(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
主スイッチング回路が導電性であるときに、一次側のストレージインダクタへの電流の供給を制御するための前記主スイッチング回路を、変圧器の一次側に有するコンバータ回路であって、前記コンバータ回路は、
前記主スイッチング回路に動作可能に結合され、且つ前記主スイッチング回路を制御するための制御回路であって、前記制御回路をイネーブルし、且つ前記主スイッチング回路をオフにする制御コンデンサを含む前記制御回路と、
前記ストレージインダクタに磁気結合された補助インダクタであって、前記主スイッチング回路が導電性であるときに前記ストレージインダクタにおける電圧変化に応じて前記制御回路の動作をトリガし、且つ前記主スイッチング回路をオフにする前記補助インダクタと、
前記補助インダクタと前記制御コンデンサとの間に結合され、且つ前記補助インダクタが前記制御コンデンサを充電することを可能にする充電回路と
を含み、
前記充電回路は、前記補助インダクタと前記制御コンデンサとの間の一次側内に第１及び第２の充電経路を含み、前記第１の充電経路は導電性であり、前記第２の充電経路は、前記補助インダクタ間の電圧が閾値を超える場合に導電性である、
コンバータ回路。
【請求項２】
前記制御回路は、前記制御コンデンサを介して接地端子に結合された制御端子を有する制御可能スイッチを含み、
前記第１の充電経路は、前記制御可能スイッチの前記制御端子と前記補助インダクタとの間に抵抗及びキャパシタンスの直列接続を含み、
前記第２の充電経路は、前記制御可能スイッチの前記制御端子と前記補助インダクタとの間に抵抗及びブレークダウンダイオードの直列接続を含む、
請求項１に記載のコンバータ回路。
【請求項３】
前記第１の充電経路は、前記補助インダクタ間の前記電圧が更なる閾値を超えるとその導電率を増加させ、
前記第１の充電経路は、
前記抵抗及び前記キャパシタンスと並列であり、且つ前記補助インダクタから前記制御可能スイッチの前記制御端子へと順方向のダイオードを更に含む、
請求項２に記載のコンバータ回路。
【請求項４】
前記充電回路は、前記補助インダクタと前記制御コンデンサとの間に、前記制御コンデンサを放電するための第１及び第２の放電経路を更に含み、
前記第１の放電経路は導電性であり、
前記第２の放電経路は、前記制御コンデンサ間の電圧が限界値を超える場合に導電性である、
請求項１又は２に記載のコンバータ回路。
【請求項５】
前記充電回路は、前記補助インダクタと前記制御コンデンサとの間に、前記制御コンデンサを放電するための第１及び第２の放電経路を更に含み、
前記第１の放電経路は導電性であり、
前記第２の放電経路は、前記制御コンデンサ間の電圧が限界値を超える場合に導電性であり、
第１の放電経路は、前記第１の充電経路の前記抵抗及びキャパシタンスを含み、前記第２の放電経路は、前記第１の放電経路の前記抵抗及びキャパシタンスと並列に接続された経路を含み、前記第２の放電経路は、更なる抵抗及び更なるダイオードを含む、請求項２に記載のコンバータ回路。
【請求項６】
前記ストレージインダクタに結合された二次インダクタを有する二次側であって、前記二次インダクタは、前記主スイッチング回路が閉であると、前記ストレージインダクタとの結合を介してエネルギーを蓄え、且つ前記主スイッチング回路が開であると、蓄えられたエネルギーを負荷端子へ放出する、二次側と、
前記二次インダクタと前記負荷端子との間の調光回路であって、調光信号を受信し、且つ前記二次インダクタから前記負荷端子へのエネルギーを制御する調光回路と、
光結合器を介して前記二次側で前記調光信号を前記制御回路に供給するためのフィードバック回路と
を更に含み、
前記第１及び第２の充電経路は、前記二次側から分離される、
請求項１乃至３の何れか一項に記載のコンバータ回路。
【請求項７】
前記フィードバック回路は、
前記制御回路に結合された充電キャパシタンスと；
前記光結合器に結合された制御端子を有する、前記充電キャパシタンスと前記制御コンデンサとの間の充電スイッチと
を含み、
前記フィードバック回路は、前記調光信号が低調光を示す場合に前記充電スイッチを閉にし、それによって、前記制御コンデンサの充電を加速させるために、前記充電スイッチが前記充電キャパシタンスから前記制御コンデンサに電荷を供給することを可能する、
請求項６に記載のコンバータ回路。
【請求項８】
前記フィードバック回路の前記充電キャパシタンスは、前記主スイッチング回路の制御端子に更に結合され、且つ前記主スイッチング回路をオンにするための起動電力を提供し、
前記フィードバック回路は、前記調光信号に応じて、前記充電キャパシタンスからブリード電荷部分を除去し、それによって、前記主スイッチング回路のターンオンを遅延させる、
請求項７に記載のコンバータ回路。
【請求項９】
前記ストレージインダクタに結合された電源インダクタを備えた電源側であって、前記電源インダクタは、前記主スイッチング回路が閉であると、前記ストレージインダクタとの結合を介してエネルギーを蓄え、且つ前記主スイッチング回路が開であると、蓄えられたエネルギーを放出する、電源側を更に含み、
前記フィードバック回路は、前記電源インダクタによってイネーブルされ、及び前記光結合器は、前記二次インダクタに結合され、且つそれによって電力を供給される、
請求項６に記載のコンバータ回路。
【請求項１０】
請求項１乃至９の何れか一項に記載のコンバータ回路と、
前記コンバータ回路への入力信号を生成するためのラッチ及びＥＭＩフィルタ回路と、
ＬＥＤ装置と
を含む、照明回路。
【請求項１１】
主スイッチング回路が導電性であるときに、一次側のストレージインダクタへの電流の供給を制御するための前記主スイッチング回路を変圧器の一次側に有するコンバータ回路を動作させる方法であって、
前記主スイッチング回路をオフにする制御コンデンサを用いて制御回路を選択的にイネーブルすることにより、前記制御回路を用いて前記主スイッチング回路を制御するステップと、
補助インダクタを用いて、前記ストレージインダクタにおける電圧変化に応じて前記制御回路をトリガするステップと、
前記主スイッチング回路をオフにするために、前記補助インダクタと前記制御コンデンサとの間の第１の充電経路を介して前記制御コンデンサを充電するステップと、
前記補助インダクタ間の電圧が閾値を超える場合、前記主スイッチング回路をオフにするために、前記補助インダクタと前記制御コンデンサとの間の第２の異なる充電経路を介して前記制御コンデンサを充電するステップとを含み、
前記第１及び第２の充電経路は一次側制御経路である、
方法。
【請求項１２】
光結合器を介して、二次側での負荷用の調光信号を前記制御回路に戻すように供給することを更に含む、
請求項１１に記載の方法。
【請求項１３】
前記制御コンデンサの充電を加速させるために、前記制御回路に結合された充電キャパシタンスから前記制御コンデンサへと電荷を供給することを更に含む、
請求項１１又は１２に記載の方法。
【請求項１４】
前記主スイッチング回路を制御するステップは、前記充電キャパシタンスによって前記主スイッチング回路をオンにすることを更に含み、それによって、前記充電キャパシタンスから前記制御コンデンサへと電荷を供給するステップは、前記充電キャパシタンスからブリード部分を除去し、前記主スイッチング回路のターンオンを遅延させることを含む、請求項１３に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源回路に関し、より具体的にはスイッチング電源回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＲＣＣ回路を含むスイッチング電源回路は、低コストのため、発光ダイオード（ＬＥＤ：light emitting diode）ドライバ回路及び電子デバイス用の充電器として広く用いられる。
【０００３】
ＬＥＤライト用の既知のＲＣＣドライバ回路が図１に示される。この回路は、例えば、リーディングエッジ調光器１２を備えた２３０Ｖのコンセント電圧システム１０として実現されるコンセント電源から成る。一般的なダイオードブリッジ整流器１４の後にＲＣラッチ１６が続き、高周波振動／リンギングを減衰させる。ＥＭＩフィルタ段１８は、ＲＣＣコンバータ２０にその直流動作電源を供給する。
【０００４】
自己共振ＲＣＣコンバータは、一般的に、ＬＥＤ源２２に供給される電流を制御するフィードバック信号を生成するために２つの結合されたコイルＬ１、Ｌ２を利用するバックブーストモードで稼働する。インダクタＬ１は、エネルギー貯蔵庫として機能し、且つ主スイッチングトランジスタ２１がオフになると、ＬＥＤ源２２に電流を送る。結合インダクタＬ２は、所望の自己共振を提供するためにトランジスタベースのバイアシングに影響を与える。より詳細な原理では、トランジスタ２１がオフになると、電力がレジスタ２０ａ、２０ｂを介して流れ、コンデンサ２０ｃを充電する。コンデンサ２０ｃがあるレベルまで充電されると、トランジスタ２１はオンになり、電流がインダクタＬ１、トランジスタ２１及びセンスレジスタ２０ｄを介して流れる。インダクタＬ１との結合によるインダクタＬ２の誘導電圧は、コンデンサ２０ｃを放電させ、次にトランジスタ２１が再びオフになる。
【０００５】
しかしながら、ＲＣＣ回路は、高性能を必要とする適用例では広く用いられない。高力率、低全高調波歪（ＴＨＤ：total harmonic distortion）及び良好なラインレギュレーションを同時に生じさせるＲＣＣ回路設計は、設計が複雑且つ困難である。
【０００６】
高力率及び低ＴＨＤ性能を達成するＲＣＣ回路が知られているが、そのような回路は、不十分なラインレギュレーションを有する（異なる入力電圧がドライバ回路の出力に大きく影響を与える点において）。それらは、直線性の低下及びＬＥＤライト駆動適用例の場合には調光の不十分な深さも示し得る。従って、ＬＥＤ用のドライバ回路は、一般的に、パルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）に依存し、且つ集積回路（ＩＣ：Integrated Circuit）制御チップを用いる。
【０００７】
先行特許の米国特許第５９９５３８５号は、ＲＣＣ回路を開示する。補助（ＡＵＸ：Auxiliary）巻線から電源スイッチの制御コンデンサへの２つの経路が存在する。但し、一方の経路は完全な一次側制御経路であり、他方の経路は、二次巻線によって制御されるフィードバックループである。他方の経路は、全体として、一次側制御経路ではなく、二次側フィードバックループである。
【０００８】
米国特許出願公開第２０１００１４２２３０Ａ１号は、一次側巻線Ｌ２、二次側巻線Ｌ３、及び補助巻線Ｌ４を有するスイッチング電源を開示する。米国特許出願公開第２０１００１４２２３０Ａ１号は、感知レジスタＲ５２を用いて一次側電力を感知し、且つスイッチＱ３をオフにし、その後、それは、補助巻線Ｌ４を用いて変圧器の減磁を検出し、且つスイッチＱ３を再びオンにする。
【０００９】
米国特許第６２４６５９６Ｂ１号は、スイッチをオフにするために感知レジスタを用いる類似の解決策を開示する。三次巻線２３は、二次側電力を感知し、且つスイッチがオフになった後に再びスイッチをオンにするためのものである。スイッチを再びオンにするために、二次側によって制御される１つのフィードバック経路が設けられる。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
従って、ＩＣ制御チップの使用を回避し、且つ直線性の低下の問題に対処する、即ち、より良好なラインレギュレーションを提供する低コストＲＣＣ回路に対するニーズが存在する。また、向上した調光性能を示すＬＥＤ装置を駆動するＲＣＣ回路を提供することが好ましい。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明は、特許請求の範囲によって定義される。
【００１２】
本発明の第１の態様によれば、変圧器の一次側に、一次側のストレージインダクタへの電流の供給を制御するための主スイッチング回路を有するコンバータ回路が提供され、このコンバータ回路は、主スイッチング回路に動作可能に結合され、且つ主スイッチング回路を制御するための制御回路であって、制御回路をイネーブルし、且つ主スイッチング回路（Ｑ４）をオフにするように適合された制御コンデンサを含む制御回路と；ストレージインダクタに磁気結合される補助インダクタであって、主スイッチング回路が導電性であるときにストレージインダクタにおける電圧変化に応じて制御回路の動作をトリガし、且つ主スイッチング回路をオフにするように適合された補助インダクタと；補助インダクタと制御コンデンサとの間に結合され、且つ補助インダクタが制御コンデンサを充電することを可能にするように適合された充電回路とを含み、充電回路は、補助インダクタと制御コンデンサとの間の一次側内に第１及び第２の充電経路を含み、第１の充電経路は導電性であり、第２の充電経路は、補助インダクタ間の電圧が閾値を超える場合に導電性である。
【００１３】
コンバータ回路の主スイッチング回路を制御する制御回路が用いられる。制御回路は、ストレージインダクタにおける電圧変化に応答する補助インダクタによって動作がトリガされる。従って、主スイッチング回路の制御をトリガするために、補助インダクタの使用が提案される。２つの充電経路は、補助インダクタと、制御回路の動作を制御する制御コンデンサとの間の一次側内にのみ配置され、換言すると、これら２つの充電経路は一次側制御経路である。
【００１４】
この提案された構成は、時定数と、従ってＲＣＣの時定数ＴＯＮ、即ち、主電源スイッチが閉である継続時間とが柔軟且つ簡単に調整されることを可能にし得る。この構成は、良好なラインレギュレーションも示し得る。より具体的には、２つの充電経路は異なる条件下で導電性であり、一方の経路は常に導電性であり、他方の経路は、補助インダクタの電圧が十分に大きい（例えば、所定の閾値を超える）場合にのみ導電性である。従って、低入力電圧の場合、補助インダクタの誘導電圧が小さく、一方の充電経路のみが導電性であり、制御コンデンサの充電は、電源スイッチの通常ターンオフ、即ち、コンバータの通常ＴＯＮ及び若干の電力出力をもたらす。高入力電圧の場合、補助インダクタの誘導電圧が大きく、２つの充電経路が導電性であり、且つ制御コンデンサの充電がより大きく、電源スイッチのより高速なターンオフ、即ちより短いＴＯＮをもたらす。しかしながら、入力電圧が高いため、より高速のターンオフは、入力電圧が低いときのものと同様の電力出力をもたらす。
【００１５】
ある実施形態では、制御回路は、制御可能スイッチであって、制御コンデンサを介して接地端子に結合されたその制御端子を有する制御可能スイッチを含み得、第１の充電経路は、制御可能スイッチの制御端子と補助インダクタとの間に抵抗及びキャパシタンスの直列接続を含み、第２の充電経路は、制御可能スイッチの制御端子と補助インダクタとの間に抵抗及びブレークダウンダイオードの直列接続を含む。このような実施形態は、２つの充電経路に関するより詳細な実装形態を提供する。具体的には、補助インダクタ間の電圧が閾値を超えるという検出は、ブレークダウンダイオードによって実現される。この実装形態は単純であり、且つコストが低い。
【００１６】
ある実施形態では、第１の充電経路は、補助インダクタ間の前記電圧が更なる閾値を超えるとその導電率を増加させるように適合され、前記第１の充電経路は、前記抵抗及び前記キャパシタンスと並列であり、且つ補助インダクタから制御可能スイッチの制御端子へと順方向のダイオードを更に含む。このような実施形態は、入力電圧に従ってコンバータのＴＯＮを制御する能力を更に向上させ、従って、より良好なラインレギュレーションを達成することができる。
【００１７】
ある実施形態では、充電回路は、補助インダクタと制御コンデンサとの間に、制御コンデンサを放電するための第１及び第２の放電経路を含み得る。前記第１の放電経路は導電性であり、前記第２の放電経路は、制御コンデンサ間の電圧が限界値を超える場合に導電性である。このような実施形態は、時定数が制御コンデンサの電荷にマッチすることを確実にし、且つ制御コンデンサの電荷が十分に放電されることを保証するために、制御コンデンサの適応放電を提供することができる。
【００１８】
第１の放電経路は、第１の充電経路の前記抵抗及びキャパシタンスを含み得、第２の放電経路は、第１の放電経路の前記抵抗及びキャパシタンスと並列に接続された経路を含み、前記第２の放電経路は、更なる抵抗及び更なるダイオードを含む。この実施形態は、２つの放電経路に関する詳細な実装形態を提供する。一方の経路は、構成要素を省くために充電経路の１つを再利用することができ、他方の経路は、制御コンデンサ間の電圧が限界値を超えることを判断するための電圧検出器としてダイオードを使用する。
【００１９】
従って、実施形態は、制御回路の動作を制御する（従って、主スイッチング回路の切り換えを制御する）制御コンデンサを充電するための二重充電経路及び／又は放電するための二重放電経路を用いることにより、良好なラインレギュレーションを達成することができる。
【００２０】
別の実施形態では、ＲＣＣ回路は、前記ストレージインダクタに結合された二次インダクタを有する二次側であって、前記二次インダクタは、前記主スイッチング回路が閉であると、ストレージインダクタとの結合を介してエネルギーを蓄え、且つ前記主スイッチング回路が開であると、前記蓄えられたエネルギーを負荷端子へ放出するように適合される、二次側と；前記二次インダクタと前記負荷端子との間の調光回路であって、調光信号を受信し、且つ二次インダクタから前記負荷端子へのエネルギーを制御するように適合された調光回路と；光結合器を介して制御回路に二次側で調光信号を供給するためのフィードバック回路とを更に含み得、前記第１及び第２の充電経路は、二次側から分離される。このような実施形態は、負荷側調光信号からコンバータの制御回路への追加のフィードフォワードを提供する。従って、制御回路は、更に調光信号に従って制御することができる。
【００２１】
更なる実施形態に関して以下に述べられるように、開負荷及び非常に深い調光の場合、光結合器は、調光信号を提供し、且つコンバータによって変換されるエネルギーを最小限に抑えるために、制御回路に非常に短いＴＯＮを生じさせるように動作することができる。従って、実施形態は、ちらつきの低減を可能にし、且つより深い調光が達成されることを可能にし得る。また、電力損失が減少され得る。
【００２２】
従って、実施形態は、ちらつきが非常に少ないＬＥＤベースランプの深い調光を容易にすることができる。
【００２３】
更なる実施形態では、フィードバック回路は、制御回路に結合された充電キャパシタンスと；前記光結合器に結合された制御端子を有する、前記充電キャパシタンスと前記制御コンデンサとの間の充電スイッチとを含み得、前記フィードバック回路は、前記調光信号が低調光を示す場合に前記充電スイッチを閉にするように適合され、それによって、制御コンデンサの充電を加速させるために、前記充電スイッチが充電キャパシタンスから制御コンデンサに電荷を供給することを可能にする。従って、調光信号は、制御回路を調整するために使用することができ、これは、オプトカプラを介して行うことができる。深い調光では、調光信号の低レベルは、充電キャパシタンスからの電流が制御回路の制御コンデンサを充電することを可能にし得、それによって、充電を加速させ、且つ主スイッチング回路の切り換え間の時間を減少させる（即ち、ＲＣＣのＴＯＮを減少させる）。
【００２４】
更なる実施形態では、フィードバック回路の充電キャパシタンスは、主スイッチング回路の制御端子に更に結合され得、且つ前記主スイッチング回路をオンにするための起動電力を提供するように適合される。また、フィードバック回路は、調光信号に応じて、前記充電キャパシタンスからブリード電荷部分を除去するように適合され、それによって、主スイッチング回路のターンオンを遅延させる。通常、調光状態では、駆動回路は、ＬＥＤに過剰な電力を送り、幾分高い光出力をもたらす。これを相殺するために、本実施形態は、充電コンデンサをブリードさせ、且つその充電を遅延させ、電源スイッチのターンオンが遅延され、より少ない余剰電力がコンバータによって送られる。
【００２５】
更なる実施形態では、ＲＣＣ回路は、前記ストレージインダクタに結合された電源インダクタを備えた電源側であって、前記電源インダクタは、前記主スイッチング回路が閉であると、ストレージインダクタとの結合を介してエネルギーを蓄え、且つ前記主スイッチング回路が開であると、前記蓄えられたエネルギーを放出するように適合される、電源側を更に含み得、前記フィードバック回路は、前記電源インダクタ（Ｌ５）によってイネーブルされ、前記光結合器は、二次インダクタに結合され、且つそれによって電力を供給される。このような実施形態は、開保護機能を提供する。負荷が開である場合、電源側及び二次側は光結合器に電力を供給し、制御回路は、次に、主スイッチング回路の非常に短いＴＯＮを提供するために作動され、一次側から二次側へ変換されるエネルギーを減少させ、従って、開の負荷端子の電圧を低下させる。
【００２６】
従来の回路と比較されると、実施形態は、更に一層少ないちらつきで更に一層深い調光レベルを可能にし得る。また、ＩＣ制御チップが使用されないため、実施形態は、従来のスイッチング電源回路と比較して、コスト面のメリットを提供することができる。
【００２７】
実施形態は、ＬＥＤ照明において使用し得るだけでなく、工業用電源、家庭用電化製品等の他の適用例にも有用であり得る。
【００２８】
本発明の一態様は、上述の実施形態によるＲＣＣ回路と；ＲＣＣ回路への入力信号を生成するためのラッチ及びＥＭＩフィルタ回路と；ＬＥＤ装置とを含む照明回路も提供する。
【００２９】
本発明の別の態様によれば、一次側のストレージインダクタへの電流の供給を制御するための主スイッチング回路を一次側に有するコンバータ回路を動作させる方法が提供され、この方法は、制御コンデンサを用いて制御回路を選択的にイネーブルすることにより、制御回路を用いて主スイッチング回路を制御するステップと；補助インダクタを用いて、ストレージインダクタにおける電圧変化に応じて制御回路をトリガするステップと；補助インダクタと制御コンデンサとの間の第１の充電経路を介して制御コンデンサを充電するステップと；補助インダクタ間の電圧が閾値を超える場合、補助インダクタと制御コンデンサとの間の第２の異なる充電経路を介して制御コンデンサを充電するステップとを含み、第１及び第２の充電経路は一次側制御経路である。
【００３０】
実施形態は、光結合器を介して、二次側での負荷用の調光信号を制御回路に戻すように供給することを更に含み得る。
【００３１】
調光信号を供給する実施形態は、制御コンデンサの充電を加速させるために、制御回路に結合された充電キャパシタンスから制御コンデンサへと電荷を供給することを更に含み得る。
【００３２】
更なる実施形態では、主スイッチング回路を制御するステップは、充電キャパシタンスによって主スイッチング回路をオンにすることを更に含み、それによって、充電キャパシタンスから制御コンデンサへと電荷を供給するステップは、充電キャパシタンスからブリード部分を除去し、主スイッチング回路のターンオンを遅延させることを含む。
【００３３】
本発明のこれら及び他の態様は、以下に記載される１つ又は複数の実施形態から明らかとなり、それらを参照して解明されるであろう。
【００３４】
本発明の態様に従った例が添付の図面を参照して詳細に説明される。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】ＲＣＣ回路に基づいた既知のＬＥＤドライバ回路を示す。
【図２】一実施形態によるコンバータ回路を含む照明回路を示す。
【図３】明瞭さの向上のために、図２の実施形態の制御回路を単独で（例えば、分離して）示す。
【図４】図２及び図３の充電回路における信号のプロット例を示す。
【図５】様々なバス電圧の図２のコンバータ回路における信号のプロットを示すグラフを含む。
【図６】図２のコンバータ回路に関する、それぞれ点ｄにおける電圧及びＬＥＤ電流（調光信号に対応する）の第１及び第２のプロット例を含む。
【図７】図２のコンバータ回路に関する、それぞれ点ｄにおける電圧及びレジスタＲ４の電圧のエンベロープ波の第１及び第２のプロット例を示す。
【図８】図２のコンバータ回路に関する、それぞれバス電圧及びレジスタＲ４の電流の第１及び第２のプロットを含む、無調光と調光との間の比較を示す。
【発明を実施するための形態】
【００３６】
ＲＣＣ回路の主スイッチング回路を制御するための制御回路を用いたコンバータ回路が提案される。制御回路は、ＲＣＣ回路の一次側のストレージインダクタにおける電圧変化に応答する補助インダクタによって動作がトリガされる。補助インダクタは、主スイッチング回路の制御をトリガするために使用され、２つの充電経路が、補助インダクタと、制御回路の動作を制御する制御コンデンサとの間に配置される。
【００３７】
従って、ＩＣ制御チップを使用せず、且つ良好な直線性も示す低コストコンバータ回路が提案される。提案される構成は、コンバータの時定数ＴＯＮが柔軟に調整されることも可能にし得る。
【００３８】
従って、実施形態は、ＬＥＤ装置を駆動させ、且つちらつきの低減を達成するために用いることができる。また、実施形態は、深いＬＥＤ調光が達成されることを可能にし得る。以下の実施形態は、一例として、ＲＣＣ（リングチョークコンバータ）を用いるが、本発明はＲＣＣに限定されないことが理解されるものとする。上記に定義されたストレージインダクタ及び補助インダクタを用いる限り、他のタイプの自励発振コンバータが適用可能である。
【００３９】
一実施形態によるコンバータ回路を含む照明回路が図２に示される。コンバータ回路は、一次側のストレージインダクタＬ１への電流の供給を制御するための一次側の主スイッチング回路Ｑ４を有する。
【００４０】
図１に示される従来の回路とは異なり、図２の実施形態は、主スイッチング回路Ｑ４に結合された制御回路３０を含む。制御回路３０は、主スイッチング回路Ｑ４を制御するように適合される。
【００４１】
制御回路３０は、制御回路をイネーブルするように適合された制御コンデンサＣ７と；ストレージインダクタＬ１に磁気結合され、且つストレージインダクタＬ３における電圧変化に応答して制御回路３０の動作をトリガするように適合された補助インダクタＬ３と；補助インダクタＬ３と制御コンデンサＣ７との間に結合された充電回路とを含む。
【００４２】
充電回路は、補助インダクタＬ３が制御コンデンサＣ７を充電することを可能にするように適合され、この目的のために、充電回路は、補助インダクタＬ３と制御コンデンサＣ７との間に第１及び第２の充電経路を含む。第１の充電経路は導電性であり、第２の充電経路は、補助インダクタＬ３間の電圧が閾値を超える場合に導電性である。前記２つの制御経路は、二次側に結合することなく、及びフィードバック経路として機能せずに、一次側にのみ存在し、且つ一次側制御経路として機能する。
【００４３】
従って、制御回路３０は、コンバータ回路の主スイッチング回路Ｑ４を制御するために用いられる。制御回路３０は、順番に、ストレージインダクタＱ１における電圧変化に応答する補助インダクタＬ３によって動作がトリガされる。換言すると、補助インダクタＬ３は、主スイッチング回路Ｑ４の制御をトリガする。２つの充電経路は、補助インダクタと、制御回路の動作を制御する制御コンデンサとの間に配置される。
【００４４】
より具体的には、２つの充電経路は、異なる条件下で導電性となるように配置される。第１の経路は常に導電性であり、第２の他方の経路は、補助インダクタＬ３の電圧が十分に大きい（例えば、所定の閾値を超える）場合にのみ導電性である。従って、低入力電圧の場合、補助インダクタの誘導電圧が小さく、一方の充電経路のみが導電性であり、制御コンデンサの充電は、電源スイッチの通常ターンオフ、即ち、コンバータの通常ＴＯＮ及び若干の電力出力をもたらす。高入力電圧の場合、補助インダクタの誘導電圧が大きく、２つの充電経路が導電性であり、且つ制御コンデンサの充電がより大きく、且つ電源スイッチのより高速のターンオフ、即ちより短いＴＯＮをもたらす。しかしながら、入力電圧が高いため、より高速のターンオフは、入力電圧が低いときのものと同様の電力出力をもたらす。
【００４５】
ここで図３を参照すると、明瞭さの向上のために、図２の実施形態の制御回路が単独で（例えば、分離して）示される。
【００４６】
制御回路３０は、制御回路をイネーブルするように適合された制御コンデンサＣ７と；ストレージインダクタＬ１に結合され、且つストレージインダクタＬ３における電圧変化に応答して制御回路３０の動作をトリガするように適合された補助インダクタＬ３と；補助インダクタＬ３と制御コンデンサＣ７との間に結合された充電回路とを含む。充電回路は、補助インダクタＬ３と制御コンデンサＣ７との間に第１及び第２の充電経路を含む。
【００４７】
制御回路３０は、制御コンデンサＣ７を介して接地端子に結合された制御端子（例えばベース）を有する制御可能スイッチＱ２（例えばバイポーラトランジスタ）も含む。スイッチＱ２のコレクタは、主スイッチング回路Ｑ４のベースに接続して、スイッチＱ２がオンのときにそれからベース電流を引き出し、且つＱ４をオフにする。第１の充電経路は、制御可能スイッチＱ２の制御端子と補助インダクタＬ３との間に抵抗Ｒ１５及びＲ２並びにキャパシタンスＣ６の直列接続を含む。第２の充電経路は、制御可能スイッチＱ２の制御端子と補助インダクタＬ３との間に抵抗Ｒ１８及びブレークダウン（例えばツェナー）ダイオードＤ１の直列接続を含む。
【００４８】
従って、補助インダクタＬ３間の電圧が閾値を超えるという検出は、ブレークダウンダイオードＤ１によって実現される。
【００４９】
より詳細な実施形態では、第１の充電経路は常に導電性であるが、第１の充電経路は、補助インダクタＬ３間の電圧がある閾値を超えると、その導電率を増加させるように適合される。この目的のために、第１の充電経路は、第１の充電経路の抵抗Ｒ２及びキャパシタンスＣ６と並列のダイオードＤ２を更に含む。このダイオードＤ２は、補助インダクタＬ３から制御可能スイッチＱ２の制御端子へと順方向である。この充電経路構成は、入力電圧に従ってコンバータのＴＯＮを制御する能力を更に向上させ、従って、より良好なラインレギュレーションを達成することができる。
【００５０】
制御コンデンサＣ７を放電するために、充電回路３０は、補助インダクタＬ３と制御コンデンサＣ７との間に第１及び第２の放電経路も含む。第１の放電経路は導電性であるように構成され、及び第２の放電経路は、制御コンデンサＣ７間の電圧が限界値を超える場合に導電性となるように構成される。より具体的には、第１の放電経路は、第１の充電経路の抵抗Ｒ２及びキャパシタンスＣ６を含み、第２の放電経路は、第１の放電経路の抵抗Ｒ２及びキャパシタンスＣ６と並列に接続された経路を含み、且つ直列接続された更なる抵抗Ｒ１７及び更なるダイオードＤ５を有する。この構成は、構成要素を省くために充電経路の１つを再利用する。それは、制御コンデンサＣ７間の電圧が限界値を超えるか否かを判断するための電圧検出器としてダイオードも使用する。
【００５１】
図４を参照すると、図２及び図３の充電回路３０における信号のプロットが示される。第２の充電経路のダイオードＤ６の電流がプロットＩ（Ｄ６）として示され、第１の充電経路の抵抗Ｒ１５の電流がプロットＩ（Ｒ１５）として示される。制御コンデンサＣ７の電圧がプロットＶ（Ｃ７）として示され、主スイッチング回路Ｑ４のコレクタ（点ｄ）の電圧がプロットＶ（ｄ）として示される。
【００５２】
主スイッチング回路Ｑ４が導電性であるとき、点ｄは、０Ｖの接地にプルダウンされ、電力が電源からストレージインダクタＬ１へと流れる。その一方で、誘導電圧が補助巻線Ｌ３に生じ、第１の経路が導電性であり、電流Ｉ（Ｒ１５）が生じる。更に、図では、入力電圧が９０Ｖを超えると、Ｌ３における誘導電圧が５．５Ｖに達し、この誘導電圧は、ダイオードＤ１も破壊させる。Ｉ（Ｄ６）において２ｍＡを超える振幅で示されるように、電流が第２の充電経路で生じる。第２の充電経路のダイオードＤ６及び第１の充電経路の抵抗Ｒ１５における電流が正であるため、制御コンデンサＣ７の電圧は、充電経路を介して供給された電荷により上昇することを明瞭に観察し得る。電流は、この充電期間中にゆっくりと減少する。
【００５３】
制御コンデンサＣ７の電圧が約０．８Ｖに達すると、制御スイッチＱ２のベース−エミッタ電圧がＱ２の閉閾値に達し、Ｑ２が閉になり、主スイッチング回路Ｑ４をオフにする。この時点で、Ｑ４のコレクタにおける点ｄは、約２７０Ｖの入力電圧にプルアップされる。制御コンデンサＣ７は、Ｒ１５及びＲ２を介して放電され、従って、電流Ｉ（Ｒ１５）は負である。制御コンデンサＣ７は、その電圧が約−２．１Ｖであるレベルまで放電する。この時点で、主スイッチング回路Ｑ４は再び導電性となる。Ｑ４の点ｄにおける電圧は０Ｖまで下がる。誘導電圧がインダクタＬ３に生じ、正電流が第２の充電経路のダイオードＤ６及び第１の充電経路の抵抗Ｒ１５に流れ、それによって制御コンデンサＣ７を再度充電する。この充電及び放電の周期は繰り返し生じる。
【００５４】
第２の充電経路の導電は、制御コンデンサＣ７の充電速度に影響を与え、Ｃ７の充電速度は、制御スイッチＱ２が主スイッチング回路Ｑ４をオフにするときに影響を与えることを理解することができる。上記の実施形態では、第２の充電経路は、入力電圧が９０Ｖを超え、Ｌ３における誘導電圧が５．５Ｖに達すると導電性となる。
【００５５】
例示の実施形態の制御回路３０は、制御回路の動作を制御する制御コンデンサＣ７を充電／放電するために二重充電及び放電経路を用いることが認識される。これは、図５のプロットによって明示されるように、良好なラインレギュレーションを達成することができる。
【００５６】
図５は、様々なバス電圧（１３０Ｖ、１２０Ｖ及び１００Ｖ（ＡＣ））の図２のコンバータ回路における信号のプロットをそれぞれ示す３つのグラフを含む。第１（上）のグラフは、電圧１３０Ｖ、１２０Ｖ及び１００Ｖ（ＡＣ）に関する経時的なバス電圧Ｖ（ｖｂｕｓ）の変動を示す。第２（中央）のグラフは、バス電圧１３０Ｖ、１２０Ｖ及び１００Ｖ（ＡＣ）に関する経時的な制御回路スイッチＱ２の制御端子（例えばベース）における電圧の変動を示す。第３（下）のグラフは、バス電圧１３０Ｖ、１２０Ｖ及び１００Ｖ（ＡＣ）に関する経時的な主スイッチング回路Ｑ４の制御端子における抵抗Ｒ４の電流の変動を示す。１３０Ｖの制御コンデンサの充電時間及びＴＯＮ継続時間は１２０Ｖのものよりも短く、１２０Ｖのものは１００Ｖのものよりも短いことが分かる。図５から、より高い入力電圧がより短い継続時間でコンバータに電力を供給するため、この実施形態は、良好なラインレギュレーションを示すことを明白に理解することができる。
【００５７】
ここで図２に戻って参照すると、コンバータ回路は、ストレージインダクタＬ１に結合された二次インダクタＬ２を有する二次側を更に含む。二次インダクタＬ２は、主スイッチング回路Ｑ４が閉であると、ストレージインダクタＬ１との結合を介してエネルギーを蓄え、且つ主スイッチング回路Ｑ４が開であると、エネルギーを負荷端子へ放出するように適合される。このタイプは、フライバックタイプコンバータである。本発明は、フライバックタイプに限定されないことが理解されるものとする。バックブースト等の他のタイプも適用可能である。
【００５８】
調光回路は、二次インダクタＬ２と前記負荷端子との間に設けられる。調光回路は、調光信号を受信し、且つ二次インダクタＬ２から負荷端子へのエネルギーを制御するように適合される。図２に示されるように、調光回路は、ＬＥＤと接地との間のＭＯＳＦＥＴスイッチＭ１と、ＭＯＳＦＥＴＭ１のゲートへのＰＷＭ調光信号ｕＰ＿ｄｉｍを生成する電圧源とを含む。調光信号のデューティサイクルは、ＬＥＤを点灯させるために、どの程度の長さにわたりＭＯＳＦＥＴスイッチＭ１が閉になるかを決定し、従って調光レベルを制御する。
【００５９】
光結合器Ｕ１を介して制御回路３０に二次側で調光信号を供給するためのフィードバック回路３２も設けられる。従って、負荷側調光信号から制御回路３０への追加のフィードフォワードが提供される。従って、制御回路３０は、更に調光信号に従って制御することができる。
【００６０】
図２の実施形態では、フィードバック回路３２は、接地と制御回路３０との間に結合された充電キャパシタンスＣ８を含む。フィードバック回路３２は、充電キャパシタンスＣ８と制御回路３０の制御コンデンサＣ７との間に充電（例えばバイポーラ）スイッチＱ１も含む。充電スイッチＱ１の制御端子（例えばベース）は、光結合器Ｕ１に結合される。
【００６１】
フィードバック回路は、調光信号が低調光レベルを示す場合に充電スイッチＱ１を閉にするように適合され、それによって制御コンデンサＱ２の充電を加速させるために、充電スイッチＱ１が制御回路３０の制御コンデンサＣ７に電荷を供給することを可能にする。より具体的には、調光信号が低レベルである場合、Ｍ３はオフであり、Ｍ２はオンであり、Ｕ１はオンであり、Ｑ１はオンであり、コンデンサＣ８はコンデンサＣ７を充電する。一方、調光信号が高レベルである場合、Ｍ３はオンであり、Ｍ２及びＵ１はオフであり、Ｑ１はオフであり、コンデンサＣ８はコンデンサＣ７を充電しない。図６に示されるように、上のプロットは、点ｄにおける電圧（Ｖ（ｄ）と表示される）であり、下のプロットは、調光信号に対応するＬＥＤ電流（Ｉ（Ｌｅｄ１）と表示される）である。調光信号が低いと、コンデンサＣ７は、上述の通り、より迅速に充電され、より頻繁な主スイッチング回路の切り換え及び一次側から二次側へ変換される電力の減少をもたらし、それによって、負荷を更に減光させる。従って、デューティサイクルが更に一層減少すると、更に少ない電力が変換される。両者間に多少のオフセットが存在し、これは回路のヒステリシスによるものであることが理解されるものとする。
【００６２】
従って、フィードバック回路３２のオプトカプラＵ１を介して、制御回路３０を調整するために調光信号を使用し得ることが理解されるであろう。深い調光の場合、調光信号の低レベルは、充電キャパシタンスＣ８からの電流が制御回路３０の制御コンデンサＣ７を充電することを可能にし、それによって、充電を加速させ、且つ主スイッチング回路Ｑ４の切り換え間の時間を減少させる（即ち、コンバータ回路のＴＯＮを減少させる）ことができる。
【００６３】
更に、フィードバック回路の充電キャパシタンスＣ８は、主スイッチング回路Ｑ４の制御端子（例えばベース）に結合され、且つ主スイッチング回路Ｑ４をオンにするための起動電力を提供するように適合される。より具体的には、充電キャパシタンスＣ８は、レジスタＲ８及びＲ６を介してＥＭＩフィルタ１８からのバス電圧出力に結合される。上記の回路の更なる機能は、調光信号に応じて、充電キャパシタンスＣ８からブリード電荷部分を除去することである。従って、充電キャパシタンスＣ８に対する電荷蓄積は、それが主スイッチング回路Ｑ４をオンにできる電圧に達する前に遅延される。これは、図７に示される。図７の上のプロットのエンベロープ波は点ｄにおける電圧（Ｖ（ｄ）と表示される）であり、図７の下のプロットのエンベロープ波はレジスタＲ４の電圧（Ｖ（ｖｒ４）と表示される）である。入力電圧が１５０Ｖを超えると、主スイッチング回路はターンオン／オフを開始し、且つ入力電圧が約１２０Ｖより下に低下すると、停止されることが分かる。これは、入力電圧が低いと、充電キャパシタンスＣ８の電荷がブリードするため、充電キャパシタンスＣ８は、主スイッチング回路をオンにするために十分な電荷を蓄積することができないからである。
【００６４】
図８は、無調光と調光との間の比較を示す。図８の上のプロットはバスの電圧（Ｖ（ｖｂｕｓ）と表示される）である。図８の下のプロットはレジスタＲ４における電流（Ｉ（ｒ４）と表示される）である。参照符号８０は、非調光時のコンバータの開始を示し、参照符号８２は、調光時のコンバータの開始を示す。波は、部分的にカットオフされていると見なすことができる。従って、更により少ないエネルギーが変換され、且つより深い調光を達成することができる。
【００６５】
図２のコンバータ回路では、電源回路３４も設けられる。電源回路３４は、ストレージインダクタＬ２に結合された電源インダクタＬ５を含む。電源インダクタＬ５は、前記主スイッチング回路が閉であると、ストレージインダクタとの結合を介してエネルギーを蓄え、且つ前記主スイッチング回路が開であると、前記蓄えられたエネルギーを放出するように適合され、前記フィードバック回路は、前記電源インダクタＬ５によってイネーブルされ、前記光結合器は二次インダクタに結合され、且つそれによって電力を供給される。このような実施形態は、開保護機能を提供する。負荷が開である場合、電源側及び二次側は光結合器Ｕ１に電力を供給し、制御回路３０は、次に、主スイッチング回路の非常に短いＴＯＮを提供するために作動され、一次側から二次側へ変換されるエネルギーを減少させ、従って、開の負荷端子の電圧を低下させる。このとき、システム回路の消費は、それがクリアランス振動モードで且つ調光制御回路のための追加の電力供給なしに機能するため、０．５Ｗ未満である。
【００６６】
実施形態は、ＬＥＤ又はＯＬＥＤ（及びＰＬＥＤ、ＡＭＯＬＥＤ等）に基づいた全ての調光可能（但し、非調光可能も含む）光源に用いることができる。更に、温白色ＬＥＤと寒白色ＬＥＤとの間で電流分布を異ならせるために、異なる調光色調を備えたＬＥＤベースランプが提案の方法及び１つ又は複数の回路によって拡張され得る。加えて、例えば、ランプがその出力（光）を低下させることを必要とされると、ランプのドライバがより多くの電力を送る白熱又は蛍光／ガス放電ランプ等の他の従来のランプにおける使用も可能である。
【００６７】
開示された実施形態に対する他の変形形態は、図面、本開示、及び添付の特許請求の範囲の研究から、特許請求される本発明の実施において当業者により理解され、及び実施され得る。例えば、上記の主スイッチング回路及び制御スイッチは、代替的にＭＯＳＦＥＴによって実現することができる。請求項において、「含む」という用語は、他の要素又はステップを排除せず、不定冠詞「１つの（a）」又は「１つの（an）」は、複数を排除しない。特定の手段が互いに異なる従属請求項に記載されているという事実のみでは、これらの手段の組み合わせを有利に使用できないことを意味しない。請求項における何れの参照符号も、範囲を限定するものと解釈されるものではない。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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