(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号を提供し，
上記入力信号を分岐し，これによって第１の分岐において上記入力信号をオールパス・フィルタに提供し，かつ第２の分岐において上記入力信号を信号処理装置に提供し，かつ第３の分岐において上記入力信号を第１の加算ユニットに提供し，ここで上記オールパス・フィルタが上記信号処理装置と同一の遅延を導入するように構成されており，
上記オールパス・フィルタの出力信号をさらに分岐し，これによって第４の分岐において上記オールパス・フィルタの出力信号を第１の適応フィルタに提供し，かつ第５の分岐において上記オールパス・フィルタの出力信号を適応フィルタ係数算出器に提供し，
上記第１の適応フィルタの出力信号を第１の加算ユニットに提供し，これによって上記入力信号から上記第１の適応フィルタの出力信号を減算した第１の誤差信号を提供し，
上記適応フィルタ係数算出器を用いて，上記第１の誤差信号および上記オールパス・フィルタの出力信号に基づいて上記第１の適応フィルタのフィルタ係数を最適化し，
上記信号処理装置において上記入力信号を処理し，上記信号処理装置の出力信号を第２の適応フィルタに提供し，ここで上記第２の適応フィルタが上記第１の適応フィルタと同一のフィルタ係数を備えており，
上記第２の適応フィルタの出力信号および上記第１の誤差信号を補聴器システムにおけるさらなる処理のために提供する，
補聴器システムの動作方法。
【請求項２】
第２の加算ユニットにおいて上記第２の適応フィルタの出力信号と上記第１の誤差信号を加算し，これによって処理済入力信号を提供するステップをさらに含む，請求項１に記載の方法。
【請求項３】
上記処理済入力信号に周波数依存利得を適用して個々の聴覚損失を補償するステップをさらに含む，請求項２に記載の方法。
【請求項４】
上記入力信号を分岐するよりも前に上記入力信号に周波数依存利得を適用して個々の聴覚損失を補償するステップをさらに含む，請求項１または２に記載の方法。
【請求項５】
上記信号処理装置において上記入力信号を処理するステップが，周波数依存利得を適用して個々の聴覚損失を補償するステップを含む，請求項１または２に記載の方法。
【請求項６】
上記オールパス・フィルタによって導入される遅延が１から50ミリ秒の範囲である，請求項１から５のいずれか一項に記載の方法。
【請求項７】
上記信号処理装置において上記入力信号を処理するステップが，
分析フィルタ・バンクを用いて上記入力信号を複数の周波数帯域信号に分割し，
統合フィルタ・バンクを用いて複数の処理済の周波数帯域信号を結合するステップを含む，請求項１から６のいずれか一項に記載の方法。
【請求項８】
上記信号処理装置において上記入力信号を処理するステップが，周波数依存利得を適用してノイズを抑制するまたは音声明瞭度を増強するステップを含む，請求項１から７のいずれか一項に記載の方法。
【請求項９】
上記第１の誤差信号を分岐し，これによって第６の分岐において上記第１の誤差信号を第２のオールパス・フィルタに提供し，かつ第７の分岐において上記第１の誤差信号を第２の信号処理装置に提供し，かつ第８の分岐において上記第１の誤差信号を第３の加算ユニットに提供し，ここで上記第２のオールパス・フィルタが上記第２の信号処理装置と同一の遅延を提供するように構成されており，
上記第２のオールパス・フィルタの出力信号を分岐し，これによって第９の分岐において上記第２のオールパス・フィルタの出力信号を第３の適応フィルタに提供し，かつ第１０の分岐において上記第２のオールパス・フィルタの出力信号を第２の適応フィルタ係数算出器に提供し，
上記第３の適応フィルタの出力信号を上記第３の加算ユニットに提供し，かつ上記第１の誤差信号から上記第３の適応フィルタの出力信号を減算した第２の誤差信号を提供し，
上記第２の適応フィルタ係数算出器を用いて，上記第２の誤差信号および上記第２のオールパス・フィルタの出力信号に基づいて上記第３の適応フィルタのフィルタ係数を最適化し，
上記第２の信号処理装置において上記第１の誤差信号を処理し，かつ上記第２の信号処理装置の出力信号を第４の適応フィルタに提供し，ここで上記第４の適応フィルタが上記第３の適応フィルタと同一のフィルタ係数を備えており，
第４の加算ユニットにおいて上記第２の適応フィルタの出力信号，上記第４の適応フィルタの出力信号および上記第２の誤差信号を加算し，これによって第２の処理済入力信号を提供する，
ステップをさらに含む，請求項１または４から８のいずれか一項に記載の方法。
【請求項１０】
音響電気入力トランスデューサ，オールパス・フィルタ，第１および第２の適応フィルタ，適応フィルタ係数算出器，信号処理装置，第１の加算ユニットおよび第２の加算ユニットを備え，
上記音響電気入力トランスデューサからの出力信号が，第１の分岐において上記オールパス・フィルタに提供され，第２の分岐において上記信号処理装置に提供され，かつ第３の分岐において上記第１の加算ユニットに提供され，
上記オールパス・フィルタからの出力信号が，第４の分岐において上記第１の適応フィルタに提供され，かつ第５の分岐において上記適応フィルタ係数算出器に提供され，ここで上記オールパス・フィルタが上記信号処理装置と同一の遅延を導入するように構成されており，
上記第１の適応フィルタからの出力信号が上記第１の加算ユニットに提供され，ここで上記第１の加算ユニットが上記音響電気入力トランスデューサからの出力信号から上記第１の適応フィルタからの出力信号を減算するように構成されており，
上記第１の加算ユニットからの出力信号が上記適応フィルタ係数算出器に提供され，ここで上記適応フィルタ係数算出器が，第１の加算ユニットおよび上記オールパス・フィルタからの出力信号（複数）に基づいて上記第１の適応フィルタのフィルタ係数を決定するように構成されており，
上記信号処理装置からの出力信号が上記第２の適応フィルタに提供され，ここで上記第２の適応フィルタが上記第１の適応フィルタと同一のフィルタ係数を備えており，
上記第２の適応フィルタおよび上記第１の加算ユニットからの出力信号（複数）が補聴器システムのさらなる処理のために提供される，
補聴器システム。
【請求項１１】
上記第２の適応フィルタおよび上記第１の加算ユニットからの出力信号（複数）が上記第２の加算ユニットにおいて加算され，これによって第１の処理済入力信号が上記第２の加算ユニットからの出力として提供される，
請求項１０に記載の補聴器システム。
【請求項１２】
第２のオールパス・フィルタ，第３および第４の適応フィルタ，第２の信号処理装置，第３および第４の加算ユニットをさらに備え，
上記第１の加算ユニットからの出力信号が，第６の分岐において上記第２のオールパス・フィルタに提供され，かつ第７の分岐において上記第２の信号処理装置に提供され，かつ第８の分岐において上記第３の加算ユニットに提供され，ここで上記第２のオールパス・フィルタが上記第２の信号処理装置と同一の遅延を提供するように構成されており，
上記第２のオールパス・フィルタからの出力信号が，第９の分岐において上記第３の適応フィルタに提供され，かつ第１０の分岐において上記第２の適応フィルタ係数算出器に提供され，
上記第３の適応フィルタからの出力信号が上記第３の加算ユニットに提供され，これによって上記第３の加算ユニットからの出力信号として上記第１の加算ユニットからの出力信号から上記第３の適応フィルタからの出力信号を減算したものを提供し，
上記第３の加算ユニットからの出力信号が上記第２の適応フィルタ係数算出器に提供され，ここで上記第２の適応フィルタ係数算出器が，上記第３の加算ユニットおよび上記第２のオールパス・フィルタからの出力信号（複数）に基づいて上記第３の適応フィルタのフィルタ係数を決定するように構成されており，
上記第２の信号処理装置からの出力信号が上記第４の適応フィルタに提供され，ここで上記第４の適応フィルタが上記第３の適応フィルタと同一のフィルタ係数を備えており，
上記第２の適応フィルタ，上記第４の適応フィルタおよび上記第３の加算ユニットからの出力信号（複数）が上記第４の加算ユニットにおいて加算され，これによって第２の処理済入力信号が提供される，
請求項１０に記載の補聴器システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は補聴器システムの動作方法（method of operating a hearing aid system）に関する。この発明はまた，上記方法を実行するように構成される補聴器システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
この発明による補聴器システムは，概略的には，ユーザによって音響信号として知覚されることが可能な出力信号を提供する，またはそのような出力信号の提供に寄与する任意の装置を意味するものとして理解され，上記ユーザの個々の聴覚損失を補償するように，または上記ユーザの上記聴覚損失の補償に寄与するようにカスタマイズされる手段を備えている。この装置には，身体上にまたは耳のそばに，特に耳の上または耳の中に装着することができ，かつ完全にまたは部分的に埋め込むことができる補聴器が含まれる。しかしながら，主要目的が聴覚損失を補償することではない装置，たとえば消費者向電化製品（テレビ，ハイファイ・システム，携帯電話，ＭＰ３プレーヤなど）も，これらが個々の聴覚損失を補償する機能を有するものであれば同様に含まれる。
【０００３】
本願の開示において，従来の補聴器は，難聴者によって人の耳の後ろにまたは耳の中に装着されるように設計された，小さい，電池駆動の，小型電子機器として理解することができる。使用に先立ち，補聴器は処方にしたがって補聴器フィッタによって調整される。上記処方は，いわゆるオージオグラムが得られる，聴覚障がい者の裸耳聴能の聴覚テストに基づく。上記処方は，上記ユーザが聴覚欠損を蒙っている可聴周波数範囲の部分の周波数の音を増幅することによって，上記補聴器が聴覚損失を緩和する設定に達するように構築される。補聴器は，一または複数のマイクロフォン，電池，信号処理装置を含む小型電子回路，および音響出力トランスデューサを備えている。上記信号処理装置は好ましくはデジタル信号処理装置である。上記補聴器は人の耳の後ろまたは耳の中へのフィットに適するケース内に収められる。
【０００４】
本願の開示において，補聴器システムは単一の補聴器（いわゆるモノラル補聴器システム）を含むことができ，または補聴器ユーザの各耳に一つずつの２つの補聴器を含むことができる（いわゆるバイノーラル補聴器システム）。さらに補聴器システムは，外部機器，たとえば補聴器システムの他の機器と相互作用するように構成されるソフトウエア・アプリケーションを有するスマートフォンを含んでもよい。このように本願の開示において，用語「補聴器システム装置」は補聴器または外部機器を示すものとされる。
【０００５】
機械的デザインは複数の概略的なカテゴリに発展している。その名が示すように耳掛形（Behind-The-Ear）（ＢＴＥ）補聴器は耳の後ろに装着される。より正確には，その主要電子回路部品を含むハウジングを備える電子回路ユニットが耳の後ろに装着される。音を補聴器ユーザに向けて放出するイヤーピースが，耳の中に，たとえば耳甲介または外耳道内に装着される。従来のＢＴＥ補聴器では，補聴器用語において通常レシーバと呼ばれる上記電子回路ユニットのハウジンング内に配置される出力トランスデューサからの音を外耳道に向けて伝達するために音チューブが用いられている。近年の補聴器タイプの中には，導電材を備える導電部材が上記ハウジングから耳内のイヤーピース中に配置されたレシーバに向けて電気信号を搬送するものがある。このような補聴器は通常耳内レシーバ形（Receiver-In-The-Ear）（ＲＩＴＥ）補聴器と呼ばれている。特定タイプのＲＩＴＥ補聴器では上記レシーバが外耳道の内側に配置される。このカテゴリは耳道内レシーバ形（Receiver-In-Canal）（ＲＩＣ）補聴器と呼ばれることがある。
【０００６】
耳内形（In-The-Ear）（ＩＴＥ）補聴器は，耳内，通常は外耳道の漏斗状外側部分に配置されるようにデザインされている。特定タイプのＩＴＥ補聴器では，上記補聴器が実質的に外耳道の内側に配置される。このカテゴリは完全耳内形（Completely-In-Canal）（ＣＩＣ）補聴器と呼ばれることがある。このタイプの補聴器は，耳道内に配置することができ，他方で補聴器の動作に必要な部品を収容できるようにするために，特にコンパクトなデザインでなければならない。
【０００７】
聴覚障がい者の聴覚損失はほとんどが周波数に依存する（frequency-dependent）。これは人の聴覚損失が周波数に依存して変化することを意味する。したがって，聴覚損失を補償するときに周波数依存増幅を利用することが好都合となる。したがって多くの補聴器は，補聴器の入力トランスデューサによって受信された入力音信号を様々な周波数間隔（various frequency intervals），いわゆる周波数帯域（frequency bands）に分割し，これが個別に処理される。これによりそれぞれの周波数帯域の聴覚損失を考慮して，各周波数帯域の入力音信号を個別に調整することができる。周波数依存調整は，通常，帯域分割フィルタと，周波数帯域のそれぞれのためのコンプレッサ（複数），いわゆる帯域分割コンプレッサ（複数）を実装することによって行われ，これらをマルチバンド（多帯域）コンプレッサにまとめることができる。このように，特定周波数範囲における聴力損失に応じてかつ入力音信号の入力レベルに応じて，各周波数帯域において個別に利得を調整することができる。たとえば，帯域分割コンプレッサは，大きな音に対するよりも，ソフトな音に対してより大きな利得をその周波数帯域に提供することができる。
【０００８】
このようなマルチバンド・コンプレッサに用いられるフィルタ・バンクは補聴器の分野において周知であるが，他方において多くのトレードオフに基づくものである。ほとんどのこれらのトレードオフは，以下にさらに詳細に記載するように周波数分解能（the frequency resolution）を相手にする（deal with）。
【０００９】
高分解能のフィルタ・バンクを有することにはいくつかの非常に明確な利点がある。周波数分解能が高ければ高いほど，個々の周期成分（individual periodic components）を互いにより区別することができる。これはより詳細な信号分析（解析）をもたらし，より高度な信号処理が可能になる。特にノイズ低減および音声強調スキームは，より高い周波数分解能からの恩恵を受けることができる。
【００１０】
しかしながら，高周波数分解能（high frequency resolution）を備えるフィルタ・バンクは，一般に，それに応じて長い遅延（long delay）を導入し，これは多くの者にとってたとえば達成可能な音声明瞭度に有害な影響を与える。
【００１１】
そこで，離散フーリエ変換（Discrete Fourier Transform：ＤＦＴ）フィルタ・バンクおよび有限インパルス応答（Finite Impulse Response：ＦＩＲ）フィルタ・バンクといった従来のフィルタ・バンクによって発生した遅延を次のようにして低減することが提案されている。
【００１２】
通常であれば従来のフィルタ・バンクによって提供される周波数帯域に対して適用されるはずであった所望の周波数依存利得に対応する応答を用いて時変ＦＩＲフィルタを適用すること。しかしながら，この解決策は，依然としてシステムの分析部において周波数依存利得を算出することを必要とし，上記分析部が従来の分析フィルタ・バンクを含む場合，上記決定される周波数依存利得は，上記時変ＦＩＲフィルタを用いて上記利得が適用されるべき信号に対して遅延する。さらに，上記遅延は従来のフィルタ・バンクによってもたらされる遅延よりもかなり短いものの，上記ＦＩＲフィルタ自体が本質的に遅延をもたらす。
【００１３】
最小位相フィルタ（minimum-phase filters）を使用することによって上記時変フィルタによって導入される上記遅延を最小にすることが当該分野において提案されている。 しかしながら，このタイプのフィルタは上記遅延を減少させるが，依然として周波数依存性非線形位相シフトをもたらし，したがって位相歪みをもたらす。
【００１４】
従来のゼロ位相フィルタはこの状況では適用できないことにさらに留意されたい。これは，上記フィルタがリアルタイム（実時）で動作しなければならず，これは従来の非因果ゼロ位相フィルタ（non-causal zero-phase filter）では不可能であるためである。
【００１５】
したがってこの発明の特徴は，ゼロの遅延および位相歪みの信号処理を提供する補聴器システムの動作方法を提供することにある。
【００１６】
この発明の他の特徴は，ゼロの遅延および位相歪みを持つ補聴器システムの動作方法を提供するように構成される補聴器システムを提供することにある。
【発明の開示】
【００１７】
第１の観点において，この発明は請求項１に記載の補聴器システムの動作方法を提供する。
【００１８】
処理遅延および位相歪みに関する補聴器システムの改善された動作方法が提供される。
【００１９】
第２の観点において，この発明は請求項10に記載の補聴器システムを提供する。
【００２０】
補聴器システムを動作するための改善された手段を備える補聴器システムが提供される。
【００２１】
さらなる有利な特徴は従属請求項から明らかにされる。
【００２２】
この発明のさらに他の特徴は，この発明を詳細に説明する以下の記載から当業者に明らかにされよう。
【００２３】
一例として，この発明の好ましい実施態様を示しかつ記載する。当然ではあるが，この発明は他の実施態様が可能であり，そのいくつかの詳細は，この発明から逸脱することなく，様々な明らかなすべての観点において修正することができる。したがって，図面および説明は本質的に例示にすぎず，限定するものではない。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】この発明の一実施態様による補聴器の選択部分をかなり模式的に示す。
【図２】この発明の一実施態様による補聴器の選択部分をかなり模式的に示す。
【図３】この発明の他の実施態様による補聴器の選択部分をかなり模式的に示す。
【実施例】
【００２５】
本願の開示において，信号処理の用語は，任意のタイプの補聴器システムに関連する信号処理として理解され，少なくともノイズ低減，音声増強および聴覚補償を含む。はじめに図１を参照して，図１はこの発明の一実施態様による補聴器100の選択部分をかなり模式的に示している。
【００２６】
補聴器100の上記選択部分は，音響電気入力トランスデューサ101，すなわちマイクロフォン，第１のノード102，第１の加算ユニット103，第２のノード104，オールパス・フィルタ105，第３のノード106，第１の適応フィルタ107，適応フィルタ係数算出器108，第４のノード109，分析フィルタ・バンク110，信号処理装置111，合成フィルタ・バンク112，第２の適応フィルタ113および第２の加算ユニット114を備えている。
【００２７】
図１に図示が示されていないが，上記第２の加算ユニット114によって提供される信号は，電気音響出力トランスデューサ，すなわち補聴器スピーカに与えられる。
【００２８】
以下，第２のノード104，第１の加算ユニット103，オールパス・フィルタ105，第３のノード106，第１の適応フィルタ107，適応フィルタ係数算出器108および第４のノード109を，ひとまとめにして周期信号推定器（periodic signal estimator）120と呼ぶ。同様にして，分析フィルタ・バンク110，信号処理装置111，合成フィルタ・バンク112および第２の適応フィルタ113を，以下において適応フィルタ処理装置（adaptively filtered processor）121と呼ぶ。
【００２９】
図１の実施態様では，マイクロフォン101がアナログの電気信号を提供し，これがアナログ−デジタル変換器（図示略）によってデジタル入力信号に変換される。しかしながら，以下において，デジタル入力信号の用語は入力信号の用語と交換可能に用いられることがあり，同じことは，デジタル信号として特に示されているまたは示されていない他のすべての信号についてもあてはまる。
【００３０】
上記デジタル入力信号が第１のノード102において分岐され，上記入力信号は，第１の分岐において第２のノード104に与えられ，そこからさらに第１の分岐に沿って上記第１の加算ユニット103に与えられ，上記第２のノード104からの入力信号が第２の分岐において上記オールパス・フィルタ105に与えられ，上記第１のノード102からの入力信号が第３の分岐において上記分析フィルタ・バンク110に与えられる。
【００３１】
上記オールパス・フィルタの出力信号は第３のノード106に与えられ，そこからさらに第４の分岐において上記第１の適応フィルタ107に与えられ，かつ第５の分岐において上記適応フィルタ係数算出器108に与えられる。
【００３２】
上記第１の適応フィルタからの出力は上記第１の加算ユニット103に与えられ，これによって上記入力信号から上記第１の適応フィルタからの出力が減算され，上記適応フィルタ係数算出器108のための第１の誤差信号が提供される。上記第１の加算ユニット103からの出力信号は第４のノード109において分岐され，これによって上記適応フィルタ係数算出器108および上記第２の加算ユニット114の両方に与えられる。
【００３３】
上記分析フィルタ・バンク110から出力は上記信号処理装置111に与えられ，そこからさらに上記合成フィルタ・バンク112および上記第２の適応フィルタ113に与えられ，最後に上記第２の加算ユニット114に与えられ，これによって上記第２の加算ユニット114からの出力信号は，上記入力信号と上記第２の適応フィルタからの出力信号の加算信号であって，上記加算信号から上記第１の適応フィルタからの出力信号を減算したものとなる。
【００３４】
この発明の本質的特徴は，上記オールパス・フィルタ105が，上記分析フィルタ・バンク110，上記信号処理装置111および上記合成フィルタ・バンク112の結合処理と同じ遅延を提供するように構成されていることである。オールパス・フィルタの用語の使用は，上記フィルタが同じ利得を，好ましくはユニティ（１）（ゼロｄＢ）利得をすべての関連する信号周波数に適用し，様々な周波数成分間の位相関係のみを変化させることを意味することは，当業者には周知であろう。
【００３５】
この構成を有することで，上記第２の加算ユニット114からの出力信号が無遅延かつゼロ位相歪みの特性（the property of no delay and zero phase distortion）を持つように，上記適応フィルタ係数算出器108は上記第１の適応フィルタ107と上記第２の適応フィルタ113の両方を最適化することができる。
【００３６】
適応フィルタリングの概念（コンセプト）は補聴器システムの分野において周知であり，当業者であれば，適応フィルタおよび適応フィルタ係数を最適化する方法を多くの様々なやり方で実施できることを容易に理解しよう。なお，一般的な概念を説明するために１つのやり方を説明すると，適応フィルタおよびこれに対応する適応フィルタ係数算出器は，第１の入力信号から複数の遅延サンプルを取得するように動作し，これらのサンプルの線形結合を最適化して上記適応フィルタに与えられる誤差信号を最小化する。
【００３７】
上記第２の加算ユニット114からの出力は補聴器レシーバに与えてもよいし，またはその前にさらなる処理を施してもよい。さらなる処理の例としては，周波数転移（frequency transposition）および周波数圧縮（frequency compression）があり，これらのタイプの処理は，適応フィルタリングによって実行される位相補償がもはや実質的にゼロ遅延および位相歪みの所望の結果をもたらさないように上記位相を変化させるからである。 聴覚損失補償はさらなる処理の一例であっても，そうでなくてもよい。
【００３８】
この発明は，Ｄサンプルの線形位相遅延を有するフィルタ・バンクを通じて送られる周期信号（a periodic signal that is sent through a filter bank with a linear-phase delay of D samples）を考慮することによって理解することができる。信号の周期性に起因して，上記フィルタ・バンクの入力信号と上記出力信号の間の周波数依存位相差だけ上記フィルタ・バンクからの出力信号の位相を時間的に前方に（forward in time）シフトすることによって，上記フィルタ・バンクを通る遅延を完全に相殺（キャンセル）することができる。これによってゼロ遅延を有するフィルタ・バンクを通過したかのように見える出力信号が得られる。上記フィルタ・バンク中の信号に任意の利得を適用することができ，上記位相シフトは上記遅延を相殺するので，上記信号はゼロ位相フィルタリング信号（zero-phase filtered signal）と同一となることに留意されたい。
【００３９】
しかしながら，補聴器システムの入力信号のような現実の信号は限られた時間だけ周期的であり，このより一般的な課題について，発明者は，導入される遅延を相殺するために，処理済信号の位相をシフトすることができるフィルタとして適応フィルタが適切な選択であり，それは上記適応フィルタが処理済信号について適切な大きさおよび位相応答の両方を提供することができるからであることを見出した。上記適応フィルタは，処理済信号のＤサンプル（the processed signal D sample）をあらかじめ予測するために，上記適応フィルタ係数を最適化することによってそのような適切な応答を提供することができる。これによってＤサンプルよりも短い周期性を有する信号成分は予測されず，以下においてそのような信号成分を確率的信号成分（stochastic signal components）と呼ぶ。
【００４０】
すなわち図１の実施態様では，上記適応フィルタ係数算出器108は，第１および第２の適応フィルタからの出力信号のそれぞれが，上記入力信号と同相になるように位相シフトされた周期信号成分を含むように適応予測（adaptive prediction）を提供するように構成される。
【００４１】
以下において，上記デジタル入力信号ｘ（ｎ）が推定周期信号ｘ＾（ｎ）（ｘの上方に＾がある記号）と上記適応フィルタが予測することができない確率的信号ｅ（ｎ）とに分離できるものであると仮定する。
【００４２】
図１の実施態様では，上記第１の適応フィルタ107は以下の数式にしたがって上記推定周期信号ｘ＾（ｎ）を出力として提供する。
【００４３】
【数１】
0006391197.tif 000002
【００４４】
ここでｘＡ（ｎ）は上記オールパス・フィルタ105からの出力信号であり，ｈ−（ｈの上方に−がある記号）＝［ｈ０（ｎ），ｈ１（ｎ），…，ｈｋ−１（ｎ）］Ｔは上記適応フィルタ係数を保持するベクトルである。
【００４５】
上記適応フィルタ係数は確率的信号の期待エネルギー（expected energy）を最適化するために算出される。
【００４６】
【数２】
0006391197.tif 000003
【００４７】
ここでＣ（ｎ）は最小化されるべきコスト関数であり，Ｅ｛｝は期待値演算子（expectation operator）を表す。
【００４８】
図１の実施態様では，上記適応フィルタ係数の更新式が以下のように与えられる。
【００４９】
【数３】
0006391197.tif 000004
【００５０】
ここでｘ−Ｄ（ｎ）＝［ｘ（ｎ−Ｄ），ｘ（ｎ−Ｄ−１），…，ｘ（ｎ−Ｄ−Ｋ＋１）］Ｔであり，γは漏れ係数（leakage factor）であり，αはオフセットであり，μはステップ・サイズである。図１の実施態様では，ステップ・サイズμの値は0.05に選択され，漏れ係数γの値は0.002に選択され，オフセットαの値は0.05に選択され，Ｋの値は128に選択される。なお，上記すべての値は，選択されるサンプリング周波数，この実施態様では32ｋＨｚに依存する。
【００５１】
図１の実施態様の変形例では，上記ステップ・サイズμの値が０から２の範囲から，好ましくは0.01〜0.5の範囲から選択され，特に0.01または0.1とすることができ，上記漏れ係数γの値は０〜１の範囲から，好ましくは０〜0.1の範囲から選択され，特に式２−Ｎにしたがって選択される値とされ，ここでＮは３〜９の自然数であり，上記オフセットαの値は０〜１の範囲から選択され，Ｋの値は１〜4096の範囲から選択され，または好ましくは16〜512の範囲から選択され，特に32または64の値とすることができる。
【００５２】
さらに，当業者に自明であるように，適応アルゴリズムのパラメータは一般に時間および周波数にも依存するように構成することができることに留意されたい。
【００５３】
図１の実施態様では，上記適応フィルタ係数算出器108は，周知の正規化最小二乗平均（normalized least-mean-square：ＮＬＭＳ）アルゴリズムの一種（a variant）にしたがって動作する。この実施態様の変形例では，線形予測分析（linear prediction analysis）や最大事後（maximum a posteriori）（ＭＡＰ）といった他の適応アルゴリズムを適用することできるが，上記ＮＬＭＳアルゴリズムの一種を選択することで，これは計算の複雑さが低く，さらなる遅延を導入しない点において有利である。
【００５４】
図１の実施態様では上記遅延Ｄは５ミリ秒（ms）に設定される。変形例では，上記遅延は０から５ミリ秒の範囲から，または４から10ミリ秒の範囲から選択される。４〜10ミリ秒の範囲内の遅延Ｄは，典型的には有声音（voiced speech）のような入力信号成分の予測結果をもたらし，他方雑音のような信号成分は予測されない。しかしながら，ある遅延Ｄによって有声音を予測できるかどうかは，個々の話者，個々の話者の性別，話者がどの程度の速さで話すか，話される単語といった複数の要素に依存する。実際には，50ないし100ミリ秒までの遅延でなんらか有声音信号を予測することができる。
【００５５】
Ｄを上記適応フィルタの更新式に適合するためには上記遅延をミリ秒ではなくサンプル中に与えられなければならず，この場合上記遅延は結果的にサンプリングレートに依存することに留意されたい。
【００５６】
一般に適応フィルタの機能に関して以下の結果を得ることができる。（ｉ）Ｄより大きな遅れ（a lag larger than D）に対して有意な自己相関を有する周期的な信号成分を予測することができること，（ｉｉ）Ｄよりも大きな遅れに対して有意な自己相関を持たない信号成分を上記適応フィルタによって少なくとも部分的に抑制でき，上述の所与のコスト関数が最小されること，および（ｉｉｉ）上記適応フィルタが，コスト関数を最小にするために，上記入力信号とできるだけ一致するように上記第１の適応フィルタからの上記出力信号の位相を調整できること。
【００５７】
次に図２を参照して，図２はこの発明の一実施態様による補聴器200の選択部分をかなり模式的に示している。
【００５８】
補聴器200は音響電気入力トランスデューサ101，すなわちマイクロフォン，第１のノード102，第１の周期信号推定器120，第１の適応フィルタ処理装置121，第２のノード202，第２の周期信号推定器220，第２の適応フィルタ処理装置221，広帯域利得算出器203，広帯域利得乗算器204および加算ユニット205を備えている。
【００５９】
上記第１の周期信号推定器120は，図１を参照してすでに説明したように構成されており，上記第２の周期信号推定器220は同様に構成された同一タイプのコンポーネントを備えている。これらの２つは以下に詳述するようにパラメータ設定のみが異なっている。
【００６０】
同様に，第１の適応フィルタ処理装置121は，図１を参照してすでに説明したように構成されており，上記第２の適応フィルタ処理装置221は同様に構成された同一タイプのコンポーネントを備えている。これらの２つは以下に詳述するようにパラメータ設定のみが異なっている。
【００６１】
図２による実施態様によって得られる有利な効果は，図１にしたがう実施態様の遅延Ｄの最適値をどのように決定するかを考慮することによって最もよく理解される。上記遅延Ｄの値は適応フィルタリングおよび第３の分岐において実行される処理の両方に影響を与える。
【００６２】
上記適応フィルタ（複数）はＤより大きな遅れに対して有意な自己相関のない信号成分を抑圧しようとし，したがってより短いＤが選択されるとより多くの信号成分が上記適応フィルタ（複数）を通過することができるようになる。しかしながら，Ｄは分析フィルタ・バンク110，信号処理111および合成フィルタ・バンク112からの遅延によっても決定され，その結果より短いＤは，通常，上記フィルタ・バンクの周波数分解能をそれに応じて低減しなければならないことになる。
【００６３】
すなわち比較的大きなＤの値はフィルタ・バンクの改善された周波数分解能に起因して改善された信号処理を提供することができる。これは信号処理が音声強調または雑音抑圧を含む場合に特に当てはまる。しかしながら，この有益な効果は，信号成分の比較的小さい部分が上記適応フィルタを通過することができるという犠牲がある（comes at the cost）。
【００６４】
このように図１によるこの発明の実施態様は，何らかのやり方で決定されなければならないトレードオフを提示する。しかしながらこのトレードオフは図２の実施態様を用いて緩和することができ，そこでは周期信号推定器120および220と対応する適応フィルタ処理装置121および221の２つのセットがカスケードで動作し，かつ上記第１の周期信号推定器120および第１の適応フィルタ処理装置121が５ミリ秒に設定された遅延Ｄ１に基づいて動作し，上記第２の周期信号推定器220および第２の適応フィルタ処理装置221が３ミリ秒に設定された遅延Ｄ２に基づいて動作する。
【００６５】
変形例において，上記遅延Ｄ１は４から10ミリ秒の範囲とすることができ，上記遅延Ｄ２は２から４ミリ秒の範囲とすることができる。
【００６６】
図２の実施態様では，上記マイクロフォン101からの入力信号が上記第１のノード102において分岐され，上記第１の周期信号推定器120および上記第１の適応フィルタ処理装置121に与えられる。
【００６７】
上記第１の周期信号推定器120からの出力信号は，確率的信号成分，すなわちＤ１よりも短い周期性を有する信号成分を含む。上記第１の周期信号推定器120からの出力信号は第２のノード202において分岐され，上記第２の周期信号推定器220および上記第２の適応フィルタ処理装置221に与えられる。
【００６８】
したがって上記第２の周期信号推定器220からの出力信号は，Ｄ２よりも短い周期性を有する確率的信号成分のみを含む。上記第２の周期信号推定器220からの出力信号は典型的にはノイズ，過渡信号，ならびに会話における短いバーストおよび破裂音のようなオンセット（onsets）によって支配される。上記第２の周期信号推定器220からの出力信号はＤ１およびＤ２よりも小さい遅れに対する有意な自己相関のみを有する成分から構成され，これは，これらの成分のパワースペクトル密度が比較的フラットになることを意味する。したがって，発明者は，上記第２の周期信号推定器220からの出力信号を，上記広帯域利得乗算器204を用いて，上記広帯域利得算出器203によって決定される広帯域利得を適用することによって処理することができ，これによって処理済確率的信号（processed stochastic signal）が提供されることを見出した。
【００６９】
補聴器システムの分野において，確率的信号はノイズおよび過渡（transients）によって支配されるが，/s/および/t/のような音声成分といった短いノイズも含むことが周知である。したがってアプローチの一つは，確率的信号レベルを概略減少させ，音声成分が検出されたときに確率的信号レベルを増加させることである。なお，変形例において負の一定利得のみを適用することを選択してもよいが，これはおそらく音声明瞭度に悪影響を及ぼすことになる。
【００７０】
上記第１および第２の適応フィルタ処理装置121および221からの出力信号は，ともに上記第１の加算ユニット205に加えられ，その後に第２の加算ユニット206における処理済確率的信号が加えられる。
【００７１】
上記第２の加算ユニット206からの出力は，図１の実施態様を参照して既述したように，補聴器レシーバに直接に与えてもよいし，またはその前にさらなる処理を適用してもよい。
【００７２】
図２の実施態様では，上記第１の周期信号推定器120における適応フィルタ係数を決定するために用いられるパラメータの値は，図１の実施態様を参照して与えられるものと同じであり，上記第２の周期信号推定器220において上記適応フィルタ係数を決定するために用いられるパラメータの値は，上記ステップ・サイズμが0.25となるように選択され，かつＫの値が64となるように選択される点を除いて，図１の実施態様を参照して与えられるものと同じである。
【００７３】
図２の実施態様の変形例では，第２の周期信号推定器220からの出力信号の広帯域処理を省略することができる。
【００７４】
開示する実施態様の変形例では，入力信号がマイクロフォン101から直接に提供されない。これに代えて，上記入力信号はビームフォーマからの出力信号として提供される。様々なタイプの従来のビームフォーマが補聴器システムの分野において周知である。
【００７５】
開示する実施態様の他の変形例では，上記第１の適応フィルタ107が，分析フィルタ・バンクによって提供される周波数帯域のそれぞれに配置される一セットのサブバンド適応フィルタ（複数）によって置き換えられ，これがオールパス・フィルタおよび合成フィルタ・バンクと一緒になって図１の実施態様のオールパス・フィルタ105と同様の機能を提供する。この場合，上記第２の適応フィルタ113は，対応するようにして，開示した実施態様の上記分析フィルタ・バンク110によって提供される周波数帯域のそれぞれに配置される一セットのサブバンド適応フィルタ（複数）によって置き換えられる必要がある。上記サブバンド・適応フィルタのセットは，開示する実施態様の信号処理装置111の前または後に配置することができる。この場合，上記サブバンド適応フィルタは，対応する広帯域適応フィルタよりも大幅に少ない係数を持つことができる。上記ＮＬＭＳアルゴリズムはサブバンドに実装することができ，さらに別の変形例では上記ＮＬＭＳアルゴリズムに代えてサイン−サインＬＭＳアルゴリズム（the sign-sign LMS algorithm）を実装することができる。
【００７６】
特定の変形例では，個々の聴覚損失を補償するために用いられる周波数依存利得が，開示された実施態様による信号処理の一部とされない。これに代えて，この利得は，開示された実施態様にしたがって，上記加算点114および205からの出力信号のそれぞれに与えられる。これによって処理アーチファクトの提示が最小化されることが期待される。
【００７７】
さらに別の変形例では，個々の聴覚損失を補償するための周波数依存利得が上記第１のノード102の前に与えられる。これによってたとえばＮＬＭＳアルゴリズムを入力信号の高周波数成分に対して早く適合させることができるので有利となる。これは，上記ＮＬＭＳアルゴリズムの適応速度は一般に信号エネルギーとともに増加し，かつほとんどの聴覚障がい者は高周波数の損失を持ち，その結果個々の聴覚損失を補償するための周波数依存利得が，高周波数成分についての信号エネルギーを上昇させるからである。
【００７８】
しかしながら個々の聴覚損失を補償するために用いられる周波数依存利得が，実際上開示する実施態様による信号処理の一部である場合には，対応する周波数依存利得を，図１の実施態様による第１および第２の加算点103および114の間に適用してもよく，この場合には第２のオールパス・フィルタを上記第２の適応フィルタ113の後ろに挿入しなければならならず，この場合上記第１および第２の加算点103および114の間に周波数依存利得を提供することによって導入される遅延と同じ遅延を，上記第２のオールパス・フィルタが導入するように構成される。
【００７９】
さらなる変形例では，周波数依存利得に代えて広帯域利得が用いられる。確率的信号成分は比較的白色であると予想され，これはより簡単な実装を提供するからである。
【００８０】
開示する実施態様のさらに他の変形例では，上記適応フィルタ処理装置121および221の分析フィルタ・バンク110および合成フィルタ・バンク112を，たとえば，対応する信号処理装置111が所望の周波数依存利得を提供するように構成される時変フィルタを含む場合には，省略してもよい。
【００８１】
次に図３を参照して，図３はこの発明の一実施態様による補聴器300の選択部分をかなり模式的に示している。
【００８２】
補聴器300は第１および第２のマイクロフォン301−ａおよび302−ｂを備え，上記マイクロフォン301−ａおよび301−ｂから提供される入力信号（複数）が同様に処理され，したがって以下では，様々な信号処理エンティティの機能を，補聴器の選択部分の両方の分岐を参照しつつ，一方についてのみ説明する。第１のマイクロフォン301−ａからの出力信号を用いる信号処理エンティティを添え字「ａ」を用いて示し，他方第２のマイクロフォン301−ｂからの出力信号を用いる信号処理エンティティを添え字「ｂ」を用いて示すことにする。
【００８３】
上記マイクロフォン301−ａおよび301−ｂからの出力信号は第１のノード302−ａおよび302−ｂにおいて分岐され，出力信号は第１の加算ユニット303−ａおよび303−ｂの両方に与えられ，かつ以下において太線で示す複数の周波数帯域信号の出力を提供する分析フィルタ・バンク304−ａおよび304−ｂに与えられる。上記複数の周波数帯域信号は第２のノード305−ａおよび305−ｂにおいて分岐され，上記周波数帯域信号は対応する適応フィルタのセット306−ａおよび306−ｂの両方に与えられ，かつ適応フィルタ係数算出器307に与えられ，上記周波数帯域信号および第１の加算ユニット303−ａおよび303−ｂからの出力信号に応じて上記適応フィルタ306−ａおよび306−ｂのためのフィルタ係数が算出され，その後図１において一点鎖線で示すように，上記適応フィルタ306−ａおよび306−ｂにフィルタ係数がセットされる。上記適応フィルタ306−ａおよび306−ｂからの出力信号は第３のノード308−ａおよび308−ｂに与えられ，上記適応フィルタ306−ａおよび306−ｂからの出力信号は高分解能ビームフォーマ310ならびに第１の合成フィルタ・バンク309−ａおよび309−ｂの両方に与えられる。
【００８４】
上記合成フィルタ・バンク309−および309−ｂからの出力信号は上記第１の加算ユニット303−ａおよび303−ｂに与えられ，上記第１の合成フィルタ・バンク309−ａおよび309−ｂからの出力信号が上記マイクロフォン301−ａおよび301−ｂからの対応する出力信号から減算されて，上記適応フィルタ係数算出器307のための誤差信号が提供される。なお，第４のノード311−ａおよび311−ｂを通じて，上記第１の加算ユニット303−ａおよび303−ｂからの出力信号は低分解能ビームフォーマ311にも与えられ，ここで上記低分解能ビームフォーマ312は，この実施態様では，マルチバンド高分解能ビームフォーマ310とは対照的に，シングル・バンドであり，したがって低分解能のビームフォーマであることを特徴とする。
【００８５】
上記高分解能ビームフォーマ310からの出力信号は第２の合成フィルタ・バンク313に与えられ，上記第２の合成フィルタ・バンク313からの出力信号は上記第２の加算ユニット314に与えられ，ここで上記信号に上記低分解能ビームフォーマ312からの出力信号が加算される。
【００８６】
最後に，上記第２の加算ユニット314からの出力信号は補聴器300の他の部分に直接に与えられる。上記第２の加算ユニット314からの出力信号は，高分解能ビームフォーミングを提供するために用いられる分析フィルタ・バンクおよび合成フィルタ・バンク304−ａ，304−ｂ，309−ａ，309−ｂおよび313が有意な処理遅延を導入するにもかかわらず，ビーム形成が得られ，他方で実質的にゼロ遅延を有することを特徴とする。これは，図１および図２の実施態様ならびにその変形例を参照してすでに開示した原理と同様の原理を用いて得られる。すなわち，高分解能ビーム形成は，上記フィルタ・バンクによって導入される遅延よりも長い周期性（または自己相関）を有する信号成分に対してのみ得られる。確率的信号成分については，一般に低周波数分解能のビーム形成がほとんどのユーザにより受け入れられる。
【００８７】
図３の実施態様の変形例において，上記適応フィルタ係数算出器307を，上記分岐の一つからの入力信号だけ，すなわち上記分析フィルタ・バンク304−ａおよび第４のノード311−ａからの信号だけを受け入れる，よりシンプルなバージョンに置き換えることができ，決定される適応フィルタ係数は上記適応フィルタ306−ａおよび306−ｂの両方に用いられる。
【００８８】
図３の実施態様の他の変形例では，第１の加算ユニット303−ａおよび303−ｂからの出力信号が，一対の低遅延分析フィルタ・バンク（a pair of low delay analysis filter banks）によって複数の周波数帯域に分割され，その後に対応するマルチバンド・バージョンの低分解能ビームフォーマ312に提供され，そこからのマルチバンド出力が次に低遅延合成フィルタ・バンクにおいて合成され，上記第２の加算ユニット314に与えられえる。なお，この変形例は，周期信号成分および確率的信号成分の間の位相関係を維持するために，上記低遅延分析フィルタ・バンクおよび合成フィルタ・バンクによって導入される遅延に対応する遅延を有するオールパス・フィルタが上記第２の合成フィルタ・バンク313と上記第２の加算ユニット314の間に挿入されることを必要とする。これによって最小の遅延および位相歪みを有するビーム形成を得ることができる。このように，最小遅延を導入することによって，上記低分解能ビームフォーマ312のマルチバンド・バージョンの周波数分解能が増加することに起因して，上記ビーム形成の品質を向上させることができる。
【００８９】
ビーム形成の概念は補聴器システムの技術分野において周知であり，この発明の実施態様は，マルチバンド高分解能ビームフォーマ310と低分解能ビームフォーマ312の両方の正確な実装とは無関係である。補聴器システムの分野では，ビーム形成の概念は周知であるので，当業者は，図３の実施態様による補聴器の選択部分がどのようにして補聴器の他の部分と相互作用するかを容易に理解しよう。
【００９０】
一例として，ビーム形成は２つの無指向性マイクロフォンからの出力信号を用いることによって達成することができ，上記２つの出力信号を加算することによって無指向性信号が形成され，２つの出力信号を減算することによって双方向信号が形成され，このように２つの信号を一緒に重みづけすることによって所望のビームフォームが達成される。この方法は明らかにシングルおよびマルチバンドのビームフォーマの両方に適している。
【００９１】
開示する実施態様は，特に，いわゆるカクテル・パーティ状況において有利であり，それは，異なる話者を区別する能力が，有声音または無声音を考慮するかどうかに依存する様々な側面に基づいているからである。この発明によると，上述したように，上記周期信号が有声音成分の有意部分を含み，他方，確率的信号は無声音成分の有意部分を含む。
【００９２】
異なる話者からの有声音スピーチ成分は典型的には周波数において重複しないという事実を使用することによって，異なる話者からの有声音成分は主に区別されることが推測され，これによって周波数分解能が十分に高い場合には，ある話者を他から強調することができる。他方，異なる話者からの無音性成分は，典型的には時間的に重複しないことが推測され，そこから，無音性成分を区別するためには高い周波数分解能は必要とされないことが導かれる。
【００９３】
他の変形例において，開示する実施態様による方法および補聴器の選択部分は，補聴器システムではないシステムまたは装置（すなわち，聴覚損失を補償する手段を備えていないもの）にも実装することができるが，いずれにしても音響電気入力トランスデューサおよび電気音響出力トランスデューサの両方を備えている。このようなシステムおよび装置は，現在ヒヤラブル（hear-ables）と呼ばれることがある。なお，ハンドセットもこのようなシステムの他の例である。
【００９４】
構造および手順の他の変更および変形は当業者に自明であろう。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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