(57)【要約】  通信衛星のマルチポート増幅器（ＭＰＡ）内では、フィードバックループを用いて、位相及び振幅追従、従って、絶縁及び合成性能をＫｕ及びＫａ帯域において維持する。Ｋｕ及びＫａ帯域については、ＭＰＡ用途への関心が高まりつつあるが、この場合、波長が短く、位相／振幅追従の維持は、非常に困難となる。フィードバックループは、ＭＰＡ出力ネットワーク（ＯＮＥＴ）内の重要な点に配置され、追従誤差を検出して補償を行う。誤差は、「ヌル点」における電力測定を通して検出され、ゼロ電力が、正確な追従に相当する。フィードバックループは、これらの点におけるレベルがゼロに維持されるように、ＭＰＡの位相／利得を調整する。本方式は、ＭＰＡ入力の内の１つに注入されるヌル測定用パイロット信号で動作する。
2010526459.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
通信衛星用マルチポート増幅器内の絶縁を維持する方法であって、前記マルチポート増幅器には、複数のマイクロ波電力増幅器ユニットと、複数の入力ポート及び複数の出力ポートであって、入力ポートは、入力信号分割ネットワークによって前記増幅器ユニットに接続され、出力ポートは、出力信号分割ネットワークによって前記増幅器ユニットに接続され、これにより、任意の入力ポートにおける入力信号が全ての増幅器ユニットによって増幅され、そして、再合成され出力ポートにおける出力信号になる前記複数の入力ポート及び複数の出力ポートと、が含まれ、前記方法には、
前記増幅器ユニットの内の少なくとも１つに利得調整手段及び位相調整手段を提供し、前記出力信号分割ネットワークにおける予め選択したノードから前記利得調整手段及び位相調整手段に延在するフィードバック制御ループを提供する段階と、
前記入力信号分割ネットワークにパイロット信号を注入して、前記フィードバックループが、検出したパイロット信号の値に依存する位相及び利得調整信号を供給するように、前記予め選択したノードにおいて前記パイロット信号を検出する段階と、
が含まれる方法。
【請求項２】
請求項１に記載の方法であって、
前記パイロット信号のヌル信号は、前記予め選択したノードにおいて形成される方法。
【請求項３】
請求項２に記載の方法であって、
ヌル深度は、利得及び位相不整合に依存する方法。
【請求項４】
請求項３に記載の方法であって、
ヌル深度は、位相及び利得係数を含む対数関数に依存する方法。
【請求項５】
請求項３又は４に記載の方法であって、
前記利得係数は、前記第１と第２の隣接増幅器ユニット間の利得の比である方法。
【請求項６】
請求項２乃至４のいずれかに記載の方法であって、
位相及び利得調整は、ある手順で実行され、この手順には、利得調整を一定に保ちながら、前記位相調整手段に位相増加を繰り返し導入して、要求値より小さいか又は最小値であるかのいずれかであるヌル値を特定する段階が含まれる方法。
【請求項７】
請求項６に記載の方法であって、
前記手順には、更に、位相調整を一定に保ちながら、前記利得調整手段に利得増加を繰り返し導入して、前記要求値より小さいか又は最小値であるかのいずれかであるヌル値を特定する段階が含まれる方法。
【請求項８】
前述の請求項のいずれかに記載の方法であって、
前記パイロット信号は、一定値のＣＷ波、時間が経つにつれて周波数が替わるＣＷ、及びスペクトラム拡散シーケンスの内の１つである方法。
【請求項９】
請求項２乃至７に記載の方法であって、
前記入力信号分割ネットワークは、行列状に構成され、また、第１列の入力混成回路を含んでおり、その内の少なくとも１つは、第１及び第２の前記隣接増幅器ユニットに結合した第１及び第２出力ポートを有し、第１及び第２増幅器ユニットの内の少なくとも１つは、利得調整手段及び位相調整手段を有し、また、
前記出力信号分割ネットワークは、行列状に構成され、これには、第１列の出力混成回路が含まれ、各出力混成回路は、前記第１及び第２の隣接増幅器ユニットに結合した第１及び第２入力ポートを有し、前記予め選択したノードには、前記第１出力混成回路の出力ポートが含まれ、ここで前記ヌル信号が発生する方法。
【請求項１０】
請求項９に記載の方法であって、
前記入力信号分割ネットワークには、入力信号分割ネットワークの前記第１列の混成回路に結合した第２列の入力混成回路が含まれ、また、前記出力信号分割ネットワークには、出力信号分割ネットワークの前記第１列の混成回路に結合した第２列の出力混成回路が含まれ、また、第２の予め選択したノードには、前記第２列における出力混成回路の出力ポートが含まれ、ここで更なるヌル信号が発生し、
本方法には、更に、前記出力信号分割ネットワークにおける前記第２の予め選択したノードから前記増幅器ユニットの内の１つにおける利得調整手段及び位相調整手段に延在する第２フィードバック制御ループを提供する段階が含まれる方法。
【請求項１１】
請求項１０に記載の方法であって、
前記入力信号分割ネットワークには、入力信号分割ネットワークの前記第２列の混成回路に結合した第３列の入力混成回路が含まれ、また、前記出力信号分割ネットワークには、出力信号分割ネットワークの前記第２列の混成回路に結合した第３列の出力混成回路が含まれ、また、第３の予め選択したノードには、前記第３列の出力混成回路の出力ポートが含まれ、ここで、更なるヌル信号が発生し、
本方法には、更に、前記出力信号分割ネットワークの前記第３ノードから前記増幅器ユニットの内の１つにおける利得調整手段及び位相調整手段まで延在する第３フィードバック制御ループを提供する段階が含まれる方法。
【請求項１２】
請求項９、１０、又は１１に記載の方法であって、
第１ステップにおいて、前記第１及び第２の隣接増幅器ユニットは、初めに述べたフィードバックループによって、位相及び利得の双方が調整される方法。
【請求項１３】
請求項１２に記載の方法であって、
前記第１ステップにおいて、更なる対の隣接増幅器ユニットは、関連する利得調整手段及び位相調整手段を有し、位相及び利得の双方が調整され、前記更なる各対は、関連する第１フィードバック制御ループを有する方法。
【請求項１４】
請求項１０に従属し請求項１２又は１３に記載の方法であって、
第２ステップにおいて、増幅器ユニットのグループは、複数対の隣接増幅器ユニットを含んでおり、前記第２フィードバック制御ループによって位相及び利得の双方が調整される方法。
【請求項１５】
請求項１１に従属し請求項１４に記載の方法であって、
第３ステップにおいて、増幅器ユニットの複数のグループは、各々複数対の隣接増幅器ユニットを含んでおり、前記第３フィードバック制御ループによって、位相及び利得の双方が調整される方法。
【請求項１６】
請求項１５に記載の方法であって、
前記第１、第２、及び第３ステップは、所望の位相及び利得調整が全ての増幅器ユニットについて達成されるまで、再帰的に繰り返す方法。
【請求項１７】
マルチポート増幅器であって、
複数のマイクロ波電力増幅器ユニットと、
複数の入力ポート及び複数の出力ポートであって、入力ポートは、入力信号分割ネットワークによって前記増幅器ユニットに接続され、出力ポートは、出力信号分割ネットワークによって前記増幅器ユニットに接続され、これにより、任意の入力ポートにおける入力信号が、全ての増幅器ユニットによって増幅され、そして、再合成されて出力ポートにおける出力信号になり、
前記増幅器ユニットの内の少なくとも１つには、利得調整手段及び位相調整手段が含まれ、また、前記入力信号分割ネットワークに注入されたパイロット信号に応じて、調整信号を前記利得調整手段及び前記位相調整手段に供給するために、前記出力信号分割ネットワークにおける予め選択したノードから延在するフィードバック制御ループが含まれるマルチポート増幅器。
【請求項１８】
請求項１７に記載の増幅器であって、
前記フィードバック制御ループは、前記予め選択したノードに形成された前記パイロット信号のヌル信号に応答し、ヌル深度は、前記増幅器ユニットの利得不整合に及び位相不整合に依存する増幅器。
【請求項１９】
請求項１７又は１８に記載の増幅器であって、
前記フィードバック制御ループには、前記予め選択したノードに結合され、予め選択したノードにおける前記パイロット信号を検知するための結合器が含まれる増幅器。
【請求項２０】
請求項１７乃至１９のいずれかに記載の増幅器であって、
フィードバック制御ループには、検出したパイロット信号を局部発振器信号と混合するための混合手段が含まれ、また、ヘテロダインパイロット信号を検出するための検出手段が含まれる増幅器。
【請求項２１】
請求項１７乃至２０のいずれかに記載の増幅器であって、
フィードバック制御ループには、検出したパイロット信号をデジタル形式に変換するためのデジタル／アナログ変換手段と、位相及び利得係数を含んでおり前記調整信号を生成するためのヌル深度を表す関数を演算するように動作するデジタル信号処理手段と、が含まれる増幅器。
【請求項２２】
請求項１７乃至２１のいずれかに記載の増幅器であって、
前記パイロット信号は、ＣＷであり、前記フィードバックループには、帯域通過フィルタ手段が含まれるか、又は、前記パイロット信号は、スペクトラム拡散信号であり、また、前記フィードバックループには、相関器が含まれる増幅器。
【請求項２３】
請求項１９に記載の増幅器であって、
較正のために、基準信号を供給するための隣接ノードに接続された更なる結合器を含む増幅器。
【請求項２４】
請求項１７乃至２３のいずれかに記載の増幅器であって、
前記入力信号分割ネットワークは、行列状に構成され、また、第１列の入力混成回路を含んでおり、その内の少なくとも１つは、第１及び第２の前記隣接増幅器ユニットに結合した第１及び第２出力ポートを有し、第１及び第２増幅器ユニットの内の少なくとも１つは、利得調整手段及び位相調整手段を有し、
前記出力信号分割ネットワークは、行列状に構成され、これには、第１列の出力混成回路が含まれ、各出力混成回路は、前記第１及び第２の隣接増幅器ユニットに結合した第１及び第２入力ポートを有し、
前記予め選択したノードには、出力混成回路の出力ポートが含まれ、ここで前記ヌル信号が発生する増幅器。
【請求項２５】
請求項２４に記載の増幅器であって、
更なる対の隣接増幅器ユニットは、関連する利得調整手段及び位相調整手段を有し、そのような更なる各対は、関連する第１フィードバック制御ループを有する増幅器。
【請求項２６】
請求項２４又は２５に記載の増幅器であって、
前記入力信号分割ネットワークには、入力信号分割ネットワークの前記第１列の混成回路に結合した第２列の入力混成回路が含まれ、前記出力信号分割ネットワークには、出力信号分割ネットワークの前記第１列の混成回路に結合した第２列の出力混成回路が含まれ、また、第２の予め選択したノードには、前記第２列の出力混成回路の出力ポートが含まれ、ここで更なるヌル信号が発生し、
増幅器には、前記出力信号分割ネットワークにおける前記第２の予め選択したノードから前記増幅器ユニットの内の１つの利得調整手段及び位相調整手段に延在する第２フィードバック制御ループが含まれる増幅器。
【請求項２７】
請求項２６に記載の増幅器であって、
前記入力信号分割ネットワークには、入力信号分割ネットワークの前記第２列の混成回路に結合した第３列の入力混成回路が含まれ、前記出力信号分割ネットワークには、出力信号分割ネットワークの前記第２列の混成回路に結合した第３列の出力混成回路が含まれ、また、第３の予め選択したノードには、前記第３列の出力混成回路の出力ポートが含まれ、ここでヌル信号が発生し、
増幅器には、前記出力信号分割ネットワークにおける前記第３ノードから前記増幅器ユニットの内の１つの利得調整手段及び位相調整手段に延在する第３フィードバック制御ループが含まれる増幅器。
【請求項２８】
請求項２５乃至２７のいずれかに記載の増幅器であって、フィードバックループの要素は、切替え手段によって共有される増幅器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
発明の分野
本発明は、衛星通信システム内で用いるためのマルチポート増幅器に関し、特に、マルチポート増幅器内の絶縁を維持するための方法及び装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
Ｋｕ及びＫａ帯域の衛星ペイロードへのマルチポート増幅器（ＭＰＡ）の応用に対する関心は、大きくなり続けている。例えば、カウチマン（Ａ．Ｃｏｕｃｈｍａｎ）、ジョーンズ（Ｄ．Ｊｏｎｅｓ）による「広帯域マルチビーム衛星のための最適マルチポート増幅器」、ＡＩＡＡ、第２４回国際通信衛星システム会議、サンディエゴ、ＵＳＡ、２００６年６月や、アナカベ（Ａ．Ａｎａｋａｂｅ）らによる「宇宙電気通信動作のためのＫａ帯域マルチポート増幅器特性」、第６回国際真空電子工学会議、ノールトウェイク、オランダ、２００５年４月、を参照されたい。
【０００３】
ＭＰＡは、特に、ビーム毎単一給電（ＳＦＢ）構成に適用可能であるが、この構成では、関連する給電ホーンを備えた通常４つのアンテナ反射器から成る系を用いて、定義された到達範囲領域に渡る一組の一定の連続ビームを生成する。このビーム組は、高水準の周波数再利用を採用し、各ビームが、対応する給電ホーンによって独自に生成される。そのような構成は、ＲＦ電力生成の観点では、比較的かなり効率的である。しかしながら、これらは、この電力を到達範囲領域に分散する柔軟性の点で極めて制限される。各給電ホーンをそれぞれのＭＰＡ出力によって駆動した状態で、ＭＰＡを適用すると、ＳＦＢ設計の自由度が極めて大きくなり、容量（伝送電力）が到達範囲領域のトラフィック分散の変化に動的に追随できるようにすることによって、この構成の柔軟性が大幅に強化される。ＭＰＡは、広帯域可変帯域幅トランスポンダに用いることが可能であり、全てのビームに帯域幅だけでなく電力を柔軟に割当てることができ、各場合に最適なリンクパラメータを保証する。
【０００４】
ＭＰＡは、衛星通信に用いられる公知の電力増幅器装置であり、マイクロ波の周波数帯で動作する。ＭＰＡには、Ｎ個の類似の増幅器ユニット（ＴＷＴ又はソリッドステート）が並列に含まれ、各々電力Ｐを有し、これにより各入力信号は、各増幅器によって等しく増幅され、各出力信号の電力がＮ倍に増大して、Ｐ×Ｎになる。Ｎ個の入力ポート及びＮ個の出力ポートが設けられ、１つの入力ポートの入力信号が、対応する出力ポートに送られる。入力ポートは、周辺状況にふさわしいいずれか都合のよい伝送線路技術、例えば、マイクロストリップ、ストリップ線路、同軸ケーブル、又は導波管で実現し得る低電力入力ネットワーク（ＩＮＥＴ）によって増幅器ユニットに接続される。出力ポートは、低損失伝送線路技術を通常用いて実現する高電力出力ネットワーク（ＯＮＥＴ）によって、増幅器ユニットに接続される。ＯＮＥＴは、数学的には、ＩＮＥＴの逆数であるため、第ｎ入力に供給された信号は、第ｎ出力に送られる。各ネットワークには、アレイ状の信号分割導波管装置が含まれる。バトラーマトリクス、又は単に混成装置を含むネットワークは、都合のよい利得及び移相特性を有することから、通常、信号分割に用いられる。１つの混成回路は、４ポート信号分割装置であり、２入力及び２出力を含んでおり、移相が選択的に９０°である。この位相差は、ネットワークの絶縁特性を改善するために活用し得る。しかしながら、１８０°位相差を有する他の混成回路や他の信号分離装置を用いてもよい。
【０００５】
ＭＰＡの大きな利点は、各入力ポートに各増幅器への接続を等しく提供する際、各ポートで利用できる接続可能な電力が、Ｐを各個別増幅器の電力とすると、Ｎ×Ｐとなることである。従って、ＭＰＡは、高い自由度を具現化し、Ｎ個の入力（即ち、ダウンリンクビーム）間で動的に極めて柔軟に共有可能な広範囲の出力電力を提供する。しかしながら、ＭＰＡに付随する問題は、ＭＰＡ出力ポート間のクロストークであり、また、一般的に、ＭＰＡを通過する信号間の絶縁不足である。
【０００６】
ＭＰＡは、ここしばらくの間、マルチビーム衛星に用いるためのものと見なされており、Ｌ帯域及びＳ帯域（１．５乃至２．６ＧＨｚ）での使用が成功を収めている。エガミ（Ｓ．Ｅｇａｍｉ）及びカワイ（Ｍ．Ｋａｗａｉ）による「適応マルチビームシステム概念」、通信の選択領域に関するＩＥＥＥ機関紙、Ｖｏｌ．ＳＡＣ５、Ｎｏ．４、１９８７年５月や、マリソン（Ｍ．Ｍａｌｌｉｓｏｎ）らによる「高データ速度ブロードバンド大域ネットワークをサポートするマルチビーム衛星用高度ペイロード」、ＡＩＡＡ、第２３回国際通信衛星システム会議、ローマ、２００５年９月や、タナカ（Ｍ．Ｔａｎａｋａ）らによる「Ｎ−ＳＴＡＲ用Ｓ帯域マルチビーム送信機」、ＡＩＡＡ、第１６回国際通信衛星システム会議、ワシントン、ＵＳＡ、１９９６年２月、を参照されたい。
【０００７】
しかしながら、これらは、Ｋｕ及びＫａ帯域（１２乃至２０ＧＨｚ）より約１０倍長い波長において動作する。Ｋｕ／Ｋａ帯域におけるＭＰＡの個々の増幅器の位相及び振幅調整不良の問題、従って、絶縁及び信号合成性能の問題が、極めて大きくなり、これらの周波数で、衛星に搭載して且つ必要な耐用期間に渡ってＭＰＡを動作させる実現可能性が問われることになる。
【０００８】
米国特許第７，０８８，１７３は、ＭＰＡの位相関係を調整するための方法を開示する。本方法には、ＭＰＡの増幅器ユニットの位相情報を検出する複数の試験パターンの内の１つを選択する段階と、指定したＭＰＡ出力において試験パターンの出力信号を検出する段階と、出力信号に基づき増幅器ユニットの位相関係を調整する段階と、が含まれる。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
本発明の目的は、Ｋｕ／Ｋａ帯域において動作し、マルチポート増幅器を通過する信号間の絶縁を維持するためのマルチポート増幅器を提供することである。
【００１０】
更に具体的な本発明の目的は、Ｋｕ／Ｋａ帯域において動作するマルチポート増幅器であって、調整した位相及び利得関係がマルチポート増幅器内で維持されるように、少なくとも必要に応じた頻度で、位相及び利得パラメータが監視及び修正されるマルチポート増幅器を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本明細書のために、マルチポート増幅器には、複数のマイクロ波電力増幅器ユニットと、複数の入力ポート及び複数の出力ポートと、が含まれるものと定義する。入力ポートは、入力信号分割ネットワークによって前記増幅器ユニットに接続され、出力ポートは、出力信号分割ネットワークによって前記増幅器ユニットに接続されている。これにより、任意の入力ポートにおける入力信号は、正常又は通常の環境では、等しく全ての増幅器ユニットによって増幅され、そして、再合成され出力ポートにおいて出力信号になる。そのようなマルチポート増幅器を「本明細書に定義したマルチポート増幅器」と称する。
【００１２】
第１態様において、本発明は、マルチポート増幅器内の信号の絶縁を維持する方法を提供する。マルチポート増幅器には、複数のマイクロ波電力増幅器ユニットと、複数の入力ポート及び複数の出力ポートが含まれる。入力ポートは、入力信号分割ネットワークによって前記増幅器ユニットに接続され、出力ポートは、出力信号分割ネットワークによって前記増幅器ユニットに接続されている。これにより、任意の入力ポートにおける入力信号が全ての増幅器ユニットによって増幅され、そして、再合成され出力ポートにおいて出力信号になる。本方法には、前記増幅器ユニットの内の少なくとも１つに利得調整手段及び位相調整手段を提供し、前記出力信号分割ネットワークにおける予め選択されたノードから前記利得調整手段及び位相調整手段まで延在するフィードバック制御ループを提供する段階と、前記入力信号分割ネットワークにパイロット信号を挿入し、前記フィードバックループが、位相及び利得調整信号を供給するように、前記予め選択されたノードにおいて前記パイロット信号を検出する段階と、が含まれる。
【００１３】
第２態様において、本発明は、複数のマイクロ波電力増幅器ユニットと、複数の入力ポート及び複数の出力ポートとが含まれるマルチポート増幅器を提供する。入力ポートは、入力信号分割ネットワークによって前記増幅器ユニットに接続され、出力ポートは、出力信号分割ネットワークによって前記増幅器ユニットに接続されている。これにより、任意の入力ポートにおける入力信号が、全ての増幅器ユニットによって増幅され、そして、再合成され出力ポートにおいて出力信号になる。また、前記増幅器ユニットの内の少なくとも１つは、利得調整手段及び位相調整手段を有する。また、フィードバック制御ループが、前記出力信号分割ネットワークにおける予め選択されたノードから延在しているが、これは、前記入力信号分割ネットワークに注入されたパイロット信号に応じて、調整信号を前記利得調整手段及び前記位相調整手段に供給するためである。
【００１４】
フィードバック制御ループが、本発明に基づき、具体的に提供されることから、位相及び利得調整は、衛星通信システム内におけるマルチポート増幅器の動作中、所望の頻度で実行し得る。従って、より高いＫｕ及びＫａ帯域での動作に増幅器を適合させ得る。
【００１５】
本発明は、好適な一実施形態において、位相及び振幅追従を維持するためにＭＰＡに具現されたフィードバックループのシステムを提案する。これらのループには、ＭＰＡ出力ネットワーク（ＯＮＥＴ）における特定の「ヌル点」に配置された電力センサを含み得るが、そこでは、所定の入力ポートの信号については、また、追従を実現している場合、電力レベルは、ゼロである。これらの点における電力レベルがゼロでない場合、センサは、出力を生成し、これらは、個々の増幅器ユニットと直列の命令可能な移相器及び利得調整器にフィードバックされて、要求されるヌル、従って、追従性能を実現する。
【００１６】
フィードバックループのシステムは、特定の入力ポートに注入されたパイロット信号で動作する。この信号は、通常のトラフィック空間の外に配置され、従って、追従補償システムが、ＭＰＡの通常機能と干渉しないことを保証する。
【００１７】
次に、添付図面を参照して本発明の好適な実施形態について述べる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】８ポートのマルチポート増幅器（ＭＰＡ）のブロック図。
【図２】図１のＭＰＡに用いられる混成回路の概略図。
【図３】図１のＭＰＡ内におけるＩ／Ｐポート１からＯ／Ｐポート１までの信号フロー（Φ１１）を示す図。
【図４】図１のＭＰＡ内におけるＩ／Ｐポート１からＯ／Ｐポート５までの信号フロー（Φ５１）を示す図。
【図５】図１のＭＰＡ内におけるＩ／Ｐポート１からＯ／Ｐポート７までの信号フロー（Φ７１）を示す図。
【図６】図１のＭＰＡ内におけるＩ／Ｐポート１からＯ／Ｐポート５までの信号フロー（Φ８１）を示す図。
【図７】ヌル点と行列要素Φとの間の関係を示す概略図。
【図８】混成回路の概略図であって、混成回路のノードでのヌル点の形成を示す図。
【図９】図１のＯＮＥＴの出力ネットワークにおけるノードでのヌル点を示す三次元グラフであって、ヌル深度を振幅及び位相不整合に対してプロットしたグラフ。
【図１０】本発明の実施形態の概略ブロック図。
【図１１】図１０の一部の更に詳細な概略ブロック図。
【図１２】本発明に基づく、所望のヌル値を達成するための位相調整を示す図。
【図１３】本発明に基づき、位相及び利得を調整して所望のヌル値を達成する際のステップを示すフローチャート。
【図１４】混成回路の挿入損失のシミュレーションを示すグラフ。
【図１５】混成回路の位相偏差のシミュレーションを示すグラフ。
【図１６】増幅器の相対利得のシミュレーションを示すグラフ。
【図１７】増幅器の相対位相のシミュレーションを示すグラフ。
【図１８】利得及び位相補正前のＭＰＡの絶縁行列を示す図。
【図１９】本発明に基づく利得及び位相補正後のＭＰＡの絶縁行列を示す図。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
専門用語
Ａ＝増幅器の複素利得
Ｃ，Ｃｎｍ＝混成回路の伝達行列、及び伝達係数（入力ｍ対出力ｎ）
Ｇ＝増幅器の実利得
ｐｍ＝入力ポートｍにおける入力信号電圧
ｑｎ＝出力ポートｎにおける出力信号電圧
Φ，Φｎｍ＝総ＭＰＡ伝達行列、及び行列要素（入力ｍ対出力ｎ）
Γ，Γｎｍ＝ＭＰＡ＿ＩＮＥＴの伝達行列、及び行列要素（入力ｍ対出力ｎ）
Θ＝増幅器の位相シフト
Ω，Ωｎｍ＝ＭＰＡ＿ＯＮＥＴの伝達行列、及び行列要素（入力ｍ対出力ｎ）
【００２０】
８ポートＭＰＡの図を図１に示す。それには、４つの入力混成回路から成る３つの列ｔ、ｘ、ｙの組と、８増幅器から成る単一の列Ａと、４つの出力混成回路から成る３つの列ｔ’、ｘ’、ｙ’の組と、が含まれる。混成回路（入力又は出力混成回路）の回路定義は、図２に提示する。入出力信号ｐ１及びｐ２並びにｑ１及びｑ２は、複素数であると仮定する。すると、混成回路の伝達関数は、以下のように表される。
【数１】
2010526459.tif 000003
上式において、Ｃ１１、Ｃ１２、Ｃ２１、Ｃ２２は、全て不変複素係数であり、次式で表し得る。
【数２】
2010526459.tif 000004
【００２１】
理想的には、完全な混成回路の場合、全てｒ＝１／√２及び全てθ＝０であり、伝達行列は、次式となる。
【数３】
2010526459.tif 000005
【００２２】
増幅器は、複素利得Ａについて完全に線形であると仮定し、次の関数によって表される。
【数４】
2010526459.tif 000006
【００２３】
理想的には、ＭＰＡトランスポンダでは、全ての増幅器が整合され、同じ値のＧ及びΘを有する。
【００２４】
ＭＰＡのエンド・ツー・エンドの伝達行列は、次式で与えられる。
【数５】
2010526459.tif 000007
上式において、ｔ、ｘ、及びｙは、図１に定義した入力混成回路列の伝達行列（総合成伝達関数Ω）であり、ｔ’、ｘ’、及びｙ’は、対応する出力混成回路列の伝達行列（総合成伝達関数Γ）である。
【００２５】
エンド・ツー・エンド伝達関数Φ（式（５）より）の完全な行列表現は、数学的に扱いにくく、増幅器組Ａ１乃至Ａ８の伝達関数を表す列行列等の６つの行列の各々による連続的な乗算を伴う。しかしながら、ＭＰＡ伝達関数の具体的な特性を示し、また、これらの特性から、どのように追従フィードバックループを組み込むかを推定するために、行列Φからの要素の選択を以下の式（６）乃至（１０）に提示する。これらは、全てＩ／Ｐポート１に関するが、式の選択によって示した一般的な特性は、任意の他のＩ／Ｐポートに同様に適用可能である。
【００２６】
これらの式において、Φｎｍは、入力ポートｍから出力ポートｎまでに至る伝達関数を表す。従って、Φ１１（式（６）、図３）は、Ｏ／Ｐポート１に現れるＩ／Ｐポート１の信号レベルを表し、Φ５１（式（８）、Ｏ／Ｐポート５における、図４）、等となる。理想的なシステムの場合、Φ１１からΦ７１は、＝０（完全な絶縁）であり、Φ８１＝−ｊとなるべきである。しかしながら、実際の構成要素では、ポート間の絶縁には限度が生じる。
【数６】
2010526459.tif 000008
【数７】
2010526459.tif 000009
【数８】
2010526459.tif 000010
【数９】
2010526459.tif 000011
【数１０】
2010526459.tif 000012
【００２７】
これらの式の検証により、以下のことが実証される。
Φ１１、Φ４１（Φ２１及びΦ３１にも該当。図示せず）：理想的には、ポート１乃至４からの出力は、ゼロになるべきである（無限の絶縁）。これらの場合の絶縁は、対の隣接増幅器（Ａ１／Ａ２乃至Ａ７／Ａ８）間の整合及び最も内側の混成回路Ｊ、Ｋ、Ｌ、及びＭ、並びにａ、ｂ、ｃ、及びｄの品質（Ｏ／Ｐポート間の挿入損失差及び９０°からの偏差）によって排他的に決定される。この特徴は、式（６）及び（７）の該当する係数に下線を引くことにより、また、図３の信号フロー図により示す。このフロー図が示すことは、信号相殺即ちヌルが、出力混成回路の第１列の出力において、ＭＰＡの出力ネットワーク中に示したノード点Ｓに発生することである。
【００２８】
これらのヌルは、隣接増幅器対及び関連する最も内側の混成回路による差動位相シフトが１８０°であるために生じる。従って、Φ１１の式において、理想的な構成要素を仮定すると、Ｃ１１ｊ．Ｃ１１ａ＝＋１／２、Ｃ２１ｊ．Ｃ１２ａ＝−１／２、Ａ１＝Ａ２となり、式（６）の最初の下線を引いた式がゼロになる。同じことが、この式の他に強調表示された係数にも当てはまり、更に、Φ２１、Φ３１、及びΦ４１にも当てはまる。更に、この条件は、ｎ及びｍ＜＝４の場合、Φｎｍの組全体に実際に当てはまることを示し得る。ｎ及びｍ＞４であるが、＜＝８の場合、同じ条件が当てはまるが、これらの場合、ヌルは、混成回路ａ、ｂ、ｃ、及びｄの反対の出力ポートに出現する。
【００２９】
実在の構成要素の場合、装置の不整合が起こり、従って、残留のゼロでない電圧が、これらの点に存在する。
【００３０】
Φ５１（Φ６１にも該当。図示せず）：これらの場合、対応する信号フロー図（図４）に示すように、隣接増幅器（Ａ１／Ａ２乃至Ａ７／Ａ８）対の出力は、最初に、ノード点Ｓ’で加算されるが、相殺即ちヌルは、出力混成回路の第２列の出力ノード点（Ｓ）で起こる。式（８）において、隣接増幅器間の加算は、これらの増幅器及び最も内側の混成回路による（理想的には）ゼロの差動位相シフトの結果として起こる（例えば、Ｃ１１Ｊ．Ｃ２１ａ＝Ｃ２１Ｊ．Ｃ２２ａ＝＋１／２）。しかしながら、増幅器対（例えば、Ａ１／Ａ２）からの同相の加算された出力が、隣接対（Ａ３／Ａ４）のそれらと第２混成回路組によって合成されると、相殺が起こる。この相殺は、式（８）の２つの下線部によって示す。それは、隣接対の間に中間の混成回路列（例えば、Ｃ１１Ｅ．Ｃ１１ｆ＝＋１／２、Ｃ２１Ｅ．Ｃ１２ｆ＝−１／２）によってもたらされる１８０°の差動シフトに起因する。厳密に同じヌル点が、ポート２の入力の場合、発生することを実証し得る。従って、同じヌル点が、ｎ及びｍ＜＝２の場合、全てのΦｎｍについて生成される。ｎ、ｍ＞２の場合、ヌル点は、中間混成回路列の他の出力に発生する。
【００３１】
Φ７１（この場合だけに該当）：この例では、当該フロー図（図５）に示すように、ヌルは、Ｏ／Ｐ混成回路の最終列の出力ノードＳで（Ｏ／Ｐポート７で）発生する。この場合、隣接増幅器対の出力は、同相和される（第１Ｏ／Ｐ混成回路列のノードＳ’において）。そして、これらは、ノードＳ’において、中間混成回路列毎に４列のグループとして（Ａ１／Ａ２／Ａ３／Ａ４及びＡ５／Ａ６／Ａ７／Ａ８）同相和される。最後に、中間列からの合計出力が、逆位相で加算され、Ｓ（ポート７）においてヌルが生成される。相殺は、式（９）によって実証されるように、混成回路Ａ及びｍの組合せ（即ち、Ｃ１１Ａ．Ｃ１１ｍ＝＋１／２、Ｃ２１Ａ．Ｃ１２ｍ＝−１／２）によってもたらされた１８０°の差動位相シフトによって起こる。この場合、相殺点は、ただ１つであり、式中の全係数がこの単一のヌルの生成に関与しているために、式（９）の全体に下線が引かれている。
【００３２】
Φ８１。これは、所望の出力に関連する。図６に示すように、（ノード点Ｓ’における）強め合う加算が、出力ポート８までのネットワーク全体の増幅器の出力間で起こる。図６にヌル点は無い。
【００３３】
ヌル点とＭＰＡ伝達行列との間の関係は、概略図７に要約し得る。これは、行列の組（入力対出力）を表し、また、共通のヌル点を共有するそれらの要素を特定し、出力混成回路のどの列でヌルが発生するかを示す。以下のコメントは、図７に当てはまる。
【００３４】
Ｘによって示された領域は、第１組のＯ／Ｐ混成回路の出力において起こるヌルに関係し、Ｙは、第２組に関係し、Ｚは、最終組に関係する。「ＯＰ」によって指定された項目は、所定のＩ／Ｐに対応する所望のＯ／Ｐポートに関係する。
【００３５】
同じＸ、Ｙ、又はＺ領域内に配置された全ての要素は、同じヌル点を共有する。
従って、組Φｎｍ（１＜ｎ、ｍ＜＝４）は全て、組Φｎｍ（５＜ｎ、ｍ＜＝８）と同じヌルを共有し、これら全ての場合のヌルは、第１混成回路列で発生する。同様に、組Φｎｍ（ｎ＝５、６、ｍ＝１、２）は、共通のヌルを共有するが、ヌルは、第２混成回路列で発生する。Ｚの場合、単一の要素だけがあり、ヌルは、最終混成回路列に現れる。
【００３６】
強調表示された要素の組は、全て、行列展開及びフロー図を提示して上記のように解析された組（Φ１１乃至Φ８１）と同じ組のヌルを共有する。
【００３７】
この表から観察されるＭＰＡの注目すべき特徴は、ヌルが所定の領域Ｘ、Ｙ、又はＺにおける任意の１つの要素について達成された場合、ヌルは、その領域内の他の全ての要素についても達成されるということである。全ての構成要素（混成回路及び増幅器）が完全に整合される理想的なＭＰＡの場合、他の全ての組Ｘ、Ｙ、及びＺについても、ＯＮＥＴ内の異なる点であっても、ヌルが生成される。しかしながら、完全な整合は、実際には達成されず、ヌルが所定のＸ、Ｙ、及びＺについて達成された場合、他の全ての組Ｘ、Ｙ、及びＺについては、不整合の度合いに依存する残留電圧が存在する。
【００３８】
全ての場合、ヌルの発生は、入力混成回路２、出力混成回路４、及び対の増幅器ユニット６、８からなる図８に示すような構成の結果と見なすことができる。ここで、α１ｅｊΨ１／２及びα２ｅｊΨ２／２は、Ｉ／ＰとＯ／Ｐとの間の合計複素利得を表す（係数１／２は、２つの混成回路の利得要素を片側ずつ表すために生じる）。要素Φ１１（及び他の全てのΦｎｍ（１＜ｎ、ｍ＜４））に対する本構成の妥当性は、図３及び関連する式（６）から分かる。これらの場合、増幅器対Ａ１／Ａ２を例にとると、（式（６）より）α１ｅｊΨ１＝Ａ１．Ｃ１１Ｊ．Ｃ１１ａ、及びα２ｅｊΨ２＝−Ａ２．Ｃ２１Ｊ．Ｃ１２ａとなる。
【００３９】
便宜上、ＭＰＡ入力の電圧を１と仮定すると、この場合、ヌル電圧は、次式で与えられる。
【数１１】
2010526459.tif 000013
【００４０】
この式における分母の係数４は、ＭＰＡ入力から第１混成回路列の出力までの４つの混成回路を含んでいることに起因する。比α１／α２＝βを２経路間の振幅不整合として、また、Θ＝Ψ２−Ψ１を対応する位相不整合として設定すると、ヌル電圧は、次式で与えられる。
【数１２】
2010526459.tif 000014
上式において、Ｄｂは、ｄＢを単位として次式で与えられるヌル深度である。
【数１３】
2010526459.tif 000015
【００４１】
このことは、図９において、Θを「度」の単位で、振幅不整合σをｄＢの単位でプロットしており、ここで、β＝１０σ／２０である。例として、ヌル深度２０ｄＢの場合、４．５°及び０．５ｄＢの位相及び振幅整合が、それぞれ要求される。グラフによって分かるように、これは、唯一の解決策ではなく、０°及び０．８５ｄＢから５．７°及び０ｄＢの範囲で無数の解決策が存在する。
【００４２】
Φ１１及び図７の領域Ｘ内に配置された他の全ての要素の場合、即ち、ヌル点が第１混成回路列の出力に発生する（例えば、図３のような）場合、４つのヌルが存在する。
【００４３】
各点においてヌル深度は同じだがヌル位相がランダムであると仮定すると、領域Ｘの要素についてＭＰＡ出力での結果的に生じる電力レベルは（式（１２）より）、（α１Ｄ）２／１６である。従って、ｄＢでは、図７の領域Ｘの行列要素に対応する絶縁は、Ｄｂ＋１２ｄＢによって与えられる。ここで、Ｄｂは、ｄＢで表わすヌル深度である。従って、例えば、ヌル深度が１６ｄＢに達した場合、絶縁は、２８ｄＢである。
【００４４】
ヌルが第２混成回路列の出力に発生する（図４）Φ５１（式（８））等の行列要素の場合、増幅器出力の対（例えば、Ａ１／Ａ２）は、ヌル点の前で位相について合計する。従って、対応するヌル電圧は、α１Ｄ／２√２であり、ＭＰＡ出力（図７の領域Ｙ要素）での対応する絶縁は、Ｄｂ＋９ｄＢによって与えられ、また、Ｄｂは、ｄＢでのヌル深度である。
【００４５】
最後に、ヌルが最終混成回路列の出力で発生する（図５）Φ７１（式（９））等の行列要素の場合、４つの増幅器出力（例えば、Ａ１／Ａ２／Ａ３／Ａ４）が、ヌル点の前に位相について合計される。従って、対応するヌル電圧は、α１Ｄ／２であり、ＭＰＡ出力（図７の領域Ｚの要素）での対応する絶縁は、Ｄｂ＋６ｄＢによって与えられ、また、Ｄｂは、ｄＢでのヌル深度である。
【００４６】
本発明に基づき、ヌル深度がＭＰＡによる不整合の度合いに直接関係した状態で、ＭＰＡ＿ＯＮＥＴのヌル点は、ヌルレベルを測定しＭＰＡ内の特定の構成要素にフィードバックを適用するフィードバックループを含むことによって監視されて、これらのヌルをゼロに（又はゼロ付近に）維持し、これによりＭＰＡ追従性能を維持する。一組のヌル位置が、上記のように特定されている。更に、ＭＰＡ伝達行列要素の関係式は、その例が式（６）乃至（１０）で与えられるが、どの点でフィードバックを適用すべきか特定する。
【００４７】
ヌルを生成しシステムが機能できるようにするために、基準又はパイロット信号が、１つの入力（この場合、入力１）においてＭＰＡに注入される。これは、トラフィック帯域外に位置する非変調搬送波又は帯域内に位置しトラフィックから独立して復元し得るスペクトラム拡散信号でよいが、実際、トラフィックから離れて復元できる任意の信号であって、トラフィックに対して干渉を起こさず又は増幅器から大幅に電力を抽出することのない任意の信号であってよい。
【００４８】
図１１において、フィードバックループＦ１を更に詳細に示す。増幅器Ａ１及びＡ２は、入力混成回路１０と出力混成回路１２との間に結合される。各増幅器は、その入力信号経路に配置された利得調整器１４及び位相調整器１６を有する。結合器１８は、ヌルＳ１が配置された混成回路１２の出力の信号ノードに設けられている。結合器１８は、少なくとも２５ｄＢの結合係数を有しており、増幅器から抽出される電力が小さいこと、また結合器を含むことに起因する何らかの混成回路の不均衡を最小限に抑えることを保証する。結合器出力は、事前選択／画像阻止フィルタ２０によってフィルタ処理され、ミキサ２２によって中間周波数（ＩＦ）にダウンコンバートされ、ＩＦフィルタ２４によってフィルタ処理され、そして、包絡線検出器２６に供給される。検出器の出力は、アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）２８の入力に接続され、ＡＤＣ２８の出力は、ヌルＳ１の深度を表すデジタル信号を提供する。これは、デジタル信号プロセッサ３０に供給され、デジタル信号プロセッサ３０は、出力制御信号を利得及び位相調整器１４及び１６に供給してヌルを最小にする。こうして、フィードバック制御ループＦ１が、提供される。
【００４９】
ミキサ２２用の局部発振器信号（ＬＯ）は、周波数発生器ユニット（ＦＧＵ）３２から出力されるが、これは、パイロット信号を生成するためにも用いる。発生器３２には、周波数逓倍器３６を駆動するＴＣＸＯ水晶発振器３４が含まれ、周波数逓倍器３６は、要求されるパイロット信号及びＬＯ周波数にＴＣＸＯ周波数を逓倍する。パイロット信号は、同様に少なくとも２５ｄＢの結合係数で、結合器（図示せず）によってＭＰＡの入力ポート（ｐ１）に接続される。
【００５０】
事前選択／画像阻止フィルタの目的は、ヌル検出回路がＭＰＡの総トラフィックによって過負荷になることを防止することであり、また、阻止しなければヌルをかき消し得るＩＦ画像の信号を阻止することである。ミキサは、ヌル信号を該当するＩＦにダウンコンバートするが、この場合、狭帯域フィルタによってそれをフィルタ処理して、雑音から絶縁し、これにより確実に必要深度のヌルを観察可能にできる。雑音に起因する検出ヌル電力のばらつきは、検出器の後の簡易アナログフィルタによって又はＤＳＰ内のデジタルフィルタ処理のいずれかによって抑制し得る。
【００５１】
このヌル検出用構成の仮定は、ヌル深度について、パイロット信号レベルを参照することなく、ヌルポートでの測定値だけから評価できるということである。そのような方式が許容可能であるのは、ヌル深度の初期較正後、熱変動及び経年変化の影響等に起因するシステム変動が、ヌル電力と必要ヌル深度との間の関係の大幅な変化にならないことを保証し得る場合である。そのような変化は、システム変動以上のマージンをヌル深度に含むことによって防ぐことができる。そうでない場合、基準は、追加の結合器（図示せず）を介して、混成回路１２の他方の出力ポート４０での信号レベルを測定することによって、提供し得る。このレベルをＤＳＰによって直接ヌル電力と比較して、ヌル深度を評価する。基準の測定は、電子スイッチによりヌルの測定と交互に行ってよい。これは、事前選択／画像フィルタの入力に配置され、ＤＳＰの制御下でヌルと基準との間を交互に切り換える。
【００５２】
フィードバック方式に関連する装置の数を低減するために、ＤＳＰ、ＡＤＣ、並びにＩＦフィルタ処理及び増幅ユニット等の更に多くのユニットは、７つのフィードバックループ間を適切な周期で切り替える単一の要素であってよい。これは、ＤＳＰによって制御される電子スイッチを用いて、共通要素（フィルタ／ＡＤＣ／ＤＳＰ）への入力をヌル点間で順次切り替えたり、ＤＳＰが有する１４個の制御出力を位相及び利得調整器（各々７つ）へ配線したりして構成する。
【００５３】
ＣＷパイロット信号の他の選択肢として、直接シーケンス・スペクトル拡散（ＤＳＳＳ）波形によって変調された搬送波は、例えば、２ＭＨｚ以上のチップ速度に用い得る。このことは、適切な相関器で狭帯域ＩＦフィルタを置き換えて搬送波を復元して運用する。この構成が好まれるのは、パイロット信号の電力スペクトル密度を大幅に低減することが望まれる場合であり得る。
【００５４】
ここで、この方式の例をＫａ帯域（２０ＧＨｚ）での動作について示す。パイロット信号は、ＣＷであり、トラフィックチャネルから独立した衛星送信スペクトルのその部分、例えば、狭帯域衛星ビーコン及び遠隔測定ダウンリンク用に通常予約されているダウンリンクスペクトルのその部分に配置されていると仮定する。２０．２００ＧＨｚのパイロット信号周波数を仮定し、対応する局部発振器周波数を２０．１５０ＧＨｚとする。従って、５０ＭＨｚのＩＦが選択されるが、これは、狭帯域ＳＡＷ又は水晶フィルタ技術を用いるのに充分な程に低い。ダウンコンバートした画像を充分に阻止するために、事前選択／画像阻止フィルタは、２０．１００ＧＨｚにおいて、＞４０ｄＢの拒絶帯を有さねばならない。そのようなフィルタは、簡易な単一の二重モード空洞設計によって実現し得る。５０ＭＨｚのＩＦへのダウンコンバート後、ヌル信号を１０ＫＨｚ幅の水晶ＩＦフィルタによってフィルタ処理する。これは、相対的に低コストで低安定性のＴＣＸＯ（例えば、耐用寿命に渡って±１０ｐｐｍ、又はＩＦ帯域幅内において±５００Ｈｚ）の使用を可能にするのに充分なほど広いが、ヌル深度を大幅に低下させないレベルに確実にトランスポンダ雑音を阻止すのに充分なほど狭い。
【００５５】
最悪事例の解析では、ヌルに入る雑音は、−１１５ｄＢＷの最小飽和磁束密度ＳＦＤ及び１３０ＷのＭＰＡ増幅器電力（即ち、１３６．１ｄＢの増幅器出力までの総トランスポンダ利得）で動作する衛星通信ペイロードに対して決定される。通常のＫａ帯域トランスポンダのエンド・ツー・エンドのシステム雑音温度を６００Ｋ（２７．８ｄＢＫ）、及びヌル付近の受信部入力多重分離装置ＤＥＭＵＸフィルタ処理を２５ｄＢ（これは、任意の隣接ビーコン及び遠隔測定ダウンリンクの保護も行う）と仮定すると、（１０ＫＨｚ＿ＩＦ帯域幅における）ヌルＳ１に入る総雑音は、−４９．７ｄＢＷである。ＤＥＭＵＸ後の雑音の場合、ヌルに入る総電力は、−４８ｄＢＷである（ＤＥＭＵＸ後の合計最大増幅１０６ｄＢに基づく。最大利得でのＤＥＭＵＸ後の部分の場合、通常の雑音指数は１０ｄＢ。）ヌルに入る相互変調雑音の場合、システムが、８個の等しい電力搬送波を送信しており、各々４５Ｍ符号／秒のＱＰＳＫ送信をサポートし、増幅器は、２．５ｄＢの出力減で動作すると仮定する。通常の搬送波対３次相互変調レベルＣ／Ｉｍが１５ｄＢ（線形ＴＷＴＡの場合）であり、相互変調積のピークがヌルになると仮定すると、ＩＦ帯域幅における雑音電力積は、−４１．９ｄＢＷである。そして、上記の雑音源３つ全ての合計は、−４０．４ｄＢＷである。
【００５６】
ヌルが雑音によって大幅な影響を受けないようにするために、最小ヌルレベルは、雑音より少なくとも１０ｄＢ大きい、即ち、＞＝−３０．４ｄＢＷであるべきである。最小必要ヌル深度を２５ｄＢ（絶縁が、＞３０ｄＢの場合）とすると、各増幅器の出力における必要パイロット信号電力は、＞＝０．３５Ｗ、例えば、０．５Ｗであるべきである。これは、２．５ｄＢの出力減で動作する１３０Ｗ増幅器からの０．０３ｄＢだけの損失を表す。
【００５７】
ヌル点における許容可能な深度のゼロ又はヌルの形成には、深度が２つの変数、即ち、振幅及び位相（Ｇ及びΘ）に依存し、ゼロでない場合、固有の解がないことから、何らかの困難が伴う。これを克服するための本発明に基づく方法は、ヌルを中心とした位相偏差を導入すること、最小電圧を特定すること又は「捜し出す」ことである。次に、最小電圧を特定するために位相を保持して、減衰を調整して所望のヌル深度を達成する。このプロセスは、フィードバックと同様、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）の制御下で実行する。
【００５８】
図１２及び１３を参照すると、これらは、所望のヌルを達成するための利得及び位相調整プロセスの図及びフローチャートであるが、このプロセスは、ＭＰＡ性能を指定限界内に確実に保持するのに充分なほど規則正しく、設定間隔で実行される。それは、現在のヌル深度Ｄ１（図１２参照）の測定から始まるが、この場合は、ヌルの上、即ち、右であると仮定する。ヌル深度Ｄ１が、所望の絶縁を提供するのに必要なレベルＤｒｅｑを下回る場合、調整は行われず、プロセスは停止する。そうでない場合、位相調整器は、位相が正の１ステップΘｓｔｅｐ分増加され、ヌルが、再測定される。再び、ヌル深度がレベルＤｒｅｑを下回る場合、プロセスは、停止する。そうでない場合及び第２測定値が第１測定値（図１２のＤａ）より大きい場合、位相増分Θｓｔｅｐは、符号を反転して、ヌル深度がＤｒｅｑを下回るか又は（例えば、測定値Ｄｃを前の測定値Ｄｂと比較して）次の測定値がその前の値より大きくなるかのいずれかになるまで繰り返し加算され、その点において、単一の増分を減算して、位相調整のみで達成し得る最小ヌルレベル（Ｄｂ）にシステムを戻す。第２測定値が第１測定値を下回る（即ち、初期測定値が、図Ｂのヌルの左である場合に対応する）場合、符号反転は、繰り返し加算の前に、位相増分に適用されない。このプロセスは、各々同じヌルレベルを生成する２つの増分（図１２のＤｘ及びＤｙ）の途中でヌルが発生する可能性を考慮する。この場合、最小達成可能ヌル深度は、最終測定値（Ｄｙ）であると解釈する。
【００５９】
必要なヌル深度が位相調整だけでは得られない場合、プロセスは、利得Ｇの調整に移行する。これは、位相調整と全く同様に行われるが、この場合、増加は、利得Ｇｓｔｅｐ単位である。このプロセス中、位相は、上述した位相調整手順から得られた最小ヌル深度になった値に保持される。
【００６０】
このプロセス全体では、要求レベルＤｒｅｑを下回るヌルを生成できない場合、利得及び位相調整双方により達成可能な最小ヌルに達した時、プロセスが停止するという点において、フェールセーフな結果を具現する。要求ヌルレベルを達成できない状況は、いずれかの構成要素の故障により発生し得る。しかしながら、結果的に生じる絶縁性能は、依然として許容可能であり得る。
【００６１】
ループＦ１、Ｆ２、及びＦ３は、縦続接続の組を形成し、この縦続接続における連続ループは、次の混成回路列のヌルで動作する。
【００６２】
第１組のループＦ１は、図３、１０で明らかにしたように、第１混成回路列のヌルから動作し、対の増幅器（Ａ１／Ａ２乃至Ａ７／Ａ８）上で動作する。式（６）及び（７）において、ヌルの完全な組は、下線表示し括弧でくくった係数（Ａ１．Ｃ１１Ｊ．Ｃ１１ａ＋Ａ２．Ｃ２１Ｊ．Ｃ１２ａ）、（Ａ３．Ｃ１１Ｋ．Ｃ１１ｂ＋Ａ４．Ｃ２１Ｋ．Ｃ１２ｂ）、（Ａ５．Ｃ１１Ｌ．Ｃ１１ｃ＋Ａ６．Ｃ２１Ｌ．Ｃ１２ｃ）及び（Ａ７．Ｃ１１Ｍ．Ｃ１１ｄ＋Ａ８．Ｃ２１Ｍ．Ｃ１２ｄ）が全てゼロである時、得られる。ヌル（Ｓ）が得られない場合、ヌルを達成するために、制御信号が、対応する増幅器対内の増幅器（Ａ１、Ａ３、Ａ５、及びＡ７）の前に、命令可能な利得及び位相調整器（Ｇ、Θ）にフィードバックされる。
【００６３】
第１混成回路列の示されたＯ／Ｐポートにおけるヌルの結果、反対側の混成回路ポートは、増幅器対出力（Ａ１／Ａ２乃至Ａ７／Ａ８）の同相和を提供する。これらの同相和は、混成回路の次の（中間の）列に供給される。式（８）において、これらの混成回路の出力におけるヌルは、強調表示された係数［Ｃ１１Ｅ．Ｃ１１ｆ．（Ａ１．Ｃ１１Ｊ．Ｃ２１ａ＋Ａ２．Ｃ２１Ｊ．Ｃ２２ａ）＋Ｃ２１Ｅ．Ｃ１２ｆ．（Ａ３．Ｃ１１Ｋ．Ｃ２１ｂ＋Ａ４．Ｃ２１Ｋ．Ｃ２２ｂ）］及び［Ｃ１１Ｇ．Ｃ１１ｈ．（Ａ５．Ｃ１１Ｌ．Ｃ２１ｃ＋Ａ６．Ｃ２１Ｌ．Ｃ２２ｃ）＋Ｃ２１Ｇ．Ｃ１２ｈ．（Ａ７．Ｃ１１Ｍ．Ｃ２１ｄ＋Ａ８．Ｃ２１Ｍ．Ｃ２２ｄ）］がゼロである時、達成される。これら２つの式は、最も内側の括弧内の式によって定義された増幅器対（Ａ１／Ａ２乃至Ａ７／Ａ８）の同相和を表し、隣接対からこれらの和が相殺され（Ａ３／Ａ４によるＡ１／Ａ２並びにＡ７／Ａ８によるＡ５／Ａ６）、このことは、図４に示す。ヌルＳ２が得られない場合、制御信号は、ループＦ２において、定義された増幅器（この場合、Ａ２及びＡ６）に先立ち、命令可能な利得／位相調整器にフィードバックされる。
【００６４】
中間列の２つの混成回路のヌルポートと反対のＯ／Ｐポートは、４つの増幅器から成る組（Ａ１／Ａ２／Ａ３／Ａ４及びＡ５／Ａ６／Ａ７／Ａ８）の同相和を提供する。４増幅器のこれらの同相和は、最終混成回路列に供給される。ここで、（この場合、ポート７における）単一のヌルＳ３は、式（９）で定義されたように、４増幅器からなる２つの組（Ａ１／Ａ２／Ａ３／Ａ４及びＡ５／Ａ６／Ａ７／Ａ８）の相殺に相当する。同様に、ヌルがここで得られない場合、制御信号は、フィードバックループＦ３において、定義された増幅器（この場合、Ａ８）に先立ち、利得／位相調整器にフィードバックされる。
【００６５】
利得／位相調整器を有さない１つの増幅器、即ち、Ａ４があることに留意されたい。それに対して他の全てのユニットが最終的に整合される基準の役割を果たす１つの増幅器が存在しなければならない。Ａ４の選択は、任意であり、いずれか他の増幅器も同様に選択してよい。
【００６６】
ループの配列順又は相対的な反応時間は、重要である。最も速く反応するループは、最も内側のＦ１であり、これは、増幅器対（Ａ１／Ａ２、Ａ７／Ａ８）を整合（位相／振幅整合）する。対が整合され安定した後、中間混成回路列のヌルにより機能する次のループＦ２が役割を果たし始める。これらは、４つの増幅器から成るグループ（Ａ１／Ａ２／Ａ３／Ａ４、Ａ５／Ａ６／Ａ７／Ａ８）を整合する。最終ループＦ３は、最も外側の混成回路列のヌルにより機能するが、８つ全ての増幅器を効果的に調整又は整合し（中間ループが安定する時間が経過した後）、結果的に生じる最終加算が、所望の出力（この場合、Ｏ／Ｐポート８）で起こる。調整プロセス全体は、外側ループによって生成される調整が内側のループに影響を及ぼすことから、繰り返し用いられる。例えば、Ａ２に関連付けられ中間列のヌルを達成するための位相／振幅調整装置が変更された場合、Ａ１に関連付けられた調整装置は、第１列のヌルを維持するために、変更が必要なことがある。この再帰的プロセス全体は、特定された全ての点においてヌルを達成するという全体的な目的を有しており、拡張手順である。しかしながら、ループが調整を適用する原因となる変動係数は、ゆっくりと時間的に変化する。これらには、構成要素の経年変化や、例えば、宇宙飛行体温度の日変化によって生じた熱変動や、同様に日ごとの性質であり得るトラフィック変動が含まれる。従って、一旦フィードバックシステムがヌルを獲得して安定すれば、追従の維持には、ほとんど不都合がないはずである。
【００６７】
上述したプロセスは、ヌル点が特定され、説明したようにパイロット信号が注入されて機能するが、図７において強調表示した行列要素について能動的な整合を行う。対応する出力ポート絶縁及び（合成損失に関連する）所望のポートにおけるレベルは、フィードバック方式の直接的制御下にある。残りの要素については、これらの場合のヌルが、制御対象のヌルに関係するが、個々の混成回路又は全体的にＩＮＥＴ及びＯＮＥＴの品質（位相及び振幅整合）に依存する残留電圧を有する点において、間接的制御下にある。この関係は、ＩＮＥＴ及びＯＮＥＴ整合によって本質的に排他的に定義されることから、増幅器の許容可能な追従を保証する基本的な困難が、回避される。絶縁性能は、高くあるべき機械加工された導波管部品等の受動ユニットの安定性に今や本質的に依存する。しかしながら、このことは、パイロット信号周波数の付近において当てはまる。この周波数から離れれば、広帯域にわたる増幅器と混成回路との間の周波数関連の追従誤差から生じる残留ヌル電圧への寄与が存在し得る。
【００６８】
これらの誤差の影響を低減するために用い得る技法には、帯域全体に分散した複数のパイロット信号、切り替え式周波数又は周波数ホッピング式信号、及び広帯域ＤＳＳＳ（直接シーケンス拡散スペクトル）変調式搬送波の使用が含まれる。これらの技法の様々な組合せ、例えば、帯域全体に分散した複数の信号であって、その各々がＤＳＳＳ変調されている信号も用い得る。これらの技法を応用すると、単一のスポット周波数よりもむしろ帯域全体におけるＭＰＡの平均性能に関係するヌル測定値が生成される。それに対応して、装置の絶縁及び合成性能は、広帯域動作の場合、整合が良くなる。
【００６９】
シミュレーション結果
フィードバックループの有効性を評価するために、図１０に示すＭＰＡシステムを表すモデルを開発した。個々のモデルは、ＩＮＥＴ、組み合わせ式増幅器及び利得／位相調整器、並びにＯＮＥＴについて得られ、そして、縦列接続されてＭＰＡ全体のモデルを提供した。
【００７０】
上述したように、達成されるポート絶縁は、個々の構成要素のそれらの公称値を中心とした振幅及び位相偏差の関数である。これらの構成要素が理想的であれば、所望の出力と不要な出力との間に無限の絶縁が得られるが、それらは、理想的ではないため、有限の絶縁になる。各構成要素の振幅及び位相偏差は、ガウスのランダム変数としてモデル化されており、平均値及び分散を下表に提示する。これらの値は、Ｋｕ／Ｋａ帯域において実用可能であると見なされている。
【表１】
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【００７１】
混成回路の引用値は、ＩＮＥＴ及びＯＮＥＴの双方に用いられており、導波管混成回路用に予想される値に対応する。増幅器の値は、１３０ＷのＫａ帯域ＴＷＴＡの場合に予想される性能に基づく。
【００７２】
構成要素の各々について得られた分布を図１４乃至図１７に提示する。
【００７３】
上述したように、３つのフィードバックループＦ１乃至Ｆ３は、所望のしきい値を下回る出力ポート絶縁を維持するために用いる。図１及び図１０を参照して、
ａ．最も内側のループＦ１は、出力混成回路Ｈａ、Ｈｂ、Ｈｃ、及びＨｄ（第１列）から増幅器Ａ１、Ａ３、Ａ５、及びＡ７に関連付けられた利得／位相調整器にそれぞれフィードバックを行う。ヌルポートの式は、式（６）から導出でき、次のように与えられる。
【数１４】
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【数１５】
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【数１６】
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【数１７】
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ｂ．中間ループＦ２は、出力混成回路Ｈｆ及びＨｈ（第２列）から増幅器Ａ２及びＡ６に関連付けられた利得／位相調整器にフィードバックを行う。ヌルポートの式は、式（８）から導出でき、次のように与えられる。
【数１８】
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【数１９】
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ｃ．最も外側のループＦ３は、出力混成回路Ｈｍ（第３列）から増幅器Ａ８に関連付けられた利得／位相調整器間のフィードバックを行う。ヌルポートの式は、式（９）から導出でき、次のように与えられる。
【数２０】
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上式では、項βｊ．ｅｘｐｊ．φｉは、利得／位相調整器の大きさ及び位相係数を表す。増幅器Ａ４は、基準の役割を果たすため、それに関連する利得／位相調整は存在しない。
【００７４】
式（１４）乃至（２０）から、ヌルポートの式は、互いに依存しており、１つのフィードバックループの利得／位相調整器に行った変更は、他のフィードバックループの性能に影響を及ぼすことが分かる。従って、ＭＰＡ全体における最小目標絶縁を求める処理は、反復的なプロセスとなる。
【００７５】
採用した方法論は、各利得／位相調整器を最初に設定して、利得１及び位相シフトゼロを提供することであった。そして、内側ループのヌルポートの式を、β１、β３、β５、β７、φ１、φ３、φ５、及びφ７について解く。一旦これらの利得／位相調整を適用すると、次に、中間ループのヌルポート式を、β２、β６、φ２、及びφ６について解く。そして、このプロセスは、収束が起こるまで、即ち、中間ループの係数の変化が、内側ループの係数を変化させない点まで繰り返す。この位置に達すると、次に、外側ループのヌルポートの式を、β８及びφ８について解き（現在の絶縁が最小目標絶縁より小さいことが前提）、内側及び中間ループを再収束させる。この手順は、ＭＰＡの最小目標絶縁が満たされ、また、実際、最も速い時定数を有する内側ループと最も遅い時定数を有する外側ループでシステムがどのように動作するかを表すと見なされるまで繰り返す。
【００７６】
シミュレーション結果については、以下の図１８及び図１９に、内側及び中間のフィードバックループを用いて提供する。
【００７７】
図１８は、任意のフィードバックを適用する前のＭＰＡの絶縁行列を提供し、ここでは、行列の各行は、出力ポートを表し（最上位行＝１）、各列は、入力ポートを表す（左列＝１）。従って、入力ポート１と出力ポートとの間の絶縁は、Ｉ１１によって与えられ、２０．８ｄＢである。フィードバックループの最小絶縁目標は、２５ｄＢであり、これは、ＳＦＢペイロードに適用可能な程度の絶縁である。
【００７８】
図１９から分かるように、ＭＰＡの絶縁性能に大幅な改善があった。内側及び中間のフィードバックループだけを用いたことに留意されたい。「Ｘ」（図７）で示した象限の絶縁は、内側フィードバックループにより、最大２０ｄＢだけ改善されている。しかしながら、雑音の影響及び位相／振幅補償の分解能の限界等の要因のために、３０ｄＢを超える絶縁は、実際には達成されない可能性が非常に高い。「Ｙ」（図７）と示した象限内において、小さいが注目に値する絶縁の改善が、達成されており、通常、約６ｄＢ乃至８ｄＢである。「Ｚ」によって示された象限（例えば、Φ８１）では、絶縁が劣化している。このことは、２つの理由で起こっている。第１は、最も外側のフィードバックループがシミュレーションに含まれなかったことであり、第２は、最も外側のフィードバックループ無しでは、内側及び中間のフィードバックループによって利得／移相器に行われる調整が、これらの点の絶縁に影響を及ぼすことである。実際の影響は、関連する経路における透過係数の分散によって決定され、同様に劣化よりもむしろ改善できたはずである。更に、最も外側のフィードバックループを含むことにより、象限「Ｚ」の絶縁性能も改善されたであろうことが十分に予想される。
【符号の説明】
【００７９】
Ｆ１      フィードバックループ
Ａ１、Ａ２      増幅器
１０      入力混成回路
１２      出力混成回路
１４      利得調整器
１６      位相調整器
１８      結合器
２０      事前選択／画像阻止フィルタ
２２      ミキサ
２４      ＩＦフィルタ
２６      包絡線検出器
２８      アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）
３０      デジタル信号プロセッサ
３２      周波数発生器ユニット（ＦＧＵ）
３４      ＴＣＸＯ水晶発振器
３６      周波数逓倍器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【国際調査報告】
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