(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
一方の端子においてスイッチングされた供給電圧（ｓｗｉｔｃｈｅｄ  ｓｕｐｐｌｙ）を受け取るように配置された第１のインダクタと、 前記第１のインダクタの他方の端子に接続された第１の入力と基準信号に接続された第２の入力を有し、これら第１の入力と第２の入力における信号間の誤差に依存して誤差増幅器出力において修正済のスイッチングされた供給電圧を生成する誤差増幅器と、
前記誤差増幅器の出力と前記誤差増幅器の第１の入力との間に接続されたインピーダンスと、
前記第１のインダクタの他方の端子と前記誤差増幅器の第１の入力との間に接続された抵抗器と、
前記誤差増幅器の第１の入力と誤差増幅器の出力との間に接続された第２のインダクタからなるスイッチング電源。
【請求項２】
前記インピーダンスは1/gmの値を有し、ここでgmは前記誤差増幅器の相互コンダクタンスである、請求項１に記載のスイッチング電源。
【請求項３】
前記インピーダンスはリアクタンス素子を備える、請求項１に記載のスイッチング電源。
【請求項４】
前記インピーダンスは、プリント回路板トラックとして実施される、請求項１に記載のスイッチング電源。
【請求項５】
請求項１から４のいずれか１項に記載のスイッチング電源を含む、包絡線追跡電源。
【請求項６】
高周波電力増幅器に電源を提供するために請求項１から４のいずれか１項に記載のスイッチング電源を含む、高周波（ＲＦ）増幅段。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、選択された電圧の誤差が修正されるスイッチング電源内の不要な周波数の信号の減少に関する。本発明は詳細には、但し限定的にではなく、高周波（ＲＦ）増幅に関して使用され得るような包絡線追跡用途のためのスイッチング電源に関する。
【背景技術】
【０００２】
周波数分割デュープレックス（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｄｏｍａｉｎ  ｄｕｐｌｅｘまたはｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｄｉｖｉｓｉｏｎ  ｄｕｐｌｅｘ）（ＦＤＤ）システムは、異なる搬送波周波数で動作する送信機と受信機を有するトランシーバーを含む。そのようなＦＤＤシステムの簡単な例示的アーキテクチャが図１に示される。トランシーバーは、アンテナ１８によって送信されるライン２上の入力信号を受け取る送信機ブロック６を含む。受信機ブロック８は、アンテナ１８において検出された信号を受け取り、それらを信号ライン４上に伝送する。送信機６の出力はデュープレックスフィルタ１４にライン１０上で伝送される。アンテナ１８から受け取った信号は、デュープレックスフィルタ１４から受信機８にライン１２上で伝送される。アンテナ１８は、ライン１６を介してデュープレックスフィルタ１４に接続される。
【０００３】
このようなＦＤＤシステムでは、送信機からのエネルギーが受信機をブロックしないことが重要である。送信機の出力上のデュープレックスフィルタは限定された減衰を有するにすぎないため、このブロッキングが生じ得る。送信機からのノイズに起因して送信機の出力上で受信機周波数において存在するノイズは、受信機のブロッキングを生じさせる可能性がある。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
本発明の１つの目的は、スイッチング電源によって生成されたノイズを減少させるための改良された技術を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明により、インダクタの一方の端子においてスイッチングされた供給電圧（ｓｗｉｔｃｈｅｄ  ｓｕｐｐｌｙ） を提供するように配置され、インダクタの他方の端子は、第２の入力において基準信号を有する誤差増幅器の第１の入力に接続され、誤差増幅器はそれの第１の入力と第２の入力における信号間の誤差に依存して出力において修正済のスイッチングされた供給電圧を生成し、誤差増幅器の出力と誤差増幅器の第１の入力との間にフィードバック回路が設けられ、誤差増幅器のフィードバック回路内のスイッチャ干渉電流を検出しかつ修正済のスイッチングされた供給電圧の出力を調整するための回路をさらに備えて、出力内のスイッチャ干渉電流を減少させる、スイッチング電源が提供される。回路は、誤差増幅器の出力とフィードバック回路との間に結合器を備え得る。回路は好ましくは、誤差増幅器の出力とフィードバック回路との間にインピーダンスを備える。
【０００６】
好ましい実施形態では、包絡線追跡電源は、基準信号に依存してスイッチングされた供給電圧の出力を提供するように配置されたスイッチング電源を備える。スイッチング電源の出力は好ましくは、インダクタの第１の端子に接続される。インダクタの第２の端子は、インピーダンスの第１の端子および誤差増幅器の第１の入力に接続される。誤差増幅器の第２の入力は、基準信号に接続される。インピーダンスの第２の端子は、誤差増幅器の出力に接続される。基準信号をより厳密に追跡する、スイッチング電源の出力の修正版が、誤差増幅器の出力において生成される。
【０００７】
高周波増幅段は好ましくは、そのような包絡線追跡電源を含む。基準信号は、増幅される入力信号の包絡線に依存して生成される。誤差増幅器の出力において提供される修正済のスイッチングされた供給電圧は、高周波電力増幅器に対する電源を形成し、この高周波電力増幅器はそれの出力において入力電圧に基づいて増幅された出力電圧を生成する。
【０００８】
すべての実施形態において、インダクタは追加のフィードバック回路を介して誤差増幅器の入力に接続され得る。これは、例えば、インダクタが接続される誤差増幅器への入力が反転入力であるか非反転入力であるかに依存し得る。
【０００９】
誤差増幅器は、gmの相互コンダクタンスを有する。好ましい実施形態では、インピーダンスは１／gmの値を有する。干渉によって生じたインダクタ内の増大した電流に起因する誤差増幅器のフィードバック入力における電圧の増大は、したがってインピーダンスの存在により誤差増幅器の出力の電圧が反対に減少することにより相殺される。
【００１０】
スイッチング電源はさらに、誤差増幅器の出力と第１の入力との間でフィードバック回路内に接続された抵抗器および、フィードバック回路において誤差増幅器の第１の入力と出力との間に接続されたインダクタをさらに備える。
【００１１】
このような配置は、好ましい二次相殺を提供する。
【００１２】
インピーダンスは好ましくは、リアクタンス素子を備える。インピーダンスは、プリント回路板トラックとして実施され得る。プリント回路板トラックは、必要なインピーダンスを提供するために特定の長さと幅を有するように配置され得る。
本発明はここで、添付の図面を参照して記述される。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】１つの例示的なＦＤＤトランシーバーのフロントエンドを示す。
【図２】１つの例示的な包絡線追跡電源を示す。
【図３】本発明の実施形態による図２の配置の改良を示す。
【図４】図３の改良の実施を示す。
【図５】図２の配置のさらなる改良を示す。
【図６】本発明の実施形態で得られうる典型的な改良を示す。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
下記の記述では、本発明は例示的な実施形態および実施を参照して記述される。本発明は、それの理解の目的で提供された記載されたような任意の配置の特定の詳細に限定されない。
【００１５】
詳細には、本発明は高周波電力増幅器のための包絡線追跡電源におけるスイッチング電源の実施に照らして記述される。しかし本発明は、包絡線追跡電源または高周波電力の実施に限定されない。
【００１６】
図２は、ＦＤＤ送信機で実施され得る包絡線追跡電源を含む１つの例示的な増幅段のアーキテクチャを示す。増幅段の目的は、出力電圧ＶOUTとして入力電圧ＶINの増幅された電圧を生成することである。基準電圧ＶREFは、入力信号ＶINの振幅を表し、高周波電力増幅器１０８を含む負荷への伝送用の供給電圧ＶSUPPを生成するために使用される。出力信号ＶOUTは、入力電圧ＶINの増幅されたレプリカである。
【００１７】
包絡線検波器１０７は、入力電圧ＶINを受け取り、入力信号の包絡線を表す基準電圧ＶREFを生成する。スイッチング電源１０２は、基準信号ＶREFを受け取り、基準信号ＶREFの瞬時値に最も適合するものに依存して、複数の利用可能な供給電圧のうちの１つから出力供給電圧を生成する。選択された供給電圧はインダクタ１０６の第１の端子に印加され、出力供給電流がインダクタの第２の端子において生成される。
【００１８】
スイッチング電源１０２は、効率的な電源であるが、それの入力において基準信号ＶREFを粗く追跡するにすぎない。より厳密な追跡信号を提供するために、誤差増幅器１０４が設けられて、選択されたスイッチングされた供給電圧内の誤差を除去し、修正済のスイッチングされた供給電圧の出力を提供する。図示された簡単なアーキテクチャでは、誤差増幅器は１つの入力において基準信号ＶREFを受け取り、他の入力において誤差増幅器１０４の出力を受け取る。誤差増幅器１０４の出力はまた、インダクタ１０６の第２の端子に接続される。誤差増幅器１０４は、電流変換増幅器への電圧であり、インダクタ１０６の第２の端子における信号と基準信号との間の誤差を表す電流をインダクタ１０６の第２の端子において注入する。
【００１９】
インダクタ１０６の第２の端子におけるこのように調整された（または修正済の）出力電流は、高周波電力増幅器１０８の電力端子に伝送され、増幅器１０８の出力において電圧信号ＶOUTが生成される。
【００２０】
図２は高周波増幅器用の包絡線追跡スイッチング電源の原理を示すための例示的なアーキテクチャを表すものであり、実際の実施には追加の回路が必要なことが理解されるであろう。
【００２１】
スイッチング電源１０２のスイッチは、インダクタ１０６による効率的な手段により電圧供給信号の包絡線電力のほとんどの伝送を可能にする。誤差増幅器１０４は、スイッチング電源の出力において細かい制御を提供し、インダクタ１０６により不要に注入された信号の除去を可能にする。
【００２２】
図２に示されたような包絡線追跡システムは、効率の追求のためにスイッチング電源を使用することにより不要なノイズを生成し、これは広域スペクトルにわたってノイズを生成することがあり得る。このノイズが出力電源上に出現する場合には、所与のシステムの出力ノイズの仕様は破られる（ｂｒｅｅｃｈｅｄ）可能性がある。
【００２３】
誤差増幅器１０４の出力インピーダンスは、誤差増幅器の相互コンダクタンス、gm、の逆数、すなわち１／gmである。この出力インピーダンスは、不要な電圧が、Ｉr／gmである負荷（すなわち電力増幅器１０８）にわたって生成されるため、不要な干渉の抑制の限界を規定する。ここでＩrは不要な干渉と関連する電流である。
【００２４】
この電圧を減少させる１つの方法は、gmを増大させることであろう。しかし、高周波における十分な安定余裕を維持する必要があるため、gmを増大させる能力には限界がある。
【００２５】
本発明によれば、干渉の影響が相殺されるはずであれば、不必要な干渉によるスイッチング電源１０２からインダクタ１０６の第１の端子への電流の増大は、同量の誤差増幅器１０４への電流フローの増大を必要とすることが認識される。
【００２６】
この増大を提供するために、誤差増幅器１０４へのフィードバック入力端子は、電圧をａ／gm増大させなければならない。ここで、ａはインダクタ１０６の第２の端子から流れる干渉電流である。この電圧は、干渉誤差として供給電圧の出力において現れる。
【００２７】
図３を参照すると、本発明により図２の例示的な配置の修正が示され、誤差増幅器のフィードバック回路内のスイッチャ干渉電流を検出し、かつ修正済のスイッチングされた供給電圧出力を調整するための回路を備えて、出力内のスイッチャ干渉電流を減少させる。この回路は好ましくは、誤差増幅器の出力とフィードバック回路との間に結合器を備える。回路は好ましくは、値Ｚを有する追加のインピーダンス２００である。
【００２８】
図３に示されるように、誤差増幅器１０４へのフィードバック回路は、インダクタ１０６の第２の端子から取得される。インピーダンス２００は、誤差増幅器の出力とインダクタの第２の端子との間に接続される。インピーダンス２００はしたがって、誤差増幅器１０４の出力に接続された第１の端子および、インダクタ１０６の第２の端子に接続された第２の端子を有する。
【００２９】
フィードバック回路は、インダクタ１０６の第２の端子／インピーダンス２００の第２の端子と、誤差増幅器１０４へのフィードバック入力との間に接続される。電力増幅器への供給電圧を提供する出力は、誤差増幅器１０４の出力／インピーダンス２００の第１の端子によって提供される。
【００３０】
インピーダンスの値Ｚは、１／gmに設定され、ここでgmは誤差増幅器１０４の相互コンダクタンスである。
【００３１】
インピーダンス２００の設置は、増幅器の安定余裕に対して一切妥協することなしに増幅器１０８への出力供給電圧内にもたらされる不要な干渉の減少を提供する。
【００３２】
図３の配置では、誤差増幅器１０４へのフィードバック入力における電圧は、上述のようにａ／gm増大する。
【００３３】
しかし、インピーダンス２００の出力側（インピーダンス２００の第１の端子）は同時に、ａ／gm下回る。
【００３４】
これは、（負荷内で）増幅器１０８に関して生成された出力信号は、スイッチング電源１０２を介して流れる干渉電流に関係なく一定のままであることを意味する。
【００３５】
したがって本発明は、誤差増幅器による不要な干渉を含む信号の生成を停止させることはないが、それを相殺する反対の信号を提供する。
【００３６】
誤差増幅器１０４の相互コンダクタンスgmは、周波数依存であり得る。したがって、インピーダンス２００は好ましくは、周波数上の相互コンダクタンス内のこの変動を追跡し、それの値Ｚを適切に調整するように適合される。通常単極補償システムに関して、gmは１オクターブあたり６ｄＢの比率で下降する。これは１オクターブあたり６ｄＢで１／gm上昇することを意味し、誘導的と考えられる。これによりインピーダンス２００は好ましくは、小さくかつ誘導的であるべきである。このときインピーダンスは周波数による変動を効果的に追跡する。例えば、インピーダンスは、周波数による相互コンダクタンスの変動を追跡するためにチップインダクタとして実施され得る。
【００３７】
インピーダンス２００のこの特性はまた、トラックの長さとしてインピーダンスを実施することにより達成され得る。これが図４に示されており、ここでインピーダンスは特定の長さおよび幅において実施されたトラック２００ａの長さとして示される。したがってフィードバックは誤差増幅器から直接取得されるのではなく、誤差増幅器を含む能動回路の１／gmに相当するインピーダンスを有するトラックの長さから取得される。
【００３８】
誤差増幅器が二次補償である場合には、誤差増幅器の出力インピーダンスは、１２ｄＢ／ｏｃｔａｖｅで上昇し、そのため好ましくはインピーダンス２００によって提供される相殺回路を修正することが所望される。
【００３９】
図５は、二次相殺が提供される、図３の配置の別の配置を示す。抵抗器３００は、インダクタ１０６とインピーダンス２００の共通の接続部と、誤差増幅器１０４への入力との間でフィートバック回路内に提供される。図５においてはインダクタ３０２であるリアクタンス素子は、誤差増幅器１０４の入力に接続する抵抗器３００の端子と、誤差増幅器１０４の出力との間に接続される。抵抗器３００およびリアクタンス素子３０２は、図３の配置により提供される一次相殺に加えて二次相殺を提供する。
【００４０】
図６は、本発明により提供される相殺の効果を示す。図６は、誤差増幅器に提供される信号の周波数に対する誤差増幅器の出力インピーダンスのプロットである。プロット３０４は、本発明の実施形態による相殺なしの誤差増幅器のインピーダンス軌道を示す。波形３０６は、図３の配置による相殺を有する増幅器のインピーダンス軌道を示す。図に示されるように、誤差増幅器の実効出力インピーダンスは、インピーダンス２００によって提供される相殺の結果として減少する。
【００４１】
本発明は一般に、スイッチング電源、包絡線追跡電源の一部分として、包絡線追跡電源を組み込んだ高周波増幅段として実施され得る。
【００４２】
そのような実施は、移動通信システム、詳細には移動（携帯）電話装置において特に活用性を有するが、移動通信インフラにおいても同様である。
【００４３】
本発明は、実施形態を参照して例としてここに記述されている。本発明は、記述された実施形態、および実施形態における特定の特徴の組合せに限定されない。本発明の範囲内で実施形態の修正がなされ得る。本発明の範囲は、添付の請求項によって定義される。
【符号の説明】
【００４４】
２，４，１０，１２，１６・・・ライン
６・・・送信機ブロック
８・・・受信機ブロック
１４・・・デュープレックスフィルタ
１８・・・アンテナ
１０２・・・スイッチング電源
１０４・・・誤差増幅器
１０６，３０２・・・インダクタ
１０７・・・包絡線検波器
１０８・・・電力増幅器
２００・・・インピーダンス
３００・・・抵抗器
３０４，３０６・・・インピーダンス軌道
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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