(57)【要約】  流れセンサに対するセンサ回路（１１）は音波変換器（４，５）に対して並列に接続されている終端インピーダンス（２２，２３）を有しておりかつ電流源（３１）として構成されている信号発生器を使用している。回路装置は内燃機関における空気質量センサの作動のための殊に適している。
2010501874.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
測定区間（６）の端部に配置されている音波発生器（４，５）を双方向に作動するための回路装置であって、信号発生器（１９）と、スイッチエレメント（２０，２１，２４，２５，２５，３３，３４，３８，３９）を介して前記音波発生器（４，５）に接続されている受信機（２６）とを備えている形式のものにおいて、
前記音波発生器（４，５）に終端インピーダンス（２２，２３）が並列に接続されておりかつ
前記信号発生器（１９）は、内部抵抗が前記終端インピーダンス（２２，２３）の絶対の上方にある信号電流源（３１，３２）である
ことを特徴とする回路装置。
【請求項２】
前記受信機に評価回路（２７）が後置接続されており、該評価回路により、前記信号発生器（１９）による送信信号（１２）の送信および前記スイッチエレメント（２０，２１，２４，２５，２５，３３，３４，３８，３９）のスイッチング過程が制御可能である
請求項１記載の回路装置。
【請求項３】
前記信号発生器（１９）は、前記２つの音波発生器（４，５）の少なくとも１つに接続可能であるカレントミラー（３１）を含んでいる
請求項１または２記載の回路装置。
【請求項４】
アース電位にある電流源（３１）のカレントミラーは制御可能な電流源（３２）によって制御されるようになっている
請求項３記載の回路装置。
【請求項５】
前記信号発生器（１９）は、カスコード回路（３３，３４）を介して音波発生器（４，５）に導電接続可能である
請求項１から４までのいずれか１項記載の回路装置。
【請求項６】
前記受信機（２６）は受信マルチプレクサ（３８乃至４３）を介して前記音波発生器（４，５）に導電接続可能である
請求項１から５までのいずれか１項記載の回路装置。
【請求項７】
前記受信マルチプレクサ（３８乃至４３）はスイッチングトランジスタ（３８，３９）を有しており、該スイッチングトランジスタの制御入力側（４０，４１）は電流源（４２，４３）から給電されるようになっている
請求項６記載の回路装置。
【請求項８】
当該回路装置は、内燃機関のガス質量流の決定のために用いられる流体センサ（１）を作動するようにセットアップされている
請求項１から７までのいずれか１項記載の回路装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、信号発生器とスイッチングエレメントを介して音波変換器に接続されている受信機とを備えた、測定区間の端部に配置されている音波変換器を双方向で作動するための回路装置に関する。
【０００２】
この形式の回路装置はＤＥ１９８１０７９８Ａ１から公知である。この公知の回路装置は信号発生器および該信号発生器に後置接続されている送信出力段を含んでいる。信号発生器によって生成された送信信号は、マルチプレクサを用いて２つの超音波変換器の１つに選択的に供給することができる。マルチプレクサを介して超音波変換器は受信機として用いられる前置増幅器にも接続されていてよく、前置増幅器には評価回路が後置接続されている。マルチプレクサを介して２つの超音波変換器の１つを信号発生器に接続することができ、一方その都度別の超音波変換器は前置増幅器および評価回路に接続されている。こうして、超音波変換器によって定められている測定区間に沿って超音波信号を２つの方向において送信することができる。測定区間はガス質量流を、２つの送信方向に対して音波信号に対して異なっている走行遅延時間が生じるように横切っている。それから、この異なっている走行遅延時間からガス流の速度を推定することができる。
【０００３】
公知の回路装置を用いて、流れ測定器を液体または気体の媒体に対してセットアップすることができる。これには、燃料もしくは推進薬の配量、飲料詰めおよび水またはガスの消費打ち切りがある。
【０００４】
この回路装置によってセットアップされる、流量測定のための装置は一連の利点を有している。装置がすべての液体およびガスに対して適していることは有利である。更に、媒体それ自体は測定によって歪みを受けない。装置は摩耗する機械的な部材を使用していないので、装置は高い長時間安定性を有している。更に、高度な時間的な分解能が可能である。それは超音波信号の走行遅延時間が通例はミリ秒より小さいからである。更に、流れる媒体の方向を識別できること、装置がリニアな測定特性を有していることは有利である。更には、測定装置を用いて、例えば媒体における超音波信号の音速を決定することによって、物質特性または物質組成に関する付加情報も測定することができる。更に、僅かな所要スペースですむことおよび測定装置の質量が比較的小さいこと並びに所要電力が僅かですむことも特長的なことである。所要電力が僅かですむことにより、電流節約型のマイクロコントローラを用いる使用が可能になる。
【０００５】
公知の回路装置において測定エラーが発生しないようにするために、送信路および受信路における相関性が考慮されなければならない。この目的のためにそれぞれ、それぞれの超音波変換器に接続されてる信号発生器および受信器が使用される。更に、超音波変換器に直列に、同じ終端抵抗が接続されている。この抵抗は、超音波変換器の対毎の選択の際にも発生する、音波変換器における電気的な特性の偏差が静止している媒体における測定の際の零点偏差または特性曲線の歪みを引き起こすことがないように作用するものである。
【０００６】
最適な電力整合のために、終端抵抗のインピーダンスは超音波変換器の共振周波数における超音波変換器のインピーダンスに等しく選択されなければならない。これにより、信号発生器から送信される信号の半分は終端抵抗において失われる。それ故に、信号発生器は公知の回路装置において、受信側の超音波変換器に十分な信号強度を有する超音波信号が到来するように、高い信号電圧を用意しなければならない。信号発生器から送信されるべき高い信号電圧は送信路と受信路との間に干渉を招来するおそれがあり、これにより流体速度の測定が歪みを受ける。更に、近傍にある別の機器が妨害される可能性がある。
【０００７】
従ってこの従来技術から出発して、本発明の課題は、測定区間の端部に配置されている音波変換器の双方向の作動のための改良された回路装置を提供することである。
【０００８】
この課題は、独立請求の特徴部分に記載の構成によって解決される。従属請求項には有利な実施形態および発展形態が記載されている。
【０００９】
本発明の回路装置において終端インピーダンスが音波発生器に並列に接続されている。更に、信号発生器は、終端インピーダンスの絶対値の上方にある内部抵抗を有している信号電流源である。この回路装置において、信号発生器によって生成される、最高の電圧を有する送信信号が音波変換器に供給される。従って音波変換器は信号発生器によって生成される最高の信号を見かつ干渉のおそれは低減されている。終端インピーダンスは送信路または受信路に応じて接続または遮断する必要はなく、持続的に超音波変換器に接続されていることは別の利点である。更に、相関性も生じている。というのは、電流源の高い内部抵抗に基づいて音波変換器によって見えるインピーダンスは実質的に終端抵抗と同じであるので、送信機として使用される音波変換器は、受信機として使用される音波変換器と同じインピーダンスを見ているからである。
【００１０】
有利な実施形態において、電流源は高い内部抵抗を有する電流源であるカレントミラーによって形成されている。
【００１１】
別の有利な実施形態において電流源は、一方の極がアース電位に接続されている制御電流源によってドライブ制御されるようになっている。この形式の制御電流源は論理信号によって簡単な仕方でドライブ制御可能である。
【００１２】
信号電流源の出力抵抗を高めるために、カレントミラーはカスコードに直列に接続されるようにするとよい。更にカスコード回路の使用により、カレントミラーのトランジスタがスイッチング速度の観点で選択することができかつ電圧耐性の観点で選択する必要はないということになる。
【００１３】
受信機はスイッチングエレメントを介して音波発生器に導電接続されるようにするとよい。スイッチングエレメントは有利には、制御入力側に別の制御電流源からの信号が加わるようになっているトランジスタによって形成されている。これにより、入力信号の位相回転は、制御入力側とトランジスタのスイッチング接続端子との間の寄生容量に基づいて最小限にされる。
【００１４】
本発明の別の利点および詳細は、本発明の実施例が添付図面に基づいて詳細に説明される以下の説明から明らかになる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】流れチャネルにおける平均流れ速度を決定するための測定装置の略図
【図２】測定の時間的な特性経過を説明する線図
【図３】図１の測定装置の作動のための回路装置のブロック線図
【図４】図１の測定装置を作動するための回路の略図
【００１６】
図１には流れセンサ１が図示されている。これにより、流れチャネル３を通る流体の流れ２の平均速度が決定される。この目的のために、流れチャネル３の壁に超音波変換器４および５が配置されてる。これら超音波変換器は長さＬの測定区間６を定めている。その際測定区間６は流れチャネル３の長手軸線７に対して角度αだけ傾いている。
【００１７】
流れチャネル３の長手軸線７は図１の例では座標系のｚ軸に等しく選択されている。層状の流れの場合、流体の流れ２は放物面形状の流れの横断面８を有している。放物面形状の流れの横断面８に基づいて、下流方向に走っている音波路９は上流方向に走っている音波路１０とは相異している。以下、音波路９に沿って下流方向に走っていく音波信号の走行遅延時間はｔａｂと表し、音波路１０に沿って上流方向に走っていく音波信号の走行遅延時間はｔａｕｆと表わす。流れチャネル３の横断面を介して平均化される速度は次式：
ｖｍ＝Ｌ／（２ｃｏｓα）（１／ｔａｂ−１／ｔａｕｆ）      （１）
で表されかつ音波速度は次式：
Ｃ０２＝ｖｍ２＋Ｌ２／（ｔａｕｆｔａｂ）                  （２）
で表される。
【００１８】
従って、２つの走行遅延時間ｔａｕｆおよびｔａｂの測定により、測定区間６に沿って平均化される流れの速度および音波速度を決定することができる。それから流れチャネル３の横断面の幾何学的な寸法と関連して、流れていく流体量のボリューム（総量もしくは体積）を決定することができる。
【００１９】
この目的のために、センサ回路１１は例えば超音波変換器４を用いて、音波信号を超音波変換器５に送信させる。その際センサ回路１１によって音波信号の走行遅延時間ｔａｂが求められる。引き続いて、センサ回路１１は超音波変換器５を用いて、音波信号を超音波変換器４に送信させる。その際センサ回路１１によって走行遅延時間ｔａｕｆが決定される。
【００２０】
音波信号の送信は図２に示されているように、超音波変換器４または５に送信パルス１２を加えることによって行われる。矩形形状の送信パルス１２により超音波変換器４または５は立ち上がり振動および後続の減衰振動をすることになる。これに応じて、相対向する超音波変換器４または５によって受信される受信信号１３も緩慢な立ち上がり振動１４および後続の減衰振動１５を有している。立ち上がり振動１４の期間の受信信号１３の上昇はしきい値１６を用いて検知される。しきい値１６を越える（１７）ことによって受信信号１３の振動が検知される。選択された振動の後続の零点通過１８が受信信号１３の時間的な位置ｔＭを定める。測定過程に応じて走行遅延時間はｔａｂまたはｔａｕｆに等しい求められる絶対走行遅延時間ｔＬは測定時間ｔＭから振動持続時間の１／２の整数倍を減算することによって計算されなければならない。この場合測定時間ｔＭから１／２振動周期を３倍したものを減算して走行遅延時間はｔＬに行き着かなければならない。
【００２１】
流れセンサ１の測定精度を決定づけるには零点安定性である。このことは、媒体が静止している場合に２つの測定方向において走行遅延時間ｔＬを決定する際に無視できる差異しか生じていないようでなければならないことを意味している。
【００２２】
図３にはセンサ回路１１がブロック線図にて示されている。センサ回路１１は信号発生器１９を有しており、信号発生器が超音波変換器４または５を励振するために使用可能な出力信号を生成する。信号発生器１９の出力信号は超音波変換器４または５にスイッチングエレメント２０および２１を介して供給される。超音波変換器４または５に並列に、終端インピーダンス２２および２３が接続されている。超音波変換器４または５によって生成される受信信号は別のスイッチングエレメント２４および２５を介して受信増幅器２６に供給することができる。受信増幅器は出力を評価回路２７に供給し、評価回路が図２で説明したように、走行遅延時間ｔＬを決定しかつその出力側２８に決定された走行遅延時間を送出する。
【００２３】
評価回路２７は信号発生器１９による送信信号の送信も制御する。更に評価回路２７はスイッチングエレメント２０および２１並びに２４および２５も制御する。
【００２４】
超音波変換器４および５は終端インピーダンス２２および２３とともに並びに信号発生器１９のそれぞれ接続されている出力インピーダンス並びに受信増幅器２６の入力インピーダンスとともに２つの移相器を形成する。移相器は交換される音波信号を介してリニヤに相互に結合されている。全体の位相シフトが送信方向に無関係に同じにとどまるように、信号発生器１９の出力インピーダンス並びに受信増幅器２６の入力インピーダンスはできるだけ高くかつ終端インピーダンス２２および２３はできるだけ同じでなければならない。その理由は、対毎の選択の際にも超音波変換器４および５は異なっている特性を有しているからである。しかし超音波変換器４および５が送信機または受信機としての機能において異なっているインピーダンスを見るとき、位相回転は測定方向に応じて異なっている。しかし超音波変換器４および５が送信機または受信機としての機能において同じインピーダンスを見るとき、送信方向に無関係にその都度同じ位相回転が生じる。両方向において移相シフトが同じであることは極めて重要である。というのは、流速は測定された走行遅延時間はｔａｂおよびｔａｕｆの差から生じるからである。この理由から、走行遅延時間の決定に関して１ｐｐｍの絶対精度が有利である。しかしこの精度は測定の際のできるだけ高い相関性が前提となっている。
【００２５】
図４には、センサ回路１１の部分が今一度詳細に示されている。図４に詳細に図示されているセンサ回路１１はパルストランジスタ２９および制御トランジスタ３０によって形成されているカレントミラーを有してる。カレントミラー３１は電流源３２とともに、図３の信号発生器１９に相応している。カレントミラー３１の内部抵抗は比較的高いので、超音波変換器４および５は送信の際に終端インピーダンス２２および２３だけを見る。
【００２６】
カスコードトランジスタ３３および３４は超音波変換器４および５が見ている内部抵抗をもう一度高めることができる。同時にカスコードトランジスタ３３および３４はスイッチングエレメント２０および２１の機能を引き受けることができる。その際制御入力側３５および３６に加わるカスコード電圧はカスコードトランジスタ３３および３４の活性状態において給電入力側に加わる給電電圧より下方数ボルトにしかない。カスコードトランジスタ３３および３４のエミッタは小さなベース−エミッタ電圧だけカスコードトランジスタのベースに加わるカスコード電圧より上方にあるので、結果として、カレントミラー３１のパルストランジスタ２９のエミッタ−コレクタ間を介して数ボルトだけ降下することになるので、数百ボルトのオーダにある給電電圧においても、パルストランジスタ２９は電圧耐性の観点で選択する必要はなく、スイッチング速度の観点で選択することができる。
【００２７】
図４に図示のセンサ回路１１の利点は、制御電流源３２の１つの接続端子がアース電位に接続されており、その結果制御電流源３２は簡単な仕方で評価回路２７の相応の論理信号によってドライブ制御可能であるということである。
【００２８】
別の利点は、超音波変換器４および５に加わる、送信パルス１２のパルス電圧を、給電入力側３７に加わる給電電圧と殆ど同じ高さにすることができることである。これにより、図４に図示の回路１１において、超音波変換器４および５に加わる電圧の２倍を給電電圧として使用できるようにする必要はない。むしろ、生じ得るパルス電圧は僅か、カレントミラー３１におけるパルストランジスタ２９の最大飽和電圧分だけ給電電圧より小さい。場合によってはそこから更に、カスコードトランジスタ３３または３４はの飽和電圧分を差し引くことができる。従って普通は、給電電圧の数パーセントしか失われない。
【００２９】
受信路を制御するために図４に図示のセンサ回路１１はスイッチングトランジスタ３８および３９を使用する。これらスイッチングトランジスタの制御入力側４０および４１は電流源４２および４３によって制御されるようになっている。電流源４２および４３はその高い内部抵抗に基づいて、電流源３２および４３の内部抵抗と共にＲＣ素子を形成する、スイッチングトランジスタ３８および３９の寄生容量が受信信号１３の顕著な位相シフトを引き起こすことがないように考慮する。
【００３０】
測定周波数を最大化するために短絡手段を設けることができることを述べておく。その際短絡手段は送信する超音波変換器４および５を送信後に所定の時間の間その都度短絡して、超音波変換器４または５がより迅速に放電されるようにするものである。
【００３１】
個々に説明した流れセンサ１は殊に、吸気管において内燃機関によって吸入された空気量を決定するために空気質量センサとして適してる。流れセンサ１によって毎秒１００回を上回る回数の測定を実施することができる。その点で、噴射されるべき燃料量をシリンダ選択的に決定することが可能である。
【００３２】
更に、流れセンサ１により高い電圧の使用が可能になるので、受信信号１３は音波負荷される環境においても正しく識別することができる。外部音波による障害に対する影響されないことは、空気の流れがターボチャージャーから来るとき殊に重要である。
【００３３】
従来技術の場合のように、超音波変換器４および５に加わる電圧の２倍をセンサ回路１１に供給する必要がないので、機関室における別の機器に障害が及ぶおそれは著しく低減される。ひいては場合によっては障害となる電圧パルスは、１／２の振幅のときばかりでなく、厳密な矩形パルスの周波数スペクトルに比べて著しく僅かしか障害にならない周波数スペクトルを有する殆ど減衰されてる正弦波状の振動を以てして初めて変換器に生じるということにもなる。しかし厳密な矩形パルスは、直列接続されている整合抵抗を介して音波変換器に接続されている従来のパルス発生器が生成しなければならない信号形状である。
【００３４】
更に、所定の実施例と関連して説明してきた特徴および特性は、それがコンパチビリティの理由から排除されている場合を除いて、別の実施例とも組み合わせ得ることを述べておく。
【００３５】
更に、単数表記で説明してきたが、コンテキストから言って外れてしまう場合を除いて複数表記をも包含するものであることを述べておく。不定冠詞が使用されるときは殊に、単数も複数も念頭に置いている。
【図１】
2010501874.tif 000003
【図２】
2010501874.tif 000004
【図３】
2010501874.tif 000005
【図４】
2010501874.tif 000006
【手続補正書】
【提出日】平成20年7月4日(2008.7.4)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
測定区間（６）の端部に配置されている音波発生器（４，５）を双方向に作動するための回路装置であって、信号発生器（１９）と、スイッチエレメント（２０，２１，２４，２５，２５，３３，３４，３８，３９）を介して前記音波発生器（４，５）に接続されている受信機（２６）とを備えている形式のものにおいて、
前記音波発生器（４，５）に終端インピーダンス（２２，２３）が並列に接続されておりかつ
前記信号発生器（１９）は、内部抵抗が前記終端インピーダンス（２２，２３）の絶対の上方にある信号電流源（３１，３２）である
前記受信機（２６）は受信マルチプレクサ（３８乃至４３）を介して前記音波発生器（４，５）に導電接続可能でありかつ
前記受信マルチプレクサ（３８乃至４３）はスイッチングトランジスタ（３８，３９）を有しており、該スイッチングトランジスタの制御入力側（４０，４１）は電流源（４２，４３）から給電されるようになっている
ことを特徴とする回路装置。
【請求項２】
前記受信機に評価回路（２７）が後置接続されており、該評価回路により、前記信号発生器（１９）による送信信号（１２）の送信および前記スイッチエレメント（２０，２１，２４，２５，２５，３３，３４，３８，３９）のスイッチング過程が制御可能である
請求項１記載の回路装置。
【請求項３】
前記信号発生器（１９）は、前記２つの音波発生器（４，５）の少なくとも１つに接続可能であるカレントミラー（３１）を含んでいる
請求項１または２記載の回路装置。
【請求項４】
アース電位にある電流源（３１）のカレントミラーは制御可能な電流源（３２）によって制御されるようになっている
請求項３記載の回路装置。
【請求項５】
前記信号発生器（１９）は、カスコード回路（３３，３４）を介して音波発生器（４，５）に導電接続可能である
請求項１から４までのいずれか１項記載の回路装置。
【請求項６】
当該回路装置は、内燃機関のガス質量流の決定のために用いられる流体センサ（１）を作動するようにセットアップされている
請求項１から５までのいずれか１項記載の回路装置。
【国際調査報告】
2010501874.tif 000007
2010501874.tif 000008
2010501874.tif 000009
2010501874.tif 000010
2010501874.tif 000011
2010501874.tif 000012