(57)【要約】  直接検出光ＯＦＤＭシステムにおけるＰＭＤに対処するための自己偏波ダイバシティ技術。本技術は、動的偏波制御を必要とせず、１つのデバイスを用いてＷＤＭシステムでのＰＭＤを同時に補償することができる。シミュレーション結果は、本技術が直接検出光ＯＦＤＭシステムでのＰＭＤによる劣化を事実上完全に除去することを示す。受信された光信号は２つの部分に分割され、その第１の部分は直接検出ＯＦＤＭ受信器に供給される。第２の部分は、サーキュレータ、ファイバグレーティング、およびファラデー回転器を通じて第２のＯＦＤＭ受信器に供給され、前記２つのＯＦＤＭ受信器の出力は合成されて、受信信号のキャリアとサブキャリアの間の偏波不整合の影響を軽減する。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
光信号を受信する方法であって、
ＯＦＤＭ光信号を受信するステップと、
受信信号を２つの部分に分割するステップと、
一方の部分を直接検出ＯＦＤＭ受信器へ導き、他方の部分をサーキュレータへ導くステップと、
サーキュレータの前と後で測定されたキャリアの偏波状態は互いに直交し、サーキュレータの前と後で測定されたサブキャリアの偏波状態は同じとなるように、サーキュレータへ導かれた信号のキャリア部分を回転させるステップと、
サーキュレータの出力をもう１つのＯＦＤＭ受信器へ導くステップと、
２つのＯＦＤＭ受信器の出力を合成するステップと、
合成された出力を復調器へ導くステップであって、それによってデータを復調する、合成された出力を導くステップと
を含む、方法。
【請求項２】
前記スプリッタが＜５ｄＢを呈する、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記スプリッタが非対称スプリッタである、請求項２に記載の方法。
【請求項４】
前記スプリッタが対称な５０／５０スプリッタである、請求項２に記載の方法。
【請求項５】
前記キャリア部分の偏波回転が、光フィルタおよびファラデー回転ミラーの作用によって行われる、請求項１に記載の方法。
【請求項６】
前記キャリア部分の回転が、ファイバブラッググレーティング（ＦＢＧ）フィルタおよびファラデー回転ミラーの作用によって行われる、請求項１に記載の方法。
【請求項７】
光信号を受信する方法であって、
ＯＦＤＭ光信号を受信するステップと、
受信信号を２つの部分に分割するステップと、
一方の部分を直接検出ＯＦＤＭ受信器へ導き、他方の部分をサーキュレータへ導くステップと、
サーキュレータの前と後で測定されたサブキャリアの偏波状態は互いに直交し、サーキュレータの前と後で測定されたキャリアの偏波状態は同じとなるように、サーキュレータへ導かれた信号のサブキャリア部分を回転させるステップと、
サーキュレータの出力をもう１つのＯＦＤＭ受信器へ導くステップと、
２つのＯＦＤＭ受信器の出力を合成するステップと、
合成された出力を復調器へ導くステップであって、それによってデータを復調する、合成された出力を導くステップと
を含む、方法。
【請求項８】
前記スプリッタが＜５ｄＢを呈する、請求項７に記載の方法。
【請求項９】
前記スプリッタが非対称スプリッタである、請求項８に記載の方法。
【請求項１０】
前記スプリッタが対称な５０／５０スプリッタである、請求項８に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は一般に光通信の分野に関し、具体的には、直接検出光直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）システムにおいて、偏波モード分散（ＰＭＤ）を補償するために自己偏波ダイバシティを使用する装置および方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）は、その望ましいスペクトル効率、実装の容易さ、ならびにマルチパス伝播および位相歪みに対するロバスト性により、無線セルラーシステム、デジタル音声および映像放送システムなどのＲＦ無線通信システムにおいて広く使用されてきている。最近ではＯＦＤＭは、たとえばマルチモードファイバでのモード分散およびシングルモードファイバでの波長分散に対処するために、光通信システムでの使用が提案されている。
【０００３】
知られているように、２つのタイプの光ＯＦＤＭがある。１つは光強度変調と直接検出を用いる直接検出光ＯＦＤＭであり、もう１つは光ＩＱ変調と光コヒーレント検出を必要とするコヒーレント光ＯＦＤＭである。
【０００４】
ＯＦＤＭ信号のシンボルレートは非常に低いので、偏波モード分散（ＰＭＤ）は、光ＯＦＤＭシステムでは顕著なシンボル間干渉（ＩＳＩ）を引き起こさない。しかし残念ながらＰＭＤは、周波数と共に偏波状態（ＳＯＰ）を変化させる。サブキャリアとキャリアの間のこのＳＯＰ不整合は信号フェージングを誘起し、結果として光ＯＦＤＭシステムの性能に不利益となる。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００５】
【非特許文献１】Ｗ．Ｓｈｉｅｈ、Ｗ．Ｃｈｅｎ、およびＲ．Ｓ．Ｔｕｃｋｅｒ、Ｅｌｅｃｔｒｏｎ  Ｌｅｔｔ．、４２巻、１７号、２００６年
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
この影響を補償するために、コヒーレント光ＯＦＤＭシステムのための偏波ダイバシティが提案されている（たとえば、Ｗ．Ｓｈｉｅｈ、Ｗ．Ｃｈｅｎ、およびＲ．Ｓ．Ｔｕｃｋｅｒ、Ｅｌｅｃｔｒｏｎ  Ｌｅｔｔ．、４２巻、１７号、２００６年を参照されたい）。幸いに直接検出光ＯＦＤＭシステムでは、サブキャリア多重システムのようにキャリアのＳＯＰをサブキャリアと整合させることによってＰＭＤの不利益を低減することができる。しかし残念ながらこの方法は動的偏波制御を必要とし、サブキャリア間のＳＯＰ不整合は補正されないので、ＰＭＤによる劣化を完全に除去することはできない。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
直接検出光ＯＦＤＭシステムにおけるＰＭＤを補償するために自己偏波ダイバシティ技術が用いられる本発明の原理により、当技術分野における進歩がもたらされる。従来技術とは著しく対照的に、本発明は、動的偏波制御は使用しないで、直接検出光ＯＦＤＭシステムにおけるＰＭＤによる劣化をほぼ除去する。
【０００８】
本発明の一態様によれば、光信号は受信器にて受信され、そこで２つの独立な光信号に分割される。一方の独立な信号は、直接検出光ＯＦＤＭ受信器へ導かれる。他方の独立な信号は、まず光キャリアおよびサブキャリア成分に分離され、光キャリアのＳＯＰはほぼ９０度回転され、次いでキャリアとサブキャリアは再合成され、その後にもう１つの直接検出光ＯＦＤＭ受信器へ導かれる。次いで処理された信号は再合成され、復調器へ導かれる。有利には、ＰＭＤの影響はほぼ除去され、従来技術のＰＭＤ補償器が使用したような動的偏波制御は必要ない。最後に本技術は、単一の受信器デバイスのみを使用しながら、すべてのチャネルに対して波長分割多重（ＷＤＭ）システムにおいて用いることができる。
【０００９】
添付の図面を参照することによって、本発明のより完全な理解が得られる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本発明による自己偏波ダイバシティを有する直接検出光ＯＦＤＭの概略図である。
【図２】図１に示される受信器の位置ＡおよびＢでのキャリアとサブキャリア（Ａ）および位置Ｃでのキャリアとサブキャリア（Ｂ）のＳＯＰを示す図である。
【図３】ＤＧＤ＝５０ｐｓで、星、丸、および点はそれぞれ０、π／４、π／３の偏波角に対するものである、位相補正前（Ａ）、位相補正後（Ｂ）および偏波ダイバシティがある場合（Ｃ）の信号点配置図である。
【図４】偏波ダイバシティがある場合とない場合について、ワーストケースでの１次ＰＭＤありとなしの場合の、ＢＥＲ対ＯＳＮＲ（Ａ）および偏波ダイバシティにてＯＳＮＲが１１ｄＢで５０ｐｓの１次ＰＭＤがある場合の、ＢＥＲ対入力偏波（Ｂ）を示すグラフである。
【図５】ＯＳＮＲ＝１１ｄＢで、１００ｐｓの平均ＤＧＤを有するリンク内でのＢＥＲのサンプルを示すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下では、単に本発明の原理を示す。したがって当業者なら、本明細書では明示的に述べられないまたは示されないが、本発明の原理を実施し本発明の趣旨および範囲に含まれる様々な構成を思い付くであろうことを理解されたい。
【００１２】
さらに、本明細書に記載されたすべての実施例および条件的な語句は、主として本発明の原理、および当技術分野を発展させるために発明者（または発明者ら）の寄与による概念の理解において読者を補助するための教育的な目的のためのみであり、このような具体的に記載された実施例および条件には限定されないものと解釈されるべきであることが明示的に意図される。
【００１３】
さらに本明細書において、本発明の原理、態様、および実施形態を記載したすべての文、およびその特定の実施例は、その構造的および機能的な等価物を共に包含するものである。加えてそのような等価物は、現在知られている等価物、および将来に開発される等価物の両方、すなわち構造に関わらず同じ機能を行う開発された任意の要素を含むものとする。
【００１４】
したがってたとえば、当業者には本明細書内の図は、本発明の原理を実施する例示の構造の概念的な図を表すことが理解されよう。
【００１５】
直接検出光ＯＦＤＭシステムに対するＰＭＤの影響
ＯＦＤＭでは信号は、多数の直交サブキャリアを通じて送信される。ＯＦＤＭベースバンド信号は、次式として表される。
【数１】
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ただし、Ｃｉ，ｋはｉ番目のサブキャリアでのｋ番目のＯＦＤＭシンボルの情報、Ｎｓｃはサブキャリアの数、Ｔｓ、Ｔｆｆｔ、Ｔｇ、およびＴｗは、それぞれＯＦＤＭシンボル期間、実効部分の時間、ガード時間、およびウィンドウ時間、ｆｉ＝（ｉ−１）／Ｔｓはｉ番目のサブキャリアの周波数、およびｗ（ｔ）はウィンドウ関数である。
【００１６】
当業者なら、ガード時間は分散によって誘起される部分的なシンボルの重なりがあるときにサブキャリア間の直交性を保つために用いられ、ウィンドウ関数は帯域外スペクトルを減少させるために用いられることが理解されよう。直接検出光ＯＦＤＭシステムの場合は送信器では、複素ベースバンドＯＦＤＭ信号は、実数および虚数成分をＲＦキャリア上に変調することによって実信号に変換される。次いでこの信号は、光強度変調によって光信号に変換される。
【００１７】
ＰＭＤが直接検出光ＯＦＤＭシステムの性能にどのように影響を及ぼすかを理解するために、信号は直線偏波され、１次ＰＭＤのみがあると仮定する。受信器側では、キャリアおよびサブキャリアのジョーンズベクトルはそれぞれ、［ｃｏｓθｅｘｐ（−ｊω０Δτ／２）、ｃｏｓθｅｘｐ（ｊω０Δτ／２）］Ｔ、および［ｃｏｓθｅｘｐ（−ｊωｉΔτ／２）、ｃｏｓθｅｘｐ（ｊωｉΔτ／２）］Ｔとして表され、ただしω０およびωｉはキャリアおよびサブキャリアの角周波数、Δτは差動群遅延（ＤＧＤ）、θは入力偏波角、ならびに上付文字Ｔはベクトル転置演算子である。
【００１８】
光検出器の後の混合項は、次式として表される。
ｆ（Δωｉ）＝ｃｏｓ２θｅｘｐ［−ｊ（ω０−ωｉ）Δτ］＋ｓｉｎ２θｅｘｐ［ｊ（ω０−ωｉ）Δτ］  （２）
【００１９】
当業者なら式（２）は、ＰＭＤが光ＯＦＤＭシステムに対して２つの影響を有することを示していることが容易に理解されよう。より詳細には、信号が主要な偏波状態（ＰＳＰ）（θ＝０またはπ／２）に整合しているときは、ＰＭＤは位相シフトを誘起し、それが２つのＰＳＰに等しく分割されると、ｆ（Δωｉ）＝ｃｏｓ（ΔωｉΔτ／２）となり、結果として信号フェージングを生じる。
【００２０】
一般的な場合は、位相シフトと信号フェージングの両方が存在する。位相シフトは、ＯＦＤＭ受信器内で「１タップ等化器」によって容易に補正することができるが、信号フェージングは、増幅器自然放出（ＡＳＥ）雑音で制限されるシステムでは、信号レベルが増加するにつれて雑音も増加ししたがって改善が得られないので等化することができない。
【００２１】
自己偏波ダイバシティを有する直接検出光ＯＦＤＭシステム
自己偏波ダイバシティを有する直接検出光ＯＦＤＭシステムの概略図は、図１に示される。図１の上側部分に示される送信器は、従来の直接検出光ＯＦＤＭ送信器である。本発明により構成された受信器は、図１の下側部分に示される。
【００２２】
動作時には受信器において、受信信号はスプリッタの作用によって２つの部分に等しく分割される。図１に示されるように、スプリッタは３ｄＢ、５０／５０スプリッタである。当業者には、３ｄＢ以外の特性と共に、５０／５０以外の分割比も可能であることが理解されよう。
【００２３】
図２を参照すると、（Ａ）には図１に示される受信器の位置ＡおよびＢでのキャリアとサブキャリアのＳＯＰが示され、（Ｂ）は図１に示される受信器の位置Ｃでのキャリアとサブキャリアを示す。もちろん当業者には、（Ａ）に示される光キャリアとＯＦＤＭサブキャリアに対する、ＰＭＤによって引き起こされた偏波不整合が認識されよう。
【００２４】
受信器の説明を続けると、分割された信号の一方の部分は、直接検出光ＯＦＤＭ受信器へ向かう。他方の部分はサーキュレータへ向かう。サーキュレータのポート２には、ファラデー回転ミラーによって終端されたファイバブラッググレーティング（ＦＢＧ）が接続される。我々の目的にとって有利には、ＦＢＧはキャリアのみを通過させ、サブキャリアを反射する。
【００２５】
ファラデー回転ミラーはキャリアを、どのような入力ＳＯＰであっても、その入力ＳＯＰに対してその出力ＳＯＰが直交するように回転させる。したがって、図１の位置ＢとＣとでサブキャリアのＳＯＰは同じであり、一方、これら２つの位置でのキャリアのＳＯＰは互いに直交する。
【００２６】
当業者には容易に理解されるように、このようにして動的偏波制御を用いずに偏波ダイバシティが得られる。ＦＢＧの自由スペクトル領域（ＦＳＲ）が、ＷＤＭシステム内のチャネル間隔と同じであれば、ＷＤＭシステム内で単一のデバイスを用いて、すべてのチャネルに対して同時に自己偏波ダイバシティを得ることができる。２つの部分は、ＯＦＤＭ受信器の単一タップ等化器の後で合成され、データを復元するためにサブキャリア復調へ送られる。
【００２７】
シミュレーション結果
本発明を評価するために、本発明により構成された１０Ｇｂ／ｓ直接検出ＯＦＤＭシステムについて、シミュレーションを用いることによって理解することができる。シミュレーションでは、シンボル期間２５．６ｎｓ、ガード時間８００ｐｓ、およびウィンドウ時間８００ｐｓが用いられる。２４０個のサブキャリアがあり、これらは四位相偏移変調（ＱＰＳＫ）により変調される。ベースバンドＯＦＤＭ信号は５ＧＨｚの帯域幅を占有し、これはＩＱ変調器を用いて６ＧＨｚのＲＦキャリア上に変調される。次いでこの信号は、線形光変調器により光キャリア上に変調される。変調器の出力端では、単側波帯（ＳＳＢ）フィルタが一方の側波帯を取り除き、光キャリアと側波帯で同じパワーとなるようにキャリアを減衰させる。受信器では、ＡＳＥ雑音を除去するために、２０ＧＨｚの３ｄＢ帯域幅を有する３次のガウシアン光フィルタが用いられる。
【００２８】
図３は、受信信号の信号点配置上での１次ＰＭＤの影響を示す。ＰＭＤは、位相シフトと信号フェージングの両方を引き起こす。位相シフトは、（Ｂ）に示されるように等化器によって容易に補正することができる。偏波多重化は、（Ｃ）に示されるように信号フェージングを完全に除去する。
【００２９】
次に図４を参照すると、自己偏波ダイバシティがある場合とない場合の両方での本発明による直接検出光ＯＦＤＭのビット誤り率（ＢＥＲ）に対する、１次ＰＭＤの影響が示される。ＢＥＲを計算するために、１０００個のＯＦＤＭシンボルが用いられる。光信号対雑音比（ＯＳＮＲ）は、０．１ｎｍの帯域幅内での信号パワー（キャリアおよびサブキャリアを含む）と、ＡＳＥ雑音パワーの比として定義される。これは、直接検出光ＯＦＤＭにおいてＰＭＤが大きな不利益を生ずることを明らかに示しているが、自己偏波ダイバシティがある場合はＰＭＤの影響は事実上除去される。
【００３０】
図５は、すべての次数のＰＭＤが存在する場合の自己偏波ダイバシティの性能を示す。図では１００ｐｓの平均ＤＧＤが用いられ、５００個のＰＭＤサンプルの結果が示される。これは、自己偏波ダイバシティがないときは直接検出光ＯＦＤＭのＢＥＲは、ＰＭＤによる大きな変動（７．３ｅ−３から０．３５まで）を有するが、自己偏波ダイバシティが用いられたときは、ＰＭＤによって誘起されるＢＥＲ変動は無視できるものになる。
【００３１】
ここまで、本発明についていくつかの特定の実施例を用いて考察し説明してきたが、当業者には、この教示はそのように限定されないことが理解されよう。したがって本発明は、本明細書に添付の特許請求の範囲によってのみ限定されるべきである。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【国際調査報告】
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