(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
３相の交流回転電機（３０）と、前記交流回転電機を駆動するインバータ（２０）と、前記交流回転電機の少なくとも１相の相電流値を検出する電流センサ（３１，３２）と、を備える回転電機システムに適用される交流回転電機の制御装置（４０）であって、
電気角ｋ周期（ｋは自然数）をＮ個（Ｎは自然数）に分割して演算角を設定する演算角設定部と、
前記電気角ｋ周期のうちの電気角ｍ／２周期（ｍはｍ≦ｋの自然数）にわたる前記演算角における前記相電流値の検出値に基づいて、前記電気角ｋ周期のうちの残りの電気角（ｋ−ｍ／２）周期にわたる前記演算角における前記相電流値を推定し、前記相電流値の検出値と推定値とを合わせて、前記電気角ｋ周期にわたる前記相電流値とする推定部と、
前記演算角ごとに、所定相の各前記相電流値に基づく算出値を前記電気角ｋ周期にわたって積算してフーリエ係数を算出する係数算出部と、
算出された前記フーリエ係数の１次成分に基づいて、１次電流値を算出する１次電流算出部と、
算出された前記１次電流値をｄｑ変換してｄ軸電流値及びｑ軸電流値を算出するｄｑ電流算出部と、
算出された前記ｄ軸電流値及び前記ｑ軸電流値に基づいた制御量が、前記制御量の目標値に追従するように、前記インバータを構成する複数のスイッチング素子を操作する操作部と、
を備える交流回転電機の制御装置。
【請求項２】
前記電気角ｋ周期は電気角１周期であり、
前記推定部は、電気角半周期にわたる演算角における前記相電流値の検出値を、電気角１８０°ずらすとともに相電流の振幅方向の中心を通る中心軸に対して反転させて、前記電気角１周期のうちの残りの電気角半周期にわたる前記演算角における前記相電流値を推定する請求項１に記載の交流回転電機の制御装置。
【請求項３】
前記電流センサは、１相のみに流れる相電流値を検出し、
前記推定部は、前記電気角ｍ／２周期にわたる前記演算角における前記１相の前記相電流値の検出値に基づいて、前記電気角（ｋ−ｍ／２）周期にわたる前記演算角における前記１相の前記相電流値、及び前記電気角ｋ周期にわたる前記演算角における前記１相と異なる相の前記相電流値を推定する請求項１又は２に記載の交流回転電機の制御装置。
【請求項４】
前記推定部は、前記１相の前記相電流値の検出値及び推定値を、電気角１２０°ずらして、前記異なる相の前記相電流値を推定する請求項３に記載の交流回転電機の制御装置。
【請求項５】
前記電気角ｋ周期にわたる前記演算角における前記相電流値の検出値に基づく算出値を積算して０次成分のフーリエ係数を算出し、算出した０次成分のフーリエ係数に基づいて、前記相電流値の検出値のオフセット誤差を算出するオフセット誤差算出部と、
前記相電流値の検出値を、算出された前記オフセット誤差を用いて補正する補正部と、を備える請求項１〜４のいずれか１項に記載の交流回転電機の制御装置。
【請求項６】
前記オフセット誤差算出部は、所定期間における前記交流回転電機のトルクの変化量が閾値以下である場合には、前記オフセット誤差を算出した前記オフセット誤差に更新し、前記変化量が閾値を超える場合には、前記オフセット誤差を前回の演算時の値に維持する請求項５に記載の交流回転電機の制御装置。
【請求項７】
３相の交流回転電機（３０）と、前記交流回転電機を駆動するインバータ（２０）と、前記交流回転電機の少なくとも１相の相電流値を検出する電流センサ（３１，３２）と、前記交流回転電機の回転子の回転位置を検出する回転位置センサ（３３）と、を備える回転電機システムに適用される交流回転電機の制御装置（４０）であって、
電気角ｋ周期（ｋは自然数）をＮ個（Ｎは自然数）に分割して演算角を設定する演算角設定部と、
前記相電流の位相と前記回転位置センサの回転位置とが同期していると判定された場合に、所定の前記演算角における前記相電流値の検出値及び前記回転位置の検出値に基づいて、前記相電流の最大振幅を算出し、算出した前記最大振幅から前記電気角ｋ周期にわたる前記演算角における前記相電流値を推定する推定部と、
前記演算角ごとに、所定相の前記相電流値の推定値に基づく算出値を前記電気角ｋ周期にわたって積算してフーリエ係数を算出する係数算出部と、
算出された前記フーリエ係数の１次成分に基づいて、１次電流値を算出する１次電流算出部と、
算出された前記１次電流値をｄｑ変換してｄ軸電流値及びｑ軸電流値を算出するｄｑ電流算出部と、
算出された前記ｄ軸電流値及び前記ｑ軸電流値に基づいた制御量が、前記制御量の目標値に追従するように、前記インバータを構成する複数のスイッチング素子を操作する操作部と、
を備える交流回転電機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電流センサにより検出された相電流の検出値に基づいて交流回転電機の通電を制御する交流回転電機の制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、交流回転電機の制御では、相電流値を検出し、検出した相電流値に基づいた制御量を目標値にフィードバックさせている。このようなフィードバック制御において、相電流に高次成分が重畳すると、フィードバック制御の結果であるインバータの各相のスイッチング素子に対する操作指令にも、高次成分が重畳する。その結果、スイッチングノイズ等の騒音成分にも高次成分が含まれ、静粛性の面で問題となる。また、相電流がオフセットすると、トルク変動や出力変動が生じるので望ましくない。
【０００３】
そのため、特許文献１に記載の交流電動機の制御装置は、相電流検出値を電気角の関数としてフーリエ級数展開し、相電流の１次成分である１次電流を検出し、検出した１次電流に基づいてフィードバック制御を実施している。具体的には、上記制御装置は、電気角ｋ周期をＮ個に分割して設定した積算角において、積算角における相電流検出値に基づく算出値を電気角ｋ周期にわたって積算することにより、フーリエ係数を算出している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１４−１３２８１５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
上記制御装置は、電気角ｋ周期にわたる積算角における相電流検出値に基づいて、１次電流を検出している。よって、トルク指令値が変更された場合、トルク指令値が変更されてから電位角ｋ周期が経過するまでの間、検出される１次電流はトルク指令値変更前の相電流を引きずることになる。それゆえ、トルク指令値の変更時おける応答性の低下が問題となることがある。特に、低回転速度域は、高回転速度域よりも、１次電流がトルク指令値変更前の相電流を引きずる時間が長くなるため、トルク指令値の変更時における応答性の低下が問題となる。
【０００６】
本発明は、上記実情に鑑み、トルク指令値に対する応答性を向上させることが可能な交流回転電機の制御装置を提供することを主たる目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
請求項１に記載の発明は、３相の交流回転電機と、前記交流回転電機を駆動するインバータと、前記交流回転電機の少なくとも１相の相電流値を検出する電流センサと、を備える回転電機システムに適用される交流回転電機の制御装置であって、電気角ｋ周期（ｋは自然数）をＮ個（Ｎは自然数）に分割して演算角を設定する演算角設定部と、前記電気角ｋ周期のうちの電気角ｍ／２周期（ｍはｍ≦ｋの自然数）にわたる前記演算角における前記相電流値の検出値に基づいて、前記電気角ｋ周期のうちの残りの電気角（ｋ−ｍ／２）周期にわたる前記演算角における前記相電流値を推定し、前記相電流値の検出値と推定値とを合わせて、前記電気角ｋ周期にわたる前記相電流値とする推定部と、前記演算角ごとに、所定相の各前記相電流値に基づく算出値を前記電気角ｋ周期にわたって積算してフーリエ係数を算出する係数算出部と、算出された前記フーリエ係数の１次成分に基づいて、１次電流値を算出する１次電流算出部と、算出された前記１次電流値をｄｑ変換してｄ軸電流値及びｑ軸電流値を算出するｄｑ電流算出部と、算出された前記ｄ軸電流値及び前記ｑ軸電流値に基づいた制御量が、前記制御量の目標値に追従するように、前記インバータを構成する複数のスイッチング素子を操作する操作部と、を備える。
【０００８】
請求項１に記載の発明によれば、電気角ｋ周期がＮ個に分割されて演算角が設定される。また、電気角ｋ周期のうちの電気角ｍ／２周期にわたる演算角における相電流値の検出値に基づいて、残りの（ｋ−ｍ／２）周期にわたる演算角における相電流値が推定される。そして、相電流値の検出値と推定値とが合わされて、電気角ｋ周期にわたる相電流値とされる。そして、演算角ごとに、相電流値に基づく算出値が電気角ｋ周期にわたって積算され、フーリエ係数が算出される。これにより、ｋ／２周期にわたる相電流値の検出値からフーリエ係数を算出することができる。すなわち、電気角ｋ周期にわたる相電流値の検出値からフーリエ係数を算出する場合と比較して、１／２以下の周期にわたる相電流値の検出値からフーリエ係数を算出することができる。
【０００９】
さらに、算出されたフーリエ係数の１次成分に基づいて、１次電流値が算出され、算出された１次電流値がｄｑ電流値に変換される。そして、変換されたｄｑ電流値に基づいた制御量が目標値に追従するように、インバータのスイッチング素子が操作される。よって、トルク指令値が変更された際に、電気角ｋ周期にわたる相電流値の検出値からフーリエ係数を算出する場合と比較して、１次電流値がトルク指令値変更前の相電流値を引きずる期間を半分以下にすることができる。したがって、トルク指令値に対する応答性を向上させることができる。
【００１０】
請求項５に記載の発明は、３相の交流回転電機と、前記交流回転電機を駆動するインバータと、前記交流回転電機の少なくとも１相の相電流値を検出する電流センサと、前記交流回転電機の回転子の回転位置を検出する回転位置センサと、を備える回転電機システムに適用される交流回転電機の制御装置であって、電気角ｋ周期（ｋは自然数）をＮ個（Ｎは自然数）に分割して演算角を設定する演算角設定部と、前記相電流の位相と前記回転位置センサの回転位置とが同期していると判定された場合に、所定の前記演算角における前記相電流値の検出値及び前記回転位置の検出値に基づいて、前記相電流の最大振幅を算出し、算出した前記最大振幅から前記電気角ｋ周期にわたる前記演算角における前記相電流値を推定する推定部と、前記演算角ごとに、所定相の前記相電流値の推定値に基づく算出値を前記電気角ｋ周期にわたって積算してフーリエ係数を算出する係数算出部と、算出された前記フーリエ係数の１次成分に基づいて、１次電流値を算出する１次電流算出部と、算出された前記１次電流値をｄｑ変換してｄ軸電流値及びｑ軸電流値を算出するｄｑ電流算出部と、算出された前記ｄ軸電流値及び前記ｑ軸電流値に基づいた制御量が、前記制御量の目標値に追従するように、前記インバータを構成する複数のスイッチング素子を操作する操作部と、を備える。
【００１１】
請求項５に記載の発明によれば、電気角ｋ周期がＮ個に分割されて演算角が設定される。相電流の位相と回転位置センサの回転位置とが同期している場合、少なくとも１組の相電流値の検出値と回転位置の検出値とから、相電流の最大振幅を算出することができる。そこで、相電流値の検出値と回転位置の検出値とが同期していると判定された場合に、所定の演算角における相電流値の検出値及び回転位置の検出値に基づいて、相電流の最大振幅が算出され、算出された相電流の最大振幅から電気角ｋ周期にわたる相電流値が推定される。そして、演算角ごとに、相電流値の推定値に基づく算出値が電気角ｋ周期にわたって積算され、フーリエ係数が算出される。さらに、算出されたフーリエ係数の１次成分に基づいて、１次電流値が算出され、算出された１次電流値がｄｑ電流値に変換さ、変換されたｄｑ電流値に基づいた制御量が目標値に追従するように、インバータのスイッチング素子が操作される。よって、最低限１組の相電流値の検出値と回転位置の検出値に基づいて１次電流を算出できるため、トルク指令値に対する応答性を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】各実施形態に係るモータシステムの概略構成を示す図。
【図２】交流モータの制御モードを説明する図。
【図３】交流モータの動作状態と制御モードとの対応関係を示す図。
【図４】ＰＷＭ制御モードに対応する交流モータの制御装置の構成を示すブロック図。
【図５】フーリエ係数の演算角の一例を示す図。
【図６】従来に係る（ａ）フーリエ係数の演算対象、及び（ｂ）算出された１次電流値を示す図。
【図７】本実施形態に係る（ａ）フーリエ係数の演算対象、（ｂ）推定された１周期にわたる相電流値、及び（ｃ）算出された１次電流値を示す図。
【図８】（ａ）電圧、（ｂ）相電流を示す図。
【図９】（ａ）Ｕ相の相電流値の検出値、（ｂ）Ｕ相の相電流値の検出値及び推定値を示す図。
【図１０】（ａ）Ｖ相の相電流値の検出値、（ｂ）Ｖ相の相電流値の検出値及び推定値を示す図。
【図１１】（ａ）Ｗ相の相電流値の検出値、（ｂ）Ｗ相の相電流値の検出値及び推定値を示す図。
【図１２】第１実施形態に係るｄｑ電流を算出する処理手順を示すフローチャート。
【図１３】第１実施形態に係る（ａ）時間に対する回転位置の特性、（ｂ）時間に対するＶ相の相電流の特性を示すタイムチャート。
【図１４】第１実施形態の変形例に係るｄｑ電流を算出する処理手順を示すフローチャート。
【図１５】矩形波制御モードに対応する交流モータの制御装置の構成を示すブロック図。
【図１６】（ａ）オフセット誤差を含む相電流値の検出値示す図。（ｂ）オフセット誤差がある相電流値の検出値から推定した推定値を示す図。
【図１７】オフセット誤差で相電流値を補正する機能を示すブロック図。
【図１８】第２実施形態に係るｄｑ電流を算出する処理手順を示すフローチャート。
【図１９】第２実施形態の変形例に係るｄｑ電流を算出する処理手順を示すフローチャート。
【図２０】第３実施形態に係るｄｑ電流を算出する処理手順を示すフローチャート。
【図２１】第３実施形態に係る（ａ）時間に対する回転位置の特性、（ｂ）時間に対するＶ相の相電流の特性を示すタイムチャート。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、交流回転電機の制御装置を具現化した各実施形態について図面を参照して説明する。各実施形態に係る交流回転電機の制御装置は、ハイブリッド自動車を駆動するモータシステムに適用されることを想定している。なお、以下の各実施形態において、互いに同一もしくは均等である部分には、図中、同一符号を付しており、同一符号の部分についてはその説明を援用する。
【００１４】
（第１実施形態）
まず、本実施形態に係るモータシステムについて、図１を参照して説明する。本実施形態に係るモータシステム（回転電機システム）は、モータ３０、インバータ２０、直流電源１０、電流センサ３１，３２、回転位置センサ３３、及び制御装置４０を備える。制御装置４０には、車両制御装置１００からトルク指令値Ｔｒｑ＊が入力される。
【００１５】
ＭＧ３０（交流回転電機）は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相のコイルが巻回された固定子と回転子とを含み、電動機としての機能及び発電機としての機能を有する３相のモータジェネレータである。ＭＧ３０は、ハイブリッド自動車の走行駆動源となる。なお、ＭＧ３０は、電動機としての機能のみを有する３相モータでもよい。
【００１６】
インバータ２０は、２個のスイッチング素子が上下に接続されている直列体が、３個並列に接続されているブリッジ回路である。スイッチング素子としては、例えばゲート駆動型のＩＧＢＴ、ＭＯＳトランジスタ等を採用できる。後述する制御装置４０から送信される操作信号ｇｕａ，ｇｕｂ，ｇｖａ，ｇｖｂ，ｇｗａ，ｇｗｂが、各スイッチング素子のゲート端子に入力されることにより、各スイッチング素子のオン・オフが操作される。その結果、ＭＧ３０の各相のコイルに交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが印加され、ＭＧ３０の駆動が制御される。
【００１７】
直流電源１０は、例えばリチウムイオンやニッケル水素の二次電池であり、インバータ２０を介して、ＭＧ３０と電力の授受を行う。直流電源１０の直流電圧が、インバータ２０に入力されるシステム電圧ＶＨとなる。直流電源１０とインバータ２０との間に、昇圧コンバータが接続されている場合には、昇圧コンバータにより昇圧された直流電圧が、インバータ２０に入力されるシステム電圧ＶＨとなる。
【００１８】
電流センサ３１は、Ｖ相のコイルに設けられており、Ｖ相の相電流Ｉｖを所定の周期で検出し、検出した相電流Ｉｖの値を制御装置４０へ送信する。また、電流センサ３２は、Ｗ相のコイルに設けられており、Ｗ相の相電流Ｉｗを所定の周期で検出し、検出した相電流Ｉｗの値を制御装置４０へ送信する。ここで、キルヒホッフの法則により３相の相電流の和は常にゼロであるから、Ｖ相の相電流Ｉｖ及びＷ相の相電流Ｉｗがわかれば、残りのＵ相の相電流Ｉｕは計算で求められる。本実施形態では、Ｖ相及びＷ相の２相に電流センサ３１，３２を設けているが、３相のうちのどの２相に電流センサ３１，３２を設けてもよい。
【００１９】
回転位置センサ３３は、ＭＧ３０の回転子の近くに設けられており、回転子の回転位置θを検出し、検出した回転位置θを制御装置４０へ送信する。回転位置θは、電気角で表される値であり、回転位置θからＭＧ３０の回転速度Ｎｒが算出される。回転位置センサ３３としては、レゾルバやエンコーダ等が採用できる。
【００２０】
車両制御装置１００は、制御装置４０よりも上位のハイブリッド車両全体を制御する制御装置であり、ＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ及びＩ／Ｏ等を備えたマイクロコンピュータを主体として構成されている。車両制御装置１００は、アクセルセンサやブレーキセンサ、シフトポジションセンサ等の各種センサの検出値に基づいて、車両の運転状態を検出する。そして、車両制御装置１００は、検出した車両の運転状態に応じたトルク指令値Ｔｒｑ＊を算出し、算出したトルク指令値Ｔｒｑ＊を制御装置４０へ送信する。
【００２１】
制御装置４０（交流回転電機の制御装置）は、ＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、及びＩ／Ｏ等を備えたマイクロコンピュータを主体として構成されている。制御装置４０は、ＲＯＭに記憶されているプログラムをＣＰＵにより実行するソフトウェア処理や、専用の電気回路によるハードウェア処理により、後述する各種機能を実現し、ＭＧ３０の駆動を制御する。
【００２２】
制御装置４０は、図２に示すように、ＭＧ３０の制御モードとして、変調率ｍに応じて３つの制御モードのいずれかを選択して実施する。変調率ｍは、次の式（１）により定義される。Ｖｒは、回転座標平面上でのＭＧ３０に印加される電圧ベクトルの大きさである。
【００２３】
【数１】
0006424773.tif 000002
【００２４】
変調率ｍが０〜１．２７未満のとき、制御装置４０は、正弦波ＰＷＭ制御モード及び過変調ＰＷＭ制御モードを実施する。正弦波ＰＷＭ制御モードは、正弦波状の各相の電圧指令値と搬送波との比較に基づいて、インバータ２０の各相のスイッチング素子を制御するモードであり、正弦波状の電圧指令の振幅が搬送波の振幅以下の範囲で実施される。一方、過変調ＰＷＭ制御モードは、電圧指令の正弦波成分の振幅が搬送波の振幅よりも大きい範囲で、正弦波ＰＷＭ制御モードと同様のＰＷＭ制御を実施する。正弦波ＰＷＭ制御モード及び過変調ＰＷＭ制御モードでは、ＭＧ３０を流れる電流のフィードバックによって、ＭＧ２０に印加する電圧の振幅及び位相を制御する「電流フィードバック制御」を実施する。
【００２５】
また、変調率ｍ＝１．２７のとき、制御装置４０は、矩形波制御モードを実施する。矩形波制御モードは、一定期間内で、上アームのオン期間と下アームのオン期間との比を、１：１とする矩形波１パルスをＭＧ３０に印加するモードである。矩形波制御モードでは、ＭＧ３０に印加する電圧の振幅が固定されるため、トルク指令値Ｔｒｑ＊とトルク推定値Ｔｒｑｅとの偏差に基づいて、矩形波電圧パルスの位相を制御する「トルクフィードバック制御」を実施する。
【００２６】
図３に、ＭＧ３０の動作状態と各制御モードとの対応関係を示す。低回転速度域Ｉでは、正弦波ＰＷＭ制御モードが実施され、トルク変動が抑制される。ＭＧ３０の回転速度Ｎｒが上昇し、システム電圧ＶＨが最大値を超える中回転速度域ＩＩでは、制御モードを正弦波ＰＷＭ制御モードから過変調ＰＷＭ制御モードに切り替えて、中回転速度域ＩＩでの出力を上げる。さらに、ＭＧ３０の回転速度Ｎｒが上昇すると、過変調ＰＷＭ制御モードから矩形波制御モードへ切替えて、高回転速度域ＩＩＩでの出力を上げる。以下、正弦波ＰＷＭ制御及び過変調ＰＷＭ制御モードを含むＰＷＭ制御モードと、矩形波制御モードについてそれぞれ説明する。
【００２７】
＜ＰＷＭ制御＞
まず、ＰＷＭ制御モードについて説明する。ＰＷＭ制御モードでは、電流フィードバック制御を実施するため、フィードバックの制御量は電流値となる。図４に、ＰＷＭ制御モードに対応する制御装置４０の構成を示す。制御装置４０は、電流指令生成部４１、ＦＦ項演算部４２、偏差算出部４３，４４、ＰＩ制御部４５，４６、加算部４７，４８、２相３相変換部４９、ｒφ変換部５０、電圧ＤＵＴＹ変換部５１、及びＰＷＭ部５２の機能を備える。さらに、制御装置４０は、推定部５３、フーリエ係数算出部５４、１次電流算出部５５、ｄｑ電流算出部５６、及び演算角設定部７１の機能を備える。
【００２８】
電流指令生成部４１は、トルク指令値Ｔｒｑ＊と電流指令マップとに基づいて、回転座標系の電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を生成する。電流指令マップは、トルク指令値Ｔｒｑ＊と電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊との対応を示すマップであり、予め記憶装置に記憶されている。なお、ＰＷＭ制御モードでは、電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊が、制御量の目標値に相当する。
【００２９】
ＦＦ項演算部４２は、生成された電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊に基づいて、ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値のフィードフォワード項Ｖｄ＿ｆｆ，Ｖｑ＿ｆｆを、それぞれ算出する（特開２０１４−１３２８１５号公報参照）。偏差算出部４３，４４は、生成された電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊と、後述するｄｑ電流算出部５６により算出された回転座標系の実電流Ｉｄ，Ｉｑとの電流偏差ΔＩｄ，ΔＩｑを、それぞれ算出する。ＰＩ制御部４５，４６は、算出された電流偏差ΔＩｄ，ΔＩｑが０に収束するように、ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値のフィードバック項Ｖｄ＿ｆｂ，Ｖｑ＿ｆｂを、それぞれ比例積分制御により算出する。加算部４７，４８は、フィードフォワード項Ｖｄ＿ｆｆ，Ｖｑ＿ｆｆと、フィードバック項Ｖｄ＿ｆｂ，Ｖｑ＿ｆｂとをそれぞれ加算して、回転座標系の電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊をそれぞれ算出する。なお、実電流Ｉｄ，Ｉｑ（実電流Ｉｄ，Ｉｑを合わせてｄｑ電流と称する）が制御量に相当する。
【００３０】
２相３相変換部４９は、回転位置センサ３３から受信した回転位置θを用いて、算出された回転座標系の電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を、固定座標系の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に変換する。ｒφ変換部５０は、回転座標系の電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を、回転座標平面上で大きさＶｒ且つｑ軸を基準とする位相φｑの指令電圧ベクトルに変換する。位相φｑは、ｑ軸から反時計まわり方向を正と定義する。
【００３１】
電圧ＤＵＴＹ変換部５１は、回転位置θ、算出された位相φｑ、及び変調率ｍに基づいて、各相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を指令デューティＤｕ，Ｄｖ，Ｄｗに変換する。変調率ｍは、算出されたベクトルＶｒの大きさ、システム電圧ＶＨ及び係数の乗算から算出される。ＰＷＭ部５２は、指令デューティＤｕ，Ｄｖ，Ｄｗに基づいて、操作信号ｇｕａ，ｇｕｂ，ｇｖａ，ｇｖｂ，ｇｗａ，ｇｗｂを生成し、生成した各操作信号をインバータ２０の各スイッチング素子へ送信する。各操作信号は、インバータ２０の各スイッチング素子のオン・オフを制御する信号である。ＰＷＭ制御モードでは、上述したＦＦ項演算部４２からＰＷＭ部５２までの機能が操作部に相当する。
【００３２】
各スイッチング素子のオン・オフが操作信号により制御されることで、ＭＧ３０の各相のコイルに３相の交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが印加される。３相の交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの印加に伴い、ＭＧ３０からトルク指令値Ｔｒｑ＊に応じたトルクが出力され、ＭＧ３０の各相のコイルには相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが流れる。
【００３３】
制御装置４０は、各相の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出して、実電流Ｉｄ，Ｉｑを算出し、実電流Ｉｄ，Ｉｑを電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊に対してフィードバックさせる。このとき、相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに高次成分が重畳していたり、相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗがオフセットしていたりすることがある。高次成分が重畳した相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗから実電流Ｉｄ，Ｉｑを算出すると、指令デューティＤｕ，Ｄｖ，Ｄｗにも高次成分が重畳し、それに伴うインバータ２０のスイッチングノイズ等の騒音成分にも高次成分が含まれるようになる。特に、過変調ＰＷＭ制御モードでは、ＰＷＭパルスに高次成分が含まれるため、相電流値に高次成分が重畳しやすく、騒音が大きくなるという問題がある。また、相電流値がオフセットすると、トルク変動やパワー変動が生じる。
【００３４】
そこで、制御装置４０は、相電流値を回転位置θの関数としてフーリエ級数展開する。フーリエ級数展開の一般式を式（２），（３）に示す。式（２）は、ｃｏｓ関数のｎ次のフーリエ係数ａｎ、及びｓｉｎ関数のｎ次のフーリエ係数ｂｎを算出する式である。式（３）で示すｆ（θ）は、θを変数とする周期２πの周期関数であって、三角関数の和で表される。なお、式（２），（３）中の文字「ｎ」は、これらの式だけで独立して用いるものであり、他の箇所で用いる「ｎ」とは異なるものとする。
【００３５】
【数２】
0006424773.tif 000003
【００３６】
【数３】
0006424773.tif 000004
【００３７】
式（３）において、０次成分であるａ０／２は、直流成分であり、電流０（Ａ）に対する電流振幅の中心のオフセット量に相当する。２次以上の成分は高次成分に相当する。よって、制御装置４０は、相電流の１次成分のみを抽出し、抽出した相電流の１次成分である１次電流値から実電流Ｉｄ，Ｉｑを算出して、電流フィードバック制御を実施する。
【００３８】
一般に、フーリエ係数は、電気角ｋ周期（ｋは自然数）をＮ個（Ｎは自然数）に分割して設定した演算角におけるＮ個の相電流値に基づいて算出される。例えば、図５に示すように、ｋ＝１とし、電気角１周期を１２個に分割して演算角を設定した場合、ある演算角では、その演算角及びその演算角の直前の１１個の演算角における１２個の相電流値に基づいて、フーリエ係数を算出する。各演算角は、フーリエ係数の演算開始タイミングとなる。本実施形態では、電流センサ３１，３２による相電流Ｉｖ，Ｉｗの検出タイミングは、演算開始タイミングである演算角と同期しているとする。
【００３９】
図６（ａ）に、ｋ＝１とした場合における、従来のフーリエ係数の演算処理において、演算対象となる相電流値の範囲を示す。時点ｔ０，ｔ１，ｔ２，ｔ３は、隣接する時点との間隔が電気角半周期となっている。従来、式（２）に基づき、電気角１周期にわたる演算角における相電流値に基づく算出値を、電気角１周期にわたって積算して、フーリエ係数を算出している。図６（ｂ）は、算出したフーリエ係数の１次成分から算出した１次電流値を示す。
【００４０】
従来、トルク指令値Ｔｒｑ＊が変更された場合は、トルク指令値Ｔｒｑ＊が変更されてから電気角１周期が経過するまでの間、フーリエ係数ひいては１次電流値は、トルク指令値Ｔｒｑ＊変更前の相電流値の影響を受ける。例えば、図６（ａ）に示すように、時点ｔ１でトルク指令値Ｔｒｑ＊が変更され、時点ｔ２におけるｄｑ電流を算出する場合、指令値変更前の時点ｔ０から時点ｔ１における相電流値と、指令値変更後の時点ｔ１から時点ｔ２における相電流値とに基づいて、１次電流値を算出することになる。よって、算出された１次電流値は、時点ｔ２における実際の１次電流値に対して誤差が比較的大きくなる。その結果、トルク指令値Ｔｒｑ＊に対する実トルクの応答性が低下する。
【００４１】
図６（ａ）において、時点ｔ１で指令値が変更された場合、時点ｔ３におけるｄｑ電流を算出するまでの間、算出された１次電流値は指令値変更前の相電流値を引きずることになる。特に、低回転速度域では、高回転速度域よりも、回転子が電気角１周期分回転するのに要する時間が長くなるため、トルク指令値Ｔｒｑ＊の変更時において、１次電流値が指令値変更前の相電流値を引きずる時間が長くなる。そのため、特に低回転速度域では、トルク指令値Ｔｒｑ＊の変更時における応答性の低下が問題となり、トルク指令値の変更時における応答性の向上が望まれる。
【００４２】
そこで、推定部５３は、電気角ｋ周期のうち、電気角ｋ周期のうちの電気角ｍ／２周期にわたる演算角における相電流値の検出値に基づいて、残りの電気角（ｋ−ｍ／２）周期にわたる演算角における相電流値を推定することにした。ｍはｍ≦ｋとなる自然数である。そして、推定部５３は、ｍ／２周期にわたる相電流値の検出値と、残りの電気角（ｋ−ｍ／２）周期にわたる相電流値の推定値とを合わせて、電気角ｋ周期にわたる相電流値とする。フーリエ係数算出部５４（係数算出部）は、推定部５３により算出された所定相の電気角ｋ周期にわたる相電流値に基づく算出値を、電気角ｋ周期にわたって積算して、所定相のフーリエ係数の１次成分を算出する。本実施形態では、ｋ＝１とし、推定部５３は、電気角１／２周期にわたる相電流値の検出値に基づいて、残りの電気角半周期にわたる相電流値を推定する。
【００４３】
推定部５３による具体的な相電流値の推定手法を以下に説明する。トルク指令値Ｔｒｑ＊が一定の場合、図７（ａ）に示すように、電気角１周期において、電気角０°〜１８０°における所定相の電圧指令値の大きさと、電気角１８０°〜３６０°における所定相の電圧指令値の大きさが等しくなる。この場合、図７（ｂ）に示すように、電気角０°〜１８０°における相電流値は、電気角１８０°〜３６０°における相電流値を電気角１８０°ずらすとともに、相電流の振幅方向の中心を通る中心軸に対して反転させた値となる。
【００４４】
そこで、推定部５３は、図８（ａ），（ｂ）に示すように、電気角半周期にわたる相電流値の検出値を電気角１８０°ずらすとともに中心軸に対して反転させて、残りの電気角半周期にわたる相電流値の推定値を算出する。ここでは、相電流値の検出値を電気角１８０°ずらすとともに中心軸に対して反転させることを並進反転と称する。そして、推定部５３は、電気角半周期にわたる相電流値の検出値と、残りの電気角半周期にわたる相電流値の検出値とを合わせて、電気角１周期にわたる相電流値とする。このように、電気角半周期の相電流値を並進反転させた値を、残りの電気角半周期の相電流値とすると、フーリエ級数展開において理想状態となる。図８（ｃ）は、算出した電気角１周期にわたる相電流値に基づいて算出した１次電流値を示す。また、図９（ａ），（ｂ）は、Ｕ相の相電流値の検出値を黒丸で示し、検出値を並進反転させた推定値を白丸で示す。図１０（ａ），（ｂ）は、Ｖ相の相電流値の検出値を黒四角で示し、検出値を並進反転させた推定値を白四角で示す。また、図１１（ａ），（ｂ）は、Ｗ相の相電流値の検出値を黒三角で示し、検出値を並進反転させた推定値を白三角で示す。
【００４５】
電気角半周期分の相電流値の検出値から、各相の電気角１周期にわたる相電流値Ｉｕｅ，Ｉｖｅ，Ｉｗｅを算出することにより、トルク指令値Ｔｒｑ＊が一定の場合には、残りの電気角半周期における相電流値が高精度に推定される。また、トルク指令値Ｔｒｑ＊の変更時には、１次電流値がトルク指令値Ｔｒｑ＊の変更前の相電流値を引きずる期間が従来の１／２に短縮される。例えば、図８（ａ）に示すように、時点ｔ１でトルク指令値Ｔｒｑ＊が変更され、時点ｔ２におけるｄｑ電流を算出する場合、時点ｔ１から時点ｔ２における相電流値の検出値と、時点ｔ１から時点ｔ２における相電流値の検出値から推定した推定値と、に基づいて、１次電流値を算出することになる。よって、時点ｔ２におけるｄｑ電流の算出時には、１次電流値が指令値変更前の相電流値を引きずることがない。従来、１次電流値が指令値変更前の相電流値を引きずる期間が、時点ｔ１から時点３までであったのに対して、本実施形態では、引きずる期間が時点ｔ１から時点ｔ２までに短縮される。したがって、従来と比較して、トルク指令値Ｔｒｑ＊の変更時におけるトルク指令値Ｔｒｑ＊に対する実トルクの応答性の低下が抑制される。
【００４６】
１次電流算出部５５は、フーリエ係数算出部５４により算出された各相のフーリエ係数ａｕ１，ｂｕ１、ａｖ１，ｂｖ１、ａｗ１，ｂｗ１に基づいて、各相の１次電流値Ｉｕ＿１，Ｉｖ＿１，Ｉｗ＿１をそれぞれ算出する。なお、フーリエ係数の算出及び各相の１次電流値の算出の詳細は後述する。
【００４７】
ｄｑ電流算出部５６は、算出された３相の１次電流値Ｉｕ＿１，Ｉｖ＿１，Ｉｗ＿１を、回転座法系の実電流Ｉｄ（ｄ軸電流値）と実電流Ｉｑ（ｑ軸電流値）に変換する。
【００４８】
演算角設定部７１は、電気角１周期をＮ個に分割して演算角を設定する。
【００４９】
次に、相電流値の検出値からｄｑ電流を算出する手法について、図１２のフローチャート及び図１３のタイムチャートを参照して説明する。
【００５０】
図１３（ａ）は時間に対する回転位置θの特性を示し、図１３（ｂ）は時間に対するＶ相の相電流Ｉｖ（θ）の特性を示す。図１３（ａ）において、回転位置θは、０〜３６０°の範囲で時間に比例して直線的に増加し、３６０°に到達すると同時に０°に戻る鋸波型に時間変化している。縦軸には、（ｎ−１）番目、ｎ番目、（ｎ＋１）番目の演算角θ[ｎ−１]、θ[ｎ]、θ[ｎ＋１]を示している。連続する演算角の間隔であるサンプル間隔は、Δθ＝３６０／Ｎで一定であり、電気角１周期をＮ等分割した間隔となる。よって、電気角１周期では、演算角θ[１]からθ[Ｎ]（＝θ[０]）の演算角が設定される。連続する電気角１周期において、後の周期の演算角θ[０]は前の周期の演算角θ[Ｎ]と同じ回転位置θとなる。電気角１周期分の演算角としては、Ｎ個の演算角が設定される。
【００５１】
以下、相電流の検出値からｄｑ電流を算出する処理手順について、図１２のフローチャートを参照して説明する。本処理手順は、制御装置４０が、演算角ごとに繰り返し実行する。
【００５２】
まず、ｎの値を、前回の処理時のｎの値から１増やす（Ｓ１０）。続いて、ｎがＮよりも大きいか否か判定する（Ｓ１１）。ｎがＮ以下の場合は（Ｓ１１：ＮＯ）、そのままＳ１３の処理に進む。ｎがＮよりも大きい場合は（Ｓ１１：ＹＥＳ）、ｎ＝１として（Ｓ１２）、Ｓ１３の処理に進む。
【００５３】
続いて、電流センサ３１により検出されたＶ相の相電流値Ｉｖ（θ[ｎ]）、及び電流センサ３２により検出されたＷ相の相電流値Ｉｗ（θ[ｎ]）を取得する（Ｓ１３）。相電流値Ｉｖ（θ[ｎ]）及び相電流値Ｉｗ（θ[ｎ]）は、それぞれ演算角θ[ｎ]におけるＶ相の相電流値及びＷ相の相電流値である。
【００５４】
続いて、Ｓ１３で取得した相電流値Ｉｖ（θ[ｎ]）及び相電流値Ｉｗ（θ[ｎ]）を用いて、キルヒホッフの法則により、演算角θ[ｎ]におけるＵ相の相電流値Ｉｕ（θ[ｎ]）を算出する（Ｓ１４）。算出したＵ相の相電流値Ｉｕ（θ[ｎ]）を、演算角θ[ｎ]におけるＵ相の相電流値の検出値とする。
【００５５】
続いて、各相の電気角半周期にわたる相電流値から、各相の電気角１周期にわたる相電流値Ｉｕｅ，Ｉｖｅ，Ｉｗｅを推定する（Ｓ１５）。具体的には、相ごとに、演算角θ[ｎ]以前の直近の電気角半周期にわたる演算角θ[ｎ]，θ[ｎ−１]，θ[ｎ−２]…において検出した相電流値の検出値と、その相電流値の検出値を並進反転させた推定値とを合わせて、電気角１周期にわたる相電流値Ｉｕｅ，Ｉｖｅ，Ｉｗｅを推定する。Ｎが偶数の場合、直近のＮ／２個の検出値から、Ｎ／２個の推定値を算出する。また、Ｎが奇数の場合、直近の（Ｎ＋１）／２個の検出値から、（Ｎ＋１）／２個の推定値を算出する。Ｎが奇数の場合、検出値と推定値が重なる部分が生じるので、いずれかを選択する。
【００５６】
続いて、Ｓ１５で算出したＶ相の電気角１周期にわたる相電流値Ｉｖｅに対して、図１２に示す式を用いて、１次のフーリエ係数ａｖ１，ｂｖ１をそれぞれ算出する。図１２に示す式は、式（２）及び（３）を離散化した式となっている。Ｉｖｅ（θ[ｎ]）・ｃｏｓθ[ｎ]・（θ[ｎ]−θ[ｎ−１]）をｎ＝１からＮまで積算して、フーリエ係数ａｖ１を算出する。また、Ｉｖｅ（θ[ｎ]）・ｓｉｎθ[ｎ]・（θ[ｎ]−θ[ｎ−１]）をｎ＝１からＮまで積算して、フーリエ係数ｂｖ１を算出する。
【００５７】
そして、算出したフーリエ係数ａｖ１及びｂｖ１から、Ｖ相の１次電流値Ｉｖ＿１（θ[ｎ]）を算出する（Ｓ１６）。同様に、Ｓ１５で算出したＵ相及びＷ相の電気角１周期にわたる相電流値Ｉｕｅ及びＩｗｅについて、１次のフーリエ係数ａｕ１，ｂｕ１、ａｗ１，ｂｗ１を算出し、Ｕ相及びＷ相の１次電流値Ｉｕ＿１（θ[ｎ]）及びＩｗ＿１（θ[ｎ]）を算出する。図１２では、代表してＶ相のフーリエ係数ａｖ１，ｂｖ１を算出する式を示しているが、Ｕ相のフーリエ係数ａｕ１，ｂｕ１を算出する式、及びＷ相のフーリエ係数ａｗ１，ｂｗ１を算出する式も同様の式となる。
【００５８】
なお、本実施形態において、Ｉｖｅ（θ[ｎ]）（ｎ＝１，２，…Ｎ）がＶ相の各相電流値に相当する。また、Ｉｖｅ（θ[ｎ]）・ｃｏｓθ[ｎ]・（θ[ｎ]−θ[ｎ−１]）、及びＩｖｅ（θ[ｎ]）・ｓｉｎθ[ｎ]・（θ[ｎ]−θ[ｎ−１]）が、Ｖ相の各相電流値に基づく算出値に相当する。Ｕ相、Ｗ相についても同様である。
【００５９】
続いて、Ｓ１６で算出した、３相の１次電流値Ｉｕ１（θ[ｎ]），Ｉｖ＿１（θ[ｎ]），Ｉｗ＿１（θ[ｎ]）を、図１２に示す行列により回転座標系の実電流Ｉｄ，Ｉｑに変換する（Ｓ１７）。以上で本処理を終了する。
【００６０】
次に、相電流の検出値からｄｑ電流を算出する処理手順の変形例について、図１４のフローチャートを参照して説明する。本処理手順は、制御装置４０が、演算角ごとに繰り返し実行する。
【００６１】
まず、Ｓ２０〜Ｓ２２では、Ｓ１０〜Ｓ１２と同様の処理を行う。続いて、電流センサ３１により検出されたＶ相の相電流値Ｉｖ（θ[ｎ]）のみを取得する（Ｓ２３）。続いて、Ｓ１５と同様に、直近の電気角半周期にわたる相電流値Ｉｖ（θ[ｎ]）の検出値を並進反転させて、電気角１周期にわたる相電流値Ｉｖｅを算出する（Ｓ２４）。
【００６２】
続いて、各相の相電流値は互いに電気角１２０°ずれた関係となるから、Ｓ２４で算出した電気角１周期にわたる相電流値Ｉｖｅを、進角方向に電気角１２０°ずらして、電気角１周期にわたるＵ相の相電流値Ｉｕｅを算出する。また、相電流値Ｉｖｅを、遅角方向に電気角１２０°ずらして、電気角１周期にわたるＷ相の相電流値Ｉｗｅを算出する（Ｓ２５）。続いて、Ｓ２６及びＳ２７では、Ｓ１６及びＳ１７と同様の処理を行う。以上で、本処理手順を終了する。
【００６３】
さらに、相電流値の検出値からｄｑ電流を算出する処理手順は、以下のように変形して実施してもよい。Ｓ１３において、いずれか１相の相電流値、例えばＶ相の相電流値Ｉｖ（θ[ｎ]）のみを取得するとともに、Ｓ１４の処理は省略して、Ｓ１５で、Ｖ相の電気角１周期にわたる相電流値Ｉｖｅのみを推定してもよい。また、Ｓ２５の処理を省略してもよい。そして、Ｓ１６及びＳ２６でＶ相の１次電流値Ｉｖ＿１のみを算出し、Ｖ相の１次電流値Ｉｖ＿１を進角方向及び遅角方向にそれぞれ電気角１２０°ずらして、Ｕ相の１次電流値Ｉｕ＿１及びＷ相の１次電流値Ｉｗ＿１を算出してもよい。あるいは、Ｖ相の１次電流値Ｉｖ＿１から、Ｕ相の１次電流値Ｉｕ＿１又はＷ相の１次電流値Ｉｗ＿１を算出し、算出した２相の１次電流値とキルヒホッフの法則と図１２に示す行列とから、実電流Ｉｄ，Ｉｑを算出してもよい。
【００６４】
また、Ｓ２４の処理とＳ２５の処理は、逆の順序で行ってもよい。すなわち、Ｖ相の相電流値Ｉｖ（θ[ｎ]）を電気角１２０°ずらして、Ｕ相及びＷ相の相電流値Ｉｕ（θ[ｎ]＋１２０°），Ｉｗ（θ[ｎ]−１２０°）を算出し、その後、各相の電気角半周期にわたる相電流値から電気角１周期にわたる相電流値を算出してもよい。
【００６５】
＜矩形波制御＞
次に、矩形波制御モードについて説明する。矩形波制御モードでは、トルクフィードバック制御を実施するため、フィードバックの制御量はトルクとなる。図１５に、矩形波制御モードに対応する制御装置４０の構成を示す。制御装置４０は、偏差算出部６１、ＰＩ制御部６２、矩形パルス生成部６３、及び信号生成部６４の機能を備える。さらに、制御装置４０は、推定部５３、フーリエ係数算出部５４、１次電流算出部５５、ｄｑ電流算出部５６、トルク推定部６５、及び演算角設定部７１の機能を備える。推定部５３、フーリエ係数算出部５４、１次電流算出部５５、ｄｑ電流算出部５６及び演算角設定部７１の機能は、ＰＷＭ制御モードと同様であるから説明を省略する。
【００６６】
偏差算出部６１は、トルク指令値Ｔｒｑ＊と、後述するトルク推定部６５により推定されたトルク推定値Ｔｒｑｅとのトルク偏差ΔＴｒｑを算出する。トルク推定値Ｔｒｑｅは、実トルクの推定値である。ＰＩ制御部６２は、トルク推定値Ｔｒｑｅをトルク指令値Ｔｒｑ＊に追従させるべく、トルク偏差ΔＴｒｑが０に収束するように、電圧位相指令値φｑ＊を比例積分制御により算出する。なお、矩形波制御モードでは、トルク推定値Ｔｒｑｅが制御量に相当し、トルク指令値Ｔｒｑ＊が制御量の目標値に相当する。
【００６７】
矩形パルス生成部６３は、上述した位相φｑの指令値である電圧位相指令値φｑ＊と回転位置θとに基づいて矩形波を生成し、各相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を生成する。信号生成部６４は、各相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊及び変調率ｍに基づき、操作信号ｇｕａ，ｇｕｂ，ｇｖａ，ｇｖｂ，ｇｗａ，ｇｗｂを生成し、生成した各操作信号をインバータ２０の各スイッチング素子へ送信する。矩形波制御モードでは、上述した偏差算出部６１から信号生成部６４までの機能が操作部に相当する。
【００６８】
トルク推定部６５は、ｄｑ電流算出部５６により算出された実電流Ｉｄ，Ｉｑと、トルクマップ又は数式に基づいて、トルク推定値Ｔｒｑｅを算出する。トルクマップは、実電流Ｉｄ，Ｉｑと実トルクとの対応を示すマップであり、予め記憶装置に記憶されている。
【００６９】
なお、制御装置４０の構成として、ＰＷＭ制御モードに対応する構成と、矩形波制御モードに対応する構成とをそれぞれ示したが、制御装置４０は、ＰＷＭ制御モードと矩形波制御モードの両方に対応する構成であってもよい。すなわち、制御装置４０は、電流指令生成部４１からＰＷＭ部５２までのＰＷＭ制御に対応する機能と、偏差算出部６１から信号生成部６４までの矩形波制御に対応する機能とをそれぞれ有し、変調率ｍに応じて、ＰＷＭ制御に対応する機能と矩形波制御に対応する機能とを切替えてもよい。
【００７０】
以上説明した第１実施形態によれば、以下の効果を奏する。
【００７１】
・電気角半周期にわたる相電流値の検出値に基づいて、フーリエ係数が算出される。そのため、トルク指令値Ｔｒｑ＊が変更された際に、電気角１周期にわたる相電流値の検出値からフーリエ係数を算出する場合と比較して、１次電流値がトルク指令値変更前の相電流値を引きずる期間を半分にすることができる。したがって、トルク指令値Ｔｒｑ＊に対する応答性を向上させることができる。
【００７２】
・電気角１周期のうちの電気角半周期にわたる相電流値の検出値を、電気角１８０°ずらすとともに中心軸に対して反転させることにより、残りの電気角半周期にわたる相電流値を推定することができる。また、フーリエ係数の算出に用いる相電流の検出値を、必要最小限の電気角半周期分とすることにより、トルク指令値Ｔｒｑ＊に対する応答性を向上させることができる。
【００７３】
・電気角半周期にわたる１相の相電流値の検出値から、その相の電気角１周期にわたる相電流値を推定できるとともに、他の２相の電気角１周期にわたる相電流値を推定することができる。
【００７４】
・各相の相電流値は、互いに電気角１２０°ずれた関係となっている。そのため、電気角半周にわたる相電流値の検出値と電気角半周期わたる相電流値の推定値とからなる、所定相の電気角１周期にわたる相電流値を、進角方向及び遅角方向にそれぞれ電気角１２０°ずらすことにより、他の２相の電気角１周期にわたる相電流値を算出することができる。
【００７５】
（第２実施形態）
次に、第２実施形態に係る制御装置４０について、第１実施形態と異なる点を図１６〜図１９を参照して説明する。第２実施形態に係る制御装置４０は、図１７に示すように、オフセット誤差算出部７２，７３及び補正部７４，７５の機能を備える。なお、図１７は、ＭＧ３０から推定部５３までの間の制御装置４０の機能のみを示す。図１７で示す部分以外の制御装置４０の構成は、図４又は図１５と同様である。
【００７６】
上述したように、ＭＧ３０の相電流値は、１次成分を主成分とし、０次成分であるオフセット誤差ａ０／２と高次成分が重畳した信号である。式（３）に示すように、相電流値をフーリエ級数展開し、１次成分を抽出することで、オフセット誤差や高次成分を含まない相電流値を得ることができる。しかしながら、電気角半周期にわたる相電流値を選択し、選択した相電流値を並進反転させて電気角１周期にわたる相電流値を推定する場合、相電流値に含まれるオフセット誤差を除去することができない。
【００７７】
図１６（ａ）にオフセット誤差を含む相電流値を黒四角で示し、オフセット誤差を含まない相電流値を実線で示す。また、図１６（ｂ）に、電気角半周期にわたるオフセット誤差を含む相電流値を黒四角で示し、その相電流値を並進反転させた相電流値を白四角で示す。図１６（ａ），（ｂ）に示すように、選択した相電流値に正の方向にオフセットするオフセット誤差が含まれている場合、選択した相電流値を並進反転させた相電流値には、負の方向にオフセットするオフセット誤差が含まれることになる。
【００７８】
図１６（ａ）に示すように、電気角１周期にわたって均等なオフセット誤差が含まれていないと、フーリエ級数展開しても、正しくオフセット誤差を算出できない。そのため、選択した相電流値にオフセット誤差が含まれている場合には、推定した電気角１周期にわたる相電流値をフーリエ級数展開しても、正しくオフセット誤差を算出して、オフセット誤差を除去することができない。ひいては、抽出した１次成分にも誤差が含まれることになる。
【００７９】
そこで、オフセット誤差算出部７２，７３は、電気角半周期にわたるＶ相，Ｗ相の相電流値から推定した電気角１周期にわたる相電流値ではなく、電気角１周期にわたるＶ相，Ｗ相の相電流値の検出値に基づいてＶ相，Ｗ相のオフセット誤差を算出する。ただし、電気角１周期にわたる相電流値の検出値に基づいてオフセット誤差を算出すると、上述したように、トルク指令値Ｔｒ＊の変更時に、トルク指令値Ｔｒ＊変更前及び変更後における相電流値の検出値の両方を用いて、オフセット誤差を算出することになる。そのため、トルク指令値Ｔｒ＊の変更時に、オフセット誤差の算出誤差が大きくなり、高応答化を損なうおそれがある。ここで、一般にオフセット誤差は、トルク指令値Ｔｒ＊の変更前後で大きく変化することはない。
【００８０】
よって、オフセット誤差算出部７２，７３は、所定期間におけるトルク指令値Ｔｒ＊の変化量が閾値以下である場合、すなわちトルク指令値Ｔｒ＊が変更されていない場合には、オフセット誤差を算出したオフセット誤差に更新する。また、オフセット誤差算出部７２，７３は、上記変化量が閾値を超える場合、すなわちトルク指令値Ｔｒ＊が変更された場合には、オフセット誤差を前回の演算時におけるオフセット誤差の値に維持する。これにより、トルク指令値Ｔｒ＊変更前及び変更後における相電流値の検出値の両方に基づいて算出された、算出誤差の大きいオフセット誤差を用いることがない。なお、トルク指令値Ｔｒ＊の代わりにトルク推定値Ｔｒｅの変化量を用いてもよい。
【００８１】
補正部７４，７５は、オフセット誤差算出部７２，７３により算出されたＶ相，Ｗ相のオフセット誤差を用いて、Ｖ相，Ｗ相の相電流値の検出値を補正する。詳しくは、補正部７４，７５は、Ｖ相，Ｗ相の相電流値の検出値にそれぞれオフセット誤差を加算して補正する。推定部５３は、補正した後の電気角半周期にわたる相電流値の検出値を並進反転させて、電気角１周期にわたる相電流値を算出する。
【００８２】
次に、第２実施形態に係る相電流値の検出値からｄｑ電流を算出する手法について、図１８のフローチャートを参照して説明する。本処理手順は、制御装置４０が、演算角ごとに繰り返し実行する。
【００８３】
まず、Ｓ３０〜Ｓ３３では、Ｓ１０〜Ｓ１３と同様の処理を行う。続いて、図１８に示す式を用いて、電気角１周期にわたるＶ相の相電流の検出値Ｉｖｄ及びＷ相の相電流の検出値Ｉｗｄから、Ｖ相のオフセット誤差ａＶ０／２、及びＷ相のオフセット誤差ａＷ０／２を算出する（Ｓ３４）。なお、Ｉｖｄ（θ[ｎ]）・（θ[ｎ]−θ[ｎ−１]）、及びＩｗｄ（θ[ｎ]）・（θ[ｎ]−θ[ｎ−１]）が、Ｖ相及びＷ相の相電流値の検出値に基づく算出値に相当する。
【００８４】
続いて、所定期間内におけるトルク指令値Ｔｒｑ＊の変化量が閾値以内か否か判定する（Ｓ３５）。変化量が閾値以内の場合は（Ｓ３５：ＹＥＳ）、オフセット誤差を更新する（Ｓ３６）。一方、変化量が閾値を超えている場合は（Ｓ３５：ＮＯ）、オフセット誤差を前回の処理時における値に維持する（Ｓ３７）。
【００８５】
続いて、Ｖ相及びＷ相の相電流値の検出値Ｉｖｄ，Ｉｗｄに、それぞれオフセット誤差Ｉｖｏｆ，Ｉｗｏｆを加算して補正し、Ｖ相及びＷ相の相電流値Ｉｖ，Ｉｗを算出する（Ｓ３８）。
【００８６】
続いて、Ｓ３９〜Ｓ４２では、Ｓ１４〜Ｓ１７と同様の処理を行う。以上で、本処理を終了する。
【００８７】
次に、第２実施形態の変形例に係る相電流値の検出値からｄｑ電流を算出する手法について、図１９のフローチャートを参照して説明する。本処理手順は、制御装置４０が、演算角ごとに繰り返し実行する。
【００８８】
まず、Ｓ５０〜Ｓ５３では、Ｓ２０〜Ｓ２３と同様の処理を行う。続いて、図１９に示す式を用いて、電気角１周期にわたるＶ相の相電流の検出値Ｉｖｄから、Ｖ相のオフセット誤差ａＶ０／２を算出する（Ｓ５４）。
【００８９】
続いて、Ｓ５５〜Ｓ５７では、Ｓ３５〜Ｓ３７と同様の処理を行う。
【００９０】
続いて、Ｖ相の相電流の検出値Ｉｖｄに、オフセット誤差Ｉｖｏｆを加算して補正し、Ｖ相の相電流値Ｉｖを算出する（Ｓ５８）。
【００９１】
続いて、Ｓ５９〜Ｓ６２において、Ｓ２４〜Ｓ２７と同様の処理を行う。以上で本処理を終了する。
【００９２】
以上説明した第２実施形態によれば、第１実施形態の効果を奏するとともに、以下の効果を奏する。
【００９３】
・選択した電気角半周期にわたる相電流値の検出値にオフセット誤差が含まれている場合でも、精度良くオフセット誤差を算出して、オフセット誤差を除去することができる。ひいては、高精度な１次電流を算出することができる。
【００９４】
・所定期間におけるトルク指令値＊の変化量が閾値を超えている場合には、オフセット誤差を更新しないため、１次電流算出の高応答化を損なうおそれがない。
【００９５】
（第３実施形態）
次に、第３実施形態に係る制御装置４０について、第１実施形態と異なる点を図２０及び図２１を参照して説明する。第２実施形態に係る制御装置４０は、推定部５３による相電流値の推定手法が異なる。
【００９６】
図２１に示すように、回転位置センサ３３により検出される回転位置θの０〜３６０°と、いずれかの相の相電流の位相の０〜３６０°とが同期している場合、回転位置θの検出値と相電流値の検出値とから、相電流の最大振幅Ａを推定できる。最大振幅Ａが推定されれば、各演算角における相電流値を推定できる。そこで、制御装置４０は、いずれかの相の相電流の位相と回転位置センサ３３により検出される回転位置θとが、同期しているか否か判定する。
【００９７】
推定部５３は、いずれかの相の相電流の位相と回転位置センサ３３により検出される回転位置θとが、同期していると判定された場合に、所定の演算角における相電流値の検出値と、回転位置センサ３３により検出された回転位置θとに基づいて、相電流の最大振幅Ａを算出する。本実施形態では、Ｖ相の相電流の位相と回転位置θとが同期しているとする。
【００９８】
以下、相電流値の検出値からｄｑ電流を算出する処理手順について、図２０のフローチャートを参照して説明する。本処理手順は、制御装置４０が、演算角ごとに繰り返し実行する。
【００９９】
まず、Ｓ３０〜Ｓ３２では、Ｓ１０〜Ｓ１２と同様の処理を行う。続いて、電流センサ３１により検出されたＶ相の相電流値Ｉｖ（θ[ｎ]）、及び回転位置センサ３３により検出された回転位置θを取得する（Ｓ３３）。
【０１００】
続いて、Ｓ３３で取得した相電流値Ｉｖ（θ[ｎ]）及び回転位置θと、Ｉｖ（θ[ｎ]）＝Ａ[ｎ]・ｓｉｎθ[ｎ]の式から、最大振幅Ａ[ｎ]を算出する（Ｓ３４）。続いて、直近の演算角において算出したｍ個（ｍは自然数）の振幅Ａ[ｎ]、Ａ[ｎ−１]、…を平均して、振幅Ａ＿ａｖを算出する（Ｓ３５）。なお、ｍ＝１でもよい。すなわち、Ｓ３４で算出した最大振幅Ａ[ｎ]をそのまま振幅Ａ＿ａｖとしてもよい。
【０１０１】
続いて、Ｓ３５で算出した振幅Ａ＿ａｖを用いて、電気角１周期にわたる演算角における各相の相電流値Ｉｕｅ，Ｉｖｅ，Ｉｗｅをそれぞれ算出する（Ｓ３６）。
【０１０２】
続いてＳ３７及びＳ３８では、Ｓ１６及びＳ１７と同様の処理を行う。以上で本処理を終了する。なお、本処理手順には、第１実施形態の処理手順の変形例を適宜適用してもよい。
【０１０３】
以上説明したい第２実施形態によれば、最低限１組の相電流値の検出値と回転位置θの検出値に基づいて１次電流値を算出できるため、トルク指令値Ｔｒｑ＊に対する応答性を向上させることができる。
【０１０４】
（他の実施形態）
・フーリエ係数は、電気角ｋ周期にわたる相電流値に基づく算出値を、電気角ｋ周期にわたって積算して算出してもよい。この場合、電気角１／２，１，３／２，…ｍ／２周期（ｍ≦ｋ）のいずれかにわたる相電流値の検出値を、繰り返し並進反転させて、残りの（ｋ−ｍ／２）周期にわたる相電流値を推定すればよい。例えば、ｋ＝３の場合は、電気角半周期、電気角１周期、電気角３／２周期のいずれかにわたる相電流の検出値から、残りの電気角５／２周期、電気角２周期、電気角３／２周期にわたる相電流値を推定すればよい。
【０１０５】
・電流センサにより３相の相電流をそれぞれ検出してもよい。この場合、図１２のフローチャートにおいて、Ｓ１３の処理で、３相の相電流値の検出値をそれぞれ取得し、Ｓ１４の処理を省略する。
【０１０６】
・電流センサ３１，３２による相電流値の検出タイミングと、演算角とは同期していなくてもよい。この場合、相電流値の検出値を線形補完して、演算角のタイミングにおける相電流値の検出値を算出し、フーリエ係数の演算に用いればよい。
【符号の説明】
【０１０７】
２０…インバータ、３０…ＭＧ、３１，３２…電流センサ、３３…回転位置センサ、４０…制御装置。
【図１】
0006424773.tif 000005
【図２】
0006424773.tif 000006
【図３】
0006424773.tif 000007
【図４】
0006424773.tif 000008
【図５】
0006424773.tif 000009
【図６】
0006424773.tif 000010
【図７】
0006424773.tif 000011
【図８】
0006424773.tif 000012
【図９】
0006424773.tif 000013
【図１０】
0006424773.tif 000014
【図１１】
0006424773.tif 000015
【図１２】
0006424773.tif 000016
【図１３】
0006424773.tif 000017
【図１４】
0006424773.tif 000018
【図１５】
0006424773.tif 000019
【図１６】
0006424773.tif 000020
【図１７】
0006424773.tif 000021
【図１８】
0006424773.tif 000022
【図１９】
0006424773.tif 000023
【図２０】
0006424773.tif 000024
【図２１】
0006424773.tif 000025