(57)【要約】  本発明は、ＩＧＢＴ又はＭＯＳＦＥＴ等のＭＯＳゲート電力半導体スイッチング装置のための制御方法及び回路に関する。本発明は、一般的な機器に見られる基本的なハーフブリッジ回路における電力半導体スイッチング装置及びフリーホイールダイオード対の電流及び電圧整流に対する制御及び動作を可能にする。本発明による方法は、スイッチオン指令信号の受信時、制御端子又は電力半導体スイッチング装置のゲートに電圧機能を適用し、装置にわたる電圧降下を所定の割合に維持する一方で装置内の調整された電流上昇を可能にし、ダイオードにわたる電圧がオン状態からオフ状態のレベルに変化し始める時、制御端子又は電力半導体スイッチング装置のゲートに電圧機能を適用し、電力半導体スイッチング装置にわたる電圧降下がダイオードにわたる電圧降下をトラッキングできるようにする。
2010528570.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力半導体スイッチング装置及びフリーホイールダイオード対の整流を制御する方法であって、
スイッチオン指令信号の受信時、制御端子又は電力半導体スイッチング装置のゲートに電圧機能を適用し、
前記電圧機能は、装置にわたる電圧を変化させる一方で装置の電流上昇を調整可能にし、
ダイオードにわたる電圧（ＶＡＫ）がオン状態からオフ状態の電圧に変化し始めるときに実質的に、制御端子又は電力半導体スイッチング装置のゲートに電圧機能を提供して、電力半導体スイッチング装置にわたる電圧変化がダイオードにわたる電圧変化を実質的にトラッキングできるようにする、
ことからなる方法。
【請求項２】
前記装置にわたる前記電圧の前記変化は、所定の比率に従って前記電圧降下（５１）を維持することを具備することを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記ダイオードがスイッチングを開始して電力半導体スイッチング装置の電流がピークになる時、フリーホイールダイオードにわたり現れる逆電圧の開始を電力半導体スイッチング装置の電圧降下の開始に同期させ、実質的にダイオード逆オーバシュートのない電流整流が達成されることをさらに具備することを特徴とする請求項１又は２に記載の方法。
【請求項４】
前記電圧機能は、閉ループ帰還監視を用いて決定されることを特徴とする請求項１、２又は３に記載の方法。
【請求項５】
前記電圧機能を変更して前記整流過程を変更することをさらに具備することを特徴とする請求項１から４のうち何れか１項に記載の方法。
【請求項６】
電力半導体スイッチング装置にゲート駆動電圧を提供するためのゲート駆動回路と、
ゲート駆動回路に接続される制御信号生成回路と、を具備し、
スイッチオン信号の受信時、第１ステージ制御信号が生成され、ゲート駆動回路を制御し、電力半導体スイッチング装置を駆動し、前記装置にわたる前記電圧を変更し、第２ステージ制御信号が生成され、前記ダイオードにわたる前記電圧降下の開始に同期され、ゲート駆動回路を制御し、電力半導体スイッチング装置にわたる電圧を駆動し、実質的にダイオード電圧に同期して変化することを特徴とする請求項１から５のうち何れか１項に記載の方法を実行するための回路。
【請求項７】
前記制御信号生成回路は、前記電力半導体スイッチング装置及びフリーホイールダイオード対から前記制御信号生成回路へ、検出された電圧を帰還するために閉ループ帰還回路と、
前記電力半導体スイッチング装置及びフリーホイールダイオード対から前記制御信号生成回路へ、電流検出信号を帰還するために電流監視回路と、を具備し、
前記第１及び第２ステージ制御信号は、前記検出された電圧及び前記電流検出信号に応答することを特徴とする請求項６に記載の回路。
【請求項８】
スイッチオン指令信号の受信時、制御端子又は電力半導体スイッチング装置のゲートに電圧機能を適用するための手段と、
ダイオードにわたる電圧を変更する一方で装置の電流が上昇し、
実質的にダイオードにわたる電圧がオン状態からオフ状態の電圧に変化し始める時、制御端子又は電力半導体スイッチング装置のゲートに電圧機能を適用し、電力半導体スイッチング装置にわたる電圧変化が実質的にダイオードにわたる電圧変化をトラッキングできるようにするための手段と、
を具備する、電力半導体スイッチング装置及びフリーホイールダイオード対の整流を制御するための回路。
【請求項９】
チョッパのための整流制御回路であって、
前記チョッパは、直列接続される能動スイッチング装置と受動スイッチング装置とを具備し、
前記整流制御回路は、前記スイッチング装置が実質的に同期してスイッチングするよう前記スイッチング装置の整流を制御するよう構成され、
前記チョッパ回路から第１検出信号を受信するための第１検出入力と、
前記チョッパ回路から第２検出信号を受信するための第２検出入力と、
前記第１及び第２検出入力へ結合され、前記能動スイッチング装置のスイッチングを制御する出力を有する制御信号生成回路と、を具備し、
前記制御信号生成回路は、前記第１及び第２検出信号を使用し、前記受動スイッチがスイッチングを開始する時を決定し、前記能動及び受動スイッチング装置が実質的に同期してスイッチングするよう前記能動スイッチング装置を制御するよう構成されることを特徴とする回路。
【請求項１０】
前記第１検出信号は、電圧検出信号を具備し、前記第２検出信号は、電流検出信号を具備することを特徴とする請求項９に記載のチョッパのための整流制御回路。
【請求項１１】
前記検出信号のうち１つは、電流検出信号を具備し、
前記制御信号生成回路は、前記電流検出信号に対する特徴を識別し、前記受動スイッチがスイッチングを開始する時を決定するよう構成されることを特徴とする請求項９又は１０に記載のチョッパのための整流制御回路。
【請求項１２】
前記特徴は、前記受動スイッチを介する電流の逆流を具備することを特徴とする請求項１１に記載のチョッパのための整流制御回路。
【請求項１３】
前記制御信号生成回路は、前記検出入力のうち一つと前記制御出力との間で少なくとも一つのデジタル制御ループを具備することを特徴とする請求項９から１２のうち何れか１項に記載のチョッパのための整流制御回路。
【請求項１４】
前記能動スイッチング装置は、ＭＯＳスイッチング装置を具備し、前記受動スイッチング装置は、整流器を具備することを特徴とする請求項９から１３のうち何れか１項に記載のチョッパのための整流制御回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力半導体装置の制御に関し、実施形態では具体的に、電力半導体スイッチング装置及びフリーホイールダイオードの同時制御に関する。
【背景技術】
【０００２】
電力半導体装置は、低電圧チップ、コンピュータ、機関車から高電圧伝送線まで、広範囲の電力用途に普及している。殆どの回路において、フリーホイールダイオードは、連続的な負荷電流電導のためのＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）又はＭＯＳＦＥＴ（金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ）等の電力半導体スイッチング装置に対して使用され、大きな電圧による半導体装置及び回路の損傷を回避する必要がある。大電力ＩＧＢＴは通常、ダイオードと共にモジュールとして供給され、ダイオードは、モジュール内でフリーホイールダイオードとして機能する。ＩＧＢＴは通常、ダイオードに対して並列である。電力半導体スイッチング装置とフリーホイールダイオードとの両方に対する信頼できるスイッチング動作は、最重要である。また、動作の最適化は、全回路に対する高効率及び低ワット損を達成するのに必要である。これら目的を達成するために、一つの主な問題は、メインスイッチング装置のスイッチオン動作の間におけるフリーホイールダイオードから電力半導体スイッチング装置への電流整流である。貧弱な整流によるダイオード逆回復に関連付けられる過渡のダイオード電圧オーバシュート及びワット損は、両装置に対して高い負担を課し、それら装置の用途範囲を限定する。特に、良好な制御なしでは、大電力ダイオードは、パンチスルーの影響を受け、高周波振動を伴う急峻で大きな逆電圧増加によるスナップリカバリ（snappy recovery）となる。
【０００３】
電圧、ｄｖ／ｄｔ、電流及びｄｉ／ｄｔ帰還制御を含む帰還制御技法を用いて、ＩＧＢＴ及び他の電力半導体スイッチング装置を制御する試みがなされてきた。また、開ループネットワークは、広く普及している。しかし、フリーホイールダイオードは、直接制御できない。いくつかの低電力回路でさえ、ダイオードを不要とし、その代わりに制御されたスイッチング装置を用いる。結果として、それら方法又はゲート駆動装置は、上記説明した技法を具現化する一方、電力半導体スイッチング装置と従来のフリーホイールダイオードとの両方に対する同時制御について適切に対応されていない。それらは、用途に応じてしばしば作成され、ユーザは、整流が境界内（within bound）で過渡電圧及び電流をもたらすことを確かめる必要がある。良好な制御は、負荷電流及び温度等の条件が連続的に変化するので、多くの用途において達成するのが困難である。帰還制御を用いても、結果はかなり経験に基づくものであり、各種動作条件に対してゲート駆動装置を調整する必要性は、従来の方法をかなり好ましくないものとし、非効率である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】WO9743832
【特許文献２】US2005253165
【発明の概要】
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明の第１の局面によると、スイッチオン指令信号の受信時、制御端子又は電力半導体スイッチング装置のゲートに電圧機能を適用し、前記電圧機能は、装置にわたる電圧を変化させる一方で装置の電流上昇を調整可能にし、ダイオードにわたる電圧（ＶＡＫ）がオン状態からオフ状態の電圧に変化し始める時に実質的に、制御端子又は電力半導体スイッチング装置のゲートに電圧機能を提供して、電力半導体スイッチング装置にわたる電圧変化がダイオードにわたる電圧変化を実質的にトラッキングできるようにする、ことからなる、電力半導体スイッチング装置及びフリーホイールダイオード対の整流を制御する方法が提供される。
【０００６】
電圧機能、即ち電圧形（voltage shape）又は波形は、電流の変化率を制御するために実施形態において選択され、例えば全変化のうち約１０％の（緩やかな）傾斜又は（小さな）段階を含むことがある。このようにスイッチング装置の電圧を変更することで、ダイオードを介した電流は、次第に変化する（これに対して、制御電圧は大きな変化段階がある）。実施形態において、回路中の寄生又は他のインダクタンス、具体的には直列接続されたスイッチング装置及びダイオードは、次第に電流変化をもたらす。電圧帰還がスイッチングの制御に採用されると、電流の略線形傾斜が達成されうる。
【０００７】
大まかに言って、実施形態では、初期傾斜又は段階を用いて、制御端子又は能動スイッチング装置のゲート上の電圧を変更し、受動スイッチング装置（ダイオード）がスイッチングし始めるときを決定する、という概念である。この点において、ダイオードのスイッチングは、能動スイッチによって制御できるので、能動（ＩＧＢＴ）及び受動（ダイオード）スイッチは、同期化されるようスイッチングする。故に、本発明による方法の実施形態は、ダイオードを監視してスイッチングし始める時を決定し、この点は、ダイオードにわたる電圧がゼロへ又はゼロを通過して下降し始める時を識別することによって特定されうる。一つは、符号規約を定義し、ダイオードがダイオード電圧にある時に正と呼び、電圧がゼロより下降し始める時に負と呼び、ダイオードがターンオフし、即ちダイオードにわたる電圧が逆転する時である。しかし、当業者であれば、能動及び受動スイッチング装置にわたる電圧がシーソーのように動作するので、一方が上昇すれば他方が下降し、逆も同じであることが分かる。
【０００８】
実施形態では、電力半導体スイッチング装置にわたる電圧を変更することは、装置にわたる下降電圧を所定の割合で維持することを含む。しかし、この装置にわたる電圧に対する代替の変更は、段階、線形（又は区分的線形）又はその両方でありうる所定の波形に続くよう電圧を維持することを含んでも良い。
【０００９】
実施形態では、方法は、（ダイオードにわたる電圧がゼロへ向かうか又はそれを通過して下降し始める時）フリーホイールダイオードにわたって現れる電圧の開始を、電力半導体スイッチング装置の主な電圧降下（即ちダイオードがスイッチングし始める時）及び電力半導体スイッチング装置における電流ピークに同期させることを含む。このように、実質的なダイオード逆オーバシュートなしで、安全で有効な電流整流が達成できる。ダイオード電圧（ＶＡＫ）が（点Ｔ３及び角５３への点線で）スイッチングし始める時を、図４を参照して後述するが、この点は、ダイオード電流ＩＣのピークに対して正確に一致しないことが、この図から分かる。ＩＣのピークは、電流の変化割合が正から負に変わるので、ダイオード電流波形に対する都合のよい識別可能な特徴である。しかし、これは、それがこの時点である一方で、ダイオードのスイッチング点に正確に一致しないことが分かる（実施形態で後述する）。
【００１０】
本発明による方法の実施形態では、電力半導体スイッチング装置にわたる電圧下降の割合を制御するのに用いる電圧機能は、閉ループ帰還監視によって決定される。実施形態では、電力半導体スイッチング装置を制御してダイオード電圧降下をトラッキングするための電圧機能は、最適な整流過程を確実にするために変更可能である。即ち実施形態では、電圧機能（波形）を制御して整流過程を制御することができる。
【００１１】
もう一つの局面では、本発明は、上記説明した方法を実行するための回路を提供し、回路は、電力半導体スイッチング装置にゲート駆動電圧を提供するためのゲート駆動回路と、ゲート駆動回路に接続される制御信号生成回路と、を具備し、スイッチオン信号の受信時、第１ステージ制御信号が生成され、ゲート駆動回路を制御し、電力半導体スイッチング装置を駆動し、前記装置にわたる前記電圧を変更し、第２ステージ制御信号が生成され、前記ダイオードにわたる前記電圧降下の開始に同期され、ゲート駆動回路を制御し、電力半導体スイッチング装置にわたる電圧を駆動し、実質的にダイオード電圧に同期して変化する。
【００１２】
上記説明の通り実施形態では、ダイオードにわたる電圧と電力半導体スイッチング装置にわたる電圧とは、シーソーのように動作し、即ちこれら装置にわたる電圧変化が実質的に互いにトラッキングする（絶対電圧極性“absolute voltage polarity”が採用される場合、これは、実質的に同一の割合で降下する電圧として表現できる）。
【００１３】
実施形態では、制御信号生成回路は、電力半導体スイッチング装置及びフリーホイールダイオード対から制御信号生成回路へ検出電圧を帰還させる閉ループ電圧帰還回路と、電流検出信号を装置及びダイオード対から制御信号生成回路へ帰還させる電流監視回路とを含む。実施形態では、第１及び第２ステージ制御信号は、検出された電圧及び検出された電流信号に応答する。実施形態では、検出された電流信号は、装置及びダイオード対を介して電流の変化の割合を検出する。
【００１４】
さらにもう一つの局面において、本発明は、スイッチオン指令信号の受信時、制御端子又は電力半導体スイッチング装置のゲートに電圧機能を適用するための手段と、ダイオードにわたる電圧を変更する一方で装置の電流が上昇し、実質的にダイオードにわたる電圧がオン状態からオフ状態の電圧に変化し始める時、制御端子又は電力半導体スイッチング装置のゲートに電圧機能を適用し、電力半導体スイッチング装置にわたる電圧変化が実質的にダイオードにわたる電圧変化をトラッキングできるようにするための手段と、を具備する、電力半導体スイッチング装置及びフリーホイールダイオード対の整流を制御するための回路を提供する。
【００１５】
さらにもう一つの局面において、本発明は、チョッパのための整流制御回路であって、前記チョッパは、直列接続される能動スイッチング装置と受動スイッチング装置とを具備し、前記整流制御回路は、前記スイッチング装置が実質的に同期してスイッチングするよう前記スイッチング装置の整流を制御するよう構成され、前記制御回路は、前記チョッパ回路から第１検出信号を受信するための第１検出入力と、前記チョッパ回路から第２検出信号を受信するための第２検出入力と、前記第１及び第２検出入力へ結合され、前記能動スイッチング装置のスイッチングを制御する出力を有する制御信号生成回路と、を具備し、前記制御信号生成回路は、前記第１及び第２検出信号を使用し、前記受動スイッチがスイッチングし始める時を決定し、前記能動及び受動スイッチング装置が実質的に同期してスイッチングするよう前記能動スイッチング装置を制御するよう構成される、回路を提供する。
【００１６】
いくつかの好ましい実施形態では、整流制御回路は、受動スイッチング装置を介する電流、例えばダイオード電流の割合変化の極性変化（又は具体的な同期化の実施形態では、ダイオード電圧のゼロ通過）を検出する電流検出信号の特徴を識別し、受動スイッチがスイッチングし始める時を決定する。実施形態では、他の検出信号は、電圧検出信号を含む。おおむね、２つの電圧検出信号が採用できるが、これは、多くの用途に対して、検出された電圧の一つが比較的高い電圧の可能性があるので、あまり好ましくない。
【００１７】
実施形態では、制御信号生成回路は、少なくとも一つのデジタル制御ループを含む。例えば、電流の変化の割合は、ｄｉ／ｄｔ変化が正から負へ変わる時に検出され（その逆も同じ）、（１ビットの）タイミング制御信号を生成するのに使用される。これを用いて、おおよそダイオード電圧の角（corner）を識別し、ダイオードがスイッチングし始める点を識別する。その後、制御信号生成回路は、制御信号を生成して能動スイッチ上の電圧、例えば、ＩＧＢＴのコレクタ又はエミッタ電圧を変更し、迅速にこの電圧を降下させることができる。実施形態においてこれは、タイミング制御信号に応答してデジタル／アナログ変換器を制御するためにデジタル回路を用いて達成されうる。この機能は、例えば高速デジタル回路によって達成され、ＦＰＧＡ（フィールドプログラマブルゲートアレイ）で実行されうる。しばしばスイッチング時間は、ナノ秒単位であり、そのような配列は、この時間単位上の制御を容易にする。そのような配列は、能動及び受動スイッチング装置の同期制御を容易にする。
【００１８】
従って、上記言及した問題に対処し、考えうる広範囲の動作条件に関する電力半導体スイッチング装置及びフリーホイールダイオード対の整流制御及びその最適化を可能にする、ＩＧＢＴ又は電力ＭＯＳＦＥＴ等の電力半導体スイッチング装置のスイッチング動作を動的に調整するための制御方法及び回路を説明する。
【００１９】
実施形態では、方法は、指令信号の受信時、装置にわたる電圧降下を所定の割合に維持する一方で装置における調整された電流の上昇を可能にする制御端子又は電力半導体スイッチング装置のゲートに電圧機能を適用し、実質的にダイオードにわたる電圧がオン状態からオフ状態のレベルに変化し始める時、制御端子又は電力半導体スイッチング装置のゲートに電圧機能を適用し、電力半導体スイッチング装置にわたる電圧降下がダイオードにわたる電圧降下をトラッキングできるようにし、ダイオード逆電圧オーバシュートなくスイッチング動作の迅速で制御された遂行を確実ならしめるステージを含む。
【００２０】
前記時間は、プリセットの代わりに特定のリアルタイム装置調整によって決定される。ゲート装置は、作動条件に従って電圧機能を自動的に修正するので、実際の動作調整を担う。電力スイッチング装置電圧とダイオード電圧との間の特定の関係は、本発明による方法を、いわゆるトラッキング制御として特徴付ける。
【００２１】
スイッチオン過程の間、フリーホイールダイオードにわたって現れる電圧の開始を電力半導体スイッチング装置の主な電圧降下に同期することにより、本発明による方法は、フリーホイールダイオードの逆回復電圧オーバシュートと電力半導体スイッチング装置の高い電流スパイクとを回避することができる。従って、所望の限度を下回る最適化されたスイッチング損失及びスイッチング負荷で、電力半導体スイッチング装置とフリーホイールダイオードとの間の安全で効果的な電流及び電圧整流を達成できる。
【００２２】
電力半導体スイッチング装置のゲートに適用される前記２つのステージの電圧機能は、最適なスイッチオン特性が、使用される特定のスイッチング装置、ダイオード及び条件に達成されることを確実にするために変更できる。複数のループ帰還と、電流及び電圧等いくつかの変数の監視とは、前記２つのステージの電圧機能を与えるために組込むことができる。また、制御理論に見られる各種技法は、ゲート電圧及び電力半導体スイッチング装置電圧のカスケード制御、及び前記２つのステージの電圧機能の特徴に対する適切な制御等を用いて、本発明に適用可能である。
【００２３】
また、本発明による方法は、浮遊インダクタンスを含む最も従来の回路において、スイッチング装置にわたる電圧降下を制限することによって、スイッチオン動作の間に電力半導体スイッチング装置の電流上昇率を調整できるようにする。
【００２４】
結果として、本発明による方法は、電力半導体スイッチング装置及びフリーホイールダイオードの本質的に非線形の移行特性（transient behavior）について信頼できる制御を達成し、ＳＯＡ（安全運転区域）における両装置の性能を最適化する。
【００２５】
電力半導体スイッチング装置とフリーホイールダイオードとの両方に対する制御されたスイッチングにより、本発明の実施形態は、大電力用途の逐次装置動作に対するさらに良好な解決策であって、ＩＧＢＴ等の電力半導体スイッチング装置の直列接続は、高電圧サイリスタに対する代わりを提供する。直列接続されたＩＧＢＴが本発明による方法に従って各々制御される間、個々のスイッチング装置のスイッチオン特性は、同期化することができ、ダイオードに対する相互作用を制御することができる。故に、直列接続のための、従来の大きく高価なスイッチオンスナバ回路（snubber circuit）を避けることができる。
【００２６】
また、上記説明した方法を実行するための回路を説明する。実施形態において回路は、制御端子又は電力半導体スイッチング装置のゲートにゲート駆動電圧を提供するためのゲート駆動回路と、ゲート駆動回路に接続される制御信号生成回路と、を含み、スイッチオン信号の受信時、第１ステージの制御信号が生成され、ゲート駆動回路を制御し、電力半導体スイッチング装置電圧を駆動し、所定の割合に電圧を下降させ、実質的にダイオード電圧がオン状態からオフ状態のレベルに変化し始める時、第２ステージの制御信号が生成され、ゲート駆動回路を制御し、電力半導体スイッチング装置電圧を駆動し、その電圧をダイオード電圧降下と同時又は他の割合で下降させ、電力半導体スイッチング装置に対して速くスイッチングする。
【００２７】
制御信号生成回路は、閉ループ回路と、電圧又は電流監視回路とを組込んでもよい。
【００２８】
好ましくは、回路のための前記時間は、ダイオード電圧の変化によって決定されるが、他の変数によって代わりに生成されてもよい。前記制御信号において２つの別個のステージを与える単一のセルフタイミング方法は、以下の実施形態で提案される。これにおいて、スイッチング装置電流が監視され、第２ステージのスイッチオンは、スイッチング装置の電流がその上昇割合の極性を変更するまで遅延される。実施形態においてこの手法は、帰還ループを用いる利点があり、制御回路を内蔵型及び小型化する。
【００２９】
当業者であれば、各種回路手法は、本発明による方法を実行するのに用いてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】図１は、インバータのハーフブリッジアームで採用される本発明による回路の実施形態を示す図である。
【図２】図２は、ＩＧＢＴのハードスイッチオン動作の間の一般的なスイッチング波形を示す。
【図３】図３は、本発明と、ＩＧＢＴ及びフリーホイールダイオード対に適用される図１の回路とに対する一つの特定の回路例を示す図である。
【図４】図４は、本発明の実施形態による方法が採用される時の結果的なスイッチング波形とともに、図１又は３の回路によって生成される電圧機能を示す。
【図５】図５は、本発明の実施形態によって提供できる良好なタイミング制御なしでスイッチング波形を示す。
【図６】図６は、本発明の実施形態によって提供できる良好なタイミング制御なしでスイッチング波形を示す。
【発明を実施するための形態】
【００３１】
実施形態の詳細は、添付図面を参照して以下説明される。
【００３２】
図１は、ハーフブリッジ回路に適用される本発明の実施形態の回路を示し、２対の電力半導体スイッチング装置（Ｓ１、Ｓ２）と、フリーホイールダイオード（ＦＷＤ１、ＦＷＤ２）とは、図示の通りに接続される。ハーフブリッジ構成は、殆どのインバータが基礎とする基本的な接続手法である。図１に示される通り、フリーホイールダイオードは、各電力半導体スイッチング装置に対して逆並列に置かれる。この配列は通常、電力モジュールを構成する。上部スイッチング装置Ｓ１がオンの時、下部装置Ｓ２がオンであり、逆も同じである。ダイオードＦＷＤ１及びＦＷＤ２は、誘導負荷電流ＩＬに経路を提供するものである。Ｓ２１とＦＷＤ１２との間の電流相互作用も示される。負荷電流ＩＬが図１に特定される通りの方向で流れている時、電流は、Ｓ２１のスイッチオン動作の間、ＦＷＤ１２からＳ２１へ整流される。ゲート駆動回路３は、Ｓ２１を制御するためにゲート端子Ｇ２に接続され、事実上制御信号生成回路４のためのバッファ回路である。図１に示されるＤＣループ浮遊インダクタンスＬＳも、ＬＳの電流変化がそこにわたる電圧を誘導する時、スイッチングに影響を与える。
【００３３】
図２は、ハードスイッチングの間、位置Ｓ２１のＩＧＢＴとその対応するフリーホイールダイオードＦＷＤ１２との間の電流整流過程に関する典型例を示す。以下の説明は、主にＩＧＢＴに関するが、回路が電力ＭＯＳＦＥＴ等の他のＭＯＳゲート装置にも適する点に注意すべきである。図２に示す通り、ＩＧＢＴ１及びフリーホイールダイオード２に関連付けられる電圧及び電流波形は通常、５つの局面で描かれる。局面Ｉの間、ＩＧＢＴゲート−エミッタ電圧ＶＧＥは、ゲート閾電圧ＶＴＨへ上昇する一方、ＩＧＢＴ１が未だオフである。ＩＧＢＴコレクタ電流ＩＣが局面ＩＩの開始時に上昇し始めると、ＩＧＢＴコレクタ−エミッタ電圧ＶＣＥは、電流変化率ｄＩＣ／ｄｔがインダクタンスＬＳにわたる電圧を誘導するので、同時に下降し始める。負荷電流ＩＬが事実上一定なので、ＩＣがゼロからレベルＩＬへ急激に上昇する時、ダイオード電流ＩＡは、その順方向電流から事実上ゼロと同一の割合でＩＬに等しくなる。ダイオードドリフト領域に格納される過剰キャリアは、接合が逆バイアスになりうる前に除去される。故に、ＩＡは、ゼロより低く下降して逆回復電流を描き、ＩＣは、レベルＩＬより高く増加し、局面ＩＩの終わりでピークＩＬ＋ＩＲＲに達し、その点によりダイオード２は、逆阻止能力を回復し始める。局面ＩＩＩの間、ダイオード２にわたる上昇逆電圧によりＶＣＥは、急激に減少する。ＶＣＥがゼロに近づきＩＣが減少すると、オーバシュートＶＲＲは通常、ＶＡＫで現れる。ＶＡＫ、ＶＣＥ及びＩＣ間の関係は、以下の式で示される。
【００３４】
【数１】
2010528570.tif 000003
【００３５】
ＶＣＥ及びＶＡＫに対する同時制御がない場合の負荷電流レベルＩＬへのＩＣの減少の間に生ずるｄＩＣ／ｄｔによりダイオード電圧逆オーバシュートＶＲＲの可能性が高くなる。ＶＣＥは、局面ＩＶでオン状態の電圧レベルへ下降して終了し、局面Ｖは、ＶＧＧ（ｏｎ）へのＶＧＥの上昇で続く。
【００３６】
図３に関して、回路図は、ＩＧＢＴ１及びフリーホイールダイオード２に適用される本発明の実施形態を示す。これは、ゲート駆動回路３及び制御信号生成回路４を含む。
【００３７】
ゲート駆動回路３は、高利得電流バッファステージ３１、ＭＯＳＦＥＴ駆動ステージ３２及びゲート抵抗ＲＧ３３を含み、制御信号生成回路４及びＩＧＢＴゲート端子Ｇをリンクする。
【００３８】
制御信号生成回路４は、ＶＣＥ電圧帰還ループ４１とｄｉ／ｄｔ帰還及び調整ループ４２とからなる装置電力側から２つの帰還ループを採用する。電圧帰還ループ４１は、抵抗及びキャパシタの配列で構成されてもよく、ＩＧＢＴ１のコレクタ端子Ｃと高速広帯域演算増幅器４３の非反転入力とに取り付けられる。この演算増幅器４３は、スケール化されたＶＣＥを、その反転入力に接続された参照機能（reference function）ＶＲＥＦ５と比較する。参照機能５は、同一の機能を実行する代替回路又はマイクロプロセッサが可能であるが、以下説明される特定の方法で高速ＦＰＧＡ（フィールドプログラマブルゲートアレイ）デジタルコントローラ４４とＤＡＣ（デジタル−アナログ変換器）４５とによって生成される。この実施形態において、セルフタイミング（self-timing）方法は、ｄｉ／ｄｔ帰還及び調整回路４２を介して提案及び実現され、それは、方法及び回路に従って２つの独特のステージを形成するのに用いる時を検出するための測定手段を含む。ＩＧＢＴケルビン端子Ｋとエミッタ端子Ｅとの間のエミッタケルビンインダクタンスＬＥ６は、この目的を遂行するのに用いることができる。タイミング制御信号４６は、ｄｉ／ｄｔ帰還及び調整回路４２で生成され、ＦＰＧＡ４４へ帰還されるので、それは、参照プロフィールＶＲＥＦ５上に変化を与える。ＦＰＧＡ４４は、光学リンク又は代替手段を介して他のコントローラ（図示せず）へ接続され、そのコントローラは、一般的なオン／オフ指令信号を提供することができる。
【００３９】
本発明の実施形態によると、２つのステージの電圧機能は、ゲート駆動回路３を介してＩＧＢＴゲート端子へ制御信号生成回路４によって提供される。図４を参照すると、この好ましい実施形態において、参照機能ＶＲＥＦ５は、初期の緩やかに下降する傾斜５１と、それに続く急峻な傾斜５２とによって特徴付けられ、基本的に本発明の方法に従って使用される２つのステージの電圧機能である。転換点５３は、ダイオード電圧がオン状態からオフ状態のレベルに変わり始める時に一致することが必要である。図２から分かるように、ＩＧＢＴ電流がそのピークに達する時、ダイオード電圧は、丁度負になり始める。また、電流のピーク点は実際、ｄＩＣ／ｄｔが正から負に変化する時に生じ、電圧極性は、エミッタケルビンインダクタンス６にわたって変化する。結果として、セルフタイミング方法は、ダイオード電圧の変化の代わりに電流の比率の変化を検出するために提案される。タイミングの要件は、ｄｉ／ｄｔ帰還及び調整回路４２によって満たされ、高速比較器は、ｄＩＣ／ｄｔを監視し、ケルビンインダクタンス６にわたる電圧が極性を変化させる時を検出するのに用いる。この時、ｄｉ／ｄｔ帰還及び調整回路４２は、タイミング制御信号４６を生成し、ＦＰＧＡ４４に命令し、第１の緩やかな傾斜５１を終了させ、参照機能５を第２の急峻な傾斜５２にスイッチングする。この過程は、セルフタイミング制御を特徴づけるので、セルフタイミング方法と呼ばれる。また、代替方法又は手法は、本発明による方法の実施形態を実行するのに採用されてもよい。
【００４０】
本発明の実施形態による２つのステージの電圧機能ＶＲＥＦ５の調整下、スイッチング波形は、図４に示す通り最適化される。時間ゼロにおいて、ＩＧＢＴ１は、オフで、ＶＤＣに等しい電圧を遮断する一方、ダイオード２は、オンで、全電流が流れ、かなり低いオン状態の電圧がそこにわたっている。時間Ｔ１において、参照機能５は、特定の正レベルＶＯＦＦ５０から開始して比較的緩やかな傾斜５１になる。時間Ｔ２から、ＩＧＢＴ電流ＩＣがゼロから上昇し、コレクタ−エミッタ電圧ＶＣＥが特定の帰還比率（feedback ratio）に従って参照傾斜５１をトラッキングするよう下降する。時間Ｔ３において、ＶＡＫがオフ状態のレベルへ変化し始める時、第２の急峻な傾斜５２が開始され、ＶＣＥは、ダイオード電圧の下降に続き、スイッチオン動作を即座に終了することに向けられる。時間Ｔ４においてＶＡＫが−ＶＤＣに達した後、傾斜５２が終了し、参照５は、スイッチオフ指令が与えられるまで負の電圧レベルＶＯＮ５４に維持される。時間Ｔ１からＴ３まで、初期の比較的緩やかな傾斜５１は、ＶＣＥの下降割合を制限し、ＩＧＢＴ１の電流上昇を遅くするので、ＩＧＢＴ１とダイオード２との両方に対して比較的低い電流オーバシュートをもたらす。ＩＧＢＴ電圧ＶＣＥの主な下降は、ダイオード２が回復し、その電圧が下降し始めるまで遅延される。そのようなトラッキングにより、浮遊インダクタンスＬＳとダイオード接合キャパシタンスとの組合せによって見られる電圧を低減する。参照転換点５３とダイオード電圧下降時との間の良好な同期は、トラッキング制御によって維持され、ＶＡＫの下降は、緩やかな下降であり、ダイオード逆電圧オーバシュートを完全に回避する。ダイオード電圧下降の中間における僅かな湾曲が生ずると、電圧減少比率の変化を特徴付ける。これは、式１によって説明することができる。ＶＣＥ、ＶＡＫ、及びＩＣが下降する一方、ＶＡＫは、ＬＳにわたって生成される電圧変化に起因してＶＣＥより早い割合で下降する。ＶＣＥが低い値に下降した時、ＩＣは、緩やかな減衰期間に入る。
【００４１】
好ましくは（必須ではないが）、ダイオード電圧がオフ状態レベルへ変化し始める時と参照機能転換点５３との間の良好なタイミングは、最適な動作を達成するために本発明による方法で使用される。ちなみに、この実施形態において良好なタイミング制御のない２つの場面が、図５及び６に示される。参照転換点５３と所与の時間との間の同期が実現できない時、最適なスイッチング動作は図４に示す通り、失われる。図５において、ＶＲＥＦ転換点５３がダイオード電圧変化の開始に後れをとる時、高い電流オーバシュートが生じ、ダイオード逆電圧オーバシュートが尚早に生じ、ダイオード電圧の中間における不備を特徴付ける。ダイオード電圧は、−ＶＤＣよりオーバシュートしないが、電流オーバシュート負荷とスイッチング電力損失との両方が増加する。転換点５３が図６に示す通り所与の時間を導く時、ダイオード電圧ＶＡＫのオーバシュートは、かなり高いＩＧＢＴ電流オーバシュートを伴って再出現する。全電力損失は、良好なタイミング制御下の損失と比べて僅かに低減されうるが、電流と電圧との両方における比率差（rating margin）がかなり低減される。
【００４２】
本発明の実施形態を用いて、ＩＧＢＴ１とフリーホイールダイオード２との両方のスイッチング制御により、通常見られるダイオード逆電圧オーバシュートを除去し、両装置の電流オーバシュートを有効に制限する。スイッチング過程の間のワット損が最適化される。この制御過程は、動作調整から独立しているリアルタイムで自立的な最適化である。セルフタイミング制御が有効な時、参照機能５は、実質的な作動調整に従って変化する。また、ＩＧＢＴのｄＶＣＥ／ｄｔ及びｄＩＣ／ｄｔの両方は、参照機能５の傾斜率変化を介して調整できる。ＩＧＢＴ電圧と参照機能５との間の密接なトラッキングにより、一連の装置は、直列接続されている時に同時にスイッチオンを開始することができる。
【００４３】
また、リアルタイム最適化の概念と回路構成とは、電力半導体スイッチング装置のスイッチオフ動作を保つ。また、電力状態を維持して参照機能を変更することにより、良好に制御されたスイッチオフ動作が実現可能になる。
【００４４】
電力半導体スイッチング装置は、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ、又はそのような装置の組合せでもよい。ダイオードは、通常の回復ダイオードでもよく、高速回復ダイオード及び各種ダイオードもフリーホイールダイオードとして使用可能である。
【００４５】
本発明は、説明された実施形態に限定されず、変更は、添付の特許請求の精神及び範囲内で行うことができると理解される。
【符号の説明】
【００４６】
１  ＩＧＢＴ
２  ＦＷＤ
３  ゲート駆動回路
４  制御信号生成回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【国際調査報告】
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