(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１トランジスタを含むエミッタ接地増幅回路と、
前記第１トランジスタのコレクタ電極にベース電極を接続する第２トランジスタと、前記第２トランジスタのエミッタ電極にコレクタ電極とベース電極を接続する第３トランジスタと、前記第３トランジスタのエミッタ電極に一端を接続し他端を接地するエミッタ抵抗と、前記第３トランジスタのエミッタ電極と前記第１トランジスタのベース電極との間に接続される帰還抵抗とを含む帰還回路とを具備し、
前記第１トランジスタ乃至第３トランジスタのそれぞれは、ヘテロ接合バイポーラトランジスタであり、前記エミッタ抵抗の抵抗値は、異なる値の２つの周波数において前記エミッタ接地増幅回路の入力抵抗が等しくなる値に設定されていることを特徴とする帰還増幅回路。
【請求項２】
第１トランジスタを含むエミッタ接地増幅回路と、
前記第１トランジスタのコレクタ電極にベース電極を接続する第２トランジスタと、前記第２トランジスタのエミッタ電極に一端を接続し他端を接地するエミッタ抵抗とを含むエミッタフォロワ回路と、
前記第２トランジスタのエミッタ電極にベース電極を接続する第３トランジスタと、前記第３トランジスタのエミッタ電極に一端を接続し他端を接地するエミッタ抵抗とを含む多段エミッタフォロワ回路と、
前記多段エミッタフォロワ回路の最終段のエミッタ抵抗の接地されていない端部と前記第１トランジスタのベース電極との間に接続される帰還抵抗とを具備し、
前記第１トランジスタ乃至第３トランジスタのそれぞれは、ヘテロ接合バイポーラトランジスタであり、前記エミッタフォロワ回路又は前記多段エミッタフォロワ回路の何れか一つのエミッタ抵抗の抵抗値は、異なる値の２つの周波数において前記エミッタ接地増幅回路の入力抵抗が等しくなる値に設定されていることを特徴とする帰還増幅回路。
【請求項３】
請求項１又は２に記載の帰還増幅回路において、
前記２つの周波数は、電圧利得が一定の異なる周波数範囲内からの周波数であり、それぞれ異なる電圧利得に属することを特徴とする帰還増幅回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電子のself heatingにより電圧利得が変化するデバイスであるヘテロ接合バイポーラトランジスタ(HBT:Hetero-Junction Bipolar Transister)を用いた帰還増幅回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
HBTは、化合物半導体をベースとする超高速・低消費電力のNPN型バイポーラトランジスタである。HBTを用いた帰還増幅回路は、例えば、初段のエミッタ接地増幅回路と次段の帰還回路とで構成される。帰還回路は、エミッタフォロワとダイオードと定電流源と帰還抵抗とを含む。当該帰還回路のダイオードと定電流源との接続点と、初段のエミッタ接地増幅回路のベース電極との間に帰還抵抗が接続される。この回路構成は、例えば非特許文献１に開示されている。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００３】
【非特許文献１】沖テクニカルレビュー、2001年1月/185号Vol.68 No.1,110
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、その帰還増幅回路は、HBTが持つ電子のself heating現象のために低周波数側で電圧利得が大きくなる特性を示す。電子のself heating現象とは、HBTのエミッタ電極/ベース電極接合面で発生した熱がエミッタ電極中の電子に伝わり、熱励起によって余分な電子がエミッタ電極からベース電極に注入される現象である。この現象によって、帰還増幅回路は、低周波数側で電圧利得が大きくなる特性を示す。
【０００５】
本発明は、この課題に鑑みてなされたものであり、電圧利得の周波数特性がより平坦な帰還増幅回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の帰還増幅回路は、第１トランジスタを含むエミッタ接地増幅回路と、前記第１トランジスタのコレクタ電極にベース電極を接続する第２トランジスタと、前記第２トランジスタのエミッタ電極にコレクタ電極とベース電極を接続する第３トランジスタと、前記第３トランジスタのエミッタ電極に一端を接続し他端を接地するエミッタ抵抗と、前記第３トランジスタのエミッタ電極と前記第１トランジスタのベース電極との間に接続される帰還抵抗とを含む帰還回路とを具備し、前記第１トランジスタ乃至第３トランジスタのそれぞれは、ヘテロ接合バイポーラトランジスタであり、前記エミッタ抵抗の抵抗値は、異なる値の２つの周波数において前記エミッタ接地増幅回路の入力抵抗が等しくなる値に設定されていることを要旨とする。
【０００７】
また、本発明の帰還増幅回路は、第１トランジスタを含むエミッタ接地増幅回路と、前記第１トランジスタのコレクタ電極にベース電極を接続する第２トランジスタと、前記第２トランジスタのエミッタ電極に一端を接続し他端を接地するエミッタ抵抗とを含むエミッタフォロワ回路と、前記第２トランジスタのエミッタ電極にベース電極を接続する第３トランジスタと、前記第３トランジスタのエミッタ電極に一端を接続し他端を接地するエミッタ抵抗とを含む多段エミッタフォロワ回路と、前記多段エミッタフォロワ回路の最終段のエミッタ抵抗の接地されていない端部と前記第１トランジスタのベース電極との間に接続される帰還抵抗とを具備し、前記第１トランジスタ乃至第３トランジスタのそれぞれは、ヘテロ接合バイポーラトランジスタであり、前記エミッタフォロワ回路又は前記多段エミッタフォロワ回路の何れか一つのエミッタ抵抗の抵抗値は、異なる値の２つの周波数において前記エミッタ接地増幅回路の入力抵抗が等しくなる値に設定されていることを要旨とする。
【発明の効果】
【０００８】
本発明の帰還増幅回路によれば、電圧利得の周波数特性がより平坦な帰還増幅回路を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】本発明の第１実施形態の帰還増幅回路１の構成例を示す図である。
【図２】帰還増幅回路１の電圧利得の周波数特性の例を示す図である。
【図３】帰還増幅回路１の入力抵抗Ｒｉｎの周波数特性の例を示す図である。
【図４】帰還増幅回路１の各部の利得の周波数特性の例を示す図である。
【図５】帰還増幅回路１のエミッタ抵抗Ｒｅ１と入力抵抗Ｒｉｎとの関係の一例を示す図である。
【図６】帰還増幅回路１の入力抵抗Ｒｉｎの周波数特性の例を示す図である。
【図７】本発明の第２実施形態の帰還増幅回路２の構成例を示す図である。
【図８】帰還増幅回路２の各部の利得の周波数特性の例を示す図である。
【図９】帰還増幅回路２のエミッタ抵抗Ｒｅ３と入力抵抗Ｒｉｎとの関係の一例を示す図である。
【図１０】帰還増幅回路２の入力抵抗Ｒｉｎの周波数特性の例を示す図である。
【図１１】エミッタ抵抗Ｒｅ２と入力抵抗Ｒｉｎとの関係の一例を示す図である。
【図１２】帰還増幅回路２の入力抵抗Ｒｉｎの周波数特性の例を示す図である。
【図１３】比較例の帰還増幅回路の電圧利得の周波数特性を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下、本発明の実施の形態について図面を用いて説明する。複数の図面中同一のものには同じ参照符号を付し、説明は繰り返さない。
【００１１】
〔第１実施形態〕
図１に、本発明の第１実施形態の帰還増幅回路１の構成例を示す。本実施形態の帰還増幅回路１は、エミッタ接地増幅回路１０と、帰還回路２０とを具備する。
【００１２】
エミッタ接地増幅回路１０は、帰還増幅回路１の初段の増幅回路を構成する。エミッタ接地増幅回路１０は、第１トランジスタｔｒ１とコレクタ抵抗Ｒｃ１とを含む。エミッタ接地増幅回路１０は、第１トランジスタｔｒ１のベース電極の端子Ｔ０に電流源Ｉｉｎを接続し、第１トランジスタｔｒ１のコレクタ電極と正電源Ｖ＋との間にコレクタ抵抗Ｒｃ１が接続され、第１トランジスタｔｒ１のエミッタ電極が負電源Ｖ-に接地して構成される。
【００１３】
帰還回路２０は、第２トランジスタｔｒ２と、第３トランジスタｔｒ３と、エミッタ抵抗Ｒｅ１と、帰還抵抗Ｒｆ１とを含む。第２トランジタｔｒ２のベース電極は、第１トランジスタｔｒ１のコレクタ電極に接続される。第２トランジスタｔｒ２のコレクタ電極は、正電源Ｖ＋に接続される。第２トランジスタｔｒ２のエミッタ電極の端子Ｔ２に出力電圧Ｖｏｕｔが出力される。
【００１４】
第２トランジスタｔｒ２のエミッタ電極と負電源Ｖ-との間には、コレクタ電極とベース電極とが接続された第３トランジスタｔｒ３（トランジスタのダイオード接続）と、エミッタ抵抗Ｒｅ１とが直列に接続される。エミッタ抵抗Ｒｅ１の一端は、第３トランジスタのエミッタ電極に接続され、エミッタ抵抗Ｒｅ１の他端は負電源Ｖ-に接地される。そして、エミッタ抵抗Ｒｅ１の一端（端子Ｔ３：第３トランジスタｔｒ３のエミッタ電極）と、第１トランジスタｔｒ１のベース電極との間に帰還抵抗Ｒｆ１が接続される。
【００１５】
帰還増幅回路１を、HSPICEでシミュレーションした結果を参照してその動作を説明する。各トランジスタは、例えばリン化インジウムダブルヘテロ接合バイポーラトランジスタ（以降InP DHBT）としてシミュレーションを行った。DHBTは、ベース層の両側をヘテロ接合にした構造であり、超高速・低消費電力のNPN型バイポーラトランジスタで有る点でHBTと同じである。
【００１６】
図２に、帰還増幅回路１の電圧利得の周波数特性を示す。図２の横軸は、電流源Ｉｉｎが接続される端子Ｔ０における入力電流の周波数（Hz）であり、縦軸は端子Ｔ０の入力電圧を基準にした端子Ｔ３における電圧利得(dBV)である。エミッタ抵抗Ｒｅ１＝10KΩの特性を実線、エミッタ抵抗Ｒｅ１＝400Ωの特性を破線で示す。
【００１７】
20KHz以下の周波数におけるエミッタ抵抗Ｒｅ１＝10KΩ（実線）の電圧利得は、エミッタ抵抗Ｒｅ１＝400Ω（破線）に対して約5dB大きい。この電圧利得の差は、帰還増幅回路１の入力抵抗Ｒｉｎの差となる。
【００１８】
図３に、帰還増幅回路１の入力抵抗Ｒｉｎの周波数特性を示す。図３の特性は、図２と同様に、エミッタ抵抗Ｒｅ１＝10KΩの特性を実線、エミッタ抵抗Ｒｅ１＝400Ωの特性を破線で示す。入力抵抗Ｒｉｎは、１単位の交流電流が第１トランジスタｔｒ１のベース電極に注入されたときに、当該ベース電極に現れる電圧の絶対値から求めた。
【００１９】
エミッタ抵抗Ｒｅ１＝10KΩの場合の入力抵抗Ｒｉｎ（実線）は、20KHz付近から減少を始め、数100Hzの周波数で一定となる特性を示す。100Hzにおける入力抵抗Ｒｉｎの変化量は、1MHzに対して約-21Ωである。
【００２０】
一方、エミッタ抵抗Ｒｅ１＝400Ωの場合の入力抵抗Ｒｉｎ（破線）は、20KHz付近から増加を始め、数100Hzの周波数で一定となる特性を示す。100Hzにおける入力抵抗Ｒｉｎの変化量は、1MHzに対して約＋21Ωである。
【００２１】
この関係から、エミッタ抵抗Ｒｅ１によって、帰還増幅回路１の電圧利得の周波数特性を制御できることが分かる。つまり、エミッタ抵抗Ｒｅ１の抵抗値を適切な値に設定することで、帰還増幅回路１の電圧利得の周波数特性を平坦にできる。
【００２２】
次に、シミュレーション結果を参照して、エミッタ抵抗Ｒｅ１の抵抗値の設定方法について説明する。図４に、帰還増幅回路１の各部の電圧利得の周波数特性を示す。図４の横軸は、電流源Ｉｉｎから供給される入力電流の周波数（Hz）であり、縦軸は、第１トランジスタｔｒ１のベース電極（端子Ｔ０）の電圧を基準にした各部の電圧利得(dBV)である。
【００２３】
図４（ａ）は、第１トランジスタｔｒ１のコレクタ電極（端子Ｔ１（図１））の電圧利得を示す。図４（ｂ）は、第２トランジスタｔｒ２のエミッタ電極（端子Ｔ２）の電圧利得を示す。図４（ｃ）は、第３トランジスタｔｒ３のエミッタ電極（端子Ｔ３）の電圧利得を示す。各特性のパラメータはエミッタ抵抗Ｒｅ１であり、Ｒｅ１＝２KΩを実線、Ｒｅ１＝800Ωを破線、Ｒｅ１＝400Ωを一点鎖線で表す。
【００２４】
エミッタ接地増幅回路１０の電圧利得（端子Ｔ１）は、周波数20KHz以下で大きくなる特性を示す。20KHz以上の周波数帯の利得に対して20KHz以下の利得は約3dB大きい。エミッタ接地増幅回路１０の周波数20KHz以下の電圧利得は、エミッタ抵抗Ｒｅ１が大きい程大きな値を示す。
【００２５】
この低周波数側で電圧利得が大きくなる理由は、第１トランジスタｔｒ１のエミッタ電極/ベース電極接合面で発生した熱がエミッタ電極中の電子に伝わり、電子が熱励起によってエミッタ電極からベース電極に注入され、それが余分なコレクタ電流となるためであり、この現象が上記の電子のself heatingである。
【００２６】
一方、帰還回路２０の電圧利得（端子Ｔ２）は、エミッタ抵抗Ｒｅ１が小さいと低下する特性を示す。コレクタ抵抗を具備しない帰還回路２０内の第２トランジスタｔｒ２は、大きなコレクタ電流が流れる際にベース電極に正孔が注入され、当該正孔とベース電極の電子との再結合によりコレクタ電流を減少させる特性を持つ（backward hole injection）。よって、電圧利得が低下する理由は、エミッタ抵抗Ｒｅ１が小さいほど大きなコレクタ電流が流れ、それに伴ってベース電極に注入される正孔の数が増加するためであると考えられる。
【００２７】
この電子のself heating現象と、backward hole injection（正孔と電子の再結合）とを組みわせることで帰還増幅回路１の電圧利得の周波数特性を平坦にできる。その平坦化は、図４の特性から明らかなようにエミッタ抵抗Ｒｅ１の抵抗値を適切な値に設定することで行うことができる。適切なエミッタ抵抗Ｒｅ１の抵抗値は、異なる値の２つの周波数において帰還増幅回路１の入力抵抗Ｒｉｎが一致する値である。
【００２８】
２つの周波数は、電圧利得が一定の周波数範囲内の異なる値の周波数に設定する。具体例としては、電圧利得が一定の周波数範囲である1Hz〜500Hz及び30KHz〜500MHzの範囲内で、且つ、異なる電圧利得を示す周波数である例えば100Hzと10MHzとする。
【００２９】
図５に、エミッタ抵抗Ｒｅ１と帰還増幅回路１の入力抵抗Ｒｉｎとの関係を示す。横軸はエミッタ抵抗Ｒｅ１（Ω）、縦軸は入力抵抗Ｒｉｎ（Ω）である。周波数f＝100Hzの特性を破線、周波数ｆ＝10MHzの特性を実線で表す。
【００３０】
エミッタ抵抗Ｒｅ１の抵抗値は、周波数f＝100Hzの特性（破線）と周波数ｆ＝10MHzの特性（実線）とが一致する値に設定する。そうすることで帰還増幅回路１の入力抵抗Ｒｉｎの周波数依存を小さくすることができる。図５に示す例では、エミッタ抵抗Ｒｅ１の抵抗値を約843Ωにすることで、帰還増幅回路１の入力抵抗Ｒｉｎを約85Ωにすることができる。
【００３１】
図６に、エミッタ抵抗Ｒｅ１＝843Ωにした場合の入力抵抗Ｒｉｎの周波数特性を示す。入力抵抗Ｒｉｎは、周波数1Hzから350MHzまでほぼ同じ値の約85Ωである。このように本実施形態の帰還増幅回路１によれば、入力抵抗Ｒｉｎの周波数依存性を改善して電圧利得の周波数特性を平坦にできる。
【００３２】
〔第２実施形態〕
図７に、本発明の第２実施形態の帰還増幅回路２の構成を示す。本実施形態の帰還増幅回路２は、エミッタ接地増幅回路１０と、エミッタフォロワ回路２１と、多段エミッタフォロワ回路２２とを具備する。エミッタフォロワ回路２１と、多段エミッタフォロワ回路２２と、帰還抵抗Ｒｆ２とで帰還回路を構成する。
【００３３】
多段エミッタフォロワ回路２２は、エミッタフォロワ回路２１に、一段以上の多段に接続される。図７は、多段エミッタフォロワ回路２２が一段の場合の例で示す。
【００３４】
エミッタフォロワ回路２１は、第４トランジスタｔｒ４とエミッタ抵抗Ｒｅ２とで構成される。なお、第４トランジスタｔｒ４は、上記の第２トランジスタｔｒ２と区別する目的で第４と称している。第４トランジスタｔｒ４は、帰還増幅回路２において第２トランジスタと称しても良い。
【００３５】
第４トランジスタｔｒ４のベース電極は、第１トランジスタｔｒ１のコレクタ電極に接続される。第４トランジスタｔｒ４のコレクタ電極は、正電源Ｖ＋に接続される。第４トランジスタｔｒ４のエミッタ電極と負電源Ｖ-との間には、エミッタ抵抗Ｒｅ２が接続される。
【００３６】
多段エミッタフォロワ回路２２は、第５トランジスタｔｒ５とエミッタ抵抗Ｒｅ３とで構成される。
【００３７】
第５トランジスタｔｒ５のベース電極は、第４トランジスタｔｒ４のエミッタ電極に接続される。第５トランジスタｔｒ５のコレクタ電極は、正電源Ｖ＋に接続される。第５トランジスタｔｒ５のエミッタ電極と負電源Ｖ-との間には、エミッタ抵抗Ｒｅ３が接続され、第５トランジスタｔｒ５のエミッタ電極が帰還増幅回路２の出力端子Ｔ５であり、出力電圧Ｖｏｕｔが出力される。そして、多段エミッタフォロワ回路２２のエミッタ抵抗Ｒｅ３の接地されていない端部と、第１トランジスタｔｒ１のベース電極との間に帰還抵抗Ｒｆ２が接続される。
【００３８】
なお、多段エミッタフォロワ回路２２の段数は、一段以上の多段に増やしてもよい。例えば多段エミッタフォロワ回路２２を二段にする場合は、多段エミッタフォロワ回路２２と同じ構成の図示しない最終段の多段エミッタフォロワ回路２３の第６トランジスタのベース電極が、第５トランジスタのエミッタ電極に接続される。多段エミッタフォロワ回路２２を、三段以上接続する場合も同様である。
【００３９】
帰還増幅回路２においても、エミッタ抵抗Ｒｅ３の抵抗値を適切に設定することで、電圧利得の周波数特性を平坦にできる。帰還増幅回路２の回路をHSPICEでシミュレーションした結果を参照してその動作を説明する。
【００４０】
図８に、帰還増幅回路２の各部の電圧利得の周波数特性を示す。図８の横軸と縦軸は、上記の図４と同じである。
【００４１】
図８（ａ）は、エミッタ接地増幅回路１０の端子Ｔ１（図７）の電圧利得である。電圧利得は、電流源Ｉｉｎが接続される端子Ｔ０の入力電圧を基準にした電圧利得(dBV)である。図８（ｂ）は、エミッタフォロワ回路２１の端子Ｔ４の電圧利得である。図８（ｃ）は、多段エミッタフォロワ回路２２の出力端子Ｔ５の電圧利得である。各特性のパラメータはエミッタ抵抗Ｒｅ３であり、Ｒｅ３＝1KΩを実線、Ｒｅ３＝400Ωを破線、Ｒｅ３＝200Ωを一点鎖線で表す。
【００４２】
エミッタ接地増幅回路１０の電圧利得は、帰還増幅回路１と同様に周波数20KHz以下で大きくなる特性を示す。20KHz以上の周波数帯の利得に対して20KHz以下の利得は約3dB大きく、パラメータ違いによる利得の変化は帰還増幅回路１よりも小さい。
【００４３】
また、エミッタフォロワ回路２１の電圧利得は、エミッタ接地増幅回路１０の電圧利得と大きく変わらない。パラメータ違いによる利得の変化が少し見られる程度である。
【００４４】
多段エミッタフォロワ回路２２の電圧利得は、周波数20KHz以下においてパラメータ（Ｒｅ３）による変化が見られる。エミッタ抵抗Ｒｅ３が小さい程、周波数20KHz以下の電圧利得が減少する。
【００４５】
この電圧利得が減少する理由は、エミッタ抵抗Ｒｅ３を小さくしたことによりコレクタ電流が増加する分、上記の理由（backward hole injection）で第５トランジスタｔｒ５のベース電流が実効的に減少するためである。エミッタ抵抗Ｒｅ３の抵抗値を適切に設定することで、帰還増幅回路２の電圧利得の周波数特性を平坦にできる。
【００４６】
ここでエミッタ抵抗Ｒｅ２とＲｅ３の下限値についてシミュレーションを行った。エミッタ抵抗Ｒｅ２，Ｒｅ３の下限値は、それぞれ743Ω，290Ωである。エミッタ抵抗Ｒｅ２とＲｅ３との上限値は10KΩであり、これ以上抵抗を大きくしても電圧利得は増加しない。
【００４７】
エミッタ抵抗Ｒｅ３の抵抗値は、異なる値の２つの周波数において帰還増幅回路２の入力抵抗Ｒｉｎが一致する値に設定する。図９に、エミッタ抵抗Ｒｅ３と帰還増幅回路２の入力抵抗Ｒｉｎとの関係を示す。エミッタ抵抗Ｒｅ２は、上限値のＲｅ２＝10KΩとした。図９の横軸はエミッタ抵抗Ｒｅ３（Ω）、縦軸は入力抵抗Ｒｉｎ（Ω）である。周波数ｆ＝10MHzの特性を実線、周波数f＝100Hzの特性を破線で表す。
【００４８】
周波数ｆ＝10MHzの特性（実線）と周波数f＝100Hzの特性（破線）とが一致するエミッタ抵抗Ｒｅ３にすることで、帰還増幅回路２の入力抵抗Ｒｉｎを一定値にすることができる。図９に示す例では、エミッタ抵抗Ｒｅ２＝10KΩ、エミッタ抵抗Ｒｅ３＝290Ωにすることで、帰還増幅回路２の入力抵抗Ｒｉｎを約81Ωの一定値にすることができる。
【００４９】
図１０に、エミッタ抵抗Ｒｅ３＝290（Ω）にした場合の入力抵抗Ｒｉｎの周波数特性を示す。図１０の横軸と縦軸の関係は、図６と同じである。周波数1Hzから350MHzまでの入力抵抗Ｒｉｎは、ほぼ同じ値の約81Ωである。このように帰還増幅回路２は、帰還増幅回路１と同様に入力抵抗Ｒｉｎの周波数依存性を改善して電圧利得の周波数特性を平坦にできる。
【００５０】
図１１に、エミッタ抵抗Ｒｅ２と入力抵抗Ｒｉｎとの関係を示す。エミッタ抵抗Ｒｅ３の抵抗値は、上限のＲｅ３＝10KΩである。図１１の横軸はエミッタ抵抗Ｒｅ２（Ω）、縦軸は入力抵抗Ｒｉｎ（Ω）である。周波数ｆ＝10MHzの特性を実線、周波数f＝100Hzの特性を破線で表す。
【００５１】
エミッタ抵抗Ｒｅ２＝743Ωにすることで、周波数f＝100Hz（破線）と周波数ｆ＝10MHzとの入力抵抗Ｒｉｎを一致させることができる。この結果、広い周波数範囲で入力抵抗Ｒｉｎを一定にし、帰還増幅回路２の電圧利得の周波数特性を平坦にできる。
【００５２】
なお、エミッタ抵抗Ｒｅ２の抵抗値を、743Ωから例えば900Ωに増やすと入力抵抗Ｒｉｎは低下する。その場合は、エミッタ抵抗Ｒｅ３の抵抗値を小さくすることで、上記の２つの異なる周波数における入力抵抗Ｒｉｎを一致させることができる。このように、エミッタフォロワ回路２１のエミッタ抵抗Ｒｅ２の抵抗値を調整することでも、帰還増幅回路２の電圧増幅率の周波数特性を平坦にできる。
【００５３】
帰還増幅回路２は、エミッタフォロワ回路２１に多段エミッタフォロワ回路２２を接続した構成なので、帰還増幅回路１よりも大きな電流を取り出したい場合に好適である。また、帰還増幅回路２は、帰還増幅回路１よりも部品点数が多いのでより柔軟な回路設計が可能である。
【００５４】
〔変形例〕
上記の図６と図１０とに示した入力抵抗Ｒｉｎは、一般的な光伝送で使用される抵抗よりも大きい。そこで帰還増幅回路１，２の構成で、入力抵抗Ｒｉｎを50Ωにする回路定数について検討を行った。
【００５５】
図１２に、帰還増幅回路１のエミッタ抵抗Ｒｅ１＝843Ω、帰還抵抗Ｒｆ１＝3KΩとした場合の入力抵抗Ｒｉｎの周波数特性を実線で示す。また、帰還増幅回路２のエミッタ抵抗Ｒｅ２＝10KΩ、エミッタ抵抗Ｒｅ３＝290Ω、帰還抵抗Ｒｆ2＝３KΩとした場合の入力抵抗Ｒｉｎの周波数特性を破線で示す。このように、回路定数を適切に設定することで、帰還増幅回路１，２は、広い周波数範囲（1Hz〜350MHz）で入力抵抗Ｒｉｎを凡そ50Ωにすることができる。
【００５６】
なお、上記のシミュレーション結果は、各々のトランジスタをリン化インジウム（InP）DHBTとした場合であるが、各々のトランジスタをインジウムガリウム砒素(InGaAs)DHBTとしても同様の作用効果が得られる。また、シミュレーションはDHBTで行ったが、ヘテロ接合トランジスタ（HBT）でも同様の作用効果が得られる。
【００５７】
以上説明したように本実施形態の帰還増幅回路１，２によれば、入力抵抗Ｒｉｎの周波数依存性を改善して電圧利得の周波数特性がより平坦な帰還増幅回路を提供することができる。図１３に、比較例の帰還増幅回路の電圧利得特性を示す。図１３の横軸と縦軸の関係は、上記の図２等と同じである。
【００５８】
比較例の電圧利得は、10KHz以下の周波数において大きくなる特性を示す。この比較例に対して本実施形態の帰還増幅回路１，２の電圧利得の周波数特性は、広い周波数範囲（1HZ〜350MHz）において平坦にできる。なお、上記の各特性は一例であり、本発明はそれらの特性に限定されるものではない。
【００５９】
変形例で説明したように、本発明は上記の実施形態に限定されるものではなく、種々の変形及び改良が可能であることは、当業者には自明である。本発明は、その要旨の範囲内で数々の変形が可能である。
【符号の説明】
【００６０】
１，２：帰還増幅回路
１０：エミッタ接地増幅回路
２０：帰還回路
２１：帰還増幅回路２の帰還回路を構成するエミッタフォロワ回路
２２，２３：帰還増幅回路２の帰還回路を構成する多段エミッタフォロワ回路
【図１】
0006426580.tif 000002
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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