(57)【要約】【課題】周期定常性を用いた移動体速度及びドップラー周波数の推定。【解決手段】本発明の実施形態は、フェージングチャネルを介して送信された線形変調信号の周期定常性を利用して、ブラインドでありデータ支援されたロバストな移動体速度推定器を提供する。本発明の実施形態は、周期相関ベースの方法及び周期スペクトルベースの方法という少なくとも２つの方法と、マクロセル内の基地局での空間−時間速度推定への拡張とを利用する。背景技術による方法と比較して、本発明の実施形態の新しい推定器は、パイロットトーンを全く必要とせずに使用することができ、任意の色又は分布の付加的定常ノイズ又は干渉に対してロバストである。さらに、本発明の実施形態はブラインドで実施することもでき、これにより、データスループットを増大させることができる。本発明の実施形態の推定器の性能結果を、広範なモンテカルロシミュレーション結果を用いて示す。【選択図】図１
2010511332.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
通信システムにおいて移動局に対応するドップラー周波数を推定する方法であって、パイロットシンボルを含まない１つ又は複数の受信信号を相関付けることを含み、前記信号はそれ自体及び／又は互いに相関付けられる、方法。
【請求項２】
通信システムにおいて移動局に対応するドップラー周波数を推定する方法であって、
１つ又は複数の移動局から信号を受信することと、
前記受信信号を微分することと、
前記受信信号を相関付けることと、
前記微分された受信信号を相関付けることと、
前記相関付けられた受信信号及び前記微分され相関付けられた受信信号を処理することと、
前記処理された信号から前記ドップラー周波数の推定を生成することと
を含む方法。
【請求項３】
前記相関付けられた受信信号及び前記微分され相関付けられた受信信号を処理することは、さらに、
前記微分され相関付けられた受信信号を前記相関付けられた受信信号で除算することと、
前記除算された信号を第１の係数と加算して、加算出力を生成することと、
前記加算出力の平方根を計算することと
を含む、請求項２に記載の方法。
【請求項４】
前記ドップラー周波数推定を生成することは、さらに、前記加算出力の平方根を第２の係数で乗算することを含む、請求項３に記載の方法。
【請求項５】
前記第１の係数は（−（（π２−６）β２−３π２）／（３Ｔ２）であり、前記第２の係数は
【数１】
2010511332.tif 000098
である、請求項５に記載の方法。
【請求項６】
前記受信信号はトレーニングシーケンスを含む、請求項４に記載の方法。
【請求項７】
前記第１の係数は（（π２）／（Ｔ２））であり、前記第２の係数は
【数２】
2010511332.tif 000099
である、請求項６に記載の方法。
【請求項８】
通信システムにおいて移動局に対応するドップラー周波数を推定する方法であって、
１つ又は複数の移動局から信号を受信することと、
前記受信信号を相関付けることと、
前記相関付けられた受信信号をウィンドウイングし離散時間フーリエ変換（ＤＴＦＴ）処理することと、
前記相関付けられ、ウィンドウイングされ、（ＤＴＦＴ）処理された受信信号を処理することと、
前記処理された信号から前記ドップラー周波数の推定を生成することと
を含む方法。
【請求項９】
前記相関付けられ、ウィンドウイングされ、（ＤＴＦＴ）処理された受信信号を処理することは、さらに、
前記ウィンドウイングされＤＴＦＴ処理された受信信号の大きさのａｒｇ  ｍａｘを計算することと、
前記ウィンドウイングされＤＴＦＴ処理された受信信号の大きさの計算されたａｒｇ  ｍａｘを第１の係数と加算して、加算出力を生成することと、
前記加算出力の大きさを計算することと
を含む、請求項８に記載の方法。
【請求項１０】
前記ドップラー周波数推定を生成することは、さらに、前記加算出力の大きさを第２の係数で乗算することを含む、請求項９に記載の方法。
【請求項１１】
前記第１の係数は（−１／（２Ｔ））であり、前記第２の係数は（Ｐ／Ｔ）である、請求項１０に記載の方法。
【請求項１２】
前記受信信号はトレーニングシーケンスを含む、請求項１１に記載の方法。
【請求項１３】
通信システムにおいて移動局に対応するドップラー周波数を推定する方法であって、
１つ又は複数の移動局から複数のアンテナで信号を受信することと、
前記複数の受信信号を相互相関付けることと、
前記相互相関付けられた複数の受信信号の位相を計算することと、
前記相互相関付けられた複数の受信信号の計算された位相を処理することと、
前記相互相関付けられた複数の受信信号をウィンドウイングし離散時間フーリエ変換（ＤＴＦＴ）処理することと、
前記ウィンドウイングされＤＴＦＴ処理された複数の受信信号の大きさのａｒｇ  ｍａｘを計算することと、
前記ウィンドウイングされＤＴＦＴ処理された複数の受信信号の大きさの計算されたａｒｇ  ｍａｘを加算することと、
前記ウィンドウイングされＤＴＦＴ処理された複数の受信信号の大きさの計算され加算されたａｒｇ  ｍａｘから前記ドップラー周波数の推定を生成することと
を含む方法。
【請求項１４】
前記相互相関付けられた複数の受信信号の計算された位相を処理することは、さらに、
前記相互相関付けられた複数の受信信号の計算された位相を第１の係数で乗算して、第１の積を生成することと、
【数３】
2010511332.tif 000100
を反転させ、前記第１の積で乗算することと、
前記第１の積を第２の係数で乗算することと
を含む、請求項１３に記載の方法。
【請求項１５】
前記第１の係数は（−１／（２πΔ））であり、前記第２の係数は（Ｐ／ＬＴ）である、請求項１４に記載の方法。
【請求項１６】
前記受信信号はトレーニングシーケンスを含む、請求項１５に記載の方法。
【請求項１７】
プロセッサ実行可能コードを含むプロセッサ可読媒体であって、前記プロセッサ実行可能コードは、プロセッサによって実行されると、前記プロセッサに、通信システムにおいて１つ又は複数の移動局に対応する受信信号のドップラー周波数を推定する方法を実施させ、当該方法は、
１つ又は複数の移動局から信号を受信することと、
前記受信信号を微分することと、
前記受信信号を相関付けることと、
前記微分された受信信号を相関付けることと、
前記相関付けられた受信信号及び前記微分され相関付けられた受信信号を処理することと、
前記処理された信号から前記ドップラー周波数の推定を生成することと
を含む、プロセッサ可読媒体。
【請求項１８】
前記相関付けられた受信信号及び前記微分され相関付けられた受信信号を処理することは、さらに、
前記微分され相関付けられた受信信号を前記相関付けられた受信信号で除算することと、
前記除算された信号を第１の係数と加算して、加算出力を生成することと、
前記加算出力の平方根を計算することと
を含む、請求項１７に記載の方法。
【請求項１９】
前記ドップラー周波数推定を生成することは、さらに、前記加算出力の平方根を第２の係数で乗算することを含む、請求項１８に記載の方法。
【請求項２０】
前記第１の係数は（−（（π２−６）β２−３π２）／（３Ｔ２）であり、前記第２の係数は
【数４】
2010511332.tif 000101
である、請求項１９に記載の方法。
【請求項２１】
前記受信信号はトレーニングシーケンスを含む、請求項１９に記載の方法。
【請求項２２】
前記第１の係数は（（π２）／（Ｔ２））であり、前記第２の係数は
【数５】
2010511332.tif 000102
である、請求項２１に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
関連出願の相互参照
本願は、２００６年１１月２３日に出願された米国仮出願第６０／８６７，１１６号及び２００６年１１月２３日に出願された米国仮出願第６０／８６７，１１９号を優先権主張の基礎とする非仮出願である。
【０００２】
技術分野
本発明の実施形態は、概括的には、移動通信システムに関し得る。より詳細には、本発明の実施形態は、移動通信システムにおける移動ユニットの速度の推定に使用される。
【背景技術】
【０００３】
通信ネットワークにおける移動ユニットの速度は、無線移動チャネルの変動率に関連し得る。従って、例えば、ハンドオフ、適応変調、適応等化、電力制御等の機能を支援するために、移動ユニットの速度の推定を取得可能なことが望まれる場合がある。
【０００４】
速度推定は、移動ユニット、及び／又は、基地局若しくはネットワークの他の固定局で受信される信号に基づいて行うことができる。しかし、受信信号は、一般に、ノイズ、フェージング等によって損なわれる。
【０００５】
速度推定、あるいは、それに相当するドップラー周波数推定（ドップラー周波数は速度に比例するため）には、例えば、交差ベースの方法又は共分散ベースの方法を利用することができる。しかし、このような推定の精度は、ノイズ量、干渉量、フェージング量等の増大に伴って低下する傾向を有し得る。さらに、このような推定は実施が複雑になりがちであり、一般に、パイロットシンボル及び／又はパイロット信号の使用を必要とする。
【０００６】
無線移動チャネルの変動率を反映する移動体速度の正確な推定は、ハンドオフ、適応変調、適応等化、電力制御等の多くの用途にとって重要である。速度を推定する略全ての背景技術による方法は、送信されるパイロットトーンに基づいたものである。
【発明の概要】
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の一実施形態は、通信システムにおいて移動局に対応するドップラー周波数を推定する方法であって、パイロットシンボルを含まない１つ又は複数の受信信号を相関付けることを含み、上記信号はそれら自体及び／又は互いに相関付けられる、方法である。
【０００８】
本発明の別の実施形態は、通信システムにおいて移動局に対応するドップラー周波数を推定する方法であって、信号を１つ又は複数の移動局から受信することと、受信信号を微分することと、受信信号を相関付けることと、微分された受信信号を相関付けることと、相関付けられた受信信号及び微分され相関付けられた受信信号を処理することと、処理された信号からドップラー周波数の推定を生成することとを含む方法である。
【０００９】
本発明のさらに別の実施形態は、通信システムにおいて移動局に対応するドップラー周波数を推定する方法であって、１つ又は複数の移動局から信号を受信することと、受信信号を相関付けることと、相関付けられた受信信号をウィンドウイングし離散時間フーリエ変換（ＤＴＦＴ）処理することと、相関付けられ、ウィンドウイングされ、（ＤＴＦＴ）処理された受信信号を処理することと、処理された信号からドップラー周波数の推定を生成することとを含む方法である。
【００１０】
本発明の別の実施形態は、通信システムにおいて移動局に対応するドップラー周波数を推定する方法であって、１つ又は複数の移動局から複数のアンテナで信号を受信することと、その複数の受信信号を相互相関付けることと、相互相関付けられた複数の受信信号の位相を計算することと、相互相関付けられた複数の受信信号の計算された位相を処理することと、相互相関付けられた複数の受信信号をウィンドウイングし離散時間フーリエ変換（ＤＴＦＴ）処理することと、ウィンドウイングされＤＴＦＴ処理された複数の受信信号の大きさ（ｍａｇｎｉｔｕｄｅ）のａｒｇ  ｍａｘ（最大引数：最大値を実現する引数の値）を計算することと、ウィンドウイングされＤＴＦＴ処理された複数の受信信号の大きさの計算されたａｒｇ  ｍａｘを加算することと、ウィンドウイングされＤＴＦＴ処理された複数の受信信号の大きさの計算され加算されたａｒｇ  ｍａｘからドップラー周波数の推定を生成することとを含む方法である。
【００１１】
本発明のさらに別の実施形態は、プロセッサ実行可能コードを含むプロセッサ可読媒体であって、プロセッサ実行可能コードは、プロセッサによって実行されると、プロセッサに、通信システムにおいて１つ又は複数の移動局に対応する受信信号のドップラー周波数を推定する方法を実施させ、当該方法は、１つ又は複数の移動局から信号を受信することと、受信信号を微分することと、受信信号を相関付けることと、微分された受信信号を相関付けることと、相関付けられた受信信号及び微分され相関付けられた受信信号を処理することと、処理された信号からドップラー周波数の推定を生成することとを含む、プロセッサ可読媒体である。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】ＳＮＲ＝１０ｄＢである等方性レイリーフェージング（ｉｓｏｔｒｏｐｉｃ  Ｒａｙｌｅｉｇｈ  ｆａｄｉｎｇ）での二乗平均平方根誤差（ＲＭＳＥ）とｆＤＴとの関係をプロットした例である。
【図２】ｆＤＴ＝０．１の場合の等方性レイリーフェージングでの二乗平均平方根誤差（ＲＭＳＥ）とｆＤＴとの関係をプロットした例である。
【図３】ｆＤＴ＝０．１、ＳＮＲ＝１０ｄＢ、且つ、α＝３０°の場合のレイリーフェージングでの二乗平均平方根誤差（ＲＭＳＥ）と非等方性散乱パラメータκとの関係をプロットした例である。
【図４】ｆＤＴ＝０．１、ＳＮＲ＝１０ｄＢ、且つ、κ＝３．３の場合のレイリーフェージングでの二乗平均平方根誤差（ＲＭＳＥ）と平均ＡＯＡ  αとの関係をプロットした例である。
【図５】ｆＤＴ＝０．１、ＳＮＲ＝１０ｄＢ、且つ、α０＝３０°の場合のライス等方性フェージング（Ｒｉｃｉａｎ  ｉｓｏｔｒｏｐｉｃ  ｆａｄｉｎｇ）での二乗平均平方根誤差（ＲＭＳＥ）とライス係数Ｋとの関係をプロットした例である。
【図６】ｆＤＴ＝０．１、ＳＮＲ＝１０ｄＢ、且つ、Ｋ＝５の場合のライス等方性フェージングでの二乗平均平方根誤差（ＲＭＳＥ）とＬＯＳ  ＡＯＡ  α０＝３０°との関係をプロットした例である。
【図７】ｆＤＴ＝０．１、ＳＮＲ＝１０ｄＢ、κ＝１００、Ｌ＝４、Δ＝１／２、且つ、α＝６０°の場合のレイリーフェージングでの二乗平均平方根誤差（ＲＭＳＥ）とｆＤＴとの関係をプロットした例である。
【図８】本発明の実施形態に対応する概念ブロック図の例を示す。
【図９Ａ】本発明の別の実施形態の一部分に対応する概念ブロック図の例を示す。
【図９Ｂ】図９Ａに示すブロック図を組み込むことができる概念ブロック図の例を示す。
【図１０】本発明の各種実施形態の実施に使用することができる方法を組み込んだフローチャートの例を示す。
【図１１】本発明の実施形態の各種形態及び／又は部分の実施に使用することができるシステムの例を示す。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
本発明の各種実施形態は、ブラインド周期定常性推定技法（ｂｌｉｎｄ  ｃｙｃｌｏｓｔａｔｉｏｎａｒｙ  ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ  ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ）に基づいて移動局の速度を推定することができる。これはハードウェア、ソフトウェア、及び／又は、ファームウェアで実施することができ、且つ／又は、ネットワークの移動局及び／又は固定局に組み込むことができる。
【００１４】
本発明の実施形態は、線形変調信号の周期定常性を利用する速度推定器を提供する。この新しい推定器は、トレーニングシンボルを使用せずにブラインドで適用することができ、これによりデータスループットが増大する。一方、パイロットシンボルが利用可能な場合、本発明の実施形態は、ブラインド方法と比較してより正確な推定を提供する推定器となる。本質的に、周期定常性ベースの推定器は、パイロットトーンベースの手法に影響を与えることが知られている任意の色又は分布の付加的定常ノイズ又は干渉の影響をあまり受けない。非等方性散乱、及び、各種の見通し線（ＬＯＳ）に対する新しい推定器のロバスト性についても調べる。広範なモンテカルロ（Ｅｘｔｅｎｓｉｖｅ  Ｍｏｎｔｅ  Ｃａｒｌｏ）シミュレーションを行うことにより、新しい推定器の性能を示す。
【００１５】
以下の段落に、本発明の実施形態において使用される信号、チャネル、及びノイズのモデルを詳細に説明する。特に、周波数フラットフェージングチャネルを介して送信される線形変調信号の受信されたローパス複素包絡線は、以下の式（１）として表すことができる。
ｚ（ｔ）＝ｈ（ｔ）ｓ（ｔ）＋ｖ（ｔ）                      （１）
式中、ｓ（ｔ）＝Σｍｗ（ｍ）ｇ（ｔ−ｍＴ）であり、以下の定義を有する。
ｗ（ｍ）
・ｈ（ｔ）はフェージングチャネル、
・ｗ（ｍ）は有限アルファベット複素信号点配置（ｆｉｎｉｔｅ−ａｌｐｈａｂｅｔ  ｃｏｍｐｌｅｘ  ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ）から選ばれる送信シンボルの定常ランダムシーケンス、
・ｇ（ｔ）は、送信器のシグナリングパルスと、一般性を失うことなく、ロールオフ係数
【００１６】
【数１】
2010511332.tif 000003
の二乗余弦である受信器フィルタとの畳み込み、
・ｖ（ｔ）は、ｈ（ｔ）及びｗ（ｍ）から独立した、ノイズ及び干渉の和を表す複素定常プロセス（ｃｏｍｐｌｅｘ  ｓｔａｔｉｏｎａｒｙ  ｐｒｏｃｅｓｓ）、
・Ｔはシンボル周期である。
ｚ（ｔ）＝ｈ（ｔ）ｓ（ｔ）＋ｖ（ｔ）                      （１）
式中、ｓ（ｔ）＝Σｍｗ（ｍ）ｇ（ｔ−ｍＴ）であり、以下の定義を有する。
ｈ（ｔ）はフェージングチャネル、
ｗ（ｍ）は有限アルファベット複素信号点配置から選ばれる送信シンボルの定常ランダムシーケンス、
ｇ（ｔ）は、送信器のシグナリングパルスと、一般性を失うことなく、ロールオフ係数
【００１７】
【数２】
2010511332.tif 000004
の二乗余弦である受信器のフィルタとの畳み込み、
ｖ（ｔ）は、ｈ（ｔ）及びｗ（ｍ）から独立した、ノイズ及び干渉の和を表す複素定常プロセス、
Ｔはシンボル周期である。
【００１８】
単位パワーフェージング（ｕｎｉｔ−ｐｏｗｅｒ  ｆａｄｉｎｇ）プロセスｈ（ｔ）は、以下の式（２）に示すように、ランダムな拡散成分ｈｄ（ｔ）及び確定的なＬＯＳ成分を含む。
【００１９】
【数３】
2010511332.tif 000005
式（２）中、ｈｄ（ｔ）はゼロ平均、単位分散の定常複素ガウスプロセスであり、ライス係数ＫはＬＯＳパワーと拡散パワーとの比である。ＬＯＳ成分では、Ｈｚ単位の最大ドップラー周波数はｆＤ＝ｖ／λ＝ｖｆｃ／ｃであり、ｖは移動体速度、λは波長、ｆｃは搬送波周波数、ｃは光の速度である。さらに、ｊ２＝−１であり、α０及びφ０はそれぞれ、受信器でのＬＯＳ成分の到来角（ＡＯＡ）及び位相を表す。
【００２０】
ｒｈ（τ）＝Ｅ［ｈ（ｔ）ｈ＊（ｔ＋τ）］（式中、Ｅ［．］及び＊はそれぞれ、数学的期待値及び複素共役を示す）として定義されるｈ（ｔ）の自己相関関数は、ＡＯＡのフォンミーゼス分布を使用して、式（３）として得られる。
【００２１】
【数４】
2010511332.tif 000006
式中、
【００２２】
【数５】
2010511332.tif 000007
は拡散成分の平均ＡＯＡであり、
【００２３】
【数６】
2010511332.tif 000008
が拡散成分のＡＯＡの幅を制御し、Ｉ０（．）は、第１種のゼロ次変形ベッセル関数（ｚｅｒｏ−ｏｒｄｅｒ  ｍｏｄｉｆｉｅｄ  Ｂｅｓｓｅｌ  ｆｕｎｃｔｉｏｎ）である。式（３）は、周知のクラークモデル（Ｃｌａｒｋｅｓ’  ｍｏｄｅｌ）の経験的に立証された拡張である。
【００２４】
以下の段落では、本発明の実施形態において使用される受信信号の周期定常性を詳細に説明する。特に、ｒｚ（ｔ；τ）＝ｒｚ（ｔ，ｕ）＝Ｅ［ｚ（ｔ）ｚ＊（ｕ）］（但しｕ＝ｔ＋τ）で定義される受信信号ｚ（ｔ）の時変自己相関は、式（４）として表すことができる。
ｒｚ（ｔ；τ）＝ｒｈ（τ）ｒｓ（ｔ；τ）＋ｒｖ（τ）                （４）
式中、
【００２５】
【数７】
2010511332.tif 000009
であり、この式中、
【００２６】
【数８】
2010511332.tif 000010
である。ｒｓ（ｔ；τ）がｔに関して周期性を有するため、ｓ（ｔ）が周期定常性ランダムプロセスであり、周期Ｔを有することは周知である。従って、
【００２７】
【数９】
2010511332.tif 000011
となり、これは、ｚ（ｔ）も同様に周期定常性を有し、同じ周期Ｔを有することを示す。
【００２８】
周期周波数ｋ／Ｔ＝０，±１／Ｔ，±２／Ｔ，・・・，の場合のｒｚ（ｔ；τ）のフーリエ係数である周期相関は式（６）として表される。
【００２９】
【数１０】
2010511332.tif 000012
式中、δｋはクロネッカーのデルタ関数であり、ｋ＝０の場合は１であり、その他の場合は０である。さらに、Ｒｓ（ｋ；τ）はｓ（ｔ）の周期相関であり、ｓ（ｔ）の周期スペクトルΩｓ（ｋ；ｆ）の逆フーリエ変換であり、式（７）として表される。
【００３０】
【数１１】
2010511332.tif 000013
式中、Ｇ（ｆ）はｇ（ｔ）のフーリエ変換であり、
【００３１】
【数１２】
2010511332.tif 000014
は送信シンボルシーケンス｛ｗ（ｍ）｝のパワースペクトルであり、
【００３２】
【数１３】
2010511332.tif 000015
のフーリエ変換でもある。
【００３３】
以下の段落に、本発明の実施形態に使用される周期定常性ベースの推定器を詳細に説明する。特に、任意の適切な複素プロセスｚ（ｔ）に対して、
【００３４】
【数１４】
2010511332.tif 000016
であることが分かっており、式中、ドットは時間ｔに関する微分を示す。式（４）により、
【００３５】
【数１５】
2010511332.tif 000017
が得られる。式中、
【００３６】
【数１６】
2010511332.tif 000018
【００３７】
【数１７】
2010511332.tif 000019
【００３８】
【数１８】
2010511332.tif 000020
【００３９】
【数１９】
2010511332.tif 000021
及び
【００４０】
【数２０】
2010511332.tif 000022
である。
【００４１】
【数２１】
2010511332.tif 000023
【００４２】
【数２２】
2010511332.tif 000024
及び
【００４３】
【数２３】
2010511332.tif 000025
がｔに関して周期性を有し、周期Ｔを有することを示すことは容易である。従って、
【００４４】
【数２４】
2010511332.tif 000026
も同様に周期定常性を有し、同じ周期Ｔを有する。等方性散乱、及び、ＬＯＳなし（ｎｏ  ＬＯＳ）、即ち、ｒｈ（τ）＝Ｊ０（２πｆＤτ）（式中、Ｊ０（．）は第１種のゼロ次ベッセル関数である）と仮定すると、
【００４５】
【数２５】
2010511332.tif 000027
及び
【００４６】
【数２６】
2010511332.tif 000028
が得られ、式中、プライム符号はτに関する微分を示す。従って、τ＝０での
【００４７】
【数２７】
2010511332.tif 000029
の周期相関は、ｔに関しての式（８）のｋ番目のフーリエ係数：
【００４８】
【数２８】
2010511332.tif 000030
を計算することによって得ることができる。式中、Ｒｓ（ｋ；０）及び
【００４９】
【数２９】
2010511332.tif 000031
はそれぞれ、式（５）及び式（９）のｋ番目のフーリエ係数である。ｆＤに対してノイズのない推定器を得るために、
【００５０】
【数３０】
2010511332.tif 000032
を選び、（１０）中の
【００５１】
【数３１】
2010511332.tif 000033
を（６）中のＲｚ（ｋ；０）で除算し、項を並べ換えると、
【００５２】
【数３２】
2010511332.tif 000034
が得られる。
【００５３】
ｚ（ｔ）の周期相関は、Ｐ／Ｔのレートでオーバーサンプリングされ、式（１２）中で
【００５４】
【数３３】
2010511332.tif 000035
として表されるｚ（ｔ）の離散時間バージョン信号から推定することができる。
【００５５】
【数３４】
2010511332.tif 000036
式中、τｄ＝０，１，２，・・・，Ｎ−１である。
【００５６】
【数３５】
2010511332.tif 000037
の周期相関を推定するために、まず、
【００５７】
【数３６】
2010511332.tif 000038
を、有限差分近似により、ｚ（ｔ）をオーバーサンプリングしたバージョンから推定することができ、
【００５８】
【数３７】
2010511332.tif 000039
がもたらされる。次に、式（１２）と同様に、式（１３）として、
【００５９】
【数３８】
2010511332.tif 000040
を得る。なお、式（１１）中のＲｓ（ｋ；０）及び
【００６０】
【数３９】
2010511332.tif 000041
は、シンボル｛ｗ（ｍ）｝の統計量、並びに、パルス形状に依存する。
【００６１】
送信データシンボルシーケンス｛ｗ（ｍ）｝が白色であり、ゼロ平均であると仮定すると、式（７）は簡略化されて、
【００６２】
【数４０】
2010511332.tif 000042
となる。式中、σ２ｗ＝Ｅ［｜ｗ（ｍ）｜２］はシーケンスの平均パワーである。ｇ（ｔ）が二乗余弦である場合、
【００６３】
【数４１】
2010511332.tif 000043
であることが容易に分かる。式（１４）の逆フーリエ変換を行うことにより、
【００６４】
【数４２】
2010511332.tif 000044
であることを示すことができ、これは、
【００６５】
【数４３】
2010511332.tif 000045
となる。
【００６６】
式（９）及び式（１４）に基づいて、
【００６７】
【数４４】
2010511332.tif 000046
が得られ、式中、
【００６８】
【数４５】
2010511332.tif 000047
である。式（１５）と同様に、式（１７）が
【００６９】
【数４６】
2010511332.tif 000048
として得られ、これにより、
【００７０】
【数４７】
2010511332.tif 000049
として式（１８）が得られる。式（１６）及び式（１８）を式（１１）に代入することにより、ブラインド速度推定器は、
【００７１】
【数４８】
2010511332.tif 000050
として式（１９）に表すことができ、式中、
【００７２】
【数４９】
2010511332.tif 000051
（式（１６）及び式（１８）から得られる）である。
【００７３】
それに代えて、固定トレーニングシーケンスｗ（ｍ）＝（−１）ｍσｗを選んだ場合、式（２１）及び式（２２）において、データ支援速度推定器：
【００７４】
【数５０】
2010511332.tif 000052
では、
【００７５】
【数５１】
2010511332.tif 000053
であることが分かり、面白いことに、これはロールオフ係数βに依存しない。式（１９）及び式（２０）を得るのと同じ手法に従い、データ支援速度推定器を、
【００７６】
【数５２】
2010511332.tif 000054
の式（２３）として導出することができる。
【００７７】
【数５３】
2010511332.tif 000055
の場合、τに関して式（６）のフーリエ変換を行うことにより、式（２４）として
【００７８】
【数５４】
2010511332.tif 000056
が得られる。式中、
【００７９】
【数５５】
2010511332.tif 000057
は畳み込みを示す。なお、
【００８０】
【数５６】
2010511332.tif 000058
を選ぶことにより、ノイズの影響は消える。ここでの概念は、Ωｚ（ｋ；ｆ）の推定からｆＤを得ることである。矛盾のない周期スペクトル推定（ｃｏｎｓｉｓｔｅｎｔ  ｃｙｃｌｉｃ  ｓｐｅｃｔｒｕｍ  ｅｓｔｉｍａｔｅ）は、ウィンドウ：
【００８１】
【数５７】
2010511332.tif 000059
を使用して式（１２）中の
【００８２】
【数５８】
2010511332.tif 000060
をウィンドウイングすることによって得ることができ、［−Ｌｇ，Ｌｇ］にわたって定義され、
【００８３】
【数５９】
2010511332.tif 000061
の式（２５）として得られる。
【００８４】
データ支援速度推定器の場合、式（２１）に基づき、Ωｓ（１；ｆ）はｆ＝１／（２Ｔ）のインパルスである。従って、Ωｚ（１；ｆ）は単に、ｆ＝０からｆ＝１／（２Ｔ）にシフトしたドップラースペクトルΩｈ（ｆ）である。従って、同じ技法を使用してｆＤを推定することができ、即ち、式（２６）：
【００８５】
【数６０】
2010511332.tif 000062
として表される。
【００８６】
この項では、本発明の実施形態は、性能を向上させるために、マルチアンテナ周期定常性ベースの推定器のシステムに拡張される。Ｌ個の全方向性単位利得要素からなり、要素間隔ｄである、マクロセルの高所基地局（ＢＳ）での均一な線形アンテナアレイを考える。ＢＳは周辺散乱を受けないが、単一アンテナ移動局（ＭＳ）は周辺散乱に囲まれる。ｌ番目の要素で受信される信号を、式（１）と同様に、ｚｌ（ｔ）＝ｈｌ（ｔ）ｓ（ｔ）＋ｖｌ（ｔ），ｌ＝１，２，・・・，Ｌとする。
【００８７】
次に、Δ＝ｄ／λであるようなｒｚ（（ｂ−ａ）Δ，（ｔ；τ））＝Ｅ［ｚａ（ｔ）ｚ＊ｂ（ｔ＋τ）］によって定義されるｚａ（ｔ）とｚｂ（ｔ）
【００８８】
【数６１】
2010511332.tif 000063
との間の時変空間−時間相互相関関数は、式（２７）として
ｒｚ（（ｂ−ａ）Δ，（ｔ；τ））＝ｒｈ（（ｂ−ａ）Δ，τ）ｒｓ（ｔ；τ）＋ｒｖ（τ）δｂ−a（２７）
で表される。式中、
ｒｈ（（ｂ−ａ）Δ，τ）＝Ｅ[ｈａ（ｔ）ｈ＊ｂ（ｔ＋τ）]
によって定義される空間−時間チャネル相互相関は、式（２８）として
【００８９】
【数６２】
2010511332.tif 000064
で表される。式中、ζ＝２πｆＤτであり、
【００９０】
【数６３】
2010511332.tif 000065
である。各要素で同じライス係数Ｋ及び単位チャネルパワーＥ［｜ｈｌ（ｔ）｜２］＝１であると仮定する。ノイズ成分は異なる要素で独立しており、同じパワーσ２ｖを有する。都市エリア、郊外エリア、及び、農村エリアでのマクロセルのＢＳでの角度の広がりは一般に小さく、大方３０°未満であり、
【００９１】
【数６４】
2010511332.tif 000066
に対応する。このようなシナリオの場合、空間チャネル相互相関関数ｒｈ（（ｂ−ａ）Δ，０）＝Ｅ［ｈａ（ｔ）ｈ＊ｂ（ｔ）］
【００９２】
【数６５】
2010511332.tif 000067
は、式（２９）：
【００９３】
【数６６】
2010511332.tif 000068
によって正確に近似することができる。
【００９４】
なお、式（２９）中、ＢＳでの角度の広がりが小さいため、α０＝αと仮定する。式（２７）中、τ＝０且つ
【００９５】
【数６７】
2010511332.tif 000069
の場合、式（２７）中の時変空間相互相関関数は、式（３０）として、
ｒｚ（（ｂ−ａ）Δ，（ｔ；０））＝ｒｈ（（ｂ−ａ）Δ，０）ｒｓ（ｔ；０）（３０）
で表すことができる。式中、マクロセルのｒｈ（（ｂ−ａ）Δ，０）は（２９）で得られ、ｒｓ（ｔ；０）は式（５）から得ることができる。異なる要素のノイズ成分は独立しているため、ノイズの影響は、
【００９６】
【数６８】
2010511332.tif 000070
として式（３０）中に現れていない。後の式（３１）において分かるように、ｃｏｓαは、式（２９）中のｒｈ（（ｂ−ａ）Δ，０）が特殊な形態であるため、且つ、式（３０）中のｒｓ（ｔ；０）が正の実数であるため、式（３０）中のｒｚ（（ｂ−ａ）Δ，（ｔ；０））の位相を調べることによって推定することができる。
【００９７】
ＢＳが
【００９８】
【数６９】
2010511332.tif 000071
のような相当な非等方性散乱を受ける場合、ＬＯＳがない際でも、ｆＤｃｏｓαにおいて、各ブランチのパワースペクトルに強いピーク
【００９９】
【数７０】
2010511332.tif 000072
があることを立証することは簡単である。一方、式（１４）に基づいて、ゼロ平均ｉ．ｉ．ｄ．シーケンス｛ｗ（ｍ）｝の場合のΩｓ（１；ｆ）が、ｆ＝１／（２Ｔ）を中心にした単峰スペクトルであり、帯域幅β／Ｔを有することが分かる。さらに、トレーニングシーケンスｗ（ｍ）＝（−１）ｍσｗの場合、式（２１）から、
【０１００】
【数７１】
2010511332.tif 000073
も同様にｆ＝１／（２Ｔ）でのインパルスであることが分かる。従って、式（２４）と、κが大きい場合の
【０１０１】
【数７２】
2010511332.tif 000074
のインパルス形状とにより、各ブランチの
【０１０２】
【数７３】
2010511332.tif 000075
のピークがｆ＝ｆＤｃｏｓα＋１／（２Ｔ）で発生すると結論付けられる。ここで、周期スペクトルと、複数のアンテナによって提供される空間情報との両方に基づき、以下の空間−時間推定器を提案する。
【０１０３】
式（３０）に基づいて、
【０１０４】
【数７４】
2010511332.tif 000076
を介してｃｏｓαを推定することができる。式中、
【０１０５】
【数７５】
2010511332.tif 000077
は複素数の位相を示し、
【０１０６】
【数７６】
2010511332.tif 000078
は、ｋ＝０及びｒｚ（Δ，（ｔ；０））＝Ｅ［ｚａ（ｔ）ｚ＊ａ＋１（ｔ）］
【０１０７】
【数７７】
2010511332.tif 000079
である
【０１０８】
【数７８】
2010511332.tif 000080
の推定である。以下の式
【０１０９】
【数７９】
2010511332.tif 000081
もさらに得られる。ここで式中、
【０１１０】
【数８０】
2010511332.tif 000082
【０１１１】
【数８１】
2010511332.tif 000083
は、Ｒｚ（Δ，（０；０））のｌ番目の隣接アンテナ対推定である。ノイズ成分ｖｌ（ｔ），ｌ＝１，２，・・・，Ｌが空間的に相関付けられる場合、
【０１１２】
【数８２】
2010511332.tif 000084
のノイズのない推定を得るために、（３１）中の
【０１１３】
【数８３】
2010511332.tif 000085
を
【０１１４】
【数８４】
2010511332.tif 000086
で置換する必要があることは強調するに値する。最後に、ｆＤを式（３２）：
【０１１５】
【数８５】
2010511332.tif 000087
を介して推定することができる。式中、
【０１１６】
【数８６】
2010511332.tif 000088
は式（２５）を介して得ることができる。なお、式（３２）中の周期スペクトルベースの推定器は、ブラインドで適用することもでき、あるいは、トレーニングシーケンスｗ（ｍ）＝（−１）ｍσｗを用いて適用することもできる。
【０１１７】
この項では、まず、モンテカルロシミュレーションを使用して、提案される単一アンテナ推定器の性能を評価し、次に、ノイズ、非等方性散乱、及び、ＬＯＳの影響を調べる。さらに、本発明の空間−時間推定器の性能を提示する。フェージングチャネルを、背景技術のスペクトル法を使用して生成する。自己相関σ２ｖｇ（τ）を有する帯域制限ガウスノイズ（ｂａｎｄｌｉｍｉｔｅｄ  Ｇａｕｓｓｉａｎ  ｎｏｉｓｅ）ｖ（ｔ）を同じ方法でシミュレーションする。本発明のアルゴリズムがフェージングプロセス及びノイズの両方の分布にいかなる制約も課さないことは注目に値するが、シミュレーションのためだけに、複素ガウスプロセスとしてそれらを生成する。信号対ノイズ比ＳＮＲ＝σ２ｗ＝σ２ｖと定義する。推定器の性能は、二乗平均平方根誤差（ＲＭＳＥ）基準Ｅ｛［（ｆＤ−ｆＤ）２］｝１／２を使用することによって測定される。
【０１１８】
本明細書における全てのシミュレーションにおいて、ロールオフ係数β＝０．５、オーバーサンプリングレートＰ＝８、且つ、シンボル長Ｔ＝０：００１秒である。各データ支援推定では、Ｍ＝２５６シンボル及び２００回のモンテカルロシミュレーションを使用するのに対して、ブラインドアルゴリズムではＭ＝５１２  ４−ＱＡＭ  ｉ．ｉ．ｄ．シンボル、４００回のモンテカルロシミュレーションを使用する。図面中の略語ＤＡ、ＮＤＡ、ＣＣ、及び、ＣＳはそれぞれ、データ支援、非データ支援（ブラインド）、周期相関、及び、周期スペクトルを指す。例えば、凡例枠内のＤＡ−ＣＣはデータ支援された周期相関ベースの速度推定器を表す。
【０１１９】
まず、図１〜図６に示される、単一アンテナ推定器の性能を調べる。図１に、チャネルが等方性であり、κ＝０、ＳＮＲ＝１０ｄＢのレイリーフェージングの場合の３つの推定器ＤＡ−ＣＣ、ＮＤＡ−ＣＣ、及び、ＤＡＣＳの性能を示す。明らかに、ＤＡ−ＣＳが最良である。ＤＡ−ＣＣ及びＮＤＡ−ＣＣについては、ドップラーが小さければ推定誤差は互角であるが、ドップラーが大きくなるとＤＡ−ＣＣの性能の方がＮＤＡ−ＣＣよりも良くなる。ｆＤＴ＝０．１に固定した場合の等方性レイリーフェージングでのノイズに対するこれら推定器のロバスト性を図２に示す。ここでも、ＤＡ−ＣＳが最良の性能を示す。図３及び図４は、非等方性散乱パラメータκ及びα０の影響を示す。明らかに、ＣＳベースの方法は、ＣＣベースの技法よりもの影響を受けにくいが、αの影響をより受けやすい。図５及び図６に基づいて、ＬＯＳパラメータＫ及びα０の影響に関しても同様の観察が得られる。なお、図３〜図６の全ての曲線について、ｆＤＴ＝０．１及びＳＮＲ＝１０ｄＢである。
【０１２０】
以下、式（３２）において空間−時間ＣＳベース推定器の性能を評価する。シミュレーションでは、Ｋ＝０、κ＝１００、及び、α＝６０°のマクロセル散乱シナリオのＬ＝４空間時間相関複素ガウスプロセスが生成され、Δ＝１／２である。各ブランチについて、ノイズパワーは単一のアンテナの場合と同じであり、ブランチ毎にＳＮＲ＝１０ｄＢである。
【０１２１】
図７に、ＤＡ手法及びＮＤＡ手法での推定誤差を示す。明らかに、ＤＡ−ＣＳ方法は、広範囲のドップラーにわたって優れた性能を提供する。Ｌ＝１の場合のＤＡ−ＣＳ方法の曲線も図７に示すが、２つ以上のアンテナを使用することの利点がはっきりと示される。ＬＯＳの存在は明らかに性能をさらに向上させる。
【０１２２】
図８に、本発明の実施形態に対応する概念ブロック図の例を示す。図８には特に、受信時間領域信号ｚ（ｔ）を出力する受信器８１を備えるアンテナを開示する。受信時間領域信号ｚ（ｔ）は微分器８２に供給され、微分器８２は、受信時間領域信号の微分バージョン
【０１２３】
【数８７】
2010511332.tif 000089
を出力する。図８に示すように、ｚ（ｔ）及び
【０１２４】
【数８８】
2010511332.tif 000090
の両方がサンプリングされ、ｚ[ｎ]および
【０１２５】
【数８９】
2010511332.tif 000091
がそれぞれ生成される。信号ｚ[ｎ]および
【０１２６】
【数９０】
2010511332.tif 000092
のサンプリングバージョンが相関器８３及び相関器８４にそれぞれ供給される。相関器８３、８４の出力は除算器８５に供給され、除算器８５の出力は加算器８６に供給され、そこで付加係数が結果に加算される。平方根関数８７が加算器８５の出力に適用され、その結果が乗算器８８に供給され、付加係数が適用される。乗算器の出力によって、上記式（２３）により示唆される技法を用いてドップラー周波数の推定
【０１２７】
【数９１】
2010511332.tif 000093
が提供される。なお、この図８並びに図９Ａ及び図９Ｂに示す受信器は、受信信号のローパス複素包絡線を得るために使用することができる。
【０１２８】
図９Ａに、本発明の別の実施形態の一部分に対応する概念ブロック図の例を示す。図９Ａには特に、受信時間領域信号ｚ（ｔ）を出力する受信器９０を備えるアンテナを開示する。受信時間領域信号ｚ（ｔ）はサンプリングされ、ｚ［ｎ］が生成され、ｚ［ｎ］は相関器９２に供給される。相関器９２の出力は、ウィンドウイング離散時間フーリエ変換（ＤＴＦＴ）９３に供給される。ウィンドウイングＤＴＦＴ９３の大きさの最大値が、関数ブロック９４によって決定される。関数ブロック９４の出力は加算器８６に供給され、係数（例えば、１／２Ｔ）が結果に加算される。大きさ関数ブロック９６が加算器の出力に適用され、その結果は乗算器９８に供給され、そこで付加係数（例えば、Ｐ／Ｔ）が適用される。この実施形態のこの部分は、推定器の個々の成分を計算するために使用することができ、この個々の成分とは複数のアンテナによって受信される各信号に対応する。
【０１２９】
図９Ｂは、図９Ａに示すブロック図を組み込むことができる概念ブロック図の例を示す。上述したように、ドップラー周波数の推定
【０１３０】
【数９２】
2010511332.tif 000094
を提供するために、複数のアンテナを使用することができる。一例として、図９Ｂには２つの受信器９１Ａ、９１Ｂに供給を行う２つのアンテナを示すが、本発明はこれらに限定されない。式（３２）により示唆されるように推定を計算するように使用できるこの実施形態では、個々の各信号（又はローパス複素包絡線）は、式（２５）に示されるような個々の成分を計算できる装置を通過することができ、例えば図９Ａのように実施されてもよい。
【０１３１】
さらに、信号のうちの少なくとも２つ（図９Ｂに示すｚ１（ｔ）及びｚ２（ｔ）（但し、本発明はこれらに限定されない））を相関器９３において対として（ｐａｉｒｗｉｓｅ）相関付け、さらに処理して（即ち、位相角関数９７、反転関数９９、乗算器、及び加算器により）、図９Ａの装置によって計算できる個々の成分の和を乗算するのに使用される乗算器の係数の推定を得ることで、ドップラー周波数の推定
【０１３２】
【数９３】
2010511332.tif 000095
を得ることができる。
【０１３３】
図１０に、上述の各式によって示される各種方法を組み込んだフローチャートの例を示す。以下の段落で、図１０の各種方法をどのように組み合わせ、図８、図９Ａ、及び図９Ｂに示す本発明の実施形態を生成し、実施できるかについて考察する。さらに、図１０に示す各種方法の大半は、プロセッサ実行可能コードを含むプロセッサ可読媒体を用いて実施することができ、このプロセッサ実行可能コードは、プロセッサによって実行されると、プロセッサに各種方法を実施させる。
【０１３４】
以下に限定されないが、一例として、図８の概念ブロック図は、図１０に示す以下の方法ステップによって実施することができる。図１０のステップ１００において、信号が図８の受信器８１において受信される。受信信号は、ステップ１０１において微分され、相関器８３、８４が、ステップ１０２において、受信信号及び微分された受信信号の両方のサンプリングバージョンに対して相関付けを実行する。受信信号及び微分された受信信号の２つの相関は、ステップ１０４において、除算器８５に供給される。図１０のステップ１０７において、（１）除算された相関に係数を加算することによって合計値が計算され；（２）合計値の平方根８７が計算され、結果として得られる平方根を付加係数で乗算８８して、ドップラー周波数の推定
【０１３５】
【数９４】
2010511332.tif 000096
を生成する。
【０１３６】
以下に限定されないが、別の一例として、図９Ａの概念ブロック図は、図１０に示す以下の方法ステップによって実施することができる。図１０のステップ１００では、信号が図９Ａの受信器９０において受信される。受信信号はサンプリングされ、ステップ１０２において、相関器９２によって受信信号のサンプリングバージョンに対して相関付けが実行される。ウィンドウイングされた離散時間フーリエ変換（ＤＴＦＴ）が、ステップ１０５において、相関付けられた信号に対して実行される。ステップ１０８は、ウィンドウイングされたＤＴＦＴの大きさの最大値の引数である出力を計算する。図１０のステップ１１０において、（１）加算関数で係数を出力に加算することによって合計値が計算され；（２）大きさ関数９６によって大きさ（絶対値）が計算され；結果として得られる大きさ（絶対値）が、乗算器９８において第２の係数で乗算される。
【０１３７】
以下に限定されないが、さらに別の一例として、図９Ｂの概念ブロック図は、図１０に示す以下の方法ステップによって実施することができる。図１０のステップ１００において、信号が図９Ｂの受信器９１Ａ、９１Ｂにおいて受信される。受信信号はサンプリングされ、ステップ１０３において相関器９３によって相互に相関付けられる。図１０のステップ１０９において、（１）位相角が位相関数９７によって計算され、係数で乗算され；（２）乗算された位相角が反転関数９９により反転され；（３）乗算され反転された位相角が別の係数で乗算され、乗算器の出力が得られる。ステップ１１２において、成分値の和が計算され、上記乗算器の出力で乗算されて、ドップラー周波数の推定
【０１３８】
【数９５】
2010511332.tif 000097
が生成される。
【０１３９】
上述したように、本発明の各種実施形態は、ハードウェア、ソフトウェア、コンピュータ可読媒体、及び／又は、ファームウェアを含んでもよい。図１１に、本発明の実施形態の各種形態及び／又は部分の実施に使用できるシステムの例を示す。図示されるように、このようなコンピューティングシステムは１つ又は複数のプロセッサ１１４を含んでもよく、プロセッサ１１４は１つ又は複数のシステムメモリ１１３に結合させることができる。このようなシステムメモリ１１３は、例えば、ＲＡＭ、ＲＯＭ、又は、他のこのような機械可読媒体を含んでもよく、システムメモリ１１３は、例えば、ベーシックＩ／Ｏシステム（ＢＩＯＳ）、オペレーティングシステム、プロセッサ１１４によって実行される命令等を組み込むために使用することができる。
【０１４０】
当該システムは、追加のＲＡＭ、ＲＯＭ、ハードディスクドライブ、又は、他のプロセッサ可読媒体等の他のメモリ１１５もまた含んでよい。また、プロセッサ１１４は、少なくとも１つの入／出力（Ｉ／Ｏ）インタフェース１１６に結合していてもよい。Ｉ／Ｏインタフェース１１６は、１つ又は複数のユーザインタフェース、並びに、各種記憶媒体のリーダ及び／又は１つ若しくは複数の通信ネットワークへの接続（例えば、通信インタフェース及び／又はモデム）を含んでいてもよく、そこから、例えば、ソフトウェアコードを得てもよい。このようなコンピューティングシステムは、例えば、変換ソフトウェアを実行し、且つ／又は、エミュレーションシステムを制御し、収容し、若しくは、インタフェースするプラットフォームとして使用してもよい。さらに、他のデバイス／媒体を、図１１に示すシステムに結合させてもよく、且つ／又は、そのシステムに対話させてもよい。
【０１４１】
本出願人は、開示される主題の妥当に予見できる全ての実施形態及び適用例を開示しようとしたものの、依然、均等物として予見できない本質的ではない変更例があり得る。本発明を本発明の特定の例示的な実施形態とともに説明したが、上記説明に鑑みて、本開示の趣旨又は範囲から逸脱せずに多くの代替、変更、及び、変形が当業者には明らかであることは明白である。従って、本開示は、上記に詳述した説明のこのような代替、変更、及び、変形を全て包含することを意図したものである。
【０１４２】
特定の実施形態を今まで説明してきたが、特許請求の範囲に記載の主題は特定の実施形態又は実装の範囲に限定されないことが当然ながら理解されるであろう。例えば、一実施形態は、デバイス上又はデバイスの組み合わせ上で動作するように実装される等といったようにハードウェアにおけるものであってもよく、一方、例えば、別の実施形態ではソフトウェアにおけるものであってもよい。同様に、一実施形態をファームウェアにおいて実装してもよく、あるいは、例えばハードウェア、ソフトウェア、及び／又は、ファームウェアの任意の組み合わせとして実装してもよい。同様に、特許請求の範囲に記載の主題はその範囲をこの点に関して限定されないが、一実施形態は、１つ又は複数の記憶媒体等といった１つ又は複数の物品を含んでもよい。この記憶媒体（例えば、１つ又は複数のＣＤ−ＲＯＭ及び／又はディスク等）は、命令を記憶することができ、例えばコンピュータシステム、コンピューティングプラットフォーム、又は、他のシステム等のシステムによって命令が実行されると、例えば上述した実施形態のうちの１つ等、特許請求の範囲に記載の主題に係る方法又は装置の一実施形態を実行させることができる。
【０１４３】
可能な一例として、コンピューティングプラットフォームは、１つ若しくは複数の処理ユニット若しくはプロセッサを実装する装置若しくは手段、１つ若しくは複数の入／出力デバイス（ディスプレイ、キーボード、及び／又は、マウス等）、及び／又は、１つ若しくは複数のメモリ（スタティックランダムアクセスメモリ、ダイナミックランダムアクセスメモリ、フラッシュメモリ、及び／又は、ハードドライブ等）、及び、１つ若しくは複数のルータ若しくはファイアウォール機器を含んでもよい。例えば、ディスプレイを利用して、１つ若しくは複数のクエリ（相互に関連付けることができるもの等）、及び／又は、１つ若しくは複数のツリー表現を表示することができるが、ここでも、特許請求の範囲に記載の主題はその範囲をこの例に限定されない。同様に、一実施形態はシステムとして実施してもよく、あるいは、コンピュータシステム並びにコンピュータシステムへのインタフェース（例えば、ルータ、ファイアウォール等であるが、これらに限定されない）、モバイルタイプ及び／又は他の種類の通信システム、並びに、他の周知の電子システム等といった構成要素の任意の組み合わせとして実施してもよい。
【０１４４】
先の説明では、特許請求の範囲に記載の主題の各種態様について説明した。説明のため、特許請求の範囲に記載の主題が十分に理解されるように、特定の数、システム、及び／又は、構成を記した。しかしながら、上記の具体的な詳細通りでなくとも特許請求の範囲に記載の主題を実行できることは、本開示の恩恵を受ける当業者には明らかなはずである。場合によっては、特許請求の範囲に記載の主題が曖昧にならないように、周知の特徴は省略され、且つ／又は、簡略化された。特定の特徴を本明細書に示し、且つ／又は、説明したが、当業者には、多くの変更、置換、変形、及び／又は均等物が想到されるであろう。従って、添付の特許請求の範囲は、特許請求の範囲に記載の主題の真の趣旨に入るものとして、このような変更及び／又は変形を全て包含することを意図したものであると理解されたい。
【図１】
2010511332.tif 000103
【図２】
2010511332.tif 000104
【図３】
2010511332.tif 000105
【図４】
2010511332.tif 000106
【図５】
2010511332.tif 000107
【図６】
2010511332.tif 000108
【図７】
2010511332.tif 000109
【図８】
2010511332.tif 000110
【図９Ａ】
2010511332.tif 000111
【図９Ｂ】
2010511332.tif 000112
【図１０】
2010511332.tif 000113
【図１１】
2010511332.tif 000114
【手続補正書】
【提出日】平成21年7月22日(2009.7.22)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
通信システムにおいて移動局に対応するドップラー周波数を推定する方法であって、
１つ又は複数の移動局からの、１つ又は複数の成分を含む受信信号を微分することと、
前記受信信号を相関付けることと、
前記微分された受信信号を相関付けることと、
前記相関付けられた受信信号及び前記微分され相関付けられた受信信号を処理することと、
前記処理された信号から前記ドップラー周波数の推定を生成することと
を含む方法。
【請求項２】
前記相関付けられた受信信号及び前記微分され相関付けられた受信信号を処理することは、さらに、
前記微分され相関付けられた受信信号を前記相関付けられた受信信号で除算することと、
前記除算された信号を第１の定数と加算して、加算出力を生成することと、
前記加算出力の平方根を計算することと
を含む、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記ドップラー周波数推定を生成することは、さらに、前記加算出力の平方根を第２の定数で乗算することを含む、請求項２に記載の方法。
【請求項４】
前記第１の定数は、−（（π２−６）β２−３π２）／（３Ｔ２）であり、前記第２の定数は
【数１】
2010511332.tif 000115
であり、Ｔはシンボル周期を表し、βはロールオフ係数を表す、請求項３に記載の方法。
【請求項５】
前記受信信号はトレーニングシーケンスを含む、請求項３に記載の方法。
【請求項６】
前記第１の定数は（（π２）／（Ｔ２））であり、前記第２の定数は
【数２】
2010511332.tif 000116
であり、Ｔはシンボル周期を表す、請求項５に記載の方法。
【請求項７】
通信システムにおいて移動局に対応するドップラー周波数を推定する方法であって、
１つ又は複数の移動局から受信される１つ又は複数の成分を含む受信信号を相関付けることと、
前記相関付けられた受信信号をウィンドウイングし離散時間フーリエ変換（ＤＴＦＴ）処理することと、
前記相関付けられ、ウィンドウイングされ、ＤＴＦＴ処理された受信信号を処理することと、
前記処理された信号から前記ドップラー周波数の推定を生成することと
を含む方法。
【請求項８】
前記相関付けられ、ウィンドウイングされ、ＤＴＦＴ処理された受信信号を処理することは、さらに、
前記ウィンドウイングされＤＴＦＴ処理された受信信号の大きさのａｒｇ  ｍａｘを計算することと、
前記ウィンドウイングされＤＴＦＴ処理された受信信号の大きさの計算されたａｒｇ  ｍａｘを第１の定数と加算して、加算出力を生成することと、
前記加算出力の大きさを計算することと
を含む、請求項７に記載の方法。
【請求項９】
前記ドップラー周波数推定を生成することは、さらに、前記加算出力の大きさを第２の定数で乗算することを含む、請求項８に記載の方法。
【請求項１０】
前記第１の定数は（−１／（２Ｔ））であり、前記第２の定数は（Ｐ／Ｔ）であり、Ｔはシンボル周期を表し、Ｐはオーバーサンプリングレートを表す、請求項９に記載の方法。
【請求項１１】
前記受信信号を相関付けることは、複数のアンテナで受信される複数の受信信号を相互相関付けることを含み、
前記相関付けられた受信信号をウィンドウイングし離散時間フーリエ変換ＤＴＦＴ処理することは、前記相互相関付けられた複数の受信信号をウィンドウイングしＤＴＦＴ処理することを含み、
前記相関付けられ、ウィンドウイングされ、ＤＴＦＴ処理された受信信号を処理することは、前記相互相関付けられ、ウィンドウイングされ、ＤＴＦＴ処理された複数の受信信号を処理することを含む、請求項７に記載の方法。
【請求項１２】
前記相互相関付けられ、ウィンドウイングされ、ＤＴＦＴ処理された受信信号を処理することは、
前記ウィンドウイングされＤＴＦＴ処理された複数の受信信号のそれぞれの大きさのａｒｇ  ｍａｘを計算して、それぞれの最大引数を得ることと、
前記それぞれの計算された最大引数を加算して、最大引数の和を得ることと
を含み、
前記処理された受信信号から前記ドップラー周波数の推定を生成することは、
前記最大引数の和から前記ドップラー周波数の推定を生成することを含む、請求項１１に記載の方法。
【請求項１３】
前記相互相関付けられた複数の受信信号のそれぞれの位相を計算することと、
前記相互相関付けられた複数の受信信号の計算された位相を処理することと
をさらに含む請求項１１に記載の方法。
【請求項１４】
前記相互相関付けられた複数の受信信号の計算された位相を処理することは、
前記相互相関付けられた複数の受信信号のそれぞれの計算された位相を第１の係数で乗算して、第１の積を生成することと、
拡散信号成分の平均到来角の推定である
【数３】
2010511332.tif 000117
を反転させ、前記第１の積で乗算することと、
前記第１の積を第２の係数で乗算することと
を含む、請求項１３に記載の方法。
【請求項１５】
前記第１の係数は（−１／（２πΔ））であり、前記第２の係数は（Ｐ／ＬＴ）であり、Δ＝ｄ／λは、アンテナ要素間隔ｄを波長λで除算したものに対応し、Ｐはオーバーサンプリング係数であり、Ｌはアンテナ要素の数であり、Ｔはシンボル周期である、請求項１４に記載の方法。
【請求項１６】
前記受信信号はトレーニングシーケンスを含む、請求項１０及び１５のいずれか一項に記載の方法。
【請求項１７】
プロセッサ実行可能コードを含むプロセッサ可読媒体であって、前記プロセッサ実行可能コードは、プロセッサによって実行されると、前記プロセッサに、通信システムにおいて１つ又は複数の移動局に対応する受信信号のドップラー周波数を推定する方法を実施させ、当該方法は、
１つ又は複数の移動局からの、１つ又は複数の成分を含む受信信号を微分することと、
前記受信信号を相関付けることと、
前記微分された受信信号を相関付けることと、
前記相関付けられた受信信号及び前記微分され相関付けられた受信信号を処理することと、
前記処理された信号から前記ドップラー周波数の推定を生成することと
を含む、プロセッサ可読媒体。
【請求項１８】
前記相関付けられた受信信号及び前記微分され相関付けられた受信信号を処理することは、さらに、
前記微分され相関付けられた受信信号を前記相関付けられた受信信号で除算することと、
前記除算された信号を第１の定数と加算して、加算出力を生成することと、
前記加算出力の平方根を計算することと
を含む、請求項１７に記載の媒体。
【請求項１９】
前記ドップラー周波数推定を生成することは、さらに、前記加算出力の平方根を第２の定数で乗算することを含む、請求項１８に記載の媒体。
【請求項２０】
プロセッサ実行可能コードを含むプロセッサ可読媒体であって、前記プロセッサ実行可能コードは、プロセッサによって実行されると、前記プロセッサに、通信システムにおいて１つ又は複数の移動局に対応する受信信号のドップラー周波数を推定する方法を実施させ、当該方法は、
１つ又は複数の移動局から受信される１つ又は複数の成分を含む受信信号を相関付けることと、
前記相関付けられた受信信号をウィンドウイングし離散時間フーリエ変換（ＤＴＦＴ）処理することと、
前記相関付けられ、ウィンドウイングされ、ＤＴＦＴ処理された受信信号を処理することと、
前記処理された信号から前記ドップラー周波数の推定を生成することと
を含む、プロセッサ可読媒体。
【請求項２１】
前記相関付けられ、ウィンドウイングされ、ＤＴＦＴ処理された受信信号を処理することは、さらに、
前記ウィンドウイングされＤＴＦＴ処理された受信信号の大きさのａｒｇ  ｍａｘを計算することと、
前記ウィンドウイングされＤＴＦＴ処理された受信信号の大きさの計算されたａｒｇ  ｍａｘを第１の定数と加算して、加算出力を生成することと、
前記加算出力の大きさを計算することと
を含む、請求項２０に記載の媒体。
【請求項２２】
前記ドップラー周波数推定を生成することは、さらに、前記加算出力の大きさを第２の定数で乗算することを含む、請求項２１に記載の媒体。
【請求項２３】
前記受信信号を相関付けることは、複数のアンテナで受信される複数の受信信号を相互相関付けることを含み、
前記相関付けられた受信信号をウィンドウイングし離散時間フーリエ変換ＤＴＦＴ処理することは、前記相互相関付けられた複数の受信信号をウィンドウイングしＤＴＦＴ処理することを含み、
前記相関付けられ、ウィンドウイングされ、ＤＴＦＴ処理された受信信号を処理することは、前記相互相関付けられ、ウィンドウイングされ、ＤＴＦＴ処理された複数の受信信号を処理することを含む、請求項２０に記載の媒体。
【請求項２４】
前記相互相関付けられ、ウィンドウイングされ、ＤＴＦＴ処理された受信信号を処理することは、
前記ウィンドウイングされＤＴＦＴ処理された複数の受信信号のそれぞれの大きさのａｒｇ  ｍａｘを計算して、それぞれの最大引数を得ることと、
前記それぞれの計算された最大引数を加算して、最大引数の和を得ること
を含み、
前記処理された受信信号から前記ドップラー周波数の推定を生成することは、
前記最大引数の和から前記ドップラー周波数の推定を生成することを含む、請求項２３に記載の媒体。
【請求項２５】
前記方法は、さらに、
前記相互相関付けられた複数の受信信号のそれぞれの位相を計算することと、
前記相互相関付けられた複数の受信信号の計算された位相を処理することと
を含む、請求項２３に記載の媒体。
【請求項２６】
前記相互相関付けられた複数の受信信号の計算された位相を処理することは、
前記相互相関付けられた複数の受信信号のそれぞれの計算された位相を第１の係数で乗算して、第１の積を生成することと、
拡散信号成分の平均到来角の推定である
【数４】
2010511332.tif 000118
を反転させ、前記第１の積で乗算することと、
前記第１の積を第２の係数で乗算することと
を含む、請求項２５に記載の媒体。
【請求項２７】
通信ネットワークの１つ又は複数の移動局から受信される１つ又は複数の成分を含む信号を受信する受信器と、
前記受信信号を相関付けて第１の相関を得る第１の相関器と、
前記受信信号を微分して微分信号を得る微分器と、
前記微分信号を相関付けて第２の相関を得る第２の相関器と、
前記第１の相関を前記第２の相関で除算して相関比を得る除算器と、
前記相関比を処理して、前記受信信号のドップラー周波数の推定を得る回路と
を備える装置。
【請求項２８】
前記相関比を処理する回路は、
第１の定数を前記相関比に加算して中間和を得る加算器と、
前記中間和の平方根を得るための平方根構成要素と、
前記中間和の平方根を第２の定数で乗算する乗算器と
を備える、請求項２７に記載の装置。
【請求項２９】
前記第１の相関器の前で前記受信信号をサンプリングする第１のサンプリングデバイスと、
前記第２の相関器の前で前記微分された受信信号をサンプリングする第２のサンプリングデバイスと
をさらに備える請求項２７に記載の装置。
【請求項３０】
通信ネットワークの１つ又は複数の移動局から受信される１つ又は複数の成分を含む信号を受信する少なくとも１つの受信器と、
前記受信信号を相関付けて相関を得る少なくとも１つの相関器と、
ウィンドウイングされ離散時間フーリエ変換（ＤＴＦＴ）処理された信号を得るための少なくとも１つのウィンドウイング・ＤＴＦＴブロックと、
前記ウィンドウイングされＤＴＦＴ処理された信号を処理して、前記受信信号のドップラー周波数の推定を得る少なくとも１つの回路と
を備える装置。
【請求項３１】
前記ウィンドウイングされＤＴＦＴ処理された信号を処理する少なくとも１つの回路は、
前記ウィンドウイングされＤＴＦＴ処理された信号の大きさの最大引数を得るためのａｒｇ  ｍａｘデバイスと、
第１の定数を前記最大引数に加算して、中間和を得る加算器と、
前記中間和の大きさを得るための大きさブロックと、
前記中間和の大きさを第２の定数で乗算する乗算器と
を備える、請求項３０に記載の装置。
【請求項３２】
前記少なくとも１つの受信器は、複数のアンテナに結合した複数の受信器を含み、前記少なくとも１つの相関器は、前記複数の受信器の数に対応する数の相関器を含み、前記少なくとも１つのウィンドウイング・ＤＴＦＴ処理ブロックは、前記複数の受信器の数に対応する数のウィンドウイング・ＤＴＦＴ処理ブロックを含み、前記相関器はそれぞれ、各受信器の出力を受け取り、入力を各ウィンドウイング・ＤＴＦＴ処理ブロックに提供するように結合している、請求項３０に記載の装置。
【請求項３３】
前記少なくとも１つの回路は、前記受信器の数に対応する数の回路を含み、回路はそれぞれ、各ウィンドウイング・ＤＴＦＴ処理ブロックの出力を受け取るように結合している、請求項３２に記載の装置。
【請求項３４】
前記相関器のそれぞれは、前記受信器のうちの２つから出力を受け取って相関付けるように結合している相互相関器を含む、請求項３２に記載の装置。
【請求項３５】
前記相互相関器の出力のうちの少なくとも１つの位相を得るための回路と、
前記位相に基づいて出力を得るための回路と
をさらに備える請求項３４に記載の装置。
【請求項３６】
前記位相に基づいて出力を得るための回路は、
前記位相を第１の定数で乗算する第１の乗算器と、
前記乗算器の出力を反転させる反転器と、
前記反転器の出力を第２の定数で乗算する第２の乗算器と
を備える、請求項３５に記載の装置。
【請求項３７】
前記少なくとも１つの回路は、前記位相に基づく出力を乗数として使用することにより、ドップラー周波数推定を得られるように適合されている、請求項３６に記載の装置。
【国際調査報告】
2010511332.tif 000119
2010511332.tif 000120
2010511332.tif 000121
2010511332.tif 000122
2010511332.tif 000123