(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子を有し、直流電流を交流電流に変換するインバータ回路と、
上記インバータ回路の出力が１次コイルに供給される変圧器と、
上記変圧器の２次コイルから供給される交流電流を整流する整流回路と、
上記整流回路による整流後の直流電流に対し、出力極性を定期的に切り替えて溶接負荷へ供給する極性切替回路と、
上記溶接負荷を流れる出力電流を検出する出力電流検出手段と、
上記出力電流に基づいて、上記スイッチング素子のオン時間を規定するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、
上記ＰＷＭ信号のパルス幅の上限を制御するパルス幅上限制御手段とを備え、
上記パルス幅上限制御手段は、上記出力極性の切替から一定期間が経過するまでの間、上記パルス幅の上限値を単調に増加させ、その後、上記上限値を最大レベルに固定することを特徴とする交流出力インバータ溶接機。
【請求項２】
上記パルス幅上限制御手段は、傾き一定の直線に沿って上記上限値を増加させることを特徴とする請求項１に記載の交流出力インバータ溶接機。
【請求項３】
上記パルス幅上限制御手段は、ゼロレベルから最大レベルまで上記上限値を増加させることを特徴とする請求項２に記載の交流出力インバータ溶接機。
【請求項４】
上記極性切替回路を駆動するための駆動信号を生成する駆動信号生成手段と、
上記駆動信号に基づいて、出力極性を切り替えるタイミングを示すタイミング信号を生成するタイミング信号生成手段とを備え、
上記パルス幅上限制御手段は、上記タイミング信号に基づいて、上記上限値の制御を行うことを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の交流出力インバータ溶接機。
【請求項５】
上記整流回路により整流された直流電流を平滑化する直流リアクトルを備え、
上記極性切替回路は、上記直流リアクトルによる平滑化後の直流電流を交流電流に変換し、
上記出力電流検出手段は、上記直流リアクトルにより平滑化された直流電流を上記出力電流として検出することを特徴とする請求項４に記載の交流出力インバータ溶接機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流出力インバータ溶接機に係り、さらに詳しくは、変圧器の１次側に設けられるインバータ回路をＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）制御することによって、溶接負荷を流れる出力電流を制御する交流出力インバータ溶接機の改良に関する。
【背景技術】
【０００２】
アーク溶接機は、溶接負荷を構成する溶接材からなる溶接電極と加工対象の溶接母材との間にアークを発生させることによって溶接を行う加工装置である。アーク溶接は、気体中における放電現象を利用する溶接方法であり、アークによってもたらされる高熱により、溶接母材と溶接材とを溶融させて一体化する。また、溶接負荷を流れる出力電流の極性が周期的に反転する交流出力のアーク溶接機では、溶接電極の電位が溶接母材よりも高い逆極性の期間に、母材表面の酸化膜をクリーニング作用によって除去することができる。このため、アルミニウム等の酸化し易い金属を溶接母材として溶接を行う場合は、交流出力のアーク溶接機が用いられる。
【０００３】
この様な交流出力のアーク溶接機は、降圧のための変圧器と、変圧器の１次コイルに交流電流を供給するインバータ回路と、変圧器の２次コイルから供給される交流電流を整流する整流回路と、整流回路による整流後の直流電流に対し、出力極性を定期的に切り替えて溶接負荷へ供給する極性切替回路とを備える。このアーク溶接機では、インバータ回路をＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）制御することによって、溶接負荷を流れる出力電流を制御する動作が行われる。ＰＷＭ制御は、出力電流の検出値と出力電流の指令値との差分に基づいて、ＰＷＭ信号のパルス幅を制御することによって行われる。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上述した様な従来の交流出力インバータ溶接機では、溶接負荷を流れる出力電流の極性が反転する際に、出力電流がゼロクロスすることから、検出値及び指令値の差分が急変し、ＰＷＭ信号のパルス幅が最大レベルまで急激に増加する場合があった。このため、変圧器の１次コイルを貫く磁束の時間的変化に偏りが生じ、変圧器の飽和を引き起こしかねない。変圧器が飽和すれば、インバータ回路のスイッチング素子に過大な電流が流れ、スイッチング素子が破損してしまう恐れがある。
【０００５】
変圧器の１次コイルを貫く磁束は、１次コイルに付加される電圧の時間積分に比例する。また、インバータ回路のスイッチング周波数が高ければ、ＰＷＭ信号のパルス幅が短くなるため、パルス幅が急激に増加しても変圧器の飽和が生じ難い。ところが、インバータ回路のスイッチング周波数が低い場合は、上述した通り、出力極性の反転時にパルス幅が急激に増加することが問題になる。なお、変圧器を大型化すれば、インバータ回路のスイッチング周波数が低い場合であっても、変圧器の飽和を生じ難くすることができるが、製造コストが増大してしまう。
【０００６】
本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、耐久性を向上させた交流出力インバータ溶接機を提供することを目的とする。特に、溶接負荷を流れる出力電流の極性が反転する際に、変圧器が飽和してインバータ回路のスイッチング素子が破損するのを抑制することができる交流出力インバータ溶接機を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
第１の本発明による交流出力インバータ溶接機は、スイッチング素子を有し、直流電流を交流電流に変換するインバータ回路と、上記インバータ回路の出力が１次コイルに供給される変圧器と、上記変圧器の２次コイルから供給される交流電流を整流する整流回路と、上記整流回路による整流後の直流電流に対し、出力極性を定期的に切り替えて溶接負荷へ供給する極性切替回路と、上記溶接負荷を流れる出力電流を検出する出力電流検出手段と、上記出力電流に基づいて、上記スイッチング素子のオン時間を規定するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、上記ＰＷＭ信号のパルス幅の上限を制御するパルス幅上限制御手段とを備え、上記パルス幅上限制御手段が、上記出力極性の切替から一定期間が経過するまでの間、上記パルス幅の上限値を単調に増加させ、その後、上記上限値を最大レベルに固定するように構成される。
【０００８】
この様な構成によれば、出力極性の切替から一定期間は、ＰＷＭ信号のパルス幅が単調に増加する上限値以下に制限されるため、溶接負荷を流れる出力電流の極性が反転する際に、パルス幅が急激に増加するのを防止することができる。また、上記一定期間中はパルス幅の上限値を単調に増加させるため、上限値を固定する等、単調増加でない場合に比べ、一定期間の開始時や終了時におけるパルス幅の増加量を抑制することができる。従って、変圧器の１次コイルを貫く磁束の時間的変化に偏りが生じるのを抑制することができるため、変圧器が飽和してインバータ回路のスイッチング素子が破損するのを抑制することができる。
【０００９】
第２の本発明による交流出力インバータ溶接機は、上記構成に加え、上記パルス幅上限制御手段が、傾き一定の直線に沿って上記上限値を増加させるように構成される。この様な構成によれば、パルス幅上限制御手段の構成を簡素化することができる。例えば、コンデンサを充放電させる回路等により、パルス幅上限制御手段を構成することができる。
【００１０】
第３の本発明による交流出力インバータ溶接機は、上記構成に加え、上記パルス幅上限制御手段が、ゼロレベルから最大レベルまで上記上限値を増加させるように構成される。この様な構成によれば、出力極性の切替までに、ＰＷＭ信号のパルス幅をゼロレベルまで減少させていた場合であっても、パルス幅が急激に増大するのを防止することができる。
【００１１】
第４の本発明による交流出力インバータ溶接機は、上記構成に加え、上記極性切替回路を駆動するための駆動信号を生成する駆動信号生成手段と、上記駆動信号に基づいて、出力極性を切り替えるタイミングを示すタイミング信号を生成するタイミング信号生成手段とを備え、上記パルス幅上限制御手段が、上記タイミング信号に基づいて、上記上限値の制御を行うように構成される。この様な構成によれば、極性切替回路の出力を監視して極性切替のタイミングを判別する場合に比べ、パルス幅の上限制御の応答性を向上させることができる。
【００１２】
第５の本発明による交流出力インバータ溶接機は、上記構成に加え、上記整流回路により整流された直流電流を平滑化する直流リアクトルを備え、上記極性切替回路が、上記直流リアクトルによる平滑化後の直流電流を交流電流に変換し、上記出力電流検出手段が、上記直流リアクトルにより平滑化された直流電流を上記出力電流として検出するように構成される。この様な構成によれば、出力電流の検出精度を向上させることができる。また、出力極性が正極性である場合の出力電流と逆極性である場合の出力電流とをいずれも０以上の実数によって示す共通の検出回路によって検知することができる。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、溶接負荷を流れる出力電流の極性が反転する際に、変圧器が飽和してインバータ回路のスイッチング素子が破損するのを抑制することができ、耐久性を向上させた交流出力インバータ溶接機を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】本発明の実施の形態による交流出力インバータ溶接機１の一構成例を示した図である。
【図２】図１のインバータ制御部５の構成例を示したブロック図である。
【図３】図１の交流出力インバータ溶接機１の動作の一例を示した図であり、ゲート駆動信号Ｇ１，Ｇ２及びタイミング信号と出力電流の時間的変化とが示されている。
【図４】従来の交流出力インバータ溶接機の動作を示した図であり、出力電流の検出値Ｉ、誤差及びパルス幅の時間的変化が示されている。
【図５】図１の交流出力インバータ溶接機１の極性反転時における動作を比較例と比較して示した図である。
【図６】図２のパルス幅上限制御部５５の構成例を示した図である。
【図７】図６のランプ信号発生回路５５１の動作の一例を示した図であり、タイミング信号をトリガとして時間変化する特性曲線が示されている。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
＜交流出力インバータ溶接機１＞
図１は、本発明の実施の形態による交流出力インバータ溶接機１の一構成例を示した図である。図中には、交流電源、例えば、三相で定格電圧４００Ｖ、周波数５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの商用電源から供給される電力を利用して、アークを発生させるアーク溶接機が示されている。
【００１６】
この交流出力インバータ溶接機１は、整流回路１１，３１、平滑コンデンサ１２、インバータ回路１３、変圧器２、直流リアクトル３２、検出回路３３、極性切替回路３４、インバータ制御部５及び出力制御部６により構成される。この交流出力インバータ溶接機１では、変圧器２の１次側に設けられるインバータ回路１３をＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）制御することによって、溶接負荷４を流れる出力電流が制御される。溶接負荷４は、トーチと呼ばれる溶接電極４１と、加工対象の溶接母材４２とにより構成される。
【００１７】
整流回路１１は、交流電源から電源端子１０を介して入力される交流電流を整流するための入力回路であり、複数のダイオードを用いたブリッジ回路により構成される。平滑コンデンサ１２は、整流回路１１により整流された直流電流を平滑化するための容量素子である。
【００１８】
インバータ回路１３は、４つのスイッチング素子１３１〜１３４及び４つの還流ダイオード１４を有し、平滑コンデンサ１２による平滑化後の直流電流を交流電流に変換する変換装置である。このインバータ回路１３は、スイッチング素子１３１〜１３４を用いたブリッジ回路により構成される。
【００１９】
スイッチング素子１３１〜１３４は、いずれもインバータ制御部５からの駆動信号によりオン又はオフする半導体素子である。これらのスイッチング素子１３１〜１３４には、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor：絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor：金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ）等の電圧制御型のトランジスタが用いられる。
【００２０】
還流ダイオード１４は、スイッチング素子１３１〜１３４にサージ電流が流れるのを防止するための回路素子である。この還流ダイオード１４は、スイッチング素子１３１〜１３４ごとに設けられ、スイッチング素子１３１〜１３４のコレクタ端子及びエミッタ端子間に接続される。
【００２１】
変圧器２は、溶接に必要な電圧に昇圧又は降圧するためのトランスであり、１次コイル２１及び２次コイル２２を有し、インバータ回路１３の出力が１次コイル２１に供給される。整流回路３１は、変圧器２の２次コイル２２から供給される交流電流を整流するためのコンバータであり、４つのダイオードを用いたブリッジ回路により構成される。
【００２２】
直流リアクトル３２は、整流回路３１により整流された直流電流を平滑化するための誘導素子である。検出回路３３は、溶接負荷４を流れる出力電流を検出するための回路素子であり、出力電流の検出値Ｉをインバータ制御部５へ出力する。この検出回路３３は、直流リアクトル３２及び極性切替回路３４間に配置され、直流リアクトル３２により平滑化された直流電流Ｉ１及びＩ２を出力電流として検出する。検出値Ｉは、Ｉ＝（Ｉ１＋Ｉ２）である。
【００２３】
極性切替回路３４は、整流回路３１による整流後の直流電流に対し、出力極性を定期的に切り替えて溶接負荷４の溶接電極４１へ供給するインバータであり、２つのスイッチング素子３４１，３４２及び２つの還流ダイオード３５により構成される。この極性切替回路３４は、スイッチング素子３４１及び３４２を用いたブリッジ回路により構成され、直流リアクトル３２による平滑化後の直流電流をインバータ回路１３よりも低い周波数の交流電流に変換する。例えば、インバータ回路１３が１ｋＨｚ程度の高周波交流を生成するのに対し、極性切替回路３４は、１００Ｈｚ程度の低周波交流を生成する。
【００２４】
スイッチング素子３４１及び３４２は、いずれも出力制御部６からの駆動信号によりオン又はオフする半導体素子である。これらのスイッチング素子３４１及び３４２には、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ等の電圧制御型のトランジスタが用いられる。スイッチング素子３４１は、正極性のスイッチング素子であり、オン状態において、溶接電極４１の電位を溶接母材４２よりも低くする。一方、スイッチング素子３４２は、逆極性のスイッチング素子であり、オン状態において、溶接電極４１の電位を溶接母材４２よりも高くする。
【００２５】
還流ダイオード３５は、スイッチング素子３４１及び３４２にサージ電流が流れるのを防止するための回路素子である。この還流ダイオード３５は、スイッチング素子３４１及び３４２ごとに設けられ、スイッチング素子３４１及び３４２のコレクタ端子及びエミッタ端子間に接続される。
【００２６】
出力制御部６は、所望の交流出力を得るために極性切替回路３４を制御する制御部である。この出力制御部６では、極性切替回路３４のスイッチング素子３４１及び３４２を駆動するための駆動信号が生成される。駆動信号は、スイッチング素子３４１及び３４２のゲート端子に入力される。
【００２７】
インバータ制御部５は、インバータ回路１３をＰＷＭ制御する制御部であり、溶接負荷４を流れる出力電流に基づいて、ＰＷＭ信号を生成し、インバータ回路１３のスイッチング素子１３１〜１３４へ出力する。ＰＷＭ信号は、パルス幅がスイッチング素子１３１〜１３４のオン時間を規定する駆動信号であり、スイッチング素子１３１〜１３４のゲート端子に入力される。
【００２８】
＜インバータ制御部５＞
図２は、図１のインバータ制御部５の構成例を示したブロック図である。このインバータ制御部５は、指令値生成部５１、比較器５２、ＰＷＭ信号生成部５３、タイミング信号生成部５４及びパルス幅上限制御部５５により構成される。
【００２９】
指令値生成部５１は、出力電流の指令値Ｉ０を生成し、比較器５２へ出力する。指令値Ｉ０は、検出値Ｉに基づくフィードバック制御において目標とする出力電流を示すパラメータである。
【００３０】
比較器５２は、検出回路３３からの検出値Ｉと指令値生成部５１からの指令値Ｉ０とを比較し、その比較結果に基づいて、電圧レベルによってＰＷＭ信号のパルス幅を指定する制御信号を生成し、ＰＷＭ信号生成部５３へ出力する。制御信号は、検出値Ｉ及び指令値Ｉ０の差分を誤差とし、この誤差に基づいて生成される。
【００３１】
ＰＷＭ信号生成部５３は、比較器５２からの制御信号に基づいて、パルス幅を決定し、ＰＷＭ信号を生成する。タイミング信号生成部５４は、出力制御部６からの駆動信号に基づいて、出力極性を切り替えるタイミングを示すタイミング信号を生成し、パルス幅上限制御部５５へ出力する。
【００３２】
パルス幅上限制御部５５は、タイミング信号生成部５４からのタイミング信号に基づいて、ＰＷＭ信号のパルス幅の上限を制御する制御部であり、ランプ信号発生回路５５１及びダイオード５５２により構成される。このパルス幅上限制御部５５は、出力極性の切替から一定のパルス幅抑制期間Ｔｐが経過するまでの間、パルス幅の上限値を単調に増加させ、その後、上限値を最大レベルに固定する。パルス幅の上限値は、変圧器２が飽和しない値であり、インバータ回路１３が正常に動作できる最大の値である。
【００３３】
例えば、パルス幅上限制御部５５は、出力極性の切替から一定時間が経過するまでの間、傾き一定の直線に沿って、パルス幅の上限値を増加させる。また、パルス幅上限制御部５５は、一定時間が経過したときから次の出力極性の切替までの間、パルス幅の上限値を最大レベルに固定する。ここでいう最大レベルは、ＰＷＭ信号のパルス幅として指定可能な最大値である。この様なパルス幅の上限制御は、出力電流の極性が切り替わるごとに繰り返される。
【００３４】
ランプ信号発生回路５５１は、タイミング信号をトリガとして、電圧レベルが傾き一定の直線に沿って増加するランプ信号を生成する信号生成装置であり、パルス幅抑制期間Ｔｐ中、ダイオード５５２を介してランプ信号を比較器５２の制御信号に付加することにより、上述したパルス幅の上限値制御が実現される。ダイオード５５２は、アノード端子が比較器５２とＰＷＭ信号生成部５３とを接続する配線に接続され、カソード端子がランプ信号発生回路５５１の出力端子に接続される。
【００３５】
図３は、図１の交流出力インバータ溶接機１の動作の一例を示した図であり、ゲート駆動信号Ｇ１，Ｇ２及びタイミング信号と出力電流の時間的変化とが示されている。ゲート駆動信号Ｇ１は、正極性のスイッチング素子３４１を駆動するための矩形波状の駆動信号であり、電圧レベルを切り替えることにより、スイッチング素子３４１のオン状態とオフ状態とを切り替える。スイッチング素子３４１は、ゲート駆動信号Ｇ１の立ち上がりによってオン状態へ移行し、ゲート駆動信号Ｇ１の立ち下がりによってオフ状態へ移行する。
【００３６】
ゲート駆動信号Ｇ２は、逆極性のスイッチング素子３４２を駆動するための矩形波状の駆動信号であり、電圧レベルを切り替えることにより、スイッチング素子３４２のオン状態とオフ状態とを切り替える。スイッチング素子３４２は、ゲート駆動信号Ｇ２の立ち上がりによってオン状態へ移行し、ゲート駆動信号Ｇ２の立ち下がりによってオフ状態へ移行する。
【００３７】
出力電流は、溶接負荷４を流れる溶接電流であり、ゲート駆動信号Ｇ１及びＧ２に基づくスイッチング素子３４１及び３４２のスイッチングにより、極性が周期的に反転する矩形波状の波形を有する。
【００３８】
スイッチング素子３４１がオン状態である期間Ｔａは、出力電流が正極性であり、出力電流の値は概ね一定（一定値＝ａ）である。一方、スイッチング素子３４２がオン状態である期間Ｔｂは、出力電流が逆極性であり、出力電流の値は概ね一定（一定値＝−ａ）である。この例では、逆極性の期間Ｔｂが期間Ｔａよりも短い。パルス幅の上限制御に用いるタイミング信号は、上述したゲート駆動信号Ｇ１及びＧ２を利用して生成されるパルス状の信号である。
【００３９】
図４は、従来の交流出力インバータ溶接機の動作を示した図であり、出力電流の検出値Ｉ、誤差及びパルス幅の時間的変化が示されている。出力電流の極性が反転する際、直流リアクトル３２や配線インダクタンスに蓄えられたエネルギーにより、スイッチング素子３４１又は３４２のコレクタ端子及びエミッタ端子間にサージ電圧が発生する。このサージ電圧を抑えるため、出力極性の切替よりも一定時間前から、出力電流の指令値Ｉ０を下げるサージ抑制制御が行われる。
【００４０】
例えば、時刻ｔ１から出力極性の切替を示す時刻ｔ２までの間をサージ抑制期間Ｔｓとし、指令値Ｉ０は、このサージ抑制期間Ｔｓ中、一定値ｂ（ｂ＜ａ）に固定される。また、指令値Ｉ０は、時刻ｔ２から次のサージ抑制期間Ｔｓまでの間、一定値ａに固定される。
【００４１】
出力電流の検出値Ｉは、出力極性の切替直後の一定期間を除いて、指令値Ｉ０に追従する波形である。具体的に説明すれば、検出値Ｉは、サージ抑制期間Ｔｓの時刻ｔ１から時刻ｔ２までの間、下に凸の曲線に沿って緩やかに減少し、時刻ｔ２において値ｂに到達している。検出値Ｉは、その後、急激に減少してゼロに到達した後、急激に増加し、時刻ｔ２から概ね一定時間が経過した時点で、値ａに飽和している。
【００４２】
誤差は、検出値Ｉ及び指令値Ｉ０の差分（Ｉ０−Ｉ）を表している。この誤差は、サージ抑制期間Ｔｓ中、上に凸の曲線に沿って負の値から緩やかに増加し、時刻ｔ２においてゼロに到達している。誤差は、その後、急激に増加した後、緩やかに減少し、時刻ｔ２から概ね一定時間が経過した時点で、ゼロに到達している。
【００４３】
ＰＷＭ信号のパルス幅は、上述した誤差に基づいて制御される。従来の交流出力インバータ溶接機では、出力極性が反転する際に、ＰＷＭ信号のパルス幅がゼロレベルから最大レベルまで急激に増加する場合があった。具体的に説明すれば、ＰＷＭ信号のパルス幅は、サージ抑制期間Ｔｓの時刻ｔ１から時刻ｔ２までの間、ゼロレベルに固定され、時刻ｔ２において最大レベルｐｍまで急激に増加している。その後、パルス幅は、しばらく最大レベルｐｍを維持した後、下に凸の曲線に沿って減少し、時刻ｔ２から概ね一定時間が経過した時点で、値ｐ１（ｐ１＜ｐｍ）に到達している。その後、パルス幅は、次のサージ抑制期間Ｔｓまでの間、概ね一定値ｐ１である。従来のように時刻ｔ２において、パルス幅が急激に最大レベルｐｍまで増加すると、変圧器２の１次コイル２１を貫く磁束の時間的変化に偏りが生じ、変圧器２が飽和を引き起こしかねない。
【００４４】
図５は、図１の交流出力インバータ溶接機１の極性反転時における動作を比較例と比較して示した図である。図中の（ａ）には、本発明による交流出力インバータ溶接機１の場合が示され、（ｂ）には、従来の交流出力インバータ溶接機の場合が示されている。
【００４５】
本実施の形態による交流出力インバータ溶接機１では、出力極性の切替を示す時刻ｔ２から時刻ｔ３までの間をパルス幅抑制期間Ｔｐとし、出力極性の切替からこのパルス幅抑制期間Ｔｐが経過するまでの間、パルス幅の上限値を単調に増加させるパルス幅の上限制御が行われる。
【００４６】
パルス幅抑制期間Ｔｐ中は、ＰＷＭ信号のパルス幅が単調に増加する上限値以下に制限されるため、出力極性が反転する際に、パルス幅が急激に増加するのを防止することができる。このため、変圧器２の１次コイル２１を貫く磁束の時間的変化に偏りが生じるのを抑制することができる。
【００４７】
＜タイミング信号生成部５４及びランプ信号発生回路５５１＞
図６は、図２のタイミング信号生成部５４及びランプ信号発生回路５５１の構成例を示した図である。このタイミング信号生成部５４は、増幅器、プルアップ抵抗、直流電圧源Ｖ１，Ｖ２及び抵抗素子等により構成され、ゲート駆動信号Ｇ１及びＧ２を利用してワンショットパルス信号からなるタイミング信号を生成する。
【００４８】
ランプ信号発生回路５５１は、スイッチング素子７１、抵抗素子７２、コンデンサ７３、定電流源７４及びオペアンプ７５により構成され、タイミング信号生成部５４から入力されるタイミング信号をトリガとして、電圧レベルが傾き一定の直線に沿って増加するランプ信号を生成する。
【００４９】
スイッチング素子７１は、コンデンサ７３に対する充放電を制御するための半導体素子であり、タイミング信号によって駆動される。このスイッチング素子７１には、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ等の電圧制御型のトランジスタが用いられる。スイッチング素子７１のコレクタ端子は、抵抗素子７２を介してオペアンプ７５の非反転入力端子に接続され、エミッタ端子は、接地されている。オペアンプ７５の出力端子は、反転入力端子に接続され、ランプ信号が出力される。
【００５０】
コンデンサ７３は、容量Ｃ１の容量素子であり、一方の端子が定電流源７４及びオペアンプの非反転入力端子に接続され、他方の端子が接地されている。このコンデンサ７３は、スイッチング素子７１がオン状態である間に放電し、スイッチング素子７１がオフ状態である間に、定電流源７４から供給される電流によって充電される。
【００５１】
図７は、図６のランプ信号発生回路５５１の動作の一例を示した図であり、タイミング信号をトリガとして電圧レベルが変化するランプ信号が示されている。このランプ信号は、電圧レベルがパルス幅の上限値を示す折れ線状の曲線であり、時刻ｔ２におけるタイミング信号の立ち上がりに同期して上限値が急激に減少し、スイッチング素子７１がオフ状態へ移行するタイミング信号の立ち下がり時刻ｔ２１までに、ゼロレベルに到達する。
【００５２】
パルス幅の上限値は、時刻ｔ２１からパルス幅抑制期間Ｔｐが経過するまでの間、傾きが一定の直線に沿って単調に増加し、パルス幅抑制期間Ｔｐが終了する時刻ｔ３に最大レベルｐｍに到達している。その後、パルス幅の上限値は、次のパルス幅抑制期間Ｔｐまでの間、最大レベルｐｍに固定される。この例では、ランプ信号の最大値をパルス幅の最大値ｐｍに一致させているが、ランプ信号の最大値は、パルス幅の最大値ｐｍ以上であれば良い。
【００５３】
パルス幅抑制期間Ｔｐは、コンデンサ７３の容量Ｃ１等によって規定される一定の時間長からなる。ランプ信号発生回路５５１から出力されるランプ信号は、比較器５２の出力に対し、ダイオード５５２の作用により、リミッタとして動作する。このため、出力極性の切替から一定期間は、パルス幅が急激に増加するのを防止することができる。
【００５４】
本実施の形態によれば、変圧器２の１次コイル２１を貫く磁束の時間的変化に偏りが生じるのが抑制されるため、変圧器２が飽和してインバータ回路１３のスイッチング素子１３１〜１３４が破損するのを抑制することができる。
【００５５】
なお、本実施の形態では、出力極性の切替から一定期間が経過するまでの間、傾き一定の直線に沿ってパルス幅の上限値を増加させる場合の例について説明したが、本発明は、パルス幅の上限値を単調に増加させる方法をこれに限定するものではない。例えば、下に凸の曲線又は上に凸の曲線に沿ってパルス幅の上限値を増加させても良い。
【符号の説明】
【００５６】
１  交流出力インバータ溶接機
１０  電源端子
１１，３１  整流回路
１２  平滑コンデンサ
１３  インバータ回路
１３１〜１３４，３４１，３４２  スイッチング素子
１４，３５  還流ダイオード
２  変圧器
３２  直流リアクトル
３３  検出回路
３４  極性切替回路
４  溶接負荷
４１  溶接電極
４２  溶接母材
５  インバータ制御部
５１  指令値生成部
５２  比較器
５３  ＰＷＭ信号生成部
５４  タイミング信号生成部
５５  パルス幅上限制御部
５５１  ランプ信号発生回路
５５２  ダイオード
６  出力制御部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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