(57)【要約】スイッチモード電力供給装置（１５）は整流器（２０）、変換器（５０）及び変換器ドライバ（６０）を用いる。整流器（２０）はインライン電圧（ＶＬＮ）に基づき整流供給電圧（ＶＲＳ）を発生させ、変換器ドライバ（６０）は直流バス電圧（ＶＤＣ）への整流供給電圧（ＶＲＳ）の変換器（５０）による変換を助ける１又はそれ以上の駆動電圧（ＶＤＲ）を発生させる。変換器（５０）は、スイッチモード電力供給装置（１５）の異常なライン状態に応答して整流供給電圧（ＶＲＳ）を抑制する過渡電圧抑制デバイス（５２）を有することができる。変換器ドライバ（６０）は、変換器ドライバ（６０）の自由発振状態に応答して１又はそれ以上の駆動電圧（ＶＤＲ）を抑制する自由発振抑制デバイス（６１）を有することができる。
2010535008.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
インライン電圧に基づいて整流供給電圧を発生させるよう動作可能な整流器；及び
前記整流器と電気的に通信し、前記整流供給電圧を直流バス電圧へ変換する変換器；
を有し、
前記変換器は、当該スイッチモード電力供給装置の異常なライン状態に応答して前記整流供給電圧を抑制するよう動作可能な過渡電圧抑制デバイスを有する、スイッチモード電力供給装置。
【請求項２】
前記過渡電圧抑制デバイスは、当該スイッチモード電力供給装置の前記異常なライン状態に応答して前記整流供給電圧をクランプするよう動作可能なバリスタを有する、請求項１記載のスイッチモード電力供給装置。
【請求項３】
前記過渡電圧抑制デバイスは、当該スイッチモード電力供給装置の前記異常なライン状態に応答して前記バリスタを導通状態へ駆動するよう動作可能なダイオードを更に有する、請求項２記載のスイッチモード電力供給装置。
【請求項４】
前記ダイオードは、当該スイッチモード電力供給装置の正常なライン状態に応答して前記バリスタを非導通状態へ駆動するよう動作する、請求項３記載のスイッチモード電力供給装置。
【請求項５】
前記整流器は整流器出力コンデンサを有し、前記整流供給電圧は該整流器出力コンデンサの両端に発生し、
前記変換器は変換器出力コンデンサを更に有し、前記直流バス電圧は該変換器出力コンデンサの両端に発生し、
前記バリスタは、前記整流器出力コンデンサ及び前記変換器出力コンデンサと電気的に通信し、それによって、当該スイッチモード電力供給装置の前記異常なライン状態に応答して前記整流供給電圧をクランプする、請求項２記載のスイッチモード電力供給装置。
【請求項６】
前記変換器は：
電子スイッチングデバイス；及び
前記電子スイッチングデバイスが当該スイッチモード電力供給装置の前記異常なライン状態に応答して非導通状態へ駆動されることを助けるよう動作可能な過渡電圧感知デバイス；
を更に有する、請求項１記載のスイッチモード電力供給装置。
【請求項７】
前記整流器は整流器出力コンデンサを有し、前記整流供給電圧は該整流器出力コンデンサの両端に発生し、
前記変換器は変換器出力コンデンサを更に有し、前記直流バス電圧は該変換器出力コンデンサの両端に発生し、
前記過渡電圧抑制デバイスは、前記電子スイッチングデバイスが当該スイッチモード電力供給装置の前記異常なライン状態に応答して前記非導通状態へ駆動されることに基づいて前記整流器出力コンデンサから前記変換器出力コンデンサへの交換エネルギを促すよう動作可能なバリスタを有する、請求項６記載のスイッチモード電力供給装置。
【請求項８】
インライン電圧に基づいて整流供給電圧を発生させるよう動作可能な整流器；
少なくとも１つの駆動電圧を発生させるよう動作可能な変換器ドライバ；及び
前記整流器及び前記変換器ドライバと電気的に通信し、前記少なくとも１つの駆動電圧に基づいて前記整流供給電圧を直流バス電圧へ変換する変換器；
を有し、
前記変換器ドライバは、該変換器ドライバの自由発振状態に応答して前記少なくとも１つの駆動電圧を抑制するよう動作可能な自由発振抑制デバイスを有する、スイッチモード電力供給装置。
【請求項９】
前記変換器ドライバは：
一次変圧器巻線；
前記一次変圧器巻線と電気的に通信する二次変圧器巻線；
前記二次変圧器巻線及び前記変換器と電気的に通信するコンデンサ；及び
前記一次変圧器巻線と電気的に通信し、前記変圧器への第１の駆動電圧の振幅を制御する力率補正制御器；
を更に有し、
前記自由発振抑制デバイスは、前記コンデンサ及び前記変換器と電気的に通信し、前記一次変圧器巻線の自由発振に応答して前記コンデンサを放電する、請求項８記載のスイッチモード電力供給装置。
【請求項１０】
前記コンデンサの放電率は、前記一次変圧器巻線の前記自由発振状態に応答して前記変換器を非導通状態へ駆動するよう前記一次変圧器巻線の前記自由発振の電圧上昇率を超える、請求項９記載のスイッチモード電力供給装置。
【請求項１１】
前記変換器ドライバは：
一次変圧器巻線；
前記一次変圧器巻線と電気的に通信する二次変圧器巻線；
前記二次変圧器巻線及び前記変換器と電気的に通信するコンデンサ；及び
前記一次変圧器巻線と電気的に通信し、前記変圧器への第１の駆動電圧の振幅を制御する力率補正制御器；
を更に有し、
前記自由発振抑制デバイスは、前記コンデンサ及び前記変換器と電気的に通信し、前記一次変圧器巻線の自由発振に応答して前記コンデンサを放電し、
前記力率補正制御器と前記一次変圧器巻線との間の電気通信は、前記変換器から前記力率補正制御器へのフィードバックを阻むようバッファリングされる、請求項９記載のスイッチモード電力供給装置。
【請求項１２】
インライン電圧に基づいて整流供給電圧を発生させるよう動作可能な整流器；
少なくとも１つの駆動電圧を発生させるよう動作可能な変換器ドライバ；及び
前記整流器及び前記変換器ドライバと電気的に通信し、前記少なくとも１つの駆動電圧に基づいて前記整流供給電圧を直流バス電圧へ変換する変換器；
を有し、
前記変換器は、当該スイッチモード電力供給装置の異常なライン状態に応答して前記整流供給電圧を抑制するよう動作可能な過渡電圧抑制デバイスを有し、
前記変換器ドライバは、該変換器ドライバの自由発振状態に応答して前記少なくとも１つの駆動電圧を抑制するよう動作可能な自由発振抑制デバイスを有する、スイッチモード電力供給装置。
【請求項１３】
前記過渡電圧抑制デバイスは、当該スイッチモード電力供給装置の前記異常なライン状態に応答して前記整流供給電圧をクランプするよう動作可能なバリスタを有する、請求項１２記載のスイッチモード電力供給装置。
【請求項１４】
前記過渡電圧抑制デバイスは、当該スイッチモード電力供給装置の前記異常なライン状態に応答して前記バリスタを導通状態へ駆動するよう動作可能なダイオードを更に有する、請求項１３記載のスイッチモード電力供給装置。
【請求項１５】
前記ダイオードは、当該スイッチモード電力供給装置の正常なライン状態に応答して前記バリスタを非導通状態へ駆動するよう動作する、請求項１４記載のスイッチモード電力供給装置。
【請求項１６】
前記整流器は整流器出力コンデンサを有し、前記整流供給電圧は該整流器出力コンデンサの両端に発生し、
前記変換器は変換器出力コンデンサを更に有し、前記直流バス電圧は該変換器出力コンデンサの両端に発生し、
前記バリスタは、前記整流器出力コンデンサ及び前記変換器出力コンデンサと電気的に通信し、それによって、当該スイッチモード電力供給装置の前記異常なライン状態に応答して前記整流供給電圧をクランプする、請求項１３記載のスイッチモード電力供給装置。
【請求項１７】
前記変換器は：
電子スイッチングデバイス；及び
前記電子スイッチングデバイスが当該スイッチモード電力供給装置の前記異常なライン状態に応答して非導通状態へ駆動されることを助けるよう動作可能な過渡電圧感知デバイス；
を更に有する、請求項１２記載のスイッチモード電力供給装置。
【請求項１８】
前記整流器は整流器出力コンデンサを有し、前記整流供給電圧は該整流器出力コンデンサの両端に発生し、
前記変換器は変換器出力コンデンサを更に有し、前記直流バス電圧は該変換器出力コンデンサの両端に発生し、
前記過渡電圧抑制デバイスは、前記電子スイッチングデバイスが当該スイッチモード電力供給装置の前記異常なライン状態に応答して前記非導通状態へ駆動されることに基づいて前記整流器出力コンデンサから前記変換器出力コンデンサへの交換エネルギを促すよう動作可能なバリスタを有する、請求項１７記載のスイッチモード電力供給装置。
【請求項１９】
前記変換器ドライバは：
一次変圧器巻線；
前記一次変圧器巻線と電気的に通信する二次変圧器巻線；
前記二次変圧器巻線及び前記変換器と電気的に通信するコンデンサ；及び
前記一次変圧器巻線と電気的に通信し、前記変圧器への第１の駆動電圧の振幅を制御する力率補正制御器；
を更に有し、
前記自由発振抑制デバイスは、前記コンデンサ及び前記変換器と電気的に通信し、前記一次変圧器巻線の自由発振に応答して前記コンデンサを放電する、請求項１２記載のスイッチモード電力供給装置。
【請求項２０】
前記コンデンサの放電率は、前記一次変圧器巻線の前記自由発振状態に応答して前記変換器を非導通状態へ駆動するよう前記一次変圧器巻線の前記自由発振の電圧上昇率を超える、請求項１９記載のスイッチモード電力供給装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、概して、インライン電圧アプリケーションのための如何なるタイプのスイッチモード電力供給装置にも関する。本発明は、具体的に、インライン電圧アプリケーションのために利用されるスイッチモード電力供給装置、特に、２スイッチ・バックブースト（buck-boost）変換器を用いるスイッチモード電力供給装置の過渡電圧保護及びＭＯＳＦＥＴ駆動保護に関する。
【背景技術】
【０００２】
図１は、当該技術で知られているスイッチモード電力供給装置１０を表す。スイッチモード電力供給装置１０は、過渡電圧抑制デバイス２１（例えば、１又はそれ以上のバリスタ。）を有する整流器２０と、電子スイッチデバイス３１（例えば、バックトポロジ、ブーストトポロジ又はバックブーストトポロジ。）を有する変換器３０と、変換器ドライバ４０とを用いる。電力供給装置１０の正常なライン状態では、整流器２０は、自身に印加されるインライン電圧ＶＬＮに応答して、調整されていない整流供給電圧ＶＲＳを発生させ、また、電子スイッチングデバイス３１は、整流供給電圧ＶＲＳを調整された直流バス電圧ＶＤＣに変換するよう変換器ドライバ４０からの１又はそれ以上の駆動電圧ＶＤＲを介して制御される。電力供給装置１０の異常なライン状態では、更に、過渡電圧ＶＴＲが整流器２０へ印加される。これによって、過渡電圧抑制デバイス２１は、整流供給電圧ＶＲＳを抑制するよう導通して、過渡電圧ＶＴＲが電子スイッチングデバイス３１へのダメージを引き起こすことを防ぐ。
【０００３】
例えば、図２は、２スイッチ・バックブースト型のスイッチモード電力供給装置１０としてスイッチモード電力供給装置１１を表す。スイッチモード電力供給装置１１の整流器１２は、ヒューズＦ１、バリスタＶ１、インダクタＬ１、インダクタＬ２、コンデンサＣ１、バリスタＶ２、整流ダイオードブリッジＤ１〜Ｄ４、及び整流器出力コンデンサＣ２（例えば、２３５ナノファラッド（ｎＦ）。）の、図示されるような標準的なトポロジを有しており、スイッチモード電力供給装置１１の入力ラインＩＮＴと中性ラインＮＥＵとの間に印加されるインライン電圧ＶＬＮに応答して整流器出力コンデンサＣ２の両端に整流供給電圧ＶＲＳを発生させることができる。
【０００４】
スイッチモード電力供給装置１１の２スイッチ・バックブースト変換器１３は、ＭＯＳＦＥＴスイッチＱ１、ダイオードＤ６、インダクタＬ３、ＭＯＳＦＥＴスイッチＱ２、ダイオードＤ５、抵抗Ｒ５（例えば、０．４５オーム（Ω）。）及び変換器出力コンデンサＣ３（例えば、４７マイクロファラッド（μＦ）。）の、図示されるような標準的なトポロジを有しており、変換器出力コンデンサＣ３の両端で、整流供給電圧ＶＲＳを調整直流バス電圧ＶＤＣに変換することができる。スイッチモード電力供給装置１１の力率補正（ＰＦＣ（power  factor  correction））ドライバ１４は、ＰＦＣ制御器Ｕ１（例えば、Ｌ６５６１。）、抵抗Ｒ１（例えば、１Ω。）、遮断コンデンサＣ４（例えば、２２μＦ。）、並びに一次変圧器巻線Ｔ１−Ａ、二次変圧器巻線Ｔ１−Ｂ及び二次変圧器巻線Ｔ１−Ｃを有する変圧器Ｔの、図示されるような標準的なトポロジを有する。ＭＯＳＦＥＴスイッチＱ１のための駆動回路は、二次巻線Ｔ１−Ｂに加えて、コンデンサＣ５（例えば、１００μＦ。）、ダイオードＤ７及び抵抗Ｒ３（例えば、２．２キロオーム（ｋΩ）。）を有する。ＭＯＳＦＥＴＱ２のための駆動回路は、二次巻線Ｔ１−Ｃに加えて、コンデンサＣ６（例えば、１００μＦ。）、ダイオードＤ８及び抵抗Ｒ４（例えば、２．２ｋΩ。）を有する。
【０００５】
バリスタＶ１及びＶ２は、整流器１２での過渡電圧ＶＴＲの印加（図１）がＭＯＳＦＥＴＱ１へのダメージを引き起こすことを防ぐ。具体的に、ＭＯＳＦＥＴＱ１及びＱ２は、力率１を実現することを考慮して、夫々の駆動電圧ＶＤＲ１及びＶＤＲ２を介してＰＦＣドライバ１４によって導通状態と非導通状態との間で同時に切り替えられる。最初に、ＭＯＳＦＥＴＱ１及びＱ２が、入力ラインＩＮＴと中性ラインＮＥＵとの間のライン電圧ＶＬＩＮの最初の印加において、導通状態へ切り替えられる場合に、コンデンサＣ２の両端で発生する整流供給電圧ＶＲＳは、最初に、インダクタＬ３に印加される。次いでＭＯＳＦＥＴＱ１及びＱ２が非導通状態へ切り替えられる場合に、インダクタＬ３の電流は、ダイオードＤ５及びＤ６を通って流れ、変換器出力コンデンサＣ３の両端に直流バス電圧ＶＤＣを発生させるよう変換器出力コンデンサＣ３を充電する。その後、ＭＯＳＦＥＴＱ１及びＱ２は、力率１を実現することを考慮して変換器出力コンデンサＣ３の両端の直流バス電圧ＶＤＣを調整するように、夫々の駆動電圧ＶＤＲ１及びＶＤＲ２を介してＰＦＣドライバ１４によって導通状態と非導通状態との間で切り替えられる。
【０００６】
スイッチモード電力供給装置１１に関して、バリスタＶ１及びＶ２は、整流器出力コンデンサＣ２の両端に発生する整流供給電圧ＶＲＳをクランプすることによって整流供給電圧ＶＲＳを抑制するために使用される。例えば、交流４８０ボルト（Ｖ）の入力ライン電圧ＶＬＮとともに、交流５６０ＶのバリスタＶ１及びＶ２が、コンデンサＣ２の両端に発生する整流供給電圧ＶＲＳをクランプするために用いられる。バリスタＶ１及びＶ２に対する不利な点は、バリスタＶ１及びＶ２を流れる電流が変化すると、バリスタＶ１及びＶ２のクランプ電圧も変化する点である。従って、例えば、交流５６０Ｖを用いると、バリスタＶ１及びＶ２は、整流器１２への過渡電圧ＶＴＲの印加（図１）に応答して、バリスタＶ１及びＶ２を流れる５０アンペアの電流で、直流１４００Ｖのクランプ電圧を有する。故に、理想的には、ＭＯＳＦＥＴスイッチＱ１は、直流１４００Ｖよりも高い耐電圧を有するべきである。しかし、経済上及び製造上の理由から、ＭＯＳＦＥＴスイッチＱ１は、通常、直流１０００Ｖの耐電圧しか有さない。この場合に、ＭＯＳＦＥＴスイッチＱ１にかかる電圧は、整流器１２への過渡電圧ＶＴＲの印加においてその耐電圧よりも高い。これにより、ＭＯＳＦＥＴスイッチＱ１及びＱ２は、整流器１２へ印加される過渡電圧ＶＴＲを考慮して、ダメージを受けやすい。
【０００７】
再び図１を参照すると、変換器ドライバ４０の制御された発振状態において、各駆動電圧ＶＤＲは、直流バス電圧ＶＤＣへの整流供給電圧ＶＲＳの望ましい変換を促すよう、その大きさ及びデューティサイクルに関して制御されている。反対に、変換器ドライバ４０の自由発振状態では、各駆動電圧ＶＤＲは、その大きさ及びデューティサイクルに関して制御不可能である。これにより、ＭＯＳＦＥＴＱ１及びＱ２は、整流器２０へ印加される如何なる電圧も考慮して、ダメージを受けやすい。
【０００８】
例えば、図２に示されるＰＦＣドライバ１４では、ＰＦＣ制御器Ｕ１が何らかの理由（例えば、ターンオン／オフの移行又はファイルテスト。）で中断され又は動作不能である場合に、ＰＦＣ制御器Ｕ１の出力は接地に短絡される。結果として、遮断コンデンサＣ４及び一次変圧器巻線Ｔ１−Ａは、周波数ｆ＝１／（２．π．（ＬＴ１−Ａ．ＣＣ４）１／２）により自由発振を始める。ここで、ＬＴ１−Ａは一次変圧器巻線Ｔ１−Ａのインダクタンスであり、ＣＣ４は遮断コンデンサＣ４のキャパシタンスである。自由発振の開始時に、遮断コンデンサＣ４にかかる電圧は、負の電圧として一次変圧器巻線Ｔ１−Ａに印加される。変圧器の二次側で、この負の電圧はダイオードＤ７及びＤ８をオンする。これにより、コンデンサＣ５及びＣ６は充電される。この自由発振が続くにつれて、変圧器の一次側での電圧は負から零へと増大する。これにより、コンデンサＣ５及びＣ６にかかる電圧は、夫々の二次変圧器巻線Ｔ１−Ｂ及びＴ１−Ｃの電圧よりも高くなる。その結果、ダイオードＤ７及びＤ８はオフされ、コンデンサＣ５及びＣ６は夫々の抵抗Ｒ３及びＲ４を介して放電する。コンデンサＣ５及びＣ６の放電率は夫々の二次変圧器巻線Ｔ１−Ｂ及びＴ１−Ｃでの電圧増大の速度よりも遅いので、コンデンサＣ５及びＣ６と夫々の二次変圧器巻線Ｔ１−Ｂ及びＴ１−Ｃとの間の電圧差はＭＯＳＦＥＴＱ１及びＱ２のゲート端子で正の電圧を生成する。結果として、入力端子ＩＮと中性端子ＮＥＵとの間に何らかの電圧が存在する場合に、ＭＯＳＦＥＴＱ１及びＱ２に対してダメージが発生しうる。
【０００９】
更に、変圧器巻線Ｔ１−Ａ、Ｔ１−Ｂ及びＴ１−Ｃは、変圧器の自由発振が続く場合に飽和しうる。その場合に、負から零への一次側での電圧増大の速度は高まり、それによって、更に、ＭＯＳＦＥＴＱ１及びＱ２のゲート端子で正の電圧を保つ。先と同じく、入力端子ＩＮと中性端子ＮＥＵとの間に何らかの電圧が存在する場合に、ＭＯＳＦＥＴＱ１及びＱ２に対してダメージが発生しうる。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
本発明は、スイッチモード電力供給装置１０（図１）に関する欠点を、特に、スイッチモード電力供給装置１１（図２）として具現される場合に、解消するよう、スイッチモード電力供給装置のための新規且つ独自の過渡電圧保護及びＭＯＳＦＥＴ駆動保護を提供する。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明の１つの形態で、スイッチモード電力供給装置は、インライン電圧に基づいて整流供給電圧を発生させるよう動作可能な整流器と、該整流器と電気的に通信し、前記整流供給電圧を直流バス電圧へ変換する変換器とを有する。前記変換器は、当該スイッチモード電力供給装置の異常なライン状態に応答して前記整流供給電圧を抑制するよう動作可能な過渡電圧抑制デバイスを有する。
【００１２】
本発明の第２の形態で、スイッチモード電力供給装置は、インライン電圧に基づいて整流供給電圧を発生させるよう動作可能な整流器と、１又はそれ以上の駆動電圧を発生させるよう動作可能な変換器ドライバと、前記整流器及び前記変換器ドライバと電気的に通信し、前記駆動電圧に基づいて前記整流供給電圧を直流バス電圧へ変換する変換器とを有する。前記変換器ドライバは、該変換器ドライバの自由発振状態に応答して前記駆動電圧を抑制するよう動作可能な自由発振抑制デバイスを有する。
【００１３】
本発明の上記の形態及び他の形態並びに本発明の様々な特徴及び利点は、添付の図面に関連して読まれる本発明の様々な実施形態の以下の詳細な記載から更に明らかになるであろう。詳細な記載及び図面は限定よりむしろ本発明の例示に過ぎず、本発明の適用範囲は添付の特許請求の範囲及びその均等によって定義される。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】当該技術で知られているスイッチモード電力供給装置の一実施例のブロック図を表す。
【図２】当該技術で知られている図１に表されるスイッチモード電力供給装置の一実施例の回路図を表す。
【図３】本発明に従うスイッチモード電力供給装置の一実施例のブロック図を表す。
【図４】本発明に従う過渡電圧抑制デバイスの第１の実施例の回路図を表す。
【図５】本発明に従う過渡電圧抑制デバイスの第２の実施例の回路図を表す。
【図６】本発明に従う自由発振抑制デバイスの第１の実施例の回路図を表す。
【図７】本発明に従う自由発振抑制デバイスの第２の実施例の回路図を表す。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
図３を参照すると、本発明のスイッチモード電力供給装置１５は、任意に過渡電圧抑制デバイス２１を有する整流器２０と、電子スイッチデバイス５１（例えば、バックトポロジ、ブーストトポロジ又はバックブーストトポロジ。）及び過渡電圧抑制デバイス５２（例えば、１又はそれ以上のバリスタ。）を有する変換器５０と、自由発振抑制デバイス６１を有する変換器ドライバ６０とを用いる。電力供給装置１５の正常なライン状態では、整流器２０は、自身に印加されるインライン電圧ＶＬＮに応答して、調整されていない整流供給電圧ＶＲＳを発生させ、また、電子スイッチングデバイス５１は、整流供給電圧ＶＲＳを調整された直流バス電圧ＶＤＣに変換するよう変換器ドライバ６０からの１又はそれ以上の駆動電圧ＶＤＲを介して制御される。電力供給装置１５の異常なライン状態では、更に、過渡電圧ＶＴＲが整流器２０へ印加される。これによって、過渡電圧抑制デバイス５２は、第１に整流供給電圧ＶＲＳを抑制するよう導通して、過渡電圧ＶＴＲが電子スイッチングデバイス５１へのダメージを引き起こすことを防ぐ。変換器ドライバ６０の自由発振状態では、自由発振抑制デバイス６１は、変換器ドライバ６０から電子スイッチングデバイス５１への駆動電圧を抑制する。
【００１６】
実際には、本発明は、スイッチモード電力供給装置１５の構造配置に関して如何なる限定又は如何なる制限も負わさない。従って、図４乃至７に示されるスイッチモード電力供給装置１５の様々な構成要素の実施例に関する以下の記載は、本発明の発明原理を考慮してスイッチモード電力供給装置１５の構造配置の範囲を限定も制限もしない。
【００１７】
図４を参照すると、本発明の過渡電圧抑制デバイス１６は、整流器出力コンデンサＣ２及び変換器出力コンデンサＣ３へ電気的に接続されている、ダイオードＤ９及びバリスタＶ３の直列接続を用いる。この実施例で、バリスタＶ２は、図２に示される整流器１２から除かれ得る。
【００１８】
バリスタＶ３は、整流器出力コンデンサＣ２の両端の整流供給電圧ＶＲＳを、以下の発明の過渡電圧保護原理［１］及び［２］に従って、ＭＯＳＦＥＴスイッチＱ１の耐電圧ＶＱ１ＷＳよりも低くなるよう条件付きでクランプする：
ＶＤＣ＋ＶＣＬＡＭＰ＜ＶＱ１ＷＳ          ［１］
ＶＤＣ＋ＶＵＮＣＬＡＭＰ＞ＶＲＳＰＫ          ［２］
ここで、ＶＣＬＡＭＰは定格電流でのバリスタＶ３のクランピング電圧であり、ＶＵＮＣＬＡＭＰはバリスタＶ３のスタンドオフ（stand  off）電圧であり、ＶＲＳＰＫは整流器１２の正常なライン状態（図２）の下での整流供給電圧ＶＲＳのピーク電圧である。
【００１９】
動作において、ダイオードＤ９は、電力供給装置１５の異常なライン状態の下では導通状態でバリスタＶ３を駆動し、電力供給装置１５の正常なライン状態の下では非導通状態でバリスタＶ３を駆動するために使用される。発明の過渡電圧保護原理［１］は、整流器出力コンデンサＣ２の両端の整流供給電圧ＶＲＳが電力供給装置１５の異常なライン状態の下でＭＯＳＦＥＴスイッチＱ１の耐電圧ＶＱ１ＷＳを下回って導通バリスタＶ３によってクランプされることを確かにする。発明の過渡電圧保護原理［２］は、バリスタＶ３が電力供給装置１５の正常なライン状態の下では非導通状態にあることを確かにする。
【００２０】
図５を参照すると、過渡電圧感知デバイス１７が、過渡電圧抑制デバイス１６によって提供されるＭＯＳＦＥＴスイッチＱ１の過渡電圧保護を補うよう設けられる。過渡電圧感知デバイス１７は、整流器出力コンデンサＣ２に電気的に並列に接続されている、抵抗Ｒ６（例えば、１．１メガオーム（ＭΩ）。）及び抵抗Ｒ７（例えば、２．２ｋΩ。）の直列接続を有する。コンデンサＣ７（例えば、３０ピコファラッド（ｐＦ）。）は抵抗Ｒ７に電気的に並列に接続されている。ツェナーダイオードＤ１０及びダイオードＤ１１の直列接続は、抵抗Ｒ６及びＲ７の直列接続の中点及びＰＦＵ制御器Ｕ１（図２）へ電気的に接続されている。
【００２１】
この実施例で、バリスタＶ３は、整流器出力コンデンサＣ２の両端の整流供給電圧ＶＲＳを、以下の発明の過渡電圧保護原理［２］及び［３］に従って、ＭＯＳＦＥＴスイッチＱ１の耐電圧ＶＱ１ＷＳよりも低くなるよう条件付きでクランプする：
ＶＤＣ＋ＶＵＮＣＬＡＭＰ＞ＶＲＳＰＫ          ［２］
ＶＣＬＡＭＰ＜ＶＱ１ＷＳ          ［３］
動作において、ダイオードＤ９は、電力供給装置１５の異常なライン状態の下では導通状態でバリスタＶ３を駆動し、電力供給装置１５の正常なライン状態の下では非導通状態でバリスタＶ３を駆動するために使用される。発明の過渡電圧保護原理［３］は、ＭＯＳＦＥＴスイッチＱ１にかかる電圧が電力供給装置１５の異常なライン状態の下でＭＯＳＦＥＴスイッチＱ１の耐電圧ＶＱ１ＷＳを超えないことを確かにする。発明の過渡電圧保護原理［２］は、先と同じく、バリスタＶ３が電力供給装置１５の正常なライン状態の下では非導通状態にあることを確かにする。
【００２２】
より具体的に、電力供給装置１５の正常なライン状態の下では、整流供給電圧ＶＲＳは耐電圧ＶＱ１ＷＳより低い。反対に、異常なライン状態の下では、ライティング（lighting）サージのように、整流供給電圧ＶＲＳは増大する。整流供給電圧ＶＲＳが耐電圧ＶＱ１ＷＳに近い場合は、コンデンサＣ７にかかる電圧はツェナーダイオードＤ１０の耐電圧ＶＤ１０ＷＳよりも高く、これによってツェナーダイオードＤ１０は導通し、電流がダイオードＤ１０及びＤ１１を通ってＰＦＣ制御器Ｕ１へ流れる。結果として、ＰＦＣ制御器Ｕ１は、ＭＯＳＦＥＴＱ１及びＱ２を非導通状態へ駆動し、これによって、ノードＮ１とＮ２との間のインダクタＬ３の両端の電圧は浮いている。
【００２３】
整流供給電圧ＶＲＳが耐電圧ＶＱ１ＷＳよりも高くなる場合は、ＭＯＳＦＥＴスイッチＱ１では正常に電子雪崩が開始される。しかし、この状況で、ＭＯＳＦＥＴスイッチＱ１の雪崩エネルギは、負荷が極めて小さいダイオードＤ６及びＭＯＳＦＥＴスイッチＱ１の寄生容量であることにより極めて小さい。ノードＮ１及びＮ２での電圧は高まる。しかし、ノードＮ１とＮ２との間の電圧が直流バス電圧ＶＤＣを超える前に、バリスタＶ３は、原理［３］を考慮して、導通状態へ駆動され得る。従って、ＭＯＳＦＥＴスイッチＱ１では、ダイオードＤ５を通って変換器出力コンデンサＣ３への相対的に相当に大きい電子雪崩は起こらない。更に、整流供給電圧ＶＲＳはＶＤＣ＋ＶＣＬＡＭＰへクランプされ、これによって、整流器出力コンデンサＣ２のエネルギはダイオードＤ９及びバリスタＶ３を通って変換器出力コンデンサＣ３へ伝送される。このエネルギ伝送が整流供給電圧ＶＲＳを耐電圧ＶＱ１ＷＳより下に下げると、ダイオードＤ１０及びＤ１１を通って流れる電流は止まり、これによって、ＰＦＣ制御器Ｕ１は駆動電圧ＶＤＲ１及びＶＤＲ２を再開する。
【００２４】
図６を参照すると、本発明の自由発振抑制デバイス１８は、ダイオードＤ７及び抵抗Ｒ３（例えば、１０ｋΩ。）に電気的に並列に接続されている、ツェナーダイオードＤ１２及び抵抗Ｒ８（例えば、１０ｋΩ。）の直列接続と、ダイオードＤ１２及び抵抗Ｒ８の直列接続の中点をＮＰＮトランジスタＱ３のベース端子へ電気的に接続する抵抗Ｒ９（例えば、１０ｋΩ。）と、ダイオードＤ７及び抵抗Ｒ３に電気的に並列に接続されている、抵抗Ｒ１０（例えば、２ｋΩ。）及びＮＰＮトランジスタＱ３の直列接続と、ダイオードＤ７及び抵抗Ｒ３に電気的に並列に接続されている、抵抗Ｒ１１（例えば、６８Ω。）及びＮＰＮトランジスタＱ４の直列接続とを用いる。なお、ＮＰＮトランジスタＱ４のベース端子は、抵抗Ｒ１０及びＮＰＮトランジスタＱ３の直列接続の中点へ電気的に接続されている。任意のコンデンサＣ８（例えば、４７０ｐＦ。）は、ＮＰＮトランジスタＱ４のベース端子を、ＮＰＮトランジスタＱ４のエミッタ端子へ電気的に接続する。
【００２５】
自由発振抑制デバイス１８は、更に、ダイオードＤ８及び抵抗Ｒ４（例えば、１０ｋΩ。）に電気的に並列に接続されている、ダイオードＤ１３及び抵抗Ｒ１２（例えば、１０ｋΩ。）の直列接続と、ダイオードＤ１３及び抵抗Ｒ１２の直列接続の中点をＮＰＮトランジスタＱ５のベース端子へ電気的に接続する抵抗Ｒ１３（例えば、１０ｋΩ。）と、ダイオードＤ８及び抵抗Ｒ４に電気的に並列に接続されている、抵抗Ｒ１４（例えば、２ｋΩ。）及びＮＰＮトランジスタＱ５の直列接続と、ダイオードＤ８及び抵抗Ｒ４に電気的に並列に接続されている、抵抗Ｒ１５（例えば、６８Ω。）及びＮＰＮトランジスタＱ６の直列接続とを用いる。なお、ＮＰＮトランジスタＱ６のベース端子は、抵抗Ｒ１４及びＮＰＮトランジスタＱ５の直列接続の中点へ電気的に接続されている。任意のコンデンサＣ９（例えば、４７０ｐＦ。）は、ＮＰＮトランジスタＱ６のベース端子を、ＮＰＮトランジスタＱ６のエミッタ端子へ電気的に接続する。
【００２６】
動作において、駆動電圧ＶＤＲ１及びＶＤＲ２は、正常な高（ハイ）駆動状態の間、夫々のダイオードＤ１２及びＤ１３のツェナー電圧よりも高く、これによって、ＮＰＮトランジスタＱ３及びＱ５は導通状態へ駆動され、一方、ＮＰＮトランジスタＱ４及びＱ６は非導通状態へ駆動される。この高駆動状態で、抵抗Ｒ１０及びＲ１４の抵抗値は、抵抗Ｒ３及びＲ４の抵抗値よりも十分に大きくなるよう選択されるべきであり、これによって、デバイス１８は、駆動電圧ＶＤＲ１及びＶＤＲ２に悪影響を及ぼさない。
【００２７】
駆動電圧ＶＤＲ１及びＶＤＲ２の正常な低（ロー）駆動状態の間、ＭＯＳＦＥＴＱ１及びＱ２の各自のゲート端子ＧＴＱ１及びＧＴＱ２での駆動電圧ＶＤＲ１及びＶＤＲ２は零に近く、これによって、ＮＰＮトランジスタＱ３及びＱ５は非導通状態へ駆動される。一方で、ＮＰＮトランジスタＱ４は導通状態へ駆動され、これによって、ＮＰＮトランジスタＱ４並びに抵抗Ｒ１０及びＲ１１は、負荷としてＭＯＳＦＥＴスイッチＱ１のゲート端子ＧＴＱ１に加えられる。他方で、ＮＰＮトランジスタＱ６は導通状態へ駆動され、これによって、ＮＰＮトランジスタＱ６並びに抵抗Ｒ１４及びＲ１５は、負荷としてＭＯＳＦＥＴスイッチＱ２のゲート端子ＧＴＱ２へ加えられる。この余分の負荷は、ＭＯＳＦＥＴＱ１及びＱ２を非導通状態へ速やかに駆動するためのものである。この正常な低駆動状態の間、遮断コンデンサＣ４にかかる電圧に等しい負の電圧が一次変圧器巻線Ｔ１−Ａに印加されており、これによって、二次変圧器巻線Ｔ１−Ｂ及びＴ１−Ｃにかかる負の電圧は、コンデンサＣ５及びＣ６の放電を防ぐよう夫々のコンデンサＣ５及びＣ６にかかる電圧に等しい。
【００２８】
ＰＦＣ制御器Ｕ１が何らかの理由（例えば、ターンオン／オフの移行又はファイルテスト。）で中断され又は動作不能である場合に、変圧器の一次側の自由発振又は変圧器の飽和は、負から零への、変圧器の一次側及び二次側の両方での電圧増大を引き起こしうる。しかし、Ｒ１１及びＲ１５（例えば、１００Ω又はそれ以下。）によって導入される余分の負荷は、ＭＯＳＦＥＴスイッチＱ１及びＱ２の各自のゲート端子ＧＴＱ１及びＧＴＱ２で正の電圧を除去して、ＭＯＳＦＥＴＱ１及びＱ２が導通状態へ駆動されることを防ぐようコンデンサＣ５及びＣ６を速やかに放電する。
【００２９】
図７を参照すると、本発明の自由発振抑制デバイス１８’は、装置１７（図６）のダイオードＤ１２、抵抗Ｒ８〜Ｒ１１、ＮＰＮトランジスタＱ３及びＱ４、並びに任意のコンデンサＣ８を用いる。デバイス１８’に関しては、バッファ１９並びに一次変圧器巻線Ｔ２−Ａ及び二次変圧器巻線Ｔ２−Ｂを有する変圧器Ｔ２が変圧器Ｔ１（図６）に代わって用いられる。具体的に、バッファ１９は、ＮＰＮトランジスタＱ７のベース端子及びＰＮＰトランジスタＱ８へ電気的に接続されている抵抗Ｒ１（例えば、２２Ω。）を用いる。ＮＰＮトランジスタＱ７のコレクタ端子は電圧供給ＶＣＣへ電気的に接続されており、ＰＮＰトランジスタＱ８のコレクタ端子はＰＦＣ制御器Ｕ１の接地ピンＧＮＤへ電気的に接続されている。
【００３０】
抵抗Ｒ１６（例えば、１０Ω。）は、ＮＰＮトランジスタＱ７のエミッタ端子及びＰＮＰトランジスタＱ８のエミッタ端子へ電気的に接続されている。ダイオードＤ１２及びＤ１３の直列接続は、電圧供給ＶＣＣ及びＰＦＣ制御器Ｕ１の接地ピンＧＮＤへ電気的に接続されている。コンデンサＣ４は、抵抗Ｒ１６、ＰＮＰトランジスタＱ８のエミッタ端子、並びにダイオードＤ１２及びＤ１３の直列接続の中点へ電気的に接続されている。一次変圧器巻線Ｔ２−Ａは、コンデンサＣ４及びＰＦＣ制御器Ｕ１の接地ピンＧＮＤへ電気的に接続されている。二次変圧器巻線Ｔ２−Ｂは、コンデンサＣ５及びＭＯＳＦＥＴスイッチＱ１のソース端子ＳＴＱ１へ電気的に接続されている。
【００３１】
ＭＯＳＦＥＴスイッチＱ２に関しては、抵抗Ｒ１７（例えば、１００Ω。）及び抵抗Ｒ１８（例えば、４７Ω。）の直列接続が、ＰＦＣ制御器Ｕ１のＧＤピン及びＭＯＳＦＥＴスイッチＱ２のゲート端子ＧＴＱ２へ電気的に接続されている。ＰＮＰトランジスタＱ９のベース端子は、抵抗Ｒ７及びＲ８の直列接続の中点へ電気的に接続されている。ＰＮＰトランジスタＱ９のコレクタ端子は、ＭＯＳＦＥＴスイッチＱ２のソース端子ＳＴＱ２へ電気的に接続されている。
【００３２】
動作において、ＰＦＣ制御器Ｕ１及びデバイス１８’は、保護バッファ１９がＭＯＳＦＥＴスイッチＱ１からデバイス１８’への如何なる破損した信号からもＰＦＣ制御器Ｕ１を保護する点を除いて、ＭＯＳＦＥＴスイッチＱ１を駆動することに関してＰＦＣ制御器Ｕ１及びデバイス１８（図６）と同様に動作する。他方で、ＭＯＳＦＥＴスイッチＱ２は、ＰＦＣ制御器Ｕ１によって直接に駆動されるが、ＭＯＳＦＥＴスイッチＱ１からデバイス１８’への如何なる破損したフィードバックに対する同様の保護を有する。
【００３３】
図３乃至７を参照して、当業者は、スイッチモード電力供給装置の改善された過渡電圧保護及びＭＯＳＦＥＴ駆動保護を含む、それらに限定されない本発明の多数の利点を理解するであろう。加えて、当業者は、更に、図４及び５に示される例となるバックブースト変換器を基づいて本発明の発明原理をどのようにして本発明に従うスイッチモード電力供給装置の他の形態へ適用すべきかを理解するであろう。
【００３４】
ここに開示される本発明の実施形態は、今のところは好ましいと考えられるが、様々な変更及び改良が、本発明の精神及び適用範囲から逸脱することなく行われ得る。本発明の適用範囲は添付の特許請求の範囲で示され、均等の意味及び範囲内にある全ての変更はそれに包含されるよう意図される。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【国際調査報告】
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