(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
閉ループ内に結合された増幅器と共振器とを含む発振器回路の共振器に加えられる電流の高調波成分における変化を低減又は最小化する方法であって、該方法は、
時変振幅基準信号を用いて、前記出力信号の自動振幅制御を行うことにより、前記増幅器のためのバイアス信号を生成するステップと、
前記増幅器の少なくとも１つの特性を複製するレプリカ回路を用いて、前記バイアス信号から前記時変振幅基準信号を得るステップと、
を含み、
前記少なくとも１つの特性は、前記増幅器が差動ＭＯＳ増幅器である場合、前記増幅器のＭＯＳトランジスタに印加されるゲート電圧がそのトランジスタのスレッショルト電圧を上回る、オーバードライブ電圧であり、前記増幅器が差動バイポーラ増幅器である場合、前記増幅器のバイポーラトランジスタの熱電圧である、ことを特徴とする方法。
【請求項２】
前記時変振幅基準信号は、前記共振器に加えられる電流の高調波成分における変化を低減又は最小化するために得られる、ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記共振器に加えられる電流の高調波成分における変化を低減又は最小化することにより、前記発振器回路の出力信号の出力周波数の動作条件上の安定性が向上する、ことを特徴とする請求項２に記載の方法。
【請求項４】
前記発振器回路は、ＬＣ発振器回路であり、
前記ＬＣ発振器回路は、温度変化に対する前記出力信号の前記周波数の感度が最小化されるローカル又はグローバルな温度ヌル領域内で動作する、ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項５】
前記増幅器は、差動ＭＯＳ増幅器であり、前記増幅器の前記特性は、前記増幅器のＭＯＳトランジスタに印加されるゲート電圧がそのトランジスタのスレッショルト電圧を上回る、オーバードライブ電圧である、ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項６】
前記増幅器は、差動バイポーラ増幅器であり、前記増幅器の前記特性は、前記増幅器のバイポーラトランジスタの熱電圧である、ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項７】
閉ループ内に結合された増幅器と共振器とを含むＬＣ発振器回路を動作させる方法であって、該方法は、
前記ＬＣ発振器は、温度変化に対する前記出力信号の前記周波数の感度が最小化されるローカル又はグローバな温度ヌル領域内で動作するステップと、
時変振幅基準信号を用いて、前記出力信号の自動振幅制御を行うことにより、前記増幅器のためのバイアス信号を生成するステップと、
前記増幅器の少なくとも１つの特性を複製するレプリカ回路を用いて、前記バイアス信号から前記時変振幅基準信号を得るステップと、
を含み、
前記少なくとも１つの特性は、前記増幅器が差動ＭＯＳ増幅器である場合、前記増幅器のＭＯＳトランジスタに印加されるゲート電圧がそのトランジスタのスレッショルト電圧を上回る、オーバードライブ電圧であり、前記増幅器が差動バイポーラ増幅器である場合、前記増幅器のバイポーラトランジスタの熱電圧である、ことを特徴とする方法。
【請求項８】
前記共振器に加えられる電流の高調波成分における変化を低減又は最小化することにより、前記発振器回路の出力信号の出力周波数の動作条件上の安定性が向上する、ことを特徴とする請求項７に記載の方法。
【請求項９】
前記時変振幅基準信号は、前記共振器に加えられる電流の高調波成分における変化を低減又は最小化するために得られる、ことを特徴とする請求項７に記載の方法。
【請求項１０】
前記増幅器は、差動ＭＯＳ増幅器であり、前記特性は、前記増幅器のＭＯＳトランジスタに印加されるゲート電圧がそのトランジスタのスレッショルト電圧を上回る、オーバードライブ電圧である、ことを特徴とする請求項７に記載の方法。
【請求項１１】
前記増幅器は、差動バイポーラ増幅器であり、前記特性は、前記増幅器のバイポーラトランジスタの熱電圧である、ことを特徴とする請求項７に記載の方法。
【請求項１２】
閉ループ内に結合された増幅器と共振器とを含む発振器回路の出力信号の出力周波数の動作条件上の安定性を向上させる方法であって、該方法は、
時変振幅基準信号を用いて、出力信号の自動振幅制御を行うことにより、前記増幅器のためのバイアス信号を生成するステップと、
前記増幅器の少なくとも１つの特性を複製するレプリカ回路を用いて、前記バイアス信号から時変振幅基準信号を得るステップと、
を含み、
前記少なくとも１つの特性は、前記増幅器が差動ＭＯＳ増幅器である場合、前記増幅器のＭＯＳトランジスタに印加されるゲート電圧がそのトランジスタのスレッショルト電圧を上回る、オーバードライブ電圧であり、前記増幅器が差動バイポーラ増幅器である場合、前記増幅器のバイポーラトランジスタの熱電圧である、ことを特徴とする方法。
【請求項１３】
前記時変振幅基準信号は、前記共振器に加えられる電流の高調波成分における変化を低減又は最小化するために得られる、ことを特徴とする請求項１２に記載の方法。
【請求項１４】
前記発振器回路は、ＬＣ発振器回路であり、
前記ＬＣ発振器回路は、温度変化に対する前記出力信号の前記周波数の感度が最小化される領域であるローカル又はブローバルな温度ヌル領域内で動作する、ことを特徴とする請求項１２に記載の方法。
【請求項１５】
前記増幅器は、差動ＭＯＳ増幅器であり、前記特性は、前記増幅器のＭＯＳトランジスタに印加されるゲート電圧がそのトランジスタのスレッショルト電圧を上回る、オーバードライブ電圧である、ことを特徴とする請求項１２に記載の方法。
【請求項１６】
前記増幅器は、差動バイポーラ増幅器であり、前記特性は、前記増幅器のバイポーラトランジスタの熱電圧である、ことを特徴とする請求項１２に記載の方法。
【請求項１７】
回路であって、
閉ループ内に結合された増幅器と共振器とを含む発振器回路と、
時変振幅基準信号を用いて、前記増幅器の出力信号の自動振幅制御を行うことにより、前記増幅器のためにバイアス信号を生成するための自動振幅制御回路と、
前記バイアス信号から前記時変振幅基準信号を得るために、前記増幅器の少なくとも１つの特性を複製するレプリカ回路と、
を含み、
前記少なくとも１つの特性は、前記増幅器が差動ＭＯＳ増幅器である場合、前記増幅器のＭＯＳトランジスタに印加されるゲート電圧がそのトランジスタのスレッショルト電圧を上回る、オーバードライブ電圧であり、前記増幅器が差動バイポーラ増幅器である場合、前記増幅器のバイポーラトランジスタの熱電圧である、ことを特徴とする回路。
【請求項１８】
前記増幅器は、差動ＭＯＳ増幅器であり、前記特性は、前記増幅器のＭＯＳトランジスタに印加されるゲート電圧がそのトランジスタのスレッショルト電圧を上回る、オーバードライブ電圧である、ことを特徴とする請求項１７に記載の回路。
【請求項１９】
前記増幅器は、差動バイポーラ増幅器であり、前記特性は、前記増幅器のバイポーラトランジスタの熱電圧である、ことを特徴とする請求項１７に記載の回路。
【請求項２０】
前記時変振幅基準信号は、前記発振器回路の前記出力信号の出力周波数の動作条件上の安定性を向上させるために得られる、ことを特徴とする請求項１７に記載の回路。
【請求項２１】
前記レプリカ回路は、前記共振器に加えられる電流の高調波成分における変化を低減又は最小化するために前記時変振幅基準信号が得られるよう構成される、ことを特徴とする請求項１７に記載の回路。
【請求項２２】
回路であって、
閉ループ内に結合された増幅器と共振器とを含むＬＣ発振器回路と、
前記ＬＣ発振器回路を、前記出力信号の前記周波数が温度変化に対する感度性の低下を示すローカル又はグローバルな温度ヌル領域内で、動作させるための制御回路と、
時変振幅基準信号を用いて、前記増幅器の出力信号の自動増幅制御を行うことにより、前記増幅器のためのバイアス信号を生成するための自動振幅制御回路と、
前記バイアス信号から前記時変振幅基準信号を得るために、前記増幅器の少なくとも１つの特性を複製するレプリカ回路と、
を含み、
前記少なくとも１つの特性は、前記増幅器が差動ＭＯＳ増幅器である場合、前記増幅器のＭＯＳトランジスタに印加されるゲート電圧がそのトランジスタのスレッショルト電圧を上回る、オーバードライブ電圧であり、前記増幅器が差動バイポーラ増幅器である場合、前記増幅器のバイポーラトランジスタの熱電圧である、ことを特徴とする回路。
【請求項２３】
前記増幅器は、差動ＭＯＳ増幅器であり、前記特性は、前記増幅器のＭＯＳトランジスタに印加されるゲート電圧がそのトランジスタのスレッショルト電圧を上回る、オーバードライブ電圧である、ことを特徴とする請求項２２に記載の回路。
【請求項２４】
前記増幅器は、差動バイポーラ増幅器であり、前記特性は、前記増幅器のバイポーラトランジスタの熱電圧である、ことを特徴とする請求項２２に記載の回路。
【請求項２５】
前記時変振幅基準信号は、前記発振器回路の前記出力信号の出力周波数の動作条件全体の安定性を向上させるために得られる、ことを特徴とする請求項２２に記載の回路。
【請求項２６】
前記レプリカ回路は、前記共振器に加えられる電流の高調波成分における変化を低減又は最小化するために前記時変振幅基準信号が得られるよう構成される、ことを特徴とする請求項２２に記載の回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般に、温度、湿度ストレス劣化、供給電圧等の異なる動作条件の変化に対し、高く安定した出力周波数を提供する発振器に関する。
【背景技術】
【０００２】
発振器は、本質的に非線形回路である。図１は、基本的な発振器５を示す。受動的な損失性の共振器１０は、周波数選択素子として機能する。Ｒｐ２０は、共振器の損失を表す。Ｇｍセル３０は、能動トランスコンダクタンスである。固定バイアス電圧Ｖｂは、能動素子の動作バイアス点、ひいては、トランスコンダクタンスＧｍの値を設定する。Ｇｍセル３０は、正フィードバック構成に接続され、Ｒｐ２０を相殺する負性抵抗（−１／Ｇｍ）を与えるために用いられる。本装置のＧｍ・Ｒｐが、正確に１と等しい場合、発振を維持する。単なる実用的な見解から、発振を開始させるために、Ｇｍは１／Ｒｐを超えなくてはならない。発振振幅が増加するにつれて、Ｇｍは、能動トランスコンダクタンスの非線形性に起因して減少する。基本的周波数成分のＧｍ・Ｒｐ＝１のとき、発振は安定する。このとき、共振器１０に注入される能動Ｇｍセル３０の出力電流は、高調波がかなりの量を占める。これらの高調波は、キャパシタとインダクタの間のエネルギーの不均衡を引き起こし、結果として、式（１）において与えられるように、発振周波数を低くして均衡を回復する。
【数１】
0006321001.tif 000002
式（１）
【０００３】
式（１）において、ｆ０は高調波を有しない振動周波数であり、Ｑは共振器の固有品質係数である。“Ｉ”は共振器に注入される電流信号を示し、この場合、Ｉｎは電流信号のｎ番目の高調波の振幅であり、Ｉ１は基本波の振幅である。
【０００４】
Ｇｍセル３０によって注入される電流高調波（Ｉｎ／Ｉ１）のレベルは、主に能動Ｇｍセルの動作バイアス点と呼ばれる発振振幅に依存する。振幅と動作バイアス点の両方とも、電気的、物理的、環境的条件（共に“動作条件”と呼ぶ）に対して多様な変化を示すため、発振器の高調波レベルも変化し、結果として、発振周波数ｆは変化する。この変化は、出力周波数の安定性に関して、クロック基準発振器の性能を低下させる。
【０００５】
伝統的に、高性能クロック基準発振器は、高調波レベルを減少させることにより、発振周波数に対する高調波の影響を最小化している。これは、自動振幅制御（ＡＡＣ）回路（振幅調整回路とも呼ばれる）を利用して行われている。ＡＡＣは、基本的には、Ｇｍセルを高い非線形な状態に駆動せずに、適切なレベルで発振振幅を設定し、Ｇｍ・Ｒｐ＝１の条件を達成する、フィードバックバイアスループである。
【０００６】
図２は、自動振幅制御（ＡＡＣ）回路１１０を含む発振器回路１００を示す。固定バイアスを有する代わりに、ＧｍセルのバイアスＶｂは、ＡＡＣ１１０によって制御される。ＡＡＣ１１０は、ピーク検知回路１１１とバイアスセル１１２を含む。ピーク検知回路１１１は、入力でのＡＣ（交流）の発振信号ＶＯを検知し、それを発振振幅ＡＯに比例するＤＣ（直流）の平均信号ＶＤＣに整流する。ＶＤＣの値に応じて、バイアスセル回路１１２は、能動Ｇｍセル３０のためのバイアス電圧Ｖｂを生成する。ＡＡＣは、発振振幅（ＡＯ）が目標の定常状態値に安定するまで、Ｖｂを介して、トランスコンダクタンスを変調する。回路の定常状態の解は、ＡＡＣ１１０と発振器５の両方の特性によって決まる。通常、発振器５とＡＡＣ１１０の両方の特性は、能動Ｇｍセルが臨界の発振条件Ｇｍ・Ｒｐ＝１より僅かに高いトランスコンダクタンスで安定するように、調整される。何十年もの間、この技術は、２つの主な理由：（１）発振器の消費電流を減少させること、（２）周波数安定性のために高調波の影響を減少させること、のために、高性能な水晶発振器（ＸＯｓ）の設計に採用されている。しかしながら、この技術は、発振振幅の絶対値の良好な制御を提供しない。
【０００７】
定常状態の発振振幅を正確に規定することを可能にするために、改良されたＡＡＣ回路が利用されている。図３は、改良されたＡＡＣ２１０によって振幅が制御される発振器回路２００の回路図を示す。新型のＡＡＣ２１０は、ピーク検出ブロック１１１、誤差増幅器（ＥＡ）２１２、基準電圧ＶＲＥＦを含む。ピーク検出は、先に述べたものと同一の機能を実行する。誤差増幅器２１２は、ＶＤＣとＶＲＥＦを比較し、誤差（ＶＤＣ−ＶＲＥF）に応じて、バイアス電圧Ｖｂを生成する。ＡＡＣ２１０は、発振振幅（Ａ０）がＶＤＣとＶＲＥＦが等しくなる特定の値に達するまで、Ｖｂ、ひいては、Ｇｍのバイアス点を変更する。従って、ＡＡＣ２１０は、与えられたＶＲＥＦの値に対し、ＶＲＥＦのこの特定値に対応する発振振幅（ＡＯ）を正確に達成するように、適切な能動Ｇｍセル３０の動作バイアス点を設定する。図６は、図３のような、ＡＡＣ制御発振器４００を示す。図６において、発振器は、ＣＭＯＳ  ＬＣ発振器である。
【０００８】
ＡＡＣ回路２１０は、周波数安定性以外の目的のために、発振器に用いられている。例えば、多くの場合、それは、次段の回路に対して一定の出力振幅を維持し、異なる動作条件にわたってＶＣＯを最適にバイアスするために、インダクタ―キャパシタ（ＬＣ）電圧制御発振器（ＶＣＯ）に用いられる。米国特許第７，６５９，７８８号において、自己バイアス振幅調整ＬＣ  ＶＣＯが紹介されている；目的は、ＶＣＯの消費電流を最適化すること、及び、ＬＣ  ＶＣＯに関係のない出力周波数を安定させるよりも異なる動作条件に対して発振振幅を安定させること、であった。
【発明の概要】
【０００９】
本発明の目的は、発振器の出力周波数の安定性への高調波の影響を最小化することである。本願発明者らは、ＡＡＣ制御発振器において達成される比較的低く一定の発振振幅でも、高調波成分がＡＡＣ制御発振器の出力周波数の安定性にかなりの影響を及ぼすことを見出した。さらに、本願発明者らは、問題は、異なる動作条件にわたる能動Ｇｍセルの動作バイアス点の変化にあることを見出した。従って、高調波成分が変化すると、出力周波数が変化する。
【００１０】
この明細書では、変化する動作条件下で、安定した高調波成分を有する発振器について述べる。一実施形態では、これは、発振振幅に能動トランスコンダクタンス（Ｇｍ）セルの動作バイアス点を追従させることで、達成される。その結果、発振周波数に対する高調波成分の影響は、実質的に排除される。ＡＡＣ２１０（自動振幅制御）を有するバイアス発振器回路２００の場合、ＡＡＣの基準電圧ＶＲＥＦは、一定の高調波成分を達成するために、バイアスループを生成し、動作バイアス点におけるパラメータを追従すべきである。従って、ＡＡＣと発振器は、一定の高調波成分を達成するために、自己バイアスされていてもよい。
【００１１】
Ｇｍセルに用いられる能動素子の種類に依存して、異なるパラメータを一定の高調波成分を達成するように追従させる必要があり得る。例えば、追従すべきパラメータは、電圧、電流、電力、抵抗、又は、その他の量であってもよい。
【００１２】
さらに、発振器のＧｍセルとＧｍバイアスレプリカブロックが同一動作条件にさらされているならば、発振器の能動Ｇｍセルの動作バイアス点は、常に、Ｇｍセルレプリカブロック内で複製されていてもよい。従って、高調波成分が一定を維持するように、発振振幅は、能動Ｇｍセルの動作バイアス点をトラッキング（追従）し続ける。発振振幅と能動Ｇｍセルの動作バイアス点との間のこのトラッキング（追従）は、例えば、限定しないが、供給電圧、温度、湿度、ストレス、劣化といった、異なる動作条件の変化に対し、高調波成分を安定させる。
【００１３】
本技術は、例えば、限定しないが、水晶共振器（ＸＴＡＬｓ）、セラミック共振器、微小電気機械素子（ＭＥＭＳ）共振器、表面弾性波（ＳＡＷ）共振器、バルク弾性波（ＢＡＷ）共振器、インダクタ―キャパシタ電気共振器、集積インダクタ―キャパシタ電気共振器といった、使用する共振器の種類が何であっても、任意の種類の発振器に適用が可能できる。さらに、本技術は、例えば、限定しないが、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）、バイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）、金属半導体電界効果トランジスタ（ＭＥＳＦＥＴ）、接合型電界効果トランジスタ（ＪＦＥＴ）、又は、そのような素子の異なる種類の混合物といった、発振器に用いられる能動的回路素子が何であっても、適用することができる。さらに、能動素子と共振器は、例えば、限定しないが、相補型金属酸化膜半導体（ＣＭＯＳ）技術、バイポーラ技術、バイポーラ―ＣＭＯＳ（Ｂi―ＣＭＯＳ）技術、シリコンゲルマニウム（ＳｉＧｅ）技術、シリコンカーバイド（ＳｉＣ）技術、シリコンオンインシュレータ（ＳОＩ）技術、微小電気素子（ＭＥＭＳ）技術といった、任意の種類の技術によって集積化させることができる。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
一実施形態では、閉ループ内に結合された増幅器と共振器とを含む発振器回路の共振器に加えられる電流の高調波成分における変化を低減又は最小化する方法であって、時変振幅基準信号を用いて、前記出力信号の自動振幅制御を行うことにより、前記増幅器のためのバイアス信号を生成するステップと、前記増幅回路の少なくとも１つの特性を複製するレプリカ回路を用いて、前記バイアス信号から前記時変振幅基準信号を得るステップと、を含むことを特徴とする方法である。前記時変振幅基準信号は、前記発振器回路の出力周波数の安定性を向上させるために得られてもよい。さらに、前記出力信号の前記周波数が温度変化に対する感度性の低下を示すローカル又はグローバルな温度ヌル領域内で、前記発振器回路を動作させることを含む方法である。
【００１５】
別の実施形態によれば、閉ループ内に結合された増幅器と共振器とを含む発振器回路であって、時変振幅基準信号を用いて、前記増幅器の出力信号の自動振幅制御を行うことにより、前記増幅器のためにバイアス信号を生成するための自動振幅制御回路と、前記バイアス信号から前記時変振幅基準信号を得るために、前記増幅回路の少なくとも１つの特性を複製するレプリカ回路と、を含むことを特徴とする発振器回路である。前記レプリカ回路は、異なる動作条件に対し、前記共振器に加えられる電流の高調波成分における変化を低減又は最小化するために前記時変振幅基準信号が得られるよう構成されていてもよい。好適には、前記レプリカ回路は、前記発振器回路の出力信号の出力周波数の安定性を向上させるために、前記時変振幅基準信号を得るよう構成させることができる。前記増幅器は、差動ＭＯＳ増幅器であってもよく、前記特性は、増幅器のＭＯＳトランジスタに印加されるゲート電圧がそのトランジスタのスレッショルト電圧を上回る、オーバードライブ電圧であってもよい。前記増幅器は、差動バイポーラ増幅器であってもよく、前記特性は、増幅回路のバイポーラトランジスタの熱電圧であってもよい。前記出力信号の前記周波数が温度変化に対する感度性の低下を示すローカル又はグローバルな温度ヌル領域内で発振器回路を動作させるための回路を設けてもよい。
【００１６】
本発明は、添付図面と関連する以下の詳細な説明により、さらに理解することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】基本的な発振器を示す図である。
【図２】基本的な振幅制御発振器を示す図である。
【図３】基準電圧ＶＲＥＦに応じて発振振幅を正確に規定するＡＡＣを備えた基本的な発振器を示す図である。
【図４】自己バイアス振幅制御発振器の概念図である。
【図５】ＣＭＯＳ  ＬＣ発振器を示す図である。
【図６】一定の基準電圧ＶＲＥＦを用いるＡＡＣ制御のＣＭＯＳ  ＬＣ発振器を示す図である。
【図７】差動励振下における受けるＣＭＯＳ差動対を示す図である。
【図８】ＣＭＯＳ差動対のＩ−Ｖ特性を示す図である。
【図９】ＡＡＣのための基準電圧に関連するＶeｆｆを採用する自己バイアスＣＭＯＳ発振器を示す図である。
【図１０Ａ】Ｖeｆｆトラッキング回路を示す図である。
【図１０Ｂ】ＡＡＣ制御のＣＭＯＳ発振器を示す図である。
【図１０Ｃ】自己バイアス発振器の設定点を示す図である。
【図１１】電流高調波成分に関して、自己バイアス発振器の性能を説明する図である。
【図１２】差動励振を受けるＢＪＴ差動対を示す図である。
【図１３】ＡＡＣと位相シフトブロック（ｅｊφ）を利用することで、ＬＣタンクの温度ヌル位相で動作するファイヌルＬＣ発振器を示す図である。
【図１４】性能を向上させるために自己バイアス技術を利用するファイヌル発振器を示す図である。
【図１５Ａ】自己バイアス技術の有り無し両方の、ファイヌル発振器の温度に対する３次電流高調波歪みを説明する図である。
【図１５Ｂ】自己バイアス技術の有り無し両方の、ファイヌル発振器の温度に対する周波数偏差を説明する図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
ここに記述されるように、発振周波数の安定性は、発振振幅にＧｍセルの動作バイアス点を追従させることにより高調波成分を安定化させることによって、増加される。この条件を達成するために、図３に示すＶＲＥＦは、能動Ｇｍセル３０の動作バイアス点に追従しなければならない。実際、動作バイアス点はＶＲＥＦによって規定されるため、バイアスループが生成される。言い換えると、一態様では、ＡＡＣと発振器は、一定の高調波成分を達成するために、自己バイアスされなければならない。
【００１９】
図４は、第１の実施形態を示す。本装置は、Ｇｍバイアスレプリカブロック３１０と信号調整ブロック“α”３１５の２つの追加ブロックを含む。Ｇｍバイアスレプリカブロック３１０は、Ｇｍバイアス電圧Ｖｂを入力として受け、Ｇｍセルの動作点パラメータ“Ψ”のいずれか１つを生成するために、Ｇｍセル３０の動作バイアス点を複製する。Ψは、高調波成分を安定させるために発振振幅によって追従されるべきＧｍセル３０の電気動作点パラメータである。Ψは、電圧、電流、電力、抵抗、トランスコンダクタンス等の任意の電気パラメータを用いることができ、特定のパラメータは、Ｇｍセルに用いられる能動素子の種類に依存する。Ψを生成した後、ＡＡＣの基準電圧ＶＲＥＦを生成するために、そのΨに、信号調整ブロック３１５によって生成される調整係数“α”を乗算する。例えば、Ψが電流動作点パラメータである場合、αはトランスインピーダンスアンプであり、Ψが電圧動作点パタメータである場合、αは単にスケーリング係数である。
【００２０】
発振器の能動Ｇｍセル３０の動作バイアス点は、発振器の能動Ｇｍセル３０とＧｍバイアスレプリカ３１０が同一動作条件にさらされているならば、Ｇｍセルレプリカブロック３１０内で複製することができる。そのような場合、発振振幅は、高調波成分が一定となるように、能動Ｇｍセル３０の動作バイアス点をトラッキング（追従）し続ける。発振振幅と能動Ｇｍセル３０の動作バイアス点との間のこのトラッキング（追従）によって、上述した構成は、例えば、限定しないが、供給電圧、温度、湿度、ストレス、劣化といった、異なる動作条件の変化に対し、高調波成分を安定させる。
【００２１】
図４において、バイアス信号Ｖｂは、能動Ｇｍセル３０のために、時変振幅基準信号ＶＲＥＦを用いて、発振器５の出力信号を自動振幅制御（ＡＡＣ２１０）すること、及び、その時変振幅基準信号ＶＲＥＦは、能動Ｇｍセル３０の少なくとも１つの特性を複製するレプリカ回路３１０を用いて、バイアス信号Ｖｂから得ることによって、生成されることに留意されたい。
【００２２】
図４に示される本技術は、例えば、限定しないが、水晶共振器（ＸＴＡＬｓ）、セラミック共振器、微小電気機械素子（ＭＥＭＳ）共振器、表面弾性波（ＳＡＷ）共振器、バルク弾性波（ＢＡＷ）共振器、インダクタ―キャパシタ電気共振器、集積インダクタ―キャパシタ電気共振器といった、使用する共振器の種類が何であっても、任意の種類の発振器に適用が可能できる。さらに、本技術は、例えば、限定しないが、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）、バイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）、金属半導体電界効果トランジスタ（ＭＥＳＦＥＴ）、接合型電界効果トランジスタ（ＪＦＥＴ）、又は、そのような素子の異なる種類の混合物といった、発振器に用いられる能動的回路素子が何であっても、適用することができる。さらに、能動素子と共振器は、例えば、限定しないが、相補型金属酸化膜半導体（ＣＭＯＳ）技術、バイポーラ技術、バイポーラ―ＣＭＯＳ（Ｂi―ＣＭＯＳ）技術、シリコンゲルマニウム（ＳｉＧｅ）技術、シリコンカーバイド（ＳｉＣ）技術、シリコンオンインシュレータ（ＳОＩ）技術、微小電気素子（ＭＥＭＳ）技術といった、任意の種類の技術によって集積化させることができる。
【００２３】
ＣＭＯＳ  ＬＣ発振器を用いる具体例について述べる。図５は、標準のＣＭＯＳ  ＬＳ発振器を示す。図１と比較すると、Ｇｍセル３０は、Ｍｄ１  ４０１及びＭｄ２  ４０２のＣＭＯＳ差動対と、Ｍｔ１  ４０３のテール電流源により実現される。一方、ＬＣタンク４１０は、共振器１０として機能する。Ｍｔ１  ４０３のゲートのバイアス電圧Ｖｂは、テール電流ＩＳＳを変更することにより、トランスコンダクタンスを制御する調整つまみとして機能する。
【００２４】
ＣＭＯＳ差動対の電流出力における高調波レベルは、ＣＭＯＳ差動対の大信号応答を用いて算出することができる。
【００２５】
ＣＭＯＳ差動対の動作バイアス点を理解するため、図７でより詳細に示されるように、差動対４０１及び４０２のゲートでのコモンモード入力バイアスだけを仮定する。従って、動作バイアス点での、図７で示される電圧は、次のように与えられる。
Ｖ＋＝Ｖ−                                        式（２）
ＶＧＳ１＝ＶＧＳ２＝Ｖｅｆｆ＋ＶＴＨ                  式（３）
【００２６】
式（３）において、Ｖｅｆｆは、動作バイアス点での差動対のオーバードライブ電圧であり、Ｖｅｆｆ＝ＶＧＳ―ＶＴＨであり、さらに、ＶＴＨは、素子の閾値電圧である。
【００２７】
同一の動作バイアス点条件下で、素子の電流は、次のように与えられる。
【数２】
0006321001.tif 000003
式（４）
【００２８】
式（４）において、μは電子移動度であり、ＣОＸは単位面積当たりのＣＭＯＳ酸化膜容量であり、ＷはＣＭＯＳ素子のチャネル幅であり、さらに、ＬはＣＭＯＳ素子のチャネル長である。
【００２９】
従って、動作バイアス点での差動対のオーバードライブ電圧は、次のように与えられる。
【数３】
0006321001.tif 000004
式（５）
【００３０】
ここで、図７の差動対４０１及び４０２は、信号Ｖｄで差動的にシミュレートされると仮定する。差動出力電流Ｉｄは、次の関係式で与えられる。
Ｖｄ＝Ｖ＋−Ｖ−                                      式（６）
Ｉｄ＝Ｉ＋−Ｉ−                                      式（７）
【数４】
0006321001.tif 000005
式（８）
【００３１】
Ｖｅｆｆの上述した定義を用いると、差動出力電流Ｉｄは、Ｖｅｆｆによって、次のように与えられる。
【数５】
0006321001.tif 000006
式（９）
【００３２】
この関係式は、Ｉｄ≦ＩＳＳの条件下で有効である。この点を超えると、テール源の全体電流が一方の素子にスイングし、同時に他方の素子はゼロ電流で完全にオフとなる。この点は、
0006321001.tif 000007
のときに生じる。図８は、Ｖｄに対するＩｄのプロットを示す。
【００３３】
角周波数（ωｘ）と振幅Ａ０のＡＣ差動信号が差動対に印加されると仮定し、高周波の影響を無視すると、出力差動電流は、次式で与えられる。
【数６】
0006321001.tif 000008
式（１０）
【００３４】
式（１０）から分かるように、Ｉｄ（ｔ）は、純粋な正弦波ではなく、それどころかωｘの高調波を含む。これらの高調波を正確に規定するために、Ｉｄ（ｔ）に対するフーリエ級数を解かなければならない。しかし、この方程式を調べることによって、全ての高調波レベルは、単に係数Ａ０／Ｖｅｆｆに依存することが理解される。つまり、装置が異なる動作条件の変化に対して比率Ａ０／Ｖｅｆｆを安定させることに成功すれば、電流高調波成分は、Ａ０が
0006321001.tif 000009
を超えない限り、一定のままとなる。それ以外の場合は、この関係は有効ではない。
【００３５】
この分析から、Ｖｅｆｆは上述したΨに相当し、αは単にスケーリング係数となることが理解される。言い換えれば、発振器の能動Ｇｍセルが４０１及び４０２のようなＣＭＯＳ差動対である場合、Ｖｅｆｆは、一定の高調波成分を得るために、発振振幅によって追従されるべき動作点パラメータとなる。従って、Ｇｍバイアスレプリカ３１０は、ＣＭＯＳ差動対のオーバードライブ電圧（Ｖｅｆｆ）を複製する回路とすることができる。
【００３６】
一定の高調波成分を有する自己バイアスＣＭＯＳの１つ回路実装を、図９に基づいて、述べる。Ｇｍバイアスレプリカ５００又はＶｅｆｆトラッキング回路は、トランジスタＭｔ２  ５０３、Ｍｄ３  ５０１、Ｍｄ４  ５０２と、カレントミラー５０４により実現される。カレントミラー比と、Ｍｔ２  ５０３、Ｍｄ３  ５０１、Ｍｄ４  ５０２のサイズは、三極管モードで動作するＭｄ４  ５０２のドレインにＭｄ１，２（Ｖｅｆｆ）のオーバードライブ電圧を生成するために、Ｍｔ１  ４０３、Ｍｄ１  ４０１、Ｍｄ２  ４０２を基準にして調整される。ゲインブロック“α”は、単なるスケーリング増幅器である。
【００３７】
発振器の安定条件を明確にするために、自己バイアスループを次のように分析することができる。ループを、図９に示すように、軸ＡＡ’に沿って分割する。左半部は６０１として示し、右半部は６０２として示す。回路の２つの半部６０１と６０２を、図１０Ａと図１０Ｂに示す。各半部は、ＤＣ伝達特性を有する。図１０Ａは、Ｖｅｆｆトラッキング回路である第１の半部６０１を示し、この半部からＶｂの関数として表わされるＶＲＥＦ：ＶＲＥＦ＝ｇ（Ｖｂ）が得られる。図１０Ｂは、ＡＣＣ制御発振器である第２の半部６０２を示し、この半部からＶＲＥＦに対するＶｂのＤＣ関数：Ｖｂ＝ｆ（ＶＲＥＦ）が抽出される。ＡＡＣ制御発振器による、後者の半部６０２を示す。この自己バイアスループは、図１０Ｃに示すように、ＶｂとＶＲＥＦが２つの関数ｇ（Ｖｂ）とｆ（ＶＲＥＦ）を同時に満たす点で安定する。
【００３８】
遅く変化する関数Ｖｂ＝ｆ（ＶＲＥＦ）に起因してほぼ確実に回路のダイナミックレンジ外となる他の動作点も存在し得る。図１０Ｃに示す電圧Ｖｂｃは、ついに、ＣＭＯＳトランスコンダクタンスが臨界発振条件：Ｇｍ・Ｒｐ＝１より小さくなるために、回路が発振できなくなる臨界バイアス電圧である。
【００３９】
ＣＭＯＳ  ＬＣ発振器の高調波成分は、３つの異なるバイアス技術：（１）一定の電流バイアス（図５）、（２）ＡＡＣと一定の基準電圧ＶＲＥＦを用いた一定の発振振幅（図６）、（３）Ｖｅｆｆトラッキングを用いた自己バイアス（図９）、を用いて、異なる温度にわたって、調べることができる。モニターされる変数は、タンク回路内を流れる差動電流信号の３次高調波歪みである。図１１は、その結果を示す。技術（１）と（２）は、温度範囲０−７０℃にわたって少なくとも６ｄＢの変化を示す。一方、技術（３）は、０．５ｄＢ未満の変化であり、温度範囲にわたって高調波成分を実質的に安定化している。
【００４０】
本発振器の高調波成分は、何らかの補償を加えるというよりも、高調波の主要源である能動素子の動作バイアス点を単にトラッキング（追従）することによって、安定化されるということに注意されたい。トラッキング技法は、発振器が、温度変化に対してだけでなく、例えば、限定されないが、供給電圧、湿度、ストレス、劣化といった、他の動作条件の変化に対しても、高調波成分の安定性を維持することを、保証する。
【００４１】
一定の高調波成分を有するＢＪＴ差動対発振器の実装回路について述べる。図１２において、差動ＢＪＴ対７０１及び７０２は、差動信号Ｖｄでシミュレートされると仮定する。差動出力電流Ｉｄは、次の関係式で与えられることができる。
Ｖｄ＝Ｖ＋−Ｖ−                                    式（１１）
Ｉｄ＝Ｉ＋−Ｉ−                                    式（１２）
【数７】
0006321001.tif 000010
式（１３）
【００４２】
式（１３）において、αＦはコモンベースの電流利得である。それは、ＢＪＴ素子の順方向アクティブ領域におけるエミッタ―コレクタ電流間の比として定義される。αＦは、次のように与えられる。
【数８】
0006321001.tif 000011
式（１４）
【００４３】
さらに、式（１３）において、ＶＴは、熱電圧であり、次のように与えられる。
【数９】
0006321001.tif 000012
式（１５）
【００４４】
式（１５）において、ｋはボルツマン定数であり、Ｔはケルビン温度であり、さらに、ｑは電子電荷である。
【００４５】
角周波数（ωｘ）と振幅Ａ０のＡＣ差動信号が差動対に印加されると仮定する。高周波の影響を無視すると、ＢＪＴ対の出力差動電流は、次のように与えられる。
【数１０】
0006321001.tif 000013
式（１６）
【００４６】
この式とＣＭＯＳ差動対のそれとを比較すると、ＢＪＴ差動対７０１及び７０２の高調波成分は、入力信号振幅Ａ０と熱電圧ＶＴとの間の比率を安定させることによって、安定化できることが理解される。従って、ＢＪＴ差動対に上記で説明される手法を適用すると、熱電圧“ＶＴ”は“Ψ”に相当し、αは単にスケーリング係数となる。
【００４７】
言い換えると、発振器の能動ＧｍセルがＢＪＴ差動対である場合、ＶＴは、発振器の高調波成分を安定させるために、発振振幅によって追従されるべき動作点パラメータとなる。そのような発振器は、例えば、差動対ＢＪＴ  ＬＣ発振器である。差動対ＢＪＴ  ＬＣ発振器の高調波成分は、発振振幅に熱電圧ＶＴを追従させることで、安定させることができる。
【００４８】
本発明の別の実施形態として、自己バイアス技術を採用するファイヌル（phi-null）発振器について述べる。そのような発振器において、自己バイアス技術は、異なる動作条件で最も重要な温度の変化に対して高調波成分を安定化させることにより、出力周波数の安定性を向上させるために用いられる。
【００４９】
高く安定した出力周波数を得るために、タンクの温度ヌル位相（temperature null phase）で動作するＬＣタンク発振器が、米国特許第８０７２２８１号に記載されており、参照することで、本明細書に組み込まれる。図１３は、発振器のフィードバックループにおいて、ＬＣタンクの温度ヌル位相の負値と等しい正値の位相シフトを与える位相シフタ８０１を組み込むことによって、タンクの温度ヌル位相で動作する、ＬＣタンク発振器８００を示す。ＬＣタンク発振器８００は、例えば、位相シフト８０１を除いて、図９に示すＬＣタンク４００と同様のものである。本装置は、能動素子の影響を最小化することで、タンクの温度ヌル位相での動作を可能にするＡＡＣ２１０を含む。この回路２１０において、基準電圧ＶＲＥＦは、一定であり、さらに、一定の発振振幅を与える。タンクの温度ヌル位相で動作するＬＣタンク発振器とＡＡＣを含むこの装置は、“ファイヌル発振器”と呼んでよい。図１４は、図９のタンク回路５００、ＡＡＣ回路２１０、及び自己バイアスループと、図１３のＬＣタンク発振器とを組み合わせた、自己バイアスファイヌル発振器を示す。
【００５０】
２つの発振器（図１３に示す標準のファイヌル発振器、及び、図１４に示す自己バイアスファイヌル発振器）は、温度にわたる出力周波数の安定性と高調波成分をテストするためにシミュレートされた。図１５Ａは、温度に対する３次高調波歪みのシミュレーションを示す。自己バイアス技術は、０．５ｄＢ未満の変化であり、温度にわたって電流高調波成分が実質的に安定している。これは、自己バイアスファイヌル発振器の周波数安定化を向上させる上で大きな影響を与え、図１５Ｂから明らかなように、標準のファイヌル発振器より優れている。
【００５１】
図１５Ｂは、２つの発振器の温度に対する周波数偏差を比較している。周波数は、０℃での値から“ＰＰＭ”を単位にして、偏差によって表わされている。まず第１に、図１５Ｂは、ＬＣタンクの温度ヌル位相での温度に対するＬＣタンクのインピーダンスの変化による小信号周波数偏差を温度上に示す。この場合、ピークからピークの周波数偏差は、数ＰＰＭ程度である。しかし、標準のファイヌル発振器（図１３）は、能動素子の影響に起因して、ＬＣタンクのそれとは、全く異なる挙動を示す。それは、数１０ＰＰＭ程度のピークからピークの周波数偏差に達する。一方、自己バイアスファイヌル発振器（図１４）の周波数偏差は、ＬＣタンクインピーダンスのそれと全く同様の挙動を示し、これは、本明細書に記載される技術は、ＬＣタンクの動作上、能動素子の影響をほぼ除去したことを意味している。
【００５２】
本発明の範囲又は本質的特徴から逸脱することなしに、本発明を他の特定形態で具体化することができることは、当業者にとって明らかである。従って、開示された形態は、限定的ではなく例示的なものと考えるべきである。本発明の範囲は、以上の説明ではなく特許請求の範囲によって規定され、一部が本発明と等価なものの範囲内に入る全ての変更が、本発明の範囲に包含されることを意図している。
【図１】
0006321001.tif 000014
【図２】
0006321001.tif 000015
【図３】
0006321001.tif 000016
【図４】
0006321001.tif 000017
【図５】
0006321001.tif 000018
【図６】
0006321001.tif 000019
【図７】
0006321001.tif 000020
【図８】
0006321001.tif 000021
【図９】
0006321001.tif 000022
【図１０Ａ】
0006321001.tif 000023
【図１０Ｂ】
0006321001.tif 000024
【図１０Ｃ】
0006321001.tif 000025
【図１１】
0006321001.tif 000026
【図１２】
0006321001.tif 000027
【図１３】
0006321001.tif 000028
【図１４】
0006321001.tif 000029
【図１５Ａ】
0006321001.tif 000030
【図１５Ｂ】
0006321001.tif 000031