(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
１相に複数の直列接続された巻線を有し、低速と高速とで駆動するインバータ回路を切替える複数インバータ方式の駆動装置によって前記巻線が選択されて駆動される永久磁石同期モータであって、
複数の前記巻線の特性および構造が互いに異なり、
複数の前記巻線をそれぞれ有して構成される複数のステータは、互いに形状が異なり、
複数の前記巻線にそれぞれ対向する複数の永久磁石の厚みが互いに異なり、
複数の前記永久磁石を有するロータは、複数の前記ステータとの位置関係が異なり、
低速で駆動する複数の直列接続された前記巻線の巻線全体の誘起電圧定数とｄ軸インダクタンスとの比より、高速で駆動する前記巻線を構成する少なくとも１組の巻線の誘起電圧定数とｄ軸インダクタンスとの比が大きい
ことを特徴とする永久磁石同期モータ。
【請求項２】
請求項１において、
前記直列接続された巻線のうち、前記少なくとも１組の巻線は、巻線抵抗が小さい
ことを特徴とする永久磁石同期モータ。
【請求項３】
請求項１において、
前記直列接続された巻線のうち、前記少なくとも１組の巻線は、分布巻である
ことを特徴とする永久磁石同期モータ。
【請求項４】
請求項１乃至請求項３のいずれか一項に記載の永久磁石同期モータを駆動する巻線切替モータ駆動装置であって、
前記直列接続された巻線全体を駆動する第１のインバータ回路と、
前記巻線を構成する少なくとも１組の巻線を駆動する第２のインバータ回路と、
を備え、
前記永久磁石同期モータの運転状態に応じて、前記第１のインバータ回路と前記第２のインバータ回路のいずれかが選択される
ことを特徴とする巻線切替モータ駆動装置。
【請求項５】
請求項４において、
前記永久磁石同期モータが低速回転時には、前記第１のインバータ回路が選択され、
前記永久磁石同期モータが高速回転時には、前記第２のインバータ回路が選択される
ことを特徴とする巻線切替モータ駆動装置。
【請求項６】
請求項１乃至請求項３のいずれか一項に記載の永久磁石同期モータを駆動する巻線切替モータ駆動装置であって、
前記永久磁石同期モータが低速回転時には、前記永久磁石同期モータを誘起電圧定数とｄ軸インダクタンスの比が小さい巻線に通電する第１のインバータ回路で駆動し、
前記永久磁石同期モータが高速回転時には、前記永久磁石同期モータを誘起電圧定数とｄ軸インダクタンスの比が大きい巻線に通電する第２のインバータ回路で駆動する
ことを特徴とする巻線切替モータ駆動装置。
【請求項７】
請求項４において、
前記永久磁石同期モータの運転状態に応じて、前記永久磁石同期モータに流れる電流が小さくなる方の第１のインバータ回路もしくは前記第２のインバータ回路のいずれかが駆動する回路として選択される
ことを特徴とする巻線切替モータ駆動装置。
【請求項８】
請求項４において、
前記第１のインバータ回路は、第１種のスイッチング素子で構成され、
前記第２のインバータ回路は、第２種のスイッチング素子で構成され、
前記第１種のスイッチング素子は、前記永久磁石同期モータの低電流動作領域で、前記第２種のスイッチング素子より低導通損失特性に優れた素子であり、
前記第２種のスイッチング素子は、前記永久磁石同期モータの高電流動作領域で、前記第１種のスイッチング素子より低導通損失特性に優れた素子である
ことを特徴とする巻線切替モータ駆動装置。
【請求項９】
請求項４において、
前記第１のインバータ回路のスイッチング周波数より、前記第２のインバータ回路のスイッチング周波数を高く設定する
ことを特徴とする巻線切替モータ駆動装置。
【請求項１０】
請求項４において、
前記第１のインバータ回路、および第２のインバータ回路は、前記永久磁石同期モータの発生する誘起電圧以上に、直流電圧が高い電圧を保つように制御される
ことを特徴とする巻線切替モータ駆動装置。
【請求項１１】
請求項１に記載の永久磁石同期モータと、
請求項４に記載の巻線切替モータ駆動装置と、
前記永久磁石同期モータによって駆動される圧縮機と、
を備える
ことを特徴とする冷凍空調機器。
【請求項１２】
請求項１に記載の永久磁石同期モータと、
請求項４に記載の巻線切替モータ駆動装置と、
前記永久磁石同期モータによって駆動される電動車輪と、
を備える
ことを特徴とする電動車両。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、永久磁石同期モータ、巻線切替モータ駆動装置、及び、それらを用いた冷凍空調機器、電動車両に関する。
【背景技術】
【０００２】
永久磁石同期モータ（以下、適宜「モータ」と表記する）は、誘導モータに比べて高効率な特性を有するため、家電製品から産業機器あるいは電動車分野へと適用範囲が広がっている。
また、前記モータ、及び機器は、地球温暖化防止や省エネルギー化の動きに伴い、低速回転域（軽負荷）の高効率化が求められるとともに、機器の使用感（快適性）を向上させるために高速回転域（高負荷）における駆動範囲の拡大も求められている。
例えば，家電製品のルームエアコンの場合、省エネルギーの指標である通年エネルギー消費効率（Annual Performance Factor、以下「ＡＰＦ」と適宜、表記する）の向上及び、高出力化の指標である外気温２℃での暖房能力（低温暖房能力）の向上の両立が求められている。
また、電気自動車等の主機では，低速高トルク、高速低トルクの運転状態となり、この運転条件においての高効率化が要求される。
モータ駆動装置による（特に低速回転域における）高効率化の手段としては、磁石量及び巻線を増加させることによるモータの低速設計化があるが、モータの低速設計をすると、高速回転域で発生する誘起電圧が増大するため、駆動可能領域が狭くなり、高速回転域での効率が大幅に低下することが起こりうる。
そこで、低速設計されたモータの高速回転域の拡大手段として、直流電圧を昇圧する方式が実用化されているが、直流電圧を昇圧するための回路が追加となり、回路規模の増加や昇圧回路等の損失の増加が課題となる。
【０００３】
上記課題を解決する手段として、特許文献１〜６がある。
特許文献１には、モータの巻線を機械式スイッチで切替える方式によって、発生する誘起電圧を低減する方式が記載されている（［要約］、図１参照）。
特許文献２には、モータの中性点をモータの外部に接続した半導体スイッチ群を用いて切替える方式が記載されている（［要約］、図１参照）。半導体スイッチ群を使用しているため、モータ駆動中にも切替えが可能である。
特許文献３には、モータ巻線には中性点を作らず、２台のインバータ主回路をそれぞれ巻線に接続して、２台のインバータ主回路の駆動位相を調整することで、モータへの印加電圧を通常のインバータ駆動時より増加させることが可能となる方式が記載されている（［要約］、図１参照）。これらの方式もモータを停止せずに駆動範囲が拡大できる。
特許文献４には、一対（２台）のインバータ主回路をそれぞれ巻線に接続して、巻線の逆起電力波形及び電流波形の少なくとも一方を疑似矩形波状とする方式が記載されている（［要約］、図７参照）。これらの方式もモータを停止せずに駆動範囲が拡大できる。
特許文献５は、直列接続されたモータ巻線の各巻線の端子に複数のインバータ主回路を接続し、低速回転時は直列接続された巻線に接続されたインバータ主回路で駆動し、高速回転時は、直列接続された巻線の中間端子に接続されたインバータ主回路で駆動する方式が記載されている（［要約］、図１参照）。この方式は、インバータ主回路をモータの運転状態に応じて切替えて駆動するため、モータを停止せずに連続的に巻線切替が可能となり、更に、駆動しているインバータ主回路は常に１台であるため、インバータ主回路等の損失増加もない。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１０-２００４３９号公報
【特許文献２】特開２００８-１７８２０７号公報
【特許文献３】特開２００８-２１９９５６号公報
【特許文献４】特開２００６-１３６１４４号公報
【特許文献５】特開２０１３-１２１２２２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、前記特許文献１〜５には、次のような各課題がある。
特許文献１に開示された技術では、機械式スイッチ等の機械的な変更が必要であるため、一旦、駆動中のモータを停止させて切替える必要があり、電気自動車主機等連続運転が必要な機器への適用は困難であるという課題がある。
特許文献２に開示された技術では、半導体スイッチ群を用いて切替える方式であるため、モータ駆動中にも切替えが可能であるものの、半導体スイッチ群の損失が常に発生するという課題がある。
特許文献３、４に開示された技術では、モータを駆動するインバータ主回路を２台同時に駆動する必要があり、インバータ主回路損失が２倍となり回路効率が低下するという課題がある。
特許文献５に開示された技術においては、前記の特許文献１〜４であげた課題については解決しているものの、モータについては従来の構造であるので、さらに低速回転域の高効率化と高速回転域の駆動範囲の拡大において、改良の余地を残しているという課題がある。
【０００６】
本発明は、前記した課題に鑑みて創案されたものであり、低速回転域の高効率化と高速回転域の駆動範囲の拡大の両立をするとともに、更なる高出力化を可能とする永久磁石同期モータ、巻線切替モータ駆動装置、及び、それらを用いた冷凍空調機器、電動車両を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
前記の課題を解決して、本発明の目的を達成するために、以下のように構成した。
すなわち、本発明の永久磁石同期モータは、１相に複数の直列接続された巻線を有し、低速と高速とで駆動するインバータ回路を切替える複数インバータ方式の駆動装置によって前記巻線が選択されて駆動される永久磁石同期モータであって、複数の前記巻線の特性および構造が互いに異なり、複数の前記巻線をそれぞれ有して構成される複数のステータは、互いに形状が異なり、複数の前記巻線にそれぞれ対向する複数の永久磁石の厚みが互いに異なり、複数の前記永久磁石を有するロータは、複数の前記ステータとの位置関係が異なり、低速で駆動する複数の直列接続された前記巻線の巻線全体の誘起電圧定数とｄ軸インダクタンスとの比より、高速で駆動する前記巻線を構成する少なくとも１組の巻線の誘起電圧定数とｄ軸インダクタンスとの比が大きいことを特徴とする。
また、その他の手段は、発明を実施するための形態のなかで説明する。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、低速回転域の高効率化と高速回転域の駆動範囲の拡大の両立をするとともに、更なる高出力化を可能とする永久磁石同期モータ、巻線切替モータ駆動装置、及び、それらを用いた冷凍空調機器、電動車両を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】本発明の第１実施形態に係る永久磁石同期モータの概略の構成を示す断面図である。
【図２】巻線切替モータ駆動装置に備えられたインバータ回路で、本発明の第１実施形態の永久磁石同期モータに備えられた巻線２を駆動する回路構成と、相互の関係を示す図である。
【図３】本発明の第１実施形態のモータ巻線、および各種巻線構造のモータ定数に対する回転速度対出力トルク特性を示す図である。
【図４】本発明の第１実施形態のモータ巻線、および各種巻線構造の諸特性の一覧を示す図である。
【図５】従来技術であるモータ巻線を直列／並列切替える方式の巻線構造を示す図であり、（ａ）は直列接続、（ｂ）は並列接続を示している。
【図６】図４における「１巻線（１）」のモータ特性を示す図であり、（ａ）は回転速度に対する電圧／電流位相、（ｂ）は回転速度に対するｄ軸／ｑ軸電流値を示す図である。
【図７】図４における「１巻線（２）」のモータ特性を示す図であり、（ａ）は回転速度に対する電圧／電流位相、（ｂ）は回転速度に対するｄ軸／ｑ軸電流値を示す図である。
【図８】「１巻線（１）」と「１巻線（２）」のモータ印加電圧位相と出力トルクの特性を示す図である。
【図９】本発明の第２実施形態に係る永久磁石同期モータの巻線構造を示す図である。
【図１０】本発明の第２実施形態に係るアキシャル型の永久磁石同期モータのステータの巻線配置を示す図である。
【図１１】本発明の第２実施形態に係るラジアル型の永久磁石同期モータのステータの巻線配置を示す図である。
【図１２】本発明の第３実施形態に係る永久磁石同期モータをインホイールモータに適用したモータ構造例を示す図である。
【図１３】本発明の第４実施形態に係る永久磁石同期モータをラジアルギャップ構造に適用したモータ構造の第２例を示す図である。
【図１４】本発明の第５実施形態に係る永久磁石同期モータをラジアルギャップ構造に適用したモータ構造の第３例を示す図である。
【図１５】本発明の第６実施形態に係る巻線切替モータ駆動装置のインバータＡ、インバータＢの構成例を示す図である。
【図１６】本発明の第７実施形態に係る巻線切替モータ駆動装置のインバータＡ、インバータＢの構成例を示す図である。
【図１７】本発明の第８実施形態に係る巻線切替モータ駆動装置のインバータＡ、インバータＢのスイッチング周波数を変更する第１の駆動例を示す図である。
【図１８】本発明の第９実施形態に係る巻線切替モータ駆動装置のインバータＡ、インバータＢのスイッチング周波数を変更する第２の駆動例を示す図である。
【図１９】本発明の第１０実施形態に係る巻線切替モータ駆動装置の電力回生の防止をする回路構成の第１例を示す図である。
【図２０】本発明の第１１実施形態に係る巻線切替モータ駆動装置の電力回生の防止をする回路構成の第２例を示す図である。
【図２１】本発明の第１２実施形態に係る巻線切替モータ駆動装置の倍電圧昇圧する回路構成例を示す図である。
【図２２】本発明の第１３実施形態に係る巻線切替モータ駆動装置の任意電圧昇圧する回路構成例を示す図である。
【図２３】本発明の第１２実施形態に係る巻線切替モータ駆動装置の回転速度に対する全波／倍電圧切替整流回路の動作特性例を示す図である。
【図２４】本発明の第１３実施形態に係る巻線切替モータ駆動装置の回転速度に対する昇圧チョッパ回路の動作特性例を示す図である。
【図２５】本発明の第１４実施形態に係る巻線切替モータ駆動装置のインバータ回路を３台用いた場合の回路構成例を示す図である。
【図２６】本発明の第１５実施形態に係る空調機器として、第１実施形態の永久磁石同期モータを空調機器が備える圧縮機に組込んだ場合の概略の構成を示す図である。
【図２７】本発明の第１５実施形態に係る空調機器が備える永久磁石同期モータと巻線切替モータ駆動装置の動作特性を示す図である。
【図２８】本発明の第１６実施形態に係る電動車両として、電動車両の駆動用モータとして適用した場合の概略の動作特性と動作範囲を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下、本発明を実施するための形態（以下においては「実施形態」と表記する）を、図面を参照して説明する。なお、実施の形態を説明するための全図において、同一の部材には原則として同一の符号を付し、重複する説明は、適宜、省略する。
【００１１】
≪第１実施形態：永久磁石同期モータ≫
本発明の第１実施形態に係る永久磁石同期モータについて以下に説明する。
なお、本発明の第１実施形態に係る永久磁石同期モータは、駆動方式と密接に関連しているので、巻線切替モータ駆動装置の説明を、適宜、間に挿む。
また、主要な項目の構成としては、＜永久磁石同期モータの概略の構成＞、＜永久磁石同期モータと巻線切替モータ駆動装置との関係＞、＜永久磁石同期モータの詳細な構成＞、＜特性比較について＞、＜第１実施形態の効果＞の内容と順番で説明する。
また、＜特性比較について＞の項目では、適宜、内容を細分化して記載している。
【００１２】
＜永久磁石同期モータの概略の構成＞
図１は、本発明の第１実施形態に係る永久磁石同期モータの概略の構成を示す断面図である。
図１に示す永久磁石同期モータは、ダブルステータ型のアキシャルギャップ構造の永久磁石同期モータである。
図１において、永久磁石同期モータは、ロータ２１とステータ（２２Ａ、２２Ｂ）とシャフト２３を備えて構成されている。
ロータ２１は、永久磁石２１Ａと永久磁石２１Ｂとを有し、この永久磁石２１Ａと永久磁石２１Ｂをロータ２１の両面に配置している。
また、ステータ（２２Ａ、２２Ｂ）は、巻線２Ａを有して構成されるステータ２２Ａと、巻線２Ｂを有して構成されるステータ２２Ｂとによって構成されている。
【００１３】
図１において、巻線２Ａと巻線２Ｂとは、巻数等の特性や構造が異なるので、それらの大きさが異なって図示されている。また、永久磁石２１Ａと永久磁石２１Ｂのそれぞれの厚みＩｍａ、Ｉｍｂが異なって図示されている。
また、巻線２Ａと永久磁石２１Ａとの間隔Ｉｇａと、巻線２Ｂと永久磁石２１Ｂとの間隔Ｉｇｂとが異なって図示されている。
以上のように、本発明の第１実施形態に係る永久磁石同期モータは、巻線２Ａを有して構成されるステータ２２Ａと、巻線２Ｂを有して構成されるステータ２２Ｂとが異なり、また、永久磁石２１Ａと永久磁石２１Ｂとを有するロータ２１は、ステータ２２Ａとステータ２２Ｂとの関係が異なっていることに特徴がある。
この特徴の詳細を説明する前に、第１実施形態の永久磁石同期モータと、この永久磁石同期モータを駆動する巻線切替モータ駆動装置との関係について説明し、その後で、本発明の第１実施形態に係る永久磁石同期モータの詳細について、再度、説明する。
【００１４】
＜永久磁石同期モータと巻線切替モータ駆動装置との関係＞
永久磁石同期モータと巻線切替モータ駆動装置との関係、すなわち巻線切替モータ駆動装置を用いて、永久磁石同期モータを駆動する構成と基本動作について説明する。
図２は、巻線切替モータ駆動装置に備えられたインバータ回路（１Ａ、１Ｂ）で、本発明の第１実施形態の永久磁石同期モータに備えられた巻線２を駆動する回路構成と、相互の関係を示す図である。
図２において、インバータ回路１Ａ（インバータＡ、第１のインバータ回路）と、インバータ回路１Ｂ（インバータＢ、第２のインバータ回路）と、コンデンサ３は、巻線切替モータ駆動装置に備えられている。
また、以下において、インバータ回路１Ａ、１Ｂを、それぞれ「インバータＡ」、「インバータＢ」と、適宜、表記する。
また、前記のように、巻線２Ａと巻線２Ｂとを有する巻線２は、３相巻線構造の永久磁石同期モータ（以下において、適宜「モータ」と表記する）に備えられている。
なお、巻線２を、永久磁石同期モータを代表するものとして、「モータ２」と、適宜、表記する。
【００１５】
３相巻線構造のモータ２（巻線２）は、各相で、それぞれの巻線（巻線２Ａ、巻線２Ｂ）が直列接続されている。この直列接続された各接続点を含む、複数の接続点を介して、外部と接続できる構造となっている。
そして、これらの複数の接続点にインバータＡ及びインバータＢの出力が接続されている。
具体的には、インバータＡの出力は、３相巻線の端部である接続点Ａ（８１）に接続されており、インバータＢの出力は、巻線２Ａと巻線２Ｂの接続点であるモータ２の接続点Ｂ（８２）に接続されている。
ここで、モータ２が回転した時に発生する誘起電圧は、接続点Ａが接続点Ｂより高くなる構成、構造である。
また、平滑コンデンサ３は、交流電源を整流する整流回路もしくは電池等（不図示）から直流電力を供給される。
また、インバータＡ、インバータＢの制御は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御である。ただし、インバータの個別の制御方式に関しては特に限定されるものではない。
【００１６】
以上の構成において、モータ２の動作状態に応じて、インバータＡもしくはインバータＢのどちらか一方でモータ２の巻線２Ａ、２Ｂを駆動する。
具体的には、低速回転時にはインバータＡを用いて、直列に接続された巻線２Ａ、２Ｂを駆動する。
直列に接続された巻線２Ａ、２Ｂが発生する誘起電圧が大きいので、モータ２のモータ電流は少なくて済み、インバータ損失である導通損、スイッチング損及びモータ損失である銅損、鉄損が低減できる。
【００１７】
一方、高速回転時にはインバータＢを用いて、巻線２Ｂのみを駆動する。
それは、高速駆動時にインバータＡを用いて直列に接続された巻線２Ａ、２Ｂを駆動すると、巻線２Ａ、２Ｂによる誘起電圧が増大して、この誘起電圧がインバータＡの直流電圧より高くなり、モータ２の動作を不安定にする可能性があるからである。
そのため、弱め界磁制御等を用いて誘起電圧を打ち消しながら駆動する必要があり、インバータ損失及びモータ損失が増大する。
よって、接続点Ｂに接続されたインバータＢを用いて、巻線２Ｂのみを駆動することで、誘起電圧は半減し、弱め界磁制御等を使用しなくても高速駆動が可能となり、インバータ損失及びモータ損失の低減が図れる。
なお、前記した低速回転時には、インバータＡを用いて直列に接続された巻線２Ａ、２Ｂを駆動し、高速回転時には、インバータＢを用いて巻線２Ｂのみを駆動する方法は、結果的には、永久磁石同期モータに流れる電流が小さくなるように、インバータＡとインバータＢのいずれかを選択していることと同等になる。
【００１８】
＜永久磁石同期モータの詳細な構成＞
図１において、前記したように、ステータ２２Ａには巻線２Ａが備えられ、ステータ２２Ｂには巻線２Ｂが備えられている。
ここで、巻線２Ｂのインダクタンスは、巻線２Ａのインダクタンスの半分（５０％）になるように設定されている。具体的には、巻線２Ｂの巻数は、巻線２Ａの巻数の約７０％に設定されている。
なお、巻線のインダクタンスは、巻数の２乗に比例するので、（０．７）２＝０．４９≒０．５の関係から前記の巻数比が選択される。
【００１９】
また、発生する誘起電圧（誘起電圧定数）は、巻線２Ａと巻線２Ｂは同一となるように、永久磁石２１Ａ、２１Ｂの厚さ（ｌｍａ、ｌｍｂ）と、無負荷時の動作点での永久磁石の磁束密度（βｍａ、βｍｂ）、及びエアギャップ長（ｌｇａ、ｌｇｂ）が設定されている。
なお、永久磁石２１Ａ、２１Ｂの厚さとは、磁化方向の磁石長（ｌｍａ、ｌｍｂ）である。
また、エアギャップ長には、カーター係数が考慮されている。
【００２０】
以上を換言すれば、巻線２Ａの誘起電圧定数Ｋｅａとｄ軸インダクタンスＬｄａの比（Ｋｅａ／Ｌｄａ）より、巻線２Ｂの誘起電圧定数Ｋｅｂとｄ軸インダクタンスＬｄｂの比（Ｋｅｂ／Ｌｄｂ）は、２倍になるように設定されている。
また、巻線２Ａと巻線２Ｂの直列接続巻線の誘起電圧定数Ｋｅａｂとｄ軸インダクタンスＬｄａｂの比（Ｋｅａｂ／Ｌｄａｂ）と比較すると、前記の巻線２Ｂの誘起電圧定数Ｋｅｂとｄ軸インダクタンスＬｄｂの比（Ｋｅｂ／Ｌｄｂ）は、１．５倍に設定されている。
ここで、エアギャップの磁束密度βは、次に示す式（１）のとおり、磁石の厚さ（ｌｍａ、ｌｍｂ）と、無負荷時の動作点での永久磁石の磁束密度（βｍａ、βｍｂ）とエアギャップ長（ｌｇａ、ｌｇｂ）で調整が可能である。
【００２１】
【数１】
0006360442.tif 000002
【００２２】
ここで、βはエアギャップの磁束密度、βｍは無負荷時の動作点での永久磁石の磁束密度、ｌｍは磁化方向の磁石長、ｌｇはカーター係数考慮したエアギャップ長である。
つまり、巻数が低下した分をエアギャップの磁束密度を上げるとこで発生する誘起電圧が同一となるように設計する。
【００２３】
本実施形態では、誘起電圧定数、及びインダクタンスを巻線の巻数や磁石の厚さ、残留磁束密度、エアギャップ長で調整する手法で説明したが、巻線仕様や磁石形状や磁石配置及びロータ形状等を変更することで対応しても可能である。
また、誘起電圧定数やインダクタンスの低減量も、適用するシステムの要求仕様に従って設定すれば良い。
巻線仕様を変更する手法については、後記する第２実施形態で説明する。
【００２４】
＜特性比較について＞
次に図３〜図８を用いて各種の特性比較を示す。これらの特性を比較することによって、本実施形態の効果を説明する。
【００２５】
《各種巻線構造の回転速度対出力トルク特性：その１》
図３は、本発明の第１実施形態のモータ巻線、および各種巻線構造（図４）のモータ定数に対する回転速度対出力トルク特性（適宜、「ＮＴ特性」と表記する）を示す図である。
図４は、本発明の第１実施形態のモータ巻線、および各種巻線構造の諸特性の一覧を示す図である。
図５は、従来技術であるモータ巻線を直列／並列切替える方式の巻線構造を示す図であり、（ａ）は「直列接続」、（ｂ）は「並列接続」を示している。
図３の各種巻線構造のモータ定数に対する回転速度対出力トルク特性を説明する前に、図４の各種巻線構造の諸特性の一覧と、図５の直列／並列切替える方式の巻線構造を先に説明する。その後、あらためて図３の各種巻線構造のモータ定数に対する回転速度対出力トルク特性を説明する
【００２６】
《各種巻線構造の諸特性の一覧》
前記したように、図４は、各種巻線構造の諸特性の一覧を示す図である。
図４において、各種巻線構造の諸特性の「項目」として、「巻線抵抗（Ω）」、「ｄ軸インダクタンス（ｍＨ）」、「ｑ軸インダクタンス（ｍＨ）」、「誘起電圧定数（Ｖ／（ｒａｄ／ｓ））」、「Ｉｄ最大電流値＝−Ｋｅ／Ｌｄ（Ａ）」、「極対数」がある。
また、各種巻線構造として、「直列接続」、「並列接続」、「１巻線（１）」、「１巻線（２）」と表記した４種類をあげている。
図４は、これら４種類の巻線構造に対して、前記の各「項目」の特性値を一覧表として示している。
なお、前記の各項目の具体的な意味については、適宜、必要に応じて、該当する箇所の説明で行う。
まず、前記のように表記した４種の巻線構造の具体的に意味する構造、構成について、次に説明する。
【００２７】
《各種巻線構造について：その１》
まず、図３、図４において、「直列接続」、「並列接続」と表記した巻線構造の具体的に意味する構造、構成について説明する。
図５は、前記したように、従来技術であるモータ巻線を直列／並列切替える方式の巻線構造を示す図である。
図５において、（ａ）は「直列接続」、（ｂ）は「並列接続」と、それぞれ表記した巻線構造の具体的な構造、構成を示している。
図５の（ａ）においては、同一仕様（誘起電圧定数、ｄ軸インダクタンス）の巻線２Ａ、２Ｂを各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）毎に、直列接続している。この構造、構成を「直列接続」と表記する。
【００２８】
また、図５の（ｂ）においては、同一仕様（誘起電圧定数、ｄ軸インダクタンス）の巻線２Ａ、２Ｂを各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）毎に、並列接続している。この構造、構成を「並列接続」と表記する。
したがって、図４における「並列接続」は「直列接続」に対して、回路的に合成された全体としての「巻線抵抗（Ω）」、「ｄ軸インダクタンス（ｍＨ）」、「ｑ軸インダクタンス（ｍＨ）」の各項目が、それぞれ約（１／４）の値となっている。
なお、誘起電圧定数は約（１／２）となっている。
【００２９】
《各種巻線構造について：その２》
次に、「１巻線（１）」、「１巻線（２）」の巻線構造の具体的に意味する構造、構成について説明する。
「１巻線（１）」および「１巻線（２）」は、図２において、ともに巻線２Ｂのみの場合を示している。すなわち、インバータＢ（１Ｂ）のみで駆動し、インバータＡ（１Ａ）は出力していない場合である。
ただし、「１巻線（１）」の巻線２Ｂは、巻線２Ａと同一仕様（ｄ軸インダクタンス、誘起電圧定数）である。
この場合を「１巻線（１）」と表記する。
それに対して、「１巻線（２）」の巻線２Ｂは、巻線２Ａと異なる仕様で設定される。具体的には、巻線２Ｂのｄ軸インダクタンスおよびｑ軸インダクタンスは、巻線２Ａの半分、誘起電圧定数は同一として設定される。
この場合を「１巻線（２）」と表記する。
なお、前記のように、誘起電圧定数は、インダクタンスと独立して設定が可能である。
【００３０】
《各種巻線構造の回転速度対出力トルク特性：その２》
図４を参照しながら、あらためて、図３の各種巻線構造のモータ定数に対する回転速度対出力トルク特性を説明する
図３に示す各種巻線構造のモータ定数に対する回転速度対出力トルク特性（以下、適宜、「ＮＴ特性」と表記する）は、直流電圧２７０Ｖ、モータ電流実効値（制限値）４０Ａ、変調率（交流成分と直流成分との比）１．１５の条件での特性である。
図３に示す「直列接続：実線の太線」は、図２に示すインバータＡでモータ２を駆動した時のＮＴ特性に相当する。
「直列接続」の場合、図４に示すように、誘起電圧定数及び巻線のインダクタンスが大きいので、低速回転では高トルクが図れるが高速回転では出力トルクが低下する。
【００３１】
これに対して、図３に示す「並列接続：実線の細線」は、図５に示すとおり、巻線２Ａと巻線２Ｂを並列接続した時のＮＴ特性である。図４に示すとおり、「直列接続」に対して誘起電圧定数は１／２、巻線インダクタンスは１／４となることから、図３に示す「並列接続：実線の細線」は、低速回転時の出力トルクは半減するが高速回転時の出力トルクを大きくできる。
これは、誘起電圧定数の低減率に対して巻線インダクタンスの低減率が増加したことによって、モータ印加電圧位相が直列接続時に対して進まないため、弱め界磁制御の制御量（ｄ軸電流のＩｄ最大電流値（限界値））が増加できたためである。すなわち、弱め界磁制御で駆動できる範囲が拡大したことを意味する。
【００３２】
《Ｉｄ最大電流値》
ここで、図４に示すＩｄ最大電流値について説明する。
Ｉｄ最大電流値は、次に示す式（２）のq軸の電圧方程式（微分項は省略）を用いて、ｑ軸印加電圧Ｖｑ及びｑ軸電流Ｉｑが０になる条件から導きだした値であり、弱め界磁制御時に最大流せるｄ軸電流値Ｉｄを示している。
なお、ｄ軸とｑ軸は、ｄｑ座標系であって、ｄ軸とはロータの磁極がつくる磁束の方向（永久磁石の中心軸方向、Ｎ極方向）であり、ｑ軸とはｄ軸の直角方向である。
【００３３】
【数２】
0006360442.tif 000003
【００３４】
ここで、Ｖｑはｑ軸印加電圧、Ｉｑはｑ軸電流、Ｉｄはｄ軸電流、Ｒは巻線抵抗、
Ｌｄはｄ軸インダクタンス、Ｋｅは誘起電圧定数、ωは電気角速度
【００３５】
つまり、誘起電圧定数とｄ軸インダクタンスの比が大きいほど、ｄ軸電流の流せる電流値が増加するため、弱め界磁制御の制御範囲が拡大できる。したがって、高速回転時の駆動範囲が拡大する。
図４においては、「並列接続」の場合、Ｉｄ最大電流値は−５８．５Ａとなっている。
この値は、モータ電流制限値（ピーク電流値５６．６Ａ：実効値４０Ａ×√２）より大きな値であって、システムが設定しているモータ電流制限値以上の値となっている。
すなわち、システムが設定している条件下で最大トルクを出力できることを意味する。
言い換えると、Ｉｄ最大電流値は、インバータ主回路の素子の電流容量で決定される最大電流値以上に設定しておけば、システムとしての最大トルクを確保できる。
【００３６】
《各種巻線構造の回転速度対出力トルク特性：その３》
図３において、「１巻線（１）：破線」は、巻線２Ａと巻線２Ｂが同一巻数で、かつ、同一インダクタンスで設計された場合のＮＴ特性である。
図４に示すように、「１巻線（１）」は、「直列接続」に対して、誘起電圧定数が１／２、巻線インダクタンスが１／２時の特性である。
この場合、「並列接続」と異なり、巻線のインダクタンスの低減率が小さいため（Ｉｄ最大電流値が直列接続と同等のため）、高速回転時のトルク特性は、直列接続時とほぼ同等の特性となる。
この適用するシステムによっては、１巻線（１）の巻線仕様でも効果を十分活用できるが、さらに高出力化が要求されるシステムでは適用できない。
そこで、本実施形態の様に、巻線２Ｂのインダクタンスを巻線２Ａのインダクタンスの半分（誘起電圧定数は同一）に設計した「１巻線（２）」のモータ２を使用すると、図３に示す、「１巻線（２）：一点鎖線」のように、「並列巻線」とほぼ同等のＮＴ特性（Ｉｄ最大電流値も並列接続と同等）を得られ、出力範囲を拡大できる。
【００３７】
なお、従来技術の「並列巻線」と本実施形態の「１巻線（２）」とは、前記したように、ほぼ同等のＮＴ特性が得られる。しかし、従来技術の「並列巻線」は、機械式スイッチを必要として、一旦、駆動中のモータを停止させて切り替える必要がある方式であるのに対し、本実施形態の「１巻線（２）」は、機械式スイッチが不要で、モータを停止することなく、低速から高速への連続運転が可能な方式である。
【００３８】
《１巻線（１）と１巻線（２）の特性の相違》
次に、図６〜図８を用いて１巻線（１）と１巻線（２）の特性の違いを説明する。
図６は、図４における「１巻線（１）」のモータ特性を示す図であり、（ａ）は回転速度に対する電圧／電流位相（ｑ軸からの進み位相を示す）、（ｂ）は回転速度に対するｄ軸／ｑ軸電流値を示す図である。
また、図７は、図４における「１巻線（２）」のモータ特性を示す図であり、（ａ）は回転速度に対する電圧／電流位相（ｑ軸からの進み位相を示す）、（ｂ）は回転速度に対するｄ軸／ｑ軸電流値を示す図である。
図６の（ａ）、図７の（ａ）において、横軸は回転速度（回転数／分：ｍｉｎ−１）であり、縦軸は印加電圧（印加電圧位相）と、モータ電流（モータ電流位相）のそれぞれの位相を示している。
また、図６の（ｂ）、図７の（ｂ）において、横軸は回転速度（回転数／分：ｍｉｎ−１）であり、縦軸はｄ軸電流と、ｑ軸電流のそれぞれの電流を示している。
【００３９】
図６に示す「１巻線（１）」の場合、図６の（ａ）に示すように、回転速度が２２００ｍｉｎ−１で、印加電圧位相が約１００度となり、その後、戻り始め９０度に漸近始める。
このとき、図６の（ｂ）に示すように、ｄ軸電流値Ｉｄも負方向に増加していたものが正方向に増加を始める。このｄ軸電流値Ｉｄは、図４に示すＩｄ最大電流値（−２８．５Ａ）に漸近して行く。
この特性は、弱め界磁制御を進めると、システムとしての電流制限値よりも先にＩｄ最大電流値の制限でモータ電流が制限され出力トルクが出せなくなることを意味する。
【００４０】
これに対して、図７に示す１巻線（２）の場合、図７の（ｂ）のｄ軸電流値Ｉｄは、図６の（ｂ）の１巻線（１）のような変化点はなく、負方向に単調増加をしており、その値はＩｄ最大電流値（−５８．５Ａ）に漸近している。
かつ、図７の（ａ）に示すように印加電圧位相は増加するものの８０度程度に漸近している。
この特性の違いが、高速回転域での出力トルクの差となっている。
【００４１】
図８を用いて更に説明する。
図８は、「１巻線（１）」と「１巻線（２）」の回転速度を２２００ｍｉｎ−１に固定した時のモータ印加電圧位相（ｑ軸を基準に進み位相を正）と出力トルクの特性を示す図である。
図８において、横軸は電圧位相（度）、縦軸はトルク（Ｎｍ）を表している。また、破線が１巻線（１）、一点鎖線が１巻線（２）の特性を示している。
１巻線（１）、１巻線（２）のどちらの特性も、電圧位相が約１００度に出力トルクのピーク値が存在する特性となっている。
すなわち、電圧位相が約１００度を超えると出力トルクは低下する。この点がモータの出力できる限界トルク（システムによる電流制限ない場合）である。
このため、１巻線（１）の限界トルクは約２９Ｎｍ、１巻線（２）の限界トルクは約５７Ｎｍとなる。
【００４２】
つまり、１巻線（１）の２２００ｍｉｎ−１での限界トルクは約２９Ｎｍであるので、それ以上のトルクを出力できない。また、電圧位相をさらに進めてもトルクは増加しない。
すなわち、ｄ軸電流Ｉｄを負に増加しても、出力トルクは低下する一方となり、安定点が無くなる。
そのため、図６の（ｂ）に示すように、ｄ軸電流Ｉｄは、２２００ｍｉｎ−１を境に正方向に増加している。つまり、出力トルクを低下させることでＩｄの安定点で落ち着く。
【００４３】
これに対して、図８に示す、１巻線（２）の２２００ｍｉｎ−１での限界トルクは、約５７Ｎｍであるので余裕があり、Ｉｄも負方向に単調増加している（図７の（ｂ））。
なお、図３に示すとおり、１巻線（２）の最大トルクは、約３３Ｎｍに制限されているが、これは、システムとしてのモータ電流最大値を４０Ａと設定しているためである。
言い換えると、モータの限界トルクではなく、インバータ回路の電流容量の限界値（ピーク電流値５６．６Ａ）で出力トルク範囲が決まっている。
すなわち、インバータ回路の電流容量の限界値を大きく設定すれば、１巻線（２）の２２００ｍｉｎ−１での限界トルクは約５７Ｎｍとなって余裕があるのである。
【００４４】
前記したように、１巻線（２）、及び並列巻線のＩｄ最大電流値（モータ設計値からくる制約条件）は−５８．５Ａであり、インバータ回路の電流容量の限界値を上回っているため、モータのトルク限界値以下で使用できている。
すなわち、モータ設計は、前記したとおり、システムの電流容量の限界値以上のＩｄ電流最大値（−Ｋｅ／Ｌｄ）になるように設計するとシステム（インバータ回路）が持つ最大トルクでの駆動が可能となる。
【００４５】
前記した、巻線を直列と並列に切替える図３の「直列接続」と「並列接続」を併用する従来方式では、巻線を切替える際にモータを停止させる必要があるため適用システムも制限された。
それに対して、本実施形態では、インバータ回路の駆動を切替えるだけで巻線の切替え（連続切替）が可能なので適用システムの制限もなくなる。
すなわち、連続駆動時にモータの巻線切替が可能であり、電動車（電動車両）の主機の駆動システムにも適用できる。
また、インバータＡとインバータＢの切替条件は、回転速度やモータ印加電圧と直流電圧の関係や変調率、もしくは予め設定した回転速度とトルクの関係式、または、モータ電流値等様々な手段が考えられる。本実施形態では切替条件が限定されない。
【００４６】
＜第１実施形態の効果＞
以上のとおり、本発明の第１実施形態を用いることにより、巻線切替モータ駆動装置の高効率化と駆動範囲の拡大が同時に達成できる。
さらに、本実施形態の構成では、駆動するインバータ回路は常に１台であるので、インバータ回路が発生する損失は１台分である。
また、モータの巻線を切替えるための付属のスイッチ回路（半導体スイッチ，機械式スイッチ）も不要であり、特許文献２、３、４に比較して、高効率なシステムが実現できる。
また、特許文献５よりも駆動範囲を拡大できる。
【００４７】
≪第２実施形態：永久磁石同期モータ≫
次に、第２実施形態として、本発明のモータ巻線構造の別形態を図９〜図１１を参照して説明する。
図９は、本発明の第２実施形態に係る永久磁石同期モータの巻線構造を示す図である。
図１０は、本発明の第２実施形態に係るアキシャル型の永久磁石同期モータのステータの巻線配置を示す図である。
図１１は、本発明の第２実施形態に係るラジアル型の永久磁石同期モータのステータの巻線配置を示す図である。
【００４８】
《巻線構成》
図９において、巻線構成は，第１実施形態と同様に巻線２Ａと巻線２Ｂから構成されているが、巻線２Ａは、更に直列構成となり、巻線２Ｂは、更に並列構成になっている。
すなわち、巻線２Ａは、２つの直列巻線（Ｕ１、Ｕ２、Ｖ１、Ｖ２、Ｗ１、Ｗ２）を備えて構成されている。そして、巻線Ｕ１、Ｕ２、巻線Ｖ１、Ｖ２、巻線Ｗ１、Ｗ２が、それぞれ直列に接続されている。
また、巻線２Ｂは、２つの並列巻線（Ｕ３、Ｕ４、Ｖ３、Ｖ４、Ｗ３、Ｗ４）を備えて構成されている。そして、巻線Ｕ３、Ｕ４、巻線Ｖ３、Ｖ４、巻線Ｗ３、Ｗ４が、それぞれ並列に接続されている。
【００４９】
以上のような構成にすると、磁石厚みやエアギャップ等が同一であっても、巻線２Ｂは巻線２Ａに対して、誘起電圧定数は１／２、ｄ軸インダクタンスは１／４に設定することができる。
すなわち、巻線２Ｂの誘起電圧定数とｄ軸インダクタンスの比は、巻線２Ａ及び巻線全体（巻線２Ａ＋巻線２Ｂ）の誘起電圧定数とｄ軸インダクタンスの比より大きく設定できる。そのため、巻線２Ｂのみで駆動した場合の高速回転時の駆動範囲を拡大できる。
また、巻線２Ｂは、同一巻線を並列接続しているので、巻線抵抗も１／２に低減できて、銅損の低減にも効果がある。
【００５０】
ただし、磁石やモータ形状を変更しない場合（巻線だけで対応した場合）、巻線全体の誘起電圧定数は、直列接続のみの仕様より低下するため、低速回転域の最大トルクは低下する。
換言すれば、同一トルクの場合、低速回転時の電流低減効果は少なくなるため低速回転の効率は若干低下する。
よって、システムの駆動範囲や要求仕様に合わせて、モータ巻線構成を選択することが重要である。
【００５１】
《ステータの巻線配置》
この構成をステータの巻線配置で示したのが図１０、図１１である。
前記したように、図１０は、本発明の第２実施形態に係るアキシャル型の永久磁石同期モータのステータの巻線配置を示す図である。
以上において第２実施形態では、アキシャルギャップ構造のモータで説明したが、ラジアルギャップ構造のモータでも同様の事が可能である。
つまり、モータ構造に限定されず、第２実施形態を適用することが可能である。
また、前記したように、図１１は、本発明の第２実施形態に係るラジアル型の永久磁石同期モータのステータの巻線配置を示す図である。
図１１において、巻線コイルを二重の層で記載しているが、これは説明のため便宜上記載している。実際の巻線コイルは層を作る必要はない。例えば、Ｕ１相とＵ３相を２本に束ねて、同時に巻いていってもよい。
【００５２】
≪第３実施形態：永久磁石同期モータ≫
次に、第３実施形態として、電動車駆動用モータ（特にインホイールモータ）に適用した場合のモータ構造例を、図１２を参照して説明する。
図１２は、本発明の第３実施形態に係る永久磁石同期モータをインホイールモータに適用した構造例を示す図である。
図１２は、図１の構造をインホイールモータに適した構造に変形したものである。
図１２の各符号は、図１の同一の符号の部品、要素に対応し、同一の特性を有する。
その他の大きな変更はない。重複する説明は省略する。
【００５３】
≪第４実施形態：永久磁石同期モータ≫
次に第４実施形態として、ラジアルギャップ構造に適用したモータ構造の例を、図１３を参照して説明する。
図１３は、本発明の第４実施形態に係る永久磁石同期モータをラジアルギャップ構造に適用したモータ構造の第２例を示す図である。
図１３において、ステータ２２に巻線（２Ａ、２Ｂ）を設置し、ロータ（２１Ｃ、２１Ｄ）を２個にした構造である。
巻線２Ａと巻線２Ｂとは、互いの大きさ、形状が異なっている。また、ロータ２１Ｃとロータ２１Ｄとは、互いの大きさ、形状が異なっている。
なお、図１３における各符号は、図１における同一の符号の部品、要素に対応し、同一の特性を有する。
その他の大きな変更はない。重複する説明は省略する。
【００５４】
≪第５実施形態：永久磁石同期モータ≫
次に、第５実施形態として、ラジアルギャップ構造に適用したモータ構造の他の例を、図１４を参照して説明する。
図１４は、本発明の第５実施形態に係る永久磁石同期モータをラジアルギャップ構造に適用したモータ構造の第３例を示す図である。
図１４において、ロータ２１を一体化した構造としている。
また、巻線２Ａは、第１実施形態と同様の集中巻構造であるが、巻線２Ｃは分布巻構造とする。
集中巻に対して分布巻は巻線のインダクタンスが低減できるため、巻き方の変更でも対応できる。なお、集中巻と分布巻でインダクタンスが異なるのは、集中巻と分布巻とで磁束の分布が異なるためである。
図１４における各符号は、図１における同一の符号の部品、要素に対応し、同一の特性を有する。
その他の大きな変更はない。重複する説明は省略する。
【００５５】
≪第６実施形態：巻線切替モータ駆動装置≫
第３〜第５実施形態では、モータ構造例について述べたが、第６の実施形態では、巻線切替モータ駆動装置のインバータ回路のスイッチング素子の構成例について、図１５を参照して説明する。
【００５６】
図１５は、本発明の第６実施形態に係る巻線切替モータ駆動装置のインバータＡ（１０Ａ）、インバータＢ（１０Ｂ）の構成例を示す図である。
図１５において、図２と同様のモータ駆動装置の構成図であるが、インバータ回路１０Ａ（インバータＡ）を構成するスイッチング素子が異なる。
図１５において、低速回転域を駆動するインバータＡのスイッチング素子として、低電流で低導通損失特性に優れたスイッチング素子（第１種のスイッチング素子）として、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）を用いている。
また、高速回転域を駆動するインバータＢのスイッチング素子（第２種のスイッチング素子）として、高電流で低導通損失特性に優れたスイッチング素子として、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を用いている。
以上のように、低電流で低導通損失特性に優れたスイッチング素子と、高電流で低導通損失特性に優れたスイッチング素子とを使い分けることによって、損失を更に低減する。
図１５における各符号は、図２における同一の符号の部品、要素に対応し、同一の特性を有する。
その他の大きな変更はない。重複する説明は省略する。
【００５７】
≪第７実施形態：巻線切替モータ駆動装置≫
次に、第７の実施形態では、巻線切替モータ駆動装置のインバータ回路のスイッチング素子の他の構成例について、図１６を参照して説明する。
【００５８】
図１６は、本発明の第７実施形態に係る巻線切替モータ駆動装置のインバータＡ（１００Ａ）、インバータＢ（１００Ｂ）の構成例を示す図である。
図１６において、図２と同様のモータ駆動装置の構成図であるが、インバータ回路１００Ａ、１００Ｂ（インバータＡ、Ｂ）に用いられているスイッチング素子に相違がある。
図１６において、インバータＡ、及びインバータＢの上下アームの素子を異なる特性の素子で構成している例である。
インバータＡ、Ｂにおいて、上アームのスイッチング素子として高電流で低導通損失特性に優れたスイッチング素子（例えばＩＧＢＴ）を適用、下アームのスイッチング素子として低電流で低導通損失特性に優れたスイッチング素子（例えばＳＪ−ＭＯＳＦＥＴ）を適用した例である。
図１６の実施例の場合、下アームに適用しているＳＪ−ＭＯＳＦＥＴは、特に低電流時の導通損失が少ない素子であるので、低電流時は下アームのスイッチング動作が少なくなり、オンしている時間が長くなる下２相変調方式で駆動する。
また、高電流時は上アームのスイッチング動作が少なくなり、オン時間が長くなる上２相変調方式で駆動する。このとき、さらなる低損失化が図れる。
その他の大きな変更はない。重複する説明は省略する。
【００５９】
≪第８実施形態：巻線切替モータ駆動装置≫
次に、第８実施形態として、巻線切替モータ駆動装置のインバータ回路のスイッチング周波数を変更する第１例について、図１７を参照して説明する。
図１７は、本発明の第８実施形態に係る巻線切替モータ駆動装置のインバータＡ、インバータＢのスイッチング周波数を変更する第１の駆動例を示す図である。
図１７において、横軸にモータの回転速度、縦軸にインバータ回路のスイッチング周波数を示している。
図１７は、駆動するインバータ回路をインバータＡからインバータＢに切替える時にスイッチング周波数も一緒に変更する例である。
【００６０】
モータの鉄損を考えた場合、一般的にインバータ回路のスイッチング周波数を高く設定した方が鉄損を小さく出来ることが知られている。特に高速域では、その鉄損が低減される効果が顕著になる。
この効果が顕著になる理由は、ＰＷＭ制御時のスイッチング動作に起因するモータ電流のリップル成分の影響である。そのため、モータのインダクタンス成分が小さい状態ではその影響も大きくなる。
そこで、第８実施形態では、低速回転域を駆動するインバータＡのスイッチング周波数より、高速回転域を駆動するインバータＢのスイッチング周波数を高く設定する。
この低速回転域を駆動するインバータＡのスイッチング周波数より、高速回転域を駆動するインバータＢのスイッチング周波数を高くすることで、モータの鉄損低減を図り、モータとインバータ回路の総合損失を最小にする。
モータ駆動装置の構成は、前記の実施形態の回路構成を適用可能である。しかし、本実施形態の効果を最大限発揮するには、高速回転域を駆動するインバータＢのスイッチング素子の特性としては、低スイッチング損失特性に優れた素子を選択することが重要である。
すなわち、ＳｉＣ（Silicon Carbide）やＧａＮ（Gallium Nitride）などのワイドギャップ半導体素子の適用が有効である。
【００６１】
≪第９実施形態：巻線切替モータ駆動装置≫
次に第９実施形態として、巻線切替モータ駆動装置のインバータ回路のスイッチング周波数を変更する第２例について、図１８を参照して説明する。
図１８は、本発明の第９実施形態に係る巻線切替モータ駆動装置のインバータＡ、インバータＢのスイッチング周波数を変更する第２の駆動例を示す図である。
図１８において、横軸にモータ回転速度、縦軸にインバータ回路のスイッチング周波数を示している。
図１８は、駆動するインバータ回路をインバータＡからインバータＢに切替える時にスイッチング周波数も一緒に変更するとともに、インバータＢで駆動時にモータ回転速度に応じてスイッチング周波数をさらに変更する例である。
図１８においては、高速域でインバータＢのスイッチング周波数をより適切な周波数に可変しているので、図１７の高速域でインバータＢのスイッチング周波数が一定の駆動方法より、さらに効率を向上させることが可能である。
それ以外は、図１７に示した第８実施形態と同様であるので、重複する説明は省略する。
【００６２】
≪第１０実施形態：巻線切替モータ駆動装置≫
これまでの実施形態では、モータの効率改善と駆動範囲の拡大についての適用例（実施形態）を述べた。
しかし、前記の実施形態、例えば図２で示した第１実施形態を駆動する巻線切替モータ駆動装置の構成のみでは、インバータＢで所定値以上の高速駆動時に接続点Ａにモータの誘起電圧が発生し、その誘起電圧がインバータＡの直流電圧以上になった場合にモータからの電力回生が発生する可能性がある。
第１０実施形態では、モータの誘起電圧に起因する電力回生の防止方法の第１例を示す。
図１９は、本発明の第１０実施形態に係る巻線切替モータ駆動装置の電力回生の防止をする回路構成の第１例を示す図である。
図１９においては、図２の回路に対して、スイッチ回路４Ａとスイッチ回路４Ｂを、それぞれインバータＡの正側直流配線と、負側直流配線にそれぞれ備えられている点である。
【００６３】
図２、あるいは、図１９において、高速回転域用のインバータＢで駆動時に動作を停止しているインバータＡのモータ接続端子にはモータ２が発生する誘起電圧が印加される。
平滑コンデンサ３の直流電圧が、発生した誘起電圧以上であれば回生電流は流れないが、発生した誘起電圧が平滑コンデンサ３の直流電圧以上になると、インバータＡに内蔵されているフライホイールダイオードを介して回生電流が流れる。この現象が発生するとモータ駆動も不安定となる。
そこで、図１９に示すように、電力回生を防止するスイッチ回路４Ａ、４Ｂを追加する。そして、電力回生が起きる前に、スイッチ回路４Ａ、４Ｂ（電気的に絶縁する回路構成）を遮断することにより、モータ２の回生電力がインバータＡの直流電源（コンデンサＣ３）に流入するのを防止する。
【００６４】
以上により、高速回転時の電力回生を防止できて、安定した高速回転駆動が実現できる。
なお、スイッチ回路４Ａ、４Ｂは、リレー等の機械式スイッチでも半導体スイッチでもよい。機械式スイッチの場合は、電流が流れていない状態で切替える必要があるが、発生する誘起電圧が直流電圧より低い状態で機械式スイッチの入り切りを実行できれば問題ない。
また、半導体スイッチを適用した場合は、モータを停止せずに、前記のスイッチ回路４Ａ、４Ｂの開閉が可能である。
【００６５】
≪第１１実施形態：巻線切替モータ駆動装置≫
次に、第１１実施形態として、モータの誘起電圧に起因する電力回生の防止方法の第２例を示す。
図２０は、本発明の第１１実施形態に係る巻線切替モータ駆動装置の電力回生の防止をする回路構成の第２例を示す図である。
図２０においては、図２の回路に対して、スイッチ回路４Ｃが、インバータＡとモータ２との間に備えられている点である。
第１０実施形態で説明したように、高速回転域用のインバータＢで駆動時に、動作を停止しているインバータＡのモータ接続端子にはモータ２が発生する誘起電圧が印加される。
平滑コンデンサ３の直流電圧が、発生した誘起電圧以上であれば回生電流は流れないが、発生した誘起電圧が平滑コンデンサ３の直流電圧以上になると、インバータＡに内蔵されているフライホイールダイオードを介して回生電流が流れる。この現象が発生するとモータ駆動も不安定となる。
【００６６】
この現象を防止するために、図２０では、電力回生を防止するスイッチ回路４Ｃを追加している。
そして、電力回生が起きる前に、スイッチ回路４Ｃ（電気的に絶縁する回路構成）を遮断することにより、モータ２の回生電力がインバータＡに流入するのを防止する。
以上により、高速回転時の電力回生を防止でき、安定した高速回転駆動が実現できる。
なお、スイッチ回路４Ｃは、前記した第１０実施形態のスイッチ回路４Ａ、４Ｂと同様に、リレー等の機械式スイッチでも半導体スイッチでも、どちらでも可能である。重複する説明は省略する。
【００６７】
≪第１２実施形態：巻線切替モータ駆動装置≫
次に、第１２実施形態として、図２１と図２３を参照して、直流電圧を昇圧できるモータ駆動装置の第１例について説明する。
図２１は、本発明の第１２実施形態に係る巻線切替モータ駆動装置の倍電圧昇圧する回路構成例を示す図である。
図２１は、図２に示した基本構成に、交流電源６に対して、全波／倍電圧切替整流回路５を追加した構成である。
また、全波／倍電圧切替整流回路５は、ダイオードブリッジからなる全波整流回路５Ａと、２個のコンデンサ３０とスイッチ５Ｂとを具備する倍電圧整流回路（３０、５Ｂ）とを備えて構成されている。
【００６８】
また、全波／倍電圧整流回路の切替えを行うために、図２における平滑コンデンサ（コンデンサ）３は、図２１においては、２個のコンデンサ（平滑コンデンサ）３０を直列接続とした構成に置き換えられている。
図２１に示す全波／倍電圧切替整流回路５は公知技術であるので、詳細な構成と動作の説明は省略する。
ただし、簡単に概略を説明すれば、全波／倍電圧を切替えるスイッチ５Ｂをオンすると倍電圧整流回路として動作する。このため、インバータＡの直流電源を供給する全波／倍電圧切替整流回路５の出力である直流電圧は、ステップ状に変化する。
【００６９】
図２３は、本発明の第１２実施形態に係る巻線切替モータ駆動装置の回転速度に対する全波／倍電圧切替整流回路５の動作特性例を示す図である。なお、図２２については、後記する。
図２３において、横軸にモータの回転速度、縦軸に全波／倍電圧切替整流回路５の出力の直流電圧と、モータの誘起電圧を示している。
全波／倍電圧切替整流回路５の全波整流領域の直流電圧を特性線２３Ｃ、倍電圧整流領域の直流電圧を特性線２３Ｄとして示している。
また、インバータＡで駆動する低中速領域の誘起電圧を特性線２３Ａ、インバータＢで駆動する高速領域の誘起電圧を特性線２３Ｂで表記している。
なお、図２３においては、全波整流領域を「全波整流」、倍電圧整流領域を「倍電圧整流」、低中速領域を「低中速域」、高速領域を「高速域」と、それぞれ表記している。
【００７０】
図２３は、前記したように、図２１の回路構成を用いた場合の動作説明図である。低速回転域は、これまでの実施形態、例えば第１実施形態で説明した通りインバータＡで駆動する。このときは、モータの回転速度も低く、誘起電圧２３Ａも低いので大きな直流電圧は必要ないため、全波整流回路で動作させる。
また、モータの回転速度が増加すると、それにともない誘起電圧２３Ａも次第に上昇する。そして、モータの回転速度がＮ１になると、発生する誘起電圧と直流電圧が同じになる。すなわち電圧飽和となるため、そのままモータの回転速度を上昇させると、モータが発電機となって回生電力を発生することになる。この回生電力の発生を防止するために、直流電圧が誘起電圧より高くなるように、高速回転域駆動用のインバータＢに切替えて駆動を続ける。
インバータＢに切替えることで、インバータＢにかかる誘起電圧は、一旦、減少する（回転速度Ｎ１〜Ｎ２）。
【００７１】
その後、回転速度を増加していくと、誘起電圧が増加して直流電圧以上になる。この誘起電圧が増加して直流電圧以上になる前の回転速度Ｎ２において、整流回路構成を倍電圧整流回路に切替える（特性線２３Ｄ）。
全波／倍電圧切替整流回路５を倍電圧整流の動作に切替えることで、全波／倍電圧切替整流回路５の出力する直流電圧は２倍の大きさとなる。そのため、電圧飽和することなく高速回転駆動が可能となる。
なお、以上の第１２実施形態では、第１０、第１１実施形態で述べたような電力回生が発生しないので、スイッチ回路（４Ａ、４Ｂ：図１９、４Ｃ：図２０）も不要である。
さらに、低速回転域では、直流電圧を低く抑えることが可能であるので、インバータＡのスイッチング損失やモータの鉄損が低減でき高効率駆動化が図れる。
【００７２】
≪第１３実施形態：巻線切替モータ駆動装置≫
次に、第１３実施形態として、図２２と図２４を参照して、直流電圧を昇圧できるモータ駆動装置の第２例について説明する。
図２２は、本発明の第１３実施形態に係る巻線切替モータ駆動装置の任意電圧昇圧する回路構成例を示す図である。
図２２は、図２に示した基本構成に、直流電源７の直流電圧を昇圧チョッパ回路５０で昇圧するコンバータ回路を追加した構成である。昇圧チョッパ回路５０はスイッチング動作を用いて任意の直流電圧に昇圧が可能である。
昇圧チョッパ回路５０は、図２２に示すように、スイッチング素子、インダクタ、ダイオード、コンデンサを備えている。この昇圧チョッパ回路５０は公知技術であるので、詳細な構成と動作の説明は省略する。
【００７３】
図２４は、本発明の第１３実施形態に係る巻線切替モータ駆動装置の回転速度に対する昇圧チョッパ回路５０の動作特性例を示す図である。
図２４において、横軸にモータの回転速度、縦軸に昇圧チョッパ回路５０の出力の直流電圧と、モータの誘起電圧を示している。
昇圧チョッパ回路５０の昇圧動作停止領域の直流電圧を特性線２４Ｃ、昇圧動作領域の直流電圧を特性線２４Ｄとして示している。
また、インバータＡで駆動する低中速領域の誘起電圧を特性線２４Ａ、インバータＢで駆動する高速領域の誘起電圧を特性線２４Ｂで表記している。
なお、図２４においては、昇圧動作停止領域を「昇圧動作停止」、昇圧動作領域を「昇圧動作」、低中速領域を「低中速域」、高速領域を「高速域」と、それぞれ表記している。
【００７４】
図２４は、前記したように、図２２の回路構成を用いた場合の動作説明図である。低速回転域は、これまでの実施形態、例えば第１実施形態で説明した通りインバータＡで駆動する。この時は、モータの回転速度も低く、誘起電圧２３４も低いので大きな直流電圧は必要ないため、昇圧チョッパ回路５０は停止している。
また、モータの回転速度が増加すると、それにともない誘起電圧２４Ａも次第に上昇する。そして、モータの回転速度がＮ１になると、発生する誘起電圧と直流電圧が同じになる。すなわち電圧飽和となるため、そのままモータの回転速度を上昇させると、モータが発電機となって回生電力を発生することになる。この回生電力の発生を防止するために、直流電圧が誘起電圧より高くなるように、高速回転域駆動用のインバータＢに切替えて駆動を続ける。
インバータＢに切替えることで、インバータＢにかかる誘起電圧は、一旦、減少する（回転速度Ｎ１〜Ｎ２）。
【００７５】
その後、回転速度を増加していくと、誘起電圧が増加して直流電圧以上になる。この誘起電圧が増加して直流電圧以上になる前の回転速度Ｎ２において、昇圧チョッパ回路５０を昇圧動作させる（特性線２４Ｄ）。
昇圧チョッパ回路５０を昇圧動作させることで、出力の直流電圧２４Ｄは、モータ２の誘起電圧２４Ｂより高くすることができるので、電圧飽和することなく高速回転駆動が可能となる。
なお、以上の第１３実施形態では、第１２実施形態と同様に、第１０、第１１実施形態で述べたような電力回生が発生しないので、スイッチ回路（４Ａ、４Ｂ：図１９、４Ｃ：図２０）も不要である。
さらに、低速回転域では、直流電圧を低く抑えることが可能であるので、インバータＡのスイッチング損失やモータの鉄損が低減でき高効率駆動化が図れる。
【００７６】
なお、図２２の回路による図２４の特性図が、図２１の回路による図２３の特性図と異なるのは、回転速度Ｎ２以降の直流電圧の上げ方である。
第１３実施形態の図２２の回路構成においては、昇圧チョッパ回路５０を用いることで直流電圧２４Ｄを任意の大きさに制御できる。そのため、高速回転域の直流電圧２４Ｄを必要最小限に制御することで、昇圧チョッパ回路５０の損失低減ができる。さらに，インバータＢのスイッチング損失やモータの鉄損も低減可能である。
【００７７】
≪第１４実施形態：巻線切替モータ駆動装置≫
次に、第１４実施形態として、図２５を参照し、インバータ回路を３台用いた場合の巻線切替モータ駆動装置について説明する。
図２５は、本発明の第１４実施形態に係る巻線切替モータ駆動装置のインバータ回路を３台用いた場合の回路構成例を示す図である。
図２５は、図２に示したインバータ回路が２台の場合の基本構成に、さらに１台を追加して、巻線切替モータ駆動装置を３台のインバータ回路構成と、かつ、それに対応するモータの巻線の構成にしたものである。
図２５において、モータ２０は、各相の巻線の直列数を３つにした巻線構造（２０Ａ、２０Ｂ、２０Ｃ）としている。インバータ回路及びモータの基本構成及び動作は図２と同様である。
第１４実施形態のとおり、インバータ回路（１Ａ、１Ｂ、１Ｃ）を３台として、低速回転域、中速回転域、高速回転域と分けて駆動することも可能である。
このような３台のインバータ回路の構成にすることにより、更に高効率で広範囲駆動が可能となる。
【００７８】
≪第１５実施形態：空調機器≫
次に、第１５実施形態として、図２６と図２７を参照し、前記した本発明の永久磁石同期モータや巻線切替モータ駆動装置を空調機器に適用する場合について説明する。
図２６は、本発明の第１５実施形態に係る空調機器として、図１に示す第１実施形態の永久磁石同期モータを、空調機器が備える圧縮機（スクロール圧縮機）６０に組込んだ場合の概略の構成を示す図である。
図２６において、永久磁石同期モータ（２１、２１Ａ、２１Ｂ、２２Ａ、２Ａ、２２Ｂ、２Ｂ、２３）が固定スクロール６１と旋回スクロール６２に組み込まれている。
なお、巻線切替モータ駆動装置は図示していない。
【００７９】
図２７は、本発明の第１５実施形態に係る空調機器が備える永久磁石同期モータと巻線切替モータ駆動装置の動作特性を示す図である。
図２７は、空調機に適用した場合のモータの回転数と出力トルクの概略イメージ図と空調機が必要とする動作範囲を示している。
また、図２７は、空調機器のＡＰＦ（Annual Performance Factor、通年エネルギー消費効率）を算出するために使用する各能力域（最小、中間、定格、最大）も合わせて示している。
図２７において、空調機の場合は、ＡＰＦ値が効率性能の代表値であるため、ＡＰＦを向上させる必要がある。このＡＰＦは、発生頻度や運転時間で各能力域の寄与率が設定されており、最小能力域や中間能力域の寄与率が高い。
【００８０】
換言すれば、空調機のＡＰＦ値を大幅に向上させるためには、最小能力域や中間能力域の効率を上げることが必要である。
そのため、図２７に示すように、最小能力域や中間能力域はモータ２の直列巻線すべてを使用するインバータＡで駆動する（特性線２７Ａ）。
これに対して、定格能力域や最大能力域では高出力化が要求されるため、モータ２の１巻線を使用して駆動するインバータＢに切替えて駆動する（特性線２７Ｂ）。
以上のように、本発明の永久磁石同期モータと巻線切替モータ駆動装置を、空調機器に適用することにより、前記した理由から、空調機器の高効率化と高出力化との両立が図れる。
【００８１】
≪第１６実施形態：電動車両≫
次に、第１６実施形態として、図２８を参照し、前記した本発明の永久磁石同期モータや巻線切替モータ駆動装置を電動車両（不図示）に適用する場合について説明する。
図２８は、本発明の第１６実施形態に係る電動車両として、電動車両の駆動用モータとして適用した場合の概略の動作特性（出力トルクの概略イメージ）と動作範囲を示す図である。
モータ出力トルクの実際の特性は前記した図３のような特性図になるが、図２８では、特性のイメージとして概略図で示している。
電動車両の場合は、図２８に示すように、発進や坂道登坂時において、低速で高トルクが必要である。そして、高速走行時には低トルクで高速回転が必要である。
さらに、快適性を考慮して、加速性も向上させる必要がある。また、高出力領域の確保も重要になる。また、電費（電力消費率）を向上させるには、通常回転域での高効率域を広げる必要がある。
【００８２】
そのため、電動車両（電動車輪）の駆動用モータとして本発明の第１〜第５実施形態のいずれかの永久磁石同期モータを用い、第６〜第１４実施形態の巻線切替モータ駆動装置を用いて前記の永久磁石同期モータを駆動する。
すなわち、低速高トルク域ではインバータＡで駆動し、高出力域と高速低トルク域ではインバータＢで駆動する様に切替える。
このとき、インバータ駆動の切替えは、図２８の特性線２８Ｃで示すように、回転数とトルクの関係で切替えるタイミングを変更することで高効率域の範囲が拡大する。
以上のように、本発明の永久磁石同期モータと巻線切替モータ駆動装置を、電動車両に適用することにより、電動車両の高効率化と高出力化と快適性の両立が図れる。
【００８３】
≪その他の実施形態≫
以上、本発明は、前記した実施形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々、変更可能である。
以下に、その他の実施形態や変形例について、さらに説明する。
【００８４】
《巻線の銅損の低減》
第１実施形態において、前記したように、１巻線（２）の巻線２Ｂの巻数は、１巻線（１）の巻線２Ｂの巻数の７０％としているので、１巻線（２）の巻線２Ｂの抵抗値は、１巻線（１）の巻線２Ｂの抵抗値の７０％と設定され、１巻線（１）の３０％減の値となっている。
第１実施形態においては、１巻線（１）の巻線２Ｂと、１巻線（２）の巻線２Ｂの太さについては、特に言及しなかった。
しかしながら、前記のように、１巻線（２）の巻線２Ｂの抵抗値は、１巻線（１）の巻線２Ｂの抵抗値の７０％と設定することができる。
すなわち、モータの体格（大きさ、サイズ）を変更しない場合、巻数が減った分（３０％）、巻線の線径を太くする（３０％容積が増大）ことができる。
この方法をとることにより、１巻線（２）の巻線２Ｂの巻線抵抗を更に低減できて、銅損（ジュール熱）の低減が可能である。
【００８５】
《スイッチング素子の選定と組合せ》
第７実施形態において、各インバータ回路の運転状態（電流、電圧、変調方式）に合ったスイッチング素子を選定することで、更なるインバータ回路の損失低減が図れる。
すなわち、適用しているスイッチング素子の特性に合わせて、スイッチング動作を行わせることが有効であることを説明した。
さらに、図１５のインバータＡとインバータＢ、もしくは図１６のインバータＡとインバータＢのスイッチング素子の耐圧や電流容量も異ならせることも可能である。
つまり、例えば、低速回転域を駆動するインバータＡは、比較的電流が少なくてすむため、高速回転域を駆動するインバータＢよりは、低電流容量のスイッチング素子やインバータモジュールを使用することが可能となり、インバータＡの低コスト化も図れる。
第７実施形態においては、使用するスイッチング素子の組合せを示したが、第７実施形態のスイッチング素子の組合せに限定するものではない。
適用するシステムに応じたスイッチング素子の組合せが可能である。
【００８６】
《スイッチング周波数の変更》
第８実施形態および第９実施形態において、図１７、図１８を参照して、巻線切替モータ駆動装置のインバータＡからインバータＢに切替えるときにスイッチング周波数を変えることを説明した。
しかし、どのような周波数が最適かは、対象とするシステムによって異なる。
したがって、スイッチング周波数の変化は、図１７、図１８の動作に限定するものではなく、適用するシステムに応じたスイッチング周波数の変更方法がある。
【００８７】
《直流電源のバリエーション》
図２２を参照して説明した第１３実施形態においては、昇圧チョッパ回路５０の電源として、直流電源７に接続しているが、これに限定されない。
例えば、交流電源を整流して直流電源を得る方式でもよい。
また、昇圧チョッパ回路５０を用いて交流電源の高調波電流抑制を行う構成としてもよい。
すなわち、第１３実施形態における直流電圧昇圧手段（昇圧チョッパ回路５０）は、図２２の昇圧チョッパ回路５０の構成に限定、あるいは、特定されるものではない。
【００８８】
《弱め界磁制御の併用》
図２１を参照して説明した第１２実施形態、あるいは図２２を参照して説明した第１３実施形態においては、インバータＢで駆動後に、誘起電圧が上昇して電圧飽和状態に近づくと、すぐに、倍電圧整流や昇圧動作によって、直流電圧を大きくする方法で説明した。
しかしながら、前記の方法に限定されるわけではない。例えば、電圧飽和直後に弱め界磁制御で駆動した方がモータ駆動装置全体の損失低減になる場合は、弱め界磁制御を用いて、誘起電圧を減少させる方法を併用してもよい。
【００８９】
《インバータ回路の台数》
図２５を参照して説明した第１４実施形態においては、インバータ回路はインバータＡ（１Ａ）、インバータＢ（１Ｂ）、インバータＣ（１Ｃ）の３台で示しているが、必ずしも３台の接続に限定されない。
インバータ回路が駆動する巻線（２０Ａ、２０Ｂ、２０Ｃ）の直列の段数が４段以上になれば、それに対応するインバータ回路を４台以上としてもよい。
【００９０】
《空調機器》
図２６、図２７を参照して説明した第１５実施形態においては、空調機器に備える圧縮機６０として、スクロール圧縮機を例に記載している。
しかしながら、スクロール圧縮機に限定されるわけではない。空調機器に備える圧縮機６０として、ロータリ圧縮機やレシプロ圧縮機でもよい。
【００９１】
《その他の応用機器》
図２８を参照して説明した第１６実施形態においては、本発明の永久磁石同期モータや巻線切替モータ駆動装置を電動車両に適用する場合について説明した。
前記したように、電動車両においては、発進や坂道登坂時において、低速で高トルクが必要である。
しかしながら、低速で高トルク（図２８）が必要となるのは、電動車両のみではない。
例えば、洗濯乾燥機（洗濯機）にも図２８に示した回転速度−出力トルク特性が要求される。すなわち、洗濯乾燥機（洗濯機）等の図２８に示した回転速度−出力トルク特性が要求される様々な応用機器にも本発明の永久磁石同期モータや巻線切替モータ駆動装置は有効である。
【符号の説明】
【００９２】
１Ａ、１Ｂ、１Ｃ、１０Ａ、１０Ｂ、１００Ａ、１００Ｂ    インバータ回路（インバータ）
２、２０    モータ（巻線）
２Ａ、２Ｂ、２Ｃ、２０Ａ、２０Ｂ、２０Ｃ、Ｕ１、Ｕ２、Ｕ３、Ｕ４、Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３、Ｖ４、Ｗ１、Ｗ２、Ｗ３、Ｗ４    巻線
２１、２１Ｃ、２１Ｄ    ロータ
２１Ａ、２１Ｂ    永久磁石
２２、２２Ａ、２２Ｂ    ステータ
２３    シャフト
３、３０    平滑コンデンサ、コンデンサ
４Ａ、４Ｂ、４Ｃ、５Ｂ    スイッチ回路、スイッチ
５    全波／倍電圧整流回路
５Ａ    全波整流回路
６    交流電源
７    直流電源
５０    昇圧チョッパ回路
６０    スクロール圧縮機
６１    固定スクロール
６２    旋回スクロール
８１、８２    接続点
【図１】
0006360442.tif 000004
【図２】
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【図３】
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【図４】
0006360442.tif 000007
【図５】
0006360442.tif 000008
【図６】
0006360442.tif 000009
【図７】
0006360442.tif 000010
【図８】
0006360442.tif 000011
【図９】
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【図１０】
0006360442.tif 000013
【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
0006360442.tif 000019
【図１７】
0006360442.tif 000020
【図１８】
0006360442.tif 000021
【図１９】
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【図２０】
0006360442.tif 000023
【図２１】
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【図２２】
0006360442.tif 000025
【図２３】
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【図２４】
0006360442.tif 000027
【図２５】
0006360442.tif 000028
【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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