(57)【要約】  受信信号を等価する方法において、チャネル推定エラーを考慮に入れて、通信チャネルの周波数選択のための補償を行う。この方法は、受信信号のためのチャネル推定値を生成する工程と、前記チャネル推定値とチャネル推定エラーの共分散とに基づいて、等価器のフィルタ重みを算出する工程と、受信信号を算出されたフィルタ重みを使ってフィルタする工程とを有する。
2010519805.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信信号を等価する方法であって、
受信信号のためのチャネル推定値を生成する工程と、
前記チャネル推定値とチャネル推定エラーの共分散とに基づいて、等価器のフィルタ重みを算出する工程と、
前記算出されたフィルタ重みを使って前記受信信号をフィルタする工程とを有することを特徴とする方法。
【請求項２】
前記フィルタ重みを算出する工程は、前記チャネル推定値と前記チャネル推定エラーの共分散とに基づいて、等価フィルタ重みを算出する工程を含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記受信信号をフィルタする工程は、前記等価フィルタ重みを使って単一のフィルタ段で前記受信信号をフィルタする工程を含むことを特徴とする請求項２に記載の方法。
【請求項４】
前記等価器のためにフィルタ重みを算出する工程は、
前記チャネル推定値に基づいて等価器のフィルタ重みを算出する工程と、
前記チャネル推定値と前記チャネル推定エラーの共分散との基づいて前フィルタ重みを算出する工程とを有することを特徴とする請求項２に記載の方法。
【請求項５】
前記受信信号をフィルタする工程は、連続する複数のフィルタ段で、前記前フィルタ重みと前記等価フィルタ重みとを使って前記受信信号をフィルタする工程を含むことを特徴とする請求項２に記載の方法。
【請求項６】
前フィルタ段において、前記受信信号に対する前記チャネル推定エラーとなる寄与を推定するために前記受信信号をフィルタする工程と、
エラー補償済み信号を得るために前記チャネル推定エラーの寄与を減算する工程とを有することを特徴とする請求項５に記載の方法。
【請求項７】
等価段において、チャネルの周波数選択を補償するために前記エラー補償済み信号をフィルタする工程を有することを特徴とする請求項６に記載の方法。
【請求項８】
更に、前記受信信号を得るために２つまたはそれ以上のアンテナの受信信号を結合する工程を有することを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項９】
前記２つまたはそれ以上のアンテナの受信信号を結合する工程は、最大比結合器を使って前記受信信号を結合する工程を含むことを特徴とする請求項８に記載の方法。
【請求項１０】
前記２つまたはそれ以上のアンテナの受信信号を結合する工程は、干渉除去結合器を使って前記受信信号を結合する工程を含むことを特徴とする請求項８に記載の方法。
【請求項１１】
受信信号を等価する等価器を含む受信機であって、
受信信号のためのチャネル推定値を生成するチャネル推定器と、
前記受信信号をフィルタする等価器と、
前記チャネル推定値とチャネル推定エラーの共分散とに基づいて、等価器のフィルタ重みを算出する重み算出器とを有することを特徴とする受信機。
【請求項１２】
前記等価器は、エラー補償済み等価フィルタを含み、
前記重み算出器は、前記チャネル推定値と前記チャネル推定エラーの共分散とに基づいて、前記等価フィルタの重みを算出することを特徴とする請求項１１に記載の受信機。
【請求項１３】
前記等価フィルタはＭＭＳＥフィルタであることを特徴とする請求項１１に記載の受信機。
【請求項１４】
前記等価器は、
エラー補償済み信号を得るために前記受信信号をフィルタする前フィルタと、
チャネルの周波数選択を補償するために前記エラー補償済み信号をフィルタする等価フィルタとを含むことを特徴とする請求項１１に記載の受信機。
【請求項１５】
前記重み算出器は、前記チャネル推定値と前記チャネル推定エラーの共分散との基づいて前記前フィルタのフィルタ重みを算出し、前記チャネル推定値に基づいて前記等価フィルタのフィルタ重みを算出することを特徴とする請求項１４に記載の受信機。
【請求項１６】
前記前フィルタは、
前記受信信号に対する前記チャネル推定エラーとなる寄与を推定するために前記受信信号をフィルタする補償用フィルタと、
エラー補償済み信号を得るために、前記受信信号から前記チャネル推定エラーの前記推定された寄与を減算する減算器とを有することを特徴とする請求項１５に記載の受信機。
【請求項１７】
前記等価フィルタは前記エラー補償済み信号をフィルタするＭＭＳＥフィルタであることを特徴とする請求項１６に記載の受信機。
【請求項１８】
更に、前記受信信号を得るために２つまたはそれ以上のアンテナの受信信号を結合する結合器を有することを特徴とする請求項１１に記載の受信機。
【請求項１９】
前記結合器は、最大比結合器であることを特徴とする請求項１８に記載の受信機。
【請求項２０】
前記結合器は、干渉除去結合器であることを特徴とする請求項１８に記載の受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般的には移動体通信システムでの受信信号の等価に関し、特に、シングルキャリヤ周波数分割多元接続（ＳＣ−ＦＤＭＡ：single carrier frequency division multiple access）システムにおける受信機にための等価器に関するものである、
【背景技術】
【０００２】
直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ：Orthogonal Frequency-Dvision Multiple Access）は、高速無線データ通信システムにおいて利用可能な無線通信資源を複数のユーザで共有する魅力的な技術である。ＯＦＤＭＡ信号の各サブキャリヤは時間分散チャネルを通過した後に複素評価スカラー（complex-valued scalar）で簡単に推定されるので、各サブキャリヤに対する復調は個別に実施でき、受信機での等価は必要でない、更に、循環プレフィックス（cyclic prefix）を使用して、例え異なるサブキャリヤが関連する時間遅延が制限されている限りは完全に同期しなくても、異なるサブキャリヤ間の直交は保存される。異なるサブキャリヤに割り当てられたユーザは典型的には粗い時間に関して一列に並んでいるので、アップリンク通信のためにはこの特性は特に必要である。
【０００３】
ＯＦＤＭＡの主な欠点は、移動体端末において望ましくないバンド外での放射及び／又は効率の悪い電力増幅を生ずる、高いピーク対平均電力比（ＰＡＲ：peak-to-average-power ratio）あるいは同様に送信波形の高い波頂ファクタ（ＣＦ：crest factor）（ＰＡＲの平方根）である。この制限のため、昨今は３ＧＰＰによって、その送信波形がＦＤＭＡの送信波形よりも相当低いピーク対平均電力比（ＰＡＲ）を持つシングルキャリヤ周波数分割多元接続（ＳＣ−ＦＤＭＡ）が、発展型ＵＴＲＡ（Evolved UMTS Terrestrial Radio Access）におけるアップリンク（ＵＬ：uplink）のための標準アクセス方式として選択されてきている。ＳＣ−ＦＤＭＡ信号の低いＰＡＲ特性は、移動体端末が高い効率で望ましくないバンド外での放射を減少することを可能とする。
【０００４】
ＳＣ−ＦＤＭＡシステムには、集中割り当て(localized allocations)あるいは分布割り当て(distributing allocations)と称される、異なるユーザのサブキャリヤを割り当てる２つの異なる方式がある。前者の方式は、各個々のユーザに隣接するサブキャリヤを割り当てる。この方式は、チャネル推定のためにはより少ないパイロット・オーバーヘッド（pilot overhead）しか要しないが、各ユーザに提供される周波数ダイバーシティ（frequency diversity）が制限されてしまう。第２の方式は、各ユーザに対して割り当てされたスペクトルに均等に分布するサブキャリヤを割り当てる。これは、より大きな周波数ダイバーシティを提供するが、一般的にはチャネル推定により大きなパイロット・オーバーヘッドを必要とする。いずれのキャリヤ割り当て方式によっても、従来のＯＦＤＭＡ信号よりも極めて低いＰＡＲを持つ送信信号となる。
【０００５】
異なる周波数トーンで送信される変調シンボルが受信機で他のシンボルと独立に復調できる従来のＯＦＤＭＡシステムと違って、ＳＣ−ＦＤＭＡは、送信されたシンボルを復調するために、受信機にチャネルの周波数選択を補償する等価器を必要とする。この状況では時間域の最尤系列推定（time-domain maximum likelihood sequence estimation）等価器が最適であることが知られているが、Ｅ−ＵＴＲＡで期待される高送信レートのためにはその等価器の複雑さが過大となる。従って、ＳＣ−ＦＤＭＡのために、複雑さを低減した次善の周波数域の等価器が必要とされる。
【発明の概要】
【０００６】
受信信号を等価する本方法は、チャネル推定エラーを考慮しながら通信チャネルの周波数選択を補償する。本方法は、受信信号のためにチャネル推定を生成する工程と、前記チャネル推定とチャネル推定エラーの共分散とに基づいて等価器のためのフィルタ重みを算出する工程と、受信信号を算出されたフィルタ重みを使ってフィルタする工程とを有する。
【０００７】
一実施例において、等価器は、エラー補償されたフィルタ重みを使って受信信号をフィルタする単一段の等価フィルタを有してよい。他の実施例において、等価器は、前フィルタ段（prefilter stage）と等価段（equalization stage）とを有してよい。受信信号は、まず前フィルタでフィルタされてチャネル推定エラーが補償され、続いて等価段でフィルタされてチャネルの周波数選択が補償される。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】本発明の一実施例に従った単一キャリヤＦＤＭＡシステムのたｍの受信機を示す図である。
【図２】図１に示す受信機のための等価器の第１実施例を示す図である。
【図３】図１に示す受信機のための等価器の第２実施例を示す図である。
【図４】図３に示す等価器の実施例のための前フィルタの例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
図面を参照すれば、図１には、一実施例に従ったＳＣ−ＦＤＭＡ１０の主な機能要素が図示されている。２つあるいはそれ以上のアンテナ（図示せず）からのサンプル信号は、まず時間・周波数変換器１２によって周波数域に変換される。時間・周波数変換器１２は、Ｎ点高速フーリエ変換器（ＦＦＴ：N-point Fast Fourier Transform）を使ってサンプルを周波数域に変換する。周波数域への変換後に、サブキャリヤ・マッピング機能１４はＦＦＴの出力から関心のあるサブキャリヤ上で受信信号を抽出する。ここで、Ｎcはサブキャリヤの数である。ｉ番目のアンテナの受信信号Ｒiは、単一ベクトルＲi＝(Ｒi[1], Ｒi[2], Ｌ, Ｒi[Nc])T、ｉ＝1, 2, Λ, r、で表される。ｉ番目のアンテナのための受信信号ベクトルＲiの典型的なベースバンド・モデルは、
【００１０】
【数１】
2010519805.tif 000003
【００１１】
で与えられる。
ここで、Ｈi＝(Ｈi[1], Ｈi[2], Ｌ, Ｈi[Nc])Tは、ｉ番目のアンテナのための望ましい周波数のサブキャリヤにわたるチャネル係数のベクトルを示す。Ｄ(Ｈi)は、対角要素としてＨiを有する対角行列を示す。Ｓ＝(Ｓ[1], Ｓ[2], Ｌ, Ｓ[Nc])Tは、ＥＳＳH＝Ｉのように、時間域の変調シンボルＺ＝(Ｚ[1], Ｚ[2], Ｌ, Ｚ[Nc])TのＮc点ＦＦＴを表す。Ｖi＝(Ｖi[1], Ｖi[2], Ｌ, Ｖi[Nc])Tは、ｉ番目のアンテナにおけるノイズベクトルを示し、平均ゼロのガウス分布ランダムベクトルであると仮定する。ノイズベクトルの成分は、異なるサブキャリヤでは相関しないと仮定する。すなわち、どんなｉとｊに対してもｋ≠ｍならば、ＥＶi[i]j*[m]＝０である。
【００１２】
チャネル推定器１６は、受信信号Ｒiを処理してチャネル係数の推定値Ｈ^iを生成し、チャネル推定値Ｈ^iを信号結合器１８に提供する。信号結合器１８は、チャネル推定値を使って各アンテナｉからの受信信号Ｒiを結合して、結合信号ベクトルＲ＝＝(Ｒ[1], Ｒ[2], Ｌ, Ｒ[Nc])Tを作成する。信号結合器１８は、例えば、最大比結合器（ＭＲＣ：maximal ratio combinor）や干渉除去結合器（ＩＲＣ：Interference Rejection Combinor）であってよい。ノイズがアンテナでは相関せず、且つ同様にサブキャリヤに分布している、すなわちＥ[ＶiＶjH]＝σi2Ｉδ(ｉ−ｊ)の場合には、ＭＲＣが使用可能である。ＭＲＣでは、信号結合器１８は各アンテナからの受信信号Ｒiを次式に従って結合する。
【００１３】
【数２】
2010519805.tif 000004
【００１４】
ここで、Ｇi)は、対角要素にＧiの要素を有する対角行列を示す。結合重みＧiは、次式に従って算出されてよい。
【００１５】
【数３】
2010519805.tif 000005
【００１６】
ここで、
【００１７】
【数４】
2010519805.tif 000006
【００１８】
異なるアンテナのノイズベクトルが相関する（すなわち、ノイズが空間的に影響している（colored））場合には、最適な性能を達成するためＭＲＣはＩＲＣに置き換えられてよい。これは、当業者によく知られていることである。例えば、ＩＲＣで、信号結合器１８は、次式に従って各アンテナからの受信信号Ｒiを結合する。
【００１９】
【数５】
2010519805.tif 000007
【００２０】
式(4)において、
【００２１】
【数６】
2010519805.tif 000008
【００２２】
ここで、
【００２３】
【数７】
2010519805.tif 000009
【００２４】
であり、Ｈ^[k]は、行列
【００２５】
【数８】
2010519805.tif 000010
【００２６】
のｋ番目の対角要素の平方根であり、
【００２７】
【数９】
2010519805.tif 000011
【００２８】
である。
１r≡(１,１,Λ,１)Tは、長さｒの全て１のカラムベクトルを表す。
ＩNは、Ｎc×Ｎcの単位行列を表す。
vec(g)は、引数のカラムを積み上げる(stacking)ベクトル化処理(vectorization operation)を表す。
【００２９】
【数１０】
2010519805.tif 000012
【００３０】
は、クロネッカー積を表す。
【００３１】
結合信号ベクトルＲは、それから次式のようにモデル化される。
【００３２】
【数１１】
2010519805.tif 000013
【００３３】
ここで、Ｈ^＝(Ｈ^[1], Ｈ^[2], Ｌ, Ｈ^[Nc])Tは、結合後の望ましい周波数のサブキャリヤにわたる等値チャネル係数のベクトルを表す。Ｄ(Ｈ^)は、対角要素としての要素Ｈ^を有する対角行列を表す。Ｖ＝(Ｖ[1], Ｖ[2], Ｌ, Ｖ[Nc])Tは、共分散行列Ｅ[ＶＶH]＝Ｉを有する平均ゼロのガウス分布ノイズベクトルを表す。
【００３４】
結合信号ベクトルＲは、周波数域等価器２０に入力される。周波数域等価器２０は、アップリンクチャネルの周波数選択のために受信信号ベクトルＲを補償する。重み算出器２６は、チャネル推定器１６から各チャネルのためのチャネル推定値Ｈ^iを受信して、等価器２０のためのフィルタ重みＦ^を算出する。フィルタ重みの算出は、チャネル推定エラーを考慮する形式で実行される。直接、チャネル推定エラーを算出できない間は、チャネル推定エラーの共分散を算出してフィルタ重みの算出を性格とするのに使用する。周波数・時間変換器２８は、等価処理された信号を時間域に変換する。周波数・時間変換器２８の出力は、ＱＡＭ変調シンボルＺの推定値Ｚ^である。復調器３０と復号器３２が、Ｚ^を復調し復号して送信されたオリジナル情報信号Ｉの推定値を得るために、周波数・時間変換器２８に続いて配置される。
【００３５】
従来の受信機では、等価器のフィルタ重みＦ^CONVは、次式に従って算出される。
【００３６】
【数１２】
2010519805.tif 000014
【００３７】
ここで、ｆ＝(ｆ[1], ｆ[2], Ｌ, ｆ[Nc])Tであり、
【００３８】
【数１３】
2010519805.tif 000015
【００３９】
である。式(6)のような等価器の重みを算出する従来の方法は、チャネル推定エラーを考慮していない。そのため、その結果のフィルタ重みＦ^CONVは、チャネルすいていエラーがある場合に、送信されたシンボルと等価器の出力との間の平均二乗誤差を最小化しない。
【００４０】
本発明の一実施例では、チャネル推定エラーは、エラー補償済みＭＭＳＥ等価器のためのフィンルタ重みＦ^を算出することで考慮される。ｅ＝(ｅ[1], ｅ[2], Ｌ, ｅ[Nc])TがＨ＝Ｈ^＋ｅのようにチャネル推定エラーを表すならば、チャネル推定エラーｅの共分散は次式で与えられる。
【００４１】
【数１４】
2010519805.tif 000016
【００４２】
フィルタ重みＦ^は、次式でモデル化される。
【００４３】
【数１５】
2010519805.tif 000017
【００４４】
ここで、送信シンボルＳはチャネル推定エラーｅとは独立であると仮定する。推定エラー共分散行列Λeは、チャネル推定方法に従って繰り返し再演算される。例えば、最尤チャネル推定器（maximum-likelihood channel estimator）のためには、Λeは次式のように示される。
【００４５】
【数１６】
2010519805.tif 000018
【００４６】
ここで、Ｐ＝(Ｐ[1], Ｐ[2], Ｌ, Ｐ[Nc])Tは、チャネルが推定されるパイロット・シンボルのベクトルを表す。Ｊは、Ｎcの望ましいサブキャリヤのインデックスを含むインデックス集合を表す。Ｉは、推定チャネルのタップ位置のインデックスを含むインデックス集合を表す。ＷN(Ｊ，Ｉ)は、集合Ｊでインデックスされた行と集合Ｉでインデックスされた列で構成されたＮ点ＦＦＴ行列ＷNのサブ行列を表す。周波数域においてパイロット・シンボルが一定の大きさである場合に、式(10)は次式に約される。
【００４７】
【数１７】
2010519805.tif 000019
【００４８】
更に、集合ＪのインデックスがＮ個の可能なインデックスに一様に分布している、分散したサブキャリヤ割り当ての場合は、式(11)は更に次式に約される。
【００４９】
【数１８】
2010519805.tif 000020
【００５０】
フィルタ重みＦ^は、チャネル推定エラーの共分散Λeを算出するために式(10),(11),(12)の１つを使用して、式(9)に従って算出される。この場合、等価器２０は、図２に示すように、フィルタ係数がフィルタ重みＦ^で与えられる単一のＭＭＳＥ等価フィルタ２２を有してよい。
【００５１】
式(9)は、次式のように書き換えることも出来る。
【００５２】
【数１９】
2010519805.tif 000021
【００５３】
式(13)の最初の項
【００５４】
【数２０】
2010519805.tif 000022
【００５５】
は、式(6)と同じである。
従って、式(13)は次式に約される。
【００５６】
【数２１】
2010519805.tif 000023
【００５７】
ここで、
【００５８】
【数２２】
2010519805.tif 000024
【００５９】
式(15)は、次式のように書き換えることも出来る。
【００６０】
【数２３】
2010519805.tif 000025
【００６１】
ここで、
【００６２】
【数２４】
2010519805.tif 000026
【００６３】
式(16)から、図３に示すように、エラー補償済みＭＭＳＥ等価器が前フィルタ２４と続く従来型ＭＭＳＥ等価フィルタ２６として実現できることが、導かれる。前フィルタ２４のフィルタ重みＰ^は、推定チャネルＨ^とエラー共分散行列Λeとの関数である。従来型ＭＭＳＥ等価器２６のフィルタ重みＦ^CONVは、チャネル推定値Ｈ^の関数である。
【００６４】
図４は、前フィルタ２４の一実施例を図示している。この実施例では、受信信号が係数がＢで与えられる補償用フィルタ３４を通過することでチャネル予測エラーによる信号への寄与の推定値を得る。減算器３６は、従来型ＭＭＳＥ等価器２２を通過する前に、受信信号Ｒから補償用フィルタ３４の出力を減算する。
【００６５】
本発明の受信機１０が、デジタル信号プロセッサがメモリに格納されたコードを実行することにより実現できることは、当業者に認識可能である。各アンテナの受信信号は、受信機１０への入力にために、ベースバンドに下方変換（downconvert）され、サンプル化され、デジタル化されてよい。
【図１】
2010519805.tif 000027
【図２】
2010519805.tif 000028
【図３】
2010519805.tif 000029
【図４】
2010519805.tif 000030
【手続補正書】
【提出日】平成20年12月18日(2008.12.18)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数アンテナの環境で受信信号を等価する方法であって、
事前の統計知識無しに受信信号のためのチャネル推定値を生成する工程と、
前記チャネル推定値とチャネル推定エラーの共分散とに基づいて、等価器のフィルタ重みを算出する工程と、
前記算出されたフィルタ重みを使って前記受信信号をフィルタする工程とを有することを特徴とする方法。
【請求項２】
前記フィルタ重みを算出する工程は、前記チャネル推定値と前記チャネル推定エラーの共分散とに基づいて、等価フィルタ重みを算出する工程を含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記受信信号をフィルタする工程は、前記等価フィルタ重みを使って単一のフィルタ段で前記受信信号をフィルタする工程を含むことを特徴とする請求項２に記載の方法。
【請求項４】
前記等価器のためにフィルタ重みを算出する工程は、
前記チャネル推定値に基づいて等価器のフィルタ重みを算出する工程と、
前記チャネル推定値と前記チャネル推定エラーの共分散との基づいて前フィルタ重みを算出する工程とを有することを特徴とする請求項２に記載の方法。
【請求項５】
前記受信信号をフィルタする工程は、連続する複数のフィルタ段で、前記前フィルタ重みと前記等価フィルタ重みとをそれぞれ使って前記受信信号をフィルタする工程を含むことを特徴とする請求項４に記載の方法。
【請求項６】
前フィルタ段において、前記受信信号に対する前記チャネル推定エラーとなる寄与を推定するために、前記前フィルタ重みを使って前記受信信号をフィルタする工程と、
エラー補償済み信号を得るために前記チャネル推定エラーの寄与を減算する工程とを有することを特徴とする請求項５に記載の方法。
【請求項７】
等価段において、チャネルの周波数選択を補償するために、前記等価フィルタ重みを使って前記エラー補償済み信号をフィルタする工程を有することを特徴とする請求項６に記載の方法。
【請求項８】
更に、前記受信信号を得るために２つまたはそれ以上のアンテナの受信信号を結合する工程を有することを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項９】
前記２つまたはそれ以上のアンテナの受信信号を結合する工程は、最大比結合器を使って前記受信信号を結合する工程を含むことを特徴とする請求項８に記載の方法。
【請求項１０】
前記２つまたはそれ以上のアンテナの受信信号を結合する工程は、干渉除去結合器を使って前記受信信号を結合する工程を含むことを特徴とする請求項８に記載の方法。
【請求項１１】
複数アンテナの環境で受信信号を等価する等価器を含む受信機であって、
事前の統計知識無しに受信信号のためのチャネル推定値を生成するチャネル推定器と、
前記受信信号をフィルタする等価器と、
前記チャネル推定値とチャネル推定エラーの共分散とに基づいて、等価器のフィルタ重みを算出する重み算出器とを有することを特徴とする受信機。
【請求項１２】
前記等価器は、エラー補償済み等価フィルタを含み、
前記重み算出器は、前記チャネル推定値と前記チャネル推定エラーの共分散とに基づいて、前記等価フィルタの重みを算出することを特徴とする請求項１１に記載の受信機。
【請求項１３】
前記等価フィルタはＭＭＳＥフィルタであることを特徴とする請求項１１に記載の受信機。
【請求項１４】
前記等価器は、
エラー補償済み信号を得るために前記受信信号をフィルタする前フィルタと、
チャネルの周波数選択を補償するために前記エラー補償済み信号をフィルタする等価フィルタとを含むことを特徴とする請求項１１に記載の受信機。
【請求項１５】
前記重み算出器は、前記チャネル推定値と前記チャネル推定エラーの共分散との基づいて前記前フィルタの前フィルタ重みを算出し、前記チャネル推定値に基づいて前記等価フィルタの等価フィルタ重みを算出することを特徴とする請求項１４に記載の受信機。
【請求項１６】
前記前フィルタは、
前記受信信号に対する前記チャネル推定エラーとなる寄与を推定するために前記受信信号をフィルタする補償用フィルタと、
エラー補償済み信号を得るために、前記受信信号から前記チャネル推定エラーの前記推定された寄与を減算する減算器とを有することを特徴とする請求項１５に記載の受信機。
【請求項１７】
前記等価フィルタは前記エラー補償済み信号をフィルタするＭＭＳＥフィルタであることを特徴とする請求項１６に記載の受信機。
【請求項１８】
更に、前記受信信号を得るために２つまたはそれ以上のアンテナの受信信号を結合する結合器を有することを特徴とする請求項１１に記載の受信機。
【請求項１９】
前記結合器は、最大比結合器であることを特徴とする請求項１８に記載の受信機。
【請求項２０】
前記結合器は、干渉除去結合器であることを特徴とする請求項１８に記載の受信機。
【国際調査報告】
2010519805.tif 000031
2010519805.tif 000032
2010519805.tif 000033
2010519805.tif 000034