(57)【要約】【課題】【解決手段】本発明は、多層回路基板における高い帯域幅の信号の分配のための導波路システムに関する。導波路システムは、少なくとも１つのコプレーナ導波路（２）と、１つ以上の接地導体（３，４）とを含む。コプレーナ導波路（２）は、所属の接地導体（３，４）とともに少なくとも１つの誘電体絶縁層（５，６）とを含む多層回路基板の少なくとも２つの絶縁層（５，６）の間に配置されている。導波路（２）の平面とは反対側の両絶縁層の面に導電層（７，８）が備えられている。導波路（２）に沿って導電性のスルーホール（９，１０）が導波路の平面に対してほぼ垂直に伸びている。接地導体（３，４）と導電層（７，８）とスルーホール（９，１０）とが電気的に接地電位に接続されている。導波路システムは、特に高い帯域幅の信号の３次元分配に役立つ。【選択図】図４
2010530690.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも１つのコプレーナ導波路（２）と、１つ以上の接地導体（３，４）と、少なくとも１つの誘電体絶縁層（５，６）とを含む多層回路基板における高い帯域幅の信号の分配のための導波路システムにおいて、所属の接地導体（３，４）を有するコプレーナ導波路（２）が、多層回路基板の少なくとも２つの絶縁層（５，６）の間に配置されていて、導波路（２）の平面とは反対側の両絶縁層の面に導電層（７，８）が備えられていて、導波路（２）に沿って導電性のスルーホール（９，１０）が導波路の平面に対してほぼ垂直に伸びていて、接地導体（３，４）と導電層（７，８）とスルーホール（９，１０）とが電気的に接地電位に接続されていることを特徴とする導波路システム。
【請求項２】
導波路システムが高い帯域幅の信号の３次元分配に用いられることを特徴とする請求項１記載の導波路システム。
【請求項３】
絶縁層（５，６）が部分的に中断された基板層として形成されていて、生じるすき間が気体、液体または真空で満たされていることを特徴とする請求項１又は２記載の導波路システム。
【請求項４】
接地導体（３，４）間に非対称に、ないし絶縁層（５，６）間に非対称に、導波路（２）が配置されていることを特徴とする請求項１乃至３の１つに記載の導波路システム。
【請求項５】
導電層（７，８）が部分的にのみ閉じられて形成されていること、すなわち孔を空けられてまたは格子状に形成されていることを特徴とする請求項１乃至４の１つに記載の導波路システム。
【請求項６】
波動インピーダンスが、導波路（２）および接地導体（３，４）の導体幅、導体高さもしくは導体形状を介して、これらの導体（２，３，４）間の間隔を介して、絶縁層（５，６）の誘電率を介して、ならびに導電層（７，８）およびスルーホール（９，１０）に対する導体（２，３，４）の間隔を介して調整可能であることを特徴とする請求項１乃至５の１つに記載の導波路システム。
【請求項７】
導波路システムが、電磁波伝送のための２つの平行な互いに結合されたコプレーナ導波路（２）を有することを特徴とする請求項１乃至６の１つに記載の導波路システム。
【請求項８】
複数のコプレーナ導波路（２）およびそれらに所属する接地導体（３，４）が、多階に互いに重なるようにまたは互いに平行に並ぶようにずらされて、または任意の角度で交差して配置されていて、１つの平面内にある導波路（２）がスルーホール（９，１０）によって相互に遮蔽されているのに対して、異なる階において走る導波路が導電層（７，８）によって相互に遮蔽されていることを特徴とする請求項１乃至７の１つに記載の導波路システム。
【請求項９】
第１の階の導波路（２）が導体スルーホール（２０）を介して第２の階の導波路（２）に電気的に接続されていて、前記導体スルーホール（２０）が、開口を通して、接地電位に電気的に接続されている中間に介在する導電層（７，８）の中に伸びていて、かつ接地電位には接続されていないことを特徴とする請求項８記載の導波路システム。
【請求項１０】
導体スルーホール（２０）の端面に対向して、接地電位に接続された導電層（７，８）に、端面側の容量変化を補償するために切欠き（２１）が設けられていることを特徴とする請求項９記載の導波路システム。
【請求項１１】
異なる階において走る電気的に互いに接続されている導波路（２）が、信号伝搬方向の変化を実現するために、互いに角度をもってまたは互いに反対に走っていることを特徴とする請求項９または１０記載の導波路システム。
【請求項１２】
スルーホール（９，１０）が任意の横断面（例えば円形、矩形）を有し、かつ単一の列または多重の平行な列にて配置されていることを特徴とする請求項１乃至１１の１つに記載の導波路システム。
【請求項１３】
多層回路基板の外側接触領域がマイクロストリップ導波路として実施されていることを特徴とする請求項１乃至１２の１つに記載の導波路システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インピーダンス管理されたコプレーナ導波路システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来技術から公知の頻繁に使用される基本的な高周波導波路が、図１２に簡略化された横断面図で示されている。図１２のａ)は２つの典型的な同軸ケーブルを示し、これらにおいては、内部にある導電性の同軸ケーブル１００が誘電体１０１（絶縁層）によって覆われていて、更に一般にシールドの働きをする外側の導電体１０２が設けられている。
【０００３】
図１２のｂ）は埋込ストリップ線路の例を示し、これらにおいては内部にある導体１００が平面状に形成されていて、接地される２つの平面の間に配置されている。接地平面の間には複数の内部導体１００が走っていてよい。このような埋込ストリップ線路は、例えば「トリプレート」なる名称で知られている。トリプレート導波路は、とりわけ多層技術のプリント回路において使用される。導電性の中間平面１００が２つの平行な接地平面から等しく隔てられている。同軸ケーブルの場合と同様に、このような構造によって放射損失が低減される。誘電体１０１の厚みが導体板材料の厚みによって予め与えられているために、多平面導体板における波動インピーダンスは、内部導体１００の幅によって決定することができる。しかし、インピーダンス（交流における線路の波動インピーダンス）は、信号を導く線路の距離のみならず、取り囲む絶縁材料の誘電率にも依存する。多層マイクロ波モジュールのために一般にポリマー導体板または多層セラミックスが使用され、これらの個々の層は、異なった層高さに形成することができる。
【０００４】
図１２のｃ）は、高周波導波路の３つの他の公知の構造様式、すなわちスリット線路（左）、コプレーナ導波路（中）およびマイクロストリップ線路（右）を示す。
【０００５】
ＭＭＩＣ（モノリシックマイクロ波集積回路）に適したコプレーナ導波路は公知である（例えば、特許文献１参照）。できるだけ低い波動インピーダンスを達成するために、そこでは２つの同一のコプレーナ線路が並列に接続されている。並列に接続されたコプレーナ線路の分岐には空中ブリッジ移行部が設けられる。
【０００６】
多層の誘電体基板、めっきスルーホールおよび金属面を有する高周波ユニットは公知である（例えば、特許文献２参照）。誘電体層の間に中空が設けられ、中空内に半導体コンポーネントが取り付けられている。スルーホールは中空内面を外面に接続する。
【０００７】
Ｋ帯域における周波数において、そしてより高い周波数帯域においても動作することができる表面に取り付け可能なハウジングは公知である（例えば、特許文献３参照）。表面に取り付け可能なハウジングは、主として誘電性物質から作られた誘電性本体と、誘電性本体の主表面および側面の大部分を覆う連続的かつ平面的な接地導体と、コプレーナ線路形態の多数の信号路とを有し、これらの信号路は、主表面および側面のうち接地導体によって覆われていない部分に配置されている。
【０００８】
公知の平面型導波路の問題点は、導波路が限られた波長範囲に対してしか最適化することができないことにある。非常に広い帯域の電磁波を伝送する場合に、最適化されていない範囲においてかなり大きい損失（減衰）が生じる。増大する周波数にともなって低下する信号波長によって、線路に沿った障害（不均一性）が相対的に大きくなる。これは、より高い反射をもたらし、つまりより大きな減衰をもたらし、したがって線路終端において使用可能な信号の弱化を招く。更に分散作用（電波伝搬速度の波長依存性）および干渉作用が生じる。他の（望ましくない）振動モードが励起されて場合によっては伝搬される原因となるのがこの干渉作用である。個々のモードの伝搬時間相違によって、障害となる、すなわち減衰させる相殺作用が生じる。望まれずに励起されるモードに含まれる信号エネルギーは殆ど失われ、放射によって隣接回路部分を妨害し、このことが高周波数において公知の線路の主要な問題である。
【０００９】
良好な広帯域の信号伝送および良好な電磁波両立性（ＥＭＣ）への一般的な要求は、信号路全体に沿った正確に定義されたインピーダンス特性（ほとんど一定の、例えば５０オーム）を必要とし、しかも、後で製造時において僅かな反射源、いわゆる不連続性に関する正確な再現性を必要とする。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】独国特許出願公開第４２２８３４９号明細書
【特許文献２】米国特許第６７７４７４８号明細書
【特許文献３】独国特許出願公開第１９８４２８００号明細書
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
したがって、本発明の課題は、多層（少なくとも２層）の回路基板において非常に広帯域の電磁波（直流ないし１００ＧＨｚ以上のマイクロ波信号、非常に高いデータ速度を有するディジタル信号）の損失の少ないかつシールドされた３次元分配のためのインピーダンス管理されたコプレーナ導波路システムを提供することにある。
【００１２】
上記課題は、多くの部分課題もしくは目標設定に順応する。一方では、高いデータ速度もしくは周波数の良好な伝送ならびに相応のモジュールの改善された電磁波両立性への高まる要求の充足を達成するように努められる。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
この課題は、本発明によれば、特許請求の範囲における請求項１によって解決される。
【００１４】
高い帯域幅の信号の３次元配分のための本発明によるインピーダンス管理されたコプレーナ導波路システムは、多層回路基板内に集積されている少なくとも１つのコプレーナ導波路からなる。コプレーナ導波路およびそれに所属する接地導体が、多層回路基板の少なくとも２つの連続または中断した絶縁層の間に対称または非対称に配置されている。この場合に、信号導体（導波路）を取り巻く等電位を有する全ての金属面およびスルーホール（ビア）が所属の接地導体として理解される。絶縁層が中断部を有する場合に、すき間は気体、液体または真空で満たされている。
【００１５】
多層回路基板の上面および下面には、全面的に閉じられているか、または部分的に（孔を空けられて、または格子状に）閉じられている導電層が設けられている。多層回路基板の他の両対向側面には、導電性のスルーホールが電気的な内壁もしくはシールドとして設けられている。接地導体、導電層およびスルーホールが循環的に電気接続されている。これらは共通に接地電位に置かれていて、したがって導波路のためのシールドを成す。
【００１６】
本発明による導波路システムの一般的な利点は、周囲の回路部分および線路への少ない障害放射にある。同時に、放射されない信号エネルギーが有効エネルギーとして維持される。更に、外部からの（障害となる）高周波エネルギーの侵入が改善される（耐障害性）。したがって、本発明によるシステムの電磁波両立性（ＥＭＣ）は改善される。これは電子回路の到達可能なコンポーネント密度への有利な影響を有する。なぜならば、線路設計のＥＭＣ観点がより良好に満たされるほど、周囲の電子構成要素に対する最小間隔が小さく、かつ線路相互の最小間隔が小さくなり得るからである。
【００１７】
本発明による導波路システムの場合には、導体幅、導体高さもしくは導体形状、これらの導電性のコプレーナ層の間の間隔を介して、ならびに絶縁基板層の誘電率を介して、および／または導電層およびスルーホールに対する間隔によって、導波路インピーダンスが調整可能である。
【００１８】
多層回路基板における本発明による導波路システムの絶縁層もしくは誘電体は、ポリマー／有機の基板材料および／またはセラミック／無機の基板材料から、および／または絶縁性複合材料および／またはそれよりなる発泡体および／またはそれよりなる導体担持体から、ならびに真空、空気および／または他の気体からなる。例えば、ＬＴＣＣ（低温同時焼成セラミックス）のセラミックテープからなる回路基板が使用されるとよい。セラミックテープは未加工状態において移動可能であり個別に加工可能である（金属ペーストを印刷され、スルーホールのための孔が用意され、金属ペーストを詰められる）。その後で（数１０までの）層が積み重ねられて強く押しつけられ、そして約９００℃において固く緊密なブロックに焼結され、それによって層は典型的なセラミック特性を持たされる。
【００１９】
本発明による解決策は、公知の高周波導波路システムに比べて一連の利点を有する。少ない損失および現代的なユニットによって特徴づけられる有意義に使用可能な周波数範囲が、同じ横断面積の埋込ストリップ線路に比べて著しく拡大される。トリプレート構造において僅か１０ＧＨｚの使用可能な周波数範囲しか利用できないのに対して、本発明によるシステムは今や少ない反射減衰において明白に１００ＧＨｚよりも大きい使用可能な周波数範囲を提供する。更に、従来においては、高い信号周波数もしくは信号帯域幅にとって通例であるように平面的に、すなわち１つの平面内において単層のかつ大抵は一方向にしか遮蔽されない線路構造により、信号分配が実現されなければならないが、これとは違って本発明によれば、小型集積化のために、合理的に多層構造で第３の次元（高さ）においても信号分配が行なわれる。更に、本発明による解決策および本発明による実施形態により、非常に良好に互いに減結合されて隣接および交差させられる線路を実現することができる。
【００２０】
更に、埋込ストリップ線路と比較して、絶縁層の高さおよび中間の信号線路を取り巻く接地側のスルーホールの配置（ずれ）の変動に対する導波路の反射減衰の僅かな依存性（調整）に関する利点をもたらす。
【００２１】
広域信号の損失の少ない導波路のほかに、本発明による導波路システムは、水平旋回もしくは導波路折り曲げの助けによる任意の角度を持った信号伝搬方向の変化の実現にも適している。同様に、回路基板内における導波路の任意の高さ差および／または入射角もしくは出射角を克服することができる。
【００２２】
本発明の部分変更された実施形態は、従来の導波路に対する結合要素としての機能を果たすように大量生産することができる。このためには、例えば多層回路基板の外部の接触領域がマイクロストリップ導波路として実施されるとよい。導波路システムは、垂直に外側に向けての１段または多段の導波路移行ならびに横方向に外側に向けての導波路移行の実現のためにも適している。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】図１は本発明による高周波導波路システムの原理構成の前面図および透視側面図を示す。
【図２】図２はコプレーナ導波路および／または絶縁基板層の対称もしくは非対称の配置を有する導波路システムの実施形態の側面図および透視図を示す。
【図３】図３は導波路システムのスルーホールの２列のもしくはずらされた配置の透視図を示す。
【図４】図４は重なり合っておよび隣り合って平行に配置されたコプレーナ導波路を有する実施形態の透視図を示す。
【図５】図５は重なり合うコプレーナ導波路の交差部の透視図を示す。
【図６】図６は水平の方向転換もしくは線路折り曲げを有する導波路システムの実施形態の透視図を示す。
【図７】図７は垂直な線路移行部を有する部分的に変更された２つの実施形態をそれぞれ２つの透視図で示す。
【図８】図８は従来の一般的な導波路への結合のための第１の実施形態の透視図を示す。
【図９】図９は従来の一般的な導波路への結合のための第２の実施形態の透視図を示す。
【図１０】図１０は差動信号の伝送のための第３の実施形態の透視図を示す。
【図１１】図１１は差動信号の伝送のための第４の実施形態の透視図を示す。
【図１２】図１２は従来技術に基づく公知の高周波導波路の横断面図を示す。
【発明を実施するための形態】
【００２４】
以下における図面を参照する有利な実施形態の説明から本発明の他の利点、詳細および発展形態を明らかにする。
【００２５】
図１には本発明による高周波導波路システムの基本構成が示されていて、ａ）は前面図、ｂ）は透視側面図を示す。電磁波は、方向矢印１によって示された方向へ伝搬し、したがって導波路に沿って（両方向に）伝搬し、しかし線路ガイドの横方向には伝搬しない。導波路システムは、所属の接地導体３，４を有するインピーダンス管理されたコプレーナ導波路２からなり、接地導体３，４は共通に２つの誘電性（電気絶縁性）の基板層５，６の間に配置されている。周りを囲む電磁シールドは、接地導体３，４の協力のもとに、回路基板の上面および下面に配置されたシールド層７，８ならびに多数のめっきスルーホール９，１０によって形成される。スルーホール９，１０は上面および下面における導電層の間に伸びていて、かつコプレーナ導波路２に沿って配置されている。
【００２６】
導波路および所属の接地導体のための設計規則は専門家に原理的に知られている。原理はスルーホールの配置に適用される。間隔が小さいほどよい。理想的な場合に、上方および下方の接地平面のような完全に金属でふさがれた導電シールド壁が生じる。しかし、製造技術的にはスルーホールは間隔を制限され、垂直に残るすき間は金属コーティングされていない。実際の構造物において、対向する外面の間の間隔は約３００μｍである。この残る窓開口が大きいほど、マイクロ波特性が悪くなる。新たな望まれない電波モードの発生がそれ相応に低い周波数範囲において始まる。しかし、この作用は、本来の（中間の）信号導体（導波路）に平行に案内されている接地面によって強く軽減される。電界成分の主たる部分は、中間の信号導体と、共面にある接地面との間に存在する（左右対称分配）。他の電界成分は、中間の信号導体と、上方および下方の接地平面との間に存在する。非常に小さい（定量化が具体的な寸法に依存する）電界成分のみが、とりわけ、スルーホール間の窓もしくはすき間を通してなおも通り抜ける。電磁界のこの障害となる通り抜けは増大する周波数にともなって増大する。
【００２７】
この基本構成から出発して、続く諸図において、多層回路基板（モジュール）内の３次元信号分配の実現を可能にする他の本発明による実施形態を説明する。コプレーナ導波路２および接地導体３，４自体の導体高さ、導体形状および導体間隔と、電磁シールドの包囲導電層に対する間隔とが、線路に沿った一定インピーダンスおよび最小分散の目的のために一定でなければならない。したがって、インピーダンス変化（整合回路）のためには、線路要素のこれらのジオメトリ（間隔、幅および高さ）および／または基板層５，６の誘電率が、伝搬方向に沿って変化されなければならない。これらの多数の調整可能なパラメータによって、従来の導波路に比べて、インピーダンス変換および複雑な整合回路のための非常に多くの変形および形態の可能性がもたらされる。
【００２８】
これに関しても専門家にパラメータ設計規則が知られているので、ここでは設計規則の幾つかの例だけを示す。例えば中間の信号導体（導波路）と両側の共面の接地面との間のすき間の寸法は、主として次のパラメータに依存する。
・絶縁材料の比誘電率（空気の場合は１、ＬＴＣＣの場合は約８、標準導体板ＦＲ４の場合は約４）：誘電率が高いほど、全体の導体横断面積が小さくならなければならない（すなわち、線路横方向の線路間隔および層高さが小さくなければならず、同時に信号導体と接地面の間のすき間が大きくなければならない）。
・誘電体の個々の層高さ：層高さが大きいほど、すき間が小さくなければならない。
・金属コーティングの厚み：金属コーティングが厚いほど、すき間が大きくなければならない。
【００２９】
実際においては、専門家によって作成された個々に応じた導波路システムの設計が、引き続く反復式のコンピュータシミュレーションによって最適化される。この場合にいわゆる３ｄＥＭもしくは全波電磁界シミュレータの助けにより所望のインピーダンスがパラメータ変化によって求められる。
【００３０】
図２、図３、図４および図５に、本発明による解決策の種々の実施形態を示し、以下においてこれらの主要な特徴を簡潔に説明する。
【００３１】
図２は、ａ）において、絶縁層５，６の垂直方向の非対称配置と組み合わされたコプレーナ導体２，３，４の対称配置を示す。図２のｂ）は、絶縁層５，６（絶縁基板層）の垂直方向の非対称配置と組み合わされたコプレーナ導体２，３，４の非対称配置を示す。全体システムにおける異なって実現された回路機能が、例えば異なる高さの個別誘電体層を必要とし、これらの層が導波路構造の垂直方向の非対称性をもたらす。しかし、上方または下方にある接地平面に対する小さな間隔は、線路に沿った一定インピーダンスのための設計に対する（局所的な）適合化を必要とする。中間の導体と同一平面上にある接地平面との間のすき間は、例えば若干拡大されなければならない。その際に本発明に関連した利点（帯域幅等）は維持されたままである。
【００３２】
同様に上記の設計によって線路部分における異なったインピーダンスを実現することができる。この種のインピーダンス跳躍は、接続された特定の構成要素の良好な電気的機械的な適合化とフィルタ目的とのための以下において更に説明する補償構造と同様に使用される。
【００３３】
上記の垂直方向の非対称は水平方向の非対称と組み合わせることができる。これは、例えば一列になっている他の構成要素の迂回または異なったインピーダンスの線路部分の実現に役立つ。しかし、普通の場合には垂直にも水平にも対称性を得ようと努められる。なぜならばそれは最高に使用可能な帯域幅を提供するからである。
【００３４】
図３のａ）には、導波路２の両側における２列のスルーホール９，１０の配置が示されている。ｂ）は、その代わりに、垂直方向に互いにずらされて走っているスルーホール９，１０の配置が示されている。両構造形態は良好なシールドをもたらす。信号伝搬方向に対して横方向に望ましくなく放射される（損失）エネルギーが低減される。同時に、例えば隣接する線路から横方向に入射する（障害）エネルギーが強く減衰させられる。この種の構造は、特にａ）およびｂ）に示された変形例の組み合わせ（すなわち、２列で「すき間のない」配置）も含めて、例えば製造技術的に制約される大きなビア間隔の場合に、放射損失および侵入する障害エネルギーをできるだけ小さく保つために有意義である。この場合には、マイクロ波エネルギーができるだけ通過しないように側面を構成することが試みられる。３列、４列の配置も考えられ得るが、しかしそれによって達成可能な追加的なシールド作用はますます少なくなる。
【００３５】
図４は上下に重ねられてかつ横に並べられて平行配置されたコプレーナ導波路を示す。これによって、導波路の配置のための多様な組み合わせの可能性が存在することを示す。多層回路基板の個々の階は、階間での導波路２の移行を行なわせることようとしない限り、少なくとも１つのシールド層７によって分離されている（以下における部分変更された実施形態参照）。導電性のシールド層は、個々の階の間の分離平面として走っている。すなわち、シールド層は、導波路２の平面に対して、この平面とは反対側の誘電体基板層もしくは絶縁層５，６の面において、平行に広がっている。多階の回路基板の場合に、スルーホールは、シールド層７と接地導体３，４との間において伸びていることが好ましいが、しかし必要ならば接地導体を貫通して走っていてもよい。
【００３６】
図５には上下に重なり合うコプレーナ導波路の交差が示されている。平面状に形成されたシールド層７，８が、十字状に走っている導波路２を効果的に互いに遮蔽する。
【００３７】
図６には、なおも部分変更された実施形態として、導波路２および付設の接地導体３，４の水平軸の方向転換もしくは線路折れ曲がりが示されている。このような方向変化は信号伝搬方向の変化に役立つ。信号導体２の幾何学的に定義された幅縮小１１および／または対応した幅拡大のような集積化補償装置が局所的な容量増大の削減のために設けられる。周波数修正のための補償装置の設計は専門家に原理的に知られている。コプレーナ接地導体３，４の定義された外側および／または内側転換１２，１３によって、（高周波線路の公称波動インピーダンスに対する）局所的なインピーダンス差が補償されるので、この個所では伝送信号の最小限の反射しか生じない。
【００３８】
図７には、信号伝搬方向に対して垂直に接続されたコプレーナ導波路構造の助けにより任意の高さ差および入射角もしくは出射角が実現可能にされた実施形態が示されている。この場合にａ）は同じ高さの２つの異なった線路平面の間における方向転換なしの垂直な線路移行のための一例を２つの図で示す。異なる平面における導波路２の伝搬方向はこの場合には変化しないままである。平面の移り変わりは、導波路２間を走っている中心の導体スルーホール２０の助けにより行なわれる。導体スルーホール２０はシールド層７，８における開口を通して走っている。
【００３９】
図７のｂ）は、更に別の２つの図にて、電波伝搬方向の１８０°旋回と、定義された線路幅縮小による補償装置（図６参照）とによる異なるかつすぐそばの高さの２つの線路平面の間における垂直な線路移行を示す。更に、それぞれ信号スルーホールの端面に対向する接地面に切欠き２１が設けられていて、切欠き２１はそこにおいて発生する容量増大を補償もしくは削減に役立つ。切欠き２１は図示の例では円形であるが、矩形や他の任意の形にすることもできる。
【００４０】
図８乃至９に示された導波路移行部は、従来の通常の導波路への本発明による導波路システムの互換性を配慮したものである。
【００４１】
図８は、例えばマイクロ波モジュールの内部から垂直に外側（Ｂ）に向かって例えば集積裸チップ（ダイス）／「第１レベルインターコネクション」への、またはその逆に接地−信号導体−接地の接触構造への例えば１段または多段の（伝搬方向に対して水平軸をずらされた）導波路接合部（Ａ）の埋め込み線路装置を示す。集積化補償装置１４が、中間の信号導体２および／または共面にある取り囲み接地面３，４の幾何学的に定義された長さおよび幅の縮小および／または拡大によって、ならびに中間の信号層の上方にある接地面のへこみまたは部分的重なりによって、端面側の接地面の開口１５は、中間の信号導体２のスルーホールの端面における容量増大の定義された低減に役立ち、任意の形を持つことができる（ここでは矩形）。開口１５は（高周波線路の公称波動インピーダンスに対する）局所的なインピーダンス差を補償するので、この個所においては伝送信号の最小の反射しか発生しない。
【００４２】
図９には、例えばマイクロ波モジュール（Ａ）から横方向に外側（Ｂ）向かって周辺電子装置／「第２レベルインターコネクション」への、またはその逆に接地−信号導体−接地の接触構造の中への導波路接合部が示されている。組み込まれた補償装置１４は、信号線路２および／または共面上にある取り囲み接地面３，４の幾何学的に定義された長さおよび幅の縮小および／または拡大によって実現されている。中間の信号層の上方にある接地面７のずらしまたは部分的重なり合いならびにモジュール内部における絶縁基板層の部分的重なりが、高周波線路の公称波動インピーダンスに対する局所的なインピーダンス差を補償するので、この個所においては伝送信号の最小の反射しか発生しない。
【００４３】
図１０には、単一の信号導体の代わりに２つの平行な互いに結合された電磁波伝送用のコプレーナ導波路２が示されている。この実施形態のためにも、図１に示された本発明によるコプレーナ導波路システムの基本構造が適用可能である。一般に導波路は差動の、すなわち反対相の線路対としても設計可能である。この場合には関連電界成分が両導体間に集中する。差動インピーダンスが異なる場合には、差動インピーダンスは、一般に、単一信号導体として導波路の公称もしくは基本のインピーダンスに関係させられる場合よりも高い。
【００４４】
久しい以前から２線のリボン状線路は公知である。これは、１２０〜３００オームの範囲の波動インピーダンスを有する低価格のアンテナケーブルとして、例えば誘電体としてポリエチレンを有するいわゆるＵＫＷ（超短波）リボンケーブルとして、古いラジオ受信器において使用されたが、しかし外側のシールドは全く持っていない。この構想に準拠して、差動信号伝送の実現のために、上述の導波路の横断面において更に別の信号線路が補足される。
【００４５】
図１０に示された構成は、２つの平行に並んでいる信号線路２を有する導波路装置に相当する。２つの平行に並んでいる信号線路２は定義された相互間隔を有し、両側において共面上にてそれぞれ接地面３，４によって、定義された間隔で取り囲まれている。関連電界成分が図面に対して水平に両導体間に集中する。上側および下側の接地面ならびに右側および左側の境界をなすスルーホール１０は図１における配置に対応する。
【００４６】
図１１に示されている実施形態は、同様に差動給電に必要な二重の信号線路２を持っている。しかし、図１０による実施形態と違って、ここでは導波路２が上下に重ねられて配置されている。この場合には関連電界が両中間信号線路２の間に垂直に集中する。適切な設計方法およびそのために適したシミュレーションソフトウェアの利用は専門家に同様に知られている。
【００４７】
しかし、図１０および図１１による実施形態は、今日において通常のディジタル信号のためにも使用可能である。これらのディジタル信号は、例えばコンピュータネットワークにおいて小型化されたネットワークケーブル内の撚り合わせた形もしくは平行案内される形での２線式線路により、装置内に組み込まれたプリント基板に伝送される。したがって、包囲するシールドを有するコプレーナ導波路構造の本発明による着想は、この種の差動の線路タイプにも転用することができる。この場合にこの説明の基礎をなす構想は、回路基板に集中化された装置内部の信号分配に関するものであり、「新型の」ケーブルに関するものではない。したがって、本発明は、これらの適用分野についても、（帯域幅、反射、減衰、分散に関する）信号分配の特性を改善すると共に、障害放射および障害入射（耐障害性）の低減を改善する。
【００４８】
３次元差動信号分配のために、図１０および図１１に示された両導波路システムが、図５ないし図９に示された特別な実施構想に対して補足され、この場合には二重に平行配置された信号導体が（図１による）単一の中間の信号導体の代わりに使用される。この場合に対称平面は両信号導体間の中央にある。すなわち、図１０による実施形態においては垂直の対称平面がそうであり、図１１による実施形態においては水平な対称平面がそうである。
【００４９】
したがって、特に図７および図８による差動の垂直移行は、２つの平行に並んだ、もしくは対向した信号スルーホールを必要とする。更に、図６に応じて、両信号導体もしくは線路分岐のＬ形およびＹ形の線路折れ曲がり、すなわち両信号導体の分離、ならびに差動電波モードの「接地−信号−接地」なる（図１による）基本モードへの移行を実現することができる。
【００５０】
それぞれの移行個所および折れ曲がり個所（不連続性）には、単一信号導体配置の場合において既に示した周波数応答特性補正のための補償装置の変形（図６における符号１１，１２，１３、図８における符号１４，１５、図９における符号１４，７参照）を同様に適用することができる。
【符号の説明】
【００５１】
１          伝搬方向
２          コプレーナ導波路
３，４      接地導体
５，６      誘電体基板層
７，８      シールド層
９，１０    スルーホール
１１        導波路の幅縮小
１２，１３  接地導体の転換点
１４        補償装置
１５        開口
２０        導体スルーホール
２１        切欠き
【図１ａ）】
2010530690.tif 000003
【図１ｂ）】
2010530690.tif 000004
【図２ａ）】
2010530690.tif 000005
【図２ｂ）】
2010530690.tif 000006
【図３ａ）】
2010530690.tif 000007
【図３ｂ）】
2010530690.tif 000008
【図４】
2010530690.tif 000009
【図５】
2010530690.tif 000010
【図６】
2010530690.tif 000011
【図７ａ）】
2010530690.tif 000012
【図７ｂ）】
2010530690.tif 000013
【図８】
2010530690.tif 000014
【図９】
2010530690.tif 000015
【図１０】
2010530690.tif 000016
【図１１】
2010530690.tif 000017
【図１２】
2010530690.tif 000018
【国際調査報告】
2010530690.tif 000019
2010530690.tif 000020
2010530690.tif 000021
2010530690.tif 000022
2010530690.tif 000023
2010530690.tif 000024
2010530690.tif 000025
2010530690.tif 000026