(57)【要約】  本発明は、４つのスイッチング素子（Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６）を有するブリッジ回路を備えたインバータに関する。ブリッジ回路の対向する一方の２つの接続端子（１，２）がインバータの直流電圧部と接続されており、ブリッジ回路の他方の２つの接続端子（３，４）がインバータの交流電圧部と接続されており、スイッチング素子（Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６）の適切な制御によって直流電圧および交流電圧が相互に変換される。直流電圧部においては正の直流電圧端子に直流電圧側の第１のスイッチング素子（Ｓ１）が接続されており、この第１のスイッチング素子（Ｓ１）の後段にはインダクタンス（Ｌ１）およびダイオード（Ｄ２）が配置されており、インダクタンス（Ｌ１）およびダイオード（Ｄ２）は、第１のスイッチング素子（Ｓ１）とブリッジ回路の第１の接続端子（１）との間に直列に接続されている。
2010518806.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
４つのスイッチング素子（Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６）を有するブリッジ回路を備えたインバータであって、
前記ブリッジ回路の対向する一方の２つの接続端子（１，２）がインバータの直流電圧部と接続されており、前記ブリッジ回路の他方の２つの接続端子（３，４）がインバータの交流電圧部と接続されており、前記スイッチング素子（Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６）の適切な制御によって直流電圧および交流電圧が相互に変換される、インバータにおいて、
前記直流電圧部においては正の直流電圧端子に直流電圧側の第１のスイッチング素子（Ｓ１）が接続されており、該第１のスイッチング素子（Ｓ１）の後段にはインダクタンス（Ｌ１）およびダイオード（Ｄ２）が配置されており、該インダクタンス（Ｌ１）および該ダイオード（Ｄ２）は、前記第１のスイッチング素子（Ｓ１）と前記ブリッジ回路の第１の接続端子（１）との間に直列に接続されていることを特徴とする、インバータ。
【請求項２】
直流電圧側の第２のスイッチング素子（Ｓ２）が、一方では前記インダクタンス（Ｌ１）と前記ダイオード（Ｄ２）とから成る直列回路において、該インダクタンス（Ｌ１）と該ダイオード（Ｄ２）との間に接続されており、他方では前記インダクタンス（Ｌ１）と前記ブリッジ回路の第２の接続端子（２）とから成る直列回路において、該インダクタンス（Ｌ１）と該第２の接続端子（２）との間に接続されており、前記第２のスイッチング素子（Ｓ２）は閉じられた状態において前記インダクタンス（Ｌ１）を前記ブリッジ回路の前記第２の接続端子（２）に接続する、請求項１記載のインバータ。
【請求項３】
前記交流電圧部には交流電圧側の平滑コンデンサ（Ｃ0）が接続されている、請求項１または２記載のインバータ。
【請求項４】
前記直流電圧部には直流電圧側の平滑コンデンサ（Ｃi）が接続されている、請求項１から３までのいずれか１項記載のインバータ。
【請求項５】
直流電圧側のスイッチング素子（Ｓ１，Ｓ２）は半導体スイッチング素子、例えば電力ＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴである、請求項１から４までのいずれか１項記載のインバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、請求項１の上位概念に記載されている、４つのスイッチング素子を有するブリッジ回路を備え、このブリッジ回路の対向する一方の２つの接続端子がインバータの直流電圧部と接続されており、ブリッジ回路の他方の２つの接続端子がインバータの交流電圧部と接続されており、スイッチング素子の適切な制御によって直流電圧および交流電圧が相互に変換される、インバータに関する。
【０００２】
インバータは電気工学において、殊に交流電流形成システム、例えば燃料電池装置および光電装置（いわゆる「静止系」）または風力発電装置（いわゆる「回転系」）において広範に使用されている。静止系は、給電網に電力を供給するために、生じたＤＣ電力をＡＣ電力に変換し、給電網に適合させて給電するインバータを必要とする。回転系はＡＣ電力を形成するが、このＡＣ電力は通常の場合、先ずＤＣ電力に変換され、続いて再びＡＣ電力に変換される。これは一方では、ジェネレータの機械側における動作領域（例えば回転数領域）を拡張できるようにするため、また他方では、電源への給電に必要とされる交流電流の質を保証するために行われる。インバータは給電側の電気的なパラメータを電源側の電気的なパラメータ、例えば周波数および電圧から分離することができ、したがって給電側と電源側との間の中央結合素子を表す。
【０００３】
従来技術によれば、４つのスイッチング素子を有するブリッジ回路を備え、このブリッジ回路の対向する一方の２つの接続端子がインバータの直流電圧部と接続されており、ブリッジ回路の他方の２つの接続端子がインバータの交流電圧部と接続されており、スイッチング素子の適切な制御によって直流電圧および交流電圧が相互に変換されるインバータが頻繁に使用されている。しかしながら通常の場合、ブリッジ回路のスイッチング素子に関しては、時折高いスイッチング周波数を保証しなければならないので、高価な構成素子、例えばＦＲＥＤ（高速リカバリエピタキシャルダイオード）ＦＥＴが必要とされる。このＦＲＥＤ−ＦＥＴは従来の回路装置のコストに関して負に作用するものであり、さらにはスイッチングプロセス毎に不可避なスイッチング損失を伴うので、通常のインバータの効率も損ねる。
【０００４】
したがって本発明の課題は、構成素子の実際の特性と共にインバータトポロジを最適化することによって、僅かなコストで効率および電流品質を向上させることである。
【０００５】
この課題は請求項１の特徴部分に記載の構成によって解決される。請求項１に係る発明は、４つのスイッチング素子を有するブリッジ回路を備え、このブリッジ回路の対向する一方の２つの接続端子がインバータの直流電圧部と接続されており、ブリッジ回路の他方の２つの接続端子がインバータの交流電圧部と接続されており、スイッチング素子の適切な制御によって直流電圧および交流電圧が相互に変換される、インバータに関する。本発明によれば、直流電圧部においては正の直流電圧端子に直流電圧側の第１のスイッチング素子が接続されており、第１のスイッチング素子の後段にはインダクタンスとダイオードが配置されており、これらのインダクタンスおよびダイオードは、第１のスイッチング素子とブリッジ回路の第１の接続端子との間に直列に接続されている。さらに詳細に説明すると、その種の回路装置は、ブリッジ回路のスイッチング素子を単に電源周波数でもって切り替えればよく、他方では、給電される電流を直流電圧部における高速にクロック制御されるスイッチング素子でもって制御することができるのでより高い効率を実現する。したがって１つのスイッチング素子においてのみスイッチング損失が生じ、このことは本発明によるインバータの効率を向上させる。
【０００６】
請求項２による実施形態では、直流電圧側における入力電圧が出力側の電源電圧の最大値よりも低い場合には殊に有利である。このために請求項２によれば、直流電圧側の第２のスイッチング素子が、一方ではインダクタンスとダイオードとから成る直列回路において、それらのインダクタンスとダイオードとの間に接続されており、他方ではインダクタンスとブリッジ回路の第２の接続端子とから成る直列回路において、それらのインダクタンスと第２の接続端子との間に接続されており、この第２のスイッチング素子は閉じられた状態においてインダクタンスをブリッジ回路の第２の接続端子に接続する。これによって、直流電圧側の入力電圧は第２のスイッチング素子の適切なスイッチングによって昇圧変換される。さらにただ１つのインダクタンスの使用によりコストをさらに節約することができる。
【０００７】
請求項３から５には本発明によるインバータの有利な実施形態が記載されている。交流電圧部には交流電圧側の平滑コンデンサが接続されており、直流電圧部には直流電圧側の平滑コンデンサが接続されている。さらに、直流電圧側のスイッチング素子は半導体スイッチング素子、殊に電力ＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴであることが提案される。
【０００８】
以下では、添付の図面に基づき本発明を詳細に説明する。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】本発明によるインバータの第１の実施形態の原理回路図を示す。
【図２】本発明によるインバータの第２の実施形態の原理回路図を示す。
【図３】本発明によるインバータの交流電圧部にエネルギが供給される際のスイッチング素子に対する制御信号と電圧の時間的な経過を示す。
【００１０】
先ず図１ないし図２に基づき、本発明によるインバータの実施形態の原理回路図を説明する。本発明によるインバータは４つのスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５およびＳ６を備えたブリッジ回路を有し、ブリッジ回路の対向する一方の２つの接続端子１，２がインバータの直流電圧部と接続されており、ブリッジ回路の他方の２つの接続端子３，４はインバータの交流電圧部と接続されている。直流電圧の交流電圧への変換は、フルブリッジを表すブリッジ回路内の４つのスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５およびＳ６を介して行われ、公知のやり方でスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５およびＳ６の適切な制御によって直流電圧および交流電圧が相互に変換される。
【００１１】
直流電圧部においては正の直流電圧端子に直流電圧側の第１のスイッチング素子Ｓ１が接続されており、第１のスイッチング素子Ｓ１の後段にはインダクタンスＬ１およびダイオードＤ２が配置されており、これらのインダクタンスＬ１およびダイオードＤ２は、第１のスイッチング素子Ｓ１とブリッジ回路の第１の接続端子１との間に直列に接続されている。直流電圧側の第２のスイッチング素子Ｓ２が、一方ではインダクタンスＬ１とダイオードＤ２とから成る直列回路において、これらのインダクタンスＬ１とダイオードＤ２との間に接続されており、他方ではインダクタンスＬ１とブリッジ回路の第２の接続端子２とから成る直列回路において、それらのインダクタンスＬ１と第２の接続端子２との間に接続されており、この第２のスイッチング素子Ｓ２は閉じられた状態においてインダクタンスＬ１をブリッジ回路の第２の接続端子２に接続する。ダイオードＤ２は正の直流電圧端子とブリッジ回路の第１の接続端子１との間において導通方向に接続されている。
【００１２】
直流電圧部には直流電圧源Ｕeが設けられている。交流電圧部には負荷ＵNetzが設けられている。
【００１３】
さらに交流電圧部には交流電圧側の平滑コンデンサＣ0が接続されており、また直流電圧部には直流電圧側の平滑コンデンサＣiが接続されている。有利には、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５およびＳ６は半導体スイッチング素子、殊に電力ＭＯＳＦＥＴである。
【００１４】
図２は、図１による実施形態の択一形態を示す。
【００１５】
以下では図３に基づき、交流電圧部に直流電圧部からエネルギが供給される際のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５およびＳ６を制御するためのスイッチングシーケンスを説明する。
【００１６】
図３は、図１による本発明のインバータでの正の半波におけるスイッチングシーケンスのスイッチオンフェーズを示し、ここでは直流電圧部から交流電圧部へのエネルギ供給が行われる。スイッチング素子の制御、また殊にスイッチング素子のクロック制御は図３の下部のグラフから見て取れる。図３から明らかなように、交流電圧部の出力端子において正の半波を形成するためにスイッチング素子Ｓ４およびＳ６は常に閉じられており、すなわち導通状態であり、他方スイッチング素子Ｓ３およびＳ５は常にスイッチオフの状態に留まる、すなわち非導通状態である。図３から明らかなように、正の半波が上昇する領域に関しては、直流電圧側の第１のスイッチング素子Ｓ１はそのスイッチオン持続時間を長くしながら閉じられるようにデューティ比が選択されており、正の半波が下降する領域に関しては、直流電圧側の第１のスイッチング素子Ｓ１はそのスイッチオン持続時間を短くしながら閉じられるようにデューティ比が選択されている。したがって、直流電圧側における第１のスイッチング素子Ｓ１がクロック制御されて、インダクタンスＬ１およびダイオードＤ２を介して電流を電源に供給する。電源電圧が直流電圧側の入力電圧を超過すると、直流電圧側の入力電圧は直流電圧側の第２のスイッチング素子Ｓ２を用いて昇圧変換される。このために第１のスイッチング素子Ｓ１が閉じられた状態に留まり、すなわち導通された状態に留まり、他方では第２のスイッチング素子Ｓ２の適切なクロック制御によって電圧上昇が行われる。
【００１７】
直流電圧部にはさらにダイオードＤ１が設けられており、このダイオードＤ１はアノードがブリッジ回路の第２の接続端子２と接続され、カソードが第１のスイッチング素子Ｓ１と接続されるように、ブリッジ回路の第２の接続端子２と直流電圧側の第１のスイッチング素子Ｓ１との間に接続されている。したがってインダクタンスＬ１は、ブリッジ回路の第１の接続端子１と接続されているダイオードＤ２と、交流電圧側の負荷と、ブリッジ回路の第２の接続端子２と接続されているダイオードＤ１とを介して自励される。
【００１８】
交流電圧部の出力端子において負の半波を形成するためにスイッチング素子Ｓ３およびＳ５は常に閉じられており、すなわち導通状態であり、他方スイッチング素子Ｓ４およびＳ６は常にスイッチオフの状態に留まる、すなわち非導通状態に留まる。図３から明らかなように、負の半波が下降する領域に関しては、直流電圧側の第１のスイッチング素子Ｓ１はそのスイッチオン持続時間を長くしながら閉じられるようにデューティ比が選択されており、負の半波が上昇する領域に関しては、直流電圧側の第１のスイッチング素子Ｓ１はそのスイッチオン持続時間を短くしながら閉じられるようにデューティ比が選択されている。ここでもまた、直流電圧側における第１のスイッチング素子Ｓ１がクロック制御されて、インダクタンスＬ１およびダイオードＤ２を介して電流を電源に供給する。電源電圧が直流電圧側の入力電圧を超過すると、直流電圧側の入力電圧は直流電圧側の第２のスイッチング素子Ｓ２を用いて昇圧変換される。このために第１のスイッチング素子Ｓ１が閉じられた状態に留まり、すなわち導通された状態に留まり、他方では第２のスイッチング素子Ｓ２の適切なクロック制御によって負の最大値を形成するために電圧上昇が行われる。
【００１９】
殊に図３からは、本発明によるインバータトポロジにおいては、ブリッジ回路のスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５およびＳ６を０通過時に電源周波数でもって切り替えるだけでよいことが見て取れる。直流電圧側の第１のスイッチング素子Ｓ１のみが電流供給のために高速にクロック制御されるので、このスイッチング素子Ｓ１においてのみ顕著なスイッチング損失が発生する。これによって本発明によるインバータの効率を確実に著しく高めることができ、しかも９８％にまで高めることができる。直流電圧側の入力電圧が電源電圧よりも低い場合には、付加的な第２のスイッチング素子Ｓ２を使用することができる。さらに、ブリッジ回路のスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５およびＳ６に対する要求が比較的少ないことに基づき廉価な構成素子を使用することができ、これによって回路全体のコストを低減することができる。
【図１】
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【図２】
2010518806.tif 000004
【図３】
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【手続補正書】
【提出日】平成20年12月15日(2008.12.15)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】請求項１
【補正方法】変更
【補正の内容】
【請求項１】
４つのスイッチング素子（Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６）を有するブリッジ回路を備えたインバータであって、
前記ブリッジ回路の対向する一方の２つの接続端子（１，２）がインバータの直流電圧部と接続されており、前記ブリッジ回路の他方の２つの接続端子（３，４）がインバータの交流電圧部と接続されており、前記スイッチング素子（Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６）の適切な制御によって直流電圧および交流電圧が相互に変換される、インバータにおいて、
前記直流電圧部においては正の直流電圧端子に直流電圧側の第1のスイッチング素子（Ｓ１）が接続されており、該第１のスイッチング素子（Ｓ１）は直接的に、直列に接続されているインダクタンス（Ｌ１）およびダイオード（Ｄ２）を介して前記ブリッジ回路の第１の接続端子（１）に接続されていることを特徴とする、インバータ。
【国際調査報告】
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