(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の相を有するインバータ（１０，１０ａ）に適用され、基本波（ＶＵ＊〜ＶＺ＊）とキャリア（ＣＵ〜ＣＺ）との比較に基づいて、前記相毎に設けられたスイッチング素子（ＳＵｐ〜ＳＺｎ）の開閉状態を変更することで、直流電力を交流電力に変換するパルス幅変調制御を行うインバータの制御装置（３０，３０ａ）であって、
前記複数の相において、所定の基準相のキャリアに対し、所定の反転相のキャリアを逆位相に制御する逆位相制御部を備え、
前記逆位相制御部（３８）は、前記インバータの出力電流又は出力電圧が略０となることを条件として、前記基準相のキャリアに対し、前記反転相のキャリアを逆位相に制御し、前記インバータの出力電流又は出力電圧が略０とならない場合に、前記基準相のキャリアに対し、前記反転相のキャリアを同位相に制御することを特徴とする制御装置。
【請求項２】
前記逆位相制御部（３９）は、前記スイッチング素子のターンオン時間と、ターンオフ時間との差異に基づいて、前記基準相及び前記反転相の一方のキャリアに所定量のオフセットを設けることを特徴とする請求項１に記載の制御装置。
【請求項３】
複数の相を有するインバータ（１０，１０ａ）に適用され、基本波（ＶＵ＊〜ＶＺ＊）とキャリア（ＣＵ〜ＣＺ）との比較に基づいて、前記相毎に設けられたスイッチング素子（ＳＵｐ〜ＳＺｎ）の開閉状態を変更することで、直流電力を交流電力に変換するパルス幅変調制御を行うインバータの制御装置（３０，３０ａ）であって、
前記複数の相において、所定の基準相のキャリアに対し、所定の反転相のキャリアを逆位相に制御する逆位相制御部を備え、
前記逆位相制御部（３９）は、前記スイッチング素子のターンオン時間と、ターンオフ時間との差異に基づいて、前記基準相及び前記反転相の一方のキャリアに所定量のオフセットを設けることを特徴とする制御装置。
【請求項４】
前記基準相及び前記反転相の前記基本波の電圧を取得する電圧取得部を備え、
前記逆位相制御部は、その取得した前記基準相及び前記反転相の前記基本波の電圧に基づいて、前記スイッチング素子のターンオン時間、及び、ターンオフ時間を取得することを特徴とする請求項２又は３に記載の制御装置。
【請求項５】
前記キャリアは三角波であることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の制御装置。
【請求項６】
前記インバータ（２０ａ）は、偶数の相を有し、
前記逆位相制御部（３０ａ）は、前記偶数の相において、半分の相を前記基準相として設定し、前記偶数の相において、前記基準相として設定されなかった相を前記反転相として設定することを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１項に記載の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
パルス幅変調制御を実施可能なインバータの制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
同期永久磁石モータや、電流駆動ステッピングモータの電力源として、パルス幅変調（PWM: Pulse Width Modulation）制御を実施可能なインバータが用いられている。インバータにおいて、ＰＷＭ制御を実施すると、スイッチング素子に電流を流している状態で、所定のキャリア周期でスイッチング素子がオフオンされる（特許文献１）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開平７−９９７９５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ここで、モータの出力トルクの指令値が略０となると、インバータからモータの巻線に出力される出力電流又は出力電圧の指令値が略０とされる。出力電流又は出力電圧の指令値が略０となると、インバータが備える複数の相において、出力電流又は出力電圧の指令値である基本波の振幅が略０となる。この場合、各相の基本波がほぼ同一の波形となるため、基本波とキャリアとの比較に基づきスイッチング素子のオフオン制御を実施すると、各相のスイッチング素子のオフオン状態がほぼ同一となる。このため、各相のスイッチング素子が同時にオン状態とされているときに、大きなコモンモード電圧が生じることが懸念される。
【０００５】
本発明は、上記課題に鑑みて為されたものであり、ＰＷＭ制御を実施するインバータにおいて、基本波の振幅が略０となる場合に生じるコモンモード電圧を低減することを主たる目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
第１の発明は、複数の相を有するインバータ（１０，１０ａ）に適用され、基本波（ＶＵ＊〜ＶＺ＊）とキャリア（ＣＵ〜ＣＺ）との比較に基づいて、前記相毎に設けられたスイッチング素子（ＳＵｐ〜ＳＺｎ）の開閉状態を変更することで、直流電力を交流電力に変換するパルス幅変調制御を行うインバータの制御装置（３０，３０ａ）であって、前記複数の相において、所定の基準相のキャリアに対し、所定の反転相のキャリアを逆位相に制御する逆位相制御部を備えることを特徴とする。
【０００７】
基本波の振幅が略０となる場合に、各相のキャリアの位相が同一であると、各相のスイッチング素子がほぼ同時にオンされ、ほぼ同時にオフされることになる。これにより、スイッチング素子がオン状態とされている間に、大きなコモンモード電圧が生じる。そこで、基準相のキャリアに対し、反転相のキャリアを逆位相にする構成とした。この構成にすることで、基準相の電圧波形と、反転相の電圧波形とが互いに打ち消し合う。このため、基本波の振幅が略０となる場合に生じるコモンモード電圧を低減することが可能となる。
【０００８】
第２の発明は、複数の相を有するインバータ（１０ｂ）に適用され、基本波とキャリアとの比較に基づいて、前記相毎に設けられたスイッチング素子（ＳＵｐ〜ＳＺｎ）の開閉状態を変更することで、直流電力を交流電力に変換するパルス幅変調制御を行うインバータの制御装置（３０ｂ）であって、前記インバータは、互いに１８０度の電気角をなして複数の相を有する２つの巻線の組み合わせを備える回転電機（２１ｂ）に対して電力を出力するものであって、前記制御装置（３０ｂ）は、前記２つの巻線の組み合わせにおいて、各相の電圧を互いに反転することを特徴とする。
【０００９】
２つの巻線の組み合わせにおいて、各相の電圧を互いに反転することで、電圧波形が互いに打ち消し合う。このため、コモンモード電圧を低減することが可能となり、ノイズの主要な周波数成分における瞬時的な大きさを抑制することが可能となる。また、その２つの巻線が互いに１８０度の電気角をなすことで、インバータの出力電圧が、回転電機の出力に有効に作用する。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】第１実施形態の電気的構成図。
【図２】基本波の振幅が略０となる場合に、コモンモード電圧が増加する理由を説明する図。
【図３】第１実施形態によるコモンモード電圧低減作用を説明する図。
【図４】ターンオン時間とターンオフ時間との差異によって生じる、基準相の電圧と、反転相の電圧とのずれを説明する図。
【図５】第１実施形態による基準相の電圧と、反転相の電圧とのずれを低減する作用を説明する図。
【図６】第１実施形態の効果を示す図。
【図７】第２実施形態の電気的構成図。
【図８】第３実施形態の電気的構成図。
【図９】第３実施形態の電機子巻線を表す図。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
（第１実施形態）
本発明にかかるインバータの制御装置を、車載主機として多相回転機（３相回転電機）を備える車両（例えば、電気自動車やハイブリッド車）に適用した第１実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
【００１２】
図１に第１実施形態の電力システムを表す電気的構成図を示す。電力システムは、直流電力を交流電力に変換するインバータ１０、インバータ１０から電力供給されるモータジェネレータ２１、及び、インバータ１０を制御する制御装置３０を備えている。本実施形態において、モータジェネレータ２１は、車載主機であり、駆動軸（図示略）に連結されている。モータジェネレータ２１は、例えば、埋込永久磁石同期モータ（IPMSM: Interior Permanent Magnet Synchronous Motor）である。モータジェネレータ２１は、インバータ１０を介して、直流電源としてのバッテリ２０に接続されている。バッテリ２０の出力電圧は、例えば１００Ｖ以上である。
【００１３】
インバータ１０は、上アームスイッチＳＵｐ，ＳＶｐ，ＳＷｐと下アームスイッチＳＵｎ，ＳＶｎ，ＳＷｎとの直列接続体を備えている。Ｕ相上下アームスイッチＳＵｐ，ＳＵｎの接続点には、モータジェネレータ２１のＵ相が接続され、Ｖ相上下アームスイッチＳＶｐ，ＳＶｎの接続点には、モータジェネレータ２１のＶ相が接続され、Ｗ相上下アームスイッチＳＷｐ，ＳＷｎの接続点には、モータジェネレータ２１のＷ相が接続されている。
【００１４】
本実施形態では、各スイッチＳＵｐ〜ＳＷｎとして、電圧制御形の半導体スイッチング素子を用い、より具体的には、ＩＧＢＴを用いている。そして、各スイッチＳＵｐ〜ＳＷｎには、各フリーホイールダイオードＤＵｐ〜ＤＷｎが逆並列に接続されている。また、インバータ１０は、バッテリ２０側に平滑コンデンサ１１を備えている。
【００１５】
電力システムは、相電流検出手段として、モータジェネレータ２１のＵ相に流れる電流を検出するＵ相電流センサ１２Ｕと、Ｖ相に流れる電流を検出するＶ相電流センサ１２Ｖと、Ｗ相に流れる電流を検出するＷ相電流センサ１２Ｗとを備えている。また、電力システムは、回転角検出手段として、モータジェネレータ２１の回転角（電気角θｅ）を検出する回転角センサ１３（例えばレゾルバ）を備えている。
【００１６】
制御装置３０は、モータジェネレータ２１の制御量（本実施形態ではトルク）をその目標値（以下、目標トルクＴｒｑ＊）にフィードバック制御すべく、インバータ１０を制御する。詳しくは、制御装置３０は、上記各種センサの検出値に基づき、インバータ１０を構成するスイッチＳＵｐ〜ＳＷｎのオフオン状態（開閉状態）を操作する操作信号ｇＵｐ〜ｇＷｎを生成し、各操作信号ｇＵｐ〜ｇＷｎを各スイッチＳＵｐ〜ＳＷｎに対して出力することで、ＰＷＭ制御を実施する。なお、目標トルクＴｒｑ＊は、例えば、制御装置３０の外部に設けられた制御装置であって、制御装置３０よりも上位の制御装置から出力される。
【００１７】
制御装置３０の動作について、以下に詳述する。電流指令生成部３１は、目標トルクＴｒｑ＊及び電気角θｅに基づいて、相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの目標値である目標電流ＩＵ＊，ＩＶ＊，ＩＷ＊を生成する。
【００１８】
具体的には、電流指令生成部３１は、電気角θｅに基づき算出されるモータジェネレータ２１の回転角速度ω、及び、目標トルクＴｒｑ＊に基づいて、ｄ軸電流目標値ｉｄ＊、及び、ｑ軸電流目標値ｉｑ＊を算出する。さらに、電流指令生成部３１は、電気角θｅに基づいて、ｄ軸電流目標値ｉｄ＊、及び、ｑ軸電流目標値ｉｑ＊を座標変換して、目標電流ＩＵ＊，ＩＶ＊，ＩＷ＊を生成する。
【００１９】
偏差算出部３２Ｕ，３２Ｖ，３２Ｗは、相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの検出値と、目標電流ＩＵ＊，ＩＶ＊，ＩＷ＊との偏差ΔＩＵ，ΔＩＶ，ΔＩＷを算出する。ＰＩＤ演算部３３Ｕ，３３Ｖ，３３Ｗは、偏差ΔＩＵ，ΔＩＶ，ΔＩＷに基づき、ＰＩＤ（Proportional Integral Derivative）演算を実施し、相電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷの目標電圧である目標正弦波ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊を算出する。相電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷの目標電圧である目標正弦波ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊は、それぞれ１２０度の位相差が設けられているため、相電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷにも、それぞれ１２０度の位相差が設けられる。
【００２０】
比較器３４Ｕ，３４Ｖ，３４Ｗは、目標正弦波（基本波）ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊と、キャリア（搬送波）とを比較することで、上アームスイッチＳＵｐ，ＳＶｐ，ＳＷｐの操作信号である上アーム操作信号ｇＵｐ，ｇＶｐ，ｇＷｐを出力する。また、ＮＯＴ回路３５Ｕ，３５Ｖ，３５Ｗは、上アーム操作信号ｇＵｐ，ｇＶｐ，ｇＷｐを反転し、下アームスイッチＳＵｎ，ＳＶｎ，ＳＷｎの操作信号である下アーム操作信号ｇＵｎ，ｇＶｎ，ｇＷｎを出力する。
【００２１】
上アーム操作信号ｇＵｐ，ｇＶｐ，ｇＷｐと、対応する下アーム操作信号ｇＵｎ，ｇＶｎ，ｇＷｎとは、互いに相補的な信号（論理が反転した信号）となっている。すなわち、上アームスイッチＳＵｐ，ＳＶｐ，ＳＷｐと、対応する下アームスイッチＳＵｎ，ＳＶｎ，ＳＷｎとは、交互にオン状態とされる。また、上アームスイッチＳＵｐ，ＳＶｐ，ＳＷｐと、対応する下アームスイッチＳＵｎ，ＳＶｎ，ＳＷｎとは、同時にオン状態となることがないように、デッドタイムが設けられている。
【００２２】
ここで、ＰＷＭ制御を実施すると、キャリア周波数に応じて、スイッチＳＵｐ〜ＳＷｎがオフオンされることになる。このスイッチＳＵｐ〜ＳＷｎのオフオンによって、コモンモード電圧が発生する。特に、目標正弦波ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊の振幅が０Ｖに近づくと、コモンモード電圧が大きくなる。コモンモード電圧が大きくなることで、コモンモード電圧に起因する電磁ノイズが増加し、コモンモード電圧に起因するモータジェネレータ２１の軸受けの電食が悪化する。
【００２３】
図２を用いて、目標正弦波ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊の振幅が０Ｖに近づいた場合に、コモンモード電圧が増加する原因を説明する。
【００２４】
目標正弦波ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊の振幅が０Ｖとなると、目標正弦波ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊の波形が同一となる。このため、Ｕ相のスイッチＳＵｐ，ＳＵｎと、Ｖ相のスイッチＳＶｐ，ＳＶｎと、Ｗ相のスイッチＳＷｐ、ＳＷｎと、が同期してオンオフされることになる。
【００２５】
このため、各相電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷが０Ｖから電源電圧Ｖｄｃまで同時に増加し、その後、電源電圧Ｖｄｃから０Ｖまで同時に減少する。このため、コモンモード電圧ＶＣの振幅が最大値であるＶｄｃとなる。ここで、コモンモード電圧ＶＣは、各相電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷの検出値の和を相数である３で除算して得られた値である。
【００２６】
そこで、本実施形態の制御装置３０（逆位相制御部）は、Ｕ相を基準相、Ｖ相を反転相とし、Ｕ相のキャリアＣＵに対し、Ｖ相のキャリアＣＶを逆位相にする制御を実施する。図３を用いて、本実施形態におけるキャリアＣＵ，ＣＶ，ＣＷの波形、及び、コモンモード電圧ＶＣの波形を説明する。
【００２７】
目標正弦波ＶＵ＊，ＶＶ＊がキャリアＣＵ，ＣＶの平均値である０Ｖとなっている状況で、Ｕ相のキャリアＣＵに対し、Ｖ相のキャリアＣＶが逆位相とされている。このため、Ｕ相電圧ＶＵの波形と、Ｖ相電圧ＶＶの波形とが反転する。つまり、Ｕ相電圧ＶＵの変化と、Ｖ相電圧ＶＶの変化とが打ち消し合うように、相電圧ＶＵ，ＶＶが変化する。これにより、コモンモード電圧ＶＣは、Ｖｄｃ／３と、２Ｖｄｃ／３との間で交互に変化する。つまり、各相キャリアＣＵ，ＣＶ，ＣＷを同一にした場合と比較して、コモンモード電圧ＶＣのピーク値が２／３となり、振幅が１／３となる。
【００２８】
ここで、スイッチＳＵｐ〜ＳＷｎにおいて、ターンオン時間Ｔｏｎとターンオフ時間Ｔｏｆｆとの間で差異が存在すると、操作信号ｇＶｐ，ｇＶｎを、操作信号ｇＵｐ，ｇＵｎに対して反転させたとしても、Ｕ相電圧ＶＵとＶ相電圧ＶＶとの間にずれが生じる懸念がある。ここで、ターンオンとは、下アームスイッチＳＵｎ，ＳＶｎ，ＳＷｎをオン状態とすることを言い、ターンオフとは、下アームスイッチＳＵｎ，ＳＶｎ，ＳＷｎをオフ状態とすることを言う。
【００２９】
図４を用いて、スイッチＳＵｐ〜ＳＷｎのターンオン時間Ｔｏｎとターンオフ時間Ｔｏｆｆとの差異によって生じるＵ相電圧ＶＵとＶ相電圧ＶＶとの間のずれを説明する。ターンオン時間Ｔｏｎは、ターンオン遅延時間Ｔ１と、立ち下がり時間Ｔ２との和で表される。また、ターンオフ時間Ｔｏｆｆは、ターンオフ遅延時間Ｔ３と、立ち上がり時間Ｔ４との和で表される。
【００３０】
ターンオン遅延時間Ｔ１は、スイッチＳＵｐ〜ＳＷｎの入力容量を充電し、スイッチＳＵｐ〜ＳＷｎのゲート電圧が閾値電圧まで上昇するまでに要する時間である。また、立ち下がり時間Ｔ２は、出力電圧が立ち下がるまでに要する時間である。ターンオフ遅延時間Ｔ３は、スイッチＳＵｐ〜ＳＷｎの入力容量を放電し、スイッチＳＵｐ〜ＳＷｎのゲート電圧が下降するまでに要する時間である。また、立ち上がり時間Ｔ４は、出力電圧が立ち上がるまでに要する時間である。以下の説明では、ターンオン遅延時間Ｔ１が、ターンオフ遅延時間Ｔ３より長く、立ち下がり時間Ｔ２が、立ち上がり時間Ｔ４より長いとする。
【００３１】
時刻ＴＡにおいて、Ｕ相キャリアＣＵが目標正弦波ＶＵ＊（０Ｖ）を上回る。これにより、操作信号ｇＵｎがハイとされ、スイッチＳＵｎがオンされる。また、Ｖ相キャリアＣＶが目標正弦波ＶＶ＊（０Ｖ）を下回る。これにより、操作信号ｇＶｎがハイとされ、スイッチＳＶｎがオンされる。操作信号の変化に伴い、相電圧ＶＵが立ち下がり、相電圧ＶＶが立ち上がる。ここで、相電圧ＶＶは、相電圧ＶＵより早く立ち上がる。これにより、相電圧ＶＵの変化を相電圧ＶＶの変化で打ち消せず、コモンモード電圧ＶＣのピーク値が大きくなる懸念が生じる。
【００３２】
時刻ＴＢにおいて、Ｕ相キャリアＣＵが目標正弦波ＶＵ＊（０Ｖ）を下回る。これにより、操作信号ｇＵｎがロウとされ、スイッチＳＵｎがオフされる。また、Ｖ相キャリアＣＶが目標正弦波ＶＶ＊（０Ｖ）を下回る。これにより、操作信号ｇＶｎがハイとされ、スイッチＳＶｎがオンされる。操作信号の変化に伴い、相電圧ＶＵが立ち上がり、相電圧ＶＶが立ち下がる。ここで、相電圧ＶＶは、相電圧ＶＵより遅れて立ち上がる。これにより、相電圧ＶＵの変化を相電圧ＶＶの変化で打ち消せず、コモンモード電圧ＶＣのピーク値が大きくなる懸念が生じる。
【００３３】
基準相の電圧であるＵ相電圧ＶＵの立ち下がりにおいて、Ｕ相電圧ＶＵが電源電圧Ｖｄｃの１／２に達するのは、時刻ＴＡから時間「Ｔ１＋Ｔ２／２」経過後である。また、Ｖ相電圧ＶＶが電源電圧Ｖｄｃの１／２に達するのは、時刻ＴＡから時間「Ｔ３＋Ｔ４／２」経過後である。つまり、Ｖ相電圧ＶＶは、Ｕ相電圧ＶＵに比べて、偏差ΔＴ（＝（Ｔ１＋Ｔ２／２）−（Ｔ３＋Ｔ４／２））だけ早く、電源電圧Ｖｄｃの１／２に達する。
【００３４】
同様に、基準相の電圧であるＵ相電圧ＶＵの立ち上がりにおいて、Ｕ相電圧ＶＵが電源電圧Ｖｄｃの１／２に達するのは、時刻ＴＡから時間「Ｔ３＋Ｔ４／２」経過後である。また、Ｖ相電圧ＶＶが電源電圧Ｖｄｃの１／２に達するのは、時刻ＴＡから時間「Ｔ１＋Ｔ２／２」経過後である。つまり、Ｖ相電圧ＶＶは、Ｕ相電圧ＶＵに比べて、偏差ΔＴ（＝（Ｔ１＋Ｔ２／２）−（Ｔ３＋Ｔ４／２））だけ遅れて、電源電圧Ｖｄｃの１／２に達する。
【００３５】
そこで、本実施形態の制御装置３０は、反転相のキャリアであるＶ相キャリアＣＶに対してオフセット電圧ΔＶを設けることで、上述したターンオン時間Ｔｏｎ及びターンオフ時間Ｔｏｆｆの差異に起因したＵ相電圧ＶＵとＶ相電圧ＶＶとのずれを補正する。この補正について、図５を用いて説明を行う。
【００３６】
図５に示すように、偏差ΔＴに相当するオフセット電圧ΔＶだけＶ相キャリアＣＶを増加、つまりオフセットさせる。オフセット電圧ΔＶは、偏差ΔＴに対し、三角波であるキャリアＣＶの傾きを積算することで算出する。Ｖ相キャリアＣＶのオフセットによって、Ｖ相キャリアＣＶが目標正弦波ＶＶ＊を下回る時刻が偏差ΔＴだけ遅れるとともに、Ｖ相キャリアＣＶが目標正弦波ＶＶ＊を上回る時刻が偏差ΔＴだけ早くなる。
【００３７】
これにより、Ｕ相電圧ＶＵの立ち下がりにおいて、Ｕ相電圧ＶＵが電源電圧Ｖｄｃの１／２に達する時刻と、Ｖ相電圧ＶＶが電源電圧Ｖｄｃの１／２に達する時刻とが同一となる。また、Ｕ相電圧ＶＵの立ち上がりにおいて、Ｕ相電圧ＶＵが電源電圧Ｖｄｃの１／２に達する時刻と、Ｖ相電圧ＶＶが電源電圧Ｖｄｃの１／２に達する時刻とが同一となる。つまり、ターンオン時間Ｔｏｎとターンオフ時間Ｔｏｆｆとの差異に起因するＵ相電圧ＶＵの変化と、Ｖ相電圧ＶＶの変化のずれを低減させることができる。
【００３８】
つまり、反転相のキャリアＣＶが三角波であるため、ターンオン時間Ｔｏｎとターンオフ時間Ｔｏｆｆとの差異に基づいて、反転相のキャリアＣＶに所定量のオフセット電圧ΔＶを設ける構成によれば、ΔＶ＞０となると、反転相の相電圧ＶＶの立ち上がりが遅くなり、かつ、反転相の立ち下がりが早くなる。また、ΔＶ＜０となると、反転相の相電圧ＶＶの立ち上がり時間が早くなり、かつ、反転相の立ち下がる時間が遅くなる。このように、キャリアが三角波の場合、スイッチのターンオン時間Ｔｏｎと、ターンオフ時間Ｔｏｆｆとの間の差異によって生じる基準相の相電圧ＶＵと反転相の相電圧ＶＶとのずれを簡易な構成で解消することができる。
【００３９】
図１の説明に戻り、Ｕ相キャリア波形生成部３７Ｕは、キャリア周波数生成部３６から入力される周波数に基づいて、Ｕ相キャリアＣＵを生成する。Ｕ相キャリア波形生成部３７Ｕは、Ｕ相キャリアＣＵを比較器３４Ｕに出力するとともに、Ｕ相キャリアＣＵをＷ相キャリアＣＷとして比較器３４Ｗに出力する。
【００４０】
位相生成部３８は、目標正弦波ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊の振幅に基づき、位相θＶを算出する。具体的には、目標正弦波ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊の振幅が略０であることを条件として、位相θＶを１８０度に設定する。また、目標正弦波ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊の振幅が略０でない場合には、位相θＶを０度に設定する。
【００４１】
オフセット生成部３９は、Ｕ相電圧ＶＵ，Ｖ相電圧ＶＶ，Ｗ相電圧ＶＷの検出値を取得する電圧取得部（図示略）からＵ相電圧ＶＵ，Ｖ相電圧ＶＶの検出値をそれぞれ取得する。オフセット生成部３９は、Ｕ相電圧ＶＵ，Ｖ相電圧ＶＶの検出値に基づいて、ターンオン遅延時間Ｔ１、立ち下がり時間Ｔ２、ターンオフ遅延時間Ｔ３、及び、立ち上がり時間Ｔ４をそれぞれ取得する。そして、オフセット生成部３９は、ターンオン遅延時間Ｔ１、立ち下がり時間Ｔ２、ターンオフ遅延時間Ｔ３、及び、立ち上がり時間Ｔ４に基づいて、偏差ΔＴを算出し、その算出結果に基づいて、オフセット電圧ΔＶを算出する。なお、目標正弦波ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊の振幅が略０でない場合、オフセット生成部３９は、オフセット電圧ΔＶを０Ｖに設定する。
【００４２】
Ｖ相キャリア波形生成部３７Ｖには、Ｕ相キャリア波形生成部３７ＵからＵ相キャリアＣＵが入力され、位相生成部３８から位相θＶが入力され、オフセット生成部３９からオフセット電圧ΔＶが入力される。Ｖ相キャリア波形生成部３７Ｖは、Ｕ相キャリアＣＵ、位相θＶ及びオフセット電圧ΔＶに基づいて、Ｖ相キャリアＣＶを生成し、比較器３４Ｖに出力する。
【００４３】
ここで、位相生成部３８により生成される位相θＶにより、目標正弦波ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊の振幅が略０であることを条件として、Ｖ相キャリア波形生成部３７Ｖによって生成されるＶ相キャリアＣＶは、Ｕ相キャリアＣＵに対して逆位相とされる。キャリアを逆位相にすることによるノイズ低減効果は、相電圧の指令値ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊（基本波）の振幅が略０となる場合に、有効に作用する。そこで、基本波の振幅が略０となる場合に、反転相のキャリアを逆位相にする構成とした。
【００４４】
図６に、本実施形態に係るキャリアの反転を実施した場合のノイズ周波数特性（淡色）と、キャリアの反転を実施しない場合のノイズ周波数特性（濃色）とを示す。ノイズ周波数特性は、コモンモード電圧ＶＣを、フーリエ変換を用いて時間領域から周波数領域に変換したものである。キャリアの反転を実施した場合のノイズ周波数特性と、キャリアの反転を実施しない場合のノイズ周波数特性とを比較すると、１ＭＨｚ以下の周波数帯域において、コモンモード電圧ＶＣが３〜６ｄＢ程度減少している。
【００４５】
（第２実施形態）
図７に第２実施形態の電力システムを表す電気的構成図を示す。ここで、図１に示す第１実施形態の構成と同一の構成については同一の符号を付し、適宜説明を省略する。
【００４６】
図７に示すモータジェネレータ２１ａは６相回転電機である。モータジェネレータ２１ａは、図１に示すモータジェネレータ２１と比較して、Ｕ，Ｖ，Ｗ相に加え、Ｘ，Ｙ，Ｚ相を有している。インバータ１０ａは、６相を有するインバータであり、モータジェネレータ２１ａと同様に、Ｕ，Ｖ，Ｗ相に加え、Ｘ，Ｙ，Ｚ相を有している。本実施形態の電力システムは、相電流検出手段として、モータジェネレータ２１ａのＸ相に流れる電流を検出するＸ相電流センサ１２Ｘと、Ｙ相に流れる電流を検出するＹ相電流センサ１２Ｙと、Ｚ相に流れる電流を検出するＺ相電流センサ１２Ｚとを備えている。
【００４７】
インバータ１０ａは、上アームスイッチＳＵｐ，ＳＶｐ，ＳＷｐと下アームスイッチＳＵｎ，ＳＶｎ，ＳＷｎとの直列接続体に加え、上アームスイッチＳＸｐ，ＳＹｐ，ＳＺｐと下アームスイッチＳＸｎ，ＳＹｎ，ＳＺｎとの直列接続体を備えている。そして、各スイッチＳＸｐ〜ＳＺｎには、各フリーホイールダイオードＤＸｐ〜ＤＺｎが逆並列に接続されている。
【００４８】
制御装置３０ａは、各スイッチＳＵｐ〜ＳＺｎのオフオン状態を操作する操作信号ｇＵｐ〜ｇＺｎを生成し、各操作信号ｇＵｐ〜ｇＺｎを各スイッチＳＵｐ〜ＳＺｎに出力する。制御装置３０ａの電流指令部３１ａは、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の目標電流ＩＵ＊，ＩＶ＊，ＩＷ＊に加え、Ｘ，Ｙ，Ｚ相の目標電流ＩＸ＊，ＩＹ＊，ＩＺ＊を生成する。制御装置３０ａは、偏差算出部３２Ｕ，３２Ｖ，３２Ｗに加え、偏差算出部３２Ｘ，３２Ｙ，３２Ｚを有する。また、制御装置３０ａは、ＰＩＤ演算部３３Ｕ，３３Ｖ，３３Ｗに加え、ＰＩＤ演算部３３Ｘ，３３Ｙ，３３Ｚを有する。また、制御装置３０ａは、比較器３４Ｕ，３４Ｖ，３４Ｗに加え、比較器３４Ｘ，３４Ｙ，３４Ｚを有する。また、ＮＯＴ回路３５Ｕ，３５Ｖ，３５Ｗに加え、ＮＯＴ回路３５Ｘ，３５Ｙ，３５Ｚを有する。
【００４９】
制御装置３０ａは、電流指令部３１ａ、偏差算出部３２Ｘ，３２Ｙ，３２Ｚ、ＰＩＤ演算部３３Ｘ，３３Ｙ，３３Ｚ、比較器３４Ｘ，３４Ｙ，３４Ｚ、及び、ＮＯＴ回路３５Ｘ，３５Ｙ，３５Ｚによって、操作信号ｇＵｐ〜ｇＷｕと同様に、操作信号ｇＸｐ〜ｇＺｕを生成する。
【００５０】
ここで、制御装置３０ａは、第１キャリア波形生成部３７ａ１と、第２キャリア波形生成部３７ａ２とを有する。第１キャリア波形生成部３７ａ１は、キャリア周波数生成部３６から入力される周波数に基づいて、Ｕ相キャリアＣＵを生成する。第１キャリア波形生成部３７ａ１は、Ｕ相キャリアＣＵを比較器３４Ｕに出力し、Ｕ相キャリアＣＵをＶ相キャリアＣＶとして比較器３４Ｖに出力し、Ｕ相キャリアＣＵをＷ相キャリアＣＷとして比較器３４Ｗに出力する。
【００５１】
第２キャリア波形生成部３７ａ２には、第１キャリア波形生成部３７ａ１からＵ相キャリアＣＵが入力され、位相生成部３８から位相θＸが入力され、オフセット生成部３９からオフセット電圧ΔＸが入力される。これら、Ｕ相キャリアＣＵ、位相θＸ及びオフセット電圧ΔＶに基づいて、Ｘ相キャリアＣＸを生成する。目標正弦波ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊の振幅が略０であることを条件として、第２キャリア波形生成部３７ａ２によって生成されるＸ相キャリアＣＸは、Ｕ相キャリアＣＵに対し、逆位相とされる。第２キャリア波形生成部３７ａ２は、Ｘ相キャリアＣＸを比較器３４Ｘに出力し、Ｘ相キャリアＣＸをＹ相キャリアＣＹとして比較器３４Ｙに出力し、Ｘ相キャリアＣＸをＺ相キャリアＣＺとして比較器３４Ｚに出力する。
【００５２】
本実施形態では、インバータ１０ａが偶数相であり、全ての相のうち、半分が基準相として設定され、残りの半分（基準相として設定されなかった相）が反転相として設定される。具体的には６相のうち、Ｕ，Ｖ，Ｗが基準相として設定され、Ｘ，Ｙ，Ｚが反転相として設定される。このように設定することで、全ての相の変化が打ち消されることになり、コモンモード電圧ＶＣをより効果的に抑制することが可能になる。
【００５３】
（第３実施形態）
図８に第３実施形態の電力システムを表す電気的構成図を示す。ここで、図１に示す第１実施形態、及び、図７に示す第２実施形態の構成と同一の構成については同一の符号を付し、適宜説明を省略する。
【００５４】
本実施形態のモータジェネレータ２１ｂは、３相２重巻線を有する３相回転電機である。モータジェネレータ２１ｂは、図１に示すモータジェネレータ２１と比較して、Ｕ，Ｖ，Ｗ相に加え、Ｘ，Ｙ，Ｚ相を有している。また、図７に示すモータジェネレータ２１ａと比較して、Ｕ，Ｖ，Ｗ相と、Ｘ，Ｙ，Ｚ相とに独立して電圧が印加される。
【００５５】
図９にモータジェネレータ２１ｂの電機子巻線を示す。モータジェネレータ２１ｂは、巻線２２Ｕ，２２Ｖ，２２Ｗ，２２Ｘ，２２Ｙ，２２Ｚを有する。巻線２２Ｕ，２２Ｖ，２２Ｗは中性点で互いに接続されており、巻線２２Ｘ，２２Ｙ，２２Ｚは中性点で互いに接続されている。巻線２２Ｕ，２２Ｖ，２２Ｗの中性点と、巻線２２Ｘ，２２Ｙ，２２Ｚの中性点とは、接続されておらず、絶縁されている。
【００５６】
ここで、Ｕ相巻線２２Ｕと、Ｘ相巻線２２Ｘとは、互いに１８０度の電気角をなしている。また、Ｖ相巻線２２Ｖと、Ｙ相巻線２２Ｙとは、互いに１８０度の電気角をなしている。Ｗ相巻線２２Ｗと、Ｚ相巻線２２Ｚとは、互いに１８０度の電気角をなしている。つまり、モータジェネレータ２１ｂは、互いに１８０度の電気角をなして複数の相を有する２つの巻線の組み合わせを備えている。
【００５７】
図８の説明に戻り、制御装置３０ｂの比較器３４Ｕは、目標正弦波ＶＵ＊と、キャリアＣＵとを比較することで、操作信号ｇＵｐ，ｇＸｎを生成し、スイッチＳＵｐ，ＳＸｎにそれぞれ出力する。また、操作信号ｇＵｐ，ｇＸｎは、ＮＯＴ回路３５Ｕによって反転され、操作信号ｇＵｎ，ｇＸｐとしてスイッチＳＵｎ，ＳＸｐにそれぞれ出力する。
【００５８】
また、制御装置３０ｂの比較器３４Ｖは、目標正弦波ＶＶ＊と、キャリアＣＶとを比較することで、操作信号ｇＶｐ，ｇＹｎを生成し、スイッチＳＶｐ，ＳＹｎにそれぞれ出力する。また、操作信号ｇＶｐ，ｇＹｎは、ＮＯＴ回路３５Ｖによって反転され、操作信号ｇＶｎ，ｇＹｐとしてスイッチＳＶｎ，ＳＹｐにそれぞれ出力する。
【００５９】
また、制御装置３０ｂの比較器３４Ｗは、目標正弦波ＶＷ＊と、キャリアＣＷとを比較することで、操作信号ｇＷｐ，ｇＺｎを生成し、スイッチＳＷｐ，ＳＺｎにそれぞれ出力する。また、操作信号ｇＷｐ，ｇＺｎは、ＮＯＴ回路３５Ｗによって反転され、操作信号ｇＷｎ，ｇＺｐとしてスイッチＳＷｎ，ＳＺｐにそれぞれ出力する。
【００６０】
これにより、Ｕ相電圧ＶＵと、Ｘ相電圧ＶＸとは、互いの変化を打ち消すように変化する。Ｖ相電圧ＶＶと、Ｙ相電圧ＶＹとは、互いの変化を打ち消すように変化する。Ｗ相電圧ＶＷと、Ｚ相電圧ＶＺとは、互いの変化を打ち消すように変化する。また、Ｕ相巻線２２ＵとＸ相巻線２２Ｘとの組み合わせ、Ｖ相巻線２２ＶとＹ相巻線２２Ｙとの組み合わせ、及び、Ｗ相巻線２２ＷとＺ相巻線２２Ｚとの組み合わせは、互いに１８０度の電気角をなしている。このため、Ｕ相電圧ＶＵとＸ相電圧ＶＸとの組み合わせ、Ｖ相電圧ＶＶとＹ相電圧ＶＹとの組み合わせ、及び、Ｗ相電圧ＶＷとＺ相電圧ＶＺとの組み合わせにおいて、相電圧が互いに反転している場合に、インバータ１０ｂの出力電圧が、モータジェネレータ２１ｂの出力に有効に作用する。
【００６１】
（他の実施形態）
・上記実施形態における制御装置３０は、３相インバータや６相インバータ以外に適用されるものであってもよい。例えば、単相インバータに適用されるものであってもよい。
【００６２】
・モータジェネレータ２１は、埋込永久磁石同期モータに代えて、例えば、界磁巻線型同期モータであってもよい。
【００６３】
・スイッチＳＵｐ〜ＳＵｎは、ＩＧＢＴに代えて、例えば、ＭＯＳ−ＦＥＴであってもよい。
【００６４】
・第１実施形態において、Ｗ相キャリアＣＷの位相が、Ｕ相キャリアＣＵの位相と同一となるような構成としたが、これを変更してもよい。例えば、Ｗ相キャリアＣＷの位相を、Ｖ相キャリアＣＶの位相と同一となるような構成としてもよい。また、Ｗ相キャリアＣＷの位相を、Ｕ相キャリアの位相及びＶ相キャリアの位相のいずれとも異なるような構成としてもよい。
【００６５】
・第２実施形態において、Ｕ，Ｖ，Ｗ相のキャリアＣＵ，ＣＶ，ＣＷの位相は互いに異なるものであってもよい。
【００６６】
・相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの検出値をｄｑ軸座標系に変換したｄ軸電流Ｉｄ、及び、ｑ軸電流Ｉｑと、ｄ軸電流目標値ｉｄ＊、及び、ｑ軸電流目標値ｉｑ＊との偏差ΔＩｑ，ΔＩｄを算出する構成としてもよい。さらに、その偏差ΔＩｑ，ΔＩｄにＰＩＤ演算を実施することで、ｑ軸目標電圧Ｖｑ＊及びｄ軸目標電圧Ｖｄ＊を算出する。そして、その目標電圧Ｖｑ，ＶｄをＶＵＷ座標系に変換することで、目標正弦波ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊を算出する構成とするとよい。
【００６７】
・第１実施形態の位相生成部３８は、目標正弦波ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊の振幅に基づき、位相θＶを算出する。これを変更し、位相生成部は、目標電流ＩＵ＊，ＩＶ＊，ＩＷ＊の振幅（出力電流の目標値）に基づき、位相θＶを算出する構成としてもよい。具体的には、目標電流ＩＵ＊，ＩＶ＊，ＩＷ＊の振幅が略０であることを条件として、位相θＶを１８０度に設定する。また、目標電流ＩＵ＊，ＩＶ＊，ＩＷ＊の振幅が略０でない場合には、位相θＶを０度に設定する。同様に、位相生成部は、相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷ（出力電流）に基づいて、位相θＶを算出する構成としてもよい。
【００６８】
・キャリアＣＵ，ＣＶ，ＣＷ，ＣＺ，ＣＹ，ＣＺの波形として、三角波に代えて、ノコギリ波を用いてもよい。
【００６９】
・オフセット生成部３９によるオフセット電圧ΔＶの生成に代えて、スイッチのターンオン遅延時間Ｔ１、立ち下がり時間Ｔ２、ターンオフ遅延時間Ｔ３、及び、立ち上がり時間Ｔ４を取得し、それらの値に基づいて、オフセット電圧ΔＶを定め、制御装置３０にオフセット電圧ΔＶを予め記憶させておく構成としてもよい。
【００７０】
・第１実施形態及び第２実施形態において、反転相のキャリアをオフセットさせる構成に代えて、オフセット電圧ΔＶだけ基準相のキャリアを減少、つまりオフセットさせる構成としてもよい。
【００７１】
・オフセット生成部３９は、ターンオン時間Ｔｏｎとターンオフ時間Ｔｏｆｆとを取得し、ターンオン時間Ｔｏｎ及びターンオフ時間Ｔｏｆｆに基づいて、オフセット電圧ΔＶを生成する構成としてもよい。
【００７２】
・第１実施形態及び第２実施形態において、常に位相θＶ，θＸを１８０度に設定するものであってもよい。
【符号の説明】
【００７３】
１０…インバータ、３０…制御装置（逆位相制御部）、ＳＵｐ〜ＳＷｎ…スイッチング素子。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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