(57)【要約】ＳＭＰＳ回路１０の出力電圧又は出力電流を決定する装置及び方法が記載される。ＳＭＰＳ回路は、動作中に連続的な切り替え周期に従い切り替えられる切り替え素子１８を有する。ＳＭＰＳ回路１０内の電気的値ＩＬは、基準値Ｉｒｅｆと比較される。電気的値ＩＬは、各周期中に少なくとも１回は基準値と等しくなるよう、切り替え周期の範囲内で変化する。比較器信号Ｃｏｍｐは、信号の変化の瞬間の時間情報ｔを決定するために評価される。時間情報ｔは、出力電圧Ｖｏｕｔ，ＡＶ又は出力電流Ｉｏｕｔ，ＡＶを決定するために用いられる。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
装置であって、電源回路の出力電圧又は出力電流を定め、前記電源回路は電圧入力及び少なくとも１つの切り替え素子を有し、前記切り替え素子は動作中に連続的な切り替え周期に従い切り替えられ、前記装置は、
−前記電源回路の電気的値を基準値と比較する比較器、を有し、
前記電気的値は、前記切り替え周期の間に、各周期中に少なくとも１回は前記基準値と等しくなるよう変化し、
前記比較器は、前記電気的値と前記基準値との比較に従い、２進の比較信号を供給し、
前記装置は、
−切り替え周期中に、前記比較信号の少なくとも１回の変化の瞬間の時間情報を決定する手段、及び
−前記時間情報に基づき出力電圧又は出力電流を決定する手段、を更に有する装置。
【請求項２】
前記基準値は、少なくとも前記周期のそれぞれで一定であるよう選択される、請求項１記載の装置。
【請求項３】
前記出力電圧又は出力電流は、前記周期の少なくとも１つの間の時間平均値である、請求項１又は２記載の装置。
【請求項４】
前記時間情報は、前記切り替え素子の切り替えの瞬間と前記比較器信号の前記変化の瞬間との間の時間間隔の期間を示す少なくとも１つの時間値である、請求項１乃至３の何れか一項記載の装置。
【請求項５】
−前記比較器信号の変化の瞬間で開始及び／又は終了する時間期間内のクロック・パルスをカウントするデジタル・カウンタ、を更に有する請求項１乃至４の何れか一項記載の装置。
【請求項６】
−前記出力電圧又は出力電流を前記時間情報から決定するデジタル計算ユニット、を更に有する請求項１乃至５の何れか一項記載の装置。
【請求項７】
前記電源回路は、電圧入力と少なくとも１つの切り替え素子を有し、前記切り替え素子は、入力電圧を切り替え電圧として出力部と接続されたリアクタンス素子に供給し、前記電源回路は、前記出力電圧又は出力電流を供給し、
前記電気的値は、前記リアクタンス素子を流れる電流又は前記リアクタンス素子に掛かる電圧である、請求項１乃至６の何れか一項記載の装置。
【請求項８】
前記リアクタンス素子はインダクターであり、前記比較器は、前記インダクターを流れる電流を前記基準値と比較する、請求項７記載の装置。
【請求項９】
前記インダクターは、前記切り替え素子と、前記出力電圧又は電流を供給する前記回路の出力部との間に直列に接続される、請求項８記載の装置。
【請求項１０】
前記回路は、共振素子を有する共振回路である、請求項１乃至９の何れか一項記載の装置。
【請求項１１】
電源回路であって、
−電圧入力、
−動作中に連続的な切り替え周期に従い切り替えられる少なくとも１つの切り替え素子、及び
−出力電圧又は出力電流を定める、請求項１乃至１０の何れか一項記載の装置、を有する電源回路。
【請求項１２】
方法であって、電源回路の出力電圧又は出力電流を定め、前記電源回路は電圧入力及び少なくとも１つの切り替え素子を有し、前記切り替え素子は動作中に連続的な切り替え周期に従い切り替えられ、前記方法は、
−前記電源回路の電気的値を基準値と比較して、前記電気的値と前記基準値との比較に従い２進の比較信号を供給する段階、を有し、
前記電気的値は、前記切り替え周期の間に、各周期中に少なくとも１回は前記基準値と等しくなるよう変化し、
前記方法は、
−切り替え周期中に、前記比較信号の少なくとも１回の変化の瞬間の時間情報を決定する段階、及び
−前記時間情報に基づき出力電圧又は出力電流を決定する段階、を更に有する方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源回路の出力電圧又は出力電流の決定に関し、より詳細には、電圧入力と連続的な切り替え周期に従い切り替えられる少なくとも１つの切り替え素子とを有する電源回路のこれらの値を決定する装置及び方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
入力電圧を出力電圧へ及び／又は電流へ変換し、連続的な切り替え周期に従い切り替えられる切り替え素子を用いる負荷を駆動する電源回路は、スイッチング電源（ＳＭＰＳ）として知られている。
【０００３】
ＳＭＰＳ回路の多くの異なる構成が知られている。これらの構成には、切り替え周波数が回路内の共振素子の共振周波数から十分に離れている非共振構成、及び切り替え周波数が共振素子の共振周波数と近い共振構成が含まれる。このようなＳＭＰＳの動作中に、例えば通知の目的で、制御を達成するために、又は他の目的で、出力電流及び／又は電圧に関する情報を得ることが望ましい。この情報は、電気的値を直接に送信することにより、直接的に得られる。更なる処理、例えば制御の用途で用いるデジタル値を得るためには、検知された値はＡ／Ｄ変換される必要がある。高い切り替え周波数で動作しているＳＭＰＳ回路では、対応する時間分解能を達成するために非常に高速なＡ／Ｄ変換器が必要とされる。
【０００４】
特許文献１は、共振インバーターを調整するシステム及び方法を記載している。高周波数共振インバーターは、ＤＣ入力電圧を方形波のＡＣ出力へ変換し、共振インダクターと２つの共振キャパシターを有する共振タンクを駆動する半ブリッジを有する。インバーターは、半ブリッジの中間電圧とインダクター電流又はインダクター電圧との位相角を調整することにより制御される。インダクター電圧又は電流は、センサーにより検知され、比較器により基準値と比較される。基準値は接地電位であってよい。デジタル制御部は、インダクター電圧又は電流のゼロ交差を検出し、ゼロ交差からの所要の時間遅延を計算し、所望の位相及びインバーターのデュ―ティー・サイクルを達成する。この部分は、インバーター電圧と電流との間の位相角に関する第１の制御ループと考えられる。出力電圧及び電流は、共通のセンサーにより測定され、調整回路へ帰還される。次に、調整回路は、第１の制御ループへの適切な位相角で開始することにより、出力電力、出力電流又は出力電圧を制御する。
【０００５】
特許文献２は、直接にデジタル位相を制御することを記載しているが、依然として従来の、負荷における電流及び電圧の検知及び制御を用いている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】米国特許出願第２００５／０２６５０５８Ａ１号明細書
【０００７】
【特許文献２】米国特許出願第２００５／０２６５０５８Ａ１号明細書
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
本発明の目的は、高帯域の用途に適した方法で、出力電圧及び／又は出力電流を決定する装置及び方法を提案することである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記の目的は、請求項１の装置、及び請求項１２の方法により達成される。従属請求項は、本発明の好適な実施例に関する。
【００１０】
本発明による装置及び方法では、出力電圧及び／又は出力電流は、直接検知をせずに、及びＡＤＣを用いることなく、決定される。代わりに、電源回路内で、決定されるべき値と異なる１又は複数の電気的値を基準値と比較することにより、２進比較器信号が生成される。このように監視された電気的値は、回路内の電圧及び／又は電流信号を含み、又はそれらから導出され、連続的な切り替え周期のそれぞれの範囲内で変化するよう選択される。基準値は、電気的値が、各周期中に少なくとも１回は基準値と等しくなるよう選択される。変化する電気的値がある時点で基準値より高い又は低い場合に、２進比較器信号は２進値により示される。
【００１１】
本発明の装置及び方法によると、２進比較器信号は、比較器信号の少なくとも１回の瞬間的変化に注意することにより、及び当該変化に関する時間情報を決定することにより、評価される。以下に更に詳細に説明されるように、時間情報は、固定された切り替え間隔の範囲内での、少なくとも１回の変化の発生の瞬間に関する。固定された切り替え間隔の範囲は、切り替え素子の切り替えの瞬間と変化の瞬間との間の時間間隔の期間である。或いは、比較器信号の複数の変化の瞬間の相対時間のような他の時間情報、又は所定の時刻と時刻との間の更に複雑な時間間隔が得られてもよい。
【００１２】
本発明によると、出力電圧又は主強く電流は、時間情報から決定される。当該決定は、望ましくは、デジタル計算ユニットで実行される。以下に示されるように、所望の値を得るために必要な計算は、電源回路の構成、構成要素、及び動作に関する知識から得られ、単純で直接的な方法で電気的値を生成してよい。
【００１３】
本発明は、出力値を別個に検知する必要がない。特に、本発明は、Ａ／Ｄコンバーターを必要としないが、安価で有意に高速な構成要素である１又は複数の比較器を用いる。結果として、出力における高帯域の電流及び／又は電圧測定が可能であり、測定結果はデジタル値として直接に利用可能である。
【００１４】
電気的出力（電圧及び／又は電流）はＤＣ又はＡＣであってよい。出力値に対して決定された量は、望ましくは時間平均値、少なくとも１つの切り替え周期の期間内の時間平均値である。
【００１５】
時間情報に基づき電気的出力値を決定するために必要な計算は、電源回路の事前評価及び電源回路で生成された波形から導出されてよい。構成、構成要素、及び動作が知られているＳＭＰＳ回路では、時間に亘り回路内の少なくとも１つの電気的値の変動を記述するテンプレート関数を決定することが可能である。このようなテンプレート関数の決定は、分析的に又は数値により行われてよい。何れの場合も、所望の精度に依存して適切な近似が行われてよい。幾つかの好適な実施例、つまり共振及び非共振ＳＭＰＳ回路の有意に異なる構成と関連して示されるように、当該テンプレート関数は当業者により導出されうる。勿論、この分析は、１回のみ実行されればよい。また、結果として生じる計算、つまり所望の値を直接に生成する式が得られ、装置に実装されてよい。
【００１６】
本発明の好適な実施例に関連して種々の更なる特徴がある。望ましくは、基準値は一定であるよう、切り替え周期のそれぞれの範囲内で少なくとも一定であるよう選択される。特に、望ましくは、問題なく容易に提供されるゼロ基準値を用いる。
【００１７】
望ましくは、時間情報は、時間間隔の期間を示す少なくとも１つの時間値を有する。このような時間間隔は、切り替え素子の切り替えの瞬間と、比較器信号の変化の瞬間との間で定められてよい。勿論、間隔は、切り替えの瞬間で開始し変化の瞬間で終了すると定められてよく、また変化の瞬間で開始し切り替えの瞬間で終了すると定められてよい。更に、幾つかの信号が用いられる場合、変化の瞬間と瞬間の間の時間が用いられてよい。好適な実施例では、前記比較器信号の変化の瞬間で開始及び／又は終了する時間期間内のクロック・パルスをカウントするデジタル・カウンタが設けられる。従って、上述のように定められた間隔の期間のデジタル値は、直ちに且つ容易に得られる。
【００１８】
本発明は、種々の電源回路に適用可能である。好適な実施例では、電源回路は電圧入力及び少なくとも１つの切り替え素子を有する。当該切り替え素子は、出力部と接続されたリアクタンス素子にスイッチド電圧として入力電圧を供給する。出力部は、決定されるべき出力電圧又は電流を供給する。切り替え素子は、例えば単一のスイッチ、半ブリッジ又は全ブリッジを含む如何なる種類であってもよい。リアクタンス素子は１又は複数のインダクタンス、キャパシター等を有して良い。切り替え素子は、切り替え周期の期間内で切り替えられ、所望の出力を形成する。動作の種類、例えば切り替え素子が切り替えられる方法は、如何なる知られている種類であってもよい。特に、共振（共振周波数に近い切り替え周波数、従って実質的に正弦波が達成される）及び非共振モードの動作であってよい。切り替え周波数、デューティー・サイクル及びパラメーターは、固定されるか又は可変であってよい。選択された構成は、バック・コンバーター、ブースト・コンバーター、フライバック・コンバーター、ＬＬＣ、ＬＣ、ＬＣＣ、フォワード、ＳＥＰＩＣ等を含むがこれらに限定されない如何なる適切なＳＭＰＳ構成であってもよい。  望ましくは、関連する電気的値は、少なくとも１つのリアクタンス素子を流れる電流、又はリアクタンス素子にかかる電圧である。好適な実施例では、以下に詳細に説明されるように、リアクタンス素子はインダクターであり、関連する電気的値は当該インダクターを流れる電流であり、当該値は比較器により監視された基準値と比較される。これは、特に、上述のインダクターが切り替え素子と電源回路の出力部との間で直列に接続され、出力電圧又は電流を供給する構成で好ましい。
【００１９】
上述の装置は別個のユニットであってよく、電源回路内の出力値を決定するために用いられてよいが、当該装置は電源回路の一部であってもよい。望ましくは、出力値を決定する手段、例えばデジタル論理ユニット、又は更に複雑な場合にはマイクロコントローラー若しくはＤＳＰは、上述の計算のため、及び電源回路自体を駆動及び／又は制御するために用いられてよい。
【００２０】
本発明の他の目的、特徴及び利点は、以下の好適な実施例の詳細な説明から明らかである。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】本発明による装置の実施例及び変換回路の概略図を示す。
【図２】バック・コンバーターの回路図を示す。
【図３】図２の回路の電流ＩＬの時間図である。
【図４】フライバック・コンバーターの回路図を示す。
【図５】図４の回路の電気的値の時間図である。
【図６】直列共振コンバーターの回路図を示す。
【図７】図６の回路の電気的値の時間図である。
【図８Ａ】図６の回路のコンバーターの動作の軌跡図である。
【図８Ｂ】図６の整流器の切り替えの軌跡図である。
【図８Ｃ】図６の回路のコンバーターの切り替えの軌跡図である。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
図１は、電源回路１０の全体的な構成を示す。電源回路１０は、回路１０の時間平均したデジタル出力電流のデジタル値を得る装置１２を有する。電源回路１０は、スイッチング電源（ＳＭＰＳ）である。回路１０は、入力電圧Ｖ１が印加される入力端子１４、及び出力電圧Ｖｏｕｔと出力電流Ｉｏｕｔが接続された負荷４０に供給される出力端子１６を有する。
【００２３】
電源回路１０は、ＡＣ及びＤＣの入力と出力との両方を受け付けそして供給する複数の知られているスイッチング電源のうちの何れであってもよい。ＳＭＰＳ１０は、動作中に以下に説明されるように連続的な切り替え周期に従い切り替えられる１又は複数の切り替え素子１８を有する。切り替え素子１８は、例えば単一のスイッチ、半ブリッジ又は全ブリッジを含む如何なる種類であってもよい。ＳＭＰＳ１０は、選択された構成及び特定の実装に従った更なる回路を有する。示された例では、インダクタンスＬが設けられる。インダクター電流ＩＬはインダクターＬを流れる。インダクター電流ＩＬは、切り替え素子１８の各切り替え周期の範囲内で時間的に変化する。
【００２４】
電流値ＩＬは、検知され、装置１２へアナログ値として供給される。更に、装置１２は、切り替え素子１８の切り替え状態を示すデジタル信号Ｓｗを受信する。
【００２５】
装置１２は、比較器２０を有する。比較器２０は、時間的に変化する電流信号ＩＬを、基準信号ユニット２２により生成された固定された基準値Ｉｒｅｆと比較する。後述されるように基準値はゼロ値であってよく、この場合、如何なるユニット２２も必要ない。
【００２６】
装置１２は、単に比較器の、２値信号であり切り替え周期Ｓｗに関する時間情報である出力信号Ｃｏｍｐに従い、出力電流及び出力電圧の時間平均された値Ｉｏｕｔ，ＡＶ及びＶｏｕｔ，ＡＶを決定する。
【００２７】
これらの時間平均された値を決定するために、論理ユニット２４は、比較器信号Ｃｏｍｐの相対時間と切り替え周期時間Ｓｗに関する情報を、クロック２６からのクロック・パルスに対して評価し、デジタル時間値ｔを決定する。値ｔは、切り替え素子１８の切り替え状態Ｓｗの範囲内の変化の発生と、比較器信号Ｃｏｍｐの範囲内の変化の瞬間との間で定められる時間間隔の時間期間（つまり、クロック・パルスの数）を表す。例えば、ｔは、切り替え素子１８がオンに切り替えられる切り替え周期の始めから、時間的に変化する電流ＩＬが基準値Ｉｒｅｆに達し比較器信号に変化が生じる瞬間までの時間期間を示してよい。好適な実施例の議論と関連して明らかになるように、回路１０の構成と動作に依存して、時間間隔ｔの複数の異なる定義が用いられてよい。
【００２８】
処理ユニット３０では、ＳＭＰＳ１０の切り替え周期毎に供給される時間値ｔは、Ｉｏｕｔ，ＡＶ及び／又はＶｏｕｔ，ＡＶを供給するために評価される。この計算は、計算ユニット３０に実装された所定の機能に従い行われる。計算ユニット３０は、供給された時間値ｔに依存して所望の値Ｉｏｕｔ，ＡＶ、Ｖｏｕｔ，ＡＶを生成する。
【００２９】
勿論、対応する計算は、詳細な構成、構成要素の値、及びＳＭＰＳ回路１０の動作モードに依存する。
【００３０】
所与のＳＭＰＳ１０のための計算は、テンプレート関数（template  function）の観点から回路内の選択された電気的量（本例では、ＩＬ）の時間的に変化する動作を分析することにより導出されてよい。特定の実施例のこのようなテンプレート関数の例は、以下に記載される。このようなテンプレート関数の出力値に対する評価は、近似又は正確な計算、所望のパラメーターＩｏｕｔ，ＡＶ及び／又はＶｏｕｔ，ＡＶの時間値ｔへの関数依存性を生成する。この関数依存性は、望ましくは、更なる定数又は直ちに利用可能な値のみ、例えば回路１０の構成要素の電気的構成要素の値、又は回路１０への入力端子１４における電気的入力を有する。
【００３１】
強調されるべき点は、図１の好適な実施例は、論理ユニット２４及び計算ユニット３０のような別個の専用素子を有する装置１２を示すが、これらの１又は複数は共通の部品で、特にマイクロコントローラー又は信号処理装置又はＡＳＩＣで実行されるソフトウェアの要素として実現されてもよい。
【００３２】
ＳＭＰＳ回路１０の切り替え周波数は、一般に１ｋＨｚより高く、多くの場合には十分に高く、例えば最大数１００ｋＨｚである。各切り替え周期では、出力値Ｉｏｕｔ，ＡＶ及びはＶｏｕｔ，ＡＶは、対応する切り替え周期の時間に亘って平均された値として決定されてよい。従って、論理ユニット２４及び計算ユニット３０は、ＳＭＰＳ１０の各切り替え周期の範囲内で１回上述の評価を実行可能である必要がある。或いは、供給された時間値ｔを、毎周期ではなく、一部の利用可能周期、例えば１周期おきにだけ評価可能であってもよい。また、連続的に計算された値ｔをレジスタに格納し、ユニット３０での後処理を実際の切り替え速度から切り離してよい。従って、比較的遅い速度のマイクロプロセッサーを用いること、又は非常に複雑な計算を実行することが可能である。
【００３３】
以下では、ＳＭＰＳ回路の詳細な例が説明される。また、時間値ｔの対応する定義、及び所望の出力値のこれらの時間値ｔへの関数依存性が導出される。
【００３４】
［第１の例：バック・コンバーター］
第１の例では、電源回路１０は図２に示されるようなバック・コンバーター３２である。この非常に単純な回路では、入力電圧ＶＩは、切り替え素子Ｓ１、Ｓ２の半ブリッジにより切り替えられる。直列インダクタンスＬ及び並列キャパシタンスＣが設けられる。スイッチＳ１及びＳ２は、交互に切り替えられる。時間ｔｈｉｇｈの間、スイッチＳ１は閉じられＳ２は開かれる。従ってインダクタンスＬを流れる電流ＩＬが増大する。次に、Ｓ１が開かれ、Ｓ２が閉じられる。従ってＩＬは減少する。連続的な切り替えの結果、平均電流ＩＡＶＧが負荷４０に供給される。対応する回路は、ＵＨＰランプの電源として実現された。この場合、平均ランプ電流の測定は、コンバーターがソフト・スイッチ・ダウンされた状態で単に電流のゼロ交差を検出することにより、装置１２により行われた。切り替え周期の間、ランプ電流には非常に小さい変化しか存在しないので、負荷４０は定電流シンクと考えられる。
【００３５】
図３は、バック・コンバーター３２の動作の時間図を示す。簡単のため、定常状態の動作を検討する。切り替えは、時間間隔Ｔ０で起こる。ｔｈｉｇｈの間、ＩＬが増加することが示される（図示された増加は、更に妥当な非線形曲線の近似である）。間隔Ｔ０の残りの部分で、電流ＩＬは減少する。時間ｔｆａｌｌの後、電流ＩＬは値Ｉｒｅｆに達し（本例では、ゼロになり）、次の間隔ｔｄｏｎの間、低いままである。従って、ＩＬは、特定の未知の時間平均値Ｉａｖｇ及び未知のランプ電圧Ｖｌａｍｐで、最大値Ｉｐｅａｋと最小値Ｉｍｉｎの間を行ったり来たりする。
【００３６】
基準値Ｉｒｅｆは、間隔Ｉｍｉｎ＜Ｉｒｅｆ＜Ｉｐｅａｋから選択される。ｔｄｏｎは、降下するＩＬがＩｒｅｆに達する時間から、切り替え期間Ｔ０の終了まで、つまり次の切り替えイベントが生じるまでの時間間隔である。留意すべき点は、図３では、Ｉｒｅｆは、簡単に検出可能な値であるゼロに選択されていることである。
【００３７】
図３の時間間隔の定義から、時間間隔ｔａｖｇが定められる。時間間隔ｔａｖｇは、ＩＬがＩａｖｇと等しくなった時間と、ＩＬがＩｒｅｆに等しくなった時間との間の期間に対応する。
【００３８】
【数１】
2010510761.tif 000003
時間ｔｆａｌｌの間、Ｓ２は閉じられＳ１は開かれる。時間ｔｆａｌｌの間のＩＬの勾配が計算できる。
【００３９】
【数２】
2010510761.tif 000004
ここで、ＶＩは入力電圧、Ｌはインダクタンス、Ｖｌａｍｐは出力電圧、ａはデューティー・サイクルである。以上は、定常状態の動作に当てはまる。過渡状態の場合も、初期条件が分かっていれば、推定されうる。
【００４０】
Ｉｒｅｆの一般的な値では、平均電流Ｉａｖｇは、既知の値ＶＩ、Ｌ及びＩｒｅｆ、並びに時間値ｔｈｉｇｈ、ｔｆａｌｌ、ｔｄｏｎ及びＴ０に依存して表されてよい。
【００４１】
【数３】
2010510761.tif 000005
図３のようにＩｒｅｆがゼロに選択された場合、結果として平均電流Ｉａｖｇは、既知の定数ＶＩ、Ｌ、及び時間値ｔｈｉｇｈ、ｔｆａｌｌ、ｔｄｏｎに依存して簡単に計算される。本例では、制御を目的として、ｔｈｉｇｈ及びｔｄｏｎは一定値に選択される。残りの値ｔｆａｌｌは、動作中、切り替えイベント（ｔｈｉｇｈの終わり、Ｓ１が開かれ、Ｓ２が閉じられる）と電流ＩＬのゼロ交差との間の時間として生じる。
【００４２】
図１に示されるように、電流ＩＬのゼロ交差は、ＩＬをゼロと比較する比較器２０により簡単に検出されうる。確実に、関連するゼロ交差のみ（ｔｆａｌｌの終わり、ＩＬが正から負へ変化する、図３を参照）が検出されるために、以下の補助論理関数を定める。
ＺＫｋ＋１＝ｃｏｍｐ
Ｓ＝ＺＫｋ＊（−ｃｏｍｐ）
この関数は、入力信号（比較器信号）Ｃｏｍｐを処理し、関連するゼロ交差のみを示す補助信号Ｓを決定する。この関数は、図１にブロック２４として示されるように、デジタル状態機械として簡単に実装される。
【００４３】
計算ユニット３０では、上述の式のＩａｖｇが評価され、各切り替え周期で、Ｉａｖｇの実際の値が供給される。
【００４４】
留意すべき点は、図３に示されるように区分的に線形波形によりＩＬを近似する代わりに、実際の区分正弦波形を更に正確に検討することも可能である。更に正確な近似は、あまり複雑ではない。通常、正弦波の小区間のみが適用されるので、定数因子による線形化は容易に可能である。
【００４５】
［第２の例：フライバック・コンバーター］
第２の例では、ＳＭＰＳ回路１０は図４に示されるようなフライバックＤＣ／ＤＣコンバーターである。スイッチＳ１は、各周期でＳ１が１回オン及びオフに切り替えられる周期で、周期的にオンとオフに切り替えられる。Ｓ１がオンの時間は、切り替え周期の特定の部分（デューティー・サイクル）である。出力電流Ｉｏｕｔの制御は、例えばデューティー・サイクルの調整により達成されてよい。負荷４０に依存して、出力電圧は、例えばバッテリー又は他の電圧源型の負荷の場合に予め定められるか、又は抵抗性負荷の場合に出力電流の結果として定められる。原則的に、抵抗性負荷の場合も、出力電圧はキャパシター（示されない）により蓄積され、実際には数回の切り替え周期の時間尺度で一定出力電圧を生じる。
【００４６】
電源電圧、構成要素の寸法、及び切り替え周波数ｆは分かっているとする。この知識に基づき、以下に、図４の回路の時間的に変化する電気的値に対するテンプレート関数の特徴的時間の検出により、Ｉｏｕｔ，ＡＶ又はＶｏｕｔ，ＡＶがどのように決定されるかを説明する。
【００４７】
図５は、スイッチの電圧及びコンバーターの電流の標準的な時間関数を示す。  第１の例のバック・コンバーターの場合のように、電流の標準的な波形は、正確な線形区間により表現される。ここで特殊なことは、変圧器の漏れが、２次電流と１次電流との間の部分的な重なりを生じ、出力電流の合計量を低減することである。これは、スナバ素子Ｄの電圧Ｖｚが分かっている場合には、予め計算されうる。スナバ電圧が未知の場合には、例えばスナバ素子がＲＣ素子により実現されている場合には、テンプレートの手法は、特徴的時間からスナバ電圧を検出するために依然として用いることができる。
【００４８】
電流は、以下に示される３つのテンプレート関数、Ｉ１、Ｉ２、及びＩ３を有する。
ｔ０＜ｔ＜ｔ１の間のスイッチの電流：
【００４９】
【数４】
2010510761.tif 000006
ｔ１＜ｔ＜ｔ２の間のスナバの電流：
【００５０】
【数５】
2010510761.tif 000007
ｔ２＜ｔ＜ｔ３の間の変圧器の２次側巻線の電流：
【００５１】
【数６】
2010510761.tif 000008
間隔ｔ１＜ｔ＜ｔ２では、２次側巻線の電流はＩ３（ｔ）―Ｉ２（ｔ）である。  定められた間隔の外側では、全ての定められた電流Ｉ１、Ｉ２、及びＩ３はゼロである。
【００５２】
これらのテンプレート関数では、電流波形でのイベントｔ２及びｔ３の発生は、特徴量に依存して定められる。イベントｔ０及びｔ１は、制御の結果であり予め分かっているので、別個に検出される必要はない。他のイベントの検出は、単純な比較器により、スイッチ電圧と電源電圧を比較することにより行われる。
【００５３】
【数７】
2010510761.tif 000009
平均出力電流は、２次電流の波形成分を切り替え間隔に渡り積分することにより、及び切り替え周波数を考慮して、得られる。
【００５４】
【数８】
2010510761.tif 000010
従って、時間値ｔ２及びｔ３が既知ならば、上述の式によりＩｏｕｔ，ＡＶを決定することができる。これらの値は、スイッチ電圧Ｖｓを入力電圧ＶＩと比較して、比較器信号から導出されてよい。図５に示されるように、Ｖｓは、ｔ１からｔ２までの時間間隔の間、Ｖ１＋Ｖ２より上であり、ｔ２からｔ３までの時間間隔の間、Ｖ１＋Ｖ２より上であり、その後の切り替え周期の残りの期間ではＶ１である。従って、スイッチの電圧Ｖｓは、２つの比較器により適切な閾電圧と比較される。導出された比較器信号は、論理ユニット２４により上述の所与の定義に従い評価される。次に、時間値ｔ２、ｔ３は、上述の定義に従い所望の出力値を決定するために計算ユニット３０へ渡される。
【００５５】
代替の方法は、Ｓ２の電流を用いｔ２を決定し、比較器のＶｓを用いｔ３を決定することである。
【００５６】
［第３の例：共振コンバーター］
以下の第３の例では、ＳＭＰＳ１０は図６に示される直列共振ＤＣ／ＤＣコンバーターである。このコンバーターは、ＤＣ入力電圧Ｖ１をＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔに変換する。２つのスイッチＳ１及びＳ２は、切り替え周波数ｆ及び１／（２×ｆ）のオン時間で（つまり、本例では５０％の一定のデューティー・サイクルで）交互にオンに切り替えられる。出力電流の制御は、切り替え周波数ｆを調整することにより達成される。負荷に依存して、出力電圧は、例えばバッテリー又は他の電圧源型の負荷の場合に予め定められるか、又は抵抗性負荷の場合に出力電流の結果として定められる。原則的に、抵抗性負荷の場合も、出力電圧はキャパシター（示されない）により蓄積され、実際には数回の切り替え周期の時間尺度で一定出力電圧を生じる。
【００５７】
図７は、所与の周波数ｆ、所与の入力電圧ＶＩ、及び所与の（未だ分かっていない）出力電圧Ｖｏｕｔにおける、キャパシターＣの電圧、インダクターＬの電流の標準的な時間関数を示す。
【００５８】
図６の回路のように、キャパシターとインダクターの直列接続が定電圧Ｖと接続される場合、電流の時間信号は、ＬＣ回路の共振周波数である固有周波数で正弦波発振する。更に、キャパシター電圧の位相値は、インダクター電流の波形と比べてπ／２だけ遅延される。テンプレート関数のための有用な選択は正弦関数に基づき、振幅と位相は予め分かっていない。
最初にインダクター電流がゼロである場合には、電流発振の振幅は次のように定められる。
【００５９】
【数９】
2010510761.tif 000011
ここで、この特別な場合のキャパシター電圧は次のように記述される。
【００６０】
【数１０】
2010510761.tif 000012
これは、キャパシターの初期電圧が単に線形に外部印加電圧に貢献することを意味する。特に、これは、発振が生じている間、印加電圧が電流のゼロ交差で変化する場合にも当てはまる。
【００６１】
従って、キャパシター電圧（Ｖｃ）から一定のオフセットを除去し、固有インピーダンスＺｃを有するキャパシター電流を実質上の電圧に変換した後に、システム状態の軌跡は、インダクター電流及びキャパシター電圧により、図８Ａに示される円の連続する区間により記述されることが分かる。
【００６２】
コンバーターがＶ１から０に期間１で切り替えられた後、軌跡は、時間ｔ１の間、円弧１−２を大きな半径Ｒ１で「Ａ」を中心として進む。円弧の角度α１はα１＝ｔ１・ωＣとして計算される。
【００６３】
インダクター電流がゼロ交差（点２）する場合、整流器の入力電圧は、＋Ｖｏｕｔから−Ｖｏｕｔへ変化し、軌跡は円弧２−３を小さい半径Ｒ２で「Ｂ」を中心として進む。これが図の水平軸で生じるので、距離Ａ−Ｂは出力整流器の遷移を反映する（図８Ｂ）。
【００６４】
半径Ｒ１及びＲ２は次のように定められる。
【００６５】
【数１１】
2010510761.tif 000013
ここで、Ｒ１−Ｒ２＝２Ｖｏｕｔである。留意すべき点は、未知のキャパシター電圧が無視されることである。
【００６６】
軌跡は時間間隔ｔ２の間、円弧２−３を進み続ける。角度α２は、全１８０度又はπからの差を示す。従って、電流が再びゼロ交差する前のギャップは次のように計算される。
【００６７】
【数１２】
2010510761.tif 000014
点３における次の切り替えイベントで、コンバーターは、再び０からＶ１へ切り替わり、軌跡は「Ｃ」を中心とする新たな円弧を進む（図８Ｃ）。
【００６８】
距離Ｂ−Ｃは再び切り替え電圧を示す。これは今度は水平軸上で起こらないので、角度α１及びα２が考慮される。
【００６９】
【数１３】
2010510761.tif 000015
点２における前の状態を考慮すると、Ｖｏｕｔは次のように定められる。
【００７０】
【数１４】
2010510761.tif 000016
Ｖｏｕｔが分かると、Ｒ１及びＲ２が決定され、テンプレート関数を積分することにより平均出力電流が得られる。
【００７１】
【数１５】
2010510761.tif 000017
これらは単純な初等関数なので、平均出力電流は次のように分析的に与えられる。
【００７２】
【数１６】
2010510761.tif 000018
再び、出力量は、設計に依存するスケーリング・パラメーター（Ｖ１／Ｚｃ）及び２つの固有時間パラメーターα１及びα２の検出により定められる。切り替え周波数は標準的にコンバーターの制御の結果として予め分かるので、角度α２を別個に測定する必要はない。代わりに、α２は切り替え周波数と角度α１から既に導出されうる。
【００７３】
従って、所望の出力値Ｉｏｕｔ，ＡＶを、α１に基づく上述の式に従い決定可能である。上述のように、α１は、半ブリッジＳ１／Ｓ２の切り替えイベント（図７の半ブリッジの負の端）と、インダクター電流ＩＬのゼロ交差との間で定められる時間間隔ｔ１に対応する。次に、ｔ１は図１の装置で、切り替えイベントＳｗから比較器イベント（比較器信号Ｃｏｍｐが、ＩＬをＩｒｅｆ＝０の基準と比較して変化する）まで、クロック・パルスをカウントすることにより決定される。ｔ２は、論理ユニット２４により測定されるか（ゼロ交差から次の切り替えイベントまでの時間期間）、又は本例では、切り替え周波数及びデューティー・サイクルの既知の値から計算されてもよい。これらの値から、α１及びα２は上述のように計算される。従って計算ユニット３０は所望の出力電流Ｉｏｕｔ，ＡＶを供給する。  共振及び非共振ＳＭＰＳ回路を含む多数のコンバーターの構成について、比較器イベントの時間を評価することにより、どのように所望の電気的出力値を提供しうるかが示された。この方法は、異なる種類の負荷のための多くの異なる種類の電源で用いられてよい。特に、この方法は、ランプ、特にＨＩＤ及びＵＨＰランプのような負荷のためのゼロ電流スイッチングＤＣ／ＤＣコンバーターに用いられる。この方法は、例えばＬＬＣ、ＬＬＣＣのような共振電力コンバーター、及びＬＥＤのための他のドライバ、背面照明、又は医療用途にも用いられる。
【００７４】
本発明は、以上に図面を用い詳細に説明された。このような図及び説明は説明及び例であり、本発明を限定するものではない。本発明は開示された実施例に限定されない。
【００７５】
用語「有する」は他の要素を排除しない。単数を表す語は複数を排除しない。特定の手段が相互に異なる従属請求項で引用されることは、これら手段の組み合わせが効果的に利用できないことを示すものではない。請求項の如何なる参照符号も、本発明の範囲を制限しない。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８ａ】
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【図８ｂ】
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【図８ｃ】
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【国際調査報告】
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