(57)【要約】   一般に、本発明は、有線通信システムの受信機終端にDM信号と共にCM信号の検知によって提供される特別な自由度を開発する方法と装置を提供する。  ある観点によれば、この特別な自由度はアップストリーム及びダウンストリームの両方向で受信機での他の雑音をキャンセルするために使用されることができる。さらなる観点によれば、CMチャネルは通常のDMチャネルと共にCMチャネルで作成されたダイバーシティを開発するために潜在的に使用されることができる。このことは、特に、カスタマの建物内(Customer Premises)で受信されたダウンストリーム通信において、受信機でのダイバーシティ受信機スキームを利用するための動機として動作する。【選択図】図１
2015533460.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
有線通信システムの信号を受信し、前記信号を表わす第１の信号を生成するために結合された差分モード(DM)センサーと、
前記有線通信システムの前記信号を同時に受信し、前記信号を表わす第２の信号を生成するために結合された共通モード(CM)センサーと、
前記第１の信号と前記第２の信号とを組み合わせ、前記信号における送信シンボルのよりよい推定を与えるコンバイナーと
を具備する有線通信システムの受信機。
【請求項２】
前記信号は、マルチトーン信号であり、前記組み合わせはリニアコンバイナーを使用して周波数領域において、トーン毎に行なわれる請求項1記載の受信機。
【請求項３】
前記リニアコンバイナーのトレーニングは、MMSE基準を使用することにより行なわれる請求項2記載の受信機。
【請求項４】
前記リニアコンバイナーのトレーニングは、MOE基準を使用することにより行なわれる 請求項2記載の受信機。
【請求項５】
前記第１の信号が使用不可能であると見なされる場合、 トーンのレンジ上で、前記リニアコンバイナーが前記第２の信号を等化する単一の入力FEQに減らされる請求項2記載の受信機。
【請求項６】
前記第１の信号及び前記第２の信号をそれぞれフレーム調整するフレーム調整器をさらに具備する請求項2記載の受信機。
【請求項７】
前記フレーム調整は、前記第１の信号及び前記第２の信号の周波数領域への変換の前に行なわれる請求項6記載の受信機。
【請求項８】
前記DM及びCMセンサーは、両方とも撚り対線ループに接続される請求項1記載の受信機。
【請求項９】
前記DM及びCMセンサーは、両方とも同軸ケーブルに接続される請求項1記載の受信機。
【請求項１０】
前記DM及びCMのセンサーは、両方とも電力本線ネットワークに接続される請求項1記載の受信機。
【請求項１１】
トーンの範囲に渡り、前記コンバイナーは、ダイバシティ受信機として構成され、一方、トーンの他の範囲で、前記コンバイナーは、雑音除去器として構成される、請求項２記載の受信機。
【請求項１２】
前記第１及び第２の信号を組み合わせることがダイバーシティ受信機構成において行なわれるトーンの第１の範囲のための決定が行なわれ、さらなる決定が、前記第１及び第２の信号を組み合わせることが雑音除去器構成において行なわれるトーンの他の範囲で行なわれる請求項２記載の受信機。
【請求項１３】
前記組み合わせることは、トーンの範囲での雑音除去器によってフォローされたダイバーシティ受信機組み合わせのカスケードとして行なわれる請求項2記載の受信機。
【請求項１４】
コンバイナーの出力の処理及び雑音除去器の入力誤り信号を生成するためのスライサをさらに含む請求項2記載の受信機。
【請求項１５】
前記スライサは、前記コンバイナーの出力から導かれる推定された送信シンボルのの決定に基づいて誤り信号を生成する 請求項14記載の受信機。
【請求項１６】
前記スライサは、前記コンバイナーの出力から共同で導き出される推定された送信シンボルのの決定に基づいて誤り信号を生成する請求項14記載の受信機。
【請求項１７】
前記スライサは、前記コンバイナーの出力及び前記CMセンサーの第２の信号から独立して導き出される推定された送信シンボルのの決定に基づいて誤り信号を生成する請求項14記載の受信機。
【請求項１８】
信号を受信し、前記信号に対応する第１の信号を生成するDMセンサーと、前記信号を受信し、前記信号に対応する第２の信号を生成するCMセンサーとを具備し、前記第１及び第２の信号は、前記信号における送信シンボルのより良い推定をもたらすために組み合わされる受信機をトレーニングする方法において、
CMチャネルのSNRを計算することと、
前記計算されたSNRに基づいて、ダイーバーシティ受信機構成において前記１及び第２の信号を組み合わされることが行なわれるトーンの第１の範囲を決定し、雑音除去器構成において前記１及び第２の信号を組み合わされることが行なわれるトーンの他の範囲を決定する、
方法。
【請求項１９】
信号を受信し、前記信号に対応する第１の信号を生成するDMセンサーと、前記信号を受信し、前記信号に対応する第２の信号を生成するCMセンサーとを具備し、前記第１及び第２の信号は、前記信号における送信シンボルのより良い推定をもたらすために組み合わされる受信機をトレーニングする方法において、
ダイバーシティ受信機方法の第１のSNRを計算することと、
雑音除去器方法の第２のSNRを計算することと、  
共同のデュアルFEQ方法の第３のSNRを計算することと、
前記第１、第２及び第３のどのSNRが最も高いかに基づいて、ダイーバーシティ受信機構成において前記１及び第２の信号を組み合わされることが行なわれるトーンの第１の範囲を決定し、雑音除去器構成において前記１及び第２の信号を組み合わされることが行なわれるトーンの他の範囲を決定し、共同トレーニング構成において、前記１及び第２の信号を組み合わされることが行なわれるトーンの他の範囲を最終的に決定する、
方法。
【請求項２０】
有線通信システムの信号を受信し、前記信号を表わす第１の信号を生成するように結合された差分(DM)センサーと、
同時に有線通信システムの信号を受信し、前記信号を表わす第２の信号を生成するために結合された共通モード(CM)センサーと、
前記信号における送信シンボルのより良い推定をもたらすために、前記第１の信号及び前記第２の信号を組み合わせるコンバイナーと、
送信シンボルのよりよい推定を改善するために、前記信号から生ずる漏れCM信号の制御レベルを出力し、ループを通してDM及びCMセンサーに結合された最遠端送信機と
を具備する有線通信システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
関連出願へのクロスリファレンス
[0001]  この出願は、2012年10月18日に出願され、先の係属中の米国仮特許出願番号61/715,788番の35  USC 119(e)の優先権を要求し、その内容は、参照されることにより、全体的に、ここに含まれる。
【０００２】
[0002]  本発明は、一般的に、データ通信に関し、特にDSLのような有線通信システムのDM-CMダイバーシティ受信機に関する。
【背景技術】
【０００３】
[0003]   銅の撚り対線(twisted pair)のデータ伝送は、いわゆる差分モード(DM)システムを通して行なわれる。DMでは、２つのポートのループが送信機、受信機及び2つの撚り線(twisted wires)を加えて形成される一方、グラウンドに関して、2つの線の間の電圧差が送信される。２つの線の不完全な捻れにより、基準グラウンドに関して、いわゆる共通モード(CM)へのDM信号の漏れがある。共通モード電圧は、物理的なグラウンドに関してDM送信機、或いはDM受信機での変換器の中心からタップされることができる。グラウンドは、２つの線によって運ばれたCM信号のリターンパスを構成し、CM送信機及び受信機CMインピーダンスを加わえ、グラウンドに関しての差分モード受信機の中央タップを通して検知される。
【発明の概要】
【０００４】
[0004]  本発明は、一般に、有線通信システムの受信機終端でのDM信号と共にCM信号の検知をすることにより提供される特別な自由度を利用できる(exploit)方法と装置を提供する。ある観点によれば、この特別な自由度は、アップストリーム及びダウンストリームの双方向において、受信機で、他の雑音を除去するために使用されることができる。さらなる観点によれば、CMチャネルは、通常のDMチャネルと共にCMチャネルで作成されたダイバーシティを利用するために潜在的に使用されることができる。これは、特に、カスタマの建物内(Customer Premises)で受信されたダウンストリーム通信において、受信機でのダイバーシティ受信機スキームを利用するための動機として動作する。
【０００５】
[0005]  これら及び他の観点に従って、本発明の実施の形態による有線通信システムの受信機は、有線通信システムの信号を受信し、信号を表わす第１の信号を生成するために接続された差分モード(DM)センサーと、同時に有線通信システムの信号を受け取り、信号を表わす第２の信号を生成するために接続された共通モード(CM)センサーと、信号における送信シンボルのよりよい推定を得る(yield)ために、第１の信号と第２の信号とを組み合わせるコンバイナーとを有する。
【０００６】
[0006]  本発明のこれら及び他の観点及び特徴は、添付した図面に関連する以下の本発明の特定の実施の形態の記述を参照することにより、当業者によって明確になるであろう。
【図面の簡単な説明】
【０００７】
【図１】[0007]  図1は、本発明の実施の形態によるCM-DMダイバーシティ受信機のブロック図である。
【図２】[0008]  図2は、DMチャネルと比較した種々のCM直接チャネル測定を図示するグラフである。
【図３】[0009]  図3は500フィートのAWG 26ケーブルのLCL測定を図示するグラフである。
【図４】[0010]  図4は、1KM 0.4mmのPEケーブルのLCL測定を図示するグラフである。
【図５】[0011]  図5は、500フィートのケーブルのLCTL測定を図示するグラフである。
【図６】[0012]  図6は、測定が10MHzのみまで有効である、1KM 0.4mmのPEケーブルのLCTL測定を図示するグラフである。
【図７】[0013]  図7は、300mのAWG 26のLCTL測定を図示するグラフである。
【図８】[0014]  図8は、400mのAWG 26のLCTL測定を図示するグラフである。
【図９】[0015]  図9は、CM及びDMにおける受信機雑音PSDを図示するグラフである。
【図１０】[0016]  図10は、本発明の実施の形態によるリニアコンバイナーの例の概略図である。
【図１１】[0017]  図11は、本発明の観点を実行するシミュレーション結果におけるループ長の関数としてのダイバーシティ受信機を使用するパーセンテージ利得を図示するグラフである。
【図１２】[0018]  図12は、本発明の実施の形態で使用されることができるVDSLシステムの初期化シーケンスの一部を図示するフローチャートである。
【図１３】[0019]  図13は、本発明の実施の形態による他のリニアコンバイナーの概略図である。
【発明を実施するための形態】
【０００８】
[0020]  本発明は、図面を参照して詳細に説明され、図面は、当業者に本発明を実行可能にするための本発明の例示として提供される。特に、下記の図及び例は、本発明の観点を１つの実施の形態に限定することを意図するものではなく、他の実施の形態が、述べられた或いは図示された要素のいくつか、或いは全てを交換することにより可能である。
【０００９】
さらに、本発明のある要素が、既知のコンポーネントを使用することにより、部分的、或いは完全に実施されることができ、本発明の理解のために必要とされるこのような既知のコンポーネントの部分だけが述べられ、このような既知のコンポーネントの他の部分の詳細な記述は、本発明を曖昧にしないように省略される。ソフトウェアで実行されることにより述べられる実施の形態は、これに限らず、ここで特に示さない限りは、当業者には明らかであるように、ハードウェアによって実行される実施の形態、或いは、ソフトウェア及びハードウェアの組み合わせを含むことができる。本明細書では、単一のコンポーネントを示す実施の形態は、限定とみなすべきではなく、むしろ、明示的にここで述べない限りは、本発明は、複数の同じコンポーネントを含む他の実施の形態を包含することを意図するものである。さらに、出願人は、明示的にそのように明らかにしない限りは、明細書或いは請求の範囲におけるいずれの用語も通常では無い或いは特別な意味を意図するものではない。さらに、本発明は、例により、ここで参照される既知のコンポーネントと等価な現在及び未来の既知の均等物を含む。
【００１０】
[0021]  ある観点によれば、本発明者は、有線受信機におけるＣＭ信号の感知が、トランシーバにおけるDM信号の処理に伴なう新たな自由度を提供できることを認識する。この特別な自由度は、アップストリーム及びダウンストリームの両向における受信機での他の雑音を除去するために使用される。本発明者は、有線通信システムにおいて、CM受信機も欲しない他の雑音とともに有用なDM送信信号のスケールされたコピーを感知することをさらに認識する。したがって、CM受信機が通常のDMチャネルと共にCMチャネルにおいて作成されたダイバーシティを開発するために潜在的に使用されることができる。
【００１１】
[0022]  図1は、本発明の観点によるCM-DMダイバーシティ受信機102の例を図示するブロック図である。示されるように、CM-DMダイバーシティ受信機102は、DSLのような従来の有線通信システムにおけるデータ信号を運ぶ撚り対線106のチップ及びリング(T&R)ペアに結合されたDMセンサー104を含む。さらに示されるように、受信機102はさらにT&R 110に結合されたCMセンサー108を含む。センサー104及び108によって感知された信号は、以下に詳細に述べられるダイバーシティスキームにおいて、受信機102によって処理される。
【００１２】
[0023]  そのような詳細を提供する前に、下記は、本発明者によって認識されている VDSLシステムのダウンストリーム方向において利用可能なダイバーシティの評価を提供する。VDSLシステムは、このダイバーシティの観点からの共通モードチャネルへのDM信号の漏れの評価、及びこのようなＣＭの使用が重要なレート改良を導くことができる状況での識別を含む。この評価では、ＣＮチャネル及びＤＭチャネルを有するその基礎となるダイナミックスが審査される。次に、DS受信機のダイバーシティ受信機構造は、そのような構造を使用して得ることができる利得の表現とともに述べられる。その評価は、さらに達成可能なダイバーシティの種々の可能なシナリオを分析し、それらのシナリオにシミュレーション結果を提供する。
【００１３】
共通モード特性
[0024]  共通モード受信データの電力は、2つの主なCM環境特性に依存する。1番目は共通モード直接チャネルの減衰であり、他方は、DMからCMまでの漏れである。図2は、測定されたCMのdBの減衰、MHzの周波数の関数として、dBで測定されたDMチャネルの大きさを示す。曲線202、204及び206は、それぞれ500フィートの26  AWGケーブル、1000フィートの26  AWGケーブル及び1kmの0.4  PEケーブルのDMチャネルの減衰の測定である。曲線208、210及び212は、同じワイヤ上でのCMチャネルの減衰の測定である。図2から、対応するDMチャネルと比較して、CMチャネルが、一般的に、より短いループのより多くの減衰を示し、その一方で、1kmのループについては、より劣った減衰を示していることを理解するのは容易である。
【００１４】
[0025]  DMとCM信号の間の信号漏洩の相互作用は、4つの基本的な手段で管理される。長さ(longitudinal)変換損(LCL)は、2ポートネットワークの一端での共通モード信号の存在に続く差分モード信号の望まれない変換の程度を表わす。長さ変換転送ロス(LCTL)は、入力ポートでの共通モード信号の存在に続く2ポートネットワークの出力での差分モード信号の望まれない変換の程度を表わす。
【００１５】
[0026]  横(transverse)変換損失(TCL)は、2ポートネットワークの一端の差分モード信号の存在に続く共通モード信号の望まれない変換の程度を示す。横変換転送損失(TCTL)は、入力ポートでの差分モード信号の存在に続く2ポートのネットワークの出力での共通モード信号の望まれない変換の程度を表わす。撚り対線の構造に基づいて、LCLとTCLの測定は、一般的に対称的であり、また、同じことが、一般にLCTLとTCTLの測定に応用できる。ダイバーシティ受信機の有効性がDMからCMへ漏れる信号に依存するので、検討中のケーブルのTCL及びTCTLは、共通モード受信機の重要な特性である。
【００１６】
[0027]  TCLとTCTLを検討するために、種々の測定が、500フィート及び1kfのAWG 26ケーブル及び1kmの0.4mmのPEケーブルを使用して行なわれる。
【００１７】
[0028]  図３及び図４にけるプロットは、500フィートのAWG 26及び1km 0.4mmのPEケーブルにおいて、測定されたLCLをそれぞれ示す。具体的には、図3は、周波数の関数としての500フィートのAWG 26ケーブルのLCLポート2(曲線302)、ポート3(曲線304)、ポート4(曲線306)及びポート5(曲線308)のdBでのLCL測定を図示するグラフであり、異なるポートは、複合ペアケーブルにおける異なる撚り対線に相当する。同様に、図4は、4.3125kHzの間隔のDSLトーン番号の関数として1kmの0.4mmのPEケーブルのためのLCLポート22(曲線402)、LCLポート23(曲線404)及びLCLポート24のdBでのLCL測定を図示するグラフである。
【００１８】
[0029]  示されるように、送信機での望まれないDMからCMへの変換は、両方のケーブルで50dBから70dBまで変わる。これらの測定では、ケーブル長と比較して、LCL上で結論を下すために、非常に短いように見える。LCLのメカニズムを通したDMからCMへの信号漏洩は、次に、CMの直接チャネルを通り、そして、ＣＭ受信機によって受信される。
【００１９】
[0030]  図５乃至図８のプロットは、500フィート、300m、400m及び1kmのケーブル束のLCTLを示す。具体的には、図5は、4.3125kHz間隔のDSLトーン番号の関数としての500フィートケーブルのLCTLポート22(曲線502)、ポート23(曲線504)及びポート24(曲線506)のdBでのLCTL測定を図示するグラフである。図6は、周波数の関数としての、1KM 0.4mm  PEケーブルのボードLCTLポート3(曲線602)、ボードLCTLポート4(曲線604)、N.A.LCTLポート3(曲線606)及びN.A.LCTLポート5(曲線608)のdBでのLCTL測定を図示するグラフである。測定は10MHzのみまで有効であることに注意すべきである。図7は、周波数の関数としての、300m AWG 26ケーブルのLCTLポート1(曲線702)、LCTLポート2(曲線704)、LCTLポート3(曲線706)、LCTLポート4(曲線708)及びLCTLポート5(曲線708)のdBでのLCTL測定を図示するグラフである。図8は、400m AWG 26ケーブルのLCTLポート1(曲線802)、LCTLポート2(曲線804)、LCTLポート3(曲線806)、LCTLポート4(曲線808)及びLCTLポート5(曲線808)のdBでのLCTL測定を図示するグラフである。
【００２０】
[0031]  これらのグラフから見ることができるように、500フィートのケーブルのLCTL大きさは、略50〜60dB変わるのに対し、1kmのケーブルについては、65〜80dB変化する。300m及び400mのプロットは、LCTLが約60dBであることを示す。DMからCMへの変換は、送信機で生ずるだけでなく、ケーブルに沿っても起こることは明らかである。そのような観察は、CMチャネルの減衰がケーブル上で予期されるにもかかわらず、LCTL図が、ケーブルの送信機端で測定されたLCL図のような大きさを略有することに注意することにより、導き出すことができる。上記の測定及び観察を使用することにより、LCTLが受信機での受信信号電力の支配的コンポーネントであろうということができる。より低いLCTLの大きさはより低い損失を意味し、その結果、CMのより高い受信信号電力を意味し、より多くのダイバーシティとなる。
【００２１】
[0032]  DMにおける受信機雑音は、一般に、-140dBm/Hz 付近のPSDを持つ循環ガウスと仮定され、本発明者は、測定の間に、それが一致していることを見つけた。しかしながら、CMでの受信機雑音は、DM付加雑音よりも高いことが見つけられた。さらに、ガウスから外れる雑音は、多くのトーンを横切る。これは、ダイバーシティ受信機の性能に影響を与える。図9におけるプロットは、受信機雑音のPSDをCMにおける雑音を図示する曲線902及びDMにおける雑音を図示する曲線904で図示する。
【００２２】
[0033]  受信機最遠端で送信差分信号の一部を有用共通モード信号に変換するケーブルの固有のインピーダンスをレバレッジすることに加えて、CMへの送信DM信号の送信側での制御漏れを想像することができ、そしてまた、CMパスを通して受信機最遠端への意図的な漏れ信号を伝送することができることを想像できる。CMが対応するDMよりもより劣った直接チャネル減衰を有する事実は、このシナリオを通して影響を及ぼされる(leverage)ことができる。このことは、DM受信機と比較して、CM受信機でのより高いSNRとなり、その結果、ビットレートにおける潜在的な利得となる。しかしながら、送信機側での漏れは、EM放射の許可電力によって抑制される。さらに、この低レベルCM信号漏れは、ケーブルを通してのCMモード減衰を受ける。
【００２３】
[0034]  許可されたEM放射の点では、ITUとANSIは長さの出力電圧を特定しない。FCC、或いは、より正確には、TIAは行なう。TIAは、電話機回路網に接続されるテレコム設備を規制するために、FCCからの権限を持っている。最新のTIAのスペックは、2009年8月に発行され、2011年3月22日に有効となったTIA-968-Bであり、以下の帯域内(in band)のVDSLの放射制限及び以下の帯域外(out of band)の信号を提供する。
【００２４】
TIAの標準        等価なdBm/Hz値  
帯域内    -50dBV(4kHz)      -76dBm/Hz(100Ω)
対域外    -80dBV(4kHz)      -106dBm/Hz(100Ω)
[0035]   導かれた長さ信号の30MHzより上の要求はない。
【００２５】
[0036]  VDSL2 PSDマスク及び-50.5dBm/HzのDS3制限を適用することによって、DS3バンドの送信機の30dBの制御されたインバランスは、-76dBm/HzのTIA標準を満たす、長さ制限の-80.5dBm/Hzをもたらす。結果として、共通モードパスの減衰の差に関する異なるパスの減衰の差が30dBの範囲に達する場合は常に、送信機での共通モードへの有用信号の制御された漏れは、ダイバーシティ受信機への重要な貢献となる。
【００２６】
ダイバーシティ受信機の導出(derivation)
[0037]  本発明の実施の形態によるCPEでのダイバーシティ受信機例の表現の導出が今提供される。現在の受信機の最適性は、CM及びDMの両方での受信雑音のガウス性(gaussianity)を仮定する。さらに、ベクタード(vectored)ユーザーの間の自己-FEXTが、COでのプレコーディングにより処理(take care of)されたと仮定される。DMとCMにおける受信機でのトーンごとの受信シンボルは、次の式から与えられる。
【００２７】
式1:
yd = hdx + vd
yc = hcx + vc
[0038]  ここで、ydはDMでの受信シンボルであり、ycはCMでの受信シンボルである。
【００２８】
hdとhcは、それぞれDMとCMチャネルのための伝達関数である。同様に、vdとvcはDM及びCMでの付加的な受信機雑音である。送信機でのCM信号の制御漏れから出るCMの直接チャネル通して流れる信号と同様に、hcは、ケーブルを通した漏れのTCT成分を含むことに留意すべきである。
【００２９】
[0039]  図10は、発明の実施の形態によるダイバーシティ受信機例のブロック図である。示されるように、DM及びCMのセンサーから異なって遅れた信号 Yd(t―τ1)及びYc(t―τ2)をそれぞれ受け取り、受信データの結合出力推定
【数１】
2015533460.tif 000003
【００３０】
を生成する。図10の例で示されるコンポーネントの実施詳細は、以下の記述から明らかになる。
【００３１】
[0040]  図10に示されるように、直接チャネルに関連づけられた群遅延があるので、FFT演算がフレームのスタートを識別するために行なわれる前に、フレームアライメントが受信機で行なわれる。CM及びDMでの2つのパスのための異なる群遅延があることに留意すべきである。従って、フレームの始まりを識別するためにCM及びDMパスのフレームを別々にアライン(align)させることを望む。しかしながら、循環プレフィックスが、CM及びDMパスのわずかなオフセットを扱うのに充分に大きいので、CM及びDMパスの間の群遅延の違いが無視できる場合、CMフレームをもアラインするために、DMフレームアライメントを使用することを決定する。
【００３２】
[0041]  しかしながら、より大きなループ長、及びより高い周波数にとって、群遅延の違いは、CMパスの分離フレームアライメント演算(operation)を必要とするのに十分に大きい。
【００３３】
[0042]  進めるために、フレームアライメント1002及び1004が、CM及びDMのパスのためにそれぞれ分離されていると仮定されており、従って、これによる効率損失はない。
【００３４】
フレームアライメントの後の両方のパスからのアラインされたサンプルが、FFT 1006によって周波数領域に変換される。
【００３５】
[0043]  周波数領域イコライザ(FEQ)を備えたリニアコンバイナー。
【００３６】
[0044]  伝統的に、トーン毎のFEQは、DMの直接チャネルを等価するために使用される。当業者は、CMのために同様のスキームをも考えることができる。FEQの2つの組が動作していると仮定すると、等価CM及びDM受信シンボルをリニアに組み合わせることができる。
【００３７】
[0045]
【数２】
2015533460.tif 000004
【００３８】
をブロック1008からのDM及びCMにおけるそれぞれの等価受信シンボルとする。
【００３９】
[0046]  送信シンボルxのML推定は、DM及びCMでの観察によりを与えられる。CPEでのML推定ベース受信機は、次の式におけるエレメント1010、1012及び1014により、CM及びDMでの受信シンボルをリニアに組み合わせることから与えられる。
【数３】
2015533460.tif 000005
【００４０】
[0047]  ここで、
【数４】
2015533460.tif 000006
【００４１】
は、組合せの後の結果シンボルである。ここで、送信シンボルxの推定
【数５】
2015533460.tif 000007
【００４２】
は、
【数６】
2015533460.tif 000008
【００４３】
をスライスすることにより得られることに留意すべきである。
【００４４】
[0048]  ファクタαiは、以下の式を使用して得られる。
【数７】
2015533460.tif 000009
【００４５】
[0049]  そして、α2は、1 - α1によって与えられる(特定の独立ガウス雑音の場合)。
【００４６】
結果SNRcdは、単に、以下で与えられる。
【００４７】
SNRcd=SNCc+SNRd
[0050]  上記の式は、CM及びDMの双方のSNRが、リニアな組み合わせで最適なSNRを保証するために、最大限にならなければならないことを示す。
【００４８】
[0051]  FEQなしのリニアコンバイナー、MMSEアプローチ
[0052]  図10に示される受信機の例は、本発明の実施の形態によるリニアコンバイナーを含む。
【００４９】
[0053]  リニアコンバイナーのMMSE推定は、次の式から与えられる。
【００５０】
f = [f1f2]T , Y = [ydyc]T
[0054]  そして、それは下記になる。
【００５１】
f = E{YYh}-1E {Y*x}
[0055]  fのLMS帰納(recursion)は、下記のように与えられる。
【００５２】
f = [tn+1] = f[tn] - uY*e
[0056]  ここで、υはLMSステップサイズであり、eは下記により与えられた誤りである。
【００５３】
e = x - [f1f2]Y
[0057]  FEQのないリニアコンバイナー。MOEアプローチ。
【００５４】
[0058]  MOEとして名付けられたリニア抑制受信機は、MMSEトレーニングの代わりとして使用されることができる。MOE受信機は、下記を得るために制約 h_d x=1をWinnerソリューションに与える。
【数８】
2015533460.tif 000010
【００５５】
ここで、
ycd = [yd , yc]T
であり、
f = (hcdHRy-1)-1Ry-1hcd
は、最適リニアコンバイナーであり、そして、
hcd = [hd, hc]T
である。
【００５６】
[0059]  リニアコンバイナーfが、CM及びDMチャネルの直接パス(それらは容易に利用可能である)に依存することが理解される。
【００５７】
それはさらに、
【数９】
2015533460.tif 000011
【００５８】
は、
受信データ分散行列であり、容易に推定されることができる。有用信号がCMセンサーによってピックアップされない場合は常に、除去器のMOE及びMMSE推定の双方が、同じソリューションを達成することができることに留意すべきである。
【００５９】
[0060]  送信有用信号及び外部雑音の漏れがCM及びDMのポート間で関連付けられている場合は常に、除去器のトレーニングのためのMOE又はMMSEは、全体的に最適な結果を達成するために、トーンベース毎に、条件付きで適用される。この状況において、CMの有用信号漏れのDMの有用信号への構造的な追加の一方、最適化が外部雑音のインパクトを最小化するので、MMSEアプローチが最良の結果を出すと期待される。
【００６０】
[0061]  シミュレーション結果
[0062]  種々のループ長の種々のTCTL番号のダイバーシティ受信機を使用するシミュレーションが、本発明の発明者によって行なわれた。図11におけるプロットは、ダイバーシティ受信機が種々のシナリオのために使用される場合、従来のDM上で得られたパーセンテージ利得を示す。プロットのx軸がフィートのループ長であることに留意すべきであり、DMについては-140dBm/Hzである一方、CMについては受信機雑音のレベルは-130dBm/Hzであると仮定される。使用される送信PSDは、G.993.2 AnnexA 30aプロファイルから適応される。y軸は、リニアダイバーシティ受信機の使用におけるパーセンテージ利得のレートを示す。例えば、TCTLがすべてのトーンについて55dBフラットであると仮定された場合、曲線1106は、パーセンテージ利得のレートを与える。全周波数範囲についてフラットなTCTLには決して遭遇しないけれども、プロットの曲線は、我々に利得の特定のレベルを予期するどんなTCTLかの公平なアイデアを与える。
【００６１】
[0063]  結果は、45dBから55dBのDMからCMへの伝達関数損失(図11における曲線1102、1104及び1106)の場合には、相当な量の利得であることを示す。下記のレート表は、50dB及び55dBの2つのTCTL値の3つのDSバンドにおける上記利得のパーティションを示す。利得は、DS2とDS3の帯域に主に入ることに注意すべきである。データレート(Mbpsでリストされた)が、awg26線、DMのための-140dBm/HzのAWGNレベル、及びVDSLのために定義されたPSDレベルのために導き出される。ビットレート計算は、SNR容量推定及びDSLにおいて伝統的に使用されるロードアロケーション表のビットから導かれる。
【００６２】
表1:  TCTL の45dBの種々の帯域におけるレート及び利得
1000フィート            2000フィート  3000フィート  4000フィート
DS 1  50.2(DM)  50.2(Comb.)48.3  48.4  40.4    40.5    29.9   31.5
DS 2  45.9 45.9              27.5  27.9  6.9    15.7      0      15.3
DS 3 105.9 105.9             6.9   40.8  0      40.8       0      40.8
Total 201.1 201.1            82.7  117.1  47.3  97.2    29.9   77.6
表2:  TCTLの55dBの種々の帯域におけるレート及び利得  
1000フィート              2000フィート          3000フィート  4000フィート
DS 1  50.2(DM)  50.2(Comb)48.3  48.4  40.4  40.4          29.9  30.1
DS 2  45.9      45.9        27.5  27.5  6.9  9.2            0        6.1
DS 3  105.8    105.8        6.8  14.9    0   10.2           0       10.2
Total  201.1   １01.1       82.6  90.7  47.3 59.8        29.9     ４6.4
[0064]  ダイバーシティ受信機の性能が有用信号のCMへのDMにおける変換に依存することは上記の議論から明白である。より多くの変換がより高いダイバーシティ、そしてその結果より多くの利得を意味する。図3、4、5、6におけるTCTLの測定値を見ると、TCTL変換は約1000フィートで60dB及びより高いループ長については70dB近くにある。図11から、このような状況において、ダイバーシティ受信機を使用することにより、大部分の全体の利得を予期することができないように見える。しかしながら、12〜17MHzの間では、DM上のDS3信号が有用データのロードを保証するのには十分ではないが、CMにおける漏れが優勢である場合に、多くの場合におけるDS3帯域がより短いループ長上で、CMモードにおいて使用されることができる。これらのシミュレーションが、CMセンサーでの背景雑音上の仮定で行なわれたことはさらに注目されるべきである。実生活背景雑音統計の変化は、いずれか一方の方向に推奨を変更することができる。例えば、CMにおける-140dBm/Hzのより低い背景雑音は、期待されたよりも高い利得を提供することができる。
【００６３】
ダイバーシティ受信機  対  雑音除去器
[0065]  式1は、外部の相関雑音がDM及びCMチャネルに存在しない場合のダイバーシティ受信機の記述された場合を示す。しかしながら、実際的なシナリオは、撚り対線が、通常、クロストーク、RFI又は電力線雑音のような外部雑音に付されることを示す。さらに、これらの雑音はCMセンサー上に存在し、CMセンサーを使用する第２のセンサーがDMチャネルの外部雑音のインパクトを緩和するのによい候補であることが確証される。DM及びCMが、CMセンサー上の有用信号がない相関雑音に付される場合に、図10に関連してに提案されるスキームは、実際に、デュアル受信機除去器の実施を可能にする。
【００６４】
yd = hdx + CI+ vd    式(2)
yc = I + vc
ここで、HdはDMチャネルのための有用信号の直接チャネルであり、IはCMチャネル上での外部雑音、CはCMからDMチャネルへの雑音結合チャネルである。雑音除去器の概念は有名である。いくつかのシナリオでは、有用信号及び外部雑音の双方は、DM及びCMセンサー上で見つけられる。
【００６５】
yd = hdx + CI+ vd  式(3)
yc = hcx + I+ vc
[0066]  図10に示された受信機構造は、ダイバーシティ受信機又は雑音除去器のトレーニングに適するが、この退化したシステムのSNRを最大化するために外部雑音をキャンセルする一方、有用信号を建設的に付加することを許可するソリューションがないので、両方を同時に行なう能力を持たない。ダイバーシティ受信機及び雑音除去器は、最適化(有用信号の等価  対  雑音の最小化)の同じ基準に基づかず、我々はデュアルFEQ構造が１つ又な他の基準のためにトレーニングされるかどうか決定する方法を導入する。
【００６６】
[0067]  ダイバーシティ受信機の場合には、デュアルFEQの出力は次のとおりである。
【００６７】
Youtput = F1Ydm + F2Ycm
式4
ここで、F1及びF2それぞれは、直接DM及びCMチャネルの逆数である。
【００６８】
F1 = 1/Hd ; F2 = 1/Hc    式5
[0068]  雑音除去器の場合には、F1は、直接DMチャネルの逆数であり、F2は、DMチャネルへのCMの反対である。
【００６９】
F1 = 1/Hd ; F2 = -C
式6
[0069]  デュアルFEQが有用信号の漏れがある状態で学習される場合、外部雑音F1及びF2は、それぞれ、下記のものと等しい。
【数１０】
2015533460.tif 000012
【００７０】
式7
[0070]  有用信号及び外部雑音の両方がある状態での合同デュアルFEQトレーニング(式 7)は最適でないが、ダイバーシティ受信機の場合（式5）又は雑音除去器の場合の（式6）に近づく傾向がある。したがって、最良の動作モードは、トレーニングフェーズ及びデータモードフェーズまで延長することができるトレーニングの発見フェーズの間に推定される。
【００７１】
[0071]  図12は、ダイバーシティ受信機がトレーニングされている間のVDSLスタートアッププロトコルにおけるCO及びCPEによって標準化された送信シーケンスを示す。具体的には、ダイバーシティ受信機のトレーニングは、プロトコル、すなわち、O-P-Quiet-1及び O-Idleの2つの定義されたシーケンス中に集められた情報で行なわれる。
【００７２】
[0072]  デュアルFEQがダイバーシティ受信機モード或いは雑音除去モードでトレーニングされるべきかを選ぶために、CMセンサー上で推定されたSNRが、メトリックとして使用されることができる。
【００７３】
[0073]  次のように表現される、CMセンサー上で推定されたSNRが、ポジティブな場合、ダイバーシティ受信機境界は、デュアルFEQ係数がダイバーシティ受信機モード  式５において得られる場合、SNRの点から利得が常にあると我々に知らせる。
【数１１】
2015533460.tif 000013
【００７４】
式８
[0074]  CMセンサー上のSNRがネガティブ場合、デュアルFEQ係数は雑音除去モードで学習される。
【００７５】
[0075]   従って、デュアルFEQ係数のトレーニング及び推定は、以下のとおりである。
【００７６】
[0076]  ステップ1:  O-P-Quiet 1における雑音除去器のデュアルFEQ係数（式６）を  有用信号がCOによって送信されないとして学習する。
【００７７】
[0077]  ステップ2:  O_IDLEフェーズの間、CMセンサー  式（8）のSNRを推定する。
【００７８】
[0078]  ステップ3：  CMセンサーのSNRがポジティブな場合は、ダイバーシティ受信機モードにおいてデュアルFEQ係数を学習し、トレーニング及びデータモードのさらなるステージを適用する。
【００７９】
[0079]  ステップ4：  CMセンサーのSNRがネガティブな場合には、雑音除去モードにおけるデュアルFEQ係数を適用し、トレーニング及びデータモードのさらなるステージを適用する。
【００８０】
[0080]  或いは、受信機の最良モードが、結合デュアルFEQトレーニング式(7)中に得られるSNR境界と比較することにより決定され、真(true)のダイバーシティ受信機（式(5)及び式(11))及び除去モード（式(6)及び(12))の境界に対応する2つの式に対して、式(10)のように以下に与えられる。
【数１２】
2015533460.tif 000014
【００８１】
ここで、ρi及びρlは、それぞれDMとCMのセンサー間の外部雑音相関及び有用信号相関であり、外部雑音対背景雑音比(INR)及び有用信号対背景雑音比(UNR)は、以下のように定義される。
【数１３】
2015533460.tif 000015
【００８２】
[0081]  式(10)の量は、以下のように導き出すことができる。外部雑音相関ρiは、有用信号成分とは無関係であるので、O-P-QUIETフェーズ中のDM及びCMセンサーの受信信号間の相関に他ならない。O-IDLEフェーズ中に、両方のセンサーの受信信号間の相関は以下により与えられる。
【数１４】
2015533460.tif 000016
【００８３】
[0082]  ρlIDLEからρlを導き出すために、以下のUNRDM、UNRCM、INRDM及びINRCMの量を決定することが必要とされる。INRDM及びINRCMは、各センサの推定背景雑音変動上の受信信号の変動をそれぞれ推定することにより、O-P-Quietフェーズの間に簡単に推定されることができる。UNR(UNRDM、UNRCM)は、1つ或いは2つの方法で推定することができる。
【００８４】
UNRを推定する第１の方法は、 O-Idleフェーズにおいて行なわれる。O-IDLEでは、COが既知の有用信号を送信するので、FEQは、Hd及びHcの推定を有するように、両方のセンサーでトレーニングされることができる。そこから、各センサー上の受信有用信号電力、すなわち、UNRが推定される。
【００８５】
[0083]  UNRの推定における代替え的な方法が、３つのステップ処理において、O- P- QUIET及びO-IDLEにおける信号を受信している間に行なわれる。
【００８６】
[0084]  ステップ1:  OP-QUIETにおける信号を受信、INRDM及びINRCMを測定する。
【数１５】
2015533460.tif 000017
【００８７】
[0085]  ステップ2:
O_IDLEにおける信号を受信、背景雑音の変動上の受信信号の変動を測定する。
【数１６】
2015533460.tif 000018
【００８８】
[0086]   ステップ3:  2つの量を引くことにるUNRの推定。
【００８９】
UNRDM = PSDDM - INRDM
UNRCM = PSDCM - INRCM
[0087]  上記の3ステップの間、背景雑音変動が（以前に外部雑音がない状態で推定された）が、-140dBm/Hzのようなデフォルト値と等しいと仮定されている。これら3ステップの結果は、代替えの処理を通して得ることができる。代替えの処理は、受信信号PSDの推定のみでステップ1及びステップ2を実行する現在のステップ1及びステップ2に代えて、背景雑音による分割を現在のステップ3に適用する。
【００９０】
[0088]  ３つの推定に基づいて、式(10)が評価され、式(11)及び式(12)の評価と比較される。式(10)の評価が式(11)及び式(12)の評価に最も近い任意のトーンについて、式(5)毎に、F1及びF2を導き出すこととは独立して、デュアルFEQ  F1及びF2が、ダイバーシティ受信機モードにおいて使用される。式(10)の評価が式(12)の評価に最も近い任意のトーンについて、デュアルFEQ  F1及びF2が、雑音除去モードにおいて使用され、式(6)毎に、F1及びF2が導き出される。
【００９１】
[0089]  除去器がどのモードでトレーニングされるかの決定は、与えられた各センサーの有用信号の漏れの与えられた一定レベル及び相関雑音の与えられた一定レベルを保証し、デュアルFEQが最良の可能な構成を採用する。
【００９２】
[0090]  モードを決定する上記処理をまとめると、CMセンサーのSNRがポジティブな場合に、次に、デュアルFEQが、式(5)毎に、F1及びF2を導き出すこととは独立して、デュアルFEQが、ダイバーシティ受信機モードにおいて使用される。そうでなければ、式6毎に、F1及びF2を導き出して、雑音除去モードにおいて使用される。しかしながら、当業者は、CMのネガティブなSNRの場合であってもダイバーシティ受信機を利用することができる。
【００９３】
[0091]  トーンごとの係数F1及びF2は、次に、決定されたモードにしたがったデータモード及び残りのトレーニングのためにポピュレート(populate)及びアップデートされる。この決定基準は、トーンベース毎に、いくつかのトーンについて、他のトーンについて雑音除去モードにおいて使用されている間、トーンごとのデュアルFEQ構造F1及びF2がダイバーシティ受信機モードにおいて使用される。
【００９４】
[0092]  ダイバーシティ受信機であること或いは雑音除去器に制限された図10に示された受信機構造のそれへの代替構造は、図13に示される。この構造は、システムの縮退を上げ、外部雑音を除去する間に、構造的に有用信号を追加することを可能にする。図13は、雑音除去器1420によってフォローされるダイバーシティ受信機1418のカスケードとして見られることができる構造からなる。ダイバーシティ受信機は、図10に似ていて、式5によってトレーニングされる。雑音除去器Kc 1414は、入力として、スライサ1410によってスライスされた誤り信号ecを取得し、その出力を最終スライサ1416に提示されるコンバイナーの出力に加える。雑音除去器Kc 1414は、誤り信号eに基づいて更新され、誤り信号eは、除去器出力及びスライサ1410によって除去器への差分モード入力をスライスすることにより得られるスライスされた誤りedの減算から得られる。事実、雑音除去器1420は、ダイバーシティ受信機のCMパス及びDMパスの両方をスライスした後に、信号ed及びecに残る、相関外部雑音を除去する。このカスケード構造は、雑音除去器が、ダイバーシティ受信機に影響を与えることなく外部雑音の相関を除去する一方、受信機のダイバーシティ受信機セクションがCMセンサー上で検知された漏れ有用信号を構造的に差分モードセンサーのそれに追加する。しかしながら、図13に示された構造は、DM及びCMセンサー両方の正しくないスライス決定をしがちである。スライサ1410の誤りスライス動作は、除去器出力における誤り伝搬を導く可能誤り項ed及びecに結び付き、及び所与のシンボルのための除去器の誤り更新に結び付く。信頼できる誤り項ed及びecを供給するために、スライサ1410は、ダイバーシティ受信機コンバイナー及びCM信号出力と共同で或いは別々に行なわれることができるスライス動作を使用して実行されることができ、スライサ誤り項ec及びedは、FEQc 1406の出力及びダイバーシティ受信機コンバイナーの出力を独立してスライスすることにより導き出すことができる。また、ダイバーシティ受信機コンバイナー出力のSNRがFEQc 1406の出力のそれより大きいシナリオでは、スライサ誤りecは、より信頼できるダイバーシティ受信機コンバイナー出力のみから得られた
送信信号の推定に関する決定から導き出される。或いは、誤り項ed及びecは、スライサ1410ににおいて、ダイバーシティ受信機コンバイナーの出力及びFEQc 1406の出力の両方に基づいて得られる送信信号の推定に関する結合決定から導きだされる。
【００９５】
[0093]  決定量UNRDM、UNRCM、INRDM、INRDM、ρi及びρl、DM及びCMセンサ間のそれぞれの外部雑音相関及び有用信号相関、及びSNRDM及び、SNRCMから 図１３に示された構造が使用され、ダイバーシティ受信がどのトーンについて使用されるか、どのトーンで雑音除去器によってフォローされるべきかが決定される。
【００９６】
[0094]   一般化
[0095]  ダイバーシティ受信機アーキテクチャが、周波数領域においてトーン毎のリニアコンバイナーとして実行されることが期待される一方、ダイバーシティ再組み合わせのコンセプトがリニアフィルタリング技術とともに行なわれる。
【００９７】
[0096]  本発明が、従来の電話線上のDSL通信への特に有用な適用に関連してここに述べられているが、本発明はこの適用に限られるものではない。むしろ、本発明の原理は、例えば、COAX上のマルチメディア(aka MoCA)、HPNA(ホーム撚り対線と同様のCOAX上のHPNA 3.1を含む)、IEEE P1901(ホーム電力線のPLC)、ホームプラグ(HPAV及びHPAV2及び”グリーン PLC”を含む)及びITU-T G.hn(撚り対線、電力線、ベースバンド同軸及びRF同軸を含む)を含む同軸ケーブルシステムのような種々の有線伝送システムに及ぶ。
【００９８】
[0097]  さらに、ここでは、本発明は、CPEに埋め込まれ、ダウンストリーム信号を解析するような特に有用なアプリケーションにおいて述べられいるが、本発明は、さらに、COにおいてアップストリーム信号を解析することを実施することができる。
【００９９】
[0001]  本発明は、特に、CPEに埋め込まれ、ダウンストリーム信号を解析する好適な実施の形態に関連して述べられたが、当業者であれば、本発明の趣旨及び観点から離れることなく、形式の変更及び改良を行なうことができることは明らかに容易である。添付された請求項は、そのような変更及び改良を包含することが意図される。
【図１】
2015533460.tif 000019
【図２】
2015533460.tif 000020
【図３】
2015533460.tif 000021
【図４】
2015533460.tif 000022
【図５】
2015533460.tif 000023
【図６】
2015533460.tif 000024
【図７】
2015533460.tif 000025
【図８】
2015533460.tif 000026
【図９】
2015533460.tif 000027
【図１０】
2015533460.tif 000028
【図１１】
2015533460.tif 000029
【図１２】
2015533460.tif 000030
【図１３】
2015533460.tif 000031
【国際調査報告】
2015533460.tif 000032
2015533460.tif 000033