(57)【要約】  受信された光信号の少なくとも１つの一般的偏波成分の振幅および位相のデジタルバージョンが、デジタル信号処理で二重偏波直接差動検出を使用して形成される。受信された信号は、直交する偏波成分に分離され、そのそれぞれが３つのコピーに分離される。各直交偏波成分に対して、ａ）強度プロファイルは、従来、コピーを使用して得られ、ｂ）位相情報は、直交位相オフセットを有する一対の光遅延干渉計のそれぞれに残りの各コピーを供給し、それに続くそれぞれの調整された強度検出器によって得られる。調整された強度検出器および強度プロファイルの出力が、デジタル表現に変換されて使用され、信号処理を介して、受信された光信号の少なくとも１つの一般的偏波成分の光場の情報を形成する。ＰＭＤなどの障害の補償が、更なる処理を介して実現される。
2010539789.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信された光信号の２つの直交偏波成分のそれぞれ１つに対して所定の量だけ間隔をあけた複数の時間位置の間の位相差についての情報を各々が含む、２つの複素波形の実部および虚部の電子的アナログ表現を出力として供給する二重偏波直接差動受信機部分と、
前記受信された光信号の少なくとも１つの一般的偏波成分を表す強度および位相プロファイルのデジタル表現を形成するための前記二重偏波直接差動検出受信機部分に接続された信号プロセッサとを含む光受信機。
【請求項２】
前記信号処理プロセッサが、前記２つの複素波形の前記実部および虚部双方の前記電子的アナログ表現からの情報を使用して、前記受信された光信号の少なくとも１つの一般的偏波成分を表す強度および位相プロファイルの前記デジタル表現を形成する、請求項１に記載の光受信機。
【請求項３】
前記信号プロセッサが、
前記受信された光信号の前記２つの直交偏波成分それぞれの前記光場のデジタル表現を形成するための手段と、
前記受信された信号の前記２つの直交偏波成分の前記光場の前記デジタル表現を一括処理することによって、光信号の少なくとも１つの一般的偏波成分の光場のデジタル表現を形成するための手段とを更に含む、請求項１に記載の光受信機。
【請求項４】
前記信号プロセッサが、前記受信された光場が伝わった経路によって前記受信された光信号に加わる伝送障害に対して前記受信された光信号の少なくとも１つの前記一般的偏波成分を表す強度および位相プロファイルの前記デジタル表現を補償するための手段を更に含む、請求項１に記載の光受信機。
【請求項５】
前記信号プロセッサが、前記受信された光信号の少なくとも１つの前記一般的偏波成分を表す強度および位相プロファイルの前記デジタル表現に応答して、復調およびデータ回復を実行するための手段を更に含む、請求項１に記載の光受信機。
【請求項６】
前記信号プロセッサが、それぞれの入力がデータデマルチプレクサに接続され、それぞれの出力がデータマルチプレクサに接続された複数の多重並列処理ユニットを更に含む、請求項１に記載の光受信機。
【請求項７】
前記処理ユニットそれぞれが、ブロックごとに動作し、各ブロックが、前記受信された信号の前記２つの直交偏波成分それぞれからの複数のサンプルを含む、請求項６に記載の光受信機。
【請求項８】
前記処理ユニットそれぞれが、ある時間幅に対応するサンプルのブロックを処理しながら並列に動作し、前記処理ユニットの１つによって処理されている各ブロックが、前記処理ユニットの別の１つによって処理される、処理された、または処理されることになるサンプルを含むことができる、請求項６に記載の光受信機。
【請求項９】
前記信号プロセッサが、ブロックごとに動作する処理ユニットであって、各ブロックが、前記受信された信号の前記２つの直交偏波成分それぞれからの複数のサンプルを含み、前記処理ユニットが、少なくとも１つのフィードフォワードプロセッサと少なくとも１つのリアルタイムプロセッサとを更に含む処理ユニットを更に含む、請求項１に記載の光受信機。
【請求項１０】
前記フィードフォワードプロセッサが、前記リアルタイムプロセッサによって入力として使用されるために供給する出力を、前記リアルタイムプロセッサが、前記フィードフォワードプロセッサ出力を使用して計算を実行するレートよりも遅いレートで更新する、請求項９に記載の光受信機。
【請求項１１】
前記フィードフォワードプロセッサが、
θ１が、送信機からの元の信号の２つの直交偏波成分と、その入力でのファイバの２本のＰＳＰ軸との間の角度であり、
τＤＧＤが、ＰＭＤ誘導性ＤＧＤであり、
δφが、２つのＰＳＰ間のＰＭＤ誘導性または複屈折誘導性の位相差であり、
θ２が、前記受信信号の直交成分を分離するために使用される偏光ビームスプリッタの２つの特性方向と、前記受信された信号が前記受信機で受信されるファイバの２本の主偏波状態の軸との間の角度であり、
δφ２が、２つの復元された信号場Ｅｘ’とＥｙ’の間の位相差である、θ１、τＤＧＤ、δφ、θ２、δφ２の値を決定するが、
θ１、τＤＧＤ、δφ、θ２の値だけを前記リアルタイムプロセッサに供給する、請求項９に記載の光受信機。
【請求項１２】
前記信号処理プロセッサが、前記受信された光信号の前記２つの直交偏波成分の前記デジタル表現を一括処理することによって、前記受信された光信号の前記少なくとも１つの一般的偏波成分を形成するための電子偏波多重分離手段を更に含む、請求項１に記載の光受信機。
【請求項１３】
光受信機内で使用する方法であって、
受信時に２つの偏波成分を有する光信号を、前記偏波成分のそれぞれに対して同相および直角位相の成分を含むデジタル表現に変換するステップと、
前記受信された光信号の少なくとも１つの一般的偏波成分を表す強度および位相プロファイルのデジタル表現を前記デジタル表現から形成するために、前記偏波成分それぞれに対して、前記同相および直角位相の成分の前記デジタル表現を一括処理するステップとを含む方法。
【請求項１４】
前記一括処理するステップが、前記偏波成分それぞれに対して前記同相および直角位相の成分の前記デジタル表現のサンプルをブロックに分類するステップを更に含み、各ブロックが、前記受信された信号の前記偏波成分それぞれからの複数のサンプルを含み、
前記一括処理するステップにおいて、前記サンプルが、ブロックごとに処理される、請求項１３に記載の方法。
【請求項１５】
前記一括処理するステップが、前記受信された光信号の２つの一般的偏波成分、Ｅｘ（ｔ）およびＥｙ（ｔ）を決定し、
【数１】
2010539789.tif 000030
ここで、Ｅｘ’およびＥｙ’は、偏光ビームスプリッタによる分離後の前記受信された光信号の前記直交偏波成分の復元された光場であり、
θ１は、前記受信された信号として受信された信号が、その入力部で２本の主偏波状態の軸を有するファイバ上でそこから伝送された送信機からの元の信号の２つの直交偏波成分との角度であり、
τＤＧＤは、偏波モード分散（ＰＭＤ）誘導性差動群遅延（ＤＧＤ）であり、
δφは、２つのＰＳＰ間のＰＭＤ誘導性または複屈折誘導性の位相差であり、
θ２は、前記偏光ビームスプリッタの２つの特性方向と前記ファイバの２本の主偏波状態の軸との間の角度であり、
δφ２は、２つの復元された信号場、Ｅｘ’とＥｙ’の間の位相差であり、
θ１は、前記偏光ビームスプリッタの入力で偏波多重化信号の２つの一般的直交偏波成分の１つと、前記偏光ビームスプリッタの方向との間の角度であり、
φ１は、前記偏光ビームスプリッタ入力での２つの一般的偏波成分の間の光位相差である、請求項１３に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本出願は、２００７年９月１４日出願の米国仮特許出願第６０／９９３８２３号の優先権を主張し、これを参照により本明細書に組み込む。
【０００２】
本発明は、光信号場の２つの偏波成分の復元、および偏波モード分散の補償に関する。
【背景技術】
【０００３】
よく知られているように、光信号は、２つの直交する偏光状態を有することが可能であり、それぞれ異なる特性を有し得る。時として、このような偏光状態は、スペクトル効率を２倍にするために各信号が異なるデータを搬送するようにオプティカルキャリアの２つの直交する偏光状態が構成された偏波多重化信号を生成する際などにおいて、意図的に導入される。このような偏波多重化信号は、２つの所謂「一般的」偏波成分を有し、それぞれが単一のデータ変調を搬送する。一般的偏波成分によって、一般に、その偏波成分の変調が完了する点における信号を意味することに留意されたい。一般的各偏波成分は、最初またはそれ以外でも、その後結合する他の一般的偏波成分から分離して存在し得ることを理解されたい。
【０００４】
一般的信号成分の偏波方向は、光学経路上を信号が通過する間、一般に、ファイバの複屈折、および多分に他のファイバ特性によって変化する。このような変化は時変的なものとすることができる。というのは、少なくともファイバ複屈折が、一般に周囲温度、機械的応力等の様々な要素の関数であり、これらの要素は、時間と共に変動し、伝送経路の様々な点において異なる可能性があるからである。その結果、一般的信号成分それぞれの偏波方向は、一般に、受信機では分からない。
【０００５】
時として、望ましくないことには、ファイバ複屈折は非常に大きいので、偏波モード分散（ＰＭＤ）が引き起こされる、すなわち、一般的光信号成分が、ファイバの２本の主偏波状態（ＰＳＰ）の軸に沿って、２つの直交する偏波成分に分解され、２本のうちの１本に沿って光はファイバ中を最高速度で進み、他の１本に沿って光はファイバ中を最低速度で進む。そのような場合に、２つの偏波成分の間の位相関係が時変であり得るだけでなく、２本のＰＳＰ軸間のＰＭＤ誘導性微分群遅延（ＤＧＤ）のために、直交する２つの偏波成分それぞれは、異なる時間に受信機に到着する可能性がある。実際、上で示唆されたように、ファイバのそれぞれの小部分は、２本のＰＳＰ軸間で、小部分がそれ自体のＤＧＤを導入するそれ自体ミニファイバであるように振舞うことに留意されたい。しかし、簡略化のため、ＰＭＤの第１次近似に基づいて２本の軸間で一定のＤＧＤを導入する単一のＤＧＤ要素としてファイバを扱うことができる。したがって、特定のファイバまたは光リンクにとって、ＰＭＤは確率的影響であり、ＰＭＤ誘導性ＤＧＤも時変であり得る。
【０００６】
他の線型効果が、光ファイバ上に伝送される光信号を歪める。このような効果は波長分散（ＣＤ）を含む。光学補償方法が、一般に、ＣＤまたはＰＭＤのために発生する信号歪みを低減するために利用される。
【０００７】
最近、電子波長分散補償（ＥＤＣ）が、ＣＤにより誘導される歪みを費用効果的に柔軟に低減できる技術として出現してきた。「Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ  ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ  ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ  ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ  ｆｏｒ  ｏｐｔｉｃａｌ  ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  ｓｙｓｔｅｍｓ」、ＥＣＯＣ’０５、ｐａｐｅｒ  Ｔｕ３．２．１、２００５においてＭ．Ｓ．Ｏ’Ｓｕｌｌｉｖａｎ、Ｋ．Ｒｏｂｅｒｔｓ、およびＣ．Ｂｏｎｔｕによって説明されたように、ＥＤＣは送信機で実行することができる。別の方法として、ＥＤＣは、受信機で実行することができる。「Ｕｎｒｅｐｅａｔｅｄ  Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ  ｏｆ  ２０−Ｇｂ／ｓ  Ｏｐｔｉｃａｌ  Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｐｈａｓｅ−Ｓｈｉｆｔ−Ｋｅｙｉｎｇ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｏｖｅｒ  ２００−ｋｍ  Ｓｔａｎｄａｒｄ  Ｓｉｎｇｌｅ−Ｍｏｄｅ  Ｆｉｂｅｒ  Ｂａｓｅｄ  ｏｎ  Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ  ｏｆ  Ｈｏｍｏｄｙｎｅ−Ｄｅｔｅｃｔｅｄ  Ｓｉｇｎａｌ  ｆｏｒ  Ｇｒｏｕｐ−Ｖｅｌｏｃｉｔｙ  Ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ  Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ」ＩＥＥＥ  Ｐｈｏｔｏｎｉｃｓ  Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ  Ｌｅｔｔｅｒｓ、第１８巻、第９号、２００６年５月１日、１０１６−１０１８頁においてＳ．Ｔｓｕｋａｍｏｔｏ、Ｋ．Ｋａｔｏｈ、およびＫ．Ｋｉｋｕｃｈｉによって記載されたように、ＥＤＣは、コヒーレント検出受信機で実施される。さらに、ＥＤＣは、２００６年９月２２日出願され、Ｌｕｃｅｎｔ  Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓに譲渡された「Ｒｅｃｏｎｓｔｒｕｃｔｉｏｎ  ａｎｄ  Ｒｅｓｔｏｒａｔｉｏｎ  Ｏｆ  Ｏｐｔｉｃａｌ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｆｉｅｌｄ」という名称の米国特許出願第１１／５２５７８６号において、Ｘ．ＬｉｕおよびＸ．Ｗｅｉによって説明されたように、特殊な直接差動検出受信機で実施することができる。この特許出願は、参照により本明細書に完全に記載されたものとして組み込まれ、以後、Ｌｉｕ−Ｗｅｉと呼ぶものとする。
【０００８】
ＣＤとは異なり、ファイバリンク中のＰＭＤは、非常に急速に変化し得、ＰＭＤ補償は、通常、受信機で行わねばならない。電子ＰＭＤ補償（ＥＰＭＤＣ）もまた、その潜在的コスト有効性のために最近注目を集めてきた。Ｏｐｔｉｃａｌ  Ｆｉｂｅｒ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ  ２００５、ｐａｐｅｒ  ＯＷ０２で出版された「ＳｉＧｅ  ｅｑｕａｌｉｚｅｒ  ＩＣ  ｆｏｒ  ＰＭＤ  Ｍｉｔｉｇａｔｉｏｎ  ａｎｄ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｏｐｔｉｍｉｚａｔｉｏｎ  ｏｆ  ４０  Ｇｂｉｔｓ／ｓ  Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ」においてＪ．Ｈｏｎｇ，Ｒ．Ｓａｕｎｄｅｒｓ、およびＳ．Ｃｏｌａｃｏによって説明されたように。しかし、従来の直接検出受信機のＥＰＭＤＣの機能は、ＰＭＤ許容限度の改良が、通常、わずか約５０％である点において全く限られている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】米国特許出願公開第２００５／０２８６９１１号明細書
【特許文献２】米国特許出願公開第２００７／００８１８２６号明細書
【非特許文献】
【００１０】
【非特許文献１】Ｍ．Ｓ．Ｏ’Ｓｕｌｌｉｖａｎ、Ｋ．Ｒｏｂｅｒｔｓ、およびＣ．Ｂｏｎｔｕ、「Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ  ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ  ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ  ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ  ｆｏｒ  ｏｐｔｉｃａｌ  ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  ｓｙｓｔｅｍｓ」、ＥＣＯＣ’０５、ｐａｐｅｒ  Ｔｕ３．２．１、２００５
【非特許文献２】Ｓ．Ｔｓｕｋａｍｏｔｏ、Ｋ．Ｋａｔｏｈ、およびＫ．Ｋｉｋｕｃｈｉ、「Ｕｎｒｅｐｅａｔｅｄ  Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ  ｏｆ  ２０−Ｇｂ／ｓ  Ｏｐｔｉｃａｌ  Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｐｈａｓｅ−Ｓｈｉｆｔ−Ｋｅｙｉｎｇ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｏｖｅｒ  ２００−ｋｍ  Ｓｔａｎｄａｒｄ  Ｓｉｎｇｌｅ−Ｍｏｄｅ  Ｆｉｂｅｒ  Ｂａｓｅｄ  ｏｎ  Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ  ｏｆ  Ｈｏｍｏｄｙｎｅ−Ｄｅｔｅｃｔｅｄ  Ｓｉｇｎａｌ  ｆｏｒ  Ｇｒｏｕｐ−Ｖｅｌｏｃｉｔｙ  Ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ  Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ」、ＩＥＥＥ  Ｐｈｏｔｏｎｉｃｓ  Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ  Ｌｅｔｔｅｒｓ、第１８巻、第９号、２００６年５月１日、１０１６−１０１８頁
【非特許文献３】Ｊ．Ｈｏｎｇ、Ｒ．Ｓａｕｎｄｅｒｓ、およびＳ．Ｃｏｌａｃｏ、「ＳｉＧｅ  ｅｑｕａｌｉｚｅｒ  ＩＣ  ｆｏｒ  ＰＭＤ  Ｍｉｔｉｇａｔｉｏｎ  ａｎｄ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｏｐｔｉｍｉｚａｔｉｏｎ  ｏｆ  ４０  Ｇｂｉｔｓ／ｓ  Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ」、Ｏｐｔｉｃａｌ  Ｆｉｂｅｒ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ  ２００５、ｐａｐｅｒ  ＯＷＯ２
【非特許文献４】Ｆｌｕｄｇｅｒ他、「Ｕｎｃｏｍｐｅｎｓａｔｅｄ  Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ  ｏｆ  ８６Ｇｂｉｔ／ｓ  Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｄ  ＲＺ−ＱＰＳＫ  ｏｖｅｒ  １００ｋｍ  ｏｆ  ＮＤＳＦ  Ｅｍｐｌｏｙｉｎｇ  Ｃｏｈｅｒｅｎｔ  Ｅｑｕａｌｉｓａｔｉｏｎ」、ＥＣＯＣ’０６  ｐｏｓｔ−ｄｅａｄｌｉｎｅ  ｐａｐｅｒ  Ｔｈ４．３．３
【発明の概要】
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明の原理によれば、受信された光信号の２つの直交偏波成分それぞれの、例えば、基準点に対する複素場、すなわち、振幅および位相両方のデジタルバージョンは、受信された光信号の２つの直交偏波成分それぞれから来る光信号のデジタル表現を形成するために直接差動検出を使用する二重偏波直接差動受信機部分を利用することによって受信機で形成され、次いで、これらは、デジタル信号処理（ＤＳＰ）を使用して処理され、受信機で受信された際の偏波を表す強度および位相プロファイルのデジタル表現を形成する。受信機で受信された際の光信号の２つの直交偏波成分それぞれの複素場の復元されたデジタルバージョンは、次いで更に一括処理され、受信された光の少なくとも１つの所謂「一般的」偏波成分を形成する。ファイバ複屈折またはＰＭＤのために、ファイバ伝送後に受信機で受信された際の光信号の２つの直交偏波成分は、一般に、信号の一般的偏波成分ではないことに留意されたい。本発明の一態様によれば、一括処理中に、２つの復元された光場内で使用された２つの基準点の間の相対的位相差が決定される。これは、ある探索技法を利用することによって達成することができる。
【００１２】
本発明の一実施形態において、偏光ビームスプリッタ（ＰＢＳ）が先ず使用され、受信された光信号を２つの任意に直交する偏波成分、Ｅｘ’およびＥｙ’に分離する。直交偏波成分それぞれは、特殊な直接差動検出受信機に供給され、この受信機は、Ｌｉｕ−Ｗｅｉに記載されたような、約π／２の位相遅延差を有する、特殊な一対の光遅延干渉計（ＯＤＩ）を利用し、これは、本明細書においてＩ／Ｑ  ＯＤＩ対と呼ばれる。Ｌｉｕ−Ｗｅｉによれば、少なくとも各Ｉ／Ｑ  ＯＤＩ対の４つの出力が、次いで、２つの平衡検出器によって検出され、その２つの出力が、それぞれのアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）によってサンプリングされ、次いで処理されて、対応する偏波軸、すなわちｘ’またはｙ’に沿った受信信号の光場のデジタル表現を得る。
【００１３】
本発明の第２の実施形態において、受信された光信号は、単一の偏波非依存のＩ／Ｑ  ＯＤＩ対に直接供給され、得られた４つの出力各々は、それぞれ４つのＰＢＳのうちの対応付けられた１つに接続され、その全てが同じ偏波方向を有する。ＰＢＳのそれぞれは、２つの出力を生成させるので、全体で４つのＰＢＳから８つの出力が存在し、第１の偏波から来る４つの出力、例えば、ｘ’偏波された出力、ならびに第２の偏波から来る４つの出力、例えば、ｙ’偏波された出力から成る。単一の光遅延干渉計および単一の偏波に対応するＰＢＳの出力の各対が、４つの平衡検出器の１つにそれぞれ供給され、検出器の出力が、それぞれ対応する４つのＡＤＣのうちの１つによってサンプリングされる。次いで、サンプリングして得られた波形のそれぞれが処理され、Ｌｉｕ−Ｗｅｉで記載された方法で、偏波軸ｘ’およびｙ’のそれぞれに沿った、受信信号の光場のデジタル表現を得る。
【００１４】
この第２の実施形態は、第１の実施形態と比較して、更に３つのＰＢＳの使用を必要とするけれども、Ｉ／Ｑ  ＯＤＩ自体の相対的コストおよびそれに付随する制御電子機器のために、ＰＢＳのコストと比較して、有利には、１つのＩ／Ｑ  ＯＤＩ対だけが利用されるので、大幅なコスト節約を達成することができる。さらにまた、第２の実施形態は、よりコンパクトに実施することができる。
【００１５】
本発明のいずれの実施形態も、自由空間もしくはファイバベースの光学素子、またはその任意の組合せで実施することができる。
【００１６】
コストを節約するために、実施者は、一般に、１つまたは複数の受信信号の偏波成分の強度プロファイルをそれらの複素波形の絶対値それぞれから近似することが期待されるが、代わりに直接強度検出を利用して、強度プロファイルのより正確な測定を得ることができる
本発明の手法は、差動２位相偏移変調（ＤＢＰＳＫ）および差動４位相偏移変調（ＤＱＰＳＫ）の信号などの様々な種類の差動位相偏移変調（ＤＰＳＫ）光信号で利用するのに適している。それらは、振幅偏移変調（ＡＳＫ）、ＤＰＳＫ／ＡＳＫの組合せ、および直交振幅変調（ＱＡＭ）で利用することもできる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】受信された光信号の少なくとも１つの所謂「一般的」偏波成分を形成するために、一般に、受信機内において本発明の原理により構成された例示の装置を示す図である。
【図２】図１に示された実施形態と同様であるが、強度検出分岐部が省略された、本発明の一実施形態を示す図である。
【図３】図１に示された実施形態と同様であるが、単一のＩ／Ｑ  ＯＤＩ対だけを利用した、本発明の別の実施形態を示す図である。
【図４】光信号が、ＰＭＤを生じさせる典型的ファイバ伝送リンク上を通過する際の例示の偏波の「漸進的変化（ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）」を示す図である。
【図５】本発明の一態様による、受信された光信号の２つの直交偏波成分の復元された光場から一般的偏波成分を回復するために必要なデジタル信号処理を実行するための例示の構成を示す図である。
【図６】図５の処理ユニットのそれぞれを形成するために使用するのが適切である構成の例示の高水準ブロック図である。
【図７】本発明の一態様による、Ｅｘ（ｔ）およびＥｙ（ｔ）を回復するために必要なパラメータの最良の推測を見出すためのフローチャート形式で表された例示のプロセスである。
【図８】本発明の一実施形態における、図６のリアルタイムサブプロセッサ６０２により実行される、フローチャート形式で表された例示のプロセスである。
【図９】図５の処理ユニットのそれぞれを形成するために使用するのが適切である構成の例示の高水準ブロック図であるが、図６に示された構成と比較して処理の速度を高めるように構成されたブロック図である。
【図１０】図５の処理ユニットのそれぞれを形成するために使用するのが適切である構成の例示の高水準ブロック図であるが、図６または図９の構成を使用する以外で達成することができるよりも、高次のＰＭＤを含めたＰＭＤに対するより良い補償を達成するように複数のセグメントから形成されるものとしてファイバを扱うように構成されたブロック図である。
【図１１】図５の処理ユニットのそれぞれを形成するために使用するのが適切である構成の高水準ブロック図であるが、それぞれが０．４Ｔｓに固定されたＤＧＤ値を有する２つのセグメントから形成されるものとしてファイバを扱うように構成されたブロック図である。
【図１２】本発明の一態様による、図５の処理ユニットのそれぞれを形成するために使用するのが適切である構成の例示の高水準ブロック図であるが、コヒーレント検出受信機と共に使用するように構成されたブロック図である。
【図１３】本発明の一実施形態における、図１２のリアルタイムサブプロセッサ内で実行される、フローチャート形式で表された例示のプロセスである。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
以下は、単に本発明の原理を示すものである。したがって、当業者は、本明細書に明確に記載または表示されていないが、本発明の原理を実現し、その趣旨および範囲内に含まれる様々な構成を考案することができるものであることを理解されたい。さらにまた、本明細書に挙げられる全ての例および条件付き言い回しは、本発明者らによって提供された本発明の原理および概念を読者が理解するのを助け、技術を促進するように、主として、特に教示のためのものであり、このような具体的に挙げられた例および条件に限定されないものとして解釈されるべきである。それに加えて、原理、態様、および本発明の実施形態、ならびにその具体例を挙げた本明細書の全ての記載は、その構造的かつ機能的均等物を含むものとする。加えて、このような均等物は、現在知られている均等物ならびに将来開発される均等物の両方、すなわち、構造に関係なく、同一の機能を実施するよう開発された全ての要素を含むものとする。
【００１９】
したがって、例えば、本明細書のどのブロック図も、本発明の原理を実現する例示の回路の概念図を表すことが当業者によって理解されよう。同様に、全てのフローチャート、流れ図、状態遷移図、疑似コード等は、当該コンピュータまたはプロセッサが明示的に示されるかどうかにかかわらず、コンピュータ読取り可能な媒体で実質的に表すことができ、コンピュータまたはプロセッサでそのように実行される様々なプロセスを表すことを理解されよう。
【００２０】
「プロセッサ」と表示された全ての機能ブロックを含む図に示された様々な要素の機能は、専用のハードウェアならびに適切なソフトウェアと連携してソフトウェアを実行することが可能なハードウェアの使用を介して提供することができる。機能がプロセッサによって提供される場合、その機能は、単一の専用プロセッサにより、単一の共有プロセッサにより、または、一部を共有できる複数の個別のプロセッサにより提供することができる。さらに、用語「プロセッサ」または「コントローラ」の明示的使用は、ソフトウェアを実行可能なハードウェアだけを指すものと解釈すべきでなく、限定することなく、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）ハードウェア、ネットワークプロセッサ、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）、ソフトウェアを記憶するための読み出し専用メモリ（ＲＯＭ）、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、および不揮発性記憶装置を暗黙的に含み得る。従来型および／またはカスタムメイドの他のハードウェアも含み得る。同様に、図に示されたいかなるスイッチも概念上だけのものである。それらの機能は、プログラム論理の動作を介して、専用の論理を介して、プログラム制御および専用の論理の相互作用を介して、または、手動でも実行することができ、特定の技術は、その状況からより具体的に理解されるように、実施者によって選択可能である。
【００２１】
本文書の特許請求の範囲において、指定された機能を実行するための手段として表されたいかなる要素もその機能を実行する全ての方法を含むものとする。これは、例えば、ａ）その機能を実行する電気的または機械的な要素の組合せ、あるいはｂ）あらゆる形式、したがって、ファームウェア、マイクロコード等を含むソフトウェアであって、そのソフトウェアが機能を実行するための適切な回路、ならびに、何であれソフトウェア制御回路に接続された機械的要素を組み合わせたソフトウェアを含み得る。当該特許請求の範囲によって定義される本発明は、挙げられた様々な手段によって提供された機能が、特許請求の範囲が要求する方法で一体に組み合わされ、もたらされるということに存する。したがって、本出願人は、それらの機能を提供できるいかなる手段も本明細書に示された手段と等価と見なす。
【００２２】
ソフトウェアモジュールまたはソフトウェアであることを暗示する単にモジュールは、プロセス段階および／または本文記載の実施を示すフローチャートの要素または他の要素の任意の組合せとして本明細書に表すことができる。このようなモジュールは、明示的または暗示的に示されたハードウェアで実行することができる。
【００２３】
本明細書に明示的に別段の指定がなければ、図面は縮尺通りで描かれていない。
【００２４】
記載において、異なる図内で同一番号が付けられた構成要素は同じ構成要素を指す。
【００２５】
図１は、受信された光信号の少なくとも１つの所謂「一般的」偏波成分を形成するための、一般に受信機内に、本発明の原理により構成された例示の装置を示す。これは、デジタル信号処理と併用して直接差動検出を利用することで受信された光信号の複素光場全体の電子バージョンを形成することによって達成される。光信号がその源泉から伝わる際に光信号上に加わる様々な障害に対する補償が更に可能である。図１は、ａ）偏光ビームスプリッタ（ＰＢＳ）１０１、ｂ）１×３光スプリッタ１０２および１０３、ｃ）光遅延干渉計（ＯＤＩ）１０５、１０６、１０７および１０８、ｄ）平衡強度検出器１１１、１１２、１１３および１１４、ｅ）単一強度検出器１１５および１１６、ｆ）任意選択の増幅器１２１、１２２、１２３、１２４、１２５および１２６、ｇ）任意選択の自動ゲインコントローラ（ＡＧＣ）、１３１、１３２、１３３、１３４、１３５および１３６、ｈ）アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）１４１、１４２、１４３、１４４、１４５および１４６、ならびにｉ）デジタル信号処理（ＤＳＰ）ユニット１５０を示す。
【００２６】
より具体的には、偏光ビームスプリッタ１０１は、受信された光信号を分離して、そこから２つの直交偏波成分、Ｅｘ’およびＥｙ’を生成させる。Ｅｘ’は、１×３光スプリッタ１０２に供給され、一方Ｅｙ’は、１×３光スプリッタ１０３に供給される。しかし、直交偏波成分、Ｅｘ’およびＥｙ’は、目下、受信信号において顕在しているので、最初に伝送された一般的成分の偏波に対応する可能性は非常に低い。
【００２７】
１×３光スプリッタ１０２は、３つのコピーを生成するように受信された光信号を複製する。１×３光スプリッタ１０２によって生成された３つのビームの１つが光遅延干渉計（ＯＤＩ）１０５に供給され、１×３光スプリッタ１０２によって生成された３つのビームのもう１つがＯＤＩ１０６に供給され、最後のビームがフォトダイオード１１５に供給される。最初に入力された光信号からそれぞれのコピーに割り当てられる光パワーは実施者の自由裁量である。本発明の一実施形態において、パワーは分割されて、入力されたパワーの約４０から４５パーセントが、ＯＤＩ１０５およびＯＤＩ１０６の各々への出力として供給され、残りのパワー、例えば１０から２０パーセントがフォトダイオード１１５に供給される。
【００２８】
当業者によって容易に認識されるように、光遅延干渉計（ＯＤＩ）１０５、１０６、１０７および１０８は、必要とされる特性を有するいかなる種類の干渉計であってもよい。例えば、ＯＤＩは、よく知られている所謂マッハツェンダー干渉計に基づくものでよい。別の方法として、ＯＤＩは、よく知られている所謂マイケルソン干渉計に基づくものでもよい。好ましくは、ＯＤＩ１０５およびＯＤＩ１０６は、それらの位相直交性（すなわち、干渉アーム間のそれらの差動位相におけるπ／２オフセット）が、例えば、Ｃｈｒｉｓｔｏｐｈｅｒ  Ｒ．ＤｏｅｒｒおよびＤｏｕｇｌａｓ  Ｍ．Ｇｉｌｌによる「Ａｐｐａｒａｔｕｓ  ａｎｄ  Ｍｅｔｈｏｄ  ｆｏｒ  Ｒｅｃｅｉｖｉｎｇ  ａ  Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙ  Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ  Ｏｐｔｉｃａｌ  Ｐｕｌｓｅｔｒａｉｎ」という名称の２００４年６月２３日に出願され、２００５年１２月２９日に２００５／０２８６９１１として公開された米国特許出願第１０／８７５０１６号、ならびにＸｉａｎｇ  Ｌｉｕによる「Ｏｐｔｉｃａｌ  Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｎｇ  Ａｐｐａｒａｔｕｓ  ａｎｄ  Ｍｅｔｈｏｄ」という名称の２００５年１０月８日に出願され、２００７年４月１２日に２００７／００８１８２６として公開された米国特許出願第１１／１６３１９０号に開示されたような手法を用いて自動的に保証されるような対を形成する。さらに、２つのＯＤＩの対は、それらの特性偏波方向が同一となるように同じ基板上に一体的に組み込まれることが好ましい。ＯＤＩの特性偏波方向は、ファイバのＰＳＰに類似していることに留意されたい。
【００２９】
ＯＤＩ１０５およびＯＤＩ１０７の各々は、そのそれぞれの２本のアームの間で光経路において約ΔＴの遅延および位相差、すなわち、φ０のオフセットを有する。ここで、
【数１】
2010539789.tif 000003
ただし、Ｔｓは信号のシンボル期間、ｓｐｓは、アナログ−デジタル変換器によって取り込まれたシンボルあたりのサンプルの数で、φ０は、任意に選択された数であり、π／４に設定されるのが好ましい。その場合、フリースペクトル範囲（ＦＳＲ）、すなわち、ＯＤＩの１／ΔＴは、ＦＳＲ＝ＳＲ・ｓｐｓとして信号シンボルレート（ＳＲ）に関係する。数値シミュレーションに基づいて、ｓｐｓは、値を４に設定するのが好ましいことが判明していることに留意されたい。これは、４未満のｓｐｓ値は、以下に説明される手順が与えられた場合、信号波形を正確に満足に表すには十分ではない傾向があり、一方、４より大きいｓｐｓは、取るに足らない改善を与えるだけであるからである。
【００３０】
本発明の一実施形態において、遅延差は、ΔＴ＊Ｃ／ｎの全長差（ただし、Ｃは真空中の光速、ｎはアームの媒体の屈折率）を持たせるために干渉計の１つのアームを調整し、次いでφ０の位相偏移を更に生じさせるためにその長さを調整することによって達成することができる。実際には、φ０の位相偏移は非常に小さい長さの差に対応するので、位相偏移部分は、現実には幾分より長くまたはより短くなり得て、全長はφ０±２πの倍数となる。このように、長さは正確にはφ０でなくとも、位相変化は事実上φ０である。
【００３１】
φ０の有効な長さの変化を達成するために使用される全長変化は、長さΔＴ＊Ｃ／ｎの幾分パーセント値であり得る。パーセント値は、２５パーセントまで機能し得るが、１０パーセント未満が好ましく、当然、実際の所望の長さに適合させるためにより正確な長さにできるほど、性能はより良いものになる。本発明の他の実施形態において、必要な遅延は、必要とされる遅延および位相差が達成される限り、アーム間で分割することができる。当業者なら、ＯＤＩ１０５およびＯＤＩ１０７を実現するために適切な構成をいかに形成するかを容易に認識するであろう。
【００３２】
位相オフセットφ０の値としていかなる値も利用することができるが、従来の受信機との互換性のために、以下から分かるように、有利には、一定のφ０の値を利用することができる。例えば、φ０の好適な値は、ＤＱＰＳＫに対してπ／４、ＤＢＰＳＫに対して０である。
【００３３】
ＯＤＩ１０６およびＯＤＩ１０８の各々は、そのそれぞれの２本のアーム間で光経路に約ΔＴの遅延を有する点においてＯＤＩ１０５およびＯＤＩ１０７と同様であるが、それらのアーム間で、各々がφ０−π／２の位相オフセットを有する。したがって、ＯＤＩ１０５とＯＤＩ１０６との位相オフセット間の差はπ／２であり、それで、ＯＤＩ１０５とＯＤＩ１０６は、直交位相オフセットを有すると言われる。同様に、ＯＤＩ１０７とＯＤＩ１０８との位相オフセット間の差はπ／２であるので、ＯＤＩ１０７とＯＤＩ１０８は、直交位相オフセットを有すると言われる。
【００３４】
ＯＤＩ１０５およびＯＤＩ１０６は、一体で所謂「Ｉ／Ｑ  ＯＤｌ対」を形成する。ＯＤＩ１０５およびＯＤＩ１０６から形成されるＩ／Ｑ  ＯＤＩ対の４つの出力は、次いで、図１に示される方法で、２つの平衡検出器１１１および１１２によって検出される。平衡検出器１１１および１１２の出力は、それぞれ１つの増幅器１２１および１２２によって増幅され、次いで、それら出力は、任意選択の自動ゲインコントローラ（ＡＧＣ）１３１および１３２の１つにより、正規化することができる。
【００３５】
平衡強度検出器１１１および１１２は従来のものである。典型的には、平衡強度検出器１１１および１１２それぞれは、一対の良好に適合したフォトダイオードから形成される。平衡強度検出器１１１および１１２は、ＯＤＩ１０５および１０６のそれぞれのアーム出力を電子的表現に変換する。したがって、平衡強度検出器１１１および１１２は、ＰＢＳ１０１から１×３光スプリッタ１０２に供給された受信光信号の偏波成分においてΔＴだけ隔てられた２つの時間位置の間の位相差についての情報を含む複素波形の実部と虚部の電子バージョンを得る。
【００３６】
フォトダイオード１１５は、従来型の直接強度検出を実行し、こうして、電子形式でＥｘ’の強度プロファイルを得る。
【００３７】
増幅器１２１、１２２および１２５は、それぞれ平衡強度検出器１１１、平衡強度検出器１１２、およびフォトダイオード１１５によって、供給された信号を出力として増幅する。典型的には、増幅器１２１、１２２および１２５は、平衡強度検出器１１１、平衡強度検出器１１２、およびフォトダイオード１１５の様々なフォトダイオードにより出力された電流をそれぞれの対応する電圧に変換する。この目的のために、増幅器１２１、１２２および１２５はトランスインピーダンス増幅器でよい。さらにまた、増幅器１２１および１２２は差動増幅器でよい。増幅後、各々の出力は、一般にシングルエンドである。任意選択の自動ゲインコントローラ（ＡＧＣ）１３１、１３２および１３５は、デジタル化前に、電子波形を正規化するために利用することができる。
【００３８】
アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）１４１、１４２および１４３は、増幅された信号の「デジタルサンプリング」を実行し、増幅された信号のデジタル表現を形成する。ＡＤＣｓ  １４１、１４２および１４５は、一般に、同じ分解能、例えば８ビットを有する。
【００３９】
１×３光スプリッタ１０３は、１×３光スプリッタ１０２と同様に、３つのコピーを生成するように受信された光信号を複製する。１×３光スプリッタ１０３によって生成された３つのビームの１つは、光遅延干渉計（ＯＤＩ）１０７に供給され、１×３光スプリッタ１０３によって生成された３つのビームのもう１つは、ＯＤＩ１０８に供給され、最後のビームは、フォトダイオード１１６に供給される。
【００４０】
ＯＤＩ１０７およびＯＤＩ１０８は、一体で「Ｉ／Ｑ  ＯＤｌ対」を形成する。ＯＤＩ１０７およびＯＤＩ１０８から形成されるＩ／Ｑ  ＯＤＩ対の４つの出力は、次いで、図１に示される方法で、２つの平衡検出器１１３および１１４によって検出される。平衡検出器１１３および１１４の出力は、それぞれ１つの増幅器１２３および１２４によって増幅され、次いで、それら出力は、任意選択の自動ゲインコントローラ（ＡＧＣ）１３３および１３４の１つにより、正規化することができる。
【００４１】
平衡強度検出器１１３および１１４は従来のものである。典型的には、平衡強度検出器１１３および１１４それぞれは、一対の良好に適合したフォトダイオードから形成される。平衡強度検出器１１３および１１４は、ＯＤＩ１０７および１０８のそれぞれのアーム出力を電子的表現に変換する。したがって、平衡強度検出器１１３および１１４は、ＰＢＳ１０１から１×３光スプリッタ１０３に供給された受信光信号の偏波成分においてΔＴだけ隔てられた２つの時間位置の間の位相差についての情報を含む複素波形の実部と虚部の電子バージョンを得る。
【００４２】
フォトダイオード１１６は、従来型の直接強度検出を実行し、こうして、電子形式でＥｙ’の強度プロファイルを得る。
【００４３】
増幅器１２３、１２４および１２６は、それぞれ平衡強度検出器１１３、平衡強度検出器１１４、およびフォトダイオード１１６によって、供給された信号を出力として増幅する。典型的には、増幅器１２３、１２４および１２６は、平衡強度検出器１１３、平衡強度検出器１１４、およびフォトダイオード１１６の様々なフォトダイオードにより出力された電流をそれぞれの対応する電圧に変換する。この目的のために、増幅器１２３、１２４および１２６はトランスインピーダンス増幅器でよい。さらにまた、増幅器１２３および１２４は差動増幅器でよい。増幅後、各々の出力は、一般にシングルエンドである。任意選択の自動ゲインコントローラ（ＡＧＣ）１３３、１３４および１３６は、デジタル化前に、電子波形を正規化するために利用することができる。
【００４４】
アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）１４３、１４４および１４６は、増幅された信号の「デジタルサンプリング」を実行し、増幅された信号のデジタル表現を形成する。ＡＤＣｓ１４３、１４４および１４６は、一般に、同じ分解能、例えば８ビットを有する。
【００４５】
デジタル信号処理ユニット１５０は、ＡＤＣ１４１−１４６から供給されるデジタル化された信号の全てのデジタル表現を受信し、受信された光信号の少なくとも１つの所謂「一般的」偏波成分を形成する。一般的偏波成分によって、一般に、その偏波成分の変調が完了する点における受信信号に対応する元の信号を意味することに留意されたい。
【００４６】
本発明の一態様によれば、復元ユニット１５１−１は、ＡＤＣ１４１、１４２、および１４５から供給されるデジタル化された信号を受信し、受信された光信号、例えばｘ’の偏波の１つの振幅および位相プロファイルのデジタル表現を形成する。同様に、本発明の一態様によれば、復元ユニット１５１−２は、ＡＤＣ１４３、１４４および１４６から供給されるデジタル化された信号を受信し、受信された光信号場のデジタル表現、すなわち、受信された光信号、例えばｙ’の他の偏波の１つの振幅および位相プロファイルを形成する。この目的のために、復元ユニット１５１−１は、その入力を光信号の全体であるものとして扱い、その復元ユニット１５１と関連して、例えば、Ｌｉｕ−Ｗｅｉに記載された処理による歪みに対する何らの補償以前に、Ｌｉｕ−Ｗｅｉによるそれらの入力を、例えばｍ＝１を用いて処理する。Ｌｉｕ−ＷｅｉにおいてＥＲ（ｔｓ）と呼ばれる、この復元に対する結果として生じる出力は、本明細書ではＥｘ’（ｔ）と呼ぶ。同様に、復元ユニット１５１−２は、その入力を光信号の全体であるものとして扱い、その復元ユニット１５１と関連して、例えば、Ｌｉｕ−Ｗｅｉに記載された処理による歪みに対する何らの補償以前に、Ｌｉｕ−Ｗｅｉによるそれらの入力を、例えばｍ＝１を用いて処理し、受信された光信号場、すなわち振幅および位相プロファイルを形成する。Ｌｉｕ−ＷｅｉにおいてＥＲ（ｔｓ）と呼ばれる、この復元に対する結果として生じる出力は、本明細書ではＥｙ’（ｔ）と呼ぶ。
【００４７】
ファイバ複屈折またはＰＭＤのため、ファイバ伝送後に受信機で受信された際の光信号の２つの直交偏波成分は、一般に、信号の一般的偏波成分ではない。したがって、本発明の一態様によれば、受信機で受信された際の光信号の２つの直交偏波成分それぞれの複素場の復元デジタルバージョン、Ｅｘ’（ｔ）およびＥｙ’（ｔ）は、以下に説明されるように、受信された光信号の少なくとも１つの「一般的」偏波成分を形成するために、更に一括処理する必要がある。
【００４８】
図４は、光信号が、ＰＭＤを生じさせる典型的ファイバ伝送リンク４０２上を通過する際の例示の偏波の「漸進的変化」を示す。
以下に
【数２】
2010539789.tif 000004
および
【数３】
2010539789.tif 000005
として定義される、ファイバの２本のＰＳＰ軸に沿ったファイバ伝送後の信号の２つの偏波成分は、（２本の軸の間で一定のＤＧＤを導入する単一ＤＧＤ要素としてファイバを扱って）以下のように、受信信号場の２つの直交成分、Ｅｘ’およびＥｙ’に連結することができる。
【数４】
2010539789.tif 000006
ここで、θ２は、ＰＢＳ１０１の２つの特性方向とファイバ４０２の２本のＰＳＰ軸との間の角度であり、δφ２は、ＰＢＳ４０３直後の２つの受信された偏波成分の位相差と比較した際の、２つの復元された信号場Ｅｘ’とＥｙ’との間の更なる位相差である。この更なる位相差は、２つの復元された光場内で使用された２つの基準点間の、初期に未知である相対的位相差を含む。本発明の一態様によれば、以下に説明されるような探索技法を利用することによって、一括処理中に位相差δφ２は決定される。Ｅｘ’およびＥｙ’は、偏光ビームスプリッタ４０３によって分離された際の、受信光信号の２つの直交偏波成分が復元された光場である。
【００４９】
以下に、
【数５】
2010539789.tif 000007
および
【数６】
2010539789.tif 000008
として定義される、ファイバ４０２の入力でのファイバ４０２の２本のＰＳＰ軸に沿った信号の２つの偏波成分は、
【数７】
2010539789.tif 000009
および
【数８】
2010539789.tif 000010
に、
【数９】
2010539789.tif 000011
として関係し得る。ここで、τＤＧＤはＰＭＤ誘導性ＤＧＤで、δφは、ＰＭＤ誘導性または複屈折誘導性の２つのＰＳＰ間の位相差であり、例えば、環境、例えば、機械的変化または温度変化のために時変であり得る。従来より、
【数１０】
2010539789.tif 000012
は、それぞれ、高速ＰＭＤ軸および低速ＰＭＤ軸と呼ばれる。ＰＭＤが十分に小さい場合、τＤＧＤは、式（３）において０と近似することができるが、ＰＭＤ誘導性または複屈折誘導性の位相差δφは無視することができない。
【００５０】
送信機４０１から送られる元の信号が偏波多重化されて２つの一般的偏波成分、ＥｘおよびＥｙを搬送するとき、この２つの一般的成分は、
【数１１】
2010539789.tif 000013
および
【数１２】
2010539789.tif 000014
に、
【数１３】
2010539789.tif 000015
として関係し得る。ここで、θ１は、送信機からの元の信号の２つの直交偏波成分と、その入力でのファイバの２本のＰＳＰ軸との間の角度である。
【００５１】
式（２）、（３）および（４）を合わせて、２つの一般的偏波成分、ＥｘおよびＥｙは、
【数１４】
2010539789.tif 000016
として受信された偏波成分について表現することができる。元の信号が単独で偏波される、すなわち、送信機で１つだけの一般的偏波成分、例えばＥｘを有する場合、式（５）における計算の半分だけが必要である。
【００５２】
式（５）に示されたように、一般に、５つのパラメータθ１、θ２、δφ、δφ２およびτＤＧＤが、元の光信号場を回復するために必要であり、この光信号場は、単一偏波または偏波多重化のいずれかであり得る。ＰＭＤが十分に小さい、例えば、ＰＭＤ誘導性ＤＧＤが信号シンボル期間よりずっと小さい場合、元の信号場を導き出す際に、τＤＧＤは、０に問題なく設定することができ、決定すべき４つのパラメータ、θ１、θ２、δφおよびδφ２が残る。これらのパラメータは、一般に時変であるので、これらのパラメータの値を動的に見出すことが必要である。
【００５３】
受信された光信号の２つの直交偏波成分の復元された光場から一般的偏波成分を回復するために必要なデジタル信号処理は、各ブロックが複数のサンプルを有する状態でブロックごとに実行することができる。図５は、本発明の一態様による、受信された光信号の２つの直交偏波成分の復元された光場から一般的偏波成分を回復するために必要なデジタル信号処理を実行する例示の構成を示す。この回路は、デマルチプレクサ５０１および５０２、Ｍ個の処理ユニット（ＰＵ）５０５、ならびにマルチプレクサ５０３および５０４から成る。
【００５４】
図５の構成への入力は、Ｅｘ’（ｔ）およびＥｙ’（ｔ）であり、そこからの出力はＥｘ（ｔ）およびＥｙ（ｔ）である。デマルチプレクサ５０１および５０２それぞれは、Ｍ個の平行経路上で受信したサンプルを分割し、これにより、Ｐｕ５０５の処理速度の必要条件を緩和する。最終的に、マルチプレクサ５０３および５０４は、処理されたサンプルを多重送信して、Ｅｘ（ｔ）およびＥｙ（ｔ）を構成する。任意のいかなる時間においても、ＰＵ  ５０５の１つに供給されるサンプルのブロックは、その隣接するＰＵのサンプルと重なるサンプルを有し得ることに留意されたい。また、例えば、Ｌｉｕ−Ｗｅｉに記載されたように、マルチプレクサおよびデマルチプレクサは、場の復元プロセスで共有することができる。
【００５５】
図６は、ＰＵ５０５それぞれを形成するために使用するのが適切である構成６００の例示の高水準ブロック図を示す。構成６００は、ＰＵ５０５として利用された場合、各時間幅に対して、一度に、２つの対応するサンプルの長さＮのブロックを受信する。Ｎは、一般に、４より大きく４０未満であり、約１０が適切な値である。Ｎとして選択された値は、達成できる精度とサンプルを処理するのに必要な計算速度との兼ね合いを表す。受信されたサンプルは、フィードフォワードサブプロセッサ６０１およびリアルタイムサブプロセッサ６０２に供給される。フィードフォワードサブプロセッサ６０１は、Ｅｘ（ｔ）およびＥｙ（ｔ）を回復するために必要なパラメータの最良の推測を見出し、δφ２を除いて、これらのパラメータをリアルタイムサブプロセッサ６０２供給する。以下に説明されるように、リアルタイムサブプロセッサ６０２は、Ｎ対のＥｘ’（ｔ）とＥｙ’（ｔ）のサンプル、ならびにフィードフォワード経路６０１によって決定されたパラメータθ１、θ２、δφおよびτＤＧＤの最良の推測を受信し、受信された入力を処理した後に、Ｎ対のＥｘ（ｔ）とＥｙ（ｔ）のサンプルを出力として供給する。
【００５６】
図７は、本発明の一態様による、Ｅｘ（ｔ）およびＥｙ（ｔ）を回復するのに必要なパラメータの最良の推測を見出すためのフローチャート形式で表された例示のプロセスを示す。このプロセスは、フィードフォワードサブプロセッサ６０１で実行することができる。プロセスは、Ｎ対のＥｘ’（ｔ）とＥｙ’（ｔ）のサンプルが受信されたときにステップ７０２で開始する。次いで、ステップ７０３において式（５）を使用して、受信されたＮ対のＥｘ’（ｔ）とＥｙ’（ｔ）のサンプルそれぞれに対してＥｘ（ｔ）およびＥｙ（ｔ）の候補値が計算される。そうするために、Ｅｘ’（ｔ）とＥｙ’（ｔ）の各対ごとに、候補値は、５つのパラメータそれぞれについての可能な値の各組合せに対して、それらのそれぞれの物理的許容範囲にわたって計算される。例えば、物理的許容範囲は、θ１∈［０，π）、θ２∈［０，π）、δφ∈［０，２π）、およびδφ２∈［０，２π）であり得る。τＤＧＤに対して、利用される範囲は、０から信号のシンボル期間までとし得るが、τＤＣＤは、実際にはそれより大きくし得ることが認識されている。
【００５７】
これは、５つのパラメータそれぞれに対する値の組合せを選択することによって実行され、その値を使用して、Ｅｘ（ｔ）およびＥｙ（ｔ）のＮ個の候補値を計算することが好ましい。本発明の一実施形態において、各パラメータの推測値は、その許容範囲内にわたって一様に分布する。一般に、各パラメータに対して、１０から２０個の推測値で十分である。
【００５８】
この計算を実行する１つの方法は、外側ループがパラメータ値であり、内側ループがＮ個のサンプル対であるダブルループを実施することである。そのように構成されたループは、Ｎ個の候補Ｅｘ（ｔ）およびＥｙ（ｔ）の分散型の量を最小化する５つのパラメータの特定の値が選択されるステップ７０４の計算を容易にする。例えば、Ｅｘ（ｔ）の候補一組の分散、すなわち、
【数１５】
2010539789.tif 000017
を最小化する５つのパラメータの値が最良の推測として選択される。別の方法として、Ｅｙ（ｔ）の候補一組の分散、すなわち、
【数１６】
2010539789.tif 000018
を最小化する５つのパラメータの値が最良の推測として選択される。別の方法として、この２つの分散の何らかの組合せを最小化すべき分散型の量として指定することができる。
【００５９】
信号の一般的偏波成分の前記の選択、すなわち、Ｅｘ（ｔ）およびＥｙ（ｔ）は、最初に送信された際に、一般的偏波成分が本質的に一定の強度、すなわち、振幅を有すると仮定しており、これは少なくともＤＢＰＳＫおよびＤＱＰＳＫを含むＤＰＳＫ型フォーマットに対しては一般にそうである。別の方法として、これらのパラメータの最良の推測は、一定モジュラスアルゴリズム（ＣＭＡ）と同様、またはそれに基づく手法を使用して見出すことができる。
【００６０】
ステップ７０５において、４つのパラメータθ１、θ２、δφおよびτＤＧＤに対する最良の推測が出力として供給され、制御はステップ７０２に戻り、次のＮ対のＥｘ’（ｔ）とＥｙ’（ｔ）のサンプルを処理する。４つのパラメータθ１、θ２、δφおよびτＤＧＤの値は、一般に、信号シンボルレートよりずっと低速なレートで変化する傾向にあることに留意されたい。したがって、フィードフォワードサブプロセッサ６０１は、受信するＮ対のＥｘ’（ｔ）とＥｙ’（ｔ）のサンプル全てのブロックを処理する必要がない。なぜなら、そうすることで、パラメータが実質的に不変のままであるそれらの時間幅に対して本質的に同じ値を生じさせるからである。例えば、ファイバＰＭＤ変化レートは、１０ｋＨｚより通常遅いが、これは、１０ギガボー信号のシンボルレートより１０６倍遅い。有利には、これは、フィードフォワードサブプロセッサ６０１に必要な計算速度を大幅に緩和する。当然、４つのパラメータθ１、θ２、δφおよびτＤＧＤの値の変化レートがより急速である状況ならば、より頻繁に、または各ブロックごとにでも計算することができる。
【００６１】
本発明の別の実施形態において、低速変動パラメータ、θ１、θ２、δφおよびτＤＧＤのそれぞれに対して１０から２０個の推測をするのではなく、各パラメータに対して３つの推測値だけが利用され、１つは以前の最良の推測値で、他の２つはそれに最も近い近傍の推測値である。角パラメータに対して、最も近い近傍の推測値は、周期的近傍であるべきで、これは、一般に、適切な値、例えば、δφに対して２π、θ１およびθ２に対してπに関する係数をとることを意味する。２つの最も近い近傍の推測値の間の周期的間隔は、パラメータの許容範囲よりずっと小さくすべきである。その間隔は、パラメータの許容範囲より少なくとも１０倍小さいことが好ましい。τＤＧＤに対して最も近い近傍値は、最小の１ステップだけ上および最小の１ステップだけ下である値であり、各ステップは、実質的にシンボル期間より小さい。その間隔は、パラメータの許容範囲より少なくとも５倍小さいことが好ましい。そうすることで、有利には、必要とされる計算の量が低減する。
【００６２】
本発明の更に別の実施形態において、τＤＧＤに対する推測値は捜す必要がない。それよりも、τＤＧＤに対する推測値は、シンボル期間の何分の１、例えば、０．４Ｔｓに固定することができ、依然として有効なＰＭＤ補償をもたらす。
【００６３】
図８は、本発明の一実施形態における、リアルタイムサブプロセッサ６０２によって実行される、フローチャート形式で表された例示のプロセスである。ステップ８０２において、フィードフォワードサブプロセッサ６０１によって得られたＮ対のＥｘ’（ｔ）およびＥｙ’（ｔ）のサンプル、ならびにパラメータθ１、θ２、δφおよびτＤＧＤの最良の推測が受信される。次に、ステップ８０３で、式（５）を使用してδφ２∈［０，２π）となる一組の推測値に対するＥｘ（ｔ）およびＥｙ（ｔ）を計算する。
【００６４】
その後、ステップ８０４において、δφ２の最良の推測を見出す。本発明の一実施形態において、最良の推測とは、Ｅｘ（ｔ）、すなわち
【数１７】
2010539789.tif 000019
を表し、Ｅｙ（ｔ）、すなわち
【数１８】
2010539789.tif 000020
を表すＮ個の量の分散の少なくとも１つが最小化される推測である。一般に、Ｅｘ（ｔ）を表すＮ個の量の分散およびＥｙ（ｔ）を表すＮ個の量の分散のうちの一方を最小化することにより、他方も最小化される結果になることに留意されたい。しかし、これは、例えば、ノイズの存在下では常にそうではなく、実施者は、その代わりに、Ｅｘ（ｔ）を表すＮ個の量の分散とＥｙ（ｔ）を表すＮ個の量の分散との差を最小化するよう選択することができる。
【００６５】
ステップ８０５において、δφ２の最良の推測に対応するＮ対のＥｘ（ｔ）とＥｙ（ｔ）のサンプルが出力として供給され、制御はステップ８０２に戻り、次のＮ対のＥｘ’（ｔ）とＥｙ’（ｔ）のサンプルを処理する。
【００６６】
図９は、ＰＵ５０５のそれぞれを形成するために使用するのが適切である例示の高水準ブロック図の構成９００であるが、図６に示された構成と比較して処理の速度を高めるように構成されている。図９の構成は、パラメータθ１、θ２およびτＤＧＤが、一般に、δφが変化するよりずっと遅く変化し、したがって、それらはより低速なレートで計算されることになる可能性があるということを考慮に入れている。この目的のために、図６のフィードフォワードサブプロセッサ６０１は、更に、第１のフィードフォワードサブプロセッサ９０１に分岐され、これは、図６のフィードフォワードサブプロセッサ６０１、および図６のフィードフォワードサブプロセッサ６０１がしたのと同じレートで計算する第２のフィードフォワードサブ−プロセッサ９０３と比較して、より低速なレートで計算する。
【００６７】
第１のフィードフォワードサブプロセッサ９０１が、入力としてＮ対のＥｘ’（ｔ）とＥｙ’（ｔ）のサンプルを受信し、出力としてパラメータθ１、θ２およびτＤＧＤの最良の推測を供給する。同様に、第２のフィードフォワードサブプロセッサ９０３が、入力としてＮ対のＥｘ’（ｔ）とＥｙ’（ｔ）のサンプルを受信し、第１のフィードフォワードサブプロセッサ９０１によって出力として供給されたθ１、θ２およびτＤＧＤの最良の推測も入力として受信する。第２のフィードフォワードサブプロセッサ９０３は、出力としてδφの最良の推測値をリアルタイムサブプロセッサ６０２に供給し、第２のフィードフォワードサブプロセッサ９０３は、θ１、θ２およびτＤＧＤの最良の推測も送る。別の方法として、θ１、θ２およびτＤＧＤの最良の推測は、第１のフィードフォワードサブプロセッサ９０１からリアルタイムサブプロセッサ６０２に直接供給できることに留意されたい。有利には、第１のフィードフォワードサブプロセッサ９０１の更新レートは、第２のフィードフォワードサブプロセッサ９０３の更新レートよりずっと遅くあり得るので、フィードフォワード経路の計算速度の必要条件は、全体的に緩和される。
【００６８】
リアルタイムサブプロセッサ６０２は、フィードフォワードサブプロセッサ６０１ではなく第２のフィードフォワードサブプロセッサ９０３からではあるが、図６で行ったように、同じＮ対のＥｘ’（ｔ）とＥｙ’（ｔ）のサンプル、ならびにパラメータθ１、θ２、δφおよびτＤＧＤの最良の推測を受信し、前述したように、信号処理に基づいてＮ対のＥｘ（ｔ）とＥｙ（ｔ）のサンプルを出力する。
【００６９】
前述した電子ＰＭＤ補償（ＰＭＤＣ）の有効性は、ファイバが、その各々がそれ自身の「仮想」ＤＧＤパラメータを有する複数のセグメントから形成されたものとして扱うことによって、更に改良することができる。より具体的には、ファイバ誘導性ＰＭＤを説明するために以前に使用された３つのパラメータθ１、δφおよびτＤＧＤの代わりに、ファイバリンクをＭ個のＰＭＤセグメント、すなわち、それぞれが３つのパラメータ、θ１ｉ、δφｉ、およびτＤＧＤｉによって記述されたミニファイバの連結として扱うことができる。ここで、ｉ＝１、２、．．．Ｍは、仮想ＰＭＤセグメントの添数である。２つの受信された偏波成分は、一般に、一般的偏波成分、ＥｘおよびＥｙに
【数１９】
2010539789.tif 000021
として関係し得る。ここで、行列Ｔは、ファイバリンクの偏波変換を表し、Ｒ２は、受信機内で使用されるＰＢＳの偏波軸上のファイバ出力部での信号成分のファイバＰＭＤのＰＳＰ軸に沿った射影と関連する回転行列であり、ＰＭＤＩは、ｉ番目のセグメントのＰＭＤ効果を記述する行列であり、Ｐは、受信機での偏波ビームの分離後の２つの復元された場の間の更なる位相遅延を表す位相遅延行列である。
【００７０】
図４で示された表記法を使用して、回転行列Ｒ２は、以下のように記述することができる。
【数２０】
2010539789.tif 000022
位相遅延行列Ｐは、以下のように記述することができる。
【数２１】
2010539789.tif 000023
ｉ番目のセグメントのＰＭＤ行列、ＰＭＤｉは、例えば、時間領域からフーリエ変換後に、
【数２２】
2010539789.tif 000024
として周波数領域内に書くことができる。
ここで、
【数２３】
2010539789.tif 000025
およびδφｉは、それぞれｉ番目のＰＭＤセグメントの２本のＰＳＰ軸間の差動群遅延（ＤＧＤ）および位相遅延であり、θ１ｉは、ｉ番目のＰＭＤセグメントの入力部での信号偏波の方向とそのＰＳＰ軸の１つとの間の角度であり、Δｆは、信号の中心周波数からの周波数オフセットである。時間領域内で、ＰＭＤ行列は、以下の通りに入力信号に作用する。
【数２４】
2010539789.tif 000026
ここで、
【数２５】
2010539789.tif 000027
および
【数２６】
2010539789.tif 000028
は、ｉ≧２の場合は、その出力でのＰＭＤセグメントｉ−１の２本のＰＳＰ軸に沿った２つの直交信号偏波成分、またはｉ＝１の場合は、一般的信号偏波成分、ＥｘおよびＥｙである。基本的に、偏波変換行列Ｔが知られている場合なら、一般的信号偏波成分は、
【数２７】
2010539789.tif 000029
を使用して、復元された偏波成分から導き出すことができる。ここで、−１は、標準的逆行列演算を示す、すなわち、行列とその逆行列の積が単位行列Ｉである。
【００７１】
図１０は、ＰＵ５０５それぞれを形成するために使用するのが適切であるが、図６または図９の構成を使用する以外で達成することができるよりも、高次のＰＭＤを含めたＰＭＤに対するより良い補償を達成するように複数のセグメントから形成されるものとしてファイバを扱うように構成された構成１０００の例示の高水準ブロック図を示す。このような電子ＰＭＤＣを実行するプロセスでは、ファイバが、Ｍ個の「仮想」ＰＭＤ要素から形成されることを仮定している。フィードフォワードサブプロセッサ１００１は、入力としてＮ対のＥｘ’（ｔ）とＥｙ’（ｔ）のサンプルを受信し、その出力としてパラメータθ１ｉ、δφｉおよびτＤＧＤｉ．．．θ１Ｍ、δφＭおよびτＤＧＤＭの最良の推測を供給する。リアルタイムサブプロセッサ１００２は、入力として、Ｎ対のＥｘ’（ｔ）とＥｙ’（ｔ）のサンプル、ならびにフィードフォワードサブプロセッサ１００１によって供給されたパラメータの最良の推測を受信し、前述した方法を使用して、出力としてＮ対のＥｘ（ｔ）とＥｙ（ｔ）のサンプルを供給する。
【００７２】
Ｍが増大するにつれ、ＰＭＤＣ機能も増大する。しかし、ＰＭＤＣ計算を実行するために必要な計算能力も同様に増大する。したがって、必要とされる計算能力と実行されるＰＭＤＣとの兼ね合いが存在する。しばしば、Ｍ＝２の設定が、処理パワーの極度な増加を必要とすることなく１次のＰＭＤ補償よりも良好な補償を提供するには十分であることに留意されたい。更に簡単にするために、前述のように、τＤＧＤ１．．．τＤＧＤＭに対する推測値は、シンボル期間の何分の１、例えば、０．４Ｔｓに固定することができる。
【００７３】
図１１は、ＰＵ５０５のそれぞれを形成するために使用するのが適切であるが、それぞれが０．４Ｔｓに固定されたＤＧＤ値を有する２つのセグメントから形成されるものとしてファイバを扱うように構成された構成１１００の高水準ブロック図を示す。
【００７４】
本発明の一態様によれば、受信された光信号の２つの直交偏波成分のデジタル表現が得られる場合、上述のデジタルＰＭＤ補償方式は、所謂「二重偏波コヒーレント検出」受信機と共に利用することもできることに留意されたい。ＤＳＰ付きの典型的二重偏波コヒーレントな検出受信機は、ＥＣＯＣ’０６  ｐｏｓｔ−ｄｅａｄｌｉｎｅ  ｐａｐｅｒ  Ｔｈ４．３．３として公開された、Ｆｌｕｄｇｅｒらによる「Ｕｎｃｏｍｐｅｎｓａｔｅｄ  Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ  ｏｆ  ８６Ｇｂｉｔ／ｓ  Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｄ  ＲＺ−ＱＰＳＫ  ｏｖｅｒ  １００ｋｍ  ｏｆ  ＮＤＳＦ  Ｅｍｐｌｏｙｉｎｇ  Ｃｏｈｅｒｅｎｔ  Ｅｑｕａｌｉｓａｔｉｏｎ」示されており、これは、参照により本明細書に完全に記載されたものとして組み込まれる。図１２は、本発明の一態様による、ＰＵ５０５のそれぞれを形成するために使用するのが適切であるが、コヒーレント検出受信機と共に使用するように構成された構成１２００の高水準ブロック図を示す。
【００７５】
よく知られているように、このようなコヒーレント検出受信機は、受信された双方の偏波成分に対して絶対的位相基準を提供する光局部発振器（ＯＬＯ）を利用する。その結果、場の復元プロセスに起因する更なる位相差δφ２における不確実性はない。従って、δφ２は、リアルタイムサブプロセッサ１２０２内で推定する必要がなく、その代わり、フィードフォワードサブプロセッサ１２０１内で推定することができるので、リアルタイムサブプロセッサの計算能力は大きく低減される。典型例には、δφ２は非常に低速、例えば、１ｋＨｚ未満で変化するので、フィードフォワードサブプロセッサ１２０１は、信号日付レートよりずっと低速度でδφ２を更新する必要があるだけである。
【００７６】
図１３は、図８と同様な、本発明の一実施形態における、リアルタイムサブプロセッサ１２０２内で実行される、フローチャート形式で表された例示のプロセスである。ステップ１３０２において、Ｎ対のＥｘ’（ｔ）とＥｙ’（ｔ）のサンプル、ならびにフィードフォワードサブプロセッサ１２０１によって得られたＭ個の仮想セグメントそれぞれに対するパラメータθ１、θ２、δφ、δφ２およびτＤＧＤの最良の推測が受信される。次に、ステップ１３０３で、式（１１）を使用してＥｘ（ｔ）およびＥｙ（ｔ）を計算する。ステップ１３０５において、Ｎ対のＥｘ（ｔ）とＥｙ（ｔ）のサンプルが出力として供給され、制御はステップ１３０２に戻り、次のＮ対のＥｘ’（ｔ）とＥｙ’（ｔ）のサンプルを処理する。
【００７７】
上述したように、簡単のために、ＤＧＤ値は、例えば、それぞれを約０．４Ｔｓに等しくして固定することができる。また、Ｍは、２に選択することができる。
【００７８】
一旦、元の信号場が得られたら、他の障害に対する更なる補償、例えば、波長分散および／または自己位相変調、ならびに適切な復調に続くデータ回復を実行して、他の障害ユニット１５２、復調ユニット１５４およびデータ回復ユニット１５５に対する補償を用いて、少なくとも一般的偏波からデータ内容を抽出することができる。
【００７９】
差動検出の使用に伴う実際上の問題は、差動検出が、一般に、偏波依存の位相偏移（ＰＤＰＳ）を呈するＯＤＩを利用することである。言い換えると、一般に、ＯＤＩの２本のアーム間の位相オフセット、φが光信号の偏光状態に依存する。信号の偏波が、ＯＤＩの２つの特性偏波方向の１つと揃ったとき、位相オフセットφは、その最大値またはその最低値に達する。ＰＤＰＳは、最大位相オフセットと最小位相オフセットとの差である。
【００８０】
ＯＤＩの３つの一般的な種類がある：１）ファイバベース、２）平面光波回路（ＰＣＬ）、および３）自由空間光ベース。ファイバベースのＯＤＩのＰＤＰＳは、一般に、機械的応力から生じるファイバの複屈折に起因する。ＰＬＣベースＯＤＩのＰＤＰＳは、一般に、ＰＬＣの導波路構造の複屈折に起因する。自由空間光ベースのＯＤＩのＰＤＰＳは、一般に、２つの光干渉経路を形成する際に使用されるビームスプリッタの偏波依存の位相遅延に起因する。ＰＤＰＳは、任意のＯＤＩに対してその設計に依存する特定な値として、約２度（０．０３５ラジアン）から約２０度（０．３５ラジアン）までの範囲をとり得る。
【００８１】
本明細書に記載されたような場の復元のプロセスは、複数のサンプリング位置での位相差推定に依存する。信号の偏波が、ＯＤＩの２つの特性偏波方向の１つに揃った場合、ＰＤＰＳは、サンプリング箇所の数が増加するにつれ累積し、正確な位相の推定を妨げる。したがって、２つの分離した信号それぞれの偏波、すなわちＥｘ’およびＥｙ’が、ＯＤＩの２つの特性偏波方向の１つと揃うようにＰＢＳ１０１を位置合わせすることが好ましい。このことは、例えば、１）ＰＢＳ１０１の２つの出力をＯＤＩ対１０５−１０６および１０７−１０８の２つの入力と接続させる適切な方向を有する偏光保持ファイバ、またはＯＤＩが自由空間光ベースの場合は、２）ＰＢＳ１０１とＯＤＩ対１０５−１０６および１０７−１０８の２つの入力との間の偏波保持の自由空間光接続を使用することによって達成することができる。
【００８２】
図２は、図１に示された実施形態と同様であるが、強度検出分岐が省略された、本発明の一実施形態を示す。本発明の一態様によれば、各偏波成分に対する強度プロファイルは、受信された光信号から直接回復されるのではなく複素波形のそれぞれの絶対値から近似される。
【００８３】
図３は、図１に示された実施形態と同様であるが、単一のＩ／Ｑ  ＯＤＩ対だけを利用する、本発明の一実施形態を示す。これは、図１のＰＢＳ１０１を取り除き、その代わりに、第１のＩ／Ｑ  ＯＤＩの４つの出力部で４つのＰＢＳ３０１を利用することによって達成される。さらにまた、図２にあるように、強度検出分岐は省略され、各偏波成分に対する強度プロファイルは、受信された光信号から直接回復されるのではなく近似される。有利には、この構成全体のコストは、図１の構成に対して著しく低減される。
【００８４】
図３の実施形態において、受信された信号は、その４つの出力が同じ偏波方向を有するＰＢＳ３０１のそれぞれの１つに各々接続された、ＯＤＩ３０５および３０６で形成される単一偏波非依存のＩ／Ｑ  ＯＤＩ対に直接供給される。４つのｘ’偏波出力および４つのｙ’偏波出力から成るＰＢＳ３０１からの８つの出力は、次いで、図１のＩ／Ｑ  ＯＤＩ対の出力と同様に扱われる、すなわち、平衡検出器によって検出され、その出力は、任意選択の増幅および利得制御の後にそれぞれのＡＤＣによってサンプリングされる。上述されたように、次いで、サンプリングされた波形が処理され、信号光場のデジタル表現を得る。
【００８５】
当業者によって容易に理解されるように、本発明は、ＯＤＩおよび平衡検出が、ＤＰＳＫ検出用に普通に使用されるので、差動２位相偏移変調（ＤＢＰＳＫ）および差動４位相偏移変調（ＤＱＰＳＫ）信号などの光差動位相偏移変調（ＤＰＳＫ）信号に適用することができる。さらにまた、本発明は、振幅偏移変調（ＡＳＫ）、ＤＰＳＫ／ＡＳＫの組合せ、および差動ＱＡＭにも適用することができる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
2010539789.tif 000039
【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【国際調査報告】
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2010539789.tif 000045
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