(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
負荷と接続された高電圧側の第１の電力線および低電圧側の第２の電力線の間の直流電圧を制御するための電源システムであって、
第１の直流電源と、
第２の直流電源と、
前記第１および第２の直流電源と前記第１および第２の電力線との間で並列に直流電力変換を実行するための電力変換器と、
前記電力変換器における前記直流電力変換を制御するための制御装置を備え、
前記電力変換器は、
第１のリアクトルと、
第２のリアクトルと、
前記制御装置からの制御信号に応答したオンオフ制御によって、前記第１および第２のリアクトルのそれぞれを経由する電流経路を切換えるように配置された複数のスイッチング素子とを含み、
前記第１のリアクトルを経由する電流経路は、前記第１および第２の電力線の両方を含まずに前記第１の直流電源および前記第１のリアクトルの間で形成される第１の電流経路と、前記第１および第２の電力線の間に前記第１の直流電源および前記第１のリアクトルを直列に接続する第２の電流経路とを含み、
前記第２のリアクトルを経由する電流経路は、前記第１および第２の電力線の両方を含まずに前記第２の直流電源および前記第２のリアクトルの間で形成される第３の電流経路と、前記第１および第２の電力線の間に前記第２の直流電源および前記第２のリアクトルを直列に接続する第４の電流経路とを含み、
前記制御装置は、
前記第１の直流電源からの出力を制御する第１の出力デューティ比と、前記第１の出力デューティ比の最大値に相当する電圧幅を有する第１のキャリア波との比較に従って前記第１および第２の電流経路を選択的に形成し、かつ、前記第２の直流電源からの出力を制御する第２の出力デューティ比と、前記第２の出力デューティ比の最大値に相当する電圧幅を有する第２のキャリア波との比較に従って前記第３および第４の電流経路を選択的に形成するように前記複数のスイッチング素子の前記制御信号を生成し、
前記第１および第２のキャリア波の各々は、同一周波数でエッジタイミングが同期した、右上がり直線部分を有する第１の鋸歯状波および右下がり直線部分を有する第２の鋸歯状波の一方を選択することによって構成され、
前記制御装置は、前記電力変換器の動作中において、前記第１および第２のキャリア波の各々について、前記第１および第２の鋸歯状波の選択を前記電力変換器の動作状態に応じて切替える、電源システム。
【請求項２】
前記制御装置は、
前記第１のキャリア波において前記第１および第２の鋸歯状波の選択を切換える場合に、前記第１および第２の鋸歯状波の周期と同一長の遷移周期を設けるとともに、前記遷移周期において、前記第１のキャリア波を、前記第１および第２の鋸歯状波と同一周波数の三角波、または、当該三角波の逆相三角波に設定し、さらに、前記遷移周期における前記第１のリアクトルの平均電流が当該遷移周期の直前の周期と同等になるように、前記第１の出力デューティ比を変換し、
前記第２のキャリア波において前記第１および第２の鋸歯状波の選択を切換える場合に、前記遷移周期を設けるとともに、前記遷移周期において、前記第２のキャリア波を前記三角波または前記逆相三角波に設定し、さらに、前記遷移周期における前記第２のリアクトルの平均電流が当該遷移周期の直前の周期と同等になるように、前記第２の出力デューティ比を変換する、請求項１記載の電源システム。
【請求項３】
前記制御装置は、前記第１または第２のキャリア波の各々について、前記第１の鋸歯状波から前記第２の鋸歯状波に切換える場合には、前記遷移周期において前記逆相三角波を設定する一方で、前記第２の鋸歯状波から前記第１の鋸歯状波に切換える場合には、前記遷移周期において前記三角波を設定する、請求項２記載の電源システム。
【請求項４】
前記制御装置は、前記第１または第２のキャリア波の各々について、前記第１の鋸歯状波から前記第２の鋸歯状波に切換える場合には、前記遷移周期において前記三角波を設定する一方で、前記第２の鋸歯状波から前記第１の鋸歯状波に切換える場合には、前記遷移周期において前記逆相三角波を設定する、請求項２記載の電源システム。
【請求項５】
前記複数のスイッチング素子は、
第１のノードおよび前記第１の電力線の間に電気的に接続された第１のスイッチング素子と、
第２のノードおよび前記第１のノードの間に電気的に接続された第２のスイッチング素子と、
第３のノードおよび前記第２のノードの間に電気的に接続された第３のスイッチング素子と、
前記第２の直流電源の負極端子と電気的に接続された前記第２の電力線と、前記第３のノードとの間に電気的に接続された第４のスイッチング素子とを有し、
前記第１のリアクトルは、前記第２のノードと前記第２の電力線との間に、前記第１の直流電源と直列に電気的に接続され、
前記第２のリアクトルは、前記第１および第３のノードの間に、前記第２の直流電源と直列に電気的に接続され、
前記第１の電流経路の形成時には前記第３および第４のスイッチング素子がオンされ、
前記第２の電流経路の形成時には前記第１および第２のスイッチング素子がオンされ、
前記第３の電流経路の形成時には前記第２および第３のスイッチング素子がオンされ、
前記第４の電流経路の形成時には前記第１および第４のスイッチング素子がオンされる、請求項１〜３のいずれか１項に記載の電源システム。
【請求項６】
前記複数のスイッチング素子は、
第１のノードおよび前記第１の電力線の間に電気的に接続された第１のスイッチング素子と、
第２のノードおよび前記第１のノードの間に電気的に接続された第２のスイッチング素子と、
第３のノードおよび前記第２のノードの間に電気的に接続された第３のスイッチング素子と、
前記第２の直流電源の負極端子と電気的に接続された前記第２の電力線と、前記第３のノードとの間に電気的に接続された第４のスイッチング素子とを有し、
前記第１のリアクトルは、前記第２のノードと前記第１の電力線との間に、前記第１の直流電源と直列に電気的に接続され、
前記第２のリアクトルは、前記第１および第３のノードの間に、前記第２の直流電源と直列に電気的に接続され、
前記第１の電流経路の形成時には前記第１および第２のスイッチング素子がオンされ、
前記第２の電流経路の形成時には前記第３および第４のスイッチング素子がオンされ、
前記第３の電流経路の形成時には前記第２および第３のスイッチング素子がオンされ、
前記第４の電流経路の形成時には前記第１および第４のスイッチング素子がオンされる、請求項１〜３のいずれか１項に記載の電源システム。
【請求項７】
前記電力変換器は、
前記第１の電力線と第１のノードとの間に電気的に接続される第１の半導体素子と、
前記第２の電力線と前記第１のノードとの間に電気的に接続される第２の半導体素子と、
第２のノードと、前記第２の電力線との間に電気的に接続される第３の半導体素子と、
前記第１の電力線と前記第２のノードとの間に電気的に接続される第４の半導体素子と、
前記第１のノードと前記第２のノードとの間に電気的に接続される第５の半導体素子とを含み、
少なくとも前記第２、第４および第５の半導体素子は、前記スイッチング素子を有し、
少なくとも前記第１および第３の半導体素子は、前記第２の電力線から前記第１の電力線へ向かう方向を順方向として配置されたダイオードを有し、
前記第１のリアクトルは、前記第１のノードと前記第２の電力線との間に、前記第１の直流電源と直列に電気的に接続され、
前記第２のリアクトルは、前記第２のノードと前記第１の電力線の間に、前記第２の直流電源と直列に電気的に接続され、
前記第１の電流経路の形成時には前記第２の半導体素子によって電流経路が形成され、
前記第２の電流経路の形成時には前記第１の半導体素子によって電流経路が形成され、
前記第３の電流経路の形成時には前記第４の半導体素子によって電流経路が形成され、
前記第４の電流経路の形成時には前記第３の半導体素子によって電流経路が形成され、
前記第５の半導体素子は、前記第１および第４の電流経路が同時に形成される期間、および、前記第２および第３の電流経路が同時に形成される期間において電流経路を形成する、請求項１〜３のいずれか１項に記載の電源システム。
【請求項８】
前記第１および第３の半導体素子の少なくとも一方において、前記ダイオードとは逆方向の電流経路を形成するための前記スイッチング素子が前記ダイオードと並列にさらに設けられ、当該スイッチング素子は、前記制御装置からの信号に応答して、前記第２または第４の電流経路の形成時にオンするように制御される、請求項７記載の電源システム。
【請求項９】
前記第５の半導体素子は、
前記第１のノードから前記第２のノードへ向かう電流経路を前記第１および第２のノード間に形成するオン状態と当該電流経路を遮断するオフ状態とを前記制御装置からの信号に応答して選択的に形成するための第１のサブスイッチング素子と、
前記第２のノードから前記第１のノードへ向かう電流経路を前記第１および第２のノード間に形成するオン状態と当該電流経路を遮断するオフ状態とを前記制御装置からの信号に応答して選択的に形成するための第２のサブスイッチング素子とを含む、請求項７または８記載の電源システム。
【請求項１０】
前記第１および第２のリアクトルは、単一の複合磁気部品によって一体的に構成され、
前記複合磁気部品は、
前記第１のリアクトルを構成するための、電気的に直列接続された第１および第２の巻線と、
前記第１のリアクトルを構成するための第３の巻線と、
非線形磁性材料で構成されたコアとを含み、
前記コアは、前記第１の巻線が巻回される第１の磁脚部と、前記第２の巻線が巻回される第２の磁脚部と、前記第３の巻線が巻回される第３の磁脚部と、前記第１から第３の磁脚部の間に磁気経路を形成するための第４の磁脚部とを含むように構成される、請求項１記載の電源システム。
【請求項１１】
前記第１のリアクトルおよび前記第２のリアクトルの動作状態が、電流の増加に応じて、前記第１および第２のリアクトルが磁気的に非干渉な状態で動作する非磁気結合モードから前記第１および第２のリアクトルが磁気的に干渉した状態で動作する磁気結合モードへ変化し、
前記非磁気結合モードにおいては、前記第１および第２の磁脚部における透磁率が同等である一方で、前記磁気結合モードにおいては、前記第１および第２の磁脚部の一方での透磁率が、前記第１および第２の磁脚部の他方の透磁率よりも低い、請求項１０記載の電源システム。
【請求項１２】
前記第１および第２の直流電源の各々が力行動作する場合において、前記第１のリアクトルを通過する電流によって前記第１の巻線および前記第２の巻線からそれぞれ発生される第１の磁界および第２の磁界と、前記第２のリアクトルを通過する電流によって前記第３の巻線から発生される第３の磁界とが、前記第１または第２の磁脚部のいずれか一方の磁脚部では強め合う一方で他方の磁脚部では弱め合い、かつ、前記第１および第２の磁界が前記第３の磁脚部では互いに弱め合うように、前記第１から第３の巻線は前記第１から第３の磁脚部にそれぞれ巻回される、請求項１０または１１記載の電源システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、電源システムに関し、より特定的には、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御を用いて、２つの直流電源と負荷との間で２つのリアクトルを通過する電流を介して直流電力変換を実行するための電源システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
複数の電源と負荷との間に接続された電力変換器を用いて、複数の電源を組み合わせて負荷へ電力を供給するハイブリッド電源システムが用いられている。
【０００３】
たとえば、特開２０１３−１３２３４号公報（特許文献１）には、複数のスイッチング素子のスイッチングパターンを切換えることによって、動作モードを切換えることが可能な電力変換器の構成が記載されている。そして、動作モードには、２つの直流電源を並列に使用する状態で直流電力変換を行なうモード（並列接続モード）が含まれる。当該並列接続モードでは、２つの直流電源のそれぞれについて、出力制御のためのデューティ比とキャリア波との比較によるＰＷＭ制御によって、複数のスイッチング素子のオンオフが制御される。
【０００４】
特許文献２には、特許文献１に記載された電力変換器等に使用される２個のリアクトルを一体的に構成するために磁気部品の構造が記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２０１３−１３２３４号公報
【特許文献２】特開２０１３−１９８２４６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許文献１には、２つのリアクトルを流れる電流の位相を制御することによって、複数のスイッチング素子での電力損失を低減することが記載されている。具体的には、それぞれのリアクトル電流の間で、上昇タイミングまたは下降タイミング（すなわち、変曲点）が同一タイミングとなるように電流位相を制御することが記載されている。
【０００７】
しかしながら、特許文献１では、２つの直流電源のそれぞれのＰＷＭ制御に用いられるキャリア信号間の位相差を制御する、キャリア位相制御によって上記の電流位相を実現する。このため、ＰＷＭ制御でのデューティ比が変化する毎に、位相差を変化させることが必要となる。この結果、キャリア位相制御のための演算負荷が大きくなるため、演算遅れの影響によってキャリア位相差が不適切となることにより、リアクトル電流が変動する虞がある。
【０００８】
また、特許文献１には、リアクトル電流間で一致させるべき変曲点を、上昇タイミング（極小点）および下降タイミング（極大点）のいずれとするかについても、電力変換器の動作状態、具体的には、各直流電源が回生および力行のいずれで動作しているかに応じて変化することが記載されている。このため、キャリア位相の変化量が大きくなることによって、過渡的にリアクトル電流が変動する虞がある。
【０００９】
この発明はこのような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、２つの直流電源と負荷との間で２つのリアクトルを通過する電流を介して直流電力変換を実行する電源システムにおいて、ＰＷＭ制御の演算負荷を増大することなく、リアクトル電流間で変曲点のタイミングを一致させる電流位相制御を簡易に実行することによって、電源システムの性能を向上することである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
この発明のある局面では、電源システムは、負荷と接続された高電圧側の第１の電力線および低電圧側の第２の電力線の間の直流電圧を制御する。電源システムは、第１の直流電源と、第２の直流電源と、第１および第２の直流電源と第１および第２の電力線との間で並列に直流電力変換を実行するための電力変換器と、電力変換器における直流電力変換を制御するための制御装置を備える。電力変換器は、第１のリアクトルと、第２のリアクトルと、複数のスイッチング素子とを含む。複数のスイッチング素子は、制御装置からの制御信号に応答したオンオフ制御によって、第１および第２のリアクトルのそれぞれを経由する電流経路を切換えるように配置される。第１のリアクトルを経由する電流経路は、第１および第２の電流経路を含む。第１の電流経路は、第１および第２の電力線の両方を含まずに第１の直流電源および第１のリアクトルの間で形成される。第２の電流経路は、第１および第２の電力線の間に第１の直流電源および第１のリアクトルを直列に接続する。第２のリアクトルを経由する電流経路は、第３および第４の電流経路を含む。第３の電流経路は、第１および第２の電力線の両方を含まずに第２の直流電源および第２のリアクトルの間で形成される。第４の電流経路は、第１および第２の電力線の間に第２の直流電源および第２のリアクトルを直列に接続する。第１の直流電源からの出力を制御する第１の出力デューティ比と、第１の出力デューティ比の最大値に相当する電圧幅を有する第１のキャリア波との比較に従って第１および第２の電流経路を選択的に形成し、かつ、第２の直流電源からの出力を制御する第２の出力デューティ比と、第２の出力デューティ比の最大値に相当する電圧幅を有する第２のキャリア波との比較に従って第３および第４の電流経路を選択的に形成するように複数のスイッチング素子の制御信号を生成する。第１および第２のキャリア波の各々は、同一周波数でエッジタイミングが同期した、右上がり直線部分を有する第１の鋸歯状波および右下がり直線部分を有する第２の鋸歯状波の一方を選択することによって構成される。制御装置は、電力変換器の動作中において、第１および第２のキャリア波の各々について、第１および第２の鋸歯状波の選択を電力変換器の動作状態に応じて切替える。
【００１１】
好ましくは、制御装置は、第１のキャリア波において第１および第２の鋸歯状波の選択を切換える場合に、第１および第２の鋸歯状波の周期と同一長の遷移周期を設けるとともに、遷移周期において、第１のキャリア波を、第１および第２の鋸歯状波と同一周波数の三角波、または、当該三角波の逆相三角波に設定し、さらに、遷移周期における第１のリアクトルの平均電流が、当該遷移周期の直前の周期と同等になるように、第１の出力デューティ比を変換する。さらに、制御措置は、第２のキャリア波において第１および第２の鋸歯状波の選択を切換える場合に、遷移周期を設けるとともに、遷移周期において、第２のキャリア波を三角波または逆相三角波に設定し、さらに、遷移周期における第２のリアクトルの平均電流が、当該遷移周期の直前の周期と同等になるように、第２の出力デューティ比を変換する。
【００１２】
さらに好ましくは、制御装置は、第１または第２のキャリア波の各々について、第１の鋸歯状波から第２の鋸歯状波に切換える場合には、遷移周期において逆相三角波を設定する一方で、第２の鋸歯状波から第１の鋸歯状波に切換える場合には、遷移周期において三角波を設定する。あるいは、制御装置は、第１または第２のキャリア波の各々について、第１の鋸歯状波から第２の鋸歯状波に切換える場合には、遷移周期において三角波を設定する一方で、第２の鋸歯状波から第１の鋸歯状波に切換える場合には、遷移周期において逆相三角波を設定する。
【００１３】
好ましくは、複数のスイッチング素子は、第１から第４のスイッチング素子を有する。第１のスイッチング素子は、第１のノードおよび第１の電力線の間に電気的に接続される。第２のスイッチング素子は、第２のノードおよび第１のノードの間に電気的に接続される。第３のスイッチング素子は、第３のノードおよび第２のノードの間に電気的に接続される。第４のスイッチング素子は、第２の直流電源の負極端子と電気的に接続された第２の電力線と、第３のノードとの間に電気的に接続される。第１のリアクトルは、第２のノードと第１または第２の電力線との間に、第１の直流電源と直列に電気的に接続される。第２のリアクトルは、第１および第３のノードの間に、第２の直流電源と直列に電気的に接続される。第１のリアクトルが第２のノードと第２の電力線との間に接続された構成では、第１の電流経路の形成時には第３および第４のスイッチング素子がオンされ、第２の電流経路の形成時には第１および第２のスイッチング素子がオンされ、第３の電流経路の形成時には第２および第３のスイッチング素子がオンされ、第４の電流経路の形成時には第１および第４のスイッチング素子がオンされる。第１のリアクトルが第１のノードと第２の電力線との間に接続された構成では、第１の電流経路の形成時には第１および第２のスイッチング素子がオンされ、第２の電流経路の形成時には第３および第４のスイッチング素子がオンされ、第３の電流経路の形成時には第２および第３のスイッチング素子がオンされ、第４の電流経路の形成時には第１および第４のスイッチング素子がオンされる。
【００１４】
また好ましくは、電力変換器は、第１から第５の半導体素子を含む。第１の半導体素子は、第１の電力線と第１のノードとの間に電気的に接続される。第２の半導体素子は、第２の電力線と第１のノードとの間に電気的に接続される。第３の半導体素子は、第２のノードと、第２の電力線との間に電気的に接続される。第４の半導体素子は、第１の電力線と第２のノードとの間に電気的に接続される。第５の半導体素子は、第１のノードと第２のノードとの間に電気的に接続される。少なくとも第２、第４および第５の半導体素子は、スイッチング素子を有する。少なくとも第１および第３の半導体素子は、第２の電力線から第１の電力線へ向かう方向を順方向として配置されたダイオードを有する。第１のリアクトルは、第１のノードと第２の電力線との間に、第１の直流電源と直列に電気的に接続される。第２のリアクトルは、第２のノードと第１の電力線の間に、第２の直流電源と直列に電気的に接続される。第１の電流経路の形成時には、第２の半導体素子によって電流経路が形成され、第２の電流経路の形成時には第１の半導体素子によって電流経路が形成される。第３の電流経路の形成時には第４の半導体素子によって電流経路が形成され、第４の電流経路の形成時には第３の半導体素子によって電流経路が形成される。第５の半導体素子は、第１および第４の電流経路が同時に形成される期間、および、第２および第３の電流経路が同時に形成される期間において電流経路を形成する。
【００１５】
さらに好ましくは、第１および第３の半導体素子の少なくとも一方において、ダイオードとは逆方向の電流経路を形成するためのスイッチング素子がダイオードと並列にさらに設けられ、当該スイッチング素子は、制御装置からの信号に応答して、第２または第４の電流経路の形成時にオンするように制御される。
【００１６】
あるいは、さらに好ましくは、第５の半導体素子は、第１および第２のサブスイッチング素子を有する。第１のサブスイッチング素子は、第１のノードから第２のノードへ向かう電流経路を第１および第２のノード間に形成するオン状態と当該電流経路を遮断するオフ状態とを制御装置からの信号に応答して選択的に形成するように構成される・第２のサブスイッチング素子は、第２のノードから第１のノードへ向かう電流経路を第１および第２のノード間に形成するオン状態と当該電流経路を遮断するオフ状態とを制御装置からの信号に応答して選択的に形成するように構成される。
【００１７】
好ましくは、第１および第２のリアクトルは、単一の複合磁気部品によって一体的に構成される。複合磁気部品は、第１〜第３の巻線とコアとを含む。第１および第２の巻線は、電気的に直列接続されて、第１の電流が通過する。第１および第２の巻線は、電気的に直列に接続されて第１のリアクトルを構成する。第３の巻線は、第２のリアクトルを構成する。コアは、非線形磁性材料で構成される。コアは、第１の巻線が巻回される第１の磁脚部と、第２の巻線が巻回される第２の磁脚部と、第３の巻線が巻回される第３の磁脚部と、第１から第３の磁脚部の間に磁気経路を形成するための第４の磁脚部とを含むように構成される。
【００１８】
さらに好ましくは、第１のリアクトルおよび第２のリアクトルの動作状態は、電流増加に応じて、第１および第２のリアクトルが磁気的に非干渉な状態で動作する非磁気結合モードから第１および第２のリアクトルが磁気的に干渉した状態で動作する磁気結合モードへ変化する。そして、非磁気結合モードにおいては、第１および第２の磁脚部における透磁率が同等である一方で、磁気結合モードにおいては、第１および第２の磁脚部の一方での透磁率が、第１および第２の磁脚部の他方の透磁率よりも低い。
【００１９】
あるいは、さらに好ましくは、第１および第２の直流電源の各々が力行動作する場合において、第１のリアクトルを通過する電流によって第１の巻線および第２の巻線からそれぞれ発生される第１の磁界および第２の磁界と、第２のリアクトルを通過する電流によって第３の巻線から発生される第３の磁界とが、第１または第２の磁脚部のいずれか一方の磁脚部では強め合う一方で他方の磁脚部では弱め合い、かつ、第１および第２の磁界が第３の磁脚部では互いに弱め合うように、第１から第３の巻線は第１から第３の磁脚部にそれぞれ巻回される。
【発明の効果】
【００２０】
この発明によれば、２つの直流電源と負荷との間で２つのリアクトルを通過する電流を介して直流電力変換を実行する電源システムにおいて、ＰＷＭ制御の演算負荷を増大することなく、リアクトル電流間で変曲点のタイミングを一致させる電流位相制御を簡易に実行することによって、電源システムの性能を向上することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】実施の形態１に従う電源システムの構成を示す回路図である。
【図２】図１に示された負荷の構成例を示す概略図である。
【図３】図１に示された電力変換器の電流経路を説明する第１の回路図である。
【図４】図１に示された電力変換器の電流経路を説明する第２の回路図である。
【図５】図１に示された電力変換器の制御構成を説明する機能ブロック図である。
【図６】比較例として示されるキャリア位相制御が適用されたパラレル制御モードでの動作例を説明する波形図である。
【図７】パラレル接続モードにおけるキャリア位相制御の動作例を説明するための電流波形図である。
【図８】図７の所定期間における電流経路を説明する回路図である。
【図９】リアクトル電流の方向に応じた電流位相の制御例を説明するための図表である。
【図１０】本実施の形態に従う電源システムで適用されるＰＷＭ制御のキャリア波モードを説明するための第１の波形図である。
【図１１】本実施の形態に従う電源システムで適用されるＰＷＭ制御のキャリア波モードを説明するための第２の波形図である。
【図１２】本実施の形態に従う電源システムで適用されるＰＷＭ制御のキャリア波モードを説明するための第３の波形図である。
【図１３】本実施の形態に従う電源システムで適用されるＰＷＭ制御のキャリア波モードを説明するための第４の波形図である。
【図１４】４個のキャリア波モードにおけるのこぎり波の波形およびリアクトル電流の位相パターンとの対応を説明する図表である。
【図１５】実施の形態１に従うＰＷＭ制御でのキャリア波モードの切替え時における問題点を説明するための動作波形図である。
【図１６】本実施の形態１の変形例に従うＰＷＭ制御におけるキャリア波モード切替え時の第１の制御例を説明する波形図である。
【図１７】本実施の形態１の変形例に従うＰＷＭ制御における遷移周期でのデューティ比変換を説明するための波形図である。
【図１８】図１６に示された第１の制御例に従う遷移周期でのキャリア波の設定の一覧を説明する図表である。
【図１９】本実施の形態１の変形例に従うＰＷＭ制御におけるキャリア波モード切替え時の第２の制御例を説明する波形図である。
【図２０】図１９に示された第１の制御例に従う遷移周期でのキャリア波の設定の一覧を説明する図表である。
【図２１】図１に示された電力変換器が有する複数の動作モードの一覧を示す図表である。
【図２２】図１に示された電力変換器の回路構成の変形例を示す回路図である。
【図２３】実施の形態２に従う電源システムの構成を説明する回路図である。
【図２４】図２３に示した電力変換器のパラレル昇圧モードにおける第１の等価回路図である。
【図２５】図２４に示した等価回路図における各直流電源の下アームオン時の電流経路を示す回路図である。
【図２６】図２４に示した等価回路図における各直流電源の上アームオン時の電流経路を示す回路図である。
【図２７】図２４に示した電力変換器のパラレル昇圧モードにおける第２の等価回路図である。
【図２８】図２７に示した等価回路図における各直流電源の下アームオン時の電流経路を示す回路図である。
【図２９】図２７に示した等価回路図における各直流電源の上アームオン時の電流経路を示す回路図である。
【図３０】第１アームおよび第２アームを用いる昇圧チョッパ回路の各アームオンオフとスイッチング素子のオンオフとの対応関係が示される。
【図３１】図２３に示した電力変換器のパラレル昇圧モードにおいて各スイッチング素子をオンオフ制御するためのゲート論理式の一覧を示す図表である。
【図３２】図２３に示された電力変換器のパラレル接続モードにおける制御動作の比較例を説明するための波形図が示される。
【図３３】図２３に示した電力変換器のパラレル昇圧モードにおけるスイッチングパターンの一覧を示す図表である。
【図３４】図２３に示した電力変換器において第１アームを用いる昇圧チョッパ回路の等価回路図である。
【図３５】図３４中の点線で囲まれた部分の拡大図である。
【図３６】図２３に示した電力変換器において第２アームを用いる昇圧チョッパ回路の等価回路図である。
【図３７】図３６中の点線で囲まれた部分の拡大図である。
【図３８】図２３に示された電力変換器におけるリアクトル電流の向きの組み合わせを説明する概念図である。
【図３９】両方の直流電源が力行動作する場合の電流挙動例を示す波形図である。
【図４０】図３７に示された等価回路で形成され得る３通りの電流経路を説明するための回路図である。
【図４１】図４０に示された３つの電流経路のそれぞれにおける導通損失の推移を示す波形図である。
【図４２】図２３に示された電力変換器において図３９および図４１中の第１の期間に形成される電流経路を説明するための回路図である。
【図４３】図２３に示された電力変換器において図３９および図４１中の第２の期間に形成される電流経路を説明するための回路図である。
【図４４】実施の形態１に従う電力変換器を図３６と同等に動作させたときの電流経路を説明するための回路図である。
【図４５】図２３に示された電力変換器において一方の直流電源が力行動作するとともに他方の直流電源が回生動作する場合の電流挙動例を示す波形図である。
【図４６】図４５に示された期間において形成され得る３通りの電流経路を説明するための回路図である。
【図４７】図４６に示された３つの電流経路のそれぞれにおける導通損失の推移を示す波形図である。
【図４８】実施の形態２に従う電力変換器に対する、実施の形態１と同様のＰＷＭ制御の適用を説明するための波形図である。
【図４９】実施の形態２に従う電力変換器の変形例の構成を説明するための回路図である。
【図５０】図４９に示された電力変換器のパラレル昇圧モードにおける各スイッチング素子のオンオフ制御のためのゲート論理式の一覧を示す図表である。
【図５１】第１の直流電源を回生充電しない場合における図２３に示した電力変換器の構成からの変形例を示す回路図である。
【図５２】第２の直流電源を回生充電しない場合における図２３に示した電力変換器の構成からの変形例を示す回路図である。
【図５３】第１および第２の直流電源を回生充電しない場合における図２３に示した電力変換器の構成からの変形例を示す回路図である。
【図５４】第１の直流電源を回生充電しない場合における図４９に示された電力変換器の構成からの変形例を示す回路図である。
【図５５】第２の直流電源を回生充電しない場合における図４９に示された電力変換器の構成からの変形例を示す回路図である。
【図５６】第１および第２の直流電源を回生充電しない場合における図４９に示された電力変換器の構成からの変形例を示す回路図である。
【図５７】実施の形態３に従う電源システムの構成例を示す回路図である。
【図５８】図５７に示された２個のリアクトルを一体的に構成するための磁気結合リアクトルの概略的な外観図の一例である。
【図５９】図５８に示した磁気結合リアクトルの構造をさらに説明するための概念的な断面図である。
【図６０】図５９に示した各巻線の巻回態様の一例を説明するための概念図である。
【図６１】図５９に示した各巻線の巻回態様の他の例を説明するための概念図である。
【図６２】図５９に示した磁気結合リアクトルの電気的な等価回路図である。
【図６３】コア内部における各巻線からの発生磁束の関係について説明するための概念的な第１の断面図である。
【図６４】コア内部における各巻線からの発生磁束の関係について説明するための概念的な第２の断面図である。
【図６５】強磁性体の一般的な磁化曲線（Ｂ−Ｈ曲線）を示す概念図である。
【図６６】図６５に示した磁化曲線における磁束密度の変化に対する透磁率の変化特性を示す概念図である。
【図６７】リアクトル電流が小さい領域におけるコアの各磁脚部の磁気的な動作点を説明する概念図である。
【図６８】リアクトル電流が大きい領域におけるコアの各磁脚部の磁気的な動作点を説明する概念図である。
【図６９】リアクトル電流の位相と磁束密度との関係を説明するための概念的な波形図である。
【図７０】図５７に示された電源システムにおける電流位相制御の例を説明する波形図である。
【図７１】実施の形態３に従う電源システムにおける電流位相制御の他の例を説明する波形図である。
【図７２】実施の形態３に従う電源システムにおける電流位相制御のさらに他の例を説明する波形図である。
【図７３】実施の形態３に従う電源システムにおけるリアクトル電流の位相を制御したときの第１の動作例を示す波形図である。
【図７４】実施の形態３に従う電源システムにおけるリアクトル電流の位相を制御したときの第２の動作例を示す波形図である。
【図７５】変形例に従う磁気結合リアクトルの概略的な外観図である。
【図７６】図７５に示した磁気結合リアクトルのコアの外観図である。
【図７７】図７５に示した磁気結合リアクトルにおける各巻線の巻回態様を説明するための概略的な平面図である。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
以下に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下では、図中の同一または相当部分には同一符号を付して、その説明は原則的に繰返さないものとする。
【００２３】
［実施の形態１］
（回路構成）
図１は、本発明の実施の形態１に従う電源システムの構成例を示す回路図である。本実施の形態１に従う電源システム５Ａは、特許文献１に示された電源システムと回路構成が共通する。
【００２４】
図１を参照して、電源システム５Ａは、直流電源Ｂ１と、直流電源Ｂ２と、負荷３０と、制御装置４０と、電力変換器５０とを備える。
【００２５】
本実施の形態１において、直流電源Ｂ１およびＢ２は、二次電池や電気二重層キャパシタ等の蓄電装置によって構成される。たとえば、直流電源Ｂ１は、リチウムイオン二次電池やニッケル水素電池のような二次電池で構成される。また、直流電源Ｂ２は、たとえば、電気二重層キャパシタやリチウムイオンキャパシタ等の出力特性に優れた直流電圧源要素により構成される。
【００２６】
なお、直流電源Ｂ１およびＢ２を同種の蓄電装置によって構成することも可能である。また、直流電源Ｂ１およびＢ２の容量についても特に限定されることはなく、直流電源Ｂ１およびＢ２は、各々を同等の容量で構成してもよく、一方の直流電源の容量を他方の直流電源の容量より大きくしてもよい。
【００２７】
電力変換器５０は、高電圧側の電力線ＰＬおよび低電圧側の電力線ＧＬの間の直流電圧ＶＨ（以下、出力電圧ＶＨとも称する）を制御するように構成される。電力線ＧＬは、代表的には接地配線で構成される。電力線ＰＬおよびＧＬは、負荷３０と接続される。
【００２８】
負荷３０は、電力線ＰＬおよびＧＬを経由して、電力変換器５０の出力電圧ＶＨを受けて動作する。出力電圧ＶＨの電圧指令値ＶＨ＊は、負荷３０の動作に適した電圧に設定される。電圧指令値ＶＨ＊は、負荷３０の状態に応じて可変に設定されてもよい。さらに、負荷３０は、回生発電等によって、直流電源Ｂ１および／またはＢ２の充電電力を発生可能に構成されてもよい。
【００２９】
図２は、負荷３０の構成例を示す概略図である。
図２を参照して、負荷３０は、たとえば電動車両の走行用電動機を含むように構成される。負荷３０は、平滑コンデンサＣＨと、インバータ３２と、モータジェネレータ３５と、動力伝達ギヤ３６と、駆動輪３７とを含む。
【００３０】
モータジェネレータ３５は、車両駆動力を発生するための走行用電動機であり、たとえば、複数相の永久磁石型同期電動機で構成される。モータジェネレータ３５の出力トルクは、減速機や動力分割機構によって構成される動力伝達ギヤ３６を経由して、駆動輪３７へ伝達される。駆動輪３７に伝達されたトルクにより電動車両が走行する。また、モータジェネレータ３５は、電動車両の回生制動時には、駆動輪３７の回転力によって発電する。この発電電力は、インバータ３２によってＡＣ／ＤＣ変換される。この直流電力は、電源システム５Ａに含まれる直流電源Ｂ１，Ｂ２の充電電力として用いることができる。なお、図２の構成例は、出力電圧ＶＨは、モータジェネレータ３５に生じる誘起電圧よりも高い電圧に制御することが必要である。
【００３１】
モータジェネレータの他にエンジン（図示せず）が搭載されたハイブリッド自動車では、このエンジンおよびモータジェネレータ３５を協調的に動作させることによって、電動車両に必要な車両駆動力が発生される。この際には、エンジンの回転による発電電力を用いて直流電源Ｂ１，Ｂ２を充電することも可能である。
【００３２】
このように、電動車両は、走行用電動機を搭載する車両を包括的に示すものであり、エンジンおよび電動機により車両駆動力を発生するハイブリッド自動車と、エンジンを搭載しない電気自動車および燃料電池車との両方を含むものである。
【００３３】
再び図１を参照して、電力変換器５０は、電力用半導体スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４と、リアクトルＬ１，Ｌ２とを含む。本実施の形態において、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」とも称する）としては、ＩＧＢＴ（Insulated  Gate  Bipolar  Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal  Oxide  Semiconductor）トランジスタあるいは電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に対しては、逆並列ダイオードＤ１〜Ｄ４が配置されている。
【００３４】
スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、制御装置４０からの制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４に応答して、オンオフを制御することが可能である。すなわち、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４が論理ハイレベル（以下、「Ｈレベル」）のときにオンする一方で、論理ローレベル（以下、「Ｌレベル」）のときにオフする。
【００３５】
スイッチング素子Ｓ１は、電力線ＰＬおよびノードＮ１の間に電気的に接続される。リアクトルＬ２および直流電源Ｂ２は、ノードＮ１とノードＮ３との間に直列に、電気的に接続される。たとえば、リアクトルＬ２は、ノードＮ１と直流電源Ｂ２の正極端子との間に電気的に接続されるとともに、直流電源Ｂ２の負極端子は、ノードＮ３と電気的に接続される。
【００３６】
スイッチング素子Ｓ２は、ノードＮ１およびＮ２の間に電気的に接続される。リアクトルＬ１および直流電源Ｂ１は、ノードＮ２および電力線ＧＬの間に直列に、電気的に接続される。たとえば、リアクトルＬ１は、直流電源Ｂ１の正極端子およびノードＮ１の間に電気的に接続されるとともに、直流電源Ｂ１の負極端子は、電力線ＧＬと電気的に接続される。
【００３７】
スイッチング素子Ｓ３は、ノードＮ２およびＮ３の間に電気的に接続される。スイッチング素子Ｓ４は、ノードＮ３および電力線ＧＬの間に電気的に接続される。電力線ＧＬは、負荷３０および、直流電源Ｂ１の負極端子と電気的に接続される。
【００３８】
制御装置４０は、たとえば、図示しないＣＰＵ（Central  Processing  Unit）およびメモリを有する電子制御ユニット（ＥＣＵ）によって構成される。制御装置４０は、メモリに記憶されたマップおよびプログラムに基づいて、各センサによる検出値を用いた演算処理を行なうように構成される。あるいは、制御装置４０の少なくとも一部は、電子回路等のハードウェアにより所定の数値・論理演算処理を実行するように構成されてもよい。
【００３９】
制御装置４０は、出力電圧ＶＨを制御するために、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフを制御する制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４を生成する。
【００４０】
なお、図１では図示を省略しているが、直流電源Ｂ１の電圧（以下、Ｖ［１］と表記する）および電流（以下、Ｉ［１］と表記する）、直流電源Ｂ２の電圧（以下、Ｖ［２］と表記する）および電流（以下、Ｉ［２］と表記する）、ならびに、出力電圧ＶＨの検出器（電圧センサ，電流センサ）が設けられている。これらの検出器の出力は、制御装置４０へ与えられる。
【００４１】
図１の構成において、電力線ＰＬは「第１の電力線」に対応し、電力線ＧＬは「第２の電力線」に対応する。さらに、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、「第１のスイッチング素子」〜「第４のスイッチング素子」にそれぞれ対応し、リアクトルＬ１およびＬ２は、「第１のリアクトル」および「第２のリアクトル」にそれぞれ対応する。
【００４２】
（パラレル昇圧モードでの回路動作）
次に、電力変換器５０のパラレル昇圧モードでの制御動作について説明する。パラレル昇圧モードは、特許文献１での「パラレル接続モード」と同等である。
【００４３】
図１を参照して、電力変換器５０は、直流電源Ｂ１および直流電源Ｂ２の各々に対応して昇圧チョッパ回路を備えた構成となっている。すなわち、直流電源Ｂ１に対しては、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を上アームとする一方で、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４を下アームとする電流双方向の第１の昇圧チョッパ回路が構成される。直流電源Ｂ２に対しては、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４を上アームとする一方で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３を下アームとする電流双方向の第２の昇圧チョッパ回路が構成される。
【００４４】
図３および図４には、電力変換器５０の電流変換回路が示される。図３には、直流電源Ｂ１およびリアクトルＬ１に対する第１の昇圧チョッパ回路での電流経路が示され、図４には、直流電源Ｂ２およびリアクトルＬ２に対する第２の昇圧チョッパ回路での電流経路が示される。
【００４５】
図３（ａ）を参照して、第１の昇圧チョッパ回路の下アームを構成するスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４がオンすると、直流電源Ｂ１からの電流によってリアクトルＬ１にエネルギを蓄積する電流経路１２０が形成される。すなわち、直流電源Ｂ１に対しては、電力線ＰＬおよびＧＬを含まずに、直流電源Ｂ１およびリアクトルＬ１を含むループ状の電流経路１２０が形成される。電流経路１２０は「第１の電流経路」に対応する。
【００４６】
図３（ｂ）を参照して、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４をオフするとともにスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２をオンすると、ダイオードＤ１，Ｄ２（または、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２）を経由して、リアクトルＬ１に蓄積されたエネルギおよび直流電源Ｂ１からのエネルギを、電力変換器５０から負荷３０へ供給する電流経路１２１を形成することができる。すなわち、直流電源Ｂ１に対して、電力線ＰＬおよびＧＬの間に直流電源Ｂ１およびリアクトルＬ１を直列に接続される電流経路１２１が形成される。電流経路１２１は「第２の電流経路」に対応する。
【００４７】
なお、図３（ｂ）の回路状態では、第１の昇圧チョッパ回路の上アームを構成するスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２をオンすることによって、回生電流（電流経路１２１の逆方向電流）についても経路を確保することができる。すなわち、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２をオンすることにより、スイッチングパターンを切換えることなく、力行電流（Ｂ１の放電）および回生電流（Ｂ１の充電）の両方に対応することができる。
【００４８】
直流電源Ｂ１からの出力は、下アームのオンにより電流経路１２０が形成される期間（下アームオン期間）と、上アームのオンにより電流経路１２１が形成される期間（上アームオン期間）とが交互に繰り返されることによって制御される。以下では、下アームオン期間および上アームオン期間の和（すなわち、スイッチング周期）に対する、下アームオン期間の時比率を「デューティ比」とも称する。
【００４９】
図４（ａ）を参照して、第２の昇圧チョッパ回路の下アームを構成するスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がオンすると、直流電源Ｂ２からの電流によってリアクトルＬ２にエネルギを蓄積する電流経路１３０が形成される。すなわち、直流電源Ｂ２に対して、電力線ＰＬおよびＧＬを含まずに、直流電源Ｂ１およびリアクトルＬ１を含むループ状の電流経路１３０が形成される。電流経路１３０は「第３の電流経路」に対応する。
【００５０】
図４（ｂ）を参照して、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３をオフするとともにスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４をオンすると、ダイオードＤ１，Ｄ４（または、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４）を経由して、リアクトルＬ２に蓄積されたエネルギおよび直流電源Ｂ２からのエネルギを、電力変換器５０から負荷３０へ供給する電流経路１３１を形成することができる。すなわち、直流電源Ｂ２に対しては、電力線ＰＬおよびＧＬの間に直流電源Ｂ２およびリアクトルＬ２を直列に接続される電流経路１３１が形成される。電流経路１３１は「第４の電流経路」に対応する。
【００５１】
なお、図４（ｂ）の回路状態では、第２の昇圧チョッパ回路の上アームを構成するスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４をオンすることによって、回生電流（電流経路１３１の逆方向電流）についても経路を確保することができる。すなわち、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４をオンすることにより、スイッチングパターンを切換えることなく、力行電流（Ｂ２の放電）および回生電流（Ｂ２の充電）の両方に対応することができる。
【００５２】
直流電源Ｂ２からの出力についても、電流経路１３０が形成される下アームオン期間と、電流経路１３１が形成される上アームオン期間とが交互に繰り返されることによって制御される。
【００５３】
このように、第１および第２の昇圧チョッパ回路を並列動作させるとき（パラレル昇圧モード）には、第１の昇圧チョッパ回路によって直流電源Ｂ１および電力線ＰＬ，ＧＬの間に形成される第１の電力変換経路と、第２の昇圧チョッパ回路によって直流電源Ｂ２および電力線ＰＬ，ＧＬの間に形成される第２の電力変換経路との両方に、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の各々が含まれる。ここで、上記第１の電力変換経路は、リアクトルＬ１を流れるリアクトル電流ＩＬ１の経路に相当し、上記第２の電力変換経路は、リアクトルＬ２を流れるリアクトル電流ＩＬ２の経路に相当する。なお、リアクトル電流ＩＬ１は直流電源Ｂ１の電流Ｉ［１］に相当し、リアクトル電流ＩＬ２は直流電源Ｂ２の電流Ｉ［２］に相当する。
【００５４】
（パラレル昇圧モードでの制御動作）
図５は、本実施の形態に従う電源システムにおける電力変換器制御のための機能ブロック図である。なお、図５を始めとする以下の機能ブロック図中に示される各ブロックの機能は、制御装置４０において、所定のプログラムの実行によるソフトウェア処理および／または専用の電子回路等によるハードウェア処理によって実現されるものとする。
【００５５】
図５を参照して、制御装置４０は、直流電源Ｂ１の出力を制御するための出力制御部５００と、直流電源Ｂ２の出力を制御するための出力制御部５１０とを有する。出力制御部５００は、直流電源Ｂ１のデューティ比ＤＴ１を生成する。出力制御部５１０は、直流電源Ｂ２のデューティ比ＤＴ２を出力する。
【００５６】
たとえば、出力制御部５００は、直流電源Ｂ１の出力を、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に設定するように制御する。出力制御部５００は、偏差演算部５０２と、ＰＩ制御部５０５と、加算部５０７とを有する。
【００５７】
偏差演算部５０２は、電圧指令値ＶＨ＊に対する出力電圧ＶＨの電圧偏差ΔＶＨ（ΔＶＨ＝ＶＨ＊−ＶＨ）を算出する。ＰＩ制御部５０５は、電圧偏差ΔＶＨに対するＰＩ（比例積分）制御によってフィードバック制御量を設定する。加算部５０７は、ＰＩ制御部５０５からのフィードバック制御量と、フィードフォワード制御量Ｄｆｆ１とを加算してデューティ比ＤＴ１を算出する。
【００５８】
フィードフォワード制御量Ｄｆｆ１は、出力電圧ＶＨと直流電源Ｂ１の電圧Ｖ［１］との電圧比により（１）式に従って設定される。すなわち、Ｄｆｆ１は、昇圧チョッパ回路の理論昇圧比に従って設定されるデューティ比を示している。
【００５９】
Ｄｆｆ１＝１−（Ｖ［１］／ＶＨ＊）        …（１）
このように、直流電源Ｂ１からの出力を制御するためのデューティ比ＤＴ１は、直流電圧ＶＨに対する直流電源Ｂ１の電圧Ｖ［１］の比が低くなる程、大きく設定されることが理解される。
【００６０】
たとえば、出力制御部５１０は、直流電源Ｂ２の出力を、電流指令値Ｉｏ＊に従って制御する。出力制御部５１０は、偏差演算部５１２と、ＰＩ制御部５１５と、加算部５１７とを有する。
【００６１】
特許文献１にも記載されるように、パラレル昇圧モードでは、直流電源Ｂ１，Ｂ２間の電力配分を制御することができるので、出力制御部５１０によって制御される直流電源Ｂ２について電力指令値Ｐ２＊を設定することができる。これにより、電力変換器５０から負荷３０へ入出力される合計電力に対する、直流電源Ｂ１，Ｂ２間の配分を制御することが可能となる。このとき、図５の構成例では、電流指令値Ｉｏ＊＝Ｐ２＊／Ｖ［２］により設定することができる。
【００６２】
偏差演算部５１２は、電流指令値Ｉｏ＊に対する電流Ｉｏの電流偏差ΔＩｏ（ΔＩｏ＝Ｉｏ＊−Ｉｏ）を算出する。たとえば、図５のように、直流電源Ｂ２を電流制御する構成では、電流Ｉｏ＝Ｉ［２］である。
【００６３】
ＰＩ制御部５１５は、電流偏差ΔＩｏに対するＰＩ（比例積分）制御によってフィードバック制御量を設定する。加算部５１７は、ＰＩ制御部５１５からのフィードバック制御量と、フィードフォワード制御量Ｄｆｆ２とを加算してデューティ比ＤＴ２を算出する。
【００６４】
フィードフォワード制御量Ｄｆｆ２は、出力電圧ＶＨと直流電源Ｂ２の電圧Ｖ［２］との電圧比により（２）式に従って設定される。すなわち、Ｄｆｆ２は、昇圧チョッパ回路の理論昇圧比に従って設定されるデューティ比を示している。
【００６５】
Ｄｆｆ２＝１−（Ｖ［２］／ＶＨ＊）        …（２）
このように、直流電源Ｂ２からの出力を制御するためのデューティ比ＤＴ２は、定性的には、直流電圧ＶＨに対する直流電源Ｂ２の電圧Ｖ［２］の比が低くなる程、大きく設定されることが理解される。
【００６６】
なお、直流電源Ｂ１およびＢ２の出力制御は、図５での例示に限定されず、デューティ比ＤＴ１，ＤＴ２の算出は、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に制御する機能を有する限り、任意の態様で実行することができる。
【００６７】
アレンジの一例として、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に制御するために電力変換器５０から入出力される必要電力Ｐｒの算出に基づいて、直流電源Ｂ１，Ｂ２の出力を電力制御（電流制御）することも可能である。具体的には、当該必要電力Ｐｒを直流電源Ｂ１，Ｂ２の間で配分した電力指令値Ｐ１＊，Ｐ２＊に従って、直流電源Ｂ１およびＢ２の出力電力を制御することが可能である（Ｐｒ＝Ｐ１＊＋Ｐ２＊）。パラレル昇圧モードでは、電力指令値Ｐ１＊，Ｐ２＊間の配分を自由にすることができる。
【００６８】
この場合には、図５の制御構成において、出力制御部５００，５１０は、電力指令値Ｐ１＊，Ｐ２＊から求められた、電流指令値Ｉ１＊（Ｉ１＊＝Ｐ１＊／Ｖ［１］）およびＩ２＊（Ｉ２＊＝Ｐ２＊／Ｖ［２］）を基準値とする電流Ｉ［１］，Ｉ［２］のフィードバック制御によって、デューティ比ＤＴ１，ＤＴ２を算出することができる。
【００６９】
キャリア波発生部５６０は、直流電源Ｂ１の制御に用いるキャリア波ＣＷ１および直流電源Ｂ２の制御に用いるＣＷ２を発生する。キャリア波ＣＷ１およびＣＷ２は、スイッチング周波数に相当する同一周波数を有する。ＰＷＭ制御部５５０は、デューティ比ＤＴ１，ＤＴ２およびキャリア波ＣＷ１，ＣＷ２から、電力変換器５０のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を制御するための制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４を生成する。
【００７０】
（ＰＷＭ制御の詳細）
電力変換器５０のパラレル昇圧モードにおける基本的な制御動作は、特許文献１のパラレル昇圧モードでの制御動作と同等である。さらに、特許文献１には、リアクトル電流の位相調整によってスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４での電力損失を低減するための手法として、直流電源Ｂ１および直流電源Ｂ２のＰＷＭ制御にキャリア波の位相制御（以下、「キャリア位相制御」とも称する）を適用することが記載されている。
【００７１】
本実施の形態に従う電源システムの電力変換器に対するＰＷＭ制御に対する比較例として、まず、当該キャリア位相制御について説明する。
【００７２】
（１）キャリア位相制御の適用
図６は、比較例として示されるキャリア位相制御が適用されたパラレル制御モードでの動作例を説明する波形図である。
【００７３】
図６を参照して、キャリア位相制御では、直流電源Ｂ１のＰＷＭ制御に用いられるキャリア波ＣＷ１と、直流電源Ｂ２のＰＷＭ制御に用いられるキャリア波ＣＷ２とには、同一周波数の三角波が用いられる。
【００７４】
キャリア波ＣＷ１，ＣＷ２の周期は、各スイッチング素子のスイッチング周波数に相当する。キャリア波ＣＷ１，ＣＷ２の電圧幅（ピークトゥピーク）は、デューティ比ＤＴ１＝１．０およびＤＴ２＝１．０に対応する電圧に設定される。
【００７５】
直流電源Ｂ１の出力を制御するためのデューティ比ＤＴ１と、キャリア波ＣＷ１との電圧比較に基づいて、制御パルス信号ＳＤ１が生成される。制御パルス信号ＳＤ１は、デューティ比ＤＴ１を示す電圧が、キャリア波ＣＷ１の電圧よりも高いときにＨレベルに設定される一方で、キャリア波ＣＷ１の電圧よりも低いときにＬレベルに設定される。制御パルス信号ＳＤ１の周期（Ｈレベル期間＋Ｌレベル期間）に対するＨレベル期間の比、すなわち、制御パルス信号ＳＤ１のデューティ比は、ＤＴ１と同等である。
【００７６】
制御パルス信号／ＳＤ１は、制御パルス信号ＳＤ１の反転信号である。デューティ比ＤＴ１が高くなると、制御パルス信号ＳＤ１のＨレベル期間が長くなる。反対に、デューティ比ＤＴ１が低くなると、制御パルス信号ＳＤ１のＬレベル期間が長くなる。
【００７７】
制御パルス信号ＳＤ１は、上述した第１の昇圧チョッパ回路の下アーム（スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４）のオンオフを制御する信号に対応する。一方、制御パルス信号／ＳＤ１は、第１の昇圧チョッパ回路の上アーム（スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２）のオンオフを制御する信号に対応する。
【００７８】
同様に、直流電源Ｂ２の出力を制御するためのデューティ比ＤＴ２と、キャリア波ＣＷ２との電圧比較に基づいて、制御パルス信号ＳＤ２および、その反転信号／ＳＤ２が生成される。制御パルス信号ＳＤ２のデューティ比はＤＴ２と同様であり、制御パルス信号／ＳＤ２のデューティ比は（１．０−ＤＴ２）と同等である。すなわち、デューティ比ＤＴ２が高くなると、制御パルス信号ＳＤ２のＨレベル期間が長くなり、反対に、デューティ比ＤＴ２が低くなると、制御パルス信号ＳＤ２のＬレベル期間が長くなる。
【００７９】
制御パルス信号ＳＤ２は、上述した第２の昇圧チョッパ回路の下アーム（スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３）のオンオフを制御する信号に対応する。一方、制御パルス信号／ＳＤ２は、第２の昇圧チョッパ回路の上アーム（スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４）のオンオフを制御する信号に対応する。
【００８０】
制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４は、特許文献１に記載されるように、制御パルス信号ＳＤ１（／ＳＤ１）およびＳＤ２（／ＳＤ２）の論理演算に基づいて設定される。
【００８１】
具体的には、スイッチング素子Ｓ１は、第１の昇圧チョッパ回路（図３）および第２の昇圧チョッパ回路（図４）の各々で上アームを形成するので、制御信号ＳＧ１は、制御パルス信号／ＳＤ１および制御パルス信号／ＳＤ２の論理和によって生成される。
【００８２】
スイッチング素子Ｓ２は、第１の昇圧チョッパ回路（図３）では上アームを形成し、第２の昇圧チョッパ回路(図４）では下アームを形成する。したがって、制御信号ＳＧ２は、制御パルス信号／ＳＤ１および制御パルス信号ＳＤ２の論理和によって生成される。
【００８３】
同様にして、スイッチング素子Ｓ３は、第１の昇圧チョッパ回路（図３）および第２の昇圧チョッパ回路(図４）の両方で下アームを形成するので、制御信号ＳＧ３は、制御パルス信号ＳＤ１および制御パルス信号ＳＤ２の論理和によって生成される。
【００８４】
また、スイッチング素子Ｓ４は、第１の昇圧チョッパ回路（図３）では下アームを形成し、第２の昇圧チョッパ回路(図４）では上アームを形成するので、制御信号ＳＧ４は、制御パルス信号ＳＤ１および制御パルス信号／ＳＤ２の論理和によって生成される。
【００８５】
制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４に基づいてスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をオンオフすることにより、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２が図６に示すように制御される。リアクトル電流ＩＬ１は直流電源Ｂ１の電流Ｉ［１］に相当し、リアクトル電流ＩＬ２は直流電源Ｂ２の電流Ｉ［２］に相当する。すなわち、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２の平均値は、デューティ比ＤＴ１およびＤＴ２によってそれぞれ制御される。
【００８６】
一方で、キャリア波ＣＷ１，ＣＷ２を構成する三角波の間の位相差φを変化させることにより、電流平均値を変えることなく、リアクトル電流ＩＬ１およびリアクトル電流ＩＬ２の位相関係（電流位相）が変化する。したがって、キャリア位相制御によって、キャリア波ＣＷ１，ＣＷ２間の位相差φを適切に調整することにより、電力変換器５０のパラレル昇圧モードにおける、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の電力損失を低減することができる。
【００８７】
以下では、代表的な例として、直流電源Ｂ１およびＢ２の両方が力行状態、すなわちリアクトル電流ＩＬ１＞０かつリアクトル電流ＩＬ２＞０である状態での制御について説明する。
【００８８】
図７は、パラレル昇圧モードにおけるキャリア位相制御の動作例を説明するための電流波形図である。図８は、図７の所定期間における電力変換器５０での電流経路を説明する回路図である。
【００８９】
図７を参照して、時刻Ｔａまでは、スイッチング素子Ｓ２〜Ｓ４がオンされるので、直流電源Ｂ１，Ｂ２の両方に対して、昇圧チョッパ回路の下アーム（第１および第３の電流経路）がオンされた状態となる。このため、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２の両方は上昇する。
【００９０】
時刻Ｔａにおいて、スイッチング素子Ｓ２がターンオフされることにより、直流電源Ｂ２に対して昇圧チョッパ回路の下アーム（第３の電流経路）がオフされた状態となるので、リアクトル電流ＩＬ２が上昇から下降に転じる。すなわち、リアクトル電流ＩＬ２は極大となる。スイッチング素子Ｓ２のターンオフと入替わりに、スイッチング素子Ｓ１がターンオンされる。
【００９１】
時刻Ｔａ以降では、直流電源Ｂ１に対して昇圧チョッパ回路の下アーム（第１の電流経路）がオンされ、直流電源Ｂ２に対して昇圧チョッパ回路の下アームがオフされた状態となる。すなわち、リアクトル電流ＩＬ２が上昇する一方で、リアクトル電流ＩＬ１が下降する。このとき、電力変換器５０での電流経路は、図８（ａ）のようになる。
【００９２】
図８（ａ）から理解されるように、時刻Ｔａ以降では、スイッチング素子Ｓ４には、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２の差電流が通過することになる。すなわち、スイッチング素子Ｓ４の通過電流が小さくなる。
【００９３】
再び図７を参照して、時刻Ｔｂ以降の状態から、スイッチング素子Ｓ４がターンオフすると、直流電源Ｂ１に対して昇圧チョッパ回路の下アームがオフされた状態となるので、リアクトル電流ＩＬ１が上昇から下降に転じる。すなわち、リアクトル電流ＩＬ１は極大となる。また、スイッチング素子Ｓ２がターンオンすると、直流電源Ｂ２に対して昇圧チョッパ回路の下アームがオンされた状態となるので、リアクトル電流ＩＬ２が再び下降から上昇に転じる。すなわち、リアクトル電流ＩＬ２は極小となる。
【００９４】
これにより、電力変換器５０での電流経路が、図８（ａ）の状態から、図８（ｂ）の状態に変化する。図８（ｂ）の状態では、スイッチング素子Ｓ２には、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２の差電流が通過することになるため、スイッチング素子Ｓ２の通過電流が小さくなる。
【００９５】
さらに、図８（ａ）の状態でスイッチング素子Ｓ４をターンオフさせることにより、スイッチング素子Ｓ４のターンオフ時の電流が低減してソフトスイッチングとなり、スイッチング損失を低減できる。また、図８（ｂ）の状態でスイッチング素子Ｓ２をターンオンさせることにより、スイッチング素子Ｓ２のターンオン時の電流が低減してソフトスイッチングとなり、スイッチング損失を低減できる。
【００９６】
したがって、図７に示されるように、リアクトル電流ＩＬ１が上昇から下降に転じるタイミングと、リアクトル電流ＩＬ２が下降から上昇に転じるタイミングとが一致するように、電流位相、すなわち、キャリア波ＣＷ１，ＣＷ２の位相差φを調整する。すなわち、リアクトル電流ＩＬ１の変曲点（極大点）と、リアクトル電流ＩＬ２の変曲点（極小点）とが同一タイミングとなるように位相差φを調整する。これにより、図７の時刻Ｔｂにおいて、スイッチング素子Ｓ２がターンオンされるとともに、スイッチング素子Ｓ４がターンオフされる。
【００９７】
再び図７を参照して、時刻Ｔｃでは、スイッチング素子Ｓ１がターンオフされるとともに、スイッチング素子Ｓ４がターンオンされる。これにより、直流電源Ｂ１に対して昇圧チョッパ回路の下アームがオフされた状態となるので、リアクトル電流ＩＬ１が下降から上昇に転じる。すなわち、リアクトル電流ＩＬ２は極小となる。スイッチング素子Ｓ２のターンオフと入替わりに、スイッチング素子Ｓ１がターンオンされることにより、直流電源Ｂ１，Ｂ２の各々に対して昇圧チョッパ回路の下アームがオンされた状態となる。したがって、上述した時刻Ｔａ以前の状態が再現されて、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２の両方が上昇する。
【００９８】
このように、直流電源Ｂ１およびＢ２の両方が力行状態であるときには、リアクトル電流ＩＬ１の極大点と、リアクトル電流ＩＬ２の極小点とが図中の時刻Ｔｂで重なるような電流位相となるように、キャリア波ＣＷ１，ＣＷ２間の位相差φを調整する。これにより、時刻Ｔｂにおけるスイッチング素子Ｓ２のターンオン損失およびスイッチング素子Ｓ４のターンオフ損失を低減できる。
【００９９】
このように、図６におけるφ＝φ＊となるように位相差φを最適化することで、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４での損失を低減するように、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の位相を制御することができる。
【０１００】
図６から理解されるように、このような位相差φ＊では、制御パルス信号ＳＤ１の立下りタイミング（または立上りタイミング）と、制御パルス信号ＳＤ２の立上りタイミング（または立下りタイミング）とが重なることになる。
【０１０１】
制御パルス信号ＳＤ１，ＳＤ２の波形は、デューティ比ＤＴ１，ＤＴ２によって変化する。したがって、キャリア位相制御による最適な位相差φ＊についても、デューティ比ＤＴ１，ＤＴ２に応じて変化する。このため、特許文献１のキャリア位相制御では、デューティ比ＤＴ１，ＤＴ２と、最適な位相差φ＊との関係を予め求めるとともに、その対応関係に従って、デューティ比ＤＴ１、ＤＴ２が変化する毎に位相差φを変化させる必要がある。この結果、キャリア位相制御のための制御装置４０での演算負荷が大きくなる点が課題となる。
【０１０２】
もし、演算負荷の影響で位相差φの制御が遅れると、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の挙動が不安定になることが懸念される。あるいは、制御装置４０のスペックに従ってＰＷＭ制御の制御周期が制約を受ける虞がある。反対に、ＰＷＭ制御の制御周期を確保するために、制御装置４０に高いスペックが要求される可能性もある。
【０１０３】
また、特許文献１にも記載されるように、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の好ましい位相関係は、たとえば、直流電源Ｂ１，Ｂ２が力行（放電）／回生（充電）のいずれで動作しているか、すなわち、電力変換器５０のリアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の方向（正／負）の組み合わせに応じて異なる。
【０１０４】
図９は、リアクトル電流の方向に応じた電流位相の制御例を説明するための図表である。
【０１０５】
図９を参照して、リアクトル電流がＩＬ１＞０，ＩＬ２＞０である状態Ａでは、上述した、直流電源Ｂ１およびＢ２の両方が力行状態である。この場合には、図６〜８で説明したように、リアクトル電流についてはＩＬ１の極大点（山）と、ＩＬ２の極小点（谷）とが同一タイミングとなる電流位相（以下、「位相パターンＡ」とも称する）とすることにより、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４での電力損失を減少できる。
【０１０６】
同様に、リアクトル電流がＩＬ１＜０，ＩＬ２＜０である状態Ｂでは、直流電源Ｂ１およびＢ２の両方が回生状態である。この場合には、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の方向が状態Ａと逆になるため、ＩＬ１の極小点（谷）と、ＩＬ２の極大点（山）とが同一タイミングとなる電流位相（以下、「位相パターンＢ」とも称する）とすることにより、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４での電力損失を減少できる。
【０１０７】
また、リアクトル電流がＩＬ１＜０，ＩＬ２＞０である状態Ｃでは、直流電源Ｂ１が回生状態である一方で、直流電源Ｂ２は力行状態である。この状態では、ＩＬ１の極大点（山）と、ＩＬ２の極大点（山）とが同一タイミングとなる電流位相（以下、「位相パターンＣ」とも称する）とすることにより、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４での電力損失を減少できる。
【０１０８】
同様に、リアクトル電流がＩＬ１＞０，ＩＬ２＜０である状態Ｄでは、直流電源Ｂ１が力行状態である一方で、直流電源Ｂ２は回生状態である。この状態では、ＩＬ１の極小点（谷）と、ＩＬ２の極小点（谷）とが同一タイミングとなる電流位相（以下、「位相パターンＤ」とも称する）とすることにより、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４での電力損失を減少できる。
【０１０９】
このように、電力変換器５０の動作状態の１つである、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の方向（正／負）に応じて、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４での電力損失を減少するための好ましい電流位相が、上記４パターンの間で変化する。
【０１１０】
また、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の方向（正／負）の同一の組み合わせに対して、上記４パターンの電流位相を適用すると、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４での電力損失、すなわち、発熱量が変化することが理解される。したがって、時分割で電流位相のパターンを切換えると、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４間で発熱量を均一化できる可能性がある。この場合には、電力変換器５０の動作状態の１つである、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の温度に応じて、好ましい電流位相が上記４パターンの間で変化する。
【０１１１】
したがって、電源システム５Ａの動作中において、電力変換器５０の動作状態に応じて、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の位相を位相パターンＡ〜Ｄの間で切り替える電流位相制御によって、電力損失低減による高効率化、あるいは、素子温度抑制による高出力化を通じて電源システム５Ａの性能を向上することができる。
【０１１２】
しかしながら、三角波のキャリア位相制御によって上記電流位相制御を行うと、パターン切替えの際には、キャリア位相差の変化が大きくなる。このため、上述した演算負荷の高さの影響も考慮すれば、リアクトル電流の過渡的な挙動が不安定となって、電流変動が過大となることが懸念される。
【０１１３】
（２）本実施の形態に従うＰＷＭ制御
上記のような、キャリア位相制御による問題点を解決するために、本実施の形態では、以下に説明するように、のこぎり波をキャリア波として用いるＰＷＭ制御によって、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の電流位相のパターン切替えを伴う電流位相制御を実現する。
【０１１４】
図１０〜図１３は、本実施の形態に従う電源システムで適用されるＰＷＭ制御のキャリア波モードを説明するための波形図である。
【０１１５】
図１０〜図１３を参照して、本実施の形態に従う電源システムでは、同一周波数で位相（エッジタイミング）が同期した２つののこぎり波によって、キャリア波ＣＷ１およびＣＷ２を構成する。図１０〜図１３では、キャリア波ＣＷ１およびＣＷ２以外については、図６と同様である。すなわち、制御パルス信号ＳＤ１，ＳＤ２に基づくスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフ制御は、図６と同様に実行される。
【０１１６】
のこぎり波には、右下り形状および右上り形状の２種類の波形が存在する。したがって、図１４に示されるように、のこぎり波の波形の組み合わせによって、キャリア波ＣＷ１，ＣＷ２には４個のモードが存在することが理解される。図１０〜図１３には、図１４に示されたキャリア波モード１〜４のそれぞれのときのＰＷＭ波形が示される。
【０１１７】
図１０を参照して、キャリア波モード１では、キャリア波ＣＷ１が右下り形状ののこぎり波ＳＴＤによって構成される、キャリア波ＣＷ２は右上り形状ののこぎり波ＳＴＵによって構成される。
【０１１８】
図６で説明したのと同様に、制御パルス信号ＳＤ１は、キャリア波ＣＷ１およびデューティ比ＤＴ１の電圧比較に従って生成される。同様に、制御パルス信号ＳＤ２は、キャリア波ＣＷ２およびデューティ比ＤＴ２の電圧比較に従って生成される。制御パルス信号ＳＤ１，ＳＤ２に従って設定される制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４によるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の制御によって、制御パルス信号ＳＤ１のＨレベル期間では、リアクトル電流ＩＬ１が上昇し、制御パルス信号ＳＤ１のＬレベル期間では、リアクトル電流ＩＬ１が低下する。同様に、制御パルス信号ＳＤ２のＨレベル期間では、リアクトル電流ＩＬ２が上昇し、制御パルス信号ＳＤ２のＬレベル期間では、リアクトル電流ＩＬ２が低下する。
【０１１９】
キャリア波ＣＷ１およびＣＷ２は、同一周波数でエッジタイミングが同期しているので、周期の切替わりタイミングである時刻ｔｘにおいて、制御パルス信号ＳＤ１，ＳＤ２のレベルが遷移する。このタイミングで、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２は変曲点を有することになる。すなわち、キャリア波ＣＷ１，ＣＷ２の１周期毎に、図９に示された位相パターンＡ〜Ｄのように、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の変曲点を同一タイミングとすることができる。さらに、位相パターンＡ〜Ｄは、キャリア波ＣＷ１，ＣＷ２を構成するのこぎり波の波形の組み合わせによって選択することができる。
【０１２０】
図１０に示されるように、右下り形状ののこぎり波（以下、単に「下りのこぎり波」とも称する）ＳＴＤによって制御されるリアクトル電流ＩＬ１は、時刻ｔｘで極大点（山）を有することになる。一方で、右上り形状ののこぎり波（以下、単に「上りのこぎり波」とも称する）ＳＴＵによって制御されるリアクトル電流ＩＬ２は、時刻ｔｘで極小点（谷）を有する。したがって、キャリア波モード１を適用すれば、図９の位相パターンＡを実現するように電流位相を制御できる。なお、上りのこぎり波ＳＴＵは、「第１の鋸歯状波」に対応し、下りのこぎり波ＳＴＤは、「第２の鋸歯状波」に対応する。
【０１２１】
図１１および図１４を参照して、キャリア波モード２では、キャリア波ＣＷ１が上りのこぎり波ＳＴＵによって構成される一方で、キャリア波ＣＷ２は下りのこぎり波ＳＴＤによって構成される。
【０１２２】
この結果、図１０と同様の時刻ｔｘにおいて、リアクトル電流ＩＬ１が極小点（谷）を有する一方で、リアクトル電流ＩＬ２は極大点（山）を有する。したがって、図１１に示されるように、キャリア波モード２を適用すれば、図９の位相パターンＢを実現するように電流位相を制御できる。
【０１２３】
図１２および図１４を参照して、キャリア波モード３では、キャリア波ＣＷ１およびＣＷ２の両方が上りのこぎり波ＳＴＵによって構成される。
【０１２４】
この結果、図１０および図１１と同様の時刻ｔｘにおいて、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２の両方が極小点（谷）を有する。したがって、図１２に示されるように、キャリア波モード３を適用すれば、図９の位相パターンＣを実現するように電流位相を制御できる。
【０１２５】
図１３および図１４を参照して、キャリア波モード４では、キャリア波ＣＷ１およびＣＷ２の両方が下りのこぎり波ＳＴＤによって構成される。
【０１２６】
この結果、図１０〜図１２と同様の時刻ｔｘにおいて、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２の両方が極大点（山）を有する。したがって、図１３に示されるように、キャリア波モード４を適用すれば、図９の位相パターンＤを実現するように電流位相を制御できる。
【０１２７】
このように、本実施の形態１に従う電源システムによれば、キャリア波ＣＷ１，ＣＷ２にのこぎり波を適用することによって、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の間で変曲点を同一タイミングに一致させる電流位相制御を、キャリア位相差の調整のような複雑な演算処理を行うことなく、簡易な制御処理で実現することができる。さらに、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の位相パターンＡ〜Ｄの選択についても、のこぎり波の波形の選択によって、簡易に実現することができる。具体的には、キャリア波発生部５６０（図６）が、電力変換器５０の動作状態（リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の方向および／またはスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の温度等）に応じて、図１４に示されたキャリア波モードの選択を伴ってキャリア波ＣＷ１，ＣＷ２を発生することにより、位相パターンＡ〜Ｄの選択が可能となる。
【０１２８】
図１に示された電力変換器５０では、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフ制御に応じて、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の少なくともいずれかにリアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の両方が流れる。このため、図９に示された位相パターンＡ〜Ｄを電力変換器５０の動作状態に応じて切替える電流位相制御により、高効率化あるいは高出力化を図ることができる。
【０１２９】
したがって、図１に示された電力変換器５０を含む電源システム５Ａでは、本実施の形態に従うＰＷＭ制御によって直流電源Ｂ１，Ｂ２の出力を制御することによって、簡易な制御処理によって、リアクトル電流を大きく変動させることなく、性能を向上させることができる。
【０１３０】
［実施の形態１の変形例］
実施の形態１に従うＰＷＭ制御では、位相パターンを切替える際には、キャリア波ＣＷ１，ＣＷ２の周期間で、のこぎり波の波形を変化するためのキャリア波モードの切替えが必要である。実施の形態１の変形例では、キャリア波モードの切替え時における好ましい制御について、さらに説明する。
【０１３１】
図１５は、実施の形態１に従うＰＷＭ制御でのキャリア波モードの切替え時における問題点を説明するための動作波形図である。
【０１３２】
図１５を参照して、キャリア波ＣＷ１およびＣＷ２の周期Ｔｃｙ毎に、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の変曲点が同一タイミングで発生する。時刻ｔ１以前では、キャリア波モード２が適用されるので、時刻ｔｘ１，ｔｘ２において、リアクトル電流ＩＬ１の極小点（谷）とリアクトル電流ＩＬ２の極大点（山）とが一致する。すなわち、電流位相は、位相パターンＢに制御される。
【０１３３】
時刻ｔ１において、電力変換器５０の動作状態に応じて、位相パターンＢから位相パターンＡに電流位相制御が切替えられる。これに応じて、時刻ｔ１以降では、キャリア波モードが切替えられる。具体的には、キャリア波ＣＷ１を下りのこぎり波ＳＴＤで構成し、キャリア波ＣＷ２を上りのこぎり波ＳＴＵで構成するキャリア波モード１が新たに選択される。
【０１３４】
時刻ｔ１の直前の周期２００Ａと、時刻ｔ１直後の周期２００Ｂとの間では、切替え時点（時刻ｔ１）を挟んで、キャリア波ＣＷ１およびキャリア波ＣＷ２の両方の波形が対称となる。この結果、リアクトル電流ＩＬ１は、通常の２倍の期間にわたって低下を続けるとともに、リアクトル電流ＩＬ２は通常の２倍の期間にわたって上昇する。これにより、リアクトル電流の変動が大きくなる。
【０１３５】
さらに、周期２００Ｂにおいて、デューティ比ＤＴ１およびＤＴ２が変化していないにも関わらず、リアクトル電流ＩＬ１の平均値が低下するとともに、リアクトル電流ＩＬ２の平均値が上昇することが理解される。周期２００Ｂにおいても、直流電源Ｂ１およびＢ２の各々に対する、下アームオン期間および上アームオン期間の比は変わらないが、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２が同一方向に連続的に変化する期間長が変化することから、平均電流が変化してしまう。
【０１３６】
この結果、周期２００Ｂの次の周期でも、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の平均値は、時刻ｔ１以前から変化してしまう。以降でのフィードバック制御によってデューティ比ＤＴ１，ＤＴ２が調整されることによって、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の平均値は適正値に復帰することができるが、キャリア波モードの切替に伴って電流変動が生じることは好ましくない。
【０１３７】
このように、キャリア波モードの切替え時に、切替え時点（時刻ｔ１）を挟んでキャリア波の波形が対称形となると、リアクトル電流の過渡的な変動が大きくなることが懸念される。
【０１３８】
図１６には、本実施の形態１の変形例に従うＰＷＭ制御におけるキャリア波モード切替え時の第１の制御例を説明する波形図が示される。
【０１３９】
図１６を参照して、実施の形態１の変形例では、キャリア波モードを切替える周期２００Ａおよび２００Ｂの間に、遷移周期２０５が設けられる。遷移周期２０５では、キャリア波モードの切替えによってのこぎり波の波形が切替えられるときには、のこぎり波と同一周期Ｔｃｙを有する三角波ＴＷまたは逆相三角波ＲＴＷがキャリア波に適用される。
【０１４０】
図１６の例では、図１５と同様に、時刻ｔ１からキャリア波モード２からキャリア波モード１への切替えが行なわれる際に、下りのこぎり波ＳＴＤから上りのこぎり波ＳＴＵへの切替えの際には三角波ＴＷがキャリア波に適用される。一方で、上りのこぎり波ＳＴＵから下りのこぎり波ＳＴＤへの切替えの際には逆相三角波ＲＴＷが適用される。このため、遷移周期２０５において、キャリア波ＣＷ１は逆相三角波ＲＴＷによって構成され、キャリア波ＣＷ２は三角波ＴＷによって構成される。
【０１４１】
三角波ＴＷおよび逆相三角波ＲＴＷは、のこぎり波と同一周期を有するので、遷移周期２０５が適用される時刻ｔ１〜ｔｚ間において、デューティ比ＤＴ１，ＤＴ２とキャリア波ＣＷ１，ＣＷ２との電圧高低関係が２回変化する。この結果、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２にも変曲点が２回生じる。
【０１４２】
この結果、キャリア波モードを切替える際における、連続的な電流上昇または低下の期間が図１５と比較して短くなる。したがって、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の変動を軽減することができる。
【０１４３】
一方で、三角波ＴＷまたは逆相三角波ＲＴＷをキャリア波として適用する場合には、同一のデューティ比ＤＴ１，ＤＴ２に対して、図１５と同様に、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の平均値が変化してしまう。このため、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の平均値を変化させないためには、三角波ＴＷまたは逆相三角波ＲＴＷを適用する場合にデューティ比の変換が必要となる。
【０１４４】
図１７は、三角波ＴＷをキャリア波として適用する場合におけるデューティ比変換を説明するための波形図である。
【０１４５】
図１７には、デューティ比ＤＴに対して、三角波ＴＷが適用された遷移周期２０５における変換デューティ比ＤＴａの導出が示される。図１７において、デューティ比ＤＴは、ＤＴ１およびＤＴ２を包括に表記するものであり、リアクトル電流ＩＬは、ＩＬ１およびＩＬ２を包括的に表記するものである。
【０１４６】
変換デューティ比ＤＴａは、デューティ比ＤＴ１に従う周期２００Ａおよび変換デューティ比ＤＴａに従う遷移周期２０５の間で、リアクトル電流ＩＬの平均値が変わらないように設定される。
【０１４７】
図１７を参照して、遷移周期２０５の直前の周期２００Ａおよび直後の周期２００Ｂにおいて、キャリア波ＣＷは、下りのこぎり波ＳＴＤおよび上りのこぎり波ＳＴＵである。周期２００Ａにおいて、時刻ｔ０〜ｔａの間（期間長Ｔ１）ではＣＷ＞ＤＴであるので、リアクトル電流ＩＬは低下する。なお、当該期間では、リアクトル電流ＩＬ１に対しては電流経路１２１（図３（ｂ））が形成され、リアクトル電流ＩＬ２に対しては電流経路１３１（図４（ｂ））が形成される。
【０１４８】
一方で、時刻ｔａ〜ｔ１の間（期間長Ｔ２）では、ＣＷ＜ＤＴとなるのでリアクトル電流ＩＬは上昇する。当該期間では、リアクトル電流ＩＬ１に対しては電流経路１２０（図３（ａ））が形成され、リアクトル電流ＩＬ２に対しては電流経路１３０（図４（ａ））が形成される。
【０１４９】
ここで、デューティ比ＤＴおよび周期Ｔｃｙを用いると、Ｔ２＝Ｔｃ×ＤＴ、かつ、Ｔ１＝Ｔｃ×（１−ＤＴ）となる。そして、周期Ｔｃｙ離れた時刻ｔ０とｔ１とでリアクトル電流ＩＬは等しい。
【０１５０】
まず、遷移周期２０５において、周期２０１と同等のデューティ比ＤＴ１を三角波ＴＷと比較したときのリアクトル電流ＩＬの波形が点線で示される。この場合には、ＤＴ１＝ＴＷとなる時刻ｔｃおよびｔｄにおいてリアクトル電流ＩＬに変曲点が生じる。ＴＷ＞ＤＴ１となる時刻ｔｃ〜ｔｄの期間長Ｔ５（すなわち、上アームオンの期間長）は、周期２０１での期間長Ｔ２と同等である。
【０１５１】
しかしながら、周期２０５では、時刻ｔ１以降も下アームオンによる電流上昇期間が継続するため、上アームオンの期間長が周期２０１と同等に確保されても、リアクトル電流ＩＬの平均値は、周期２０１よりも上昇してしまう。したがって、リアクトル電流ＩＬの平均値を周期２０１と同等にするためには、変換デューティ比ＤＴａを以下のように求める必要がある。
【０１５２】
遷移周期２０５（時刻ｔ１〜ｔｚ）において、変換デューティ比ＤＴａに対して、時刻ｔ１〜ｔｂの間（期間長Ｔ３）は、ＤＴａ＞ＣＷであるので、リアクトル電流ＩＬは上昇する。当該期間では、リアクトル電流ＩＬ１に対しては電流経路１２０（図３（ａ））が形成され、リアクトル電流ＩＬ２に対しては電流経路１３０（図４（ａ））が形成される。
【０１５３】
変換デューティ比ＤＴａを三角波ＴＷと比較したときには、時刻ｔｂ〜ｔｅの間はＣＷ＞ＤＴａであるので、リアクトル電流ＩＬは低下する。時刻ｔｅ〜ｔｚ（期間長Ｔ７）では、再び、ＤＴａ＞ＣＷとなるので、時刻ｔ１〜ｔｂと同様にリアクトル電流ＩＬは上昇する。三角波ＴＷの波形から、Ｔ３＝Ｔ７が成立する。また、Ｔ３＋Ｔ７＝Ｔｃ×ＤＴａであるので、Ｔ３＝Ｔ７＝（Ｔｃ／２）×ＤＴａと示されることが理解される。
【０１５４】
上述したように、時刻ｔｃ〜ｔｄまでの期間長Ｔ５は、周期２０１での上アームオン期間長Ｔ１と同等である。したがって、時刻ｔｃにおけるリアクトル電流ＩＬ（以下、ＩＬ（ｔｃ）とも表記する）が時刻ｔ０，ｔ１でのリアクトル電流ＩＬ（以下、ＩＬ（ｔ０），ＩＬ（ｔ１）とも表記する）と同等であるようにすると、時刻ｔｄでのリアクトル電流ＩＬも、時刻ｔａと同等となる。
【０１５５】
三角波ＴＷの対称性から、Ｔ３：Ｔ４＝Ｔ７：Ｔ６となる。このため、ＩＬ（ｔｃ）＝ＩＬ（ｔ１）（＝ＩＬ（ｔ０））が実現されると、周期２０５が終了され、かつ、周期２０２が開始される時刻ｔｚにおけるリアクトル電流ＩＬを、周期２０１での最小値（時刻ｔａ）と同等とすることができる。上りのこぎり波が適用される周期２０２では、周期２０２が開始される時刻ｔｚにおいて、リアクトル電流ＩＬは最小値となる。この結果、周期２０１、遷移周期２０５および周期２０２の各々において、リアクトル電流ＩＬの平均値を同等とすることができる。
【０１５６】
時刻ｔ１の前後で、リアクトル電流ＩＬの上昇時の傾きおよび低下時の傾きは変わらない。したがって、電流波形の相似性から、ＩＬ（ｔｃ）＝ＩＬ（ｔ１）とするためには、Ｔ１：Ｔ２＝Ｔ４：Ｔ３が成立するように、変換デューティ比ＤＴａを定めればよいことが理解される。ここで、Ｔ１：Ｔ２＝（１−ＤＴ）：ＤＴ、および、Ｔ３＝（Ｔｃ／２）×ＤＴａから下記（１）式が成立する。
【０１５７】
（１−ＤＴ）：ＤＴ＝Ｔ４：（Ｔｃ／２）×ＤＴａ    …（１）
（１）式を変形すると、下記（２）式が得られる。
【０１５８】
Ｔ４＝（ＤＴａ／ＤＴ）×（１−ＤＴ）×（Ｔｃ／２）      …（２）
また、時刻ｔｂ〜ｔｄでは、三角波ＴＷの対称性から、下記（３）式が成立する。
【０１５９】
Ｔ４×２＋Ｔ５＝（１−ＤＴａ）×Ｔｃ        …（３）
式（３）に式（２）を代入し、さらに、周期２００Ａおよび遷移周期２０５の間で、電流変化量が同一であるＴ１＝Ｔ５となるから、Ｔ５＝Ｔｃ×（１−ＤＴ）を代入すると、（４）式が得られる。
【０１６０】
ＤＴａ／ＤＴ×（１−ＤＴ）＋（１−ＤＴ）＝（１−ＤＴａ）  …（４）
式（４）をＤＴａについて解くと、ＤＴａ＝ＤＴ＾２（ＤＴの２乗）が得られる。
【０１６１】
同様に、リアクトル電流ＩＬの平均値が周期２０１と同等となるように、逆相三角波ＲＴＷが適用された遷移周期２０５における変換デューティ比ＤＴｂを求めると、詳細な導出は省略するが、ＤＴｂ＝１−（１−ＤＴ）＾２が得られる。
【０１６２】
以上より、図１６に示した第１の制御例に従う遷移周期でのキャリア波の設定の一覧は、図１８に示すようになる。
【０１６３】
図１８を参照して、キャリア波の切替モードは、切替え前のキャリア波モードおよび切替え後のキャリア波モードを続けて表記した２桁の整数で示される。たとえば、図１６に示した、キャリア波モード２からキャリア波モード１への切替え時には、切替モード２１が適用される。したがって、４個のキャリア波モードに対して、切替モードは３×４＝１２個存在する。
【０１６４】
図１８には、各切替モードにおける、キャリア波ＣＷ１，ＣＷ２および、適用されるデューティ比ＤＴ１♯，ＤＴ２♯が示される。上述のように、デューティ比ＤＴ１♯，ＤＴ２♯は、遷移周期２０５においても直前の周期２００Ａとリアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の平均値を同等とするための換算値である。
【０１６５】
キャリア波ＣＷ１について、切替え前後とも下りのこぎり波が適用される、切替モード１４および切替モード４１では、遷移周期２０５において、キャリア波ＣＷ１の変更は必要ない。このため、キャリア波ＣＷ１には、下りのこぎり波ＳＴＤが適用される。同様に、切替え前後とも上りのこぎり波が適用される、切替モード２３および切替モード３２では、キャリア波ＣＷ１には、上りのこぎり波ＳＴＵが適用される。これらの切替モードでは、デューティ比の変換は不要であるので、ＤＴ１♯＝ＤＴ１に設定される。
【０１６６】
キャリア波ＣＷ１について、切替え前に下りのこぎり波が適用される一方で切替え後には上りのこぎり波が適用される、切替モード１２、切替モード１３、切替モード４２、および、切替モード４３では、図１６でのキャリア波ＣＷ２と同様に、三角波ＴＷが適用される。この場合には、デューティ比換算により、ＤＴ１♯＝ＤＴａ＝（ＤＴ１）2（すなわち、ＤＴ１＾２）に設定される。
【０１６７】
一方で、切替え前に上りのこぎり波が適用される一方で切替え後には下りのこぎり波が適用される、切替モード２１、切替モード２４、切替モード３１、および、切替モード３４では、図１６でのキャリア波ＣＷ１と同様に、逆相三角波ＲＴＷが適用される。この場合には、デューティ比換算により、ＤＴ１♯＝ＤＴｂ＝１−（１−ＤＴ１）2（すなわち、１−（１−ＤＴ１）＾２）に設定される。
【０１６８】
キャリア波ＣＷ２についても、キャリア波ＣＷ１と同様に、切替え前後とも下りのこぎり波が適用される、切替モード２４および切替モード４２では、遷移周期２０５におけるキャリア波ＣＷ２は、下りのこぎり波ＳＴＤで構成される。また、切替え前後とも上りのこぎり波が適用される、切替モード１３および切替モード３１では、キャリア波ＣＷ２は、上りのこぎり波ＳＴＵで適用される。これらの切替モードでは、ＤＴ２♯＝ＤＴ２に設定される。
【０１６９】
一方で、切替え前に下りのこぎり波が適用される一方で切替え後には上りのこぎり波が適用される、切替モード２１、切替モード２３、切替モード４１、および、切替モード４３では、図１６でのキャリア波ＣＷ２と同様に、三角波ＴＷが適用される。ＤＴ２♯＝ＤＴａ＝（ＤＴ２）2（すなわち、ＤＴ２＾２）に設定される。
【０１７０】
これに対して、切替え前に上りのこぎり波が適用される一方で切替え後には下りのこぎり波が適用される、切替モード１２、切替モード１４、切替モード３２、および、切替モード３４では、図１６でのキャリア波ＣＷ１と同様に、逆相三角波ＲＴＷが適用される。そして、ＤＴ２♯＝ＤＴｂ＝１−（１−ＤＴ２）2（すなわち、１−（１−ＤＴ２）＾２）に設定される。
【０１７１】
このようにすると、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の位相関係を変える電流位相制御のためにキャリア波モードを切替える場合に、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の平均値を維持した上で、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の変動を抑制することができる。
【０１７２】
なお、キャリア波モード切替え時における三角波および逆相三角波の適用は、図１６の例と反対にすることも可能である。
【０１７３】
図１９には、本実施の形態１の変形例に従うＰＷＭ制御におけるキャリア波モード切替え時の第２の制御例を説明する波形図が示される。図１９においても、図１６と同様に、キャリア波モード２からキャリア波モード１への切替えが示される。
【０１７４】
図１９を参照して、第２の制御例では、第１の制御例とは反対に、上りのこぎり波ＳＴＵから下りのこぎり波ＳＴＤの切替え時には、三角波ＴＷがキャリア波に適用されるとともに、下りのこぎり波ＳＴＤから上りのこぎり波ＳＴＵの切替え時には、逆相三角波ＲＴＷがキャリア波に適用される。これにより、図１６の例とは反対に、遷移周期２０５において、キャリア波ＣＷ１は三角波ＴＷによって構成され、キャリア波ＣＷ２は逆相三角波ＲＴＷによって構成される。
【０１７５】
図１９に示した第２の制御例に従う遷移周期でのキャリア波の設定の一覧は、図２０に示すようになる。
【０１７６】
図２０を参照して、キャリア波ＣＷ１について、切替モード１４および切替モード４１では、切替え前後とも下りのこぎり波が適用されるため、図１８と同様に、キャリア波ＣＷ１には下りのこぎり波ＳＴＤが適用されて、ＤＴ１♯＝ＤＴ１に設定される。同様に、切替モード２３および切替モード３２では、キャリア波ＣＷ１には上りのこぎり波ＳＴＵが適用されて、ＤＴ１♯＝ＤＴ１に設定される。
【０１７７】
一方で、キャリア波ＣＷ１について、切替え前に下りのこぎり波が適用される一方で切替え後には上りのこぎり波が適用される、切替モード１２、切替モード１３、切替モード４２、および、切替モード４３では、図１８とは反対に逆相三角波ＲＴＷが適用される。この場合には、ＤＴ１♯＝１−（１−ＤＴ１）2（すなわち、１−（１−ＤＴ１）＾２）に設定される。
【０１７８】
また、切替え前に上りのこぎり波が適用される一方で切替え後には下りのこぎり波が適用される、切替モード２１、切替モード２４、切替モード３１、および、切替モード３４では、図１８とは反対に三角波ＴＷが適用される。そして、ＤＴ１♯＝（ＤＴ１）2（すなわち、ＤＴ１＾２）に設定される。
【０１７９】
同様に、キャリア波ＣＷ２についても、切替え前後とも下りのこぎり波が適用される、切替モード２４および切替モード４２では、遷移周期２０５において、キャリア波ＣＷ２は、下りのこぎり波ＳＴＤで構成されて、ＤＴ２♯＝ＤＴ２に設定される。また、切替え前後とも上りのこぎり波が適用される、切替モード１３および切替モード３１においても、遷移周期２０５において、キャリア波ＣＷ２は、上りのこぎり波ＳＴＵで構成されて、ＤＴ２♯＝ＤＴ２に設定される。
【０１８０】
一方で、切替え前に下りのこぎり波が適用される一方で切替え後には上りのこぎり波が適用される、切替モード２１、切替モード２３、切替モード４１、および、切替モード４３では、図１８とは反対に、逆相三角波ＲＴＷがキャリア波ＣＷ２に適用される。そして、ＤＴ２♯＝ＤＴｂ＝１−（１−ＤＴ２）2（すなわち、１−（１−ＤＴ２）＾２）に設定される。
【０１８１】
また、切替え前に上りのこぎり波が適用される一方で切替え後には下りのこぎり波が適用される、切替モード１２、切替モード１４、切替モード３２、および、切替モード３４では、三角波ＴＷがキャリア波ＣＷ２に適用される。そして、ＤＴ２♯＝ＤＴａ＝（ＤＴ２）2（すなわち、ＤＴ２＾２）に設定される。
【０１８２】
再び図１９を参照して、第２の制御例においても、遷移周期２０５内で、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の変曲点が２回生じることが理解できる。さらに、第２の制御例では、上りのこぎり波ＳＴＵと三角波ＴＷとの位相関係、ならびに、下りのこぎり波ＳＴＤと逆相三角波ＲＴＷとの位相関係から、遷移周期２０５の開始タイミング（時刻ｔ１）においても、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２に変曲点を生じさせることができる。
【０１８３】
同様に、遷移周期２０５の終了タイミング（時刻ｔｚ）においても、三角波ＴＷと下りのこぎり波ＳＴＤと三角波ＴＷとの位相関係、ならびに、逆相三角波ＲＴＷと上りのこぎり波ＳＴＵとの位相関係から、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２に変曲点を生じさせることができる。
【０１８４】
この結果、第２の制御例に従って遷移周期２０５を設定することにより、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の変曲点の数を増やすことができるので、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の平均値を維持した上で、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の変動をさらに抑制することができる。
【０１８５】
［実施の形態１のその他の変形例］
（パラレル昇圧モード以外の動作モード）
実施の形態１およびその変形例１で説明した電力変換器５０については、特許文献１およにも記載されるように、パラレル昇圧モードとはＤＣ／ＤＣ変換の態様が異なる、他の動作モードを適用することができる。
【０１８６】
図２１には、電力変換器５０が有する複数の動作モードの一覧が示される。
図２１を参照して、動作モードは、実施の形態１およびその変形例１に記載したパラレル昇圧モード（以下、ＰＢモードとも称する）に加えて、特許文献１にも接続されたシリーズ昇圧モード（以下、ＳＢモードとも称する）と、「直流電源Ｂ１による単独昇圧モード（以下、ａＢモード）」と、「直流電源Ｂ２による単独昇圧モード（以下、ｂＢモード）」とをさらに含む。
【０１８７】
ＳＢモードは、特許文献１における「シリーズ接続モード」と同等である。特許文献１にも記載されるように、直流電源Ｂ１およびＢ２を直列接続した状態でＤＣ／ＤＣ変換を実行することによって、昇圧比の低下による電力変換効率の向上を図ることができる。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフ制御の詳細は、特許文献１でのシリーズ接続モードと同様に実行することができるので、詳細な説明は繰り返さない。なお、特許文献１には、キャリア位相制御の適用によってシリーズ昇圧モードでの制御動作を簡易にできることが記載されているが、三角波のキャリア位相制御に代えて、実施の形態１またはその変形例に従って、のこぎり波を適用したＰＷＭ制御を行っても同等の効果を得ることができる。
【０１８８】
ａＢモードでは、直流電源Ｂ１のみを用いてＤＣ／ＤＣ変換（昇圧）が実行される。ａＢモードでは、出力電圧ＶＨが直流電源Ｂ２の電圧Ｖ［２］よりも高く制御されている限りにおいて、直流電源Ｂ２は、電力線ＰＬと電気的に切り離された状態を維持されて不使用とされる。
【０１８９】
同様に、ｂＢモードでは、直流電源Ｂ２のみを用いてＤＣ／ＤＣ変換（昇圧）が実行される。ｂＢモードでは、出力電圧ＶＨが直流電源Ｂ１の電圧Ｖ［１］よりも高く制御されている限りにおいて、直流電源Ｂ１は、電力線ＰＬと電気的に切り離された状態を維持されて不使用とされる。
【０１９０】
ＰＢモード、ＳＢモード、ａＢモードおよびｂＢモードでは、たとえば、図５の制御構成を共有して、直流電源Ｂ１および／またはＢ２の出力が制御される。出力制御のためのＰＷＭ制御に従ってスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の周期的なオンオフ制御を実行することによって、出力電圧ＶＨは電圧指令値ＶＨ＊に従って制御される。
【０１９１】
このように、本実施の形態１およびその変形例に従う電源システムでは、パラレル昇圧モードの他にも、効率に優れるＳＢモード（シリーズ昇圧モード）や、一方の電源のみを用いるａＢモードおよびｂＢモードを選択することができるので、直流電源Ｂ１およびＢ２の利用効率を高めることができる。
【０１９２】
ａＢモードでは、電力変換器５０において、スイッチング素子Ｓ３およびＳ４を下アームとして共通にオンオフ制御する。さらに、スイッチング素子Ｓ１およびＳ２についても、上アームとして共通にオンオフ制御することができる。
【０１９３】
したがって、ａＢモードでは、図５の構成において、出力制御部５１０の動作をオフして、出力制御部５００によって、ＶＨ制御のためのデューティ比ＤＴ１が算出される。さらに、デューティ比ＤＴ１を用いたＰＷＭ制御による制御パルス信号ＳＤ１に従って、下アーム（スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４）のオン期間およびオフ期間（スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のオン期間）を、繰り返し設けることによって、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に従って制御することができる。
【０１９４】
ｂＢモードにおいても同様に、図５の構成において、出力制御部５１０によって算出されたデューティ比を、直流電源Ｂ２の出力を制御するためのデューティ比ＤＴ２として用いることで、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に従って制御することができる。さらに、電力変換器５０において、スイッチング素子Ｓ２およびＳ３を下アームとして共通にオンオフ制御するとともに、スイッチング素子Ｓ１およびＳ４について、上アームとして共通にオンオフ制御することができる。したがって、デューティ比ＤＴ２を用いたＰＷＭ制御による制御パルス信号ＳＤ２に従って、下アーム（スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３）のオン期間およびオフ期間（スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のオン期間）を、繰り返し設けることによって、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に従って制御することができる。
【０１９５】
再び、図２１を参照して、複数の動作モードは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフを固定する「直結モード」をさらに含む。直結モードには、「並列直結モード（以下、ＰＤモード）」と、「シリーズ直結モード（以下、ＳＤモード）」と、「直流電源Ｂ１の直結モード（以下、ａＤモード）」と、「直流電源Ｂ２の直結モード（以下、ｂＤモード）」とが含まれる。
【０１９６】
ＰＤモードでは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ４をオンに固定する一方で、スイッチング素子Ｓ３がオフに固定される。これにより、直流電源Ｂ１およびＢ２を負荷３０（電力線ＰＬ，ＧＬ間）に並列に接続した状態が維持される。この結果、出力電圧ＶＨは、直流電源Ｂ１，Ｂ２の出力電圧Ｖ［１］，Ｖ［２］（厳密にはＶ［１］，Ｖ［２］のうちの高い方の電圧）と同等となる。Ｖ［１］，Ｖ［２］間の電圧差は直流電源Ｂ１，Ｂ２に短絡電流を生じさせるので、当該電圧差が小さいときに限定して、ＰＤモードを適用することができる。
【０１９７】
ＳＤモードでは、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４がオフに固定される一方で、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３がオンに固定される。これにより、直流電源Ｂ１およびＢ２を負荷３０（電力線ＰＬ，ＧＬ間）に直列に接続した状態が維持される。この結果、出力電圧ＶＨは、直流電源Ｂ１，Ｂ２の出力電圧Ｖ［１］，Ｖ［２］の和と同等となる（ＶＨ＝Ｖ［１］＋Ｖ［２］）。
【０１９８】
ａＤモードでは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２がオンに固定される一方で、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４がオフに固定される。これにより、直流電源Ｂ２は電力線ＰＬから切り離された状態となり、出力電圧ＶＨは、直流電源Ｂ１の電圧Ｖ［１］と同等となる（ＶＨ＝Ｖ［１］）。ａＤモードでは、直流電源Ｂ２は、電力線ＰＬと電気的に切り離された状態を維持されて不使用とされる。なお、Ｖ［２］＞Ｖ［１］の状態でａＤモードを適用すると、スイッチング素子Ｓ２を介して直流電源Ｂ１からＢ２に短絡電流が生じる。このため、ａＤモードの適用には、Ｖ［１］＞Ｖ［２］が必要条件となる。
【０１９９】
同様に、ｂＤモードでは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオンに固定される一方で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がオフに固定される。これにより、直流電源Ｂ１は電力線ＰＬから切り離された状態となり、出力電圧ＶＨは、直流電源Ｂ２の電圧Ｖ［２］と同等となる（ＶＨ＝Ｖ［２］）。ｂＤモードでは、直流電源Ｂ１は、電力線ＰＬと電気的に切り離された状態を維持されて不使用とされる。なお、Ｖ［１］＞Ｖ［２］の状態でｂＤモードを適用すると、ダイオードＤ２を介して直流電源Ｂ１からＢ２に短絡電流が生じる。このため、ｂＤモードの適用には、Ｖ［２］＞Ｖ［１］が必要条件となる。
【０２００】
直結モードに含まれる、ＰＤモード、ＳＤモード、ａＤモードおよびｂＤモードの各々では、出力電圧ＶＨは、直流電源Ｂ１，Ｂ２の電圧Ｖ［１］，Ｖ［２］に依存して決まるため、直接制御することができなくなる。このため、直結モードに含まれる各モードでは、出力電圧ＶＨが負荷３０の動作に適した電圧に設定できなくなることにより、負荷３０での電力損失が増加する虞がある。
【０２０１】
一方で、直結モードでは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４がオンオフされないため、電力変換器５０の電力損失が大幅に抑制される。したがって、負荷３０の動作状態によっては、直結モードの適用によって、負荷３０の電力損失増加量よりも電力変換器５０での電力損失減少量が多くなることにより、電源システム５Ａ全体での電力損失が抑制できる可能性がある。
【０２０２】
このように、本実施の形態１およびその変形例１に従う電源システム５Ａでは、キャリア波としてのこぎり波を用いた電流位相制御が適用されるパラレル昇圧モードを含む、図２１に示された複数の動作モードを、負荷３０および／または電力変換器５０の動作状態に応じて適切に切換えることによって、ＤＣ／ＤＣ変換を実行できる。この結果、電力損失の小さい全電圧シリーズ（ＳＲ）モードの他、他の動作モードを適切に選択することによって、電源システム５Ａ全体での高効率化を図ることができる。
【０２０３】
（電力変換器の回路構成アレンジ）
図２２は、実施の形態１およびその変形例に従う電力変換器５０の回路構成の変形例を示す回路図である。
【０２０４】
図２２を参照して、電力変換器５０♯は、図１に示された電力変換器５０と比較して、直流電源Ｂ１およびリアクトルＬ１が、ノードＮ２および電力線ＧＬの間ではなく、電力線ＰＬおよびノードＮ２の間に直列に接続される点で異なる。電力変換器５０♯のその他の構成は、電力変換器５０と同様であるのでその説明は繰返さない。
【０２０５】
電力変換器５０♯においては、電力変換器５０と比較した回路の対称性から、直流電源Ｂ１に対する上アームと下アームとを入れ替えても、電力変換器５０と同様のＤＣ／ＤＣ変換を実行できることが理解される。
【０２０６】
具体的には、電力変換器５０♯では、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を直流電源Ｂ１の下アームとし、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４を直流電源Ｂ１の上アームとするように制御することが必要である。この結果、電力変換器５０♯の各動作モードにおいて、スイッチング素子Ｓ１は、電力変換器５０のスイッチング素子Ｓ４と同等のパターンでオンオフ制御され、スイッチング素子Ｓ２は、電力変換器５０のスイッチング素子Ｓ３と同等のパターンでオンオフ制御される。同様に、電力変換器５０♯のスイッチング素子Ｓ３は、電力変換器５０のスイッチング素子Ｓ２と同等のパターンでオンオフ制御され、スイッチング素子Ｓ４は、電力変換器５０のスイッチング素子Ｓ１と同等のパターンでオンオフ制御される。
【０２０７】
たとえば、電力変換器５０♯のパラレル昇圧モードでは、スイッチング素子Ｓ１およびＳ２をオンすることにより、図３（ａ）の電流経路１２０に相当する、直流電源Ｂ１およびリアクトルＬ１を含むループ状の電流経路を形成することができる。また、スイッチング素子Ｓ３およびＳ４をオンすることにより、図３（ｂ）の電流経路１２１に相当する、電力線ＰＬおよびＧＬ間に直流電源Ｂ１およびリアクトルＬ１を直列に接続する電流経路を形成することができる。
【０２０８】
なお、直流電源Ｂ２に対しては、電力変換器５０と同様に、スイッチング素子Ｓ２およびＳ３をオンすることによって図４（ａ）の電流経路１３０を形成することができる。また、スイッチング素子Ｓ１およびＳ４をオンすることによって、図４（ｂ）の電流経路１３１を形成することができる。
【０２０９】
このようにすると、電力変換器５０♯についても、電力変換器５０と同様に、パラレル昇圧モードを含む、図２１に示された各動作モードによって、ＤＣ／ＤＣ変換を実行することができる。パラレル昇圧においては、実施の形態１およびその変形例１に従う、のこぎり波を用いたＰＷＭ制御を適用して各直流電源からの出力を制御することにより、リアクトル電流の位相を簡易に制御することができる。
【０２１０】
以上説明したように、実施の形態１およびその変形例１に従う電源システムでは、電力変換器５０，５０♯を包括すると、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に対して、直流電源Ｂ１およびリアクトルＬ１は、電力線ＰＬまたはＧＬと、ノードＮ２との間に直列に電気的に接続される。一方で、直流電源Ｂ２およびリアクトルＬ２は、ノードＮ１とＮ３との間に直列に電気的に接続される。
【０２１１】
また、電力変換器５０，５０♯の各々において、リアクトルＬ１および直流電源Ｂ１の接続順序を入れ換えても、電気的には等価な回路構成が維持される。同様に、リアクトルＬ２および直流電源Ｂ２の接続順序を入れ換えても、電気的には等価な回路構成が維持される。
【０２１２】
［実施の形態２］
実施の形態２では、電力変換器５０，５０♯とは異なる構成を有する電力変換器に対して、実施の形態１で説明したＰＷＭ制御を適用する例について説明する。
（電力変換器の回路構成）
図２３は、本発明の実施の形態２に従う電源システム５Ｂの構成を説明する回路図である。
【０２１３】
図２３を図１と比較して、実施の形態２に従う電源システム５Ｂは、図１に示された電源システム５Ａと比較して、電力変換器５０に代えて電力変換器１０を備える点で異なる。電源システム５Ｂの、その他の部分の構成は、電源システム５Ａと同様である。
【０２１４】
すなわち、電源システム５Ｂについても、負荷３０と接続された電力線ＰＬおよびＧＬと、直流電源Ｂ１およびＢ２との間で、ＤＣ／ＤＣ変換を実行するように構成される。
【０２１５】
電力変換器１０についても電力変換器５０と同様に、負荷３０への出力電圧ＶＨを、電圧指令値ＶＨ＊に従って制御する。
【０２１６】
図２３を参照して、電力変換器１０は、高電圧側の電力線ＰＬおよび低電圧側の電力線ＧＬの間の直流電圧（出力電圧）ＶＨを制御するように構成される。
【０２１７】
電力変換器１０は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ５と、リアクトルＬ１，Ｌ２とを含む。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ５は、制御装置４０からの制御信号ＳＱ１〜ＳＱ５にそれぞれ応答して、オンオフを制御することが可能である。具体的には、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ５は、制御信号ＳＱ１〜ＳＱ５がＨレベルのときにオン状態となって、電流経路を形成可能な状態となる。一方で、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ５は、制御信号ＳＱ１〜ＳＱ５がＬレベルのときにオフ状態となって、当該電流経路を遮断する状態となる。
【０２１８】
スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に対しては、逆並列ダイオードＤ１１〜Ｄ１４がそれぞれ配置されている。ダイオードＤ１１〜Ｄ１４は、順バイアス時に、電力線ＧＬから電力線ＰＬへ向かう方向（図中、下から上へ向かう方向）の電流経路を形成するように配置される。一方で、ダイオードＤ１１〜Ｄ１４は、逆バイアス時には、当該電流経路を非形成とする。具体的には、ダイオードＤ１１は、ノードＮ１から電力線ＰＬへ向かう方向を順方向とするように接続され、ダイオードＤ１２は、電力線ＧＬからノードＮ１１へ向かう方向を順方向とするように接続される。同様に、ダイオードＤ１３は、電力線ＧＬからノードＮ１２へ向かう方向を順方向とするように接続され、ダイオードＤ１４は、ノードＮ１２から電力線ＰＬへ向かう方向を順方向とするように接続される。
【０２１９】
スイッチング素子Ｑ１は、電力線ＰＬおよびノードＮ１１の間に電気的に接続される。リアクトルＬ１および直流電源Ｂ１は、ノードＮ１１および電力線ＧＬの間に直列に、電気的に接続される。たとえば、リアクトルＬ１は、直流電源Ｂ１の正極端子およびノードＮ１１の間に電気的に接続されるとともに、直流電源Ｂ１の負極端子は、電力線ＧＬと電気的に接続される。スイッチング素子Ｑ２は、ノードＮ１１および電力線ＧＬの間に電気的に接続される。なお、リアクトルＬ１および直流電源Ｂ１の接続順序を入れ換えても、電気的には等価な回路構成が維持される。
【０２２０】
スイッチング素子Ｑ３は、ノードＮ１２および電力線ＧＬの間に電気的に接続される。スイッチング素子Ｑ４は、電力線ＰＬおよびノードＮ１２の間に電気的に接続される。スイッチング素子Ｑ５は、ノードＮ１１およびＮ１２の間に電気的に接続される。リアクトルＬ２および直流電源Ｂ２は、電力線ＰＬおよびノードＮ１２の間に直列に、電気的に接続される。たとえば、リアクトルＬ２は、直流電源Ｂ２の正極端子および電力線ＰＬの間に電気的に接続されるとともに、直流電源Ｂ２の負極端子は、ノードＮ１２と電気的に接続される。なお、リアクトルＬ２および直流電源Ｂ２の接続順序を入れ換えても、電気的には等価な回路構成が維持される。
【０２２１】
図２３の構成例では、ノードＮ１１は「第１のノード」に対応し、ノードＮ１２は「第２のノード」に対応する。さらに、スイッチング素子Ｑ１およびダイオードＤ１は「第１の半導体素子」に対応し、スイッチング素子Ｑ２およびダイオードＤ２は「第２の半導体素子」に対応し、スイッチング素子Ｑ３およびダイオードＤ３は「第３の半導体素子」に対応する。さらに、スイッチング素子Ｑ４およびダイオードＤ４は「第４の半導体素子」に対応し、スイッチング素子Ｑ５は、「第５の半導体素子」に対応する。また、リアクトルＬ１およびＬ２は、「第１のリアクトル」および「第２のリアクトル」にそれぞれ対応する。図１の例では、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ５のオンオフ制御により、第１〜第５の半導体素子の各々において、電流経路の形成および遮断を制御することができる。
【０２２２】
（パラレル昇圧モードでの回路動作）
実施の形態１およびその変形例１と同等のＰＷＭ制御が適用される、電力変換器１０のパラレル昇圧モードでの回路動作および制御について、詳細に説明する。以下の説明で明らかになるように、電力変換器１０は、パラレル昇圧モードにおけるスイッチング素子での損失が電力変換器５０よりも小さいという特徴を有する。なお、電力変換器１０についても、電力変換器５０と同様に、パラレル昇圧モード以外の動作モードを有するが、本実施の形態では、実施の形態１またはその変形例に従う、のこぎり波を適用したＰＷＭ制御の適用が好ましいパラレル昇圧モードについて説明する。
【０２２３】
電力変換器１０は、パラレル昇圧モードにおいては、直流電源Ｂ１およびＢ２の各々に対して２つの昇圧チョッパ回路を並列に動作させる態様により動作する。すなわち、電力変換器１０は、電力変換器５０でのパラレル昇圧モードと同様に、直流電源Ｂ１およびＢ２と電力線ＰＬ，ＧＬ（負荷３０）との間で並列なＤＣ／ＤＣ変換を行なうことにより、電圧指令値ＶＨ＊に従って出力電圧ＶＨを制御する。
【０２２４】
再び図２３を参照して、電力変換器１０においては、スイッチング素子Ｑ５をオンした場合と、オフした場合との間で、直流電源Ｂ１およびＢ２に対して形成される昇圧チョッパ回路が異なることが特徴である。
【０２２５】
電力変換器１０において、スイッチング素子Ｑ５のオフ時には、ノードＮ１１およびＮ１２が電気的に切り離される。このときの電力変換器１０の等価回路が図２４に示される。
【０２２６】
図２４を参照して、スイッチング素子Ｑ５のオフ時には、直流電源Ｂ１に対して、スイッチング素子Ｑ２およびダイオードＤ１２を下アームとし、スイッチング素子Ｑ１およびダイオードＤ１１を上アームとする昇圧チョッパ回路が形成される。同様に、直流電源Ｂ２に対して、スイッチング素子Ｑ４およびダイオードＤ１４を下アームとし、スイッチング素子Ｑ３およびダイオードＤ１３を上アームとする昇圧チョッパ回路が形成される。
【０２２７】
図２５には、図２４に示した等価回路図において、直流電源Ｂ１，Ｂ２の下アームオン時における電流経路が示される。
【０２２８】
図２５を参照して、スイッチング素子Ｑ２をオンすることにより、直流電源Ｂ１の出力によりリアクトルＬ１にエネルギを蓄積するための電流経路１９１が形成される。これにより、直流電源Ｂ１に対しては、電力線ＰＬおよびＧＬを含まずに、直流電源Ｂ１およびリアクトルＬ１を含むループ状の電流経路１９１が形成される。すなわち、電流経路１９１は「第１の電流経路」に対応する。
【０２２９】
同様に、スイッチング素子Ｑ４をオンすることにより、直流電源Ｂ２の出力によりリアクトルＬ２にエネルギを蓄積するための電流経路１９２が形成される。これにより、直流電源Ｂ２に対しては、電力線ＰＬおよびＧＬを含まずに、直流電源Ｂ２およびリアクトルＬ２を含むループ状の電流経路１９２が形成される。電流経路１９２は「第３の電流経路」に対応する。
【０２３０】
図２６には、図２５に示した等価回路図において、直流電源Ｂ１，Ｂ２の上アームオン時における電流経路が示される。
【０２３１】
図２６を参照して、スイッチング素子Ｑ２をオフすることにより、スイッチング素子Ｑ１またはダイオードＤ１１を経由して、リアクトルＬ１の蓄積エネルギを直流電源Ｂ１からのエネルギとともに電力線ＰＬへ出力するための電流経路１９３が形成される。ここで、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２を相補的にオンオフすることにより、スイッチング素子Ｑ２のオフ期間にスイッチング素子Ｑ１がオンされる。スイッチング素子Ｑ１は、直流電源Ｂ１に対応して形成される昇圧チョッパ回路の上アームに相当する。これにより、直流電源Ｂ１に対して、電力線ＰＬおよびＧＬの間に直流電源Ｂ１およびリアクトルＬ１を直列に接続される電流経路１９３が形成される。すなわち、電流経路１９３は「第２の電流経路」に対応する。
【０２３２】
同様に、スイッチング素子Ｑ４をオフすることにより、スイッチング素子Ｑ３またはダイオードＤ１３を経由して、リアクトルＬ２の蓄積エネルギを直流電源Ｂ２からのエネルギとともに電力線ＰＬへ出力するための電流経路１９４が形成される。スイッチング素子Ｑ３およびＱ４を相補的にオンオフすることにより、スイッチング素子Ｑ４のオフ期間にスイッチング素子Ｑ３がオンする。スイッチング素子Ｑ３は、直流電源Ｂ２に対応して形成される昇圧チョッパ回路の上アームに相当する。これにより、直流電源Ｂ２に対しては、電力線ＰＬおよびＧＬの間に直流電源Ｂ２およびリアクトルＬ２を直列に接続される電流経路１９４が形成される。すなわち、電流経路１９４は「第４の電流経路」に対応する。
【０２３３】
図２５および図２６から理解されるように、電流経路１９１および１９３を交互に形成することによって、直流電源Ｂ１および電力線ＰＬ，ＧＬの間のＤＣ／ＤＣ変換が実行される。同様に、電流経路１９２および１９４を交互に形成することによって、直流電源Ｂ２および電力線ＰＬ，ＧＬの間のＤＣ／ＤＣ変換が実行される。
【０２３４】
以下では、直流電源Ｂ１に対応して形成される昇圧チョッパ回路の上アームを「Ｂ１Ｕアーム」とも称し、下アームを「Ｂ１Ｌアーム」と称する。同様に、直流電源Ｂ２に対応して形成される昇圧チョッパ回路の上アームを「Ｂ２Ｕアーム」とも称し、下アームを「Ｂ２Ｌアーム」とも称する。
【０２３５】
なお、図２５から理解されるように、Ｂ１ＬアームおよびＢ２Ｌアームの形成時には、ノードＮ１２からＮ１１へ向かう電流経路が形成されると、電力線ＰＬから電力線ＧＬへの短絡経路が形成されてしまうため、当該電流経路を遮断する必要がある。同様に、図２６から理解されるように、Ｂ１ＵアームおよびＢ２Ｕアームの形成時には、ノードＮ１１からＮ１２へ向かう電流経路が形成されると、電力線ＰＬから電力線ＧＬへの短絡経路が形成されてしまうため、当該電流経路を遮断する必要がある。したがって、Ｂ１ＬアームおよびＢ２Ｌアームの形成時、および、Ｂ１ＵアームおよびＢ２Ｕアームの形成時の各々では、スイッチング素子Ｑ５をオフすることによって、上記短絡経路の形成を回避することができる。
【０２３６】
一方で、電力変換器１０では、スイッチング素子Ｑ５のオン時には、ノードＮ１１およびＮ１２が電気的に接続される。このときの電力変換器１０の等価回路が図２７に示される。
【０２３７】
図２７を参照して、直流電源Ｂ１に関して、スイッチング素子Ｑ５によってノードＮ１２がノードＮ１１と電気的に接続されるので、ノードＮ１２および電力線ＧＬの間に接続されたスイッチング素子Ｑ３を、直流電源Ｂ１の下アーム（Ｂ１Ｌアーム）として昇圧チョッパ回路を形成することができる。同様に、ノードＮ１２および電力線ＰＬの間に電気的に接続されたスイッチング素子Ｑ４を直流電源Ｂ１の上アーム（Ｂ１Ｕアーム）として、昇圧チョッパ回路を形成することができる。
【０２３８】
また、直流電源Ｂ２に対しては、ノードＮ１１および電力線ＰＬの間に接続されたスイッチング素子Ｑ１を下アーム（Ｂ２Ｌアーム）とし、スイッチング素子Ｑ２を上アーム（Ｂ２Ｕアーム）とした昇圧チョッパ回路を形成することができる。
【０２３９】
図２８には、図２７に示した等価回路図において、直流電源Ｂ１，Ｂ２の下アームオン時における電流経路が示される。
【０２４０】
図２８（ａ）を参照して、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ５をオンすることにより、直流電源Ｂ１の出力によりリアクトルＬ１にエネルギを蓄積するための電流経路１９５が形成される。一方で、図２８（ｂ）に示されるように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ５をオンすることにより、直流電源Ｂ２の出力によりリアクトルＬ２にエネルギを蓄積するための電流経路１９６が形成される。
【０２４１】
図２９には、図２７に示した等価回路図において、直流電源Ｂ１，Ｂ２の上アームオン時における電流経路が示される。
【０２４２】
図２９（ａ）を参照して、直流電源Ｂ１に関して、スイッチング素子Ｑ５がオンされた状態でスイッチング素子Ｑ３をオフすることにより、スイッチング素子Ｑ４またはダイオードＤ１４を経由してリアクトルＬ１の蓄積エネルギを直流電源Ｂ１からのエネルギとともに電力線ＰＬへ出力するための電流経路１９７が形成される。上述のように、スイッチング素子Ｑ３およびＱ４は相補的にオンオフされるので、スイッチング素子Ｑ３によってＢ１Ｌアームを形成するとともに、スイッチング素子Ｑ４によってＢ１Ｕアームを形成することができる。
【０２４３】
図２９（ｂ）を参照して、直流電源Ｂ２に関しては、スイッチング素子Ｑ５がオンされた状態でスイッチング素子Ｑ１をオフすることにより、スイッチング素子Ｑ２またはダイオードＤ１２を経由してリアクトルＬ２の蓄積エネルギを直流電源Ｂ２からのエネルギとともに電力線ＰＬへ出力するための電流経路１９８が形成される。上述のように、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は相補的にオンオフされるので、スイッチング素子Ｑ１によってＢ２Ｌアームを形成するとともに、スイッチング素子Ｑ２によってＢ２Ｕアームを形成することができる。
【０２４４】
図３０には、スイッチング素子Ｑ５のオフ時およびオン時にそれぞれ形成される昇圧チョッパ回路の各アームとスイッチング素子のオンオフとの対応関係が示される。
【０２４５】
図３０を参照して、スイッチング素子Ｑ５のオフ時（図２４〜図２６）に形成される昇圧チョッパ回路における各アームを「第１アーム」と称し、スイッチング素子Ｑ５のオン時（図２７〜図２９）に形成される昇圧チョッパ回路の各アームを「第２アーム」と称することとする。
【０２４６】
スイッチング素子Ｑ５のオフ時、すなわち第１アームの形成時には、直流電源Ｂ１に対して、上述のように、スイッチング素子Ｑ２のオンによってＢ１Ｌアームがオンされる一方で、スイッチング素子Ｑ１のオン（スイッチング素子Ｑ２のオフ）によってＢ１Ｕアームがオンされる。また、直流電源Ｂ２に対しては、スイッチング素子Ｑ４のオンによってＢ２Ｌアームがオンされる一方で、スイッチング素子Ｑ３のオン（スイッチング素子Ｑ４のオフ）によってＢ２Ｕアームがオンされる。
【０２４７】
一方で、スイッチング素子Ｑ５のオン時、すなわち第２アームの形成時には、直流電源Ｂ１に対して、上述のように、スイッチング素子Ｑ３のオンによってＢ１Ｌアームがオンされる一方で、スイッチング素子Ｑ４のオン（スイッチング素子Ｑ３のオフ）によってＢ１Ｕアームがオンされる。また、直流電源Ｂ２に対しては、スイッチング素子Ｑ１のオンによってＢ２Ｌアームがオンされる一方で、スイッチング素子Ｑ２のオン（スイッチング素子Ｑ１のオフ）によってＢ２Ｕアームがオンされる。
【０２４８】
このように、第１アームおよび第２アームのいずれにおいても、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２を相補的にオンオフするとともに、スイッチング素子Ｑ３およびＱ４を相補的にオンオフすることにより、直流電源Ｂ１およびＢ２の各々に対して、上アームおよび下アームが交互にオンオフすされるように制御することができる。
【０２４９】
実施の形態２に従う電力変換器１０のパラレル昇圧モードでは、図３０に示された第１アームおよび第２アームを併用してＤＣ／ＤＣ変換を実行する。ただし、図３０に示したように、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ５は、直流電源Ｂ１，Ｂ２の一方に対して第１アームとして動作するとともに、直流電源Ｂ１，Ｂ２の他方に対して第２アームとして動作する。このような、第１アームおよび第２アーム間の干渉により、第２アームを適用できる期間が限定される点に留意する必要がある。
【０２５０】
具体的には、直流電源Ｂ１，Ｂ２の一方について第２アームをオンすると、直流電源Ｂ１，Ｂ２の他方に対しては、上下反対側の第１アームがオンされることになる。たとえば、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ５をオンして第２アームのうちのＢ１Ｌアームをオンすると（図２８（ａ））、スイッチング素子Ｑ３のオンに応じて、図２６と同様に、直流電源Ｂ２に対しては第１アームのうちのＢ２Ｕアームがオンされる。反対に、スイッチング素子Ｑ４，Ｑ５のオンによって第２アームのうちのＢ１Ｕアームをオンすると（図２９（ａ））、図２５と同様に、直流電源Ｂ２に対しては第１アームのうちのＢ２Ｌアームがオンする。
【０２５１】
図２８（ａ），（ｂ）からも理解されるように、第２アームの形成時に、Ｂ１ＬアームおよびＢ２Ｌアームの両方をオンした場合には、オン状態のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３，Ｑ５を経由して、電力線ＰＬおよびＧＬ間に短絡経路が形成されてしまう。このため、上述のように、Ｂ１ＬアームおよびＢ２Ｌアームの両方をオンする場合には、スイッチング素子Ｑ５のオフによって、第１アーム（図２５，図２６）を適用することが必要である。
【０２５２】
同様に、図２９（ａ），（ｂ）からも理解されるように、第２アームの形成時に、Ｂ１ＵアームおよびＢ２Ｕアームの両方をオンした場合には、オン状態のスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５，Ｑ２を経由して、電力線ＰＬおよびＧＬ間に短絡経路が形成されてしまう。このため、上述のように、Ｂ１ＬアームおよびＢ２Ｌアームの両方をオンする場合には、スイッチング素子Ｑ５のオフによって、第１アーム（図２５，図２６）を適用することが必要である。
【０２５３】
したがって、第２アームを使用できる期間は、直流電源Ｂ１，Ｂ２の間で、上アームへの指令（オン／オフ）と下アームへの指令（オン／オフ）とが異なる期間に限定される。すなわち、直流電源Ｂ１に対して上アームオンが指令されている一方で直流電源Ｂ２に対して下アームオンが指令されている期間、または、直流電源Ｂ１に対して下アームオンが指令されている一方で直流電源Ｂ２に対して上アームオンが指令されている期間に限って、第２アームを使用することができる。
【０２５４】
図３１には、電力変換器１０のパラレル昇圧モードにおけるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ５の各々についてのオンオフ制御のためのゲート論理式が示される。
【０２５５】
電力変換器１０のパラレル昇圧モードでは、スイッチング素子Ｑ２は、制御パルス信号ＳＤ１に対応してオンオフ制御されるとともに、スイッチング素子Ｑ１は、制御パルス信号／ＳＤ１に応答してオンオフされる。さらに、スイッチング素子Ｑ４は、制御パルス信号ＳＤ２に応じてオンオフ制御されるとともに、スイッチング素子Ｑ３は制御パルス信号／ＳＤ２に応答してオンオフされる。さらに、スイッチング素子Ｑ５は、制御パルス信号ＳＤ１およびＳＤ２の排他的論理和（ＸＯＲ）に従ってオンオフ制御される。
【０２５６】
制御パルス信号ＳＤ１およびＳＤ２の論理レベルが等しいとき（すなわち、ＳＤ１＝ＳＤ２＝Ｈレベル、または、ＳＤ１＝ＳＤ２＝Ｌレベル）である場合には、スイッチング素子Ｑ５はオフされる。すなわち、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のオンオフ状態が同一であるときには、スイッチング素子Ｑ５がオフされる。このとき、直流電源Ｂ１，Ｂ２のそれぞれに対して、第１アームを用いた昇圧チョッパ回路が構成される。
【０２５７】
したがって、第１アームを用いる場合には、制御パルス信号ＳＤ１およびＳＤ２の論理レベルが等しいので、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４は共通にオンオフされることが理解される。さらに、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３についても共通にオンオフされる。さらに、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３のペアと、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のペアとは、相補的にオンオフされることになる。したがって、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の相補的なオンオフ、ならびに、スイッチング素子Ｑ３およびＱ４の相補的なオンオフは確保されている。
【０２５８】
一方で、制御パルス信号ＳＤ１およびＳＤ２の論理レベルが異なる場合（すなわち、ＳＤ１＝Ｈレベル，ＳＤ２＝Ｌレベル、または、ＳＤ１＝Ｌレベル，ＳＤ２＝Ｈレベル）には、スイッチング素子Ｑ５がオンされる。すなわち、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のオンオフ状態が異なるときには、スイッチング素子Ｑ５がオンされる。このとき、直流電源Ｂ１，Ｂ２のそれぞれに対して、第２アームを用いた昇圧チョッパ回路が構成される。
【０２５９】
したがって、第２アームを用いる場合には、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３が共通にオンオフされるとともに、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４が共通にオンオフされる。そして、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３のペアと、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のペアとは、相補的にオンオフされることになる。したがって、第２アームの使用時にも、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の相補的なオンオフ、ならびに、スイッチング素子Ｑ３およびＱ４の相補的なオンオフは確保されている。
【０２６０】
このように、図３１に示した論理演算式に従って、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ５のオンオフを、制御パルス信号ＳＤ１，ＳＤ２に応じて制御することにより、第１アームを用いる昇圧チョッパ回路と、第２アームを形成する用いる昇圧チョッパ回路とを自動的に選択しながら、パラレル昇圧モードにおけるＤＣ／ＤＣ変換を実行することができる。特に、スイッチング素子Ｑ５によるノードＮ１１，Ｎ１２間の電流経路の形成／遮断の制御によって、電力線ＰＬ，ＧＬ間に短絡経路が形成されることを回避しながら、第１アームおよび第２アームを切換えることができる。
【０２６１】
なお、制御パルス信号ＳＤ１（／ＳＤ１），ＳＤ２（／ＳＤ２）は、電力変換器５０のパラレル昇圧モードと同様に、図５の制御構成によって生成することができる。さらに、ＰＷＭ制御部５５０（図５）が図３１に示されたゲート論理式に従って、制御信号ＳＱ１〜ＳＱ５を生成する。
【０２６２】
図３２には、電力変換器１０のパラレル接続モードにおける制御動作の比較例を説明するための波形図が示される。図３２では、実施の形態１での図６と同様に、三角波によって構成されたキャリア波を用いたＰＷＭ制御を比較例として説明する。
【０２６３】
図３２を参照して、直流電源Ｂ１に対して、制御パルス信号ＳＤ１（／ＳＤ１）は、キャリア波ＣＷ１とデューティ比ＤＴ１との電圧比較に基づくＰＷＭ制御によって生成される。図３１のゲート論理式に示されたように、直流電源Ｂ１の出力制御のための制御パルス信号ＳＤ１，／ＳＤ１に基づいて、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフが制御される。
【０２６４】
同様に、直流電源Ｂ２に対しても、デューティ比ＤＴ２とキャリア波ＣＷ２との電圧比較に基づくＰＷＭ制御によって、制御パルス信号ＳＤ２（／ＳＤ２）が生成される。図３１のゲート論理式に示されたように、直流電源Ｂ２の出力制御のための制御パルス信号ＳＤ２，／ＳＤ２に基づいて、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のオンオフが制御される。
【０２６５】
スイッチング素子Ｑ５は、リアクトル電流ＩＬ１が上昇する一方でリアクトル電流ＩＬ２が低下する期間、および、リアクトル電流ＩＬ２が上昇する一方でリアクトル電流ＩＬ１が低下する期間でオンされる。すなわち、スイッチング素子Ｑ５は、リアクトル電流ＩＬ１について電流経路１９１が形成される一方で、リアクトル電流ＩＬ２について電流経路１９４が形成される期間、および、リアクトル電流ＩＬ１について電流経路１９３が形成される一方で、リアクトル電流ＩＬ２について電流経路１９２が形成される期間にオンされている。
【０２６６】
制御信号ＳＱ１〜ＳＱ５は、図３１に示されたゲート論理式に従って、上記ＰＷＭ制御によって得られた制御パルス信号ＳＤ１（／ＳＤ１），ＳＤ２（／ＳＤ２）に応じて生成される。ここで、制御パルス信号ＳＤ１のＨ／Ｌレベルと、制御パルス信号ＳＤ２のＨ／Ｌレベルとの組合せに応じて、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ５のオンオフの組み合わせ（スイッチングパターン）は、図３３に示す４通りに限定される。
【０２６７】
図３３は、パラレル昇圧モードにおけるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ５のスイッチングパターンの一覧を示す図表である。
【０２６８】
図３２を参照して、時刻ｔ０〜ｔ１間では、ＳＤ１＝ＳＤ２＝Ｈレベルである。このとき、図３３に示されるように、制御信号ＳＱ１＝ＳＱ３＝ＳＱ５＝Ｌレベルとなる一方で、ＳＱ２＝ＳＱ４＝Ｈレベルとなる。したがって、スイッチング素子Ｑ５がオフされて、第１アームを用いた昇圧チョッパ回路が形成される下で、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３がオフする一方で、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４がオンする。
【０２６９】
このとき、図３０から理解されるように、第１アームのうちのＢ１ＬアームおよびＢ２Ｌアームがオンされる。すなわち、直流電源Ｂ１およびＢ２の各々に対して下アームオンが指令される。したがって、時刻ｔ０〜ｔ１間では、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２の両方が上昇する。なお、電力変換器１０の回路構成から明らかなとおり、リアクトル電流ＩＬ１は直流電源Ｂ１の電流Ｉ［１］に相当し、リアクトル電流ＩＬ２は直流電源Ｂ１の電流Ｉ［２］に相当する。
【０２７０】
再び図３２を参照して、時刻ｔ１において制御パルス信号ＳＤ２がＨレベルからＬレベルへ変化するため、時刻ｔ１〜ｔ２間では、ＳＤ１＝Ｈレベル、かつ、ＳＤ２＝Ｌレベルである。このとき、図１５に示されるように、制御信号ＳＱ２＝ＳＱ３＝ＳＱ５＝Ｈレベルとなる一方で、ＳＱ１＝ＳＱ４＝Ｌレベルとなる。したがって、スイッチング素子Ｑ５がオンされて、第２アームを用いた昇圧チョッパ回路が形成される下で、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオンする一方で、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオフする。
【０２７１】
このとき、図３０から理解されるように、第１アームのうちのＢ１ＬアームおよびＢ２Ｕアームがオンされる。すなわち、直流電源Ｂ１に対して下アームオンが指令される一方で、直流電源Ｂ２に対して上アームオンが指令される。したがって、時刻ｔ１〜ｔ２間では、リアクトル電流ＩＬ１が上昇する一方で、リアクトル電流ＩＬ２は低下する。
【０２７２】
再び図３２を参照して、時刻ｔ２において制御パルス信号ＳＤ１がＨレベルからＬレベルへ変化するため、時刻ｔ２〜ｔ３間では、ＳＤ１＝ＳＤ２＝Ｌレベルである。このとき、図３３に示されるように、制御信号ＳＱ２＝ＳＱ４＝ＳＱ５＝Ｌレベルとなる一方で、ＳＱ１＝ＳＱ３＝Ｈレベルとなる。したがって、スイッチング素子Ｑ５がオフされて第１アームを用いる昇圧チョッパ回路が形成される下で、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３がオンする一方で、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４がオフする。
【０２７３】
このとき、図３０から理解されるように、第１アームのうちのＢ１ＵアームおよびＢ２Ｕアームがオンされる。すなわち、直流電源Ｂ１およびＢ２の各々に対して上アームオンが指令される。したがって、時刻ｔ２〜ｔ３間では、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２の両方が低下する。
【０２７４】
再び図３２を参照して、時刻ｔ３において制御パルス信号ＳＤ１がＬレベルからＨレベルへ変化するため、時刻ｔ３〜ｔ４間では、ＳＤ１＝Ｈレベル、かつ、ＳＤ２＝Ｌレベルである。したがって、時刻ｔ０〜ｔ１間におけるスイッチングパターンが再現されることにより、第１アームの使用下で、リアクトル電流ＩＬ１が上昇する一方で、リアクトル電流ＩＬ２が低下するように、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ５が制御される。
【０２７５】
なお、図３２の動作例では、ＤＴ１＞ＤＴ２であるため、時刻ｔ０〜ｔ１間とは反対にＳＤ１＝Ｌレベル、かつ、ＳＤ２＝Ｈレベルとなる期間が存在していないが、当該期間においては、図３３に示されるように、制御信号ＳＱ１＝ＳＱ４＝ＳＱ５＝Ｈレベルとなる一方で、ＳＱ２＝ＳＱ３＝Ｌレベルとなる。したがって、スイッチング素子Ｑ５がオンされて、第２アームを用いる昇圧チョッパ回路が形成される下で、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオンする一方で、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオフする。
【０２７６】
このとき、図３０から理解されるように、第２アームのうちのＢ１ＵアームおよびＢ２Ｌアームがオンされる。すなわち、直流電源Ｂ２に対して下アームオンが指令される一方で、直流電源Ｂ１に対して上アームオンが指令される。したがって、当該期間では、リアクトル電流ＩＬ２が上昇する一方で、リアクトル電流ＩＬ１が低下するように、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ５が制御されることが理解される。
【０２７７】
図３２での時刻ｔ４以降についても、デューティ比ＤＴ１，ＤＴ２に応じたＰＷＭ制御によって、図３３に示されたスイッチングパターンに従って、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ５を同様に制御することができる。
【０２７８】
このように、実施の形態２に従う電力変換器１０によれば、パラレル昇圧（ＰＢ）モードにおいて、直流電源Ｂ１，Ｂ２の出力制御のデューティ比ＤＴ１およびＤＴ２に応じて、図３１に示したゲート論理式に従って、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ５がオンオフ制御される。これにより、第１アームを用いる昇圧チョッパ回路が形成される期間と、第２アームを用いる昇圧チョッパ回路が形成される期間とを自動的に切換えながら、直流電源Ｂ１およびＢ２が、電力線ＰＬ，ＧＬに対して並列にＤＣ／ＤＣ変換を実行することができる。
【０２７９】
特に、電力変換器１０のＰＢモードにおいても、電力変換器５０と同様に、直流電源Ｂ１およびＢ２間の電力配分を制御するとともに、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に制御することができる。
【０２８０】
（パラレル昇圧モードにおける電力変換器の電力損失）
次に、電力変換器１０のパラレル昇圧モードにおける電力損失低減効果について詳細に説明する。
【０２８１】
電力変換器１０は、スイッチング素子Ｑ５のオフ時、すなわち、第１アームを用いる昇圧チョッパ回路が形成されている場合には、図２９に示したように、２個の昇圧チョッパ回路を並列接続した回路構成となる。このときのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ５による電力損失は、昇圧チョッパ回路２個分の電力損失と同等であることが理解される。
【０２８２】
一方で、電力変換器５０（図１）では、特許文献１のパラレル接続モードと同様のパラレル昇圧（ＰＢ）モードにおいて、一部のスイッチング素子に２つの直流電源のＤＣ／ＤＣ変換の電流が重畳して流れることにより、導通損失が増加することが懸念される。すなわち、電力変換器５０のパラレル接続モードでは、スイッチング素子での電力損失が、昇圧チョッパ回路２個分の電力損失よりも高くなってしまう虞がある。
【０２８３】
これに対して、電力変換器１０では、以下に説明するように、上述した第２のアームを用いる昇圧チョッパ回路が形成される期間が設けられることにより、スイッチング素子の導通損失を低減することができる。
【０２８４】
再び図３３を参照して、電力変換器１０においてスイッチング素子Ｑ５がオンされる場合、すなわち、第２のアームを用いる昇圧チョッパ回路が形成される期間には、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３，Ｑ５がオン（Ｑ１，Ｑ４はオフ）されるパターンと、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４，Ｑ５がオン（Ｑ２，Ｑ３はオフ）されるパターンとの２つのパターンのみが存在する。すなわち、第２アームを用いる場合には、直流電源Ｂ１，Ｂ２の間で、異なるアームがオンされる。
【０２８５】
図２７から理解されるように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４，Ｑ５がオンされた場合（第２アーム使用時）には、スイッチング素子Ｑ１およびＱ４は、直流電源Ｂ１の上アームとして、スイッチング素子Ｑ５を経由して、ノードＮ１１および電力線ＰＬの間に電気的に並列接続される構成となる。さらに、スイッチング素子Ｑ１およびＱ４は、直流電源Ｂ２の下アームとしては、スイッチング素子Ｑ５およびリアクトルＬ２を経由して、直流電源Ｂ２の正極端子および負極端子間に電気的に並列接続される。
【０２８６】
また、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３，Ｑ５がオンされた場合には、スイッチング素子Ｑ２およびＱ３は、直流電源Ｂ２の上アームとして、スイッチング素子Ｑ５を経由して、ノードＮ２および電力線ＧＬの間に電気的に並列接続される構成となる。さらに、スイッチング素子Ｑ２およびＱ３は、直流電源Ｂ１の下アームとしては、スイッチング素子Ｑ５およびリアクトルＬ１を経由して、直流電源Ｂ１の正極端子および負極端子間に電気的に並列接続される。
【０２８７】
このため、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ５が、線形特性を有する半導体素子、たとえば、立上がり電圧が０であり、かつ、オン状態における順方向電流−電圧特性が線形である、電界効果トランジスタやショットキバリアダイオードで構成される場合には、Ｂ１Ｌアーム、Ｂ１Ｕアーム、Ｂ２ＬアームおよびＢ２Ｕアームの各々について、２個のスイッチング素子による電流経路が並列に存在することになる。この結果、並列回路における分流効果によって、各スイッチング素子の通過電流が、第１のアーム形成を有する昇圧チョッパ回路の形成時、すなわち、各アームが１個のスイッチング素子で構成される場合と比較して低減する。これにより電流量に依存する、スイッチング素子の導通損失を低減することができる。
【０２８８】
一方で、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ５が、ダイオードやＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）のような非線形特性を有する半導体素子で構成される場合には、単純な分流効果によらないメカニズムで導通損失の低減が実現される。以下では、そのメカニズムについて詳細に説明する。
【０２８９】
上述のように、第２アームを用いる場合には、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４，Ｑ５がオン（Ｑ２，Ｑ３はオフ）されるパターンと、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３，Ｑ５がオン（Ｑ１，Ｑ４はオフ）されるパターンとの２つのパターンしか存在しない。電力変換器１０の回路構成の対称性から、上記のいずれのパターンでも生じる現象は同じであるので、以下では、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３，Ｑ５がオン（Ｑ１，Ｑ４はオフ）されるパターン、すなわち、Ｂ１ＬアームおよびＢ２Ｕアームがオンされる場合の動作について説明する。
【０２９０】
まず比較のために、第１アームを用いる昇圧チョッパ回路において、Ｂ１ＬアームおよびＢ２Ｕアームをオンする場合を考える。この場合には、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３，Ｑ５がオフされる一方で、スイッチング素子Ｑ２およびＱ３がオンされる。図３４には、このときの等価回路図が示される。
【０２９１】
図３４を参照してスイッチング素子Ｑ２およびＱ３は、対応の制御信号ＳＱ２およびＳＱ３がＨレベルに設定されることにより電流経路を形成可能な状態に制御されている。すなわち、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３は、双方向にダイオードが並列接続された状態と等価である。一方で、スイッチング素子Ｑ５はオフ状態とされているため、ノードＮ１１およびＮ１２間の電流経路は遮断されている。
【０２９２】
図３５は、図３４中の点線で囲まれた部分の拡大図である。
図３５を参照して、スイッチング素子Ｑ２によるＢ１Ｌアームのオンに応じて、直流電源Ｂ１からリアクトルＬ１を通過したリアクトル電流ＩＬ１は、スイッチング素子Ｑ２によって形成された、ノードＮ１１から電力線ＧＬへの電流経路を流れる。
【０２９３】
また、スイッチング素子Ｑ３によるＢ２Ｕアームのオンに応じて、直流電源Ｂ２からリアクトルＬ２を通過したリアクトル電流ＩＬ２は、スイッチング素子Ｑ３によって形成された、電力線ＧＬからノードＮ１２への電流経路を流れる。このように、第１アーム形成時（Ｑ５オフ時）においてＢ１ＬアームおよびＢ２Ｕアームがオンされる場合には、スイッチング素子Ｑ２にリアクトル電流ＩＬ１が流れ、スイッチング素子Ｑ３に電流ＩＬ２が流れる。
【０２９４】
図３６は、第２アームを用いる昇圧チョッパ回路においてＢ１ＬアームおよびＢ２Ｕアームがオンされた場合の等価回路図である。
【０２９５】
図３６を参照して、第２アームを用いる場合には、制御信号ＳＱ２，ＳＱ３，ＳＱ５がＨレベルに設定されることにより、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３，Ｑ５の各々は、双方向に電流経路を形成可能な状態、すなわち、双方向にダイオードが並列接続された状態となる。
【０２９６】
図３７は、図３６における点線で囲んだ部分の等価回路図である。
図３７を参照して、第２アームが用いられる場合には、図３５とは異なり、スイッチング素子Ｑ５によってもノードＮ１１およびＮ１２間に電流経路を形成することが可能である。したがって、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２の経路は、ノードＮ１１，Ｎ１２の電位関係によって変化する。
【０２９７】
図３５および図３７にも示したように、非線形特性を有するスイッチング素子（たとえばＩＧＢＴ）は、オン状態では、ダイオードと同等の特性を有する。一般的に知られているように、ダイオードは電流−電圧特性が非線形であり、電流が流れる導通状態に遷移するためには、立上がり電圧以上の順方向電圧が印加されることが必要になる。
【０２９８】
また、ダイオードにおいて、電流増加に対する順方向電圧増加の感度は低く、立上がり電圧の２倍以上の順方向電圧を生じさせるには、大きな電流が必要であることが知られている。すなわち、導通して電流が通流されている状態のダイオードの各々には、ほぼ同じ大きさの順方向電圧が発生している。
【０２９９】
ダイオードの上記性質のため、図３７に示した等価回路において、ループ状に接続されたスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３，Ｑ５のすべてに電流が流れている状態（導通状態）は発生しない。なぜなら、ほぼ同等の３つの電圧がループ状の閉路を形成するとすれば、それぞれの電圧がどのような向きであっても、キルヒホッフ電圧則が成立しないからである。
【０３００】
したがって、図３７に示された等価回路中において、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３，Ｑ５のうちの少なくとも２つのスイッチング素子までしか導通状態となることができない。したがって、図３７の等価回路では、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３，Ｑ５間の単純な分流効果による導通損失の低減は期待することができない。
【０３０１】
しかしながら、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３，Ｑ５の導通パターンの組合せ毎に導通損失は異なるため、最も損失の低い組み合わせに従う導通経路を選択することで、導通損失を低減することが可能である。特に、電力変換器１０では、上記のような導通損失を低減するための導通経路の選択は、センサ等を用いた制御を行なうことなく、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３，Ｑ５のすべてをオンしておくだけで、自動的に損失が最小となる導通経路が選択される点が特徴である。以下、この損失低減メカニズムをさらに詳細に説明する。
【０３０２】
まず、電力変換器１０において、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２の方向の組合せは、図３８に示す４通りに区別される。
【０３０３】
図３８を参照して、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２の正／負の組合せから、電力変換器１０の動作領域は、直流電源Ｂ１およびＢ２の両方が力行動作する領域（ＩＬ１＞０，ＩＬ２＞０）と、直流電源Ｂ１が回生動作する一方で直流電源Ｂ２が力行動作する領域（ＩＬ１＜０，ＩＬ２＞０）と、直流電源Ｂ１，Ｂ２の両方が回生動作をする領域（ＩＬ１＜０，ＩＬ２＜０）と、直流電源Ｂ１が力行動作する一方で直流電源Ｂ２が回生動作する領域（ＩＬ１＞０，ＩＬ２＜０）に分けられる。
【０３０４】
まず、直流電源Ｂ１およびＢ２の両方が力行動作する場合、すなわち図３８の第１象限における電力変換器１０の動作を説明する。この場合における、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２の波形例が図３９に示される。
【０３０５】
図３９を参照して、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２が正であって（ＩＬ１＞０，ＩＬ２＞０）、かつ、Ｂ１Ｌアームがオン（ＳＤ１＝Ｈレベル）される一方で、Ｂ２Ｕアームがオフ（ＳＤ２＝Ｌレベル）される期間Ｔ０における電流波形が示される。すなわち、期間Ｔ０において、制御パルス信号ＳＤ１＝ＨレベルおよびＳＤ２＝Ｌレベルであるから、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３，Ｑ５がオンされている。
【０３０６】
したがって、期間Ｔ０では、リアクトル電流ＩＬ１が上昇する一方で、リアクトル電流ＩＬ２が低下する。期間Ｔ０は、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２の大小が逆転する時刻ｔｙを境界として、ＩＬ２＞ＩＬ１である期間Ｔαおよび、ＩＬ１＞ＩＬ２である期間Ｔβに分割される。
【０３０７】
上述のように、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３，Ｑ５をオンする場合にも、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３，Ｑ５のすべてが同時に導通状態とはならない。したがって、図３７の等価回路で形成され得る電流経路は、図４０の（ａ）〜（ｃ）の３通りのいずれかとなる。
【０３０８】
図４０（ａ）を参照して、スイッチング素子Ｑ２およびＱ３が導通状態となるときには、電流経路１２１が形成される。電流経路１２１は、リアクトル電流ＩＬ１がスイッチング素子Ｑ２を流れる電流経路と、リアクトル電流ＩＬ２がスイッチング素子Ｑ３を流れる電流経路とを含む。この結果、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３，Ｑ５による導通損失の和Ｐｌｓ１は、下記（５）式で示される。
【０３０９】
Ｐｌｓ１＝Ｖｆｅ×（｜ＩＬ１｜＋｜ＩＬ２｜）…      （５）
式（５）において、Ｖｆｅは、オン状態のスイッチング素子に相当する各ダイオードの順方向電圧である。Ｖｆｅは、正の一定値とみなすことができる。
【０３１０】
図４０（ｂ）を参照して、スイッチング素子Ｑ２およびＱ５が導通状態となるときには、電流経路１２２が形成される。電流経路１２２は、スイッチング素子Ｑ２を電流（ＩＬ１−ＩＬ２）が流れる電流経路と、リアクトル電流ＩＬ２がスイッチング素子Ｑ５を流れる電流経路とを含む。このときのスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３，Ｑ５による導通損失Ｐｌｓ２は、下記（６）式で示される。
【０３１１】
Ｐｌｓ２＝Ｖｆｅ×（｜ＩＬ２｜＋｜ＩＬ１−ＩＬ２｜）…      （６）
図４０（ｃ）を参照して、スイッチング素子Ｑ３およびＱ５が導通状態となるときには、電流経路１２３が形成される。電流経路１２３は、スイッチング素子Ｑ３を電流（ＩＬ２−ＩＬ１）が流れる電流経路と、リアクトル電流ＩＬ１がスイッチング素子Ｑ５を流れる電流経路とを含む。このときのスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３，Ｑ５による導通損失Ｐｌｓ３は、下記（７）式で示される。
【０３１２】
Ｐｌｓ３＝Ｖｆｅ×（｜ＩＬ１｜＋｜ＩＬ２−ＩＬ１｜）…      （７）
図４０（ａ）に示された電流経路１２１は、図３４に示された、第１アームを用いる昇圧チョッパ回路においてＢ１ＬアームおよびＢ２Ｕアームをオンするときの電流経路と同じである。したがって、図４０（ａ）における導通損失は、第１アームの形成時と同等である。
【０３１３】
図４１は、図４０（ａ）〜（ｃ）に示された電流経路１２１〜１２３のそれぞれにおける導通損失Ｐｌｓ１〜Ｐｌｓ３の推移を示す波形図である。
【０３１４】
図４１を参照して、図３９に示されるようにリアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２が推移することに伴い、導通損失Ｐｌｓ１〜Ｐｌｓ３は、いずれも正であるＩＬ１およびＩＬ２の変化に応じて、式（５）〜（７）に従って変化する。
【０３１５】
ＩＬ２＞ＩＬ１である期間Ｔαでは、式（５）〜式（７）の比較から理解されるとおり、電流経路１２３（図４０（ｃ））が形成されるときにおける導通損失Ｐｌｓ３が、電流経路１２１，１２２が形成されるときの導通損失Ｐｌｓ１，Ｐｌｓ２よりも小さくなる。
【０３１６】
これに対して、ＩＬ１＞ＩＬ２となる期間Ｔβにおいては、電流経路１２２（図４０（ｂ））による導通損失Ｐｌｓ２が電流経路１２１，１２３を形成したときの導通損失Ｐｌｓ１およびＰｌｓ３よりも小さくなる。
【０３１７】
ここで、期間Ｔα（ＩＬ１＜ＩＬ２）に形成され得る電流経路について考察する。まず、図４０（ａ）に示された電流経路１２１の場合、スイッチング素子Ｑ５に、スイッチング素子Ｑ２およびＱ５の順方向電圧の和が印加されることになる。この順方向電圧の和は、スイッチング素子Ｑ５の立上がり電圧を超えてしまうため、この現象は、スイッチング素子Ｑ３が導通していない事象と矛盾する。したがって、期間Ｔαにおいて、図４０（ａ）に示された電流経路１２１が形成されることはない。
【０３１８】
図４０（ｂ）に示された電流経路１２２の場合、スイッチング素子Ｑ２を流れる電流は、図示した方向とは反対方向になり、スイッチング素子Ｑ３に、スイッチング素子Ｑ２およびＱ５の順方向電圧の和が印加されることになる。この順方向電圧の和は、スイッチング素子Ｑ３の立上がり電圧を超えてしまう。したがって、期間Ｔαにおいて、スイッチング素子Ｑ３が非導通となる電流経路１２２が形成されることはない。
【０３１９】
一方、図４０（ｃ）に示される電流経路１２３の場合、スイッチング素子Ｑ２に印加される電圧は、スイッチング素子Ｑ３およびＱ５の順方向電圧の差となり、ほとんど０となる。この現象は、スイッチング素子Ｑ２が導通していない事象と一致する。言い換えると、期間Ｔαでは、図３７に示された等価回路において、常に、図４０（ｃ）に示された電流経路１２３が形成される。図４１に示されたように、期間Ｔαにおいては、電流経路１２３による導通損失Ｐｌｓ３が最小である。
【０３２０】
次に、期間Ｔβ（ＩＬ１＞ＩＬ２）に形成され得る電流経路について考察する。まず、図４０（ａ）に示された電流経路１２１の場合、スイッチング素子Ｑ５にスイッチング素子Ｑ２およびＱ３の順方向電圧の和が印加されることになる。したがって、期間Ｔβにおいて、スイッチング素子Ｑ５が非導通となる電流経路１２２が形成されることはない。
【０３２１】
図４０（ｃ）に示された電流経路１２３では、スイッチング素子Ｑ３を流れる電流は図示方向とは反対方向になり、スイッチング素子Ｑ２にスイッチング素子Ｑ３およびＱ５の順方向電圧の和が印加されることになる。この順方向電圧の和は、スイッチング素子Ｑ２の立上がり電圧を超えてしまう。したがって、期間Ｔβにおいて、スイッチング素子Ｑ２が非導通となる電流経路１２３が形成されることはない。
【０３２２】
一方で、図４０（ｂ）に示された電流経路１２２の場合、スイッチング素子Ｑ３に印加される電圧は、スイッチング素子Ｑ５およびＱ２の順方向電圧の差となり、ほとんど０である。この事象は、スイッチング素子Ｑ３が導通していない事象と一致する。言い換えると、期間Ｔβでは、図３７に示された等価回路において、常に、図４０（ｂ）に示された電流経路１２２が形成される。図４１に示されたように、期間Ｔβにおいては、電流経路１２２による導通損失Ｐｌｓ２が最小である。
【０３２３】
このように、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２の大小が逆転する時刻ｔｙを境に、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３，Ｑ５によって形成される電流経路が自動的に選択されることが理解される。さらに、自動的に選択された電流経路は、図４０（ａ）〜（ｃ）に示された３通りの電流経路のうちの、オンされるスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３，Ｑ５における導通損失が最小となる。
【０３２４】
図４２は、電力変換器１０において図３９および図４１中の期間Ｔαに形成される電流経路を説明するための回路図である。
【０３２５】
図４２を参照して、期間Ｔαでは、オンされたスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３，Ｑ５に対して、図４０（ｃ）に示された電流経路１２３が形成される。すなわち、スイッチング素子Ｑ２はオン状態とされるものの電流は通過しない。一方で、スイッチング素子Ｑ５をリアクトル電流ＩＬ１が通過する一方で、スイッチング素子Ｑ３には電流（ＩＬ１−ＩＬ２）が通過することになる。このように、図２３に示された電力変換器１０においても、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ５のオンオフ制御に応じて、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ５の一部（ここではＱ３）に、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の両方が流れる。なお、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ５についても、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の両方が流れ得る。
【０３２６】
図３９に示されるように、期間Ｔαでは、リアクトル電流ＩＬ２が低下する一方で、リアクトル電流ＩＬ１が上昇する。したがって、スイッチング素子Ｑ３を流れる電流（ＩＬ２−ＩＬ１）は徐々に減少する。そして、時刻ｔｙ（図３９）でＩＬ１＝ＩＬ２となると、スイッチング素子Ｑ３の電流が０となる。これにより、図４０（ｂ）に示される、スイッチング素子Ｑ３に電流が流れない電流経路１２２が形成される。
【０３２７】
図４３には、電力変換器１０において図３９および図４１中の期間Ｔβに形成される電流経路が示される。
【０３２８】
図４３を参照して、時刻ｔｙ以降の期間Ｔβでは、スイッチング素子Ｑ３がリアクトル電流ＩＬ２を通流させる一方で、スイッチング素子Ｑ３の電流が０を維持するように、すなわち、図４０（ｂ）の回路状態が維持されるように、ノードＮ１２の電位が変化することになる。
【０３２９】
このようなノードＮ１２の電位変化は、リアクトル電流ＩＬ１がスイッチング素子Ｑ２およびＱ３に分流し、かつ、その分流比が変化することによって生じる。すなわち、期間Ｔβにおいて、スイッチング素子Ｑ３では、リアクトル電流ＩＬ１の分流電流と、リアクトル電流ＩＬ２とが相殺されることにより、通過電流が０となる。
【０３３０】
言い換えると、期間Ｔβでは、リアクトル電流ＩＬ１の分流比は、スイッチング素子Ｑ３の電流が０となる状態が維持されるように、リアクトル電流ＩＬ２に応じて自動的に変化する。これにより、期間Ｔβでは、図４０（ｂ）に示した電流経路１２２が継続的に形成される。
【０３３１】
図４３の状態（期間Ｔβ）では、スイッチング素子Ｑ３では導通損失が生じない。さらに、式（６）にも示されるように、スイッチング素子Ｑ５には、リアクトル電流ＩＬ２に応じた導通損失が生じる一方で、スイッチング素子Ｑ２には、リアクトル電流ＩＬ１が分流されることにより、ＩＬ１よりも小さい｜ＩＬ１−ＩＬ２｜に応じた導通損失しか生じない。
【０３３２】
一方で、第１アームを用いた昇圧チョッパ回路でＢＩＬアームおよびＢ２Ｕアームをオンした場合（図３４）におけるスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４の導通損失Ｐｌｓ０は、式（５）〜（７）に従えば、式（８）で示される。
【０３３３】
Ｐｌｓ０＝Ｖｆｅ×（｜ＩＬ１｜＋｜ＩＬ２｜）…      （８）
式（６）および式（８）を比較すると、ＩＬ１およびＩＬ２が同符号であることから、（｜ＩＬ２｜＋｜ＩＬ１−ＩＬ２｜）＜（｜ＩＬ１｜＋｜ＩＬ２｜）であることが理解される。このように、第２アームを用いる昇圧チョッパ回路では、第１アームを用いる昇圧チョッパ回路と比較して、スイッチング素子の導通損失が抑制される。
【０３３４】
次に、図４０〜図４１で説明した第２アームを用いた昇圧チョッパ回路における導通損失を、電力変換器５０（図１）のＰＢモードにおける導通損失と比較する。
【０３３５】
図４４は、電力変換器５０において、Ｂ１Ｌアーム（直流電源Ｂ１）およびＢ２Ｕアーム（直流電源Ｂ２）をオンするときの電流経路を説明するための回路図である。すなわち、図４４では、実施の形態１に従う電力変換器５０が、パラレル昇圧（ＰＢ）モードにおいて、図３６と同等に動作したときの電流経路が示される。
【０３３６】
図４４を参照して、電力変換器５０では、スイッチング素子Ｓ３およびＳ４が直流電源Ｂ１の下アームとして機能する一方で、スイッチング素子Ｓ１およびＳ４が直流電源Ｂ２の上アームとして機能する。したがって、ＢＩＬアームおよびＢ２Ｕアームのオン時には、両者の論理和に従って、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３およびＳ４がオンされる。
【０３３７】
この状態では、リアクトル電流ＩＬ１は、スイッチング素子Ｓ３およびＳ４を経由する電流経路を形成する。一方で、リアクトル電流ＩＬ２は、スイッチング素子Ｓ１およびＳ４を経由する電流経路を形成する。
【０３３８】
したがって、電力変換器５０では、スイッチング素子Ｓ３においてリアクトル電流｜ＩＬ１｜に応じた導通損失が生じるとともに、スイッチング素子Ｓ１においてリアクトル電流｜ＩＬ２｜に応じた導通損失が生じる。さらに、スイッチング素子Ｓ４では、｜ＩＬ１−ＩＬ２｜に応じた導通損失が生じる。
【０３３９】
このときのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ３，Ｓ４での導通損失Ｐｌｓ♯は、式（５）〜（８）に従えば、式（９）で示される。
【０３４０】
Ｐｌｓ♯＝Ｖｆｅ×（｜ＩＬ１｜＋｜ＩＬ２｜＋｜ＩＬ１−ＩＬ２｜）…    （９）
式（８）および（９）の比較から、Ｐｌｓ０＜Ｐｌｓ♯であるから、実施の形態１に従う電力変換器５０は、ＰＢモードでの動作時には、スイッチング素子の導通損失が、電力変換器１０において第１アームを用いる昇圧チョッパ回路を形成した場合と比較して、大きいことが理解される。
【０３４１】
整理すると、実施の形態２に従う電力変換器１０において、第１アームを用いた昇圧チョッパ回路での導通損失は、２個の昇圧チョッパ回路が並列動作する際の導通損失と同等であり、かつ、電力変換器５０のＰＢモードにおける導通損失よりも低い。
【０３４２】
さらに、式（６），（８），（９）から、Ｐｌｓ２＜Ｐｌｓ０＜Ｐｌｓ♯である。したがって、電力変換器１０のパラレル昇圧（ＰＢ）モードおいて、直流電源Ｂ１，Ｂ２の各々が力行動作する場合には、第２アームを用いる昇圧チョッパ回路が形成される期間では、第１アームを用いる昇圧チョッパ回路形成される場合よりも、スイッチング素子の導通損失が低減される。
【０３４３】
再び図３８を参照して、直流電源Ｂ１およびＢ２の両方が回生動作する場合、すなわち、ＩＬ１＜０およびＩＬ２＜０の場合にも、図４０（ａ）〜（ｃ）に示した電流経路１２１〜１２３が、電流方向が反転されて形成される。したがって、この場合においても、直流電源Ｂ１およびＢ２の両方が力行動作するときと同様のメカニズムで、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２の変化に応じて、スイッチング素子の導通損失が最小となる電流経路が自動的に選択される。すなわち、直流電源Ｂ１およびＢ２の両方が回生動作する場合においても、第２アームを用いて昇圧チョッパ回路を構成する期間（スイッチング素子Ｑ５のオン期間）におけるスイッチング素子の導通損失は、第１アームを用いて昇圧チョッパ回路が形成される場合よりも低い。
【０３４４】
次に、第２アームの使用時に、直流電源Ｂ１，Ｂ２の一方が力行動作するとともに、他方が回生動作するときの電力変換器１０の回路動作について説明する。一例として、直流電源Ｂ１が力行動作する一方で、直流電源Ｂ２が回生動作するとき、すなわち、ＩＬ１＞０かつＩＬ２＜０のときの電力変換器１０の動作について説明する。この場合における、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２の波形例が図４５に示される。
【０３４５】
図４５を参照して、リアクトル電流ＩＬ１が正である一方でＩＬ２が負であって（ＩＬ１＞０，ＩＬ２＜０）、かつ、Ｂ１Ｌアームがオン（ＳＤ１＝Ｈレベル）される一方で、Ｂ２Ｕアームがオン（ＳＤ２＝Ｌレベル）される期間Ｔγにおける電流波形が示される。この場合にも図３３に示されたように、制御パルス信号ＳＤ１＝ＨレベルおよびＳＤ２＝Ｌレベルであるから、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３，Ｑ５がオンされている。このため、期間Ｔγにおいても図３７に示した等価回路が形成される。
【０３４６】
期間Ｔγにおいても、期間Ｔ０と同様に、リアクトル電流ＩＬ１が上昇する一方で、リアクトル電流ＩＬ２が低下する。なお、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２の向きが異なるため、期間Ｔ０とは異なり、期間Ｔγを通じてＩＬ１＞ＩＬ２である。
【０３４７】
図４６には、期間Ｔγにおけるスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３，Ｑ５をオンした等価回路（図３７）における電流経路が示される。このときに形成され得る電流経路は、図４０（ａ）〜（ｃ）と同様に、図４６（ａ）〜（ｃ）の３通りのいずれかとなる。
【０３４８】
図４６（ａ）では、図４０（ａ）と同様に、スイッチング素子Ｑ２およびＱ３が導通状態となる。すなわち、リアクトル電流ＩＬ１がスイッチング素子Ｑ２を流れるともに、スイッチング素子Ｑ３をリアクトル電流ＩＬ２（ＩＬ２＜０）が流れるように、電流経路１２４が形成される。電流経路１２４によるスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３，Ｑ５での導通損失の合計は、式（５）で示したＰｌｓ１と同等である。
【０３４９】
図４６（ｂ）では、図４０（ｂ）と同様に、スイッチング素子Ｑ２およびＱ５が導通状態となる。すなわち、スイッチング素子Ｑ２を電流（ＩＬ１−ＩＬ２）が流れるとともに、リアクトル電流ＩＬ２（ＩＬ２＜０）がスイッチング素子Ｑ５を流れるように電流経路１２５が形成される。電流経路１２５によるスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３，Ｑ５での導通損失の合計は、式（６）で示したＰｌｓ２と同等である。
【０３５０】
図４６（ｃ）では、図４０（ｃ）と同様に、スイッチング素子Ｑ３およびＱ５が導通状態となる。すなわち、スイッチング素子Ｑ３を電流（ＩＬ１−ＩＬ２）が流れるとともに、リアクトル電流ＩＬ１（ＩＬ１＞０）がスイッチング素子Ｑ５を流れるように電流経路１２６が形成される。電流経路１２６によるスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３，Ｑ５での導通損失の合計は、式（７）で示したＰｌｓ３と同等である。
【０３５１】
次に、期間Ｔγ（ＩＬ１＞０，ＩＬ２＜０）における電流経路１２４〜１２６について考察する。
【０３５２】
まず、図４６（ａ）に示された電流経路１２４の場合、スイッチング素子Ｑ５には、スイッチング素子Ｑ２およびＱ３の順方向電圧の差が印加される。すなわち、スイッチング素子Ｑ５に印加される電圧はほとんど０となるため、スイッチング素子Ｑ５が導通していない事象と一致する。
【０３５３】
これに対して、図４６（ｂ）に示された電流経路１２５の場合、スイッチング素子Ｑ３には、スイッチング素子Ｑ２およびＱ５の順方向電圧の和が印加されることになる。この順方向電圧の和は、スイッチング素子Ｑ３の立上がり電圧を超えてしまうため、この現象は、スイッチング素子Ｑ３が導通していない事象と矛盾する。したがって、期間Ｔγにおいて、図４６（ｂ）に示された電流経路１２５が形成されることはない。
【０３５４】
同様に、図４６（ｃ）に示された電流経路１２６の場合、スイッチング素子Ｑ２には、スイッチング素子Ｑ３およびＱ５の順方向電圧の和が印加されることになる。この順方向電圧の和は、スイッチング素子Ｑ２の立上がり電圧を超えてしまうため、この現象は、スイッチング素子Ｑ２が導通していない事象と矛盾する。したがって、期間Ｔγにおいて、図４６（ｃ）に示された電流経路１２６が形成されることはない。
【０３５５】
図４７には、図４６に示した電流経路１２４〜１２６の期間Ｔγにおける導通損失の比較が示される。
【０３５６】
図４７を参照して、期間Ｔγ中は、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２の方向（極性）が反対であるので、｜ＩＬ１−ＩＬ２｜の項は、｜ＩＬ１｜および｜ＩＬ２｜のいずれよりも大きくなる。
【０３５７】
従って、式（５）〜（７）の比較から理解されるように、期間Ｔγを通じて、Ｐｌｓ１〜Ｐｌｓ３のうちでは、Ｐｌｓ１が最小となる。一方で、期間Ｔγでは、図４６（ａ）〜（ｃ）で説明したように、自動的に電流経路１２４が選択的に形成される。したがって、期間Ｔγを通じて、オン状態のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３，Ｑ５では、自動的に導通損失が最小となる電流経路１２４が形成されることが理解される。
【０３５８】
再び図３８を参照して、上記の例とは反対に、直流電源Ｂ１が回生動作する（ＩＬ１＜０）一方で、直流電源Ｂ２が力行動作する（ＩＬ２＞０）場合には、図４６（ａ）〜（ｃ）に示した電流経路１２４〜１２６が、電流方向が反転されて形成される。したがって、この場合においても、直流電源Ｂ１が力行動作する一方で直流電源Ｂ２が回生動作するときと同様のメカニズムで、スイッチング素子の導通損失が最小となる電流経路１２４が自動的に選択される。
【０３５９】
このように、電力変換器１０では、第２アームの使用時に、直流電源Ｂ１，Ｂ２の一方が力行動作するとともに、他方が回生動作するときにも、オン状態のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３，Ｑ５において、導通損失が最小となる電流経路が自動的に選択される。このときの導通損失Ｐｌｓは、第１アームを用いた昇圧チョッパ回路における導通損失と同等である。
【０３６０】
また、第２アームが使用されるパターンには、図３９〜図４７で説明したのと反対に、Ｂ１ＵアームおよびＢ２Ｌアームがオンされる、すなわち、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４，Ｑ５がオン（Ｑ２，Ｑ３はオフ）されるパターンが存在する。ただし、電力変換器１０の回路構成の対称性から、Ｂ１ＵアームおよびＢ２Ｌアームがオンされるときの回路動作は、上述したＢ１ＬアームおよびＢ２Ｕアームがオンされるパターンのときと同様である。
【０３６１】
したがって、電力変換器１０では、第２アームを用いる昇圧チョッパ回路において、直流電源Ｂ１およびＢ２の一方ずつが力行動作および回生動作する場合には、スイッチング素子の導通損失は、第１アームを用いる昇圧チョッパ回路（２個の昇圧チョッパ回路の並列動作時）における導通損失と同等である。
【０３６２】
この結果、第２アームを用いた昇圧チョッパ回路が形成される全期間を通じて、直流電源Ｂ１およびＢ２の力行／回生動作が異なる場合においても、スイッチング素子の導通損失は、第１アームを用いた昇圧チョッパ回路での導通損失と同等となる。そして、少しでも、直流電源Ｂ１およびＢ２の各々が力行動作または回生動作する期間が存在すれば、第２アームを用いた昇圧チョッパ回路でのスイッチング素子の導通損失は、第１アームを用いた昇圧チョッパ回路よりも低減される。
【０３６３】
以上より、実施の形態２に従う電力変換器１０では、パラレル昇圧モードにおいて、第１アームを用いる昇圧チョッパ回路と、第２アームを用いて昇圧チョッパ回路とを自動的に併用するように、直流電源Ｂ１およびＢ２が、電力線ＰＬ，ＧＬ（負荷３０）に対して並列にＤＣ／ＤＣ変換を実行することができる。
【０３６４】
そして、第２アームを用いて昇圧チョッパ回路を形成する期間（スイッチング素子Ｑ５のオン期間）が設けられることによって、スイッチング素子の導通損失を、第１アームを用いた昇圧チョッパ回路での導通損失よりも小さくすることができる。このため、電力変換器１０のパラレル昇圧モードでは、実施の形態１に従う電力変換器５０よりもスイッチング素子の導通損失を抑制することによって、ＤＣ／ＤＣ変換を高効率化することができる。
【０３６５】
なお、上述のように、実施の形態２に従う電力変換器１０では、第２アームを用いる昇圧期間を設けることによって、スイッチング素子の導通損失が低減される。一方で、図３０，図３１等から理解されるように、第２のアームを有する昇圧チョッパ回路が形成されるのは、制御パルス信号ＳＤ１およびＳＤ２のレベルが異なる期間に限られる。
【０３６６】
したがって、直流電源Ｂ１およびＢ２の各々が力行動作または回生動作する期間において、同一値のデューティ比ＤＴ１およびＤＴ２に対して、制御パルス信号ＳＤ１およびＳＤ２の論理レベルが異なる期間をなるべく長くとることによって、導通損失をさらに抑制することができる。このため、実施の形態１およびその変形例で電力変換器５０に適用した、のこぎり波によってキャリア波を構成したＰＷＭ制御による電流位相制御を適用すると、電力変換器１０の導通損失をさらに低減することができる。
【０３６７】
図４８は、実施の形態２に従う電力変換器１０に対する、実施の形態１と同様のＰＷＭ制御の適用を説明するための波形図である。
【０３６８】
なお、図４８において、キャリア波ＣＷ１およびＣＷ２以外については、図３２と同様である。すなわち、図４８においても、制御パルス信号ＳＤ１，ＳＤ２に基づくスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ５のオンオフ制御は、図３２と同様に実行される。
【０３６９】
図４８を参照して、キャリア波ＣＷ１およびＣＷ２として、のこぎり波を適用することによって、キャリア波ＣＷ１，ＣＷ２の各周期（図５３中の時刻ｔｘ１，ｔｘ２）において、リアクトル電流ＩＬ１の変曲点（図５３の例では極大点）と、リアクトル電流ＩＬ２の変曲点（図５３の例では極小点）とを同一タイミングにする電流位相制御を実現することができる。
【０３７０】
このような電流位相制御により、制御パルス信号ＳＤ１がＨレベルからＬレベルへ遷移するタイミング（立下りエッジ）と、制御パルス信号ＳＤ２がＬレベルからＨレベルへ遷移するタイミング（立上がりエッジ）とが同一タイミングとなる。このとき、制御パルス信号ＳＤ１およびＳＤ２の論理レベルが異なる期間、すなわち、制御信号ＳＱ５のＨレベル期間（第２アームの使用期間）を最も長く確保することができる。これにより、電力変換器１０のパラレル昇圧モードの導通損失をさらに低減して、ＤＣ／ＤＣ変換をさらに高効率化できる。
【０３７１】
このように、実施の形態２に従う電源システム５Ｂ（図２３）に対して、実施の形態１およびその変形例と同様の、キャリア波ＣＷ１，ＣＷ２にのこぎり波を適用するＰＷＭ制御により、特許文献１でのキャリア位相制御の様にキャリア位相差を調整することなく、電力変換器１０の電力損失低下のための電流位相制御を、簡易に実現することができる。
【０３７２】
上述のように、電力変換器１０では、直流電源Ｂ１およびＢ２の各々が力行動作または回生動作する期間において、第２アームを用いて昇圧チョッパ回路を形成する期間（スイッチング素子Ｑ５のオン期間）をなるべく長くするための電流位相制御が求められる。したがって、実施の形態２に従う電源システム５Ｂでは、図９に示された４パターンの電流位相のうちの位相パターンＡおよび位相パターンＢを選択するように、電流位相制御が実行される。
【０３７３】
したがって、位相パターンＡまたはＢを選択するために、図１４中のキャリア波モード１またはキャリア波モード２を適用して、実施の形態１と同様のＰＷＭ制御を行うことにより、電力変換器１０を含む電源システム５Ｂについて、簡易な制御処理によって、リアクトル電流を大きく変動させることなく、性能を向上させることができる。
【０３７４】
また、電力変換器１０の動作状態の１つである、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の方向（正／負）に応じて、位相パターン（Ａ／Ｂ）を切替えることによって、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ５での電力損失を低減することができる。また、実施の形態１でも説明したように、電力変換器５０の動作状態の１つである、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の温度に応じて、特定のスイッチング素子での温度上昇を抑制するように、位相パターンを切替えるようにキャリア波モードを切替えるように制御することも可能である。この際にも、図１４と同様に、キャリア波モードの切替によってのこぎり波の波形を切替えることで、任意の位相パターンを実現することができる。
【０３７５】
また、キャリア波モードの切替え時には、実施の形態１の変形例１と同様に、図１８または図２１に従って、遷移周期２０５（図１６，図１９）を設けることができる。
【０３７６】
［実施の形態２の変形例］
実施の形態２の変形例では、図２３に示した電力変換器１０の回路構成の変形例について説明する。図２３の構成において、電力変換器１０に代えて、以下に説明する各変形例に従う電力変換器が適用された電源システム５Ｂに対しても、実施の形態２で説明したように、実施の形態１およびその変形例１に従うＰＷＭ制御を適用することが可能である。
【０３７７】
（双方向スイッチの配置による変形）
図４９は、実施の形態２の変形例の第１の例に従う電力変換器１１の構成を説明するための回路図である。
【０３７８】
図４９を参照して、電力変換器１１は、図２３に示された電力変換器１０と比較すると、ノードＮ１１およびＮ１２の間に接続される半導体素子として、スイッチング素子Ｑ５に代えて、双方向スイッチＱＢ５を有する点で異なる。すなわち、双方向スイッチＱＢ５は、「第５の半導体素子」に対応する。電力変換器１１のその他の構成は、電力変換器１０と同様であるので、詳細な説明は繰り返さない。
【０３７９】
双方向スイッチＱＢ５は、ノードＮ１およびＮ２の間に電気的に直列接続された、ダイオードＤ１５ａおよびスイッチング素子Ｑ５ａを有する。ダイオードＤ１５ａは、ノードＮ１１からノードＮ１２へ向かう方向を順方向として、ノードＮ１１およびＮ１２の間に電気的に接続される。
【０３８０】
双方向スイッチＱＢ５は、ノードＮ１１およびＮ１２の間に電気的に直列接続された、ダイオードＤ１５ｂおよびスイッチング素子Ｑ５ｂをさらに有する。ダイオードＤ１５ｂおよびスイッチング素子Ｑ５ｂは、ノードＮ１１およびＮ１２間に、ダイオードＤ１５ａおよびスイッチング素子Ｑ５ａに対して並列に接続される。ダイオードＤ１５ｂは、ノードＮ１２からノードＮ１１へ向かう方向を順方向として、ノードＮ１１，Ｎ１２間に電気的に接続される。
【０３８１】
スイッチング素子Ｑ５ａ，Ｑ５ｂは、制御装置４０（図２３）からの制御信号ＳＱ５ａ，ＳＱ５ｂにそれぞれ応じてオンオフ制御される。
【０３８２】
双方向スイッチＱＢ５では、スイッチング素子Ｑ５ａがオンすると、ダイオードＤ１５ａにより、ノードＮ１１からＮ１２に向かう方向に電流経路が形成される。一方で、スイッチング素子Ｑ５ａがオフすると、ノードＮ１１からＮ１２に向かう方向の電流経路は遮断される。
【０３８３】
また、スイッチング素子Ｑ５ｂがオンすると、ダイオードＤ１５ｂにより、ノードＮ１２からＮ１１に向かう方向に電流経路が形成される。一方で、スイッチング素子Ｑ５ｂがオフすると、ノードＮ１２からＮ１１に向かう方向の電流経路は遮断される。
【０３８４】
このように、双方向スイッチＱＢ５において、スイッチング素子Ｑ５ａをオンする一方でスイッチング素子Ｑ５ｂをオフすると、ノードＮ１１からＮ１２に向かう電流経路が形成される一方で、ノードＮ１２からＮ１１に向かう電流経路は遮断される。反対に、スイッチング素子Ｑ５ｂをオンする一方でスイッチング素子Ｑ５ａをオフすると、ノードＮ１２からＮ１１に向かう方向に電流経路が形成される一方で、ノードＮ１１からＮ１２に向かう電流経路は遮断される。
【０３８５】
図５０には、電力変換器１１のパラレル昇圧モードにおけるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４，Ｑ５ａ，Ｑ５ｂをオンオフ制御するためのゲート論理式が示される。
【０３８６】
図５０を参照して、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、電力変換器１０のパラレル昇圧モードでの図３１と共通のゲート論理式に従ってオンオフ制御される。
【０３８７】
すなわち、スイッチング素子Ｑ２が制御パルス信号ＳＤ１に応じてオンオフされる一方で、スイッチング素子Ｑ１は制御パルス信号／ＳＤ１に応じてオンオフされる。同様に、スイッチング素子Ｑ３は制御パルス信号ＳＤ２に応じてオンオフされる一方で、スイッチング素子Ｑ４は制御パルス信号／ＳＤ２に応じてオンオフされる。
【０３８８】
スイッチング素子Ｑ５ａ，Ｑ５ｂは、電力変換器１０のスイッチング素子Ｑ５と共通のゲート論理式に従って、共通にオンオフすることができる。すなわち、スイッチング素子Ｑ５のオン期間において、スイッチング素子Ｑ５ａ，Ｑ５ｂをともにオンする一方で、スイッチング素子Ｑ５のオフ期間において、スイッチング素子Ｑ５ａ，Ｑ５ｂをともにオフする制御が可能である。すなわち、スイッチング素子Ｑ５ａ，Ｑ５ｂについては、制御パルス信号ＳＤ１およびＳＤ２のＸＯＲ（排他的論理和）に従ってオンオフすることが可能である。
【０３８９】
一方で、ＰＢモードにおいては、ノードＮ１１およびＮ１２間の電流経路は、Ｂ１Ｌアーム（スイッチング素子Ｑ２オン）およびＢ２Ｌアーム（スイッチング素子Ｑ４）の両方を形成する場合には、ノードＮ１２からＮ１１へ向かう電流経路を遮断する必要がある。したがって、スイッチング素子Ｑ５ｂは、制御パルス信号／ＳＤ１および／ＳＤ２の論理和（ＯＲ）に従ってオンオフすることも可能である。
【０３９０】
同様に、Ｂ１Ｕアーム（スイッチング素子Ｑ１）およびＢ２Ｕアーム（スイッチング素子Ｑ３）の両方を形成する場合には、ノードＮ１１からＮ１２へ向かう電流経路を遮断する必要がある。したがって、スイッチング素子Ｑ５ａは、制御パルス信号ＳＤ１およびＳＤ２の論理和（ＯＲ）に従ってオンオフすることも可能である。
【０３９１】
このように、電力変換器１１（図４９）についても、電力変換器１０と同様にパラレル昇圧モードを適用でき、さらに、実施の形態１およびその変形例に従うＰＷＭ制御を適用して制御パルス信号ＳＤ１，ＳＤ２を生成することにより、簡易な制御処理によって電力変換器１１を含む電源システムの性能を向上させることができる。
【０３９２】
（簡素化のための変形例）
ここまで、実施の形態２およびその変形例に従う電力変換器１０，１１では、「第１の半導体素子」〜「第４の半導体素子」の各々について、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４および逆並列ダイオードＤ１１〜Ｄ１４のペアによって構成する例を説明した。
【０３９３】
また、「第５の半導体素子」については、逆並列ダイオードが設けられないスイッチング素子Ｑ５（図２３）または、双方向スイッチを構成するためのスイッチング素子Ｑ５ａ，Ｑ５ｂのペア（図４９）によって構成する例を示した。すなわち、「第１の半導体素子」〜「第５の半導体素子」の全てが、電流経路の形成（オン）および遮断（オフ）を制御可能なスイッチング素子を備えた構成を例示した。これらの構成例では、直流電源Ｂ１，Ｂ２の両方に対して回生充電を適用できる。
【０３９４】
しかしながら、直流電源Ｂ１およびＢ２の一方ないし両方を回生充電しない構成では、「第１の半導体素子」から「第４の半導体素子」の一部について、スイッチング素子もしくはダイオードのどちらかを省略することで構造を簡素化することができる。すなわち、「第１の半導体素子」から「第５の半導体素子」の一部のみが、上記スイッチング素子を有する構成とすることも原理上可能である。
【０３９５】
たとえば、直流電源Ｂ１を回生充電せず、放電（力行）のみで使用する場合には、図２３に示された電力変換器１０に代えて、図５１に示される電力変換器１２ａの構成を用いることができる。
【０３９６】
図５１を参照して、電力変換器１２ａでは、図２３に示された電力変換器１０と比較して、直流電源Ｂ１への回生を制御するためのスイッチング素子Ｑ１の配置を省略することができる。すなわち、ノードＮ１１および電力線ＰＬの間の「第１の半導体素子」をダイオードＤ１１のみで構成することができる。
【０３９７】
電力変換器１２ａにおいても、図３１に従ってスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５をオンオフ制御することにより、パラレル昇圧モードを適用することができる。この際に、制御パルス信号ＳＤ１，ＳＤ２については、実施の形態１およびその変形例に従うＰＷＭ制御によって生成することができる。さらに、電力変換器１２ａでは、主に、直流電源Ｂ１への回生電流の経路を確保するために配置されるダイオードＤ１２についても省略できる可能性がある。
【０３９８】
同様に、直流電源Ｂ２を回生充電せず、放電（力行）のみで使用する場合には、図５２に示される電力変換器１３ａの構成を用いることができる。
【０３９９】
図５２を参照して、電力変換器１３ａでは、図２３に示された電力変換器１０と比較して、直流電源Ｂ２への回生を制御するためのスイッチング素子Ｑ３の配置を省略することができる。すなわち、ノードＮ１２および電力線ＧＬの間の「第３の半導体素子」をダイオードＤ１３のみで構成することができる。
【０４００】
電力変換器１３ａにおいても、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ４，Ｑ５のオンオフを図３１に従って制御することにより、パラレル昇圧モードを適用することができる。この際に、制御パルス信号ＳＤ１，ＳＤ２については、実施の形態１およびその変形例に従うＰＷＭ制御によって生成することができる。また、電力変換器１３ａでは、主に、直流電源Ｂ２への回生電流の経路を確保するために配置されるダイオードＤ１４についても省略できる可能性がある。
【０４０１】
さらに、直流電源Ｂ１およびＢ２の両方を回生充電せず、放電（力行）のみで使用する場合には、図５３に示される電力変換器１４ａの構成を用いることができる。
【０４０２】
図５３を参照して、電力変換器１４ａでは、図２３に示された電力変換器１０と比較して、直流電源Ｂ１，Ｂ２への回生を制御するためのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３の配置を省略することができる。すなわち、ノードＮ１１および電力線ＰＬの間の「第１の半導体素子」をダイオードＤ１１のみで構成することができるとともに、ノードＮ１２および電力線ＧＬの間の「第３の半導体素子」をダイオードＤ１３のみで構成することができる。
【０４０３】
電力変換器１４ａにおいても、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４，Ｑ５のオンオフを図３１に従って制御することにより、パラレル昇圧モードを適用することができる。この際に、制御パルス信号ＳＤ１，ＳＤ２については、実施の形態１およびその変形例に従うＰＷＭ制御によって生成することができる。さらに、電力変換器１４ａでは、主に、直流電源Ｂ１，Ｂ２への回生電流の経路を確保するために配置されるダイオードＤ１２，Ｄ１４についても省略できる可能性がある。
【０４０４】
また、図４９に示された電力変換器１１において、直流電源Ｂ１およびＢ２の両方が回生不能で力行動作に限定される場合には、スイッチング素子Ｑ５ｂが通流させる方向には電流が生じない。あるいは、直流電源Ｂ１およびＢ２の一方のみが回生不能で力行動作する場合には、スイッチング素子Ｑ５には電流が流れない。
【０４０５】
したがって、図４９に示された電力変換器１１において、直流電源Ｂ１およびＢ２のいずれか一方でも回生充電しない場合には、ノードＮ１２からＮ１１へ向かう電流経路は常時不要であるので、スイッチング素子Ｑ５ｂおよびダイオードＤ１５ｂを省略することが可能である。すなわち、「第５の半導体素子」についても、ノードＮ１１からＮ１２へ向かう電流経路をオンオフする機能のみを持たせるように構成することが可能である。
【０４０６】
したがって、直流電源Ｂ１を回生充電せず、放電（力行）のみで使用する場合には、図４９に示された電力変換器１１に代えて、図５４に示される電力変換器１２ｂの構成を用いることも可能である。
【０４０７】
図５４を参照して、電力変換器１２ｂでは、図５１に示された電力変換器１２ａと比較して、スイッチング素子Ｑ５に代えて、ノードＮ１１からＮ１２に向かう電流経路の形成／遮断を制御するためのスイッチング素子Ｑ５ａおよびダイオードＤ１５ａが配置される。すなわち、電力変換器１２ｂでは、図４９に示された電力変換器１１の構成と比較して、直流電源Ｂ１への回生を制御するためのスイッチング素子Ｑ１の配置が省略されるとともに、「第５の半導体素子」に関してスイッチング素子Ｑ５ｂおよびダイオードＤ１５ｂが省略されている。
【０４０８】
また、ダイオードＤ１２についても、電力変換器１２ａ（図５１）と同様に省略することが可能である。電力変換器１２ｂにおいて、スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ４，Ｑ５ａのオンオフを電力変換器１１での図５０に従って制御することにより、パラレル昇圧モードを適用することができる。この際に、制御パルス信号ＳＤ１，ＳＤ２については、実施の形態１およびその変形例に従うＰＷＭ制御によって生成することができる。
【０４０９】
また、直流電源Ｂ２を回生充電せず、放電（力行）のみで使用する場合には、図４９に示された電力変換器１１に代えて、図５５に示される電力変換器１３ｂの構成を用いることも可能である。
【０４１０】
図５５を参照して、電力変換器１３ｂでは、図５２に示された電力変換器１３ａと比較して、スイッチング素子Ｑ５に代えて、ノードＮ１１からＮ１２に向かう電流経路の形成／遮断を制御するためのスイッチング素子Ｑ５ａおよびダイオードＤ１５ａが配置される。すなわち、電力変換器１３ｂでは、図４９に示された電力変換器１１の構成と比較して、直流電源Ｂ２への回生を制御するためのスイッチング素子Ｑ３の配置が省略されるとともに、「第５の半導体素子」に関してスイッチング素子Ｑ５ｂおよびダイオードＤ１５ｂが省略されている。
【０４１１】
また、ダイオードＤ１４についても、電力変換器１３ａ（図５２）と同様に省略することが可能である。なお、電力変換器１３ｂにおいても、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ４，Ｑ５ａのオンオフを、図５０に従って制御することにより、パラレル昇圧モードを適用することができる。この際に、制御パルス信号ＳＤ１，ＳＤ２については、実施の形態１およびその変形例に従うＰＷＭ制御によって生成することができる。
【０４１２】
同様に、直流電源Ｂ１およびＢ２の両方を回生充電せず、放電（力行）のみで使用する場合には、図４９に示された電力変換器１１に代えて、図５６に示される電力変換器１４ｂの構成を用いることも可能である。
【０４１３】
図５６を参照して、電力変換器１４ｂでは、図５３に示された電力変換器１４ａと比較して、スイッチング素子Ｑ５に代えて、ノードＮ１１からＮ１２に向かう電流経路の形成／遮断を制御するためのスイッチング素子Ｑ５ａおよびダイオードＤ１５ａが配置される。すなわち、電力変換器１４ｂでは、図４９に示された電力変換器１１の構成と比較して、直流電源Ｂ１，Ｂ２への回生を制御するためのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３の配置が省略されるとともに、「第５の半導体素子」に関してスイッチング素子Ｑ５ｂおよびダイオードＤ１５ｂが省略されている。
【０４１４】
また、ダイオードＤ１２，Ｄ１４についても、電力変換器１４ａ（図５３）と同様に省略することが可能である。なお、電力変換器１４ｂにおいても、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４，Ｑ５ａのオンオフを図５０に従って制御することにより、パラレル昇圧モードを適用することができる。この際に、制御パルス信号ＳＤ１，ＳＤ２については、実施の形態１およびその変形例に従うＰＷＭ制御によって生成することができる。
【０４１５】
なお、直流電源Ｂ１，Ｂ２の両方を回生充電しない電力変換器１４ｂ（図５６）は、「第１の半導体素子」をダイオードＤ１１で構成し、「第２の半導体素子」をスイッチング素子Ｑ２で構成し、「第３の半導体素子」をダイオードＤ１３で構成し、「第４の半導体素子」をスイッチング素子Ｑ４で構成し、さらに、「第５の半導体素子」を少なくともノードＮ１１からＮ１２へ向かう電流経路をオンオフする機能のみを持たせるように構成したものである。この構成は、直流電源Ｂ１，Ｂ２と電力線ＰＬ，ＧＬとの間で、複数の動作モードを切換えて直流電力変換（ＤＣ／ＤＣ変換）を実行するための必要最小限の構成に相当する。なお、図５３の電力変換器１４ａでは、「第５の半導体素子」は、ノードＮ１１からＮ１２へ向かう電流経路に加えて、ノードＮ１２からＮ１１へ向かう電流経路についても共通にオンオフできる機能を有するように構成されている。
【０４１６】
電力変換器１４ａ（図５３）および電力変換器１４ｂ（図５６）の構成に対して、「第１の半導体素子」にスイッチング素子Ｑ１をさらに設けることによって直流電源Ｂ１を回生充電することが可能となる（図５２，図５５）。この場合には、図５２，図５５にも示されるように、スイッチング素子Ｑ２に対してダイオードＤ１２を逆並列接続することが好ましい。
【０４１７】
また、電力変換器１４ａ（図５３）および電力変換器１４ｂ（図５４）の構成に対して、「第３の半導体素子」にスイッチング素子Ｑ３をさらに設けることによって直流電源Ｂ２を回生充電することが可能となる（図５１，図５４）。この場合には、図５１，図５４にも示されるように、スイッチング素子Ｑ４に対してダイオードＤ１４を逆並列接続することが好ましい。
【０４１８】
なお、電力変換器１０（図２３）または電力変換器１１（図４９）のように、「第１の半導体素子」から「第４の半導体素子」の各々をスイッチング素子およびダイオードの組によって構成するとともに、「第５の半導体素子」を両方向の電流（ノードＮ１１からＮ１２へ向かう電流およびノードＮ１２からＮ１１へ向かう電流）についての遮断機能を有することにより、直流電源Ｂ１，Ｂ２の両方に対して回生充電を適用できる。
【０４１９】
［実施の形態３］
実施の形態１および２では、スイッチング素子の少なくとも一部においてリアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の両方が流れる動作状態を有する電力変換器１０（１１，１２ａ〜１４ａ，１２ｂ〜１４ｂ）および電力変換器５０（５０♯）に対して、キャリア波にのこぎり波を用いたＰＷＭ制御を適用することにより、簡易な制御処理によって当該電力変換器を含む電源システムの性能が向上する例を説明した。
【０４２０】
実施の形態３では、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の経路が各スイッチング素子で重ならない電力変換器の構成に対する、実施の形態１および変形例１で説明したＰＷＭ制御の適用について説明する。
【０４２１】
（電源システムの構成）
図５７は、本発明の実施の形態３に従う電源システム５Ｃの構成例を示す回路図である。
【０４２２】
図５７を参照して、電源システム５Ｃは、直流電源Ｂ１，Ｂ２と、電力変換器６，７とを備える。
【０４２３】
電力変換器６は、直流電源Ｂ１および負荷３０の間に接続される。電力変換器７は直流電源Ｂ２および負荷３０の間に接続される。電源システム５Ｃにおいて、直流電源Ｂ１および２０は、電力変換器６および７を介して、負荷３０に対して並列に接続される。
【０４２４】
電力変換器６および７の各々は、いわゆる昇圧チョッパ回路の構成を有する。具体的には、電力変換器６は、スイッチング素子Ｑ１♯，Ｑ２♯と、リアクトルＬ１とを有する。スイッチング素子Ｑ１♯およびＱ２♯は、電力線ＰＬおよび電力線ＧＬの間に直列に接続される。
【０４２５】
リアクトルＬ１は、端子２０１および２０２を有する。端子２０１は、直流電源Ｂ１の正極端子と電気的に接続される。端子２０２は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードと電気的に接続される。これにより、リアクトルＬ１は、直流電源Ｂ１の正極端子と、スイッチング素子Ｑ１♯およびＱ２♯の接続ノードとの間に電気的に接続される。あるいは、リアクトルＬ１は、直流電源Ｂ１の負極端子およびスイッチング素子Ｑ２♯の間に接続することも可能である。
【０４２６】
電力変換器６では、スイッチング素子Ｑ２♯をオンすることによって、電流経路１２０（図３（ａ））および電流経路１９１（図２５）と同様に、直流電源Ｂ１に対して、電力線ＰＬおよびＧＬを含まずに、直流電源Ｂ１およびリアクトルＬ１を含むループ状の電流経路（すなわち「第１の電流経路」)を形成することができる。
【０４２７】
さらに、スイッチング素子Ｑ２♯をオフ（スイッチング素子Ｑ１♯をオン）することによって、電流経路１２１（図３（ｂ））および電流経路１９３（図２６）と同様に、電力線ＰＬおよびＧＬの間に直流電源Ｂ１およびリアクトルＬ１が直列に接続される電流経路（すなわち「第２の電流経路」）を形成することができる。
【０４２８】
同様に、電力変換器７は、スイッチング素子Ｑ３♯，Ｑ４♯と、リアクトルＬ２とを有する。スイッチング素子Ｑ３♯およびＱ４♯は、電力線ＰＬおよび電力線ＧＬの間に直列に接続される。
【０４２９】
リアクトルＬ２は、端子２０３および２０４を有する。端子２０３は、直流電源Ｂ２の正極端子と電気的に接続される。端子２０３は、スイッチング素子Ｑ３♯およびＱ４♯の接続ノードと電気的に接続される。これにより、リアクトルＬ２は、直流電源Ｂ２の正極端子と、スイッチング素子Ｑ３♯およびＱ４♯の接続ノードとの間に電気的に接続される。あるいは、リアクトルＬ２は、直流電源Ｂ２の負極端子およびスイッチング素子Ｑ４♯の間に接続することも可能である。
【０４３０】
電力変換器７では、スイッチング素子Ｑ４♯をオンすることによって、電流経路１３０（図４（ａ））および電流経路１９２（図２５）と同様に、直流電源Ｂ２に対して、電力線ＰＬおよびＧＬを含まずに、直流電源Ｂ２およびリアクトルＬ２を含むループ状の電流経路（すなわち「第３の電流経路」)を形成することができる。
【０４３１】
さらに、スイッチング素子Ｑ４♯をオフ（スイッチング素子Ｑ３♯をオン）することによって、電流経路１３１（図４（ｂ））および電流経路１９４（図２６）と同様に、電力線ＰＬおよびＧＬの間に直流電源Ｂ２およびリアクトルＬ２が直列に接続れる電流経路（すなわち「第４の電流経路」）を形成することができる。
【０４３２】
電力変換器６，７において、スイッチング素子Ｑ１♯〜Ｑ４♯に対しては、逆並列ダイオードＤ１１♯〜Ｄ１４♯が配置されている。スイッチング素子Ｑ１♯〜Ｑ４♯は、制御装置４０からの制御信号ＳＱ１♯〜ＳＱ４♯に応答して、オンオフを制御することが可能である。
【０４３３】
電力変換器６，７は並列に動作して、直流電源Ｂ１およびＢ２と、負荷３０と接続された電力線ＰＬ，ＧＬとの間でＤＣ／ＤＣ変換を実行する。
【０４３４】
昇圧チョッパ回路によって構成される電力変換器６，７では、所定周期（スイッチング周期）内での上アーム（Ｑ１♯，Ｑ３♯）と下アーム（Ｑ２♯，Ｑ４♯）とのオン期間比を示すデューティ比に応じて、ＤＣ出力が制御される。デューティ比は、図５の制御構成と同等のＰＷＭ制御によって実行することができる。
【０４３５】
具体的には、図５の構成において、ＰＷＭ制御部５５０は、デューティ比ＤＴ１とキャリア波ＣＷ１との電圧比較に従う制御パルス信号ＳＤ１に従って制御信号ＳＱ１♯，ＳＱ２♯を生成する。すなわち、制御パルス信号ＳＤ１のＨレベル期間において制御信号ＳＱ２♯をＨレベル（ＳＱ１♯はＬレベル）に設定する一方で、制御パルス信号ＳＤ１のＬレベル期間において制御信号ＳＱ１♯をＨレベル（ＳＱ２♯はＬレベル）に設定することができる。
【０４３６】
同様に、ＰＷＭ制御部５５０は、デューティ比ＤＴ２とキャリア波ＣＷ２との電圧比較に従う制御パルス信号ＳＤ２に従って制御信号ＳＱ３♯，ＳＱ４♯を生成する。すなわち、制御パルス信号ＳＤ２のＨレベル期間において制御信号ＳＱ４♯をＨレベル（ＳＱ３♯はＬレベル）に設定する一方で、制御パルス信号ＳＤ２のＬレベル期間において制御信号ＳＱ３♯をＨレベル（ＳＱ４♯はＬレベル）に設定することができる。
【０４３７】
（磁気結合リアクトルの構成）
実施の形態３に従う電源システムでは、電力変換器６，７において、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の経路は、スイッチング素子Ｑ１♯〜Ｑ４♯のいずれにおいても重なっていない。一方で、リアクトルＬ１，Ｌ２は、共通コアを用いた複合磁気部品によって一体的に構成される。これにより、リアクトルＬ１，Ｌ２を構成する磁気部品の小型軽量化を図ることができる。
【０４３８】
図５８は、電力変換器６，７のリアクトルＬ１，Ｌ２を一体的に構成するための複合磁気部品として示される磁気結合リアクトルの概略的な外観図の一例である。
【０４３９】
図５８には、磁気結合リアクトル１００の斜視図が示される。
図５８を参照して、磁気結合リアクトル１００は、コア１５０と、巻線１２１ａ，１２１ｂ，１２２ａとを含む。巻線１２１ａおよび１２１ｂは、電気的に直列接続されて、リアクトルＬ１のコイルを構成する。巻線１２２ａは、リアクトルＬ２のコイルを構成する。図５から理解されるように、リアクトルＬ１を構成する巻線１２１ａ，１２１ｂと、リアクトルＬ２を構成する巻線１２２ａとは、共通のコア１５０の別個の部位にそれぞれ巻回されている。
【０４４０】
図５９は、図５８に示した磁気結合リアクトル１００の構造をさらに説明するための概念的な断面図である。
【０４４１】
図５９を参照して、コア１５０は、磁脚部１５１，１５２，１５３，１５４を有する。磁脚部１５１〜１５３には、ギャップ１６１〜１６３がそれぞれ設けられる。上述のように、ギャップ１６１〜１６３は、インダクタンスを調整する面で有用である。
【０４４２】
巻線１２１ａは、磁脚部１５１に巻回される。巻線１２１ｂは、磁脚部１５２に巻回される。巻線１２１ａおよび１２１ｂは、端子２０１および２０２の間に電気的に直列接続される。したがって、リアクトルＬ１を流れるリアクトル電流ＩＬ１は、端子２０１から巻線１２１ａおよび巻線１２１ｂを経由して端子２０２へ流れる。リアクトル電流ＩＬ１の通流により、巻線１２１ａからは磁界２１１が発生され、巻線１２１ｂからは磁界２１２が発生される。
【０４４３】
巻線１２２ａは、磁脚部１５３に巻回される。巻線１２２ａは、端子２０３および２０４の間に電気的に接続される。したがって、リアクトルＬ２を流れるリアクトル電流ＩＬ２は、端子２０３から巻線１２２ａを経由して端子２０４へ流れる。リアクトル電流ＩＬ２の通流により、巻線１２２ａによって磁界２１３が発生される。このように、磁脚部１５１〜１５３は、コア１５０における巻線１２１ａ，１２１ｂ，１２２ａの巻回部位に相当する。一方で、磁脚部１５４は、コア１５０における巻線の非巻回部位に相当し、巻線が巻回された磁脚部１５１〜１５３の間に磁気経路を形成するように機能する。
【０４４４】
巻線１２１ａおよび１２１ｂは、共通のリアクトル電流ＩＬ１が巻線１２１ａおよび１２１ｂを流れるときに、巻線１２１ａにおける電流通流方向と、巻線１２１ｂにおける電流通流方向とは互いに逆となるように構成される。
【０４４５】
巻線１２２ａは、リアクトル電流ＩＬ２がリアクトル電流ＩＬ１と同じ向きで流れたときに（たとえば、ＩＬ１＞０かつＩＬ２＞０）、巻線１２１ａおよび１２１ｂの一方と電流の向きが同じである一方で、他方とは電流の向きが逆となる。以下では、巻線１２１ａおよび１２２の間で電流通流方向が同じとなる例を示す。すなわち、巻線１２１ａは「第１の巻線」に対応し、巻線１２１ｂは「第２の巻線」に対応する。巻線１２２ａは、「第３の巻線」に対応する。
【０４４６】
図６０は、図５９に示した各巻線の巻回態様の一例を説明するための概念図である。図６１は、図５８および図５９に示した磁気結合リアクトル１００の上面図に相当する。
【０４４７】
図６０を参照して、端子２０１および２０２の間にリアクトル電流ＩＬ１が流される。導線１２１ｃによって、巻線１２１ａおよび１２１ｂの間は、電気的に直列接続される。この際に、導線１２１ｃは、巻線１２１ａおよび１２１ｂによって構成されるコイルにおける電流の向きが反対となるように、巻線１２１ａおよび１２１ｂの間に接続される。
【０４４８】
この結果、図６０に示されるように、巻線１２１ａによって生じる磁界２１１は、コア上面側（図５９中の上側）をＮ極とし、コア下面側（図５９中の下側）をＳ極とする方向を有する。一方で、巻線１２１ｂによって生じる磁界２１２は、コア上面側（図５９中の上側）をＳ極とし、コア下面側（図５９中の下側）をＮ極とする方向を有する。すなわち、リアクトル電流ＩＬ１の通流によって、巻線１２１ａ，１２１ｂからそれぞれ発生される磁界２１１，２１２は、互いに反対方向である。
【０４４９】
さらに、端子２０３および２０４の間に、リアクトル電流ＩＬ１と同じ向きにリアクトル電流ＩＬ２が流される（たとえば、ＩＬ１＞０，ＩＬ２＞０）。これにより、巻線１２２ａからは磁界２１３が発生される。磁界２１３は、コア上面側（図５９中の上側）をＮ極とし、コア下面側（図５９中の下側）をＳ極とする方向を有する。すなわち、同一方向のリアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２によって、巻線１２２ａが生じる磁界２１３は、巻線１２１ａが生じる磁界２１１とは同じ方向である一方で、巻線１２１ｂが生じる磁界２１２とは逆の方向である。
【０４５０】
図６１は、図５９に示した各巻線の巻回態様の他の例を説明するための概念図である。
図６１に示した例では、端子２０４および導線１２１ｃが、図６０とは異なる位置に設けられる。図６１では、各巻線１２１ａ，１２１ｂ，１２２ａでの電流の向き、すなわち、磁界２１１〜２１３の方向を図７と同様にした上で、各巻線１２１ａ，１２１ｂ，１２２ａの巻数（ターン数）が厳密に同一とされている。逆にいうと図６０の構成では、巻線１２１ａ，１２１ｂの巻数が、巻線１２２ａよりも１／４ターンだけ多くなっている。
【０４５１】
図６２は、実施の形態１に従う磁気結合リアクトル１００の電気的な等価回路図である。
【０４５２】
図６２を参照して、端子２０１および２０２間に直列接続された巻線１２１ａおよび１２１ｂは、リアクトルＬ１を構成する。電圧源９１は、端子２０１，２０２間にリアクトル電圧ＶＬ１を印加する。たとえば、電圧源９１は、電力変換器６のスイッチング素子Ｑ１♯，Ｑ２♯のオンオフ制御によって、パルス状にリアクトル電圧ＶＬ１を発生するように構成される。具体的には、図５７の電力変換器６において、スイッチング素子Ｑ２♯のオン期間において、ＶＬ１＝Ｖ［１］となる（ＶＬ１＞０）。一方で、スイッチング素子Ｑ２♯のオフ期間（スイッチング素子Ｑ１♯のオン期間）においては、Ｖ［１］−ＶＬ１＝ＶＨが成立するので、ＶＬ１＝Ｖ［１］−ＶＨとなる（ＶＬ１＜０）。
【０４５３】
同様に、端子２０３および２０４間に接続された巻線１２２ａは、リアクトルＬ２を構成する。電圧源９２は、端子２０３，２０４間にリアクトル電圧ＶＬ２を印加する。たとえば、電圧源９２は、電力変換器７のスイッチング素子Ｑ３♯，Ｑ４♯のオンオフ制御によって、パルス状にリアクトル電圧ＶＬ２を発生するように構成される。具体的には、図５７の電力変換器７において、スイッチング素子Ｑ４♯のオン期間には、ＶＬ２＝Ｖ［２］となる（ＶＬ１＞０）。一方で、スイッチング素子Ｑ４♯のオフ期間（スイッチング素子Ｑ３♯のオン期間）においては、Ｖ［２］−ＶＬ２＝ＶＨが成立するので、ＶＬ２＝Ｖ［１］−ＶＨとなる（ＶＬ２＜０）。
【０４５４】
ここで、巻線１２１ａ，１２１ｂおよび１２２は、図５９に示されたように、磁脚部１５１〜１５３が一体的に構成された共通のコア１５０に巻回されている。したがって、巻線１２１ａ，１２１ｂ，１２２ａで発生した磁束は、互いに干渉し合うことになる。これにより、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２も、共通のコア１５０内の磁束を介して、互いに間接的に作用する。
【０４５５】
次に、図６３および図６４を用いてコア内部における各巻線からの発生磁束の関係について説明する。
【０４５６】
図６３および図６４には、図５９と同様の概念的な断面図が示される。図６３には、リアクトルＬ１がコア内に発生する磁束が示される一方で、図６４には、リアクトルＬ２がコア内に発生する磁束が示される。
【０４５７】
図６３を参照して、磁脚部１５１に巻回された巻線１２１ａから発生される磁界２１１による磁束２２１は、磁脚部１５４を経由して、磁脚部１５２および１５３にも作用する。同様に、磁脚部１５２に巻回された巻線１２１ｂから発生される磁界２１２による磁束２２２は、磁脚部１５４を経由して、磁脚部１５１および１５３にも作用する。磁界２１２および磁界２１２は、コア１５０内で、磁脚部１５１，１５２を含む一巡経路を形成する。
【０４５８】
磁脚部１５１および１５２の各々において、磁界２１１および２１２による磁束２２１および２２２は同一方向に作用する。すなわち、磁界２１１および２１２は、磁脚部１５１および１５２の各々において、互いに強め合う。
【０４５９】
一方、磁脚部１５３において、磁界２１１および２１２による磁束２２１および２２２は反対方向に作用する。すなわち、磁界２１１および２１２は、磁脚部１５３において、互いに弱め合う。
【０４６０】
図６４を参照して、磁脚部１５３に巻回された巻線１２２ａから発生される磁界２１３による磁束２２３は、磁脚部１５４を経由して、磁脚部１５１および１５２にも作用する。
【０４６１】
図６３および図６４を総合すると、リアクトルＬ２に対応する磁脚部１５３では、巻線１２１ａからの磁束２２１と巻線１２１ｂからの磁束２２２とが打ち消し合う一方で、巻線１２２ａによる磁束２２３が通過する。すなわち、磁脚部１５３での磁界の大きさは、リアクトル電流ＩＬ２によって生じる磁界２１３相当である。
【０４６２】
これに対して、リアクトルＬ１に対応する磁脚部１５１および１５２の間では、リアクトルＬ２からの磁束との干渉によって、磁界の大きさが不均衡になる。磁脚部１５２では、磁界２１１および２１２による磁束２２１，２２２と、磁界２１３による磁束２２３（図６４）とは同じ方向であるので、磁界２１１および２１２と磁界２１３とは強め合う。これに対して、磁脚部１５１では、磁界２１１および２１２による磁束２２１，２２２と、磁界２１３による磁束２２３（図６４）とは反対方向であるので、磁界２１１および２１２と磁界２１３とは弱め合う。磁脚部１５１は「第１の磁脚部」に対応し、磁脚部１５２は「第２の磁脚部」に対応する。また、磁脚部１５３は「第３の磁脚部」に対応する。
【０４６３】
（磁気結合リアクトルの非磁気結合モードでの動作）
磁気結合リアクトル１００では、リアクトルＬ１を形成する巻線１２１ａ，１２１ｂが巻回された磁脚部１５１および１５２の一方（本実施例では磁脚部１５２）において、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２のそれぞれによる磁界が互いに強め合う。一方で、他方の磁脚部（本実施例では磁脚部１５１）では、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２による磁界が打ち消し合う。このような相互磁化作用によって、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２が流れている下で、磁脚部１５１および１５２の間で、磁界の大きさが不均衡となる。
【０４６４】
したがって、磁気結合リアクトル１００では、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の大きい領域では、磁脚部１５１および１５２の間で磁界の不均衡に起因して透磁率（比透磁率）に差が生じると、磁気結合による磁気的な干渉が発生することになる。ここで、磁界および磁束密度と透磁率の関係について図６５および図６６を用いて説明する。
【０４６５】
図６５には、強磁性体の一般的な磁化曲線（Ｂ−Ｈ曲線）が示される。図６６には、磁界が印加されていない状態から磁化されるときの磁化曲線３０５（いわゆる、初期磁化曲線）が示される。
【０４６６】
図６５を参照して、磁界Ｈが大きくなるに従って磁束密度Ｂが増加する。しかしながら、磁界Ｈが大きくなっていくと、磁束密度Ｂの増加の割合は徐々に減少する。そして、最終的には、Ｂ−Ｈ曲線が水平となる、すなわち、磁界を大きくしても磁束密度がこれ以上増加しない、磁気飽和と呼ばれる現象が発生する。磁気飽和時の磁束密度は、飽和磁束密度Ｂｓｍａｘと称される。
【０４６７】
図６５に示された、磁化曲線（Ｂ−Ｈ曲線）における接線の傾きが、磁性体（コア１５０）の透磁率に相当する。
【０４６８】
図６６には、図６５に示された磁化曲線における磁束密度の変化に対する透磁率の変化特性が示される。
【０４６９】
図６６を参照して、磁界Ｈ＜Ｈａ、すなわち磁束密度Ｂ＜Ｂａの領域３１０では、磁界Ｈの変化に対して、磁束密度Ｂはほぼ線形に変化する。領域３１０では、透磁率μはほぼ一定値となる。このような領域を、以下では「線形領域３１０」とも称する。
【０４７０】
これに対して、Ｈ＞Ｈａ、すなわち、Ｂ＞Ｂａの領域では、磁界Ｈの増加に対する磁束密度Ｂの増加率、すなわち、透磁率μが線形領域３１０よりも低くなる。また、透磁率μは、磁界Ｈの増加に対してさらに減少していく。このような領域を、以下では「非線形領域」または「飽和領域」とも称する。さらに磁束密度が上昇すると、透磁率μはさらに低下する。そして、Ｂ＝Ｂｓｍａｘに達すると、ほぼμ＝０となってしまう。上記のような特性、すなわち、非線形領域を有する磁性材料は、一般に非線形磁性材料と称される。
【０４７１】
一方、仮にこのような非線形領域を有さないような磁性材料（線形磁性材料）を用いる場合には、図６６中に点線３０７で示されるように、磁束密度Ｂの変化に対して透磁率μは一定に維持される。あるいは、動作点が線形領域内に維持されるように磁束密度Ｂを制限して使用する場合にも、点線３０７に示すように、透磁率を一定としてリアクトルを動作させることができる。
【０４７２】
図６３および図６４で説明したように、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２が流れている状態では、リアクトルＬ１に対応する磁脚部１５１および１５２の間では、磁界の大きさが不均衡になる。具体的には、磁脚部１５２では、リアクトル電流ＩＬ１による磁界とリアクトル電流ＩＬ２による磁界とが互いに強め合うので、磁界が大きくなる。一方で、磁脚部１５１では、リアクトル電流ＩＬ１による磁界とリアクトル電流ＩＬ２による磁界とが互いに弱め合うので、磁界が小さくなる。
【０４７３】
図６７は、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２が小さい領域におけるコアの各磁脚部の磁気的な動作点を説明する概念図である。図６７には、磁脚部１５１〜１５３のそれぞれの磁気的な動作点３０１〜３０３がＢ−Ｈ曲線上で示される。
【０４７４】
図６７を参照して、磁界が強め合う磁脚部１５２の動作点３０２は、磁脚部１５３の動作点よりも、Ｂ−Ｈ曲線上で磁束密度Ｂが大きくなる。一方で、磁界が弱め合う磁脚部１５１の動作点３０１は、磁脚部１５３の動作点よりも、Ｂ−Ｈ曲線上で磁束密度Ｂが小さくなる。上述のように、磁脚部１５３では、巻線１２１ａからの磁束２２１と巻線１２１ｂからの磁束２２２とが打ち消し合うため、磁界の大きさは、リアクトル電流ＩＬ２によって生じる磁界相当となる。
【０４７５】
リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２が小さい領域では、動作点３０１および３０２の両方は、図６５に示した線形領域３１０内に位置する。各磁脚部１５１〜１５３の動作点３０１〜３０３が線形領域３１０内である状態では、リアクトルＬ１およびＬ２の間に磁気結合は生じず、両者を磁気的に非干渉としてリアクトルＬ１およびＬ２を動作させることができる。このとき、磁脚部１５１〜１５３は、線形領域３１０で磁化される状態である。すなわち、リアクトルＬ１およびＬ２は、非磁気結合モードで動作する。
【０４７６】
これらの動作点３０１〜３０３は、リアクトルＬ１，Ｌ２の設計、具体的には、コア１５０および巻線１２１ａ，１２１ｂ，１２２ａ等の設計によって左右される。たとえば、最大定格時、すなわち、設計上の最大電流Ｉ（ｍａｘ）の通過にも、動作点３０１〜３０３が線形領域３１０内となるように、磁脚部１５１，１５２の断面積ＳＣ１，ＳＣ２を設計すれば、リアクトルＬ１，Ｌ２は、両者が磁気的に非干渉な状態を維持して使用することができる。
【０４７７】
（磁気結合リアクトルの磁気結合モードでの動作）
非磁気結合モードに限定して磁気結合リアクトル１００を動作させるためには、磁脚部１５１，１５２の断面積ＳＣ１，ＳＣ２を確保する等により、コア１５０の大型化によるリアクトルの大型化が懸念される。したがって、本実施の形態において、磁気結合リアクトル１００は、リアクトルＬ１，Ｌ２が磁気結合モードでも動作するように設計することができる。
【０４７８】
なお、以下の説明において、最大電流Ｉ（ｍａｘ）は、リアクトルＬ１，Ｌ２単体での最大定格電流のみを意味するのではなく、リアクトルＬ１，Ｌ２が組み込まれた電源システム（たとえば、図５７に示された電源システム５Ｃ）の最大出力時におけるリアクトルＬ１，Ｌ２の通過電流をも意味する。たとえば、電源システム内のリアクトル以外の要素（たとえば、スイッチング素子）によって、システムの最大許容電流が規定される場合には、リアクトルＬ１，Ｌ２の電流容量に余裕があっても、電源システムが当該最大許容電流で動作するときのリアクトル電流を最大電流Ｉ（ｍａｘ）として、リアクトルＬ１，Ｌ２を設計することができる。すなわち、最大電流Ｉ（ｍａｘ）は、設計時に想定されたリアクトルＬ１，Ｌ２の使用電流範囲の上限値を意味する。
【０４７９】
図６８には、リアクトル電流が大きい領域におけるコアの各磁脚部の磁気的な動作点を説明する概念図が示される。
【０４８０】
図６８を参照して、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２が大きくなると、磁界が強め合う磁脚部１５２の動作点３０２は、図６７と比較して、磁束密度Ｂがさらに大きくなる。一方で、磁界が弱め合う磁脚部１５２の動作点３０２は、図６７と比較して、磁束密度Ｂがさらに小さくなる。この結果、動作点３０２が線形領域３１０内である一方で、動作点３０１が線形領域３１０から外れて、飽和領域に入ってしまう。このとき、磁脚部１５１は線形領域で磁化される一方で、磁脚部１５２は非線形領域（飽和領域）で磁化される状態となる。
【０４８１】
図６６に示されたように、磁束密度Ｂが大きくなることにより線形領域３１０から外れて、飽和領域に入ってしまうと、透磁率μ、すなわち、磁脚部の比透磁率が小さくなる。したがって、動作点３０１および３０２が線形領域および飽和領域にそれぞれ位置する状態では、リアクトルＬ１およびＬ２の間に、磁気結合による磁気的な干渉が発生する。すなわち、リアクトルＬ１およびＬ２は、磁気結合モードで動作する。
【０４８２】
リアクトルＬ１，Ｌ２間に磁気結合が生じている状態では、磁気干渉による影響が、リアクトル電流間の位相関係に応じて、インダクタンスを上昇させる方向、または、低下させる方向に作用することになる。このため、電力変換器６，７によってリアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２が独立に制御され得る構成では、リアクトル電圧（電流）間の位相関係についても制御可能である。このため、磁気結合が生じている状態において、リアクトルＬ１，Ｌ２のインダクタンスが等価的に増大するように、電流位相を制御することが可能である。
【０４８３】
このように、本実施の形態に従う磁気結合リアクトル１００は、リアクトルＬ１およびＬ２が磁気的に非結合である状態（動作点３０１〜３０３が図６７である状態）と、リアクトルＬ１およびＬ２が磁気的に結合している状態（動作点３０１〜３０３が図６８である状態）との両方で動作し得る点が特徴である。
【０４８４】
この結果、最大電流Ｉ（ｍａｘ）での動作点３０２が線形領域３１０内に止まる様に断面積ＳＣ２を確保する必要がなくなる。また、磁界が弱め合う磁脚部１５１についても、非対称動作を前提として断面積ＳＣ１を縮小できる。さらに、上述した、インダクタンスを等価的に大きくする効果も生じるので、コア１５０を小型化しても、必要なインダクタンスを確保することができる。この結果、必要なインダクタンスを得るためのリアクトルの小型化を図ることができる。
【０４８５】
（非磁気結合モードでの動作のための電流位相制御）
特許文献２にも記載されるように、磁気結合リアクトル１００を線形領域３１０、すなわち、非磁気結合モードのみに限定して動作させたい場合には、コア内での最大磁束密度Ｂ（ｍａｘ）が、線形領域３１０の境界に対応する閾値Ｂｍａｘを超えないことが必要である。磁束密度はリアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２に依存して変化するので、電流位相制御によって、最大磁束密度Ｂ（ｍａｘ）を抑制することができる。
【０４８６】
図６９には、リアクトル電流の位相と磁束密度との関係を説明するための概念的な波形図が示される。
【０４８７】
図６９を参照して、リアクトル電流ＩＬ１による磁束密度Ｂ（Ｌ１）は、電流ＩＬ１に比例し、リアクトルＬ２による磁束密度Ｂ（Ｌ２）は、リアクトル電流ＩＬ２に比例する。コア１５０内での最大磁束密度Ｂｍａｘは、トータル磁束密度Ｂｔ（Ｂｔ＝Ｂ（Ｌ１）＋Ｂ（Ｌ２））の最大値、すなわち、リアクトル電流の和（ＩＬ１＋ＩＬ２）の最大値に比例する。
【０４８８】
したがって、リアクトル電流ＩＬ１の極大点（山）とリアクトル電流ＩＬ２の極小点（谷）とが同一タイミングとなるように電流位相を制御することにより、トータル磁束密度の最大値Ｂｍａｘを抑制することができる。
【０４８９】
図７０には、上記のような電流位相制御を実現するための、電源システム５Ｃにおける電流位相制御の例を説明する波形図が示される。
【０４９０】
図７０を参照して、電力変換器６のスイッチング素子Ｑ１♯およびＱ２♯のオンオフを制御するための制御信号ＳＱ１♯，ＳＱ２♯は、デューティ比ＤＴ１およびキャリア波ＣＷ１を比較するＰＷＭ制御により、図５に示した制御構成によって算出することができる。
【０４９１】
同様に、電力変換器７のスイッチング素子Ｑ３♯およびＱ４♯のオンオフを制御するための制御信号ＳＱ３♯，ＳＱ３♯は、デューティ比ＤＴ２およびキャリア波ＣＷ２を比較するＰＷＭ制御により、図５に示した制御構成によって算出することができる。
【０４９２】
これらの直流電源Ｂ１，Ｂ２の出力を制御するＰＷＭ制御において、キャリア波ＣＷ１，ＣＷ２を、実施の形態１におけるキャリア波モード１（図１４）に従って構成することによって、リアクトル電流ＩＬ１の極大点（山）とリアクトル電流ＩＬ２の極小点（谷）とが同一タイミングとなる電流位相制御を実現できる。この結果、簡易な制御によって、トータル磁束密度の最大値Ｂｍａｘを抑制することができる。
【０４９３】
なお、図６９では、ＩＬ１＞ＩＬ２（ＩＬ１＞０かつＩＬ２＞０）の場合の電流位相制御を示したが、ＩＬ２＞ＩＬ１の場合には、リアクトル電流ＩＬ２の極大点（山）とリアクトル電流ＩＬ１の極小点（谷）とが同一タイミングとなるように電流位相を制御することが好ましい。
【０４９４】
また、電力変換器６，７の動作状態に応じて、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の方向（正／負）が変化しても、同様に電流位相を制御することができる。
【０４９５】
図７１には、リアクトル電流ＩＬ１＜０かつＩＬ２＜０、すなわち、直流電源Ｂ１，Ｂ２の両方に回生動作している場合の波形図が示される。
【０４９６】
図７１を参照して、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の両方が回生電流である場合には、絶対値が大きい方のリアクトル電流の極小点（谷）と、絶対値が小さい方のリアクトル電流の極大点（山）とを同一タイミングとすることが好ましい。
【０４９７】
図７１の例では、｜ＩＬ１｜＞｜ＩＬ２｜であるため、リアクトル電流ＩＬ１の極小点（谷）と、リアクトル電流ＩＬ２の極大点（山）とが同一タイミングとなるように、電流位相が制御される。この場合には、実施の形態１におけるキャリア波モード２（図１４）に従ったＰＷＭ制御によって、電力変換器６，７におけるスイッチング素子Ｑ１♯〜Ｑ４♯のオンオフが制御される。
【０４９８】
図７２には、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２の方向が異なる場合の波形図が示される。特に、図７２の例では、ＩＬ１＞０（力行電流），ＩＬ２＜０（回生電流）の場合の波形が示される。
【０４９９】
リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２の方向が異なる場合には、コア１５０内部で磁束が打ち消し合うため、力行電流および回生電流の最大値（絶対値）が同一タイミングとなるように電流位相を制御することが好ましい。したがって、力行電流であるリアクトル電流ＩＬ１の極大点（山）と、回生電流であるリアクトル電流ＩＬ２の極小点（谷）とを同一タイミングとすることが好ましい。
【０５００】
この場合には、実施の形態１におけるキャリア波モード１（図１４）に従ったＰＷＭ制御によって、電力変換器６，７におけるスイッチング素子Ｑ１♯〜Ｑ４♯のオンオフが制御される。
【０５０１】
また、ＩＬ２＞０，ＩＬ１＜０の場合には、リアクトル電流ＩＬ２の極大点（山）と、回生電流であるリアクトル電流ＩＬ１の極小点（谷）とを同一タイミングとするために、実施の形態１におけるキャリア波モード２（図１４）に従ったＰＷＭ制御が適用される。
【０５０２】
このように、磁気結合リアクトル１００の非磁気結合モード（非飽和領域）での動作において、電力変換器６，７の動作状態である、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の方向（正／負）に応じて、実施の形態１に示したキャリア波パターンを適切に切替えたＰＷＭ制御を行うことにより、コア１５０内でのトータル磁束密度の最大値Ｂｍａｘを抑制するための電流位相制御を、簡易な制御処理によって実行することができる。この際に、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の変化に応じてキャリア波モードを切替える場合には、実施の形態１の変形例に説明したように、図１８または図２１に従って遷移周期２０５（図１６，図１９）遷移周期２０５を設けることができる。
【０５０３】
（磁気結合モードでの動作のための電流位相制御）
磁気結合モードでは、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の電流位相制御により、リアクトルＬ１，Ｌ２間に磁気結合が生じている状態における等価的なインダクタンスの増大効果を高めることができる。
【０５０４】
図７３および図７４には、本実施の形態に従う磁気結合リアクトルにおいてキャリア位相制御を適用したときの動作例が示される。図７３および図７４には、回路シミュレータによって解析された動作波形図が示される。
【０５０５】
図７３を参照して、図７３（ａ）には、リアクトルＬ１，Ｌ２間が磁気的に非結合であるときのシミュレーション波形が示され、図７３（ｂ）には、リアクトルＬ１，Ｌ２間が磁気的に結合状態であるときのシミュレーション波形が示される。図７３（ｂ）では、リアクトル電流ＩＬ１の極小点とリアクトル電流ＩＬ２の極大点とが同一タイミングとなるように、電流位相が制御されている。
【０５０６】
なお、図７３（ａ），（ｂ）の間では、回路定数を同一とした下で、リアクトル電流ＩＬ１の平均値同士およびＩＬ２の平均値同士が同じになるようにシミュレーション条件が定められている。
【０５０７】
図７３（ｂ）のリアクトル電流ＩＬ１のピークトゥピーク値（リップル成分）は、図７３（ａ）のリアクトル電流ＩＬ１のリップル成分よりも抑制されていることが、両者の比較から理解される。同様に、リアクトル電流ＩＬ２についても、図７３（ｂ）の方が、図７３（ａ）よりもリップル電流振幅が抑制されている。
【０５０８】
図７３（ｂ）では、特に、小電流側のリアクトル電流ＩＬ２のピーク抑性に効果があることが理解される。すなわち、リアクトル電流ＩＬ２の極大点とリアクトル電流ＩＬ１の極小点とが同一タイミングとなるようにキャリア位相制御を行なうとリアクトル電流ＩＬ２のピーク抑制に効果がある。
【０５０９】
この場合には、直流電源Ｂ１，Ｂ２の出力を制御するＰＷＭ制御において、キャリア波ＣＷ１，ＣＷ２を、実施の形態１におけるキャリア波モード２（図１４）に従って構成することによって、リアクトル電流ＩＬ２の極大点（山）とリアクトル電流ＩＬ２の極小点（谷）とが同一タイミングとなる電流位相制御を実現できる。
【０５１０】
図７４を参照して、図７４（ａ）には、図７３（ａ）と同一の波形、すなわち、リアクトルＬ１，Ｌ２間が磁気的に非結合であるときのシミュレーション波形が示される。図７４（ｂ）には、リアクトルＬ１，Ｌ２間が磁気的に結合状態であるときのシミュレーション波形が示される。図７４（ｂ）では、リアクトル電流ＩＬ１の極大点とリアクトル電流ＩＬ２の極小点とが同一タイミングとなるように、すなわち、図２６と同等の電流位相となるように、キャリア位相制御が適用される。なお、図７４（ａ），（ｂ）の間でも、シミュレーション条件は、図７３（ａ），（ｂ）と同様である。
【０５１１】
図７４（ｂ）のリアクトル電流ＩＬ１のピークトゥピーク値（リップル成分）は、図７４（ａ）のリアクトル電流ＩＬ１のリップル成分よりも抑制されていることが、両者の比較から理解される。同様に、リアクトル電流ＩＬ２についても、図７４（ｂ）の方が、図７４（ａ）よりもリップル電流振幅が抑制されている。
【０５１２】
図７４（ｂ）では、特に、大電流側のリアクトル電流ＩＬ１のピーク抑性に効果があることが理解される。すなわち、リアクトル電流ＩＬ１の極大点とリアクトル電流ＩＬ２の極小点とが同一タイミングとなるようにキャリア位相制御を行なうとリアクトル電流ＩＬ１のピーク抑制に効果がある。
【０５１３】
この場合には、直流電源Ｂ１，Ｂ２の出力を制御するＰＷＭ制御において、キャリア波ＣＷ１，ＣＷ２を、実施の形態１におけるキャリア波モード１（図１４）に従って構成することによって、リアクトル電流ＩＬ１の極大点（山）とリアクトル電流ＩＬ２の極小点（谷）とが同一タイミングとなる電流位相制御を実現できる。この結果、簡易な制御によって、リアクトル電流のピーク値を抑制できる。
【０５１４】
これらのシミュレーション波形から、本実施の形態に従う磁気結合リアクトルでは、リアクトルＬ１，Ｌ２間が磁気的に結合するように動作させることで、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２のリップル電流振幅を抑性、すなわち、等価的にインダクタンスを増大できることが理解される。
【０５１５】
さらに、図７３（ｂ）および図７４（ｂ）では、電流位相制御の適用により、リアクトル電流ＩＬ１の傾き（変化率）の符号と、リアクトル電流ＩＬ２の傾き（変化率）の符号とが異なる期間Ｔｍを長くし、両符号が同じである期間Ｔｎを短くすることができる。この結果、磁気結合リアクトルにおけるインダクタンス増大効果を高めることができる。これらの等価的なインダクタンス増大効果により、共通化されたコア１５０を用いて２個のリアクトルＬ１，Ｌ２を一体化した複合磁気部品によって磁気結合リアクトルを構成することによって、リアクトルの小型軽量化を図ることができる。
【０５１６】
なお、図７３および７４では、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２が共に正の領域（ＩＬ１＞０，ＩＬ２＞０）における電流位相制御を説明した。リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の方向（正／負）が変化しても、同様に、実施の形態１およびその変形例１に従うＰＷＭ制御を適用して電流位相を制御することができる。
【０５１７】
たとえば、ＩＬ１＜０かつＩＬ２＜０の場合には、リアクトル電流ＩＬ１による磁界の方向と、リアクトル電流ＩＬ２による磁界の方向との相対的な関係は、ＩＬ１＞０，ＩＬ２＞０のときと同様である。したがって、これらの動作パターンにおいても、磁脚部１５２で磁界が強め合う一方で、磁脚部１５１では磁界が弱め合う。
【０５１８】
リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の極性（正／負）が同じ場合には、ＩＬ１＞０．ＩＬ２＞０の場合でも説明したように、一方のリアクトル電流の極大点と他方のリアクトル電流の極小点とが同一タイミングとなるように電流位相を制御することによって、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２のリップル電流振幅を抑性できる。
【０５１９】
したがって、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２のいずれをピーク値の抑制対象とするかによって、実施の形態１におけるキャリア波モード１またはキャリア波モード２（図１４）を選択的に適用して電流位相制御を実行することができる。これにより、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２のピーク値を抑制できる。
【０５２０】
これに対して、リアクトル電流ＩＬ１およびＩＬ２の方向（正／負）が異なる場合（ＩＬ１＞０，ＩＬ２＜０、または、ＩＬ１＜０，ＩＬ２＞０）には、リアクトル電流ＩＬ１による磁界の方向と、リアクトル電流ＩＬ２による磁界の方向との相対的な関係は、図６３，６４等で説明したのと反対である。
【０５２１】
したがって、図６３および図６４で説明したのとは反対に、磁脚部１５１で磁界が強め合う一方で、磁脚部１５２では磁界が弱め合う。この場合には、一方のリアクトル電流の極大点と他方のリアクトル電流の極大点とが同一タイミングとなるように、あるいは、一方のリアクトル電流の極小点と他方のリアクトル電流の極小点とが同一タイミングとなるように電流位相を制御することによって、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２のリップル電流振幅を抑性することができる。これにより、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２のピーク値を抑制できる。
【０５２２】
したがって、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２のいずれをピーク値の抑制対象とするかによって、実施の形態１におけるキャリア波モード３またはキャリア波モード４（図１４）を選択的に適用して電流位相制御を実行することができる。これにより、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２のピーク値を抑制できる。
【０５２３】
このように、磁気結合リアクトル１００の磁気結合モード（飽和領域）での動作においても、電力変換器６，７の動作状態である、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の方向（正／負）に応じて、実施の形態１に示したキャリア波パターンを適切に切替えたＰＷＭ制御を行うことにより、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２のリップル電流振幅およびピーク値を抑制するための電流位相制御を、簡易な制御処理によって実行することができる。この際にも、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の変化に応じてキャリア波モードを切替える場合には、実施の形態１の変形例に説明したように、図１８または図２１に従って遷移周期２０５（図１６，図１９）遷移周期２０５を設けることができる。
【０５２４】
以上説明したように、電源システム５Ｃに対しても、実施の形態１およびその変形例１に従う、のこぎり波を用いたＰＷＭ制御を適用することができる。ここで、電源システム５Ｃは、電力変換器６，７の各スイッチング素子Ｑ１♯〜Ｑ４♯においてリアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の経路が直接重ならない構成を有していない。しかしながら、電源システム５Ｃにおいても、コア１５０を介してリアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２によって生じる磁束同士が干渉する構成であるため、実施の形態１およびその変形例に従うＰＷＭ制御を適用して、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の位相を制御することによって、簡易な制御処理によって性能が向上することができる。
【０５２５】
以上から、本実施の形態１およびその変形例１で説明した、のこぎり波を用いたＰＷＭ制御は、リアクトル電流同士が重なることによって直接作用し合う構成を有する電源システムと、リアクトル電流が磁束を介して間接的に作用し合う構成の電源システムの両方に対して適用することが可能である。
【０５２６】
（磁気結合リアクトルの構成の変形例）
次に、磁気結合リアクトルの構成の変形例について説明する。
【０５２７】
図７５には、変形例に従う磁気結合リアクトル１００♯の概略的な外観が斜視図によって示される。
【０５２８】
図７５を参照して、実施の形態２に従う磁気結合リアクトル１００♯は、コア１５０♯と、巻線１２１ａ♯，１２１ｂ♯，１２２ａ♯とを含む。巻線１２１ａ♯および１２１ｂ♯は、巻線１２１ａおよび１２１ｂと同様に、電気的に直列接続されて、リアクトルＬ１のコイルを構成する。巻線１２２ａ♯は、リアクトルＬ２のコイルを構成する。磁気結合リアクトル１００♯においても、リアクトルＬ１を構成する巻線１２１ａ♯，１２１ｂ♯と、リアクトルＬ２を構成する巻線１２２ａ♯とは、共通のコア１５０♯の別個の部位にそれぞれ巻回されている。
【０５２９】
図７６は、図７５に示された磁気結合リアクトルのコア１５０♯の外観を示す平面図である。
【０５３０】
図７６を参照して、コア１５０♯は、円環形状の外形部位と、外形部位から円環の中心に向かって延在する磁脚部１５１♯〜１５３♯とを有する。磁脚部１５１♯〜１５３♯は、円環の中心部で一体化される。すなわち、コア１５０♯では、外形部位および中心部位によって、磁気結合リアクトル１００の磁脚部１５４と同様の磁脚部１５４♯が形成される。磁脚部１５１♯〜１５３♯には、ギャップ１６１♯〜１６３♯が設けられる。
【０５３１】
磁脚部１５１♯〜１５３♯は、コア１５０♯における巻線１２１ａ♯，１２１ｂ♯，１２２ａ♯の巻回部位に相当する。一方で、磁脚部１５４♯は、コア１５０♯における巻線の非巻回部位に相当し、巻線が巻回された磁脚部１５１♯〜１５３♯の間に磁気経路を形成するように機能する。
【０５３２】
図７７は、実施の形態２に従う磁気結合リアクトルにおける各巻線の巻回態様を説明するための概略的な平面図である。
【０５３３】
図７７を参照して、端子２０１♯および２０２♯の間にリアクトル電流ＩＬ１が流される。導線１２１ｃ♯によって、巻線１２１ａ♯および１２１ｂ♯の間は、電気的に直列接続される。図７０には、図６０および図６１等と同様に、ＩＬ１＞０，ＩＬ２＞０のときの電流方向が示される。
【０５３４】
リアクトル電流ＩＬ１が巻線１２１ａ♯および巻線１２１ｂ♯を流れることによって、巻線１２１ａ♯から磁界２１１♯が生じるとともに、巻線１２１ｂ♯から磁界２１２♯が生じる。この結果、磁界２１１♯は、円環中心側をＮ極とし、円環外周側をＳ極とする方向を有する。一方で、磁界２１２♯は、円環外周側をＮ極とし、円環中心側をＳ極とする方向を有する。すなわち、リアクトル電流ＩＬ１の通流によって、巻線１２１ａ♯，１２１ｂ♯からそれぞれ発生される磁界２１１♯，２１２♯は、互いに反対方向であり、図６に示された磁界２１１および２１２と同様に、コア１５０♯内で、磁脚部１５１♯および１５２♯を含む一巡経路を形成する。このような磁界方向が実現されるように、導線１２１ｃ♯は、巻線１２１ａ♯および１２１ｂ♯の間に接続される。
【０５３５】
さらに、端子２０３♯および２０４♯の間に、リアクトル電流ＩＬ２が流される（図３０では、ＩＬ１＞０，ＩＬ２＞０）。これにより、巻線１２２ａ♯からは磁界２１３♯が発生される。磁界２１３♯は、円環中心側をＮ極とし、円環外周側をＳ極とする方向を有する。すなわち、同一方向のリアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２によって、巻線１２２ａ♯が生じる磁界２１３♯は、巻線１２１ａ♯からの磁界２１１♯とは同じ方向である一方で、巻線１２１ｂ♯からの磁界２１２♯とは逆の方向である。
【０５３６】
このように、磁気結合リアクトル１００♯における、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の通流による磁脚部１５１♯〜１５３♯での磁気的な挙動は、磁気結合リアクトル１００の磁脚部１５１〜１５３と同様である。すなわち、実施の形態２に従う磁気結合リアクトル１００♯において、磁脚部１５１♯は「第１の磁脚部」に対応し、磁脚部１５２♯は「第２の磁脚部」に対応する。また、磁脚部１５３♯は「第３の磁脚部」に対応する。
【０５３７】
このように、変形例に従う磁気結合リアクトル１００♯は、磁気結合リアクトル１００と同様に、リアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２に応じて、リアクトルＬ１およびＬ２が非磁気結合モードおよび磁気結合モードの両方で動作することができる。
【０５３８】
したがって、磁気結合リアクトル１００♯についても、図５７に示された電源システム５Ｃにおいて、磁気結合リアクトル１００に代えて使用することが可能である。磁気結合リアクトル１００♯によってリアクトルＬ１，Ｌ２を構成した場合においても、実施の形態１およびその変形例１に示したＰＷＭ制御を適用して、リアクトル電流の位相を簡易に制御することができる。
【０５３９】
なお、特許文献１にも記載されるように、実施の形態１に従う電源システム５Ａの電力変換器５０，５０♯において、リアクトルＬ１，Ｌ２を実施の形態３で説明した磁気結合リアクトル１００，１００♯によって構成することも可能である。同様に、実施の形態２に従う電源システム５Ｂにおいても、電力変換器１０，１１，１２ａ〜１４ａ，１２ｂ〜１４ｂにおいて、リアクトルＬ１，Ｌ２を実施の形態３で説明した磁気結合リアクトル１００、１００♯によって構成することも可能である。
【０５４０】
また、電源システム５Ａ〜５Ｃにおいて、負荷３０は、電力変換器によって制御される直流電圧によって動作する機器であれば、任意の機器によって構成できる点について確認的に記載する。すなわち、本実施の形態では、電動車両の走行用電動機を含むように負荷３０が構成される例を説明したが、本発明の適用はこのような負荷に限定されるものではない。
【０５４１】
さらに、２個の直流電源および２個のリアクトルを含む電力変換器であれば、本実施の形態で例示した回路構成に限定されることなく、実施の形態１およびその変形例１に従う、のこぎり波を用いたＰＷＭ制御を適用して各直流電源からの出力を制御することにより、リアクトル電流の位相を簡易に制御することが可能である。
【０５４２】
なお、実施の形態１〜３および変形例では、各電力変換器の構成例について、スイッチング素子およびリアクトルの接続関係を図示して説明したが、各電力変換器の構成要素が、これらの素子のみに限定されることを意味するものではない。すなわち、本実施の形態において、構成要素同士が「電気的に接続される」との記載は、両要素間に他の回路要素やコネクタ端子が存在し、当該他の回路要素を経由して上記構成要素間に電気的な接続が確保されることを含むものとする。
【０５４３】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【０５４４】
５Ａ，５Ｂ，５Ｃ  電源システム、６，７，１０，１１，１２ａ，１２ｂ，１３ａ，１３ｂ，１４ａ，１４ｂ，５０，５０♯  電力変換器、３０  負荷、３２  インバータ、３５  モータジェネレータ、３６  動力伝達ギヤ、３７  駆動輪、４０  制御装置、９１，９２  電圧源、１００  磁気結合リアクトル、１２０〜１２６，１３０，１３１，１９１〜１９８  電流経路、１２１ａ，１２１ａ♯，１２１ｂ，１２１ｂ♯，１２２ａ，１２２ａ♯  巻線、１２１ｃ  導線、１５０，１５０♯  コア、１５１〜１５４，１５１♯〜１５４♯  磁脚部、１６１〜１６３，１６１♯〜１６３♯  ギャップ、２０１〜２０４，２０１♯〜２０４♯  端子、２０５  遷移周期、２２１〜２２３，２２１♯〜２２３♯  磁束、３０１，３０２，３０３  動作点、３０５  磁化曲線、３１０  線形領域、５００，５１０  出力制御部、５０２，５１２  偏差演算部、５０５，５１５  ＰＩ制御部、５０７，５１７  加算部、５５０  ＰＷＭ制御部、５６０  キャリア波発生部、Ｂ１，Ｂ２  直流電源、ＧＬ，ＰＬ  電力線、ＣＨ  平滑コンデンサ、ＣＷ，ＣＷ１，ＣＷ２  キャリア波、Ｄ１〜Ｄ４，Ｄ１１〜Ｄ１４，Ｄ１１♯〜Ｄ１４♯  ダイオード、ＤＴ，ＤＴ１，ＤＴ２  デューティ比、ＤＴａ，ＤＴｂ  変換デューティ比、Ｄｆｆ１，Ｄｆｆ２  フィードフォワード制御量、Ｉ［１］，Ｉ［２］  電流（直流電源）、Ｉ  最大電流、Ｉ１  電流指令値、Ｉ１，Ｉｏ  電流指令値、ＩＬ，ＩＬ１，ＩＬ２  リアクトル電流、Ｌ１，Ｌ２  リアクトル、Ｎ１，Ｎ２，Ｎ３，Ｎ１１，Ｎ１２  ノード、Ｐｌｓ，Ｐｌｓ０，Ｐｌｓ１，Ｐｌｓ２，Ｐｌｓ３  導通損失、Ｑ１〜Ｑ５，Ｑ５ａ，Ｑ５ｂ，Ｑ１♯〜Ｑ４♯，Ｓ１〜Ｓ４  電力用半導体スイッチング素子（スイッチング素子）、ＱＢ５  双方向スイッチ、ＲＴＷ  逆相三角波、ＳＤ１，ＳＤ２  制御パルス信号、ＳＧ１〜ＳＧ４，ＳＱ１〜ＳＱ５，ＳＱ５ａ，ＳＱ５ｂ，ＳＱ１♯〜ＳＱ４♯  制御信号（スイッチング素子）、ＳＴＤ  下りのこぎり波、ＳＴＵ  上りのこぎり波、ＴＷ  三角波、Ｔｃｙ  周期（キャリア波）、Ｖ［１］，Ｖ［２］  電圧（直流電源）、ＶＨ＊  電圧指令値、ＶＨ  直流電圧（出力電圧）、ＶＬ１，ＶＬ２  リアクトル電圧。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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【図３６】
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【図３７】
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【図３８】
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【図３９】
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【図４０】
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【図４１】
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【図４２】
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【図４３】
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【図４４】
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【図４５】
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【図４６】
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【図４７】
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【図４８】
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【図４９】
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【図５０】
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【図５１】
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【図５２】
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【図５３】
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【図５４】
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【図５５】
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【図５６】
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【図５７】
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【図５８】
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【図５９】
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【図６０】
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【図６１】
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【図６２】
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【図６３】
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【図６４】
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【図６５】
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【図６６】
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【図６７】
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【図６８】
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【図６９】
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【図７０】
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【図７１】
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【図７２】
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【図７３】
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【図７４】
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【図７５】
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【図７６】
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【図７７】
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