(57)【要約】  第１のインダクタ（１０）と、制御されたスイッチ（１２）と、メインダイオード（１４）と、出力キャパシタ（１６）とを備える降圧または昇圧コンバータは、損失を減少させるためのスナバ回路を含む。スナバ回路は、コンバータのスイッチおよびメインダイオードと直列の経路に設けられた第２のインダクタ（２０）と、第２のインダクタと並列に直接的に接続され、直列接続された抵抗（２２）およびダイオード（２４）と、メインダイオードと並列に設けられ、メインダイオードの寄生容量によってその一部または全部が構成されるキャパシタンス（２８）とを含む。
2010516223.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力コンバータであって、
２つの入力端子（Ｖｉｎ，０Ｖ）と、
２つの出力端子（Ｖｏｕｔ，０Ｖ）と、
前記２つの出力端子の間に結合された出力キャパシタ（１６）と、
前記入力および出力端子間の直列の経路に設けられた第１のインダクタ（１０）と、
制御信号（Ｇ）によって制御されるスイッチ（１２）と、
ダイオード（１４）とを備え、
前記入力端子に供給される入力電圧から、前記出力端子に出力電圧を生成するために、降圧または昇圧構成となるように接続され、
前記コンバータは、
前記スイッチおよび前記第１のダイオードと直列の経路に設けられた第２のインダクタ（２０）と、
直列接続された抵抗（２２）および第２のダイオード（２４）とをさらに備え、
前記直列接続された抵抗および第２のダイオードが、前記第２のインダクタに並列に設けられることを特徴とする、電力コンバータ。
【請求項２】
前記電力コンバータは、昇圧構成を有し、
前記第１のインダクタおよび前記スイッチは、前記２つの入力端子間に直列に結合され、
前記第１のダイオードは、前記入力および出力端子間の前記直列の経路に設けられる、請求項１に記載の電力コンバータ。
【請求項３】
前記第２のインダクタは、前記入力および出力端子間の前記直列の経路の前記第１のダイオードに直列に設けられる、請求項２に記載の電力コンバータ。
【請求項４】
前記第２のインダクタは、前記コンバータのシャント経路の前記スイッチと直列に設けられる、請求項２に記載の電力コンバータ。
【請求項５】
前記電力コンバータは、降圧構成を有し、
前記第１のインダクタおよび前記スイッチは、前記２つの出力端子間に直列に結合され、
前記スイッチは、前記入力および出力端子間の前記直列の経路に設けられる、請求項１に記載の電力コンバータ。
【請求項６】
前記第２のインダクタは、前記入力および出力端子間の前記直列の経路の前記スイッチと直列に設けられる、請求項５に記載の電力コンバータ。
【請求項７】
前記第２のインダクタは、前記コンバータのシャント経路の前記ダイオードと直列に設けられる、請求項５に記載の電力コンバータ。
【請求項８】
前記第１のダイオードに並列に接続されたキャパシタ（２８）を含む、請求項１〜７のいずれか１項に記載の電力コンバータ。
【請求項９】
前記抵抗または前記第２のダイオードに直列の前記第１のダイオードに、並列に接続されたキャパシタ（２８）を含む、請求項１〜７のいずれか１項に記載の電力コンバータ。
【請求項１０】
前記抵抗に並列に接続されたキャパシタ（９０）を含む、請求項１〜７のいずれか１項に記載の電力コンバータ。
【請求項１１】
前記第１のダイオードに並列に接続されたキャパシタ（２８）と、
前記抵抗に並列に接続されたキャパシタ（９０）とを含む、請求項１〜７のいずれか１項に記載の電力コンバータ。
【請求項１２】
前記第２のインダクタは、前記第１のインダクタのインダクタンスよりも、ずっと小さいインダクタンスを有する、請求項１〜７のいずれか１項に記載の電力コンバータ。
【請求項１３】
回路配列であって、
前記回路配列の動作中に、電流が流れる第１のインダクタ（１０）と、
制御信号（Ｇ）の制御により、開放され、または閉じられるように構成されたスイッチ（１２）とを備え、
前記スイッチは、前記スイッチが閉じられたときに、前記第１のインダクタの電流を導通するように構成され、
前記回路配列は、
前記スイッチが開放されたときには、前記インダクタの電流を導通するために順バイアスがかけられ、前記スイッチが閉じられたときには、逆バイアスがかけられるように構成された第１のダイオード（１４）と、
前記第１のインダクタのインダクタンスよりもずっと小さいインダクタンスを有し、前記スイッチおよび前記第１のダイオードに直列の経路に設けられる、第２のインダクタ（２０）と、
抵抗（２２）と前記抵抗に直列に接続された第２のダイオード（２４）とをさらに備え、
前記直列接続された抵抗および第２のダイオードは、第２のインダクタに並列に接続されることを特徴とする、回路配列。
【請求項１４】
前記第１のダイオード、または、前記抵抗あるいは前記第２のダイオードに直列に設けられた前記第１のダイオードに、並列に接続されたキャパシタ（２８）を含む、請求項１３に記載の回路配列。
【請求項１５】
入力および出力端子と、
前記入力端子を前記スイッチに結合する前記第１のインダクタと、
前記第１のインダクタおよび前記スイッチの間の接続点を前記出力端子へ結合する前記第１のダイオードとを有し、
昇圧コンバータを形成する、請求項１３または１４に記載の回路配置。
【請求項１６】
入力および出力端子と、
前記出力端子を前記第１のダイオードに結合する第１のインダクタと、
前記第１のインダクタおよび前記第１のダイオードの間の接続点を前記入力端子に結合する前記スイッチとを有し、
降圧コンバータを形成する、請求項１３または１４に記載の回路配置。
【請求項１７】
前記第２のインダクタは、前記第１のインダクタよりずっと小さいインダクタンスを有する、請求項１３または１４に記載の回路配置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力コンバータに関し、特定的には、追加のスイッチを必要としないスナバ回路を用いることにより損失が低減される電力コンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
背景
従来の昇圧コンバータにおいては、入力電圧はインダクタを経由してスイッチ、典型的にはＭＯＳＦＥＴに結合され、直列接続されたダイオードおよびキャパシタが、スイッチに並列に結合され、コンバータの出力電圧がキャパシタから引き出される。変圧器がない場合には、出力電圧は入力電圧より大きくなる。スイッチは、典型的には、制御されたデューティサイクルで、高周波数で交互に開閉される。
【０００３】
昇圧コンバータのさらに重要な用途は、民生用電子機器のための、いわゆるオフライン電源構成における、力率補正（power factor correction：ＰＦＣ）である。このような構成においては、典型的には、整流された交流電源が、ほぼ１に近い力率を与えるために、昇圧コンバータによって高出力電圧に変換され、出力電圧は直接使用されたり、または、１つ以上の他の電力コンバータによって、使用のために、１つ以上の交流および／または直流電圧に変換されたりすることができる。
【０００４】
不連続電流モード（Discontinuous Current Mode：ＤＣＭ）での昇圧コンバータの動作は、コンバータスイッチはインダクタ電流がゼロのときにターンオンされるが、ピーク電流は平均電流の２倍となり、インダクタ電流は大きく変動し、増加された損失を伴う相対的に大きなコアを必要とするという結果をもたらす。増加するコンバータ電力レベルに伴って、たとえばＰＦＣ用の昇圧コンバータに必要とされるような、およそ２００または３００Ｗより大きな電力レベルについては、昇圧コンバータを連続導通モード（Continuous
Conduction Mode：ＣＣＭ）で動作することが好ましく、このモードでは、インダクタ電流が低下してゼロに到達する前に、コンバータスイッチがターンオンされる。ＣＣＭで作動される昇圧コンバータは、相対的に小さい電流変動およびピーク電圧を有する。
【０００５】
その結果、ブーストダイオードと呼ばれる、昇圧コンバータのダイオードは、特にＰＦＣに用いられる昇圧コンバータの典型的な高出力電圧を考慮すると、非常に高速な逆回復を有することが必要とされる。たとえば、このような昇圧コンバータは、典型的には、およそ３６０Ｖまでのピーク入力電圧で動作することが望まれ、出力電圧は、便宜上およそ３８０から４００Ｖとなるように選択される。順バイアスがかけられ、かつゼロでないインダクタ電流が導通していた後に、ダイオードに逆バイアスがかけられるように、コンバータスイッチがターンオンされた直後の逆回復期間中は、ダイオードはダイオード接続点領域のキャリア（carrier）のためにまだ導電性があり（conductive）、非常に大きな逆電流が流れ、実質的にコンバータスイッチでのストレスおよび電力ロスが増加する。
【０００６】
ＰＦＣに用いられる昇圧コンバータのダイオードは、シリコン炭化物半導体技術を基礎とすることができるが、このようなダイオードはシリコンダイオードの１０倍のオーダのコストとなる。逆回復動作を示さないダイオードを用いても、コンバータスイッチは、流れているインダクタの全電流で、ターンオンおよびターンオフされ、結果として実質的なスイッチング損失をもたらす。
【０００７】
これらの欠点を減少させるために、追加のまたは補助的なスイッチを含んだ昇圧コンバータの、より複雑な構成が提供されることが知られている。このようなコンバータの例は
、バセットら（Bassett et al.）による、１９９５年８月２９日に発行され、「損失が低減された昇圧コンバータ電源装置、制御回路および制御方法（Boost Converter Power Supply With Reduced Losses, Control Circuit And Method Therefor）」と題された米国特許番号第５，４６６，３６６号、ジョヴァノヴィック（Jovanovic）による、１９９８年４月７日に発行され、「高電圧高出力コンバータにおける整流器の逆回復に関連する損失低減のための技術（Technique For Reducing Rectifier Reverse-Recovery-Related Losses In High-Voltage High Power Converters）」と題された米国特許番号第５，７３６，８４２号、およびジャンら（Jang et al.）による、２０００年４月１８日に発行され、「パルス幅変調方式コンバータにおけるスイッチング損失低減のためのソフトスイッチングセル（Soft-Switching Cell For Reducing Switching Losses In Pulse-Width-Modulated Converters）」と題された米国特許番号第６，０５１，９６１号に記載されている。
【０００８】
このように知られたコンバータの、さらなる複雑性およびさらなるスイッチは、それらのコストを増加するだけでなく、昇圧コンバータのスイッチを制御するために必ず設けられる制御回路の複雑性およびコストについても増加する。
【０００９】
また、ファリントンら（Farrington et al.）による、１９９６年８月２７日に発行され、「力率補正された昇圧コンバータのための低損失スナバ（Low-Loss Snubber For A Power Factor Corrected Boost Converter）」と題された米国特許番号第５，５５０，４５８号から、追加のスイッチを有するコンバータを設けることなく、ダイオードの逆回復損失およびスイッチング損失を低減するためのスナバを用いた昇圧コンバータを提供することが知られている。このコンバータにおいては、スナバインダクタがブーストダイオードに直列に接続され、スナバダイオードに直列の抵抗が、直列接続されたブーストダイオードおよびスナバインダクタに、並列に接続される。このような構成は、スイッチがオンのときにブーストダイオードにかかる電圧のリンギング（ringing）を防止するために、ブーストダイオードおよびスナバインダクタ間の接続点に接続されるさらなるダイオードを必要とするという欠点があり、結果としてスナバインダクタ、このさらなるダイオード、およびコンバータスイッチを通って電流が循環する。この参考文献は、また、降圧コンバータに適応された同様のスナバ構成も開示する。
【００１０】
スナバ回路を用いた他の昇圧コンバータは、さらなる複雑性を有するが、キム（Kim）による、１９９７年５月２７日に発行され、「エネルギ再生スナバ回路を用いた昇圧コンバータ（Boost Converter Using Energy Reproducing Snubber Circuit）」と題された米国特許番号第５，６３３，５７９号から知られている。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
追加のスイッチを用いず比較的簡単な構成を用いて、スイッチング損失および／または逆回復損失を減少させるような、昇圧コンバータまたは降圧コンバータなどの電力コンバータを提供することが必要とされている。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
発明の要約
本発明は、２つの入力端子と、２つの出力端子と、２つの出力端子の間に結合された出力キャパシタと、入力および出力端子間の経路に直列に設けられた第１のインダクタと、制御信号によって制御されるスイッチと、ダイオードとを備える電力コンバータであって、入力端子に供給される入力電圧から、出力端子に出力電圧を生成するために、降圧または昇圧構成となるように接続され、コンバータは、さらに、スイッチおよび第１のダイオードと直列の経路に設けられた第２のインダクタと、直列接続された抵抗および第２のダ
イオードとを備え、直列接続された抵抗および第２のダイオードは、第２のインダクタに並列に設けられることを特徴とする電力コンバータを提供する。
【００１３】
電力コンバータは昇圧構成を有し、第１のインダクタおよびスイッチは、２つの入力端子間に直列に結合され、第１のダイオードは、入力および出力端子間に直列の経路に設けられる。この場合、第２のインダクタは、入力および出力端子間に直列の経路に設けられた第１のダイオードに直列にすることができ、またはコンバータのシャント経路のスイッチに直列にすることもできる。
【００１４】
あるいは、電力コンバータは降圧構成を有し、第１のインダクタおよび第１のダイオードは、２つの出力端子間に直列に結合され、スイッチは、入力および出力端子間に直列の経路に設けられる。この場合、第２のインダクタは、入力および出力端子間に直列の経路に設けられたスイッチと直列にすることができ、またはコンバータのシャント経路のダイオードに直列にすることもできる。
【００１５】
上記の各コンバータの動作は、第１のダイオードに並列のキャパシタンスから利益を受ける。ダイオードの寄生キャパシタンスは、ある場合には、このキャパシタンスのすべてを構成するかもしれないが、好ましくは、キャパシタは第１のダイオードに並列に接続される。他のキャパシタを抵抗に並列に結合することもでき、またはそれに代えて、キャパシタは抵抗あるいは第２のダイオードに直列の第１のダイオードに並列に結合されることもできる。
【００１６】
また、本発明は回路配列に拡張され、この回路配列は、回路配列の動作中に、電流が流れる第１のインダクタと、制御信号の制御により、開放され、または閉じられるように構成されたスイッチとを備え、スイッチは、スイッチが閉じられたときに、第１のインダクタの電流を導通するように構成され、さらに、スイッチが開放されたときには、インダクタの電流を導通するために順方向のバイアスがかけられ、スイッチが閉じられたときには、逆方向のバイアスがかけられるように構成された第１のダイオードと、第１のインダクタのインダクタンスよりもずっと小さいインダクタンスを有し、スイッチおよび第１のダイオードに直列の経路に設けられる第２のインダクタと、抵抗と抵抗に直列に接続された第２のダイオードとを備え、直列接続された抵抗および第２のダイオードが第２のインダクタに並列に接続されることを特徴とする、
このような回路配列は、好ましくは、第１のダイオード、または抵抗あるいは第２のダイオードに直列の第１のダイオードに並列に接続されるキャパシタを含む。
【００１７】
回路配列は、入力および出力端子と、入力端子をスイッチへ結合する第１のインダクタと、第１のインダクタおよびスイッチの間の接続点を出力端子へ結合する第１のダイオードとを有する昇圧コンバータを形成することができる。あるいはそれに代えて、回路配列は、入力および出力端子と、出力端子を第１のダイオードへ結合する第１のインダクタと、第１のインダクタおよび第１のダイオードの間の接続点を入力端子へ結合するスイッチとを有する降圧コンバータを形成することもできる。いずれの場合においても、好ましくは、第２のインダクタは、第１のインダクタよりずっと小さいインダクタンスを有する。
【００１８】
図面の簡単な説明
本発明は、添付の図面を参照して、例を目的とした以下の説明から、さらに理解されるであろう。図面中、異なる図において相当する要素を表わすために、同じ参照符号が用いられる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】スナバ回路を有する、公知の昇圧コンバータを示す図である。
【図２】本発明の実施の形態に従った、昇圧コンバータを示す図である。
【図３】本発明の他の実施の形態に従った、図２の昇圧コンバータの修正形を示す図である。
【図４】図２の昇圧コンバータの動作において発生する、電圧および電流の簡略化した波形を示す図である。
【図５】昇圧コンバータのスイッチターンオン時間付近を拡大した時間軸における、図４の簡略化した波形を示す図である。
【図６】昇圧コンバータのスイッチターンオフ時間付近を拡大した時間軸における、図４の簡略化した波形を示す図である。
【図７】本発明の実施の形態に従った、降圧コンバータを示す図である。
【図８】本発明のさらなる実施の形態に従った、他の降圧コンバータを示す図である。
【図９】本発明の実施の形態に従った、他の昇圧コンバータを示す図である。
【図１０】本発明のさらなる実施の形態に従った、図２の昇圧コンバータの修正を示す図である。
【図１１】本発明のさらなる実施の形態に従った、図２の昇圧コンバータの修正を示す図である。
【図１２】本発明のさらなる実施の形態に従った、図２の昇圧コンバータの修正を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
詳細な説明
図面を参照して、図１は、スナバ回路を有する昇圧コンバータを示す図であり、これは上記で参照した米国特許番号第５，５５０，４５８号から知られている。昇圧コンバータ自体は、インダクタ１０と、スイッチ１２と、ダイオード１４と、キャパシタ１６とを備える。適当な電源（図示せず）からの正の入力電圧Ｖｉｎは、ゼロボルト（０Ｖ）ラインに対して、ブーストインダクタと呼ばれるインダクタ１０を介して、図１に示されるように、ＭＯＳＦＥＴによって典型的に構成されたスイッチ１２へ結合され、このＭＯＳＦＥＴは、そのドレインがインダクタ１０に接続され、そのソースが０Ｖラインに接続され、そしてゲートには、パルス制御信号Ｇが、スイッチ１２の状態を制御するために、既知の方法で印加される。また、図１は、ＭＯＳＦＥＴ固有の、いわゆるボディダイオードを示しており、そのアノードはＭＯＳＦＥＴのソースに接続され、そのカソードはＭＯＳＦＥＴのドレインに接続される。
【００２１】
ＭＯＳＦＥＴスイッチ１２のドレインとインダクタ１０との間の接続点は、図１の場合では、スナバ回路の一部を形成するインダクタ２０を介して、ブーストダイオードまたは整流器と呼ばれるダイオード１４のアノードへ接続される。ダイオード１４のカソードは、０Ｖラインに対する正の出力電圧Ｖｏｕｔのための、コンバータの出力端子と、出力キャパシタと呼ばれるキャパシタ１６の一方の端子とに接続され、キャパシタ１６の他方の端子は０Ｖラインに接続される。
【００２２】
たとえば、入力電圧Ｖｉｎは、平滑化された直流電圧、または特にＰＦＣに用いられる昇圧コンバータの場合には、整流された交流電圧を含む。さらなる例として、テレビのような民生用電子機器のＰＦＣに用いられる昇圧コンバータについては、入力電圧Ｖｉｎは、１２０〜３６０Ｖのオーダの範囲のピーク電圧を有する整流された交流電源であってもよく、出力電圧Ｖｏｕｔは、３８０〜４００Ｖのオーダ、たとえば３８５Ｖであってもよい。このような用途では、コンバータの出力電力はたとえば、２００〜７００Ｗの範囲に設計されてもよく、コンバータは、連続電流モード（Continuous Current Mode：ＣＣＭ）で作動される。
【００２３】
本分野でよく知られているように、スイッチ１２が開放されている（ＭＯＳＦＥＴがオフまたは非導通の）とき、入力からの電流は、ブーストインダクタ１０および順バイアスがかけられるブーストダイオード１４を経由して流れ、キャパシタ１６を充電するとともに、コンバータの出力に結合された負荷（図示せず）に電流を供給しつつその出力電圧Ｖｏｕｔを維持する。制御信号Ｇによってスイッチ１２が閉じられている（ＭＯＳＦＥＴがターンオンまたは導通の）ときは、ＣＣＭの場合は電流がインダクタ１０を流れているが、インダクタ電流は、スイッチ１２を経由して流れ、ダイオード１４は逆バイアスがかけられ、負荷への電流は出力キャパシタ１６によって維持される。
【００２４】
スイッチ１２のこのようなスイッチングで、インダクタ電流はＭＯＳＦＥＴスイッチ１２がターンオンおよびターンオフすることにより切替えられ、結果として望ましくないスイッチング損失が生じる。ブーストインダクタ１０および出力キャパシタ１６の大きさを小さくする手助けをするために、高いスイッチング周波数が望ましいが、このようなスイッチング損失は、スイッチング周波数の増加に伴って増加し、したがって、スイッチング周波数の実用上の制限を与える。
【００２５】
さらに、以下に説明するようなスナバ回路がない場合、ＭＯＳＦＥＴスイッチ１２がターンオンしたとき、ブーストダイオード１４には逆バイアスがかけられるが、その逆回復期間中においても導通のままであり、結果としてこの期間中に大きな電流が流れ、スイッチ１２に与えられるストレスが増加するとともに、コンバータ損失も増加する。
【００２６】
図１の昇圧コンバータのスナバ回路は、ブーストダイオード１４と直列のスナバインダクタ２０に加えて、直列接続されたインダクタ２０およびブーストダイオード１４に並列に接続された、直列接続されたスナバ抵抗２２およびダイオード２４と、アノードが０Ｖラインに接続され、かつカソードがスナバインダクタ２０およびブーストダイオード１４間の接続点に接続された、さらなるダイオード２６とを含む。
【００２７】
スナバインダクタ２０は、ブーストダイオード１４のターンオフを遅め、それによりその逆回復損失を低減するとともに、電流の急激な増加を防止することによってＭＯＳＦＥＴスイッチ１２のターンオン損失を低減する。ＭＯＳＦＥＴスイッチにかかる電圧がリンギングすることが防止され、スイッチがターンオフされると、抵抗２２およびダイオード２４によって、この電圧を出力電圧Ｖｏｕｔにクランプする。さらなるダイオード２６は、ＭＯＳＦＥＴスイッチ１２がターンオンされると、スナバインダクタに負の電流を導通する。
【００２８】
この既知の昇圧コンバータは、スナバインダクタ２０とブーストダイオード１４との間の接続点における電圧のリンギングを防止するために、ダイオード２６が必要とされるという欠点を有する。さらなる欠点としては、ＭＯＳＦＥＴスイッチ１２がターンオフされて、この接続点において０Ｖより低い範囲で変動する電圧によってダイオード２６に順バイアスがかけられると、スナバインダクタ２０を通る電流は、閉じられたスイッチ１２および順バイアスがかけられたダイオード２６を経由して循環し、結果としてさらなる損失が生じる。
【００２９】
図２は、本発明の実施の形態に従った、昇圧コンバータを示す図であり、図１の昇圧コンバータについて上述したような同じ要素１０，１２，１４および１６を含む。したがって、図２の昇圧コンバータにおいては、インダクタ１０およびダイオード１４が、コンバータの入力および出力端子間の直列の経路に直列に接続され、ＭＯＳＦＥＴスイッチ１２は、コンバータのシャント経路に設けられる。
【００３０】
さらに、図２の昇圧コンバータは、図１と同じ参照符号を有するインダクタ２０、抵抗
２２およびダイオード２４を備えるスナバと、キャパシタンス２８とを含む。図２の昇圧コンバータのスナバは、図１のスナバのようのダイオード２６を有しておらず、以下でさらに説明するように、その要素は、異なった形で接続される。
【００３１】
より具体的には、図２の昇圧コンバータにおいては、インダクタ２０は、この場合ではダイオード１４のカソードとコンバータの出力電圧Ｖｏｕｔのための出力端子との間に、ブーストダイオード１４に直列に接続される。インダクタ２０は、典型的には、ブーストインダクタ１０よりずっと小さいインダクタンスを有する。参照を容易にするために、図２のコンバータのブーストダイオード１４のアノードおよびカソードにおける接続点を、それぞれＡおよびＣの参照符号を付し、電圧Ｖｏｕｔのための出力端子を接続点Ｖｏｕｔと呼ぶ。
【００３２】
抵抗２２およびダイオード２４は、接続点ＣとＶｏｕｔとの間に、直列に接続され、ダイオード２６は、図示されるように接続点Ｃから接続点Ｖｏｕｔの方向に抵抗２４を通って電流Ｉｒを導通するために分極される。抵抗２４とダイオード２６との直列の順序は、図示されたものから任意的に反転させてもよい。すなわち、ダイオード２６は、図示されるように、そのカソードが接続点Ｖｏｕｔに結合され、そのアノードが抵抗２４を介して接続点Ｃに結合されてもよいし、あるいは、ダイオードは、そのアノードが接続点Ｃに結合され、そのカソードが抵抗２４を介して接続点Ｖｏｕｔに接続されてもよい。いずれの場合においても、直列接続された抵抗２２およびダイオード２４は、インダクタ２０に並列に接続され、図１のコンバータのように、直列接続されたインダクタ２０およびダイオード１４には並列に接続されない。
【００３３】
キャパシタンス２８は、接続点ＡおよびＣ間に接続され、したがって、ブーストダイオード１４に並列になる。たとえばそのスイッチング周波数および出力電圧を含む、昇圧コンバータの特定の特徴により、キャパシタンス２８は、ブーストダイオード１４の寄生キャパシタンスによって、一部または全部が構成されることもできる。
【００３４】
図３は、図２の昇圧コンバータの修正形を示した図であり、ブーストダイオード１４とインダクタ２０との直列の順序が変化されている。すなわち、図３のコンバータにおいては、インダクタ２０の一方の端子は、ＭＯＳＦＥＴスイッチ１２のドレインとインダクタ１０との間の接続点に接続され、インダクタ２０の他方の端子は、ブーストダイオード１４のアノードに接続され、ブーストダイオード１４のカソードは、出力電圧Ｖｏｕｔのための出力端子に接続される。図２のコンバータのように、図３のコンバータにおいては、直列接続された抵抗２２およびダイオード２４（いずれの順序）は、インダクタ２０に並列であり、キャパシタンス２８はブーストダイオード１４に並列である。
【００３５】
図３のコンバータの動作は、図２のコンバータの動作と類似しており、図４から図６をさらに参照して以下に説明するが、図４から図６はコンバータの動作中に生じる電圧および電流の波形を示す図である。これらの波形は、寄生の効果が全く示されないように簡略化されている。
【００３６】
より具体的には、図４から図６の各々は、図２の接続点ＡおよびＣのそれぞれの電圧波形ＡおよびＣをボルト（Ｖ）単位で示すとともに、図２の矢印によって示されるように、スイッチ１２の電流Ｉｑ（スイッチ１２を構成するＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース電流）、ブーストダイオード１４の電流Ｉｄおよび抵抗２２の電流Ｉｒについての電流波形Ｉｑ、ＩｄおよびＩｒをアンペア（Ａ）単位で示す。図４は、スイッチングサイクル全体の波形を示す図であり、図５および図６は、スイッチ１２のターンオンおよびターンオフ時刻付近を拡大した時間軸における波形をそれぞれ示す図である。たとえば、図４の時刻ｔ０から時刻ｔ１０までの１つのスイッチングサイクルの期間は１０μｓであり、図５の時
刻ｔ０から時刻ｔ３までの期間はおよそ８０ｎｓのオーダであり、図６の時刻ｔ５から時刻ｔ８までの期間はおよそ５０ｎｓのオーダである。
【００３７】
これらの波形は、以下の要素値および特性を有する昇圧コンバータについて説明したものであり、十分な理解が得られることを補助するために、一例としてここに与えられ、本発明はこれらの値または特性のいずれによって多少なりとも制限されない。
【００３８】
出力電圧  Ｖｏｕｔ      ：３８５Ｖ        インダクタ２０      ：５μＨ
スイッチング周波数      ：１００ｋＨｚ    抵抗２２            ：２５Ω
ブーストインダクタ１０  ：８００μＨ      キャパシタンス２８  ：３００ｐＦ
出力キャパシタ１６      ：５０μＦ        出力電力            ：４００Ｗ
本発明の他の実施の形態においては、これらの値の全ては全く異なってもよい。ほんの一例として、キャパシタンス２８は、ＭＯＳＦＥＴスイッチ１２の激しい駆動を抑えることで、数ｎＦ増加させることができ、または、低出力電圧の昇圧コンバータにおいては、それはブーストダイオード１４の寄生キャパシタンスまで、潜在的に減少させることもできる。
【００３９】
特に図４および図５を参照して、スイッチ１２を構成するＭＯＳＦＥＴをターンオンするために、制御信号Ｇをｈｉｇｈとする時刻ｔ０の直前は、電流Ｉｄを入力Ｖｉｎから出力接続点Ｖｏｕｔまで、インダクタ１０および２０を介して導通するために、ダイオード１４には順バイアスがかけられ、電流ＩｑおよびＩｒはほぼゼロであり、接続点ＡおよびＣはほぼ出力電圧Ｖｏｕｔである。（接続点Ａは、実際には、優勢な電流Ｉｄにおいてダイオード１４の順電圧によって接続点Ｃよりも、より正となる。）
制御信号Ｇ（図示せず）がｈｉｇｈになった時刻ｔ０から開始して、図５に示される、すぐ後の時刻ｔ１まで、ＭＯＳＦＥＴは、接続点Ａにおける電圧がほぼゼロに急速に低下するように、ターンオンする（スイッチ１２が閉じられる）。ダイオード１４に直列のインダクタ２０により、ｔ０〜ｔ１の短い間隔の間、ダイオード１４およびインダクタ２０の電流Ｉｄはほとんど変化せず、ダイオード１４には順バイアスがかけられたままであり、接続点Ｃにおける電圧も、時刻ｔ１においてほぼゼロに低下する。
【００４０】
したがって、図５に示されるように、ｔ０〜ｔ１の間隔においては、ＭＯＳＦＥＴスイッチ１２は、非常に少ない電流Ｉｑで、すなわちほとんどゼロ電流スイッチング（Zero Current Switching：ＺＣＳ）の状態で比較的少ないスイッチング損失でターンオンされる。時刻ｔ１において、ＭＯＳＦＥＴスイッチ１２は完全にターンオンされ、出力電圧Ｖｏｕｔがインダクタ２０に発生する。それに応じて、順バイアスがかけられたダイオード１４およびインダクタ２０の電流Ｉｄは、時刻ｔ１から線形的に徐々に低下し、図５に示されるように、時刻ｔ１のやや後の時刻ｔ２においてゼロに達する。
【００４１】
電流Ｉｄがゼロに到達する時刻ｔ２において、ダイオード１４は逆バイアスがかけられ、図５の曲線５０によってよく示されるように、キャパシタンス２８がインダクタ２０を介して充電されるために、接続点Ｃの電圧がほぼゼロから共振的に上昇する。共振は、接続点Ｃの電圧を、時刻ｔ３で出力電圧Ｖｏｕｔよりオーバシュートさせ、それに続いてダイオード２４に順バイアスがかけられて、電流Ｉｒが図５の曲線５４でよく示されるようにほぼゼロから上昇し、インダクタ２０に蓄えられたエネルギは抵抗２２で消費される。
【００４２】
図４および図５の曲線５２で示されるように、時刻ｔ０から時刻ｔ２までは、電流Ｉｑは、その期間に電流Ｉｄが低下するのと逆の形で増加し、時刻ｔ２から時刻ｔ３までは、上述のように接続点Ｃの電圧が共振的に上昇するので、インダクタ２０およびキャパシタンス２８を経由して流れる電流により、電流Ｉｑは上昇し続ける。時刻ｔ３において、ダイオード２４に順バイアスがかけられ始めると、電流Ｉｑは、時刻ｔ２におけるその値に
相当する定常状態値まで低下し、その値は時刻ｔ０における電流Ｉｄの値である。ＭＯＳＦＥＴスイッチ１２の周期の残りの期間は、時刻ｔ５までは図４の直線５６でよく示されるように、ＭＯＳＦＥＴスイッチ１２の電流Ｉｑは、閉じられたスイッチ１２によって入力電圧Ｖｉｎがブーストインダクタ１０にかかるので、この定常状態値から値Ｉｏｆｆまで徐々に増加する。
【００４３】
具体的には、図４および図６を参照して、ＭＯＳＦＥＴスイッチ１２をターンオフさせるために、制御信号Ｇがｌｏｗになる時刻ｔ５の直前は、接続点Ａは０Ｖ、接続点Ｃはほぼ出力電圧Ｖｏｕｔであり、キャパシタンス２８は出力電圧Ｖｏｕｔに充電されダイオード１４には逆バイアスがかけられるので、電流ＩｄおよびＩｒがほぼゼロとなる。ＭＯＳＦＥＴスイッチ１２がオンであり、その電流Ｉｑはブーストインダクタ１０を介して導通され、図４および図６に示されるようにＩｏｆｆの値を有する。
【００４４】
制御信号Ｇ（図示せず）がｌｏｗになる時刻ｔ５からＭＯＳＦＥＴが完全にターンオフされる時刻ｔ６までの期間は、ＭＯＳＦＥＴスイッチ１２がターンオフされる（スイッチ１２が開放される）。このｔ５〜ｔ６の期間において、ＭＯＳＦＥＴスイッチ１２の電流ＩｑはＩｏｆｆの値からほぼゼロに低下する。インダクタ１０および２０の電流は即座には変化しないので、インダクタ１０の電流はキャパシタ２８、抵抗２２およびダイオード２４を介して出力接続点Ｖｏｕｔへ流れ、接続点Ａの電圧は急速に値Ｖｒ＝Ｒ・Ｉｏｆｆまで上昇する。ここで、Ｒは抵抗２２の抵抗値である。接続点Ｃの電圧は、Ｖｒ＋Ｖｏｕｔの値に応答して増加され、これによってダイオード２４に順バイアスがかかり、直線６４で示されるように、抵抗２２およびダイオード２４の電流Ｉｒが、時刻ｔ６において、ほぼＩｏｆｆの値まで増加する。
【００４５】
時刻ｔ６から時刻ｔ７まで、キャパシタンス２８は、インダクタ１０、キャパシタンス２８、抵抗２２および順バイアスをかけられたダイオード２４を介して流れる比較的一定な電流Ｉｒによって、ほぼ線形に放電されるので、接続点Ａの電圧は、図６の直線６０でよく示されるように、ほぼ線形に増加する。時刻ｔ７において、接続点Ａにおける電圧は、接続点Ｃおよび順バイアスがかけられたダイオード１４の電圧より大きい値まで増加し、それに応じて導通が開始され、図６の直線６２でよく示されるように、時刻ｔ７から、ダイオード２４がインダクタ１０を介して流れる全ての電流を導通する時刻ｔ８まで、電流Ｉｄが増加する。
【００４６】
それに続く時刻ｔ８において、図４に示されるように、接続点ＡおよびＣの電圧は、ほぼ出力電圧Ｖｏｕｔまで低下し、電流Ｉｒはほぼゼロに低下する。そして、インダクタ１０、ダイオード１４および（電流Ｉｒがほぼゼロまで低下したときには）インダクタ２０を通って流れる電流Ｉｄは、図４の直線６６に示されるように、スイッチングサイクルが繰り返される時刻ｔ１０まで徐々に減少する。時刻１０において、電流Ｉｄは時刻ｔ０とほぼ同じ値に到達する。
【００４７】
抵抗２２の抵抗値Ｒおよびキャパシタンス２８大きさは、望ましくは、ＭＯＳＦＥＴスイッチ１２がターンオフしている間に、接続点Ａに与えられる電圧Ｖｒが、出力電圧Ｖｏｕｔのほんの一部となるように選択され、たとえば、図６に示されるように、３８５Ｖのオーダの出力電圧Ｖｏｕｔに対して、６０Ｖまたはそれより小さいオーダとなる。したがって、ＭＯＳＦＥＴスイッチ１２がターンオフする際のスイッチング損失は、大きく減少される。たとえば、図２のコンバータにおけるターンオフスイッチング損失は、スナバを有しない同様のコンバータに対するスイッチング損失の１５％またはそれより小さいオーダとなる。
【００４８】
さらに、ｔ０〜ｔ２の期間が、ＭＯＳＦＥＴスイッチ１２のターンオンの期間ｔ０〜ｔ
１よりも実質的に大きくなるのに十分となるように、インダクタ２０のインダクタンスを選択することによって、ＭＯＳＦＥＴスイッチ１２のターンオン時のスイッチング損失は、上述のように減少し、たとえば、スナバを有しない同様のコンバータの２０％またはそれより小さくなる。さらに、図２のコンバータのダイオード１４の順バイアスが、ＭＯＳＦＥＴスイッチが完全にターンオンされた後まで維持されるので、ダイオード逆回復の問題が防止される。
【００４９】
したがって、図２のコンバータにはまだいくつかの損失はあるものの、スナバを有しないコンバータの損失と比較して、大幅に減少される。抵抗２４での電力消費は、たとえば、コンバータの出力電力の１％のオーダとすることができる。同時に、ダイオード逆回復問題が防止され、図２のコンバータは非常に高速の、または非常に高価なダイオードを必要しない。図２のコンバータのこれらの有利な点は、追加のスイッチおよびその駆動回路を必要とせず、上述のようなソフトスイッチング昇圧コンバータの、相対的な複雑さおよび関連するコストなしで達成される。それらはまた、図１のコンバータのようなダイオード２６も必要とせず、結果としておこるそのようなダイオードを通る循環電流の発生もない。
【００５０】
上記の説明は、昇圧コンバータに関連するが、スイッチング損失およびダイオード逆回復の同様の問題は、たとえば、降圧コンバータを含む他の電力コンバータにおいても生じ、本発明の実施の形態に従った、上述と同様の方法で対処することができる。たとえば、図７は、本発明の他の実施の形態に従った降圧コンバータを示す図である。
【００５１】
図７を参照して、ここで示された降圧コンバータは、ゲートに供給される制御信号Ｇ’によって制御されるＭＯＳＦＥＴスイッチ７０を備え、正の入力電圧Ｖｉｎのための端子と、Ｖｉｎより小さい正の出力電圧Ｖｏｕｔのための端子との間の出力インダクタ７４に直列に結合される。また、降圧コンバータは、アノードが０Ｖラインに接続され、カソードがＭＯＳＦＥＴスイッチ７０と出力インダクタ７４との間の点に結合されたダイオード７２と、正の出力電圧端子および０Ｖライン間に結合された出力キャパシタ７６とを含む。したがって、図７の降圧コンバータにおいては、ＭＯＳＦＥＴスイッチ７０およびインダクタ７４は、コンバータの入力および出力端子間の直列の経路に直列に結合され、ダイオード７２は、コンバータのシャント経路に接続される。
【００５２】
図７の降圧コンバータは、ＭＯＳＦＥＴスイッチ７０および出力インダクタ７４の間に直列のインダクタ８０と、ＭＯＳＦＥＴスイッチ７０のボディダイオードと同じ導通方向に分極されたダイオード８４を有するインダクタ８０に並列の、直列接続された抵抗８２およびダイオード８４と、ダイオード７２に並列のキャパシタンス８６とを備えるスナバをさらに含む。インダクタ８０は、典型的には、出力インダクタ７４よりずっと小さいインダクタンス有する。比較的低い出力電圧では、典型的には、キャパシタンス８６は、図２の昇圧コンバータのキャパシタンス２８より大きく、抵抗８２の抵抗値は、典型的には、図２の昇圧コンバータの抵抗２２より小さくなる。
【００５３】
図７はまた、ＭＯＳＥＴスイッチ７０のソースとインダクタ８０との接続点Ａ’、およびダイオード７２のカソードとインダクタ８０および７４との接続点Ｃ’を示しており、以下にこれらを説明する。図７の降圧コンバータは、上記で詳述した、図２の昇圧コンバータの動作と相互に関連するような方法で動作し、以下に要約する。
【００５４】
ＭＯＳＦＥＴスイッチ７０がターンオンされる直前は、接続点Ａ’およびＣ’はほぼ０Ｖであり、ＭＯＳＦＥＴ７０および抵抗８２を通る電流はほぼゼロであり、ダイオード７２には順バイアスがかけられて、インダクタ７４を介してキャパシタ７６および出力に電流を導通している。制御信号Ｇ’の制御により、ＭＯＳＦＥＴスイッチ７０が急速にター
ンオンされ、接続点Ａ’の電圧が入力電圧Ｖｉｎまで急激に上昇し、ダイオード７２にはまだ順バイアスがかけられその電流は比較的ゆっくりとゼロまで徐々に減少し、ＭＯＳＦＥＴスイッチ７０を通る電流は、反対に増加する。そして、接続点Ｃ’の電圧は、ダイオード８４に順バイアスがかけられるまで、キャパシタンス８６およびインダクタ８０によって共振的に上昇し、ＭＯＳＦＥＴスイッチ７０を通る電流が上昇する。インダクタ８０のエネルギは抵抗８２で消費され、ＭＯＳＦＴＥスイッチ７０を通る電流は、これに応じて、定常状態まで低下し、そこから、ＭＯＳＦＥＴスイッチがターンオフされるまでゆっくりと増加し、接続点Ｃ’の電圧は出力電圧Ｖｏｕｔまで低下し、その電圧でキャパシタンス８６が充電される。
【００５５】
制御信号Ｇ’がＭＯＳＦＥＴスイッチ７０をターンオフすると、インダクタ８０を通る電流は、スイッチにかわって、ダイオード８４および抵抗８２を介して流れる。したがって、スイッチ電流はゼロまで急速に低下し、接続点Ａ’の電圧は、この電流および抵抗８２の抵抗値の積によって急速に低下する。そして、接続点Ａ’およびＣ’の電圧は、接続点Ａ’の電圧が負になり接続点Ｃ’の電圧がゼロをまたぎそしてダイオード７２に順バイアスがかけられるまで、比較的ゆっくりと低下する。そして、電流は、ダイオード７２および出力インダクタ７４を介して流れ、ＭＯＳＦＥＴスイッチ７０が次にターンオンされるまでゆっくりと徐々に減少し、接続点Ａ’およびＣ’の電圧はほぼゼロに戻り抵抗８２を通る電流はゼロに低下する。
【００５６】
ＭＯＳＦＥＴスイッチング７０は、直列接続された抵抗８２およびダイオード８４に並列のインダクタ８０に直接的に直列接続されるので、これらの位置を交換することができることがわかるであろう。したがって、直列接続された抵抗８２およびダイオード８４に並列のインダクタ８０を、入力電圧Ｖｉｎのための端子と、ＭＯＳＦＥＴスイッチ７０との間に接続することもできる。いずれの場合においても、インダクタ８０は、ＭＯＳＦＥＴスイッチ７０と直列であり、コンバータの入力および出力端子間の直列の経路に直列となる。
【００５７】
降圧コンバータの他の回路配列が図８に示され、この構成においては、図７のようにＭＯＳＦＥＴスイッチ７０に直列に接続されることに代えて、インダクタ８０およびそれに並列の直列接続された抵抗８２およびダイオード８４は、ダイオード７２およびそれに並列のキャパシタンス８６に直列に、すなわちコンバータのシャント経路に接続される。したがって、図８に示されるように、インダクタ８０、および同様に直列接続された抵抗８２およびダイオード８４は、ダイオード７２のカソードと、ＭＯＳＦＥＴスイッチ７０および出力インダクタ７４の間の接続点との間に接続される。
【００５８】
あるいは、ダイオード７２のカソードは、ＭＯＳＦＥＴスイッチ７０および出力インダクタ７４の間の接続点と接続されてもよく、インダクタ８０は、ダイオード７２のアノードおよび０Ｖラインの間に接続にされてもよく、キャパシタンス８６はダイオード７２と並列に、そして直列接続された抵抗８２およびダイオード８４はインダクタ８０に並列に接続される。
【００５９】
図２，３，７、および８の各々の電力コンバータ、そして上述したその代替の各々においては、スナバインダクタ２０または８０が、コンバータスイッチ１２または７０と、コンバータダイオード１４または７２との両方を含む直列の経路となるように設けられる。インダクタ２０または８０は、ＭＯＳＦＥＴスイッチ１２または７０がターンオンされるときに、コンバータダイオード１４または７２を通る電流の非常に急激な変化を抑制するので、ＭＯＳＦＥＴスイッチが完全にターンオンされた後まで、ダイオードが順バイアスのままとなる。さらに、これらの電力コンバータおよび上述したその代替の各々において、直列接続された抵抗２２または８２、およびダイオード２４または８４は、スナバイン
ダクタ２０または８０に並列に接続され、キャパシタンス２８または８６は、コンバータダイオード１４または７２のキャパシタンスによってそれが提供されない限り、このダイオードに並列に追加される。本発明は、また、降圧または昇圧コンバータや、他の電力コンバータ、そしてモータ制御、リレー制御などのために用いられ、同様の関連ある特性を有するような他の回路における他の回路配列に適応する。
【００６０】
これから、たとえば、本発明の他の実施の形態が、図９に示されるような昇圧コンバータに適合できることがわかる。
【００６１】
図９を参照して、図９においては、図２および図３の昇圧コンバータと同様の要素が用いられ、同じ参照符号が付されており、インダクタ２０、およびインダクタ２０に並列な直列接続された抵抗２２およびダイオード２４が、コンバータＭＯＳＦＥＴスイッチ１２およびブーストダイオード１４を含む経路の異なった位置、この場合にはコンバータのシャント経路であり、ＭＯＳＦＥＴスイッチ１２のドレインと、インダクタ１０およびダイオード１４の接続点との間に移される。キャパシタンス２８は、ダイオード１４に並列に接続される。
【００６２】
図９の昇圧コンバータは、コンバータのシャント経路において、抵抗２２およびダイオード２４をインダクタ２０に並列のまま、ＭＯＳＦＥＴスイッチ１２およびインダクタ２０の位置を入れ替えること、および／または直列接続された抵抗２２およびダイオード２４の位置を入れ替えることによってさらに修正することができることがわかる。
【００６３】
さらに、直列接続された抵抗２２または８２とダイオード２４または８４とが、インダクタ２０または８０と並列である、スナバインダクタ２０または８０は、昇圧コンバータの場合にはＭＯＳＦＥＴスイッチ１２と出力キャパシタ１６との間、降圧コンバータの場合には０Ｖ入力端子とコンバータダイオード７２との間の０Ｖラインの位置に代わりに移されてもよいことがわかる。
【００６４】
図１０から図１２は、本発明のさらなる実施の形態に従う、図２の昇圧コンバータの修正を示す図である。同様の修正は、図３および図７から図９のコンバータにも適用可能である。
【００６５】
図１０においては、図２の昇圧コンバータは、抵抗２２に並列な追加のキャパシタ９０を設けることによって修正される。キャパシタ９０の追加は、抵抗２２にかかるピーク電圧および通過するピーク電流を低減できるという利点がある。この場合において、抵抗２２を通過する電流は、より長い時間流れるので、抵抗２２によって消費される電力の変化はない。この抵抗２２に並列のキャパシタ９０は、図７から図９において、これらの図の電力コンバータに付随的に設けられてもよいことを示すために、破線で示されている。
【００６６】
図１１では、図１０の昇圧コンバータは、キャパシタ２８の中にキャパシタ９０のキャパシタンスを含むことによってさらに修正され、したがって、ダイオード１４のアノードと、抵抗２２およびダイオード２４間の接続点との間に接続される。したがって、キャパシタ２８は、直列のダイオード１４と抵抗２２とに、並列に接続される。図１２では、抵抗２２およびダイオード２４の直列の順序が逆転されており、キャパシタ２８はダイオード１４のアノードと、抵抗２２およびダイオード２４間の接続点との間に接続される。したがって、この場合には、キャパシタ２８は、直列のダイオード１４とダイオード２４
とに並列に接続される。
【００６７】
キャパシタ２８または９０の端子が実質的に直流レベルの点に接続されたいずれの例においても、代わりに、実質的に直流レベルの他のどのような点に接続されてもよいことが
わかる。たとえば、図３の昇圧コンバータにおいて、ダイオード１４のアノードと、ほぼ直流出力電圧Ｖｏｕｔであるダイオード１４のカソードとの間に接続する代わりに、キャパシタ２８はダイオード１４のアノードと０Ｖラインとの間に接続されてもよい。図３のコンバータに対して、この原理および図１１または図１２の修正を適用することによって、キャパシタ２８は、図３に示された順序または逆の順序で直列接続された抵抗２２およびダイオード２４の間の接続点と、ほぼ直流出力電圧Ｖｏｕｔあるいは０Ｖラインであるダイオード１４のカソード、または、もし直流入力電圧の場合は電圧Ｖｉｎのための端子のいずれかとの間に、代わりに接続されてもよい。
【００６８】
以上のように、本発明の特別な実施の形態は一例の目的として上述され、数多くの修正、変形および適用が、特許請求の範囲で定義される本発明の範囲から逸脱することなく行なわれてもよいことが理解される。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【国際調査報告】
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2010516223.tif 000016
2010516223.tif 000017