(57)【要約】信号受信器（１２０）は、アンテナ（２０２）から信号を受信するためのアンテナインターフェース（２０４）と、アンテナインターフェース（２０４）に結合され、フィルタリングされた信号を生成するために前記受信した信号を処理するアナログ信号処理回路（２０８−ａ，２０８−ｂ，２０８−ｃ）と、デジタル受信信号を生成するために前記フィルタリングされた信号のサンプリングを行うサンプリング回路（２１０−ａ，２１０−ｂ，２１０−ｃ）と、補償されたデジタル受信信号を生成するために、前記デジタル受信信号を受信し、前記アナログ信号処理回路（２０８−ａ，２０８−ｂ，２０８−ｃ）によって導入された非一定の群遅延を補償する、デジタル補償器（２１２−ａ，２１２−ｂ，２１２−ｃ）と、結果を生成するために前記補償されたデジタル受信信号を処理するデジタルプロセッサ（２１４）と、を備える。
2015529023.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
信号受信器であって、
アンテナから信号を受信するアンテナインターフェースと、
前記アンテナインターフェースに結合され、フィルタリングされた信号を生成するために前記受信した信号を処理するアナログ信号処理回路と、
デジタル受信信号を生成するために前記フィルタリングされた信号のサンプリングを行うサンプリング回路と、
補償されたデジタル受信信号を生成するために、前記デジタル受信信号を受信し、前記アナログ信号処理回路によって導入された非一定の群遅延を補償する、デジタル補償器と、
結果を生成するために前記補償されたデジタル受信信号を処理するデジタルプロセッサと、
を備える信号受信器。
【請求項２】
請求項１の信号受信器において、
前記デジタル補償器は、少なくとも前記アナログ信号処理回路によって導入された非一定の群遅延を補償するために、複素フィルタ係数とともに有限インパルス応答フィルタ（ＦＩＲフィルタ）を用いて前記デジタル受信信号を処理するように構成されている、
信号受信器。
【請求項３】
請求項２の信号受信器において、
前記ＦＩＲフィルタの前記複素フィルタ係数は、目標位相値と前記デジタル受信信号の対応する周波数要素の位相値との間の残留位相差に対応する、
信号受信器。
【請求項４】
請求項１〜３のいずれか１項の信号受信器において、
前記アンテナインターフェースに結合され、前記アンテナインターフェースに校正信号を注入する校正信号生成器をさらに備え、
前記デジタル補償器は、前記アンテナインターフェースにおける前記校正信号の注入に応じて前記デジタル補償器によって受信された信号に基づくように構成されている、
信号受信器。
【請求項５】
請求項４の信号受信器において、
前記校正信号は、あらかじめ設定された周波数領域における直交周波数要素に対応する時間ドメイン信号、ステップキャリア信号、及び、スイープされたキャリア信号、で構成されるグループから選択される、
信号受信器。
【請求項６】
請求項４又は５の信号受信器において、
前記デジタルプロセッサは、前記校正信号生成器が前記校正信号を前記アンテナインターフェースに注入するときの制御のため、及び、前記アンテナインターフェースに前記校正信号を注入したことに応じて受信された前記デジタル受信信号に基づいて前記デジタル補償器の構成を制御するための、制御命令を含む、
信号受信器。
【請求項７】
請求項４〜６のいずれか１項の信号受信器において、
前記デジタルプロセッサは、
前記デジタル受信信号の複素周波数ドメイン表現を生成するために、前記アンテナインターフェースにおける前記校正信号の注入に応じて受信された前記デジタル受信信号を時間ドメインから周波数ドメインへ変換する処理、
前記デジタル受信信号の複素周波数ドメイン表現から振幅及び位相を抽出する処理、
目標周波数依存の位相情報を得る処理、
前記目標周波数依存の位相情報から前記抽出された位相情報を減ずることによって位相残留を計算する処理、
前記計算された位相残留から複素値のセットを生成する処理、及び、
有限インパルス応答フィルタに対応する複素値時間ドメインフィルタ係数を生成するために、前記複素値のセットを周波数ドメインから時間ドメインへ変換する処理、
を含む処理を順に実行することによって、前記デジタル補償器の前記構成の一部を制御する、
信号受信器。
【請求項８】
請求項４〜７のいずれか１項の信号受信器において、
前記校正信号生成器は、１％よりも小さなデューティーサイクルで前記アンテナインターフェースに前記校正信号を注入する、
信号受信器。
【請求項９】
請求項４〜８のいずれか１項の信号受信器において、
ハウジングをさらに備え、
前記アンテナインターフェース、前記アナログ信号処理回路、前記サンプリング回路、前記デジタル補償器、前記デジタルプロセッサ、及び、前記校正信号生成器は、前記ハウジングに収容される、
信号受信器。
【請求項１０】
請求項４〜９のいずれか１項の信号受信器において、
前記校正信号は、前記アンテナからの前記受信信号の振幅よりも少なくとも４０ｄＢ大きい振幅を有する、
信号受信器。
【請求項１１】
請求項４〜１０のいずれか１項の信号受信器において、
前記校正信号の前記振幅及び継続は、前記校正信号の平均パワーは前記信号受信器のゲイン制御回路のゲイン設定に影響を与える値よりも低く維持されるという基準にしたがって判定される、
信号受信器。
【請求項１２】
請求項４〜１１のいずれか１項の信号受信器において、
同期されたクロックタイミング信号を前記校正信号生成器及び前記サンプリング回路に提供するクロック、をさらに備える、
信号受信器。
【請求項１３】
請求項４〜１２のいずれか１項の信号受信器において、
単一の回路基板をさらに備え、
前記アンテナインターフェース、前記アナログ信号処理回路、前記サンプリング回路、前記デジタル補償器、前記デジタルプロセッサ、及び、前記校正信号生成器は、前記単一の回路基板に搭載される、
信号受信器。
【請求項１４】
請求項４〜１３のいずれか１項の信号受信器において、
前記校正信号生成器は、前記デジタルプロセッサによって少なくとも部分的に制御される、
信号受信器。
【請求項１５】
請求項１〜１４のいずれか１項の信号受信器において、
前記信号受信器は、衛星信号受信器であり、
前記デジタル補償器は、前記アナログ信号処理回路によって生成された信号歪みを、前記信号受信器によって受信された衛星信号の周波数に対応する１又は複数の予め設定された周波数範囲に補償する、
信号受信器。
【請求項１６】
請求項１〜１５のいずれか１項の信号受信器において、
複数のレジスタをさらに備え、各レジスタは、前記受信信号から生成された複数の直交ベースバンド信号のそれぞれの直交ベースバンド信号からサンプルを保持して平均化する、
信号受信器。
【請求項１７】
請求項１〜１６のいずれか１項の信号受信器において、
前記デジタルプロセッサの前記結果は、ナビゲーション結果を含む、
信号受信器。
【請求項１８】
請求項１７の信号受信器において、
前記ナビゲーション結果は、１又は複数の衛星までの１又は複数の距離、地理的な位置又は位置情報、及び、時刻の値で構成されるグループから選択される、
信号受信器。
【請求項１９】
請求項１〜１４及び１６〜１８のいずれか１項の信号受信器において、
前記信号受信器は、衛星信号受信器である、
信号受信器。
【請求項２０】
請求項１〜１９のいずれか１項の信号受信器において、
前記アンテナインターフェースは、１又は複数のフィルタ、及び、１又は複数の増幅器、を備える、
信号受信器。
【請求項２１】
信号受信器において実行される信号補償の方法であって、
校正信号生成器による前記信号受信器への校正信号の注入に応じてデジタル補償器によって受信されたデジタル信号に基づいて、前記信号受信器において前記デジタル補償器を構成するステップであって、前記構成が前記信号受信器のアナログ信号処理回路によって導入された非一定の群遅延を補償する前記デジタル補償器を構成することを含む、ステップと、
前記信号受信器において信号を受信するステップと、
デジタル受信信号を生成するために前記信号受信器において前記受信信号を処理するステップと、
補償された信号を生成するために、前記デジタル補償器を用いて前記デジタル受信信号を補償するステップと、
結果を生成するために、前記補償された信号を処理するステップと、
を備える方法。
【請求項２２】
請求項２１の方法において、
前記デジタル補償器を構成するステップは、
前記処理されたデジタル信号の複素周波数ドメイン表現を生成するために、前記デジタル補償器によって受信された前記デジタル信号を時間ドメインから周波数ドメインへ変換する処理と、
前記処理されたデジタル信号の前記複素周波数ドメイン表現から振幅及び位相情報を抽出する処理と、
目標周波数依存の位相情報を得る処理と、
前記目標周波数依存の位相情報から前記抽出された位相情報を減ずることによって位相残留を計算する処理と、
前記計算された位相残留から複素値のセットを生成する処理と、
有限インパルス応答フィルタに対応する複素値時間ドメインフィルタ係数を生成するために、前記複素値のセットを周波数ドメインから時間ドメインへ変換する処理と、
を備える、方法。
【請求項２３】
請求項２２の方法において、
前記変換する処理は、有限インパルス応答フィルタに対応する複素値時間ドメインフィルタ係数を生成するために、複素値時間ドメインフィルタ係数の初期セットを窓関数に乗算する処理を備える、方法。
【請求項２４】
信号受信器において実行される信号補償の方法であって、
アンテナから信号を受信するステップと、
フィルタリングされた信号を生成するために、アナログ信号処理回路において前記受信信号を処理するステップと、
デジタル受信信号を生成するために、サンプリング回路において前記フィルタリングされた信号をサンプリングするステップと、
補償されたデジタル受信信号を生成するために、前記アナログ信号処理回路によって導入された前記デジタル受信信号の非一定の群遅延を、デジタル補償器によって補償するステップと、
結果を生成するために、前記補償されたデジタル受信信号を処理するステップと、
を備える、方法。
【請求項２５】
請求項２４の方法において、
少なくとも前記アナログ信号処理回路によって導入された非一定の群遅延を補償するために、複素フィルタ係数とともに有限インパルス応答フィルタ（ＦＩＲフィルタ）を用いて前記デジタル受信信号を処理する前記デジタル補償器を構成するステップをさらに備える、方法。
【請求項２６】
請求項２５の方法において、
前記ＦＩＲフィルタの前記複素フィルタ係数は、目標位相値と前記デジタル受信信号の対応する周波数要素の位相値との間の残留位相差に対応する、方法。
【請求項２７】
請求項２４〜２６のいずれか１項の方法において、
前記アンテナインターフェースに結合された校正信号生成器を用いて前記アンテナインターフェースに校正信号を注入するステップ、及び、
前記アンテナインターフェースにおける前記校正信号の注入に応じて前記デジタル補償器によって受信された信号に基づくように前記デジタル補償器を構成するステップ、
をさらに備える方法。
【請求項２８】
請求項２７の方法において、
前記校正信号生成器が前記校正信号を前記アンテナインターフェースに注入するときの制御のため、及び、前記アンテナインターフェースに前記校正信号を注入したことに応じて受信された前記デジタル受信信号に基づいて前記デジタル補償器の構成を制御するために、前記デジタルプロセッサに制御命令を保存するステップ、
をさらに備える方法。
【請求項２９】
請求項２７又は２８の方法において、
前記デジタル補償器を構成するステップは、
前記デジタル受信信号の複素周波数ドメイン表現を生成するために、前記校正信号の注入に応じて受信された前記デジタル受信信号を時間ドメインから周波数ドメインへ変換する処理、
前記デジタル受信信号の複素周波数ドメイン表現から振幅及び位相情報を抽出する処理、
目標周波数依存の位相情報を得る処理、
前記目標周波数依存の位相情報から前記抽出された位相情報を減ずることによって位相残留を計算する処理、
前記計算された位相残留から複素値のセットを生成する処理、及び、
有限インパルス応答フィルタに対応する複素値時間ドメインフィルタ係数を生成するために、前記複素値のセットを周波数ドメインから時間ドメインへ変換する処理、
を含む、方法。
【請求項３０】
請求項２９の方法において、
前記変換する処理は、有限インパルス応答フィルタに対応する複素値時間ドメインフィルタ係数を生成するために、複素値時間ドメインフィルタ係数の初期セットを窓関数に乗算する処理を備える、方法。
【請求項３１】
請求項２７〜２９のいずれか１項の方法において、
前記校正信号生成器は、１％よりも小さなデューティーサイクルで前記アンテナインターフェースに前記校正信号を注入する、方法。
【請求項３２】
請求項２１〜２２、及び、請求項２７〜３１、のいずれか１項の方法において、
前記校正信号は、あらかじめ設定された周波数領域における直交周波数要素に対応する時間ドメイン信号、ステップキャリア信号、及び、スイープされたキャリア信号、で構成されるグループから選択される、方法。
【請求項３３】
請求項２７〜３２のいずれか１項の方法において、
前記校正信号は、前記アンテナからの前記受信信号の振幅よりも少なくとも４０ｄＢ大きい振幅を有する、方法。
【請求項３４】
請求項２１〜２２、及び、請求項２７〜３３、のいずれか１項の方法において、
前記校正信号の前記振幅及び継続は、前記校正信号の平均パワーは前記信号受信器のゲイン制御回路のゲイン設定に影響を与える値よりも低く維持されるという基準にしたがって判定される、方法。
【請求項３５】
請求項２７〜３４のいずれか１項の方法において、
同期されたクロックタイミング信号を、クロックから前記校正信号生成器及び前記サンプリング回路に提供するステップ、をさらに備える、
【請求項３６】
請求項２１〜３５のいずれか１項の方法において、
前記デジタル受信信号を補償するステップは、１５５９ＭＨｚ−１５９１ＭＨｚ（Ｌ１、Ｅ１）、１５５９ＭＨｚ−１６１０ＭＨｚ、１２１１ＭＨｚ−１２４３ＭＨｚ、又は、１１６０ＭＨｚ−１１９２ＭＨｚ（Ｌ２、Ｌ５）を含むあらかじめ設定された周波数範囲における信号歪みのための補償を含む、方法。
【請求項３７】
請求項２１〜２２、及び、請求項２７〜３６のいずれか１項の方法において、
前記デジタル補償器を構成するステップは、注入された前記校正信号に対応するデジタル受信信号をコヒーレントに蓄積するステップを含む、方法。
【請求項３８】
請求項２１〜３７のいずれか１項の方法において、
前記結果は、ナビゲーション結果を含む、方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
[0001]開示された実施形態は、一般的に信号受信器における信号処理の分野に関し、特に、信号受信器における群遅延歪みの補償のためにシステム及び方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
[0002]信号受信器は、所望の振幅、位相、及び／又は、周波数特性を得るために受信信号を調整する装置及び回路（アナログ信号処理回路など）を備える。信号受信器における装置及び回路は、信号受信器に受信される前に信号伝搬経路に沿って信号に導入された干渉ノイズ及び他の歪みの影響を除去する又は減少するよう設計される。
【発明の概要】
【０００３】
[0003]受信信号を調整する処理において、信号受信器の装置及び回路（アナログ信号処理回路など）は、受信信号に追加の信号歪み又は不要な特性を導入する。
【０００４】
[0004]信号受信器の装置及び回路によって導入される信号歪みの１つの形態は、位相歪み（群遅延歪みとも呼ばれる）である。信号受信器の要素によって導入された位相歪みは、信号受信器のそれぞれの要素の非リニア位相応答から生じる。位相歪みは、非リニア位相対周波数特性、又は、関心のある周波数通過帯域にわたる非一定の群遅延、として観察される。位相歪みは、異なる周波数を有する信号から情報を結合するために信号受信器の性能を制限し、複数信号の結合又は複数周波数信号から得られた広帯域信号から引き出された測定の正確性を制限する。
【０００５】
[0005]ある実施形態は、アンテナから信号を受信するアンテナインターフェースと、前記アンテナインターフェースに結合され、フィルタリングされた信号を生成するために前記受信した信号を処理するアナログ信号処理回路と、デジタル受信信号を生成するために前記フィルタリングされた信号のサンプリングを行うサンプリング回路と、補償されたデジタル受信信号を生成するために、前記デジタル受信信号を受信し、前記アナログ信号処理回路によって導入された非一定の群遅延を補償する、補償機構と、結果を生成するために前記補償されたデジタル受信信号を処理するデジタルプロセッサと、を備える信号受信器、を提供する。
【０００６】
[0006]ある実施形態は、信号受信器において実行される信号補償の方法を提供する。方法は、校正信号生成器による前記信号受信器への校正信号の注入に応じて補償機構によって受信されたデジタル信号に基づいて、前記信号受信器において前記補償器を構成するステップを備え、前記校正するステップは、前記信号受信器のアナログ信号処理回路によって導入された非一定の群遅延を補償するために前記補償機構を構成するステップを含む。方法は、前記信号受信器において信号を受信するステップと、デジタル受信信号を生成するために前記信号受信器において前記受信信号を処理するステップと、補償された信号を生成するために、前記補償機構を用いて前記デジタル受信信号を補償するステップと、を備える。
【０００７】
[0007]ある実施形態は、信号受信器において実行される信号補償の方法を提供する。方法は、アンテナから信号を受信するステップと、フィルタリングされた信号を生成するために、アナログ信号処理回路において前記受信信号を処理するステップと、デジタル受信信号を生成するために、サンプリング回路において前記フィルタリングされた信号をサンプリングするステップと、補償されたデジタル受信信号を生成するために、前記アナログ信号処理回路によって導入された前記デジタル受信信号の非一定の群遅延を、デジタル補償器によって補償するステップと、結果を生成するために、前記補償されたデジタル受信信号を処理するステップと、を備える。
【０００８】
[0008]上述の実施形態において、前記補償機構は、前記信号受信器へ校正信号を注入する処理と、前記処理されたデジタル信号の複素周波数ドメイン表現を生成するために、前記補償機構によって受信された、前記注入された校正信号に対応する前記デジタル信号を時間ドメインから周波数ドメインへ変換する処理と、前記処理されたデジタル信号の前記複素周波数ドメイン表現から振幅及び位相情報を抽出する処理と、によって構成される。前記補償機構を構成する処理は、目標周波数依存の位相情報から前記抽出された位相情報を減ずることによって位相残留を計算する処理と、前記計算された位相残留から複素値のセットを生成する処理と、有限インパルス応答フィルタに対応する複素値時間ドメインフィルタ係数を生成するために、前記複素値のセットを周波数ドメインから時間ドメインへ変換する処理と、を備える。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】[0009]図１は、実施形態に基づいた、群遅延補償を有する信号受信器のための例示の用途（ＧＮＳＳ衛星ナビゲーションシステム）を示す図である。
【図２】[0010]図２は、実施形態に基づいた、群遅延補償を有する信号受信器のブロックダイアグラムを示す図である。
【図３Ａ】[0011]図３Ａは、実施形態に基づいた、群遅延補償を有する信号受信器の要素を示すブロックダイアグラムを含む図である。
【図３Ｂ】[0011]図３Ｂは、実施形態に基づいた、群遅延補償を有する信号受信器の要素を示すブロックダイアグラムを含む図である。
【図３Ｃ】[0011]図３Ｃは、実施形態に基づいた、群遅延補償を有する信号受信器の要素を示すブロックダイアグラムを含む図である。
【図３Ｄ】[0011]図３Ｄは、実施形態に基づいた、群遅延補償を有する信号受信器の要素を示すブロックダイアグラムを含む図である。
【図３Ｅ】[0011]図３Ｅは、実施形態に基づいた、群遅延補償を有する信号受信器の要素を示すブロックダイアグラムを含む図である。
【図３Ｆ】[0011]図３Ｆは、実施形態に基づいた、群遅延補償を有する信号受信器の要素を示すブロックダイアグラムを含む図である。
【図４Ａ】[0012]図４Ａは、実施形態に基づいた、群遅延補償を有する信号受信器の補償機構の校正を示すフローダイアグラムを含む図である。
【図４Ｂ】[0013]図４Ｂは、実施形態に基づいた、振幅歪み補償を有する信号受信器の補償機構の構成を示すフローダイアグラムを含む図である。
【図４Ｃ】[0013]図４Ｃは、実施形態に基づいた、振幅歪み補償を有する信号受信器の補償機構の構成を示すフローダイアグラムを含む図である。
【図５Ａ】[0014]図５Ａは、実施形態に基づいた、信号受信器における信号補償の方法を示すフローチャートを含む図である。
【図５Ｂ】[0014]図５Ｂは、実施形態に基づいた、信号受信器における信号補償の方法を示すフローチャートを含む図である。
【図５Ｃ】[0014]図５Ｃは、実施形態に基づいた、信号受信器における信号補償の方法を示すフローチャートを含む図である。
【図５Ｄ】[0014]図５Ｄは、実施形態に基づいた、信号受信器における信号補償の方法を示すフローチャートを含む図である。  [0015]図面において対応する部分には同用の参照符号が付される。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
[0016]実施形態において様々な要素を記述するために“第１”、“第２”などの用語が使用されるが、これらの要素は、この用語に限定されるべきではないことを理解すべきである。これの用語は、単にある要素を他の要素と区別するために使用される。例えば、全ての“第１接触”及び“第２接触”が一貫して付け替えられるのであれば、記述における意味を変えることなく、第１接触は第２接触としてもよいし、同様に第２接触は第１接触としてもよい。第１接触と第２接触は、いずれも接触であるが同じ接触ではない。
【００１１】
[0017]実施形態で使用される専門用語は、単に実施形態を説明する目的で使用され、クレームを制限することを意図していない。実施形態及びクレームで使用される“一つの”及び“特定の”という用語は、明確に異なることを示している場合を除いて、複数のものを含むことを意図している。“及び／又は”という用語は、１又は複数の関係するアイテムの任意の又は全ての可能な結合を意図している。さらに、明細書において“含む”という用語が使用される場合には、特徴、数値、ステップ、動作、要素、及び／又は構成の存在を特定しているが、１又は複数の追加の特徴、数値、ステップ、動作、要素、構成、及び／又はこれらのグループの存在を排除するものではない。
【００１２】
[0018]ここで使用される“もし〜ならば”という用語は、示された先行条件が文脈に基づいて正しい場合には、“〜するとき”、“〜に基づいて”、“判定に応じて”、“判定に基づいて”、又は、“検出に応じて”と解釈される。同様に、“もし（先行条件が正しいと）判定されたら”、“もし（先行条件が正しい）場合に”、又は、“（先行条件が正しい）場合に”というフレーズは、示された先行条件が文脈に基づいて正しい場合には、“判定に基づいて”、“検出に基づいて”、又は、“検出に応じて”と解釈される。
【００１３】
[0019]以下の図面に描かれた例示の様々な実施形態が詳細に参照される。以下の詳細な説明では、実施形態の記述の理解を提供するために多数の詳細項目が付される。しかしながら、様々な実施形態は、詳細項目なしに実施され得る。他の例では、実施形態の側面を不必要に隠すことがないように、良く知られた方法、手続き、構成、及び、回路は詳細に図示されていない。
【００１４】
[0020]図１は、いくつかの実施形態における、群遅延及び振幅補償を備えた（信号受信器１２０のような）信号受信器を含むシステム（例えば、全地球測位システム（ＧＮＳＳ）１００）の一例を示すブロックダイアグラムを備える。
【００１５】
[0021]ＧＮＳＳ１００は、１又は複数のＧＮＳＳ衛星１１０、及び、信号受信器１２０を備える。ＧＮＳＳ衛星１１０は、信号受信器１２０によって受信されるべき信号（例えば、ナビゲーション情報を含む信号）を送信する。ＧＮＳＳ衛星１１０によって送信された信号は、信号受信器１２０に届く前に、様々な伝搬媒体（例えば、複数の大気層）を介して伝搬する。
【００１６】
[0022]伝搬媒体は、送信された信号に望まれないノイズ及び／又は歪みを導入し、その結果ＧＮＳＳ衛星１１０によって送信された信号に有害をもたらす、ノイズ及び歪み源１３０を備える。ノイズ及び歪み源１３０によって導入されたノイズ及び歪みによる有害な影響は、（例えば、関心のある周波数帯域の外側及び多くの場合内側において周波数容量を備えた不要なノイズパワーの導入による）信号対ノイズ比（Ｓ／Ｎ比）の低下、及び、送信された信号の振幅、周波数、位相に対する、不要であり通常一定ではなく非決定的な変化、を含む。
【００１７】
[0023]信号受信器１２０は、典型的には、受信信号に対するノイズ及び歪み源１３０の有害な影響を少なくとも部分的に軽減する又は中和（相殺）するためにアナログ及びデジタル回路を備える。
【００１８】
[0024]さらに、信号受信器１２０は、アナログ信号処理回路内に、関心のある周波数を有する信号を選択的に強調し、関心のある帯域内の周波数を有さない信号を除く又は減衰する、信号調整要素（例えば、フィルタ及び増幅器）を備える。
【００１９】
[0025]図２は、いくつかの実施形態における信号受信器１２０を示すブロックダイアグラムである。いくつかの実施形態では、信号受信器１２０は、アンテナ２０２から信号を受信する。信号受信器１２０は、アンテナインターフェース２０４、レシーバ２０６、関心のある周波数帯域に対する補償機構２１２（本明細書では、デジタル補償器と呼ばれる場合もある）、及び、デジタルプロセッサ２１４、を備える。信号受信器１２０は、校正信号生成器２３０、クロック２４０、ハウジング２５０、及び、回路基板２６０を任意に備えることもできる。
【００２０】
[0026]アンテナインターフェース２０４は、アンテナ（例えば、アンテナ２０２）、及び、任意で校正信号生成器（例えば、校正信号生成器２３０）から、信号を受信する。
【００２１】
[0027]レシーバ２０６は、アナログ信号処理回路２０８と、サンプリング回路２１０と、を備える。アナログ信号処理回路２０８は、受信信号を処理してフィルタリングされた信号を生成するために、アンテナインターフェース２０４に結合されている。ある実施形態では、アナログ信号処理回路２０８は、１又は複数のアナログフィルタ及び／又は１又は複数のゲイン（増幅）ステージのような、様々な周波数、振幅、及び、位相、の調整要素を備える。ある実施形態では、アナログ信号処理回路２０８は、低ノイズ増幅器に対応するか、低ノイズ増幅器を含む。ある実施形態では、アナログ信号処理回路２０８は、直交ベースバンド信号（例えば、直交Ｉ／Ｑ信号要素）を生成するために受信信号をダウンコンバートする（直交）復調器を備える。サンプリング回路２１０は、デジタル信号を生成するために、アナログ信号処理回路２０８によってフィルタリングされた信号をサンプリングする。ある実施形態では、デジタル受信信号を生成するための回路は、さらに、量子化回路、及び、デジタル化回路、を備える。ある実施形態では、信号受信器１２０は、関心のある２又はさらに多くの周波数帯域に対して、独立のレシーバ２０６（及びこれに伴って、独立のアナログ信号処理回路２０８及びサンプリング回路２１０）を備える場合がある。任意で、信号受信器１２０は、関心のある全ての周波数帯域に対して独立のレシーバ２０６を備える。図２の例に示すように、レシーバ２０６−ａ（及び、これに伴ってアナログ信号処理回路２０８−ａ及びサンプリング回路２１０−ａ）は、Ｌ１周波数帯域（例えば、１５７５．４２±１６ＭＨｚ、又は、１５５９ＭＨｚ−１５９１ＭＨｚ）で動作するようになっており、レシーバ２０６−ｂ（及び、これに伴ってアナログ信号処理回路２０８−ｂ及びサンプリング回路２１０−ｂ）は、Ｌ２周波数帯域（例えば、１２２７．６±１６ＭＨｚ、又は、１２１１ＭＨｚ−１２４３ＭＨｚ）で動作するようになっており、レシーバ２０６−ｃ（及び、これに伴ってアナログ信号処理回路２０８−ｃ及びサンプリング回路２１０−ｃ）は、Ｌ５周波数帯域（例えば、１１７６．４５±１６ＭＨｚ、又は、１１６０ＭＨｚ−１１９２ＭＨｚ）で動作するようになっている。
【００２２】
[0028]補償機構２１２は、補償されたデジタル受信信号を生成するために、デジタル化された受信信号を受信し、非一定の群遅延の補償を行い、ある実施形態では、アナログ信号処理回路２０８によって導入された歪みを増幅する。ある実施形態では、補償機構（例えば、補償機構２１２）は、アナログ信号処理回路によって生成されたデジタル受信信号の信号歪みを１又は複数の予め設定された周波数範囲に補償する。ある実施形態では、信号歪みは、アナログ信号処理回路２０８の非線形位相応答によって導入された位相歪みである。アナログ信号処理回路２０８の非線形位相応答は、所望の周波数範囲にわたる信号を処理する際に不要な群遅延を引き起こす。ある実施形態では、信号歪みは、アナログ信号処理回路２０８の非対称の振幅特性によって導入される増幅歪みを備える。アナログ信号処理回路２０８の非対称の振幅特性は、所望の周波数範囲にわたる信号に不要な影響をもたらす。
【００２３】
[0029]ある実施形態では、補償機構２１２は、ＤＳＰと呼ばれ得るデジタル信号処理器として実装される。他の実施形態では、補償機構２１２は、ＦＩＲフィルタ、及び、１又は複数のレジスタ、などの回路として実装される。代替的には、又は、追加で、補償機構２１２は、汎用プロセッサによって実行されるソフトウェアとして実装される。本明細書で用いられる“非一定”という用語は、予め設定された周波数帯域における異なる周波数で異なる遅延を有することに注意すべきである。ある実施形態では、信号受信器１２０は、関心のある全ての周波数帯域のための独立の補償機構２１２を備える。図２の例に示すように、補償機構２１２−ａは、Ｌ１周波数帯域（例えば、１５５９ＭＨｚ〜１５９１ＭＨｚを含む）において動作するようになっており、補償機構２１２−ｂは、Ｌ２周波数帯域（例えば、１２１１ＭＨｚ〜１２４３ＭＨｚを含む）において動作するようになっており、補償機構２１２−ｃは、Ｌ５周波数帯域（例えば、１１６０ＭＨｚ〜１１９２ＭＨｚを含む）において動作するようになっている。
【００２４】
[0030]（Ｌ１、Ｌ２、Ｌ５周波数帯域、及び、対応する周波数帯域幅のような）周波数帯域、及び、周波数帯域幅は、単なる例示であって、本明細書に記載されている信号受信器、及び、信号受信器によって実行される方法は、本明細書に特に記載されていない周波数帯域又は周波数において動作するになっていてもよい、ことを理解すべきである。
【００２５】
[0031]デジタルプロセッサ２１４は、結果２２０を生成するために、補償されたデジタル受信信号を処理する。ある実施形態では、結果（例えば、結果２２０）は、衛星までの距離、複数の衛星間の距離、ナビゲーション結果、地理的位置、及び／又は、衛星の時刻の値、を含む。ある実施形態では、デジタルプロセッサ２１４は、１又は複数のマイクロプロセッサ、又は、他のプログラム可能なプロセッサ、を用いて実装される。デジタルプロセッサ２１４は、さらに図３Ｆを参照して記述される。ある実施形態では、デジタルプロセッサ２１４は、デジタルプロセッサ２１４がベースバンド信号において動作するように、ベースバンドシステム内部又はベースバンドシステムの近くに実装される。ある実施形態では、デジタルプロセッサ２１４は、追加で、ＧＮＳＳプロセッサ２１６及びマイクロプロセッサ２１８を備える。ＧＮＳＳプロセッサ２１６は、典型的には、ＧＮＳＳ衛星から受信した信号を分析してマイクロプロセッサ８がナビゲーション機能及び他の機能を実行するのを援助するための相関器のような回路を備える。デジタルプロセッサ２１４は、以下で説明する校正信号生成器２３０がアンテナインターフェース２０４に対して校正信号を出力する際の制御、及び、アンテナインターフェース２０４における校正信号の出力に応答して受信されたデジタル受信信号に基づく補償機構２１２の（例えば、マイクロプロセッサ２１８によって提供される制御信号を介した）制御構成、のための制御指示を有し、制御指示を実行する。
【００２６】
[0032]ある実施形態では、校正信号生成器２３０は、校正信号をアンテナインターフェース２０４に出力するために、アンテナインターフェース２０４に結合される。
【００２７】
[0033]ある実施形態では、クロック２４０は、同期されたクロックタイミング信号を、校正信号生成器２３０及びサンプリング回路２１０に提供する。
【００２８】
[0034]ある実施形態では、アンテナインターフェース２０４、アナログ信号処理回路２０８、サンプリング回路２１０、補償機構２１２、デジタルプロセッサ２１４、及び、校正信号生成器２３０は、全てハウジング２５０に収容される。
【００２９】
[0035]ある実施形態では、アンテナインターフェース２０４、アナログ信号処理回路２０８、サンプリング回路２１０、補償機構２１２、デジタルプロセッサ２１４、及び、校正信号生成器２３０は、単一の回路基板（例えば、回路基板２６０）に搭載される。代替的に、アンテナインターフェース２０４は、他の部品が搭載された回路基板に搭載されない。典型的な実施形態はハウジング２５０を備え、回路基板２６０はハウジング２５０の内部に収容される。
【００３０】
[0036]ある実施形態では、信号受信器（例えば、信号受信器１２０）は、衛星信号受信器である。
【００３１】
[0037]図３Ａは、いくつかの実施形態におけるアンテナインターフェース２０４のブロックダイアグラムである。図３Ａに示すように、アンテナインターフェース２０４は、受信信号３０２の周波数を関心のある周波数に制限するために、１又は複数のフィルタ（例えば、フィルタ３０４−ａ及びフィルタ３０４−ｂ）を備える。フィルタ３０４−ａ及びフィルタ３０４−ｂは、固定又は可変（例えば、調整可能）の特性のフィルタを備える。アンテナインターフェース２０４は、関心のある信号を増幅又は増強するための、１又は複数の増幅器３０６も備える。増幅器３０６は、固定又は可変（例えば、調整可能）の特性の１又は複数の増幅器を備え得る。
【００３２】
[0038]図３Ｂは、補償機構２１２及び追加の構成（設定）機構３２０のブロックダイアグラムである。上記の通り、補償機構２１２は、補償されたデジタル受信信号（例えば、補償されたデジタル受信信号３１６）を生成するために、デジタル受信信号（例えば、デジタル受信信号３１２）を受信し、非一定の群遅延を補償し、ある実施形態では、アンテナインターフェース２０４及びアナログ信号処理回路２０８によって導入された歪みを増幅する。
【００３３】
[0039]ある実施形態では、補償機構２１２は、非一定の群遅延を補償するために、一対の複素フィルタ係数（例えば、複素ＦＩＲ係数３３４）を用いた有限インパルス応答フィルタ又はＦＩＲフィルタ（例えば、複素ＦＩＲ３１４）を用いて、デジタル受信信号３１２を処理し、ある実施形態では、少なくともアナログ信号処理回路（例えば、アナログ信号処理回路２０８）によって導入された歪みを増幅するようになっている。
【００３４】
[0040]ある実施形態では、補償機構（例えば、補償機構２１２）は、例えば校正信号生成器２３０からアンテナインターフェースに校正信号が投入されたことに応じて、補償機構によって受信された信号に従うようになっている。
【００３５】
[0041]ある実施形態では、構成機構３２０は、以下の図５Ａ−図５Ｄに関して説明する補償機構の設定方法を実行する。
【００３６】
[0042]図３Ｂに示すように、ある実施形態では、構成機構３２０は、校正信号の投入に応じて受信されたデジタル受信信号のサンプルをコヒーレントに蓄積し、コヒーレントに蓄積されたサンプルを出力するのに用いられる、（図３Ｅにおいて詳細に示される）コヒーレントサンプルアキュムレータ３２２を備える。ある実施形態では、コヒーレントアキュムレータは、加算、平均、（例えば、カルマンフィルタ又はベイズ推定の使用による）フィルタリング、又はこれらの任意の組み合わせのような方法を用いて、複数の校正サイクルにわたって、校正信号の投入に応じて受信されたデジタル受信信号のサンプルをコヒーレントに結合することによって実行される。コヒーレントサンプルアキュムレータ３２２は、ハードウェア（例えば、蓄積レジスタ、クロック分割器、など）、又は、デジタル信号処理器又は汎用プロセッサによって実行されるソフトウェア、で実現され得る。
【００３７】
[0043]ＦＦＴ３２４（例えば、図３Ｅに示されるＮポイントＦＦＴ３２４−ａ）は、複数の周波数要素のための一対の複素数値を生成するために、コヒーレントに蓄積された（例えば、加算又は平均された）サンプルに複素フーリエ変換を実行する。例えば、ＮポイントＦＦＴに対して、ＦＦＴ３２４の出力は、実数成分及び虚数成分を有するＮ個の複素数値であるか、又は、実数成分及び虚数成分を有するＮ個の複素数値を含む。ＦＦＴ３２４は、ソフトウェア、ハードウェア（例えば、ＦＦＴチップ）、又は、デジタル信号処理器で実現される。ある実施形態では、ＦＦＴ３２４の出力は、アンテナインターフェース２０４及びアナログ信号処理回路２０８の、測定された位相応答（図４Ａにおいて実位相応答４０２と呼ばれる）、及び、ある実施形態では、測定された振幅応答（図４Ｂにおいて実振幅応答４１２と呼ばれ、図４Ｃにおいて実振幅応答４２２と呼ばれる）を生成するために変換される。測定された位相応答は、フィルタリングされた信号（例えば、校正信号の投入に応じて受信されたデジタル受信信号）の様々な周波数における、測定された位相を表す。測定された振幅応答は、フィルタリングされた信号（例えば、校正信号の投入に応じて受信されたデジタル受信信号）の様々な周波数における、測定された振幅を表す。ある実施形態では、測定された位相応答（図４Ａにおいて実位相応答４０２と呼ばれる）は、フィルタリングされた信号（例えば、校正信号の投入に応じて受信されたデジタル受信信号）の測定された位相を様々な周波数において多項フィット（例えば、多項平滑化）することによって得られる。このような実施形態では、測定された位相応答は、フィルタリングされた信号の測定された位相の多項式表現における不要なノイズを消去するように選択された番号順を有する多項式によって表現され（例えば、近似される）、フィルタリングされた信号測定された位相の群遅延歪みの影響を維持する（近似する）。ある実施形態では、多項式は、複数の周波数においてフィルタリングされた信号の平滑化された測定位相を生成するために、（例えば、ＮポイントＦＥ３２４−ａの周波数ビンに対応する）複数の周波数において試される。ある実施形態では、平滑化された測定位相は、補間方法（例えば、曲線近似、多項式補間、スプライン補間、ガウシアン補間、回帰分析方法、など）を使用して、デジタル受信信号の周波数要素に対応する位相値（例えば、実位相応答４０２）から生成（計算）される。ある実施形態では、測定された振幅応答（図４Ｂにおいて実振幅応答４１２と呼ばれ、図４Ｃにおいて実振幅応答４２２と呼ばれる）は、測定された位相応答を得るための上述の方法と同様の方法によって、様々な周波数においてフィルタリングされた信号の測定された振幅から得られる。
【００３８】
[0044]目標応答カーブ３２６（例えば、図４Ａに示された目標応答４０４及び／又は図４Ｂに示された目標振幅応答４１４）は、あらかじめ保存されるか、又は、（オプションで）実位相応答４０２及び／又は実振幅応答４１２によってそれぞれ生成された、所望のセットの周波数依存の位相値及び／又は周波数依存の振幅値に対応する。ある実施形態では、目標位相値（例えば、目標応答カーブ３２６又は目標応答４０４）は、直線フィット（例えば、直線４０４−ａ）からデジタル受信信号の対応する周波数要素の位相値（例えば、実位相応答４０２）へ生成される（計算される）。ある実施形態では、目標位相値（例えば、目標応答カーブ３２６又は目標応答４０４）は、補間方法（例えば、曲線近似、多項式補間、スプライン補間、ガウシアン補間、回帰分析方法、など）を使用して、デジタル受信信号の対応する周波数要素の位相値（例えば、実位相応答４０２）から生成される（計算される）。代替的には、目標位相値は、前もって決められた固定値であり、測定された位相応答（例えば、実位相応答４０２）とは無関係である。ある実施形態では、目標振幅値は、目標位相値を得るための上述の方法と同様の方法によって、デジタル信号の対応する周波数要素の振幅値（例えば、図２Ｃに示された実振幅応答４１２）から得られる。代替的には、目標振幅値は、前もって決められた固定値であり、測定された振幅応答（例えば、実振幅応答４１２）とは無関係である。
【００３９】
[0045]ある実施形態では、残留位相差（例えば、残留３２８又は位相残留４０６）は、目標位相値（例えば、目標位相カーブ３２６又は目標応答４０４）からデジタル受信信号の対応する周波数要素の位相値（例えば、実位相応答４０２）を減ずることによって計算される。ある実施形態では、残留振幅差（例えば、残留３２８又は振幅残留４１６）は、目標振幅応答情報（例えば、目標応答カーブ３２６又は目標応答４０４）と抽出されたデジタル受信信号の対応する周波数要素の振幅値（例えば、実振幅応答４１２）との比率を決定することによって計算される。
【００４０】
[0046]逆高速フーリエ変換（例えば、ｉＦＦＴ３３０）は、ＦＩＲ係数に対応する複素値の初期セットを生成するために、残留位相差（例えば、残留３２８又は位相残留４０６）、及び、ある実施形態では、振幅応答残留（例えば、振幅残留４１６）に実行される。ｉＦＦＴ３３０は、デジタル信号処理器又は汎用マイクロプロセッサによって実行されるソフトウェア、又は、ハードウェア（例えば、ＦＦＴ回路）を用いて実現され得る。ある実施形態では、ＦＦＴ３２４及びｉＦＦＴ３３０は、同じＦＦＴ回路、又は、デジタル信号処理器又は汎用マイクロプロセッサによって実行される同じプログラムを用いて実現され得る。
【００４１】
[0047]オプションで、ｉＦＦＴ３３０から得られた初期セットの複素値に、ｉＦＦＴ３３０の結果に窓関数（例えば、テューキーウィンドウ、又は、より具体的にはテューキー０．５ウィンドウ）を掛けてｉＦＦＴ３３０の結果のエッジ要素の振幅を減少することによってｉＦＦＴ３３０で生成された結果を調整する窓操作（窓３３２）が実行される。ある実施形態では、窓３３２は、デジタル信号処理器又は汎用マイクロプロセッサによって実行されるソフトウェア、又は、ハードウェアを用いて実現され得る。ｉＦＦＴ３３０の結果の“エッジ要素”は、典型的には、結果のあらかじめ定められた中央位置にはない要素である。ある実施形態では、ｉＦＦＴ３３０の結果として１〜１２８の番号が順次付された１２８の複素ＦＩＲ係数の生成の実行において、中央要素は、少なくとも３２〜９６の要素を含み、エッジ要素は１〜３１及び９７〜１２８の要素、又は、１〜３１，９７〜１２８のサブセット要素を含む。
【００４２】
[0048]様々な実施形態において、窓関数の任意の番号は、複素ＦＩＲ係数を生成するために、ｉＦＦＴ３３０から得られた複素値のセットの窓に使用される。このような窓関数は、２００２年のハノーファーのマックスプランク研究所の重力物理学における内部報告書のG. Heinzel, A. Rudiger, R. Schillingによる "Spectrum and spectral density estimation by the Discrete Fourier transform (DFT), including a comprehensive list of window functions and some new flat-top windows,"、及び、IEEE, vol. 66, pp. 51-83, 1978.のFJ Harrisによる"On the Use of Windows for Harmonic Analysis with the Discrete Fourier Transform,"に記載されている。
【００４３】
[0049]構成機構３２０によって実行される方法は、図５Ａ−図５Ｄを用いてさらに詳細に説明される。
【００４４】
[0050]図３Ｃは、補償機構２１２において用いられる有限インパルス応答フィルタ３１４を示すブロックダイアグラムである。図３Ｃに示すように、ＦＩＲフィルタ３５２（例えば、図３Ｂに示された複素ＦＩＲ３１４）は、複素フィルタ係数３５４（例えば、図３Ｂに示された複素ＦＩＲ係数３３４）を使用する。ある実施形態では、ＦＩＲフィルタ３５２のための複素フィルタ係数３５４は、係数レジスタ３５６に保存される。オプションで、係数レジスタ３５６は、ＦＩＲフィルタ３５２の内部に実装される。上述のとおり、及び、図５Ａ−図５Ｄに関して説明するように、ある実施形態では、複素フィルタ係数３５４は、１又は複数の校正期間の間、（例えば、構成機構３２０によって）アンテナインターフェース２０４に出力された校正信号を処理することによって生成される。
【００４５】
[0051]代替的には、ある実施形態では、係数レジスタ３５６に保存されたフィルタ係数は、フィルタ係数ライブラリ３５８から得られる。フィルタ係数ライブラリ３５８は、図３Ｃに示すように複数セットのフィルタ係数を貯蔵する。マルチプレクサ３５９は、例えば、信号受信器１２０の内部又は近傍における動作状況（例えば、温度）に基づいて、フィルタ係数ライブラリ３５８からフィルタ係数のセットを選択するために使用される。これらの実施形態において、ＦＩＲフィルタ３５２は、フィルタ係数ライブラリ３５８から選択されたフィルタ係数のセットを用いてデジタル受信信号をフィルタリングする。ある実施形態では、フィルタ係数ライブラリ３５８に保存された複数セットのフィルタ係数は、複数の異なる動作状況（例えば、複数の測定された温度）において生成されたフィルタ係数である。係数は“工場において”信号受信器を製造する間又は製造後間もなく生成されることから、フィルタ係数ライブラリ３５８に複数セットのフィルタ係数を生成する処理は、工場校正と呼ばれることもある。ある実施形態では、工場校正を介して生成されたフィルタ係数は、外部校正信号（すなわち、外部から受信器へ生成された校正信号）を用いて得られ、この実施形態では、信号受信器は校正信号生成器２３０を備える必要はない。
【００４６】
[0052]図３Ｄは、校正信号生成器２３０を示すブロックダイアグラムである。図２に示すように、校正信号生成器２３０は、アンテナインターフェース２０４に校正信号を印加するためにアンテナインターフェース２０４に結合される。
【００４７】
[0053]ある実施形態では、校正信号生成器２３０によって生成された校正信号は、周波数のあらかじめ設定された範囲における直交周波数要素に対応する時間領域信号を備える。この実施形態では、時間領域信号の持続（又は期間）は、直交周波数要素間の周波数間隔の逆数と等しいか、又は、整数倍である。ある実施形態では、校正信号は、ステップキャリア信号を備える。ある実施形態では、校正信号は、スイープされたキャリア信号を備える。ある実施形態では、校正信号は、Ｘ１ＭＨｚ〜Ｘ２ＭＨｚまでＹＭＨｚ（例えば、１ＭＨｚのインクリメント）ずつ増加するように均等に間隔をあけられた周波数要素を備え、Ｘ１及びＸ２ＭＨｚは、（アンテナインターフェース２０４において受信された）受信信号の、関心のある通過帯域と呼ばれ得る周波数間隔又は周波数帯域幅に対応し、ＹＭＨｚは、連続する周波数要素の間で（典型的には一定の）間隔（すなわち、周波数間隔）を規定する。この実施形態によれば、時間領域信号の持続（又は期間）は、直交周波数要素間の周波数間隔（すなわち、間隔、例えば、ＹＭＨｚ）の逆数と等しいか、又は、整数倍となる。
【００４８】
[0054]図３Ｄに示された実施例では、校正信号は、校正信号によってデータが生成されない又は搬送されないものを除く、ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号、又は、ＯＦＤＭ信号と同様の、多階調（多キャリアと呼ばれる場合もある）の校正信号３６８である。校正信号は、関心のある通過帯域にわたる多階調信号に対応する。多階調信号は、例えば、ＯＦＤＭ変調器によって実行される方法によって、生成される。ある実施形態では、制御信号３６０のような制御信号（例えば、有効、無効、基準タイミング）は、校正信号の注入（印加）のタイミング及び／又は持続を制御するために、使用される。ある実施形態では、デジタル信号処理器２１４は、校正信号生成器２３０を通る制御信号３６０を少なくとも部分的に制御する。例えば、ある実施形態では、デジタル信号処理器２１４は、校正信号に関する注入インスタンスとデューティーサイクルの間の間隔を含む、校正信号の注入のタイミング及び／又は持続を決定する。上述のように、ある実施形態では、校正信号の注入のタイミング及び／又は持続は、校正信号３６８を構成する連続する（及び直交する）周波数要素間の周波数間隔の逆数と等しいか、又は、整数倍である。
【００４９】
[0055]制御信号３６０は、クロック生成器３６１を制御する。ある実施形態では、クロック生成器３６１は、基準タイミングを、直交変調器３６６、及び、多階調時間ドメインデジタル信号と呼ばれる直交階調を生成するための直交時系列を保存するストア３６２、へ供給する。ある実施形態では、多階調時間ドメインデジタル信号は、ストア３６２から読み出され、結果のアナログ信号を直交変調器３６６へ供給する１又は複数のデジタルアナログ変換器（例えば、ＤＡＣ３６４−ａ及びＤＡＣ３６４−ｂ）によって、アナログ信号に変換される。直交変調器３６６は、校正信号３６８を生成するために、キャリア信号（搬送信号）のアナログ信号を変調する。見方を変えると、ストア３６２は、１又は複数のＤＡＣ３６４によってアナログ信号に変換され校正信号３６８を生成するためにキャリア信号上で変調される目標セットの多階調信号を表す時間ドメインを保存する。
【００５０】
[0056]ある実施形態では、校正信号生成器（例えば、校正信号生成器２３０）は、あらかじめ設定されたわずかなデューティーサイクルで（例えば、１パーセント以下のデューティーサイクルで）、アンテナインターフェース２０４に校正信号を印加する。ある実施形態では、校正信号は、低いデューティーサイクルで（例えば、１０パーセント、１パーセント、０．１パーセント、又は、０．０２パーセント以下のデューティーサイクルで）印加される。ある実施形態では、校正信号は、デューティー期間（例えば、２０ミリ秒と２秒との間の時間）に１回、挿入期間（校正期間と呼ばれる場合がある）のために追加される。ある実施形態では、校正信号の挿入期間は、校正信号３６８の１つの“シンボル期間” （例えば、校正信号の全ての周波数要素の直交性を維持するために求められる時間期間）以下の持続を有する。典型的には、校正信号の挿入期間は、２又はそれより多いシンボル期間の持続を有する。ある実施形態では、非常に低いデューティーサイクルの校正信号は、ＧＮＳＳ信号のパワー密度の搬送波対ノイズ比（ＣＮｏ）に最小限の影響を与える。
【００５１】
[0057]ある実施形態では、校正信号生成器は、様々なＧＮＳＳ信号校正への有害な影響を低減するために、疑似乱数又はランダム信号として校正信号をアンテナインターフェースに出力する。
【００５２】
[0058]ある実施形態では、校正信号は、アンテナからの受信信号の振幅よりも少なくとも大きいあらかじめ設定された量（例えば、４０ｄＢ）の振幅を有する。ある実施形態では、校正信号の平均パワーは、信号受信器のための広帯域ノイズフロアよりも小さい。ある実施形態では、校正信号の振幅及び継続は、校正信号の平均パワーは信号受信器のゲイン制御回路（例えば、自動ゲイン制御回路）のゲイン設定に影響を与える値よりも低く維持されるという基準にしたがって判定される。ある実施形態では、ゲイン制御回路は、信号受信器のアナログ信号処理回路のＡＧＣ回路に対応する。ある実施形態では、校正信号は、１０ミリ秒、１０秒、１０分、２０分、などの固定又は可変の時間間隔で注入される。校正信号の注入間隔時間を維持することは、ゲイン制御回路（例えば、ＡＧＣ回路）にゲイン設定を変更させる（信号受信器の広帯域ノイズフロアに対応する）値よりも低く校正信号の平均を保持することを促進する。代替の実施形態では、ＡＧＣ回路は、校正信号の注入の間、スイッチオフされる（又は状態を変化することを防止される）。
【００５３】
[0059]ある実施形態では、校正信号生成器（例えば、校正信号生成器２３０）は、少なくとも部分的に、信号受信器１２０のデジタルプロセッサ（例えば、デジタルプロセッサ２１４）によって、制御される。例えば、デジタルプロセッサは、注入のタイミング及び／又は持続、及び、潜在的に校正信号の注入インスタンス間の間隔、を決定する。さらに、２又はそれ以上の受信器２０６（図２を参照）、及び、校正信号生成器２３０を有する実施形態は、デジタルプロセッサ２１４の制御の下、異なる校正信号を、ストア３６２に保存された異なるセットの多階調時間ドメインデジタル信号を有する各受信器２０６のための校正信号とともに、それぞれのデューティーサイクルで、かつ、他の受信器２０６の注入された校正信号とは異なるタイミングで、それぞれの受信器２０６に注入する。
【００５４】
[0060]図３Ｅは、ある実施形態における累積ＦＦＴ３７０を示すブロックダイアグラムである。ある実施形態では、累積ＦＦＴ３７０は、２又はそれ以上のレジスタ（例えば、Ｎステージシフトレジスタ３２２−ａ及びＮステージアキュムレータ３２２−ｂ）を備え、各レジスタは、（例えば、本明細書の他の箇所で示した方法を用いて）、受信信号（例えば、デジタル受信信号３１２）から生成された２又はそれ以上の直交ベースバンド信号のそれぞれの直交ベースバンド信号からサンプルを保持して論理的に蓄積する。サンプルの論理的な蓄積（例えば、合計又は平均）は、Ｍ校正サイクルにわたるサンプルの論理的な合計（及びオプションで論理的な平均）を得るために、Ｍ校正サイクルにわたってサンプルの論理的な（例えば、時間同期された）合計を実行することによって、また、オプションで、結果の値を（例えば、シフトレジスタを用いて実行される）校正サイクルの数（例えば、Ｍ）で割ることによって、計算される。ある実施形態では、サンプルの論理的な蓄積（例えば、平均又は合計）は、関心のあるそれぞれ異なる周波数帯域ごとに計算される。ある実施形態では、校正サイクルにわたる論理的な蓄積は、校正の正確性を向上させることができる。
【００５５】
[0061]この目的を達成するために、累積ＦＦＴ３７０は、論理的サンプルアキュムレータ３２２及び（図３Ｂにおいて構成機構３２０に関して上述された）ＦＦＴ３２４を備える。図３Ｅに示すように、累積ＦＦＴ３７０は、（例えば、デジタル受信信号３１２から得られた）デジタルＲＦサンプル３７２、サンプルクロック３７４、及び、シンボル時間有効（デューティーサイクル）３７６、を受信する。累積ＦＦＴ３７０は、下記に示すように、Ｍシンボル３７８にわたってＮ複素周波数ドメインサンプルを生成するために、デジタルＲＦサンプル３７２を処理する。
【００５６】
[0062]論理的サンプルアキュムレータ３２２は、（例えば、校正信号生成器２３０によって）アンテナインターフェースに校正信号が注入されたことに応じて、補償機構（例えば、補償機構２１２）によって受信されたデジタルＲＦサンプル３７２（例えば、デジタル受信信号３１２）を保持して論理的に蓄積する。したがって、デジタルＲＦサンプル３７２は、Ｎステージシフトレジスタ３２２−ａを用いてシフトされ保持され、（例えば、合計又はフィルタリングアプローチによって組み合わされて）論理的に蓄積され、オプションでＮステージアキュムレータ３２２−ｂを用いて平均化される。
【００５７】
[0063]ＦＦＴ３２４（例えば、（Ｍシンボルにわたる）ＮポイントＦＦＴ３２４−ａ）は、例えば高速フーリエ変換方法を用いて、論理的に蓄積されたサンプルに複素フーリエ変換を実行する。
【００５８】
[0064]ある実施形態では、（例えば、クロック２４０から得られる、又は、クロック２４０に同期した）サンプルクロック３７４を用いて、信号サンプルのための基準タイミング（例えば、デジタルＲＦサンプル３７２）が提供される。他の基準タイミングであるシンボル時間有効（デューティーサイクル）３７６は、校正信号の注入の間又は注入に対応する時間論理的サンプルアキュムレータ３２２及びＦＦＴ３２４の動作を有効にする。ある実施形態では、クロック分割、Ｎ分割３７４−ａ及びＭ分割３７４−ｂ、は、Ｎステージアキュムレータ３２２−ｂ及び（Ｍシンボルにわたる）ＮポイントＦＦＴ３２４−ａによってそれぞれ要求された、相当周波数のクロックタイミング信号を生成するために、あらかじめ設定された数値（例えば、それぞれＮ，Ｍ）によってサンプルクロック３７４の周波数を分割する。
【００５９】
[0065]図３Ｆは、ある実施形態における、デジタルプロセッサ２１４のブロックダイアグラムである。デジタルプロセッサ２１４は、図１に示された全地球測位システム（ＧＮＳＳ）用途で使用することが可能である。デジタルプロセッサ２１４は、典型的には、１又は複数の処理ユニット（ＣＰＵ）６０２、１又は複数のネットワーク又は他の通信インターフェース６０４、メモリ６１０、任意追加の受信器６７０（例えば、広域差動衛星測位システム信号のようなナビゲーション補助信号を受信する１又は複数の受信器）、及び、これらの部品を接続する１又は複数の通信バス６０９、を備える。通信バス６０９は、システム部品間の通信を相互接続して制御する回路（チップセットとも呼ばれる）を備える。デジタルプロセッサ２１４は、処理に用いられるデジタル化され（及び典型的には補償された）衛星信号を受信するために、衛星測位システム受信器６７４（例えば、デジタルプロセッサ２１４は、を除いた信号受信器１２０）と結合される。デジタルプロセッサ２１４は、オプションで、表示装置６０６及び入力装置６０８（例えば、キーボード、マウス、タッチスクリーン、キーパッドなど）を備えるユーザインターフェース６０５を備える。メモリ６１０は、ＤＲＡＭ、ＳＲＡＭ，ＤＤＲＲＡＭ、などのランダムアクセスメモリ、又は、他のランダムアクセスソリッド固体物理メモリ装置であり、オプションで（しかし典型的には）１又は複数の磁気ディスクストレージ装置のような不揮発性メモリである。メモリ６１０は、オプションで、ＣＰＵ６０２から離して配置された１又は複数のストレージ装置を備える。メモリ６１０、又は、代替でメモリ６１０内部の不揮発性メモリ装置、は、一時的ではないコンピュータ読み取り可能なストレージ媒体を備える。ある実施形態では、メモリ６１０又はメモリ６１０のコンピュータ読み取り可能なストレージ装置は、以下のプログラム、モジュール、及び、データ構造、又は、これらのサブセット（部分集合）を備える。
・様々な基本システムサービスを制御するとともにハードウェア依存のタスクを処理するための手順を備えるオペレーティングシステム６１２
・デジタルプロセッサ２１４を、１又は複数の通信インターフェース６０４及びインターネット、他の広帯域ネットワーク、ローカルエリアネットワーク、都市エリアネットワークなどの１又は複数の通信ネットワークを介して、他のコンピュータ、広域差動衛星測位システム、ローカル測位システム、などに接続するために用いる通信モジュール６１４
・ユーザインターフェース６０５の１又は複数の入力装置６０８を介してユーザからコマンドを受信し、表示装置６０６にユーザインターフェースオブジェクトを生成し、及び／又は、信号受信器１２０の位置に関する地図、座標、ルート、などを表示する、オプションのユーザインターフェースモジュール６１６
・衛星測位システム受信器６７４から受信したデジタル衛星信号を処理することによって、ナビゲーション結果（例えば、衛星までの距離、複数衛星までの距離、地理的な位置、位置情報、及び／又は時刻の値）を生成するナビゲーションモジュール６１８
・校正信号生成器２３０（図２）が、いつ、校正信号（例えば、校正信号の注入のタイミング及び／又は継続）をアンテナインターフェース２０４へ注入するかを制御し、かつ、（オプションで）補償機構２１２の形態を制御する、校正モジュール６２０
・（例えば、フィルタ係数ライブラリ３５８に保存された）複数セットのフィルタ係数を備える、オプションで保存された校正セット６２２；異なる動作コンディションのために（例えば、異なる温度コンディションのために）過去に実行された校正（例えば、係数校正）に対応する、オプションで保存された校正セット６２２
【００６０】
[0066]上記で特定した構成のそれぞれは、上記の１又は複数のメモリデバイスに保存され、上記の機能を実行するための命令のセットに対応する。命令のセットは、１又は複数のプロセッサ（例えば、ＣＰＵ６０２）によって実行され得る。上記で特定したモジュール又はプログラム（例えば、命令のセット）は、独立のソフトウェアプログラム、手続き、又は、モジュール、で実行される必要はなく、これらのモジュールの様々なサブセットは、様々な実施形態において結合又は再アレンジされ得る。ある実施形態では、メモリ６１０は、上記で特定したモジュールのサブセット及びデータ構造を保存する。さらに、メモリ６１０は、上記で特定していない追加のモジュール及びデータ構造を保存する。
【００６１】
[0067]図３Ｆは、“デジタルプロセッサ”を示している。図３Ｆは、ここで記述された実施形態の構造よりも多くのモバイル衛星ナビゲーションレシーバに現れる様々な構成の機能を意図している。実際問題として、また当業者に理解されているように、別々に示されている要素は他の要素と結合することができる。
【００６２】
[0068]図４Ａは、図３Ｂに関して上述された構成機構３２０を示すフローダイアグラムである。図３に関して上述したように、デジタル化された受信信号（例えば、デジタル受信信号３１２）の周波数要素に対応する位相値は、校正信号内の様々な周波数におけるフィルタリングされた信号の測定位相（例えば、実位相応答４０２）を表す。上述のように、ある実施形態では、測定位相応答の平滑化の変形（図４Ａにおける実位相応答４０２）は、様々な周波数においてフィルタリングされた信号（例えば、校正信号の注入に応答して受信されたデジタル受信信号）の測定位相に対して多項フィット（例えば、多項平滑化）を行うことによって得られる。このような実施形態においては、平滑化された測定位相応答は、フィルタリングされた信号の測定位相の多項式表現において不要なノイズを削除するために選択された番号順の多項式によって表される（例えば、近似され）、フィルタリングされた信号の測定位相の群遅延歪みの効果を実質的に保つ。
【００６３】
[0069]ある実施形態では、目標位相値は、あらかじめ保存されている。代替の実施形態では、目標位相値（例えば、目標応答カーブ３２６又は目標応答４０４）は、様々な周波数においてフィルタリングされた信号の測定位相（実位相応答４０２）から、例えば直線フィット（直線４０４−ａ）をデジタル受信信号の対応する周波数要素の位相値へ使用して、計算される。
【００６４】
[0070]ある実施形態では、残留位相差（例えば、残留３２８又は位相残留４０６）は、目標位相値からデジタル受信信号の対応する周波数要素の位相値を減ずることによって計算される。図４Ａに示すように、位相残留４０６は、目標応答４０４から実位相応答４０２を減ずることによって計算される。
【００６５】
[0071]図４Ｂ、図４Ｃは、図３Ｂに関して上述した構成機構３２０の動作を示すフローダイアグラムである。図３Ｂに関して上述したように、デジタル受信信号（例えば、デジタル受信信号３１２）の対応する周波数要素の振幅値は、校正信号に現れる様々な周波数におけるフィルタリングされた信号の測定された振幅（例えば、図４Ｂに示された実振幅応答４１２及び図４Ｃに示された実振幅応答４２２）を表す。
【００６６】
[0072]ある実施形態では、目標振幅値は、あらかじめ保存される。代替の実施形態では、目標振幅値（例えば、図４Ｂに示された目標応答カーブ３２６又は目標振幅応答４１４、又は、図４Ｃに示された目標振幅応答４２４）は、様々な周波数においてフィルタリングされた信号の測定振幅（例えば、実振幅応答４１２）から、例えば最もふさわしい平坦な振幅応答又は最もふさわしい対称振幅応答を探すことによって、計算される。
【００６７】
[0073]ある実施形態では、振幅応答残留（例えば、図４Ｂに示された残留３２８又は振幅残留４１６、又は、図４Ｃに示された振幅残留４２６）は、１又は複数の目標増幅値とデジタル受信信号の周波数要素に対応する増幅値との間の増幅比率を決定することによって計算される。図４Ｂ，図４Ｃに示すように、振幅残留４０６及び振幅残留４１６は、目標振幅応答４１４（又は図４Ｃの４２４）を実振幅応答４１２（又は図４Ｃの４２２）によって割ることによって計算される。
【００６８】
[0074]図４Ａ−図４Ｃにおいて、ＦＩＲフィルタ（例えば、複素ＦＩＲ３１４）の複素フィルタ係数（例えば、複素ＦＩＲ係数３３４又はＦＩＲ係数４０８、ＦＩＲ係数４１８、又は、ＦＩＲ係数４２８）は、目標位相値（例えば、目標応答カーブ３２６又は目標凹っ等４０４）と、デジタル受信信号（例えば、デジタル受信信号３１２）の周波数要素に対応する位相値（例えば、実位相応答４０２）と、の間の残留位相差（例えば、残留３２８又は目標応答４０４）、及び、目標振幅値（例えば、目標応答カーブ３２６、目標振幅応答４１４又は目標振幅応答４２４）と、デジタル受信信号（例えば、デジタル受信信号３１２）の周波数要素に対応する振幅値（例えば、実振幅応答４１２又は実振幅応答４２２）と、の間の残留振幅比（例えば、残留３２８、振幅残留４１６又は振幅残留４２６）、に対応する。逆ＦＦＴ（例えば、ｉＦＦＴ３３０）は、残留位相差（例えば、残留３２８又は位相残留４０６）、及び、振幅応答残留（例えば、振幅残留４１６又は振幅残留４２６）、において実行され、ＦＩＲフィルタ（例えば、複素ＦＩＲ３１４）の複素フィルタ係数（例えば、複素ＦＩＲ係数３３４又はＦＩＲ係数４０８）をもたらす。代替的には、ｉＦＦＴは、複素フィルタ係数の初期セットを生成し、複素フィルタ係数の初期セットは、補償されたデジタル受信信号を生成し、デジタル受信信号をフィルタリングし、補償機構２１２においてＦＩＲフィルタによって使用される複素フィルタ係数を生成するために、窓関数（例えば、テューキーウィンドウ）に乗算される。
【００６９】
[0075]図５Ａ−図５Ｃ及び図５Ｄは、本発明のある実施形態において、信号受信器（例えば、信号受信器１２０）において実行される信号補償のための方法５００及び方法５７０を表すフローチャートである。方法５００及び方法５７０は、１又は複数のサーバの１又は複数のプロセッサによって実行され、コンピュータ読み取り可能な媒体に保存された、命令によって管理される。図５Ａ−図５Ｄに示された各動作は、コンピュータメモリ又はコンピュータ読み取り可能な媒体に保存された命令にそれぞれ対応する。コンピュータ読み取り可能な媒体は、磁気又は光学ディスク保存装置、フラッシュメモリのような固体保存装置、又は、他の不揮発性メモリ装置、を含み得る。コンピュータ読み取り可能な媒体に保存されたコンピュータ読み取り可能な命令は、ソースコード、アセンブリ言語コード、オブジェクトコード、又は、１又は複数のプロセッサによって実行される他の命令フォーマットである。
【００７０】
[0076]図５Ａ−５Ｃに示された方法５００によれば、信号受信器（例えば、信号受信器１２０）は、アンテナ（例えば、アンテナ２０２）から信号を受信する（５１０）。信号受信器は、フィルタリングされた信号を生成するために、アナログ信号処理回路（例えば、アナログ信号処理回路２０８）において受信信号を処理する（５１２）。信号受信器は、デジタル受信信号（例えば、デジタル受信信号３１２）を生成するために、サンプリング回路（例えば、サンプリング回路２１０）においてフィルタリングされた信号をサンプリングする（５１４）。
【００７１】
[0077]信号受信器は、補償されたデジタル受信信号（例えば、補償デジタル受信信号３１６）を生成するために、補償機構（例えば、補償機構２１２）において、デジタル受信信号における、アナログ処理回路によって生じた非一定の群遅延及び増幅歪みを補償する（５１５）。ある実施形態では、デジタル受信信号の補償は、あらかじめ設定された周波数の範囲の信号歪みを補償することを含む（５１６）。例えば、信号受信器がＧＰＳ信号を受信した場合には、あらかじめ設定された周波数の範囲は、１５５９ＭＨｚ−１５９１ＭＨｚ（Ｌ１、Ｅ１）、１５５９ＭＨｚ−１６１０ＭＨｚ、１２１１ＭＨｚ−１２４３ＭＨｚ（Ｌ２、Ｌ５）、及び、１１６０ＭＨｚ−１１９２ＭＨｚを含む。ある実施形態では、増幅歪みは、あらかじめ設定された周波数範囲にわたる一定の振幅応答に対するアナログ信号処理回路の振幅応答の偏差、又は、あらかじめ設定された周波数の範囲のあらかじめ設定された中央周波数に関して対称な振幅応答カーブを含む（５１７）。例えば、図４Ｂ−図４Ｃに示すように、目標振幅応答カーブ（例えば、目標振幅応答４１４及び目標振幅応答４２４）は、あらかじめ設定された周波数の範囲のあらかじめ設定された中央周波数に関して対称である。
【００７２】
[0078]信号受信器は、結果（例えば、結果２２０）を生成するために、補償されたデジタル受信信号を処理する（５１８）。ある実施形態では、結果は、ナビゲーション結果を含む（５１９）。例えば、結果は、衛星までの距離、複数の衛星間の距離、ナビゲーション結果、地理的位置、及び／又は、衛星の時刻の値、を含む。
【００７３】
[0079]ある実施形態では、信号受信器は、少なくともアナログ信号処理回路によってもたらされた非一定の群遅延及び増幅歪みを補償するために、複素フィルタ係数（例えば、図３Ｂに示された複素ＦＩＲ係数３３４）とともに複素ＦＩＲ３１４（図３Ｂ）のような有限インパルス応答フィルタ（ＦＩＲフィルタ）を用いてデジタル受信信号を処理するために補償機構（補償メカニズム）を構成する（５２０）ある実施形態では、ＦＩＲフィルタの複素フィルタ係数のセットは、目標位相値とデジタル受信信号の対応する周波数要素の位相値との間の残留位相差、及び、１又は複数の目標増幅値とデジタル受信信号の対応する周波数要素の増幅値との間の増幅比、に対応する。例えば、図４Ａ−４Ｃにおいて示され説明されたように、ＦＩＲ係数４０８は、位相残留４０６の逆変換（ｉＦＦＴ３３０）及び振幅残留４１６（又は振幅残留４２６）から得られる。位相残留４０６は、目標応答４０４と実位相応答４０２との間の差である（すなわち、減算によって得られる）。振幅残留４１６は、目標振幅応答４１４と実振幅応答４１２との間の比である（すなわち、割り算によって得られる）。ある実施形態では、信号受信器１２０は、以下に示すステップ５２６−５５０のように補償機構２１２を構成する追加のステップを実行する（５２４）。
【００７４】
[0080]信号受信器は、アンテナインターフェースに結合された校正信号生成器（例えば、校正信号生成器２３０）を用いて、信号受信器のアンテナインターフェース（例えば、アンテナインターフェース２０４）に校正信号を注入する（５２６）。ある実施形態では、校正信号生成器は、あらかじめ設定された量（例えば、１%）よりも小さなデューティーサイクルでアンテナインターフェースに校正信号を注入する（５２８）。ある実施形態では、校正信号は、あらかじめ設定された周波数の範囲における直交周波数要素に対応する時間領域信号を含む（５３０）。ある実施形態では、校正信号は、ステップキャリア信号を含む（５３２）。ある実施形態では、校正信号は、スイープされたキャリア信号を含む（５３４）。ある実施形態では、校正信号は、信号受信器のアンテナ（例えば、アンテナ２０２）から受信した信号の増幅度よりも大きな増幅度（例えば、４０ｄＢ）を少なくとも有する。ある実施形態では、増幅度及び構成信号の持続は、校正信号の平均パワーが信号受信器のゲイン制御回路のゲイン設定に影響を与える値よりも小さく維持される基準に基づいて決定される。校正信号生成器の動作は、さらに図３Ｄを用いて説明される。
【００７５】
[0081]ある実施形態では、信号受信器は、同期されたクロックタイミング信号をクロック（例えば、クロック２４０）から信号受信器の校正信号生成器及びサンプリング回路へ供給する（５４０）。
【００７６】
[0082]ある実施形態では、信号受信器１２０は、アンテナインターフェース２０４における校正信号の注入に応じて補償機構２１２によって受信された信号に基づいて補償機構２１２を構成する（５４２）。ある実施形態では、補償機構２１２の構成は、注入された校正信号に対応する、コヒーレントに蓄積されたデジタル受信信号を含む（５４３）。例えば、図３Ｅに示すように、コヒーレントサンプルアキュムレータ３２２（２又はそれ以上のレジスタを備える）は、注入された校正信号に対応するデジタル受信信号をコヒーレントに蓄積するのに用いられる。
【００７７】
[0083]ある実施形態では、信号受信器１２０は、デジタルプロセッサ２１４に制御命令を保存する（５４４）。ある実施形態では、制御命令は、校正信号生成器２３０が校正信号をアンテナインターフェース２０４に注入するときの制御のための命令を含む（５４６）。ある実施形態では、制御命令は、アンテナインターフェース２０４に校正信号を注入したことに応じて受信されたデジタル受信信号に基づいて補償機構２１２の構成を制御するための命令を含む。
【００７８】
[0084]ある実施形態では、信号受信器１２０は、例えば（図３Ｂにおいて上述され示された）構成機構３２０を用いて、追加の、又は、代替の、ステップ５５２−５６４を実行することによって補償機構２１２を構成する（５５０）。
【００７９】
[0085]ある実施形態では、信号受信器１２０は、デジタル受信信号の複素周波数ドメイン表現を生成するために、校正信号の注入に応じて受信したデジタル受信信号を時間ドメインから周波数ドメインに変換する（５５２）。なお、実数表現は、複素表現の特別なケースである。ある実施形態では、時間ドメインから周波数ドメインへの変換は、例えば高速フーリエ変換の実行を用いて離散フーリエ変換される。図３Ｂ、図３Ｅの例示の実施形態に関して上述されたように、ＦＦＴ３２４は、Ｍシンボル３７８にわたってＮ複素周波数ドメインサンプルを生成するために使用される。
【００８０】
[0086]ある実施形態では、信号受信器１２０は、振幅値（例えば、実振幅応答４１２、図４Ｂ）及び位相値（例えば、実位相応答４０２、図４Ａ）をデジタル受信信号の複素周波数ドメイン表現から抽出する。例えば、複素数ｚ＝ｘ＋ｊｙにおいてｘは実部、ｙは虚部であるとすると、複素数ｚの振幅（ｒ）及び位相（φ）は、以下によって得られる。
【００８１】
[0087]
【数１】
2015529023.tif 000003
【００８２】
[0088]
【数２】
2015529023.tif 000004
【００８３】
[0089]ある実施形態では、デジタル受信信号の周波数間隔又は帯域幅にわたるトータルの位相変化（又は位相シフト）が２πラジアンを超えたら、例えば、“位相アンラッピング”という（例えば、２πラジアンの整数倍の加算又は減算による）方法によって、デジタル受信信号の位相（例えば、実位相応答４０２、図４Ａ）における不連続（例えば、位相ラッピング）が除去されるという結果がもたらされる。その結果、デジタル受信信号の位相（例えば、実位相応答４０２、図４Ａ）は、例えば位相ラッピングによってもたらされた不連続の除去によって周波数の連続関数へ変換される。
【００８４】
[0090]ある実施形態では、信号受信器１２０は、目標周波数依存位相情報及び目標振幅応答情報を得る（５５６）。例えば、目標周波数依存位相情報（図３Ｂの目標応答カーブ３２６又は図４Ａの目標応答４０４）は、あらかじめ保存されているか、又は、対応する周波数要素の位相値（例えば、実位相応答４０２、図４Ａ）から生成された、周波数依存位相値の所望のセットに対応する。ある実施形態では、目標（又はここでは“所望”という）周波数依存位相情報は、位相及び周波数の間の多項（例えばリニア）関係である。位相及び周波数の間の多項関係は、例えば、多項フィット（例えば、図４Ａに示された直線４０４のような直線フィット）を（実際に）抽出された位相情報（例えば、実位相応答４０２、図４Ａ）に使用することで、又は、任意の多項式（例えば、既知の傾斜の直線）を用いることによって、得られる。したがって、目標周波数依存位相情報は、校正中に抽出された位相情報にカーブフィッティング（など）を使用することによってこの情報を生成するか、又は、“目標”多項式又は直線のようなあらかじめ定められた情報を回収することによって、得られることを理解すべきである。ある実施形態では、目標振幅応答情報（図３Ｂの目標応答カーブ３２６又は図４Ｂの目標振幅応答）は、あらかじめ保存されているか、又は、対応する周波数要素の振幅値（例えば、実振幅応答４１２、図４Ｂ）から生成された、周波数依存振幅値の所望のセットに対応する。ある実施形態では、目標（又はここでは“所望”という）振幅応答情報は、位相及び周波数の間の多項（例えば対称）関係である。
【００８５】
[0091]ある実施形態では、信号受信器１２０は、目標周波数依存位相情報から抽出位相値を減算することによって位相残留を計算する（５５８）。例えば、図４Ａに示すように、位相残留４０６は、目標応答４０４から実位相応答４０２を減算することによって計算される。ある実施形態では、信号受信器１２０は、抽出振幅値と目標振幅応答情報の比率を決定することによって振幅応答残留を計算する（５５９）。例えば、図４Ｂに示すように、振幅残留４１６は、実振幅応答４１２（被除数）を目標振幅応答４１４（除数）で割ることによって計算される。
【００８６】
[0092]ある実施形態では、信号受信器１２０は、計算された位相残留及び振幅応答残留から複素値のセットを生成する（５６０）。例えば、計算された位相残留が“θ”であり、計算された振幅応答残留が与えられた周波数に対する“Ｒ”である場合には、振幅“Ｒ”及び位相残留“θ”に対応する周波数の生成された複素値は、Ｒ×（ｃｏｓθ＋ｊｓｉｎθ）となる。
【００８７】
[0093]ある実施形態では、信号受信器１２０は、有限インパルス応答フィルタ（例えば、複素ＦＩＲ３１４図３Ｂ）に対応する複素値時間領域フィルタ係数（例えば、ＦＩＲ係数４０８、図４Ａ）を生成するために、複素値のセット（例えば、複素フィルタ応答）を周波数領域（周波数ドメイン）から時間領域（時間ドメイン）へ変換する（５６２）。ある実施形態では、周波数領域から時間領域への変換は、逆高速フーリエ変換（ｉＦＦＴ）の実行（例えば、ｉＦＦＴ３３０、図３Ｂ）を通じた逆離散フーリエ変換の実行である。
【００８８】
[0094]ある実施形態では、信号受信器１２０は、複素値時間領域フィルタ係数を生成するために、初期複素値時間領域フィルタ係数を窓関数（例えば、テューキーウィンドウ）に乗算する（５６４）。言い換えれば、変換ステップは、有限インパルス応答フィルタ（例えば、複素ＦＩＲ３１４、図３Ｂ）に対応する複素値時間領域フィルタ係数（例えば、ＦＩＲ係数４０８、図４Ａ）を生成するために、複素値時間領域フィルタ係数の初期セットを窓関数（例えば、窓３３２、図３）に乗算することを含んでいる。結果の係数は、信号受信器における群遅延歪みを補償するために通常操作の間ＦＩＲフィルタによって使用される。
【００８９】
[0095]図５Ｄに示された方法５７０によれば、信号受信器（例えば、信号受信器１２０、しかしこれには限定されない）は、信号を受信する（５７２）。信号受信器は、デジタル受信信号を生成するために信号受信器において受信信号を処理する（５７４）。
【００９０】
[0096]信号受信器は、校正信号生成器（例えば、校正信号生成器２３０、しかしこれには限定されない）による信号受信器における校正信号の注入に応じて補償機構によって受信されたデジタル信号に基づいて、信号受信器において補償機構（例えば、補償機構２１２、しかしこれに限定されない）を構成する（５７６）。構成は、信号受信器のアナログ信号処理回路によって導入された非一定の群遅延及び振幅歪みを補償するための補償機構の構成を含む。ある実施形態では、振幅歪みは、あらかじめ設定された周波数範囲、又は、あらかじめ設定された周波数範囲のあらかじめ設定された中心周波数に対して対称である振幅応答カーブ、にわたる一定の振幅応答からのアナログ信号処理の振幅応答の偏差を含む（５７９）。例えば、図４Ｂ−４Ｃに示すように、目標振幅応答カーブ（例えば、目標振幅応答４１４及び目標振幅応答４２４）は、あらかじめ設定された周波数範囲のあらかじめ設定された中心周波数に関して対称である。ある実施形態では、構成は、注入較正信号に対応するデジタル受信信号をコヒーレントに蓄積することを含む（５８０）。ある実施形態では、信号受信器は、方法５００に関して上述されたさらなるステップ（例えば、ステップ５５２−５６４の全て又は一部）を実行することによって補償機構を構成する（５８２）。ある実施形態では、補償機構の構成ステップ（５７６）は、例えば信号受信器においてデジタルプロセッサによって提供される制御信号に基づいて、様々なインスタンスで時間にあわせて（例えば、逐次及び／又は定期的に）実行される。
【００９１】
[0097]信号受信器は、補償された信号を生成するために、補償機構を用いてデジタル受信信号を補償する（５８２）。ある実施形態では、デジタル受信信号の補償は、１５５９ＭＨｚ−１５９１ＭＨｚ（Ｌ１、Ｅ１）、１５５９ＭＨｚ−１６１０ＭＨｚ（Ｌ２、Ｌ５）、１２１１ＭＨｚ−１２４３ＭＨｚ、又は、１１６０ＭＨｚ−１１９２ＭＨｚを含むあらかじめ設定された周波数範囲における信号歪みのための補償を含む（５１７）。
【００９２】
[0098]信号受信器は、結果を生成するために、補償された信号の処理を行う（５８６）。ある実施形態では、結果は、ナビゲーション結果を含む。例えば、結果は、衛星までの距離、複数の衛星間の距離、ナビゲーション結果、地理的位置、及び／又は、衛星の時刻の値、を含む。
【００９３】
[0099]上記では詳細な実施形態が説明のために開示されたが。しかしながら、上記の説明は、本発明を制限することを意図するものではない。実施形態は、本発明の原理を最適に説明するために選択され、これによって当業者は本発明及び様々な実施形態を様々な変更を加えて容易することができる。
【図１】
2015529023.tif 000005
【図２】
2015529023.tif 000006
【図３Ａ】
2015529023.tif 000007
【図３Ｂ】
2015529023.tif 000008
【図３Ｃ】
2015529023.tif 000009
【図３Ｄ】
2015529023.tif 000010
【図３Ｅ】
2015529023.tif 000011
【図３Ｆ】
2015529023.tif 000012
【図４Ａ】
2015529023.tif 000013
【図４Ｂ】
2015529023.tif 000014
【図４Ｃ】
2015529023.tif 000015
【図５Ａ】
2015529023.tif 000016
【図５Ｂ】
2015529023.tif 000017
【図５Ｃ】
2015529023.tif 000018
【図５Ｄ】
2015529023.tif 000019
【国際調査報告】
2015529023.tif 000020
2015529023.tif 000021