(57)【要約】本発明は、送信機（３）のアナログＩ／Ｑ変調器（２）のＤＣオフセットおよびＩ／Ｑアンバランスをキャリブレーションするための方法およびシステムに関する。周波数f0のキャリブレーション信号（s(tk)）を送信し、キャリブレーション信号（s(tk)）の同相信号（sI(tk)）および直交位相信号（sQ(tk)）は、粗ＤＣオフセット補償のための所定の補償係数Eによって調節される。第１の粗ＤＣオフセット測定結果（v1）が決定されて、Eの値が変更されて第２の粗ＤＣオフセット測定結果（v2）が決定される。それから、２つの測定結果v1およびv2は、Eの最適値を推定するために用いられる。当該プロセスは、所定の補償係数（I/Qアンバランス補償のための）Cと（細ＤＣオフセット補償のための）Dとに関して繰り返されて、これらの測定結果がそれぞれu1，U2およびw1，W2である。測定結果vとwは、変調器出力の電力を検波して電力検波信号（p(tk)）を得て、この信号と周波数f0の信号との相関を計算することによって得られる。測定結果uは、（p(tk)）と周波数2f0の信号との相関を計算することによって得られる。
2010504678.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
補償回路と検波回路と決定回路とを備える送信機のアナログＩ／Ｑ変調器をキャリブレーションする方法であって、キャリブレーション信号を送信し、前記キャリブレーション信号の同相信号および直交位相信号を少なくとも１つの補償測定セットun, vn, wnにおける２つのキャリブレーションステップの少なくとも１つの所定の補償係数C, D, Eによって調節し、
第１のキャリブレーションステップにて、前記キャリブレーション信号を第１の複素補償値Cn,1, Dn,1, En,1によって調節し、前記検波回路の出力信号と前記キャリブレーション信号の高調波H1, H2との相関を計算して、第１の複素補償測定結果un,1, vn,1, wn,1を得て、
第２のキャリブレーションステップにて、前記キャリブレーション信号を第２の複素補償値Cn,2, Dn,2, En,2によって調節し、前記検波回路の出力信号と前記キャリブレーション信号の高調波H1, H2との相関を計算し、第２の複素補償測定結果un,2, vn,2, wn,2を得て、
前記複素補償係数C, D, Eの次期最適補償値を、前記第１および第２の複素補償値Cn,1, Cn,2, Dn,1, Dn,2, En,1, En,2、ならびに前記第１および第２の複素補償測定結果un,1, un,2, vn,1, vn,2, wn,1, wn,2によって決定する、
ことによるキャリブレーション方法。
【請求項２】
前記補償係数の１つは、Ｉ／Ｑ補償のための複素Ｉ／Ｑ補償係数Cを示す、請求項１に記載のキャリブレーション方法。
【請求項３】
前記第１のキャリブレーションステップにて、前記キャリブレーション信号を第１の複素Ｉ／Ｑ補償値Cn,1によって調節し、前記検波回路の出力信号と前記キャリブレーション信号の第２高調波H2との相関を計算して、第１の複素Ｉ／Ｑ補償測定結果un,1を得て、
前記第２のキャリブレーションステップにて、前記キャリブレーション信号は第２の複素Ｉ／Ｑ補償値Cn,2によって調節し、前記検波回路の出力信号と前記キャリブレーション信号の第２高調波H2との相関を計算して、第２の複素Ｉ／Ｑ補償測定結果un,2を得て、
次期最適Ｉ／Ｑ補償値Cnを、前記第１および第２の複素Ｉ／Ｑ補償値Cn,1, Cn,2、ならびに前記第１および第２の複素Ｉ／Ｑ補償測定結果un,1, un,2に基づいて、Cn = (un,2 Cn,1 - un,1 Cn,2) / (un,2 -  un,1)によって決定する、請求項２に記載のキャリブレーション方法。
【請求項４】
粗Ｉ／Ｑ補償のための粗キャリブレーション測定にて、
前記第１のＩ／Ｑ補償値Cn,1を所定の正定数ΔCnに設定し、
前記第２のＩ／Ｑ補償値Cn,2を所定の負定数 -ΔCnに設定し、
それぞれの第１の複素粗Ｉ／Ｑ補償測定結果un,1, un,2を、所定周期数N2にわたる平均をとって決定し、
次期最適粗Ｉ／Ｑ補償値CnをCn = (un,2 Cn,1 -  un,1 Cn,2) / (un,2 -  un,1)によって決定する、請求項２または請求項３に記載のキャリブレーション方法。
【請求項５】
細Ｉ／Ｑ補償のための細キャリブレーション測定セットにて、
前記第１のＩ／Ｑ補償値Cn,1を、Cn,1 = Cn-1,1 + ΔCnに設定し、
前記第２のＩ／Ｑ補償値Cn,2を、Cn,2 = Cn-1,2 -  ΔCnに設定し、
それぞれの第１の複素細Ｉ／Ｑ補償測定結果un,1, un,2を、所定周期数N4にわたる平均をとって決定し、
次期最適細Ｉ／Ｑ補償値CnをCn = (un,2 Cn,1 -  un,1 Cn,2) / (un,2 -  un,1)によって決定する、請求項２から請求項４の何れかに記載のキャリブレーション方法。
【請求項６】
前記補償係数のうち他の一つは、粗ＤＣ補償のための複素粗ＤＣ補償係数Eを示す、請求項１から請求項５の何れかに記載のキャリブレーション方法。
【請求項７】
前記第１のキャリブレーションステップにて、前記キャリブレーション信号を第１の複素粗ＤＣ補償値En,1によって調節し、前記検波回路の出力信号と前記キャリブレーション信号の第１高調波H1との相関を計算して、第１の粗ＤＣ補償測定結果vn,1を得て、
前記第２のキャリブレーションステップにて、前記キャリブレーション信号は第２の複素粗ＤＣ補償値En,2によって調節し、前記検波回路の出力信号と前記キャリブレーション信号の第１高調波H1との相関を計算して、第２の複素粗ＤＣ補償測定結果vn,2を得て、
次期最適粗ＤＣ補償値Enを、前記第１および第２の複素粗ＤＣ補償値En,1, En,2、ならびに前記第１および第２の複素粗ＤＣ補償測定結果vn,1, vn,2に基づいて、En = (vn,2 En,1 -  vn,1 En,2) / (vn,2 -  vn,1)によって決定する、請求項６に記載のキャリブレーション方法。
【請求項８】
粗ＤＣ補償のための粗キャリブレーション測定にて、
前記第１の複素粗ＤＣ補償値En,1を所定の正定数ΔEnに設定し、
前記第２の複素粗ＤＣ補償値En,2を所定の負定数- ΔEnに設定し、
それぞれの第１の複素粗ＤＣ補償測定vn,1, vn,2を、所定周期数N1にわたる平均をとって決定し、
次期最適粗ＤＣ補償値EnをEn = (vn,2 En,1 -  vn,1 En,2) / (vn,2 -  vn,1)によって決定する、請求項６または請求項７に記載のキャリブレーション方法。
【請求項９】
前記補償係数のうち他の一つは、細ＤＣ補償のための複素細ＤＣ補償係数Dを示す、請求項１から請求項８の何れかに記載のキャリブレーション方法。
【請求項１０】
前記第１のキャリブレーションステップにて、前記キャリブレーション信号を第１の複素細ＤＣ補償値Dn,1によって調節し、前記検波回路の出力信号と前記キャリブレーション信号の第１高調波H1との相関を計算して、第１の細ＤＣ補償測定結果wn,1を得て、
前記第２のキャリブレーションステップにて、前記キャリブレーション信号は第２の複素細ＤＣ補償値Dn,2によって調節し、前記検波回路の出力信号と前記キャリブレーション信号の第１高調波H1との相関を計算して、第２の複素細ＤＣ補償測定結果wn,2を得て、
次期最適細ＤＣ補償値Dnを、前記第１および第２の複素細ＤＣ補償値Dn,1, Dn,2、ならびに前記第１および第２の複素細ＤＣ補償測定結果wn,1, wn,2に基づいて、Dn = (wn,2 Dn,1 -  wn,1 Dn,2) / (wn,2 -  wn,1)によって決定する、請求項１０に記載のキャリブレーション方法。
【請求項１１】
細ＤＣ補償のための細キャリブレーション測定にて、
前記第１の複素細ＤＣ補償値Dn,1を所定の正定数ΔDnに設定し、
前記第２の複素細ＤＣ補償値Dn,2を所定の負定数- ΔDnに設定し、
それぞれの第１の複素細ＤＣ補償測定vn,1, vn,2を、所定周期数N3にわたる平均をとって決定し、
次期最適細ＤＣ補償値DnをDn = (wn,2 Dn,1 -  wn,1 Dn,2) / (wn,2 -  wn,1)によって決定する、請求項９または請求項１０に記載のキャリブレーション方法。
【請求項１２】
前記キャリブレーション測定セットの各組を同じ所定周期数Nの間にて実行する、あるいは、異なる所定周期数N1, N2, N3, N4の間にて実行する、請求項１から請求項１１の何れかに記載のキャリブレーション方法。
【請求項１３】
初期化ステップにて、前記複素補償係数C, D, Eをゼロに設定する、請求項１から請求項１２の何れかに記載のキャリブレーション方法。
【請求項１４】
前記粗キャリブレーション測定セットun,vnの前記既定周期数N1, N2は、前記細キャリブレーション測定セットun,wnの前記既定周期数N3, N4よりも小さい、請求項１から請求項１３の何れかに記載のキャリブレーション方法。
【請求項１５】
補償係数CI, DI, EI, CQ, DQ, EQに対して、以下に掲げる関係式よって最大補償値と最小補償値の値域が既定されている、請求項１から請求項１４の何れかに記載のキャリブレーション方法。
Cmin <= CI, CQ <= Cmax,
Dmim <= DI, DQ <= Dmax,
Emin <= EI, EQ <= Emax.
ここで、前記係数のうち１つの次期最適値の実数部または虚数部が超えている場合、関係する実数部または虚数部を、それぞれ最大補償値または最小補償値に設定する。
【請求項１６】
補償係数C, D, Eを、例えば異なる周波数条件や異なる温度条件や変化した動作条件において、異なる動作条件化で決定する、請求項１から請求項１５の何れかに記載のキャリブレーション方法。
【請求項１７】
送信機のアナログＩ／Ｑ変調器をキャリブレーションするためのシステムであって、
同相信号および直角位相信号を有する入力信号としてキャリブレーション信号を発生するベースバンドプロセッサと、
前記同相信号および前記直角位相信号を、少なくとも１つの複素補償係数C, D, Eによって、２つのキャリブレーションステップで調節するためのデジタル補償回路と、
前記調節された同相信号および前記調節された直角位相信号を変調するため、そして、ＲＦ出力信号を生み出すためのＩ／Ｑ変調器と、
前記Ｉ／Ｑ変調器に結合され、前記２つのキャリブレーションステップのための複素測定結果un, vn, wnを供給する前記キャリブレーション信号の高調波のうちの少なくとも１つと相関したアナログ検波回路と、
前記同相信号および前記直角位相信号のプレディストーションのための複素補償係数の次期最適補償値Cn, Dn, Enを決定するための決定回路とを備える、キャリブレーションシステム。
【請求項１８】
前記補償回路と前記アナログＩ／Ｑ変調器との間に結合されたＤＡコンバータは、前記デジタル同相信号および前記デジタル直交位相信号をＩベースバンド信号およびＱベースバンド信号に変換する、請求項１７に記載のキャリブレーションシステム。
【請求項１９】
前記検波回路は、前記ＲＦ出力信号の出力電力を測定するための電力検波器である、請求項１７または請求項１８に記載のキャリブレーションシステム。
【請求項２０】
前記検波回路は、測定された前記ＲＦ出力信号の出力電力をデジタル化するＡＤコンバータに結合する、請求項１７から請求項１９の何れかに記載のキャリブレーションシステム。
【請求項２１】
前記決定回路は、前記最適補償値Cn, Dn, Enを決定するために、前記ＤＡコンバータを介して前記検波回路に結合したデジタル信号プロセッサである、請求項２０に記載のキャリブレーションシステム。
【請求項２２】
前記決定回路は前記補償回路に結合している、請求項１７から請求項２１の何れかに記載のキャリブレーションシステム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、デジタル通信システムで用いる送信機のアナログＩ／Ｑ変調器をキャリブレーション（較正）するための方法およびシステムに関する。
【背景技術】
【０００２】
現代の通信あるいは送信システムは、デジタル信号処理技術に基づいている。このような通信システムでは、信号を送信および受信することができる。デジタル通信技術は、無線通信（例えばラジオ通信、電気通信、およびローカルエリアネットワーク）のほとんどすべての領域で利用されている。デジタル通信は、通信信号のある特別なクラスに基づいており、これらの通信信号はデジタル変調技術を用いて、送信機によって送信され、受信機によって受信される。これらの技術は、ベクトル変調または直行変調を行う信号変調器のクラスを利用する。ベクトル変調あるいは直行変調された信号は、同相成分と直角位相成分とによって変調された振幅および位相の変調信号であり、これらの成分が位相ベクトルを定める。ベクトル変調または直角変調では、２つの変調入力信号が、搬送波信号の同相成分（Ｉ信号）と直角位相成分（Ｑ信号）とを独立に変調する。通常のデジタル送信機アーキテクチャでは、調整可能あるいは固定式のアナログＩ／Ｑ変調器によるベースバンド周波数からＲＦ搬送波周波数への送信信号のアップコンバージョン（＝Ｉ／Ｑアップコンバージョン）を備える。
【０００３】
送信機のアナログ部分におけるＩ分岐路とＱ分岐路との間の不可避のアンバランスは、影像信号の不十分な抑制をもたらし、ハードウェア誤差のために、完全に平衡状態であるアナログＩ／Ｑ変調器は実現不可能である。その結果として影像信号の抑制は限られたものとなってしまう。Ｉ／Ｑ変調器を設計することの主な課題は、Ｉ経路とＱ経路との間の直角位相を維持することによるＩ／Ｑアンバランスの補償（つまり、Ｉ経路とＱ経路との間の振幅誤差及び／又は位相誤差の最小化）、および直流（ＤＣ）オフセットの最小化（つまりキャリア漏出の最小化）である。これらの要因の各々は、受信機にてビット誤り率増加の原因となり得る歪みを送信信号にもたらし得る。さらにまた、これらの要因は、温度、装置の偏差、コンポーネントの経年変化、および周波数によっても変化し、しばしば動作中の調節を必要にする。したがって、Ｉ／Ｑアンバランスの影響は、例えばデジタル信号処理によって、補償しなければならない。
【０００４】
アナログＩ／Ｑアンバランスのデジタル補償は、種々の文献で広く説明されている。大部分の刊行物は、受信機でのＩ／Ｑアンバランスについて考察している。ここでは、アナログのアンバランスがデジタル部分の前段で発生するので、適応フィルタリングまたはブラインド係数推定に基づく直接的な補償テクニックを実施ことができる。
【０００５】
その他の方式では、送信機でＩ／Ｑアンバランスの補償をする。このような方法は、はるかに困難である。米国特許６２９８０９６号明細書は、事前に歪ませた出力信号を生成する予歪ブロックを備える直角位相変調器を用いる送信変調器について記載している。予歪ブロックは、一組の係数に基づく直角位相変調器によって導入されたエラーを事前に補償する。直角位相変調器は、予歪ブロックからの出力信号を受け取る。直角位相変調器はＩチャンネルとＱチャンネルとの信号をアップコンバートして、これらを結合する。このプロセスにて、直角位相変調器がエラーを導入する。キャリブレーションモードでは、キャリブレーション周波数の正弦波は予歪ブロックの入力段に入力され、そして、直角位相変調器の出力段にはトランスフォーマが接続する。トランスフォーマは、ベースバンドに変換された直角位相変調器の出力スペクトラムのデジタル表現を生成する。直角位相変調器のエラーによって作り出され、予歪ブロックの効果によって減らされる、スプリアスエネルギーは、キャリブレーション周波数およびその２倍の周波数で発生する。２次多項式の最小化計算器は、トランスフォーマの出力を受信する。２次多項式の最小化計算器は、キャリブレーション周波数での直角位相変調器のスペクトラムの出力のデジタル表現に存在するエネルギーと前回の予歪係数の値との間の２次式の関係に基づき、次回の予歪係数の値を決定する。この先行技術の補償法は、再実行する反復過程に基礎をおく。初期決定を行った後に、反復的な補償プロセスを再実行する毎に、前回の予歪係数の値は起算点として用いられる。このプロセスは、最適値に収束するために余計な時間を必要とする。
【０００６】
さらにまた、欧州特許出願０４１０６６４３．２号明細書（国際公開２００６／０６４４３５号パンフレット）は、ＬＯリークとＩ／Ｑミスマッチのキャリブレーションのためのもう一つの方法を記載している。このキャリブレーション方法は、予め決められた少なくとも１つの補償係数によるキャリブレーション信号の調整に基づいている。この補償係数は、3つのキャリブレーションで決定される。このプロセスもまた、最適補償値に収束するのに余計な時間を必要とする。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】米国特許第６２９８０９６号明細書
【特許文献２】国際公開第２００６／０６４４３５号パンフレット
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
従って、本発明の目的は、処理時間及び電力を過剰に消費することのない、デジタル通信システムで用いる送信機のアナログＩ／Ｑ変調器をキャリブレーションするための方法およびシステムを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の課題は、請求項１によって与えられた特徴を備えるキャリブレーション方法によって解決される。
【００１０】
本発明の好適例が、従属請求項によって与えられる。
【００１１】
本発明によると、キャリブレーション信号s(tk)が送られる、そして、このキャリブレーション信号s(tk)の同相信号sI(tk)及び直角位相信号sQ(tk)は、少なくとも１つの補償測定セットにおける２つのキャリブレーションステップにて、少なくとも１つの所定の補償係数によって調節される。この２つのキャリブレーションステップは、第１キャリブレーションステップと第２キャリブレーションステップに分割される。第１キャリブレーションステップにて、キャリブレーション信号は第１の複素補償値によって調節され、そして、第１の複素補償測定結果を得るために、検波回路の出力信号が上述のキャリブレーション信号s(tk)の高調波と相関を計算する。第２キャリブレーションステップにて、キャリブレーション信号s(tk)は第２の複素補償値によって調節され、そして、第２の複素補償測定結果を得るために、検波回路の出力信号が上述のキャリブレーション信号s(tk)の上述の高調波成分と相関を計算する。その後、複素補償係数のうちの少なくとも１つの次期最適補償値が、それぞれの複素補償値とそれぞれの複素補償測定結果とに関して決定される。
【００１２】
キャリブレーション測定ステップを２つの減らすこのようなキャリブレーション法によって、振幅と位相とのアンバランスおよびＤＣオフセット（あるいは他の信号障害）を補償する所定の補償係数で送信機のＩ／Ｑ変調器をキャリブレーションするための、単純かつ素早いプロセスが実現される。キャリブレーションプロセスは線形補償に基づき、これはキャリブレーション測定段階の数を以下で記載する２つのキャリブレーション段階だけ低減することができるという利点を有する。
【００１３】
本発明の態様によれば、補償係数のうちの１つは、Ｉ／Ｑ補償のための複素Ｉ／Ｑ補償係数を表す。段階別キャリブレーション法のために、異なる所定の複素Ｉ／Ｑ補償値として、粗Ｉ／Ｑ補償係数と細Ｉ／Ｑ補償係数とを利用する。その他の補償係数は、粗ＤＣ補償係数および細ＤＣ補償係数を示す。キャリブレーション法に、各々の補償係数は、２つの補償値によって適用される。
【００１４】
言い換えると、Ｉ／Ｑ補償を提供するか、ＤＣ補償を提供するか、あるいは両方とも提供するかにかかわらず、第１のキャリブレーションステップにおいてキャリブレーション信号は第１の複素補償値によって調節される。このステップにて、検波回路の出力信号は、上述のキャリブレーション信号の高調波との相関を計算する（例えば第１の複素Ｉ／Ｑ補償測定結果を得るために第１高調波（=基本振動数）との相関を計算する、または第１の複素ＤＣ補償測定結果を得るために第２高調波との相関を計算する）。第２のキャリブレーションステップにて、キャリブレーション信号は第２の複素補償値によって調節される。このステップにて、検波回路の出力信号は、キャリブレーション信号の上述の高調波と関連付ける（例えば第２の複素Ｉ／Ｑ補償測定結果を得るために第１高調波（=基本振動数）と関連付ける、または第２の複素ＤＣ補償測定結果を得るために第２高調波と関連付ける）。次期最適補償値は、以下によって与えられる上述の複素補償値と複素補償測定結果とに関して決定される：
【００１５】
Ｉ／Ｑ補償係数CでのＩ／Ｑ補償については：
Cn = (un,2 Cn,1- un,1 Cn,2) / (un,2 -  un,1).
【００１６】
粗Ｉ／Ｑ補償係数Eでの粗Ｉ／Ｑ補償については：
En = (vn,2 En,1 -  vn,1 En,2) / (vn,2 -  vn,1).
【００１７】
細Ｉ／Ｑ補償係数Eでの細Ｉ／Ｑ補償については：
Dn = (wn,2 Dn,1 -  wn,1 Dn,2) / (wn,2 -  wn,1).
【００１８】
本発明の他の好適例では、各補償係数毎に一組のキャリブレーション測定を行う。好適例では、Ｉ／Ｑアンバランスの補償およびＤＣオフセットの補償は、粗キャリブレーション測定セットと細キャリブレーション測定セットとにおいて段階的に実行される。例えば、粗Ｉ／Ｑ補償のための粗キャリブレーション測定セットにて、第１のＩ／Ｑ補償値に所定の正定数を設定し、平均化のためにそれぞれの複素粗Ｉ／Ｑ補償測定が所定数の周期にわたって行う。また、第２のＩ／Ｑ補償値に所定の負定数を設定し、それぞれの複素粗Ｉ／Ｑ補償測定が所定の周期にわたって行う。その後、次の最適な粗Ｉ／Ｑ補償値が、上述のＩ／Ｑ補償値と上述の複素粗Ｉ／Ｑ測定結果によって決定される。細Ｉ／Ｑ補償のための細キャリブレーション測定セットにて、第１の複素細Ｉ／Ｑ補償値は前回の最適値と所定の正定数によって与えられる、そして、第２の複素細Ｉ／Ｑ補償値は前回の最適値と所定の負定数によって与えられる。
【００１９】
キャリブレーション測定セットの各々は、平均算出のために同じ所定周期期間で実行される。その代わりに、あるいはこれに加えて、キャリブレーション測定セットを、平均化のために異なる所定周期数の間に実行することができる。それぞれの補償係数の補償値を決定するためのこれらの異なる周期数は、細補償および粗補償のための段階的キャリブレーション法を可能とする。粗キャリブレーション測定セットの所定期間は、細キャリブレーション測定セットの所定期間より短い実施例が好ましい。例えば、粗キャリブレーション測定セットのための平均算出の所定期間を８周期に設定し、細キャリブレーション測定セットのための既定期間を６４周期に設定する。これによって、Ｉ／Ｑ変調器の細キャリブレーションおよび粗キャリブレーションでの段階的なキャリブレーションをより簡単な方法で可能にする。
【００２０】
本発明の更なる実施例にて、各補償係数の最大の補償値および最小の補償値の範囲を予め定める。値の範囲を保つために、次期最適値を監視する。次期最適値の実数部分または虚数部分が与えられた値範囲の制限を越える場合には、当該次期最適値に、所定の最大または最小の補償値を設定する。
【００２１】
さらにまた、補償係数の補償値を、例えば種々の周波数条件や温度条件や変化した作動状態などの種々の作動条件で決定することができる。
【００２２】
補償プロセスは、一つ以上のアンバランスを補償するように構成される。たとえば、補償係数のうちの1つは、同相信号sI(tk)および直角位相信号sQ(tk)で振幅と位相のアンバランスを補償する。他の補償係数は、同相信号sI(tk)および直角位相信号sQ(tk)でＤＣオフセットを補償する。
【００２３】
送信機のアナログＩ／Ｑ変調器をキャリブレーションするためのシステムに関して、以下によって課題が解決される：
- 同相信号sI(tk)と直角位相信号sQ(tk)とを有する入力信号としてキャリブレーション信号s(tk)を発生するベースバンドプロセッサ、
- ２つのキャリブレーションステップで少なくとも１つの複素補償係数によって上述の同相信号sI(tk)と上述の直角位相信号sQ(tk)を調節するためのデジタル補償回路、
- 調節された同相信号と調節された直角位相信号とを変調して、ＲＦ出力信号SRF(t)を発生するＩ／Ｑ変調器、
- Ｉ／Ｑ変調器に結合され、上述のキャリブレーション信号s(tk)の高調波H1,H2のうちの少なくとも１つと相関を計算して、２つのキャリブレーションステップに複素測定結果を与えるアナログ検波回路、
- 同相信号sI(tk)と直角位相信号sQ(tk)とのプレディストーションのための複素補償係数の次期最適補償値を決定するための決定回路。
【００２４】
さらに本システムは、補償回路とアナログＩ／Ｑ変調器の間に結合され、デジタル同相信号sI(tk)およびデジタル直角位相信号sQ(tk)を、アナログＩベースバンド信号およびアナログQベースバンド信号に変換するＤＡコンバータを備える。
【００２５】
好適例では、上述の検波回路は、ＲＦ出力信号SRF(t)の出力電力を決定するための電力検波器である。検波および決定のチェーンは、決定されたＲＦ出力信号SRF(t)をデジタル化するＡＤコンバータを含む。ＡＤコンバータは、上述の検波回路に結合されている。デジタル化された信号は、たとえば、関連する補償係数の値を決定するために上述の検波回路に結合したデジタル信号プロセッサである上述の決定回路に供給される。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】補償回路とＩ／Ｑ変調器を備え、送信機のアナログＩ／Ｑ変調器をキャリブレーションするためのシステムの送信部の機能図である。
【図２】検波回路と決定回路を備え、アナログＩ／Ｑ変調器をキャリブレーションするためのシステムの検波兼決定部分の機能図である。
【発明を実施するための形態】
【００２７】
本発明をより詳細に説明する。特に、本発明は、電力検波器を備えている検波回路のために開発した典型的なモデルで説明する。
【００２８】
図１は、例えば、補償回路４を有するダイレクトアップコンバージョン送信機３のアナログＩ／Ｑ変調器２をキャリブレーションするためのシステムについての機能図を表す。送信機３は、例えばＷＬＡＮ送信機などの無線通信装置、または、例えばデジタルカメラや携帯電話やポケットＰＣなどの中のいくつかの電子デバイスに統合することができるトランシーバ内で用いることができる。
【００２９】
送信チェーン１は、ベースバンドプロセッサ５と、上述の補償回路４、一対のＤＡコンバータ６と、上述のＩ／Ｑ変調器２と、アンテナ７とを備える。ベースバンドプロセッサ５は、たとえば、デジタル信号プロセッサ、中央演算装置あるいは他の何等かの種類の論理回路とすることができる。
【００３０】
ベースバンドプロセッサ５は、アンテナ７を介したＲＦ送信用の同相信号sI(tk)と直角位相信号sQ(tk)とを有するデジタル入力信号s(tk)を発生する。
【００３１】
上述の同相信号sI(tk)および直角位相信号sQ(tk)は、以下の式によって補償回路４で異なる補償係数CI/Q、DI/QやEI/Qによって調節される：
【００３２】
dI(tk) = CI * sI(tk) + sI(tk) + DI 
dQ(tk) = CQ * sQ(tk) + sQ(tk) + DQ
【００３３】
ここで、dI(tk)およびdQ(tk)は、ＤＡコンバータ６のデジタル入力信号であり、そのアナログ出力信号はaI(t)およびaQ(t)である。また、CIおよびCQは、Ｉ／Ｑアンバランス補償係数であり、DIおよびDQは、細デジタルＤＣオフセット補償係数である。
【００３４】
その次に、調節したデジタル同相信号dI(tk)および調節したデジタル直交位相信号dQ(tk)は、一対のＤＡコンバータ６によってアナログ領域に変換され、ダイレクトアップコンバージョンのためのＩ／Ｑ変調器２に供給される。
【００３５】
上述のＩ／Ｑ変調器２は、以下の式で記述されるアナログＤＣオフセット補償回路１５を内蔵している。
【００３６】
cI(t) = aI(t) + V * EI,
cQ(t) = aQ(t) + V * EQ
【００３７】
ここで、EIおよびEQは、粗アナログDCオフセット補償係数であり、VはＤＣコンバータ２３のＤＣオフセットの特性を記述する。
【００３８】
粗ＤＣ補償係数EI, EQおよび細ＤＣ補償係数DI, DQは、同じ障害（すなわちＤＣオフセット）を補償するが、両方を有することが有利である。粗ＤＣオフセット補償係数EI, EQがない場合、細ＤＣオフセット補償値DI, DQが大きくなりすぎて、ＤＡコンバータ６のダイナミックレンジが劣化することがあり得る。
【００３９】
補償回路１５，１６の出力信号CI(t), CQ(t)はミキサ１８，１９に入力され、局所発振器８からのＲＦキャリア周波数で混合され、アンテナ７を介してＲＦ出力信号SRF(t)が送信される。加えて、増幅器やフィルタ（たとえばローパスフィルタ）などのさらなる部品を送信チェーン１に含むことができる。
【００４０】
補償係数CI/Q, DI/Q, EI/Qの決定に関して、以下でより詳細に説明する。
【００４１】
図２は、検波回路２０と決定回路２１を備え、アナログＩ／Ｑ変調器２をキャリブレーションするためのシステムの検波兼決定部分の機能図を示す。
【００４２】
上述のアナログ検波回路２０は、Ｉ／Ｑ変調器２と直接的に結合することができる。上述の検波回路２０は、ＲＦ出力信号SRF(t)の出力電圧を検出するための電力検波器２２であることが好ましい。キャリブレーション方法は、電力検波器２２の特定の特性に対して堅牢である。すなわち、検波器が、例えば線形あるいは対数の包絡線検波器であるかなどは問題にならない。検波兼決定チェーンは、上述の検波回路２０に結合したＡＤコンバータ２４を含む。ＡＤコンバータ２４は、アナログ検波信号をデジタル信号p(tk)に変換する。このデジタル化信号p(tk)は、１つ以上の関連する補償係数CI,Q, DI,Q, EI,Qの値を決定するための、例えば上述の検波回路２０に結合したデジタル信号プロセッサである上述の決定回路２１に入力される。
【００４３】
キャリブレーション測定セットを実行するとき、ベースバンドプロセッサ５は以下の周波数f0のキャリブレーション信号s(tk)を送信する。
【００４４】
sI(tk) = A cos(2π f0 tk),
sQ(tk) = A sin(2π f0 tk).
【００４５】
ＤＣオフセット補償係数D, Eを決定するＤＣオフセット測定については、決定回路２１は、以下の式によって周波数f0である電力検波信号p(tk)と、特に第１高調波H1（= 1f0, 基本周波数）との相関を計算する。
【００４６】
【数１】
2010504678.tif 000003
【００４７】
ここで、Mは、周波数f0であるキャリブレーション信号s(tk)の単一周期内のサンプル数であり、Nは、平均化のための周期の数である。v, wは補償係数E, Dのための測定結果である。
【００４８】
本発明は、サンプリングレートを20MHz (つまり tk+1 -  tk = 50 ns)、周波数f0を312.5kHz、サンプル数Mを６４として実施することが可能である。平均化のための周期数Nは異なるものとすることができる。Ｉ／Ｑ補償係数Cを決定するためのＩ／Ｑアンバランス補償測定については、決定回路２１は、以下の式によって周波数f0であるパワー検波信号p(tk)と、特に第２高調波H2（= 2f0）との相関を計算する。
【００４９】
【数２】
2010504678.tif 000004
【００５０】
次期最適補償係数C, D, Eの計算を説明するのに複素表記を導入することが有利である。
【００５１】
Ｉ／Ｑ補償             C = CI + j*CQ;
粗ＤＣ補償             E = EI + j*EQ; 
細ＤＣ補償             D = DI + j*DQ;
Ｉ／Ｑ測定結果         u = uI + j *uQ,
粗ＤＣ測定結果         v = vI + j *vQ,
細ＤＣ測定結果         w = wI + j *wQ
【００５２】
Ｉ／Ｑ補償測定nに対して、２つの複素Ｉ／Ｑ補償値Cn,1, Cn,2が利用され、対応するＩ／Ｑ補償測定結果が測定される。Ｉ／Ｑ補償値Cn,1, Cn,2は、以下に示すように設定することが好ましい。
【００５３】
Cn,1 = Cm + ΔCn 
Cn,2 = Cm -  ΔCn
【００５４】
ここで、Cmは前回の最適値であり、ΔCnは所定の定数である。
【００５５】
次期最適Ｉ／Ｑ補償値Cnは以下で与えられる。
【００５６】
Cn = (un,2 Cn,1 -  un,1 Cn,2) / (un,2 -  un,1). 
【００５７】
粗ＤＣ補償に対して、Ｉ／Ｑ補償係数Cを粗ＤＣ補償係数Eに置き換えるだけで、同じ公式が成り立つ。
【００５８】
En = (vn,2 En,1 -  vn,1 En,2) / (vn,2 -  vn,1). 
【００５９】
細ＤＣ補償に対して、Ｉ／Ｑ補償係数Cを細ＤＣ補償係数Dに置き換えるだけで、同じ公式が成り立つ。
【００６０】
Dn = (wn,2 Dn,1 -  wn,1 Dn,2) / (wn,2 -  wn,1). 
【００６１】
補償値CI,Q, DI,Q, EI,Qは、すべて以下の特定の有効値域内の実数である。
【００６２】
Cmin <= CI, CQ <= Cmax,
Dmim <= DI, DQ <= Dmax,
Emin <= EI, EQ <= Emax.
【００６３】
これらの制限値を越えないように、次期最適値の実数部および虚数部（例えば、Cn,IおよびCn,Q）は、制限値と対比して確認される。そして制限値を超えていた場合は制限値を採用する。例えば、実際の値が> Cmaxである場合はCmaxとし、実際の値が< Cminである場合はCminとする。制限値は以下で与えることができる。
【００６４】
Cmin = - 512, Cmax = 511,
Dmin = - 1024, Dmax = 1023
Emin = - 15, Emax = 15
【００６５】
さらに、本発明によるキャリブレーションモードでは、複数のキャリブレーション測定セットが与えられる。各補償係数CI/Q, DI/Q, EI/Qに対して、１つ以上のセットが与えられ、これらの各々が、各補償係数CI/Q, DI/Q, EI/Qに対する２つのキャリブレーションステップを含む。以下より詳しく説明する。
【００６６】
１．初期化
すべての補償係数をゼロに設定する；
C0 = 0, D0 = 0, E0 = 0  と設定する。
【００６７】
２．粗ＤＣ補償（＝第１キャリブレーション測定セット）
E1,1 = ΔE1と設定し、平均化のためのN1周期を用いてv1,1を測定する（＝第１キャリブレーションステップ）。
E1,2 = - ΔE1と設定し、平均化のためのN1周期を用いてv1,2を測定する（＝第２キャリブレーションステップ）。
次期最適条件E1をE1 = Sat{(v1,2 E1,1 -  v1,1 E1,2) / (v1,2 -  v1,1)}と設定する。
【００６８】
３．粗Ｉ／Ｑ補償（＝第２キャリブレーション測定セット）
C2,1 = ΔC2と設定し、平均化のためのN2周期を用いてu2,1を測定する（＝第１キャリブレーションステップ）。
C2,2 = - ΔC2と設定し、平均化のためのN2周期を用いてu2,2を測定する（＝第２キャリブレーションステップ）。
次期最適値C2をC2 = Sat{( u2,2 C2,1 -  u2,1 C2,2) / (u2,2 -  u2,1)}と設定する。
【００６９】
４．細ＤＣ補償（＝第３キャリブレーション測定セット）
D3,1 = ΔD3と設定し、平均化のためのN3周期を用いてw3,1を測定する（＝第１キャリブレーションステップ）。
D3,2 = - ΔD3と設定し、平均化のためのN3周期を用いてw3,2を測定する（＝第２キャリブレーションステップ）。
次期最適値D3をD3 = Sat{( w3,2 D3,1 -  w3,1 D3,2) / (w3,2 -  w3,1)}と設定する。
【００７０】
５．細Ｉ／Ｑ補償（＝第４キャリブレーション測定セット）
C4,1 = C2 + ΔC4と設定し、平均化のためのN2周期を用いてu4,1を測定する（＝第１キャリブレーションステップ）。
C4,2 = C2 -  ΔC4と設定し、平均化のためのN2周期を用いてu4,2を測定する（＝第２キャリブレーションステップ）。
次期最適値C4をC4 = Sat{( u4,2 C4,1 -  u4,1 C4,2) / (u4,2 -  u4,1)}と設定する。
【００７１】
各キャリブレーション測定セットは、平均化のための所定の周期数Nを同じにして実行してもよい。平均化のための周期数は、細補償と粗補償とで異なることが好ましい。ある実施例では、以下に示す周期数N1〜N4が用いられる。
【００７２】
N1 = N2 = ８        粗キャリブレーション測定セット 
N3 = N4 = ６４      細キャリブレーション測定セット
【００７３】
このような所定の値を用いた線形補償方法は、キャリブレーション測定の回数を２つに減らす。通常はより多くの繰り返しを行っても、結果を改善することができない。
【００７４】
また、補償係数CI/Q, DI/Q, EI/Qは、異なる動作条件下で計算され決定され得る。例えば、異なる周波数条件や、異なる温度条件や、変化した動作状態である。
【００７５】
他の代案実施例では、ベースバンドプロセッサ５と検波回路２１は、同じデジタル信号処理装置、例えばデジタル信号プロセッサ、中央演算装置、もしくは他の種類の処理装置または論理回路のデジタル処理装置とすることができる。
【図１】
2010504678.tif 000005
【図２】
2010504678.tif 000006
【国際調査報告】
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2010504678.tif 000008
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