(57)【要約】１つの交流電圧端子（３1、３2、３3）と少なくとも１つの直流電圧端子（ｐ、ｎ）とを有する少なくとも１つの相モジュール（２ａ、２ｂ、２ｃ）と、電流変換装置を制御するための制御手段とを有し、各直流電圧端子（ｐ、ｎ）と交流電圧端子（３1、３2、３3）の間に相モジュール分岐（６ｐ１、６ｐ２、６ｐ３、６ｎ１、６ｎ２、６ｎ３）が形成され、各相モジュール分岐（６ｐ１、６ｐ２、６ｐ３、６ｎ１、６ｎ２、６ｎ３）が、各々１つのエネルギー蓄積器（８）と少なくとも１つのパワー半導体素子（Ｔ１、Ｔ２）を有するサブモジュール（７）からなる直列回路を有し、かつ循環電流を適切に制御できる電流変換装置（１）を提供すべく、各相モジュール（２ａ、２ｂ、２ｃ）が少なくとも１つのインダクタンス（ＬKr）を有するようにし、相モジュール（２ａ、２ｂ、２ｃ）を通って流れる循環電流を制御するために制御手段を設ける。
2010512134.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
１つの交流電圧端子（３1、３2、３3）と少なくとも１つの直流電圧端子（ｐ、ｎ）とを有する少なくとも１つの相モジュール（２ａ、２ｂ、２ｃ）と、この装置を制御するための制御手段とを有し、その際各直流電圧端子（ｐ、ｎ）と交流電圧端子（３1、３2、３3）の間に相モジュール分岐（６ｐ１、６ｐ２、６ｐ３、６ｎ１、６ｎ２、６ｎ３）が形成され、その際各相モジュール分岐（６ｐ１、６ｐ２、６ｐ３、６ｎ１、６ｎ２、６ｎ３）が、各々１つのエネルギー蓄積器（８）と少なくとも１つのパワー半導体素子（Ｔ１、Ｔ２）を有するサブモジュール（７）からなる直列回路を有する電流変換装置（１）であって、
各相モジュール（２ａ、２ｂ、２ｃ）が、少なくとも１つのインダクタンス（ＬKr）を有し、相モジュール（２ａ、２ｂ、２ｃ）を通って流れる循環電流を制御するための制御手段が設けられていることを特徴とする電流変換装置。
【請求項２】
各相モジュール分岐（６ｐ１、６ｐ２、６ｐ３、６ｎ１、６ｎ２、６ｎ３）が、インダクタンス（ＬKr）を介して交流電圧端子（３1、３2、３3）と接続されていることを特徴とする請求項１記載の電流変換装置。
【請求項３】
相モジュール（２ａ、２ｂ、２ｃ）のインダクタンス（ＬKr）が互いに結合されていることを特徴とする請求項１又は２記載の電流変換装置。
【請求項４】
インダクタンス（ＬKr）が空気を介して互いに結合されていることを特徴とする請求項３記載の電流変換装置。
【請求項５】
インダクタンス（ＬKr）が鉄心を介して互いに結合されていることを特徴とする請求項３記載の電流変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、１つの交流電圧端子と少なくとも１つの直流電圧端子を有する少なくとも１つの相モジュールと、電流変換装置を制御するための制御手段とを有し、各直流電圧端子と交流電圧端子の間に相モジュール分岐が形成され、各相モジュール分岐が、各々１つのエネルギー蓄積器と少なくとも１つのパワー半導体素子素子を有するサブモジュールからなる直列回路を有する電流変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
このような装置は、例えばパワーテク２００３に掲載されたＡ．レスニカルとＲ．マルクヴァルトの論文「ワイドパワーレンジに適した革新的なモジュール式マルチレベル・コンバータ・トポロジー（An Innovative Modular Multilevel Converter Topology Suitable for a Wide Power Range）」によって既に知られている。そこには、交流電圧網との接続用として考えられたコンバータが開示されている。このコンバータは、このコンバータと繋がれる交流電圧網の各相毎に１つの相モジュールを有し、各相モジュールは１つの交流電圧端子と２つの直流電圧端子を有する。各直流電圧端子と交流電圧端子の間には相モジュール分岐が延びており、所謂６パルスブリッジ回路が形成されている。これらのモジュール分岐はサブモジュールの直列回路からなっており、またこれらサブモジュールは各々２つの遮断可能なパワー半導体素子からなり、該パワー半導体素子に、各々逆方向のフリーホイールダイオードが並列接続されている。この遮断可能なパワー半導体素子およびフリーホイールダイオードは直列接続され、この直列回路に並列に１つのコンデンサが備えられている。上記サブモジュールの構成要素は互いに接続され、各サブモジュールの二極出口ではコンデンサ電圧、即ち電圧が零に落ちる。
【０００３】
遮断可能なパワー半導体素子の制御は、所謂パルス幅変調によって行われる。このパワー半導体素子を制御する制御手段は、電流値を獲得しつつ電流を把握する測定センサを有する。電流値は、入力インターフェースと出力インターフェースを有する中央制御ユニットに供給される。入力インターフェースと出力インターフェースの間に変調器、即ちソフトウェア・ルーチンが備えられている。この変調器は、特に選択ユニットとパルス幅ジェネレータを有する。このパルス幅ジェネレータは、個々のサブモジュールのための制御信号を生成する。遮断可能なパワー半導体素子は、パルス幅ジェネレータが生成した制御信号によって、遮断可能なパワー半導体素子の電流通過を可能にする通過位置から、遮断可能なパワー半導体素子の電流通過を遮る遮断位置へと移される。その際各サブモジュールは、コンデンサでの降下電圧を把握するサブモジュールセンサを有する。
【０００４】
所謂マルチレベル・コンバータ・トポロジーのための制御方法に関しては、更にＲ．マルクヴァルト、Ａ．レスニカルおよびＪ．ヒルディンガーの「高電圧におけるネット結合適用のためのモジュール式コンバータコンセプト」（バート・ナウエンハイムにおけるＥＴＧ専門会議で発表、ドイツ２００２年）、Ａ．レスニカルとＲ．マルクヴァルトの「新しいモジュール式電圧源インバータトポロジー（A new modular voltage source inverter topology）」（ＥＰＥ'０３トゥールーズ、フランス２００３年）、およびＲ．マルクヴァルトとＡ．レスニカルの「高圧モジュール式マルチレベル・コンバータの新コンセプト（New Concept for High Voltage-Modular Multilevel Converter）」（ＰＥＳＣ２００４アーヘン会議、ドイツ）等の論文が知られている。
【０００５】
目下のところ未刊のドイツの特許出願第１０２００５０４５０９０．３号明細書には、エネルギー蓄積器が配分された多相コンバータを制御する方法が開示されている。この装置もまた相モジュールを備えたマルチレベル・コンバータ・トポロジーを呈し、各相モジュールは、その中心に対称的に配置された１つの交流電圧端子と、２つの直流電圧端子を有する。各相モジュールは、上記交流電圧端子と、上記直流電圧端子のうちの１つの間に延びた２つの相モジュール分岐からなる。各相モジュール分岐はまた、サブモジュールからなる直列回路を有し、各サブモジュールは、遮断可能なパワー半導体素子とこれに逆並列接続されたフリーホイールダイオードからなる。更に各サブモジュールは、単極コンデンサを有する。パワー半導体素子を制御するために用いられる制御手段は、各相モジュール間を流れる分岐電流を調整するようにもなっている。この分岐電流の制御によって、例えば電流変動を積極的に抑えたり、より低い出力周波数を持つ動作点を回避したりし得る。更に遮断可能な全ての半導体スイッチの均等負荷と、激しく非対称な電圧の対称化をもたらすことができる。
【０００６】
この相モジュールのサブモジュールは各々不連続の出力電圧を生成し、その結果相モジュール間の電圧比が同じでない場合、個々の相モジュール間に循環電流が生じる可能性がある。この循環電流は、パワー半導体素子の切り替えがなされるスイッチング周波数と並んで、印加された電圧と電流回路内部のインダクタンスとの比に依存する。２００Ｈｚ以下の低スイッチング周波数では、インダクタンスが小さい場合、循環電流は制御技術的に殆ど制御不能であり、回避できない。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
それ故本発明の課題は、循環電流を適切に制御しかつ減らすことのできる、冒頭に述べたような電流変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
この課題は、本発明によれば、各相モジュールが少なくとも１つのインダクタンスを有し、相モジュールを通って流れる循環電流を制御するために制御手段を備えることによって解決される。
【０００９】
本発明によれば、各相モジュールは少なくとも１つのインダクタンスを有する。該インダクタンスは、制御手段による循環電流の適切な制御が可能となるように調整される。換言すれば、このインダクタンスは、印加された直流電圧や印加された交流電圧等各々の条件に合わせて調整される。この制御機構は希望する循環電圧目標値を設定し、該循環電圧目標値が、割り当てられた相モジュール分岐の制御時に、例えば当該相モジュール分岐の他の目標電圧に、目標値としてアドオン(aufschalten)される。その際この制御機構は、電流制御ユニットと、各相モジュール分岐ごとに割り当てられた１つの制御ユニットとを有する利点がある。該電流制御ユニットは、上記制御ユニットのみを介して間接的に各相モジュール分岐のサブモジュールと接続されている。上記電流制御ユニットは、例えば上記制御ユニットに提供される分岐電流目標値を生成する。上記制御ユニットは、サブモジュールの遮断可能なパワー半導体素子に供給される制御信号をもたらし、その結果割り当てられた相モジュール分岐のサブモジュールにおいて、分岐目標電圧に可能な限り正確に対応した合計電圧が降下する。循環電圧目標値の各相モジュール分岐の他の目標電圧へのアドオンは、上記電流制御ユニットによって行われ、この電流制御ユニットが、上記の目標値を線形にて、即ち和形成および／又は差形成によって組み合わせる。この線形組合せの結果が、各相モジュール分岐に割り当てられる分岐電流目標値となる。
【００１０】
各相モジュール分岐が同一のインダクタンスを有するので、制御技術的に必要な対称性が得られる。
【００１１】
各相モジュール分岐は、インダクタンスを介して交流電圧端子と接続するとよい。この実用的な発展形では、交流電圧端子が２つのインダクタンスの間に配置される。
【００１２】
またこの点で実用的なある発展形では、相モジュールのインダクタンスが互いに結合している。この結合により合計インダクタンスが増大し、その結果個別インダクタンスの大きさをそれに応じて下げることができる。これによりコストが削減される。言い換えれば、より小さなチョークコイル又はコイルを相モジュール内に挿入できる。この結合によって得られる合計インダクタンスは更に、循環電流にのみ影響し、恐らく相モジュール分岐電流の直流部分に影響する。これに対し交流側の相電流のためのインダクタンスは、インダクタンスの結合によって減少する。
【００１３】
インダクタンスの結合は、空気や鉄心等を介して行うことができる。
【００１４】
更なる利点および形態について、本発明の実施例を図を参照しつつ以下に説明する。その際同じ働きをする部品には同じ番号が付してある。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明による電流変換装置の実施例の図式である。
【図２】図１の装置のサブモジュールの等価回路図である。
【図３】インダクタンスを結合した図１の装置を示す。
【図４】インダクタンスの結合の拡大図である。
【図５】図１の装置の制御手段の構造を示す。
【図６】循環電圧目標値の制御手段の他の目標値へのアドオンを示す。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
図１は、３つの相モジュール２ａ、２ｂ、２ｃから成る本発明に基づく電流変換装置１の実施例を示す。各相モジュール２ａ、２ｂ、２ｃは、プラスの直流電圧回路ｐおよびマイナスの直流電圧回路ｎと接続され、その結果各相モジュール２ａ、２ｂ、２ｃは２つの直流電圧端子を有する。更に各相モジュール２ａ、２ｂ、２ｃのために各々１つの交流電圧端子３1、３2、３3が備えられている。この交流電圧端子３1、３2、３3は、変圧器４を介して三相の交流電圧網５と接続されている。この交流電圧網５の各相において相電圧Ｕ１、Ｕ２、Ｕ３が降下し、その際網電流Ｉｎ１、Ｉｎ２、Ｉｎ３が流れる。各相モジュールの交流電圧側の相電流はＩ１、Ｉ２、Ｉ３で示す。直流電圧電流はＩdである。交流電圧端子３1、３2、３3の各々と、プラスの直流電圧回路ｐとの間に、相モジュール分岐６ｐ１、６ｐ２、６ｐ３が延びている。交流電圧端子３1、３2、３3の各々と、マイナスの直流電圧回路ｎとの間に、相モジュール分岐６ｎ１、６ｎ２、６ｎ３が形成されている。各相モジュール分岐６ｐ１、６ｐ２、６ｐ３、６ｎ１、６ｎ２、６ｎ３は、図１には詳しく示さないサブモジュールからなる１つの直列回路と、図１にＬKrで示す１つのインダクタンスからなる。
【００１７】
図２は、サブモジュール７の直列回路と、サブモジュールの構造を電気等価回路図により詳しく示す。図２は、相モジュール分岐６ｐ１のみを示すが、残りの相モジュール分岐も構造は同じである。この図から、各サブモジュール７が、直列接続された遮断可能な２つのパワー半導体素子Ｔ１、Ｔ２を有することが分かる。遮断可能なパワー半導体素子とは、例えば所謂ＩＧＢＴ、ＧＴＯ、ＩＧＣＴ等である。これらは専門家には周知のものなので、ここでは詳細に触れない。遮断可能な各パワー半導体素子Ｔ１、Ｔ２には、フリーホイールダイオードＤ１、Ｄ２が逆並列接続されている。遮断可能なパワー半導体素子Ｔ１、Ｔ２又はフリーホイールダイオードＤ１、Ｄ２の直列回路に並列でコンデンサ８がエネルギー蓄積器として接続されている。各コンデンサ８は単極で充電されている。各サブモジュール７の二極端子Ｘ１、Ｘ２において、２つの電圧状態が生成され得る。制御ユニット９によって、例えば遮断可能なパワー半導体素子Ｔ２を通過位置に移すような制御信号が生成されると、この通過位置ではパワー半導体素子Ｔ２の電流通過が可能となり、サブモジュール７の端子Ｘ１、Ｘ２において電圧が零に落ちる。その際遮断可能なパワー半導体素子Ｔ１は遮断位置にあり、遮断可能なパワー半導体素子Ｔ１の電流通過は遮られる。この結果コンデンサ８の放電が妨げられる。反対に遮断可能なパワー半導体素子Ｔ１が通過位置に、そして遮断可能なパワー半導体素子Ｔ２が遮断位置に移されると、サブモジュール７の端子Ｘ１、Ｘ２にコンデンサの全電圧Ｕｃが印加される。
【００１８】
図１と図２の、本発明による電流変換装置のこの実施例は、所謂マルチレベル・コンバータとも呼ばれる。この種マルチレベル・コンバータは、例えばモータ等の電気機械類の駆動に適する。このマルチレベル・コンバータは、更にエネルギー供給やエネルギー伝達等の分野への投入にも適する。本発明による装置は、例えば直流電圧側で互いに接続された２つのコンバータからなるクローズ・カプラとして用いられ、該コンバータは各１つの交流電圧網と接続される。この種のクローズ・カプラは、周波数、位相状態、中性点処理等が異なる２つのエネルギー供給網間のエネルギー交換に使用される。更に所謂ＦＡＣＴＳ（フレキシブルＡＣトランスミッションシステム）として無効電力補償分野への適用も考えられる。このマルチレベル・コンバータによる長距離高圧直流送電も考えられる。
【００１９】
インダクタンスＬKrは、各相モジュールを流れる電流を制限し、もってサブモジュール７の遮断可能なパワー半導体素子Ｔ１、Ｔ２およびフリーホイールダイオードＤ１、Ｄ２を過電流から守る機能を果たす。しかし本発明で各インダクタンスは、相モジュール間を流れる循環電流の積極的な制御が可能となるような大きさに選ばれる。それ故本発明で必要なインダクタンスは、パワー半導体素子の純粋な保護に必要な量より大きい。更にインダクタンスの相モジュール分岐への対称的な配分も、制御の観点から好ましい。
【００２０】
図３に示す装置は図１の装置と類似する。しかし相モジュールのインダクタンスＬKrが相互に結合している。この結合により、定格電流と使用条件が同じでもインダクタンスは、図１の実施例より小さくなし得る。換言すればこの結合によって、必要なチョークコイル又はコイルのサイズや形状を小さくできる。磁気結合の結合係数をＫとすると、循環電流方向の相モジュール分岐の有効インダクタンスＬKについて次式が得られる。
ＬK＝ＬL（１＋Ｋ）
ここでＬLは結合していない個別インダクタンスの合計インダクタンスである。これらの相モジュール分岐電流には、循環電流の他に、直流部分並びに接続された交流電圧網と交流電圧端子３1、３2、３3との間を流れる相電流Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３が含まれる。インダクタンスの増大は、直流部分と循環電流についてのみ生じる。しかし相電流Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３のためのインダクタンスＬCONVは、結合によって次式のように減少する。
ＬCONV＝ＬL（１−Ｋ）
【００２１】
このようにすれば循環電流を減らし、積極的な制御に回すことができる。この結合は空気や鉄心等を介しても可能である。空心コイルの場合、結合係数は最高２０％迄可能である。インダクタンスの結合は、循環電流を抑制するだけでなく相電流のより良い分配をもたらし、同じ相モジュールの相モジュール分岐には相電流を同じ比率で分ける。
【００２２】
図５は、制御手段の構造を示す。この制御手段は、電流制御ユニット１０と制御ユニット９ｐ１、９ｐ２、９ｐ３および９ｎ１、９ｎ２、９ｎ３を有する。これらの制御ユニットは、各々相モジュール分岐６ｐ１、６ｐ２、６ｐ３、６ｎ１、６ｎ２、６ｎ３に割り当てられている。例えば制御ユニット９ｐ１は、相モジュール分岐６ｐ１の各サブモジュール７と接続され、遮断可能なパワー半導体素子Ｔ１、Ｔ２のための制御信号を生成する。各サブモジュール７内には、図示しないがサブモジュール電圧センサが備わる。このサブモジュール電圧センサは、サブモジュール７のエネルギー蓄積器であるコンデンサ８において降下するコンデンサ電圧を、コンデンサ電圧値Ｕｃを得ながら把握するために用いられる。このコンデンサ電圧値Ｕｃは、各制御ユニット（この場合は９ｐ１）に供給される。これにより制御ユニット９ｐ１は、自身に割り当てられた相モジュール分岐６ｐ１の全サブモジュール７のコンデンサ電圧値を取得し、それらを合計して分岐エネルギー実際値又はこの場合の相モジュール分岐６ｐ１に割り当てられた分岐電圧実際値ＵｃΣｐ１を得る。この分岐電圧実際値ＵｃΣｐ１は、電流制御ユニット１０に供給される。
【００２３】
また電流制御ユニット１０は、図示しない各種測定センサと接続されている。相モジュール２ａ、２ｂ、２ｃの交流電圧側に配置された変成器は、相電流測定値Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３の生成および供給に、また各相モジュールに配置された変成器は、相モジュール分岐電流Ｉｚｗｇの生成および供給に、またコンバータの直流電圧回路内に配置された変成器は、直流測定値Ｉｄの供給に使われる。交流網の変成器は、網電圧測定値Ｕ１、Ｕ２、Ｕ３を、また直流変成器は、プラスの直流電圧測定値Ｕｄｐとマイナスの直流電圧測定値Ｕｄｎを供給し、その際プラスの直流電圧測定値Ｕｄｐはプラスの直流電圧端子ｐとアースの間で降下する直流電圧に、またマイナスの直流電圧測定値Ｕｄｎはマイナスの直流電圧端子とアースの間で降下する電圧にあたる。
【００２４】
電流制御ユニット１０には更に目標値が供給される。図５に示した実施例では、制御ユニット１０に有効電流目標値Ｉｐｒｅｆと無効電流目標値Ｉｑｒｅｆが供給される。更に直流電圧目標値Ｕｄｒｅｆが電流制御ユニット１０の入口に置かれる。直流電圧目標値Ｕｄｒｅｆの代わりに直流電流目標値Ｉｄｒｅｆを使うことも本発明では可能である。
【００２５】
目標値Ｉｐｒｅｆ、Ｉｑｒｅｆ、Ｕｄｒｅｆと上記の測定値は、様々な制御器が使用される中で相互に作用し合い、その際各制御ユニット９ｐ１、９ｐ２、９ｐ３、９ｎ１、９ｎ２、９ｎ３のために分岐電圧目標値Ｕｐ１ｒｅｆ、Ｕｐ２ｒｅｆ、Ｕｐ３ｒｅｆ、Ｕｎ１ｒｅｆ、Ｕｎ２ｒｅｆ、Ｕｎ３ｒｅｆが生成される。各制御ユニット９は、自身に割り当てられたサブモジュール７のための制御信号を生成し、それによりサブモジュールの直列回路において生じる電圧Ｕｐ１、Ｕｐ２、Ｕｐ３、Ｕｎ１、Ｕｎ２、Ｕｎ３は、各分岐電圧目標値Ｕｐ１ｒｅｆ、Ｕｐ２ｒｅｆ、Ｕｐ３ｒｅｆ、Ｕｎ１ｒｅｆ、Ｕｎ２ｒｅｆ、Ｕｎ３ｒｅｆにできるだけ近くなる。
【００２６】
電流制御ユニット１０は、自身の入力値から適切な分岐電圧目標値Ｕｐ１ｒｅｆ、Ｕｐ２ｒｅｆ、Ｕｐ３ｒｅｆ、Ｕｎ１ｒｅｆ、Ｕｎ２ｒｅｆ、Ｕｎ３ｒｅｆを形成する。
【００２７】
図６から分かるように、例えば分岐電圧目標値Ｕｐｒｅｆは、網の相電圧目標値Ｕｎｅｔｚ１、分岐電圧中間目標値Ｕｚｗｇｐ１、直流電圧目標値Ｕｄｃ、対称化電圧目標値Ｕａｓｙｍ、および平衡化電圧目標値Ｕｂａｌｐ１の線形組合せによって計算される。この計算は、相モジュール分岐６ｐ１、６ｐ２、６ｐ３、６ｎ１、６ｎ２、６ｎ３の各々について互いに独立して行われる。分岐電圧中間目標値Ｕｚｗｇによって、分岐インダクタンスの調整と共に、循環電流を適切に調整することができる。平衡化電圧目標値Ｕｂａｌもまた、相モジュール分岐６ｐ１、６ｐ２、６ｐ３、６ｎ１、６ｎ２、６ｎ３内に蓄積されたエネルギーの非対称性を均すのに使われる。
【符号の説明】
【００２８】
１  電力変換装置、２ａ、２ｂ、２ｃ  相モジュール、３1、３2、３3  交流電圧端子、４  変圧器、５  交流電圧網、６ｐ１、６ｐ２、６ｐ３、６ｎ１、６ｎ２、６ｎ３  相分岐モジュール、７  サブモジュール、８  コンデンサ、９、９ｎ１、９ｎ２、９ｎ３、９ｐ１、９ｐ２、９ｐ３  制御ユニット、１０  電流制御ユニット、Ｔ１、Ｔ２  半導体素子、Ｌkr  インダクタンス
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【国際調査報告】
2010512134.tif 000009
2010512134.tif 000010
2010512134.tif 000011
2010512134.tif 000012
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