(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
a)トランスと、該トランスの１次巻線に直列に接続された主スイッチング部と、前記トランスの２次側回路に設けられたリアクトル及びフライホイールダイオードと、を含む第１のフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータと、
b)前記第１のフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータと同じ構成であり、その２次側回路の出力端が前記第１のフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータの２次側回路の出力端と並列に接続されてなる第２のフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータと、
c)前記第１のフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータにおける２次側回路中のリアクトルの入力側と、前記第２のフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータにおける２次側回路中のリアクトルの入力側と、の間に接続された補助スイッチング部と、
d)前記第１のフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータにおける主スイッチング部、前記第２のフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータにおける主スイッチング部、及び、前記補助スイッチング部のオン・オフ動作をそれぞれ制御する制御部と、
を備え、前記制御部は、前記補助スイッチング部をオフ状態に維持する一方、前記二つの主スイッチング部を交互にオン動作させる第１の動作モードと、前記二つの主スイッチング部を交互にオン動作させるとともに該主スイッチング部をそれぞれオン動作させている期間中の所定の期間、前記補助スイッチング部をオン動作させる第２の動作モードと、選択的に実行可能であることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
請求項１に記載のスイッチング電源装置であって、
前記制御部は、当該装置から負荷に出力される電圧が所望の電圧値になるように、前記二つの主スイッチング部及び前記補助スイッチング部をオン・オフ動作させるパルス信号のパルス幅を調整することを特徴とするスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はスイッチング電源装置に関し、さらに詳しくは、インターリーブ方式によるフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータを用いたスイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
各種の産業用機器や民生用機器の電源として、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを用いたスイッチング電源が広く利用されている。絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータには様々な構成のものがあるが、構成が比較的簡単なものとして、フライバック型とフォワード型とがよく知られている。フライバック型ＤＣ／ＤＣコンバータとフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータとはいずれも、絶縁トランスの１次巻線に直列にスイッチング素子を接続した構成を有するが、絶縁トランスの１次巻線に対する２次巻線の向き（極性）や、２次巻線に接続される２次側回路の構成に違いがある。フォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータは、２次側回路にフライホイールダイオードとインダクタとが必要であり部品点数が多くなるものの、フライバック型に比べて出力電力を大きくすることができるという利点がある。
【０００３】
フォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて出力電力をさらに大きくするための手法の一つとして、インターリーブ方式によるフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータが従来知られている。図４は特許文献１等に記載された従来のインターリーブ方式によるフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータを用いたスイッチング電源装置の回路構成図、図５は該装置の動作を説明するための波形図、図６は該装置の電流経路を説明するための図である。
【０００４】
図４に示すように、このスイッチング電源装置において、図示しない負荷が接続される出力端５と直流電源３の間には、第１、第２なる二つのフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータ１、２が並列に接続されている。この二つのフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータ１、２は同一の回路構成を有する。即ち、第１フォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータ１において、トランス１１の１次巻線の負極側端にはスイッチング素子（Ｎチャネル型ＦＥＴ）１２のドレインが接続され、そのアノードは直流電源３の負極性端子に接続されている。また、トランス１１の１次巻線の中間タップは直流電源３の正極性端子に接続され、該１次巻線の正極側端と直流電源３の負極性端子との間には電流阻止用のダイオード１３が接続されている。一方、トランス１１の２次巻線には、整流用ダイオード１４、フライホイールダイオード１５、及びリアクトル（インダクタ）１６、及び平滑用コンデンサ４、を含む２次側回路が接続されている。
【０００５】
第２のフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータ２においても同様に、トランス２１の１次巻線の負極側端にスイッチング素子（Ｎチャネル型ＦＥＴ）２２のドレインが接続され、そのアノードは直流電源３の負極性端子に接続されている。また、トランス２１の１次巻線の中間タップは直流電源３の正極性端子に接続され、該１次巻線の正極側端と直流電源３の負極性端子との間には電流阻止用のダイオード２３が接続されている。一方、トランス２１の２次巻線には、整流用ダイオード２４、フライホイールダイオード２５、及びリアクトル（インダクタ）２６、及び平滑用コンデンサ４、を含む２次側回路が接続されている。
【０００６】
平滑用コンデンサ４は、第１、第２のフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータ１、２で共用されている。また、フライホイールダイオード１５のカソードとリアクトル１６との接続点と、フライホイールダイオード２５のカソードとリアクトル２６との接続点との間は直結されている。したがって、二つのリアクトル１６、２６は実質的に並列に接続されており、等価的に一つのリアクトルであるとみなすことができる。
【０００７】
各フォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータ１、２の個々の動作は従来からよく知られており、例えば非特許文献１などに詳しく説明されている。
ここで、第２フォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータ２がないと仮定した場合の、第１フォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータ１のみにおける動作を簡単に説明する。
いま、スイッチング素子１２がオンして直流電源３からトランス１１の１次巻線に電流が供給されると、トランス１１の２次巻線の両端にも電圧が発生し、整流用ダイオード１４及びリアクトル１６を通して出力端５に接続された負荷に電流（図４中のｉL）が流れる。スイッチング素子１２がターンオフされるとトランス１１の２次巻線には電流は流れなくなるが、先にスイッチング素子１２がオンしている期間にリアクトル１６に蓄積された励磁エネルギーによって、該リアクトル１６、負荷、フライホイールダイオード１５を含む閉回路に電流が流れる。このようにスイッチング素子１２のオン・オフ動作に関係なく同じ方向に流れる電流は平滑用コンデンサ４により平滑され、これによって、出力端５から負荷には同じ方向に（つまり直流の）電流ｉLが流れ続ける。
【０００８】
図４に示したインターリーブ方式によるフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータでは、第１フォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータ１におけるスイッチング素子１２をオン・オフ動作させる制御信号と、第２フォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータ２におけるスイッチング素子２２をオン・オフ動作させる制御信号との位相を１８０°ずらすことにより、二つのフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータ１、２を交互に動作させる。
【０００９】
具体的に述べると、誤差増幅器６は出力端５に現れる電圧と基準電圧Ｖrefとの差（誤差）に応じた電圧をＰＷＭ制御部７Ｂに入力し、ＰＷＭ制御部７Ｂは図５（ｅ）に示すように、キャリア三角波信号と誤差増幅器６の出力電圧とのレベルを比較し、その比較結果に基づいて二つのスイッチング素子１２、２２をそれぞれオン・オフ動作させるＰＷＭ制御信号（図５（ｂ）、（ｄ）に示した主ＳＷゲート信号）を生成する。したがって、ＰＷＭ制御部７Ｂはキャリア三角波信号の１周期毎に、一方のスイッチング素子１２をオン・オフ動作させる主ＳＷゲート信号Ｇ１と他方のスイッチング素子２２をオン・オフ動作させる主ＳＷゲート信号Ｇ２とを交互に出力する。主ＳＷゲート信号Ｇ１、Ｇ２は、キャリア三角波信号のスロープ開始点に同期して立ち上がり、そのスロープが誤差増幅器６の出力電圧を超える時点で立ち下がるパルス信号である。
【００１０】
図５（ｂ）は、図５（ｅ）において誤差増幅器６の出力電圧がＬ1のレベルであるときの主ＳＷゲート信号Ｇ１、Ｇ２である。また、図５（ｄ）は、図５（ｅ）において誤差増幅器６の出力電圧がＬ2のレベルであるときの主ＳＷゲート信号Ｇ１、Ｇ２である。上述したように、トランス１１、２１の２次巻線にはスイッチング素子１２、２２がそれぞれオンしている期間にのみ電流ｉ1、ｉ2が流れる。そのため、それぞれの電流波形は図５（ａ）、（ｃ）に示すようになる。
【００１１】
このフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータでは、上述したように、二つのリアクトル１６、２６が並列に接続されている。そのため、図６（ａ）に示すように、第１のフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータ１においてスイッチング素子１２がオンしている期間にトランス１１の２次巻線から整流用ダイオード１４を通して流れる電流ｉ1は、二つのリアクトル１６、２６に分岐してそれぞれ流れる。二つのリアクトル１６、２６の特性が揃っていれば、各リアクトル１６、２６にそれぞれ電流ｉ1／２が流れる。そして、リアクトル１６、２６を通過したあとに両方の電流は合流し、平滑用コンデンサ４で平滑化されて出力端５から負荷に供給される。このとき、二つのリアクトル１６、２６にはいずれも励磁エネルギーが蓄積される。
【００１２】
スイッチング素子１２がターンオフし、他方のスイッチング素子２２がターンオンするまでの期間、つまり両方のスイッチング素子１２がいずれもオフ状態であるときには、図６（ｂ）に示すように、先に二つのリアクトル１６、２６にそれぞれ蓄積された励磁エネルギーによって、リアクトル１６、負荷、フライホイールダイオード１５を含む閉回路、及び、リアクトル２６、負荷、フライホイールダイオード２５を含む閉回路に電流が流れる。
【００１３】
第２フォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータ２においてスイッチング素子２２がオンしている期間の動作は、上述した第１フォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータ１においてスイッチング素子１２がオンしている期間の動作と基本的には同じである。このように、スイッチング素子１２又は２２のいずれかがオンしている期間にはトランス１１又は２１の２次巻線に発生した誘導電流が負荷に供給され、スイッチング素子１２、２２が共にオフしている期間にはリアクトル１６、２６に発生する起電力に由来する電流が負荷に供給される。したがって、平滑用コンデンサ４の手前で合流した電流ｉ3は図５（ｆ）に示すように、スイッチング素子１２、２２のオン・オフ動作に同期したものとなり、これが平滑化されてリップルが除去された電流ｉLが負荷に供給される。
【００１４】
このスイッチング電源装置では、第１フォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータ１におけるトランス１１及び整流用ダイオード１４を通して出力される電力と、第２フォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータ２におけるトランス２１及び整流用ダイオード２４を通して出力される電力とを合計した電力を、リアクトル１６、２６及び平滑用コンデンサ４を介して出力端５から負荷に供給することができる。つまり、簡単に言えば、シングルタイプのフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータの２倍の出力電力を負荷に供給することができる。また、このスイッチング電源装置では、最大出力電力の制約の下で、主ＳＷゲート信号Ｇ１、Ｇ２のパルス幅を変える（つまり各信号のデューティ比を変える）ことによって出力端５から負荷に出力する電圧を調整することができる。
【００１５】
特に産業用機器に使用されるスイッチング電源装置では、負荷の広範囲な変動に対応するために、最大定格電力内という制約の下で電圧出力及び電流出力をそれぞれ広範に変化させることが可能である特性が要求されることがある。例えば最大定格電力が２kWである場合に、最大出力電圧：４００Ｖでは最大出力電流：５Ａ、最大出力電圧：２００Ｖでは最大出力電流：１０Ａというように、最大出力電圧を抑える一方、最大出力電流を増やす、又は逆に、最大出力電流を抑える一方、最大出力電圧を上げる、という柔軟な装置仕様が要求されることがある。こうした場合、スイッチング電源装置としての仕様の上での最大出力電力は２kWであるものの、上述した従来のインターリーブ方式によるフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータを用いたスイッチング電源装置では、最大出力電圧と最大出力電流との積である４kW相当の電源容量の回路が必要となる。そのため、最大定格電力が同じ２kWで、最大出力電圧：４００Ｖ、最大出力電流：５Ａのみに対応可能であるスイッチング電源装置に比べると、各部品が高価であるために製品コストが増加するという問題がある。また、各部品が大きくなるために装置が大形になり重量も増すという問題もある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１６】
【特許文献１】特開２０１２−１６５４９２号公報（段落［０００２］−［００１１］、図７）
【非特許文献】
【００１７】
【非特許文献１】「フォワード型１石式ＤＣ／ＤＣコンバータの動作」、舞鶴工業高等専門学校平地研究室、［２０１５年４月１５日検索］、インターネット＜URL: http://hirachi.cocolog-nifty.com/kh/files/20061124-1.pdf＞
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１８】
本発明は上記課題を解決するためになされたものであり、その目的とするところは、トランス等の部品の小形化、低コスト化を図りながら、広範囲な負荷に対応可能であるスイッチング電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
上記課題を解決するためになされた本発明に係るスイッチング電源装置は、
a)トランスと、該トランスの１次巻線に直列に接続された主スイッチング部と、前記トランスの２次側回路に設けられたリアクトル及びフライホイールダイオードと、を含む第１のフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータと、
b)前記第１のフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータと同じ構成であり、その２次側回路の出力端が前記第１のフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータの２次側回路の出力端と並列に接続されてなる第２のフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータと、
c)前記第１のフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータにおける２次側回路中のリアクトルの入力側と、前記第２のフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータにおける２次側回路中のリアクトルの入力側と、の間に接続された補助スイッチング部と、
d)前記第１のフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータにおける主スイッチング部、前記第２のフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータにおける主スイッチング部、及び、前記補助スイッチング部のオン・オフ動作をそれぞれ制御する制御部と、
を備え、前記制御部は、前記補助スイッチング部をオフ状態に維持する一方、前記二つの主スイッチング部を交互にオン動作させる第１の動作モードと、前記二つの主スイッチング部を交互にオン動作させるとともに該主スイッチング部をそれぞれオン動作させている期間中の所定の期間、前記補助スイッチング部をオン動作させる第２の動作モードと、選択的に実行可能であることを特徴としている。
【００２０】
通常、フォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータの２次側回路の最終段（リアクトルの後段）には平滑用コンデンサが接続されているが、本発明に係るスイッチング電源装置では、第１のフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータと第２のフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータとで平滑用コンデンサは共用してもよいし、或いはそれぞれ独立に平滑用コンデンサが設けられていてもよい。後者の場合、独立に設けられた二つの平滑用コンデンサは並列に接続されることになるから、実質的には一つのコンデンサであるとみなすことができる。
【００２１】
また、一般にスイッチング電源装置は定電圧電源と定電流電源とに大別できるが、本発明に係るスイッチング電源装置はそのいずれにも対応可能である。定電圧電源とする場合には、本装置から負荷に出力される電圧が所望の電圧値になるように、制御部は各スイッチング部をオン・オフ動作させるパルス信号のパルス幅を調整すればよい。また、定電流電源とする場合には、本装置から負荷に供給される電流が所望の電流値になるように、制御部は各スイッチング部をオン・オフ動作させるパルス信号のパルス幅を調整すればよい。
【００２２】
本発明に係るスイッチング電源装置において、第１の動作モードでは補助スイッチング部はオフ状態に維持されるから、これは補助スイッチング部が設けられていないのと同じである。一方、第２の動作モードにおいて補助スイッチング部がオン状態であるときには両リアクトルの入力側は実質的に直結されるから、これは上述した従来のインターリーブ方式によるフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータを用いたスイッチング電源装置と同じ回路構成である。
【００２３】
第１の動作モードにおいては、第１のフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータにおける２次側回路中のリアクトルと、第２のフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータにおける２次側回路中のリアクトルとは並列接続とならず、二つのフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータは独立に動作する。つまり、これは、並列に接続されたシングルタイプのフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータが、インターリーブ方式によって交互に駆動される状態である。そのため、一方のフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいてスイッチング素子がオン状態であり、そのトランスの２次巻線で誘起された電流がリアクトル、平滑用コンデンサを介して出力されているときに、他方のフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータではそれ以前にリアクトルに蓄積された励磁エネルギーに由来する電流が出力される。その結果、二つのフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータからそれぞれ出力される電流が加算され、本装置から出力可能な最大の電流は個々のフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータの２倍になる。
【００２４】
ただし、第１のフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいてトランスを介して２次側回路へ供給される電力と、第２のフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいてトランスを介して２次側回路へ供給される電力との合計は、上述した従来のインターリーブ方式によるフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータと同じであり、本発明に係るスイッチング装置からの出力電圧の最大値（最大出力電圧）はシングルタイプのフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータによるスイッチング電源装置と同等である。即ち、本発明に係るスイッチング電源装置は、第１の動作モードで動作する際に、出力電圧の最大値はシングルタイプのフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータによるスイッチング電源装置と同等であるが、出力電流の最大値はシングルタイプのフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータによるスイッチング電源装置の２倍となり、出力電力も同様に２倍である。
【００２５】
これに対し、第２の動作モードでは、制御部の制御の下で、例えば第１のフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータにおける主スイッチング部がオン動作してトランスの２次巻線に誘導された電流が流れているときに、補助スイッチング部が所定期間、オン状態とされる。このオン状態である補助スイッチング部を介して、第１のフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータにおけるトランスの２次巻線から流れる電流は第２のフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータにおける２次側回路中のリアクトルにも分岐して流れる。そのため、補助スイッチング部がオン状態であるこの期間には、第２のフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいてリアクトルに蓄積されていた励磁エネルギーに由来する電流は流れず、逆に、該リアクトルに流れる電流によって励磁エネルギーが蓄積される。第２のフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータにおける主スイッチング部がオン動作してトランスの２次巻線に誘導された電流が流れているときに、補助スイッチング部が所定期間、オン状態とされる場合も同様である。
【００２６】
その結果、この第２の動作モードでは第１の動作モードに比べて、補助スイッチング部がオン状態になる期間に対応する分だけ、負荷に供給可能な電流は減少するものの、出力電圧を上げることができる。例えば、二つの主スイッチング部をそれぞれ最大のデューティ比（通常５０％）でオン・オフ動作させ、補助スイッチング部を連続的にオン状態にしたときには、第１の動作モードにおいて二つの主スイッチング部をそれぞれ最大のデューティ比でオン・オフ動作させたときに比べて、最大出力電流は１／２になる代わりに、最大出力電圧は２倍になる。即ち、最大定格電力が２kW一定である場合に、第１の動作モードでは最大出力電圧：２００Ｖ、最大出力電流：１０Ａの仕様を、また第２の動作モードでは最大出力電圧：４００Ｖ、最大出力電流：５Ａの仕様を実現することができる。
【発明の効果】
【００２７】
上述した従来のインターリーブ方式によるフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータを用いたスイッチング電源装置では、より広範囲な負荷に対応するために最大出力電流を増加させようとした場合、最大出力電力も増加させる必要があり、それに応じてトランス等の回路部品も大きくコストが高いものを使用する必要があった。それに対し、本発明に係るスイッチング電源装置によれば、最大定格電力が一定であれば、最大出力電圧と最大出力電流との組み合わせを変更した場合でも、各フォワード型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいてそれぞれ負担する電力は変わらない。そのため、トランス等の回路部品を大形化する必要がなく、装置の小形化、低コスト化を図りながら、広範囲な負荷に対応することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】本発明の一実施例であるスイッチング電源装置の回路構成図。
【図２】本実施例のスイッチング電源装置における動作を説明するための波形図。
【図３】本実施例のスイッチング電源装置における電流経路の説明図。
【図４】従来のインターリーブ方式によるフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータを用いたスイッチング電源装置の回路構成図。
【図５】図４に示した従来のスイッチング電源装置における動作を説明するための波形図。
【図６】図４に示した従来のスイッチング電源装置における電流経路の説明図。
【発明を実施するための形態】
【００２９】
本発明の一実施例であるスイッチング電源装置について、添付図面を参照して説明する。図１は本実施例のスイッチング電源装置の回路構成図、図２は本実施例のスイッチング電源装置における動作を説明するための波形図、図３は本実施例のスイッチング電源装置における電流経路の説明図である。
【００３０】
図１において、図４に示した従来のスイッチング電源装置と同じ構成要素には同じ符号を付している。本実施例のスイッチング電源装置では、第１フォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータ１におけるリアクトル１６の入力側と第２フォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータ２におけるリアクトル２６の入力側との間に、二つのＮチャネル型ＦＥＴ８１、８２をソース端子、ドレイン端子を逆にして直列に接続した補助スイッチング回路８を設けている。そして、この二つのＮチャネル型ＦＥＴ８１、８２のゲート端子には共通に、ＰＷＭ制御部７Ａから補助ＳＷゲート信号Ｇ３が入力されている。ＰＷＭ制御部７Ａは、出力電圧と基準電圧Ｖrefとの差に応じた誤差電圧を誤差増幅器６から受ける点では従来のスイッチング電源装置におけるＰＷＭ制御部７Ｂと同じであるが、スイッチング素子１２、２２をオン・オフ動作させる主ＳＷゲート信号Ｇ１、Ｇ２のほかに上記補助ＳＷゲート信号Ｇ３を生成する点がＰＷＭ制御部７Ｂとは異なる。
【００３１】
図１から明らかであるように、本実施例のスイッチング電源装置において補助スイッチング回路８がオン状態であるときの回路構成は、図４に示した従来のスイッチング電源装置と同じである。
一方、補助スイッチング回路８がオフ状態であるときには、二つのリアクトル１６、２６の入力側同士は接続されないので、二つのフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータ１、２の２次側回路は独立している（図１の回路では平滑用コンデンサ４は共用されているが、これはフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータ１、２毎に設けられた平滑用コンデンサの並列接続であるとみることができる）。
【００３２】
図２、図３を参照して、本実施例のスイッチング電源装置の動作を説明する。図２において（ｄ）〜（ｇ）は、低電圧・大電流動作モード（本発明における「第１の動作モード」に相当）における波形図の一例である。この低電圧・大電流動作モードでは、補助ＳＷゲート信号Ｇ３はローレベルに維持され、補助スイッチング回路８はオフ状態のままであって、補助スイッチング回路８に電流が流れることもない（図２（ｅ）、（ｆ）参照）。図２（ｇ）は、主ＳＷゲート信号Ｇ１、Ｇ２がいずれもデューティ比が最大（５０％）の場合の例であり、これは、誤差増幅器６からＰＷＭ制御部７Ａに入力される誤差電圧が図２（ｈ）のＬ2に示すレベルにあるときである。
【００３３】
例えば第１フォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータ１においてスイッチング素子１２がオンしている期間には、トランス１１の１次巻線に流れる電流によって２次巻線に誘導された電流ｉ1が整流用ダイオード１４、リアクトル１６、平滑用コンデンサ４を介して負荷に流れる。この動作には第２フォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータ２におけるリアクトル２６は全く関与しない。スイッチング素子１２がターンオフしてトランス１１の２次巻線に誘導される電流がなくなると、リアクトル１６に蓄積されていた励磁エネルギーによる逆起電力によって、出力端５から負荷に先と同方向に電流が供給される（図３（ａ）中の太一点鎖線参照）。
【００３４】
第２フォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータ２においてスイッチング素子２２がターンオンしてトランス２１の１次巻線に電流が流れると、今後はその２次巻線に誘導される電流ｉ2がリアクトル２６を経て出力端５から負荷に供給される（図３（ａ）中の太実線参照）。したがって、スイッチング素子２２がオフ状態である期間には、第１フォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータ１からの電流と第２フォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータ２からの電流とが加算されて出力端５から負荷に供給される。つまり、この場合には、一つのフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータから供給可能な電流の２倍の電流を負荷に供給することができる。このとき、二つのフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータ１、２の動作はその位相がちょうど１８０°ずれているから、電流を加算する際にリップルが相殺され、低リップルの大電流を負荷に供給することができる。一方、出力電圧は一つのフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧と同じである。
【００３５】
例えば、一つのフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータ１、２の最大定格電力が１kW、最大出力電圧が２００Ｖ、最大出力電流が５Ａであるとしたとき、この低電圧・大電流モードでは、最大定格電力が２kW、最大出力電圧が２００Ｖ、最大出力電流が１０Ａの動作が可能である。そして、ＰＷＭ制御部７Ａから出力する主ＳＷゲート信号Ｇ１、Ｇ２のパルス幅をデューティ比０〜５０％の範囲で調整することによって、０〜２００Ｖの範囲での定電圧出力を実現することができる。
【００３６】
出力電圧を２００Ｖ以上にする場合、動作モードは低電圧・大電流動作モードから高電圧・小電流動作モード（本発明における「第２の動作モード」に相当）に切り替わる。この高電圧・小電流動作モードでは、制御部７Ａは主ＳＷゲート信号Ｇ１、Ｇ２のデューティ比を共に最大（５０％）に設定する。そして、ＰＷＭ制御部７Ａでは、誤差増幅器６から出力される誤差電圧のレベルをキャリア三角波信号Ｔ２と比較し、キャリア三角波信号Ｔ２のスロープ開始点に同期して立ち上がり、そのスロープが誤差電圧を超える時点で立ち下がるパルス信号を補助ＳＷゲート信号Ｇ３として生成する。図２（ｃ）は、図２（ｈ）において誤差出力のレベルがＬ1であるときに生成される補助ＳＷゲート信号Ｇ３の波形である。
【００３７】
補助ＳＷゲート信号Ｇ３がローレベルである期間における各フォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータ１、２の動作は、上述した低電圧・大電流動作モードのときと同様である。一方、補助ＳＷゲート信号Ｇ３がハイレベルになる期間には補助スイッチング回路８がオン状態となって、二つのリアクトル１６、２６の入力側が実質的に直結される。そのため、例えば第１フォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータ１におけるスイッチング素子１２がオン状態であるときに補助スイッチング回路８がターンオンすると、リアクトル１６を通してのみならず、補助スイッチング回路８を通して電流が第２フォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータ２側のリアクトル２６にも流れる状態となり、トランス１１の２次巻線に誘導される電流は一時的に増加する（図２（ａ）、（ｂ）、図３（ｂ）参照）。一方、それ以前にリアクトル２６に蓄積されていた励磁エネルギーに由来する電流は流れなくなるため、その分、平滑用コンデンサ４を介して出力端５から負荷に供給され得る電流は減少する。つまり、最大出力電力は一定で、出力電圧が増加した分に見合うだけ出力電流は減少する。
【００３８】
そして、補助ＳＷゲート信号ＳＷのパルス幅を増加させていって最終的に常時補助スイッチング回路８がオンしている状態になると、図４に示した従来のインターリーブ方式によるフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータを用いたスイッチング電源装置と同等であるから、最大出力電流は低電圧・大電流動作モードの１／２になる一方、最大出力電圧は２倍になる。即ち、一つのフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータ１、２の最大定格電力が１kW、最大出力電圧が２００Ｖ、最大出力電流が５Ａであるとしたとき、この高電圧・小電流動作モードでは、最大定格電力が２kW、最大出力電圧が４００Ｖ、最大出力電流が５Ａの動作が可能である。そして、ＰＷＭ制御部７Ａから出力する補助ＳＷゲート信号Ｇ３のパルス幅をデューティ比０〜１００％の範囲で調整することによって、２００〜４００Ｖの範囲での定電圧出力を実現することができる。
【００３９】
本実施例のスイッチング電源装置では、低電圧大電流動作モード、高電圧・小電流動作モードのいずれでも、一つのフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータ１、２の負担する電力は同じであり、回路の電力容量を増やす必要はない。そのため、上記動作モードに対応するために、トランス１１、２１等の回路部品を大容量対応のものに変更する必要はなく、装置の小形化、低コスト化を図りながら、広範囲な負荷への対応が可能となる。
【００４０】
なお、上記実施例は本発明の一例にすぎず、本発明の趣旨の範囲で適宜変形、修正、追加を行っても本願特許請求の範囲に包含されることは当然である。
【符号の説明】
【００４１】
１、２…フォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータ
１１、２１…トランス
１２、２２…スイッチング素子
１３、２３…ダイオード
１４、２４…整流用ダイオード
１５、２５…フライホイールダイオード
１６、２６…リアクトル
３…直流電源
４…平滑用コンデンサ
５…出力端
６…誤差増幅器
７Ａ…ＰＷＭ制御部
８…補助スイッチング回路
８１、８２…Ｎチャネル型ＦＥＴ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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