(57)【要約】  一つの入力コンデンサ（３０）又は複数の入力コンデンサを備えた容量センサを読み出すための電気インタフェース及び方法であり、この容量センサは、二つのレベルの電圧（Ｖｌｏｗ，Ｖｈｉｇｈ）により励起されて、電荷検知増幅器によって読み出され、その増幅器の出力は、四つの連続する時点でサンプリングされる。評価ユニット（３３３）は、異なる電圧レベルに対応する二対のサンプルの間の二つの差分値（Ｖ１２，Ｖ３４）を計算して、これらの差分値を電荷検知増幅器の入力に転送された電荷に比例する一つの出力値（Ｖｏｕｔ＿ｒａｗ）及びノイズ電流の時間微分（ｄｉｎ／ｄｔ）に感応する一つのエラー値（エラービット）に組み合わせるように構成されている。
2015501038.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一つの入力コンデンサ（３０）又は複数の入力コンデンサを備え、そのコンデンサの容量が測定しなければならない値に依存する容量センサを読み出すための電気インタフェース回路であって、このインタフェース回路が、入力コンデンサ（３０）の一方の電極に繋がった、第一の電圧レベル（Ｖｌｏｗ）と第二の電圧レベル（Ｖｈｉｇｈ）の間で変化する励起電圧を発生する少なくとも一つのドライバ（３２，３２ａ〜３２ｋ）と、入力コンデンサ（３０）の他方の電極に繋がった電荷検知増幅器であって、この電荷検知増幅器の入力に転送された電荷に比例する信号（ＶＣＳＡ，３５８）を出力するように構成された電荷検知増幅器とを備えた電気インタフェースにおいて、
電荷検知増幅器の出力の四つのサンプル（Ｖｓｈ１，Ｖｓｈ２，Ｖｓｈ３，Ｖｓｈ４）を保持するように動作を構成されたサンプリング手段（５０１，５０２，５０３，５０４）と、これら四つのサンプルの中の二つのサンプル（Ｖｓｈ２，Ｖｓｈ３）が前記の第一の電圧レベル（Ｖｌｏｗ）に対応する一方、それ以外の二つのサンプル（Ｖｓｈ１，Ｖｓｈ４）が第二の電圧レベル（Ｖｈｉｇｈ）に対応するように、前記の四つのサンプルの時点及び前記のドライバ（３２，３２ａ〜３２ｋ）により生成される励起の決定を始動するタイミング回路（３００）とが配備されていることを特徴とする電気インタフェース回路。
【請求項２】
異なる電圧レベルに対応する二対のサンプルの間の二つの差分値（Ｖ１２，Ｖ３４）を計算して、これらの差分値を電荷検知増幅器の入力に転送された電荷に比例する一つの出力値（Ｖｏｕｔ＿ｒａｗ）に組み合わせるように構成された評価ユニット（３３３）が更に配備されていることを特徴とする前の請求項に記載の電気インタフェース回路。
【請求項３】
当該の評価ユニットが、更に、当該の差分値をノイズ電流の時間微分（ｄｉｎ／ｄｔ）に感応する一つのエラー値（エラービット）に組み合わせるように構成されている前の請求項に記載の電気インタフェース回路。
【請求項４】
当該のエラー値がノイズによる影響を受けたサンプルを特定する前の請求項に記載の電気インタフェース回路。
【請求項５】
当該の電荷検知増幅器が、電荷検知増幅器（３５）の出力（ＶＣＳＡ）を所定の基準値（Ｖｉｎｉｔ）に強制的に保持するように構成されたリセット手段（３５２）も備えている前の請求項の中のいずれか一つに記載の電気インタフェース回路。
【請求項６】
前の請求項の中のいずれか一つに記載の電気インタフェース回路を二次元配列を構成する行と列に組織された複数の入力コンデンサを備えた容量式タッチセンサ機器と組み合わせた装置であって、この電気インタフェース回路がコンデンサを走査して、タッチセンサ機器に触れている一つ以上の指の位置を表す信号を提供するように構成されている組み合わせた装置。
【請求項７】
当該の電気インタフェース回路が、異なる電圧レベルに対応する二対のサンプルの間の二つの差分値（Ｖ１２，Ｖ３４）を計算して、これらの差分値を電荷検知増幅器の入力に転送された電荷に比例する一つの出力値（Ｖｏｕｔ＿ｒａｗ）及びノイズ電流の時間微分（ｄｉｎ／ｄｔ）に感応する一つのエラー値（エラービット）に組み合わせるように構成された評価ユニット（３３３）を備えており、このエラー値がノイズによる影響を受けたサンプルを特定し、ノイズによる影響を受けたサンプルを所定のデフォルト値で置き換えるように構成されたデジタルプロセッサが配備されている前の請求項に記載の組み合わせた装置。
【請求項８】
更に、デジタル画像プロセッサが配備されている前の請求項に記載の組み合わせた装置。
【請求項９】
容量センサ（３０）を読み出す方法であって、
第一の電圧レベル（Ｖｌｏｗ）と第二の電圧レベル（Ｖｈｉｇｈ）の間で変化する励起電圧を容量センサ（３０）の一つの電極に印加する工程と、
容量センサから転送された電荷を電荷検知増幅器により読み出す工程と、
四つのサンプルの中の二つのサンプル（Ｖｓｈ２，Ｖｓｈ３）が前記の第一の電圧レベル（Ｖｌｏｗ）に対応する一方、それ以外の二つのサンプル（Ｖｓｈ１，Ｖｓｈ４）が第二の電圧レベル（Ｖｈｉｇｈ）に対応するように、所定の時点における電荷検知増幅器の出力の四つのサンプル（Ｖｓｈ１，Ｖｓｈ２，Ｖｓｈ３，Ｖｓｈ４）を収集する工程と、
を有する方法。
【請求項１０】
異なる電圧レベルに対応する二対のサンプルの間の二つの差分値（Ｖ１２，Ｖ３４）を計算して、これらの差分値を電荷検知増幅器の入力に転送された電荷に比例する一つの出力値（Ｖｏｕｔ＿ｒａｗ）に組み合わせる工程を有する前の請求項に記載の方法。
【請求項１１】
当該の差分値をノイズ電流の時間微分（ｄｉｎ／ｄｔ）に感応する一つのエラー値（エラービット）に組み合わせる工程を有する前の請求項に記載の方法。
【請求項１２】
当該のエラー値に基づきノイズによる影響を受けたサンプルを特定する工程を有する前の請求項に記載の方法。
【請求項１３】
請求項６〜９のいずれか一つに記載の方法を二次元配列を構成する行と列に組織された複数の入力コンデンサを備えた容量式タッチセンサ機器の読み出しに使用する方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電気容量センサと、特に、限定するものではないが、電極配列における容量結合の変化を検出する装置とに関する。
【０００２】
本発明の実施形態は、コンピュータ用のタッチ検出スクリーン、トラックパッド、タッチ検出入力装置に関する。
【０００３】
本発明の別の実施形態は、近接センサ、ＭＥＭＳ装置、加速度計、位置エンコーダ、容量センサとインタフェースすることを要求するアプリケーションなどのそれ以外のアプリケーションにおける容量センサの使用、特に、複数の容量センサの走査に関する。
【０００４】
本発明の観点は、電気フィルタと、それに対応する電極の配列から電極間容量の変化を抽出して周囲の電磁ノイズを排除するために用いられる信号処理方法とである。
【背景技術】
【０００５】
図１と２の回路は、微小な容量変化を検知しなければならない様々な使用分野で用いられている。好適な電極構成により実現可能な入力コンデンサ３０は、定電位（この場合、グラウンド）と電荷検知増幅器３５の間に接続されている。この増幅器３５の入力は、仮想的な接地点であり、その電位を一定に保持するように、帰還ループが構成されている。この増幅器３５の出力は、図２でスイッチ３５２により表示されたリセット回路によって、好適な基準値Ｖｉｎｉｔに強制的にリセットすることが可能である。そのリセット後に、出力電圧は、式ＶＣＳＡ＝Ｖｉｎｉｔ−Ｑ／Ｃｆに基づく入力コンデンサ３０の値を反映し、ここで、Ｃｆは帰還コンデンサ３５５の値であり、Ｑは転送された電荷である。例えば、容量の変化から生じる、検知コンデンサに保存された電荷の変化は、積分器の出力での電圧変化として見える。積分器段の様々な実施形態は、従来技術で周知である。
【０００６】
ブロック４０は、ローパスフィルタである。その目的は、転送される信号を大きく減衰させること無く、測定信号から高周波ノイズ成分を除去することである。ブロック５０は、トラックホールド又はサンプルホールド回路である。その時々の電荷を変換している間に新しい電荷をサンプリングできるようにするために、電荷転送フェーズの最後に積分器の結果を保存して、それをＡＤＣ８０で実行されるＡ／Ｄ変換の全期間のために利用可能とする必要が有る。
【０００７】
図２は、ＸＹ容量センサマトリックスの容量セルの読出回路を図示しており、その回路は、タッチスクリーン、トラックパッド又はそれ以外の好適な機器に統合することができる。この入力コンデンサ３０は、電極の一つの行１３０と一つの列１２０の間に有る容量を表し、その容量は、例えば、指が近付くことによって変化することが可能である。このドライバ３２は、所定の振幅の方形パルスＶＴをマトリックスの各行（又は列）の電極３０に印加して、それらのパルスの立ち上がり及び立ち下りエッジで所定の基準電荷を注入している。これらのパルスは、マトリックスの行を順番に走査するために、更に図示されている通り、タイミングを取ることもできる。
【０００８】
タッチの無い場合の基準電荷（ＱＮＴ）とも呼ばれる基準電荷は、その電荷を増幅して、電圧信号に変換する電荷検知増幅器３５によって検出される。その電荷の量は、所定の容量マトリックスの各共面コンデンサのＸ電極とＹ電極の間の相互容量Ｃｘｙに比例する。ユーザの指がマトリックスの表面に近付いた場合、共面コンデンサの結合表面電界が変化して、相互容量値Ｃｘｙの変化を引き起し、そのため指の下に位置するコンデンサのＸ電極とＹ電極の間の結合電荷を変化させる。ＱＴと称するタッチによる新しい電荷量が、新しい走査パルスの間に検出されて増幅される。ＱＮＴとＱＴの間の差は、処理して変換可能なサンプリングされたタッチ信号である。理想的でない実際の場合、電荷検知増幅器の出力ＶＣＳＡは、ユーザの指だけでなく、電流源３１０を代表とする周囲の固有ノイズによっても影響を受ける。ノイズは、絶対レベルＶＣＳＡに誤差を生じさせて、様々なシステムエラーを引き起す可能性が有る。容量式タッチアプリケーションの重要な場合には、ノイズの振幅レベルとスペクトル特性に応じて、誤ったタッチがノイズにより始動される可能性が有る。
【０００９】
ＣＳＡオペレーションは、図３ａに図示されている通り、三つのフェーズに分割することができる。この例では、簡略化のために、ノイズ源３１０が、一定の直流としてモデル化されている。容量Ｃｘｙの変化が、ＣＳＡ出力（ＶＣＳＡ）を介して電圧に変換されている。リセット期間１０２は、リセットスイッチ３５２が閉じていることに対応し、ＶＣＳＡを基準電圧Ｖｂｉａｓに等しくすることができる（ここでは、オフセットを無視している）。ノイズ積分期間１０４と電圧サンプリング期間１０６の間の境界が、二つの異なる一定値の間における入力駆動レベルＶｒの遷移によって表されている。ＶＣに対する漏れ又はノイズ電流が無い理想的な場合、出力ＶＣＳＡに保持されている全電荷は、信号が入力に転送された電荷に比例する駆動電圧Ｖｒの変化に対応し、公称利得は、−Ｃｘｙ／Ｃｆｂに等しい。
【００１０】
図３ａの例では、ノイズ電流３１０は、増分ΔＶ１及びΔＶ２の始点でリセットスイッチが開いた場合の傾斜を一定とする出力に寄与している。差分値１１０は、（ＶＨｉｇｈ−Ｖｌｏｗ）・Ｃｘｙ／Ｃｆｂ＋（ΔＶ１＋ΔＶ２）によって与えられ、ここで、（ＶＨｉｇｈ−Ｖｌｏｗ）は、駆動電圧Ｖｒの振幅である。
【００１１】
図３ｂは、ノイズ誤差（ΔＶ１＋ΔＶ２）を補正する周知の方法を図示している。この電圧取得サイクルは、駆動信号Ｖｒの二つの逆向きの遷移を有し、サンプリングホールドスキームは、それぞれ取得フェーズの第一と第二の部分に関するＶｃｓａ出力のサンプリング値を保存する二つの信号Ｖｓｈ１とＶｓｈ２を発生させる役割を果たす。二つの連続するサンプルの間におけるノイズの寄与分の相関が良好であると仮定すると、二つのサンプリングホールド信号Ｖｓｈ１とＶｓｈ２の間の差は、直流及び低周波ノイズの寄与分を最早含まない。更に、実際の容量の変化が起こった場合、駆動信号における符号の変化が、Ｖｓｈ１及びＶｓｈ２と逆相の有用な信号を発生させて、これらの二つの変数の間の差が、容量の変化に関して６ｄＢの利得を表すこととなる。
【００１２】
前記の方法及び回路は、直流オフセット及び低周波ノイズ（例えば、１／ｆノイズや主電源から由来するノイズ）の十分な除去を提供する。他方、高周波ノイズは、ローパスフィルタ４０又はそれと同等の信号処理技術によって効果的に軽減することができる。
【００１３】
周知の回路、例えば、特許文献１及び２に開示された回路は、特に、二つの連続するサンプルの間のノイズが無相関である場合、電源、照明ランプ、バックライトなどのスイッチング装置から由来するノイズなどの中間周波ノイズ事象を未だ十分に除去できていない。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１４】
【特許文献１】米国特許公開第２０１１１６３７６８号明細書
【特許文献２】米国特許公開第２０１１１０２０６１号明細書
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
以上のことから、本発明の課題は、容量センサから信号を抽出することができ、ノイズに対する改善された耐性を有する、新しい容量式タッチセンサ回路と、それに対応するフィルタ及び処理方法とを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本課題は、本発明による請求項に記載された発明の対象によって実現される。
【００１７】
本発明は、図面に図示された実施例の記述により、より良く理解される。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】一般的な容量センサの読み出しの模式図
【図２】容量センサの配列とそれに対応する読出回路の図
【図３ａ】低周波ノイズの影響を含む、図２の回路の主要な電気信号のグラフ
【図３ｂ】図３ａと異なるサンプリングスキームのグラフ
【図４ａ】本発明の一つの観点によるサンプリングスキームの読出サイクルのグラフ
【図４ｂ】本発明の別の観点によるサンプリングスキームの読出サイクルのグラフ
【図５ａ】本発明の一つの実施形態で用いられる別の信号のグラフ
【図５ｂ】本発明の別の実施形態で用いられる別の信号のグラフ
【図６】周囲の様々なノイズ源を含む状況を説明するグラフ
【図７】本発明の一つの観点によるタッチ検知容量配列機器の模式図
【図８】図７に図示された装置の走査サイクル構造を説明するグラフ
【図９】図７の回路により生成されるデータフォーマットとエラー信号フラグのグラフ
【図１０】様々なノイズ源が有る場合の本発明の実施形態の性能例のグラフ
【発明を実施するための形態】
【００１９】
ここで、図４ａを参照すると、本発明の一つの観点では、ＶＣＳＡの四つの連続するサンプルＶｓｈ１、Ｖｓｈ２、Ｖｓｈ３及びＶｓｈ４が、それぞれ正、負、負、その後の正の積分に対応して生成されている。「正の積分」及び「負の積分」との用語は、ＶＣＳＡ上に出現する信号の極性と駆動励起電圧Ｖｆの値に関連する。例えば、駆動電圧Ｖｆが二つの値ＶｌｏｗとＶｈｉｇｈを取れると仮定すると、ＶｆがＶｈｉｇｈからＶｌｏｗに切り換わった場合、負の電荷（Ｖｌｏｗ−Ｖｈｉｇｈ）・Ｃｘｙが電荷検知増幅器３５の入力に注入されて、出力ＶＣＳＡは、正のステップを示し、それと逆に、ＶｆのＶｌｏｗからＶｈｉｇｈへの遷移はＶＣＳＡの負のステップに対応する。しかし、本発明は、それと逆の論理に依存して、負、正、正、その後再び負の積分に対応する四つのサンプルを採用することもできる。一般的に、これらのサンプルＶｓｈ１、Ｖｓｈ２、Ｖｓｈ３及びＶｓｈ４は、異なる順序におけるＶｌｏｗに対応する二つのサンプルとＶｈｉｇｈに対応する二つのサンプルを含むことができる。本発明の重要な観点によると、出力ＶＣＳＡは、Ｖｓｈ１、Ｖｓｈ２、Ｖｓｈ３及びＶｓｈ４のサンプリング後、所定の基準値にリセットされる（期間１０２）。
【００２０】
ここで、サンプリング周波数ＦＳ＝１／Ｔが入力ノイズと関連するナイキスト周波数よりも十分に速いものと仮定する。次の通り、Ｕを有用な信号として呼ぶこととする。
【００２１】
【数１】
2015501038.tif 000003
ノイズ信号Ｎ（ｔ）が積分器の入力と繋がる電流ｉｎ（ｔ）の形を有すると仮定する（図２を参照）。そして、活性化されているｎ番目の正の積分期間の間に一つのＳ／Ｈ出力に関する表現式を記述できる。リセット期間１０２の間には、明らかに積分が実行されず、（ｎ−１）Ｔ時点に始まり、ｎＴ時点に終わる期間の間の平均ノイズ電流
【００２２】
【数２】
2015501038.tif 000004
が実際には（（ｎ−１）・Ｔ＋Ｔｒ）に始まることを考慮すると、次の通りとなる。
【００２３】
【数３】
2015501038.tif 000005
簡略化のために、ノイズ電流が時間に関して線形的な関係を示すと仮定した場合、より一般的には、少なくとも一つの４倍のサンプリング周期の間に、好ましくは、幾つかの４倍のサンプリング周期の間に、ノイズ信号をその一次微分で置き換えることができる場合、次の通り記述できる。
【００２４】
ｉｎ（ｔ）＝α・ｔ
図４ａから、四つのＳＨ信号（Ｖｓｈ１，２，３，４）の各々の期間全体が４・Ｔであることにも留意されたい。ｉｎ（ｔ）を上記の式による値に置き換えると、次の通り、正の積分に対応する与えられたＳ／Ｈ出力から二つの連続するサンプルと最終的にそれらの差分を見出すことができる。
【００２５】
【数４】
2015501038.tif 000006
これから、差分は、次の通りとなる。
【００２６】
【数５】
2015501038.tif 000007
ここで、負の積分に対応する（ｎ＋１）番目のサンプルに焦点を合わせると、関連するＳＨ出力から二つの連続するサンプルの間の差分を同じく次の通り表現することができる。
【００２７】
【数６】
2015501038.tif 000008
そして、差分は、次の通りとなる。
【００２８】
【数７】
2015501038.tif 000009
ＶｄｐとＶｄｎに関する式から、定常状態では、各ＳＨの二つの出力の間のステップが一定であり、サンプリング指数と独立しており、入力ノイズ信号の傾斜にも比例することに気付く。ここで、駆動励起電圧Ｖｆの差分値に対応する二つのＳ／Ｈ出力の間の差分として、Ｖ１２＝Ｖｓｈ１−Ｖｓｈ２を定義する。Ｖ１２＝Ｖｓｈ１−Ｖｓｈ２は、図４ｂと５ａに図示されている通り、ＶｄｐとＶｄｎで定義される波高値と周期４・Ｔ及び平均値２・Ｕの方形波となる。
【００２９】
同様の解析を二つの別のＳ／Ｈ出力Ｖｓｈ３及びＶｓｈ４に関して行なうことができる。同じ初期仮定を用いて、次の式が得られる。
【００３０】
【数８】
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ここで、駆動励起電圧Ｖｆの差分値にも対応する、これら二つのＳ／Ｈ出力の間の差分Ｖ３４＝Ｖｓｈ３−Ｖｓｈ４を取ると、定常状態で、依然として平均値２・Ｕである、信号Ｖ１２と同じ波高値の方形波が得られるが、積分符号が逆であるために（フェーズ（ｎ＋２）Ｔでは負であり、その後のフェーズ（ｎ＋３）Ｔでは正である）、正のノイズｉｎ（ｔ）の場合に７５％のデューティサイクルを観測できる。そのことは、図５ａに図示されている。負のノイズの場合、明らかに信号Ｖ１２とＶ３４は、それぞれ７５％と２５％のデューティサイクルを示す。
【００３１】
本発明の一つの観点によると、電荷検知増幅器の入力に転送された電荷に比例する信号を得るために、前に定義した二つの方形波を組み合わせることによって、信号Ｖｃｏｍｐ＝Ｖ１２−Ｖ３４を生成する（信号Ｖｃｏｍｐは、減算の結果として定義されるが、明らかに、Ｖ１２とＶ２３の定義における項の順序を変えると、同じ代数値に到達するためには、加算又は差分の組合せが必要となる）。積分符号が逆となるために、時間に関して線形的なノイズの間の定常信号Ｖｃｏｍｐは、０Ｖを中心とする５０％のデューティサイクルパターンを示す。そのことは、図５ｂに図示されている。
【００３２】
図６は、例えば、スイッチング電源、バックライトパネル、ランプなどから由来する三角波ノイズスパイクを重畳した主電源周波数のノイズを表す低周波正弦波成分を有するノイズ電流信号３１０とそれに対応するＶｃｏｍｐ信号６００を時間の関数で図示している。
【００３３】
期待される通り、Ｖｃｏｍｐ信号は、入力ノイズ電流に対応する方形波及びパルスにおける平均値０Ｖを示す。このノイズ電流が時間に関して線形的又は準線形的に変化するとともに、４倍のＳ／Ｈシステムが正しくノイズを追尾できる場合、ピーク間振幅は、この節の最初に説明した通り、一次微分に比例する。ノイズパルスの最後に見られる通りの速い過渡期に関しては、Ｖｃｏｍｐサンプルは、最早振幅が一定の方形波を示さず、むしろ、それと関連する高いノイズｄｉｎ／ｄｔに対応する、より大きな振幅の幾つかのスパイクを示す。
【００３４】
ノイズに比例する両方向のスパイクｄｉｎ／ｄｔによって影響を受ける、良好に定義された平均レベルを０Ｖとすると、複合信号Ｖｃｏｍｐは、中間周波ノイズを検出及び除去するための基準レベルとして考えることができる。
【００３５】
実際のタッチパネルシステムでは、「Ｌ」個の電荷検知増幅器が、「Ｋ」個の行と交差する「Ｌ」個の列に接続されている。図７は、ここで提案したシステムの実現可能な実施形態の一つの列に関するブロック図を図示している。それは、列１３０と行１２０ａ〜１２０ｋで相互接続された電極のＸＹ配列を有する。これらの行は、それぞれ図２のドライバ３２と同様の機能を有する行ドライバ３２ａ〜３２ｋと接続されている。これらの列（見易くするために、一つの列だけを表示している）は、図２の通りの電荷検知増幅器３５と、四つのサンプルホールド回路５０１，５０２，５０３，５０４とを有する読出回路に接続されている。タイミング回路３００は、走査サイクル１０９により順番に行ドライバ３２ａ〜３２ｋを活性化するために必要なタイミング信号を発生するとともに、ＣＳＡ３５のリセット指令とサンプルホールド回路５０１，５０２，５０３，５０４の動作の始動も行なう。そのタイミングは、図８に図示されている。
【００３６】
評価ユニット３３３は、サンプルホールド回路の四つの出力の加算及び減算によって、前述した通りの関数Ｖ１２，Ｖ３４及びＶｃｏｍｐ＝Ｖ１２−Ｖ３４を生成する。この評価ユニットは、更に、電荷検知増幅器の入力に転送された電荷に比例するアナログ信号Ｖｏｕｔ＿ｒａｗを発生する。Ｖｏｕｔ＿ｒａｗは、（Ｍ＋１）ビットワードＶｏｕｔ＿ｒａｗ［Ｍ：０］を発生するＡＤＣ８０に供給される。ここで提示した例では、Ｖｏｕｔ＿ｒａｗ＝Ｖ１２＋Ｖ３４は、有用な信号に関して４（１２ｄＢ）の利得を生み出す。サンプルＶｓｈ１、Ｖｓｈ２、Ｖｓｈ３及びＶｓｈ４は、正のサンプルＶｓｈ１及びＶｓｈ３に関して＋１に等しく、負のＶｓｈ２及びＶｓｈ４に関して−１に等しい重みでＶｏｕｔ＿ｒａｗに寄与する。
【００３７】
図７に模式的に図示された特別の実施形態によると、サンプルホールド回路５０１，５０２，５０３，５０４の動作は、電荷検知増幅器３５の出力の四つのサンプルＶｓｈ１，Ｖｓｈ２，Ｖｓｈ３，Ｖｓｈ４を保持するように構成されている。しかし、本発明が四つの物理的に別個のサンプルホールドの場合に限定されず、同じことが、より少ない数の時分割ユニットによって得られるものと理解しなければならない。特に簡単な実現形態では、ＶＣＳＡの出力が、四つのサンプルＶｓｈ１，Ｖｓｈ２，Ｖｓｈ３，Ｖｓｈ４の順次サンプリング及び取得にタイミングを合わせて、単一のサンプルホールド及びＡＤＣ回路によってデジタル化される。そして、ハードウェア論理回路又はＤＳＰによって、Ｖｃｏｍｐ＝Ｖ１２−Ｖ３４とＶｏｕｔ＿ｒａｗ＝Ｖ１２＋Ｖ３４の算出がデジタル値により行なわれる。
【００３８】
弁別器ブロック３３０は、Ｖｃｏｍｐの大きさが所定の閾値を上回る毎にデジタルフラグ（エラービット）を生成して、それにより、信号Ｖｏｕｔ＿ｒａｗの値が或る傾斜（ｄｉｎ／ｄｔ）を上回る電流ノイズによって影響を受けていることを表す役割を果たす。
【００３９】
本発明の変化形態では、本システムは、Ｖｃｏｍｐ＝Ｖ１２−Ｖ３４をノイズ（ｄｉｎ／ｄｔ）を表すノイズサンプルに変換するように構成された並列ＡＤＣを備えることができる一方、主ＡＤＣ８０によってデジタル化されたＶｏｕｔ＿ｒａｗが信号＋ノイズのデジタル表現を提供する。更なる信号処理は、ノイズを減算した信号を得るために用いることができる。同様に、本システムは、前述した通り、信号Ｖ１２＝Ｖｓｈ１−Ｖｓｈ２及びＶ３４＝Ｖｓｈ３−Ｖｓｈ４を変換して、それらから信号及びノイズを演算により取得するように構成された二つのＡＤＣを備えることができる。
【００４０】
エラービットデジタルフラグにより、ノイズによる影響を受けたサンプルが特定されると、出力信号Ｖｏｕｔを得るために、変換された関連サンプルをＶｏｕｔ＿ｒａｗから除去及び／又は置換するための更なる処理を行なうことができる。多少の制限をデジタル処理に加える幾つかの技術が考えれる。図９には、欠落したサンプルをデフォルト値で単に置き換えることが図示されている。この単なる置換手法は、効果的であり、実装が簡単であるが、タッチ自体の間にノイズパルスが発生した場合、図１０に見られる信号の落ち込み４７０が発生する可能性が有る。容量式タッチセンサが実際に二次元の機器である多くの重要なアプリケーションでは、例えば、インペインティングなどの周知のデジタル画像処理技術によって、それらの落ち込みの効果を軽減することができる。
【図１】
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【図２】
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【図３ａ】
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【図３ｂ】
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【図４ｂ】
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【図５ａ】
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【図５ｂ】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図４ａ】
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【手続補正書】
【提出日】平成26年7月31日(2014.7.31)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一つの入力コンデンサ又は複数の入力コンデンサを備え、そのコンデンサの容量が測定しなければならない値に依存する容量センサを読み出すための電気インタフェース回路であって、このインタフェース回路が、入力コンデンサの一方の電極に繋がった、第一の電圧レベルと第二の電圧レベルの間で変化する励起電圧を発生する少なくとも一つのドライバと、入力コンデンサの他方の電極に繋がった電荷検知増幅器であって、この電荷検知増幅器の入力に転送された電荷に比例する信号を出力するように構成された電荷検知増幅器とを備えた電気インタフェースにおいて、
電荷検知増幅器の出力の四つのサンプルを保持するように動作を構成されたサンプリング手段と、これら四つのサンプルの中の二つのサンプルが前記の第一の電圧レベルに対応する一方、それ以外の二つのサンプルが第二の電圧レベルに対応するように、前記の四つのサンプルの時点及び前記のドライバにより生成される励起の決定を始動するタイミング回路とが配備されていることを特徴とする電気インタフェース回路。
【請求項２】
異なる電圧レベルに対応する二対のサンプルの間の二つの差分値を計算して、これらの差分値を電荷検知増幅器の入力に転送された電荷に比例する一つの出力値に組み合わせるように構成された評価ユニットが更に配備されており、この評価ユニットが、更に、当該の差分値をノイズ電流の時間微分に感応する一つのエラー値に組み合わせるように構成されていることを特徴とする請求項１に記載の電気インタフェース回路。
【請求項３】
当該の電荷検知増幅器が、電荷検知増幅器の出力を所定の基準値に強制的に保持するように構成されたリセット手段も備えている請求項１に記載の電気インタフェース回路。
【請求項４】
請求項１に記載の電気インタフェース回路を二次元配列を構成する行と列に組織された複数の入力コンデンサを備えた容量式タッチセンサ機器と組み合わせた装置であって、この電気インタフェース回路がコンデンサを走査して、タッチセンサ機器に触れている一つ以上の指の位置を表す信号を提供するように構成されている組み合わせた装置。
【請求項５】
当該の電気インタフェース回路が、異なる電圧レベルに対応する二対のサンプルの間の二つの差分値を計算して、これらの差分値を電荷検知増幅器の入力に転送された電荷に比例する一つの出力値及びノイズ電流の時間微分に感応する一つのエラー値に組み合わせるように構成された評価ユニットを備えており、このエラー値がノイズによる影響を受けたサンプルを特定し、ノイズによる影響を受けたサンプルを所定のデフォルト値で置き換えるように構成されたデジタルプロセッサが配備されている請求項４に記載の組み合わせた装置。
【請求項６】
容量センサを読み出す方法であって、
第一の電圧レベルと第二の電圧レベルの間で変化する励起電圧を容量センサの一つの電極に印加する工程と、
容量センサから転送された電荷を電荷検知増幅器により読み出す工程と、
四つのサンプルの中の二つのサンプルが前記の第一の電圧レベルに対応する一方、それ以外の二つのサンプルが第二の電圧レベルに対応するように、所定の時点における電荷検知増幅器の出力の四つのサンプルを収集する工程と、
異なる電圧レベルに対応する二対のサンプルの間の二つの差分値を計算して、これらの差分値を電荷検知増幅器の入力に転送された電荷に比例する一つの出力値に組み合わせる工程と、
を有する方法。
【請求項７】
当該の差分値をノイズ電流の時間微分に感応する一つのエラー値に組み合わせる工程を有する請求項６に記載の方法。
【国際調査報告】
2015501038.tif 000024
2015501038.tif 000025