(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１スイッチング素子および第２スイッチング素子を第１中点を介して直列接続してなる第１直列接続体と、
前記第１直列接続体に並列接続された、第３スイッチング素子および第４スイッチング素子を第２中点を介して直列接続してなる第２直列接続体と、
前記第１および第２直列接続体に並列接続された力率改善用コンデンサと、
前記第１および第２中点の間に一次巻線が接続されたトランスと、
前記トランスの二次巻線に誘起される電圧を整流および平滑する二次側回路と、
前記第１中点に一端が接続されたインダクタと、
前記インダクタの他端に一端が接続されたコンデンサと、
前記第１、第２、第３および第４スイッチング素子を制御する制御部と、
を備え、
前記コンデンサの他端および前記第２中点の間に交流電源が接続され得るようになっており、
前記制御部は、
ａ）前記第２および第３スイッチング素子をオフ、前記第４スイッチング素子をオンさせつつ前記第１スイッチング素子をオン／オフさせる第１制御と、
ｂ）前記第１および第４スイッチング素子をオフ、前記第２スイッチング素子をオンさせつつ前記第３スイッチング素子をオン／オフさせる第２制御と、
ｃ）前記第１および第３スイッチング素子をオフ、前記第２および第４スイッチング素子をオンさせる第３制御と、
を繰り返し実行する
ことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記第１、第２、第３および第４スイッチング素子が、ボディダイオードを内包したＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、力率改善回路とコンバータとを一体化してなるワンコンバータ方式のスイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来のワンコンバータ方式のスイッチング電源装置としては、例えば、特許文献１に記載のものが知られている。図１１に示すように、この従来のスイッチング電源装置１０は、第１スイッチング素子Ｑ１および第２スイッチング素子Ｑ２を中点Ｐ１０を介して直列接続してなる回路と、これに並列接続された、第３スイッチング素子Ｑ３および第４スイッチング素子Ｑ４を中点Ｐ１１を介して直列接続してなる回路と、これらに並列接続された、第１ダイオードＤ６および第２ダイオードＤ７を中点Ｐ１２を介して直列接続してなる回路と、これらに並列接続されたコンデンサＣ４と、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を制御する制御部１１とを備えている。
【０００３】
また、スイッチング電源装置１０は、中点Ｐ１０および中点Ｐ１１の間に接続された、コンデンサＣ５、インダクタＬ４およびトランスＴの一次巻線Ｔ１を直列接続してなる回路と、中点Ｐ１２に接続されたインダクタＬ３とを備えている。インダクタＬ３および中点Ｐ１０の間には、当該スイッチング電源装置１０に入力電圧を供給する交流電源Ｅが接続される。また、コンデンサＣ５およびインダクタＬ４は、共振回路を構成する。
【０００４】
スイッチング電源装置１０は、さらに、トランスＴの二次巻線Ｔ２ａ，Ｔ２ｂに誘起される電圧を整流および平滑することにより、負荷２０に供給すべき直流の出力電圧を生成する二次側回路（ダイオードＤ８ａ，Ｄ８ｂ、インダクタＬ５、コンデンサＣ６）も備えている。
【０００５】
制御部１１は、ＰＦＣ電圧および出力電圧に基づいて、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング（オンからオフへの切り替え、およびオフからオンへの切り替え）を制御する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２０１１−２１７５６６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、上記従来のスイッチング電源装置１０は、交流電流を帰還させるための第１ダイオードＤ６および第２ダイオードＤ７において損失が発生し、効率が低下することが問題となっていた。また、スイッチング電源装置１０は、部品点数が多いために小型化が困難であることも問題となっていた。
【０００８】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであって、その課題とするところは、従来よりも高効率で、かつ部品点数が少ないスイッチング電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記課題を解決するために、本発明に係るスイッチング電源装置は、第１スイッチング素子および第２スイッチング素子を第１中点を介して直列接続してなる第１直列接続体と、第１直列接続体に並列接続された、第３スイッチング素子および第４スイッチング素子を第２中点を介して直列接続してなる第２直列接続体と、第１および第２直列接続体に並列接続された力率改善用コンデンサと、第１および第２中点の間に一次巻線が接続されたトランスと、トランスの二次巻線に誘起される電圧を整流および平滑する二次側回路と、第１中点に一端が接続されたインダクタと、インダクタの他端に一端が接続されたコンデンサと、第１、第２、第３および第４スイッチング素子を制御する制御部とを備え、コンデンサの他端および第２中点の間に交流電源が接続され得るようになっており、制御部は、ａ）第２および第３スイッチング素子をオフ、第４スイッチング素子をオンさせつつ第１スイッチング素子をオン／オフさせる第１制御と、ｂ）第１および第４スイッチング素子をオフ、第２スイッチング素子をオンさせつつ第３スイッチング素子をオン／オフさせる第２制御と、ｃ）第１および第３スイッチング素子をオフ、第２および第４スイッチング素子をオンさせる第３制御とを繰り返し実行することを特徴とする。
【００１０】
この構成によれば、一次側に電流帰還用のダイオードを設ける必要がないので、従来のスイッチング電源装置よりも損失を低減し、高効率化を図ることができる。また、この構成によれば、交流電源と制御部を除いた一次側の部品点数が７点で済むので、従来のスイッチング電源装置（部品点数は１０点）よりも小型化を図ることができる。
【００１１】
なお、上記第１、第２、第３および第４スイッチング素子としては、例えば、ボディダイオードを内包したＭＯＳＦＥＴを使用することができる。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、従来よりも高効率で、かつ部品点数が少ないスイッチング電源装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】本発明に係るスイッチング電源装置の回路図である。
【図２】本発明に係るスイッチング電源装置の動作波形図である。
【図３】本発明に係るスイッチング電源装置の正半期の拡大動作波形図である。
【図４】本発明に係るスイッチング電源装置の正半期の状態Ｐ１〜Ｐ３における電流経路を示す図である。
【図５】本発明に係るスイッチング電源装置の正半期の状態Ｐ４〜Ｐ６における電流経路を示す図である。
【図６】本発明に係るスイッチング電源装置の正半期の状態Ｐ７における電流経路を示す図である。
【図７】本発明に係るスイッチング電源装置の負半期の拡大動作波形図である。
【図８】本発明に係るスイッチング電源装置の負半期の状態Ｎ１〜Ｎ３における電流経路を示す図である。
【図９】本発明に係るスイッチング電源装置の負半期の状態Ｎ４〜Ｎ６における電流経路を示す図である。
【図１０】本発明に係るスイッチング電源装置の負半期の状態Ｎ７における電流経路を示す図である。
【図１１】従来のスイッチング電源装置の回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
以下、添付図面を参照しつつ、本発明に係るワンコンバータ方式のスイッチング電源装置の実施例について説明する。
【００１５】
図１に、本発明の実施例に係るワンコンバータ方式のスイッチング電源装置１を示す。スイッチング電源装置１は、商用系統等の交流電源Ｅから供給される入力電圧Ｖｉｎから直流の出力電圧Ｖｏｕｔを生成して負荷２０に供給するものである。
【００１６】
図１に示すように、本実施例に係るスイッチング電源装置１は、第１スイッチング素子Ｑ１および第２スイッチング素子Ｑ２を中点Ｐ１を介して直列接続してなる第１直列接続体２と、これに並列接続された、第３スイッチング素子Ｑ３および第４スイッチング素子Ｑ４を中点Ｐ２を介して直列接続してなる第２直列接続体３とからなるフルブリッジ回路４を備えている。
【００１７】
本実施例では、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４としてＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）を使用している。各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、それぞれボディダイオード（寄生ダイオード）Ｄ１〜Ｄ４を内包している。ボディダイオードＤ１のカソードは、第１スイッチング素子Ｑ１のドレインに接続されている。また、ボディダイオードＤ１のアノードは、第１スイッチング素子Ｑ１のソースに接続されている。スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ４およびボディダイオードＤ２〜Ｄ４についても同様である。
【００１８】
スイッチング電源装置１は、力率改善用のコンデンサＣ３をさらに備えている。コンデンサＣ３は、フルブリッジ回路４（第１直列接続体２，第２直列接続体３）に並列接続されている。より詳しくは、コンデンサＣ３の一端は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３のドレインに接続され、コンデンサＣ３の他端は、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のソースに接続されている。
【００１９】
スイッチング電源装置１は、インダクタＬ１と、これに直列接続されたコンデンサＣ１とをさらに備えている。インダクタＬ１は、一端が中点Ｐ１に接続されるとともに、他端がコンデンサＣ１の一端に接続されている。
【００２０】
スイッチング電源装置１に入力電圧Ｖｉｎを供給する交流電源Ｅは、コンデンサＣ１の他端と中点Ｐ２の間に接続される。なお、本明細書では、コンデンサＣ１の他端の電位が中点Ｐ２の電位よりも高い場合の入力電圧Ｖｉｎの極性を“正”、コンデンサＣ１の他端の電位が中点Ｐ２の電位よりも低い場合の入力電圧Ｖｉｎの極性を“負”とする。
【００２１】
スイッチング電源装置１は、トランスＴをさらに備えている。トランスＴは、一次巻線Ｔ１および２つの二次巻線Ｔ２ａ，Ｔ２ｂを含んでいる。一次巻線Ｔ１は、一端（図１において、●が付けられた端部）が中点Ｐ１に接続され、他端が中点Ｐ２に接続されている。また、二次巻線Ｔ２ａは、他端（●が付けられていない端部）が二次巻線Ｔ２ｂの一端（●が付けられた端部））に接続されている。
【００２２】
スイッチング電源装置１は、トランスＴの二次巻線Ｔ２ａ，Ｔ２ｂに誘起される電圧を整流および平滑することにより負荷２０に供給すべき直流の出力電圧Ｖｏｕｔを生成する二次側回路５をさらに備えている。二次側回路５は、アノードが二次巻線Ｔ２ａの一端に接続されたダイオードＤ５ａと、アノードが二次巻線Ｔ２ｂの他端に接続されたダイオードＤ５ｂと、一端がダイオードＤ５ａ，Ｄ５ｂのカソードに接続されたインダクタＬ２と、一端がインダクタＬ２の他端に接続されるとともに他端が二次巻線Ｔ２ａの他端（二次巻線Ｔ２ｂの一端）に接続されたコンデンサＣ２とを含んでいる。コンデンサＣ２の両端に発生する電圧が、出力電圧Ｖｏｕｔとして負荷２０に供給される。
【００２３】
スイッチング電源装置１は、マイコン等からなる制御部６をさらに備えている。制御部６は、入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧ＶｏｕｔおよびコンデンサＣ３の一端の電圧（以下、直流リンク電圧という）に基づいて各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチングを制御する。
【００２４】
続いて、本実施例に係るスイッチング電源装置１における、制御部６による各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の制御について説明する。
【００２５】
制御部６は、入力電圧Ｖｉｎの極性が正である正半期および入力電圧Ｖｉｎの極性が負である負半期のいずれにおいても、ａ）第２スイッチング素子Ｑ２および第３スイッチング素子Ｑ３をオフ、第４スイッチング素子Ｑ４をオンさせつつ第１スイッチング素子Ｑ１をオン／オフさせる第１制御と、ｂ）第１スイッチング素子Ｑ１および第４スイッチング素子Ｑ４をオフ、第２スイッチング素子Ｑ２をオンさせつつ第３スイッチング素子Ｑ３をオン／オフさせる第２制御と、ｃ）第１スイッチング素子Ｑ１および第３スイッチング素子Ｑ３をオフ、第２スイッチング素子Ｑ２および第４スイッチング素子Ｑ４をオンさせる第３制御とを繰り返し実行する。これにより、正半期においては表１に示す状態Ｐ１〜Ｐ７が作られ、負半期においては表２に示す状態Ｎ１〜Ｎ７が作られる（図２，図３，図７参照）。
【表１】
0006335826.tif 000002
【表２】
0006335826.tif 000003
【００２６】
なお、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のデューティ比は、直流リンク電圧および入力電圧Ｖｉｎの電圧値に応じて変化するが（図２参照）、図３および図７ではこのデューティ比の変化が省略されている。また、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を流れる電流およびインダクタＬ１を流れる電流は正弦波状に変化するが（図２参照）、図３および図７ではこの正弦波状の変化も省略されている。
【００２７】
正半期の状態Ｐ１では、第１スイッチング素子Ｑ１がオフ、第２スイッチング素子Ｑ２がオフ、第３スイッチング素子Ｑ３がオフ、第４スイッチング素子Ｑ４がオンとなっている。状態Ｐ１における電流経路を図４（Ａ）に示す。同図に示すように、状態Ｐ１では、交流電源Ｅから供給された電流がコンデンサＣ１→インダクタＬ１→第１スイッチング素子Ｑ１のボディダイオードＤ１→コンデンサＣ３の経路を流れ、これによりコンデンサＣ３が充電される。
【００２８】
状態Ｐ１の次に作られる状態Ｐ２では、第１スイッチング素子Ｑ１がオン、第２スイッチング素子Ｑ２がオフ、第３スイッチング素子Ｑ３がオフ、第４スイッチング素子Ｑ４がオンとなっている。状態Ｐ２における電流経路を図４（Ｂ）に示す。同図に示すように、状態Ｐ２では、コンデンサＣ３の放電電流が第１スイッチング素子Ｑ１→トランスＴの一次巻線Ｔ１→第４スイッチング素子Ｑ４の経路を流れ、これにより、トランスＴの二次巻線Ｔ２ａ，Ｔ２ｂに電圧が誘起される。二次側回路５は、この誘起電圧を整流および平滑することにより出力電圧Ｖｏｕｔを生成する。
【００２９】
状態Ｐ２の次に作られる状態Ｐ３では、第１スイッチング素子Ｑ１がオフ、第２スイッチング素子Ｑ２がオフ、第３スイッチング素子Ｑ３がオフ、第４スイッチング素子Ｑ４がオンとなっている。状態Ｐ３における電流経路を図４（Ｃ）に示す。同図に示すように、状態Ｐ３では、状態Ｐ２と同一の方向に電流を流し続けようとする一次巻線Ｔ１の作用により、一次巻線Ｔ１→第４スイッチング素子Ｑ４→第２スイッチング素子Ｑ２のボディダイオードＤ２の経路で電流が流れ、これにより、引き続きトランスＴの二次巻線Ｔ２ａ，Ｔ２ｂに電圧が誘起される。
【００３０】
状態Ｐ３の次に作られる状態Ｐ４では、第１スイッチング素子Ｑ１がオフ、第２スイッチング素子Ｑ２がオン、第３スイッチング素子Ｑ３がオフ、第４スイッチング素子Ｑ４がオフとなっている。状態Ｐ４における電流経路を図５（Ａ）に示す。同図に示すように、状態Ｐ４では、交流電源Ｅから供給された電流がコンデンサＣ１→インダクタＬ１→第２スイッチング素子Ｑ２→第４スイッチング素子Ｑ４のボディダイオードＤ４の経路を流れる。
【００３１】
状態Ｐ４の次に作られる状態Ｐ５では、第１スイッチング素子Ｑ１がオフ、第２スイッチング素子Ｑ２がオン、第３スイッチング素子Ｑ３がオン、第４スイッチング素子Ｑ４がオフとなっている。状態Ｐ５における電流経路を図５（Ｂ）に示す。同図に示すように、状態Ｐ５では、コンデンサＣ３の放電電流が第３スイッチング素子Ｑ３→トランスＴの一次巻線Ｔ１→第２スイッチング素子Ｑ２の経路を流れ、これにより、トランスＴの二次巻線Ｔ２ａ，Ｔ２ｂに状態Ｐ２，Ｐ３とは逆極性の電圧が誘起される。
【００３２】
状態Ｐ５の次に作られる状態Ｐ６では、第１スイッチング素子Ｑ１がオフ、第２スイッチング素子Ｑ２がオン、第３スイッチング素子Ｑ３がオフ、第４スイッチング素子Ｑ４がオフとなっている。状態Ｐ６における電流経路を図５（Ｃ）に示す。同図に示すように、状態Ｐ６では、状態Ｐ５と同一の方向に電流を流し続けようとする一次巻線Ｔ１の作用により、一次巻線Ｔ１→第２スイッチング素子Ｑ２→第４スイッチング素子Ｑ４のボディダイオードＤ４の経路で電流が流れ、これにより、引き続きトランスＴの二次巻線Ｔ２ａ，Ｔ２ｂに電圧が誘起される。
【００３３】
状態Ｐ６の次に作られる状態Ｐ７では、第１スイッチング素子Ｑ１がオフ、第２スイッチング素子Ｑ２がオン、第３スイッチング素子Ｑ３がオフ、第４スイッチング素子Ｑ４がオンとなっている。状態Ｐ７における電流経路を図６に示す。同図に示すように、状態Ｐ７では、状態Ｐ６と同様、一次巻線Ｔ１→第２スイッチング素子Ｑ２→第４スイッチング素子Ｑ４（ボディダイオードＤ４）の経路で電流が流れ、これにより、引き続きトランスＴの二次巻線Ｔ２ａ，Ｔ２ｂに電圧が誘起される。また、第４スイッチング素子Ｑ４がオンすることで、第４スイッチング素子Ｑ４のボディダイオードＤ４の損失がなくなる。
【００３４】
状態Ｐ７の後には、再び状態Ｐ１が作られる。
【００３５】
負半期の状態Ｎ１では、正半期の状態Ｐ４と同様、第１スイッチング素子Ｑ１がオフ、第２スイッチング素子Ｑ２がオン、第３スイッチング素子Ｑ３がオフ、第４スイッチング素子Ｑ４がオフとなっている。状態Ｎ１における電流経路を図８（Ａ）に示す。同図に示すように、状態Ｎ１では、交流電源Ｅから供給された電流が第３スイッチング素子Ｑ３のボディダイオードＤ３→コンデンサＣ３の経路を流れ、これによりコンデンサＣ３が充電される。
【００３６】
状態Ｎ１の次に作られる状態Ｎ２では、正半期の状態Ｐ５と同様、第１スイッチング素子Ｑ１がオフ、第２スイッチング素子Ｑ２がオン、第３スイッチング素子Ｑ３がオン、第４スイッチング素子Ｑ４がオフとなっている。状態Ｎ２における電流経路を図８（Ｂ）に示す。同図に示すように、状態Ｎ２では、コンデンサＣ３の放電電流が第３スイッチング素子Ｑ３→トランスＴの一次巻線Ｔ１→第２スイッチング素子Ｑ２の経路を流れ、これにより、トランスＴの二次巻線Ｔ２ａ，Ｔ２ｂに電圧が誘起される。二次側回路５は、この誘起電圧を整流および平滑することにより出力電圧Ｖｏｕｔを生成する。
【００３７】
状態Ｎ２の次に作られる状態Ｎ３では、正半期の状態Ｐ６と同様、第１スイッチング素子Ｑ１がオフ、第２スイッチング素子Ｑ２がオン、第３スイッチング素子Ｑ３がオフ、第４スイッチング素子Ｑ４がオフとなっている。状態Ｎ３における電流経路を図８（Ｃ）に示す。同図に示すように、状態Ｎ３では、状態Ｎ２と同一の方向に電流を流し続けようとする一次巻線Ｔ１の作用により、一次巻線Ｔ１→第２スイッチング素子Ｑ２→第４スイッチング素子Ｑ４のボディダイオードＤ４の経路で電流が流れ、これにより、引き続きトランスＴの二次巻線Ｔ２ａ，Ｔ２ｂに電圧が誘起される。
【００３８】
状態Ｎ３の次に作られる状態Ｎ４では、正半期の状態Ｐ７と同様、第１スイッチング素子Ｑ１がオフ、第２スイッチング素子Ｑ２がオン、第３スイッチング素子Ｑ３がオフ、第４スイッチング素子Ｑ４がオンとなっている。状態Ｎ４における電流経路を図９（Ａ）に示す。同図に示すように、状態Ｎ４では、状態Ｎ３と同様、一次巻線Ｔ１→第２スイッチング素子Ｑ２→第４スイッチング素子Ｑ４（ボディダイオードＤ４）の経路で電流が流れ、これにより、引き続きトランスＴの二次巻線Ｔ２ａ，Ｔ２ｂに電圧が誘起される。また、第４スイッチング素子Ｑ４がオンすることで、第４スイッチング素子Ｑ４のボディダイオードＤ４の損失がなくなるとともに、交流電源Ｅから第４スイッチング素子Ｑ４→第２スイッチング素子Ｑ２→インダクタＬ１→コンデンサＣ１の経路で電流が流れ、インダクタＬ１にエネルギーが蓄えられる。
【００３９】
状態Ｎ４の次に作られる状態Ｎ５では、正半期の状態Ｐ１と同様、第１スイッチング素子Ｑ１がオフ、第２スイッチング素子Ｑ２がオフ、第３スイッチング素子Ｑ３がオフ、第４スイッチング素子Ｑ４がオンとなっている。状態Ｎ５における電流経路を図９（Ｂ）に示す。同図に示すように、状態Ｎ５では、交流電源Ｅから供給された電流が第４スイッチング素子Ｑ４→第２スイッチング素子Ｑ２のボディダイオードＤ２→インダクタＬ１→コンデンサＣ１の経路を流れる。
【００４０】
状態Ｎ５の次に作られる状態Ｎ６では、正半期の状態Ｐ２と同様、第１スイッチング素子Ｑ１がオン、第２スイッチング素子Ｑ２がオフ、第３スイッチング素子Ｑ３がオフ、第４スイッチング素子Ｑ４がオンとなっている。状態Ｎ６における電流経路を図９（Ｃ）に示す。同図に示すように、状態Ｎ６では、コンデンサＣ３の放電電流が第１スイッチング素子Ｑ１→トランスＴの一次巻線Ｔ１→第４スイッチング素子Ｑ４の経路を流れ、これにより、トランスＴの二次巻線Ｔ２ａ，Ｔ２ｂに状態Ｎ２，Ｎ３，Ｎ４とは逆極性の電圧が誘起される。
【００４１】
状態Ｎ６の次に作られる状態Ｎ７では、正半期の状態Ｐ３と同様、第１スイッチング素子Ｑ１がオフ、第２スイッチング素子Ｑ２がオフ、第３スイッチング素子Ｑ３がオフ、第４スイッチング素子Ｑ４がオンとなっている。状態Ｎ７における電流経路を図１０に示す。同図に示すように、状態Ｎ７では、状態Ｎ６と同一の方向に電流を流し続けようとする一次巻線Ｔ１の作用により、一次巻線Ｔ１→第４スイッチング素子Ｑ４→第２スイッチング素子Ｑ２のボディダイオードＤ２の経路で電流が流れ、これにより、引き続きトランスＴの二次巻線Ｔ２ａ，Ｔ２ｂに電圧が誘起される。
【００４２】
状態Ｎ７の後には、再び状態Ｎ１が作られる。
【００４３】
このように、スイッチング電源装置１は、正半期および負半期のいずれにおいても、力率改善回路としての動作とコンバータとしての動作とを行う。
【００４４】
本実施例に係るスイッチング電源装置１によれば、一次側に電流帰還用のダイオードを設ける必要がないので、従来のスイッチング電源装置よりも損失を低減し、高効率化を図ることができる。また、スイッチング電源装置１によれば、交流電源Ｅと制御部６とを除いた一次側の部品点数が７点（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｃ１，Ｃ３，Ｌ１）で済むので、従来のスイッチング電源装置（部品点数は１０点）よりも小型化を図ることができる。
【００４５】
以上、本発明に係るスイッチング電源装置１の実施例について説明してきたが、本発明の構成は実施例の構成に限定されるものではない。例えば、二次側回路５は、トランスＴの二次巻線（二次巻線の数は２つに限定されない）に誘起される電圧を整流および平滑して出力電圧Ｖｏｕｔを生成することができる限りにおいて、任意の回路構成に変更することができる。このような二次側回路５としては、例えば、全波整流型の二次側回路や同期整流型の二次側回路がある。
【符号の説明】
【００４６】
１    スイッチング電源装置
２    第１直列接続体
３    第２直列接続体
４    フルブリッジ回路
５    二次側回路
６    制御部
２０    負荷
【図１】
0006335826.tif 000004
【図２】
0006335826.tif 000005
【図３】
0006335826.tif 000006
【図４】
0006335826.tif 000007
【図５】
0006335826.tif 000008
【図６】
0006335826.tif 000009
【図７】
0006335826.tif 000010
【図８】
0006335826.tif 000011
【図９】
0006335826.tif 000012
【図１０】
0006335826.tif 000013
【図１１】
0006335826.tif 000014