(57)【要約】  増幅部により入力信号を増幅して増幅信号が求められ、遅延量だけ遅延させて遅延信号が求められる。その増幅信号及び遅延信号に基づいて増幅信号の非線形歪みが補償される。増幅部による信号遅延が推定され、推定された信号遅延に基づいて入力信号に対する遅延量が制御される。【選択図】図４
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号を増幅して増幅信号を出力するように動作可能な増幅部と、
前記入力信号を遅延量だけ遅延させて遅延信号を出力するように動作可能な可変遅延部と、
前記増幅信号及び前記遅延信号に基づいて該増幅信号の非線形歪みを補償するように動作可能な補償器と、
前記増幅部による信号遅延を推定し、推定された信号遅延に基づいて前記可変遅延部の前記遅延量を制御するように動作可能な推定器と
を備える増幅装置。
【請求項２】
前記補償器が、前記増幅部への入力前の前記入力信号に対して該入力信号による前置歪みを印加し、前記増幅信号及び前記遅延信号に基づいて該前置歪みの値を更新し、前記推定器が、該入力信号が該補償器から該増幅部に伝播して該増幅信号として該補償器に戻るまでの間の前記信号遅延を推定する、請求項１記載の増幅装置。
【請求項３】
前記推定器が、絶対値演算により前記入力信号と前記増幅信号の位相依存性を除去し、該絶対値演算後の該入力信号と該増幅信号の間の相関を計算して前記信号遅延を推定する、請求項１又は２記載の増幅装置。
【請求項４】
前記推定器が、前記入力信号に含まれる同相信号及び直交信号の絶対値の第１の和と、前記増幅信号に含まれる同相信号及び直交信号の絶対値の第２の和を計算し、該第１及び第２の和を用いて前記相関を計算する、請求項３記載の増幅装置。
【請求項５】
前記推定器が、前記第１及び第２の和の各々から定数を減算して第１及び第２の減算結果をそれぞれ生成し、該第１及び第２の減算結果の各々から符号を抽出して第１及び第２の符号情報をそれぞれ生成し、該第１及び第２の符号情報を用いて前記相関を計算する、請求項４記載の増幅装置。
【請求項６】
前記推定器が、前記第１及び第２の符号情報の間の論理ＡＮＤ値を計算し、前記入力信号に含まれるサンプル列に対する論理ＡＮＤ値を加算することで前記相関を求める、請求項５記載の増幅装置。
【請求項７】
前記推定器が、前記入力信号の振幅の平均を前記定数として用いる、請求項５又は６記載の増幅装置。
【請求項８】
前記推定器が、前記入力信号と前記増幅信号から振幅変調を除去し、該振幅変調が除去された該入力信号と該増幅信号の間の相関を計算して前記信号遅延を推定する、請求項１又は２記載の増幅装置。
【請求項９】
増幅部の出力信号の非線形歪みを補償する方法であって、
前記増幅部により入力信号を増幅して増幅信号を求め、
前記入力信号を遅延量だけ遅延させて遅延信号を求め、
前記増幅信号及び前記遅延信号に基づいて該増幅信号の非線形歪みを補償し、
前記増幅部による信号遅延を推定し、
推定された信号遅延に基づいて前記遅延量を制御する
方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、増幅信号の非線形歪みを適応的に補償する増幅装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
第３世代（３Ｇ）無線通信システム及びＩＥＥＥ８１１．ｘやＩＥＥＥ８１６．ｘのような無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）のための高出力増幅器（ＨＰＡ）では、高い隣接チャネル漏洩電力比（ＡＣＬＲ）と低いエラーベクトル振幅（ＥＶＭ）を達成するために、ＨＰＡ出力に対する高い線形性が要求される。さらに、高効率が望ましい。しかしながら、高効率で動作すると、ＨＰＡは最も非線形になる。デジタル前置歪み（ＤＰＤ）は、ＨＰＡの非線形性を補償して高効率を確保する、効率的でコスト効果の高い手段である。
【０００３】
ＤＰＤリファレンス設計（非特許文献１を参照）は、適応参照テーブル（ＬＵＴ）を実装し、ＬＵＴからの訂正値を入力サンプルストリームに印加する。また、ＤＰＤリファレンス設計は、測定された出力を入力と比較し、その測定結果をＬＵＴの更新に用いることで、システムを適応化する。
【０００４】
３Ｇ及びＷＬＡＮシステムに対して、ＤＰＤリファレンス設計は、最大４個のuniversal mobile telecommunication systems（ＵＭＴＳ）チャネル上で動作可能であり、第３次及び第５次相互変調積を訂正可能である。
【０００５】
一般に、ＤＰＤはＨＰＡを線形化するために用いられる。理想的なＨＰＡは完全に線形である。入力振幅、出力振幅、及び係数をそれぞれＶIN、ＶOUT 、及びｋと記すと、その応答は次式により記述できる（図１の直線１０１を参照）。
ＶOUT ＝ｋ・ＶIN      （１）
【０００６】
しかしながら、実際のＨＰＡは無線システムにおいていくらかの非線形性を示し、最終的には飽和状態に達する。この非線形性は、（１）式にｆNLの項を加えることで、次のように表すことができる（図１の曲線１０２を参照）。
ＶOUT ＝ｆNL・ｋ・ＶIN      （２）
【０００７】
この非線形性は、無線システム全体の性能に悪影響を与える。これにより、受信機の性能を劣化させる帯域内歪みと、隣接チャネルの受信機の性能を劣化させる帯域外歪みが生じる。
【０００８】
前置歪み器の役割は、電力増幅器により生じる歪みの逆数に等しい前置歪み、すなわち、ｆNL-1に等しい前置歪みを、電力増幅器の前段で加えることである。前置歪み器を電力増幅器と組み合わせることで、ｆNLの項とｆNL-1の項が打ち消し合い、理想的なＨＰＡの（１）式によりシステム全体を記述できるようになる。
【０００９】
ＨＰＡの非線形性は、経年劣化や動作環境の変化、特に温度変化による影響を受ける。このため、非線形性は時間とともに変化するので、前置歪み器がＨＰＡの動作変化に追従するように解決策を適応化すべきである。
【００１０】
図２は、リファレンス設計で実装される基本アルゴリズムを示している。同相（Ｉ）信号及び直交（Ｑ）信号として入力される複素サンプルに対して、ミキサ２０１及び２０２においてＬＵＴ２０６から訂正因子が印加され、無線周波数（ＲＦ）Ｉ−Ｑ変調器２０３に送られる。ＬＵＴ２０６のアドレスは、アドレス計算器２０５により入力パワーから導出される。ＬＵＴ２０６は、各位置に対してＩ訂正因子及びＱ訂正因子の２つの値を含んでいなければならない。
【００１１】
ＲＦＩ−Ｑ変調器２０３ではサンプルがアップコンバートされ、ＨＰＡ２０４に送られる。ＨＰＡ出力はＲＦＩ−Ｑ復調器２１０でダウンコンバートされ、これにより、誤差、すなわち、入力位相及び振幅とＨＰＡ出力において測定された位相及び振幅との差を測定することが可能になる。減算器２１１及び２１２により入力が正しい出力値と比較されることを、遅延部２０７及び２０８が保証しているのは明らかである。減算器２１１及び２１２から出力される誤差信号は、ＬＵＴ２０６に現在格納されている値を更新部２０９により更新するために用いられる。
【００１２】
入力データ信号はアドレス計算器２０５に供給され、アドレス計算器２０５は、ＬＵＴ値のアドレスを決定する。このＬＵＴ値は入力データ信号を変更する。図２に示す設計では、パワー指標のみが用いられている。
【００１３】
遅延部２０７及び２０８は、入力Ｉ信号及びＱ信号を遅延させて、遅延信号を減算器２１１及び２１２に出力する。この遅延により、前置歪み信号がＨＰＡ２０４に伝播してＨＰＡ出力が減算器２１１及び２１２でのフィードバック処理に戻るまでの間の遅延が補償される。このフィードバックＨＰＡ出力を遅延信号と同期させるためには、精密な遅延整合スキームが必要である。
【００１４】
非特許文献２に記述された離散マルチトーン伝送による同期スキームでは、受信機が遅延を推定し、Ｊ及びＴSAMPL をそれぞれ整数及びサンプル期間として、その遅延を整数部Ｊ・ＴSAMPL とその端数部Δとに分離する。第１の遅延Ｊ・ＴSAMPL は、サイクリックプレフィックスの周期性に基づく粗同期技術により推定することができる。したがって、一般的に言えば、次のようにして同期が行われる。タイミング部がサンプリングクロックの位相をΔに対して調整する。さらに、入力データ信号をサンプリングクロックＪ個分だけ遅延させる。したがって、整数部Ｊ・ＴSAMPL をどのようにして推定するかが問題となる。
【００１５】
遅延推定の粗い整数部に対する最も単純なアプローチは、サイクリックプレフィックスの特性に基づく相関器を実装することである。したがって、非データ支援最大尤度（ＭＬ）に基づく評価による整数部推定を実装することができる。サイクリックプレフィックスの特性のため、このアルゴリズムは、Ｎを高速フーリエ変換のサイズとして、受信したサンプル列と、その列をサンプル２Ｎ個分だけシフトさせたものとを相関させる。
【００１６】
図３は、このようなアプローチによる整数部ＭＬ推定器を示している。各シンボルのグレー領域はサイクリックプレフィックスに対応する。この非コヒーレント推定器は、乗算器３０１及び３０２と積算器３０３を含み、異なるＪの値に対する、受信したサンプル列とシフトさせた列との相関値を、推定結果３０４として計算する。最大の相関値を生成するＪの値が、Ｊの推定値となる。
【００１７】
このような推定器における最大の問題は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号の自己相関関数が相対的に平坦なことである。オーバーサンプリングされたＯＦＤＭ信号では、オーバーサンプリングされたシンボルに対して自己相関関数の平坦領域が拡張されるため、この問題がより深刻になる。自己相関に関するもう１つの問題は、高いピーク対平均電力比のためにサイドローブが有意レベルになることである。有意レベルのサイドローブは推定中に「誤ロック」を生じさせる。
【００１８】
特許文献１は、電子装置の入力信号と出力信号の間の時間差を調整する遅延回路に関する。この遅延回路では、出力信号と入力信号に対応する係数の実数値の信号と虚数値の信号のいずれか一方が選択され、選択された信号の符号を反転して出力するか、又はその符号のままで出力するかが選択され、選択された値の平均値の信号が時間差信号として出力される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１９】
【特許文献１】特開２００４−１７２９１３号公報
【非特許文献】
【００２０】
【非特許文献１】“Digital Predistortion Reference Design”、［online］、［２００７年６月１１日検索］、インターネット＜ＵＲＬ：http://www.altera.com/literature/an/an314.pdf＞
【非特許文献２】T. Pollet and M. Peeters, “Synchronization with DMT Modulation,”IEEE Communications Magazine, pp. 80-86, April 1999.
【発明の概要】
【００２１】
本発明の課題は、増幅器出力からのフィードバック信号を遅延入力信号と同期させ、増幅器出力における非線形歪みをフィードバック信号と遅延入力信号に基づいて適応的方法で正確に補償することである。
【００２２】
本発明の増幅装置は、増幅部、可変遅延部、補償器、及び推定器を備える。増幅部は、入力信号を増幅して増幅信号を出力する。可変遅延部は、その入力信号を遅延量だけ遅延させて遅延信号を出力する。補償器は、増幅信号及び遅延信号に基づいて増幅信号の非線形歪みを補償する。推定器は、増幅部による信号遅延を推定し、推定された信号遅延に基づいて可変遅延部の遅延量を制御する。
【００２３】
増幅部、可変遅延部、及び補償器は、推定された信号遅延に基づいて推定器により制御される調整可能な遅延量を有する、改良されたＤＰＤスキームを与える。このような増幅装置によれば、増幅部からフィードバックされる増幅信号を遅延部により遅延させられた遅延信号とより正確に同期させることができる。したがって、ＤＰＤリファレンス設計におけるより優れた補償が非線形歪みに対して行われる。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】ＨＰＡのＡＭ−ＡＭ性能を示すグラフである。
【図２】ＤＰＤリファレンス設計を示す構成図である。
【図３】非コヒーレント整数部推定器を示す回路図である。
【図４】本発明の実施形態のＨＰＡ装置を示す構成図である。
【図５】ＤＬＬ推定器の一部を示すブロック図である。
【図６】相関器を示す構成図である。
【図７】位相除去回路を示す回路図である。
【図８】全正−バイポーラ変換器を示す構成図である。
【図９】ＯＦＤＭ信号に対する遅延推定のシミュレーション結果を示すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
以下、図面を参照しながら、本発明を実施するための最良の形態を詳細に説明する。
図４は、本発明の実施形態のＨＰＡ装置の構成を示している。このＨＰＡ装置は、図２に示される構成において、遅延部２０７及び２０８を可変遅延部４０１及び４０２に置き換え、遅延ロックループ（ＤＬＬ）推定器４０３を加えた構成を有する。このＨＰＡ装置は、無線通信システムにおけるＯＦＤＭ送信機として用いられ、ＯＦＤＭシンボルを含む基準複素信号を受信する。しかしながら、ＨＰＡ装置の適用対象はＯＦＤＭ信号に限定されるものではなく、他の種類の変調方式により変調される信号を含んでいる。
【００２６】
ＤＬＬ推定器４０３は、ミキサ２０１及び２０２からＨＰＡ２０４に伝播する前置歪み信号と減算器２１１及び２１２に伝播するＨＰＡ出力の遅延を推定する。より具体的には、ＤＬＬ推定器４０３は、その遅延を整数部Ｊ・ＴSAMPL とその端数部Δとに分離し、サンプリングクロックの位相をΔに対して調整し、整数Ｊを推定して、推定されたＪの値に基づいて可変遅延部４０１及び４０２の遅延量を制御する。
【００２７】
ＤＬＬ推定器４０３内に設けられる非コヒーレント整数部推定器は、図５に示されるような構成により実現される。可変遅延部５０３は、基準複素信号内のｉ番目のＯＦＤＭシンボルをクロックｉ個分だけ遅延させ、コントローラ５０２は、ｉが最大値Ｍ（ｉ＝０，．．．，Ｍ）に達するまで１つのＯＦＤＭシンボルから次のＯＦＤＭシンボルへと、その遅延量を１クロックずつ変更する。この場合、遅延部５０３の最大可能整数遅延は、Ｍ・ＴSAMPL により表される。
【００２８】
相関器５０１は、各入力基準信号に対して、クロックｉ個分の遅延量を有する遅延信号とＨＰＡ出力信号の間の相互相関を計算し、得られた相関値Ｃｏｒｒ（ｉ）をコントローラ５０２に出力する。こうして、Ｍ＋１回の測定がすべて終了すると、コントローラ５０２は、Ｃｏｒｒ（０）からＣｏｒｒ（Ｍ）までの相関値を利用可能になる。コントローラ５０２は、ＭＬアプローチにより、Ｊに対する最も信頼できる推定結果として、Ｃｏｒｒ（ｉ）の最大値に対応するｉの値を決定する。
【数１】
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【００２９】
コントローラ５０２は、遅延部４０１及び４０２の遅延量を推定された値に設定する制御信号を出力する。
【００３０】
図６は、相関器５０１の構成例を示している。この相関器は、位相除去回路６０１及び６０７、減算器６０２及び６０８、定数生成器６０３及び６０９、比較器６０４及び６１０、乗算器６０５、及び積算器６０６を含む。この実施形態の背後にある本旨は、遅延推定をより単純にすること、すなわち、乗算や平方根計算のような資源を消費する演算をすべて計算から排除することにある。そこで、位相除去回路６０１及び６０７としては、図７に示されるような回路を提案する。
【００３１】
この位相除去回路は、絶対値演算回路７０１及び７０２と加算器７０３を備える。この例では、Ｘ及びＹがそれぞれ同相信号及び直交信号を表すものとすると、ＯＦＤＭ信号から位相依存性を除去するために考えられる近似として、
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を採用している。絶対値演算回路７０１及び７０２は、絶対値｜Ｘ｜及び｜Ｙ｜をそれぞれ出力し、加算器７０３は、｜Ｘ｜と｜Ｙ｜の和を出力する。
【００３２】
減算器６０２は、定数生成器６０３により生成された定数を位相除去回路６０１の出力から減算する。比較器６０４は、減算結果を零と比較し、減算結果の符号を示す信号を生成する。この比較演算は、図８に示されるような符号抽出回路８０１により実現される。符号抽出回路８０１は、減算器６０２から出力されるバイポーラ信号から符号ビットを抽出し、それを乗算器６０５に出力する。
【００３３】
定数の減算とそれに続く符号抽出演算には、
（１）絶対値演算後の全正信号から符号抽出回路の入力におけるバイポーラ信号を生成することと、
（２）振幅変調を除去すること
の２つの目的がある。
【００３４】
こうして、符号抽出演算後の新たなバイポーラ信号は一定の振幅を持つようになる。信号の符号ビットを抽出することで、乗算器６０５をより単純な論理ＡＮＤ回路で置き換えることができる。
【００３５】
これらの目的と相関器の効果についてより詳細に検討する。ＯＦＤＭ信号の振幅は、平均が非零の全正ランダム変数である。図６に示される構成によれば、遅延推定結果を得るために、入力信号の振幅（全正値）とクロックｉ個分だけ遅延した基準信号の振幅（全正値）とを乗算しなければならない。乗算自体は計算資源を非常に消費する演算であるから、例えば論理ＡＮＤのような、より単純な演算で置き換えることが望ましい。論理ＡＮＤを全正値で行うことはできないが、バイポーラ値であればうまくいく。そこで、全正信号からバイポーラ信号を生成する回路が必要になる。
【００３６】
図６に示される回路を実装することで、乗算を論理ＡＮＤ回路で置き換えることができる。図８に示される回路は、図６に示される回路の一部である、このような「全正−バイポーラ」変換器を表している。
【００３７】
ＯＦＤＭ信号の平均振幅に等しい定数を選択することにより、減算器６０２は、元のＯＦＤＭ信号の全正振幅を平均が零のバイポーラ信号に変換することができる。それに続く符号抽出回路８０１は、入力される全正入力信号を一定の振幅と鋭い自己相関関数を有するバイポーラ擬似雑音様信号に変換する。実際、鋭い自己相関関数はより良好な推定能力を与える。元の信号から平均を除去した後で新たに得られる信号は、依然としてランダム変数であることに留意されたい。
【００３８】
位相除去回路６０７、減算器６０８、定数生成器６０９、及び比較器６１０の動作は、位相除去回路６０１、減算器６０２、定数生成器６０３、及び比較器６０４の動作と同様である。乗算器６０５は、比較器６０４及び６１０から出力されるバイポーラ信号の符号間の論理ＡＮＤとして１ビットの量子化値を計算する。積算器６０６は、ｉ番目のＯＦＤＭシンボルのサンプル列に対して乗算器６０５から出力される論理ＡＮＤ値を加算して、相関値Ｃｏｒｒ（ｉ）を計算する。
【００３９】
上述したように、符号抽出演算によれば、平均が零で一定振幅のバイポーラ信号が元の信号から生成される。このバイポーラ信号は、振幅が＋１又は−１の値をとるＭ系列の擬似雑音信号に極めて近い。この信号がＭ系列に極めて似ているため、このような擬似雑音様信号は非常に鋭い自己相関関数を有する。したがって、振幅情報なしでも良好な整数部推定性能が得られる。
【００４０】
さらに、入力信号から振幅変調を除去することで、自己相関関数のサイドローブレベルが著しく削減される。図３に示されるサイクリックプレフィックス相関に基づく非コヒーレント推定器には、誤ロックという弱点がある。これは、サイクリックプレフィックスが典型的にはシンボルの２５％未満であり、この推定器では相関演算にサイクリックプレフィックスのみを用いているためである。これに対して、提案した推定器では、相関演算に入力信号の全エネルギーを用いることができる。したがって、「誤ロック」の確率は徐々に低下する。
【００４１】
図９は、１０２４個のサブキャリアを有するＯＦＤＭ信号に対する遅延推定のシミュレーション結果を示している。横軸及び縦軸はそれぞれ実際の遅延値及び推定された遅延値を表し、Ｉ２はオーバーサンプリング率（Ｉ２＝１，２，４）を表す。このシミュレーション結果によれば、提案した低複雑度の整数部遅延推定器は、広範囲の入力整数遅延において線形となる線形判別特性を有する。さらに、推定器の判別特性を歪める可能性のある誤ロックが存在しない。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【手続補正書】
【提出日】平成21年12月21日(2009.12.21)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号を増幅して増幅信号を出力するように動作可能な増幅部と、
前記入力信号を遅延量だけ遅延させて遅延信号を出力するように動作可能な可変遅延部と、
前記増幅信号及び前記遅延信号に基づいて該増幅信号の非線形歪みを補償するように動作可能な補償器と、
前記増幅部による信号遅延を推定し、推定された信号遅延に基づいて前記可変遅延部の前記遅延量を制御するように動作可能な推定器と
を備える増幅装置。
【請求項２】
前記補償器が、前記増幅部への入力前の前記入力信号に対して該入力信号による前置歪みを印加し、前記増幅信号及び前記遅延信号に基づいて該前置歪みの値を更新し、前記推定器が、該入力信号が該補償器から該増幅部に伝播して該増幅信号として該補償器に戻るまでの間の前記信号遅延を推定する、請求項１記載の増幅装置。
【請求項３】
前記推定器が、絶対値演算により前記入力信号と前記増幅信号の位相依存性を除去し、該絶対値演算後の該入力信号と該増幅信号の間の相関を計算して前記信号遅延を推定する、請求項１又は２記載の増幅装置。
【請求項４】
前記推定器が、前記入力信号に含まれる同相信号及び直交信号の絶対値の第１の和と、前記増幅信号に含まれる同相信号及び直交信号の絶対値の第２の和を計算し、該第１及び第２の和を用いて前記相関を計算する、請求項３記載の増幅装置。
【請求項５】
前記推定器が、前記第１及び第２の和の各々から定数を減算して第１及び第２の減算結果をそれぞれ生成し、該第１及び第２の減算結果の各々から符号を抽出して第１及び第２の符号情報をそれぞれ生成し、該第１及び第２の符号情報を用いて前記相関を計算する、請求項４記載の増幅装置。
【請求項６】
前記推定器が、前記第１及び第２の符号情報の間の論理ＡＮＤ値を計算し、前記入力信号に含まれるサンプル列に対する論理ＡＮＤ値を加算することで前記相関を求める、請求項５記載の増幅装置。
【請求項７】
前記推定器が、前記入力信号と前記増幅信号から振幅変調を除去し、該振幅変調が除去された該入力信号と該増幅信号の間の相関を計算して前記信号遅延を推定する、請求項１又は２記載の増幅装置。
【請求項８】
増幅部の出力信号の非線形歪みを補償する方法であって、
前記増幅部により入力信号を増幅して増幅信号を求め、
前記入力信号を遅延量だけ遅延させて遅延信号を求め、
前記増幅信号及び前記遅延信号に基づいて該増幅信号の非線形歪みを補償し、
前記増幅部による信号遅延を推定し、
推定された信号遅延に基づいて前記遅延量を制御する
方法。
【国際調査報告】
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2010531069.tif 000015
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