(57)【要約】  複数局からの非同期時空間コーディングされた伝送の方法及び装置を開示する。一実施形態で、この方法は、１つ又は複数の端末と、直交時空間ブロック符号を使用して１つ又は複数の端末に情報担持信号を無線通信する少なくとも２つの基地局とを含む。一実施形態で、提案される符号は、別個の送信基地局から送信される信号の間の非同期信号受信の存在下であっても、受信器での「直交性」を維持する。【選択図】  図７
2010509805.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
１つ又は複数の端末と、
直交時空間ブロック符号を使用して前記１つ又は複数の端末に情報担持信号を無線通信する少なくとも２つの基地局と
を備える無線通信システム。
【請求項２】
複数の基地局で直交時空間ブロック符号を用いて情報担持信号のセットを複数回符号化するステップと、
前記符号化された情報担持信号を１つ又は複数の端末に無線送信するステップと
を含む方法。
【請求項３】
情報記号ベクトルを並列に提供する入力と、
前記入力に結合された符号器であって、直交時空間ブロック符号を使用して情報記号ベクトルを並列に符号化するために複数の処理経路を有する、符号器と、
並列に受け取られた前記複数の処理経路の出力を直列の形に変換する並列直列変換器と
を備える送信器。
【請求項４】
受信器で、宛先の複数の基地局からの直交時空間ブロック符号を使用して符号化された情報担持記号の複数のセットを受信するステップと、
前記複数のセットの受信が同時には発生しない場合であっても、前記情報担持記号を入手するために、前記複数のセットを復号し、復号の結果を集計するステップと
を含む方法。
【発明の詳細な説明】
【優先権】
【０００１】
[0001]本願は、２００６年１１月６日に出願した、対応する米国仮出願第６０／８５７，２６５号、名称「Ａ  Ｍｅｔｈｏｄ  ａｎｄ  Ａｐｐａｒａｔｕｓ  ｆｏｒ  Ａｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ  Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ  Ｃｏｄｅｄ  Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ  ｆｒｏｍ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ｂａｓｅ  Ｓｔａｔｉｏｎｓ  Ｏｖｅｒ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｒａｄｉｏ  Ｎｅｔｗｏｒｋｓ」に対する優先権を主張し、参照によってこれを組み込む。
【発明の分野】
【０００２】
[0002]本発明は、無線通信の分野に関し、より具体的には、本発明は、協同シグナリング（ｃｏｏｐｅｒａｔｉｖｅ  ｓｉｇｎａｌｉｎｇ）を介して同一情報を複数の基地局から１つ又は複数の受信器に送信することに関する。
【発明の背景】
【０００３】
[0003]複数の最近開発された技法及び新生の標準規格は、無線システムの有効データレートを損なわずに無線媒体を介するデータ通信の信頼性を改善するための、基地局での複数のアンテナの使用に基づく。具体的に言うと、無線通信での最近の進歩は、合同での経時的な記号の符号化及び基地局での複数の送信アンテナによって、信頼性（ダイバーシティ）の利益並びに基地局から各セルラユーザへの有効データレートの向上を入手できることを実証した。これらの多重化（スループット）利得及びダイバーシティ利益は、基地局で使用される時空間コーディング技法に依存する。多重化利得及びダイバーシティ利益は、システム内の送信アンテナの個数及び受信アンテナの個数によって規定される多重化−ダイバーシティトレードオフ曲線によって基本的に制限されるという意味で、展開されるシステム内の送信アンテナの個数及び受信アンテナの個数にも固有に依存する。
【０００４】
[0004]多数の新生の及び将来のラジオネットワークでは、任意の特定のセルユーザのデータを、複数の基地局に入手可能にすることができる。特定のユーザに関するデータを有する基地局のそれぞれを仮想アンテナアレイの一要素と見ることは、所望のユーザにダイバーシティ利益を提供するための、これらの基地局にまたがる協同信号符号化方式の使用を示唆する。したがって、２つのアクティブ基地局から同一データを送信する時に、各アクティブ基地局は、そのデータを独立に符号化しなければならない。しかし、符号化された信号は、空間的に分散された基地局によって送信されるので、お互いに対する別個の相対遅延を伴って、すなわち非同期に受信器に到着する。すなわち、受信器への異なる基地局からの送信の間に時間同期化の欠如が存在し得る。この非同時性は、個々の基地局が独立に動作できるという事実に起因して、しかしまた、空間的に分散された基地局から受信器に送信される信号が信号が同期して送信される場合であっても、それらの信号が受信器に非同期に到着する可能性があるという事実に起因して、生じる可能性がある。これらの相対遅延は、原理的に、受信器で推定することができるが、受信器から送信する基地局への相対遅延情報フィードバックがない限り、送信する基地局では未知である（したがって、それについて調整することができない）。
【０００５】
[0005]時空間ブロック符号（ｓｐａｃｅ  ｔｉｍｅ  ｂｌｏｃｋ  ｃｏｄｅ、ＳＴＢＣ）の大きい集合が、近年、セルラシステムの順方向リンクで複数の送信アンテナを活用することによってダイバーシティ及び／又は多重化利益を提供する形として提案されてきた。ｎ個の送信アンテナが存在するのであれば、通常の目的は、このシステムでオーダー「ｎ」の送信アンテナダイバーシティを提供するＳＴＢＣを設計することである。通常のＳＴＢＣ設計は、ｋ個の情報記号のブロックごとに、１アンテナあたりｔ個のサンプルのアンテナ固有ブロックを送信する。そのようなＳＴＢＣ設計は、ｔ行ｎ列を有するＳＴＢＣ行列によって記述され、ここで、第（ｉ，ｊ）項目は、時刻ｉにアンテナｊによって送信されるサンプルを表す。重要なのは、ＳＴＢＣ方式の実際の記号レートＲであり、これは、ｋ／Ｔ（すなわち、ｔに対するｋの比率）と等しい。フルレートＳＴＢＣは、レートＲがチャネル使用あたり１記号と等しいＳＴＢＣである。ＳＴＢＣのもう１つの重要な属性は、その復号の複雑さである。
【０００６】
[0006]同期セッティング用に設計され、最適化された既存の直交時空間ブロック符号は、非同期非コロケーテッドアンテナ（ｎｏｎ−ｃｏｌｌｏｃａｔｅｄ  ａｎｔｅｎｎａ）セッティングでは、一般に性能が悪い。たとえば、Ａｌａｍｏｕｔｉ符号が、２送信アンテナ１受信アンテナシステムの最良の時空間ブロック符号であることが知られている。Ａｌａｍｏｕｔｉ符号は、同期セッティングにおいてフルレート、フルダイバーシティ、最大コーディング利得、及び記号ごとの復号を提供するが、２つの基地局によって送信される信号の間に受信器側で１サンプルの相対遅延オフセットがある場合に、空間ダイバーシティを提供しない。この観察は、同期セッティング用に最適化された符号が、一般に、異なる基地局から送信された信号の到着時間における相対遅延オフセットの存在の下で性能が低いという点で、より一般的である。Ａｌａｍｏｕｔｉ符号に関するさらなる情報については、Ｓ．  Ｍ．  Ａｌａｍｏｕｔｉ、「Ａ  ｓｉｍｐｌｅ  ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ  ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ  ｓｃｈｅｍｅ  ｆｏｒ  ｗｉｒｅｌｅｓｓ  ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ」、ＩＥＥＥ  Ｊｏｕｒｎａｌ  Ｓｅｌｅｃｔｅｄ  Ａｒｅａｓ  ｉｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、１４５１〜１４５８頁、１９９８年１０月を参照されたい。
【０００７】
[0007]ｎ個の潜在的に非同期の基地局から受信器に送信する設計の１クラスが、Ｓ．  Ｗｅｉ、Ｄ．  Ｇｏｅｃｋｅｌ、及びＭ．  Ｖａｌｅｎｔｉ、「Ａｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ  ｃｏｏｐｅｒａｔｉｖｅ  ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ」、Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ  Ｃｏｎｆ．  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  Ｓｃｉｅｎｃｅｓ  ａｎｄ  Ｓｙｓｔｅｍｓ、Ｐｒｉｎｃｅｔｏｎ  Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ、２００４年３月で提示された。提案された方法は、記号レートを減らさずにＢＰＳＫ変調を用いる時空間ブロックコーディングを使用する。結果のフルレート方式は、遅延オフセットに関わりなく（ただし、所定の値Ｌを超えないならば）受信器でフルダイバーシティを提供できるようになるために受信器でのＶｉｔｅｒｂｉ復号器の存在に頼る。フルレートフルダイバーシティ方式であるにもかかわらず、この技法は、複数の重要な制限を固有に提示する。第１に、フル空間ダイバーシティを得るのに必要な、提案されるアルゴリズムのデータブロックサイズ及び復号の複雑さは、両方とも、遅延パラメータＬの指数関数であり、したがって、復号の複雑さ及び遅延は、送信基地局の数が増えるにつれて、急速に非常に不経済となる。第２に、１つの記号がチャネル使用ごとに通信されるという意味でフルレートではあるが、これらの方式は、ＢＰＳＫ変調（実数値変調方式であり、使用可能な自由度のうちの半分だけを使用する）と共にのみ働き、その結果、この方式のレートは、ハーフレートＱＰＳＫ方式（記号を変調するのに複素平面の両方の次元を使用する）と同等である。
【０００８】
[0008]もう１つのクラスの手法は、最大の許容可能な相対遅延オフセットＬに従属する相対遅延にかわかりなくフルダイバーシティを提供するように設計された時空間トレリス符号設計を活用する。これらの符号は、相対遅延セットに関わりなく行列がフルダイバーシティを提供することを保証するシフト−フルランク行列に基づく構成を活用する。これらの符号は、データレートの小さいオーバーヘッドだけを伴う相対遅延のセットに従属するフルダイバーシティを提供するが、これらの設計は、ある重要な制限を有する。第１に、これらの設計の復号の複雑さは、アンテナの個数とパラメータＬとの両方において指数関数的である。第２に、この設計は、変調方式固有である。最後に、これらの設計は、記号持続時間の整数倍数である相対遅延オフセットに従属するフルダイバーシティを提供することが保証される。しかし、厳密にいって、記号持続時間の分数である相対遅延に関する保証はない。
【０００９】
[0009]任意のＳＴＢＣ用の最適復号器の復号の複雑さは、合同で符号化される記号の個数ｋの指数であるが、はるかにより少ない複雑さを有する設計が存在する。直交時空間符号（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  ｓｐａｃｅ−ｔｉｍｅ  ｃｏｄｅ、ＯＳＴＢＣ）と称する１つのそのような魅力的なクラスの設計は、フルダイバーシティを提供できるが、その最適復号は、（線形処理とそれに続く）記号ごとの復号に切り離される。フルレートＯＳＴＢＣは、２送信アンテナシステムについてのみ存在する。３つ以上のアンテナについて、レートは、３／４記号／毎チャネル使用を超えることができない。このレートは、ｎ＝３及びｎ＝４のアンテナについて達成可能である。４つを越えるアンテナについて、最高レートＯＳＴＢＣは、一般に未知である。一般に、１／２記号／チャネル使用と等しいレートが、必ず達成可能であるが、しばしば、より高いレートは、ｎの特定の値についても達成可能である可能性がある。
【００１０】
[0010]複数の基地局から共通のオーディオ／ビデオ情報を放送するのに欧州で使用されてきたシステムのクラスは、単一周波数ネットワーク（ＳＦＮ）概念（たとえば、Ｊ．  Ｈ．  ＳＴＯＴＴ，  Ｊ．Ｈ．、１９９６、「Ｔｈｅ  ＤＶＢ  ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ  （ＤＶＢ−Ｔ）  ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎ  ａｎｄ  ｉｔｓ  ｉｍｐｌｅｍｅｎｔａｔｉｏｎ  ｉｎ  ａ  ｐｒａｃｔｉｃａｌ  ｍｏｄｅｍ」、Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ  ｏｆ  ｔｈｅ  １９９６  Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ  Ｃｏｎｖｅｎｔｉｏｎ、ＩＥＥ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ  Ｐｕｂｌｉｃａｔｉｏｎ  Ｎｏ．  ４２８、２５５〜２６０頁、１９９６年９月を参照されたい）の傘の下でコーディングされたＯＦＤＭ伝送を活用している。これらのシステムは、放送する基地局のそれぞれからの共通のコーディングされたＯＦＤＭベースの伝送を使用する。ＯＦＤＭベースの伝送は、多数の信号の非同期受信を可能にし、高められたカバレッジを提供する。しかし、すべての基地局が、情報を担持する信号の同一のコーディングされた版を送信するので、ＳＦＮシステムは、一般に、フル送信基地局ダイバーシティを提供しない（そのいくつかの形は、制限されてはいるが、マルチパスダイバーシティとして使用可能である）。
【００１１】
[0011]あるクラスの方式は、ＯＦＤＭを伴う時空間ビット−インターリーブドコーディングされた変調システムを含み、空間ダイバーシティの提供と非同期伝送への対処との両方が可能である。これらの方式は、フルダイバーシティ及び非常によいデータレートを提供することができるが、そのような方式の復号器の複雑さが、すべての基地局にまたがって使用される送信アンテナの個数及び使用される変調方式のビット数／毎記号に伴って指数関数的に増加するので不利である。
【発明の概要】
【００１２】
[0012]本明細書では、複数の局からの非同期時空間コーディングされた伝送の方法及び装置を提供する。一実施形態で、この方法は、１つ又は複数の端末と、直交時空間ブロック符号を使用して１つ又は複数の端末に情報担持信号を無線通信する少なくとも２つの基地局とを備える。一実施形態で、提案される符号は、別個の送信基地局から送信される信号の間の非同期信号受信の存在下であっても、受信器で「直交性」を維持する。
【００１３】
[0013]本発明は、本発明のさまざまな実施形態の、下で与える詳細な説明及び添付図面からより十分に理解されるが、この説明及び図面は、本発明を特定の実施形態に限定するものと解釈されてはならず、説明及び理解のみのためのものである。
【本発明の詳細な説明】
【００１４】
[0024]複数の基地局から１つ又は複数の指定された移動受信器へ記号の情報担持ストリームを伝送する方法及び装置を開示する。一実施形態で、伝送は、すべての送信する基地局にまたがって時空間ブロック符号を使用することによって達成される。時空間ブロック符号は、ある基地局によって送信される情報記号の各ブロックが、送信のための基地局固有のサンプルのブロックに符号化される、ブロックごとの符号化及び伝送方法である。一実施形態で、時空間符号は、別個の基地局によって送信される信号がモバイルで非同期にすなわち互いに関して相対的に遅延されて受信される場合であっても、すべてのモバイルでのデータ復号を可能にする。
【００１５】
[0025]本明細書で開示される符号は、他の使用可能な形のダイバーシティを収穫するように設計された、より精巧な符号化システムの内側符号構成要素としてすぐに使用することができる。
【００１６】
[0026]本明細書で説明する技法は、（ｉ）（単一基地局）複数送信アンテナシステムに使用される既存の時空間ブロック符号の組織的変換のセットを介する非同期セッティング用の時空間ブロック符号の組織的構成、（ｉｉ）入力データ記号の各ブロックが送信のためにデータサンプルの（基地局固有）ブロックにマッピングされる、ブロック記号符号化、（ｉｉｉ）集約非同期受信信号、チャネル応答係数の推定値、及び相対信号伝送遅延の推定値に基づく各移動受信器でのデータ復号を含むが、これらに限定はされない。
【００１７】
[0027]次の説明では、本発明のより完全な説明を提供するために、多数の詳細を示す。しかし、当業者には、これらの特定の詳細なしで本発明を実践できることは明白であろう。他の場合には、周知の構造及びデバイスは、本発明を不明瞭にすることを避けるために、詳細にではなくブロック図形式で示す。
【００１８】
[0028]次の詳細な説明のいくつかの部分は、コンピュータメモリ内のデータビットに対する操作のアルゴリズム及び記号表現に関して提示される。これらのアルゴリズム的説明及び表現は、データ処理技術の当業者が、彼らの成果の実質をデータ処理技術の他の当業者に最も効率的に伝えるのに使用する手段である。アルゴリズムは、本明細書では、及び一般に、所望の結果につながるステップの自己完結的シーケンスと考えられる。これらのステップは、物理的量の物理的操作を必要とするステップである。必ずではないが通常、これらの量は、格納、転送、組合せ、比較、及び他の形の操作が可能な電気信号又は磁気信号の形をとる。時々、これらの信号をビット、値、要素、記号、文字、項、数、又は類似物と呼ぶことが、主に一般的使用の理由から便利であることがわかっている。
【００１９】
[0029]しかし、これら及び類似する用語のすべてが、適当な物理的量に関連付けられねばならず、これらの量に適用される単に便利なラベルであることに留意されたい。次の議論から明白なとおり、そうではないと特に申し立てられない限り、この説明全体を通じて、「処理」、「コンピューティング」、「計算」、「判定」、「表示」、又は類似物などの用語を利用する議論は、コンピュータシステムのレジスタ及びメモリ内の物理的（電子）量として表されたデータを操作し、コンピュータシステムメモリ又はレジスタ或いは他のそのような情報記憶デバイス、情報伝送デバイス、又は情報表示デバイス内の物理的量として同様に表される他のデータに変換する、コンピュータシステム又は類似する電子コンピューティングデバイスの動作及び処理を指すことを了解されたい。
【００２０】
[0030]本発明は、本明細書の動作を実行する装置にも関する。この装置は、必要な目的のために特に構成することができ、或いは、コンピュータに格納されたコンピュータプログラムによって選択的に活動化されるか再構成される汎用コンピュータを含むことができる。そのようなコンピュータプログラムは、フロッピディスク、光ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、及び光磁気ディスクを含む任意のタイプのディスク、読取専用メモリ（ＲＯＭ）、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、ＥＰＲＯＭ、ＥＥＰＲＯＭ、磁気カード、光カード、又は電子命令を格納するのに適する、それぞれがコンピュータシステムバスに結合された任意のタイプの媒体などであるがこれらに限定はされないコンピュータ可読記憶媒体に格納することができる。
【００２１】
[0031]本明細書で提示されるアルゴリズム及び表示は、任意の特定のコンピュータ又は他の装置に固有に関係付けられたものではない。さまざまな汎用システムを、本明細書の教示に従うプログラムと共に使用することができ、或いは、必要な方法のステップを実行するためにより特殊化された装置を構成することが、便利であるとわかる場合がある。さまざまなこれらのシステムの必要な構造は、下の説明から明白になる。さらに、本発明は、特定のプログラミング言語に関して説明されるのではない。さまざまなプログラミング言語を使用して、本明細書で説明される本発明の教示を実施できることを了解されたい。
【００２２】
[0032]機械可読媒体は、機械（たとえば、コンピュータ）によって可読の形で情報を格納するか伝送するすべての機構を含む。たとえば、機械可読媒体は、読取専用メモリ（「ＲＯＭ」）、ランダムアクセスメモリ（「ＲＡＭ」）、磁気ディスク記憶媒体、光記憶媒体、フラッシュメモリデバイス、電気的、光学的、音響的、又は他の形の伝搬される信号（たとえば、搬送波、赤外線信号、ディジタル信号など）などを含む。
【００２３】
概要
[0033]相対遅延オフセットを伴う受信のために別個の基地局から信号を送信するのに直交時空間ブロック符号を使用する技法を開示する。一実施形態で、相対遅延オフセットの最大値が所定のパラメータＬを超えないと仮定して、非同期セッティングについてフルダイバーシティ、記号ごとの復号、及びよいコーディング利得を提供する新しい時空間符号を構成する。一実施形態で、ベースライン直交符号のメモリより大きいブロック内のデータは、より低いレートで符号化され、これによって、信号空間の次元を増やし、最大相対遅延が多くともＬサンプルである場合に、対をなす相対遅延オフセットの任意のセットについてダイバーシティ利益を実現することを可能にする。また、同期セッティングが直交時空間符号送信、フルダイバーシティ、及び記号ごとの復号を入手するための直交符号の組織的変換が、データレート及び遅延を犠牲にして、最大の許容可能なＬまでのすべての相対遅延オフセットについて提供される。この変換は、ベースライン直交時空間ブロック符号行列内の要素のそれぞれを、適切に設計されたベクトルに組織的に置換することによって、新しい時空間ブロック符号行列を構成する。ゆっくりと時間変動するチャネルでは、結果の符号は、付随する同期時空間ブロック符号と比較して、レートにおける少ない損失だけをこうむる可能性がある。新しい時空間ブロック符号を処理する記号ごとの復号器をも開示する。
【００２４】
非同期直交時空間ブロック符号
[0034]一実施形態で、非同期直交時空間ブロック符号が、符号化及び送信方法で使用される。一実施形態で、入力は、最大相対遅延（整数）パラメータＬ０、ブロッキング（整数）パラメータＮ、及びｎ個の送信アンテナ用の直交時空間ブロック符号を含み、この直交時空間ブロック符号は、ｋ個の情報担持記号のブロックを送信のためにｔ個のサンプルのブロック（送信アンテナあたり）に符号化する。あるクラスの時空間ブロック符号を、ｎ個の送信基地局のシステムについて使用することができる。一実施形態で、各そのような時空間ブロック符号は、Ｋ個（ＫはＮｋ（Ｎかけるｋ）と等しい）の記号のブロックを、送信のためにＴ個のサンプルのブロック（送信基地局あたり）に符号化するのに使用され、Ｔは、ｔ（ｎ＋Ｌ）（すなわち、ｔにＮとＬとの合計をかける）と等しく、Ｌの値は、Ｌ０の値及び他のシステムパラメータによって決定される。これらの符号のそれぞれは、別個の基地局から到着する信号の間の最大相対遅延がＬ０かける記号シグナリング周期を超えないならば、複雑さの少ない信頼できる復号を可能にする。
【００２５】
[0035]これらのシグナリング方法は、送信基地局が、異なる基地局によって送信される信号の到着の相対遅延を知ることを必要としないことに留意されたい。
【００２６】
基地局及びシステムの実施形態
[0036]一実施形態で、あるクラスの時空間ブロック符号が、基地局のセットから１つ又は複数の受信器への無線チャネルを介する共通情報の信頼できる送信を可能にするために、関連するトランシーバと共に使用される。一実施形態で、トランシーバは、送信の間の最大相対遅延が先験的に判定された値を超えないならば、異なる基地局から送信される信号の受信の相対遅延の任意のセットを伴う場合であっても、送信を同期化する必要なしに基地局のセットから別個の符号化を送信することによって、共通情報信号の信頼できる伝送を達成する。
【００２７】
[0037]一実施形態で、トランシーバは、ｎ個の送信する基地局から１つ又は複数の受信器への記号ストリームの非同期の信頼できる通信を提供するように動作し、ここで、各送信する基地局は、受信器（１つ又は複数）に通信される使用可能な同一の情報担持記号ストリームを有する。一実施形態で、システム内の複数の基地局が、本明細書で「誘導」符号（ｉｎｄｕｃｅｄ  ｃｏｄｅ）と称する直交時空間ブロック符号を使用する。一実施形態で、誘導ＯＳＴＢＣは、本明細書で「ベースライン」符号と称する複数送信アンテナ直交時空間ブロック符号の組織的変換を介して生成される。
【００２８】
[0038]一実施形態で（誘導）ｎ個送信基地局時空間ブロック符号は、既存（ベースライン）ｎ個送信アンテナＯＳＴＢＣに組織的変換を適用することによって生成される。より具体的に言うと、一実施形態で、各基地局が単一の信号送信アンテナを有する、ｎ個の送信基地局システムの時空間ブロック符号を設計するために、ベースラインｋ×ｔ×ｎ直交時空間ブロック符号（すなわち、ｎ個の（コロケーテッド）アンテナにまたがって、ある時刻のｋ個の情報記号をｔ個のタイムスロットのブロックに符号化するＯＳＴＢＣ）が使用される。そのようなベースライン符号、複数の基地局から受信される信号の最大の許容可能な相対遅延、及びブロッキング整数パラメータＮとすると、ｎ個の単一アンテナ送信基地局にまたがって、ある時刻のＫ個の情報記号をＴ個のタイムスロットのブロックに符号化するＫ×Ｔ×ｎ誘導ＯＳＴＢＣが生成される。符号は、データ記号のシーケンスを与えられて、送信されようとしている（各アンテナを介して経時的に）サンプルを規定するマッピングである。ブロック符号は、ある時刻の記号のブロック内のコーディングを行い、ｋ個の記号の（任意の）セットが送信されるならば、符号は、送信される（経時的にアンテナを介して）ものを規定する。一実施形態で、ブロック符号の選択（マッピング）は、１回、信号送信の前に実行される。一例として、図９のシステムを検討されたい。ベースライン符号としてＡｌａｍｏｕｔｉ符号を使用することによって、新しい誘導符号が設計される（先験的に１回）。新しい誘導符号は、図４に示された通りであり、ここで、さらに、Ｆが、逆ＤＦＴ行列（ユニタリになるように正規化される）になるように選択され、Ｕが、時間反転行列になるように選択される。送信する基地局のそれぞれでの誘導ＯＳＴＢＣの結果の選択のための符号器の実施態様は、図９に示された通りである。一実施形態で、整数Ｋ及びＴの値は、次のように決定される。整数Ｋは、Ｎかけるｋと等しく、これは、ベースライン符号によって符号化されるスカラ記号ごとに、誘導符号がＮ個の記号のベクトルを符号化することを意味する。誘導符号は、一時にＫ個の記号をＴサンプル／毎送信基地局のブロックに符号化し、ここで、Ｔは、ｔ（Ｎ＋Ｌ）（すなわち、ｔにＮとＬとの合計をかけたもの）と等しく、Ｌは、最大の許容可能な相対遅延の制約を満足するように選択される。具体的に言うと、誘導符号が、別個の基地局から送信された任意の２つの信号の間の相対受信遅延がＬ０かける記号シグナリング周期を超えない時に必ず信頼できる非同期通信を可能にすると期待される（Ｌ０は、事前に決定される設計パラメータを表す）と仮定すると、Ｌの値は、Ｌ０に所定のモデム依存定数Ｌδを加えたものと等しくなるようにセットされる。この誘導符号、符号器によって実行される符号化方式の一実施形態、並びに符号器によって実行される対応する復号方式を使用することによって、送信する基地局からの受信信号のすべての対の間の最大相対遅延が多くともＬ０かける記号シグナリング周期であるならば、ｎ個の送信する基地局のセット内で使用可能なフル送信基地局ダイバーシティがもたらされる。
【００２９】
[0039]受信器での復号について、その受信器での相対サンプリング遅延のセットの知識、ｎ個のフェージングチャネル係数の知識（実際には推定値）、及びＯＳＴＢＣ構造を与えられると、受信器は、受信信号の線形変換及びそれに続く記号ごとの復号を実行する。誘導符号ベースのシステム（当該のシステム）の復号動作が、ベースライン符号システムの復号動作とは異なることに留意されたい。各事例で、復号器は、使用される特定の符号に従って動作するが、チャネルモデル（同期対非同期、フラットフェージング対周波数選択的フェージングなど）及び受信器でチャネルに関して知られていることにも依存する。一般的な時空間符号について、「最良の」（信頼性すなわち誤りの確率に関して）検出器は、原理的には判定することができるが、実際には実施が複雑すぎる可能性があることに留意されたい。直交符号の場合に、この検出器は、フラットフェージング同期チャネル上で単純であり、（ｉ）情報ベクトルのサイズのベクトルを生じる、受信された列の線形演算（行列乗算）、及び（ｉｉ）記号ごとの復号であり、符号によって送信された情報ベクトル内の第ｉ記号は、（ｉ）の線形演算によって生成されたベクトルの第ｉサンプルから直接に復号される。誘導符号の最良の検出器は、同期チャネルについても（ｉ）／（ｉｉ）の形であるが、非同期（フラットフェージング）チャネルについてもそうである（最大相対遅延まで）。（ｉ）の線形演算は、誘導符号について、ベースライン符号とは異なる。さらに、誘導符号の場合に、（ｉ）の線形演算は、符号に依存するだけではなく、チャネル特性並びに実際の相対遅延にも依存する（図１０を参照されたい）。
【００３０】
[0040]上で提示した誘導符号は、それぞれが単一のアンテナを有するｎ個の送信基地局を伴うセッティングに関するが、同一の誘導符号を、各基地局に任意の個数の送信アンテナがある、他のセッティングで適用することができる。この場合に、「ｎ」は、システム内のアンテナの総数を表す。たとえば、情報担持信号が、３つの基地局から送信され、基地局１及び２が、それぞれ２つの送信アンテナを有し、基地局３が、４つの送信アンテナを有する場合に、「ｎ」は８と等しい。
【００３１】
[0041]図１及び２に、それぞれベースラインＯＳＴＢＣ及び誘導ＯＳＴＢＣの通常の高水準符号器実施態様を示す。図１では、ｘ（１），ｘ（２），…，ｘ（ｋ）が、ベースラインＯＳＴＢＣに入力されるｋ個のスカラ複素数値情報担持記号の通常のブロックを表すのに使用される。符号器１０１は、情報担持記号ｘ（ｋ），…，ｘ（２），ｘ（１）を受け取る。そのような入力のセットを与えられると、ベースライン符号器１０１は、下に表された、次元ｔ×ｎの行列Ｂによって表されるベースライン符号を生成する。
Ｂ＝Ｂ（ｘ（１），ｘ（２），…，ｘ（ｋ））＝［ｂ１  ｂ２  …  ｂｎ］
【００３２】
[0042]符号器１０１は、第ｉ送信アンテナに関連するベースライン符号の出力ベクトル（次元「ｔ」の）を生成する。これを下に示す。
ｂｉ＝ｂｉ（ｘ（１），ｘ（２），…，ｘ（ｋ））＝［ｂｉ（１）  ｂｉ（２）  …  ｂｉ（ｔ）］Ｔ
図１に示されているように、Ｂの第（ｊ，ｉ）要素は、ベースライン符号を利用するｎ個の送信アンテナシステムのコンテキストで、アンテナｉによって時刻ｊに送信されるサンプルを表す。したがって、符号器１０１は、ｂｉ（ｎ）を出力し、これは、第ｉ送信アンテナ上のベースライン符号の第ｎ出力サンプルを表す。たとえば、符号器１０１は、送信アンテナ１０３１への出力（モデム１０２１１を介する）を生成し、これは、ｂ１（ｔ），…，ｂ１（２），ｂ１（１）と表される。同一のことを、その秒の第ｎ送信アンテナを介する送信のための符号器１０１からのベースライン符号の他の出力サンプルのそれぞれについて言うことができる。
【００３３】
[0043]同様に、図２では、ｓ（１），ｓ（２），…，ｓ（ｋ）が、本発明の一実施形態による誘導ＯＳＴＢＣに入力される次元Ｎのｋ個の情報担持記号入力ベクトルの通常のブロックを表す。第ｉベクトルｓ（ｉ）は、誘導符号のＮ個のスカラ複素数値情報担持記号のベクトル（又はブロック）である（ここで、Ｎは、この構成でのブロッキング係数を表す）。そのような入力ベクトルのセットを与えられると、誘導符号器２０１は、Ｔ行ｎ列の行列Ｂによって表される誘導符号を生成し、ここで、Ｔは、ｔにＮとＬとの合計をかけたものと等しい。次元「Ｔ」×「ｎ」の誘導符号の出力行列Ｂは、次のように表すことができる。
Ｂ＝Ｂ（ｓ（１），ｓ（２），…，ｓ（ｋ））＝［ｂ１ ｂ２  …  ｂｎ］
図２に示されているように、Ｂの第（ｊ，ｉ）要素は、誘導符号を利用するｎ個の送信基地局のシステムのコンテキストで、第ｉ基地局によって時刻ｊに送信されるサンプルを表す。したがって、第ｉ送信基地局に関連する誘導符号の出力ベクトル（次元「Ｔ」の）は、次の通りである。
Ｂｉ＝ｂｉ（ｓ（１），ｓ（２），…，ｓ（ｋ））＝［ｂｉ（１）  ｂｉ（２）  …  ｂｉ（Ｔ）］Ｔ
より具体的には、情報担持記号ベクトルｓ（ｋ），…，ｓ（２），ｓ（１）に応答して、符号器２０１は、ｂｉ（Ｔ），…，ｂｉ（２），ｂｉ（１）を出力する。符号器２０１の出力は、モデム２０２によって受け取られ、これによって、これらの記号が、第ｉ基地局で送信アンテナ２０３を介して送信される。
【００３４】
[0044]一実施形態で、誘導直交時空間ブロック符号Ｂは、関連するベースライン符号Ｂの要素の組織的変換によって生成される。より具体的には、一実施形態で、ベースラインＯＳＴＢＣの各項目は、（ｉ）値０、（ｉｉ）ｋ個の入力記号のうちの１つ、（ｉｉｉ）ｋ個の入力記号をネゲートしたもののうちの１つ、（ｉｖ）入力記号の複素共役、（ｖ）入力記号の複素共役の負数のうちの１つと等しい。したがって、誘導ＯＳＴＢＣを生成するために、当初に、Ｂに入力される第ｍベクトルｓ（ｍ）が、Ｂに入力される第ｍスカラ（すなわち、ｘ（ｍ））と対にされる。次に、Ｂの各項目を、下の表１で指定されるルールに従って次元Ｎ＋Ｌのベクトルに置換することによって、ＢからＢを生成する。
【表１】
2010509805.tif 000003
上の表１を参照すると、ベースラインＯＳＴＢＣからの誘導ＯＳＴＢＣの組織的構成が示されている。ベースラインＯＳＴＢＣ行列Ｂ内の各情報担持記号ｘ（ｍ）が、誘導符号Ｂ内の次元Ｎの情報担持記号のベクトルｓ（ｍ）に関連付けられる。誘導行列Ｂを構成するために、オリジナルＯＳＴＢＣ行列Ｂの各スカラ項目が、上の表に従って、次元Ｎ＋Ｌのベクトル項目によって置換される。行列Ｆは、Ｎ行Ｎ列のユニタリ行列である。行列Ｇは、Ｎ＋Ｌ行Ｎ列を有する。この変換プロセスは、入力として次元Ｎのベクトルをとり、次元Ｎ＋Ｌのベクトルを作り、ここで、出力ベクトルの最後のＮ個の項目は、入力ベクトルの項目（同一順序の）であり、出力ベクトルの最初のＬ個の項目は、入力ベクトルの最後のＬ個の項目（同一順序の）である。行列Ｕは、Ｕ＝ΦＶΦＨの形であり、Φは、次元ＮのＤＦＴ行列であり、Ｖは、図３に示された形を有するＮ行Ｎ列の行列である。最後に、上付きの「＊」及び「Ｈ」は、それぞれ、要素ごとの共役演算及びエルミート（共役転置）演算を表す。これらの演算に関するさらなる情報については、Ｒ．  Ａ．  Ｈｏｒｎ及びＣ．  Ｒ．  Ｊｏｈｎｓｏｎ、「Ｍａｔｒｉｘ  Ａｎａｌｙｓｉｓ」、Ｃａｍｂｒｉｄｇｅ  Ｕｎｉｖ．  Ｐｒｅｓｓ、米国ニューヨーク州、１９９４年を参照されたい。
【００３５】
[0045]表１に示されているように、Ｂを生成するためにＢの要素を置換する次元Ｎ＋Ｌのすべてのベクトルは、共役演算又は線形演算を介して生成される。一実施形態で、これらの変換に使用される行列Ｆ及びＵは、結果の誘導ＯＳＴＢＣが所望の特性を有することを保証する構造を有するように制限される。具体的に言うと、Ｆは、Ｎ行Ｎ列のユニタリ行列である。行列Ｕも、Ｎ行Ｎ列を有し、やはりユニタリである。さらに、Ｕは、Ｕ＝ΦＶΦＨの形を有し、Φは、Ｎ行Ｎ列のＤＦＴ行列であり、Ｖは、図３に示された形を有するＮ行Ｎ列の行列であり、各ｖｉは、１と等しい大きさを有する複素数である。
【００３６】
[0046]表１による誘導ＯＳＴＢＣを構成する方法の一実施形態を、下で与える。まず、Ｂの第（ｉ，ｊ）項目（あるｉ及びｊについて）が、ｍのいくつかの値についてｘ（ｍ）と等しい場合を検討されたい。この場合に、一実施形態で、この項目は、１）ベクトルｓ（ｍ）に行列Ｆをかけることによって次元Ｎの中間ベクトルｚ（ｍ）を生成することと、２）ベクトルｖ（ｍ）を作るためにｚ（ｍ）にＬサンプルの循環プレフィックスを追加することと（すなわち、次元Ｎ＋Ｌのベクトルｖ（ｍ）を生成すること、ここで、ｖ（ｍ）の最初のＬ個の項目は、ｚ（ｍ）の最後のＬ個の項目であり、ｖ（ｍ）の最後のＮ個の項目は、ｚ（ｍ）の項目である（同一順序の））、３）Ｂの第（ｉ，ｊ）項目（仮定によってｘ（ｍ）と等しい）をｖ（ｍ）に置換することとによって生成される次元Ｎ＋Ｌのベクトルｖ（ｍ）によって置換される。
【００３７】
[0047]次に、Ｂの第（ｉ，ｊ）項目が（いくつかのｉ及びｊについて）、ｍのいくつかの値についてｘ（ｍ）の共役と等しい場合を検討されたい。この場合に、一実施形態で、この項目は、１）ベクトルｓ（ｍ）の要素ごとの複素共役に行列Ｆ＊（行列Ｆの要素ごとの複素共役である）をかけることによって、次元Ｎの中間ベクトルｚ（ｍ）を生成することと、２）ベクトルｚ（ｍ）に行列Ｕ＊（行列Ｕの要素ごとの複素共役である）をかけることによって、次元Ｎの中間ベクトルｄ（ｍ）を生成することと、３）ベクトルｕ（ｍ）を作るためすなわち、次元Ｎ＋Ｌのベクトルｕ（ｍ）を生成するために（ここで、ｕ（ｍ）の最初のＬ個の項目は、ｄ（ｍ）の最後のＬ個の項目であり、ｕ（ｍ）の最後のＮ個の項目は、ｄ（ｍ）の項目（同一順序の）である）、Ｌサンプルの循環プレフィックスをｄ（ｍ）に追加することと、Ｂの第（ｉ，ｊ）項目（仮定によってｘ（ｍ）の複素共役と等しい）をｕ（ｍ）に置換することとによって生成される次元Ｎ＋Ｌのベクトルｕ（ｍ）によって置換される。
【００３８】
[0048]同様に、表１によれば、ｘ（ｍ）の負数と等しいＢの項目は、上で構成されたベクトルｖ（ｍ）の負数によって置換され、ｘ（ｍ）の複素共役の負数と等しいＢの項目は、上で構成されたベクトルｕ（ｍ）の負数によって置換される。最後に、０と等しいＢの各項目は、次元Ｎ＋Ｌのすべて０のベクトルによって置換される。結果のＯＳＴＢＣは、Ｔ個のタイムスロットにまたがって（各基地局で）Ｋ（Ｎかけるｋと等しい）個のスカラ複素数値情報担持記号を符号化し、ここで、Ｔは、ｔにＮとＬとの合計をかけたものと等しい。その結果、誘導ＯＳＴＢＣのレート（Ｋ割るＴと等しい）は、ベースラインＯＳＴＢＣの分数Ｎ／（Ｎ＋Ｌ）（すなわち、ＮをＮとＬとの合計で割ったもの）である。
【００３９】
[0049]図４に、各基地局が基地局あたり単一の送信アンテナを有し、Ａｌａｍｏｕｔｉ符号を使用する、２つの送信基地局のシステムと共に使用される符号の生成の特殊な事例を示す。図４を参照すると、ベースラインＡｌａｍｏｕｔｉ符号（上の行列Ｂを介して描かれている）は、２つのタイムスロット及び２つのアンテナを介して２つの記号ｘ（１）及びｘ（２）をコーディングする。具体的に言うと、第１タイムスロットには、第ｉアンテナ（ｉ＝１，２）が記号ｘ（ｉ）を送信し、第２タイムスロットには、第１アンテナがｘ（２）の複素共役を送信し、第２アンテナがｘ（１）の複素共役の負数を送信する。誘導符号は、上の行列Ｂを用いて示されている。一実施形態で、第ｉ基地局（ｉ＝１，２）によってタイムスロット１からＬ＋Ｎに送信される信号サンプルは、次のようにして記号の第ｉブロックｓ（ｉ）から構成される：（ｉ）ユニタリ変換Ｆをｓ（ｉ）に適用し、（ｉｉ）その出力の前に循環プレフィックスを付加する。一実施形態で、時刻Ｌ＋Ｎ＋１から２×（Ｌ＋Ｎ）に第１アンテナによって送信されるサンプルは、次のように生成される：（ｉ）ユニタリ変換Ｆをベクトルｓ（２）の要素ごとの共役に適用し、（ｉｉ）変換Ｕを結果のベクトルに適用し、（ｉｉｉ）次元Ｎの結果のベクトルの前にそのＬサンプル循環プレフィックスを付加する。時刻Ｌ＋Ｎ＋１から２×（Ｌ＋Ｎ）に第２アンテナによって送信されるサンプルは、Ｂに従って同様に構成される。Ａｌａｍｏｕｔｉ符号に関するさらなる情報については、Ｓ．Ｍ．  Ａｌａｍｏｕｔｉ、「Ａ  Ｓｉｍｐｌｅ  Ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ  Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ  Ｓｃｈｅｍｅ  ｆｏｒ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ」、ＩＥＥＥ  Ｊｏｕｒｎａｌ  Ｓｅｌｅｃｔｅｄ  Ａｒｅａｓ  ｉｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、１４５１〜１４５８頁、１９９８年１０月を参照されたい。
【００４０】
[0050]図５に、各基地局が単一の送信アンテナを使用する４つの送信基地局のシステムの符号構成を示す。ベースライン符号は、図５では行列Ｂによって示され、最大レート４送信アンテナＯＳＴＢＣである。関連する誘導時空間符号は、表１に従って構成され、行列Ｂによって示される。図５を参照すると、ベースラインＯＳＴＮＣすなわち行列Ｂは、３／４記号／チャネル使用のレートでアンテナあたり４サンプルにまたがって３つの記号を符号化し、関連する誘導ＯＳＴＢＣすなわちＢは、３／４かけるＮ／（Ｎ＋Ｌ）記号／チャネル使用のレートで４かける（Ｎ＋Ｌ）サンプル／毎基地局にまたがって一時に３かけるＮ個の記号を符号化する。この符号は、３送信基地局システムの組織的誘導ＯＳＴＢＣをも提供する（たとえば、Ｂの列のうちの１つを捨てることによって）。一実施形態で、この符号は、各基地局が２つの送信アンテナを有する２基地局システムのコンテキストで使用される。この場合に、Ｂの列１〜２は、一方の基地局の２つの送信アンテナに関連し、列３〜４は、他方の基地局の２つの送信アンテナに関連する。
【００４１】
[0051]一実施形態で、第ｉ基地局での符号化は、次のように実行される。第１に、符号器は、入力としてサイズＫ（ＫはＮかけるｋと等しい）の記号ベクトルｓをとり、ここで、この記号ベクトルは、送信される情報を表し、より以前のステージで生成されると仮定される。一実施形態で、パイロット（チャネル推定）フェーズでは、使用されるベクトルｓは、受信器で既知であると仮定され、データ伝送フェーズでは、ベクトルｓは、受信器に送信されるＫ個の記号のセットを表し、したがって、受信器には未知である。第２に、次元Ｋのベクトルｓが、それぞれが次元ｎのｋ個のベクトルｓ（１），ｓ（２），…，ｓ（ｋ）に区分される。第３に、第ｉ基地局が、誘導ＯＳＴＢＣ  Ｂに従って生成された次元Ｔのベクトルｂｉを送信し（Ｔは、ｔにＮとＬとの合計をかけたものと等しい）、ここで、ｂｉは、入力ｓ（１），ｓ（２），…，ｓ（ｋ）を用いて生成される行列Ｂの第ｉ列を表す。
【００４２】
[0052]一実施形態で、符号化プロセスは、正規化されたＤＦＴ行列、ユニタリ行列Ｆを使用して実行され、Ｕは、時間反転行列（すなわち、Ｕｘがｘの順序を反転した版を作るようになっている行列）である。その場合に、ベクトルＧＦｓ（ｍ）の送信は、入力ｓ（ｍ）を用いるＯＦＤＭ送信と同等である。より一般的に、送信されるベクトルｂｉは、それぞれが次元Ｎ＋Ｌのｔ個のベクトル（シーケンシャルに送信される）の集合であり、各ベクトルは、上の表１に従って、特定の入力ベクトル（次元Ｎの）に対するＯＦＤＭタイプの動作を介して構成される。
【００４３】
[0053]図６に、受信器で実行される記号検出アルゴリズムの一実施形態を示す。このアルゴリズムは、ゆっくり変化するフラットフェージングチャネル上のデータ伝送の場合に、情報担持ベクトルｓ（１），ｓ（２），…，ｓ（ｋ）の検出にたやすく適用することができるが、ゆっくりと時間変動する周波数選択的チャネル上の記号検出にも適用することができる。一実施形態で、このチャネルは、チャネルフェージング係数の正確な推定値を入手でき（パイロット推定フェーズを介して）、受信器が線形フィルタ（たとえば送信器パルス整形フィルタに整合された平方根二乗余弦パルス）とそれに続くボーレートサンプラ（調整可能なサンプリング時間を有する）からなる標準フロントエンドを使用するのに十分にゆっくりと変化している。ボーサンプラの出力では、受信器は、背景雑音内のすべての送信されたＯＳＴＢＣシーケンスの応答の線形重畳であるサンプルの使用可能なシーケンスを有する。
【００４４】
[0054]構成によって、送信する基地局から受信器へのチャネルの有効インパルス応答（ボーレートサンプラの出力で見られる）は、多くともＬδサンプル長と等しい。一実施形態で、定数Ｌδは、受信器フロントエンドフィルタを介するパルス整形波形（各符号器で使用される）の応答の「有効」持続時間（記号周期単位）によって決定される。平方根二乗余弦パルス整形フィルタ及び受信器フロントエンドフィルタが使用される時に、Ｌδの値は、使用されるロールオフファクタに依存し、通常は４と６との間である。さらに、任意の２つのそのようなチャネル応答のインパルス応答内の最初の非ゼロサンプルは、多くともＬ０サンプルだけ離れている（仮定されたＬ０最大相対遅延制約に起因して）。一実施形態では、チャネル推定フェーズで、送信の相対遅延の推定値が、チャネルフェージング係数の推定値と一緒に、まず入手される。
【００４５】
[0055]これらの推定値に基づいて、図６の受信器は、次の動作を実行する。
相対遅延推定値を与えられて、ブロック記号タイミング基準を判定し、受信され、サンプリングされたシーケンスを長さＴのブロックに区分する。一実施形態で、これらの動作は、受信器で実行され、タイミング回復動作及び同期化動作の一部である。概念上、相対遅延が最初に推定される。このために、送信アンテナは、受信器に既知のパイロット信号を介して、生成された時空間コーディングされたシーケンスを送信する。受信器は、アナログ線形フロントエンド（フロントエンドフィルタリング、復調、及びサンプリング）を有し、送信信号のサンプリング時間を推定し、再調整するために、送信信号の知識を使用し、この再調整は、タイミング回復の一部である動作である。非同期の場合に、送信アンテナごとに１つの、複数の相対遅延が推定される。次に、ｒ個のベクトルへのブロッキング（図６及び１０を参照されたい）が、任意のブロックの始めを最初に到着する送信信号の始めとして判定することによって規定される。これらの相対タイミング遅延は、時間と共にゆっくりと変化し、その結果、これらを、チャネルフェージング係数を推定するのに使用される標準的なパイロットによって支援されたチャネル推定フェーズを介して推定することができる（たとえば、図１０のτ（１）及びτ（２）は、ｈ（１）及びｈ（２）よりはるかに遅いレートで変化する）。この処理は、ブロックごとの基礎で実行される。変数ｒは、データの現在のブロックに関連する次元Ｔの同心サンプルの受信されたベクトルを表す。
ディバイダ６０１が、ｒを、それぞれ次元Ｎ＋Ｌのｔ個のベクトルｒ（１），ｒ（２），…，ｒ（ｔ）に区分する、すなわち、ｒ＝［ｒＴ（１）  ｒＴ（２）  …  ｒＴ（ｔ）］Ｔである。集合｛１，２，…，ｔ｝に含まれる整数ｍのそれぞれについて、プレフィックス除去ユニット６０２が、プレフィックスデータを除去することによって、ベクトルｒ（ｍ）の最後のＮ個の項目として、次元Ｎのベクトルｙ（ｍ）を構成する。コンバイナ６０３が、次元Ｎｔ（すなわち、Ｎかけるｔ）の（複素数値）ベクトルｙを構成する。一実施形態で、コンバイナ６０３は、すべてのｙ（ｉ）を付加することによってこのベクトルを構成する、すなわち、ｙ＝［ｙＴ（１）  ｙＴ（２）  …  ｙＴ（ｔ）］Ｔをセットする。コンバイナ６０４は、コンバイナ６０３の出力を使用して、次元２Ｎｔ（すなわち、２かけるＮかけるｔ）の実数値ベクトルＹを構成する。一実施形態で、コンバイナ６０４は、ｙの（要素ごとの）実部をｙの（要素ごとの）虚部と連結する。
フェージング係数、相対遅延、及び誘導符号構造の知識を与えられると、受信器は、実数値ベクトルＹをＹ＝ＨＳ＋Ｗの形で表せることを知り、ここで、Ｓは、ｓの（要素ごとの）実部とｓの（要素ごとの）虚部との連結と等しい次元２Ｋ（すなわち、２かけるＫ）の実数値のベクトルを表し、Ｈは、２Ｎｔ（すなわち、２かけるＮかけるｔ）行２Ｋ（すなわち、２かけるＫ）列の実数値行列を表し、フェージングチャネル係数、相対遅延、及び誘導符号構造の知識を与えられれば受信器でたやすく構成することができ、Ｗは、背景雑音及び他の形の干渉を表す次元２Ｎｔ（すなわち、２かけるＮかけるｔ）のベクトルである。受信信号をこの形で記述すること（したがって、行列Ｈの作成を含む関連する表現）は、当技術分野で周知の単純な操作である。
この情報を使用して、計算ユニット６０６は、Ｘ＝ＨＴＹを計算し、ここで、Ｘは、次元２Ｋ（２かけるＫ）の実数値ベクトルである。区分ユニット６０７は、Ｘを、Ｘ＝［ｘｒＴ  ｘｉＴ］Ｔとして、２つのＫ次元ベクトルｘｒ及びｘｉに区分する。次に、加算器６０８が、ｘ＝ｘｒ＋ｊｘｉとして複素数値Ｋ次元ベクトルｘを構成し、ここで、ｊは、数−１の平方根を表す。変換ユニット６０９は、ｘをＫ個のスカラのシーケンスに変換する。これは、ベクトルｘ（次元Ｋを有する）からＫ個のスカラ成分を抽出することによって達成される。スライサ６１０は、通信された記号ベクトルｓの（要素ごとの）推定値を判定するために、ベクトルｘから抽出されたスカラのそれぞれに対して記号ごと（要素ごと）の検出を実行し、これによって記号推定値６１１を入力する。
【００４６】
[0056]受信器の一実施形態では、受信器での相対遅延の推定値（チャネル推定フェーズを介して入手可能）が、受信器フロントエンドにあるボーレートサンプラのサンプリングタイミングを調整するのに使用される。そのような調整は、受信器性能の視点から、大きい利益を有する可能性がある。たとえば、２基地局システムが使用され、受信信号の間の相対遅延が記号周期の「半分」と等しい場合を検討されたい。ボーレートサンプラが、一方の送信の１／４サンプル「後」で他方の送信の１／４サンプル「前」であり、ボーレートサンプラが一方の送信と同期し他方の送信から１／２サンプル同期はずれである時にボーレートサンプラがより悪い値をとる場合に、受信器性能が改善され、潜在的に最適化されることを示すことができる。
【００４７】
[0057]もう１つの実施形態で、サンプル（図６に示された形のｒタイプベクトルに区分されている）のボーレートシーケンスが、（ダウンコンバートされた連続時間の）受信信号を、線形フロントエンドフィルタ（たとえば、平方根二乗余弦フィルタ）と、Ｍ倍オーバーサンプルシステム（Ｍは１より大きい整数であり、このシステムは、記号周期あたりＭ個のサンプルを保持する）と、離散時間ｎ０サンプル遅延システム（このシステムの出力は、ｎ０サンプルだけ遅延された、その入力である）と、Ｍによるデシメートシステム（このシステムは、入力シーケンスのＭ個おきのサンプルによってすべてを破棄することによって出力を生成する）とを含むシステムのカスケードに通すことによって生成される。この場合に、相対サンプリング時間の推定値（パイロットフェーズを介して受信器で入手可能）を使用して、復号器性能を最適化するために、デシメータの前のｎ０サンプル遅延システムの（整数）遅延パラメータｎ０を調整することができる。
【００４８】
２に基づく局実施形態の例
[0058]図７に、複数の基地局から移動受信器への非同期無線伝送を示す。図７を参照すると、複数の基地局７０２１〜ｎが示され、これらの基地局のそれぞれは、移動受信器７０３などの移動受信器と通信する複数のアンテナを有する。中央制御ユニット７０１が、基地局７０２１〜ｎを制御するために基地局７０２１〜ｎに通信可能に結合される。
【００４９】
[0059]図８は、基地局７０２１〜ｎのうちの１つによって通常のアンテナ要素での送信用の符号化に使用されるＯＦＤＭベースのＯＳＴＢＣ符号器の一実施形態のブロック図である。この実施形態では、ユニタリ行列Ｆが、（正規化された）逆ＤＦＴ行列である。図８を参照すると、この符号器は、入力として情報担持記号又はシステム内の外側符号によって生成されたサンプルをとる。符号化は、サイズＫのブロック内で実行され、Ｋは、ｋかけるＮと等しい。直列並列変換器８０１が、Ｋ個の記号の各ブロックをｋ個のサブブロックすなわち、それぞれがＮ個の記号を有する情報記号ベクトルｓ（１），ｓ（２），…，ｓ（ｋ）に分割する。次に、各ブロックが、図８に示されているように個別に処理され、スイッチ８２０１〜ｋ、８２１１〜ｋ、８２２１〜ｋ、及び８２３１〜ｋは、所与のアンテナ要素に関連するＯＳＴＢＣ列に従ってセットされる。具体的に言うと、スイッチ８２０１のセッティングに関わりなく、この符号器は、Ｎ点ＩＤＦＴをｋ個のサブブロックｓ（１）に適用する。スイッチ８２０１が下側経路にセットされている場合には、この符号器は、行列Ｕ  ８０３１を変換されたデータに射影する。一実施形態で、行列Ｕ  ８０３１は、時間反転行列である。この符号器は、変換されたデータを行列Ｕ  ８０３１に射影した結果に対して要素ごとの複素共役８０４１を実行する。スイッチ８２１１は、スイッチ８２０１と同一の経路（上側又は下側）にセットされる。選択された（上側又は下側の）経路からの結果は、その後、スイッチ８２２１の上側経路（及び８２３１の上側経路（必ずスイッチ８２２１と同一の経路にセットされる））を介して循環プレフィックスユニット８０６１へ、又はスイッチ８２２１の下側経路を介して「ネゲート」ブロック８０５１へ及びスイッチ８２３１の下側経路を介して循環プレフィックスユニット８０６１へのいずれかに向けられる。「ネゲート」ブロック８０５１〜ｋのそれぞれは、その出力で次元Ｎのベクトルを作り、このベクトルの第ｉ項目（ｉ＝１，２，３，…，Ｎ）は、入力ベクトルの第ｉ項目のマイナスと等しい。情報記号ベクトルの残りｓ（２），…，ｓ（ｋ）は、類似する形で処理される。
【００５０】
[0060]循環プレフィックスユニット８０６１〜ｋは、Ｎ＋Ｌサイズの処理ブロックを作成するために、Ｌサンプルの循環プレフィックスを挿入する。処理の後に、リオーダユニット８０７が、処理されたブロックを並べ変え、適当な場合に、所与のアンテナに関連する誘導時空間ブロック符号の列による指定に従って、ゼロベクトル（それぞれＮ＋Ｌ次元の）のブロックを挿入する。たとえば、実施される符号が、図５に示された誘導符号（この場合にはｋ＝３且つｎ＝４である）である場合に、行列の第２列に関連するアンテナの並べ変え動作は、まずプレフィックスユニット８０６２の出力を配置し、次にプレフィックスユニット８０６１の出力を配置し、次にＮ＋Ｌ個のゼロのベクトルを配置し、次にプレフィックスユニット８０６３の出力を配置するはずである。一実施形態で、図８のスイッチの位置及び並べ変え動作は、所与のアンテナ要素に関連するＯＦＤＭベースのＯＳＴＢＣの列によって規定される。
【００５１】
[0061]最後に、並べ変え／ゼロ挿入動作によって生成されたＴサンプルベクトルは、並列直列変換器８０８を介してモデム８０９に渡され、モデム８０９は、パルス整形、増幅、及びラジオ周波数（ＲＦ）への変調を、当技術分野で周知の形で実行する。その後、モデム８０９は、アンテナ要素８１０を介する送信のためにデータを送る。
【００５２】
[0062]図９の（Ａ）及び（Ｂ）に、２つの基地局の符号器を示す。図９の（Ａ）及び（Ｂ）は、それぞれが送信用の単一アンテナ要素を有する２つの基地局からの送信を伴う方式で、各基地局でのＯＦＤＭベースのＯＳＴＢＣ実施態様をサポートする。このシステムは、入力として、一時にＮ個の（複素数値スカラ）記号の２つのブロックをとる。
【００５３】
[0063]図９の（Ａ）を参照すると、この符号器は、直列並列変換器９０１を含み、この直列並列変換器９０１は、次元「Ｎ」の情報記号ベクトルのセットｓ（１）及びｓ（２）を受け取り、これらを並列の形に変換する。Ｎ点ＩＤＦＴ  ９０２が、情報記号ベクトルｓ（１）をＮ個の記号に変換する。循環プレフィックスユニット９０３が、ＬビットのプレフィックスをＮ個の記号に追加し、これによって、データのＮ＋Ｌセットを作成し、このセットが、並列直列変換器９０８に送られ、ここで、直列ストリームに変換される。
【００５４】
[0064]Ｎ点ＩＤＦＴ  ９０４は、情報記号ベクトルｓ（２）をＮ個の記号に変換する。次に、射影ユニット９０５が、Ｎ点ＩＤＦＴ変換９０４から出力された行列を行列Ｕに射影する。一実施形態で、行列Ｕは、時間反転行列である。共役ユニット９０６が、射影ユニット９０５の出力に対して共役演算を実行する。循環プリフェッチユニット９０７が、共役ユニット９０６の共役化された出力にＬ個の記号のプレフィックスを追加する。循環プレフィックスユニット９０７の出力は、並列直列変換器９０８に入力され、並列直列変換器９０８は、その並列入力のデータを直列の形に変換する。並列直列変換器９０８の出力は、モデム９０９に送られ、これによって、このデータがアンテナ９１０を介して送信される。
【００５５】
[0065]図９の（Ｂ）では、第２基地局の符号器を説明する。図９の（Ｂ）を参照すると、この符号器は、直列並列変換器９１１を含み、この直列並列変換器９１１は、次元「Ｎ」の情報記号ベクトルのセットを受け取り、これらを並列の形に変換する。Ｎ点ＩＤＦＴ  ９１２が、情報記号ベクトルｓ（２）をＮ個の記号に変換する。循環プレフィックスユニット９１３が、ＬビットのプレフィックスをＮ個の記号に追加し、これによって、データのＮ＋Ｌセットを作成し、このセットが、並列直列変換器９１８に送られ、ここで、直列ストリームに変換される。
【００５６】
[0066]Ｎ点ＩＤＦＴ  ９１４は、情報記号ベクトルｓ（１）をＮ個の記号に変換する。次に、射影ユニット９１５が、Ｎ点ＩＤＦＴ変換９１４から出力された行列を行列Ｕに射影する。一実施形態で、行列Ｕは、時間反転行列である。共役ユニット９１６が、射影ユニット９１５の出力に対して共役演算を実行する。循環プリフェッチユニット９１７が、共役ユニット９１６の共役化された出力にＬ個の記号のプレフィックスを追加する。循環プレフィックスユニット９１７の出力は、並列直列変換器９１８に入力され、並列直列変換器９１８は、その並列入力のデータを直列の形に変換する。並列直列変換器９１８の出力は、モデム９１９に送られ、これによって、このデータがアンテナ９２０を介して送信される。
【００５７】
[0067]図１０は、ＯＦＤＭベースの誘導ＯＳＴＢＣを使用する受信器のフロント−エンドの一実施形態を示すブロック図である。この受信器の動作は、単純である（すなわち、タイミング／同期化の問題がない）。
【００５８】
[0068]図１０を参照すると、スプリッタ１００１は、次元Ｋの情報担持ベクトルｓの送信に関連するＴ個の連続するサンプルのＴサンプルブロックを受け取り、これを次元Ｎ＋Ｌの２つのベクトルｒ（１）及びｒ（２）に分割する。一実施形態で、Ｔサンプルブロックは、ボーレートサンプラから出力される。プレフィックス破棄ユニット１００２及び１００２は、それぞれ、ベクトルｒ（１）及びｒ（２）のそれぞれからＬサンプルプレフィックスを除去し、次元Ｎであるベクトルｙ（１）及びｙ（２）をもたらす。ｙ（ｍ）の第ｉ項目が、ｒ（ｍ）の第「Ｌ＋ｉ」項目と等しいことに留意されたい。
【００５９】
[0069]Ｎ点ＤＦＴユニット１００５は、ベクトルｙ（１）にＮ点ＤＦＴを適用し、その結果を乗算器１０１５及び１０１６に送る。共役ユニット１００４は、ベクトルｙ（２）に対して共役化を実行する。ベクトルｙ（２）の共役が、ユニット１００６によって行列ＵＨに射影される。Ｎ点ＤＦＴユニット１００７は、ユニット１００６からのベクトル結果にＮ点ＤＦＴを適用し、その結果を乗算器１０１４及び１０１８に送る。
【００６０】
[0070]アンテナ１からの信号に関連する相対遅延（推定値）が、相対遅延応答フィルタ１００８のインパルス応答内のサンプル（ベクトル）を判定するのに使用される。結果のベクトル信号は、第１チャネルに関連するスケーリングフェージング係数（推定値）ｈ（１）によって要素ごとにスケーリングされる。Ｎ点ＤＦＴが、ユニット１００９によってその結果に適用される。Ｎ点ＤＦＴユニット１００９の出力は、共役ユニット１０３０及び乗算器１０１４に入力される。共役ユニット１０３０は、共役を判定し、これを乗算器１０１５に出力する。
【００６１】
[0071]乗算器１０１４及び１０１５の出力は、加算器１０１７及び１０１９の１つの入力に送られる。
【００６２】
[0072]アンテナ２からの信号に関連する相対遅延（推定値）が、相対遅延応答フィルタ１０１１のインパルス応答内のサンプル（ベクトル）を判定するのに使用される。結果のベクトル信号は、第２チャネルに関連するスケーリングフェージング係数（推定値）ｈ（２）によって要素ごとにスケーリングされる。Ｎ点ＤＦＴが、ユニット１０１２によってその結果に適用される。Ｎ点ＤＦＴユニット１０１２の出力は、共役ユニット１０１３及び乗算器１０１６に入力される。共役ユニット１０１３は、共役を判定し、これを乗算器１０１８に出力する。
【００６３】
[0073]乗算器１０１６及び１０１８の出力は、加算器１０１７及び１０１９の１つの入力に送られる。
【００６４】
[0074]加算器１０１７は、乗算器１０１４の出力から乗算器１０１６の出力を減算する。加算器１０１９は、乗算器１０１８の出力に乗算器１０１５の出力を加算する。
【００６５】
[0075]各加算器モジュール１０１７及び１０１９への（２つの）入力は、次元Ｎのベクトルである。出力は、要素ごとの和ベクトルすなわち、次元Ｎのベクトルであり、各項目は、入力ベクトルの関連する項目の和である。同様に、各乗算器への（２つの）入力も、次元Ｎのベクトルである。出力は、要素ごとの積ベクトルすなわち、次元Ｎのベクトルであり、各項目は、入力ベクトルの関連する項目の積である。最後に、各スカラ記号ごとの検出モジュール１０１９及び１０２０は、入力として次元Ｎのベクトルをとり、次元Ｎの検出された記号のベクトル（モジュール番号に応じてｓ（１）又はｓ（２）のいずれかの）を作る。より具体的には、記号ごとの検出モジュール１０１９及び１０２０は、入力ベクトル（このモジュールに入力される）の第ｉ要素だけに基づいて、各事例の検出されるベクトル（ｓ（１）又はｓ（２）のいずれか）の第ｉ要素を検出する。
【００６６】
[0076]本発明の実施形態の複数の利益がある。例示的リストは、次を含む。第１に、この方式は、到着の相対遅延のどれもがＬ０かける記号シグナリング周期という最大の許容可能な値を超えないならば、送信する基地局の間の相対遅延のすべてのセットについてフル「送信基地局」ダイバーシティを提供する。第２に、基礎になるベースライン同期直交設計と比較して、これらの方式によるコーディング利得の小さい損失だけがあり、損失は、Ｎ及びＬの値、異なる基地局からの信号の到着の相対遅延、及び受信器の相対サンプリングタイミングに依存する。第３に、複雑さが符号化される記号の個数及び最大の許容可能な相対遅延の指数関数である非同期時空間符号の他の既存の設計とは異なって、これらの技法は、高信頼性の記号ごとの復号を可能にする。具体的に言うと、記号ブロッキング係数Ｎが使用されるならば、復号の複雑さは、多くともＮ及びｋにおいて２次であり（ｋは送信基地局の個数を表す）、最大相対遅延係数Ｌ０と独立である。また、特定の変調方式に合わせて調整された他の既存の設計とは異なって、提案される技法は、たとえばＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、ＱＡＭ、及びＭ−ＰＳＫを含むがこれらに限定はされない任意の実数値の又は複素数値の変調方式に適用可能である。
【００６７】
[0077]本発明の多数の代替形態及び修正形態が、むろん、前述の説明を読んだ後に当業者に明白になるが、例証として図示され、説明された任意の特定の実施形態が、限定的と考えられることを全く意図されていないことを理解されたい。したがって、さまざまな実施形態の詳細への言及が、特許請求の範囲の範囲に限定されることを意図されてはおらず、特許請求の範囲自体は、本発明に必須と考えられる特徴のみを列挙するものである。
【図面の簡単な説明】
【００６８】
【図１】ベースライン時空間ブロック符号（ＯＳＴＢＣ）の高水準符号器の一実施形態を示すブロック図である。
【図２】誘導ＯＳＴＢＣの高水準符号器の一実施形態を示すブロック図である。
【図３】表１の行列Ｖの一実施形態の構造を示す図である。
【図４】単一の送信アンテナを有する２つの送信基地局システムの符号構成を示す図である。
【図５】各基地局が単一の送信アンテナを使用する４つの送信基地局システムの符号構成を示す図である。
【図６】誘導ＯＳＴＢＣ受信器のデータ復号構造を示すブロック図である。
【図７】非同期通信システムを示す図である。
【図８】基地局でのサンプルアンテナの符号化及び送信システムを示すブロック図である。
【図９】（Ａ）及び（Ｂ）は図４に示されたＯＳＴＢＣの２つの異なる基地局符号器の実施形態を示す図である。
【図１０】ＯＦＤＭベースの誘導ＯＳＴＢＣを使用する受信器のフロント−エンドの一実施形態を示すブロック図である。
【図１】
2010509805.tif 000004
【図２】
2010509805.tif 000005
【図３】
2010509805.tif 000006
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
2010509805.tif 000013
【手続補正書】
【提出日】平成21年6月25日(2009.6.25)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
１つ又は複数の端末と、
直交時空間ブロック符号を使用して前記１つ又は複数の端末に情報担持信号を無線通信する少なくとも２つの基地局と
を備える無線通信システム。
【請求項２】
前記少なくとも２つの基地局が、非同期時空間コーディングされた送信として前記情報担持信号を通信する、請求項１に記載のシステム。
【請求項３】
前記少なくとも２つの基地局が、１つ又は複数の送信アンテナを有する、請求項１に記載のシステム。
【請求項４】
前記時空間ブロック符号が、誘導符号及びベースライン符号から作成される、請求項１に記載のシステム。
【請求項５】
前記少なくとも１つの基地局が、前記ベースライン符号によって符号化されたすべてのスカラ情報記号について前記誘導符号を使用して複数の記号のブロックベクトル（Ｍ個の記号、Ｍ個の整数）を符号化する符号器を備える、請求項４に記載のシステム。
【請求項６】
前記誘導符号が、前記ベースライン符号の組織的変換を介して作成される、請求項４に記載のシステム。
【請求項７】
前記誘導符号が、
０と等しい項目が、０のベクトルによって置換され、
前記ベースライン符号のスカラ情報記号と等しい項目が、固定された第１ユニタリ行列によって前記誘導符号の情報記号の関連するブロックベクトルを乗算することと、その後、結果のベクトルの前に循環プレフィックスを付加することとによって生成されたベクトルによって置換され、
前記ベースライン符号のスカラ情報記号の負数と等しい項目が、前記第１ユニタリ行列によって前記誘導符号の情報記号の関連するブロックベクトルを乗算することと、その後、結果のベクトルの前に前記循環プレフィックスを付加することとによって生成されたベクトルの要素ごとの負数によって置換され、
前記ベースライン符号のスカラ情報記号の複素共役と等しい項目が、固定された第２ユニタリ行列によって前記誘導符号の情報記号の前記関連するブロックベクトルを乗算することと、その後、結果のベクトルの前に前記循環プレフィックスを付加することとによって生成されたベクトルの要素ごとの共役によって置換され、
前記ベースライン符号のスカラ情報記号の複素共役の負数と等しい項目が、前記第２ユニタリ行列によって前記誘導符号の情報記号の前記関連するブロックベクトルを乗算することと、その後、結果のベクトルの前に前記循環プレフィックスを付加することとによって生成されたベクトルの共役の要素ごとの負数によって置換されるように
前記ベースライン符号の各スカラ項目をベクトルに置換することによって生成される、請求項４に記載のシステム。
【請求項８】
前記第２行列が、次元Ｍ行Ｍ列の第１行列、次元Ｍ行Ｍ列の第２行列、ＤＦＴ行列の逆行列、及び前記第１ユニタリ行列の積と等しく、前記第１行列が、ＤＦＴ行列である、請求項７に記載のシステム。
【請求項９】
前記第２行列が、第１項目を除く第１行のすべての項目が０と等しく、最後の項目を除く第２行のすべての項目が０と等しい形を有し、さらに、各後続行について、１つの項目を除くすべての項目が０と等しく、非ゼロ項目のインデックスが、先行する行の非ゼロ項目のインデックスより１つ小さく、前記第２行列のすべての非ゼロ項目が、１と等しい大きさを有する複素数値数である、請求項７に記載のシステム。
【請求項１０】
前記第１ユニタリ行列が、Ｍ行Ｍ列の正規化されたＤＦＴ行列である、請求項９に記載のシステム。
【請求項１１】
複数の基地局で直交時空間ブロック符号を用いて情報担持信号のセットを複数回符号化するステップと、
前記符号化された情報担持信号を１つ又は複数の端末に無線送信するステップと
を含む方法。
【請求項１２】
前記符号化された情報担持信号を１つ又は複数の端末に無線送信するステップが、非同期時空間コーディングされた送信として発生する、請求項１１に記載の方法。
【請求項１３】
前記時空間ブロック符号が、誘導符号及びベースライン符号から作成される、請求項１１に記載の方法。
【請求項１４】
情報記号ベクトルを並列に提供する入力装置と、
前記入力装置に結合された符号器であって、直交時空間ブロック符号を使用して情報記号ベクトルを並列に符号化するために複数の処理経路を有する、符号器と、
並列に受け取られた前記複数の処理経路の出力を直列の形に変換する並列直列変換器と
を備える送信器。
【請求項１５】
前記複数の経路が、
情報記号の第１セットを変換するＮ点ＩＤＦＴと、
変換された情報記号の前記第１セットにプレフィックスを追加する第１循環プレフィックスユニットであって、前記第１循環プレフィックスユニットの出力が、前記並列直列変換器の第１入力に結合される、第１循環プレフィックスユニットと
を備える第１経路と、
情報記号の第２セットを変換するＮ点ＩＤＦＴと、
情報信号の変換された第２セットに第１行列を射影する射影ユニットと、
情報信号の前記変換された第２セットに第１行列を射影することから生じる第１行列に対して共役演算を実行する共役ユニットと、
変換された情報記号の前記共役化された第２セットにプレフィックスを追加する第２循環プレフィックスユニットであって、前記第２循環プレフィックスユニットの出力が、前記並列直列変換器の第２入力に結合される、第２循環プレフィックスユニットと
を備える第２経路と
を具備する、請求項１４に記載の送信器。
【請求項１６】
前記並列直列変換器の直列出力を受け取り、ＲＦ信号を生成するように結合されたモデムと、
前記ＲＦ信号を送信するために前記モデムに結合されたアンテナと
をさらに備える、請求項１４に記載の送信器。
【請求項１７】
受信器で、宛先の複数の基地局からの直交時空間ブロック符号を使用して符号化された情報担持記号の複数のセットを受信するステップと、
前記複数のセットの受信が同時には発生しない場合であっても、前記情報担持記号を入手するために、前記複数のセットを復号し、復号の結果を集計するステップと
を含む方法。
【請求項１８】
前記受信される信号が、（帯域）フィルタリングされ、ダウンコンバートされ、ボーレートでサンプリングされ、その後、復号のためにブロックに区分される、請求項１７に記載の方法。
【請求項１９】
ブロックごとに循環プレフィックスを除去するステップをさらに含む、請求項１８に記載の方法。
【請求項２０】
前記各ブロック内の残りの項目のそれぞれを２つの実数値項目すなわちその実部及び虚部に置換するステップをさらに含む、請求項１９に記載の方法。
【国際調査報告】
2010509805.tif 000014
2010509805.tif 000015