(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
Ｎを予め定められた２以上の整数とし、ｎは１≦ｎ≦Ｎを満たす各整数を表すとして、
サブキャリア周波数がｆnで帯域幅がｂnである第ｎサブキャリア信号を発生させる発振器と、
第ｎサブキャリア信号の位相が残余のサブキャリア信号の位相に対して一致する方向へ第ｎサブキャリア信号の位相を調整する第ｎ位相調整器と、
１個の変調信号をＮ個の変調信号Ｂ1，…，ＢNに分割する変調信号生成器と、
第ｎ位相調整器からの信号にｎ番目の変調信号Ｂnを乗算する第ｎ1乗算器と、
第ｎ1乗算器からの信号を増幅する第ｎ増幅器と、
第ｎ増幅器からの信号のうち、通過帯域中心周波数が第ｎサブキャリア信号と等しく帯域幅がｂnの周波数帯域を通過させる第ｎフィルタと、
第ｎフィルタからの信号の振幅と位相を調整する第ｎ振幅位相調整器と、
第ｎ振幅位相調整器の振幅と位相の各調整量を制御する振幅位相制御器と、
第ｎ振幅位相調整器からの信号を送信する第ｎ1アンテナと
を含み、
振幅位相制御器は、全ての振幅位相調整器からの信号が空間において同相合成されるように、第ｎ振幅位相調整器の振幅と位相の各調整量を制御する
マルチキャリア送信システム。
【請求項２】
請求項１に記載のマルチキャリア送信システムであって、
第ｎ振幅位相調整器からの信号の一部を取り出す第ｎ結合器と、
第ｎ位相調整器からの信号に第ｎ結合器からの信号を乗算する第ｎ2乗算器と、
第ｎ1アンテナに替えて、第ｎ結合器からの信号を送信する第ｎ2アンテナと
を含み、
振幅位相制御器は、第ｎ2乗算器からの信号に基づいて第ｎ結合器からの信号の位相または振幅の少なくともいずれかの変動を検出し、この変動をキャンセルし且つ全ての振幅位相調整器からの信号が空間において同相合成されるように、第ｎ振幅位相調整器の振幅と位相の各調整量を制御することを特徴とする
マルチキャリア送信システム。
【請求項３】
Ｎを予め定められた２以上の整数とし、ｎは１≦ｎ≦Ｎを満たす各整数を表すとして、
サブキャリア周波数がｆnで帯域幅がｂnである第ｎサブキャリア信号を発生させる発振器と、
第ｎサブキャリア信号の位相が残余のサブキャリア信号の位相に対して一致する方向へ第ｎサブキャリア信号の位相を調整する第ｎ位相調整器と、
１個の変調信号をＮ個の変調信号Ｂ1，…，ＢNに分割する変調信号生成器と、
ｎ番目の変調信号Ｂnの歪を補償する第ｎ歪補償器と、
第ｎ位相調整器からの信号に第ｎ歪補償器からの信号を乗算する第ｎ1乗算器と、
第ｎ1乗算器からの信号を増幅する第ｎ増幅器と、
第ｎ増幅器からの信号のうち、通過帯域中心周波数がｎ番目のキャリア信号と等しく、帯域幅がｂnの周波数帯域を通過させる第ｎフィルタと、
第ｎフィルタからの信号の振幅と位相を調整する第ｎ振幅位相調整器と、
第ｎ振幅位相調整器の振幅と位相の各調整量を制御する振幅位相制御器と、
第ｎ振幅位相調整器からの信号の一部を取り出す第ｎ結合器と、
第ｎ結合器からの信号を送信する第ｎ2アンテナと、
第ｎ位相調整器からの信号に第ｎ結合器からの信号を乗算する第ｎ2乗算器と、
第ｎ2乗算器からの信号に基づいてｎ番目の変調信号Ｂnに対する歪補償係数を決定する第ｎ歪補償係数演算器と
を含み、
振幅位相制御器は、全ての振幅位相調整器からの信号が空間において同相合成されるように、第ｎ振幅位相調整器の振幅と位相の各調整量を制御し、
第ｎ歪補償係数演算器は、第ｎ結合器の出力の歪が最小となるように歪補償係数を決定する
マルチキャリア送信システム。
【請求項４】
請求項１から請求項３のいずれかに記載のマルチキャリア送信システムであって、
振幅位相制御器は、Ｎ個のサブキャリア信号全体の中心周波数での指向性が所望の方向で最大となるように第ｎ振幅位相調整器の振幅と位相の各調整量を制御することを特徴とする
マルチキャリア送信システム。
【請求項５】
請求項１から請求項４のいずれかに記載のマルチキャリア送信システムであって、
第ｎ位相調整器は、第ｎサブキャリア信号の位相を残余のサブキャリア信号の位相と一致するように調整することを特徴とする
マルチキャリア送信システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数の搬送波によって情報を送信するマルチキャリア伝送システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
伝送帯域を拡大する方法としてマルチキャリア伝送がある。マルチキャリア伝送では、単一の広帯域信号を用いるのではなく、「サブキャリア」と呼ばれる複数の狭帯域信号を周波数多重化し、全ての狭帯域信号を同じ送信アンテナから送信する。サブキャリア数をＭとすると、同じ無線リンク上でＭ個の信号が並列送信されるため、通信速度は１サブキャリアのＭ倍に増加する。
【０００３】
マルチキャリア伝送の代表的な技術にＯＦＤＭ（orthogonal frequency-division multiplexing）がある。ＯＦＤＭは、隣り合うサブキャリア同士の周波数間隔が１／Ｔuのサブキャリアを用いて伝送を行う。ここでＴuはサブキャリアごとのシンボル長である。つまり、ＯＦＤＭは、送信信号系列をブロック化し、これを直列並列変換した上で、複数のサブキャリアを変調し、変調されたサブキャリアを並列伝送する変調方式である。任意の二つのサブキャリアは直交しており、理想的な伝送では、受信側において復調後のサブキャリア間に干渉はない。一方、ＯＦＤＭ以外のマルチキャリア伝送では、受信側で干渉を回避するために任意の二つのサブキャリアのスペクトルが互いに重ならないように周波数領域でサブキャリアを分離して送信する必要がある。このため、ＯＦＤＭと比較すると、ＯＦＤＭ以外のマルチキャリア伝送では周波数利用効率が低下する。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００４】
【非特許文献１】岡田実、“ＯＦＤＭの基礎”、Microwave Workshop and Exhibition (MWE2003)，基礎講座02，ディジタル変復調技術，2003年11月，[平成26年9月9日検索]、インターネット〈URL: http://www.apmc-mwe.org/mwe2004/ja_mwe2003_TL/TL02-02.pdf〉
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
マルチキャリア信号は複数のサブキャリア信号を周波数領域で多重化したものであるため、送信信号の全帯域を考えると広帯域となる。一般的に、マルチキャリア信号は各サブキャリアの周波数が異なり、信号スペクトルの位相が独立となることから、合成信号のベクトルの包絡線が大きく変動する。このため、増幅器等による非線形特性の影響を受けやすい。
【０００６】
包絡線変動の程度を示すパラメータの一つとして、信号の最大電力値と平均電力値との比を示すＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）がある。例えば、６４ＱＡＭ（quadrature amplitude modulation）の変調波においてシングルキャリアではＰＡＰＲが５．９であるが、サブキャリア数が３２のＯＦＤＭではＰＡＰＲは９．５となる。
【０００７】
ＰＡＰＲの大きい信号を増幅する場合、平均送信電力は増幅器の最大出力より小さくせざるをえないが、電力利用効率の観点からは、できるだけ最大出力に近い動作点で増幅器を動作させることが望まれる。しかし、最大出力に近い動作点では、瞬時的な出力電力の増大に伴い、信号が抑圧されて非線形ひずみが発生し、変調精度が劣化する。従って、マルチキャリア信号の増幅に用いられる増幅器は出力バックオフを大きくとり電力利用効率の低い領域で使用せざるを得ない。このため、消費電力が大きく、放熱器を含めた増幅器回路規模は大きくなる。また、非線形歪補償技術の適用の観点からも、歪補償帯域が広帯域となるため補償量を十分に取ることが難しい。また、信号処理による歪補償技術を適用するためデジタル化する際にも、広帯域信号ゆえに、サンプリングレートなどＡＤ／ＤＡ変換器に対する要求スペックが高くなるため、実質的な補償帯域幅を十分に拡大できない。また、フィルタやアンテナ等の他のコンポーネントについても、広帯域信号ゆえに、損失などが増大する。
【０００８】
一方、例えば、広帯域の１個のキャリアを複数のサブキャリアに分割し、各サブキャリアを増幅した後に合成することで、各増幅器へ入力する信号帯域を狭帯域化できる。また、他のコンポーネントについても損失を低減できる。しかし、合成器には合成損があるため、増幅器の出力電力を上げることが必要となる。さらに、ＯＦＤＭのように各サブキャリアが独立でない変調方式の帯域を分割する場合には、合成後に分割前のサブキャリアの関係を維持する必要がある。
【０００９】
上述の観点から、本発明は、広帯域信号を狭帯域化して送信するマルチキャリア送信システムを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明のマルチキャリア送信システムは、Ｎを予め定められた２以上の整数とし、ｎは１≦ｎ≦Ｎを満たす各整数を表すとして、サブキャリア周波数がｆnで帯域幅がｂnである第ｎサブキャリア信号を発生させる発振器と、第ｎサブキャリア信号の位相が残余のサブキャリア信号の位相に対して一致する方向へ第ｎサブキャリア信号の位相を調整する第ｎ位相調整器と、１個の変調信号をＮ個の変調信号Ｂ1，…，ＢNに分割する変調信号生成器と、第ｎ位相調整器からの信号にｎ番目の変調信号Ｂnを乗算する第ｎ1乗算器と、第ｎ1乗算器からの信号を増幅する第ｎ増幅器と、第ｎ増幅器からの信号のうち、通過帯域中心周波数が第ｎサブキャリア信号と等しく帯域幅がｂnの周波数帯域を通過させる第ｎフィルタと、第ｎフィルタからの信号の振幅と位相を調整する第ｎ振幅位相調整器と、第ｎ振幅位相調整器の振幅と位相の各調整量を制御する振幅位相制御器と、第ｎ振幅位相調整器からの信号を送信する第ｎ1アンテナとを含み、振幅位相制御器は、全ての振幅位相調整器からの信号が空間において同相合成されるように、第ｎ振幅位相調整器の振幅と位相の各調整量を制御する。
【００１１】
上記のマルチキャリア送信システムが、第ｎ振幅位相調整器からの信号の一部を取り出す第ｎ結合器と、第ｎ位相調整器からの信号に第ｎ結合器からの信号を乗算する第ｎ2乗算器と、上記の第ｎ1アンテナに替えて、第ｎ結合器からの信号を送信する第ｎ2アンテナとを含み、振幅位相制御器が、第ｎ2乗算器からの信号に基づいて第ｎ結合器からの信号の位相または振幅の少なくともいずれかの変動を検出し、この変動をキャンセルし且つ全ての振幅位相調整器からの信号が空間において同相合成されるように、第ｎ振幅位相調整器の振幅と位相の各調整量を制御するように構成してもよい。
【００１２】
あるいは、Ｎを予め定められた２以上の整数とし、ｎは１≦ｎ≦Ｎを満たす各整数を表すとして、サブキャリア周波数がｆnで帯域幅がｂnである第ｎサブキャリア信号を発生させる発振器と、第ｎサブキャリア信号の位相が残余のサブキャリア信号の位相に対して一致する方向へ第ｎサブキャリア信号の位相を調整する第ｎ位相調整器と、１個の変調信号をＮ個の変調信号Ｂ1，…，ＢNに分割する変調信号生成器と、ｎ番目の変調信号Ｂnの歪を補償する第ｎ歪補償器と、第ｎ位相調整器からの信号に第ｎ歪補償器からの信号を乗算する第ｎ1乗算器と、第ｎ1乗算器からの信号を増幅する第ｎ増幅器と、第ｎ増幅器からの信号のうち、通過帯域中心周波数がｎ番目のキャリア信号と等しく、帯域幅がｂnの周波数帯域を通過させる第ｎフィルタと、第ｎフィルタからの信号の振幅と位相を調整する第ｎ振幅位相調整器と、第ｎ振幅位相調整器の振幅と位相の各調整量を制御する振幅位相制御器と、第ｎ振幅位相調整器からの信号の一部を取り出す第ｎ結合器と、第ｎ結合器からの信号を送信する第ｎ2アンテナと、第ｎ位相調整器からの信号に第ｎ結合器からの信号を乗算する第ｎ2乗算器と、第ｎ2乗算器からの信号に基づいてｎ番目の変調信号Ｂnに対する歪補償係数を決定する第ｎ歪補償係数演算器とを含み、振幅位相制御器は、全ての振幅位相調整器からの信号が空間において同相合成されるように、第ｎ振幅位相調整器の振幅と位相の各調整量を制御し、第ｎ歪補償係数演算器は、第ｎ結合器の出力の歪が最小となるように歪補償係数を決定する。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によると、複数のサブキャリア信号のそれぞれが狭帯域信号となっており、送信電力の低減、小型増幅器の使用、送信系統ごとの独立したキャリブレーションの実施などの利点がある。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】第1実施形態のマルチキャリア送信システム。
【図２】第２実施形態のマルチキャリア送信システム。
【図３】第３実施形態のマルチキャリア送信システム。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
＜第１実施形態＞
この発明による第１実施形態のマルチキャリア送信システム１００を図１に示す。このマルチキャリア送信システム１００は、Ｎを予め定められた２以上の整数とし、ｎは１≦ｎ≦Ｎを満たす各整数を表すとして、局部発振器３０で生成した信号を用いて、サブキャリア中心周波数がｆnで帯域幅がｂnである無線周波数帯の第ｎサブキャリア信号を発生する発振器４０と、第ｎサブキャリア信号の位相が残余のサブキャリア信号の位相に対して一致する方向へ第ｎサブキャリア信号の位相を調整する第ｎ位相調整器４２−ｎと、ｆ0を中心周波数とする１個の変調信号をＮ個の変調信号Ｂ1，…，ＢNに分割する変調信号生成器１０と、第ｎ位相調整器４２−ｎからの信号をｎ番目の変調信号Ｂnによって変調する第ｎ1乗算器１２−ｎと、第ｎ1乗算器１２−ｎからの信号を増幅する第ｎ増幅器１４−ｎと、第ｎ増幅器１４−ｎからの信号のうち、通過帯域中心周波数が第ｎサブキャリア信号と等しく帯域幅がｂnの周波数帯域を通過させてスプリアス信号等を抑圧する第ｎフィルタ１６−ｎと、第ｎフィルタ１６−ｎからの信号の振幅と位相を調整する第ｎ振幅位相調整器１８−ｎと、第ｎ振幅位相調整器１８−ｎの振幅と位相の各調整量を制御する振幅位相制御器５０と、第ｎ振幅位相調整器１８−ｎからの信号を送信する第ｎ1アンテナ２０−ｎと含む。なお、Ｎ個の第ｎ位相調整器４２−ｎ（ｎ＝１，…，Ｎ）によって、Ｎ個の第ｎサブキャリア信号（ｎ＝１，…，Ｎ）の位相は互いに一致する。
【００１６】
この実施形態では、例えば、発振器４０が生成するＮ個のサブキャリア信号のうち任意の隣り合うサブキャリア信号同士の周波数間隔をΔｆとする。すなわち、１個の広帯域キャリア信号の中心周波数をｆc（すなわちｆc＝（ｆ1＋ｆN）／２でありｆc＞＞ｆ0）とした場合、ｎ番目のサブキャリア信号の中心周波数は式（１）で表される。
fn=fc+(2n-N-1)Δf/2          …（１）
【００１７】
第ｎ振幅位相調整器１８−ｎは、ｎ番目の変調信号Ｂnに対して振幅と位相の各調整を行う。この際の各調整量は、各ブランチから中心周波数ｆcのキャリア信号が送信されたと仮定した場合に、受信点において各キャリア信号が同相合成されるように設定される。例えば、中心周波数ｆcにおいて、Ｎ個の第ｎ1アンテナ２０−ｎ（ｎ＝１，…，Ｎ）で構成されるアレーアンテナの指向性利得が、アレーアンテナから見て受信点が存在する向きで最大となるように設定すればよい。具体的には、アレーアンテナの配置方向からθ度の角度で指向性が最大となるように調整する場合には、振幅位相制御器５０は、第ｎ振幅位相調整器１８−ｎの調整量ｗnを式（２）に従って計算する。ｊは虚数単位、λcは周波数ｆcにおけるキャリア信号の波長、ｄは隣り合う第ｎ1アンテナ２０−ｎの間隔である。
wn=exp{-j(2π/λc)nd(sinθ)}  ＠fc          …（２）
【００１８】
この場合、アレーアンテナの配置方向からθ度の角度方向に在る受信点は、各第ｎ1アンテナ２０−ｎ（ｎ＝１，…，Ｎ）から放射された信号が空間合成された信号を受信することになる。これは、各ブランチから中心周波数がｆcで帯域幅がΔｆ・Ｎの広帯域キャリア信号を送信した場合の受信信号を受信したことと等価である。このため、受信側は通常のマルチキャリア送信信号を受信する機能を有していればよい。
【００１９】
特に、変調信号生成器１０に入力された１個の変調信号が広帯域信号である場合には、ｎ番目のブランチの信号に対して行う振幅位相調整における振幅と位相の各調整量は、各ブランチから周波数ｆnのキャリア信号が送信されたと仮定した場合に、受信点において各キャリア信号が同相合成されるように設定するのが好ましい。例えば、周波数ｆnにおいて、アレーアンテナの指向性利得が、アレ―アンテナから見て受信点が存在する向きで最大となるように設定すればよい。具体的には、アレーアンテナの配置方向からθ度の角度で指向性が最大となるように調整する場合には、振幅位相制御器５０は、第ｎ振幅位相調整器１８−ｎの調整量ｗnを式（３）に従って計算する。ｊは虚数単位、λnは周波数ｆnにおけるキャリア信号の波長、ｄは隣り合う第ｎ1アンテナ２０−ｎの間隔である。なお、１個の変調信号が広帯域信号である場合の一例として、受信器において、１個の変調信号に相当する受信信号を復調した場合に、位相差によって一定の誤り率特性を満たせないような変調信号が挙げられる。
wn=exp{-j(2π/λn)nd(sinθ)}  ＠fn          …（３）
【００２０】
上述の調整量決定方法の他に、振幅と位相の各調整量の決定方法として、まず、各ブランチから周波数ｆcのキャリア信号が送信されたと仮定した場合に受信点において各キャリア信号が同相合成されるように各ブランチの調整量を設定した後、周波数ｆcのキャリア信号を送信するブランチおよび当該周波数ｆc近傍の周波数のキャリア信号を送信するブランチを除くブランチについて、ｎ番目のブランチの振幅と位相の各調整量を、各ブランチから周波数ｆnのキャリア信号が送信されたと仮定した場合に受信点において各キャリア信号が同相合成されるように設定する方法を採用してもよい。ここで「周波数ｆc近傍の周波数」とは、マルチキャリア送信システムの仕様に応じて定められる条件であり、例えば、マルチキャリア送信システムの仕様に応じて予め定められた値Ｒ[Hz]を用いて「fc-R以上fc+R以下の帯域幅に含まれる周波数」とすることができる。
【００２１】
上述の例では、ｎ番目のブランチのサブキャリア信号は帯域幅Δｆの狭帯域信号となっており、通常のマルチキャリア伝送における帯域幅の１／Ｎでよい。帯域幅が１／Ｎとなることの利点としては、まず、ブランチあたりの送信電力も１／Ｎとなるため、出力電力の小さい増幅器を使用できることがある。出力電力の小さい増幅器は設計が容易となるため、高性能化、小型化や低消費電力化が達成しやすいという利点がある。また、増幅器の線形化についても、近年ではデジタル信号処理による高精度な方法が検討されているが、信号の狭帯域化によって十分なサンプリングが行えるＡＤ／ＤＡ変換器等の採用が容易になることから、高い性能を獲得しやすいという利点がある。また、フィルタやアンテナなど他のコンポーネントについても、狭帯域化によって特性の改善が期待できる。また、通常、各ブランチは該当する周波数帯用の装置で構成されるため、例えば周波数ｆnの信号を用いてブランチごとに独立にキャリブレーションを実施できるという利点がある。
【００２２】
マルチキャリア伝送で周波数利用効率に優れるＯＦＤＭ伝送に本発明を適用する場合、ガードバンドを挿入することなく効率的な伝送が可能となる。ただし、サブキャリア間の位相特性のずれが受信側での復調性能に影響する可能性がある。例えば、各ブランチから送信される信号がＯＦＤＭのサブキャリアの場合、サブキャリア間の位相誤差によって、復調性能が劣化する可能性がある。しかし、このような場合には、受信側で位相誤差を検出して、送信側へフィードバックすることで、送信側で予め対策を行うことができる。
【００２３】
＜第２実施形態＞
この発明による第２実施形態のマルチキャリア送信システム２００を図２に示す。マルチキャリア送信システム２００は、第１実施形態のマルチキャリア送信システム１００の構成に、第ｎ振幅位相調整器１８−ｎからの信号の一部を取り出す第ｎ結合器１９−ｎと、第ｎ位相調整器４２−ｎからの信号に第ｎ結合器１９−ｎからの信号を乗算する第ｎ2乗算器６０−ｎを付加し、第ｎ1アンテナ２０−ｎの替わりに、第ｎ結合器１９−ｎからの信号を送信する第ｎ2アンテナ２１−ｎを含む構成を持つ。振幅位相制御器５０は、第ｎ2乗算器６０−ｎからの信号に基づいて第ｎ結合器１９−ｎからの信号の位相または振幅の少なくともいずれかの変動を検出し、この変動をキャンセルし且つ全ての振幅位相調整器１８−ｎ（ｎ＝１，…，Ｎ）からの信号が空間において同相合成されるように、第ｎ振幅位相調整器１８−ｎの振幅と位相の各調整量を制御する。
【００２４】
第１実施形態で説明した式（２）で求められる調整量は、各ブランチにおける信号伝送特性が理想的な場合であり、実際には、振幅と位相のそれぞれに予期できない変動が生じる可能性がある。振幅と位相のそれぞれの変動は、例えば増幅器の経時変化や発振器の位相雑音などによって生じる可能性がある。このため、振幅位相制御器５０は、各第ｎ2乗算器６０−ｎ（ｎ＝１，…，Ｎ）からの出力に基づいて、ｎ番目のブランチに生じた位相変動や振幅変動を検出し、位相変動や振幅変動を打ち消すように且つ全ての振幅位相調整器１８−ｎ（ｎ＝１，…，Ｎ）からの信号が空間において同相合成されるように、振幅位相調整器１８−ｎの調整量ｗnを調整する。位相変動や振幅変動の検出は周知技術によって実施可能であるからその詳細な説明を省略する。
【００２５】
＜第３実施形態＞
この発明による第３実施形態のマルチキャリア送信システム３００を図３に示す。マルチキャリア送信システム３００は、第２実施形態のマルチキャリア送信システム２００の構成に、ｎ番目の変調信号Ｂnの歪を補償する第ｎ歪補償器１１−ｎと、第ｎ2乗算器６０−ｎからの信号に基づいてｎ番目の変調信号Ｂnに対する歪補償係数を決定する第ｎ歪補償係数演算器７０−ｎを付加した構成を持つ。第３実施形態では、第２実施形態と異なり、第ｎ2乗算器６０−ｎからの信号は、振幅位相制御器５０ではなく、第ｎ歪補償係数演算器７０−ｎに入力される。
【００２６】
第３実施形態はマルチキャリア送信システムにおいて増幅器１４−ｎの歪補償の実装を示している。本発明のマルチキャリア送信システムに適用可能な増幅器歪補償技術に限定はなく、例えば、周知のプレディストーション法、例えばべき級数型プレディストーションを採用できる。プレディストーション法は、増幅器１４−ｎでのＡＭ−ＡＭ変換やＡＭ−ＰＭ変換を複素関数Ｇで表現できると仮定した場合に、複素関数Ｇの逆特性を持つ複素関数Ｆによって増幅器１４−ｎの入力信号を変形することで、増幅器１４−ｎの出力を入力信号に対して線形にする。第３実施形態では、ブランチごとに、複素関数Ｆに相当する情報（歪補償係数）を第ｎ歪補償係数演算器７０−ｎが計算し、第ｎ歪補償器１１−ｎが第ｎ歪補償係数演算器７０−ｎによって得られた情報に基づいてｎ番目の変調信号Ｂnに対してプレディストーションを行う。なお、実際の使用では、環境温度、経時変化、電源電圧変動などによって増幅器１４−ｎのＡＭ−ＡＭ変換やＡＭ−ＰＭ変換の特性は変化する。したがって、このような特性変化に対して適応的制御を実施するため、結合器１９−ｎの出力に基づいて第ｎ歪補償係数演算器７０−ｎが歪補償係数を更新する。この他、各ブランチの信号が狭帯域であることから、歪補償帯域が制限されるフィードフォワード型歪補償を本発明のマルチキャリア送信システムに適用することもできる。
【００２７】
本発明は上述の実施形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で適宜の変更が許容される。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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