(57)【要約】  データが送信される複数の並列単入力単出力チャネルあるいは複数の並列マルチ入力マルチ出力チャネルを有する無線データ送信システムにおけるデータ送信方法は、複数のシグネチャシーケンスＫの各シグネチャシーケンスｋに対して、関連するシグネチャシーケンスｋの信号対雑音比を示すシステム値λｋを決定するステップと、複数のシグネチャシーケンスＫに関連するシステム値λｋに従ってデータシンボルの拡散に使用される多くのシグネチャシーケンスＫ＊を決定するステップと、複数のシグネチャシーケンスＫに関連するシステム値λｋに従って複数のシグネチャシーケンスＫからデータシンボルの拡散に使用されるシグネチャシーケンスＳを選択する（ここで、選択されたシグネチャシーケンスの数はシグネチャシーケンスＫ＊の決定された数に対応する）ステップと、選択されたシグネチャシーケンスＳを用いてデータシンボルを拡散するステップと、を備える。【選択図】図１
2015519806.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信前に、複数の拡散シーケンスによって拡散される複数のデータシンボルによって表されるデータが送信される複数の並列単入力単出力チャネルあるいは複数の並列マルチ入力マルチ出力チャネルを有する無線データ送信システムにおけるデータ送信方法であって、
複数のシグネチャシーケンスＫの各シグネチャシーケンスｋに対して、関連する前記シグネチャシーケンスｋの信号対雑音比を示すシステム値λｋを決定するステップと、
前記複数のシグネチャシーケンスＫに関連する前記システム値λｋに従って、データシンボルの拡散に使用される多くのシグネチャシーケンスＫ＊を決定するステップと、
前記複数のシグネチャシーケンスＫに関連する前記システム値λｋに従って、前記複数のシグネチャシーケンスＫから、前記データシンボルの拡散に使用されるシグネチャシーケンスＳを選択するステップであって、選択されたシグネチャシーケンスの数がシグネチャシーケンスＫ＊の決定された数に対応するステップと、
前記選択されたシグネチャシーケンスＳを用いて前記データシンボルを拡散するステップと、を備えることを特徴とする方法。
【請求項２】
Ｋｂｅｓｔが平均システム値
【数１】
2015519806.tif 000446
の計算に利用されるシグネチャシーケンスの初期数であり、各シグネチャシーケンスが前記平均システム値
【数２】
2015519806.tif 000447
の計算のために等送信エネルギーＥｋを割り当てられるように、Ｋｂｅｓｔ＝Ｋ〜Ｋｂｅｓｔ＝１に対して前記平均システム値
【数３】
2015519806.tif 000448
を計算し、
前記データシンボルの拡散に利用されるシグネチャシーケンスＫ＊の数を決定し、
平均システム値ベクトル
【数４】
2015519806.tif 000449
に従って、前記シンボルの拡散に使用されるシグネチャシーケンスＳを選択する請求項１に記載の方法であって、
前記平均システム値ベクトル
【数５】
2015519806.tif 000450
は、Ｋｂｅｓｔ＝１〜Ｋｂｅｓｔ＝Ｋに対して複数の平均システム値
【数６】
2015519806.tif 000451
を含むことを特徴とする方法。
【請求項３】
Ｋｂｅｓｔ＝１〜Ｋｂｅｓｔ＝Ｋに対して、以下の式
【数７】
2015519806.tif 000452
（ここで、
【数８】
2015519806.tif 000453
は、前記平均システム値であり、
【数９】
2015519806.tif 000454
は、各データシンボルに割り当てできる離散的データレートであって、目標のシステム値
【数１０】
2015519806.tif 000455
用の複数のＰ離散的レートに対するｐ＝１〜ｐ＝Ｐの整数値ｐに対してｂ１〜ｂＰの複数のデータレートから選択され、ここで、前記目標のシステム値
【数１１】
2015519806.tif 000456
は、以下の式
【数１２】
2015519806.tif 000457
を用いることによってデータレートｂＰに関して決定され、ここで、
【数１３】
2015519806.tif 000458
は変調スキームのギャップ値である）が満たされる場合、前記データシンボルの拡散に使用されるシグネチャシーケンスＫ＊の数は、シグネチャシーケンスＫｂｅｓｔの初期数に等しくなるように決定され、前記選択されたシグネチャシーケンスＳは、最大のシステム値λｋを有する複数のシグネチャシーケンスＫのＫ＊シグネチャシーケンスであることを特徴とする請求項２に記載の方法。
【請求項４】
Ｋｏｐｔが最小システム値
【数１４】
2015519806.tif 000459
の計算に利用されるシグネチャシーケンスの初期数であり、各シグネチャシーケンスが等送信エネルギーＥｋを割り当てられるように、Ｋｏｐｔ＝Ｋ〜Ｋｏｐｔ＝１に対して平均システム値
【数１５】
2015519806.tif 000460
を計算し、
シグネチャシーケンスＫ＊の数を決定し、
Ｋｏｐｔ＝Ｋ〜Ｋｏｐｔ＝１に対して、複数の最小システム値
【数１６】
2015519806.tif 000461
を含む最小システム値ベクトル
【数１７】
2015519806.tif 000462
に従って、前記データシンボルの拡散に使用されるシグネチャシーケンスＳを選択することを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項５】
Ｋｏｐｔ＝１〜Ｋｏｐｔ＝Ｋに対して、以下の式
【数１８】
2015519806.tif 000463
（ここで、
【数１９】
2015519806.tif 000464
は、前記最小システム値であり、
【数２０】
2015519806.tif 000465
は、各シンボルに割り当てできる離散的データレートであって、目標のシステム値
【数２１】
2015519806.tif 000466
用の複数のＰ離散的レートに対するｐ＝１〜ｐ＝Ｐの整数値ｐに対してｂ１〜ｂＰの複数のデータレートから選択される）が満たされる場合、前記データシンボルの拡散に使用されるシグネチャシーケンスＫ＊の数は、シグネチャシーケンスＫｏｐｔの初期数に等しくなるように決定され、
前記選択されたシグネチャシーケンスＳは、最大のシステム値λｋを有する複数のシグネチャシーケンスＫのＫ＊シグネチャシーケンスであることを特徴と請求項４に記載の方法。
【請求項６】
前記シグネチャシーケンスＳの選択前に、最大のシステム値λｋを有する複数のシグネチャシーケンスＫのシグネチャシーケンスｋから最小のシステム値λｋを有する複数のシグネチャシーケンスＫのシグネチャシーケンスｋまでの複数のシグネチャシーケンスＫを順序付けるステップをさらに備え、
大きなシステム値λｋは高い信号対雑音比を示し、
前記選択されたシグネチャシーケンスＳは、前記順序付けられたシグネチャシーケンスの第１のＫ＊シグネチャシーケンスであることを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれかに記載の方法。
【請求項７】
前記システム値λｋに従って、データレート
【数２２】
2015519806.tif 000467
を複数の選択されたシグネチャシーケンスＳに割り当てるステップをさらに備え、前記割り当てられたデータレート
【数２３】
2015519806.tif 000468
の合計は、１シンボル周期当たりの総データレートに対応することを特徴とする請求項１乃至請求項６のいずれかに記載の方法。
【請求項８】
シグネチャシーケンスＫ＊の数決定時に、前記データレート
【数２４】
2015519806.tif 000469
が割り当てられることを特徴とする請求項７に記載の方法。
【請求項９】
総データレートは、以下の式を満たす最大の整数ｍＥＥを見出すことによって決定され、
【数２５】
2015519806.tif 000470
等エネルギー割り当てに対応する場合では、シグネチャシーケンス（ｋ＊−ｍＥＳ）の第１の群は、離散的データレート
【数２６】
2015519806.tif 000471
でのデータ送信に用いられ、残余ｍＥＳのシグネチャシーケンスを含むシグネチャシーケンスの第２の群は、離散的データレート
【数２７】
2015519806.tif 000472
でのデータ送信に用いられることを特徴とする、請求項２または請求項３に従属時に請求項７または請求項８に記載の方法。
【請求項１０】
前記総データレートは、以下の式を満たす最大の整数ｍＥＳを見出すことによって決定され、
【数２８】
2015519806.tif 000473
シグネチャシーケンス（ｋ＊−ｍＥＳ）の第１の群は、離散的データレート
【数２９】
2015519806.tif 000474
でのデータ送信に用いられ、残余ｍＥＳのシグネチャシーケンスを含むシグネチャシーケンスの第２の群は、離散的データレート
【数３０】
2015519806.tif 000475
でのデータ送信に用いられることを特徴とする、請求項４または請求項５に従属時に請求項７または請求項８に記載の方法。
【請求項１１】
総送信エネルギーに対する１シンボル周期当たりの総データレートを最大化するために、前記割り当てられた送信データレートｂｐｋと対応するシステム値λｋに従って、送信エネルギーを前記選択された複数のシグネチャシーケンスＫに割り当てるステップをさらに備え、
前記割り当てられた送信エネルギーの合計は総送信エネルギーに対応することを特徴とする請求項７乃至請求項１０のいずれかに記載の方法。
【請求項１２】
送信エネルギーＥｋ，ｉは、連続的干渉キャンセル（ＳＩＣ）スキームのない受信器に基づいて以下の式を用いて反復的に決定されることを特徴とする請求項１１に記載の方法であって、
【数３１】
2015519806.tif 000476
ここで、ｉは反復数であり、
【数３２】
2015519806.tif 000477
は、共分散行列Ｃｉ−１を反転することにより決定される逆共分散行列であり、ここで、共分散行列Ｃｉ−１は、拡張整合フィルタシグネチャシーケンス行列Ｑｅと拡張振幅行列
【数３３】
2015519806.tif 000478
に関して、以下の式を用いて表され、
【数３４】
2015519806.tif 000479
ここで、
【数３５】
2015519806.tif 000480
はクロネッカー積であり、振幅行列
【数３６】
2015519806.tif 000481
は送信エネルギーに関して表され、２σ２は雑音分散であり、ＮＲは受信器アンテナ数であり、Ｎは処理利得であり、Ｌはマルチパス遅延拡散長であり、拡張整合フィルタ受信器シーケンス行列Ｑｅは、以下の式
【数３７】
2015519806.tif 000482
に従って表され、ここで、Ｑ１は、前のシンボル周期に対する整合フィルタシーケンスを表わし、Ｑ２は、次のシンボル周期に対する整合フィルタシーケンスを表わし、Ｑ１とＱ２は、
【数３８】
2015519806.tif 000483
、
【数３９】
2015519806.tif 000484
に従って表され、ここで、
【数４０】
2015519806.tif 000485
と
【数４１】
2015519806.tif 000486
は、シグネチャシーケンスＫ＊の数の前と次のシンボル周期に対するＩＳＩ整合フィルタシーケンスであり、
【数４２】
2015519806.tif 000487
はシフト行列であり、整合フィルタ逆分散シグネチャシーケンス行列
【数４３】
2015519806.tif 000488
は、以下の式Ｑ＝ＨＳで決定され、ここで、
【数４４】
2015519806.tif 000489
は、長さＮの複数の送信シグネチャシーケンス
【数４５】
2015519806.tif 000490
に対する整合フィルタ受信器逆拡散シグネチャシーケンスであり、Ｈは、周波数選択性マルチパスチャネルに対するＭＩＭＯシステムコンボリューション行列であり、コンボリューション行列Ｈは、以下の式
【数４６】
2015519806.tif 000491
に従って表され、ＮＴは送信器アンテナの総数であり、受信器アンテナｎｒと送信器アンテナｎｔの各対間にあって、チャネルインパルス応答ベクトル
【数４７】
2015519806.tif 000492
を有するチャネルコンボリューション行列Ｈ（ｎｒ，ｎｔ）は、以下の式
【数４８】
2015519806.tif 000493
に関して表される。
【請求項１３】
送信エネルギーＥｋ，ｉは、連続的干渉キャンセル（ＳＩＣ）スキームを有する受信器に基づいて、以下の式
【数４９】
2015519806.tif 000494
を解くことによって反復的に決定され、平均システム値は、所与の逆共分散行列
【数５０】
2015519806.tif 000495
に対して、シグネチャシーケンスＫ＊の数決定に用いられ、前記逆共分散行列
【数５１】
2015519806.tif 000496
は共分散行列
【数５２】
2015519806.tif 000497
の逆行列であり、共分散行列Ｃｋ−１は、
【数５３】
2015519806.tif 000498
が用いられる場合、ｋ＝１、…、Ｋ＊に対して、以下の式
【数５４】
2015519806.tif 000499
を解くことによって反復的に決定され、目標のＳＮＲ
【数５５】
2015519806.tif 000500
は、以下の式
【数５６】
2015519806.tif 000501
を用いて決定され、重み付け係数ζ、ζ１、ζ２、ζ３、ζ４、ζ５およびζ６は、以下の式
【数５７】
2015519806.tif 000502
を用いて、ＳＩＣ受信器共分散行列
【数５８】
2015519806.tif 000503
および
【数５９】
2015519806.tif 000504
から構築され、距離ベクトル
【数６０】
2015519806.tif 000505
は、以下の式
【数６１】
2015519806.tif 000506
を用いて決定されることを特徴とする請求項１１に記載の方法。
【請求項１４】
【数６２】
2015519806.tif 000507
を有する逆共分散行列
【数６３】
2015519806.tif 000508
、さらにエネルギー割り当てＥｋおよび
【数６４】
2015519806.tif 000509
と
【数６５】
2015519806.tif 000510
、Ｅｋとσ２を有するＭＩＭＯシステムパラメータのセットに対して、前記逆共分散行列
【数６６】
2015519806.tif 000511
を、逆共分散行列
【数６７】
2015519806.tif 000512
とエネルギーＥｋとを用い、
距離ベクトル
【数６８】
2015519806.tif 000513
および
【数６９】
2015519806.tif 000514
を決定し、
重み付け係数ζ、ζ１、ζ２、ζ３、ζ４、ζ５およびζ６を決定し、
以下の式
【数７０】
2015519806.tif 000515
において、ｋ＝１、…、Ｋ＊に対して割り当てられたエネルギーＥｋを用いて重み付きエネルギー項ζ１とζ２を決定し、
以下の式
【数７１】
2015519806.tif 000516
を解くことによって暫定行列Ｚ１、Ｚ２、Ｚ３を決定し、
以下の式
【数７２】
2015519806.tif 000517
を解くことによって低減された逆共分散行列
【数７３】
2015519806.tif 000518
を決定し、以下の式
【数７４】
2015519806.tif 000519
を用いて前記逆共分散行列
【数７５】
2015519806.tif 000520
を構築することによって、ｋ＝１、…、Ｋ＊に対して、ｋ＝１から始めて構築し、
前記重み付きエネルギー項ζは、以下の式
【数７６】
2015519806.tif 000521
を解くことによって決定され、
暫定行列Ｚ４は、以下の式
【数７７】
2015519806.tif 000522
を用いて決定され、
前記距離ベクトル
【数７８】
2015519806.tif 000523
は、以下の式
【数７９】
2015519806.tif 000524
を用いて決定されることを特徴とする請求項１３に記載の方法。
【請求項１５】
前記シグネチャシーケンスＫ＊の数を決定し、データ拡散に用いられるシグネチャシーケンスＳを選択するための反復注水系連続ビットローディング法であって、
総データレートｂＴ，Ｋを最大化するシグネチャシーケンスの総数を決定することによってシグネチャシーケンスＫ＊の数を決定するステップを備えることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項１６】
複数の整合フィルタシグネチャシーケンス
【数８０】
2015519806.tif 000525
および
【数８１】
2015519806.tif 000526
に対して、反復注水最適化法は、
シグネチャシーケンスＫｏｐｔの初期数を設定するステップと、
シグネチャシーケンスＫｏｐｔの前記初期数に関連するシステム値λｋを決定するステップと、
以下の式
【数８２】
2015519806.tif 000527
を用いて、エネルギー割り当てＥｋ用のチャネルＳＮＲベクトル
【数８３】
2015519806.tif 000528
を決定するステップと、
以下の式
【数８４】
2015519806.tif 000529
（ここで、ＥＴは総送信エネルギー）を用いて注水定数
【数８５】
2015519806.tif 000530
を決定するステップと、
以下の式
【数８６】
2015519806.tif 000531
を用いて、前記複数のシグネチャシーケンスＫの各シグネチャシーケンスｋに割り当てられるエネルギーＥｋを決定するステップと、
整合フィルタシグネチャシーケンスの順序付けられたリストを提供するために、シグネチャシーケンスＫｏｐｔの初期数に関係するシステム値
【数８７】
2015519806.tif 000532
に従って、整合フィルタシグネチャシーケンス
【数８８】
2015519806.tif 000533
および
【数８９】
2015519806.tif 000534
を昇順に再順序付けするステップと、
整合フィルタシグネチャシーケンスの順序付けられたリストの第１の整合フィルタシーケンス
【数９０】
2015519806.tif 000535
および
【数９１】
2015519806.tif 000536
を削除するステップと、
割り当てられたエネルギーＥ１が負の場合、Ｋｏｐｔ＝Ｋｏｐｔ−１に設定するステップと、
上記のステップを繰り返すステップと、
以下の式
【数９２】
2015519806.tif 000537
を用いて、送信されるビットｂＴ，Ｋ総数を決定するステップと、
【数９３】
2015519806.tif 000538
を用いて、考慮中の複数のシグネチャシーケンスＫのシグネチャシーケンスＫ＊の数を決定するステップと、を備えることを特徴とする請求項１５に記載の方法。
【請求項１７】
シグネチャシーケンスＫ＊の数を決定する反復注水法は、
最初にシグネチャシーケンスＫ＊の総数をＫ＊＝Ｋに設定し、
前記シグネチャシーケンスＫ＊の数がＫ＊＝１になるまで、送信される総データレートとＫ＊＝Ｋ−１値に対するシグネチャシーケンスＫ＊の数を決定し、
総データレートを最大化する複数のシグネチャシーケンスＫに対するシグネチャシーケンスＫ＊の数を選択することを特徴とする請求項１６に記載の方法。
【請求項１８】
システム値は、以下の式により決定されることを特徴とする請求項１乃至請求項１７のいずれかに記載の方法であって、
λｋ＝γｋεｋ
ここで、γｋは、ＭＭＳＥ受信器の逆拡散ユニットの出力における信号対雑音比であり、εｋは、前記逆拡散ユニットの出力における平均二乗誤差であり、
この平均二乗誤差はγｋ＝１−εｋによってシステム値に関係する。
【請求項１９】
前記システム値λｋは、連続的干渉キャンセル（ＳＩＣ）スキームのない受信器に基づいた以下の式
【数９４】
2015519806.tif 000539
に従って決定されることを特徴とする請求項１乃至請求項１１および請求項１４乃至請求項１７のいずれかに記載の方法であって、
Ｃは、拡張整合フィルタシグネチャシーケンス行列Ｑｅと拡張振幅行列
【数９５】
2015519806.tif 000540
に関して、以下の式
【数９６】
2015519806.tif 000541
を用いて表され、
【数９７】
2015519806.tif 000542
はクロネッカー積であり、振幅行列
【数９８】
2015519806.tif 000543
であり、整合フィルタ逆拡散シグネチャシーケンス行列
【数９９】
2015519806.tif 000544
は、以下の式
【数１００】
2015519806.tif 000545
を用いて拡張整合フィルタシグネチャシーケンス行列Ｑｅを構築するために形成され、ここで、Ｑ１は、前のシンボル周期に対する整合フィルタシーケンスを表わし、Ｑ２は、次のシンボル周期に対する整合フィルタシーケンスを表わし、Ｑ１とＱ２は、以下の式
【数１０１】
2015519806.tif 000546
および
【数１０２】
2015519806.tif 000547
に従って表され、ここで、
【数１０３】
2015519806.tif 000548
および
【数１０４】
2015519806.tif 000549
は、前と次のシンボル周期に対するＩＳＩ整合フィルタシーケンスである。
【請求項２０】
前記システム値λｋは、連続的干渉キャンセル（ＳＩＣ）スキームを有する受信器に基づいた以下の式
【数１０５】
2015519806.tif 000550
に従って決定されることを特徴とする請求項１乃至請求項１０および請求項１２乃至請求項１７のいずれかに記載の方法であって、
ここで、Ｃｋ−１は、
【数１０６】
2015519806.tif 000551
を用いる場合、ｋ＝１、…、Ｋ＊に対して、以下の式
【数１０７】
2015519806.tif 000552
解くことによって反復的に決定される共分散行列であり、
【数１０８】
2015519806.tif 000553
と
【数１０９】
2015519806.tif 000554
は、前と次のシンボル周期に対する整合フィルタシーケンスであり、
【数１１０】
2015519806.tif 000555
は、整合フィルタ逆分散シグネチャシーケンスである。
【請求項２１】
請求項１乃至請求項２０のいずれかに記載の方法を実行するように配列された装置。
【請求項２２】
前記装置は無線送信基地局であることを特徴とする請求項２１に記載の装置。
【請求項２３】
使用時には、請求項１乃至請求項２０のいずれかに記載の方法を実行するように作動する、コンピュータ上で実施可能なコンピュータ可読媒体。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は移動無線システムにおけるデータ送信の分野に関する。より具体的には、しかしこれに限定されずに、本発明の実施形態は、移動無線システムにおける送信用データシンボルの拡散に用いられる拡散シーケンスの決定方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
移動無線システム技術は、データレートの増大という全般的な目標によって絶え間なく進歩している。第三世代移動無線システムは、符号分割多元接続送信方式を使用しており、世界的に広く採用されてきた。第三世代パートナーシッププロジェクト（３ＧＰＰ）は、マルチコード広帯域符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）システムとして、ユニバーサルモバイルテレコミュニケーションシステム（ＵＭＴＳ）のリリース５仕様における高速ダウンリンクパケットアクセス（ＨＳＤＰＡ）システムを開発した。第３世代無線セルラーシステムの成功の大部分は、ダウンリンクスループットを向上するためにＨＳＤＰＡシステムによって使用された効率的な資源割り当てスキームによるものである。
【０００３】
適応変調符号化やハイブリッド自動再送要求などの実現技術が最近利用できるようになったことに伴い、インターネット中心のアプリケーション用のインターネット対応スマートフォンの導入が可能となった。ＨＳＤＰＡシステムに対する傾向は、高データレートアプリケーションを有するスマートフォンのダウンリンクスループットを向上させることである。ＨＳＤＰＡダウンリンクのスループットは広範囲に評価されてきた。マルチ入力マルチ出力（ＭＩＭＯ）ＨＳＰＤＡシステムを使用している場合、実際に達成可能なデータスループットは、理論上界よりはるかに低いことが最近わかってきた。
【０００４】
ＨＳＤＰＡマルチコードＣＤＭＡシステムに対するダウンリンクスループット最適化は、二部問題であると考えられてきた。第１の問題は、ダウンリンクユーザに対するシグネチャシーケンスとおよび電力割り当ての問題である。第２の問題は、所与の資源割り当てに対するリンクスループット最適化である。
【０００５】
第１の問題は、送信のためのユーザのスケジューリングを含む。これは、ダウンリンク送信のために広範囲に試験されてきた。さらに、シグネチャシーケンスの設計と割り当ては、ダウンリンク周波数選択性チャネルに対する総レート最大化の文脈における電力割り当てと共に研究されてきた。送信器シグネチャシーケンスとさらに平均二乗誤差（ＭＳＥ）最小化受信逆拡散フィルタ係数の反復計算に対する設計法の利用性についても考慮されてきた。さらに、ＭＩＭＯシステムにおける送受信アンテナ間の所与のチャネルインパルス応答セットに対する総リンクスループットを最大化するシグネチャシーケンスの最適セットが存在することが示されている。さらに、チャネルインパルス応答の所与のセットに対して直交シグネチャシーケンスの最適セットが特定されるシステムも考慮されてきた。
【０００６】
最適な拡散シーケンスを用いるためには、チャネル状態情報（ＣＳＩ）が送信器と受信器の両方で利用可能でなければならない。送信器におけるＣＳＩは、ダウンリンクおよびアップリンクチャネルの両方上に多くの信号オーバーヘッドを必要とする。従って、各ＭＩＭＯダウンリンク送信器アンテナで直交拡散シーケンスの同じセットが使用できるようにすることによって、信号オーバーヘッドを最小化する種々の方法が考慮されてきた。あるアプローチは３ＧＰＰで考慮され、ある方法は、直交可変拡散率（ＯＶＳＦ）拡散シーケンスの所与の固定セットサイズを使用するように標準化された。ＭＩＭＯシステムでは、各アンテナで利用可能なＯＶＳＦシグネチャシーケンスの所与の単一セットより大きなシグネチャシーケンスセットサイズが必要である。３ＧＰＰでは、拡散シーケンスの所与のセットにプリコーディングウェイトを乗じ、得られた重み付きセットを連結してＯＶＳＦセットサイズを増加させる方法が標準化された。各送信シンボルはその後、送信前にそれぞれのＭＩＭＯアンテナにおいて、異なる拡散シーケンスで拡散される。従って、各送信シンボルに対して、各アンテナで使用される拡散シーケンスを連結することによって、固有なプリコーディッド拡散シーケンスが作成される。連結された拡散シーケンスは、他の送信シンボル用の送信器で利用可能な拡散シーケンスの残余セットに直交する。しかしながら、周波数選択性マルチパスチャネル上で送信後、拡散シーケンスの直交性は受信端で失われる。リニアＭＭＳＥイコライザの後に逆拡散部を用いることによって、各受信器における拡散シーケンスの直交性の復元と、マルチパスチャネル上で送信後の送信シンボルの再生と、ができ得ることが提案された。
【０００７】
最近の開発では、リニアＭＭＳＥイコライザをマルチパスチャネル上で操作時に存在する自己干渉（ＳＩ）問題が考慮されている。こうした問題では、ＨＳＤＰＡスループットに対して、現時点で実際上達成可能なレートと理論上界との間のギャップを低減することが目標となる。独立のシンボルレベルＭＭＳＥイコライザの後にシンボルレベル連続干渉キャンセル（ＳＩＣ）スキームを有する受信器は、セル間自己干渉に対応している。ＨＳＤＰＡ規格に適合したハイブリッドリニアイコライザ／干渉キャンセル受信器が利用され得ることが提案されている。さらに、ＨＳＤＰＡダウンリンクスループット最適化のためのチップまたはシンボルレベルＭＭＳＥイコライザと連携させたＳＩＣ受信器が使用でき得ることも提案されている。
【０００８】
チップレベルＭＭＳＥリニアイコライザの後に逆拡散部とシンボルレベルＳＩＣを用いて、チップ間干渉（ＩＣＩ）とさらにすべてのストリーム間干渉を抑えることが考慮されている。リニアチップレベルＭＭＳＥイコライザとしてのチャネル整合フィルタ（ＣＭＦ）は、マルチパスチャネル中央タップでエネルギーを収集することによって信号対雑音比を最大化することが示されている。チップレベルイコライザは、送信チップシーケンス（これは、１つの送信シンボルストリームを検出するためにその後１つの送信器拡散シーケンスで拡散される）の推定値の作成に用いられる。その後、再生されたシンボルを用いてチップレベルにおける干渉を反復的に除去する。各反復には、チップレベル線形イコライザ係数の計算が必要である。反復の総数は、送信データストリームの数に等しい。
【０００９】
第２のダウンリンクスループット最大化問題を解決するために、リニアＭＭＳＥイコライザを有する受信器と単段ＳＩＣ検出器とを用いるためには、送信器と受信器との同時最適化が必要である。種々の送信パワー割り当てスキームは、マルチコードＭＩＭＯシステムにおける２段階の連続的干渉キャンセルスキームに対する異なるデータストリーム上で引き出せる。送信器パワー最適化を有する２段階のＳＩＣ検出スキームによって、マルチコードダウンリンク送信のスループット性能を向上させられる。しかしながら、ＳＩＣ、イコライザ係数および電力割り当て計算のそれぞれの反復には、受信信号に対する共分散行列の逆行列が必要となる。共分散行列の次元は通常大きく、そのために、受信器における電力割り当て、リニアＭＭＳＥイコライザおよびＳＩＣの反復実施の計算コストは高くなる。リニアＭＭＳＥイコライザとその後のシンボルレベルＳＩＣの実施を実際に実現可能とするために、大きな行列の逆行列の簡易化が検討されてきた。
【００１０】
トランシーバ設計を最適化するために種々の試みが行われてきた。マルチコードダウンリンクスループットの最適化のための電力割り当て時には、通常、異なる最適化基準が用いられる。トランシーバ設計の最適化基準に重点的に取り組む技術もあれが、レートと電力の同時割り当てに集中する技術もある。レートと電力の同時割り当て方法に追加するものとして、ゲーム理論のアプローチが最近導入された。上記の割り当て方法は、Ｌ．ＺｈａｏとＪ．Ｍａｒｋ、「Ｊｏｉｎｔ  ｒａｔｅ  ａｎｄ  ｐｏｗｅｒ  ａｄａｐｔａｔｉｏｎ  ｆｏｒ  ｒａｄｉｏ  ｒｅｓｏｕｒｃｅ  ｍａｎａｇｅｍｅｎｔ  ｉｎ  ｕｐｌｉｎｋ  ｗｉｄｅｂａｎｄ  ｃｏｄｅ  ｄｉｖｉｓｉｏｎ  ｍｕｌｔｉｐｌｅ  ａｃｃｅｓｓ  ｓｙｓｔｅｍｓ」、ＩＥＴ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、２巻、４号、５６２〜５７２ページ（２００８年４月）の以下の３表題の下で一般化されている。
【００１１】
１．第１の基準は、チャネル利得を一定に実現させるレートを最大化する送信パワーを最適化するシステムを含む。代表例は、Ｌ．Ｙ．ＨｏｏｎおよびＫ．Ｓ．Ｗｕの「Ｇｅｎｅｒａｌｉｚｅｄ  ｊｏｉｎｔ  ｐｏｗｅｒ  ａｎｄ  ｒａｔｅ  ａｄａｐｔａｔｉｏｎ  ｉｎ  ｄｓ−ｃｄｍａ  ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  ｏｖｅｒ  ｆａｄｉｎｇ  ｃｈａｎｎｅｌｓ」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｖｅｈｉｃｕｌａｒ  Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ、５７巻、１号、６０３〜６０８ページ（２００８年１月）であり、これは、シンボル数と１シンボル当たりのビット数を最適化するものである。この目的は、各受信器における目標の信号対干渉雑音（ＳＩＮＲ）比を満たしながら、送信パワーと拡散シーケンスを反復して調節することにより総レートを最大化することである。送信パワーを反復調節して、各受信器における目標の信号対雑音比を満たすことができる。さらに、目標の信号対雑音比（ＳＮＲ）に対する総送信エネルギーは、各受信器の出力において最小化できる。この種の最適化は、マージン適応ローディング法として既知である。総送信電力を所与の総電力制約未満に維持しながら、送信電力と拡散シーケンスを最適化してマルチコード並列チャネル上の総レートを最大化できる。この種の反復エネルギー割り当ては、レート適応ローディング法として既知である。
【００１２】
２．第２の方法は、送信電力、レートおよびシグネチャシーケンス、またさらに受信器のリニアＭＭＳＥイコライザを同時に最適化することにより総レートを最大化しながら、受信電力を目標レベルに維持することを目標とする。こうした方法の１例は、Ｓ．ＵｌｕｋｕｓおよびＡ．Ｙｅｎｅｒの「Ｉｔｅｒａｔｉｖｅ  ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ  ａｎｄ  ｒｅｃｅｉｖｅｒ  ｏｐｔｉｍｉｚａｔｉｏｎ  ｆｏｒ  ｃｄｍａ  ｎｅｔｗｏｒｋｓ」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、３巻、６号、１８７９〜１８８４ページ（２００４年１１月）であり、これは、送信拡散シーケンスとリニアＭＭＳＥイコライザを有する受信器とを同時に最適化するものである。この目標は、受信信号電力レベルがそれぞれ送信器に既知の場合、スループットを最大化するか、あるいは各受信器における平均二乗誤差を最小化することである。
【００１３】
３．第３の方法の１例は、Ｌ．ＺｈａｏおよびＪ．Ｍａｒｋによる「Ｊｏｉｎｔ  ｒａｔｅ  ａｎｄ  ｐｏｗｅｒ  ａｄａｐｔａｔｉｏｎ  ｆｏｒ  ｒａｄｉｏ  ｒｅｓｏｕｒｃｅ  ｍａｎａｇｅｍｅｎｔ  ｉｎ  ｕｐｌｉｎｋ  ｗｉｄｅｂａｎｄ  ｃｏｄｅ  ｄｉｖｉｓｉｏｎ  ｍｕｌｔｉｐｌｅ  ａｃｃｅｓｓ  ｓｙｓｔｅｍｓ」、ＩＥＴ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、２巻、４号、５６２〜５７２ページ（２００８年４月）に記載されており、ここでは、受信信号電力と干渉信号電力との分配を必要とする評価基準として平均システム性能が用いられている。
【００１４】
第１および第２の適応スキームでは、特にマージンおよびレート適応ローディングエリアでは、レートと電力適応は、ユーザの移動によるリンク利得の変化よりはるかに速いと想定される。Ｔ．Ｂｏｇａｌｅ、Ｌ．ＶａｎｄｅｎｄｏｒｐｅおよびＢ．Ｃｈａｌｉｓｅの「Ｒｏｂｕｓｔ  ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ  ｏｐｔｉｍｉｚａｔｉｏｎ  ｆｏｒ  ｄｏｗｎｌｉｎｋ  ｃｏｏｒｄｉｎａｔｅｄ  ｂａｓｅ  ｓｔａｔｉｏｎ  ｓｙｓｔｅｍｓ：Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ  ａｌｇｏｒｉｔｈｍ、「ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ」、ＰＰ巻、９９号、１ページ（２０１１年）には、ＭＩＭＯダウンリンク送信のための１ユーザ当たり（１ストリーム当たり）のＭＳＥ制約に従う総送信電力を最小化するために、ロバストマージン適応ローディングスキームが検討されている。
【００１５】
拡散シーケンスの所与の固定長に対する総レートを最大化するために、レート適応ローディングスキームが与えられている。レート適応最適化法は、Ｎ．Ｖｕｃｉｃ、Ｈ．ＢｏｃｈｅおよびＳ．Ｓｈｉの「Ｒｏｂｕｓｔ  ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ  ｏｐｔｉｍｉｚａｔｉｏｎ  ｉｎ  ｄｏｗｎｌｉｎｋ  ｍｕｌｔｉｕｓｅｒ  ｍｉｍｏ  ｓｙｓｔｅｍｓ」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ、５７巻、９号、３５７６〜３５８７ページ（２００９年９月）に提示されており、そこでは、制約つき総送信電力を考慮時に、ダウンリンクＭＩＭＯシステムの重み付きＭＳＥが最小化されている。Ｔ．Ｂｏｇａｌｅ、Ｂ．ＣｈａｌｉｓｅおよびＬ．Ｖａｎｄｅｎｄｏｒｐｅの「Ｒｏｂｕｓｔ  ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ  ｏｐｔｉｍｉｚａｔｉｏｎ  ｆｏｒ  ｄｏｗｎｌｉｎｋ  ｍｕｌｔｉｕｓｅｒ  ｍｉｍｏ  ｓｙｓｔｅｍｓ」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ、５９巻、１号、４４６〜４５３ページ（２０１１年１月）では、基地局アンテナ電力制約を有する重み付きＭＳＥを最小化するために、レート適応ローディングスキームが提供されている。
【００１６】
現在のＨＳＤＰＡシステム仕様では、エネルギー均等割り当てスキームを用いて、各チャネルに単一レートあるいは２つの別個のレートをロードしている。ＭＭＳＥ受信器のパラメータは通常、最大〜最小重み付きのＳＩＮＲ基準あるいは総ＭＳＥ最小化基準のいずれかを用いて最適化される。最近、Ｚ．Ｈｅ、Ｍ．ＧｕｒｃａｎおよびＨ．Ｇｈａｎｉの「Ｔｉｍｅ−ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ  ｒｅｓｏｕｒｃｅ  ａｌｌｏｃａｔｉｏｎ  ａｌｇｏｒｉｔｈｍ  ｏｖｅｒ  ｈｓｄｐａ  ｉｎ  ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ  ｎｅｔｗｏｒｋｓ」、Ｐｅｒｓｏｎａｌ，  Ｉｎｄｏｏｒ  ａｎｄ  Ｍｏｂｉｌｅ  Ｒａｄｉｏ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  ｗｏｒｋｓｈｏｐｓ  （ＰＩＭＲＣ  Ｗｏｒｋｓｈｏｐｓ）、２０１０  ＩＥＥＥ  ２１ｓｔ  Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ（２０１０年９月）、１９７〜２０２ページ；およびＺ．ＨｅおよびＭ．Ｇｕｒｃａｎの「Ｏｐｔｉｍｉｚｅｄ  ｒｅｓｏｕｒｃｅ  ａｌｌｏｃａｔｉｏｎ  ｏｆ  ｈｓｄｐａ  ｕｓｉｎｇ  ｔｗｏ  ｇｒｏｕｐ  ａｌｌｏｃａｔｉｏｎ  ｉｎ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｓｅｌｅｃｔｉｖｅ  ｃｈａｎｎｅｌ」、ＩＥＥＥ  Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ  ｏｎ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ、２００９  ＷＣＳＰ  ２００９（２００９年１１月）、１〜５ページに記載されているように、二群資源割り当てスキームとして既知の反復電力適応法が開発された。この方法では、２つの別個の離散ビットレートが、制約付き総送信電力に従うマルチコードダウンリンクチャネル上にロードされる。
【００１７】
マルチ入力マルチ出力（ＭＩＭＯ）ＨＳＰＤＡシステムを使用する場合、この分野での種々の開発にも拘わらず、実際に達成可能なデータスループットは、理論上界より依然としてはるかに低い。
【発明の概要】
【００１８】
本発明の実施形態では、前述の問題の少なくとも一部の軽減が試みられる。
【００１９】
本発明の態様に従って、データが送信される複数の並列単入力単出力チャネルあるいは複数の並列マルチ入力マルチ出力チャネルを有する無線データ送信システムにおけるデータ送信方法が提供される。該データは、送信前に複数の拡散シーケンスによって拡散された複数のデータシンボルで表わされる。該方法は、複数のシグネチャシーケンスＫの各シグネチャシーケンスｋに対して、関連する前記シグネチャシーケンスｋの信号対雑音比を示すシステム値λκを決定するステップと、前記複数のシグネチャシーケンスＫに関連する前記システム値λκに従って、データシンボルの拡散に使用される多くのシグネチャシーケンスＫ＊を決定するステップと、前記複数のシグネチャシーケンスＫに関連する前記システム値λκに従って、前記複数のシグネチャシーケンスＫから、前記データシンボルの拡散に使用されるシグネチャシーケンスＳを選択するステップであって、選択されたシグネチャシーケンスの数がシグネチャシーケンスＫ＊の決定された数に対応するステップと、前記選択されたシグネチャシーケンスＳを用いて前記データシンボルを拡散するステップと、を備える。
【００２０】
Ｋｂｅｓｔが平均システム値
【数１】
2015519806.tif 000003
の計算に利用されるシグネチャシーケンスの初期数であり、各シグネチャシーケンスが前記平均システム値
【数２】
2015519806.tif 000004
の計算のために等送信エネルギーＥｋを割り当てられるように、Ｋｂｅｓｔ＝Ｋ〜Ｋｂｅｓｔ＝１に対して前記平均システム値
【数３】
2015519806.tif 000005
を計算し、前記データシンボルの拡散に使用されるシグネチャシーケンスＫ＊の数を決定し、前記平均システム値ベクトル
【数４】
2015519806.tif 000006
に従って、前記シンボルの拡散に使用されるシグネチャシーケンスＳを選択することによって、シーケンスＫ＊の数が決定されてもよく、また、前記シンボルの拡散に使用される前記シグネチャシーケンスＳが選択されてもよい。前記平均システム値ベクトル
【数５】
2015519806.tif 000007
は、Ｋｂｅｓｔ＝１〜Ｋｂｅｓｔ＝Ｋに対して複数の平均システム値
【数６】
2015519806.tif 000008
を含む。
【００２１】
Ｋｂｅｓｔ＝１〜Ｋｂｅｓｔ＝Ｋに対して以下の式
【数７】
2015519806.tif 000009
（ここで、
【数８】
2015519806.tif 000010
は前記平均システム値であり、
【数９】
2015519806.tif 000011
は、各データシンボルに割り当てできる離散的データレートであって、目標のシステム値
【数１０】
2015519806.tif 000012
用の複数のＰ離散的レートに対するｐ＝１〜ｐ＝Ｐの整数値ｐに対してｂ１〜ｂＰの複数のデータレートから選択される。ここで、前記目標のシステム値
【数１１】
2015519806.tif 000013
は、以下の式
【数１２】
2015519806.tif 000014
を用いることによって前記データレートｂＰに関して決定される。ここで、
【数１３】
2015519806.tif 000015
は変調スキームのギャップ値である）が満たされる場合、前記データシンボルの拡散に使用されるシグネチャシーケンスＫ＊の数は、シグネチャシーケンスＫｂｅｓｔの初期数に等しくなるように決定されてもよく、前記選択されたシグネチャシーケンスＳは、最大のシステム値λｋを有する複数のシグネチャシーケンスＫのＫ＊シグネチャシーケンスである。
【００２２】
さらに、Ｋｏｐｔが最小システム値
【数１４】
2015519806.tif 000016
の計算に利用されるシグネチャシーケンスの初期数であり、各シグネチャシーケンスが等送信エネルギーＥｋを割り当てられるように、Ｋｏｐｔ＝Ｋ〜Ｋｏｐｔ＝１に対して平均システム値
【数１５】
2015519806.tif 000017
を計算し、シグネチャシーケンスＫ＊の数を決定し、Ｋｏｐｔ＝Ｋ〜Ｋｏｐｔ＝１に対して、複数の最小システム値
【数１６】
2015519806.tif 000018
を含む最小システム値ベクトル
【数１７】
2015519806.tif 000019
に従って、前記データシンボルの拡散に使用されるシグネチャシーケンスＳを選択することによって、シーケンスＫ＊の数がさらに決定されてもよく、また、前記シンボルの拡散に使用される前記シグネチャシーケンスＳが選択されてもよい。
【００２３】
Ｋｏｐｔ＝１〜Ｋｏｐｔ＝Ｋに対して以下の式
【数１８】
2015519806.tif 000020
（ここで、
【数１９】
2015519806.tif 000021
は、前記最小システム値であり、
【数２０】
2015519806.tif 000022
は、各シンボルに割り当てできる離散的データレートであって、目標のシステム値
【数２１】
2015519806.tif 000023
用の複数のＰ離散的レートに対するｐ＝１〜ｐ＝Ｐの整数値ｐに対してｂ１〜ｂＰの複数のデータレートから選択される）が満たされる場合、前記データシンボルの拡散に使用されるシグネチャシーケンスＫ＊の数も、シグネチャシーケンスＫｏｐｔの初期数に等しくなるように決定され、前記選択されたシグネチャシーケンスＳは、最大のシステム値λｋを有する複数のシグネチャシーケンスＫのＫ＊シグネチャシーケンスである。
【００２４】
該方法は、前記シグネチャシーケンスＳの選択前に、最大のシステム値λｋを有する複数のシグネチャシーケンスＫのシグネチャシーケンスｋから最小のシステム値λｋを有する複数のシグネチャシーケンスＫのシグネチャシーケンスｋまでの複数のシグネチャシーケンスＫを順序付けるステップをさらに備えていてもよく、大きなシステム値λｋは高い信号対雑音比を示し、前記選択されたシグネチャシーケンスＳは、前記順序付けられたシグネチャシーケンスの第１のＫ＊シグネチャシーケンスである。
【００２５】
また、該方法は、前記システム値λｋに従って、データレート
【数２２】
2015519806.tif 000024
を前記複数の選択されたシグネチャシーケンスＳに割り当てるステップをさらに備えていてもよく、前記割り当てられたデータレートｂｐｋの合計は、１シンボル周期当たりの総データレートに対応する。シグネチャシーケンスＫ＊の数決定時に、前記データレート
【数２３】
2015519806.tif 000025
が割り当てられてもよい。
【００２６】
総データレートは、以下の式を満たす最大の整数ｍＥＥを見出すことによって決定されてもよく、
【数２４】
2015519806.tif 000026
等エネルギー割り当てに対応する場合では、シグネチャシーケンス（ｋ＊−ｍＥＳ）の第１の群は、離散的データレート
【数２５】
2015519806.tif 000027
でのデータ送信に用いられ、残余ｍＥＳのシグネチャシーケンスを含むシグネチャシーケンスの第２の群は、離散的データレート
【数２６】
2015519806.tif 000028
でのデータ送信に用いられる。
【００２７】
さらに、総データレートは、以下の式を満たす最大の整数ｍＥＳを見出すことによって決定されてもよく、
【数２７】
2015519806.tif 000029
シグネチャシーケンス（ｋ＊−ｍＥＳ）の第１の群は、離散的データレート
【数２８】
2015519806.tif 000030
でのデータ送信に用いられ、残余ｍＥＳのシグネチャシーケンスを含むシグネチャシーケンスの第２の群は、離散的データレート
【数２９】
2015519806.tif 000031
でのデータ送信に用いられる。
【００２８】
該方法は、総送信エネルギーに対する１シンボル周期当たりの総データレートを最大化するために、前記割り当てられた送信データレート
【数３０】
2015519806.tif 000032
と対応するシステム値λｋに従って、送信エネルギーを前記選択された複数のシグネチャシーケンスＫに割り当てるステップをさらに備えていてもよく、前記割り当てられた送信エネルギーの合計は総送信エネルギーＥＴに対応する。
【００２９】
前記送信エネルギーＥｋ，ｉは、連続的干渉キャンセル（ＳＩＣ）スキームのない受信器に基づいて以下の式を用いて反復的に決定されてもよい。
【数３１】
2015519806.tif 000033
ここで、ｉは、反復数であり、
【数３２】
2015519806.tif 000034
は、共分散行列Ｃｉ−１を反転することにより決定される逆共分散行列である。ここで、共分散行列Ｃｉ−１は、拡張整合フィルタシグネチャシーケンス行列Ｑｅと拡張振幅行列
【数３３】
2015519806.tif 000035
に関して、以下の式を用いて表される。
【数３４】
2015519806.tif 000036
ここで、
【数３５】
2015519806.tif 000037
はクロネッカー積であり、振幅行列
【数３６】
2015519806.tif 000038
は送信エネルギーに関して表され、２σ２は雑音分散であり、ＮＲは受信器アンテナ数であり、Ｎは処理利得であり、Ｌはマルチパス遅延拡散長であり、拡張整合フィルタ受信器シーケンス行列Ｑｅは、以下の式
【数３７】
2015519806.tif 000039
に従って表される。ここで、Ｑ１は、前のシンボル周期に対する整合フィルタシーケンスを表わし、Ｑ２は、次のシンボル周期に対する整合フィルタシーケンスを表し、Ｑ１とＱ２は、
【数３８】
2015519806.tif 000040
、
【数３９】
2015519806.tif 000041
に従って表される。ここで、
【数４０】
2015519806.tif 000042
と
【数４１】
2015519806.tif 000043
は、シグネチャシーケンスＫ＊の数の前と次のシンボル周期に対するＩＳＩ整合フィルタシーケンスであり、
【数４２】
2015519806.tif 000044
はシフト行列であり、整合フィルタ逆拡散シグネチャシーケンス行列
【数４３】
2015519806.tif 000045
は、以下の式Ｑ＝ＨＳで決定される。ここで、
【数４４】
2015519806.tif 000046
は、長さＮの複数の送信シグネチャシーケンス
【数４５】
2015519806.tif 000047
に対する整合フィルタ受信器逆拡散シグネチャシーケンスであり、Ｈは、周波数選択性マルチパスチャネルに対するＭＩＭＯシステムコンボリューション行列であり、コンボリューション行列Ｈは、以下の式
【数４６】
2015519806.tif 000048
に従って表され、ＮＴは送信器アンテナの総数であり、受信器アンテナｎｒと送信器アンテナｎｔの各対間にあって、チャネルインパルス応答ベクトル
【数４７】
2015519806.tif 000049
を有するチャネルコンボリューション行列Ｈ（ｎｒ，ｎｔ）は、以下の式
【数４８】
2015519806.tif 000050
に関して表される。
【００３０】
送信エネルギーＥｋ，ｉも連続的干渉キャンセル（ＳＩＣ）スキームを有する受信器に基づいて、以下の式
【数４９】
2015519806.tif 000051
を解くことによって反復的に決定されてもよく、平均システム値は、所与の逆共分散行列
【数５０】
2015519806.tif 000052
に対して、シグネチャシーケンスＫ＊の数決定に用いられ、前記逆共分散行列
【数５１】
2015519806.tif 000053
は、共分散行列
【数５２】
2015519806.tif 000054
の逆行列であり、前記共分散行列Ｃｋ−１は、
【数５３】
2015519806.tif 000055
が用いられる場合、ｋ＝１、…、Ｋ＊に対して、以下の式
【数５４】
2015519806.tif 000056
を解くことによって反復的に決定され、目標のＳＮＲ
【数５５】
2015519806.tif 000057
は、以下の式
【数５６】
2015519806.tif 000058
を用いて決定され、重み付け係数ζ、ζ１、ζ２、ζ３、ζ４、ζ５およびζ６は、以下の式
【数５７】
2015519806.tif 000059
を用いて、ＳＩＣ受信器共分散行列
【数５８】
2015519806.tif 000060
、
【数５９】
2015519806.tif 000061
および
【数６０】
2015519806.tif 000062
から構築され、距離ベクトル
【数６１】
2015519806.tif 000063
は、以下の式
【数６２】
2015519806.tif 000064
を用いて決定される。
【００３１】
【数６３】
2015519806.tif 000065
を有する逆共分散行列
【数６４】
2015519806.tif 000066
、さらにエネルギー割り当てＥｋおよび
【数６５】
2015519806.tif 000067
、
【数６６】
2015519806.tif 000068
、
【数６７】
2015519806.tif 000069
、Ｅｋとσ２を有するＭＩＭＯシステムパラメータのセットに対して、前記逆共分散行列
【数６８】
2015519806.tif 000070
を、逆共分散行列
【数６９】
2015519806.tif 000071
とエネルギーＥｋとを用い、距離ベクトル
【数７０】
2015519806.tif 000072
、
【数７１】
2015519806.tif 000073
および
【数７２】
2015519806.tif 000074
を決定し、重み付け係数ζ、ζ１、ζ２、ζ３、ζ４、ζ５およびζ６を決定し、以下の式
【数７３】
2015519806.tif 000075
において、ｋ＝１、…、Ｋ＊に対して割り当てられたエネルギーＥｋを用いて重み付きエネルギー項ζ１とζ２を決定し、以下の式
【数７４】
2015519806.tif 000076
を解くことによって暫定行列Ｚ１、Ｚ２、Ｚ３を決定し、以下の式
【数７５】
2015519806.tif 000077
を解くことによって低減された逆共分散行列
【数７６】
2015519806.tif 000078
を決定し、以下の式
【数７７】
2015519806.tif 000079
を用いて前記逆共分散行列
【数７８】
2015519806.tif 000080
を構築することによって、ｋ＝１、…、Ｋ＊に対して、ｋ＝１から始めて構築し、
前記重み付きエネルギー項ζは、以下の式
【数７９】
2015519806.tif 000081
を解くことによって決定され、
前記暫定行列Ｚ４は、以下の式
【数８０】
2015519806.tif 000082
を用いて決定され、
前記距離ベクトル
【数８１】
2015519806.tif 000083
は、以下の式
【数８２】
2015519806.tif 000084
を用いて決定される。
【００３２】
総データレートｂＴ，Ｋを最大化するシグネチャシーケンスの総数を決定することにより、シグネチャシーケンスＫ＊の数を決定するステップを備える反復注水系連続ビットローディング法を用いて、シグネチャシーケンスＫ＊の数を決定してもよく、また、データの拡散に使用されるシグネチャシーケンスＳを選択してもよい。
【００３３】
複数の整合フィルタシグネチャシーケンス
【数８３】
2015519806.tif 000085
および
【数８４】
2015519806.tif 000086
に対して、反復注水最適化法は、シグネチャシーケンスＫｏｐｔの初期数を設定するステップと、シグネチャシーケンスＫｏｐｔの初期数に関連するシステム値λｋを決定するステップと、以下の式
【数８５】
2015519806.tif 000087
を用いて、エネルギー割り当てＥｋに対するチャネルＳＮＲベクトル
【数８６】
2015519806.tif 000088
を決定するステップと、以下の式
【数８７】
2015519806.tif 000089
を用いて、注水定数ＫＷＦを決定するステップ（ここで、ＥＴは総送信エネルギー）と、以下の式
【数８８】
2015519806.tif 000090
を用いて、複数のシグネチャシーケンスＫの各シグネチャシーケンスｋに割り当てるエネルギーＥｋを決定するステップと、
整合フィルタシグネチャシーケンスの順序付けられたリストを提供するために昇順に、シグネチャシーケンスＫｏｐｔの初期数に関連するシステム値
【数８９】
2015519806.tif 000091
に従って、整合フィルタシグネチャシーケンス
【数９０】
2015519806.tif 000092
、
【数９１】
2015519806.tif 000093
および
【数９２】
2015519806.tif 000094
を再順序付けるステップと、整合フィルタシグネチャシーケンスの順序付けられたリストの第１の整合フィルタシーケンス
【数９３】
2015519806.tif 000095
、
【数９４】
2015519806.tif 000096
および
【数９５】
2015519806.tif 000097
を削除するステップと、割り当てられたエネルギーＥ１が負の場合、Ｋｏｐｔ＝Ｋｏｐｔ−１を設定するステップと、上記のステップを繰り返すステップと、下式
【数９６】
2015519806.tif 000098
を用いて送信されるビットｂＴ，Ｋ総数を決定するステップと、Ｋ＊＝Ｋｏｐｔを用いて考慮中の複数のシグネチャシーケンスＫのシグネチャシーケンスＫ＊の数を決定するステップと、さらに備えていてもよい。
【００３４】
反復注水法は、シグネチャシーケンスの総数を最初にＫ＊＝Ｋと設定し、送信される総データレートと、シグネチャシーケンスＫ＊がＫ＊＝１になるまでＫ＊＝Ｋ−１の値に対してシグネチャシーケンスＫ＊の数と、を決定し、総データレートを最大化する複数のシグネチャシーケンスＫに対するシグネチャシーケンスＫ＊の数を選択することによって、シグネチャシーケンス（Ｋ＊）の数を決定してもよい。
【００３５】
システム値は以下の式によって決定されてもよく、
λｋ＝γｋεｋ
ここで、γｋは、ＭＭＳＥ受信器の逆分散ユニットの出力における信号対雑音比であり、εｋは、該逆分散ユニットの出力における平均二乗誤差であり、平均二乗誤差は、λｋ＝１−εｋによるシステム値に関係する。
【００３６】
さらに、システム値λｋは、連続的干渉キャンセル（ＳＩＣ）スキームのない受信器に基づく以下の式に従って決定されてもよく、
【数９７】
2015519806.tif 000099
ここで、Ｃは、以下の式
【数９８】
2015519806.tif 000100
を用いて、拡張整合フィルタシグネチャシーケンス行列Ｑｅと拡張振幅行列
【数９９】
2015519806.tif 000101
に関して表され、ここで、
【数１００】
2015519806.tif 000102
はクロネッカー積であり、振幅行列
【数１０１】
2015519806.tif 000103
であり、ここで、整合フィルタ逆拡散シグネチャシーケンス行列
【数１０２】
2015519806.tif 000104
は、以下の式
【数１０３】
2015519806.tif 000105
を用いて拡張整合フィルタシグネチャシーケンス行列Ｑｅを構築するために形成され、ここで、Ｑ１は、前のシンボル周期に対する整合フィルタシーケンスを表わし、Ｑ２は、次のシンボル周期に対する整合フィルタシーケンスを表し、Ｑ１とＱ２は、
【数１０４】
2015519806.tif 000106
、
【数１０５】
2015519806.tif 000107
に従って表され、
【数１０６】
2015519806.tif 000108
と
【数１０７】
2015519806.tif 000109
は、前と次のシンボル周期に対するＩＳＩ整合フィルタシーケンスである。
【００３７】
システム値λｋも、連続的干渉キャンセル（ＳＩＣ）スキームを有する受信器に基づく以下の式に従って決定されてもよい。
【数１０８】
2015519806.tif 000110
ここで、Ｃｋ−１は、
【数１０９】
2015519806.tif 000111
を使用時に、ｋ＝ｋ＝１、…、Ｋ＊に対して以下の式
【数１１０】
2015519806.tif 000112
を解くことにより反復的に決定される共分散行列であり、
【数１１１】
2015519806.tif 000113
と
【数１１２】
2015519806.tif 000114
は、前と次のシンボル周期に対するＩＳＩ整合フィルタシーケンスであり、
【数１１３】
2015519806.tif 000115
は、整合フィルタ逆分散シグネチャシーケンスである。
【００３８】
本発明の別の態様に従って、上記のいずれかの方法を実行するように配列された装置が提供される。該装置は無線送信基地局であってもよい。
【００３９】
本発明のさらに別の態様に従って、コンピュータで実施可能であり、使用時には、上記のいずれかの方法を実行するように操作可能なコンピュータ可読媒体が提供される。
【００４０】
本発明の実施形態では、連続的干渉キャンセルスキームをモデル化するように拡張されたＨＳＤＰＡ  ＭＩＭＯシステムに対するシステムモデルが提供される。該スキームは、反復共分散行列の逆行列法と統合されてもよい。これによって、分散行列の逆行列が簡素化される。こうした方法は、送信エネルギーの計算と、所与のＨＳＤＰＡ  ＭＩＭＯシステムの各並列チャネルに対する送信データ速度の割り当てと、に反復使用できる。
【００４１】
本発明の実施形態では、送信エネルギー割り当て前に送信ビットレートを得る新規な方法が提供される。割り当てられたレートは、所与の総送信エネルギーに対する総容量を最適化しながら、送信エネルギーを計算するために、反復共分散行列の逆行列と共に使用できる。総容量は、拡散シーケンスの数を動的に変化させることにより向上できる。このスキームでは、ＭＩＭＯ送信器アンテナと受信器アンテナ間の所与の送信チャネルコンボリューション行列に対して用いられる、最適な送信数の特定と拡散シーケンスが必要である。
【００４２】
本発明の実施形態では、以前に開発された二群等ＳＮＲアルゴリズムと等エネルギー割り当てスキームを用いて、拡散シーケンスの最適数を見出す２つの異なるアルゴリズムが提供される。
【００４３】
本発明の実施形態では、提案された拡散スキームの最適数と拡散シーケンス選択スキームを使用時に、システム値上界に近い性能が達成される。
【００４４】
本発明の実施形態では、シンボルレベルリニアＭＭＳＥイコライザとその後に単一レベルＳＩＣ検出器を有する受信器が提供される。本発明の実施形態では、シングルユーザマルチコードダウンリンク送信システムに対して、送信電力と受信器が最適化される。受信器は好都合に、周波数選択性チャネル上でのマルチコードダウンリンク送信の各反復に対する大きな共分散行列を反転する必要なしに、ＩＣＩとＩＳＩ干渉を反復して抑えられる。
【００４５】
本発明の実施形態ではさらに、離散的送信レートと制約付き総送信電力を使用時に、シングルユーザー用ダウンリンクの総容量を最大化する、反復的送信電力／エネルギー適応スキームが提供される。
【００４６】
本発明の実施形態は、総レートを最大化するシステム値最適化基準として既知のエネルギー適応基準を利用する。該システム値アプローチは、合計平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）最小化基準の修正版である。
【００４７】
本発明の実施形態では、受信電力と干渉電力の分配あるいは各目的地の受信信号電力を目標レベルに維持することのいずれにも注目せずに、電力／エネルギー適応方法が反復して実施される。該方法では、リニアＭＭＳＥおよびＳＩＣ受信器を用いて信号対雑音比を所望の目標レベルに維持するために、各チャネルに割り当てられた電力を最適化することによって総送信レートが最大化できる。
【００４８】
本発明の実施形態に従って、ＭＩＭＯ送信器と受信器および多数の拡散シーケンスを利用するシステムが考慮される。周波数選択性マルチパスチャネル上での送信前に、複数の拡散シーケンスを用いてデータシンボルを拡散してもよい。受信器では、各拡散シーケンス
【数１１４】
2015519806.tif 000116
は、受信器の信号対雑音比γｋを示す関連のシステム値λｋを有していてもよい。各拡散シーケンスに対するシステム値λｋは、送信マルチパスチャネルに依存してもよい。そのようなものとして、ここに開示される送信システム最適化は、最大のシステム値を有する拡散シーケンスを保持し、所与の総送信エネルギーＥＴに対応する所与の総受信信号対雑音比に対して用いられる拡散シーケンスの数を特定してもよい。
【図面の簡単な説明】
【００４９】
添付図を参照して本発明の典型的な実施形態を説明する。
【図１】ＨＳＤＰＡ  ＭＩＭＯ送信器と受信器の配列を示す概略図である。
【図２】連続的干渉キャンセル受信器の概略図である。
【００５０】
説明と図面の全体に亘って、同じ参照番号は同じ部分を指す。
【発明を実施するための形態】
【００５１】
図１を参照して、本発明の第１の実施形態を説明する。
【００５２】
図１において、送信器１００は、ｋ＝１、…、Ｋ＊に対する入力ベクトル
【数１１５】
2015519806.tif 000117
を受信し、この入力データは符号化されて符号化ユニット内にマッピングされる。その後、符号化ユニット１０１によって作成された、ｋ＝１、…、Ｋ＊に対する符号化データ
【数１１６】
2015519806.tif 000118
は、適応変調および符号化ユニット１０２によって処理されて各チャネルｋ＝１、…、Ｋ＊に対するシンボルベクトル
【数１１７】
2015519806.tif 000119
に変換される。送信シンボルエネルギーはその後、電力制御ユニット１０３を用いて調節される。エネルギー重み付きデータシンボルは、ベクトル生成ユニット１０４を用いて、シンボル周期ρ＝１、…、Ｎ（ｘ）上に重み付きシンボルを含む送信ベクトル
【数１１８】
2015519806.tif 000120
に変換される。データシンボルはその後、拡散ユニット１０５の複数の拡散シーケンスによって拡散される。拡散されたシンボルは次に、パルス整形フィルタ１０６によりフィルタリングされて、ＭＩＭＯ送信器１０７ａ、１０７ｂ、…１０７ＮＴから送信用送信信号が作成される。
【００５３】
送信信号はその後、受信器２００のＭＩＭＯ受信器２０１ａ、２０１ｂ、…、２０１Ｎによって受信される。受信信号はその後、周波数ダウン変換およびフィルタリングされて、チップ整合フィルタユニット２０２によってチップ周期間隔でサンプリングされる。サンプリングされたデータベクトルはその後、ベクトル連結ユニット２０３によって連結され、逆分散ユニット２０４により逆拡散シーケンスを用いて逆分散されて、各シンボル周期に対して送信データシンボルが推定される。その後、推定されたデータシンボルは再整理され、受信器ベクトルマッピングユニット２０５と判定ユニット２０６とを用いて各拡散シーケンスに対して推定されたデータが作成される。
【００５４】
上記の送信器と受信器の各ユニットは、実際のＭＩＭＯ送信器１０７ａ、１０７ｂ、…、１０７Ｎおよび受信器、２０１ａ、２０１ｂ、…、２０１Ｎは別にして、ソフトウェア内で実施される。
【００５５】
本発明のこの実施形態のシステムは、このシステムによって達成される全体のデータレートを向上させるために、上記のデータ送信装置でどの拡散シーケンスが使用できるかを決定するように設計されている。本発明の実施形態は、データレートを上げるために、拡散ユニット１０５による拡散にどの拡散シーケンスを利用すべきかを決定するためにシステム値を利用するという原則に基づいている。
【００５６】
該システム値は、データが送信されるチャネルの特徴を表す変数である。システム値は、逆拡散ユニットの出力における規格化された使用可能な信号エネルギーである。単一の規格化された総エネルギーとシステム値との差によって、逆拡散ユニットの出力における平均二乗誤差が得られる。規格化されたエネルギー、システム値と平均二乗誤差との比は、逆拡散ユニットの出力における信号対雑音比が得られる。従って、システム値は、チャネル上の信号対雑音比を示す。
【００５７】
システム値によって、送信チャネルの特徴を前提として、どの拡散シーケンスがより強いか、また、どれがより弱いかに関しての決定ができる。そのために、より弱い拡散シーケンスを送信処理から除外できる結果、より強い拡散シーケンスだけを用いてデータシンボルを拡散でき、従って、データレートの増加が達成される。
【００５８】
以下、本発明の第１の実施形態によるシステム値の決定について説明する。
本発明のこの実施形態では、ＮＴとＮＲの合計の送受信アンテナと、それぞれが、所与の総エネルギーＥＴ、ｐ＝１，２，…，Ｐのビットレートセット
【数１１９】
2015519806.tif 000121
からの１シンボル当たりのビットレートがｂＰｋビットを有して実現可能な拡散シーケンスと、を有する図１に示すマルチコードＣＤＭＡダウンリンクシステムが考慮される。
【００５９】
特定の拡散シーケンスセットに対応した弱いチャネルを除外することによって、並列送信チャネルの数は、１チャネル当たり１シンボルを送信するＫ＊拡散シーケンスに低減される。各チャネルの意図したシンボルに対するデータは、ｋ＝１、…、Ｋ＊に対して
【数１２０】
2015519806.tif 000122
次元のベクトル
【数１２１】
2015519806.tif 000123
に置かれる。その後、これらのデータパケットはそれぞれチャネル符号化されて、（Ｂ×１）次元のベクトル
【数１２２】
2015519806.tif 000124
を作成し、Ｍコンスタレーションを有する直交振幅変調スキーム（ＱＡＭ）を用いてシンボルにマッピングされて、１シンボル当たりｂ＝ｌｏｇ２Ｍビットレートでデータ送信される。チャネル符号化レートは
【数１２３】
2015519806.tif 000125
であり、実現可能な離散レートは、ｐ＝１、…、Ｐ（Ｐは利用可能な離散データレート数）に対して、
【数１２４】
2015519806.tif 000126
で与えられる。
【００６０】
データは、送信時間間隔（ＴＴＩ）でパケット内で送信され、１パケット当たりに送信されたシンボルの数はＮ（ｘ）で表わされる。ここで、Ｎ（ｘ）は
【数１２５】
2015519806.tif 000127
であり、Ｎは拡散シーケンス長であり、Ｔｃはチップ周期であり、ＮＴｃはシンボル周期である。周期ρ＝１、…、Ｎ（ｘ）に亘る各ベクトル
【数１２６】
2015519806.tif 000128
に対応する送信シンボルは、各チャネルｋ＝１、…、Ｋ＊に対する（Ｎ（ｘ）×１）次元のシンボルベクトル
【数１２７】
2015519806.tif 000129
の作成に用いられる。送信の全ブロックは、次のように定義された（Ｎ（ｘ）×Ｋ＊）次元の送信シンボル行列として表わせる。
【数１２８】
2015519806.tif 000130
送信ベクトル
【数１２９】
2015519806.tif 000131
は、シンボル周期ρ＝１、…、Ｎ（ｘ）に亘って、ｋ＝１、…、Ｋ＊に対する単位平均エネルギー
【数１３０】
2015519806.tif 000132
を有するシンボルを含む。電力割り当ては、拡散前のシンボルに対して行なわれる。すべてのＫ＊チャネル用のエネルギーは、
【数１３１】
2015519806.tif 000133
であるように総エネルギーＥＴに従う振幅行列
【数１３２】
2015519806.tif 000134
に保存される。
【００６１】
エネルギー割り当て後、振幅重み付きシンボルは、ｎｔ＝１、…、ＮＴに対するＮ×Ｋ＊次元の拡散シーケンス
【数１３３】
2015519806.tif 000135
で拡散される。合計ＮＴ送信アンテナとＮＴＮ×Ｋ＊のシグネチャシーケンス行列を有するＭＩＭＯシステムは、以下の式のように形成される。
【数１３４】
2015519806.tif 000136
ここで、
【数１３５】
2015519806.tif 000137
である。すべてのシンボル周期ρ＝１、…、Ｎ（ｘ）において、Ｎ長送信ベクトル
【数１３６】
2015519806.tif 000138
は、ｎｔ＝１、…、ＮＴに対する
【数１３７】
2015519806.tif 000139
アンテナの入力で生成される。ベクトル
【数１３８】
2015519806.tif 000140
の各要素は、アップコンバータモジュレータを使用して変調される前に、チップ周期Ｔｃの整数倍でパルス整形フィルタに供給されて、
【数１３９】
2015519806.tif 000141
送信器アンテナを使用して、所望の送信キャリア周波数で拡散信号を送信する。
【００６２】
各ＴＴＩでは、パイロット信号は、各受信器でチャネル状態を推定して送信器に推定値をフィードバックする。チャネル状態は、そのＴＴＩに対しては変化しないと考えられる。
【数１４０】
2015519806.tif 000142
送信器アンテナから
【数１４１】
2015519806.tif 000143
受信器アンテナまでのすべての拡散シーケンスチャネルにおけるブロックＮ（ｘ）のシンボルはすべて、Ｌ分離可能なパスを有するマルチパス環境では同じチャネル状態を経験する。これは、チャネルインパルス応答関数
【数１４２】
2015519806.tif 000144
と、その対応する（Ｎ＋Ｌ−１）×Ｎ）次元のチャネルコンボリューション行列
【数１４３】
2015519806.tif 000145
によって以下のように表わせる。
【数１４４】
2015519806.tif 000146
全（ＮＲ（Ｎ＋Ｌ−１）×ＮＴＮ）次元のＭＩＭＯチャネルコンボリューション行列は以下のように形成できる。
【数１４５】
2015519806.tif 000147
【００６３】
受信器で得られるマルチパスは、チャネルインパルス応答が送信器シグネチャシーケンスＳとコンボリューションするので、逆分散シグネチャシーケンスを送信アンテナにおける拡散シグネチャシーケンスより長くなる。ＮＲ（Ｎ＋Ｌ−１）×Ｋ＊次元の受信器整合フィルタシグネチャシーケンス行列は次のように得られる。
【数１４６】
2015519806.tif 000148
ここで、ＮＲ（Ｎ＋Ｌ−１）次元のベクトル
【数１４７】
2015519806.tif 000149
は受信器整合フィルタ逆分散シーケンスである。これによって、シンボル間干渉とコード間干渉が生じる。受信器のＩＳＩは、ＮＲ（Ｎ＋Ｌ−１）×３Ｋ＊次元の拡張整合フィルタ行列を形成することによって対応できる。
【数１４８】
2015519806.tif 000150
ここで、シグネチャシーケンス行列
【数１４９】
2015519806.tif 000151
と
【数１５０】
2015519806.tif 000152
は、以下のように表される。
【数１５１】
2015519806.tif 000153
【００６４】
【数１５２】
2015519806.tif 000154
と
【数１５３】
2015519806.tif 000155
は両方とも、前のシンボル周期および次のシンボル周期に対応する受信器シグネチャシーケンスであり、ＩＳＩの処理に使用される。（Ｎ＋Ｌ−１）×（Ｎ＋Ｌ−１）次元の行列は、
【数１５４】
2015519806.tif 000156
のように定義される。簡略化のために、添字はＪ行列記法から省略されるであろう。行列ＪＮが列ベクトルに作用する場合、Ｎ個の０で最上位列を落とすＮチップで該列をダウンシフトする。送信器と受信器のクロックが完全に同期していると仮定して、受信信号は、最初にベースバンドに変換される。各受信器チップ整合フィルタの出力における信号は、チップ周期間隔Ｔｃでサンプリングされる。
【数１５５】
2015519806.tif 000157
受信器におけるチップ整合フィルタは、シンボル周期ρ間に処理される総（Ｎ＋Ｌ−１）サンプル数
【数１５６】
2015519806.tif 000158
を有する。
【数１５７】
2015519806.tif 000159
受信信号行列は、
【数１５８】
2015519806.tif 000160
として与えられる。シンボル周期においてすべてのアンテナ素子を含む受信整合フィルタは、ρ＝１、…、Ｎ（ｘ）−１に対して、サイズＮＲ（Ｎ＋Ｌ−１）のベクトル
【数１５９】
2015519806.tif 000161
によって与えられる。シンボル周期ρに亘る受信信号ベクトルは、送信ベクトル
【数１６０】
2015519806.tif 000162
に関して次のように与えられる。
【数１６１】
2015519806.tif 000163
ここで、
【数１６２】
2015519806.tif 000164
はクロネッカー積であり、ＮＲ（Ｎ＋Ｌ−１）次元の雑音ベクトル
【数１６３】
2015519806.tif 000165
は、一次元の雑音分散
【数１６４】
2015519806.tif 000166
を有する雑音共分散行列
【数１６５】
2015519806.tif 000167
を有する。ＭＩＭＯ受信器用のＮＲ（Ｎ＋Ｌ−１）×Ｎ（ｘ）次元の受信信号行列は、
【数１６６】
2015519806.tif 000168
のように与えられる。
【００６５】
シンボル周期ρに亘る受信信号ベクトル
【数１６７】
2015519806.tif 000169
は、
【数１６８】
2015519806.tif 000170
を用いた、送信シンボルベクトル
【数１６９】
2015519806.tif 000171
の推定値としてのサイズＫ＊列ベクトル
【数１７０】
2015519806.tif 000172
の作成に使用される。
【００６６】
ＮＲ（Ｎ＋Ｌ−１）×Ｋ＊次元の行列
【数１７１】
2015519806.tif 000173
は、ｋ＝１、…、Ｋ＊に対して、ＭＭＳＥリニアイコライザ逆拡散フィルタ係数
【数１７２】
2015519806.tif 000174
を有する。
【数１７３】
2015519806.tif 000175
および、ｊ≠ｋに対して相互相関
【数１７４】
2015519806.tif 000176
が最小限にされることを確実にするために、規格化されたＭＭＳＥ逆拡散フィルタ係数ベクトルが以下の式によって与えられる。
【数１７５】
2015519806.tif 000177
ここで、
【数１７６】
2015519806.tif 000178
は、受信信号ベクトル
【数１７７】
2015519806.tif 000179
のＮＲ（Ｎ＋Ｌ−１）×ＮＲ（Ｎ＋Ｌ−１）次元の共分散行列である。（１３）で与えられる共分散行列Ｃは、
【数１７８】
2015519806.tif 000180
と
【数１７９】
2015519806.tif 000181
を使用時、ｋ＝１、…、Ｋ＊に対し、次の式を用いて反復的に計算できる。
【数１８０】
2015519806.tif 000182
【００６７】
各受信器の出力では、送信信号
【数１８１】
2015519806.tif 000183
と推定された信号
【数１８２】
2015519806.tif 000184
間の平均二乗誤差
【数１８３】
2015519806.tif 000185
は、ｋ＝１、…、Ｋに対して、
【数１８４】
2015519806.tif 000186
のように与えられる。ここで、
【数１８５】
2015519806.tif 000187
は、各受信器の出力における信号対雑音比（ＳＮＲ）であり、λｋは、
【数１８６】
2015519806.tif 000188
で与えられるシステム値である。
【００６８】
今やシステム値が定義されたので、全体システム性能を向上させるためのシステム値に従った弱いチャネルの決定方法についてより詳細に議論する。
【００６９】
ＭＩＭＯダウンリンク総容量最適化の主な目的は、ラグランジュの乗数λを有するラグランジュの双対目的関数
【数１８７】
2015519806.tif 000189
に基づく総ＭＭＳＥ最小化基準を使用して、総ＭＭＳＥ
【数１８８】
2015519806.tif 000190
を最小化することである。目標関数は、総レート
【数１８９】
2015519806.tif 000191
を最大限にする。ここで、
【数１９０】
2015519806.tif 000192
は、ｋ＝１、…、Ｋ＊に対して、各拡散シーケンスシンボルに割り当てられるビット数である。エネルギーが割り当てられると、対応するレートが決定できる。項εｋおよびＥｋはレート
【数１９１】
2015519806.tif 000193
の関数として表される場合、（１６）で与えられる最適化によって、エネルギー制約
【数１９２】
2015519806.tif 000194
に従うＥｋとλに対する解が提供される。平均二乗誤差エネルギーεｋは、システム値λｋに関して、εｋ＝１−λｋとして与えられる。（１６）のエネルギーＥｋは、（１５）で特定されたように、
【数１９３】
2015519806.tif 000195
によってシステム値λｋと関係する。各チャネル上で送信されるビットレート
【数１９４】
2015519806.tif 000196
は、
【数１９５】
2015519806.tif 000197
に関してＳＮＲ
【数１９６】
2015519806.tif 000198
と関係する。ここで、
【数１９７】
2015519806.tif 000199
はギャップ値である。目標ＳＮＲ
【数１９８】
2015519806.tif 000200
は、
【数１９９】
2015519806.tif 000201
で与えられ、また、１シンボル当たり
【数２００】
2015519806.tif 000202
ビットの送信に必要な目標のシステム値
【数２０１】
2015519806.tif 000203
は、
【数２０２】
2015519806.tif 000204
で与えられる。
【００７０】
本発明のこの実施形態では、最適化パラメータはすべてシステム値に関して表されるので、システム値は、（１５）の与えられる
【数２０３】
2015519806.tif 000205
を用いて計算できる。しかしながら、ＳＩＣスキームを利用する他の実施形態で認められるように、違ったシステム値決定が使用されるであろう。
【００７１】
従って、本発明のこの実施形態では、平均システム値は
【数２０４】
2015519806.tif 000206
となるであろう。ここで、総トータルシステム値λＴは、ｋ＝１、…、Ｋ＊に対して
【数２０５】
2015519806.tif 000207
の時、最大となる。提案されたＳＩＣスキームの有無にかかわらずＭＭＳＥ受信器にとって、総システム容量は
【数２０６】
2015519806.tif 000208
である。ここで、
【数２０７】
2015519806.tif 000209
はギャップ値である。（２０）において、平均システム値λｍｅａｎに対応する容量を有する総チャネル数の乗算によって、総容量に非常に近い近似値が得られる。
【００７２】
本発明のこの第１の実施形態では、反復するビットローディング法は、事前のエネルギー割り当ての必要なしに、離散的レートを割り当てるために作成される。所与の総数Ｉｍａｘの間反復することによって提案されたＳＩＣスキームなしにＭＩＭＯシステムを使用する場合、この反復的方法は、所与の総エネルギーＥＴで作動する。しかしながら、ＳＩＣスキームと共に使用される場合、同様なアプローチが適用される。システムパラメータは、ＮＲ、ＮＴ、σ２、Ｋ＊、Ｌ、Ｈであると考えられる。シグネチャシーケンス
【数２０８】
2015519806.tif 000210
は、行列Ｑ、Ｑ１およびＱ２を構築する目的で利用可能になる。開始時には、各反復法は、
【数２０９】
2015519806.tif 000211
、
【数２１０】
2015519806.tif 000212
および
【数２１１】
2015519806.tif 000213
としたシーケンス
【数２１２】
2015519806.tif 000214
、
【数２１３】
2015519806.tif 000215
および
【数２１４】
2015519806.tif 000216
を作成して、ｋ＝１、…、Ｋに対して、初期システム値λｋを作成するであろう。
【００７３】
マルチパスチャネルによって、システム値λｋはランダムに変化する振幅を有する。このことは、除外されなければ、より高いデータレートの送信に使用され得る良好なチャネルを除外することによって、総レートを低下させ得る悪いチャネルとして、一部の拡散シーケンスを含むことに繋がり得る。システム値の使用に基づくシグネチャシーケンス選択スキームは、弱いシグネチャシーケンスを特定して除外するために組み込まれてもよい。
【００７４】
反復法は、シグネチャシーケンスの最適数Ｋ＊とそれらが現われる順序を特定するために、Ｓからシーケンスのサブセットを選択する。該方法では、シーケンスの総数はＫ＝ＫからＫ＝１まで変わる。該方法では、最初に総数Ｋ＝Ｋの拡散シーケンスをとり、各拡散シーケンスに等しく利用可能な総エネルギーを割り当てることによって、関連するシステム値をすべて計算する。システム値とおよび対応する拡散シーケンスは、昇順にシステム値を有するように順序付けられる。平均システム値とさらにシグネチャシーケンスセットは、対応する数の拡散シーケンスに対して記録される。最小のシステム値に対応する拡散シーケンスは削除され、拡散シーケンスの数は、Ｋ＝Ｋ−１を用いて低減される。また、拡散シーケンスの数をＫ＝ＫからＫ＝１まで変えてその数を低減させるために、対応するシステム値と平均システム値の計算、シグネチャシーケンスの順序付けおよび除去処理を反復する。拡散シーケンスの数をＫ＝１からＫ＝Ｋまで変えるには、すべての拡散シーケンスが同じ送信レートを使用している場合には、平均システム値を用いて各拡散シーケンス上で送信されるデータレートを計算する。データレートｂｐと拡散シーケンスの対応する数との乗算を最大化する拡散シーケンスの数は、拡散シーケンスの最適数Ｋ＊になるように選択される。シグネチャシーケンスの最適数に対応する記録されたシグネチャシーケンスセットは、シグネチャシーケンスの順序付けられたセットになるように選択される。拡散シーケンスの最適数に対応するデータレートｂｐと、離散的データレートセット
【数２１５】
2015519806.tif 000217
で利用可能な次のデータレートｂｐ＋１と、対応する目標のシステム値と、を用いて、１シンボル当たりｂｐビットレートでのデータ送信に使用されるチャネルＫ＊−ｍの数と、シグネチャシーケンスの最適数に対応する平均システム値を考慮することによって、ｂｐ＋１ビットレートでのデータ送信に使用されるチャネルｍの数と、が決定される。データレートｂｐとｂｐ＋１および拡散シーケンスＫ＊−ｍおよびｍの数を決定後、要求されたレートｂｐおよびｂｐ＋１でのデータ送信に必要なエネルギーを、所与の総エネルギー制約
【数２１６】
2015519806.tif 000218
に対して反復計算する。
【００７５】
次に、シーケンスの最適数、それらが出現する順序、データレートおよびエネルギー割り当ての詳細について説明する。
【００７６】
該方法では、割り当てられたエネルギーとサイズＫ＊のベクトル
【数２１７】
2015519806.tif 000219
の要素としての順序付けられたシグネチャシーケンスの数とを戻すようにＫ＊＝Ｋで開始することにより、ｋ＝１、…、Ｋ＊に対するエネルギーＥｋとさらにＫ＊とが動的に調節される。ベクトル
【数２１８】
2015519806.tif 000220
は、ｋ＝１に対して
【数２１９】
2015519806.tif 000221
を用いることによって初期化できる。開始時、ｋ＝１、…、Ｋ＊に対して（１５）で与えられるシステム値λｋのセットは、（１３）で与えられる
【数２２０】
2015519806.tif 000222
と
【数２２１】
2015519806.tif 000223
を用いてサイズＫ＊ベクトル
【数２２２】
2015519806.tif 000224
の要素として作成される。その後、ベクトル
【数２２３】
2015519806.tif 000225
を用いて、
【数２２４】
2015519806.tif 000226
、
【数２２５】
2015519806.tif 000227
および
【数２２６】
2015519806.tif 000228
を用いた整合フィルタシーケンスと、ｋ＝１に対して
【数２２７】
2015519806.tif 000229
を用いたベクトル
【数２２８】
2015519806.tif 000230
と、が再整理される。ここで、ａｋは、
【数２２９】
2015519806.tif 000231
の最小要素ｋｔｈの指数である。
【００７７】
各反復開始時、ｋ＝１、…、Ｋ＊に対して（１５）で与えられるシステム値λｋのセットは、変数Ｎ、Ｌ、ＮＲ、σ２、エネルギーＥｋの更新セット、ベクトル
【数２３０】
2015519806.tif 000232
および
【数２３１】
2015519806.tif 000233
を用い、さらに、（１３）で得られるＣ−１を用いて構築されるであろう。各反復ループ内で、
【数２３２】
2015519806.tif 000234
で与えられるシステム値は昇順で再順序付けられる。必要に応じて、最適数Ｋ＊と対応するエネルギーは更新される。
【数２３３】
2015519806.tif 000235
の最小要素ｋｔｈの指数を用いて、シーケンス
【数２３４】
2015519806.tif 000236
および
【数２３５】
2015519806.tif 000237
と、割り当てられたエネルギーＥｋと、ベクトル
【数２３６】
2015519806.tif 000238
の要素と、が再順序付けられる。反復が進行すると必要に応じて、反復アルゴリズムにおけるシーケンス
【数２３７】
2015519806.tif 000239
とエネルギーの数およびベクトル
【数２３８】
2015519806.tif 000240
のサイズは低減するであろう。所与の反復数に到達すると、反復ループは終了するが、そうでなければ、最初から始まる反復が繰り返される。
【００７８】
反復が終了すると、データレート
【数２３９】
2015519806.tif 000241
、エネルギー、およびｋ＝１、…、Ｋ＊に対してする再編成されたシグネチャシーケンス
【数２４０】
2015519806.tif 000242
のセットは戻される。得られたエネルギーＥｋとシステム値λｋの構築に関係する行列Ｃ−１は、（１２）を用いたｋ＝１、…、Ｋ＊に対するＭＭＳＥフィルタ係数
【数２４１】
2015519806.tif 000243
の計算に利用できる。総システム値λＴ、平均システムλｍｅａｎ値、さらに各反復法に対する総容量は、それぞれ（１９）と（２０）を用いて計算できる。
【００７９】
最初に離散的レートを割り当て、次にシーケンスの最適数を見出す（レートの割り当て前にエネルギー割り当ての必要はない）ことによって総容量を最大化するこのアプローチについて、以下、より詳細に議論する。
【００８０】
利用可能な離散的レートに関し（１８）で特定された目標のシステム値について、各チャネル上で同じデータレートを送信して総送信レート
【数２４２】
2015519806.tif 000244
とするためのいずれかの等ＳＮＲローディングのために、マージン適応（ＭＡ）ローディングアルゴリズムが最初に考慮される。等ＳＮＲローディングスキームは、同じ等エネルギー制約
【数２４３】
2015519806.tif 000245
下で作動する。等エネルギーローディングは、現在のＨＳＤＰＡ基準に適応した方策であり、等ＳＮＲローディングスキームより実施が簡単な受信器において、変化するＳＮＲを作成する。等ＳＮＲローディングでは、より高い総ビットレートを伝える各受信器において、固定したＳＮＲを達成するために送信エネルギーの調節が必要である。
【００８１】
等ＳＮＲの場合、シーケンス
【数２４４】
2015519806.tif 000246
の数は、総レートＲＴ，ＳＮＲを最大化するように最適化されるであろう。該アルゴリズムでは、最初に暫定の最適数Ｋｏｐｔ＝Ｋを設定し、ｋ＝１、…、Ｋｏｐｔに対してベクトル
【数２４５】
2015519806.tif 000247
および
【数２４６】
2015519806.tif 000248
を、また
【数２４７】
2015519806.tif 000249
とさらにパラメータＥＴ、ＮＴ、ＮＲ、σ２、Ｋ、Ｌを使用するであろう。初期値
【数２４８】
2015519806.tif 000250
を有するサイズＫのベクトル、および初期値Ｋｓｑｕｅｎｃｅｓ＝０Ｋ×Ｋを有するＮＴＫ×Ｋ次元の行列Ｋｓｑｕｅｎｃｅｓは、以下の反復処理の一部として生成されるであろう。
【００８２】
１．ｋ＝１、…、Ｋｏｐｔに対する
【数２４９】
2015519806.tif 000251
、
【数２５０】
2015519806.tif 000252
を設定することによって、ＳＩＣがないとして考慮中のシステムに対し（１５）を用いて、ｋ＝１、…、Ｋｏｐｔに対するシステム値λｋが作成される。２つのサイズＫのベクトル要素
【数２５１】
2015519806.tif 000253
は、
【数２５２】
2015519806.tif 000254
と
【数２５３】
2015519806.tif 000255
をシステム値の最小値と等しく設定することによって作成される。サイズＫｏｐｔのシステム値ベクトル
【数２５４】
2015519806.tif 000256
は、
【数２５５】
2015519806.tif 000257
を用いて構築される。
【００８３】
２．次に、システム値ベクトル
【数２５６】
2015519806.tif 000258
の最小要素のｋｔｈの指数として、項ａｋが使用される。ベクトル
【数２５７】
2015519806.tif 000259
および
【数２５８】
2015519806.tif 000260
の再配列のために、およびｋ＝１、…、Ｋｏｐｔに対して、
【数２５９】
2015519806.tif 000261
、
【数２６０】
2015519806.tif 000262
および
【数２６１】
2015519806.tif 000263
を用いてベクトル
【数２６２】
2015519806.tif 000264
の要素を再順序付けるために、指数ａｋが採用される。シーケンス
【数２６３】
2015519806.tif 000265
の総数Ｋｏｐｔとsequenceとベクトル
【数２６４】
2015519806.tif 000266
のサイズＫｏｐｔは、
【数２６５】
2015519806.tif 000267
および
【数２６６】
2015519806.tif 000268
とさらに、ｋ＝１、…、Ｋｏｐｔに対して
【数２６７】
2015519806.tif 000269
を用いてＫｏｐｔ＋１からＫｏｐｔに低減される。
【００８４】
３．Ｋｏｐｔ＝Ｋｏｐｔ−１と設定し、Ｋｏｐｔ≧１であれば、ステップ１で始まるステップを繰り返し、そうでなければ、以下のステップを実行する。
【００８５】
４．ベクトル
【数２６８】
2015519806.tif 000270
のｋｔｈ要素を、ｋ＝１、…、Ｋには対して
【数２６９】
2015519806.tif 000271
となるように設定する。ここで、離散的ビット値
【数２７０】
2015519806.tif 000272
は、以下の不等式を満たすように選択される。
【数２７１】
2015519806.tif 000273
【００８６】
等ＳＮＲローディングシステム用の送信シーケンスの最適数
【数２７２】
2015519806.tif 000274
は、
【数２７３】
2015519806.tif 000275
で与えられる。ここで、
【数２７４】
2015519806.tif 000276
は、ｋ＝１、…、Ｋに対して
【数２７５】
2015519806.tif 000277
を最大化する整数である。総レートは、
【数２７６】
2015519806.tif 000278
であり、ここで、
【数２７７】
2015519806.tif 000279
である。総レートは、所定の数のチャネルｍに次に利用可能なレート
【数２７８】
2015519806.tif 000280
をローディングし、１シンボル当たりのビット総数を以下の式を用いて送信することによってさらに向上させられる。
【数２７９】
2015519806.tif 000281
整数ｍは以下の不等式を満たすものである。
【数２８０】
2015519806.tif 000282
こうして、エネルギー割り当て前に、
【数２８１】
2015519806.tif 000283
が決定できる。
【００８７】
５．等ＳＮＲローディングスキーム用のシグネチャシーケンス
【数２８２】
2015519806.tif 000284
は、初期のシーケンス行列
【数２８３】
2015519806.tif 000285
を用い、
【数２８４】
2015519806.tif 000286
を設定して構築される。ここで、ｋ＝１、…、  に対して
【数２８５】
2015519806.tif 000287
。
【００８８】
総レート
【数２８６】
2015519806.tif 000288
を最大化する提案の方法は、２つの特定のＳＮＲを逆分散ユニットの出力で維持することに依存するため、反復エネルギー調整方法は以下のように示される。
【００８９】
コードＫ＊の最適数および各チャネル用に割り当てられたビットレート
【数２８７】
2015519806.tif 000289
または
【数２８８】
2015519806.tif 000290
として、ｋ＝１、…、Ｋ＊に対する送信エネルギーＥｋは、ＳＩＣスキームのないＭＩＭＯシステムに対して反復的に計算される。ｋ＝１、…、Ｋ＊に対して、整合フィルタシーケンス
【数２８９】
2015519806.tif 000291
および
【数２９０】
2015519806.tif 000292
は、順序付けられたシーケンスに利用可能であると考えられる。ＳＩＣスキームのないシステムに対しては、送信エネルギーは、（１５）と、選択された
【数２９１】
2015519806.tif 000293
および
【数２９２】
2015519806.tif 000294
に対して（１８）で与えられる目標のシステム値
【数２９３】
2015519806.tif 000295
と、を用いて、以下の式で反復的に計算される。
【数２９４】
2015519806.tif 000296
項ｉは反復数であり、（２４）の項
【数２９５】
2015519806.tif 000297
は、すべてのチャネルに対して最初は
【数２９６】
2015519806.tif 000298
を割り当て、ｋ＝１、…、Ｋに対して（１３）とＥｋ，（ｉ−１）を用いて計算される。この反復は、エネルギーが固定値に収束するか、あるいは反復最大数Ｉｍａｘに達するまで続けられる。
【００９０】
以下、ＳＩＣ系受信器が利用される本発明の第２の実施形態について説明する。本発明の第１および第２の実施形態の特長は非常に類似しており、従って、第１の実施形態と同じである第２の実施形態の特長については詳細には説明しない。
【００９１】
図２は、ＳＩＣ系受信器が利用される本発明の第２の実施形態のシステムを示す。図１のように、受信器３００は、複数のＭＩＭＯ受信器３０１ａ、３０１ｂ、…、３０１ＮＲを備える。受信器チップ整合フィルタ３０２は、受信した無線周波数信号をダウン変換し、ダウン変換した信号をフィルタリングして、各受信器アンテナの出力においてシンボル周期ρの間処理されるサンプリングされた信号ベクトル
【数２９７】
2015519806.tif 000299
を作成する。受信ベクトル連結ユニット３０３は、信号ベクトル
【数２９８】
2015519806.tif 000300
を連結して、ρ＝１、…、Ｎ（ｘ）−１に対するシンボル周期
【数２９９】
2015519806.tif 000301
ですべてのアンテナ要素に対応する受信整合フィルタリング信号サンプルを作成する。受信信号行列生成部３０４は、受信信号行列
【数３００】
2015519806.tif 000302
を作成する。ユニット３０５、３０６および３０８からなる連続的干渉キャンセル（ＳＩＣ）受信器は、ｋ＝１、…、Ｋ＊に対して、行列
【数３０１】
2015519806.tif 000303
から始まる
【数３０２】
2015519806.tif 000304
を反復的に用いて低減データ行列Ｒｋ−１を作成する反復受信器であり、ユニット３０５、３０６および３０８からなる組み合わせのＳＩＣ受信器は、逆拡散ユニット３０６を用いて、ｋ＝Ｋ＊、（Ｋ＊−１）、…、１に対して、逆拡散信号ベクトル
【数３０３】
2015519806.tif 000305
を作成する。判定ユニット３０８は、逆拡散信号を用いて、対応する送信ビットストリーム
【数３０４】
2015519806.tif 000306
とさらに送信シンボルベクトル
【数３０５】
2015519806.tif 000307
との推定値を作成する。判定ユニット３０８の出力における検出データストリーム
【数３０６】
2015519806.tif 000308
は、貢献推定ユニット３０５によって使用されて、
【数３０７】
2015519806.tif 000309
の使用時に、低減データ行列Ｒｋ−１計算に使用される貢献行列Φｋを作成する。検出データストリームはその後、データ順序付けユニット３０９によって順序付けられて、検出データシーケンスを作成する。シンボル行列生成ユニット３０７は、推定されたシンボルベクトル
【数３０８】
2015519806.tif 000310
を用いて受信シンボル行列
【数３０９】
2015519806.tif 000311
を作成する。
【００９２】
ＳＩＣ系受信器が利用される場合、システム値λｋの定義および決定も変わる。従って、ＳＩＣ系受信器を利用するシステムに従ったシステム値λｋの決定について、以下説明する。
【００９３】
連続的干渉キャンセル（ＳＩＣ）スキームを使用することによって、ｋ＝１、…、Ｋ＊に対する１チャネル当たりのエネルギーＥｋ必要量が少ない所与の総送信エネルギー
【数３１０】
2015519806.tif 000312
での受信信号対雑音比が改善されることを含む多くの利点が得られ、所与のビットレートが達成できる。
【００９４】
図２に示すように作動するＳＩＣスキームは、（１４）で与えられる反復共分散行列関係を用いて、ｋ＝１、…、Ｋ＊に対して固有の共分散行列
【数３１１】
2015519806.tif 000313
を構築し、検出プロセスで使用する
【数３１２】
2015519806.tif 000314
を計算する。
【００９５】
ＳＩＣ受信器の作動は、ｋ＝１、…、Ｋ＊に対して以下のように、（１２）を再公式化することによって作成されるＭＭＳＥリニアイコライザ係数
【数３１３】
2015519806.tif 000315
の設計に依存する。
【数３１４】
2015519806.tif 000316
【００９６】
ＳＩＣ受信器の実施の際には、（１１）で与えられる受信信号ベクトル
【数３１５】
2015519806.tif 000317
を、ρ＝１、…、Ｎ（ｘ）に対して集めて受信信号行列
【数３１６】
2015519806.tif 000318
を形成し、
【数３１７】
2015519806.tif 000319
と設定して、ｋ＝Ｋ＊、（Ｋ＊−１）、…、１に対して、
【数３１８】
2015519806.tif 000320
を反復的に用いてＮＲ（Ｎ＋Ｌ−１）×Ｎ（ｘ）次元の低減データ行列Ｒｋ−１を作成することによって受信器を作動させる。ＮＲ（Ｎ＋Ｌ−１）×Ｎ（ｘ）次元の行列Φｋは、
【数３１９】
2015519806.tif 000321
によって与えられる。サイズＮ（ｘ）の列ベクトル
【数３２０】
2015519806.tif 000322
は、検出されたデータストリームであり、
【数３２１】
2015519806.tif 000323
と
【数３２２】
2015519806.tif 000324
は、それぞれ前のシンボル周期および次のシンボル周期で受信されたＩＳＩシンボルを含む行ベクトルである。チャネルｋでの低減された信号行列Ｒｋに対する検出されたデータストリーム
【数３２３】
2015519806.tif 000325
の貢献は、
【数３２４】
2015519806.tif 000326
を用いて推定される。推定されたシンボルベクトル
【数３２５】
2015519806.tif 000327
は、（２５）を用いて計算されて、
【数３２６】
2015519806.tif 000328
の逆拡散信号ベクトルとさらに対応する送信ビットストリーム
【数３２７】
2015519806.tif 000329
の推定値とを生成する各ＭＭＳＥ逆分散ベクトル
【数３２８】
2015519806.tif 000330
を使用することによって生成される。復号化されたビットベクトル
【数３２９】
2015519806.tif 000331
は、受信器で再符号化および再変調されて、判定装置の出力において送信シンボルベクトル
【数３３０】
2015519806.tif 000332
を再生成する。受信器はその後、各チャネルｋに対して、推定されたデータシンボル
【数３３１】
2015519806.tif 000333
を再拡散し、再拡散されたデータストリームはその後、考慮中のチャネルを通過してΦｋを作成する。一旦Ｒｋ−１が生成されると、その後、ｋ＝Ｋ＊、…、１に対してすべての送信データストリームが推定されるまで
【数３３２】
2015519806.tif 000334
を使用して、各チャネルでの受信シンボルベクトルが反復生成される。ＳＩＣ系ＭＭＳＥ受信器その後、ｋ＝１、…、Ｋ＊に対して以下の修正システム値を有する。
【数３３３】
2015519806.tif 000335
システム値が昇順で順序付けられれば、ＳＩＣ系受信器での最良の性能が達成される。
【００９７】
ＳＩＣ受信器で反復共分散行列の逆行列法を用いることによって、さらに受信器での検出複雑度が低減される。反復逆行列法は、離散的送信レート
【数３３４】
2015519806.tif 000336
の合計の最大化に使用される、ｋ＝１、…、Ｋ＊に対するＳＩＣシステム値の作成にも使用される。ここで、
【数３３５】
2015519806.tif 000337
は、ｋ＝１、…、Ｋ＊に対する各拡散シーケンスシンボルに割り当てられた離散的ビット数である。ＳＩＣシステム値λｋも、エネルギー制約
【数３３６】
2015519806.tif 000338
に従うエネルギーの最適割り当てに使用されるであろう。
【００９８】
連続的干渉キャンセル受信器に対する主な複雑度問題は、ｋ＝１、…、Ｋ＊に対して、（２５）で与えられる逆拡散部
【数３３７】
2015519806.tif 000339
と（２６）で与えられるシステム値λｋとの計算に関与する逆行列
【数３３８】
2015519806.tif 000340
の数である。これによって、反復共分散行列の逆行列の公式化が動機付けられる。この目的は、逆行列
【数３３９】
2015519806.tif 000341
が
【数３４０】
2015519806.tif 000342
の関数であるとして、逆拡散部とシステム値計算に必要な共分散行列の逆行列を除去することである。
【数３４１】
2015519806.tif 000343
（ここで、
【数３４２】
2015519806.tif 000344
）として（１４）を再整理し、また、逆行列の補題
【数３４３】
2015519806.tif 000345
を用いることによって、逆行列
【数３４４】
2015519806.tif 000346
と
【数３４５】
2015519806.tif 000347
は以下のように計算できる。
【数３４６】
2015519806.tif 000348
ここで、距離ベクトル
【数３４７】
2015519806.tif 000349
および
【数３４８】
2015519806.tif 000350
を以下のように定義する。
【数３４９】
2015519806.tif 000351
重み付け係数ζ、ζ１、ζ２、ζ３、ζ４、ζ５およびζ６は以下を用いて作成される。
【数３５０】
2015519806.tif 000352
重み付きエネルギー項ζ、ζ１およびζ２は以下のように与えられる。
【数３５１】
2015519806.tif 000353
さらに、暫定行列Ｚ１、Ｚ２、Ｚ３およびＺ４を以下のように定義する。
【数３５２】
2015519806.tif 000354
【００９９】
ｋ＝１、…、Ｋ＊に対する所与のエネルギー割り当てＥｋと、
【数３５３】
2015519806.tif 000355
および
【数３５４】
2015519806.tif 000356
、Ｅｋ、σ２および
【数３５５】
2015519806.tif 000357
のＭＩＭＯシステムパラメータの所与のセットに対して、行列
【数３５６】
2015519806.tif 000358
とシステム値λｋは、ｋ＝１で開始して以下のように構築される。
【０１００】
１．（２９）を用いて距離ベクトル
【数３５７】
2015519806.tif 000359
および
【数３５８】
2015519806.tif 000360
を作成する。（３０）の重み付け係数ζ、ζ１、ζ２、ζ３、ζ４、ζ５およびζ６を計算し、（３１）を用いて重み付きエネルギー項ζ、ζ１およびζ２と、ｋ＝１、…、Ｋ＊に対して割り当てられたエネルギーＥｋを作成する。（３２）の暫定行列Ｚ１，Ｚ２およびＺ３を計算し、（２７）を用いて
【数３５９】
2015519806.tif 000361
を構築する。
【０１０１】
２．（２９）と（３２）で与えられる距離ベクトル
【数３６０】
2015519806.tif 000362
と対応する行列Ｚ４を用いて（２８）の
【数３６１】
2015519806.tif 000363
を構築する。
【０１０２】
３．
【数３６２】
2015519806.tif 000364
を用いてシステム値を得る。
【０１０３】
４．ｋ＝Ｋ＊になればアルゴリズムをやめる。そうでなければ、ｋ＝ｋ＋１と設定して、ステップ１で始まるステップを繰り返す。
【０１０４】
（２６）で与えられたシステム値λｋは（２８）を用いて再整理されて、ｋｔｈＳＩＣ受信器の出力における信号対雑音比γｋは、（２９）、（３０）、（３１）および（３２）で与えられた関係を用いて以下のように単純化される。
【数３６３】
2015519806.tif 000365
提案されたＳＩＣ系反復法によって、（２７）、（２８）、および
【数３６４】
2015519806.tif 000366
で始まる前の反復で構築される
【数３６５】
2015519806.tif 000367
を用いて、第１のチャネルで始まる
【数３６６】
2015519806.tif 000368
が計算される。この反復共分散行列の逆行列法は、ｋ＝１、…、Ｋ＊に対する信号対雑音比γｋとシステム値λｋの作成に使用されるであろう。このγｋとλｋは昇順に順序付けられて、ＳＩＣ系ＨＳＤＰＡダウンリンク総容量性能を最大化するであろう。
【０１０５】
ｋｔｈチャネルのエネルギーＥｋ，ｉは（２４）を用いて更新され、
【数３６７】
2015519806.tif 000369
は、（ｉ−１）ｔｈ反復でＫチャネルすべてのエネルギーを用いて更新される必要がある。これによって、共分散行列の逆行列
【数３６８】
2015519806.tif 000370
が、１チャネル当たり一度だけ、Ｅｋを用いて更新の必要があるようにＥｋ，ｉ−１に依存するだけの反復エネルギー割り当てＥｋ，ｉの公式化が動機付けられる。
【０１０６】
エネルギー反復当たりいかなる行列も反転する必要がない、本発明の代替の実施形態によるエネルギーＥｋの反復計算方法について、以下説明する。
【０１０７】
（３３）を以下のように
【数３６９】
2015519806.tif 000371
再整理して、Ｅｋ，ｉ−１と、
【数３７０】
2015519806.tif 000372
と
【数３７１】
2015519806.tif 000373
、
【数３７２】
2015519806.tif 000374
とから構築されたパラメータと、に関してＥｋ，ｉを作成する。この目的のために、（３４）で与えられる項
【数３７３】
2015519806.tif 000375
は（２７）を使って簡単化され、（３４）を以下のように再公式化する。
【数３７４】
2015519806.tif 000376
ここで、重み付け係数ζ、ζ１、ζ２、ζ３、ζ４、ζ５およびζ６は、
【数３７５】
2015519806.tif 000377
と、
【数３７６】
2015519806.tif 000378
および
【数３７７】
2015519806.tif 000379
と、（２９）で与えられる距離ベクトル
【数３７８】
2015519806.tif 000380
および
【数３７９】
2015519806.tif 000381
と、から（３０）を用いて、また、
【数３８０】
2015519806.tif 000382
と開始チャネル番号をｋ＝１と設定することによって構築される。この反復エネルギー計算では、所望の送信レート
【数３８１】
2015519806.tif 000383
と
【数３８２】
2015519806.tif 000384
に対して、（１７）から目標のＳＮＲ値
【数３８３】
2015519806.tif 000385
と
【数３８４】
2015519806.tif 000386
を用いることが必要である。エネルギーＥｋに対する初期値は
【数３８５】
2015519806.tif 000387
に設定され、それはその後、チャネルｋに対して選択された送信レート
【数３８６】
2015519806.tif 000388
に対応する目標のＳＮＲ
【数３８７】
2015519806.tif 000389
に対し、（３５）を用いて反復的に更新される。この反復は、エネルギーがある固定値に収束するか、所与の反復数Ｉｍａｘに達するまで続けられる。一旦、エネルギーＥｋが作成されると、Ｅｋ，ｉと
【数３８８】
2015519806.tif 000390
に関する
【数３８９】
2015519806.tif 000391
の構築には、（３２）を用いて計算されて、（２７）を用いて
【数３９０】
2015519806.tif 000392
を構築し、次に（２９）を用いて
【数３９１】
2015519806.tif 000393
とさらに（３２）を用いてＺ４をも作成する暫定行列Ｚ１、Ｚ２およびＺ３が必要である。次に、重み付きエネルギー項ζが
【数３９２】
2015519806.tif 000394
を用いて計算される。得られた
【数３９３】
2015519806.tif 000395
、Ｚ４およびζを用い、（２８）を用いて逆行列
【数３９４】
2015519806.tif 000396
が構築される。このプロセスは、すべてのエネルギーと共分散行列の逆行列が、ｋ＝１、…、Ｋ＊に対するすべてのチャネルに対して作成されるまで各チャネルに対して繰り返される。一旦エネルギーが割り当てられると、送信器は、受信器に割り当てられたエネルギーを提供する。
【０１０８】
本発明の第３の実施形態に従って、拡散シーケンスの選択は、最小システム値系の離散的ビットローディングアルゴリズムによって達成されてもよい。最小のシステム値系アプローチでは、本発明の第１および第２の実施形態に関して議論した平均システム値系のアプローチが置換される。従って、本発明の第３の実施形態は、本発明の第１の実施形態の非ＳＩＣ系受信器あるいは本発明の第２の実施形態のＳＩＣ系受信器のいずれかに対して適用できる。本発明の第１または第２の実施形態のいずれかとも異なる本発明の第３の実施形態の特長だけについて、詳細に議論する。
【０１０９】
等エネルギーの場合のシーケンスの数
【数３９５】
2015519806.tif 000397
は、総レートＲｔ，ＥＥを最大化するように最適化されるであろう。該アルゴリズムでは、最初に暫定最適数がＫｏｐｔ＝Ｋに設定され、ｋ＝１、…、Ｋｏｐｔに対してベクトル
【数３９６】
2015519806.tif 000398
および
【数３９７】
2015519806.tif 000399
と、
【数３９８】
2015519806.tif 000400
と、さらにパラメータＥＴ、ＮＴ、ＮＲ、σ２、Ｋ、Ｌが使用されるであろう。本発明の第１の実施形態の一部として概説した第１の３ステップを実行後、初期値
【数３９９】
2015519806.tif 000401
を有するサイズＫのベクトルと、初期値Ｋｓｅｑｕｅｎｃｅｓ＝０Ｋ×Ｋを有するＮＴＫ×Ｋ次元の行列Ｋｓｅｑｕｅｎｃｅｓと、が以下の反復プロセスの一部として生成されるであろう。
【０１１０】
１．最小ビットレートベクトル
【数４００】
2015519806.tif 000402
のｋｔｈ要素が、以下の不等式を満たすように離散的ビット値
【数４０１】
2015519806.tif 000403
を選択することによって、ｋ＝１、…、Ｋに対して、
【数４０２】
2015519806.tif 000404
に設定される。
【数４０３】
2015519806.tif 000405
【０１１１】
２．最適数
【数４０４】
2015519806.tif 000406
は、
【数４０５】
2015519806.tif 000407
および総レート
【数４０６】
2015519806.tif 000408
によって与えられる。ここで、等エネルギーローディングスキームでは、
【数４０７】
2015519806.tif 000409
である。総ビット数は、レート
【数４０８】
2015519806.tif 000410
を有する
【数４０９】
2015519806.tif 000411
を最大化してビット総数を送信するｍチャネルの合計を特定することによってさらに増加される。
【数４１０】
2015519806.tif 000412
【０１１２】
２．等エネルギーローディングスキームでのシグネチャシーケンス
【数４１１】
2015519806.tif 000413
は、初期のシーケンス行列
【数４１２】
2015519806.tif 000414
を使用し、
【数４１３】
2015519806.tif 000415
に設定することによって構築される。ここで、ｋ＝１、…、
【数４１４】
2015519806.tif 000416
に対して
【数４１５】
2015519806.tif 000417
である。
【０１１３】
等エネルギーローディングスキームでは、エネルギーは、各チャネルｋ＝１、…、
【数４１６】
2015519806.tif 000418
に対して
【数４１７】
2015519806.tif 000419
に設定される。
【０１１４】
本発明の第４の実施形態では、反復注水系連続ビットローディング法が、本発明の第１の実施形態の平均システム値ビットローディング法に代わって利用される。再掲になるが、本発明の第４の実施形態は、本発明の第１の実施形態の非ＳＩＣ系受信器あるいは本発明の第２の実施形態のＳＩＣ系受信器のいずれかで利用できる。さらに、本発明の前述の実施形態と異なる、本発明の第４の実施形態の特長だけを詳細に議論する。
【０１１５】
該方法では、最初にチャネルの最適数Ｋ＊がＫ＊＝Ｋに設定される。開始時に、（１３）で与えられる
【数４１８】
2015519806.tif 000420
と
【数４１９】
2015519806.tif 000421
を用いて、ｋ＝１、…、Ｋ＊に対して、（１５）で与えられるシステム値λｋのセットがサイズＫ＊ベクトル
【数４２０】
2015519806.tif 000422
の要素として作成されるであろう。その後ベクトル
【数４２１】
2015519806.tif 000423
を用い、
【数４２２】
2015519806.tif 000424
と
【数４２３】
2015519806.tif 000425
およびベクトル
【数４２４】
2015519806.tif 000426
を用いて、またｋ＝１、…、Ｋ＊に対して
【数４２５】
2015519806.tif 000427
を用いて、整合フィルタシーケンスが再整理されるであろう。ここで、ａｋは、
【数４２６】
2015519806.tif 000428
のｋｔｈ最小要素の指数である。次に、反復は始まるであろう。各反復中に、（２６）または（１５）のいずれかを用いてシステム値が計算され、システム値と対応するシグネチャシーケンスは、システム値が昇順に出現するように順序付けられるであろう。システム値はその後、チャネルＳＮＲ値と注水定数の計算に使用されるであろう。チャネルＳＮＲと注水定数は、エネルギーの各チャネルへの割り当てに使用されるであろう。第１の拡散シーケンスに対するエネルギーが負であれば、第１の拡散シーケンスは削除され、第１のエネルギー割り当てが正になるまで上記のステップが繰り返されるであろう。正の第１のエネルギー割り当てに対して、システム値計算、シグネチャシーケンスとシステム値の再順序付け、チャネルＳＮＲ注水計算、さらにエネルギー割り当て計算が所与の反復数の間繰り返されるであろう。最終のエネルギー割り当てで、対応するシステム価値を用いて、各拡散シーケンスに対する信号対雑音比が計算されるであろう。ＳＮＲ値を用いて各拡散シーケンスに割り当てられるレートが決定されるであろう。
【０１１６】
注水アルゴリズムは以下のように反復される。
【０１１７】
１．ループカウンターＩをＩ＝１に設定する。Ｋ＊＜Ｋであれば、エネルギーＥｋとシーケンス
【数４２７】
2015519806.tif 000429
の数、従ってベクトル
【数４２８】
2015519806.tif 000430
のサイズＫ＊の数を、ｋ＝１、…、Ｋ＊に対して、Ｅｋ＝Ｅｋ＋１、
【数４２９】
2015519806.tif 000431
および
【数４３０】
2015519806.tif 000432
および
【数４３１】
2015519806.tif 000433
を用いて、Ｋ＊＋１からＫ＊に低減する。
【０１１８】
２．考慮中のシステムでは、（２６）または（１５）のいずれかを用いてシステム値λｋのセットを作成し、ｋ＝１、…、Ｋ＊に対して、
【数４３２】
2015519806.tif 000434
を用いて、サイズＫ＊のチャネルＳＮＲベクトル
【数４３３】
2015519806.tif 000435
を構築する。注水定数は
【数４３４】
2015519806.tif 000436
として計算される。エネルギーは、ｋ＝１、…、Ｋ＊に対して、
【数４３５】
2015519806.tif 000437
を用いて割り当てられる。
【０１１９】
３．次に、
【数４３６】
2015519806.tif 000438
のｋｔｈ最小要素の指数として項ａｋを使用する。指数ａｋを用い、ｋ＝１、…、Ｋ＊に対して、
【数４３７】
2015519806.tif 000439
と
【数４３８】
2015519806.tif 000440
、および
【数４３９】
2015519806.tif 000441
さらに
【数４４０】
2015519806.tif 000442
を用いて、ベクトル、エネルギーさらにベクトル
【数４４１】
2015519806.tif 000443
の要素を再編成する。
【０１２０】
４．Ｅ１＜０であれば、使用されるチャネルの数をＫ＊＝Ｋ＊−１に設定して、ステップ１で始まるステップを繰り返す。
そうでなければ、Ｉ＝Ｉ＋１を用いてカウンターを増加させ、その後Ｉ＜Ｉｍａｘであれば、ステップ２から始まるステップを繰り返す。
【０１２１】
反復注水アルゴリズムは、
【数４４２】
2015519806.tif 000444
を用いて、非離散的レートとさらに再順序付けられたシグネチャシーケンスを戻す。ここで、ｋ＝１、…、Ｋ＊に対して
【数４４３】
2015519806.tif 000445
である。反復注水総容量上界は、最後の反復Ｉ＝Ｉｍａｘ中に特定されたシステム値を用いることにより得られる。
【０１２２】
注水アルゴリズムを実行してシーケンスの最適数とさらにシーケンスの順序を決定後、このアルゴリズムはその後、ステップ１で利用可能なコードの総数をＫから１に低減することによって再実行される。最大の総レートをもたらすコードの総数はその後、コードの最適数に選択される。
【０１２３】
本発明の前述の実施形態はすべてＭＩＭＯ系システムに関するが、本発明の代替の実施形態では、ＳＩＳＯ系システムが利用されることは理解されるであろう。ＳＩＳＯ系システムでは、ＮＴ＝１およびＮＲ＝１であることは理解されるであろう。
【０１２４】
拡散シーケンスとチャネルは互いに代替可能であることは理解されるであろう。
【０１２５】
上記の種々の方法は、ハードウェア内であるいはコンピュータプログラムによって実施されてもよい。コンピュータプログラムによって実施される場合、コンピュータプログラムを格納するメモリとコンピュータプログラムを実施するプロセッサを有するコンピュータが提供され得る。コンピュータプログラムには、上記の種々の方法の１つまたは複数の機能を実行するようにコンピュータに指示するように配列されたコンピュータコードが含まれていてもよい。こうした方法を実行するコンピュータプログラムおよびまたはコードは、コンピュータなどのコンピュータ可読媒体上の装置に提供され得る。コンピュータ可読媒体は、例えば、電子、磁気、光学、電磁気、赤外線あるいは半導体システム、あるいは、例えばインターネット上でコードをダウンロードするデータ送信用の伝播媒体であってもよい。Ｄなどの光ディスクが挙げられる。
【０１２６】
コンピュータなどの装置は、上記に議論した種々の方法に従って１つまたは複数のプロセスを実行するこうしたコンピュータコードに従って構成されてもよい。
【０１２７】
上記の実施形態のいずれも、適切であれば、互いに組み合わせされ得ることは理解されるであろう。さらに、本発明の上記の実施形態は、例としてのみ提供されたものであり、従って、本発明の範囲は添付の請求項の範囲によってのみ限定されることは理解されるであろう。
【図１】
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【図２】
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【国際調査報告】
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