(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも１つのスピーカ（ＨＰ）の音響信号の電源回路であって、
前記回路は、前記少なくとも１つのスピーカ（ＨＰ）の電源電流の所定の周波数において発生する前記少なくとも１つのスピーカ（ＨＰ）の共振ピークのフィルタ装置を組み込み、
前記回路は、前記少なくとも１つのスピーカ（ＨＰ）の上流に配置され、入力電源回路に接続された正の電源端末と負の電源端末と有する、少なくとも１つの非インバータ変換器（Ａ０）を有し、
前記回路はまた、前記少なくとも１つのスピーカ（ＨＰ）の出力において第１の機器接地回路（ＧＮＤ．ａ）を有し、前記第１の機器接地回路（ＧＮＤ．ａ）は前記前記スピーカ（ＨＰ）の下流の前記回路内の１点を前記非インバータ変換器（Ａ０）の前記負の電源端末に接続する、フィードバックループを迂回し、
前記少なくとも１つのスピーカ（ＨＰ）の前記共振ピークの前記フィルタ装置は、インピーダンス（Ｚｂ，Ｚ２）の形態で純粋に電気的であり、前記第１の機器接地回路（ＧＮＤ．ａ）の中か、前記フィードバックループの中かのいずれかに組み込まれ、前記インピーダンス（Ｚｂ，Ｚ２）のパラメータは、前記少なくとも１つのスピーカ（ＨＰ）のフィルタリングされるべき前記共振ピークの関数として事前設定される、少なくとも１つのスピーカ（ＨＰ）の音響信号の電源回路において、
−前記インピーダンス（Ｚｂ）が前記第１の機器接地回路（ＧＮＤ．ａ）の中に組み込まれる場合、前記インピーダンス（Ｚｂ）はＲＬＣと呼ばれる第１の平行インピーダンス（Ｚｂｂ）に結合する１つのデッド抵抗（Ｒ０）の形態にあり、前記第１の平行インピーダンス（Ｚｂｂ）は、互いに平行に配置された、少なくとも１つの第１の抵抗（Ｒｂ）と、少なくとも１つの第１のインダクタ（Ｌｂ）と、そして少なくとも１つの第１のコンデンサ（Ｃｂ）と、を有し、前記第１の平行インピーダンスＲＬＣ（Ｚｂｂ）は前記１つのデッド抵抗（Ｒ０）と前記第１の機器接地回路（ＧＮＤ．ａ）内で直列に配置され、
−前記インピーダンス（Ｚ２）が前記フィードバックループ内に組み込まれる場合、第２のインピーダンスとしての前記インピーダンス（Ｚ２）は、少なくとも１つの第２のインダクタ（Ｌ２）および少なくとも１つの第２のコンデンサ（Ｃ２）と平行に結合する第２の抵抗（Ｒ２）を有し、前記少なくとも１つの第２のインダクタ（Ｌ２）と前記少なくとも１つの第２のコンデンサ（Ｃ２）は直列に配置される、
ことを特徴とする、少なくとも１つのスピーカ（ＨＰ）の音響信号の電源回路。
【請求項２】
前記インピーダンス（Ｚｂ）が前記第１の機器接地回路（ＧＮＤ．ａ）の中に組み込まれる場合、前記少なくとも１つの第１のコンデンサ（Ｃｂ）、前記少なくとも１つの第１の抵抗（Ｒｂ）、および前記少なくとも１つの第１のインダクタ（Ｌｂ）の値は、前記少なくとも１つのスピーカ（ＨＰ）のパラメータ、即ち、前記少なくとも１つのスピーカ（ＨＰ）の減衰を示すｆｍ：Ｍｍ比および共振角周波数の２乗を示すｋｍ：Ｍｍ比によって次式に従って計算される、ことを特徴とする請求項１に記載の回路：
【数１０３】
0006374976.tif 000038
【請求項３】
前記デッド抵抗値（Ｒ０）は以下の式に従って計算される、ことを特徴とする請求項２に記載の回路：
【数１０４】
0006374976.tif 000039
【請求項４】
前記ＲＬＣと呼ばれる第１の平行インピーダンス（Ｚｂｂ）は、ｎ個の第１のインダクタ（Ｌｂ）およびｎ個の第１のコンデンサ（Ｃｂ）を有し、ここにｎは１以上である、ことを特徴とする請求項１に記載の回路。
【請求項５】
前記インピーダンス（Ｚ２）が前記フィードバックループ内に組み込まれる場合、第２の機器接地回路が前記第２のインピーダンス（Ｚ２）と前記変換器（Ａ０）の間に配置され、前記第１と第２の機器接地回路は、それぞれ第１のデッド抵抗（ＲＢ）を前記第１の機器接地回路に、第２のデッド抵抗（Ｒ３）を前記第２の機器接地回路に組み込む、ことを特徴とする請求項４に記載の回路。
【請求項６】
前記フィルタ装置の較正は、前記第１のデッド抵抗（ＲＢ）の値に基づいて行われ、前記第２のインピーダンス（Ｚ２）の前記第２の抵抗（Ｒ２）の値は、前記第１のデッド抵抗（ＲＢ）の値より１０−１００倍大きいことにより、前記第１のデッド抵抗（ＲＢ）の値に基づいて決められ、前記第２のデッド抵抗（Ｒ３）の値は前記第１のデッド抵抗（ＲＢ）の値より２−３０倍大きい、ことを特徴とする請求項５に記載の回路。
【請求項７】
前記少なくとも１つの第２のインダクタ（Ｌ２）の値が５０ｍＨの値を超える場合、前記少なくとも１つの第２のインダクタ（Ｌ２）はインピーダンス反転手段を備える仮想チョークの形態である、ことを特徴とする請求項１に記載の回路。
【請求項８】
請求項１に記載の、少なくとも１つのスピーカ（ＨＰ）の共振ピークのフィルタ装置を組み込む、前記少なくとも１つのスピーカ（ＨＰ）の音響信号の電源回路の電流制御の方法であって、
前記フィルタ装置による共振ピークの補正ステップが実行され、前記補正ステップは前記少なくとも１つのスピーカ（ＨＰ）の下流で実行される、
ことを特徴とする方法。
【請求項９】
前記スピーカ及び前記フィルタ装置の全体の共振成分はバターワースフィルタに対して設定される、ことを特徴とする請求項８に記載の制御方法。
【請求項１０】
前記少なくとも１つのスピーカ（ＨＰ）は振動板を有し、前記少なくとも１つのスピーカ（ＨＰ）の前記振動板に垂直な軸の方向の最も高い周波数における音のレベルの低減が、前記共振ピークのフィルタリングと同時に実行される、ことを特徴とする請求項９に記載の制御方法。
【請求項１１】
前記音のレベルの低減は前記少なくとも１つのスピーカ（ＨＰ）の上流で起こる、ことを特徴とする請求項１０に記載の制御方法。
【請求項１２】
前記少なくとも１つのスピーカ（ＨＰ）の温度変化は、前記フィルタ装置のインピーダンス（Ｚｂ，Ｚ２）のパラメータに対する変化により、前記フィルタ装置により考慮される、ことを特徴とする請求項８に記載の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、少なくとも１つのスピーカの電源供給回路における共振ピークをフィルタリングする装置および方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来のスピーカは、通常、永久磁石が発生する磁界内で移動可能な組立体上に配置されたコイルからなる電磁アクチュエータを含むことが知られている。
【０００３】
スピーカのコイルが周波数変調電流により横切られると、可聴周波数において誘導される機械的変位が、音響放射体とも呼ばれる放射面として機能する膜の手段により音場に変換される。
【０００４】
スピーカの音質は、周波数応答曲線すなわち、電流又は電圧のいずれかの電気的負荷に対する機械的加速度応答に依存し、それは全帯域幅について一定であることが希求される。音質はまた、高調波歪み及び相互変調の最小値の存在によって特徴付けられる、装置の線形性に依存する。
【０００５】
スピーカとして機能する変換器がすべての周波数を等しく増進する場合、有用な倍音を構成する楽器の音色の再生は、一見したところ確保されるように見える。
【０００６】
しかし、現実は、高品質な楽器の音響シグナチャの代表的サウンドの瞬間的アタック音を適切に再現する必要性の観点から、より複雑である。スピーカの瞬間的アタック音に対する応答は「忠実度」の必須の要件であり、それは、スピーカがパルス列によって要請されている場合に、膜の「スミアリング」を検出することによって試験することができる。移動組立体の慣性および自己誘導現象による力がこの欠陥に関与している。
【０００７】
音響的、光学的および電気的測定は、理想的なスピーカがなく、各実現形態は帯域幅の制限、種々の共振ピークおよび慣性の点で欠陥があることを示している。いくつかの変換器の連結は、原則として多くの欠点を克服するが、しかし逆に、時には高品質な音楽再生に対してそれら欠点が悪い方向に積み重なることがある。
【０００８】
スピーカでは、移動組立体の変位の出発点における有用な駆動力は、Ｂと表示される誘導磁界と、時間ｔの関数であるｉ（ｔ）で表示される電流により横切られる巻線の長さの各要素との相互作用により生ずる。局所的には、誘導磁界内で変位した負荷キャリアに印加される要素の力はローレンツ力と呼ばれ、そしてそれはキャリアのスコープと速度によって規定される平面に垂直な方向に印加される。その現象をうける負荷キャリアの要素ボリューム内の均衡は、以下の式を導く：
【数１】
0006374976.tif 000002
【０００９】
全てはあたかもｌで表記される巻き線の巻かれていない長さが、均質な誘導磁界にさらされているように起こり、そのことはスピーカの可動部分の力率（ニュートン／アンペアやテスラ・メートル）と呼ばれる量Ｂｌ＝Ｂ・ｌの定義を可能にする。
【００１０】
強度によって変調されるこの力は、移動組立体を必要とし、その機械的挙動は３つの成分によって表わされる：慣性力、Ｍｍによって表示される可動部分の質量と加速度の積；ダンピング力、ｆｍニュートン／メートル／秒またはキロ／秒で表記され、通常１つの定数を介して変位速度に比例すると想定される；そして復元力、ｋｍニュートン／メートルで表記され、機械的バネに関係し、剛性に影響される。
ｘ軸上の案内される平行移動に対する、そのような理想化された変換器の行動方程式は：
【数２】
0006374976.tif 000003
【００１１】
スピーカの端子における電流−電圧の関係は、磁界内で移動する移動組立体によって特徴付けられる、スピーカの構造によって支配される。このように、電気的挙動は、以下の３つの寄与要素を基礎とする、二つのメカニズム、すなわち、オームの法則に関係するジュール効果による発散と誘導起電力の点での電磁相互作用、によって規定される：
−  ソレノイド巻線組立体の抵抗成分に関連する電圧降下、
−  変位の間の磁束の変化に関連する誘導起電力、
−  レンツの法則によって支配される自己誘導起電力。
【００１２】
したがって、システムの線形性の仮定のもとで、スピーカの機械的行動を支配する上記の式に電気的行動方程式が追加される：
【数３】
0006374976.tif 000004
【００１３】
ここで非線形性を考慮に入れた場合、Ｒｅは、巻線の純粋な抵抗成分であり、温度によって変化しやすく、オームで測定され、そしてＬｅはその自己インダクタンスであり、変位の関数であり、ヘンリーで測定される。実際に、第２式の左辺に関与する電流が直接第３式に従う場合は、後者に関係する非連続性または非直線性は膜の変位およびその派生関数に影響を引き起こす。
【００１４】
スピーカを制御するためには２つのそれぞれの戦略、即ち、電流制御または電圧制御がある。両方の場合において、前置増幅ステージによる信号処理が電圧として一貫して測定可能な制御信号をもたらすならば、電圧制御の場合には、それは変換器がスピーカとして作用するときに変換器が示す双極子のインピーダンスに自然に依存する。この制御は、スピーカに電力供給可能な、理想的テブナン発電機の間の結合に似ている。またスピーカは、ほぼゼロインピーダンスの電源の支流の負荷を構成し、そして生成される任意の起電力または起電力成分は、集合回路を流れる電流に直接影響を与える。
【００１５】
逆に、電流制御に対しては、電流電圧変換が特別に設計された信号調整器により提供され、変換器はこの調整器の出力電流によって必要とされる。この制御は、変換器に電力供給することが可能な理想的なノートン発電機に類似している。後者は、その後無限大インピーダンスの下で必要とされる負荷を表し、それは負荷により生成された任意の起電力成分ＥＭＦの変動が、集合回路の挙動に重大な影響を与えることなく残存する。さらに良いことに、この電圧は測定され、そしてサーボ戦略の補正信号として使用することができる。
【００１６】
一般的には電圧制御は、インピーダンスの構成パラメータに従う電気的挙動を前提として、スピーカを直接必要とする。適切な調整器が与えられることを前提として、特異的に電気的に制御されるスピーカの設計のために多くの研究が行われたのは比較的最近である。
【００１７】
スピーカの挙動を示す電気的および機械的パラメータのうち、前述の３つの数値Ｂ１、Ｒｅ、Ｌｅが、基本的に調整器−変換器集合回路の再生の品質を決定する。相互作用は、設計者による電流と電圧の２つの制御モードの間の選択に依存して、同じではない。
【００１８】
電流制御では、調整器−変換器集合回路は、生成される応力に対して本質的に全く影響を受けない。しかしそのような選択に対して、式（２）に関わるパラメータの変化に内在する欠陥を、可能であれば、検出して補正する必要があり、その欠陥は以下の式によるソレノイドの電流強度の２乗またはｉ２の寄生項関数の力を示す：  
【数４】
0006374976.tif 000005
【００１９】
式（２）は周波数変域で記載することができる：
【数５】
0006374976.tif 000006
ここでＸはラプラス変換による変位であり、ＩはユニットのＩ倍を意味し、比率ｆｍ／Ｍｍは減衰を表し、緩和時間の逆関数であり、一方ｋｍ／Ｍｍは共振角周波数の２乗を意味する。
【００２０】
ｆｍ／Ｍｍ＝２／τ、そして  ｋｍ／Ｍｍ＝ω０２、ここでω０は初期角速度、と表示することにより、電流に適用される変位の伝達関数は以下で示される：
【数６】
0006374976.tif 000007
【００２１】
式（２）及び（３）は、周波数変域で高調波レジームにおいて考慮され、そして、カスケード伝達関数の点から組み合わすことができる。それらの展開部分の分離された複合強度をＥ０とＩ０と表示することにより、その指標は「フェーザ」と呼ばれる特定の角周波数を示し、次式が得られる：
【数１０１】
0006374976.tif 000008
【００２２】
最初の関係式において積ｐ．Ｘを置換えると、インピーダンス伝達関数が、２つの項を含む複合形ですぐに表示される：
【数７】
0006374976.tif 000009
【００２３】
リアクタンス成分を無視すると、スピーカのインピーダンスは次のように書くことができる：
【数７ａ】
0006374976.tif 000010
パラメータのグループ化は、次の簡単な式を導く：
【数７ｂ】
0006374976.tif 000011
【００２４】
電圧制御に関連する挙動を表す多項式Ｖ１は、電流制御方式に関連する多項式Ｐ１よりもなおさら大きく減衰することを特徴としていることがすぐに判る。電流制御方式の粘性摩擦係数ｆｍは、電圧制御方式に対して次のような体系的に増加した係数に置換される：
【数８】
0006374976.tif 000012
【００２５】
それぞれ関係する固有の時間（τｍとτｍ＋ｅ）に関して、機械的共振係数ＱｍとＱｍ＋ｅは次のように定義される：
【数９−９ａ】
0006374976.tif 000013
特異的電気係数Ｑｅはｆｍをゼロにすることによって定義することができ、そして
共振成分を結合させる簡単な関係は、次式で示すことができる：
【数１０】
0006374976.tif 000014
【００２６】
変換器のインピーダンスは純粋に電気的な成分と運動インピーダンスと呼ばれる第２の成分とを組み合わせる。このように、スピーカインピーダンスＺＨＰはＺＨＰ＝Ｚｅ＋Ｚｍと書かれ，ここで：
【数１１−１１ａ】
0006374976.tif 000015
【００２７】
運動インピーダンスは帯域通過型挙動を示す特性２次多項式によって影響されるように見える。また、もし所定の値により公称インピーダンスを規定することが通例であれば、電力変換器には４Ｗと８Ｗ、ヘッドフォンに装着されるミニとマイクロシステム用には１６Ｗと３２Ｗを使用し、運動インピーダンスの寄与は、変換器が電圧を印加されなければならない場合には決して無視できない。同様に周波数が増加すると、誘導性リアクタンス成分ｊ．Ｌ．ｗが徐々に信号の再生を減衰させる。
【００２８】
電圧印加モードの変換器の挙動は、合成伝達関数の点で組み合わされた式（８）及び（９ｂ）の結合を示す。ここでは相対変位関数Ｘ（ｐ）を考慮し、式（６）の前の表記を再開する：
【数１０２】
0006374976.tif 000016
【００２９】
また変換器のインピーダンスを記述する式（１１）は次式をもたらす：
【数１２】
0006374976.tif 000017
これにより、振動板の速度と加速度の伝達関数が派生量に関して２つの式で表現される：
【数１２−１２ａ】
0006374976.tif 000018
【００３０】
変位に関連する関数を考える場合は、一般的に次のように表すことができる：
【数１３】
0006374976.tif 000019
【００３１】
共振の近くの方式を見ると、電流制御の場合、フィルタリングによる補正の必要性が、本明細書の記載の重要な結果としてすぐに現れる。電圧制御は，電圧制御の選択を正当化する決定的な議論としてしばしば引用されるように、電流制御の場合よりもはるかに大きい自然減衰の効果を有し、この点について大きな優位性を有する。
【００３２】
文献ＦＲ−Ａ−２４２２３０９（特許文献１）は、その導入部分において、電流制御されるスピーカにとって、スピーカの膜は高周波数において変形または定在波の所在地であることができ、そのことは電流制御にとって特に不利である、と記載している。逆に、この文献は、電圧制御が限定された周波数変域でのみ使用可能であることを認識している。
【００３３】
電流制御を改善するために、この文献は、スピーカのすべての機械的共振をカバーする周波数に対し、電流制御とサーボ加速を組み合わせることを提案している。しかし、この解決策は、サーボ加速が各スピーカに特異なすべての機械的共振を補償することができなかったため、満足のいくものでは決してなかった。
【００３４】
ＧＢ−Ａ−２４７３９２１（特許文献２）は、その導入部分で、電気力学スピーカの音質が、スピーカに対し多く使用される電圧制御の代わりに電流制御を提供することにより大幅に改善しうることを開示している。電流制御はドライバから見た電源インピーダンスが、ドライバの自己インピーダンスと比較して高い場合に得られる。
【００３５】
この文書はまた、電流制御においては、コーン型スピーカの上昇過程の典型的なピーク周波数は、単にコンダクタと並列にＲＣネットワークを追加することによっては補償することができず、その後電源の高インピーダンスが失われることを認識している。
【００３６】
従って、この文書は、１つのインピーダンスと組み合わせて使用する２重コイルによるスピーカの制御を提供し、それは、高周波数でボイスコイルの１つを無効にし、必要な応答の補正を生成し、一方で比較的高い電源インピーダンスを維持する。
【００３７】
しかし２重コイルの追加は、通常は二重でない電流制御コイルの完全な再構築を必要とする。これは、電流制御に対し高費用すぎ、そして設計特異的な設定を提示する。
【００３８】
Ｅｓａ  Ｍｅｒｉｌａｉｎｅｎ著「スピーカの電流駆動−物理的に正しい操作方法により主要な歪みや干渉の影響を排除」２０１０年２月８日、米国、ＩＳＢＮ：１４５０５４４００２（非特許文献１）は，最近の従来技術を示す。この文書では、少なくとも１つのスピーカの音響信号電源回路を記載し、それはそのスピーカの供給電流の１つの周波数で発生する、スピーカの共振ピークのフィルタ装置を組み込み、その回路はそのスピーカの上流側に配置された少なくとも１つの非インバータ変換器を有し、その変換器は回路の入力電源に接続された正の電源端子と、負の電源端子とを有し、回路はまたそのスピーカの出力側に第１の機器接地回路を有し、第１の機器接地回路はスピーカの下流の回路の１点を非インバータ変換器の負の電源端末に接続するフィードバックループを迂回し、スピーカの共振ピークのフィルタ装置は、第１の機器接地回路またはフィードバックループのいずれかに埋め込まれたインピーダンスとして純粋に電気的であり、そのインピーダンスのパラメータはそのスピーカのフィルタリングされるべき共振ピークの関数として事前設定される、ことを開示している。
【００３９】
上記の従来技術の文書によれば、スピーカの電流制御の利点が認識されてはいたが、次のような電流制御の２つの固有の大きな欠点を効果的に直す解決法が今日まで開発されていなかった、即ち：
−第１に、補正されずにいることができない共振ピークの存在、一方電圧制御は、変換器の共振周波数に合わせた運動インピーダンスの効果により共振ピークに自然修正をもたらす。
−第２に、音響研究によれば、周波数が高くなるにつれて、スピーカの増大する指向性効果がダイアフラムに垂直な軸方向の音圧レベルを測定可能に増大させ、この現象は「ホーン効果」と呼ばれる。繰り返すが、電圧制御を使用する場合、高い周波数における音のレベルを低下させる前に、変換器の誘導成分が局所的にこの影響を補正する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００４０】
【特許文献１】ＦＲ−Ａ−２４２２３０９
【特許文献２】ＧＢ−Ａ−２４７３９２１
【非特許文献】
【００４１】
【非特許文献１】Ｅｓａ  Ｍｅｒｉｌａｉｎｅｎ著「スピーカの電流駆動−物理的に正しい操作方法により主要な歪みや干渉の影響を排除」２０１０年２月８日、米国、ＩＳＢＮ：１４５０５４４００２
【発明の概要】
【００４２】
本発明の目的は、任意のカテゴリーのスピーカに対して、スピーカに電流制御をおこなう場合において、電気的手段により、そして、スピーカの電流制御に特定の適応をすることなく、それは従来技術から不変であって、少なくとも共振ピークの存在を補正することである。
【００４３】
この目的のため本発明は、上記の最新の従来技術による回路に関し、インピーダンスが第１の機器接地回路の中に組み込まれる場合、インピーダンスはＲＬＣと呼ばれる第１の平行インピーダンスに結合する１つのデッド抵抗の形態であり、その第１の平行インピーダンスは、互いに平行に配置された、少なくとも１つの第１の抵抗と、少なくとも１つの第１のインダクタと、そして少なくとも１つの第１のコンデンサと、を有し、第１の平行インピーダンスＲＬＣは１つのデッド抵抗と第１の機器接地回路内で直列に配置され、そして、インピーダンスが前記フィードバックループ内に組み込まれる場合、第２のインピーダンスとしてのインピーダンスは、少なくとも１つの第２のインダクタおよび少なくとも１つの第２のコンデンサと、それらと平行に結合する第２の抵抗を有し、少なくとも１つの第２のインダクタと少なくとも１つの第２のコンデンサは直列に配置される。
【００４４】
技術的効果は、一方で電流制御の少なくとも主要な欠点を隠しながら、上記の利点を持つ電流制御を使用することであり、その欠点はこの電流制御によって補償されない共振ピークの形成であり、これは電圧制御において発生する事象とは異なる。
【００４５】
本発明の第１の実施形態では、好ましくは、少なくとも１つの第１のコンデンサ、少なくとも第１の抵抗および少なくとも１つの第１のインダクタの値は、少なくとも１つのスピーカのパラメータ、すなわち少なくとも１つのスピーカの減衰を示す比率ｆｍ／Ｍｍと共振角周波数の二乗を示す比率ｋｍ／Ｍｍに基づいて、以下の式によって算出される：
【数１０３】
0006374976.tif 000020
【００４６】
有利には、デッド抵抗値は以下の式を用いて計算される：
【数１０４】
0006374976.tif 000021
有利には、第１の並列ＲＬＣインピーダンスはｎ個の第１のインダクタとｎ個の第１のコンデンサを有し、ここにｎは１以上である。
【００４７】
本発明の第２の実施形態では、有利には、第２の機器接地回路が、第２のインピーダンスと変換器の間に配置され、上記第１と第２の機器接地回路は、それぞれ第１のデッド抵抗を第１の機器接地回路に、第２のデッド抵抗を第２の機器接地回路に有する。
【００４８】
有利には、フィルタ装置の較正は、第１のデッド抵抗の値に基づいて行われ、第２のインピーダンスの第２の抵抗の値は、第１のデッド抵抗の値より１０−１００倍大きいことにより、第１のデッド抵抗の値に基づいて決められ、第２のデッド抵抗の値は第１のデッド抵抗の値より２−３０倍大きい。
【００４９】
有利なことに、少なくとも１つの第２のインダクタの値が５０ｍＨの値を超える場合、少なくとも１つの第２のインダクタはインピーダンス反転手段を持つ仮想チョークの形態である。
【００５０】
前述の両方の実施形態では、フィルタ装置に用いられるインピーダンスは、少なくとも部分的に、少なくとも１つの仮想インダクタを含む仮想要素から構成することができる。このような仮想インピーダンス、好ましくは、仮想インダクタは、仮想インピーダンスを構成する要素を交換することなく、簡単にそれらの相互作用および／または動作を変更することによって変化させることができるため、特に有益であり得る。したがってこのような仮想インピーダンスは、例えば少なくとも１つのスピーカの温度変化またはスピーカのオーバーヒートに起因する、共振ピーク周波数の変化を監視することを限定されないが含む、少なくとも１つのスピーカの動作条件に容易に適合するという大きな利点を提供する。
【００５１】
本発明はまた、少なくとも１つのスピーカの共振ピークのフィルタ装置を組み込む、少なくとも１つのスピーカの音響信号電源回路の電流制御の方法であって、フィルタ装置による共振ピークの補正ステップが実行され、その補正ステップは上記少なくとも１つのスピーカの下流で実行される。
【００５２】
有利には、スピーカ及びフィルタ装置のすべての共振係数はバターワースフィルタに対して設定される。
有利には、少なくとも１つのスピーカは振動板を有し、その少なくとも１つのスピーカの振動板に垂直な軸の方向の最も高い周波数における音のレベルの低減が、共振ピークのフィルタリングと同時に実行される。
【００５３】
有利には、音のレベルの低減は少なくとも１つのスピーカの上流で起こる。したがって、少なくとも１つのスピーカの下流における共振ピークの低減と、少なくとも１つのスピーカの上流における減少した音レベルを組み合わせることができる。  
有利には、少なくとも１つのスピーカの温度変化は、フィルタ装置のインピーダンスのパラメータに対応する変化により、フィルタ装置により考慮される。このことは、電圧制御とは対照的に、電流制御が少なくとも１つのスピーカの起こり得るオーバーヒートを調節しないという事実を補償することができる。
【００５４】
これは上記の２つの欠点、即ち少なくとも１つのスピーカの補償されていない共振ピークの形成と、振動板に直交する軸方向への高周波の音のレベルの増加、に加えて、１つの欠点を補償することを可能にする。また、共振ピークの周波数は、少なくとも１つのスピーカの温度変化に応じて変化しうる。したがって、特に共振ピークを補正する場合に、この補正が可能な限り正確であるために、少なくとも１つのスピーカの温度変化を考慮することが適切であり、有利である。
【００５５】
これらすべては、フィルタ装置のインピーダンス、特に、仮想インダクタでありうるインダクタのパラメータを変化させることにより、補償されうる。この場合、測定または推定可能なスピーカの温度を考慮することは、仮想インダクタを構成する様々な要素、例えば、限定されないが補助変換器をそれぞれ変化させることによって自動的に実行される。
【図面の簡単な説明】
【００５６】
本発明の他の利点および特徴は、非限定的な実施形態の詳細な説明、および以下の付帯する図面を読むことにより明らかになろう：
【図１−２】図１は本発明の第１の実施形態による共振ピークのフィルタ装置を備える、少なくとも１つのスピーカの音響信号電源回路の概略図である。図２は本発明に基づく、非インバータ変換器を含む回路の概略図を示し、この変換器は、少なくとも１つのスピーカの音響信号電源回路の一部とすることができる。
【図３−４】図３は図１に示された音響信号電源回路のフィルタ装置の第１の実施形態を示し、この図に示されているフィルタ装置は、図１に対して拡大されている。図４は、スピーカの電流制御時における共振ピークのフィルタ装置がある場合と無い場合、および電圧制御時のそれぞれの加速度基準単位の曲線を示し、ここでフィルタリングは本発明の第１の実施形態によるフィルタ装置で実行される。
【図５−５ａ】図５及び図５ａは、それぞれ周波数に応じたインピーダンス基準単位と角度の曲線を示し、フィルタリングは本発明の第１の実施の形態によるフィルタ装置を用いて行われる。
【図６−７】図６は、本発明の第２の実施形態による共振ピークのフィルタ装置を備える、少なくとも１つのスピーカの音響信号電源回路の概略図である。図７は図６に示された音響信号電源回路のフィルタ装置の第２の実施形態を示す図であり、この図に示されている装置は、図６に対して拡大されている。
【図８−９】図８は、スピーカの電流制御時における、共振ピークのフィルタ装置がある場合と無い場合、および電圧制御時のそれぞれの加速度基準単位の曲線を示し、フィルタリングは本発明の第２の実施形態によるフィルタ装置で実行される。図９はインピーダンス基準単位の曲線であり、本発明の第２の実施形態によるフィルタ装置の曲線と、スピーカの曲線をそれぞれ比較した図である。
【発明を実施するための形態】
【００５７】
本発明によれば、理想的な電流制御の解決策は、２つの効果、すなわち共振ピーク及びスピーカの指向性の影響を、ＣＤＩという名で知られる電流制御インデックスを変更することなく、フィルタリングするフィルタリング方法を見出すことである。本発明によれば、最適な方法で電流制御インデックスを維持しながら、共振ピークのみをフィルタリングすることが可能である。
【００５８】
スピーカの電流制御にフィルタを適用することは、テブナン電源の見地から、たとえ低い値でも、有限のインピーダンスという特性に起因して、スピーカと平行に配置されたどのようなフィルタ構造をも排除することになる。これは、インデックスＣＤＩに対し悪い影響を与え、それによりスペクトルの有用な部分を台無しにする可能性がある。
【００５９】
共振ピークの補正は、スピーカとして動作する変換器の固有の挙動に明確に由来するため、本発明は、少なくとも１つのスピーカの下流補正に対する受動的解決策を提供する。
したがって、図１、図３、図６および図７を特に参照して、本発明は、少なくとも１つのスピーカＨＰの共振ピークのフィルタ装置を組み込んだ、少なくとも１つのスピーカＨＰの音響信号電源回路の電流制御方法に関し、その方法は、フィルタ装置により共振ピークを補正するステップにより実行され、そしてその補正ステップは、少なくとも１つのスピーカＨＰの下流で行われる。
【００６０】
少なくとも１つのスピーカＨＰは振動板を有し、有利には、スピーカＨＰの振動板に垂直な軸方向の高周波の音のレベルを低下が、共振ピークのフィルタリングと同時に実行される。このように、電流制御の２つの主要な欠点は同時に処理される。
【００６１】
有利なことに、音のレベルの低下は、上記少なくとも一つのスピーカＨＰの上流で行われる。実際、この音のレベルの補正は、スピーカＨＰ環境に関連する物理的音響現象に由来し、そして、「フィードフォワード補正」として知られるスピーカの上流補正のなかに存するシステムエラーの処理に含まれる。これは、電流電圧調整の特性を変更しないという利点を有する。
【００６２】
有利には、スピーカＨＰおよびフィルタ装置全体の共振成分はバターワースフィルタの値を想定されており、これは後に詳述される。
【００６３】
本発明の最も一般的な形態では、少なくとも１つのスピーカＨＰの音響信号電源回路であって、上記回路は、上記少なくとも１つのスピーカＨＰの電源電流の所定の周波数において発生する上記少なくとも１つのスピーカＨＰの共振ピークのフィルタ装置を組み込み、上記回路は、上記少なくとも１つのスピーカＨＰの上流に配置され、入力電源回路に接続された正の電源端末と負の電源端末と有する、少なくとも１つの非インバータ変換器Ａ０を有する。
【００６４】
回路はまた、前記少なくとも１つのスピーカＨＰの出力において第１の機器接地回路を有し、その第１の機器接地回路は、スピーカの下流の回路内の１点を非インバータ変換器Ａ０の負の電源端末に接続するフィードバックループを迂回する。
【００６５】
本発明の最重要な特徴によれば、上記少なくとも一つのスピーカＨＰの共振ピークのフィルタ装置は、第１の機器接地回路ＧＮＤ．ａまたはフィードバックループ内に組み込まれるかのいずれかであり、このフィルタ装置は、インピーダンスの形の純粋な電気的装置であり、すなわち図１および図３に示すＺｂまたは図６及び図７に示すＺ２である。このインピーダンスＺｂ又はＺ２は、図１および図３に示すように第１機器接地回路ＧＮＤ．ａに組み込まれているか、図６及び図７に示すようにフィードバックループに組み込まれている。インピーダンスＺｂまたはＺ２のパラメータは、上記少なくとも１つのスピーカＨＰのフィルタリングされるべき共振ピークの関数として事前設定されている。
【００６６】
したがって、フィルタ装置は、以下に詳細に説明される両方の好ましい実施形態においてスピーカＨＰの下流に配置されている。
図１及び図３に示す第１の好ましい実施形態では、フィルタ装置は、第１の機器接地回路ＧＮＤ．ａに組み込まれている。
【００６７】
図２に示すように、非インバータ変換器Ａ０は、非インバータ変換器Ａ０の出力と変換器Ａ０の極へのフィードバックループの間に設けられる抵抗ＲＡと、フィードバックループを迂回する機器接地回路の中の抵抗ＲＢを有し、変換器の入力電圧がＶｉｎで、そして出力電圧がＶ０の場合、次のように表示できる：
【数１０５】
0006374976.tif 000022
【００６８】
この式を式（１２）と比較して
【数１２】
0006374976.tif 000023
そして抵抗ＲＢをＺｂで表記されるインピーダンスに一般化し、伝達関数の点でそれは次のように示される：
【数１３−２】
0006374976.tif 000024
そしてさらに：
【数６−２】
0006374976.tif 000025
式（６）で述べたように、電圧制御は次式に従う：
【数１２】
0006374976.tif 000026
電流電圧変換器Ａ０の入力に印加されたＥで示される制御信号に対して、電流制御は以下のような挙動で表わされる：
【数１４】
0006374976.tif 000027
【００６９】
したがって純粋に電気的な補正は、式（１２）のＺＨＰにおいて式（１４）の構成パラメータＺｂを識別し、それにより式（１２）により導入される補正と同じように共振ピークが完全にフィルタリングされる、と表現できる。
【００７０】
図３に示すように、フィルタ装置のインピーダンスＺｂは、ＲＬＣと呼ばれる第１のインピーダンスＺｂｂを伴うデッド抵抗Ｚ０の形態である。この第１のインピーダンスは、互いに平行に配置された少なくとも１つの第１の抵抗Ｒｂ、少なくとも１つの第１のインダクタＬｂ、および少なくとも１つの第１のコンデンサＣｂを有し、第１の平行ＲＬＣインピーダンスＺｂｂは第１の機器接地回路においてデッド抵抗Ｚ０と直列に配置される。
図３は、デッド抵抗Ｚ０と直列に接続された並列ＲＬＣフィルタを用いた、共振補償成分の構築につながる要素を示している。
【００７１】
式（７ａ）に対して識別可能な行動の関係を構築ことは適切でありうる：
【数７ａ】
0006374976.tif 000028
多項式Ｐ１およびインピーダンスＺｂｂに関する分母をＣ１、Ｃ２という以下の２つの範疇の点でそれぞれ等価にすることは、実際可能である：
【数１５−１５ａ】
0006374976.tif 000029
ｆｍ、ｋｍおよびＭｍは式（５）で定義され、そしてスピーカの既定のパラメータである。
【００７２】
したがって、上記の少なくとも１つの第１の抵抗Ｒｂ、少なくとも１つの第１のインダクタＬｂ、および少なくとも１つの第１のコンデンサＣｂはスピーカのパラメータ，即ち減衰を意味する比率ｆｍ／ＭｍおよびスピーカＨＰの共振角周波数の２乗を意味するｋｍ／Ｍｍに従って、以下の式のように計算される：
【数１６−１６ａ】
0006374976.tif 000030
【００７３】
ここで抵抗Ｒ０と並列ＲＬＣネットワークの直列接続を考慮すると、式（７ｂ）を導いたものと同じグループ分けにより、変位における伝達関数を次のように記載することが出来る：
【数１７】
0006374976.tif 000031
【００７４】
この組み合わせは、Ｑｍで表示される式（９）の機械的成分と、純粋に電気的な成分ＱＺｂとの間のＱＨＰ＋Ｚｂで表示される複合共振成分を有する：
【数１８−１９】
0006374976.tif 000032
【００７５】
インダクタンスＬｂとコンデンサＣｂの値をＣ１とＣ２の範疇に関して選択した後、全体としての共振成分が最適値、ＱＨＰ  ＋  Ｚｂ  ＝  １／√２に相当するバターワースフィルタの値をとるように、理想化された挙動が抵抗Ｒｏを設定するための選択に考慮される。
したがって：
【数２０】
0006374976.tif 000033
【００７６】
図１及び図３に示す第１の好ましい実施形態では、フィルタ装置は、第１の機器接地回路ＧＮＤ．ａに組み込まれる。前述したように、回路の入力電圧Ｖｉｎに依存して、インピーダンスＺｂを通って第１の機器接地回路ＧＮＤ．ａに流れる電流ＩはＩ＝Ｖｉｎ／Ｚｂによって定義される。変換器のフィードバックループに流れる電流Ｉｆは０に等しくてもよい。
【００７７】
スピーカに対する非限定的なそして純粋に説明のための事例がいまや示される。選択されたスピーカはモレル（Ｍｏｒｅｌ）ＥＭ４２８で、以下のパラメータを有する：Ｌｅ＝０．３６ｍＨ，Ｒｅ＝５．４Ω，Ｂｌ＝５．４Ｔｍ，Ｍｍ＝６．５５ｇ，ｋｍ＝１１３６Ｎ／ｍ，ｆｍ＝０．８６ｋｇ／ｓ，共振Ｆ０＝６６．２９Ｈｚ。
機械的、電気的および組み合わせ共振成分は、それぞれ測定値と理論値で（括弧内は理論値）：Ｑｍ  ３．０３（３．１７），Ｑｅ  ０．４８（０．５０５），Ｑｍ＋ｅ  ０．４１（０．４３６）。
【００７８】
上記で定義されたように、共振周波数に対する範疇Ｃ１はそれぞれ２つの要素の利用可能性と価格に依存すると考えるべきである：１つまたはそれ以上のインダクタ、有利には空気巻き線のチョーク、および１つまたはそれ以上のバイポーラコンデンサ。
第一に、チョークＬｂ＝１２ｍＨの選択は、共振周波数６６．３ＨｚをカバーするためにコンデンサＣｂ＝４８０ｐＦを必要とする。しかしこの選択は価格と要素特異の欠陥の点で、ｎ倍弱い１つのチョークと並列に接続されたｎ個のコンデンサを含む、組み合わせを考慮して、議論されるべきである。
【００７９】
緩和時間の等価物に対する範疇Ｃ２の適用は抵抗値Ｒｂ＝１５．８Ωを導く。最後に式（２０）が直列の抵抗Ｒ０＝４．５５Ωを導く。変換器を持つ操作システムに由来する熱を分散させるそれらの能力に予見を持たずに、これら部品は商業的にすぐに入手可能である。
【００８０】
表示を単純化するため、論理的根拠は変位関数に重点を置いた。しかし音響的結果に関して焦点を当てるべき対象は加速度である。
変換器と少なくとも１つのスピーカの組み合わせのどのような操作方式であっても、システム安定性を維持することは重要である。信号の間の位相偏移を示すインピーダンス関係は、１８０°に近い位相差を示すことは無く、それが増幅器の振動を引き起こす。
【００８１】
図４はスピーカの電流制御における、共振ピークのフィルタリングが有る場合と無い場合、および電圧制御における加速度基準単位の曲線を示し、ここでフィルタリングは本発明の第１の実施形態によるフィルタ装置で実施される。中間の曲線は電流制御で第１の実施形態によるフィルタ装置でフィルタリングされるときの曲線であり、電流制御でフィルタリングの無い場合の曲線である上方の曲線と異なり、共振ピークが無いことを示している。さらに、中間の曲線は実質的に一定の加速度基準単位の範囲を有し、その範囲は電圧制御の曲線である下方の曲線に比べ幅が広い。
【００８２】
図５，５ａは事例としてのスピーカに対して、インピーダンス基準単位ＺＨＰ，ＺｂｂおよびＺｂ、およびそれらの角度の度数が、周波数に対し比較した態様でそれぞれ示されている。インピーダンス基準単位ＺＨＰの曲線は丸印で、Ｚｂｂの曲線は長方形で、Ｚｂは菱形の点で示される。従って図５ａに示す曲線は、対象となる周波数の変域で、位相変位角度が完全に許容可能な値の範囲に留まり、好適には−４０°から＋４０°に留まることを示す。
【００８３】
フィルタ装置の第２の実施形態では、フィルタ装置が変換器Ａ０のフィードバックループへ組み込まれている。これは図６と図７に示される。
フィルタ装置はフィードバックループに組み込まれ、そして第２のインピーダンスＺ２の形態であり、それは少なくとも１つの第２のインダクタＬ２と少なくとも１つの第２のコンデンサＣ２と平行な第２の抵抗Ｒ２を有し、ここで少なくとも１つの第２のインダクタＬ２と少なくとも１つの第２のコンデンサＣ２は直列に配置される。
【００８４】
図１に示される、フィルタＲ０、Ｒｂ，Ｌｂ、Ｃｂ内に強い電流の通過を必要とする第１の実施形態と比べて、第２の実施形態はフィルタ装置を変換器Ａ０のフィードバックループ内に持つことを選択することにより、この欠点を回避する。
【００８５】
図６と図７に示されるこの第２の実施形態では、第２の機器接地回路は第２のインピーダンスＺ２と変換器Ａ０の間に配置され、第１と第２の機器接地回路はそれぞれ、第１のデッド抵抗ＲＢを第１の機器接地回路ＧＮＤ．ａに、そして第２のデッド抵抗Ｒ３を第２の機器接地回路に組み込む。
【００８６】
Ｖｉｎを回路の入力電圧とし、Ｖ０を変換器Ａ０の出力電圧とし、そしてＶｆをバイパスループの電圧としたとき、係数βは次のように定義できる：
【数１０６】
0006374976.tif 000034
【００８７】
第２の機器接地回路をバイパスして変換器の負極に戻る電流Ｉｆはゼロに等しくてもよい。
もう１つの従来技術の計算によれば相互コンダクタンスは次式で定義される：
【数２１】
0006374976.tif 000035
【００８８】
上述した全ての式を参照して、第２のインピーダンスＺ２、インピーダンスＺ２の機械的共振成分、および最初の角速度ω０を計算することができる：
【数１０７】
0006374976.tif 000036
【００８９】
較正は最初にＲＢの選択、次にＲＢよりずっと高い値のＲ２の選択により実施される、何故ならばＲ２は共振の外側の全体的行動を決定するからである。しかしこのフィルタ構造の品質係数は、インダクタ値が上記の解決策に対して定義された値よりずっと高いことを必要とする。
【００９０】
例えば、消耗することなく、その装置の較正は第１のデッド抵抗ＲＢの値に基づいて達成でき、ここに第２のインピーダンスＺ２の第２の抵抗Ｒ２の値は第１のデッド抵抗ＲＢの値に基づいて、第１のデッド抵抗ＲＢの値の１０−１００倍大きいことにより決定され、第２のデッド抵抗Ｒ３の値は第１のデッド抵抗ＲＢの値の２−３０倍大きいことにより決定される。
【００９１】
さらに、変換器Ａ０の構造に依存して、ＲＢ値は有利には安定性を維持するのに高すぎてはならない。ユニット値ＲＢを持つ、事例として使用されたスピーカに対して、フィルタ装置の振る舞いとトランスコンダクタンスが図８に示される。共振周波数においては、位相経路は、Ｚ２で示される位相回転および相互コンダクタンスで観察される対称を変換器に比べて強調する。
【００９２】
図で示される要素値は変換器の共振と正しく関係するための約０．４５の電気品質係数に対応するために調整されている。
【００９３】
Ｅと表示される制御電圧が調整器のエントリーを必要とし、そして表示された最後の要素がそれぞれの値を割り当てられたことを考えると、その配置から結果として生じる加速度の振る舞いは以下のように表現される：
【数２２】
0006374976.tif 000037
【００９４】
この表現では、Ｅはユニット値を持つ。利得や減衰は、調整器の上流にステージを追加するか、または安定性を変えない条件で使用される増幅器に依存して抵抗ＲＢの値を変えることにより、調整の余地がある。
【００９５】
図においては、事例として示されたスピーカは中間的な機械的共振成分値Ｑｍ約３を有し、この値は提案される調整を可能にするほど十分に低い。計算結果は、Ｑｍが８より大きい場合、例えばスピーカのパイオニア（登録商標）ＴＳ−１２３、この補正の使用モードはより要求が厳しい。実際、選択された事例に対し、この解決策は８０ｍＨのインダクタを必要とし、その値は空気巻き線にとって有害である。それでも人工的チョーク組立体、特にインピーダンス反転装置を有するものが想像でき、インダクタの変更はこのように容易に得られる。
【００９６】
スピーカに対するもう１つの非限定的な事例は次の特性を有する：Ｂ１＝２．６７５Ｔｍ、Ｍｍ＝３．６７ｇ、ｆｍ＝０．５３９Ｎ／ｍ、ｋｍ＝５６５０Ｎ／ｍ、共振周波数＝１９７Ｈｚ、Ｒｅ＝３．６５Ω、Ｌ＝０．１２ｍＨ。
この場合、フィルタ装置の第１の実施形態によれば、範疇Ｃ１とＣ２に関する関係は例えばＬｂ＝２．２ｍＨ、Ｃｂ＝２９５μＦ、Ｒｂ＝２３Ωを導く。同様にバターワース等価はＲ０＝２．２Ωとなる。
【００９７】
これらの値は拘束するものではなく、そして標準部品を考慮する余地を与える。最後に、名目電流相互コンダクタンス電圧調整器が２Ａ／Ｖに設定されれば、全体の結果は理想的になる。
有利なことに、記載された種々の実施形態においてインダクタとして機能するチョークが、銅を除く金属または軽合金から作られ、主要な基準は高導電性である。
【００９８】
図８は、共振ピークのフィルタの有り、無しの場合のスピーカの電流制御と、電圧制御の曲線を示し、フィルタリングは、本発明の第２の実施形態によるフィルタ装置により実行される。中間の曲線は電流制御で第２の実施形態によるフィルタ装置によりフィルタリングされる曲線であり、フィルタリングの無い電流制御を示す上方の曲線とは異なり、共振ピークが無いことを示す。さらに、中間の曲線は実質的に一定の加速度基準単位の範囲を有し、その範囲は電圧制御の曲線である下方の曲線に比べ幅が広い。
【００９９】
図９では、事例として使用されるスピーカに対する、フィルタ装置Ｚ２と少なくとも１つのスピーカＺＨＰのインピーダンス基準単位の曲線がそれぞれ比較されて表示される。これらのインピーダンス基準単位の曲線は反対方向に増加または減衰する。長方形の点の曲線はフィルタ装置のインピーダンス曲線を示し、一方丸い点の曲線はスピーカのインピーダンス曲線を示す。
【０１００】
上記で記載されたものの中で、回路内で少なくとも１つの非インバータ変換器が計算を単純化するために使用されている。これは制限的ではなく、そして本発明は幾つかの非インバータ変換器および１つまたは幾つかのインバータ変換器を有する回路にも適用可能である。
【０１０１】
音響再生、特に高性能再生のマーケットが本発明によるフィルタ装置に関係する。Ｂｏｓｅ（登録商標），Ｂａｎｇ＆Ｏｌｕｆｓｅｎ（登録商標），Ｈａｒｍａｎ  Ｋａｒｄｏｎ（登録商標），Ｂ＆Ｗ（登録商標）、その他の主要ブランドは、このようなフィルタ装置の商業的流通に間違いなく興味を示すであろう。
【図１−２】
0006374976.tif 000040
【図３−４】
0006374976.tif 000041
【図５−５ａ】
0006374976.tif 000042
【図６−７】
0006374976.tif 000043
【図８−９】
0006374976.tif 000044