(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
センタータップを有する第１コイル（Ｌ１１）と、その第１コイルと磁気的に結合する第２コイル（Ｌ１２）とを有するトランス（Ｔｒ１１）と、
前記第１コイルの両端のそれぞれに接続された第１スイッチング素子（Ｑ１１）及び第２スイッチング素子（Ｑ１２）と、
前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子が、直流電源（１００）の正極及び負極の一方に接続され、前記センタータップが前記直流電源の正極及び負極の他方に接続され、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子の接続点と前記直流電源との間、又は、前記センタータップと前記直流電源との間に設けられるチョークコイル（Ｌ１３）と、
前記第２コイルに接続される整流回路と、を備える電力変換装置の制御装置（３００）であって、
前記チョークコイルの電流値を検出する電流検出部（１０３）と、
前記直流電源から印加される電圧を入力電圧として検出する入力電圧検出部（１０２）と、を備え、
前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを共にＯＮとする第１制御と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との一方をＯＮとし、他方をＯＦＦとする第２制御と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを共にＯＦＦとする第３制御とを、順に繰り返す期間を含む制御を行い、
前記第１制御から前記第２制御への切り替えは、前記電流検出部が検出した前記電流値が指令値となることに基づいて行われるものであり、その指令値を、前記入力電圧検出部が検出した前記入力電圧に基づいて設定する、制御装置。
【請求項２】
前記指令値は、前記第２制御が行われる期間における電力の積算値が最大となる値に設定される、請求項１に記載の制御装置。
【請求項３】
前記入力電圧が大きくなるほど、前記指令値を大きな値に設定する、請求項１又は２に記載の制御装置。
【請求項４】
前記指令値を、前記入力電圧に基づいて連続的に変化させる、請求項３に記載の制御装置。
【請求項５】
前記指令値を、前記入力電圧に基づいて段階的に変化させる、請求項３に記載の制御装置。
【請求項６】
前記指令値を段階的に変化させるうえで、ヒステリシスを設ける、請求項５に記載の制御装置。
【請求項７】
前記電力変換装置が出力する電圧を出力側電圧として検出する出力電圧検出部（２０２）をさらに備え、
前記出力側電圧が所定値よりも小さい場合には、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との一方をＯＮとし、他方をＯＦＦとする制御と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを共にＯＦＦとする制御と、を交互に行い、
前記出力側電圧が所定値よりも大きい場合には、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを共にＯＮとする第１制御と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との一方をＯＮとし、他方をＯＦＦとする第２制御と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを共にＯＦＦとする第３制御とを、順に繰り返す期間を含む制御を行う、請求項１〜６のいずれか１項に記載の制御装置。
【請求項８】
前記電力変換装置が出力する電圧を出力側電圧として検出する出力電圧検出部（２０２）をさらに備え、
前記出力側電圧が所定値よりも小さい場合には、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを共にＯＮとする第１制御と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との一方をＯＮとし、他方をＯＦＦとする第２制御と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを共にＯＦＦとする第３制御とを、順に繰り返す期間を含む制御を行い、
前記出力側電圧が所定値よりも大きい場合には、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを共にＯＮとする制御と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との一方をＯＮとし、他方をＯＦＦとする制御とを交互に行う、請求項１〜６のいずれか１項に記載の制御装置。
【請求項９】
前記電力変換装置が出力する電圧を出力側電圧として検出する出力電圧検出部（２０２）をさらに備え、
前記出力側電圧が第１所定値よりも小さい場合には、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との一方をＯＮとし、他方をＯＦＦとする制御と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを共にＯＦＦとする制御と、を交互に行い、
前記出力側電圧が前記第１所定値以上であり、且つ、前記第１所定値よりも大きい値である第２所定値よりも小さい場合には、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを共にＯＮとする第１制御と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との一方をＯＮとし、他方をＯＦＦとする第２制御と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを共にＯＦＦとする第３制御とを、順に繰り返す期間を含む制御を行い、
前記出力側電圧が第２所定値よりも大きい場合には、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを共にＯＮとする制御と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との一方をＯＮとし、他方をＯＦＦとする制御とを交互に行う、請求項１〜６のいずれか１項に記載の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置の制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
入力側に接続された直流電源から供給される電力をトランスを介して出力するものとして、特許文献１記載の電源制御装置がある。特許文献１記載の電源制御装置は、主蓄電装置と、主蓄電装置の電力ラインの間に接続される容量負荷と、主蓄電装置の電力ラインの間に、双方向コンバータを介して容量負荷と並列接続された補機用蓄電装置とを備えている。主蓄電装置と補機用蓄電装置との間での電力の授受は、双方向コンバータを用いて行われる。また、補機用蓄電装置の電力を双方向コンバータを用いて容量負荷へ供給することにより、容量負荷の電圧が主蓄電装置の電圧と等しくなるまで充電が行われる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００７−２９５６９９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
特許文献１記載の電源制御装置における双方向コンバータが、補機用蓄電池側にチョークコイルを備える電流入力型プッシュプル方式ＤＣＤＣコンバータであった場合には、容量負荷への充電は、チョークコイルの電流の増加と減少を繰り返すことにより行われる。また、特許文献１記載の電源制御装置では、システムの低コスト化や小型化の観点から、突入電流を防止するための制限抵抗等が設けられていない。
【０００５】
ここで、チョークコイルの電流が減少するための条件は、補機用蓄電池の電圧が、容量負荷の電圧を、双方向コンバータを構成するコイルの巻数比で除算した値より小さいことである。したがって、充電の開始時等、容量負荷の電圧が小さい場合には、チョークコイルの電流は増加し続けることとなる。その結果として、ＤＣＤＣコンバータの劣化や破損につながるおそれがある。また、ＤＣＤＣコンバータの劣化や破損を抑制すべく制御を行えば、電力の供給速度の低下が生ずるおそれもある。
【０００６】
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その主たる目的は、回路中の過剰な電流を抑制しつつ、電力の供給速度を向上させることが可能な電力変換装置の制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明は、センタータップを有する第１コイルと、その第１コイルと磁気的に結合する第２コイルとを有するトランスと、第１コイルの両端のそれぞれに接続された第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子と、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子が、直流電源の正極及び負極の一方に接続され、センタータップが直流電源の正極及び負極の他方に接続され、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子の接続点と直流電源との間、又は、センタータップと直流電源との間に設けられるチョークコイルと、第２コイルに接続される整流回路と、を備える電力変換装置の制御装置であって、チョークコイルの電流値を検出する電流検出部と、直流電源から印加される電圧を入力電圧として検出する入力電圧検出部と、を備え、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とを共にＯＮとする第１制御と、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子との一方をＯＮとし、他方をＯＦＦとする第２制御と、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とを共にＯＦＦとする第３制御とを、順に繰り返す期間を含む制御を行い、第１制御から第２制御への切り替えは、電流検出部が検出した電流値が指令値となることに基づいて行われるものであり、その指令値を、入力電圧検出部が検出した入力電圧に基づいて設定する。
【０００８】
上記構成では、第１制御でチョークコイルに流れる電流を大きくすることができ、出力側への電力の供給速度を向上させることができる。また、第３制御でチョークコイルの電流を減少させることができる。よって、チョークコイルに流れる電流が増加し続けることを防ぐことができ、ひいては、電力変換装置の劣化及び故障を抑制することができる。
【０００９】
さらに、第２制御における入力側から出力側への電力の供給量は、第１制御から第２制御へと切り替える際に用いられる指令値と、入力電圧との関係に基づいて定まる。上記構成では、その指令値を入力電圧の値に基づいて設定するため、第２制御における電力の供給量を適切なものとすることができ、第２モードにおける電力の供給速度を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】第１実施形態に係る電力変換装置の回路図である。
【図２】第１モードの制御を示すタイムチャートである。
【図３】第２モードの制御を示すタイムチャートである。
【図４】第３モードの制御を示すタイムチャートである。
【図５】第１実施形態の処理を示す制御ブロック図である。
【図６】第１実施形態の処理を示すフローチャートである。
【図７】第３実施形態における第２モードの制御を示すタイムチャートである。
【図８】第４実施形態における第２モードの制御を示すタイムチャートである。
【図９】第２指令値を求める際に用いられる、入力電圧と第２指令値との関係を示す図である。
【図１０】第２指令値を求める際に用いられる、入力電圧と第２指令値との関係を示す別の例である。
【図１１】電力変換装置の別の回路を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、各実施形態を図面に基づいて説明する。なお、以下の各実施形態相互において、互いに同一もしくは均等である部分には、図中、同一符号を付しており、同一符号の部分についてはその説明を援用する。
【００１２】
＜第１実施形態＞
本実施形態に係る電力変換装置は、公称電圧が１２Ｖである鉛バッテリ等の補機バッテリと、公称電圧が数百Ｖであるリチウムイオンバッテリ等の主バッテリとを備えるハイブリッドカーに搭載される。
【００１３】
図１は、本実施形態に係る電力変換装置の回路図である。本実施形態に係る電力変換装置は、低圧側回路に設けられる直流電源である補機バッテリ１００の電力を、電力変換回路１０を介して高圧側回路に設けられるコンデンサ２０１へと供給し、コンデンサ２０１のプリチャージを行うものである。
【００１４】
電力変換回路１０は、トランスＴｒ１１と、ＭＯＳＦＥＴである第１〜第６スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１６を備えている。トランスＴｒ１１は、互いに磁気的に結合した第１コイルＬ１１と第２コイルＬ１２とにより構成され、第１コイルＬ１１は、センタータップを有している。第２コイルＬ１２の巻数は、第１コイルＬ１１の巻数のＮ／２倍である。すなわち、第２コイルＬ１２の巻数が、第１コイルＬ１１のいずれか一方の端からセンタータップまでの巻数のＮ倍となっている。
【００１５】
第１コイルＬ１１の両端は、それぞれ、第１スイッチング素子Ｑ１１のドレイン、第２スイッチング素子Ｑ１２のドレインに接続されている。一方、第１スイッチング素子Ｑ１１のソースと第２スイッチング素子Ｑ１２のソースとが接続されている。
【００１６】
補機バッテリ１００は、チョークコイルＬ１３を介して電力変換回路１０と接続されている。具体的には、チョークコイルＬ１３の一端が補機バッテリ１００の正極に接続され、チョークコイルＬ１３の他端が、第１コイルＬ１１のセンタータップに接続されている。一方、第１スイッチング素子Ｑ１１のソースと第２スイッチング素子Ｑ１２のソースとの接続点は、補機バッテリ１００の負極に接続されている。また、補機バッテリ１００には、コンデンサ１０１が並列接続されている。
【００１７】
第２コイルＬ１２の端部の一方は、第３スイッチング素子Ｑ１３のソース及び第４スイッチング素子Ｑ１４のドレインに接続されている。第２コイルＬ１２の端部の他方は、第５スイッチング素子Ｑ１５のソース及び第６スイッチング素子Ｑ１６のドレインに接続されている。第３スイッチング素子Ｑ１３のドレイン及び第５スイッチング素子Ｑ１５のドレインは、主バッテリ２００の正極側に接続されており、第４スイッチング素子Ｑ１４のソース及び第６スイッチング素子Ｑ１６のソースは、主バッテリ２００の負極側に接続されている。この主バッテリ２００には、コンデンサ２０１が並列接続されている。
【００１８】
電力変換装置は、補機バッテリ１００の電圧である入力電圧ＶＬを検出する入力電圧検出部１０２、チョークコイルＬ１３を流れる電流（入力側の回路を流れる電流）であるリアクトル電流ＩＬを検出するリアクトル電流検出部１０３、及び、高圧側の電圧である出力側電圧ＶＨを検出する出力側電圧検出部２０２を備えている。検出された入力電圧ＶＬ、出力側電圧ＶＨ、及びリアクトル電流ＩＬは、制御部３００へ入力される。
【００１９】
制御部３００は、入力された入力電圧ＶＬ、出力側電圧ＶＨ、及びリアクトル電流ＩＬに基づいて演算を行い、第１スイッチング素子Ｑ１１、第２スイッチング素子Ｑ１２へ制御信号を送信する。このとき、出力側において、コンデンサ２０１への充電の進行具合に応じて、第１〜第３モードのいずれかを選択して制御を行う。
【００２０】
第１モードの制御について、図２のタイムチャートを用いて説明する。第１モードでは、第１スイッチング素子Ｑ１１をＯＮとし、第２スイッチング素子Ｑ１２をＯＦＦとする制御Ａと、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２をいずれもＯＦＦとする制御Ｂとを交互に行う。換言すれば、第２スイッチング素子Ｑ１２を常にＯＦＦとしておき、第１スイッチング素子Ｑ１１のＯＮとＯＦＦとを交互に行う。
【００２１】
制御Ａでは、リアクトル電流ＩＬの単位時間あたりの変化量は、入力電圧ＶＬから、出力側電圧ＶＨを巻数比で除算した値を減算したものとなる。また、第２コイルＬ１２側に流れる電流である出力側電流ＩＣの単位時間あたりの変化量は、リアクトル電流ＩＬの単位時間あたりの変化量をＮで除算した値となる。リアクトル電流ＩＬは、単調増加するため、リアクトル電流ＩＬの値が予め定められた値である第１指令値Ｉｒｅｆ１となることを条件に、制御Ａから制御Ｂへと移行する。励磁電流ＩＭの時間変化量は、励磁電圧ＶＴを励磁インダクタンスで除算したものであるため、直線的に単調増加する。なお、励磁電流ＩＭについて、正極側出力端子２００ａから負極側出力端子２００ｂへと流れる向きを正としている。続く制御Ｂでは、第１コイルＬ１１側では、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２が共にＯＦＦであるため、補機バッテリ１００からの電流の供給は行われず、リアクトル電流ＩＬはゼロとなる。このとき、励磁電流ＩＭは単調減少することとなる。
【００２２】
続いて、第２モードの制御について、図３のタイムチャートを用いて説明する。第２モードでは、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２を共にＯＮとする制御Ｃ、第１スイッチング素子Ｑ１１をＯＮとし、第２スイッチング素子Ｑ１２をＯＦＦとする制御Ａ、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２を共にＯＦＦとする制御Ｂを順に行う。なお、第２モードでは、制御Ｃ、制御Ａ、制御Ｂの順に制御が行われるため、制御Ｃを第１制御と呼び、制御Ｂを第２制御と呼び、制御Ｃを第３制御と呼ぶこともできる。
【００２３】
制御Ｃでは、リアクトル電流ＩＬは、入力電圧ＶＬの値に基づいて、直線的に単調増加する。このとき、第１コイルＬ１１には通電がなされないため出力側電流ＩＣはゼロである。制御Ｃではリアクトル電流ＩＬが単調増加するため、リアクトル電流ＩＬが第２指令値Ｉｒｅｆ２となることを条件に、制御Ｃから制御Ａへと移行する。
【００２４】
続く制御Ａでは、トランスＴｒ１１を介した電力の供給が行われる。すなわち、第２コイルＬ１２側に流れる電流である出力側電流ＩＣの単位時間あたりの変化量が、リアクトル電流ＩＬの単位時間あたりの変化量をＮで除算した値となる。制御Ａから制御Ｂへの切り替えは、制御Ｃの開始から所定時間が経過することを条件としてもよいし、制御Ａの開始から所定時間が経過することを条件としてもよい。制御Ｂでは、第１コイルＬ１１側では、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２が共にＯＦＦであるため、補機バッテリ１００からの電流の供給は行われず、リアクトル電流ＩＬはゼロとなる。このとき、励磁電流ＩＭは単調減少することとなる。
【００２５】
続いて、第３モードの制御について、図４を用いて説明する。第３モードでは、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２を共にＯＮとする制御Ｃと、第１スイッチング素子Ｑ１１をＯＮとし、第２スイッチング素子Ｑ１２をＯＦＦとする制御Ａとを交互に繰り返す。
【００２６】
制御Ｃでは、リアクトル電流ＩＬは、入力電圧ＶＬの値に基づいて、直線的に単調増加する。このとき、第１コイルＬ１には通電がなされないため出力側電流ＩＣはゼロである。制御Ｃではリアクトル電流ＩＬが単調増加するため、リアクトル電流ＩＬが第３指令値Ｉｒｅｆ３となることを条件に、制御Ｃから制御Ａへと移行する。続く制御Ａでは、トランスＴｒ１１を介した電力の供給が行われる。すなわち、第２コイルＬ１２側に流れる電流である出力側電流ＩＣの単位時間あたりの変化量が、リアクトル電流ＩＬの単位時間あたりの変化量をＮで除算した値となる。
【００２７】
これら第１モード、第２モード、第３モードは、出力側電圧ＶＨの値によって切り替えられる。コンデンサ２０１の充電開始時には第１モードで制御が行われ、充電が進行して出力側電圧ＶＨが第１所定値Ｖ１よりも大きくなれば、第２モードで制御が行われる。そして、さらに充電が進行して出力側電圧ＶＨが第２所定値Ｖ２よりも大きくなれば、第３モードで制御が行われる。
【００２８】
上述したように、第１モードの制御で入力側から出力側へと電力の供給が可能であるのは、入力電圧ＶＬに巻数比Ｎを乗算した値が、出力側電圧ＶＨよりも大きい場合である。そのため、入力電圧ＶＬが一定であるとしたうえで、第１所定値Ｖ１は、少なくとも、定数である入力電圧ＶＬに巻数比Ｎを乗算した値よりも小さく設定されることとなる。また、第３モードにおける制御Ａでリアクトル電流ＩＬが減少する条件は、入力電圧ＶＬに巻数比Ｎを乗算した値が、出力側電圧ＶＨよりも小さい場合である。そのため、入力電圧ＶＬが一定であるとしたうえで、第２所定値Ｖ２は、少なくとも、定数である入力電圧ＶＬに巻数比Ｎを乗算した値よりも大きく設定されることとなる。
【００２９】
ところで、上述した通り、第２モードでは、制御Ｃにおいて、リアクトル電流ＩＬが第２指令値Ｉｒｅｆ２となるように制御が行われる。そして、制御Ａでの出力側電流ＩＣは、第２指令値Ｉｒｅｆ２に基づくものとなる。そこで、本実施形態では、制御Ａでの電力供給量が最大となるように、第２指令値Ｉｒｅｆ２を最適化する。
【００３０】
第２スイッチング素子Ｑ１２のＤｕｔｙ値であるＤを用いれば、第２指令値Ｉｒｅｆ２は次式（１）で表される。なお、式（１）におけるＬは、チョークコイルＬ１３の自己インダクタンスである。
【００３１】
【数１】
0006424766.tif 000002
続く制御Ａにおける、出力側の回路に流れる出力側電流ＩＣは、リアクトル電流ＩＬを巻数比Ｎで除算した値と等しくなるため、次式（２）が成立する。
【００３２】
【数２】
0006424766.tif 000003
このとき、出力側電流ＩＣが式（２）の値となるのは制御Ｂの間であり、制御Ｃが行われる期間、及び制御Ｂが行われる期間では、出力側電流ＩＣはゼロとなる。そのため、出力側電流ＩＣの平均値ＩＣ＿ａｖｅは、第１スイッチング素子Ｑ１１のＤｕｔｙ値（制御Ｃが行われる期間の長さと制御Ａが行われる期間の長さの合計値）であるＤ’を用いて、次式（３）により求めることができる。なお、制御Ａが行われる期間において、リアクトル電流ＩＬが一定であるものと仮定している。
【００３３】
【数３】
0006424766.tif 000004
式（３）におけるＤに対して、式（１）を代入すると、次式（４）が得られる。
【００３４】
【数４】
0006424766.tif 000005
式（４）について、出力側電流ＩＣの平均値ＩＣ＿ａｖｅを最大とする第２指令値Ｉｒｅｆ２を最大指令値Ｉｒｅｆ＿ｍａｘとすれば、次式（５）が得られる。
【００３５】
【数５】
0006424766.tif 000006
上式（５）において、Ｄ’、制御周期Ｔｓ、及びリアクタンスＬは、上述した通り、一定の値となる。すなわち、そのため、入力電圧検出部１０２が検出した入力電圧ＶＬの値に応じて第２指令値Ｉｒｅｆ２を設定することにより、出力側電流ＩＣの平均値ＩＣ＿ａｖｅを最大化することができる。
【００３６】
なお、式（１）と式（５）から、第２指令値Ｉｒｅｆ２を最大指令値Ｉｒｅｆ＿ｍａｘとする際の制御Ｃが行われる期間を示すＤは、Ｄ’の半分の値であるということも確認できる。
【００３７】
続いて、制御部３００が実行する処理を、図５の制御ブロック図により説明する。定電流制御部２０では、第１モードにおけるリアクトル電流ＩＬの指令値である第１指令値Ｉｒｅｆ１と、第３モードにおけるリアクトル電流ＩＬの指令値である第３指令値Ｉｒｅｆ３とを、メモリから読み出して制御に用いる。
【００３８】
加えて、入力電圧ＶＬを取得し、第２指令値取得部２１へ入力する。第２指令値取得部２１では、入力された入力電圧ＶＬの値に基づいて第２指令値Ｉｒｅｆ２を求める。このとき、式（５）で示したように、第２指令値Ｉｒｅｆ２は入力電圧ＶＬに比例する。そのため、入力電圧ＶＬと第２指令値Ｉｒｅｆ２との関係をマップとしてメモリに記憶させておき、そのメモリから第２指令値Ｉｒｅｆ２を読み出して用いるものとすればよい。
【００３９】
メモリから読み出された第１指令値Ｉｒｅｆ１、及び、第２指令値取得部２１により取得された第２指令値Ｉｒｅｆ２は、そのまま、定電流制御部２０から出力される。
【００４０】
第３指令値Ｉｒｅｆ３は、フィードバック制御部２２に入力される。フィードバック制御部２２は、加えて、リアクトル電流ＩＬの実電流である平均値ＩＬ＿ａｖｅを取得する。この平均値ＩＬ＿ａｖｅは、電流検出部により検出されたリアクトル電流ＩＬを所定期間蓄積し、その値を平均化したものである。第３指令値Ｉｒｅｆ３と平均値ＩＬ＿ａｖｅは加算部２３に入力され、加算部２３は、第３指令値Ｉｒｅｆ３と平均値ＩＬ＿ａｖｅの差分をとる。この差分はＰＩ制御器２４に入力され、リミッタ２５へ入力される。このリミッタ２５では、ＰＩ制御器２４の出力値が上限値よりも大きければ、その出力値を上限値に制限する。リミッタ２５からの出力値は、加算器２６において第３指令値Ｉｒｅｆ３に加算され、フィードバック制御部２２から出力される。
【００４１】
一方、電流補正部２８には、入力電圧ＶＬ及び出力側電圧ＶＨが入力され、第３指令値Ｉｒｅｆ３の補正量を出力する。この補正量は、第３モードにおけるリアクトル電流ＩＬの平均値ＩＬ＿ａｖｅからのリプル量に基づいて算出されるものである。補正量は、加算器２７で第３指令値Ｉｒｅｆ３とフィードバック制御部２２の出力値との和に加算されることにより、補正指令値Ｉｒｅｆ３＊が得られる。
【００４２】
定電流制御部２０から出力された第１指令値Ｉｒｅｆ１、第２指令値Ｉｒｅｆ２、及び補正指令値Ｉｒｅｆ３＊は、モード選択部３０に入力される。モード選択部３０には、さらに、出力側電圧ＶＨも入力され、その出力側電圧ＶＨと、第１所定値Ｖ１及び第２所定値Ｖ２とを比較する。そして、第１指令値Ｉｒｅｆ１、第２指令値Ｉｒｅｆ２及び補正指令値Ｉｒｅｆ３＊のいずれを出力するかを決定して出力する。
【００４３】
モード選択部３０から出力された第１指令値Ｉｒｅｆ１、第２指令値Ｉｒｅｆ２及び補正指令値Ｉｒｅｆ３＊のいずれかは、ピーク電流制御部４０に入力され、ＤＡ変換器４１においてアナログ値に変換され、コンパレータ４２のマイナス端子に入力される。
【００４４】
一方、ピーク電流制御部４０のスロープ補償部４３は、レジスタの値により得られるスロープ電流Ｉｓの値を信号として生成し、ＤＡ変換器４４に入力する。このスロープ電流Ｉｓは、上述した通り、各制御周期において０Ａから直線的に単調増加する鋸歯状波の信号である。そして、ＤＡ変換器４４によりアナログ波形とされたスロープ電流Ｉｓとリアクトル電流ＩＬとを、加算部４５において加算して、コンパレータ４２のプラス端子に入力する。なお、スロープ補償部４３は、直接アナログ波形を生成し、ＤＡ変換器４４を介さずコンパレータ４２に入力するものとしてもよい。
【００４５】
このスロープ補償部４３は、第１モード及び第２モードでは、スロープ電流Ｉｓの値をゼロとし、第３モードでは、上述した鋸歯状波のスロープ電流Ｉｓを出力するものとしている。これは、第１モードでは、第１スイッチング素子Ｑ１１と第２スイッチング素子Ｑ１２とを共にＯＦＦとする期間を有しており、その期間ではリアクトル電流ＩＬがゼロとなり、その結果として低調波発振現象が発生しないためである。
【００４６】
コンパレータ４２は、マイナス端子に入力された、第１指令値Ｉｒｅｆ１、第２指令値Ｉｒｅｆ２及び補正指令値Ｉｒｅｆ３＊のいずれかと、プラス端子に入力された、リアクトル電流ＩＬにスロープ電流Ｉｓが加算された値との比較を行う。そして、プラス端子の入力値がマイナス端子の入力値よりも小さい期間において、ハイ状態の信号をＲＳフリップフロップ４７のＳ端子に入力し、プラス端子の入力値がマイナス端子の入力値よりも大きい期間において、ロー状態の信号をＲＳフリップフロップ４７のＳ端子に入力する。また、ＲＳフリップフロップ４７のＲ端子には、クロック４６からクロック信号が入力される。
【００４７】
第１モードにおいて、入力された信号がロー状態の信号となれば、リアクトル電流ＩＬが第１指令値Ｉｒｅｆ１を超えたことを意味する。そのため、ＲＳフリップフロップ４７は、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２を共にＯＦＦとする信号を送信することにより、制御Ａから制御Ｂへと切り替える。そして、１制御周期が経過すれば、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２の一方をＯＮとし他方をＯＦＦとする信号を送信することにより、制御Ｂから制御Ａへと切り替える。
【００４８】
第２モードにおいて、入力された信号がロー状態の信号となれば、リアクトル電流ＩＬが第２指令値Ｉｒｅｆ２を超えたことを意味する。そのため、ＲＳフリップフロップ４７は、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２の一方をＯＮとし他方をＯＦＦとする信号を送信することにより、制御Ｃから制御Ａへと切り替える。続いて、制御Ｃの開始から１制御周期未満の所定時間が経過すれば、ＲＳフリップフロップ４７は、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２を共にＯＦＦとする信号を送信することにより、制御Ａから制御Ｂへと切り替える。そして、１制御周期が経過すれば、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２を共にＯＮとする信号を送信することにより、制御Ｂから制御Ｃへと切り替える。
【００４９】
第３モードにおいて、入力された信号がロー状態の信号となれば、リアクトル電流ＩＬにスロープ電流Ｉｓを加算した値が補正指令値Ｉｒｅｆ３＊を超えたことを意味する。そのため、ＲＳフリップフロップ４７は、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２の一方をＯＮとし、他方をＯＦＦとする信号を送信することにより、制御Ｃから制御Ａへと切り替える。そして、１制御周期が経過すれば、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２を共にＯＮとする信号を送信することにより、制御Ａから制御Ｃへと切り替える。
【００５０】
ＲＳフリップフロップ４７の出力は、Ｄｕｔｙ制限部４８へ入力される。このＤｕｔｙ制限部４８では、各制御の期間の長さが上限値を超えていればその上限値に設定され、下限値を下回っていれば、下限値に設定される。そして、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２へ制御信号が送信される。
【００５１】
続いて、制御部３００が実行する一連の処理について、図６のフローチャートを用いて説明する。図８のフローチャートに係る制御は、所定の制御周期で実行される。
【００５２】
まず、起動要求を取得したか否かを判定する（Ｓ１０１）。この起動要求の指令信号は、例えば、上位の制御装置であるＥＣＵ等から送信される。起動要求を取得していない場合（Ｓ１０１：ＮＯ）、一連の制御を行わず、待機状態を継続する。
【００５３】
起動要求を取得すれば（Ｓ１０１：ＹＥＳ）、出力側電圧ＶＨを取得し（Ｓ１０２）、その出力側電圧ＶＨが第１所定値Ｖ１以下であるか否かを判定する（Ｓ１０３）。出力側電圧ＶＨが第１所定値Ｖ１以下であれば（Ｓ１０３：ＹＥＳ）、第１モードでの制御を行う（Ｓ１０４）。出力側電圧ＶＨが第１所定値Ｖ１以下でなければ（Ｓ１０３：ＮＯ）、続いて、出力側電圧ＶＨが第２所定値Ｖ２以下であるか否かを判定する（Ｓ１０５）。出力側電圧ＶＨが第２所定値Ｖ２以下であれば（Ｓ１０５：ＹＥＳ）、第２モードで制御を行う（Ｓ１０６）。一方、出力側電圧ＶＨが第２所定値Ｖ２以下でなければ（Ｓ１０５：ＮＯ）、第３モードで制御を行う（Ｓ１０７）。
【００５４】
第１モード、第２モード、第３モードのいずれかの制御が所定時間行われた後、制御の終了判定を行う（Ｓ１０８）。Ｓ１０８の処理では、例えば、再度出力側電圧ＶＨを取得し、その出力側電圧ＶＨが所定の上限値以上となったか否かを判定すればよい。なお、出力側電圧ＶＨが所定の上限値以上となったか否かの判定は、Ｓ１０５で否定的な判定がなされた後に行うものとしてもよい。制御を終了すると判定した場合（Ｓ１０８：ＹＥＳ）、一連の処理を終了して起動要求がなされるまで待機する。制御を終了すると判定しない場合（Ｓ１０８：ＮＯ）、終了要求を取得したか否かを判定する（Ｓ１０９）。この終了要求の指令信号は、ＥＣＵ等の上位の制御装置から送信される。終了要求を取得すれば（Ｓ１０９：ＹＥＳ）、一連の処理を終了して起動要求がなされるまで待機する。終了要求を取得しなければ（Ｓ１０９：ＮＯ）、Ｓ１０２以降の処理を再度実行する。
【００５５】
上記構成により、本実施形態に係る電力変換装置は、以下の効果を奏する。
【００５６】
・第２モードの制御において第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２を共にＯＮとする制御Ｃ、第１スイッチング素子Ｑ１１をＯＮとし、第２スイッチング素子Ｑ１２をＯＦＦとする制御Ａ、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２を共にＯＦＦとする制御Ｂを順に行うものとしている。そのため、制御ＣでチョークコイルＬ１３に流れる電流を大きくすることができ、出力側への電力の供給速度を向上させることができる。また、制御ＢでチョークコイルＬ１３の電流を減少させることができる。よって、チョークコイルＬ１３に流れる電流が増加し続けることを防ぐことができ、ひいては、電力変換装置の劣化及び故障を抑制することができる。
【００５７】
・第２モードにおいて、制御Ｂが行われる期間における出力側電流ＩＣの積算値が最大となるように、入力電圧ＶＬに基づいて第２指令値Ｉｒｅｆ２を設定している。これにより、第２モードにおける電力の供給速度を向上させることができる。
【００５８】
・コンデンサ２０１への充電（プリチャージ）の開始時等、出力側電圧ＶＨが小さい場合では、第１モードの制御により、第１スイッチング素子Ｑ１１をＯＮとし、第２スイッチング素子Ｑ１２をＯＦＦとする制御Ａと、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２を共にＯＦＦとする制御Ｂとを交互に行うものとしている。そのため、制御Ａにおいて増加したチョークコイルＬ１３の電流を、制御Ｂで減少させることができる。よって、チョークコイルＬ１３に流れる電流が増加し続けることを防ぐことができ、ひいては、電力変換装置の劣化及び故障を抑制することができる。
【００５９】
・コンデンサ２０１へのプリチャージがさらに進行した場合等、出力側電圧ＶＨが第２所定値Ｖ２より大きくなった場合には、第３モードへと移行し、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２を共にＯＮとする制御Ｃと、第１スイッチング素子Ｑ１１及び第２スイッチング素子Ｑ１２の一方をＯＮとし、他方をＯＦＦとする制御Ａ、とを交互に行うものとしている。したがって、制御ＣによりチョークコイルＬ１３に流れる電流を増加させることができ、続く制御ＡによりチョークコイルＬ１３に流れる電流を減少させることができ、充電が進行したコンデンサ２０１へのさらなる充電を迅速に行うことができる。
【００６０】
＜第２実施形態＞
第１実施形態では、制御Ａが行われる期間において、リアクトル電流ＩＬの値が一定であるとして説明した。ところが制御Ｂが行われる期間において、入力電圧ＶＬと出力側電圧ＶＨの関係に応じて、リアクトル電流ＩＬは増減する。そのため、上式（２）にこの増減量を加算して、次式（６）が得られる。
【００６１】
【数６】
0006424766.tif 000007
式（６）におけるＤに対して、式（１）を代入すると、次式（７）が得られる。
【００６２】
【数７】
0006424766.tif 000008
式（７）について、出力側電流ＩＣの平均値ＩＣ＿ａｖｅを最大とする第２指令値Ｉｒｅｆ２を最大指令値Ｉｒｅｆ＿ｍａｘとすれば、次式（８）が得られる。
【００６３】
【数８】
0006424766.tif 000009
上式（８）において、Ｄ’、制御周期Ｔｓ、及びリアクタンスＬは、上述した通り、一定の値となる。すなわち、そのため、入力電圧検出部１０２により検出した入力電圧ＶＬの値及び、出力側電圧ＶＨの値に応じて第２指令値Ｉｒｅｆ２を設定することにより、出力側電流ＩＣの平均値ＩＣ＿ａｖｅを最大化することができる。
【００６４】
なお、第１実施形態において示した制御ブロック図における、第２指令値取得部２１では、上式（８）に基づいて第２指令値Ｉｒｅｆ２を取得することとなるため、入力電圧ＶＬに加えて、出力側電圧ＶＨも入力されることとなる。
【００６５】
上記構成により、本実施形態に係る電力変換装置は、第１実施形態に準ずる効果を奏する。
【００６６】
＜第３実施形態＞
本実施形態では、第２モードにおいて、図７に示すように、制御Ａが行われる期間の長さと制御Ｂが行われる期間の長さが等しくなるように、第２指令値Ｉｒｅｆ２を設定する。すなわち、次式（９）が成立するように第２指令値Ｉｒｅｆ２を設定する。
【００６７】
【数９】
0006424766.tif 000010
上述した通り、制御Ａにおける電力の供給量が最大となるのは、Ｄ’がＤの２倍である場合である。そのため、図７に示すように、Ｄが１／３となるようにＩｒｅｆ２を設定する。このとき、第２指令値Ｉｒｅｆ２は、次式（１０）と設定される。
【００６８】
【数１０】
0006424766.tif 000011
この構成により、制御Ａが行われる期間の長さと制御Ｂが行われる期間の長さが等しくなり、励磁電流ＩＭを制御Ｂの終了時点でゼロとすることができる。
【００６９】
＜第４実施形態＞
本実施形態では、第２モードにおいて、図８に示すように、制御Ａを行う期間と制御Ｃを行う期間との合計を示すＤ’が、ほぼ１となるように制御を行うものとしている。すなわち、第１実施形態における式（５）において、Ｄ’の値として１を代入することで、次式（１１）が得られる。
【００７０】
【数１１】
0006424766.tif 000012
なお、本実施形態では、第１スイッチング素子Ｑ１１をＯＮとし第２スイッチング素子Ｑ１２をＯＦＦとする制御Ａと、第１スイッチング素子Ｑ１１をＯＦＦとし第２スイッチング素子Ｑ１２をＯＮとする制御Ａとを交互に行うものとしている。こうすることで、励磁電流ＩＭの増減が反転し、励磁電流ＩＭの過剰な増加を抑制することができる。
【００７１】
＜第５実施形態＞
本実施形態では、入力電圧ＶＬに基づいて第２指令値Ｉｒｅｆ２を得る際の処理をより具体化している本実施形態における入力電圧ＶＬと第２指令値Ｉｒｅｆ２との関係について、図９を用いて説明する。
【００７２】
図９（ａ）は、第２指令値Ｉｒｅｆ２を入力電圧ＶＬに比例させて連続的に変化させる例を示している。この場合には、制御Ａでの電力の供給量を精度よく最大することができる。
【００７３】
図９（ｂ）は、第２指令値Ｉｒｅｆ２を入力電圧ＶＬに比例させて段階的に変化させる例を示している。この場合には、入力電圧ＶＬの値に応じた第２指令値Ｉｒｅｆ２の値を読み出せばよく、入力電圧ＶＬの値に基づくマップ処理、又は算出処理を行わないため、第２指令値取得部２１の処理負荷やメモリを低減することができる。
【００７４】
図９（ｃ）は、第２指令値Ｉｒｅｆ２を入力電圧ＶＬに比例させて段階的に変化させ、かつ、ヒステリシスを設ける例を示している。この場合には、入力電圧検出部の検出誤差により入力電圧ＶＬが前制御周期から減少した場合等においても、第２指令値Ｉｒｅｆ２が変動しないため、第２指令値取得部２１の処理負荷やメモリを低減しつつ、ロバスト性を確保することができる。
【００７５】
また、これら図９（ａ）〜（ｃ）に示すように、第２指令値Ｉｒｅｆ２に対して、上限値Ｉｒｅｆ＿ｌｉｍを設けている。この上限値Ｉｒｅｆ＿ｌｉｍを設けることにより、第２指令値Ｉｒｅｆ２が過剰に大きくなることを抑制することができる。ゆえに、制御Ａから制御Ｂへと切り替える際に生ずるアバランシェ電流を適切な値に留めることができる。
【００７６】
なお、図１０（ａ）〜図１０（ｃ）に示すように、第２指令値Ｉｒｅｆ２に対して上限値Ｉｒｅｆ＿ｌｉｍを設けるのではなく、リアクトル電流ＩＬに上限値ＶＬ＿ｌｉｍを設けるものとしてもよい。
【００７７】
＜第６実施形態＞
本実施形態に係る電力変換装置は回路の一部が第１実施形態と異なっている。図１１は、本実施形態に係る電力変換装置の回路図である。電力変換回路１０ａにおいて、トランスＴｒ１１ａを構成する第１コイルＬ１１ａの端部のそれぞれに、第１スイッチング素子Ｑ１１ａのソース、第２スイッチング素子Ｑ１２ａのソースがそれぞれ接続されている。一方で、第１スイッチング素子Ｑ１１ａのドレインと第２スイッチング素子Ｑ１２ａのドレインは接続され、その接続点はチョークコイルＬ１３の一端に接続される。また、第１コイルＬ１１のセンタータップは、補機バッテリ１００の負極に接続される。なお、第２コイルＬ１２側の構成については、第１実施形態と同様であるため、説明を省略する。このとき、制御部３００が実行する処理は、第１〜第５実施形態と同様のものとなる。
【００７８】
＜変形例＞
・各実施形態において、主バッテリ２００が接続される高圧側の回路に第３〜第６スイッチング素子Ｑ１３〜Ｑ１６を設けるものとしたが、スイッチング素子ではなく整流素子を用いた整流回路としてもよい。
【００７９】
・各実施形態において、第１〜第３モードの制御をいずれも行うものとしたが、第１モード及び第２モードの制御のみを行うものとしてもよいし、第２モード及び第３モードの制御のみを行うものとしてもよい。さらに、第４実施形態で示したように、制御Ｃが行われる期間と制御Ａが行われる期間との合計が１制御周期にほぼ等しくなるように制御を行う場合には、第３モードを経なくても電力の供給量を確保することができるため、第２モードの制御のみを行うものとしてもよい。
【００８０】
・実施形態において、電力変換装置がハイブリッドカーに搭載されるものとしたが、搭載対象はこれに限られることはない。
【符号の説明】
【００８１】
１００…補機バッテリ、Ｌ１１…第１コイル、Ｌ１２…第２コイル、Ｌ１３…チョークコイル、Ｑ１１…第１スイッチング素子、Ｑ１２…第２スイッチング素子、Ｔｒ１１…トランス。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
0006424766.tif 000021
【図１０】
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【図１１】
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