(57)【要約】本発明は、３ＧＰＰ＿ＬＴＥの上りリンクに対して提案されているＤＦＴ拡散ＯＦＤＭを利用する。本発明のコアは、ＩＦＦＴによって展開される帯域幅の一部にわたって循環的な周波数シフト動作を使用することである。さらに、当該循環的な周波数シフトは、隣接セルが同一パターン及び異なる初期オフセットを用いてホップする場合に、セル間干渉の効率的な調整を可能にする。時間領域において等価的な動作を実行してもよい。
2010509801.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
信号を時間領域から周波数領域へ変換する変換部（４２０）と、
変換された前記信号を、前記周波数領域において拡大する拡大部（４３０）と、
前記周波数領域において拡大された前記信号の、前記時間領域への逆変換を実行する逆変換部（４５０）と
を備える、無線通信ネットワークのための送信装置（４００）であって、
使用される周波数に関する使用可能な帯域幅の少なくとも一部にわたって、前記周波数領域の信号に対して循環的な周波数シフトを実行するシフト部（４４０）をさらに備えることを特徴とする送信装置。
【請求項２】
前記シフト部（４４０）は、前記周波数領域に変換された信号に対してオーバサンプリングをさらに実行することを特徴とする請求項１に記載の送信装置。
【請求項３】
前記シフト部（４４０）は、
前記使用可能な帯域幅において、使用される第１の数の無線リソースの前に、多数の空のキャリヤ無線リソースを挿入することによって、前記オーバサンプリングを実行することを特徴とする請求項２に記載の送信装置。
【請求項４】
前記シフト部（４４０）は、
前記使用可能な帯域幅において、使用中の第２の数の無線リソースの後に、多数の空のキャリヤ無線リソースを挿入することによって、前記オーバサンプリングを実行することを特徴とする請求項３又は４に記載の送信装置。
【請求項５】
前記シフト部（４４０）は、さらに、
前記周波数領域において、前記第１の数及び前記第２の数の無線リソースを平行移動させることを特徴とする請求項１乃至４の何れか１項に記載の送信装置。
【請求項６】
前記送信装置（４００）は、
前記周波数領域における、使用される無線リソースの開始部分と、前記第１の数及び前記第２の数の無線リソースの平行移動処理とを示す情報を送信する同期部（４５０）をさらに備えることを特徴とする請求項１乃至５の何れか１項に記載の送信装置。
【請求項７】
前記送信装置（４００）は、基地局、アクセスポイント又はユーザ装置（ＵＥ）を含むことを特徴とする請求項１乃至６の何れか１項に記載の送信装置。
【請求項８】
時間領域において入力信号をアップコンバートする第１の拡大部と、
アップコンバートされた前記入力信号と第１の補間フィルタとを循環的に畳込みを行う第１の補間部と、
アップコンバートされ、かつ、循環的に畳込みが行われた前記入力信号を位相回転し、出力信号を生成する第１の乗算部と
を備える、無線通信ネットワークのための送信装置（４００）であって、
前記時間領域において前記出力信号をアップコンバートする第２の拡大部と、
前記出力信号と第２の補間フィルタとを循環的に畳込みを行う第２の補間部と、
アップコンバートされ循環的に畳込みが行われた前記出力信号を位相回転する第２の乗算部と
をさらに備えることを特徴とする送信装置。
【請求項９】
無線通信ネットワークにおける信号処理の方法であって、
信号に対して時間領域から周波数領域への離散的な変換を実行するステップと、
前記周波数領域に変換された前記信号を、前記周波数領域において拡大するステップと、
前記周波数領域に変換された前記信号を、使用可能な帯域幅の少なくとも一部の近辺に循環的にシフトするステップと、
周波数シフトされた前記信号を、前記周波数領域から前記時間領域へ逆変換するステップと
を含む方法。
【請求項１０】
無線通信ネットワークにおける信号処理のためのコンピュータ・プログラムであって、
信号に対して時間領域から周波数領域への離散的な変換を実行するステップと、
前記周波数領域に変換された前記信号を、前記周波数領域において拡大するステップと、
前記周波数領域に変換された前記信号を、使用可能な帯域幅の少なくとも一部の近辺に循環的にシフトするステップと、
周波数シフトされた前記信号を、前記周波数領域から前記時間領域へ逆変換するステップと
をコンピュータに実行させるためのコンピュータ・プログラム。
【請求項１１】
無線通信ネットワークにおける信号処理の方法であって、
時間領域において入力信号をアップサンプリングするステップと、
アップサンプリングされた前記入力信号に対して、第１の補間フィルタを乗算することにより、循環的に畳込みを行うステップと、
循環的に畳込みが行われた前記入力信号を位相回転して、出力信号を生成するステップと、
前記時間領域において前記出力信号をアップサンプリングするステップと、
アップサンプリングされた前記出力信号に対して、第２の補間フィルタを乗算することにより、循環的に畳込みを行うステップと、
循環的に畳込みが行われた前記出力信号を位相回転するステップと
を含む方法。
【請求項１２】
無線通信ネットワークにおける信号処理のためのコンピュータ・プログラムであって、
時間領域において入力信号をアップサンプリングするステップと、
アップサンプリングされた前記入力信号に対して、第１の補間フィルタを乗算することにより、循環的に畳込みを行うステップと、
循環的に畳込みが行われた前記入力信号を位相回転して、出力信号を生成するステップと、
前記時間領域において前記出力信号をアップサンプリングするステップと、
アップサンプリングされた前記出力信号に対して、第２の補間フィルタを乗算することにより、循環的に畳込みを行うステップと、
循環的に畳込みが行われた前記出力信号を位相回転するステップと
をコンピュータに実行させるためのコンピュータ・プログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本出願は、第３世代ＬＴＥ（ロング・ターム・エボリューション）に対して提案された、ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭＡ（離散フーリエ変換・拡散・直交周波数分割多元接続）として知られる伝送方式の修正に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
３ＧＰＰ（第３世代パートナーシップ・プロジェクト）のＬＴＥ（ロング・ターム・エボリューション）の標準規格において、ユーザの周波数多重を含む直交シングルキャリヤ伝送方式が上りリンクに対して選択されている。ＬＴＥに対して提案されている上りリンクの伝送方式は、ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭＡとして知られており、その基本的な原理が図１に描かれている。
【０００３】
ステップ１００において、Ｎ個の変調シンボルＮdataのブロックに対して、サイズＮのＤＦＴ（離散フーリエ変換）が最初に適用される。これにより、当該変調シンボルは、周波数領域へ変換される。次に、ステップ１１０−１２０において、このように変換されたシンボルＮdataのスペクトル整形が、周波数領域において適用される。第１のステップ１１０は、ブロックの繰り返し処理を通じて、ＤＦＴで変換された変調シンボルを、より多数のシンボルＮusedへ帯域幅を拡大する処理を含む。一方、第２のステップは、周波数領域において拡大されたシンボルのフィルタリングを含む。
【０００４】
スペクトル整形の後に、ステップ１３０において、ＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）の入力Ｎusedに対してマッピングが実行される。このマッピングは、種々の異なる方法により実行できる。多くの場合、局所マッピング及び分散マッピングとして参照される２つの異なるマッピングが、ＬＴＥに対して提案されている。局所マッピングの場合、連続するＩＦＦＴ入力に対してマッピングが行われ、分散マッピングの場合、等間隔のＩＦＦＴ入力に対してマッピングが行われる。その後、ステップ１４０において、マッピングされた変調シンボルＮifftがＩＦＦＴ変換を施されることで、順次的なデータ・ストリームが形成される。最終的に、受信機においてＩＳＩ（シンボル間干渉）及びＩＣＩ（キャリヤ間干渉）を回避するために、ステップ１５０において、いわゆるＣＰ（サイクリック・プレフィックス）が、当該順次的なデータ・ストリームに対して付加される。送信される信号は、外見上は「マルチキャリヤ」の構造であるにもかかわらず、低ＰＡＲ（ピーク対平均電力比）の「シングルキャリヤ」信号である。
【０００５】
無線通信ネットワークにおいて一般に使用されている従来のＯＦＤＭＡの構造と、ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭＡとの相違は、従来のＯＦＤＭＡでは、データシンボルが任意のサブキャリヤのセットに対して直接的にマッピングされるのに対して、ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭＡでは、データシンボルが最初にＤＦＴを用いて変換された後に、連続する又は等間隔のサブキャリヤのセットに対してマッピングされることである。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、局所マッピングの場合、ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭＡにおける連続したサブキャリヤへのマッピングは、いくつかの問題を引き起こす。かかる無線通信ネットワークにおけるユーザ用の無線リソースが、周波数帯域の中央部にスケジューリングされる場合、残りの伝送リソースが２つの部分に分断されることになる。そのため、リソースを次にスケジューリングされるユーザは、シングルキャリヤの制約のために、残った断片のうちの１つにおいてスケジューリングされたリソースのみを使用し得る。これにより、当該ユーザについて達成可能なビットレートを制限されてしまう。
【０００７】
上りリンクにおけるシングルキャリヤの周波数の分断化をもたらす可能性がある別の分野は、ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭＡの周波数ホッピングへの適用である。１つの時間間隔において、連続した周波数配置が異なるＵＥに対して割り当てられる可能性はあるものの、ユーザが周波数のあちこちへホップする場合に問題が生じるであろう。これは、全ユーザが異なる大きさの周波数配置を割り当てられる場合に深刻な問題となる。
【０００８】
また、上りリンクに関するセル間干渉を調整する解決手法に及ぶ場合、リソースの分断化が問題となる可能性がある。例えば、異なるセルのセルエッジのユーザに対して、直交する上りリンク・リソース上で通信することを可能にする場合、セルエッジの当該ユーザに対して、周波数帯域の中央部の伝送リソースが割り当てられる可能性があり、それにより当該セルにおいてリソースの分断化を招いてしまうだろう。
【０００９】
本発明の目的は、現在提案されているＬＴＥのシングルキャリヤのソリューションの欠点を解消することである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明の目的は、信号を時間領域から周波数領域へ変換する変換部と、変換された信号を、周波数領域において拡大する拡大部と、周波数領域において拡大された信号の、時間領域への逆変換を実行する逆変換部とを備える無線通信ネットワークのための送信装置であって、使用される周波数に関する使用可能な帯域幅の少なくとも一部にわたって、周波数領域の信号に対して循環的な周波数シフトを実行するシフト部をさらに備えることを特徴とする送信装置によって達成される。
【００１１】
当該解決手段の効果は、帯域幅を分断化することなく、使用可能な帯域幅をユーザに対して割り当てられることであり、その結果、帯域幅の残りの部分を他のユーザに対して割り当てることを可能にする。
【００１２】
本発明の別の変形によれば、本発明の目的は、時間領域において入力信号をアップコンバートする第１の拡大部と、アップコンバートされた入力信号と第１の補間フィルタとを循環的に畳込みを行う第１の補間部と、アップコンバートされ、かつ、循環的に畳込みが行われた入力信号を位相回転し、出力信号を生成する第１の乗算部とを備える無線通信ネットワークのための送信装置であって、時間領域において出力信号をアップコンバートする第２の拡大部と、出力信号と第２の補間フィルタとを循環的に畳込みを行う第２の補間部と、アップコンバートされ循環的に畳込みが行われた出力信号を位相回転する第２の乗算部とをさらに備えることを特徴とする送信装置によって達成される。
【００１３】
この変形の効果は、本発明を時間領域において同様に実施できることである。
【００１４】
本発明のさらに別の実施形態によれば、本発明の目的は、無線通信ネットワークにおける信号処理の方法であって、信号に対して時間領域から周波数領域への離散的な変換を実行するステップと、周波数領域に変換された信号を、周波数領域において拡大するステップと、周波数領域に変換された信号を、使用可能な帯域幅の少なくとも一部の近辺に循環的にシフトするステップと、周波数シフトされた信号を、周波数領域から時間領域へ逆変換するステップとを含む方法によって達成される。
【００１５】
本発明の別の変形によれば、本発明の目的は、無線通信ネットワークにおける信号処理の方法であって、時間領域において入力信号をアップサンプリングするステップと、アップサンプリングされた入力信号に対して、第１の補間フィルタを乗算することにより、循環的に畳込みを行うステップと、循環的に畳込みが行われた入力信号を位相回転して、出力信号を生成するステップと、時間領域において出力信号をアップサンプリングするステップと、アップサンプリングされた出力信号に対して、第２の補間フィルタを乗算することにより、循環的に畳込みを行うステップと、循環的に畳込みが行われた出力信号を位相回転するステップとを含む方法によって達成される。
【００１６】
このように、本発明に係る方法は、周波数領域及び時間領域の両方において実行され得る。
【００１７】
さらに、本発明の別の実施形態は、無線通信ネットワークにおける信号処理のためのコンピュータ・プログラムであって、信号に対して時間領域から周波数領域への離散的な変換を実行するステップと、周波数領域に変換された信号を、周波数領域において拡大するステップと、周波数領域に変換された信号を、使用可能な帯域幅の少なくとも一部の近辺に循環的にシフトするステップと、周波数シフトされた信号を、周波数領域から時間領域へ逆変換するステップとをコンピュータに実行させるためのコンピュータ・プログラムに関連している。
【００１８】
本発明のさらに別の変形によれば、本発明は、無線通信ネットワークにおける信号処理のためのコンピュータ・プログラムであって、時間領域において入力信号をアップサンプリングするステップと、アップサンプリングされた入力信号に対して、第１の補間フィルタを乗算することにより、循環的に畳込みを行うステップと、循環的に畳込みが行われた入力信号を位相回転して、出力信号を生成するステップと、時間領域において出力信号をアップサンプリングするステップと、アップサンプリングされた出力信号に対して、第２の補間フィルタを乗算することにより、循環的に畳込みを行うステップと、循環的に畳込みが行われた出力信号を位相回転するステップとをコンピュータに実行させるためのコンピュータ・プログラムに関連している。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】第３世代ＬＴＥの上りリンクに準じて企図された、周知のＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭＡ（離散フーリエ変換拡散直交周波数多元接続）方式を示す図である。
【図２】本発明の基礎となる基本原理を示す図である。
【図３】図２の基本原理をより詳細に示す図である。
【図４】本発明に係る送信装置を示す図である。
【図５】本発明の一実施形態を実施する送信機のブロック図である。
【図６】異なる量の使用可能な帯域幅にわたるフィルタを備える２つの送信機の、概略的な表現を示す図である。
【図７】無線通信ネットワークにおける分断化による損失を示す図である。
【図８】本発明の第２の実施形態を示す図である。
【図９】重なり合うセルに適用された図７に示す本発明の、第２の実施形態を示す図である。
【図１０】本発明の第１の実施形態に係る方法のシミュレーション結果を示す図である。
【図１１】本発明の第２の実施形態に係る方法のシミュレーション結果を示す図である。
【図１２】本発明の第３の実施形態に係る方法のシミュレーション結果を示す図である。
【図１３】本発明の第４の実施形態に係る方法のシミュレーション結果を示す図である。
【図１４】本発明の第４の実施形態に係る方法のシミュレーション結果をより詳細に示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
本発明は、詳細な説明及び添付の図面を用いて、より容易に理解されるであろう。
【００２１】
図２は、本発明の一実施形態に係るＤＦＴ拡散ＯＦＤＭＡ信号の周期的な循環（ラップアラウンド）処理を示す。
【００２２】
塗りつぶし及び空白の縦帯は、割り当て済みのサブキャリヤ周波数及び未割り当てのサブキャリヤ周波数をそれぞれ表すのに対して、塗りつぶしの及び空白の縦帯から成るブロックは、使用可能な周波数スペクトルとして表現された使用可能な帯域幅を表す。
【００２３】
描かれたユーザは、例えば、最上段のブロックにおける塗りつぶしの縦帯２００で示されている、周波数スペクトルの最初の部分のサブキャリヤ周波数が、割り当てられ得る。
【００２４】
また、第２番目及び第３番目のブロックにおいて塗りつぶしの縦帯２１０及び２２０で示すように、ユーザに割り当てられたＮdata個のサブキャリヤ周波数は、使用可能な周波数スペクトルにおいて上方へシフトされてもよい。異なるユーザに割り当てられたサブキャリヤを異なる量シフトすることによって、同一のセルにおける、同時に送信するユーザ間の直交性を取得し得る。
【００２５】
最終的に、塗りつぶしの帯２３０、及び使用可能な周波数スペクトルの左端を指し示す矢印によって示すように、ユーザは、周期的かつ対称性を有するＤＦＴの特性を使用して、いわゆる周波数領域の循環的なラップアラウンド処理を実行することによって、使用可能な周波数スペクトルの端部のサブキャリヤ周波数を割り当てられてもよい。
【００２６】
全帯域幅にわたる循環的なラップアラウンド処理が理論的に可能であるとしても、実用的な理由により、使用可能な一部分のみにわたって当該処理は実行される。この理由の１つは、ＩＦＦＴにおけるオーバサンプリングが、デジタル・アナログ変換器を用いてデジタル領域からアナログ領域へ信号を変換するステップを大幅に簡単にすることである。このため、データを送信するために使用されるサブキャリヤ数よりも多くのサンプルを含むＩＦＦＴを使用することは有益である。結果的に、ＩＦＦＴによって実行されるオーバサンプリングは、デジタル・アナログ変換部の内部で使用される復元フィルタの必要条件を緩和する。さらに、例えば、結果として生じる信号が所定のスペクトル・マスク内に収まることを保証するために、デジタル領域及び／又はアナログ領域においてさらなるフィルタリングを実行することも一般的である。当該スペクトルにおける低周波及び高周波の両端からのサイド・ローブが除去される必要があるため、使用される最後のサブキャリヤの後に多数の０（Ｎlast個）を挿入することによって、ＩＦＦＴにおけるオーバサンプリングを実行するだけでは十分ではなく、一般的に、使用される最初のサブキャリヤの前にも多数の０（Ｎfirst個）が挿入される。最終的に、アナログのベースバンド信号から所望の無線周波数へのアップコンバージョンにおいて、キャリヤ周波数成分の一部の干渉成分が、サブキャリヤ番号０（即ち、ＤＣサブキャリヤ）に対して漏れ込むことがあり、それにより当該サブキャリヤをデータ通信に使用することが不可能となるおそれがある。同様の問題は、受信機においても、無線周波数からベースバンドへの受信信号のダウンコンバート、ベースバンド受信機のフィルタリング、及びアナログ・デジタル変換の、対応するステップを実行する場合に存在する。
【００２７】
上述の理由により、使用可能な帯域幅の全体にわたってデータ信号を行き渡らせることは難しい。言い換えれば、ＩＦＦＴは、使用されるサブキャリヤ数よりも多くの入力を含む。
【００２８】
ＩＦＦＴによって展開される帯域幅の一部にわたって循環的な周波数シフトを実行する別の理由は、ＬＴＥの上りリンクにおいて、制御チャネル（上りリンク制御チャネル、又は３ＧＰＰの用語におけるＰＵＣＣＨ）が、上りリンク伝送帯域の高周波及び低周波の端部に配置されることである。共有データチャネル（上りリンク共有チャネル、又はＰＵＳＣＨ）は、スペクトルの残りの中央部分に配置される。第１のユーザがＰＵＳＣＨ帯域の中央のリソースを割り当てられた場合、リソースの分断化を回避するために、残りのＰＵＳＣＨリソースにわたる循環的な周波数シフトを実行することが可能であれば、第２のユーザは、残りの全てのリソースを割り当てられ得る。従って、残りの全てのリソースを第２のユーザに対して割り当てることが可能であり、また、制御チャネルとの重複を回避できる。
【００２９】
ＩＦＦＴによって展開される帯域幅の一部にわたって循環的な周波数シフトを実行するさらに別の理由は、多くの周波数を割り当てられるユーザに対しても、無線チャネルのマルチパスフェージング変動を有効活用することを目的とした、周波数に応じたスケジューリングを可能とすることである。ユーザが狭小な帯域幅を割り当てられた場合、スケジューラは、周波数領域において、瞬時のチャネル状況が良好な連続するリソースに対して当該ユーザを配置し得る。しかし、ユーザの帯域幅がチャネルのコヒーレンス帯域幅よりもかなり広い場合、何れの連続するチャネル割り当ても、良好な品質のリソース及び劣悪な品質のリソースの両方を含むだろう。一部の帯域幅にわたる循環的なラッピング処理（wrapping）によって、ともに良好な無線状態を有するが、周波数の隣接しない、連続するリソースから成る２つのセットに対して、１ユーザを割り当てることが可能である。その結果、データシンボルは、本明細書中の発明に従って、周波数リソースに対して循環的にマッピングされる。本実施形態において、循環的な周波数シフト処理が実行される帯域幅のうちの「使用される部分」は、１ユーザによって使用される全帯域幅に一致する。同時にスケジューリングされる他のユーザは、他の何れかの帯域幅にわたって循環周波数シフトを実行してもよい。
【００３０】
従って、図２とは対照的に、図３は、部分的な帯域幅にわたる循環的な周波数シフトを示す。ここで、ＩＦＦＴに入力され得る全シンボル３００の数は、０値のシンボル３１０の第１の数と、循環的にシフトされ得る、異なるユーザに対する割り当てリソースにわたるシンボル３３０の数と、０値のシンボル３５０の第２の数とに分割される。循環的にシフトされたリソースの、１ユーザに相当する割り当ては、使用されるＩＦＦＴの入力シンボル３３０の、高周波の端部における第１の部分３４０と、使用されるＩＦＦＴの入力シンボル３３０の、高周波の端部における第２の部分３２０とで構成され得る。当該手法において、０値のシンボル３１０及び３５０は、上で検討した実施時固有の理由（即ち、送信機側のＤ／Ａ変換、ベースバンドのフィルタリング、及びＲＦへのアップコンバージョン）で挿入される。図３の循環的な周波数シフトは、ＩＦＦＴで使用される部分３３０にわたって実行される。循環的な周波数シフトの後、結果的に、マッピング処理は、隣接したサブキャリヤのセットにわたって実行されないものの、これにより、事実上はシングルキャリヤの特性を保持する信号となる。本明細書において、以下ではこのことについてより詳細に説明する。
【００３１】
図４は、本発明の一実施形態に係る送信装置４００を示す。送信装置４００は、基地局送受信機だけでなくユーザ端末をも含むことを指摘しておく。
【００３２】
本例において、送信装置４００は、無線通信ネットワークにおける通信のための、受信機／送信機の結合部４１０を備える。受信機／送信機の結合部４１０の一機能は、いわゆるＣＱＩレポート（チャネル品質表示レポート）等の、無線通信ネットワークにおけるユーザ端末からのチャネル品質に関するレポートを受信することでもよい。それにより、送信装置４００は、当該レポートに基づいて、各ユーザ端末に対して適切な量の帯域幅を割り当ててもよい。これは、送信装置が基地局の送受信機である場合に有効である。
【００３３】
また、送信装置４００は、例えば、入力信号に対してＤＦＴ（離散フーリエ変換）を実行することにより、時間領域から周波数領域への入力信号の変換を実行する離散変換部４２０をさらに備える。当然ながら、ＦＦＴ、離散コサイン変換、及び事実上循環的であるその他のもの等の、他の変換方式が入力信号に対して実行されてもよい。ここでの主要なポイントは、循環的な離散変換を使用して、信号を周波数領域に変換することである。
【００３４】
また、送信装置４００は、周波数領域に変換された信号の周波数を拡大する拡大部４３０をさらに備える。拡大処理は、ブロックの繰り返し又はその他の方法により実現されてもよい。
【００３５】
送信装置は、周波数領域に変換され、拡大された信号の循環的な周波数シフトを実行する周波数シフト部４４０をさらに備える。これは、離散的な周波数変換の循環特性を使用した、周波数領域に変換され拡大された信号の、単純な周波数シフトであり、シフトされたサブキャリヤ周波数の一部は、第１、第２、第３のキャリヤ周波数等として、スペクトルの左端に現れる。当該左端に再び現れるキャリヤ周波数の数は、周波数シフトの大きさに単純に依存する。ユニット４４０によって実行される循環的なラップアラウンド処理の利点は、使用可能な帯域幅の一部が、分断化されることなしにユーザ装置に対して割り当てられ得ることである。従って、使用可能な帯域幅の残りの部分を、他のユーザ端末に対して割り当てることが可能であろう。これは、使用可能な帯域幅の中央部が割り当てられているユーザ端末に起因して、他のユーザ端末が残りの帯域幅を使用することを困難にする帯域幅の断片化を招く、周知の技術では不可能であった。
【００３６】
周波数シフト部４４０は、例えば図３に示す方式に従って、使用される第１及び第２のサブキャリヤの前後に多数の０を挿入することによって、周波数領域に変換された信号をオーバサンプリングしてもよい。このような方法で、周波数領域に変換された信号は、本明細書において上の図３で詳述した理由により、デジタル領域からアナログ領域へより容易に変換されるだろう。
【００３７】
また、送信装置４００は、循環的なラップアラウンド処理で周波数シフトされた信号を時間領域へ逆変換する時間変換部４５０をさらに備える。通常、送信装置４００は、離散周波数変換部４２０で実行される周波数領域への変換処理に対する逆変換を使用する、周波数シフトされた信号の時間領域への変換処理を実行する。
【００３８】
送信装置は、周波数シフト部４４０で処理された上述の周波数信号に対して周波数ホッピング処理のような作業を実行する周波数同期部４６０を、任意的に備えてもよい。ここで、周波数同期部４６０は、他の送信装置における他の周波数同期部と、循環的な周波数ラップアラウンド処理を同期化させ得る。様々な送信装置で使用されているこれらの周波数は、予め設定されている（その場合、周波数同期部４６０は必要ないであろう）か、又は送信機／受信機の結合部４１０を介して周波数同期部４６０によって他の送信装置に対して通知され得る。このような方法で、２つの送信装置が同一の周波数スペクトルを同時に使用し、それにより干渉を引き起こす危険性が、低減され得る。
【００３９】
ここで、上述の例において周波数領域における上述の信号操作を実行する送信装置４００のユニットは、時間領域においても等価な動作を実行し得るものと理解され得る。
【００４０】
そのような場合、変換部４２０は、時間領域から周波数領域への信号の変換を実行し得るし、また逆も同様である一方で、逆変換部４５０は、逆変換の動作としてだが、同一の動作を実行し得る。しかしながら、信号が既に時間領域にある場合、時間領域における実施のために、当該変換及び逆変換部４５０は、必要とされないであろう。
【００４１】
拡大部４３０及びシフト部４４０は、周波数領域における循環的な周波数シフトと等価な信号操作を実行する、時間領域における第１及び第２の拡大部、畳込み部及び乗算部（図示せず）として実現され得る。また、第１及び第２の拡大部は、第１及び第２のアップサンプリングを実行し得るし、第１及び第２の畳込み部は、第１及び第２の循環畳込みを実行し得る。さらに、第１及び第２の乗算部は、第１及び第２の位相回転処理を実行し得る。これらに相当する動作は、本発明の開示を読む当業者とっては周知であるため、それらを詳細には説明していない。また、同期部４６０は、周波数領域における周波数同期処理と等価な時間同期処理を付加的に実行し得る。
【００４２】
図５は、本発明の一実施形態に係る、図４の送信機によって実行される方法のステップを示すブロック図である。
【００４３】
ステップ５００において、Ｎdata個のデータシンボルは、ＤＦＴ変換の使用によって周波数領域へ変換される。ステップ５１０において、ＤＦＴで変換されたＮdata個のシンボルは、例えばブロックの繰り返し処理を使用することによって、帯域幅において拡大される。従って、シンボル数は、元のシンボル数Ｎdataからシンボル数Ｎusedへ増加する。その後、ステップ５２０において、拡大されたＮused個のシンボルに対して周波数領域のフィルタリングが実行される。ここまでに実行されるステップは、提案されているＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ方式のステップと同一である。
【００４４】
しかしながら、ステップ５３０において、フィルタリングされたＮused個のデータシンボルに対して循環的な周波数シフトが実行され、それにより、使用可能な残りの帯域幅の分断化を回避する。
【００４５】
次に、ステップ５４０において、Ｎfirst個及びＮlast個の０が、使用される第１及び第２のキャリヤ周波数の前後に挿入され、ＩＦＦＴの変換動作がＮifft個のデータシンボルに対して実行される。理論的には、Ｎfirst及びＮlast個の両方が０に等しいが、実用的な実装上の理由により、本発明の好ましい実施形態は、Ｎfirst個及びＮlast個の両方が０より大きい場合であることに留意すべきである。
【００４６】
最後に、このように循環的にシフトされ、０で満たされたサブキャリヤは、連続的にＩＦＦＴに対してマッピングされた後に、順次的なビット・ストリームが生成され、その後、ステップ５５０においてＣＰが当該順次的なビット・ストリームに対して付加される。
【００４７】
全てのＵＥ（ユーザ装置）が周波数領域のラップアラウンド処理を実行し得るわけではないことに留意すべきである。１つの明らかな要求条件は、ＵＥは使用可能な全帯域幅をカバーする送信機フィルタを有することである。図６に示す例において、全帯域幅をカバーする送信フィルタを有するユーザ６００と、使用可能な全システム帯域幅の半分のみをカバーする送信フィルタを有する２ユーザ６１０、６２０とが示されている。従って、それらのユーザにリソースを割り当てるように設計されたスケジューラは、何れのユーザが周波数領域における循環的なラップアラウンド処理を実行可能であり（６００）、また何れのユーザが実行不可能であるか（６１０、６２０）を、知っていなければならない。
【００４８】
例えば、周波数領域における動作は、時間領域において等価な動作を常に有し、その逆も同様であるため、図５において実行される動作は、時間領域における等価な動作によって同様に実行され得ることが、理解され得る。従って、例えば、図５のステップ５１０において実行される帯域幅の拡大処理と等価な、時間領域における動作は、時間領域におけるデータシンボルのアップサンプリングであろう。これは、時間領域において２回実行されるだろう。ステップ５２０における周波数フィルタリングは、時間領域における対応するフィルタリングと、等しくなり得る。同様に、図５のステップ５３０において実行される循環的な周波数シフトは、補間フィルタを用いた対応する循環畳込み処理と、それに続く第１の段階におけるフェーザ・ベクトルによる乗算を用いた位相回転処理、さらに第２の段階における循環畳込み処理及び位相回転処理と、等しくなり得る。
【００４９】
図７は、ブロック７４０及び７５０の幅で表される２フレームにわたる、全帯域幅を使用可能なＵＥ７００と、２つの半分の帯域幅を使用可能なＵＥ７１０、７２０との比較を示す。
【００５０】
参照番号７３０で示す使用可能な帯域幅の部分は、当該フレームにおいてデータを送信するようにスケジューリングされなかったユーザに対する、上りリンクの制御シグナリングに必要とされる制御リソースを表す。
【００５１】
左の図の７４０において、例えば、スケジューリングされていないＵＥからの上りリンクの制御シグナリングのために、周波数帯域の中央において割り当てがあった場合、全帯域幅を使用可能なＵＥは、残りのリソースを埋めてもよい。
【００５２】
その一方で、右の図の７５０では、スケジューリングされたユーザ７１０、７２０が、全システム帯域幅にわたって送信することができない場合が観察される。この場合、ユーザ７２０が、より多くの送信データと、より多くのリソース割り当てを利用し得る、十分に使用可能な送信電力とを有すると、分断化による損失７６０が発生する。
【００５３】
上りリンクの周波数ホッピングは、数字０をインデックスとして付した、Ｎused個のサブキャリヤのうちの何れか単純に変化させることにより、実現し得る。これは、図８に一例として示されており、同図において灰色の帯は上りリンクの制御リソース８００を表す。さらに、サブフレーム２及び５におけるサブキャリヤ０の参照インデックスは、参照番号８１０で示され、一方で、サブフレーム３及び６、１及び６における当該位置は、参照番号８２０及び８３０で示されている。参照番号８４０は、１サブフレームの長さを表し、参照番号８５０及び８６０は、１ＴＴＩ（送信時間間隔）の長さ、及びホッピングパターン周期をそれぞれ表す。
【００５４】
上りリンクの制御リソース８００及びスケジューリングされたリソース（図示せず）の両方は、周波数の方々へホップする。さらに、この例において、上りリンクのデータを有しないＵＥのための、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ／ＣＱＩ（肯定応答／否定応答／チャネル品質表示）シグナリング用の上りリンク制御リソースは、相対的な（relative）インデックス０から始まる。これらの制御リソース８００は、レンガの形をしたパターンとして概略的に描かれており、スケジューリングされるデータに対して使用可能なリソースは、白で表示されている。しかしながら、制御リソース８００を予め定められた周波数に固定すること、及びスケジューリングされるリソースのみに対して周波数ホッピングを実行することは同様に可能であろう。
【００５５】
周波数ホッピングは、セル間干渉を処理するための単純かつ効率的な方法である。隣接セルにおいて異なるホッピングパターンを選択することにより、セル間干渉のランダム化を実現し得る。複数のホッピングパターンは、直交していてもよく、その場合、それらは本質的に決して重なり合うことはない。または、それらのホッピングパターンは、重なり合う確率が低い擬似乱数でもよい。
【００５６】
しかしながら、本発明は、より高度な任意のセル間干渉調整（ＩＣＩＣ）方式をも可能とする。例えば、同一の周波数ホッピングパターンが隣接セルにおいて使用され得るとともに、異なる周波数オフセットが各干渉セルに対して選択され得る。同期化された方法でホップすることにより、１個の相対的なサブキャリヤにおける干渉は、ホッピングパターン周期の全体にわたって予測可能となることが保証される。従って、リンク・アダプテーション及びスケジューリングが、現状の干渉状況に適合し得る。
【００５７】
これは、全ユーザのチャネル品質に関する知識を取得するにはコストがかかるため、スケジューリングされた上りリンク状況において特に魅力的である。典型的には、チャネルに応じたスケジューリングをサポートするためには、基地局が各ユーザの全帯域幅にわたるチャネル品質を推定できるように、各ユーザは、全帯域にわたって観測用の信号を周期に送信する必要があるだろう。当該知識は、チャネルに応じたスケジューリング及びリンク・アダプテーションを実行するために、基地局によって使用され得る。しかしながら、ユーザは、循環的に連続するサブキャリヤを割り当てられなければならないため、多数のユーザが少ないリソースを割り当てられることなしに、いかなるマルチユーザ・ダイバーシチ利得を取得することも難しい。また、上りリンク容量の多くの部分を消費する、上りリンクチャネルの観測用の多くの送信を、多数のユーザが行うことになるため、実質的ないかなる利得も存在する可能性は低い。
【００５８】
しかしながら、上りリンクに周波数ホッピングを使用する場合、リンク・アダプテーションにより高速なフェージングに追随する必要はなく、その代わりに、ゆっくりと変動するパス利得と、異なるサブキャリヤにおいて受信される異なるセル間干渉とに対して対応できる。セル間干渉は、ＵＥからのチャネル観測用の信号なしに基地局によって推定され得るとともに、ゆっくりと変動する上りリンクのパス利得は、例えば、下りリンクのパス利得と等しいものとして近似され得る。従って、同期化された循環的な周波数ホッピングにより、周波数に依存するセル間干渉に基づいて、リンク・アダプテーションのスケジューリングを実行できる。
【００５９】
上りリンクにおいて、最も大きな干渉を隣接セルで生じさせるのは、セルエッジにいるユーザである。当該ユーザはまた、多くの場合は電力が制限されており、それにより、多くの場合は全帯域幅を使用できない。従って、セルエッジのユーザに対して、各セルにおける相対的なリソース・インデックス０からリソースの割り当てを開始できる。また、相対的なリソース・インデックス０が、干渉を生じるセルにおいて異なる場合、セルエッジのユーザは、同一のリソースにおいて互いに衝突することはない。これは、以下で図８に概略的に描かれている。
【００６０】
図９は、隣接セルにおける、同期化された循環的な周波数ホッピング及び異なる初期オフセットを用いたセル間干渉調整を示している。
【００６１】
セル１（９２０）の初期オフセットは、９００で示されており、セル２（９３０）の初期オフセットは、９１０で示されている。第１のユーザは、セル１（９２０）のエッジに位置し、セル１（９２０）におけるグリッド線の領域で描かれている。さらに、第２のユーザは、セル２（９３０）のエッジに位置し、セル２（９３０）における影付きの（shadowed）領域で描かれている。
【００６２】
両ユーザはセル１及びセル２（９２０、９３０）のエッジに位置しているため、第１のユーザ及び第２のユーザからの干渉が発生する可能性が高い。そのため、セル１（９２０）における第２のユーザからの干渉は、灰色の帯の領域で描かれており、一方で、セル２（９３０）における第２のユーザからの干渉は、セル２（９３０）において編み目の領域で描かれている。
【００６３】
それぞれのセル９２０、９３０における各ユーザ用の上りリンクのリソースは、レンガの形をした領域で描かれている。
【００６４】
図９においては、セル２（９３０）における影付きの線で印された第２のユーザからの干渉は、ホッピング周期にわたって、セル１（９２０）における同一の相対的な位置にとどまる。これを可能にするのは、循環的な周波数ラッピング処理であることに留意すべきである。
【００６５】
セルエッジのユーザは、衝突を回避するために、各セルにおいて同一の相対的な周波数位置に配置される。さらに、ハンドオーバを理由として、ユーザ端末において何らかの方法で実行する必要が生じる、隣接セルにおけるパス利得の測定は、隣接セルにおいて生じる干渉のレベルを良好に予測するために使用され得る。周波数ホッピングは、高速なフェージングにおいてダイバーシチを効果的に提供するため、１つのセルにおいてスケジューリングされるユーザによって引き起こされる干渉を、送信電力レベルと対応する被干渉セルに対するパス利得との積で近似できる。この情報は、例えば、隣接セルにおける制御シグナリングのために使用されるリソースに対して生じさせる干渉が、ある閾値より下回ること確実にすることを希望する場合に、スケジューリングの決定において同様に使用され得る。
【００６６】
図１０では、使用されるシンボル数がＩＦＦＴへの入力の数と等しい場合、即ちＮused＝Ｎifftである場合の、循環的な周波数シフトの単純な例が観察される。図１０のグラフは、４個の入力データシンボル（Ｎdata＝４）１０５０が、ＩＦＦＴで時間領域に変換された６４個のデータシンボル（Ｎused＝６４）にオーバサンプリングされる場合における、ＩＦＦＴ変換からの出力を、振幅１０００対時間１０１０の図で示している。元のデータのサンプル点は、参照番号１０５０で示されるＸ＝［１，−１，１，１］である。さらに、６２サブキャリヤ分循環的に周波数シフトされるため、参照番号１０４０を有する曲線は、周波数の端部をラップアラウンド処理を行った曲線である。また、図１０は、循環周波数シフトなしにＩＦＦＴで変換された（元のデータサンプルは、ｓｉｎｃと類似（ｓｉｎ（ｘ）／ｘ）の関数で補間されていることに注意）曲線１０２０と、８サブキャリヤ分周波数シフトされているもう１つの曲線１０３０とを示す。
【００６７】
図１１では、使用されるシンボル数がＩＦＦＴの入力の数よりも少ない場合、即ち、Ｎused＜Ｎifftの場合の、循環的な周波数シフトの単純な例が観察される。前の図１０の例で、曲線は、振幅１１００が時間１１１０の関数として示される場合におけるＩＦＦＴの出力を表している。図示した例において、元のデータサンプル１１５０は、図９の例におけるデータサンプルと一致し、即ち、Ｘ＝［１，−１，１，１］である。これは、データサンプルの数はＮdata＝４であるが、使用されるサブキャリヤシンボルの数はＮdata＝６０であることを意味する。さらに、使用される第１のサブキャリヤ（図示せず）の前に入力される０の数は、Ｎfirst＝２であり、使用される第２のサブキャリヤの後に入力される０の数もＮlast＝２である。また、ＩＦＦＴの入力の数は、Ｎifft＝６４とした。
【００６８】
この例において、参照番号１１４０で示される曲線は、周波数の端部をラップアラウンド処理され、５８サブキャリヤ分循環的に周波数シフトされている。サンプリング時点においてデータ点［１，−１，１，１］と等しい信号を保持し続けていることに留意する。参照番号１１２０及び１１３０を有する曲線は、０及び８サブキャリヤ分それぞれ循環的に周波数シフトされた、ＩＦＦＴで変換された信号を示す。曲線１１２０は、使用される第１のデータサブキャリヤの前にＮfirst＝２の０値のサンプルを挿入することによって、２サブキャリヤ分実際に周波数の平行移動が行われていることに留意すべきである。Ｎused個のデータサブキャリヤの端部を循環的にラップアラウンド処理された曲線１１４０は、ラップアラウンド処理されていない曲線（参照番号１１２０及び１１３０を有する曲線）よりも、少し大きな包絡線の変動を有する。その理由は、ラップアラウンド処理されていない曲線が、単一のオーバサンプリング及び周波数の平行移動処理ステップを有するものとして観察される一方で、曲線１１４０は、２回にわたり、実際にオーバサンプリングされ、周波数の平行移動が行われていることである。第１のオーバサンプリング及び周波数の平行移動処理は、図５のステップ５１０、５２０及び５３０においてＮdataサンプルからＮifftサンプルへ信号を拡大する場合に、行われる。第２のオーバサンプリング及び周波数の平行移動処理は、信号がＮusedサンプルからＮifftサンプルに拡大され、かつ、付加的な周波数シフトが、使用される第１のサブキャリヤの前に挿入されるＮfirst個の０によって導入される場合に、ＩＦＦＴ５４０において行われる。しかしながら、周波数のラッピング処理が行われない場合（即ち、曲線１１２０及び１１３０の場合）、これらの２つの連続するオーバサンプリング及び周波数の平行移動処理ステップは、単一のオーバサンプリング及び周波数の平行移動処理ステップに結合され得る。全てのオーバサンプリングステップは、結果として生じる補間関数のｓｉｎｃ類似の形状に起因して、いくらかの包絡線の変動を生じさせるため、循環的に周波数ラッピング処理された曲線１１４０について、わずかに大きな包絡線の変動が得られる。この効果について、図１２及び１３においてさらに検証する。
【００６９】
図１２は、ＱＰＳＫ変調を使用する場合の、包絡線の分布の一例を示す。ここでは、結果として生じる循環的なラッピング処理（ＣＷ）が施されたＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ信号の絶対振幅が、値１２１０より大きい確率１２００が観察される。図１２において、ＣＷ−ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ信号の平均電力は、１に正規化されている。今回は、データサンプルの数は、それぞれが１２個のサブキャリヤから成る６個のリソースブロックが使用される場合（リソースブロックのサイズは、３ＧＰＰにおけるＬＴＥの上りリンクで想定されている現在の数値と一致している。）に相当する、Ｎdata＝７２とした。さらに、使用可能なサブキャリヤの数Ｎusedは３００と等しく、ＩＦＦＴサイズはＮifft＝５１２であり、Ｎfirst＝Ｎlast＝１０６である。元のデータサンプルは、ランダムなＱＰＳＫ変調データから得られ、１００００ＣＷ−ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭシンボルについて統計値が収集されている。２８０サブキャリヤ分の循環的な周波数シフトが実行された曲線１２３０は、Ｎused個の周波数の端部がラップアラウンド処理されていない曲線１２４０よりも（循環シフト０が１２４０に対して使用されている。）、包絡線の変動が少し大きいことがわかる。参考として、破線の黒い曲線は、同一のパラメータを用いたＯＦＤＭの包絡線分布を示している。ＣＷ−ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭの包絡線の変動は、ＯＦＤＭの場合よりも大幅に少ないことがわかる。
【００７０】
図１３及び１４では、循環シフトの大きさとともに、包絡線の分布がどの程度変化するかについて検証する。これらの図において、元のデータシンボルの数は、Ｎdata＝１２×６＝４８とし、使用されるデータシンボルの数は、Ｎused＝３００とした。使用される第１のサブキャリヤの前に挿入される０の数は、Ｎfirst＝１０６とし、使用される第２のサブキャリヤの後については、Ｎlast＝１０６とした。元のデータサンプルがＱＰＳＫ変調され、１００００シンボルについて統計値が収集される場合において、ＩＦＦＴの入力の数は、Ｎifft＝５１２とした。図１２の曲線と同様に、図示されたグラフは、ＩＦＦＴで変換された信号であって、ＣＷ−ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ変調された信号の絶対振幅が値１３１０より大きい確率１３００である。
【００７１】
図１３の薄い灰色の曲線１３２０は、Ｎused−Ｎdataよりも少ない又はそれと等しい周波数シフト、即ち、循環的な周波数ラッピングが生じない場合を示している。黒色の曲線１３３０は、周波数ラッピングが生じる場合を示している。周波数をラップアラウンド処理する場合に、包絡線の変動の増加に関して少し不利益が存在することがわかる。
【００７２】
図１４では、循環周波数シフトの大きさによって包絡線変動がどの程度変動するかについて示す。図１４のボックスの上から下まで記載された曲線は、異なる確率、即ち、１０−１（１４２０）から１０−６（１４７０）で、ＣＷ−ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ変調された信号の信号包絡線を示す。図１４の数値は、図１２に示す数値と直接的に比較され得る。
【００７３】
最後に、図５に示した方法のステップ、並びに上で説明した及び図７及び８に示した周波数ホッピングは、図４の端末装置４００の内部で実行されるコンピュータ・プログラムによって実施され得るだろう。しかしながら、当該コンピュータ・プログラムは、端末装置４００のメモリ（図示せず）に格納されてもよいし、ＡＳＩＣ（特定用途向け集積回路）上で実行されてもよい。
【００７４】
上述の開示を読んだ当業者は、場合によっては本発明の他の実施形態を考え得るかもしれない。最終的に、本発明の範囲は、添付の特許請求の範囲によってのみ限定される。
【図１】
2010509801.tif 000003
【図２】
2010509801.tif 000004
【図３】
2010509801.tif 000005
【図４】
2010509801.tif 000006
【図５】
2010509801.tif 000007
【図６】
2010509801.tif 000008
【図７】
2010509801.tif 000009
【図８】
2010509801.tif 000010
【図９】
2010509801.tif 000011
【図１０】
2010509801.tif 000012
【図１１】
2010509801.tif 000013
【図１２】
2010509801.tif 000014
【図１３】
2010509801.tif 000015
【図１４】
2010509801.tif 000016
【手続補正書】
【提出日】平成21年1月28日(2009.1.28)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
循環特性を有する変換を使用して、信号を時間領域から周波数領域へ変換する変換部（４２０）と、
変換された前記信号を、前記周波数領域において拡大する拡大部（４３０）と、
前記周波数領域において拡大された前記信号の、前記時間領域への逆変換を実行する逆変換部（４５０）と
を備える、無線通信ネットワークのための離散フーリエ変換拡散直交周波数分割多元接続（ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭＡ）の送信装置（４００）であって、
前記送信装置（４００）のユーザに割り当てられた上りリンクのサブキャリヤ周波数について、前記逆変換部（４５０）の使用可能な帯域幅の少なくとも一部において、該ユーザに対応する循環的にシフトされた該サブキャリヤ周波数が、該使用可能な帯域幅（３３０）の高周波の端部における第１の部分（３４０）と、該使用可能な帯域幅（３３０）の低周波の端部における第２の部分（３３０）とから成るように、前記周波数領域に変換され拡大された前記信号の循環的な周波数シフトを実行するシフト部（４４０）をさらに備えることを特徴とする送信装置。
【請求項２】
前記シフト部（４４０）は、前記周波数領域に変換された信号に対してオーバサンプリングをさらに実行することを特徴とする請求項１に記載の送信装置。
【請求項３】
前記シフト部（４４０）は、
前記使用可能な帯域幅において、使用される第１の数の無線リソースの前に、多数の空のキャリヤ無線リソースを挿入することによって、前記オーバサンプリングを実行することを特徴とする請求項２に記載の送信装置。
【請求項４】
前記シフト部（４４０）は、
前記使用可能な帯域幅において、使用中の第２の数の無線リソースの後に、多数の空のキャリヤ無線リソースを挿入することによって、前記オーバサンプリングを実行することを特徴とする請求項２又は３に記載の送信装置。
【請求項５】
前記シフト部（４４０）は、さらに、
前記周波数領域において、前記第１の数及び前記第２の数の無線リソースを平行移動させることを特徴とする請求項１乃至４の何れか１項に記載の送信装置。
【請求項６】
前記送信装置（４００）は、
前記周波数領域における、使用される無線リソースの開始部分と、前記第１の数及び前記第２の数の無線リソースの平行移動処理とを示す情報を送信する同期部（４５０）をさらに備えることを特徴とする請求項１乃至５の何れか１項に記載の送信装置。
【請求項７】
前記送信装置（４００）は、基地局、アクセスポイント又はユーザ装置（ＵＥ）を含むことを特徴とする請求項１乃至６の何れか１項に記載の送信装置。
【請求項８】
無線通信ネットワークにおける、離散フーリエ変換拡散直交周波数分割多元接続（ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭＡ）の送信装置の信号処理の方法であって、
循環特性を有する変換を使用して、ユーザ端末の信号に対して時間領域から周波数領域への離散的な変換を実行するステップと、
前記周波数領域に変換された前記信号を、前記周波数領域において拡大するステップと、
前記送信装置のユーザに割り当てられた上りリンクのサブキャリヤ周波数について、逆変換部（４５０）の使用可能な帯域幅の少なくとも一部において、該ユーザに対応する循環的にシフトされた該サブキャリヤ周波数が、該使用可能な帯域幅（３３０）の高周波の端部における第１の部分（３４０）と、該使用可能な帯域幅（３３０）の低周波の端部における第２の部分（３３０）とから成るように、変換され拡大された前記信号を循環的にシフトするステップと、
周波数シフトされた前記信号を、前記周波数領域から前記時間領域へ逆変換するステップと
を含む方法。
【請求項９】
無線通信ネットワークにおける、離散フーリエ変換拡散直交周波数分割多元接続（ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭＡ）の送信装置の信号処理のためのコンピュータ・プログラムであって、
循環特性を有する変換を使用して、ユーザ端末の信号に対して時間領域から周波数領域への離散的な変換を実行するステップと、
前記周波数領域に変換された前記信号を、前記周波数領域において拡大するステップと、
前記送信装置のユーザに割り当てられた上りリンクのサブキャリヤ周波数について、逆変換部（４５０）の使用可能な帯域幅の少なくとも一部において、該ユーザに対応する循環的にシフトされた該サブキャリヤ周波数が、該使用可能な帯域幅（３３０）の高周波の端部における第１の部分（３４０）と、該使用可能な帯域幅（３３０）の低周波の端部における第２の部分（３３０）とから成るように、変換され拡大された前記信号を循環的にシフトするステップと、
周波数シフトされた前記信号を、前記周波数領域から前記時間領域へ逆変換するステップと
をコンピュータに実行させるためのコンピュータ・プログラム。
【国際調査報告】
2010509801.tif 000017
2010509801.tif 000018
2010509801.tif 000019
2010509801.tif 000020
2010509801.tif 000021
2010509801.tif 000022