(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の入力端子と第２の入力端子の差動の信号を変調し
前記の変調された差動の信号を増幅し復調して第１の出力端子と第２の出力端子に出力する差動増幅回路を有し、
前記差動増幅回路は第１、第２の入力端子に入力された信号を第１のセレクタで選択して増幅して出力電流を生成し
第２のセレクタで前記の出力電流の出力先として第１、第２の出力端子を選択する信号増幅ユニットをＮ個（Ｎは４以上の偶数）と
前記Ｎ個の信号増幅ユニットが出力できる電流の合計値を制限する回路と
前記第１の出力端子に電流を供給する第１の電流源と
前記第２の出力端子に電流を供給する第２の電流源とを有し、
前記Ｎ個の信号増幅ユニットにおいて
第１のセレクタは第１の入力端子を選択し第２のセレクタは第１の出力端子を選択した状態１と
第１のセレクタは第２の入力端子を選択し第２のセレクタは第２の出力端子を選択した状態２の
２つの状態を切り替えるための信号増幅ユニット用制御信号をＮ個有し、
前記Ｎ個の信号増幅ユニット用制御信号は第１の周期で周期的に変化し、
前記Ｎ個の信号増幅ユニットの状態１と状態２のくみあわせの数が４パターン以上である
事を特徴とする演算増幅回路
【請求項２】
第１の入力端子と第２の入力端子の差動の信号を変調し
前記の変調された差動の信号を増幅し復調して第１の出力端子と第２の出力端子に出力する差動増幅回路を有し、
前記差動増幅回路は第１、第２の入力端子に入力された信号を第１のセレクタで選択して増幅して出力電流を生成し
第２のセレクタで前記の出力電流を信号増幅手段１または信号増幅手段２を介して第１または第２の出力端子に出力するよう選択する信号増幅ユニットをＮ個と
前記Ｎ個の信号増幅ユニットが出力できる電流の合計値を制限する回路と
前記第１の出力端子に電流を供給する第１の電流源と
前記第２の出力端子に電流を供給する第２の電流源とを有し、
前記Ｎ個の信号増幅ユニットにおいて
第１のセレクタは第１の入力端子を選択し第２のセレクタは第１の出力端子を選択した状態１と
第１のセレクタは第２の入力端子を選択し第２のセレクタは第２の出力端子を選択した状態２の
２つの状態を切り替えるための信号増幅ユニット用制御信号をＮ個有し、
前記Ｎ個の信号増幅ユニット用制御信号は第１の周期で周期的に変化し、
前記Ｎ個の信号増幅ユニットの状態１と状態２のくみあわせの数が４パターン以上である
事を特徴とする演算増幅回路
【請求項３】
前記第１、第２の電流源として、電流を第３のセレクタで第１、第２の出力端子に選択して出力する機能を有する電流源ユニットをＭ個（Ｍは４以上の偶数）有し、
前記電流源ユニットにおいて第３のセレクタは第１の出力端子を選択した状態３と、第２の出力端子を選択した状態４の
２つの状態を切り替えるための電流源ユニット用制御信号をＭ個有し、
前記Ｍ個の電流源ユニット用制御信号は第２の周期で周期的に変化し、
前記Ｍ個の電流源ユニットの状態３と状態４のくみあわせの数が２パターン以上である
事を特徴とする請求項１、２のいずれかに記載の演算増幅回路
【請求項４】
前記第１、第２の電流源として、電流を第３のセレクタで第１、第２の出力端子に選択して出力する機能を有する電流源ユニットをＭ個有し、
前記電流源ユニットの第３のセレクタと第１の出力端子の間には信号増幅手段３を有し、
前記電流源ユニットの第３のセレクタと第２の出力端子の間には信号増幅手段４を有し、
前記電流源ユニットにおいて第３のセレクタは第１の出力端子を選択した状態３と、第２の出力端子を選択した状態４の
２つの状態を切り替えるための電流源ユニット用制御信号をＭ個有し、
前記Ｍ個の電流源ユニット用制御信号は第２の周期で周期的に変化し、
前記Ｍ個の電流源ユニットの状態３と状態４のくみあわせの数が２パターン以上である
事を特徴とする請求項１、２のいずれかに記載の演算増幅回路
【請求項５】
前記第１、第２の電流源として、電流を第３のセレクタで第１、第２の出力端子に選択して出力する機能を有する電流源ユニットをＭ個有し、
前記電流源ユニットにおいて第３のセレクタは第１の出力端子を選択した状態３と、第２の出力端子を選択した状態４の
２つの状態を切り替えるための電流源ユニット用制御信号をＭ個有し、
前記Ｍ個の電流源ユニット用制御信号は第２の周期で周期的に変化し、
前記Ｍ個の電流源ユニットの状態３と状態４のくみあわせの数が４パターン以上である
事を特徴とする請求項１、２のいずれかに記載の演算増幅回路
【請求項６】
前記第１、第２の電流源として、電流を第３のセレクタで第１、第２の出力端子に選択して出力する機能を有する電流源ユニットをＭ個有し、
前記電流源ユニットの第３のセレクタと第１の出力端子の間には信号増幅手段３を有し、
前記電流源ユニットの第３のセレクタと第２の出力端子の間には信号増幅手段４を有し、
前記電流源ユニットにおいて第３のセレクタは第１の出力端子を選択した状態３と、第２の出力端子を選択した状態４の２つの状態を切り替えるための電流源ユニット用制御信号をＭ個有し、
前記Ｍ個の電流源ユニット用制御信号は第２の周期で周期的に変化し、
前記Ｍ個の電流源ユニットの状態３と状態４のくみあわせの数が４パターン以上である
事を特徴とする請求項１、２のいずれかに記載の演算増幅回路
【請求項７】
第１の入力端子と第２の入力端子の差動の信号を変調し
前記の変調された差動の信号を増幅し復調して第１の出力端子と第２の出力端子に出力する差動増幅回路を有し、
前記差動増幅回路は第１、第２の入力端子に入力された信号を第１のセレクタで選択して増幅して出力電流を生成し
第２のセレクタで前記の出力電流の出力先として第１、第２の出力端子を選択する信号増幅ユニットをＮ個と
前記Ｎ個の信号増幅ユニットが出力できる電流の合計値を制限する回路と
前記第１の出力端子に電流を供給する第１の電流源と
前記第２の出力端子に電流を供給する第２の電流源とを有し、
前記Ｎ個の信号増幅ユニットにおいて
第１のセレクタは第１の入力端子を選択し第２のセレクタは第１の出力端子を選択した状態１と
第１のセレクタは第２の入力端子を選択し第２のセレクタは第２の出力端子を選択した状態２の
２つの状態を切り替えるための信号増幅ユニット用制御信号をＮ個有し、
前記Ｎ個の信号増幅ユニット用制御信号は第１の周期で周期的に変化し、
前記Ｎ個の信号増幅ユニットの状態１と状態２のくみあわせの数が２パターン以上であり、
前記第１、第２の電流源として、電流を第３のセレクタで第１、第２の出力端子に選択して出力する機能を有する電流源ユニットをＭ個有し、
前記電流源ユニットにおいて第３のセレクタは第１の出力端子を選択した状態３と、第２の出力端子を選択した状態４の
２つの状態を切り替えるための電流源ユニット用制御信号をＭ個有し、
前記Ｍ個の電流源ユニット用制御信号は第２の周期で周期的に変化し、
前記Ｍ個の電流源ユニットの状態３と状態４のくみあわせの数が４パターン以上である
事を特徴とする演算増幅回路
【請求項８】
第１の入力端子と第２の入力端子の差動の信号を変調し
前記の変調された差動の信号を増幅し復調して第１の出力端子と第２の出力端子に出力する差動増幅回路を有し、
前記差動増幅回路は第１、第２の入力端子に入力された信号を第１のセレクタで選択して増幅して出力電流を生成し
第２のセレクタで前記の出力電流の出力先として第１、第２の出力端子を選択する信号増幅ユニットをＮ個と
前記Ｎ個の信号増幅ユニットが出力できる電流の合計値を制限する回路と
前記第１の出力端子に電流を供給する第１の電流源と
前記第２の出力端子に電流を供給する第２の電流源とを有し、
前記Ｎ個の信号増幅ユニットにおいて
第１のセレクタは第１の入力端子を選択し第２のセレクタは第１の出力端子を選択した状態１と
第１のセレクタは第２の入力端子を選択し第２のセレクタは第２の出力端子を選択した状態２の
２つの状態を切り替えるための信号増幅ユニット用制御信号をＮ個有し、
前記Ｎ個の信号増幅ユニット用制御信号は第１の周期で周期的に変化し、
前記Ｎ個の信号増幅ユニットの状態１と状態２のくみあわせの数が２パターン以上であり、
前記第１、第２の電流源として、電流を第３のセレクタで第１、第２の出力端子に選択して出力する機能を有する電流源ユニットをＭ個有し、
前記電流源ユニットの第３のセレクタと第１の出力端子の間には信号増幅手段３を有し、
前記電流源ユニットの第３のセレクタと第２の出力端子の間には信号増幅手段４を有し、
前記電流源ユニットにおいて第３のセレクタは第１の出力端子を選択した状態３と、第２の出力端子を選択した状態４の２つの状態を切り替えるための電流源ユニット用制御信号をＭ個有し、
前記Ｍ個の電流源ユニット用制御信号は第２の周期で周期的に変化し、
前記Ｍ個の電流源ユニットの状態３と状態４のくみあわせの数が４パターン以上である
事を特徴とする演算増幅回路
【請求項９】
第１の入力端子と第２の入力端子の差動の信号を変調し
前記の変調された差動の信号を増幅し復調して第１の出力端子と第２の出力端子に出力する差動増幅回路を有し、
前記差動増幅回路は第１、第２の入力端子に入力された信号を第１のセレクタで選択して増幅して出力電流を生成し
第２のセレクタで前記の出力電流を信号増幅手段１または信号増幅手段２を介して第１または第２の出力端子に出力するよう選択する信号増幅ユニットをＮ個と
前記Ｎ個の信号増幅ユニットが出力できる電流の合計値を制限する回路と
前記第１の出力端子に電流を供給する第１の電流源と
前記第２の出力端子に電流を供給する第２の電流源とを有し、
前記Ｎ個の信号増幅ユニットにおいて
第１のセレクタは第１の入力端子を選択し第２のセレクタは第１の出力端子を選択した状態１と
第１のセレクタは第２の入力端子を選択し第２のセレクタは第２の出力端子を選択した状態２の
２つの状態を切り替えるための信号増幅ユニット用制御信号をＮ個有し、
前記Ｎ個の信号増幅ユニット用制御信号は第１の周期で周期的に変化し、
前記Ｎ個の信号増幅ユニットの状態１と状態２のくみあわせの数が２パターン以上であり、
前記第１、第２の電流源として、電流を第３のセレクタで第１、第２の出力端子に選択して出力する機能を有する電流源ユニットをＭ個有し、
前記電流源ユニットにおいて第３のセレクタは第１の出力端子を選択した状態３と、第２の出力端子を選択した状態４の
２つの状態を切り替えるための電流源ユニット用制御信号をＭ個有し、
前記Ｍ個の電流源ユニット用制御信号は第２の周期で周期的に変化し、
前記Ｍ個の電流源ユニットの状態３と状態４のくみあわせの数が４パターン以上である
事を特徴とする演算増幅回路
【請求項１０】
第１の入力端子と第２の入力端子の差動の信号を変調し
前記の変調された差動の信号を増幅し復調して第１の出力端子と第２の出力端子に出力する差動増幅回路を有し、
前記差動増幅回路は第１、第２の入力端子に入力された信号を第１のセレクタで選択して増幅して出力電流を生成し
第２のセレクタで前記の出力電流を信号増幅手段１または信号増幅手段２を介して第１または第２の出力端子に出力するよう選択する信号増幅ユニットをＮ個と
前記Ｎ個の信号増幅ユニットが出力できる電流の合計値を制限する回路と
前記第１の出力端子に電流を供給する第１の電流源と
前記第２の出力端子に電流を供給する第２の電流源とを有し、
前記Ｎ個の信号増幅ユニットにおいて
第１のセレクタは第１の入力端子を選択し第２のセレクタは第１の出力端子を選択した状態１と
第１のセレクタは第２の入力端子を選択し第２のセレクタは第２の出力端子を選択した状態２の
２つの状態を切り替えるための信号増幅ユニット用制御信号をＮ個有し、
前記Ｎ個の信号増幅ユニット用制御信号は第１の周期で周期的に変化し、
前記Ｎ個の信号増幅ユニットの状態１と状態２のくみあわせの数が２パターン以上であり、
前記第１、第２の電流源として、電流を第３のセレクタで第１、第２の出力端子に選択して出力する機能を有する電流源ユニットをＭ個有し、
前記電流源ユニットの第３のセレクタと第１の出力端子の間には信号増幅手段３を有し、
前記電流源ユニットの第３のセレクタと第２の出力端子の間には信号増幅手段４を有し、
前記電流源ユニットにおいて第３のセレクタは第１の出力端子を選択した状態３と、第２の出力端子を選択した状態４の２つの状態を切り替えるための電流源ユニット用制御信号をＭ個有し、
前記Ｍ個の電流源ユニット用制御信号は第２の周期で周期的に変化し、
前記Ｍ個の電流源ユニットの状態３と状態４のくみあわせの数が４パターン以上である
事を特徴とする演算増幅回路
【請求項１１】
前記第１の周期と第２の周期が等しい事を特徴とする請求項３から１０のいずれかに記載の演算増幅回路
【請求項１２】
前記第１の周期と第２の周期が異なる事を特徴とする請求項３から１０のいずれかに記載の演算増幅回路
【請求項１３】
前記第１の周期と第２の周期が異なり、前記第１の周期と第２の周期の比率が自然数対自然数で表せる事を特徴とする請求項３から１０のいずれかに記載の演算増幅回路
【請求項１４】
前記Ｎ個の信号増幅ユニットの状態１から状態２、状態２から状態１に遷移するタイミングと前記Ｍ個の電流源ユニットの状態３から状態４、状態４から状態３に遷移するタイミングが異なり同じタイミングで状態遷移が発生しない事を特徴とする請求項３から１３のいずれかに記載の演算増幅回路
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は演算増幅回路に関し、特に演算増幅回路のオフセット電圧及び１／ｆ雑音の低減のための回路技術に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
演算増幅回路は半導体集積回路において幅広い用途で用いられる。特に、現在は高速、低電力、コストの面から、ＣＭＯＳプロセスで製造される半導体集積回路が主流であるので演算増幅回路もＭＯＳトランジスタで構成される。
【０００３】
ＭＯＳトランジスタの比精度に起因するオフセットや１／ｆ雑音は、バイポーラトランジスタに比べて一般に１桁程度悪いので、低オフセット電圧で且つ低雑音の演算増幅回路の実現が難しい。
【０００４】
この問題を解決するためにあるのが、（非特許文献１、２）や（特許文献１から５）に示すチョッパ変調技術である。
【０００５】
図１にチョッパ変調技術を用いた演算増幅回路を示す。演算増幅回路２の入力と出力にそれぞれチョッパ回路１と３を設けて、変調周波数ＦＣＨＯＰで変調動作を行う。
【０００６】
入力信号は入力のチョッパ回路で変調されて、その変調された信号は演算増幅回路で増幅され、出力のチョッパ回路で復調される。信号の増幅は、変調された高い周波数でなされるため、演算増幅回路のオフセット電圧や１／ｆ雑音の影響を除去できる。
【０００７】
一方、演算増幅回路のオフセット電圧や１／ｆ雑音は出力のチョッパ回路で変調周波数ＦＣＨＯＰとその奇数次の高調波に変調されるので、出力の低周波にはオフセット電圧や１／ｆ雑音が現れない。
【０００８】
チョッパ変調技術を用いた演算増幅回路は、低オフセット電圧や、１／ｆ雑音の特性を生かして様々な用途に用いられる。例えば（特許文献２から４）や（非特許文献１、２）に挙げたデルタシグマＡＤ変換器やバンドギャップリファレンス回路などがある。
【０００９】
変調された演算増幅回路のオフセット電圧や１／ｆ雑音成分が特性上問題になる場合は、ローパスフィルタを設けて除去する必要がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】米国特許４９４７１３５
【特許文献２】米国特許４９３９５１６
【特許文献３】米国特許４９９４８０５
【特許文献４】米国特許６４６２６１２
【特許文献５】米国特許７２２４２１６
【非特許文献】
【００１１】
【非特許文献１】ＫＣ  Ｈｓｉｅｈ，  ＰＲ  Ｇｒａｙ，  Ｄ．  Ｓｅｎｄｅｒｏｗｉｃｚ，  ａｎｄ  ＤＧ  Ｍｅｓｓｅｒｓｃｈｍｉｄｔ，  “Ａ  ｌｏｗ−ｎｏｉｓｅ  ｃｈｏｐｐｅｒ−ｓｔａｂｉｌｉｚｅｄ  ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  ｓｗｉｔｃｈｅｄ−ｃａｐａｃｉｔｏｒ  ｆｉｌｔｅｒｉｎｇ  ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ，”  ＩＥＥＥ  Ｊ．  Ｓｏｌｉｄ−Ｓｔａｔｅ  Ｃｉｒｃｕｉｔｓ，  ｖｏｌ．  ＳＣ−１６，  ｐｐ．  ７０８−７１５，  Ｄｅｃ．  １９８１．
【非特許文献２】Ｓａｎｄｕｌｅａｎｕ，  Ｍ．Ａ．Ｔ．，  ｅｔ  ａｌ．，  “Ａｃｃｕｒａｔｅ  ｌｏｗ  ｐｏｗｅｒ  ｂａｎｄｇａｐ  ｖｏｌｔａｇｅ  ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ  ｉｎ  ０．５μｍ  ＣＭＯＳ  ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，”  Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ  Ｌｅｔｔｅｒｓ，  Ｍａｙ  １４，  １９９８，  ｖｏｌ．  ３４  Ｎｏ．  １０，  ｐ．  １０２５．
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
チョッパ変調技術を用いた演算増幅回路では、演算増幅回路２への正相と逆相の入力および出力電圧がチョッパ回路１と３により交互に入れ替わるため、演算増幅回路２の周波数特性とスルーレートともに高い性能が要求される。
【００１３】
例えば入力信号が変調周波数ＦＣＨＯＰよりも低い周波数の正弦波である場合、演算増幅回路２の端子ＯＵＴＰ＿ＩとＯＵＴＭ＿Ｉは、時間０．５／ＦＣＨＯＰで正弦波の最大値から最小値まで変化する必要がある。すなわち、周波数特性とスルーレートについて、増幅すべき信号に要するよりも高い値が必要になる。また、この周波数特性とスルーレートの不足は歪の原因となる。
【００１４】
（特許文献５）では、チョッパ変調技術を用いた演算増幅回路を、図２の４ａ、４ｂで示すように２つ以上のセグメントに分割して、一度に状態が変化する演算増幅回路の数を減らす事で前記の周波数特性とスルーレートの影響を低減している。
【００１５】
例えば、４ａ、４ｂの各セグメントの比率を等しくした場合は、一度に状態が変化するのは４ａまたは４ｂのいずれかのセグメントなので、前記の周波数特性とスルーレートの影響を半分にできる。
【００１６】
しかし、チョッパ変調技術を用いた演算増幅回路をセグメントに分割すると、分割後の各セグメントについて統計的なばらつきが増加する。これによりセグメント間にスルーレートのミスマッチが発生して、歪を悪化させる可能性がある。また、有限の周波数特性とスルーレートに起因するグリッジ形状のノイズの低減方法についてはまだ改善の余地があった。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
本発明の演算増幅回路は、入力信号に応じて電流を出力するＮ個（Ｎは４以上の偶数）の信号増幅ユニットと、電流を出力するＭ個（Ｍは４以上の偶数）の電流源ユニットと、信号増幅ユニットの出力電流の合計値を制限するための回路を有する。信号増幅ユニットは差動の入力信号を変調し差動の出力電流を復調するためのスイッチからなるセレクタを有し、電流源ユニットは差動の出力電流を変調するためのスイッチからなるセレクタを有し、信号増幅ユニットと電流源ユニットのオフセット及び１／ｆ雑音を変調する。
【００１８】
信号増幅ユニットと電流源ユニットの変調動作に伴う状態の組み合わせの数のうち、いずれか一方を４パターン以上、もう一方を２パターン以上となるよう制御を行い、且つ１度の状態遷移で発生する信号増幅ユニットと電流源ユニットの遷移数を減らすように制御を行う。また信号増幅ユニットと電流源ユニットの状態遷移が同時に発生しないように状態遷移のタイミングをずらす、信号増幅ユニットと電流源ユニットの状態遷移の周期を異なる値とするなどの制御を行う。
【発明の効果】
【００１９】
チョッパ変調技術と同様に低オフセット電圧で１／ｆ雑音を低減した演算増幅回路を実現できる。チョッパ変調技術に比べ、１回の状態遷移あたりに変化する信号の変化量が減少するので、演算増幅回路に必要な周波数特性やスルーレートが低下し、有限の周波数特性とスルーレートに起因するグリッジ形状のノイズや歪を低減できる。
【００２０】
回路のスルーレートは信号増幅ユニットの出力電流の合計値で決まるので、演算増幅回路をセグメント化する場合よりもスルーレートのミスマッチの問題を低減できる。Ｎ個の信号増幅ユニットの出力電流について、これらの加算はＮ個の出力端子同士を短絡することで容易に行える。Ｍ個の電流源ユニットの出力電流についても、これらの加算はＭ個の各出力端子同士を短絡することで容易に行える。また、出力電流を加算した後に電流入力型のゲート接地アンプなどの信号増幅手段で信号を増幅できるので、出力端子での電圧変動が小さくなり、回路に必要な周波数特性とスルーレートが低下し、周波数特性とスルーレートに起因する出力の歪を低減できる。
【００２１】
信号増幅ユニットと電流源ユニットの状態遷移のタイミングを別々に制御できるので、状態遷移のタイミングを分散させられる。これにより１回の状態遷移あたりに変化する信号の変化量をさらに低減できるので、有限の周波数特性とスルーレートに起因するグリッジ形状のノイズや歪をさらに低減できる。そして、信号増幅ユニットと電流源ユニットの状態遷移の周期を異なる値に設定できる。つまり信号増幅および電流源ユニットそれぞれに適切な状態遷移の周期を設定できる。
【発明を実施するための形態】
【実施例１】
【００２２】
実施例１を図３に示す。
【００２３】
演算増幅回路はスイッチＳＷ１１〜１４、スイッチＳＷ１１Ｂ〜１４Ｂ、スイッチＳＷ２１〜２４、スイッチＳＷ２１Ｂ〜２４Ｂと、トランジスタＭ１、Ｍ２、Ｍ１Ｂ、Ｍ２Ｂを有する信号増幅ユニット４つと、信号増幅ユニットから出力される電流を増幅する信号増幅手段のトランジスタＭＣ１、ＭＣ２と、電流源ＩＬ＿Ｍ、ＩＬ＿Ｐとテイル電流源ＩＴＡＩＬで構成されている。
【００２４】
信号増幅ユニットはそれぞれ、
スイッチＳＷ１１、ＳＷ１１Ｂ、ＳＷ２１、ＳＷ２１Ｂと、トランジスタＭ１で１回路、
スイッチＳＷ１２、ＳＷ１２Ｂ、ＳＷ２２、ＳＷ２２Ｂと、トランジスタＭ２で１回路、
スイッチＳＷ１３、ＳＷ１３Ｂ、ＳＷ２３、ＳＷ２３Ｂと、トランジスタＭ１Ｂで１回路、
スイッチＳＷ１４、ＳＷ１４Ｂ、ＳＷ２４、ＳＷ２４Ｂと、トランジスタＭ２Ｂで１回路
で構成されている。便宜的に、これらの信号増幅ユニットをそれぞれ１〜４番の信号増幅ユニットと名前を付ける。
【００２５】
スイッチＳＷ１１とＳＷ１１Ｂは同時に導通する事はない。
すなわち、スイッチＳＷ１１が導通しているときは、ＳＷ１１Ｂは遮断状態で、スイッチＳＷ１１Ｂが導通しているときは、ＳＷ１１は遮断状態である。
【００２６】
スイッチＳＷ１２〜１４とＳＷ１２Ｂ〜１４Ｂ、スイッチＳＷ２１〜２４とＳＷ２１Ｂ〜２４Ｂについても同様で、一方のスイッチが導通しているときは、もう一方のスイッチは遮断状態である。
【００２７】
ここで１番目の信号増幅ユニットの動作について説明する。１番目の信号増幅ユニットは、
正相の入力端子ＩＮＰに入力された信号をスイッチＳＷ１１がトランジスタＭ１のゲート端子に伝達してＳＷ２１を介してトランジスタＭ１のドレイン端子とトランジスタＭＣ１のソース端子を接続する状態１と、
逆相の入力端子ＩＮＭに入力された信号をスイッチＳＷ１１ＢがトランジスタＭ１のゲート端子に伝達してＳＷ２１Ｂを介してトランジスタＭ１のドレイン端子をトランジスタＭＣ２のソース端子に接続する状態２の２つの状態をもつ。
【００２８】
残りの２から４番目の信号増幅ユニットについても同様の動作を行う。
すなわち、正相の入力端子ＩＮＰに入力された信号を増幅して、出力電流をトランジスタＭＣ１のソース端子に出力する状態１と逆相の入力端子ＩＮＭに入力された信号を増幅して、出力電流をトランジスタＭＣ２のソース端子に出力する状態２の２つの状態をもつ。
【００２９】
つまり、スイッチＳＷ１１〜１４とイッチＳＷ１１Ｂ〜１４Ｂは入力信号を変調する動作を行い、スイッチＳＷ２１〜２４とスイッチＳＷ２１Ｂ〜２４Ｂは入力信号を復調する動作を行う。
【００３０】
信号増幅ユニットの出力は電流なので、各信号増幅ユニットの出力の加算は信号増幅ユニットの出力端子同士を短絡することで容易に行える。
【００３１】
さらに、出力電流をトランジスタＭＣ１とＭＣ２のソース端子に入力し、ＭＣ１とＭＣ２をゲート接地アンプとして動作させるとＭＣ１とＭＣ２のソース端子のインピーダンスは低くなるため、本発明の変調動作に伴う電流源ユニットの出力端子の電圧変動を小さくできる効果があり回路動作に要求される周波数特性とスルーレートを低減できる。
【００３２】
信号増幅ユニットを構成するトランジスタＭ１、Ｍ２、Ｍ１Ｂ、Ｍ２Ｂのソース端子は短絡してテイル電流源ＩＴＡＩＬから電流を供給する。これによって、信号増幅ユニットの出力電流の合計がテイル電流源の電流量により制限される。
【００３３】
段落（００３２）より、本発明では動作中の任意の時間において１つの差動対に信号を入力しているとみなす事ができ、スルーレートは各信号増幅ユニットの状態によらずほぼ一定になるので、段落（００１６）に示した演算増幅回路をセグメント化する場合のセグメント間のスルーレートのミスマッチに起因する歪の問題を軽減できる。
【００３４】
それぞれの信号増幅ユニットが状態１と状態２である時間の割合は、オフセットと１／ｆ雑音の変調動作の観点から、５０％対５０％であるのが望ましい。比率がこの値からずれるとオフセットと１／ｆ雑音の変調の効果が低下する。
【００３５】
トランジスタＭＣ１とＭＣ２のドレイン端子は、それぞれ逆相、正相の出力端子のＯＵＴＭ、ＯＵＴＰに接続する。
【００３６】
出力端子ＯＵＴＭ、ＯＵＴＰには、負荷として電流源ＩＬ＿Ｍ、ＩＬ＿Ｐを接続する。
【００３７】
正相の出力端子ＯＵＴＰと逆相の出力端子ＯＵＴＭの同相電圧を制御するために、コモンモードフィードバック回路を設けて電流源ＩＬ＿Ｍ、ＩＬ＿Ｐまたはテイル電流ＩＴＡＩＬの電流量を調整してもよい。
【００３８】
本実施例では、トランジスタＭ１、Ｍ２、Ｍ１Ｂ、Ｍ２Ｂは等しいデバイスサイズで作り、同じバイアス状態では等しいドレイン電流が流れるように設計する場合を説明する。
【００３９】
図４に従来のチョッパ安定技術と同等の効果を得られるように図３の回路を制御した場合の、信号増幅ユニットの状態と出力電圧を示したタイミングチャートを示す。このタイミングチャートについて明示的に状態１と示していない部分は状態２である。
【００４０】
変調信号周期ＴＣＨＯＰ内の１〜４番目の信号増幅ユニットの状態の組み合わせは、ＴＣＨＯＰ／２ごとに変化する。具体的な信号増幅ユニットの状態の組み合わせは、それぞれ
状態１、１、２、２と
状態２、２、１、１の２パターンである。
【００４１】
正相と逆相の入力端子ＩＮＰとＩＮＭに等しい直流信号を印加している場合、出力端子ＯＵＴＭとＯＵＴＰにはオフセットと１／ｆ雑音が変調信号周期ＴＣＨＯＰの信号で変調されたものが現れる。すなわち、正相と逆相の出力端子ＯＵＴＰとＯＵＴＭには時間ＴＣＨＯＰ／２ごとに２つの状態を交互に遷移する矩形波になる。
【００４２】
加えて状態遷移のタイミングにおいては、信号増幅ユニットの有限の周波数特性とスルーレートに起因するグリッジ形状のノイズがＯＵＴＰとＯＵＴＭに現れる。
【００４３】
図５に本発明を用いて、２番目と４番目の信号増幅ユニットの状態遷移のタイミングをＴＣＨＯＰ／４の時間遅らせた場合の、信号増幅ユニットの状態と出力電圧を示したタイミングチャートを示す。このタイミングチャートについて明示的に状態１と示していない部分は状態２である。
【００４４】
変調信号周期ＴＣＨＯＰ内の１〜４番目の信号増幅ユニットの状態の組み合わせは、ＴＣＨＯＰ／４の時間ごとに変化する。具体的な信号増幅ユニットの状態の組み合わせは、それぞれ
状態１、２、２、１と
状態１、１、２、２と
状態２、１、１、２と
状態２、２、１、１の４パターンである。
【００４５】
オフセットと１／ｆ雑音は、ＴＣＨＯＰ／４の時間ごとに４つの状態を順番に遷移する波形に変調されるので、チョッパ変調技術と同様の効果が得られる。
【００４６】
一度の状態遷移あたりの信号増幅ユニット数が従来のチョッパ変調技術に比べ半分に減少するため、状態遷移のタイミングで発生する信号増幅ユニットの有限の周波数特性とスルーレートに起因するグリッジ形状のノイズは減少する。
【００４７】
２番目と４番目の信号増幅ユニットの状態遷移のタイミングをＴＣＨＯＰ／４の時間遅らせる例を示したが、これはこの時間を厳密にＴＣＨＯＰ／４にする必要があると限定するものではない。
【００４８】
また、信号増幅ユニットの状態の組み合わせのパターンについて、これは組み合せの数を４に限定するものではない。４個の信号増幅ユニットのうち重複のない２個を選ぶ組み合わせは最大でＣ（４，２）＝６通りとなりうる。
【００４９】
本実施例で示したトランジスタＭ１、Ｍ２、Ｍ１Ｂ、Ｍ２Ｂは、入力信号に応じて電流を出力する回路であれば良い。例えばトランジスタＭ１の前段に増幅回路を設けても良く、トランジスタＭ１のドレイン端子とＳＷ２１、ＳＷ２１Ｂの間にさらにゲート接地アンプを設けても良い。回路を構成するデバイスはＭＯＳトランジスタに限定するものではない。
【００５０】
なお、前記のスイッチを制御する信号は、原理的には周期信号である必要はなく、ランダム信号であっても良い。前記ランダム信号は周期性の有無を問わない。
【００５１】
図６にスイッチを制御する信号として擬似ランダム信号を用いた場合のスイッチの状態と出力電流を示したタイミングチャートを示す。このタイミングチャートについて明示的に状態１と示していない部分は状態２である。
【００５２】
１番目の信号増幅ユニットは周期ＴＰＲＢＳの擬似ランダム信号がＨＩの場合は状態１になるとして制御し、３番目の信号増幅ユニットは前記擬似ランダム信号がＬＯＷの場合は状態１になるとして制御する。２と４番目の信号増幅ユニットはそれぞれ１と３番目の信号増幅ユニットの状態をＴＰＲＢＳ／１６の時間だけ遅延させて制御している。
【実施例２】
【００５３】
実施例１で示した信号増幅ユニットの数は４個に限定されるものではなく、４個以上の偶数であればよい。図７に実施例２の回路図を示す。
【００５４】
実施例１の回路にスイッチＳＷ１５〜１８、スイッチＳＷ１５Ｂ〜１８Ｂ、スイッチＳＷ２５〜２８、スイッチＳＷ２５Ｂ〜２８Ｂと、トランジスタＭ３、Ｍ４、Ｍ３Ｂ、Ｍ４Ｂを有する信号増幅ユニット４つを加えている。
【００５５】
追加した信号増幅ユニットは、それぞれ
スイッチＳＷ１５、ＳＷ１５Ｂ、ＳＷ２５、ＳＷ２５Ｂと、トランジスタＭ３で１回路、
スイッチＳＷ１６、ＳＷ１６Ｂ、ＳＷ２６、ＳＷ２６Ｂと、トランジスタＭ４で１回路、
スイッチＳＷ１７、ＳＷ１７Ｂ、ＳＷ２７、ＳＷ２７Ｂと、トランジスタＭ３Ｂで１回路、
スイッチＳＷ１８、ＳＷ１８Ｂ、ＳＷ２８、ＳＷ２８Ｂと、トランジスタＭ４Ｂで１回路
である。便宜的に、これらの信号増幅ユニットをそれぞれ５〜８番の信号増幅ユニットと名前を付ける。
【００５６】
これらの５から８番目の信号増幅ユニットについても段落（００２７）と同様の動作を行う。
すなわち、正相の入力端子ＩＮＰに入力された信号を増幅して出力電流をトランジスタＭＣ１のソース端子に出力する状態１と、逆相の入力端子ＩＮＭに入力された信号を増幅して出力電流をトランジスタＭＣ２のソース端子に出力する状態２の２つの状態をもつ。
【００５７】
本実施例では、トランジスタＭ１からＭ４、およびＭ１ＢからＭ４Ｂは等しいデバイスサイズで作り、同じバイアス状態では等しいドレイン電流が流れるように設計する場合を説明する。
【００５８】
図８に実施例２の信号増幅ユニットの状態と出力電圧を示したタイミングチャートを示す。このタイミングチャートについて明示的に状態１と示していない部分は状態２である。
【００５９】
１番目の信号増幅ユニットの動作状態に対して、２から８番目の信号増幅ユニットの動作タイミングを順番にＴＣＨＯＰ／８ずつ遅らせる。
【００６０】
これにより変調信号周期ＴＣＨＯＰ内の１〜８番目の信号増幅ユニットの状態の組み合わせは、ＴＣＨＯＰ／８の時間ごとに変化する。具体的な信号増幅ユニットの状態の組み合わせは、それぞれ
状態１、２、２、２、  ２、１、１、１  と、
状態１、１、２、２、  ２、２、１、１  と、
状態１、１、１、２、  ２、２、２、１  と、
状態１、１、１、１、  ２、２、２、２  と、
状態２、１、１、１、  １、２、２、２  と、
状態２、２、１、１、  １、１、２、２  と、
状態２、２、２、１、  １、１、１、２  と、
状態２、２、２、２、  １、１、１、１  との８パターンである。
【００６１】
オフセットと１／ｆ雑音は、ＴＣＨＯＰ／８の時間ごとに８つの状態を順番に遷移する波形に変調されるので、チョッパ変調技術と同様の効果が得られる。
【００６２】
一度の状態遷移あたりの信号増幅ユニット数が従来のチョッパ変調技術に比べ１／４に減少するため、状態遷移のタイミングで発生する信号増幅ユニットの有限の周波数特性とスルーレートに起因するグリッジ形状のノイズも減少する。
【００６３】
１番目の信号増幅ユニットの動作状態に対して、２から８番目の信号増幅ユニットの動作タイミングを順番にＴＣＨＯＰ／８ずつ遅らせる例を示したが、これはこの時間を厳密にＴＣＨＯＰ／８にする必要があると限定するものではない。
【００６４】
また、電流ＩＯＵＴＭ、電流ＩＯＵＴＰを構成する信号増幅ユニットの状態の組み合わせが８パターンの例を示したが、これは組み合わせの数を８に限定するものではない。８個の信号増幅ユニットのうち重複のない４個を選ぶ組み合わせは最大でＣ（８，４）＝７０通りとなりうる。信号増幅ユニットの数をＮ個とした場合の組み合わせの最大値はＣ（Ｎ，Ｎ／２）で決まる。
【実施例３】
【００６５】
実施例１と２で示した電流源ＩＬ＿Ｍ、ＩＬ＿Ｐに起因するオフセット、１／ｆ雑音を除去するための実施例３を図９に示す。
【００６６】
実施例１の電流源ＩＬ＿Ｍ、ＩＬ＿Ｐにかえて、スイッチＳＷ３１〜３４、スイッチＳＷ３１Ｂ〜３４Ｂと、電流源ＩＬ５、ＩＬ６、ＩＬ５Ｂ、ＩＬ６Ｂを有する電流源ユニットを４つ有する。
【００６７】
電流源ユニットはそれぞれ、
スイッチＳＷ３１、ＳＷ３１Ｂと、電流源ＩＬ５で１回路、
スイッチＳＷ３２、ＳＷ３２Ｂと、電流源ＩＬ６で１回路、
スイッチＳＷ３３、ＳＷ３３Ｂと、電流源ＩＬ５Ｂで１回路、
スイッチＳＷ３４、ＳＷ３４Ｂと、電流源ＩＬ６Ｂで１回路
で構成されている。便宜的に、これらの電流増幅ユニットをそれぞれ１〜４番の電流源ユニットと名前を付ける。
【００６８】
ここで１つの電流源ユニットの動作について説明する。１番目の電流源ユニットは、電流源ＩＬ５の電流をスイッチＳＷ３１を介して出力端子ＯＵＴＭに接続する状態３と、スイッチＳＷ３１Ｂを介して出力端子ＯＵＴＰに接続する状態４の２つの状態をもつ。
【００６９】
残りの２から４番目の電流源ユニットについても同様の動作を行う。すなわち、電流源ＩＬ６、ＩＬ５Ｂ、ＩＬ６Ｂの電流を出力端子ＯＵＴＭに接続する状態３と、電流源ＩＬ６、ＩＬ５Ｂ、ＩＬ６Ｂの電流を出力端子ＯＵＴＰに接続する状態４の２つの状態をもつ。
【００７０】
電流源ユニットの出力は電流なので、各電流源ユニットの出力の加算は電流源ユニットの出力端子同士を短絡することで容易に行える。
【００７１】
それぞれの電流源ユニットが状態３と状態４である時間の割合は、オフセットと１／ｆ雑音の変調動作の観点から、５０％対５０％であるのが望ましい。比率がこの値からずれるとオフセットと１／ｆ雑音の変調の効果が低下する。
【００７２】
正相の出力端子ＯＵＴＰと逆相の出力端子ＯＵＴＭの同相電圧を制御するために、コモンモードフィードバック回路を設けて電流源ＩＬ５、ＩＬ６、ＩＬ５Ｂ、ＩＬ６Ｂまたはテイル電流ＩＴＡＩＬの電流量を調整してもよい。
【００７３】
本実施例では、電流源ＩＬ５、ＩＬ６、ＩＬ５Ｂ、ＩＬ６Ｂを等しいデバイスサイズで作り、同じバイアス状態では等しいドレイン電流が流れるように設計する場合を説明する。
【００７４】
図１０に信号増幅ユニット、電流源ユニットの状態のタイミングチャートを示す。
信号増幅ユニットの状態のタイミングチャートについて明示的に状態１と示していない部分は状態２であり、電流源ユニットの状態のタイミングチャートについて明示的に状態３と示していない部分は状態４である。
【００７５】
１から４番目の信号増幅ユニットが状態１と状態２であるタイミングが１から４番目の電流源ユニットが状態３と状態４であるタイミングと等しい状態である。
変調信号周期ＴＣＨＯＰ内の１〜４番目の信号増幅ユニットの状態の組み合わせは段落（００４４）に示す通り４パターンであり、同様に１〜４番目の電流源ユニットの状態の具体的な組み合わせはそれぞれ
状態３、４、４、３と
状態３、３、４、４と
状態４、３、３、４と
状態４、４、３、３の４パターンである。
【００７６】
段落（００４５）と同様に、電流源ＩＬ５、ＩＬ６、ＩＬ５Ｂ、ＩＬ６Ｂのオフセットと１／ｆ雑音は、ＴＣＨＯＰ／４の時間ごとに４つの状態を順番に遷移する波形に変調されるので、チョッパ変調技術と同様の効果が得られる。
【００７７】
段落（００４６）と同様に、一度の状態遷移あたりの電流源ユニット数が従来のチョッパ変調技術に比べ半分に減少するため、状態遷移のタイミングで発生する信号増幅ユニットの有限の周波数特性とスルーレートに起因するグリッジ形状のノイズは減少する。
【００７８】
信号増幅ユニットの状態遷移と電流源ユニットの状態遷移が同時に発生しないよう制御する方法の例を図１１に示す。信号増幅ユニットの状態のタイミングチャートについて明示的に状態１と示していない部分は状態２であり、電流源ユニットの状態のタイミングチャートについて明示的に状態３と示していない部分は状態４である。
【００７９】
図１１は、図１０の１から４番目の電流源ユニットの動作タイミングをＴＣＨＯＰ／８だけ遅らせたものである。
【００８０】
これにより、信号増幅ユニットと電流源ユニットの状態遷移が同時に発生しないようにできるので、従来のセグメント化された演算増幅回路を用いたチョッパ変調技術に比べて、状態遷移のタイミングで発生する信号増幅ユニットの有限の周波数特性とスルーレートに起因するグリッジ形状のノイズを低減できる。
【００８１】
段落（００７９）でＴＣＨＯＰ／８だけ動作タイミングを遅らせると記載したが、これは段落（００８０）の記載のように信号増幅ユニットと電流源ユニットの状態遷移を同時に発生させないのが目的なので、動作タイミングを遅らせる量はＴＣＨＯＰ／８に限定されない。
【００８２】
図１１に加えて、信号増幅ユニットの状態遷移と電流源ユニットの状態遷移の周期が異なる場合の例を図１２に示す。信号増幅ユニットの状態のタイミングチャートについて明示的に状態１と示していない部分は状態２であり、電流源ユニットの状態のタイミングチャートについて明示的に状態３と示していない部分は状態４である。
【００８３】
図１２は、図１０の１から４番目の電流源ユニットの動作タイミングをＴＣＨＯＰ／８だけ遅らせて、さらに状態遷移の周期をＴＣＨＯＰの２倍の２ＴＣＨＯＰとしたものであり、信号増幅ユニットと電流源ユニットの状態遷移が同時に発生しないように制御している。
【００８４】
信号増幅ユニットと電流源ユニットの状態遷移の周期、つまり変調の周波数は、従来のチョッパ変調技術と同様に１／ｆ雑音を除去する観点から各ユニットを構成するデバイスが発する１／ｆ雑音のコーナ周波数よりも高い周波数とするのが望ましい。
一方変調の周波数が高いと、信号増幅ユニットと電流源ユニットに要求される動作速度が高まり大面積化や消費電流増加を招くため、変調の周波数はなるべく低い方が望ましい。
【００８５】
ここで、デバイスの種類や大きさ等により、信号増幅ユニットと電流源ユニットの１／ｆ雑音のコーナ周波数が異なる場合、図１２に示すように両者の変調の周波数を異なる値に設定できるので、段落（００８０）と（００８１）の考えに基づいて、信号増幅ユニットと電流源ユニットの状態遷移を同時に発生させないように両者の変調の周波数を設定できる。
【００８６】
図１２では信号増幅ユニットの状態遷移の周期が電流源ユニットの周期よりも短い例を示したが、これらの周期の大小関係は図１２の例に限定するものではない。信号増幅ユニットの状態遷移の周期が電流源ユニットの周期よりも長くてもよい。
【００８７】
信号増幅ユニットと電流源ユニットの状態遷移が同時に発生しないように制御するのが望ましく、これを実現するためには信号増幅ユニットと電流源ユニットの状態遷移の動作は同期していることが望ましい。
つまり、言い換えると信号増幅ユニットと電流源ユニットの状態遷移の周期の比が自然数対自然数で表せられる事が望ましい。
【００８８】
電流源ユニットの数は４個に限定されず、Ｍ個（Ｍは４以上の偶数）であればよい。信号増幅ユニットの個数のＮ個と電流源ユニットの数のＭ個は同じである必要はなく、異なる値であってもよい。
【００８９】
信号増幅ユニットの状態の組み合わせの数と、電流源ユニットの状態の組み合わせの数は同じ数である必要はなく、異なる数であってもよい。
【００９０】
デバイスの種類や大きさ等で決まる回路特性によっては、信号増幅ユニットと電流源ユニットの状態の組み合わせの数を両方とも４パターン以上にする必要はなく、信号増幅ユニットと電流源ユニットの状態の組み合わせの数のうちいずれか一方を２パターンとしてもよい。
また、信号増幅ユニットと電流源ユニットの状態の組み合わせの数がそれぞれ２パターンの場合は、段落（００４６）と（００７７）で示した状態遷移あたりの信号増幅ユニット数を減少させる効果は得られないが、段落（００８０）と（００８１）で示した信号増幅ユニットと電流源ユニットの状態遷移が同時に発生しないように動作タイミングをずらす効果と、段落（００８５）で示した信号増幅ユニットと電流源ユニットの変調の周波数を異なる値に設定する効果は得られる。
【００９１】
段落（００３８）（００５７）（００７３）で、信号増幅ユニットと電流源ユニットを構成するトランジスタまたは電流源について、等しいデバイスサイズで作り、同じバイアス状態では等しいドレイン電流が流れるように設計する場合を説明したが、これは本発明の信号増幅ユニットと電流源ユニットそれぞれについて流れる電流を等しく設計する事に限定するものではない。信号増幅ユニットが取りうるすべての状態の組み合わせにおいて、正相と逆相の出力端子に電流を出力するデバイスサイズの合計値が等しく、同じバイアス状態では等しい電流が流れるように設計すればよい。電流源ユニットに関しても同様である。
例えば図５のタイミングチャートにおいて、１番目と３番目の信号増幅ユニットは状態１である状態が重複せず、２番目と４番目の信号増幅ユニットは状態１である状態が重複していない。この場合、１番目から４番目の信号増幅ユニットのデバイスサイズの比率を１対２対１対２とする事で、状態１と状態２である信号増幅ユニットのデバイスサイズの比率は常に３対３となり、同じバイアス状態では正相と逆相の出力端子に等しい電流が流れる設計にできる。電流源ユニットに関しても同様である。
【実施例４】
【００９２】
実施例３で示した回路に信号増幅手段としてトランジスタＭＣ３、ＭＣ４を追加し、電流源ユニットと組み合わせてカスコード電流源を構成する例を図１３に示す。
【００９３】
４個の電流源ユニットと、出力端子ＯＵＴＭ、ＯＵＴＰの間にトランジスタＭＣ３、ＭＣ４を設け、そのゲートバイアスとしてＢＩＡＳ２を印加する。
【００９４】
信号増幅ユニット、電流源ユニットの動作は実施例３と同様である。
【００９５】
図１３で示した実施例４の変更は、電流源ユニットの出力端子について段落（００３０）、（００３１）と同様な効果がある。すなわち変調動作に伴う電圧変動を小さくできる効果があり回路動作に要求される周波数特性とスルーレートを低減できる。
【００９６】
なお、信号増幅手段として用いているトランジスタＭＣ１、ＭＣ２およびＭＣ３、ＭＣ４について、これらは演算増幅回路の負荷によっては信号増幅の効果が小さくなるため、必ずしも必要ではない。
【実施例５】
【００９７】
実施例４の回路を変形する事でフォールデットカスコード構成とできる。実施例を図１４に示す。
【００９８】
実施例４の回路について、４個の信号増幅ユニットにそれぞれ電流源ＩＬ１、ＩＬ２、ＩＬ１Ｂ、ＩＬ２Ｂを追加し、トランジスタＭＣ１、ＭＣ２、ＭＣ３、ＭＣ４をトランジスタＭＣ１Ｂ、ＭＣ２Ｂ、ＭＣ３Ｂ、ＭＣ４Ｂに置き換えている。
【００９９】
信号増幅ユニットはそれぞれ、
スイッチＳＷ１１、ＳＷ１１Ｂ、ＳＷ２１、ＳＷ２１Ｂと、トランジスタＭ１と電流源ＩＬ１で１回路、
スイッチＳＷ１２、ＳＷ１２Ｂ、ＳＷ２２、ＳＷ２２Ｂと、トランジスタＭ２と電流源ＩＬ２で１回路、
スイッチＳＷ１３、ＳＷ１３Ｂ、ＳＷ２３、ＳＷ２３Ｂと、トランジスタＭ１Ｂと電流源ＩＬ１Ｂで１回路、
スイッチＳＷ１４、ＳＷ１４Ｂ、ＳＷ２４、ＳＷ２４Ｂと、トランジスタＭ２Ｂと電流源ＩＬ２Ｂで１回路
で構成されている。
【０１００】
これらの信号増幅ユニットの動作は、トランジスタＭＣ１、ＭＣ２がＭＣ１Ｂ、ＭＣ２Ｂに置き換わっているだけで実施例１と同様である。
【０１０１】
電流源ユニットは、電流源の出力電流の向きが電源方向かグランド方向か異なるだけで実施例４のものと同様である。これらの電流源ユニットの動作はトランジスタＭＣ３、ＭＣ４がＭＣ３Ｂ、ＭＣ４Ｂに置き換わっているだけで実施例４と同様である。
【実施例６】
【０１０２】
本発明の演算増幅回路は、従来技術の演算増幅回路が使用される用途全般において、置き換えて用いる事ができる。実施例４の演算増幅回路を用いてバンドギャップリファレンス回路を構成した実施例を図１５に示す。
【０１０３】
この実施例では、図１３の回路の電流源ＩＬ５、ＩＬ６、ＩＬ５Ｂ、ＩＬ６Ｂにかえて、トランジスタＭＬ１、ＭＬ２、ＭＬ１Ｂ、ＭＬ２Ｂとした。これらトランジスタのゲート端子はＯＵＴＰ端子に接続して出力を差動から単相に変換する。
【０１０４】
トランジスタＭＯＵＴのゲートは出力端子ＯＵＴＭと接続し、ドレインは端子ＢＧＲＯＵＴと接続する。
【０１０５】
端子ＢＧＲＯＵＴには抵抗ＲＢＧＲ１、ＲＢＧＲ２とＲＬＰＦの一方の端子を接続する。
【０１０６】
抵抗ＲＢＧＲ１とＲＢＧＲ２のもう一方の端子は、それぞれ入力端子ＩＮＭとＩＮＰと接続する。入力端子ＩＮＭ、ＩＮＰにはそれぞれＤ２１のアノード、抵抗ＲＢＧＲ３の一方の端子を接続する。
【０１０７】
ダイオードＤ１１のカソードとＤ１２のアノードを接続、抵抗ＲＢＧＲ３のもう一方の端子はダイオードＤ１１のアノードと接続する。
ダイオードＤ２１のカソードとＤ２２のアノードを接続してダイオードＤ１２とＤ２２のカソードはグランド端子に接続する。
【０１０８】
抵抗ＲＬＰＦのもう一方の端子は容量ＣＬＰＦと接続、容量ＣＬＰＦのもう一方の端子はグランド端子と接続することでローパスフィルタを構成し、その出力は端子ＬＰＦＯＵＴである。
【０１０９】
回路動作により入力端子ＩＮＰとＩＮＭが等しくなるようにフィードバックがかかる。抵抗ＲＢＧＲ１とＲＢＧＲ２の値が等しく、ダイオードＤ１１とＤ１２のサイズが等しく、Ｄ２１、Ｄ２２のサイズが等しくて、Ｄ１１のサイズがＤ２１のＡ倍だとして、Ｄ２１の順方向電圧をＶＦ、ダイオードの熱電圧をＶｔとすると、端子ＢＧＲＯＵＴの電圧は２＊（ＶＦ＋（ＲＢＧＲ１／ＲＢＧＲ３）＊Ｖｔ＊ｌｎ（Ａ））で表せる。
【０１１０】
トランジスタＭ１１、Ｍ１２、Ｍ１１Ｂ、Ｍ１２Ｂと、トランジスタＭＬ１、ＭＬ２、ＭＬ１Ｂ、ＭＬ２Ｂのオフセット及び１／ｆ雑音は変調されるため、端子ＢＧＲＯＵＴに現れる演算増幅回路のオフセット電圧や１／ｆ雑音は低減される。
【０１１１】
変調された前記のオフセット電圧及び１／ｆ雑音は前記のローパスフィルタで低減できる。
【図面の簡単な説明】
【０１１２】
【図１】従来のチョッパ変調技術の説明図
【図２】チョッパ変調技術を用いた演算増幅回路をセグメント化した従来技術の説明図
【図３】実施例１の回路図
【図４】従来のチョッパ変調技術を用いた場合の、信号増幅ユニットの状態と出力電圧を示したタイミングチャート
【図５】実施例１の、信号増幅ユニットの状態と出力電圧を示したタイミングチャート
【図６】スイッチを制御する信号として擬似ランダム信号を用いた場合の信号増幅ユニットの状態と出力電圧を示したタイミングチャート
【図７】実施例２の回路図
【図８】実施例２の、信号増幅ユニットの状態と出力電圧を示したタイミングチャート
【図９】実施例３の回路図
【図１０】実施例３の、信号増幅ユニットと電流源ユニットの状態を示したタイミングチャート
【図１１】図１０に対して信号増幅ユニットと電流源ユニットの状態遷移タイミングをＴＣＨＯＰ／８ずらした場合を示したタイミングチャート
【図１２】図１０に対して信号増幅ユニットと電流源ユニットの状態遷移タイミングをＴＣＨＯＰ／８ずらして、且つ両者の状態遷移周期が異なる場合を示したタイミングチャート
【図１３】実施例４の回路図
【図１４】実施例５の回路図
【図１５】実施例６の回路図、実施例４の回路を用いたバンドギャップリファレンスの回路図
【符号の説明】
【０１１３】
１、１ｂ  入力のチョッパ回路
２、２ｂ  演算増幅回路
３、３ｂ  出力のチョッパ回路
４ａ、４ｂ  セグメント化されたチョッパ変調の機能を有する演算増幅回路
ＦＣＨＯＰ  変調周波数
ＩＮＰ  正相の入力端子
ＩＮＭ  逆相の入力端子
ＳＷ１１〜１８  正相の入力端子ＩＮＰと、トランジスタＭ１〜４、Ｍ１Ｂ〜４Ｂのゲートを接続するスイッチ
ＳＷ１１Ｂ〜１８Ｂ  逆相の入力端子ＩＮＭと、トランジスタＭ１〜４、Ｍ１Ｂ〜４Ｂのゲートを接続するスイッチ
Ｍ１〜４  トランジスタ
Ｍ１Ｂ〜４Ｂ  トランジスタ
ＯＵＴＰ  正相の出力端子
ＯＵＴＭ  逆相の出力端子
ＳＷ２１〜２８  トランジスタＭ１〜４、Ｍ１Ｂ〜４Ｂのドレインに接続するスイッチ
ＳＷ２１Ｂ〜２８Ｂ  トランジスタＭ１〜４、Ｍ１Ｂ〜４Ｂのドレインに接続するスイッチ
ＩＯＵＴＰ  正相の出力端子の電流経路に流れる電流
ＩＯＵＴＭ  逆相の出力端子の電流経路に流れる電流
ＴＣＨＯＰ  変調信号周期
ＴＰＲＢＳ  擬似ランダム信号周期
ＩＴＡＩＬ  テイル電流源
ＩＬ＿Ｐ  電流源
ＩＬ＿Ｍ  電流源
ＩＬ５、６  電流源
ＩＬ５Ｂ、６Ｂ  電流源
ＳＷ３１〜３４  電流源ＩＬ５、６、ＩＬ５Ｂ、６Ｂに接続するスイッチ
ＳＷ３１Ｂ〜３４Ｂ  電流源ＩＬ５、６、ＩＬ５Ｂ、６Ｂに接続するスイッチ
ＭＬ１、２  トランジスタ
ＭＬ１Ｂ、２Ｂ  トランジスタ
ＭＣ１〜４  トランジスタ
ＢＩＡＳ２  トランジスタＭＣ１とＭＣ２のバイアス端子
ＢＩＡＳ３  トランジスタＭＣ３とＭＣ４のバイアス端子
ＭＣ１Ｂ〜４Ｂ  トランジスタ
ＢＩＡＳ２Ｂ  トランジスタＭＣ１ＢとＭＣ２Ｂのバイアス端子
ＢＩＡＳ３Ｂ  トランジスタＭＣ３ＢとＭＣ４Ｂのバイアス端子
ＢＧＲＯＵＴ  バンドギャップリファレンス回路の出力
ＬＰＦＯＵＴ  ローパスフィルタの出力
ＭＯＵＴ  ゲート端子が出力端子ＯＵＴＭに、ドレイン端子がＢＧＲＯＵＴに接続されたトランジスタ
ＲＢＧＲ１  バンドギャップリファレンス回路を構成する抵抗
ＲＢＧＲ２  バンドギャップリファレンス回路を構成する抵抗
ＲＢＧＲ３  バンドギャップリファレンス回路を構成する抵抗
Ｄ１１  バンドギャップリファレンス回路を構成するダイオード
Ｄ１２  バンドギャップリファレンス回路を構成するダイオード
Ｄ２１  バンドギャップリファレンス回路を構成するダイオード
Ｄ２２  バンドギャップリファレンス回路を構成するダイオード
ＲＬＰＦ  ローパスフィルタを構成する抵抗
ＣＬＰＦ  ローパスフィルタを構成する容量
【図１】
0006399486.tif 000002
【図２】
0006399486.tif 000003
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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