(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力増幅器の非線形歪みを補償して電力増幅する歪み補償電力増幅器であって、
入力信号に、前記電力増幅器において発生する歪み特性と逆特性を与えるプリディストーション処理を行うプリディストーション部と、
複素数であるフィルタ係数を有し、前記プリディストーション処理後の入力信号を、前記入力信号の中心周波数に対して非対称となる周波数特性を用いて帯域制限するフィルタ部と、
前記帯域制限後の入力信号をダウンサンプリングするダウンサンプリング部と、
前記ダウンサンプリング後の入力信号をデジタル信号からアナログ信号に変換するデジタルアナログコンバータと、
を具備し、
前記フィルタ部は、前記フィルタ係数の虚部の符号を反転してフィルタ係数を切り替える、
歪み補償電力増幅器。
【請求項２】
電力増幅器の非線形歪みを補償して電力増幅する歪み補償電力増幅器であって、
入力信号に、前記電力増幅器において発生する歪み特性と逆特性を与えるプリディストーション処理を行うプリディストーション部と、
複素数であるフィルタ係数を有し、前記プリディストーション処理後の入力信号を、前記入力信号の中心周波数に対して非対称となる周波数特性を用いて帯域制限するフィルタ部と、
前記帯域制限後の入力信号をダウンサンプリングするダウンサンプリング部と、
前記ダウンサンプリング後の入力信号をデジタル信号からアナログ信号に変換するデジタルアナログコンバータと、
を具備し、
前記フィルタ部は、前記入力信号の通信に用いるチャネルと隣接する隣接チャネルの信号の受信電力に基づいて、前記フィルタ係数を切り替える、
歪み補償電力増幅器。
【請求項３】
電力増幅器の非線形歪みを補償して電力増幅する歪み補償電力増幅器であって、
入力信号に、前記電力増幅器において発生する歪み特性と逆特性を与えるプリディストーション処理を行うプリディストーション部と、
複素数であるフィルタ係数を有し、前記プリディストーション処理後の入力信号を、前記入力信号の中心周波数に対して非対称となる周波数特性を用いて帯域制限するフィルタ部と、
前記帯域制限後の入力信号をダウンサンプリングするダウンサンプリング部と、
前記ダウンサンプリング後の入力信号をデジタル信号からアナログ信号に変換するデジタルアナログコンバータと、
を具備し、
前記フィルタ部は、前記入力信号の通信に用いるチャネルと隣接する隣接チャネルを用
いて通信する端末数に基づいて、前記フィルタ係数を切り替える、
歪み補償電力増幅器。
【請求項４】
入力信号をアップサンプリングするアップサンプリング部をさらに具備し、
前記プリディストーション部は、アップサンプリングされた入力信号に対してプリディストーション処理し、
前記デジタルアナログコンバータは、サンプリング周波数が前記アップサンプリング部に入力される前記入力信号の帯域幅の所定数倍以下である、
請求項１から３の何れか１項に記載の歪み補償電力増幅器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本開示は、電力増幅により生じる信号の非線形歪みをプリディストーションにより補償する歪み補償電力増幅器に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、例えば、携帯電話、無線通信機能が搭載されたノートパソコンを含むモバイル機器の普及が進んでいる。モバイル機器に搭載される無線通信装置では、電力増幅器の非線形な入出力特性に起因して隣接チャネル漏洩電力が増加する。電力増幅器は入出力特性に高い線形性が要求される。
【０００３】
ミリ波帯を用いたモバイル機器は、例えば、動画の大容量データを受信する、又は、同時期に複数のユーザにそれぞれ異なる大容量データを配信するために、複数のユーザに隣接するチャネルを割り当てる。隣接チャネル漏洩電力の増加によって、隣接チャネルへ与える干渉が大きくなる。
【０００４】
しかしながら、高い線形性を保ち、高出力化、高効率化することは困難であり、非線形歪み補償技術の適用が要求されている。電力増幅器の非線形歪みを補償する方式として、近年、プリディストーション方式が注目されている。プリディストーション方式は、電力増幅器において発生する歪み特性と逆特性をあらかじめ入力信号に与えてから電力増幅器に入力する方法である（例えば、特許文献１、特許文献２参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００５−７９９３５号公報
【特許文献２】特開２０００−９９０２２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、上述した特許文献１及び特許文献２に記載の電力増幅器では、以下のような課題がある。
【０００７】
ＤＡＣのサンプリングレートが不十分である場合には、隣接チャネル漏洩電力の抑圧が困難であり、隣接チャネルの通信に干渉を与えるという課題がある。
【０００８】
本開示は、ＤＡＣのサンプリングレートが不十分である場合でも、隣接チャネルの通信に与える干渉を軽減する歪み補償電力増幅器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本開示の一態様に係る歪み補償電力増幅器は、電力増幅器の非線形歪みを補償して電力増幅する歪み補償電力増幅器であって、入力信号に、前記電力増幅器において発生する歪み特性と逆特性を与えるプリディストーション処理を行うプリディストーション部と、複素数であるフィルタ係数を有し、前記プリディストーション処理後の入力信号を、前記入力信号の中心周波数に対して非対称となる周波数特性を用いて帯域制限するフィルタ部と、前記帯域制限後の入力信号をダウンサンプリングするダウンサンプリング部と、前記ダウンサンプリング後の入力信号をデジタル信号からアナログ信号に変換するデジタルアナログコンバータと、を具備し、前記フィルタ部は、前記フィルタ係数の虚部の符号を反転してフィルタ係数を切り替える。
【発明の効果】
【００１０】
本開示によれば、ＤＡＣのサンプリングレートが不十分である場合においても、隣接チャネルの通信に与える干渉を軽減できる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】特許文献１に記載の歪み補償電力増幅器の構成を示すブロック図
【図２】特許文献２に記載の信号処理装置の構成を示すブロック図
【図３】図２の信号処理装置の各ブロックにおける信号波形を示す図
【図４】本開示の実施の形態１に係る歪み補償電力増幅器の構成を示すブロック図
【図５】図４に示したフィルタ部の内部構成を示す図
【図６】図４に示した歪み補償電力増幅器の動作手順を示すフロー図
【図７】図４の歪み補償電力増幅器の各ブロックにおける信号波形を示す図
【図８】図４の歪み補償電力増幅器の各ブロックにおける他の信号波形を示す図
【図９】本開示の実施の形態２に係る歪み補償電力増幅器の構成を示すブロック図
【図１０】図９に示したフィルタ部の内部構成を示す図
【図１１】ＡＰが複数の端末と通信する様子を示す概念図
【図１２】端末と、端末が使用しているチャネルとの関係を示すテーブル
【図１３】本開示の実施の形態３に係る歪み補償電力増幅器の構成を示すブロック図
【図１４】本開示の実施の形態４に係る歪み補償電力増幅器の構成を示すブロック図
【図１５】図１４に示した隣接チャネル判定部の動作手順を示すフロー図
【発明を実施するための形態】
【００１２】
（本開示に係るレーダ装置の各実施形態の内容に至る経緯）
先ず、本開示に係るレーダ装置の各実施形態の内容を説明する前に、本開示に係る歪み補償電力増幅器の各実施形態の内容に至る経緯について説明する。
【００１３】
ここで、上記特許文献１に記載の歪み補償電力増幅器について説明する。図１は、特許文献１に記載の歪み補償電力増幅器の構成を示すブロック図である。図１の歪み補償電力増幅器は、プリディストーション部１１と、電力増幅器１２と、歪み係数演算部１３と、補償係数演算部１４と、評価関数計算部１５と、バックオフ制御部１６とを備える。
【００１４】
図１において、入力信号ｘは、プリディストーション部１１において電力増幅器１２の非線形歪みと逆特性の歪みを与えられた後、信号ｙとして出力される。なお、プリディストーション部１１の処理は非線形処理となる。
【００１５】
信号ｙは、電力増幅器１２において、電力増幅器１２の非線形歪み特性と打ち消しあって歪み補償され、出力ｚとなる。
【００１６】
歪み係数演算部１３において、信号ｙと出力ｚが用いられ、所定の歪み係数Ａｋが求められ、歪み係数Ａｋが補償係数演算部１４に出力される。歪み係数Ａｋは、補償係数演算部１４において、バックオフＢ１とから補償係数が求められ、補償係数がプリディストーション部１１に出力される。
【００１７】
一方で、評価関数計算部１５において、出力ｚから隣接チャネル漏洩電力比が求められ、隣接チャネル漏洩電力比と法定値とから評価関数が求められ、評価関数がバックオフ制御部１６に出力される。バックオフ制御部１６は、評価関数を０に近づけるためにバックオフＢ１を逐次的に決定し、バックオフＢ１をプリディストーション部１１に出力する。
【００１８】
プリディストーション部１１においてデジタル信号処理を実現するためには、プリディストーション部１１から出力されたデジタル信号をＤＡＣ（Digital-to-Analog Converter）を用いてアナログ信号に変換する必要がある。プリディストーション部１１から出力される信号ｙは、元の信号ｘより信号帯域幅が広くなるために、ＤＡＣのサンプリングレートを十分確保する必要がある。
【００１９】
しかし、ＤＡＣのサンプリングレートの増加は、回路規模及び消費電力の増加に直結するため、信号ｘが広帯域な信号である場合には、ＤＡＣのサンプリングレートを抑える必要がある。信号ｘの帯域幅に対してＤＡＣのサンプリングレートが不十分な場合には、信号ｙの高域成分による折り返し歪みが発生する。このため、電力増幅器１２による非線形歪みを十分打ち消せないという課題がある。
【００２０】
課題を解決する手段として、例えば、特許文献２に記載の信号処理装置がある。以下、特許文献２に記載の信号処理装置について、図２及び図３を用いて説明する。図２は、特許文献２に記載の信号処理装置の構成を示すブロック図である。また、図３は、図２の信号処理装置の各ブロックにおける信号波形を示す図である。ただし、図３において、横軸ｆは周波数を示し、０は信号の中心周波数を示す。また、Ｂは入力信号の帯域幅を示し、ｆｓはＤＡＣのサンプリングレートを示す。ＤＡＣのサンプリングレートの十分な確保が困難である例として、ｆｓ＝２Ｂである。また、ｆｃはキャリア周波数を示す。また、ＣＨ１〜ＣＨ３はチャネルを示す。
【００２１】
図２の信号処理装置は、オーバーサンプリング部２１と、非線形処理部２２と、フィルタ部２３と、ダウンサンプリング部２４と、ＤＡＣ２５と、電力増幅器２６とを備える。
【００２２】
周波数０を中心として−Ｂ／２〜＋Ｂ／２の範囲に広がる入力信号（図３（ａ）参照）は、オーバーサンプリング部２１に入力され、オーバーサンプリング部２１において、入力信号の２倍のサンプリング周波数によってオーバーサンプリングされ（図３（ｂ）参照）、オーバーサンプリングデータが非線形処理部２２に出力される（図３（ｃ）参照）。ここでは、−ｆｓと＋ｆｓの部分にあったイメージ成分が除去されている。
【００２３】
オーバーサンプリングデータは、非線形処理部２２において、例えば、プリディストーション処理を用いた非線形処理が施され、非線形オーバーサンプリングデータがフィルタ部２３に出力される（図３（ｄ）参照）。ここでは、電力増幅器２６の歪み特性と逆特性を与えた結果、図３（ａ）に示す入力信号の帯域幅Ｂ（＝ｆｓ／２）から−ｆｓと＋ｆｓとの間の範囲に広がる。
【００２４】
非線形オーバーサンプリングデータは、フィルタ部２３において、オーバーサンプリング部２１のサンプリング周波数の半分の周波数成分が通過させられ、フィルタリングオーバーサンプリングデータがダウンサンプリング部２４に出力される（図３（ｅ）参照）。なお、フィルタ部２３は、フィルタ係数が実数である実フィルタである。フィルタリングオーバーサンプリングデータは、−ｆｓ／２から＋ｆｓ／２の範囲内に帯域制限される。
【００２５】
フィルタリングオーバーサンプリングデータは、ダウンサンプリング部２４において、１／２倍ダウンサンプリングされ、サンプリングデータがＤＡＣ２５に出力される（図３（ｆ）参照）。サンプリングデータはＤＡＣ２５のサンプリングレートｆｓ毎に同じ信号が繰り返されている。周波数＝−ｆｓが中心である信号と、周波数＝＋ｆｓが中心である信号にも逆歪みの成分が発生しているが、フィルタ部２３において帯域制限することで、隣り合う信号の重複を回避する。
【００２６】
サンプリングデータは、ＤＡＣ２５において、デジタルアナログ変換されて、アナログ信号が電力増幅器２６に出力される（図３（ｇ）参照）。アナログ信号は、ＤＡＣ２５後のＬＰＦ（図示せず）によって、−ｆｓ／２から＋ｆｓ／２の範囲外の成分は抑圧されている。
【００２７】
アナログ信号は、電力増幅器２６において、電力増幅され、出力される（図３（ｈ）参照）。電力増幅されたアナログ信号は、折り返し歪みを受けないために非線形処理部２２によって逆特性が与えられているので、−ｆｓ／４から−ｆｓ／２の範囲、および、＋ｆｓ／４から＋ｆｓ／２の範囲において、電力増幅器において発生する非線形歪みが打ち消される。
【００２８】
特許文献２に記載された信号処理装置は、入力信号に対して、オーバーサンプリング、非線形処理、フィルタリング処理及びダウンサンプリング処理の順に処理することにより、入力信号のサンプリング周波数の半分よりも高い周波数成分を除去でき、非線形処理に起因して発生する折り返し歪みの発生を低減できる。
【００２９】
しかしながら、上述した特許文献２に記載の信号処理装置では、以下のような課題がある。
【００３０】
入力信号の帯域幅に対してＤＡＣのサンプリングレートが不十分である場合には、プリディストーションの効果が得られる周波数領域は、ＤＡＣのサンプリングレートに制限される。
【００３１】
例えば、入力信号の帯域幅Ｂ（図３（ａ）参照）に対して、ＤＡＣのサンプリングレートｆｓが２倍である場合（ｆｓ＝２Ｂ）について説明する。以下、Ｂに対するｆｓの比（＝ｆｓ／Ｂ）をオーバーサンプリング比と呼ぶ。図３（ｈ）では、プリディストーションの効果が得られる範囲は、キャリア周波数ｆｃに対して-ｆｓ／２〜＋ｆｓ／２の範囲となる。また、オーバーサンプリング比＝２では、隣接チャネル漏洩電力は、プリディストーションしない場合の半分程度であるため、隣接チャネルでの通信に干渉を与える。
【００３２】
ＤＡＣのサンプリングレートが不十分である場合には、隣接チャネル漏洩電力の抑圧が困難であり、隣接チャネルの通信に干渉を与えてしまうという課題がある。
【００３３】
そこで、以下の各実施の形態では、ＤＡＣのサンプリングレートが不十分である場合でも、隣接チャネルの通信に与える干渉を軽減する歪み補償電力増幅器の例を説明する。
【００３４】
以下、本開示の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。ただし、実施の形態において、同一機能を有する構成には、同一符号を付し、重複する説明は省略する。
【００３５】
（実施の形態１）
図４は、本開示の実施の形態１に係る歪み補償電力増幅器１００の構成を示すブロック図である。以下、歪み補償電力増幅器１００の構成について説明する。
【００３６】
アップサンプリング部１０１は、ＤＡＣ１０５のサンプリングレートの２倍のサンプリングレートに入力信号をアップサンプリングし、また、アップサンプリング時に発生するイメージ信号を抑圧して、アップサンプリングした信号をプリディストーション部１０２に出力する。
【００３７】
プリディストーション部１０２は、アップサンプリング部１０１から出力された信号に対して、補償係数に応じて、電力増幅器１０７において発生する歪み特性と逆特性の歪みを与えるプリディストーション処理を行い、フィルタ部１０３に出力する。
【００３８】
フィルタ部１０３は、フィルタ係数が複素数である複素フィルタであり、プリディストーション部１０２から出力された信号に対して帯域制限し、ダウンサンプリング部１０４に出力する。フィルタ部１０３は、帯域制限後の帯域幅がＤＡＣ１０５のサンプリングレート以下にするための帯域制限を行う。フィルタ部１０３の周波数特性は周波数軸上において入力信号の中心周波数に対して非対称である。なお、フィルタ部１０３の詳細については後述する。
【００３９】
ダウンサンプリング部１０４は、フィルタ部１０３から出力された信号のサンプリングレートがＤＡＣ１０５のサンプリングレートに等しくするために、フィルタ部１０３から出力された信号をダウンサンプリングし、ＤＡＣ１０５に出力する。
【００４０】
ＤＡＣ１０５は、ダウンサンプリング部１０４から出力された信号をデジタル信号からアナログ信号に変換し、周波数変換部１０６に出力する。ＤＡＣ１０５は、ＤＡＣ１０５のサンプリング周波数がアップサンプリング部１０１に入力される入力信号の帯域幅の３倍以下である。
【００４１】
周波数変換部１０６は、ＤＡＣ１０５から出力された信号をベースバンド帯から搬送波周波数へアップコンバートし、電力増幅器１０７に出力する。例えば、ＤＡＣ１０５から出力される信号がＩ、Ｑの複素信号である場合には、周波数変換部１０６は直交変調器として構成される。
【００４２】
電力増幅器１０７は、周波数変換部１０６から出力された信号を所定の電力に増幅し、アンテナ１０８から送信する。電力増幅器１０７は、プリディストーション部１０２において与えられた逆歪み成分と、電力増幅器１０７において発生する非線形歪み成分とが打ち消しあって、非線形歪みを抑制した信号を送信できる。
【００４３】
図５は、図４に示したフィルタ部１０３の内部構成を示す図である。図５のフィルタ部１０３は、一般的な複素フィルタをＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタとして構成した一例を示す。
【００４４】
図５では、フィルタ部１０３への入力信号をｘ（ｎ）、フィルタ部１０３の出力信号をｙ（ｎ）と表わす。また、フィルタ係数をａｋ（ｋ＝０、１、、、Ｎ−１）と表わす。入力信号ｘ（ｎ）、出力信号ｙ（ｎ）は複素数の信号であり、フィルタ係数ａｋも複素数であり、それぞれ以下の式（１）〜（３）によって表わされる。
【数１】
0006386339.tif 000002
ｘｒ（ｎ）はｘ（ｎ）の実部、ｘｉ（ｎ）はｘ（ｎ）の虚部を表わす。
【数２】
0006386339.tif 000003
ｙｒ（ｎ）はｙ（ｎ）の実部、ｙｉ（ｎ）はｙ（ｎ）の虚部を表わす。
【数３】
0006386339.tif 000004
ａｋｒはａｋの実部、ａｋｉはａｋの虚部を表わす。
【００４５】
図５のフィルタ部１０３は、主に、Ｎ−１個の遅延器（図中、Ｄを用いて示す）１５１−１、１５１−２、…、１５１−（Ｎ−１）と、Ｎ個の乗算器１５２−１、１５２−２、…、１５２−Ｎと、加算器１５３とによって構成される。
【００４６】
遅延器１５１−１は、フィルタ部１０３のサンプリングクロックに従って、入力信号ｘ（ｎ）を１クロック遅延させる。同様に、遅延器１５１−２は、遅延器１５１−１の出力信号を１クロック遅延させ、遅延器１５１−（Ｎ−１）は、遅延器１５１−（Ｎ−２）の出力信号を１クロック遅延させる。
【００４７】
乗算器１５２−１、１５２−２、…、１５２−Ｎは、入力信号ｘ（ｎ）と各遅延器の出力信号に対して、フィルタ係数ａｋ（ｋ＝０、１、・・・Ｎ−１）を乗算する。
【００４８】
加算器１５３は、各乗算器の出力信号を加算して、フィルタ部１０３の出力信号ｙ（ｎ）として出力する。
【００４９】
ｘ（ｎ）とｙ（ｎ）の関係はａｋを用いて、次式（４）に示される。
【数４】
0006386339.tif 000005
【００５０】
フィルタ部１０３は、フィルタ係数ａｋに適切な複素数を設定することによって、非対称な周波数特性を得る。
【００５１】
次に、上述した歪み補償電力増幅器１００の動作について、図６を用いて説明する。ステップＳ２０１において、アップサンプリング部１０１は、入力信号をアップサンプルし、ステップＳ２０２において、プリディストーション部１０２は、アップサンプリング部１０１から出力された信号に対して、補償係数を用いて、電力増幅器１０７において発生する歪み特性と逆特性の歪みを与える。
【００５２】
ステップＳ２０３において、フィルタ部１０３は、プリディストーション部１０２から出力された信号をＤＡＣ１０５のサンプリングレート以下の帯域幅に帯域制限し、ステップＳ２０４において、ダウンサンプリング部１０４は、フィルタ部１０３から出力された信号をＤＡＣ１０５のサンプリングレートに等しくするためにダウンサンプリングする。
【００５３】
ステップＳ２０５において、ＤＡＣ１０５は、ダウンサンプリング部１０４から出力された信号をアナログ信号に変換し、ステップＳ２０６において、周波数変換部１０６は、ＤＡＣ１０５から出力された信号をベースバンド周波数から搬送波周波数にアップコンバートする。
【００５４】
ステップＳ２０７において、電力増幅器１０７は、周波数変換部１０６から出力された信号を所定の電力に増幅し、アンテナ１０８から送信する。
【００５５】
次に、図４の歪み補償電力増幅器１００の各ブロックにおける信号波形について、図７を用いて説明する。ただし、図７において、横軸ｆは周波数を示し、０は信号の中心周波数を示す。また、Ｂは入力信号の帯域幅を示し、ｆｓはＤＡＣのサンプリングレートを示し、ｆｓ＝２Ｂである。また、ｆｃはキャリア周波数を示す。また、ＣＨ１〜ＣＨ３はチャネルを示す。なお、図７（ａ）〜（ｄ）は、図３（ａ）〜（ｄ）と同様である。
【００５６】
図７（ｅ）では、フィルタ部１０３が、−ｆｓ／４〜＋３ｆｓ／４の帯域を通過させる、非対称な周波数特性を実現できることを示している。
【００５７】
図７（ｆ）では、ダウンサンプリング部１０４から出力された信号が、ＤＡＣのサンプリングレートｆｓ毎に同じ信号が繰り返されることを示している。
【００５８】
図７（ｇ）では、ＤＡＣから出力された信号が、ＤＡＣ１０５後段の図示せぬフィルタにより−３ｆｓ／４から＋３ｆｓ／４の範囲外の成分が抑圧されることを示している。
【００５９】
図７（ｈ）では、電力増幅器１０７から出力された信号が、＋ｆｓ／４から＋３ｆｓ／４の範囲、つまり、ＣＨ３の帯域全体において、電力増幅器１０７において発生する非線形歪みが打ち消されることを示している。
【００６０】
ＣＨ１では、歪み補償の効果は少ないが、ＣＨ３では、歪み補償の効果が十分に得られる。すなわち、ＣＨ３に与える干渉を低減できる。
【００６１】
なお、図７（ｅ）では、フィルタ部１０３が−ｆｓ／４〜＋３ｆｓ／４の帯域を通過させる周波数特性であるが、フィルタ部１０３が−３ｆｓ／４〜＋ｆｓ／４の帯域を通過させる周波数特性としてもよい（図８（ｅ）参照）。フィルタ部１０３の通過帯域の切り替えは、フィルタ部１０３のフィルタ係数を複素共役の複素数に切り替えればよく、虚部の符号を反転することによって実現できる。図８（ｆ）〜（ｈ）では、中心周波数より低い周波数帯域を歪み補償でき、ＣＨ１に与える干渉を軽減できる。なお、図８（ａ）〜（ｄ）は、図７（ａ）〜（ｄ）と同様である。
【００６２】
実施の形態１によれば、フィルタ係数に複素数を設定するフィルタ部により、通過帯域を入力信号の中心帯域から高い周波数帯域または低い周波数帯域のいずれか一方に偏らせることができ、ＤＡＣのサンプリングレートが不十分であっても、電力増幅器において発生する非線形歪みを打ち消すため、隣接チャネルの通信に与える干渉を軽減できる。
【００６３】
（実施の形態２）
図９は、本開示の実施の形態２に係る歪み補償電力増幅器３００の構成を示すブロック図である。図９は、図４に対して、アンテナ３０１、電力判定部３０２、隣接チャネル判定部３０３を追加し、フィルタ部１０３をフィルタ部３０４に変更した点が異なる。
【００６４】
電力判定部３０２は、帯域フィルタ３２１−１、３２１−２、電力検出部３２２−１、３２２−２、比較部３２３を備えており、受信信号の帯域毎の受信電力の大小を判定する。
【００６５】
帯域フィルタ３２１−１、３２１−２は、アンテナ３０１によって受信した信号のうち、特定の帯域を通過させるフィルタである。例えば、歪み補償電力増幅器３００を備えた通信装置がＣＨ２を用いて送信する場合、一方の帯域フィルタ３２１−１はＣＨ１（ＣＨ２より低い方の周波数に隣接するチャネル）の帯域を通過させる。他方の帯域フィルタ３２１−２はＣＨ３（ＣＨ２より高い方の周波数に隣接するチャネル）の帯域を通過させる。
【００６６】
電力検出部３２２−１、３２２−２は、帯域フィルタ３２１−１、３２１−２から出力された信号の電力を検出し、検出結果を比較部３２３に出力する。電力検出部３２２−１、３２２−２は、例えば、検波部とＬＰＦ（Low Pass Filter）とを組み合わせ、電力値をアナログ電圧値に変換してもよい。また、電力検出部３２２−１、３２２−２は、電力値に相当する電圧値をＡＤＣ（Analog-to-Digital Converter）においてデジタル値に変換してもよい。
【００６７】
比較部３２３は、２つの電力検出部３２２−１、３２２−２から出力された電力検出結果に基づいて、いずれのチャネルの電力が大きいかを判定し、判定結果を隣接チャネル判定部３０３に出力する。
【００６８】
隣接チャネル判定部３０３は、比較部３２３から出力された判定結果に基づいて、電力の大きい方のチャネルを歪み補償すると判定し、判定結果をフィルタ部３０４に出力する。
【００６９】
フィルタ部３０４は、隣接チャネル判定部３０３から出力された判定結果に基づいて、フィルタ係数を切り替え、プリディストーション部１０２から出力された信号のうち、歪み補償を行う周波数帯を通過させる。
【００７０】
図１０は、図９に示したフィルタ部３０４の内部構成を示す図である。図１０は、図５に対して、複数のセレクタ３５４−１、３５４−２、…、３５４−Ｎを追加した点が異なる。
【００７１】
セレクタ３５４−１、３５４−２、…、３５４−Ｎは、それぞれ２つのフィルタ係数ａｋＬ、ａｋＵ（ｋ＝０、１、…、Ｎ−１）を備えている。フィルタ係数ａｋＬは、周波数の低い方（ＣＨ１側）を歪み補償するためのフィルタ係数である。フィルタ係数ａｋＵは、周波数の高い方（ＣＨ３側）を歪み補償するためのフィルタ係数である。なお、フィルタ係数ａｋＬ、ａｋＵも複素数であり、複素共役の関係にある。セレクタ３５４−１、３５４−２、…、３５４−Ｎは、隣接チャネル判定部３０３からの指示に従って、フィルタ係数ａｋＬまたはフィルタ係数ａｋＵのいずれかを選択し、乗算器１５２−１、１５２−２、…、１５２−Ｎに出力する。
【００７２】
つまり、歪み補償電力増幅器３００は、低い周波数帯域の歪み補償と、又は、高い周波数帯域の歪み補償とを、隣接チャネル判定部３０３からの指示に従って切り替えができる。
【００７３】
実施の形態２によれば、電力の大きい隣接チャネルを歪み補償することにより、端末が使用しているチャネルに与える干渉を低減できる。
【００７４】
（実施の形態３）
本開示の実施の形態３では、ＡＰ（Access Point）と複数の端末との通信について説明する。図１１では、ＡＰは、複数のチャネル（ＣＨ１〜ＣＨ３）を用いて、同時期に通信できる。ＡＰは、端末がどのチャネルにおいて通信するかを把握しており、ＡＰは、例えば、図１２（ａ）または図１２（ｂ）に示すテーブルを有している。図１１、図１２に示す例では、端末Ａ、端末Ｂ、端末ＣがＣＨ１において通信し、端末Ｄ、端末ＥがＣＨ２において通信し、端末ＦがＣＨ３において通信する。
【００７５】
図１３は、本開示の実施の形態３に係る歪み補償電力増幅器４００の構成を示すブロック図である。図１３は、図９に対して、パケット復調部４０１、端末ＩＤ管理部４０２を追加し、電力判定部３０２を削除し、隣接チャネル判定部３０３を隣接チャネル判定部４０３に変更した点が異なる。
【００７６】
パケット復調部４０１は、アンテナ３０１によって受信したパケット信号を復調し、パケット信号に含まれる、例えば、端末ＩＤ、使用中の通信チャネル、通信相手の少なくとも１つを含む情報を抽出し、抽出した情報を端末ＩＤ管理部４０２に出力する。
【００７７】
端末ＩＤ管理部４０２は、パケット復調部４０１から出力された、端末ＩＤ、使用中の通信チャネル、通信相手の少なくとも１つを含む情報を蓄積して、例えば、図１２（ａ）または図１２（ｂ）に示すテーブルを作成して、保持する。端末ＩＤ管理部４０２は、各チャネルにおいて通信する端末数を示す端末数情報を隣接チャネル判定部４０３に出力する。
【００７８】
隣接チャネル判定部４０３は、端末ＩＤ管理部４０２から出力された端末数情報に基づいて、端末数の多い隣接チャネルを歪み補償すると判定し、判定結果をフィルタ部３０４に出力する。隣接チャネル判定部４０３は、例えば、ＡＰがＣＨ２において端末Ｄと通信する場合、隣接するチャネルＣＨ１とＣＨ３とでは、ＣＨ１において通信する端末の方が多いので、ＣＨ１の方の帯域を歪み補償すると判定する。これにより、ＣＨ１へ与える干渉を軽減できるので、システム全体としてのスループットの低下を抑制できる。
【００７９】
実施の形態３によれば、通信する端末数の多い隣接チャネルを歪み補償することにより、多くの端末が使用しているチャネルに与える干渉を低減でき、システムスループットの低下を抑制できる。
【００８０】
なお、ＡＰから端末へ図１２（ａ）または図１２（ｂ）に示すテーブルを送信することによって、ＡＰ以外に、端末側も通信する端末数の多い隣接チャネルの歪みを補償できる。例えば、端末ＤからＡＰへ送信する場合、端末ＤはＡＰから送信されたテーブルに基づいて、通信する端末数が多い隣接チャネル、つまりＣＨ１の方の帯域の歪みを補償する。ＡＰは、テーブルが更新される毎に各端末に対してテーブルを送信することにより、ＡＰと通信中の端末数が増減しても、端末は適切に歪み補償する帯域を選択できる。
【００８１】
（実施の形態４）
図１４は、本開示の実施の形態４に係る歪み補償電力増幅器５００の構成を示すブロック図である。図１４は、図４に対して、隣接チャネル判定部５０１と、図９のアンテナ３０１及び電力判定部３０２と、図１３のパケット復調部４０１及び端末ＩＤ管理部４０２とを追加し、フィルタ部を図９または図１３のフィルタ部３０４に変更した点が異なる。
【００８２】
隣接チャネル判定部５０１は、比較部３２３から出力された判定結果、及び、端末ＩＤ管理部４０２から出力された端末数情報に基づいて、電力の大きい方の隣接チャネルまたは通信中の端末数の多い隣接チャネルを歪み補償すると判定し、判定結果をフィルタ部３０４に出力する。
【００８３】
図１５は、図１４に示した隣接チャネル判定部５０１の動作手順を示すフロー図である。図１４に示した歪み補償電力増幅器５００を備えた通信装置がＣＨ２を用いて通信し、隣接チャネルであるＣＨ１及びＣＨ３のいずれかの歪み補償について説明する。
【００８４】
ステップＳ６０１では、ＣＨ１の電力がＣＨ３の電力より大きいか否かを判定し、ＣＨ１の電力が大きい（ＹＥＳ）場合には、ステップＳ６０４に移行し、ＣＨ１の電力が小さい（ＮＯ）場合には、ステップＳ６０２に移行する。
【００８５】
ステップＳ６０２では、ＣＨ１の電力がＣＨ３の電力より小さいか否かを判定し、ＣＨ１の電力が小さい（ＹＥＳ）場合には、ステップＳ６０５に移行し、ＣＨ１の電力が大きい（ＮＯ）場合には、ステップＳ６０３に移行する。
【００８６】
ステップＳ６０３では、ＣＨ１の端末数がＣＨ３の端末数より多いか否かを判定し、ＣＨ１の端末数がＣＨ３の端末数より多い（ＹＥＳ）では、ステップＳ６０４に移行し、ＣＨ１の端末数がＣＨ３の端末数以下（ＮＯ）では、ステップＳ６０５に移行する。
【００８７】
ステップＳ６０４では、ＣＨ１側を歪み補償すると判定し、ステップＳ６０５では、ＣＨ３側を歪み補償すると判定する。
【００８８】
ＣＨ１の電力とＣＨ３の電力が同じ場合には、端末数の多少による判定によって、歪み補償に適したチャネルを選択し、隣接チャネルの通信に与える干渉をより効果的に軽減できる。なお、ＣＨ１の電力とＣＨ３の電力が同じ場合とは、厳密に同じである必要はなく、これらの電力差が一定の範囲内に収まればよい。
【００８９】
実施の形態４によれば、隣接チャネルの電力及び端末数に基づいて、歪み補償する隣接チャネルを判定するため、隣接チャネルに与える干渉を効果的に低減できる。
【００９０】
なお、上記実施の形態２〜４では、電力値及び又は端末数を用いて歪み補償するチャネルを判定する場合について説明したが、本開示はこれに限らず、電力値及び端末数以外のパラメータを用いてもよい。
【００９１】
例えば、通信しているデータに求められる通信品質を用いてもよい。ストリーミングデータのように遅延及び伝送誤りが許容されないデータを通信している端末が存在する場合には、端末が通信しているチャネルを優先的に歪み補償してもよい。
【００９２】
また、大容量のデータを通信する端末が存在する場合には、長時間、任意のチャネルを使用するため、端末が通信しているチャネルを優先的に歪み補償してもよい。これらのパラメータは、電力値及び端末数と組み合わせてもよい。複数のパラメータを組み合わせて判定することによって、システム全体のスループット低減を抑制した歪み補償ができる。
【００９３】
なお、上記各実施の形態では、フィルタ部にＦＩＲフィルタを用いて説明したが、本開示はこれに限らず、フィルタ部にＩＩＲ（Infinite Impulse Response）フィルタを用いてもよい。
【００９４】
また、上記各実施の形態では、入力信号のサンプリングレートがＤＡＣのサンプリングレートと等しい場合を例に説明したが、本開示はこれに限らず、入力信号のサンプリングレートがＤＡＣのサンプリングレートと等しくなくてもよい。例えば、入力信号のサンプリングレートがＤＡＣのサンプリングレートよりも高く、電力増幅器において発生する歪み特性と逆特性の歪みをプリディストーション部において与えた後に折り返しノイズの影響を抑制できる場合には、アップサンプリング部を省略してもよい。例えば、入力信号とプリディストーション部とフィルタ部のサンプリングレートがｆｓ＝４Ｂであり、ダウンサンプリング部とＤＡＣのサンプリングレートがｆｓ＝２Ｂである場合は、アップサンプリング部を省略できる。
【００９５】
また、上記各実施の形態では、フィルタ部は、帯域制限後の帯域幅がｆｓとなるために帯域制限したが、帯域制限後の帯域幅がｆｓ未満となる帯域制限であってもよい。帯域制限後の帯域幅を狭くすることで非線形歪みを打ち消す効果は小さくなるが、フィルタ部、又は、ＤＡＣ後のフィルタの設計条件を緩和できる。
【００９６】
また、上記実施の形態では、アップサンプリング部でのサンプリングレートをＤＡＣのサンプリングレートの２倍として説明したが、本開示はこれに限らず、プリディストーション部でのサンプリングレートがＤＡＣのサンプリングレートの２倍より大きくてもよい。
【００９７】
アップサンプリング部でのサンプリングレートは、電力増幅器において発生する歪み特性と逆特性の歪みを与えた後の信号の周波数の広がりに応じて、つまり、電力増幅器の非線形歪み特性に応じて決定してもよい。電力増幅器での非線形歪みがより広い周波数に及ぶ場合には、ＤＡＣのサンプリングレートの２倍よりも大きなサンプリングレートを用いてアップサンプリングしてもよい。
【００９８】
また、上記各実施の形態では、周波数の低い方と高い方の両方に隣接チャネルが存在する例について説明したが、本開示はこれに限らず、利用できるチャネルのうち、一番端のチャネルを使用してもよい。例えば、周波数の低い方からＣＨ１、ＣＨ２、ＣＨ３、ＣＨ４と並んだ４つのチャネルが利用可能であり、ある端末がＣＨ１を使用する場合、ＣＨ１より低い周波数には干渉を与える端末は存在しないので、低周波数帯域についての歪み補償は省略してもよい。
【００９９】
以上、図面を参照して各種の実施形態について説明したが、本開示はかかる例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本開示の技術的範囲に属するものと了解される。
【０１００】
上記各実施形態では、本開示はハードウェアを用いて構成する例にとって説明したが、本開示はハードウェアとの連携においてソフトウェアでも実現することも可能である。
【０１０１】
また、上記各実施形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。これらは個別に１チップ化されてもよいし、一部または全てを含むように１チップ化されてもよい。ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。
【０１０２】
また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路または汎用プロセッサを用いて実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、ＬＳＩ内部の回路セルの接続又は設定を再構成可能なリコンフィギュラブル  プロセッサ（Reconfigurable Processor）を利用してもよい。
【０１０３】
さらには、半導体技術の進歩又は派生する別技術により,ＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックを集積化してもよい。バイオ技術の適用等が可能性としてありえる。
【０１０４】
本開示に係る実施形態の種々の態様として、以下のものが含まれる。
【０１０５】
第１の開示に係る歪み補償電力増幅器は、電力増幅器の非線形歪みを補償して電力増幅する歪み補償電力増幅器であって、入力信号に、前記電力増幅器において発生する歪み特性と逆特性を与えるプリディストーション処理を行うプリディストーション部と、複素数であるフィルタ係数を有し、前記プリディストーション処理後の入力信号を、前記入力信号の中心周波数に対して非対称となる周波数特性を用いて帯域制限するフィルタ部と、前記帯域制限後の入力信号をダウンサンプリングするダウンサンプリング部と、前記ダウンサンプリング後の入力信号をデジタル信号からアナログ信号に変換するデジタルアナログコンバータと、を具備する。
【０１０６】
第２の開示に係る歪み補償電力増幅器は、上記第１の開示の歪み補償電力増幅器において、入力信号をアップサンプリングするアップサンプリング部をさらに具備し、前記プリディストーション部は、アップサンプリングされた入力信号に対してプリディストーション処理し、前記デジタルアナログコンバータは、サンプリング周波数が前記アップサンプリング部に入力される前記入力信号の帯域幅の所定数倍以下である。
【０１０７】
第１の開示に係る歪み補償電力増幅器は、上記第１の開示の歪み補償電力増幅器において、前記フィルタ部は、前記フィルタ係数を切り替えて帯域制限する。
【０１０８】
第１の開示に係る歪み補償電力増幅器は、上記第２の開示の歪み補償電力増幅器において、前記フィルタ部は、前記フィルタ係数の虚部の符号を反転してフィルタ係数を切り替える。
【０１０９】
第１の開示に係る歪み補償電力増幅器は、上記第２の開示の歪み補償電力増幅器において、前記フィルタ部は、前記入力信号の通信に用いるチャネルと隣接する隣接チャネルの信号の受信電力に基づいて、前記フィルタ係数を切り替える。
【０１１０】
第１の開示に係る歪み補償電力増幅器は、上記第２の開示の歪み補償電力増幅器において、前記フィルタ部は、前記入力信号の通信に用いるチャネルと隣接する隣接チャネルを用いて通信する端末数に基づいて、前記フィルタ係数を切り替える。
【産業上の利用可能性】
【０１１１】
本開示にかかる歪み補償電力増幅器は、例えば、無線通信装置等に適用できる。
【符号の説明】
【０１１２】
１０１  アップサンプリング部
１０２  プリディストーション部
１０３、３０４  フィルタ部
１０４  ダウンサンプリング部
１０５  ＤＡＣ
１０６  周波数変換部
１０７  電力増幅器
１０８、３０１  アンテナ
１５１−１〜１５１−（Ｎ−１）  遅延器
１５２−１〜１５２−Ｎ  乗算器
１５３  加算器
３０２  電力判定部
３２１−１、３２１−２  帯域フィルタ
３２２−１、３２２−２  電力検出部
３２３  比較部
３０３、４０３、５０１  隣接チャネル判定部
３５４−１〜３５４−Ｎ  セレクタ
４０１  パケット復調部
４０２  端末ＩＤ管理部
【図１】
0006386339.tif 000006
【図２】
0006386339.tif 000007
【図３】
0006386339.tif 000008
【図４】
0006386339.tif 000009
【図５】
0006386339.tif 000010
【図６】
0006386339.tif 000011
【図７】
0006386339.tif 000012
【図８】
0006386339.tif 000013
【図９】
0006386339.tif 000014
【図１０】
0006386339.tif 000015
【図１１】
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【図１２】
0006386339.tif 000017
【図１３】
0006386339.tif 000018
【図１４】
0006386339.tif 000019
【図１５】
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