(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源に接続される第１の巻線と，前記第１の巻線に対応する第２の巻線と，前記第２の巻線に接続された電力変換器と，を有し，
前記電力変換器は，コンデンサと，前記第２の巻線から前記コンデンサに電力を入出力する端子と，前記コンデンサから前記端子への電力の入出力を操作するスイッチング素子と，を有し，
前記第２の巻線は，前記スイッチング素子の導通，遮断のいずれの状態においても前記コンデンサを通る偏磁抑制回路が形成されることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記偏磁抑制回路がハーフブリッジ回路である請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記偏磁抑制回路が２端子のフルブリッジ回路で構成され，その一方の端子にハーフブリッジ回路が直列接続されている請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項４】
一方のハーフブリッジ回路を構成する２つのコンデンサの中点と，他方のハーフブリッジ回路を構成する２つのコンデンサの中点が接続されている請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記ハーフブリッジ回路が備えている２つのコンデンサの電圧を検出し，前記２つのコンデンサの電圧の差に基づいて，前記電力変換器の出力電圧指令値を補正する制御手段を備える請求項２〜４のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記ハーフブリッジ回路を３つ備え，
前記ハーフブリッジ回路を構成する２つのコンデンサのそれぞれの中点が直列接続された三相単位変換器が構成されており，
前記三相単位変換器に流れる電流がスイッチング素子の導通，遮断のいずれの状態においても前記コンデンサのいずれかを流れる請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記三相単位変換器が備える各相２つのコンデンサ電圧を検出し，前記２つのコンデンサ電圧の差に基づいて前記三相単位変換器の出力電圧指令値を補正する制御手段を備る請求項６に記載の電力変換装置。
【請求項８】
ＳＴＡＴＣＯＭとして運転可能な請求項１〜７に記載の電力変換装置。
【請求項９】
交流電源に直列に接続される複数の第１の巻線と，前記複数の第１の巻線の各々に対して対応する複数の第２の巻線と，前記複数の第２の巻線に接続された複数の電力変換器と，を有し，
前記複数の電力変換器の少なくとも１つは，第１のコンデンサと，前記第１のコンデンサに直列に接続された第２のコンデンサと，前記第１のコンデンサから前記第２の巻線への電力の入出力を操作する第１のスイッチング素子と，第２のコンデンサから前記第２の巻線への電力の入出力を操作する第２のスイッチング素子と，を有し，
前記複数の第２の巻線に直流成分の電流が流れた場合に，前記直流成分を減衰させるように前記第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子が動作する電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
交流系統等の交流との間で電力変換する電力変換装置は，交流電圧の昇降圧や，電気的な絶縁の確保という目的から，交流との間に変圧器を設置することが一般的である。このような変圧器を用いた電力変換装置においては，高調波電流の交流系統への流出を抑制するなど電力品質を確保する必要がある。
【０００３】
そのため，変換器を複数設けて，その複数の変換器が出力する各段の電圧波形を足し合わせることで，正弦波に近く，かつ，変換器の内部で使用している半導体スイッチング素子の耐圧以上の高電圧を出力できる電圧形電力変換器である直列多重変換装置が広く用いられている。本明細書では，変換器を変圧器直列多重化した電力変換装置を直列多重変換装置と称する。
【０００４】
一方，変換器が出力する各段の電圧波形を足し合わせた出力に直流成分が含まれていると，変圧器の巻線に直流電流が流れるいわゆる直流偏磁の問題が発生する。この直流偏磁の問題を解決するために，変換器と変圧器の間の電流を検出して，この検出した電流の平均値を演算して，演算して得られた平均値によって変換器の制御指令を補正する技術が知られている。すなわち，各変換器と各変圧器との間に流れる電流の平均値を用いて変換器の出力制御指令を補正する技術が知られている。このような技術は，例えば，特開平７−１９４１４１号公報に記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開平７−１９４１４１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
上述のように，電圧形電力変換器は，例えば，電圧形電力変換器に流れる電流を制御するために用いる電流センサのオフセット誤差などが原因で直流電圧を出力する恐れがある。
【０００７】
変圧器は，巻線に印可される電圧の時間積分によって磁束が変化するため，変圧器の巻線に直流電圧が印加されると，磁束に直流成分が生じる。
【０００８】
磁束と磁束密度は比例関係にあり，磁束に直流成分が生じると変圧器鉄心の磁束密度にも直流成分が重畳する。
【０００９】
本明細書では，変圧器鉄心の磁束密度に直流成分が重畳することを，直流偏磁(DC magnetization)と称することにする。
【００１０】
変圧器の鉄心には，材質，形状によって決まる飽和磁束密度があるため，過度な直流偏磁が発生すると，変圧器鉄心の磁束密度が飽和磁束密度に近付く，あるいはこれを超えてしまうため，変圧器としての正常な動作が阻害されてしまう。
【００１１】
変圧器としての正常な動作の阻害とは，変圧器が持つ励磁インダクタンスの低下による過電流の発生などがあげられる。
【００１２】
また，直列多重変換装置を構成する変圧器の一部に直流偏磁が発生すると，各単位変換器が出力する電圧分担比が崩れ他の変圧器巻線間に過電圧が発生するため，直流偏磁が更に進行する可能性も考えられる。
【００１３】
ここで，上記の直流偏磁を防止するために，これまでに幾つかの抑制方式が提案されており，上記の従来技術のように，電力変換器と変圧器の間を流れる電流を検出し，直流成分を含有しないようにフィードバック制御を行う場合には，電流センサの検出値や，フィードバック制御を実施する手段にオフセット誤差が存在する場合，過度な直流偏磁を発生させてしまう恐れがある。
【００１４】
次に，オフセット誤差の小さい高精度な直流電流センサを用いて，直流電流を零に制御することが考えられる。しかし，直流電流センサ等の装置の追加は，設置面積の増大や信頼性の低下を招く要因となる。
【００１５】
さらに，前記オフセット誤差の存在をあらかじめ想定し偏磁耐量を高めた変圧器を用いるということが考えられる。しかし，偏磁耐量を高めるためには，鉄心断面積の大型化が避けられないという課題がある。
【００１６】
本発明の目的は，上記の課題の少なくとも１つを解決するものであり，装置が大型化することなく，且つ，精度高く直流偏磁を防止することができる電力変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
上記の目的を達成するために，本発明は，複数の一方側巻線を直列に接続し，前記直列に接続された一方側巻線を交流に接続し，前記複数の一方側巻線の各々に対して対応する他方側巻線を設け，前記各々の他方側巻線に電力変換器を接続し，前記電力変換器は，コンデンサと，端子と，前記コンデンサから前記端子への出力と前記端子から前記コンデンサへの充電を操作するスイッチング素子を有し，前記他方側巻線を含む回路の少なくとも１は，スイッチング素子の導通/遮断動作のいずれの状態においてもコンデンサを通る偏磁抑制回路が形成されるように構成した。
【００１８】
あるいは，複数の一方側巻線を直列に接続し，前記直列に接続された一方側巻線を交流に接続し，前記複数の一方側巻線の各々に対して対応する他方側巻線を設け，前記各々の他方側巻線に電力変換器を接続し，前記電力変換器の少なくとも１は，コンデンサと，端子と，前記コンデンサから前記端子への出力と前記端子から前記コンデンサへの充電を操作するスイッチング素子を有し，第１のコンデンサと，前記第１のコンデンサと直列に接続された第２のコンデンサと，前記第１のコンデンサの電圧を前記回路に出力可能とする第１のスイッチング素子と，第２のコンデンサの電圧を前記回路に出力可能とする第２のスイッチング素子とを配置し，前記変圧器の他方の巻線を通る回路に直流成分の電流が流れた場合に，前記直流成分を減衰させるように前記第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子を動作させるように構成した。
【発明の効果】
【００１９】
本発明では，上記の構成をとることにより，装置が大型化することなく，且つ，精度高く直流偏磁を防止することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】本発明による電力変換装置の第１の形態
【図２】ハーフブリッジ形単位変換器
【図３】ハーフブリッジ形単位変換器の概略波形その１
【図４】ハーフブリッジ形単位変換器の概略波形その２
【図５】ハーフブリッジ形単位変換器の概略波形その３
【図６】コンデンサ電圧の不平衡を出力電圧指令値に反映する制御ブロック図（単相）
【図７】本発明による電力変換装置の第２の形態
【図８】ダブルハーフブリッジ形単位変換器
【図９】本発明による電力変換装置の第３の形態
【図１０】主単位変換器の一例（フルブリッジ変換器）
【図１１】本発明による電力変換装置の第４の形態
【図１２】三相ハーフブリッジ形単位変換器
【図１３】コンデンサ電圧の不平衡を出力電圧指令値に反映する制御ブロック図（三相）
【発明を実施するための形態】
【実施例１】
【００２１】
本発明の第１の実施例について説明する。
【００２２】
実施例１は，ハーフブリッジ回路で構成された単位変換器を複数用いた直列多重変換装置である。
【００２３】
本実施例によれば，偏磁耐量の小さい変圧器を用いても過度な直流偏磁を抑制できるという効果を得られる。
【００２４】
以下，実施例１の全体回路構成，単位変換器の回路構成，直流偏磁の抑制原理，変換器制御手段を説明する。
【００２５】
まず，図１を参照して，実施例１の全体回路構成を説明する。
【００２６】
本発明の直列多重変換装置１０３は，単相交流系統１０１に接続した単相母線１０２に連系している。
【００２７】
以下，本発明の直列多重変換装置１０３の内部構成を説明する。
【００２８】
本発明の直列多重変換装置１０３は，変圧器１０４と単位変換器１０５から構成されており，単位変換器１０５は，ハーフブリッジ回路で構成されている。
【００２９】
以下，図１に描いた各部の電圧・電流を定義する。
【００３０】
単相交流系統１０１と単相母線１０２の各相をＵ相，Ｖ相と称し，単相交流系統１０１の電圧をＶＳと表記し，本発明の直列多重変換装置１０３が出力する電圧をＶＣＯＮと表記する。
【００３１】
また，単相母線１０２から本発明の直列多重変換装置１０３に流れる電流をＩＣＯＮと表記する。
【００３２】
特に区別する必要が無い場合，ハーフブリッジ形単位変換器１０５，および図７を参照して後述するダブルハーフブリッジ形単位変換器７０２，および図９を参照して後述するフルブリッジ形単位変換器９０２，および図１１を参照して後述する三相ハーフブリッジ形単位変換器１１０５を，総称して単に「単位変換器」と称し，単位変換器の個数の合計をＮと表記する。
【００３３】
以下，図２を参照して，本発明のハーフブリッジ形単位変換器１０５の内部構成を説明する。
【００３４】
Ｘ相上側スイッチング素子２０１ＸＰとＸ相上側環流ダイオード２０２ＸＰの逆並列回路と，Ｘ相下側スイッチング素子２０１ＸＮとＸ相下側環流ダイオード２０２ＸＮの逆並列回路は，ｘ点で直列接続されており，これを第１の直列回路とする。
【００３５】
また，本発明のハーフブリッジ形単位変換器１０５は，エネルギー貯蔵素子として，上側コンデンサ２０３Ｐと下側コンデンサ２０３Ｎの２つのコンデンサを備えている。
【００３６】
上側コンデンサ２０３Ｐと下側コンデンサ２０３Ｎはｍ点で直列接続されており，これを第２の直列回路とする。
【００３７】
本発明のハーフブリッジ形単位変換器１０５は，前記の第１，第２の直列回路をｐ点とｎ点で並列接続した構成である
また，本発明のハーフブリッジ形単位変換器１０５は前述の中央制御手段１０６と通信を行うための，送信用通信線１０７，受信用通信線１０８と，ゲートドライブ手段２０４，コンデンサバランス制御手段２０５を備えている。
【００３８】
以下，本発明のハーフブリッジ形単位変換器１０５における電圧・電流を定義する。
【００３９】
ｍ点を基準としたｘ点の電圧を単位変換器１０５の出力電圧と称し，Ｖｋと表記する。
【００４０】
各単位変換器は，中央制御手段１０６によって該単位変換器に送信されるゲートパルス指令ｇｋに基づいて，該単位変換器の出力電圧Ｖｋを制御している。
【００４１】
また，ｘ点に向かって流れる電流をＩｋと表記する。
【００４２】
ただし，ｋは該単位変換器の接続番号を表し，ｋ＝１，２，…，Ｎである。
【００４３】
以下，本発明の単位変換器１０５の各部電圧に付記されたｋは同様の意味を表す。
【００４４】
そして，上側コンデンサ２０３Ｐの電圧をＶＣＰｋ，下側コンデンサ２０３Ｎの電圧をＶＣＮｋと表記する。
【００４５】
本明細書では，特に区別する必要が無い場合，図２のＸ相上側スイッチング素子２０１ＸＰ，Ｘ相下側スイッチング素子２０１ＸＮ，および，後述する他の単位変換器（図８，図１０，図１２を参照）に用いられているスイッチング素子２０１ＸＰ，２０１ＸＮ，２０１ＹＰ，２０１ＹＮ，２０１ＺＰ，２０１ＺＮについても，総称して単に「スイッチング素子」と称する。
【００４６】
また，図２，図８，図１０，図１２では，スイッチング素子としてＩＧＢＴ（insulated-gate bipolar transistor）の記号を描いているが，本発明はＩＧＢＴに限るものではなく，オン・オフ制御形スイッチング素子であれば，ＢＪＴ（bipolar junction transistor），ＭＯＳＦＥＴ（metal-oxide-semiconductor field-effect transistor），ＧＴＯ（gate turn-off）サイリスタ，ＩＧＣＴ（integrated gate-commutated thyristor）等，他のスイッチング素子を用いた場合にも，本発明の効果を得ることができる。
【００４７】
以下，スイッチング素子のオン・オフ状態と，出力電圧Ｖｋの関係を説明する。また，電流Ｉｋの流れる経路についても説明する。
【００４８】
Ｘ相上側スイッチング素子２０１ＸＰがオン，Ｘ相下側スイッチング素子２０１ＸＮがオフである場合，ｍ点を基準としたｘ点の電圧は，上側コンデンサ２０３Ｐの電圧ＶＣＰｋと概ね等しくなる。すなわち，Ｖｋ＝ＶＣＰｋである。
【００４９】
この場合，該単位変換器流れる電流Ｉｋは，上側コンデンサ２０３Ｐを通る。
【００５０】
Ｘ相上側スイッチング素子２０１ＸＰがオフ，Ｘ相下側スイッチング素子２０１ＸＮがオンである場合，ｍ点を基準としたｘ点の電圧は，下側コンデンサ２０３Ｎの電圧ＶＣＮｋと大きさが概ね等しく，かつ，逆極性の電圧となる。すなわち，Ｖｋ＝−ＶＣＮｋである。
【００５１】
この場合，該単位変換器に流れる電流Ｉｋは，下側コンデンサ２０３Ｎを通る。
【００５２】
以上より，スイッチング素子のオン・オフを制御することにより，単位変換器１０５の出力電圧Ｖｋを制御できることが分かり，ハーフブリッジ形単位変換器１０５においては，スイッチング素子のオン・オフ状態に関わらず，電流Ｉｋはコンデンサ２０３Ｐ，Ｎのいずれかを必ず通るという特徴を備える。
【００５３】
次に，単位変換器に直流電流が流れた際に，ハーフブリッジ形単位変換器が直流偏磁を解消できる原理を説明する。
【００５４】
まず，図３を参照して，上側コンデンサ２０３Ｐの電圧ＶＣＰｋと，下側コンデンサ２０３Ｎの電圧ＶＣＮｋが等しい場合（ＶＣＰｋ＝ＶＣＮｋ）における，ハーフブリッジ形単位変換器１０５の出力電圧Ｖｋの概略波形について説明する。
【００５５】
図３は，例えばＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御によって，該単位変換器出力電圧Ｖｋの基本波成分がＶｋｆｕｎｄとなるようにパルス列を生成した場合である。
【００５６】
図３のようにＶＣＰｋ＝ＶＣＮｋである場合，Ｖｋは基本波成分Ｖｋｆｕｎｄを含有するが，直流成分を含有しない。
【００５７】
次に，図４を参照して，Ｉｋｄｃ＞０である場合を考えると，Ｉｋｄｃは上側コンデンサ２０３Ｐを充電するか，または下側コンデンサ２０３Ｎを放電するかのいずれかの経路を通る。
【００５８】
言い換えれば，正の電流直流成分Ｉｋｄｃによって，ＶＣＰｋは上昇し，ＶＣＮｋは低下するため，ＶＣＰｋ＞ＶＣＮｋとなる。
【００５９】
正の電流直流成分ＩｋｄｃによってＶＣＰｋ＞ＶＣＮｋとなった場合，図３に示した概略波形は図４のように変化し，Ｖｋの電圧パルスは基本波成分Ｖｋｆｕｎｄに加えて正の電圧直流成分Ｖｋｄｃを含有する。
【００６０】
単位変換器に発生する正の電圧直流成分Ｖｋｄｃは，単位変換器に流れる正の電流直流成分Ｉｋｄｃを減少させる方向に働くため，変圧器の直流偏磁が解消する方向に働く。
【００６１】
次に，図５を参照して，Ｉｋｄｃ＜０である場合を考えると，Ｉｋｄｃは上側コンデンサ２０３Ｐを放電するか，または下側コンデンサ２０３Ｎを充電するかのいずれかの経路を通る。
【００６２】
言い換えれば，負の電流直流成分Ｉｋｄｃによって，ＶＣＰｋは低下し，ＶＣＮｋは上昇するため，ＶＣＰｋ＜ＶＣＮｋとなる。
【００６３】
負の電流直流成分ＩｋｄｃによってＶＣＰｋ＜ＶＣＮｋとなった場合，図３に示した概略波形は図５のように変化し，Ｖｋの電圧パルスは基本波成分Ｖｋｆｕｎｄに加えて負の電圧直流成分Ｖｋｄｃを含有する。
【００６４】
単位変換器に発生する負の電圧直流成分Ｖｋｄｃは，単位変換器に流れる負の電流直流成分Ｉｋｄｃを減少させる方向に働くため，変圧器の直流偏磁が解消する方向に働く。
【００６５】
以上，図４，図５から，電流直流成分Ｉｋｄｃが流れた際に，Ｖｋｆｕｎｄの電圧パルスに電圧直流成分Ｖｋｄｃを含有するため，発生している電流直流成分Ｉｋｄｃを減少させることが可能となる。
【００６６】
次に，本発明の直列多重変換装置１０３の出力電圧ＶＣＯＮを制御するための中央制御手段１０６と，変圧器１０４の過度な直流偏磁を防止できる機能を備えたコンデンサバランス制御手段２０５を説明する。
【００６７】
まず，図６を参照して，中央制御手段１０６の各制御ブロックについて説明する。
【００６８】
中央制御手段１０６内の全コンデンサ電圧一定制御手段６０１は，受信用通信線１０８を介して，全単位変換器から上側コンデンサ電圧ＶＣＰｋ，下側コンデンサ電圧ＶＣＮｋを受信し，その平均値が全コンデンサ電圧指令値ＶＣ＊に追従するように制御を行う。
【００６９】
電力制御手段６０２は，有効電力指令Ｐ＊とＰＣ＊，無効電力指令Ｑ＊を受信し，単相交流系統１０１と有効電力，無効電力の融通を行う。
【００７０】
電流制御手段６０３は，電力制御手段６０２から出力された電流指令ＩＣＯＮ＊に電力変換装置に流れる電流ＩＣＯＮが追従するように制御を行う。
【００７１】
また，電流制御手段６０３は系統電圧ＶＳを検出し，電圧フィードフォワード制御を行う。
【００７２】
単位変換器制御手段６０４は，電流制御手段６０３から出力された電圧指令ＶＣＯＮ＊を各単位変換器指令に分割する制御手段と，各単位変換器のコンデンサ電圧を均等化させる制御手段を備えている。
【００７３】
単位変換器制御手段６０４から出力された各単位変換器のコンデンサ電圧補正前の出力電圧指令ＶＵＮＩｋと，後述するコンデンサバランス制御手段２０５から出力されたコンデンサ電圧補正指令ＶＣＯＲｋは，加算器６０７を用いて加算され，単位変換器の出力電圧Ｖｋの基本波指令Ｖｋｆｕｎｄ＊を生成する。
【００７４】
そして，ゲートパルス生成手段６０８にて，出力電圧の基本波指令Ｖｋｆｕｎｄ＊と一定周波数の搬送波Ｖｃａｒｒｙを比較し，その大小に応じてゲートパルス指令ｇｋを生成することで，送信用通信線１０７を介して各単位変換器にゲートパルス指令ｇｋを送信する。
【００７５】
搬送波Ｖｃａｒｒｙは，例えば三角波を用いた方式があるが，出力電圧の基本波指令Ｖｋｆｕｎｄ＊と，実際の単位変換器出力電圧Ｖｋの基本波成分Ｖｋｆｕｎｄとを一致させるような制御方式であれば，空間ベクトル方式など他変調方式を適用することも可能であり，本実施例はこのような場合も含んでいるものとする。
【００７６】
次に，本発明の特徴の１つであるコンデンサバランス制御手段２０５について説明する。
【００７７】
本発明のコンデンサバランス制御手段２０５は，単位変換器の電圧センサ２０６Ｐ，２０６Ｎからコンデンサ電圧を取得し，加算器６０５を用いて両者の差電圧を演算することで，電圧直流成分Ｖｋｄｃの極性，大きさを判定する。
【００７８】
そして，演算した差電圧に制御ゲイン６０６を乗算し，単位変換器に発生する直流成分Ｖｋｄｃをキャンセルすることができる補正電圧指令ＶＣＯＲｋを出力する。
【００７９】
従って，補正電圧指令ＶＣＯＲｋは，電圧直流成分Ｖｋｄｃとは逆符号の値を有する。
【００８０】
これにより，Ｖｋに含まれていた電圧直流成分Ｖｋｄｃをキャンセルする補正電圧指令ＶＣＯＲｋを出力することができるため，変圧器１０５の過度な直流偏磁を防止できるという効果を得られる。
【００８１】
なお，図２はコンデンサバランス制御手段２０５を単位変換器１０５に組み込んだ回路構成を示しているが，中央制御手段１０６にコンデンサバランス制御手段２０５を組み込んでも同様の効果を得ることができる。
【００８２】
また，ハーフブリッジ形単位変換器１０５は，ハーフブリッジ形単位変換器１０５自身に直流偏磁を抑制する機能を備えていることを上記で説明した。
【００８３】
従って，実施例１は，必ずしもコンデンサバランス制御手段２０５を備えた直列多重変換装置である必要はない。
【００８４】
以上，ハーフブリッジ形単位変換器１０５を備えることで，変圧器１０４の過度な直流偏磁を防止できる原理を説明した。
【実施例２】
【００８５】
本発明の第２の実施例について説明する。
【００８６】
実施例２は，異なるコンデンサ電圧値を持つハーフブリッジ形の単位変換器内のコンデンサ中点同士を接続した電力変換装置である。
【００８７】
本実施例によれば，変圧器台数を減らしつつ実施例１と同等の電圧を出力可能，かつ，過度な直流偏磁を抑制できるという効果を得られる。
【００８８】
以下，実施例２の全体構成，単位変換器の内部構成を説明する。ただし，実施例１との相違点についてのみ説明する。
【００８９】
まず，図７を参照して，実施例２の全体構成，単位変換器の構成を説明する。
【００９０】
本発明の直列多重変換装置７０１は，単相交流系統１０１に接続した単相母線１０２に連系しており，直列多重変換装置７０１は，変圧器１０４と単位変換器７０２から構成されている。
【００９１】
以下，図７に描いた各部の電圧・電流を定義する。
【００９２】
単相交流系統１０１と単相母線１０２の各相をＵ相，Ｖ相と称し，単相交流系統１０１の電圧をＶＳと表記し，本発明の直列多重変換装置７０１が出力する電圧をＶＣＯＮと表記する。
【００９３】
また，単相母線１０２から本発明の直列多重変換装置７０１に流れる電流をＩＣＯＮと表記する。
【００９４】
以下，図８を参照して，本発明の単位変換器７０２の内部構成を説明する。
【００９５】
本発明の単位変換器７０２は，ハーフブリッジ形単位変換器１０５ｘのコンデンサ中点ｍ１と，ハーフブリッジ形単位変換器１０５ｙのコンデンサ中点ｍ２を接続した構成である。
【００９６】
また，ハーフブリッジ形単位変換器１０５ｘのｘ点，Ｙ相単位変換器１０５ｙのｙ点は変圧器１０４とそれぞれ接続されている。
【００９７】
本明細書では，単位変換器７０２の回路構成を「ダブルハーフブリッジ形単位変換器」と称する。
【００９８】
以下，本発明のダブルハーフブリッジ形単位変換器７０２における電圧・電流を定義する。
【００９９】
ｙ点を基準としたｘ点の電圧をダブルハーフブリッジ形単位変換器７０２の出力電圧と称し，Ｖｋと表記する。
【０１００】
また，ｘ点に向かって流れる電流をＩｋと表記する。
【０１０１】
Ｘ相単位変換器１０５ｘの上側コンデンサ２０３Ｐの電圧をＶＣＸＰｋ，下側コンデンサ２０３Ｎの電圧をＶＣＸＮｋと表記する。
【０１０２】
また，Ｙ相単位変換器１０５ｙの上側コンデンサ２０３Ｐの電圧をＶＣＹＰｋ，下側コンデンサ２０３Ｎの電圧をＶＣＹＮｋと表記する。
【０１０３】
以下，スイッチング素子のオン・オフ状態と，出力電圧Ｖｋの関係を説明する。
【０１０４】
Ｘ相上側スイッチング素子２０１ＸＰがオン，Ｘ相下側スイッチング素子２０１ＸＮがオフ，Ｙ相上側スイッチング素子２０１ＹＰがオフ，Ｙ相下側スイッチング素子２０１ＹＮがオンである場合，ｙ点を基準としたｘ点の電圧は，Ｖｋ＝ＶＣＸＰｋ＋ＶＣＹＮｋである。この場合，該単位変換器に流れる電流Ｉｋは，コンデンサ２０３ＸＰと２０３ＹＮを通る。
【０１０５】
Ｘ相上側スイッチング素子２０１ＸＰがオン，Ｘ相下側スイッチング素子２０１ＸＮがオフ，Ｙ相上側スイッチング素子２０１ＹＰがオン，Ｙ相下側スイッチング素子２０１ＹＮがオフである場合，ｙ点を基準としたｘ点の電圧Ｖｋ＝ＶＣＸＰｋ−ＶＣＹＰｋである。この場合，該単位変換器に流れる電流Ｉｋは，コンデンサ２０３ＸＰと２０３ＹＰを通る。
【０１０６】
Ｘ相上側スイッチング素子２０１ＸＰがオフ，Ｘ相下側スイッチング素子２０１ＸＮがオン，Ｙ相上側スイッチング素子２０１ＹＰがオフ，Ｙ相下側スイッチング素子２０１ＹＮがオンである場合，ｙ点を基準としたｘ点の電圧Ｖｋ＝−ＶＣＸＮｋ＋ＶＣＹＮｋである。この場合，該単位変換器に流れる電流Ｉｋは，コンデンサ２０３ＸＮと２０３ＹＮを通る。
【０１０７】
Ｘ相上側スイッチング素子２０１ＸＰがオフ，Ｘ相下側スイッチング素子２０１ＸＮがオン，Ｙ相上側スイッチング素子２０１ＹＰがオン，Ｙ相下側スイッチング素子２０１ＹＮがオフである場合，ｙ点を基準としたｘ点の電圧Ｖｋ＝−ＶＣＸＮｋ−ＶＣＹＰｋである。この場合，該単位変換器に流れる電流Ｉｋは，コンデンサ２０３ＸＮと２０３ＹＰを通る。
【０１０８】
以上より，スイッチング素子のオン・オフを制御することにより，本発明のダブルハーフブリッジ形単位変換器７０２の出力電圧Ｖｋを制御できることが分かる。
【０１０９】
また，実施例１の直列多重変換装置１０３と比較して，本実施例の直列多重変換装置７０２は，変圧器１０４の台数を減らしつつ，同レベル数の電圧を出力できるという特徴を備える。
【０１１０】
そして，本発明のダブルハーフブリッジ形単位変換器７０２は，スイッチング素子のオン・オフ状態に関わらず，電流Ｉｋはコンデンサ２０３ＸＰ，２０３ＸＮ，２０３ＹＰ，２０３ＹＮのいずれかを通る。
【０１１１】
従って，本発明のハーフブリッジ形単位変換器１０５と同様の理由で，直流偏磁を解消できるという効果を得られる。
【０１１２】
また，ハーフブリッジ形単位変換器１０５ｘ，１０５ｙごとに，本発明のコンデンサバランス制御手段２０５ｘ，２０５ｙを適用することも可能である。
【０１１３】
なお，ハーフブリッジ形単位変換器が直流偏磁を解消できる原理と，中央制御手段１０６の制御手法，本発明のコンデンサバランス制御手段２０５ｘ，２０５ｙの制御手法については実施例１と同様であるため省略する。
図８はコンデンサバランス制御手段２０５ｘ，２０５ｙを単位変換器７０２に組み込んだ回路構成を示しているが，中央制御手段１０６にコンデンサバランス制御手段２０５ｘ，２０５ｙを組み込んでも同様の効果を得ることができる。
【０１１４】
そして，ダブルハーフブリッジ形単位変換器７０２は，変換回路自身が直流偏磁を抑制する機能を備えていることを上記で説明した。
【０１１５】
従って，実施例２は，必ずしもコンデンサバランス制御手段２０５ｘ，２０５ｙを備えた直列多重変換装置である必要はない。
【実施例３】
【０１１６】
本発明の第３の実施例について説明する。
【０１１７】
実施例３は，変圧器と主単位変換器の間にハーフブリッジ形単位変換器を接続した電力変換装置である。
【０１１８】
本実施例によれば，主単位変換器の回路構成によらず直流偏磁の抑制が可能であり，かつ，高精度な電流センサを用いらずとも過度な直流偏磁を抑制できるという効果を得られる。
【０１１９】
以下，実施例３の全体構成，単位変換器の構成について説明する。ただし，実施例１との相違点についてのみ説明する。
【０１２０】
まず，図９を参照して，実施例３の全体構成，単位変換器の構成を説明する。
【０１２１】
本発明の本発明の９０１は，単相交流系統１０１に接続した単相母線１０２に連系しており，本発明の直列多重変換装置９０１は，変圧器１０４と，ハーフブリッジ形単位変換器１０５，主単位変換器９０２から構成されている。
【０１２２】
実施例１で示した図１の本発明の直列多重変換装置１０３と比較して，本発明の直列多重変換装置９０１はハーフブリッジ形単位変換器１０５が，変圧器１０４と主単位変換器９０２の間に接続されている点に特徴がある。
【０１２３】
主単位変換器９０２は，直流偏磁を抑制するための制御手段を備えていない単位変換器であり，後述するフルブリッジ形単位変換器が一例として挙げられる。
【０１２４】
本明細書では，主単位変換器としてフルブリッジ形単位変換器を扱うこととするが，本発明はフルブリッジ形単位変換器に限るものではなく，他の直流偏磁を抑制するための制御手段を備えていない単位変換器を用いた場合にも，本発明の効果を得ることができる。
【０１２５】
以下，図９に描いた各部の電圧・電流を定義する。
【０１２６】
単相交流系統１０１と単相母線１０２の各相をＵ相，Ｖ相と称し，単相交流系統１０１の電圧をＶＳと表記し，本発明の直列多重変換装置１０３が出力する電圧をＶＣＯＮと表記する。
【０１２７】
また，単相母線１０２から本発明の直列多重変換装置９０１に流れる電流をＩＣＯＮと表記する。
【０１２８】
以下，図１０を参照して，主単位変換器９０２の内部構成を説明する。
【０１２９】
Ｘ相上側スイッチング素子２０１ＸＰとＸ相上側環流ダイオード２０２ＸＰの逆並列回路と，Ｘ相下側スイッチング素子２０１ＸＮとＸ相下側環流ダイオード２０２ＸＮの逆並列回路は，ｘ点で直列接続されている。これを，第１の直列回路とする。
【０１３０】
Ｙ相上側スイッチング素子２０１ＹＰとＸ相上側環流ダイオード２０２ＹＰの逆並列回路と，Ｙ相下側スイッチング素子２０１ＹＮとＹ相下側環流ダイオード２０２ＹＮの逆並列回路は，ｙ点で直列接続されている。これを，第２の直列回路とする。
【０１３１】
また，主単位変換器９０２は，エネルギー貯蔵素子としてコンデンサ２０３を備えている。
【０１３２】
主単位変換器９０２は，前記の第１，第２の直列回路をコンデンサ２０３のｐ点とｎ点で並列接続した構成である。
【０１３３】
以下，主単位変換器９０２における電圧・電流を定義する。
【０１３４】
ｙ点を基準としたｘ点の電圧をフルブリッジ形単位変換器９０２の出力電圧と称し，Ｖｋと表記する。
【０１３５】
また，ｘ点に向かって流れる電流をＩｋと表記する。
【０１３６】
そして，主単位変換器９０２のコンデンサ２０３の電圧をＶＣｋと表記する。
【０１３７】
以下，スイッチング素子のオン・オフ状態と，出力電圧Ｖｋの関係を説明する。
【０１３８】
Ｘ相上側スイッチング素子２０１ＸＰがオン，Ｘ相下側スイッチング素子２０１ＸＮがオフ，Ｙ相上側スイッチング素子２０１ＹＰがオン，Ｙ相下側スイッチング素子２０１ＹＮがオフである場合，ｙ点を基準としたｘ点の電圧は，概ね零となる。すなわち，Ｖｋ＝０である。この場合，該単位変換器に流れる電流Ｉｋは，コンデンサ２０３を通らない。
【０１３９】
Ｘ相上側スイッチング素子２０１ＸＰがオン，Ｘ相下側スイッチング素子２０１ＸＮがオフ，Ｙ相上側スイッチング素子２０１ＹＰがオフ，Ｙ相下側スイッチング素子２０１ＹＮがオンである場合，ｙ点を基準としたｘ点の電圧は，コンデンサ２０３の電圧ＶＣｋと概ね等しくなる。すなわち，Ｖｋ＝ＶＣｋである。この場合，該単位変換器に流れる電流Ｉｋは，コンデンサ２０３を通る。
【０１４０】
Ｘ相上側スイッチング素子２０１ＸＰがオフ，Ｘ相下側スイッチング素子２０１ＸＮがオン，Ｙ相上側スイッチング素子２０１ＹＰがオン，Ｙ相下側スイッチング素子２０１ＹＮがオフである場合，ｙ点を基準としたｘ点の電圧は，コンデンサ２０３の電圧ＶＣｋと大きさが概ね等しく，逆極性の電圧となる。すなわち，Ｖｋ＝−ＶＣｋである。この場合，該単位変換器に流れる電流Ｉｋは，コンデンサ２０３を通る。
【０１４１】
Ｘ相上側スイッチング素子２０１ＸＰがオフ，Ｘ相下側スイッチング素子２０１ＸＮがオン，Ｙ相上側スイッチング素子２０１ＹＰがオフ，Ｙ相下側スイッチング素子２０１ＹＮがオンである場合，ｙ点を基準としたｘ点の電圧は，概ね零となる。すなわち，Ｖｋ＝０である。この場合，該単位変換器に流れる電流Ｉｋは，コンデンサ２０３を通らない。
【０１４２】
以上より，フルブリッジ形単位変換器９０２においては，スイッチング素子のオン・オフ状態に依存して，コンデンサ２０３に電流Ｉｋが流れる場合と，流れない場合が存在する。
【０１４３】
言い換えると，電流直流成分Ｉｋｄｃがコンデンサ２０３に流れない期間が存在するため変圧器鉄心の過度な直流偏磁を抑制することはできない。
【０１４４】
本実施例は，変圧器１０４と主単位変換器９０２の間にハーフブリッジ形単位変換器１０５を直列接続した構成となっており，ハーフブリッジ形単位変換器１０５は，スイッチング素子のオン・オフ状態に関わらず，電流Ｉｋがコンデンサ２０３Ｐ，Ｎのいずれかを通ることを実施例１にて述べた。
【０１４５】
そのため，フルブリッジ回路を用いた主単位変換器９０２にハーフブリッジ形の単位変換器１０５を追加することによって，高精度な電流センサを用いることなく直流偏磁を抑制できるという効果を得られる。
【０１４６】
なお，ハーフブリッジ形単位変換器１０５が直流偏磁を解消できる原理と，中央制御手段１０６の制御手法，本発明のコンデンサバランス制御手段２０５の制御手法については実施例１と同様であるため省略する。
【実施例４】
【０１４７】
本発明の第４の実施例について説明する。
【０１４８】
実施例４は，ハーフブリッジ形の単位変換器を直列多重化し，変圧器を介して三相交流系統と連系した電力変換装置である。
【０１４９】
本実施例によれば，ＳＴＡＴＣＯＭ（Static Synchronous Compensator）などの三相電力機器にも，簡易な回路構成で直流偏磁を抑制可能であるという効果を得られる。
【０１５０】
以下，実施例４の全体構成，単位変換器の構成について説明する。ただし，実施例１との相違点についてのみ説明する。
【０１５１】
まず，図１１を参照して，実施例４の全体構成を説明する。
【０１５２】
本発明の直列多重変換装置１１０３は，三相交流系統１１０１に接続した三相母線１１０２に連系しており，本発明の直列多重変換装置１１０３は，三相変圧器１１０４と単位変換器１１０５から構成されている。
【０１５３】
以下，図１１に描いた各部の電圧・電流を定義する。
【０１５４】
三相交流系統１１０１と三相母線１１０２の各相をＡ相，Ｂ相，Ｃ相と称し，交流系統１１０１の電圧をＶＳａｂ，ＶＳｂｃ，ＶＳｃａと表記し，直列多重変換装置１０３が出力する電圧をＶａｂＣＯＮ，ＶｂｃＣＯＮ，ＶｃａＣＯＮと表記する。
【０１５５】
また，単相母線１０２から本発明の直列多重変換装置１０３に流れる電流をＩａＣＯＮ，ＩｂＣＯＮ，ＩｃＣＯＮと表記する。
【０１５６】
以下，図１２を参照して，本発明の単位変換器１１０５の内部構成を説明する。
【０１５７】
本発明の単位変換器１１０５はＸ相単位変換器１０５ｘ，Ｙ相単位変換器１０５ｙ，Ｚ相単位変換器１０５ｗの３つのハーフブリッジ形単位変換器からなっており，ハーフブリッジ形単位変換器１０５ｘのコンデンサ中点ｍ１と，ハーフブリッジ形単位変換器１０５ｙのコンデンサ中点ｍ２，ハーフブリッジ形単位変換器１０５ｚのコンデンサ中点ｍ３の３つを接続した構成である。
【０１５８】
また，ハーフブリッジ形単位変換器１０５ｘのｘ点，Ｙ相単位変換器１０５ｙのｙ点，ハーフブリッジ形単位変換器１０５ｚのｚ点は，三相変圧器１１０４に接続されている。
【０１５９】
本明細書では，単位変換器１１０５の回路構成を「三相ハーフブリッジ形単位変換器」と称する。
【０１６０】
以下，本発明の三相ハーフブリッジ形単位変換器１１０５における電圧・電流を定義する。
【０１６１】
ｙ点を基準としたｘ点の電圧をｘｙ相線間電圧Ｖｘｙｋ，ｚ点を基準としたｙ点の電圧をｙｚ相線間電圧Ｖｙｚｋ，ｘ点を基準としたｚ点の電圧をｚｘ相線間電圧Ｖｚｘｋと表記する。
【０１６２】
また，ｘ点に向かって流れる電流をＩｘｋ，ｙ点に向かって流れる電流をＩｙｋ，ｚ点に向かって流れる電流をＩｚｋと表記する。
【０１６３】
Ｘ相単位変換器１０５ｘの上側コンデンサ２０３Ｐの電圧をＶＣＰｘｋ，下側コンデンサ２０３Ｎの電圧をＶＣＮｘｋと表記する。
【０１６４】
また，Ｙ相単位変換器１０５ｙの上側コンデンサ２０３Ｐの電圧をＶＣＰｙｋ，下側コンデンサ２０３Ｎの電圧をＶＣＮｙｋと表記する。
【０１６５】
そして，Ｚ相単位変換器１０５ｚの上側コンデンサ２０３Ｐの電圧をＶＣＰｚｋ，下側コンデンサ２０３Ｎの電圧をＶＣＮｚｋと表記する。
【０１６６】
スイッチング素子のオン・オフ状態と，出力電圧Ｖｋの関係については，３つの単相形単位変換器を接続した構成であるため省略するが，本発明の三相ハーフブリッジ形単位変換器１１０５においては，スイッチング素子のオン・オフ状態に関わらず，電流Ｉｘｋ，Ｉｙｋ，Ｉｚｋは，コンデンサ２０３ＸＰ，２０３ＸＮ，２０３ＹＰ，２０３ＹＮ，２０３ＺＰ，２０３ＺＮのいずれかを通る。
【０１６７】
従って，実施例１，実施例２，実施例３で述べた単相形変換器と同様にハーフブリッジ形単位変換器１０５ｘ，１０５ｙ，１０５ｚごとに，本発明のコンデンサバランス制御手段２０５ｘ，２０５ｙ，２０５ｚを適用することで過度な直流偏磁を抑制可能である。
なお，図１２はコンデンサバランス制御手段２０５ｘ，２０５ｙ，２０５ｚを単位変換器１１０５に組み込んだ回路構成を示しているが，中央制御手段１３０９にコンデンサバランス制御手段２０５ｘ，２０５ｙ，２０５ｚを組み込んでも同様の効果を得ることができる。
【０１６８】
図１３に，三相形の直列多重変換装置１１０３の中央制御手段１３０９と本発明のコンデンサバランス制御手段２０５ｘ，２０５ｙ，２０５ｚの各制御ブロックを図示する。
【０１６９】
図１３のｊは単位変換器１１０５の相を表し，ｊ＝ｘ，ｙ，ｚである。
【０１７０】
図１３に図示した中央制御手段１３０９，コンデンサバランス制御手段２０５ｘ，２０５ｙ，２０５ｚは，実施例１，実施例２，実施例３にて説明した単相形直列多重変換器１０３，７０１，９０１と同等な制御手段を用いているため説明を省略する。
【０１７１】
そして，三相ハーフブリッジ形単位変換器１１０５は，変換回路自身が直流偏磁を抑制する機能を備えていることを上記で説明した。
【０１７２】
従って，本発明は，必ずしもコンデンサバランス制御手段２０５ｘ，２０５ｙ，２０５ｚを備えた直列多重変換装置である必要はない。
【０１７３】
以上より，これまで述べた単相形の直列多重変換装置と同様の理由で，三相形の直列多重変換装置１１０３が直流偏磁を解消できる。
【符号の説明】
【０１７４】
１０１・・・単相交流系統
１０２・・・単相母線
１０３・・・直列多重変換装置
１０４・・・変圧器
１０５・・・ハーフブリッジ形単位変換器
１０６・・・中央制御手段
２０３・・・コンデンサ
２０５・・・コンデンサ電圧バランス制御手段
２０６・・・電圧センサ
７０１・・・直列多重変換装置
７０２・・・ダブルハーフブリッジ形単位変換器
９０１・・・直列多重変換装置
９０２・・・主単位変換器
１１０１・・・三相交流系統
１１０２・・・三相母線
１１０３・・・直列多重変換装置
１１０４・・・三相変圧器
１１０５・・・三相ハーフブリッジ形単位変換器
１３０９・・・中央制御手段
【図１】
0006342233.tif 000002
【図２】
0006342233.tif 000003
【図３】
0006342233.tif 000004
【図４】
0006342233.tif 000005
【図５】
0006342233.tif 000006
【図６】
0006342233.tif 000007
【図７】
0006342233.tif 000008
【図８】
0006342233.tif 000009
【図９】
0006342233.tif 000010
【図１０】
0006342233.tif 000011
【図１１】
0006342233.tif 000012
【図１２】
0006342233.tif 000013
【図１３】
0006342233.tif 000014