(57)【要約】ランダム周波数変調および正確な可変周波数拡散を備えるスペクトラム拡散クロック信号到達ロックループ技術を用いた新しい技術が示される。到達ロックループは、正確な拡散制御を有する到達比較器、ループフィルタ、およびＶＣＯの３つのモジュールを含む。到達ロックループは不安定にされ、一定の周波数で発振し、ＶＣＯからの高周波出力信号を周波数において拡散するため、最終誤差補正出力上に低周波変調信号を生成する。到達比較器の入力において周波数拡散の周期を小量にリセットするために定時信号に対してサイクルスリップが生成されるように拡散周波数が長くなるまで低周波変調信号のそれぞれのサイクルにおける拡散周波数の周期も、微小ランダム量だけ何サイクルも増加する。
2010506456.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
到達ロックループを用いたスペクトラム拡散クロック信号を生成するためのシステムであって、
前記到達ロックループは、
基準信号を受ける第１比較器入力、第２比較器入力、および第１比較器出力を有する非線形到達時間比較器と、
前記第１比較器出力に連結されるループフィルタ入力およびループ比較器出力を有するループフィルタと、
前記ループ比較器出力に連結されるＶＣＯ入力および前記第２比較器入力に連結されるＶＣＯ出力を有する電圧制御型発振器（ＶＣＯ）と、を含み、
前記到達ロックループは、ランダム周波数変調および制御可能な可変周波数拡散を有するスペクトラム拡散クロック信号を生成する、システム。
【請求項２】
前記非線形到達時間比較器は、
ランダム低周波変調信号で変調された周波数拡散出力信号を生成する定時到達比較器と、
早期到達比較器と、
遅れ到達比較器と、を含み、
前記早期到達比較器および前記遅れ到達比較器は、前記スペクトラム拡散出力信号の周波数拡散を制限するサイクルスリップを生成する、請求項１に記載のシステム。
【請求項３】
定時信号到達時間を有する定時信号を生成するための手段と、
早期信号到達時間を有する早期信号を生成するための手段と、をさらに含み、
前記基準信号到達時間が前記早期信号到達時間に対して先であるとき、補正なしで早期信号が到達したであろう時間において、次に起きる定時信号に定時信号到達時間を引き起こすため、前記早期到達比較器は補正信号を生成するポンプ信号を生成する、請求項２に記載のシステム。
【請求項４】
遅れ信号到達時間を有する遅れ信号を生成するための手段をさらに含み、
前記基準信号到達時間が前記遅れ信号到達時間に対して後であるとき、補正なしで遅れ信号が到達したであろう時間において、次に起きる定時信号に定時信号到達時間を引き起こすため、前記遅れ到達比較器は補正信号を生成するポンプ信号を生成する、請求項３に記載のシステム。
【請求項５】
到達ロックループを用いたスペクトラム拡散クロック信号を生成するための方法であって、
前記到達ロックループを用いてスペクトラム拡散クロック信号を生成することを含み、
前記スペクトラム拡散クロック信号は、ランダム周波数変調および制御可能な可変周波数拡散を有する、方法。
【請求項６】
定時到達比較器を用いて、ランダム低周波変調信号で変調されたスペクトラム拡散出力信号を生成することと、
早期到達比較器および遅れ到達比較器を用いてサイクルスリップを生成することと、をさらに含み、前記サイクルスリップは前記スペクトラム拡散出力信号の周波数拡散を制限する、請求項５に記載の方法。
【請求項７】
定時信号到達時間を有する定時信号を生成することと、
早期信号到達時間を有する早期信号を生成することと、をさらに含み、
前記基準信号到達時間が前記早期信号到達時間に対して先であるとき、補正なしで早期信号が到達したであろう時間において、次に起きる定時信号に定時信号到達時間を引き起こすため、前記早期到達比較器は補正信号を生成するポンプ信号を生成する、請求項６に記載の方法。
【請求項８】
遅れ信号到達時間を有する遅れ信号を生成することをさらに含み、
前記基準信号到達時間が前記遅れ信号到達時間に対して後であるとき、補正なしで遅れ信号が到達したであろう時間において、次に起きる定時信号に定時信号到達時間を引き起こすため、前記遅れ到達比較器は補正信号を生成するポンプ信号を生成する、請求項７に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
出願へのクロスリファレンス
本出願は、２００６年９月２８日出願の米国仮出願番号６０／８２７，２８８号に関連し、優先権を主張する。そして、また、２００５年７月２８日出願のＰＣＴ出願番号ＰＣＴ／ＵＳ０５／２６８４２号、２００６年５月４日出願のＰＣＴ出願番号ＰＣＴ／ＵＳ０６／１７８５６号、２００６年１１月６日出願のＰＣＴ出願番号ＰＣＴ／ＵＳ０６／０６０５９９号にも関連し、これらの全内容は、引用により本願明細書に組み込まれる。
【０００２】
本発明の背景
本発明は、ディジタル信号処理の分野に関し、特に、本発明は、改良されたスペクトラム拡散クロック生成器のための方法、装置、およびシステムに関する。
【背景技術】
【０００３】
背景技術
スペクトラム拡散クロック技術は、ここ１０年で、電子的製品、特にＰＣの間で非常に一般的になってきている。この技術は、ＰＣのクロック信号とその高調波のスプリアス放射のピーク強度を効果的に低減して、ＰＣがより少ないＲＦシールドによって組み立てられるようにする。換言すると、コスト、重さ、および時間を削減した上に、ＦＣＣによって設定された電子製品に対する電磁妨害（ＥＭＩ）の要求に合格する。この技術の原理は、クロック周波数の僅かな割合のバンド幅に、クロック信号の周波数を均一に拡散して、放射されたクロック信号エネルギーがつねに１つの固定周波数にとどまらないようにする。その結果、クロック周波数とその高調波のクロック信号からのスプリアス放射のピーク強度は、拡散され、電力密度は非常に低減される。
【０００４】
ピークスプリアス放射の電力密度の低減量は、クロック信号が周波数においてどのように拡散するかによって決定される。クロック信号の周波数を拡散する最も一般的な方法は、クロック周波数の僅かな割合にわたってクロック信号の周波数を均一に拡散するために、線形の増加および減少を伴う三角変調信号（ｔｒｉａｎｇｕｌａｒ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  ｓｉｇｎａｌ）を使用することである。三角変調信号に伴うクロック拡散の一般的な応答は、図１に示すとおりである。周波数拡散は、現在の技術で一般的にたった８から１４ｄｂのロス１０２を拡散することによって、クロック信号放射のピーク強度を効率的に減少させる。残念なことに、三角変調による拡散では、クロック信号が周波数拡散の両端にとどまることにより多くの時間を費やすので、クロック信号のエネルギースペクトラムは、クロックスペクトラムの両端でつねに必然的にピークに達する。拡散波形を改良するために過去の１０年の間に多くの技術が開発され、クロックエネルギーがより均一に拡散できるようになったが、現在使用されているすべての拡散関数が決定論的（ｄｅｔｅｒｍｉｎｉｓｔｉｃ）であるために、すべてのこれらの現在の技術では限度がある。決定論的な信号はそれ自体ある速度で繰り返すため、反復する決定論的変調信号は、準ピーク検出器が検出器の出力を結果的にクロック信号のピーク電力までポンプアップ（ｐｕｍｐ  ｕｐ）させることを許す。したがって、決定論的変調信号の反復は、ＦＣＣによって設定された固定計測バンド幅（ｆｉｘｅｄ  ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ  ｂａｎｄ  ｗｉｄｔｈ）に対する拡散バンド幅の割合に拡散損失（ｓｐｒｅａｄ  ｌｏｓｓ）１０２が制限されるため、生じ得る拡散損失１０２の量を大幅に制限する。
【０００５】
もし、代わりにクロック信号がランダムノイズ変調信号によって拡散されるのであれば、ランダムノイズは決してそれ自体で反復しないので、準ピーク検出器は、クロック信号のピーク電力に到達するために検出器の出力を定期的にポンプアップすることはもはやできない。結果的に、ランダムノイズで変調されたクロック信号の電力密度が、準ピーク検出器によって測定されるとき、測定された電力密度は、ピーク電力ではなくクロック信号の平均電力とつねに等しい。ピーク電力のランダムノイズ信号の平均電力に対する比率は、ランダムノイズ信号がどれくらいランダムであるかによって非常に大きくなり得るため、図１にも示すとおり、ランダムノイズ変調信号は、クロック信号の電力密度を大幅に減少させる可能性があり、拡散バンド幅の固定計測バンド幅に対する比率より大きく、はるかに大きい拡散損失１６１を生じさせ得る。残念なことに、現在の技術を用いてランダムノイズ変調信号でＩＣ内部にスペクトラム拡散クロックシステムを実装することは非常に難しい。
【０００６】
現在、クロック信号を拡散するための多くの方法がある。最も単純な方法は、クロックの周波数を変調するためにＰＬＬのプログラマブル分周器をディザ（ｄｉｔｈｅｒ）することであり、最も複雑な方法は、クロック信号の変調のための拡散関数を格納するためにルックアップテーブルを使用することである。どちらの方法もＶＣＯの周波数を拡散するため、滑らかな決定論的な周波数変調信号を生成する。米国特許５６１０９５５は第１の方法を示し、米国特許６３７７６４６Ｂ１は第２のアプローチを示す。先に説明されたように、これらの方法は、周波数においてＶＣＯを変調するための滑らかな決定論的関数を生成するので、スプリアスクロック放射信号のエネルギーレベルが依然として非常に集中する。米国特許５５０６５４５は、ＶＣＯを拡散するためにノイズソースによってランダム周波数変調信号を生成するアナログ的な解決策を提供する。この解決策は、クロック信号の周波数を拡散するために正確なランダムノイズを提供する。しかしながら、集積回路にこのアナログ設計を実装することは非常に難しい。
【０００７】
ＰＣＴ／ＵＳ０６／０６０５９９「拡散スペクトラムクロック生成器としての非線形フィードバック制御ループ」のＰＣＴ出願に示されている発明では、非線形フィードバック制御ループの周りに備わっているノイズを利用することにより、クロック信号の周波数を拡散するためのランダムノイズ変調信号をようやく生成できるようになったので、ランダムノイズ変調を備えたスペクトラム拡散クロック生成器をＩＣの内側に容易に作ることができる。非線形フィードバック制御ループを作るには、信号の周波数、位相、振幅、または到達（ａｒｒｉｖａｌ）を比較することによる４つの方法があり、ＶＣＯが大きな周波数拡散を生成できるため、スペクトラム拡散クロック信号を生成するためのより好ましい非線形フィードバック制御ループは、たとえば周波数ロックループおよび到達ロックループ（ａｒｒｉｖａｌ  ｌｏｃｋｅｄ  ｌｏｏｐ）などのＶＣＯをフィードバックモジュールとして使用するループである。ＶＣＯをフィードバックモジュールとして使用する２つの方法では、周波数ロックループは、よりレイテンシ遅延（ｌａｔｅｎｃｙ  ｄｅｌａｙ）を有し、周波数ロックループから生成されたクロック信号の変調周波数は、到達ロックループから生成されたクロック信号の変調周波数よりもつねに低いので、スペクトラム拡散クロックを生成するための好ましい方法は到達ロックループである。クロックの変調周波数は、３０ＫＨｚを超える可聴周波数範囲よりもはるかに上側であることが要求されるため、到達ロックループはこの要求を満足するためにはより良い解決方法である。しかしながら、非線形フィードバック制御ループからのランダム周波数拡散生成の原理が、サイクルスリップ（ｃｙｃｌｅ−ｓｌｉｐ）が起きて周波数拡散の期間をリセットするほど周波数拡散の期間が長くなるまで、周波数拡散の各サイクルについて何サイクルも微小ランダムな時間により周波数拡散期間を増加させることであるので。サイクルスリップは、ＶＣＯからのフィードバック信号の周波数拡散がランダムになる原因である。到達ロックループのフィードバック信号は、サイクルスリップを生成するために比較クロック信号の全サイクルを移動する必要があるため、到達ロックループ技術から微小周波数拡散を有するスペクトラム拡散クロック信号を生成することは非常に困難であった。この開示に示された新しい技術は、サイクルスリップを生成するためのフィードバック信号に対する移動の範囲を制限することによってこの問題をついに解決したので、今では、到達ロックループは微小ランダム周波数拡散を有するスペクトラム拡散クロック信号を容易に生成することができる。
【０００８】
ＰＣＴ／ＵＳ２００６／０６０５９９「拡散スペクトラムクロック生成器としての非線形フィードバック制御ループ」のＰＣＴ出願からは、誤差比較器（ｅｒｒｏｒ  ｃｏｍｐａｒａｔｏｒ）は、発振位相の相等しい半分の時間に誤差無しおよび誤差有り判定の両方を生成するため、非線形フィードバック制御ループが発振しているとき、誤差比較器の極性は反転され得ることも分かる。この概念からは、ランダム信号生成器６０２によって制御されるトグルスイッチ６００が、誤差比較器１１８の極性をランダムに反転させてスペクトラム拡散クロック信号の周波数拡散をさらにランダムにするために使われ得る。ランダム極性スイッチングは周波数拡散の乱雑さを改善する効果的な技術ではあるが、追加的なランダム信号生成器６０２が必要であり、ランダム信号生成器６０２を実装するための大量のハードウェアが必要である。この特許開示では、ランダム信号生成器６０２に必要とされるよりもはるかに少ないハードウェアを備えた極性反転スイッチ６００を制御するためのランダム信号を生成する新しい方法が示される。
【発明の概要】
【０００９】
発明の概要
この開示では、ランダム周波数変調および正確な可変周波数拡散を備えたスペクトラム拡散クロック信号を生成するための到達ロックループ技術１５４を使用した新しい技術が示される。到達ロックループ１５４は、正確な拡散制御を有する到達比較器（ａｒｒｉｖａｌ  ｃｏｍｐａｒａｔｏｒ）（３３０，３４０，３６０）、ループフィルタ１０６、およびＶＣＯ１０８の３つのモジュールを含む。この技術の原理は、到達ロックループ１５４を不安定にし、特定の周波数で発振させてＶＣＯ１０８から高周波出力信号３３２を周波数において拡散するための最終誤差補正出力（ｆｉｎａｌ  ｅｒｒｏｒ  ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ  ｏｕｔｐｕｔ）１１５に低周波変調信号を生成する。低周波変調信号の各サイクルにおける周波数拡散の期間も、到達比較器の入力１９１において周波数拡散の期間を小量にリセットするための、定時信号（ｐｕｎｃｔｕａｌ  ｓｉｇｎａｌ）３２８に対するサイクルスリップが生成されるほど周波数拡散の期間が長くなるまで、微小かつランダムな時間で何サイクルも増加する。周波数拡散の期間を成長およびリセットする工程は、永久に反復するので、最終誤差補正出力１１５上の低周波変調信号は、周波数拡散の各サイクルに対して位相、周波数、および振幅について完全にランダムになり、スペクトラム拡散クロック信号３３２のための理想的なランダム周波数拡散を生成する。
【００１０】
この技術を実装するために、定時到達比較器（ｐｕｎｃｔｕａｌ  ａｒｒｉｖａｌ  ｃｏｍｐａｒａｔｏｒ）、遅れ到達比較器（ｌａｔｅ  ａｒｒｉｖａｌ  ｃｏｍｐａｒａｔｏｒ）、早期到達比較器（ｅａｒｌｙ  ａｒｒｉｖａｌ  ｃｏｍｐａｒａｔｏｒ）の３つの到達比較器１９１が必要とされ、非線形到達ロックループ１５４は、ランダム低周波変調信号で変調されたスペクトラム拡散クロック出力信号を生成するために定時到達比較器を使用し、定時到達比較器で生成されたスペクトラム拡散クロック出力信号の周波数拡散を制限するためのサイクルスリップを生成するために早期到達比較器および遅れ到達比較器をも使用する。サイクルスリップを生成するための早期到達比較器および遅れ到達比較器で、スペクトラム拡散クロック信号の周波数拡散が正確に制御され、周波数拡散のピークからピーク（ｐｅａｋ−ｔｏ−ｐｅａｋ）の量が、定時信号３２８と早期信号３２６との間および定時信号３２８と遅れ信号３１６との間の到達時間差を調節することで容易に変化させられる。到達ロックループ１５４から生成されたスペクトラム拡散クロック出力信号はサイクルスリップを生成するために遠くまで移動する必要はないので、スペクトラム拡散クロック出力信号３３２における微小で、可変かつ正確な周波数拡散が生成される。
【００１１】
到達ロックループ１５４によって生成されるスペクトラム拡散クロック信号の周波数がクロックの中心周波数に近づいているとき、サイクルスリップはつねにランダムに起きるので、サイクルスリップ信号４０４は、到達比較器１９１からの出力信号の極性をトグル（ｔｏｇｇｌｅ）するために用いられて周波数拡散をさらにもっとランダム化する。その結果、到達比較器からの出力信号の極性をトグルするためにサイクルスリップ信号４０４をランダム信号として用いることは、ランダム信号生成器６０２のための大量のハードウェア量を節約することができる。
【００１２】
到達ロックループ１５４のための正確な拡散制御を有する到達比較器（３３０,３４０）を使用した技術は、微小かつランダムな周波数拡散を用いたスペクトラム拡散クロック信号を生成することができるが、到達ロックループ１５４は、サイクルスリップにより捕捉される可能性がある。したがって、捕捉されることを完全に防止するために、正確な拡散制御を有する到達比較器３６０のための２つのウォッチドッグ３９４が必要とされる。
【００１３】
本発明のこれとその他の特徴が、以下の図面を参照することにより詳細に示される。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
図面の簡単な説明
【図１】三角波信号およびランダム信号を用いて変調されたクロック信号のスペクトラムである（従来技術）。
【図２】基本的な非線形フィードバック制御ループを用いたスペクトラム拡散クロック生成器のブロック図である。
【図３】基本的な到達ロックループを用いたスペクトラム拡散クロック生成器のブロック図である。
【図４】正確な拡散制御を有する非線形到達ロックループを用いたスペクトラム拡散クロック生成器のためのブロック図である。
【図５】ディジタル到達ロックループの取得動作を示す図である。
【図６】到達閾値の交差を示す図である。
【図７】シングルエンド型判定出力を有する正確な非線形到達比較器の概略図である。
【図８】ダブルエンド型ポンプおよびシンク出力を有する正確な非線形到達比較器の概略図である。
【図９】クリア入力を有するダブルエンド型ポンプおよびシンク出力を有する正確な非線形到達比較器の概略図である。
【図１０】好適な実施形態としての正確な拡散制御およびシングルエンド型出力を有する正確な到達比較器のブロック図である。
【図１１】サイクルスリップの生成およびフィードバック信号のタイミング図である。
【図１２】他の実施形態として正確な拡散制御および極性反転トグルスイッチを有する正確な到達比較器のブロック図である。
【図１３】ランダム極性反転を有する非線形フィードバック制御ループを用いたスペクトラム拡散クロック生成器のブロック図である。
【図１４】極性反転を有する到達ロックループの取得動作を示す図である。
【図１５】極性反転のステートマシンのブロック図である。
【図１６】ランダム反転信号を生成するためのランダム信号生成器としてサイクルスリップ信号を用いるための概略図である。
【図１７】他の実施形態として正確な拡散制御およびランダム極性およびウォチドッグを有する正確な到達比較器のブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
本発明の詳細な説明
非線形誤差比較器１１８が不可避的に固有ループ遅延（ｉｎｈｅｒｅｎｔ  ｌｏｏｐ  ｄｅｌａｙ）による誤った判定を生成するため、図２に示される非線形フィードバック制御ループ１５０は、スペクトラム拡散クロック生成器になる。非線形誤差比較器１１８が誤った判定と同じだけ正しい判定を生成するとき、判定閾値の近辺の微小ノイズ変動は、非線形誤差比較器１１８の結果を変化させることができるので、非線形フィードバック制御ループ１５０は発振し、ループの発振は非線形誤差比較器１１８の判定閾値の近辺のランダムノイズによって変調される。
【００１６】
非線形誤差比較器１１８が一旦出力を生成すると、次の比較サイクルの終わりで新しい出力状態が生成されるまで出力は同じ状態に留まる。結果的に、非線形誤差比較器１１８は、誤差入力信号１１４がどんなに小さくとも、最終誤差補正出力１１５に対するディジタルＨまたはＬ出力状態のみを生成することができる。したがって、最終誤差補正出力１１５に対する誤差入力信号１１４の伝達関数は、ディジタル値となり、２つの安定的なディジタル出力状態のみを有し、最終誤差補正出力１１５は、誤差入力信号１１４の極性のみによって決定される。フィードバック制御ループの開ループ利得は、最終誤差補正出力１１５の微分（ｄｅｒｉｖａｔｉｖｅ）に対する誤差入力信号１１４の微分に等しいので、非線形フィードバック制御ループ１５０の実効的な開ループ利得は、誤差入力１１４がゼロの点における無限の利得を有するインパルス関数である。実際には、非線形フィードバック制御ループ１５０の開ループ利得は、正確にはインパルス関数にならず、内部ノイズにより僅かに広がる。非線形フィードバック制御ループの開ループ利得はゼロを超えていなければならないので、非線形フィードバック制御ループ１５０のフィードバック信号ＦＦＢ１１２は、基準入力信号ＦＲＥＦ１１０の近辺でつねにランダムに変動する。
【００１７】
スペクトラム拡散生成器として非線形フィードバック制御ループ１５０を用いる原理は、次式からフィードバック信号を解くことによって示され得る。
【００１８】
【数１】
2010506456.tif 000003
【００１９】
式１では閉ループ利得（βＡ）が無限であるとき、フィードバック信号１１２は、開ループ利得（Ａ）の極性に関わらず基準信号１１０と等しくなる。１次方程式を満足する正のＡおよび負のＡの２つの異なる解があるため、これらの解は不安定であり、双方の利得は同じ結果を生むのでシステムは正の開ループ利得Ａおよび負の開ループ利得Ａの間で発振する。
【００２０】
フィードバック制御ループの従来の理論では、フィードバック制御ループは、βＡ＝−１のときのみ発振することができる。というのは、この条件の下で基準入力なしでフィードバック出力信号が生成され得るからである。βＡ＝−１の条件は、しかしながら、発振の条件を満たすため、閉ループ利得の位相が正確に１８０度でなければならいと同時に閉ループ利得の振幅が正確に１でなければならないので非常に厳しいものである。発振器がβＡ＝−１の条件の下で動作しているとき、広い帯域にわたってβＡ＝−１を満たすことは、不可能ではないにしても非常で困難であり、基準入力信号１１０が発振出力信号を生成するのに必要でないので、発振器からの発振出力は狭帯域である。一方、非線形フィードバック制御ループがβＡ＝∞の条件の下で発振しているとき、それは広いバンド幅にわたり容易に起こりうるので、発振は広帯域である。さらに、基準入力信号１１０がなければ、非線形フィードバック制御ループ１５０からの広帯域発振は持続せず、ループは、電源供給線（ｐｏｗｅｒ  ｓｕｐｐｌｙ  ｒａｉｌ)へと押されて張り付く。
【００２１】
図３に示される、正確な到達比較器１８９を用いた基本的な非線形到達ロックループ１５２からのスペクトラム拡散クロック信号を生成する工程、あるいは図４に示される、正確な周波数拡散制御３３０を有する正確な到達比較器を用いた改良された非線形到達ロックループ１５４が、図５において説明される。図５では、初期におけるＶＣＯからのフィードバック信号１１２の周波数は、基準信号１１０の周波数よりもはるかに下回っていると仮定すると、到達比較器（１８９，３３０）はフィードバック信号１１２の周波数をポンプアップし、フィードバック信号１１２の周波数は、Ｔ１５５４において最終的に基準信号１１０の周波数と等しくなる。Ｔ１５５４において周波数同期が起こる前に、Ｔ０５５２において最後の到達同期が起こるものと仮定すると、Ｔ０５５２において周波数誤差ｆ０５３０は正であると考えられるので、フィードバック信号１１２の周波数は、Ｔ０５５２とＴ１５５４との間において、基準信号１１０の周波数よりもつねに遅い。したがって、フィードバック信号１１２の到達は、Ｔ０５５２において最後の到達同期が起きたのち、基準信号１１０の到達に延々と遅れをとり続け、Ｔ１５５４においてフィードバック信号１１２の遅れは最大に達する。
【００２２】
Ｔ１５５４の周波数同期点の後に、到達時間差の大きな違いにより、到達比較器（１８９，３３０）は、周波数差が負になるように、フィードバック信号１１２の周波数をポンプアップし続け、フィードバック信号１１２は、Ｔ１５５４後においてより速い信号になる。フィードバック信号１１２の到達は、速い周波数で、基準信号１１０の到達に追い着くために今度は進んでいる。フィードバック信号１１２の進みは、最終的に停止され、到達比較器（１８９，３３０）からの判定出力信号１２３の極性は、Ｔ２５５６で同期が再び起きたすぐ後にＴ３５６０で反転される。Ｔ３５６０は、正確な到達比較器（１８９,３３０）の正のランダムレイテンシ遅延により、つねにＴ２５５６の後に起きる。その結果、Ｔ１５５４の後の周波数差は負になるが、到達比較器（１８９,３３０）は、Ｔ１５５４における大きな到達時間誤差のため、フィードバック信号１１２の周波数をポンプダウン（ｐｕｍｐ  ｄｏｗｎ）するためにただちに判定１２３をひっくり返しはしない。到達比較器（１８９，３３０）は、到達時間誤差が完全に補正されＴ２５５６において最終的にゼロになったとき、最終的にその判定１２３をひっくり返そうとする。しかしながら、正確な到達比較器（１８９，３３０）の判定閾値の不確定な窓（ｗｉｎｄｏｗ)からのランダムな正のレイテンシ遅延時間により、到達比較器（１８９，３３０）の判定出力信号１２３は、少ししてからＴ３５６０において最終的にひっくり返され、フィードバック信号１１２の周波数は、拡散周波数のトップに達する。Ｔ３５６０において到達比較器（１８９，３３０）の出力信号１２３の極性がひっくり返されたのち、反対方向への新しいサイクルが開始し、フィードバック信号１１２の周波数は、つねにポンプアップまたはポンプダウンされ、到達同期点の間を絶えず跳ね返り、非線形到達ロックループ（１５２,１５４）は永久的に発振する。
【００２３】
２つの到達同期点Ｔ０５５２とＴ２５５６の間のフィードバック信号１１２の周波数拡散の期間は、０から基準信号１１０の期間の範囲をとる周波数同期点Ｔ１５５４における到達時間差の量に完全に依存する。したがって、周波数同期点Ｔ１５５４における到達時間差をランダム化することは、スペクトラム拡散クロック信号の周波数拡散をランダム化することである。周波数同期点Ｔ１５５４において到達時間差をランダム化する１つの方法は、周波数拡散の期間および到達時間差の量をゼロに近い小量にリセットするためのサイクルスリップが発生するほど周波数拡散の期間が長くなるまで、周波数拡散のすべてのサイクルについて微小ランダム量で何サイクルも到達時間差を増加させることである。周波数拡散の各サイクルにおけるフィードバック信号１１２および基準入力信号１１０の到達時間差は、周波数差がゼロのときつねにピークにあり、つねに任意の２つの後続の到達同期点の間のほぼ半分のところで起こる。フィードバック信号１１２および基準入力信号１１０との間の到達時間差は、それにも関わらず、サイクルスリップが起きて到達時間差をリセットしているので基準入力信号１１０の周期よりも長くなることはできない。結果として、サイクルスリップは、周波数差がゼロに近いときにつねに起きる。
【００２４】
正確な到達比較器（１８９,３３０）は、その誤差入力信号１１４の極性が状態を変化させた後だけその出力状態１２３を変化させ、前ではさせないので、正確な到達時間比較器（１８９,３３０）は、到達ロックループ（１５２,１５４）の周波数拡散のために必要とされる到達時間差の増加を生成することができる。正確な到達比較器（１８９,３３０）の出力１２３における状態変化は、正確な到達比較器（１８９,３３０）の判定閾値の近辺の不確定窓のサイズに基づく微小かつランダムな時間によって正確な到達比較器（１８９,３３０）の入力１１４における状態の変化よりもつねに遅く起きる。図５に示されるように、Ｔ０５５２とＴ１５５４の間において、フィードバック信号１１２の到達はつねに遅れをとっているので、フィードバック信号１１２の到達を進ませて再び到達同期点に達するために、到達ロックループ（１５２,１５４）に対してＴ１５５４からＴ２５５６についても同じ時間がかかる。Ｔ０５５２とＴ２５５６の間のすべての時間でフィードバック信号１１２は、一定速度でスルーイング（ｓｌｅｗｉｎｇ）するからである。それにも関わらず、正確な到達比較器（１８９,３３０）に出力１２３をひっくり返させるために、フィードバック信号１１２は判定閾値を越えなければならないので、到達比較器（１８９,３３０）は、Ｔ２５５６より少し後のＴ３５６０までその出力１２３をひっくり返さない。したがって、正確な到達比較器（１８９,３３０）の使用は、正確な到達比較器（１８９,３３０）の出力１２３が入力１１４によって実際に要求されるよりも僅かに長い期間について現在の状態を維持することを保証する。その結果、Ｔ１５５４とＴ３５６０の間は、Ｔ０５５２とＴ１５５４の間よりも微小かつランダムな時間だけ僅かに長くなる。
【００２５】
図６は、フィードバック信号１１２の到達がどのように判定閾値を越えるかの拡大図を示す。図６の横軸は、到達時間差であり、縦軸は、一定速度で到達する基準信号１１０の到達時間である。そして、３つの斜め線は、基準信号１１０の到達を越える、フィードバック信号１１２の到達前後の３つの可能な到達比較を示す。
【００２６】
Ａ３１０線は、到達時間差が符号変化に関係するとき、判定閾値の不確定窓（−ＴＵ３０４）の負の端の近辺でフィードバック信号１１２の到達が起こる場合を示す。Ａ３１０線の到達時間差は次のようである。ｔ＝−ＴＲにおいて負の窓より非常に大きく、ｔ＝０において不確定窓の負の端（−ＴＵ３０４）付近であり、ｔ＝ＴＲにおいて正の窓（ＴＵ３０２）と到達同期付近の範囲内であり、ｔ＝２＊ＴＲにおいて正の窓（ＴＵ３０２）の外側である。フィードバック信号１１２の到達がＡ３１０線に応じて基準信号１１０の到達を越えるとき、フィードバック信号１１２は、一度０とＴＵ３０２の間の正の不確定窓の内側に踏み入る。
【００２７】
Ｂ３０６線は、フィードバック信号１１２の到達がＡ３１０線と同じ速度で起こるときの場合を示し、フィードバック信号１１２の到達は、基準信号１１０の到達とほぼ同期する。Ｂ３０６線の到達時間差は次のとおりである。ｔ＝−ＴＲにおいてちょうど負の窓（−ＴＵ３０４）の外側にあり、ｔ＝０において僅かに負で到達同期付近にあり、ｔ＝ＴＲにおいて正の窓（ＴＵ３０２）の端の付近であり、ｔ＝２＊ＴＲにおいて正の窓（ＴＵ３０２）の外側である。フィードバック信号１１２の到達が、Ｂ３０６線に応じて基準信号１１０の到達を越えるとき、フィードバック信号１１２も、一度０とＴＵ３０２の間の正の不確定窓の内側に踏み入る。
【００２８】
Ｃ３０８線は、フィードバック信号１１２の到達が前の２つの場合よりもさらに速い速度で起こり、フィードバック信号１１２の到達が−ＴＵ３０４とＴＵ３０２との間の不確定窓全体を飛び越すことを示す。これが起こるとき、到達比較の結果は、より推測可能となり、周波数拡散はそれほどランダムにならない。
【００２９】
正確な到達比較器（１８９,３３０）が、判定閾値近辺の不確定窓による推測不可能レイテンシ遅延を生成するため、フィードバック信号１１２と基準信号１１０との到達時間差が負から正に変化するとき、フィードバック信号１１２は、少なくとも一度０とＴＵ３０２の間の正の不確定窓の内側に踏み入らなければならない。これが、非線形到達ロックループ（１５２,１５４）がランダム周波数変調を伴うスペクトラム拡散クロック出力信号を生成する方法である。同様に、フィードバック信号１１２と基準信号１１０との到達時間差が正から負に変化するとき、正確な到達比較器（１８９,３３０）が判定閾値近辺の不確定窓による推測不可能レイテンシ遅延を生成するため、フィードバック信号１１２が到達同期点を越えるとき、フィードバック信号１１２は、少なくとも一度０と−ＴＵ３０４との間の正の不確定窓の内側に踏み入らなければならない。
【００３０】
フィードバック信号１１２が−ＴＵ３０４とＴＵ３０２との間の不確定窓を飛び越さないことを保証するため、到達ロックループ（１５２,１５４）からのスルーレートまたは加速度（ａ）は、次のような到達比較期間内の不確定窓のサイズの半分よりもフィードバック信号１１２を押してはならない。
【００３１】
【数２】
2010506456.tif 000004
【００３２】
ここで、ＴＲは、到達比較サイクルの期間である。到達比較器からのチャージポンプ（ｃｈａｒｇｅ  ｐｕｍｐ）出力電流がＩアンペアであり、ループフィルタの容量がＣファラッドであり、ＶＣＯの同調感度（ｔｕｎｉｎｇ  ｓｅｎｓｉｔｉｖｉｔｙ）がＫＶＣＯヘルツ／ボルトであり、クロック分周器の分割がＮであると仮定すると、ループの閉ループ利得あるいはフィードバック信号のスルーレートまたは加速度（ａ）は、
【００３３】
【数３】
2010506456.tif 000005
【００３４】
となる。
【００３５】
図７に示される正確な到達比較器１８９は、遅れ到達信号が到達するとすぐに新しい判定１２３を生成し、２つの入力のそれぞれから、２つの到達イベントで到達比較サイクルが作られる。正確な到達比較器１８９は、ＰＦＤ１３３、極性選択回路１４２、および出力ラッチ１５６の３つのモジュールで作られる。２つのフリップフロップ（１２２,１１９）およびＡＮＤゲート１２６で作られるＰＦＤ１３３は、選択するための極性選択回路１４２への２つの到達信号を生成する。基準信号１１０の到達は、基準フリップフロップ１２２の出力において正の到達信号を生成し、フィードバック信号１１２の到達は、相補的なＶＣＯフリップフロップ１１９の出力において負の到達信号を生成する。極性選択回路１４２は、到達信号の極性が先に到達したどちらかを極性選択出力信号１４４として選択するので、最終極性出力１４４は、基準信号１１０が先に到達するとき正になり、フィードバック信号が先に到達するとき負になる。最終極性出力信号１４４は、それからポンプ３１２およびシンク（ｓｉｎｋ）３１４信号として到達比較サイクルの終りに出力ラッチ１５６に格納されて最終誤差補正出力１１５を生成するループフィルタ１０６を駆動するチャージポンプをイネーブルまたはディスエーブル（ｄｉｓａｂｌｅ）する。
【００３６】
遅れ到達信号の到達が、ＰＦＤ１３３のフリップフロップをクリアするリセット信号１２８を生成して到達比較サイクルを終了するので、到達比較器１８９の判定出力１２３が、現在の到達比較サイクルが終了するときのみ更新されるように、リセット信号１２８は、出力ラッチ１５６用のトリガ信号としても使用され得る。
【００３７】
図７に示された正確な到達比較器１８９は、極性選択回路１４２のフィードバック構成からの判定ロック機構により正確である。極性選択信号１４２は、２つのＡＮＤ／ＯＲ論理ゲート対で作られる。フィードバックを伴うＡＮＤ１３６／ＯＲ１３８論理ゲートの第１対は、一度、最終極性出力１４４の出力状態が早期到達信号によってアサートされると、遅れ到達信号が最終極性出力１４４の状態を変化させることを早期到達信号が阻止することを許す。そして、ＡＮＤ１４１／ＯＲ１４０論理ゲートの第２対は、第１対のＡＮＤ１３６／ＯＲ１３８論理ゲートからの最終極性判定出力１４４を生成する。基準信号１１０が先に到達するとき、第１対のＡＮＤ１３６／ＯＲ１３８論理ゲートのＡＮＤ１３６ゲート出力は先に正になり、正の最終極性判定信号１４４を生成し、第１および第２対の双方のＡＮＤ／ＯＲ論理ゲートのＯＲゲートが負になることを防止する。同様に、フィードバック信号１１２が先に到達するとき、第１対のＡＮＤ１３６／ＯＲ１３８論理ゲートのＯＲ１３８の出力は先に負になり、負の最終極性出力１４４を生成し、第１および第２対の双方のＡＮＤ／ＯＲ論理ゲートのＡＮＤゲートが正になることを防止する。したがって、最終極性出力１４４の出力状態は、双方のＰＦＤ１３３のフリップフロップがリセットされるとき、到達比較サイクルの終りまで最初の到達信号によって決まる状態に維持される。
【００３８】
フィードバック機構は、残念なことに、２つの入力信号間の到達時間差が、単一の論理ゲートの伝播遅延時間より小さいとき、フィードバック信号を生成するためにこの時間がかかるので、跳ね返り判定（ｂｏｕｎｃｉｎｇ  ｄｅｃｉｓｉｏｎｓ）を生成する。もし、フィードバック信号が生成される前に遅れ到達信号が到達するならば、フィードバック信号は遅れ到達信号を完全に阻止することはできず、跳ね返り判定が生成され得る。したがって、正確な到達比較器１８９は、＋／−（単一論理ゲートの伝播遅延）の判定不確定窓を示す。幸運なことに、跳ね返り判定は、ＡＮＤ１４１およびＯＲ１４０ゲートの性質により正確な到達比較器１８９へ誤り出力を生成することはない。基準信号１１０が早く到達するとき、第２対のＡＮＤ１４１／ＯＲ１４０論理ゲートのＡＮＤ１４１ゲート出力における最終極性信号１４４は正になり、最終的に正のポンプ信号３１２となって、最終極性出力１４４がラッチされたのちソースチャージポンプ１２７をイネーブルする。跳ね返り判定により誤った負の出力状態がラッチされたとしても、ラッチされたポンプ３１２出力における負の出力はソースポンプ１２７をイネーブルすることはできないので、跳ね返り判定は、ソースチャージポンプ１２７から誤った出力を生成することはない。複数の入力のうちどれか１つが正のときＯＲ１４０ゲートは正の出力を生成するので、シンクチャージポンプ１２９は完全にディスエーブルされ、誤った出力を生成することもないため、第２対のＡＮＤ１４１／ＯＲ１４０論理ゲートのＡＮＤ１４１ゲート出力における跳ね返り判定が生成されるすべての時間で、第２対のＡＮＤ１４１／ＯＲ１４０論理ゲートのＯＲ１４０ゲート出力はつねに正に留まる。同様に、フィードバック信号１１２が先に到達するとき、第２対のＡＮＤ１４１／ＯＲ１４０ゲートのＯＲ１４０ゲート出力における最終極性信号１４４は、負になり、最終極性信号１４４がラッチされたのち最終的には正のシンク信号３１４になってシンクチャージポンプ１２９をイネーブルする。跳ね返り判定により最終極性出力１４４に誤った正の出力がラッチされたとしても、ラッチにおける正入力は負のシンク信号３１４となり、シンクチャージポンプ１２９をイネーブルしないので、跳ね返り判定は、シンクチャージポンプ１２９から誤った出力を生成しない。複数の入力のうちどれか１つが負のときＡＮＤゲートは負の出力を生成するので、ソースチャージポンプ１２７は完全にディスエーブルされ、誤った出力を生成することもないため、第２対のＡＮＤ１４１／ＯＲ１４０論理ゲートのＯＲ１４０ゲート出力において跳ね返り判定が生成されるすべての時間で、第２対のＡＮＤ１４１／ＯＲ１４０論理ゲートのＡＮＤ１４１ゲート出力はつねに負に留まる。その結果、図７に示される正確な到達比較器１８９は、正しい出力を生成するか、あるいは出力を全く生成しないが、間違った極性で誤った出力を生成することは決してない。
【００３９】
図７に示されるとおり、正確な到達比較器１８９の誤差入力１１４が正側から負側にスルー（ｓｌｅｗ）するとき、正確な到達比較器１８９の判定出力１２３は、したがって、誤差入力信号１１４がまだ正側にある限り決して負にならない。もし、到達時間差が小さくかつ判定不確定窓の範囲にあり、跳ね返り判定が生成されるならば、誤差入力信号１１４が負側に移ったのちでも、正確な到達比較器１８９の判定出力１２３は、正に維持する可能性はある。それにも関わらず、正確な到達比較器１８９の判定出力１２３は、いつでも負になる可能性がある。正確な到達比較器１８９の判定出力１２３が一度負になると、判定出力１２３は、永久的に負に維持し、誤差入力信号１１４の極性が再び変化されるまで決して正になることはない。正確な到達比較器１８９は、図７に示されるとおり、正確な到達比較器１８９の判定出力１２３における状態の変化が、正確な到達比較器１８９の誤差入力１１４における状態の変化よりもつねに遅いことを保証し得る。
【００４０】
図８に示されるとおり、正確な到達比較器１８９のシングルエンド型出力は、簡易化され、ダブルエンド型ポンプ出力３１２およびシンク出力３１４で置き換えられ得る。ダブルエンド型出力１９１を備えた到達比較器は、設計においてより簡易であるが、最終的にダブルエンド型ポンプ３１２およびシンク３１４出力をシングルエンド出力に変換してＶＣＯ１０８用の最終誤差補正出力１１５となる何がしかの手段を要求する。図９に示すとおり、必要とされれば、到達比較器１９３をデフォルト状態に復帰させるため、ＣＬＲ３１７入力がダブルエンド型出力を備えた到達比較器に付け加えられ得る。
【００４１】
周波数同期点において、到達時間差が基準信号１１０の周期よりも長いときのみ、サイクルスリップが起こるので、サイクルスリップを生成するために、フィードバック信号１１２にとって移動するのに長い時間をとる可能性があり、ランダム周波数変調信号の周期は非常に長くなり得る。残念なことに、変調信号の周波数が可聴周波数範囲に落ち込み得るので、スペクトラム拡散クロック生成器にとって長い変調信号周期は望ましくない。図１０に示されるとおり、サイクルスリップを生成するためのフィードバック信号１１２に必要とされる移動時間を減少させ、ランダム変調信号の周波数を増加させる一つの方法は、サイクルスリップを生成するための早期到達比較器および遅れ到達比較器を用いることにより、フィードバック信号１１２、ここでは定時信号３２８と呼ばれるべきであるが、はサイクルスリップを生成するために遠くへ移動する必要がない。図１０に示されるような、正確な拡散制御を有する正確な到達比較器３３０のこの設計では、もし補正がなされなければ早期信号３２６が到達していたであろう時間に定時信号３２８の次の到達が起きるようにＶＣＯで生成される３つのフィードバック信号のすべての到達を進めるため、基準信号１１０が早期信号３２６よりも早く到達するとすぐに、早期到達比較器はポンプ信号３１２を生成し、ワンショット生成器３２４をトリガしてワンショット生成器３２４のクロック周期の半分と等しい期間だけ補正信号を生成する。同様に、もし補正なされなければ遅れ信号が到達していたであろう時間に定時信号３２８の次の到達が起きるようにＶＣＯで生成される３つのフィードバック信号のすべての到達を遅らせるため、基準信号１１０が遅れ信号３１６よりも遅く到達するとすぐに、遅れ到達比較器はシンク信号３１４を生成し、もう一つのワンショット生成器３２４をトリガしてワンショット生成器３２４のクロック周期の半分と等しい期間だけ補正信号を生成する。早期３２６、定時３２８、遅れ３１６のすべての３つのフィードバック信号は、プログラム可能なクロック分周器３３４で作ったステートマシンによって、固定位相オフセットを有するＶＣＯからの同じ高周波クロック信号３３２から生成され、これらのすべての３つのフィードバック信号は、基準入力信号１１０からの同じ到達と比較される。ステートマシン分周器３３４は、ステートマシン用のクロック分割の量を選択するための進み入力３１８および遅延入力３２０の２つの制御入力信号を要求する。通常状態の動作では、進み入力３１８および遅延入力３２０の両方とも偽のとき、ステートマシン３３４は単純にその出力状態を１つずつ順番に増加する。調整状態の動作では、ステートマシン３３４は、進み入力３１８が真のとき、その出力を２つずつ増加させることもできるし、あるいは遅延入力３２０が真のとき、増加せずに現在の状態を維持することもできる。したがって、クロック分周器のステートマシン３３４から生成されたクロック信号の到達は、希望するようにステートマシンのクロック周期の倍数の任意時間だけ進められるか、または遅らせ得る。ステートマシンクロック分周器３３４用のクロック信号は、高周波フィードバッククロック３３２のように呼ばれ得る。
【００４２】
早期信号３２６と定時信号３２８との間および定時信号３２８と遅れ信号３１６との間の到達時間差は同じであり、これらの到達時間差は、ステートマシンのクロック信号３３２の周期か、周期の倍数と等しく、また、サイクルスリップを生成するステートマシンクロック分周器３３４用の進み３１８および遅延３２０信号を生成するワンショット生成器３２４のためのクロック信号３２２の半周期（ＴＣＳ３９２）とも等しい。正確な拡散制御３３０を備えた正確な到達比較器フィードバック信号の到達のタイミング図ならびにサイクルスリップクロック３２２およびワンショット３２４の出力のタイミング図が、図１１のように示される。ワンショット生成器３２４のクロック信号３２２は、理想的には５０％のデューティーサイクルを有するべきである。その結果、ワンショット生成器３２４からの進み入力３１８が真のとき、すべての時間で次の状態を飛ばすことにより、ステートマシンクロック分周器から生成されるすべてのフィードバック信号の到達を進ませるため、基準信号１１０が早期信号３１６よりも早く到達するとき、早期到達比較器からのポンプ出力３１２は、ワンショット生成器３２４をトリガして早期信号３２６と定時信号３２８との間の到達時間差と等しい時間だけパルスを生成する。同様に、ワンショット生成器３２４からの遅延入力３２０が真のとき、ステートマシン分周器３３４を現在の状態に維持させ、すべての時間でステートマシンクロック分周器から生成されるすべてのフィードバッククロック信号の到達を遅らせるため、基準信号１１０が遅れ信号３２６よりも遅く到達するとき、遅れ到達比較器からのシンク出力３１４は、もう一つのワンショット生成器３２４をトリガして遅れ信号３１６と定時信号３２８との間の到達時間差と等しい時間だけパルスを生成する。
【００４３】
ステートマシン分周器３３４の通常状態において、進み入力３１８および遅延入力３２０の両方が偽のとき、ステートマシン分周器３３４はすべての状態が一度アクセスされるまで１つ１つ順番に出力状態を増加し続け、全工程がそれ自身何度も繰り返される。たとえば、１６状態を生成するために、１６分周の分周器がステートマシン分周器３３４として用いられ得る。ステートマシン分周器３３４の出力状態は、状態１から状態１６へ順番に実行されて、一度すべての１６出力状態がアクセスされたら、状態１に戻って全工程を再び開始する。遅延入力３２０は、遅延入力３２０が真のとき、ステートマシン分周器３３４からの出力信号の周期がより長くなるように、現在の状態を維持するためにステートマシン分周器３３４を保持することができる。遅延入力３２０が、ステートマシン３３４分周器への高周波クロック入力信号３３２の周期の間で真のとき、ステートマシン分周器３３４からの次の出力信号の到達は、高周波クロック入力３３２のクロック周期だけ遅れて起こる。一方で、進み入力３１８は、進み入力３１８が真のとき、ステートマシン分周器３３４からの出力信号の周期が短くなるように、ステートマシン分周器３３４を次の状態に飛び越させることができる。進み入力３１８が、ステートマシン３３４分周器への高周波クロック入力信号３３２の周期の間で真のとき、ステートマシン分周器３３４からの次の出力信号の到達は、高周波クロック入力３３２のクロック周期だけ早く到達する。
【００４４】
たとえば、高周波フィードバック信号３３２によってクロック入力されたプログラム可能な１６分周の分周器が、ステートマシンクロック分周器３３４として用いられ、早期３２６、定時３２８、および遅れ３１６を生成して基準信号１１０の到達と比較されることを想定する。到達比較サイクルの周期は、高周波フィードバック信号３３２の１６クロック周期と等しいか、または、基準入力信号１１０の周期と等しい。早期３２６と定時３２８信号との間の到達時間差が基準信号１１０の周期の１／１６または高周波クロック信号３２２のサイクルであると仮定すると、ワンショット生成器３２４へのクロック入力信号３２２の周期は、したがって、基準信号１１０の周期の１／８になる。ワンショット生成器３２４は、クロック入力信号３２２の周期の半分と等しい時間において出力パルスを生成するので、ワンショット生成器３２４は、到達比較クロックサイクルの１／１６またはステートマシン分周器３３４用の高周波フィードバック信号３３２の全周期と等しい時間において補正信号を生成することができ、ステートマシン分周器３３４への補正周期が、早期信号３２６と定時信号３２８との間および定時信号３２８と遅れ信号３１６との間の到達時間差と等しくなる。早期到達比較器のポンプ出力３１２が真になるとき、定時信号３２８の次の到達が、ステートマシン分周器３３４への進み入力３１８が真でなければ進み入力信号３２６が到達していたであろう時間に到達するように、ステートマシン分周器３３４は、クロック分周器からのすべての出力信号を進ませる。同様に、遅れ到達比較器のシンク出力３１４が真のとき、定時信号３２８の次の到達が、ステートマシン分周器３３４への遅延入力３２０が真でなければ遅れ入力信号３１６が到達していたであろう時間に到達するように、ステートマシン分周器３３４は、ステートマシンクロック分周器３３４からのすべての出力信号を遅らせる。サイクルスリップは、このように生成される。サイクルスリップをトリガするために、基準入力信号１１０の周期のわずか一部分であり得る、早期到達比較器および遅れ到達比較器によって生成されたサイクルスリップで、定時信号３２８は、早期３２６と定時３２８信号との間または遅れ３１６と定時３２８信号との間の到達時間差より長く移動する必要があるだけである。早期信号３２６と定時信号３２８との間および定時信号３２８と遅れ信号３１６との間の到達時間差は、スペクトラム拡散クロック出力の周波数拡散の量を決定するので、スペクトラム拡散クロック出力信号上の周波数拡散の量は容易に調整され得る。周波数拡散の量および発振の周波数は、次のように計算される。
【００４５】
サイクルスリップが起きる前にＶＣＯからの信号が継続的に傾斜（ｒａｍｐ）をつけることができる最大の合計時間が、定時信号３２８が到達同期点から傾斜をつける時間にも等しいＴｐに等しいと仮定すれば、Ｔｐは、したがって、
【００４６】
【数４】
2010506456.tif 000006
【００４７】
に等しくなる。
【００４８】
上の数式の左辺は、定時信号３２８が傾斜期間Ｔｐの間に移動する距離である。上の数式の右辺は、早期信号３２６と定時信号３２８との間の距離の比であり、Ｍは、基準入力信号１１０のサイクルの距離に対して早期信号３２６が定時信号３２８よりも進んでいる、高周波クロック信号３２２のクロック数である。上の数式から、ピークからピークの周波数拡散Δｆおよび発振ＴＯＳＣの周期が次のように計算することができる。
【００４９】
【数５】
2010506456.tif 000007
【００５０】
【数６】
2010506456.tif 000008
【００５１】
ワンショット生成器３２４は、パルス出力を出力するためにトリガ入力およびクロック入力３２２の２つの入力を必要とする非常によく知られた技術である。トリガ入力が真になった直後に、トリガ入力がクロック入力信号３２２の２周期よりも長い間、真を維持しているのならば、安定出力パルスが生成される。出力パルスの持続は、それがクロック入力信号３２２の非トリガ部から生成され得るので、クロック入力信号３２２の半周期になり得る。したがって、ワンショット生成器３２４へのクロック入力信号３２２は、ステートマシン分周器３３４からの出力信号をどれくらい遅らせるか、または進めるかを決定するので、サイクルスリップクロック３２２（ＣＳｃｌｏｃｋ）と呼ばれ得る。そして、サイクルスリップ信号３２２は、進み３１８および遅延３２０信号を正確に生成するため、理想的には５０％デューティーサイクルを有するべきであり、サイクルスリップクロックは、高周波フィードバック信号３２２から生成されるべきである。
【００５２】
正確な拡散制御３３０を備えた正確な到達比較器を用いた非線形到達ロックループ１５４が発振しているとき、定時到達比較器は、ＶＣＯ１０８の周波数を変調するためにランダム線形周波数傾斜変調信号（ｒａｎｄｏｍ  ｌｉｎｅａｒ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｒａｍｐｉｎｇ  ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  ｓｉｇｎａｌｓ）を最終誤差出力１１５に生成する。そして、定時信号３２８にサイクルスリップが生成され、周波数拡散の周期がゼロに近い小さい量にリセットされるように長くなるまで、周波数拡散の持続は、サイクルごとに長くなる。理想的には、線形周波数傾斜のすべてのサイクルが推測不可能および真にランダムであり、サイクルスリップを生成するのに十分な周波数拡散の周期を大きくするために線形周波数傾斜の多くのサイクルを取ることでサイクルスリップが頻繁に生成されることがないように、周波数拡散の周期の増加は、線形周波数傾斜のすべてのサイクルでランダムかつ微小であるべきである。しかしながら、低周波変調の各サイクルにおいて周波数拡散の増加は、正確な到達比較器１９１のランダムレイテンシ遅延時間によって決定されるので、定時信号３２８がランダムレイテンシ遅延周期の間に長距離移動するのならば、定時信号３２８の周波数拡散の増加は大きくなる可能性がある。残念なことに、到達同期が起きてランダムレイテンシ遅延周期の間に定時信号がいつも長い距離を移動するとき、定時信号３２８の周波数拡散がつねにそのピーク周波数にあるので、これは到達ロックループ１５４の場合について起こる。その結果、定時信号３２８の周波数拡散の増加は、つねに大きい。このため、周波数拡散のトップは、非常に頻繁に達せられ、到達ロックループ１５４のスペクトラム拡散クロック生成器の周波数拡散は、完全なランダムではない。
【００５３】
したがって、到達ロックループ１５４から生成された周波数拡散のランダムさ（ｒａｎｄｏｍｎｅｓｓ）を改善する最良の解決方法は、判定不確定窓のサイズを単に減少させることである。判定不確定窓のサイズは、伝播遅延時間の量と回路に要求される先端の製造プロセスとによって決定される。残念なことに、この解決方法は、つねに実際的というわけではない。到達ロックループ１５４から生成された周波数拡散のランダムさを改善する他の解決方法は、図１２に示されるように、到達比較器１９１からの判定出力信号の極性をランダムにトグルすることである。
【００５４】
非線形フィードバック制御ループ１５０は、非線形フィードバック制御ループ１５０が発振しているとき、相等しい半分の時間だけ正しいおよび誤った出力を生成するので、非線形フィードバック制御ループ１５０が発振しているとき、非線形誤差比較期１１８からの判定出力信号１２３の極性は反転され得る。したがって、非線形誤差比較期１１８からの判定出力信号１２３の極性をランダムにひっくり返し、図１３で説明されるブロック図６０８に示されるように、非線形フィードバック制御ループからのスペクトラム拡散クロック出力をさらにランダム化するため、ランダム信号生成器６０２によって制御されるトグルスイッチ６００を用いることが可能である。
【００５５】
ランダム信号生成器６０２は、ランダム信号を生成する回路である。ディジタル回路を用いたランダム信号生成器を実装するための一般的な方法は、多くのフリップフロップを備えたフィードバックループを用いる最長シーケンス技術（ｍａｘｉｍｕｍ  ｌｅｎｇｔｈ  ｓｅｑｕｅｎｃｅ  ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ）を使用することである。理論的には、もしフリップフロップ数がＮであるならば、最長シーケンス生成器から生成される出力状態の最大数は、２Ｎ−１であり、最長シーケンス生成器からの出力信号は、それ自体を反復する前に２Ｎ−１状態を有する。Ｎの数が大きくなるとき、最長シーケンス生成器からの出力信号は、したがって、近似的にランダムになる。最長シーケンス生成器は、スペクトラム拡散通信アプリケーションにおいて非常に一般的である。ディジタルランダム信号生成器が通常ランダムチップ生成器と呼ばれるように、この出願では、それぞれのデータビットは、最長シーケンス生成器から生成されたランダム信号で拡散されて、２Ｎ−１のランダムチップ（ｒａｎｄｏｍ  ｃｈｉｐｓ）になる。どのように呼ばれるかに関わらず、ランダム信号生成器またはランダムチップ生成器は単にランダム出力信号を生成する装置である。
【００５６】
しかしながら、もし、図１３に示されるようにランダム極性トグルの技術を到達ロックループ（１５２,１５４）に実装するならば、到達ロックループ（１５２,１５４）は、極性の反転が起きるとき、到達時間差である記憶（ｍｅｍｏｒｙ）を有するので、正確な到達比較器（１８９,３３０）からの判定出力１２３に対するランダムなトグルは、記憶の極性をトグルせずに、大きな周波数拡散を生成し得る。サイクルスリップが生成されるまで、到達ロックループ（１５２、１５４）が周波数拡散の方向を再びひっくり返すことはできないからである。残念なことに、極性反転後にフィードバック信号１１２の到達が間違った方向に向っているので、極性反転が起きたのちサイクルスリップが到達するのは非常に時間がかかり、スペクトラム拡散クロック出力の周波数拡散は、望まれないほど非常に大きい可能性がある。たとえば、図５の時間Ｔ３５６０後の続きである一般的な周波数拡散サイクルが図１４に説明されている。定時到達比較器がその判定出力信号１２３の極性を反転して時間Ｔ３５６０で負になり、周波数拡散の新しいサイクルが開始することを想定する。Ｔ３５６０後のこの現行の周波数傾斜サイクルでは極性反転は起きないものと仮定すると、到達比較器（１８９,３３０）の判定出力１２３が負になって、フィードバック信号１１２の到達を遅らせるように、フィードバック信号１１２の周波数は、時間Ｔ３５６０の後にさらに速くなっているので、フィードバック信号１１２の到達は、基準信号１１０の到達よりも早い。フィードバック信号１１２の到達は、到達比較器（１８９,３３０）からの負の補正によって遅くされ始める。しかしながら、フィードバック信号１１２の周波数がまだはるかに高いのでフィードバック信号１１２の到達は、基準信号１１０の到達よりもまだ早く、Ｔ３５６０の後、到達時間差は負に大きくなり続ける。Ｔ４において周波数誤差が最終的にゼロになるとき到達時間差は最大に達する。しかしながら、到達比較器（１８９,３３０）からの出力の極性は、到達時間同期が最終的に起きたのちのＴ５５６５まで反転されない。Ｔ３５６０およびＴ４５６２の間の時間は、正確な到達比較器（１８９,３３０）のランダムな正のレイテンシ遅延時間によりＴ４５６２およびＴ５５６５の間の時間よりわずかに短い。もし、Ｔ４５６２の時間の前にＴ６５６６において極性反転が起きれば、到達時間誤差の極性はまだ負であり、フィードバック信号１１２の到達は基準入力信号１１０よりも先であり、フィードバック信号１１２の周波数が基準入力信号１１０の周波数よりもまだ高いので、Ｔ６５６６における極性反転はフィードバック信号１１２の到達を基準信号１１０よりさらに先に到達させ続ける。前回の比較サイクルの基準信号１１０の到達に達して傾斜の方向を反転するためのサイクルスリップを生成するためにフィードバック信号１１２の到達は、フィードバック信号１１２のほぼ全周期の距離だけ傾斜がつかなければならないため、近いうちに周波数拡散の方向が反転するサイクルスリップはないので、長い周波数拡散が不可避である。
【００５７】
ランダム極性反転による長い周波数拡散の問題を回避する最も簡単な解決方法は、フィードバック信号１１２の周波数拡散が方向をすばやく変化させることを防止することである。そうすると、ループフィルタ１０６用に大きな時定数が必要とされ、ループ記憶の極性を同時にトグルさせないで到達比較器（１８９,３３０）からの判定出力信号１２３の極性がランダムにトグルされるとき、ループの発振周波数は低くなければならない。先に説明したように、残念なことに、低周波変調信号は、スペクトラム拡散クロック生成器にとって望ましくないので、この解決方法は完全な解決方法からは遠い。
【００５８】
大きな周波数拡散問題を回避するための最良の解決方法は、到達比較器（１８９,３３０）からの判定出力信号１２３の極性がトグルされるとき、ループ記憶の極性も同時にトグルすることである。前の例のように、ループ記憶の極性をトグルすると、Ｔ６５６６において到達比較器（１８９,３３０）からの判定出力の極性が反転されたのち、記憶は正になる。極性反転後のフィードバック信号１１２の到達は、今や基準信号１１０の到達に対して遅れている。結果的に、Ｔ６５６６において極性反転が起きたのち、フィードバック信号１１２の到達が進んでいるので、新しい到達時間同期がＴ７５６８においてすぐに起こることができ、長い周波数拡散が回避され、Ｔ３５６０とＴ６５６６との間の時間は、Ｔ６５６６とＴ７５６８との間の時間とほぼ同じになる。到達比較器（１８９,３３０）からの判定出力信号１２３の極性の反転は、短い時間しか持続せず、極性が反転した以前の現在のサイクルが移動した時間と同じ時間しか持続しない。この原理に基づき、極性反転のためのステートマシンは次のアルゴリズムの下で動作する。
【００５９】
極性反転のためのステートマシン３８６は、５つのモジュールを含む。
【００６０】
１．カウントモジュール４２６は、以下を含む。
Ａ．高周波クロック３９０によってクロック入力される飽和型Ｎビットアップ／ダウンカウンタ３８４は、Ｕ／Ｄ入力６０４、ホールド入力４２８、リセット入力４３０、トップカウント出力４３２、ボトムカウント出力４３４、デフォルトカウント出力４３６、デフォルトカウント−１出力４３８、およびデフォルトカウント＋１出力４４０を有する。
Ｂ．ＯＲゲート４４２は、２つのＡＮＤゲート４４４および４４６からホールド４２８入力を生成する。最終極性出力６０４およびトップカウント出力４３２が真のとき、ＡＮＤゲート４４４は真になる。ボトムカウント４３４が真である一方で、最終極性出力６０４が偽のとき、ＡＮＤゲート４４６は真になる。
【００６１】
２．アップ／ダウンモジュール４２０は、以下を含む。
Ａ．高周波クロック３９０によってクロック入力されるアップ／ダウンフリップフロップ３７４は、イネーブル入力と、セットおよびリセット入力と、到達比較器１９１からのアップ／ダウン判定出力の現在の状態を格納するためのアップ／ダウン判定出力１２３とを有する。
Ｂ．ＡＮＤゲート４４８は、アップ／ダウンフリップフロップ３７４へのセット入力を生成し、到達比較器１９１のポンプ３１２出力信号が真で、アップ／ダウンフリップフロップ３７４からの判定出力１２３が偽のとき、ＡＮＤゲート４４８の出力は真になる。
Ｃ．そしてＡＮＤゲート４５０は、アップ／ダウンフリップフロップ３７４へのリセット入力を生成し、到達比較器１９１のシンク３１４出力信号およびアップ／ダウンフリップフロップ３７４からの判定出力１２３が両方とも真のとき、ＡＮＤゲートの出力４５０は真になる。
【００６２】
３．トグルモジュール４２４は、以下を含む。
Ａ．高周波クロック３９０によってクロック入力され、イネーブル入力、セットおよびリセット入力を備えるトグルフリップフロップ３８２は、極性反転トグルスイッチ６００へのトグル制御４５４出力信号を生成する。
Ｂ．トグル制御出力４５４とカウント４２６モジュールからのデフォルトカウント出力４３６とが共に偽の間で反転入力５７２が真のとき、ＡＮＤゲート４５６は、トグルフリップフロップ３８２へのセット入力信号を生成し、ＡＮＤゲート４５６の出力は真になる。
Ｃ．ＯＲゲート４５８は、２つのＡＮＤゲート４６０および４６２からの出力を結合してトグルフリップフロップ３８２へのリセット入力信号を生成する。カウントモジュール４２６からのデフォルトカウント＋１  ４４０が真で、最終極性出力６０４は偽であるとき、ＡＮＤゲート４６０は真になる一方、デフォルトカウント−１  ４３８および最終極性出力６０４が共に真のとき、ＡＮＤゲート４６２は真になる。
【００６３】
４．リセットモジュール４２２は、
Ａ．高周波クロック３９０によってクロック入力され、イネーブル入力およびデータ入力を有し、アップ／ダウンカウンタ３８４へのリセット信号４３０を生成するためのリセットフリップフロップ３８０と、
Ｂ．アップ／ダウンフリップフロップ３７４に対する状態変化を組み合わせることにより、リセットフリップフロップ３８０へのデータ入力を生成するためのＯＲゲート４６４と、を含む。
【００６４】
５．そして最終極性出力６０４としてアップ／ダウン判定１２３出力からの通常出力またはアップ／ダウンモジュール４２０からの反転アップ／ダウン判定１２３出力のどちらかを受けるために、トグル制御信号４５４信号によって制御される極性反転スイッチ６００。
【００６５】
定時到達比較器１９１からの２つの入力と、ポンプ３１２信号と、シンク３１４信号と、ランダム信号生成器６０２または出力信号をランダムに生成するソースからの分離された反転５７２入力とを必要とする、極性反転のステートマシン３８６は、図１５に示されるように実装され得る。定時到達比較器１９１からの２つの入力、ポンプ３１２、およびシンク３１４は、ポンプ３１２およびシンク３１４信号の代わりに、図７に示されるような到達比較器の判定出力１２３を用いて１つに結合され得る。しかしながら、もしそうするのならば、もう２つの電流源が必要である。アップ／ダウンフリップフロップ３７４からの判定出力１２３は、飽和型Ｎビットアップ／ダウンカウンタ３８４と、ループフィルタ１０６を駆動するポンプ出力ドライバへの最終極性出力６０４として、通常の判定出力１２３またはアップ／ダウンフリップフロップ３７４からの反転判定出力のどちらかを選択するトグルスイッチ６００にデータとして送り込まれる。
【００６６】
アップ／ダウンフリップフロップ３７４の現在の状態が真（Ｈ）またはアップのとき、定時到達比較器１９１からの真のシンク３１４信号は、アップ／ダウンフリップ３７４を偽（Ｌ）またはダウンにリセットする。アップ／ダウンフリップ３７４の現在の状態が偽（Ｌ）またはダウンのとき、定時到達比較器１９１からの真のポンプ３１２信号は、アップ／ダウンフリップ３７４を真（Ｈ）またはＵＰにセットする。アップ／ダウンフリップ３７４の出力は、すべての他の条件に対して現在の状態に留まらせる。
【００６７】
アップ／ダウンフリップ３７４の現在の状態が、アップ／ダウンフリップ３７４の次の状態と等しくないとき、リセットフリップフロップ３８０は、真になって飽和型アップ／ダウンカウンタ３８４をデフォルト状態４３６にリセットする。飽和型アップ／ダウンカウンタ３８４のデフォルト状態（２Ｎ−１）４３６は、飽和型アップ／ダウンカウンタ３８４のトップカウント４３２およびボトムカウント４３４の中間である。
【００６８】
トグルフリップフロップ３８２は、
１．トグルフリップフロップ３８２の現在の状態がセットではなく、かつ、
２．飽和型アップ／ダウンカウンタ３８４の現在の状態がデフォルト状態ではなく、かつ飽和もせず、かつ、
３．反転入力５７２が真であるとき、
にセットされる。
【００６９】
トグルフリップフロップ３８２は、
１．飽和型アップ／ダウンカウンタ３８４の現在の状態がデフォルトカウント−１[（２Ｎ−１）−１]４３８であり、アップ／ダウン制御６０４が真（アップ）または、
２．飽和型アップ／ダウンカウンタ３８４の現在の状態がデフォルトカウント＋１[（２Ｎ−１）＋１]４４０であり、アップ／ダウン制御６０４が偽（ダウン）であるとき、
にリセットされる。
【００７０】
トグルフリップフロップ３８２がセット状態のとき、アップ／ダウンフリップフロップ３７４、リセットフリップフロップ３８０、トグルフリップフロップ３８２は、現在の状態を変化することを許されない。
【００７１】
飽和型アップ／ダウンカウンタ３８４は、飽和可能なカウンタであるので、飽和型アップ／ダウンカウンタ３８４はオーバーフローまたはアンダーフローすることができない。アップ／ダウンカウンタ３８４の状態がトップカウント４３２に達し、アップ／ダウンカウント制御６０４が真のとき、ホールド入力４２８信号は真になって、飽和型アップ／ダウンカウンタ３８４の状態はトップカウント４３２のまま留まる。アップ／ダウンカウンタ３８４の状態がボトムカウント４３４に達し、アップ／ダウン制御６０４が偽のとき、ホールド入力４２８信号も真になり、飽和型アップ／ダウンカウンタ３８４の状態はボトムカウント４３４に留まる。トグルフリップフロップ３８２がセット状態ではない間に定時到達比較器１９１が周波数拡散の方向を反転する新しい判定をするときはいつでもＮビットアップ／ダウンカウンタ３８４がリセットされるので、Ｎビットアップ／ダウンカウンタ３８４は、極性反転入力が真になる前の周波数傾斜の現在のサイクル移動時間の間において記憶を保持する。
【００７２】
定時到達比較器１９１が周波数拡散の方向を反転する出力を生成し、かつトグルフリップフロップ３８２がセット状態ではないならば、アップ／ダウンフリップフロップ３７４は出力状態１２３の状態を新しい状態に変化させ、アップ／ダウンカウンタ３８４は、その後デフォルト状態４３６にすぐリセットされる。アップ／ダウンカウンタ３８４は、それからアップ／ダウンフリップフロップ３７４の新しい判定出力１２３に応じてカウントアップまたはカウントダウンする。アップ／ダウンカウンタ３８４の状態は、反転入力５７２が真になるか、アップ／ダウンカウンタ３８４が最終的に飽和するか、または定時到達比較器１９１が周波数拡散の方向を再び反転する新しい出力を生成するまでカウントアップまたはカウントダウンする。
【００７３】
トグルフリップフロップ３８２がまだセット状態になっておらず、アップ／ダウンカウンタ３８４がデフォルト状態４３６ではなく、かつ飽和していない間に反転入力５７２が真になるとき、トグルフリップフロップ３８２は、セットされて最終極性出力６０４の極性をひっくり返す。一度、トグルフリップフロップ３８２がセットされると、アップ／ダウンカウンタ３８４の状態がデフォルト状態４３６に復帰するまでその状態にセットされている。トグルフリップフロップ３８２がセットされている間、アップ／ダウンカウンタ３８４の方向および最終極性出力６０４の極性の双方が反転される。反転入力５７２が真になり、アップ／ダウンカウンタ３８４がデフォルト状態に復帰する前に現在のサイクルが続いたのと同じだけ、アップ／ダウンカウンタ３８４は時間を必要とする。その結果、反転入力５７２が真になる前に極性反転は現在のサイクルが続いたのと同じだけ極性反転は持続することができる。このアルゴリズムで、ランダム信号源６０２によって制御される極性反転は、周波数拡散がさらにランダムになることを許す一方で、大きな周波数拡散を生成しない。
【００７４】
図１４に示されるように、定時信号３２８の周波数拡散がピークに近いとき、Ｔ２５５６における到達同期はつねに起きるので、Ｔ３５６０におけるスルーの方向を周波数傾斜が反転する前の正確な到達比較器（３３０,３４０）のランダム正レイテンシ遅延時間により、定時信号３２８の周波数傾斜は、つねに必要とされるよりも長い。もし、Ｔ１５５４とＴ２５５６との間の時間が早期信号３２６および定時信号３２８との到達時間差と同じであれば、Ｔ１５５４とＴ３５６０との間の時間およびＴ３とＴ４５６２との間の時間は、早期信号３２６と定時信号３２８との間の到達時間差よりも長くなくてはならない。その結果、周波数傾斜の極性がＴ３５６０において反転されたのち、Ｔ３５６０とＴ４５６２との間の時間は、定時信号３２８と早期信号３２６との間の到達時間差よりも長いので、定時信号３２８の周波数拡散がＴ４５６２においてクロックの中心周波数を越えた後にではなく前に周波数サイクルスリップが起きる。判定閾値の周りのランダムノイズによってサイクルスリップの生成は決定されるので、サイクルスリップの生成はランダムであり、サイクルスリップ４０４は、クロックの周波数拡散をさらにランダム化するための極性反転スイッチ６００をトグルするために用いられ得る。極性反転スイッチ６００をトグルするためにサイクルスリップ信号４０４を用いることは、したがって、ランダム信号生成器６０２用に必要とされる大量のハードウェアを節約することができる。それにも関わらず、サイクルスリップ４０４は、定時信号３２８の周波数拡散がクロックの中心周波数を越える前につねに起きるので、サイクルスリップは定時信号３２８がクロックの中心周波数を越えることを防止し、もしサイクルスリップ信号４０４が極性判定スイッチ６００を絶え間なくトグルするならば、定時信号３２８の周波数拡散を周波数拡散の合計の半分のみに制限する。結果的に、サイクルスリップ信号４０４は、極性反転スイッチ６００を絶え間なくトグルしてはならず、サイクルスリップ信号４０４が極性反転スイッチ６００をトグルすることができる最も速い速度は、二者択一的（ａｌｔｅｒｎａｔｉｖｅｌｙ）か、またはサイクルスリップ信号４０４の半分の速さであるため、サイクルスリップ信号４０４は、定時信号３２８の周波数拡散がクロック中心周波数を通過および反射することを少なくとも二者択一的に許容しなければならず、サイクルスリップ信号４０４は、サイクルスリップ信号４０４の半分の速度よりも低い任意の速度において極性判定スイッチ６００をトグルし得る。図１６は、遅延３２０および進み３１８からの反転信号５７２の生成の概略図である。この設計では、分周器３９８により周波数が分割される以前のＯＲゲート４０２を用いて遅延３２０および進み３１８入力を組み合わせることによって、サイクルスリップ信号４０４が生成される。分周器３９８の分周比Ｍは、２より大きくなければならない。分割されたサイクルスリップ信号は、ワンショット生成器３２４をトリガして反転信号５７２を生成する。
【００７５】
定時到達比較器１９１からの出力信号の極性をひっくり返すためにサイクルスリップ信号４０４を使用することで、ランダム信号生成器６０２を作成するために必要な大量のハードウェアを節約することができる。しかしながら、サイクルスリップ４０４は、周波数傾斜拡散の２サイクルに１回において定期的に起きて定時到達比較器１９１からの出力信号の極性をひっくり返すので、サイクルスリップ信号４０４は、望まれない低周波の変調信号のサブハーモニックス（ｓｕｂ−ｈａｒｍｏｎｉｃｓ）を生成し得る。周波数変調信号の低周波サブハーモニックスの周波数が３０ＫＨｚを上回るように、変調周信号の周波数が高いのであれば、変調信号の低周波サブハーモニックスは、ほとんど問題がない。変調信号の周波数が３０ＫＨｚに近いとき、サイクルスリップ信号４０４は、定時到達比較器１９１の出力信号の極性がひっくり返すことを許容されるべきでない。したがって、変調信号からのサブハーモニックスの生成を回避するためにサイクルスリップ４０４のための周波数依存型の制限機構が必要とされる。飽和型アップ／ダウンカウンタ３８４は、現在の周波数傾斜サイクルの経過時間を保持するので、現行の周波数傾斜サイクルの周波数が低すぎるかを判定し、サイクルステップ信号４０４が定時到達比較器１９１からの出力信号の極性をひっくり返すことを防止する制限機構を活性化するためのゴー・ノーゴー（ｇｏ−ｎｏ−ｇｏ）計測器として使用され得る。もし、周波数傾斜サイクルの周期が長ければ、飽和型アップ／ダウンカウンタ３８４のカウントは大きいので、飽和型アップ／ダウンカウンタ３８４が飽和しているか否かを確認することにより、変調信号の周波数が一定の閾値を下回るかを判定することができる。もし、飽和型アップ／ダウンカウンタ３８４が飽和しているのであれば、周波数傾斜サイクルの現在の周期は長すぎるはずであり、変調信号の周波数は低すぎるはずであり、サイクルスリップ４０４は、定時到達比較器１９１からの判定出力信号の極性をひっくり返すことを許容されるべきではない。アップ／ダウンカウンタ３８４の最大カウントは、したがって、サイクルスリップ信号４０４が到達比較器１９１からの出力信号の極性をひっくり返すことを許容される現在の傾斜サイクルの最大周期を決定する。このアルゴリズムで、アップ／ダウンカウンタ３８４が飽和しておらず、低周波のサブハーモニックスが回避されるときのみ、定時到達比較器１９１からの出力信号の極性のトグルが許容されるように、アップ／ダウンカウンタ３８４へのホールド入力４２８がトグルフリップフロップ３８２へのディスエーブル信号としても用いられ得る。
【００７６】
極性反転３８６のステートマシンおよびランダム信号生成器６０２の双方は、アップ／ダウンフリップフロップ３７４によるレイテンシ遅延を削減するため、基準入力信号１１０の周波数よりもはるかに高い周波数の高周波クロック３９０によってクロック入力されるべきである。
【００７７】
図１０および１２に示されたように、正確な拡散制御を有する正確な到達比較器（３３０,３４０）を使用して、微小かつ正確な周波数拡散を有するスペクトラム拡散クロックを生成すことができる。しかしながら、ステートマシンクロック分周器３３４への進み入力３１８および遅延入力３２０が、実質的にスペクトラム拡散クロック信号３３２の周波数を変調しているので、到達ロックループ１５４は、補正するための進み入力３１８または遅延入力３２０に対して定時３２８信号の周波数が速く動きすぎるとき、２つの飽和状態うちの１つに捕らえられる可能性がある。基準入力１１０および定時信号３２８の周波数は、広範囲をすばやく動く可能性があるので、これは電源投入の間に問題になり得る。定時信号３２８の周波数が基準入力信号１１０の周波数をはるかに上回っているとき、遅れ到達比較器は、定時信号３２８の到達を遅延させるために、シンク出力３１４がワンショット生成器３２４をトリガすることができるようにして遅延信号３２０としての補正出力を生成する。同時に、定時到達比較器からのシンク出力３１４は、シンクチャージポンプ１２９が、定時信号３２８の周波数を低めるための最終誤差補正出力電圧１１５を小さくできるようにもする。したがって、遅れ到達比較器および定時到達比較器の両方は、周波数をすばやく低めて定時信号３２８の到達を遅れさせるために協働することができる。しかしながら、サイクルスリップの後に定時到達比較器からのシンク出力３１４は偽になり得え、定時到達比較器からのポンプ信号３１２は真になり得るので、定時到達比較器はサイクルスリップの後に定時信号３２８の周波数をポンプアップするかの判定を変えることができ、定時信号３２８の周波数に対する誤った補正を生成し得る。もし、定時信号３２８の周波数上の誤った補正が、遅延入力３２０からの到達の補正よりも大きければ、定時信号３２８は捕らえられ、到達ロックループ１５４は失敗する。定時到達比較器からの判定出力１２３は、つねに正確であり、到達ロックループ１５４それ自体進みおよび遅れ到達比較器なしで一つの安定動作点を有するので、早期および遅れ到達比較器が用いられなければ、到達ロックループ１５４は捕らえられることは決してない。しかしながら、早期および遅れ到達比較器の存在で、定時到達比較器は、早期および遅れ到達比較器からのサイクルスリップにより誤った判定を生成する可能性があり、到達ロックループ１５４が捕捉され得る。捕捉問題を解決するために、最初に捕捉の発生を検知する必要がある。捕捉が一度検知されれば、到達ロックループ１５４が安定的にロックされるまで捕捉を引き起こしたサイクルスリップを生成する到達比較器のどちらかを即時にディスエーブルすることが単に必要である。早期または遅れ到達比較器からのサイクルスリップの干渉なしで、定時到達ロックループ１５４は、すばやく定時信号３２８の到達を基準入力信号１１０の到達に対してロックすることができる。基準入力１１０の到達に対して定時信号３２８の到達が一度ロックされると、早期および遅れ到達比較器は再び活性化され、スペクトラム拡散クロック出力信号３３２に対する周波数拡散を制限する。
【００７８】
捕捉の発生を検知するために、ワンショット生成器３２４からの進み３１８および遅れ３２０信号を監視する必要がある。もし、遅れ到達比較器により生成された遅延信号３２０が、定時信号３２８の周波数補正を遅くするための十分な遅延を生成することができなければ、到達ロックループ１５４は捕捉される。そして早期到達比較器は、ポンプ出力３１２が進み信号３１８を生成できるようにする機会を決して有しない。その結果、遅れ到達比較器による捕捉を進み入力３１８を監視することによって検知するウォッチドッグ回路３９４が使用され得る。もし、ウォッチドッグ３９４のリセット入力として進み入力信号３１８を使用し、進み信号３１８が一定の長時間アクティブでないのならば、到達ロックループ１５４は、遅れ到達比較器によって捕捉され、ウォッチドッグ回路３９４は、遅れ信号３２０をディスエーブルして捕捉を除去するために、遅れ到達比較器をクリアする出力信号を生成しなければならない。一旦、早期到達比較器からの進み信号３１８が再び発生すると、ウォッチドッグ３９４は直ちに残りを解放し、遅れ到達比較器は、再びアクティブになって拡散周波数を制限するサイクルスリップを生成する。同様に、遅延入力信号３２０を監視し、早期比較器による捕捉が起こるならば、もう１つのウォッチドッグ回路３９４へのリセット入力が早期比較器へのクリア信号を生成するように遅延入力信号３２０を接続する必要がある。到達比較器３６０に加えて２つのウォッチドッグ３９４で到達ロックループ１５４は決して捕捉されることはない。
【００７９】
到達ロックループ１５４の動作の通常状態において、通常のスペクトラム拡散クロック出力信号３３２が、正確な周波数拡散で生成されるとき、進み３１８および遅延３２０信号のそれぞれの発生はランダムに生成するが、進み３１８および遅延３２０信号の生成は、一定速度で固定時間間隔にわたり起こる。しかしながら、もし到達ロックループ１５４が２つの捕捉された飽和状態のうちのどちらか１つに捕捉されるのならば、進み３１８または遅延３２０信号のどちらか１つが無くなるので、進み３１８および遅延３２０信号の発生を監視することにより捕捉の発生を検知することができる。
【００８０】
ウォッチドッグ回路３９４は、リセット入力およびクロック入力を備えた単純なリプルカウンタで作成され得る。低周波クロック信号ＷＤｃｌｏｃｋ３９６は、リプルカウンタのために必要とされるハードウェアの量を節約するため、ウォッチドッグ３９４用のクロック入力信号として使用され得る。もし、ウォッチドッグ３９４にリセット入力が定期的に到達すれば、ウォッチドッグ３９４は定期的にデフォルトの負の状態にリセットされ、到達比較器をクリアするための正の出力状態を生成する機会を決して有しない。しかしながら、もし、ウォッチドッグ３９４リプルカウンタが最終的に正の出力状態を生成するのにかかる時間よりも長い間にウォッチドッグ３９４へのリセット入力がないのならば、到達比較器をクリアし、捕捉を除去するためにウォッチドッグ３９４は正の出力信号を生成する。ウォッチドッグ３９４へのリセット入力信号が最終的に再び到達するとき、ウォッチドッグ３９４からの正の出力状態は、負のデフォルト出力に直ちにリセットされる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【国際調査報告】
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