(57)【要約】本発明は、少なくとも２つのチャネル（Ｚ，Ｓ）を備えるマルチチャネル配列の１つ以上のチャネル（Ｚ）におけるドロップアウトの補償のための方法であって、１つのチャネル（Ｚ）におけるドロップアウトの場合、少なくとも１つのエラーフリーチャネル（Ｓ）を利用して、置換信号を生成させ、チャネル（Ｚ，Ｓ）のエラーフリー信号伝送の際、周波数領域への伝送信号（ｘＺ，ｘＳ）のマッピングが行われ、振幅スペクトル（｜ＳＺ｜，｜ＳＳ｜）が決定され、チャネル（Ｚ）の振幅スペクトル（｜ＳＺ｜）を少なくとも１つの他のチャネル（Ｓ）の振幅スペクトル（｜ＳＳ｜）と関連付けるスペクトルフィルタ係数（Ｈ）が計算され、チャネル（Ｚ）のドロップアウトの場合、ドロップアウトの前に演算されたフィルタ係数（Ｈ）を少なくとも１つのエラーフリーチャネル（Ｓ）から成る代替信号に適用することによって、置換信号が生成されることを特徴とする方法に関する。
2010512078.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも２つのチャネル（Ｚ，Ｓ）を備えるマルチチャネル配列の１つ以上のチャネル（Ｚ）におけるドロップアウトの補償のための方法であって、１つのチャネル（Ｚ）におけるドロップアウトの場合、置換信号が少なくとも１つのエラーフリーチャネル（Ｓ）を利用して生成され、該チャネル（Ｚ，Ｓ）のエラーフリー信号伝送の間に、周波数領域への該伝送される信号（ｘＺ，ｘＳ）のマッピングが行われ、振幅スペクトル（｜ＳＺ｜，｜ＳＳ｜）が決定され、チャネル（Ｚ）の該振幅スペクトル（｜ＳＺ｜）を少なくとも１つの他のチャネル（Ｓ）の該振幅スペクトル（｜ＳＳ｜）と関連づけるスペクトルフィルタ係数（Ｈ）が計算されることと、チャネル（Ｚ）のドロップアウトの場合、該ドロップアウト前に演算されたフィルタ係数（Ｈ）を少なくとも１つのエラーフリーチャネル（Ｓ）から成る代替信号に適用することによって、該置換信号が生成されることとを特徴とする、方法。
【請求項２】
前記振幅スペクトル（｜ＳＺ｜，｜ＳＳ｜）は、前記フィルタ係数（Ｈ）の計算前に非直線的に歪まされることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記振幅スペクトル（｜ＳＺ｜，｜ＳＳ｜）は、前記フィルタ係数（Ｈ）の計算前に時間平均化されることを特徴とする、請求項１または請求項２のうちの１つに記載の方法。
【請求項４】
前記フィルタ係数（Ｈ）は、チャネル（Ｚ）の前記任意に非直線的に歪まされた、そして／または時間平均化された振幅スペクトル（｜ＳＺ｜）と、該フィルタ係数（Ｈ）によってフィルタリングされる少なくとも１つの他のチャネル（Ｓ）の任意に非線形的に歪まされた、そして／または時間平均化された振幅スペクトル（｜ＳＳ｜）との間の差を最小限にすることによって、計算されることを特徴とする、請求項１から請求項３のうちの１つに記載の方法。
【請求項５】
前記フィルタ係数（Ｈ）の計算は、
【数１６】
2010512078.tif 000039
に従って、前記振幅スペクトル（｜ＳＺ｜，｜ＳＳ｜）の商から求められることを特徴とする、請求項１から請求項４のうちの１つに記載の方法。
【請求項６】
前記フィルタ係数（Ｈ）の正則化は、周波数依存パラメータβ（ｋ）を利用して行われることを特徴とする、請求項１から請求項５のうちの１つに記載の方法。
【請求項７】
前記正則化は、式
【数１７】
2010512078.tif 000040
に従って、成されることを特徴とする、請求項６に記載の方法。
【請求項８】
β（ｋ）の推定は、バックグラウンドノイズレベルＰｇ（ｋ）のｒｍｓ値によって達成され、式中、
【数１８】
2010512078.tif 000041
であって、因数ｃは、好ましい値ｃ＝１…５による適応向上を促進することを特徴とする、請求項７に記載の方法。
【請求項９】
前記振幅スペクトルの包絡線の計算は、短ブロック長の短時間ＤＦＴによって求められることを特徴とする、請求項１から請求項９のうちの１つに記載の方法。
【請求項１０】
前記振幅スペクトルの前記包絡線は、ウェーブレット変換の振幅スペクトル、またはガンマトーンフィルタバンクの（チャネルあたりの）ｒｍｓ値、または（合成フィルタによって表される）信号フレームの該スペクトル包絡線の振幅の引き続くサンプリングによる線形予測、または前記周波数領域へのケプストラム領域の引き続く再変換および真数をとることによる実数ケプストラム分析、またはそれぞれ該振幅スペクトルの最大値の検出および内挿による短時間ＤＦＴを組み込むことによって、計算可能であることを特徴とする、請求項１から請求項９のうちの１つに記載の方法。
【請求項１１】
振幅スペクトル（｜ＳＺ｜，｜ＳＳ｜）の前記時間平均化は、平滑化定数（α）による指数平滑化を組み込むことを特徴とする、請求項３に記載の方法。
【請求項１２】
振幅スペクトル（｜ＳＺ｜，｜ＳＳ｜）の前記時間平均化は、移動平均フィルタによって実装されることを特徴とする、請求項３に記載の方法。
【請求項１３】
振幅スペクトル（｜ＳＺ｜，｜ＳＳ｜）の前記非直線歪みおよび前記時間平均化は、式
【数１９】
2010512078.tif 000042
のいずれかに従い、
式中、αは、０＜α≦１の範囲の平滑化定数を示し、ｍは、ブロック指数を示し、γ、δは、前記振幅スペクトル（｜ＳＺ｜，｜ＳＳ｜）の歪み指数を示すことを特徴とする、請求項２および請求項３に記載の方法。
【請求項１４】
前記非直線歪みは、対数関数および指数関数
【数２０】
2010512078.tif 000043
によって達成されることを特徴とする、請求項２に記載の方法。
【請求項１５】
前記フィルタ係数（Ｈ）の計算は、式
【数２１】
2010512078.tif 000044
に従って、前記スペクトル包絡線の前記時間平均化の代わりに、前記係数の時間平均化によって実行されることを特徴とする、請求項１から請求項４のうちの１つに記載の方法。
【請求項１６】
前記フィルタ係数（Ｈ）は、時間領域に変換され、フィルタインパルス応答は、窓関数を適用する時間領域内で有界化されることを特徴とする、請求項１から請求項１５のうちの１つに記載の方法。
【請求項１７】
前記置換信号は、前記時間領域のエラーフリー代替チャネルのフィルタリングを通して生成されることを特徴とする、請求項１から請求項１６のうちの１つに記載の方法。
【請求項１８】
前記有界フィルタインパルス応答は、周波数領域に戻され、前記代替信号のフィルタリングは、周波数領域内で行われることを特徴とする、請求項１から請求項１６のうちの１つに記載の方法。
【請求項１９】
標的信号と前記置換信号との間の遷移は、クロスフェードを使用して生じることを特徴とする、請求項１から請求項１８のうちの１つに記載の方法。
【請求項２０】
線形予測フィルタによる外挿は、バッファリングを伴わず、したがって、付加的信号遅延を伴わない、前記クロスフェードの実装のために使用されることを特徴とする、請求項１９に記載の方法。
【請求項２１】
前記チャネル（Ｚ，Ｓ）上で伝送される前記信号（ｘＺ，ｘＳ）間の時間遅延（τ２）は、２つのチャネルの振幅スペクトル（ＳＺ，ＳＳ；ＸＺ，ＸＳ）から決定され、時間遅延として、前記置換信号に適用されることを特徴とする、請求項１から請求項２０のうちの１つに記載の方法。
【請求項２２】
前記時間遅延（τ２）は、前記信号（ｘＺ，ｘＳ）の一般化相互相関の最大値から決定されることを特徴とする、請求項２１に記載の方法。
【請求項２３】
前記時間遅延（τ２）は、時間領域フィルタ係数（ｈｗ）を伴う前記代替信号（ｘＳ）のフィルタリングによって生じる時間遅延（τ１）だけ短縮され、前記置換信号に適用される新しい時間遅延Δτ＝τ２−τ１をもたらすことを特徴とする、請求項２１および請求項２２に記載の方法。
【請求項２４】
前記一般化相互相関は、前記時間領域への後者の逆変換を通して、前記一般化クロスパワースペクトル密度
【数２２】
2010512078.tif 000045
から決定され、（Ｇ（ｋ））は、前置フィルタを示し、（ＸＺ，ＸＳ）は、前記信号（ｘＺ，ｘＳ）の複素スペクトルを示すことを特徴とする、請求項２２および請求項２３に記載の方法。
【請求項２５】
前記前置フィルタ（Ｇ（ｋ））は、位相変換フィルタ
【数２３】
2010512078.tif 000046
であることを特徴とする、請求項２４に記載の方法。
【請求項２６】
前記一般化相互相関は、前記時間領域への前記コヒーレンス関数
【数２４】
2010512078.tif 000047
の逆変換によって決定され、式中、
【数２５】
2010512078.tif 000048
ならびに
【数２６】
2010512078.tif 000049
は、前記２つの信号（Ｚ，Ｓ）のオートパワースペクトル密度を示すことを特徴とする、請求項２２および請求項２３に記載の方法。
【請求項２７】
前記信号（ｘＺ，ｘＳ）の周波数スペクトル（ＸＺ，ＸＳ）は、短時間ＤＦＴによって決定されることを特徴とする、請求項２１から請求項２６のうちの１つに記載の方法。
【請求項２８】
前記時間領域への前記変換前に、前記一般化クロスパワースペクトル密度または前記コヒーレンス関数は、好ましくは、指数平滑化を通して、時間平均化されることを特徴とする、請求項２１から請求項２７のうちの１つに記載の方法。
【請求項２９】
信号ｘｊ（ｎ）は、
【数２７】
2010512078.tif 000050
のときに、ｘＳ（ｎ）＝ｘｊ（ｎ）に従って、代替信号として選択され、そのコヒーレンス関数
【数２８】
2010512078.tif 000051
の周波数平均化バージョンは、最大であることを特徴とする、請求項１から請求項２８のうちの１つに記載の方法。
【請求項３０】
前記代替信号は、いくつかの重み付け信号から構成されることを特徴とする、請求項１から請求項２８のうちの１つに記載の方法。
【請求項３１】
１つの代替チャネルを形成するためのいくつかのチャネルの重畳は、式
【数２９】
2010512078.tif 000052
に従って実装され、式中、
【数３０】
2010512078.tif 000053
は、潜在チャネルの一組の指数を表し、該重畳は、すべての時間遅延（Δτｉ）も考慮することを特徴とする、請求項３０に記載の方法。
【請求項３２】
【数３１】
2010512078.tif 000054
のサイズは、ユーザによって、範囲を定めることができることを特徴とする、請求項３１に記載の方法。
【請求項３３】
【数３２】
2010512078.tif 000055
のサイズは、
【数３３】
2010512078.tif 000056
に従って、前記コヒーレンス関数の（標的チャネルによって）周波数平均化された値χ（ｉ）が、閾値Θを超えるチャネルに制限されることを特徴とする、請求項３１および請求項３２に記載の方法。
【請求項３４】
【数３４】
2010512078.tif 000057
のサイズは、
【数３５】
2010512078.tif 000058
に従って、最大数Ｍ個のチャネルに制限されることを特徴とする、請求項３１および請求項３２に記載の方法。
【請求項３５】
前記基準閾値Θおよび最大数Ｍは、
【数３６】
2010512078.tif 000059
に従って、併せて考慮されることを特徴とする、請求項３１から請求項３４に記載の方法。
【請求項３６】
異なる代替信号は、前記置換信号の異なる周波数帯のために使用されることを特徴とする、請求項１から請求項２８のうちの１つに記載の方法。
【請求項３７】
各周波数帯ｋに対し、信号ｘｊ，ｋ（ｎ）の適切な帯域通過フィルタリングされたバージョンは、
【数３７】
2010512078.tif 000060
に従って、置換される信号による（時間平均化）コヒーレンス関数
【数３８】
2010512078.tif 000061
の値が、ドロップアウトの前に、それぞれの周波数帯ｋ内の最大値を有する代替信号として選択されることを特徴とする、請求項３６に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、少なくとも２つのチャネルを備えるマルチチャネル配列の１つ以上のチャネルにおけるドロップアウトの補償（ｃｏｎｃｅａｌｍｅｎｔ）のための方法であって、１つのチャネルにおけるドロップアウトの際、少なくとも１つのエラーフリーチャネルを利用して、置換信号が生成される、方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
音声信号の無線伝送は、１９９０年代初頭における市場への無線マイクロホンの導入以来、研究の重要な領域を占めている。現在、これらの製品は、舞台公演、コンサート、およびライブショーにおける標準設備として使用される。アナログシステムと比較して、デジタル伝送リンクの使用は、音声データに加え、メタデータを伝送する利点を提供する。本メタデータは、例えば、舞台装置の包括的概念に関する情報を含有し得る。さらに、個々のチャネルを組み合わせ、将来のシステムにおけるそれらの相互運用性を活用するという概念が、デジタル技術によって実現可能である。それにもかかわらず、演算能力および記憶容量の観点から、基盤となるハードウェアの急速な発展は、ソフトウェア実装の進歩を支持する。
【０００３】
一般に、信号の無線伝送方法は、伝送リンクに沿って突発し得る影響に対し耐性がない。デジタル無線リンクの場合、妨害は、直接、データの損失につながり、したがって、信号全体のドロップアウトにつながる。「クラック（ｃｒａｃｋ）」または「クリック（ｃｌｉｃｋ）」として音響的に知覚可能な信号品質の劣化は、どのような場合であっても容認され難く、受信機側に組み込まれる適切な技術を使用して相殺されなければならない。補償ユニットは、信号経路内の能動素子を代表するため、その特有の処理遅延の影響を考慮しなければならない。
【０００４】
リアルタイムでの音声および映像伝送のためのエラー補償技術の一般的分類は、  Ｗａｈ  Ｂ．Ｗ．，Ｓｕ  Ｘ．およびＬｉｎ  Ｄ．“Ａ  Ｓｕｒｖｅｙ  ｏｆ  Ｅｒｒｏｒ  Ｃｏｎｃｅａｌｍｅｎｔ  Ｓｃｈｅｍｅｓ  ｆｏｒ  Ｒｅａｌ−Ｔｉｍｅ  Ａｕｄｉｏ  ａｎｄ  Ｖｉｄｅｏ  Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ  ｏｖｅｒ  ｔｈｅ  Ｉｎｔｅｒｎｅｔ”；Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ  Ｉｎｔ．Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ  ｏｎ  Ｍｕｌｔｉｍｅｄｉａ  Ｓｏｆｔｗａｒｅ  Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ，２０００年１２月によって提供される。故に、ソース符号化の依存性は、基礎的な識別特徴を構成し、送信機制御技術と受信機ベースの技術とに区別される。本発明による方法は、「受信機ベースの方法」のカテゴリに属し、すなわち、送信機またはソース符号化から完全に切り離されて作用し、したがって、送信機制御技術に特有の付加的待ち時間によって影響を受けない。
【０００５】
ドロップアウトの受信機ベースの補償のための最も単純な方法は、いわゆるチャネル内補償技術によって代表され、マルチチャネル配列の各チャネルは、別々に処理される。標準的補償方法は、代替および予測アルゴリズムを適用する。後者は、概して、分析ユニットおよび線形予測エラーフィルタの再合成モデルの２つの段階から成る。第１の段階は、フィルタ係数を推定する機能をし、エラーフリー信号伝送の際に継続的に実行される。ドロップアウトが生じる場合、損失信号サンプルが、フィルタリングプロセスによって再構成される。これは、外挿に対応し、一般広帯域音声信号内の数ミリ秒のドロップアウトの補償に適している。リアルタイム制約がそれほど厳しくないある場合には（例えば、データのバッファリングが許容される）、外挿は、内挿に変換され、したがって、より長いドロップアウトが対処され得る。
【０００６】
１つのチャネルシステムからマルチチャネルシステムへの拡張（いわゆるチャネル間補償技術）は、適応フィルタの実装につながる。線形予測アルゴリズムと比較して、フィルタ係数の推定値は、それぞれのチャネルの信号に排他的に関連付けられておらず、むしろ、他のパラレルチャネルからの情報もまた、そのために使用される。チャネル相互相関の利用は、補償方法の性能を向上させるとみなされる。しかしながら、技術の効率性は、主として、適応フィルタの収束挙動によって特徴付けられ、入力信号の定常性に主に依存する。一般に、広帯域音声は、極めて非定常であるため、適応フィルタの挙動は、非常に不良となるであろう。本方法の可能な実装の１つは、特許文献１（および特許文献２）に記載されており、その開示全体は、参照することによって、本明細書に援用される。
【０００７】
前述のフィルタ技術の共通特長は、時間領域における処理を示す。また、一部のアルゴリズムは、周波数領域における同等記述も提供する。しかし、変換の目的は、演算効率を向上させることである一方、時間領域方法の特徴は、保持される。
【０００８】
以下、単一チャネルシステムを初めとし、いくつかの補償方法が略述される。
【０００９】
特許文献３は、ドロップアウト直前の損なわれていない信号成分からの線形予測推定値を利用するデータ損失の補償のための単一チャネル方法を開示する。スペクトル分析フィルタによって得られた予測係数を使用して、残留信号を推定する。いくつかの段階にわたって、残留信号に対し、最大再現可能範囲が決定される。伝送信号のスペクトル分析は、単に、周期性の検出向上のための機能をし、典型的な信号再現につながる。本周期は繰り返され、線形予測の全極型フィルタがそれに適用される。残留信号は、その時点で計算されたフィルタ係数によって逆にフィルタリングされる先行する、損なわれていない信号成分から明らかとなり、推定置換信号をもたらす。信号復元のために必要なすべての演算は、提唱される方法の特徴であって、実質的な処理遅延をもたらす、時間領域において行われる。故に、リアルタイム適用は不可能である。
【００１０】
また、特許文献４は、単一チャネル補償方法を開示する。アルゴリズムは、心理音響的側面に基づいて、知覚的に適応されたサブ帯域分解を組み込む。信号復元の概念は、各サブ帯域におけるスペクトルエネルギーを維持することである。ドロップアウトが生じる場合、信号の推定値は、適切にフィルタリングされたノイズ信号によって求められる。大きいドロップアウトは、不変の「音響表面」をもたらす。フィルタ係数は、単に、エネルギー情報を含意し、したがって、先行する時間サンプルは、組み込まれない。
【００１１】
特許文献５は、ＭＰＥＧ符号化規格に照らして、符号化された音声信号の伝送のための単一チャネル補償方法を開示する。したがって、伝送されるデータは、時間サンプルではなく、スペクトル係数を備える。知覚的に適応されるサブ帯域分割は、いくつかのＭＤＣＴ（変形離散コサイン変換）係数を１つのサブ帯域に組み合わせることによって、ドロップアウトに先立って、信号区域に採用される。ドロップアウトは、あるサブ帯域に影響を及ぼすため、これらは、時間領域に逆変換され、そこで狭帯域信号が予測される。推定された狭帯域信号は、順に、ＭＤＣ変換され、ＭＰＥＧ符号化伝送されるＭＤＣＴストリームに挿入される。
【００１２】
論文（Ｏｆｉｒら、“Ｐａｃｋｅｔ  Ｌｏｓｓ  Ｃｏｎｓｅａｌｍｅｎｔ  ｆｏｒ  Ａｕｄｉｏ  Ｓｔｒｅａｍｉｎｇ  Ｂａｓｅｄ  ｏｎ  ｔｈｅ  ＧＡＰＥＳ  Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ”ＡＥＳ  １１８ｔｈ  Ｃｏｎｖｅｎｔｉｏｎ，２００５年５月２８−３１日、スペイン、バルセロナ）は、ＭＰＥＧ符号化規格に照らして、したがって、また、ＭＤＣＴベースでもある単一チャネル方法について記載している。
【００１３】
ＭＤＣＴの特性は、連続ＭＤＣＴブロック間の適正な内挿を妨げるため、ＳＴＦＴ（短時間フーリエ変換）表現は、ＭＤＣＴ表現から直接演算される。内挿結果は、ＳＴＦＴ領域内で得られ、したがって、ドロップアウト後の信号成分が必要とされ、すなわち、本方法は、付加的待ち時間を誘発する。内挿自体は、ＧＡＰＥＳ（間隙の開いたデータ振幅および位相推定）アルゴリズムを使用して、ＤＦＴビン（離散フーリエ変換）毎に実行される。内挿後、ＳＴＦＴデータは、ＭＤＣＴデータに逆変換される。
【００１４】
前述の単一チャネルシステムは、本質的に、過去の信号成分に依存し、故に、置換信号の推定は、長期定常入力信号の前提に基づく。スペクトル分析を組み込むこれらの方法は、周波数領域においてフィルタを適用するが、先行するサンプルと、未来のサンプルの予測との両方の比較は、時間領域において排他的に生じる。
【００１５】
論文（Ｋａｒａｄｉｍｏｕら、“Ｐａｃｋｅｔ  Ｌｏｓｓ  Ｃｏｎｃｅａｌｍｅｎｔ  ｆｏｒ  Ｍｕｌｔｉｃｈａｎｎｅｌ  Ａｕｄｉｏ  Ｕｓｉｎｇ  ｔｈｅ  Ｍｕｌｔｉｂａｎｄ  Ｓｏｕｒｃｅ／Ｆｉｌｔｅｒ  Ｍｏｄｅｌ”４０ｔｈ  Ａｎｎｕａｌ  Ａｓｉｌｏｍａｒ  Ｃｏｎｆ．ｏｎ  Ｓｉｇｎａｌｓ，Ｓｙｓｔｅｍｓ  ａｎｄ  Ｃｏｍｐｕｔｅｒｓ，２００６年１０月２９日−１１月１日）は、いくつかのチャネルに依存する補償方法を開示する。伝送フォーマットは、実際の音声チャネルのみ、１つの単一のいわゆる「ソースチャネル」で伝送される一方、ＬＳＦ（線スペクトル周波数）ベクトルが、残りのチャネルで伝送されるように構成される。ＬＳＦベクトルは、時間信号の（複素数値）スペクトル解釈を表し、線形予測係数に正確に対応する。したがって、これらは、スペクトル包絡線の位相関係に関するあらゆる情報を含有する。本方法では、ドロップアウト補償は、エラーが発生しやすい「ソースチャネル」に制約される。したがって、ドロップアウトは、ＬＳＦチャネルにおいてのみ対処され得る。ＬＳＦベクトルの推定は、ガウス混合モデル（ＧＭＭ）によって行われる。それにもかかわらず、本方法は、帯域およびチャネル予測毎のサブ帯域分解と、参照残留成分の適切なフィルタリングによる線形予測係数への再変換とを組み込む。置換信号、すなわち、ＬＳＦベクトルの演算の際、位相情報を含む信号情報全体が、常に、伝送される。個々のチャネルの異なるＬＳＦベクトルは、例えば、コンサートで互いに離間し、同時に、音響イベントを捕捉する、異なるマイクロホンの特徴に関する情報を含有する。故に、個々のＬＳＦベクトル間の相関が予測され、いわゆるクロスチャネル推定を採用され得、すなわち、ドロップアウトが、１つのＬＳＦベクトルで生じる場合、パラレルＬＳＦベクトルが利用され得る。
【００１６】
代用として、参照チャネルが、事前に確立され、そのＬＰ残留成分は、あらゆる他のチャネル（ドロップアウトの場合のみだけでなく、通常動作の際も）の信号合成のために機能する。基本的前提は、標的と参照チャネルとの間の相関があるということである。しかしながら、本前提は、検証されておらず、多くのシナリオに確実に当てはまるわけではない。補償手順の処理ステップ全体（サブ帯域フィルタリング、ＬＰ分析、ＬＳＦ演算、合成フィルタ）が、信号経路に実装され、容認せざるを得ない相当な処理遅延をもたらし、それぞれ、低待ち時間が達成されることは不可能である。サブ帯域技術のため、演算の複雑性が高い（予測は、サブ帯域およびチャネル毎に行われ、全極型フィルタは、再合成の際も、各サブ帯域において実装される）。
【００１７】
マルチチャネル補償を扱う別の刊行物は、Ｓｉｎｈａら、“Ｌｏｓｓ  Ｃｏｎｓｅａｌｍｅｎｔ  ｆｏｒ  Ｍｕｌｔｉ−Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｓｔｒｅａｍｉｎｇ  Ａｕｄｉｏ”ＮＯＳＳＤＡＶ’０３，２００３年６月１日−３日、米国、カリフォルニア、モントレー、である。「分散没入型演奏」の特定の用途として、インターネットを介したデータ転送による、空間的に離間した音楽家の共同コンサートにおける実装について記載している。そこでは、マルチチャネル設定における互いのラウドスピーカ位置の空間的近接に基づく、信号代替の可能性が提唱されている。本方法では、特殊なインターリーブパケット化伝送が、補償のために不可欠である。
【００１８】
マルチチャネルシステムのための従来技術は、現在、時間領域における適応フィルタの異なる実装、またはＧｅｒｚｏｎ（Ｍ．Ｇｅｒｚｏｎ、“Ｈｉｅｒａｒｃｈｉｃａｌ  Ｓｙｓｔｅｍ  ｏｆ  Ｓｕｒｒｏｕｎｄ  Ｓｏｕｎｄ  Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ  ｆｏｒ  ＨＤＴＶ，”ＡＥＳ  ｐｒｅｐｒｉｎｔ＃  ３３３９，９２ｎｄ  Ｃｏｎｖｅｎｔｉｏｎ，１９９２年３月２４日−２７日、ウィーンおよび  Ｍ．Ｇｅｒｚｏｎ、“Ｐｒｏｂｌｅｍｓ  ｏｆ  Ｕｐｗａｒｄ  ａｎｄ  Ｄｏｗｎｗａｒｄ  Ｃｏｍｐａｔｉｂｉｌｉｔｙ  ｉｎ  Ｍｕｌｔｉｃｈａｎｎｅｌ  Ｓｔｅｒｅｏ  Ｓｙｓｔｅｍｓ，”ＡＥＳ  ｐｒｅｐｒｉｎｔ＃  ３４０４，９３ｒｄ  Ｃｏｎｖｅｎｔｉｏｎ，１９９２年１０月１日−４日、サンフランシスコ）によって提唱されるアップミクス／ダウンミクスマトリクス化戦略において典型的な、単純な代替ルールを伴う送信機側チャネルインターリービングに限定される。そのような技術の効率は、大部分が、用途のその領域（例えば、事前混合マルチチャネル録音）に制限されるか、または適応フィルタの収束挙動によって主に特徴付けられるかのいずれかであって、したがって、標的信号のドロップアウトに関連する非定常入力信号のため、極めて可変である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１９】
【特許文献１】米国特許出願公開第２００５／０１８２９９６号明細書
【特許文献２】欧州特許出願公開第１６４９４５２号明細書
【特許文献３】米国特許出願公開第２００６／０１７１３７３号明細書
【特許文献４】独国特許発明第１９７３５６７５号明細書
【特許文献５】欧州特許第１１４５２２７号明細書
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２０】
本発明の目的は、元信号とその置換との間の差分が不可聴化されるように、マルチチャネルシステムの損なわれていないチャネルを使用して、損失信号を置換する補償方法を提供することにある。伝送の信頼性に加え、遅延クリティカルなリアルタイムシステムにおける有用性は、重要な基準を構成し、そのため、超低待ち時間技術は、信号の処理に対し需要がある。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
本発明に従って、本目的は、最初に述べられた方法によって達成され、そこでは、チャネルのエラーフリー信号伝送の際、周波数領域への伝送信号のマッピングが行われ、周波数スペクトルの絶対値が決定され、チャネルの振幅スペクトルを少なくとも１つの他のチャネルの振幅スペクトルに関連付けるスペクトルフィルタ係数が計算され、１つのチャネルのドロップアウトの場合、ドロップアウトの前のフィルタ係数の演算と、少なくとも１つのエラーフリーチャネルを構成する代替信号へのそれらの適用とによって、置換信号が生成される。
【００２２】
補償フィルタは、振幅スペクトルを使用して、したがって、位相情報を考慮せずに、計算され、それぞれ、より安定したフィルタと、品質が向上した置換信号とを提供する。また、現在使用の単一チャネル方法と比較して有意な利点は、個々の信号間の相互運用性の利用にある。
【００２３】
基本方法の延長上として、位相情報の修正処理が提案される。その際、標的と置換信号との間の平均的時間遅延を考慮することによって、ドロップアウトの開始および終了時の位相遷移の不変性は改善される。そのソース方向に関係なく、それぞれのチャネル間の時間遅延が、マルチチャネル録音システムの空間配列に従って生じる。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
以下、本発明は、図面に基づいて、より詳細に記載される。
【図１】図１は、本発明による伝送連鎖の略図を示す。
【図２】図２は、２チャネルシステムのための本発明のドロップアウト補償の詳細ブロック図を示す。
【図３】図３は、マルチチャネル配列、例えば、８チャネルのブロック図を示す。
【図４】図４は、代替信号が生成されるためのスペクトルフィルタの推定、チャネル間の時間遅延の決定、ならびに全チャネルの重み付け重畳から成る、本発明全体の工程図を示す。
【図５】図５は、マルチチャネル配列の各チャネルに組み込まれるドロップアウト補償のための、本発明によるデバイスのレイアウトを示す。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
本発明の用途の好ましい領域は、デジタル音声データのマルチチャネル（任意に、無線）伝送のシステム全体内である。伝送連鎖の全体構造は、図１に描写され、典型的には、１つのチャネルに対し、以下の段階を備える：信号ソース１、例えば、信号を録音するためのセンサ（マイクロホン）、アナログ−デジタル変換器２（ＡＤＣ）、送信機側任意信号圧縮および符号化、送信機３、伝送チャネル、受信機４、補償モジュール５。補償モジュール５の出力では、音声信号は、デジタル形式で利用可能であり、さらなる信号処理ユニットが、例えば、プリアンプ、イコライザ等に、直接接続可能である。
【００２６】
提案される補償方法は、送信機／受信機ユニットならびにソース符号化から独立して、単に、受信機側（受信機ベースの技術）で作用する。したがって、独立モジュールとして、任意の伝送経路に柔軟に組み込むことができる。一部の伝送システム（例えば、デジタル音声ストリーミング）では、異なる補償戦略が、同時に実装される。図１に示される用途は、任意のさらなる補償ユニットを提供しないが、代替技術との組み合わせが可能である。
【００２７】
以下の適用シナリオが、例示的に提供される。
【００２８】
ａ）コンサートイベントおよび舞台装置では、マルチチャネル配列は、ステレオ録音から、異なる形態のスポットマイクロホンによって潜在的に支持されるサラウンド録音の異なる変形例（例えば、ＯＣＴ  Ｓｕｒｒｏｕｎｄ、Ｄｅｃｃａ  Ｔｒｅｅ、Ｈａｍａｓａｋｉ  Ｓｑｕａｒｅ等）に及ぶ。特に、主要マイクロホン設定によって、個々のチャネルの信号は、特定の組成が、多くの場合、非常に非定常である類似成分から成る。例えば、１つの主要マイクロホンチャネルにおけるドロップアウトは、待ち時間をほとんどまたは全く導入せずに、本発明に従って、補償することができる。
【００２９】
ｂ）スタジオにおけるマルチチャネル音声伝送は、異なる物理層（例えば、光ファイバ導波路、ＡＥＳ−ＥＢＵ、ＣＡＴ５）から発生し、ドロップアウトは、種々の理由、例えば、同期外れによって生じ得るが、例えば、ラジオ放送局の伝送業務等の重要な用途においては、特に、防止または補償されなければならない。ここでも、本発明による補償方法は、低処理待ち時間を伴う安全ユニットとして、使用可能である。
【００３０】
ｃ）インターネットにおける音声伝送は、前述の領域よりも遅延感受性が低いが、伝送エラーは、より頻繁に生じ、知覚音声品質の劣化の増大がもたらされる。本発明の補償方法は、供給品質の向上を提供する。
【００３１】
ｄ）また、本発明による方法は、空間的に分散した没入型演奏のフレームワークにおいて、すなわち、互いに空間的に離間する音楽家による共同コンサートの実装において使用可能である。この場合、提案されるアルゴリズムの超低待ち時間処理戦略は、システム全体の遅延に役立つ。
【００３２】
本発明は、以下の実施形態に制限されない。単に、発明の原理を説明し、１つの可能な実装を図示することを意図する。以下、ドロップアウトを被る１つのチャネルに対するドロップアウト補償方法が記載される。伝送エラーが、マルチチャネル配列の２つ以上のチャネルにおいて生じる場合、システムは、容易に拡張可能である。
【００３３】
以下の用語が、説明において使用される。ドロップアウトを被るチャネルは、標的チャネルまたは信号として定義される。ドロップアウト期間中に生成される本信号の複製（推定）は、置換信号と称される。少なくとも１つの代替チャネルが、置換信号の演算に必要とされる。提案されるアルゴリズムは、２つの部分から構成される。第１の部分の演算は、恒久的に実行される一方、第２の部分は、標的チャネルにおけるドロップアウトの場合のみ有効化される。エラーフリー伝送の際、長さＬＦｉｌｔｅｒの線形位相ＦＩＲ（有限インパルス応答）フィルタの係数は、周波数領域において、恒久的に推定される。必要とされる情報は、標的および代替チャネルの任意に非線形的に変形され、任意に時間平均化される短時間振幅スペクトルによって提供される。この新しい種類のフィルタ演算は、任意の位相情報を無視し、したがって、相関依存性適応フィルタとは基本的に異なる。
【００３４】
（代替チャネルまたは複数の代替チャネルの選択）
図２は、標的信号ｘＺおよび代替信号ｘＳのためのマルチチャネルドロップアウト補償方法のブロック図を示す。本方法の個々のステップは、参照記号を含有するボックスによって示され、後続表に表示される。
６    スペクトル表現への変換
７    振幅スペクトルの包絡線の決定
８    非直線歪み（任意）
９    時間平均化（任意）
１０    フィルタ係数の計算
１１    フィルタ係数の時間平均化（任意）
１２    窓関数処理による時間領域への変換
１３    周波数領域への変換（任意）
１４    それぞれ、時間または周波数領域における代替信号のフィルタリング
１５    複素コヒーレンス関数またはＧＸＰＳＤの推定
１６    時間平均化（任意）
１７    時間領域におけるＧＣＣおよび最大値の検出の推定
１８    時間遅延Δτの決定
１９    時間遅延Δτの実装（任意）
本実施例では、標的と置換信号との間の遷移は、スイッチ２０によって示される。本方法の個々のステップの詳細な説明は、以下の記載においてなされる。
【００３５】
代替チャネルの正確な選択は、代替と標的信号との間の類似性に依存する。本相関は、相互相関またはコヒーレンスを推定することによって、決定することができる（明細書最後のコヒーレンおよび一般化クロスパワースペクトル密度（ＧＸＰＳＤ）に関する説明参照）。本発明によると、（ＧＸＰＳＤ）が、潜在的選択戦略として提案される。実施形態１から９では、複素コヒーレンス関数ΓＺＳ，ｊ（ｋ）が、特定の実施例として使用される（合計Ｋのチャネルが認められ、チャネルｘ０（ｎ）は、標的チャネルｘＺ（ｎ）として指定される）。
【００３６】
１．標的チャネルｘＺ（ｎ）に対し、Ｊ番目のチャネルは、チャネルｘｊ（ｎ）間の任意に時間平均化されるコヒーレンス関数
【００３７】
【化１】
2010512078.tif 000003
【００３８】
によって、代替信号として定義され、１≦ｊ≦Ｋ−１および標的チャネルｘＳ（ｎ）＝ｘｊ（ｎ）であって、複素コヒーレンス関数
【００３９】
【化２】
2010512078.tif 000004
【００４０】
の周波数平均化値は、
【００４１】
【化３】
2010512078.tif 000005
【００４２】
に従って、最大値を有する。
【００４３】
２．代替として、ユーザ（例えば、音響技師）が、個々のチャネル（選択された録音方法に従って）の特徴と、したがって、その結合信号情報とを既知の場合、固定された割当を事前にチャネル間に確立することができる。
【００４４】
３．同様に、いくつかのチャネルは、任意に、重み付け方式によって、１つの代替チャネルにまとめることができる。本重み付けの組み合わせは、ユーザによって、先験的に設定することができる。
【００４５】
４．代替的具現化では、１つの代替チャネルへのいくつかのチャネルの重畳は、
【００４６】
【化４】
2010512078.tif 000006
【００４７】
によって、標的チャネルに対する広帯域コヒーレンス率に基づいて実行される。
【００４８】
式中、ｘＳ（ｎ）は、チャネルｘｊ（ｎ−Δτｊ）から成る代替チャネルを示し、χ（ｉ）は、標的チャネルｘＺ（ｎ）と対応するチャネルｘｊ（ｎ−Δτｊ）との間の周波数平均化コヒーレンス関数を表す。選択されたチャネル対間の時間遅延は、Δτｊによって考慮される（「標的と代替チャネルとの間の時間遅延の推定」参照）。潜在的信号の有効性は、状態ビットｄｏ（ｊ）を組み込むことによって検証される。
【００４９】
５．４．の単純化が提案され、利用可能なすべてのチャネルｊではなく、事前選択されたセットのチャネル
【００５０】
【化５】
2010512078.tif 000007
【００５１】
が考慮される。重み付け総和は、
【００５２】
【化６】
2010512078.tif 000008
【００５３】
を使用して構築される。事前選択は、周波数平均化コヒーレンス関数が、規定の閾値Θを超えるチャネルをもたらすことを意図する。
【００５４】
【化７】
2010512078.tif 000009
【００５５】
６．さらに、最大数のＭチャネル（好ましくは、Ｍ＝２…５を有する）を、
【００５６】
【化８】
2010512078.tif 000010
【００５７】
に従って、基準として確立することができる。
【００５８】
７．制約５．および６．の両方の結合実装もまた、可能である。
【００５９】
【化９】
2010512078.tif 000011
【００６０】
８．代替として、選択は、異なる周波数帯に対し、別々に実行可能であって、すなわち、各帯域において、「最適」代替チャネルが、コヒーレンス関数に基づいて決定され、それぞれの帯域通過信号は、任意に、時間遅延方式（「標的と代替チャネルとの間の時間遅延の推定」参照）で、本発明による方法を使用してフィルタリングされ、置換信号として重畳および使用される。その際、同一基準が、１．、４．、５．、６．、および７．におけるように適用されるが、周波数独立関数
【００６１】
【化１０】
2010512078.tif 000012
【００６２】
が、周波数平均化関数χ（ｉ）の代わりに実装されなければならない。
【００６３】
９．また、いくつかの代替チャネルが選択可能である。この場合、処理は、各チャネルに対し、別々に実行され、すなわち、いくつかの置換信号が生成される。これらは、そのコヒーレンス関数に従って重み付けされ、組み合わされ、ドロップアウトに挿入される。
【００６４】
概して、１．から９．に使用される関数は、時変性であって、したがって、数学的に正確な表記は、（ブロック）指数ｍによって、時間依存性を考慮しなければならない。式を単純化するために、ｍは省略される。
【００６５】
（エラーフリー伝送の際の計算）
エラーフリー伝送の際の演算は、周波数領域において行われ、したがって、第１のステップでは、適切な短時間変換が必要であって、標的および代替信号のバッファリングを必要とするブロック指向アルゴリズムをもたらす。好ましくは、ブロックサイズは、符号化フォーマットに調整されるべきである。標的および代替信号の振幅スペクトルの包絡線の推定を使用して、補償フィルタの振幅応答を決定する。２つの信号の正確な狭帯域振幅スペクトルは関連せず、むしろ、任意に、対数またはべき関数によって、時間平均化および／または非線形的に変形される広帯域近似値で十分である。スペクトル包絡線の推定は、種々の方法で実装可能である。演算効率に関して、最も効率的可能性は、短ブロック長を伴う短時間ＤＦＴであって、すなわち、スペクトル分解能が低い。信号ブロックは、窓関数（例えば、ハニング）によってマルチ化され、ＤＦＴを受け、短時間ＤＦＴの振幅は、任意に、非線形的に変形され、続いて、時間平均化される。
【００６６】
（さらなる実装）
ｏウェーブレット変換（Ｄａｕｂｅｃｈｉｅｓ  Ｉ．、“Ｔｅｎ  Ｌｅｃｔｕｒｅｓ  ｏｎ  Ｗａｖｅｌｅｔｓ”、Ｓｏｃｉｅｔｙ  ｆｏｒ  Ｉｎｄｕｓｔｒｉａｌ  ａｎｄ  Ａｐｐｌｉｅｄ  Ｍａｔｈｅｍａｔｉｃｓ；Ｃａｐｉｔａｌ  Ｃｉｔｙ  Ｐｒｅｓｓ，ＩＳＢＮ  ０−８９８７１−２７４−２，１９９２に記載。本印刷刊行物の開示全体は、参照することによって、本明細書に援用される）：ウェーブレット変換の絶対値の任意の非直線歪み後に、任意に時間平均化を伴う。
【００６７】
ｏガンマトーンフィルタバンク（Ｉｒｉｎｏ  Ｔ．，  Ｐａｔｔｅｒｓｏｎ  Ｒ．  Ｄ．；  “Ａ  ｃｏｍｐｒｅｓｓｉｖｅ  ｇａｍｍａｃｈｉｒｐ  ａｕｄｉｔｏｒｙ  ｆｉｌｔｅｒ  ｆｏｒ  ｂｏｔｈ  ｐｈｙｓｉｏｌｏｇｉｃａｌ  ａｎｄ  ｐｓｙｃｈｏｐｈｙｓｉｃａｌ  ｄａｔｅ”；  Ｊ．  Ａｃｏｕｓｔ．  Ｓｏｃ．  Ａｍ．，  Ｖｏｌ．  １０９，  ｐｐ．  ２００８−２０２２，２００１に記載。本印刷刊行物の開示全体は、参照することによって、本明細書に援用される）：個々のサブ帯域の信号包絡線の構成後に、任意に、非直線歪みが続く。
【００６８】
ｏ線形予測（Ｈａｙｋｉｎ  Ｓ．；  “Ａｄａｐｔｉｖｅ  Ｆｉｌｔｅｒ  Ｔｈｅｏｒｙ”；  Ｐｒｅｎｔｉｃｅ  Ｈａｌｌ  Ｉｎｃ．；  Ｅｎｇｌｅｗｏｏｄ  Ｃｌｉｆｆｓ；  ＩＳＢＮ  ０−１３−０４８４３４−２，２００２に記載。本印刷刊行物の開示全体は、参照することによって、本明細書に援用される）：合成フィルタによって表される信号ブロックのスペクトル包絡線の振幅のサンプリング後に、任意に、非直線歪みが続き、その後、時間平均化が続く。
【００６９】
ｏ実数ケプストラムの推定（Ｄｅｌｌｅｒ  Ｊ．  Ｒ．，  Ｈａｎｓｅｎ  Ｊ．  Ｈ．  Ｌ．，  Ｐｒｏａｋｉｓ  Ｊ．  Ｇ．；  “Ｄｉｓｃｒｅｔｅ−Ｔｉｍｅ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ  ｏｆ  Ｓｐｅｅｃｈ  Ｓｉｇｎａｌｓ”；  ＩＥＥＥ  Ｐｒｅｓｓ；  ＩＳＢＮ  ０−７８０３−５３８６−２，２０００に記載。本印刷刊行物の開示全体は、参照することによって、本明細書に援用される）：周波数領域へのケプストラム領域の再変換が続き、真数をとり、任意に、振幅スペクトルのそのように得られた包絡線の非直線歪みが続き、その後、時間平均化が続く。
【００７０】
ｏ最大値の検出および内挿による短時間ＤＦＴ：最大値が、短時間ＤＦＴの振幅スペクトルにおいて検出され、近傍最大値間の包絡線が、線形または非線形内挿によって計算され、任意に、振幅スペクトルのそのように得られた包絡線の非直線歪みが続き、その後、時間平均化が続く。
【００７１】
任意に使用される包絡線の時間平均化に対し、任意に非線形的に変形される振幅スペクトルの指数平滑化が使用可能であって、指数平滑化のための時定数αを有する式（１）で表される。代替として、時間平均化は、移動平均フィルタによって形成可能である。非直線歪みは、例えば、任意の指数を有するべき関数によって実行可能であって、加えて、指数は、指数γおよびδによって、式（１）に示されるように、標的および代替チャネルに対し、異なって選択可能である（代替として、対数関数もまた、使用可能である）。
【００７２】
非直線歪みは、各周波数成分の時変進行に伴って、別々に高または低信号エネルギーによる重み付け時間の利点を提供する。異なる重み付けは、それぞれの周波数成分内の時間平均化の結果に影響を及ぼす。故に、１を超える指数γおよびδは、拡張を示し、すなわち、信号進行に伴うピークが、時間平均化の結果に優る一方、１未満の指数は、圧縮を示し、すなわち、低信号エネルギーを伴う期間を向上させる。指数値の最適な選択は、予期される音声素材に依存する。
【００７３】
【数１】
2010512078.tif 000013
【００７４】
例として、式（１）は、指数平滑化および任意の変形指数による、標的および代替チャネルのスペクトル包絡線の計算の特別な場合を構成する。以下、式を単純化するために、指数は、γ＝δ＝１に設定される（すなわち、非直線歪みは、明示的に示されない）。しかしながら、本発明は、振幅スペクトルの包絡線の任意の時間平均化方法および任意の非直線歪みによる方法、故に、指数γおよびδに対し、任意の値を備える。さらに、指数関数の対数の使用も含まれる。表記を単純化するために、ブロック指数ｍは省略されるが、      
【００７５】
【化１１】
2010512078.tif 000014
【００７６】
等の振幅値またはＨはすべて、時変性であって、したがって、ブロック指数ｍの関数であるとみなされる。
【００７７】
（補償フィルタの計算）
標準的適応システムでは、補償フィルタは、標的信号とその推定との間の平均平方誤差を最小限にすることによって、計算される。差分信号は、
【００７８】
【化１２】
2010512078.tif 000015
【００７９】
によって求められる。対照的に、本発明は、推定される振幅スペクトルのエラーを検証する。
【００８０】
【数２】
2010512078.tif 000016
【００８１】
Ｅ（ｋ）は、任意に非線形的に変形され、任意に平滑化された標的信号の振幅スペクトルの包絡線とその推定との間の差分に対応する。最適化問題は、各周波数成分ｋに対し、別々に認められる。スペクトルフィルタＨ（ｋ）の最も単純な具現化は、以下による２つの包絡線によって決定されるであろう。
【００８２】
【数３】
2010512078.tif 000017
【００８３】
代替として、Ｈ（ｋ）の制約が、正則化パラメータの導入を通して提唱される。内在する意図は、
【００８４】
【化１３】
2010512078.tif 000018
【００８５】
の信号電力が弱過ぎ、故に、バックグラウンドノイズが可聴となる、またはシステムが知覚的に不安定となる場合に、フィルタ増幅が不均衡に上昇することを防ぐことである。例えば、
【００８６】
【化１４】
2010512078.tif 000019
【００８７】
の１つの時間ブロックのスペクトルピークが、正確に同一周波数帯に位置しない場合、Ｈ（ｋ）は、過度にこれらの帯域で上昇することになり、
【００８８】
【化１５】
2010512078.tif 000020
【００８９】
は最大値を有し、
【００９０】
【化１６】
2010512078.tif 000021
【００９１】
は最小値を有する。本問題を回避するために、Ｈ（ｋ）の制約が、周波数依存性正則化パラメータβ（ｋ）を通して確立され、以下をもたらす。
【００９２】
【数４】
2010512078.tif 000022
【００９３】
正の実数値β（ｋ）を通して、フィルタ増幅は、
【００９４】
【化１７】
2010512078.tif 000023
【００９５】
に対し小値の場合でも、極端に増加することはなく、故に、望ましくない信号ピークを防ぐ。β（ｋ）の最適値は、予期される信号統計に依存する一方、周波数帯当たりのバックグラウンドノイズ電力の推定に基づく演算が、発明的に提案される。バックグラウンドノイズ電力Ｐｇ（ｋ）は、時間平均化される最小統計を組み込むことによって推定可能である。正則化パラメータβ（ｋ）は、
【００９６】
【化１８】
2010512078.tif 000024
【００９７】
に従って、バックグラウンドノイズ電力のｒｍｓ値に比例し、ｃは、典型的には、１乃至５である。
【００９８】
Ｈの代替実装は、準定常入力信号専用に提案される。振幅スペクトルの包絡線は、最初に、時間平均化および任意の非直線歪みを伴わずに推定される。両修正は、以下に従って、フィルタ係数の決定の際に考慮される。
【００９９】
【数５】
2010512078.tif 000025
【０１００】
式（５）では、この場合、演算は、同時に、両指数に依存するため、ブロック指数ｍおよび周波数指数ｋの両方が示される。パラメータαおよびγは、時間平均化または非直線歪みの挙動を決定する。
【０１０１】
（標的信号におけるドロップアウトの場合の計算）
ドロップアウトを検出するための可能性は、多数あり、従来技術において周知である。例えば、状態ビットは、（例えば、音声データフレーム間の）それぞれの音声ストリーム内の指定位置に伝送され、受信機側で継続的に記録可能である。また、個々のフレームのエネルギー分析を行い、ある閾値を下回る場合、ドロップアウトを識別するように企図されるだろう。また、ドロップアウトは、送信機と受信機との間の同期を通して検出可能である。
【０１０２】
ドロップアウトが、標的信号内に検出される場合（例えば、状態ビット「ドロップアウト  はい／いいえ」によって、図２で表されるように、点線は、実際に、音声信号とともに継続的に伝送される状態ビットを示す）、置換信号は、最後に推定されたフィルタ係数および代替チャネルを使用して、生成されなければならず、補償ユニットの出力に直接送出される。ドロップアウトの際、フィルタ係数の推定は、無効化される。基本的に、標的と置換信号との間の遷移は、スイッチによって実装可能であって、不可聴のままである任意のスイッチングアーチファクトをとる。本発明によると、信号間のクロスフェードが、有利なものとして提案されるが、これは、標的信号のバッファリングを必要とし、故に、付加的待ち時間を誘発する。特に、任意の付加的バッファリングを可能としない遅延クリティカルなリアルタイムシステムでは、クロスフェードは、容易に可能ではない。この場合、例えば、線形予測による、標的信号の外挿が提案される。クロスフェードは、本発明による方法を使用することによって、外挿された標的信号と置換信号との間で実行される。
【０１０３】
置換信号は、時間領域に再変換されるフィルタ係数による代替信号のフィルタリングを通して、最終的に生成される。フィルタ係数Ｔ−１｛Ｈ｝の逆変換は、第１の変換と同一方法によって、実行されるべきである。フィルタリングの前に、フィルタインパルス応答が、任意に、窓関数ｗ（ｎ）（例えば、矩形、ハニング）によって、時間制限される。
【０１０４】
【数６】
2010512078.tif 000026
【０１０５】
フィルタ係数の継続的推定が、ドロップアウトの際に無効化されるため、インパルス応答
【０１０６】
【化１９】
2010512078.tif 000027
【０１０７】
は、それぞれ、ドロップアウトの開始時に１度だけ計算されなければならない。置換信号
【０１０８】
【化２０】
2010512078.tif 000028
【０１０９】
のサンプルの観点からの決定のためには、代替信号ｘＳの適切なベクトルが必要である。
【０１１０】
【数７】
2010512078.tif 000029
【０１１１】
一部の用途では、フィルタリングは、周波数領域において行うことができる。したがって、任意に時間領域において窓関数処理された係数は、ブロックの置換信号が、以下によって演算されるように、周波数領域に逆変換される
【０１１２】
【数８】
2010512078.tif 000030
【０１１３】
連続ブロックは、重複および追加または重複および保存等の方法を使用して、組み合わせられる。置換信号は、ドロップアウトの終了時を超えて継続し、再既存標的信号へのクロスフェードを可能にする。
【０１１４】
（標的と代替信号との間の時間遅延の推定）
本補償方法の特に好ましい実施形態では、標的および置換信号の時間的整合も改善可能である。したがって、スペクトルフィルタ係数と平行に、２つの成分を考慮して、時間遅延が推定される。一方では、フィルタリングプロセスから生じる置換信号の遅延は、
【０１１５】
【化２１】
2010512078.tif 000031
【０１１６】
に対し相殺されなければならない。他方では、標的と代替チャネルとの間の時間遅延τ２は、それぞれのマイクロホンの空間配列に由来する。これは、例えば、複素短時間スペクトルの演算を必要とする一般化相互相関（ＧＣＣ）によって、推定可能である。好ましい実装では、補償フィルタの推定のために採用される短時間ＤＦＴも利用可能であって、付加的演算の複雑性を除去する（ＧＣＣの特徴に関する詳細は、特に、Ｃａｒｔｅｒ，Ｇ．Ｃ：“Ｃｏｈｅｒｅｎｃｅ  ａｎｄ  Ｔｉｍｅ  Ｄｅｌａｙ  Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ”；Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ，Ｖｏｌ．７５，Ｎｏ．２，１９８７年２月；およびＯｍｏｌｏｇｏ  Ｍ．，Ｓｖａｉｚｅｒ  Ｐ．：“Ｕｓｅ  ｏｆ  ｔｈｅ  Ｃｒｏｓｓｐｏｗｅｒ−Ｓｐｅｃｔｒｕｍ  Ｐｈａｓｅ  ｉｎ  Ａｃｏｕｓｔｉｃ  Ｅｖｅｎｔ  Ｌｏｃａｔｉｏｎ”；ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ，ｏｎ  Ｓｐｅｅｃｈ  ａｎｄ  Ａｕｄｉｏ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ，Ｖｏｌ．５，Ｎｏ．３，１９９７年５月、参照。その開示全体は、参照することによって、本明細書に援用される）。ＧＣＣは、以下に定義される、推定された一般化クロスパワースペクトル密度（ＧＸＰＳＤ）の逆フーリエ変換を使用して計算される。
【０１１７】
【数９】
2010512078.tif 000032
【０１１８】
（再び、式９−１２では、ブロック指数ｍは、省略される。）
式（９）では、ＸＺ（ｋ）およびＸＳ（ｋ）は、それぞれ、標的または代替チャネルのブロックのＤＦＴであって、＊は、複素共役を示す。Ｇ（ｋ）は、前置フィルタを表し、その目的は、以下に説明される。
【０１１９】
時間遅延τ２は、相互相関の最大値を指数化することによって決定される。最大値の検出は、その形状をデルタ関数に近似させることによって改善可能である。前置フィルタＧ（ｋ）は、ＧＣＣの形状に直接影響を及ぼし、したがって、τ２の推定を向上させる。適切な具現化は、位相変換フィルタ（ＰＨＡＴ）を示す。
【０１２０】
【数１０】
2010512078.tif 000033
【０１２１】
これは、ＰＨＡＴフィルタを伴うＧＸＰＳＤをもたらす。
【０１２２】
【数１１】
2010512078.tif 000034
【０１２３】
式中、ΦＺＳ：標的および代替信号のクロスパワースペクトル密度である。
【０１２４】
前置フィルタが電力密度スペクトルから計算可能な複素コヒーレンス関数によって、別の可能性が提供され、以下をもたらす。
【０１２５】
【数１２】
2010512078.tif 000035
【０１２６】
ΦＺＺ：標的信号のオートパワースペクトル密度
ΦＳＳ：代替信号のオートパワースペクトル密度
周波数領域への信号の変換は、通常、短時間ＤＦＴによって実装される。ブロック長は、一方では、予期される時間遅延に対し検出可能なＧＣＣにおけるピークを促進するために、十分大きく選択されなければならないが、他方では、過度のブロック長は、記憶容量の必要性の増大につながる。時間遅延τ２の変動を適正に追跡するために、ＧＸＰＳＤまたは複素コヒーレンス関数の時間平均化が、提案される（例えば、指数平滑化によって）。
【０１２７】
【数１３】
2010512078.tif 000036
【０１２８】
【数１４】
2010512078.tif 000037
【０１２９】
式（１３）および（１４）では、ｍは、ブロック指数を示す。平滑化定数は、μおよびνによって指定される。これらは、それぞれ、コヒーレンス関数または一般化クロスパワースペクトル密度の可能な最良の推定を得るために、短時間ＤＦＴのジャンプ距離およびτ２の定常性に適応させなければならない。
【０１３０】
時間領域への再変換およびＧＣＣの最大値の検出後、標的と置換信号との間の時間遅延素子全体は、以下によって公式化可能である。
【０１３１】
【数１５】
2010512078.tif 000038
【０１３２】
個々の処理ステップは、１つの標的および１つの代替信号のための図２のブロック図に要約される。標的と置換信号またはその反対間の遷移は、グラフ内の単純なスイッチとして示される。前述のように、信号のクロスフェードが推奨される。
【０１３３】
２つを超えるチャネルを伴うマルチチャネル設定の本発明の概念は、図３に示される。どのチャネルが、ドロップアウトによって影響を受け、故に、標的チャネルになるかに応じて、代替信号が、残りの損なわれていないチャネルによって生成される。図３の別個のブロックは、以下の処理ステップに対応する。
２１    代替チャネルの選択
２２    フィルタ係数の計算
２３    時間遅延の適用
２４    置換信号の生成
図３の最上列では、ドロップアウトを被るチャネル１に対し、置換信号が生成される。これを達成するためには、チャネル２から７のうちの１つ、いくつか、またはすべてが、使用可能である。第２列は、チャネル２の復元に対応し、以下同様である。
【０１３４】
図４は、拡張段階（すなわち、時間遅延推定）と組み合わせた基本アルゴリズムの概略図を示し、個々の処理ステップの相互依存性を図示する。ブロック図を単純化するために、そこから派生するパラレル信号（ＤＦＴブロック）または（スペクトル）マッピングは、１つの（実線）線に統合され、その番号は、それぞれ、ＫまたはＫ−１によって示される。点線接続は、パラメータの転送または入力を示す。代替チャネルの第１の選択は、ＧＸＰＳＤに従って、「セレクタ」と標識されるブロックにおいて行われる。一方では、これは、代替信号の振幅スペクトルの包絡線の演算に影響に及ぼし、他方では、その重み付け重畳のために必要とされる。第２の選択基準は、時間遅延τ２によって提供される。チャネルの状態ビットは、明示的に示されていないが、その検証は、関連信号処理ブロックにおいて考慮される。加えて、標的信号の特定の決定は、本図から省略可能である。
【０１３５】
（ハードウェア実装）
本発明によると、ドロップアウト補償のための方法は、独立モジュールとして作用し、デジタル信号処理連鎖へのインストールを対象とし、ソフトウェア指定アルゴリズムは、市販のデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、好ましくは、音声アプリケーションのための特殊ＤＳＰに実装される。故に、マルチチャネル配列の各チャネルに対し、図５に例示的に示されるような適切なデバイスが必要であって、好ましくは、伝送されるデジタル音声データを受信および解読するための装置に直接統合されてもよい。
【０１３６】
ドロップアウト補償のための装置は、受信機ユニットからのデジタル信号フレームを採用し、記憶ユニット２５にそれらを一時的に格納する主音声入力を備える。装置は、少なくとも１つの副音声入力、任意にいくつかの副音声入力を備え、代替チャネルのデジタルデータが利用可能であって、同様に、１つの、任意に、いくつかの記憶ユニット２５に一時的に格納する。
【０１３７】
加えて、デバイスは、信号フレームの状態ビット（ドロップアウト  ｙ／ｎ）または代替チャネルの選択のための情報ビット等の制御データの伝送のためのインターフェースを特徴とし、後者は、（ａ）双方向データ回線と、（ｂ）一時的記憶ユニット２５とを必要とする。
【０１３８】
主チャネルのオリジナルまたは補償データフレームを転送するために、装置は、音声出力を備える。出力されるデータブロックのための別個の記憶ユニットは、必要に応じて、入力信号の記憶ユニットに格納可能であるため、必要ではない。
【図１】
2010512078.tif 000062
【図２】
2010512078.tif 000063
【図３】
2010512078.tif 000064
【図４】
2010512078.tif 000065
【図５】
2010512078.tif 000066
【国際調査報告】
2010512078.tif 000067
2010512078.tif 000068