(57)【要約】  本発明は、電流ソースｉｓおよび電圧ＶＥを有するソースと、入力インダクタＬおよびチョッパ信号により制御される電力スイッチＴを呈しかつ出力電圧ＶＳを送る電力変換器と、負荷とを備える電源用アクティブ・フィルタ・デバイスに関し、本デバイスは、前記電力変換器のチョッピングを表す入力信号に応答してその出力において前記チョッピングに起因するソース電流のマイナス高調波の補正電流を発生するためのアクティブフィルタ変換器（１０）を含むことを特徴とする。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
ソース電流ｉｓおよび電圧ＶＥを有するソースと、
入力インダクタＬおよびチョッパ信号により制御される電力スイッチＴを呈しかつ出力電圧ＶＳを送る電力変換器と、
負荷と、を備える電源用アクティブ・フィルタ・デバイスであって、
前記デバイスは、前記電力変換器のチョッピングを表す入力信号に応答してその出力において少なくとも前記チョッピングに起因する前記ソース電流の高調波の補正電流を発生するためのアクティブフィルタ変換器（１０）を含むことを特徴とする、アクティブ・フィルタ・デバイス。
【請求項２】
前記補正電流は、前記負荷に起因する低周波数高調波を補正するための成分を呈することを特徴とする、請求項１記載のデバイス。
【請求項３】
前記電源は、ソースから負荷に電力を供給するタイプであることを特徴とする、請求項１または請求項２記載のデバイス。
【請求項４】
前記電源は、アクティブな負荷からバッテリ等のエネルギーソースを充電するための変換器であることを特徴とする、請求項１または請求項２記載のデバイス。
【請求項５】
前記電源は双方向性であることを特徴とする、請求項１または請求項２記載のデバイス。
【請求項６】
前記アクティブフィルタ変換器は、前記フィルタ変換器の第１の端子（Ａ）から直列に与えられる少なくとも１つのフィルタモジュール、即ちインダクタＬ’と、第１および第２のキャパシタ（Ｃ０およびＣ１）と、反対に制御される第１および第２のスイッチ（ＴＦ１およびＴＦ２）とを呈し、
前記スイッチは各々前記第２のキャパシタの第１および第２の端子（ＦおよびＧ）と前記フィルタ変換器の第２の端子（Ｂ）との間に接続され、
かつＤＣ−ＤＣ変換器モジュール（ＡＬ１、ＡＬ２）も、前記第１および第２のキャパシタ（Ｃ０およびＣ１）の端子における電圧（Ｕ０、Ｕ１）をそれらの基準値に維持するようにチョッパ周波数に制御されることを特徴とする、先行する請求項のいずれか一項に記載のフィルタデバイス。
【請求項７】
前記第１および第２のキャパシタ（Ｃ０およびＣ１）の端子における電圧Ｕ０およびＵ１は、下記の値、
Ｕ０  ＝  ＶＥ（Ｌ  ＋  Ｌ’）／Ｌ  および  Ｕ１  ＝  ＶＳＬ’／Ｌ
を有することを特徴とする、請求項６記載のデバイス。
【請求項８】
前記第１および第２のキャパシタ（Ｃ０およびＣ１）の端子における電圧Ｕ０およびＵ１は、下記の値、
【数１】
2010521945.tif 000019
を有し、
・ＲＬおよびＲＬ’は各々、前記インダクタＬおよびインダクタＬ’の抵抗を示し、
・ＲＫは、前記電力スイッチＴの等価抵抗を示し、
・ＲＤおよびＶＤは各々、電力変換器出力ダイオードＤの直列抵抗および前方向電圧降下を示し、
・ＲＣ０、ＲＣ１、ＲＦ１およびＲＦ２は各々、前記第１および第２のキャパシタＣ０およびＣ１および前記スイッチＴＦ１およびＴＦ２の抵抗を示すことを特徴とする、請求項６記載のデバイス。
【請求項９】
前記第１および第２のキャパシタ（Ｃ０およびＣ１）の端子における電圧Ｕ０およびＵ１は、下記の値、
Ｕ０  ＝  Ｕ０１  -  ＶＫＬ’／Ｌ  -  ＶＦ１  および
Ｕ１  ＝  Ｕ１１  -  ＶＫＬ’／Ｌ  ＋  ＶＦ２  -  ＶＦ１
を有し、
・Ｕ０１およびＵ１１は請求項８に記載されたものであり、
・ＶＫ、ＶＦ２およびＶＦ１は、前記スイッチＴ、ＴＦ１およびＴＦ２の端子における電圧降下を示すことを特徴とする、請求項８記載のデバイス。
【請求項１０】
前記ＤＣ−ＤＣ変換器モジュールのチョッパ周波数は前記電力変換器のチョッパ信号の周波数以上であり、具体的には１０倍よりも大きいことを特徴とする、請求項６から９のいずれか一項に記載のデバイス。
【請求項１１】
前記ＤＣ−ＤＣ変換器モジュールは２つのＤＣ−ＤＣ変換器（ＡＬ１、ＡＬ２）を呈することを特徴とする、請求項６から９のいずれか一項に記載のデバイス。
【請求項１２】
前記２つのＤＣ−ＤＣ変換器は、電力スイッチ（ＴＴ１１、．．．、ＴＴ１４）のブリッジを有する一次回路と、変圧器（ＴＲ１）と、電力スイッチ（ＴＴ２１、．．．、ＴＴ２４）のブリッジを呈する二次回路とを呈し、前記ブリッジの電力スイッチ（ＴＴ１１、．．．、ＴＴ２４）はペア内で反対に制御されることを特徴とする、請求項１１記載のデバイス。
【請求項１３】
前記２つのＤＣ−ＤＣ変換器は、各々前記第１および第２のキャパシタ（Ｃ０およびＣ１）の端子へ接続される不可逆性の絶縁チョッパであることと、抵抗器は前記第１および第２のキャパシタ（Ｃ０およびＣ１）の各々の端子へ接続されることを特徴とする、請求項１１記載のデバイス。
【請求項１４】
ＤＣ−ＤＣ変換器モジュールは、電力スイッチ（ＴＴ１１、．．．、ＴＴ１４）のブリッジを呈する一次回路と、２つの二次回路を有する変圧器（ＴＲ２）と、各々が電力スイッチ（ＴＴ２１、．．．、ＴＴ２４）および（ＴＴ２５、．．．、ＴＴ２８）の個々のブリッジを呈する２つの二次回路とを有する、２つの出力を備えるＤＣ−ＤＣ変換器を呈し、前記電力スイッチ（ＴＴ１１、．．．、ＴＴ２８）のブリッジのスイッチはペア内で反対に制御されることを特徴とする、請求項６から１０のいずれか一項に記載のデバイス。
【請求項１５】
前記電力変換器（ＣＯＮＶ）は、並列に接続される少なくとも２つの電力変換段を呈することを特徴とする、先行する請求項のいずれか一項に記載のデバイス。
【請求項１６】
前記電力変換段は同期的に制御されることと、前記フィルタ変換器は単一のフィルタモジュールを呈することを特徴とする、請求項１５記載のデバイス。
【請求項１７】
前記電力変換段は、例えばτ／ｎである制御された時間オフセットでインタレース式に制御され、ここでｎは並列電力変換段の数を示し、かつτは前記電力変換器のチョッピング周期を示すことを特徴とする、請求項１５記載のデバイス。
【請求項１８】
前記アクティブフィルタ変換器はｎ個のアクティブ・フィルタ・モジュールを直列に備え、その各々は電力変換段と同期的に制御されることを特徴とする、請求項１７記載のデバイス。
【請求項１９】
前記アクティブフィルタ変換器はｎ個のアクティブ・フィルタ・モジュールを並列に備え、その各々は電力変換段と同期的に制御されることを特徴とする、請求項１７記載のデバイス。
【請求項２０】
電流ソースｉｓおよび電圧ＶＥを有するソースと、入力インダクタＬおよび電力スイッチＴを呈しかつ出力電圧ＶＳを送る電力変換器とを備える電源であって、前記電源は、前記電力変換器の入力端子（Ａ、Ｂ）間に並列に接続される先行する請求項のいずれか一項に記載のアクティブ・フィルタ・デバイスを含むことを特徴とする電源。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ソースと、一方向または双方向電力変換器と、負荷とを備えるＤＣ電源用アクティブ・フィルタ・デバイスに関する。
【背景技術】
【０００２】
既知のアクティブ・フィルタ・デバイスは、電源ネットワークの低周波数電流高調波を補正するのみであり、よって、電力スイッチのチョッピングにより発生される高周波数電流高調波を除去する働きはない。
【０００３】
例として、このようなデバイスは、Ｍ．Ｃ．Ｂｅｎｈａｂｉｂ、Ｓ．Ｓａａｄａｔｅ共著の論文「同期基準フレームの使用を基礎とする４線アクティブパワーフィルタの新規制御手法（Ｎｅｗ  ｃｏｎｔｒｏｌ  ａｐｐｒｏａｃｈ  ｆｏｒ  ｆｏｕｒ−ｗｉｒｅ  ａｃｔｉｖｅ  ｐｏｗｅｒ  ｆｉｌｔｅｒ  ｂａｓｅｄ  ｏｎ  ｔｈｅ  ｕｓｅ  ｏｆ  ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ  ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ  ｆｒａｍｅ）」Ｅｌｅｃｔｒｉｃ  Ｐｏｗｅｒ  Ｓｙｓｔｅｍｓ  Ｒｅｓｅａｒｃｈ刊、第７３巻第３号、３５３〜３６２ページ（２００５年３月）、またはＳ．Ｓａａｄａｔｅ、Ｓ．Ｈ．Ｓｈａｈａｌａｍｉ共著の論文「Ｆｉｌｔｒａｇｅ  ｈｙｂｒｉｄｅ  ｄｅｓ  ｈａｒｍｏｎｉｑｕｅｓ  ｅｎｇｅｎｄｒeｓ  ｐａｒ  ｕｎｅ  ｃｈａｒｇｅ  ｆｏｒｔｅｍｅｎｔ  ｐｏｌｌｕａｎｔｅ  -  Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ  ｄｅｓ  ａｌｇｏｒｉｔｈｍｅｓ  ｇeｎeｔｉｑｕｅｓ  ｐｏｕｒ  ｌａ  ｂｏｕｃｌｅ  ｄｅ  ｃｏｎｔｒoｌｅ」［高汚染負荷により発生される高調波のハイブリッドフィルタリング−制御ループ用遺伝子アルゴリズムのアプリケーション（Ｈｙｂｒｉｄ  ｆｉｌｔｅｒｉｎｇ  ｏｆ  ｈａｒｍｏｎｉｃｓ  ｇｅｎｅｒａｔｅｄ  ｂｙ  ａ  ｈｉｇｈｌｙ−ｐｏｌｌｕｔｉｎｇ  ｌｏａｄ−Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ  ｏｆ  ｇｅｎｅｔｉｃ  ａｌｇｏｒｉｔｈｍｓ  ｆｏｒ  ｔｈｅ  ｃｏｎｔｒｏｌ  ｌｏｏｐ）］Ｒｅｖｕｅ  Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌｅ  ｄｅ  Ｇeｎｉｅ  Ｅｌｅｃｔｒｉｑｕｅ刊、第６巻第１−２号、１４３〜１６６ページ（２００３年４月）に記述されている。
【０００４】
本明細書において、負荷変換器は、電流を継続的に吸収する電力構造体として定義され（例：バックチョッパおよびその変形、容量貯蔵チョッパおよびその変形）、有限数の動作シーケンスを有しかつ一方向式（電流はソースから負荷へ、または逆方向へ流れる）または双方向式に動作可能である。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本発明の目的は、負荷変換器の電力スイッチのチョッピングにより発生される電流の高周波数高調波を、パッシブフィルタを実装する先行技術ソリューション以外によって濾波することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明は、補正電流を発生するアクティブフィルタを、電力変換器からのチョッパ信号を基礎として制御する、という考案を基礎とする。
【発明の効果】
【０００７】
本デバイスは電流の正負に関わらず動作し、かつ本デバイスは、ソースがエネルギーを負荷に供給する際に、かつ／または負荷がエネルギーをソースに供給する際（例えば、回復シーケンスまたはバッテリ充電）に使用されてもよい。
【０００８】
従って、本発明は、ソース電流を有するソースと、入力インダクタＬおよびチョッパ信号により制御される電力スイッチＴを呈しかつ出力電圧ＶＳを送る電力変換器と、負荷とを備える電源用アクティブ・フィルタ・デバイスを提供し、本デバイスは、電力変換器からチョッパ信号を受信するための入力を有する、電力変換器のチョッピングを表す入力信号に応答してその出力においてチョッピングに起因するソース電流の高調波を補正する電流を発生するためのアクティブフィルタ変換器を含むことを特徴とする。
【０００９】
提案しているデバイスは、エネルギーソースと負荷との間で並列に接続されるアクティブ・フィルタ・デバイスである。負荷によって吸収される電流高調波を濾波することにより、本デバイスは、変換器の入力インダクタＬのサイズを縮小する、または変換器の動作周波数を低減する働きをし、これらの高調波を濾波する専用のパッシブフィルタを排除してソースの寿命を延ばす。
【００１０】
電源は、ソースから負荷に電力を供給してもよく、または、アクティブな負荷からバッテリ等のエネルギーソースを充電してもよく、もしくは事実上、双方向性であってもよい。
【００１１】
本フィルタデバイスの特徴は、効果的には、アクティブフィルタ変換器がフィルタ変換器の第１の端子、即ちインダクタから直列に第１および第２のキャパシタおよび反対に制御される第１および第２のスイッチを呈する少なくとも１つのフィルタモジュールを呈し、前記スイッチは各々第２のキャパシタの第１および第２の端子とフィルタ変換器の第２の端子との間に接続され、かつＤＣ−ＤＣ変換器モジュールも、第１および第２のキャパシタ（Ｃ０およびＣ１）の端子における電圧をそれらの基準値に維持するようにチョッパ周波数に制御されることにある。
【００１２】
効果的には、ＤＣ−ＤＣ変換器モジュールのチョッパ周波数は、電力変換器のチョッパ信号の周波数以上であり、具体的には、少なくとも１０倍は大きい。
【００１３】
第１の変形例では、ＤＣ−ＤＣ変換器モジュールは２つのＤＣ−ＤＣ変換器を呈する。
【００１４】
この変形例の第１の実施形態において、２つのＤＣ−ＤＣ変換器は、電力スイッチのブリッジを有する一次回路と、変圧器と、電力スイッチのブリッジを呈する二次回路とを呈し、前記ブリッジの電力スイッチはペア内で反対に制御される。
【００１５】
この変形例の第２の実施形態において、２つのＤＣ−ＤＣ変換器は、各々第１および第２のキャパシタの端子へ接続される不可逆性の絶縁チョッパであり、抵抗器は第１および第２のキャパシタの各々の端子へ接続される。
【００１６】
第２の変形例において、ＤＣ−ＤＣ変換器モジュールは、電力スイッチのブリッジを呈する一次回路と、２つの二次回路を有する変圧器と、各々が電力スイッチの個々のブリッジを呈する２つの二次回路とを有する、２つの出力を備えるＤＣ−ＤＣ変換器を呈し、前記電力スイッチのブリッジのスイッチはペア内で反対に制御される。
【００１７】
電源の電力変換器は、並列に接続される少なくとも２つの電力変換段を呈するタイプであってもよい。
【００１８】
前記電力変換段が同期的に制御される第１の構成においては、フィルタ変換器は単一のフィルタモジュールを呈する。
【００１９】
電力変換段が、例えばτ／ｎである制御された時間オフセットでインタレース式に制御される第２の構成、但しｎは段数を示しかつτは電力変換器のチョッピング周期を示す、において、アクティブフィルタ変換器はｎ個のアクティブ・フィルタ・モジュールの並列接続、または好適には直列接続を備え、その各々は電力変換段と同期的に制御される。
【００２０】
最後に、本発明は、電流ソースｉｓおよび電圧ＶＥを有するソースと、入力インダクタＬおよび電力スイッチＴを呈しかつ出力電圧ＶＳを送る電力変換器とを備える電源を提供し、本電源は、電力変換器の入力端子（Ａ、Ｂ）間で並列に接続される先に定義したようなアクティブ・フィルタ・デバイスを含むことを特徴とする。
【００２１】
以下、図面を参照する説明を読めば、本発明をより良く理解することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】本発明を示すブロック図である。
【図２】フィルタ変換器に関連づけられるバック変換器を示す。
【図３】電流の波形を時間ｔの関数として示す。
【図４ａ】各々２つのブリッジ（図４ａ）および３つのブリッジ（図４ｂ）を有する絶縁された可逆電源変換器の例を示す。
【図４ｂ】各々２つのブリッジ（図４ａ）および３つのブリッジ（図４ｂ）を有する絶縁された可逆電源変換器の例を示す。
【図５】抵抗器を使用する電圧適応を示す。
【図６】図２の変換器の信号を示すタイミング図である（ｉＬ＞０）。
【図７】様々な電流のタイミング図である。
【図８】ソースにより送られる電流ｉｓの増幅された外観を示す。
【図９ａ】過渡状態下の電流の行動を示す。
【図９ｂ】過渡状態下の電流の行動を示す。
【図１０ａ】双方向電流変換器（図１０ａ）およびバッテリ充電用変換器（図１０ｂ）の例を示す。
【図１０ｂ】双方向電流変換器（図１０ａ）およびバッテリ充電用変換器（図１０ｂ）の例を示す。
【図１１】ｉＬ＜０の場合の変換器信号のタイミング図である。
【図１２ａ】インダクタの常駐を考慮した様々な電流を示す。
【図１２ｂ】インダクタの常駐を考慮した様々な電流を示す。
【図１３ａ】同じくインダクタの常駐を考慮した様々な電流を示すが、電圧の基準Ｕ０およびＵ１は修正されている。
【図１３ｂ】同じくインダクタの常駐を考慮した様々な電流を示すが、電圧の基準Ｕ０およびＵ１は修正されている。
【図１４】ブースタチョッパおよびアクティブフィルタを備える、非励振素子を考慮した回路を示す。
【図１５】ｎ個の入力段を有する所謂インタレース式構造を示す。
【図１６】ｎ＝２段を有しスイッチが同期制御されるインタレース式構造のための信号のタイミング図である。
【図１７ａ】ｎ＝２のアクティブフィルタ構造、およびフィルタのスイッチのうちの１つの実施形態を示す。
【図１７ｂ】ｎ＝２のアクティブフィルタ構造、およびフィルタのスイッチのうちの１つの実施形態を示す。
【図１８】各々０．５未満のデューティレシオｄ、但しＬ２＜Ｌ１およびｄ＜Ｌ２／（Ｌ１＋Ｌ２）およびｄ＞Ｌ２／（Ｌ１＋Ｌ２）、に関する信号およびフィルタ制御のタイミング図である。
【図１９】各々０．５より大きいデューティレシオｄ、但しＬ２＜Ｌ１およびｄ＜Ｌ１／（Ｌ１＋Ｌ２）およびｄ＞Ｌ１／（Ｌ１＋Ｌ２）、に関する信号およびフィルタ制御のタイミング図である。
【図２０ａ】インダクタＬ１およびＬ２が等しいインダクタンスを有するときのｎ＝２の場合のアクティブフィルタの変形例を示す。
【図２０ｂ】インダクタＬ１およびＬ２が等しいインダクタンスを有するときのｎ＝２の場合のアクティブフィルタの変形例を示す。
【図２１】並列する２つの出力段を有する負荷変換器を示す。
【図２２ａ】デューティレシオｄが０．５未満であるか（図２２ａ）、０．５より大きいか（図２２ｂ）によってスイッチがどのように制御されるかを示す。
【図２２ｂ】デューティレシオｄが０．５未満であるか（図２２ａ）、０．５より大きいか（図２２ｂ）によってスイッチがどのように制御されるかを示す。
【図２３】バック変換器内の電流の実験による測定値を示す。
【図２４】アクティブフィルタが動作中である電流波形の実験による測定値を示す。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
図１は、本発明を示す線図である。電力変換器ＣＯＮＶは、その入力端子ＡおよびＢを介して、電流ｉｓを送りかつ出力電圧ＶＥを呈するソースＳへ結合される。変換器ＣＯＮＶは、入力インダクタＬ、および負荷ＣＨに電力を供給するスイッチング回路１を呈する。
【００２４】
アクティブ・フィルタ・デバイス１０は端子ＡおよびＢへ並列に接続され、本フィルタデバイスは、好適には中間値ゼロを有しかつ電流ｉＬの変動を少なくとも部分的に、好適には完全に補正する補正電流ｉＦを発生する。
【００２５】
例として、図２は、バック変換器１として具現された本発明を示す。本バック変換器１は、チョッピング周期τを有する電圧ｕにより制御されかつ出力ダイオードＤの陽極において出力電圧ＶＳを送る電力スイッチＴを呈し、変換器の出力電圧からリプルを濾波するためのキャパシタＣｓが接続されている。
【００２６】
端子ＡおよびＢへ接続されるアクティブ・フィルタ・デバイス１０は、入力インダクタＬ’と、直列する２つのキャパシタＣ０およびＣ１とを有し、ＥはＬ’およびＣ０に共通の端子を示し、ＦはＣ０およびＣ１に共通の端子を示し、ＧはＣ１の自由端子を示す。２つの電力スイッチＴＦ１およびＴＦ２は各々、端子Ｂと端子Ｆおよび端子Ｇとの間に接続され、かつこれらは逆相にある電圧ｕＦ１およびｕＦ２により制御される。２つのスイッチＴＦ１およびＴＦ２はトランジスタおよび逆接続されたダイオードによって表され、かつこれらは互いに対して逆相である。
【００２７】
Ｃ０およびＣ１の端子における電圧Ｕ０およびＵ１は、各々電圧Ｕ０およびＵ１をインポーズする２つの段ＡＬ１およびＡＬ２を有する、絶縁されたＤＣ−ＤＣ変換器モジュールによって調整される。２つの段ＡＬ１およびＡＬ２は独立しているか（図４ａ）、もしくは単一モジュールの一部を形成する（図４ｂ）。
【００２８】
変換器の入力における電流リプルを低減するためには、スイッチのチョッピング周波数および／またはインダクタＬのインダクタンスを増大させることが知られている。
【００２９】
従って、提案しているソリューションにおいて、フィルタデバイスは並列に接続される。このデバイスは、電力変換器のリプルとは反対のリプルを有するゼロ中間値の電流ｉＦを吸収する働きをする変換器である。図３は、連続導電モードで動作する（図２に示す類の）従来のバック変換器用に取得される波形の一例を示し、ＰＥは電力変換器ＣＯＮＶのバックチョッパにより吸収される電力であり、τはチョッピング周期を示す。
【００３０】
ｕは、変換器ＣＯＮＶの被制御スイッチＴへ印加される、チョッピング周期τを有する制御信号を表し、これはアクティブフィルタのスイッチを制御するために使用される。スイッチは、変換器ＣＯＮＶのチョッピングを表す任意の信号、即ち信号ｕと同期する任意の信号によって制御されてもよい。
【００３１】
ｕ＝１のとき、スイッチは導電され、インダクタＬの端子へ印加される電圧は、ソースＳにより送られる電源電圧ＶＥである。スイッチがオフのとき（ｕ＝０）、この電圧はＶＥ−ＶＳに等しくなる。但し、ＶＳは、負荷ＣＨへ送られるバックチョッパからの出力電圧である。電流ｉＬの変動を完全に補正するためには、フィルタコンバータが、ｕ＝１のときに勾配−ＶE／Ｌの電流を吸収し、かつｕ＝０のときに勾配−（ＶE−ＶＳ）／Ｌの電流を吸収することが必要である。
【００３２】
これらの２つの制約を満たすために、アクティブフィルタ１０（図２）は端子ＡおよびＢへ並列に接続される。入力インダクタＬ’は、補正電流ｉＦを運ぶ。制御される２つのスイッチＴＦ１およびＴＦ２は、電圧ｕＦ１およびｕＦ２によって制御される。
【００３３】
制御信号ｕＦ１およびｕＦ２は、相補性である。キャパシタＣ１の短絡を回避するためには、所定量の不動時間が必要であるが、この時間はフィルタリングのパフォーマンスに影響しない。
【００３４】
バック変換器においては、勾配に関する上述の条件を満たすために、即ち、正確な補正を達成するために、電圧Ｕ０およびＵ１が下記の関係式によって定義される。
【００３５】
【数１】
2010521945.tif 000003
【００３６】
異なるインダクタンスを有する２つのインダクタＬおよびＬ’を使用すれば、キャパシタＣ０およびＣ１の端子を介する電圧レベルを低下させることが可能である。この特性は、アクティブフィルタの構造において低電圧成分の使用および小さいインダクタンスのインダクタＬ’の使用をも考えることを可能にする。よって、アクティブフィルタの容積を低減し、かつデバイスの効率を上げることは容易である。
【００３７】
インダクタＬ’により運ばれる平均電流はゼロであることから、そのサイズ、その重量およびそのコストは電力変換器ＣＯＮＶのスイッチング回路１のインダクタＬに比較して小さい。同様に、電力スイッチＴＦ１およびＴＦ２はΔｉ／２に等しい最大切換電流を有する。ここで、ΔｉはインダクタＬにより運ばれる電流ｉＬの最高最低振幅を示す。
【００３８】
電圧Ｕ０およびＵ１を制御するために、２つのキャパシタＣ０およびＣ１は、絶縁されたＤＣ−ＤＣ変換器ＡＬ１およびＡＬ２へ接続される。これらの変換器は、逆相または非逆相的性質であってもよい。どちらか一方の構造の選択は、アクティブフィルタにおいて許容可能な損失レベルにより決定される。アクティブフィルタの構造に基づく損失を最小限に抑えるためには、キャパシタＣ０およびＣ１は中間値という意味合いの如何なるエネルギーも供給してはならない。よって、絶縁された可逆的チョッパを使用して電圧Ｕ０およびＵ１を制御する必要がある。図４は、電圧Ｕ０およびＵ１を調整するための変換器の２例を示す。最初の例の場合（図４ａ）は、２つの等しい変換器（キャパシタＣ０およびＣ１の各々に１つ）が必要である。第２の例の場合（図４ｂ）、２つの二次巻線を有する変圧器ＴＲ２は、一次側を有する一方の変換器のみの使用を可能にする。電圧Ｖｓｕｐｐｌｙはデバイス内で利用可能な任意のＤＣ電圧（補助バッテリまたはその他）であり、具体的には、変換器ＣＯＮＶからの出力における電圧ＶＳであってもよい。
【００３９】
図４ａにおいて、ＤＣ−ＤＣ変換器は、一次側で、ブリッジとして接続されかつ逆相である２つの電圧ｕ１および
【００４０】
【数２】
2010521945.tif 000004
【００４１】
によりペアで電力を供給される４つのスイッチＴＴ１１からＴＴ１４までを呈する。ブリッジは、ｕ１および
【００４２】
【数３】
2010521945.tif 000005
【００４３】
により制御されるスイッチＴＴ１１およびＴＴ１２による第１の分岐と、
【００４４】
【数４】
2010521945.tif 000006
【００４５】
およびｕ１により制御されるスイッチＴＴ１３およびＴＴ１４を備える第２の分岐とを有する。これらの分岐は、ＤＣ電圧Ｖｓｕｐｐｌｙ（例えば、ＶＳ）によって電力を供給される。
【００４６】
これらの２分岐の中点ＪおよびＫは、変圧器ＴＲ１の一次側へ接続され、その二次側は、スイッチＴＴ１１からＴＴ１４までに類似する方法でブリッジとして接続されかつ逆相の２電圧ｕ２および
【００４７】
【数５】
2010521945.tif 000007
【００４８】
によりペアで電力を供給される４つのスイッチＴＴ２１からＴＴ２４を有するブリッジの中点ＭおよびＮへ接続される。キャパシタＣｉは、ブリッジの出力へ、電圧Ｕｉ（ｉ＝０または１、図２参照）を送る構成で接続される。
【００４９】
図４ｂに示す回路は同様の回路であるが、変圧器ＴＲ２は２つの二次巻線を有し、電圧Ｕ０およびＵ１を送るために、その中点Ｍ１、Ｎ１およびＭ２、Ｎ２を介して電圧ｕ２、
【００５０】
【数６】
2010521945.tif 000008
【００５１】
およびｕ３、
【００５２】
【数７】
2010521945.tif 000009
【００５３】
により２つの４スイッチブリッジを制御することが異なる。
【００５４】
アクティブフィルタにおける損失を最小限に抑えることが主たる目的でない場合には、例えば、Ｊ−Ｐ．Ｆｅｒｒｉｅｕｘ、Ｆ．Ｆｏｒｅｓｔによる「Ａｌｉｍｅｎｔａｔｉｏｎ  a  ｄeｃｏｕｐａｇｅ，  ｃｏｎｖｅｒｔｉｓｓｅｕｒｓ  a  ｒｅｓｏｎａｎｃｅ：  ｐｒｉｎｃｉｐｅｓ  -  ｃｏｍｐｏｓａｎｔｓ  -  ｍｏｄeｌｉｓａｔｉｏｎ」［チョッパ電源、共振変換器：原理−コンポーネント−モデリング（Ｃｈｏｐｐｅｒ  ｐｏｗｅｒ  ｓｕｐｐｌｉｅｓ，  ｒｅｓｏｎａｎｔ  ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ：  ｐｒｉｎｃｉｐｌｅｓ−ｃｏｍｐｏｎｅｎｔｓ−ｍｏｄｅｌｉｎｇ）］と題する著作、第２版、Ｍａｓｓｏｎ刊、パリ、１９９７年、に記述されているような、かつ具体的には、その５６ページ（「フライバック」）、６２ページ（「フォワード」）および７０ページ（「プッシュプル」回路）に記述されているような絶縁された非可逆チョッパを使用して、構造を単純化することが可能である。すると、キャパシタＣ０およびＣ１の各々の端子を通って抵抗器を追加する必要がある。式（１）を満たすために電圧Ｕ０またはＵ１を下げる必要がある場合、競合するものと並列している抵抗器Ｒは、ジュール損失と引き換えに電圧を適合化させる働きをする（図５）。
【００５５】
出力電圧Ｕ０およびＵ１（図２）は、従来方法でサーボ制御される。定常条件下では、キャパシタＣｉにより送られる電力は事実上ゼロであるか（絶縁された可逆電源）、低い（絶縁された非可逆電源）ことから、絶縁された電源内で使用される電力スイッチのチョッピング周波数は高くてもよい。これらの特性は、高品質な動的サーボ制御特性の保証を可能にする。従って、電圧Ｕｉは、その基準電圧の変動を迅速に追跡することができる。よって、アクティブフィルタは、過渡条件が電力デバイスに影響している間であっても、電流の高周波数成分を補正することができる。
【００５６】
アクティブフィルタにより消費される電力が最小限であることを保証するためには、吸収される電流の中間値がゼロであることを保証する必要がある。ＨＦ成分の無効化は、アクティブフィルタの制御信号と電力変換器の制御信号との同期を要求する。例として、これらの２つの制約は、例えば下記の文書に記述されているようなハイブリッド電流調整器を使用して解決することができる。
Ｊ．Ｐ．Ｍａｒｔｉｎ、Ｓ．Ｐｉｅｒｆｅｄｅｒｉｃｉ、Ｆ．Ｍｅｉｂｏｄｙ−Ｔａｂａｒ、Ｂ．Ｄａｖａｔ共著「単相電圧インバータのための新しい固定周波数ＡＣ電流制御器（Ｎｅｗ  Ｆｉｘｅｄ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ＡＣ  Ｃｕｒｒｅｎｔ  Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ  ｆｏｒ  ａ  Ｓｉｎｇｌｅ  Ｐｈａｓｅ  Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｉｎｖｅｒｔｅｒ）」ＩＥＥＥパワーエレクトロニクス専門家会議（ＰＥＳＣ’０２）、２００２年６月２３日−２７日、ケアンズ（オーストラリア）、第２巻、９０９〜９１４ページ、
Ｓ．Ｐｉｅｒｆｅｄｅｒｉｃｉ、Ｊ．Ｐ．Ｍａｒｔｉｎ、Ｆ．Ｍｅｉｂｏｄｙ−Ｔａｂａｒ、Ｂ．Ｄａｖａｔ共著「並列接続フォワード／バックコンバータのためのロバストな固定周波数制御（Ｒｏｂｕｓｔ  Ｆｉｘｅｄ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  ｆｏｒ  Ｐａｒａｌｌｅｌ  Ｃｏｎｎｅｃｔｅｄ  Ｆｏｒｗａｒｄ／Ｂｕｃｋ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ）」欧州物理ジャーナル応用物理学、２００３年、２４、１２１〜１３８ページ、および、
Ａ．Ｌａｃｈｉｃｈｉ、Ｓ．Ｐｉｅｒｆｅｄｅｒｉｃｉ、Ｊ．−Ｐ．Ｍａｒｔｉｎ、Ｂ．Ｄａｖａｔ共著「燃料電池用途に適するハイブリッド固定周波数制御器（Ａ  Ｈｙｂｒｉｄ  Ｆｉｘｅｄ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ  Ｓｕｉｔａｂｌｅ  ｆｏｒ  Ｆｕｅｌ  Ｃｅｌｌ  Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ）」ＩＥＥＥパワーエレクトロニクス専門家会議（ＰＥＳＣ’０５）、６月１２日〜１５日、レシフェ（ブラジル）。
【００５７】
同期は、主変換器を制御するために発行されるスイッチオンまたはオフ命令によって達成される。スイッチ−オン同期を使用して達成される波形の一例を、図６に示す（ｉＬ＞０）。ｕの下降フロントを検出すると、スイッチＴＦ２に対してスイッチ−オン命令ＵＦ２が発生される。このスイッチに対するスイッチ−オフ命令は、電流の中間値がゼロであるように制御するアクティブフィルタの電流調整器からの出力によって与えられてもよい。
【００５８】
［例（シミュレーション）］
バックチョッパを、電流モードで制御する。その出力電圧を１８０ボルト（Ｖ）にサーボ制御し、入力電圧を５５Ｖに設定し、かつ負荷電力を１６．２キロワット（ｋＷ）に設定する。電力変換器のインダクタＬおよびアクティブフィルタのインダクタＬ’は、７７マイクロヘンリ（μＨ）である等しいインダクタンスを有する。電圧Ｕ０およびＵ１は、図４ａに示す絶縁された可逆構造を使用して制御する。まず、電力スイッチは完全であるものと想定し、かつ回路の様々なエレメント（チョッパおよびアクティブフィルタ）における抵抗損失は無視できるものと想定する。キャパシタＣ０およびＣ１の端子を通した電圧は完全に制御されるものとし、かつあらゆる瞬間において、その基準値に等しいものと想定する。図７は、様々な電流、即ちフィルタ電流ｉＦ、負荷変換器の電流ｉＬおよびソースにより送られる電流ｉｓを示している。これらの想定により、ソースにより与えられる電流ｉｓ（ｉｓ＝ｉＬ＋ｉＦ）は完全に一定である（図８）。
【００５９】
図９ａに示すような負荷ＣＨ上の電圧段の間、および図９ｂにおける過渡領域の拡張部においては、アクティブフィルタは、過渡条件下であってもバックチョッパにより吸収される電流リプルを補正する。従って、ソース電流ｉｓは、バックチョッパＣＯＮＶに起因する電流リプルを進めることなく負荷ＣＨ上の電圧段を追跡する。
【００６０】
本発明によるデバイスは、変換器がソースへ電力を供給する場合、または双方向変換器を伴う場合にも動作する。
【００６１】
回復シーケンスを示す変換器（図１０ａの双方向変換器）の場合、またはバッテリ再充電専用である変換器（図１０ｂ）の場合も原理は変わらないままであって、アクティブフィルタの概略図は同じであり、波形は図６におけるものと同じであるが、インダクタＬ’内の電流ｉＬはここではマイナスになる（図１１）。
【００６２】
図２に示す変換器と比較すると、例示として図１０ａに示す双方向変換器は、スイッチＴを通して逆に接続されるダイオードＤ’に関連づけられる追加のスイッチＴ’を呈し、（回復シーケンスの間にソースとして作用する）負荷ＣＨはスイッチＴとスイッチＴ’との間に直列に接続される。スイッチＴは、ｉＬ＞０であるように制御され、一方でスイッチＴ’はｉＬ＜０であるように制御される。
【００６３】
図１０ｂは、ｉＬ＜０のための一方向変換器を示す。これは、被制御スイッチＴ’およびダイオードＤ’のみを有する。このような状況下では、負荷ＣＨは、例えばバッテリ充電である充電の間にソースとして作用する。
【００６４】
アクティブフィルタのキャパシタＣｉの容量決定に際しては、下記のような単純化のための想定が行われる。
・アクティブフィルタから絶縁される電源のチョッピング周波数は、濾波されるべき電流高調波の周波数より遙かに大きい（例えば、少なくとも１０倍は大きい）、および、
・キャパシタの容量決定は、最悪の状態の可能性に対応して行われる。電流ｉＦは、全てのキャパシタＣｉを流れることが想定されるが、この想定は、キャパシタＣ０に関して真であり、他のキャパシタの容量過多に繋がる。
【００６５】
（チョッピングに起因する）キャパシタＣｉの高周波数電圧リプルを計算する場合、第１の想定は、絶縁された電源によって送られる電流の高周波数成分を無視することを可能にする。第２の想定は、電圧リプルをキャパシタＣｉの端子において分析的に計算することを可能にする。電力デバイスが図２に示すものに相当する場合、その式は次のように表記される。
【００６６】
【数８】
2010521945.tif 000010
【００６７】
但し、ｄはデューティレシオであり、ｆは変換器ＣＯＮＶのチョッピング周波数であり、ΔＵｉは許容され得るチョッピングに起因する電圧リプルの量である。この電圧リプルは、中間電圧値に比較して無視できるものとなるようにして選択されるべきである。例として、以下のパラメータ、即ちＶＥ＝５５Ｖ、ＶＳ＝１８０ＶおよびＬ＝Ｌ’＝７７μＨを使用すれば、電圧Ｕ１の１％のリプルがＣｉ≧１７０μＦに対する値となる。
【００６８】
注意：キャパシタＣｉの容量決定は、電力変換器内を流れる電流のレベルとは独立している。これは、電力構造体に包含される電圧にのみ依存する。
【００６９】
以下の試験におけるシミュレーションは、誘導素子における抵抗損失を考慮する。今回、電流ソースｉｓは少量のリプルを示す（図１２、曲線ＩＩＩ）。
【００７０】
下記の式（３）を使用すれば、抵抗素子に起因する電圧降下を考慮して、キャパシタＣ０およびＣ１の端子上にインポーズされる基準電圧を修正することが可能である。図１３は、電圧Ｕ０およびＵ１を式（３）に従って修正するという上述の方策によって、但し、半導体の端子における電圧降下ＶＫ、ＶＦ１およびＶＦ２については考慮しない単純化された方法で達成された結果を示している。ソースにより送られる電流リプルは、この場合もやはり極めて低い。
【００７１】
半導体の端子における電圧降下を考慮することは、好適である。さらに、フィルタの良好な動作に必要なパラメータ（具体的には、インダクタＬの直列抵抗ＲＬ）は、変化するパラメータ（例えば、温度の関数としての抵抗の変動）が存在する場合であっても理想的な動作を保証することを可能にするパラメータのインライン識別によって推定されることが可能である。
【００７２】
干渉エレメント（ダイオードＤの直列抵抗ＲＤおよび前方向電圧降下、インダクタの抵抗ＲＬおよびＲＬ’、Ｃ０およびＣ１の直列抵抗ＲＣ０およびＲＣ１、スイッチを構成する半導体の、それらが導電中であるときの抵抗ＲＫ、ＲＦ１およびＲＦ２および電圧降下ＶＫ、ＶＦ１およびＶＦ２、他．．．）の全てが考慮されれば、考慮の対象であるバック変換器のための図１４に示す等価回路が達成される。
【００７３】
このような状況下では、基準電圧は下記のようになる。
【００７４】
【数９】
2010521945.tif 000011
【００７５】
先に述べたように、具体的には電圧降下ＶＫ、ＶＦ１およびＶＦ２を無視することにより、部分的でしかない補正を実行することも可能である。
【００７６】
損失を最小限に抑えることが所望されれば、チョッピングに起因する電流高調波を濾波するためのデバイスは、平均電流ゼロで動作する。ユーザが消費する電流が（負荷に起因する）低周波数高調波および（チョッピングに起因する）高周波数高調波の双方を含む場合、下記のように、低周波数高調波を最小限に抑えかつ高周波数高調波を無効化することを考えることが可能である。
【００７７】
電流ｉＬ＝（図１４）は、下記の形式：
ｉＬ（ｔ）＝ｉＬ０＋ｉＬ，ｌｆ（ｔ）＋ｉＬ，ｈｆ（ｔ）
で表記されるものとする。但し、ｉＬ０、ｉＬ，ｌｆおよびｉＬ，ｈｆは各々、負荷変換器により消費される電流のＤＣ、低周波数成分および高周波数成分を表す（図１参照）。
【００７８】
フィルタデバイス（図１）により吸収される電流ｉｆの制御は、この電流が形式：
ｉｆ（ｔ）＝＋ｉｆ，ｌｆ（ｔ）＋ｉｆ，ｈｆ（ｔ）
を有することを保証する。但し、ｉｆ，ｌｆ（ｔ）＝−ｉＬ，ｌｆおよびｉｆ，ｈｆ（ｔ）＝−ｉＬ，ｈｆ（ｔ）であり、ここで、
・ｉｆ，ｈｆ（ｔ）は、チョッピングに起因する高周波数リプルを表す（符号は無視する）。これは、先に述べたように自動的に生成される。かつ、
・ｉｆ，ｌｆ（ｔ）は、ユーザにより発生される低周波数高調波を補正するためにフィルタデバイスによって発生されるべき電流の低周波数成分を表す。これは、電力バランスを基礎とする、よって低周波数高調波を補正するための成分の発生を可能にする従来の低周波数高調波濾波方法を使用することによって達成される。
【００７９】
負荷変換器により吸収される電流を増大するために、変換器が並列に接続されてもよいことは、長い間知られていることである。エネルギーソースからの出力には、複数の等しい変換器が並列に接続されて同じ負荷に電力を供給し、各変換器は、合計電流のｎ分の１しか運ばない。
【００８０】
図１５は、ｎ段を有する並列構造の一例を示す。これはｎ個の並列分岐を備え、各々が個々のインダクタＬ１、Ｌ２、．．．、Ｌｎと、個々の被制御スイッチＴ１、Ｔ２、．．．、Ｔｎを有する。様々な分岐は、個々のダイオードＤ１、Ｄ２、．．．、Ｄｎを介して負荷へ接続される。このタイプの構造においては、制御は同期的であってもよく（電力スイッチは全て同時にスイッチオンおよびオフにされる）、またはインタレースされてもよい（制御信号はτ／ｎによって時間的にオフセットされ、ｎは並列する分岐の数であり、τはチョッピング周期である）。インタリーブ技術は、ＤＣソースによって吸収される電流リプルを減らす働きをする。電流リプルを減らすことにより、この方法は、入力フィルタのサイズおよび重量の低減を可能にする。様々な分岐への制御信号間で異なるオフセットを使用することは可能であるが、その場合、提案しているフィルタデバイスなしではパフォーマンスが低下することになる。
【００８１】
スイッチが同期的に制御される場合、並列に接続された変換器を制御するのは同一の制御信号ｕである。図２に示すフィルタ変換器１０は、高周波数電流リプルを無効化する働きをする。変化は単に、フィルタインダクタＬ’により運ばれる電流の振幅、およびアクティブフィルタにおける電圧の値である（図１６）。
【００８２】
並列に接続された変換器は（故意に、または構成上の目的で）異なるインダクタンスを有してもよく、電圧Ｕ０およびＵ１を定義する式は、
【００８３】
【数１０】
2010521945.tif 000012
【００８４】
となる。
【００８５】
スイッチのインタレース式制御が使用される場合、インダクタＬによって運ばれるピーク電流は小さくなる。このような状況において最も単純な濾波方法は、分岐毎に１つのアクティブフィルタを使用することであって、各々が並列に接続された変換器のうちの１つの電流を濾波し、これにより、ｎ個のアクティブフィルタは並列に接続されることになる。
【００８６】
分岐が少数である場合、キャパシタの数を増やすことによってフィルタの使用を１つのみにすることも可能である。例として、図１７は、２段インタレースチョッパの場合（ｎ＝２）のアクティブフィルタの構造を示す。これは、端子に下記の電圧、即ちＵ０、Ｕ１、Ｕ２およびＵ３を有する直列に接続された４つのキャパシタＣ０、Ｃ１、Ｃ２およびＣ３、並びに電圧ｕＦ１、ｕＦ２、ｕＦ３およびｕＦ４により制御される４つのスイッチＴＦ１、ＴＦ２、ＴＦ３およびＴＦ４を有する。スイッチＴＦ４は、他の３つのスイッチとは違って電圧および電流が双方向であり、かつ例示的にこれは、図１７ｂの回路のうちの一方に従って配線されてもよい。
【００８７】
インダクタＬ１およびＬ２が異なっていれば、合計電流ｉの勾配が異なる４つの領域が存在し、よってこの場合、４つの電圧Ｕ０、Ｕ１、Ｕ２およびＵ３を有する必要がある。上述のように、電圧Ｕ０、Ｕ１、Ｕ２およびＵ３は、任意選択として可逆性である絶縁された電源を使用して、予め計算された基準値に調整される。基準値は、次式、
【００８８】
【数１１】
2010521945.tif 000013
【００８９】
に従って求められる。
【００９０】
Ｌ２＜Ｌ１が想定されていれば、これらの電圧は全て正である（そうでなければ、電圧Ｕ２およびＵ３の指数を置き換えることで足りる）。
【００９１】
スイッチの波形および制御は、デューティレシオ（負荷変換器における被制御スイッチの相対的な導電持続時間）の値に依存して異なる。制御の主たる相違は、デューティレシオが０．５未満であるか（図１８）、０．５より大きいか（図１９）に依存して発生する。さらに、波形は、下記の項、
【００９２】
【数１２】
2010521945.tif 000014
【００９３】
に対するデューティレシオの値に依存する差異を示す。
【００９４】
スイッチＴＦ４は、スイッチＴＦ１、ＴＦ２およびＴＦ３とは違って、電圧および電流が可逆性である必要がある。
【００９５】
デューティレシオが０．５未満であるときは、スイッチＴＦ２、ＴＦ３およびＴＦ４のみが制御される。デューティレシオが０．５より大きいときは、スイッチＴＦ１、ＴＦ３およびＴＦ４のみが制御される。
【００９６】
インダクタンスＬ１およびＬ２が同一であれば、上述の式（３）により与えられる電圧Ｕ３はゼロになることから、回路を単純化することができる。すると、スイッチＴＦ４を排除し、図２０ａの回路に到達することが可能である。また、キャパシタの１つ、およびスイッチの１つを排除して図２０ｂの回路に到達するように電圧制御方針を変更することも可能である。
【００９７】
ｎが３以上である場合、並列に接続された単一の変換器によって濾波を実行することは、もはや効果的ではない。このような変換器は、２ｎ個の半導体および２ｎ個のキャパシタを必要とするが、分岐毎に１つである個々のアクティブフィルタであれば、必要な半導体およびキャパシタは各々２ｎ個になる。
【００９８】
変換器は、各スイッチが耐える必要のある電圧を低減するために、負荷の傍らに並列に接続されることが可能である。バック変換器の場合、半導体の各々が耐える必要のある電圧を低減するために並列に接続される変換器は、概して２つである（図２１）。
【００９９】
インダクタＬの端子を通してインポーズされる電圧は、スイッチの導電パターンに依存し、よって延てはデューティレシオの値に依存する（図２２）。
【０１００】
この回路には１つのインダクタＬしか存在しないことから、フィルタデバイスの構成は図２に示す通りとなり、フィルタのスイッチ制御パターンは不変のままである。図６は、このパターンを示す。これに対して、式（１）により与えられる電圧Ｕ０およびＵ１の式は、デューティレシオの値に依存して修正される。
【０１０１】
デューティレシオが０．５未満であって、Ｔ１またはＴ２が導電中であれば、インダクタＬの端子を通る電圧は次式：
【０１０２】
【数１３】
2010521945.tif 000015
【０１０３】
で与えられ、両スイッチがオフのとき、電圧はＶＥ−ＶＳに等しい。その結果、フィルタデバイスの電圧は次式で与えられることになる。
【０１０４】
【数１４】
2010521945.tif 000016
【０１０５】
デューティレシオが０．５より大きく、Ｔ１およびＴ２が導電中であれば、インダクタＬの端子を通る電圧はＶＥに等しく、かつＴ１もしくはＴ２が導電中であれば、これは、
【０１０６】
【数１５】
2010521945.tif 000017
【０１０７】
に等しい。よって、フィルタデバイスの電圧は、
【０１０８】
【数１６】
2010521945.tif 000018
【０１０９】
になる。
【０１１０】
［例］
電力変換器として採用する構造は、バックタイプの構造である（図２）。電力構造体は、３アンペア（Ａ）の低電流用に較正され、このアクティブフィルタリングの原理を実証すべく設計された。
【０１１１】
バック変換器のみが動作中であるとき、ソースにより送られる電流ｉｓは図２３に示す通りであった。この図は、バック変換器の入力における従来の電流波形を示す。
【０１１２】
図２４は、バック変換器の電流ｉＬと、アクティブな変換器の電流ｉＦ（下側）とを示す。ソースにより送られる電流ｉｓは、ほぼ一定である。これらの電流レベルおよび電圧レベルにおいて、回路素子の端子における電圧降下を無視することは望ましくない。従って、先に式（３）に記したような電圧Ｕ０およびＵ１を修正して、先に述べたように非励振素子を、恐らくはその幾分かを無視しながらも考慮することが推奨される。
【図１】
2010521945.tif 000020
【図２】
2010521945.tif 000021
【図３】
2010521945.tif 000022
【図４ａ】
2010521945.tif 000023
【図４ｂ】
2010521945.tif 000024
【図５】
2010521945.tif 000025
【図６】
2010521945.tif 000026
【図７】
2010521945.tif 000027
【図８】
2010521945.tif 000028
【図９ａ】
2010521945.tif 000029
【図９ｂ】
2010521945.tif 000030
【図１０ａ】
2010521945.tif 000031
【図１０ｂ】
2010521945.tif 000032
【図１１】
2010521945.tif 000033
【図１２ａ】
2010521945.tif 000034
【図１２ｂ】
2010521945.tif 000035
【図１３ａ】
2010521945.tif 000036
【図１３ｂ】
2010521945.tif 000037
【図１４】
2010521945.tif 000038
【図１５】
2010521945.tif 000039
【図１６】
2010521945.tif 000040
【図１７ａ】
2010521945.tif 000041
【図１７ｂ】
2010521945.tif 000042
【図１８】
2010521945.tif 000043
【図１９】
2010521945.tif 000044
【図２０ａ】
2010521945.tif 000045
【図２０ｂ】
2010521945.tif 000046
【図２１】
2010521945.tif 000047
【図２２ａ】
2010521945.tif 000048
【図２２ｂ】
2010521945.tif 000049
【図２３】
2010521945.tif 000050
【図２４】
2010521945.tif 000051
【国際調査報告】
2010521945.tif 000052
2010521945.tif 000053
2010521945.tif 000054
2010521945.tif 000055
2010521945.tif 000056
2010521945.tif 000057