(57)【要約】  持続時間がガードインターバルの長さ（ＮＧ）よりも長い、ＯＦＤＭ伝送システムにおける非短縮のチャネルインパルス応答（ｈｎダブルチルダ）を求める方法および装置によって、比較的大まかな周波数・時間ラスタ（ＮＦ，ＮＤ）の周波数・時間位置（ｎ，ｋ）でのチャネル伝送係数（Ｈｎ，ｋ）が評価され、比較的細かい周波数・時間ラスタの周波数・時間位置（ｎ，ｋ）でのチャネル伝送係数（Ｈｎ，ｋ）が補間され、比較的細かい周波数・時間ラスタの周波数・時間位置（ｎ，ｋ）でのチャネル伝送係数（Ｈｎ，ｋ）の評価値または補間値（Ｈｎ，ｋハット，Ｈｎ，ｋチルダ）からの逆フーリエ変換によって非短縮のチャネルインパルス応答（ｈｎダブルチルダ）が算出される。ここで、比較的細かい周波数・時間ラスタの各周波数・時間位置（ｎ，ｋ）で最適化された、チャネル伝送係数（Ｈｎ，ｋ）の評価値（Ｈｎ，ｋダブルチルダ）が、受信シンボル（Ｒｎ，ｋ）と、受信シンボル（Ｒｎ，ｋ）からの判定によって評価された伝送シンボル（Ｓｎ，ｋチルダ，Ｓｎ，ｋダブルチルダ）から求められる。
2010522491.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
比較的大まかな周波数・時間ラスタ（ＮＦ，ＮＤ）の周波数・時間位置（ｎ，ｋ）でのチャネル伝送係数（Ｈｎ，ｋ）の評価と、比較的細かい周波数・時間ラスタの周波数・時間位置（ｎ，ｋ）でのチャネル伝送係数（Ｈｎ，ｋ）の補間と、前記比較的細かい周波数・時間ラスタの周波数・時間位置（ｎ，ｋ）での前記チャネル伝送係数（Ｈｎ，ｋ）の評価値または補間値（Ｈｎ，ｋハット，Ｈｎ，ｋチルダ）からの逆フーリエ変換による非短縮のチャネルインパルス応答（ｈｎダブルチルダ）の算出と、によって、持続時間がガードインターバルの長さ（ＮＧ）よりも長い、ＯＦＤＭ伝送システムにおける非短縮の前記チャネルインパルス応答（ｈｎダブルチルダ）を求める方法であって、
前記チャネル伝送係数（Ｈｎ，ｋ）の、最適化された評価値（Ｈｎ，ｋダブルチルダ）が、前記比較的細かい周波数・時間ラスタの各周波数・時間位置（ｎ，ｋ）で、受信シンボル（Ｒｎ，ｋ）と、受信シンボル（Ｒｎ，ｋ）からの判定によって評価された伝送シンボル（Ｓｎ，ｋチルダ，Ｓｎ，ｋダブルチルダ）から求められる方法。
【請求項２】
前記判定によって評価された伝送シンボル（Ｓｎ，ｋチルダ，Ｓｎ，ｋダブルチルダ）のために、個々の周波数・時間位置での前記チャネル伝送係数（Ｈｎ，ｋ）の前記評価値と前記補間値（Ｈｎ，ｋハット，Ｈｎ，ｋチルダ）を用いてイコライズされた関係する受信シンボル（Ｄｎ，ｋハット）が用いられることを特徴とする、請求項１に記載の前記チャネルインパルス応答を求める方法。
【請求項３】
前記判定は、「硬判定」によって行われることを特徴とする、請求項１または２に記載の前記チャネルインパルス応答を求める方法。
【請求項４】
好ましくは、チャネル復号による「軟判定」が前記「硬判定」の後に続くことを特徴とする、請求項３に記載の前記チャネルインパルス応答を求める方法。
【請求項５】
比較的大まかな周波数・時間ラスタ（ＮＦ，ＮＤ）の周波数・時間位置（ｎ，ｋ）でのチャネル伝送係数（Ｈｎ，ｋ）の評価値（Ｈｎ，ｋハット）を求める第１の評価器（２）と、比較的細かい周波数・時間ラスタの周波数・時間位置（ｎ，ｋ）での前記チャネル伝送係数（Ｈｎ，ｋ）の補間値（Ｈｎ，ｋチルダ）を求める補間器（３）と、前記比較的細かい周波数・時間ラスタの周波数・時間位置（ｎ，ｋ）での前記チャネル伝送係数（Ｈｎ，ｋ）の前記評価値と前記補間値（Ｈｎ，ｋハット，Ｈｎ，ｋチルダ）から、非短縮のチャネルインパルス応答（ｈｎダブルチルダ）を算出する逆フーリエ変換器（８）と、を有する、持続時間がガードインターバルの長さ（ＮＧ）よりも長い、ＯＦＤＭ伝送システムにおける非短縮の前記チャネルインパルス応答（ｈｎダブルチルダ）を求める装置であって、
伝送シンボル（Ｓｎ，ｋチルダ，Ｓｎ，ｋダブルチルダ）を、関係する受信シンボル（Ｒｎ，ｋ）から評価する判定ユニット（５，６）と、前記受信シンボル（Ｒｎ，ｋ）と、該受信シンボル（Ｒｎ，ｋ）から評価された前記伝送シンボル（Ｓｎ，ｋチルダ，Ｓｎ，ｋダブルチルダ）から、前記チャネルインパルス応答（Ｈｎ，ｋ）の、最適化された評価値（Ｈｎ，ｋダブルチルダ）を評価する第２の評価器（７）が、前記補間器（３）と前記逆フーリエ変換器（８）の間に接続されている装置。
【請求項６】
前記チャネル伝送係数（Ｈｎ，ｋ）の前記評価値と前記補間値（Ｈｎ，ｋハット，Ｈｎ，ｋチルダ）を用いて前記受信シンボル（Ｒｎ，ｋ）をイコライズするイコライザ（４）が、前記補間器（３）と前記判定ユニット（５）の間に接続されていることを特徴とする、請求項５に記載の前記チャネルインパルス応答を評価する装置。
【請求項７】
前記判定ユニット（５，６）は「硬判定ユニット」（５）であることを特徴とする、請求項５または６に記載の前記チャネルインパルス応答を評価する装置。
【請求項８】
「軟判定ユニット」（６）、好ましくは、「軟判定ユニット」（６）として動作する復号器（６）が前記「硬判定ユニット」（５）に続いていることを特徴とする、請求項７に記載の前記チャネルインパルス応答を評価する装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＯＦＤＭ伝送システムにおける非短縮のチャネルインパルス応答を求める方法および装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
セルラー共通周波数ネットワーク（ＳＦＮ：単一周波数ネットワーク）が、デジタル無線技術において必要な伝送出力を低減するために用いられることが多くなってきている。セルラー単一周波数ネットワークでは、同一の伝送信号が、領域毎に区分けされた各セルにそれぞれ配置された幾つかの送信機で時間同期しかつ周波数同期された仕方で伝送される。セルラー単一周波数ネットワークにおいて、対応する受信信号は、距離に依存する信号遅れ時間だけ遅れ、独立したチャネルインパルス応答の影響を受けた個々の伝送信号の加算的な重ね合わせから構成される。
【０００３】
したがって、同一の複数の伝送信号を考慮して、セルラー単一周波数ネットワークにおける伝送チャネルは、バーチャルチャネルインパルス応答によって特徴付けることができる。このバーチャルチャネルインパルス応答の長さは、互いに最大に離れている２つの送信機の間での、遅れ時間の最大の差と、マルチルートチャネルの最大の代替ルーティング遅れに依存する。そこで、セルの大きさが、デジタル無線技術で通例であるように３０キロメートル以上であることを考慮すると、チャネルインパル応答の長さは、１００マイクロ秒を超えることがあり得る。このような場合のバーチャルチャネルインパルス応答は、概してそれぞれ１つの送信機で生じさせられ、適時に互いに置き換わる、通常、１０マイクロ秒より短い長さの少数のエコー群によって、求められる。
【０００４】
伝送チャネルの挙動の正確な情報は、単一周波数ネットワークの正確な動作のために非常に重要である。この目的で必要とされる評価による伝送チャネルの測定によって、バーチャルチャネルインパルス応答の最適な再現が求められる。
【０００５】
バーチャルチャネルインパルス応答を求めるために、ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重方式）伝送システムでは、パイロットシンボルが、周波数キャリアとシンボル持続時間によって構成される周波数・時間伝送フレームの所定の周波数・時間ラスタにおいて伝送される。周波数・時間伝送フレームの単一のシンボル持続時間内で、チャネルインパルス応答を求めるために伝送される複数のパイロットシンボルが、実用データインターバルの前または後に配置されたガードインターバル内に配置される。
【０００６】
バーチャルチャネルインパルス応答の持続時間がガードインターバルよりも短い限り、バーチャルチャネルインパルス応答を、干渉させることなくガードインターバル内で再現することができる。実用データインターバル内の実用データシンボルの再現も、困難を生じることなく行われる。バーチャルチャネルインパルス応答が、ガードインターバルの長さを超える場合、パイロットシンボルと実用データシンボルの間でシンボル間干渉が起こり、この干渉によって実用データシンボルの受信が損なわれ、もはや、伝送されるパイロットシンボルからチャンルインパルス応答を再現することもできない。
【０００７】
従来技術では、例えば、特許文献１に開示されているように、実用データシンボルを正確に再現するためのチャネルの評価が、以下のようにパイロットシンボルに基づいて行われている。
【０００８】
複数のパイロットシンボルが、図１Ａのように、全部で（ＮＣ）周波数キャリアからなる伝送帯域幅内で各（ＮＦ）周波数キャリアのラスタに配置される。受信機においてパイロットシンボルから評価器によって求められたＯＦＤＭ伝送チャネルの離散的なチャネル伝送関数（Ｈｋハット）によって、図１Ｂに示すように、時間領域において周期（ＮＣ／ＮＦ）で周期的に継続するインパルス応答（ｈ（ｎ））が与えられる。パイロットシンボルによって占有されていない周波数キャリアにおけるチャネル伝送関数（Ｈｋチルダ）の評価が、図１Ｃのように、パイロットシンボルが備えられた周波数キャリアにおけるチャネル伝送関数（Ｈｋハット）の評価値から、補間フィルタにより補間することによって行われる。この補間によって、図１Ｄに示すように、補間フィルタのフィルタ長（ＦＩ）のレベルの、時間領域におけるインパルス応答（ｈ（ｎ））のウィンドウイング、または各幅の制限が決められる（図１Ｄにおける破線で示す台形の領域）。
【０００９】
チャネルインパルス応答の正確な再現のための前提条件として、チャネルインパルス応答の持続時間は、周期的に継続する個々のチャネルインパルス応答間のエイリアシングを防ぐためにパイロットシンボルの周波数ラスタ（ＮＦ）を適切な大きさにすることによって、周期的に継続する個々のチャネルインパルス応答の周期よりも小さく保たれる必要がある。このために、式（１）に示すように、ＯＦＤＭ伝送チャネルのシステム帯域幅（Ｎｃ）に対するパイロットシンボルの周波数ラスタ（ＮＦ）の比は、ガードインターバルの長さ（ＮＧ）より長くなるように設計する必要がある。
【数１】
2010522491.tif 000003
【００１０】
さらに、補間フィルタのフィルタ長（ＦＩ）は、チャネルインパルス応答の周期的な継続が抑制されるように設計すべきである。したがって、補間フィルタのフィルタ長（ＦＩ）は、ＯＦＤＭ伝送チャネルのシステム帯域幅（Ｎｃ）に対するパイロットシンボルの周波数ラスタ（ＮＦ）の比よりも小さく設計する必要がある。
【００１１】
チャネルインパルス応答が、補間フィルタのフィルタ長ＦＩより短い持続時間を与える場合、図１Ｄのように、チャネルインパルス応答を正確に再現することができる。
【００１２】
しかし、図１Ｅに示すように、チャネルインパルス応答の持続時間が、補間フィルタの、選択されたフィルタ長ＦＩより長い場合、チャネルインパルス応答の一部は、補間の幅の制限によって抑制される。この場合、チャネルインパルス応答の正確な再現は不可能である。
【００１３】
補間の幅の制限の、チャネルインパルス応答の再現への悪影響を除去するために、補間は、従来、比較的細かい周波数ラスタにおけるパイロットシンボルによるより複雑なチャネル評価によって置き換えられている。図２Ａのように、係数Ｑ（係数Ｑ＜１）の分だけ細かいパイロットシンボルによる周波数領域におけるチャネル伝送周波数の評価によって、周期的に継続するチャネルインパルス応答の周期は、図２Ｂに示すように、同じ係数Ｑの分だけ時間領域において高くなる。したがって、誤った再現を生じさせることなく、この係数Ｑの分だけチャネルインパルス応答の持続時間を長くできる。図２Ａにおいてガードインターバルの持続時間ＮＧが、図１Ｂ、またはそれぞれ１Ｄおよび１Ｅの場合に比べて変化させられない場合、式（２）によるチャネルインパルス応答ｈハットは、チャネルインパルス応答ｈハットの持続時間がガードインターバルの長さＮＧを超えていたとしても、評価されたチャネル伝送関数Ｈハットから逆フーリエ変換によって誤りを生じることのないやり方で再現することができる。
【数２】
2010522491.tif 000004
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１４】
【特許文献１】独国特許出願公開第１０００５２８７号明細書
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
しかし、持続時間が、全シンボル持続時間を超えるチャネルインパルス応答の、誤りの無い再現は、パイロットシンボルを備えるＮＣ周波数キャリアのそれぞれの定義を前提としている。再現すべき非常に長い持続時間を有するチャネルインパルス応答では、このようなやり方では実用データシンボルをもはや伝送できないので、この種の手続きは実際には使用できない。
【００１６】
現在のネットワーク動作においてパイロットシンボルの周波数ラスタＮＦと補間フィルタのフィルタ長ＦＩが適合する可能性のない携帯電話ネットワークのテストでの、パイロットシンボルの周波数ラスタＮＦの適切な選択と、補間フィルタのフィルタ長ＦＩの適切な選択によって、ＯＦＤＭ伝送システムの現在の動作ではチャネルインパルス応答の誤った再現を避けることができるが、図１Ｅに示すように、チャネルインパルス応答を正確に再現することも可能とする必要がある。
【００１７】
セルラー単一周波数ネットワークのネットワーク動作時の測定によって、例えば、正確に再現されたバーチャルチャネルインパルス応答から、セルラー単一周波数ネットワークの２つの送信機の間の領域上の最大の距離によって求められる、関係する伝送された複数の信号の遅れ時間の最大の差が、受信機によって処理可能なチャネルインパルス応答の最大の長さ内にあるかどうかを確認することができる。さらに、正確に再現されたバーチャルチャネルインパルス応答から、送信機に結びついたエコーを識別することができ、個々の送信機に結びついたエコーのドップラ偏移から個々の送信機間の周波数同期を監視することができる。
【００１８】
したがって、本発明の目的は、バーチャルチャネルインパルス応答の持続時間が補間フィルタのフィルタ長、またはガードインターバルの持続時間をそれぞれ超えているセルラー単一周波数ネットワークにおけるＯＦＤＭ伝送チャネルのバーチャルチャネルインパルス応答を正確に求める方法および装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
本発明の目的は、請求項１の特徴を有する、チャネルインパルス応答を求める本発明による方法、および、請求項５の特徴を有する、チャネルインパルス応答を求める本発明による装置によって達成される。
【００２０】
本発明によれば、評価と補間によって求められるチャネル伝送関数であって、ある状況下で、補間の結果として短縮されたチャネルインパルス応答を与えるチャネル伝送関数が、個々の周波数・時間位置で受信されるシンボルと、受信されたシンボルから判定によって評価された伝送シンボルに基づく新規な求め方によって最適化される。評価によって、各周波数・時間位置で実際に伝送されたシンボルが導かれる条件で、正確なチャネル伝送関数が各周波数・時間位置で求められる。評価と補間によって求められるチャネル伝送関数とは対照的に、このようにして最適化されたチャネル伝送関数によれば、補間フィルタのフィルタ長にわたるだけでなく、ガードインターバルの持続時間にもわたり、極端な場合、全シンボル持続時間にわたる完全な長さのチャネルインパルス応答が与えられる。
【００２１】
伝送シンボルの評価を行う前に、評価と補間から求められるチャネル伝送関数の逆数を用いて、伝送チャネルで歪められ各周波数・時間位置で受信されたシンボルのイコライズを行うことによって、各周波数・時間位置で伝送されたシンボルの評価の正確さを改善することができる。
【００２２】
例えば、受信シンボルと、用いられる変調方法と関係するシンボルアルファベットの全てのシンボルとの間の、コンステレーションダイアグラムにおけるユークリッド距離を最小化することにより、受信シンボルから、伝送されたビット列の直接的な回復を行う最初の「硬判定」に続いて、伝送ビット列の信頼性値または確率値を与える２番目の「軟判定」を行って最初の「硬判定」を最適化することによって、各周波数・時間位置で伝送されたシンボルの判定を付加的に最適化することができる。
【００２３】
ＯＦＤＭ伝送システムにおける非短縮のチャネルインパルス応答を求める本発明による方法と本発明による装置を、図面を参照して以下に詳細に説明する。図面は以下の通りである。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１Ａ】パイロットシンボルを用いて評価されたチャネル伝送関数の周波数図である。
【図１Ｂ】関係するチャネルインパルス応答のタイムフロー図である。
【図１Ｃ】評価され補間されたチャネル伝送関数の周波数図である。
【図１Ｄ】関係するチャネルインパルス応答のタイムフロー図である。
【図１Ｅ】補間によって幅を制限されたチャネルインパルス応答のタイムフロー図である。
【図２Ａ】比較的細かい周波数ラスタにおけるパイロットシンボルを用いて評価されたチャネル伝送関数の周波数図である。
【図２Ｂ】関係するチャネルインパルス応答のタイムフロー図である。
【図３】非短縮のチャネルインパルス応答を求める本発明による装置のブロック回路図である。
【図４】非短縮のチャネルインパルス応答を求める本発明による方法のフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
ＯＦＤＭ伝送システムにおける非短縮のチャネルインパルス応答を求める本発明による装置および本発明による方法を、図３および４を参照して詳細に説明する前に、本発明を理解するのに必要な数学的な基礎が以下の部分から得られる。
【００２６】
ＯＦＤＭ伝送システムの送信機側では、ｋ番目の周波数キャリアにおけるｎ番目の複素数値ＯＦＤＭ伝送シンボルが、高周波数帯域に混成される前に、式（３）にしたがって、フーリエ変換によって、ｓｎ，lとして伝送されるべき、複素数値信号の第１の標本値に変換される。
【数３】
2010522491.tif 000005
【００２７】
ここで、実用データシンボルは、Ｍ値整合変調法（Ｍ‐ＱＡＭ、Ｍ‐（Ａ）ＰＳＫ）またはＭ値差分変調法（Ｍ−Ｄ（Ａ）ＰＳＫ）のシンボルアルファベットから得ることができる。ここでの個々の伝送シンボルＳｎ，ｋは、それらの信号出力に対して値σＳ２の大きさにされる。実用データシンボルと同時に、所定の周波数・時間ラスタ内に、パイロットシンボルが、個々の周波数キャリアおよびシンボルインターバルに分散させられる。パイロットシンボルは、より低値の変調方法、通常ＰＳＫ変調によって変調され、実用データシンボルに比べて、比較的高い平均信号出力を与える。
【００２８】
ＯＦＤＭ伝送チャネルを介した伝送中、伝送信号ｓ（ｔ）に対してＯＦＤＭ伝送チャネルのチャネルインパルス応答ｈ（ｔ）での畳み込み、および、ノイズ出力σＮ２を有するガウス分布状の、白色の、無相関のチャネルノイズ（ＡＷＧＮ）ｎ（ｔ）の追加の重ね合わせが生じ、その結果、受信信号ｒ（ｔ）は、式（４）にしたがって与えられる。
【数４】
2010522491.tif 000006
【００２９】
送信機において伝送信号に付加されたガードインターバルが受信機において受信信号ｒ（ｔ）から除去され、受信信号が周波数領域に変換された後、式（４）から始まって、複素数値受信信号Ｒｎ，ｋについての、式（５）に示す関係が得られる。
【数５】
2010522491.tif 000007
【００３０】
ここで、ｎ番目のシンボルインターバルでｋ番目の周波数キャリアにおけるチャネル伝送関数の伝送係数Ｈｎ，ｋは、バーチャルチャネルインパルス応答ｈ（τ，ｎ・ＴＳ）のフーリエ変換によって式（６）にしたがって得られる。
【数６】
2010522491.tif 000008
【００３１】
ここで、τは、セルラー単一周波数ネットワークにおけるＯＦＤＭ伝送システムの平均信号遅れ時間を示しており、ＴＳは、実用データインターバルＴとガードインターバルＴＧから式（７）にしたがって構成されるシンボルインターバルを示している。
【数７】
2010522491.tif 000009
【００３２】
バーチャルチャネルインパルス応答ｈ（τ，ｎ・ＴＳ）は、今度は、ＮＴの全ての送信機からの全部でＮｍｐの個々のエコー経路の経路重みｈｐ，ｍ（ｎ・ＴＳ）と、関係する経路遅れ時間τｐ，ｍの重ね合わせによって、式（８）にしたがって得られる。
【数８】
2010522491.tif 000010
【００３３】
個々の経路重みｈｐ，ｍ（ｎ・ＴＳ）は、個々のＯＦＤＭシンボル持続時間内で定数であると仮定され、互いに無相関である。経路重みｈｐ，ｍ（ｎ・ＴＳ）は、伝送環境に依存するチャネル伝送関数の時間・周波数相関関数を与える（ＷＳＳＵＳ伝送チャネル：広義定常無相関散乱伝送チャネル）定常確率過程から得られる。
【００３４】
ＯＦＤＭシンボル内で、式（９）にしたがってベクトルｈｎアンダーラインへと組み合わされる、チャネルインパルス応答の個々の標本値ｈｎ，ｌは、式（１１）にしたがってベクトルＨｎアンダーラインへと組み合わされる、個々の周波数キャリアにおけるチャネル伝達係数Ｈｎ，ｋから逆フーリエ変換によって式（１０）にしたがって算出することができる。
【数９】
2010522491.tif 000011
【数１０】
2010522491.tif 000012
【数１１】
2010522491.tif 000013
【００３５】
ここで、次元ＮＣのフーリエ行列Ｆは、式（１２）に示すように要素Ｆｋ，ｌを含んでいる。
【数１２】
2010522491.tif 000014
【００３６】
ｎ番目のシンボルインターバルにおけるチャネルインパルス応答のｌ番面の標本値ｈｎ，ｌを求めるのに必要な、ｎ番目のシンボルインターバルでｋ番目の周波数キャリアにおけるチャネル伝送係数Ｈｎ，ｋの取得は、所定の周波数・時間ラスタ内に伝送されたパイロットシンボルを介したチャネル評価によって実現される。ＮＦ周波数キャリアの空間距離とＮＤシンボルインターバルの所に配置された、伝送されたこれらのパイロットシンボルＳｎ，ｋは、周波数・時間伝送フレーム内の位置にしたがって、および内容にしたがって受信機に知らされる。周波数・時間伝送フレームにおいて受信されたパイロットシンボルＲｎ，ｋから、ｎ番目のシンボルインターバルでｋ番目の周波数キャリアにおけるチャネル伝送係数Ｈｎ，ｋの評価値Ｈｎ，ｋハットを、これらから、受信機において求めることができる。
【００３７】
チャネル伝送係数Ｈｎ，ｋの補間値Ｈｎ，ｋチルダは、チャネル伝送係数Ｈｎ，ｋの評価値Ｈｎ，ｋハットから補間フィルタによる補間によって比較的細かい周波数・時間ラスタにおいて求めることができる。補間は、時間および周波数方向にしたがって別々に２次元または１次元において実行することができる。チャネル伝送関数Ｈを求める際の周波数・時間の最大限の正確さを達成するために、各シンボルインターバルおよび各周波数キャリアについて別々に単一のシンボルインターバル内で補間を実行することができる。周波数方向の１次元の補間の場合、ｎ番目のシンボルインターバルにおけるチャネル伝送係数Ｈｎ，ｋの補間値Ｈｎ，ｋチルダは、式（１３）にしたがって、ｎ番目のシンボルインターバルにおけるチャネル伝送係数Ｈｎ，ｋの、関係する評価値Ｈｎ，ｋハットと、ウィーナーフィルタ行列Ｗの要素との行列積から得られる。
【数１３】
2010522491.tif 000015
【００３８】
ここで、ｎ番目のシンボルインターバルにおけるチャネル伝送係数Ｈｎ，ｋの補間値Ｈｎ，ｋチルダは、式（１４）にしたがってベクトルＨｎチルダアンダーラインへと組み合わされ、ｎ番目のシンボルインターバルにおけるチャネル伝送係数Ｈｎ，ｋの評価値Ｈｎ，ｋハットは、式（１５）にしたがってベクトルＨｎハットアンダーラインへと組み合わされる。
【数１４】
2010522491.tif 000016
【数１５】
2010522491.tif 000017
【００３９】
ＯＦＤＭ伝送チャネル上で伝送シンボルＳｎ，ｋに対して歪められて、ｎ番目のシンボルインターバルでｋ番目の周波数キャリアにおいて受信されるシンボルＲｎ，ｋは、式（１６）にしたがって、チャネル伝送関数の評価値Ｈｎ，ｋハットまたは各補間値Ｈｎ，ｋチルダの逆数を用いてイコライズされる。
【数１６】
2010522491.tif 000018
【００４０】
伝送シンボルＳｎ，ｋの大まかな評価値Ｓｎ，ｋチルダが、式（１７）による「硬判定」で、式（１６）にしたがってイコライズされた受信シンボルＤｎ，ｋハットから評価され、また、任意構成として、「硬判定」と、それに続く「軟判定」とを組み合わせことによる再変調の枠組み内で、例えば、インターリーバとビタビ復号を用いて、伝送シンボルＳｎ，ｋの、改善された評価値Ｓｎ，ｋダブルチルダが式（１８）にしたがって評価される。
【数１７】
2010522491.tif 000019
【数１８】
2010522491.tif 000020
【００４１】
ここでの演算子Ｑ１｛・｝は、「硬判定」を表しており、演算子Ｑ２｛・｝は、任意構成の「軟判定」を示している。
【００４２】
ｎ番目のシンボルインターバルでｋ番目の周波数キャリアにおけるチャネル伝送係数Ｈｎ，ｋの最適化された評価値Ｈｎ，ｋダブルチルダが、次の評価器で、伝送シンボルＳｎ，ｋの、改善された評価値Ｓｎ，ｋダブルチルダと、関係する受信シンボルＲｎ，ｋを用いて式（１９）にしたがって評価される。
【数１９】
2010522491.tif 000021
【００４３】
式（１９）にしたがって最適化された評価値Ｈｎ，ｋダブルチルダを有するチャネル伝送関数は、チャネル伝送関数Ｈｎ，ｋの補間値Ｈｎ，ｋチルダに比べて、幅を制限されておらず、正確な判定の場合、チャネル伝送関数Ｈｎ，ｋの補間値Ｈｎ，ｋチルダと比べて、ＯＦＤＭ伝送チャネルの、実際により近い像を表している。したがって、チャネル伝送関数Ｈｎ，ｋの、最適化された評価値Ｈｎ，ｋダブルチルダから式（２０）にしたがって逆フーリエ変換によって算出されるチャネルインパルス応答ｈｎダブルチルダを、その全長にわたって求めることができる。
【数２０】
2010522491.tif 000022
【００４４】
図３は、ＯＦＤＭ伝送システムにおける非短縮のチャネルインパルス応答を求める本発明による装置のブロック回路図を示している。
【００４５】
ｎ番目のシンボルインターバルでｋ番目の周波数キャリアにおいて伝送され受信されたパイロットシンボルＲｎ，ｋが、中間の周波数またはベースバンドに混成された受信信号ｒ（ｔ）からフーリエ変換器１で求められる。受信機の第１の評価器２において、ｎ番目のシンボルインターバルでｋ番目の周波数キャリアにおけるチャネル伝送係数Ｈｎ，ｋの評価値Ｈｎ，ｋハットが、受信されたパイロットシンボルＲｎ，ｋと、受信機に知らされている、関係する伝送パイロットシンボルＳｎ，ｋから評価される。
【００４６】
次の補間器３において、チャネル伝送係数Ｈｎ，ｋの補間値Ｈｎ，ｋチルダが、式（１３）を用いてチャネル伝送係数Ｈｎ，ｋの個々の評価値Ｈｎ，ｋハットから、評価値Ｈｎ，ｋハットの周波数・時間ラスタよりも細かい周波数・時間ラスタにおいて算出される。
【００４７】
チャネル伝送係数Ｈｎ，ｋの評価値Ｈｎ，ｋハットと補間値Ｈｎ，ｋチルダを用いて、ＯＦＤＭ伝送チャネル上で歪められ受信された実用データシンボルまたはパイロットシンボルＲｎ，ｋが、次のイコライザ４で式（１６）にしたがってイコライズされる。
【００４８】
関係する伝送シンボルＳｎ，ｋの大まかな評価値Ｓｎ，ｋチルダが、「硬判定ユニット」５において式（１７）にしたがって、イコライズされた受信シンボルＤｎ，ｋハットから求められる。任意構成として、例えば、インターリーバと復号器から構成される次の「軟判定ユニット」６において式（１８）にしたがって、伝送シンボルＳｎ，ｋの最適な評価値Ｓｎ，ｋダブルチルダを求めることができる。
【００４９】
次の第２の評価器７において、各シンボルインターバルｎで各周波数キャリアｋにおけるチャネル伝送係数Ｈｎ，ｋの、最適化された評価値Ｈｎ，ｋダブルチルダが、式（１９）にしたがって、受信シンボルＲｎ，ｋと、伝送シンボルＳｎ，ｋの、最適化された評価値Ｓｎ，ｋダブルチルダに基づいて求められる。最後に、チャネルインパルス応答ｈｎダブルチルダが、式（２０）にしたがって、チャネル伝送係数Ｈｎ，ｋの、最適化された評価値Ｈｎ，ｋダブルチルダから逆フーリエ変換器８において算出される。
【００５０】
以下の部分は、ＯＦＤＭ伝送システムにおけるチャネルインパルス応答を求める本発明による方法の、図４のフローチャートを参照した説明である。
【００５１】
最初の手順段階Ｓ１０において、パイロットシンボルの周波数・時間ラスタにおけるチャネル伝送係数Ｈｎ，ｋの評価値Ｈｎ，ｋハットが、所定の周波数・時間ラスタにおいて受信されたパイロットシンボルＲｎ，ｋと、受信機に知らされている、関係する伝送パイロットシンボルＳｎ，ｋから求められる。
【００５２】
次の手順段階Ｓ２０において、チャネル伝送係数Ｈｎ，ｋの、手順段階Ｓ１０において求められた評価値Ｈｎ，ｋハットから出発して、通例の補間方法、例えば、最小平均二乗誤差基準にしたがって求められた最適化品質を用いた最適化方法を用いて、チャネル伝送係数Ｈｎ，ｋの補間値Ｈｎ，ｋチルダが、式（１３）にしたがって、パイロットシンボルの周波数・時間ラスタよりも細かい周波数・時間ラスタにおいて求められる。
【００５３】
次の手順段階Ｓ３０によって、式（１６）にしたがって、チャネル伝送係数Ｈｎ，ｋの評価値Ｈｎ，ｋハットの逆数と補間値Ｈｎ，ｋチルダの逆数を用いて、ＯＦＤＭ伝送チャネル上で歪められ受信された実用データシンボルまたはパイロットシンボルＲｎ，ｋのイコライズが行われる。イコライズされた受信シンボルＤｎ，ｋハットは、次の手順段階Ｓ４０で「硬判定ユニット」において、式（１７）にしたがって、関係する伝送された実用データシンボルまたは各パイロットシンボルＳｎ，ｋの大まかな評価値Ｓｎ，ｋチルダを求めるのに用いられる。
【００５４】
任意構成として、伝送された実用データシンボルまたは各パイロットシンボルＳｎ，ｋの、最適化された評価値Ｓｎ，ｋダブルチルダが、次の手順段階Ｓ５０で「軟判定ユニット」、例えばビタビ復号器において、伝送シンボルＳｎ，ｋの大まかな評価値Ｓｎ，ｋチルダから出発して式（１８）にしたがって求められる。
【００５５】
次の手順段階Ｓ６０において、各チャネル伝送係数Ｈｎ，ｋの、最適化された評価値Ｈｎ，ｋダブルチルダが、第２の評価器において、式（１９）にしたがって、伝送された実用データシンボルまたは各パイロットシンボルＳｎ，ｋの、最適化された評価値Ｓｎ，ｋダブルチルダと、関係する受信シンボルＲｎ，ｋから求められる。
【００５６】
最後の手順段階Ｓ７０において、非短縮のチャネルインパルス応答ｈｎダブルチルダが、式（２０）にしたがって、チャネル伝送係数Ｈｎ，ｋの、最適化された評価値Ｈｎ，ｋダブルチルダから逆フーリエ変換を用いて算出される。
【００５７】
本発明は、ＯＦＤＭ伝送システムにおけるチャネルインパルス応答を求める本発明による装置および本発明による方法の、記載した実施形態に制限されるものではない。周波数領域において実行される、示した方法と平行して、本発明は、非短縮のチャネルインパルス応答を求める、周波数領域を意図した方法に対応する時間領域における方法にも及ぶものである。
【図１Ａ】
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【図１Ｂ】
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【図１Ｃ】
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【図１Ｄ】
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【図１Ｅ】
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【図２Ａ】
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【図２Ｂ】
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【図３】
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【図４】
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【手続補正書】
【提出日】平成20年10月27日(2008.10.27)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
比較的大まかな周波数・時間ラスタ（ＮＦ，ＮＤ）の周波数・時間位置（ｎ，ｋ）で受信したパイロットシンボル（Ｒｎ，ｋ）からのチャネル伝送係数（Ｈｎ，ｋ）の第１の評価と、比較的細かい周波数・時間ラスタの周波数・時間位置（ｎ，ｋ）でのチャネル伝送係数（Ｈｎ，ｋ）の補間と、前記比較的細かい周波数・時間ラスタの周波数・時間位置（ｎ，ｋ）での前記チャネル伝送係数（Ｈｎ，ｋ）の評価値または補間値（Ｈｎ，ｋハット，Ｈｎ，ｋチルダ）からの逆フーリエ変換による非短縮のチャネルインパルス応答（ｈｎダブルチルダ）の算出と、によって、持続時間がガードインターバルの長さ（ＮＧ）よりも長い、ＯＦＤＭ伝送システムにおける非短縮の前記チャネルインパルス応答（ｈｎダブルチルダ）を求める方法であって、
前記チャネル伝送係数（Ｈｎ，ｋ）の、最適化された評価値（Ｈｎ，ｋダブルチルダ）が、前記比較的細かい周波数・時間ラスタの各周波数・時間位置（ｎ，ｋ）での第２の評価によって、受信シンボル（Ｒｎ，ｋ）と、受信シンボル（Ｒｎ，ｋ）からの判定によって評価された伝送シンボル（Ｓｎ，ｋチルダ，Ｓｎ，ｋダブルチルダ）から求められる方法。
【請求項２】
前記判定によって評価された伝送シンボル（Ｓｎ，ｋチルダ，Ｓｎ，ｋダブルチルダ）のために、個々の周波数・時間位置での前記チャネル伝送係数（Ｈｎ，ｋ）の前記評価値と前記補間値（Ｈｎ，ｋハット，Ｈｎ，ｋチルダ）を用いてイコライズされた関係する受信シンボル（Ｄｎ，ｋハット）が用いられることを特徴とする、請求項１に記載の前記チャネルインパルス応答を求める方法。
【請求項３】
前記判定は、「硬判定」によって行われることを特徴とする、請求項１または２に記載の前記チャネルインパルス応答を求める方法。
【請求項４】
好ましくは、チャネル復号による「軟判定」が前記「硬判定」の後に続くことを特徴とする、請求項３に記載の前記チャネルインパルス応答を求める方法。
【請求項５】
比較的大まかな周波数・時間ラスタ（ＮＦ，ＮＤ）の周波数・時間位置（ｎ，ｋ）で受信したパイロットシンボル（Ｒｎ，ｋ）からチャネル伝送係数（Ｈｎ，ｋ）の評価値（Ｈｎ，ｋハット）を求める第１の評価器（２）と、比較的細かい周波数・時間ラスタの周波数・時間位置（ｎ，ｋ）での前記チャネル伝送係数（Ｈｎ，ｋ）の補間値（Ｈｎ，ｋチルダ）を求める補間器（３）と、前記比較的細かい周波数・時間ラスタの周波数・時間位置（ｎ，ｋ）での前記チャネル伝送係数（Ｈｎ，ｋ）の前記評価値と前記補間値（Ｈｎ，ｋハット，Ｈｎ，ｋチルダ）から、非短縮のチャネルインパルス応答（ｈｎダブルチルダ）を算出する逆フーリエ変換器（８）と、を有する、持続時間がガードインターバルの長さ（ＮＧ）よりも長い、ＯＦＤＭ伝送システムにおける非短縮の前記チャネルインパルス応答（ｈｎダブルチルダ）を求める装置であって、
伝送シンボル（Ｓｎ，ｋチルダ，Ｓｎ，ｋダブルチルダ）を、関係する受信シンボル（Ｒｎ，ｋ）から評価する判定ユニット（５，６）と、前記受信シンボル（Ｒｎ，ｋ）と、該受信シンボル（Ｒｎ，ｋ）から評価された前記伝送シンボル（Ｓｎ，ｋチルダ，Ｓｎ，ｋダブルチルダ）から、前記チャネルインパルス応答（Ｈｎ，ｋ）の、最適化された評価値（Ｈｎ，ｋダブルチルダ）を評価する第２の評価器（７）が、前記補間器（３）と前記逆フーリエ変換器（８）の間に接続されている装置。
【請求項６】
前記チャネル伝送係数（Ｈｎ，ｋ）の前記評価値と前記補間値（Ｈｎ，ｋハット，Ｈｎ，ｋチルダ）を用いて前記受信シンボル（Ｒｎ，ｋ）をイコライズするイコライザ（４）が、前記補間器（３）と前記判定ユニット（５）の間に接続されていることを特徴とする、請求項５に記載の前記チャネルインパルス応答を評価する装置。
【請求項７】
前記判定ユニット（５，６）は「硬判定ユニット」（５）であることを特徴とする、請求項５または６に記載の前記チャネルインパルス応答を評価する装置。
【請求項８】
「軟判定ユニット」（６）、好ましくは、「軟判定ユニット」（６）として動作する復号器（６）が前記「硬判定ユニット」（５）に続いていることを特徴とする、請求項７に記載の前記チャネルインパルス応答を評価する装置。
【国際調査報告】
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