(57)【要約】ヘッドセット及びイアーセットで使用する波形信号の近接場検出は、通常ヘッドセットと使用者の口元を結ぶ線に沿って２以上のマイクロホンを離れて配置することにより実施が可能である。マイクロホンの出力口で生成された信号は、所望の信号（使用者の音声）とは増幅度及び時間遅延で一致せず、また異なる形で環境騒音と異なる。この違いを利用して信号の騒音部分を認識し、そしてそれを無視して、クリーンな音声信号を送ることができる。第一のアプローチは騒音が低減された音を作る周波数領域で複素ベクトル差分方程式を用いる。第二のアプローチは複素ベクトル差に比例する減衰値を生成し、騒音を低減させるために元の信号にこの減衰値を適用することである。２つのアプローチは別個に又は組み合わせて用いることができる。
2010513987.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
近接場検出システムであって、前記システムは、
刺激に応答して第一の入力信号を生成する様に構成された第一の検出器及び前記刺激に応答して第二の入力信号を生成する様に構成された第二の検出器を含む検出器配置を含み、前記第一及び第二の検出器は分離距離ｄ離れており；及び
第一及び第二の入力信号から出力信号を出力信号を生成する様に構成されたプロセッサを含み、前記出力信号は２つの値の差の関数であり、第一の値は第一のスカラ−乗数と第一の入力信号のベクトル表示の積であり、第二の値は第二のスカラ−乗数と第二の入力信号のベクトル表示の積であり、
前記第一及び第二のスカラ−乗数は各々第一及び第二の入力信号の大きさの比の関数である項を含む、前記システム。
【請求項２】
前記第一のスカラ−乗数は、
１−Ｘ−1
の関係により定義され、
前記第二のスカラ−乗数は、
１−Ｘ
の関係により定義され、
ここでＸは前記第一及び第二の入力信号の大きさの比であり、以下の可変数：ラジアン周波数ω、２つの検出器を結ぶ軸に対する刺激の到達する有効角θ、及び検出器配置から刺激までの距離r、
の関数である前記請求項１のシステム。
【請求項３】
前記第一及び第二の検出器がオーディオマイクロホンである、請求項１のシステム。
【請求項４】
近接場検出システムが：
刺激に応答して第一の入力信号を生成する様に構成された第一の検出器及び前記刺激に応答して第二の入力信号を生成する様に構成された第二の検出器を含む検出器配置を含み、前記第一及び第二の検出器は分離距離ｄ離れており；及び
前記第一及び第二の入力信号の大きさの差に比例する振幅を持ち、及び第一及び第二の入力信号に対応する単位ベクトルの合計の角度である角度を持つベクトルにより表される出力信号を生成する様に構成されたプロセッサを含む、前記システム。
【請求項５】
前記第一及び第二の検出器がオーディオマイクロホンである、請求項４のシステム。
【請求項６】
近接場検出システムが：
刺激に応答して第一の入力信号を生成する様に構成された第一の検出器及び前記刺激に応答して第二の入力信号を生成する様に構成された第二の検出器を含む検出器配置を含み、前記第一及び第二の検出器は分離距離ｄ離れており；及び
前記検出器配置及び刺激の間の距離rに比例して減衰し、その減衰が距離と共に増大する出力ベクトルにより表される出力信号を生成する様に構成されたプロセッサを含み、前記出力ベクトルは、各々が、その振幅の平均値に等しい振幅を持つ様に正規化された第一及び第二の入力信号の合計の関数である、前記近接場システム。
【請求項７】
前記出力ベクトルが、振幅の調和平均に等しい振幅を持つ様に各々が正規化された第一及び第二の入力信号の合計の関数である、請求項６のシステム。
【請求項８】
前記第一及び第二の検出器がオーディオマイクロホンである、請求項６のシステム。
【請求項９】
近接場検出システムが：
刺激に応答して第一の入力信号を生成する様に構成された第一の検出器及び前記刺激に応答して第二の入力信号を生成する様に構成された第二の検出器を含む検出器配置を含み、前記第一及び第二の検出器は分離距離ｄ離れており；及び
前記第一及び第二の入力信号を組み合わせ、前記組み合わせを前記第一及び第二の入力信号の大きさの関数である減衰要素により減衰させることにより出力信号を生成する様に構成されたプロセッサを含む、
前記近接場システム。
【請求項１０】
前記第一及び第二の検出器がオーディオマイクロホンである、請求項９のシステム。
【請求項１１】
前記関数が、前記減衰要素が得られる参照表のインデクスとして使用される比率に関する、請求項９のシステム。
【請求項１２】
前記減衰要素が事前に決められた関数から得られる請求項９のシステム。
【請求項１３】
近接場検出を実施する方法であり：
刺激に応答して、検出器配置の第一及び第二の検出器から第一及び第二の入力信号を生成することを含み、前記第一及び第二の検出器は分離距離ｄ離れており、及び
前記第一及び第二の入力信号から出力信号を生成することを含み、前記出力信号は２つの値の差の関数であり、第一の値は、第一のスカラ−乗数と第一の入力信号のベクトル表示の積であり、第二の値は、第二のスカラ−乗数と第二の入力信号のベクトル表示の積であり、
前記第一及び第二のスカラ−乗数は各々第一及び第二の入力信号の大きさの比の関数である項を含む、前記方法。
【請求項１４】
前記第一のスカラ−乗数は、
１−Ｘ−1
の関係により定義され、
前記第二のスカラ−乗数は、
１−Ｘ
の関係により定義され、
ここでＸは前記第一及び第二の入力信号の大きさの比であり、以下の可変数：ラジアン周波数ω、２つの検出器を結ぶ軸に対する刺激の到達する有効角θ、及び検出器配置から刺激までの距離r、
の関数である前記請求項１３の方法。
【請求項１５】
前記第一及び第二の検出器がオーディオマイクロホンである、請求項１３の方法。
【請求項１６】
近接場検出を実施する方法であり：
刺激に応答して、検出器配置の第一及び第二の検出器から第一及び第二の入力信号を生成することを含み、前記第一及び第二の検出器は分離距離ｄ離れており、及び
前記第一及び第二の入力信号から出力信号を生成することを含み、出力信号は第一及び第二の入力信号の大きさの差に比例する振幅を持ち、及び第一及び第二の入力信号に対応する単位ベクトルの合計の角度である角度を持つベクトルにより表される、
前記方法。
【請求項１７】
前記第一及び第二の検出器がオーディオマイクロホンである、請求項１６の方法。
【請求項１８】
近接場検出を実施する方法であり：
刺激に応答して、検出器配置の第一及び第二の検出器から第一及び第二の入力信号を生成することを含み、前記第一及び第二の検出器は分離距離ｄ離れており、及び
前記検出器配置及び刺激の間の距離rに比例して減衰し、その減衰が距離と共に増大する出力ベクトルにより表される出力信号を生成することを含み、出力ベクトルは、各々が、その振幅の平均値に等しい振幅を持つ様に正規化された第一及び第二の入力信号の平均値の関数である、前記近接場方法。
【請求項１９】
前記出力ベクトルが、振幅の調和平均に等しい振幅を持つ様に各々が正規化された第一及び第二の入力信号の平均値の関数である、請求項１８の方法。
【請求項２０】
前記第一及び第二の検出器がオーディオマイクロホンである、請求項１８の方法。
【請求項２１】
近接場検出を実施する方法であり：
刺激に応答して、検出器配置の第一及び第二の検出器から第一及び第二の入力信号を生成することを含み、前記第一及び第二の検出器は分離距離ｄ離れており、及び
前記第一及び第二の入力信号を組み合わせ、前記組み合わせを前記第一及び第二の入力信号の大きさの関数である減衰要素により減衰させることにより出力信号を生成することを含む、
前記方法。
【請求項２２】
前記第一及び第二の検出器がオーディオマイクロホンである、請求項２１の方法。
【請求項２３】
前記関数が、前記減衰要素が得られる参照表のインデクスとして使用される比率に関する、請求項２１の方法。
【請求項２４】
前記減衰要素が事前に決められた関数から得られる請求項２１の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は近接場検出システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
騒音のある環境で通信をする場合、音声信号は周囲騒音を同時に拾うことにより品質を落とすことがある。単一チャネル騒音低減法は、声に類似する信号と騒音信号の間の違いについての先験的知識により騒音の除去する方法を提供し、騒音を分離及び低減させることができる。しかし、「騒音」が他の声、又は声に類似する信号よりなる場合、単一チャネル方法では旨く行かない。更に、除去する騒音の量が増えるにつれて、音声信号の一部も除去され、それによって残りの音声信号の純粋性が変わってしまう。すなわち、声が歪む。更に出力信号中に残存する騒音がより声に類似したものになる。会話認識ソフトウエアを使った場合、これらの欠点は認識精度を下げる。
【０００３】
アレー技術は空間フィルター又は適応フィルターを用いて以下のことを試みる：a) 他の方向から来る信号に対する感度を維持又は低減させつつ、声の方向から来る信号に敏感なピックアップ感度を増す、b) 騒音源に対する方向を見極めて、これらの方向に対してゼロビームパターン（beam pattern nulls）を向け、これらの個々の騒音源に対する感度を低減させる、又はｃ) 多くの信号を振動させそしてこれらの成分に分離する。これらのシステムは信号対騒音比率（signal-to-noise ratio）(SNR)を改善する能力が、通常、現実に使用することのできるセンサーの数により制限される。良い効果を得るためには、多数のセンサーが必要となる。更にゼロ操作（一般化させるサイドローブキャンセラー(Generalized Sidelobe Canceller又はGSC)及び分離（ブラインド音源分離(Blind Source Separation 又はBSS)方法はそのフィルター係数を調整するために時間を要し、そのため調整の期間（数秒以上であることもある）に出力に極めて多量の騒音が残る。したがって、GSC及びBSS法は準定常の状況での使用に限られる。
【０００４】
騒音の除去/低減方法及びシステムに関する従来技術についての良い記載例は
米国特許第7,099,821号のVisser及びLeeによる 「マルチトランスジューサ配置における目標音響信号の分離」（Separation of Target Acoustic Signals in a Multi-Transducer Arrangement）にある。この文献は耳元のみならず、また遠隔（耳元から離れた）声のピックアップ技術について記載している。
【０００５】
耳元での声のピックアップシステムの従来技術は、有線及び無線のヘッドセットにより利用が可能となり及び一般に受け入れられることにより、特に携帯電話に使用が可能となったことにより、研究が進められてきた。マイクロホンの感知部分が口の非常に近くに設けられるブーム  マイクロホン  システムは、所望の信号に近接していることによる良好な効果を提供することのできる解決法である。米国特許第6,009,184号は、Tate及びWolff の「ブーム搭載騒音除去マイクロホン」（Noise Control Device for a Boom Mounted Noise- canceling Microphone）はその様なマイクロホンの改良型について記載する。しかし、ヘッドセットのサイズを更に小型化する強い要求があり、従来のブームマイクロホンによる解決では対応できない。
【０００６】
現在の耳元で使用するヘッドセットは、通常、使用者の口元に非常に近いヘッドセットの端にある全方向マイクロホンを使用する。この様な装置では、マイクロホンは口元から３”から４”離れた位置にあり、そして音声信号はl/r拡散効果により大きく低減される。しかし、騒音信号は通常離れた位置から到達するものであり低減されず、そのため信号対騒音比率(SNR)が悪化する。
【０００７】
最新の小型化したヘッドセットのサイズを維持しつつ、そして口元からの距離をより離し、ＳＮＲを改善するための多くの方法が提案されている。
【０００８】
「騒音除去」（noise canceling）マイクロホン、又は指向性マイクロホン（例えば、米国特許第7,027,603号; 第6,681,022号; 第5,363,444号; 第5,812,659号;及び第5,854,848号)として、圧力勾配法を用いた比較的簡単な一次マイクロホンシステムが、耳元でのピックアップ位置の有害な影響を緩和するために用いられている。これらの方法は更に別の問題を引き起こす：近接による影響、増大する風騒音の感知及び電子騒音、遠距離（騒音）信号の周波数応答着色（frequency response coloration of far-field (noise) signal）、均等化フィルター（equalization filter)の必要性、及び二重マイクロホンにより電子的に実施した場合のマイクロホンのマッチングの必要性などである。実際にこれらのシステムはまた、同類の全方向マイクロホンの持つ軸上騒音感度の問題と同一の問題を持っている。
【０００９】
より良い効果を得るために、二次指向性システム（例えば、米国特許第5,473,684号に Bartlett及びZunigaによる「騒音消去ダブルボタン  マイクロホン」（Noise-canceling Differential Microphone Assembly)）が試みられた。しかし、一次システムと共通の欠陥がまた大きく拡大され、均等化及びマッチングの必要性に加えて、風騒音の検出、信号着色、電子騒音がこのアプローチを受け容れ難いものとしている。
【００１０】
この様に、GSC, BSS又は他の複数マイクロホンを使用する方法に基づく適応システムも試みられ、ある程度の成功を収めている(例えば、McCarthy及びBolandの「Griffiths-Jimの一般化サイドローブキャンセラーに基づく近接場源の効果」（The Effect of Near-field Sources on the Griffiths- Jim Generalized Sidelobe Canceller）、Institution of Electrical Engineers, London, IEE 会議刊行物 ISSN 0537-9989, CODEN IECPB4及び米国特許第7,099,821号; 第6,799,170号; 第6,691,073号; 及び第6,625,587号を参照)。その様なシステムは複雑さが増し及びコストの増大、マッチングを必要とする複数センサー、移動し急速に変わる騒音源に対する反応の遅さ、不完全な騒音除去、及び音声の信号の歪み及び劣化の問題を持っている。他の欠点は、これらのシステムは比較的クリーン（ポジティブＳＮＲ）な入力信号によってのみ操作され、そして現実に劣る（ネガティブＳＮＲ）入力信号によってのみ操作されると信号の質が低下する。声の品質の低下は、その様なヘッドセットの主要応用分野である自動音声認識（ＡＳＲ）にしばしば干渉する。
【００１１】
ヘッドセットに適用可能な他の複数マイクロホン騒音低減技術は, 米国特許第6,668,062号のLuo他による、「FFTベースの-二重マイクロホンの指向性適用技術」（FFT-based Technique for Adaptive Directionality of Dual Microphones）に開示されている。この方法は、聴力補助に用いるために開発され、２つのマイクロホンが耳の後ろの範囲、又はＢＴＥ聴力補助の場合に約１０cm離して配置される。マイクロホンの入力信号は周波数領域に変換されそして出力信号が以下の式を用いて生成される。
【数１】
2010513987.tif 000003
【００１２】
式中Ｘ（ω）及びＹ（ω）及びＺ（ω）は、時間領域入力信号ｘ(t)及びｙ（ｔ）及び時間領域出力信号ｚ（ｔ）の周波数領域変換である。聴力の補助においては、その目的は使用者が他人の会話を明確に聞き、また周囲の音を聞くことを助けるためであるが、使用者自身の声を聞くことを助けるためではない。したがって、この技術は、遠距離場音を明確にする様に設計されている。更にこの技術は「騒音及び目標信号が装置から同一の方向にない場合は、騒音を除去する」指向性感度パターンを作り出す様に働く。否定的な側面として、この技術は所望の目標信号を大きく歪めそして非常に優れた、マイクロホン配置要素のマッチングが必要であることである。
【００１３】
特に近接場検出のための他の技術が開発されている。例えば、Goldin (米国特許出願第2006/0013412 Al 号及び「自動指向二重説話マイクロホン（Close Talking Autodirective Dual Microphone）、AES 会議, Berlin, Germany, 5月8-11日, 2004)は騒音源から最適にビームを遠ざける。 一組の一次、狭帯域ピックアップビーム  パターンを作り出すための制御可能な遅延及び加算技術（delay-&-add technology）を用いた2つのマイクロホンを使用することを提案した。最適化は、ＬＭＳ適合手段を用いて各遅延を独立に制御するリアルタイム適応フィルターを通すことで達成され得る。この案は新しいＤＳＰベースの補聴器においても実施されている。本質的に近接場の声のピックアップに応用されるＧＳＣ技術であるが、このシステムは非指向性騒音減衰を実現するために修飾された。不幸にも、特定の周波数で騒音源が単一でなく複数ある場合、このシステムは最適に騒音を減少させることができない。実際の現場では、物理的に単一の騒音源しかない場合でも室内反響により多くの方向から騒音が来ることにより、更なる仮想騒音源が有効に作り出されるが、全てのソースは同一の周波数内容を持ちそのためこの方法が効果的に作動するのを妨げる。更に適切に適応させるためには、この案は出力信号の騒音を最小にするために可也の時間を要する。さらに、騒音減衰対距離の比率は限定的であり、出力信号中の残存騒音は高度に着色されており、これは他の欠点の中でも際立っている。
【発明の概要】
【００１４】
本発明のある実施の態様においては、例えば、無線ヘッドセットにおいては騒音のある中で声のピックアップのための、極めて改良された声の検出方法を提供する。都合の良いことに、この方法はクリーンな、変形されていない、騒音が非常に良く除去された音声信号を提供し、少量の残存騒音は変形されておらずその元の特徴を保持している。機能的には、騒音信号を排除しつつ、より良く使用者の音声信号を選択する声のピックアップ方法を提供する。
【００１５】
声のピックアップ（すなわち、聴覚、遠隔通信及びオーディオ）に関連して議論したが、本明細書に記載のシステムは遠距離場騒音/干渉が存在する中で近接場ピックアップが望まれる、任意の波エネルギー検出システム（無線、光学、地球物理学等）に応用することができる。他の代替的な用途としては、天文学、ガンマ線、医療用超音波等の遠距離場での優れた検出に用いることができる。
【００１６】
本明細書に記載のシステムの利点は、定常（flat）周波数反応の特徴を維持しつつ従来のシステムの2倍の速度で遠距離場騒音信号を減衰させることを含む。この利点には、クリーンな、自然な声の生成、高度の騒音低減、従来の送信チャネル信号処理技術との高度な互換性、自然な音声の低残存騒音、極端な騒音条件での優れた効果―ネガティブＳＮＲ条件下においてもー即座の反応（適応時間の問題がない）、しかも低コンピュータ電力消費、メモリー及びハードウェア面での要求が低コストであることである。
【００１７】
この技術による声による音響分野での応用には、携帯用通信機器、例えば、ハンドセット電話機及びヘッドセット、コードレス電話、ＣＢ無線、ウオーキートーキー、警察及び消防用無線、コンピュータ電話への応用、ステージ及びＰＡマイクロホン、ラペルマイクロホン、コンピュータ及び自動車用音声命令分野での応用、インターコム等を含む。非音声の音響分野での応用にはアクティブ騒音消去システム、アクティブ  サスペンションシステムのフィードバック検出器、地球物理センサー、超低周波及び銃砲音検出システム、水面下の戦闘等を含む。非音響分野での応用には、無線及びレーダー、天体物理学、医療ＰＥＴスキャナー、放射線検出器及びスキャナー、空港セキュリティーシステム等を含む。
【００１８】
本明細書に記載のシステムは正確に局地的騒音を感知するために用いることができ、そのためこれらの局地的騒音を所望の遠距離場信号を含む信号の混合したものから除去することができ、そして遠距離場信号を雑音を含まない形で検出することができる。
【００１９】
更に他の使用方法は、近接場の音声信号を除去し騒音だけを保持するように上に記載の減衰活動を逆にすることである。その場合、この結果の騒音信号は、元の入力信号と共に、スペクトル減算法、一般化サイドローブキャンセラー、ワイナーフィルター、ブラインド音源分離システム又はクリーン騒音参照信号が厳格な騒音除去に必要である他の騒音除去システムに送ることができる。
【００２０】
このシステムはビーム形成ベースのシステムの信号対騒音比率（ＳＮＲ）を向上させながら残存する声の純度を変えず、GSC 又はBSS法よりも遥かに速く調整する。
【００２１】
これらの他のシステムは、ＳＮＲの改善は最も高い騒音での使用した場合まだ１０dB未満である。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
当業者には、本発明の多くの利点は添付された図面と共に本明細書の記載を参照すれば明らかである。図面においては同一の参照番号は同一の要素を指す。
【図１】図１は装着可能な近接場オートピックアップ装置の一つのタイプの概略図である。
【図１Ａ】図１Ａは一般的なピックアップ  プロセスを表すブロック図である。
【図２】図２は騒音低減を実現させるためのシステムの一般ブロック略図である。
【図３】図３は処理の詳細を示すブロック略図である。
【図４】図４は直接方程式アプローチの信号処理部分のブロック略図である。
【図５】図５は口元感度に対する軸上の感度対ヘッドセットからの距離を示す。
【図６】図６は0°から180°の範囲の7つの異なる角度の方向から到達する音に対するシステムの減衰応答を表す。
【図７】図７は2つの全方向性マイクロホンを用いて、音源から0.13m（5”）の位置で測定されたシステムの指向性パターンをプロットしたものである。
【図８】図８は３dB設計の例の、前方マイクロホン信号及び後方マイクロホン信号の間の大きさの差の関数としての等式（７）により得られた減衰を表す。
【図９】図９は等式（７）により得られた減衰特性を等式（８）及び（９）により得られた減衰特性と比較したものを表す。
【図１０】図１０は、等式（７）によるリアルタイムの計算をすることなく、どの様に減衰技術が実施可能であるかを表すブロック略図である。
【図１１】図１１は出力信号に完全減衰を用いた処理方法のブロック略図を表す。
【図１２】図１２は出力を予想信号に限定する計算のアプローチのブロック略図を表す。
【図１３】図１３は限定表の例である。
【図１４Ａ】図１４Ａは一組の限定を周波数に対してプロットしたものである。
【図１４Ｂ】図１４Ｂは一組の限定を周波数に対してプロットしたものである。
【図１５】図１５は感度を、マイクロホンの配置から主要軸に沿った距離の関数として表した図及び従来のシステムの感度の図である。
【図１６】図１６は改良された効果をより明らかに示すために対数目盛りにより図１５のデータを図に表したものである。
【００２３】
本明細書に記載の本発明の実施の態様は、近接場ピックアップシステムにおいて説明される。当業者は本発明の以下の詳細な記載は単に説明のためであり、如何なる意味においても本発明を限定するものではないことを理解するであろう。本発明の他の実施の態様は本発明の開示より当業者が容易に想到することができるであろう。本出願に添付された図面に記載された本発明の実施について、以下に詳細に説明がなされる。全図面及び以下の詳細な説明を通して同じ参照指標は同じ又は同様の部分を指す。
【００２４】
説明を簡潔にするため、本明細書では、記載の実施の態様の通常の特徴の全てを記載及び説明するものではない。もちろん、その様な実際の実施において多くの実施の態様（特定の決定が、開発者の特定の目標を実現するために、例えば、出願内容と矛盾のないようにさせるため行われねばならないが）、及びビジネス上の制約があり、これらの特別な目標は実施の態様及び開発者により異なることは承知されねばならない。更に、その様な開発の努力は複雑で、時間を要するものであるが、本発明の開示による利益を享受できる当業者にとってはこれらを操作することは通常の知識の範囲内である。
【００２５】
本明細書に記載のシステムは、優れた忠実度をもって近くにある位置から発する信号を保持し、一方遠い位置から発する信号を大幅に減衰させるために、２つの検出された信号の振幅の制御された差を用いることに基づく。オーディオ及び音の検出装置に限定されないが、現在本発明の最良の応用分野は頭部に付けて用いるヘッドセット、特にBluetooth（登録商標）ヘッドセットとして知られる無線装置である。
【００２６】
エネルギー波はそれがその源から広がる場合、基本的には球状をしていることと考えると、近場（近接場）の位置の源から発する波は大きく曲がっており、遠い（遠距離場）源から発する波は平面状であることが分かる。エネルギー波の強さはパワー/単位面積で表される。エネルギーが拡がるにつれて、強さは1/r2により低減し、ここにｒはエネルギー源からの距離である。大きさは強さの平方根であり、したがって、大きさはl/rにしたがって低減する。エネルギー源からの2つの検出装置の距離が大きいほど、検出される信号の大きさの間の差は大きくなる。
【００２７】
このシステムは耳元にある1対のマイクロホン及び、他方遠い位置から到達する騒音信号は急速に減衰する中で、音声信号を保持するために大きさの差を用いる信号プロセスの独特の組み合わせを用いる。このシステムでは距離の関数としての信号感度の低減は、ハイエンドブーム  マイクロホンの様に口元に近い位置にある騒音除去マイクロホンの低減の2倍であるが、しかし周波数応答はまだゼロ次元、すなわち、固有に均一である。騒音の減衰は方向を限定して実現することはできないため、到達方向と独立に全ての騒音が除去される。更にそのゼロ次数感度応答のため、システムは近接効果を受けず、また風騒音に対する抵抗力があり、特に以下に述べる二次処理方法（second processing method）を用いる場合は抵抗力がある。
【００２８】
このシステムは、プロセスに求められる信号の「手掛り」を保存する様に設計され、システムプロセス自身と組み合わされた、適当なアナログ及びA/D電気回路を持つ好適に設計されたマイクロホンの配置を効果的に提供する。入力信号はしばしば非常に大きい騒音エネルギーにより「汚染」されていることは注目されるべきである。騒音は所望の信号よりも大きいこともある。システムによる処理が適用された後に、出力信号から騒音が除去され、その結果の出力信号は通常小さい。このように、入力信号経路のダイナミック  レンジは全ての可能な入力信号の振幅を含む必要のある高い入力ダイナミック  レンジを線形に保持するように設計されるべきであるが、一方出力経路のダイナミック  レンジの要件はそれに比べてしばしば緩和されたものである。
【００２９】
マイクロホンの配置
好ましくはヘッドセットの位置と使用者の口元（口腔及び鼻音の両方が検出されるため、特に上唇が好ましい目標である）の間の直線（軸）に沿って位置する少なくとも2つの別々のマイクロホンよりなるマイクロホン配置が、図１に示される。２つのマイクロホンしか示されていないが、これより多くのマイクロホンを使用しても良い。2つのマイクロホンは１０及び１２により示され、ハウジング１６に乗っているか、その中にある。ハウジングは延長部分１４を持っても良い。ハウジングの他の部分又は好適な構成部分は使用者の外耳道の開口に置かれるため、装置のスピーカーは使用者が聴取できる。マイクロホン要素１０及び１２は全指向性のものであるのが良いが、騒音除去及び単一方向装置及び更に活性配置システムも相互交換的に用いられても良い。指向性マイクロホンシステムが使用される場合、それは好ましくは使用者の口元に的を定めたものが良く、それによりマイクロホンからより反応しない方向に位置する騒音源の騒音を更に低減させる。
【００３０】
残りの議論は主として2つの全方向マイクロホン要素１０及び１２に係わるものであり、他の種類のマイクロホンシステムの使用することもできると了解される。この議論として、口元に最も近いマイクロホン、すなわち、マイクロホン１０は「前方」マイクロホンと呼び、口元（１２）から最も遠いマイクロホン（12）は「後方」マイクロホンと呼ぶ。
【００３１】
使用者の耳元及び凡そ口元の方向に伸びている直線上に位置するお互いに離れて位置する２つのマイクロホンの例を用いて単純化して説明すると、2つのマイクロホンの信号が検出され、デジタル化され、時間フレームに分割され、そして従来のデジタルフーリエ変換（digital Fourier transform）（ＤＦＴ）技術を用いて周波数領域に変換される。周波数領域では、信号は複素数で表される。信号を最適な時間的調整を計った後、１）対になったこれらの複素数の間の差を数式により計算し、又は２）その加重和を異なる数式に従い減衰させる、又はその両方を実施する。本明細書に記載のシステムでは、マイクロホンの間の間隔についての固有の制限はない（それがゼロでない限り）ため、他のシステム上で考慮すべき点は時間整合アプローチの選択における推進要素である。
【００３２】
ベクトルの大きさの比、又は基準（norm）は、2つの方法の各々により作り出される、騒音を減衰制御するための入力データの「騒音度」を測定するための基準として用いられる。処理の結果、騒音が低減された周波数領域出力信号が得られ、これは次に通常の逆フーリエ方法により時間領域に変換され、そこで出力フレームを重複させ、加算しデジタルの出力信号を作り出す。そして、もし必要なら、アナログ出力の出力信号を作るためにD/A変換を用いても良い。このアプローチにはデジタル周波数領域処理を含み、これに関する説明は以下に詳説する。しかし、代替的アプローチにはアナログ領域、又は時間領域のデジタル処理等を含むことは了解されるべきである。
【００３３】
2つのマイクロホン１０及び１２により検出された音響信号を前方マイクロホン１０の音響信号に正常化すると、前方マイクロホンの周波数領域信号は、定義により「１」に等しくなる。すなわち、
【数２】
2010513987.tif 000004
【００３４】
式中ωはラジアンによる周波数、θは口元の方向に対する音響信号の到達方向の有効角（すなわち、配置軸）、ｄは2つのマイクロホンポートの間の距離及びｒは前方マイクロホン１０から音源への範囲をｄの単位で表したものである。この様に後方マイクロホン１2からの周波数領域信号は
【数３】
2010513987.tif 000005
【００３５】
2010513987.tif 000006
【００３６】
これらの式からrが大きければ、換言すると音源が配置から遠い場合、後方信号の大きさは「１」に等しく、これは前方信号の場合と同じである。
【００３７】
００３１
音源の信号がある位置から使用者の口元に向かう直線に沿った軸上で到達する場合（θ＝0）、後方信号の大きさは
【数４】
2010513987.tif 000007
【００３８】
である。
【００３９】
配置の設計ではこの結果がどの様に用いられるかの例として、設計者は声の信号の大きさが後方マイクロホン１２よりも前方マイクロホン１０で３dB高いことを望むと仮定する。この場合、r/（r-1)=10-3/20=0.708であり、したがって、r=2.42である。したがって、前方マイクロホン１０は口元から2.42・d離れた位置にあるべきであり、もちろん後方マイクロホン１２は前方マイクロホンからｄの距離の位置にあるべきである。もし口元から前方マイクロホン１０への距離が、例えば、ある特定のデザインでは12 cm（4-3/4インチ）であるとすると、マイクロホン配置での、望ましいポートからポートの間隔、すなわち、マイクロホン１０及び１２の間の離れている距離は、4.96-cm (約5-cm 又は2-インチ)である。もちろん、設計者は、任意に選定した特定の設計において、望む大きさの比を自由に選択することができる。
【００４０】
マイクロホンの整合(matching)
まずマイクロホン10及び12からの信号に適用することのできる幾つかの処理ステップを図１Ａを参照して説明する。マイクロホンを整合させることは好都合であり、全方向性マイクロホンを用いてマイクロホンの整合は容易に実施される。全方向マイクロホンは固有に定常な（flat）応答をする装置であり、それらの対の間には実質的に相の整合ミスは起こらない。この様に、任意の単純な従来技術レベルの整合方法でこの応用の要件を十分満たす。その様な方法は、マイクロホン10及び１２の事前に整合がなされたマイクロホン要素を購入することから始まり、整合がなされた要素を工場で選択すること、アセンブリ後に試験装置により動的試験及び調整すること、運転のオンザフライ（on-the-fly）訂正のための装置に照合「テーブル」を挿入してアセンブリ後に整合ミスを測定する、動的リアルタイム自動アルゴリズム整合ミスの訂正に亙る。
【００４１】
アナログ信号処理
図１Ａに示す様に、マイクロホン信号のアナログ処理がなされ、これは通常、非常に小さいマイクロホン出力信号を増幅するために増幅器を用いた予備増幅、及び帯域外騒音を減少させ、及びもしデジタルでの実施で用いられる場合は信号のデジタル処理の前にアンチ  エイリアスろ過の必要を修正するために恐らくフィルター１３を用いたフィルターろ過することからなる。しかし、例えば、リミティング、圧縮、アナログ  マイクロホンの整合（１５）及び/又はスケルチ（squelch）の様な他の処理もまた用いても良い。
【００４２】
本明細書に記載のシステムは直線状の、歪のない入力信号で適切に使用され、したがって、アナログ処理は、入力信号の全ての部分を不純物なく保つために、良好な線形性及び十分なダイナミック  レンジを持つことによって入力信号のスペクトル純度を保持するために用いられる。
【００４３】
A/D-D/A変換
本発明で実施される信号処理は時間領域でアナログ方法を用いて実施することができる。各帯域内の大きさ及び位相成分を分離し及び測定するために一組の帯域分割フィルターを、ヒルベルト変換及び周知の信号振幅検出手段と組み合わせて用いることにより、帯域ごとのベースで処理をすることができ、その場合複数帯出力は組み合わされ（加えられ）最終的な騒音の低減されたアナログ出力信号が生成される。
【００４４】
任意選択的に、信号処理を時間領域又は周波数領域のいずれかにおいてデジタルに行うことができる。デジタル時間領域法は、例えば、アナログ法について上で認定したと同じステップ及び同じ順序で実施することができ、又はその他の任意の方法によっても良い。
【００４５】
また、デジタル処理は、処理する前にデジタルフーリエ変換（DFT）、ウエーブレット変換、コサイン変換、ハートレイ変換又は他の任意の手段を用いて情報を周波数帯に分離し、周波数領域で実施することができる。
【００４６】
マイクロホン信号は固有にアナログであり、そのため任意の所望のアナログ信号処理を実施した後、処理されたアナログ入力信号はデジタル信号に変換される。これが図１Ａ及び２に示すA/D変換器（２２，２４）の目的であり、各入力信号に対して一つの変換チャネルである。従来のA/D変換は技術分野で良く知られており、したがって、標準的な良好な慣例で十分であり、アンチエイリアス  フィルター、サンプルレート、ビット深度、線形性等についての要件を議論する必要はない。
【００４７】
騒音低減処理の後、例えば、図２の回路３０が完成され、単一デジタル出力信号が生成される。この出力信号は更に変換することなくデジタルシステムで用いることができ、又は代替的に、技術分野で知られている従来のD/A変換システムを用いてアナログ領域に再変換することもできる。
【００４８】
時間的調整
出力信号の品質を最良にするために、必ずしも必要とされるわけではないが、好ましくは、２つの入力信号は関心の対象の信号、すなわち、本実施例では使用者の音声に時間的に調整させるのが良い。前方マイクロホン１０は口元に近く位置しているため、声音は前方マイクロホンにまず到達し、その少し後に後方マイクロホン１２に到達する。この様にこの時間の遅れを修正するために補正がなされる、すなわち、前方信号は時間を遅らせる必要があり、例えば、図２の回路２６により音が、前方マイクロホン１０のポートの位置から後方マイクロホン１２のポートへ、ヘッドセットを回って伝わる音の伝播時間に等しい時間遅らせることが必要である。多くの従来の方法が入力信号の時間調整を実施するために利用することができ、この方法にはアナログ遅延線、三次スプライン  デジタル補間法及びＤＦＴ相変更法を含むがこれに限定されるものではない。
【００４９】
時間を遅らせる一つの簡単な方法は、ヘッドセットの設計において、前方信号のA/D変換器からのデジタルデータの流れをサンプルの整数値により相殺することができるマイクロホンの間隔、ｄ、を選択することである。
【００５０】
例えば、ポート間隔をその場の（in situ）ヘッドセットの位置での音の有効速度と組み合わせたものは信号の時間の遅れ、例えば、62.5 μ秒又は125 μ秒を起させ、そして16 ksps のサンプル速度で、前者の遅れは一つのサンプルでデータを相殺することで実現が可能で、後者の遅れは二つのサンプルでデータを相殺することで実現される。多くの遠隔通信の応用では8 kspのサンプル速度で実施されるため、後者の遅れは一つのサンプルのデータの相殺で実現できる。この方法は簡単であり、低コストで、殆んどコンピュータの力を必要とせず、しかも正確である。
【００５１】
重複及び加算による方法
この処理は良く知られている「重複及び加算」（overlap-and-add）方法を用いても良い。この方法を使用することには、しばしばハニング又他の窓関数又は技術分野で知られている他の方法のような窓関数を使用することを含む。
【００５２】
周波数領域（フーリエ）変換
周波数領域で信号を複数バンドに分離する最も簡単な且つ最も普通の方法の一つは単時間フーリエ変換（Short-Time Fourier Transform (STFT)）であり、高速フーリエ変換（Fast Fourier Transform (FFT)）は通常デジタルで実施する場合の選択枝である。複数バンド処理のための代替的方法は上に述べた様に用いることができるが、変換及び処理のためのアプローチとしての標準的デジタルFFI/FFTの対につき本明細書で説明する。
【００５３】
図２はデジタルフーリエ変換方法による騒音低減を実現するためのシステム２０の一般化したブロック略図である。前方（１０）及び後方（１２）マイクロホンからの信号はA/D変換器２２、２４に入る。関心の対象となる信号のための任意選択的な時間的調整回路２６は変換された、デジタル信号の少なくとも一つに作用し、続いて回路２８、及び２９により枠取り（framing）及びウィンドウ生成(windowing)がなされ、これはまた上に述べた様にデジタルフーリエ変換（digital Fourier transform (DFT)）法により信号の周波数領域表示を生成する。結果の２つの信号はその後プロセッサ３０に入り、プロセッサは周波数領域において各一対の狭帯域、好ましくは時間的調整された入力信号に差分方程式を適用した結果に基づき作動する。広い矢印は、多重対の入力信号は並行して処理されることを示す。本明細書の記載では、以下に記載の信号は個別の、狭帯域周波数に分離された「サブ」信号であり、その信号では対は２つのマイクロホンのそれぞれから生ずる周波数対応サブ信号である。
【００５４】
まず、対の各サブ信号はまた大きさ（ｍａｇｎｉｔｕｄｅ）として知られる、その基準（ｎｏｒｍ）、及びその単位ベクトルに分離され、単位ベクトルはその基準により除し「１」の大きさに標準化されたベクトルである。したがって、
【数５】
2010513987.tif 000008
【数６】
2010513987.tif 000009
【００５５】
そうすると、回路３０からの入力信号は
【数７】
2010513987.tif 000010
【００５６】
となる。
【００５７】
ここで出力信号の振幅は2つの入力信号の大きさの差に比例し、出力信号の角度が単位ベクトルの合計の角度になり、それは２つの入力信号の電気角の平均に等しい。
【００５８】
この回路３０で実施される信号処理を図３の対応するブロック略図により詳細に示す。この図は騒音低減関数を示すが、この形の処理は実際に騒音がどの様に低減されるかをすぐ直感的に理解できる様に示すものではない。
【００５９】
明確にするために、共通変数(ω,θ,d,r)を省略し、上記の式８を書き改めると、
【数８】
2010513987.tif 000011
【００６０】
となる。
【００６１】
式中矢印（→）はまたベクトルを表す。この式を観察すると、各周波数帯の周波数領域出力信号は２つの項の積であり：最初の項（関の記号の前の部分）は信号の減衰に比例するスカラ値である。この減衰は２つの入力信号の基準（ノルム）の比の関数であり、したがって、音源から配置までの距離の関数である。式（９）の第二項目（積の記号の後の部分）は２つの入力信号の平均であり、まずそれぞれは２つの別々の信号の大きさの調和平均の１/２に等しい大きさを持つ様に正規化される。この計算により、入力信号中の独立ランダム騒音成分の任意の組の最適の低減値を持つ中間単一ベクトルを生成する。そして、この計算によると、音源までの距離の測定値による中間信号を、中間信号ベクトルに第一項のスカラ値を乗じた量で減衰させる。
【００６２】
この処理は「瞬間的」であり、換言すると、この処理は先の時間フレームからのいずれの先行する情報にも依存しない。したがって、適用遅れの問題を生じない。この議論では以下の変数Ｘ(ω,θ,d,r)は、それが直線状領域にある時は大きさの比として、それがログ領域にある場合はロガリズム（通常dBで表される）の差として計算される。そして、本明細書では、Ｘは議論が直線状についての記載に関わる場合は比として、議論がロガリズム領域での使用に関する場合は差として表される。騒音低減プロセスについて考察するとしても、実際に騒音低減プロセスを計算する場合、低いコンピュータ消費電力で高速を達成するために、できるだけ効果的に行うことが重要である。したがって、以下にこれらの式をより効果的に計算する方法について議論する。
【００６３】
まず、変換された単時間フレーム  入力信号の大きさの比が得られ、
【数９】
2010513987.tif 000012
【００６４】
となる。
【００６５】
2010513987.tif 000013
【数１０】
2010513987.tif 000014
【００６６】
式（１１）中の中央のマイナス記号に留意すべきである。従来技術のアプローチでは、2つの独立ＮＲ式の直接加算の合計は、その単独の式のいずれかのみが使用された場合よりも、より大きい指向性遠距離場騒音低減を達成するのを助ける。本発明のシステムでは、単一差分方程式（11）が加算せず使用されるものである。この結果独特な、ほぼ非指向性の近接場検出システムとなる。
【００６７】
2010513987.tif 000015
【００６８】
この式による演算は以下の通りである。
【００６９】
１）騒音源が遠距離場にあると仮定する。この場合、2つの入力信号の大きさはl/r信号拡散のため実質的に互いに同じである。大きさが同じ場合、本件の場合の様に、Ｘは「１」に等しい。そうすると１−Ｘ−1及び１−Ｘのいずれもゼロに等しい。そこで、式（１１）によると、出力信号は実質的にゼロとなり、したがって、遠距離場信号は大きく減衰する。
【００７０】
２）音声信号が軸上から発し、信号の大きさの差が、例えば、３ dＢであると仮定する。この場合、Ｘは略１．４に等しく、したがって、１−Ｘ−1は略0.29及び１−Ｘはー0.41に等しい。これらの数値は入力信号の大きさの差に逆比例する。これらの２つの数値が式（１１）に入れられ、これらの数値は２つの入力信号の平均値を均一化又は正規化する。そこで、出力信号は正規化後の2つの入力信号のベクトル平均となる。
【００７１】
結果は勾配場検出で用いられる、ベクトル差でないことに留意することは有意である。
【００７２】
３）式（１１）で見られる二重差はシステムでの距離の特徴に対する減衰の二次傾斜を導き出す。図５は軸上での口元感度に対する相対的軸上感度に対するヘッドセットからの距離を表す。したがって、図５では、口元信号感度は曲線の左の端であり0 dBである。ゼロより低い数字はこのシステムで作られる信号の減衰に比例し、ここでは300, 500, 1k, 2k, 3k 及び5kHzの周波数でプロットされている。全ての減衰曲線は同一である（それらは全て順次上方にずれている）ため、明らかに周波数応答は全ての周波数で同一である。同一の周波数応答は都合がよい。その理由は距離の関数としての信号の周波数応答着色を起させないからである、すなわち、大きく減衰しているが、騒音源は自然音であるからである。この二次勾配はシステムの優れた騒音低減効果を与える。
【００７３】
減衰スロープは僅かに指向性を持つ。ヘッドセットとの関係で他の角度の位置にある騒音源も同等に又はそれ以上に減衰する。図６は周波数1kzで 0から180度の範囲の７つの異なる角度から来る本システムの減衰応答を示す。減衰応答は９０度での騒音減衰がより大きいことを除いては、全ての角度でほぼ同一である。この理由は一次「図―８(ｆｉｇｕｒｅ−8)」(騒音除去)指向性パターンによる。軸上にない全ての角度での減衰効果は図５に示す軸上の効果を超える。
【００７４】
４）式（１１）に示される二重差はまた任意の一次周波数応答特徴（指向性除去はしない）を除去し、そのため指向性応答は一次であるが、全体の周波数応答はゼロ次である。このことは周波数応答が、定常の応答(ｆｌａｔ ｒｅｓｐｏｎｓｅ)の全方向性マイクロホンで使用した場合、定常であることを意味する。実際には、選ばれたマイクロホンの周波数の特徴が変化又は修飾されることなく出力に保存される。この望ましい特徴は所望の信号の優れた忠実性を与えるばかりでなく、従来の指向性マイクロホン騒音低減システムで見られる近接効果を除去する。
【００７５】
直ぐ上で述べた様に、近接場感度は古くからの騒音除去（キャンセル）「図8」の指向性パターンを示す。図７は2つの全指向性マイクロホンを用いて0.13m(5”)の音源範囲で測定したシステムの指向性パターンのプロットである。もっとも、注目すべきことには、この指向性パターンは何れの音源距離に対して実質的に一定である。これはヘッドセットから口元への典型的な範囲であり、したがって、指向性のプロットはヘッドセットのミス配置に対する角度の許容範囲を示す。配置軸は０度の方向であり、このプロットでは右側に示される。この図から見ることが出来るように、信号の感度は配置軸から±40度の調整範囲に亙り３dB内であり、それによってヘッドセットのミス配置に対して優れた許容範囲を与える。指向性パターンは300, 500, 1k, 2k, 3k,及び5k Hzの周波数で計算され、これはまた配置軸で又はその近くで優れた周波数感度を示す。周波数に対するこの感度が一定であることは「定常」な応答と呼ばれ、非常に望ましい。
【００７６】
各狭帯域入力信号に対する周波数領域の表現はベクトルを表わす複素数であるため、説明した処理の結果は各狭帯域周波数サブ信号の出力複素数（すなわち、ベクトル）を形成する。フーリエ変換法を用いると、これらの個々の周波数帯信号を通常「瓶」（bin）と呼ぶ。この様に組み合わされると、出力瓶信号は、直接用いられることのある騒音低減出力信号を表す出力フーリエ変換法を形成し、時間領域に変換された逆フーリエ変換でありデジタルで用いられ、又は逆変換されそしてその後にD/A変換されアナログ時間領域信号を形成する。
【００７７】
他の処理のアプローチもまた用いることができる。基本的には、式（１１）を適用することによる効果は、殆んど減衰させることなく近接源からの信号成分を保持し、その一方で遠距離場源の成分を大きく減衰させる。図８は式（１１）により算出された減衰を、上に述べた３dBを用いた実施例での前方マイクロホン（１０）と後方マイクロホン（１２）の間の大きさの差の関数として示す。音声信号には減衰が殆んど又は全く見られない。すなわち、大きさ比が３dBか又はその近くである。しかし、遠距離場信号、すなわち、入力信号の大きさの差が殆んどゼロに近い信号では、非常に大きく減衰している。この様に遠距離場騒音源信号は大きく減衰するが、一方望ましい近接場源信号はこのシステムで保持される。
【００７８】
上に記載の処理を適用した効果が今しがた示した減衰プロセスに類似することを理解すると、騒音低減効果を作り出す、より簡単なアプローチを見出すことができる。X(ω,θ,d,r)の値を用いて、減衰値が直接求められ、そして、その減衰値は入力信号単独に又は2つの入力信号の組合せ（例えば、その平均値等）に適用することができる。このアプローチは計算を能率的かつ簡単にし、それにより消費されるコンピュータ電力を減らすことができる。逆に、コンピュータによる計算のための消費電力を節約することにより電池の寿命の向上及びサイズ及びコストの削減をすることができる。
【００７９】
適用されるべき減衰値は参照表又は単純関数を用いてリアルタイムに計算し、又は一つの値を与えると他の値を任意の通常の方法によって算出することができる。この様に、式（１０）のみをリアルタイムに計算すればよく、結果のＸ(ω,θ,d,r)は参照表のアドレスになり、又は事前計算された減衰表の指針となり、又は固定された限界値又は参照表に含まれる限界値に比較される。代替的に、Ｘ(ω,θ,d,r)値は減衰関数での独立変数値となる。一般にその様な減衰関数は上の式（１１）よりも計算が簡単である。
【００８０】
入力信号の強度差Ｘ(ω,θ,d,r)2は入力信号大きさの差Ｘ(ω,θ,d,r)と同じ情報を持っている。したがって、強度の差はこの方法において適当に調整して大きさの差の代わりに用いることができる。強度の比を用いることにより、式（１０）での平方根計算のためのコンピュータ消費電力を減らすことができ、このシステムのプロセスのより効率的な実施が達成される。同様に電力又はエネルギーの差等もまた大きさの差、Ｘ(ω,θ,d,r)、の代わりに用いることもできる。
【００８１】
ある実施の態様においては、前方マイクロホン信号と後方マイクロホン信号の間の大きさＸ(ω,θ,d,r)の比が、参照表のアドレスとして又はプロセスの適用中に計算される減衰関数への入力変数として、相殺訂正をすることなく直接用いられる。もし表が使用される場合、それは同じ又は同様の減衰関数から事前に計算された値を含む。以下の説明は適応される関数の2つの例を示す。しかしこれらのみが有用な減衰関数の例ではなく、当業者であればその様な任意の関数は本発明の範囲に含まれることを理解するであろう。
【００８２】
上で述べた様に、図８は式（１０）及び（１１）を用いて生成した減衰特徴を示す。代わりに、この直接の減衰方法を用いて同じ特徴を得ることが望ましいことを理解すべきである。この目標は以下の式を用いて適用される減衰を直接計算することにより達成することが可能である：
【数１１】
2010513987.tif 000016
【００８３】
式中rmは望ましい又は目標音源（この場合は使用者の口元）までの距離であり、上の例によると、log(Ｘ(ω,θ,d,rm)=3 dB/20である。予想されるように、attn(ω,θ,d, r)は音源が遠い位置から使用者の口元に近づくにつれて０から1の範囲で変る。減衰の範囲を変えることなく、式（１２）により得られる減衰特徴の形は冪数（power）を平方から他の冪数、例えば、１．５又は３に変えることにより修飾することができ、これは結局減衰を騒音の低減がより慎ましいものからより大きいものになる様に修飾することとなる。
【００８４】
図９は式（１２）によって得られた減衰特徴を実線で表したものであり、比較にために式（１１）で得られた減衰特徴を破線で表している。このグラフでは入力信号の大きさの差のスケールは６dB信号差の範囲の効果を示すために拡大している。所望される様に、2つの減衰の特徴は０から３dBの入力信号の大きさの差の範囲では同一である。しかし、式（１１）で得られた減衰特徴は入力信号の差が３dBを超えた範囲で増加し続け、他方式（１２）で得られた特徴はその様な入力信号の差ではより良好な挙動を示し、６dBではゼロに戻っている。この様に、この方法は良好な騒音低減出力信号を作り出すことができる。
【００８５】
もちろん、上の実施例自体では理論的には、３dBを超える場合差がないはずであるが、現実的な立場からは、風による騒音、短時間の測定で起きるマイクロホン及び統計的なばらつきによるある種のかく乱要素が信号のその様な差を産み出すことはあり得る。何れの場合にもこれらは望ましい信号ではなく、それらを更に減衰させることは好都合である。
【００８６】
図９はまた、他の減衰曲線を如何に適用することができるかを示す、他の任意選択的な減衰特徴を曲線で示している。曲線は次の関数を用いて作成したものである；
【数１２】
2010513987.tif 000017
【００８７】
式中wは減衰特徴の幅を制御するパラメータであり、flは減衰特徴の最頂部の平坦度を制御するパラメータである。ここでパラメータはw=1.6及びfl=４に設定されているが、他の値も用いることができる。更に以下に示す減衰閾値もこの場合使用することができる。
【００８８】
図１０は減衰技術が、式（１１）のリアルタイムの計算をすることなく騒音低減プロセスを生成するためにいかに実施することができるかを示すブロック略図である。
【００８９】
ここで、STFT技術を実在の信号を用いての実施では、しばしば理想的な信号を得ることにはならないが、その代りに信号中に存在する統計的ばらつきが存在する多くの理由があることを指摘することは有用である。この様に、Ｘ(ω,θ,d,r)値が上に述べた３dBの差を超える場合があり、また０dBより低い差である場合がしばしばある。これらの場合、この信号は最早関心の対象とはならず、それは完全に減衰させることができると想定することができる。この様に、減衰はこれらの極端な場合を十分に減衰させることにより修飾することができる。以下の式によりこの追加の完全な減衰を達成することができるが、他の方法も本発明の範囲を逸脱することなく使用することができる。
【数１３】
2010513987.tif 000018
【００９０】
式（１４）は、入力信号の大きさの差が予想範囲外である場合は、出力をゼロとする。他の全減衰の場合の閾値は当業者が所望する通りに選択することができる。図１１は、全減衰を「出力を計算する」処理ボックス３２で生成される出力信号に適用するこの処理方法のブロック略図を示す。このブロックで生成される出力信号は、例えば、上の式（１１）に関する上のアプローチに関して記載された計算を用いることができる。
【００９１】
更に、より簡単な減衰関数は、Ｘ(ω,θ, d,  r)がＸ(ω,θ,  d, rm)に近い範囲内である場合、選択された信号を通すことで実現することができ、Ｘ(ω,θ,  d, r)がこの範囲外である場合、出力信号をゼロに設定することにより実現することができる、もしＸ(ω,θ,  d, r)が境界外である場合は、信号を十分に減衰させるために単一の「ボックスカー」減衰が適用される。例えば、図９に示すグラフにおいて、入力信号の大きさの差が0 dB未満又は6dBより大きい全てについて、出力をゼロに設定することができ、他方その間の差については、上に示す減衰特徴に従うか又は減衰せずに通すことができる。この様に、所望の及び予測された信号のみをシステムの出力に送る。
【００９２】
他の代替的方法は入力信号の大きさの差の値、Ｘ(ω,θ, d, r)を、周波数帯域番号によりインデクスを付けられた値の表に含まれる上限及び下限値と比較することである。Ｘ(ω,θ, d, r)が2つの限界値の間にある場合は、選択された入力信号の値又は組み合わされた信号値が出力値として用いられる。Ｘ(ω,θ, d, r)の値が上限値を超え又は下限値より低い場合は、選択された入力信号値又は組み合わされた信号値は、出力をゼロ入力設定するか、又は減衰を、Ｘ(ω,θ, d, r)が適当な限界値の外である量の関数として減衰を徐々に小さくすることにより減衰させる。一つの簡単な、減衰を小さくする方法は以下の減衰関数により計算される減衰量を用いることである：
【数１４】
2010513987.tif 000019
【００９３】
式中Ｒは減少勾配率を決定する。もしＲ＝∞（又は実際には、任意の非常に大きい数値）であり、信号差が前の段落に説明した規定の範囲の外である場合は、減衰は実質的にゼロに設定される。パラメータＲの低い値については、入力信号の大きさの差が何れの限界値をも超えるため、減衰はより緩やかに減少する。図１２は出力を予想信号に限定するこの計算方法のブロック略図を示す。この場合、入力信号の大きさの差の値、Ｘ(ω,θ, d, r)が、事前に計算され及び参照表に保存された、一組の限界値、これは周波数帯域ごとに1組）に対してチェックされる。もちろん、代替的にこの限界値は適当な関数の組、又は追加のコンピュータの消費電力は節約できないが、メモリーの使用を節約する等式を用いて、リアルタイムに計算することができる。代替的に、限界値は全ての周波数に同様に使用することのできる一対の単一の固定値であってもよい。もしＸが限界値の範囲内である場合は、算出された信号は出力に送られ、他方もしＸが限界値の外にある場合は、信号は、完全に（Ｒ＝∞）又は減衰を漸減させる方法により減衰させる。
【００９４】
図１３は以下の関数を用いて算出された限界値の表の例である：
【数１５】
2010513987.tif 000020
【００９５】
式中ｎはフーリエ変換法周波数帯域番号、Ｎは二乗で表したＤＦＴの大きさである（ここで用いた値は７であった）、ｑは周波数の漸減を決定するパラメータ（ここでは３．１６に設定）、ｚは最大Lolim値（１．３１に設定）及びｖは最小Hilim値（１．５に設定）である。図１４Ａ及び１４Ｂはこの限界値の組を８kspの信号サンプル速度の帯域周波数に対してプロットしたものである。
【００９６】
両方のグラフで、直線a及びbは限界値をプロットしたものを示す。一番上の直線aはHilim値の組をプロットしたものであり、一番下の直線bはLolim値の組をプロットしたものを示す。破線cはこれらのグラフ上での目標、又は口元、信号の予測軌跡であり、点線ｄは遠距離場騒音の予想軌跡である。
【００９７】
図１４Ａのグラフで、実線eは処理システムから測定された実際の音響測定のデータであり、信号は試験用マネキンの人工音声で再生されるピンクノイズである。ヘッドセットはマネキンの右耳に付けた。この測定された口元データの入力信号の大きさの差のプロットを示す実線eは、この信号の統計上のランダム性及びＳＴＦＴの使用のため、ある程度のばらつきがあるとしても、予想された様に破線cの近辺で続いている。図１４（Ｂ）のグラフでは、代わってピンクノイズ信号はマネキンから２ｍの距離にあるスピーカーで再生される。この測定された騒音データの入力信号の大きさの差のプロットを示す実線eは、予想された様に、幾らかのばらつきはあるが破線の近辺で続く。
【００９８】
上に説明した減衰の原則を用いて、実線a及びｂで区切られた「円錐」の外側となった信号は減衰される。この様に、騒音の殆んど、特に1000Hzを超える場合には減衰され、音声信号の殆んどは、全く又は殆んど修飾されないで出力に送られる。各グラフの右上に時間の関数としての出力信号が示される。各測定では、音の水準はヘッドセットで同一にされたことから、これらの時間領域プロットで見られる様な信号の低減は減衰処理によるものであり、l/r効果によるものではない。
【００９９】
もちろん、式（１１）、（１２）及び（１３）に示す関数の代わりに用いることのできる他の多くの漸減関数（taperng function）及び制限関数（limiting function）があり、その様な関数はいずれも本発明で考慮される。
【０１００】
減衰関数又は減衰関数係数は各周波数帯域で異なることもある。同様に、十分な減衰のための制限値は各周波数帯域で異なることもありうる。事実音声による通信用ヘッドセットでの使用では、減衰特徴及び/又は十分な減衰閾値を漸減させることは有益である。何故なら、非減衰信号が出力に送られるＸ(ω,θ, d, r)の値の範囲がより狭くなる、すなわち、図１４Ａ及びＢで示す様に、減衰が高周波数ではより激しくなるからである。
【０１０１】
第2の実施例では、入力信号の大きさの差によりその役割が逆転することが起きる。処理の前に、マイクロホンでの目標信号レベルでの差を事前に決定することが可能な場合は、そのレベルの差を事前に計算し、訂正を施すことにより元に戻すことが可能となる。この様な方法によって、目標信号について、入力信号の大きさの差を訂正した後に、2つの入力目標信号は一致する（すなわち、入力信号の大きさの差は0 dBとなるであろう）しかし、遠距離場騒音源の信号の大きさは最早一致しない。
【０１０２】
これは上で述べた様にトランスデユーサ応答を一致させることとはことなる。
【０１０３】
トランスデユーサ応答が一致する場合、同じ位置にあり、同じ複合音響入力信号により駆動されている場合は、各一致したトランスデユーサは、同じ信号を出すことを意味する。ここで、各トランスデユーサにより出される信号について一致が起きるが、トランスデユーサが別々の（及び異なる）位置にある場合それらは各々異なる複合入力信号を受ける。このタイプの一致は「信号の一致」と呼ばれる。
【０１０４】
目標信号での信号の一致は、より容易に実現され、より信頼性があることもある。その理由の一部は目標信号は統計上最大の入力信号である可能性があり、そのため検出し、一致させる目的により容易に用いることができるからである。これは生産の簡潔性及び信頼できる操作のための、連続した、自動的に、リアルタイムに一致させるアルゴリズムに使用することを可能にする。その様な照合アルゴリズムは、目標信号が何時利用可能であるかを決定するためにいわゆる音声活動検出器（ＶＡＤ）を使用し、そして照合表を更新し又はA/D変換後にデジタルで用いられ、又は、例えば、照合を実施するためのプリアンプの増加を制御することにより行われる信号増幅値を更新する。ＶＡＤ出力が目標信号が存在しないことを示す間は、それ以前の一致係数が保存され、且つ用いられるが、更新はされない。しばしばこの更新は非常にゆっくり起き（分から日の単位で）、何れの信号の流れも非常にゆっくりしているため、そしてこれはその様な一致を支援する計算能力は極めて低く、追加の計算のためのコンピュータの計算力のほんの一部分しか用いない。
【０１０５】
文献に多くの従来技術のＶＡＤシステムが開示されている。これらは単一の検出器からより複雑な検出器を含む。単一の検出器はしばしば大きさ、エネルギー、力の強さ又は他の信号の特徴のその時の瞬間的なレベルを検出し、そして音声が存在するか否かの判断を、この特徴がある閾値より大きいか否かにより判断し、閾値は、固定したものか又は信号レベルのゆっくりした変化を含む平均又は他の一般的レベルの信号を追跡する適当に修飾された閾値である。信号の声の部分が活発な場合、又は信号がその瞬間に単に騒音であるか否かを検出するために、より複雑なＶＡＤシステムは、信号の変調を決定する種々の信号統計を使用することができる。
【０１０６】
トランスデユーサ信号が効果的に同じ周波数応答を持ち、問題となるほどには漂流しないが、主に信号の強さにおいて異なると決定された場合、一致させることは、この信号の強さの不一致を修正する大きさ分だけ後方マイクロホン  プリアンプの出力を大きくする様に設計するのと同様に簡単に行うことができる。本明細書に記載の実施例では、その大きさは3 dBである。これと同じ修正が、代替的に、後方マイクロホンA/Dスケールをより良い感度に設定し、又はデジタル領域においてさえも各A/Dサンプルを修正する大きさの倍数にすることにより達成することができる。周波数応答が一致しないと決定された場合、変換後に周波数領域中の信号を増幅することは有利な点がある。それは各周波数帯又は領域は、全周波数に亘って不一致を修正するために照合値の差だけ増幅させることができるからである。もちろん、代替的に前方マイクロホンの信号は一致を達成させるために低減、又は減衰させることができる。
【０１０７】
一致させるために用いられる増幅/減衰値は、照合表に含まれ、必要に応じてそこから読みだされ又はリアルタイムに計算することができる。もし表が使用される場合は、表の値は固定されたものでも良く、又は上に述べた照合アルゴリズムにより必要に応じて定期的に更新することができる。
【０１０８】
入力信号の目標信号部分の強さが一致すると、上に述べた減衰方法の何れかが、騒音低減のため信号を処理するために用いられるが、この場合入力信号の大きさの差は、まず一致させるための修正値分相殺され、又は減衰表の値が一致させるための修正値分相殺される。
【０１０９】
例えば、後方信号が、目標信号の一致を実現させるために３ dB増幅され、入力に目標信号がある場合は信号の大きさの比はＸ(ω,θ, d, rm)＝（1, e, d, r）であり、騒音がある場合はＸ(ω,θ, d, r)＝0.707(すなわち、−3 dB)である。第一の減衰アプローチの減衰を適用するためには、まずＸ(ω,θ, d, r)は一致させるための増大分だけ相殺されるが、この場合３ dBである。この様に、Ｘ(ω,θ, d, r)＝1.414 x Ｘ(ω,θ, d, r)及びＸc(ω,θ, d, r)=1.414 x Ｘ(ω,θ, d, r)は、関連する減衰値を見出すために式（１２）の評価に用いられ、この場合、下付き文字cは修正された大きさの比を表す。
【０１１０】
風騒音抵抗
何れのマイクロホン  ピックアップシステムの設計においても修正されるべき他の騒音成分は風騒音である。風騒音は実際はその性質は音響的なものではなく、むしろマイクロホンのサウンドポートを横切って動く空気の乱気流効果により作り出される。したがって、各ポートでの風騒音は実質的に関連付けされないものであるのに対して、音響音は高度に関連付けされる。
【０１１１】
圧力勾配指向性マイクロホンのタイプの内、全方向性又はゼロ次元マイクロホンは風騒音に対する感度が最も低く、本明細書に記載のシステムはゼロ次元特徴を示す。これは上に述べた基本システムを固有に風騒音に抵抗力があるものとする。
【０１１２】
しかし、以下に記載する減衰方法は風騒音を排除するのに更に効果的である。風騒音は、配置された各マイクロホンのポートで関連せず、風騒音の統計的に大きな部分は入力信号の大きさの差、Ｘ(ω,θ,  d, r)を持ち、これは音響信号の有用な範囲の外にある。この実施例で使用されるヘッドセットの例での音響信号の有用な範囲は0から3 dBであるので、有用な範囲の外のＸ(ω,θ,  d, r)値を作り出す他の信号の組み合わせは自動的にゼロに低減され、それによって、出力信号が有用な範囲内にある場合のみ出力信号に寄与する。統計的には、これは非常に希にしか起きず、その結果風騒音が、本明細書に記載の処理による制限効果により極めて低減される。
【０１１３】
上に述べたアプローチを組み合わせることは有用であり得る。例えば、本明細書に記載の一つのアプローチを用いて作りだされた出力信号は、本明細書に記載の第二のアプローチを適用することにより更に騒音が低減され得る。一つの特に有用な組み合わせは式（14）の制限表アプローチを式（１１）のアプローチの出力信号に適用することである。この組み合わせは図１２に示す処理ブロック略図で代表的に表される。
【０１１４】
代替的使用
もし（極めて大きい）騒音が存在する中で雑音のない信号を得る方法があるとすれば、その方法は他の目標を達成する、より複雑なシステムでの要素として用いることができる。本明細書に記載のシステム及びセンサー配置を用いて雑音のない音声信号を作り出すことは、これらの雑音のない音声信号は他の用途にも使用されることを意味する。例えば、スペクトル減算システムに対する参照信号における様な場合である。もし、元の騒音を含む、例えば、前方マイクロホンからの信号が雑音のない音声信号と共にスペクトル減算システムに送られる場合、雑音のない音声部分は騒音を含む信号から厳密に差引かれ、騒音自体の正確な、その瞬間の変形部分のみを残す。この騒音のみの信号は、その後騒音除去ヘッドホーン又はその操作を向上させる他のＮＣシステムに使用することができる。同様に、もし2方向通信システムでエコーが問題である場合、雑音のないエコー信号のみを得ることはエコー除去技術及びシステムの操作を大きく改善する。
【０１１５】
更に、近接場信号を無視及び減衰させつつ、雑音のない遠距離信号を拾うためにも使用することができる。ここで遠距離場「騒音」は、所望の信号よりなる。その様なシステムは聴力補助、スポーツイベントでのサイドラインで使用される遠距離場のマイクロホンシステム、局地の電磁源が観測及び測定に干渉する場合の天文観測、及び無線天文観測、ＴＶ/ラジオの報道インタビュー及びその他のその類似の場合にも使用可能である。
【０１１６】
更にその他の使用では本明細書に記載の多重システムを組み合わせてそれらの出力を合計して、より良く騒音を低減させ、又は更には2つの信号が異なる場合は出力を抑えることができる。例えば、本明細書に記載の2ヘッドセット  スタイルのピックアップが軍隊用ヘルメットに埋め込まれ、その中で保護されており、その各々がそれぞれの側にあり、又は両方が同じ側にある場合があるが、これは極端に騒音のある条件下で、破損及び故障することのあるブーム  マイクロホンを用いることなく、優れた、信頼できる及び重複機能を持った音声ピックアップを可能にする。
【０１１７】
本明細書では小さい、片方の耳用のヘッドセットでの使用の場合について記載するが、このシステムは任意の音波センサーに近接場信号及び遠距離場信号の間に大きな差を作り出すためのアプローチを提供する。これは効率的（低いコンピュータ消費電力及び電池の消費、小サイズ、最小の数のセンサー要素）でありしかも効果的（優れた機能性）である。このシステムは一群のセンサー、高ダイナミックレンジ、線形アナログ信号の処理及びデジタル又はアナログ信号処理よりなる。
【０１１８】
その効果の説明のため、図１５は感度を配置軸に沿った音源のマイクロホン配置からの距離の関数として示したグラフである。下方の曲線（aとして示す）は上の述べたヘッドセットの例での減衰効果である。またこのグラフに上方の曲線（bとして示す）としてプロットしたものは、口元の端から１インチ離れた位置の、一次圧力勾配騒音除去マイクロホンを用いた従来の高性能ブームマイクロホンの減衰効果を示す。このブームマイクロホンの構成は、殆んどのオーディオ技術者により最も優れた音声ピックアップするシステムであると考えられており、舞台での催しから航空機及び軍隊の様な多くの極端に大きい騒音が存在する場合に使用される。本明細書に記載のシステムは、殆んど全ての距離において、ブームマイクロホンの効果を凌ぐものである、すなわち、より低い騒音ピックアップ感度を持つ。
【０１１９】
図１６はこれと同じデータを示すが、log対数距離軸にプロットしたものである。この図より分かるように、従来のブーム装置に対応する曲線ｂはさらに左側から開始している。これは使用者の口元により近い位置にあるためである。本明細書に記載のシステムの実績に対応する曲線aは更に右から、約0.13−ｍ（５”）の距離で開始する。その理由はこの距離は口元から耳のヘッドセットの前方マイクロホンへの距離であるためである。0.3-m（１フット）を超える範囲では、騒音源からの信号は本明細書に記載のシステムにより、従来のブームマイクロホンの「黄金標準」による場合よりも極めて大きく減衰される。しかしこの効果は、所望の信号源から5倍離れた位置にあるマイクロホン配置で達成される。この改善された効果は減衰対距離勾配によるものであり、これは従来の装置の2倍である。
【０１２０】
この様に実現される利点として、以下の任意の一部又はその全てを含む、
・ ゼロ次元定常（flat）目標信号応答‐近接効果がない
・ 二次遠距離騒音応答‐非常に速い減衰対距離
・ 風騒音に反応しない
・ 固有の反響及びエコー除去
・ 負のＳＮＲ（signal-to-noise）環境での操作が可能
・ 高い音声忠実度−自動音声認識互換性及びハンドフリー品質
・ 非常に高い騒音低減―全ての騒音条件において
・ 定常のみならず非定常騒音にも作用する-衝撃音に対しても
・ 「瞬間的」に作用-適用遅れがない
・ 他の通信機器及び信号処理との互換性
・ サイズが小さい-容易に市販のヘッドセットに適合する-個別の機器
・ 低コスト-最小数のアレイ素子及び非常に高い計算能力
・ 電池消費が少ない-電池寿命が長い及び充電が早くできる
・ 軽量
・ 代替的な構成が可能、例えば、遠距離場検出、ＶＡＤ信号を生成等
上に述べた例は本発明の実施の代表例であり発明を限定するものではない。当業者は、本願の特許請求の範囲に記載の発明の範囲及び精神から逸脱することなくこれらの発明に変更を加えることができることを承知するであろう。
【図１】
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【図１Ａ】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４Ａ】
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【図１４Ｂ】
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【図１５】
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【図１６】
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【国際調査報告】
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