(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
変調器（１５）が出力するスイッチング信号によりインバータ（４）のスイッチングを制御し、三相以上の多相の回転機（５）の通電を制御する回転機の制御装置であって、
前記変調器は、
前記インバータが出力する電圧を所定期間で積分し、前記インバータのスイッチング動作により前記回転機に生じる予測磁束を算出する磁束予測部（３１）と、
前記回転機の現実の磁気特性歪に基づいて目標磁束を設定する目標磁束設定部（３２）と、
前記所定期間において、前記予測磁束と前記目標磁束との差の評価に用いる評価差分値を算出する磁束誤差評価部（３３）と、
電圧指令値に基づいて、且つ、前記評価差分値をゼロに近づけるように、前記回転機の電気角に同期したパルスパターンを生成し、生成したパルスパターンに基づく前記スイッチング信号を出力するパルスパターン生成部（２０）と、
を備えることを特徴とする回転機の制御装置。
【請求項２】
前記目標磁束には、前記回転機の現実の磁気特性歪として、前記回転機を構成する永久磁石の磁束歪、又は、コイルのインダクタンス歪の成分が含まれることを特徴とする請求項１に記載の回転機の制御装置。
【請求項３】
前記目標磁束設定部は、前記インバータの停止時における前記回転機の誘起電圧から検出した磁石磁束波形に基づいて前記目標磁束を設定することを特徴とする請求項２に記載の回転機の制御装置。
【請求項４】
前記目標磁束設定部は、前記回転機の回転位置に応じて前記目標磁束を変化させることを特徴とする請求項２または３に記載の回転機の制御装置。
【請求項５】
前記磁束誤差評価部は、前記評価差分値として、
前記予測磁束と前記目標磁束との位相差、振幅差、位相変化の差、又は、振幅変化の差を算出することを特徴とする請求項１〜４のいずれか一項に記載の回転機の制御装置。
【請求項６】
前記パルスパターン生成部は、
前記所定期間における前記評価差分値のピーク値をゼロに近づけるようにパルスパターンを生成することを特徴とする請求項５に記載の回転機の制御装置。
【請求項７】
前記パルスパターン生成部は、
前記所定期間における前記評価差分値の積分値又は平均値をゼロに近づけるようにパルスパターンを生成することを特徴とする請求項５に記載の回転機の制御装置。
【請求項８】
前記多相の回転機は三相回転機であり、
前記所定期間は、前記回転機の電気角６０［ｄｅｇ］以上に対応する期間であることを特徴とする請求項１〜７のいずれか一項に記載の回転機の制御装置。
【請求項９】
前記所定期間は、制御周期の整数倍の期間であることを特徴とする請求項１〜８のいずれか一項に記載の回転機の制御装置。
【請求項１０】
前記多相の回転機は三相回転機であり、
前記パルスパターン生成部は、
三相のうち一相のパルスパターンについて、
電気角０〜９０［ｄｅｇ］の区間を一単位として設定し、
電気角９０［ｄｅｇ］を中心として電気角０〜９０［ｄｅｇ］のパルスパターンを線対称に反転して電気角９０〜１８０［ｄｅｇ］のパルスパターンを設定し、
電気角１８０［ｄｅｇ］を中心として電気角０〜１８０［ｄｅｇ］のパルスパターンを点対称に反転して電気角１８０〜３６０［ｄｅｇ］のパルスパターンを設定し、
前記一相のパルスパターンを電気角±１２０［ｄｅｇ］ずらして他の二相のパルスパターンを設定することを特徴とする請求項１〜９のいずれか一項に記載の回転機の制御装置。
【請求項１１】
前記パルスパターン生成部は、
基本のパルスパターンである基本パターンを設定する基本パターン設定部（２１）と、
前記基本パターンに対し前記評価差分値をゼロに近づけるように修正した修正パターンを生成するパターン修正部（２３）と、
を有することを特徴とする請求項１〜１０のいずれか一項に記載の回転機の制御装置。
【請求項１２】
前記パターン修正部は、前記基本パターンのパルス幅を変更し、前記修正パターンを生成することを特徴とする請求項１１に記載の回転機の制御装置。
【請求項１３】
前記パターン修正部は、前記基本パターンのパルス位置を変更し、前記修正パターンを生成することを特徴とする請求項１１に記載の回転機の制御装置。
【請求項１４】
前記パターン修正部は、前記基本パターンと実効値が同等となるように、前記修正パターンを生成することを特徴とする請求項１１に記載の回転機の制御装置。
【請求項１５】
前記パターン修正部は、前記基本パターンのパルス数を変更し、前記修正パターンを生成することを特徴とする請求項１１に記載の回転機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、パルス波形の出力電圧を用いて回転機の駆動を制御する回転機の制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、モータ等の回転機の制御において、制御器が出力した基本波電圧をＰＷＭ変調しインバータのスイッチングを制御するＰＷＭ制御が広く用いられている。しかし、ＰＷＭ周波数が高いとスイッチング損失が大きくなる。一方、スイッチング損失を低減させようとしてＰＷＭ周波数を下げると、モータの電流リップル、特に電気抵抗値の小さいｄ軸電流リップルが増大し、鉄損の増大につながるという問題がある。
【０００３】
また、例えば特許文献１には、モータの電気角に同期した最適なパルス波形の出力電圧パターン（以下、「パルスパターン」という）を生成し、当該パルスパターンを用いてインバータのスイッチングを制御する技術が開示されている。パルスパターンを用いると、ＰＷＭ制御に対し電気１周期のスイッチング回数を減らし、スイッチング損失を低減することができる。また、特許文献１の技術では、主にモータの電力損失を低減するように、最適なパルスパターンを設定する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１３−１６２６６０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
特許文献１の技術では、パルスパターンの生成にあたり、モータの歪成分や個体ばらつき、経年劣化等の「現実の磁気特性歪」が考慮されていない。そのため、設定したパルスパターンに基づきモータに発生する磁束の状態によっては、モータ鉄損が増大する場合がある。特に高回転時には、モータ鉄損の影響が顕著に現れる。
【０００６】
本発明はこのような点に鑑みて創作されたものであり、その目的は、パルスパターンを用いてインバータのスイッチングを制御する回転機の制御装置において、回転機の現実の磁気特性歪を考慮しつつ、回転機の鉄損の低減とインバータのスイッチング損失の低減とを両立する回転機の制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明は、変調器から出力されるスイッチング信号によりインバータのスイッチングを制御し、三相以上の多相の回転機の通電を制御する回転機の制御装置に係る発明である。変調器は、磁束予測部、目標磁束設定部、磁束誤差評価部、及びパルスパターン生成部を備える。
磁束予測部は、インバータが出力する電圧を所定期間で積分し、インバータのスイッチング動作により回転機に生じる予測磁束を算出する。
目標磁束設定部は、回転機の現実の磁気特性歪に基づいて目標磁束を設定する。
【０００８】
磁束誤差評価部は、所定期間において、予測磁束と目標磁束との差に基づく評価差分値を算出する。パルスパターン生成部は、電圧指令値に基づいて、且つ、評価差分値をゼロに近づけるように、回転機の電気角に同期したパルスパターンを生成し、生成したパルスパターンに基づくスイッチング信号を出力する。
【０００９】
本発明の回転機の制御装置では、予測磁束と目標磁束との評価差分値をゼロに近づけるようにパルスパターンを生成し、そのパルスパターンに基づくスイッチング信号によりインバータのスイッチングを制御する。ここで、目標磁束は、回転機の現実の磁気特性歪に基づいて設定される。
【００１０】
これにより、現実の磁石歪等の磁気特性歪を考慮しつつ、回転機の鉄損を適切に低減することができる。よって、パルスパターン制御によるスイッチング損失低減効果と合わせ、回転機の鉄損の低減とスイッチング損失の低減とを両立することができる。
また、目標磁束設定部は、回転機の回転位置に応じて目標磁束を変化させることで、現実の磁気特性歪を目標磁束に正確に反映させることができる。
【００１１】
また、パルスパターン生成部は、一相について電気角９０［ｄｅｇ］の区間を一単位とし、線対称及び点対称に反転して電気角３６０［ｄｅｇ］区間でのパルスパターンを生成することが好ましい。
さらに、パルスパターン生成部は、予め設定された基本パターンを元に、磁束誤差評価部で算出された評価差分値をゼロに近づけるようにパターンを修正することが好ましい。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の一実施形態による回転機の制御装置の概略構成図。
【図２】図１の変調器の構成図。
【図３】（ａ）αβ座標系を説明する図、（ｂ）予測磁束及び目標磁束の磁束ベクトルを示す図。
【図４】磁束ベクトルの差を説明する図
【図５】磁束誤差評価に基づくパルスパターンの設定を説明するタイムチャート。
【図６】パルスパターンの定義を説明する図。
【図７】（ａ）、（ｂ）ＰＷＭパターン（従来技術）、（ｃ）同パターンによる磁束軌跡の図。
【図８】（ａ）、（ｂ）基本パターン、（ｃ）同パターンによる磁束軌跡の図。
【図９】（ａ）、（ｂ）第１修正パターン、（ｃ）同パターンによる磁束軌跡の図。
【図１０】（ａ）、（ｂ）第２修正パターン、（ｃ）同パターンによる磁束軌跡の図。
【図１１】（ａ）、（ｂ）第３修正パターン、（ｃ）同パターンによる磁束軌跡の図。
【図１２】（ａ）、（ｂ）第４修正パターン、（ｃ）同パターンによる磁束軌跡の図。
【図１３】ＰＷＭパターン（従来技術）による予測磁束と目標磁束との各評価差分値（（ａ）位相差、（ｂ）振幅差、（ｃ）位相変化の差、（ｄ）振幅変化の差）を示す図。
【図１４】基本パターンによる予測磁束と目標磁束との評価差分値を示す図。
【図１５】第１修正パターンによる予測磁束と目標磁束との評価差分値を示す図。
【図１６】第２修正パターンによる予測磁束と目標磁束との評価差分値を示す図。
【図１７】第３修正パターンによる予測磁束と目標磁束との評価差分値を示す図。
【図１８】第４修正パターンによる予測磁束と目標磁束との評価差分値を示す図。
【図１９】従来技術のＰＷＭ制御によるモータ電流リップル及び鉄損を説明する図。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、本発明の実施形態による回転機の制御装置を図面に基づいて説明する。
（一実施形態）
一実施形態の回転機の制御装置の概略構成及び作用について、図１〜図５を参照して説明する。本実施形態では、三相のモータが「多相の回転機」に相当し、モータ制御装置が「回転機の制御装置」に相当する。図１に示すように、モータ制御装置１０は、モータ５に接続されたインバータ４にスイッチング信号を出力し、スイッチングを制御する。これにより、インバータ４からモータ５へ供給される電力が制御される。
【００１４】
インバータ４は、ブリッジ接続された三相の上下アームのスイッチング素子４１〜４６を含む。詳しくは、スイッチング素子４１、４２、４３は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の上アームのスイッチング素子であり、スイッチング素子４４、４５、４６は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の下アームのスイッチング素子である。スイッチング素子４１〜４６としては、例えばＩＧＢＴ等が用いられる。インバータ４は、各スイッチング素子４１〜４６の動作によって、入力された直流電力を三相交流電力に変換する。
【００１５】
モータ５は、例えば永久磁石式同期型の三相交流電動機である。本実施形態では、モータ５として、例えばハイブリッド自動車や電気自動車の動力源であるモータジェネレータを想定する。モータ５のロータ近傍には、ロータ位置（電気角）θｅを検出するレゾルバ等の位置センサ５５が設けられる。
インバータ４からモータ５への電流経路には三相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出する電流センサ６が設けられている。なお、電流センサ６により二相の電流を検出し、他の一相の電流をキルヒホッフの法則により算出してもよい。或いは、一相の電流検出値に基づいて他の二相の電流を推定する技術や、直流電流検出値に基づいて電流を推定する技術を採用してもよい。
【００１６】
モータ制御装置１０は、電流フィードバック制御の構成として、ｄｑ変換部１１、電流減算器１２、電流制御器１３、逆ｄｑ変換部１４、変調器１５、微分器１６等を含む。
ｄｑ変換部１１は、電流センサ６から相電流検出値が入力される。ｄｑ変換部１１は、位置センサ５５から取得した電気角θｅを用いて、三相電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗをｄｑ軸電流検出値Ｉｄ、Ｉｑにｄｑ変換し、電流減算器１２にフィードバックする。
【００１７】
電流減算器１２は、ｄｑ変換部１１からフィードバックされるｄｑ軸電流検出値Ｉｄ、Ｉｑをｄｑ軸電流指令値Ｉｄ*、Ｉｑ*から減算してｄｑ軸電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑを算出する。
電流制御器１３は、ｄｑ軸電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑをゼロに収束させるようにＰＩ制御演算等によってｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ*、Ｖｑ*を算出する。
逆ｄｑ変換部１４は、電気角θｅを用いて、ｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ*、Ｖｑ*を三相電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*に変換する。
【００１８】
変調器１５は、電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*、電気角θｅ、及び、微分器１６にて電気角θｅを時間微分した電気角速度ωが入力される。ここで、電気角速度ωはモータ回転数と読み替えてもよい。変調器１５は、これらの情報に基づいて、三相の上アームのスイッチング素子４１、４２、４３に対応するスイッチング信号ＵＵ、ＶＵ、ＷＵ、及び、三相の下アームのスイッチング素子４４、４５、４６に対応するスイッチング信号ＵＬ、ＶＬ、ＷＬを生成し、インバータ４に出力する。
また、変調器１５は、インバータ４の停止時における誘起電圧ｅを取得する。
【００１９】
図２に示すように、変調器１５は、パルスパターン生成部２０、磁束予測部３１、目標磁束設定部３２、磁束誤差評価部３３を含む。
まず、本実施形態のモータ制御装置１０は、モータ制御技術において広く用いられているＰＷＭ制御に代えて、モータ５の電気角に同期したパルスパターンを用いてインバータ４のスイッチングを制御することを特徴とする。パルスパターンを用いると、ＰＷＭ制御に対し電気１周期のスイッチング回数を減らし、スイッチング損失を低減することができる。特にハイブリッド自動車のモータジェネレータは、小型で高出力であることが要求されるため、高回転過変調領域での性能が重要となる。したがって、パルスパターンを用いてスイッチング損失を低減することが有効である。
【００２０】
パルスパターン生成部２０は、好ましくは、基本パターン設定部２１、パターン修正部２３、及び記憶部２２、２４を有する。基本パターン設定部２１は、電圧指令値、電気角θｅ及び角速度ω（回転数）に基づいて、「基本パターン」を設定する。この場合、予め複数のパルスパターンをマップ等の形式で記憶部２２に記憶しておき、基本パターン設定部２１が電圧指令値、電気角θｅ及び電気角速度ωを取得したとき、記憶部２２に記憶された複数のパルスパターンから最適パターンを選択するようにしてもよい。或いは、電圧指令値とインバータ直流電圧より変調率と電圧位相とを計算し、変調率と電圧位相とからパターンを選択するようにしてもよい。
【００２１】
従来、「最適なパターン」を選択する指標として、電力損失やトルクリップルを最小にする技術が知られているが、本実施形態では、さらにモータ５の実磁束に着目することを特徴とする。そこで、パターン修正部２３は、後述する「評価差分値」を磁束誤差評価部３３から取得すると共に電気角θｅを取得し、評価差分値をゼロに近づけるように基本パターンを修正して「修正パターン」を生成する。具体的には、パターン修正部２３は、所定期間における評価差分値のピーク値、積分値又は平均値をゼロに近づけるように、パルスパターンを生成する。
【００２２】
パターン修正部２３で生成された修正パターンは、基本パターンが記憶部２２に記憶されるのと同様に、各パラメータとの関係を表したマップ等の形式で記憶部２４に記憶されてもよい。また、パターン修正部２３は、記憶部２４から読み出した修正済のパターンをさらに再修正してもよい。
パルスパターン生成部２０は、こうして得られた修正パターンに基づくスイッチング信号（ＵＵ、ＶＵ、ＷＵ、ＵＬ、ＶＬ、ＷＬ）をインバータ４に出力する。
【００２３】
また、パルスパターン生成部２０が生成したスイッチング信号は磁束予測部３１に取得される。磁束予測部３１は、スイッチング信号に基づき、インバータ４が出力する電圧を所定期間で積分し、インバータ４のスイッチング動作によりモータ５の各相に生じる実磁束を予測する。磁束予測部３１がパルスパターンに基づいて予測した磁束を「予測磁束Φｅｓｔ」という。
【００２４】
電圧をｖ、抵抗をＲ、電流をＩで表すと、予測磁束Φｅｓｔは、式（１．１）で算出される。なお、磁束単位［Ｗｂ］は、［Ｗｂ］＝［Ｖ・ｓ］の関係にある。
【数１】
0006372448.tif 000002
【００２５】
ただし、高回転域ではＲＩ項は電圧ｖに比べて十分に小さいため、ＲＩ項を無視した式（１．２）を用いることができる。
【数２】
0006372448.tif 000003
【００２６】
鉄損が問題となるのは特に高回転域であるから、実用上、式（１．２）が用いられる。磁束予測部３１は、例えば所定の回転数未満で式（１．１）を用い、所定の回転数以上で式（１．２）を用いるように演算を切り替えてもよい。
また、本実施形態の制御は、回転数が安定した状態で実施されることを想定している。したがって、電気角速度ω（＝ｄθｅ／ｄｔ）を定数とみなし、式（１．３）のように、式（１．２）の積分区間を時間ｔから電気角θｅに変換してもよい。
【数３】
0006372448.tif 000004
【００２７】
目標磁束設定部３２は、モータ５の現実の磁気特性歪に基づいて、予測磁束Φｅｓｔに対する目標磁束Φｔｇｔを設定する。目標磁束Φｔｇｔには、「現実の磁気特性歪」として、永久磁石の磁束歪、又は、コイルのインダクタンス歪等の成分が含まれ、部品特性や構造等に依存するモータ５の個体ばらつきや経年劣化等の影響を受ける。
【００２８】
目標磁束設定部３２は、例えば、インバータ４の停止時におけるモータ５の誘起電圧ｅを随時取得し、誘起電圧ｅから検出した磁石磁束波形に基づいて目標磁束Φｔｇｔを設定する。或いは、目標磁束設定部３２は、モータ５の製造時等に個体毎に検査された歪情報を内部に記憶し、その歪情報に基づいて目標磁束Φｔｇｔを設定してもよい。
【００２９】
磁束誤差評価部３３は、所定期間において、予測磁束Φｅｓｔと目標磁束Φｔｇｔとの差の評価に用いる評価差分値を算出する。
ここで、本実施形態において磁束誤差の評価が行われる固定座標（αβ座標）について図３を参照する。図３（ａ）は、Ｕ相を基準としたαβ座標を示す。ＵＶＷの三相軸からα軸、β軸の二相軸への変換は、式（２）で表現される。α軸はＵ相方向の成分を示し、β軸はＵ相に直交する方向の成分を示す。また、α軸を基準として反時計回りに電気角の位相θｅを定義する。
【００３０】
【数４】
0006372448.tif 000005
【００３１】
αβ座標軸で、磁束ベクトルは図３（ｂ）のように表される。モータ５の磁気特性歪が位置によらず均等であると仮定すると、破線の目標磁束Φｔｇｔは理想的に円形となる。ただし、磁気特性歪が位置によって、或いは三相間でばらついている場合等、目標磁束Φｔｇｔは歪んだ円形となる。このように、目標磁束設定部３２は、モータ５の回転位置に応じて目標磁束Φｔｇｔを変化させる。
【００３２】
パルスパターンに基づいて算出される予測磁束Φｅｓｔは、６０［ｄｅｇ］を一単位とする回転対称に現れる。また、概して予測磁束Φｅｓｔは、目標磁束Φｔｇｔを跨がるような折れ線状となる。したがって、位相によって、予測磁束Φｅｓｔが目標磁束Φｔｇｔを上回る部分と、予測磁束Φｅｓｔが目標磁束Φｔｇｔを下回る部分とが交互に現れる。
【００３３】
続いて図４を参照し、予測磁束Φｅｓｔと目標磁束Φｔｇｔとの誤差について模式的に説明する。時刻ｔにおける予測磁束ベクトルΦｅｓｔ（ｔ）の位相をθｅｓｔ（ｔ）、目標磁束ベクトルΦｔｇｔ（ｔ）の位相をθｔｇｔ（ｔ）と表す。
磁束位相差Δθは、式（３．１）で算出される。
Δθ（ｔ）＝θｅｓｔ（ｔ）−θｔｇｔ（ｔ）  ・・・（３．１）
また、磁束振幅差ΔΦａは、式（３．２）で算出される。
ΔΦａ（ｔ）＝｜Φｅｓｔ（ｔ）｜−｜Φｔｇｔ（ｔ）｜  ・・・（３．２）
【００３４】
さらに、磁束位相変化の差は式（３．３）で、磁束振幅変化の差は式（３．４）で算出される。
ｄ（Δθ（ｔ））／ｄｔ＝ｄ（θｅｓｔ（ｔ）−θｔｇｔ（ｔ））／ｄｔ
・・・（３．３）
ｄ（ΔΦａ（ｔ））／ｄｔ＝ｄ（｜Φｅｓｔ（ｔ）｜−｜Φｔｇｔ（ｔ）｜）／ｄｔ
・・・（３．４）
なお、式（３．１）〜（３．４）における符号の正負は適宜設定してよい。
【００３５】
磁束位相差、磁束振幅差、磁束位相変化の差、又は、磁束振幅変化の差は、いずれも、磁束誤差評価部３３において予測磁束Φｅｓｔと目標磁束Φｔｇｔとの誤差評価に用いることが可能な差分値である。本明細書では、これらの差分値を「評価差分値」という。
以上のように、磁束誤差評価部３３は、固定座標（αβ座標）軸上で評価差分値を算出する。そして、パルスパターン生成部２０のパターン修正部２３は、評価差分値をゼロに近づけるように修正パターンを生成する。
【００３６】
次に、変調器１５の作用について、図５のタイムチャートを参照して説明する。
所定期間において磁束予測部３１が予測磁束Φｅｓｔを算出し、磁束誤差評価部３３が予測磁束Φｅｓｔと目標磁束Φｔｇｔとの評価差分値を算出すると、パターン修正部２３は、評価差分値に基づき修正パターンを生成する。そして、その修正パターンは、以後の制御周期に反映される。例えば、ある所定期間Ｔ１における評価差分値に基づいてパターンＴ１が生成され、次の所定期間Ｔ２における評価差分値に基づいて次のパターンＴ２が生成される。
この制御は回転数一定の条件で実施されることを前提とすると、位相軸の電気角区間は時間軸の期間に換算される。図５では、例えば電気角１周期に対応する期間を時間軸での所定期間として図示している。
【００３７】
ここで、図３（ｂ）に示すように、三相モータの評価差分値は、電気角６０［ｄｅｇ］を一単位として周期的に変動する。
そのため、予測磁束Φｅｓｔと目標磁束Φｔｇｔとの磁束誤差を評価する所定期間は、モータ５の電気角６０［ｄｅｇ］以上に対応する期間とすることが好ましい。電気角６０［ｄｅｇ］以上の期間で磁束誤差を評価することにより、安定した評価が可能となる。
また、所定期間を制御周期の整数倍の期間に設定すれば、評価結果を次の制御周期でのパルスパターン演算に効率的に反映させることができる。
【００３８】
次に、パルスパターンの定義及び設定手順について、図６を参照して説明する。
図６（ａ）に示すように、三相のうち一相（例えばＵ相）のパルスパターンは、電気角９０［ｄｅｇ］の区間を一単位とするモデルで設定される。
まず、図６（ａ）の横軸について上段（ｂ）の電気角を参照すると、図６（ａ）の例では、電気角０〜９０［ｄｅｇ］の区間で２回のオフ期間と２回のオン期間が設定される。電気角０［ｄｅｇ］から１回目のオフ期間のパルス幅をδ１とする。また、２回目のオフ期間の中心位置をθｃ１とし、２回目のオフ期間の幅の２分の１をパルス幅δ２とする。これらの中心位置θｃ１及びパルス幅δ１、δ２が決まれば、電気角０〜９０［ｄｅｇ］の区間でのパルスパターンが決定する。
【００３９】
そして、電気角９０［ｄｅｇ］を中心として電気角０〜９０［ｄｅｇ］のパルスパターンを線対称に反転して、破線で示すような電気角９０〜１８０［ｄｅｇ］のパルスパターンが設定される。
また、電気角１８０［ｄｅｇ］を中心として電気角０〜１８０［ｄｅｇ］のパルスパターンを点対称に反転して、電気角１８０〜３６０［ｄｅｇ］のパルスパターンが設定される。「点対称」とは、線対称に反転し、さらに、パルスのオン側とオフ側とを反転させることをいう。
【００４０】
以上により、一相（例えばＵ相）についての電気１周期のパルスパターンが確定する。他の二相（Ｖ相、Ｗ相）については、一相のパルスパターンを電気角±１２０［ｄｅｇ］ずらすことによって設定する。例えば、Ｕ相及びＶ相の電気角３６０［ｄｅｇ］区間でのパルスパターンは、図６（ｂ）のように表される。
このパルスパターンは、各相上アームのスイッチング素子４１、４２、４３のＯＮ／ＯＦＦを意味する。各相下アームのスイッチング素子４４、４５、４６のパルスパターンは、デッドタイムを無視すれば、同相の上アームのスイッチング素子４１、４２、４３のパルスパターンを相補する形、すなわち上下反転した形となる。
【００４１】
各相パルスパターンに基づくスイッチング信号に従って各相スイッチング素子４１〜４６が動作することにより、インバータ４は電圧を出力する。図６（ｂ）に、Ｕ相及びＶ相のパルスパターンに基づくＵ−Ｖ相の線間電圧パルスパターンを示す。線間電圧パルスパターンは、電気角３３０〜１５０［ｄｅｇ］区間の電圧と、電気角１５０〜３３０［ｄｅｇ］区間の電圧とが符号を反転した「半波対称」の関係となる。
【００４２】
ところで、パルスパターンを定義するにあたり、電気角の基準は適宜変更してよい。例えば図６（ａ）の横軸について、下段（ｃ）の括弧内に示した電気角を用い、図６（ａ）の実線区間を２７０〜３６０［ｄｅｇ］の区間として規定してもよい。その場合には、電気角３６０［ｄｅｇ］（＝０［ｄｅｇ］）を中心として電気角２７０〜３６０［ｄｅｇ］のパルスパターンを線対称に反転して、電気角０〜９０［ｄｅｇ］のパルスパターンを設定する。また、電気角９０［ｄｅｇ］を中心として電気角２７０〜３６０、０〜９０［ｄｅｇ］のパルスパターンを点対称に反転して、電気角９０〜２７０［ｄｅｇ］のパルスパターンを設定する。
【００４３】
すると、電気角３６０［ｄｅｇ］区間でのパルスパターンは、図６（ｃ）で表される。このパルスパターンは、破線で示す正弦波の基本波電圧に対応する。以下の図７〜図１２では、この電気角区間で表示したパルスパターンを記載する。
また、「パルスパターンのパルス数ｎ」とは、電気角３６０［ｄｅｇ］間の各相パルスパターンのパルスの数、又は、電気角１８０［ｄｅｇ］間の線間電圧パルスパターンのパルスの数をいう。図６の例では、「ｎ＝７」となる。以下、特に言及しない限り、「パルスパターン」は「各相パルスパターン」を意味する。
【００４４】
次に、具体的なパルスパターンの例、及び、それらのパルスパターンによる予測磁束Φｅｓｔと目標磁束Φｔｇｔとの磁束軌跡を図７〜図１２に示す。
詳しくは各図（ａ）、（ｂ）に、９０［ｄｅｇ］及び３６０［ｄｅｇ］範囲でのパルスパターンを示す。また、各図（ｃ）に、予測磁束Φｅｓｔ及び目標磁束Φｔｇｔの磁束軌跡を図３（ｂ）に準じたαβ座標で示す。
【００４５】
最初に、従来技術のＰＷＭ制御でパルス数を７としたときのパターンを図７に示す。
αβ座標の予測磁束Φｅｓｔの軌跡において、電気角６０［ｄｅｇ］毎にジグザグ状波形が現れる。ジグザグ状波形の山谷の部分では予測磁束Φｅｓｔと目標磁束Φｔｇｔとの振幅が乖離している。ＰＷＭパターンでは、磁束振幅の乖離が比較的大きい。
【００４６】
続いて本実施形態の基本パターンを図８に示す。この基本パターンは、ＰＷＭパターンに対し、パルス数７を同じとし、実効値を同等とするように設定されている。また、基本パターンは、電気角９０［ｄｅｇ］、２７０［ｄｅｇ］付近のパルス間隔が均等となるように設定されている。すなわち、１回目のオフ期間のパルス幅をδ１とすると、１回目のオン期間のパルス幅もδ１であり、２回目のオフ期間のパルス幅の２分の１であるδ２は、δ１の０．５倍に相当する。したがって、式（４）が成立する。
θｃ１＝２×δ１＋δ２＝２．５×δ２  ・・・（４）
基本パターンは、ＰＷＭパターンに比べ、予測磁束Φｅｓｔの軌跡におけるジグザグ状波形の目標磁束Φｔｇｔとの振幅の乖離が小さくなっている。
【００４７】
さらに、基本パターンの一部を変更した４通りの修正パターンを図９〜図１２に示す。そのうち第１〜第３修正パターンのパルス数は、基本パターンと同じく７である。
図９に示す第１修正パターンは、基本パターンに対しパルス幅をδ２からδ２*に変更したものである。
図１０に示す第２修正パターンは、基本パターンに対しパルス位置、すなわち中心位置θｃ１をθｃ１*に変更したものである。
【００４８】
図１１に示す第３修正パターンは、基本パターンに対し実効値が等しくなるようにパルス幅及びパルス位置の両方を、δ２**及びθｃ１**に変更したものである。
これらの第１〜第３修正パターンでは、予測磁束Φｅｓｔの軌跡におけるジグザグ状波形の曲折数は基本パターンと同じであり、ジグザグ状波形の形状や大きさが基本パターンに対し微妙に異なっている。
【００４９】
図１２に示す第４修正パターンは、基本パターンに対しパルス数を７から１１に増加させたものである。予測磁束Φｅｓｔの軌跡におけるジグザグ状波形の曲折数が基本パターンに対し７から１１に増加しており、各ジグザグの大きさは基本パターンよりも全体に小さくなっている。
【００５０】
次に、上記パルスパターンによる予測磁束Φｅｓｔと目標磁束Φｔｇｔとの差の評価について、図１３〜図１８を参照する。各図の横軸は電気角を示し、縦軸は、４通りの評価差分値として、（ａ）磁束位相差、（ｂ）磁束振幅差、（ｃ）磁束位相変化の差、（ｄ）磁束振幅変化の差を示す。各評価差分値には具体的な単位を示さず、縦軸の目盛［ｄｉｖ］を指標として相対評価する。
【００５１】
各評価差分値の次元について、（ａ）磁束位相差は、［ｄｅｇ］又は［ｒａｄ］等の角度次元であり、（ｂ）磁束振幅差は、［Ｗｂ］等の磁束次元である。また、（ｃ）磁束位相変化の差は、［ｄｅｇ／ｓ］又は［ｒａｄ／ｓ］の角速度次元であり、（ｄ）磁束振幅変化の差は、［Ｗｂ／ｓ］＝［Ｖ］の電圧次元である。
【００５２】
図１３に示す従来技術のＰＷＭパターンでは、（ｂ）磁束振幅差の最大ピークから最小ピークまでの幅（以下、「ピーク間の幅」）は約３．０［ｄｉｖ］である。また、（ｃ）磁束位相変化の差の最大ピークは約１．５［ｄｉｖ］、（ｄ）磁束振幅変化の差の最大ピークは約３．０［ｄｉｖ］であって比較的大きい。
【００５３】
ここで、ＰＷＭ制御における電流リップルについて、図１９を参照する。一般にＰＷＭ制御では、ＰＷＭ周波数が高いとスイッチング損失が大きくなる。一方、スイッチング損失を低減させようとしてＰＷＭ周波数を下げると、モータの電流リップル、特に電気抵抗値の小さいｄ軸電流リップルが増大する。そして、コイル鉄心における鉄損が増大する。
【００５４】
また、ＰＷＭ制御に対し、特許文献１（特開２０１３−１６２６６０号公報）等に開示されたパルスパターンを用いてスイッチングを制御すると、電気１周期のスイッチング回数を減らし、スイッチング損失を低減することができる。ただし、モータ鉄損は、永久磁石の磁束歪、又は、コイルのインダクタンス歪等のモータ歪成分や、個体ばらつき、経年劣化等による磁気特性歪に依存する。したがって、モータ歪を考慮しないでパルスパターンを設定しても、モータ鉄損を有効に低減することはできない。
【００５５】
図１３に示すように、予測磁束Φｅｓｔと目標磁束Φｔｇｔとの評価差分値が比較的大きいということは、モータ鉄損が増大しやすい状態であることを意味する。そこで、本実施形態では、評価差分値をゼロに近づけるようにパルスパターンを生成し、そのパルスパターンに基づいてインバータ４のスイッチングを制御することにより、モータ鉄損の低減を図ることを目的とする。
【００５６】
ここで、評価差分値をゼロに近づける方法として、所定期間における評価差分値のピーク値をゼロに近づけるようにしてもよい。或いは、所定期間における評価差分値の積分値又は平均値をゼロに近づけるようにしてもよい。ピーク値を用いるよりも積分値や平均値を用いる方がノイズの影響を受けにくくなる。また、平均値については、例えば最近の値ほど重みを付けるように加重平均を算出してもよい。
【００５７】
図１４に示すように、本実施形態の基本パターンでは、（ｂ）磁束振幅差のピーク間の幅は約２．４［ｄｉｖ］であり、ＰＷＭパターンの幅よりも小さい。また、（ｃ）磁束位相変化の差の最大ピークは約１．２［ｄｉｖ］、（ｄ）磁束振幅変化の差の最大ピークは約２．５［ｄｉｖ］であり、いずれもＰＷＭパターンに比べて小さい。すなわち、評価差分値のピーク値がゼロに近づいている。よって、本実施形態の基本パターンに基づきインバータ４のスイッチングを制御することにより、ＰＷＭパターンを用いる従来技術に比べ、モータ鉄損を低減することができる。
【００５８】
また、図１５、図１６、図１７に示すように、第１、第２、第３修正パターンのいずれもＰＷＭパターンに比べ、（ｂ）磁束振幅差のピーク間の幅、（ｃ）磁束位相変化の差の最大ピーク、（ｄ）磁束振幅変化の差の最大ピークが小さくなっている。特に（ｂ）磁束振幅差のピーク間の幅について比較すると、第１修正パターンでは約２．０［ｄｉｖ］、第２修正パターンでは約２．０［ｄｉｖ］、第３修正パターンでは約１．８［ｄｉｖ］である。つまり、基本パターンの約２．４［ｄｉｖ］よりも小さくなっている。
なお、第１、第２、第３修正パターンの（ｃ）磁束位相変化の差の最大ピーク、（ｄ）磁束振幅変化の差の最大ピークは、基本パターンと同程度である。
【００５９】
このように、基本パターンに対しパルス幅又はパルス位置を変更した第１、第２修正パターン、及び、基本パターンに対し実効値が等しくなるようにパルス幅及びパルス位置を変更した第３修正パターンでは、評価差分値のピーク値をより小さくすることができる。よって、第１〜第３修正パターンに基づいてインバータ４のスイッチングを制御することにより、基本パターンを用いる場合に比べ、モータ鉄損をさらに低減することができる。
【００６０】
加えて、図１８に示すように、基本パターンに対しパルス数を増加させた第４修正パターンでも、ＰＷＭパターンに比べ、（ｂ）磁束振幅差のピーク間の幅、（ｃ）磁束位相変化の差の最大ピーク、（ｄ）磁束振幅変化の差の最大ピークが小さくなっている。また、第４修正パターンの（ｂ）磁束振幅差のピーク間の幅は約１．８［ｄｉｖ］であり、第３修正パターンと並んで最小レベルとなっている。
ただし、第４修正パターンは、基本パターンに対しパルス数を増加させており、スイッチング損失が増加する傾向にある。したがって、第４修正パターンの採用の適否は、スイッチング損失とモータ鉄損とを総合的に検討した上で判断することが好ましい。
【００６１】
（効果）
本実施形態のモータ制御装置１０の効果について説明する。
（１）本実施形態では、予測磁束Φｅｓｔと目標磁束Φｔｇｔとの評価差分値をゼロに近づけるようにパルスパターンを生成し、そのパルスパターンに基づくスイッチング信号によりインバータ４のスイッチングを制御する。ここで、目標磁束Φｔｇｔは、モータ５の現実の磁気特性歪に基づいて設定される。
【００６２】
これにより、現実の磁石歪等の磁気特性歪を考慮しつつ、モータ鉄損を適切に低減することができる。よって、パルスパターン制御によるスイッチング損失低減効果と合わせ、モータ鉄損の低減とスイッチング損失の低減とを両立することができる。
また、目標磁束設定部３２は、モータ５の回転位置に応じて目標磁束Φｔｇｔを変化させることで、現実の磁気特性歪を目標磁束Φｔｇｔに正確に反映させることができる。
【００６３】
（２）本実施形態では、図６に示す方法により、一相について電気角９０［ｄｅｇ］の区間を一単位とし、線対称及び点対称に反転して電気角３６０［ｄｅｇ］区間でのパルスパターンを生成する。このようなパターン生成方法により、パターンの記憶量を低減し、また、新たなパターンを生成する演算負荷を低減することができる。
【００６４】
（３）本実施形態のパルスパターン生成部２０は、予め基本パターン設定部２１で設定された基本パターンを元に、磁束誤差評価部３３で算出された評価差分値をゼロに近づけるように、パターン修正部２３にて修正パターンを生成する。また、基本パターン及び修正パターンは、パターンの算出に用いられた各パラメータと共に、記憶部２２、２４に記憶される。
【００６５】
このように、予め記憶部２２に記憶された基本パターンを選択し、その基本パターンを元に修正演算をして修正パターンを生成することにより、演算負荷を低減し、演算時間を短縮することができる。さらに、修正パターンを新たに記憶部２４に記憶しておくことで効率的に学習することができる。
【００６６】
（その他の実施形態）
（ア）上記実施形態において、一相のパルスパターンに対し他の二相のパルスパターンを電気角±１２０［ｄｅｇ］ずらす点、及び、磁束誤差を評価する所定期間として電気角６０［ｄｅｇ］以上に対応する期間を設定する点は、モータの相の数が三相であることに起因する。これに対し、本発明が適用される多相回転機の相の数は、四相以上であってもよく、その場合、上記の電気角は、相の数に応じて適宜設定される。
【００６７】
（イ）基本パターン設定部２１及びパターン修正部２３を備える上記実施形態のパルスパターン生成部２０に対し、他の実施形態のパルスパターン生成部は、基本パターン設定部を備えなくてもよい。すなわち、基本パターンを一旦設定することなく、評価差分値をゼロに近づけるためのパルスパターンを直接演算してもよい。また、パルスパターン生成部は記憶部を備えず、都度、最適なパルスパターンを最初から演算してもよい。また、パターン修正部２３の記憶部２４が無く、パターン修正部２３が基本パターン部２１の記憶部２２を修正してもよい。
要するに、本発明のパルスパターン生成部は、評価差分値をゼロに近づけるように生成されたパルスパターンに基づくスイッチング信号をインバータに出力すればよい。
【００６８】
（ウ）本発明の制御対象となる回転機は、ＩＰＭＳＭ、ＳＰＭＳＭ等の永久磁石式同期電動機に限らず、誘導電動機、スイッチトリラクタンスモータ等、コイルを有し鉄損が生じ得る回転機は全て含まれる。さらに、回転機は、車両の動力源として用いられるモータジェネレータ等に限らず、車両の補機用や、車両以外の電車、昇降機、一般機械等の用途に用いられるものであってもよい。
【００６９】
（エ）本発明においてモータの通電を制御する方式は、図１に示すような電流フィードバック制御に限らず、トルクフィードバック制御でもよい。また、電流フィードバックをせずに、トルク指令や回転数指令から直接電圧指令値を生成する電圧オープン制御であってもよい。
以上、本発明は、上記実施形態になんら限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において種々の形態で実施可能である。
【符号の説明】
【００７０】
１０・・・モータ制御装置（回転機の制御装置）、
１５・・・変調器、
２０・・・パルスパターン生成部、
３１・・・磁束予測部、
３２・・・目標磁束設定部、
３３・・・磁束誤差評価部、
４  ・・・インバータ、
５  ・・・モータ（モータジェネレータ、回転機）。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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