(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
被検体に向けて超音波を出射するため、並びに、前記被検体から反射した超音波を受信するための超音波振動子をカテーテルに収容し、前記超音波振動子が受信した信号から、被検体の像を生成する超音波診断装置であって、
前記超音波振動子を励振させるための信号の元になる正相のデジタル信号、及び、当該正相のデジタル信号に対して逆相のデジタル信号を発生するデジタル信号発生回路と、
前記正相のデジタル信号のレベルを変換する第１のレベル変換回路と、
前記逆相のデジタル信号のレベルを変換する第２のレベル変換回路と、
該第１、第２のレベル変換回路よって得られた正相、逆相のそれぞれの信号を電流増幅する第１の電流増幅手段と、
該第１の電流増幅手段からの出力から前記超音波振動子の励振に必要な高電圧波形信号を発生する高電圧波形発生手段と、
該高電圧波形発生手段の出力を、励振に必要な電流に電流増幅する第２の電流増幅手段と、
該第２の電流増幅手段で得られた正相、逆相の波形のピークのずれ量に基づき、前記第１、第２のレベル変換回路の少なくとも一方の電源電圧を調整する調整手段と、を有し、
前記調整手段は、前記正相、逆相それぞれの波形のピークを示すデジタル信号を生成し、正相のピーク位置を示すタイミングで、逆相のピーク位置になったか否かの論理レベルに基づき、前記第１、第２のレベル変換回路の少なくとも一方の電源電圧を調整することを特徴とする超音波診断装置。
【請求項２】
前記調整手段は、
前記正相、逆相それぞれの信号の差電圧を全波整流・分圧する手段と、
該手段で得られた出力レベルが予め設定した閾値以上であるか否かを判定する判定手段と、
該判定手段の判定結果が、前記出力レベルが予め設定した閾値以上であることを示す場合、前記正相、逆相それぞれの信号の位相差は許容範囲内にあると判定し、前記閾値未満であることを示す場合には、前記第１、第２のレベル変換回路の少なくとも一方の電源電圧を変動させて、前記閾値以上となる電源電圧を求め、当該求めた電源電圧を設定する設定手段と
を含むことを特徴とする請求項１に記載の超音波診断装置。
【請求項３】
前記設定手段は、
予め設定した初期電圧から、徐々に電圧を上げていく過程で、最初に閾値以上となった電圧をＶｍｉｎ、最後に閾値以上となった電圧をＶｍａｘとしたとき、｛Ｖｍｉｎ＋Ｖｍａｘ｝／２を、前記第１、第２のレベル変換回路の調整対象の一方又は両方に設定することを特徴とする請求項２に記載の超音波診断装置。
【請求項４】
超音波振動子を励振させるための信号の元になる正相のデジタル信号、及び、当該正相のデジタル信号に対して逆相のデジタル信号を発生するデジタル信号発生回路と、前記正相のデジタル信号のレベルを変換する第１のレベル変換回路と、前記逆相のデジタル信号のレベルを変換する第２のレベル変換回路と、前記超音波振動子を収容するカテーテルとを有し、前記超音波振動子が受信した信号から、被検体の像を生成する超音波診断装置の作動方法であって、
該第１、第２のレベル変換回路が変換した正相、逆相のそれぞれの信号を前記超音波診断装置の第１の電流増幅手段が、電流増幅する第１の電流増幅工程と、
該第１の電流増幅工程からの出力から、前記超音波診断装置の高電圧波形発生手段が、前記超音波振動子の励振に必要な高電圧波形信号を発生する高電圧波形発生工程と、
該高電圧波形発生工程の出力を、前記超音波診断装置の第２の電流増幅手段が、励振に必要な電流に電流増幅する第２の電流増幅工程と、
該第２の電流増幅工程の出力における正相、逆相の波形のピークのずれ量に基づき、前記超音波診断装置の調整手段が、前記第１、第２のレベル変換回路の少なくとも一方の電源電圧を調整する調整工程と、を有し、
前記調整工程において、前記調整手段が、前記正相、逆相それぞれの波形のピークを示すデジタル信号を生成し、正相のピーク位置を示すタイミングで、逆相のピーク位置になったか否かの論理レベルに基づき、前記第１、第２のレベル変換回路の少なくとも一方の電源電圧を調整することを特徴とする超音波診断装置の作動方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は超音波診断装置及びその制御方法、特に同装置における超音波振動子の駆動技術に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来より、体腔内の患部等を診断するための体腔内超音波診断装置（ＩｎｔｒａＶａｓｃｕｌａｒ  Ｕｌｔｒａ  Ｓｏｕｎｄ：以下、単にＩＶＵＳという）が知られている（特許文献１）。
【０００３】
このＩＶＵＳを用いた診断では、血管内および脈管内に挿入するカテーテルの先端に装着されている超音波振動子から超音波を血管内腔面に向けて送波し、血管組織で反射されたエコーをこの超音波振動子で受波し、増幅・検波等の信号処理を行った後に、画像化して表示器に表示する。
【０００４】
一般に、ＩＶＵＳに採用される超音波振動子の共振周波数は20〜40[MHz]程度である。また、超音波振動子に送波を行う電気的な送信信号には、共振周波数と同じサイン波によるバースト波がよく用いられており、その電圧は100[Vpp]程度と高い。このため、送信信号を出力するアンプには高耐圧・高速のトランジスタが用いられる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】米国特許第７９０５８３８  Ｂ２
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
超音波振動子への送信信号の周波数は、今後ますます高くなっていくものと考えられる。理由は、周波数が高いほど超音波の波長が短くなり空間分解能が向上し、結果的に画質の分解能も向上するためである。しかしながら、今、以上に高耐圧・高速のトランジスタを見つけることは困難になってきている。これは高速に応答するトランジスタは一般に耐圧が低く、逆に高耐圧のトランジスタは高速には応答できないためである。また、近年、ブラウン管テレビが製造中止になって高耐圧・高速のトランジスタの需要が少なくなったことも、この状況に拍車をかけている。
【０００７】
本発明は係る問題点に鑑みなされたものであり、目標周波数の送信信号を生成するために求められる従来の耐圧に対し、実質的に半分の耐圧の性能のトランジスタでそれを実現する技術を提供しようとするものである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
係る課題を解決するため、例えば本発明の超音波診断装置は以下の構成を有する。すなわち、
被検体に向けて超音波を出射するため、並びに、前記被検体から反射した超音波を受信するための超音波振動子をカテーテルに収容し、前記超音波振動子が受信した信号から、被検体の像を生成する超音波診断装置であって、
前記超音波振動子を励振させるための信号の元になる正相のデジタル信号、及び、当該正相のデジタル信号に対して逆相のデジタル信号を発生するデジタル信号発生回路と、
前記正相のデジタル信号のレベルを変換する第１のレベル変換回路と、
前記逆相のデジタル信号のレベルを変換する第２のレベル変換回路と、
該第１、第２のレベル変換回路よって得られた正相、逆相のそれぞれの信号を電流増幅する第１の電流増幅手段と、
該第１の電流増幅手段からの出力から前記超音波振動子の励振に必要な高電圧波形信号を発生する高電圧波形発生手段と、
該高電圧波形発生手段の出力を、励振に必要な電流に電流増幅する第２の電流増幅手段と、
該第２の電流増幅手段で得られた正相、逆相の波形のピークのずれ量に基づき、前記第１、第２のレベル変換回路の少なくとも一方の電源電圧を調整する調整手段とを有し、
前記調整手段は、前記正相、逆相それぞれの波形のピークを示すデジタル信号を生成し、正相のピーク位置を示すタイミングで、逆相のピーク位置になったか否かの論理レベルに基づき、前記第１、第２のレベル変換回路の少なくとも一方の電源電圧を調整する。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、目標周波数の送信信号を生成するために求められる従来の耐圧の指標に対し、実質的に半分の耐圧性能のトランジスタでそれを実現することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】システムの全体図と出力波形を示す図である。
【図２】図１におけるレベル変換部の回路構成を示す図である。
【図３】実施形態における方式１のスライス回路、微分回路、コンパレータの波形例を示す図である。
【図４】実施形態における方式１の正相と逆相の送信波形、各フリップフロップ出力の例を示す図である。
【図５】実施形態における方式２の回路例と各波形を示す図である。
【図６】実施形態における方式２の正相と逆相の代表的な三つの位相関係におけるピーク一致／不一致の例を示す図である。
【図７】実施形態における信号処理部における方式１の処理手順を示すフローチャートである。
【図８】実施形態における信号処理部における方式２の処理手順を示すフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、添付図面に従って本発明に係る実施の形態を詳細に説明する。
【００１２】
初めに本実施形態の原理を簡単に説明する。本実施形態では必要な送信信号を正相と逆相の二つのアンプ出力によって得る。この方式は正相側と、位相が180度異なる逆相側の振幅を各々Ｖoとすると、その差電圧は２倍の２Ｖoになることを利用するものである。換言すれば、目標とする電圧の１／２の電圧信号を生成する２つのアンプを利用し、且つ、一方が正相、もう一方が逆相の電圧信号を生成する。この方式は平衡伝送方式とも呼ばれる既知の技術である。アンプの個数はこれまでの２倍となるが、各々のアンプの出力電圧が半分で済むのでアンプの電源電圧は１個のアンプで出力する場合に比べ半分で済む、したがって、トランジスタの耐圧も半分で済むという利点がある。しかしながら、20〜40[MHz]の周波数、または、それ以上の周波数では正相に対し逆相を、180度異なる位相で安定して出力することは難しい。
【００１３】
本実施形態では、トランジスタやICの応答速度、具体的には伝播遅延時間等が電源電圧によって変化することを利用して、電圧により位相を制御し逆相を安定に出力させるものである。また、この位相制御電圧を用いた位相一致の制御方式は二つある。
【００１４】
一つは、ピークを検出し、そのピークが一致するように、あるいは一定範囲内に収まるように、位相制御電圧を送信のタイミングごとに制御する方式である。以下、これを方式１と呼ぶ。もう１つは、送信電圧をコンパレータ等によりモニタし、閾値よりも低くなったら、位相制御電圧を再設定するモードに入り、位相制御電圧をたとえば低電圧側から高電圧側に掃引して、送信電圧が閾値を越えた電圧範囲を検出し、その中間の電圧値を設定する方式である。以下、これを方式２と呼ぶ。方式２は一度そのモードに入ると電圧設定に時間がかかるが、方式１に比較して回路と制御が簡単に済むという利点がある。これら２つの方式はいずれか一方を用いても、または併用してもかまわない。
【００１５】
以下、本実施形態を更に詳しく説明する。なお、本明細書の主眼とする点は、超音波振動子の駆動に係る構成とその動作である。従って、超音波診断装置における断層像を構築する処理等は公知の手順を経るものとし、その説明は省く。
【００１６】
図１はカテーテル内に収容される超音波振動子１６０への駆動信号の送信と、超音波振動子１６０で検出したエコー信号を受信するシステム構成と、主要部位の出力波形を示す図である。図２は図１中のレベル変換部１１０の回路構成図、図３は方式１のスライス回路、微分回路、コンパレータの波形例（正相側）であり、図４は方式１の正相と逆相の送信波形、各フリップフロップ（ＦＦ）出力を示す図である。図５は、方式２を実現する回路例と各波形を示す図であり、図６は方式２の正相と逆相の代表的な三つの位相関係におけるピーク一致／不一致の例を示す図である。
【００１７】
はじめに位相を電圧で制御する方式について述べる。
【００１８】
図１（ａ）に示すデジタル信号発生部１００は、正相用と逆相用のデジタル信号として各々、パルス幅2500[ns]、62.5[ns]のパルスを出力する。ここで、パルス幅はいずれもHighの期間でありその繰り返し周波数は送信の繰り返し周波数（例：15.75[kHz]）である。また、High/Lowレベルは3.3/0[V]である。
【００１９】
図１に示す２つのレベル変換部１１０は図２の回路構成となっている。デジタル信号発生部１００から供給された正相、逆相の信号を高速ロジックICである74ACT86（ここではインバータとして使用）とトランジスタにより、正相は5/-15[V]レベル、逆相は15/-5[V]レベルに変換する。トランジスタ部が5/0[V]レベルを5/-15[V]レベル、または15/-5[V]レベルに変換するので、この5[V]レベルを決定する電源電圧5[V]（図２中のP5）を調整することで伝播遅延時間が変化し位相を制御できる。ここで電圧の増加あるいは減少に応じて位相は一方向に変化する。この電源電圧5［V］が位相制御電圧になる。なお、位相制御電圧は、正相、逆相の一方、もしくは両方の回路に印加する。
【００２０】
具体的には、正相と逆相共通の電源電圧（Ｐ５端子）に印加する電圧である位相制御電圧を4.75〜5.25[V]に変化させることで、40[ns]以上、位相を変化させることができる。送信周波数は20[MHz]（周期は50[ns]）以上なので40[ns]以上、位相を変化させることができれば、ピークを一致させることができる。もし、さらに広く位相を変化させたければデジタル信号発生部１００にて正相用と逆相用のデジタル信号に位相差を持たせればよい。デジタル信号発生部１００では、そのクロック周期単位で位相差を持たせることができる。このレベル変換部１１０の出力を電流増幅するのが第１の電流増幅部１２０である。なお、電流増幅なので波形は変わらない。この第１の電流増幅部１２０の出力は高電圧波形発生部１３０（図１（ｂ）参照）に入力され、MOS-FETをスイッチングし、インダクタL1とコンデンサC2による共振にて高電圧波形を発生する。この高電圧波形を第２の電流増幅部１４０に入力し絶縁用のパルストランス１５０を介して超音波振動子１６０を駆動する。図１（ｃ）と図１（ｄ）はその波形を示している。
【００２１】
次に、方式１について述べる。
【００２２】
方式１では、0[V]付近のノイズを含まない閾値以上の波形を切り出すスライス回路、微分回路、コンパレータにより、正相と逆相の波形のピーク点をそれぞれ求め、そのピーク点が両者一定範囲内（一定時間区間内）に収まるように、すなわち時間軸に対してピーク点が一致するように、位相制御電圧を制御する。ここで、スライス回路への入力は第２の電流増幅部１４０の出力の分圧波形である。
【００２３】
図３に、ピーク点検出に係るスライス回路、微分回路、コンパレータの波形例を示す。図３は正相側の波形例であるが、スライス回路で入力信号（図３中の一番上の信号：ＣＨ１）の正電圧の信号を出力（図３中の上から２番目の信号：ＣＨ２、図３では反転されている）として得る。そして、それを微分回路で微分し、ゼロクロスコンパレータを通すことで、微分回路出力（図３中の上から３番目の信号：ＣＨ３）がゼロクロスする位置でLowからHighに立ち上がる信号を得ることができる。これを見ると、一番上の入力信号のピーク点で一番下のコンパレータ出力がLowからHighに立ち上がっていることがわかる。この信号をＤ型フリップフロップに入力することで、正相と逆相の位相関係を単純に把握することができる。フリップフロップの具体的な設定は、送信が終了し、次の送信期間が始まるときにフリップフロップ出力をLowにリセットし、Data（フリップフロップ入力）はHighに設定しておき、送信波形の出力によるコンパレータ出力をCLK（フリップフロップ入力）に入力する。これによりフリップフロップ出力はコンパレータ出力の立ち上がりでLowからHighになる。
【００２４】
ここで、図４を例に説明する。同図には、正相と逆相の信号波形、並びに、各波形に対して上記のフリップフロップの信号（ピーク位置を特定する信号）を示している。実施形態の場合、位相制御電圧の制御は次のようになる。
【００２５】
正相のフリップフロップ（ＦＦ）の出力の立ち上がりにおいて、
（イ）逆相のフリップフロップ出力がLowのとき（まさに図４の場合）
これは、正相のピーク後に逆相のピークが来ていることを意味する。従って、位相制御電圧を下げ、正相を時間軸に対して遅れるようにする。
（ロ）逆相のフリップフロップ出力がHigh のとき（図示せず）
これは、正相のピーク前に逆相のピークが来ていることを意味する。従って、位相制御電圧を上げ、正相を時間軸に対して早めるようにする。
【００２６】
以上の処理を行えば、正相、逆相のピーク点を一致、もしくは、近い位置に維持させることができる。具体的には、
P制御：位相誤差に比例した位相制御電圧操作
I制御：位相誤差の時間積分に比例した位相制御電圧操作
D制御：位相誤差の時間微分（時間変化）に比例した位相制御電圧操作
を組み合わせればよい（例：P制御とI制御の二つ、または、上記三つ）。
【００２７】
上記を実現するための信号処理部・制御部１９０の具体的な処理内容を図７のフローチャートに従って説明する。なお、以下の説明でΔＶは正の値であるものとする。
【００２８】
信号処理部・制御部１９０は超音波スキャンの開始指示があった場合、ステップＳ１にて、位相制御電圧を初期値Ｖ０に設定する。初期値Ｖ０は、例えば５Ｖで良い。次のステップＳ２で、送信継続か否かを判定し、送信終了と判断されるまで以下の処理を繰り返す。
【００２９】
ステップＳ３では、信号処理部・制御部１９０は、正相ＦＦ出力の立ち上がりにおける逆相ＦＦの出力が論理レベルを判定する。逆相ＦＦの出力がLowの場合、先に示した状態（イ）を示す。従って、ステップＳ４にて、信号処理部・制御部１９０は位相制御電圧をΔＶだけ減少させる。
【００３０】
一方、ステップ３にて、逆相ＦＦの論理がHighであると判定した場合、処理はステップ５に進む。このステップＳ５では、信号処理部・制御部１９０は位相制御電圧をΔＶだけ増加させる。
【００３１】
以上が方式１の実現例の説明である。なお、増減するΔＶは０．０１Ｖ程度で良いであろう。
【００３２】
次に、方式２について述べる。図５は方式２を実現する回路例と各波形を示している。正相と逆相、各々の送信信号V1, V2をバッファで受けて、その差電圧を全波整流・分圧する。正相と逆相のピークが一致したとき、全波整流出力V3のピークも最大になる。このV3のピーク値を閾値と比較して、閾値以下になったら、ピークが不一致と判断して位相制御電圧を再設定するモードに入る。このモードに入ったら、位相制御電圧を4.75から5.25[V]へ掃引し、閾値以上になる制御電圧範囲を調べる。そしてその範囲内の電圧値を再設定する。具体的には閾値以上となる範囲の中間値を再設定することがのぞましい。
【００３３】
図６（ａ）は、正相のピーク前に逆相のピークが来てピークが不一致の場合を示している。同図（ｂ）は、正相と逆相のピークが一致している場合を示している。そして、同図（ｃ）は、正相のピーク後に逆相のピークが来てピークが不一致の場合を示している。
【００３４】
図６（ｂ）の場合、送波期間内にコンパレータ出力V4がLowになっている期間があることから、送信電圧は閾値以上であることがわかる。この信号とＤ型フリップフロップを用いれば、
（ｉ）閾値以上のとき：コンパレータ出力V4がHighからLowになり、その時点からフリップフロップ出力がHighになる
（ｉｉ）閾値未満のとき：コンパレータ出力V4は常にHighで、フリップフロップ出力はLowのままである
というフリップフロップ出力が得られる。故に、閾値以上か閾値未満か、すなわち、ピークが一致か、不一致かの判断を簡単にできる。したがって、位相制御電圧の再設定モードに入るか否かを判別できる。再設定するモードに入ったら位相制御電圧を低電圧側から高電圧側に掃引して、送信電圧が閾値を越えた電圧範囲を検出し、その中間の電圧値を設定すればよい。
【００３５】
こうして出力された送信信号により得られたエコーによる受信信号は受信アンプ部１７０で増幅され、その後、A-D変換部１８０、信号処理部・制御部１９０を経て表示器２００に表示される。ここで、信号処理部・制御部１９０はデジタル信号発生部の制御に加え、ピークの検知も含めた位相制御電圧の制御も行う。
【００３６】
上記を実現するための信号処理部・制御部１９０の具体的な処理内容を図８のフローチャートに従って説明する。
【００３７】
信号処理部・制御部１９０は超音波スキャンの開始指示があった場合、ステップＳ１１にて、正相の位相制御電圧を初期値Ｖ０に設定する。初期値Ｖ０は、例えば５Ｖで良い。次のステップＳ１２で、送信継続か否かを判定し、送信終了と判断されるまで以下の処理を繰り返す。
【００３８】
ステップＳ１３では、全波整流出力V3のピークと閾値とを比較する。そして、ステップＳ１４にて、『全波整流出力V3のピーク≧閾値』の関係が成立するか否かを判定する。この関係が成立している場合、正相と逆相のピークは、時間軸に対して実質的に一致していると見なせるので、ステップＳ１２に処理を戻す。
【００３９】
一方、『全波整流出力V3のピーク≧閾値』ではない、すなわち、全波整流出力V3のピークが閾値未満であると判定された場合、正相と逆相のピークの時間軸に対するずれ量が許容範囲を超えていることになるので、ステップＳ１５に処理を進めて、位相制御電圧を修正すべく再設定モードに移行する。ステップＳ１６、Ｓ１７では、信号処理部・制御部１９０は、位相制御電圧を４．７５Ｖから始め、例えば０．０１Ｖ増加させては、全波整流出力V3のピークと閾値とを比較する。そして、最初に全波整流出力V3ピーク≧閾値となった際の位相制御電圧をＶｍｉｎ、最後に全波整流出力V3ピーク≧閾値となった位相制御電圧をＶｍａｘとして決定する。こうして、ＶｍｉｎとＶｍａｘが求まると、処理はステップ１８に進み、｛Ｖｍｉｎ＋Ｖｍａｘ｝／２を、位相制御電圧として設定し、ステップＳ１２に処理を戻す。
【００４０】
以上説明したように、本実施形態に従えば、超音波振動子１６０に印加する送信信号を正相と逆相の二つのアンプ出力によって得る。その結果、各々のアンプの出力電圧が半分で済むのでアンプの電源電圧は１個のアンプで出力する場合に比べ半分で済み、トランジスタの耐圧も半分で済む。更に、正相、逆相の位相差も、許容範囲内で一致させることもできる。換言すれば、目標周波数の送信信号を生成するために求められる従来の耐圧の指標に対し、実質的に半分の耐圧性能のトランジスタでそれを実現することが可能となる。故に、今後ますます高くなっていくものと考えられる超音波の駆動周波数に対しても、十分に応えることができるようになる。
【符号の説明】
【００４１】
１００…デジタル信号発生部、１１０…レベル変換部、１２０…第１の電流増幅部、１３０…高電圧波形発生部、１４０…第２の電流増幅部、１５０…パルストランス、１６０…超音波振動子、１７０…受信アンプ部、１８０…A-D変換部１８０、１９０…信号処理部・制御部、２００…表示器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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