(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源を整流する整流器と、
前記整流器の出力に接続されたリアクトルとスイッチング素子からなる直列回路と、
前記スイッチング素子に並列に接続された整流器とコンデンサの直列回路からなる整流
平滑回路と、
前記スイッチング素子のオンオフを制御するデジタル制御部を備えたＡＣ−ＤＣコンバ
ータであって、
前記制御部は、前記交流電源の電圧と前記ＡＣ−ＤＣコンバータの出力電圧と前記スイ
ッチング素子のデューティに基づいて、前記出力電圧と前記交流電源の電圧の差と、前記
ＡＣ−ＤＣコンバータの出力電圧と前記スイッチング素子の１周期前のデューティの積と
の比が１より大きいときに電流不連続モードであると判定するモード判定部を備え、
前記制御部は、前記モード判定部の判定結果に応じて、前記スイッチング素子のオンオ
フを制御するためのＰＷＭ信号の演算条件を切り替えることを特徴とするＡＣ−ＤＣコン
バータ。
【請求項２】
前記モード判定部は、電流不連続モードから電流連続モードに切り替わると、前記交流
電源の電圧が第１の所定の電圧幅以上に変化するまでモード切り替えを停止し、
前記モード判定部は、電流連続モードから電流不連続モードに切り替わると、前記交流
電源の電圧が第２の所定の電圧幅以上に変化するまでモード切り替えを停止することを特
徴とする請求項１に記載のＡＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記モード判定部は、電流不連続モードから電流連続モードに切り替わるときの前記交
流電源の電圧を記憶し、前記交流電源の電圧が、前記記憶した電圧以下になるまでモード
判定を停止することを特徴とする請求項２に記載のＡＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記ＰＷＭ信号の演算条件の切り替えは、前記スイッチング素子のデューティを演算す
る演算器のゲインテーブルを切り替えて行い、
電流不連続モードのゲインテーブルは電流連続モードのゲインテーブルよりゲインを高
く設定することを特徴とする請求項１に記載のＡＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】
第１の整流器と第１のスイッチング素子からなる第１の直列回路と、
前記第１の直列回路に並列に接続した、第２の整流器と第２のスイッチング素子からな
る第２の直列回路と、
前記第２の直列回路に並列に接続した平滑コンデンサを備え、
前記第１の整流器と前記第１のスイッチング素子の接続点と、前記第２の整流器と前記
第２のスイッチング素子の接続点との間に、交流電源とリアクトルを接続し、
前記交流電源の半周期は第１のスイッチング素子をオンオフし、残りの半周期には第２
のスイッチング素子をオンオフし、力率改善を行うデジタル制御部を備えたＡＣ−ＤＣコ
ンバータにおいて、
前記制御部は、前記交流電源の電圧と前記ＡＣ−ＤＣコンバータの出力電圧と前記第１
のスイッチング素子または前記第２のスイッチング素子のデューティに基づいて、前記出
力電圧と前記交流電源の電圧の差と、前記出力電圧と前記スイッチング素子の１周期前の
デューティの積との比が１より大きいときに電流不連続モードであると判定するモード判
定部を備え、
前記制御部は、前記モード判定部の判定結果に応じて、前記第１のスイッチング素子ま
たは前記第２のスイッチング素子のオンオフを制御するためのＰＷＭ信号の演算条件を切
り替えることを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＡＣ−ＤＣコンバータに関し、特に電流連続モード、電流不連続モードを判定する機能を備えたＰＦＣ（力率改善）回路の制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＡＣ−ＤＣコンバータは、力率を改善するためのＰＦＣ回路を用いることが多い。ＰＦＣ回路はリアクトルに流れる電流を断続させる昇圧チョッパで構成される。ＰＦＣ回路は動作条件に応じてリアクトルに流れる電流が連続する電流連続モード、リアクトルに流れる電流が断続する電流不連続モード、リアクトルの電流がゼロになるとＰＦＣ回路のスイッチング素子をオンさせる臨界モードがある。
【０００３】
ＰＦＣ回路を電流連続モードで動作させる場合でも、図６に示すように、軽負荷時の入力電圧が低い時は電流不連続モードで動作する。電流不連続モードのとき電流連続モードの制御条件で動作させると力率が低下する。
そこで、特許文献1は、昇圧チョッパのスイッチング素子を所定の制御サイクルでＰＷＭ制御するデジタルコンバータとし、電流連続モードか、電流不連続モードかを判定し、その判定結果に基づいて異なるアルゴリズムでＰＷＭ制御を行うことを提案している。判定は、コイル充電開始電流Ｉｖ（ｎ−２）、昇圧チョッパへの交流入力電圧Ｖａｃ（ｎ−１）、及び昇圧チョッパの直流出力電圧Ｖｄｃ（ｎ−１）の各計測値と、今回の制御サイクルにおけるＰＷＭ信号のオン時間Ｔｏｎ（ｎ−１）とコイルのインダクタンス値とに基づいて決定される。しかし、特許文献１は、判定にコイルのインダクタンスを記憶しておく。インダクタンスはばらつきが多い。また、コイルには直流重畳特性が有ることからコイルに流れる電流によってインダクタンスを補正する必要がある。
【０００４】
特許文献２は、特許文献1と同様インダクタに流れる電流を、インダクタンスを用いて計算する。特許文献２ではさらに、スイッチング素子がオンのときにインダクタに流れる電流の平均値とスイッチング素子がオフのときにインダクタに流れる電流の平均値の比較によって電流連続モード、電流不連続モードを判定することを提案する。そして、スイッチング制御手段は、動作モードが電流連続モードである場合に、電流検出手段によって検出されるインダクタに流れる電流の平均値の変化が正弦波状になるように前記スイッチング素子を制御し、動作モードが電流不連続モードである場合に、インダクタに流れる電流のピーク値の変化が正弦波状になるように、交流入力電源の電圧変化周期にわたってスイッチング素子のオン時間を一定に制御する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００６−８７１９２号公報
【特許文献２】ＷＯ２０１０／１０６７０１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許文献２は、リアクトルのインダクタンス値を使用せずに電流連続モード、電流不連続モードを判定し、制御方法を切り替えるので、インダクタンスのばらつきに依存せず、最適な力率改善を行うことができる。しかし、リアクトルの電流をスイッチング素子の１周期に対して複数回検出して演算するので、制御部のＤＳＰの負担が大きくなり、高性能のＤＳＰが必要になる。本発明は、測定した入力電圧と出力電圧とデューティだけで電流連続モード、電流不連続モードを判定し、ＡＣ−ＤＣコンバータの力率改善を最適な条件で行うことを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明は、交流電源を整流する整流器と、前記整流器の出力に接続されたリアクトルと
スイッチング素子からなる直列回路と、前記スイッチング素子に並列に接続された整流器
とコンデンサの直列回路からなる整流平滑回路と、前記スイッチング素子のオンオフを制
御するデジタル制御部を備えたＡＣ−ＤＣコンバータであって、前記制御部は、前記交流
電源の電圧と前記出力電圧と前記スイッチング素子のデューティに基づいて、前記ＡＣ−
ＤＣコンバータ出力電圧と前記交流電源の電圧の差と、前記出力電圧と前記スイッチング
素子の１周期前のデューティの積との比が１より大きいときに電流不連続モードであると
判定するモード判定部を備え、前記制御部は、前記モード判定部の判定結果に応じて、前
記スイッチング素子のオンオフを制御するためのＰＷＭ信号の演算条件を切り替えること
を特徴とする。
【発明の効果】
【０００８】
本発明は、測定した入力電圧と出力電圧とデューティだけで電流連続モード、電流不連続モードを判定できる。デューティは1周期前のデューティを使用するので、容易に判定することができ、この判定に基づいて制御部のＰＷＭ信号の演算条件を切り替えるので最適な力率改善を容易に行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】本発明の実施例１のブロック図である。
【図２】本発明のモード判定部の動作を説明するタイミングチャートである。
【図３】本発明の実施例１の電流補償器のゲイン特性の例である。
【図４】本発明の実施例２のブロック図である。
【図５】本発明の実施例４のブロック図である。
【図６】ＰＦＣ回路による入力電圧、入力電流の波形図の例である。
【発明を実施するための形態】
【実施例１】
【００１０】
図１を用いて実施例１を説明する。
交流電源Ｖｉｎを整流器ＲＣ１で整流する。整流器ＲＣ１の出力には、リアクトルＬ１とスイッチング素子Ｑ１の直列回路が接続される。スイッチング素子Ｑ１の両端にはダイオードＤ１およびコンデンサＣ１の直列回路が接続される。また、スイッチング素子Ｑ１のオンオフを制御する制御部１を備える。スイッチング素子Ｑ１の制御端子は、制御部１から出力されるＰＷＭ信号が接続され、スイッチング素子Ｑ１がオンオフされ、コンデンサＣ１の両端から負荷に電力を供給する。
制御部１は基本的には通常の平均電流モード制御をデジタル方式で行なう。入力電圧検出器Ｋｖｉ、出力電圧検出器Ｋｖｏ、電流検出器Ｋｉから送られた信号をスイッチング周期につき１回サンプリングする。電流検出器Ｋｉが検出する入力電流はスイッチング素子Ｑ１がオンの期間の中点でサンプリングが行われる。サンプル値を基にスイッチング周期毎に計算を行い、ＰＷＭ信号を出力している。
具体的には、制御部１は以下のように動作する。入力電圧検出器Ｋｖｉで検出した入力電圧Ｖｉｎはアナログ−デジタル変換器ＡＤＣ１を介してデジタル信号に変換し、入力電圧信号Ｖｉｎ（ｋ）が生成され、乗算器ＭＵ１へ入力される。また、出力電圧検出器Ｋｖｏで検出した出力電圧Ｖｏは、アナログ−デジタル変換器ＡＤＣ３でデジタル信号に変換され出力電圧信号Ｖｏ（ｋ）が生成される。出力電圧信号Ｖｏ（ｋ）は加算器ＡＤ２で基準信号Ｖｒｅｆと比較され、その差分を電圧補償器３で補正し誤差信号Ｖｄｅｆが生成され、乗算器ＭＵ１に入力される。乗算器ＭＵ１は補正された誤差信号Ｖｄｅｆと入力電圧信号Ｖｉｎ（ｋ）を積算しその出力を加算器ＡＤ１に出力する。一方、電流検出器Ｋｉで検出された入力電流は、アナログ−デジタル変換器ＡＤＣ２でデジタル信号に変換され、加算器ＡＤ１に入力される。加算器ＡＤ１は補正された誤差信号Ｖｄｅｆと入力電圧信号Ｖｉｎ（ｋ）の積算結果と入力電流を比較し差分を出力する。加算器ＡＤ１の出力は電流補償器2に入力され、電流補償器2はスイッチング素子のデューティを示すＤ（ｋ）を生成する。デューティＤ（ｋ）はＰＷＭに入力されスイッチング素子Ｑ１のオンオフを制御するＰＷＭ信号を生成する。このように動作し、出力電圧Ｖｏを一定に制御し且つ入力電流の力率を改善する。
【００１１】
以上の動作は、一般的なデジタル方式のＰＦＣ回路と同じである。本発明は、さらにモード判定部４を備える。モード判定部４は記憶手段Ｚ−１とＣＣＭ／ＤＣＭ判定器を備える。記憶手段Ｚ−１はスイッチング素子Ｑ１の１スイッチング周期前のデューティＤ（ｋ−１）を記憶する。ＣＣＭ／ＤＣＭ判定器は１スイッチング周期前のデューティＤ（ｋ−１）と入力電圧信号Ｖｉｎ（ｋ）と出力電圧信号Ｖｏ（ｋ）が入力され、電流連続モード、電流不連続モードを判定する。具体的には、ＣＣＭ／ＤＣＭ判定器は、判定式（Ｖｏ（ｋ）−Ｖｉｎ（ｋ））/（Ｖｏ（ｋ）×Ｄ（ｋ−１））を計算し、計算値が１以下の場合はモード信号ｍを電流連続モード信号として、１より大きい場合はモード信号ｍを電流不連続モード信号として電流補償器２に送る。電流補償器２は加算器ＡＤ１の出力からデューティＤ（ｋ）を生成する際に使用する補償ゲインテーブルを記憶している。本発明の実施例１では、電流連続モード用の補償ゲインテーブルと電流不連続モード用の補償ゲインテーブルを備え、ＣＣＭ／ＤＣＭ判定器の出力に応じて補償ゲインテーブルを切り替える。このため、各々の場合に応じて最適な補償ゲインを選択して演算を行うことができる。
【００１２】
判定式の内容について図２をもとに説明する。
図２（ａ）は電流連続モードの場合のリアクトル電流ＩＬ、電圧波形ＶＬを示す。スイッチング素子Ｑ１がオンの期間においてリアクトルＬ１には電圧Ｖｉｎ（ｋ）が印加される。リアクトルＬ１の巻数をＮ、コアの断面積をＳとした時にオン期間の磁束密度の変化ΔＢｏｎはＶｉｎ（ｋ）×Ｄ（ｋ）×Ｔｓ/（Ｎ×Ｓ）となる。ここで、Ｄ（ｋ）はデューティ、Ｔｓは周期とする。一方オフ期間ではリアクトルＬ１にはＶｉｎ（ｋ）−Ｖｏ（ｋ）の電圧が印加されるので磁束密度の変化ΔＢｏｆｆは（Ｖｉｎ（ｋ）−Ｖｏ（ｋ））×（１−Ｄ（ｋ））×Ｔｓ/（Ｎ×Ｓ）となる。１スイッチング周期で磁束密度は等しくなるので、ΔＢｏｎ＋ΔＢｏｆｆ=0となる。上記の式を代入して整理すると（Ｖｏ（ｋ）−Ｖｉｎ（ｋ））/（Ｖｏ（ｋ）×Ｄ（ｋ））＝１の関係が導出される。
次に電流不連続モードの場合について説明する。図２（ｂ）は電流不連続モードの場合のリアクトル電流ＩＬ、電圧波形ＶＬを示している。Ｄｏｆｆ（ｋ）はスイッチング素子Ｑ１のオフ期間でリアクトルＬ１に電流が流れている期間のデューティを、Ｄｘ（ｋ）はリアクトルＬ１に電流が流れていない期間のデューティを表す。Ｄ（ｋ）の期間の磁束密度の変化ΔＢｏｎは、Ｖｉｎ（ｋ）×Ｄ（ｋ）×Ｔｓ／（Ｎ×Ｓ）であり、Ｄｏｆｆ（ｋ）の期間の磁束密度の変化ΔＢｏｆｆは（Ｖｉｎ（ｋ）−Ｖｏ（ｋ））×（Ｄｏｆｆ（ｋ）×Ｔｓ）／（Ｎ×Ｓ）である。磁束密度の釣り合いからΔＢｏｎ＋ΔＢｏｆｆ＝０であり、電流不連続モードの場合Ｄｏｆｆ＝１−Ｄ−Ｄｘの関係があるので上記の式を代入して整理すると（Ｖｏ（ｋ）−Ｖｉｎ（ｋ））/（Ｖｏ（ｋ）×Ｄ（ｋ））＝１/（１−Ｄｘ（ｋ））の関係が導かれる。Ｄｘ＞０のため、（Ｖｏ（ｋ）−Ｖｉｎ（ｋ））/（Ｖｏ（ｋ）×Ｄ（ｋ））＞ １となる。
以上のように、判定式（Ｖｏ（ｋ）−Ｖｉｎ（ｋ））/（Ｖｏ（ｋ）×Ｄ（ｋ−１））を計算しすることで電流連続モード、電流不連続モードを判定できる。なお、電流連続モード時の判定値は、理論上は１であるが、実際には正確に１にはならないので判定式では１以下の場合を電流連続モードとする。
【００１３】
電流連続モードと電流不連続モードではデューティの変化に対する電流の変化の特性が異なる。このため、電流連続モード時に最適な電流補償器のゲインを電流不連続モード時に適用すると、目標電流値に対する電流の追従性は悪く、力率も低下する。逆に電流不連続モードで最適な電流補償器のゲインを電流連続モードに用いると、安定性が悪くなる。このため、電流連続モードと電流不連続モードでゲインを変え、安定性と追従性の両立を図る。
本発明の実施例１では電流補償器２の周波数特性を、電流不連続モードでは図３（ａ）に示す振幅特性と図３（ｃ）に示す位相特性を示すゲインを選択し、また電流連続モードでは図３（ｂ）に示す振幅特性と図３（ｄ）に示す位相特性のゲインを選択する。電流不連続モードと電流連続モードでの電流補償器の周波数特性を切り替えることで、ＰＦＣ回路の特性を改善できる。
【実施例２】
【００１４】
出力電圧Ｖｏにはリプル電圧が重畳される。このリプル電圧によって、電流不連続モードから電流連続モードの切り替わった後また電流不連続モードに戻り、モード切り替えが繰り返されることが有る。これを回避するため、図４に示す本発明の実施例２では電流不連続モードから電流連続モードに切り替わると、その時の交流電源の電圧を記憶し、交流電源の電圧が所定の電圧幅まで変化するまでモード切り替えを停止する。
【００１５】
具体的な動作を、図４を用いて説明する。図４の本発明の実施例２は、図１に示す実施例１に対し、モード判定部４がＣＣＭ／ＤＣＭ判定器のモード信号ｍをモード記憶手段Ｍ１でモード記憶信号ｍ１として記憶するとともに、モード記憶手段Ｍ１はＣＣＭ／ＤＣＭ判定器が電流不連続モードから電流連続モードに変化したと判定したときの入力電圧Ｖｉｎ（ｋ）をＶｉｎｍとして記憶する。その後、入力電圧Ｖｉｎ（ｋ）が変動し所定の電圧だけ変化するまで、電流連続モード信号を保持する。このため、ＣＣＭ／ＤＣＭ判定器が電流連続モードであると判定してから入力電圧が所定の電圧だけ変化するまで電流連続モード信号が変化せず、電流連続モードと電流不連続モードの切り替えが繰り返されることはない。
【００１６】
ＣＣＭ／ＤＣＭ判定器が電流連続モードから電流不連続モードに変化した場合も同様に、入力電圧を記憶し、入力電圧が所定の電圧だけ変化するまで電流不連続モードを保持する。
また、ＣＣＭ／ＤＣＭ判定器が電流不連続モードから電流連続モードに変化したときは入力電圧を記憶せずに直ちにモードを切り替え、電流連続モードから電流不連続モードに変化した場合だけ入力電圧が所定の電圧幅だけ変化するまでモードを保持しても良い。この場合は電流連続モードを優先させた動作となる。逆に、電流連続モードから電流不連続モードに切り替わったときのみ直ちにモードを切り替えても良い。この場合は電流不連続モードが優先される。
【実施例３】
【００１７】
図６に示すように、電流不連続モードから連続モードに切り替わるとき、または、電流連続モードから電流不連続モードに切り替わるときは、交流電源の半周期のうちそれぞれ１度である。そこで、電流不連続モードから連続モードに切り替わるとき、交流電源の電圧を記憶し、次に交流電源の電圧が記憶した電圧になるまで、モード切替器を停止する。
【００１８】
この機能は図４に示した実施例２と同じ回路で実現することができる。ただし実施例３では、ＣＣＭ／ＤＣＭ判定器が電流不連続モードから電流連続モードに変化したとき入力電圧Ｖｉｎ（ｋ）をＶｉｎｍとしてモード記憶手段Ｍ１が記憶し、またモード記憶手段Ｍ１はモード記憶信号ｍ１を電流連続モード信号として保持する。そして、再び入力電圧Ｖｉｎ（ｋ）がＶｉｎｍになるとモード記憶手段Ｍ１は記憶を解除し、ＣＣＭ／ＤＣＭ判定器が出力するモード信号ｍを電流補償器２に送出し、モード信号の記憶は行わない。この場合にも実施例２と同様、電流連続モードと電流不連続モードの切り替えが繰り返されることはない。
また、再び入力電圧Ｖｉｎ（ｋ）がＶｉｎｍになるまで、ＣＣＭ／ＤＣＭ判定器を停止させても良い。この場合は、モード切替器が不要に動作することを避けることができる。
【実施例４】
【００１９】
図５に本発明の実施例４を示す。実施例４は、交流電源の整流にダイオードブリッジではなくＦＥＴを使用し、ＦＥＴのオンオフによって交流電源の整流と共に力率改善を行うブリッジレスＰＦＣ回路に本発明の制御部を適用したものである。ブリッジレスＰＦＣ回路はリアクトルを交流電源と直列に接続するのが一般的である。この場合リアクトルの電流検出を行うためには電流検出回路を交流電源に接続することになる。従って電流連続モード、電流不連続モードをリアクトルの電流で検出する方法は回路が複雑になる。本発明では連続モード、電流不連続モードの判定を、１スイッチング周期前のデューティＤ（ｋ−１）と入力電圧信号Ｖｉ（ｋ）と出力電圧信号Ｖｏ（ｋ）を用いたモード判定部で行うので容易にモードの判定を行うことができる。このため回路が複雑になることはない。
【００２０】
本発明の実施例４を、図５を用いて説明する。ダイオードＤＬとＦＥＴ  ＱＬを接続した第１の直列回路と、ダイオードＤＮとＦＥＴ  ＱＮを接続した第２の直列回路を並列に接続してブリッジ接続とし、それぞれのダイオードとＦＥＴの接続点に交流電源ＶｉｎとリアクトルＬ１の直列回路を接続する。第１および第２の直列回路と並列に平滑コンデンサを接続し、平滑コンデンサの両端から負荷に電力を供給する。また、制御回路２１は、図１の制御回路１に対しＡＣ検出器、ＰＷＭ割り振り器および電流選択器を追加する。
【００２１】
制御部２１は以下のように動作する。第１の入力電圧検出器ＫＶＬで検出した第１の交流入力端子の電圧ＶＬと第２の入力電圧検出器ＫＶＮで検出した第２の交流入力端子の電圧ＶＮはそれぞれアナログ−デジタル変換器ＡＤＣ１とＡＤＣ２を介してデジタル信号に変換され、共にＡＣ検出器へ送られる。ＡＣ検出器は第１の交流入力端子の電圧ＶＬ、第２の交流入力端子の電圧ＶＮに基づいて交流電源Ｖｉｎの極性（ＡＣ極性）の判別と入力電圧の絶対値｜Ｖｉｎ（ｋ）｜の計算を行う。入力電圧の絶対値｜Ｖｉn（ｋ）｜の値は乗算器ＭＵ１とモード判定部４のＣＣＭ／ＤＣＭ判定器に出力される。第１の電流検出器ＫｉＬで検出したＦＥＴ  ＱＬのドレイン電流ｉＬと第２の電流検出器ＫｉＮで検出したＦＥＴ  ＱＮのドレイン電流ｉＮはそれぞれアナログ−デジタル変換器ＡＤＣ３とＡＤＣ４でデジタル信号に変換され電流選択器に送られる。電流選択器ではＡＣ検出器から出力されたＡＣ極性信号をもとに、加算器ＡＤ１に出力する電流を選択する。電圧ＶＬが電圧ＶＮより大きい場合は電流ｉＬを選択し、電圧ＶＮが電圧ＶＬより大きい場合は電流ｉＮを選択する。ＰＷＭ割振り器ではＡＣ極性信号をもとにＰＷＭ信号をドライバに入力する際の割振りを行う。電圧ＶＬが電圧ＶＮより大きい場合はＦＥＴ  ＱＬがオンオフするようにＰＷＭ信号の割振りを行う。電圧ＶＮが電圧ＶＬより大きい場合はＦＥＴ  ＱＮがオンオフするようにＰＷＭ信号の割振りを行う。制御部２１の他の部分に関しては本発明の第１の実施例の制御部１または、第２の実施例または第３の実施例の制御部１１と同じ動作をする。
以上のように動作するので、本発明の第４の実施例は、容易に電流連続モードと電流不連続モードで電流補償器のゲインを切り替え、最適な条件で力率改善を行うことができる。
【産業上の利用可能性】
【００２２】
力率改善を行うＡＣ−ＤＣコンバータに最適である。
【符号の説明】
【００２３】
１，１１，２１    制御部
２    電流補償器
３    電圧補償器
４    モード判定部
Ｖｉｎ    交流電源
ＲＣ１    整流器
Ｌ１    リアクトル
Ｑ１、ＱＬ、ＱＮ      ＭＯＳＦＥＴ
Ｄ１，ＤＬ，ＤＮ    ダイオード
Ｃ１    平滑コンデンサ
Ｋｖｉ  入力電圧検出器
Ｋｉ    電流検出器
Ｋｖｏ    出力電圧検出器
ＡＤＣ１、ＡＤＣ２、ＡＤＣ３、ＡＤＣ４、ＡＤＣ５    アナログ−デジタル変換器
ＰＷＭ    ＰＷＭ変換器
ＡＤ１、ＡＤ２    加算器
ＭＵ１    乗算器
Ｚ−１    デューティ記憶手段
Ｍ１    モード記憶手段
【図１】
0006398537.tif 000002
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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