(57)【要約】  線間電圧を、ランプのためのＲＭＳ負荷電圧に変換するパワーコントローラであって、当該コントローラはスイッチと、前記スイッチを操作してＲＭＳ負荷電圧を定めるマイクロコントローラを含んでいる。マイクロコントローラはランプの負荷電圧をセンシングし、当該センシングされた負荷電圧を基準ＲＭＳ電圧と比較し、当該比較に応じて前記スイッチを作動させる。これによって前記ＲＭＳ負荷電圧は、前記線間電圧の動作領域の上方で基準ＲＭＳ電圧で実質的に一定であり、前記ＲＭＳ負荷電圧は動作領域を下回る線間電圧で、線間電圧の低下とともに低下する。前記線間電圧の動作領域は、ゼロでない線間電圧である最小値を有するように定められ、ここで負荷電流は所定の最大値である。電圧変換回路は位相クリッパ回路またはパルス幅変調回路である。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
線間電圧を、負荷のためのＲＭＳ負荷電圧に変換するパワーコントローラであって、当該コントローラは以下のものを含んでおり：すなわち、
コントロール回路を含んでおり、当該コントロール回路は負荷に接続されており、負荷のためのＲＭＳ負荷電圧を形成し、前記コントロール回路はスイッチとマイクロコントローラを含んでおり、当該マイクロコントローラは、前記スイッチを作動させて、前記ＲＭＳ負荷電圧を定め、
前記マイクロコントローラは負荷電圧をセンシングし、当該センシングされた負荷電圧を基準ＲＭＳ電圧と比較し、当該比較に応じて前記スイッチの動作を調整するように配置および適用されており、
前記マイクロコントローラは、前記スイッチの動作を調整し、前記ＲＭＳ負荷電圧は、前記線間電圧の第１の動作領域の上方の基準ＲＭＳ電圧で実質的に一定であり、前記スイッチの動作を調整し、前記ＲＭＳ負荷電圧は、前記第１の動作領域を下回る、ゼロでない線間電圧で、低下する線間電圧とともに低下する、
ことを特徴とするパワーコントローラ。
【請求項２】
前記線間電圧の第１の動作領域が定められ、所定の通常線間電圧を含み、当該所定の通常線間電圧を上回る最大値を有し、当該所定の通常線間電圧を下回る最小値を有し、前記最小値はゼロでない線間電圧として定められており、ここで負荷電流は予め定められた最大値である、請求項１記載のパワーコントローラ。
【請求項３】
前記コントロール回路は位相クリッパ回路であって、当該位相クリッパ回路は位相通流角を形成し、当該位相通流角はＲＭＳ負荷電圧を定め、
前記スイッチはトランジスタスイッチであり、当該トランジスタスイッチのＯＮ／ＯＦＦ周期は位相通流角を定め、
前記マイクロコントローラは、前記トランジスタスイッチのＯＮ／ＯＦＦ周期を前記比較に応じて調整する、請求項１記載のパワーコントローラ。
【請求項４】
前記マイクロコントローラによって前記トランジスタスイッチが、前記負荷電圧の極性変化の直前および直後にＯＮにされ、前記負荷電圧が近接する極性変化の間のピークにあるときにＯＦＦにされる、請求項３記載のパワーコントローラ。
【請求項５】
前記マイクロコントローラによって、前記トランジスタスイッチが前記負荷電圧の極性変化に続いて迅速にＯＮにされ、前記負荷電圧がピークにあるときは、次の極性変化までＯＦＦにされる、請求項３記載のパワーコントローラ。
【請求項６】
前記マイクロコントローラによって、前記トランジスタスイッチが前記負荷電圧の極性変化に続いて迅速に、ピーク負荷電圧の間、ＯＦＦにされ、その後、次の極性変化までＯＮにされる、請求項３記載のパワーコントローラ。
【請求項７】
前記マイクロコントローラは、前記トランジスタスイッチがＯＮの場合に、当該トランジスタスイッチのゲートにポジティブな極性信号を提供するように配置および適用される、請求項３記載のパワーコントローラ。
【請求項８】
前記マイクロコントローラはアナログデジタル変換器を含んでおり、当該アナログデジタル変換器は前記センシングされた負荷電圧の波形をデジタル信号に変換する、請求項１記載のパワーコントローラ。
【請求項９】
前記コントロール回路はパルス幅変調回路であって、
前記マイクロコントローラは時間ベースの信号源を有しており、当該信号源は前記スイッチの伝導をトリガし、前記スイッチのデューティサイクルを形成し、当該スイッチはＲＭＳ負荷電圧を定め、前記デューティサイクルは前記線間電圧の周波数よりも実質的に高い周波数を有しており、
前記マイクロコントローラは前記時間ベース信号源からの信号のタイミングを、前記比較に応じて調整する、請求項１記載のパワーコントローラ。
【請求項１０】
ランプのターミナルと当該ランプの発光素子との間に接続されている集積回路内にある、請求項１記載のパワーコントローラ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
発明の背景
本発明は、特定の電力を負荷に供給するパワーコントローラに関し、より詳細には、ランプ用の電圧変換器に関している。この電圧変換器は線間電圧（line voltage）を、ランプ動作に適した電圧に変換する。
【０００２】
ランプ等の負荷は、線間（メイン）電圧よりも低い電圧で作動する。これは例えば１２０Ｖまたは２２０Ｖである。従って、このような負荷に対しては、線間電圧をより低い作動電圧に変換する電圧変換器（またはパワーコントローラ）が設けられなければならない。
【０００３】
この負荷に供給される電力は、図１に示されているような、位相コントロールクリッパ回路によってコントロールされる。これはコンデンサ２２、ダイアック２４、ダイアック２４によってトリガされるトライアック２６および抵抗器２８を含む。抵抗器２８はポテンショメータであってよく、これは回路内の抵抗をセットして、トライアック２６が始動する位相をコントロールする。作動時には、図１に示されたようなクリッパ回路は２つの状態を有する。第１の状態ではダイアック２４およびトライアック２６はカットオフ領域で作動する。この領域では、実質的に電流は流れない。ダイアックとトライアックはこの状態においてオープンな回路として機能するので、結果的に、図２に示されたようなＲＣ直列回路網となる。このようなＲＣ直列回路網の性質によって、コンデンサ２２にわたる電圧は、位相角度によって線間電圧を導く。ここでこの位相角度は、ＲＣ直列回路網における抵抗と静電容量によって定められる。ダイアック２４にわたる電圧は、コンデンサ２２にわたる電圧降下と類似しており、コンデンサをわたるブレークオーバー電圧ＶＢＯに達すると、ダイアックは始動する。ダイアック２４が始動すると、トライアック２６は始動する。ダイアックがトライアックをトリガすると、トライアックは、ダイアック電圧が０に近づくまで飽和状態で動作を続ける。すなわち、トライアックは、線間電圧が零交叉に近づくまで伝導し続ける。トライアックによって提供された実際の短絡は、図３に示されているような、クリッパ回路の第２の状態になる。このクリッパ回路におけるトライアック２６のトリガは、ＲＣ直列回路網によって位相フォワードコントロールされ、線間電圧波形の最初の部分は、図４に示されているようにトリガが生じるまでクリッピングされる。ＲＭＳ負荷電圧は、クリッパ回路内の抵抗と静電容量値によって定められる。なぜなら、クリッピングが生じる位相はＲＣ直列回路網によって定められ、ＲＭＳ電圧はクリッピングによって除去されるエネルギー量に依存するからである。
【０００４】
図５参照をされたい。ここではクリッピングが通流角（conduction angle）αと遅延角θによって表されている。通流角は、トライアックが伝導を開始する負荷電圧／電流波形上の点と、トライアックが伝導を止める負荷電圧／電流波形上の点の間の位相である。逆に言えば、遅延角は最初の線間電圧零交叉とトライアックが伝導を始める点との間の位相遅延である。図５は、位相フォワードクリッピングに対する通流角コンベンションを示しており、図６は位相リバースクリッピングに対する通流角コンベンションを示し（通流角αは迅速に、負荷電圧の極性変化に従う）、図７はフォワード／リバースハイブリッド位相クリッピングに対する通流角コンベンションを示している（通流角α１およびα２は極性変化に直後に従い、直前に先行する）。
【０００５】
位相クリッピングの代わりに、パルス幅変調を用いて、負荷へ供給されるエネルギーを低減させる電圧変換回路によって、適切なＲＭＳ負荷電圧を生成してもよい。パルス幅変調（ＰＷＭ）は、マイクロコントローラによって得られる。ここでこのマイクロコントローラは、信号（例えばパルス）を生成し、この信号の周波数および持続時間はトランジスタスイッチのためのデューティサイクルを形成する。このトランジスタスイッチは所望のＲＭＳ負荷電圧に適している。この信号はトランジスタスイッチのゲートに加えられ、これによって、発光素子に加えられる電圧が、線間電圧周波数（典型的には５０〜６０Ｈｚ）より格段に速い速度でＯＮ、ＯＦＦ切り換えされる。この信号の周波数は有利には、可聴範囲よりも高い（すなわち約２０ｋＨｚを上回る）。図８は入力電圧波形およびパルス幅変調された電圧波形の例を示している（ＰＷＭの周波数は、変調を示すために低減されている）。位相クリッピングもＰＷＭも、以下で述べられるアメリカ合衆国出願において説明されており、本願に参照として組み込まれている。
【０００６】
線間電圧は場所毎に変化するか、または特定の場所で約１０〜１５％まで上昇し、通常でない状態におけるそれよりも変化する。このような変化は負荷（例えばランプ）におけるＲＭＳ負荷電圧において有害な変化を引き起こし得る。例えば、線間電圧が、電圧変換回路が設計された基準を上回る場合には、トライアック２６（図１）がより早期にトリガされ、これによってＲＭＳ負荷電圧が上昇する。ハロゲン白熱ランプでは、一定に近いＲＭＳ負荷電圧を有することが望ましい。
【０００７】
さらに、線間電圧が顕著に低減する場合、電圧変換回路は位相通流角を変えるか、またはデューティサイクルを切り換え、所望のＲＭＳ負荷電圧を維持することを試み、このような変化は負荷によって引き出される電流を増大させる。負荷電流の増大は、システムを過負荷し、システム故障を引き起こし得る。
【０００８】
例えば１００アンペア／１２０Ｖの照明回路が備えられた建物は、最大値の約８０％まで負荷可能であり、従って８０アンペアの負荷がこの回路上に配置されることが予期される。この回路は５０Ｗ／１２０Ｖの複数のランプを給電することができる。これらのランプはそれぞれ、ランプフィラメントに５０Ｖを供給する電圧低減回路部品を含む。見積もられた電圧では、５０Ｗ／１２０Ｖのランプは０．４１７アンペアを引き出すので、この回路は約１９０個のこの種のランプを扱うことができる（８０アンペア／ランプ毎に０．４１７アンペア＝約１９０個のランプ）。入力電圧が通常の１２０Ｖから９０Ｖに低減する（２５％の落下）場合、通流角またはデューティサイクルが増大し、フィラメントで５０Ｗ／５０Ｖを保持する。しかし、９０Ｖのみで５０Ｗを供給するために、各ランプは０．５５６アンペアを引き出さなければならない。回路上の総引き出しが１０６アンペアまで上昇すると、恐らく、回路ブレーカーがトリップされる。従って、従来の電圧低減回路部品の性能は、通常ではない状況において改善を必要とする。
【０００９】
パワーコントローラがランプの電圧変換器内で使用される場合には、電圧変換器はランプが接続される固定部内またはランプ自体内に設けられる。アメリカ合衆国特許第３８６９６３１号は後者の例であり、ここではダイオードがランプ口金内に設けられており、これによって線間電圧がクリッピングされ、発光素子でのＲＭＳ負荷電圧が低減される。アメリカ合衆国特許第６４４５１３３号は後者の別の例である。ここでは変圧器回路がランプ口金内に設けられ、これによって、発光素子での負荷電圧が低減される。
【００１０】
発明の要約
本発明の課題は、新たなパワーコントローラを提供することである。このパワーコントローラは線間電圧をＲＭＳ負荷電圧に変換し、マイクロコントローラを用いて負荷電流を制限して、線間電圧の大きさにおける変化に応じて電圧変換を調整する。
【００１１】
別の課題は、新たな電圧変換回路を提供することである。この電圧変換回路は線間電圧をランプ用のＲＭＳ負荷電圧に変換する。ここでこの回路はスイッチとマイクロコントローラを含んでおり、マイクロコントローラはスイッチを操作して、ＲＭＳ負荷電圧を定める。さらにここでマイクロコントローラはランプの負荷電圧をセンシングし、センシングされた負荷電圧を基準ＲＭＳ電圧と比較し、この比較に応じてスイッチを操作する。これによってＲＭＳ負荷電圧は、線間電圧の動作領域の上方での基準ＲＭＳ電圧で実質的に一定になり、ＲＭＳ負荷電圧は、動作領域よりも低い線間電圧で、線間電圧が低減するとともに低減する。これによって負荷電流が制限される。線間電圧のこの動作領域は、最小値を有するように定められる。この最小値はゼロでない線間電圧であり、ここで負荷電流は予め定められた最大値である。電圧変換回路は、位相クリッパ回路またはＰＷＭ回路である。
【００１２】
さらなる課題は、ランプの口金内にこのパワーコントローラを有する新たなランプを提供することである。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】従来技術の位相コントロールされたクリッパ回路の概略的な回路図
【図２】トライアックがまだトリガされていない有効状態を示している、図１の回路の概略的な回路図
【図３】トライアックがトリガされている有効状態を示している、図１の回路の概略的な回路図
【図４】図１の回路における電圧クリッピングを示しているグラフ
【図５】位相フォワードクリッピングに対する通流角コンベンションを示すグラフ
【図６】位相リバースクリッピングに対する通流角コンベンションを示すグラフ
【図７】位相フォワード／リバースハイブリッドクリッピングに対する通流角コンベンションを示すグラフ
【図８】入力波形のパルス幅変調の概略図
【図９】本発明のランプの実施形態の部分断面図
【図１０】ランプフィラメントでのＲＭＳ負荷電圧の例を示すグラフであり、ここで電圧変換回路は本発明の電流制限を含む
【図１１】図１０に示されているＲＭＳ負荷電圧を有するランプからの光出力を示すグラフ
【図１２】本発明の電圧変換回路の実施形態の概略的な回路図
【図１３】本発明の電圧変換回路の別の実施形態の回路図
【００１４】
有利な実施例の説明
図９を参照されたい。ランプ１０は口金１２を含んでいる。この口金はランプターミナル１４を備えている。このランプターミナルは線間（メイン）電圧と接続されるのに適している。ランプはさらに、口金１２に接続されており、発光素子１８（図９の実施例における白熱フィラメント）をハウジングしている光伝送容器１６と、ランプターミナル１４での線間電圧をより低い作動電圧に変える電圧変換回路２０とを含んでいる。ここでこの電圧変換回路２０は、全体的に口金１２内に位置し、ランプターミナル１４と発光素子１８との間に配置されている（すなわち、電圧変換回路２０は図９に示されているように全体的にランプ部分内にあり、このランプ部分はランプソケット内にフィットするように配置され、適用されている）。電圧変換回路２０は、図９に概略的に示されているように、適切なパッケージ内の集積回路である。
【００１５】
図９は、パラボラ状アルミニウム製リフレクタ（ＰＡＲ）を有するハロゲンランプ内での電圧変換回路２０を示しているが、電圧変換回路２０は、発光素子（例えばフィラメント）と線間電圧に対する接続部（例えばランプターミナル）の間に直列接続されている場合には、あらゆる白熱ランプ内で使用可能である。さらに、本願において記載および請求されている電圧変換回路は、ランプ外でも使用可能であり、ランプに制限されるものではない。これはより一般的に使用可能であり、ここでは抵抗性負荷または誘導性負荷（例えばモータコントロール）が設けられており、調整されていないＡＣ線間電圧またはメイン電圧を、特定の周波数でまたは特定の周波数領域において、特別な値の調整されたＲＭＳ負荷電圧に変換する。
【００１６】
電圧変換回路２０の動作が設定されて、線間電圧が通常の動作領域を下回る場合に負荷電流が制限される。例えば、上述した例を再び考察する。ここでは５０Ｗ／１２０Ｖのランプは電圧低減回路部品を含んでおり、これによってランプフィラメントは、５０Ｖを受容する（０．４１７アンペアを引き出す）。位相クリッパ回路において、線間電圧を１２０Ｖから５０Ｖへ降下させるのに必要な通流角は約５７°である。このランプが、２５％までの電流増大を受容できるように設計されている照明回路の一部分であると仮定すると、このランプに対する最大負荷電流は、０．５２１アンペアになるであろう（１．２５×０．４１７）。５０Ｗで、この電流は９６Ｖの動作電圧に相当する。９６Ｖによって、フィラメントでの５０Ｖを維持するのに必要な通流角は約６８°である。従って、位相クリッパ回路の最大通流角が６８°に設定される場合には、負荷電流は所定の最大値を超えない。所定の最大負荷電流に対して最大デューティサイクルを定めることによって、ＰＷＭの場合にも同様の結果が得られる。
【００１７】
最大通流角（位相クリッピングの場合）または最大デューティサイクル（ＰＷＭの場合）は、最大負荷電流に基づいて予め定められ、本発明における電圧変換回路２０において確立される（例えばプログラミングされる）。
【００１８】
ここで線間電圧の通常の動作領域が定められる。これは最小値を有しており、ここでは負荷電流が予め定められた最大値である（上述の実施例では、通常の動作領域の最小値は９６Ｖであろう）。電圧変換回路は、この最小値の上方で通常に（位相クリッピングまたはＰＷＭ）作動し、ＲＭＳ負荷電圧は、通常線間電圧の最小値から、通常の線間電圧の約１２０％の最大値まで一定であるか、またはほぼ一定である（例えば１２０Ｖの線間電圧供給に対して１４４Ｖ）。この最大量は、本発明にとって重要ではなく、本発明の目的に対して、設定または確立する必要は全くない。
【００１９】
本発明によって得られるこの電流制限は例として図１０および１１に示されている。これらはフィラメント（ＲＭＳ負荷）電圧対入力（線間）電圧およびランプ出力（ルーメン）対入力電圧のグラフである。図からわかるように、ＲＭＳ負荷電圧は、線間電圧の通常の動作領域（９６〜１４４Ｖまたはそれ以上）にわたって実質的に一定である。従ってランプ出力も、この領域にわたって実質的に一定である。しかし、線間電圧がこの通常動作領域を下回ると、ＲＭＳ負荷電圧は、線間電圧が低下するにつれて低下し、ランプ出力も低下する。これとは殊なり、図１１は第２の線を有している。この線は、幾つかの従来技術のランプのように、線間電圧における変化にかかわらず、通流角が５７°で一定に保たれている場合（または、ＰＷＭ電圧変換回路においてデューティサイクルが一定に保たれる場合）のランプ出力を示している。
【００２０】
本発明の１つの実施例を示す図１２を参照されたい。電圧変換回路２０は、線間電圧用の線ターミナル３２および負荷電圧用の負荷ターミナル３４を含んでいる。電圧変換回路はさらにコントロール回路３６（位相クリッピングまたはＰＷＭ）を含んでおり、これは線ターミナルおよび負荷ターミナルに接続されており、ＲＭＳ負荷電圧を定める。回路３６は、スイッチ３８（例えばトライアック）、（オプションの）全波ブリッジ４０を含んでおり、さらにマイクロコントローラ４２を含んでいる。マイクロコントローラは信号をスイッチ３８に送信する。このスイッチによって、位相通流角を定める動作持続時間周期が切り換えられる、または回路３６に対するデューティサイクルが切り換えられる。マイクロコントローラ４２は負荷電圧をセンシングし、センシングされたこの負荷電圧を基準ＲＭＳ電圧と比較し、スイッチ３８の動作をこの比較に応じて調整するように配置および適用されている。これによって、ＲＭＳ負荷電圧を線間電圧の通常動作領域上方の基準ＲＭＳ電圧に近づけ、図１０で示されたように線間電圧が低減するように、ＲＭＳ負荷電圧を低減させる。
【００２１】
マイクロコントローラ４２は有利にはアナログデジタル変換器（ＡＤＣ）とコンパレータとプログラム（例えば固定された回路および／またはプログラマブル回路）を含んでいる。アナログデジタル変換器は負荷電圧をデジタル信号に変換し、コンパレータはＡＤＣからの出力を基準ＲＭＳ電圧（または相応する基準値）と比較し、プログラムはスイッチのＯＮ時間を調整して、コンパレータからの出力に基づいてＲＭＳ負荷電圧を調整する。これによって基準ＲＭＳ電圧に近づく、または線間電圧に依存してＲＭＳ負荷電圧が低減する。ＡＤＣが電流制限抵抗器を通って負荷電圧に接続されていてもよい。マイクロコントローラはランプに印加される負荷電圧波形をサンプリングし、自動的に伝導時間を増やしまたは減らし、これによってＲＭＳ負荷電圧はほぼ常に所望のレベルにある。基準ＲＭＳ電圧は、ランプに対して所望のＲＭＳ負荷電圧を提供する値にプリセットされる。マイクロコントローラ４２の構造および動作を詳細に説明する必要はない。なぜならマイクロコントローラは当業者に既知であり、Microchip Technology社を含む種々の販売源から、ＰＩＣトレードマークのもとで市販されている（例えばＰＩＣ１２Ｆ６８３等の、ＰＩＣＴＭ８ピン８ビットＣＭＯＳマイクロコントローラ）。
【００２２】
次に図１３ａおよび図１３ｂを参照されたい。ここには本発明の電圧変換回路の特別な実施形態が示されている。この電圧変換回路の動作および構造は当業者には自明である。全波ブリッジが図１３ｂの実施形態に加えられている。スイッチは、絶縁されたゲートバイポーラトランジスタまたはＭＯＳＦＥＴであってよく、マイクロコントローラ４８は、ＰＩＣＴＭプログラマブルマイクロコントローラであり、これはアナログデジタル変換器を含んでいる。マイクロコントローラは、出力線上での電圧を監視し、自動的にトランジスタスイッチの動作を調整し、これによって、ランプフィラメントに供給されるＲＭＳ負荷電圧が、所望のレベルで一定になる。マイクロコントローラへの入力は、図１３ａおよび１３ｂにおいて接続部、抵抗器およびコンデンサ等の適切な回路部品を含むことによって提供される。これは例として示されている。ＰＷＭ実施形態では、マイクロコントローラが望まれており、非安定になるように操作される（リセット可能である状態で、安定した状態を有していない）。必要な場合にはヒートシンク（図示されていない）をトランジスタスイッチに付加することができる。
【００２３】
本発明の実施例を、前述の明細書および図面おいて説明してきたが、本発明は明細書および図面を考慮して、添付された特許請求の範囲によって定義されることを理解されたい。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【国際調査報告】
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