(57)【要約】  本発明はトランジスタに対する動的なエラー保護のための回路及び方法に関している。詳細にはここでのエラー保護は絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）の保護に適するものである。
2010511358.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
絶縁ゲートバイポーラトランジスタの作動制御システムにおいて、
絶縁バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）のエラー状態を検出するための検出器とコントローラを有し、前記コントローラはＩＧＢＴの制御と遮断のための第１の回路段と第２の回路段を含んでいることを特徴とするシステム。
【請求項２】
前記第１の回路段は第１の間隔に対するエラー電流の変化率を制御し、前記第２の回路段は第１の間隔の期間終了の再にＩＧＢＴのターンオフを行う、請求項１記載のシステム。
【請求項３】
前記第１の回路段はネガティブフィードバック制御ユニットを含んでいる、請求項２記載のシステム。
【請求項４】
前記検出器は絶縁ゲートバイポーラトランジスタのケルビンエミッタとパワーエミッタの間の浮遊インダクタンス中の誘導電圧に応答する回路を含んでいる、請求項１記載のシステム。
【請求項５】
前記検出器は、時間に関する電流中の変化の持続時間と振幅に応答する回路を含んでいる、請求項１記載のシステム。
【請求項６】
前記検出器は、時間に関する電流中の変化の持続時間と振幅に応答する回路を含んでいる、請求項１記載のシステム。
【請求項７】
前記第１の回路段はエラー電流中の変化率を回路のエラー状態に少なくとも部分的に基づいて動的に制御し、さらに前記第２の回路段は、従来のレートよりも緩やかなレートでＩＧＢＴをターンオフする、請求項４記載のシステム。
【請求項８】
エラー電流中の変化のレートは大幅に線形的である、請求項７記載のシステム。
【請求項９】
絶縁ゲートバイポーラトランジスタの作動制御方法において、トランジスタのエラー状態を検出するステップと、エラー電流中の変化率を第１の間隔に対するエラー状態に少なくとも部分的に基づいて動的に制御するステップと、第１の間隔の終了の際にＩＧＢＴを所期のレートでターンオフさせるステップとを含んでいることを特徴とする方法。
【請求項１０】
前記エラー状態を検出するステップは、絶縁ゲートバイポーラトランジスタのケルビンエミッタとパワーエミッタの間の浮遊インダクタンス中の誘導電圧を検出するステップを含んでいる、請求項９記載の方法。
【請求項１１】
ＩＧＢＴのエラー状態を検出するステップは、時間に関する電流中の変化の持続時間と振幅を検出するステップを含んでいる、請求項９記載の方法。
【請求項１２】
エラー電流中の変化率を少なくとも部分的にエラー状態に基づいて動的に制御するステップは、エラー電流を所定のレベルまで低減するステップを含んでいる、請求項９記載のシステム。
【請求項１３】
エラー電流中の変化率は、エラー電流中の所定レベルまでの線形的な低減を提供するために制御される、請求項９記載の方法。
【請求項１４】
エラー電流中の変化率を少なくとも部分的にエラー状態に基づいて動的に制御するステップはさらに従来のレートよりも緩やかなレートでトランジスタをターンオフするステップを含んでいる、請求項９記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本願は、２００６年１１月２９日に提出された米国仮出願第６０／８６７７５３号に係る優先権を主張するものである。
【０００２】
本発明は、トランジスタの作動制御装置及びその方法に関している。
【背景技術】
【０００３】
近年では絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（以下では単にＩＧＢＴと称す）が電気自動車、燃料電池自動車、ガソリンエンジン併用型電気式ハイブリットカーや、燃料電池併用型電気式ハイブリッドカーなどの電気式駆動部の電力モジュールに適用されているケースが見受けられる。そのような適用分野における電気式駆動部の決定的に重要な１つの側面は電力密度である。それ故に電気式駆動部は大抵は高い電力密度が可能となるように設計されている。このモジュールに使用されるＩＧＢＴチップは大抵は高い結合温度、非常に高速なスイッチング速度、高い電圧、及び高い定格電流も含めて極端な状況のなかで作動される。そのような極端な状況において作動されるＩＧＢＴを用いる場合、従来のＩＧＢＴに伴う故障応答時間、故障防止手段、例えばＶｃｅセンシングは十分ではない。
【０００４】
従来周知のスイッチング動作のもとでは、ＩＧＢＴゲートがパワートランジスタ対によって駆動されており、そこではこれらのパワートランジスタのベースがローカルコントローラを用いて制御される。回路の設計仕様によって駆動される従来のＩＧＢＴゲートの典型的な出力段は図１に描写されている。
【０００５】
誤ったシューティングなど欠陥のある状態のもとでは、ＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間の電位（Ｖｃｅ）が高くなる。スイッチオン期間中の高い電位Ｖｃｅはローカルコントローラにおいて脱飽和欠陥状態を引き起こす。それに対してローカルコントローラはＩＧＢＴを緩やかにターンオフさせ、エラー信号をシステムコントローラに送信する。
現下の第３世代のＩＧＢＴは非常に高い定格電流（例えば１０００Ａ以上）と、低い飽和電圧（例えば１から２ボルト）、非常に高速なスイッチング時間（例えば数百ｎｓｅｃ）を有している。それ故に第３世代のＩＧＢＴを用いた従来のゲート駆動回路の使用は、欠陥に対する応答時間の遅れ、電流によるシューティングの制御の不良、ターンオフ時の電圧オーバーシュートの制御の不良を含んだ問題を提起する。
【０００６】
例えば従来のＩＧＢＴを用いた欠陥制御手法によれば、エラー信号がＩＧＢＴのローカルコレクタによって検出される。そこで検出された電圧はプリセット電圧と比較される。検出された電圧がこのプリセット電圧よりも高い場合には、タイマーがスタートされる。これは通常はキャパシタチャージング機構を用いて実施される。ここでは数msecでタイマーがセットされることが共通に実施される。時間が切れた場合には、ローカルコントローラは緩やかにＩＧＢＴをオフにする。最近開発された第３世代のＩＧＢＴは高い定格電流と高速なスイッチング速度を備えているが、このＩＧＢＴは一度エラーが生じると数ｍｓｅｃで待機できなくなる。従ってこれの保護は数百ｎｓｅｃ内で作動されなければならない。
【０００７】
前述したような最近のＩＧＢＴエラー保護手法は、脱飽和ダイオードによるＶｃｅセンシングを含んでいる。この手法に関しては２つの主要な論点がある。すなわち、ノイズ除去のために要求されるブランクタイムのための遅延されたエラー検出と、動的なフィードバック情報（例えばエラーあり若しくはエラーなしを表す２つの論理状態の存在）の欠如である。
【０００８】
Ｖｃｅ信号は極端にノイズを伴っているので、通常の過渡的スイッチング時におけるノイズ除去には通常はブランキングタイムが用いられる。高出力のパワーモジュールに対しては動的なフィードバック情報がエラー状態の効果的な制御のために望ましい。Ｖｃｅセンシングに係わる動的フィードバック情報の欠如の補償のために、従来の手法では、コレクタ電流の監視に第２のフィードバックループを使用していた。Ｖｃｅセンシングを用いない別のエラー検出手法も開示されており、そこではゲート電圧が検出と制御の唯１のパラメータであった。しかしながらこの手法は、高速な検出と動的制御が求められる高出力のＩＧＢＴモジュールには適していない。時間に関する電流変化（ｄｉ／ｄｔ）を検出するＩＧＢＴエラー保護手法も存在しているが、これは浮遊インダクタンスに係わる電圧測定を介した電流変化ｄｉ／ｄｔの検出に制限され、そこでは測定された電圧が閾値と比較されている。しかしながら結果はまだ「エラーあり」若しくは「エラーなし」の論理状態にすぎないので、動的な制御は含まれていない。
【０００９】
高出力のＩＧＢＴを含む適用に対しては、動的なエラー情報が特に有利となる。それ故にこの問題に対処するＩＧＢＴ制御に対する手法の必要性は未だに残されたままである。本発明はこのようなニーズに応えそれに係わる利益を提供するものである。
【００１０】
発明の概要
ここでは動的制御を伴うエラー保護回路が開示される。有利な実施例においては、トランジスタの作動を制御するシステムがトランジスタのエラー状態を検出するための手段と、エラー電流中の変化率を少なくとも部分的にエラー状態に基づいて動的に制御するための手段を含んでいる。トランジスタは例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタの形態をとり、トランジスタのエラー状態を検出するための手段は、絶縁ゲートバイポーラトランジスタのケルビンエミッターとパワーエミッタの間の浮遊インダクタンス中の誘導電圧に応答する回路を含んでいる。トランジスタのエラー状態を検出するための手段は、時間に関する電流中の変化の持続時間と振幅に応答する回路を含んでいる。トランジスタのエラー状態を検出するための手段は、時間に関する電流中の変化の持続時間と振幅に応答する回路を含んでいる。エラー電流中の変化率を少なくとも部分的にエラー状態に基づいて動的に制御するための手段は従来のレートよりも緩やかにトランジスタをターンオフするための手段を含んでいる。
【００１１】
別の有利な実施例においては、トランジスタの作動を制御するための方法がトランジスタのエラー状態を検出するための手段と、エラー電流中の変化率を少なくとも部分的なエラー状態に基づいて動的に制御するための手段を用いて実施される。この場合トランジスタは例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタの形態をとり、トランジスタのエラー状態を検出するための手段が、絶縁ゲートバイポーラトランジスタのケルビンエミッターとパワーエミッタの間の浮遊インダクタンス中の誘導電圧を検出するステップを含んでいる。トランジスタのエラー状態を検出するためのステップは、時間に関する電流中の変化の持続時間と振幅を検出するステップを含んでいる。エラー電流中の変化率を少なくとも部分的にエラー状態に基づいて動的に制御するステップは、エラー電流を所定のレベルまで低減するステップを含んでいてもよい。さらにエラー電流中の変化率を少なくとも部分的にエラー状態に基づいて動的に制御するステップは従来のレートよりも緩やかにトランジスタをターンオフするステップを含み得る。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
図面において同一の参照番号は同様の構成素子または同様に作用する構成素子を表す。図面中の素子のサイズや相対的な位置は必ずしも縮尺通りに描写されているわけではなく、それらの素子のうちのいくつかは見やすくする理由から任意に拡大されて配置されている。さらに、図示されている構成素子の特定の形状は、特定の構成素子の実際の形状に関する何らかの情報を提供することを意図したものではなく、単に図面における認識を容易にするために選択された形状に過ぎない。
【図１】従来のＩＧＢＴゲート駆動回路構成における出力段をブロック回路図で表した図
【図２】本願の１つの実施例によるＩＧＢＴエラー保護制御回路を概略的に表したブロック回路図
【図３Ａ】４００ＶＤＣにおけるテスト結果でのエラーによるシュートに対する電圧・時間特性図を表したグラフ
【図３Ｂ】４３０ＶＤＣにおけるテスト結果でのエラーによるシュートに対する電圧・時間特性図を表したグラフ
【図４Ａ】４００ＶＤＣにおけるテスト結果での短絡に対する電圧・時間特性図を表したグラフ
【図４Ｂ】４３０ＶＤＣにおけるテスト結果での短絡に対する電圧・時間特性図を表したグラフ
【図５Ａ】４００ＶＤＣにおけるテスト結果での二重パルスエラーに対する電圧・時間特性図を表したグラフ
【図５Ｂ】４３０ＶＤＣにおけるテスト結果での二重パルスエラーに対する電圧・時間特性図を表したグラフ
【実施例】
【００１３】
以下の明細書では本発明の種々の実施例の完全な理解を提供するために所定の特定例を用いて具体的に説明する。しかしながら当該分野の当業者であるならば、このような具体例がなくても本発明を実施することは容易に理解し得るであろう。いくつかの別の例では周知構造に関しては描写されないか若しくは詳細に説明しないがこれは本願実施例の説明が不要にぼやけることを避けるためである。
【００１４】
文章の前後関係において特に別の要求がない限りは、本願明細書および請求項全般にわたって記載される用語「含む」またはそれに類似する表現「含んでいる」などは、「含む、但しこれらに限定されるものではない」といった意味を含めて広く解釈されるべきである。
【００１５】
また本願明細書の冒頭の記載及び要約はあくまでも便宜的なものであって、本願で請求する権利範囲として理解されるべきものではない。
本明細書を通して、"実施例"ないし"実施形態"とは当該実施態様との兼合いにおいて個々の特徴、構造または特性を意味し、本発明の少なくとも１つの態様に含まれる。したがって、種々の個所で使用されている"実施例において"ないし"実施態様において"の表現はその特異性を通じて必ずしも全てが同じ実施例に関するものではないことも述べておく。さらには、特定の特徴、構造または特性を１つまたは複数の実施形態において適切に組み合わせることができる。
【００１６】
以下で開示する回路はＩＧＢＴのエラー状態を、ＩＧＢＴケルビンエミッターとパワーエミッタの間の浮遊インダクタンス中の誘導電圧の測定によって識別している。エラー電流が検出されると直ちにフィードバック制御は所定の期間にわたるエラー電流中の変化ｄｉ／ｄｔを動的に制御する。エラー電流が一旦閾値レベルに含まれると、本願発明による回路はターンオフ機構を通常よりも緩慢に実行する。
【００１７】
このエラー検出は電流中の時間に関する変化ｄｉ／ｄｔの振幅と持続時間の両方に基づいている。本願発明による回路はゲート駆動電圧をネガティブフィードバックによって制御する。本願発明による回路はＩＧＢＴのターンオフを通常動作のときと異なるプロセスを介して実施する。
【００１８】
本願のＩＧＢＴエラー保護回路の構成はＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ電圧Ｖｃｅの振幅の代わりに、時間に関する電流中の変化ｄｉ／ｄｔに基づくものである。
ＩＧＢＴエラー保護回路はＩＧＢＴエミッタとパワーモジュールエミッタの間の浮遊インダクタンス中の誘導電圧を検出する。検出した誘導電圧が閾値時間間隔の間に閾値レベルに達した場合にはネガティブフィードバック制御が起動される。このネガティブフィードバック制御は過度に高いシューティングからのＩＧＢＴ電流を防ぎ、次の制御段階、すなわちソフトターンオフのためのソースを駆動させる。
【００１９】
一般的に言及すれば、このネガティブフィードバック制御機構はＩＧＢＴエラー電流の動的制御に用いられる。ネガティブフィードバックのアクティブ状態は、抵抗両端の電圧によって検出される。このアクティブ状態情報は、コマンド入力を無効にさせるユニットの起動、ソフトターンオフの起動、及びネガティブフィードバック遮断ユニットの起動のためのトリガ信号として使用される。遅延時間の経過後は、ネガティブフィードバック遮断ユニットがネガティブフィードバック制御を遮断する。
通常のＩＧＢＴ動作に対してはネガティブフィードバック制御は所定のブランキングタイム、例えば３００ｎｓに設定されたブランキングタイムによって起動されるべきでない。これは通常のスイッチング時間、例えば２００ｎｓよりも短いスイッチング時間と比較される。ＩＧＢＴエラー状況のもとではネガティブフィードバック制御はただ最初に起動される。所定の時定数に続いてＩＧＢＴ入力コマンドが解除され、ＩＧＢＴソフトターンオフが許可され、ネガティブフィードバック遮断タイマーが起動される。この時間周期中はネガティブフィードバック制御とソフトターンオフの両方が起動される。ネガティブフィードバック制御はＩＧＢＴゲート電圧に基づくソフトターンオフ効果を越える。一度ネガティブフィードバック遮断タイマーが切れると、ネガティブフィードバック制御が遮断され、ＩＧＢＴゲートがソフトターンオフ抵抗によって制御される。
図２にはＩＧＢＴエラー保護制御回路２００が示されており、このＩＧＢＴエラー保護制御回路２００は図示の実施例に示されているようにＩＧＢＴ２０２に対するＩＧＢＴエラー保護を実行する。前記保護制御回路２００はパワートランジスタ対Ｑｏｎ，Ｏｏｆｆと、パワー抵抗Ｒｏｎ，Ｒｏｆｆと、ネガティブフィードバック制御ユニット２２０と、フィードバックトリガ/ホールドユニット２４０と、コマンド無効化/ターンオフ有効化ユニット２６０と、ネガティブフィードバック遮断ユニット２８０とを含んでいる。パワートランジスタＱｏｎはパワー抵抗Ｒｏｎと直列に接続されており、パワートランジスタＱｏｆｆはパワー抵抗Ｒｏｆｆと直列に接続されている。そしてパワートランジスタＱｏｎ及びパワー抵抗Ｒｏｎは、パワートランジスタＱｏｆｆ及びパワー抵抗Ｒｏｆｆと並列に接続されている。
【００２０】
ネガティブフィードバック制御ユニット２２０は浮遊インダクタンス中の誘導電圧に結合される。検出した誘導電圧が振幅の閾値と持続時間の閾値の両方を上回った場合にネガティブフィードバック制御２２０が起動される。一度起動されると、ネガティブフィードバック制御ユニット２２０は、ＩＧＢＴゲート２０４を動的に制御し、フィードバックトリガ/ホールドユニット２４０のための駆動ソースを提供する。フィードバックトリガ/ホールドユニット２４０は、ネガティブフィードバック制御ユニット２２０の作動状態（例えばアクティブ状態、非アクティブ状態など）を表す情報を検出して保持する。コマンド無効化/ターンオフ有効化ユニット２６０はネガティブフィードバックトリガ/ホールドユニット２４０からの入力信号を受信する。コマンド無効化/ターンオフ有効化ユニット２６０はコマンド出力を無効化し、ＩＧＢＴゲート２０４とリターンの間のフトターンオフ抵抗Ｒ７に接続する（例えば７Ｖ）。ネガティブフィードバック遮断ユニット２８０の入力信号は、コマンド無効化/ターンオフ有効化ユニット２６０の出力側から供給される。このネガティブフィードバック遮断ユニット２８０は、抵抗Ｒ７を介したＩＧＢＴのターンオフないし切替えのための所定の時間周期の後でネガティブフィードバック制御ユニット２２０を遮断する。
【００２１】
ネガティブフィードバック制御ユニット
１つの実施例によれば、ネガティブフィードバック制御ユニット２２０が抵抗Ｒ１と、ツェナーダイオードＤｚ１と、キャパシタＣ１と、トランジスタＱ１と、抵抗Ｒ２と、ダイオードＤ１と、抵抗Ｒ３を含んでいる。ネガティブフィードバック制御ユニット２２０は、ＩＧＢＴゲート２０４と、フィードバックトリガ/ホールドユニット２４０に接続される。ネガティブフィードバック制御ユニット２２０は浮遊インダクタンス中の誘導電圧Ｖ１を検出し、通常動作中の行動から保護回路２００を保護するためのブランキングタイムを作成し、ＩＧＢＴゲート電圧をエラー状況のもとで動的に制御し、起動時にはトリガ信号を供給する。
【００２２】
ネガティブフィードバック制御ユニット２２０は最初の２つの機能（例えば浮遊インダクタンス中の誘導電圧の検出、通常動作中の行動から保護回路２００を保護するためのブランキングタイムの作成）を浮遊インダクタンスに係わるＲＣネットワークの結合によって実行する。このＲＣネットワークは、キャパシタＣ１に並列に接続されかつ抵抗Ｒ１に直列に接続されている抵抗Ｒ２を含んでいる。このＲＣネットワークの時定数はブランキングタイムを設定する。この時定数の値は、エラー状況のもとで抵抗Ｒ２両端の最小電圧がトランジスタＱ１の閾値よりも高くなるように設定される。
ネガティブフィードバック制御ユニット２２０はトランジスタＱ１の線形レンジ内での作動によって動的制御機能を実現している。典型的な第３世代ＩＧＢＴの通常動作に対するスイッチオン移行期間は例えば１００ｎｓ〜２００ｎｓの範囲にある。ＲＣネットワークの時定数は抵抗Ｒ１，Ｒ２及びキャパシタＣ１の値と、次の関係式によって定められる。
時定数 ＝ Ｃ１｛（Ｒ１Ｒ２）／（Ｒ１＋Ｒ２）｝
これらの値は次のように設定されてもよい。すなわちキャパシタＣ１に充電された電圧が通常のスイッチング移行期間中のトランジスタＱ１の閾値よりも小さくなるように設定されてもよい。誘導電圧Ｖ１が正の値でかつ時定数よりも長持ちする場合には、キャパシタＣ１は、トランジスタＱ１の閾値よりも上の抵抗Ｒ１，Ｒ２によって設定される値まで充電される。それ故にトランジスタＱ１はターンオンされる。ツェナーダイオードＤｚ１はトランジスタＱ１のゲートにおける過電圧状況を防いでいる。換言すれば、トランジスタＱ１のゲートに亘るキャパシタＣ１の電圧がトランジスタＱ１の閾値まで充電されると、トランジスタＱ１はターンオンされる。このことはＩＧＢＴゲート２０４を放電し、ＩＧＢＴ電流上昇率を低減させる。従ってトランジスタＱ１のゲートに携わって得られるフィードバック電圧が低減され、トランジスタＱ１にはＩＧＢＴゲート２０４からより少ない電流が流れる。ネガティブフィードバック制御の活動状態の検出は直列に接続された抵抗Ｒ３とダイオードＤ１の両端の電圧の検出によって実現される。この抵抗Ｒ３とダイオードＤ１とトランジスタＱ１は、ＩＧＢＴ２０２のゲート電圧を動的に制御するためのパスとなる。ｄｉ／ｄｔの制御の度合いは、抵抗Ｒ３の値によって調整される。ｄｉ／ｄｔ制御の作動状態（例えば起動状態）の情報表示は、抵抗Ｒ３とダイオードＤ１両端の電圧によって行われる。この電圧は、抵抗Ｒ３とダイオードＤ１の両端に接続されたフィードバックトリガ/ホールドユニット２４０に対する入力として供給される。ダイオードＤ１は誘導電圧Ｖ１が負の値の時の電流の逆流を阻止している。
【００２３】
有利な１実施例によれば、例えば抵抗Ｒ１は６００Ω、キャパシタＣ１は２ｎＦ、抵抗Ｒ２は１５０Ω、抵抗Ｒ３は２Ωであってもよい。但しこれらの値の選択は、個々の適用ケースに応じて当業者に委ねられる。
【００２４】
別の実施例によれば、フィードバックトリガ/ホールドユニット２４０は抵抗対Ｒ４，Ｒ５とキャパシタＣ２とトランジスタＱ２とダイオードＤ２を含み得る。フィードバックトリガ/ホールドユニット２４０はネガティブフィードバック制御ユニット２２０と、コマンド無効化/ターンオフ有効化ユニット２６０に接続される。フィードバックトリガ/ホールドユニット２４０はネガティブフィードバック制御ユニット２２０の起動された作動状態を表すネガティブフィードバック制御ユニット２２０の抵抗Ｒ３とダイオードＤ１の両端電圧を受取る。入力電圧は抵抗Ｒ４とキャパシタＣ２からなる第２のＲＣネットワークに供給され、一度キャパシタＣ２電圧がトランジスタＱ２の閾値に達すると、トランジスタＱ２が導通される。ダイオードＤ２は放電パスを阻止する。それによりたとえ入力が消失してもトランジスタＱ２が導通し続ける。第２のトランジスタＱ２による導通は抵抗Ｒ５とキャパシタＣ２を介して設定される時定数によって保持される。この時定数は、ＩＧＢＴエラー保護プロセス期間全体よりも長く設定される。これは例えば１ｍｓｅｃ〜１０ｍｓｅｃであってもよい。これはネガティブフィードバック制御ユニット２２０が休止状態になった後までソフトターンオフを有効に維持する。フィードバックトリガ/ホールドユニット２４０の出力信号は、コマンド無効化/ターンオフ有効化ユニット２６０のゲートを充電する。
【００２５】
有利な１実施例によれば、例えば抵抗Ｒ４は１００Ω、抵抗Ｒ５は１０ｋΩであってもよい。但しこれらの値の選択は、個々の適用ケースに応じて当業者に委ねられる。
【００２６】
コマンド無効化/ターンオフ有効化ユニット
別の実施例によれば、コマンド無効化/ターンオフ有効化ユニット２６０はトランジスタ対Ｑ３，Ｑ４と、抵抗Ｒ６，Ｒ７，Ｒ８とツェナーダイオードＤｚ２を含み得る。
【００２７】
コマンド無効化/ターンオフ有効化ユニット２６０はフィードバックトリガ/ホールドユニット２４０とネガティブフィードバック遮断ユニット２８０に接続される。コマンド無効化/ターンオフ有効化ユニット２６０はネガティブフィードバックトリガ/ホールドユニット２４０からの入力信号を受信する。コマンド無効化/ターンオフ有効化ユニット２６０の出力は３つの機能を有している。すなわちコマンド入力の無効化と、ソフトターンオフの有効化と、ネガティブフィードバック遮断ユニット２８０へのトリガ信号の送信である。一度トランジスタＱ３のゲートがフィードバックトリガ/ホールドユニット２４０の出力によってその閾値まで充電されると、トランジスタＱ３は第１のパワートランジスタＱｏｎのベースをプルダウンさせ、コマンド入力が無効化し、トランジスタＱ４も抵抗Ｒ７によってＩＧＢＴゲート２０４をプルダウンさせる。トランジスタＱ４の出力は、ネガティブフィードバック遮断ユニット２８０の入力を活動化させる。抵抗Ｒ８は通常作動中に放電したトランジスタＱ４とトランジスタＱ３のゲートを保持する。ツェナーダイオードＤｚ２は、過電圧状態への遷移を防ぐためにトランジスタＱ３とトランジスタＱ４のゲートをクランプする。
有利な１実施例によれば、例えば抵抗Ｒ６，７，８はそれぞれ１ｋΩ、６５オーム、１０ｋΩであってもよい。但しこれらの値の選択は、個々の適用ケースに応じて当業者に委ねられる。
【００２８】
ネガティブフィードバック遮断ユニット
別の実施例によれば、ネガティブフィードバック遮断ユニット２８０は抵抗対Ｒ９，Ｒ１０と、キャパシタ対Ｃ３，Ｃ４と、ダイオードＤ３と、トランジスタ対Ｑ５．Ｑ６を含み得る。トランジスタＱ４からの信号は最初に低電力電位を基準としたアクティブローの状態からトランジスタＱ５によって発せられる電力を基準としたアクティブハイの状態へ反転される。抵抗Ｒ９，Ｒ１０とキャパシタＣ３によって形成されるＲＣネットワークの時定数は、キャパシタＣ３をトランジスタＱ６の閾値まで充電するのに必要な時間がｄｉ／ｄｔ制御プロセスに要求される時間と完全に同じになるように設定される。トランジスタＱ６による導通はトランジスタＱ１のゲートを放電させ、ｄｉ／ｄｔ制御プロセスを終了させる。
例えばｄｉ／ｄｔ制御プロセスのために要求される完全な時間はほぼ０.５ｍｓｅｃであり、また抵抗Ｒ９，Ｒ１０はそれぞれ１ｋΩと１０ｋΩであってもよい。キャパシタＣ３は１ｎＦの値であってもよい。しかしながら当該分野の当業者にとっては個々の適用ケースに適した値を任意に選択できる。
基本的には取り扱いに必要な２つのタイミング事項が存在する。すなわちａ）ｄｉ／ｄｔ制御が活動化されてからコマンド信号が無効化されるまでの時間と、ｂ）ソフトターンオフが活動化されてからｄｉ／ｄｔ制御が遮断されるまでの時間である。ｄｉ／ｄｔ制御が活動化されてからコマンド信号が無効化されるまでの時間は主に、抵抗Ｒ３両端の電圧、トランジスタＱ２の閾値、抵抗Ｒ３とキャパシタＣ２の値の積によって与えられる時定数によって定められる。この期間中にｄｉ／ｄｔ制御機構はＩＧＢＴゲート２０４からの放電電流と、第１のパワートランジスタＱｏｎ及びパワー抵抗Ｒｏｎを通る通常のゲート駆動電流の両方を処理する。第１のパワートランジスタＱｏｎからの付加的な電流のために抵抗Ｒ３に亘って増加する電圧は、トランジスタＱ１のドレインソース電圧Ｖｄｓの低減によって補償される。それ故に、無効化されるべきコマンド信号の遅延はｄｉ／ｄｔ制御に基づいて最小の作用しか有さない。ソフトターンオフが活動化されてからｄｉ／ｄｔ制御が遮断されるまでの時間は、トランジスタＱ５のターンオン時間、抵抗Ｒ９とキャパシタＣ３の値の積によって与えられる時定数、トランジスタＱ６の閾値、及び誘導電圧Ｖ１によって定められる。この期間中ＩＧＢＴゲート２０４は、ｄｉ／ｄｔ制御とソフトターンオフのための２つの放電パスを有している。ソフトターンオフ回路はＩＧＢＴゲート２０４の放電速度を加速させる。
【００２９】
実例
ＩＧＢＴエラー保護回路２００の効果は、インフィニオンブランドの第３世代ＩＧＢＴチップモジュールＳＩＧＣ１００Ｔ６０Ｒ３を使用した定格６００Ｖと１０００Ａのもとで実証されている。この確認は電気自動車に備えられた燃料電池セルに対する１００ｋＷの電気駆動システムで行われた。以下に述べるグラフでは、ＩＧＢＴ１は図中に描写されている経験に基づいたエラー状況でのトランジスタに関するものであり、それに対してＩＧＢＴ２は、動的保護回路とその方法の試験のためのＩＧＢＴ１上のエラーによるシューティング状況を形成若しくは開始するために実行されるテスト装置のトランジスタに関するものである。
【００３０】
図３Ａは４００ＶＤＣでのエラーによるシューティングテスト結果に対する電圧・時間グラフであり、そこではＩＧＢＴ２のゲート電圧Ｖｇは３００ａで、ＩＧＢＴ１のゲート電圧Ｖｇは３００ｂで、コレクタ電流（５ｋＡ／Ｖ）は３００ｃで、Ｖｃｅは３００ｄで示されている。
図３Ｂは４３０ＶＤＣでのエラーによるシューティングテスト結果に対する電圧・時間グラフであり、そこではＩＧＢＴ２のゲート電圧Ｖｇは３００ｅで、ＩＧＢＴ１のゲート電圧Ｖｇは３００ｆで、コレクタ電流（５ｋＡ／Ｖ）は３００ｇで、Ｖｃｅは３００ｈで示されている。
【００３１】
図４Ａは４００ＶＤＣでの短絡テスト結果に対する電圧・時間グラフであり、そこではゲート電圧Ｖｇは３００ｉで、コレクタ電流（５ｋＡ／Ｖ）は３００ｊで、コレクタ−エミッタ電圧Ｖｃｅは３００ｋで示されている。
【００３２】
図４Ｂは４３０ＶＤＣでの短絡エラーテスト結果に対する電圧・時間グラフであり、そこではゲート電圧Ｖｇは３００ｌで、コレクタ電流（５ｋＡ／Ｖ）は３００ｍで、コレクタ−エミッタ電流Ｖｃｅは３００ｎで示されている。
【００３３】
図５Ａは４００ＶＤＣでの二重パルスエラーテスト結果に対する電圧・時間グラフであり、そこではゲート電圧Ｖｇは３００ｏで、コレクタ電流（５ｋＡ／Ｖ）は３００ｐで、コレクタ−エミッタ電圧Ｖｃｅは３００ｑで示されている。
図５Ｂは４３０ＶＤＣでの二重パルスエラーテスト結果に対する電圧・時間グラフであり、そこではゲート電圧Ｖｇは３００ｒで、コレクタ電流（５ｋＡ／Ｖ）は３００ｓで、コレクタ−エミッタ電圧Ｖｃｅは３００ｔで示されている。
【００３４】
上述した実施例は、要約書に記載されている内容も含めて、本発明を限定する意図から出たものではない。説明のために特定の実施形態および実施例を記載したが、当業者であれば本発明の精神および範囲を逸脱することなく種々の等価の修正を行えることが分かる。種々の実施例の中で述べてきた前記教示は、これまでの一般的説明で例示的に用いてきたＩＧＢＴトランジスタ回路を必ず使用しなければならないということを意味しているわけではなく、他のトランジスタ回路も適用可能であることを理解されたい。
【００３５】
例えば前述の詳細な説明ではブロック図、スキーマ図、及びサンプルなどを用いて本発明のデバイス及び／又はプロセスの種々の実施例を説明してきた。その種のブロック図、スキーマおよび例が１つまたは複数の機能および／または動作を含む限りにおいて、当業者であればそのようなブロック図、フローチャートまたは例における各機能および／または各動作を個別におよび／または一緒に、広範な範囲のハードウェア、ソフトウェア、ファームウェアまたは仮想的なそれらのあらゆる組み合わせによって実施することができる。１つの実施形態においては、本発明の対象を離散的な電気的構成素子を介して実現することができる。別の１つの実施形態においては、本発明の対象を特定用途向けＩＣ（ＡＳＩＣ）、マイクロプロセッサ、デジタル信号プロセッサ、あるいはその他のコントローラ等によって実現することができる。
【００３６】
上述した種々の実施例は他の技術と組み合わせることができる。本願明細書中のデータシートに特定された及び／又はリストアップされた内容に係わる全てのＵＳ特許、ＵＳ特許出願公開公報、ＵＳ特許出願明細書、諸外国の特許公報、特許出願明細書、非特許文献なども参考として本願内容に含まれるものである。前記実施例の観点からは、本発明の実施に適した種々の先行文献の技術の回路、装置またはコンセプトなどを必要に応じて利用できることを理解されたい。
そのような変更若しくはさらなる別の変更も前記詳細な説明に照らして実施可能なものである。基本的に以下の請求の範囲において使用される特定事項は請求項中に記載される事項を特定の実施例に限定するためのものではない。しかしながらそのようなクレームは与えられた権利範囲に沿って可能性のある全ての実施例が含まれるように構成されたものである。従って以下の請求の範囲はその公開によって制限が課せられるものではないことを述べておく。
【図１】
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【図２】
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【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
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【図４Ａ】
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【図４Ｂ】
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【図５Ａ】
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【図５Ｂ】
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【国際調査報告】
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