(57)【要約】  本発明は改善されたローパス特性を有する電子音響フィルタを提供する。このフィルタは第１の音響変換器、電子音響素子、および変換器と素子との間の格子パターンを備える。この格子パターンは、第１の電子音響変換器の音響的に活性な周波数領域よりも上の周波数領域で音響的に活性である。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
音響経路と、
該音響経路に配設され、中心周波数ｆ１を中心とする周波数領域で音響的に活性である第１の電子音響変換器と、
該音響経路に配設され、中心周波数ｆ１を中心とする前記周波数領域で音響的に活性である音響素子と、
該音響経路に前記第１の電子音響変換器と前記音響素子との間に配設された格子パターンと、
を備える電子音響フィルタであって、
該格子パターンが、中心周波数ｆ２を中心とする周波数領域で音響的に活性であり、ｆ２＞ｆ１である、
ことを特徴とする電子音響フィルタ。
【請求項２】
前記音響素子が、第２の電子音響変換器、反射器および／または偏向パターンであることを特徴とする、請求項１に記載の電子音響フィルタ。
【請求項３】
前記格子パターンが反射パターンおよび／または体積波変換パターンであり、
前記電子音響フィルタは、音響表面波またはガイド音響体積波で作動する、
ことを特徴とする、請求項１または２に記載の電子音響フィルタ。
【請求項４】
ｆ２が２＊ｆ１の近辺の領域にあることを特徴とする、請求項１乃至３のいずれか１項に記載の電子音響フィルタ。
【請求項５】
前記格子パターンが周波数成分ｆ＞ｆ１の音響エネルギーを消散させるように選択された格子周期ＰＧを有することを特徴とする、請求項１乃至４のいずれか１項に記載の電子音響フィルタ。
【請求項６】
前記第１の電子音響変換器が格子周期Ｐ１を有する領域を備え、
前記音響素子が格子周期Ｐ１を有する領域を備え、
前記格子パターンが格子周期ＰＧを有する領域を備え、ＰＧ＜Ｐ１である、
ことを特徴とする、請求項１乃至５のいずれか１項に記載の電子音響フィルタ。
【請求項７】
前記格子パターンの格子周期ＰＧが、周期Ｐ＞０．５＊Ｐ１, 周期Ｐ＞０．５＊１．０３０＊Ｐ１, 周期Ｐ＞０．５＊１．０３５＊Ｐ１から選択されていることを特徴とする、請求項６に記載の電子音響フィルタ。
【請求項８】
前記格子パターンの格子周期ＰＧが、周期Ｐ＞Ｐ１, 周期Ｐ＞１．０３０＊Ｐ１, 周期Ｐ＞１．０３５＊Ｐ１, 周期Ｐ＞１．２０＊Ｐ１から選択されていることを特徴とする、請求項７に記載の電子音響フィルタ。
【請求項９】
前記第１の変換器、前記音響素子および／または前記格子パターンが扇型フィルタとして形成されていることを特徴とする、請求項１乃至８のいずれか１項に記載の電子音響フィルタ。
【請求項１０】
前記格子パターンがメタライジング部、誘電性材料、または前記音響経路の材料における凹部を含むことを特徴とする、請求項１乃至９のいずれか１項に記載の電子音響フィルタ。
【請求項１１】
請求項１乃至１０のいずれかに記載の電子音響フィルタにおいて、
前記音響経路の前記第１の変換器と前記格子パターンとの間、および／または前記格子パターンと前記音響素子との間に位相シフトパターンを更に備え、
音響波の伝播速度が該位相シフトパターン内で、該位相シフトパターン外の音響経路での音響波の速度からずれている、ことを特徴とする電子音響フィルタ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えばモバイル通信装置のフロントエンド回路に用いるのに適した、ローパス特性を有する電子音響フィルタに関する。
【背景技術】
【０００２】
電子音響フィルタにおいては、電子音響的に活性なパターンが、一般的に圧電性材料上に配設されている。この電子音響的に活性なパターンは、電磁的ＨＦ信号（elektromagnetische HF-Signale (HF = Hochfrequenz; 英語：RF = Radio Frequency）)と、音響経路で伝播可能な音響波との間の変換を行うことができる。具体的には電子音響フィルタは、バンドパスフィルタとして構成されていてよい。こうしたバンドパスフィルタは、中心周波数ｆを中心とした周波数領域の所望の信号を通過させる。すなわちバンドパスフィルタの挿入損失はこの通過帯域周波数では小さい。一方バンドパスフィルタは、通過帯域外の周波数成分を阻止しなければならない。すなわち通過帯域外の周波数では、このフィルタの挿入損失は高い。
【０００３】
従来のＨＦ回路は、電気的なマッチング回路を備えることがあるが、これはこの電気的なマッチング回路のポールゼロ位置（Nullstelle）によって決定される望ましくない周波数領域を追加的に抑圧するためのものである。更に、特に感受性がある周波数領域で電子音響的に不活性な電子音響デバイスを構成することも可能である。
【０００４】
望ましくない周波数成分を抑圧するための公知の手段で不利な点は、例えばマッチング回路や電子音響変換器の構成における設計の柔軟性が制限されていることである。更に別な問題は、望ましくない周波数成分を抑圧するための手段が、その変換器構成および／またはマッチング回路の、周波数依存のインピーダンス特性を損なう虞があることである。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
従って本発明の課題は、通過帯域より上の信号の抑圧を改善し、フィルタの設計のより高い柔軟性を可能にし、かつインピーダンスマッチングを容易にする電子音響フィルタを提示することである。特に通過帯域より上の周波数成分をもつ望ましくない信号の抑圧は、公知のフィルタの上記の欠点のいずれをも伴わない手段によって達成されなければならない。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
この課題は請求項１に記載の電子音響フィルタによって解決される。更なる請求項は本発明の有利な構成を示す。特定の要求を満たすための、任意の組み合わせで協働可能な特徴や実施形態が具体的に以下で説明される。
【０００７】
電子音響フィルタは、音響経路と、該音響経路に配設された第１の電子音響変換器とを備える。第１の電子音響変換器は中心周波数ｆ1を中心とした周波数領域で音響的に活性である。このフィルタは更に、上記の音響経路に配設され、上記の中心周波数ｆ1を中心とした周波数領域で音響的に活性である音響素子を備える。このフィルタは更にまた、上記音響経路中の第１の電子音響変換器と音響素子との間に配設された格子パターンを含んでいる。この格子パターンは中心周波数ｆ2を中心とした周波数領域で音響的に活性である。ここで中心周波数ｆ2は、中心周波数ｆ1よりも高い。
【０００８】
ここで音響経路とは、音響波が伝播可能なフィルタの領域である。ここで音響経路は、音響表面波（英語：SAW = Surface Acoustic Wave）が伝播可能な圧電基板の表面であってよい。この音響経路は、その上に更に別な層が設けられている圧電材料であってもよい。これらの層は、音響波が実質的に層系（Schichtsystem）内部を伝播し、実際に表面での曲がりがもはや検出できないほど厚くてよい。この場合はガイド音響体積波（英語：GBAW = Guided Bulk Acoustic Wave）が対象となる。
【０００９】
電子音響変換器は、圧電基板上、またはより一般的には圧電材料上に配設された、櫛状に互いに噛み合った電極フィンガーを備えてよい。電子音響変換器は、多くのＳＡＷデバイスから公知となっているようなインターデジタル変換器であってよく、電極フィンガーと回路接続された対向するバスバー（Stromsammelschienen；複数）を備えてよい。
【００１０】
音響経路に配設された上記の音響素子は、圧電基板に配設され、音響波と相互作用する装置であってよい。音響素子は例えばもう１つの電子音響変換器であってよく、反射器や偏向パターンであってよい。
【００１１】
同様に、上記の第１の電子音響変換器と音響素子の間に配設された上記の格子パターンも、音響波と相互作用可能な装置であってよい。ここで格子パターンと音響波との相互作用は周波数選択的である。つまりこの格子パターンは、主に第１の電子音響変換器または音響素子と相互作用する周波数よりも高い周波数をもつ波と相互作用する。
【００１２】
中心周波数ｆ1を中心とする周波数領域が電子音響フィルタの動作帯域、すなわち電子音響フィルタの通過帯域であれば、したがってこの格子パターンは第１の電子音響変換器と音響素子との協働を実質的に妨害しない。これに対し、この格子パターンは、より高い周波数、例えば２倍の周波数をもつ信号が、電子音響変換器から音響素子へ、または音響素子から電子音響変換器へ伝播することを阻止し、または少なくとも低減することが可能である。例えば上記の電子音響変換器および音響素子が１つのＳＡＷバンドパスフィルタの１つの入力変換器あるいは出力変換器となっている場合、これにより通過帯域より上側の望ましくない周波数成分、特に第２高調波の近辺の周波数は除去または弱められる。こうしてローパスフィルタ特性を有する電子音響フィルタが得られる。
【００１３】
１つの実施形態においては、上記の音響素子は場合に応じて、第２の電子音響変換器、反射器および／または偏向パターンである。特に音響素子は、第１の電子音響変換器の音響フィンガー周期に近いかまたは等しい音響フィンガー周期をもつ電子音響変換器であってよい。ここで反射器とは、音響波の伝播方向を、音響経路の表面と直交する軸にに対して１８０°回転させることにより音響波を反射する装置である。ここで偏向パターンは、音響波の伝播方向を任意の角度だけ変える装置であってよい。従って反射器は偏向パターンの特別な場合である。
【００１４】
同様にここで音響素子は、電極フィンガーおよび、該電極フィンガーと回路接続されたバスバー、例えばパターニングされたメタライジング部から成るバスバーを備えてよい。ここでこの音響素子はフィルタの信号路と回路接続されていてよい。しかしながら、フィルタの信号路との電気的接続が無くともよい。
【００１５】
１つの実施形態においては、格子パターンは、反射パターンおよび／または体積波変換パターンである。この電子音響フィルタは音響表面波（ＳＡＷ）またはガイド音響体積波（ＧＢＡＷ）で作動する。
【００１６】
格子パターンが反射パターンである場合、これよりこの格子パターンは音響波を反射する装置となる。格子パターンが第１の電子音響変換器と音響素子との間に配設されているため、中心周波数ｆ2を中心とする周波数領域の信号の第１の電子音響変換器から音響素子への伝播、またはこの逆の伝播は抑圧されている。したがって、まさにこれらの周波数で減衰が大きくなっている。
【００１７】
ここで体積波変換パターンは、表面を伝播する波、例えばＳＡＷ、または界面を伝播する波、例えばＧＢＡＷを体積波に変換する装置である。ここで体積波とは、伝播が１つの表面または相界面に拘束されていない波である。従って体積波は圧電基板中に沈み込んで、圧電基板の表面から該基板の全体に音響エネルギーを分布することができる。そこでエネルギーは消散し得る。いま表面で中心周波数ｆ2の近辺の望ましくない周波数成分が体積波に変換され基板中で消散させられると、まさにそれらの周波数成分がフィルタの通過特性の妨げになることはもはやあり得ない。このフィルタのフィルタ特性は改善されることになる。特に圧電基板の裏側は、体積波の方向性反射(gerichtete Reflexion)を避けるために粗面化されていてもよい。更に、基板の下面に体積波を吸収する材料、例えば弾性材料を配設してよい。このような材料は、圧電基板を担体基板上に接着する弾性接着剤であってもよい。
【００１８】
格子パターンの周期は、いわゆるオンセット周波数(Onset-Frequenz)がｆonset＝１／（Ｐ（１／ｖ0＋１／ｖv））であるように調整されていてよい。ここでｖ0は表面波または界面波、例えばガイド体積波の速度、ｖvは体積波の速度、Ｐは格子の幾何形状的周期（英語：pitch）である。
【００１９】
体積波変換は例えばＢ.フライシュマン（B. Fleischmann）の「超高周波数音響表面波フィルタの設計（Entwurf hochstfrequenter akustischer Oberflachenwellenfilter）」という表題の論文（Fortschrittsberichte VDI, Reihe 10:  Informatik/Kommunikationstechnik Nr. 274, VDI-Verlag Dusseldorf 1994, S. 66-85）から公知である。
【００２０】
更に格子パターンが、音響波と相互作用する素子を有する構成を備えることも可能であり、こうしてこの格子パターンは反射パターンとしても、また体積波変換パターンとしても配設される。
【００２１】
１つの実施形態において、第１の電子音響変換器、音響素子および格子パターンは、ほぼｆ2＝２ｆ1となるように構成されている。こうして、邪魔な第２高調波を容易に弱めるかまたは除くことができる。
【００２２】
１つの実施形態において、この格子パターンは、周波数成分ｆ＞ｆ1の音響エネルギを消散するように設定された格子周期ＰGを有する。ここでこの音響波フィルタには、音響表面波で作動するデバイスで一般的であるように、通常基本的に、周期は音響波の波長の大きさであるという関係が当てはまる。ここで音響波の波長λは、基本的に音響波の伝播速度ｖを周波数ｆで割った商である。
【００２３】
１つの実施形態において、第１の電子音響変換器は格子周期Ｐ1を有する１つの領域を備えている。音響素子は、格子周期Ｐ1を有する領域を備え、上記の格子パターンは、例えばＰG＞Ｐ1である格子周期ＰGを有する１つの領域を備える。ここで格子周期は基本的に隣接する電極フィンガーのフィンガー中心間の距離を言う。
【００２４】
隣接するフィンガーに異なる極性が印加されている標準的なフィンガー変換器と、同じ極性の２つずつのフィンガーが隣り合って配設されているいわゆるスプリットフィンガー変換器とは区別されねばならない。
【００２５】
標準的なフィンガー変換器については、ＰG≧０．５Ｐ1および／またはＰG＜Ｐ1となっている。スプリットフィンガー変換器については、ＰG≧Ｐ1となっている。
【００２６】
格子周期とこれに付随する周波数とは逆数の関係にある。従って高い周波数にはより短い格子周期が付随し、またこれらの逆となっている。
【００２７】
１つの実施形態において、ＰGは、周期Ｐ＞０．５Ｐ1 、周期Ｐ＞０．５＊１．０３０Ｐ1 、周期Ｐ＞０．５＊１．０３５Ｐ1 、から選択されている。
【００２８】
スプリットフィンガー変換器では、ＰGは、周期Ｐ≧Ｐ1 、周期Ｐ≧１．０３０Ｐ1 、周期Ｐ≧１．０３５Ｐ1 、周期Ｐ≧１．２０Ｐ1 、から選択されていてよい。
【００２９】
１．２０＊Ｐ1≦ＰG≦１．４０＊Ｐ1の周期 、例えば ＰG＝１．３＊Ｐ1 は、特にＸ  １１２．２°Ｙ のＬｉＴａＯ3(ＬｉＴａＯ3＝タンタル酸リチウム)基板の場合有利であり得る。
【００３０】
こうして格子パターンの格子周期は、第１の電子音響変換器および音響素子の格子周期の２分の１に比べ数パーセント大きくすることが可能である。係数０．５からのずれにより、より多くの音響エネルギーが反射あるいは体積波に変換されるかを基本的に調整することができる。
【００３１】
１つの実施形態において、第１の電子音響変換器はスプリットフィンガー変換器である。このスプリットフィンガー変換器は、音響格子周期Ｐ1を有する領域を備える。音響素子は音響格子周期Ｐ1を有する領域を備える第２の電子音響変換器である。上記の格子パターンは、音響格子周期ＰGを有する領域を備え、ここでＰG＞Ｐ1となっている。
【００３２】
ここで従来型の変換器に対しスプリットフィンガー変換器は、音響半波長毎に極性が等しい２つの電極フィンガーが隣り合って配設され、同じバスバーに回路接続されていることを特徴としている。このようなパターンは波長λの音響波を励起または吸収することができる。従来型の変換器では隣り合って配設された電極フィンガーのフィンガー中心間の距離が基本的に半波長λ／２を決定するのに対し、スプリットフィンガー変換器では、直接隣り合って配設された電極フィンガーのフィンガー中心間の距離は基本的にλ／４を決定する。
【００３３】
すなわち変換器のタイプに関わらず、ＰG≧λ／４、またはＰG≧１．０３０＊ λ／４、またはＰG≧１．０３５＊ λ／４であることが可能である。
【００３４】
最適なフィルタを得るために格子パターンの周期が第１の変換器の格子周期に対して何パーセントずれているべきかは、例えばシミュレーション計算によって決定することができる。
【００３５】
通常のフィンガーパターンおよびスプリットフィンガーパターンに対する格子周期の関係を記述する別の等価なやり方は、伸長係数（Streckungsfaktor）ｓを導入することである。ここで、スプリットフィンガー変換器については、ＰG＝ｓ＊Ｐ1となっており、通常のフィンガー変換器については、ＰG＝０．５＊ｓ＊Ｐ1となっている。
【００３６】
ここで一般的にｓ＞１である。ここで例えば次の値が可能である。ｓ≧１．０３、または例えばＸ  １１２．２°Ｙ のＬｉＴａＯ3に対してｓ≧１．２０、または例えばＸ  １１２．２°Ｙ のＬｉＴａＯ3に対して１．２０ ≦ｓ≦１．４、または例えばＸ  １１２．２°Ｙ のＬｉＴａＯ3に対してｓ＝１．３、である。
【００３７】
格子パターンは、好ましくは周波数ｆ1の信号では減衰効果を有しない。スプリットフィンガーパターンによって減衰効果は回避される。このことはｓが十分に１に近い限り有効である。
【００３８】
こうして第１の電子音響変換器がスプリットフィンガー変換器であって、格子パターンが隣り合って配設された電極フィンガーを含むフィルタでは、スプリットフィンガー変換器の格子周期は格子パターンの格子周期と基本的に一致し、それぞれの電極フィンガーは同じパターニング処理により製造される。これらにかかわらず格子パターンはここで中心周波数ｆ1を中心とする周波数領域の信号に対しては透過性であり、２倍の周波数の望ましくない信号は高い効率で反射されるかまたは体積波に変換される。
【００３９】
１つの実施形態において、第１の変換器、音響素子および／または格子パターンは扇型フィルタとして形成されている。ここで音響的に活性なパターンは、開口部に沿って、すなわち音響波の伝播方向に直角な方向に次第に増大する周期を有し、例えば直線的に増大する周期を有する。こうして、広い帯域で作動するが、通過帯域での挿入損失はわずかで、通過帯域外の挿入損失は大きいフィルタが容易に得られる。
【００４０】
こうして電極フィンガーは、扇状に拡がってゆくパターンを有しており、これがその名称の元となっている。
【００４１】
１つの実施形態にて、格子パターンはメタライジング部、誘電性材料またはこの音響経路の材料における凹部を有する。このように製造される格子パターンは、これにより、十分に良好に音響波とカップリングする、容易に製造可能な装置を備える。
【００４２】
１つの実施形態において、本発明によるフィルタは更に音響経路の第１の変換器と格子パターンとの間、および／または格子パターンと音響素子との間に位相シフトパターンを備える。ここで位相シフトパターン内での音響波の伝播速度は、位相シフトパターン外での音響波の速度からずれている。こうしてこのような位相シフトパターンは、音響波の異なる伝播速度により、位相シフトパターンのない音響経路に対し位相のずれを生じさせる。こうして音響波の位相補正を容易に達成できる。
【００４３】
位相シフトパターンは例えば扇型変換器と組み合わせて用いられてもよい。扇型変換器では、音響波が進まなければならない距離が変化し、ここでこの距離はメタライジング部で覆われている。ここで伝播方向に沿った変換器内での異なる平行に延在する距離は、当該フィルタの変換器および／または音響素子および／または格子パターンによって異なる位相変化を受ける。こうしてこの位相シフトパターンは、対応する位相変化を容易に補正することを可能にする。この際音響波の全位相が変化される。とにかく音響波はここで開口部に沿って基本的に再び同じ位相関係を有する。
【００４４】
本発明による電子音響フィルタは、ＬｉＴａＯ3のＸ  １１２．２°Ｙ基板を圧電基板として備えてよい。
【００４５】
他の基板、例えばニオブ酸リチウム（ＬｉＮｂＯ3）、例えばＬｉＮｂＯ3のＹＺや ＬｉＮｂＯ3の１２８°ＹＸ、または石英およびＬｉＴａＯ3基板の他の結晶カット、例えばＬｉＴａＯ3の４２°ＹＸ、 ＬｉＴａＯ3の３９°ＹＸの使用も可能である。
【００４６】
格子パターンはグラウンド電位と回路接続されていてよい。その場合格子パターンは電気的クロストークを低減することができる。
【００４７】
第２高調波の低減は更に、基本周波数から生じ得る２次の相互変調積（Intermodulationsprodukte；複数）、およびさらなる混合積（Mischprodukte；複数）、たとえばこの２次の相互変調積に伴って生じる、３次の相互変調積を低減する。
【００４８】
このような格子パターンを１つ以上の音響信号路、例えばマルチ変換器（Mehrfachwandler）に配設してもよい。
【００４９】
更にこのような格子パターンを１ポート共振器に用いてよい。その場合音響素子は特に反射器または偏向パターンであってよい。
【００５０】
この格子パターンは更にＤＭＳフィルタ（ＤＭＳ＝ Double Mode Surface Acoustic Wave二重モード表面音響波）に用いられてもよい。
【００５１】
この格子パターンの反射素子パターンまたは変換素子パターンの構成は１つのタイプに限定されておらず、格子パターンが凹部、メタライジング部および誘電性材料を含んでいてよい。
【００５２】
変換器は音響経路の横方向の領域にスタブ状フィンガーを有していてもよい。これにより変換器パターンの有効開口部は減少するが、支配的な音響振動モードをより改善することができ、例えばいわゆるピストンモードをよりよく得ることができる。
【００５３】
以下で実施例およびそれに付随する概略図を用いて、本発明による電子音響フィルタおよびその基本となるアイデアをより詳細に説明する。
【図面の簡単な説明】
【００５４】
【図１】第１の電子音響変換器と音響素子との間に格子パターンを有する電子音響フィルタの概略構成を示す図である。
【図２】音響素子が第２の電子音響変換器として実装されている実施形態を示す図である。
【図３】音響素子が偏向パターンとして実装されている実施形態を示す図である。
【図４】第１の電子音響変換器および音響素子がスプリットフィンガー変換器として実装されている実施形態を示す図である。
【図５】第１の電子音響波変換器、音響素子およびその間の格子パターンが扇状に形成されている構成を示す図である。
【図６】格子パターンが２つの位相シフトパターンを有する構成を示す図である。
【図７】格子パターンの、周波数に依存する減衰係数を示す図である。
【図８】格子パターンを有する電子音響フィルタの挿入損失を示す図である。
【００５５】
図１は第１の電子音響変換器ＴＤ1および音響素子ＡＥを有する電子音響フィルタＥＡＦの１つの実施形態を概略的に示す。第１の電子音響変換器ＴＤ1と音響素子ＡＥは音響経路ＡＴに配設されている。第１の電子音響変換器ＴＤ1と音響素子ＡＥとの間に格子パターンＧＳが配設されている。第１の電子音響変換器ＴＤ1は中心周波数ｆ1を中心とする周波数領域で音響的に活性である。ここで中心周波数ｆは変換器パターンの周期Ｐ1により決定されている。
【００５６】
格子パターンＧＳはパターニングされた帯状体を備える。これらの帯状体は、例えば、上記の第１の電子音響変換器が形成されているメタライジング部から生成されている。格子パターンＧＳの格子周期、つまり帯状体の中心間の距離はＰGとなっている。Ｐ1に対するＰGが適切に調整されていれば、格子パターンＧＳは電子音響変換器の中心周波数を中心とする周波数領域の音響波に対し透過性であり、これに対しより高い周波数の音響波は反射され、および/または体積波に変換される。
【００５７】
このため、これに対応した望ましくない周波数成分の音響素子ＡＥへの影響が排除され、あるいは少なくとも低減される。
【００５８】
図２は音響素子ＡＥが第２の電子音響変換器ＴＤ2として構成されている電子音響フィルタＥＡＦの実施形態を概略的に示す。すなわちこの電子音響フィルタＥＡＦは、第１の電子音響変換器ＴＤ1と第２の電子音響変換器ＴＤ2、およびその間にある格子パターンＧＳを含む。これら２つの変換器の一方が入力変換器、他方が出力変換器であってよい。こうしてより改善されたローパス特性をもつ２ポートフィルタを得ることができる。
【００５９】
図３は、音響素子ＡＥが偏向パターンＥＡＤＳとして構成されている電子音響フィルタＥＡＦの実施形態を示す。こうして例えば第１の電子音響変換器から出力されて格子パターンＧＳを通過して音響素子ＡＥに達する音響波を、別方向に向けることができる。偏向パターンＥＡＤＳは、音響波を第１の電子音響変換器に戻すように配列することも可能である。その場合偏向パターンＥＡＤＳは反射器となる。
【００６０】
更に、格子パターンＧＳは段があってもよい。その場合格子パターンＧＳは、格子パターンＧＳの他の領域に比べて距離Δだけずれた領域を含む。こうして、場合によって存在する反射を抑えることができる。ずれがΔ＝ＰG／２ である場合、例えば反射を相殺的干渉によって抑えることができる。
【００６１】
図４は音響素子ＡＥが第２の電子音響変換器ＴＤ2として構成されている実施形態を概略的に示す。第１の電子音響変換器ＴＤ1および第２の電子音響変換器ＴＤ2はここではスプリットフィンガー変換器として構成されている。隣り合うフィンガーの中心間の距離Ｐは、ここでは基本的に第１の電子音響変換器の動作周波数の音響波の波長の４分の１を決定する。第２の電子音響変換器ＴＤ2についても同じである。格子パターンＧＳの隣り合うフィンガーの中心間の距離は、ここでは第１の電子音響変換器ＴＤ1のパターンのフィンガーの間隔Ｐと同程度の大きさである。変換器および格子パターンＧＳの電極フィンガーは、ここでは隣接する電極フィンガーに対し基本的に等しい間隔を有し、同じ製造工程により同じ製造方法で実現されていてよい。これらにかかわらず、格子パターンＧＳは第１および第２の電子音響変換器ＴＤ1，ＴＤ2の動作周波数に対しては基本的に透過性であるが、より高い周波数、特に２倍の周波数に対しては不透過性である。
【００６２】
図５は第１の電子音響変換器、第２の電子音響変換器および格子パターンＧＢが扇状に構成されている電子音響フィルタＥＡＦの実施形態を概略的に示す。フィンガーの中心間の距離およびフィンガーの幅は、ここでは音響経路の一方の側から他方の側へ、つまり開口部に沿って増大する。従って周波数や格子周期に関して述べたことは、音響経路の互いに対応する横断領域にのみ当てはまる。その限りで、音響経路に対して長手方向に並んでいて、音響経路の１つの側部、つまりバスバーの領域に対して一定の間隔を有している領域のことを横断領域と言う。ここで異なる領域ＲＥが、音響波の伝播方向に沿って平行に走る線によって表されている。
【００６３】
図５は図４と同じく、第１の電子音響変換器および第２の電子音響変換器にスタブ状フィンガーを設けてもよいことを示している。スタブ状フィンガーはここでは同じ極性のフィンガーのそばに配設され、音響波の励起には基本的に寄与しない。
【００６４】
図６は、本発明による電子音響フィルタＥＡＦの実施形態を概略的に示し、ここで第１の電子音響変換器と格子パターンＧＳの間に１つの位相シフトパターンＰＳが配設されている。格子パターンＧＳと、音響素子としての第２の電子音響変換器との間には第２の位相シフトパターンＰＳが配設されている。
これら２つの位相パターンは、音響経路の異なる領域ＲＥで、変換器と格子パターンとの扇状の構成に起因する位相差を低減し、または相互に等しくするのに寄与し得る。
【００６５】
ここで位相シフトパターンＰＳも同様に、少なくとも第１の電子音響変換器がパターニングされるメタライジング部を備えてよい。
【００６６】
基本的に、音響波の伝搬速度に影響するあらゆる構造が、位相シフトパターンとして考慮の対象となる。こうして伝播速度が増大され、または局所的に減少されることが可能となる。
【００６７】
図７は、ＬｉＮｂＯ3基板の表面で生じる波長λ当たりのｄＢで表した減衰αを、規格化された格子周期に対してプロットして示している。ここで体積波変換のオンセット周波数は、減衰係数がゼロと異なる値に達することにより、ここでは例えばおよそＰ／λ＝０．６５で実現されている（Ｂ. フライシュマン（B.  Fleischmann）の論文参照、B. Fleischmann, Fortschrittsberichte VDI, Reihe 10: Informatik/Kommunikationstechnik Nr. 274, VDI-Verlag Dusseldorf 1994, S. 81-82）。
【００６８】
図８は周波数に依存する減衰を周波数に対してプロットして示す。ここで格子の延長について異なる伸長係数ｓ、すなわち１．２，１．２５および１．３が用いられた。ここで減衰されるべき周波数２ｆは９００ＭＨｚで、垂直線により表されている。ｓ＝１．２５の減衰からは十分な体積減衰となっている。この伸長は標準化された格子周期ＰG／λ＝１．２５／２＝０．６２５に対応する。基板材料はＬｉＴａＯ3のＸ  １１２．２°Ｙである。
【００６９】
電子音響変換器は上記の実施例に限定されない。これらの例の特徴の組み合わせおよび変形例、例えば更に別なメタライジングパターンを含む変形例も本発明による実施例である。特に任意の上記の特徴は、特定の要求を満たすべき電子音響フィルタを得るために、相互に組み合わされてよい。
【符号の説明】
【００７０】
ＡＥ  ：  音響素子
α  ：  ｄＢ／λで表された減衰係数
ＡＴ  ：  音響経路
ＩＬ  ：  挿入損失
ＥＡＤＳ  ：  偏向パターン
ＥＡＥ  ：  音響経路の横方向領域
ＥＡＦ  ：  電子音響フィルタ
ｆ  ：  周波数
ｆ1  ：  第１の電子音響変換器の中心周波数
ｆ2  ：  格子パターンの中心周波数
ＧＳ  ：  格子パターン
ＰG／λ  ：  標準化された格子周期
Ｐ  ：  第１の電子音響変換器の格子周期
Ｐ1  ：  第１の電子音響変換器の格子周期
ＰG  ：  格子パターンの格子周期
ＰＳ  ：  位相シフトパターン
ＴＤ1  ：  第１の電子音響変換器
ＴＤ2  ：  第２の電子音響変換器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【国際調査報告】
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