(57)【要約】  複数のモータが、中間回路からインバータを介して給電される場合、中間回路の電流は、複数の高調波（−５次、−３次、−１次、＋１次、＋３次、＋５次）を有する。本発明では、中間回路の結合キャパシタンスが過負荷になるのを防ぐために、インバータのスイッチング周波数をシフトさせて高調波がもはや共振領域（７）内に陥らないようにする。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも２つのモータ（１，２）を備えた車両を駆動するための方法であって、
−前記少なくとも２つのモータの各々を、それぞれ１つのインバータ（３，４）により、その都度の電気モータ周波数を有しているそれぞれ１つの駆動制御信号を用いて駆動制御するステップと、
−前記インバータに、１つの共振周波数を有している中間回路（５）を介して電流源（６）からの電流を供給するステップとを含み、
−前記インバータ（３，４）は、それぞれ１つのスイッチング周波数を有し、
−前記中間回路（５）では、そこに流れる電流のスペクトル成分が現れ、前記スペクトル成分は、その都度のスイッチング周波数周りで前記電気モータ周波数から生じる複数の高調波（−５次、−３次、−１次、＋１次、＋３次、＋５次）を有している、方法において、
−前記各インバータ（３，４）のスイッチング周波数を、その都度のスイッチング周波数周りの複数の高調波の少なくとも１つが、常に、前記共振周波数（ｆres）から少なくとも１つの所定の間隔（Δｆ，Δｆ′）を有するように設定または制御することを特徴とする方法。
【請求項２】
前記所定の間隔（Δｆ，Δｆ′）により、前記共振周波数周りの両側に、前記少なくとも１つの高調波から開放された状態が保たれる領域（９，１０）が提供される、請求項１記載の方法。
【請求項３】
前記少なくとも１つの高調波は、電気モータ周波数に起因する１次の高調波（−１次、＋１次）である、請求項１または２記載の方法。
【請求項４】
前記インバータ（３，４）のスイッチング周波数は、全ての前記１次の高調波（−１次、＋１次）がスイッチング周波数周りで、常に前記共振周波数からそれぞれ１つの所定の間隔を有するように設定または制御される、請求項３記載の方法。
【請求項５】
前記１次の高調波（−１次、＋１次）の他に、全ての３次の高調波（−３次、＋３次）も共振周波数からそれぞれ１つの所定の間隔を有している、請求項４記載の方法。
【請求項６】
前記インバータ（３，４）のスイッチング周波数は、当該スイッチング周波数周りで電気モータ周波数の１次の高調波と３次の高調波とがそれぞれ所定の間隔を保てない場合にのみ、変更される、請求項１から５いずれか１項記載の方法。
【請求項７】
前記所定の間隔（Δｆ，Δｆ′）は、各スペクトル成分の振幅に依存して選択される、請求項１から６いずれか１項記載の方法。
【請求項８】
前記所定の間隔（Δｆ，Δｆ′）は、３次の高調波に対する場合よりも１次の高調波に対する場合の方が大である、請求項７記載の方法。
【請求項９】
前記モータ（１，２）の駆動制御信号は、パルス幅変調された信号である、請求項１から８いずれか１項記載の方法。
【請求項１０】
車両用の駆動装置であって、
−その都度の電気モータ周波数を有しているそれぞれ１つの駆動制御信号を用いてそれぞれ１つのモータ（１，２）を駆動制御するための少なくとも２つのインバータ（３，４）と、
−前記少なくとも２つのインバータ（３，４）に電流源（６）からの電流を供給することができ、かつ１つの共振周波数（ｆres）を有している中間回路（５）とを備え、
−前記少なくとも２つのインバータ（３，４）は、それぞれ１つのスイッチング周波数を有し、
−前記中間回路（５）では、動作中にそこに流れる電流のスペクトル成分が現れ、前記スペクトル成分は、その都度のスイッチング周波数周りで前記電気モータ周波数から生じる複数の高調波（−５次、−３次、−１次、＋１次、＋３次、＋５次）を有している、駆動装置において、
−前記インバータ（３，４）のスイッチング周波数が、その都度のスイッチング周波数周りの複数の高調波の少なくとも１つが、常に、前記共振周波数（ｆres）から少なくとも１つの所定の間隔（Δｆ，Δｆ′）を有するように設定または制御されることを特徴とする駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、少なくとも２つのモータを備えた車両を駆動するための方法であって、前記各モータを、それぞれ１つのインバータにより、その都度の電気モータ周波数を有しているそれぞれ１つの駆動制御信号を用いて駆動制御するステップと、前記インバータに、共振周波数を有している中間回路を介して電流源からの電流を供給するステップとを含んでいる方法に関している。前記インバータは、共通のスイッチング周波数を有し、前記中間回路では、そこに流れる電流のスペクトル成分が現れ、該スペクトル成分は、スイッチング周波数周りで電気モータ周波数の複数の高調波を有している。さらに本発明は、相応の車両用駆動装置にも関している。
【背景技術】
【０００２】
車両のドライブトレーン内に２つの電気モータが設けられている、電気的な駆動車両は既に存在している。これらの２つの電気モータは互いに独立して制御される。そのため、モータの回転速度と、電気的なモータ周波数は、必ずしも同じである必要はない。
【０００３】
本発明が基礎とするような駆動装置は、図１に示されている。このドライブトレーンは、ここでは例示的に２つのモータ１および２を有している。この２つのモータは、３相モータとして構成されている。モータ１および２の駆動制御のために、２つの逆変換装置ないしインバータ３，４が用いられる。これらのインバータ３，４は、中間回路５を介してバッテリ６かまたはその他の電流源から給電されている。図１に示す等価的な回路図によれば、インバータ３に対する給電線路は、抵抗Ｒ１と線路インダクタンスＬ１とを有する。前記インバータ３の上流側には、前記中間回路５の一部としてカウントされる結合キャパシタンスＣｌが接続されている。インバータ４に対する給電線路は、オーム抵抗Ｒ２と線路インダクタンスＬ２とを有する。この第２のインバータ４の上流側には、結合キャパシタンスＣ２が接続されている。
【０００４】
前記中間回路５には、バッテリインダクタンスＬ３と内部抵抗Ｒ３とを有するバッテリ６から給電されている。しかしながらさらなる検討のために、オーム抵抗Ｒ１乃至Ｒ３はここでは無視することにする。その他にバッテリインダクタンスＬ３は、高いダイナミックレンジ用の線路インダクタンスＬ１、Ｌ２に対して無視できる位に高い。
【０００５】
上記の簡素化に基づいて、中間回路５の簡易化されたブロック回路図が図２示されている。ここには、キャパシタンスＣ１とインダクタンスＬとからなる直列回路が示されており、この直列回路には、キャパシタンスＣ２が並列に接続されている。インダクタンスＬは、線路インダクタンスＬ１とＬ２の和に相応する。キャパシタンスＣ１とインダクタンスＬとの間のノードには、第１のインバータ３から流出した電流ｉ１が流れている（図１参照）。さらに、インダクタンスＬとキャパシタンスＣ２との間のノードには、第２のインバータ４から流出した電流ｉ２が流れている。インダクタンスＬには、電流ｉＬが流れている。
【０００６】
図２のシステムは、共振周波数を有しており、このことは図３のシステム応答図からも見てとれる。この共振周波数は、例えば線路インダクタンスが１．５μΗで、インバータキャパシタンスＣ１およびＣ２がそれぞれ６００μＦである場合に、５．３ｋＨｚであり得る。実際のシステム内の共振は、オーム抵抗によって減衰される。
【０００７】
当該のケースでは、インバータ３及び４が、モータ１及び２のために、パルス幅変調された駆動制御信号（ＰＷＭ）を生成する。このＰＷＭの周波数は、例えば８ｋＨｚである。この周波数は、中間回路の共振周波数近傍にあるので、インバータ３及び４のＰＷＭ信号の一部のスペクトル成分も共振周波数の近傍にある。これらの信号成分は、図３のシステムレスポンスに応じて増幅される。これらの不要な増幅は、中間回路ないし入力側キャパシタンスＣｌおよびＣ２に負担を強いる。それ故にそれらは相応に設計する必要がある。その他にもこの不所望な増幅ないし共振ピーク値によってパフォーマンスも著しく損なわれる。
【０００８】
図１のシステムでは、動作中に実質的に高調波を伴った３つの振動が発生する。そのうちの１つは、例えばインバータを動作させている８ｋＨｚの周波数である。一方、モータは、１２０Ｈｚの平均電気速度で動作している。インバータやモータにおける非理想的な現象に基づいて、中間回路内では、電気モータ周波数の６倍の周波数に相応する高調波が生じる。これは、例えば選択された例では、７２０Ｈｚの周波数に相当する。さらに、例えば２つのモータが２０Ｈｚの速度差を有している場合には、それによって第３の振動が生じる。
【０００９】
中間回路内を流れる電流ｉＬの電流スペクトルをより理解し易くするために、以下の分析は、動的モデルに基づく。ここでは高調波だけを描写する。インバータは、８ｋＨｚの固定パルス周波数で動作する。インバータ／モータシステムにおける非線形性の結果として、８ｋＨｚの周波数は電流信号の変調搬送波として用いられる。
【００１０】
インバータのＰＷＭ周波数は、
ωINV＝２・π・８０００
で表すことができ、
電気モータ周波数は、ωMOTORで示される。このモータの直流電流は、以下の式、
【数１】
2015531226.tif 000003
から得られる。
【００１１】
従ってモータは、上記のコサイン引数で示されるような２つの高調波を生成する。これは、インバータ周波数とモータ周波数のサイン値どうしの乗算の結果である。
【００１２】
駆動システムないし駆動装置内の各モータは、図１及び図２に示すような電流ｉ１及びｉ２を生成する。これらの２つの電流は方向に依存して加算され、その結果、以下のような、
ｉ（ｔ）＝ｉ1（ｔ）−ｉ2（ｔ）
総電流が得られる。
【００１３】
最終的には、インバータのスイッチング周波数φINV1とφINV2の周りで以下のような
ω1＝ωINV1−６・ωMOTOR1
ω2＝ωINV1＋６・ωMOTOR1
ω3＝ωINV2−６・ωMOTOR2
ω4＝ωINV2＋６・ωMOTOR2
それぞれ２つの高調波が生じる。
【００１４】
以下のシミュレーションでは、中間回路で発生する電流ｉＬを時間領域において示している。周波数は以下のように、
ｆINV1＝８ｋＨｚ
ｆMOTRO1＝１１６．７Ｈｚ
ｆINV2＝８ｋＨｚ
ｆMOTOR2＝１１８．７Ｈｚ
選択される。
【００１５】
ここでは２つのインバータの周波数は、等しくなるように選択されるため、これらのインバータに対して共通のスイッチング周波数が存在する。電気モータの周波数は２０Ｈｚだけ異なる。
【００１６】
図４および図５は、上記の周波数に基づいてシミュレートされた電流信号ｉＬを示す。この場合、図５は、図４の０．０４秒から０．０５秒の間を抜粋して拡大表示している。
【００１７】
そこでは、信号の細い部分、特にインバータのスイッチング周波数が見て取れる。
【００１８】
シミュレートされた信号のスペクトルは、図６に示されている。ここでは７３００Ｈｚと８７００Ｈｚの主要なスペクトル成分が示されている。これらのスペクトル成分は、７００Ｈｚの周波数を生じさせているモータ回転速度に起因している。詳細には、ここではインバータの８ｋＨｚのＰＷＭ周波数と一緒になって、
８０００Ｈｚ−７００Ｈｚ＝７３００Ｈｚ
ないしは
８０００Ｈｚ＋７００Ｈｚ＝８７００Ｈｚ
となる。
【００１９】
図７のスペクトル拡大詳細図に示されているように、モータ回転速度のわずかな違いは、２つの異なるスペクトル線を生じさせる。一方のスペクトル線は、実際は７３００Ｈｚであるが、それに対して他方のスペクトル線は、それよりも１２Ｈｚ下方の７２８８Ｈｚである。
【００２０】
シミュレーションにおいて、スイッチング周波数周りのモータ周波数に起因する、より高い奇数倍の高調波を考慮するならば、図８に示すようなスペクトルが生じる。複数のモータ周波数ないしは平均モータ周波数に基づく７００Ｈｚの周波数に関連して、８ｋＨｚのスイッチング周波数の左側と右側に、複数の奇数倍の高調波が出現している。とりわけスイッチング周波数の右側には「＋１次」、「＋３次」、「＋５次」等の複数の正の高調波が発生している。一方左側には「−１次」、「−３次」、「−５次」等の複数の負の高調波が発生している。
【００２１】
これらの周波数は、通常は、図３による中間回路やシステムの共振周波数の近傍に存在しない限り問題にはならない。しかしながらモータの回転速度が変更された場合には、高調波周波数も変化し、それらの高調波周波数が共振領域内に入りこんで、そこで過剰に増幅されるようなことが起こり得る。そのため駆動装置の構成要素は、このような電流増幅にも耐えなければならない必要があり、その他にもこのことによって電力損失が引き起こされる。
【００２２】
従って本発明の課題は、より少ない電力損失しか伴わず、構成要素の設計仕様に係る変更も極僅かで済むような、車両を駆動するための方法を提供することにある。
【００２３】
前記課題は本発明により、少なくとも２つのモータを備えた車両を駆動するための方法であって、
−前記少なくとも２つのモータの各々を、それぞれ１つのインバータにより、その都度の電気モータ周波数を有しているそれぞれ１つの駆動制御信号を用いて駆動制御するステップと、
−前記インバータに、共振周波数を有している中間回路を介して電流源からの電流を供給するステップとを含み、
−前記インバータは、それぞれ１つのスイッチング周波数を有し、
−前記中間回路では、そこに流れる電流のスペクトル成分が現れ、前記スペクトル成分は、その都度のスイッチング周波数周りで前記電気モータ周波数から生じる複数の高調波を有し、
−前記各インバータのスイッチング周波数を、その都度のスイッチング周波数周りの複数の高調波の少なくとも１つが、常に、共振周波数から少なくとも１つの所定の間隔を有するように設定または制御する。
【００２４】
また本発明によれば、車両用の駆動装置であって、
−その都度の電気モータ周波数を有しているそれぞれ１つの駆動制御信号を用いてそれぞれ１つのモータを駆動制御するための少なくとも２つのインバータと、
−前記少なくとも２つのインバータに電流源からの電流を供給することができ、かつ共振周波数を有している中間回路とを備え、
−前記少なくとも２つのインバータは、それぞれ１つのスイッチング周波数を有し、
−前記中間回路では、動作中にそこに流れる電流のスペクトル成分が出現し、前記スペクトル成分は、その都度のスイッチング周波数周りで前記電気モータ周波数から生じる複数の高調波を有し、
−前記その都度のスイッチング周波数周りの前記複数の高調波の少なくとも１つが、常に、前記共振周波数（Ｆres）から少なくとも１つの所定の間隔（Δｆ，Δｆ′）を有するように、前記インバータ（３，４）のスイッチング周波数が設定または制御される駆動装置も提供される。
【００２５】
それ故有利には、インバータのケースにおいて、スイッチング周波数または共通のスイッチング周波数がシフトされる。このシフトにより、（インバータの結合キャパシタンスも含む）中間回路の共振周波数に対する（事前設定される）所定の間隔が保証される。この所定の間隔は、シフト中のオーバーシュートも可能な最小間隔であり得る。これにより、共振領域が、中間回路の共振周波数にて若しくはその周りで、高調波から開放された状態を保つことが達成される。その結果、過電流が発生することはなくなり、インバータの結合キャパシタンスを小さなサイズにすることが可能になる。その他に電力損失も僅かになる。
【００２６】
有利には、前記所定の間隔により、共振周波数周りの両側にて、少なくとも１つの高調波から開放された状態が保たれる領域が提供される。これにより、共振周波数の両側において、高調波から保たれる必要最小限の間隔が事前設定される。
【００２７】
少なくとも１つの高調波は、電気モータ周波数に起因する１次高調波であってもよい。この１次高調波は、その都度の電気モータ周波数の６倍の周波数からなっている。
【００２８】
その上さらに、各インバータのスイッチング周波数は、スイッチング周波数周りの全ての第１の高調波が、常に、共振周波数からそれぞれ１つの所定の間隔を有するように設定されるかまたは制御され得る。このことは、正の第１の高調波だけでなく、負の第１の高調波も前述した間隔を保たなければならないことを意味する。
【００２９】
さらに有利には、１次の高調波の他に、全ての３次の高調波も、共振周波数からそれぞれ１つの所定の間隔を有する。このことは、特に３次の高調波が、振幅ピーク値においてインバータの結合キャパシタンスに過負荷をかけるくらいに高い振幅を有している場合に考慮される。
【００３０】
この関係において場合により有利には、各インバータのスイッチング周波数は、当該スイッチング周波数周りで電気モータ周波数の１次の高調波と３次の高調波とがそれぞれ所定の間隔を保てない場合にのみ変更される。すなわち、例えば５次のおよびそれ以上の高調波が、共振ピーク値によりインバータの結合キャパシタンスに過負荷をかけない位の低い振幅しか有さないのならば、５次の及びそれ以上の高調波が共振周波数の領域に入った場合でもインバータスイッチング周波数の変更は省略してもよい。
【００３１】
特に有利には、前記所定の間隔は、各スペクトル成分の振幅に依存して選択される。典型的には、１次の高調波は、３次の高調波よりも高い振幅を有する。このケースにおいて、３次の高調波が共振周波数に対して保たなければならない最小間隔は、１次の高調波のための間隔よりも小さい。なぜなら３次の高調波は、マイナスの結果を引き起こすことなく１次の高調波よりも多くの増幅が可能だからである。
【００３２】
前記モータの駆動制御信号は、パルス幅変調された信号であってもよい。それにより、本発明は、通常のインバータにも適用可能となる。
【００３３】
前述した方法ステップによれば、当該方法ステップを実現することができ、かつ相応の駆動装置の一部になり得る手段も、間接的に定められる。
【００３４】
以下では本発明を、添付の図面に基づき詳細に説明する。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】本発明の基礎とすることができる２つのモータを備えた車両用の駆動装置の概略図
【図２】図１の中間回路の概略的回路図
【図３】図２の中間回路の伝達関数を示す図
【図４】中間回路におけるシミュレートされた電流経過を示す図
【図５】図４の信号の拡大図
【図６】図４の信号のスペクトルを示す図
【図７】図６のスペクトルの部分図
【図８】複数の高調波を有するシミュレートされた信号のスペクトルを示す図
【図９】共振領域における高調波を示す図
【図１０】共振領域からダウンシフトされた高調波を示す図
【図１１】共振領域からアップシフトされた高調波を示す図
【図１２】共振周波数周りの様々な開放領域を示す図
【００３６】
以下で詳細に説明する実施例は、本発明の好ましい実施形態を表している。
【００３７】
本発明による方法は、図１乃至図８に関連して説明したものに基づく。従って、ここまでの説明は上記図面が参照される。また、インバータ３，４は、それらが自身のスイッチング周波数を自動的に変更できるように設計されているか、または、それらのスイッチング周波数が変化するように駆動制御される。それ故中間回路の共振周波数を励起しないために、インバータ周波数（例えば、ＰＷＭ周波数または他のデジタル変調周波数）は変更される。この方法は、２以上のスイッチングインバータを使用することができる。
【００３８】
冒頭でも説明したように、中間回路の周波数は、電気モータ周波数ωMOTORとインバータないしスイッチング周波数ωINVに依存する。このケースでは、以下の高調波周波数（以下では「モータ周波数に起因する高調波」とも称する）
ω2k+1＝ωINV＋（２ｋ＋１）・６・ωMOTOR
ｋ∈Ｚ
が、各インバータによって直流側で生成される。ただし前記ｋは、０を含む正または負の整数を意味している。
【００３９】
中間回路の共振周波数周りで、上記式によって定められる何らかの高調波から開放された状態が保たれる領域が定められる。スイッチング周波数ωINVの両側に位置しているこれらの高調波は、上述したように、図８に示されている。
【００４０】
本発明の基本的な考え方は、共振周波数周りで事前設定される領域ないし事前設定可能な領域を、何らかの高調波から開放された状態に保ち続けることにあり、換言すれば、高調波と共振周波数との間の所定の最小間隔が保証されることにある。
【００４１】
それ故に、禁止領域または開放された領域を回避するために、以下の例ではＰＷＭ周波数が変更される。以下の例については、説明の冒頭で当該実施例の変数を以下のように想定する。すなわち、
Ｃ１＝Ｃ２＝６００μＦ
Ｌ＝１．５μＨ
これにより、中間回路の共振周波数も再び５．３ｋＨｚとなり、２つのインバータに対して使用されるスイッチング周波数は８ｋＨｚである。
【００４２】
電気自動車のドライブトレーンにおける測定では、実質的に１次、３次及び５次の高調波が重要であることが示されている。それ故、以下ではこれらの高調波のみを考慮する。
【００４３】
車両速度は、例えばモータ回転速度や電気モータ周波数に直接結び付けることが可能である。電気モータ周波数の範囲は、０〜３００Ｈｚの間にある。この電気モータ周波数が例えば１５０Ｈｚである場合には、中間回路のスペクトルには、以下のような周波数ないし高調波が生じる。すなわち、
ω-5＝８０００−５・６・１５０＝３５００Ｈｚ
ω-3＝８０００−３・６・１５０＝５３００Ｈｚ
ω-1＝８０００−１・６・１５０＝７１００Ｈｚ
ω1＝８０００＋１・６・１５０＝８９００Ｈｚ
ω3＝８０００＋３・６・１５０＝１０７００Ｈｚ
ω5＝８０００＋５・６・１５０＝１２５００Ｈｚ
である。
【００４４】
このことは、負の３次の高調波が、図９に示されているように中間回路７の共振領域内に存在することを意味する。禁止帯はここでは５．１ｋＨｚと５．５ｋＨｚの間に定められる。つまりこのことは、中間回路内を流れる電流の高調波が、この禁止帯領域内に存在してはならないこと、すなわち、前記電流の高調波が、５３００Ｈｚの共振周波数からその両側に向けて２００Ｈｚの最小間隔を保っていなければならないことを意味する。この規定は、例えば、１次の高調波に対してのみ、または、１次および３次の高調波に対してのみ、あるいは、１次、３次、５次などの高調波に対してのみに適用することが可能である。
【００４５】
ここでＰＷＭ周波数を２００Ｈｚだけ変更すれば、前記負の３次の高調波は、前記共振領域７から抜け出すのに十分なシフトをすることができるはずである。通常は、インバータ周波数を８ｋＨｚから７．８ｋＨｚへ２００Ｈｚだけ低減しさえすれば、単一のインバータないしは複数のインバータの損失を低減することができる。これによれば、図１０に示されているようなスペクトルが生じる。この図からは、負の３次の高調波が共振領域７の下方に位置しているのが識別できる。すなわち、当該負の３次の高調波ω-3は、
ω-3＝７８００Ｈｚ−３・６・１５０＝５１００Ｈｚ
の周波数に存在する。
【００４６】
代替的に例えばよりきれいな正弦波形を得るために、前記ＰＷＭ周波数を、２００Ｈｚだけアップさせて８．２ｋＨｚにシフトすることももちろん可能である。その場合の負の３次の高調波ω-3は、
ω-3＝８２００−３・６・１５０＝５５００Ｈｚ
の周波数に存在する。
【００４７】
図１１に示すように、負の３次の高調波が禁止帯共振領域７よりも高い周波数である場合には、ハードウェアの変更がなくても、システムの共振が励起されることは回避される。
【００４８】
図１２には、共振周波数ｆresからの高調波の事前設定可能な間隔をどのように定義することが可能であるかがより正確に示されている。図３でも示したように、ここでも伝達関数８は特定の共振周波数ｆresの領域内で示されている。中間回路内の電流信号の１次の高調波は、例えば最大で３ｄＢ増幅される。それにより、共振周波数周りで１次の高調波が出現できない領域９が生じる。この領域９は、共振周波数ｆresに対して、対称若しくは非対称に存在し得る。対称の場合には、前記領域は、ｆres−Δｆ〜ｆres＋Δｆに亘って延在する。このΔｆは、共振周波数ｆresに対して最低限維持しなければならない最小間隔を表す。非対称の場合には、例えば共振周波数ｆresに対して最小限維持しなければならない最小間隔は、左側の方が、右側で維持しなければならない最小間隔に比べて大である。
【００４９】
高調波が例えば６デシベルの増幅を許されるのならば、この高調波共振周波数にさらに近づくことができる。その結果、禁止帯領域１０も、３ｄＢの増幅が許されている場合の領域９よりも小さくなる。それに応じて、最小間隔Δｆ′も、Δｆよりも小さくなる。
【００５０】
禁止帯領域９，１０は、各高調波毎に異なって定めることが可能である。例えばこの禁止帯領域は、高調波の振幅に依存して生じ得る。例えば１次の高調波の振幅が、３次の高調波の振幅よりも大きい場合には、３次の高調波は、所定の最大電流を超えることなしに共振周波数に近づける。
【００５１】
但し前記禁止帯領域９，１０は、単一又は複数のインバータに対して総合的に要求される電力に依存させることもできる。具体的に例えば少ない電力しか要求されないケースでは、高調波を、臨界的な電流強度を超えることなく、共振周波数に近づけることが可能となる。それとは逆に、高い電力が要求されるケースでは、高調波は共振周波数からさらに離れて距離をおかなければならない。
【００５２】
本発明の上記実施例によれば、中間回路において臨界的な電流強度を超えることは回避され、インバータの結合キャパシタンスは、より少ない負担にしかさらされないため、低電流強度用の仕様ないし低電力用の仕様が可能になる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【国際調査報告】
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2015531226.tif 000017
2015531226.tif 000018
2015531226.tif 000019
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