(57)【要約】  部分コヒーレント光時間領域反射率測定（ＯＴＤＲ）装置（１）は、単一モード光ファイバ（３）に沿って部分コヒーレント光パルスを伝達するための、直接変調分布帰還型（ＤＦＢ）半導体レーザダイオード（２）を含む光源を備える。光パルスが光ファイバ（３）に沿って伝播する際の光パルスからのレイリー後方散乱された光は、光パルスが伝達されるファイバ（３）の終端からファイバブラッググレーティング（ＦＢＧ）フィルタ（１２）へ出力される。ＦＢＧフィルタ（１２）は、光検出器（１４）で受光する光のスペクトル幅を減少させる。１つの実施の形態においては、ＦＢＧフィルタ（１２）のスペクトル幅は、光ファイバ（３）に沿っておよそ１ｋｍ伝播した後の光パルスのスペクトル幅のおよそ１／５である。光検出器（１４）で受光された光のスペクトル幅が減少することの結果として、ＦＢＧフィルタ（１２）は、光の時間的コヒーレントを増加する。これにより、ＦＢＧフィルタ（１２）は、光検出器（１４）において時間的スペックルパターンを検出することができるくらいに、検出した光が十分にコヒーレントであることを保証することができる。同時に、光ファイバ（３）を伝播する光は、そのスペクトル幅が比較的広範であるので、ブリルアン散乱のような、光ファイバ（３）における非線形効果を減少することができる。
2010509580.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
光導波路を伝播する光の位相の障害を検出するための装置であって、
前記導波路に沿って連続的な光パルスを送出するための光源と、
それぞれの前記光パルスが前記導波路に沿って進む際に、前記導波路内で後方散乱された光の時間分布強度を示す信号を生成するための光検出器と、
それぞれの前記光パルスが前記導波路に沿って進む際に、前記導波路内で後方散乱された光の強度差を識別するために、前記信号を比較するためのプロセッサとを備え、
前記導波路に沿って送出される前記光パルスのスペクトル幅は、略０．１ＧＨｚから１００ＧＨｚのオーダである、装置。
【請求項２】
前記導波路に沿って送出される前記光パルスのスペクトル幅は、略１ＧＨｚから１００ＧＨｚのオーダである、請求項１に記載の装置。
【請求項３】
前記導波路に沿って送出される前記光パルスのスペクトル幅は、略７．５ＧＨｚである、請求項１または２に記載の装置。
【請求項４】
前記光パルスの空間的長さは、略１ｍから１００ｍのオーダである、先行するいずれかの請求項に記載の装置。
【請求項５】
前記光パルスの空間的長さは、略１ｍから１０ｍのオーダである、先行するいずれかの請求項に記載の装置。
【請求項６】
前記光パルスの空間的長さは、略１ｍである、先行するいずれかの請求項に記載の装置。
【請求項７】
前記光パルスの出力は、略０．１Ｗから１０Ｗのオーダである、先行するいずれかの請求項に記載の装置。
【請求項８】
前記光パルスの出力は、略２Ｗである、先行するいずれかの請求項に記載の装置。
【請求項９】
前記光検出器の電子帯域幅は、略１２５ＭＨｚである、先行するいずれかの請求項に記載の装置。
【請求項１０】
光が前記光検出器に到達する前に、光をフィルタリングする光フィルタをさらに備え、
前記光フィルタの光帯域幅は、前記光源のスペクトル幅よりも小さい、先行するいずれかの請求項に記載の装置。
【請求項１１】
光導波路を伝播する光の位相の障害を検出するための装置であって、
前記導波路に沿って連続的な光パルスを送出するための光源と、
それぞれの前記光パルスが前記導波路に沿って進む際に、前記導波路内で後方散乱された光の時間分布強度を示す信号を生成するための光検出器と、
それぞれの前記光パルスが前記導波路に沿って進む際に、前記導波路内で後方散乱された光の強度差を識別するために、前記信号を比較するためのプロセッサと、
光が前記光検出器に到達する前に、光をフィルタリングする光フィルタとを備え、
前記光フィルタの光帯域幅は、前記光源のスペクトル幅よりも小さい、装置。
【請求項１２】
前記光フィルタの前記光帯域幅は、略０．１ＧＨｚから１００ＧＨｚのオーダである、請求項１０または１１に記載の装置。
【請求項１３】
前記光フィルタの前記光帯域幅は、略１ＧＨｚから１０ＧＨｚのオーダである、請求項１０〜１２のいずれか１項に記載の装置。
【請求項１４】
前記光フィルタの前記光帯域幅は、略７．５ＧＨｚである、請求項１０〜１３のいずれか１項に記載の装置。
【請求項１５】
前記光フィルタは、前記後方散乱された光をフィルタリングするために配置される、請求項１０〜１４のいずれか１項に記載の装置。
【請求項１６】
光導波路を伝播する光の位相の障害を検出するための方法であって、
前記導波路に沿って連続的な光パルスを光源から送出するステップと、
それぞれの前記光パルスが前記導波路に沿って進む際に、前記導波路内で後方散乱された光の時間分布強度を示す信号を生成するステップと、
それぞれの前記光パルスが前記導波路に沿って進む際に、前記導波路内で後方散乱された光の強度差を識別するために、前記信号を比較するステップとを備え、
前記導波路に沿って送出される前記光パルスのスペクトル幅は、略０．１ＧＨｚから１００ＧＨｚのオーダである、方法。
【請求項１７】
前記導波路に沿って送出される前記光パルスのスペクトル幅は、略１ＧＨｚから１００ＧＨｚのオーダである、請求項１６に記載の方法。
【請求項１８】
前記導波路に沿って送出される前記光パルスのスペクトル幅は、略７．５ＧＨｚである、請求項１６または１７に記載の方法。
【請求項１９】
前記光パルスの空間的長さは、略１ｍから１００ｍのオーダである、請求項１６〜１８のいずれか１項に記載の方法。
【請求項２０】
前記光パルスの空間的長さは、略１ｍから１０ｍのオーダである、請求項１６〜１９のいずれか１項に記載の方法。
【請求項２１】
前記光パルスの空間的長さは、略１ｍである、請求項１６〜２０のいずれか１項に記載の方法。
【請求項２２】
前記光パルスの出力は、略０．１Ｗから１０Ｗのオーダである、請求項１６〜２１のいずれか１項に記載の方法。
【請求項２３】
前記光パルスの出力は、略２Ｗである、請求項１６〜２２のいずれか１項に記載の障害検出方法。
【請求項２４】
前記電子帯域幅が略１２５ＭＨｚである光検出器によって前記信号が生成される、請求項１６〜２３のいずれか１項に記載の方法。
【請求項２５】
前記信号を生成する前に、光をフィルタリングするステップをさらに備え、
前記フィルタリングの光帯域幅は前記光源のスペクトル幅よりも小さい、先行するいずれかの請求項に記載の方法。
【請求項２６】
光導波路を伝播する光の位相の障害を検出するための方法であって、
前記導波路に沿って連続的な光パルスを光源から送出するステップと、
それぞれの前記光パルスが前記導波路に沿って進む際に、前記導波路内で後方散乱された光の時間分布強度を示す信号を生成するステップと、
それぞれの前記光パルスが前記導波路に沿って進む際に、前記導波路内で後方散乱された光の強度差を識別するために、前記信号を比較するステップと、
光が前記光検出器に到達する前に、光をフィルタリングするステップとを備え、
前記フィルタリングの光帯域幅は前記光源のスペクトル幅よりも小さい、方法。
【請求項２７】
前記フィルタリングするステップの前記光帯域幅は、略０．１ＧＨｚから１００ＧＨｚのオーダである、請求項２５または２６に記載の方法。
【請求項２８】
前記フィルタリングするステップの前記光帯域幅は、略１ＧＨｚから１０ＧＨｚのオーダである、請求項２５〜２７のいずれか１項に記載の方法。
【請求項２９】
前記フィルタリングするステップの前記光帯域幅は、略７．５ＧＨｚである、請求項２５〜２８のいずれか１項に記載の方法。
【請求項３０】
前記フィルタリングは、前記後方散乱された光に対して行なわれる、請求項２５〜２９のいずれか１項に記載の方法。
【請求項３１】
光導波路を伝播する光の位相の障害を検出するための装置であって、
添付図を参照して実質的に記載されるような、装置。
【請求項３２】
光導波路を伝播する光の位相の障害を検出するための方法であって、
添付図を参照して実質的に記載されるような、方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
発明の分野
本発明は、光導波路を伝播する光の位相の障害を検出するための装置および方法に関する。より特定的には、ただし限定的ではなく、本発明は、単一モード光ファイバを伝播する光の位相に含まれる、時間的に変化する外部起因の障害を検出するための、位相敏感光時間領域反射率測定法（Optical  Time-Domain  Reflectometry：ＯＴＤＲ）を改善する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
発明の背景
ＯＴＤＲは、光ファイバ内の光の伝播を解析するための確立した技術である。通信産業界において、光ファイバの損傷を検出するとともに、その損傷箇所を特定するために、この技術は広く使用されている。光パルスが光ファイバに沿って進む際に、光ファイバ内でのレイリー後方散乱光の量は、その光パルスが伝達される光ファイバの端部に配置された光検出器によって検出することができる。光検出器によって生成された、検出された後方散乱光を示す信号を、経時的に解析することによって、光ファイバに沿った異なった位置における後方散乱光の量の空間分布を決定することができる。損傷などがある箇所においては、より多くの光が吸収または後方散乱されるので、これらの損傷箇所は、上記の決定された空間分布から特定することができる。
【０００３】
関連した技術としては、位相敏感ＯＴＤＲが知られており、光パルスがコヒーレントであって単一モード光ファイバを伝播する場合に、その光パルスからのレイリー後方散乱光の成分が互いに干渉し合い、光検出器において、いわゆる時間的スペックルパターン（temporal  speckle  pattern）を生成する。いずれの時点における時間的スペックルパターンの強度も、その時点において光検出器に到達する異なるレイリー後方散乱光の成分間の位相差によって決まる。これらの成分は、光パルスが光ファイバ内の対応する空間位置にあるときに、当該光パルスから後方散乱されたものである。したがって、時間的スペックルパターンの瞬間強度は、その位置において光パルスの空間的範囲に渡って光の位相に影響を及ぼしている状態、たとえばファイバの局部的な屈折率によって決まる。連続する光パルス間のこれらの状態の局部変化は、当該位置に対応するそれぞれの光パルスの時間的スペックルパターンの瞬間強度の差としてもたさらされることになる。すなわち、ファイバに沿って連続的に伝達されるコヒーレントな光パルスについて、光検出器で生成された信号を比較することによって、たとえばファイバに外部から歪が与えられるような外的影響によって引き起こされる局部的な屈折率の変化を検出すること、およびその位置を特定することが可能となる。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
従来のＯＴＤＲにおいては、光パルスのすべてのコヒーレントな成分によって生成された時間的スペックルパターンが、光検出器によって検出された所望の信号中のノイズを構成することがよく知られている。この光検出器の信号は、光ファイバに損傷等がない場合には、理想的には後方散乱光について平滑な空間分布を示す。したがって、一般的には、従来のＯＴＤＲに使用される光パルスはかなりインコヒーレントであり、５００ＧＨｚ周辺より大きいスペクトル幅を有する。このことは、光検出器で受光される後方散乱光強度に対する、時間的スペックルパターンの相対的な寄与を減少させる。
【０００５】
一方、位相敏感ＯＴＤＲにおいては、コヒーレントな光パルスのどのようなインコヒー
レント成分からの後方散乱光も、時間的スペックルパターンには寄与しないので、連続的な光パルスに対する光検出器の信号間の所望の比較においては、得られた信号のレベルは減少する。この比較または「信号偏差」は、理想的には、それぞれの光パルスの伝送の間に発生する外的影響の変化によって引き起こされて、ファイバに沿った異なる位置において光パルスの空間的範囲に渡って光の位相に影響を及ぼす状態の変化を表わすものである。インコヒーレント光の後方散乱の変化によるこの信号偏差の存在は、好ましくないものである。
【０００６】
米国特許５，１９４，８４７号に記載された位相敏感ＯＴＤＲの実施例、およびフアン・シー・フアレスら（Juan C. Juarez et al）による文献「位相敏感光時間領域干渉測定侵入センサシステムにおける偏光識別（Polarisation Discrimination in a Phase-Seneitive Optical Time-Domain Reflectometer Intrusion-Sensor System）」,オプティクス・レターズ（Optics Letters）,Vol.30,No24,15 December 2005によって改良された位相敏感ＯＴＤＲの実施例においては、光パルスは、非常にコヒーレントでなくてはならないことが規定されている。より具体的には、米国特許５，１９４，８４７号では、光源のスペクトル幅は１０ｋＨｚのオーダとすべきことが記載されており、より最近の文献では、光源のスペクトル幅は３ｋＨｚ未満とすべきことが記載されている。この狭いスペクトル幅は、各光パルスのインコヒーレント成分からの後方散乱光によって光検出器で生成される信号に対する寄与を減少させることを意図されたものである。
【０００７】
この実施例における１つの問題は、非常にコヒーレントな安価な光源を容易に手に入れることができないことである。米国特許５，１９４，８４７号および上記の文献、たとえば、キョー・ナム・チョイら（Kyoo Nam Choi et al）による文献「スペクトル的に安定なエルビウム光ファイバレーザの位相敏感光時間領域干渉測定への応用（Spectrally Stable Er-Fibre Laser for Application in Phase Sensitive Optical Time-Domain Reflectometry）」,ＩＥＥＥフォトニクス・テクノロジー・レターズ（IEEE Photonics Technology Letters）,Vol.15,No.3,March 2003に記載されたように、コヒーレントの要求に合うような特注の光源を設計することはできるが、これらは非常に高価となってしまう。さらに、これらは周波数ドリフトが発生しやすい。もし、周波数ドリフトが、連続的な光パルス間で光源の周波数を大きく変動させてしまう場合には、光検出器によって連続的に発生される信号間に誤った信号偏差が生じてしまう。このことは、当然に当該技術の効果を制限することになる。
【０００８】
その他の問題としては、コヒーレントな光源から光ファイバに送出可能な光パルスの出力が、さまざまな現象、特にいわゆる「非線形効果」と呼ばれる現象によって制限されることである。注目すべきことは、ブリルアン散乱は、光に対して非弾性的な後方散乱（たとえば、光パルスとは異なった波長の光を後方に伝播するように変換された後方散乱）を引き起こす。その結果として、光パルスが光ファイバに沿って進むにつれて光パルスが減衰してしまう。ブリルアン散乱は、どのような光パルス出力においても発生するが、所定の出力しきい値を超えると、急激に増加する。重要なことは、この出力しきい値は、光パルスのスペクトル幅によって決まるということである。１０ｋｍの石英ガラス（シリカ）製のシングルモード光ファイバを進む、スペクトル幅がおよそ１７ＭＨｚより小さく、波長がおよそ１５５０ｎｍである光パルスにおいては、この出力しきい値はおよそ５ｍＷである。したがって、これにより米国特許５，１９４，８４７号および上記の文献に記載された実施例で使用される光パルスの出力は制限される。しかしながら、光検出器においては、有効な信号を生成するために、できるだけ多くの後方散乱光を受けることが必要となってくることがわかるだろう。そのため、米国特許５，１９４，８４７号および上記の文献に記載された実施例においては、光パルスの出力の代わりに、光パルスの持続時間を増加させることによって、この要求に合致するようにしている。実際、米国特許５，１９４，８４７号においては、光パルスは約１００ｎｓの持続時間と記載されており、上記の文
献に記載された改良版においては、光パルスは２μｍの持続時間と記載されている。
【０００９】
ある時点における時間的スペックルパターンは、関連する時点における各光パルスの空間的位置からの後方散乱光の合成干渉によって構成されるので、光ファイバ内の光の伝播に対する障害の位置は、光ファイバ内の光パルスの空間的範囲（spatial  extent）によってのみ決まることがわかるだろう。したがって、光パルスの空間的範囲は、本技術の最大可能空間分解能を定義することになる。２μｍの持続時間を持つ光パルスの空間的範囲はおよそ２００ｍであり、これは上記文献に記載された技術の最大可能空間分解能が２００ｍであることを意味する。これは、理想にはほど遠い。
【００１０】
光パルスの出力を増加させないで空間分解能を改善するための１つの方法としては、より持続時間の短い光パルスを使用することであるが、より強力な信号を生成するために多くの光パルスからの後方散乱光により生成された光検出器の信号を平均化し、その平均化された連続的な信号を用いて比較処理を実行することが必要となる。しかしながら、この平均化によって時間的分解能は低下する。言い換えれば、時間的スペックルパターンの変化、すなわち光ファイバの外的影響の変化の認識に、長い時間を要することになる。さらに、平均化時間の持続時間よりも速い変化に対応することが不可能になる。したがって、音波などの検出への応用は実現できない。
【００１１】
本発明はこれらの問題を解決することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
発明の要約
本発明の第１の局面によれば、光導波路を伝播する光の位相の障害を検出するための装置であって、障害検出装置は、導波路に沿って連続的な光パルスを送出するための光源と、それぞれの光パルスが導波路に沿って進む際に、導波路内で後方散乱される光の時間分布強度を示す信号を生成するための光検出器と、それぞれの光パルスが導波路に沿って進む際に導波路内で後方散乱された光の強度差を識別するために、信号を比較するためのプロセッサとを備え、導波路に沿って伝達される光パルスのスペクトル幅は、およそ０．１ＧＨｚから１００ＧＨｚのオーダである。
【００１３】
本発明の第２の局面によれば、光導波路を伝播する光の位相の障害を検出するための方法であって、導波路に沿って連続的な光パルスを光源から送出するステップと、それぞれの光パルスが導波路に沿って進む際に、導波路内で後方散乱された光の時間分布強度を示す信号を生成するステップと、それぞれの光パルスが導波路に沿って進む際に、導波路内で後方散乱された光の強度差を識別するために、信号を比較するステップとを備え、導波路に沿って伝達される光パルスのスペクトル幅は、およそ０．１ＧＨｚから１００ＧＨｚのオーダである。
【００１４】
本発明によれば、非常にコヒーレントな光パルスよりも部分コヒーレントな光パルスを使用することで、位相敏感ＯＴＤＲをさらに効率的に実行することができる。部分コヒーレントな光パルスからの後方散乱光強度を示す信号を比較することにより、連続する光パルス間に導波路にそって進む光について、その光の位相変化率の変化の可視性を向上することができる。そして、重要なことは、検出信号のＳ／Ｎ比（ＳＮＲ）を改善することができるので、非常にコヒーレントな光パルスを使用する場合に比べて、より良好な空間分解能およびより高速な応答性を実現することができる。
【００１５】
さらに、本発明によって定められた光パルスのスペクトル幅は、先行技術で使用されたより狭いスペクトル幅の光パルスと比較して、ブリルアン散乱の潜在的影響を著しく減少させることを意味している。理想的には、光パルスのスペクトル幅は、光導波路のブリル
アンゲイン幅よりも大きいものであるべきであり、石英光ファイバの場合には、スペクトル幅はおよそ１７ＭＨｚである。実際に、導波路に沿って送出される光パルスでは、好ましくは、スペクトル幅はおよそ１ＧＨｚから１０ＧＨｚのオーダであり、より理想的には、導波路に沿って送出される光パルスのスペクトル幅はおよそ７．５ＧＨｚである。このことは、先行技術における光パルスを使用した場合よりも、光パルスの出力を大きくすることができる。典型的には、光パルスの出力はおよそ０．１Ｗから１０Ｗのオーダであり、より理想的にはおよそ２Ｗである。また、光パルスの持続時間も短くすることができ、たとえば空間的長さはおよそ１ｍから１００ｍのオーダである。好ましくは、空間的長さはおよそ１ｍから１０ｍのオーダであり、より理想的にはおよそ１ｍである。
【００１６】
実用的には、光パルスのスペクトル幅は、光源から出力された光をフィルタリングすることによって定められる。より具体的には、本装置は、光検出器に光が到達する前に、その光をフィルタリングするための光フィルタをさらに備えてもよく、その光フィルタの光帯域幅は光源のスペクトル幅よりも小さい。同様に、本方法は、光検出器に光が到達する前に、フィルタを用いてその光をフィルタリングするステップをさらに備えてもよく、その光フィルタの光帯域幅は光源のスペクトル幅よりも小さい。このフィルタリングは、自然放出などのように、そのスペクトルが光源から照射された光の主スペクトルの外側となる光を排除する点で、従来のフィルタリングと区別されるべきである。ここで重要なことは、光源から照射された光の主スペクトルが狭められることである。すなわち、光の線幅が減少される。
【００１７】
これはそれ自体が新規であると考えられるが、本発明の第３の局面によると、光導波路を伝播する光の位相の障害を検出するための装置であって、導波路に沿って連続的な光パルスを送出するための光源と、それぞれの光パルスが導波路に沿って進む際に、導波路内で後方散乱された光の時間分布強度を示す信号を生成するための光検出器と、それぞれの光パルスが導波路に沿って進む際に、導波路内で後方散乱された光の強度差を識別するために、信号を比較するためのプロセッサと、光が光検出器に到達する前に光をフィルタリングする光フィルタとを備え、光フィルタの光帯域幅は、光源のスペクトル幅よりも小さい。
【００１８】
また、本発明の第４の局面によれば、光導波路を伝播する光の位相の障害を検出するための方法であって、導波路に沿って連続的な光パルスを光源から送出するステップと、それぞれの光パルスが導波路に沿って進む際に、導波路内で後方散乱された光の時間分散強度を示す信号を生成するステップと、それぞれの光パルスが導波路に沿って進む際に、導波路内で後方散乱された後方散乱光の強度差を識別するために、信号を比較するステップと、光が光検出器に到達する前に光をフィルタリングするステップとを備え、フィルタリングの光帯域幅は光源のスペクトル幅よりも小さい。
【００１９】
好ましくは、光フィルタは、後方散乱光をフィルタリングするために配置される。このことは、光導波路内を進む光のスペクトル幅が、検出された後方散乱光のスペクトル幅より大きくできる点で有利である。スペクトル幅はコヒーレンスと関連するので、このフィルタリングは、検出された光が、時間的スペックルパターンが検出できるくらいに十分にコヒーレントであることを保証することができる。それと同時に、導波路内を進む光は、比較的広範なスペクトル範囲を有するので、ブリルアン散乱のような光導波路の非線形効果を減少させることができる。
【００２０】
以下、一例として、本発明の好ましい実施の形態を図面を参照して説明する。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
図面の簡単な説明
【図１】本発明の第１の好ましい実施の形態における、部分コヒーレント光時間領域反射率測定（ＯＴＤＲ）装置の概要図である。
【図２Ａ】図１のＯＴＤＲ装置において、他の光フィルタを通過した光の波長帯域を示すグラフである。
【図２Ｂ】図１のＯＴＤＲ装置において、ファイバーブラッググレイティング光フィルタを通過した光の波長帯域を示すグラフである。
【図３】部分コヒーレントＯＴＤＲ装置において、時間に対する、ＤＦＢレーザダイオードにより出力された光パルスの波長帯域を示すグラフである。
【図４】図１のＯＴＤＲ装置において光ファイバに沿って１ｋｍを進んだ後の光パルスの波長と比較した、ファイバーグレイティング光フィルタを通過した光の波長帯域を示すグラフである。
【図５】異なったコヒーレンスの度合を有する光パルスに対する、図１に示されるＯＴＤＲ装置の光検出器によって検出される光の強度を示すグラフである。
【図６】異なった出力を有する光パルスに対する、図１に示されるＯＴＤＲ装置の光検出器から出力される信号のＳ／Ｎ比（ＳＮＲ）を示すグラフである。
【図７】本発明の第２の好ましい実施の形態における、部分コヒーレント光時間領域反射率測定（ＯＴＤＲ）装置の概要図である。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
好ましい実施の形態の詳細な説明
図１を参照して、本発明の第１の実施の形態による部分コヒーレント光時間領域反射率測定（ＯＴＤＲ）装置は、単一モード光ファイバ３に沿って光パルスを伝達するための、直接変調分布帰還型（Distributed  FeedBack：ＤＦＢ）半導体レーザダイオード２を含む光源を備える。ＤＦＢレーザダイオードは、波長分割多重方式（Wavelength  Division
Multiplexed：ＷＤＭ）光通信ネットワークシステムにおいて一般的であり、本実施の形態では、ＤＦＢレーザダイオード２は、２．５Ｇｂｐｓ  ＷＤＭ通信において典型的に使用されるタイプのものである。ペルチェ素子４を含む温度安定装置は、ＤＦＢレーザダイオード２の温度を制御するために配置される。ＤＦＢレーザダイオード２の温度が変化するにつれて、伝送される光パルスの波長も変化する。ペルチェ素子４は、およそ１〜２ｎｍの範囲で正確に波長を制御することができるので、光パルスの波長は調節され得る。典型的には、光パルスの波長は、たとえば、標準化された国際電気通信連合（International  telecommunication  Union：ＩＴＵ）の波長グリッドによって定義され、または、本実施の形態においてはおよそ１５５０ｎｍに設定される、単一モード光ファイバ３の設計値である。
【００２３】
遅延線５は、上述の単一モード光ファイバ３と同様の、２０ｍの長さの単一モード光ファイバであり、ＤＦＢレーザダイオード２の出力端に接続される。遅延線５は、ＤＦＢレーザダイオード２からの各光パルスの出力間隔において、コネクタなどからの反射によって引き起こされる光が、ＤＦＢレーザダイオード２のレーザ共振器内へフィードバックされるのを防止する。遅延線５の出力端は、第１の光増幅器６に接続される。第１の光増幅器６は、ブースタとしても知られるが、エルビウムドープファイバー増幅器（Erbium-Doped  Fibre  Amplifier：ＥＤＦＡ）であり、およそ２０〜２５ｄｂの一般的な光学ゲインによって光パルスを増幅する。第１の光増幅器６の出力端は、第１の光フィルタ７に接続される。本実施の形態においては、第１の光フィルタ７は、ＷＤＭバンドパスフィルタであり、そのスペクトル幅は図２Ａに示すように、およそ７５ＧＨｚ（０．６ｎｍ）である。第１の光フィルタ７は、第１の光増幅器６からの、増幅された広範な自然放出を減少させる。この自然放出は、一般的には、ＤＦＢレーザダイオード２によって出力された光パルスの主スペクトルの範囲よりも上または下の波長の光が含まれる。第１の光フィルタ７の出力は光カプラ８に接続されており、第１の光フィルタ７から出力される、増幅されかつフィルタリングされた光パルスを光ファイバ３に出力する。本実施の形態においては、
光カプラ８は、５０：５０の３ｄＢ溶融ファイバカプラであるが、他の実施の形態においては、光カプラに代えて３ポートサーキュレータを用いることもできる。この場合、各ポートあたりの損失が３ｄＢからおよそ１ｄＢに低下できるという利点がある。
【００２４】
また、光カプラ８は、光パルスが光ファイバ３に沿って進む際に光パルスからレイリー後方散乱された光を、光パルスの増幅段へと伝送されるファイバ３の終端から出力されるように構成される。増幅段は、第２の増幅器９と、第２の光フィルタ１０と、第３の光増幅器１１とを含み、それぞれ直列に接続される。第２の光増幅器９および第３の光増幅器１１は、プリアンプとして知られるが、前述の第１の光増幅器６と同様のＥＤＦＡである。これらの増幅器は、およそ２０ｄＢから２５ｄＢの光学ゲインによって、それぞれ光ファイバ３から受けるレイリー後方散乱光を増幅する。しかし、これらの増幅器は、第１の光増幅器６よりも低いノイズを有している。第２の光フィルタ１０は、第１の光フィルタ７と同様である。すなわち、第２の光フィルタ１０は、ＷＤＭバンドパスフィルタであり、そのスペクトル幅はおよそ７５ＧＨｚ（０．６ｎｍ）である。
【００２５】
増幅段は、３ポートサーキュレータ１３を経由してファイバーブラッググレイティング（Fibre  Bragg  Grating：ＦＢＧ）フィルタ１２と接続され、フィルタリングされかつ増幅された後方散乱光をＦＢＧフィルタ１２に出力する。ＦＢＧフィルタ１２は、図２Ｂに示されるように、およそ７．５ＧＨｚ（０．０６ｎｍ）のスペクトル幅を有する。ＦＢＧフィルタ１２の温度感受性はおよそ０．０００５ｎｍ／℃である。そのため、ＦＢＧフィルタ１２は、たとえば絶縁筐体で覆われるように、温度的にパッケージ化される。これにより、ＦＢＧフィルタ１２の温度、すなわち通過する光の波長帯域が、できるだけ一定に保たれる。以下、詳細について説明するように、ＤＦＢレーザダイオード２によって出力された光パルスの選択された波長レンジが、ＦＢＧフィルタ１２を通過した光の波長帯域と一致するように、上述のようにペルチェ素子４によってＤＦＢレーザダイオード２の温度が調節される。
【００２６】
ＦＢＧフィルタ１２によって出力された光は、３ポートサーキュレータを経由して、光検出器１４に向けられる。本実施の形態においては、光検出器１４は、インジウム・ガリウム・砒素（ＩｎＧａＡｓ）ＰＩＮ型光検出器であり、およそ１２５ＭＨｚの電子的検出帯域幅とおよそ１４００Ωのトランスインピーダンス増幅器を有する。光検出器１４は、ＦＢＧフィルタ１２からの光を受けると、受光した光の強度を示すアナログ電子信号を生成する。光検出器１４はデジタル変換カード１５に接続され、このアナログ電子信号をデジタル変換カード１５へ出力する。このデジタル変換カード１５は、光検出器１４と同様のアナログ電子帯域幅を有する。デジタル変換カード１５は、アナログ信号をデジタル信号に変換する。また、デジタル変換カード１５は、コンピュータ１６により制御されて、必要に応じて、所定数の連続的な光パルスについてのアナログ信号を平均化する。そして、デジタル変換カード１５は、変換したデジタル信号をコンピュータ１６に出力する。
【００２７】
コンピュータ１６は、デジタル変換カード１５から受けたデジタル信号間の差を決定するためのプロセッサ（図示せず）と、表示するための表示装置１７とを含む。このデジタル信号は、連続的な光パルスからの光ファイバ３内におけるレイリー後方散乱の結果として表わされる、光検出器１４からの（平均化された）光の強度を示している。表示装置は、この差の情報を、光ファイバ３に沿った距離に対する振幅の差として、グラフ表示する。この情報は、また、コンピュータ１６の適当な記憶装置（図示せず）に記憶される。
【００２８】
コンピュータ１６は、制御装置１９と通信するための入出力カード１８をさらに含む。この制御装置１９は、ＤＦＢレーザダイオード２に電源を供給する電源装置２０を制御しており、これによりＤＦＢレーザダイオード２を直接変調することができる。コンピュータ１６は、要求に応じて制御装置１９がＤＦＢレーザダイオード２の出力を制御するよう
に、制御装置１９に対して指令を与える。典型的な場合としては、制御装置１９は、ＤＦＢレーザダイオード２から出力される光パルスの持続時間が、およそ１ｎｓからおよそ１００ｎｓの間になるように、ＤＦＢレーザダイオード２の電源装置２０を変調する。本実施の形態においては、光パルスの持続時間はおよそ１０ｎｓであり、これは空間的パルス長さとしてはおよそ１ｍに対応する。ＤＦＢレーザダイオード２が光パルスを繰り返し出力するように、コンピュータがＤＦＢレーザダイオード２を制御する周波数（たとえば、システムのパルス繰り返し周波数または変調周波数）は、光パルスが光ファイバ３の遠方端まで伝達され、光パルスからレイリー後方散乱された光が遠方端から戻ってくるまでの時間（たとえば、ファイバ３の長さの光往復時間）によって決定される。すなわち、理想的には、その次の光パルスがファイバ３に沿って伝達される前に、各パルスから後方散乱された光が、光検出器１４によって受光されるべきである。本実施の形態においては、光ファイバ３の長さはおよそ１０ｋｍである。したがって、相応するパルス繰り返し周波数はおよそ１０ｋＨｚとなる。この周波数は、コンピュータ１６が差の情報を認識して表示することができる最大速度（たとえば、本装置１の最大測定周波数）を決定する。デジタル変換カード１５によって行なわれるどのうような平均化処理も、この測定周波数を低下させる。そして、この測定周波数は、デジタル変換カード１５によって平均化されるアナログ信号の光パルス数に反比例する。全体として、本装置１の測定周波数は、十分に音波を検出することができる値である。すなわち、本装置は、受振器、水中聴音器、加速度計や地震計などに用いることができる。
【００２９】
ＤＦＢレーザダイオード２が連続出力する場合には、そのスペクトル幅はおよそ１ＭＨｚである。これは、ＤＦＢレーザダイオード２が、時間的コヒーレンスがおよそ１μｓである光を出力できることを意味する。しかしながら、本装置のように、ＤＦＢレーザダイオード２が直接変調される場合は、光パルスのスペクトル幅がかなり大きくなり、放出された光パルスの時間的コヒーレンスはかなり小さくなる。そのため、継続時間Ｔの光パルスは、スペクトル幅を１／Ｔより小さくすることはできず、また時間的コヒーレンスをＴより大きくすることはできないという基本的な制限が与えられる。したがって、本実施の形態で使用される１０ｎｓの光パルスにおいては、理論最小スペクトル幅は０．１ＧＨｚ（１ｐｍ）であり、理論最大時間コヒーレンスは１０ｎｓとなる。さらに、ＤＦＢレーザダイオード２に供給される電流を変調させることは、結果としてＤＦＢレーザダイオード２のレーザ共振器内の電子密度を変調させることになる。このことは、ＤＦＢレーザダイオード２のレーザ共振器を形成する材料の屈折率変動の原因となり、光パルス出力の周波数チャーピングが引き起こされる。図３を参照して、ＤＦＢレーザダイオード２によって出力された１μｍの光パルスの波長が、その継続時間において大きく変化していることがわかる。光パルスの初期においては、図３中の下方勾配２１に示されるように、およそ０．１ｎｓの時間まで、波長が長い状態から短い状態に変化するいわゆるブルーシフトと呼ばれる現象が発生している。また、図３中の上方勾配２２のように、光パルスの終了方向に向かっておよそ１０〜１００ｎｓにわたって、波長が短い状態から長い状態に変化するいわゆるレッドシフトと呼ばれる現象が発生している。周波数チャーピングの全レンジは、およそ２０〜５０ＧＨｚとなる。この周波数チャーピングは、光パルスのスペクトル幅を定め、光の波長ではおよそ０．１６〜０．４ｎｍ、時間的コヒーレンスではおよそ２０〜５０ｐｓの範囲となる。より一般的には、ＤＦＢレーザダイオード２の直接変調によって生成される、持続時間が１〜１００ｎｓの光パルスの時間的コヒーレンスは、持続時間よりも２〜３桁ほど小さくなる。
【００３０】
しかしながら、光フィルタ７，１０およびＦＢＧフィルタ１２は、光検出器１４において受光される光のスペクトル幅を減少させる。ＦＢＧフィルタ１２はその中でもスペクトル幅が最も狭いので、スペクトル幅の減少度合は、一次的にはＦＢＧフィルタ１２に支配される。確かに、他の光フィルタ７，１０は、上述のようにように、単に第１の増幅器６および第２の増幅器９からの自然放出を減少させることを意図しているだけである。図４
を参照して、図中の線２３で示される、ＦＢＧフィルタ１２を通過した光の波長の帯域は、図中の線２４で示される、光ファイバ３に沿って光パルスが進む際に、光パルス内に現れる光の波長の全レンジよりは、ずっと狭いものとなっている。確かに、本実施の形態においては、ＦＢＧフィルタ１２のスペクトル幅は、光ファイバ３に沿っておよそ１ｋｍ伝播した後の光パルス（すなわち、ＤＦＢレーザダイオード１２と光ファイバ３のレイリー後方散乱光とによって放出された光パルスと同じもの）のスペクトル幅のおよそ１／５であることがわかる。
【００３１】
さらに詳細には、図３は、図中のハッチング部２５に示されるように、ＦＢＧフィルタ１２を通過した光の波長の帯域と、ＤＦＢレーザダイオード２によって放出された光パルスの波長のレンジとの間の最適な関係を示している。ＦＢＧフィルタ１２を通過した光の波長の帯域幅は、ＤＦＢレーザダイオード２によって放出された光パルスの波長のレンジと理想的に関連しており、パルス持続時間のクリッピング歪が最小化されている。すなわち、それらは、パルス持続時間内で比較的波長が一定となるときに重なりあう。これはパルス持続時間の中間の付近のときであり、このとき光パルスは最大出力を有する傾向がある。
【００３２】
光検出器１４で受光される光のスペクトル幅が減少する結果として、ＦＢＧフィルタ１２もまた、光の時間的コヒーレンスを増加させる。本実施の形態においては、ＦＢＧフィルタ１２のスペクトル幅は７．５ＧＨｚ（０．０６ｎｍ）であるので、光検出器１４で受光される光の時間的コヒーレンスはおよそ１００ｐｓとなる。これは、光パルスが光ファイバ３に沿って進む際の時間的コヒーレンスよりもずっと長くなる。重要なことは、光ファイバ３に沿って進む光よりもむしろ、光検出器１４に到達する光のコヒーレンスが、検出光量を決定することである。この検出光量は、コヒーレントとの相関がなくそのために時間的スペックルパターンの可視性を低下させてしまうような検出光量と比べて、コヒーレントの相関があり、かつ時間的スペックルパターンに寄与する。これらの光量の割合は、可視パラメータＶＩとして定義することができる。この可視パラメータＶＩは、シミズら（Shimizu et al）による文献「光ファイバおよび構成機器についてのレイリー後方散乱測定におけるコヒーレント・フェーディング・ノイズの特性と低減（Caracteristics and Reduction of Coherent Fading Noise in Rayleigh Backscattering Measurement for
Optical Fibres and Components）」，ジャーナル・オブ・ライトウェーブ・テクノロジー（Journal of Ligtwave Technology）,Vol.10,No.7,p.982(1992)において、統計的に解析されている。完全にコヒーレントな光では、可視パラメータＶＩは１であることが容易にわかる。本実施の形態において、検出器１４で受光される光については、可視パラメータＶＩはおよそ０．１３３である。より一般的には、他の実施の形態においては、可視パラメータＶＩは、およそ０．０４〜０．２６の間の値となる。
【００３３】
検出器１４で受光される光の強度の確率密度関数Ｐ（Ｉ）は、（レイリー後方散乱の影響により）、可視パラメータＶＩを用いて以下のような式で表わされる。
【００３４】
【数１】
2010509580.tif 000003
【００３５】
この式は、様々な可視パラメータＶＩの値について図５に図式的に示されている。可視パラメータＶＩが１の場合には、図中の勾配２６に示されるように、正規化された強度がゼロのところで確立密度関数Ｐ（Ｉ）は最大値となり、正規化された強度がゼロから大き
く増加するにしたがって確立密度関数Ｐ（Ｉ）は減少する。可視パラメータＶＩが０．７０７，０．５，０．３１６，０．１３３と逐次低下していくと、図中の勾配２７，２８，２９，３０にそれぞれ示されるように、確率密度関数Ｐ（Ｉ）は、徐々に正規分布の形に近づいていく。可視パラメータＶＩの値が０．５，０．３１６，０．１３３のときの大きさと等価な場合の理想的な曲線が、図中の破線３１，３２，３３にそれぞれ示される。重要なことは、本実施の形態で示した可視パラメータＶＩに関して、光検出器１４で受光される光の強度の変動幅は正規分布に制約され、かつ光が完全にコヒーレントな場合の変動幅と比べると小さくなる、ということである。
【００３６】
時間的スペックルパターンをうまく検出するために、すなわち連続的な光パルスによって生成される時間的スペックルパターン同士の差をうまく検出するために、光検出器１４で受光された、時間的スペックルパターンに起因して発生した光の強度の変動幅が、光検出器１４によって出力される信号内のノイズよりも大きくなることが重要である。これは、本装置１のＳ／Ｎ比（ＳＮＲ）が、可視パラメータＶＩの逆数より大きいことと等価であり、たとえば、次式で表わされる。
【００３７】
【数２】
2010509580.tif 000004
【００３８】
ノイズは、光学増幅器６，９，１１などによって生成される光学ノイズと、光検出器１４によって生成される電気ノイズとの両方によって発生する。より具体的には、光検出器１４による後方散乱光検出後のＳＮＲは、以下の式のように表わされる。
【００３９】
【数３】
2010509580.tif 000005
【００４０】
ここで、
【００４１】
【数４】
2010509580.tif 000006
【００４２】
上式において、Δｆは、光検出器１４の電子的検出帯域幅（本実施の形態においては１２５ＭＨｚ）、Ｒは光検出器１４の応答性パラメータ、Ｇは増幅段の２つの光増幅器９，１１（それぞれゲインＧ１，Ｇ２を有する）の合成ゲイン、ＰＳは光検出器１４に到達した全信号の出力（パワー）、ＮＥＰ（Noise  Equivalent  Power）は光検出器１４のノイズ等価パワー、ｑは電荷、ηは光検出器１４の量子効率、Ｆｎは増幅段の２つの光増幅器９，１１（それぞれＦｎ1，Ｆｎ2を有する）の等価雑音指数（effective  noise  figure）、ｈは量子定数（プランク定数）、νは光検出器１４によって受光される光の周波数、およびΔνｏｐｔは光検出器１４によって受ける光のスペクトル幅である。
【００４３】
図６には、いくつかの異なったパルス放出出力（pulse  launch  powers）（すなわち
、第１の増幅器６またはブースタによって増幅された光のパワー）についての、パルス持続時間に対するＳＮＲをグラフとして示した図である。より具体的には、パルス出力が０．１Ｗ，０．５Ｗ，１Ｗ，２Ｗの場合のＳＮＲが、図中の曲線３４，３５，３６，３７にそれぞれ示される。これより、パルス放出出力とともにＳＮＲが増加しているのがわかる。図中の曲線は、光カプラ８の３ｄＢ損失を含んでおり、増幅段における増幅器９，１０の各々の雑音指数を５．５ｄＢと想定している。増幅器９，１０のゲインは、光検出器１４からの出力電圧レベルを、デジタル変換カード１５の最大入力電圧範囲（０．５Ｖ）の付近に保つために、異なるパルス放出出力ごとに調整される。要求される合成ゲインは、いずれの計算された曲線においても最大値である３８ｄＢを超えていない。単一光パルスを考慮して、信号の平均化は行なっていない。
【００４４】
図６より、放出出力が１Ｗの場合には、ＳＮＲがおよそ１５ｄＢが達成できていることがわかる。可視パラメータＶＩの逆数の対数値は、信号レベルが９ｄＢの場合と等価であり、これは、デジタル変換カード１５によって出力されるデジタル信号のＳＮＲがおよそ６ｄＢ大きく、時間的スペックルパターンが予測ノイズから容易に区別可能であることを示している。
【００４５】
比較的高い可視パラメータＶＩを維持している間、ＳＮＲを向上するために、高出力の光パルスを使用する自由度は、概して、主にＦＧＢフィルタ１２の適切な配置によって決まる。より具体的には、光ファイバ３に沿って進む光パルスは、比較的広範なスペクトル範囲を有しており、このことは、同じパルス出力でスペクトル範囲がより狭い光パルスの場合よりも、ブリルアン散乱の影響がずっと小さいことを意味している。それと同時に、光検出器１４に到達する後方散乱光の時間的コヒーレンスはＦＢＧフィルタ１２によって増加されるので、比較的高い可視パラメータＶＩを維持することができる。
【００４６】
さらに、光ファイバ３を進む光パルスおよび光検出器１４に到達する後方散乱光の、スペクトル幅と時間的コヒーレントとが実質的に同じとなるような、効果的な装置を設計することも可能である。図７を参照して、本発明の第２の実施の形態における部分コヒーレントＯＴＤＲ装置３８は、第１の実施の形態における部分コヒーレントＯＴＤＲ装置１と同様の構成機器を多く含んでいる。同じ構成機器については同じ参照番号が付されている。しかしながら、第２の実施の形態においては、サーキュレータ１３およびＦＢＧフィルタ１２が、第１の実施の形態の第１の光フィルタ７の位置に配置される。すなわち、ＦＢＧフィルタ１２はＤＦＢレーザダイオード２の出力と光ファイバ３との間に配置される。これは、ＦＢＧフィルタ１２が光ファイバ３を進む光パルスのスペクトル幅に影響することを意味しており、したがって、そのスペクトル幅はおよそ７．５ＧＨｚになる。このスペクトル幅は、光ファイバ３についてのブリルアン・ゲイン帯域幅よりもずっと大きい。ブリルアン・ゲイン帯域幅は、およそ１７ＭＨｚである。さらに、光検出器１４に後方散乱光が到達する前に、後方散乱光を増幅するための増幅器がないので、光検出器１４において有効な信号生成するために各光パルスから十分な光が後方散乱されるように、理想的には、光パルスはより長い持続時間とされるべきである。確かに、第２の実施の形態において、平均化を行なわない場合には、典型的には光パルスはおよそ５０〜１００ｍの空間持続時間を有する。このことは、本装置３８の空間分解能を制限することになる。
【００４７】
第２の実施の形態の一例としては、光検出器１４は、ニュー・フォーカス社（New  Focus）製のｍｏｄｅｌ２０５３のような、三段階のトランスインピーダンス増幅器を有するインジウム・ガリウム・ヒ素（ＩｎＧａＡｓ）ＰＩＮ型光検出器であり、電子帯域幅は７００ｋＨｚ、電圧応答性は１．８９×１０６Ｖ／Ｗ、そしてＮＥＰは０．３４ｐＷ／ｒｔＨｚである。持続時間５００ｎｓ（５０ｍ）の光パルスを、出力５００ｍＷで光ファイバ３内へ照射した場合、予測ＳＮＲはおよそ３５ｄＢとなる。可視パラメータＶＩの逆数の対数値は信号レベルと等価であり、およそ１８ｄＢとなる。したがって、ＳＮＲはおよそ
１７ｄＢ高く、時間的スペックルパターンを予測ノイズから容易に区別可能である。
【００４８】
第２の実施の形態の他の例としては、光検出器１４は、パーキン・エルマー社（Perkin
Elmer）製のｍｏｄｅｌ３０６６２Ｅのような、集積型ハイブリッドプリアンプを搭載したインジウム・ガリウム・ヒ素（ＩｎＧａＡｓ）アバランシェ・フォトダイオードであり、電子帯域幅は５０ＭＨｚ、電圧応答性は３．４×１０５Ｖ／Ｗ、そしてＮＥＰは０．１３ｐＷ／ｒｔＨｚである。もし、電子帯域幅がローパスフィルタによって７００ｋＨｚに制限される場合は、予測ＳＮＲはおよそ４０ｄＢになる。また、可視パラメータＶＩの逆数の対数は信号レベルと等価であり、およそ１８ｄＢであるので、ＳＮＲはおよそ２２ｄＢ高くなり、時間的スペックルパターンを予測ノイズから容易に区別可能である。
【００４９】
今回開示された本発明の実施の形態は、本発明をどのように実施するかを示した例に過ぎない。開示された実施の形態の修正、変化および変更は、適切な技術および知識を有する当業者が思いつくことができるであろう。これらの修正、変化および変更は、特許請求の範囲とその均等物によって定められる本発明の精神と範囲から逸脱することなく実施されるであろう。
【図１】
2010509580.tif 000007
【図２Ａ】
2010509580.tif 000008
【図２Ｂ】
2010509580.tif 000009
【図３】
2010509580.tif 000010
【図４】
2010509580.tif 000011
【図５】
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【図６】
2010509580.tif 000013
【図７】
2010509580.tif 000014
【国際調査報告】
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2010509580.tif 000016
2010509580.tif 000017