(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源に直列に接続されて閉ループを形成するフィルタ用インダクタ及びフィルタ用キャパシタを有するローパスフィルタと、
前記フィルタ用インダクタと前記フィルタ用キャパシタとの接続点に一端が接続された第１インダクタと、
前記交流電源と前記フィルタ用キャパシタとの接続点に一端が接続されたトランス１次巻線と、前記トランス１次巻線に電磁的に結合したトランス２次巻線とを有するトランスと、
前記第１インダクタの他端を介して第１スイッチと第２スイッチとを直列に接続するとともに、前記トランス１次巻線の他端を介して第３スイッチと第４スイッチとを直列に接続し、前記第１スイッチと前記第３スイッチ及び前記第２スイッチと前記第４スイッチをそれぞれ接続して閉ループを形成し、前記第３スイッチと第４スイッチの両端に平滑用キャパシタを接続してなるＨブリッジと、
前記トランス２次巻線に接続された第１整流手段と、
前記交流電源の交流電源電圧を検出する電源電圧検出手段と、
前記第１インダクタに流れる第１インダクタ電流を検出する第１電流検出手段と、
前記平滑用キャパシタのキャパシタ電圧を検出するキャパシタ電圧検出手段と、
前記第１整流手段から負荷に出力される出力電圧を検出する出力電圧検出手段と、
前記交流電源電圧の検出値、前記第１インダクタ電流の検出値、及び前記キャパシタ電圧の検出値に基づいて、前記交流電源電圧に同期した第１インダクタ電流を流すように、且つ前記出力電圧の検出値に基づいて、前記出力電圧に対する出力電圧指令値との偏差を解消するように、前記第１スイッチと第４スイッチの組と、前記第２スイッチと第３スイッチの組とを交互に開閉するためのスイッチング信号を、前記第１スイッチと第４スイッチの組と、前記第２スイッチと第３スイッチの組とに供給する制御手段と、
を具備し、
前記制御手段は、
前記キャパシタ電圧の検出値に基づいて、交流電源に流す交流電源電流の振幅指令値を計算する振幅指令値計算手段と、
前記交流電源電圧の検出値に基づいて、前記交流電源電圧と同位相の正弦波を生成する正弦波生成手段と、
前記振幅指令値及び前記正弦波に基づいて、前記交流電源電流の電流指令値を計算する電流指令値計算手段と、
前記出力電圧の検出値と前記出力電圧指令値との偏差を検出し、前記偏差に応じた値を幅として送出する幅送出手段と、
前記電流指令値に前記幅を持たせて消弧指令値及び点弧指令値を生成する指令値生成手段と、
前記第１インダクタ電流の検出値が前記消弧指令値と前記点弧指令値との範囲内に収まるか否かを判定する判定手段と、
前記判定の結果に応じて、前記第１インダクタ電流の検出値が前記範囲内から外れるタイミングで前記開閉を切り替えるように前記スイッチング信号を生成する信号生成手段と、
を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
交流電源に直列に接続されて閉ループを形成するフィルタ用インダクタ及びフィルタ用キャパシタを有するローパスフィルタと、
前記フィルタ用インダクタと前記フィルタ用キャパシタとの接続点に一端が接続された第１インダクタと、
前記交流電源と前記フィルタ用キャパシタとの接続点に一端が接続されたトランス１次巻線と、前記トランス１次巻線に電磁的に結合したトランス２次巻線とを有するトランスと、
前記第１インダクタの他端を介して第１スイッチと第２スイッチとを直列に接続するとともに、前記トランス１次巻線の他端を介して第３スイッチと第４スイッチとを直列に接続し、前記第１スイッチと前記第３スイッチ及び前記第２スイッチと前記第４スイッチをそれぞれ接続して閉ループを形成し、前記第３スイッチと第４スイッチの両端に平滑用キャパシタを接続してなるＨブリッジと、
前記トランス２次巻線に接続された第１整流手段と、
前記交流電源の交流電源電圧を検出する電源電圧検出手段と、
前記交流電源に流す交流電源電流を検出する電源電流検出手段と、
前記平滑用キャパシタのキャパシタ電圧を検出するキャパシタ電圧検出手段と、
前記トランス１次巻線に電磁的に結合したトランス３次巻線と、
前記トランス３次巻線に接続された第２整流手段と、
前記第２整流手段の出力電圧を検出する第２電圧検出手段と、
前記交流電源電圧の検出値、前記交流電源電流の検出値、及び前記キャパシタ電圧の検出値に基づいて、前記交流電源電圧に同期した交流電源電流を流すように、且つ前記出力電圧の検出値に基づいて、前記出力電圧に対する出力電圧指令値との偏差を解消するように、前記第１スイッチと第４スイッチの組と、前記第２スイッチと第３スイッチの組とを交互に開閉するためのスイッチング信号を、前記第１スイッチと第４スイッチの組と、前記第２スイッチと第３スイッチの組とに供給する制御手段と、
を具備し、
前記制御手段は、前記出力電圧の検出値と前記出力電圧指令値との偏差の大きさに基づいてスイッチング周波数を決定し、そのスイッチング周波数に応じたスイッチング信号を生成する信号生成手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
交流電源に直列に接続されて閉ループを形成するフィルタ用インダクタ及びフィルタ用キャパシタを有するローパスフィルタと、
前記フィルタ用インダクタと前記フィルタ用キャパシタとの接続点に一端が接続された第１インダクタと、
前記交流電源と前記フィルタ用キャパシタとの接続点に一端が接続されたトランス１次巻線と、前記トランス１次巻線に電磁的に結合したトランス２次巻線とを有するトランスと、
前記第１インダクタの他端を介して第１スイッチと第２スイッチとを直列に接続するとともに、前記トランス１次巻線の他端を介して第３スイッチと第４スイッチとを直列に接続し、前記第１スイッチと前記第３スイッチ及び前記第２スイッチと前記第４スイッチをそれぞれ接続して閉ループを形成し、前記第３スイッチと第４スイッチの両端に平滑用キャパシタを接続してなるＨブリッジと、
前記トランス２次巻線に接続された第１整流手段と、
前記交流電源の交流電源電圧を検出する電源電圧検出手段と、
前記第１インダクタに流れる第１インダクタ電流を検出する第１電流検出手段と、
前記平滑用キャパシタのキャパシタ電圧を検出するキャパシタ電圧検出手段と、
前記トランス１次巻線に電磁的に結合したトランス３次巻線と、
前記トランス３次巻線に接続された第２整流手段と、
前記第２整流手段の出力電圧を検出する第２電圧検出手段と、
前記交流電源電圧の検出値、前記第１インダクタ電流の検出値、及び前記キャパシタ電圧の検出値に基づいて、前記交流電源電圧に同期した第１インダクタ電流を流すように、且つ前記出力電圧の検出値に基づいて、前記出力電圧に対する出力電圧指令値との偏差を解消するように、前記第１スイッチと第４スイッチの組と、前記第２スイッチと第３スイッチの組とを交互に開閉するためのスイッチング信号を、前記第１スイッチと第４スイッチの組と、前記第２スイッチと第３スイッチの組とに供給する制御手段と、
を具備し、
前記制御手段は、
前記キャパシタ電圧の検出値に基づいて、交流電源に流す交流電源電流の振幅指令値を計算する振幅指令値計算手段と、
前記交流電源電圧の検出値に基づいて、前記交流電源電圧と同位相の正弦波を生成する正弦波生成手段と、
前記振幅指令値及び前記正弦波に基づいて、前記交流電源電流の電流指令値を計算する電流指令値計算手段と、
前記出力電圧の検出値と前記出力電圧指令値との偏差を検出し、前記偏差に応じた値を幅として送出する幅送出手段と、
前記電流指令値に前記幅を持たせて消弧指令値及び点弧指令値を生成する指令値生成手段と、
前記第１インダクタ電流の検出値が前記消弧指令値と前記点弧指令値との範囲内に収まるか否かを判定する判定手段と、
前記判定の結果に応じて、前記第１インダクタ電流の検出値が前記範囲内から外れるタイミングで前記開閉を切り替えるように前記スイッチング信号を生成する信号生成手段と、
を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、デジタル家電やＯＡ（office automation）機器等のように、直流電力を用いる機器が普及している。一般的に、これらの機器には、商用交流電源から直流電力を得るための電力変換装置が搭載されている。電子機器の省電力化の要求が高まる中、各機器に搭載される電力変換装置は低損失化が必須の条件となっている。
【０００３】
交流から直流を得る電力変換装置へ適用する回路としては、ダイオード整流回路、力率改善回路（power factor correction：ＰＦＣ）、絶縁型ＤＣ／ＤＣ変換器の３つの回路要素からなる方式が一般的に知られている。
【０００４】
この方式において、ダイオード整流回路は、交流電圧を整流して直流電圧へ変換する。ダイオード整流回路で整流された電圧については、交流電圧同様に振幅が大きく変動するため、平滑コンデンサを接続して電圧を平滑する必要がある。
【０００５】
しかしながら、平滑コンデンサを接続すると、ダイオード整流回路は、平滑コンデンサよりも交流電圧が大きい場合にのみダイオードが導通する動作となる。このため、交流電源からダイオード整流回路に流れ込む電流は、交流電圧のピーク付近のみ振幅を有する、力率の悪い波形となる。そこで、ＰＦＣ回路をダイオード整流回路と平滑コンデンサとの間に接続し、力率を改善する。
【０００６】
ダイオード整流回路とＰＦＣ回路のみでも交流電源から直流電源が得られるが、負荷で必要な電圧は、特に電子機器の場合、５Ｖや１２Ｖ等のように、交流電源電圧よりも低い場合が多い。このため、降圧用のＤＣ／ＤＣ変換器を接続し、所望の電圧まで降圧する。
【０００７】
このように、ダイオード整流回路、ＰＦＣ回路、ＤＣ／ＤＣ変換器と３つの回路を用いることで、入力力率がよく、安定した出力電圧が得られる電力変換装置を構成できる。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００８】
【非特許文献１】Jun-Ho Kim et al, “Analysis and Design of Boost-LLC Converter for High Power Density AC-DC Adapter”, ECCE Asia 2013, pp.6-11
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、従来の電力変換装置は、３つの回路を用いる多段構成であることから、装置全体の損失が各回路で生じる損失の和となる。このため、従来の電力変換装置では、各回路の変換効率が良くても、装置全体の変換効率が低下してしまう。
【００１０】
本発明が解決しようとする課題は、整流回路、ＰＦＣ回路及びＤＣ／ＤＣ変換回路の各機能を持ちつつ、装置全体の変換効率を向上し得る電力変換装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
実施形態の電力変換装置は、ローパスフィルタ、第１インダクタ、トランス、Ｈブリッジ、第１整流手段、電源電圧検出手段、第１電流検出手段、キャパシタ電圧検出手段、出力電圧検出手段及び制御手段を具備する。
【００１２】
前記ローパスフィルタは、交流電源に直列に接続されて閉ループを形成するフィルタ用インダクタ及びフィルタ用キャパシタを有する。
【００１３】
前記第１インダクタは、前記フィルタ用インダクタと前記フィルタ用キャパシタとの接続点に一端が接続されている。
【００１４】
前記トランスは、前記交流電源と前記フィルタ用キャパシタとの接続点に一端が接続されたトランス１次巻線と、前記トランス１次巻線に電磁的に結合したトランス２次巻線とを有する。
【００１５】
前記Ｈブリッジは、前記第１インダクタの他端を介して第１スイッチと第２スイッチとを直列に接続するとともに、前記トランス１次巻線の他端を介して第３スイッチと第４スイッチとを直列に接続し、前記第１スイッチと前記第３スイッチ及び前記第２スイッチと前記第４スイッチをそれぞれ接続して閉ループを形成し、前記第３スイッチと第４スイッチの両端に平滑用キャパシタを接続してなる。
【００１６】
前記第１整流手段は、前記トランス２次巻線に接続されている。
【００１７】
前記第１電流検出手段は、前記第１インダクタに流れる第１インダクタ電流を検出する。
【００１８】
前記電源電流検出手段は、前記交流電源に流す交流電源電流を検出する。
【００１９】
前記キャパシタ電圧検出手段は、前記平滑用キャパシタのキャパシタ電圧を検出する。
【００２０】
前記出力電圧検出手段は、前記第１整流手段から負荷に出力される出力電圧を検出する。
【００２１】
前記制御手段は、前記交流電源電圧の検出値、前記第１インダクタ電流の検出値、及び前記キャパシタ電圧の検出値に基づいて、前記交流電源電圧に同期した第１インダクタ電流を流すように、且つ前記出力電圧の検出値に基づいて、前記出力電圧に対する出力電圧指令値との偏差を解消するように、前記第１スイッチと第４スイッチの組と、前記第２スイッチと第３スイッチの組とを交互に開閉するためのスイッチング信号を、前記第１スイッチと第４スイッチの組と、前記第２スイッチと第３スイッチの組とに供給する。
【００２２】
前記制御手段は、振幅指令値計算手段と、正弦波生成手段と、電流指令値計算手段と、幅送出手段と、指令値生成手段と、判定手段と、信号生成手段とを備えている。
【００２３】
前記振幅指令値計算手段は、前記キャパシタ電圧の検出値に基づいて、交流電源に流す交流電源電流の振幅指令値を計算する。前記正弦波生成手段は、前記交流電源電圧の検出値に基づいて、前記交流電源電圧と同位相の正弦波を生成する。前記電流指令値計算手段は、前記振幅指令値及び前記正弦波に基づいて、前記交流電源電流の電流指令値を計算する。前記幅送出手段は、前記出力電圧の検出値と前記出力電圧指令値との偏差を検出し、前記偏差に応じた値を幅として送出する。前記指令値生成手段は、前記電流指令値に前記幅を持たせて消弧指令値及び点弧指令値を生成する。前記判定手段は、前記第１インダクタ電流の検出値が前記消弧指令値と前記点弧指令値との範囲内に収まるか否かを判定する。前記信号生成手段は、前記判定の結果に応じて、前記第１インダクタ電流の検出値が前記範囲内から外れるタイミングで前記開閉を切り替えるように前記スイッチング信号を生成する。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】第１の実施形態に係る電力変換装置及びその周辺構成を示す模式図である。
【図２】同実施形態における制御部の構成を示す模式図である。
【図３】同実施形態における交流指令値計算部の構成を示す模式図である。
【図４】同実施形態における交流指令値計算部の変形例を示す模式図である。
【図５】同実施形態における動作を説明するための模式図である。
【図６】同実施形態における動作を説明するための模式図である。
【図７】第３の実施形態におけるゲート信号生成部の構成を示す模式図である。
【図８】第３の実施形態におけるゲート信号生成部の構成を示す模式図である。
【図９】第４の実施形態に係る電力変換装置及びその周辺構成を示す模式図である。
【図１０】同実施形態における制御部の構成を示す模式図である。
【図１１】同実施形態における動作を説明するための模式図である。
【図１２】各実施形態に関連する電力変換装置の構成を示す模式図である。
【図１３】同装置における電圧・電流波形を表す波形図である。
【図１４】同装置の各周波数における等価回路を示す模式図である。
【図１５】同装置の交流電源電圧のゼロクロス点における電圧・電流波形を示す波形図である。
【図１６】同装置の交流電源電圧のボトム点における電圧・電流波形を示す波形図である。
【図１７】同装置の制御構成を示す模式図である。
【図１８】同装置の周波数−ゲイン特性を示す図である。
【図１９】同装置の実験条件を示す図である。
【図２０】同装置の各実験例に用いた定数を示す図である。
【図２１】同装置の第１実験例における定常時の電圧・電流波形を示す波形図である。
【図２２】同第１実験例の交流電源電圧のゼロクロス点における電圧・電流波形を示す波形図である。
【図２３】同第１実験例の交流電源電圧のボトム点における電圧・電流波形を示す波形図である。
【図２４】各実験例の出力電圧に対する効率及び周波数の特性を示す図である。
【図２５】各実験例の出力１００Ｗ時における損失の内訳を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
以下、各実施形態について図面を用いて説明するが、その前に、各実施形態に関連する構成や動作などの概要を述べる。
【００２６】
図１２は各実施形態に関連する電力変換装置の構成を示す模式図である。図示するように、単相の交流電源に直列にＨブリッジのインバータ、トランス、インダクタ及びＬＣ高調波フィルタが接続される。トランスの２次側は２巻線が出ており、整流回路を介して平滑コンデンサＣoutと負荷に接続されている。Ｈブリッジの平滑コンデンサＣDCには交流電源電圧ＶACを昇圧した電圧が充電される。Ｈブリッジはスイッチングにより交流の出力電圧Ｖabを出力する。ＬＣ高調波フィルタ（Ｌf，Ｃf）は、Ｈブリッジで発生する高周波の第１インダクタ電流ＩL1が交流電源へ流れないように設置されたフィルタ回路である。第１インダクタＬ1は、ＬＣ高調波フィルタのキャパシタＣfとの共振によりＨブリッジのソフトスイッチングを行うために設けられている。
【００２７】
次に、このような電力変換装置のＡＣ−ＤＣ変換原理について述べる。図１２に示す電力変換装置は、１つのＨブリッジインバータで交流電源電流を制御するＰＦＣ動作とトランスの２次側への電力伝送の制御を実現する。図１３（ａ）乃至図１３（ｆ）は、交流電源電圧、交流電源電流とインバータが出力する電圧・電流波形を示している。インバータは交流電源に同期した出力電圧Ｖabを出力し、１次側回路には、トランス１次側の電流ＩL1が流れる。電流ＩL1は、交流電源電流ＩACにインバータのキャリア周波数成分が重畳している。２次側の電流ＩT2は、励磁電流Ｉmと巻き数ｎ2，ｎ1を用いて（１）〜（３）式で表せる。巻数ｎ2のトランス２次巻線は２つが直列に接続され、電流ＩT2が整流されるため、ＩT2は常に正側のみに流れる。キャリア周波数成分のリプルを含んだ電流ＩT2はコンデンサＣoutで平滑される。コンデンサＣoutは、一定の出力電圧Ｖoutを出力する。
【００２８】
【数１】
0006277087.tif 000002
【００２９】
図１４（ａ）に上記電力変換装置の交流電源周波数（５０Ｈｚ）における等価回路を示し、図１４（ｂ）に上記電力変換装置のキャリア周波数（数１０ｋＨｚ〜数１００ｋＨｚ）における等価回路を示す。
【００３０】
図１４（ａ）において、トランス２次側の負荷は可変インピーダンスＺとして置き換えている。Ｈブリッジインバータは、５０Ｈｚの正弦波状に変調制御され、インバータ出力電圧Ｖabと交流電源電圧ＶACとの差分電圧と負荷インピーダンスＺによって交流電源電流ＩACが流れる。この交流電源電流ＩACが交流電源電圧ＶACと同位相になるように制御することでＰＦＣ動作が実現される。ＰＦＣ、すなわち、有効電流のみを流すように制御することで交流電源電圧ＶACからＨブリッジキャパシタＣDCへの充電も実現される。
【００３１】
一方、図１４（ｂ）は、キャリア周波数成分の等価回路であり、高周波の第１インダクタ電流ＩL1は高調波フィルタのキャパシタＣfを通り、トランスで２次側へ伝達される。インバータが出力する電圧Ｖabは、従来のＬＬＣコンバータと異なり、正弦波変調されているため、交流電源電圧のゼロクロス付近とボトム（ピーク）でオン比率が異なる。ゼロクロス付近では５０％パルスとなり、ボトム（ピーク）では太く（細く）なる。トランスで伝達される電力は印加電圧の高調波実効値と考えられるため、同じキャリア周波数、同じ直流電圧ＶDCの場合、ゼロクロス付近では高調波最大（電力伝送最大）、ボトム（ピーク）では高調波最小（電力伝送最小）となる。
【００３２】
次に、上記電力変換装置のゼロ・ボルト・スイッチング（ＺＶＳ）動作原理について説明する。図１５及び図１６にインバータのキャリア周期における各部の電圧・電流波形を示す。図１５（ａ）乃至図１５（ｆ）は交流電源電圧ＶACのゼロクロス点における波形を示し、図１６（ａ）乃至図１６（ｆ）は交流電源電圧ＶACのボトム点における波形を示す。図中の任意の時間ｔにおける第１インダクタ電流ＩL1は（４）式により表される。
【００３３】
【数２】
0006277087.tif 000003
【００３４】
ＶLfは（５）式で表される。ＬＣ高調波フィルタが交流電源への高調波の流出を十分防止できるようにＬf，Ｃfのカットオフ周波数を設計した場合、ｄＩAC がｄＩL1に比べ非常に小さくなるため、ＶLf ≒０として簡略化できる。図１５（ｅ）及び図１６（ｅ）に示すＶL1 は、簡略化して示している。
【００３５】
【数３】
0006277087.tif 000004
【００３６】
ここで、ＨブリッジインバータのＺＶＳ動作を述べる。いま、Ｖab ＞０、すなわち、ｂ相ハイ側スイッチＳ3 がオンしている状況では、Ｈブリッジ出力電流である第１インダクタ電流ＩL1＜０ の場合、Ｓ3 がオフすると、ＩL1はデッドタイム期間中にＳ3の寄生ダイオードを流れる。この後、ロウ側スイッチＳ4 がオンすると、ＺＶＳを達成できずにＳ3 寄生ダイオードの逆回復時間中に大きなリカバリ損失が発生してしまう。これに対し、Ｖab ＞０ 印加中にＩL1 が正まで増加すればＳ3 オフ後のデッドタイム期間中にＳ4 を流れるため、その後のＳ4 オン時にＺＶＳが達成できる。図１５及び図１６に照らし合わせるとＶab ＞０ は時間ｔ0 からｔ2 であり、この期間にＩL1 が負にならなければ良い。すなわち（４）式の２段目においてｔ＝ｔ2 時のＩL1（ｔ2）が正となる（６）式が条件の１つとなる。同様にＶab ＜０ 印加中を考えると（７）式が条件となり、（６），（７）式が同時に成立するとき、ＺＶＳが常に成立する。
【００３７】
【数４】
0006277087.tif 000005
【００３８】
（６），（７）式は従来のＬＬＣコンバータと比較すると、交流電源電圧ＶAC と時間ｔ0 〜ｔ4 を規定するＨブリッジインバータの変調率が常に０（＝パルス幅５０％）ではない点が異なる。
【００３９】
次に、上記電力変換装置の制御構成について図１７を用いて述べる。具体的には、交流電源電流の制御部と直流の出力電圧を制御する部分について説明する。
【００４０】
図１７中、破線Control for PFC で囲った部分が交流電源電流ＩACの位相を交流電源電圧ＶACに一致させるＰＦＣ動作を実現する制御部である。ＶDC_refは、Ｈブリッジのキャパシタ電圧の指令値であり、検出したキャパシタ電圧ＶDC と比較し、ＰＩ演算により交流電源電流の振幅指令値ＩAC_amp_ref を生成する。また、交流電源電圧ＶACからＰＬＬ（phase-locked loop）により交流電源電圧位相ωｔを検出し、ＩAC_amp_ref とｓｉｎ ωｔを乗じ、交流電源電流指令値ＩAC_ref を演算する。ＩAC_ref は検出した交流電源電流ＩAC と比較され、ＰＩ演算によりＨブリッジ出力電圧指令値Ｖab_refを生成する。Ｈブリッジ出力電圧指令値Ｖab_refは、Ｈブリッジキャパシタ電圧ＶDC で割ることで変調指令値Ｄとなる。変調指令値Ｄは、三角波キャリアと比較され、ＰＷＭのパルスを生成する。Ａ相とＢ相のパルスはハイとロウが逆の同じ信号である。
【００４１】
キャパシタ電圧ＶDC を一定指令値となるように交流電源電圧ＶACと同位相の交流電源電流指令値ＩAC_refを生成することで有効電流を制御し、ＰＦＣ動作が実現される。
【００４２】
一方、図１７中、破線Control for DC-DC で囲った部分が直流の出力電圧Ｖoutを一定指令値に制御する制御部となる。トランス２次側の出力電圧Ｖout を検出し、出力電圧指令値Ｖout_ref と比較しＰＩ演算する。ＰＩ演算の結果はキャリア周波数ｆcとなる。
【００４３】
（８）式は、図１４（ｂ）に示した高周波成分等価回路におけるインバータ出力電圧Ｖab に対するＶout の伝達関数Ｇ(s)である。
【００４４】
出力負荷の抵抗は巻数ｎ1，ｎ2 を乗じて１次側換算値としている。
【００４５】
【数５】
0006277087.tif 000006
【００４６】
式（８）の周波数−ゲイン特性を図１８に示す。各定数は、Ｌf ＝１．５ｍＨ，Ｃf ＝０．４５ｍＦ，Ｌ1 ＝２００ｕＨ，Ｌm ＝２００ｕＨ，ｎ1／ｎ2 ＝５．５，Ｒ＝５．７６Ｗとしている。（８）式および図１８では５０Ｈｚの交流電源電圧ＶACの変動が考慮されないため、交流電源電圧ＶACのゼロクロス時の特性となっている点には注意が必要である。図１８に示すＬＣ共振特性において、上記電力変換装置では共振点より右側（高周波側）のみを用いる。このため、想定する最大出力Ｐmaxで最小周波数ｆc_min となるように各部の定数を選定する必要がある。そして、負荷電流の大小によってキャリア周波数ｆc を調整し、出力電圧Ｖoutを一定に保つ。なお、トランス２次側へ現れる電力量は、Ｈブリッジインバータの出力する高調波の大きさＶDC、キャリア周波数ｆc に基づく（８）式のゲイン特性、そして高調波実効割合α で決まる。高調波実効割合α は、インバータの変調率に関係し、パルス幅が５０％となる変調率０の点で最大となり、変調率が１あるいは−１に近づくほど減少する。交流電源電流ＩACの制御により変調率は ω＝５０Ｈｚで変動するため、前述の高調波実効割合α は２倍周波数の２ω＝１００Ｈｚで変動する。さらに、キャパシタ電圧ＶDC は交流電源電流に実効値ＩACrmsの正弦波有効電流を流すとき、平均値ＶDC_avg を中心に２ωのリプルを持つ。
【００４７】
【数６】
0006277087.tif 000007
【００４８】
すなわち、キャリア周波数ｆc を一定とした場合、出力電圧Ｖout は、キャパシタ電圧ＶDCおよび高調波実効割合α の２つの影響を受け、２ωのリプルが発生する。出力電圧制御部は、これら２ωのリプルを抑制するように周波数変調することで一定の出力電圧Ｖout を出力する。
【００４９】
次に、上記電力変換装置の実験例の構成について述べる。
【００５０】
図１９に実験条件を示し、図２０にキャパシタ、インダクタとトランスの定数を示す。定数は、第１実験例と第２実験例との２種類について示す。入力は単相１００Ｖrms とし、出力は最大１００Ｗとした。動作スイッチング周波数は最小２５ｋＨｚ、最大１００ｋＨｚとしている。Ｈブリッジの各スイッチは、ＲON ＝５０ｍＷのＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを用い、２次側の整流素子は、Ｖf ＝０．４Ｖ程度のＳＢＤ(Schottky Barrier Diode)ダイオードＮＴＳＪ３０Ｕ１００ＣＴＧを用いた。実験例はＺＶＳ条件を確立する前であったため、ＳｉＣを用いたが、実際には、大きなＱrr を持つ耐圧６００Ｖ程度のSuper Junction−ＭＯＳＦＥＴを用いることが可能である。同様にインダクタ・トランスについても５０ｍｍの大きなコアを用いている。
【００５１】
次に、ＰＦＣ動作及び出力電圧制御の特性について述べる。図２１に第１実験例の定数を用いた定常時の上記電力変換装置の各部の電圧・電流波形を示す。交流電源電圧ＶAC に対し、交流電源電流ＩAC の位相が一致しており歪みも少ないことがわかる。また出力電圧Ｖout は指令値２４Ｖに制御されているが、１Ｖp-p 程度２ωのリプルが残っていることも確認できる。これは出力電圧のキャリア周波数制御のゲインが低いためと考えられる。
【００５２】
次に、ＺＶＳ特性について述べる。図２２及び図２３に、第１実験例の定数を用いたキャリア周期におけるＨブリッジ出力電圧Ｖab，トランス励磁電圧Ｖm ，交流電源電流ＶAC，第１インダクタ電流ＩL1 の波形を示す。
【００５３】
図２２は図１５で説明した交流電源電圧・電流のゼロクロス時を示し、図２３は図１６で説明したボトム付近を示している。ゼロクロス時は、第１インダクタ電流ＩL1 が正負均等に流れ、一般的なＬＬＣコンバータと同じＺＶＳ動作になっていることがわかる。
【００５４】
一方、交流電源電圧ボトム付近では、負側への電流リプルが大きくなり、正側は減少している。しかし、Ｈブリッジ出力電圧Ｖab が正電圧を出力している間にＩL1 ＞０ となっており、（６）式で述べたＺＶＳ条件を満たしている。すなわち、Ｈブリッジ出力電圧Ｖab の正電圧印加中にＩL1 が負から正に変化し、負電圧印加中に正から負に変化できており、いずれのスイッチングでもブリッジを構成する４素子がＺＶＳ動作している。
【００５５】
次に、効率と損失分析について述べる。
【００５６】
図２４は、図１９及び図２０の実験パラメータ時の上記電力変換装置の出力電力に対する効率及び周波数の特性を示している。第１及び第２実験例の結果を比較すると、効率は、第２実験例の方が最高９２％と高い。
【００５７】
また動作キャリア周波数も上がっている。パワーデバイスはＺＶＳ動作であるため、キャリア周波数の違いは主に磁性部品の損失に影響していると推測される。
【００５８】
図２５は、実験例における出力１００Ｗ時の上記電力変換装置の損失の内訳を示している。各損失は各部の電圧・電流を測定し、パワーデバイスのオン抵抗仕様値、コアの磁束密度に対する鉄損仕様、表皮・近接効果を含む高周波抵抗の測定値から算出している。１段での変換であるため、１次側のＨブリッジ（パワーデバイス）の損失割合は非常に小さい。磁性部品ではインダクタの損失が大きく異なる。主要要因は鉄損の違いである。インダクタの磁束密度は式（１０）で表されるが、第１実験例は第２実験例よりもインダクタンスＬ1 が高い。また第１インダクタ電流ＩL1 の実効値は（１１）式で示されるように励磁電流Ｉm が同じ場合、出力Ｐout，出力電圧Ｖout，とトランス巻数比ｎ1 ／ｎ2 で決まるため、同程度となる。さらに第１及び第２実験例では、コア断面積Ｓは、ほぼ同等であるが、Ｌ1 のターン数ｎL1 は第１実験例のコアの方が大きい。
【００５９】
【数７】
0006277087.tif 000008
【００６０】
この結果、第１実験例の磁束密度Ｂが第２実験例の磁束密度Ｂよりも高くなり、両実験例のコア体積が同等程度であるため、第１実験例の鉄損が増加したと考えられる。
【００６１】
一方、２次側の整流素子であるＳＢＤの損失は４％超と大きな割合を占めており、整流器を低圧ＭＯＳＦＥＴに置き換え、同期整流化し、磁性部品を最適設計することで９６％程度まで効率を上げられると考えられる。
【００６２】
まとめると、上記電力変換装置によれば、従来多段構成で変換していたＡＣ−ＤＣ変換を１段で行うと共に、全てのスイッチをＺＶＳ（Zero Volt Switching）動作することができる。ここで、上記電力変換装置は、ＰＦＣ制御とＤＣ−ＤＣ変換を１段で行うが、各々の制御の分離方式については上述した通りである。そして、実験例により１段でのＰＦＣを備えた電力変換装置によるＡＣ−ＤＣ変換動作におけるＺＶＳ動作を実証した。変換効率は最大９２％が得られることを確認し、損失分析の結果、２次側整流素子の損失が大半を占めていることがわかった。
【００６３】
これについては、２次側を同期整流化することに加え、磁性部品と動作キャリア周波数の最適化を図ることにより、変換効率の向上を期待することができる。
【００６４】
以上が各実施形態に関連する電力変換装置の構成や動作などの概要である。続いて、各実施形態に係る電力変換装置について具体的に説明する。
【００６５】
＜第１の実施形態＞
図１は第１の実施形態に係る電力変換装置及びその周辺構成を示す模式図である。電力変換装置１００は、交流電源Ｖ１から得られる交流電源電圧ＶACを直流電圧Ｖoutに変換して負荷５に電力を供給する主回路部と、主回路部に接続された制御部２００とを備えている。
【００６６】
主回路部は、ローパスフィルタ（Ｌf，Ｃf）、第１インダクタＬ1、Ｈブリッジ（Ｓ1〜Ｓ4、Ｄ1〜Ｄ4、ＣDC）、トランス（Ｔn1，Ｔn2）、ダイオードＤ5，Ｄ6、キャパシタＣout、入力電圧検出部１、電源電流検出部２、キャパシタ電圧検出部３及び出力電圧検出部４を備えている。
【００６７】
ローパスフィルタは、交流電源Ｖ１に直列に接続された（フィルタ用）インダクタＬfと、当該インダクタＬfと交流電源Ｖ１との間に直列に接続された（フィルタ用）キャパシタＣfとを備えている。すなわち、インダクタＬf及びキャパシタＣfは、交流電源Ｖ１に直列に接続されて閉ループを形成する。なお、「フィルタ用」の語は、請求項内でトランス１次側の第１インダクタＬ1やＨブリッジ内のキャパシタＣDCと区別するための便宜的な修飾語であり、省略又は他の修飾語（例、「第０」又は「第１」など）に変更してもよい。
【００６８】
第１インダクタＬ1は、一端がインダクタＬf及びキャパシタＣfの接続点に接続され、他端がＨブリッジの接続点Ｍ1に接続されている。
【００６９】
トランスは、交流電源Ｖ１とキャパシタＣfとの接続点に一端が接続されたトランス１次巻線Ｔn1と、トランス１次巻線Ｔn1に電磁的に結合したトランス２次巻線Ｔn2とを有する。
【００７０】
Ｈブリッジは、第１インダクタＬ1の他端を介して第１スイッチＳ1と第２スイッチＳ2とを直列に接続するとともに、トランス１次巻線Ｔn1の他端を介して第３スイッチＳ3と第４スイッチＳ4とを直列に接続し、第１スイッチＳ1と第３スイッチＳ3及び第２スイッチＳ2と第４スイッチＳ4をそれぞれ接続して閉ループを形成し、第３スイッチＳ3と第４スイッチＳ4の両端に（平滑用）キャパシタＣDCを接続してなる。なお、「平滑用」の語は、請求項内でローパスフィルタのキャパシタＣfと区別するための便宜的な修飾語であり、省略又は他の修飾語（例、「第２」など）に変更してもよい。
【００７１】
詳しくは、Ｈブリッジは、互いに直列に接続された第１及び第２スイッチＳ1，Ｓ2と、キャパシタＣDCと、互いに直接に接続された第３及び第４スイッチＳ3，Ｓ4とが互いに並列に接続されている。
【００７２】
各スイッチＳ1〜Ｓ4は、自己消弧型のスイッチング素子であり、ここではＮ型電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を用いている。また、各スイッチＳ1〜Ｓ4と逆並列に接続されるダイオードＤ1〜Ｄ4は、ＭＯＳＦＥＴ等のボディーダイオードで代用してもよい。各スイッチＳ1〜Ｓ4のゲート端子は、制御部２００に接続されている。
【００７３】
第１スイッチＳ1のソース端子は接続点Ｍ1を介して第２スイッチＳ2のドレイン端子に接続される。
【００７４】
第３スイッチＳ3のソース端子は接続点Ｍ2を介して第４スイッチＳ4のドレイン端子に接続される。
【００７５】
第１スイッチＳ1のドレイン端子は、キャパシタＣDCの一端と、第３スイッチＳ3のドレイン端子とに接続される。
【００７６】
第２スイッチＳ2のソース端子は、キャパシタＣDCの他端と、第４スイッチＳ4のソース端子とに接続される。
【００７７】
このようなＨブリッジは、キャパシタＣDCに充電されている電圧ＶDCを元に各スイッチＳ1〜Ｓ4をスイッチングすることで、キャパシタ電圧ＶDCを上限とする任意の電圧（Ｖab）を出力できる。スイッチングにより電圧を出力する方法としては、公知であるＰＷＭ（Pulse Width Modulation）やＰＤＭ（Pulse Density Modulation）等が適宜、使用可能となっている。また、ＰＷＭ、ＰＤＭの生成法は、キャリア比較やヒステリシスコンパレータ等、種々の公知の手法が適用可能である。なお、ＨブリッジのキャパシタＣDCへの充電方法及びその電圧制御方法については後述するが、交流電源電圧ＶACを利用してキャパシタＣDCへの充電および制御が可能である。
【００７８】
このようなＨブリッジの出力は、直列接続された第１及び第２スイッチＳ1, Ｓ2の接続点Ｍ1と、直列接続された第３及び第４スイッチＳ3, Ｓ4の接続点Ｍ2との間の電圧Ｖabとして得られる。以下、この電圧ＶabをＨブリッジ出力電圧Ｖabともいう。
【００７９】
Ｈブリッジの接続点Ｍ2と、キャパシタＣf及び交流電源Ｖ１の接続点との間には、トランスの１次巻線Ｔn1が直列に接続される。
【００８０】
トランスの２次巻線Ｔn2の両端には、それぞれ第５ダイオードＤ5及び第６ダイオードＤ6の各アノード端子が接続される。第５ダイオードＤ5及び第６ダイオードＤ6の各カソード端子は互いに接続される。各カソード端子の接続点と、トランスの２次巻線Ｔn2の中点との間には、キャパシタＣoutが接続される。これら各ダイオードＤ5，Ｄ6及びキャパシタＣoutは整流平滑回路（第１整流手段）を構成する。キャパシタＣoutの両端には、負荷５が並列に接続される。
【００８１】
入力電圧検出部１は、交流電源Ｖ１の両端に並列接続され、交流電源Ｖ１から主回路部に入力される交流電源電圧ＶACを検出し、ＶACの瞬時値を示すＶAC検出値を制御部２００に出力する。入力電圧検出部１は、交流電源Ｖ１の交流電源電圧ＶACを検出する電源電圧検出手段を構成している。
【００８２】
電源電流検出部２は、交流電源Ｖ１とローパスフィルタのインダクタＬfとの間に直列接続され、交流電源Ｖ１に流す交流電源電流ＩACを検出し、ＩACの瞬時値を示すＩAC検出値を制御部２００に出力する。電源電流検出部２は、交流電源Ｖ１に流す交流電源電流ＩACを検出する電源電流検出手段を構成している。
【００８３】
キャパシタ電圧検出部３は、ＨブリッジのキャパシタＣDCの両端に並列接続され、キャパシタＣDCの電圧ＶDCを検出し、ＶDCの瞬時値を示すＶDC検出値を制御部２００に出力する。キャパシタ電圧検出部３は、（平滑用）キャパシタＣDCのキャパシタ電圧ＶDCを検出するキャパシタ電圧検出手段を構成している。
【００８４】
出力電圧検出部４は、負荷５側のキャパシタＣoutの両端に並列接続され、キャパシタＣoutの出力電圧Ｖoutを検出し、Ｖoutの瞬時値を示すＶout検出値を制御部２００に出力する。出力電圧検出部４は、第１整流手段（Ｄ5，Ｄ6，Ｃoutからなる整流平滑回路））から負荷５に出力される出力電圧Ｖoutを検出する出力電圧検出手段を構成している。
【００８５】
制御部２００は、交流電源電圧ＶACの検出値、交流電源電流ＩACの検出値、及びキャパシタ電圧ＶDCの検出値に基づいて、交流電源電圧ＶACに同期した交流電源電流ＩACを流すように、且つ出力電圧Ｖoutの検出値に基づいて、出力電圧Ｖoutに対する出力電圧指令値Ｖout_refとの偏差Ｖout_difを解消するように、第１スイッチＳ1と第４スイッチＳ4の組と、第２スイッチＳ2と第３スイッチＳ3の組とを交互に開閉するためのスイッチング信号Ｓ1_PWM〜Ｓ4_PWMを、第１スイッチＳ1乃至第４スイッチＳ4に供給する制御手段を構成している。
【００８６】
具体的には、制御部２００は、各検出部１〜４から受けた検出値に基づいて、例えば図１７の各破線（Control for PFC， Control for DC-DC）に囲まれた部分に示す機能により、主回路部を制御するためのスイッチング信号Ｓ1_PWM〜Ｓ4_PWMを生成する。スイッチング信号Ｓ1_PWM〜Ｓ4_PWMは、制御部２００から各スイッチＳ1〜Ｓ4のゲート端子に個別に出力される。第１及び第４スイッチＳ1，Ｓ4は、ゲート端子にスイッチング信号Ｓ1_PWM，Ｓ4_PWMが供給されている間、導通する。第２及び第３スイッチＳ2，Ｓ3は、ゲート端子にスイッチング信号Ｓ2_PWM，Ｓ3_PWMが供給されている間、導通する。
【００８７】
ここで、制御部２００は、図２に示すように、ＶDC_ref設定部２０１、減算部２０２、電圧制御器（ＡＶＲ）２０３、交流指令値計算部２０４、減算部２０５、電流制御器（ＡＣＲ）２０６、除算部２０７及びスイッチング信号生成部２０８を備えている。
【００８８】
ＶDC_ref設定部２０１は、予め設定されたキャパシタＣDCの電圧指令値ＶDC_refを減算部２０２に出力する。
【００８９】
減算部２０２は、キャパシタ電圧検出部３から受けたＶDC検出値から、ＶDC_ref設定部２０１から受けた電圧指令値ＶDC_refを減算し、得られた偏差ＶDC_dif（＝ＶDC−ＶDC_ref）を電圧制御器（ＡＶＲ）２０３に出力する。
【００９０】
電圧制御器（ＡＶＲ）２０３は、減算部２０２から受けた偏差ＶDC_difに基づいて、図１７に示す如きＰＩ演算により、交流電源電流ＩACの振幅指令値ＩAC_amp_refを生成し、振幅指令値ＩAC_amp_refを交流指令値計算部２０４に出力する。
【００９１】
交流指令値計算部２０４は、電圧制御器（ＡＶＲ）２０３から受けた振幅指令値ＩAC_amp_refと、入力電圧検出部１から受けたＶAC検出値とに基づいて、インダクタＬfに関する電流指令値ＩAC_refを生成する。
【００９２】
例えば図３に示すように、交流指令値計算部２０４は、ＶAC検出値からＰＬＬ２１１により、ＶACの電源電圧位相ωｔを検出し、正弦波生成部２１２により、電源電圧位相ωｔと同位相の正弦波ｓｉｎ ωｔを生成する。しかる後、交流指令値計算部２０４は、乗算部２１３により、振幅指令値ＩAC_amp_refと正弦波ｓｉｎ ωｔを乗じて、、ＶACと同位相の電流指令値ＩAC_refを計算する。ここで、例えば図４に示すように、定数乗算部２１０により、ＶAC検出値（例、振幅２００Ｖ）に定数Ｋ（例、１／２００）を乗じて、得られたＫ・ＶAC検出値（例、振幅１Ｖ）をＰＬＬ２１１に送出するようにしてもよい。
【００９３】
いずれにしても、交流指令値計算部２０４は、図５に示すように、振幅指令値ＩAC_amp_refに、ＶACと同位相の正弦波ｓｉｎ ωｔを乗じることにより、ＶACと同位相の電流指令値ＩAC_refを計算する。しかる後、交流指令値計算部２０４は、この電流指令値ＩAC_refを減算部２０５に出力する。
【００９４】
減算部２０５は、交流指令値計算部２０４から受けた電流指令値ＩAC_refから、電源電流検出部２から受けたＩAC検出値を減算し、得られた偏差ＩAC_dif（＝ＩAC_ref−ＩAC）を電流制御器（ＡＣＲ）２０６に出力する。
【００９５】
電流制御器（ＡＣＲ）２０６は、減算部２０５から受けた偏差ＩAC_difに基づいて、図１７に示す如きＰＩ演算により、Ｈブリッジ出力電圧指令値Ｖab_refを生成し、Ｈブリッジ出力電圧指令値Ｖab_refを除算部２０７に出力する。
【００９６】
除算部２０７は、電流制御器（ＡＣＲ）２０６から受けたＨブリッジ出力電圧指令値Ｖab_refを、キャパシタ電圧検出部３から受けたＶDC検出値で除算し、得られた変調指令値Ｄ（＝Ｖab_ref／ＶDC）をスイッチング信号生成部２０８に出力する。なお、「変調指令値Ｄ」は、「電圧比率Ｄ」と呼んでもよい。「除算部」は「比率計算部」と呼んでもよい。
【００９７】
スイッチング信号生成部２０８は、除算部２０７から受けた変調指令値Ｄと、出力電圧検出部４から受けたＶout検出値とに基づいて、主回路部を制御するためのスイッチング信号Ｓ1_PWM〜Ｓ4_PWMを生成する。
【００９８】
ここで、スイッチング信号生成部２０８は、出力電圧Ｖoutの検出値に基づいて出力電圧指令値Ｖout_refとの偏差Ｖout_difの大きさに基づいてスイッチング周波数を決定し、そのスイッチング周波数に応じたスイッチング信号Ｓ1_PWM〜Ｓ4_PWMを生成する信号生成手段を構成している。なお、スイッチング周波数は、偏差Ｖout_difを解消するように決定される。
【００９９】
この信号生成手段は、出力電圧Ｖoutの検出値に基づいて、出力電圧指令値Ｖout_refとの偏差Ｖout_difの大きさに基づいてキャリア周波数ｆcを計算する周波数計算手段と、キャリア周波数ｆcを有するキャリア信号Ｓcarを生成するキャリア生成手段と、キャリア信号Ｓcarに基づいて、スイッチング信号Ｓ1_PWM〜Ｓ4_PWMを生成する第１生成手段とを備えている。
【０１００】
具体的には、スイッチング信号生成部２０８は、例えば図１７の破線（Control for DC-DC）に囲まれた部分に示す機能により、スイッチング信号Ｓ1_PWM〜Ｓ4_PWMを生成する。例えば、スイッチング信号生成部２０８は、予め設定された出力電圧指令値Ｖout_ref をＶout検出値から減算し、得られた偏差Ｖout_dif（＝Ｖout−Ｖout_ref）に基づいて、図１７に示す如きＰＩ演算により、キャリア周波数ｆcを得る。なお、キャリア周波数ｆcは、偏差Ｖout_difを解消するように決定される。また、キャリア周波数ｆcの値は、スイッチング周波数の値に対応する。そのため、キャリア周波数ｆcを決定することは、スイッチング周波数を決定することに等しい。
【０１０１】
また、スイッチング信号生成部２０８は、得られたキャリア周波数ｆcをもつ三角波キャリアのキャリア信号Ｓcarを生成し、このキャリア信号Ｓcarと変調指令値Ｄとを比較する。
【０１０２】
比較結果がＳcar＜Ｄのとき、スイッチング信号生成部２０８は、点弧用の「１」のスイッチング信号Ｓ1_PWM，Ｓ4_PWMと、消弧用の「０」のスイッチング信号Ｓ2_PWM，Ｓ3_PWMとを生成する。スイッチング信号Ｓ2_PWM，Ｓ3_PWMは、スイッチング信号Ｓ1_PWM又はＳ4_PWMの反転信号である。
【０１０３】
比較結果がＳcar＞Ｄのとき、スイッチング信号生成部２０８は、消弧用の「０」のスイッチング信号Ｓ1_PWM，Ｓ4_PWMと、点弧用の「１」のスイッチング信号Ｓ2_PWM，Ｓ3_PWMとを生成する。
【０１０４】
スイッチング信号Ｓ1_PWM〜Ｓ4_PWMは、スイッチング信号生成部２０８から各スイッチＳ1〜Ｓ4のゲート端子に個別に出力される。
【０１０５】
次に、以上のように構成された電力変換装置の動作について説明する。
【０１０６】
回路構成は、図１に示した通り、交流電源Ｖ１、インダクタＬf、第１インダクタＬ1、Ｈブリッジの接続点Ｍ1，Ｍ2、トランス１次巻線Ｔn1を直列接続した構成である。また、キャパシタＣfが交流電源Ｖ１とインダクタＬfに並列に接続される。インダクタＬf及びキャパシタＣfがローパスフィルタを構成する。
【０１０７】
従って、図６に示すように、Ｈブリッジと交流電源Ｖ１とに直列接続されるインダクタＬf、第１インダクタＬ1及びトランス１次巻線Ｔn1には、Ｈブリッジ出力電圧Ｖabと交流電源電圧ＶACとの差分が印加される。
【０１０８】
このとき、Ｈブリッジから交流電源電圧ＶACを打ち消す方向に、交流電源電圧ＶAC相当の交流の出力電圧Ｖabを出力した場合について述べる。
【０１０９】
Ｈブリッジ出力電圧Ｖabには、スイッチングによる高調波成分と、出力する電圧の５０Ｈｚや６０Ｈｚの低周波成分が含まれる。Ｈブリッジ出力電圧Ｖabの低周波成分は、交流電源Ｖ１と同一な５０Ｈｚや６０Ｈｚの周波数をもつが、各スイッチＳ1〜Ｓ4のスイッチング周波数はそれよりも十分高い数十〜数百キロＨｚの周波数を用いる。
【０１１０】
直列接続されるインダクタＬf、第１インダクタＬ1及びトランス１次巻線Ｔn1には、交流電源電圧ＶACとＨブリッジ出力電圧Ｖabとの差分が印加される。但し、ＨブリッジとインダクタＬfの間にはキャパシタＣfが接続される。
【０１１１】
インダクタＬfに対しては、Ｈブリッジ出力電圧Ｖabの高周波成分がキャパシタＣfにより減衰するため、Ｈブリッジ出力電圧Ｖabに含まれる５０Ｈｚや６０Ｈｚの低周波成分と交流電源電圧ＶACとの差分が印加される。なお、インダクタＬfは、第１インダクタＬ1及びトランス１次巻線Ｔn1にあらわれる励磁インダクタンスよりも十倍以上の十分大きな値のインダクタンスとするため、低周波成分の大部分がインダクタＬfに印加される。
【０１１２】
インダクタＬfに印加されるＨブリッジ出力電圧Ｖabの低周波成分と交流電源電圧ＶACとの差分の大きさは、Ｈブリッジ出力電圧Ｖabを調整することで任意に操作可能である。そのためインダクタＬfに流れる交流電源電流ＩAC、すなわち交流電源Ｖ１から電力変換装置１００に流入する電流の大きさを、Ｈブリッジ出力電圧ＶAbの低周波成分を操作することで制御可能となる。
【０１１３】
制御部２００は、この特性を利用して主回路部に整流器およびＰＦＣ動作をさせるため、交流電源電圧ＶACに同期した交流電源電流ＩACを流すように、スイッチング信号Ｓ1_PWM〜Ｓ4_PWMを各スイッチＳ1〜Ｓ4に供給する。
【０１１４】
一方、第１インダクタＬ1とトランス１次巻線Ｔn1にも同様に、交流電源電圧ＶACとＨブリッジ出力電圧Ｖabの差分が印加される。但し、Ｈブリッジは交流電源電圧ＶACを打ち消す大きさの交流の出力電圧Ｖabを出力する。
【０１１５】
このため、第１インダクタＬ1とトランス１次巻線Ｔn1には、Ｈブリッジ出力電圧Ｖabの高周波成分が印加される。トランス１次巻線Ｔn1に印加される高周波成分は、トランス２次巻線Ｔn2に励起電圧を生じさせる。この励起電圧はダイオードＤ5，Ｄ6及びキャパシタＣoutによって整流及び平滑され、直流の出力電圧Ｖoutとして負荷５に供給される。このように、電力変換装置１００は、交流直流変換の電源装置として動作する。なお、「電力変換装置」は「電源装置」と呼んでもよい。
【０１１６】
ここで、トランス２次巻線Ｔn2に生じる励起電圧は、トランス１次巻線Ｔn1に印加される高周波成分の大きさによって決まる。Ｈブリッジ出力電圧Ｖabの高周波成分は、トランス１次巻線Ｔn1と第１インダクタＬ1それぞれに印加される。このため、トランス１次巻線Ｔn1に印加される高調波成分は第１インダクタＬ1により分圧された電圧となる。
【０１１７】
第１インダクタＬ1及びトランス１次巻線Ｔn1に印加される高周波成分は、Ｈブリッジのスイッチングにより生じる高周波電圧であるため、この高周波電圧の周波数は、各スイッチＳ1〜Ｓ4のスイッチング周波数によって変化する。
【０１１８】
第１インダクタＬ1は、一定のインダクタンスを有しているため、印加される電圧の周波数によってインピーダンスが変化する特性をもつ。
【０１１９】
制御部２００は、この特性を利用し、スイッチング周波数の制御により、第１インダクタＬ1に印加される電圧ＶL1を加減してトランス１次巻線Ｔn1に印加される電圧を調整し、出力電圧指令値Ｖout_refとの偏差を解消するように出力電圧Ｖoutを制御する。
【０１２０】
まとめると、制御部２００は、交流電源電圧ＶACの検出値、交流電源電流ＩACの検出値、及びキャパシタ電圧ＶDCの検出値に基づいて、交流電源電圧ＶACに同期した交流電源電流ＩACを流すように、且つ出力電圧Ｖoutの検出値に基づいて、出力電圧Ｖoutに対する出力電圧指令値Ｖout_refとの偏差Ｖout_difを解消するように、第１スイッチＳ1と第４スイッチＳ4の組と、第２スイッチＳ2と第３スイッチＳ3の組とを交互に開閉するためのスイッチング信号Ｓ1_PWM〜Ｓ4_PWMを、第１スイッチＳ1乃至第４スイッチＳ4に供給する。
【０１２１】
これにより、制御部２００は、交流電源電圧ＶACに同期した交流電源電流ＩACを流すように、整流器およびＰＦＣ動作を行うと共に、出力電圧指令値Ｖout_refとの偏差Ｖout_difを解消するように、出力電圧Ｖoutを制御する。
【０１２２】
ここで、ＨブリッジのキャパシタＣDCへの充電及びその電圧制御方法について補足的に説明する。
【０１２３】
起動時には、キャパシタＣDCは全く充電されていない状態である。
【０１２４】
この状態で電力変換装置１００へ交流電源Ｖ１を接続すると、インダクタＬf，Ｌ1等を介してＨブリッジ出力に交流電源電圧ＶACが印加される。キャパシタ電圧ＶDCが全くない状態なので、印加される交流電源電圧ＶACにより各スイッチＳ1〜Ｓ4に並列に接続されるダイオードＤ1〜Ｄ4が点弧し、キャパシタＣDCに対して各ダイオードＤ1〜Ｄ4が全波整流回路として動作する。
【０１２５】
これにより、キャパシタＣDCは、交流電源電圧ＶACのピーク値程度まで充電される。キャパシタＣDCが交流電源電圧ＶACまで充電されると、Ｈブリッジは、交流電源電圧ＶAC相当の出力電圧Ｖabを出力可能となる。前述した通り、Ｈブリッジ出力電圧Ｖabを操作してインダクタＬfに流れる交流電源電流ＩACを制御可能であるため、交流電源電圧ＶACと同位相になるように交流電源電流ＩACを制御することで、電力変換装置１００に対して有効電力を供給できる。
【０１２６】
ここで、インダクタＬfは、電力変換装置１００の定格容量に対して、数％のインピーダンスしか持たない。このため、交流電源電流ＩACを制御するためにインダクタＬfに印加する電圧は、交流電源電圧ＶACの数％程度である。
【０１２７】
Ｈブリッジ出力電圧Ｖabは、交流電源電圧ＶACを打ち消す成分と、インダクタＬfに印加する電圧とを含む。インダクタＬfに印加する電圧が交流電源電圧ＶACの数％程度のため、Ｈブリッジ出力電圧Ｖabの大部分は、交流電源電圧ＶACを打ち消す成分となり、交流電源電圧ＶACに近似した正弦波電圧となる。
【０１２８】
そのため、交流電源電圧ＶACと同位相の交流電源電流ＩACを電力変換装置１００に流入するように制御して得られる有効電力の大部分は、Ｈブリッジへ供給される。よって、交流電源Ｖ１からＨブリッジへ電力を与える方向に交流電源電流ＩACを流した場合、Ｈブリッジのキャパシタ電圧ＶDCは上昇する。
【０１２９】
一方、Ｈブリッジから交流電源Ｖ１へ電力を与える方向に交流電源電流ＩACを流した場合、Ｈブリッジのキャパシタ電圧ＶDCは下降する。
【０１３０】
このように、交流電源電圧ＶACと同位相の交流電源電流ＩACを制御することにより、ＨブリッジのキャパシタＣDCへの充電及びキャパシタ電圧ＶDCを制御する。
【０１３１】
上述したように本実施形態によれば、交流電源電圧ＶACの検出値、交流電源電流ＩACの検出値、及びキャパシタ電圧ＶDCの検出値に基づいて、交流電源電圧ＶACに同期した交流電源電流ＩACを流すように、且つ出力電圧Ｖoutの検出値に基づいて、出力電圧指令値Ｖout_refとの偏差を解消するように、スイッチング信号Ｓ1_PWM〜Ｓ4_PWMを、各スイッチＳ1〜Ｓ4に供給する。このとき、出力電圧Ｖoutの検出値に基づいて出力電圧指令値Ｖout_refとの偏差の大きさに基づいてスイッチング周波数を決定し、そのスイッチング周波数に応じたスイッチング信号Ｓ1_PWM〜Ｓ4_PWMを生成する。
【０１３２】
これにより、整流回路、ＰＦＣ回路及びＤＣ／ＤＣ変換回路の各機能を持ちつつ、装置全体の変換効率を向上することができる。
【０１３３】
補足すると、交流電源Ｖ１とインダクタＬf，Ｌ1、Ｈブリッジ、トランスを直列接続する構成とすることで、Ｈブリッジ出力電圧Ｖabの低周波成分を操作することで交流電源電流ＩACを制御してＰＦＣ回路の機能を実現でき、また、交流電源電流ＩACを利用してＨブリッジのキャパシタ電圧ＶDCを制御でき、整流回路の機能を実現できる。
【０１３４】
またＨブリッジのスイッチング周波数を可変することで、負荷５に供給する出力電圧Ｖoutを制御でき、ＤＣ／ＤＣ変換回路の機能を実現できる。
【０１３５】
このように本実施形態は、従来の整流回路、ＰＦＣ回路、ＤＣ／ＤＣ変換回路といった３つの回路機能を１つの回路段数（Ｈブリッジ）で実現でき、低損失、変換効率の向上、部品点数の低減を実現することができる。
【０１３６】
＜第２の実施形態＞
次に、第２の実施形態に係る電力変換装置について図１及び図６を参照しながら説明する。
【０１３７】
第２の実施形態は、第１の実施形態のうち、スイッチング周波数の制御により、負荷５に供給する出力電圧Ｖoutを制御する部分を詳細に述べるものである。以下、第１の実施形態と異なる部分について主に述べる。
【０１３８】
前述した通り、第１インダクタＬ1及びトランス１次巻線Ｔn1に印加される電圧は、Ｈブリッジのスイッチングにより生じる高周波電圧であり、この高周波電圧の周波数は、各スイッチＳ1〜Ｓ4のスイッチング周波数によって変化する。
【０１３９】
第１インダクタＬ1は、一定のインダクタンスを有しているため、印加される電圧の周波数によってインピーダンスが変化する。そのため、Ｈブリッジのスイッチング周波数が変化すると、第１インダクタＬ1のインピーダンスも変化する。
【０１４０】
一方、トランス１次巻線Ｔn1には励磁インダクタンスＬmが現れるために、第１インダクタＬ1同様に周波数特性がある。しかしながら、トランス２次巻線Ｔn2に抵抗負荷が接続されるため、トランス１次巻線Ｔn1から見たときのトランスのインピーダンスは、トランス１次巻線Ｔn1に印加される電圧の周波数によってそれほど変化しない。これは、スイッチング周波数における励磁インダクタンスＬmのインピーダンスに比べ、負荷抵抗が十分小さいからである。
【０１４１】
このため、スイッチング周波数を上げると、第１インダクタＬ1のインピーダンスがトランスのインピーダンスよりも相対的に大きくなり、トランス１次巻線Ｔn1に印加される高周波電圧が低下する。
【０１４２】
逆に、スイッチング周波数を下げると、第１インダクタＬ1のインピーダンスが相対的に小さくなり、トランス１次巻線Ｔn1に印加される高周波電圧が上昇する。
【０１４３】
従って、Ｈブリッジのスイッチング周波数を可変して、トランス１次巻線Ｔn1に印加される高周波電圧を調整することにより、負荷５に供給する出力電圧Ｖoutを制御することができる。
【０１４４】
上述したように本実施形態によれば、第１の実施形態と同様の作用効果を得ることができる。
【０１４５】
＜第３の実施形態＞
図７は、第３の実施形態に係る電力変換装置に適用されたスイッチング信号生成部の構成を示す模式図である。
【０１４６】
第３の実施形態は、第１又は第２の実施形態の具体例又は変形例であり、スイッチング信号生成部２０８に関する部分を詳細に述べるものである。以下、第１又は第２の実施形態と異なる部分について主に述べる。
【０１４７】
ここで、スイッチング信号生成部２０８は、Ｖout_ref設定部２２１、減算部２２２、電圧制御器（ＡＶＲ）２２３、キャリア生成部２２４、コンパレータ２２５、ＮＯＴ回路２２６、定数乗算部２２７、コンパレータ２２８及びＮＯＴ回路２２９を備えている。
【０１４８】
ここで、Ｖout_ref設定部２２１は、予め設定されたキャパシタＣoutの電圧指令値Ｖout_refを減算部２２２に出力する。
【０１４９】
減算部２２２は、出力電圧検出部４から受けたＶout検出値から、Ｖout_ref設定部２２１から受けた電圧指令値Ｖout_refを減算し、得られた偏差Ｖout_dif（＝Ｖout−Ｖout_ref）を電圧制御器（ＡＶＲ）２２３に出力する。
【０１５０】
電圧制御器（ＡＶＲ）２２３は、減算部２２２から受けた偏差Ｖout_difに基づいて、図１７に示す如きＰＩ演算により、キャリア周波数ｆcを生成し、キャリア周波数ｆcをキャリア生成部２２４に出力する。
【０１５１】
キャリア生成部２２４は、電圧制御器（ＡＶＲ）２２３から受けたキャリア周波数ｆcをもつ三角波キャリアのキャリア信号Ｓcarを生成し、このキャリア信号Ｓcarを各コンパレータ２２５，２２８の反転入力端子に出力する。
【０１５２】
コンパレータ２２５は、除算部２０７から非反転入力端子に受けた変調指令値Ｄと、キャリア生成部から反転入力端子に受けたキャリア信号Ｓcarとを比較し、比較結果に応じて「１」又は「０」の値をもつスイッチング信号Ｓ1_PWMを第１スイッチＳ1及びＮＯＴ回路２２６に出力する。
【０１５３】
ＮＯＴ回路２２６は、コンパレータ２２５から受けたスイッチング信号Ｓ1_PWMを反転させてスイッチング信号Ｓ2を生成し、このスイッチング信号Ｓ2_PWMを第２スイッチＳ2に出力する。
【０１５４】
定数乗算部２２７は、除算部２０７から受けた変調指令値Ｄに定数「−１」を乗じて、得られた変調指令値「−Ｄ」をコンパレータ２２８の非反転入力端子に出力する。
【０１５５】
コンパレータ２２８は、定数乗算部２２７から非反転入力端子に受けた変調指令値「−Ｄ」と、キャリア生成部から反転入力端子に受けたキャリア信号Ｓcarとを比較し、比較結果に応じて「０」又は「１」の値をもつスイッチング信号Ｓ3_PWMを第３スイッチＳ3及びＮＯＴ回路２２９に出力する。
【０１５６】
ＮＯＴ回路２２９は、コンパレータ２２８から受けたスイッチング信号Ｓ3_PWMを反転させてスイッチング信号Ｓ4を生成し、このスイッチング信号Ｓ4_PWMを第４スイッチＳ4に出力する。
【０１５７】
次に、以上のように構成されたスイッチング信号生成部２０８により、Ｈブリッジの出力に所望の電圧を得るための方法について述べる。
【０１５８】
前述した通り、Ｈブリッジ出力電圧Ｖabは、キャパシタ電圧ＶDCを電源として得られる。そこで、制御部２００においては、Ｈブリッジ出力電圧指令値Ｖab_refを、キャパシタ電圧検出部３から受けたＶDC検出値で除算し、得られた変調指令値Ｄ（＝Ｖab_ref／ＶDC）をスイッチング信号生成部２０８に出力している。
【０１５９】
スイッチング信号生成部２０８では、変調指令値Ｄからパルス波のスイッチング信号を得る方法として、キャリア比較方式を用いている。例えば図７に示した構成により、−１〜＋１の範囲で周期的に変化する三角波キャリアからなるキャリア信号Ｓcarを生成し、キャリア信号Ｓcarと変調指令値Ｄとをコンパレータ２２５，２２８で比較する。
【０１６０】
キャリア信号Ｓcarよりも変調指令値Ｄが大きければ、「１」の値をもつスイッチング信号Ｓ1_PWM，Ｓ4_PWMを出力すると共に、「０」の値をもつスイッチング信号Ｓ2_PWM，Ｓ3_PWMを出力する。
【０１６１】
キャリア信号Ｓcarよりも変調指令値Ｄが小さければ、「０」の値をもつスイッチング信号Ｓ1_PWM，Ｓ4_PWMを出力すると共に、「１」の値をもつスイッチング信号Ｓ2_PWM，Ｓ3_PWMを出力する。
【０１６２】
電力変換装置１００では、このスイッチング信号Ｓ1_PWM〜Ｓ4_PWMに応じて、Ｈブリッジの各スイッチＳ1〜Ｓ4を「１」で点弧し、「０」で消弧することで、所望のＨブリッジ出力電圧Ｖabを得ている。
【０１６３】
また、このキャリア信号Ｓcarの周期（＝１／ｆc）を変化させることで、各スイッチＳ1〜Ｓ4のスイッチング周波数を可変することができる。
【０１６４】
キャリア周波数ｆcだけを変化させる場合、Ｈブリッジ出力電圧Ｖabには影響がない。そのため、キャリア周波数ｆcを可変することで、Ｈブリッジ出力電圧Ｖabの低周波成分（すなわち、交流電源電流ＩACに対応する成分）に影響を与えることなく、スイッチング周波数を可変でき、負荷側の出力電圧Ｖoutを制御することができる。
【０１６５】
上述したように本実施形態によれば、第１の実施形態と同様の作用効果を得ることができる。
【０１６６】
＜第４の実施形態＞
図８は、第４の実施形態に係る電力変換装置及びその周辺構成を示す模式図である。
【０１６７】
第４の実施形態は、第１〜第３の各実施形態の変形例であり、第１インダクタＬ1に流れる第１インダクタ電流ＩL1に基づいて、各スイッチＳ1〜Ｓ4をスイッチングする形態である。
【０１６８】
ここで、電力変換装置２００ａは、図１に示した構成のうち、交流電源電流ＩACを検出する電源電流検出部２（電源電流検出手段）に代えて、第１インダクタＬ1に流れる第１インダクタ電流ＩL1を検出する回路電流検出部２ａ（第１電流検出手段）を備えている。なお、回路電流検出部２ａは、第１インダクタＬ1と接続点Ｍ1との間に直列に接続され、第１インダクタＬ1に流れる第１インダクタ電流ＩL1を検出し、ＩL1検出値を制御部２００ａに出力する。
【０１６９】
これに伴い、制御部２００ａは、ＩAC検出値に代えて、ＩL1検出値に基づく制御を実行する。
【０１７０】
このような制御部２００ａは、例えば図９に示すように、ＶDC_ref設定部２０１、減算部２０２、電圧制御器（ＡＶＲ）２０３、交流指令値計算部２０４、ＶDC_ref設定部２３１、差動増幅部２３２、幅調整部２３３、コンパレータ２３４，２３５、ＳＲ-Ｆ/Ｆ２３６及びＮＯＴ回路２３７を備えている。
【０１７１】
ここで、ＶDC_ref設定部２０１、減算部２０２、電圧制御器（ＡＶＲ）２０３及び交流指令値計算部２０４は、前述同様の機能をもっている。但し、交流指令値計算部２０４により得られた電流指令値ＩAC_refの出力先は、幅調整部２３３である。なお、ＶDC_ref設定部２０１、減算部２０２及び電圧制御器（ＡＶＲ）２０３は、キャパシタ電圧ＶDCの検出値に基づいて、交流電源電流ＩACの振幅指令値ＩAC_amp_refを計算する振幅指令値計算手段を構成している。交流指令値計算部２０４のうち、例えば図３に示したＰＬＬ２１１及び正弦波生成部２１２は、交流電源電圧ＶACの検出値に基づいて、交流電源電圧ＶACと同位相の正弦波ｓｉｎ ωｔを生成する正弦波生成手段を構成している。また、交流指令値計算部２０４のうち、例えば図３に示した乗算部２１３は、振幅指令値ＩAC_amp_ref及び正弦波ｓｉｎ ωｔに基づいて、交流電源電流の電流指令値ＩAC_refを計算する電流指令値計算手段を構成している。
【０１７２】
Ｖout_ref設定部２３１は、予め設定されたキャパシタＣoutの電圧指令値Ｖout_refを差動増幅部２３２に出力する。
【０１７３】
差動増幅部（幅送出手段）２３２は、Ｖout_ref設定部２３１から受けた電圧指令値Ｖout_refと、出力電圧検出部４から受けたＶout検出値との偏差を検出し、偏差に応じた値を幅dif1として幅調整部２３３に出力する。
【０１７４】
幅調整部２３３は、電流指令値ＩAC_refに幅dif1を持たせて消弧指令値ｅｎｖＵＰ及び点弧指令値ｅｎｖＤＮを生成する指令値生成手段を構成している。
【０１７５】
具体的には、幅調整部２３３は、図１０に示すように、交流指令値計算部２０４から受けた電流指令値ＩAC_refに、差動増幅部２３２から受けた幅dif1を加算及び減算して、消弧指令値及び点弧指令値を生成する。消弧指令値は、電流指令値ＩAC_refに幅ｄｉｆ１を加算した値ｅｎｖＵＰとし、点弧指令値は、電流指令値ＩAC_refに幅ｄｉｆ１を減算した値ｅｎｖＤＮとする。
【０１７６】
ｅｎｖＵＰ＝ＩAC_ref＋ｄｉｆ１
ｅｎｖＤＮ＝ＩAC_ref−ｄｉｆ１
幅調整部２３３は、点弧指令値ｅｎｖＤＮをコンパレータ２３４の非反転入力端子に出力し、消弧指令値ｅｎｖＵＰをコンパレータ２３５の反転入力端子に出力する。
【０１７７】
コンパレータ２３４，２３５は、交流電源電流ＩACの検出値に代えて第１インダクタ電流ＩL1の検出値を用い、第１インダクタ電流ＩL1の検出値が消弧指令値ｅｎｖＵＰと点弧指令値ｅｎｖＤＮとの範囲内に収まるか否かを判定する判定手段を構成している。
【０１７８】
具体的には、コンパレータ２３４は、幅調整部２３３から非反転入力端子に受けた点弧指令値ｅｎｖＤＮと、回路電流検出部２ａから反転入力端子に受けたＩL1検出値とを比較し、ＩL1検出値が点弧指令値ｅｎｖＤＮより低いとき、「１」の値をもつセット信号Ｓ_setをＳＲ-Ｆ/Ｆ２３６に出力する。具体的には、ＩL1＜ｅｎｖＤＮのとき、「１」のセット信号Ｓ_setが出力され、ＩL1＞ｅｎｖＤＮのとき、「０」のセット信号Ｓ_setが出力される。
【０１７９】
コンパレータ２３５は、幅調整部２３３から反転入力端子に受けた消弧指令値ｅｎｖＵＰと、回路電流検出部２ａから非反転入力端子に受けたＩL1検出値とを比較し、ＩL1検出値が消弧指令値ｅｎｖＵＰより高いとき、「１」の値をもつリセット信号Ｒ_resetをＳＲ-Ｆ/Ｆ２３６に出力する。具体的には、ＩL1＞ｅｎｖＵＰのとき、「１」のリセット信号Ｒ_resetが出力され、ＩL1＜ｅｎｖＵＰのとき、「０」のリセット信号Ｒ_resetが出力される。
【０１８０】
ＳＲ-Ｆ/Ｆ２３６及びＮＯＴ回路２３７は、判定手段（２３４，２３５）による判定の結果に応じて、第１インダクタ電流ＩL1の検出値が範囲内（ｅｎｖＵＰ≦ＩL1≦ｅｎｖＤＮ）から外れるタイミングで開閉を切り替えるようにスイッチング信号Ｓ1_PWM〜Ｓ4_PWMを生成する第２生成手段を構成している。
【０１８１】
具体的には、ＳＲ-Ｆ/Ｆ２３６は、各コンパレータ２３４，２３５から受けた信号Ｓ_set，Ｒ_resetに応じてスイッチング信号Ｓ2_PWM，Ｓ3_PWMをＮＯＴ回路２３７並びに第２及び第３スイッチＳ2，Ｓ3に出力する。
【０１８２】
具体的には、Ｓ_set＝０、Ｒ_reset＝０のとき、スイッチング信号Ｓ2_PWM，Ｓ3_PWMの状態を変化させない。
【０１８３】
Ｓ_set＝１、Ｒ_reset＝０のとき、「１」のスイッチング信号Ｓ2_PWM，Ｓ3_PWMを出力する。
【０１８４】
Ｓ_set＝０、Ｒ_reset＝１のとき、「０」のスイッチング信号Ｓ2_PWM，Ｓ3_PWMを出力する。
【０１８５】
ＮＯＴ回路２３７は、ＳＲ-Ｆ/Ｆ２３６から受けたスイッチング信号Ｓ2_PWM，Ｓ3_PWMを反転させてスイッチング信号Ｓ1_PWM，Ｓ4_PWMを生成し、このスイッチング信号Ｓ1_PWM，Ｓ4_PWMを第１及び第４スイッチＳ1，Ｓ4に出力する。
【０１８６】
次に、以上のように構成された電力変換装置の動作について説明する。
【０１８７】
前述した通り、交流電源電圧ＶACとＨブリッジ出力電圧Ｖabの差分が第１インダクタＬ1やトランス１次巻線Ｔn1に印加される。すなわち、Ｈブリッジ出力電圧Ｖabに応じて第１インダクタＬ1に印加される電圧ＶL1が変化し、その結果第１インダクタＬ1に流れる第１インダクタ電流ＩL1が変化する。ここでは、その第１インダクタ電流ＩL1の変化に応じてＨブリッジの各スイッチＳ1〜Ｓ4をスイッチングさせる方法について述べる。
【０１８８】
スイッチング信号Ｓ1_PWM〜Ｓ4_PWMを生成するために、Ｈブリッジに直列接続した第１インダクタＬ1に流れる第１インダクタ電流ＩL1の瞬時値を示すＩL1検出値を用いる。第１インダクタ電流ＩL1の検出値は、交流電源Ｖ１からＨブリッジに向かって流れる方向を正とする。その第１インダクタ電流検出値と、第１インダクタＬ1に流したい電流、すなわち電力変換装置１００へ流れ込む交流電源電流ＩACの電流指令値ＩAC_refとを比較する。そして、電流指令値ＩAC_refに対して第１インダクタＬ1の第１インダクタ電流ＩL1が小さければ、第１インダクタ電流ＩL1が増える方向にＨブリッジをスイッチングする。
【０１８９】
図８を例にすると、第２及び第３スイッチＳ2，Ｓ3を点弧し、第１及び第４スイッチＳ1，Ｓ4を消弧する。そして、第１インダクタ電流値ＩL1が電流指令値ＩAC_refに達したら第２及び第３スイッチＳ2，Ｓ3を消弧し、第１及び第４スイッチＳ1，Ｓ4を点弧し、第１インダクタ電流ＩL1を減らす方向にスイッチングする。
【０１９０】
しかしながら、一つの電流指令値ＩAC_refと、第１インダクタ電流ＩL1の検出値ＩL1とを比較してスイッチング動作を判定すると、連続的なスイッチング動作が生じ、発振してしまう。
【０１９１】
そこで、制御部２００ａでは、第２及び第３スイッチＳ2，Ｓ3を点弧するための点弧指令値ｅｎｖＤＮと、消弧するための消弧指令値ｅｎｖＵＰとを用意し、第１インダクタ電流ＩL1の検出値とそれぞれ比較することでスイッチの点弧と消弧のタイミングに幅を持たせている。
【０１９２】
ここで、点弧指令値ｅｎｖＤＮと消弧指令値ｅｎｖＵＰは、入力電流指令値ＩAC_refに対して偏差ｄｉｆ１を持たせた値とする。これは、いわゆるヒステリシスコンパレータの構成である。
【０１９３】
ヒステリシスコンパレータの構成を用いることで、図１０に示す第１インダクタ電流ＩL1は、電流指令値ＩAC_refに追従しながら２つの指令値ｅｎｖＵＰ、ｅｎｖＤＮの間を折り返すようにスイッチング制御される。このような第１インダクタ電流ＩL1は、電流指令値ＩAC_refの低周波成分と、折り返しによる高周波成分とを含む。
【０１９４】
制御部２００ａは、各指令値ｅｎｖＵＰ、ｅｎｖＤＮとＩL1検出値とを常に比較し、例えば、ＩL1検出値が消弧指令値ｅｎｖＵＰより外側に出たことを検出したら４つのスイッチＳ1〜Ｓ4の状態を反転させ、第１インダクタ電流ＩL1の傾きを反転させる。
【０１９５】
また、制御部２００ａは、ＩL1検出値が点弧指令値ｅｎｖＤＮより外に出たことを検出したら再び４つのスイッチＳ1〜Ｓ4の状態を反転させ、第１インダクタ電流ＩL1の傾きを再び反転させる。
【０１９６】
従って、制御部２００ａは、電流指令値ＩAC_refに追従するようにＨブリッジのスイッチング信号Ｓ1_PWM〜Ｓ4_PWMを生成してＨブリッジ出力電圧Ｖabを制御できる。このとき、点弧指令値ｅｎｖＤＮと、消弧指令値ｅｎｖＵＰのそれぞれ偏差ｄｉｆ１を調整することでスイッチング周波数を加減でき、出力電圧Ｖoutを制御できる。
【０１９７】
上述したように本実施形態によれば、第１インダクタＬ1に流れる第１インダクタ電流ＩL1に基づいて、各スイッチＳ1〜Ｓ4をスイッチングする構成としても、第１の実施形態と同様の効果を得ることができる。
【０１９８】
＜第５の実施形態＞
図１１は第５の実施形態に係る電力変換装置及びその周辺構成を示す模式図である。
【０１９９】
第５の実施形態は、第１〜第３の実施形態の変形例であり、キャパシタＣDCの出力電圧ＶDCを検出する出力電圧検出部４に代えて、トランスに設けられた電圧検出用の回路（第２電圧検出手段）を備えている。なお、第５の実施形態は、第４の実施形態の変形例としてもよいが、ここでは第１〜第３の実施形態の変形例の場合を例に挙げて述べる。
【０２００】
ここで、電圧検出用の回路は、トランス１次巻線Ｔn1に電磁的に結合したトランス３次巻線Ｔn3と、トランス３次巻線Ｔn3に接続された第２整流手段（Ｄ7，Ｄ8，Ｃdet）と、、第２整流手段の出力電圧（Ｖout’）を第１整流手段（Ｄ5，Ｄ6，Ｃout）の出力電圧Ｖoutとして検出する出力電圧検出部４ａ（第２電圧検出部）とを備えている。
【０２０１】
具体的には、トランス３次巻線Ｔn3の両端には、それぞれ第７ダイオードＤ7及び第８ダイオードＤ8の各アノード端子が接続される。第７ダイオードＤ7及び第８ダイオードＤ8の各カソード端子は互いに接続される。各カソード端子の接続点と、第８ダイオードＤ8のアノード端子との間には、キャパシタＣoutが接続される。キャパシタＣdetの両端には、キャパシタＣdetの電圧Ｖout’を検出する出力電圧検出部４ａが並列に接続される。
【０２０２】
出力電圧検出部４ａは、キャパシタＣdetの電圧Ｖout’を検出し、Ｖout’検出値を制御部２００に出力する。制御部２００は、Ｖout’検出値を定数乗算部（図示せず）などによりＶout検出値に換算し、得られたＶout検出値に基づいて、前述同様に動作する。なお、制御部２００は、トランスに設けられた電圧検出用の回路の設計値によっては、Ｖout’検出値をＶout検出値として入力し、このＶout検出値に基づいて、前述同様に動作することも可能である。
【０２０３】
以上のような構成によれば、トランス３次巻線Ｔn3の電圧を整流して得られる電圧Ｖout’を制御部２００にフィードバックしてスイッチング周波数を可変し、負荷５に供給される出力電圧Ｖoutを制御する。トランスの２次側及び３次側に現れる電圧は、トランス１次側に印加される電圧によって決まる。そのため、トランスの２次側及び３次側に現れる各々の電圧は同様の挙動を示す。
【０２０４】
よって、トランス３次巻線Ｔn3の電圧を整流及び平滑して得られた電圧Ｖout’を検出することにより、２次側の負荷５に供給する出力電圧Ｖoutを間接的に検出することが可能となる。
【０２０５】
上述したように本実施形態によれば、キャパシタＣDCの出力電圧ＶDCを検出する出力電圧検出部４に代えて、トランスに設けられた電圧検出用の回路を備えたとしても、第１〜第４の各実施形態と同様の効果を得ることができる。
【０２０６】
これに加え、一般に、制御部は、１次側の電位を基準として構成されることが多いため、２次側の電圧Ｖoutを検出するには絶縁アンプ等の部品が必要となる。これに対し、本実施形態では、トランス３次巻線Ｔn3を追加して電圧Ｖout’を検出し、Ｖout’検出値を制御部２００に入力する。
【０２０７】
従って、本実施形態によれば、絶縁アンプ等の追加部品なしで、第１〜第３の各実施形態と同様の制御を実現することができる。
【０２０８】
なお、本実施形態は、第１〜第３の実施形態に限らず、第４の実施形態に適用する場合も同様に実施でき、この場合も同様の作用効果を得ることができる。
【０２０９】
＜他の実施形態＞
各実施形態では、単相の交流電源Ｖ１を用いたが、交流電源Ｖ１は単相に限定するものではない。三相あるいはそれ以上の多相の交流電源を用いることも可能である。
【０２１０】
また、各実施形態ではスイッチとしてＦＥＴ（電界効果トランジスタ）Ｓ１〜Ｓ４を用いたが、これに限定されるものではない。例えば、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ、ＧａＮ、ＳｉＣ等の半導体素子を用いても良い。あるいはリレーのような機械式スイッチとダイオードの組み合わせで、ＨブリッジのスイッチＳ1〜Ｓ4を構成してもよい。
【０２１１】
なお、本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。  
以下に、本願出願の当初の特許請求の範囲に記載された発明を付記する。  
［１］交流電源に直列に接続されて閉ループを形成するフィルタ用インダクタ及びフィルタ用キャパシタを有するローパスフィルタと、前記フィルタ用インダクタと前記フィルタ用キャパシタとの接続点に一端が接続された第１インダクタと、前記交流電源と前記フィルタ用キャパシタとの接続点に一端が接続されたトランス１次巻線と、前記トランス１次巻線に電磁的に結合したトランス２次巻線とを有するトランスと、前記第１インダクタの他端を介して第１スイッチと第２スイッチとを直列に接続するとともに、前記トランス１次巻線の他端を介して第３スイッチと第４スイッチとを直列に接続し、前記第１スイッチと前記第３スイッチ及び前記第２スイッチと前記第４スイッチをそれぞれ接続して閉ループを形成し、前記第３スイッチと第４スイッチの両端に平滑用キャパシタを接続してなるＨブリッジと、前記トランス２次巻線に接続された第１整流手段と、前記交流電源の交流電源電圧を検出する電源電圧検出手段と、前記交流電源に流す交流電源電流を検出する電源電流検出手段と、前記平滑用キャパシタのキャパシタ電圧を検出するキャパシタ電圧検出手段と、前記第１整流手段から負荷に出力される出力電圧を検出する出力電圧検出手段と、前記交流電源電圧の検出値、前記交流電源電流の検出値、及び前記キャパシタ電圧の検出値に基づいて、前記交流電源電圧に同期した交流電源電流を流すように、且つ前記出力電圧の検出値に基づいて、前記出力電圧に対する出力電圧指令値との偏差を解消するように、前記第１スイッチと第４スイッチの組と、前記第２スイッチと第３スイッチの組とを交互に開閉するためのスイッチング信号を、前記第１スイッチと第４スイッチの組と、前記第２スイッチと第３スイッチの組とに供給する制御手段と、を具備し、前記制御手段は、前記出力電圧の検出値に基づいて前記出力電圧指令値との偏差の大きさに基づいてスイッチング周波数を決定し、そのスイッチング周波数に応じたスイッチング信号を生成する信号生成手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。
［２］付記１に記載の電力変換装置において、前記信号生成手段は、前記出力電圧の検出値に基づいて、前記出力電圧指令値との偏差の大きさに基づいてキャリア周波数を計算する周波数計算手段と、前記キャリア周波数を有するキャリア信号を生成するキャリア生成手段と、前記キャリア信号に基づいて、前記スイッチング信号を生成する第１生成手段とを備えたことを特徴とする電力変換装置。
［３］付記１に記載の電力変換装置において、前記電源電流検出手段に代えて、前記第１インダクタに流れる第１インダクタ電流を検出する第１電流検出手段を備え、前記制御手段は、前記キャパシタ電圧の検出値に基づいて、前記交流電源電流の振幅指令値を計算する振幅指令値計算手段と、前記交流電源電圧の検出値に基づいて、前記交流電源電圧と同位相の正弦波を生成する正弦波生成手段と、前記振幅指令値及び前記正弦波に基づいて、前記交流電源電流の電流指令値を計算する電流指令値計算手段と、前記出力電圧の検出値と前記出力電圧指令値との偏差を検出し、前記偏差に応じた値を幅として送出する幅送出手段と、前記電流指令値に前記幅を持たせて消弧指令値及び点弧指令値を生成する指令値生成手段と、前記交流電源電流の検出値に代えて前記第１インダクタ電流の検出値を用い、前記第１インダクタ電流の検出値が前記消弧指令値と前記点弧指令値との範囲内に収まるか否かを判定する判定手段と、前記判定の結果に応じて、前記第１インダクタ電流の検出値が前記範囲内から外れるタイミングで前記開閉を切り替えるように前記スイッチング信号を生成する第２生成手段と、を備えたことを特徴とする電力変換装置。
［４］付記１乃至付記３のいずれか１項に記載の電力変換装置において、前記出力電圧検出手段に代えて、第２電圧検出手段を備え、前記第２電圧検出手段は、前記トランス１次巻線に電磁的に結合したトランス３次巻線と、前記トランス３次巻線に接続された第２整流手段と、前記第２整流手段の出力電圧を前記第１整流手段の出力電圧として検出する第２電圧検出部と、を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【符号の説明】
【０２１２】
１…入力電圧検出部、２…電源電流検出部、２ａ…回路電流検出部、３…キャパシタ電圧検出部、４，４ａ…出力電圧検出部、５…負荷、１００，１００ａ…電力変換装置、２００，２００ａ…制御部、２０１，２３１…ＶDC_ref設定部、２０２，２０５，２２２…減算部、２０３，２２３…電圧制御器（ＡＶＲ）、２０４…交流指令値計算部、２０６…電流制御器（ＡＣＲ）、２０７…除算部、２０８…スイッチング信号生成部、２１０，２２７…定数乗算部、２１１…ＰＬＬ、２１２…正弦波生成部、２１３…乗算部、２２１…Ｖout_ref設定部、２２４…キャリア生成部、２２５，２２８，２３４，２３５…コンパレータ、２２６，２２９，２３７…ＮＯＴ回路、２３２…差動増幅部、２３３…幅調整部、２３６…ＳＲ-Ｆ/Ｆ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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