(57)【要約】  本発明は、充電デバイスの放出コイル（１１）及び車両の受信コイル（２１）を用いる磁気誘導による、電気自動車両（３０）のバッテリ（Ｂａｔｔ）の非接触充電の方法に関し、本方法は：インバータ（３）の電気供給を制御するステップ（１４０）であって、上記インバータ（３）の両端子に亘るように、可変周波数（Ｎ＿ＰＷＭ）に応じた放出コイル（１１）が接続されている、ステップ（１４０）；アナログ回路内で、放出コイル（１１）の両端子における電流（Ｕ）及び電圧（Ｉ）の値を測定するステップ（１００）；並びに電流（Ｕ）と電圧（Ｉ）との間の位相変移を計算するステップ（１１０）を含む。本方法は：位相変移を数値に変換するステップ（１２０）；及びインバータの可変周波数を、デジタル処理によって位相変移の値にロックするステップ（１３０）を更に含むことを本質的な特徴とする。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
充電デバイスの放出コイル（１１）を備える放出共振回路（１０）と、受信コイル（２１）を備える自動車両（３０）の受信共振回路（２０）との間の磁気誘電による、前記車両（３０）のバッテリ（Ｂａｔｔ）の非接触充電の方法であって、  前記車両（３０）を前記放出コイル（１１）の上方に位置決めすることで、前記放出コイル（１１）と前記受信コイル（２１）との間の磁気結合を保証できる、方法において、
前記方法は：
‐インバータ（３）の可電気供給を設定値とともに命令するステップ（１４０）であって、前記インバータ（３）の両端子に亘るように、可変周波数に応じた前記放出コイル（１１）が連結されている、ステップ（１４０）；
‐アナログ回路内で、前記放出コイル（１１）の前記両端子間を流れる電流（Ｕ）及び電圧（Ｉ）の値を測定するステップ（１００）；及び
‐前記電流（Ｕ）と前記電圧（Ｉ）との間の位相変移を計算するステップ（１１０）
を含む複数のステップを含み、
前記方法は、以下のステップ：
‐前記位相変移を数値に変換するステップ（１２０）；及び
‐前記インバータに送達される前記切り替え設定値の周波数を、デジタル処理によって、前記位相変移の値に従属させるステップ（１３０）
を更に含むことを特徴とする、方法。
【請求項２】
‐前記位相変移の前記絶対値（ＡＢＳ＿ＰＨ＿ＡＮＡ）を確立するステップ；
‐前記位相変移の前記絶対値の導関数（Ｄｅｒ＿ＡＢＳ＿ＰＨ）を計算するステップ；
‐前記導関数の符号（Ｓｇｎ＿ＤＥＲ）を計算するステップ；及び
‐前記位相変移の前記絶対値（ＡＢＳ＿ＰＨ＿ＡＮＡ）、前記導関数（Ｄｅｒ＿ＡＢＳ＿ＰＨ）、及び前記導関数の前記符号（Ｓｇｎ＿ＤＥＲ）に応じて、実際の位相変移（ＰＨ＿ＥＳＴ）の値を推定するステップ
を含む複数のステップを含む、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記インバータ（３）の前記可変周波数を所定値（ＣＯＮＳ＿ＰＨ）未満の位相変移の値に従属させるステップを含む、請求項１又は２に記載の方法。
【請求項４】
前記デジタル処理（１３０）による前記従属は比例積分調節器によって実装され、
前記比例積分調節器の比例ゲインの値及び積分ゲインの値は、前記インバータ（３）の前記周波数の所定値（ＣＯＮＳ＿ＰＨ）への収束率を最適化するように選択される、請求項３に記載の方法。
【請求項５】
前記位相変移の前記絶対値（ＡＢＳ＿ＰＨ＿ＡＮＡ）をフィルタリングする少なくとも１つのステップを含む、請求項２〜４のいずれか１項に記載の方法。
【請求項６】
前記方法は：
‐前記位相変移の前記絶対値の前記導関数（Ｄｅｒ＿ＡＢＳ＿ＰＨ）を、上の閾値（ＴＨＲＥＳＨＯＬＤ＿Ｈ）及び下の閾値（ＴＨＲＥＳＨＯＬＤ＿Ｌ）と比較するステップ；
‐前記電流と前記電圧との間の前記位相変移の信号の前記符号を表す信号（Ｓｇｎ＿ＰＨ）を発信するステップ
を含む複数のステップを含み、ここで
‐前記位相変移の前記絶対値の前記導関数（Ｄｅｒ＿ＡＢＳ＿ＰＨ）が前記上の閾値（ＴＨＲＥＳＨＯＬＤ＿Ｈ）よりも大きい場合、前記電流と前記電圧との間の前記位相変移の信号の前記符号は正であるとみなし、
‐前記位相変移の前記絶対値の前記導関数（Ｄｅｒ＿ＡＢＳ＿ＰＨ）が前記下の閾値（ＴＨＲＥＳＨＯＬＤ＿Ｌ）よりも小さい場合、前記電流と前記電圧との間の前記位相変移の信号の前記符号は負であるとみなす、請求項２〜５のいずれか１項に記載の方法。
【請求項７】
コンピュータプログラムであって、
前記プログラムをコンピュータ上で実行する際に、請求項１〜６のいずれか１項に記載の方法の前記複数のステップを実行するための、プログラムコード命令を含む、コンピュータプログラム。
【請求項８】
電気自動車両（３０）のバッテリ（Ｂａｔｔ）の磁気誘電による非接触充電のためのシステムであって、前記車両（３０）の受信共振回路（２０）が受信コイル（２１）を備える、システムにおいて、
前記システムは：
‐放出コイル（１１）を備える共振放出回路（１０）；
‐インバータ（３）であって、その両端子に亘るように、前記放出コイル（１１）が連結されている、インバータ（３）；
‐アナログ回路（４１）及び制御基板（４２）が配置されているアナログ及びデジタルのマザーボード（４０）であって、電流（Ｕ）と電圧（Ｉ）との間の位相変移の絶対値（ＡＢＳ＿ＰＨ＿ＡＮＡ）を計算する前記アナログ回路（４１）によって、前記放出コイル（１１）の前記端子間を流れる前記電流及び前記電圧が測定及び処理され、前記アナログ回路（４１）から生じる前記位相変移信号（ＡＢＳ＿ＰＨ＿ＡＮＡ）は、入力として前記デジタル制御基板（４２）に導入され、前記デジタル制御基板は、出力として周波数設定値（Ｎ＿ＰＷＭ）を前記インバータ（３）に発信する、マザーボード（４０）；並びに
‐前記位相変移を数値に変換するためのアナログ‐デジタル変換器                 
を備え、
前記制御基板（４２）は、前記インバータ（３）に送達される前記切り替え設定値の周波数を、デジタル処理によって、前記位相変位の前記値に従属させて、前記車両（３０）が前記放出コイル（１１）の上に位置決めされている時に前記放出コイル（１１）と前記受信コイル（２１）との間の磁気結合を保証できるよう構成されている、システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電気又はハイブリッド自動車両のバッテリの非接触充電に関する。
【背景技術】
【０００２】
充電は磁気誘電により実行される：「充電領域」と呼ばれる位置では、放出コイル（又は一次コイル）を有する接地回路内に電流を流し、これにより、電気又はハイブリッド自動車両（これ以降は単に車両と呼ぶ）の受信コイル（又は二次コイル）に電力を供給する。
【０００３】
磁気誘電の現象は、一次コイル及び二次コイルが互いに十分に接近している時にのみ生じ、伝達される電力は、一部、接地回路の共振に依存している。充電中、車両は静止しているが、回路内を流れる電流の周波数は、一次コイルに対する二次コイルの位置に応じて、従って、（静止）一次コイルに対する充電領域内の車両の位置に応じて、適合させる必要がある。これにより、システムの共振を達成する。
【０００４】
従ってより正確には、本発明の複数の主題のうち、第１の主題によると、本発明は、充電デバイスの放出コイルを備える放出共振回路と、受信コイルを備える車両の受信共振回路との間の磁気誘導による、電気自動車両のバッテリの非接触充電の方法であって、この車両を放出コイルの上方に位置決めすることで、放出コイルと受信コイルとの間の良好な磁気結合を保証できる、方法において、以下の複数のステップ：
‐インバータの電力供給を設定値と共に命令するステップであって、上記インバータの両端子に亘るように、可変周波数に応じた放出コイルが連結されている、ステップ；
‐アナログ回路内で、放出コイルの両端子間を流れる電流及び電圧の値を測定するステップ；及び
‐電流と電圧との間の位相変移を計算するステップ
を含む、方法に関する。
【０００５】
このような方法は、特に従来技術の特許文献１で提供される例を通して、当業者には公知であり、この特許文献１は特に、電圧と電流との間で位相を比較することによって、「位相比較器」モジュールを備える回路内で、電流及び電圧の符号のイメージである論理信号に基づいて励起周波数を駆動して、その可変振幅が励起周波数の変化を引き起こす信号をＶＣＯモジュール（即ち、入力電圧に応じた周波数の信号を生成する電圧制御オシレータ）によって生成することを目的としている。
【０００６】
他の解決策は、充電回路の周波数を、二次コイルで受信した電力に応じて変化させるように構成されている；しかしこの場合、車両のバッテリは大きすぎる電力の伝送を拒絶する傾向にある。
【０００７】
しかしながら、このような解決策は、実装するには複雑かつ高価である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】欧州特許第２３１７６２４号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
本発明の目的は、単純であり、かつ本質的にデジタル式である解決策を提案することで、これらの欠点を克服することである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
この目的に鑑みて、本発明による、更に上記前提部分による本方法は、以下の複数のステップ：
‐位相変移を数値に変換するステップ；及び
‐インバータに送達される切り替え設定値の周波数を、デジタル処理によって、位相変移の値に従属させるステップ
を更に含むことを本質的に特徴とする。
【発明の効果】
【００１１】
本発明により、電圧と電流との間の位相差の検知が、ハードウェアレベルで極めて単純になり、これにより、ハードウェア電子部品の数及びこれに伴って実装費用が最小となり、主要な部分はデジタル処理される。好ましくは、位相変移値は、システムの共振に対応している。
【００１２】
これらの特徴により、デジタル部分におけるパフォーマンスの調整が簡単になり、かつこれをパラメータ化できる。
【００１３】
本発明により、大幅に低減された伝送電力で共振をシークできる。車両のバッテリは大きすぎる電力の伝送を拒絶する傾向にあるので、これは有益である。
【００１４】
一実施形態では、以下：
‐位相変移の絶対値を確立するステップ；
‐位相変移の絶対値の導関数を計算するステップ；
‐導関数の符号を計算するステップ；及び
‐位相変移の絶対値、導関数、及び導関数の符号に応じて、実際の位相変移の値を推定するステップ
を含む複数のステップが考えられる。
【００１５】
このような特徴により、単純なデジタル処理によって、回路の周波数が共振周波数よりも大きいか小さいかを知ることができる。
【００１６】
一実施形態では、可変周波数を所定値未満の位相変移の値に従属させるステップが考えられる。
【００１７】
これにより、電流の位相と電圧の位相との間の位相変移を最小化できる。この特徴により、位相における閉ループの使用によってシステムの堅牢性を提供できる。
【００１８】
本発明によると、周波数従属は、ソフトウェアのループによって実装され、これにより従属の微調整の完全な柔軟性を得ることができる（必要に応じて周波数は完全に可変となる）。
【００１９】
有利には、従属は比例積分調節器によって実装され、その比例ゲインの値及び／又は積分ゲインの値は、可変周波数の所定値への収束率を最適化するように選択される。
【００２０】
一実施形態では、位相変移の絶対値をフィルタリングする少なくとも１つのステップが考えられる。
【００２１】
一実施形態では、以下：
‐位相変移の絶対値の導関数を、上の閾値及び下の閾値と比較するステップ；
‐電流と電圧との間の位相変移の信号の符号を表す信号を発信するステップを含む複数のステップが考えられ、ここで、
‐位相変移の絶対値の導関数が上の閾値よりも大きい場合、電流と電圧との間の位相変移の信号の符号は正であるとみなし、
‐位相変移の絶対値の導関数が下の閾値よりも小さい場合、電流と電圧との間の位相変移の信号の符号は負であるとみなす。
【００２２】
別の主題によると、本発明はコンピュータプログラムに関し、このプログラムは、このプログラムをコンピュータ上で実行する際に、本発明による方法の上記複数のステップを実行するための、プログラムコード命令を含む。
【００２３】
本発明によると、位相の定式化は一部アナログで、及び一部（ソフトウェアによる）デジタルで構成され；これにより、アナログ部品の数を減らすことができ、それに伴ってコストを低減でき、かつシステムの信頼性を向上できる。一方、純粋にアナログのみの解決策は実装するのが極めて複雑である。
【００２４】
最後に、本発明は、電気自動車両のバッテリの磁気誘電による非接触充電のためのシステムであって、その受信共振回路が受信コイルを備える、システムにおいて、
このシステムは：
‐放出コイルを備える共振放出回路；
‐インバータであって、その両端子に亘るように、上記放出コイルが連結されている、インバータ；
‐アナログ回路及び制御基板が配置されているアナログ及びデジタルのマザーボードであって、電流と電圧との間の位相変移の絶対値（ＡＢＳ＿ＰＨ＿ＡＮＡ）を計算するアナログ回路によって、放出コイルの端子間を流れる電流及び電圧が測定及び処理され、このアナログ回路から生じる位相変移信号（ＡＢＳ＿ＰＨ＿ＡＮＡ）は、入力としてデジタル制御基板に導入され、このデジタル制御基板は、出力として周波数設定値（Ｎ＿ＰＷＭ）をインバータに発信する、マザーボード；並びに
‐位相変移を数値に変換するためのアナログ‐デジタル変換器
を備え、
上記制御基板は、インバータに送達される切り替え設定値の周波数を、デジタル処理によって、位相変移の値に従属させて、車両が放出コイルの上に位置決めされている時に放出コイルと受信コイルとの間の磁気結合を保証できるよう構成されている、システムにも関する。
【００２５】
本発明のその他の特性及び利点は、例示的かつ非限定的な実施例を用いて提供される以下の説明を読み、また添付の図面を参照することで、より明らかになるであろう。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】図１は、車両の非接触充電の全体図である。
【図２】図２は、図１の図の、特定の電子回路に関する詳細を示す。
【図３】図３は、電圧と電流との間の絶対値の位相変移を測定するための回路の実施形態を示す。
【図４】図４は、本発明によるコンピュータ（プロセッサ）の一部の実施形態を示す。
【図５】図５は、図４のブロックＢ３の実施形態を示す。
【図６】図６は、可変周波数に応じた位相変移信号の展開を示す。
【図７Ａ】図７Ａは、一次コイルと二次コイルとの間で相対移動が発生する場合の、時間に応じた共振周波数の変化を、図７Ｂと同期した様式で示す。
【図７Ｂ】図７Ｂは、一次コイルと二次コイルとの間で相対移動が発生する場合の、時間に応じた（符号付き及び符号無しの絶対値である）位相変移信号の変化を、図７Ａと同期した様式で示す。
【図８】図８は、可変周波数に応じた位相変移信号及びその絶対値の展開を示す。
【図９】図９は、本発明による方法の実施形態を示す。
【発明を実施するための形態】
【００２７】
図１は、車両の非接触充電の全体図であり、図２は、この全体図の、フィルタＦｉｌｔを含む特定の電子回路に関する詳細である。
【００２８】
電源１（典型的には電気回路網）は、整流器２に正弦波電流を放出する。整流器２により、その周波数が調整可能であるインバータ３に給電できる。インバータ３は、一次コイル又は放出コイルとも呼ばれる充電コイル１１を備える、共振充電回路１０（ＬＣ回路と呼ぶ）に給電する。
【００２９】
一次コイル１１は、受信コイル２１（二次コイル又は単に「二次」とも呼ばれる）を備える共振受信回路２０を備える、車両３０のバッテリを充電できる。
【００３０】
充電回路１０及び受信回路２０は、同一の共振周波数で共振するように構成される。
【００３１】
ここで、共振周波数は、一次コイルと二次コイルとの相対位置に依存している。
【００３２】
共振周波数の値を駆動するために、充電のレベル（即ち車両の地理的位置のレベルではない）にのみ作用を及ぼすことが提案される。従って、調節器により駆動される周波数を有するインバータ３のレベルに作用する。
【００３３】
一次コイル１１の端子間を流れる電流Ｕ及び電圧Ｉは、電流と電圧との間の位相変移の絶対値ＡＢＳ＿ＰＨ＿ＡＮＡ（これ以降、位相変移信号又は「位相変移」と呼ぶ）を計算するアナログ回路４１により、測定され及び処理される。
【００３４】
アナログ回路４１から生じる位相変移信号ＡＢＳ＿ＰＨ＿ＡＮＡを、入力としてデジタル制御基板４２に導入し、このデジタル制御基板は、出力として周波数設定値（Ｎ＿ＰＷＭのイメージである）をインバータ３に発信する。
【００３５】
この例では、アナログ回路４１及び制御基板４２は、アナログ及びデジタルのマザーボード４０上に配置されている。
【００３６】
共振回路では、電圧及び電流は共振の位相にある。ここでの目的は、共振する一次コイル１１と二次コイル２１との間で、電力を伝送することを実行することである。
【００３７】
図２は、より正確に様々な電力段階を表し、図１は、特にマザーボード、又は制御装置に対応するブロック４０を詳細に表す。
【００３８】
図６に示されるように、充電回路１０内の電圧Ｕと電流Ｉとの間の位相差は、共振においてほぼゼロである。位相差は、共振周波数の前は負であり、共振においてゼロに近く、共振を超えると正である（位相差が、充電回路内の電流Ｉと電圧Ｕとの間で確立されると、現象は逆になる）。従って、充電回路内の電圧と電流との間の位相差に対応する信号の絶対値（絶対値の信号と呼ぶ）は、共振においてほぼゼロの反曲点を通過する。
【００３９】
従って、周波数に応じた位相変移の絶対値を表す図６に示す例では、位相変移信号ＡＢＳ＿ＰＨ＿ＡＮＡの時間導関数は、共振周波数の前で負であり、それを超えると正である。位相差の符号と、位相変移信号ＡＢＳ＿ＰＨ＿ＡＮＡの導関数の符号との間には対応関係が存在する。
【００４０】
図８は、周波数に応じた位相変移の実際の値、即ち符号付きの値を表す。
【００４１】
インバータ３の周波数の確立を駆動するために、位相変移ＡＢＳ＿ＰＨ＿ＡＮＡの値を提供できるアナログ処理、及び位相差の符号の推定（ＰＨ＿ＥＳＴと表される）を提供できるデジタル処理が考えられる。
【００４２】
図９に表すように、アナログレベルにおいて、電圧Ｕの測定１００を電流Ｉの測定と比較して、これら２つの量の間の位相変移ＡＢＳ＿ＰＨ＿ＡＮＡの値を計算１００する。この目的のために、図３に示すような回路４１を実装してよい。
【００４３】
図３において、Ｕ１及びＵ２は、電圧Ｕの測定（ゲートパルス信号）と強度Ｉの測定（正弦波信号）との比較器である。これらの比較器からの出力は、互いに対して位相変移され、位相変移の絶対値を回復するために出力がフィルタリングされる専用のＯＲゲートに入力される、正のゲートパルス信号である。
【００４４】
（アナログ）位相変移信号ＡＢＳ＿ＰＨ＿ＡＮＡは、デジタル制御基板の入力において、アナログ／デジタル変換器へと配向され、位相変移を数値に変換１２０する。
【００４５】
デジタルレベルにおいて、デジタル処理によって、インバータの可変周波数を位相変移の値に従属１３０させる。この目的のために、制御基板４２は、コンピュータ及び任意で上述のアナログ／デジタル変換器を備える。
【００４６】
（ブール値の）初期化信号ｉｎｉｔは、コンピュータの別の入力へと配向される。初期化信号ｉｎｉｔの値は、電力伝送を実行する又はしないための命令を示す。これにより、インバータ３の電力供給の命令１４０が可能となり、ここでインバータ３の両端子に亘るように、可変周波数に応じた放出コイル１１が連結されている。これがＮ＿ＰＷＭのイメージである。
【００４７】
この目的のために、コンピュータは、この例ではパルス幅変調（ＰＷＭ）調節器である調節器を備え、この調節器の出力信号Ｎ＿ＰＷＭは、電圧インバータ３のチョッピング時間に直接対応する。信号Ｎ＿ＰＷＭの値は、ＰＷＭレジスタ値に対応し、インバータ３のチョッピング時間Ｔは、以下の関係式により信号Ｎ＿ＰＷＭの値に関連する：
Ｔ＝Ｎ＿ＰＷＭ／１０＾８  
この式は、（クロック周波数が１００ＭＨｚに等しい）制御基板２のクロック周期に関連する。
【００４８】
図４に、コンピュータの少なくとも一部の実施形態を示す。これは、４つのブロックＢ１〜Ｂ４からなる。
【００４９】
ブロックＢ１、Ｂ２及びＢ３により、アナログ位相変移ＡＢＳ＿ＰＨ＿ＡＮＡに基づいて、位相変移の符号を表す信号ＰＨ＿ＥＳＴを構築できる。
【００５０】
ブロックＢ１は、フィルタリング機能をもたらすフィルタである（この例では、次数１のローパスフィルタである）。調整パラメータ（遮断角周波数）はｆｃ＿ｗであり、これの典型的な値は例えば６２８ｒａｄ／ｓである。ブロックＢ１の機能は、アナログ信号ＡＢＳ＿ＰＨ＿ＡＮＡから生じる測定ノイズを抑制することである。
【００５１】
ブロックＢ２は、微分関数を実行する微分器である（この例では微分フィルタである）。好ましくは、調整パラメータがｆｃ＿ｗ（これの典型的な値も例えば６２８ｒａｄ／ｓである）である次数１の別のフィルタをもたらす。ブロック２からの出力として、信号Ｄｅｒ＿ＡＢＳ＿ＰＨが生成される。これが入力信号ＡＢＳ＿ＰＨ＿ＡＮＡの（フィルタリングされた）導関数のイメージである。
【００５２】
ブロック３は、Ｄｅｒ＿ＡＢＳ＿ＰＨの微分の符号を表す信号ｓｇｎ＿ＰＨを定式化する。ブロック３の例示的な実施形態が、図５に示されている。
【００５３】
ブロックＢ２から生じる信号Ｄｅｒ＿ＡＢＳ＿ＰＨを、Ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ＿Ｈと表される第１の閾値と比較し：導関数信号Ｄｅｒ＿ＡＢＳ＿ＰＨが、この第１の閾値より大きい場合、オリジナルの信号（即ち、非絶対値の位相変移信号）は正であり、正の値への経路が検知されると考えられ；この比較から生じる信号ＤＥＴＥＣＴＩＯＮ＿ＰＬＵＳ＿１は、１に等しい。
【００５４】
また、ブロックＢ２から生じる信号Ｄｅｒ＿ＡＢＳ＿ＰＨを、Ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ＿Ｌと表される第２の閾値と比較し：導関数信号Ｄｅｒ＿ＡＢＳ＿ＰＨが、この第１の閾値より小さい場合、オリジナルの信号（即ち、非絶対値の位相変移信号）は負であり、負の値への経路が検知されると考えられ；この比較から生じる信号ＤＥＴＥＣＴＩＯＮ＿ＭＩＮＵＳ＿１は、１に等しい。
【００５５】
Ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ＿Ｈ及びＴｈｒｅｓｈｏｌｄ＿Ｌは、２つの調整パラメータを構成する。これらの典型的な値は、１０及び−１０である（閾値の１つは正、もう一方は負）；（Ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ＿Ｂの値が低すぎると、検知を誤るリスクがあり、Ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ＿Ｈの値が高すぎると、符号の変化を検知できないリスクがある）。
【００５６】
信号ＤＥＴＥＣＴＩＯＮ＿ＭＩＮＵＳ＿１は所定の値（この例では値２）によって乗算され、この結果が信号ＤＥＴＥＣＴＩＯＮ＿ＰＬＵＳ＿１に加算され、以下の論理に従って、信号ＰＡＴＨ＿ＯＵＴＰＵＴを形成する：
符号の変化の検知がない場合、ＰＡＴＨ＿ＯＵＴＰＵＴ＝０；
ＤＥＴＥＣＴＩＯＮ＿ＰＬＵＳ＿１＝１の場合、ＰＡＴＨ＿ＯＵＴＰＵＴ＝１；
ＤＥＴＥＣＴＩＯＮ＿ＭＩＮＵＳ＿１＝１の場合、ＰＡＴＨ＿ＯＵＴＰＵＴ＝２。
【００５７】
その後、例えば以下の論理によるマルチポートスイッチを用いて、位相変移信号の符号を表す出力信号ｓｇｎ＿ＰＨが簡単に構築される：
ＰＡＴＨ＿ＯＵＴＰＵＴ＝０の場合、ブロックの最終コール中に計算された符号を維持する；
ＰＡＴＨ＿ＯＵＴＰＵＴ＝１の場合、ｓｇｎ＿ＰＨ＝１；
ＰＡＴＨ＿ＯＵＴＰＵＴ＝２の場合、ｓｇｎ＿ＰＨ＝−１。
【００５８】
出力信号ｓｇｎ＿ＰＨは、ブロック１／Ｚ「単位遅延」（図５）を介して、入力としてループさせてもよい。この単位遅延により、信号ｓｇｎ＿ＰＨの最終値を復帰させることができる。変化が検知されない場合、直前の値を維持する。
【００５９】
位相変移信号の符号を表す出力信号ｓｇｎ＿ＰＨは、位相変移信号ＡＢＳ＿ＰＨ＿ＡＮＡで乗算され、ブロック４の入力の一つに推定信号ＰＨ＿ＥＳＴを提供する。
【００６０】
ブロック４は閉ループ調節をもたらす；例えば、従来のＰ−Ｉ（比例積分）型の調節器である。
【００６１】
一実施形態では、従属の原理が、初期値により決定される低い初期周波数から開始され、この初期周波数は例えば、９０００に等しい典型的な初期値Ｔ＿ｉｎｉｔである。この値は時間に対して位置的に等しく、１００ＭＨｚに等しいクロック周波数で１０＾８で割って秒数に戻す。
【００６２】
この初期値Ｔ＿ｉｎｉｔは、パラメータ化できる。
【００６３】
従って、初期値が９０００に等しい場合、インバータ３の初期周波数は、以下と等しい：
周波数＝１０＾８／９０００＝１１１１１Ｈｚ
調節器が作動されている場合、インバータ３の周波数の命令は、以下の関係式により、信号Ｎ＿ＰＷＭの値によって固定される：
Ｎ＿ＰＷＭ＝Ｔ＿ｉｎｉｔ−Ｕ＿Ｃｏｒｒ
Ｕ＿ＣｏｒｒはＰ−Ｉ調節器の出力である（始めは負である）。
従って、信号Ｎ＿ＰＷＭの値は、漸次的に減少することになり、電力供給の周波数は、所望の共振値まで漸次的に増加することになる。
【００６４】
Ｐ−Ｉ補正器の調整パラメータ（図には表されていない）は：
‐比例ゲインＫｐ；
‐積分ゲインＫｉ
である。
これら２つのパラメータにより、可変周波数の共振への収束率に適合できる。
【００６５】
ブロックＢ４の第１の入力は、これを達成することが望まれる、位相変移設定値ＣＯＮＳ＿ＰＨである。図６で示唆されるように、実際の位相変移信号は完全にゼロまで降下することはないが、アナログ処理システムの様々な不一致の結果、ＡＢＳ＿ＰＨ＿ＡＮＡが構築できる。そのため、設定値はちょうど０に固定することはできない。典型的な値は、例えば２０°である。
【００６６】
第２の入力は、調節される量に相当し、これはその符号（以下）で再構築された位相変移である：
ＰＨ＿ＥＳ＝ＡＢＳ＿ＰＨ＿ＡＮＡ×ｓｇｎ＿ＰＨ  
【００６７】
第３の入力は、信号ｉｎｉｔ（初期化状態を示すブール値信号）に対応する；信号が１に等しい場合、信号は、電力の伝送を必要としないスタンバイ状態を意味し、ＰＩコントローラの出力が第４の入力により固定された値に等しい場合、信号は０値となる。
【００６８】
信号ｉｎｉｔが０に等しい場合、ＰＩコントローラの出力は漸次的に減少する（初期値は−９０°のオーダーであるため）；補正器は、Ｔ＿ｉｎｉｔにより固定された値から開始し、所望の値（共振に近い値）まで、漸次的にＮ＿ＰＷＭを減少させる。
【００６９】
第４の入力は、この例では０に固定された、初期値ＶＡＬ＿ＩＮＩＴＩＡＬに対応する。設定値は、充電命令が供給されない限り送達されない、即ち、信号「ｉｎｉｔ」は０を通過しない。
【００７０】
図７Ａ及び図７Ｂは、受信器（車両）及び充電がいくらかの相対的な運動（電力伝送の妨害を引き起こす）の下にある試練のなか、それぞれ、時間に応じた共振周波数の同期した状態における変化、及び位相変移信号の同期した状態における変化を示す。
【００７１】
一次コイルは最初、二次コイルの反対側の右にある。従属は初期周波数Ｆ０（この例では約２１ｋＨｚ）が課される。
【００７２】
二次コイルは最初に一方向に一度目の移動をする。周波数が減少し、漸次的に周波数Ｆ１（この例では約２０．５ｋＨｚ）で安定する。この移動は一時的に位相変移（図７Ｂ）を増加させる。これにより位相変移は設定値ＣＯＮＳ＿ＰＨ付近で安定する。
【００７３】
二次コイルは次に同じ方向に二度目の移動をする。周波数は再び減少し、漸次的に周波数Ｆ２（この例では約２０ｋＨｚ）で安定する。この移動は再び一時的に位相変移（図７Ｂ）を増加させる。これにより位相変移は設定値ＣＯＮＳの付近で安定する。
【００７４】
二次コイルは次に、初期位置に戻るために反対方向に移動する。従属により、初期値Ｆ０に近い値に戻る周波数をもたらし、この移動は一時的に位相変移（図７Ｂ）を増加させ、これにより位相変移は設定値ＣＯＮＳ＿ＰＨの付近で安定する。
【００７５】
なお、従属は緩慢に調整されているが、従属の速度を著しく加速できることに留意されたい。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７Ａ】
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【図７Ｂ】
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【図８】
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【図９】
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【国際調査報告】
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