(57)【要約】  本発明は、受信された信号が少なくとも２つのパスにおいて処理され、一方のパスにおいて第１の混合発振器信号はある値だけチャネル中心の上方にありかつ第２のパスにおいて第２の混合発振器信号はある値だけチャネル中心の下方にありかつ更にフィルタを用いてスペクトル成分が取り出し可能でありかつ引き続いて信号が適当な手法において処理されおよび／またはまとめられる。
2010504713.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも１つの混合段と混合発振器とを備えた無線受信機（２００）において、
第１の混合発振器信号の周波数はある値だけ受信周波数または中間周波数のチャネル中心より上方にありかつ第２の混合発振器信号の周波数はある値だけチャネル中心より下方にありかつ、
更にフィルタを用いてスペクトル成分が取り出し可能でありかつ引き続いて更に処理された信号が再びまとめられる
ことを特徴とする受信機。
【請求項２】
信号パスの少なくとも２、３の段は多重に実現されておりかつ
受信された信号は該段において種々異なっている混合発振器信号を使用して並列に処理可能である
請求項１記載の無線受信機。
【請求項３】
受信された信号は種々異なっている混合発振器信号を使用してタイムマルチプレックスにおいて処理される
請求項１または２記載の無線受信機。
【請求項４】
混合器（２１１，２２１，２３１，２４１）の出力信号もしくはそこから導出される信号はＡ／Ｄ変換器（２１３，２２３，２３３，２４３）を用いてデジタル化可能である
請求項１から３までのいずれか１項記載の無線受信機。
【請求項５】
混合器（２１１，２２１，２３１，２４１）、Ａ／Ｄ変換器（２１３，２２３，２３３，２４３）および／またはフィルタ（２１２，２２２，２３２，２４２）のような個別段は１つの半導体モジュールに集積されている
請求項１から４までのいずれか１項記載の無線受信機。
【請求項６】
前記Ａ／Ｄ変換は時間をずらせてタイムマルチプレックスにおいて行われる
請求項１から５までのいずれか１項記載の無線受信機。
【請求項７】
混合発振器の周波数オフセットおよび／または混合器出力側でのバンドパスのフィルタカットオフ周波数はチャネルパターン、実際の信号帯域幅および／または隣接チャネルにおける（妨害）信号に依存して変化可能である
請求項１から６までのいずれか１項記載の無線受信機。
【請求項８】
２つの混合発振器信号は２つの発振器の混合から得られ、ここで１つの発振器は受信または中間周波数のチャネル中心においてまたは該周波数の整数倍において作動される
請求項１から７までのいずれか１項記載の無線受信機。
【請求項９】
２つの発振器周波数を生成するために、有利には２つの位相結合された調整回路（ＰＬＬ）により共通の参照周波数に結合されている２つの別個の電圧制御される発振器（ＶＣＯ）が使用される
請求項１から８までのいずれか１項記載の無線受信機。
【請求項１０】
２つの発振器周波数を電圧制御発振器（ＶＣＯ）により２つの混合器ドライブ制御周波数の１つもしくはその倍数で生成するために、第２の混合器ドライブ制御周波数の導出は２＊Δとの混合によりもしくは発振器信号の分割が分周係数ｎによる分周の前に混合器ドライブ制御周波数において行われる場合には２ｎ＊Δとの混合により実施可能である
請求項１から９までのいずれか１項記載の無線受信機。
【請求項１１】
受信信号はまず中間周波数で混合されかつフィルタリングされる
請求項１から１０までのいずれか１項記載の無線受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は無線受信機に関する。
【０００２】
従来技術
従来技術の無線受信機では、受信スペクトルから所望の無線信号を抽出するために種々のコンセプトが使用される。デジタル信号処理部を備えた受信機では殊に、種々の以下のコンセプトが広範に普及している。
【０００３】
高い中間周波数（ＺＦ）を有するスーパーヘテロダイン受信機（例えばＪＰ２００６１７４３２６）。このコンセプトは、影像周波数の障害ある受信に対してロバストさを呈していることおよびこれに関して数多くのタイプのフィルタ、フィルタ周波数およびフィルタ帯域幅を使用可能であるという利点を有している。しかし、ＺＦフィルタの相対的な帯域幅を非常に狭く設計しなければならず、それ故に標準半導体プロセスに組み込むことができず、その場合高い部品コストが生じるという不都合な点がある。
【０００４】
更に、低い中間周波数を有するスーパーヘテロダイン受信機が公知である（例えばＤＥ３６１８７８２Ａ１）。これは、ＺＦフィルタが大きな相対帯域幅を有しておりかつ低い中間周波数によって標準半導体プロセス自体への組み込みを可能にし、これにより部品コストを低減できるという利点を有している。ここで不都合なのは、影像周波数にある強い信号に対する感度が高いということである。というのは、有効周波数および影像周波数が同じ周波数領域にありかつ混合器の前でのフィルタリングが殆ど不可能であるからである。
【０００５】
更に、０Ｈｚの中間周波数を有するスーパーヘテロダイン受信機が公知である。これらは時々、ゼロＩＦコンセプトおよび以下にダイレクトスーパーヘテロダイン受信機または直接混合と称される。これらは、コンセプトに規定されて、影像周波数が存在していないことおよびＺＦフィルタがローパスとして標準半導体プロセスに組み入れられるという利点を有している。しかしその場合に、チャネル中心での信号成分が障害を受ける点が不都合である。というのは、この信号成分は混合の際に周波数０Ｈｚに落ちかつ直流電圧として後続の段に供給されることになるからである。これらのコンセプトにおいてしばしば必要な直流電圧補正措置がすべての低いＺＦ周波数成分に不都合な作用を及ぼし、これによりチャネル中心周波数近傍で伝送される、受信信号のこの種のスペクトル成分の歪みを受けない処理を妨げる。
【０００６】
発明の開示、課題、解決策、利点
本発明の課題は、妨害信号に関して比較的強くかつできるだけ簡単かつコスト面で有利に構成することができる無線受信機を提供することである。
【０００７】
この課題は、受信された信号が少なくとも２つのパスにおいて並列処理され、ここで１つのパスにおいて第１の混合発振器信号の周波数はある値だけチャネル中心より上方にありかつ第２のパスにおいて第２の混合発振器信号の周波数はある値だけチャネル中心より下方にあり更にフィルタを用いてスペクトル成分が取り出し可能でありかつ引き続いて信号が適当な手法で処理および／またはまとめられる受信機によって解決される。このコンセプトを以下にセグメント化される混合もしくはセグメント化スーパーへテロダイン受信機と表す。
【０００８】
その際、更に混合器の出力信号もしくはそこから導出される信号の信号成分がＡ／Ｄ変換器を用いてデジタル化可能であるようにすれば有利である。
【０００９】
また、混合器、Ａ／Ｄ変換器および／またはフィルタのような個別段が半導体に集積可能であると好適である。これにより、有利にもコスト面で有利な実現を可能にすることができる。
【００１０】
信号の処理を少なくとも２つのパスで並列に行うと特別好適である。これにより有利にも時間的に等しい処理を実現することができる。
【００１１】
また、複数の信号の処理を１つだけのパスにおいてまたは少なくとも１つのパスにおいてタイムマルチプレックスにおいて行うと好適である。相応に、Ａ／Ｄ変換を時間をずらしてタイムマルチプレックスにおいて行うと有利である。
【００１２】
更に、混合発振器の周波数オフセットおよび／または混合器出力側におけるバンドパスのフィルタカットオフ周波数がチャネルパターン、実際の信号帯域幅および／または隣接チャネルにおける（妨害）信号に依存して変化可能であるようにすれば有利である。
【００１３】
また、２つの発振器周波数を生成するために、有利には２つの位相結合された調整回路（ＰＬＬ）により共通の参照周波数に結合されている２つの別個の電圧制御される発振器（ＶＣＯ）を使用すると好適である。
【００１４】
本発明の別の実施形態において、２つの発振器周波数を生成するために、電圧制御発振器（ＶＣＯ）を２つの混合器ドライブ制御周波数の１つもしくはその倍数で作動し、かつ第２の混合器ドライブ制御周波数をこの信号と２＊Δとの混合により、もしくは発振器信号の分周が分周係数ｎによる分周の前に混合器ドライブ制御周波数において行われる場合には２ｎ＊Δとの混合により得られるようにすると好適である。
【００１５】
更に、低い受信周波数においては殊に、受信信号をまず中間周波数で、有利には受信周波数より遙かに上方で混合しかつそれから次の処理段においてようやく本発明の手法においてセグメント化された混合を行うと有利である。この場合、第１の混合過程を例えばＶＣＯによって生成される可変の周波数により、これに対して第２の混合過程を別のＶＣＯによってではなく、固定の第２の混合周波数によって実施すると有利である。
【００１６】
有利な発展形態は従属請求項に記載されている。
【００１７】
次に本発明を図面に基づいて実施例につき詳細に説明する。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１ａ】従来技術の受信コンセプトに対する受信信号および妨害信号の略図
【図１ｂ】従来技術の受信コンセプトに対する受信信号および妨害信号の略図
【図１ｃ】本発明の受信コンセプトに対する受信信号および妨害信号の略図
【図１ｄ】本発明の受信コンセプトに対する受信信号および妨害信号の略図
【図１ｅ】本発明の受信コンセプトに対する受信信号および妨害信号の略図
【図２】本発明の無線受信機の略図
【００１９】
本発明の有利な実施
部分図１ａ乃至１ｅを有する図１は従来技術の２つの受信コンセプトおよび本発明の受信コンセプトを略示している。
【００２０】
図１ａに、説明のために、受信信号がまとめて示されている。有効信号におけるサブ部分Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄは受信メカニズムの後での説明のために用いられ、これらブロックは例えば共通の有効信号のスペクトル成分を含んでいる。
【００２１】
図１ｂは低い中間周波数を有するスーパーへテロダイン受信機を略示している。スーパーへテロダイン受信機において、周波数が場合によっては受信チャネルの著しく外側にある混合発振器が使用されるとき、受信信号は混合プロセスにより別の周波数領域に変換される。影像周波数において生じる信号も同じ周波数領域に変換される。そこで有効信号と影像周波数信号との分離はもはや可能ではないので、予め適用な手段により影像周波数に基づく受信能力は、例えばバンドパスフィルタＢＰＦを用いた前置フィルタリングにより、または同様に障害耐性を高める、影像周波数抑圧混合器の使用により抑圧されなければならない。しかしこの種の抑圧能力は使用のテクノロジーの特性により普通は著しく制限されている。無線受信に対して低い中間周波数を有するコンセプトの場合、上述した２つの手段は、組み合わせにおいても、従来の受信機の申し分ない障害特性によって特徴付けられる顧客の期待を採算の取れるコストで充足するのに十分な障害耐性を示してはいない。
【００２２】
図１ｃには所謂ダイレクトスーパーへテロダイン受信機が示されている。受信バンドが発振器信号によって受信チャネルの中心において混合されるとき、ダイレクト混合もしくはゼロＩＦコンセプトと呼ばれ、すなわちＺＦバンドの中心周波数が０Ｈｚに降下する。正の周波数および負の周波数は周波数に関して異なっていないので、発振器周波数の上にある信号成分ＣおよびＤは正確に、受信チャネルにおいて発振器周波数の下方にあった信号成分ＢおよびＡに降下する。第１の混合器セルにおいて受信信号を一方において混合発振器信号と混合し、第２の混合器セルにおいて同じ受信信号を９０°ずれている混合発振器信号と混合するＩＱ混合器を使用する場合、そこから得られる混合積から、発振器周波数の下方もしくは上方の２つの部分スペクトルを得かつ本来の有効信号にまとめることができる。基本的に、ダイレクトスーパーへテロダイン受信機は、低い中間周波数を有するスーパーへテロダイン受信機と同じ影像周波数問題を示している。しかしここでは影像バンドは有効チャネルの構成部分である（ＡおよびＢはＤおよびＣに対する影像でありかつその逆である）。従って、レベルの大きな障害信号が弱い有効信号に重畳されることは排除されており、影像レベルは常に、反射されない信号成分とまさに同じ大きさであり、従ってここでは約３０ｄＢ乃至４０ｄＢの影像抑圧で通例は十分である。ダイレクトスーパーへテロダイン受信機において問題なのは、分離ライン２０によって示されている、周波数０Ｈｚ近傍にある周波数領域である。本来は有効信号の中心に置かれている、ブロックＢおよびＣのこれらスペクトル成分は引き続く処理において、例えばブロックＢおよびＣ間の移行個所でのチャネルの中心における信号成分または受信機段の温度ドリフトによる直流電圧オフセットを出力補償するものである、受信機の回路部分によって不都合な影響を受ける可能性がある。
【００２３】
図１ｄおよび１ｅは本発明のセグメント化された混合、この場合はセグメント化されたダイレクト混合において発生する関係を示している。本発明の無線受信機はぜんぶで４つの混合セルを備えた２つのＩＱ受信機を利用しているので、受信信号は４つの異なってる発振器周波数によって混合される。それぞれ９０°シフトされている２つの位相位置を有する２つの周波数が使用される。図示の例に置いて２つの周波数はチャネル中心周波数から有効信号の帯域幅（ＢＢ）の＋１／８もしくは−１／８だけシフトされている。利点は図から分かる：低周波信号によってドライブ制御されるＩＱ混合器（図１ｄ参照）はセグメントＡおよびＣを障害を受けずに出力することができ、これらは後続のバンドパスフィルタＢＰＦによって抽出される。ブロックＢは０Ｈｚ近傍のその周波数位置により妨害を受けており、ブロックＤは場合によっては影像周波数における強い障害信号Ｓ１によって障害を受けている。
【００２４】
まさにこれら欠けているブロックＢおよびＤは図１ｅの別のＩＱ混合器によって障害を受けずに用意される。ここでは領域ＡおよびＣに対して上述した障害シナリオが該当する。
【００２５】
セグメントＡ，Ｂ，ＣおよびＤは本発明の実施形態においてシャープに区切られたブロックとして理解されるのではなく、図示の斜めのフィルタ側縁によって示されているように、適当な重み付け関数によって少しオーバラップされて処理されるようにすることができる。
【００２６】
本発明の無線受信機は、２、３の段において２重にまたは多重に構成されておりかつ後述するように変形されているスーパーへテロダイン受信機またはダイレクトスーパーへテロダイン受信機に基づいている。受信された信号は通例、少なくとも２つのパスにおいて並列に処理され、その際第１のパスの混合発振器信号または第１の混合発振器信号は適当な固定の値だけチャネル中心の上方にありかつ第２のパスの混合発振器信号または第２の混合発振器信号は同じ固定の値だけチャネル中心の下方にある。オフセットは通例、チャネル幅の１／２より小さく、有利には約１／８チャネル帯域幅である。２つの混合段の出力信号から、ＤＣ補正手段によって妨害を受ける可能性がある信号成分がフィルタリングにより取り除かれ、例えばバンドパスフィルタＢＰＦによって除去される。有利にはこのフィルタリングは、影像周波数受信の重畳により妨害を受ける可能性がある別のスペクトル成分も除去する。異なっているパスの依然として残る信号成分はその後再びまとめられかつ受信チャネルにおける全部の信号スペクトルの障害を受けていない像を生成する。有利には、信号成分をまとめる前にまず混合器の場合によってはフィルタリングされた出力信号がデジタル化され、その結果まとめおよび場合により存在してフィルタリングはデジタル部において行うことができる。１つだけのパルまたはパスの部分、例えば唯一のＡ／Ｄ変換器の部分を使用する場合、種々の信号成分を当該の段においてタイムマルチプレックス作動において処理することができる。
【００２７】
例えばＩＱ混合器、バンドパスフィルタ、Ａ／Ｄ変換器の数の２倍化のような、処理ブロックの数を高めても、本発明の無線受信機装置はコスト面で有利に形成することができる。というのは、必要な段は標準半導体テクノロジーにおいて集積可能でありかつ場合によっては安価な外部コンポーネントだけしか付加的に必要としないからである。
【００２８】
発振器信号ｆ０＋Δおよびｆ０−Δの生成は有利には、唯一の、例えば位相結合された調整回路に結合された、電圧制御発振器ＶＣＯから行うことができる。ＶＣＯから直接または分周により、混合器ドライブ制御周波数が有効チャネル中心周波数において生成され、この周波数はＩＱ混合器においてオフセット周波数Δ（有利にはΔ＝１／８＊ＢＢ）と混合される。混合器の加算器段もしくは減算器段の出力側に２つの混合器ドライブ制御信号ｆ０＋Δおよびｆ０−Δが出力される。これらの信号から、９０°ずらされた２つの信号が導出され、これら信号は信号パスにおける混合器セルのドライブ制御に対して付加的に必要とされる。
【００２９】
本発明の受信機は、すべての重要な構成群が標準半導体テクノロジーにおいて集積可能であるという利点を有している。これにより、高価な外部フィルタを必要に応じて回避することができる。
【００３０】
その他有利にも、ＤＣ効果およびＤＣ補償回路による受信障害が発生しない事態が生じ得る。というのは、これに該当するスペクトル成分は唾棄されるもしくは別のパスの信号によって代替えすることができるからである。更に１／ｆ雑音が低減される。それは、バースバンドの大抵該当する最も低い周波数の信号成分は既述のようにフィルタにより取り除かれ、それ故にもはや出力信号に関係してこないからである。
【００３１】
影像周波数受信による障害が発生しないことも有利である。影像周波数が有効チャネルに存在するような信号成分のみが使用されるからである。
【００３２】
発振器パスにおける混合器セルが入力周波数およびその都度所望しない混合周波数に対して弱い障害信号を生成するが、これら信号の周波数位置が、これにより隣接チャネルの強い障害信号が有効信号に混合されないことを保証することも有利である。
【００３３】
図２には、本発明の無線受信機２００がブロックにて略示されている。アンテナ２０１の受信信号は後置接続されているフィルタ２０２を用いてフィルタリングされかつ該フィルタに後置接続されている増幅器２０３を用いて増幅され、４つの混合器セル２１１，２２１，２３１，２４１の入力側２１１ａ，２２１ａ，２３１ａ，２４１ａに導かれる。混合器２１１，２２１，２３１，２４１の出力信号は後置接続されているバンドパスフィルタ２１２，２２２，２３２，２４２を用いて有利にはバンドパスフィルタリングされ、引き続いてＡ／Ｄ変換器２１３，２２３，２３３，２４３を用いてデジタル化されかつデジタル信号プロセッサＤＳＰ２５１に供給される。デジタル信号プロセッサＤＳＰ２５１において混合器の４つの処理された信号が適当な手法においてまとめられ、その後公知の手法で復調されかつ更に処理される。
【００３４】
混合器セル２１１，２２１，２３１，２４１に対する混合器ドライブ制御信号は電圧制御発振器ＶＣＯ２６１および別の発振器２６３から生成される。電圧制御発振器ＶＣＯ２６１は図示されていない位相結合調整回路（ＰＬＬ）によって従来技術に従って制御される。第２の発振器２６３は電圧制御発振器ＶＣＯ２６１の出力信号ｆ０より低い周波数の信号ｆ１を供給する。第２の発振器２６３に代わって、場合によっては受信系の文集された参照信号が供給されるようにしてもよく、その際分周係数は可変であってもよい。このことは、適当な周波数オフセットを設定もしくは調整できるようにするために特別有利である。この信号の周波数はＩＱ混合パスとチャネル中心周波数、例えばＢＢを受信チャネルの帯域幅に等しいとした場合の１／８＊ＢＢとの間の所望の周波数オフセットΔ、および発振器と混合器セルとの間の信号チェーンにおける分周比から生じる。
【００３５】
図２において分周器２６４が設けられており、この場合ｆ１＝４＊Δが生じる。この分周器２６４により公知の手法で９０°の位相ずれを有する２つの出力信号の生成が可能になり、これらの信号は２つの混合器セル２７１，２８１を制御し、これら混合器セルにおいて分周器Ｖ（ブロック２６２参照）によって分周されたＶＣＯ信号ｆ０が±Δだけシフトされる。２つの混合器セル２７１，２８１の、９０°だけシフトされているドライブ制御により、加算器段２７２もしくは減算器段２８２の出力側において一方の出力側に信号ｆ０／Ｖ−Δが生じかつ他方の出力側に信号ｆ０／Ｖ＋Δが生じる。移相器２７３および２８３において混合器セル２１１，２２１，２３１，２４１のドライブ制御のために必要である信号は位相が９０°ずらされて生成される。
【００３６】
択一的に、位相シフトされた信号は、段２６４に類似していてよい別の分周段によっても分周することができる。その場合分周係数は発振器信号チェーンの構成において一緒に考慮されるようにするとよい。
【００３７】
変形された実施例において、複数のパスを介する並列処理に代わって、処理は唯一のパスにおいてタイムマルチプレックスにおいて実施される。この場合には例えば、配線コストは低減されることになる。
【００３８】
相応に、別の実施例において、Ａ／Ｄ変換は４つの別個のＡ／Ｄ変換器によってではなく、１つのＡ／Ｄ変換器によりタイムマルチプレックスにおいて実施することができる。
【００３９】
本発明の別の発展形態において、混合発振器の周波数オフセットおよび／または混合器出力側におけるバンドパスのフィルタカットオフ周波数をチャネルパターン、実際の信号帯域幅および／または隣接チャネルにおける（障害）信号（例えばレベルおよび／または帯域幅）に依存して変化することができる。
【００４０】
更に本発明によれば、別の実施例において、２つの発振器周波数を生成するために２つの別個の電圧制御発振器（ＶＣＯ）が使用されると好適であり、ここで発振器は有利には２つの位相結合された調整回路（ＰＬＬ）により共通の参照周波数に結合されている。
【００４１】
また、２つの発振器周波数を生成するために、電圧制御発振器ＶＣＯを２つの混合器ドライブ制御周波数の１つもしくはその倍数で作動することができ、第２の混合器ドライブ制御周波数の導出はこの場合２＊Δとの混合によりもしくは発振器信号の分周が分周係数ｎにより混合器ドライブ制御周波数が生成されるという分周の前において行われる場合には２ｎ＊Δとの混合により行われる。
【００４２】
更に、別の実施形態において、９０°だけずらされた混合器ドライブ制御信号の生成は加算器段もしくは減算器段２７２，２８２の出力側における分周段によって行うことができる。その際分周比は、段２７２，２８２の出力側に存在している障害成分が十分に低下しておりかつこれにより十分な障害耐性を実現することができる程度の高さに選択することができる。
【００４３】
低い受信周波数の場合には特に、混合発振器信号の高調波も混合に寄与しかつ受信周波数の整数倍でサブ受信個所が形成される可能性があることに注目されたい。別の本発明の変形形態において、この効果に対抗するために、受信信号はＶＣＯを使用してまず、固定の中間周波数において、有利には受信周波数の著しく上方で混合され、そこで高調波の不都合な混合積並びに影像周波数受信を簡単なフィルタ手段によって除去することができかつようやくその後に次の処理段において０Ｈｚにおける上述したセグメント化された混合が行われる。第２の混合はブロック２６１に相応する第２の周波数変化する発振器を必要としない。というのは、固定の出力周波数を有する発振器を使用しかつ発振器２６３の信号と上述した仕方で混合することができるからである。
【００４４】
付加的に、発振器−混合器の調整を障害搬送波レベルの測定により行うことができる。受信パスにおいて、混合器入力側は遮断され、その結果受信信号は混合段を通って導かれない。今や、混合器出力側には発振器の残留および影像搬送波による障害ラインおよびＶＣＯクロストーク（Durchsprechen）しか存在していない。これら信号の強度は検出しかつ信号段の調整により最小化することができる。
【００４５】
更に別の本発明の思想によれば、発振器−混合器非対称性の補償を行うことができる。残留影像搬送波および／またはＶＣＯクロストークにより生じる障害信号は有利にはデジタル部において逆位相の加算により除去される。
【図１ａ】
2010504713.tif 000003
【図１ｂ】
2010504713.tif 000004
【図１ｃ】
2010504713.tif 000005
【図１ｄ】
2010504713.tif 000006
【図１ｅ】
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【図２】
2010504713.tif 000008
【国際調査報告】
2010504713.tif 000009
2010504713.tif 000010
2010504713.tif 000011
2010504713.tif 000012