(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
単位変換器を１つまたは複数直列接続したアームを相毎に有し，一方次側の巻線と相毎に少なくとも２つの他方次側の巻線を備えた変圧器を備え，前記相毎の２つの他方次側の巻線の一方のいずれかと前記相毎の２つの他方次側の巻線の他方のいずれかを前記アームに相毎に接続して相毎の回路を構成した電力変換装置において，前記一方次側の巻線に流れる電流を一方の電流検出手段に通し，前記２つの他方次側の巻線に流れる２つの電流を他方の電流検出手段に，互いの直流電流が逆方向に流れるように通し，前記一方と他方の電流検出手段の出力を相毎に１つの検出抵抗器に接続したことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
単位変換器を１つまたは複数直列接続したアームを相毎に有し，一方次側の巻線と相毎に少なくとも２つの他方次側の巻線を備えた変圧器を備え，前記相毎の２つの他方次側の巻線の一方のいずれかと前記相毎の２つの他方次側の巻線の他方のいずれかを前記アームに相毎に接続して相毎の回路を構成した電力変換装置において，前記一方次側の巻線に流れる電流を一方の電流検出手段に通し，前記２つの他方次側の巻線に流れる２つの電流を他方の電流検出手段に，互いの直流電流が逆方向に流れるように通し，前記一方と他方の電流検出手段の出力にそれぞれアナログ−ディジタル変換手段を設け，前記アナログ−ディジタル変換手段の出力ディジタル信号を減算する機能を備えた電力変換装置。
【請求項３】
請求項１あるいは２のいずれか１項に記載の電力変換装置において，前記単位変換器が双方向チョッパ回路であることを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
請求項１あるいは２のいずれか１項に記載の電力変換装置において，前記単位変換器がフルブリッジ回路であることを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は，電力変換装置及び電力変換装置の制御方法に関し，特に，スイッチング素子とエネルギー貯蔵素子を備えた単位変換器を１つまたは複数直列接続して構成したアームと変圧器からなる交流−直流電力変換装置における変圧器の励磁電流の検出に好適な電力変換装置及び電力変換装置の制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
直流送電等に用いられる高圧で直流と交流を相互に変換する技術として単位変換器を直列に接続するＭＭＣＣ（modular multilevel converter）が知られている。このＭＭＣＣ技術として，ＭＭＣＣ−ＤＳＣＣ（modular multilevel converter based on double-star chopper cells）は，正弦波に近いマルチレベル波形，かつ，ＩＧＢＴ（insulated-gate bipolar transistor）等のスイッチング素子の耐圧以上の高電圧を直接出力できる交直電力変換回路である。このような技術は例えば非特許文献１に記載されている。
ＭＭＣＣ−ＤＳＣＣでは，各相に２つのバッファリアクトルが必要であるので，ＭＭＣＣ−ＤＳＣＣで必要であったバッファリアクトルを不要とする交直電力変換回路として，スイッチング素子とエネルギー貯蔵素子を備えた単位変換器を１つまたは複数直列接続して構成したアームを，変圧器の巻線と直列接続して動作する。
この技術では，電力変換装置を用いて交流−直流電力変換を行う場合，直流電力を授受するため直流電流を前記変圧器の２次巻線（アームを接続している巻線）に流す。一般的に，変圧器に直流電流を流すと，変圧器の鉄心に直流磁束が発生する。これを直流偏磁と称する。直流偏磁が過大である場合，磁束密度が鉄心の飽和磁束密度を超え，変圧器の正常な動作を阻害してしまう。
【０００３】
そのため，前記変圧器の２次巻線を正側２次巻線と負側２次巻線の２つに分割している。前記の直流電流に起因して，正側２次巻線と負側２次巻線に直流起磁力が発生するが，正側２次巻線と負側２次巻線は鉄心に対して逆向きに巻回されているため，直流起磁力を互いにキャンセルする。したがって，直流電力を授受するための直流電流に起因する直流磁束は変圧器鉄心に発生しない。結果として，直流偏磁を引き起こすことなく，交直電力変換が可能となる。このような技術は例えば特許文献１に記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１３−０９９０５４号公報
【非特許文献】
【０００５】
【非特許文献１】H. Akagi, “Classification, terminology, and application of the modular multilevel cascade converter (MMCC),” IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 26, no. 11, Nov. 2011, pp. 3119-3129.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
上記従来技術において，部品のバラツキ，ＩＧＢＴのオン・オフ制御タイミングのバラツキ，電流・電圧センサ等のオフセット誤差等に起因して，変圧器の励磁電流に直流成分が発生する，すなわち直流偏磁が発生する恐れがある。
【０００７】
励磁電流の直流成分は，以上の説明で言及した「直流電力を授受するための直流電流」とは異なり，正側２次巻線と負側２次巻線によってその起磁力がキャンセルされるものではない。直流偏磁が過大になると，やはり変圧器の正常な動作を阻害してしまう。
【０００８】
変圧器の直流偏磁を検知するためには，「励磁電流の直流成分」を「直流電力を授受するための直流電流」から分離して検出しなければならない。
【０００９】
本発明の目的は，上記の問題に鑑みたもので，励磁電流の直流成分の検出が可能な電力変換装置及び電力変換装置の制御方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記の目的を達成するために，本発明は，一方次側の巻線に流れる電流を一方の電流検出手段に通し，２つの他方次側の巻線に流れる２つの電流を他方の電流検出手段に，互いの直流電流が逆方向に流れるように通し，一方と他方の電流検出手段の出力を相毎に１つの検出抵抗器に接続するように構成した。
或いは，一方次側の巻線に流れる電流を一方の電流検出手段に通し，２つの他方次側の巻線に流れる２つの電流を他方の電流検出手段に，互いの直流電流が逆方向に流れるように通し，一方と他方の電流検出手段の出力にそれぞれアナログ−ディジタル変換手段を設け，アナログ−ディジタル変換手段の出力ディジタル信号を減算する機能を備える。
或いは，一方次側の巻線に流れる電流を第１の電流検出手段に通し，２つの他方次側の巻線に流れる電流をそれぞれ第２，第３の電流検出手段に通し，第１〜３の電流検出手段を１つの検出抵抗器に接続するように構成した。
或いは，一方次側の巻線に流れる電流を第１の電流検出手段に通し，２つの他方次側の巻線に流れる電流をそれぞれ第２，第３の電流検出手段に通し，第１〜３の電流検出手段の出力にそれぞれアナログ−ディジタル変換手段を設け，アナログ−ディジタル変換手段の出力ディジタル信号を加算あるいは減算する機能を備えた。
或いは，第１の他方側次巻線に流れる電流の電流値と，第２の他方次側巻線に流れる電流の電流値と，一方側次巻線に流れる電流の電流値に基づいて変圧器の励磁電流の直流成分を検出するように構成した。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば，直流電力を授受するための直流電流から分離して，変圧器の励磁電流の直流成分を検出できるという効果を得られる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明による電力変換装置の第１の形態
【図２】双方向チョッパ形単位変換器
【図３】フルブリッジ形単位変換器
【図４】励磁電流検出手段を備えた変圧器（その１）
【図５】変圧器における磁束と励磁電流の関係（Φ−Ｉ特性）
【図６】励磁電流の検出方法を説明する概略波形
【図７】電流検出手段が理想変成器の場合
【図８】電流検出手段が実際の交流変流器の場合
【図９】励磁電流検出手段を備えた変圧器（その２）
【図１０】励磁電流検出手段を備えた変圧器（その３）
【図１１】励磁電流検出手段を備えた変圧器（その４）
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下，図面を用いて，本発明の発明を実施するための形態について説明する
【実施例１】
【００１４】
まず，本発明の第１の実施形態について説明する。
【００１５】
実施例１は，電力変換装置における変圧器の１次巻線に流れる電流を検出する電流検出手段を各相に１つ接続し，また，２つの２次巻線に流れる電流の和を検出する１つの電流検出手段を各相に１つ接続した構成である。
【００１６】
実施例１では，変圧器の励磁電流の直流成分を，直流電力を授受するための直流電流から分離して検出できるという効果を得られる。
【００１７】
以下，図１を参照して，実施例１の全体構成を説明する。
【００１８】
電力変換装置１０３は，交流系統１０１から直流装置１１３に，あるいはその逆に電力を伝送する装置である。
【００１９】
ここで，直流装置１１３は，直流電力を消費する負荷，あるいは直流電力を供給する電源に相当する装置であり，例えば，他の交直電力変換装置，直流送電網，負荷抵抗器，蓄電池等である。
【００２０】
電力変換装置１０３は，遮断器１０２，変圧器１０４を介して交流系統１０１に接続している。また，直流送電線１１２Ｐ，１１２Ｎを介して直流装置１１３に接続している。
【００２１】
また，電力変換装置１０３は，制御手段１０６を備えており，少なくとも後述する各部の電圧・電流を検出し，電力変換装置１０３に含まれるスイッチング素子のオン・オフを制御する機能を有する。
【００２２】
以下，変圧器１０４の１次巻線の端子ａ，ｂ，ｃ，正側２次巻線の端子ｕ，ｖ，ｗ，負側２次巻線の端子ｒ，ｓ，ｔ点の接続について説明する。
【００２３】
変圧器１０４のａ，ｂ，ｃ点は，遮断器１０２を介して電力系統１０１に接続している。
【００２４】
また，変圧器のｕ，ｖ，ｗ点には，アーム１０５ｕ，ｖ，ｗの一端を接続している。アーム１０５ｕ，ｖ，ｗの他端は，Ｐ点でスター接続され，正側直流送電線１１２Ｐに接続している。
【００２５】
同様に，変圧器のｒ，ｓ，ｔ点には，アーム１０５ｒ，ｓ，ｔの一端を接続している。アーム１０５ｒ，ｓ，ｔの他端は，Ｎ点でスター接続され，負側直流送電線１１２Ｎに接続している。
【００２６】
本明細書では，特に区別する必要がない場合，各アーム１０５ｕ，ｖ，ｗ，ｒ，ｓ，ｔを総称して単に「アーム１０５」と表記する。
【００２７】
各アーム１０５は，単位変換器１１１を１つまたは複数直列接続した構成である。単位変換器１１１の内部構成については後述する。
【００２８】
以下，制御手段１０６に入力される各部の電圧・電流の検出値と，制御手段１０６から出力されるスイッチング素子のオン・オフ指令について説明する。
【００２９】
図１に示すように，各アーム１０５を流れる電流をＩｕ，Ｉｖ，Ｉｗ，Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔと表記し，アーム電流と称することにする。
【００３０】
各アーム電流を検出するために，各アーム１０５には電流検出手段１０９を接続している。電流検出手段１０９は，アーム電流の検出値を制御手段１０６に伝送する。
【００３１】
また，交流系統１０１の相電圧をＶＳａ，ＶＳｂ，ＶＳｃと表記し，線間電圧をＶＳａｂ，ＶＳｂｃ，ＶＳｃａと表記する。特に区別する必要がない場合，交流系統１０１の相電圧または線間電圧を総称して単に「系統電圧」と称することにする。
【００３２】
交流系統１０１の相電圧または線間電圧を検出するため，電圧検出手段１１０が交流a系統１０１に接続している。電圧検出手段１１０は，交流系統１０１の相電圧または線間電圧の検出値を制御手段１０６に伝送する。
【００３３】
また，図２，３を参照して後述する通り，各単位変換器１１１はコンデンサ２０３と，コンデンサ２０３の電圧を検出する電圧検出手段２０５を備えている。電圧検出手段２０５は，コンデンサ２０３の電圧の検出値を，制御通信線１０７を介して制御手段１０６に伝送する。以下，コンデンサ２０３の電圧を単に「コンデンサ電圧」と称することにする。
【００３４】
さらに，変圧器１０４は，本発明の特徴である励磁電流検出手段を備えており，励磁電流の検出値ＶＢａｂ，ＶＢｂｃ，ＶＢｃａを制御手段１０６に伝送する。なお，励磁電流検出手段については，図４を参照して後述する。
【００３５】
制御手段１０６は，検出したアーム電流，系統電圧，コンデンサ電圧に基づいて処理を行い，制御通信線１０８を介して，各単位変換器１１１のスイッチング素子（図２，３を参照して説明するスイッチング素子２０１ＸＰ，ＸＮ，ＹＰ，ＹＮ）のオン・オフ指令を伝送する。
【００３６】
制御手段１０６の働きによって，電力変換装置１０３は交流系統１０１との間で，所望の有効電力と無効電力を授受できる。また，制御手段１０６の働きによって，電力変換装置１０３は，直流装置１１３に所望の電圧を供給する，あるいは直流装置１０３と所望の電力を授受できる。
【００３７】
Ｎ点を基準としたＰ点の電圧をＶＤＣと表記し，システム直流電圧と称することにする。また，Ｐ点において電力変換装置１０３から直流装置１１３に流れる電流をＩＤＣと表記し，システム直流電流と称することにする。
【００３８】
電力変換装置１０３が交流系統１０１との間で所望の有効電力や無効電力を授受する原理，および電力変換装置１０３が直流装置１１３に所望の電圧を供給する，あるいは直流装置１１３と所望の電力を授受する原理については，単位変換器１１１の内部構成の説明の後で説明する。
【００３９】
以下，図２を参照して単位変換器１１１の１つの例である双方向チョッパ形単位変換器１１１ｃの内部構成を説明する。
【００４０】
ただし，図２に限らず，スイッチング素子とエネルギー貯蔵素子を備えている単相電圧形変換器であれば，本発明の効果を得ることができる。
【００４１】
図２に示す通り，スイッチング素子２０１ＸＰと環流ダイオード２０２ＸＰの逆並列回路と，スイッチング素子２０１ＸＮと環流ダイオード２０２ＸＮの逆並列回路を，ｘ点で直列接続している。
【００４２】
さらに，前記の直列回路とエネルギー貯蔵素子の一種であるコンデンサ２０３をｐ点とｎ点で並列接続している。
【００４３】
特に区別する必要がない場合，スイッチング素子２０１ＸＰ，ＸＮ，さらに後述する図３のスイッチング素子２０１ＹＰ，ＹＮを総称して，単に「スイッチング素子２０１」と称することにする。同様に，環流ダイオード２０２ＸＰ，ＸＮ，さらに後述する図３の環流ダイオード２０２ＹＰ，ＹＮを総称して，単に「環流ダイオード」と称することにする。
【００４４】
コンデンサ２０３の電圧をＶＣｊｋと表記し，単に「コンデンサ電圧」と称することにする。また，ｎ点を基準とするｘ点の電圧をＶｊｋと表記し，「単位変換器の出力電圧」と称することにする。ただし，ｊは各単位変換器の所属しているアームを表わし，ｊ＝ｕ，ｖ，ｗ，ｒ，ｓ，ｔである。また，ｋは各アーム１０５内での単位変換器の番号であり，ｋ＝１，２，…，Ｎｃである。ただし，Ｎｃは各アーム１０５内の単位変換器１１１の個数である。
【００４５】
以下，スイッチング素子２０１のオン・オフ状態を制御することで，双方向チョッパ形単位変換器１１１ｃの出力電圧Ｖｊｋを制御できることを説明する。
【００４６】
スイッチング素子２０１ＸＰがオン，スイッチング素子２０１ＸＮがオフである場合，電流Ｉｊの方向に関わらず，ｘ点とｐ点が概ね同電位になることから，概ねＶｊｋ＝ＶＣｊｋとなる。
【００４７】
スイッチング素子２０１ＸＰがオフ，スイッチング素子２０１ＸＮがオンである場合，電流Ｉｊの方向に関わらず，ｘ点とｎ点が概ね同電位になることから，概ねＶｊｋ＝０となる。
【００４８】
したがって，スイッチング素子２０１のオン・オフ状態を制御することで，双方向チョッパ形単位変換器の出力電圧をＶｊｋ＝ＶＣｊｋあるいはＶｊｋ＝０に制御できる。
【００４９】
単位変換器１１１ｃは双方向チョッパ形単位変換器制御手段２０４を備えており，双方向チョッパ形単位変換器制御手段２０４は，制御手段１０６から制御通信線１０７を介して受信したオン・オフ指令ｇｊｋに基づいて，スイッチング素子２０１ＸＰ，ＸＮのゲート・エミッタ間電圧を制御することで，オン・オフ状態を制御する。
【００５０】
また，双方向チョッパ形単位変換器制御手段２０４は，電圧検出手段２０５によってコンデンサ２０３の電圧ＶＣｊｋを検出し，制御通信線１０７を介して，これを制御手段１０６に伝送する。
【００５１】
以下，図３を参照して，単位変換器１１１の別の構成例であるフルブリッジ形単位変換器１１１ｆの内部構成を示す。
【００５２】
図３に示す通り，スイッチング素子２０１ＸＰと環流ダイオード２０２ＸＰの逆並列回路と，スイッチング素子２０１ＸＮと環流ダイオード２０２ＸＮの逆並列回路を，ｘ点で直列接続している。これを第１の直列回路と称する。
【００５３】
同様に，スイッチング素子２０１ＹＰと環流ダイオード２０２ＹＰの逆並列回路と，スイッチング素子２０１ＹＮと環流ダイオード２０２ＹＮの逆並列回路を，ｙ点で直列接続している。これを第２の直列回路と称する。
【００５４】
前記第１と第２の直列回路とコンデンサ２０３をｐ点とｎ点で並列接続している。
【００５５】
ｙ点を基準とするｘ点の電圧をＶｊｋと表記し，「単位変換器の出力電圧」と称することにする。ただし，ｊは各単位変換器の所属しているアームを表わし，ｊ＝ｕ，ｖ，ｗ，ｒ，ｓ，ｔである。また，ｋは各アーム１０５内での単位変換器の番号であり，ｋ＝１，２，…，Ｎｃである。ただし，Ｎｃは各アーム１０５内の単位変換器１１１の個数である。
以下，スイッチング素子２０１のオン・オフ状態を制御することで，双方向チョッパ形単位変換器１１１ｃの出力電圧Ｖｊｋを制御できることを説明する。
【００５６】
スイッチング素子２０１ＸＰがオン，スイッチング素子２０１ＸＮがオフ，スイッチング素子２０１ＹＰがオン，スイッチング素子２０１ＹＮがオフである場合，電流Ｉｊの方向に関わらず，ｘ点とｙ点がともにｐ点と概ね同電位になることから，概ねＶｊｋ＝０となる。
【００５７】
スイッチング素子２０１ＸＰがオン，スイッチング素子２０１ＸＮがオフ，スイッチング素子２０１ＹＰがオフ，スイッチング素子２０１ＹＮがオンである場合，電流Ｉｊの方向に関わらず，ｘ点がｐ点と，ｙ点がｎ点とそれぞれ概ね同電位になることから，概ねＶｊｋ＝ＶＣｊｋとなる。
【００５８】
スイッチング素子２０１ＸＰがオフ，スイッチング素子２０１ＸＮがオン，スイッチング素子２０１ＹＰがオフ，スイッチング素子２０１ＹＮがオンである場合，電流Ｉｊの方向に関わらず，ｘ点とｙ点がともにｎ点と概ね同電位になることから，概ねＶｊｋ＝０となる。
【００５９】
スイッチング素子２０１ＸＰがオフ，スイッチング素子２０１ＸＮがオン，スイッチング素子２０１ＹＰがオン，スイッチング素子２０１ＹＮがオフである場合，電流Ｉｊの方向に関わらず，ｘ点がｎ点と，ｙ点がｐ点とそれぞれ概ね同電位になることから，概ねＶｊｋ＝−ＶＣｊｋとなる。
【００６０】
したがって，スイッチング素子２０１のオン・オフ状態を制御することで，双方向チョッパ形単位変換器の出力電圧をＶｊｋ＝ＶＣｊｋ，Ｖｊｋ＝０，あるいはＶｊｋ＝−ＶＣｊｋに制御できる。
【００６１】
単位変換器１１１ｆはフルブリッジ形単位変換器制御手段３０１を備えており，フルブリッジ形単位変換器制御手段３０１は，制御手段１０６から制御通信線１０７を介して受信したオン・オフ指令ｇｊｋに基づいて，スイッチング素子２０１ＸＰ，ＸＮ，ＹＰ，ＹＮのゲート・エミッタ間電圧を制御することで，オン・オフ状態を制御する。
【００６２】
また，フルブリッジ形単位変換器制御手段３０１は，電圧検出手段２０５によってコンデンサ２０３の電圧ＶＣｊｋを検出し，制御通信線１０７を介して，これを制御手段１０６に伝送する。
【００６３】
図２，３では，スイッチング素子２０１としてＩＧＢＴ（insulated-gate bipolar transistor）の記号を描いているが，オン・オフ制御可能なスイッチング素子であれば，ＭＯＳＦＥＴ（metal-oxide semiconductor field effect transistor），ＧＣＴ（gate-commutated thyristor），ＢＪＴ（bipolar junction transistor）等，他の種類のスイッチング素子であっても，本発明の効果を得ることができる。
【００６４】
以下，図４を参照して，変圧器１０４の内部構成を説明する。
【００６５】
変圧器１０４は，鉄心脚４０１ａｂ，ｂｃ，ｃａ，１次巻線４０２ａｂ，ｂｃ，ｃａ，正側２次巻線４０３ｕ，ｖ，ｗ，負側２次巻線４０３ｒ，ｓ，ｔを備えている。
【００６６】
また，励磁電流検出手段として，電流検出手段４０４，４０５，検出抵抗器４０６，電圧検出手段４０７を備えている。
【００６７】
まず，鉄心脚４０１ａｂに着目して，巻回されている巻線の結線について説明する。電流検出手段４０４，４０５，検出抵抗器４０６，電圧検出手段４０７については後述する。
【００６８】
鉄心脚４０１ａｂには，１次巻線４０２ａｂ，正側２次巻線４０３ｕ，負側２次巻線４０３ｒが巻回されている。
【００６９】
正側２次巻線４０３ｕと負側２次巻線４０３ｒの巻数は概ね同じであり，かつ互いをＭ点で接続している。このとき，Ｍ点を基準としたｕ点の起電力と，Ｍ点を基準としたｒ点の起電力が同極性になるように接続している。
【００７０】
また，鉄心脚４０１ｂｃには，１次巻線４０２ｂｃ，正側２次巻線４０３ｖ，負側２次巻線４０３ｓが巻回されている。
【００７１】
正側２次巻線４０３ｖと負側２次巻線４０３ｓの巻数は概ね同じであり，かつ互いをＭ点で接続している。このとき，Ｍ点を基準としたｖ点の起電力と，Ｍ点を基準としたｓ点の起電力が同極性になるように接続している。
【００７２】
同様に，鉄心脚４０１ｃａには，１次巻線４０２ｃａ，正側２次巻線４０３ｗ，負側２次巻線４０３ｔが巻回されている。
【００７３】
正側２次巻線４０３ｗと負側２次巻線４０３ｔの巻数は概ね同じであり，かつ互いをＭ点で接続している。このとき，Ｍ点を基準としたｗ点の起電力と，Ｍ点を基準としたｔ点の起電力が同極性になるように接続している。
【００７４】
以下，特に区別する必要が無い場合，鉄心脚４０１ａｂ，ｂｃ，ｃａを総称して単に「鉄心脚４０１」と称することにする。同様に，１次巻線４０２ａｂ，ｂｃ，ｃａを総称して単に「１次巻線４０２」，正側２次巻線４０３ｕ，ｖ，ｗを総称して単に「正側２次巻線」，負側２次巻線４０３ｒ，ｓ，ｔを総称して単に「負側２次巻線」と称することにする。また，正側２次巻線と負側２次巻線を総称して単に「２次巻線」と称することにする。
【００７５】
以下，電力変換装置１０３が交流系統１０１と交流有効・無効電力を授受する原理について説明する。
【００７６】
まず，各アーム１０５ｕ，ｖ，ｗ，ｒ，ｓ，ｔの出力電圧をそれぞれＶｕ，Ｖｖ，Ｖｗ，Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔと表記することにする。
【００７７】
また，（１）〜（３）式のように，Ｖｕｒ，Ｖｖｓ，Ｖｗｔを定義する。
〔数１〕
Ｖｕｒ＝（−Ｖｕ＋Ｖｒ）／２                          ……（１）
Ｖｖｓ＝（−Ｖｖ＋Ｖｓ）／２                          ……（２）
Ｖｗｔ＝（−Ｖｗ＋Ｖｔ）／２                          ……（３）
【００７８】
さらに，（４）〜（６）式のように，Ｉｕｒ，Ｉｖｓ，Ｉｗｔを定義する。
〔数２〕
Ｉｕｒ＝Ｉｕ＋Ｉｒ                                                ……（４）
Ｉｖｓ＝Ｉｖ＋Ｉｓ                                                ……（５）
Ｉｗｔ＝Ｉｗ＋Ｉｔ                                                ……（６）
【００７９】
ここで，１次巻線４０２，正側２次巻線，負側２次巻線の巻数がそれぞれＮ１，Ｎ２，Ｎ２である場合，（７）〜（９）式が成立する。
〔数３〕
Ｉａｂ＝（Ｎ２／Ｎ１）Ｉｕｒ＋Ｉｍａｂ                ……（７）
Ｉｂｃ＝（Ｎ２／Ｎ１）Ｉｖｓ＋Ｉｍａｂ          ……（８）
Ｉｃａ＝（Ｎ２／Ｎ１）Ｉｗｔ＋Ｉｍａｂ          ……（９）
【００８０】
ただし，Ｉｍａｂ，Ｉｍｂｃ，Ｉｍｃａは，それぞれ，鉄心脚４０１ａｂ，ｂｃ，ｃａの１次巻線に換算した励磁電流である。
【００８１】
以下の説明では，励磁電流Ｉｍａｂ，Ｉｍｂｃ，Ｉｍｃａは十分小さいとして無視して説明する。なお，励磁電流Ｉｍａｂ，Ｉｍｂｃ，Ｉｍｃａの検出手段については，電力変換装置１０３が交流系統１０１と有効・無効電力を授受する原理を説明した後で説明する。
【００８２】
（１）式は，変圧器１０４の正側２次巻線４０３ｕ，負側２次巻線４０３ｒに印加される電圧の和を意味する。また，（２）式は，変圧器１０４の正側２次巻線４０３ｖ，負側２次巻線４０３ｓに印加される電圧の和を意味する。同様に，（３）式は，変圧器１０４の正側２次巻線４０３ｗ，負側２次巻線４０３ｔに印加される電圧の和を意味する。
【００８３】
各アーム１０５の出力電圧は，そのアームに含まれる単位変換器１１１の出力電圧Ｖｊｋの和であるから，Ｖｊｋを制御することによって，Ｖｕ，ｖ，ｗ，ｒ，ｓ，ｔを制御できる。また，Ｖｕ，ｖ，ｗ，ｒ，ｓ，ｔを制御することによって，Ｖｕｒ，ｖｓ，ｗｔを制御できる。
【００８４】
まず，鉄心脚４０１ａｂに巻回されている１次巻線４０２ａｂ，正側２次巻線４０３ｕｒ，負側２次巻線４０３ｖｓに着目して，交流系統１０１と電力変換装置１０３の有効・無効電力の授受について説明する。ただし，簡単のため，変圧器１０４の巻数比を１：１：１として説明する。
【００８５】
遮断器１０２が投入されている場合，１次巻線４０２ａｂには，交流系統１０１の線間電圧ＶＳａｂが印加されている。
【００８６】
この状態で，（１）式に示すＶｕｒの周波数をＶＳａｂと等しく制御し，かつ，振幅と位相を以下の説明のように制御すると，交流系統１０１と電力変換装置１０３の間の有効・無効出力を制御できる。
【００８７】
ＶｕｒとＶＳａｂの周波数，振幅，位相がすべて等しくなるように制御した場合，変圧器４０１の漏れインダクタンスに印加される電圧は零となる。したがって，定常的には電流は流れないため，交流系統１０１と電力変換装置１０３の間の有効・無効電力は零となる。
【００８８】
ＶｕｒとＶＳａｂの周波数と振幅が等しく，Ｖｕｒの位相がＶＳａｂの位相よりも遅れるように制御した場合，変圧器４０１の漏れインダクタンスに印加される電圧は，ＶＳａｂよりも９０°進んだ電圧となる。したがって，電流Ｉｕｒの位相はＶＳａｂと等しくなる。言い換えると，交流系統１０１から電力変換装置１０３に有効電力が流入する。すなわち，電力変換装置１０３は整流器として動作する。
【００８９】
ＶｕｒとＶＳａｂの周波数と振幅が等しく，Ｖｕｒの位相がＶＳａｂの位相よりも進むように制御した場合，変圧器４０１の漏れインダクタンスに印加される電圧は，ＶＳａｂよりも９０°遅れた電圧となる。したがって，電流Ｉｕｒの位相はＶＳａｂと逆位相となる。言い換えると，交流系統１０１に電力変換装置１０３から有効電力が流出する。すなわち，電力変換装置１０３はインバータとして動作する。
【００９０】
ＶｕｒとＶＳａｂの周波数と位相が等しく，Ｖｕｒの振幅がＶＳａｂの振幅よりも大きくなるように制御した場合，変圧器４０１の漏れインダクタンスに印加される電圧は，ＶＳａｂと逆位相の電圧となる。したがって，電流Ｉｕｒの位相はＶＳａｂより９０°進む。言い換えると，交流系統１０１に電力変換装置１０３からキャパシティブな無効電力が供給される。すなわち，電力変換装置１０３は進相コンデンサとして動作する。
【００９１】
ＶｕｒとＶＳａｂの周波数と位相が等しく，Ｖｕｒの振幅がＶＳａｂの振幅よりも小さくなるように制御した場合，変圧器４０１の漏れインダクタンスに印加される電圧は，ＶＳａｂと同位相の電圧となる。したがって，電流Ｉｕｒの位相はＶＳａｂより９０°遅れる。言い換えると，交流系統１０１に電力変換装置１０３からインダクティブな無効電力が供給される。すなわち，電力変換装置１０３は分路リアクトルとして動作する。
【００９２】
以上では，鉄心脚４０１ａｂに巻回されている各巻線に着目して説明したが，鉄心脚４０１ｂｃ，ｃａに巻回されている各巻線についても同様の原理が成立する。
【００９３】
以上で，交流系統１０１と電力変換装置１０３の間で有効・無効電力を授受する原理を説明した。
【００９４】
次に，電力変換装置１０３が直流装置１１３に所望の直流電圧を供給する原理を説明する。
【００９５】
変圧器１０４の漏れインダクタンスに印加される電圧を無視すれば，システム直流電圧Ｖｄｃは（１０）式のように表わすことができる。
〔数４〕
Ｖｄｃ＝｛（Ｖｕ＋Ｖｒ）＋（Ｖｖ＋Ｖｓ）＋（Ｖｗ＋Ｖｔ）｝／３              ……（１０）
【００９６】
したがって，各アーム１０５の出力電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ，Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔを制御することによって，Ｖｄｃを所望の電圧に制御できる。
【００９７】
例えば，直流装置１１３が抵抗器であった場合，以上の原理で制御したＶｄｃと直流装置１１３の抵抗値に従ってシステム直流電流Ｉｄｃが流れる。このとき，電力変換装置１０３は直流装置１１３に，直流電力Ｖｄｃ×Ｉｄｃを供給する。
【００９８】
次に，電力変換装置１０３が直流装置１１３と所望の直流電力を授受する原理を説明する。
【００９９】
例えば，直流装置１１３が直流電圧源であり，その電圧がＶｄｃ’であった場合，直流装置１１３の電圧Ｖｄｃ’と，システム直流Ｖｄｃの差Ｖｄｃ−Ｖｄｃ’を制御することによって，直流送電線１１２および変圧器１０４に印加される電圧を制御し，結果としてシステム直流電流Ｉｄｃを制御できる。Ｉｄｃを制御できれば，直流電力Ｖｄｃ×Ｉｄｃを制御できる。
【０１００】
電力変換装置１０３と直流装置１１３が直流電力Ｖｄｃ×Ｉｄｃを授受する場合，システム直流電流Ｉｄｃが各相に１／３ずつ分流して変圧器１０４の２次巻線の各相に流れる。システム直流電流が各相に１／３ずつ分流した電流，すなわちＩｄｃ／３が，以上の説明で言及した「直流電力を授受するための直流電流」である。
【０１０１】
以下，変圧器１０４の正側，負側の２つの２次巻線の接続方法によって，直流電力を授受するための直流電流が変圧器２次巻線に流れても，変圧器鉄心を直流偏磁させることなく，交直電力変換を行うことができる原理を説明する。
【０１０２】
鉄心脚４０１ａｂに着目して説明する。
【０１０３】
ｒ点からＭ点に向かって流れるＩｄｃ／３は，負側２次巻線４０３ｒに直流起磁力を発生させる。その向きは図４において上向きであり，その大きさは，負側２次巻線４０３ｒの巻数をＮ２とすれば，Ｎ２Ｉｄｃ／３である。
【０１０４】
一方，Ｍ点からｕ点に向かって流れるＩｄｃ／３は，正側２次巻線４０３ｕに直流起磁力を発生させる。その向きは図４において下向きであり，その大きさは，正側２次巻線４０３ｕの巻数をＮ２とすれば，Ｎ２Ｉｄｃ／３である。
【０１０５】
前述のように，正側２次巻線と負側２次巻線の巻数は等しくＮ２である。したがって，正側２次巻線４０３ｕと負側２次巻線４０３ｒに起因する直流起磁力の大きさが等しく，向きが逆であるため，互いに相殺する。
【０１０６】
したがって，鉄心脚４０１ａｂに発生する直流磁束を概ね零にできる。したがって，変圧器の巻線に直流電流を流しても，変圧器鉄心を直流偏磁させることなく，交直電力変換を行うことができる。
【０１０７】
以下，図４を参照して，本発明の特徴的な部分である，変圧器１０４の励磁電流検出手段および励磁電流検出方法について説明する。
【０１０８】
まず，鉄心脚４０１ａｂに巻回されている１次巻線４０２ａｂ，正側２次巻線４０３ｕ，負側２次巻線４０３ｒに着目して説明する。
【０１０９】
電流検出手段４０４は，１次巻線４０２ａｂに流れる電流Ｉａｂを検出し，電流Ｉａｂ’を出力する。
【０１１０】
ここで，電流検出手段４０４の検出比は，Ｉａｂ’が（１１）式を満たすように設定する。ただし，Ｎ１は１次巻線４０２ａｂの巻数，Ｎ０は適当な正の基準値である。
〔数５〕
Ｉａｂ’＝Ｎ１×Ｉａｂ／Ｎ０                          ……（１１）
【０１１１】
電流検出手段４０５は，正側２次巻線４０３ｕと負側２次巻線４０３ｒに流れる電流Ｉｕ，Ｉｒの和Ｉｕｒ＝Ｉｕ＋Ｉｒを検出し，電流Ｉｕｒ’を出力する。
【０１１２】
ここで，電流検出手段４０５の検出比は，Ｉｕｒ’が（１２）式を満たすように設定する。ただし，Ｎ２は正側２次巻線４０３ｕと負側２次巻線４０３ｒの巻数，Ｎ０は適当な正の基準値である。
〔数６〕
Ｉｕｒ’＝Ｎ２×Ｉｕｒ／Ｎ０                          ……（１２）
【０１１３】
２つの電流検出手段４０４，４０５は共通の検出抵抗器４０６に接続している。検出抵抗器の抵抗値をＲとすると，ＲにはＩａｂ’とＩｕｒ’の差電流が流れるから，その両端電圧ＶＢａｂは（１３）式のようになる。
〔数７〕
ＶＢａｂ＝（Ｎ１×Ｉａｂ−Ｎ２×Ｉｕｒ）／Ｎ０                                  ……（１３）
【０１１４】
ここで，（１３）式は（１４）式のように書き換えられる。
〔数８〕
ＶＢａｂ＝Ｎ１×｛Ｉａｂ−（Ｎ２／Ｎ１）×Ｉｕｒ｝／Ｎ０              ……（１４）
【０１１５】
さらに，（７）式と（１４）式を比較することにより，（１５）式を得る。
〔数９〕
ＶＢａｂ＝（Ｎ１／Ｎ０）×Ｉｍａｂ                    ……（１５）
【０１１６】
Ｎ１とＮ０は定数であるから，検出抵抗器４０６の両端電圧ＶＢａｂとして，励磁電流Ｉｍａｂに比例した電圧信号を得ることができる。
【０１１７】
鉄心脚４０１ｂｃに巻回されている１次巻線４０２ｂｃ，正側２次巻線４０３ｖ，負側２次巻線４０３ｓの励磁電流Ｉｍｂｃ，鉄心脚４０１ｃａに巻回されている１次巻線４０２ｃａ，正側２次巻線４０３ｗ，負側２次巻線４０３ｔの励磁電流Ｉｍｃａについても同様に，（１６），（１７）式を得ることができる。
〔数１０〕
ＶＢｂｃ＝（Ｎ１／Ｎ０）×Ｉｍｂｃ                    ……（１６）
ＶＢｃａ＝（Ｎ１／Ｎ０）×Ｉｍｃａ              ……（１７）
【０１１８】
電圧検出手段４０７は，検出したＶＢａｂ，ＶＢｂｃ，ＶＢｃａを制御手段１０６に伝送する。
【０１１９】
以上より，電流検出手段４０４，４０５，検出抵抗器４０６，電圧検出手段４０７を用いることによって，変圧器１０４の励磁電流に比例した電圧信号を得られることを説明した。
【０１２０】
ただし，以上の説明は，電流検出手段４０４，４０５が理想変成器，あるいはそれに十分近い特性を有する電流出力形の直流ＣＴ（current transformer）である場合を想定したものである。
【０１２１】
電流検出手段４０４，４０５が例えば交流ＣＴである場合については，図６，図８を用いて後述する。
【０１２２】
以下，図５〜８を参照して，検出したＶＢａｂ，ＶＢｂｃ，ＶＢｃａより，励磁電流Ｉｍａｂ，Ｉｍｂｃ，Ｉｍｃａの直流成分を検出する方法について説明する。
【０１２３】
図５は，変圧器１０４の励磁特性，すなわち磁束鎖交数Φと励磁電流Ｉの関係を示したΦ−Ｉ特性の例である。ただし，簡単のためヒステリシスを無視している。
【０１２４】
図６を参照した以下の説明では，変圧器１０４が図５の太線の範囲で動作している場合，すなわち，磁束鎖交数Φ，励磁電流Ｉにそれぞれ直流成分Φｄｃ，Ｉｄｃが重畳し，磁束鎖交数の最大値が飽和磁束鎖交数Φｓａｔを超えている場合を想定する。言い換えると，変圧器１０４が直流偏磁している場合を想定する。
【０１２５】
図６は，電力変換装置が整流器として運転している場合の概略波形である。
【０１２６】
交流系統１０１の線間電圧ＶＳａｂと概ね同位相の電流Ｉａｂが１次巻線４０２ａｂに流れている。
【０１２７】
正側２次巻線４０３ｕ，負側２次巻線４０３ｒに流れる電流Ｉｕ，Ｉｒの交流成分は，Ｉａｂと同位相であり，直流成分はそれぞれＩｄｃ／３，−Ｉｄｃ／３である。
【０１２８】
したがって，ＩｕとＩｒの和であるＩｕｒは，Ｉａｂと同位相の交流電流となる。
【０１２９】
鉄心脚４０１ａｂの磁束鎖交数Φａｂは，その印加電圧ＶＳａｂの時間積分に概ね比例する。したがって，ＶＳａｂが正弦波であるならば，Φａｂの交流成分はＶＳａｂより９０°位相の遅れた波形となる。
【０１３０】
以下，Φａｂが直流成分Φａｂｄｃを含有している場合，すなわち変圧器１０４が直流偏磁している場合を例にして説明する。
【０１３１】
ΦａｂにΦａｂｄｃが含有しているため，Φａｂの最大値は飽和磁束鎖交数Φｓａｔを超える。
【０１３２】
ΦａｂがΦｓａｔを超えると，励磁電流Ｉｍａｂも飽和電流Ｉｓａｔを超える。図５に示したΦ−Ｉ特性に沿って，励磁電流Ｉｍａｂの正のピーク値が急増し，歪みが生じる。
【０１３３】
図７に，電流検出手段４０４，４０５が理想変流器，あるいはそれに十分近い特性を有する電流出力形の直流ＣＴである場合のＶＢａｂの概略波形を示す。
【０１３４】
ＶＢａｂはＩｍａｂと比例した波形となるから，その直流成分ＶＢａｂｄｃを，例えばローパスフィルタや移動平均フィルタ等を介して検出することによって，変圧器１０４の鉄心脚４０１ａｂが直流偏磁していることを検知できる。
【０１３５】
図８に，電流検出手段４０４，４０５が交流ＣＴである場合のＶＢａｂの概略波形を示す。
【０１３６】
ＶＢａｂはＩｍａｂと相似の波形となるが，交流ＣＴではその直流成分Ｉｍａｂｄｃを検知できない。しかし，直流偏磁に伴ってＩｍａｂの波形とそれに比例したＶＢａｂの波形が歪むことを利用し，例えばＶＢａｂの正のピークＶＢａｂｐと負のピークＶＢａｂｎの絶対値の差として（１８）式を演算することで，変圧器１０４の鉄心脚４０１ａｂが直流偏磁していることを検知できる。
〔数１１〕
ＶＢａｂｐｂ＝｜ＶＢａｂｐ｜−｜ＶＢａｂｐ｜    ……（１８）
【０１３７】
あるいは，直流偏磁に伴ってＶＢａｂの波形が歪み，正負非対称となることを利用し，ＶＢａｂの２次高調波成分等の偶数次高調波成分を検出することでも，変圧器１０４の鉄心脚４０１ａｂが直流偏磁していることを検知できる。
【０１３８】
以上の説明では，鉄心脚４０１ａｂに着目して説明したが，鉄心脚４０１ｂｃ，ｃａについても同様の原理で直流偏磁を検知できる。
【０１３９】
また，以上の説明では，鉄心脚４０１ａｂの磁束鎖交数および励磁電流が正方向に直流偏磁している場合を例に説明したが，負方向に直流偏磁している場合についても同様の原理で直流偏磁を検知できる。
【０１４０】
以下，図１２を参照して，変圧器１０４に直流偏磁を抑制する手段を備えた制御手段１０６の内部構成の一例を説明する。
【０１４１】
制御手段１０６は，各単位変換器１１１のコンデンサ電圧ＶＣｊｋ，アーム電流Ｉｕ，ｖ，ｗ，ｒ，ｓ，ｔ，交流系統１０１の線間電圧ＶＳａｂ，ＶＳｂｃ，ＶＳｃａを検出する。
【０１４２】
コンデンサ電圧制御手段１２０４は，検出したコンデンサ電圧ＶＣｊｋが概ね一定になるように，ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を演算する。
【０１４３】
検出したアーム電流ＩｕとＩｒの和Ｉｕｒ＝Ｉｕ＋Ｉｒを加算器１２０８にて演算する。同様に，Ｉｖｓ，Ｉｗｔを演算する。
【０１４４】
得られたＩｕｒ，Ｉｖｓ，Ｉｗｔをα−β変換演算器１２０１にて座標変換し，Ｉα，Ｉβを得る。
【０１４５】
さらに，Ｉα，Ｉβをｄ−ｑ変換演算器１２０３にて座標変換し，ｄ軸電流Ｉｄ，ｑ軸電流Ｉｑを得る。ここで，座標変換に用いる位相角θは，位相角検出手段１２０２によって検出した交流系統１０１の線間電圧ＶＳａｂの位相角である。
【０１４６】
また，交流系統１０１の線間電圧ＶＳａｂ，ＶＳｂｃ，ＶＳｃａをα−β変換演算器１２０１にて座標変換し，ＶＳα，ＶＳβを得る。
【０１４７】
さらに，ＶＳα，ＶＳβをｄ−ｑ変換演算器１２０３にて座標変換し，交流系統ｄ軸電圧ＶＳｄ，交流系統ｑ軸電圧ＶＳｑを得る。ここで，座標変換に用いる位相角θは，位相角検出手段１２０２によって検出した交流系統１０１の線間電圧ＶＳａｂの位相角である。この場合，ＶＳｑは概ね零となる。
【０１４８】
ｄ軸電流Ｉｄ，ｑ軸電流Ｉｑ，ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊，ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊，交流系統ｄ軸電圧ＶＳｄ，交流系統ｑ軸電圧ＶＳｑから，（１９），（２０）式にてｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊，ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を演算する。
〔数１２〕
Ｖｄ＊＝ＶＳｄ−Ｇ１×（Ｉｄ＊−Ｉｄ）−ＲＩｄ＋ωＬＩｑ            ……（１９）
Ｖｑ＊＝ＶＳｑ−Ｇ１×（Ｉｑ＊−Ｉｑ）−ＲＩｑ−ωＬＩｑ            ……（２０）
【０１４９】
ここで，Ｇ１は電流制御ゲイン，Ｒは変圧器の巻線抵抗，ωＬは変圧器の漏れインダクタンスである。
【０１５０】
得られたＶｄ＊，Ｖｑ＊を逆ｄ−ｑ変換演算器１２０９，逆α−β変換演算器１２１０にて座標変換し，交流電圧指令値Ｖｕｒ＊，Ｖｖｓ＊，Ｖｗｔ＊を得る。
【０１５１】
得られたＶｕｒ＊，Ｖｖｓ＊，Ｖｗｔ＊から，後述する直流偏磁抑制制御部１１４の出力であるＤＭＰｕｒ，ｖｓ，ｗｔを減算器１２０５にて減算し，補正された交流電圧指令値Ｖｕｒ＊’，Ｖｖｓ＊’，Ｖｗｔ＊’を得る。
【０１５２】
得られたＶｕｒ＊，Ｖｖｓ＊，Ｖｗｔ＊から，（２１）〜（２６）式にて各アームの出力電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｒ＊，Ｖｖ＊，Ｖｓ＊，Ｖｗ＊，Ｖｔ＊を演算する。
〔数１３〕
Ｖｕ＊＝−Ｖｕｒ＊＋Ｖｄｃ＊／２                      ……（２１）
Ｖｒ＊＝Ｖｕｒ＊＋Ｖｄｃ＊／２                  ……（２２）
Ｖｖ＊＝−Ｖｖｓ＊＋Ｖｄｃ＊／２                ……（２３）
Ｖｓ＊＝Ｖｖｓ＊＋Ｖｄｃ＊／２                  ……（２４）
Ｖｗ＊＝−Ｖｗｔ＊＋Ｖｄｃ＊／２                ……（２５）
Ｖｔ＊＝Ｖｗｔ＊＋Ｖｄｃ＊／２                  ……（２６）
【０１５３】
得られたＶｕ＊，Ｖｒ＊，Ｖｖ＊，Ｖｓ＊，Ｖｗ＊，Ｖｔ＊を各単位変換器１１１に分配し，変調部１２１３にて例えばパルス幅変調（pulse-width modulation）することにより，各単位変換器１１１のスイッチング素子２０１のオン・オフ指令ｇｊｋ（ｊ＝ｕ，ｖ，ｗ，ｒ，ｓ，ｔ，ｋ＝１，２，…，Ｎ）を得る。
【０１５４】
得られたｇｊｋは，制御通信線１０８を介して，各単位変換器に伝送する。
【０１５５】
以下，本発明の特徴的な部分である，直流偏磁抑制制御部１２１４について説明する。
【０１５６】
図４の電流検出手段４０４，４０５，検出抵抗器４０６，電圧検出手段４０７によって検出したＶＢａｂ，ＶＢｂｃ，ＶＢｃａから，例えばローパスフィルタ，移動平均フィルタを用いて直流成分を検出する。あるいは，正のピーク値と負のピーク値の絶対値の差を検出する。直流成分あるいは正のピーク値と負のピーク値の絶対値の差にゲインＧ２を乗算し，直流偏磁抑制制御のための補正信号ＤＭＰｕｒ，ＤＭＰｖｓ，ＤＭＰｗｔを得る。
【０１５７】
得られたＤＭＰｕｒ，ＤＭＰｖｓ，ＤＭＰｗｔを，前述のようにＶｕｒ＊，Ｖｖｓ＊，Ｖｗｔ＊から減算し，補正された交流電圧指令値Ｖｕｒ＊’，Ｖｖｓ＊’，Ｖｗｔ＊’を得る。
【０１５８】
これによって，変圧器１０４の鉄心脚４０１に発生した直流偏磁と逆方向の電圧を，変圧器１０４の２次巻線に印加することになる。
【０１５９】
鉄心脚４０１の磁束鎖交数Φａｂ，ｂｃ，ｃａは，変圧器１０４の各巻線の印加電圧の時間積分である。
【０１６０】
本発明の直流偏磁抑制制御部１２１４を用いることによって，何らかの要因で発生してしまった直流磁束と逆方向の磁束を発生させるように，各アームに電圧を印加させるため，結果として直流偏磁を減衰させることができという効果を得られる。
【０１６１】
次に，図１３を参照して，直流偏磁抑制制御の別の方法を説明する。ただし，図１２と図１３の相違点についてのみ説明する。
【０１６２】
図１３では，偏磁抑制制御１２１４の出力であるＤＭＰｕｒ，ＤＭＰｖｓ，ＤＭＰｗｔを，交流電圧指令値Ｖｕｒ＊’，Ｖｖｓ＊’，Ｖｗｔ＊’ではなく，アーム電流の各相での和Ｉｕｒ，Ｉｖｓ，Ｉｗｔから減算している。
【０１６３】
これによって，Ｉｕｒ，Ｉｖｓ，Ｉｗｔを補正することができるため，（１９），（２０）式に示した電流制御によって，変圧器１０４の直流偏磁をキャンセルするような電流を，各アームが流すように制御することになる。
【０１６４】
したがって，図１３のように直流偏磁抑制制御を構成しても，結果として直流偏磁を減衰させることができという効果を得られる。
【０１６５】
なお，以上の説明では明言していなかったが，鉄心脚４０１ａｂ，ｂｃ，ｃａは独立した磁路を構成していても，三脚鉄心を構成していても，五脚鉄心を構成していても，本発明の効果を得ることができる。
【０１６６】
以上で説明した電力変換装置を少なくとも１つ用いて，自励高圧直流送電システム（ＨＶＤＣ），多端子ＨＶＤＣ，あるいはＤＣグリッドを構成できる。
なお，本実施例では，正側２次巻線４０３ｕと負側２次巻線４０３ｒが接続され，正側２次巻線４０３ｖと負側２次巻線４０３ｓが接続され，正側２次巻線４０３ｗと負側２次巻線４０３ｔが接続されている例を示したが，これらの配線の接続に限定されるものでなく，異なる２次分割巻線の組み合わせを用いいわゆる千鳥結線となっている場合にも適用可能であり，例えば，正側２次巻線４０３ｕと負側２次巻線４０３ｓが接続され，正側２次巻線４０３ｖと負側２次巻線４０３ｔが接続され，正側２次巻線４０３ｗと負側２次巻線４０３ｒが接続されるようにしても良い。
また，本実施例では，正側２次巻線４０３ｕと負側２次巻線４０３ｒとの組合せの一方端と他方端の各々にアーム１０５ｕとアーム１０５ｒが接続され，正側２次巻線４０３ｖと負側２次巻線４０３ｓとの組合せの一方端と他方端の各々にアーム１０５ｖアーム１０５ｓが接続され，正側２次巻線４０３ｗと負側２次巻線４０３ｔとの組合せの一方端と他方端の各々にアーム１０５ｗとアーム１０５ｔが接続される例を示したが，他の変形例でも良く，例えば，正側２次巻線４０３ｕと負側２次巻線４０３ｒとの組合せには一方端のみにアーム１０５ｕだけが接続され（他方端のアーム１０５ｒは省かれる），正側２次巻線４０３ｖと負側２次巻線４０３ｓとの組合せの一方端のみアーム１０５ｖだけが接続され（他方端のアーム１０５ｓが省かれる），正側２次巻線４０３ｗと負側２次巻線４０３ｔとの組合せの一方端のみにアーム１０５ｗが接続され（他方端のアーム１０５ｔは省かれる）ようにしても良い。
【実施例２】
【０１６７】
以下，本発明の第２の実施形態について説明する。
【０１６８】
実施例２と実施例１の相違点は，変圧器１０４の各巻線の電流を検出する電流検出手段４０４，４０５にアナログ−ディジタル変換器を接続した点である。
【０１６９】
実施例２では，変圧器の励磁電流の直流成分をディジタル演算で得ることができるため，検出した励磁電流を制御手段１０６に伝送する際のノイズ耐量を向上できるという効果を得られる。
【０１７０】
実施例２の全体構成は，変圧器１０４が図９の変圧器１０９に置き換わる点を除いて実施例１と同様である。したがって，以下では図９を参照して，実施例２の変圧器９０１の内部構成を説明する。ただし，実施例１の変圧器１０４（図４）との相違点のみを説明する。
【０１７１】
実施例２では，電流検出手段４０４，４０５のそれぞれに検出抵抗器４０６を設け，検出抵抗器４０６の両端電圧をアナログ−ディジタル変換器９０２にてディジタル信号に変換する。
【０１７２】
１次巻線４０２ａｂの電流Ｉａｂをアナログ−ディジタル変換した信号から，２次巻線４０３ｕ，４０３ｒの電流の和Ｉｕｒをアナログ−ディジタル変換した信号を，減算器９０３にて減算し，ＶＢａｂを得る。
【０１７３】
また，１次巻線４０２ｂｃの電流Ｉｂｃをアナログ−ディジタル変換した信号から，２次巻線４０３ｖ，４０３ｓの電流の和Ｉｖｓをアナログ−ディジタル変換した信号を，減算器９０３にて減算し，ＶＢｂｃを得る。
【０１７４】
同様に，１次巻線４０２ｃａの電流Ｉｃａをアナログ−ディジタル変換した信号から，２次巻線４０３ｗ，４０３ｔの電流の和Ｉｗｔをアナログ−ディジタル変換した信号を，減算器９０３にて減算し，ＶＢｃａを得る。
【０１７５】
減算器９０３および信号の経路はディジタル演算部９０４に含まれるため，アナログ信号を用いていた実施例１に比較してノイズ耐量を向上できるという効果を得られる。
【実施例３】
【０１７６】
以下，本発明の第３の実施形態について説明する。
【０１７７】
実施例３と実施例１の相違点は，変圧器１０４の正側２次巻線４０３ｕ，ｖ，ｗと負側２次巻線ｒ，ｓ，ｔのそれぞれに電流検出手段４０５を設けた点である。
【０１７８】
実施例１では，１つの電流検出手段４０５で２つの２次巻線の電流の和を検出するため，例えば円環形の直流ＣＴや交流ＣＴに２つの電線を通す必要があった。
【０１７９】
実施例３では，１つの電流検出手段４０５に１つの電線のみを通す構成であるため，電流検出手段への電線の引き回しを簡略化できるという効果を得られる。
【０１８０】
実施例３の全体構成は，変圧器１０４が図１０の変圧器１００１に置き換わる点を除いて実施例１と同様である。したがって，以下では図１０を参照して，実施例２の変圧器１００１の内部構成を説明する。ただし，実施例１の変圧器１０４（図４）との相違点のみを説明する。
【０１８１】
１次線４０２ａｂ，ｂｃ，ｃａのそれぞれに電流検出手段４０４を設け，アーム電流Ｉａｂ，Ｉｂｃ，Ｉｃａの検出値Ｉａｂ’，Ｉｂｃ’，Ｉｃａ’を得る。
【０１８２】
正側２次巻線４０３ｕ，ｖ，ｗのそれぞれに電流検出手段４０５を設け，アーム電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの検出値Ｉｕ’，Ｉｖ’，Ｉｗ’を得る。
【０１８３】
負側２次巻線４０３ｒ，ｓ，ｔのそれぞれに電流検出手段４０５を設け，アーム電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの検出値Ｉｒ’，Ｉｓ’，Ｉｔ’を得る。
【０１８４】
正側２次巻線４０３ｕ，ｖ，ｗに接続された電流検出手段４０５と負側２次巻線４０３ｒ，ｓ，ｔに接続された電流検出手段４０５は，鉄心脚４０１ａｂ，ｂｃ，ｃａ毎に接続され，電流検出値の和Ｉｕｒ’，Ｉｖｓ’，Ｉｗｔ’を得る。
【０１８５】
１次巻線４０２の電流検出手段４０４の電流検出値Ｉｕ’，Ｉｖ’，Ｉｗ’とＩｕｒ’，Ｉｖｓ’，Ｉｗｔ’のそれぞれの差は，検出抵抗器４０６に流れる。したがって，実施例１と同様に，検出抵抗器４０６の両端電圧ＶＢａｂ，ＶＢｂｃ，ＶＢｃａとして，変圧器１００１の励磁電流に概ね比例した電圧信号を得ることができる。
【０１８６】
実施例３では，１つの電流検出手段４０４および４０５が１つの電線の電流のみを検出するため，電流検出手段４０４および４０５への電線引き回しを簡略化できるという効果を得られる。
【実施例４】
【０１８７】
以下，本発明の第４の実施形態について説明する。
【０１８８】
実施例４は，実施例２と同様に，電流検出手段４０４，４０５のそれぞれにアナログ−ディジタル変換器を接続し，実施例３と同様に正側２次巻線と負側２次巻線のそれぞれに電流検出手段４０５を設けた構成である。
【０１８９】
実施例４では，実施例２と同様に，変圧器の励磁電流の直流成分をディジタル演算で得ることができるため，検出した励磁電流を制御手段１０６に伝送する際のノイズ耐量を向上できるという効果を得られる。
【０１９０】
また，実施例４では，実施例３と同様に，１つの電流検出手段４０５に１つの電線のみを通す構成であるため，電流検出手段への電線の引き回しを簡略化できるという効果を得られる。
【０１９１】
実施例４の全体構成は，変圧器１０４が図１１の変圧器１１０１に置き換わる点を除いて実施例１と同様である。したがって，以下では図１１を参照して，実施例４の変圧器１１０１の内部構成を説明する。ただし，実施例１の変圧器１０４（図４）との相違点のみを説明する。
【０１９２】
実施例４では，電流検出手段４０４，４０５のそれぞれに検出抵抗器４０６を設け，検出抵抗器４０６の両端電圧をアナログ−ディジタル変換器９０２にてディジタル信号に変換する。
【０１９３】
１次巻線４０２ａｂの電流Ｉａｂをアナログ−ディジタル変換した信号から，２次巻線４０３ｕ，４０３ｒの電流Ｉｕ，Ｉｒをそれぞれアナログ−ディジタル変換した信号を，減算器９０３にて減算し，ＶＢａｂを得る。
【０１９４】
また，１次巻線４０２ａｂの電流Ｉｂｃをアナログ−ディジタル変換した信号から，２次巻線４０３ｖ，４０３ｓの電流Ｉｖ，Ｉｓをそれぞれアナログ−ディジタル変換した信号を，減算器９０３にて減算し，ＶＢｂｃを得る。
【０１９５】
同様に，１次巻線４０２ｃａの電流Ｉｃａをアナログ−ディジタル変換した信号から，２次巻線４０３ｗ，４０３ｔの電流Ｉｗ，Ｉｔをそれぞれアナログ−ディジタル変換した信号を，減算器９０３にて減算し，ＶＢｃａを得る。
【０１９６】
実施例４では，減算器９０３および信号の経路はディジタル演算部９０４に含まれるため，アナログ信号を用いていた実施例１に比較してノイズ耐量を向上できるという効果を得られる。
【０１９７】
また，実施例４では，１つの電流検出手段４０４および４０５が１つの電線の電流のみを検出するため，電流検出手段４０４および４０５への電線引き回しを簡略化できるという効果を得られる。
【符号の説明】
【０１９８】
１０１・・・交流系統
１０２・・・遮断器
１０３・・・電力変換装置
１０４・・・励磁電流検出手段を設けた変圧器
１０５・・・アーム
１０６・・・制御手段
１０７，１０８・・・制御通信線
１０９・・・電流検出手段
１１０・・・電圧検出手段
１１１・・・単位変換器
１１２Ｐ，Ｎ・・・直流送電線
１１３・・・直流装置
２０１ＸＰ，ＸＮ，ＹＰ，ＹＮ・・・スイッチング素子
２０２ＸＰ，ＸＮ，ＹＰ，ＹＮ・・・環流ダイオード
２０３・・・コンデンサ
２０４・・・双方向チョッパ形単位変換器制御手段
２０５・・・電圧検出手段
３０１・・・フルブリッジ形単位変換器制御手段
４０１・・・鉄心脚
４０２・・・１次巻線
４０３ｕ，ｖ，ｗ・・・正側２次巻線
４０３ｒ，ｓ，ｔ・・・負側２次巻線
４０４，４０５・・・電流検出手段
４０６・・・検出抵抗器
４０７・・・電圧検出手段
９０１・・・励磁電流検出手段を設けた変圧器の第２の形態
９０２・・・アナログ−ディジタル変換器
９０３・・・減算器
１００１・・・励磁電流検出手段を設けた変圧器の第３の形態
１００１・・・励磁電流検出手段を設けた変圧器の第４の形態
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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