(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＲＦ信号を増幅するパワーＲＦ増幅器（ＴＡ）と、
前記ＲＦ信号（ＶＲＦ）の包絡線（ＶＥ）に比例する電圧レベル（ＶＳＵＰＰ）のＤＣ電力を前記パワーＲＦ増幅器に供給するスイッチングＤＣ／ＤＣコンバータ（ＳＣ）と、
第１の阻止コンデンサ（ＣＯＵＴ）と、
第２の阻止コンデンサ（ＣＧ）と、を備え、
前記パワーＲＦ増幅器は、第１の導線（Ｃ１）と第２の導線（Ｃ２，ＢＳＭ）との間に接続されており、
前記第１の導線は、動作中、接地基準点（ＧＮＤ）に対して一定の正電圧（ＶＤＣ）に維持され、
前記第２の導線は、ローカルな電圧の基準として設けられており、
前記スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータは、前記接地基準点に対する前記第２の導線の電圧レベルを、前記第１の導線の電圧よりも低い正の値に設定するために接続されており、
前記第１の阻止コンデンサは、前記パワーＲＦ増幅器の出力ポートとＲＦ負荷との間に接続され、
前記第２の阻止コンデンサは、前記パワーＲＦ増幅器の入力ポートとＲＦ入力信号源との間に接続されている包絡線追跡高周波パワー増幅器であって、
前記第１の導線と前記第２の導線との間に接続されたフィルタリングコンデンサ（ＣＳＣ）をさらに備え、
前記スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータは、ソース（Ｓ）とドレイン（Ｄ）とを有するＮ型電界効果トランジスタであるスイッチング素子（ＴＳ）を備え、
前記ソースは、前記接地基準点（ＧＮＤ）に接続され、
前記ドレインは、インダクタ（ＬＳＣ）を介して前記第２の導線（Ｃ２，ＢＳＭ）に接続され、整流器（Ｒ）を介して前記第１の導線（Ｃ１）に接続され、
前記整流器は、前記スイッチング素子から前記第１の導線への電流のみを導通させることを特徴とする包絡線追跡高周波パワー増幅器。
【請求項２】
前記スイッチング素子はＧａＮトランジスタである、請求項１に記載の包絡線追跡高周波パワー増幅器。
【請求項３】
前記第２の導線と前記接地基準点との間にデカップリングコンデンサ（Ｃ'ｄｅｃ）をさらに備えている、請求項１または２に記載の包絡線追跡高周波パワー増幅器。
【請求項４】
ＰＷＭ信号（ＶＧ）によって前記スイッチング素子を駆動する駆動回路（ＤＲＶ）をさらに備え、前記ＰＷＭ信号は、増幅されたＲＦ信号の包絡線を表している、請求項１〜３のいずれかに記載の包絡線追跡高周波パワー増幅器。
【請求項５】
前記駆動回路は、前記第１の導線と前記第２の導線との電位差が前記ＲＦ信号の包絡線に比例するように、前記スイッチング素子を駆動する、請求項４に記載の包絡線追跡高周波パワー増幅器。
【請求項６】
前記ＰＷＭ信号の周波数は、２０ＭＨｚ以上であり、
前記第１の導線の前記一定の正電圧は、２５Ｖ以上である、請求項４または５に記載の包絡線追跡高周波パワー増幅器。
【請求項７】
前記ＰＷＭ信号の周波数は、５０ＭＨｚ以上である、請求項６に記載の包絡線追跡高周波パワー増幅器。
【請求項８】
前記第１の導線の前記一定の正電圧は、５０Ｖ以上である、請求項６または７に記載の包絡線追跡高周波パワー増幅器。
【請求項９】
前記第１の導線の前記一定の正電圧は、１００Ｖ以上である、請求項８に記載の包絡線追跡高周波パワー増幅器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、特に宇宙通信に用いられる、包絡線追跡高周波パワー増幅器に関する。また本発明は、例えば移動通信システムにも適用することができる。
【背景技術】
【０００２】
宇宙船に搭載される高周波（ＲＦ）発信機は、常に最大の出力レベルで動作しているとは限らない。低いＲＦ出力で操作された場合、ＲＦ高出力増幅器（ＨＰＡ）の消費電力は、その電源の電圧を低下させることにより著しく低減することができる。
【０００３】
ＨＰＡのための現在の最先端技術の電源は「フレキシブル」と呼ばれ、あらかじめ選択されたＤＣ電圧を出力する個別の増幅器に電力を供給する（例えば、非特許文献１、２を参照）。
【０００４】
電源レベルは、ＨＰＡ操作に常に最適化されず、そのため、省電力が制限される。
【０００５】
懸命な研究努力の主題である、さらに高度なアプローチは、「包絡線追跡」と呼ばれる。これは、ＨＰＡに連続的な可変直流電圧を供給するものであり、増幅される高周波信号の包絡線に追随（追跡）する。この解決策は、包絡線の帯域幅が数百ｋＨｚから数ＭＨｚに限定される場合（例えば、地上のモバイルシステム（例えば、基地局、携帯電話））には有効である。しかし、宇宙への応用では、帯域幅が大きい（２０〜１００ＭＨｚ）ため、効率的な包絡線追跡には、非常に速いＤＣ／ＤＣコンバータが必要となる。
【０００６】
高効率を達成するために、ＤＣ／ＤＣコンバータはスイッチングコンバータ、またはチョッパーであるべきである。さらに、通信衛星は、一般に１００Ｖの電源バスと、２５〜５０ＶのＨＰＡ電源を使用するため、降圧コンバータを使用しなければならない。実際、最も適切な位相は「降圧」の位相である。また、コンバータのスイッチング素子としてＲＦ電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を使用しなければならない。それは、寄生容量が小さいためである。さらに、該トランジスタは、Ｎ型でなければならない。それは、高周波数で高電圧のＰ型トランジスタは、商業的に利用可能ではなく、その機能があらゆるケースで低いためである。
【０００７】
しかし、降圧スイッチング素子としてＮ型ＦＥＴを使用すると、その電源が入力電圧と接地に交互に接続されるため、その電圧レベルが速く変化する。これは、入力電圧が数ボルトを超えない限り、重大な問題ではなく、トランジスタのフローティングゲートを直接動作させることができる。そこで、ＧａＡｓ系デプレッションとエンハンスドモードとの両方を用いた非常に高周波のＤＣ／ＤＣコンバータが、例えば非特許文献３〜５に開示されている。
【０００８】
しかし、より高い電圧レベルでは、フローティングゲートは、絶縁変圧器を通じて駆動されなければならない。しかしそれでは、非常に高いスイッチング周波数において、変圧器コイル間の寄生容量によって、スイッチングの間のピーク電流の振幅が、適切な変圧動作と両立しなくなるであろう。
【０００９】
この問題は、Ｐ型トランジスタでは生じていない。しかし、数十ボルトまたはそれ以上の電圧を扱うことが可能なＲＦトランジスタ（シリコン、ＧａＡｓまたはＧａＮ技術）は、Ｎ型しか利用できない。
【００１０】
この困難を回避する解決法は、ローパスフィルターされたバージョンの包絡線を追跡するために、非常に低周波数で動作するスイッチングコンバータを使用することである（特許文献１を参照）。明らかに、これは効率が低下する結果となる。
【００１１】
代わりに、他の解決法が提案されている。つまり、各ＤＣ電圧間の速い不連続の通信によって、マルチソース電源に包絡線変動を追跡させる方法（例えば、特許文献２および非特許文献６を参照）、
低いスイッチング周波数で動作するパワーコンバータを用いて、広帯域の線形レギュレータと組み合わせて、所定の上限周波数まで包絡線を追跡することを保証する方法（例えば、非特許文献７、８を参照）、および
比例的に低いスイッチング周波数で動作する、より多数（例えば１０）のコンバータを用いる方法（例えば、非特許文献９、１０を参照）である。
【００１２】
しかし、それらの全ての解決法では、システムが複雑で高価になり、効率が、単純な降圧コンバータを用いて原理的に達成される効率よりも著しく低下する。
【００１３】
広帯域の包絡線追跡高周波増幅器は、「昇圧」技術を用いた高速昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータを用いることにより実現されている（非特許文献１１、１２を参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１４】
【特許文献１】欧州特許第２４３２１１８号明細書
【特許文献２】仏国特許発明第２７９９０６３号明細書
【非特許文献】
【００１５】
【非特許文献１】Darbandi他、「Flexible S-band SSPA for Space Application」、NASA/ESA Conference on Adaptive Hardware and Systems、2008年
【非特許文献２】C R Green他、「High Efficiency 240W GaN SSPA Demonstrator for Space Applications」、欧州宇宙技術研究センター、オランダ、2010年9月
【非特許文献３】V. Pala他、「Integrated High-Frequency Power Converters Based on GaAs pHEMT: Technology Characterization and Design Examples」、IEEE Transactions on Power Electronics、2012年5月
【非特許文献４】V. Pala他、「Application of GaAs pHEMT Technology for Efficient High Frequency Switching Regulators」、第22回パワー半導体デバイス国際シンポジウム議事録、広島、2010年
【非特許文献５】E. Busking他、「1 GHz GaAs Buck Converter for High Power Amplifier Modulation Applications」、欧州マイクロ波集積回路会議、アムステルダム、2012年10月
【非特許文献６】S. Forestier他、「Development of a new dynamic bias control system to increase the power added efficiency and the linearity of a power amplifier for M-QAM modulation」、ESA Microwave Workshop on Microwave techniques and technologies、欧州宇宙技術研究センター、オランダ、2005年
【非特許文献７】J. Jeong他、「High-Efficiency WCDMA Envelope Tracking Base-Station Amplifier Implemented With GaAs HVHBTs」、IEEE Journal of Solid-State Circuits、第44巻、第10号、2009年10月
【非特許文献８】M. Hassan他、「A Wideband CMOS/GaAs HBT Envelope Tracking Power Amplifier for 4G LTE Mobile Terminal Applications」、IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques、第60巻、第5号、2012年5月
【非特許文献９】J. Strydom、「eGaN FET-Silicon Power Shoot-Out Volume 8: Envelope Tracking」、Power Electronics Technology、2012年5月
【非特許文献１０】Mark Norris他、「10 MHz Large Signal Bandwidth, 95% Efficient Power Supply for 3G-4G Cell Phone Base Stations」、Twenty-Seventh Annual IEEE on Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC)、2012年
【非特許文献１１】F. Leroy他、「Experimental Demonstration of High Frequency Switching Converter for Envelope Tracking Power Amplifier Applications」、第63回国際宇宙会議、ナポリ、イタリア、2012年10月
【非特許文献１２】N. Le Gallou他、「Over 10MHz Bandwidth Envelope-Tracking DC/DC converter for Flexible High Power GaN Amplifiers」、IEEE International Microwave Symposium、2011年
【非特許文献１３】「Topologies for switched mode power supplies」、ST Application Note AN513/0393
【非特許文献１４】「高耐圧のフローティングMOSゲート駆動IC」、インターナショナル・レクティファイアー、アプリケーション・ノート、AN-978
【非特許文献１５】P. Jacqmaer他、「Accurately modelling of parasitics in power electronics circuits using an easy RLC-extraction method」、IEEE International Instrumentation and Measurement Technology Conference (I2MTC)、2012年5月、1441-1446頁
【非特許文献１６】「Fixed Off Time Switched Mode LED Driver Controller」、On Semiconductor Application Note NCL30100-D
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
実際、Ｎ型トランジスタを昇圧コンバータのスイッチング素子として用いた場合、その電源は接地される。そのため、ゲートを駆動するための絶縁トランジスタは必要ではない。しかし、このアプローチは、バス電圧がＨＰＡの電源電圧よりも低い場合にしか適用できない。科学衛星はこの場合に該当するが、通信衛星には該当しない。さらに、昇圧コンバータは非最小位相であるため、制御が非常に難しい。
【００１７】
本発明は、先行技術の前述の欠点を解決することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
本発明によれば、高い電圧レベル（数十ボルト）で広帯域の包絡線追跡（それは、典型的には数ＭＨｚの高いスイッチング周波数を必要とする）を行なうという課題は、「反転降圧」と呼ばれる、非慣例的なコンバータトポロジーを用いることにより解決される。このトポロジー自体は公知であるが、その出力電圧は接地電位を基準としないので、一般に出力調整における使用は適当でないと考えられている。しかし、本発明の発明者らは、ここで考慮される特定の用途、すなわち包絡線追跡では、それは障害にはならないことを見出した。
【００１９】
本発明の対象は、ＲＦ信号を増幅するパワーＲＦ増幅器と、前記ＲＦ信号の包絡線に比例する電圧レベルのＤＣ電力を前記パワーＲＦ増幅器に供給するスイッチングＤＣ／ＤＣコンバータと、を備え、前記スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータが反転降圧トポロジーを有していることを特徴とする包絡線追跡高周波パワー増幅器である。
【００２０】
本発明の具体的な実施形態によれば、
前記パワーＲＦ増幅器は、第１の導線と第２の導線との間に接続されていてもよく、前記第１の導線は、動作中、接地基準点に対して一定の正電圧に維持され、前記第２の導線は、ローカルな電圧の基準として設けられており、前記スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータは、前記接地基準点に対する前記第２の導線の電圧レベルを、前記第１の導線の電圧よりも低い正の値に設定するために接続されていてもよい。
【００２１】
前記第１の導線と前記第２の導線との間に接続されたフィルタリングコンデンサをさらに備えてもよく、前記スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータは、第１の端子と第２の端子とを有するスイッチング素子を備え、前記第１の端子は、前記接地基準点に接続され、前記第２の端子は、インダクタを介して前記第２の導線に接続され、整流器を介して前記第１の導線に接続され、前記整流器は、前記スイッチング素子から前記第１の導線への電流のみを導通させてもよい。
【００２２】
前記スイッチング素子はＮ型電界効果トランジスタであってもよく、前記第１の端子はソースであり、前記第２の端子はドレインである。他のスイッチング素子を用いることは排除されないが、一般にあまり有利ではない。特に、前記スイッチング素子はＧａＮトランジスタであってもよい。
【００２３】
前記包絡線追跡高周波パワー増幅器は、ＤＣ阻止コンデンサと第２のＤＣ阻止コンデンサとを備えてもよく、前記第１の阻止コンデンサは、前記パワーＲＦ増幅器の出力ポートとＲＦ負荷との間に接続され、前記第２の阻止コンデンサは、外部ＲＦ源と前記ＲＦトランジスタの入力（ゲート）との間に接続されている。
【００２４】
前記包絡線追跡高周波パワー増幅器は、前記第２の導線と前記接地基準点との間にデカップリングコンデンサをさらに備えてもよい。
【００２５】
前記包絡線追跡高周波パワー増幅器は、パルス幅変調（ＰＷＭ）信号によって前記スイッチング素子を駆動する駆動回路をさらに備えてもよく、前記ＰＷＭ信号は、増幅されたＲＦ信号の包絡線を表している。好ましくは、前記駆動回路は、前記第１の導線と前記第２の導線との電位差が前記ＲＦ信号の包絡線に比例するように、前記スイッチング素子を駆動してもよい。特に、前記ＰＷＭ信号の周波数が、２０ＭＨｚ以上（例えば５０ＭＨｚ以上）であり（これにより、高帯域包絡線の追跡が可能となる）、また、前記第１の導線の前記一定の正電圧は、２５Ｖ以上、好ましくは５０Ｖまたは１００Ｖ以上であってもよい（なぜならば、後述するように、さらに低い電圧レベルによる代替的な解決法が存在するからである）。
【００２６】
本発明のさらなる特徴および利点は、添付の図面に関連した後述する説明から明白になるであろう。
【図面の簡単な説明】
【００２７】
【図１】ＲＦ増幅用の従来の降圧コンバータを備えた包絡線追跡高周波パワー増幅器を示す。
【図２】ＲＦ増幅用の本発明の実施形態に係る反転降圧コンバータを備えた包絡線追跡高周波パワー増幅器を示す。
【図３Ａ】図２の反転降圧コンバータの動作を示す。
【図３Ｂ】図２の反転降圧コンバータの動作を示す。
【図３Ｃ】図２の反転降圧コンバータの動作を示す。
【図３Ｄ】図２の反転降圧コンバータの動作を示す。
【図４】図１の従来の包絡線追跡ＲＦパワー増幅器の実施可能な実装を示す。
【図５】図２の従来の包絡線追跡ＲＦパワー増幅器の実施可能な実装を示す。
【図６】図２の反転降圧コンバータの制御構成を示す。
【図７Ａ】図２の包絡線追跡コンバータの時間における数値シミュレーションの結果を示す。
【図７Ｂ】図２の包絡線追跡コンバータの周波数における数値シミュレーションの結果を示す。
【図７Ｃ】図２の包絡線追跡コンバータの周波数における数値シミュレーションの結果を示す。
【発明を実施するための形態】
【００２８】
図１は、従来の降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ（符号ＳＣ’）によって駆動される包絡線追跡ＲＦ増幅器ＨＰＡの電気的構成を示す。
【００２９】
ＲＦ増幅器ＨＰＡは、デプレッションモードまたはエンハンスドモードのＧａＮトランジスタＴＡを備えている。トランジスタＴＡは、インダクタＬＤを介して第１の導線Ｃ１に接続されたドレインと、第２の導線Ｃ２に直接接続されたソースと、インダクタＬＧを介して電圧ＶＧＳでバイアスされたゲートとを有している。
【００３０】
増幅されるＲＦ信号ＶＲＦが、直流阻止コンデンサＣＧを介して前記トランジスタのゲートに印加される。増幅された信号は、阻止コンデンサＣＯＵＴを介して前記トランジスタのドレインから抽出され、負荷ＺＬ（例えばアンテナ）に印加される。
【００３１】
第２の導線Ｃ２は、基準電圧として供給される接地電圧（ＧＮＤ）に接続されている。第１の導線Ｃ１は正電位ＶＳＵＰＰであり、その値は降圧コンバータＳＣ’によって設定される。
【００３２】
コンバータＳＣ’は、従来と同様、スイッチング素子ＴＳを備えている。スイッチング素子ＴＳは、第１の導線Ｃ１のＤＣ電源への接続および非接続を選択する。ＤＣ電源の電圧ＶＤＣは、許可された最大値ＶＳＵＰＰ以上である。さらに、前記コンバータは、インダクタＬＳＣ、コンデンサＣＳＣおよび整流器（特許文献１に開示されているようなダイオード、または２端子型素子として接続されたトランジスタ）を備えている。インダクタＬＳＣは、スイッチング素子ＴＳと第１の導線Ｃ１とを接続している。コンデンサＣＳＣは、第１の導線と第２の導線とを接続している。整流器のアノードは、第２の導線（つまり接地電位）に接続されており、整流器のカソードは、前記スイッチング素子と前記インダクタとを接続している。
【００３３】
この降圧コンバータの動作は、当該技術において公知である（例えば、非特許文献１３を参照）。
【００３４】
しかし、すでに説明したように、スイッチング素子ＴＳは、非常に高い周波数（例えば１００ＭＨｚ）、かつ、非常に高い電圧レベル（例えば、ＶＤＣ＝１００Ｖ、ＶＳＵＰＰが８〜５０Ｖ）で動作させなければならないため、スイッチングのためにＮ型のＲＦトランジスタを用いる必要がある。これは、トランジスタのソースＳの電圧が接地電圧（０Ｖ）と入力電圧（ＶＤＣ）との間でフロートする一方、ドレインＤの電圧が一定の電圧ＶＤＣであることを意味することが分かる。その結果、ゲートＧの電圧もフロートするはずである。これは、ゲートＧと、前記スイッチの開閉を制御するためのパルス幅変調信号ＶＧを生成する駆動回路ＤＲＶとの間に、絶縁変圧器ＩＳＴを用いることを示唆する。
【００３５】
しかし、上述のように、非常に高いスイッチング周波数では、変圧器コイル間の寄生容量がスイッチング中にピーク電流を引き起こし、その振幅は適切な変圧動作と両立しないであろう。例えば、１ｐＦの寄生容量によって、１００ＭＨｚのスイッチング期間の１％において０Ｖから１００Ｖに切り換えるための１Ａの電流ピークが失われる。そのような電流レベルは、駆動回路等を流れる電流のレベルよりもはるかに大きい。
【００３６】
フローティングゲートを駆動するための他の公知の技術を、高周波数／高電圧で使用することは、さらに不適切である。なぜならば、それはより複雑であり、それゆえ、損失および／または寄生容量がさらに大きいためである（非特許文献１４を参照）。
【００３７】
図２は、本発明に係る「反転降圧」コンバータＳＣによって駆動される包絡線追跡ＲＦ増幅器の電気的構成を示している。
【００３８】
反転降圧コンバータでは、スイッチング素子ＴＳおよびインダクタＬＳＣが、第２の導線Ｃ２と接地ＧＮＤとの間に設けられていることが分かる。スイッチング素子がＮ型トランジスタによって構成されている場合、そのソースＳが接地され、ドレインＤがフロートし、インダクタＬＳＣを介して第２の導線Ｃ２に接続される。これにより、駆動回路ＤＲＶをトランジスタのゲートＧに直接接続することができ、変圧器は不要となる。その結果、変圧器の寄生容量に起因する上述の問題は生じない。
【００３９】
図３Ａ、３Ｃおよび３Ｄに示すように、スイッチＴＳが閉じているときに（時間ｔ０とｔ１の間）、直線的に増加する電流がバッテリーからＣ１およびＣ２に流れて、ＨＰＡに電力が供給され、電流の超過分がコンデンサＣＳＣに充電され、電流の不足分がコンデンサＣＳＣから放電される。このコンデンサの「正」端子の電圧は、一定の電圧Ｖ１＝ＶＤＣである一方、「負」端子の電圧は、充電／放電サイクルに従って僅かに発振する電圧Ｖ２である。ｔ＝ｔ２において、スイッチが開く。図３Ｂに示すように、直線的に増加する電流がインダクタＬＳＣに流れ続けて、ＨＰＡへの電力供給が継続し、電流の超過分がコンデンサＣＳＣに充電され、電流の不足分がコンデンサＣＳＣから放電される。Ｖ１はＶＤＣに等しくなるように保持される一方、Ｖ２は充電／放電サイクルに従って僅かに発振する。Ｖ２の平均値は、デューティ比τ＝（ｔ１−ｔ０）／（ｔ２−ｔ０）に依存するため、増幅器の供給電圧レベルは、
ＶＳＵＰＰ＝Ｖ２−Ｖ１＝Ｖ２（τ）−ＶＤＣ
となる。
【００４０】
反転降圧トポロジーは、パワーエレクトロニクスの技術において公知である（非特許文献１５および１６を参照）。
【００４１】
しかし、反転降圧トポロジーは、通常、電力調整には使用されない。それは、出力電圧が、接地電圧ではなく入力電圧（ＶＤＣ）を基準とするためである。特に宇宙船では、全ての素子が共通の接地電圧を基準とするため、反転降圧の使用とは両立しない。
【００４２】
しかし、この特徴は本出願における欠点ではない。それは、阻止コンデンサＣＧおよびＣｏｕｔが、ＲＦ信号源およびＲＦ負荷を、増幅器ＨＰＡとその残りのペイロードとの間のＤＣ電位差から分離するためである。さらに、１つ以上のデカップリングコンデンサ（図２におけるＣｄｅｃ’，Ｃｄｅｃ”）が、第２の導線Ｃ２と接地との間に設けられている。図２の実施形態では、デカップリングコンデンサＣｄｅｃ’，Ｃｄｅｃ”の両方が必要である。なぜならば、それらは異なる物理的な位置で接地することを可能にするからである。さらに、Ｃｄｅｃ’は高周波で動作する一方、Ｃｄｅｃ”は、インダクタＬＳＣの受動容量を介して流れる電流をフィルタリングするために使用され、ＴＳトランジスタのスイッチング周波数で動作する。したがって、それらの２つのコンデンサは技術的に異なる。
【００４３】
図４は、図１のＨＰＡに基づいて表わされた種類の、従来のＲＦ高出力増幅器の物理的な実装を示している。増幅器はプリント回路板ＰＣＢ上に実装されている。プリント回路板ＰＣＢは、金属化された裏面ＢＳＭを有しており、裏面ＢＳＭは、幅広い金属接地面ＭＧＰに直接接触している。金属接地面ＭＧＰは基準物理的接地を構成しており、増幅トランジスタＴＡのゲートおよびドレインに電力を供給するマイクロストリップ線ＭＳＧおよびＭＳＤは、基準物理的接地を基準とする。また、ＤＣ電圧ＶＧＳおよびＶＳＵＰＰ（後者は、図４では図示されていないスイッチングコンバータＳＣ’によって生成される）も、金属接地面ＭＧＰを基準とし、金属接地面ＭＧＰを介して、プリント回路基板の表面が前記金属化された裏面にバイアス接続されている。ＲＦ入力信号は、外部電源ＶＲＦから供給され、金属接地面を基準とする。
【００４４】
図５は、図２のＨＰＡに基づいて表わされた種類の、本発明の実施形態に係るＲＦ高出力増幅器の物理的な実装を示している。図４の事例と同様に、増幅器は、金属化された裏面ＢＳＭを有するプリント回路板ＰＣＢ上に実装されている。しかし、当該金属化は絶縁層ＩＬによって金属接地面ＭＧＰから分離されており、これにより、「外部」接地基準ＭＧＰ（図２の「ＧＮＤ」基準に相当）に対してフロートする「内部」接地基準（図２の第２の導線Ｃ２に相当）を構成する。内部接地基準および外部接地基準は、デカップリングコンデンサＣ'ｄｅｃによって高周波で互いに接続されている。デカップリングコンデンサＣｄｅｃ”は、スイッチングコンバータＳＣに内蔵されているため、図示されていない。
【００４５】
増幅トランジスタＴＡのソースは、金属化された裏面ＢＳＭに接続され（図示せず）、マイクロストリップ線は、裏面ＢＳＭに参照される。一方、入力ＲＦ電圧ＶＲＦは、外部接地基準ＭＧＰを基準とし、必要な電圧シフトはコンデンサＣＧによって保証される。同様に、負荷ＺＬは外部接地ＭＧＰに参照される一方、マイクロストリップ線ＭＳＤはローカル接地ＢＳＭに参照され、必要な電圧シフトは外部コンデンサＣＯＵＴによって保証される。また、ＤＣ電圧ＶＧＳおよびＶＳＵＰＰ（後者は、図５では図示されていないスイッチングコンバータＳＣによって生成される）も、ローカル接地を基準とし、ローカル接地を介して、プリント回路基板の表面が金属化された裏面ＢＳＭにバイアス接続されている。
【００４６】
本発明の有利な特徴は、降圧コンバータを閉ループ中で容易に制御することができることであり、昇圧コンバータのための事例ではない。図６は、図２の包絡線追跡増幅器のためのフィードバック制御のブロック図である。直列ＲＣフィードバックネットワークを有する演算増幅器の周囲に構築された高帯域差動増幅器ＤＡは、比例積分（ＰＩ）調整を行なうために、反転降圧コンバータの出力電圧ＶＳＵＰＰを抽出、積分して、増幅する。さらに、高帯域差動増幅器ＤＡは、コンバータスイッチＴＳのＯＮ／ＯＦＦ動作を制御するパルス幅変調ドライバーＰＷＭＤに、出力電圧ＶＳＵＰＰを供給する。
【００４７】
図７Ａにおいて、直線の線分で形成されたＶｅｎｖは、ＲＦ信号（すなわち、コンバータを制御するための基準信号）の包絡線を表している。降圧コンバータＳＣの出力ＶＳＵＰＰは、スイッチング周波数において制限された増幅波を特徴としており、制御構成によって非常に良好に基準信号に追随する。ＶＳＦ信号は、追加のフィルタリング（図２においてＣ”ｄｅｃで示されているが、異なるトポロジーであってもよい）によって前記波が消滅した場合のコンバータの出力信号を表している。
【００４８】
図７Ｂおよび７Ｃは、図６の制御システムの開ループ利得および位相をそれぞれ示している。位相反応が約３０ＭＨｚまで適度に一定であることが分かる。これは、包絡線追跡が３０ＭＨｚ以下の包絡線帯域において予測通りに機能することを意味する。
【００４９】
本発明は、特定の技術（ＧａＮトランジスタ、つまり、さらに一般的にはＮ型トランジスタ）および特定の用途（宇宙通信）を参照して開示された。しかし、本発明の範囲は、より一般的であり、異なる技術および用途にも適用される。具体的には、スイッチングトランジスタＴＳは、エンハンスメント（ノーマリーオフ）型およびデプレッション（ノーマリーオン）型のいずれであってもよく、ＧａＡｓ技術およびＬＤＭＯＳ技術のいずれであってもよい。ＲＦトランジスタＴＡについても同様である。
【図１】
0006367310.tif 000002
【図２】
0006367310.tif 000003
【図３Ａ】
0006367310.tif 000004
【図３Ｂ】
0006367310.tif 000005
【図３Ｃ】
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【図３Ｄ】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７Ａ】
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【図７Ｂ】
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【図７Ｃ】
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