(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電力を受け取る入力部と、
前記入力部の高電位入力部と低電位入力部との間に結合され、前記入力電力をバッファリングする入力コンデンサと、
バッファリングされた前記入力電力から駆動電流を供給するスイッチモード電力コンバータと、
前記スイッチモード電力コンバータに結合される電流リミッタと、
前記入力電力の変動を検知する制御要素と、
を含み、
前記電流リミッタは、前記駆動電流を駆動負荷制限において制限するように、前記スイッチモード電力コンバータを制御し、
前記電流リミッタは、前記スイッチモード電力コンバータの電力スイッチを動作させることを介して、前記スイッチモード電力コンバータを制御する制御可能なスイッチを含み、
前記制御要素は、前記制御可能なスイッチに結合され、前記電流リミッタが前記入力電力の前記変動に基づいて前記駆動負荷制限を調整するように、前記入力電力の前記変動に基づいて前記制御可能なスイッチを調整し、
前記制御要素は、前記入力コンデンサと前記入力部との間のラインにおける直列の電流検知要素を含む、ドライバ回路。
【請求項２】
前記スイッチモード電力コンバータは、リンギングチョークコンバータを含み、及び／又は、前記電流検知要素は、前記入力電力の電圧の変動率を検知する、請求項１に記載のドライバ回路。
【請求項３】
前記電流リミッタは、前記電流検知要素に結合され、前記入力電力の前記変動率が低い場合に、前記駆動負荷制限を増加させ、前記入力電力の前記変動率が高い場合に、前記駆動負荷制限を減少させる、請求項２に記載のドライバ回路。
【請求項４】
前記入力部は、高電位入力部及び低電位入力部を含み、前記入力コンデンサは、前記高電位入力部及び前記低電位入力部間のコンデンサであって、前記入力部と前記スイッチモード電力コンバータとの間にある、請求項１又は２に記載のドライバ回路。
【請求項５】
前記電流検知要素は、低電位入力部と前記入力コンデンサとの間で直列の抵抗器を含み、前記制御可能なスイッチの電流出力端子は、前記低電位入力部に結合され、また、前記抵抗器を介して接地端子に結合され、前記入力コンデンサの一端は、接地に接続し、前記制御可能なスイッチの制御端子は、前記駆動電流が流れる前記電流リミッタの電流検知要素を介して前記接地端子に結合され、前記制御可能なスイッチの電流入力端子は、前記スイッチモード電力コンバータの前記電力スイッチの制御端子に結合される、請求項４に記載のドライバ回路。
【請求項６】
前記電流検知要素は、前記低電位入力部と前記入力コンデンサとの間で直列の抵抗器を含み、前記低電位入力部は、接地に接続し、前記制御可能なスイッチの制御端子は、前記抵抗器を介して前記低電位入力部に結合され及び接地に結合され、前記入力コンデンサの一端に結合される、請求項４に記載のドライバ回路。
【請求項７】
前記制御可能なスイッチの前記制御端子は、前記駆動電流から分離される、請求項６に記載のドライバ回路。
【請求項８】
前記制御要素は、前記低電位入力部と前記入力コンデンサとの間で直列の抵抗器と並列のダイオードを含み、前記ダイオードは、前記入力コンデンサから前記低電位入力部に順方向である、請求項４に記載のドライバ回路。
【請求項９】
ラインレギュレーションコントローラを更に含み、
前記ラインレギュレーションコントローラは、前記入力電力の電圧を検知し、前記入力電力の電圧が増加すると増加するバイアス電圧を取得し、前記バイアス電圧を前記制御可能なスイッチの制御端子に提供することを介して、前記入力電力の電圧に基づいて、前記制御端子にバイアス印加する、請求項１、２又は５に記載のドライバ回路。
【請求項１０】
前記ラインレギュレーションコントローラは、前記バイアス電圧を補助電源から取得し、前記ラインレギュレーションコントローラは、前記補助電源と前記制御可能なスイッチの前記制御端子との間に置かれる、制御端子にバイアス印加する抵抗器を含み、前記補助電源は、前記入力電力の電圧に基づき、
前記ドライバ回路は、
前記スイッチモード電力コンバータの前記電力スイッチと直列のチョークインダクタと、
前記チョークインダクタに結合され、前記補助電源を提供する補助巻線と、
を更に含む、請求項９に記載のドライバ回路。
【請求項１１】
前記電流リミッタの制御端子から、前記スイッチモード電力コンバータの前記電力スイッチの制御端子へと順方向にされるダイオードを更に含む、請求項１に記載のドライバ回路。
【請求項１２】
請求項１乃至１１の何れか一項に記載のドライバ回路と、
前記ドライバ回路の前記スイッチモード電力コンバータに結合される発光ダイオード装置と、
を含み、
前記ドライバ回路は、前記発光ダイオード装置間に平滑化コンデンサを更に含む、照明回路。
【請求項１３】
入力電力を受け取るステップと、
前記入力電力を、入力コンデンサによってバッファリングするステップと、
スイッチモード電源を使用して、バッファリングされた前記入力電力から駆動電流を供給するステップと、
前記スイッチモード電源を制御することによって、電流リミッタを使用して、前記駆動電流を、駆動負荷制限に制限するステップであって、制御可能なスイッチが、前記スイッチモード電源の電力スイッチを制御する、前記ステップと、
前記入力コンデンサと前記入力電力との間のラインにおける直列の抵抗器を使用することを介して、前記入力コンデンサに結合される制御要素によって、前記入力電力の変動を検知するステップと、
前記電流リミッタが、前記入力電力の前記変動に基づいて前記駆動負荷制限を調整するように、前記入力電力の前記変動に基づいて、前記スイッチモード電源を制御する前記制御可能なスイッチを調整するステップと、
を含む、電子負荷を駆動する方法。
【請求項１４】
前記入力電力の電圧の変動率を示す、前記入力コンデンサを介する電流は、前記抵抗器を流れ、前記抵抗器間の対応する電圧を形成する、請求項１３に記載の方法。
【請求項１５】
駆動電流を供給する前記ステップは、リンギングチョークコンバータを使用して、電流を供給するステップを含み、前記駆動電流を制限する前記ステップは、前記入力電力の電圧の変動率が低い場合に、前記駆動負荷制限を増加させ、前記入力電力の前記電圧の前記変動率が高い場合に、前記駆動負荷制限を減少させるステップを含む、請求項１３に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、概して、発光ダイオードに基づく照明に関し、具体的には、変動入力電圧に基づく照明技術に適合する発光ダイオードに基づく照明に関する。当該概念は、ＬＥＤ照明に使用されるだけでなく、産業電源、家庭用電化製品等といった他の応用にも使用可能である。
【背景技術】
【０００２】
本記載及び請求項において、「ＬＥＤ」との用語は、有機発光ダイオード（ＬＥＤ）及び無機発光ダイオード（ＬＥＤ）の両方を意味するものとして使用され、本発明は、両方の種類に適用可能である。ＬＥＤは、電流駆動型の照明ユニットである。ＬＥＤは、当該ＬＥＤに所望の電流を供給するＬＥＤドライバを使用して駆動される。
【０００３】
供給される必要電流は、様々な照明ユニット及び照明ユニットの様々な構成によって異なる。最新のＬＥＤドライバは、広範囲の様々な照明ユニット及びある範囲の数の照明ユニットに使用可能であるように、十分な適応性を有するようにデザインされている。
【０００４】
スイッチモード電源回路及びリンギングチョークコンバータ（ＲＣＣ）回路が、特に、その低価格により、発光ダイオード（ＬＥＤ）ドライバ回路及び充電器として広く使用される。しかし、これらは、高性能が求められる応用には広く使用されていない。高い力率、低い全高調波ひずみ（ＴＨＤ）及び優れたラインレギュレーションを同時に生成するリンギングチョークコンバータ回路デザインは、複雑で、デザインし難い。高い力率及び低いＴＨＤ性能を達成するＲＣＣ回路は知られている。しかし、このような回路は、変動入力電圧が、ドライバ回路の出力電圧に著しく影響を及ぼす点で、ラインレギュレーションが良くない。
【０００５】
このようなリンギングチョークコンバータ回路に、ピーク電流制御を備えることが知られている。これらのＲＣＣ回路は、通常、電圧基準によってクランプされるピーク電流を有する。図１に、クランプされたピーク電流制御を有する例示的なＲＣＣ回路が示される。当該例示的なＲＣＣ回路における電流制限は、検知抵抗器Ｒ８と、検知抵抗器Ｒ８を流れる電流がトランジスタＱ２のベース‐エミッタ電圧（Ｖｂｅ）より大きい電圧を発生させる場合に、トランジスタＱ１のベース電流を引き出すトランジスタＱ２とによって実施される。
【０００６】
国際特許公開公報ＷＯ２０１０／１０６３７５及び欧州特許第２３８１７４２Ａ２号は、入力電力の位相カット条件を検出し、次に、当該位相カット条件を使用して、電力変換ユニットを制御する位相カット検出ユニットを有する。より具体的には、駆動電力が、入力電力の位相カット条件に従って弱められる。これは、駆動電力曲線が、入力電力曲線に同位相で追従すること（例えば入力電力のピークにおいて、駆動電力も高い）を必要とするＴＨＤ性能には関連しない。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかし、ピーク電流が制御されるＲＣＣ回路は、ラインレギュレーション性能を向上させるが、著しく劣る力率及びＴＨＤ性能を生成する。更にこのようなクランプされたピーク電流のＲＣＣ回路は、ピーク電流制限が入力電流に差動電流をもたらすため、電磁両立性が良くない。これは、負荷電流が鞍形状に制限されるが、入力電流は安定器によって依然として一定であり、したがって、電流差が入力コンデンサに流れ込み、入力コンデンサに大きな共鳴スパイクを引き起こすことを意味する。これは、このようなドライバ回路をＴ−ＬＥＤ応用に実装する際に特に問題である。
【０００８】
コンバータのピーク電流が、入力電力の波形に追従することを可能にし、これにより、ＴＨＤ及び力率（ＰＦ）における向上を可能にすることが有利である。また、単純かつ低価格の回路が、このような性能を提供可能であることが更に有利である。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記検討事項に対処するために、本発明は、請求項によって規定される。
【００１０】
本発明の一実施形態によれば、その適切な応用の１つにおいて、発光ダイオード装置を駆動するドライバ回路が提供される。当該ドライバ回路は、入力電力を受け取る入力部と、入力電力をバッファリングする入力コンデンサと、バッファリングされた入力電力から駆動電流を供給するスイッチモード電力コンバータと、スイッチモード電力コンバータに結合される電流リミッタと、入力電力の変動を検知する制御要素とを含み、電流リミッタは、駆動電流を駆動負荷制限において制限するように、スイッチモード電力コンバータを制御し、電流リミッタは、スイッチモード電力コンバータの電力スイッチＱ１を動作させることを介して、スイッチモード電力コンバータを制御する制御可能なスイッチを含み、制御要素は、制御可能なスイッチに結合され、電流リミッタが入力電力の変動に基づいて駆動負荷制限を調整するように、入力電力の変動に基づいて制御可能なスイッチを調整し、制御要素は、入力コンデンサと入力部との間のラインにおける直列の電流検知要素を含む。
【００１１】
本実施形態では、入力電力の変動は、電流検知要素によって検知される。これは、入力コンデンサが、入力電力の変動情報を提供することによる。したがって、低コストで単純な回路において、コンバータのピーク電流は、入力電力の波形に追従することができる。
【００１２】
更なる実施形態では、電流検知要素は、入力電力の電圧の変動率を検知する。入力コンデンサは、入力電圧のｄｖ／ｄｔに比例する電流を発生させ、この電流は、電流検知要素を流れる。このようにして、入力電力の電圧の変動率が、低コストで単純な回路において取り出される。
【００１３】
更なる実施形態では、電流リミッタは、電流検知要素Ｒ１に結合され、入力電力の変動率が低い場合に、駆動負荷制限を増加させ、入力電力の変動率が高い場合に、駆動負荷制限を減少させる。本実施形態では、入力電力は、通常、正弦波形状である。入力電力は、ゼロ度の位相において、電圧は最低であり、また、最大変動率を有し、したがって、この瞬間において、駆動負荷制限は、最低電圧を有する低駆動電流に適合するように減少される。入力電圧のピークにおいて、変動率は、ゼロまで下がり、次に、駆動負荷制限は、ピーク電圧を有する高駆動電流に適合するように増加される。したがって、駆動負荷制限は、入力電圧の変動（一次導関数）の反対であり、したがって、駆動負荷制限は、入力電圧に追従することができる。なお、低い及び高いとの用語は、変動率を比較した場合の相対的な大きさを説明するためのものであり、変動率の絶対値を説明するためのものではない。
【００１４】
一実施形態では、スイッチモード電力コンバータは、リンギングチョークコンバータを含んでもよい。
【００１５】
したがって、これらの例は、コンポーネント数が少ない低コストのコンバータを提供する。
【００１６】
一実施形態では、制御可能なスイッチは、エミッタ駆動式に操作可能である。電流検知要素は、低電位入力部と入力コンデンサとの間で直列の抵抗器を含み、制御可能なスイッチの電流出力端子は、低電位入力部に結合され、また、抵抗器を介して接地端子に結合され、入力コンデンサの一端は、接地に接続し、制御可能なスイッチの制御端子は、駆動電流が流れる電流リミッタの電流検知要素を介して接地端子に結合され、制御可能なスイッチの電流入力端子は、スイッチモード電力コンバータの制御端子に結合される。
【００１７】
本実施形態では、制御可能なスイッチの電流出力端子は、入力電圧と同位相の電位を有する。したがって、制御可能なスイッチは、入力電圧変化とは反対の様態で、スイッチモード電力コンバータの制御端子から電流を引き込む。更に、抵抗器を電流検知要素として使用することも低コストである。
【００１８】
代替実施形態では、制御可能なスイッチは、ベース駆動式に操作可能である。抵抗器は、低電位入力部と入力コンデンサとの間で直列であり、低電位入力部は、接地に接続し、制御可能なスイッチの制御端子は、抵抗器を介して低電位入力部に結合され及び接地に結合され、入力コンデンサの一端に結合される。
【００１９】
本実施形態では、制御可能なスイッチの制御端子は、入力電圧とは逆位相の電位を有する。したがって、制御可能なスイッチは、入力電圧変化とは反対の態様で、スイッチモード電力コンバータの制御端子から電流を引き込む。
【００２０】
更なる実施形態では、制御端子は、駆動電流から分離される。本実施形態では、０〜９０度の位相において、駆動電流は、入力電圧の位相に従って電流リミッタによって制限される。９０〜１８０度の位相において、入力電圧は減少し、スイッチモード電力コンバータの制御端子に提供される電流は少なく、したがって、駆動電流が制限される。一般に、駆動電流を検出する手段のない開ループ回路は、低コストで提供される。
【００２１】
一実施形態では、制御可能なスイッチはトランジスタであり、制御可能なスイッチの電流出力端子は、トランジスタのエミッタである。或いは、制御可能なスイッチは、ＭＯＳＦＥＴであってもよく、制御可能なスイッチの電流出力端子は、ＭＯＳＦＥＴのソースである。以下の説明における例では、例示的な制御可能なスイッチとして、トランジスタについて述べる。このような例における制御要素は更に、トランジスタのエミッタ又はトランジスタのベースに、入力電力の電圧の変動に従ってバイアス印加することができる。したがって、エミッタ電圧は、バイアス印加されることが可能であり、高い力率及び低い全高調波ゆがみが達成される。バイアス印加されていない電流リミッタトランジスタを使用する制御要素と比較して、向上された力率及びＴＨＤがもたらされる。
【００２２】
入力部は、高電位入力部及び低電位入力部を含んでもよく、また、更に、入力コンデンサは、高電位入力部及び低電位入力部間のコンデンサであって、入力部とスイッチモード電力コンバータとの間にある。
【００２３】
制御要素は、低電位入力部と入力コンデンサとの間で直列の抵抗器を含んでよい。制御可能なスイッチの電流出力端子は、低電位入力部に接続され、また、抵抗器を介して接地端子に接続されてよく、制御可能なスイッチの制御端子は、駆動電流が流れる電流リミッタの電流検知要素を介して接地端子に接続されてよく、また、制御可能なスイッチの電流入力端子は、スイッチモード電力コンバータの制御端子に結合されてよい。制御可能なスイッチの電流入力端子は、トランジスタのコレクタであってよい。制御可能なスイッチの制御端子は、トランジスタのベースであってよい。或いは、制御可能なスイッチは、ＭＯＳＦＥＴによって実現される。制御可能なスイッチの電流入力端子は、ＭＯＳＦＥＴのドレインであってよい。制御可能なスイッチの制御端子は、ＭＯＳＦＥＴのゲートであってよい。
【００２４】
したがって、抵抗器は、フィルタリングされた低電位入力部と制御可能なスイッチの制御端子との間に電位を発生させることによって、電圧基準を相殺する。制御可能なスイッチの電流出力端子は更に、低電位入力部に結合される。即ち、基準電圧バイアスが、制御可能なスイッチの制御端子と電流出力端子との間に提供される。
【００２５】
制御要素は、低電位入力部と入力コンデンサとの間で直列の抵抗器と並列のダイオードを含んでよく、当該ダイオードは、入力コンデンサから低電位入力部に順方向である。
【００２６】
したがって、本明細書に示される例におけるダイオードは、大サージ電流がバイアス印加抵抗器を流れる場合でも、回路を正常に動作させ続ける。つまり、コンデンサが、入力抵抗器電位をクランプする。
【００２７】
ドライバ回路は更に、ラインレギュレーションコントローラを含む。ラインレギュレーションコントローラは、入力電力の電圧を検知し、入力電力の電圧が増加すると増加するバイアス電圧を、制御可能なスイッチの制御端子に提供することを介して、電力の電圧に基づいて、当該制御端子にバイアス印加することができる。
【００２８】
このようにして、例は、スイッチモード電力コンバータのターンオフ閾値を早めるように電流リミッタを制御することによって、優れたラインレギュレーションを達成する。
【００２９】
ラインレギュレーションコントローラは、補助電源と制御可能なスイッチの制御端子との間に置かれる、制御端子にバイアス印加する抵抗器を含んでもよい。補助電源は、入力電力の電圧に基づいている。ドライバ回路は更に、スイッチモード電力コンバータの電力スイッチと直列のチョークインダクタと、チョークインダクタに結合され、補助電力供給を提供する補助巻線とを含む。
【００３０】
このようにして、フィルタリングされた高電位入力部によって、制御可能なスイッチの制御端子に供給される電流は、優れたラインレギュレーションを実現する。これは、入力ライン電圧が高いと、補助電源の電圧が増加されるからである。補助電源の高電圧は、制御可能なスイッチの制御端子電流を増加させる。制御可能なスイッチの制御端子電流の増加は、制御可能なスイッチのターンオンを早め、次に、制御可能なスイッチに結合されるスイッチモード電力コンバータのオフ時間を早め、高ライン電圧エネルギーのバランスを取るために、ピーク電流を減少させる。
【００３１】
更なる実施形態では、ドライバ回路は更に、電流リミッタの制御端子から、スイッチモード電力コンバータの電力スイッチの制御端子へと順方向にされるダイオードを含んでよい。このダイオードは、スイッチモード電力コンバータの電力スイッチがオフにされた場合に、低電圧において電流リミッタの制御端子をクランプするためのものであり、これにより、電力スイッチがオンにされる前に、電流リミッタが動作することが阻止され、電力スイッチがオンにされることを確実にする。
【００３２】
照明回路は、本明細書に説明されるドライバ回路と、ドライバ回路のスイッチモード電力コンバータに結合される発光ダイオード装置とを含んでよく、ドライバ回路は、発光ダイオード装置内に平滑化コンデンサを含む。
【００３３】
第２の態様によれば、発光ダイオード装置を駆動する方法が提供される。当該方法は、入力電力を受け取るステップと、スイッチモード電源を使用して、バッファリングされた入力電力から駆動電流を供給するステップと、入力電力を、入力コンデンサによってバッファリングするステップと、スイッチモード電源を制御することによって、電流リミッタを使用して、駆動電流を、駆動負荷制限に制限するステップであって、制御可能なスイッチが、スイッチモード電源の電力スイッチを制御する、上記ステップと、入力コンデンサと入力電力との間のラインにおける直列の抵抗器を使用することを介して、入力コンデンサに結合される制御要素によって、入力電力の変動を検知するステップと、電流リミッタが、入力電力の変動に基づいて駆動負荷制限を調整するように、入力電力の変動に基づいて、スイッチモード電源を制御する制御可能なスイッチを調整するステップとを含む。
【００３４】
更なる実施形態では、入力電力の変動を検知するステップは、入力コンデンサと入力電力との間のラインにおける直列の抵抗器を使用し、これにより、入力電力の電圧の変動率を示す、入力コンデンサを介する電流は、上記抵抗器を流れ、上記抵抗器間の対応する電圧を形成するステップを含む。
【００３５】
更なる実施形態では、駆動電流を供給するステップは、リンギングチョークコンバータを使用して、電流を供給するステップを含み、また、駆動電流を制限するステップは、入力電力の電圧の変動率が低い場合に、駆動負荷制限を増加させ、入力電力の電圧の変動率が高い場合に、駆動負荷制限を減少させるステップを含む。
【００３６】
一実施形態では、制御可能なスイッチはトランジスタであり、制御可能なスイッチの電流出力端子は、トランジスタのエミッタである。或いは、制御可能なスイッチは、ＭＯＳＦＥＴであってもよく、制御可能なスイッチの電流出力端子は、ＭＯＳＦＥＴのソースである。
【００３７】
駆動電流を供給するステップは、リンギングチョークコンバータを使用して、電流を供給するステップを含んでよい。
【００３８】
入力電力を受け取るステップは、整流された主電源電力信号を受け取るステップを含んでよい。入力電力を受け取るステップは、高電位入力及び低電位入力を受け取るステップを含んでよい。入力コンデンサは、高電位入力部及び低電位入力部間のコンデンサであって、また、入力部とスイッチモード電力コンバータとの間に置かれる。
【００３９】
制御要素によって、入力電力の変動を検知するステップは、低電位入力部と入力コンデンサとの間に直列に置かれる抵抗器によって、入力電力の変動を検知するステップを含んでよい。上記方法は更に、制御可能なスイッチの電流出力部を、低電位入力部に結合させ、また、上記抵抗器を介して接地端子に結合させるステップと、制御可能なスイッチの制御端子を、駆動電流が流れる電流リミッタの電流検知要素を介して接地端子に結合させるステップと、制御可能なスイッチの電流入力部を、スイッチモード電力コンバータの制御端子に結合させるステップとを含む。
【００４０】
制御可能なスイッチの電流入力端子は、トランジスタのコレクタであってよい。制御可能なスイッチの制御端子は、トランジスタのベースであってよい。或いは、制御可能なスイッチは、ＭＯＳＦＥＴによって実現される。制御可能なスイッチの電流入力端子は、ＭＯＳＦＥＴのドレインであってよい。制御可能なスイッチの制御端子は、ＭＯＳＦＥＴのゲートであってよい。
【００４１】
上記方法は更に、低電位入力部と入力コンデンサとの間に直列の抵抗器と並列に置かれるダイオードによって、サージ負荷バイパスを提供するステップを含んでよい。上記ダイオードは、入力コンデンサから低電位入力部へと順方向にされる。
【００４２】
上記方法は更に、入力電力電位を検知するステップと、駆動電位のラインレギュレーションを制御するように、当該入力電力電位に基づいて、制御可能なスイッチの制御端子にバイアス印加するステップとを含んでよい。
【００４３】
制御スイッチの制御端子にバイアス印加するステップは、補助電源と制御可能なスイッチの制御端子との間にベースにバイアス印加する抵抗器を置くステップを含んでよい。補助電源は、入力電力電位から導出される。
【００４４】
本発明のこれらの及び他の態様は、以下に説明される実施形態から明らかとなり、当該実施形態を参照して説明される。
【図面の簡単な説明】
【００４５】
本発明の例について、添付図面を参照して詳細に説明する。
【００４６】
【図１】図１は、例示的な従来技術のクランプされたピーク電流を有するＲＣＣ  ＬＥＤドライバ回路を示す。
【図２】図２は、例示的な従来技術のクランプされたピーク電流を有するＲＣＣ  ＬＥＤドライバ回路の入力平均電流及びトランジスタ電流の波形を示す。
【図３】図３は、例示的な従来技術のクランプされたピーク電流を有するＲＣＣ  ＬＥＤドライバ回路の入力コンデンサの電位の波形を示す。
【図４】図４は、幾つかの実施形態による例示的なクランプされたピーク電流を有するＲＣＣ  ＬＥＤドライバ回路を示す。
【図５】図５は、例示的なクランプされたピーク電流を有するＲＣＣ  ＬＥＤドライバ回路の電流及び電位の波形を示す。
【図６】図６は、本発明の一実施形態におけるＥＭＩフィルタの例示的な統合を示す。
【図７】図７は、本発明の一実施形態におけるＥＭＩフィルタの例示的な統合を示す。
【図８】図８は、制御要素が、電流リミッタ内のスイッチの制御端子に結合される本発明の代替実施形態を示す。
【図９】図９は、制御要素の入力電圧及びＶｂｅの曲線を示す。
【発明を実施するための形態】
【００４７】
本明細書に説明される実施形態は、その適切な応用の１つにおいて、発光ダイオード装置を駆動するドライバ回路を提供する。本明細書に説明される駆動回路は、入力電力を受け取る入力部と、当該入力電力をバッファリングする入力コンデンサとを含む。更に、駆動回路は、入力部から駆動電流を供給するスイッチモード電力コンバータを含む。スイッチモードコンバータには、当該スイッチモード電力コンバータに結合される電流リミッタが関連付けられる。電流リミッタは、駆動電流を、駆動負荷制限に制限するようにスイッチモード電力コンバータを制御する。本明細書に説明されるように、電流リミッタは、スイッチモード電力コンバータを制御する、制御可能なスイッチを含む。駆動回路は更に、入力電力の変動を検知する制御要素を含む。制御要素は、実施形態では、制御可能なスイッチに結合され、入力電力の変動に基づいて、制御可能なスイッチの端子の電位を調整する。このようにして、電流リミッタは、入力電力の変動に基づいて、駆動負荷電流制限を調整できる。制御要素は、入力コンデンサと入力部との間のラインにおいて直列の抵抗器を含む。
【００４８】
以下の説明は、トランジスタを、例示的な制御可能なスイッチとして取り上げる。したがって、以下の説明において、制御可能なスイッチの制御端子は、トランジスタのベースであり、制御可能なスイッチの電流入力端子は、トランジスタのコレクタであり、制御可能なスイッチの電流出力端子は、トランジスタのエミッタである。しかし、当然のことながら、幾つかの実施形態では、スイッチング機能を実現する任意の適切な制御可能なスイッチ又は要素を使用してよい。例えば幾つかの実施形態では、制御可能なスイッチは、本明細書に説明されるように、ＮＰＮトランジスタではなく、ＰＮＰトランジスタである。更に、幾つかの実施形態では、制御可能なスイッチは、例えばｎ−チャネルＭＯＳＦＥＴといったＦＥＴ技術で実施されてもよい。この場合、制御可能なスイッチの制御端子は、ＭＯＳＦＥＴのゲートであり、制御可能なスイッチの電流入力端子は、ＭＯＳＦＥＴのソースであり、制御可能なスイッチの電流出力端子は、ＭＯＳＦＥＴのドレインである。
【００４９】
本明細書において、以下に更に詳細に説明されるように、制御要素は、したがって、トランジスタの端子に、入力電力の変動に従ってバイアス印加することができる。このようにして、回路は、本明細書に説明されるようなバイアス印加されていない電流リミッタトランジスタを使用する制御要素を含むドライバ回路に対して、力率及び全高調波ゆがみ性能を向上させることができる。これは、安定器からのハイレベルの電流が、そのときにおける電流制限も高いことにより、電力スイッチを通過することが可能にされるからであり、したがって、入力コンデンサは、過剰に高い値に充電されない。
【００５０】
当然のことながら、本明細書に説明されるように、スイッチモード電力コンバータは、リンギングチョークコンバータ（ＲＣＣ）回路を含む。しかし、本明細書に説明される同様の教示内容を使用して、任意の適切なスイッチモード電力コンバータ回路を使用することができる。例えば電流リミッタを有するバック又はブーストコンバータについて、本発明の実施形態は、入力電力の変動に従って、電流リミッタの制限を調整するように適用可能である。
【００５１】
更に、以下の実施形態において、入力部は、（電流が流れ込む）高電位入力部と、（電流が流れ出す）低電位入力部とを含み、更に、バッファコンデンサとしての入力コンデンサは、高電位入力部及び低電位入力部間のコンデンサであって、また、入力部とスイッチモード電力コンバータとの間にある。当然のことながら、幾つかの実施形態において、高電位及び低電位との用語は、相対的なものであり、（概念上の接地電位又はアース電位を参照して）正の大きさの電位差に関して規定され、また、同様の教示内容及び回路が、負の大きさの電位差に関して規定される回路に適用可能である。
【００５２】
図１は、例示的な従来技術のクランプされたピーク電流を有するＲＣＣ  ＬＥＤドライバ回路を示す。本明細書に説明されるように、ピーク電流が制御される典型的なＲＣＣ回路は、既知のＬＥＤドライバ回路である。しかし、これらのタイプの回路は、ラインレギュレーション性能は許容範囲内であるが、力率（ＰＦ）及び全高調波ゆがみ（ＴＨＤ）性能は、良くないか又は許容不可能である。
【００５３】
例示的なドライバ回路は、差動入力部１、３において（２３０Ｖ又は１１５Ｖといった）交流入力供給（別名、主電源供給として知られている）を受け取り、スイッチモード電力コンバータ部７に対し、適切な高及び低電位入力を発生させる第１の部分、即ち、入力部５を含む。
【００５４】
したがって、入力部５は、交流電力供給を、スイッチモード電力コンバータ部７に渡される整流直流、即ち、ＤＣ電力に整流する。図１に示される例では、入力部５は、全波整流出力を発生させるダイオード整流器又はブリッジ（ＤＢ１、ＤＢ２、ＤＢ３、ＤＢ４）を含む。
【００５５】
入力部５とスイッチモード電力コンバータ部７との間に、高電位入力部と低電位入力部とにわたり配置される入力コンデンサＣ２を含む。入力コンデンサＣ２は、幾つかの実施形態では、２００ｎＦコンデンサである。入力コンデンサＣ２の機能は、例えばバッファコンデンサとして、整流ＤＣを平滑化することである。
【００５６】
ドライバ回路は更に、図１には、ＬＥＤ１と示されるＬＥＤに電力を供給するために、入力電力を高周波駆動電流に変換するスイッチモード電力コンバータ（本回路ではＲＣＣである）部７を含む。スイッチモード電力コンバータ（即ち、ＲＣＣ）部７は、幾つかの実施形態では、第１のネットワークによって結合され、バイアス印加されるトランジスタＱ１を含む。第１のネットワークは、高電位入力部とトランジスタＱ１のベースとの間に結合される抵抗器Ｒ４と、トランジスタＱ１のベースと低電位入力部との間に結合され、トランジスタＱ１のベースに向かって順方向のダイオードＤ２（つまり、ダイオードのカソードがトランジスタＱ１のベースに結合される）と、トランジスタＱ１のベースとコンデンサＣ４との間に結合される抵抗器Ｒ６と、抵抗器Ｒ６とインダクタＬ３の第１の端子との間に結合されるコンデンサＣ４と、コンデンサＣ４の第２の端子と低電位入力部との間に結合されるインダクタＬ３とを含む。つまり、ダイオードＤ２は、抵抗器Ｒ６、コンデンサＣ４及びインダクタＬ３の直列組み合わせと並列している。
【００５７】
トランジスタＱ１のコレクタは更に、ダイオードＤ１に結合される。ダイオードＤ１は、高電位入力部（即ち、バス電位）に向かって順方向であり、アノードがトランジスタＱ１のコレクタに結合され、カソードが高電位入力部に結合されて構成される。
【００５８】
ＲＣＣ部７は更に、１つの端子がトランジスタＱ１のコレクタに結合され、もう１つの端子が、負荷コンデンサＣ３と負荷、即ち、発光ダイオードＬＥＤ１との並列組み合わせを含むネットワークに結合されて構成されるチョークインダクタＬ２を含む。負荷コンデンサＣ３は、インダクタＬ２のもう１つの端子と高電位入力部との間に構成される。負荷コンデンサＣ３と並列の発光ダイオードである負荷ＬＥＤ１は、チョークインダクタＬ２の第２の端子（第２の端子に向かって順方向にされる）と高電位入力部（アノードが高電位入力部に結合される）との間に置かれる。
【００５９】
ドライバ回路は更に、トランジスタＱ２の形のピーク電流リミッタ９と、抵抗器Ｒ２及びＲ８とを含む。トランジスタＱ１のエミッタは更に、抵抗器Ｒ８に結合される。抵抗器Ｒ８は、トランジスタＱ１のエミッタと低電位入力部（又は接地端子）との間に置かれる。トランジスタＱ２は、そのコレクタがＱ１のベースに結合され、そのエミッタが低電位入力部（又は接地端子）に結合され、そのベースがトランジスタＱ１のエミッタに、抵抗器Ｒ２を介して結合されて構成される。Ｒ８及びＱ１を流れる電流は、Ｒ８の電位を形成する値がＱ２の開放閾値、即ち、Ｑ２のＶｂｅになると、制限される。このようにして、電力スイッチＱ１を流れるトランジスタの電流が制限される。
【００６０】
ピーク電流リミッタ９は、電流を制限し、したがって、適切なラインレギュレーション性能を生成するが、入力コンデンサＣ２に大きい共鳴スパイクを発生させる一次差動電流−ｄｉ／ｄｔを入力電流にもたらす。
【００６１】
これは、例えば図２における波形から見て取れる。図２には、コンバータへの平均入力電流の波形１０３が、トランジスタ（Ｑ１）の電流の波形１０１と共に示される。電流波形１０１は、エンベロープ波である（明確には図示されていない）。図から見て取れるように、波形の平らな上部によって示されるように、トランジスタの電流波形１０１が制限されると、負荷電圧も、ＬＥＤ順電圧が一定であるため、一定であり、したがって、負荷電力は一定である。コンバータへの正のアーチを有する正弦波入力電圧を所与として、コンバータへの平均入力電流波形は、鞍形状といった入力電流における−ｄｉ／ｄｔ成分によって生成される反射された負の成分を示し、これにより、一定の電力が作られる。しかし、整流器ブリッジの前の安定器又は安定器インダクタが、一定の電流を維持する。つまり、安定器からの一定の安定器電流が、その時におけるモード電力コンバータにおける電流制限によって、電力スイッチを通過することが制限されると、一定の安定器電流と鞍形状の入力電流との間の差動／過剰電流が、入力コンデンサに流れ、コンデンサは、より高い値にまで充電される。
【００６２】
図３に、入力コンデンサの上記充電が示される。図３では、入力コンデンサＣ２の電圧波形は、大きい共鳴スパイクを示す。
【００６３】
図４に、幾つかの実施形態による例示的なクランプされたピーク電流を有するＲＣＣ  ＬＥＤドライバ回路が示される。図４に示されるドライバ回路は、少なくとも、当該ドライバ回路が、入力電力の変動を検知する制御要素３０１を含む点において、図１に示されるドライバ回路とは異なる。制御要素３０１は更に、（図１におけるＱ２と同様に、また、図４においてトランジスタＱ３と示される）電流リミッタトランジスタのエミッタに結合され、入力電力の変動に基づいて、トランジスタＱ３のエミッタ電圧（接地に対する電位）を調整する又はバイアス印加する。このようにして、電流リミッタは、入力電力の変動に基づいて、駆動負荷制限を調整する。つまり、電流リミッタのエミッタ電圧はバイアスがかけられ、優れたラインレギュレーションを有するが、力率が高く、全高調波ゆがみも低い出力を生成する。制御要素３０１は、幾つかの実施形態では、低電位入力部と入力コンデンサＣ２との間に置かれる抵抗器Ｒ１を含む。更に、当然ながら、本明細書に示される例では、入力コンデンサＣ２は、高電位入力部と低電位入力部とにわたり、制御要素３０１を介して置かれる。これらの実施形態では、トランジスタＱ３のエミッタは、低電位入力部に結合され、また、抵抗器Ｒ１を介して、接地端子に結合され、トランジスタＱ３のベースは、電流リミッタの電流検知要素、即ち、駆動電流が流れる抵抗器Ｒ８を介して、接地端子に結合され、トランジスタＱ３のコレクタは、スイッチモード電力コンバータの制御端子、即ち、トランジスタＱ１のベースに結合される。
【００６４】
つまり、制御要素３０１は、入力コンデンサＣ２と、入力部（ダイオードブリッジ）によって発生される入力低電位部と、電流リミッタ部との間に置かれ、トランジスタのエミッタは、スイッチモード電力コンバータの低電位部ではなく、入力低電位部に結合される。
【００６５】
したがって、抵抗器Ｒ１は、入力電圧の変動を検知し、変動を示す信号を使用して、Ｑ３のエミッタ電圧にバイアス印加する。
【００６６】
より具体的には、入力コンデンサＣ２は、入力電圧のｄｖ／ｄｔ関数を利用し、入力コンデンサＣ２を通る電流は、入力電圧の導関数ｄｖｉｎ（ｔ）／ｄｔに比例する。この電流は、図示する実施形態では、右から左に抵抗器Ｒ１を流れるため、Ｒ１の電圧ＶＲ１は、入力電圧の導関数ｄｖｉｎ（ｔ）／ｄｔの負数に比例する。
【００６７】
Ｑ３をオンにする電圧閾値は、Ｖｂｅ＋ＶＲ１であり、Ｖｂｅは、トランジスタＱ３をオンにするトランジスタＱ３のベースからエミッタへの固有電圧降下である。
【００６８】
したがって、検知抵抗器Ｒ８が、Ｖｂｅ＋ＶＲ１に等しい電圧を発生させる場合、Ｑ３は、導通し始め、Ｑ１からベース電流を引き込む。つまり、Ｒ８を流れるピーク電流Ｉｐｅａｋは、
【数１】
0006259131.tif 000002
を満たすべきである。
【００６９】
これは、例えば図５に示される。図５は、入力コンデンサ（Ｖｃ２）の電圧波形４０１と、元の基準電圧（ＶＱ３＿ｂｅ）の電圧波形４０３と、制御要素の抵抗器の電位（ＶＲ１）の電位波形４０５と、ＶＱ３＿ｂｅ＋ＶＲ１である電位Ｖ（Ｑ３−ｂ）の波形４０７とを示す。つまり、図５に示されるように、トランジスタＱ３の元のベース‐エミッタ電位は、一定値（この場合、トランジスタはオン）であり、この元の電位は、基本的に、Ｑ３の開放閾値Ｖｂｅである。電圧又は電位ＶＲ１の波形４０５は、入力電圧波形４０１が過渡ピークを有するときに、電位ＶＲ１は降下を有することを示し、これは、上記されたように、電力を一定に保つためのものである。
【００７０】
入力電力及びコンデンサＣ２の電圧の先行する点において、振幅は低いが、ｄｖ／ｄｔは高く、したがって、Ｖ＿Ｒ１は、負であり、大きい振幅を有し、次に、Ｖｂｅ＋ＶＲ１は最小である。曲線４０７に示されるように、このような低いＶｂｅ＋ＶＲ１において、抵抗器Ｒ８を流れる駆動電流が、制御要素３を早期にオンにし、電力スイッチＱ１のベースからより多くの電流を引き込むので、駆動電流は、減少される／低い。
【００７１】
入力電圧が正弦形状で増加するにつれて、ｄｖ／ｄｔは減少し、したがって、Ｖ＿Ｒ１は増加する。Ｖｂｅ＋ＶＲ１は増加し、駆動電流は、入力電圧と同位相で増加する。
【００７２】
入力電圧がピーク値に増加するにつれて、ｄｖ／ｄｔは通常ゼロであり、Ｖ＿Ｒ１は、ほぼゼロである。Ｖｂｅ＋ＶＲ１は増加し、駆動電流も高く、高入力電圧と同位相である。
【００７３】
これにより、Ｑ１のピーク電流は、入力電圧の波形に追従し、したがって、ＴＨＤ及びＰＦの向上が可能にされる。
【００７４】
入力電圧が再び減少すると、ＶＲ１は正値となり、Ｖｂｅ＋ＶＲ１は減少し続ける。しかし、駆動電流は依然として減少する。これは、電力スイッチのベースが、入力電圧の減少によって、得られるベース電流が少ないからである。したがって、駆動電流は、入力電圧と依然として同位相である。
【００７５】
更に、幾つかの実施形態では、制御要素３０１は更に、制御要素の抵抗器と並列に置かれ、入力コンデンサから低電位部に順方向にされる（つまり、カソードが低電位入力部に結合されて配置される）ダイオードＤ４を含む。幾つかの実施形態では、制御要素の抵抗器と並列に置かれるダイオードＤ４は、抵抗器Ｒ１の電圧をクランプし、これにより、（例えば回路が照明ストライク又は他の異常状態に晒される場合の）大サージ電流が抵抗器Ｒ１を流れる場合でも、回路が正常の動作モードに保たれる。
【００７６】
図４に示されるドライバ回路は更に、抵抗器Ｒ４と高電位入力部との間に置かれる追加の抵抗器Ｒ３によって、図１におけるドライバ回路図とは異なる。
【００７７】
図４に示されるドライバ回路では、ダイオードＤ２のアノード、インダクタＬ３の１つの端子及び電流検知要素である抵抗器Ｒ８は、接地（したがって、制御要素３０１の１つの端子）、つまり、低電位部、又は、入力コンデンサＣ２の第２の端子に結合される。
【００７８】
ドライバ回路は更に、アノードがインダクタＬ３に接続され、カソードがコンデンサＣ１に接続されるダイオードＤ３を含む。コンデンサＣ１は、ダイオードＤ３のカソードと接地端子との間に置かれる。コンデンサＣ１は、インダクタＬ２に結合され、補助電源Ｖｃｃを提供するインダクタＬ３によって充電される。
【００７９】
一定ではない駆動電流制限下であってもラインレギュレーションを達成するためには、ドライバ回路は、図４に示されるように、更に、幾つかの実施形態では、ラインレギュレーションコントローラ３０３を含む。ラインレギュレーションコントローラ３０３は、補助電源と電流リミッタトランジスタＱ３のベースとの間に置かれる抵抗器Ｒ５を含む。補助電源によって抵抗器Ｒ５に供給される電流は、幾つかの実施形態では、より優れたラインレギュレーション性能を実現するために、トランジスタＱ３のベースにバイアス印加するために使用される。これは、入力ライン電圧が高い場合、補助電源（Ｖｃｃ）の値は増加し、したがって、Ｑ１のベース電流を増加するからである。Ｑ１のベース電流を増加することは、ＲＣＣスイッチモード電源のターンオフ時間を早める。ターンオフ時間を早めることによって、高ライン電圧によって提供されるエネルギーのバランスを取るために、ピーク電流が減少される。
【００８０】
Ｉｏ＝１５０ｍＡ、Ｐｏ＝２０ｗ、Ｖｉｎ＝２２０Ｖａｃの応用について、値Ｒ１は、約数オームに選択され、ダイオードＤ１は、１ｋｖ、１Ａの高速リカバリダイオードである。
【００８１】
なお、制御要素３０１の位置は、図４に示される位置に限定されないことに留意されたい。例えば幾つかの実施形態では、制御要素は、入力電力の変動を検出するために他の適切な位置に配置されてもよい。例えば制御要素３０１は、高電位入力部に配置され、適切な接続でトランジスタのエミッタに結合されてよい。
【００８２】
図６及び図７は、本発明の実施形態に、電磁妨害（ＥＭＩ）フィルタを統合させる方法を示す。図６では、コンデンサＣ０及びインダクタＬ０を含むＥＭＩフィルタが、整流器ブリッジの前に配置される。或いは、図７では、コンデンサＣ１０及びインダクタＬ１０を含むＥＭＩフィルタが、整流器ブリッジと入力コンデンサＣ２との間に配置される。コンデンサＣ１０は、高電位入力部と接地との間に結合される。
【００８３】
図８は、本発明の別の実施形態における代替回路を示す。上記回路との図８の回路の主な相違点は、抵抗器Ｒ１が、制御要素Ｑ３と接続する態様である。上記回路では、制御要素Ｑ３は、そのエミッタ端子においてバイアスされ、エミッタ駆動される。図８の回路では、抵抗器Ｒ１は、ベース端子に接続し、次に、制御要素Ｑ３をベース駆動する。
【００８４】
補助電源Ｖｃｃが、入力電力の電圧に基づいて生成される。より具体的には、補助巻線Ｌ３が、入力電力の電圧に依存する一次巻線Ｌ２における電圧から誘起される電圧を発生させる。補助巻線Ｌ３のこの電圧は、コンデンサＣ１によって平滑化され、補助電源Ｖｃｃを提供する。通常、Ｖｃｃは、次の通りに計算できる。
【数２】
0006259131.tif 000003
【００８５】
ここで、Ｎａｕｘは、補助巻線Ｌ３におけるコイル数であり、Ｎｐｒｉは、補助巻線Ｌ３におけるコイル数であり、Ｖｉｎは、入力電圧であり、Ｖｏｕｔは、出力電圧であり、Ｖｆ＿Ｄ３は、ダイオードＤ３の順電圧であり、Ｖ＿Ｒ１は、Ｒ１における電圧降下である。
【００８６】
補助電源Ｖｃｃは、ほぼ一定である。図８に示される回路では、抵抗器Ｒ５及びＲ１１が、高利得トランジスタのためにバイアス印加する分圧器を形成し、これは、図示されるように、ダーリントン（Darlington）ペア（Ｑ３及びＱ５）によっても実現可能である。トランジスタＱ３、Ｑ５（ダーリントンペア）のバイアス印加電圧Ｖ＿ｂｉａｓは、Ｖｃｃと抵抗器Ｒ５及びＲ１１の値とに依存する。
【数３】
0006259131.tif 000004
【００８７】
したがって、電圧Ｖ＿ｂｉａｓは、ほぼ一定である。
【００８８】
制御要素Ｑ１のＶｂｅは、次の通りに定式化される。
Ｖｂｅ（ｔ）＝Ｖｂｉａｓ＋Ｖ＿Ｒ１（ｔ）
【００８９】
抵抗器Ｒ１の電圧は、入力電圧の導関数に比例し、これは、コンデンサＣ５が、ｄｖ／ｄｔ関数を利用するからである。より具体的には、
Ｖ＿Ｒ１（ｔ）＝Ｒ１×Ｃ２×ｄＶｉｎ（ｔ）／ｄｔ
【００９０】
図９は、入力電圧Ｖｉｎ（ｔ）及びＶｂｅ（ｔ）の概略的な曲線を示す。入力電力の電圧のＹ点において、振幅は低いが、ｄｖ／ｄｔは高い。したがって、Ｖ＿Ｒ１は高く、次に、Ｖｂｅが高い。Ａ点によって示されるこのような高いＶｂｅは、制御要素Ｑ３を早期にオンにして、電力スイッチのベースからより多くの電流を引き込み、したがって、駆動電流は減少される／低い。
【００９１】
入力電圧が正弦形状で増加するにつれて、ｄｖ／ｄｔは減少し、したがって、Ｖ＿Ｒ１も、セクションＢによって示されるように、減少する。Ｖｂｅは減少し、駆動電流は、入力電圧と同位相で増加する。
【００９２】
入力電圧がピーク値に増加するにつれて、ｄｖ／ｄｔは通常ゼロであり、Ｖ＿Ｒ１は、点Ｃによって示されるように、ほぼゼロである。Ｖｂｅは減少し、駆動電流は高く、入力電圧と同位相である。
【００９３】
これにより、Ｑ１のピーク電流は、入力電圧の波形に追従し、したがって、ＴＨＤ及びＰＦの向上が可能にされる。
【００９４】
入力電圧が再び減少すると、Ｖｂｅは減少し続ける。しかし、駆動電流も依然として減少する。これは、電力スイッチのベースが得られるベース電流が、入力電圧の減少によって、少ないからである。したがって、駆動電流は、入力電圧と依然として同位相である。
【００９５】
更に、上記されたように、式：
【数４】
0006259131.tif 000005
について、Ｖｃｃも、入力電圧の関数である。通常、Ｖｃｃは、（入力主電源の正弦波変動に関係なく）入力主電源の特定の公称電圧について一定である。しかし、入力ライン電圧の公称値が、２２０Ｖの公称値から２４０Ｖ又は２６０Ｖの公称値に増加するといったように変化すると、Ｖｃｃも増加し、次に、Ｖｂｅが増加して、駆動電流が下げられる。これは、適切な巻数比及びバイアス印加抵抗器Ｒ５及びＲ１１の適切な抵抗値の選択によって、所望のラインレギュレーション性能を有することを可能にする。
【００９６】
抵抗器Ｒ５及びＲ１１は更に、抵抗器と、負温度係数（ＮＴＣ）又は正温度係数（ＰＴＣ）抵抗器といった熱依存抵抗器との組み合わせによって置換されて、必要に応じて、所望の熱補償又は熱規制緩和を達成してもよい。
【００９７】
上記例示的な実施形態は、バックコンバータの使用に限定されず、他のトポロジーにも簡単に適用可能である。本発明の実施形態は、入力電力の変動を検知するために、入力コンデンサと入力部との間のラインにおける抵抗器の使用を対象とし、当該変動は、制御要素によって使用されて、電流リミッタが構成される。
【００９８】
本発明は、図面及び上記説明において、詳細に例示され説明されたが、当該例示及び説明は、限定的ではなく、例示的であると見なされるべきである。本発明は、開示される実施形態に限定されない。
【００９９】
例えば電流リミッタが２つ以上の制御可能なスイッチを含む実施形態において、本発明を動作させることが可能である。例えば電流リミッタは、２つ以上の制御可能なスイッチによって構成されるダーリントンブリッジを含む。コンバータは、ＲＣＣではなく、ＭＣＵ制御振動に基づくといったように、他の振動機構に基づいている。
【０１００】
開示された実施形態の他の変形態様は、図面、開示内容及び添付の請求項の検討から、請求項に係る発明を実施する当業者によって理解され、実施される。請求項において、「含む」との用語は、他の要素又はステップを排除するものではなく、また、「ａ」又は「ａｎ」との不定冠詞も、複数形を排除するものではない。特定の手段が相互に異なる従属請求項に記載されることだけで、これらの手段の組み合わせを有利に使用することができないことを示すものではない。請求項における任意の参照符号は、範囲を限定するものと解釈されるべきではない。
【図１】
0006259131.tif 000006
【図２】
0006259131.tif 000007
【図３】
0006259131.tif 000008
【図４】
0006259131.tif 000009
【図５】
0006259131.tif 000010
【図６】
0006259131.tif 000011
【図７】
0006259131.tif 000012
【図８】
0006259131.tif 000013
【図９】
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