(57)【要約】周期的性質をもつ受信信号における特定点を求める装置で、受信信号と受信信号中に存在する可能性のあるコードとを相関させる相関手段（１６）と、相関結果と相関結果の時間オフセットされた複素共役とを乗算する処理手段（２０、２２、１８）と、乗算結果をローパスフィルタリングして、前記点を決定し周波数誤差を予測するための分析に適した信号を生成するフィルタリング手段（２４、２６、２８）とを備える、装置。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
周期的性質をもつ受信信号における特定点を求める装置であって、
受信信号と受信信号中に存在する可能性のあるコードとを相関させる相関手段と、
相関結果と相関結果の時間オフセットされた複素共役とを乗算する処理手段と、
乗算結果をローパスフィルタリングして前記点を決定するための分析に適した信号を生成するフィルタとを備える、装置。
【請求項２】
さらに、前記点を決定するために前記フィルタリング結果を評価する分析手段を備える、請求項１に記載の装置。
【請求項３】
前記分析手段は、受信信号中にコードが存在することを示すピークを、前記フィルタリング結果から求めるよう構成されている、請求項２に記載の装置。
【請求項４】
前記分析手段は、前記点を求めるために、前記フィルタリング結果中のピークの変化を監視するよう構成されている、請求項２または３に記載の装置。
【請求項５】
前記分析手段は、前記点を求めるために、監視したピークの高さの低下を検出するよう構成されている、請求項４に記載の装置。
【請求項６】
前記分析手段は、前記点を求めるために、監視したピークの高さの一連の低下を検出するよう構成されている、請求項４に記載の装置。
【請求項７】
前記処理手段が用いる時間オフセットは調節可能である、請求項１から６のいずれか一項に記載の装置。
【請求項８】
前記フィルタはＩＩＲフィルタであり、調整可能な長さのループを含む、請求項１から７のいずれか一項に記載の装置。
【請求項９】
さらに、前記乗算結果が前記フィルタリング手段に使用される前に、前記乗算結果のＤＣ要素を抑制する抑制手段を備える、請求項１から８のいずれか一項に記載の装置。
【請求項１０】
さらに、受信信号の生成に用いる周波数ダウンコンバージョン処理中に現れる誤差を決定する根拠として前記乗算結果の位相を評価する測定手段を備える、請求項１から９のいずれか一項に記載の装置。
【請求項１１】
請求項１から１０のいずれか一項に記載の装置を備える、ＵＷＢ受信装置
【請求項１２】
周期的性質をもつ受信信号において特定点を求める方法であって、受信信号と受信信号に存在する可能性があるコードとを相関付け、相関結果と相関結果の時間オフセットされた複素共役とを乗算し、乗算結果をローパスフィルタリングして前記点を決定するための分析に適した信号を生成する、方法。
【請求項１３】
さらに、前記点を決定するために前記フィルタリング結果を分析する手順を備える、請求項１２に記載の方法。
【請求項１４】
前記フィルタリング結果を分析する手順は、受信信号中にコードが存在することを示すピークを、前記フィルタリング結果から求めることを含む、請求項１３に記載の方法。
【請求項１５】
前記フィルタリング結果の評価手順は、前記点を求めるために、前記フィルタリング結
果中のピークの変化を監視することを含む、請求項１３または１４に記載の方法。
【請求項１６】
前記ピークの変化を監視する手順は、前記点を求めるために、前記監視したピークの高さの低下を検出することを含む、請求項１５に記載の方法。
【請求項１７】
前記ピークの変化を監視する手順は、前記点を求めるために、前記監視したピークの高さの一連の低下を検出することを含む、請求項１５に記載の方法。
【請求項１８】
前記乗算の手順で用いられる前記時間オフセットは調節可能である、請求項１２から１７のいずれか一項に記載の方法。
【請求項１９】
前記フィルタリングの手順は、調節可能な長さのループをもつＩＩＲフィルタリングである、請求項１２から１８のいずれか一項に記載の方法。
【請求項２０】
さらに、前記乗算結果が前記フィルタリング手順によって使用される前に、前記乗算結果中のＤＣ要素を抑制することをさらに含む、請求項１２から１９のいずれか一項に記載の方法。
【請求項２１】
さらに、受信信号の生成に用いる周波数ダウンコンバージョン処理中に現れる誤差を決定する根拠とするため、前記乗算結果の位相を評価することをさらに含む、請求項１２から２０のいずれか一項に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
【背景技術】
【０００２】
ＷｉＭｅｄｉａ Ａｌｌｉａｎｃｅは、超広帯域（ＵＷＢ）無線ネットワークの無線プラットフォーム規格を提案している。
【０００３】
提案された規格によると、受信装置は、送信装置より送信された時間周波数コード（ＴＦＣ）を調べて、送信装置に同期しなければならない。
【０００４】
提案された規格は様々なＴＦＣを定義している。ＴＦＣは、２４のＯＦＤＭ（直交波周波数分割多重）シンボルからなる反復フレームを含む。各シンボルは、１６５個のサンプルの列であり、各サンプルは実数としてのみ送信されるが、周波数誤差、チャンネル歪みなどにより実際には直交位相(quadrature)として受信される（つまり、同相成分（Ｉ）と直交成分（Ｑ）をもつ）。各ＯＦＤＭシンボルには、１２８個のサンプルのブロックからなるプリアンブルがそのシンボル内にあり、その他のサンプルはゼロである。このプリアンブルは、サンプルの疑似ランダム系列である。
【０００５】
ＴＦＣの送信には、約０．５ＧＨｚ幅の３つの周波数バンドが利用できる。ＴＦＣの各ＯＦＤＭシンボルは、これらバンドのうち一つで送信される。あるＴＦＣのＯＦＤＭシンボルに対して作成された周波数バンドの割り当てシーケンスは、ＴＦＣ周波数ホッピングシーケンス、略して、「ホッピングシーケンス」として知られている。ただし、あるＴＦＣのＯＦＤＭシンボルに対する一連の周波数バンド割り当てが全て、利用可能な３つの周波数バンド中の同じものを指定することがあり、その場合は厳密な意味での周波数ホッピングは起こらない。
【０００６】
一つのＴＦＣ内では、すべてのＯＦＤＭシンボルが同じプリアンブルをもつが、一部のＯＦＤＭシンボル間でプリアンブルの極性が異なる。一つのＴＦＣ内でのプリアンブルの極性のシーケンスは、カバーシーケンスと呼ばれる。カバーシーケンスが正から負の極性に転換する点を本明細書中では「反転点」と呼ぶ。異なるＴＦＣは、周波数ホッピングシーケンスの違いおよびカバーシーケンスの違いにのいずれか一方または両方によって区別されうる。また、それぞれのＴＦＣは異なるプリアンブルをもつ。提案された規格で定義されているＴＦＣを図１と２に示す。これらの図は、各ＴＦＣのフレーム全体を示す。ＴＦＣが送信されると、そのフレームは周期的に送信される。図２に示されるＴＦＣは、ショートプリアンブルのバーストモード通信で用いられ、ＴＦＣ１ＳからＴＦＣ１０Ｓに分類されている。添え字の「Ｓ」はＴＦＣがショートプリアンブルのバーストモード通信で用いられることを表している。
【０００７】
たとえばＴＦＣ１とＴＦＣ２を見ると、両方のＴＦＣは、最後の３つのＯＦＤＭシンボルの極性のみが反転した、同じカバーシーケンスをもつ。これら２つのＴＦＣは、異なるプリアンブルを持つ。ＴＦＣ１は「プリアンブル番号１」を使用し、ＴＦＣ２は「プリアンブル番号２」を使用する。そして、２つのＴＦＣは異なるホッピングシーケンスを持つ。ホッピングシーケンスで使用する周波数バンドは、１と２と３とで示される。ＴＦＣ１では、連続するＯＦＤＭシンボルは、１−２−３の周波数バンドサイクルで進み。一方、ＴＦＣ２では、ＯＦＤＭシンボルが１−３−２−１−３−２の順番で周波数バンドを繰り返す。
【０００８】
ＴＦＣに関するさらなる情報は、非特許文献１より入手可能である。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００９】
"MULTIBAND OFDM PHYSICAL LAYER SPECIFICATION", MBOA/WiMedia Alliance, DRAFT 1.1.70 DECEMBER 7, 2006
【発明の概要】
【００１０】
一態様によれば、本発明は、周期的性質をもつ受信信号において特定点を検出する装置であって、受信信号と受信信号中に存在する可能性のあるコードとを相関させる相関手段と、相関結果を相関結果の時間オフセットされた複素共役と共に乗算する処理手段と、乗算結果をローパスフィルタリングして前記点を決定するための分析に適した信号を生成するフィルタとを備える、装置を提供する。
【００１１】
また、本発明は、周期的性質をもつ受信信号において特定点を検出する方法であって、受信信号と受信信号に存在する可能性があるコードとを相関付け、相関結果を相関結果の時間オフセットされた複素共役と共に乗算し、乗算結果をローパスフィルタリングして前記点を決定するための分析に適した信号を生成する、方法も含む。
【００１２】
受信信号はＴＦＣであっても良い。したがって、本発明はこのＴＦＣおよびＴＦＣ中の特定点を識別し、ＴＦＣを送信した機器にＴＦＣの受信装置を同期させるために用いることができる。
【００１３】
本発明に係わるローパスフィルタリングは、たとえば、ＩＩＲフィルタを使用してなされる。
【００１４】
ある実施形態では、受信信号中の特定点を決定するために、フィルタリング結果が分析される。ある実施形態では、この分析は、フィルタリング結果において受信信号中のコードの有無を示すピークを求めることを含む。ある実施形態では、この分析は、前記点を検出するため、フィルタリング結果中にあるピークの変化を監視することを含む。
【００１５】
ある実施形態では、乗算処理に対する入力間での時間オフセットは調節可能である。これによって、探索する特定種類の受信信号を選択することが可能になることがある。
【００１６】
ある実施形態では、実施されたフィルタリングは調節可能な長さのループを含む。これによって、探索する特定種類の受信信号を選択することが可能になることがある。
【００１７】
ある実施形態では、フィルタリングの前にＤＣ要素の抑制が提供される。これは、トーン干渉の影響を低減させるのに役立ち、この抑制はノッチフィルタとして実装することができる。
【００１８】
ある実施形態では、チップ上のシステムの一部として、本発明がシリコンに実装される。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１Ａ】１０個のＴＦＣフォーマットである。
【図１Ｂ】１０個のＴＦＣフォーマットである。
【図２Ａ】ショートプリアンブル・バーストモードの１０個のＴＦＣのフォーマットである。
【図２Ｂ】ショートプリアンブル・バーストモードの１０個のＴＦＣのフォーマットである。
【図３】ＴＦＣ検出装置を説明したブロック図である。
【図４】図３の装置の一部を構成するＩＩＲフィルタからの出力の一続きのスナップショットである。
【図５】図３の装置の１変形のブロック図である。
【図６】図３の装置の別の変形のブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
添付の図面を参照し、例示としてのみ、本発明の実施形態を以下に解説する。
【００２１】
送信装置との同期取りには、２段階の処理がある。まず、ＴＦＣの有無が検出されなければならない（「ＴＦＣ検出」）。次に、ＴＦＣ内のある地点が識別されなければならない（「フレーム同期の獲得」）。図３は、受信装置１０を示し、明瞭かつ簡潔のために、ＴＦＣへの同期獲得処理に最も関連の深い要素のみを図示している。受信装置１０は、チップ上のシステムの一部としてシリコン内に実装されている（チップには、送信装置も含まれるのが一般的である）。
【００２２】
受信装置１０に到達した信号は、アンテナ１２によって取得される。これら信号は、復調器１４によってベースバンドに復調される。復調器１４の性質は、信号送信で用いられる復調方式に依存し、当業者は使用中の特定の変調方式に合わせて従来型の復調器設計を選択できる。
【００２３】
前述したように、ＴＦＣは１フレーム内で３つの周波数バンド間をホッピングすることがある。復調器１４は復調したデジタル信号ｘを相関器１６に提供する。復調されたデジタル信号は、これらの周波数バンドの一つから取得され、ＴＦＣの可能性があるものである。当然のことながら、信号ｘがＴＦＣを含む場合、ホッピングシーケンスによって指定される周波数バンドが信号ｘの周波数バンドと一致するＯＦＤＭシンボルについてのみ、信号ｘは検出可能な信号エネルギーを有する。その他のＯＦＤＭシンボルにおいては、信号ｘは無相関なノイズのみを有する。たとえば、図１のＴＦＣ１が受信装置１０によって取得され、復調器１４が周波数バンド２に合わせて信号ｘを生成した場合、信号ｘは、ＯＦＤＭシンボル２、５、８、１１、１４、１７、２０、２３においてはプリアンブル番号１に相当するエネルギーを含み、その他のＯＦＤＭシンボルの位置にはノイズのみを含む。当然のことながら、ＴＦＣ５から７まで、およびＴＦＣ５Ｓから７Ｓまでの場合、復調器１４は、ＴＦＣが実際に用いる周波数バンドから信号ｘを取得しなければならない（これら３つのＴＦＣでは、厳密な意味での周波数ホッピングは起こらない）。
【００２４】
相関器１６は、ｘと１０のプリアンブルのうちの一つであるｂj(ｍ)との間でスライディング相互相関を行う。ここで、ｍ＝０〜１２４、およびｊ＝１〜１０とする。つまり、相関器１６は、信号ｘのｎ番目のサンプルについて以下の演算を行う。
【数１】
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【００２５】
相関器１６によって生成された信号ｓは、乗算器１８と共役器２０の両方に提供される。共役器２０は、ｓの各サンプルをｓの複素共役に変換する。従って、共役器２０によって生成された信号はｓ*となる（「＊」は、複素共役を表す）。
【００２６】
信号ｓ*は、Ｍ段のシフトレジスタ２２に提供される。シフトレジスタ２２の働きは、ｓ*をＭサイクルだけ遅延させることである。従って、信号ｓ*のｎ番目のサンプルでは、シフトレジスタ２２の出力はｓ*(ｎ−Ｍ)となる。この信号は乗算器１８のもう一つの入
力に渡され、乗算器は以下の演算を行う。
【数２】
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【００２７】
Ｍがとり得る値の集合については後述する。
【００２８】
次に、信号ｚは、加算器２４とシフトレジスタ２６と乗算器２８とによって構成される無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタに渡される。加算器２４は乗算器２８の出力に信号ｚを加え、その計算結果である信号ｑがシフトレジスタ２６に渡される。シフトレジスタ２６はＮ段を有する。
【００２９】
Ｎがとり得る値の集合については後述する。
【００３０】
シフトレジスタ２６の出力は、乗算器２８の入力の一方として提供される。乗算器２８の他方の入力は係数(で、(は０<(<１の範囲の値をとる。本実施形態では、０．７５と０．６２５の値から選択される。係数(の値の数、およびこれら値からいずれが選択されるかは、実施される平均値計算（ＩＩＲフィルタリング）の量による。つまり、平均値計算が多く実施されるほど、(の値は小さくなる。乗算器２８の出力は、加算器２４の他方の入力を提供される。従って、信号ｑのｎ番目のサンプルは、以下によって与えられる。
【数３】
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ｑ(ｎ)は、次のサイクルで、シフトレジスタ２６（この時点ではサンプルｑ(ｎ−１)をもつ）中のリードエントリとなる。
【００３１】
信号ｑは、評価ロジック３０にも渡される。評価ロジック３０は、Ｎサンプルのブロック単位で信号ｑを処理する。このブロックを、以降、「評価ブロック」と称する。評価ブロックのサンプル値のパターンは、ブロックの連続とともに増大し、この増大するという特性によって、受信装置は送信されたＴＦＣとのタイミング同期を得ることができる。評価ロジック３０は、以下に解説するように、評価ブロックに対して２フェーズの評価処理を行う。
【００３２】
受信装置１０があるＴＦＣを検出するように設定され、復調器１４が相関器１６に提供する信号中にそのＴＦＣが（ホッピングシーケンスのため、おそらく断続的に）存在する場合を考える。このような状況では、評価ブロック中にピークが現れる。要素１８の乗算処理はピークの高さを背景ノイズに対して増幅する働きがある（要素２２から提供される一定の時間オフセットに起因する）。ＮとＭとの値の組み合わせ、およびＴＦＣのホッピングシーケンスにより、ピークの位置はそれぞれの評価ブロックで同じである。しかしながら、ピークの形はある評価ブロックと次の評価ブロックでは異なり、ＴＦＣフレーム長と同じ周期で周期的挙動を示す。一般的に、反転点の影響があるまではピークの高さは周期の進行とともに大きくなり、反転点の影響が現れるとピークの高さが急低下する。この低下に対応する信号ｑ中のサンプルは、影響を与える反転点に先行するＯＦＤＭシンボルの終点を表す。ＴＦＣ１〜４および８〜１０が使用されている場合に、信号ｑにはこのような低下が一つ現れ、ＴＦＣ５〜７が使用されている場合には、信号ｑにはこのような低下が２つ現れる。あるＴＦＣについて、このような低下の数はカバーシーケンスの反転点の数よりも少ないことが分かる。これは、使用されているＴＦＣのカバーシーケンスおよびＮとＭとの値により、反転点が信号ｑに影響を与えない（つまり、信号ｚ(ｎ)に反転を生じさせない）場合があるためである。
【００３３】
評価ブロックの評価は、前述したように評価ロジック３０が２段階の処理を行う。第１段階では、評価ブロックのサンプルを閾値と比較する。ある評価ブロックにこの閾値を越えたピークが含まれることが検出された場合、相関器１６が使用したプリアンブルに対応するＴＦＣが信号ｘに存在するとみなされ、評価ロジックは処理の第２段階に移る。第２段階では、評価ロジック３０が連続する評価ブロック間でピークの高さを追跡する。現在の評価ブロックにおけるピークの高さが、一つ前の評価ブロックにおけるピークの高さの、たとえば７０％未満（この値はプログラム可能）であると評価ロジック３０が検出した場合、現在の評価ブロックのピーク位置は反転点に先行するＯＦＤＭシンボルの終わりを示すとみなされる。
【００３４】
検出するＴＦＣによって、使用するＭおよびＮの個別の値が選択される。以下の表は、図１の様々なＴＦＣを検出するために用いられるＭとＮの値を、サンプルを単位として示す（それぞれのＯＦＤＭシンボルは１６５個のサンプルを含むことを留意されたい）。
【００３５】
【表１】
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【００３６】
対象となるＴＦＣが存在する場合に信号ｑにみられるような動きが生じるのは、ＭとＮとの適確な値の選択によってである。ショートプリアンブル・バーストモードが用いられた場合は、図２のいずれのＴＦＣが存在してもＭ＝Ｎ＝１６５となる。
【００３７】
実際には、シフトレジスタ２２と２６の両方が、６つのＯＦＤＭシンボル（９９０サンプル）の長さをもち、それぞれのシフトレジスタが１６５、３３０、４９５、６６０、９９０のサンプル点で出力を行う。それぞれのシフトレジスタでは、これらの出力がマルチプレクサに入力され、マルチプレクサはこれらの入力から、探索するＴＦＣ考慮して関連のある入力を選択する。
【００３８】
より具体的な例として、受信装置１０が信号ｘ中にＴＦＣ１の検出を試み、さらに、その信号が周波数バンド１から取得された場合を考える。ＴＦＣ１が信号ｘにある場合、ピークは信号ｑの連続した評価ブロック中に現れ、ピークの形は評価ブロック８つの周期で、周期的変動をもつ。図４は、この周期から５つの連続した評価ブロックのサンプルをプロットしたものである。評価ロジック３０がその動作の第２段階で稼動中であるとする。これらブロックの１つ目のプロット３２で、ピークは垂直な点線で示される位置に見える。次のブロックのプロット３４で、ピークは大きくなっている。後の４つのプロットそれぞれにおいて、水平な点線が一つ前のブロックのピークの高さを示す。また、ブロック内のピーク位置はブロック間で変化がないことが分かる。ピークの高さは次のブロックのプロット３６でさらに大きくなっており、その次のブロックのプロット３８では、またさらに大きくなっていることが分かる。そして、その次のブロックのプロット４０では、プロット３８に対してピークの高さに大幅な低下がみられる。この低下によって、評価ロジック３０は、プロット４０のピークに対応する信号ｑのサンプルを、ＴＦＣ１のＯＦＤＭシンボル２１の終わりに位置するサンプルとして選択する。これは、反転点が発生するのがこのシンボルの後だからである（図１参照）。
【００３９】
他のＴＦＣについては、カバーシーケンスの反転の数や位置に違いがあり、そのため信号ｑの評価ブロックの動作に若干の相違はあっても、同じ原理があてはまる。追跡されるＴＦＣによって、信号ｑの評価ブロックの周期的変動のピーク高さに２つ以上の落下がみられることがある。次の表はピークの低下が発生する位置を説明する。
【００４０】
【表２】
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【００４１】
本明細書中で採用している方法では、ＴＦＣフレームの始めのＯＦＤＭシンボルを０で
はなく１と数えていることを留意されたい。
【００４２】
信号ｘは、前述したように、３つの周波数バンドのうちの一つから獲得される。信号ｘがこれら周波数バンドのいずれを用いるかによって、ピークの低下に対応するＴＦＣの位置は変化する。これを解説するため、表２には２列のピーク位置を設けた（非バーストモードの動作についてのみ）。一方は、信号ｘが周波数バンド１から採取される場合であり、もう一方は信号ｘが周波数バンド２から採取される場合である。
【００４３】
バーストモードでは、送信装置が、使用する特定のＴＦＣのＯＦＤＭシンボル中において、プリアンブルのオフセットをプログラムできる。このオフセット値は、信号ｑの分析ブロックのピーク位置を正確に決定するため、表２にはプログラム可能と記載した。
【００４４】
受信装置１０の要素１６から３０は、一つのＴＦＣの有無について信号ｘを検査する。２つのＴＦＣを同時に探すには、要素１６から３０までの構造を複製すればよい。この場合、２つの相関器のそれぞれが異なるプリアンブルを利用する。当然のことながら、必要であれば、すべての選択可能なＴＦＣを同時に探すために、複製を拡張してもよい。
【００４５】
信号ｚは、信号ｓを時間オフセットされた複素共役で乗算することによって生成される。この時間オフセットは（与えられたＭの値に対して）一定であり、信号ｚを評価することで、搬送波信号から信号ｘを復調する処理において実際に生じる周波数誤差を求められることを意味する。図５は、図３の実施例の変形で、信号ｚの位相を測定する。この位相測定は、周波数誤差測定部３４によって実施される。クロック周期毎の位相誤差は、周波数誤差の測定基準となるため、位相誤差を復調器１４の補正に使用することができる。たとえば、送信された実数のプリアンブルｘ(ｔ)がクロックエラー
【数４】
2010534967.tif 000008
と共に受信されたとする。ここで、受信された複素信号が
【数５】
2010534967.tif 000009
で、シフトレジスタ２２のＭ個のアクティブステージを通過した、一定のタイムラグ後の受信信号が
【数６】
2010534967.tif 000010
とする。
すると、これら２つのサンプルの複素共役乗算の結果が、
【数７】
2010534967.tif 000011
になることが容易に分かる。ここで、ｘは実数信号で、位相
【数８】
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はほぼ一定であり、送信クロックと受信クロック間の周波数誤差(eの目安となる。この位相は相関ピークにおいて測定され、平均化されている。
【００４６】
信号ｘ中に干渉トーンがあった場合、要素１８によって行われる乗算処理によって、そのトーンは複素ＤＣオフセットに変換される。このようなＤＣオフセットは信号ｑの数値的不安定を引き起こす可能性がある（すなわち、ｑの値がオーバーフローすることがある）。図６はこの設計の変形を示し、信号ｚがＩＩＲフィルタに送られる前に、ＤＣノッチフィルタ３２が信号ｚに作用する。ＤＣノッチフィルタ３２は、信号ｚ中のＤＣ成分を実質的にすべて取り除く働きをする。あるトーン干渉源から変換された信号ｚ中の複素ＤＣオフセットが、図５を参照して解説した周波数誤差測定部３４の動作を乱すことがある。これは、未知の複素ＤＣオフセット数が複素ピークに加えられ、これを用いて周波数誤差の推定が行われるためである。従って、周波数誤差測定部３４とノッチフィルタを両方使用する場合、ノッチフィルタ３２は測定器３４への配信前に信号ｚに作用しなければならない。
【図１Ａ】
2010534967.tif 000013
【図１Ｂ】
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【図２Ａ】
2010534967.tif 000015
【図２Ｂ】
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【図３】
2010534967.tif 000017
【図４】
2010534967.tif 000018
【図５】
2010534967.tif 000019
【図６】
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【国際調査報告】
2010534967.tif 000021
2010534967.tif 000022
2010534967.tif 000023