(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
光ファイバ伝送路を介して接続される送信部と受信部の間で、搬送波周波数f1, f2, …, fN（f1＜f2＜…＜fN）の複数Ｎチャネルの光信号を波長多重した波長多重光信号を伝送する波長多重光伝送システムにおいて、
前記送信部は、前記各チャネルの周波数間隔が各光信号の変調周波数より小さく、隣接するチャネルの光信号が周波数上で重なる波長多重光信号を前記光ファイバ伝送路に送出する構成であり、
前記受信部は、
光カプラによりＮ分岐された前記波長多重光信号をそれぞれ異なる光周波数f1, f2, …, fNの局発光によってコヒーレント検波するコヒーレント受信器と、
前記コヒーレント受信器から出力される電気信号に対してデジタル信号処理を実行することで送信信号における光スペクトル重なりに起因した隣接チャネル間のクロストークを補償するデジタル信号処理部とを備え、
前記デジタル信号処理部は、
前記コヒーレント受信器から出力される電気信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、
前記光ファイバ伝送路で発生した波長分散を起因とした光波形劣化を補償する分散補償回路と、
前記局発光の光周波数の違いによって生じる回転成分を補償する位相回転補償回路と、  前記位相回転補償回路の出力を入力するフィルタのタップ係数を適応的に変化させる複数の適応フィルタを用いて前記クロストークの補償を行う波形等化回路と、
前記光信号の搬送波位相を推定する位相推定回路と、
前記光信号に重畳された送信信号の識別を行う識別回路と
を備え、
前記分散補償回路が補償する分散補償量は、復調しようとするチャネルの搬送波光周波数における波長分散量であり、クロストーク成分を補償するために用いる隣接チャネルの信号に対しても適用する構成であり、
前記位相回転補償回路における位相回転補償量は隣接チャネルとの光周波数間隔Δfk (ｋ＝1, 2, …, N)である
ことを特徴とする波長多重光伝送システム。
【請求項２】
請求項１に記載の波長多重光伝送システムにおいて、
前記デジタル信号処理部は、前記分散補償回路が前記位相回転補償回路よりも前段に配置され、さらに前記光ファイバ伝送路を伝送することにより生じるチャネル間の伝搬遅延差を補償する伝搬遅延差補償回路を前記波形等化回路よりも前段に備え、
前記伝搬遅延差補償回路で前記デジタル信号に与える伝搬遅延差補償量Ｔk （単位はps）は、前記光ファイバ伝送路の波長分散をＤ（単位はps/nm ）、光速をｃ（単位はm/s ）としたときに、以下の式で表される
【数７】
0006270697.tif 000008
ことを特徴とする波長多重光伝送システム。
【請求項３】
請求項１に記載の波長多重光伝送システムにおいて、
前記デジタル信号処理部は、前記位相回転補償回路が前記分散補償回路よりも前段に配置され、さらに前記光ファイバ伝送路を伝送することにより生じるチャネル間の伝搬遅延差を補償する伝搬遅延差補償回路を前記波形等化回路よりも前段に配置され、前記Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数fsを前記変調周波数の２倍より大きい値とし、
前記伝搬遅延差補償回路で前記デジタル信号に与える伝搬遅延差補償量Ｔk （単位はps）は、前記光ファイバ伝送路の波長分散をＤ（単位はps/nm ）、光速をｃ（単位はm/s ）としたときに、以下の式で表される
【数８】
0006270697.tif 000009
ことを特徴とする波長多重光伝送システム。
【請求項４】
請求項１に記載の波長多重光伝送システムにおいて、
前記デジタル信号処理部は、前記位相回転補償回路が前記分散補償回路よりも前段に配置され、前記Ａ／Ｄ変換器におけるサンプリング周波数fsが隣接チャネルも含めた信号帯域よりも大きい値であり、チャネルｋの光信号の変調周波数をfmk(ｋ＝1, 2, …, N)としたときに、以下の関係を満足する
【数９】
0006270697.tif 000010
ことを特徴とする波長多重光伝送システム。
【請求項５】
請求項１〜請求項４のいずれかに記載の波長多重光伝送システムにおいて、
前記波形等化回路のタップ更新アルゴリズムとしてＣＭＡ（Constant Modulus Algorithm）を用いる
ことを特徴とする波長多重光伝送システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、波長多重光信号を複数の受信器を用いてコヒーレント検波し、デジタル信号処理により復調する波長多重光伝送システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
データ通信需要の増大に伴い、大容量トラヒックの伝送を可能とする光信号変調技術や光信号多重技術を用いた光伝送ネットワークが普及しつつある。特に、１波当たりの伝送速度が 100Ｇbit/s 以上の超高速伝送システムにおいて、コヒーレント検波とデジタル信号処理技術を組み合わせたデジタルコヒーレント技術が広く用いられるようになってきた。
【０００３】
100 Ｇbit/s 級長距離光伝送システムにおける変復調方式として広く用いられているＤＰ−ＱＰＳＫ(Dual Polarization Quadrature Phase Shift Keying) 方式では、４値の位相変調を用いることで64Ｇbit/s の光信号を生成し、さらに２つの偏波を多重することで 128Ｇbit/s の光信号を生成する。受信側では、信号光と同じ波長の局発光を用いてコヒーレント検波した信号を、アナログ−デジタル変換器（Ａ／Ｄ変換器）を用いてデジタル化し、デジタル信号処理を施すことにより、伝送路の波長分散補償、偏波分散補償、偏波分離、位相推定等を行うことで、優れた伝送特性が実現されている。これらのＤＰ−ＱＰＳＫ光信号を波長多重することにより、ファイバ当たり数Ｔbit/s の伝送容量を持つ光伝送システムを実現することが可能となる。
【０００４】
さらなる大容量化のアプローチとして、波長多重光信号間のクロストーク成分、すなわちチャネル間のクロストーク成分をＭＩＭＯ (Multi-input multi-output) 処理を用いたデジタル信号処理によって推定し、補償することによって、より高密度な波長多重を可能とし、大容量波長多重光伝送システムを提供するＭＩＭＯ処理クロストーク補償技術が提案されている（非特許文献１）。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００５】
【非特許文献１】F. Hamaoka, et.al., ‘Super High Density Multi-carrier Transmission Systems by MIMO Processing, ’ECOC 2014, Mo.3.5.4
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
従来のＭＩＭＯ処理クロストーク補償技術では、光ファイバ伝送路が持つ波長分散に起因して発生する波長多重光信号間の伝搬遅延差が考慮されていないため、波長分散が大きい値となりうる長距離伝送に対して適用できないという課題がある。
【０００７】
本発明は、伝送路の波長分散から伝搬遅延差を推定し、デジタル信号処理により伝搬遅延差を補償することで、長距離伝送にも適用可能なクロストーク補償を実現する波長多重光伝送システムを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明は、光ファイバ伝送路を介して接続される送信部と受信部の間で、搬送波周波数f1, f2, …, fN（f1＜f2＜…＜fN）の複数Ｎチャネルの光信号を波長多重した波長多重光信号を伝送する波長多重光伝送システムにおいて、送信部は、各チャネルの周波数間隔が各光信号の変調周波数より小さく、隣接するチャネルの光信号が周波数上で重なる波長多重光信号を光ファイバ伝送路に送出する構成であり、受信部は、光カプラによりＮ分岐された波長多重光信号をそれぞれ異なる光周波数f1, f2, …, fNの局発光によってコヒーレント検波するコヒーレント受信器と、コヒーレント受信器から出力される電気信号に対してデジタル信号処理を実行することで送信信号における光スペクトル重なりに起因した隣接チャネル間のクロストークを補償するデジタル信号処理部とを備え、デジタル信号処理部は、コヒーレント受信器から出力される電気信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、光ファイバ伝送路で発生した波長分散を起因とした光波形劣化を補償する分散補償回路と、局発光の光周波数の違いによって生じる回転成分を補償する位相回転補償回路と、位相回転補償回路の出力を入力するフィルタのタップ係数を適応的に変化させる複数の適応フィルタを用いてクロストークの補償を行う波形等化回路と、光信号の搬送波位相を推定する位相推定回路と、光信号に重畳された送信信号の識別を行う識別回路とを備え、分散補償回路が補償する分散補償量は、復調しようとするチャネルの搬送波光周波数における波長分散量であり、クロストーク成分を補償するために用いる隣接チャネルの信号に対しても適用する構成であり、位相回転補償回路における位相回転補償量は隣接チャネルとの光周波数間隔Δfk (ｋ＝1, 2, …, N)である。
【発明の効果】
【０００９】
本発明は、復調しようとするチャネル（注目チャネル）の光信号に重畳されている他チャネルからのクロストーク成分と同一のタイミングにおける他チャネルの光信号について伝搬遅延差を補償し、注目チャネルの光信号からクロストーク成分を除去する構成により、波長分散を有する光ファイバ伝送路を伝送する波長多重光信号に対しても、ＭＩＭＯ処理によるクロストーク補償を適用することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本発明の波長多重光伝送システムの実施例１の構成を示す図である。
【図２】実施例１におけるデジタル信号処理部２４の構成例を示す図である。
【図３】実施例１における分散補償回路の動作例を示す図である。
【図４】従来構成および本発明の実施例１の構成による復調信号例を示す図である。
【図５】実施例２におけるデジタル信号処理部２４の構成例を示す図である。
【図６】実施例２における位相回転補償前後の電気スペクトルを示す図である。
【図７】分散補償前に位相回転補償を実施する場合の伝搬遅延差のイメージを示す図である。
【図８】従来構成および本発明の実施例２の構成による復調信号例を示す図である。
【図９】実施例３におけるデジタル信号処理部２４の構成例を示す図である。
【図１０】実施例３における位相回転補償前後の電気スペクトルを示す図である。
【図１１】実施例３における位相回転補償後の分散補償例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【実施例１】
【００１１】
図１は、本発明の波長多重光伝送システムの実施例１の構成を示す。
図１において、実施例１の波長多重光伝送システムは、送信部１０と受信部２０が光ファイバ伝送路５０を介して接続される。送信部１０は、信号光源１１−１〜１１−３と、偏波多重ベクトル変調器１２−１〜１２−３と、光カプラ１３とにより構成される。
【００１２】
信号光源１１−１〜１１−３は、それぞれ光周波数f1〜f3の光搬送波を出力する。ここで、f1＜f2＜f3とする。偏波多重ベクトル変調器１２−１は、信号光源１１−１から出力される光周波数f1の光搬送波を送信信号Data1x，Data1yで偏波多重変調したチャネル１の光信号を生成する。偏波多重ベクトル変調器１２−２は、信号光源１１−２から出力される光周波数f2の光搬送波を送信信号Data2x，Data2yで偏波多重変調したチャネル２の光信号を生成する。偏波多重ベクトル変調器１２−３は、信号光源１１−３から出力される光周波数f3の光搬送波を送信信号Data3x，Data3yで偏波多重変調したチャネル３の光信号を生成する。光カプラ１３は、偏波多重ベクトル変調器１２−１〜１２−３から出力されるチャネル１〜３の光信号を合波した波長多重光信号を光ファイバ伝送路５０に出力する。
【００１３】
このとき、各チャネルの光信号間の周波数間隔は、変調周波数より小さくてもよい。一般に、周波数間隔が変調周波数より小さい場合、各光信号の光スペクトルは、周波数軸上で隣接する光信号の光スペクトルと重なる。すなわち、隣接する光信号間でクロストークが発生する。また、波長多重光信号は、光ファイバ伝送路５０の波長分散により、各チャネルに光信号に波形広がりが発生するとともに、各光信号間で伝搬遅延差が生じる。
【００１４】
受信部２０は、光カプラ２１と、コヒーレント受信器２２−１〜２２−３と、局発光源２３−１〜２３−３と、デジタル信号処理部２４とにより構成される。
【００１５】
光ファイバ伝送路５０を伝送した波長多重光信号は光カプラ２１で３分岐され、同一タイミングでそれぞれコヒーレント受信器２２−１〜２２−３に入力する。局発光源２３−１〜２３−３は、波長多重光信号の各搬送波周波数f1〜f3と等しい局発光を出力する。コヒーレント受信器２２−１〜２２−３は、波長多重光信号と光周波数f1〜f3の局発光を入力してそれぞれコヒーレント検波し、局発光の光周波数を基準としたベースバンド信号を出力する。デジタル信号処理部２４は、コヒーレント受信器２２−１〜２２−３から入力する電気信号をデジタル信号処理し、送信信号Data1x，Data1y、送信信号Data2x，Data2y、送信信号Data3x，Data3yを復調する。
【００１６】
ここで、コヒーレント受信器２２−１〜２２−３に受信する波長多重光信号は、図１に示すように各チャネルの光信号間に光搬送波周波数に応じた伝搬遅延差Ｔ1 ，Ｔ2 が生じている。各光信号の光搬送波周波数をf1，f2，…，fN（単位はHz）、周波数上で隣接する光信号間の周波数間隔をΔf1，Δf2，…，ΔfN-1（単位はHz）、光ファイバ伝送路５０の波長分散をＤ（単位はps/nm)とすると、周波数上で隣接する光信号間の伝送後における伝搬遅延差Ｔk （単位はps) は、通信波長帯（おおよそ1550nm〜1610nm）において以下の式で表すことができる。ｃは光速（単位はm/s ）である。
【数１】
0006270697.tif 000002
【００１７】
本発明におけるデジタル信号処理部２４のＭＩＭＯ処理クロストーク補償技術では、注目するチャネルの光信号に重畳されている他チャネルからのクロストーク成分を除去するために、重畳されているクロストーク成分と同一のタイミングにおける他チャネルの光信号に関する情報が必要となる。そのためには、波長分散に起因して発生した各チャネルの光信号間の伝搬遅延差を補償する必要がある。これにより、波長分散を有する光ファイバ伝送路５０を伝送する波長多重光信号に対しても、ＭＩＭＯ処理によるクロストーク補償を適用することが可能となる。
【００１８】
図２は、実施例１におけるデジタル信号処理部２４の構成例を示す。
図２において、デジタル信号処理部２４は、Ａ／Ｄ変換器１−１〜１−３、分散補償回路２−１Ａ〜２−１Ｃ，２−２Ａ〜２−２Ｃ，２−３Ａ〜２−３Ｃ、伝搬遅延差補償回路３−１Ｂ，３−１Ｃ，３−２Ａ，３−２Ｃ，３−３Ａ，３−３Ｂ、位相回転補償回路４−１Ｂ，４−１Ｃ，４−２Ａ，４−２Ｃ，４−３Ａ，４−３Ｂ、波形等化回路５−１〜５−３、位相推定回路６−１〜６−３、識別回路７−１〜７−３から構成されている。
【００１９】
コヒーレント受信器２２−１〜２２−３から出力される信号は、直交する偏波状態に相当する複素信号から構成されており、それぞれＡ／Ｄ変換器１−１〜１−３によってサンプリング周波数fsでデジタル信号に変換される。ここで、サンプリング定理に基づき、サンプリング周波数fsは各チャネルの変調周波数の２倍よりも大きいものとする。
【００２０】
Ａ／Ｄ変換器１−１の出力は分散補償回路２−１Ａ，２−２Ａ，２−３Ａに入力し、Ａ／Ｄ変換器１−２の出力は分散補償回路２−１Ｂ，２−２Ｂ，２−３Ｂに入力し、Ａ／Ｄ変換器１−３の出力は分散補償回路２−１Ｃ，２−２Ｃ，２−３Ｃに入力する。
分散補償回路２−１Ａ，２−１Ｂ，２−１Ｃは、コヒーレント検波に用いた局発光の光周波数f1，f2，f3を中心にそれぞれ分散補償を行うが、その分散補償量は注目するチャネル１の光周波数f1における総波長分散量とする。チャネル１の分散補償回路２−１Ａの出力に対して、分散補償回路２−１Ｂ，２−１Ｃの出力は、図３(1) に示すように伝搬遅延差Ｔ1 とＴ1＋Ｔ2が生じ、後段の伝搬遅延差補償回路３−１Ｂ，３−１Ｃでその伝搬遅延差を補償する。
【００２１】
分散補償回路２−２Ａ，２−２Ｂ，２−２Ｃは、コヒーレント検波に用いた局発光の光周波数f1，f2，f3を中心にそれぞれ分散補償を行うが、その分散補償量は注目するチャネル２の光周波数f2における総波長分散量とする。チャネル２の分散補償回路２−２Ｂの出力に対して、分散補償回路２−２Ａ，２−２Ｃの出力は、図３(2) に示すように伝搬遅延差−Ｔ1 とＴ2 が生じ、後段の伝搬遅延差補償回路３−２Ａ，３−２Ｃでその伝搬遅延差を補償する。
【００２２】
分散補償回路２−１Ａ，２−１Ｂ，２−１Ｃは、コヒーレント検波に用いた局発光の光周波数f1，f2，f3を中心にそれぞれ分散補償を行うが、その分散補償量は注目するチャネル３の光周波数f3における総波長分散量とする。チャネル３の分散補償回路２−３Ｃの出力に対して、分散補償回路２−３Ａ，２−３Ｂの出力は、図３(3) に示すように伝搬遅延差−Ｔ1−Ｔ2と−Ｔ2 が生じ、後段の伝搬遅延差補償回路３−３Ａ，３−３Ｂでその伝搬遅延差を補償する。
【００２３】
ここで、分散補償回路２−２Ａから出力される複素信号をＥ1x，Ｅ1y，分散補償回路２−２Ｂから出力される複素信号Ｅ2x，Ｅ2yを，分散補償回路２−２Ｃから出力される複素信号Ｅ3x，Ｅ3yとする。各複素信号にはそれぞれ隣接チャネルからのクロストーク成分が重畳されているため、各チャネルの送信信号をＳ1x，Ｓ1y, Ｓ2x, Ｓ2y, Ｓ3x, Ｓ3yとすると、例えばチャネル２の複素信号Ｅ2x，Ｅ2yは以下の式で表される。
【数２】
0006270697.tif 000003
【００２４】
Ｒi (i＝1, 2, 3)は各チャネルの伝達関数行列、ｒij (i, j＝1, 2, 3)はコヒーレント受信器の周波数特性で決まる減衰量である。右辺第１項と第３項が隣接チャネルからのクロストーク成分を示しており、後段の波形等化回路５−２がこのクロストーク成分を補償する。
【００２５】
伝搬遅延差補償回路３−１Ｂ，３−１Ｃ，３−２Ａ，３−２Ｃ，３−３Ａ，３−３Ｂでは、デジタルデータに対するバッファリング処理により、式(1) によって与えられる遅延差を打ち消す方向にデータのタイミングをシフトすることで、各複素信号に対する伝搬遅延差補償を実現する。例えば、チャネル２の信号に対するクロストーク補償を実現するために用いる複素信号Ｅ1x(t) ，Ｅ1y(t) および複素信号Ｅ3x(t) ，Ｅ3y(t) に対しては、図３(2) に示すように、それぞれＴ1 ，Ｔ1 ，−Ｔ2 ，−Ｔ2 のタイミングシフトが付与されるため、伝搬遅延補償回路３−２Ａ，３−２Ｃからの出力信号はＥ1x(t＋Ｔ1)，Ｅ1y(t＋Ｔ1)，Ｅ3x(t−Ｔ2)，Ｅ3y(t−Ｔ3)となる。
【００２６】
位相回転補償回路４−１Ｂ，４−１Ｃ，４−２Ａ，４−２Ｃ，４−３Ａ，４−３Ｂでは、各チャネル間の搬送波周波数の差による位相回転を補償する。例えば、位相回転補償回路４−２Ａ，４−２Ｃでは、各複素信号Ｅ1x(t＋Ｔ1)，Ｅ1y(t＋Ｔ1)，Ｅ3x(t−Ｔ2)，Ｅ3y(t−Ｔ3)に対して、それぞれ−Δf1, −Δf1, Δf2, Δf2の位相回転が付与されるため、各位相回転補償回路からの出力信号はexp[-j２πΔf1t]Ｅ1x(t＋Ｔ1), exp[-j２πΔf1t]Ｅ1y(t＋Ｔ1), exp[j2πΔf2t]Ｅ3x(t−Ｔ2), exp[j2πΔf2t]Ｅ3y(t−Ｔ2)となる。
【００２７】
波形等化回路５−１〜５−３は、ＦＩＲフィルタから構成されており、偏波成分ごとの最尤推定によりＦＩＲフィルタの適応信号処理を行うことで、クロストークの補償、偏波分離、残留分散補償、偏波分散補償を実現する。例えば、波形等化回路５−２において、入力信号として分散補償回路２−２Ｂの出力Ｅ2x，Ｅ2yと、位相回転補償回路４−２Ａの出力exp[-j２πΔf1t]Ｅ1x(t＋Ｔ1), exp[-j２πΔf1t]Ｅ1y(t＋Ｔ1)と、位相回転補償回路４−２Ｃの出力exp[j2πΔf2t]Ｅ3x(t−Ｔ2), exp[j2πΔf2t]Ｅ3y(t−Ｔ2)を用いると、上記各補償が施されたチャネル２の光信号Ｅ'2x(t),Ｅ'2y(t) が得られる。
【００２８】
ここで、適応信号処理に伴うＦＩＲフィルタのタップ更新アルゴリズムとしては、よく知られたＣＭＡ(Constant Modulus Algorithm)を用いることが可能である。各ＦＩＲフィルタのタップ係数をｈij(i, j ＝1, 2, 3)とすると、Ｅ'2x(t),Ｅ'2y(t) は以下の式で表される。ＣＭＡに基づくタップ更新によりｈijが最適化されることで、偏波分離や残留分散補償、偏波分散補償が行われるとともに、式(2) におけるクロストーク成分が補償される。Ｅ'2x(t),Ｅ'2y(t) は以下の式に示す通りとなる。
【数３】
0006270697.tif 000004
【００２９】
波形等化回路５−１〜５−３の出力は、位相推定回路６−１〜６−３、識別回路７−１〜７−３で処理されることにより、各チャネルの送信信号を復元する。例えば、チャネル２のＥ'2x(t), Ｅ'2y(t)からチャネル２の送信信号Ｓ2x(t),Ｓ2y(t) が得られる。
【００３０】
実施例１は、３チャネルの送信信号を３波の光信号で波長多重伝送する構成であるが、一般的にＮチャネルの送信信号をＮ波の光信号で波長多重伝送する構成にも同様に適用することができる。
【００３１】
図４は、従来構成および本発明の実施例１の構成による復調信号例を示す。
ここでは、Ｎ＝２、すなわち波長多重光信号を構成しているチャネル数は２とし、各チャネルは 128Ｇbit/s の偏波多重ＱＰＳＫ信号で構成されており、搬送波周波数間隔は25ＧHzとしている。信号品質を表すＱ値は、光ファイバ伝送路を 480ｋｍ伝送させた後の値としており、光ファイバ伝送路の波長分散は 9329 ps/nm である。本発明を適用することで、波長分散環境下においてもクロストーク補償が正常に動作しており、Ｑ値が8.5dB から11.2dBに改善していることが確認できる。伝搬遅延差補償で用いている遅延差補償量Ｔ1 の値は、式(1) に基づき、1865.8psとしている。
【００３２】
また、本実施例における伝搬遅延差補償回路は、必ずしも分散補償回路と位相回転補償回路の間に配置しなくてもよく、Ａ／Ｄ変換器と波形等化回路の間であればどこに配置しても、同様の効果が得られる。従って、例えば分散補償回路の前段に配置したり、位相回転補償回路の後段に配置してもよい。
【実施例２】
【００３３】
図５は、実施例２におけるデジタル信号処理部２４の構成例を示す。
実施例２における送信部および受信部の構成は、図１に示されている実施例１の構成と同様である。実施例２の特徴は、受信部のデジタル信号処理部２４において、位相回転補償回路４−１Ｂ，４−１Ｃ，４−２Ａ，４−２Ｃ，４−３Ａ，４−３Ｂが、分散補償回路２−１Ａ〜２−１Ｃ，２−２Ａ〜２−２Ｃ，２−３Ａ〜２−３Ｃよりも前段に配置されているところにある。従来方式と異なる本発明特有の機能部である位相回転補償回路と伝搬遅延差補償回路を、従来方式でも使用される機能部である分散補償回路、波形等化回路、位相推定回路、識別回路と分離することが可能な構成となっている。
【００３４】
実施例２では、位相回転補償が施された上で分散補償回路により分散補償が実行されるため、分散補償後のチャネル間の伝搬遅延差は実施例１における伝搬遅延差と異なるものとなる。
【００３５】
図６に、実施例２におけるチャネル数が２（Ｎ＝２）の場合における、コヒーレント受信器２２−１，２２−２で受信した信号の位相回転補償前後の電気スペクトルを示す。ここで、fsはサンプリング周波数とする。電気スペクトルは、Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数で帯域制限されている。位相回転補償後の信号はΔf1の周波数シフトが施されているため、例えばコヒーレント受信器２２−１で受信した信号を処理する位相回転補償回路４−２Ａでは、−Δf1の位相回転補償によりチャネル１の信号の低周波成分が高周波側に出現する。コヒーレント受信器２２−２で受信した信号を処理する位相回転補償回路４−１Ｂでは、Δf1の位相回転補償によりチャネル２の信号の高周波成分が低周波側に出現するという事象が発生する。
【００３６】
分散補償回路では、この電気スペクトルの情報に基づいて分散補償を実現するため、分散補償前に位相回転補償を実施するのか、分散補償後に位相回転補償を実施するのかにより、分散補償後のチャネル間の伝搬遅延差が異なったものとなる。分散補償後に位相回転補償を実施する場合の伝搬遅延差は式(1) に示した通りである。
【００３７】
図７に、分散補償前に位相回転補償を実施する場合の伝搬遅延差のイメージを示す。例えば、コヒーレント受信器２２−２で受信した信号に対して補償量Δf1で位相回転補償を実施した上で分散補償を実施すると、受信信号のチャネル１の成分と、チャネル２の低周波成分はコヒーレント受信器２２−１で受信した信号と同じタイミングに揃うが、チャネル２の高周波成分はタイミングがずれた状態となる。チャネル１の信号に対するクロストーク補償ではチャネル２の情報が必要であり、チャネル２の高周波成分の情報が必要となる。チャネル２の低周波成分についてもクロストーク補償に用いることは可能であるが、この低周波成分にはチャネル１の情報が重畳されているため、クロストーク補償において重要な役割をもつのはチャネル２の高周波成分となる。
【００３８】
この伝搬遅延差Ｔ1 は、図６に示された電気スペクトルに分散補償が施された結果生じるものであるので、例えば、コヒーレント受信器２２−２で受信した信号に補償量Δf1で位相回転補償した場合に注目すると、このとき考慮するべきはチャネル２の信号の高周波成分の振る舞いとなる。チャネル２の高周波成分は、本来であれば電気周波数fsの成分に対して与えられる補償量で分散補償が実施されるはずであったが、位相回転補償により、電気周波数Δf1−fs/2の成分となってしまったため、結果として電気周波数−fs程度の成分に対して与えられる補償量で分散補償が実施されてしまう。以上の考察より、実施例２における伝搬遅延差Ｔ1 は、以下の式で示される。
【数４】
0006270697.tif 000005
【００３９】
図８は、従来構成および本発明の実施例２の構成による復調信号例を示す。
ここでは、Ｎ＝２、すなわち波長多重光信号を構成しているチャネル数は２とし、各チャネルは 128Ｇbit/s の偏波多重ＱＰＳＫ信号で構成されており、搬送波周波数間隔は25ＧHzとしている。信号品質を表すＱ値は、光ファイバ伝送路を 480ｋｍ伝送させた後の値としており、光ファイバ伝送路の波長分散は 9329 ps/nm である。本発明を適用することで、波長分散環境下においてもクロストーク補償が正常に動作しており、Ｑ値が8.5dB から11.0 dB に改善していることが確認できる。伝搬遅延差補償で用いている遅延差補償量Ｔ1 の値は、式(4) に基づき、4776.4psとしている。
【００４０】
また、本実施例における伝搬遅延差補償回路は、必ずしも位相回転補償回路と分散補償回路の間に配置しなくてもよく、Ａ／Ｄ変換器と波形等化回路の間であればどこに配置しても、同様の効果が得られる。従って、例えば分散補償回路の後段に配置したり、位相回転補償回路の前段に配置してもよい。
【実施例３】
【００４１】
図９は、実施例３におけるデジタル信号処理部２４の構成例を示す。
実施例３における送信部および受信部の構成は、図１に示されている実施例１の構成と同様である。実施例３の特徴は、Ａ／Ｄ変換器１−１〜１−３におけるサンプリング周波数fsを、隣接チャネルも含めた信号帯域よりも大きくすることで、図５に示す実施例２のデジタル信号処理部２４から伝搬遅延差補償回路３−１Ｂ，３−１Ｃ，３−２Ａ，３−２Ｃ，３−３Ａ，３−３Ｂを除去したところにある。より正確には、チャネルｋの変調周波数をｆmk（ｋ＝1, 2, …, N)とした場合、サンプリング周波数fsが以下の関係を満足することを特徴とする。
【数５】
0006270697.tif 000006
【００４２】
サンプリング周波数fsが隣接チャネルも含めた信号帯域よりも大きい場合、各コヒーレント受信器で受信した信号の電気スペクトルは図１０のようになる。ここでは簡単のために、左からチャネル１、チャネル２、チャネル３の３チャネル分のスペクトルを表記している。また、コヒーレント受信器２２−１、コヒーレント受信器２２−２、コヒーレント受信器２２−３に入力される局発光の光周波数は、それぞれf1，f2，f3とする。
【００４３】
ここで、例えばチャネル２の信号に重畳されたクロストーク成分を補償する場合を考えると、コヒーレント受信器２２−１、コヒーレント受信器２２−３で受信した信号に対して、位相回転補償回路にて、それぞれ補償量−Δf1, Δf2の位相回転補償を行う必要がある。位相回転補償後の信号スペクトルは図１０に示す通りであり、サンプリング周波数が隣接チャネルも含めた信号帯域よりも大きい場合、すなわち式(5) を満足する場合、位相回転補償後の信号スペクトルはどれもコヒーレント受信器２２−２で受信した信号の電気スペクトルと同様となる。従って、コヒーレント受信器２２−１、コヒーレント受信器２２−２、コヒーレント受信器２２−３で受信した位相回転補償した後の信号に対しては、完全に同じ分散補償が施されることになるため、図１１に示すように、分散補償後においても伝搬遅延差の発生を抑えることができる。これにより、デジタル信号処理部２４において伝搬遅延差補償回路を組み込む必要がなくなる。このとき、チャネルｋにおける波形等化回路からの出力は、以下の式の通りとなる。
【数６】
0006270697.tif 000007
【符号の説明】
【００４４】
１    Ａ／Ｄ変換器
２    分散補償回路
３    伝搬遅延差補償回路
４    位相回転補償回路
５    波形等化回路
６    位相推定回路
７    識別回路
１１  信号光源
１２  偏波多重ベクトル変調器
１３  光カプラ
２１  光カプラ
２２  コヒーレント受信器
２３  局発光源
２４  デジタル信号処理部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
0006270697.tif 000020
【図１１】
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