(57)【要約】  本発明は、第１の入力端子および第２の入力端子と、インバータ出力端子と、第１のインバータトランジスタおよび第２のインバータトランジスタと、駆動回路と、１次電流測定回路と、補助電流測定回路とを有するインバータに関する。本発明によれば、１次電流測定回路は第２のインバータトランジスタと駆動回路の電流測定入力側とのあいだに接続されており、補助電流測定回路は第２のインバータトランジスタと駆動回路の周波数制御入力側とのあいだに接続されている。動作中、インバータトランジスタを通る電流がピーク限界値を上回ると、補助電流測定回路によって補助信号が形成されて駆動回路の周波数制御入力側へ供給され、インバータトランジスタの転流のための駆動周波数が増大される。これによりインバータトランジスタを通る電流のピーク値が低減され、インバータトランジスタが過剰な電力損失および破壊性の加熱から保護される。
2010505381.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
主として電圧源の直流電圧（ＤＣ）を受け取る第１の入力端子および第２の入力端子と、インバータ出力端子と、前記第１の入力端子と前記第２の入力端子とのあいだに接続された第１のインバータトランジスタおよび第２のインバータトランジスタから成る直列回路と、前記第１のインバータトランジスタおよび前記第２のインバータトランジスタに接続されかつ電流測定入力側および周波数制御入力側を有する駆動回路と、前記第２のインバータトランジスタと前記駆動回路の前記電流測定入力側とのあいだに接続された１次電流測定回路と、前記第２のインバータトランジスタと前記駆動回路の前記周波数制御入力側とのあいだに接続された補助電流測定回路とを有しており、
前記第１のインバータトランジスタは前記インバータ出力端子の個所で前記第２のインバータトランジスタに接続されており、
前記駆動回路は各インバータトランジスタをほぼ相補的に所定の駆動周波数で転流させ、
前記補助電流測定回路は各インバータトランジスタを通る電流が所定のピーク限界値を超える状況に応じて駆動されて補助信号を形成し、かつ、該補助信号を前記駆動回路の前記周波数制御入力側へ供給し、これにより前記駆動周波数が増大され、各インバータトランジスタを通る電流が低減される
ことを特徴とするインバータ。
【請求項２】
前記１次電流測定回路は前記第２のインバータトランジスタと回路のグラウンドとのあいだに接続された電流測定抵抗を有しており、該回路のグラウンドは前記第２の入力端子に接続されており、前記補助電流測定回路は、前記電流測定抵抗と第１のノードとのあいだに接続された第１の抵抗と、前記第１のノードと第２のノードとのあいだに接続された電圧ブレークダウンデバイスと、アノードが前記第２のノードに接続されカソードが前記駆動回路の前記周波数制御入力側に接続された第１のダイオードとを有する、請求項１記載のインバータ。
【請求項３】
前記電圧ブレークダウンデバイスはツェナーダイオードを有しており、該ツェナーダイオードのカソードは前記第１のノードに接続され、アノードは前記第２のノードに接続されている、請求項２記載のインバータ。
【請求項４】
前記ツェナーダイオードは約３．３Ｖのオーダーのツェナーブレークダウン電圧を有する、請求項３記載のインバータ。
【請求項５】
前記補助電流測定回路は、前記補助信号を前記駆動回路の前記周波数制御入力側へ供給することなく、当該のインバータを始動させることができる、請求項１記載のインバータ。
【請求項６】
電力を負荷へ供給する電源において、
該電源はインバータおよび出力回路を有しており、
前記インバータは、主として電圧源の直流電圧（ＤＣ）を受け取る第１の入力端子および第２の入力端子と、インバータ出力端子と、前記第１の入力端子と前記第２の入力端子とのあいだに接続された第１のインバータトランジスタおよび第２のインバータトランジスタから成る直列回路と、前記第１のインバータトランジスタおよび前記第２のインバータトランジスタに接続されかつ電流測定入力側および周波数制御入力側を有する駆動回路と、前記第２のインバータトランジスタと前記駆動回路の前記電流測定入力側とのあいだに接続された１次電流測定回路と、前記第２のインバータトランジスタと前記駆動回路の前記周波数制御入力側とのあいだに接続された補助電流測定回路とを有しており、
前記第１のインバータトランジスタは前記インバータ出力端子の個所で前記第２のインバータトランジスタに接続されており、
前記駆動回路は各インバータトランジスタをほぼ相補的に所定の駆動周波数で転流させ、
前記１次電流測定回路は前記第２のインバータトランジスタと回路のグラウンドとのあいだに接続された電流測定抵抗を有しており、該回路のグラウンドは前記第２の入力端子に接続されており、
前記補助電流測定回路は、前記電流測定抵抗と第１のノードとのあいだに接続された第１の抵抗と、前記第１のノードと第２のノードとのあいだに接続された電圧ブレークダウンデバイスと、アノードが前記第２のノードに接続されカソードが前記駆動回路の前記周波数制御入力側に接続された第１のダイオードとを有しており、
前記出力回路は、負荷への接続のための第１の出力端子および第２の出力端子と負荷電流監視回路とを有しており、該負荷電流監視回路は、前記第２の出力端子、前記回路のグラウンドおよび前記駆動回路の前記周波数制御入力側に接続されており、かつ、負荷依存性の信号を前記駆動回路の前記周波数制御入力側へ供給するように構成されている
ことを特徴とする電源。
【請求項７】
前記電圧ブレークダウンデバイスはツェナーダイオードを有しており、該ツェナーダイオードのカソードは前記第１のノードに接続され、アノードは前記第２のノードに接続されている、請求項６記載の電源。
【請求項８】
前記ツェナーダイオードは約３．３Ｖのオーダーのツェナーブレークダウン電圧を有する、請求項７記載の電源。
【請求項９】
前記補助電流測定回路は、前記補助信号を前記駆動回路の前記周波数制御入力側へ供給することなく、当該のインバータを始動させることができる、請求項６記載の電源。
【請求項１０】
前記負荷電流監視回路は、アノードが前記回路のグラウンドに接続されカソードが第３のノードに接続された第２のダイオードと、アノードが前記第３のノードに接続されカソードが第４のノードに接続された第３のダイオードと、前記第４のノードと前記回路のグラウンドとのあいだに接続された第２の抵抗とを有しており、前記第４のノードは前記駆動回路の前記周波数制御入力側に接続されている、請求項６記載の電源。
【請求項１１】
前記負荷は少なくとも１つのガス放電ランプを含み、前記出力回路はさらに共振回路と直流電流阻止キャパシタとを含んでおり、前記共振回路は前記インバータ出力端子と前記第１の出力端子とのあいだに接続された共振インダクタンスならびに前記第１の出力端子と前記回路のグラウンドとのあいだに接続された共振キャパシタンスを有しており、前記直流電流阻止キャパシタは前記第２の出力端子と前記負荷電流監視回路とのあいだに接続されている、請求項６記載の電源。
【請求項１２】
少なくとも１つのガス放電ランプへ電力を供給するための電子安定回路において、
該電子安定回路はブリッジ型インバータおよび出力回路を有しており、
前記ブリッジ型インバータは、主として電圧源の直流電圧（ＤＣ）を受け取る第１の入力端子および第２の入力端子と、インバータ出力端子と、前記第１の入力端子と前記インバータ出力端子とのあいだに接続された第１のインバータトランジスタと、前記インバータ出力端子と回路のグラウンドとのあいだに接続された第２のインバータトランジスタと、前記第１のインバータトランジスタおよび前記第２のインバータトランジスタに接続されかつ電流測定入力側および周波数制御入力側を有する駆動回路と、前記第２のインバータトランジスタと前記駆動回路の前記電流測定入力側とのあいだに接続された１次電流測定回路と、前記第２のインバータトランジスタと前記駆動回路の前記周波数制御入力側とのあいだに接続された補助電流測定回路とを有しており、
前記回路のグラウンドは前記第２の入力端子に接続されており、
前記駆動回路は各インバータトランジスタをほぼ相補的に所定の駆動周波数で転流させ、
前記１次電流測定回路は前記第２のインバータトランジスタと前記回路のグラウンドとのあいだに接続された電流測定抵抗を有しており、
前記補助電流測定回路は、前記電流測定抵抗と第１のノードとのあいだに接続された第１の抵抗と、前記第１のノードと第２のノードとのあいだに接続されたツェナーダイオードと、アノードが前記第２のノードに接続されカソードが前記駆動回路の前記周波数制御入力側に接続された第１のダイオードとを有しており、
前記出力回路は、前記インバータ出力端子に接続されており、かつ、負荷への接続のための第１の出力端子および第２の出力端子と共振回路と直流電流阻止キャパシタと負荷電流監視回路とを有しており、前記共振回路は前記インバータ出力端子と前記第１の出力端子とのあいだに接続された共振インダクタンスおよび前記第１の出力端子と前記回路のグラウンドとのあいだに接続された共振キャパシタンスを有しており、前記直流電流阻止キャパシタは前記第２の出力端子に接続されており、前記負荷電流監視回路は、前記直流電流阻止キャパシタ、前記回路のグラウンドおよび前記駆動回路の前記周波数制御入力側に接続されており、かつ、負荷依存性の信号を前記駆動回路の前記周波数制御入力側へ供給するように構成されている
ことを特徴とする電子安定回路。
【請求項１３】
前記ツェナーダイオードは約３．３Ｖのオーダーのツェナーブレークダウン電圧を有する、請求項１２記載の電子安定回路。
【請求項１４】
前記負荷電流監視回路は、アノードが前記回路のグラウンドに接続されカソードが第３のノードに接続された第２のダイオードと、アノードが前記第３のノードに接続されカソードが第４のノードに接続された第３のダイオードと、前記第４のノードと前記回路のグラウンドとのあいだに接続された第２の抵抗とを有しており、前記第４のノードは前記駆動回路の前記周波数制御入力側に接続されている、請求項１２記載の電子安定回路。
【請求項１５】
前記補助電流測定回路は、前記補助信号を前記駆動回路の前記周波数制御入力側へ供給することなく、当該のインバータを始動させることができる、請求項１２記載の電子安定回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、広くは、放電ランプへ電力を供給する電源および電子安定回路に関する。より詳細に云えば、本発明は、改善された過電流保護回路を含むインバータならびにこうしたインバータを含む電源および電子安定回路に関する。
【０００２】
発明の背景
ガス放電ランプ用の電源および電子安定回路のうち多くのものがブリッジ型インバータを用いている。ブリッジ型インバータには４つのパワースイッチングデバイスを必要とするフルブリッジ型インバータと２つのパワースイッチングデバイスを必要とするハーフブリッジ型インバータとが含まれる。パワースイッチングデバイスは、通常、バイポーラ接合トランジスタＢＪＴまたは電界効果トランジスタＦＥＴなどのパワートランジスタによって実現される。ブリッジ型インバータは、一般に、転流すなわちオンオフの切り換えに用いられる形式にしたがって、自己発振式または駆動式の２つのグループに分類される。
【０００３】
駆動式のブリッジ型インバータはインバータトランジスタの転流専用の駆動回路を有しており、さらに、典型的にはインバータトランジスタと駆動回路とのあいだに接続される電流フィードバック装置を有している。これにより、導通されているあいだ、インバータトランジスタを通って流れるピーク電流の値が合理的な限界値の範囲内に保持されることが保証される。これは、電力の導通損失に起因するトランジスタの過熱を回避するために、また、さらに基本的にはトランジスタの定格最大電流が超過されないようにするために必須の措置である。いずれにしても、電流フィードバック装置はインバータの信頼性を長期間にわたって保持し、インバータトランジスタを破壊から保護するために要求される。
【０００４】
通常の電流フィードバック装置は、１つまたは複数のインバータトランジスタに直列に接続された電流測定抵抗を用いている。ここで例えばインバータトランジスタは図１のトランジスタ１２０であり、電流測定抵抗は図１の電流測定抵抗１５０である。当該の電流測定抵抗をはさんでかかる瞬時電圧は、導通しているあいだインバータトランジスタを通って流れる瞬時電流に比例する。当該の電流測定抵抗をはさんだ電圧はＲＣフィルタ回路網を介して駆動回路の電流測定入力側へ印加され、これにより駆動回路の電流測定入力側に高周波数ノイズまたはその他のスプリアス信号が達することが阻止される。ここで例えば駆動回路は図１の駆動回路１３０であり、電流測定入力側は図１の入力側１３２であり、ＲＣフィルタ回路網は図１の（第３の）抵抗１５４およびキャパシタ１５６である。動作中、駆動回路は連続的に電流測定入力側の電圧を監視する。当該の電流測定入力側の電圧が所定の限界値約０．６Ｖを上回ると、駆動回路はインバータトランジスタに対する駆動信号の特性を修正し、インバータトランジスタを通って流れる瞬時電流が低減されるようにする。ここで限界値は動作モードに応じて可変であってもよく、駆動信号は例えば図１の駆動出力側１４０，１４４を介して供給される信号であり、インバータトランジスタは例えば図１のトランジスタ１１０，１２０である。
【０００５】
前述したアプローチは、通常、種々のタイプの動作条件のもとで良好に動作する。ただし、当該のアプローチによっても効率的に瞬時電流が制限されない状況が存在する。これは例えば、インバータがいわゆる"容量性スイッチングモード"で動作するときである。多くのタイプの電子安定回路および幾つかのタイプの電源においてそうであるように、インバータが共振出力回路を駆動する適用例では、インバータに供給される直流入力電圧が定格値を大きく下回って非制御のものとなってしまう場合、容量性スイッチングモードが発生しやすい。ここで、例えば、共振出力回路は図１のインダクタンス２１０およびキャパシタンス２１２であり、インバータの入力電圧は図１の電圧ＶＲＡＩＬである。
【０００６】
容量性スイッチングモードでは、導通しているあいだ、インバータトランジスタを通って流れる電流は、一般に高い振幅すなわち高いピーク値と短い持続時間すなわち狭いパルス幅とを有するという特徴を有する。同時に、直流入力電圧ＶＲＡＩＬは大幅に低減され、これによりまさに容量性スイッチングモードが生じる。インバータスイッチを通る電流のピーク値が定格動作値の数倍、例えば８倍〜２５倍に達するという条件のもとでは、従来のアプローチ、すなわち、電流測定抵抗およびＲＣフィルタを駆動回路の電流測定入力側に接続して用いるというアプローチによっても、インバータトランジスタを通る電流のピーク値は有効に制限されない。その結果、インバータトランジスタでは電力の損失およびこれにともなう加熱が生じ、これによりトランジスタ内の接合領域の温度はトランジスタが破壊されるほどの高温に達する。
【０００７】
したがって、容量性スイッチングモードにおいて発生する過電流の状況からインバータトランジスタを確実に保護する保護回路を備えたインバータが所望される。こうしたインバータならびにこうしたインバータを含む電源および電子安定回路が提供されれば、従来技術のそれらに比べて大きな進歩が得られるはずである。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】本発明の有利な実施例による改善された過電流保護回路を含むインバータおよび出力回路の回路図である。
【０００９】
有利な実施例の説明
図１には負荷２０に電力を供給する回路１０が示されている。当該の回路１０は１つまたは複数のガス放電ランプに電力を供給する電源または電子安定回路のバックエンド部分として用いられ、インバータ１００および出力回路２００を有する。
【００１０】
インバータ１００は、第１の入力端子１０２，第２の入力端子１０４，インバータ出力端子１０６，第１のインバータトランジスタ１１０および第２のインバータトランジスタ１２０から成る直列回路，駆動回路１３０，１次電流測定回路１５０，１５４，１５６ならびに補助電流測定回路１６０を有する。後述するが、補助電流測定回路１６０は、１次電流測定回路が充分に動作しない条件のもとで、すなわち、容量性スイッチングモードにおいて、過剰な電力損失およびこれによって生じうる破壊からインバータトランジスタ１１０，１２０を保護する機能を有している。
【００１１】
インバータ１００の詳細な構造および動作を図１に則して以下に説明する。
【００１２】
第１の入力端子１０２および第２の入力端子１０４は主として直流電圧源の電圧ＶＲＡＩＬを受け取るように構成されている。通常、電圧ＶＲＡＩＬは、従来のＡＣ電圧源（例えば６０Ｈｚのｒｍｓ値２７７ＶのＡＣ電源）から電圧を受け取る整流回路とブーストコンバータなどのＤＣ／ＤＣ変換回路との組み合わせによって形成される。第２の入力端子１０４は回路のグラウンド５０に接続されている。インバータ出力端子１０６はインバータの出力電圧を処理する出力回路２００に接続されており、これにより負荷２０に対する適切な電源が形成される。
【００１３】
第１のインバータトランジスタ１１０および第２のインバータトランジスタ１２０から成る直列回路は第１の入力端子１０２と第２の入力端子１０４とのあいだに接続されている。第１のインバータトランジスタ１１０はインバータ出力端子１０６の個所で第２のインバータトランジスタ１２０に接続されている。図１に示されているように、第１のインバータトランジスタ１１０および第２のインバータトランジスタ１２０はハーフブリッジ回路である。ただし、当分野の技術者には、前述した本発明の構成をフルブリッジ回路にも適用できることは理解されるであろう。
【００１４】
駆動回路１３０は有利には適切なデバイス、例えばST Microelectoronics社のＬ６５７０なる名称の集積回路によって実現される。駆動回路１３０は、駆動出力側１４０，１４２，１４４を介して、第１のインバータトランジスタ１１０および第２のインバータトランジスタ１２０へ接続されている。動作中、駆動回路１３０は所定の駆動周波数でインバータトランジスタ１１０，１２０をほぼ相補的に転流させる。すなわち、トランジスタ１１０がオンのときトランジスタ１２０がオフとなり、トランジスタ１２０がオフのときトランジスタ１２０がオンとなるように駆動する。有利には、駆動周波数は約２００００Ｈｚより大きい値に選定されている。駆動回路１３０はそのほかに複数の入力側を有するが、本発明の説明をわかりやすくするためにここでは詳しくは説明しない。本発明に関連するところのみ云えば、駆動回路１３０は、電流測定入力側１３２および周波数制御入力側１３４を有しており、さらに、所定の基準電圧ＶＲＥＦを受け取る基準電圧入力側１３６を有している。当該の基準電圧は典型的には約１Ｖ以下である。基準電圧ＶＲＥＦは、図１に破線で示された駆動回路内部のオペアンプ１３８において、周波数制御入力側１３４から供給される信号ｆｃｏｎｔｒｏｌの論理処理に用いられる。
【００１５】
１次電流測定回路１５０，１５４，１５６は第２のインバータトランジスタ１２０と駆動回路１３０の電流測定入力側１３２とのあいだに接続されている。より詳細には、１次電流測定回路は電流測定抵抗１５０と（第３の）抵抗１５４およびキャパシタ１５６を含むＲＣフィルタとを有する。電流測定抵抗１５０は第２のインバータトランジスタ１２０と回路のグラウンド５０とのあいだに接続されている。ＲＣフィルタの（第３の）抵抗１５４は電流測定抵抗１５０の上部と駆動回路１３０の電流測定入力側ＩＳＥＮＳＥ１３２とのあいだに接続されており、ＲＣフィルタのキャパシタ１５６は駆動回路１３０の電流測定入力側１３２と回路のグラウンド５０とのあいだに接続されている。１次電流測定回路１５０，１５４，１５６の基本的な動作は"発明の背景"の項に前述した通りであり、当分野の技術者には良く知られている。
【００１６】
重要なのは、"発明の背景"の項において説明したように、例えば電圧ＶＲＡＩＬが制御から外れるとインバータ１００が容量性スイッチングモードで動作し、１次電流測定回路１５０，１５４，１５６がインバータトランジスタ１１０，１２０を通る電流のピーク値を有効に制限できなくなってしまうという点である。
【００１７】
補助電流測定回路１６０は第２のインバータトランジスタ１２０と駆動回路１３０の周波数制御入力側１３４とのあいだに接続されている。動作中、インバータトランジスタ１１０，１２０を通る電流が所定のピーク限界値を上回ると、補助電流測定回路１６０が作動され、補助信号を形成して駆動回路１３０の周波数制御入力側１３４へ供給する。当該の補助信号は駆動回路１３０がインバータトランジスタ１１０，１２０を転流させる際の駆動周波数を増大するという作用を有しており、これによりインバータトランジスタ１１０，１２０を通る電流のピーク値が低減される。
【００１８】
有利には、図１に示されているように、補助電流測定回路１６０は第１の抵抗１６２，電圧ブレークダウンデバイス１７０および第１のダイオード１８０を有する。第１の抵抗１６２は電流測定抵抗１５０と第１のノード１６４とのあいだに接続される。電圧ブレークダウンデバイス１７０は第１のノード１６４と第２のノード１６６とのあいだに接続される。第１のダイオード１８０のアノード１８２は第２のノード１６６に接続され、カソード１８４は駆動回路１３０の周波数制御入力側１３４に接続される。
【００１９】
電圧ブレークダウンデバイス１７０は複数の適切な部品によって実現される。有利には、図１に示されているように、電圧ブレークダウンデバイス１７０は、カソード１７４が第１のノード１６４に接続されアノード１７２が第２のノード１６６に接続されたツェナーダイオードによって実現される。当該のツェナーダイオード１７０は例えば約３．３Ｖのツェナーブレークダウン電圧を有するように選択される。このツェナーブレークダウン電圧は、インバータ１００内の駆動回路１３０などの他の回路への充分な適合性が形成される程度に低く、しかも、インバータ１００の通常の始動プロセスにおいて補助電流測定回路１６０が強制的に優先作動されない程度に高い。後者に関して、インバータ１００の初期動作、すなわち、回路１０に電力が印加された直後の動作では、典型的には、トランジスタ１１０，１２０を通る電流について、通常動作で発生するよりも少なくとも幾分か高いピーク値がともなうことに注意されたい。補助電流測定回路１６０の重要な利点の１つは、インバータ１００の通常の始動プロセスでは作動されず、これを妨害しないということである。この有利な特性により、インバータの始動プロセスにおける誤検出を回避するのに充分な高さのブレークダウン電圧、例えば約３．３Ｖを有する電圧ブレークダウンデバイス１７０を用いることができる。
【００２０】
動作中、インバータトランジスタ１１０，１２０を通る瞬時電流が所定のピーク限界値を上回る場合、電流測定抵抗１５０をはさんだ電圧、すなわち、インバータトランジスタを通る電流に比例する電圧も、補助電流測定回路１６０の作動に必要な相応の電圧閾値を上回る。この電圧閾値は、例えば、ツェナーダイオード１７０のツェナー電圧が３．３Ｖに選定されているとき、約３．９Ｖ程度である。電流測定抵抗１５０をはさんだ電圧が約３．９Ｖの電圧閾値に近づくと、補助電流測定回路１６０内では、ツェナーダイオード１７０がブレークダウンを起こして導通し、第１のダイオード１８０も順方向バイアスされて導通する。言い換えると、補助電流測定回路１６０が作動され、これにより駆動回路１３０の周波数制御入力側１３４へ補助信号が供給される。このように、補助電流測定回路１６０はインバータトランジスタを通る過剰なピーク電流に応じて補助信号を形成し、インバータトランジスタの駆動信号を適切に修正する。これによって駆動回路１３０はインバータトランジスタを破壊性の加熱から保護する。
【００２１】
さらに、図１には、負荷２０として１つまたは複数のガス放電ランプを有する電子安定回路での利用に適した出力回路２００の有利な実現形態が示されている。これについて以下に詳細に説明する。
【００２２】
出力回路２００は、有利には、少なくとも２つの出力端子２０２，２０４，共振回路２１０，２１２，直流電流阻止キャパシタ２１４および負荷電流監視回路２２０を有している。
【００２３】
出力端子２０２，２０４は負荷２０へ接続されている。共振回路は共振インダクタンス２１０および共振キャパシタンス２１２を有する。共振インダクタンス２１０はインバータ出力端子１０６と第１の出力端子２０２とのあいだに接続されている。共振キャパシタンス２１２は第１の出力端子２０２と回路のグラウンド５０とのあいだに接続されている。負荷電流監視回路２２０は、第２の出力端子２０４，回路のグラウンド５０および駆動回路１３０の周波数制御入力側１３４に接続されている。直流電流阻止キャパシタ２１４は第２の出力端子２０４と負荷電流監視回路２２０とのあいだに接続されている。共振インダクタンス２１０および共振キャパシタンス２１２の目的および動作、ならびに、直流電流阻止キャパシタ２１４の目的および動作は、電源ないし電子安定回路の分野の技術者には良く知られている。
【００２４】
動作中、負荷電流監視回路２２０は負荷２０を通る交流電流を監視し、相応の負荷依存性の信号を駆動回路１３０の周波数制御入力側１３４へ供給する。言い換えると、負荷電流監視回路２２０は負荷２０を通る電流の大きさを表す電圧を周波数制御入力側１３４へ供給し、これにより駆動回路１３０は負荷電流を制御してこれが所望の値に維持されるようにする。
【００２５】
図１に示されているように、負荷電流監視回路２２０は有利には第２のダイオード２３０，第３のダイオード２４０および第２の抵抗２５０を有する。第２のダイオード２３０のアノード２３２は回路のグラウンド５０に接続されており、カソード２３４は第３のノード２２２に接続されている。第３のダイオード２４０のアノード２４２は第３のノード２２２に接続されており、カソード２４４は第４のノード２２４に接続されている。ここで第４のノード２２４は駆動回路１３０の周波数制御入力側１３４に接続されている。第２の抵抗２５０は第４のノード２２４と回路のグラウンド５０とのあいだに接続されている。動作中、負荷電流監視回路２２０は半波整流回路として機能する。つまり、負荷電流監視回路２２０は、負荷電流の正の半波を第３のダイオード２４０を介して第２の抵抗２５０へ通過させ当該の第２の抵抗２５０に正の電圧を生じさせ、一方、負の半波については第２のダイオード２３０を介して回路のグラウンド５０へ通過させて、当該の第２の抵抗２５０にかかる電圧に影響がないようにする。このようにして、負荷電流監視回路２２０は負荷電流の正の半周期を表す電圧を周波数制御入力側１３４へ供給するのである。
【００２６】
この説明を踏まえてふたたび図１に戻ってみると、駆動回路１３０の周波数制御入力側１３４は、２つの電圧信号すなわち負荷電流監視回路２２０の信号と補助電流測定回路１６０の信号とを受け取ることがわかる。ただし補助電流測定回路の信号は前述した所定の条件のもとでのみ供給される。
【００２７】
回路１０の通常動作のあいだ、つまり、インバータトランジスタを通って流れる瞬時のピーク電流が限界値を上回らず、補助電流測定回路１６０が作動されないあいだ、すなわち、ツェナーダイオード１７０が導通していないときには、補助電流測定回路１６０から駆動回路の周波数制御入力側１３４へ補助信号は出力されない。このとき、負荷電流監視回路２２０は、負荷電流を表す電圧信号を駆動回路の周波数制御入力側１３４へ供給する。この電圧信号は駆動回路１３０において負荷電流を制御するために用いられる。
【００２８】
反対に、インバータトランジスタを通って流れる瞬時のピーク電流が限界値を上回る所定の動作モード、例えば容量性スイッチングモードでは、補助電流測定回路１６０が作動され、ツェナーダイオード１７０および第１のダイオード１８０が導通し、補助電流測定回路１６０から補助信号が周波数制御入力側１３４へ供給される。当該の補助信号は負荷電流監視回路２２０からの信号に加算ないし重畳される。
【００２９】
１次電流測定回路１５０，１５４，１５６，補助電流測定回路１６０および負荷電流監視回路２２０を実現するための有利な部品ないしその値を次に示す。
・１次電流測定回路１５０，１５４，１５６
抵抗１５０：０．６８Ω，５％，１Ｗ
抵抗１５４：３．９ｋΩ，５％，０．１２５Ｗ
キャパシタ１５６：４７０ｐＦ，５％，５０Ｖ
・補助電流測定回路１６０
抵抗１６２：２２０Ω，５％，０．２５Ｗ
電圧ブレークダウンデバイス１７０：１Ｎ５２２６Ｂ（３．３Ｖツェナーダイオード）
ダイオード１８０：１Ｎ４１４８
・負荷電流監視回路２２０
ダイオード２３０，２４０：定格５０Ｖ，６００ｍＡ，４ｎｓ
抵抗２５０：１．１Ω，１％，０．５Ｗ。
【００３０】
本発明を有利な実施例に則して説明したが、当分野の技術者であれば、本発明の範囲から離れることなく、本発明の実施例に種々の修正ないし変更を加えられることは、当分野の技術者には容易に理解されるはずである。
【図１】
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【国際調査報告】
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