(57)【要約】【解決手段】  第１周波数範囲内の受け取られた信号が切替可能な周波数発振信号によってより高い周波数範囲の信号へと変換され、狭帯域フィルタによってフィルタリングされ、次いで好ましくは第１周波数範囲へとダウンコンバートされる可変フィルタが提供される。切替可能な周波数発振信号は、要求される範囲の発振信号周波数を生成するために、高速切替を行なうマイクロ波スイッチによって選択される様々な周波数の発振信号を混合することによって動作するシンセサイザによって生成される。【選択図】      図１
2010523012.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１周波数範囲内の信号を受け取るための入力と、
第１発振信号を前記入力において受け取られた信号と組み合わせて前記受け取られた信号を第２周波数範囲内の信号へと変換するように構成されている第１ミキサと、
前記第２周波数範囲内の所定の周波数範囲内の周波数の信号を通過させるように構成されているフィルタと、
第２発振信号を前記フィルタを通過した信号と組み合わせて前記フィルタを通過した信号を前記第２周波数範囲とは異なる第３周波数範囲内の信号へと変化する第２ミキサと、
を具備する可変フィルタ。
【請求項２】
前記第１発振信号を生成するとともに複数の所定の周波数から前記第１発振信号の周波数を切替可能な形で選択するように動作可能なシンセサイザをさらに具備する、請求項１の可変フィルタ。
【請求項３】
前記シンセサイザが、さらに、前記第２発振信号を生成するとともに前記複数の所定の周波数から前記第２発振信号の周波数を切替可能な形で選択するように動作可能である、請求項２の可変フィルタ。
【請求項４】
前記シンセサイザが、前記第１、第２発振信号を同じ周波数で生成するように構成されており、
前記第３周波数範囲が前記第１周波数範囲と同じである、
請求項３の可変フィルタ。
【請求項５】
前記第２発振信号を生成するための固定周波数発振器をさらに具備する、請求項２の可変フィルタ。
【請求項６】
前記可変フィルタが前記所定の周波数帯域についての固定帯域フィルタである、請求項１乃至５のいずれか１項の可変フィルタ。
【請求項７】
前記可変フィルタが可変帯域フィルタである、請求項１乃至５のいずれか１項の可変フィルタ。
【請求項８】
前記シンセサイザが、複数の発振器と、前記複数の発振器の選択されたものから出力された信号を組み合わせて前記複数の所定の周波数の発振信号を生成するための手段と、を具備する、請求項１乃至６のいずれか１項の可変フィルタ。
【請求項９】
前記シンセサイザが、前記複数の発振器のための基準用水晶振動子をさらに具備し、
前記シンセサイザが、これによって、前記複数の所定の周波数のいずれか１つにおいて位相がコヒーレントな発振信号を生成するように動作可能である、
請求項８の可変フィルタ。
【請求項１０】
前記複数の発振器が、少なくとも１つの位相同期ループ発振器を具備する、請求項８または請求項９の可変フィルタ。
【請求項１１】
第１周波数範囲内の信号を受け取るための入力と、
前記入力において受け取られた信号から所定の帯域の信号を切替可能な形で選択するための、請求項１乃至１０のいずれか１項の可変フィルタと、
前記可変フィルタによって選択された信号を処理向けの周波数の信号へと変換するための第１周波数変換手段と、
前記選択された信号を処理するための処理手段と、
を具備する信号処理装置。
【請求項１２】
処理された信号を前記第１周波数範囲内の信号へと変換するための第２周波数変換手段をさらに具備する、請求項１１の信号処理装置。
【請求項１３】
前記可変フィルタおよび前記第１、第２周波数変換手段が、共通の発振信号源からの所与の周波数の発振信号を受け取るように構成されている、請求項１２の信号処理装置。
【請求項１４】
実質的に、添付の図面を参照して本明細書に記載されていかあるいはは添付の図面に示されている、可変フィルタ。
【請求項１５】
実質的に、添付の図面を参照して本明細書に記載されていかあるいはは添付の図面に示されている、信号処理装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、可変フィルタに関し、特に（しかし排他的ではない）高速調整帯域フィルタおよび関連するシンセサイザに関する。
【背景技術】
【０００２】
既知の可変フィルタのデザインが調整速度、動作周波数帯域、寸法、費用に関連する多くの重要な要求事項の少なくとも１つに対して成績が限られるという欠点を有していることが分かった。さらに、既知の可変フィルタは、適用形態によっては重大な相互変調歪み効果を起こす傾向がある。
【発明の概要】
【０００３】
本発明の第１の視点から、本発明は、
第１周波数範囲内の信号を受け取るための入力と、
第１発振信号を前記入力において受け取られた信号と組み合わせて前記受け取られた信号を第２周波数範囲内の信号へと変換するように構成されている第１ミキサと、
前記第２周波数範囲内の所定の周波数範囲内の周波数の信号を通過させるように構成されているフィルタと、
第２発振信号を前記フィルタを通過した信号と組み合わせて前記フィルタを通過した信号を前記第２周波数範囲とは異なる第３周波数範囲内の信号へと変化する第２ミキサと、
を具備する可変フィルタに属する。
【０００４】
好ましい実施形態では、可変フィルタは、前記第１発振信号を生成するとともに複数の所定の周波数から前記第１発振信号の周波数を切替可能な形で選択するように動作可能なシンセサイザをさらに具備する。これらの所定の周波数および利用可能な周波数の数は、可変フィルタが前記第１周波数範囲の任意の部分の要求される帯域の信号を選択することができるように選択される。
【０００５】
さらなる好ましい実施形態では、前記シンセサイザは、さらに、前記第２発振信号を生成するとともに同じ複数の所定の周波数から前記第２発振信号の周波数を切替可能な形で選択するように動作可能である。適用形態によっては、前記第２発振信号に従って、必ずしも前記第１周波数範囲と同じではない任意の好ましい周波数範囲内の信号を出力するという選択肢がある。
【０００６】
動作の好ましいモードでは、前記シンセサイザは前記第１、第２発振信号の両方を同じ周波数で生成するように構成されており、前記第３周波数範囲は前記第１周波数範囲と同じである。すなわち、第１周波数範囲の要求される部分の中の信号を選択し、可変フィルタは、入力されたのと同じ周波数で選択された信号を出力する。
【０００７】
または、固定周波数発振器が用いられて前記第２発振信号を生成することができる。この結果、可変フィルタから出力される全ての信号が同じ周波数範囲に入る。
【０００８】
前記可変フィルタが前記所定の周波数帯域についての固定帯域フィルタであることが好ましい。しかしながら、単純な可変帯域フィルタが用いられて、可変フィルタが必要な解像度で前記第１周波数範囲から信号を選択できるようにシンセサイザによって生成される必要がある相違する発振信号周波数の数を減らすことができる。
【０００９】
前記シンセサイザは、複数の発振器と、前記複数の発振器の選択されたものから出力された信号を組み合わせて前記複数の所定の周波数の発振信号を生成するための手段と、を具備する。前記複数の所定の周波数範囲の任意のものにおける生成された発振信号の位相をコヒーレントにするために、前記シンセサイザが、前記複数の発振器のための基準用水晶振動子（reference）をさらに具備する。
【００１０】
この本発明の第１の視点によれば、本発明の最も単純な形態で且つ好ましい実施形態において、可変フィルタは、入力周波数範囲内の信号をより高い周波数範囲へと変換するためのアップコンバータと、このより高い周波数範囲内の所定の周波数範囲内の信号を選択するための固定フィルタと、選択された信号を入力周波数範囲内の信号へと戻すためのダウンコンバータと、を用いて実現された。アップコンバータおよびダウンコンバータは、高速切替シンセサイザによって、相互に分離している周波数範囲の発振信号を供給される。このシンセサイザの高速切替能力によって、これに対応して高速調整が可能な可変フィルタが提供され、ひいては入力周波数範囲から信号を素早く選択することができる。
【００１１】
典型的な適用形態では、６乃至１８ＧＨｚの周波数範囲内の入力信号は、アップコンバートされ、次いで、１ＧＨｚ幅の帯域の固定フィルタを通される。入力周波数範囲のうちでフィルタが通過させることが要求される部分は、シンセサイザをアップコンバータ内で入力信号と組み合わせるための適切な周波数の発振信号を出力するように設定することによって選択される。シンセサイザの出力信号の周波数は、入力周波数範囲の要求される部分内の信号が１ＧＨｚステップで選択されることが可能になるように１ＧＨｚステップで調整され得る。
【００１２】
本発明のこの第１の視点の好ましい実施形態によって、ディジタル無線周波数メモリ（digital radio frequency memory、ＤＲＦＭ）との使用に適する、安価、小型、高速調整、帯域フィルタ、シンセサイザ、ダウンコンバータの結合された構造が、全て１つの小型の回路において提供される。このような適用形態では、可変フィルタは、後にサンプリングされ、また（または）合成される入力帯域を定義することが求められる。入力帯域の必要な部分同士の間で非常に高速に切替できることが好ましい。
【００１３】
全ての発振器のための基準用水晶振動子およびマイクロ波スイッチを用いることによって、本発明の好ましい実施形態における可変フィルタを、要求される設定時間内に必要に応じて切り替えるとともに元に戻すことができる。固定フィルタを用いることによって、フィルタリングの要件を容易に満たすことができ、電力調整、利得、雑音指数、動的範囲要件を容易に達成することができる。
【００１４】
本発明の可変フィルタおよびシンセサイザ装置の特定の構造によって、小型のＣＯＴＳ構成部および高密度実装を用いて結合された可変フィルタおよびシンセサイザを製造することができる。
【００１５】
第２の視点によれば、本発明は、第１周波数範囲内の信号を受け取るための入力と、
前記入力において受け取られた信号から所定の帯域の信号を切替可能な形で選択するための、本発明の第１の視点の可変フィルタと、
前記可変フィルタによって選択された信号を処理向けの周波数の信号へと変換するための第１周波数変換手段と、
前記選択された信号を処理するための処理手段と、
を具備する信号処理装置に属する。
【００１６】
好ましい実施形態では、信号処理装置は、処理された信号を前記第１周波数範囲内の信号へと変換するための第２周波数変換手段をさらに具備する。
【００１７】
前記第１、第２周波数変換手段の間の周波数不整合の影響を予防するために、前記第１、第２周波数変換手段が、共通の発振信号源からの所与の周波数の発振信号を受け取るように構成されている。
【００１８】
好ましい実施形態では、前記処理手段は、アナログ・ディジタル（ＡＤ）コンバータとＤＲＦＭを具備する。前記処理された信号は、アナログ領域へと戻され、次いで、第２周波数変換手段内の一連のアップコンバート段階およびダウンコンバート段階を通されて、元の入力信号と同じ第１周波数範囲内の出力信号を生成する。アップコンバート段階およびダウンコンバート段階は、各々、可変フィルタおよび第１周波数変換手段によって実現されるダウンコンバート段階およびアップコンバート段階にそれぞれ対応する。
【００１９】
対応するアップコンバートおよびダウンコンバート段階同士は、それぞれ、同じ発振信号、例えば同じそれぞれの高速切替シンセサイザによる発振信号を用いることが好ましい。この結果、同じ周波数の発振信号相互間で位相のコヒーレンスが保証される。これによって、固定フィルタとの協働で、対応するアップコンバートおよびダウンコンバート段階相互間で発振器周波数ドリフトおよび位相変動を実質的に予防できる。これ無しでは、相違する発振源間に発振器周波数ドリフトおよび位相変動が発生し得る。このことは、処理された入力信号が処理手段（例えばＤＲＦＭ）が与える影響を超えた影響を有さないという利点を有する。
【００２０】
好ましい実施形態では、高速切替シンセサイザは、固定の高周波数および低周波数発振器の切替可能なネットワークを用いて、これら発振器の信号を混合して（特に可変フィルタ内の）アップコンバートおよびダウンコンバート段階に供給するのに要求される周波数を合成することによって、実行することができる。全ての高速切替シンセサイザは位相同期され、この結果、位相不整合に起因するあらゆる好ましくない影響が処理された信号に入り込むことがない。
【００２１】
次に、本発明の好ましい実施形態を、添付の図面を参照して、あくまで例として詳細に説明する。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】本発明の好ましい実施形態に従った可変フィルタの主要要素を示す図。
【図２】図１のフィルタを取り入れている、本発明のさらなる好ましい実施形態に従った信号処理装置の主要要素を示す図。
【図３】軍事向け電子システムでの使用向けの好ましい信号処理装置の主要要素を示す図。
【図４】図３に示されている信号処理装置内の第１局部発振信号源（ＬＯ１）としての使用向けの好ましい切替可能周波数シンセサイザの主要要素を示す図。
【図５】図３に示されている信号処理装置内の第２局部発振器源（ＬＯ２）としての使用向けの好ましい発振器を示す図。
【図６】図３に示されている信号処理装置内の第３局部発振信号源（ＬＯ３）としての使用向けの好ましい切替可能周波数シンセサイザの主要要素を示す図。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
本発明の第１実施形態に従った可変フィルタが、図１を参照して説明される。
【００２４】
図１を参照すると、可変フィルタ１００が示されている。可変フィルタ１００は、第１入力１１０において第１周波数帯域内の入力信号を受け取るとともにこの入力信号をより高い第２周波数帯域内の信号へとアップコンバートするように第２入力１１５において受け取られた第１発振信号と入力信号とを混合するように構成されたミキサ１０５を備えている。第１発振信号は、シンセサイザ１２０によって生成される。アップコンバートされた信号は、狭帯域固定フィルタ１２５を通され、次いで、フィルタを通った信号は、フィルタを通った信号を第３周波数範囲へとダウンコンバートするために第２ミキサ１３０内で第２発振信号（１３５）と結合される。第２発振信号（１３５）は同じシンセサイザ１２０で生成されるのが好ましい。フィルタを通り且つダウンコンバートされた信号は出力１４０において可変フィルタ１００から出力される。
【００２５】
フィルタを通った信号は、これを第１発振信号と同じ周波数を持つ第２発振信号と結合させることによって第２ミキサ１３０によって第１周波数帯域へとダウンコンバートすることが好ましい。このことは、第１周波数帯域の、第１発振信号（１１５）の周波数および狭帯域固定フィルタ１２５が通過させる周波数帯域によって決定される部分を選択する効果を有する。第１（１１５）および第２（１３５）発振信号は、シンセサイザ１２０によって生成される、同じ１つの発振信号であることが好ましい。１つのシンセサイザ１２０から同じ発振信号を両方のミキサ１０５、１３０に供給することの利点の１つは、アップコンバートによる出力とダウンコンバートによる出力の間のシンセサイザ出力の周波数および（または）位相のドリフトに起因する、フィルタを通過した信号に対する検出できるような影響がないことである。別の利点は、２つの別々の発振器を設ける代案に比べて費用が削減されることである。
【００２６】
可変フィルタ１００は、シンセサイザ１２０による発振信号出力の周波数を変化させることによって第１周波数帯域の様々な部分の信号を選択するように調整することができるようになっている。シンセサイザ１２０は、周波数の所定の範囲に亘って所定のステップで発振信号周波数を切り替えるように構成されることが好ましい。これによって、第１周波数範囲の相違する部分の信号を選択するとともに対応するステップで可変フィルタ１００から出力させることが可能になる。さらに、シンセサイザ１２０は、後述の本発明の好ましい実施形態に従って、相違する所定の発振器周波数の間を素早く切り替えて第１周波数帯域の相違する部分が非常に素早く選択されるように設計されてよい。
【００２７】
例として、６乃至１８ＧＨｚの第１周波数範囲内の入力信号から様々な１ＧＨｚ帯域内の信号を選択することを要求されている可変フィルタ１００について検討する。１ＧＨｚ帯域固定帯域フィルタ１２５の中心周波数について、およびこの目的を達成する発振信号周波数について、多くの選択肢が存在する。一例では、これは、中心周波数が３２．５ＧＨｚの１ＧＨｚ帯域狭帯域フィルタ１２５、および１ＧＨｚステップで２６乃至１４ＧＨｚの周波数範囲内で切替可能な発振信号を出力するように構成されているシンセサイザ１２０を用いて、達成することができる。例えば、シンセサイザ１２０が、２６ＧＨｚの発振信号を出力するように設定されているとすると、入力第1周波数範囲は、第1ミキサ１０５において３２乃至４４ＧＨｚの第２周波数範囲へとアップコンバートされる。次いで、フィルタ１２５は、第２周波数範囲を３２乃至３３ＧＨｚ（この範囲の１番目の１ＧＨｚ帯域であり、入力第１周波数範囲の１番目の１ＧＨｚ帯域（６乃至７ＧＨｚ）に対応する）へと制限する。次いで、このフィルタを通った３２乃至３３ＧＨｚの信号は、第２ミキサ１３０内でシンセサイザ１２０からの同じ２６ＧＨｚ発振信号と混合（mix）されて、６乃至７ＧＨｚ帯域内の信号へとダウンコンバートされる。同様に、発振信号を２５ＧＨｚに設定すれば、入力信号から７乃至８ＧＨｚ帯域が選択されることになり、以下同様である。このように、シンセサイザ１２０は、周波数が１ＧＨｚステップで減少する発振信号を出力するように構成され、出力信号は中心周波数が１ＧＨｚステップで上昇する各１ＧＨｚ帯域内に位置する。
【００２８】
可変フィルタ１００は、シンセサイザ１２０を適切な切替可能な発振器周波数帯域で調整することによって、その他の周波数帯域（例えば、より広い２乃至１８ＧＨｚ帯域）のフィルタリングに適用されても宵。
【００２９】
本発明の第２実施形態に従って、図２を参照して次に説明するように、可変フィルタ１００は、ディジタル無線周波数メモリ（ＤＲＦＭ）を基盤とする信号処理装置に適用され得る。
【００３０】
図２を参照すると、上記の第１実施形態に従った可変フィルタ１００が、入力１１０において第１周波数範囲内の入力信号を受け取るとともに第１周波数範囲からの選択された帯域を通過した信号を出力するように設けられている。可変フィルタから出力される信号（これは第１周波数範囲内にあることが好ましい）は、第３ミキサ２００によってベースバンドまたはその他の適切な中間周波数範囲へと変換されて、この出力信号を第２シンセサイザ２０５による適切な周波数出力での発振信号と結合させる。次いで、第３ミキサ２００の変換された出力信号は、ＤＲＦＭ２１０に入力される。ＤＲＦＭ２１０では、ディジタル化およびさらなる信号処理が実行され得る。ＤＲＦＭ２１０内での処理に続いて、処理された信号は、第４ミキサ２１５を用いて元の第１周波数範囲へと変換される。第４ミキサ２１５では、この処理された信号が第２シンセサイザ２０５からの同じ発振信号出力と混合される。同じシンセサイザ２０５を用いて第３、第４ミキサ２００、２１５内での周波数変換に用いられる発振信号を生成することによって、シンセサイザ２０５の変換前と変換後での出力の間の周波数ドリフトまたは位相不整合に起因する処理された信号に対して検出可能な影響がないという上記の利点を維持することができる。これは、ＤＲＦＭ２１０による信号処理が実質的に検出できないものであることが意図されている場合に特に重要である。この目的は、例えば対応する周波数変換段階での周波数不整合の結果として、処理された信号に検出可能な特性が入り込むことによって、従来技術ではないがしろにされている。この種の性能不足は、本発明の好ましい実施形態では、実質的に回避されている。
【００３１】
６乃至１８ＧＨｚ周波数帯域内の選択可能な幅１ＧＨｚ帯域の入力信号が可変フィルタ１００によって出力される上述の例を続けて用いるために、第３ミキサ２００は、第２シンセサイザ２０５と協働で、１ＧＨｚ帯域の各出力を、ＤＲＦＭ２１０によるディジタル化および処理に適した０乃至１ＧＨｚの周波数範囲内の信号へと変換するように構成されている。次いで、第２シンセサイザ２０５からの同じ発振信号が用いられてＤＲＦＭ２１０の処理された出力を可変フィルタ１００によって選択された６乃至１８ＧＨｚの第１周波数範囲内の１ＧＨｚ部分のそれぞれへとアップコンバートする。これは、第２シンセサイザ２０５が、６乃至１８ＧＨｚの周波数範囲内で１ＧＨｚステップで切替可能な周波数発振信号を第３、第４ミキサ２００、２１５に供給するように構成されている場合に、達成され得る。
【００３２】
次に、本発明の第３実施形態に従った信号処理装置を、図３を参照して説明する。この第３実施形態の信号処理装置によって、装置が同じ６乃至１８ＧＨｚの第１信号周波数範囲について動作するとともに入力信号をＤＲＦＭによるディジタル化および処理に適したベースバンド信号へと変換することを依然可能にしつつ、装置内のシンセサイザによって生成される必要がある可能性のある発振信号の相違する周波数相互間で調整を行なうことができる。上記の第１、第２実施形態で用いられている例を引き続き用いるため、この第３実施形態における信号処理装置の動作を、６乃至１８ＧＨｚの第１周波数範囲内の入力信号の背景において説明する。この例では、目的は、２ＧＨｚ幅の帯域で１ＧＨｚのステップで、第１周波数範囲から素早く信号を選択し、次いで入力信号から選択された２ＧＨｚ幅の帯域信号の各々を１００ＭＨｚステップで相違する入力中心周波数で０乃至１ＧＨｚの範囲内の選択可能な数多くのベースバンド周波数信号へとダウンコンバートできることである。ディジタル処理に続いて、目的は、処理されたベースバンド信号を第１周波数範囲内のそれぞれの周波数へとアップコンバートできることである。本発明のこの第３実施形態における装置のデザインが、図３に示されている装置の構成を大幅に変更することなく、この例で説明されている様々な周波数範囲内の信号で動作できるように変更されることは、明白であろう。
【００３３】
図３を参照すると、この例では６乃至１８ＧＨｚの第１周波数範囲内の、本装置への入力３００において受け取られた入力信号は、初期（６乃至１８ＧＨｚ）フィルタリング段階３０５を通される。次いで、この最初のフィルタを通過した信号は、可変フィルタ３１０に入力される。可変フィルタ３１０は、上記の可変フィルタ１００の場合と同様に、第１周波数範囲内の数多くの所定の周波数帯域の選択された任意の１つ帯域からの信号を通過させるように設計されている。可変フィルタ３１０は、最初のフィルタリング段階３０５からのフィルタを通過した６乃至１８ＧＨｚの信号を受け取り、これを第１ミキサ３１５内で第２周波数範囲（この例では２６乃至４８ＧＨｚの周波数帯域）へとアップコンバートする。アップコンバートは、最初のフィルタを通過した６乃至１８ＧＨｚ信号を第１発振器入力３２０で受け取られた第１発振信号ＬＯ１と混合することによって達成される。第１発振信号ＬＯ１は、２０ＧＨｚ乃至３０ＧＨｚの間で１ＧＨｚステップで切替可能である。このアップコンバートされた信号は、狭帯域フィルタ３２５を通される。狭帯域フィルタ３２５は、この例では、中心周波数が３７ＧＨｚで帯域が２ＧＨｚの固定帯域フィルタである。狭帯域フィルタ３２５は、切替可能な第１発振信号ＬＯ１と協働で、６乃至１８ＧＨｚ帯域を各々が１ＧＨｚずつ離れた中心周波数を有する複数の２ＧＨｚ帯域内にサンプル化（sample）することを可能にする。
【００３４】
次いで、狭帯域フィルタ３２５を通過した、３６乃至３８ＧＨｚの周波数範囲内の信号は、第２発振器入力３３５において受け取られた第２発振信号ＬＯ２と結合されることによって、第２ミキサ３３０においてダウンコンバートされる。この例では、第２発振信号ＬＯ２は、３４ＧＨｚの固定の周波数であって、３６乃至３８ＧＨｚの信号を２乃至４ＧＨｚの第３周波数範囲へとダウンコンバートする効果を有している。これが、可変フィルタ３１０による出力である。
【００３５】
可変フィルタ３１０から出力された、選択された２乃至４ＧＨｚの信号は、ダウンコンバータ３１２に入力される。ダウンコンバータ３１２によって達成しようとしている目的は、２乃至４ＧＨｚの範囲内にある１ＧＨｚ幅の信号を、ディジタル処理に適した範囲０乃至１ＧＨｚ内のベースバンド周波数信号へと変換することである。この受け取られた２乃至４ＧＨｚの信号は、まず、低域フィルタ３４０を通され、次いで、第３ミキサ３４５によって提供されるダウンコンバート段階へと渡される。このダウンコンバート段階では、受け取られた２乃至４ＧＨｚ信号は、第３発振器入力３５０において受け取られた第３発振信号ＬＯ３と混合される。この例では、第３発振信号は、周波数が２乃至３ＧＨｚの間で０．１ＧＨｚステップで切替可能であることが好ましい。このような発振周波数範囲が第３ミキサ３４５によって用いられて２乃至４ＧＨｚ範囲内の信号を０乃至１ＧＨｚの第４周波数範囲（ベースバンド）内の信号へと変換する。これらの選択可能なベースバンドは、混合の結果生成された１ＧＨｚを超える周波数を除去するために低域フィルタ３５５でフィルタリングされた後、ダウンコンバータ３１２の出力を形成する。次いで、これらの選択可能なベースバンド信号は、ＤＲＦＭ３６０内でのディジタル化および処理のために利用可能になる。
【００３６】
ＤＲＦＭ３６０による処理の後、本発明のこの第３実施形態の装置は、アップコンバータ３６２を設けられている。アップコンバータ３６２は、ＤＲＦＭ３６０による処理された信号出力を６乃至１８ＧＨｚの第１周波数範囲の元々選択された２ＧＨｚ幅の帯域内の信号へと戻すように設計されている。この処理後の周波数変換は、処理前のフィルタリングおよびダウンコンバートに実質的に一致する一連の変換およびフィルタリング段階によって、アップコンバータ３６２内で達成される。これについて、次に説明する。
【００３７】
アップコンバータ３６２は、まず、ＤＲＦＭ３６０から処理された信号を受け取り、これを最初のフィルタリング段階３６５でフィルタリングし、この処理された信号をミキサ３７０に入力してダウンコンバータ３１２の対応するダウンコンバート段階（３４５）における信号について用いられるのと同じ周波数に設定された第３発振信号ＬＯ３と混合することによって２乃至４ＧＨｚの第３周波数範囲へとアップコンバートする。次いで、アップコンバートされた２乃至４ＧＨｚの信号は、フィルタ３７５においてフィルタリングされ、次いで、ミキサ３８０および固定された第２発振信号ＬＯ２を備えるさらなるアップコンバート段階（これは、可変フィルタ３１０内のダウンコンバート段階３３０に相当する）によって３６乃至３８ＧＨｚの第２周波数範囲の信号へと変換される。さらなるフィルタ３８５は、信号をフィルタリングし、次いで、ミキサ３９０および第１発振信号ＬＯ１を備えるダウンコンバート段階（これは、可変フィルタ３１０内のダウンコンバート段階３１５に相当する）が、この信号を第１発振信号ＬＯ１の周波数に従って６乃至１８ＧＨｚの第１周波数範囲内の周波数帯域内の信号へと変換してからダウンコンバートされた信号をアップコンバータ３６２による出力に向けてフィルタ３９５内でフィルタリングする。
【００３８】
３つの発振信号ＬＯ１、ＬＯ２、ＬＯ３の信号源は、ダウンコンバートおよびそれぞれの対応するアップコンバートの用途の同じ周波数で同じ位相の発振信号を生成するように設計されている。このことによって、発振器周波数ドリフトおよび位相差に起因するあらゆる影響が実質的に予防される。これ無しでは、相違する発振器が用いられる場合にＤＲＦＭ３６０が意図しているのを超えた影響が発振器周波数ドリフトおよび位相差によってもたらされる。本発明の好ましい実施形態では、切替可能周波数発振信号は、本発明のさらなる好ましい実施形態に従った、次に説明するようなシンセサイザによって生成されるのが有利である。
【００３９】
本発明の第３実施形態に従った装置内で第１局部発振信号ＬＯ１を供給する用途の好ましい第１シンセサイザについて図４を参照して説明する。この第１シンセサイザの動作原理を、上の説明で用いられた例示的な周波数、すなわち周波数範囲２０乃至３０ＧＨｚ内で１ＧＨｚのステップで切替可能な発振信号を生成するように用いられる背景の中で説明する。
【００４０】
図４を参照すると、好ましい第１シンセサイザでは、第１誘電体共振器発振器（ＤＲＯ）ＤＲＯ１  ４００および第２ＤＲＯ（ＤＲＯ２）４０５から出力される発振信号は、マイクロ波スイッチ４１０によって選択可能である。第１ＤＲＯ４００は、周波数が２２ＧＨｚの発振信号を生成し、第２ＤＲＯ４０５は周波数が１７ＧＨｚの発振信号を生成するように構成されている。選択されたＤＲＯ発振信号は、ミキサ４１５への入力の１つとして渡される。
【００４１】
６つの位相同期ループ（ＰＬＬ）発振器ＰＬＬ１乃至ＰＬＬ６（図４の参照符号４２５乃至４５０）の列のうちの各々によって生成される発振信号は、マイクロ波スイッチ４２０によって個別に選択可能である。この例では、６つのＰＬＬ発振器４２５乃至４５０は、それぞれ、周波数が３、４、５、６、７、８ＧＨｚの発振信号を生成する。スイッチ４２０によって選択された特定のＰＬＬ発振信号は、ミキサ４１５の第２入力を提供する。
【００４２】
マイクロ波スイッチ４１０、４２０から受け取られた発振信号は、ミキサ４１５内で結合され、結合された信号は、マイクロ波スイッチ４５５に供給される。マイクロ波スイッチ４５５は、この結合された信号を２つの帯域フィルタ４６０、４６５の一方へと向けるように構成されている。さらなるマイクロ波スイッチ４７０は、２つの帯域フィルタ４６０、４６５のいずれが、出力ＬＯ１を形成する発振信号を提供するかを選択する。帯域フィルタ４６０は、周波数範囲２０乃至２５ＧＨｚ内の結合された信号を通過させるように構成されており、他方、帯域フィルタ４６５は、周波数範囲２６乃至３０ＧＨｚ内の結合された信号を通過させるように構成されている。マイクロ波スイッチ４１０、４２０、４５５、４７０についての切替位置の適切な組合せを選択することによって、好ましい第１シンセサイザは、１ＧＨｚステップで２０乃至３０ＧＨｚの周波数の発振信号を生成するように動作可能になっている。またＤＲＯおよびＰＬＬ発振器が連続的に動作するように構成されている場合、マイクロ波スイッチ４１０、４２０、４５５、４７０は、マイクロ波スイッチの切替速度によってのみ限定される速度で、要求される発振器周波数のさまざまな周波数を非常に素早く選択することができる。本発明の好ましい実施形態に従った可変フィルタと接続されれば、この第１シンセサイザによって、フィルタを非常に素早く調整することができ、ひいては入力周波数範囲を非常に素早くサンプリングすることができる。この特徴は、ＤＲＦＭへの適用例において特に有利である。
【００４３】
図５を参照すると、この例では周波数が３４ＧＨｚの発振信号を生成するように構成されている１つのＤＲＯ５００によって、第２発振信号ＬＯ２が可変フィルタ３１０に供給されている。
【００４４】
次に、本発明の第３の実施形態に従った、改良された装置のダウンコンバータ３１２内の第３発振信号ＬＯ３を供給する用途の好ましい第２シンセサイザについて、図６を参照して説明する。この第２シンセサイザの構造および動作原理は、上記の第１シンセサイザについてのものと実質的に同一であり、第１実施形態についてと同程度に詳細には説明しない。唯一の大きな違いは、第１シンセサイザのＤＲＯ４００、４０５の代わりにＰＬＬ発振器を用いることである。これは、より低い周波数が生成されることに一部、起因する。上記の例示的な周波数の背景において、第２シンセサイザは、２．０乃至３．０ＧＨｚの周波数範囲で０．１ＧＨｚステップで切替可能な発振信号を生成するように設計されている。
【００４５】
図６を参照すると、６つのＰＬＬ発振器ＰＬＬ１乃至ＰＬＬ６  ６２５乃至６５０の列（図４内のＰＬＬ発振器４２５乃至４５０に対応する）が、それぞれ１００、２００、３００、４００、５００、６００、７００、８００ＭＨｚの周波数の発振信号を生成するように構成されている。これらＰＬＬ発振信号のいずれか１つが、スイッチ６２０によって選択される。図４のＤＲＯ４００、４０５に対応する、さらなるＰＬＬ発振器（ＰＬＬ７、ＰＬＬ８）６００、６０５は、それぞれ３．４ＧＨｚ、１．７ＧＨｚの発振信号を生成するように構成されている。これらのさらなるＰＬＬ発振信号の一方が、マイクロ波スイッチ６１０によって選択される。スイッチ６１０、６２０によって選択された発振信号は、ミキサ６１５内で混合され、次いで、２つの帯域フィルタ６６０、６６５のマイクロ波スイッチ６５５、６７０によって選択された一方によってフィルタリングされる。帯域フィルタ６６０は、周波数範囲２．６乃至３．０ＧＨｚ内の信号を通過させるように構成されており、他方、フィルタ６６５は、周波数範囲２．０乃至２．５ＧＨｚ内の信号を通過させるように構成されている。マイクロ波スイッチ６７０の出力は、好ましい第２シンセサイザの出力、切替可能発振信号ＬＯ３を形成する。
【００４６】
基準用水晶振動子が用いられて第１または第２シンセサイザ内の全ての発振器を位相同期するか第１、第２シンセサイザおよびＤＲＯ５００の全てにおける全ての発振器を位相同期し、可変フィルタ３１０へ、ダウンコンバータ３１２および処理後アップコンバート段階のアップコンバータ３６２へ供給される発振信号が切り替えられ且つ要求されている最小設定時間内に同じ周波数へと必要に応じて戻されることが好ましい。
【００４７】
随意的に、必要なシンセサイザ周波数の数を減らすために、１つ以上の可変フィルタが、図３の装置内の処理前フィルタリングおよびダウンコンバート経路３００乃至３５５内に設けられてもよい。第１シンセサイザに対する要求を増やすことなく柔軟性をもたらすさらなる選択肢は、可変フィルタ３１０内の固定フィルタ３２５の変わりに可変フィルタを用いることであろう。可変な帯域の一部のみを有するそのような可変フィルタが１つ必要なだけであろう。しかしながら、本発明の範囲に属する技術分野の当業者にとって明白な数多くの代替的な構造が存在することが明らかであり、実施の際、特定の用途に適合する最適な１つが選択される。
【００４８】
ＭＥＭＳ、ＨＴＳ、ＭＭＩＣ製造技術を用いることによって、非常に小型かつ軽量で、比較的低消費電力で比較的安価の、本発明の好ましい実施形態に従った可変フィルタおよびＤＲＦＭ装置を製造することができる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【国際調査報告】
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