数を修正することにより、変圧器を使用して電圧レベルを高速で調整する自動電圧レギュレータを開示する。
【００１１】
本発明の１つの目的は、自動車両用バッテリ充電器の制御方法を提供することであり、バッテリ充電器は、三相給電回路を直列チョッパに接続する入力フィルタと、一端は直列チョッパに接続され、他端はバッテリに接続されるブースト回路とを含む。この方法は、下記のステップを含む。
バッテリ電流測定値とバッテリ電流要求値との間の差に基づいて、直列チョッパの出力における閾値電圧が決定されるステップ、
直列チョッパの出力電圧が一定に保たれるステップ、及び、
ブースト段のスイッチが開いたままとなるように制御されるステップ。
【００１２】
直列チョッパは、３つの相を含み得る。すなわち、３つの相のうち電圧が最大である高圧相（ｈｉｇｈ  ｐｈａｓｅ）、電圧が最低である低圧相（ｌｏｗ  ｐｈａｓｅ）、及び中間相（ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ  ｐｈａｓｅ）である。
【００１３】
次いで、下記のステップを実行することにより直列チョッパの出力電圧は一定に保たれることができる。
直列チョッパの中間相のハイスイッチ及びロースイッチが閉じられるように制御されるステップであって、直列チョッパの出力における閾値電圧が低圧相の電圧を下回る場合は、低圧相のハイスイッチのチョッピングが第１のデューティサイクルで行われるように制御され、そうでない場合には、低圧相のハイスイッチが閉じられて、高圧相のロースイッチのチョッピングが第２のデューティサイクルで行われるように制御される、ステップ。
【００１４】
直列チョッパの出力における電流設定値は常に、三相給電網から受けられる電流よりも大きく、バッテリ電流よりも大きい。
【００１５】
非限定的な例としてのみ示された後述の記載を読み添付図面を参照することで、他の目的、特徴及び有利性が明らかとなるであろう。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明による制御方法によって制御される充電器を示す。
【図２】この充電器のブースト回路の主要素を概略的に示す。
【図３】本発明による制御方法によって制御される充電器のバック回路をより詳細に示す。
【図４】本発明による制御システムの積分レギュレータを示す。
【００１７】
図１は、本発明による制御方法によって制御される充電器を示す。この図では、充電器を三相回路に接続する入力フィルタ１が示され、入力フィルタ１はバック回路２の入力に接続され、バック回路２は出力において電圧Ｖｋｎ及び電流Ｉｎを出力する。入力フィルタは、給電網の各供給相において、インピーダンスＬ１に直列の抵抗Ｒを含むスナバ回路を備えることができ、この組み合わせはインピーダンスＬ２に並列に接続される。これらスナバ回路の各々は、システムに流入する電流をフィルタすることができる。例えば、スナバ回路（Ｌ１、Ｌ２、Ｒ）は給電網の相Ｖ１からの電流Ｉをフィルタすることができる。各スナバ回路の出力は、コンデンサＣの第１のプレートにも接続され、第２のプレートは相互接続され、コモンモード成分をフィルタするために、必要な場合にはグラウンドに接続される。直列チョッパとしても知られるバック回路２は、降圧回路である。バック回路２及び入力フィルタ１は、ジャンクションボックスと称される要素に含まれる。バック回路２の出力は、抵抗と抵抗に直列のインダクタンスとをそれぞれ含む３つの並列接続部によってブースト回路３の入力に接続される。並列チョッパとしても知られるブースト回路３は、昇圧回路である。これら並列接続部の各々は、ブースト回路３の１つの分岐に接続される。ブースト回路３はバッテリＢＡＴに接続される。
【００１８】
図２は、この充電器のブースト回路における分岐ｎの主要素を概略的に示し、ここでｎは図１のブースト回路に関して１から３まで変動し、各分岐はダイオードＤｎｄ及びスイッチＳｎｄを有する。
【００１９】
バック回路２から出力される電圧Ｖｋｎ及び電流Ｉｎは、グラウンドと、３つの並列接続部が伸びる起点との間に印加され、並列接続部の各々はインダクタンスＬｎｄ及び抵抗Ｒｎｄを直列に含む。抵抗Ｒｎｄは、一方で、ダイオードＤｎｄのアノード及びスイッチＳｎｄに接続される。スイッチＳｎｄの他方の端子はグラウンドに接続される。ダイオードＤｎｄのカソードはバッテリＢＡＴに接続され、カソード自体もグラウンドに接続される。スイッチ（Ｓ１ｐ、Ｓ２ｐ、Ｓ３ｐ）に共通の接続部と、３つの並列接続部が伸びる起点との間に追加の中間インダクタンスが配置され、並列接続部の各々はインダクタンスＬｎｄ及び抵抗Ｒｎｄを直列に含む。この追加の中間インダクタンスは、充電器に対する電気機械の巻線のサイズを決定するうえでより大きな自由度をもたらす。
【００２０】
回路のこの分岐を支配する動的方程式は、
（Ｌｓ＋Ｒ）・Ｉｎ＝Ｖｋｎ−αｂｓｔ・Ｖｂａｔｔ（方程式１）
であり、ここで、
ＬはインピーダンスＬｎｄの値であり、
Ｒは抵抗Ｒｎｄの値であり、
Ｉｎはバック回路の出力電流であり、
Ｖｋｎはバック回路の出力電圧であり、
Ｖｂａｔｔはバッテリの充電電圧であり、
αｂｓｔはスイッチＳｎｄの制御のデューディサイクルであり、
ｓはラプラス演算子である。
【００２１】
「スイッチ」という用語は、電流の流れを中断できる任意のスイッチ手段を表す。この種の手段は、特にトランジスタを含み、詳細には絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（英語ではＩＧＢＴと略記される）を含む。
【００２２】
したがって、図１に示すような３つの分岐を備えるブースト回路においては、各々が電流Ｉｎと電圧Ｖｋｎとを受ける３つの分岐が存在し、これら３つの分岐のすべてはバッテリＢＡＴに並列接続される。第１の分岐は、インダクタンスＬ１ｄ、抵抗Ｒ１ｄ、ダイオードＤ１ｄ、及びスイッチＳ１ｄを備える。第２の分岐は、インダクタンスＬ２ｄ、抵抗Ｒ２ｄ、ダイオードＤ２ｄ、及びスイッチＳ２ｄを備える。第３の分岐は、インダクタンスＬ３ｄ、抵抗Ｒ３ｄ、ダイオードＤ３ｄ、及びスイッチＳ３ｄを備える。
【００２３】
３つの分岐を備えるブースト回路３の場合は、ブースト回路の３つのスイッチ（Ｓ１ｄ、Ｓ２ｄ、Ｓ３ｄ）が同じ方式で制御されるという事実を考慮し、実際の場合と比較して方程式１の当てはめが単純化される。αｂｓｔ＝１であるデューティサイクルが使用される場合には、対応するスイッチは開かれると想定される。
【００２４】
方程式１を単純化した公式では、スイッチが開かれるときブースト回路も開かれ、したがってバッテリはバック回路に接続される。
【００２５】
ブースト回路が閉じられるときは、バッテリは充電回路から絶縁される。したがってバッテリに流入する電流は、下記のように変調される。
Ｉｂａｔｔ＝αｂｓｔ＊Ｉｎ  （方程式２）
【００２６】
効率を最大化するために、電流Ｉｎは可能な限り小さくなければならない。したがってαｂｓｔの値は常に１に等しくなければならない。
【００２７】
さらに、変動するαｂｓｔの範囲に亘って、中性相電流は一定に保たれなければならない。αｂｓｔの値が固定されることが想定されているので、中性線電流は、電圧Ｖｋｎを制御することによってのみ一定に保たれることができる。
【００２８】
したがって、中性線電流を一定に保つために、電圧Ｖｋｎは一定でなければならない。したがってバック回路は、出力電圧が平均して一定であるような方式で制御されねばならない。
【００２９】
図３は、バック回路をより詳細に示す。
【００３０】
バック回路は３つの並列入力接続部を備え、その各々は給電網の１つの相を運び、バック回路の分岐を形成するスイッチのペアに接続される。
【００３１】
第１の接続部は、バック回路の第１の分岐の、Ｓ１Ｎで表される第１のスイッチＨとＳ１Ｐで表される第２のスイッチＢとの間に接続される。
【００３２】
第２の接続部は、バック回路の第２の分岐の、Ｓ２Ｎで表される第１のスイッチＨとＳ２Ｐで表される第２のスイッチＢとの間に接続される。
【００３３】
第３の接続部は、バック回路の第３の分岐の、Ｓ３Ｎで表される第１のスイッチＨとＳ３Ｐで表される第２のスイッチＢとの間に接続される。
【００３４】
スイッチＨはハイスイッチとも称され、スイッチＢはロースイッチとも称される。
【００３５】
バック回路の各相の第１のスイッチ（Ｓ１Ｎ、Ｓ２Ｎ、Ｓ３Ｎ）はまた、第１のダイオード（Ｄ１Ｎ、Ｄ２Ｎ、Ｄ３Ｎ）のアノードに及び第２のダイオード（Ｄ１Ｐ、Ｄ２Ｐ、Ｄ３Ｐ）のカソードに、それぞれ接続される。第１のダイオード（Ｄ１Ｎ、Ｄ２Ｎ、Ｄ３Ｎ）のカソードは、バック回路の第１の出力に、共接続される。
【００３６】
バック回路の各相の第２のスイッチ（Ｓ１Ｐ、Ｓ２Ｐ、Ｓ３Ｐ）はまた、自身の一方の極において、第２のダイオード（Ｄ１Ｐ、Ｄ２Ｐ、Ｄ３Ｐ）のアノードにそれぞれ接続され、他方の極において、バック回路の第２の出力に共接続される。インピーダンスが、バック回路の第２の出力に直列に配置される。
【００３７】
バック回路の入力における三相給電網の正弦波電圧は、スイッチによって電圧Ｖｋｎにチョッピングされる。このように生み出された電圧Ｖｋｎは、チョッピングの原則自体に起因する急激な変動を示す。全体を考慮すると、システムは、キャパシタンスとインダクタンスに起因する慣性を示す。この慣性がフィルタとして作用し、低周波のみの存続を可能にする。「低周波数」という語は、５００Ｈｚ未満の周波数を表す。このフィルタされた電圧の絶対値が電流の制御を可能にする。したがって、変動しない量又は５００Ｈｚ未満の周波数でのみ変動する量のいずれかであれば一定と見なされるであろう。
【００３８】
回路を整流ブリッジとして動作させること、すなわちすべてのスイッチが閉じられることによって、バック回路の最大電圧が得られる。これにより、３つの入力相の電圧振幅の１．５倍を常に上回るレベルの整流された電圧Ｖｋｎがもたらされる。結果として、適切な制御システムで、入力電圧の振幅の１．５倍となり得る一定の電圧Ｖｋｎを有することが可能となる。
【００３９】
電圧Ｖｋｎの制御を可能にするためには、給電網の電気角θｅｉｅｃの測定値が取得可能でなければならない。三相給電網（Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３）の電圧は下記のように変動する。
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ここで
Ａは給電網電圧の振幅であり、
ωは、給電網の周波数である。
【００４０】
各瞬間ｔにおける積ω．ｔの値は電気角と称され、θｅｉｅｃで表される。したがって、この値に基づき各相の電圧を決定することができる。
【００４１】
下記のような慣例を用いて、バック回路２の相が分類されるであろう。
【００４２】
最も高い電圧を有する相は、高圧相と呼ばれる。
【００４３】
最も低い電圧を有する相は、低圧相と呼ばれる。
【００４４】
他の２つの間の電圧を有する相は、中間相と呼ばれる。
【００４５】
したがって電気角θｅｉｅｃによれば、６つの異なる動作セグメントが存在し、各セグメントは高、中、低の相を有することが見て取れる。
【００４６】
中間相は常にフライホイール回路として使用される。この目的のため、この相に対応するロースイッチＢ及びハイスイッチＨは閉じられる。これには、印加され得る電圧Ｖｋｎを限定せずに、高圧分岐及び低圧分岐の挙動から独立した電流経路を設けるという二重の利点がある。
【００４７】
したがって、発生する電流がリターン経路を常に提供するので、バック回路は損傷から保護される。さらに、低圧相のハイスイッチＨ及び高圧相のロースイッチＢを閉じることによって、いつでも最大電圧Ｖｋｎが得られる。
【００４８】
高圧相と中間相との間、及び、中間相と低圧相との間の電圧揺動は、θｅｉｅｃの値に基づいて決定され、これら２つの電圧揺動はそれぞれＶｈａｕｔ及びＶｂａｓと呼ばれる。
Ｖｈａｕｔ＝Ｖｐｈ＿ｈａｕｔ−Ｖｐｈ＿ｉｎｔ       （方程式４）
Ｖｂａｓ＝Ｖｐｈ＿ｉｎｔ−Ｖｐｈ＿ｂａｓ  （方程式５）
ここで、
Ｖｐｈ＿ｈａｕｔは高圧相の電圧であり、
Ｖｐｈ＿ｉｎｔは中間相の電圧であり、
Ｖｐｈ＿ｂａｓは低圧相の電圧である。
【００４９】
これら２つの電圧すなわちＶｈａｕｔ及びＶｂａｓがすべての瞬間に正であるということも想定される。
【００５０】
さらに、電流が各瞬間に流れる場合、チョッパの１つのダイオードは導電していなければならない。電圧Ｖｋｎは、低圧相のハイスイッチＨの状態及び高圧相のロースイッチＢの状態によって規定される。
【００５１】
これら２つのスイッチが開いている場合には、Ｖｋｎ＝０である。電流はフライホイール回路を通って流れる。
【００５２】
高圧相のロースイッチＢが開かれ同時に低圧相のハイスイッチＨが閉じられる場合には、Ｖｋｎ＝Ｖｂａｓである。電流は、電圧の低いこのハイスイッチＨを経由してリターンする。
【００５３】
低圧相のハイスイッチＨが開かれ同時に高圧相のロースイッチＢが閉じられる場合には、Ｖｋｎ＝Ｖｈａｕｔである。電流は、電圧のより大きいこのロースイッチＢを経由して流れる。
【００５４】
これらスイッチが両方とも閉じられる場合には、Ｖｋｎ＝Ｖｈａｕｔ＋Ｖｂａｓである。電流は高圧相を経由して流れ、低圧相を経由して戻る。
【００５５】
損失を最小限に抑えるため、スイッチング損失を低減するようチョッピングは最小限に抑えねばならない。したがって、各セグメントにおいて優先される相が決定される。
【００５６】
供給される電圧Ｖｋｎが電圧Ｖｂａｓ未満である場合には、低圧相のハイスイッチＨが、第１のデューティサイクルαｂａｓ（常に開くには０、常に閉じるには１）にしたがって電圧をチョッピングするために使用される。したがって、
Ｖｋｎ＝αｂａｓ．Ｖｂａｓ  （方程式６）
【００５７】
デューティサイクルαｂａｓを調節することにより、望ましい電圧Ｖｋｎがもたらされる。
【００５８】
供給される電圧Ｖｋｎが電圧Ｖｂａｓを上回る場合には、低圧相のハイスイッチＨは閉じられ、第２のデューティサイクルαｈａｕｔにしたがって電圧をチョッピングするために、高圧相のロースイッチＢが使用される。この場合、
Ｖｋｎ＝Ｖｂａｓ＋αｈａｕｔ・Ｖｈａｕｔ  （方程式７）
である。
【００５９】
一定の電圧が１．５＊Ａまで調節される。
【００６０】
したがって、明らかに、いずれの瞬間にも２つ以上のスイッチがチョッピングしていることはなく、一定の電圧がバック回路２の出力において得られる。
【００６１】
したがって、バッテリに流入する電流は、バック回路の出力における電圧を修正することによって調整される。バッテリは３００Ｖであるので、充電にはこれよりもやや高い電圧閾値が設定されねばならない。
【００６２】
この目的のため、積分調整によるバッテリの充電に求められる閾値電圧は、バッテリ電流要求値Ｉｂａｔ＿ｒｅｑとフィルタされたバッテリ電流との間の差に基づいて決定される。決定された閾値電圧に基づいてデューティサイクルが、上述のケースに従って決定される。
【００６３】
あるいはこの方法で、この電流閾値を得るために使用するバック段のスイッチのデューティサイクル制御設定を、決定することもできる。
【００６４】
図４は、上述の方法を実行する制御システムに含まれる積分レギュレータ４の主要素を示す。積分レギュレータ４は、バック回路から出力される電圧閾値に対応するデューティサイクル制御設定を決定するために、使用することができる。このケースでは、ブースト回路が常に開いているとすると、フィルタされた中性線電流がバッテリ電流の測定値に等しい。
【００６５】
積分レギュレータ４は、閾値電圧設定値を決定し、これはバック回路制御手段に伝送され、次いでこれがこの電圧閾値に基づいてデューティサイクルを決定する。
【００６６】
したがってバッテリ充電器を制御するためのこの方法は、スイッチングに起因する電気的損失を抑えることを可能にする。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【国際調査報告】
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2015532823.tif 000009
2015532823.tif 000010
2015532823.tif 000011
2015532823.tif 000012
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