(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
周波数応答要求に応じて音響マイクロ波フィルタをコンピュータが設計する方法（ステップ５２）であって：
音響共振素子Ｚを含む複数の回路素子を有する提案されたフィルタ回路設計（１００）を生成するステップ（ステップ５６、５８）と；
集中容量素子ＣＴを並列に、かつ集中誘導素子ＬＴを直列に、前記音響共振素子Ｚに対して導入するステップ（ステップ６０）と；
前記集中容量素子ＣＴのキャパシタンス値ＣＴｎおよび前記集中誘導素子ＬＴのインダクタンス値ＬＴｎを動作温度に応じて選択し、それにより、温度モデル化フィルタ回路設計（２００）を作成するステップ（ステップ６２）と；
前記温度モデル化フィルタ回路設計（２００）をシミュレーションして、それにより、周波数応答を生成するステップ（ステップ６４）と；
前記周波数応答を、前記周波数応答要求と比較するステップ（ステップ６８）と；
を含むことを特徴とする方法。
【請求項２】
請求項１に記載の方法において、前記周波数応答要求が、周波数依存性の反射損失、挿入損失、除去率、および直線性の１つ以上を含むことを特徴とする方法。
【請求項３】
請求項１に記載の方法において、前記音響共振素子Ｚが、表面弾性波（ＳＡＷ）共振器、バルク弾性波（ＢＡＷ）共振器、圧電薄膜共振器（ＦＢＡＲ）、および微小電気機械システム（ＭＥＭＳ）共振器の１つであることを特徴とする方法。
【請求項４】
請求項１に記載の方法において、前記周波数応答要求が、通過帯域を含むことを特徴とする方法。
【請求項５】
請求項４に記載の方法において、前記通過帯域が、５００乃至３５００ＭＨｚの範囲内であることを特徴とする方法。
【請求項６】
請求項４に記載の方法において、前記通過帯域が、３００ＭＨｚ乃至１０．０ＧＨｚの範囲内であることを特徴とする方法。
【請求項７】
請求項４に記載の方法において、前記通過帯域が、３００ＭＨｚ乃至３００ＧＨｚの範囲内であることを特徴とする方法。
【請求項８】
請求項１に記載の方法において、前記周波数応答要求が、通過帯域および除去帯域を含むことを特徴とする方法。
【請求項９】
請求項１に記載の方法がさらに、前記音響共振素子Ｚをバターワースヴァンダイク（ＢＶＤ）モデルとしてモデル化するステップを含むことを特徴とする方法。
【請求項１０】
請求項１に記載の方法がさらに、前記音響共振素子Ｚをモード結合（ＣＯＭ）モデルを用いてモデル化するステップを含むことを特徴とする方法。
【請求項１１】
請求項１に記載の方法がさらに、前記音響共振素子Ｚを有限要素モデル（ＦＥＭ）を用いてモデル化するステップを含むことを特徴とする方法。
【請求項１２】
請求項１に記載の方法において、前記提案されたフィルタ回路設計（１００）が、Ｎ階ラダー型トポロジーを有していることを特徴とする方法。
【請求項１３】
請求項１に記載の方法において、前記キャパシタンス値ＣＴｎおよび前記インダクタンス値ＬＴｎが前記動作温度Ｔｏｐの関数として算出されることを特徴とする方法。
【請求項１４】
請求項１３に記載の方法において、
前記キャパシタンス値ＣＴｎは、第１のスケール因子ｋＣ、前記提案されたフィルタ回路設計（１００）の前記音響共振素子Ｚの面積Ａｎ、および前記動作温度Ｔｏｐとベースライン温度Ｔｂａｓｅの間の差の積と等しくなるように選択され、
前記インダクタンス値ＬＴｎは、第２のスケール因子ｋＬおよび前記動作温度Ｔｏｐと前記ベースライン温度Ｔｂａｓｅの間の差の積と等しくなるように選択されることを特徴とする方法。
【請求項１５】
請求項１４に記載の方法がさらに：
基準音響共振素子を含む複数の回路素子を有する基準フィルタ回路設計を生成するステップ（ステップ８２）と；
基準音響マイクロ波フィルタを前記基準フィルタ回路設計から構成するステップ（ステップ８４）であって、前記基準共振素子は第１の材料から構成され、前記提案されたフィルタ回路設計（１００）の前記音響共振素子は前記第１の材料と同じ第２の材料から構成される、ステップと；
前記基準音響マイクロ波フィルタの基準周波数応答を、基準動作温度ＴＲＥＦにて測定するステップ（ステップ８６）と；
前記基準周波数応答に基づいて、前記第１および第２のスケール因子ｋＣ、ｋＬをそれぞれ算出するステップ（ステップ９２、９４）と、
を含むことを特徴とする方法。
【請求項１６】
請求項１５に記載の方法がさらに：
基準集中容量素子を並列に、基準集中誘導素子を直列に前記基準共振素子に対して導入するステップ（ステップ８８）と；
前記基準集中容量素子の基準キャパシタンス値ＣＲＥＦおよび前記基準集中誘導素子の基準インダクタンス値ＬＲＥＦを選択し、それにより、基準温度モデル化フィルタ回路設計を生成するステップ（ステップ９０）と；
シミュレーションする前記基準フィルタ回路設計の周波数応答が前記基準動作温度ＴＲＥＦにおける前記基準温度モデル化音響マイクロ波フィルタの測定周波数応答と一致するまで、基準キャパシタンス値ＣＲＥＦおよび基準インダクタンス値ＬＲＥＦを変化させながら、前記基準温度モデル化フィルタ回路設計を前記基準動作温度ＴＲＥＦにて反復してシミュレーションし、それにより、最終的な基準キャパシタンス値および最終的な基準インダクタンス値に到達させるステップ（ステップ９０）と
を含むことを特徴とする方法。
【請求項１７】
請求項１６に記載の方法において、
前記第１のスケール因子ｋＣは、前記最終的な基準キャパシタンス値を前記基準共振素子の面積Ａおよび前記基準動作温度ＴＲＥＦとベースライン動作温度Ｔｂａｓｅの間の差の積で割った値と等しく、
前記第２のスケール因子ｋＬは、前記最終的な基準インダクタンス値を前記基準動作温度ＴＲＥＦと前記ベースライン動作温度Ｔｂａｓｅの間の差で割った値と等しいことを特徴とする方法。
【請求項１８】
請求項１に記載の方法において、前記キャパシタンス値ＣＴｎが、−４０ｐＦ〜４０ｐＦの範囲内であることを特徴とする方法。
【請求項１９】
請求項１に記載の方法において、前記キャパシタンス値ＣＴｎが、−４ｐＦ〜４ｐＦの範囲内であることを特徴とする方法。
【請求項２０】
請求項１に記載の方法において、前記インダクタンス値ＬＴｎが、−１０ｎＨ〜１０ｎＨの範囲内であることを特徴とする方法。
【請求項２１】
請求項１に記載の方法において、前記インダクタンス値ＬＴｎが、−１ｎＨ〜１ｎＨの範囲内であることを特徴とする方法。
【請求項２２】
請求項１に記載の方法がさらに、前記提案されたフィルタ回路設計（１００）を最適化するステップ（ステップ５８）を含んでおり、前記集中容量素子ＣＴおよび集中誘導素子ＬＴが、最適化された前記提案されたフィルタ回路設計（１００）に導入されることを特徴とする方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は概して、マイクロ波フィルタに関するものであり、より具体的には、狭帯域の用途のために設計された音響マイクロ波フィルタに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
電気的フィルタは電気信号の処理に長い間使用されてきた。特に、このような電気的フィルタは、所望の信号周波数を通過させる一方で、その他の望ましくない電気信号周波数を遮断または減衰させることにより、入力信号から所望の電気信号周波数を選択するために使用されている。フィルタは、低域通過フィルタ、高域通過フィルタ、帯域通過フィルタおよび帯域除去フィルタを含む幾つかの一般的なカテゴリに分類することができ、これらはフィルタによって選択的に通される周波数の種類を示している。さらに、フィルタは、バターワース、チェビシェフ、逆チェビシェフ、および楕円といった種類によっても分類することができ、これらは理想的な周波数応答に対してフィルタが与えるバンド形状周波数応答（周波数除去特性）の種類を示している。
【０００３】
使用されるフィルタの種類は、多くの場合、使用目的に依存する。通信利用において、帯域通過フィルタおよび帯域除去フィルタは、セルラ基地局、携帯電話機、およびその他の通信機器において従来から使用され、１つ以上の予め設定した帯域を除く全てのＲＦ信号を除去あるいは遮断する。特に、最も重要な周波数範囲が約５００−３，５００ＭＨｚである。米国には、セルラ方式通信に使用される幾つかの標準帯域がある。これらは、バンド２（〜１８００−１９００ＭＨｚ）、バンド４（〜１７００−２１００ＭＨｚ）、バンド５（〜８００−９００ＭＨｚ）、バンド１３（〜７００−８００ＭＨｚ）、およびバンド１７（〜７００−８００ＭＨｚ）を含み、他の帯域も現れつつある。
【０００４】
マイクロ波フィルタは一般に、２つの回路構築ブロック、すなわち、共振周波数（基本共振周波数ｆ０または様々な高次共振周波数ｆ１−ｆｎのいずれかとすることができる）でエネルギを非常に効率的に蓄積する複数の共振器と、それらの共振器間の電磁エネルギを結合して広域スペクトル反応を提供する複数の反射零点（ｒｅｆｌｅｃｔｉｏｎ  ｚｅｒｏ）を形成するカップリングとを使用して構築される。例えば、４つの共振器からなるフィルタは、４つの反射零点を含むことができる。所与のカップリングの強度は、そのリアクタンス（すなわち、インダクタンスおよび／またはキャパシタンス）によって決定される。カップリングの相対的な強度はフィルタ形状を決定し、カップリングのトポロジーはフィルタが帯域通過または帯域除去のどちらの機能を実行するのかを決定する。共振周波数ｆ０は、それぞれの共振器のインダクタンスおよびキャパシタンスによって主として決定される。従来のフィルタ設計に関しては、フィルタがアクティブとなる周波数は、フィルタを構成する共振器の共振周波数によって決定される。各共振器は、フィルタの応答を、上述した理由によりシャープで高選択的なものとすることができるように、内部抵抗を非常に低くする必要がある。この低い抵抗に対する要件は、所与の手法に対して共振器のサイズや費用を増大させる傾向にある。
【０００５】
特殊なフィルタであるデュプレクサは、携帯機器のフロントエンドにおいて重要な構成要素である。現代の携帯通信装置は（ＬＴＥ、ＷＣＤＭＡまたはＣＤＭＡを用いて）同時に送受信し、同一のアンテナを使用する。デュプレクサは、最大０．５ワットパワーとなりうる送信信号を、ピコワット程度に小さいものとなりうる受信信号から分離する。送信信号と受信信号はキャリア上で異なる周波数で調節され、デュプレクサがそれらの周波数を選択できるようにする。デュプレクサは、非常に小さいサイズで、時としてたった約２平方ミリメートルに周波数の選択、隔離および低挿入損失を提供する必要がある。
【０００６】
フロントエンドの受信フィルタは、シャープな特性を有する帯域通過フィルタの形を取り、所望の受信した信号周波数付近の周波数における強い干渉信号に起因する様々な負の影響を除去することが好ましい。アンテナ入力でのフロントエンド受信フィルタの位置のため、挿入損失は雑音指数を低下させないようにを非常に小さくしなければならない。殆どのフィルタ技術において、低い挿入損失を達成することは、フィルタの急峻性または選択性において相応の譲歩を必要とする。
【０００７】
実際に、携帯電話機用のフィルタの多くは、表面弾性波（ＳＡＷ）、バルク弾性波（ＢＡＷ）、および圧電薄膜共振（ＦＢＡＲ）技術などの音響共振器技術を用いて構成されている。音響共振器は、“共振”周波数および“反共振”周波数と称する、周波数が密接した２つの共振点を有する（Ｋ．Ｓ．Ｖａｎ  Ｄｙｋｅ，Ｐｉｅｚｏ−Ｅｌｅｃｔｒｉｃ  Ｒｅｓｏｎａｔｏｒ  ａｎｄ  ｉｔｓ  Ｅｑｕｉｖａｌｅｎｔ  Ｎｅｔｗｏｒｋ  Ｐｒｏｃ．ＩＲＥ，第１６巻，１９２８年，第７４２−７６４頁参照）。このような音響共振器は、同等のインダクタ／キャパシタの共振器と比較して、低挿入損失（中心周波数において約１ｄＢ）、小型サイズ、および低コストという利点を有する。このため、音響共振器の実装は多くの場合、携帯機器のフロントエンド受信フィルタにおけるマイクロ波のフィルタリング用途に使用される。音響共振器は通常、帯域通過フィルタを作成するために（直列および並列の共振器が交互となる）ラダー型トポロジーに配置される。ラダー型音響フィルタは電話機の用途において大変成功しており、十億を超えるユニットが現在では毎年販売されている。
【０００８】
音響共振器を有する最新のマイクロ波フィルタの設計は、フィルタの周波数応答を予測するための詳細なモデルを必要とする。従来の手法は、各共振器の全ての幾何学的特徴、例えば、ピッチ、アパーチャ、長さ等を用いて、複雑な現象的モデルを構築することにある。商業用の音響マイクロ波フィルタは広範囲の温度にわたって性能要求に適合することができねばならないため、音響マイクロ波フィルタ設計の性能を関連する温度範囲にわたってモデル化できるようにして、これにより、フィルタ設計を最適化して、製造時に、その温度範囲にわたる性能要求に確実に適合するようにすることは重要である。したがって、温度影響に対して音響フィルタを精確にモデル化することなく、音響フィルタを設計または常に最適化することはできない。
【０００９】
音響フィルタを温度範囲にわたって精確にモデル化する最も簡単かつ一般的な手法は、全ての周波数範囲にわたって温度に相応する量だけフィルタ応答を均等にシフトさせるものである。しかしながら、音響マイクロ波フィルタの測定は、共振周波数および反共振周波数が所与の温度変化に対して異なる量だけシフトするという重大な事実を、この手法は無視していることを示している。フィルタの一部として構成される場合、このことは通過帯域の中央周波数の変化だけでなく、通過帯域の幅の変化をも招いてしまう。特に、全ての共振器の共振周波数が変化すると低い側のフィルタの周波数のエッジを移動させる一方、全ての共振器の反共振周波数が変化すると高い側のフィルタの周波数のエッジを移動させるが、共振周波数に対して不釣り合いな量で移動する。
【００１０】
例えば、図１を参照すると、音響マイクロ波フィルタの周波数応答を、−２０℃（点線）、２５℃（実線）、および１００℃（破線）で測定した。図示のように、通過帯域は、温度が上昇するにつれて低い周波数へとシフトする傾向にある。ここで、図２を参照すると、−２０℃と１００℃で測定した実際の音響マイクロ波フィルタの周波数応答（実線）を、２つの温度に応じて比例的にシフトさせた対応する音響マイクロ波フィルタ設計のシミュレーション周波数応答（破線）と比較することができる。−２０℃と１００℃におけるシミュレーション周波数応答の通過帯域の左側が−２０℃と１００℃における実際の周波数応答の通過帯域の左側とそれぞれ一致している場合、通過帯域の右側は一致しておらず、温度が変化につれて通過帯域はシフトするだけでなく、温度が変化につれて通過帯域は変形もするということを証明していることが容易に見て分かる。したがって、この単純な手法は温度によって変化しない帯域幅を不正確に予測してしまう。
【００１１】
温度の影響をモデル化する更に高度な手法は、フィルタを構成する個々の共振器を温度範囲にわたって特徴付けることである。各モデルは、温度によって変化する一定数のパラメータを使用する。基本的な物理的知識を利用して、これらのパラメータそれぞれが、温度が変化するにつれてどのように変化するかを予測することができる。共振器の応答は、一種の解析モデル、例えば、バターワースヴァンダイクまたはモード結合（Ａ．ＬｏｓｅｕおよびＪ．Ｒａｏ，２０１０年ＩＥＥＥ  Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｕｌｔｒａｓｏｎｉｃｓ  Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ  Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ，第１３０２−１３０６頁参照）を用いてキャプチャされる。しかしながら、どれ程多くのパラメータがこのようなモデルに提供されても、常に予測モデルを見出すことは困難である。加えて、このようなモデルの構築には時間が掛かり負担が大きい。さらに、共振器がフィルタに組み込まれる場合の各共振器の重要な周波数応答は周囲の構成要素に敏感に依存してしまうため、このモデルは誤ったものとなることさえある。したがって、この高度な手法の主な問題点は、隔離された共振器の測定値を、フィルタまたはデュプレクサに組み込まれた場合の同一の共振器の応答へと精確に変換することである。
【００１２】
したがって、温度範囲にわたって音響マイクロ波フィルタをモデル化する改善した方法を提供する必要がある。
【発明の概要】
【００１３】
本発明によると、周波数応答要求に応じて音響マイクロ波フィルタを設計する方法が提供されている。周波数応答要求は、例えば、周波数依存性の反射損失、挿入損失、除去率、および直線性の１つ以上を含みうる。周波数応答要求は、例えば、３００ＭＨｚ乃至３００ＧＨｚの範囲、具体的には３００ＭＨｚ乃至１０．０ＧＨｚ、より具体的には５００−３５００ＭＨｚの範囲の通過帯域を含みうる。
【００１４】
この方法は、規定のアドミタンス値を有する音響共振素子を含む複数の回路素子を有する提案されたフィルタ回路設計を生成するステップを含む。音響共振素子は、例えば、弾性表面波（ＳＡＷ）共振器、バルク弾性波（ＢＡＷ）共振器、圧電薄膜共振器（ＦＢＡＲ）、および微小電気機械システム（ＭＥＭＳ）共振器の１つとすることができる。音響共振器は、バターワースヴァンダイク（ＢＶＤ）モデルとして、モード結合（ＣＯＭ）モデルとして、または有限要素モデル（ＦＥＭ）としてモデル化することができる。提案されたフィルタ回路設計は、例えば、Ｎ階ラダー型トポロジーを有しうる。
【００１５】
この方法はさらに、共振素子に対して集中容量素子を並列に、集中誘導素子を直列に取り入れるステップを含む。この方法はさらに、容量素子の第１のキャパシタンス値および誘導素子の第１のインダクタンス値を選択し、それにより、共振素子の規定のアドミタンス値を第１のアドミタンス値にシフトさせる第１の温度モデル化フィルタ回路設計を作成するステップと、第１の動作温度において第１の温度モデル化フィルタ回路設計をシミュレーションし、それにより、第１の周波数応答を生成するステップとを含む。この方法はさらに、容量素子の第２のキャパシタンス値および誘導素子の第２のインダクタンス値を選択し、それにより、共振素子の規定のアドミタンス値を第１のアドミタンス値とは異なる第２のアドミタンス値にシフトさせる第２の温度モデル化フィルタ回路設計を作成するステップと、第２の動作温度において第２の温度モデル化フィルタ回路設計をシミュレーションし、それにより、第２の周波数応答を生成するステップとを含む。第１および第２のキャパシタンス値は、例えば、−４０ｐＦ〜４０ｐＦの範囲内とすることができ、第１および第２のインダクタンス値は、例えば、−１０ｎＨ〜１０ｎＨの範囲内とすることができる。任意の方法ではさらに、提案されたフィルタ回路設計を最適化するステップを含み、この場合、集中容量素子および集中誘導素子は、提案された最適フィルタ回路設計に組み込まれる。この方法はさらに、第１および第２の周波数応答を周波数応答要求と比較するステップと、この比較に基づいて、提案されたフィルタ回路設計から音響マイクロ波フィルタを構成するステップを含む。
【００１６】
一実施形態では、第１のキャパシタンス値および第１のインダクタンス値は第１の動作温度の関数として算出され、第２のキャパシタンス値および第２のインダクタンス値は第２の動作温度の関数として算出される。例えば、第１のキャパシタンス値は、第１のスケール因子、提案されたフィルタ回路設計の共振素子の面積、および第１の動作温度とベースライン温度の間の差異の積と等しくなるように選択することができ、第２のキャパシタンス値は、第１のスケール因子、提案されたフィルタ回路設計の共振素子の面積、および第２の動作温度とベースライン温度の間の差異の積と等しくなるように選択することができ、第１のインダクタンス値は、第２のスケール因子および第１の動作温度とベースライン温度の間の差異の積と等しくなるように選択することができ、第２のインダクタンス値は、第２のスケール因子および第２の動作温度とベースライン温度の間の差異の積と等しくなるように選択することができる。
【００１７】
スケール因子は、様々な方法の１つで特定することができる。例えば、基準音響共振素子を含む複数の回路素子を有する基準フィルタ回路設計を生成することができ、基準フィルタ回路設計から基準音響マイクロ波フィルタを構成することができる。基準共振素子は、提案されたフィルタ回路設計の共振素子と同一の材料から構成されている。基準音響マイクロ波フィルタの基準周波数応答は基準動作温度において測定することができ、第１および第２のスケール因子はそれぞれ、基準周波数応答に基づいて算出することができる。
【００１８】
例えば、基準共振素子に対して集中基準容量素子は並列に、集中基準誘導素子は直列に取り入れることができ、集中基準容量素子の基準キャパシタンス値および集中基準誘導素子の基準インダクタンス値を選択し、それにより、基準温度モデル化フィルタ回路設計を生成する。次に、シミュレーションする基準フィルタ回路設計の周波数応答が基準温度モデル化音響マイクロ波フィルタの基準動作温度における測定周波数応答に一致するまで、基準キャパシタンス値および基準インダクタンス値を変化させながら、基準温度モデル化フィルタ回路設計を基準動作温度にてシミュレーションすることができ、その結果、最終的な基準キャパシタンス値および最終的な基準インダクタンス値に到達する。第１のスケール因子は、最終的な基準キャパシタンス値を基準共振素子の面積および基準動作温度とベースライン動作温度の間の差異の積で割った値と等しく、第２のスケール因子は、最終的な基準インダクタンス値を基準動作温度とベースライン動作温度の間の差異で割った値と等しくすることができる。
【００１９】
本発明の他の更なる態様や特徴は、以下の好適な実施形態の詳細な説明を読むと明らかであり、これらの実施形態は例示することを意図しており、本発明を限定することを意図するものではない。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
図面は本発明の好適な実施形態の設計および有用性を示しており、図中の同様の要素は共通の符号が引用されている。いかにして本発明の上記利点や目的および他の利点や目的が得られるかをより一層理解できるようにするために、簡単に上述した本発明のより具体的な記載が、添付の図面に図示された特定の実施形態を参照して記載されている。これらの図面は本発明の一般的な実施形態のみを表したものであり、したがって、本発明を限定していると考えるべきではなく、本発明は、添付の図面を利用することによって更に具体化して詳細に記載し説明されていると理解されたい。
【図１】図１は、異なる動作温度でシミュレーションした音響フィルタ回路設計の通過帯域を比較する周波数応答プロットである。
【図２】図２は、異なる動作温度でシミュレーションした音響フィルタ回路設計の通過帯域と、同一の動作温度で測定した実際の音響フィルタの通過帯域を比較した周波数応答プロットである。
【図３】図３は、無線通信システムのブロック図である。
【図４】図４は、図３の無線通信システムに使用する音響マイクロ波フィルタを設計するために使用する手法の流れ図である。
【図５】図５は、Ｎ階ラダー型トポロジーに配置した従来の音響マイクロ波フィルタの概略図である。
【図６】図６は、図５の音響フィルタの音響共振器の等価修正バターワースヴァンダイク（ＭＢＶＤ）モデルへの変換を示す概略図である。
【図７】図７は、図５の従来の音響フィルタのＭＢＶＤ等価回路を示す概略図である。
【図８】図８は、温度補償集中回路素子を有する音響共振器を示す概略図である。
【図９】図９は、図８の温度モデル化音響共振器の等価修正バターワースヴァンダイク（ＭＢＶＤ）モデルへの変換を示す概略図である。
【図１０】図１０は、図８の音響共振器を用いた温度モデル化音響フィルタ回路設計を示す概略図である。
【図１１】図１１は、温度モデル化集中回路素子のスケール因子を算出するための手法を示す流れ図である。
【図１２】図１２は、図４に示す手法に応じて設計した音響フィルタ回路設計の通過帯域と、音響フィルタ回路設計から構成した実際の音響フィルタの通過帯域を比較する周波数応答プロットである。
【図１３】図１３は、図４のフィルタ設計手法のコンピュータ制御ステップを実装可能なコンピュータ制御フィルタ設計システムのブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
本開示は、音響波（ＡＷ）のマイクロ波フィルタ（表面弾性波（ＳＡＷ）フィルタ、バルク弾性波（ＢＡＷ）フィルタ、圧電薄膜共振（ＦＢＡＲ）フィルタ、微小電気機械システム（ＭＥＭＳ）フィルタ等）を設計するための手法を記載している。この手法は、３００ＭＨｚ乃至３００ＧＨｚの周波数範囲、特に３００ＭＨｚ乃至１０．０ＧＨｚの周波数範囲、より具体的には５００ＭＨｚ乃至３．５ＧＨｚの周波数範囲において、ＡＷマイクロ波フィルタに適用することができる。このようなＡＷマイクロ波フィルタは、固定周波数フィルタおよび／またはチューナブルフィルタ（周波数および／または、帯域幅および／または、入力インピーダンスおよび／または、出力インピーダンスを調整可能）のいずれかとすることができ、単一帯域あるいはマルチ帯域の帯域通過フィルタリング、および／または帯域除去に使用することができる。このようなＡＷマイクロ波フィルタは、携帯電話、スマートフォン、ラップトップコンピュータ、タブレットコンピュータ等を含む携帯通信装置の無線周波数（ＲＦ）フロントエンド、あるいはＭ２Ｍ装置、無線基地局、衛星通信システム等を含む固定通信装置のＲＦフロントエンドにおいて見られるような、厳しい電気的および／または環境的な性能要求、および／または厳しいコスト／寸法の制約を有する用途において有利である。
【００２２】
本書に記載されている例示的なＡＷマイクロ波フィルタは、単一の通過帯域での周波数応答を示しており、通信システムのデュプレクサに特に有用である。例えば、図３を参照すると、携帯通信装置に使用する通信システム１０は、無線信号を送受信することができる送受信機１２と、送受信機１２の機能を制御することができるコントローラ／プロセッサ１４を有することができる。送受信機１２は一般に、広帯域アンテナ１６と、送信フィルタ２４および受信フィルタ２６を有するデュプレクサ１８と、デュプレクサ１８の送信フィルタ２４を介してアンテナ１６に接続された送信機２０と、デュプレクサ１８の受信フィルタ２６を介してアンテナ１６に接続された受信機２２とを具えている。
【００２３】
送信機２０は、コントローラ／プロセッサ１４によって提供される基底帯域信号を無線周波数（ＲＦ）信号に変換するように構成されたアップコンバータ２８と、ＲＦ信号を増幅するように構成された可変ゲインアンプ（ＶＧＡ）３０と、コントローラ／プロセッサ１４によって選択された動作周波数にてＲＦ信号を出力するように構成された帯域通過フィルタ３２と、フィルタリングしたＲＦ信号を増幅するように構成されたパワーアンプ３４とを有し、このＲＦ信号は次にアンテナ１６へとデュプレクサ１８の送信フィルタ２４を介して提供される。
【００２４】
受信機２２は、受信フィルタ２６を介したアンテナ１６からのＲＦ信号入力による送信信号干渉を除去するように構成されたノッチフィルタあるいは帯域除去フィルタ３６と、帯域除去フィルタ３６からのＲＦ信号を比較的低ノイズで増幅するように構成された低ノイズアンプ（ＬＮＡ）３８と、コントローラ／プロセッサ１４によって選択された周波数にて増幅したＲＦ信号を出力するように構成された帯域通過フィルタ４０と、ＲＦ信号をコントローラ／プロセッサ１４に提供される基底帯域信号へとダウンコンバートするように構成されたダウンコンバータ４２とを有している。代替的に、帯域除去フィルタ３６によって行われる送信信号干渉を除去する機能は、デュプレクサ１８によって代わりに行うことができる。あるいは、送信機２０のパワーアンプ３４は、送信信号干渉を減少させるように設計することができる。
【００２５】
図３に示すブロック図は本質的に機能しうるものであり、幾つかの機能を１つの電子部品によって実行することができる、あるいは１つの機能を幾つかの電子部品によって実行することができることを理解されたい。例えば、アップコンバータ２８、ＶＧＡ３０、帯域通過フィルタ４０、ダウンコンバータ４２、およびコントローラ／プロセッサ１４によって実行される機能は多くの場合、１つの送受信チップによって実行される。帯域通過フィルタ３２の機能は、パワーアンプ３４およびデュプレクサ１８の送信フィルタ２４によって実行することができる。
【００２６】
本書に記載された例示的手法は、通信システム１０のフロントエンド用の音響マイクロ波フィルタ、特にデュプレクサ１８の送信フィルタ２４を設計するために使用されているが、同じ手法を用いて、デュプレクサ１８の受信フィルタ２６用およびその他のＲＦフィルタ用の音響マイクロ波フィルタを設計するために使用することもできる。
【００２７】
図４を参照すると、ＡＷマイクロ波フィルタを設計するための１つの例示的な手法５０が開示されている。第１に、周波数応答要求（通過帯域、反射損失、挿入損失、除去率、直線性、雑音指数、入力および出力インピーダンス等を含む）、寸法やコストの要求、および動作温度範囲、振動、欠陥率等といった環境要求を含むフィルタの要求事項が、フィルタの用途によって設定される（ステップ５２）。
【００２８】
次に、ＡＷフィルタに使用する回路素子の構造的な種類を選択する。例えば、共振器の構造的な種類（ＳＡＷ、ＢＡＷ、ＦＢＡＲ、ＭＥＭＳ等）、および、インダクタ、キャパシタ、およびスイッチの種類、およびこれらの回路素子の製造に使用する、パッケージを含む材料、およびフィルタを製造する組み立て技術を選択する（ステップ５４）。本書に記載された特定の例では、選択した回路素子の種類は、４２度ＸＹ−カットＬｉＴａＯ３からなる基板上に構成したＳＡＷ共振器およびキャパシタである。
【００２９】
次いで、初期フィルタ回路設計を、適切な設計手法を用いて、例えば、参照により本書に明確に組み込まれている米国特許第８，７０１，０６５号および第９，０３８，００５号に記載されているような画像設計またはネットワーク統合設計を用いて、周波数応答要求に基づいて作成する（ステップ５６）。図示された実施形態では、提案されたフィルタ回路設計は、参照により全てが本書に明確に組み込まれている米国特許第８，７５１，９９３号、第８，７０１，０６５号、および米国特許出願第１４／９４１，４５１号の名称「Acoustic Wave Filter with Enhanced Rejection」に記載されているようなＮ階ラダー型トポロジーを有しているが、インライン非共振ノード、またはインライン、またはクロスカップリングを有するインライン、またはクロスカップリングを有するインライン非共振ノードといった、その他のフィルタトポロジーを選択することもできる。
【００３０】
ここで図５を参照すると、フィルタ回路設計１００の一実施形態が記載されている。フィルタ回路設計１００はＮ階ラダー型トポロジーに配置されている（すなわち、この場合では、Ｎ＝１０とは共振器の数が１０であることを意味する）。フィルタ回路設計１００は、電圧源Ｖ、信号源抵抗Ｓ、負荷抵坑Ｌ、５つの直列（またはインライン）の音響共振器ＺＳ１−ＺＳ５、および５つの並列（またはインシャント）の音響共振器ＺＰ１−ＺＰ５を具えている。
【００３１】
それぞれの音響共振器Ｚは、図６に示す修正バターワースヴァンダイク（ＭＢＶＤ）モデル１１０によって表すことができ、これにより、図７に示す等価フィルタ回路設計が得られる。ＭＢＶＤモデル１１０は、結晶水晶、ニオブ酸リチウム（ＬｉＮｂＯ３）、タンタル酸リチウム（ＬｉＴａＯ３）結晶といった圧電基板上にインターデジタル変換器（ＩＤＴ）を配置することによって製造することができるＳＡＷ共振器、またはＢＡＷ（ＦＢＡＲを含む）共振器、またはＭＥＭＳ共振器を表すこともできる。各ＭＢＶＤモデル１１０は、等価直列容量Ｃｍ、並列容量Ｃ０、等価直列インダクタンスＬｍ、および抵抗Ｒを有している。等価直列容量Ｃｍおよび等価直列インダクタンスＬｍは電気挙動および音響挙動の相互作用から得ることができ、そのため、ＭＢＶＤモデルの直列アームと呼ぶことができる。並列容量Ｃ０は構造の静電容量から得ることができ、そのため、ＭＢＶＤモデルの並列（非直列）容量と呼ぶことができる。抵抗Ｒは、音響共振器の電気抵抗から得ることができる。代替的に、ＭＢＶＤモデルを使用する代わりに、音響共振器は、モード結合（ＣＯＭ）モデルまたは有限要素モデル（ＦＥＭ）といった適切な他の種類のモデルによって生成された、任意の１ポートインピーダンスとすることができる。
【００３２】
ＭＢＶＤモデル１１０のパラメータは、以下の式によって関連付けられている。
0006425686.tif 000002
0006425686.tif 000003
ここで、ωＲおよびωＡはそれぞれ、所与の音響共振器に対する共振周波数と反共振周波数とすることができ、ガンマγは材料の性質に依存し、これは以下の式、
0006425686.tif 000004
によって更に規定することができる。一般に、γ値は、４２度ＸＹカットのＬｉＴａＯ３について約１２乃至約１８の範囲となりうる。音響共振器の周波数分離は、その共振周波数と反共振周波数の間の差を意味する。音響波共振器の分離率とは、共振周波数と反共振周波数の間の周波数分離率であり、以下のように算出することができる。
0006425686.tif 000005
ここで、γは共振器の並列容量と等価直列容量の比であり（式［３］）、圧電材料の材料特性によって特定され、装置の配列によって修正される。
【００３３】
式［１］から、音響共振器それぞれの共振周波数がＢＶＤモデル１１０の直列アームに依存することは明らかであり、フィルタ特性（例えば、帯域幅）は式［２］においてγに強い影響を受ける。音響共振器１１０の品質係数（Ｑ）は音響フィルタ設計におけるメリットの重要なデータとなりうるものであり、フィルタ内の要素の損失に関係している。回路素子のＱは、１周期毎に蓄積されるエネルギと、１周期毎に散逸するエネルギの比を表している。Ｑ係数は各音響共振器における実際の損失をモデル化し、概して１より多くのＱ係数が音響共振器における損失を表すために必要とされうる。Ｑ係数は、フィルタの例については以下のように規定することができる。等価直列容量ＣｍはＱｃｍ＝１０８として規定される関連Ｑを有しうる。並列容量Ｃ０はＱｃ０＝２００として規定される関連Ｑを有しうる。等価直列インダクタンスＬｍはＱＬｍ＝１０００として規定される関連Ｑを有しうる。（ここで、簡単にするために、等価直列共振の損失は等価直列インダクタンスに集中させ、等価直列容量は実質的に損失が小さい（ｌｏｓｓ−ｌｅｓｓ）とみなす。）回路の設計者は通常、共振周波数ωＲ、並列容量Ｃ０、ガンマγ、および品質係数ＱＬｍによってＳＡＷ共振器を特徴付けることができる。商業用途については、ＱＬｍはＳＡＷ共振器に対して約１０００、ＢＡＷ共振器に対して約３０００とすることができる。
【００３４】
図４に戻って参照すると、フィルタ回路設計１００は次に、所望のフィルタ応答に最も一致する回路素子の数値の組み合わせを探し出すのに適したコンピュータ最適法を介して最適化され、それにより、音響共振器Ｚのアドミタンス値を含む、全ての回路素子について規定値を有する提案されたフィルタ回路設計を作成する（ステップ５８）。とりわけ、Ａｇｉｌｅｎｔの高度な設計システム（ＡＤＳ）を含む設計ツールは、モンテカルロ法、勾配法といった数値最適化法を使用して、提案されたフィルタ回路設計を向上させることができる。一実施形態では、提案されたフィルタ回路設計における１つ以上の回路素子は、米国特許第８，７５１，９９３号に開示されているように最適化プロセスの際に取り除くことができる。この開示は、参照によって本書に明確に組み込まれている。
【００３５】
提案されたフィルタ回路設計における温度のばらつき影響は、２つの別個の構成要素、すなわち、それぞれの音響共振器Ｚの共振周波数をシフトさせるための直列インダクタと、それぞれの音響共振器Ｚの反共振周波数をシフトさせるための並列キャパシタを、フィルタの各音響共振器Ｚに加えることによってシミュレーションすることができる。特に、提案されたフィルタ回路設計の各音響共振器Ｚに対して、集中容量素子ＣＴは並列に、集中誘導素子ＬＴは直列に組み込まれ（図８）、図１０に示すような温度モデル化フィルタ回路設計２００を作成する（ステップ６０）。図９に示すように、温度モデル化フィルタ設計２００の音響共振器Ｚそれぞれは、図６に示すＭＢＶＤモデル１１０と置換することができる。
【００３６】
次に、様々な動作温度（例えば、０℃、２０℃、および１００℃の３つの動作温度）に対応する選択した数の温度モデル化回路設計を作成し、シミュレーションする各動作温度それぞれに対する容量素子ＣＴに係るキャパシタンス値および誘導素子ＬＴに係るインダクタンス値を変化させることによってシミュレーションをする。各動作温度に対するキャパシタンス値およびインダクタンス値は、動作温度の関数として算出することができる。一実施形態では、各容量素子ＣＴに係るキャパシタンス値および各誘導素子ＬＴに係るインダクタンス値は、以下の式によって算出される。
0006425686.tif 000006
ここで、ＣＴｎは温度モデル化フィルタ回路設計におけるｎ階音響共振器のキャパシタンス値であり、ｋＣは容量素子のスケーリング定数であり、Ａｎはｎ階音響共振器の面積であり、Ｔｏｐは動作温度であり、ＴｂａｓｅはＣＴｎが零であると仮定した場合のベースライン温度（例えば、室温）である。
0006425686.tif 000007
ここで、ＬＴｎは温度モデル化フィルタ回路設計におけるｎ階音響共振器のインダクタンス値であり、ｋＬは誘導素子のスケーリング定数であり、Ｔｏｐは動作温度であり、ＴｂａｓｅはＬＴｎが零であると仮定した場合のベースライン温度（例えば、室温）である。
【００３７】
このために、容量素子ＣＴのキャパシタンス値およびそれぞれの誘導素子ＬＴのインダクタンス値を選択し、それにより、音響共振器Ｚそれぞれの規定したアドミタンス値を異なるアドミタンス値にシフトさせる温度モデル化フィルタ回路設計を作成する（ステップ６２）。一般に、全ての誘導素子ＬＴのインダクタンス値は等しくなる一方、全ての容量素子ＣＴのキャパシタンス値は、音響共振器Ｚの面積が等しい場合にのみ等しくなる。温度モデル化フィルタ回路設計が次いで規定の動作温度にてシミュレーションされ、その結果、周波数応答を生成する（ステップ６４）。第１および第２のキャパシタンス値は、例えば、−４０ｐＦ〜４０ｐＦの範囲、より具体的には−４ｐＦ〜４ｐＦの範囲とすることができ、第１および第２のインダクタンス値は、例えば、−１０ｎＨ〜１０ｎＨの範囲、より具体的には−１ｎＨ〜１ｎＨの範囲とすることができる。
【００３８】
異なる動作温度に対応する更なる温度モデル化フィルタ回路設計を、異なるキャパシタンス値およびインダクタンス値を選択することによって作成することができる。特に、必ずしも全ての選択した数の動作温度がシミュレーションされなかった場合（すなわち、全ての温度モデル化フィルタ回路設計がシミュレーションされなかった場合）（ステップ６６）、容量素子ＣＴの異なるキャパシタンス値およびそれぞれの誘導素子ＬＴのインダクタンス値を選択して、それにより、音響共振器Ｚそれぞれの規定したアドミタンス値を異なるアドミタンス値にシフトさせる別の温度モデル化フィルタ回路設計を作成して（ステップ６２）、次に、この別の温度モデル化フィルタ回路設計を、他の規定した動作温度にてシミュレーションして、それにより周波数応答を生成する（ステップ６４）。このプロセスは、全ての温度モデル化フィルタ回路設計がシミュレーションされるまで繰り返される。温度モデル化フィルタ回路設計のシミュレーション周波数応答が規定した動作温度における周波数応答要求を満たさない場合（ステップ６８）、異なる初期フィルタ回路設計を生成して、別の提案されたフィルタ回路設計を生成するように最適化することができ（ステップ５６および５８）、次いで、温度モデル化フィルタ回路設計を、他の提案されたフィルタ回路設計から生成してシミュレーションすることができる（ステップ６０−６６）。一旦、温度モデル化フィルタ回路設計のシミュレーション周波数応答が規定した動作温度における周波数応答要求を満たすと（ステップ６８）、実際の音響フィルタを最新の提案されたフィルタ回路設計に基づいて構成する（ステップ７０）。好適には、実際の音響フィルタの回路素子値は、最新の提案されたフィルタ回路設計における対応回路素子値と一致する。
【００３９】
式［６］および［７］のスケール因子ｋＣおよびｋＬは、実際の音響フィルタの周波数応答を測定し、シミュレーションした温度補償フィルタ回路のデータを実際の音響フィルタの周波数応答に適合させることによって決定することができる。特に、図１１を参照すると、スケール因子ｋＣおよびｋＬを決定する手法８０が記載されている。第１に、少なくとも１つの音響共振器を含む複数の回路素子を有する基準フィルタ回路設計を生成し（ステップ８２）、次いで、実際の基準音響マイクロ波フィルタを基準フィルタ回路設計から構成する（ステップ８４）。この基準フィルタの（複数の）音響共振器は、提案されたフィルタ回路設計１００の音響共振器と同じ材料から構成されており、これにより、基準フィルタから決定されるスケール因子を正確に使用して、提案されたフィルタ回路設計１００から温度モデル化フィルタ設計２００を生成することができる。次に、実際の基準フィルタの基準周波数応答を、基準温度（例えば、室温）にて測定する（ステップ８６）。
【００４０】
第１および第２のスケール因子ｋＣおよびｋＬそれぞれを、次いで第１の基準周波数応答に基づいて算出する。特に、（複数の）容量素子および（複数の）誘導素子を図５の提案されたフィルタ回路設計１００に付加したのと同様に、基準集中容量素子を並列に、基準集中誘導素子を直列に（複数の）基準音響共振器それぞれに対して付加し、それにより、基準温度モデル化フィルタ回路設計を生成する（ステップ８８）。
【００４１】
次いで、（複数の）基準容量素子のキャパシタンス値および（複数の）基準誘導素子の基準インダクタンス値を、基準動作温度における基準温度モデル化フィルタ回路設計のシミュレーション周波数応答が実際の基準音響フィルタの測定周波数応答に一致するように決定する（ステップ９０）。例えば、シミュレーションする基準温度モデル化フィルタ回路設計の周波数応答が基準動作温度における基準音響マイクロ波フィルタの測定周波数応答に一致するまで、（複数の）基準容量素子のキャパシタンス値および（複数の）基準誘導素子の基準インダクタンス値を変化させながら、基準温度モデル化フィルタ回路設計を基準動作温度にて反復してシミュレーションすることができ、その結果、第１の基準キャパシタンス値ＣＲＥＦ１および第１の基準インダクタンス値ＬＲＥＦ１に到達する。
【００４２】
次に、第１のスケール因子ｋＣを以下の式によって算出する（ステップ９２）。
0006425686.tif 000008
ここで、ｋＣは第１のスケール因子であり、ＣＲＥＦは基準キャパシタンス値であり、Ａは基準音響共振器の面積であり、ＴＲＥＦは基準動作温度であり、Ｔｂａｓｅはベースライン動作温度（例えば、室温）である。次に、第２のスケール因子ｋＬを以下の式によって算出する（ステップ９４）。
0006425686.tif 000009
ここで、ｋＬは第２のスケール因子であり、ＬＲＥＦは基準インダクタンス値であり、ＴＲＥＦは基準動作温度であり、Ｔｂａｓｅはベースライン動作温度である。
【００４３】
更なるスケール因子を異なる動作温度範囲に対して算出することができると理解されたい。例えば、第１のセットのスケール因子ｋＣ１およびｋＬ１は温度範囲０℃〜５０℃に関連付けることができ、第２のセットのスケール因子ｋＣ２およびｋＬ２は温度範囲５０℃〜１００℃に関連付けることができる。第１のセットのスケール因子ｋＣ１およびｋＬ１は、基準フィルタの周波数応答を測定することによって、式［８］および［９］に応じて、例えば、基準動作温度として２５℃といった温度を使用して決定することができる。第２のセットのスケール因子ｋＣ２およびｋＬ２は、２つの基準動作温度（例えば、５０℃と１００℃）における基準フィルタの周波数応答を測定し、シミュレーションする基準温度モデル化フィルタ回路設計の周波数応答が第１の基準動作温度における基準音響マイクロ波フィルタの測定周波数応答と一致するまで、（複数の）基準容量素子のキャパシタンス値および（複数の）基準誘導素子の基準インダクタンス値を変化させながら、基準温度モデル化フィルタ回路設計を第１の基準温度にて反復してシミュレーションし、その結果、第１の基準キャパシタンス値ＣＲＥＦ１および第１の基準インダクタンス値ＬＲＥＦ１に到達させ、シミュレーションする基準温度モデル化フィルタ回路設計の周波数応答が第２の基準温度における基準音響マイクロ波フィルタの測定周波数応答と一致するまで、（複数の）基準容量素子のキャパシタンス値および（複数の）基準誘導素子の基準インダクタンス値を変化させながら、基準温度モデル化フィルタ回路設計を第２の基準温度にて反復してシミュレーションし、その結果、第２の基準キャパシタンス値ＣＲＥＦ２および第２の基準インダクタンス値ＬＲＥＦ１に到達させる、ことによって決定することができる。
【００４４】
次に、スケール因子ｋＣ２を以下の式によって算出する。
0006425686.tif 000010
ここで、ｋＣはスケール因子であり、ＣＲＥＦ２は第２の基準キャパシタンス値であり、ＣＲＥＦ１は第１の基準キャパシタンス値であり、Ａは基準音響共振器の面積であり、ＴＲＥＦ２は第２の基準動作温度（例えば、１００℃）であり、ＴＲＥＦ１は第１の基準動作温度（例えば、５０℃）である。
【００４５】
次に、スケール因子ｋＬ２を以下の式によって算出する。
0006425686.tif 000011
ここで、ｋＬはスケール因子であり、ＬＲＥＦ２は第２の基準インダクタンス値であり、ＬＲＥＦ１は第１の基準インダクタンス値であり、ＴＲＥＦ２は第２の基準動作温度（例えば、１００℃）であり、ＴＲＥＦ１は第１の基準動作温度（例えば、５０℃）である。
【００４６】
図５に示す音響マイクロ波フィルタ設計を図４に示す手法によって最適化し、次いで実際の音響マイクロ波フィルタを最適化した音響マイクロ波フィルタ設計から構成した。図１２を参照すると、−２０℃および１００℃でシミュレーションした音響マイクロ波フィルタ設計の周波数応答（破線）を、−２０℃および１００℃で測定した対応する実際の音響マイクロ波フィルタの周波数応答（実線）と比較することができる。−２０℃および１００℃それぞれにおけるシミュレーション周波数応答の通過帯域の左側と右側は、−２０℃および１００℃における実際の周波数応答の通過帯域の左側と右側に一致していることが容易に見て取れる。
【００４７】
最初に図１３を参照すると、コンピュータ制御フィルタ設計システム３００を使用して、設計手法５０を用いた音響フィルタを設計することができる。このコンピュータ制御フィルタ設計システム３００は概して、ユーザからの情報やデータ（例えば、ステップ５２および５４におけるパラメータ値およびフィルタ仕様）を受け取り、最適フィルタ回路設計をユーザに出力するように構成されたユーザインタフェース３０２と；フィルタ設計ソフトウェア３０８（ソフトウェア指令の形態を取ることができ、ソフトウェア指令は、特定のファンクションを実行する、または特定の抽象データ型を実装するルーチン、プログラム、オブジェクト、コンポーネント、データ構造、プロシージャ、モジュール、ファンクション等を含むが、これらに限定はされない）並びにユーザインタフェース３０２を介したユーザからの情報やデータの入力を記憶するように構成されたメモリ３０４と；フィルタ設計ソフトウェアを実行するように構成されたプロセッサ３０６とを具えている。このフィルタ設計ソフトウェアプログラム３０８は、サブプログラム、特に、従来のフィルタ設計合成装置３１０（ステップ５６において初期フィルタ回路設計を生成するために使用することができる）、従来のフィルタオプティマイザ３１２（ステップ５８および６４においてフィルタ設計を最適化してシミュレーションするために使用することができる）、および、設計合成装置３１０およびフィルタオプティマイザ３１２を制御して、最終的な最適回路設計を生成するために、ステップ６０および６２において集中容量素子および集中誘導素子の値を加えて決定するフィルタ設計エンジン３１４に分割される。
【００４８】
本発明の特定の実施形態が図示し記載されているが、上記の説明は本発明をこれらの実施形態に限定することを意図するものではないと理解されたい。本発明の概念および範囲から逸脱することなく、様々な変更や改変をなし得ることは当業者にとって明らかである。例えば、本発明は単一の入出力を有するフィルタを遥かに超える用途を有するものであり、本発明の特定の実施形態を用いて、低損失の選択的回路を利用することができるデュプレクサ、マルチプレクサ、チャンネライザ、リアクティブスイッチ等を形成することができる。したがって、本発明は、特許請求の範囲によって規定されるような本発明の概念および範囲内に収まりうる代替物、改変、均等物を包含することを意図している。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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