(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
インバータ（１）のスイッチングを制御する方法であって、ブリッジ（２）は、チョッピングされた電圧を変圧器（５）の一次側（Ｌ１）に供給するため、直流電圧源（４）からの電圧をチョッピングするように構成され；前記インバータ（１）は、負荷（Ｍ）に給電するチョッパ（７）に対して供給される電圧を実現するために、前記変圧器（５）の二次側（Ｌ２）から入力電圧を受け取るダイオード整流回路（６）を備え；
前記ブリッジ（２）は、少なくとも第１ブランチ（８）と第２ブランチ（９）とを備え、各ブランチは、互いに直列に配置された一対の電子スイッチ（８Ａ、８Ｂ及び９Ａ、９Ｂ）で形成され；前記電子スイッチ（８Ａ、８Ｂ及び９Ａ、９Ｂ）の共通端子は、前記一次側（Ｌ１）の端子に接続され；各電子スイッチ（８Ａ、８Ｂ及び９Ａ、９Ｂ）には、並列に配置された再循環ダイオード（１０Ａ、１０Ｂ及び１１Ａ、１１Ｂ）が提供され、
前記方法は、
−前記電力供給源（４）が前記一次側（Ｌ１）から切断して、前記一次側の端子が前記電子スイッチ及び前記再循環ダイオードの少なくとも２つにより相互に接続し、前記変圧器の前記二次側（Ｌ２）に存在する電圧がヌルとなるように、前記ブリッジ（２）の前記スイッチを駆動するステップと；
−前記チョッパの前記電子スイッチの開閉によるスイッチング損失を最小化するために、前記第１／第２ブランチ（８、９）の２つの部品により端末が互いに短絡接続している前記一次側（Ｌ１）には前記電圧（４）が印加されないという理由で前記二次側の前記電圧が実質的にヌルである時に、前記チョッパのブランチの少なくとも１つの電子スイッチをスイッチングすることと
の実行を含むことを特徴とする、方法。
【請求項２】
第１端子を有するコンデンサ（４３）は、前記整流回路（６）からの第１線（１６）と接続し、第２端子は前記整流回路（６）からの第２線（１７）とダイオード（４６）を介して接続し、これにより、前記コンデンサ（４３）は低力率条件において負荷Ｍからの電流で充電することが可能になり、それによって第１線と第２線（１６と１７）に対する過電圧が防止され；前記方法は、蓄積されたエネルギーを回収するために、前記コンデンサ（４３）から前記負荷（Ｍ）に向けて放電することにより、前記ダイオード（４６）と並列に配置されたスイッチ（４７）を閉じるステップを含み、それによって回路効率を高める、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記チョッパのブランチの前記電子スイッチが一旦閉じて、前記チョッパ自体の前のパターンが修正されると、前記チョッパの給電線（１６、１７）間に前記コンデンサ（４３）を配置するために、前記スイッチ（４７）が閉じ、それによってパターン変化に起因する誘導効果に起因する電圧変化を防止する、請求項２に記載の方法。
【請求項４】
インバータ（１）であって、
前記インバータのブリッジ（２）は、チョッピングされた電圧を変圧器（５）の一次側（Ｌ１）に供給するために源（４）からの直流電圧をチョッピングするように構成され；前記インバータ（１）は、負荷（Ｍ）に給電するチョッパ（７）に供給される電圧を実現するため、前記変圧器（５）の二次側（Ｌ２）から入力電圧を受け取るダイオード整流回路（６）を備え；前記ブリッジ（２）は、少なくとも第１ブランチ（８）と第２ブランチ（９）を備え、各ブランチは、互いに直列に配置された一対の電子スイッチ（８Ａ、８Ｂ及び９Ａ、９Ｂ）からなり；前記電子スイッチ（８Ａ、８Ｂ及び９Ａ、９Ｂ）の共通端子は前記一次側（Ｌ１）の端子と接続し；各電子スイッチ（８Ａ、８Ｂ及び９Ａ、９Ｂ）には、並列に配置された再循環ダイオード（１０Ａ、１０Ｂ及び１１Ａ、１１Ｂ）が提供され、
前記インバータは、前記電力供給源（４）が前記一次側（Ｌ１）から切断するステップ（ステップ４）において前記ブリッジ（２）の前記スイッチを駆動するように構成された、前記ブリッジ及び前記チョッパの電子制御手段を備えることを特徴とし、前記ステップにおいて、前記変圧器の二次側（Ｌ２）に存在する電圧がヌルとなるように、前記一次側の端子が前記電子スイッチ及び前記再循環ダイオードの少なくとも２つにより相互に接続し、
前記電子制御手段は、前記チョッパの前記電子スイッチの開閉に起因するスイッチング損失を最小化するために、前記第１／第２ブランチ（８、９）の２つの部品により端末が互いに短絡接続している前記一次側（Ｌ１）には前記電圧（４）が印加されないという理由で前記二次側の前記電圧が実質的にヌルである時に、前記負荷（Ｍ）に給電するための前記チョッパのブランチの少なくとも１つの電子スイッチをスイッチングするように構成されている、
インバータ（１）。
【請求項５】
前記インバータにコンデンサ（４３）が含まれ、前記コンデンサは、前記整流回路（６）からの第１線に接続する第１端子と、ダイオード（４６）を介して前記整流回路（６）からの第２線に接続する第２端子とを有し、これにより、前記コンデンサ（４３）は低力率条件において負荷Ｍからの電流で充電することが可能になり、それによって第１線と第２線（１６と１７）に対する過電圧が防止され；前記電子制御手段は、蓄積されたエネルギーを回収するために、前記コンデンサ（４３）から前記負荷（Ｍ）に向けて放電することにより、前記ダイオード（４６）と並列に配置されたスイッチ（４７）を閉じるように構成され、それによって回路効率を高める、請求項４に記載のインバータ。
【請求項６】
前記インバータにスナバコンデンサ（５０）が含まれ、前記スナバコンデンサは、前記整流回路（６）からの第１線（１６）に接続する第１端子と、前記整流回路（６）からの第２線（１７）に接続する第２端子とを有し、これにより、前記負荷（Ｍ）に向かって負の電流が存在していても、前記チョッパ（５）の前記スイッチをゼロ電圧（ＺＶ）にスイッチングすることを可能にする、請求項４に記載のインバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インバータを駆動する方法、及びスイッチング損失を低減するように構成されたインバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
既知のインバータとして、変圧器の一次側に交流電圧を供給するために、直流電圧源からの電圧をチョッピングするように構成されたブリッジ（例えばＨブリッジ）を備え；更に、平準化された電圧をチョッパに供給して、このチョッパから負荷に給電することを実現するために、変圧器の二次側から入力交流電圧を受け取るダイオード整流−平準化回路を備えたインバータが知られている。チョッパは一般に、複数の並列ブランチを備え（２段階、３段階、又は４段階以上の異なるチョッパ構造が可能）、その各々は一対の電子半導体スイッチからなり、各一対の半導体スイッチは、直列に配置され、整流−平準化回路からの正電源線と負電源線の間に置かれる。チョッパの電子スイッチ群の共通端子は負荷の電源線と連通し、チョッパの各電子スイッチには、並列に配置された再循環ダイオードも供給される。
【０００３】
チョッパの電子スイッチのスイッチングは、ある特定の負荷給電プログラムを操作する電子ユニットにより制御される（例えば、負荷が電気モータである場合、モータの回転速度及びモータ自体が供給する電力を設定し調整することができる）。
【０００４】
既知の電子ユニットは、多くの動作条件下において、チョッパスイッチ自体の両端に電圧が存在する状態で、チョッパスイッチのスイッチングを制御するが、このような動作の結果、半導体の物理的性質から知られているように、スイッチング損失のかなりの部分に寄与する電力損失が生じる。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本発明の目的は、インバータを制御する方法、及び上記スイッチング損失が最小化されるインバータを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記目的は、インバータのスイッチングを制御する方法に関する本発明により達成され、この方法において、チョッピングされた電圧を変圧器の一次側に供給するため、直流電圧源からの電圧をチョッピングするようにブリッジが構成され；上記インバータは、負荷に給電するチョッパに対して供給される電圧を実現するために、変圧器の二次側から入力電圧を受け取るダイオード整流回路を備え、上記ブリッジは、少なくとも第１ブランチと第２ブランチとを備え、各ブランチは、直列に配置された一対の電子スイッチからなり；電子スイッチの共通端子は、上記一次側の端子に接続され；各電子スイッチには、並列に配置された再循環ダイオードが提供され、上記方法は、電力供給源が上記一次側から切断して、上記一次側の端子が上記電子スイッチ及び上記再循環ダイオードの少なくとも２つにより相互に接続し、上記変圧器の二次側に存在する電圧がヌルとなるように、上記ブリッジのスイッチを駆動するステップと；上記チョッパの上記電子スイッチの開閉によるスイッチング損失を最小化するために、二次側の電圧が実質的にヌルである時に、上記チョッパのブランチの少なくとも１つの電子スイッチをスイッチングすることと、の実行を含むことを特徴とする。
【０００７】
特に、第１端子を有するコンデンサが整流器からの第１線と接続し、第２端子は整流器からの第２線とダイオードを介して接続し、これにより、コンデンサは低力率条件において負荷Ｍからの電流で充電することが可能になり、ゆえに第１線と第２線に対する過電圧が防止され；上記方法は、蓄積されたエネルギーを回収するために、ダイオードと並列に配置されたスイッチを閉じることにより、コンデンサを負荷に向けて放電するステップを含み、ゆえに回路効率が高まる。
【０００８】
更に、スナバコンデンサが提供され、スナバコンデンサの第１端子が整流器からの第１線に接続し、第２端子が整流器からの第２端子に接続し、これにより、負荷に向かって負の電流が存在していても、上記チョッパの全てのスイッチをゼロ電圧にスイッチングすることができる。
【０００９】
次に、本発明の好適な実施形態を示す添付の図面を参照して、本発明を開示する。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本発明の方法に従って動作するインバータを示す図である。
【図２】本発明の方法により操作される連続的ステップの一ステップを示す図である。
【図３】本発明の方法により操作される連続的ステップの一ステップを示す図である。
【図４】本発明の方法により操作される連続的ステップの一ステップを示す図である。
【図５】本発明の方法により操作される連続的ステップの一ステップを示す図である。
【図６】本発明の方法により操作される連続的ステップの一ステップを示す図である。
【図７】本発明の方法により操作される連続的ステップの一ステップを示す図である。
【図８】本発明の方法により操作される連続的ステップの一ステップを示す図である。
【図９】本発明の方法により操作される連続的ステップの一ステップを示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
図１において、参照数字１は、本発明の駆動方法が適用される本発明のインバータ１全体を指す。
【００１２】
具体的には、インバータ１はＨブリッジ２を備え、Ｈブリッジ２は、チョッピングされた電圧を変圧器５の一次側Ｌ１に供給するため、直流電圧源４からの電圧（例えばＶ＝１５００ボルト）をチョッピングするように構成されている。インバータ１は更に、ダイオード整流回路６を備え、ダイオード整流回路６は、三相チョッパ７に供給する電圧を実現するため、変圧器５の二次側Ｌ２から入力交流電圧を受け取り、この例では、三相チョッパ７は三相負荷Ｍ（例えば電機モータ）に給電する。
【００１３】
より詳細には、Ｈブリッジ２は第１ブランチ８と第２ブランチ９とを備え、それぞれ、直列に配置された一対の電子スイッチ８Ａ、８Ｂ及び９Ａ、９Ｂ（例えばＭＯＳ）からなる。電子スイッチ８Ａ、８Ｂ及び９Ａ、９Ｂの共通端子は一次側Ｌ１の端子に接続し、他方、ブランチ８、９の反対側は直流電圧源４の正端子／負端子に接続している。
【００１４】
各電子スイッチ８Ａ、８Ｂ及び９Ａ、９Ｂには、並列に配置され既知の方法で動作する再循環ダイオード１０Ａ、１０Ｂ及び１１Ａ、１１Ｂが設けられている。
【００１５】
整流回路６は第１ブランチ１２と第２ブランチ１３とを備え、それぞれ、直列に配置された一対のダイオード１４Ａ、１４Ｂ及び１５Ａ及び１５Ｂからなる。ダイオード１４Ａ、１４Ｂ及び１５Ａ、１５Ｂの共通端子は二次側Ｌ２の端子に接続し、他方、ブランチ１２、１３の反対側は、それぞれ正電源線１６と負電源線１７に接続している。
【００１６】
線１６と線１７の間にスナバコンデンサ５０が配置されている。
【００１７】
三相チョッパ７は、線１６と線１７の間に置かれた第１ブランチ、第２ブランチ、及び第３ブランチ２１、２２、２３を備える。
【００１８】
各ブランチ２１、２２、２３は、直列に配置された一対の電子スイッチ２５Ａ、２５Ｂ−２６Ａ、２６Ｂ−２７Ａ、２７Ｂ（例えばＭＯＳ）を備え；負荷Ｍに給電するための第１線、第２線、第３線３１、３２、３３は、スイッチ２５Ａ、２５Ｂ−２６Ａ、２６Ｂ−２７Ａ、２７Ｂの共通端子から分岐している。
【００１９】
三相チョッパ７は、スイッチ２５Ａ、２５Ｂ−２６Ａ、２６Ｂ−２７Ａ、２７Ｂの各々に対して、並列に配置され既知の方法で動作する再循環ダイオード３５Ａ、３５Ｂ−３６Ａ、３６Ｂ−３７Ａ、３７Ｂを備える。
【００２０】
Ｈブリッジ２のスイッチ８Ａ、８Ｂ及び９Ａ、９Ｂのスイッチング、並びにスイッチ２５Ａ、２５Ｂ−２６Ａ、２６Ｂ−２７Ａ、２７Ｂのスイッチングは、本発明の方法に従って動作する制御ユニット４０により制御される。
【００２１】
大容量を有するコンデンサ４３は、第１線（例では負の線１７）に接続する第１端子と、クランプダイオード４６を通じて第２線（正の線１６）に接続する第２端子とを有し、これによりコンデンサ４３は、負荷Ｍが誘導性タイプである場合に、負荷Ｍからの電流で充電することができる（この場合について下記で例示する）。
【００２２】
電子スイッチ４７（例えばＭＯＳ）がダイオード４６と並列に配置されており、前に蓄積されたエネルギーを効率よく回収するために、電子スイッチ４７を閉じることにより、コンデンサ４３は負荷Ｍに向かって放電することができる。図２〜９は、本発明の方法によるスイッチング動作の実現可能な順序を示したものであり、これらの図を活用して本発明の方法の動作を例示する。
【００２３】
ステップ１（図２）。（スイッチ８Ｂと９Ａは開いたまま）スイッチ８Ａと９Ｂが閉じて、電源４の電圧Ｖが一次巻線Ｌ１に印加される。
【００２４】
二次巻線Ｌ２に電圧ｋＶ（ｋは変圧器５の変圧比）が誘導されて、ダイオード１４Ａ、１５Ｂが導通している回路６により電圧ｋＶが整流される。スイッチ２５Ｂ、２６Ａ、２７Ａの閉鎖（その他のスイッチは開いている）により、線１６と線１７に存在する電圧がモータＭに印加される。図示されている開閉スイッチは単純化したものであり、図示以外の開閉スイッチでよいことは明らかである。
【００２５】
ステップ２（図３）。（スイッチ８Ｂと９Ａが開いた状態で）スイッチ８Ａは閉じたまま、スイッチ９Ｂが開く。巻線Ｌ１における電流を持続させるため、スイッチ８Ａ及び導通する再循環ダイオード１１Ａで形成されるメッシュ内で一次側Ｌ１の電流が閉鎖する。したがって、変圧器の二次側Ｌ２の電圧はゼロになり、線１６と線１７に存在する電圧もゼロになる。スナバコンデンサ５０が、線１６、１７及びスイッチ２５Ｂ、２６Ａ、２７Ａを通じて負荷に対して放電する。三相チョッパ７のスイッチの配置は、ステップ１の配置と同等のままである。
【００２６】
ステップ３（図４）。スイッチ９Ａを閉じる操作が開始し（点線で表示）、再循環ダイオード１１Ａが導通しているので、電圧がゼロに等しい状態でスイッチ９Ａが閉じる。ダイオード１５Ａ、１５Ｂを通じて線１６、１７の電圧が消滅する。三相チョッパ７のスイッチの配置は、ステップ１の配置と同等のままである。
【００２７】
ステップ４（図５）。Ｈブリッジ２の配置に変化はない。本発明によれば、線１６と線１７の間の電圧がゼロに近くなると、三相チョッパの少なくとも１つのブランチが制御され（この例では、前に閉じていたスイッチ２６Ａが開制御され、前に開いていたスイッチ２６Ｂが閉制御されるが、他のスイッチング動作も可能であることは明らかである）、その理由は、Ｈブリッジにおいて、直流電圧源４が変圧器５の一次側に印加されず、変圧器５の両端がブリッジ２の２つの部品（この例では、スイッチ８Ａと、再循環ダイオード１１Ａ又はスイッチ９Ａ）で互いに接続しているからである。線３２の電流が負荷に向かって正である場合、ダイオード３６Ｂが導通し、ゆえに電圧がゼロの間にスイッチ２６Ｂが始動できる。この例において線３２の電流が負荷に向かって負である場合、線１６、１７の電圧がまだ低い間に、スナバコンデンサ５０により、スイッチ２６Ｂにおける電流のゼロイングが可能になる。したがって、電圧がゼロ又はほぼゼロの時に、いかなる場合もブランチのスイッチングが発生するので、損失が非常に少ない。
【００２８】
ステップ５（図６）。ステップ４に記載の前のパターン変化の発生時に、漏れインダクタンスに起因して、且つ巻線Ｌ２の初期電流に基づいて、クランプダイオード４６を直接極性化するまで線１６の電圧が上昇することがあり得る。この場合は、線１６と線１７の間の電圧を制限する（大容量値の）コンデンサ４３が過剰電荷を吸収する。特に、コンデンサ４３の両端の電圧が調整され、出力正弦曲線のピーク値で一定に保たれる。
【００２９】
この場合、スイッチ４７を閉じることと、線１６と線１７の間にコンデンサ４３を配置することにより、後に再開されるように、コンデンサ４３に蓄積した過剰電荷が回収され、次のサイクルにおいて、コンデンサ４３のエネルギーが再び負荷Ｍに戻るので、高いエネルギー効率が得られる。
【００３０】
ステップ６（図７）。一次巻線Ｌ１に流れる電流の方向を逆にするため、Ｈブリッジ２のスイッチ８Ａを開きスイッチ８Ｂを閉じる。
【００３１】
ステップ７（図８）。最初に、一次側Ｌ１の以前の磁化を前提として、ダイオード１０Ｂ、１１Ａに電流が流れる。しかし、Ｌ１が初期電流に対して反対方向の電圧を受けるため、Ｌ１は消磁し、Ｌ１を通じて流れる電流は、スイッチ９Ａと８Ｂによりステップ１の方向と逆になり、結果として、二次側Ｌ２の両端の電圧もステップ１の電圧に対して逆になる。ステップ１と同様のステップから上記サイクルが繰り返されるが、Ｈブリッジ２のスイッチ群の構成に従い、対称形のサイクルとなる。次の反復サイクルでは、スイッチ８Ｂとダイオード１１Ｂ（又はスイッチ９Ｂ）により一次側の端子が閉じて、線１６と線１７の間の電圧がゼロに等しくなった時、ブランチ２１、２２、２３のスイッチ群のいずれかが操作される。
【００３２】
このように、上記の方法により、コンバータ１全体のスイッチング損失を著しく減少させることができる。実際、従来のトポロジーであるいわゆるハードスイッチングと比較して、チョッパ５の全てのスイッチについてＺＶ（ヌル電圧）にスイッチングすることから、チョッパ５のスイッチングは損失なしに発生する。（既知のタイプの）位相シフト手法で駆動されるＨブリッジ２のスイッチにも同じことが当てはまるので、本質的にＺＶ（ヌル電圧）にスイッチングすることが可能になる。
【００３３】
図４のステップ４の説明は、単に性質が抵抗性の負荷Ｍに関するものである。これに対して、誘導性負荷Ｍが存在する場合、例えば力率が０．８６６未満の誘導性負荷の存在下では、ステップ４の間、負荷Ｍからコンバータ１に向かって線３１、３２、３３に沿って電力潮流が生じることがあり、このような現象が発生すれば、線１６、１７上に誘導過電圧が生じることになる。したがって、ステップ４において、公称電圧より潜在的に高い電圧でブランチのスイッチングが発生することとなり、結果としてチョッパスイッチが崩壊することがあり得る。このような欠点はダイオード４６の存在で解決され、ステップ４において、容量値の大きいコンデンサ４３と共に線１６と線１７の間の電圧を制限する。次のステップでスイッチ４７が閉じると、コンデンサ４３が負荷Ｍに向けて放電する（図９）。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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