(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
分岐系統を有する導体線路を模擬した導体線路モデルに対して信号を印加し、前記印加により前記導体線路モデルから漏洩する電波を測定し、前記導体線路モデルに磁界を照射させ、誘導された電圧又は誘導された電流を測定し、前記電波の測定の結果に基づいて漏洩特性と前記電圧又は前記電流の測定に基づいて前記導体線路モデルの誘導特性とを求め、前記導体線路モデルが模擬された実際の導体線路における誘導特性または漏洩特性を推定するために、前記導体線路モデルにおける前記漏洩特性と前記誘導特性との対応関係を求める
ことを特徴とする導体線路の特性推定方法。
【請求項２】
前記導体線路モデルにおける前記漏洩特性と前記誘導特性との対応関係を求める場合において、前記測定された漏洩する電波について、前記導体線路モデルに対して異なる複数の方向の依存度を求め、それらの依存度の中で最大の値を用いて前記対応関係を求めることを特徴とする請求項１に記載の導体線路の特性推定方法。
【請求項３】
前記依存度は、前記異なる方向の偏波依存度であり、前記対応関係は、前記各方向の偏波依存度を表すベクトル和を用いて求められることを特徴とする請求項２に記載の導体線路の特性推定方法。
【請求項４】
前記導体線路モデルにおける前記漏洩特性と前記誘導特性とを求める場合において、
前記漏洩特性として、前記導体線路モデルに対して印加する前記信号としての電圧または電流と、前記導体線路モデルから漏洩された磁界または電界とから漏洩係数を求め、
前記誘導特性として、前記導体線路モデル近傍の磁界または電界と、前記導体線路モデルに前記誘導された電圧または前記誘導された電流とから誘導係数を求め、
前記導体線路モデルにおける前記漏洩特性と前記誘導特性との対応関係を求める場合において、
前記漏洩係数と前記誘導係数との差から求められた漏洩誘導変換係数を、前記導体線路モデルにおける前記漏洩特性と前記誘導特性との対応関係として求め、前記漏洩誘導変換係数を用いて、前記実際の導体線路における漏洩特性から誘導特性を推定する、または誘導特性から漏洩特性を推定することを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１項に記載の導体線路の特性推定方法。
【請求項５】
前記導体線路は、電力線または通信線を含むことを特徴とする請求項１ないし４のいずれか１項に記載の導体線路の特性推定方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力線や通信線等の導体線路における誘導特性または漏洩特性を推定する方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
各家庭に電力を供給するための電力線を利用して情報を伝送する電力線通信（PLC: Power Line Communication）システムが注目を集めている。この電力線通信システムは、商用電力を供給するための電力線に通信信号を重畳させることにより通信線として用いる通信方式であり、情報を送信する送信モデムと情報を受信する受信モデムとの間に敷設するケーブルのコストを削減できるなどのメリットがある。このため、この電力線通信システムは、ホームネットワークの構成要素の一つとして注目されている。
【０００３】
図１は、建物内に設置された電力線通信システムの状態を示している。図１に示すように、建物内には、電子機器１０ａ〜１０ｄが設けられ、さらに、ＰＬＣモデム３０ａ，３０ｂも設けられている。そして、ホームゲートウェイ２０は、電力線を介して柱上変圧器４０と接続される。この場合、電磁両立性（EMC: Electromagnetic Compatibility）に関して、次の２つの問題が生じることになる。一つは、電力線通信の信号が電力線から漏洩し、その漏洩した放射妨害波ｗ２（図１）が隣家の放送受信機に影響を与えて、受信障害を発生させるというエミッション問題である。もう一つは、電波塔１００からの放送電波ｗ１(図１)やアマチュア無線等の電波が電力線に照射され、これにより電力線に伝導性の妨害波が誘導され、その妨害波により電力線通信システムの伝送特性が低下するというイミュニティ問題である。
【０００４】
上述した建物に設置された電力線通信システムの性能を分析するには、既設の電力線における漏洩特性と誘導特性とを把握することが重要である。ところが、既設の電力線の誘導特性を測定するには、強い電磁界をその電力線に照射して、電力線に誘導する電圧または電流を測定する必要がある。しかし、通常の建物で広い周波数帯にわたってそのような測定を行うと、周囲に存在する様々な電子機器に影響を及ぼす可能性があるため、電波法では上記測定が禁止されている。そのため、既設の電力線に対する誘導特性を測定する方法は存在しない。
【０００５】
このような状況下において、従来、電力線モデルを利用して電力線の漏洩磁界を計算したり（非特許文献１、２）、電力線モデルに対する周囲磁界からの誘導特性を測定したりしている（非特許文献３）。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００６】
【非特許文献１】渡邊陽介、徳田正満、森田淳士：「分岐のない導体線路モデルの対地平衡度と漏えい磁界」、電子情報通信学会論文誌B、Vol.J90-B, No.3, pp.288-297, 2007.3
【非特許文献２】渡邊陽介、徳田正満、牧昌弘：「分岐を有する電力線の対地平衡度と漏えい磁界の計算」、電子情報通信学会論文誌B、Vol.J90-B, No.6, pp.601-611, 2007.6
【非特許文献３】信学技報  EMCJ2014-13(2014-06)
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
従来、電力線モデルを利用して電力線の漏洩特性や誘導特性を計算するようにしている。しかしながら、実際の電力線にはコンセントや照明等のスイッチのための分岐も多く複雑な形状になっており、電力線の漏洩特性や誘導特性は複雑に変化していることから、分岐の状態次第では電力線モデルでのシミュレーション結果の正確性を損なうこともあり得る。
【０００８】
本発明は、このような状況においてなされたものであり、その目的は、分岐の状態にかかわらず漏洩特性と誘導特性との関係から導体線路の漏洩特性および誘導特性を正確に推定することができる方法を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記のような目的を達成するために、本発明は、分岐系統を有する導体線路を模擬した導体線路モデルに対して信号を印加し、前記印加により前記導体線路モデルから漏洩する電波を測定し、前記導体線路モデルに磁界を照射させ、誘導された電圧又は誘導された電流を測定し、前記電波の測定の結果に基づいて漏洩特性と前記電圧又は前記電流の測定に基づいて前記導体線路モデルの誘導特性とを求め、前記導体線路モデルが模擬された実際の導体線路における誘導特性または漏洩特性を推定するために、前記導体線路モデルにおける前記漏洩特性と前記誘導特性との対応関係を求める。
【００１０】
ここで、前記導体線路モデルにおける前記漏洩特性と前記誘導特性との対応関係を求める場合において、前記測定された漏洩する電波について、前記導体線路モデルに対して異なる複数の方向の依存度を求め、それらの依存度の中で最大の値を用いて前記対応関係を求めるようにしてもよい。
【００１１】
前記依存度は、前記異なる方向の偏波依存度であり、前記対応関係は、前記各方向の偏波依存度を表すベクトル和を用いて求めるようにしてもよい。
【００１２】
前記導体線路モデルにおける前記漏洩特性と前記誘導特性とを求める場合において、前記漏洩特性として、前記導体線路モデルに対して印加する前記信号としての電圧または電流と、前記導体線路モデルから漏洩された磁界または電界とから漏洩係数を求め、前記誘導特性として、前記導体線路モデル近傍の電界または磁界と、前記導体線路モデルに前記誘導された電圧または前記誘導された電流とから誘導係数を求め、前記導体線路モデルにおける前記漏洩特性と前記誘導特性との対応関係を求める場合において、前記漏洩係数と前記誘導係数との差から求められた漏洩誘導変換係数を、前記導体線路モデルにおける前記漏洩特性と前記誘導特性との対応関係として求め、前記漏洩誘導変換係数を用いて、前記実際の導体線路における漏洩特性から誘導特性を推定する、または誘導特性から漏洩特性を推定するようにしてもよい。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によると、分岐の状態にかかわらず漏洩特性と誘導特性との関係から導体線路の漏洩特性および誘導特性を正確に推定することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】電力線通信システムにおける漏洩および誘導に関する課題を説明するための図である。
【図２】本発明の実施形態で使用される導体線路モデルの構成例を示す図である。
【図３】ＶＶＦケーブルの一例を示す断面図である。
【図４】導体線路モデルの平衡度を示す図である。
【図５】無分岐の導体線路モデルにおける漏洩磁界特性を示す図である。
【図６】無分岐の導体線路モデルにおける漏洩磁界特性の角度依存性を説明するための図である。
【図７】導体線路モデルの全分岐状態において、導体線路モデル中心と送受信アンテナとの間の距離を３ｍ、６ｍ、１２ｍと変化させた場合のベクトル和の漏洩磁界特性を示す図である。
【図８】導体線路モデルの全分岐状態において、導体線路モデル中心と送受信アンテナとの間の距離を３ｍ、６ｍ、１２ｍと変化させた場合の漏洩係数LFの周波数特性を示すための説明図である。
【図９】無分岐の導体線路モデルにおいて、ディファレンシャルモードの誘導電圧特性、および、０度、９０度、１８０度、２７０度の各角度に対してＸ、Ｙ及びＺの各方向に磁界を照射した場合の誘導電圧とそれらのベクトル和を計算した結果を示す図である。
【図１０】導体線路モデルの全ての分岐状態に対するディファレンシャルモード誘導電圧のベクトル和に関する周波数特性を示す図である。
【図１１】導体線路モデルの全ての分岐状態に対するディファレンシャルモードの誘導係数IFを示す図である。
【図１２】全ての分岐状態に対するディファレンシャルモードのLICF (LF - IF：漏洩誘導変換係数)周波数特性示す図である。
【図１３】全ての分岐状態に対するLICF (LF - IF)について、平均値LICFmからの偏差を示す図である。
【図１４】漏洩係数LFの測定値と漏洩誘導変換係数LICFmを使用して推定した誘導係数IFの周波数特性を示す図である。
【図１５】電流プローブを用いた電流測定系を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
[導体線路モデルの構成]
図２は、本実施形態にかかる導体線路モデル１の構成例を示す図である。以下、本図を参照して既設電力線の誘導特性と漏洩特性とを推定するための方法について説明する。なお、図２において、導体線路モデル１の各寸法は、Ｌ１〜Ｌ１１で値を示してある。
【００１６】
図２に示すように、導体線路モデル１は、オープンサイトの回転台（ターンテーブル）２上に構成され、後述する無分岐とコンセント分岐と照明用スイッチ分岐とを有する導体線路を形成している。そして、この導体線路に、基幹線８の近端側の第１のバラン（ｂａｌｕｎ）３、基幹線８の遠端側の第２のバラン４、コンセント分岐線９に設置した第３のバラン５、照明用スイッチ分岐線に設置した照明６、および照明用スイッチ７が設けられる。
【００１７】
本実施形態の第１のバラン３は、信号ｄの印加用として設けられ、入力端として機能する。第２のバラン４は、基幹線８の出力端として機能し、終端抵抗が接続されている。一方、第３のバラン５はコンセント分岐線の出力端として機能し、終端抵抗が接続されている。各バラン３〜５は、平衡・不平衡変換器であり、不平衡信号を平衡信号に変換するようになっている。
【００１８】
コンセント分岐と照明スイッチ分岐が接続されておらず、基幹線８のみの場合は、上述した無分岐に相当し、第１のバラン３と第２のバラン４とにそれぞれ接続される。分岐線９は、上述したコンセント分岐に相当し、第３のバラン５と接続される。分岐線１０は、上述した照明用スイッチ分岐に相当し、照明６のスイッチ７と接続される。
【００１９】
一般に、建物内に敷設される電力線は、導体直径１．６ｍｍの２芯ＶＶＦ(PVC insulated and PVC sheathed Flat-type)ケーブルが使用されるので、本実施形態の導体線路モデル１においても、基幹線８および分岐線９〜１０には上記ＶＶＦケーブルを採用するが、他の種類の電力線を採用することもできる。
【００２０】
図３は、かかるＶＶＦケーブル１２を示す断面図である。このＶＶＦケーブル１２は、導体１２ａと、導体１２ａを覆うビニル絶縁体１２ｂと、ビニル絶縁体１２ｂを覆うビニルシース１２ｃとを備える。
【００２１】
日本における電力線は、２芯のうちの１芯が柱上トランス（図１の柱上トランス４０参照）側で接地されるため、本実施形態の導体線路モデル１でも、柱上トランス側に位置する第２のバラン４の直前で片線を接地する。
【００２２】
上記のように、電力線は、２芯の平衡ケーブルで構成されることになるが、後述する磁界等の値を測定する測定器に用いられるケーブルは同軸で不平衡となるため、信号を印加するにはバランが必要となる。このため、上述した第１のバラン３として、ＬＡＮ(Local Area Network)ケーブル用のバランが用いられる。また、遠端やコンセント分岐端でも、差動２線間に現れる波形が逆相であるディファレンシャルモードと、差動２線間に現れる波形が同位相であるコモンモードに対して整合終端するため、第２のバラン４や第３のバラン５も、上述したＬＡＮケーブル用のバランが用いられる。
【００２３】
［導体線路モデルの各種測定結果］
以下、誘導特性と漏洩特性とを得るために導体線路モデル１を用いて測定された様々な結果について説明する。
【００２４】
先ず、信号ｄの入力端におけるディファレンシャルモード電圧とコモンモード電圧との比である平衡度の測定結果について説明する。この平衡度は、導体線路モデル１の状態を表す指標となるので、以下に図４を参照して説明する。
【００２５】
図４は、かかる平衡度の測定結果Ｇ１を示す図である。図４において、横軸は周波数、縦軸は平衡度、を示す。また、図４において「前回」は２０１０年に測定した値であることを意味し、「今回」は２０１５年に測定した値であることを意味する。
【００２６】
図４において、「無分岐」は、上述したコンセント分岐およびスイッチ分岐が接続されず基幹線８のみの接続状態を意味する。また、「１分岐」は、基幹線８に上述したコンセント分岐を接続した状態を意味する。さらに、「２分岐」は、上述の「１分岐」にスイッチ分岐を接続した状態を意味する。
【００２７】
「２分岐」では、スイッチ７のＯＮ状態またはＯＦＦ状態が存在するので、図４では、それぞれの状態を「ＯＮ」と「ＯＦＦ」で表記している。さらに、「２分岐」では、スイッチ７と接続される線が基幹線８の接地線に接続された状態と、非接地線に接続された状態とが存在するので、それらの状態を「接地」と「非接地」で表記している。すなわち、「２分岐」の場合、図４に示すように、「２分岐非接地ＯＦＦ」、「２分岐非接地ＯＮ」、「２分岐接地ＯＦＦ」および「２分岐接地ＯＮ」の４状態がある。
【００２８】
図４に示した測定結果によると、平衡度が最も悪いのは「無分岐」で、１２ＭＨｚ前後では１０ｄＢ以下になる。平衡度がその次に悪いのは「１分岐」で、その次に悪いのは「２分岐接地ＯＮ」と「２分岐非接地ＯＦＦ」のときである。そして、平衡度が四番目に悪いのは「２分岐接地ＯＦＦ」のときである。これに対して、平衡度が最も良いのは「２分岐非接地ＯＮ」のときである。しかし、「無分岐」以外の状態の場合、各状態における平衡度の値は僅差となる。
【００２９】
図４において、「前回」で示したものと「今回」で示したものとの特性は僅差となる。このことから、本実施形態の導体線路モデル１の再現性が良いことが分かる。
【００３０】
次に、図４に示した平衡度に対する周波数特性について説明する。周波数特性が最も悪い状態は１０ｄＢ前後であり、最も良い状態は４０ｄＢ程度である。このことから、敷設された電力線の平衡度のほとんど全ての状態をこの導体線路モデル１は模擬していると考えることができる。
【００３１】
図５は、無分岐の導体線路モデルに対する漏洩磁界特性Ｇ２を示している。図５において、横軸は周波数、縦軸は磁界を示す。
【００３２】
図５では、例えば、入力端のバラン３から導体線路モデル１に電圧を印加した。そして、このときの漏洩磁界を受信アンテナで測定し、漏洩磁界特性を検討した。なお、漏洩磁界を測定する受信アンテナ（例えばループアンテナ）と導体線路モデル１の中心との間の距離は、１２ｍ、６ｍ、３ｍの３パターンとした。
【００３３】
導体線路モデル１の半径は４ｍ強とし、ターンテーブル２の半径は５ｍとする。このときの６ｍのパターンは、導体線路モデル１の周囲の磁界の測定値を示し、３ｍのパターンの場合は導体線路モデル１内の磁界の測定値を示すことになる。１２ｍと６ｍの各パターンでは、ターンテーブル２を、４５度毎に、０度から３１５度まで回転させながら磁界の周波数特性を測定した。一方、３ｍのパターンはターンテーブル２上に存在するため、ターンテーブル２の回転で導体線路モデル１の回転角度依存性を測定することができない。そのため、受信アンテナの位置を変化させて０度から３１５度までの間で８つの角度になるように設定し、磁界の周波数特性を測定した。３ｍのパターンは、受信アンテナを回転させて、上述した８つの角度で測定した磁界の値を示してある。
【００３４】
それぞれの測定点では、受信アンテナ（ループアンテナ）を、Ｘ、Ｙ、Ｚの３方向でそれぞれ測定し、それらのベクトル和を求めた。以下の説明（非特許文献１の２２頁と同様）では、受信アンテナのＸ方向は、測定系の中心から半径方向を意味する。受信アンテナのＹ方向は、受信アンテナを水平方向に９０度回転して測定系中心に対して直角に向いた方向を意味する。受信アンテナのＺ方向は、受信アンテナを垂直方向に９０度回転してターンテーブル床面に対して垂直に向いた方向を意味する。
【００３５】
図５に示した磁界特性では、８つの角度に対する磁界ベクトル和の平均値を各周波数の測定値とした。
【００３６】
ここで、図５に示した漏洩磁界特性と図４に示した平衡度とを比較すると、平衡度が悪化する周波数が約１３ＭＨｚ、約２６ＭＨｚ、約３８ＭＨｚになるにつれ、磁界が大きくなっていることが分かる。また、受信アンテナが導体線路モデル１に近づくほど、すなわち、受信アンテナと導体線路モデル１の中心との間の距離が小さくなるほど磁界が大きくなる。さらに、低周波成分ほど、上述した距離に対する増加度合いが大きくなっていることが分かる。
【００３７】
なお、上記磁界の測定は、オープンサイト２を利用して行っているため、短波放送等のアンビエントが測定されている。このため、特に１２ｍ距離の磁界特性において、１５ＭＨｚ以下の周波数でアンビエントによる鋭いピークが多数存在している。
【００３８】
さらに、上述した導体線路モデル１からの漏洩磁界は、導体線路モデル１からの角度依存性を有するため、ターンテーブル２を９０度毎に回転させながら磁界の周波数特性を測定した。この測定結果を図６に示す。
【００３９】
図６は、無分岐の導体線路モデルにおける漏洩磁界の角度依存性Ｇ３を示している。
【００４０】
図６では、０度、９０度、１８０度及び２７０度の４つの角度における３方向（Ｘ、Ｙ、Ｚ）成分とそれらのベクトル和とが示されている。無分岐の導体線路モデル１で構成されるループと受信アンテナのループがコプレーナーになる９０度と２７０度では、磁界ベクトルの方向が一致するＹ方向成分が非常に大きく、その他の方向成分は無視できるほど小さい。
【００４１】
それに対して、導体線路モデル１のループと受信アンテナのループがコアキシャルになる０度と１８０度では、２５ＭＨｚのピーク値近傍でコアキシャル方向のＸ方向成分がＹ方向成分よりかなり大きくなる。しかし、それらのベクトル和をとると、９０度と２７０度のベクトル和と近い値になり、ベクトル和で見ると、ピーク近傍の磁界に対する角度依存性が数ｄＢ以内に収まっていることが図６から分かる。
【００４２】
また、図６では、受信アンテナの距離が１２ｍの場合を示しているが、３ｍと６ｍの場合も上記１２ｍの場合と同様の傾向を示すことが確認された。さらに、無分岐以外の分岐状態についても、ベクトル和の磁界に対する角度依存性は、無分岐と同様な傾向を示すことが確認できた。
【００４３】
なお、図６では上述したベクトル和が示されているが、測定された方向成分の最大値を当該周波数の測定値とするようにしても、上述した角度依存性の分布を検討することができる。
【００４４】
図７は、導体線路モデルの全ての分岐状態、及び、各距離（３ｍ，６ｍ，１２ｍ）におけるベクトル和の漏洩磁界特性Ｇ４を示してある。平衡度を示す図４と図７とを比較すると、平衡度が悪くなる周波数で漏洩磁界が大きくなっている。距離に対する依存性も、距離が短くなると漏洩磁界が増加し、低周波になるほどその増加傾向が大きくなる。これらの傾向は、無分岐の漏洩磁界特性を示した図５と同様の傾向である。
【００４５】
導体線路モデル１から漏洩する磁界特性を評価するため、印加電圧に対する漏洩磁界の関係を漏洩係数ＬＦ (Leakage Factor)と定義すると、下記式（１）で与えられる。  
漏洩係数ＬＦ ＝印加電圧（dBuV）−漏洩磁界（dBuA/m）  
−自由空間インピーダンス１２０π（51.5266 dB）    （１）
【００４６】
図８は、導体線路モデル１の全ての分岐状態、及び、各距離（３ｍ，６ｍ，１２ｍ）における漏洩係数ＬＦの周波数特性Ｇ５を示している。上記式（１）から明らかなように、磁界の大きくなる３ｍの距離では、他の距離（６ｍ，１２ｍ）と比較して漏洩係数が小さくなる。
【００４７】
次に、導体線路モデル１に磁界を照射したときに、ディファレンシャルモードに誘導する電圧を測定した。図９は、無分岐の導体線路モデル１でのかかる測定結果Ｇ６を示している。
【００４８】
図９では、導体線路モデル１の中心から１２ｍ離れた地点に、送信用の磁界ループアンテナを設置し、導体線路モデル１に磁界を照射して、導体線路モデル１の第１のバラン３のディファレンシャルモード端子に誘導した電圧を測定した。
【００４９】
この場合、送信用のループアンテナは、Ｘ、Ｙ及びＺの３方向で照射し、各方向に対して０度から４５度の間隔で３１５度まで８つの角度で誘導電圧を測定した。図９では、代表例として、０度、９０度、１８０度及び２７０度の４つ角度における誘導電圧をＸ、Ｙ及びＺの３方向で示している。
【００５０】
導体線路モデル１が磁界の照射方向とコプレーナーになる９０度と２７０度では、コプレーナーの角度であるＹ方向成分が他の方向成分よりもかなり大きくなっている。
【００５１】
しかし、導体線路モデル１が磁界の照射方向とコアキシャルになる０度と１８０度では、２６ＭＨｚのピーク値近傍で、Ｘ方向成分がＹ方向成分より大きくなっている。ところが、その周波数でも、Ｘ、Ｙ及びＺの３方向に対するベクトル和を求めると、誘導電圧は、９０度と２７０度の誘導電圧と数ｄＢの範囲で一致している。従って、３方向（Ｘ、Ｙ、Ｚ）に対しては、ベクトル和を求めることが角度依存性を少なくするのに重要な役割を果たしていることが分かる。この傾向は、図６の漏洩磁界に対する傾向と同じである。
【００５２】
図１０は、導体線路モデル１の全ての分岐状態に対するディファレンシャルモード誘導電圧特性Ｇ７を示している。この図１０でも、２０１０年に測定した「前回」と、２０１５年に測定した「今回」の両方を示しているが、周波数特性は、概ね一致している。
【００５３】
ここで、導体線路モデル１内における磁界に対する誘導電圧の関係を誘導係数ＩＦ(Induction Factor)とすると、ＩＦは、下記式（２）で定義することができる。  
誘導係数ＩＦ ＝ 磁界（dBuA/m）＋自由空間インピーダンス120π（51.5266dB）
−誘導電圧（dBuV）             （２）
【００５４】
図１１は、導体線路モデル１の全ての分岐状態に対して、上記式（２）で求めた誘導係数の周波数特性Ｇ８を示している。図１１から明らかなように、誘導電圧の比較的大きな「無分岐」では、他の分岐よりも誘導係数が小さくなっている。
【００５５】
上記式（１）に示した漏洩係数ＬＦと上記式（２）で示した誘導係数ＩＦとの差は、下記式（３）に示すように、ＬＩＣＦ(Leakage Induction Conversion Factor：漏洩誘導変換係数)と定義する。  
ＬＩＣＦ＝ＬＦ−ＩＦ      （３）
【００５６】
図１２は、導体線路モデル１の全ての分岐状態におけるＬＩＣＦの関係Ｇ９を示している。図１２では、導体線路モデル１の中心と送受信アンテナとの間の距離に対して、３つの距離（１２ｍ、６ｍ、３ｍ）の場合について示している。また、それぞれの距離における全ての分岐状態に対するＬＩＣＦの平均値ＬＩＣＦｍと、その平均値ＬＩＣＦｍとを多項式で近似した線が示されている。
【００５７】
各距離に対するＬＩＣＦｍの多項式に関する近似式ＬＩＣＦｍａは、下記式（４）〜（６）で与えられる。ここで、ｘは、ＭＨｚで表した周波数を表す。  
ＬＩＣＦｍａ（１２ｍ）=0.0009ｘ3−0.0579ｘ2+ 0.8768ｘ+ 19.061  (dB)  （４）
ＬＩＣＦｍａ（６ｍ）=0.0016ｘ3−0.1131ｘ2+2.2585ｘ+1.0738   (dB)     （５）
ＬＩＣＦｍａ（３ｍ）=0.0017ｘ3−0.1277ｘ2+2.954ｘ−21.276   (dB)     （６）
【００５８】
誘導係数ＩＦは、モデルの存在する空間（厳密に言うとモデル中心から３ｍ）における磁界の平均値から誘導電圧をデシベルで減算している。それに対して、漏洩係数ＬＦは、印加電圧に対して、モデル中心から当該距離離れた地点における磁界をデシベルで減算しているため、当該距離の差に相当する磁界の減衰分だけＬＦは大きくなる。その距離減衰によって、ＬＩＣＦｍ は、３ｍ、６ｍ、１２ｍと距離が増加するに従って増大する。また、周波数が高くなるに従って、距離の自乗の逆数（１/ｒ2）から距離の逆数（１/ｒ）に依存して、距離減衰の程度が小さくなるため、結果的にＬＩＣＦｍは低下する。
【００５９】
一方、１０ＭＨｚ以下でＬＩＣＦｍが低下するのは、周波数の低下とともに漏洩係数ＬＦが小さくなるのに対し、誘導係数ＩＦが小さくならないためである。
【００６０】
図１３は、３つの距離（１２ｍ、６ｍ、３ｍ）における全ての分岐状態について、ＬＩＣＦの平均値ＬＩＣＦｍに対する偏差Ｇ１０を示している。アンビエントにより±５ｄＢを超えている周波数以外は、３５ＭＨｚ以下の周波数範囲で、ＬＩＣＦｍに対する偏差が±５ｄＢの範囲内に収まっていることが分かる。偏差の傾向を見ると、距離３ｍ（すなわち導体線路モデル内部）の偏差が、他の距離の偏差より若干大きくなっているが、遠端で接地に接続されている線やスイッチで片線だけが長い線が近傍に存在するにもかかわらず、それらの影響がそれほど大きくないことが分かった。分岐の状態を大幅に変更してもＬＩＣＦの平均値ＬＩＣＦｍが少ない偏差値で一定の値を示すことから、ＬＩＣＦｍを使って、漏洩係数ＬＦの測定値から誘導係数ＩＦを推定したり、逆に誘導係数ＩＦの測定値から漏洩係数ＬＦを推定することが可能である。
【００６１】
ＬＩＣＦの平均値ＬＩＣＦｍを使用すると、漏洩係数ＬＦの測定値より誘導係数ＩＦの推定値は、上記式（３）により下記式（７）で与えられる。  
IF = LF−LICFm          （７）
【００６２】
導体線路モデル１の外部では、建物のシールドにより漏洩係数ＬＦの測定値はΔＳだけ大きい値（ＬＦ+ΔＳ）になることが考えられる。その場合は、下記式（８）により、建物のシールド効果を加味した誘導係数（ＩＦ+ΔＳ）を推定することが可能である。従って、建物のシールド効果が期待できる場合は、建物の内部ではなく、周囲で漏洩磁界を測定して、それから漏洩係数の測定値を求める方が良い。  
(IF+ΔS) = (LF+ΔS)−LICFm      （８）
【００６３】
上記式（７）とは逆に、誘導係数ＩＦの測定値より漏洩係数ＬＦの推定値は、上記式（３）により下記式（９）で与えられる。
LF = IF＋LICFm        （９）
【００６４】
導体線路モデル１の外部では、建物のシールドにより誘導係数ＩＦの測定値はΔＳだけ大きい値（ＩＦ+ΔＳ）になることが考えられる。その場合は、下記式（１０）により、建物のシールド効果を加味した漏洩係数（ＬＦ+ΔＳ）を推定することが可能である。 
(LF+ΔS) = (IF+ΔS)−LICFm          (10)
【００６５】
図１４は、漏洩係数ＬＦの測定値と漏洩誘導変換係数の平均値ＬＩＣＦｍを使用して、誘導係数ＩＦを推定した結果Ｇ１１を示している。
【００６６】
図１４では、漏洩係数ＬＦの測定値としては、上述した１２ｍの距離における「２分岐接地ＯＦＦ」の測定値を使用している（図８参照）。図１４に示したように、測定した漏洩誘導変換係数の平均値ＬＩＣＦｍを使用して求めたＩＦ推定値ＬＩＣＦｍ（図１４の線種一覧において１番目の線種で示してある。）は、ＩＦ測定値（図１４の線種一覧において３番目の線種で示してある。）とほぼ一致している。また、ＬＩＣＦｍを多項式で近似したＬＩＣＦｍａを使用して求めたＩＦ推定値ＬＩＣＦｍａ（図１４の線種一覧において２番目の線種で示してある。）も、ＩＦ測定値とほぼ一致している。
【００６７】
同様に、建物のシールド効果を想定した場合の測定値を使用したIF推定値Ｓ（ＬＩＣＦｍ），IF推定値Ｓ（ＬＩＣＦｍａ）およびIF測定値Ｓについても図１４に示してあるが、上記と同様の傾向を示している（図１４の線種一覧において６番目〜８番目の線種で示してある。）。
【００６８】
漏洩係数ＬＦを求めるために、漏洩磁界を測定する必要があるが、トラッキングスコープの出力を電力線に印加して、漏洩磁界をループアンテナで測定する方法が一般的である。また、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）技術を使用した通信システムでは、多数のサブキャリアを利用して漏洩磁界を測定することも可能である。
【００６９】
以上説明したように、本実施形態の導体線路モデル１は、分岐系統を有する導体線路を模擬しており、この導体線路モデル１に対して信号ｄを印加し、印加により導体線路モデル１から漏洩する電波を測定し、測定の結果に基づいて漏洩特性と誘導特性とを求め、漏洩特性と誘導特性との関係（ＬＩＣＦ）を求める。ここで、ＬＩＣＦは、分岐の状態にかかわらず、ほぼ同様の値を示している。このため、このＬＩＣＦによって、導体線路の分岐の状態にかかわらず、既設の導体線路における誘導特性が既設の導体線路からの漏洩特性から推定できたり、既設の導体線路における漏洩特性が既設の導体線路からの誘導特性から推定できたりすることができる。この場合、電磁妨害波への対策を講じること等が考えられる。
【００７０】
（変形例１）
以上では、図２に示したバラン３〜５を用いて、印加電圧を測定したり、誘導電圧を測定したりする場合について説明したが、電流プローブを用いて印加電流や誘導電流を測定することも可能である。
【００７１】
図１５は、電流プローブ４１を用いて印加電流および誘導電流を測定するときの電流測定システムを示している。
【００７２】
この電流測定システムでも、上記実施形態におけるＶＶＦケーブルが電力線（基幹線）４５として用いられ、電力線４５は、柱上５０，５１を介してバラン４２ａ，４２ｂに接続される。電力線４５は、テーブル２から高さＬ２０（１．２ｍ）の位置に設けられる。この図１５に示した電力線４５は、上述した導体線路モデルに相当する。
【００７３】
バラン４２ａのコモンモードポートは、整合終端４３ａに接続される。また、バラン４２ｂの各モードポートは整合終端４３ｂ，４３ｃに接続される。
【００７４】
この測定系で漏洩特性を測定する場合、ＴＧ(Tracking Generation)付きスペアナ４０からの出力をバラン４２ａのディファレンシャルモードポートに印加し、そのときに発生したコモンモード電流を、スペアナ４０と電流プローブ４１とを用いて測定し、また、電力線４５から漏洩した磁界を受信用ループアンテナで測定する。一方、誘導特性を測定する場合は、スペアナ４０を磁界照射用のループアンテナに接続し、電力線４５に誘導したコモンモード電流を電流プローブ４１で検出し、その出力をスペアナ４０で測定する。
【００７５】
ここで、印加電流を用いた場合の漏洩係数は、下記式（１１）で定義できる。
漏洩係数 LF ＝印加電流（dBuA）−漏洩磁界（dBuA/m）       （１１）
【００７６】
また、誘導電流を用いた場合の誘導係数は、以下の式で定義できる。
誘導係数IF ＝ 磁界（dBuA/m）−誘導電流（dBuA）         （１２）
【００７７】
（変形例２）
以上では、３０MHz以下の電力線通信システムにおける磁界を例にとって説明した。一般に、３０MHz以上では、ダイポールアンテナ、バイコニカルアンテナまたはログペリアンテナ等で電界を測定することが知られている。電界を使用した場合の漏洩係数と誘導係数はそれぞれ下記式（１２）および（１３）で定義できる。
【００７８】
漏洩係数 LF ＝ 印加電圧（dBuV）−漏洩電界（dBuV/m）      （１３）
誘導係数 IF ＝導体線路モデル周囲の電界（dBuV/m）−誘導電圧（dBuV）           （１４）
（変形例３）
以上では、漏洩係数や誘導係数を測定で求める場合について説明したが、モーメント法やFDTD法等の電磁界解析で求めることも可能である。
【００７９】
（変形例４）
上述した導体線路モデルは、上記実施形態および上記変形例に示したものに限られず、変更することは可能である。
【００８０】
（変形例５）
以上では、電力線通信の場合について説明したが、例えばＬＡＮケーブルや通信線を用いた通信システム、制御システム、建物を構成する導体を伝送路とした通信システム、制御システム等、各種システムに適用することができる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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