(57)【要約】  受信機は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）などのマルチキャリア変調形式とシングルキャリア変調形式とをサポートする。信号を受信すると、受信機は、受信信号の少なくとも４次キュムラントに基づき最大変動範囲（ＭＦＲ）を決定し、決定された最大変動範囲に基づき受信信号の変調タイプを分類する。受信信号の変調タイプを決定した後、受信機は、受信信号からデータを復元するため、当該変調モードにスイッチする。
2010521841.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信機において使用する方法であって、
受信信号の少なくとも４次キュムラントに基づき変動範囲を決定するステップと、
前記決定された変動範囲に基づき前記受信信号の変調タイプを分類するステップと、
を有する方法。
【請求項２】
前記変動範囲は、最大変動範囲（ＭＦＲ）である、請求項１記載の方法。
【請求項３】
少なくとも１つの変調タイプは、シングルキャリア変調形式であり、他の変調タイプは、マルチキャリア変調形式である、請求項１記載の方法。
【請求項４】
前記マルチキャリア変調形式は、直交周波数分割多重である、請求項３記載の方法。
【請求項５】
前記シングルキャリア変調形式は、ＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）、１６ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）、６４ＱＡＭ、及び２５６ＱＡＭの少なくとも１つである、請求項３記載の方法。
【請求項６】
前記受信信号からデータを復元するため、前記分類された変調タイプにスイッチするステップをさらに有する、請求項１記載の方法。
【請求項７】
前記決定するステップは、
前記受信信号の２次キュムラントを決定するステップと、
前記２次キュムラントと前記４次キュムラントとから前記受信信号の正規化された４次キュムラントを決定するステップと、
前記受信信号の正規化された４次キュムラントから前記変動範囲を決定するステップと、
を有する、請求項１記載の方法。
【請求項８】
前記受信信号の正規化された４次キュムラントから前記変動範囲を決定するステップは、前記変動範囲を決定する前に、前記受信信号の正規化された４次キュムラントをフィルタリングするステップを有する、請求項７記載の方法。
【請求項９】
前記決定するステップは、前記変動範囲を決定する前に、前記受信信号をベースバンドにダウン変換するステップを有する、請求項１記載の方法。
【請求項１０】
前記分類するステップは、
前記決定された変動範囲が閾値未満である場合、前記受信信号をマルチキャリア変調形式に分類するステップと、
前記決定された変動範囲が閾値より大きい場合、前記受信信号をシングルキャリア変調形式に分類するステップと、
を有する、請求項１記載の方法。
【請求項１１】
受信信号を処理するための少なくとも２つの復調モードを提供する復調手段と、
前記受信信号の少なくとも４次キュムラントに基づき前記受信信号の変調タイプを決定し、前記決定された変調タイプに従って前記復調手段を前記復調モードの対応する復調モードに設定するプロセッサと、
を有する装置。
【請求項１２】
前記受信信号を提供するため、受信した放送信号を処理するダウンコンバータをさらに有する、請求項１１記載の装置。
【請求項１３】
前記プロセッサは、（ａ）前記受信信号の４次キュムラントに基づき最大変動範囲（ＭＦＲ）を決定し、（ｂ）前記決定された最大変動範囲に基づき前記受信信号の変調タイプを分類するよう動作する、請求項１１記載の装置。
【請求項１４】
前記プロセッサは、前記決定された最大変動範囲が閾値未満である場合、前記受信信号をマルチキャリ変調形式に分類し、前記決定された最大変動範囲が閾値より大きい場合、前記受信信号をシングルキャリア変調形式に分類する、請求項１３記載の装置。
【請求項１５】
前記プロセッサは、（ａ）前記受信信号の４次キュムラントを決定し、（ｂ）前記受信信号の２次キュムラントを決定し、（ｃ）前記２次キュムラントと前記４次キュムラントとから前記受信信号の正規化された４次キュムラントを決定し、（ｄ）前記受信信号の正規化された４次キュムラントに基づき最大変動範囲（ＭＦＲ）を決定し、（ｅ）前記決定された最大変動範囲に基づき前記受信信号の変調タイプを分類するよう動作する、請求項１１記載の装置。
【請求項１６】
前記プロセッサは、前記決定された最大変動範囲が閾値未満である場合、前記受信信号をマルチキャリ変調形式に分類し、前記決定された最大変動範囲が閾値より大きい場合、前記受信信号をシングルキャリア変調形式に分類する、請求項１５記載の装置。
【請求項１７】
前記プロセッサは、前記最大変動範囲を決定する前に、前記受信信号の正規化された４次キュムラントをフィルタリングする、請求項１５記載の装置。
【請求項１８】
少なくとも１つの変調タイプは、シングルキャリア変調形式であり、他の変調タイプは、マルチキャリア変調形式である、請求項１１記載の装置。
【請求項１９】
前記マルチキャリア変調形式は、直交周波数分割多重である、請求項１８記載の装置。
【請求項２０】
前記シングルキャリア変調形式は、ＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）、１６ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）、６４ＱＡＭ、及び２５６ＱＡＭの少なくとも１つである、請求項１８記載の装置。
【請求項２１】
前記プロセッサは、前記４次キュムラントに基づき最大変動範囲を決定し、前記決定された最大変動範囲が閾値未満である場合、前記受信信号をマルチキャリ変調形式に分類し、前記決定された最大変動範囲が閾値より大きい場合、前記受信信号をシングルキャリア変調形式に分類する、請求項１１記載の装置。
【請求項２２】
前記プロセッサは、（ａ）前記受信信号の４次キュムラントを決定し、（ｂ）前記受信信号の２次キュムラントを決定し、（ｃ）前記２次キュムラントと前記４次キュムラントとから前記受信信号の正規化された４次キュムラントを決定し、（ｄ）前記受信信号の正規化された４次キュムラントに基づき最大変動範囲（ＭＦＲ）を決定し、（ｅ）前記決定された最大変動範囲が閾値未満である場合、前記受信信号をマルチキャリ変調形式に分類し、前記決定された最大変動範囲が閾値より大きい場合、前記受信信号をシングルキャリア変調形式に分類するよう動作する、請求項１１記載の装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般に通信システムに関し、より詳細には、地上波放送、セルラー、Ｗｉｒｅｌｅｓｓ−Ｆｉｄｅｌｉｔｙ（Ｗｉ−Ｆｉ）、衛星などの無線システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
今日、配信される通信信号の数が増大している。さらに、これらの配信される通信信号は、異なるタイプの変調を使用するかもしれない。複数の変調タイプをサポートする１つの形態の受信機は、シングルキャリア（ＳＣ）変調モードと直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）変調モードとをサポートする受信機を規定した現在提案されている中国デジタルテレビシステム（ＧＢ）２０６００−２００６により示される。この受信機は、受信信号におけるデータを正しく復元するまで各変調タイプに自らを設定することによって、受信信号における変調タイプを判断する。例えば、受信機はまず、ＯＦＤＭ信号を受信するよう自らを設定し、その後、受信信号における所定のデータの有無をテストするかもしれない。このテストが成功した場合、受信機は、受信信号がＯＦＤＭ信号であると仮定する。しかしながら、このテストが失敗した場合、受信機は、シングルキャリア信号を受信するよう自らを設定し、その後再び、受信信号における所定のデータの有無をテストする。しかしながら、マルチパス効果の存在により、受信機が何れの変調タイプに設定されても、所定のデータを特定することは困難であるかもしれない。この結果、受信機は、所定のデータをサーチしながら各変調タイプの間を行ったり来たりし続けるため、正しく変調タイプを決定するのに長時間かかるかもしれない。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
異なる変調タイプをサポートする通信環境において、受信機が、マルチパス環境においてさえ、所定のデータの有無をテストする必要なく、何れかの変調タイプにより伝送された情報を正しく復元するため、受信信号に適応可能である場合、効果的である。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
従って、本発明の原理によると、受信機は、受信信号の少なくとも４次キュムラントに基づき最大変動範囲（ＭＦＲ）を決定し、決定した変動範囲に基づき受信信号の変調タイプを分類する。
【０００５】
本発明の一実施例では、受信機は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）などのマルチキャリア変調形式とシングルキャリア変調形式とをサポートする。放送信号を受信すると、受信機は、受信した放送信号を受信ベースバンド信号にダウン変換する。その後、受信機は、受信したベースバンド信号の正規化された４次キュムラントを計算するのに使用するため、受信したベースバンド信号の２次キュムラントと４次キュムラントとを決定する。その後、受信機は、受信したベースバンド信号の正規化された４次キュムラントの最大変動範囲（ＭＦＲ）を測定し、測定された最大変動範囲に基づき受信したベースバンド信号の変調タイプをＳＣ又はＯＦＤＭとして分類する。受信信号の変調タイプを決定した後、受信機は、受信信号からデータを復元するため、分類された変調タイプ、すなわち、当該変調モードにスイッチする。
【０００６】
詳細な説明を参照することによって、他の実施例及び特徴がまた可能であり、本発明の原理の範囲内に属することは明らかであろう。
【図面の簡単な説明】
【０００７】
【図１】図１は、本発明の原理による装置の例示的な実施例を示す。
【図２】図２は、本発明の原理による受信機の例示的な実施例を示す。
【図３】図３は、図２の受信機において使用される本発明の原理による変調分類手段の例示的な実施例を示す。
【図４】図４は、図３の変調分類手段において使用されるループフィルタの例示的な実施例を示す。
【図５】図５は、本発明のコンセプトを理解するのに使用される例示的なグラフを示す。
【図６】図６は、本発明のコンセプトを理解するのに使用される例示的なグラフを示す。
【図７】図７は、本発明の原理による受信機において使用される例示的なフローチャートを示す。
【図８】図８は、本発明の原理による受信機において使用される例示的なフローチャートを示す。
【図９】図９は、例示的なテスト結果を示す。
【図１０】図１０は、例示的なテスト結果を示す。
【発明を実施するための形態】
【０００８】
本発明のコンセプト以外の図面に示される各要素は、周知であり、詳細には説明されない。例えば、本発明のコンセプト以外において、ＤＭＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ  Ｍｕｌｔｉｔｏｎｅ）伝送（直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）や符号化直交周波数分割多重（ＣＯＦＤＭ）とも呼ばれる）に関して精通していることが仮定され、ここでは説明されない。また、テレビ放送、受信機及びビデオ符号化に関して精通していることが仮定され、ここでは説明されない。例えば、本発明のコンセプト以外で、ＮＴＳＣ（Ｎａｔｉｏｎａｌ  Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ  Ｓｙｓｔｅｍｓ  Ｃｏｍｍｉｔｔｅｅ）、ＰＡＬ（Ｐｈａｓｅ  Ａｌｔｅｒｎａｔｉｏｎ  Ｌｉｎｅｓ）、ＳＥＣＡＭ（ＳＥｑｕｅｎｔｉａｌ  Ｃｏｕｌｅｕｒ  Ａｖｅｃ  Ｍｅｍｏｉｒｅ）、ＡＴＳＣ（Ａｄｖａｎｃｅｄ  Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ  Ｓｙｓｔｅｍｓ  Ｃｏｍｍｉｔｔｅｅ）及び中国デジタルテレビシステム（ＧＢ）２０６００−２００６などの各テレビ規格の現在の及び提案されている勧告に関して精通していることが仮定される。同様に、本発明のコンセプト以外に、８レベル残留側波帯（８−ＶＳＢ）直交振幅変調（ＱＡＭ）などの他の伝送コンセプト、無線周波数（ＲＦ）フロントエンドなどの受信コンポーネント、又は低ノイズブロック、チューナ、ダウン変換復調手段、相関手段、リークインテグレータ及びスクエアラなどの受信部が想定される。さらに、本発明のコンセプト以外に、フォーミングキュムラントなどの統計的信号処理に関して精通していることが仮定され、ここでは説明されない。同様に、本発明のコンセプト以外に、トランスポートビットストリームを生成するためのフォーマット化及び符号化方法（ＭＰＥＧ（Ｍｏｖｉｎｇ  Ｐｉｃｔｕｒｅ  Ｅｘｐｅｒｔ  Ｇｒｏｕｐ）−２システム規格（ＩＳＯ／ＩＥＣ１３８１８−１）など）は周知であり、ここでは説明されない。また、本発明のコンセプトは、ここでは説明されない従来のプログラミング技術を用いて実現されてもよい。これについて、ここに説明される実施例は、アナログ又はデジタルドメインにおいて実現されてもよい。さらに、当業者は、処理の一部が必要に応じて複雑な信号パスに関係することを認識するであろう。最後に、図面の同様の数字は同様の要素を表す。
【０００９】
図１を参照するに、本発明の原理による装置１０の例示的な実施例が示される。装置１０は、ＰＣ、サーバ、セットトップボックス、携帯情報端末（ＰＤＡ）、携帯電話、モバイルデジタルテレビ（ＤＴＶ）などの任意のプロセッサベースのプラットフォームを表す。これについて、装置１０は、付属のメモリ（図示せず）を備えた１以上のプロセッサを有し、さらに受信機１５を有する。受信機１５は、アンテナ（図示せず）を介し放送信号１を受信する。本例のため、放送信号１は、少なくとも１つのテレビチャネルのビデオ、オーディオ及び／又はシステム情報を含むデジタルテレビ（ＤＴＶ）サービス、すなわち、ＤＴＶトランスポートストリームを表し、放送信号１は、シングルキャリア（ＳＣ）変調又は直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）などのマルチキャリア変調を用いて上記情報を伝送することが仮定される。しかしながら、本発明のコンセプトはこれに限定されず、少なくとも２つのタイプの変調の間で選択する必要がある任意の受信機に適用可能である。放送信号１は少なくとも２つのタイプの変調を利用可能であるため、受信機１５は、受信した放送信号１の変調タイプを決定するため、本発明の原理により受信した放送信号１を処理する。受信信号の変調タイプを決定すると、受信機１５はさらに、破線により表されるような装置１０の一部であるかもしれない、又はそうでなくてもよい出力装置２０への適用のための出力信号１６を復元するため、例えば、適切な復調モードを選択することによって、決定された変調タイプにより受信した放送信号１を処理する。本例に関して、出力装置２０は、ユーザが選択されたテレビ番組を視聴することを可能にするディスプレイである。
【００１０】
図２を参照するに、受信機１５の例示的部分が示される。本発明のコンセプトに関連する受信機１５の部分のみが示される。受信機１５は、ダウンコンバータ１１０と、復調手段１１５と、変調分類手段１２０とを有する。さらに、受信機１５は、プロセッサベースシステムであり、図２において破線により示されるプロセッサ１９０とメモリ１９５とにより表されるような１以上のプロセッサと付属のメモリとを含む。ここでは、プロセッサ１９０により実行されるコンピュータプログラム又はソフトウェアは、メモリ１９５に格納される。プロセッサ１９０は、１以上の格納されているプログラム制御プロセッサを表し、これらは、受信機能の専用のものである必要はない。例えば、プロセッサ１９０はまた、受信機１５の他の機能を制御してもよい。例えば、受信機１５がより大きな装置の一部である場合、プロセッサ１９０は、当該装置の他の機能を制御するかもしれない。メモリ１９５は、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ−Ａｃｃｅｓｓ  Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ−Ｏｎｌｙ  Ｍｅｍｏｒｙ）などの何れかの記憶装置を表し、受信機１５の内部及び／又は外部にあってもよく、必要に応じて揮発性及び／又は不揮発性である。
【００１１】
図２のアンテナ１０５は、１以上の放送信号を受信し、それらを受信機１５に提供する。本例では、アンテナ１０５は、受信した放送信号１０６をダウンコンバータ１１０に提供する。ダウンコンバータ１１０は、受信機１５のフロントエンド処理を表し、受信機１５によるさらなる処理のため、ベースバンド又は中間周波数（ＩＦ）受信信号１１１を提供するため、受信した放送信号１０６を調整及びダウン変換するチューナ（図示せず）などを有する。受信信号１１１は、復調手段１１５と変調分類手段１２０に印加される。復調手段１１５は、復調のＮ個のモード（Ｎ＞１）をサポートする。本例に関しては、１つの復調モードはＯＦＤＭモードであり、他の復調モードがＳＣモードである、Ｎ＝２となる。復調手段１１５により用いられる復調モードは、制御信号１２１を介し復調分類手段１２０により制御される。特に、変調分類手段１２０は、受信信号１１１により使用される変調タイプを決定するため、本発明の原理（後述される）に従って受信信号１１１を処理し、その後、制御信号１２１を介し復調手段１１５を適切な復調モードに適切に設定する。復調モードが設定されると、復調手段１１５は、出力信号１６を提供するため、当業者に知られるように受信機１５によりさらに処理される（楕円１３０により表される）復調信号１１６を提供するよう受信信号１１１を復調する。復調手段１１５は単一のブロックとして表されるが、本発明はこれに限定されず、各復調手段が１以上のタイプの復調をサポートする別々の復調手段が存在してもよいことに留意すべきである。
【００１２】
本発明のコンセプトを詳細に説明する前に、本発明の原理による変調分類手段１２０の例示的な実施例を示す図３が参照される。変調分類手段１２０は、要素２０５，２１０，２１５，２２０と、ループフィルタ２２５と、最大変動範囲（ＭＦＲ）要素２３０と、判定要素２３５とを有する。受信信号１１１は、要素２０５と２１０にパラレルに印加される。要素２０５は、要素２１５に印加するための受信信号１１１の２次キュムラントを表す信号２０６を生成する。この２次キュムラントはＣ２２１と呼ばれ、Ｃ２１は受信信号１１１の平均パワーであるとみなすことができる。要素２１０は、要素２１５に印加するための受信信号１１１の４次キュムラントを表す信号２１１を生成する。この４次キュムラントは、Ｃ４０と呼ばれる。要素２１５は、Ｃ４０のＣ２２１による除算、すなわち、Ｃ４０／Ｃ２２１を表す信号２１６を提供する。これはまた、ここでは正規化された４次キュムラントと呼ばれる。その後、信号２１６は要素２２０に印加され、要素２２０は、正規化された４次キュムラントの大きさ｜Ｃ４０／Ｃ２２１｜を表す信号２２１を提供する。ループフィルタ２２５は、高周波数成分を除去するため、正規化された４次キュムラントをフィルタリングし、フィルタリングされた信号２２６をＭＦＲ要素２３０に提供する。
【００１３】
図４を参照するに、フィルタリングされた信号２２６を提供するループフィルタ２２５の例示的な実施例が示される。ループフィルタ２２５は、１次ループフィルタであり、結合手段２７５，２８５と、フィルタ２８０とを有する。信号２２１は都合手段２７５に印加され、結合手段２７５は、大きさ｜Ｃ４０／Ｃ２２１｜（信号２２１）とフィルタリングされた信号２２６との間の差分を表す差分信号２７６を生成する。差分信号２７６はフィルタ２８０に印加され、フィルタ２８０は、信号２８１を結合手段２８５に提供するため、差分信号２７６を１／２ｎによりフィルタリングする。結合手段２８５は、信号２８１をフィルタリングされた信号２２６に加える。ループフィルタでは、主としてｎの値によりパフォーマンスが決定される。ｎの値は実験的に決定されるが、例示的な値は、ｎ＝８又はｎ＝１０であるかもしれない。
【００１４】
図３を参照するに、ＭＦＲ要素２３０は、正規化された４次キュムラントの最大変動範囲（ＭＦＲ）を決定するため、正規化された４次キュムラント（ループフィルタ２２５を介し提供された）を処理する。例えば、ＭＦＲ要素２３０は、信号２２６の最大値と最小値とを測定し、その後、最大値から最小値を引くことによって、ＭＦＲを決定する。ＭＦＲ要素２３０は、決定したＭＦＲを信号２３１を介し判定要素２３５に提供する。判定要素２３５は、その後、決定されたＭＦＲに基づき受信信号１１１の変調タイプを分類する。例示的には、判定要素２３５は、決定されたＭＦＲと閾値とを比較する。決定されたＭＦＲが閾値より大きい場合、判定要素２３５は、変調タイプをＳＣ変調と分類する。しかしながら、決定されたＭＦＲが閾値以下である場合、判定要素２３５は、変調タイプをＯＦＤＭ変調タイプとして分類する。変調タイプが分類されると、判定要素２３５は、決定された変調タイプを表す制御信号１２１を提供する。上述されたように、制御信号１２１は、受信信号１１１を復調するため、図２の復調手段１１５の適切な変調モードを設定する。
【００１５】
本発明のコンセプトをより詳細に参照するに、本例では、受信信号１１１は、マルチパス環境において受信されるベースバンド信号であると仮定される。これについて、ｒ（ｎ）とも呼ばれる受信信号１１１は、
【数１】
2010521841.tif 000003
であり、ここで、ｈｌ（ｎ）は特定のパスｌのパスコンプレックスゲインであり、τｌはパス遅延であり、Ｌはパスの総数であり、ｗ（ｎ）は加法性白色ガウスノイズ（ＡＷＧＮ）であり、ｓ（ｎ）は変調タイプに依存する。ｓ（ｎ）に関して、以下の信号モデルが使用される。
【００１６】
【数２】
2010521841.tif 000004
ここで、Ｐは３つすべての式（２）、（３）及び（４）の信号のパワーである。式（２）と（３）に関して、これらはＳＣ変調を表し、ＭはＳＣ変調のレベルである。本例では、式（２）は位相偏移変調（ＰＳＫ）を表し、式（３）は直交振幅変調（ＱＡＭ）を表す。式（４）に関して、これはＯＦＤＭ変調を表す。ここで、ＨはＯＦＤＭ信号のキャリア（又はサブキャリア）の個数であり、ｃｈは、独立同一分布（Ｉ．Ｉ．Ｄ）となる中心と仮定されるシンボルシーケンスである。
【００１７】
上述されるように、本発明の原理によると、受信機は、少なくとも４次キュムラントに基づき変調分類を実行する。特に、本発明のコンセプトは、中心極限定理の適用において、ＯＦＤＭ確率がガウス分布に収束することが知られ、ＳＣ変調が非ガウス分布であることが知られているという事実を利用する。また、ガウス信号の４次キュムラントは、理論的にはゼロであり、非ガウス信号に対しては起こらない。４次キュムラント自体は利用可能であるが、マルチパスの効果はデータにおけるスケール問題を生じさせるかもしれない。また、４次キュムラントは、スケーリング問題を軽減するため、２次キュムラントの平方などにより正規化される。正規化された４次キュムラントはまた、
【数３】
2010521841.tif 000005
と呼ばれる。ただし、
【数４】
2010521841.tif 000006
である。特に、
【数５】
2010521841.tif 000007
であり、ここで、
【数６】
2010521841.tif 000008
であり、Ｃｕｍ４は４次キュムラントの式である。従って、式（６ｂ）は、
【数７】
2010521841.tif 000009
と書き換えることができる。しかしながら、上述されるように、ガウス過程の４次キュムラントはゼロであるため、式（６ｃ）はさらに、
【数８】
2010521841.tif 000010
と書き換えることができる。Ｃ２１は平均パワーであり、すなわち、Ｃ２１＝Ｅ［｜ｒ（ｎ）｜２］であるため、Ｃ２２１は有限値となることに留意すべきである。同様に、パスゲインｈｌ（ｎ）もまた有限値となる。
【００１８】
ここで、以下の考察がなされる。受信信号が、ガウス分布に従うと仮定されるＯＦＤＭ信号である場合、
【数９】
2010521841.tif 000011
となる。しかしながら、各パスのｈｌ（ｎ）は有限値であるため、
【数１０】
2010521841.tif 000012
であると導くことができる。従って、
【数１１】
2010521841.tif 000013
である。上記解析に基づき、受信信号がＯＦＤＭ信号である場合、
【数１２】
2010521841.tif 000014
となる。
【００１９】
ＯＦＤＭ信号と対照的に、受信信号が非ガウス的であるＳＣ信号である場合、
【数１３】
2010521841.tif 000015
は非ゼロとなるであろう。この結果、ＳＣ信号の
【数１４】
2010521841.tif 000016
すなわち、
【数１５】
2010521841.tif 000017
は、非ゼロとなり、そのチャネル特性を示す。すなわち、ＳＣ信号がマルチパス環境において送信されるとき、各チャネルは、
【数１６】
2010521841.tif 000018
が大きな範囲において変動するように、異なる振幅特性を有することになる。取得した４次キュムラントは、ＭＦＲの推定に影響を与える多数の高周波数成分を有するかもしれないことに留意すべきである。また、必須ではないが、上述した１次ループフィルタを使用してこれらの高周波数成分をフィルタリングし、推定性能を向上させるため、４次キュムラントのエンベロープを取得することが効果的である。
【００２０】
上記解析の結果として、本発明の原理によると、受信信号の
【数１７】
2010521841.tif 000019
が計算及び解析され、受信信号がＯＦＤＭ変調又はＳＣ変調を使用しているか判断する。ここで、本発明のコンセプトをさらに説明する図５〜６が参照される。図５は、２０４８のサブキャリア（２Ｋモード）によるＯＦＤＭ  ＤＶＢ−Ｔ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｖｉｄｅｏ  Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ−Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ）信号と、２５６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、１６ＱＡＭ、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  ＰＳＫ）、ＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ  ＰＳＫ）変調タイプを用いたＳＣ変調のサンプルテスト結果を示す。このテストでは、既知のＤＶＢ−Ｔ規格による携帯受信のチャネルモードＰ１が用いられ、ドップラシフトは４０Ｈｚである。特に、図５は、１つのグループに５０００個のデータサンプルがある１００個のデータグループについて、５ｄＢの信号対ノイズ（ＳＮＲ）による各変調タイプに対して４次キュムラント
【数１８】
2010521841.tif 000020
の統計量を示している。図５から、
【数１９】
2010521841.tif 000021
の最大変動範囲（ＭＦＲ）は、ＯＦＤＭ曲線５１では小さく、ＳＣ曲線５２，５３，５４，５５，５６では大きくなることが観察される。これは、図６においてさらに示される。図６は、１つのグループに５０００個のデータサンプルがある１００個のデータグループについて、マルチパスチャネルの各変調タイプに対する異なるＳＮＲにおけるＭＦＲのプロットを示す。図６から、ＯＦＤＭのＭＦＲ結果（曲線６１）は、その他のＳＣ変調のＭＦＲ曲線について明確に分離されることが観察できる。キュムラントが推定されるため、ノイズは結果に対してほとんど影響しないことに留意すべきである。従って、本発明の原理によると、ＯＦＤＭ変調とＳＣ変調は、
【数２０】
2010521841.tif 000022
に基づきマルチパスチャネルにおいて分類することができる。特に、受信信号の
【数２１】
2010521841.tif 000023
の測定されたＭＦＲが判定閾値（ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ）と比較され、ＯＦＤＭ変調タイプとＳＣ変調タイプとの間で判定される。特に、受信機は、受信信号がＯＦＤＭ信号タイプであるか、すなわち、
【数２２】
2010521841.tif 000024
であるか判定する。そうでない場合、受信機は、受信信号がＳＣ変調タイプであると、すなわち、
【数２３】
2010521841.tif 000025
であると判定する。
【００２１】
例示的には、閾値の値は、図６などに示される上述したＭＦＲ測定から導かれる。通常の近似は、これらの結果が等しい確率となることを考えることである。この場合、閾値は、
【数２４】
2010521841.tif 000026
となる。受信機は、図６から使用するＭＦＲＯＦＤＭとＭＦＲＳＣとを決定するため、ＳＮＲを推定することができる。例えば、図６からのデータは、推定される異なるＳＮＲによる閾値の値を決定するのに（式（１２））、受信機により使用されるテーブル（図示せず）に格納可能である。
【００２２】
図７を参照するに、本発明の原理による変調分類を実行する受信機において使用される例示的なフローチャートが示される。ステップ３０５において、受信機は、放送信号を受信する（図３の受信機１５など）。ステップ３１０において、受信機は、受信信号の４次キュムラントを決定する（図３の要素２１０など）。さらに、図８に示されるように、このステップは、ステップ４０５，４１０，４１５，４２０（図３において要素２０５，２１５，２２０，２２５により示される）受信信号の４次キュムラントを計算するだけでなく、受信信号の２次キュムラントを計算し、決定された４次キュムラントを正規化し、正規化された４次キュムラントをフィルタリングすることを含むものであってもよい。ステップ３１５において、受信機は、４次キュムラントに基づき受信信号のＭＦＲを決定する。例えば、図３において、ＭＦＲ要素２３０は、受信信号の正規化された４次キュムラントのＭＦＲを測定する。ステップ３２５において、受信機は、決定されたＭＦＲと閾値とを比較する（図３の判定要素２３５など）。決定されたＭＦＲが閾値以下である場合、ステップ３３５において、受信機は、受信信号をＯＦＤＭタイプの変調として分類する。他方、決定されたＭＦＲが閾値より大きい場合、ステップ３３０において、受信機は、受信信号をＳＣタイプの変調として分類する。
【００２３】
図９及び１０において、変調タイプがそれぞれＯＦＤＭ（２０４８サブキャリア）の２５６ＱＡＭと６４ＱＡＭであるときの例示的なパフォーマンス結果が示される。図９は、１００回の試行における検出確率とＳＮＲとの関係を示し、１つのグループに５０００個のデータサンプルがあり、１つの試行には１００個のデータグループがある。検出確率は良好であり、すなわち、受信信号を正しく分類していることが観察できる。例えば、信号の変調タイプを正しく検出する確率（曲線７１）は、ＳＮＲ＝２０ｄＢにおいて９０％を超える。同様に、図１０は、ＳＮＲ＝２０ｄＢであり、１００回の試行における１つのグループにおける検出確率とサンプルサイズとの関係を示し、１回の試行では１００個のデータグループがある。図１０において、ＯＦＤＭタイプの信号を正しく検出する確率と各サンプルサイズとの関係が、曲線８１により示される。
【００２４】
上述されるように、本発明の原理によると、受信機は、マルチパス環境における変調分類を実行し、変調タイプを設定することによって受信信号に適合することが可能である。本発明のコンセプトはまた、受信機が受信信号における所定のデータを検索することなく変調タイプを決定又は推定するため、ブラインドな変調分類方法及び装置を表す。本発明のコンセプトがＤＴＶ放送信号に関して説明されたが、本発明のコンセプトはこれに限定されず、ソフトウェアにより規定された無線受信機などの適応的な受信を実行する他のタイプの受信機に適用可能であることに留意すべきである。
【００２５】
上記説明は、本発明の原理を単に説明したものであり、当業者は、ここには明示的には説明されないが、本発明の原理を実現し、その趣旨と範囲内に属する他の多数の構成を創出することが可能であることが理解されるであろう。例えば、別々の機能的要素に関して説明されたが、これらの機能的要素は１以上の集積回路（ＩＣ）により実現されてもよい。同様に、別々の要素として示されているが、これらの要素の何れか又はすべてが、図７〜８などに示されるステップの１以上のなどに対応する関連するソフトウェアを実行するデジタル信号プロセッサなどの格納されているプログラムにより制御されるプロセッサにより実現されてもよい。さらに、本発明の原理は、衛星、Ｗｉ−Ｆｉ、セルラーなどの他のタイプの通信システムに適用可能である。実際、本発明のコンセプトはまた、固定の又はモバイル受信機に適用可能である。従って、多数の改良が例示的な実施例に可能であり、添付した請求項により規定されるような本発明の趣旨及び範囲から逸脱することなく、他の構成が創出可能であることが理解されるべきである。
【図１】
2010521841.tif 000027
【図２】
2010521841.tif 000028
【図３】
2010521841.tif 000029
【図４】
2010521841.tif 000030
【図５】
2010521841.tif 000031
【図６】
2010521841.tif 000032
【図７】
2010521841.tif 000033
【図８】
2010521841.tif 000034
【図９】
2010521841.tif 000035
【図１０】
2010521841.tif 000036
【国際調査報告】
2010521841.tif 000037
2010521841.tif 000038