(57)【要約】  OFDM多アンテナ送信機（2）の電力性能を評価する方法が記載され、多アンテナ送信機（2）から送信され、WiMAX標準に従って形成された加算信号は、送信チャネルを介して送信される。加算信号は、多アンテナ送信機（2）のプリアンブル送信アンテナ（8）からのプリアンブル送信信号（6）と、多アンテナ送信機（2）の更なる送信アンテナ（12）からの少なくとも１つの更なる送信信号（10）との重ね合わせを表す。テスト受信機（14）は、プリアンブル送信アンテナ（8）に対してプリアンブル送信信号（6）のプリアンブルに基づいて位相同期され、送信信号（6、10）間の相対位相誤差は、送信チャネルで使用される変調方式と、プリアンブルと、加算信号（4）から計算された誤りベクトル度（SEVM）とに基づいて決定される。この方法を実施する装置も記載される。
2010512080.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
OFDM多アンテナ送信機の電力性能を評価する方法であって、
多アンテナ送信機から送信され、特にWiMAX標準に従って形成された加算信号は、送信チャネルを介して送信され、加算信号は、前記多アンテナ送信機のプリアンブル送信アンテナからのプリアンブル送信信号と、前記多アンテナ送信機の更なる送信アンテナからの少なくとも１つの更なる送信信号との重ね合わせを表し、
テスト受信機は、前記プリアンブル送信アンテナに対して前記プリアンブル送信信号のプリアンブルに基づいて位相同期され、
前記プリアンブル送信信号とそれぞれ更なる送信信号との間の相対位相誤差は、前記送信チャネルで使用される変調方式と、前記プリアンブルと、前記加算信号から計算された誤りベクトル度（SEVM）とに基づいて決定される方法。
【請求項２】
前記誤りベクトル度は、差分ベクトルと対象ベクトル
【数２９】
2010512080.tif 000031
との比から計算され、
前記差分ベクトルは、前記送信信号のコンステレーション点を対象とする実際のベクトル
【数３０】
2010512080.tif 000032
と、前記プリアンブル送信信号の対応するコンステレーション点を対象とする対象ベクトル
【数３１】
2010512080.tif 000033
とから形成されることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
QPSK変調方式の誤りベクトル度は、
【数３２】
2010512080.tif 000034
からの４つのコンステレーション点で計算され、
i=1〜4であることを特徴とする、請求項２に記載の方法。
【請求項４】
前記更なる送信アンテナのOFDMシンボルの参照として使用される参照シンボルが、前記プリアンブルに割り当てられることを特徴とする、請求項１ないし３のうちいずれか１項に記載の方法。
【請求項５】
前記相対位相誤差の決定の前に、時間を参照して、前記送信チャネルの影響が、チャネル係数のマッチングにより除去されることを特徴とする、請求項１ないし４のうちいずれか１項に記載の方法。
【請求項６】
前記プリアンブル送信信号は、前記加算信号の位相等化のために前記テスト受信機で使用されることを特徴とする、請求項１ないし５のうちいずれか１項に記載の方法。
【請求項７】
前記相対位相誤差は、前記多アンテナ送信機から送信された１つのOFDMシンボルの期間に、前記多アンテナ送信機で一定に保持されることを特徴とする、請求項１ないし６のうちいずれか１項に記載の方法。
【請求項８】
OFDM多アンテナ送信機の電力性能を評価する装置であって、
前記多アンテナ送信機のプリアンブル送信アンテナからのプリアンブル送信信号と、前記多アンテナ送信機の更なる送信アンテナからの少なくとも１つの更なる送信信号との重ね合わせを表す加算信号を受信するテスト受信機と、
前記プリアンブル送信信号のプリアンブルに基づいて、前記テスト受信機を前記プリアンブル送信アンテナと位相で同期させるように設計された同期装置と、
送信チャネルで使用される変調方式と、前記プリアンブルと、前記加算信号から計算された誤りベクトル度（SEVM）とに基づいて、前記プリアンブル送信信号とそれぞれ更なる送信信号との間の相対位相誤差を決定する信号評価装置と
を有する装置。
【請求項９】
前記チャネル係数のマッチングにより前記送信チャネルの影響を除去する較正装置を有することを特徴とする、請求項８に記載の装置。
【請求項１０】
前記送信チャネルは、移動電話チャネル、特にWiMAX標準として設計されることを特徴とする、請求項８又は９に記載の装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、OFDM多アンテナ送信機を評価する方法と、その方法を実施する装置とに関する。
【背景技術】
【０００２】
概して、無線データ送信システムは、情報を伝達する変調信号を提供する。変調信号は、１つ以上の送信源（特に多アンテナ送信機）から領域又は地域内の１つ以上の受信機に無線で送信される。多アンテナ送信システムは、主に送信容量及び送信データレートを増加させるために使用される。
【０００３】
OFDM多アンテナ送信システム内で、データと共に送信されるプリアンブル構造を使用して、特に誤りのないデータ送信が実現可能である。MIMO-OFDMシステムのプリアンブル構造を生成する方法は、DE  10  2004  038  834  A1から知られている。
【０００４】
DE  10  2004  038  834  A1に関して、プリアンブル構造は、送信機と受信機との位相同期、及び受信機により受信されたOFDMシンボルの正確な検出を可能にするチャネル推定のみに使用される。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本発明は、送信信号に基づいて特に迅速且つ信頼のある方法で、多アンテナ送信機の電力性能が決定可能な方法及び装置を提供するという目的に基づく。送信信号は、特にIEEE802.16によるWiMAX標準を使用した多アンテナ送信機から送信される。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本方法を参照して、この目的は、請求項１の特徴により、本発明に従って実現される。有利な更なる進展は、請求項１に従属する従属項の対象物を提供する。
【０００７】
本装置を参照して、この目的は、請求項８の特徴により実現される。有利な更なる進展は、請求項８に従属する従属項の対象物を提供する。
【発明の効果】
【０００８】
特に、本発明で実現される利点は、本発明による方法が、多アンテナシステムで提供される如何なる所要の多数の送信アンテナに対しても実施可能である点にある。誤りベクトル度（SEVM：error-vector  magnitude）は、送信信号間の相対位相誤差と線形に関連するため、誤りベクトル度（SEVM）は、位相誤差を決定するのに特に適している。更に、位相誤差の決定は、ダイバーシチ復号化を行わないテスト受信機で実施可能である。本発明による方法はまた、各種の変調について実施可能である。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】位相不安定性を有する送信構成
【図２】２アンテナの送信構成のコンステレーション
【図３】図２によるコンステレーションを考慮した４半分
【図４】可能なベクトルのSEVM特性
【図５】通常に分布した相対位相誤差の標準偏差に対する合計のSEVMrmsの依存関係
【図６】送信信号の重ね合わせのコンステレーション図
【図７】均一の分布の場合のSEVM特性
【図８】均一に分布した相対位相誤差の標準偏差に対する合計のEVMrmsの依存関係
【図９】SEVM測定のブロック回路図
【発明を実施するための形態】
【００１０】
本発明の例示的な実施例について、図面を参照して以下に詳細に説明する。
【００１１】
テストの目的で、多アンテナ送信機の特性への相対位相誤差の影響は、WiMAX  IEEE802.16信号の例を使用して調査可能である。まず、Alamoutiから知られているAlamouti方法（S.M.:“A  simple  transmit  diversity  technique  for  wireless  communications”,  IEEE  J.  Sel.  Areas  Commun.,  1999.  16,  pp.1451-1458）が提示される。これに関して、Alamouti行列の直交性への非理想的なチャネル推定の影響が示される。Alamouti行列への送信機の非理想的な位相動作の影響についても検討される。以下に規定するように、送信機の相対位相誤差と加算信号（全アンテナ信号の重ね合わせ）のEVM測定の評価との間に、線形関係が存在することが示される。従って、このテスト方法（SEVMとも呼ばれる）は、多アンテナ送信機の品質を評価するための簡単且つ迅速な可能性として提示される。この方法の利点は、実際の時空符号化から独立している点にある。テスト受信機が多アンテナシステムの基準アンテナに同期するように設計されることが前提条件である。これは、例えばIEEE802.16によるWiMAX信号で可能になる。それぞれの場合に、１つのアンテナは、既知の内容の一義的なプリアンブルを排他的に送信する。
【００１２】
Alamoutiにより提示された送信ダイバーシチ方法は、既知の受信ダイバーシチ方法のMRC（Maximum  Ratio  Combining）への複雑でない代替案を提供する。Alamouti方法はまた、二次ダイバーシチを実現し、MRC方法とは異なり、二次ダイバーシチは送信機で実施される。送信構成はAlamoutiにより示されている。
【００１３】
Alamoutiによれば、２つの連続する変調シンボルは、DISO（Dual  Input  Single  Output）チャネルを介した送信の後に、受信機で観測される。簡単にするために、２つの受信シンボルは、式（1）による行列式で与えられる。
【００１４】
【数１】
2010512080.tif 000003
行列HAlはAlamouti行列と呼ばれ、スケーリングされたユニタリ行列（scaled  unitary  matrix）である。２つの送信OFDMシンボルを検出するために、受信ベクトルは、Alamouti行列のエルミート多項式で乗算される。結果が式（2）及び（3）に示されている。理想的な場合に、シンボルはクロストークなしに検出可能であり、各シンボルは、双方のチャネル係数から最適に利益を得ることが明らかである。
【００１５】
【数２】
2010512080.tif 000004
【００１６】
【数３】
2010512080.tif 000005
行列HAlHHAlが対角上の値のみを有するため、Alamouti方法は直交方法である。
【００１７】
受信機における現実の（すなわち、非理想的な）チャネル推定の場合、位相誤差が生じることが想定される。従って、推定されたチャネルの値は、以下のように記載可能である。
【００１８】
【数４】
2010512080.tif 000006
受信シンボルが、記載の推定誤差を提供するチャネル行列のエルミート多項式で乗算される場合、以下の式が得られる。
【００１９】
【数５】
2010512080.tif 000007
【００２０】
【数６】
2010512080.tif 000008
送信シンボルの推定値は、以下のように上記から得られる。
【００２１】
【数７】
2010512080.tif 000009
非理想的なチャネル推定の結果、明らかに直交性が失われる。明らかに、受信シンボルはもはや理想的に（すなわち、クロストークなしに）検出不可能になる。Alamouti方法は、非理想的なチャネル推定に敏感であることが依然として確立される。多アンテナ送信機のコヒーレント位相関係（coherent  phase  relationship）がこれまでに想定されてきた。以下のセクションは、送信アンテナ間の相対位相誤差がシステム電力性能に負の影響を有することも示す。
【００２２】
これまで、Alamouti受信機の直交性及び電力性能へのチャネル推定の位相誤差の影響が調べられてきた。次のセクションは、Alamouti送信の送信アンテナ間の非コヒーレント位相関係から生じる潜在的な干渉について詳しく検討する。まず、２つの送信信号の位相がランダムな位相オフセットだけ異なることを仮定する。関与する送信信号の１つが参照シンボル（例えば、IEEE802.16によるWiMAX多送信システムの場合におけるいわゆるプリアンブルの場合等）を有することが想定されるため、位相オフセットのみを観測することで十分である。従って、全ての送信経路が共通の発振器により動作されるか、それぞれ自分の発振器により動作されるかは、無関係である。送信構成は、式（8）及び図１に示される。
【００２３】
【数８】
2010512080.tif 000010
特にここで検討されるOFDM信号の場合、周波数領域で状態が観測されると、時間乗算は、畳み込み動作の時間変化する位相オフセットに対応する。Alamoutiの場合のように、位相誤差が２つの変調シンボルの期間に送信機において一定のままであることが想定される場合、２つの連続する送信シンボル（又は別の誤りのない送信の場合でのそれぞれの受信シンボル）は、以下のように奇数及び偶数タイミング点において周波数領域で取得される。
【００２４】
【数９】
2010512080.tif 000011
これについて、R2n-1(p)及びR2n(p)は、奇数及び偶数のタイミング点において実際に受信可能なOFDMシンボルである。pは、OFDMシンボル内で現在のキャリアに割り当てられる。式（9）を参照して、これらのシンボルの評価は、周波数領域で実施される。畳み込みはキャリア信号の広がりをもたらすため、キャリア間干渉（ICI：inter-carrier  interference）が生じる。この干渉は、相互の妨害に起因する。すなわち、キャリア信号の直交性は、既に送信機で妨げられている。時間変化する位相誤差は、周波数領域での畳み込みため、キャリア信号の広がりをもたらし、従って、キャリア信号の直交性を破壊することが確立され得る。
【００２５】
ここで、式（9）の畳み込みについて詳細に検討すると、位相雑音の時間変化のみがキャリア間干渉を生じることが確立され得る。しかし、受信信号の評価が実施されるチャネル推定の期間（すなわち、１つのOFDMフレームの期間）に位相誤差が一定のままであることが想定される場合、式（9）は以下の式になる。
【００２６】
【数１０】
2010512080.tif 000012
これに関して、チャネル係数が２つのOFDMシンボルの期間に一定であることも想定される。相対位相誤差が信号評価の期間に一定のままであるため、OFDMシンボルは、個々のキャリアから独立して検討可能である。これは、pの無いことで式（10）からわかる。式（10）は、乗算で畳み込みを置換することにより、更に簡略化可能である。位相成分がもはや時間変化せず、一定として見なされることができるも可能である。従って、式（10）は以下のように変換可能である。
【００２７】
【数１１】
2010512080.tif 000013
式（11）は行列形式で提示可能である。
【００２８】
【数１２】
2010512080.tif 000014
受信シンボルは、Alamouti行列のエルミート多項式で乗算される。この値は、受信機で再びデータを分離するために、チャネル推定後に得られる。
【００２９】
【数１３】
2010512080.tif 000015
この結果は、特にテストの目的に関係する。実際に、位相誤差が信号評価の期間（すなわち、この場合にはチャネル推定の期間）に時間変化しないままである限り、シンボルは、クロストークなしに受信機で再び分離可能である。この結果は、上位行列の対角構造に基づいて定められ得る。多アンテナ送信機に関する品質判定を可能にするために、送信アンテナ間の相対的な位相に関して時間変化が存在するか否かを定めることが、特にテストの目的に関係する。
【００３０】
更に検討し、相対位相誤差が時間変化する（すなわち、全てのOFDMシンボルで異なる）が、１つのOFDMシンボルの期間に一定のままであることが想定される。これにより、式（9）の畳み込みは、乗算により置換可能である。送信機の電力性能へのこの種類の時間変化する位相誤差の影響が確立され得る。従って、既知のEVM測定に基づくが、多アンテナ送信機に特に修正されたテスト方法が提示される。
【００３１】
相対的な時間変化する位相誤差（又はそれぞれその分布密度の統計パラメータ）と、重ね合わせ誤りベクトル度（SEVM：superposition-error-vector-magnitude）との間の関係が導かれる。SEVMは、後者を記述しており、依然として規定される予定である。前述のように、例えばWiMAX信号の場合、プリアンブルを提供する送信アンテナは、基準として使用可能である。従って、観測は、もっぱら位相差に低減可能である。相対位相誤差の２つの異なる分布が、一例として想定される。まず、平均のない（average-free）通常の分布が想定され、この次に、位相差の均一な分布が想定される。次に、結果が比較される。従って、通常の分布に以下の式が当てはまる。
【００３２】
【数１４】
2010512080.tif 000016
多アンテナ送信機の場合に、SEVMの実際の定義が提示される。このため、QPSKが一例として取り上げられる。すなわち、送信アンテナ毎に４つの可能なコンステレーション点（constellation  point）が存在する。２つのアンテナからのシンボルが（例えばAlamouti方法に従って）加算されるため、アンテナの４つのコンステレーション点のそれぞれは、他の４つの変調シンボルの潜在的な開始点になる。この構成が図２に示される。全てのコンステレーション点が等しい確率であるようになると、観測は、図３に示すように１つの４半分（quadrant）に制限され得る。
【００３３】
一般的に、EVMは、誤りベクトル（実際の[IST]及びセット[SOLL]ベクトルとから構成された差分ベクトル）の絶対値（modulus）とセット[SOLL]ベクトルの絶対値との比として定義される。しかし、この定義では、図３に示すような２アンテナ送信機のコンステレーションから始まったときに、２つのアンテナが同じ電力で送信する場合にちょうど0による除算が得られる。0による除算を回避するために、対応する定義が必要になる。セット[SOLL]ベクトルは、２つのベクトルの合計又はそれぞれ全ての送信アンテナのベクトルの合計から得られるため、除算に使用されるセット[SOLL]ベクトルの絶対値もまた、全ての絶対値の合計として定義される。この場合、QPSKシンボル0+j0のセット[SOLL]ベクトルの絶対値は、もはや0ではなく、2√2に等しくなる。これは、全ての他の可能な合計シンボルに当てはまる。従って、以下の式は、コンステレーションの想定の４半分内で最初の可能性の実際の[IST]ベクトルに当てはまる。
【００３４】
【数１５】
2010512080.tif 000017
これから類推して、他の３つの可能性について以下の式が得られる。
【００３５】
【数１６】
2010512080.tif 000018
【００３６】
【数１７】
2010512080.tif 000019
【００３７】
【数１８】
2010512080.tif 000020
SEVMは、所定のタイミング点で規定可能であり、以下のように前述の４つの可能性について異なって規定可能である。
【００３８】
【数１９】
2010512080.tif 000021
【００３９】
【数２０】
2010512080.tif 000022
【００４０】
【数２１】
2010512080.tif 000023
【００４１】
【数２２】
2010512080.tif 000024
送信機の電力性能に関して言及するために、SEVMrmsは以下のように規定され得る。
【００４２】
【数２３】
2010512080.tif 000025
可能なベクトルの量について以下の式が得られる。
【００４３】
【数２４】
2010512080.tif 000026
【００４４】
【数２５】
2010512080.tif 000027
【００４５】
【数２６】
2010512080.tif 000028
【００４６】
【数２７】
2010512080.tif 000029
通常に分布する位相オフセットのランダムな系列について、標準偏差の増加でのSEVMrmsの線形増加が観測可能である。2°の標準偏差で４つの可能なコンステレーションでのSEVM系列の例が図４に提示されている。これに関して、全てのSEVMrmsは同じである。
SEVMrms,1=1.75%    SEVMrms,2=1.75%    SEVMrms,3=1.75%    SEVMrms,4=1.75%
従って、合計のSEVMrmsも1.75%である。SEVMrmsが小さい標準偏差で小さいままであるが、図４に示すように、SEVMの最大値は約25%に等しい。相対位相誤差の標準偏差が増加すると、合計のSEVMrmsが増加する。合計のSEVMrmsの線形依存関係が図５に示されている。
【００４７】
相対位相誤差の5°の標準偏差の場合に、送信信号の重ね合わせのコンステレーションが図６に示されている。通常に分布した位相差の代わりに均一な分布が検討されると、標準偏差又はそれぞれの間隔に対する合計のSEVMrmsの線形依存関係も観測される。均一な分布の標準偏差に以下の式が当てはまる。
【００４８】
【数２８】
2010512080.tif 000030
ただし、Ψは、均一に分散した間隔である。この結果と通常の分布とを有意義に比較するために、2°の同じ標準偏差を仮定する。約7°の相対位相誤差の間隔が得られる。従って、全てのSEVMrms及び合計のSEVMrmsは3.5%に等しくなる。2°の同じ標準偏差について均一に分布した位相誤差の場合、SEVMrmsは通常の分布と比較して２倍の大きさであることは特筆すべきである。SEVMのランダムな時間特性と、均一な分布の場合の標準偏差に対する合計のSEVMrmsの依存関係とが、それぞれ図７及び８に示されている。
【００４９】
これから類推して、何らか所要のQAM変調のSEVMについて同様の値が得られることがわかる。これに関して、何らか所要のQAMコンステレーションのSEVMは同じままであるが、受信機の誤り検出の確率は、QAM変調の程度の増加と共に増加する。相対位相誤差と提示されたSEVMとの間に直接の関係が存在することが示された。SEVM測定は、何らか所要の送信ダイバーシチ符号化について、多アンテナ送信機の特性に関する情報を提供する。送信アンテナのもっぱら１つでのWiMAX信号のプリアンブルのような参照シンボルのみが想定される。SEVM測定の結果は、送信アンテナ間の不完全な位相関係に直接的に起因する。
【００５０】
以下のセクションは、テスト用の可能な構造について説明する。多アンテナ送信機の特性を評価するための簡単であるが有益なテスト方法も提示される。一般的に、この方法は、如何なる所要の数の送信アンテナ及び如何なる種類の変調について実施されてもよい。しかし、複雑性は、アンテナの数と共に線形的に増加し、変調の増加度（一般的にはN-QAM）と共に指数関数的に増加する。ここに示す方法は、特にWiMAX信号について検討されている。それぞれの場合に、唯一の送信アンテナがプリアンブルを備える。プリアンブルは、位相同期及び位相等化のために使用される。従って、プリアンブルを備える送信アンテナの変調シンボルは、更なるアンテナのシンボルの参照として見なされ得る。
【００５１】
SEVM測定は、送信機の各種の時空符号化に当てはまる。すなわち、Alamouti方法だけではない。プリアンブルのみが、テスト受信機に知られていればよい。関与する変調方式もテスト受信機に知られていなければならない。従って、SEVM測定のセット[SOLL]ベクトルが一意に特定される。
【００５２】
１つの更なる利点は、受信機でダイバーシチ復号化（等化）を行わずに測定が実施される点にある。どのMIMO送信方法が使用されたかを受信機が知る必要はない。SEVMの結果は、複素信号空間の２つの信号の重ね合わせから直接指定される。
【００５３】
図９は、WiMAX信号のSEVM測定の１つの可能なテスト構造を示す。相対誤差だけ位相で異なる送信信号が追加される。これに関して、１つのアンテナは、前述のプリアンブルを送信し、第２のアンテナは同時に信号を送信しない（IEEE802.16）。
【００５４】
送信機の特性を評価するために、まず、測定チャネルの影響が除去されなければならない。全てのチャネル係数が１に等しいことが想定される。このため、システムは、信号間の相対位相誤差の影響のみが観測されるように、測定の実施の前に較正される。
【００５５】
受信機は、プリアンブルを備えた送信信号に関係し、この時点で、複数のアンテナから到達する信号の重ね合わせについて参照信号空間を作る。実際の[IST]ベクトルは、複数の信号のコンステレーションが準備された後に計算可能である。セット[SOLL]ベクトルが変調方式と共に受信機に知られているため、SEVM値は、提案された定義に従って計算可能である。
【００５６】
１つの重要な問題は、良好な受信機について、どのSEM範囲が想定可能であるかである。これに関して、確率の観測が有用になり得る。信号間の相対位相誤差は、等化された信号のAWGNチャネルのように動作し、確率定理の観測内に組み込まれ得ることがわかる。図９に示すようなシステム（すなわち、移動電話チャネルのないシステム）では、ビット誤り確率はできるだけ小さいこと、理想的な場合には復号後に0であることが当然に望ましい。10-12のビット誤り確率の場合、通常に分布した相対位相誤差について約6°の標準偏差が得られる。図５に示す特性が検討される場合、この場合の最大のSEVMrmsは6%にもなる可能性があることが確立され得る。同じビット誤り確率で高い変調方式（N-QAM）で、かなり小さい標準偏差（従って小さいSEVMの値）が得られることを言及しなければならない。従って、良好な送信機の状態は、要件に依存するだけでなく、変調方式及び送信アンテナ数にも依存する。
【００５７】
本発明は、図面に提示した例示的な実施例に限定されない。前述の特徴及び図面に示す特徴の全てが、必要に応じて相互に組み合わせられてもよい。
【図１】
2010512080.tif 000035
【図２】
2010512080.tif 000036
【図３】
2010512080.tif 000037
【図４】
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【図５】
2010512080.tif 000039
【図６】
2010512080.tif 000040
【図７】
2010512080.tif 000041
【図８】
2010512080.tif 000042
【図９】
2010512080.tif 000043
【国際調査報告】
2010512080.tif 000044
2010512080.tif 000045
2010512080.tif 000046
2010512080.tif 000047
2010512080.tif 000048
2010512080.tif 000049