(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
振幅および周波数を有する出力信号を発生し、その出力信号が温度への周波数依存性を有すると共に、振幅への周波数依存性も有する、ＬＣ発振器回路を制御する方法であって、該方法は、
前記発振器回路を、所定の温度範囲に対して前記出力信号の周波数偏差が実質的にゼロとなるローカル温度ヌルの領域内で、または、所定の温度に対して前記出力信号の周波数偏差が最小となるグローバル温度ヌルの領域内で、動作させ、
温度の変化を検出し、
前記出力信号の振幅を自動制御する自動振幅制御のための基準信号を発生させ、
前記基準信号に応答して前記出力信号の振幅を制御し、
前記基準信号は、前記ローカルまたは前記グローバル温度ヌルの領域内で、前記出力信号の周波数が所望の軌跡を辿るように温度の関数として変化する、
ことを特徴とする方法。
【請求項２】
前記温度の関数はプログラム可能である、ことを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項３】
前記基準信号は多項式発生器を用いて発生させる、ことを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項４】
前記基準信号をＰＴＡＴ電流発生器およびＣＴＡＴ電流発生器のうちの少なくとも１つを用いて発生させる、ことを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項５】
前記温度の関数は、温度の変化の結果としての前記出力信号の周波数の変化が低減もしくは最小化されるように選択されることを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項６】
振幅および周波数を有する出力信号を発生し、その出力信号が温度への周波数依存性を有すると共に、振幅への周波数依存性も有する、ＬＣ発振器回路であって、
前記発振器回路を、所定の温度範囲に対して前記出力信号の周波数偏差が実質的にゼロとなるローカル温度ヌルの領域内で、または、所定の温度に対して前記出力信号の周波数偏差が最小となるグローバル温度ヌルの領域内で、動作させる回路、
温度の変化を検出し、前記出力信号の振幅を自動制御するための基準信号を発生する回路、および
前記基準信号に応答して前記出力信号の振幅を制御する自動振幅コントローラ、を備え、
前記基準信号は、前記ローカルまたは前記グローバル温度ヌルの領域内で、前記出力信号の周波数が所望の軌跡を辿るように温度の関数として変化する、ことを特徴とする装置。
【請求項７】
前記温度の関数はプログラム可能である、ことを特徴とする請求項６記載の装置。
【請求項８】
前記基準信号を発生する回路は多項式発生器を備える、ことを特徴とする請求項６記載の装置。
【請求項９】
前記基準信号を発生する回路は、ＰＴＡＴ電流発生器およびＣＴＡＴ電流発生器のうちの少なくとも１つを備える、ことを特徴とする請求項６記載の装置。
【請求項１０】
前記温度の関数は、温度の変化の結果として前記出力信号の周波数の変化が低減もしくは最小化されるように選択される、ことを特徴とする請求項６記載の装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、概して、広い温度変化範囲に亘って高度に安定な出力周波数を提供する発振器に関する。
【背景技術】
【０００２】
電子クロックの生成は、従来、外部の水晶に基づく基準発振器に依拠し、その基準発振器は必要とされるクロックを生成するために必要に応じて乗算または除算される。クロックの主要な仕様には、目標とする周波数以外に、周波数の精度と安定性がある。周波数の精度は、電源および温度に対して目標周波数を維持する能力であり、これは通常、目標周波数からのドリフトとしてパーセントまたはｐｐｍで表される。長期間の安定性は、発振器の近接位相ノイズ(close-in phase noise)により影響を受ける。高Ｑ素子を用いる発振器は、典型的には、低い位相ノイズプロファイルを持ち、よって、良好な周波数安定性を有し、電源および温度に依存する発振器の増幅利得の変化に左右されにくい。
【０００３】
たとえば、水晶発振器（ＸＯ）は、水晶の非常に高い品質係数（Ｑ）に由来して、電源および温度全域にわたって非常に良好な周波数安定性および周波数精度を提供する高Ｑ発振器である。しかしながら、水晶を含め、すべての共振子（振動子）が、温度に対して満足のいく性能を有しているわけではない。したがって、温度に起因した周波数の“シフト（ずれ）”を低減ないし補償するための追加の回路および技術が必要とされる。温度補償型の水晶発振器（ＴＣＸＯ）は、典型的には、水晶の温度依存性を無効にするために温度依存性を持つ追加のデバイスを備える。その結果、低い温度依存性の発振周波数が得られる。
【０００４】
しかしながら、複数の規格、機能性の増大、より高いデータ速度、および、メモリの増大をより小型に低コストでサポートする必要性のために、電子システムのますます増大する複雑性は、設計者を、ディープサブミクロンＣＭＯＳ技術においてゲート密度の増大の恩恵を受けるようにＳｏＣ(Systems-on-Chip)を開発することにより集積レベルを増大することに向かわせている。水晶発振器による基準クロックは、水晶が本質的にかさばるものであるために、縮小又は集積するのが難しく、よって、電子システムに対して可能なサイズおよびコストの低減化を制限してしまっている。
【０００５】
高ＱのＭＥＭＳ共振器および薄膜バルク音響共振器（ＦＢＡＲ）を使用する最近の取り組みは、高Ｑ素子および特定要素向け集積回路（ＡＳＩＣ）を同じパッケージに集積する可能性を示してきた。しかしながら、高Ｑ素子は、ＳｏＣにとって実用的でない特別なパッケージないし較正（キャリブレーション）を必要とすることがあるため、パッケージングによってもたらされる、パフォーマンスに影響するストレスが、厳しい障害としてなお存在している。このストレスは、共振器の温度挙動を変化させるおそれがあり、結果として、大きな周波数シフトをもたらすと共にエージングを加速させるおそれがある。したがって、典型的には、このような影響を緩和するために特別なアセンブリおよびパッケージング技術が必要とされるが、これは、クロックを生成するコストを増大させる。同様の問題は、共振器の材料の機械的特性に基づく共振器にも存在し、注意深い設計および製造手順やプロセスを必要とする。
【０００６】
ＵＳＢおよびＳＡＴＡのようなアプリケーションのための設計上の要件（これは、それほどの周波数精度および安定性を必要としない）は、良好なジッタ性能を生成する適切な位相ノイズプロファイルを有し得るＣＭＯＳプロセスで利用可能な比較的低いＱ素子を備える発振器を用いて満足させることができる。現在の取り組みでは、リング発振器、弛緩発振器、およびＬＣ発振器が使用されている。しかしながら、これらの実装について報告されている周波数精度は、電源および温度に対して大きなドリフトがあり、よって、厳しい精度および安定性を必要とするアプリケーションにとっては、これらの発振器は役に立たない。温度に対するドリフトを低減するためには、温度に対するトリミング（調整）が必要とされるが、これは、ＳｏＣにとってコストもかかり、実用的でもない。
【０００７】
したがって、ＣＭＯＳ技術における既存の最適化プロセスの手順に依存するとともに周波数の安定性およびジッタの要件を満たす集積化解決手法に大きな価値がある。高度に安定な出力周波数を達成するためにタンク温度ヌル位相で動作するＬＣタンク発振器は米国特許第８，０７２，２８１号明細書に記載されており、その内容は参照することにより本明細書に組み込まれる。本明細書に記載する技術及び回路は温度ヌル位相を巧みに利用する改良例及び拡張例も含んでいる。
【発明の概要】
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本開示は、実質的に温度に依存しないＬＣ型発振器を提供する。この発振器は、ＬＣ発振器タンクと、該ＬＣ発振器タンクに結合され、該ＬＣ発振器タンクを温度ヌル位相で動作させて温度ヌル位相に実質的に等しい位相でタンク発振を生成するための周波数安定化回路とを含む。該温度ヌル位相は、発振器の出力発振周波数の温度変化に伴う変動が低減もしくは最小化されるときのＬＣ発振器タンクの位相である。
【０００９】
米国特許第８，０７２，２８１号において、温度に対する周波数変動の一次モデルが解析され、温度ヌル特性に関する理論的予想が紹介されている。実際的見地から、温度ヌル特性に影響を与えるもっと多くの要因がある。これらの要因は温度ヌル特性に影響を与え、ひいては温度に対する全体的な周波数偏差に影響を与える。この偏差の増大はこのようなＬＣベース発振器の製造中の調整及び校正の複雑さを増大する。
【００１０】
本発明は、温度に対してＬＣ発振器タンクの出力信号の振幅を制御することによってＬＣ発振器タンクへの入力電流の高調波成分を制御することで、温度ヌル特性を制御する方法を記載する。記載の方法を適用することによって、実質的に温度に依存しない出力信号が達成される。本開示の別の態様は出力信号の振幅を制御するいくつかの方法及び装置を記載する。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】模範的なＬＣ発振器タンクを示す回路図である。
【図２】模範的なＬＣ発振器タンクの位相プロットを示す図である。
【図３】ゼロ位相で動作するＬＣ発振器タンクの温度に対する発振周波数を示す図である。
【図４】模範的なＬＣ発振器タンクの温度ヌル位相を示す図である。
【図５】温度ヌル位相で動作している間の、一次モデルで期待される温度に対する周波数偏差である、理論的なＴＮＵＬＬ特性を示す図である。
【図６】３つの可能な実際のＴＮＵＬＬ特性と一次モデルで期待される理論的ＴＮＵＬＬ特性を示す図である。
【図７】基準電圧が温度の制御関数Ｖref(Ｔ)であるＡＡＣによって振幅が制御される発振器を示す図である。
【図８】Ｖref(Ｔ)発生器回路のブロック図を示す。
【図９】係数（ｔv1〜ｔvn）の３つの異なる組合せにおける３つの異なるＴＮＵＬＬ特性とＴＮＵＬＬ特性の理論的期待特性を示し、係数はＴＮＵＬＬ特性を制御するようにプログラムされる。
【図１０】ＰＴＡＴ電流（ＩPTAT）発生器回路を示す。
【図１１】ＰＴＡＴ電流（ＩPTAT）発生器回路を用いて一次温度依存電圧Ｖ1(Ｔ)を発生する回路を示す。
【図１２】ＰＴＡＴ電流（ＩPTAT）を線形温度依存抵抗Ｒt(Ｔ)と共に用いて一次温度依存電圧Ｖ2(Ｔ)を発生する回路を示す。
【図１３】ＣＴＡＴ電流（ＩCTAT）発生器回路を示す。
【図１４】ＣＴＡＴ電流（ＩCTAT）発生器回路を用いて負の一次および二次の係数を有するＶ1(Ｔ)およびＶ2(Ｔ)を発生する回路を示す。
【図１５】Ｖx(Ｔ)からＶx+1(Ｔ)を発生し得る回路を示す。
【発明の実施の形態】
【００１２】
図１を参照すると、発振器を構成する際に使用されるＬＣ発振器タンク回路１０は、インダクタンスのもと（誘導素子）Ｌおよびキャパシタンスのもと（容量素子）Ｃから構成される。ＬＣ発振器タンク回路１０の誘導性素子Ｌおよび容量性素子Ｃは、限定されるものではないが、オンチップ集積インダクタ、ボンドワイヤ、金属―絶縁膜―金属（ＭｉＭ）コンデンサ、金属フィンガコンデンサ、金属酸化物半導体（ＭＯＳ）コンデンサ、セラミック共振器、マイクロ電気機械システム（ＭＥＭＳ）チューニングフォーク共振器、ＭＥＭＳワイングラス共振器、ＭＥＭＳベース共振器、表面弾性波（ＳＡＷ）およびバルク弾性波（ＢＡＷ）デバイス等のような、様々な種類の共振器および受動素子から構成することができる。
【００１３】
理想的な純粋なインダクタおよびコンデンサの実現は、通常、有限の品質係数Ｑを持つという物理的な限界のために可能でない。今日まで、ＣＭＯＳ技術において集積化されたインダクタは、ＭＥＭＳ共振器および水晶に比べると、低いＱ係数を持つ。インダクタにおける損失の源には、インダクタの金属の抵抗損ｒＬおよび基板の抵抗損ｒＳＵＢがある。これらの損失は、両方とも、通常温度に依存し、したがって、インダクタの全体のインピーダンスおよびＱは、温度に依存している。
【００１４】
また、発振器タンクの集積化された容量性部分も、そのキャパシタンス値（容量値）の温度依存性だけでなく、Ｑの有限の温度依存性も被る。結果として、集積化されたＬＣタンクの物理的な実現は、該タンクのインピーダンスおよびＱ係数の強い温度依存性を示し、温度に依存するタンク共振周波数をもたらす。
【００１５】
ＬＣ発振器タンク１０を用いて構成された発振器は、典型的には、タンクの損失を克服する役割を担う増幅器を有する。発振器が発振を維持するため、バルクハウゼン条件は、開ループ利得が１より大きいこと、および位相がゼロに等しいことを必要とする。増幅器がゼロ位相をもたらすとすると、発振が起こるためには、ＬＣ発振器タンクのインピーダンスＺＴａｎｋは、ゼロ位相を持たなければならない。この位相条件を使用して、以下のように、発振周波数ωＯＳＣが導かれる。
【数１】
0006297039.tif 000002
式（１）
0006297039.tif 000003
式（２）
【００１６】
φＴａｎｋ＝０の発振条件は以下となる。
【数２】
0006297039.tif 000004
ただし、
0006297039.tif 000005
式（３）
【００１７】
上記の式（１）〜（３）から、ｒＬが温度に依存する場合には、発振周波数が温度に依存する、ということがわかる。温度に伴うｒＬの線形の変動は、発振周波数のほぼ線形の変動となる。加えて、Ｃの温度変動もこの温度依存性に強く寄与する。
【００１８】
このことは、図２にグラフで示されており、図２には、Ｌ、ｒＬおよびＣからなるタンクについて、位相φＴａｎｋが複数の異なる温度に対してプロットされ、ここでｒＬの線形の温度依存性は、次式で定義され、αは、ｒＬの温度係数である。
【数３】
0006297039.tif 000006
式（４）
【００１９】
発振周波数は、φＴａｎｋ＝０とこれら位相プロットとの交点を用いて決定される点に注意されたい。温度に対する対応発振周波数は、図３にプロットされており、これは、ゼロ位相で動作する典型的なＬＣ発振器タンクにおいて、８０００ｐｐｍの強い温度依存性を示している。
【００２０】
図２における位相プロットを再び調べると、タンクの品質係数は温度と共に変化するので、位相プロットは温度と共に変化する。さらに、発振周波数において、温度が低いほどＱが高くなり、したがって、温度が低いほど、負の傾斜が大きくなる。よって、温度と共に変化する位相プロットの傾斜がこれらのプロットの交点を生じる。
【００２１】
交点が同じ位相で生じるとき、温度に依存しないタンク動作ポイントが生成され、タンクは、温度“ヌル”位相φＮｕｌｌで動作すると言うことができる。この理想的な温度ヌル位相(temperature null phase)は、温度に対する位相プロットが同じ位相で正確に交差するときに生じる。タンクがφＮｕｌｌに理想的に等しい位相で発振すると、温度全域にわたり、偏差ゼロの発振周波数が生じる。
【００２２】
より現実的なタンクは、温度に対して小さな周波数偏差を伴う温度ヌルを示す。これが、図４にグラフで示されており、ここで、発振の条件は、φＴａｎｋ＝φＮｕｌｌであり、温度に対して対応発振周波数がプロットされている。図５に見られるように、発振器を温度ヌル位相で動作させると、発振周波数はかなり低い温度依存性を有するものとなる。たとえば、図５において、周波数ドリフトは、わずか２９０ｐｐｍである。これを、図３のゼロ位相における８０００ｐｐｍの周波数ドリフトと比べると、温度ヌル位相における発振は、より安定した周波数を生成することがわかる。
【００２３】
グローバル温度ヌル（ＧＮｕｌｌ：Global Temperature Null）は、温度範囲ΔＴに対し最小の周波数偏差Δｆをもたらし、温度範囲の中心ＴＯにおける温度に対する発振周波数の変化ｄｆＯＳＣ/ｄＴが非常に小さいもしくはゼロとなる位相動作ポイントφＧＮｕｌｌとして、定義することができる。この温度ヌルの品質を計る尺度は、温度に対する発振周波数偏差である。タンクのこの温度ヌルの性能指数ＦＯＭ(Figure of Merit)は、以下のように定義することができる。
【数４】
0006297039.tif 000007
式（５）
ここで、ｆＴｏは、ＴＯにおける発振周波数である。ＦＯＭの値が小さくなるほど、このヌルの品質は良好になる。完全なヌルは、ＦＯＭ＝０のとき生じる。
【００２４】
ローカル温度ヌル(ＬＮｕｌｌ：Local Temperature Null)は、ｄｆＯＳＣ/ｄＴ＝０となる位相動作ポイントφＬＮｕｌｌとして定義することができる。代替的に、ＬＮｕｌｌは、温度Ｔにおいて温度Ｔ＋δの位相プロットとＴ−δの位相プロットの交点として定義することができ、ここで、δは無限小である。
【００２５】
温度ＴＯを中心とするＧＮｕｌｌ発振周波数ωＧＮｕｌｌは、温度（ＴＯ＋ΔＴ）と（ＴＯ−ΔＴ）における２つの位相カーブの交点を見つけることによって導出することもできる。線形温度依存性のｒＬを持つＬＣ発振器タンクについて、ＧＮｕｌｌにおける位相および周波数は、次のようになる。
【数５】
0006297039.tif 000008
式（６）
0006297039.tif 000009
式（７）
【００２６】
ここで再び図５を参照すると、この曲線は、タンクの一次モデルを仮定することにより、ＴＮｕｌｌで動作している間の温度に対する周波数変化を示す。温度に対してタンクの一次モデルはインダクタＤＣ（直流）損失の温度変化のみを含む。実際には、ＴＮＵＬＬにおける温度に対する周波数変化に影響を与えるファクタには、インダクタ損失の温度変化に加えて、例えば、限定されないが、能動回路素子により誘起される高調波の温度変化、相互接続配線および能動回路素子により与えられる寄生容量の温度変化、表皮厚さ効果及び近接効果等のタンクのインダクタの非理想効果の温度変化、およびタンクの容量の温度変化がある。
【００２７】
これらのファクタのために、ＴＮＵＬＬにおける温度対周波数の実際のプロファイルは一次モデルの理論的予想からずれる。最終周波数プロファイルは各ファクタの重み及び異なるファクタの組み合わせに従って変化する。
【００２８】
温度ヌル位相における温度に対する周波数変化のプロファイルは「温度ヌル特性」又は「ＴＮＵＬＬ特性」で示される。図６は可能な実際のＴＮＵＬＬ特性の３つの例と一次モデルから予想される理論的なＴＮＵＬＬ特性との比較を示す。ＴＮＵＬＬ特性は温度に対する周波数偏差Δｆ(Ｔ)の形状であり、ここでΔｆ(Ｔ)はＴＮＵＬＬで動作している際の温度範囲の端点ＴＯ＋ΔＴおよびＴＯ−ΔＴにおける発振周波数を基準とする周波数偏差である。ＴＮＵＬＬで動作している際の温度範囲の最低点ＴＯ−ΔＴにおける周波数は温度範囲の最高点ＴＯ＋ΔＴにおける周波数に等しい点に注意されたい。従って、Δｆ(Ｔ)は次式で与えられる。
【数６】
0006297039.tif 000010
式（８）
【００２９】
ＴＮＵＬＬの特性を制御するために、温度に対する発振振幅のプロファイルが、米国特許第８，０７２，２８１号に開示される式（１３）に従う電流高調波成分による周波数変化を補償するように利用される。この式（１３）を再びここに記す。
【数７】
0006297039.tif 000011
式（９）
ここで、ωｏｓは発信周波数、およびＩｎはタンクの電流の第ｎ高調波である。
【００３０】
本開示の一つの態様では、発振振幅は温度に対して特定のプロファイルに従って意図的に変化される。従って、高調波成分は温度に対してかなり制御された態様で変化し、ひいては、式（９）に従う発振周波数の変化を誘起する。この温度に対する振幅プロファイルは、誘起された周波数変化がもとの周波数変化と合成されて所要のＴＮＵＬＬ特性を生成するように操作される。従って、本技術はＴＮＵＬＬ特性に対する実質的な制御をもたらす。
【００３１】
図７を参照すると、タンク回路１０と相互コンダクタンス増幅器３０を有する発振器が、振幅検出回路５２と、基準信号５３  Ｖｒｅｆ(Ｔ)が供給される差回路５４と、コントローラ５６とを含む自動振幅制御（ＡＡＣ）ブロック５０とともに示されている。発振振幅はＡＡＣループにより制御され、ＡＡＣ基準電圧Ｖｒｅｆ(Ｔ)のスケーリングされた値である。従って、本開示の一つの態様では、温度に対する発振振幅の所要のプロファイルはＡＡＣ基準電圧Ｖｒｅｆ(Ｔ)によって決まる。ＡＡＣ基準電圧は制御されたプログラム可能な温度の関数となる。Ｖｒｅｆ(Ｔ)は所要のＴＮＵＬＬ特性を達成するようにプログラムされる。ＡＡＣ基準電圧を温度に対してほぼ一定であるとみなす従来技術（例えば、米国特許第８，０７２，２８１号）と異なり、本技術ではＡＡＣ基準電圧を温度の関数として変化させる。
【００３２】
本開示の他の態様では、基準電圧は基準電圧発生回路によってプログラムされる。このような回路の一例は図８に１００で示されている。この回路は主として、バイアス電圧発生器ブロック１１０と多項式発生器ブロック１２０とからなる。バイアス電圧発生器ブロックは一連の温度依存バイアス電圧ＶＯ(Ｔ)~Ｖｎ(Ｔ)を発生し、ここで、Ｔはケルビンの絶対温度であり、ｎは任意の整数であり、Ｖｘ(Ｔ)は次数ｘの温度の多項式関数であり、ｘは不等式０≦ｘ≦ｎを満足する整数である。従って、Ｖ０(Ｔ)~Ｖｎ(Ｔ)は次のように与えられる。
Ｖ0≒Ｖ00                                                                                                式（１０Ａ）
Ｖ1(Ｔ)＝Ｖ01(１＋ｔv11(Ｔ−Ｔ0))                                式（１０Ｂ）
Ｖ2(Ｔ)＝Ｖ02(１＋ｔv12(Ｔ−Ｔ0)＋ｔV22(Ｔ−Ｔ0)2)                式（１０Ｃ）
Ｖ3(Ｔ)＝Ｖ03(１＋ｔv13(Ｔ−Ｔ0)＋ｔV23(Ｔ−Ｔ0)2＋ｔV33(Ｔ−Ｔ0)3) 式（１０Ｄ）
・
・
Ｖx(Ｔ)＝Ｖ0x(１＋ｔv1x(Ｔ−Ｔ0)＋ｔV2x(Ｔ−Ｔ0)2・・・＋ｔVxx(Ｔ−Ｔ0)ｘ)                                                                         式（１０Ｅ）
・
・
Ｖn(Ｔ)＝Ｖ0n(１＋ｔv1n(Ｔ−Ｔ0)＋ｔV2n(Ｔ−Ｔ0)2)・・・＋ｔVnn(Ｔ−Ｔ0)n)                                                                         式（１０Ｆ）
ここで、Ｔ０はケルビンで表された室温であり、Ｖ0xは室温Ｔ０におけるバイアス電圧Ｖx(Ｔ)の値である。更に、ｔvyxは電圧Ｖx(Ｔ)のｙ次の温度係数であり、ここでｙは０≦ｙ≦ｎを満足する整数である。Ｖ０(Ｔ)は温度の弱関数であり、従ってその温度依存は式中で無視される。
【００３３】
電圧Ｖ0(Ｔ)〜Ｖn(Ｔ)が多項式発生器ブロック１２０に供給される。多項式発生器ブロック１２０は、最終基準電圧５３  Ｖref(Ｔ)を生成するために、これらの異なるバイアス電圧を各々に対して適切な重み付けおよび信号処理と結合させる。多項式発生器ブロック１２０はＶref(Ｔ)を次の式に従って温度のプログラム可能なｎ次多項式関数として生成する。
Ｖref(Ｔ)＝Ｖref0(１＋ｔv1(Ｔ−Ｔ0)＋ｔv2(Ｔ−Ｔ0)2・・・＋ｔvn(Ｔ−Ｔ0)xn)                                                                         式（１１）
ここで、ｔvyはＶref(Ｔ)に対するｙ次の温度計数であり、ｙは０≦ｙ≦ｎを満足する整数であり、Ｖref0は室温Ｔ０におけるＶref(Ｔ)の値である。
【００３４】
更に、Ｖref0及び係数ｔv1〜ｔvnは図８に示すように多項式発生器ブロック１２０に供給されるディジタルワードを用いてプログラムされる。多項式発生器ブロック１２０はディジタル制御ワードを所要の温度係数に変換し、異なる入力電圧Ｖ0(Ｔ)〜Ｖn(Ｔ)から所要の基準電圧Ｖref(Ｔ)を発生させる。係数ｔv1〜ｔvnは温度に対する所要の発振振幅プロファイルを得るようにプログラムされ、同時にＶref0は所要の大きさの発振振幅を得るようにプログラムされる。
【００３５】
係数ｔv1〜ｔvnの組合せは最終ＴＮＵＬＬ特性を決定する。これらの係数のあらゆる組合せが各係数の重みおよび強さに応じて異なるＴＮＵＬＬ特性を発生する。図９はこれらの係数の３つの異なる組合せのＴＮＵＬＬ特性を示す。これらの係数は所要のＴＮＵＬＬ特性を発生するようにプログラムされる。よって、本技術はＴＮＵＬＬ特性に対する実質的な制御をもたらす。
【００３６】
本開示の別の態様では、異なる次数の温度依存性を文献で知られている種々の回路で発生させることができる。一例として、正の一次温度依存電流は、図１０にブロック２００で示す回路のような熱電圧（ＶT）基準バイアス回路により発生させることができる。この回路は、抵抗Ｒが弱温度依存性であれば、絶対温度（ＰＴＡＴ：Proportional To Absolute Temperature）に比例するＤＣ電流を発生することが文献、例えば”Analysis and Design of Analog Integrated Circuit”, by Paul Gray, Paul J. Hurst, Stephen H. Lewis and Robert G. Meyer (John Wiley & Sons, Inc., fourth edition, 2001)および”Design of Analog CMOS Integrated Circuits”, byBahzer Razavi (McGraw-Hill, International edition, 2001)、から周知である。得られるＰＴＡＴ電流（ＩPTAT）は次式で表される。
ＩPTAT(Ｔ)＝Ｉ0(１＋α(Ｔ−Ｔ0))                              式（１２）
ここで、Ｉ0はＴ0における公称電流値であり、αはこの電流の一次温度係数であって、典型的なシリコンベースプロセスに対して約３３００ppm/°Kである。
【００３７】
本開示の別の態様では、制御電圧Ｖ1(Ｔ)を得るために図１１に示す回路３００を使用することができる。図１１に示すように、ＰＴＡＴ電流（ＩPTAT）を弱温度依存性の抵抗Ｒに流すことによって、次式に従って温度と共に線形に変化する電圧Ｖ1(Ｔ)を得ることができる。
Ｖ1(Ｔ)＝Ｉ0Ｒ(１＋α(Ｔ−Ｔ0))                                式（１３）
【００３８】
従って、図１１の回路３００は正の一次温度係数ｔv11を得るために使用することができる。この特定の例では、ｔv11は、抵抗Ｒ３１０の温度依存性は無視できるという仮定の下で、典型的なシリコンベースプロセスに対して３３００ppm/°Kである。
【００３９】
本開示の別の態様では、二次温度依存電圧は図１２の回路４００で発生される。本例では、ＰＴＡＴ電流が実質的に線形温度依存性を有する抵抗４１０に流される。抵抗４１０  Ｒt(Ｔ)は次の関係式で与えられる。
Ｒt(Ｔ)＝Ｒ0(１＋αR(Ｔ−Ｔ０))                                式（１４）
ここで、Ｒ0は温度Ｔ0における抵抗の値であり、αRは抵抗の一次温度係数である。実質的に線形温度依存性の抵抗Ｒt(Ｔ)はいくつかの方法で実現できる。例えば、典型的なシリコンベースプロセスでは、Ｒt(Ｔ)は、限定されないが、拡散抵抗、Ｎウェル（Ｎドープ基板）抵抗、およびトランジスタ装置で実現される能動抵抗等のプロセスモジュールによって実現することができる。
【００４０】
最後に、得られる電圧Ｖ2(Ｔ)は次式で与えられる。
Ｖ2(Ｔ)＝ＩPTAT(Ｔ)Ｒt(Ｔ)                                    式（１５Ａ）
Ｖ2(Ｔ)＝Ｉ0Ｒ0(１+(α＋αR)(Ｔ−Ｔ0)＋ααR(Ｔ−Ｔ０)2）      式（１５Ｂ）
【００４１】
よって、この特定の例では、ｔv12＝α+αRおよびｔv22＝ααRを有するＶ2(Ｔ)が発生される。
【００４２】
負の一次および二次温度係数を得るために、絶対温度に相補的な（ＣＴＡＴ：Complementary to Absolute Temperature）回路を使用することができる。ＣＴＡＴ回路５００は図１３に示されている。この回路は、抵抗Ｒが弱温度依存性であれば、絶対温度に相補的（ＣＴＡＴ）であるＤＣ電流を発生することが文献、例えば”Analysis and Design of Analog Integrated Circuit”, by Paul Gray, Paul J. Hurst, Stephen H. Lewis and Robert G. Meyer (John Wiley & Sons, Inc., fourth edition, 2001)、から周知である。得られるＣＴＡＴ電流（ＩCTAT）は次式で与えられる。
ＩCTAT(Ｔ)＝Ｉ0(１−αC(Ｔ−Ｔ0))                                  式（１６）
ここで、Ｉ0はＴ0における公称電流値であり、αCは電流の一次温度係数であり、典型的なシリコンベースプロセスに対して約３３００ppm/°Kである。
【００４３】
本開示の別の態様において、図１４はＣＴＡＴ電流発生器を用いてＶ1(Ｔ)およびＶ2(Ｔ)における負の一次および二次温度係数を得る回路を示す。この回路はＰＴＡＴ発生器で以前使用したものと同タイプの抵抗を使用する。出力電圧は次式で与えられる。
Ｖ1(Ｔ)＝Ｉ0Ｒ(１−αC(Ｔ−Ｔ0))                                式（１７）
Ｖ2(Ｔ)＝Ｉ0Ｒ0(１+(αR−αC)(Ｔ−Ｔ0)−αCαR(Ｔ−Ｔ０)2）       式（１８）
【００４４】
本開示の別の態様では、高い温度依存性を有する抵抗を用いる同様の方法を利用して二次より高い次数の係数を得ることができる。図１５は、実質的に線形温度依存性を有する抵抗を用いて、ｘ次の温度依存電圧Ｖx(Ｔ)から（ｘ＋１）次の温度依存電圧Ｖx+1(Ｔ)を発生し得る回路を示す。
【００４５】
この回路はユニティフィードバック構成内に演算増幅器を含む。この回路は、以下のように弱温度依存性の抵抗ＲにＶx(Ｔ)を発生し、従ってＶx(Ｔ)と同じ次数の温度依存電流であるＩx(Ｔ)を発生する。
Ｖx(Ｔ)＝Ｖ0x(１＋ｔv1x(Ｔ−Ｔ0)＋ｔV2x(Ｔ−Ｔ0)2・・・＋ｔVxx(Ｔ−Ｔ0)ｘ)  
式（１９）
Ｉx(Ｔ)＝Ｖ0x/Ｒ(１＋ｔv1x(Ｔ−Ｔ0)＋ｔV2x(Ｔ−Ｔ0)2・・・＋ｔVxx(Ｔ−Ｔ0)ｘ)  
式（２０）
Ｉx(Ｔ)は次にミラー複製され、実質的に線形温度依存性である抵抗Ｒt(Ｔ)に流され、最終的にＶx+1(Ｔ)を発生する。
Ｖx+1(Ｔ)＝Ｖ0x＊Ｒ0/Ｒ(１＋(ｔv1x＋αR)(Ｔ−Ｔ0)＋(ｔV2x＋αRｔv1x) (Ｔ−Ｔ0)2＋
・・・＋ｔVxx(Ｔ−Ｔ0)ｘ＋αRｔvxx(Ｔ−Ｔ0)ｘ＋１)                            
式（２１）
【００４６】
当業者であれば認識されるように、本願に記載した革新的な概念は広範囲の応用に亘って修正および変更することができる。従って、本発明の範囲は検討された特定の模範的な教示に限定されず、特許請求の範囲の記載によって特定されるべきである。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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