(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
それぞれ正側アームと負側アームとが直列接続されたレグ回路を、交流の各相に備え、各相の前記レグ回路が正負の直流母線間に並列接続されて、交流と直流との間で電力変換を行う電力変換器と、制御装置とを備えた電力変換装置において、
上記レグ回路の上記正側アーム、上記負側アームのそれぞれは、互いに直列接続された複数の半導体スイッチング素子の直列体とこの直列体に並列接続された直流コンデンサとからなる変換器セルを、１あるいは複数直列接続して構成され、
上記変換器セルは、
該変換器セル内の上記直流コンデンサから電源供給されて動作し、指令値に基づいて上記半導体スイッチング素子を駆動制御するセル駆動制御部を備え、
上記制御装置は、
上記直流コンデンサの電圧を監視する直流コンデンサ監視部と、
上記変換器セルへの上記指令値を生成する指令生成部とを備え、
上記電力変換器の起動時に行う上記直流コンデンサの初期充電において、上記直流コンデンサの電圧が上記セル駆動制御部の起動電圧に基づく第１基準電圧に達すると、上記指令値を生成して、上記セル駆動制御部により上記変換器セル内の上記半導体スイッチング素子を駆動し、
上記指令生成部は、上記直流コンデンサの電圧に応じて上記指令値を生成し、
上記指令生成部は、上記直流コンデンサの初期充電において、上記指令値の直流電圧成分のＤＵＴＹ比を調整し、上記直流コンデンサの電圧が当該直流コンデンサの定格電圧に基づく第２基準電圧に達すると、上記直流電圧成分のＤＵＴＹ比を５０％にすることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
上記指令生成部は、上記直流コンデンサの初期充電において、上記直流コンデンサの電圧が上記第２基準電圧未満の時に、上記直流電圧成分のＤＵＴＹ比を５０％未満となるように調整して、上記直流母線から供給される電流を増加させることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
上記指令生成部は、上記直流電圧成分のＤＵＴＹ比が５０％未満のとき、上記指令値の交流電圧成分のＤＵＴＹ比を最大にすることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。    
【請求項４】
上記セル駆動制御部は、上記直流コンデンサの電圧を検出して上記制御装置へ伝送すると共に、上記直流コンデンサの電圧と上記指令値とに基づいて、上記半導体スイッチング素子を駆動制御することを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項５】
上記電力変換器は変圧器を介して交流回路と接続され、
上記変圧器と上記交流回路との間に、電路を開閉する第１開閉部が直列接続され、
上記制御装置は、上記電力変換器が出力する交流電圧に基づいて上記第１開閉部の開閉を制御することを特徴とする請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。    
【請求項６】
上記制御装置は、上記直流コンデンサの初期充電において、該初期充電の開始時に上記第１開閉部を開にし、上記電力変換器の上記変圧器を介した出力電圧が上記交流回路とほぼ等しくなると、上記第１開閉部を閉にすることを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
【請求項７】
上記電力変換器の上記直流母線は、抵抗器を介して直流回路と接続され、
上記抵抗器の両端を短絡する第２開閉部が上記抵抗器に並列接続され、
上記制御装置は、上記直流コンデンサの初期充電において、該初期充電の開始時に上記第２開閉部を開にして、上記直流回路からの直流電流を上記抵抗器を介して上記電力変換器に供給し、
該直流コンデンサの電圧が上記第２基準電圧に達すると、上記第２開閉部を閉にして、上記直流回路からの直流電流を上記第２開閉部を介して上記電力変換器に供給することを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項８】
上記変換器セルは、上記直列体を２個有するフルブリッジ回路であることを特徴とする請求項１から請求項７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項９】
上記抵抗器と上記直流回路との間に、電路を開閉する第３開閉部を直列接続し、
上記制御装置は、上記直流コンデンサの初期充電において、該初期充電の開始時に上記第３開閉部を閉にすることを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。
【請求項１０】
それぞれ正側アームと負側アームとが直列接続されたレグ回路を、交流の各相に備え、各相の前記レグ回路が正負の直流母線間に並列接続されて、交流と直流との間で電力変換を行う電力変換器と、制御装置とを備えた電力変換装置において、
上記レグ回路の上記正側アーム、上記負側アームのそれぞれは、互いに直列接続された複数の半導体スイッチング素子の直列体とこの直列体に並列接続された直流コンデンサとからなる変換器セルを、１あるいは複数直列接続して構成され、
上記変換器セルは、
該変換器セル内の上記直流コンデンサから電源供給されて動作し、指令値に基づいて上記半導体スイッチング素子を駆動制御するセル駆動制御部を備え、
上記制御装置は、
上記直流コンデンサの電圧を監視する直流コンデンサ監視部と、
上記変換器セルへの上記指令値を生成する指令生成部とを備え、
上記電力変換器の起動時に行う上記直流コンデンサの初期充電において、上記直流コンデンサの電圧が上記セル駆動制御部の起動電圧に基づく第１基準電圧に達すると、上記指令値を生成して、上記セル駆動制御部により上記変換器セル内の上記半導体スイッチング素子を駆動し、
上記制御装置は、上記変換器セルがそれぞれ備える上記直流コンデンサの各電圧で最小の電圧が、上記第１基準電圧に達すると、上記指令値を生成して上記変換器セル内の上記半導体スイッチング素子を駆動することを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流を直流に変換する、もしくは直流を交流に変換する電力変換装置に関するものである。特に複数の半導体スイッチング素子と直流コンデンサとからなる変換器セルを複数直列接続したアームを備える電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
交流系統および直流系統に連系され、交流を直流に変換する、もしくは直流を交流に変換する電圧型電力変換器であるモジュラー・マルチレベル電力変換器（ＭＭＣ型の電力変換器）は、双方向チョッパ回路やフルブリッジ回路と直流コンデンサとを備える単位変換回路を、カスケードに接続した複数のアームで構成される。各アームは、一方の端子がアームリアクトルを介して互いに直列接続され、この接続点はそれぞれ３相交流系統の各相に接続される。
各単位変換回路の直流コンデンサが充電されていない状態で、ＭＭＣ型の電力変換器を系統に連系すると、各単位変換回路のダイオードを通して該直流コンデンサに突入電流が流れ込んでしまう。
【０００３】
この対策として従来の電力変換装置では、主回路である電力変換器と並列に可変直流電圧源を接続し、可変直流電圧源の出力電圧を徐々に昇圧しながら各単位変換回路の直流コンデンサを初期充電する方式が開示されている。
更に装置の小型化を図るため、可変直流電圧源の出力電圧が電力変換器に接続される交流電圧よりも低い電圧で充電できるように、充電対象の個々の単位変換回路を順次充電していく方式も開示されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００４】
また、その他の従来の電力変換装置の起動方法によれば、電力変換器と充電用抵抗器と直流コンデンサとから構成された電力変換装置の通常運転を開始する前に、連系する交流系統から供給された交流を直流に変換し、得られた直流を充電用抵抗器を介して直流コンデンサに充電し、充電後、電力変換装置の通常運転を行う方式が開示されている（例えば、特許文献２参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２０１１−２４３９２号公報
【特許文献２】特開平８−１３０８７７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
上記の特許文献１に記載の電力変換装置では、交流系統に交流電源がなくても直流コンデンサの初期充電が可能であるが、系統の電源とは別に充電用の可変直流電圧源が必要である。このような可変直流電圧源による初期充電方法では、充電用抵抗器を介さないため、突入電流を防ぐために直流コンデンサの電圧レベルを監視して、可変直流電圧源の電圧を徐々に昇圧していく必要がある。また装置の小型化を図るため、可変直流電圧源の出力電圧が、電力変換器に接続される交流電圧よりも低い電圧で直流コンデンサを充電できるように、充電対象の単位変換回路以外の単位変換回路は充電されない状態にしておき、充電対象の個々の単位変換回路を順次充電していく。しかし、この方式では単位変換回路の数が多くなるほど充電時間が長くなる。また可変直流電圧源を備えるためのスペースも必要になる。
【０００７】
また、上記の特許文献２に記載の電力変換装置では、直流コンデンサの初期充電の完了後に、電力変換装置を起動して、その出力を系統電圧とほぼ等しい電圧にする。このため、起動に時間を要する。また、交流を直流に変換して直流コンデンサの充電を行うため、直流コンデンサ充電時に電力変換による電力損失が発生する。
【０００８】
この発明は上述のような課題を解決するためになされたものであり、電力変換器内の直流コンデンサを初期充電する為の初期充電用の個別電源を不要として装置構成の小型化が可能で、電力損失を低減しつつ高速に起動可能なＭＭＣ型の電力変換装置の提供を目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
この発明に係る電力変換装置は、それぞれ正側アームと負側アームとが直列接続されたレグ回路を、交流の各相に備え、各相の前記レグ回路が正負の直流母線間に並列接続されて、交流と直流との間で電力変換を行う電力変換器と、制御装置とを備えた電力変換装置において、上記レグ回路の上記正側アーム、上記負側アームのそれぞれは、互いに直列接続された複数の半導体スイッチング素子の直列体とこの直列体に並列接続された直流コンデンサとからなる変換器セルを、１あるいは複数直列接続して構成され、上記変換器セルは、
該変換器セル内の上記直流コンデンサから電源供給されて動作し、指令値に基づいて上記半導体スイッチング素子を駆動制御するセル駆動制御部を備え、上記制御装置は、上記直流コンデンサの電圧を監視する直流コンデンサ監視部と、上記変換器セルへの上記指令値を生成する指令生成部とを備え、上記電力変換器の起動時に行う上記直流コンデンサの初期充電において、上記直流コンデンサの電圧が上記セル駆動制御部の起動電圧に基づく第１基準電圧に達すると、上記指令値を生成して、上記セル駆動制御部により上記変換器セル内の上記半導体スイッチング素子を駆動し、上記指令生成部は、上記直流コンデンサの電圧に応じて上記指令値を生成し、上記指令生成部は、上記直流コンデンサの初期充電において、上記指令値の直流電圧成分のＤＵＴＹ比を調整し、上記直流コンデンサの電圧が当該直流コンデンサの定格電圧に基づく第２基準電圧に達すると、上記直流電圧成分のＤＵＴＹ比を５０％にするものである。
【発明の効果】
【００１０】
この発明に係るＭＭＣ型の電力変換装置によれば、電力変換器内の直流コンデンサの初期充電において電力損失を低減しつつ充電時間の短縮が可能であり、電力変換装置を高速に起動できる。更に、初期充電用の個別電源を不要として装置構成の小型化および低コスト化が可能である。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明の実施の形態１による電力変換装置の概略構成図である。
【図２】本発明の実施の形態１による電力変換器の回路構成を示す概略図である。
【図３】本発明の実施の形態１による電力変換器内の変換器セルの回路構成図である。
【図４】本発明の実施の形態１による制御装置とセル駆動制御部との構成を示すブロック図である。
【図５】本発明の実施の形態１による制御装置とセル駆動制御部との制御動作を示すフロー図である。
【図６】本発明の実施の形態１による変換器セルのＰＷＭ制御による直流電圧ＤＵＴＹ比と交流出力可能範囲との関係を示す図である。
【図７】本発明の実施の形態２による変換器セルのＰＷＭ制御による直流電圧ＤＵＴＹ比と交流出力可能範囲との関係を示す図である。
【図８】本発明の実施の形態２による制御装置とセル駆動制御部との制御動作を示すフロー図である。
【図９】本発明の実施の形態３による電力変換器内の変換器セルの回路構成図である。
【図１０】本発明の実施の形態３による変換器セルのＰＷＭ制御による直流電圧ＤＵＴＹ比と交流出力可能範囲との関係を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
実施の形態１．
以下、本発明の実施の形態１に係る電力変換装置１００について図を用いて説明する。
図１は、本発明の実施の形態１に関する電力変換装置の概略構成図である。
電力変換装置１００は、３相交流回路である交流系統７と直流回路である高電圧直流送電網１との間に接続され、交流と直流との間で電力変換を行う電力変換器５０と、電力変換器５０の動作を制御する制御装置７０とを備える。
以下、交流系統７に交流電源がない場合を例として説明する。
【００１３】
図１に示すように、電力変換器５０は、その直流側端子が充電用の抵抗器４と、この抵抗器４に並列接続されて抵抗器４の両端を短絡する第２開閉部３とに接続されている。また、抵抗器４と高電圧直流送電網１との間には、電路を開閉する第３開閉部２が直列接続されている。これにより電力変換器５０は、直流母線により抵抗器４と第３開閉部２とを介して高電圧直流送電網１に連系され、高電圧直流送電網１から直流母線６Ｐ、６Ｎを介して電流を供給される。
また電力変換器５０の交流側端子は、交流系統７と接続するための変圧器５に接続されている。変圧器５と交流系統７との間には、電路を開閉する第１開閉部９が直列接続されている。これにより電力変換器５０は、各相交流線により変圧器５と第１開閉部９とを介して交流系統７に連系される。
また、電力変換器５０が出力する交流電圧を検出して制御装置７０に送信する電圧検出部８が設けられている。
【００１４】
図２は、本発明の実施の形態１による電力変換器５０の回路構成を示す概略図である。
電力変換器５０は、ＭＭＣ型の電力変換器であり、図２に示すように、複数の変換器セル５２を直列接続した正側アーム５３ａと負側アーム５３ｂのそれぞれの一方の端子を互いに直列接続して構成されるレグ回路５１を３個備えており、これらのレグ回路５１を正負の直流母線６Ｐ、６Ｎ間に並列接続して構成される。正側アーム５３ａと負側アーム５３ｂの互いの接続点（電力変換器５０の交流側端子）はそれぞれ各相交流線（Ｕ〜Ｗ）に接続され、正側アーム５３ａの他方の端子は、正極側の直流母線６Ｐに、負側アーム５３ｂの他方の端子が負極側の直流母線６Ｎに接続されている。なお、正側アーム５３ａと負側アーム５３ｂとのそれぞれは電流調整のためのリアクトルを含むが本発明の説明には不要であるため、省略している。
【００１５】
図３は、本発明の実施の形態１による電力変換器５０内の変換器セル５２の回路構成図である。
図に示すように、変換器セル５２は、それぞれにダイオード５９ａ、５９ｂが逆並列接続された半導体スイッチング素子５７ａ、５７ｂを直列接続した直列体６０を備えた双方向チョッパ回路である。そして直列体６０に直流コンデンサ５６を並列に接続している。
また、この直流コンデンサ５６から電源供給を受けて半導体スイッチング素子５７ａ、５７ｂを駆動制御するセル駆動制御部５５を、直流コンデンサ５６の正負端子間に接続している。
また各変換器セル５２の入出力端子６１は、他の変換器セル５２の入出力端子６２へ接続され、各変換器セル５２の入出力端子６２は、他の変換器セル５２の入出力端子６１へ接続される。
尚、ここでは、半導体スイッチング素子５７ａ、５７ｂとしてＩＧＢＴを用いるが、これに限定されるものではなく、他の自己消弧型半導体スイッチング素子を用いてもよい。
【００１６】
図４は本発明の実施の形態１による制御装置７０とセル駆動制御部５５との構成を示すブロック図である。
各変換器セル５２内のセル駆動制御部５５は、自身の変換器セル５２の直流コンデンサ５６の電圧を検出して、その情報を制御装置７０に伝送する電圧検出部３０と、指令値７１に基づいて半導体スイッチング素子５７ａ、５７ｂを点弧する点弧部３１とを有する。
【００１７】
制御装置７０は、第１開閉部切り替え部４６と、第２開閉部切り替え部４３と、第３開閉部切り替え部４０と、直流コンデンサ監視部４１と、電圧判定部４２と、交流電圧監視部４４と、交流電圧判定部４５と、通信部４７と、指令生成部４８とを有する。
【００１８】
第３開閉部切り替え部４０は第３開閉部２の開閉を制御し、第２開閉部切り替え部４３は第２開閉部３の開閉を制御し、第１開閉部切り替え部４６は第１開閉部９の開閉を制御する。
直流コンデンサ監視部４１は、各変換器セル５２内の直流コンデンサ５６の電圧Ｖｃを監視し、電圧判定部４２はこの電圧Ｖｃと第１基準電圧Ｖｓ（後述）とを比較判定する。
指令生成部４８は、各セル駆動制御部５５で用いる指令値７１を生成し、通信部４７は、制御装置７０と各セル駆動制御部５５との間で通信する手段である。
交流電圧監視部４４は、電力変換器５０の出力交流電圧を監視し、交流電圧判定部４５は、この出力交流電圧と交流系統７の電圧とを比較判定する。
【００１９】
図５は、本発明の実施の形態１による制御装置７０とセル駆動制御部５５との制御動作を示すフロー図である。
以下、本発明に係る電力変換装置１００の起動時の動作について説明する。
制御装置７０は、電力変換器５０の起動前に個別電源により駆動されており、交流系統７の電圧と電力変換器５０の状態とを監視している。また、制御装置７０は、この電力変換器５０の起動前において、電路開閉用スイッチである第１開閉部９、第２開閉部３および第３開閉部２を開状態に制御している。こうして、第１開閉部９を開状態にすることで交流系統７への電路を遮断しており、第３開閉部２を開状態に制御することで、高電圧直流送電網１からの電路を遮断して電力が供給されない状態にし、第２開閉部３を開状態にすることで抵抗器４の両端が短絡されない状態にしている。また、このとき全ての変換器セル５２の半導体スイッチング素子５７ａ、５７ｂはオフ状態である。
【００２０】
まず、制御装置７０は、高電圧直流送電網１から電力を得るため、第３開閉部切り替え部４０により第３開閉部２を閉じて電力変換器５０を起動し、各変換器セル５２内の直流コンデンサ５６の初期充電を開始する（ステップＳ００１）。第３開閉部２を閉じると高電圧直流送電網１から出力される直流電流は正極側の直流母線６Ｐを流れ、第３開閉部２と抵抗器４を介して電力変換器５０に供給される。この時、直流電流は抵抗器４により限流され、電力変換器５０の正極側の直流母線６Ｐから、各変換器セル５２の入出力端子６１とダイオード５９ａを通って直流コンデンサ５６に供給される。通常、各変換器セル５２の直流コンデンサ５６の電圧Ｖｃは初期状態において０［Ｖ］であるが、このように高電圧直流送電網１からの電力で充電されて電圧Ｖｃは徐々に上昇する。
【００２１】
次に、直流コンデンサ監視部４１は、直流コンデンサ５６の電圧Ｖｃを監視する（ステップＳ００２）。
次に、電圧判定部４２は、各変換器セル５２内の直流コンデンサ５６の電圧Ｖｃで最小電圧が、セル駆動制御部５５の起動電圧に基づく第１基準電圧Ｖｓに到達し、Ｖｓ以上であるか否かを判定する（ステップＳ００３）。なお本実施の形態では、第１基準電圧Ｖｓはセル駆動制御部５５の起動電圧レベルに設定する。直流コンデンサ５６の電圧Ｖｃで最小電圧が第１基準電圧Ｖｓより小さい場合は、ステップＳ００２へ戻り、引き続き各変換器セル５２の直流コンデンサ５６の電圧Ｖｃの最小の電圧を監視する。
【００２２】
ステップＳ００３において、各直流コンデンサ５６の電圧Ｖｃで最小電圧が第１基準電圧Ｖｓ以上である場合は、電力変換器５０が備える全ての変換器セル５２内のセル駆動制御部５５の起動が可能な状態であり、通信部４７からの信号により各セル駆動制御部５５を起動する。セル駆動制御部５５は、電圧検出部３０により、各セル駆動制御部５５内の直流コンデンサ５６の電圧Ｖｃを検出して、制御装置７０に伝送する。
【００２３】
次に、指令生成部４８は、半導体スイッチング素子５７ａ、５７ｂを駆動制御するための指令値７１を、直流コンデンサ５６の電圧Ｖｃ、例えば各電圧Ｖｃの平均値に応じて生成し、各変換器セル５２内のセル駆動制御部５５に指令値７１を出力する。各セル駆動制御部５５は、指令値７１を受け、点弧部３１により、指令値７１と各直流コンデンサ５６の電圧Ｖｃとに基づいて各半導体スイッチング素子５７ａ、５７ｂをＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）駆動するためのゲートパルス信号を出力する（ステップＳ００４）。
【００２４】
こうして各半導体スイッチング素子５７ａ、５７ｂがゲートパルス信号に基づいてスイッチング動作を行うことにより、電力変換器５０は、各直流コンデンサ５６によって平滑化された直流電圧を、直流成分を含む交流電圧に変換して出力する（ステップＳ００５）。そして、この出力交流電圧により変圧器５が励磁する（ステップＳ００６）。
【００２５】
図６は、本発明の実施の形態１による変換器セル５２のＰＷＭ制御による直流電圧ＤＵＴＹ比と交流出力可能範囲との関係を示す図である。
制御装置７０からの指令値７１には、直流電圧成分のＤＵＴＹ比と交流電圧成分のＤＵＴＹ比が含まれており、変換器セル５２の出力交流電圧は、直流電圧成分のＤＵＴＹ比により、その出力可能範囲が制限される。本実施の形態のように変換器セル５２が双方向チョッパ回路の場合では、直流コンデンサ５６の電圧が定格電圧の時、図６に示すように直流電圧成分のＤＵＴＹ比が５０％の場合に交流電圧を１００％出力することが可能である。本実施の形態では、指令値７１の直流電圧成分のＤＵＴＹ比を５０％とし、交流電圧成分のＤＵＴＹ比は直流コンデンサ５６の電圧Ｖｃに応じて算出している。各変換器セル５２のセル駆動制御部５５は、この指令値７１に基づいて、各半導体スイッチング素子５７ａ、５７ｂを交互に、直流電圧成分のＤＵＴＹ比を５０％でスイッチングさせる。
尚、指令値７１はゲートパルス信号相当でも連続的な電圧指令値でも構成することができる。
【００２６】
こうして、直流コンデンサ５６の電圧Ｖｃがセル駆動制御部５５を起動するための電圧に達し、半導体スイッチング素子５７ａ、５７ｂの駆動用の電源が確保できた時点で、直流コンデンサ５６を充電しつつ、各半導体スイッチング素子５７ａ、５７ｂを駆動させて交流電圧を出力するため、変圧器の励磁を早めることが可能になる。
【００２７】
次に、電圧判定部４２は、変換器セル５２内の直流コンデンサ５６の電圧Ｖｃ（平均値）が、直流コンデンサ５６の定格コンデンサ電圧に基づく第２基準電圧Ｖｓｃに到達し、Ｖｓｃ以上であるか否かを判定する（ステップＳ００７）。なお本実施の形態では、Ｖｓｃは直流コンデンサ５６の定格電圧付近の値に設定する。直流コンデンサ５６の電圧Ｖｃ（平均値）が、第２基準電圧Ｖｓｃより小さい場合は、ステップＳ００４へ戻る。
ステップＳ００７において、直流コンデンサ５６の電圧Ｖｃ（平均値）が第２基準電圧Ｖｓｃに達すると、制御装置７０は、第２開閉部切り替え部４３により第２開閉部３を閉じて、抵抗器４の両端を短絡する（ステップＳ００８）。
【００２８】
こうして、直流コンデンサ５６の初期充電において、直流コンデンサ５６の電圧Ｖｃ（平均値）が定格電圧付近に達するまでは抵抗器４を介して電力を供給することで突入電流を抑制し、その後は抵抗器４の両端を短絡して直流コンデンサ５６を高速充電する。
【００２９】
次に、交流電圧監視部４４は、電圧検出部８により検出した電力変換器５０の出力交流電圧を監視する（ステップＳ００９）。交流電圧判定部４５は、電力変換器５０が出力する交流電圧に基づいて第１開閉部９の開閉を制御する。交流系統７が運用中の場合は、電力変換器５０の変圧器５を介した出力交流電圧の大きさと、交流系統７の電圧の大きさとを比較し（ステップＳ０１０）、出力交流電圧の大きさが交流系統７のものと等しくない場合は、ステップＳ００９へ戻り、引き続き電力変換器５０の出力交流電圧を監視する。
ステップＳ０１０で変圧器５を介した出力交流電圧の大きさが交流系統７の電圧の大きさにほぼ等しくなった場合は、第１開閉部切り替え部４６により、第１開閉部９を閉じて（ステップＳ０１１）、交流系統７への送電を開始し、電力変換装置１００は起動処理を完了する（ステップＳ０１２）。
【００３０】
一方、交流系統７が停止中の場合では、ステップＳ０１０において、交流電圧判定部４５は、変圧器５の一次側、二次側の一方の電圧の大きさと、交流系統７の定格電圧とを比較し、等しくない場合は、ステップＳ００９へ戻る。ステップＳ０１０で変圧器５の一次側、二次側の一方の電圧の大きさが、交流系統７の定格電圧にほぼ等しくなった場合に、第１開閉部切り替え部４６により第１開閉部９を閉じて（ステップＳ０１１）、交流系統７への送電を開始し、電力変換装置１００は起動処理を完了する（ステップＳ０１２）。
【００３１】
なお、本実施の形態では、電圧判定部４２が各変換器セル５２の直流コンデンサ５６の電圧Ｖｃで最小電圧を用いて、上記ステップＳ００３の判定を行うことを例として挙げたが、最小電圧に限るものではなく、例えば、任意の変換器セル５２の直流コンデンサ５６の電圧Ｖｃを用いてもよいし、あるいは各電圧Ｖｃの平均値を用いてもよい。このような場合では、電力変換器５０が備える複数の変換器セル５２のうちで、直流コンデンサ５６の電圧Ｖｃがセル駆動制御部５５の起動電圧レベルに到達しているものから、半導体スイッチング素子５７ａ、５７ｂの駆動が順次開始される。
また、ステップ００７の判定においては、各変換器セル５２の電圧Ｖｃで平均値を用いたが、平均値に限るものではない。
【００３２】
以上、交流系統７に交流電源がない場合を例として説明したが、以下にて交流電源を持つ場合の制御動作のフローを説明する。
交流系統７が交流電源を持つ場合では、上記ステップＳ０１０において、交流電圧判定部４５は、電力変換器５０の出力交流電圧の大きさおよび位相を、運用中である交流系統７の電圧の大きさおよび位相と比較判定する。そして、出力交流電圧の大きさおよび位相が交流系統７の電圧の大きさおよび位相にほぼ等しくなった場合に、第１開閉部切り替え部４６により、第１開閉部９を閉じて（ステップＳ０１１）、交流系統７への送電を開始する。
こうして、交流系統７が交流電源を持つ場合では、ステップＳ０１０において、交流電圧判定部４５は、出力交流電圧の大きさに加えて位相を交流系統７の電圧の大きさおよび位相と比較判定する。
【００３３】
上記のように構成された本実施の形態の電力変換装置１００によると、電力変換器５０の起動時に行う各変換器セル５２内の直流コンデンサ５６の初期充電において、直流コンデンサ５６の電圧Ｖｃがセル駆動制御部５５を起動するための電圧に達した時点で、各半導体スイッチング素子５７ａ、５７ｂを駆動することができる。これにより、直流コンデンサ５６を充電しつつ交流電圧の出力を開始するため、変圧器の励磁を早めることができる。これにより、交流系統７への送電に要する起動時間を短縮することができる。
【００３４】
また、高電圧直流送電網１からの電力を用いて直流コンデンサ５６の初期充電を行うため、交流を直流に変換する必要がなく、電力損失を低減できる。また、初期充電用の個別電源も不要であるため、コストの低減と電力変換装置の小型化が可能である。
また、直流コンデンサ５６の電圧値に応じて充電用の抵抗器４と第２開閉部３の開閉を制御するため、初期充電時の突入電流の抑制が可能である。
こうして、突入電流を抑制しつつ、高速に起動可能で低損失な電力変換装置１００を提供することが可能になる。
また、電力変換器５０の出力により変圧器５を徐々に昇圧していくため、変圧器５への突入電流を防止することができ、変圧器５の起動を安定させることが可能になる。
【００３５】
実施の形態２．
以下、この発明の実施の形態２を、上記実施の形態１と異なる箇所を中心に図を用いて説明する。上記実施の形態１と同様の部分は同一符号を付して説明を省略する。
本実施の形態の電力変換装置１００では、制御装置７０が出力する指令値７１が含む直流電圧成分のＤＵＴＹ比を、直流コンデンサ５６の電圧Ｖｃに応じて調整する。
以下、交流系統７が交流電源を持つ場合を例として説明する。
【００３６】
図７は、本発明の実施の形態２による変換器セル５２のＰＷＭ制御による直流電圧ＤＵＴＹ比と交流出力可能範囲との関係を示す図である。
図８は、本発明の実施の形態２による制御装置７０とセル駆動制御部５５との制御動作を示すフロー図である。
実施の形態１の図５で示した制御動作を示すフロー図において、ステップＳ００１〜ステップＳ００３までの動作は、本実施の形態についても同様のものであり、ステップＳ００１〜ステップＳ００３の図示は便宜上省略する。
【００３７】
実施の形態１と同様に、電力変換器５０の出力交流電圧は、指令値７１が含む直流電圧成分のＤＵＴＹ比によりその出力可能範囲が制限される。
直流コンデンサ５６の初期充電において、実施の形態１では直流電圧成分のＤＵＴＹ比を５０％として動作させたが、本実施の形態では２５％に設定する。直流電圧成分のＤＵＴＹ比が２５％の場合の出力交流電圧の出力可能範囲は図７に示すようになる。図６に示した直流電圧成分のＤＵＴＹ比が５０％の場合と比較すると、出力可能範囲が小さくなる。
尚、この直流電圧成分のＤＵＴＹ比は２５％である必要はなく、直流コンデンサ５６の電圧が定格電圧の場合に交流電圧を１００％出力することが可能なＤＵＴＹ比の５０％より小さくすればよい。
【００３８】
以下、ステップＳ０１３（半導体スイッチング素子点弧）以降の動作について説明する。
指令生成部４８は、直流コンデンサ５６の電圧Ｖｃ、例えば各電圧Ｖｃの平均値に応じて指令値７１を生成し、各変換器セル５２内のセル駆動制御部５５に出力する。上述したように、この指令値７１が含む直流電圧成分のＤＵＴＹ比は２５％である。
交流電圧成分のＤＵＴＹ比は、本実施の形態のように変換器セル５２内の直列体６０が双方向チョッパ回路の場合では、直流コンデンサ５６の電圧Ｖｃの値に応じて出力可能な交流電圧が制限される。その為、交流電圧成分のＤＵＴＹ比については、直流コンデンサの電圧Ｖｃの値に応じて徐々に上げていくものとする。
【００３９】
各セル駆動制御部５５は、指令値７１を受け、点弧部３１により指令値７１と各直流コンデンサ５６の電圧Ｖｃとに基づいて各半導体スイッチング素子５７ａ、５７ｂを点弧する（ステップＳ０１３）。セル駆動制御部５５は、半導体スイッチング素子５７ａ、５７ｂを交互に直流電圧成分のＤＵＴＹ比を２５％でスイッチングさせる（ステップＳ０１４）。
電力変換器５０は、各直流コンデンサ５６によって平滑化された直流電圧を、直流成分を含む交流電圧に変換して出力する（ステップＳ０１５）。そして、この出力交流電圧により変圧器５が励磁する（ステップＳ０１６）。
【００４０】
このように、指令値７１の直流電圧成分のＤＵＴＹ比を５０％より小さくすることで、各変換器セル５２が出力する直流電圧が低下して、高電圧直流送電網１の電圧との間に差電圧が生じ、その結果、直流母線６Ｐ、６Ｎから流入する電流が増加する。これにより、直流コンデンサ５６の充電に要する時間を更に短縮することが可能になる。
【００４１】
次に、電圧判定部４２は、変換器セル５２内の直流コンデンサ５６の電圧Ｖｃ（平均値）が、直流コンデンサ５６の定格コンデンサ電圧に基づく第２基準電圧Ｖｓｃに到達し、Ｖｃ≧Ｖｓｃであるか否かを判定する（ステップＳ０１７）。なお本実施の形態では、第２基準電圧Ｖｓｃは直流コンデンサ５６の定格電圧付近の値に設定する。
直流コンデンサ５６の電圧Ｖｃ（平均値）が、第２基準電圧Ｖｓｃより小さい場合は、ステップＳ０１４へ戻る。
ステップＳ０１７において、直流コンデンサ５６の電圧Ｖｃ（平均値）が第２基準電圧Ｖｓｃに達すると制御装置７０は、指令生成部４８により、セル駆動制御部５５に出力する指令値７１の直流電圧成分のＤＵＴＹ比を５０％に変更して交流電圧の出力制限を解除する（ステップＳ０１８）。
【００４２】
このように、直流コンデンサ５６の初期充電においては、まず、直流母線６Ｐ、６Ｎから供給される電流が増加するように直流電圧成分のＤＵＴＹ比を小さく調整して、初期充電時間を短縮させ、直流コンデンサ５６の電圧Ｖｃ（平均値）が定格電圧付近に達した時点で、直流電圧成分のＤＵＴＹ比を５０％に上げることで出力交流電圧の出力可能範囲を確保できる。
一方、交流電圧成分のＤＵＴＹ比は、直流コンデンサ５６の電圧Ｖｃ（平均値）が定格電圧付近に達すると最大限まで上げる。これにより交流出力電圧を早く定格まで上げることができる。
【００４３】
ステップＳ０１８より後の制御フローは実施の形態１で示した、交流系統７が交流電源を持つ場合のステップＳ００８〜ステップＳ０１２と同様であり、以下に示す。
制御装置７０は、第２開閉部切り替え部４３により第２開閉部３を閉じて、抵抗器４の両端を短絡する（ステップＳ００８）。
次に、交流電圧監視部４４は、電圧検出部８により検出した電力変換器５０の出力交流電圧を監視する（ステップＳ００９）。電力変換器５０の変圧器５を介した出力交流電圧の大きさおよび位相と、運用中である交流系統７の電圧の大きさおよび位相とを比較し（ステップＳ０１０）、出力交流電圧の大きさおよび位相が交流系統７のものと等しくない場合は、ステップＳ００９へ戻り、引き続き電力変換器５０の出力交流電圧を監視する。
ステップＳ０１０で変圧器５を介した出力交流電圧の大きさおよび位相が交流系統７の電圧および位相にほぼ等しくなった場合は、第１開閉部切り替え部４６により、第１開閉部９を閉じて（ステップＳ０１１）、交流系統７への送電を開始し、電力変換装置１００は起動処理を完了する（ステップＳ０１２）。
【００４４】
上記のように構成された本実施の形態の電力変換装置１００によると、上記実施の形態１と同様の効果を奏し、突入電流を抑制しつつ、高速に起動可能で低損失な電力変換装置１００を提供することが可能になる。
また、電力変換器５０の出力電流により変圧器５を徐々に昇圧していくため、変圧器５への突入電流を防止することができ、変圧器５の起動を安定させることが可能になる。
【００４５】
更に、直流コンデンサ５６の電圧Ｖｃが定格電圧に達するまでの間は、直流母線６Ｐ、６Ｎから供給される電流量が増加するように直流成分のＤＵＴＹ比を５０％未満に調整するので、直流コンデンサ５６の充電に要する時間を更に短縮させることが可能になる。
また直流コンデンサ５６が定格電圧に達した後は、指令値７１の直流電圧成分のＤＵＴＹ比を５０％に変更し、かつ交流電圧成分のＤＵＴＹ比も最大に変更することで、交流出力電圧を早く定格まであげることが可能である。
こうして、更に高速に起動可能な電力変換装置１００を提供することが可能になる。
尚、上記実施の形態２は、交流系統７が交流電源を持つ場合を例として説明したが、交流電源がない場合にも適用でき、同様の効果を奏する。
【００４６】
実施の形態３．
以下、この発明の実施の形態３を、上記実施の形態２と異なる箇所を中心に図を用いて説明する。上記実施の形態２と同様の部分は同一符号を付して説明を省略する。
図９は、本発明の実施の形態３による電力変換器内の変換器セル３５２の回路構成図である。
本実施の形態の電力変換装置１００は、図に示すように、変換器セル３５２がフルブリッジ回路である。変換器セル３５２は、それぞれにダイオード３５９ａ、３５９ｂが逆並列接続された半導体スイッチング素子３５７ａ、３５７ｂを直列接続した直列体３６０を２個備える。そして２個の直列体３６０を並列接続してフルブリッジ回路を構成し、このフルブリッジ回路に直流コンデンサ３５６を並列に接続している。
また、この直流コンデンサ３５６から電源供給を受けて半導体スイッチング素子３５７ａ、３５７ｂを駆動制御するセル駆動制御部３５５を直流コンデンサ３５６の正負端子間に接続している。
【００４７】
上記実施の形態２と同様に、各変換器セル３５２内の直流コンデンサ３５６を初期充電する際、指令生成部４８は、直流電圧成分のＤＵＴＹ比が２５％の指令値７１を生成して各変換器セル３５２内のセル駆動制御部３５５に出力し、セル駆動制御部３５５は、各半導体スイッチング素子３５７ａ、３５７ｂを点弧する（実施の形態２、ステップＳ０１３、Ｓ０１４参照）。
図１０は、本発明の実施の形態３による変換器セル３５２のＰＷＭ制御による直流電圧ＤＵＴＹ比と交流出力可能範囲との関係を示す図である。
図１０（ａ）は、直流電圧成分のＤＵＴＹ比が５０％で交流電圧を１００％出力する図であり、図１０（ｂ）は、直流電圧成分のＤＵＴＹ比が２５％で交流電圧を１００％出力する図である。
【００４８】
本実施の形態のように、変換器セル３５２の半導体スイッチング素子３５７ａ、３５７ｂがフルブリッジ回路である場合の特徴を以下にて述べる。
まず、図１０に示すように、直流電圧成分のＤＵＴＹ比が５０％未満であっても交流電圧を１００％出力することが可能である。
更に、直流コンデンサ３５６の電圧Ｖｃが定格電圧未満でも、交流電圧成分のＤＵＴＹ比を実施の形態２に比べて大きくして交流電圧を１００％出力する事ができる。
このため、出力交流電圧は、直流コンデンサ３５６の電圧Ｖｃの最小値が定格電圧になり、直流電圧成分のＤＵＴＹ比を５０％に変更すると同時に定格電圧にすることができる。
【００４９】
このように変換器セル３５２をフルブリッジ回路にすることで、上記実施の形態１、２による双方向チョッパ回路の変換器セル５２に比べて、短時間で出力交流電圧を定格電圧まであげることができ、上記実施の形態１、２で述べたステップＳ００９からステップＳ０１２までの制御動作が更に早くなり、交流出力確立までの時間が更に短縮される。
【００５０】
上記のように構成された本実施の形態の電力変換装置１００によると、上記実施の形態２と同様の効果を奏し、突入電流を抑制しつつ、高速に起動可能で低損失な電力変換装置１００を提供することが可能になる。
また、電力変換器５０の出力電流により変圧器５を徐々に昇圧していくため、変圧器５への突入電流を防止することができ、変圧器５の起動を安定させることが可能になる。
【００５１】
更に、直流コンデンサ３５６の電圧Ｖｃが定格電圧に達するまでの間は、直流母線６Ｐ、６Ｎから供給される電流が増加するように直流成分のＤＵＴＹ比を５０％未満に調整し、なおかつ、交流電圧成分のＤＵＴＹ比を最大限まで大きくしておくことで、直流コンデンサ３５６の初期充電時間を短縮すると共に、直流コンデンサ３５６の電圧Ｖｃが定格電圧となる時点から交流電圧確立までの時間を短縮することが可能になる。
こうして、更に高速に起動可能な電力変換装置１００を提供することが可能になる。
【００５２】
なお、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。
【符号の説明】
【００５３】
１  高電圧直流送電網、２  第３開閉部、３  第２開閉部、４  抵抗器、５  変圧器、６Ｐ，６Ｎ  直流母線、７  交流系統、９  第１開閉部、３１  点弧部、
４１  直流コンデンサ監視部、４８  指令生成部、５０  電力変換器、５１  レグ回路、５２，３５２  変換器セル、５３ａ  正側アーム、５３ｂ  負側アーム、
５５，３５５  セル駆動制御部、５６，３５６  直流コンデンサ、
５７ａ，５７ｂ，３５７ａ，３５７ｂ  半導体スイッチング素子、
６０，３６０  直列体、７０  制御装置、７１  指令値、１００  電力変換装置。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
0006274991.tif 000010
【図１０】
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