(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
振動して移動するように励起されることができる少なくとも１つの振動素子をもつ微小機械的容量センサの少なくとも１つの位置信号を読み出すための検出回路であって、
作動中の前記検出回路（１００）の第１の入力接続部は、前記容量センサ（１０６）の少なくとも１つの出力接続部に接続され、作動中の前記検出回路（１００）の１つの出力接続部は、制御ループ（１０２）のループフィルタに接続し、それによって、前記制御ループは、前記容量センサ（１０６）にフィードバック力が印加されるように、前記検出回路（１００）の第２の入力接続部に前記制御ループ（１０２）の出力電圧に応じたフィードバック電圧をフィードバックし、
前記検出回路（１００）は、さらなるフィードバック枝路（Ｒｆｂ、Ｃfb）を少なくとも備え、前記制御ループ（１０２）の前記出力電圧は、前記検出回路の入力コモンモード電圧に合わせて調節される、検出回路。
【請求項２】
前記フィードバック電圧は、電荷積分器に接続されているオペアンプ（１０８）の正の入力部に対して印加される、請求項１に記載の検出回路。
【請求項３】
前記さらなるフィードバック枝路は、フィードバック抵抗素子（Ｒｆｂ）とフィードバックコンデンサ（Ｃｆｂ）とを備える並列回路を有する、請求項２に記載の検出回路。
【請求項４】
前記検出回路（１００）は、前記入力コモンモード電圧の変位による前記オペアンプの前記出力電圧の変化を補償するための補償回路（１１０）をさらに有する、請求項２または３に記載の検出回路。
【請求項５】
前記補償回路（１１０）は、第１の接続部において前記検出回路の前記第１の入力接続部に接続され、かつ、他方の接続部によって容量性補償電圧に接続されている補償容量を有する、請求項４に記載の検出回路。
【請求項６】
前記検出回路は、前記容量センサの２つの対にされた差動容量の容量変化を収集するための２つの負入力部をもつ全差動の電荷積分器（１１２）を有し、さらなる２つのフィードバック枝路が備えられている、請求項１〜５のいずれか１項に記載の検出回路。
【請求項７】
前記フィードバック枝路（Ｒｆｂ、Ｃｆｂ）の各々は、フィードバック抵抗とフィードバックコンデンサとを備える並列回路を有する、請求項６に記載の検出回路。
【請求項８】
前記２つの負入力部の各々に、前記入力コモンモード電圧の変位により前記全差動の電荷積分器（１１２）の前記出力電圧の変化を補償するための補償回路（１１０）が接続されている、請求項６または７に記載の検出回路。
【請求項９】
容量性補償電圧の自動的な生成のために、前記検出回路の前記出力電圧に対する容量性不一致の影響を検出する補償調整回路が設けられている、請求項４、５、または８のいずれか１項に記載の検出回路。
【請求項１０】
前記制御ループは、シグマデルタ変調器であり、前記補償調整回路は、前記検出回路の前記出力電圧、および、前記制御ループの出力信号を乗算するための混合器と、前記混合器の出力接続部に接続する低域通過フィルタ（ＬＰＦ）とをさらに備える、請求項９に記載の検出回路。
【請求項１１】
前記補償調整回路は、不一致ｋＣが最小化されるように前記フィードバック電圧の振幅を補正する制御装置をさらに備える、請求項１０に記載の検出回路。
【請求項１２】
容量性の補償を提供するために、少なくとも１つの補償コンデンサがフィードバック電圧により充電され、前記検出回路の前記第１の入力接続部に接続されている抵抗器を介して放電するように構成される、請求項４または８に記載の検出回路。
【請求項１３】
前記制御ループの変化に応じて前記補償コンデンサの充電および放電を切り替える開閉装置ユニット（１１６）をさらに備える、請求項１２に記載の検出回路。
【請求項１４】
第１の接続部において前記検出回路の前記第１の入力接続部に接続され、かつ、他方の接続部において抵抗性の補償電圧に接続されている補償抵抗を備える、請求項１〜１３のいずれか１項に記載の検出回路。
【請求項１５】
前記検出回路（１００）の入力部から前記センサ（１０６）の前記出力接続部を分離し、かつ前記フィードバック電圧に前記センサ（１０６）を接続する少なくとも１つの第１および第２の制御スイッチ（１０４）がさらに備えられている、請求項１〜１４のいずれか１項に記載の検出回路。
【請求項１６】
振動して移動するように励起されることができる少なくとも１つの振動素子をもつ微小機械的容量センサの少なくとも１つの位置信号を読み出すための検出回路であって、
作動中の前記検出回路（１００）の少なくとも１つの第１の入力接続部は、前記容量センサ（１０６）の少なくとも１つの出力接続部に接続され、作動中の前記検出回路（１００）の少なくとも１つの出力接続部は、制御ループ（１０２）のループフィルタに接続し、それによって、前記制御ループは、前記容量センサ（１０６）にフィードバック力が印加されるように、前記検出回路（１００）の第２の入力接続部に前記制御ループ（１０２）の出力電圧に応じたフィードバック電圧をフィードバックし、
前記検出回路（１００）は、さらなるフィードバック枝路（Ｒｆｂ、Ｃｆｂ）を少なくとも備え、
前記検出回路の前記入力接続部から前記センサ（１０６）の前記出力接続部を分離し、かつ前記検出回路の入力コモンモード電圧に対応する電圧に前記出力接続部を接続する少なくとも１つの第１および第２の制御スイッチ（１０４）が備えられている、検出回路。
【請求項１７】
振動して移動するように励起されることができる少なくとも１つの振動素子と少なくとも１つの容量を備える静電励磁ユニットとをもつ微小機械的容量センサの制御、および、時間連続的解析を行う方法であって、前記方法は、
制御ループ内の容量センサを作動させるステップであって、制御ループ（１０２）の出力電圧に応じたフィードバック力を提供するための前記制御ループは、前記励磁ユニットにフィードバックするステップと、
請求項１〜１６のいずれか１項に記載の検出回路によって前記振動素子の変位を検出するステップであって、前記制御ループの前記出力電圧は、前記検出回路の入力コモンモード電圧に合わせて調節されるステップと、を含む方法。
【請求項１８】
励起されることができる一次静電振動素子をもつコリオリの回転速度センサであって、前記一次振動素子の制御のための、および／または、二次振動素子をフィードバックするための請求項１〜１６のいずれか１項に記載の回路を有する、コリオリの回転速度センサ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、振動して移動する（move in an oscillating manner）ように励起されることができる少なくとも１つの振動素子をもつ微小機械的容量センサ（micromechanical capacitive sensor）（例えば、加速度センサまたは角速度センサ（turn ratio sensors））の少なくとも１つの位置信号を読み出すための検出回路に関する。特に、本発明は、本発明に係わる検出回路を用いることによって、例えばシグマデルタ制御ループなどの閉制御ループ内で動作する回転速度センサに関する。本発明はさらに、このようなセンサを操作する方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
回転速度センサは、例えば、運転者支援システム、車両運動制御（横滑り防止装置（ＥＳＰ：electronic stability program））、およびナビゲーションシステムなどに用いられる。この場合、これらのセンサは、コリオリ効果に基づいて所定の軸のまわりの回転速度を検出する。回転速度センサは、２つの質量（すなわち、一次質量と二次質量）を備える。コリオリ効果によって回転速度を検出することができるようにするために、質量を、すべて、運動の状態にしなければならない。二次質量が固定される場合、一次質量は一定の振動にされる。受感軸のまわりのセンサの回転によって、二次質量は、コリオリの力Ｆｃにより主軸に対して直角に偏向される。
【０００３】
【数１】
0006273370.tif 000002
ここで、ｍは質量であり、Ωは回転速度であり、Ｖｐは一次質量の速度である。ここで、二次質量は理想的には、一次振動に対して直角にのみ偏向されることができるように機械的に固定されている。
【０００４】
電気機械的シグマデルタループにおいて回転速度センサを用いることによって、制御ループは、二次質量の偏向をフィードバックするためのフィードバック信号として、したがって二次質量に作用する力の直接的尺度として、機能する。このようなシグマデルタ制御ループのための具体例は、特許文献１に示唆されており、また、特許文献２から既知である。
【０００５】
これによってシグマデルタ制御ループを用いることの利点は、フィードバックされないシステムと比べたシステム全体の特性の改善だけでなく、出力信号がディジタル表現であることである。
【０００６】
回転速度センサの構造に応じて、検出電極および個別のフィードバック電極の両方が利用可能であるか、または、同一の電極によって検出およびフィードバックを実現しなければならない。第１の場合において、フィードバック電極は典型的に、いわゆる直交誤差の補償だけでなく検出発振器の共振振動数を調整するときに追加的に用いられる。第２の場合において、追加の電極は通常、共振振動数を調整するために、および直交を補償するために利用されることができるが、センサ構造によって、コリオリ信号をフィードバックするために使用されることができない。検出およびフィードバックに同一の電極を用いるこの方法は、センササイズを減少させ得る。
【０００７】
フィードバック用に個別の電極が利用可能な場合、コリオリの力の補償については、これらの電極に対して電圧を加えることによって補償することができる。この種のフィードバックも「非共配置フィードバック（non-collocated feedback）」として知られており、非特許文献１に記載されている。
【０００８】
検出およびフィードバック用の１セットの電極のみが利用可能である場合、通常、与えられた時間の一部が検出のために使用され、また、与えられた時間の一部がセンサ質量をフィードバックするために使用される（「時分割多重化（time multiplexing）」）。このために、使用される検出回路（通常いわゆる「電荷積分器」）は、フィードバックのために必要な時間の間にセンサからスイッチによって分離され、フィードバックのために必要な信号がセンサに対して加えられる。したがって、検出およびフィードバックは、交互に実行される。この種のフィードバックは、好ましくはスイッチトキャパシタ技術に関連して用いられる。
【０００９】
図１は、（いわゆる、振動素子としても示されることができる振動質量（seismic mass）の位置の）可動センタープレートと、固定された外側電極とをもつ加速度センサ１０６の概略スケッチを示す。
【００１０】
製造業者のアナログデバイセズ社（Analog Devices）は、例えば、コンポーネントＡＤＬＸ５０［非特許文献２参照］に加速度センサを設けており、かかる加速度センサによって、センサの可動センタープレート（図１の参照符号ＶＦＢ）に対して（高インピーダンスの）フィードバック信号が与えられる。センサを読み出すために、高周波搬送波信号（１ＭＨｚ）がセンサの固定された電極（＋Ｖｍｏｄ／−Ｖｍｏｄ）に対して加えられ、位置信号がセンタープレートにおける電圧の変化として検出される。キャリア周波数による復調およびフィルタリング後、測定信号が利用可能になる。この方法は、周波数多重化ということもできる。
【００１１】
しかしながら、既知のソリューションには重大な短所がある。
【００１２】
通常、個別のフィードバック電極の場合には、必要な力をインプリントするために、フィードバック電極において高電圧（＞１０Ｖ）が必要である。個別の高電源電圧は、通常、典型的な範囲の用途にとって利用可能でなく、および／または望ましくないので、ＡＳＩＣの実装においては、通常、昇圧コンバータ（ブーストレベル（boost levels））と高電圧ドライバとの組み合わせが実装される。
【００１３】
上記のようにフィードバック電極は、直交効果の補償だけでなく共振振動数の調整にも使用されるので、特許文献３に記載のように相互依存を回避するために、それぞれの必要とされる電圧の詳細な計算および調整が必要である。必要とされる電圧を、高電圧範囲内で十分精密かつ高い性能効率で実現することは、ほとんど不可能である。
【００１４】
さらに、個別のフィードバック電極を用いると、非特許文献３に記載されているように、システムの安定性を危険にさらし得る電極の固有振動数に結びつき得る。
【００１５】
時分割多重化を実現するためには、通常、検出とフィードバックとの間のスイッチングを実現しなければならないので、信号経路にスイッチが必要になる。
【００１６】
クロックサイクルの一部のみが、フィードバック力（feedback forces）を印加するために用いられることができるため、同一のフィードバック効果を実現するために、対応するより高い力を加えなければならない。さらに、連続的に設定されるフィードバック信号（「非ゼロ復帰」）に比して、この種のフィードバック（「ゼロ復帰」）は、非特許文献４から導き出せるように、クロック周波数変動（クロックジッタ）の点で脆弱である。
【００１７】
さらに、クロックサイクルの一部のみがセンサの読み出しのために使用されることができる。したがって、センサ質量の位置情報は、連続的には利用可能ではない。例えば電荷積分器を用いる場合、位置情報データは、センサ移動によって引き起こされる電圧の積分により生じるので、移動情報における「ギャップ」は、位置測定の歪みだけでなく信号振幅の削減に結びつく。
【００１８】
周波数多重化の主な短所は、高周波搬送波信号を使用することである。上記のコンポーネントＡＤＸＬ５０では、例えば、１ＭＨｚの周波数の搬送波信号が１ｋＨｚの帯域幅において用いられる。
【００１９】
回転速度センサに関して、測定される信号は、一次振動の周波数（ｆｄ≒１０〜２５ｋＨｚ）に変調されるので、対応するより高い帯域幅、したがって対応するより高いキャリア周波数が必要になり得る。シグマデルタ制御ループを用いる場合、検出回路の一次周波数の倍数（例えば８×ｆｄ）までの周波数をもつ信号が、可能であれば干渉されずに収集されなければならない。キャリア周波数のさらなる増加が必要となる場合がある。
【００２０】
これらの高周波搬送波信号を生成することにより、システムのエネルギー使用量が増加する。さらに、高周波信号は、回路内全体で妨害信号を引き起こさないように、対応する方策によって遮蔽されなければならない。
【００２１】
さらに、回転速度センサの適用の間に、２つの振動（励磁振動および検出振動）の位置が読み出され、この場合、通常、両方の振動質量に共同のセンタープレートのみが利用可能である。したがって、センタープレート上のフィードバック信号は両方の振動に影響する可能性があり（これは望ましくない）、また、検出に関しては、複数の搬送波信号が用いられなければならない場合がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２２】
【特許文献１】独国特許第１０ ２０１２ ２２２ ２２５号明細書
【特許文献２】米国特許第６，２５３，６１２号明細書
【特許文献３】独国特許出願公開第１０ ２０１１ ００５ ７４５号明細書
【非特許文献】
【００２３】
【非特許文献１】Northemann, T.; Maurer, M.; Buhmann, A.; He, L. & Manoli, Y. “Excess Loop Delay compensated Electro-Mechanical Bandpass Sigma-Delta Modulator for Gyroscopes”, Eurosensors XXIII, Lausanne, Switzerland, 2009, 1183-1186
【非特許文献２】Analog Devices, ADXL50, Datasheet (http://www.analog.com/en/obsolete/adxl50/products/product.html)
【非特許文献３】Seeger, J. I.; Jiang, X.; Kraft, M. & Boser, B. E. “Sense Finger Dynamics in a Sigma-Delta Force-Feedback Gyroscope”, Proc. Tech. Dig. Solid-State Sensor and Actuator Workshop, 2000, 296-299
【非特許文献４】Cherry, J. A. & Snelgrove W.M.: Continuous-time Sigma-Delta modulators for high-speed A/D conversion, Kluwer Academic Publishers, 2000
【非特許文献５】Northemann, T; Maurer, M.; Manoli, Y. "Compensation Technique for Capacitive Crosstalk in Continuous-Time Electro-Mechanical Sigma-Delta Modulators", Proceedings of the Eurosensors Conference, 2011: 1281-1284
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２４】
本発明の適用において目的とする技術的課題は、容量センサと電子素子との間のインタフェースを提供することである。この点に関し、電荷積分器等の回路は、電気的信号としてセンサ質量の位置を提供し、かつ、センサ電極に印加される電圧として、制御ループによって予め決定されたフィードバック力を生成する。これら２つの機能は、搬送波信号を用いずに、同時に実行される。
【課題を解決するための手段】
【００２５】
この技術的課題は、独立請求項に記載の主題によって解決される。本発明に係わる発明の主題の好ましい実施形態は、従属請求項において示される。
【００２６】
本発明は、フィードバック力の生成のために必要な電圧を、変位を検出するための読み出し回路の入力コモンモード電圧に合わせて調節するというアイディアに基づく。入力コモンモード電圧の変化により、検出容量Ｃｓｅｎｓｅを通過する電圧が調整され、したがって、二次質量に対する力が加えられる。理想的には、この場合、読み出し回路の出力電圧は変更されない。読み出し回路は、差動入力信号、したがって変位のみを検出する。
【００２７】
制御ループのフィードバック電圧を、入力コモンモード電圧に合わせて調節するために、フィードバック電圧Ｖｆｂは、電荷積分器に接続するオペアンプの正入力部に印加される。このオペアンプは、そのフィードバック（Ｒｆｂ、Ｃｆｂ）により、正入力部と負入力部との間のいわゆる仮想短絡を生成し、すなわち、双方の入力部における電圧は、一方の制御障害を除けば同一である。したがって、このさらなるフィードバック枝路は、一方では、第２の入力部における電圧が第１の入力部に対して送られることを保証し、他方では、少なくとも容量変化に結びつくセンサの変位を電圧に変換するように機能する。したがって、フィードバック枝路は、オペアンプと共に、実際の検出を担う。好ましくは、フィードバック枝路は、容量と抵抗素子とを備える。それにより、１つ以上のオーム抵抗、１つ以上のトランジスタ、または他の適切なコンポーネントによって、抵抗素子を形成することができる。しかしながら、個別の抵抗素子または他のすべての適切な形態のフィードバック枝路を伴わずに、１つの容量のみが備えられ得る。
【００２８】
位置検出への影響を回避するために、入力コモンモード電圧のかかる変位から生じる出力電圧Ｖｏｕｔの変化を補償しなければならない。これは、オペアンプの負入力部における補償回路によって実現されることができる。
【００２９】
さらなる好ましい実施形態には、提示したコンセプトの、フィードバックが組み込まれた全差動の電荷積分器への拡張形態が含まれる。この実施態様のために、全差動の「差動差分アンプ」（ＤＤＡ：Differential Difference Amplifier）が用いられる。さらに、フィードバック電圧Ｖｆｂ，ｐおよびＶｆｂ，ｎが全差動的に利用可能である。フィードバック電圧Ｖｆｂ，ｐは、正の信号経路の入力コモンモード電圧に合わせて調節され、フィードバック電圧Ｖｆｂ，ｎは、負の信号経路の入力コモンモード電圧に合わせて調節される。
【００３０】
以下、必要とされる補償のための様々なコンセプトを詳述および図示する。
【００３１】
本発明のより適切な理解のために、本発明は、以下の図に示される実施形態によって例証される。図示される様々な実施形態のいくつかの特徴または特徴の組み合わせが、それ自体独立した進歩性のある解決手段または本発明に係わる解決手段を構成し得る。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】可動センタープレート（振動質量の位置の可動センタープレート）と固定された外側電極とをもつ加速度センサの概略スケッチである。
【図２】検出（Ｃ／Ｖ）およびフィードバック（ＦＢ）ための提案された回路をもつ電気機械的シグマデルタ変調器のシステム全体の外観を表示する図である。
【図３】提案されたコンセプトの、時間連続的検出およびフィードバックのための回路図である。
【図４】全差動のアプローチにおける、時間連続的検出およびフィードバックのためのコンセプトの拡張形態の概略表示図である。
【図５】最も簡単な抵抗性補償および容量性補償の回路図である。
【図６】単純な補償回路をもつ全差動の電荷積分器に関する図５の回路の拡張形態を示す図である。
【図７】自動補償調整のためのコンセプトによる電気機械的シグマデルタ変調器の図である。
【図８】図６の全差動の電荷積分器のための図７の制御コンセプトの拡張形態を示す図である。
【図９】Ｃｃｏｍｐ上に蓄えられた電荷により容量性補償が実行されるコンセプトによる電気機械的シグマデルタ変調器の図である。
【図１０】Ｃｃｏｍｐ上に蓄えられた電荷により容量性補償が実行される全差動の電荷積分器の回路図である。
【図１１】電荷積分器が定期的に制御信号Φにより電荷積分器から一時的に分離されている回路図である。
【図１２】補償に対する寄生容量の影響を削減するための図１１に示されたコンセプトの全差動の実施形態の回路図である。
【図１３】容量性の切り替え可能なクロストーク補正を伴う電気機械的シグマデルタ変調器を示す図である。
【図１４】（ａ）容量性の切り替え可能なクロストーク補正を伴う測定結果、および、（ｂ）容量性の切り替え可能なクロストーク補正を伴わない測定結果である。
【発明を実施するための形態】
【００３３】
以下、本発明を、図面参照して詳細に記載する。図２は、その適用環境における本発明に係わる回路を示す。図２において、検出（Ｃ／Ｖ）およびフィードバック（ＦＢ）のための提案された回路１００は、電気機械的シグマデルタ変調器１０２のシステム全体において破線の円で囲まれている。但し、基本的に、本発明の原理は、容量センサの読出しおよび作動のための他の種類の閉制御ループに適用可能である。
【００３４】
本発明によれば、フィードバック力の生成に必要な電圧は、変位の検出のための読出し回路の入力コモンモード電圧に合わせて調節される。入力コモンモード電圧の変化により、検出容量Ｃｓｅｎｓｅを通過する電圧が調整され、したがって、二次質量に対する力が加えられる。理想的には、この場合、読出し回路の出力電圧は、入力コモンモード電圧の変化により変化しない。読み出し回路は、差動入力信号、したがって変位のみを検出する。
【００３５】
図３は、時間連続的検出およびフィードバックのために提案されたコンセプトを概略的に示す。
【００３６】
制御ループのフィードバック電圧を、入力コモンモード電圧に合わせて調節するために、フィードバック電圧Ｖｆｂは、電荷積分器に接続するオペアンプ１０８の正入力部に印加される。このオペアンプ１０８は、そのフィードバック（Ｒｆｂ、Ｃｆｂ）により、正入力部と負入力部との間のいわゆる仮想短絡を生成する。すなわち、双方の入力部における電圧は、一方の制御障害を除けば同一である。位置検出への影響を回避するために、入力コモンモード電圧のかかる変位から生じる出力電圧Ｖｏｕｔの変化を補償しなければならない。これは、オペアンプ１０８の負入力部における補償回路１１０によって実現されることができる。
【００３７】
図４は、提示したコンセプトの、フィードバックが組み込まれた全差動の電荷積分器への拡張形態を示す。この実施態様のために、全差動の「差動差分アンプ」（ＤＤＡ）１１２が用いられる。さらに、フィードバック電圧Ｖｆｂ，ｐおよびＶｆｂ，ｎが全差動的に利用可能である。フィードバック電圧Ｖｆｂ，ｐは、正の信号経路の入力コモンモード電圧に合わせて調節され、Ｖｆｂ，ｎは、負の信号経路の入力コモンモード電圧に合わせて調節される。
【００３８】
必要な補償ために、様々なコンセプトを用いることができる。
【００３９】
最も簡単な実施形態において、補償ネットワーク１１０は、抵抗Ｒｃｏｍｐと容量Ｃｃｏｍｐとから構成される。これらに対して、入力コモンモード電圧の変化の際に、電荷積分器１０８の出力電圧の変化が抑制されるように、補償電圧ＶｃｏｍｐＲおよび／またはＶｃｏｍｐＣが印加される。図５は、最も簡単な抵抗性補償および容量性補償の回路図を示す。
【００４０】
抵抗性補償（ＲｃｏｍｐおよびＶｃｏｍｐＲ）は、電荷積分器１０８のフィードバック抵抗Ｒｆｂによる入力コモンモード電圧の変化による電流の流れを補償しなければならない。補償電流の量は、抵抗性の補償電圧ΔＶｃｏｍｐＲの振幅を介して、および補償抵抗Ｒｃｏｍｐを介して決定される。
【００４１】
容量性補償は、電荷積分器の負入力部における容量電荷を新たな入力コモンモード電圧まで増加させるために、必要な電荷を提供しなければならない。この電荷は、補償容量Ｃｃｏｍｐのファクタを介して、および補償電圧ΔＶｃｏｍｐＣの振幅によって調整されることができる。
【００４２】
調整された容量性のおよび抵抗性の補償のために満たされなければならない条件を、以下に要約する（式２および式３）。
【００４３】
調整された抵抗性補償に関し、フィードバック電圧ΔＶｆｂの振幅のΔＶｃｏｍｐＲに対する以下の関係が維持されなければならない。
【００４４】
【数２】
0006273370.tif 000003
調整された容量性補償に関し、以下の式が満たされなければならない。
【００４５】
【数３】
0006273370.tif 000004
この場合、式３のＣｐａｒａは、電荷積分器の負入力部における寄生容量をすべて含む。
【００４６】
制御ループとしてのシグマデルタ変調器の場合では、ＶｃｏｍｐＲおよびＶｃｏｍｐＣのために、矩形波信号が、フィードバック信号Ｖｆｂと同位相で用いられてもよい。
【００４７】
図５の補償ネットワーク１１０の全差動の拡張形態を図６に示す。補償電圧（ＶｃｏｍｐＲ，ｐ、ＶｃｏｍｐＲ，ｎおよびＶｃｏｍｐＣ，ｐ、ＶｃｏｍｐＣ，ｎ）が、全差動的に利用可能である。
【００４８】
本発明の好ましい実施形態によれば、自動補償調整が、シグマデルタ変調器を用いる場合に行なわれる。以下、自動補償調整について詳細に記載する。
【００４９】
電荷積分器の負入力ノット（negative input knot）における未知の寄生容量のために、自動的な容量性補償調整が望ましい。このために、電荷積分器の出力における容量性不一致（capacitive mis-reconciliation）の影響を検出する。
【００５０】
容量性不一致は、電荷積分器１０８の出力において、シグマデルタ変調器１０２のフィードバック信号と相関する妨害信号を引き起こす。電荷積分器１０８の出力電圧Ｖｏｕｔとシグマデルタ変調器の出力信号ｙ（ｎ）とを混合し、次いで、低域通過フィルタリング（ＬＰＦ）を行った後、容量性不一致の尺度を構成する電圧が生成される（図７）。実際の出力信号から妨害信号を分離するこのコンセプトは、マイクロエレクトロニクス専門のFritz-Huttinger教授の初期の刊行物、すなわち非特許文献５に基づく。
【００５１】
制御装置は、上記不一致が最小化されるようにフィードバック電圧の振幅を補正する。この場合、矩形波信号が、制御装置の出力電圧Ｖｃｔｒｌと決定される基準電位Ｖｒｅｆとの切り替えによって生成される。図７は、自動補償調整のためのコンセプトによる電気機械的シグマデルタ変調器の第１の実施形態を示す。
【００５２】
図６に示されるような全差動の電荷積分器のためのレギュレーションの拡張形態を、図８に示す。このレギュレーションによって、全差動の容量性補償電圧ＶｃｏｍｐＣ，ｐおよびＶｃｏｍｐＣ，ｎが生成される。
【００５３】
抵抗性補償のために、レギュレーションは必要ではない。電荷積分器の負入力ノットが高インピーダンスであるので、電荷積分器のフィードバック抵抗Ｒｆｂによって既知の電流のみを補償する必要がある。
【００５４】
さらに好ましい実施形態では、切り替え容量性補償が用いられる。この補償法によれば、追加的な容量性補償電圧の生成が省略される。既に存在する電圧を使用するので、エネルギー使用量を低減することができる。図９は、Ｃｃｏｍｐ上に蓄えられた電荷により容量性補償が実行されるコンセプトによる電気機械的シグマデルタ変調器の図を示す。
【００５５】
容量性の補償のために必要な電荷は、コンデンサを事前充電することによって供給される。このコンデンサＣｃｏｍｐは、既に存在する全差動のフィードバック電圧Ｖｆｂ，ｐおよびＶｆｂ，ｎにより充電される（図９）。シグマデルタ変調器の出力ｙ（ｎ）、したがってフィードバック電圧Ｖｆｂ，ｎおよびＶｆｂ，ｐが変化すると、補償を実行する必要がある。このために、コンデンサＣｃｏｍｐは、電荷積分器１０８の負入力部に接続されている。それによって、コンデンサ内に蓄えられた補償電荷は、負入力ノットに送られる。
【００５６】
スイッチング操作は、開閉装置ユニット１１６によって実行され、単純なディジタル制御ロジック１１４によって制御される。これは、シグマデルタ変調器の出力信号ｙ（ｎ）の変化を検出し、制御信号ＶｃｈａｒｇｅおよびＶｄｉｓａｂｌｅをそれぞれ配置する。
【００５７】
抵抗性補償のために、さらに、補償電圧ＶｃｏｍｐＲの生成が必要である。
【００５８】
かかるコンセプトの、切り替え容量性補償を伴う全差動の電荷積分器１１２への拡張は、図１０に示され、Ｃｃｏｍｐの上に蓄えられた電荷により容量性補償が実行される全差動の電荷積分器の回路図を図示する。
【００５９】
本発明のさらなる好ましい実施形態は、センサコンデンサの事前充電に関する。図１１〜図１４に関し、補償によって、回転速度センサの未知の寄生容量Ｃｐａｒａ，Ｓだけでなくセンサ容量Ｃｓｅｎｓｅも隠す（hide）ことを可能にする方法が記載される。この方法は、上記コンセプトのために用いられることができ、容量性クロストークから電荷積分器を保護するために用いられる技術に基づく。
【００６０】
かかる技術では、センサ１０６と電荷積分器１０８との間に少なくとも１つのスイッチ１０４が組み込まれている。フィードバック電圧Ｖｆｂのあり得るすべての変化の際に、センサは、電荷積分器から短時間分離され、フィードバック電圧に接続される。時分割多重化方法とは対照的に、この場合、フィードバックはほぼ常時行われ、また、電荷積分器はコンデンサの積み換え（transshipment）のために必要な時間（通常、クロックサイクルの数パーセント）のみセンサから分離される。このスイッチングは、制御信号Φにより実行される。センサが電荷積分器から分離されている間に、センサ容量Ｃｓｅｎｓｅおよび大きな寄生容量Ｃｐａｒａ，Ｓが、新たなフィードバック電圧まで充電される（図１１）。ここでは、必要な電荷は、容量性補償によって供給されない。したがって、容量性補償のための容量は、考慮される必要がない。電荷積分器の入力ノットにおける寄生容量Ｃｐａｒａ，Ｃｌは、この場合、電荷積分器の分離を伴わない提示したコンセプトと比較して大きく低下する。
【００６１】
容量性補償のために結果として生じる一致条件（reconciliation condition）を式４に示す。
【００６２】
【数４】
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全差動の電荷積分器１１２の実施形態を図１２に示す。ここで、正の信号経路のセンサ容量（Ｃｓｅｎｓｅ，ｐ）および負の信号経路のセンサ容量（Ｃｓｅｎｓｅ，ｎ）は、それぞれのフィードバック電圧（Ｖｆｂ，ｐまたはＶｆｂ，ｎ）により事前充電され、次いで、電荷積分器１１２に接続される。センサの、および電荷積分器の入力部における寄生容量は、図示を単純化するために図示されていない。図１１に示すように、電荷積分器は周期的に、制御信号Φによりセンサから短時間分離される。補償のために考慮しなければならない寄生容量が低減される。図１２は、補償に対する寄生容量の影響を低減するための図１１に示す概念の全差動の実施形態のそれぞれの回路図を示す。
【００６３】
以下、６次のバンドパスシグマデルタ変調器に関し、信号帯域におけるノイズ（「帯域内ノイズ」（ＩＢＮ：In Band Noise））に対する誤補償（mis-compensation）の影響を例示する。このために、理想的な補償電圧ＶｃｏｍｐＲおよびＶｃｏｍｐＣが想定される。不一致は、補償抵抗Ｒｃｏｍｐおよび／または補償容量Ｃｃｏｍｐに変換される。
抵抗性不一致の計算のために、フィードバック抵抗に対する補償抵抗の偏差が標準化される。これを、ｋＲによって表す。
【００６４】
【数５】
0006273370.tif 000006
ｋＲ＜０．１の抵抗性不一致は、容易に実現されることができる。この範囲において、信号帯域におけるノイズは、ほとんど減衰しない（表１）。得られたＩＢＮは、回路の制限電気ノイズ未満であり、約−９０ｄｂＦＳである。
【００６５】
【表１】
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【００６６】
容量性不一致に関して、補償容量Ｃｃｏｍｐの理想的な補償からの偏差がフィードバック容量Ｃｆｂに合わせて決定・標準化される。容量性補償電圧ΔＶｃｏｍｐＣの振幅がフィードバック電圧ΔＶｆｂの振幅より２倍大きいという前提の下、ｋＣは不一致を表す。
【００６７】
【数６】
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表２において、信号帯域におけるノイズは、ｋＣに応じて記載されている。ここで、同様に、システム全体は不一致に対して堅牢である。｜ｋＣ｜＜０．１の値は、補償電圧ΔＶｃｏｍｐＣの振幅を制御することによって、またはディジタルで設定可能な補償容量Ｃｃｏｍｐによって得ることができる。
【００６８】
【表２】
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【００６９】
図１３は、全差動の検出回路１００を有し、かつ、回転速度センサの寄生容量の切り替え補償を伴うシグマデルタ変調器１０２のさらなる実施形態を示す。図１３に示すように、寄生容量の影響を補償するために４つのスイッチ１０４が組み込まれている。シグマデルタ変調器の比較器出力が変化するごとに、スイッチ１０４は、検出回路１００の入力部をセンサ１０６から分離する。同時に、センサ１０６の出力は、電源電圧の半分の電位にあるノットＶｃｍ＿Ｃｆｔに接続されている。サンプリング周期ＴＳ（ＴＳ＝１／ｆＳ）の約１パーセントの間に生じるこの分離の間に、この基準ノット上の寄生電荷は、すべて、電荷積分器の入力ノットに流れずに、短絡される。かかる短時間の分離の後、検出回路１００の入力部は、センサ信号を収集するためにセンサに再び接続される。
【００７０】
図１４は、シグマデルタ変調器により得られる例示的な測定結果を示す。かかる測定結果に関し、図１４（ａ）は、図１３に係わる上記分離技術が適用されない場合を示し、図１４（ｂ）は、図１３の上記分離技術によって安定した変調器の動作の場合を示す。
【００７１】
図１４（ａ）に示すように、電荷積分器出力を示す一番下のグラフにおいて、ビットストリームおよび寄生容量が原因のクロストーク効果が明らかである。それとは対照的に、図１４（ｂ）では、ビットストリームにより示された比較器出力に変化が生じなくても、シグマデルタ変調器の比較器がサンプリングされるごとに、スイッチに適用される正の分離信号ｆＳが生成される。このように、比較器のサンプリング周波数ｆＳから分離信号ΦＳを区別することができ、比較器出力の実際の切換えを収集する追加的な検出回路を設ける必要がない。図１４（ｂ）の電荷積分器出力信号は、信号低下のないコモンモード電圧の範囲内である。これは安定したシグマデルタの作動を示す。力フィードバック信号が一次検出ノットに電荷クロストークを生じさせ得るので、駆動制御ループもまた、この技術を含むべきである。
【００７２】
制御スイッチによって検出回路からセンサを分離し、かつ当該センサをコモンモード電圧に接続する手続きは、一方では図１３内に示すように非共配置フィードバック技術と共に用いることができ、他方では、共配置フィードバック技術と共に用いることができる。
【００７３】
要約すると、本発明には、時分割多重化または高周波搬送波信号を用いずに、センサの読み出し、および、同一の電極へのフィードバック力のインプリントを同時に行うことができる利点がある。本提示コンセプトの電荷積分器の、スイッチコンデンサ技術分野での実施に向けての、上記利点から生じる容易な必要条件によって読出し回路のエネルギー消費を低下させることができる。検出およびフィードバックのための個別の電極を有するセンサと比べると、センサ表面を減少させる可能性がある。
【００７４】
必要な補償電圧の調整のために、自動的な一致が可能である。電気機械的バンドパスシグマデルタ変調器としての本システムの実施形態によって、本システムは、誤調整に対して十分に堅牢である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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