(57)【要約】  自動車コントロール装置（ＣＯＮ）は、アクチュエータ（ＭＡＶ）の電流（ＡＩ）を調整するための制御回路（ＣＬＣ）の構成要素として制御器（ＰＣ）を有する。前記アクチュエータ（ＭＡＶ）には自動車電圧源（ＢＡＴ）の車載電源電圧（ＶＢ）が印加される。前記制御回路（ＣＬＣ）のフォワード分岐（ＦＣＰ）において前記制御器（ＰＣ）と該制御回路（ＣＬＣ）の後置された調整要素（ＡＣ）との間に補正ユニット（ＭＵＬ）が設けられており、該補正ユニット（ＭＵＬ）によって、該制御器（ＰＣ）から出力された調整信号（ＣＶ）に、実際の車載電源電圧（ＶＢ）の逆元値に比例する補正係数（ＣＦ）が適用される。
2010534585.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
自動車電圧源（ＢＡＴ）の車載電源電圧（ＶＢ）が印加されるアクチュエータ（ＭＡＶ）の電流（ＡＩ）を調整するための制御回路（ＣＬＣ）の構成要素として制御器（ＰＣ）を備えた自動車コントロール装置（ＣＯＮ）において、
前記制御回路（ＣＬＣ）のフォワード分岐（ＦＣＰ）において前記制御器（ＰＣ）と該制御回路（ＣＬＣ）の後置された調整要素（ＡＣ）との間に、該制御器（ＰＣ）から出力された調整信号（ＣＶ）に実際の車載電源電圧（ＶＢ）の逆元値に比例する補正係数（ＣＦ）を適用するための補正ユニット（ＭＵＬ）が設けられていることを特徴とする、自動車コントロール装置。
【請求項２】
前記アクチュエータ（ＭＡＶ）は電磁弁として構成されており、とりわけ制御電磁弁として構成されている、請求項１記載の自動車コントロール装置。
【請求項３】
前記アクチュエータ（ＭＡＶ）を操作するために、該アクチュエータ（ＭＡＶ）と自動車流体圧装置（ＨＰ）とが作用接続されている、請求項１または２記載の自動車コントロール装置。
【請求項４】
前記自動車流体圧装置（ＨＰ）はクラッチによって構成されているか、またはトランスミッションによって構成されているか、または燃料噴射システム用の圧力制御器によって構成されているか、または流体圧制動装置によって構成されている、請求項３記載の自動車コントロール装置。
【請求項５】
前記制御器（ＰＣ）はダイナミックデジタル制御器として構成されており、とりわけＰＩ制御器またはＰＩＤ制御器として構成されている、請求項１から４までのいずれか１項記載の自動車コントロール装置。
【請求項６】
前記補正ユニット（ＭＵＬ）は、前記制御器（ＰＣ）から出力された調整信号（ＣＶ）と実際の車載電源電圧（ＶＢ）の逆元値に比例する補正係数（ＣＦ）とを乗算する乗算器として構成されている、請求項１から５までのいずれか１項記載の自動車コントロール装置。
【請求項７】
前記補正ユニット（ＭＵＬ）は、前記制御器（ＰＣ）から出力された調整信号（ＣＶ）と関係式ＣＦ＝ＶＡ／ＶＢで求められた前記補正係数（ＣＦ）と乗算する乗算器として構成されており、ただし同関係式では、
・ＣＦは前記補正係数であり、
・ＶＢは前記車載電源電圧であり、
・ＶＡは、前記制御器（ＰＣ）の制御器パラメータ（ＫＰ，ＫＩ，ＫＤ）が最適に調整された制御回路（ＣＬＣ）の動作点における前記車載電源電圧（ＶＢ）に相応する比例係数である、請求項６記載の自動車コントロール装置。
【請求項８】
前記補正ユニット（ＭＵＬ）は、前記制御器（ＰＣ）から出力された調整信号（ＣＶ）を実際の車載電源電圧（ＶＢ）に比例する補正係数（ＣＦ）によって除算する除算器として構成されている、請求項１から５までのいずれか１項記載の自動車コントロール装置。
【請求項９】
前記補正ユニット（ＭＵＬ）は、前記制御器（ＰＣ）から出力された調整信号（ＣＶ）を関係式ＣＦ＊＝ＶＢ／ＶＡにしたがって求められた前記補正係数（ＣＦ＊）によって除算する除算器として構成されており、ただし同関係式では、
・ＣＦ＊は前記補正係数であり、
・ＶＢは前記車載電源電圧であり、
・ＶＡは、前記制御器（ＰＣ）の制御器パラメータ（ＫＰ，ＫＩ，ＫＤ）が最適に調整された制御回路（ＣＬＣ）の動作点における前記車載電源電圧（ＶＢ）に相応する比例係数である、請求項８記載の自動車コントロール装置。
【請求項１０】
前記自動車電圧源（ＢＡＴ）と前記補正ユニット（ＭＵＬ）との間に、前記車載電源電圧（ＶＢ）を測定するための電圧測定装置（ＢＶＭ）が設けられている、請求項１から９までのいずれか１項記載の自動車コントロール装置。
【請求項１１】
前記電圧測定装置（ＢＶＭ）の入力側にローパスフィルタ（ＦＩ）が前置接続されており、
前記ローパスフィルタ（ＦＩ）は、前記制御回路（ＣＬＣ）において前記補正ユニット（ＭＵＬ）に後置されたＰＷＭジェネレータ（ＧＥ）であってパルス幅変調信号（ＰＳ）によって前記調整要素（ＡＣ）を駆動制御するために使用されるＰＷＭジェネレータ（ＧＥ）のＰＷＭ周波数を上回る前記車載電源電圧（ＶＢ）の妨害周波数をフィルタリングする、請求項１０記載の自動車コントロール装置。
【請求項１２】
前記ローパスフィルタ（ＦＩ）は前記電圧測定装置（ＢＶＭ）の構成部分である、請求項１１記載の自動車コントロール装置。
【請求項１３】
前記制御回路（ＣＬＣ）のフィードバック分岐（ＦＢ）に、前記アクチュエータ（ＭＡＶ）の実際値電流（ＡＩ）を求める電流測定装置（ＣＳＥ）が設けられており、
前記電流測定装置（ＣＳＥ）は、前記実際値電流（ＡＩ）から測定制御量（ＡＶ）を求める、請求項１から１２までのいずれか１項記載の自動車コントロール装置。
【請求項１４】
前記制御回路（ＣＬＣ）の入力側に、所与の目標電流（ＳＶ）と前記測定制御量（ＡＩ）との間の差から制御偏差信号（ＣＥ）を求める減算器（ＤＩＦ）が設けられており、
前記減算器（ＤＩＦ）は前記制御偏差信号（ＣＥ）を前記制御器（ＰＣ）の入力側へ供給する、請求項１３記載の自動車コントロール装置。
【請求項１５】
前記電流測定装置（ＣＳＥ）および／または前記電圧測定装置（ＢＶＭ）としてそれぞれ、シグマデルタ変換器が設けられているか、または別のアナログ／デジタル変換器が設けられている、請求項１０から１４までのいずれか１項記載の自動車コントロール装置。
【請求項１６】
自動車電圧源（ＢＡＴ）の車載電源電圧（ＶＢ）が印加されるアクチュエータ（ＭＡＶ）の電流（ＡＩ）を制御回路（ＣＬＣ）の構成要素である自動車コントロール装置（ＣＯＮ）の制御器（ＰＣ）によって調整するための方法であって、
前記自動車コントロール装置（ＣＯＮ）は、とりわけ請求項１から１５までのいずれか１項記載の方法において、
前記制御回路（ＣＬＣ）の制御器（ＰＣ）から出力された調整信号（ＣＶ）を、該制御回路（ＣＬＣ）のフォワード分岐（ＦＣＰ）において該制御器（ＰＣ）と該制御回路（ＣＬＣ）の後置された調整要素（ＡＣ）との間に設けられた補正ユニット（ＭＵＬ）によって、実際の車載電源電圧（ＶＢ）の逆元値に比例する補正係数（ＣＦ）を適用することを特徴とする方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、自動車電圧源の車載電源電圧が印加されるアクチュエータの電流を調整するための制御回路の構成要素として制御器を有する自動車コントロール装置に関する。
【０００２】
たとえば、自動車内のトランスミッション、とりわけオートマチックトランスミッションでは、流体圧装置として、変速段のセレクトを行いシフト動作を実現するためのクラッチが流体圧で操作される。自動車では別の流体圧装置として、たとえばシャフトを結合または固定するための制動装置や、燃料噴射システムの圧力を調整するための圧力制御器が使用される。各流体圧装置の流体圧操作を行うためには、少なくとも１つのアクチュエータを流れる流体圧媒体の流量、とりわけ流体の流量ひいては流体圧が、有利にはデジタル制御回路を使用して調整される。前記少なくとも１つのアクチュエータはとりわけ、いわゆる制御電磁弁である。アクチュエータであるたとえば制御電磁弁を流れる流体の流速は、該制御電磁弁を流れるコイル電流に依存し、電流制御器によって調整される。このために、この制御回路のフィードバック分岐には、電磁制御弁を流れる実際の電流を求めるための測定エレメントないしはセンサが設けられており、この実際の電流は、有利にはデジタル制御器である制御器の入力側に、とりわけＰＩＤ制御器の入力側に供給される。記憶された制御電磁弁の特性曲線マップに基づいて、該制御電磁弁を流れるこの測定された電流から、その時点で操作すべき流体圧装置における流体圧媒体の流体圧を推定することができる。
【０００３】
実際には、それぞれの自動車の車載電源電圧ないしは給電電圧は不安定になることがある。とりわけ、車載電源電圧または給電電圧は種々の要因によって影響されて、最大数ボルトまで変動することさえある。車載電源の給電電圧のこのような変動は、流体圧装置用の各アクチュエータを流れる電流、とりわけ各制御電磁弁を流れる電流にも伝わるため、この制御回路の制御量に妨害が重畳されてしまうことになる。この妨害に応答して、制御回路は補償制御プロセスを行うが、所定の時間が経過した後に初めてこの妨害は制御回路によって補償される。それゆえ実際には、アクチュエータの電流値、とりわけ有利には制御電磁弁である電磁弁のコイル電流値、を所定の所望の電流値に調整および維持することが阻害されるか、または困難になる。とりわけ、車載電源電圧の変動に起因して発生するコイル電流の妨害の周波数が不所望かつ周期的である場合（共振周波数）、電流制御器の実際の電流すなわち出力側の制御量の不所望な振動が発生し、この実際の電流すなわち出力側の制御量が振り上がることさえある。このことによって、制御回路が不安定になる可能性もある。
【０００４】
ＪＰ０７２２９５７６Ａのデジタル制御回路では、ソレノイドバルブの電流を調整するためにバッテリー電圧の電圧変化に基づいて、該デジタル制御回路の制御器の積分定数および比例定数が、テーブルに記憶された制御器パラメータ値によって変化される。ここでは、制御器パラメータの追従制御は制限される。すなわち、制御器パラメータの追従制御の幅は、テーブル値に依存して多かれ少なかれ大きくなる。しかし、車載電源電圧が突然、不所望に変化した場合の制御電磁弁の調整された電流の妨害は、依然として発生することがある。たとえばＫＰ，ＫＩ，ＫＤ等である制御器の制御器パラメータを、たとえばソフトウェアまたはハードウェアによって可変に適合するだけで、場合によって発生する車載電源電圧の変動を制限するという従来の試みでは、該制御器が依然として、車載電源電圧の変動に起因する妨害を制御偏差信号に基づいて補償制御しようとするのを止められない。さらに、バッテリー電圧が全く突然、予期せずに不所望に上昇した場合、非常に低いバッテリー電圧に最適化されたパラメータセットによって不所望の作用が発生し、とりわけ不安定にさえなってしまう。それゆえこのアプローチは、十分な安定性を保証するために、制御器パラメータの選択で妥協しなければならなくなる。しかしこのことによって、制御回路のダイナミクスが小さくなり、制御回路のパフォーマンスまたは快適性が阻害されてしまう。
【０００５】
本発明の課題は、アクチュエータの電流の調整を改善するために、制御回路の構成要素として制御器を備えた自動車コントロール装置であって、車載電源給電電圧の変動に対して十分にロバストな自動車コントロール装置を提供することである。
【０００６】
前記課題の解決手段は、冒頭に述べた形式の自動車コントロール装置では、制御回路のフォワード分岐において、該制御回路の制御器と、後置された調整要素との間に次のような補正ユニットが、すなわち、該制御器から出力された調整信号に、実際の車載電源電圧の逆元値に比例する補正係数を適用するための補正ユニットが設けられる構成である。
【０００７】
制御回路のフォワード分岐において、該制御回路の制御器と調整要素との間に、該制御器から出力された調整信号にその時点の車載電源電圧すなわち実際の車載電源電圧の逆元値に比例する補正係数を適用するための補正ユニットを設けることにより、車載電源電圧の変化が制御回路の制御挙動に与える悪影響、とりわけ車載電源電圧の変動が制御回路の制御挙動に与える影響が、初めから十分に回避される。すなわち「取り除かれる」。このような補正により、制御器の調整量に一種の「逆妨害量付加ないしは逆妨害量適用（inverse Stoergroessenaufschaltung ないしは Stoergroessenbeaufschlagung）」が実現され、制御器の制御量の妨害や制御回路の調整要素の調整量の妨害となる可能性のある車載電源電圧の変化、とりわけ車載電源電圧の変動または車載電源電圧のリプルが発生した場合、これがアクチュエータの切換特性に許容範囲を超えて悪影響を及ぼす前に、直ちに十分に補償される。このようにして各アクチュエータの所望の電流値の調整は、車載電源電圧のそのつどの電圧レベルに十分に依存しなくなり、アクチュエータの電流、とりわけ電磁弁の電流が不所望に調整されること、ないしは誤って調整されることが十分に回避される。このような補正ユニットによって実現される「逆妨害量適用」により、車載電源電圧の妨害ないしは変動が発生した場合には、この妨害ないしは変動を瞬時に補償することができる。このことにより、車載電源電圧が変化した場合、とりわけ車載電源電圧の変動が突然発生した場合にデジタル制御器が介入する必要性が非常に小さくなるか、または全くなくなる。制御回路の制御器と調整要素との間に設けられ該制御器から出力された調整信号を補正するための補正ユニットによって、実際の車載電源電圧の逆数に比例する補正係数が加えられることにより、制御回路を車載電源電圧の変化に対して、とりわけ車載電源電圧のリプルないしは変動に対して十分にロバストにしたり、安定的にすることができる。それと同時に、‐たとえばとりわけ制御電磁弁である‐アクチュエータの目標値電流特性経過における所望のジャンプを迅速に補償制御するためのダイナミクス特性を大きくすることができる。
【０００８】
実際には、制御回路の応答挙動が迅速であることは、とりわけトランスミッションにおいて有利であり、有利にはオートマチックトランスミッションにおいて有利である。というのも、例えばオートマチックトランスミッションではとりわけ、ジャンプ状の目標値電流特性経過を伴うシフト中に、制御器の迅速な応答が必要とされるからである。本発明によるコントロール装置はとりわけ、所望のシフト過程の実施速度に高い快適性要求が課されるトランスミッション制御部であって、車載電源電圧の突然および／または不所望な大きさの変動または他の変化に対する耐性に高い要求が課されるトランスミッション制御部として構成することができ、有利にはオートマチックトランスミッション制御部として構成することができる。また有利には、本発明による制御装置を自動車技術の別のアクチュエータに転用することもでき、とりわけＰＷＭアクチュエータ、電流制御アクチュエータ、またはＰＷＭ電流制御アクチュエータに転用することもできる。
【０００９】
その理由は、制御回路はたとえば目標値電流の所望のジャンプに対して、有利には高いダイナミクスで、すなわち迅速な補償制御挙動で応答できるからである。また制御回路は、目標値電流が静的な状態にある場合、すなわち、目標値電流のレベル変化が少ないときには有利には、車載電源電圧の妨害リプルまたは変動に対して十分に安定的ないしはロバストなままであるからだ。一般的に言うと、制御器のジャンプ応答は、バッテリー電圧のその時点の値に十分に依存しないように維持される。
【００１０】
ＪＰ０７２２９５７６Ａのように、車載電源電圧の変化が発生した場合に、最適なジャンプ応答を維持するために、たとえば制御器の積分定数および比例定数等の制御器パラメータをこの変化に適合する必要がなくなる。一般的に言うと、一度最適化された制御器パラメータのセットは、有利には常に変化せずに維持することができる。車載電源電圧がダイナミックに変化した場合、または車載電源電圧が連続的に変化する場合に制御器パラメータを再改善する必要はなくなる。
【００１１】
本発明はさらに、自動車コントロール装置の制御回路の構成要素である制御器によってアクチュエータの電流を調整するための方法であって、該アクチュエータに自動車電圧源の車載電源電圧を印加する方法に関する。この方法では、制御回路の制御器から出力された調整信号に対し、該制御回路のフォワード分岐において該制御回路の制御器と後置された調整要素との間に設けられた補正ユニットによって、実際の車載電源電圧の逆元値に比例する補正係数を適用する。
【００１２】
従属請求項に本発明の他の実施形態が記載されている。
【００１３】
以下で、本発明とその実施形態とを図面に基づき詳細に説明する。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】本発明による自動車コントロール装置の実施例として、トランスミッション制御装置を概略的に示す。このトランスミッション制御装置の制御器は、自動車トランスミッションを制御するための制御回路において制御電磁弁のコイル電流を調整するために使用され、図１ないしは図２のトランスミッション制御装置の制御器の出力された調整量には、付加的な補正ユニットによって、実際の車載電源電圧の逆元値に比例する補正係数が適用される。
【図２】図１の制御回路の１つの変形態様を、各構成要素の等価回路図によって示す概略図である。
【図３】図１ないしは図２の制御回路において本発明による車載電源電圧の変動の逆妨害量付加が行われない場合の制御器の出力信号と、この従来の制御回路の調整要素の入力信号とを概略的なグラフで示し、さらに、所与の車載電源電圧変動での所望の目標値電流特性経過に対して制御電磁弁において発生する実際値電流特性経過を概略的なグラフで示す図である。
【図４】図１ないしは図２のトランスミッション制御装置の制御器の出力された調整量に付加的に、補正ユニットによって、実際の車載電源電圧の逆元値に比例する補正係数が適用された場合の、該制御器の出力信号と、図１ないしは図２の制御回路の調整要素の入力信号とを概略的なグラフで示し、さらに、所与の車載電源電圧変動での制御電磁弁の所望の目標値電流特性経過に対して発生する実際値電流特性経過を概略的なグラフで示す図である。
【００１５】
図１〜４において、同じ機能および効果を有する要素にはそれぞれ同一の参照記号が付されている。
【００１６】
図１に、自動車内のアクチュエータの電流制御を行うための一例として、種々の構成要素を備えたトランスミッション制御システムＴＣを概略的に示す。このトランスミッション制御装置は自動車コントロール装置ないしは自動車制御装置として、とりわけトランスミッション制御装置ＣＯＮを有する。このトランスミッション制御装置はとりわけ、オートマチックトランスミッション制御装置として構成することができる。これは、トランスミッションないしはトランスミッション装置ＴＲのクラッチＣＬにおける流体圧媒体の体積流Ｑ、とりわけ液圧液体ないしは流体の体積流Ｑを電気流体圧アクチュエータによって調整するのに使用される。この電気流体圧アクチュエータは、主構成要素として電磁弁を有し、とりわけ制御電磁弁ＭＡＶを有する。クラッチＣＬおよびトランスミッションＴＲは、図１の実施例では流体圧装置ＨＰにまとめられている。電磁制御弁ＭＡＶのコイル電流ＡＩの調整により、調整シリンダ内の電機子ＡＮは様々な深さで、流体圧装置ＨＰの体積流Ｑの中に沈み込む。電機子ＡＮは、図１では見やすくするために、単に矢印によって示されているだけである。制御電磁弁ＭＡＶのコイル電流ＡＩにはその特性曲線マップを介して、流体圧装置ＨＰ内の体積流Ｑの所定の流体圧がマッピングされている。
【００１７】
制御電磁弁ＭＡＶのコイル電流ＡＩを所望のスイッチング時間にわたって、有利には十分に一定である所定の目標値電流時間特性に調整し、このスイッチング時間にわたって流体圧装置ＨＰの体積流Ｑの所望の圧力時間特性が得られるようにするため、トランスミッション制御装置ＣＯＮはデジタルの動的制御器を備え、この実施例ではとりわけＰＩＤ制御器ＰＣを備えている。この制御器は、トランスミッション制御システムＴＣのデジタル制御回路ＣＬＣのフォワード分岐ＦＣＰに配置されており、該制御器の出力側は調整要素ＡＣを介して制御電磁弁ＭＡＶの制御入力側に接続されている。制御器の入力側は、デジタル制御回路ＣＬＣのフィードバック分岐ＦＢを介して、制御電磁弁ＭＡＶの測定出力側に結合されている。フィードバック分岐ＦＢにおいて、この測定出力側は電流測定装置ＣＳＥに接続されている。電流測定装置ＣＳＥは有利には、電磁弁ＭＡＶの場所に配置されている。とりわけ、この電流測定装置ＣＳＥと電磁弁ＭＡＶとを組み合わせて、１つの共通のモジュールにまとめることもできる。このことに対して択一的に、有利には、電流測定装置ＣＳＥをトランスミッション制御装置ＣＯＮ内の部分構成要素として具現化することもできる。電流測定装置ＣＳＥは、電流を測定するための測定エレメントないしはセンサＧＭを有する。この実施例では、センサＧＭはとりわけ、制御電磁弁ＭＡＶの電流回路内の電気的な測定抵抗器において実際に降下した電圧ＣＰＶを該制御電磁弁ＭＡＶの電磁コイル装置の実際の瞬時電流ＡＩの尺度として求める電子的な電流測定装置によって構成される。前記測定抵抗器は、とりわけ「シャント抵抗」である。次に、この測定された電圧ＣＰＶが、電流測定装置ＣＳＥの後置されたＡＤ変換器ＡＤＣによってデジタル変換される。ＡＤ変換器ＡＤＣの出力側で出力されるデジタル電圧値ＶＯは、電流測定装置ＣＳＥの後置された換算ユニットＣＯＶへ供給される。この換算ユニットＣＯＶは、測定された電圧値ＣＰＶをオームの法則に従い、対応するデジタル実際電流値ＡＶに変換する。このような離散的な電流実測値ＡＶは、測定された制御量信号として、デジタル制御回路ＣＬＣのフォワード区間ＦＣＰの入力側にある減算器ＤＩＦへフィードバックされる。この減算器ＤＩＦによって、所望の目標値電流特性経過ＳＶ（調整量信号）と実測値電流特性経過ＡＶ（測定された制御量信号）との間の差が制御偏差信号ＣＥとして求められる。流体圧装置ＨＰにおいて制御電磁弁ＭＡＶに発生する電流に相応する流体圧媒体の所望の流体圧特性経過を生成するために、この所望の目標値電流特性経過ＳＶは、図中にない車両構成要素によって入力側で調整量信号として設定される。この制御偏差信号ＣＥからデジタル制御器ＰＣは、出力側のデジタル調整量信号ＣＶを生成する。こうするためには、入力側のデジタル制御偏差信号ＣＥはＰＩＤ制御器ＰＣ制御器ＰＣにおいて、並列する別個の処理分岐ないしは処理経路においてそれぞれ、比例要素ないしはＰ要素ＰＰ、積分要素ないしはＩ要素ＩＰおよび微分要素ないしはＤ要素ＤＰによって処理される。詳細には、Ｐ要素ＰＰはＰ信号成分ＰＳを出力し、該Ｐ信号成分は後続の乗算器ＭＰにおいて、制御器特性の比例成分を調整ないしは適合するためのスケーリング係数である制御器パラメータＫＰと乗算され、修正されたＰ信号成分ＰＰＳが生成される。同様に、Ｉ要素ＩＰから出力されたＩ信号成分ＩＳには後続の乗算器ＭＩにおいて、制御器特性のＩ成分を調整するためのスケーリング係数である所属の制御器パラメータＫＩが適用され、修正されたＩ信号成分ＩＰＳが生成される。Ｄ要素ＤＰから出力されたＤ信号成分ＤＳもまた、後続の乗算器ＭＤにおいて、所望の制御器特性のＤ成分を適合するためのスケーリング係数である制御器パラメータＫＤと乗算され、修正されたＤ信号成分ＤＰＳが形成される。これらの制御器パラメータＫＰ，ＫＩおよび／またはＫＤによって、有利には、ＰＩＤ制御器ＰＣの制御特性を可変に調整することができる。このように修正された信号成分ＰＰＳ，ＩＰＳ，ＤＰＳは最後にＰＩＤ制御器において、加算器ＡＤによって累算され、デジタル調整量信号ＣＶが形成される。このデジタル調整量信号は、デジタル制御器ＰＣの出力側で出力される。このデジタル調整量信号ＣＶは、所定の所望の目標値電流経過ＳＶに制御電磁弁ＭＡＶを調整するために、制御信号ＷＰ１によって該制御電磁弁ＭＡＶの制御入力側に作用する電気的な調整要素ＡＣを駆動制御するために使用される。調整要素ＡＣは、この実施例ではとりわけ、ドライバ段ないしは終段ＯＳおよびフリーホイールダイオードＦＤを含む。この終段ＯＳおよびフリーホイールダイオードＦＤの等価回路図を、図２に概略的に示す。電気的な調整要素ＡＣは有利には、制御装置ＣＯＮの一構成要素を成す。この調整要素ＡＣから、好適には少なくとも１つの相応の制御線路が電磁弁ＭＡＶまで設けられている。またこのことに対して択一的に、自動車内の電気流体圧制御電磁弁ＭＡＶの場所に配置することもできる。有利には、制御電磁弁ＭＡＶの流体力学的部分と流体圧装置ＨＰとが、制御回路ＣＬＣの制御区間の制御すべきプロセスを形成する。このプロセスは図２において、誘導性負荷およびオーム性負荷ＬＯを有する電気的な等価回路図として表されているか、ないしはモデリングされている。
【００１８】
アナログ終段ＯＳの場合に電気的な調整要素ＡＣを駆動制御できるようにするために好適なのは、デジタル調整量信号ＣＶを、デジタル制御回路ＣＬＣのフォワード分岐ＦＣＰにおいてデジタル制御器ＰＣと該調整要素ＡＣとの間に配置されたＰＷＭジェネレータＧＥによって、パルス幅変調された調整量信号ＰＳに変換されることである。その際には好適には、デジタル制御器ＰＣとＰＷＭジェネレータＧＥと補正ユニットＭＵＬと減算器ＤＩＦとが、自動車制御装置内のデジタル制御回路ＣＬＣの機能コンポーネントとして具現化される。
【００１９】
制御電磁弁ＭＡＶには動作電圧として、車両電圧源ＢＡＴの車載電源電圧ＶＢが、車載電源電圧線路ＬＩを介して印加される。フリーホイールダイオードＦＤはとりわけ、車載電源電圧ＶＢが阻止方向に印加されるように、負荷ＬＯに対して並列接続される。車両電圧源ＢＡＴはとりわけ車両バッテリーによって構成される。車載電源電圧ＶＢの変動が発生した場合に、所望のコイル電流ＡＩがこの変動に対して十分にロバストに、すなわち可能な限り影響されずに調整および維持されることを十分に保証できるようにするためには、デジタル制御回路ＣＬＣのフォワード分岐ＦＣＰにおいて、該デジタル制御回路ＣＬＣのデジタル制御器ＰＣと調整要素ＡＣとの間に補正ユニットＭＵＬが設けられる。この補正ユニットＭＵＬは、制御器ＰＣから出力された調整信号ＣＶに、実際の車載電源電圧ＶＢすなわちその時点で存在する車載電源電圧ＶＢの逆元値に比例する補正係数ないしは補償パラメータＣＦを適用する。補正ユニットＭＵＬはフォワード分岐ＦＣＰにおいてＰＷＭジェネレータより前に設けられ、デジタル制御器ＰＣから出力されたデジタル調整量信号ＣＶに影響する。
【００２０】
この補正係数ＣＦを求めるためには、制御電磁弁ＭＡＶに対する車載電源電圧線路ＬＩが測定分岐ＭＺによってタップされ、その時点で存在する車載電源電圧ＶＢすなわち実際の車載電源電圧ＶＢが電圧測定装置ＢＶＭによって求められる。この電圧測定装置ＢＶＭはさらに、関係式ＣＦ＝ＶＡ／ＶＢにしたがって補正係数ＣＦを計算する。この関係式においてＶＡは、デジタル制御器ＰＣの制御器パラメータＫＰ，ＫＩ，ＫＤが最適に調整されたデジタル制御器ＰＣの動作点における車載電源電圧ＶＢに相応する比例係数である。有利には補正ユニットＭＵＬは乗算器として構成される。その際にはこの補正ユニットＭＵＬは、補正係数ＣＦ＝ＶＡ／ＶＢとデジタル調整量信号ＣＶとを乗算し、補正されたデジタル調整量信号ＭＶが生成される。この実施例では、この修正されたデジタル調整量信号ＭＶはＰＷＭジェネレータＧＥの入力側へ供給される。
【００２１】
有利には、電圧測定装置ＢＶＭにはフィルタが前置接続されており、とりわけローパスフィルタＦＩが前置接続されている。このフィルタは、ＰＷＭジェネレータＧＥのＰＷＭ周波数を上回る車載電源電圧ＶＢの妨害周波数をフィルタリングする。とりわけこのローパスフィルタＦＩは、電圧測定装置ＢＶＭの一部とすることができる。電圧測定装置ＢＶＭおよび前置接続されるフィルタＦＩは有利には、電磁弁の場所または電磁弁の近傍に配置される。このことに対して択一的に、場合によっては、これらを制御装置ＣＯＮの構成要素とすることもできる。
【００２２】
デジタル制御回路ＣＬＣのフォワード分岐ＦＣＰにおいて、該デジタル制御回路のデジタル制御器ＰＣと調整要素ＡＣとの間に、該デジタル制御器から出力された調整信号ＣＶに、その時点の車載電源電圧ＶＢすなわち実際の車載電源電圧ＶＢの逆元値に比例する補正係数ＣＦを適用するための補正ユニットＭＵＬを設けることにより、車載電源の変動がデジタル制御回路の制御挙動に及ぼす悪影響が初めから十分に回避される。というのも、この補正によって、制御器ＰＣの調整量ＣＶに対して一種の「逆妨害量重畳」が実現され、とりわけ、制御量ＡＶの妨害およびデジタル制御回路ＣＬＣの調整量ＣＶの妨害となる可能性がある車載電源電圧の変動ないしはリプルが、測定された制御量信号ＡＶひいては制御偏差信号ＣＥに悪影響を及ぼす前に、この変動ないしはリプルを取り除くことができるからである。このようにして各アクチュエータの所望の電流値の調整は、車載電源電圧のそのつどの電圧レベルに十分に依存しなくなり、制御電磁弁ＭＡＶの電流ＡＩが不所望に調整されること、ないしは誤って調整されることが十分に回避される。補正ユニットＭＵＬによってこのような「逆調整量付加」が行われることにより、制御電磁弁ＭＡＶにおいて車載電源電圧ＶＢの妨害ないしは変動が発生した場合には、この妨害ないしは変動を瞬時に補償することができる。それゆえ、たとえば車載電源電圧ＶＢが急激な勾配で変化した場合、すなわち非連続的に変化した場合にデジタル制御器ＰＣが介入する必要性が僅かになるか、または全く無くなる。デジタル制御器ＰＣと調整要素ＡＣとの間の補正ユニットＭＵＬによって、該デジタル制御器ＰＣから出力された調整信号ＣＶに、実際の車載電源電圧ＶＢの逆数に比例する補正係数ＣＦが適用されることにより、デジタル制御回路ＣＬＣは車載電源電圧のリプルないしは変動に対して十分にロバストになるかないしは安定的になり、それと同時に、制御電磁弁の目標値電流特性経過における所望のジャンプを迅速に補償するためのダイナミクス特性を高くすることもできる。実際には、デジタル制御回路ＣＬＣの応答挙動が迅速であることは、とりわけトランスミッションにおいて有利であり、有利にはオートマチックトランスミッションにおいて有利である。このオートマチックトランスミッションではとりわけ、ジャンプ状の目標値電流特性経過を伴うシフト中に、制御器の迅速な応答が必要とされるからである。つまり、制御回路はたとえば目標値電流の所望のジャンプに対して、高いダイナミクスで、すなわち迅速な補償制御挙動で応答でき、また、目標値電流が静的な状態にある場合、すなわち、車載電源電圧のリプルが発生した場合にはこのリプルの変動周波数より小さい周波数で目標値電流のレベルが変化する場合、制御回路は十分に安定的に維持されるか、ないしは車載電源電圧のこのような変動に対してロバストに維持される。
【００２３】
トランスミッション制御に基づいて説明した制御原理を一般化すると、車載電源電圧の変動を取り除くためのこの制御原理は有利には、電気的なアクチュエータの電流を調整するためのデジタル制御回路を備えた別の自動車制御装置にも転用することができ、とりわけ、電気流体圧アクチュエータの電流を調整するためのデジタル制御回路を備えた別の自動車制御装置にも転用することができる。たとえば、同じ動作原理にしたがって、流体圧制動システムを調整するための調整装置や、燃料噴射システム用の圧力制御器を調整または制御することができる。
【００２４】
図２に、個々の構成要素の等価回路図によって、図１のトランスミッション制御部のデジタル制御回路を概略的に示す。図１に対する変更点として、制御器ＰＣのＰ要素ＰＰの入力側とＩ要素ＩＰの入力側とＤ要素ＤＰの入力側とに供給される制御偏差信号ＣＥに、制御器パラメータＫＰ，ＫＩ，ＫＤがすでに入力側で適用される。その他の点では、制御器ＰＣの動作および作用は図１と相違しない。この実施例では、電気的な調整要素ＡＣは、接地されたトランジスタＯＳを有し、このトランジスタＯＳのドレインはフリーホイールダイオードＦＤのアノードに接続されている。フリーホイールダイオードＦＤは、制御電磁弁ＭＡＶの電磁コイルの負荷ＬＯに並列接続されている。負荷ＬＯを有する電流分岐に対して並列接続された分岐に設けられたこのフリーホイールダイオードＦＤによって、コイル電流はトランジスタＯＳの「ＯＮ（オン）」状態でも「ＯＦＦ（オフ）」状態でもシャント抵抗ＳＲを流れるようになる。もちろん、ＰＷＭ調整信号の両フェーズをシャント抵抗によって測定できるならば、そのつど電流制御されるアクチュエータの別の接続を実施することもできる。シャント抵抗において降下した測定電圧ＭＤＶは、測定エレメントＧＭ内の差動増幅器ＤＡによって増幅され、電圧測定信号ＣＰＶとして電流測定装置ＣＳＥのＡＤ変換器ＡＤＣへ供給される。シャント抵抗ＳＲおよび差動増幅器ＤＡは、電子的な電流測定装置ＧＭを構成する。
【００２５】
一般化すると、補正ユニットは好適には乗算器として構成され、該乗算器は、制御器から出力された調整信号と、実際の車載電源電圧ＶＢの逆元値に比例する補正係数とを乗算する。補正ユニットは、制御器ＰＣから出力された調整信号ＣＶと、とりわけ関係式ＣＦ＝ＶＡ／ＶＢにしたがって求められた補正係数ＣＦとを乗算する。この関係式では、
・ＣＦは補正係数であり、
・ＶＢは車載電源電圧であり、
・ＶＡは、制御器の制御器パラメータが最適に調整された制御回路の動作点における車載電源電圧に相応する比例係数である。
【００２６】
好適な変形態様ではこのことに対して択一的に、補正ユニットを場合によっては除算器として構成することができる。除算器は、制御器から出力された調整信号を、実際の車載電源電圧に比例する補正係数によって除算する。とりわけ補正ユニットは、制御器から出力された調整信号を、関係式ＣＦ＊＝ＶＢ／ＶＡにしたがって求められた補正係数ＣＦ＊によって除算する。この関係式では、
・ＣＦ＊は、補正係数ＣＦの逆数ＣＦ−１であり、
・ＶＢは車載電源電圧であり、
・ＶＡは、制御器の制御器パラメータが最適に調整された制御回路の動作点における車載電源電圧に相応する比例係数である。
【００２７】
図３の中央のグラフに、車載電源電圧ＶＢの妨害電圧特性経過ＶＢＣの一例として方形波の妨害電圧特性経過ＶＢＣを時間ｔ上にプロットしている。車載電源電圧は、８Ｖの低い電圧レベルと１６Ｖの高い電圧レベルとの間で変動するか、ないしは切り換えられる。とりわけ、車載電源電圧は時点ｔ０で８Ｖから１６Ｖまで飛び、時点ｔ１で１６Ｖから８Ｖまで急激に降下する。時点ｔ＝２まで車載電源電圧はこの低い電圧レベルに維持され、その後、時点ｔ２で再び、高い電圧レベルまで急激に切り換えられ、この電圧レベルは時点ｔ３まで維持される。時点ｔ３から車載電源電圧ＶＢは、再び８Ｖの低い電圧値まで下降する。車載電源電圧ＶＢが１６Ｖの高い電圧レベルをとるフェーズの時間は基本的に、該車載電源電圧が低い電圧レベルをとる各時間インターバルにほぼ等しくなるように選択される。補正ユニットＭＵＬによってこの逆妨害量付加を行わないと、図１の制御回路ＣＬＣは、車載電源電圧ＶＢのジャンプないしは下降を補償制御しようとしてしまう。こうするために制御回路ＣＬＣの制御器ＰＣは、車載電源電圧ＶＢの変化に対して反比例する出力信号ＣＶのデューティ比ＤＣの変化によって応答する。すなわち、車載電源電圧がより高い電圧レベルにジャンプすると、制御器ＰＣは出力信号ＣＶを、これに反比例して低減されたＰＷＭデューティ比（duty cycle）で生成する。それに対して、車載電源電圧ＶＢがより低い電圧レベルまで降下すると、制御器の出力信号のデューティ比はより高いデューティ比レベルに切り替わる。このような方形波形に曲がりくねった車載電源電圧特性経過ＶＢＣでは、図３の上方の「デューティ比（Duty-Cycle）」グラフに示された制御器ＰＣの出力信号ＣＶのデューティ比特性経過ＣＶＣ＊が得られる。ここではデューティ比特性経過ＣＶＣ＊は、低い電圧レベルと高い電圧レベルとの間で切り替わる車載電源電圧ＶＢの切換に対して実質的に反転ないしは逆に、低いデューティ比レベルＤＣと高いデューティ比レベルＤＣとの間で切り替わる。出力信号ＣＶはこのようなデューティ比特性経過で調整要素ＡＣへ供給される。このことは参照符号ＭＶＣ＊で示されている。このことによって、図３の下方のグラフに概略的に示された電流レベル特性経過ＡＩＣ＊が得られる。電圧レベルが高い電圧値から低い電圧値に下降する際には常に、目標値電流特性経過ＳＩＣ＝一定に対して電流が降下する。この実施例ではコイル電流ＡＩの電流降下は、時点ｔ１および時点ｔ３における電圧降下に対して幾らか時間遅延して発生する。これらの電流降下はＯＳ１およびＯＳ３によって示されている。たとえば時点ｔ２のように急激な電圧上昇が発生した場合には常に、この電圧上昇に対して対角線上に逆に、制御器の出力信号ないしは調整信号ＣＶのデューティ比ＤＣが遅延して低減される。この遅延は、たとえば制御電磁弁におけるＯＳ２のような不所望の一時的な電流上昇の原因となる。このことに対して逆に、図１の制御回路では付加的な補正ユニットＭＵＬによる逆妨害量重畳によって、車載電源電圧の電圧ジャンプおよび電圧降下が十分に取り除かれる。すなわち、妨害となる車載電源電圧の変動が取り除かれる。というのも、制御器ＰＣから出力された調整信号ＣＶに、実���の車載電源電圧ＶＢの逆元値に比例する補正係数ＣＦが適用されるからである。図４の上方のグラフにこのことが、制御器ＰＣの出力側ならびに調整要素ＡＣの入力側におけるデューティ比ＤＣで示されている。補正ユニットＭＵＬによって生成されたこの補正された調整量信号はＭＶＣによって示されており、この調整量信号ＭＶＣの振舞いは、車載電源電圧ＶＢの変動に対して対角線上に逆となり、図４の中央の車載電源電圧グラフのレベル特性経過ＶＢＣに相応する。この中央のグラフは、図３のグラフに相応する。車載電源電圧ＶＢがより高い電圧レベルに切り替わる際には常に、補正ユニットＭＵＬによって、制御器ＰＣから出力された調整信号ＣＶのＰＷＭデューティ比はこのことに対して反比例して低減される。逆に観察すると、車載電源電圧ＶＢが低い電圧レベルに降下する際には常に、補正ユニットＭＵＬによって、制御器ＰＣから出力された調整信号ＣＶのＰＷＭデューティ比はこのことに対して反比例して上昇される。このようにして車載電源電圧のレベル変動は、測定される制御量ＡＶの変化を引き起こして制御回路の不所望の補償制御挙動に変換される前に、直ちに補償される。それゆえ、制御器ＰＣの出力信号ＣＶは実質的に一定に維持される。図４の上方の「デューティ比（Duty-Cycle）」ＤＣ／時間ｔグラフにおいて、このような一定の特性経過がＣＶＣで示されている。これは、車載電源電圧の変動に応答して制御器が出力信号を相応に変化させるのが十分に回避されることを意味する。図４の下方の図に、制御電磁弁ＭＡＶの電流ＡＩの実際値電流特性経過ＡＩＣを示している。この実際値電流特性経過ＡＩＣは、ここではとりわけ十分に一定である所望の目標値電流特性経過ＳＩＣと実質的に合同である。図３の実際値電流特性経過ＡＩＣ＊と比較すると、車載電源電圧に妨害ないしは変動が発生した場合、制御回路において図１の補正ユニットＭＵＬによって逆妨害量重畳が行われることにより、急激な電流降下および急激な電流上昇が十分に回避される。
【００２８】
すなわち包括的に観察すると、逆妨害量重畳が行われると、アクチュエータの所望の電流調整がたとえば電圧ジャンプ等の電圧変化によって妨害されるのが、逆妨害量重畳を行わない場合より格段に小さくなり、また、‐たとえば自動車内の負荷がスイッチオンされるときなどの‐車載電源電圧の連続的な下降または上昇が発生した場合にも、アクチュエータの所望の電流調整が電圧変化によって妨害されるのが、逆妨害量重畳を行わない場合より格段に小さくなる。
【００２９】
車載電源電圧ＶＢの方形波の電圧特性経過ＶＢＣに対する応答である実際電流特性経過ＡＩＣ＊を示す図３の下方のグラフでは、目標値が０Ａから１Ａに上昇する箇所で不所望のオーバーシュートが発生する。このオーバーシュートにより、この実施例では車載電源電圧ＶＢ＝ＶＡ＝１２Ｖの場合の制御器パラメータＫＰ，ＫＩ，ＫＤが最適化されているが、車載電源電圧は目標値ジャンプの時点ではちょうどＶＢ＝１６Ｖになっている。それゆえ、制御器パラメータＫＰ，ＫＩ，ＫＤはこの時点では理想的に調整されておらず、最悪の場合には制御プロセスが不安定になることもある。それに対してこの問題も、逆妨害量重畳によって十分に解消される。すなわち回避される。制御器パラメータＫＰ，ＫＩ，ＫＤは、どのような車載電源電圧に対しても十分に最適である。制御電磁弁における目標値電流の所望のジャンプが行われる際に、制御システムのオーバーシュート挙動が十分に回避される。制御器パラメータＫＰ，ＫＩ，ＫＤが個々の車載電源電圧に対して最適化されていれば十分である。
【００３０】
とりわけ、この有利な逆妨害量付加は、たとえばトランスミッション制御システムの領域、制動装置制御システムの領域、燃料噴射システムの領域、電動機の整流子の領域、または有利には流体力学的制御システムの領域における電流制御器に使用することができる。線形の終段が発生する損失電力は非常に高くなることがあるので、電流はたいてい、ＰＷＭ終段によって調整される。その際には制御器は、たとえば制御電磁弁の負荷に所望の電流量が流れるように、ＰＷＭ終段のデューティ比を調整する。制御器は、単なるＰ制御器として構成するか、またはＰＩ制御器として構成するか、またはＰＩＤ制御器として構成することができる。所望の電流を得るために適切なデューティ比は車載電源電圧に大きく依存し、とりわけバッテリー電圧および負荷インピーダンスに大きく依存する。それゆえ、車載電源電圧および負荷インピーダンスは妨害量と見なされる。というのも、これらのパラメータが急激に変化すると、負荷を流れる電流の妨害となる可能性があるからだ。制御器から出力された調整信号を、本発明のように実際の車載電源電圧の逆元値に比例する補正係数によって補正しないと、制御器はＰＷＭジェネレータのデューティ比を相応に追従制御することによって車載電源電圧の変動の妨害となる影響を補償しようとしてしまう。
【００３１】
テスト試験によって、そのつど調整すべきアクチュエータの負荷インピーダンスは、通常は特に問題にならないことが実証された。というのも、アクチュエータのそのつど調整すべき負荷はたいていバルブであり、バルブの抵抗は温度によってのみ変化するからである。温度は緩慢にしか変化しないので、出力電流の妨害が認識されることなく、制御器は、変化した比にデューティ比を適合するのに十分な時間を有する。
【００３２】
それに対して、車両の車載電源電圧、とりわけバッテリー電圧は妨害量として遥かに問題であることが判明した。すなわち、たとえば強い負荷が投入または遮断される場合、車載電源電圧は急激に変化する。本発明による妨害量補正を行わないと、とりわけ急激に実質的に非連続的に変化する車載電源電圧は、以下の２つの問題の原因となる：
ａ）車載電源電圧が急激に変化することにより、負荷に流れる電流に不所望の変化が生じる可能性がある。その理由は、車載電源の給電電圧の変動は、それぞれの電磁制御弁を流れる電流にも伝わるため、電磁制御弁の制御回路の制御量に妨害が印加されてしまうからである。このような妨害に応答してデジタル制御回路は、バッテリー電圧の変化に反比例して電流の変化が発生するように補償制御プロセスを行う。このような妨害は制御器によって、ある程度の時間が経過した後でないと補償されない（図３参照）。
【００３３】
ｂ）デジタル制御器のたとえばＫＰ，ＫＩ，ＫＤ等の制御器パラメータは通常、閉ループ制御回路が可能な限り高いダイナミクスを有し、ひいては迅速なジャンプ応答を行えるように調整される。そのために最適化されたパラメータＫＰ，ＫＩ，ＫＤは、バッテリー電圧に反比例する。たとえば、パラメータが低い車載電源電圧に対して最適化されている場合に目標値電流がジャンプ状に上昇した場合、バッテリー電圧がこのジャンプ直前またはこのジャンプ中に大きく上昇すると、制御回路が不安定になることさえある。
【００３４】
制御器の調整量信号に車載電源電圧の逆数を適用することにより、上記の２つの問題点は十分に回避される。こうするためにはとりわけ、車載電源電圧を連続的に測定し、とりわけバッテリー電圧を連続的に測定する。有利には、デジタル制御器の出力、すなわちデジタル制御器の調整量信号は、実際の車載電源電圧の逆元値に比例する補正値と乗算される。その際に好適なのは、実際の車載電源電圧の逆元値に、たとえばＫＰ，ＫＩ，ＫＤ等の制御器パラメータが最適化されている動作点における車載電源電圧に相応する比例係数を乗算することである。デジタル制御器は数学的には線形システムであるから、該制御器の出力された調整量信号と補正係数との乗算は、たとえばＫＰ，ＫＩ，ＫＤ等の各個々のパラメータと乗算することと同義である。制御器が連続時間的に構成されている場合にはさらに、車載電源電圧が急激に変化した場合の出力電流の妨害はすべて回避される。というのも、制御器の出力された調整量信号は補正係数ＶＡ／ＶＢと乗算され、すなわち比例係数と車載電源電圧との商と乗算され、妨害は制御回路の制御区間のプロセス部分において瞬時に補償されるからである。したがって理想的には、車載電源電圧が急激に変化した場合にデジタル制御器が介入する必要はなくなる。
【００３５】
ＰＷＭ終段は離散時間的に動作するので、各ＰＷＭサイクルあたり１回だけ新たなデューティ比を調整することが可能である。しかし、車載電源電圧の妨害すなわち変化は、通常はＰＷＭジェネレータのＰＷＭ周波数と同期せずに発生するので、この妨害は、０ｓｅｃ〜最大で１ＰＷＭ周期の間の遅延時間が経過するまでは補償することができない。さらに、妨害は周期的に発生する可能性もあるから、車載電源電圧測定部より上流に、または車載電源電圧測定部内に付加的に、ローパスフィルタによる適切なローパスフィルタリングを挿入するのが好適である。このローパスは不安定性を回避するのに寄与する：周期的な妨害の場合、デジタル制御回路が時間遅延して補償されることによって位相シフトが発生し、妨害周波数が高い場合にはこの位相シフトによって正帰還が発生し、これによって制御器が励振される可能性がある。それゆえ好適には、ＰＷＭ周波数を上回る妨害周波数をローパスフィルタによって分離する。それゆえＰＷＭ終段の場合には、車載電源電圧が急激に変化すると、このような補償の時間遅延に起因して出力電流に小さな妨害が発生することが不可避になる。このような妨害を可能な限り小さく抑えるために好適なのは、ＰＷＭ周波数とローパスフィルタの限界周波数とを可能な限り高く選択することである。このことによって、ＰＷＭ終段の場合にも必ず、顕著な改善を実現することができる。
【００３６】
この実施例ではデジタル制御器を基礎としている。ここで実施される構成は有利には、アナログ制御回路内のアナログ制御器にも転用することができる。
【００３７】
制御器がデジタルに構成される場合に特に有利なのは、電流測定も車載電源電圧測定もそれぞれシグマデルタ（Σ／Δ）変換器を使用して行われることである。このようにした場合、有利には、車載電源電圧測定部とローパスフィルタリングとが１つの機能ユニットを構成する。さらに、車載電源電圧測定および電流測定のための２つのシグマデルタ変換器を相互に同期することにより、妨害量補償の遅延が最小になり、不安定にならないようにすることもできる。
【００３８】
制御器から出力された調整量の逆妨害量付加を、実際の車載電源電圧の逆数によって行うことにより、車載電源電圧の変動が直ちに補償されるので、パフォーマンスまたは快適性が阻害されるのが十分に回避される。このことはたとえば、トランスミッション制御部内のハードウェア電流制御器において車載電源電圧補償が行われない場合には仕方のないことであった。とりわけ、車載電源電圧がハードウェアで測定される場合、逆妨害量付加が行われる制御回路の構造によって、有利には、車載電源電圧の妨害が発生した場合には迅速な介入を行い、この妨害をダイナミックに補償することができる。電流制御器がソフトウェアで実装される場合にも、本発明の原理による車載電源電圧の測定およびデューティ比の補正を行うことにより、ソフトウェアによって効率的な妨害量補償を行うことができる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【国際調査報告】
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