(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
全二重通信のためのトランシーバであって、
送信キャリア信号を生成する第１の発振回路、および
送信されるデータ信号を、それを前記送信キャリア信号と混合することによってアップコンバートする第１のミキサであって、前記データ信号は複数のデータ・シンボルを備える、第１のミキサ
を有する送信器と、
前記送信キャリア信号とは異なる周波数において受信キャリア信号を生成する第２の発振回路、および
受信された信号を、それを前記受信キャリア信号と混合することによってダウンコンバートする第２のミキサ
を有する受信器とを備え、
前記第１の発振回路および第２の発振回路は、各送信されたデータ・シンボルの始まりにおいて、前記送信キャリア信号と前記受信キャリア信号の間に所定の位相関係が存在するように制御され、
前記データ信号および前記所定の位相関係に基づいて、前記受信された信号に存在する干渉成分の推定を生成し、前記推定を用いて前記干渉を補償するように構成された、干渉キャンセル回路をさらに備え、
前記送信キャリア信号と前記受信キャリア信号の間の前記所定の位相関係は、どのデータ・シンボルの始まりにおいても同じである、トランシーバ。
【請求項２】
前記送信器は、トレーニング時間間隔の間に、複数の異なるデータ・シンボルまたは複数の異なるシーケンスのデータ・シンボルを送信するように構成され、
前記干渉キャンセル回路は、前記トレーニング時間間隔の間に、異なる送信されたデータ・シンボルまたは送信されたデータ・シンボルのシーケンスのそれぞれによって、前記受信器において生成された干渉信号を記録するように構成され、
前記干渉キャンセル回路は、全二重通信時に、前記送信器によって送信された前記データ・シンボルまたはデータ・シンボルのシーケンスに従って、前記記録された干渉信号の１つを選択することによって、前記干渉成分の前記推定を生成するように構成される、
請求項１に記載のトランシーバ。
【請求項３】
前記送信器は、前記トレーニング時間間隔の間に、複数の異なるシーケンスのデータ・シンボルを送信するように構成され、前記複数のシーケンスは、所与の長さのすべての可能なシーケンスを備える、請求項２に記載のトランシーバ。
【請求項４】
前記干渉キャンセル回路は、前記受信された信号から前記推定を差し引くことによって、前記干渉を補償するように構成される、請求項１ないし３のいずれかに記載のトランシーバ。
【請求項５】
各データ・シンボルの持続時間が、前記送信キャリア信号の周期の第１の整数倍であり、かつ前記受信キャリア信号の周期の第２の整数倍である、請求項１に記載のトランシーバ。
【請求項６】
前記第１の発振回路および第２の発振回路が、マスタ・クロック信号から前記送信キャリア信号および前記受信キャリア信号をそれぞれ生成するように構成される、請求項１ないし５のいずれかに記載のトランシーバ。
【請求項７】
前記送信器が、前記マスタ・クロック信号から導出されるタイミングを有する前記データ・シンボルを送信するように構成される、請求項６に記載のトランシーバ。
【請求項８】
前記第１の発振回路は、前記マスタ・クロック信号から前記送信キャリア信号を生成する第１の分周器を備え、
前記第２の発振回路は、前記マスタ・クロック信号から前記受信キャリア信号を生成する第２の分周器を備え、
前記送信器は、前記マスタ・クロック信号からデータ・クロック信号を生成する第３の分周器を備え、
前記第１の分周器の分周比および前記第２の分周器の分周比は、共に前記第３の分周器の分周比の因数である、
請求項７に記載のトランシーバ。
【請求項９】
前記第１の発振回路は、第１の数値制御発振器を備え、
前記第２の発振回路は、第２の数値制御発振器を備え、
前記トランシーバは、前記第１および第２の数値制御発振器を周期的に調整して、前記送信キャリア信号と前記受信キャリア信号の間の前記所定の位相関係を生じるように構成される、
請求項１ないし４のいずれかに記載のトランシーバ。
【請求項１０】
前記送信器は、データ信号と拡散符号の両方によって変調される、拡散スペクトル信号を送信するように構成される、請求項１ないし９のいずれかに記載のトランシーバ。
【請求項１１】
電力線通信ネットワークを通して信号を送信および受信するように構成される、請求項１ないし１０のいずれかに記載のトランシーバ。
【請求項１２】
請求項１１に記載の第１のトランシーバと、
送信器および受信器を備える追加のトランシーバと
を備え、
前記第１のトランシーバの送信器は、トレーニング時間間隔の間に、複数の異なるデータ・シンボルまたは複数の異なるシーケンスのデータ・シンボルを送信するように構成され、
前記追加のトランシーバの送信器は、前記トレーニング時間間隔の間は、信号を送信しないように構成される、
電力線通信ネットワーク。
【請求項１３】
干渉をキャンセルする方法であって、
複数のデータ・シンボルを備えるデータ信号を提供するステップと、
各送信されたデータ・シンボルの始まりにおいて、所定の位相関係をそれらの間に有する送信キャリア信号および受信キャリア信号を、異なる周波数において提供するステップと、
前記送信キャリア信号を前記データ信号と混合して出力信号を生成し、前記出力信号を送信するステップと、
前記受信キャリア信号を受信された信号と混合して、ダウンコンバートされた信号を生成するステップと、
前記データ信号および前記所定の位相関係に基づいて、前記出力信号による、前記受信された信号に存在する干渉成分を推定するステップと、
前記推定を用いて前記干渉を補償するステップと、
を含み、
前記送信キャリア信号と前記受信キャリア信号の間の前記所定の位相関係は、どのデータ・シンボルの始まりにおいても同じである、方法。
【請求項１４】
前記干渉を推定するステップは、
トレーニング時間間隔の間に、複数の異なるデータ・シンボルまたは複数の異なるシーケンスのデータ・シンボルを送信するステップと、
前記トレーニング時間間隔の間に、前記異なるデータ・シンボルまたはデータ・シンボルのシーケンスのそれぞれによって、前記受信された信号内に生成された干渉信号を記録するステップと、
全二重通信時に、送信された前記データ・シンボルまたはデータ・シンボルのシーケンスに従って、前記記録された干渉信号の１つを選択することによって、前記干渉成分を推定するステップと、
を含む、請求項１３に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、トランシーバにおける干渉を低減するために方法および装置に関する。本発明は、詳細には、建物内の環状主回路などの電力線を通した通信に関連する。
【背景技術】
【０００２】
無線または有線チャネルを通して通信するためには、周波数スペクトルを複数のチャネルに分割すること（周波数分割多重）が一般的なやり方である。データは、それをキャリア信号と混合することによって特定のチャネルに変調し、送信されるエネルギーの帯域幅を制限するようにフィルタリングし、それにより帯域外に放出されるエネルギーは、隣接チャネルにおける通信に干渉しないように十分小さくなる。理論的には、送信される信号の生成において、任意のレベルのフィルタリングをもたらし、隣接チャネルからのエネルギーを除去するように受信された信号をフィルタすることは可能であるが、高レベルの信号除去を達成するにはかなりのコストおよび電力の犠牲を生じる。加えて、周波数領域において極めて良好に制限された、デジタル領域における信号を生成することは理論的には可能であるが、実際には信号は、アナログ回路を通して媒体に結合される。現実世界のアナログ構成要素の不可避的な非線形性は、一般に結果として信号の歪みを生じ、一部のエネルギーを帯域外に放出させる。
【０００３】
このような変調された信号を受信するためには、信号を、キャリア周波数の複製と混合することによってベースバンドにダウンコンバートし、ミキサ出力をフィルタして所望の情報伝達成分を抽出することが必要である。この混合はデジタルまたはアナログ領域で行うことができるが、デジタル混合は、遙かに高いレートでデータをサンプルする必要があり、デジタル構成要素の電力、従ってコストを増加させる。従ってアナログ領域でダウンコンバージョンを行い、その後に帯域幅を制限するようにミキサの出力をフィルタし、次いでアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）を用いてデジタル領域にサンプルすることが一般的である。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
図１は、全二重通信システムの典型的なチャネル化を示し、送信（Ｔｘ）および受信（Ｒｘ）チャネルは周波数において、チャネル帯域幅よりもかなり大きな距離だけ分離される。プロットは、送信器中心周波数において０ｄＢに正規化された、ローカル送信スペクトルを示す。これはＴｘフィルタの出力における典型的な信号である。図２は、チャネル分離がチャネル帯域幅に対してかなり小さい、全二重通信システムの同様なチャネル化を示す。このプロットは媒体インターフェースにおいて受信される信号に典型的な、６０ｄＢの受信経路減衰を有するＲｘスペクトルを示す。この場合はＴｘ信号は、ダウンコンバージョンの後にＲｘ信号に隣接したままであり、従ってＴｘエネルギーがＲｘ信号内に存在することを防ぐために、遙かに鋭いフィルタ・ロールオフを必要とする。これは、大幅により複雑で高価な解決策が必要になることを意味する。
【０００５】
これに加えて、ミキサにおける非線形性により生じる、少量の拡散が存在する。これは結果として受信チェーン内のミキサの出力において現れる近端の送信器による少量のエネルギーを生じ、これは関心のある周波数帯域内に位置する。これは、全体の送信されたエネルギーに比べて減衰され得るが、信号伝送損失を考慮した後の、遠端の送信器から受信されるエネルギーと比べて、依然として非常に顕著となり得る。従って（近端の）送信されたエネルギーのこの残留成分は、得られる感度を制限し得る。
【０００６】
アナログ領域におけるフィルタ・ロールオフは多くの場合コスト制約によってかなり制限されるので、ＴｘおよびＲｘチャネルの間に、チャネル帯域幅と比べて大きなチャネル分離を保つことが望ましい。送信および受信チャネルの間の大きなチャネル分離を使用することは、近端の送信器信号は、信号をデジタル化するためのサンプリングの前に、受信チェーン内のフィルタによって帯域外でより減衰されることを意味する。
【０００７】
信号のサンプリングは、結果として、捕捉される信号内のすべてのエネルギーを生じる。サンプリング帯域幅の外側にあるエネルギーは、サンプルされた信号内にエイリアスされる。これが起きた後は、エネルギーは関心のある信号の帯域幅内にあり、単純なフィルタリング・プロセスによって除去することはできなくなる。通常の無線通信システムにおけるこの問題に対する解決策は、チャネルによって運ばれる信号の帯域幅より遙かに大きな、ＴｘおよびＲｘチャネルの間のチャネル分離を用いることである。このようにして、受信チャネルのダウンコンバージョンの後には、送信チャネルからのエネルギーは、受信されたチャネルの所望のエネルギーから大きな周波数オフセットを有し、サンプリングの前に簡単なローパスまたはバンドパス・フィルタを用いて効果的に除去され得る。しかしチャネル分離を増加することは、本質的にスペクトル帯域幅の使用の効率が低くなることを意味する。
【０００８】
スペクトルの利用可能性およびそれを使用許諾することにより、所望の広い分離を有する送信および受信のためのチャネルを割り当てることは常に可能とは限らず、２つのチャネルが、非常に狭いスペクトル・ウィンドウ内で互いに隣接することが必要になる。この一例は、電力線通信のためのＣＥＮＥＬＥＣバンドＢの使用であり、９５から１２５ＫＨｚまでのスペクトルが、最大の送信されるエネルギーおよびこのスペクトルの外側のスプリアス放射に関する規制のみを条件として、アクセス制限なしでの使用に利用可能である。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の一態様によれば、全二重通信のためのトランシーバが提供され、トランシーバは、
送信キャリア信号を生成する第１の発振回路、および
送信されるデータ信号を、それを送信キャリア信号と混合することによってアップコンバートする第１のミキサであって、前記データ信号は複数のデータ・シンボルを備える、第１のミキサ
を有する送信器と、
受信キャリア信号を生成する第２の発振回路、および
受信された信号を、それを受信キャリア信号と混合することによってダウンコンバートする第２のミキサ
を有する受信器とを備え、
第１の発振器および第２の発振器は、各送信されたデータ・シンボルの始まりにおいて、送信キャリアと受信キャリア信号の間に所定の位相関係が存在するように制御され、
トランシーバは、送信されるデータ信号および所定の位相関係に基づいて、受信された信号に存在する干渉成分の推定を生成し、推定を用いて干渉を補償するように構成された、干渉キャンセル回路をさらに備える。
【００１０】
ここで「所定の」位相関係とは、予測可能な、既知の位相関係を意味する。例えば各シンボルの始まりにおける位相差は、各シンボルに対する値が知られている、１組の離散的な値の１つと想定することができる。一般にシステムは、正確な予想された関係からの小さな大きさのドリフトを許容する。実際は、従って「所定の」関係とは、各キャリアの位相が、各シンボルの始まりにおいて公称の意図された値の±１０°以内の場合は、満足されたと見なされ得る。より好ましくは所定の位相関係は、±５°以内、さらにより好ましくは±２°以内で満足されることになる。
【００１１】
干渉成分は一般に送信器からのクロストークを含む。一般にこれは、送信されるデータ信号の内容、ならびに受信器キャリア位相と送信キャリア位相の間の関係に依存することになる。
【００１２】
２つのキャリア信号の間に所定の位相関係を強制することは、受信された信号内の、送信された信号によって引き起こされた干渉が予測され、補償されることを可能にすることができる。これは、用いられる構成要素のコストを大幅に増すことなく、近接した間隔で配置されＴｘおよびＲｘチャネルを有する、効果的な全二重通信を可能にすることができる。例えば高価なフィルタリングおよび混合の解決策の要件が回避され得る。
【００１３】
受信キャリア信号は、受信された信号を中間周波数またはベースバンドにダウンミックスするために用いられる、局部発振器信号である。
【００１４】
キャリア信号は周期的であることが好ましく、典型的には正弦波または方形波を備える。送信キャリアおよび受信キャリアは、異なる周波数であることが好ましい。これは送信キャリアおよび受信キャリアは、常に一定（またはゼロ）のオフセットを有するように位相ロックされることができないことを意味する。従って、キャリアが同じ周波数ならば正しく動作し得る、干渉キャンセルに対する単純な手法は、キャリアが異なる周波数であるときはもはや効果的ではない。第１の発振器および第２の発振器は、同じ構成要素、および／またはタイミング基準として共通のマスタ・クロック信号を共有することができる。
【００１５】
いくつかの実施形態では第２のミキサはアナログ構成要素であり、受信器はさらに、第２のミキサによって生成されるダウンコンバートされた信号をデジタル的にサンプルするように構成された、アナログ−デジタル変換器を備える。オプションとして第１のミキサもアナログ構成要素である。
【００１６】
これはヘテロダイン方式の受信器アーキテクチャを表し、ダウンミックスはデジタル化の前にアナログ領域において行われる。干渉補償手法は、アナログ構成要素に対する性能仕様の緩和を可能にするので、このような実施形態において特に有利となり得る。クロストークを最小にするための従来の手法は、非常に高品質のアナログ構成要素、例えば非常に鋭いロールオフを有するフィルタおよび／または高度に線形な第の２ミキサを指定することに依存し得る。これらの構成要素は通常は高価となる。干渉の影響を補償する代替となるやり方を提供することによって、本手法は、信号品質を犠牲にせずに、より低コストのアナログ構成要素が用いられることを可能にし得る。
【００１７】
本干渉補償手法は、低コストヘテロダイン解決策を用いて、いくつかの特定の問題すなわち、アナログ・ミキサおよび／またはフィルタにおける非線形性による信号の拡散、混合の前の受信器バンドパス・フィルタの不十分な応答、および帯域外ノイズのエイリアシングを引き起こし得る比較的低いサンプリングレート、に対処するための助けとなり得る。
【００１８】
他の実施形態では、第２のミキサはデジタル領域において実現される。すなわち受信された信号はアナログ−デジタル変換器を用いて直接サンプルされ、フィルタリングおよびダウンミックスは、例えばデジタル信号プロセッサを用いてデジタル的に行われる。この場合はデジタルの実装形態は、（理論的には）非線形性を回避し、任意に鋭いフィルタ・ロールオフを達成することができる。しかしこの直接サンプリング受信器は、通常はより高いレートのアナログ−デジタル変換器および複雑なデジタル・フィルタを必要とし、これらは共に実装するのがコスト高となり得る。さらにトランシーバは、アナログ構成要素であるライン・インターフェースを有し得る。この構成要素は、非線形性を呈する場合があり、従来のデジタル方法によっては補償され得ない干渉を生じさせる。従って干渉補償の本手法は、直接サンプリング受信器に対しても有益となり得る。
【００１９】
送信器は、トレーニング時間間隔（ｔｒａｉｎｉｎｇ  ｉｎｔｅｒｖａｌ）の間に、複数の異なるデータ・シンボルまたは複数の異なるシーケンスのデータ・シンボルを送信するように構成されることが好ましく、干渉キャンセル回路は、トレーニング時間間隔の間に、異なるデータ・シンボルまたはデータ・シンボルのシーケンスのそれぞれによって、受信器において生成された干渉信号を記録するように構成されることが好ましく、干渉キャンセル回路は、全二重通信時に、送信器によって送信されたデータ・シンボルまたはデータ・シンボルのシーケンスに従って、記録された干渉信号の１つを選択することによって、干渉成分の推定を生成するように構成されることが好ましい。
【００２０】
好ましくは近端の送信器からの干渉が、受信器において受信される唯一の信号となるように、遠端の送信器はトレーニング時間間隔の間、サイレントとなるべきである。トレーニング時間間隔の間にトランシーバは、（近端の）送信器によって発生される干渉を記録して１組の記録された干渉信号を生じ、これらをいくつか同一の信号にわたって平均することによって、推定された干渉からガウス雑音成分を低減することができる。全二重通信時にトランシーバは、これらの記録された干渉信号を用いて、受信された信号内のローカル送信器の干渉成分を予測する。干渉成分は、全二重モードにおいて送信されたデータ・シンボルまたはシンボルのシーケンスに対応する、前に記録された干渉信号を選択することによって予測される。
【００２１】
送信器は、トレーニング時間間隔の間に、複数の異なるシーケンスのデータ・シンボルを送信するように構成されることが好ましく、複数のシーケンスは、所与の長さのすべての可能なシーケンスを備える。
【００２２】
例えば各シーケンスが２つのシンボルを備え、各シンボルが２つの可能な状態または値をもち得る場合は、４つの可能なシーケンスが存在することになる。用いられるシーケンスの長さは、干渉経路の「メモリ」に依存する。好ましくはシーケンスは、送信器における所与のデータ遷移によって引き起こされる、受信器における予想される干渉の持続時間（ｄｕｒａｔｉｏｎ）より長くするべきである。これは通常はトランシーバの設計、例えば送信器および受信器内のフィルタのインパルス応答に依存することになる。
【００２３】
干渉キャンセル回路は、受信された信号から推定を差し引くことによって、干渉を補償するように構成され得る。
【００２４】
推定は、ダウンコンバートされた受信された信号から、すなわち受信キャリア信号と混合した後に、差し引かれることが好ましい。より好ましくは受信器は、ダウンコンバートされた受信された信号をデジタル化するためのアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）を備え、推定はデジタル化されたダウンコンバートされた信号から差し引かれる。
【００２５】
送信キャリア信号と受信キャリア信号の間の位相関係は、どのデータ・シンボルの始まりにおいても同じにすることができる。
【００２６】
これは、各シンボル時に、２つのキャリア信号間の位相関係が同じように変化することを（少なくとも第一近似まで）確実にすることになる。これはまた、予測される必要がある干渉信号の可能な順列の数を最小にすることになり、干渉信号は一般にデータ信号および位相関係の両方に依存し、位相関係を一定に保つことは、干渉信号がデータ信号のみに依存して変化するという効果を有する。
【００２７】
各データ・シンボルの持続時間は、送信キャリア信号の周期の第１の整数倍であり、かつ受信キャリア信号の周期の第２の整数倍であることが好ましい。
【００２８】
整数のサイクル数の後に、キャリアの位相はその元の値に戻ることになる。これは、どのシンボルの始まりにおいても、所望の一定の位相関係をもたらすための１つの便利なやり方である。
【００２９】
第１の発振回路および第２の発振回路は、マスタ・クロック信号からキャリア信号を生成するように構成され得る。
【００３０】
トランシーバは、マスタ・クロック信号を生成するための、水晶発振器などの基準発振器を備えることができる。
【００３１】
送信器は、マスタ・クロック信号から導出されるタイミングを有するデータ・シンボルを送信するように構成され得る。
【００３２】
トランシーバは、基準発振器からマスタ・クロック信号を受け取り、マスタ・クロック信号に従ってデータ・シンボルのタイミングを設定するように構成されたタイマを備えることができる。
【００３３】
第１の発振回路は、マスタ・クロック信号から送信キャリア信号を生成するための第１の分周器を備えることができ、第２の発振回路は、マスタ・クロック信号から受信キャリア信号を生成するための第２の分周器を備えることができ、送信器は、データ・クロック信号を生成するための第３の分周器を備えることができ、第１の分周器の分周比、および第２の分周器の分周比は、共に第３の分周器の分周比の因数（ｆａｃｔｏｒ）である。
【００３４】
分周器は、周波数分周器としても知られるクロック分周器とすることができる。分周比は、分周器がクロック信号をデシメートする比率を意味する。例えば分周器の出力が、入力における１０個の切り換えイベントごとに切り換わる場合は、分周比は１０である。この関連において、約数としても知られる整数の「因数」ｎは、剰余を残さずにｎを割り切る整数を意味する。データ・クロック信号は、データ・シンボルのタイミングを決定する。
【００３５】
第１の発振回路は、第１の数値制御発振器（first numerically controlled oscillator）を備えることができ、第２の発振回路は、第２の数値制御発振器（second numerically controlled oscillator）を備えることができ、トランシーバは、各データ・シンボルの始まりにおいて第１および第２の数値制御発振器を調整して、キャリア信号間の所定の位相関係を生じるように構成される。
【００３６】
これは、所望の所定の位相関係を生成する、代替となる有利なやり方をもたらす。例えば第１および第２の数値制御発振器は、各シンボルの始まりにおいてリセットするように制御し、それにより各データ・シンボルの始まりにおいて位相が同じになることを確実にすることができる。
【００３７】
送信器は、データ信号と拡散符号（spreading code）の両方によって変調される、拡散スペクトル信号を送信するように構成されることが好ましい。
【００３８】
拡散符号はゴールド符号であることが好ましい。データ・シンボル持続時間は、拡散符号の整数の数の符号基準時点（code epoch）であることが好ましい。
【００３９】
トランシーバは、電力線通信ネットワーク（power-line communications network）を通して信号を送信および受信するように構成されることが好ましい。
【００４０】
本干渉キャンセル技法は、電力線通信において特に有益であり、なぜならこの環境では、送信器によって発生される近端のクロストークがノイズ全体の主要な成分となり得るからである。
【００４１】
好ましくはトランシーバは、ＣＥＮＥＬＥＣバンドＢにおいて信号を送信および受信するように構成される。これは、ＣＥＮＥＬＥＣバンドＢは帯域幅が制限されており、従ってできるだけ近接した間隔で配置され送信および受信チャネルを有することが望ましいので、本干渉キャンセル技法の特に有利な応用例である。
【００４２】
また電力線通信ネットワークが提供され、電力線通信ネットワークは、上記で要約されたような第１のトランシーバと、送信器および受信器を備える追加のトランシーバとを備え、第１のトランシーバの送信器は、トレーニング時間間隔の間に、複数の異なるデータ・シンボルまたは複数の異なるシーケンスのデータ・シンボルを送信するように構成され、追加のトランシーバの送信器は、トレーニング時間間隔の間は、信号を送信しないように構成される。
【００４３】
電力線通信ネットワークは、家庭などの建物におけるエネルギー消費の監視および／または制御における使用のために構成され得る。
【００４４】
追加のトランシーバも、上記で要約された種類でよい。
【００４５】
本発明の他の態様によれば、干渉をキャンセルする方法が提供され、方法は、
複数のデータ・シンボルを備えるデータ信号を提供すること、
各送信されたデータ・シンボルの始まりにおいて、所定の位相関係をそれらの間に有する送信キャリア信号および受信キャリア信号を提供すること、
送信キャリア信号をデータ信号と混合して出力信号を生成し、前記出力信号を送信すること、
受信キャリア信号を受信された信号と混合して、ダウンコンバートされた信号を生成すること、
データ信号および所定の位相関係に基づいて、出力信号による受信された信号に存在する干渉成分を推定すること、および
推定を用いて干渉を補償することを含む。
【００４６】
干渉成分は推定され、ダウンコンバートされた受信された信号を用いることによって補償され得る。例えば補償するステップは、ダウンコンバートされた受信された信号、またはそのデジタル化されたバージョンから、推定された干渉成分を差し引くことを含むことができる。
【００４７】
干渉を推定するステップは、トレーニング時間間隔の間に、複数の異なるデータ・シンボルまたは複数の異なるシーケンスのデータ・シンボルを送信すること、トレーニング時間間隔の間に、異なるデータ・シンボルまたはデータ・シンボルのシーケンスのそれぞれによって、受信された信号内に生成された干渉信号を記録すること、および全二重通信時に、送信されたデータ・シンボルまたはデータ・シンボルのシーケンスに従って、記録された干渉信号の１つを選択することによって、干渉成分を推定することを含むことが好ましい。
【００４８】
次に本発明について、添付の図面を参照して例として述べる。
【図面の簡単な説明】
【００４９】
【図１】送信および受信チャネルの間の広い分離を有する、全二重通信システムの典型的なチャネル化を示す図である。
【図２】チャネル分離がかなり小さい、全二重通信システムの同様のチャネル化を示す図である。
【図３】本発明の第１の実施形態による、低コスト全二重電力線通信システムを示す図である。
【図４】送信フィルタの出力における、ローカル送信スペクトルを示す図である。
【図５】６０ｄＢの受信経路減衰を有する受信スペクトルを示す図である。
【図６】受信経路減衰が加えられた後の、受信された信号スペクトルを示す図である。
【図７】復調器の出力におけるローカル送信器信号の受信された成分のスペクトルを示す図である。
【図８】ローカル送信器がサイレントであるときの、復調器の理想的な出力スペクトルを示す図である。
【図９】キャンセルなしの場合の、ローカルおよびリモート送信器が共にアクティブなときの復調器の出力スペクトルを示す図である。
【図１０】本発明の一実施形態による干渉キャンセルが適用されたときの、同じスペクトルを示す図である。
【図１１】ローカル送信器がアクティブな状態での、復調器の生の出力を示す図である。
【図１２】復調器の理想的な生の出力を示す図である。
【図１３】本発明の一実施形態による干渉キャンセルがアクティブな状態での、復調器の生の出力を示す図である。
【図１４】送信および受信キャリア、ならびにフレーム・タイミングを示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００５０】
ＣＥＮＥＬＥＣバンドＢは、良好な信号伝搬により、家庭内のエネルギーの監視および制御をもたらすための魅力的な通信チャネルである。しかし限られた帯域幅により、達成可能なデータ・レートは非常に低い。従って家庭エネルギー管理のために必要な性能をもたらすために、チャネル帯域幅の利用、およびチャネルへのアクセスの管理は、効率的なやり方で行われるべきであることが望ましい。限られたチャネル帯域幅において用いられたときは、無線ネットワークにおいて一般的な従来の媒体アクセス・アルゴリズムは、非効率的である。この問題に対する解決策は、国際公開第２０１１／１６１４７６号において本発明者らによって前に提示されている。
【００５１】
通信媒体としての電力線の特性の１つは、それが、著しく変化する負荷条件、ならびにデバイスが接続および切断されるのに従って常に変化するネットワークのトポロジ、および（しばしば誘導性負荷への）大電流のスイッチングによるかなりのノイズを受けることである。
【００５２】
本発明の実施形態は、国際公開第２０１１／１６１４７６号において扱われたもののような電力線用途における受信器の感度を改善するために用いることができる。しかし、本解決策はこのような実施形態を念頭において設計されているが、ＴｘおよびＲｘチャネルの間のチャネル分離が、従来の解決策が正しく動作するには不十分である他の全二重通信システムにも応用可能である。
【００５３】
図３は、本発明の第１の実施形態による、低コスト全二重電力線通信システムを示す。トランシーバは国際公開第２０１１／１６１４７６号において述べられたものと同様であるが、受信器の感度を向上するために干渉キャンセルをもたらす。
【００５４】
低コスト水晶（ｘｔａｌ）発振器１０４などの単一の基準周波数は、システム全体のために共通の基準周波数を供給する。これはキャリア周波数発振器、およびデータ生成制御のためのタイマ１１４を駆動するために用いられる。タイマ１１４は、クロック源から動作され、局部発振器１０４によって駆動されるＴｘおよびＲｘキャリアの両方、ならびに信号変調１０１および復調１１３ブロックを同期させるために用いられる。送信キャリア信号は周波数分周器２０２によって水晶基準から生成され、受信器キャリア信号は周波数分周器２０４によって同じ基準から生成される。局部発振器をシンボル変調／復調と同期させ、すべてのタイミングのために共通のクロック基準を用いることによって、ローカルＴｘ信号によってＲｘ信号内に引き起こされる干渉を予測し、補償することが可能となり、それにより遠い（遠端の）送信器からの信号を受信するための感度を改善する。以下ではこれがどうのようにして達成されるかについて、より詳しく説明される。
【００５５】
送信のためのデータは、デジタル領域において変調器１０１によってベースバンドにおいて生成され、次いでデジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）１０２によってアナログ信号に変換される。次いでアナログ信号は、ミキサ１０３によって送信キャリア周波数と混合され、送信スペクトルを制御するためにバンドパス・フィルタ１０５によってフィルタされる。次いでフィルタされた信号は、ドライバ１０６によってバッファされ、結合回路１０７を通して媒体とインターフェースされる。図３の実施形態では変圧器が示されるが、当業者には他の適切な結合回路が分かるであろう。
【００５６】
媒体から受信されたデータも同じ結合回路１０７を通して結合され、増幅器１０８を用いて増幅され、第２のバンドパス・フィルタ１０９を用いて所望のチャネルを選択するようにフィルタされる。次いで信号は第２のミキサ１１０によってダウンコンバートされ、ダウンコンバートされた信号はローパス・フィルタ１１１によってフィルタされ、フィルタ１１１の出力はアナログ−デジタル変換器１１２を用いてサンプルされ、その後に、遠端の送信器によって送出されたデータ・メッセージを抽出するための復調のために、復調器１１３に渡される。
【００５７】
この実施形態では、変調および復調はマイクロコントローラ１１６において行われ、コストおよびサイズの理由から、すべての機能は単一の低コストＰＣＢ１１５上に実装される。マイクロコントローラ１１６は、すべてのタイミング協調、ならびに主回路上で運ばれる（mains-borne）通信プロトコルのための信号生成およびデコードを行う。
【００５８】
例えば寄生容量を通して、電源を通して、フィルタ内のインダクタ間の磁気結合を通して、および結合回路１０７を通して、近端の送信器からの送信信号が、受信器のデータ経路内に結合されることを可能にし得る多くの経路が存在することが理解され得る。全二重通信システムでは、送信された信号の漏洩が受信経路に戻ることを完全に防止することは不可能であり、多くの場合この信号は、遠端から受信された信号より数桁大きい電力レベルとなる。従って全二重システムにおいて、送信された信号が受信チェーンのフィルタおよびミキサを通ることを防止することが望ましい。
【００５９】
実際には、このようなシステムにおける達成可能なチャネル感度および帯域幅は、受信された信号の信号対雑音比（ＳＮＲ）によって支配され、ノイズの主要な発生源は多くの場合、デバイス自体の送信電力によって引き起こされる。
【００６０】
ネットワークのトポロジは、複数のノードと通信する中央ハブを備える。国際公開第２０１１／１６１４７６号において述べられているように、システムは、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）方式に基づく全二重通信プロトコルを用いる。このためには、接続されたデバイスに媒体へのアクセスを与えるためには、ノードの正確な時間同期を必要とする。これを達成するために中央コントローラは、制御情報を運ぶためにも用いられるタイミング基準信号によって変調された信号を、絶えず送信する。
【００６１】
中央ハブの信号は、Ｔｘフィルタ２１０によって帯域幅制限され、次いで低コストＴｘミキサ１０３によって１００ＫＨｚの周波数までアップコンバートされ、ＣＥＮＥＬＥＣ  Ｂ規制を満たすように、送信された信号のスペクトルを制限し、スプリアス・エネルギー放射を抑圧するために、さらにＴｘフィルタ１０５を通してフィルタされる。いくつかの実施形態ではＴｘフィルタ２１０は、変調器１０１の一部としてデジタル的に実装され得ることに留意されたい。例えばフィルタリングは、ソフトウェアによって行われ得る。
【００６２】
接続されたノードから受け取られたエネルギーは、Ｒｘフィルタ１０９によって事前フィルタリングされ、低コストＲｘミキサ１１０に供給され、そこでＲｘキャリアと混合され、ベースバンド信号を抽出しかつサンプリングのために帯域幅を制限するように、フィルタされる。次いでこのベースバンドＲｘ信号はサンプルされ、デジタル信号処理による、さらなるフィルタリング、およびＴｘ信号のエイリアスされた成分のキャンセルのために、マイクロコントローラ１１６に渡される。
【００６３】
ライン・インターフェース、ならびにＴｘおよびＲｘチャネルの近さ（物理的および周波数領域の両方での）のため、受信ミキサ１１０への入力から、近端の送信された信号を除去することは不可能である。一般にこの送信された信号は実際に、多くのノード（遠端の送信器）から受信された信号より強い。
【００６４】
電力線は、この帯域においては極めて低いインピーダンス、典型的には数オーム程度を有するので、信号の減衰は著しい。従って、低インピーダンス負荷にかなりの大きさのエネルギーを送信することが必要である。しかし信号減衰により、この媒体はそのスペクトルにおいて比較的低いノイズエネルギーを有し、主なノイズは過渡変動によるものであり、短い持続時間を有する。これは結果として、ライン・インターフェースがＴｘ経路においてかなりの電流を運び、Ｒｘインターフェースは５０ｄＢ減衰され得る信号の同じ成分を共有することになる。この環境では、主要な干渉するものは、ローカル（近端）の送信器からのノイズである。
【００６５】
完全な構成要素を有する理想的な世界では、Ｒｘミキサの出力におけるフィルタ１１１のロールオフは、Ｔｘエネルギーを低減するのに十分となり得る。しかし現実の世界では、ＴｘおよびＲｘミキサならびにフィルタの非線形性は、必然的に結果として、Ｒｘ信号内に存在するＴｘ信号のかなりのエネルギー成分を生じる。実際には、フィルタ１０５、１０９、ミキサ１０３、１１０、増幅器１０６、１０８、および結合回路１０７は、すべて非線形であり、従ってＴｘ信号を歪ませ、フィルタ１０９においてＲｘ信号をフィルタした後に、Ｔｘ信号からＲｘ信号へのかなりのエネルギー流出を生じるように、帯域幅を拡散させる。サンプルされた後は、エネルギーはすべてＲｘチャネルの帯域幅内にあり、従ってこの時点では、従来のフィルタリング解決策を用いて除去することは不可能である。言い換えれば、Ａ／Ｄ１１２の入力における信号は、Ｄ／Ａ１０２の出力における信号の関数であるかなりの大きさのノイズをもつことになる。実際の経験は、許容できる複雑さおよび製造コストによっては、これらの干渉する信号は、低コスト民生用製品において達成され得る感度およびダイナミック・レンジを著しく制限することを示している。
【００６６】
最も高いレベルの感度を達成するには、Ｔｘ成分からのこのスプリアス・エネルギーを、媒体によって注入される実際のノイズより大幅に低くなるポイントまで低減することが望ましく、それにより通信チャネル・レンジの理論的限界は、ローカルに発生される干渉ではなく、媒体によって制限されるようになる。送信される信号は同じデバイスによって生成されるので、受信されたチャネル内の予想されるＴｘエネルギーを算出し、それを受信された信号から差し引き、それにより残るすべてが所望の受信された信号および媒体により注入されたノイズとなるようにすることが理論的には可能である。しかし実際にはこの手法にはいくつかの問題があり、それによりこの成分の算出は難しくなる。例えばアナログ構成要素における非線形性によってＴｘスペクトルのかなりの拡散が発生され、これはデバイス間では再現可能でなく、また温度および構成要素の経時変化に応じたものとなる。信号がサンプルされた後には、プリサンプリング・フィルタは完全とはなり得ないので、サンプリングによって引き起こされる信号のエイリアシングにより、予測されたように振る舞わない信号成分が常に存在するようになる。加えてこのプロセスは、送信器からの干渉する成分の位相が、それを除去するために知られてなければならないので非常に複雑となる。しかし信号はＴｘおよびＲｘミキサの両方を通過しているので、この位相算出は難しい。
【００６７】
これらの問題のすべてに対する解決策は、遠端の信号が存在しないトレーニング期間の間に受信された、送信された信号の成分を測定し、次いでこれをさらなるデジタル・フィルタリングの前に、Ｒｘ信号から差し引くことである。しかしこれが可能になるためには、位相不確定性が除去されなければならない。
【００６８】
２つのキャリア（始めに送信ミキサ１０３において、次いで受信ミキサ１１０において）との、送信器エネルギーの混合によって引き起こされる位相不確定性を除去するために、送信および受信キャリアの間に、予測可能な位相関係を有することが必要である。本実施形態ではこれは、位相関係が循環的に繰り返すように、共通のクロックから両方のキャリアを生成することによって達成される。既知の位相関係またはそれを規定する機能を有することで、ミキサが完全であれば、任意の瞬時において信号が予測されることができることになる。しかし通常の伝送システムでは送信されたデータ信号は時間と共にバランスせず、この影響は、送信データにおける変化が、フィルタ２１０および１１１、ならびにミキサ１０３および１１０に供給する信号上へのＤＣバイアスに影響を及ぼすことである。これはまたフィルタ２１０および１１１ならびにミキサの応答に小さな影響を有し、それにより、ローカル送信器によって引き起こされる、受信される干渉エネルギーはまた、送信されるデータ・シンボル・シーケンスの関数になる。
【００６９】
通常、データ信号内に送信されるデータ・シンボルがすべて同一であるならば、受信された信号は繰り返されるノイズ・パターンに時間と共に整定し得る。（信号が反復的である場合はＤＣバイアスは整定することになるが、信号変化はＤＣバイアスに影響を及ぼす。典型的にはこれはインダクタの挙動に影響を及ぼす。）しかしデータ・シンボルが変化したときは、受信された信号は影響を受け、その効果が整定するまで時間がかかる。これはデータ・シンボル遷移によって引き起こされる擾乱となる。
【００７０】
Ｒｘ信号からＴｘ成分を実質的に除去する簡単な機構をもたらすためには、このような擾乱の持続時間を決定し、これらの遷移を補正できるように十分に長い、測定された干渉を保持するサンプル・テーブルを保持することが必要である。テーブルはまた、この期間にわたって起こり得るすべての可能なデータ・シンボル遷移シーケンスを包含しなければならない。従ってこの期間は理想的にはできるだけ短くするべきである。フィルタ設計の関数である、擾乱の持続時間を決定して、次いでデータ・シンボル持続時間の整数倍でなければならない、一定のレートにおいて、既知のＴｘ／Ｒｘキャリア位相整列およびデータ・シンボル遷移が起きる、送信方式が設計され得る。このようにしてＴｘおよびＲｘキャリアの位相は、すべてのデータ・シンボル遷移に対し同じとなり、それにより位相不確定性を完全に除去し、サンプルされたデータが差し引かれることを可能にする。
【００７１】
キャンセルはデジタル領域で行われるので、干渉はＡ／Ｄ出力から差し引くことによって除去されることができ、またはさらなるデシメーションが生じる場合は、キャンセルはデシメータの出力において、より低いレートにて適用されることができ、これは必要なデータ・テーブルのサイズを低減する。最後に、データ・シンボル持続時間が決定され、かつ擾乱の持続時間が知られた後に、その期間の間のすべての可能なＴｘビット・シーケンスに対してテーブルが構築される。次いでシステムは、測定された擾乱テーブルを用いて、Ｔｘ信号成分を実質的にキャンセルすることができる。
【００７２】
測定値のテーブルを生成するためには、送信器はすべての可能のデータ・シンボル遷移の組み合わせを含んだシーケンスを生成し、いずれの他のデバイス（すなわち遠端の送信器）も送信していない間にこの信号を送信し、受信された信号を測定しなければならない。本実施形態ではこれは、ハブ内の送信器がＳＹＮＣパターンを周期的に送出するプロトコルを規定することによって、アーキテクチャ的に達成される。ノードはこのパターンを受信し、それをタイミングおよび周波数同期のために用い、従ってその期間の間は送信しない。従ってこの信号期間は、ハブにおける近端の送信器によって発生される干渉を絶えず測定し、成分変動による応答におけるいかなる変化も絶えず補正されるように、テーブルを維持するために用いられる。このような変動は、例えば経時変化および温度変動によって引き起こされ得る。これを達成するためにＳＹＮＣシーケンスは擾乱の持続時間より長くなるように、かつすべての可能なデータ・シンボル遷移を含むように設計される。例えば干渉が２つのシンボルの間、続く場合は、トレーニングのために５シンボル・シーケンスが必要となり、シーケンス０１１００は長さが５シンボルであるが４つの使用可能なシンボル対０１、１１、１０、および００を含んでいる。
【００７３】
本実施形態では、Ｔｘキャリアと混合する前に、データ・シンボルを変調するために拡散符号が用いられる。拡散符号長さは、偶数個のシンボルとなるように決定され、時間と共にＤＣバイアスが蓄積するのを避けるためにバランスがとられる。送信キャリア周波数は１２０ＫＨｚに設定され、受信キャリアは１００ＫＨｚに設定される。ゴールド符号持続時間は、１８．７５ＫＨｚにおいて４８０サンプルである。従ってゴールド符号持続時間は正確に、３０７２Ｔｘキャリア・サイクル、および２５６０Ｒｘキャリア・サイクルである。これはＴｘおよびＲｘキャリア位相が、あらゆるシンボル開始期間において固定されることを確実にする。これらの周波数は、すべての周波数が、偶数による整数分周によって、４８ＭＨｚの単一の基準周波数から導出されることを可能にするように選択される。従ってそれらは、この要件に対する広範囲の可能な解決策の１つを表すに過ぎない。除算は、図３における周波数分周器２０２および２０４によって行われる。
【００７４】
図４から１４は、通常に達成可能なフィルタ性能を用いて、信号感度に対する近端の干渉の影響を示す。図４は、Ｔｘ中心周波数において０ｄＢに正規化された、ローカルＴｘスペクトルを示す。これは、Ｔｘフィルタ１０５の典型的な出力信号である。図５は、６０ｄＢの受信経路減衰を有するＲｘスペクトルを示す。これは、媒体インターフェース１０７における受信された信号の典型的なものである。図６は、受信経路減衰が加えられた後の、受信された信号スペクトルを示す。これは媒体インターフェース１０７における信号であり、Ｔｘ信号によって大きな部分が占められる。図７は、復調器の出力における、ローカルＴｘ信号の受信された成分のスペクトルを示す。ローカルＴｘがアクティブの状態では、復調器において大きな大きさのエネルギーが存在するが、これはローカルＴｘからのエネルギーによって大きな部分が占められ、エネルギーは同じ帯域幅内にあるので、真の（遠端の）信号を復調することは不可能である。図８は、ローカルＴｘがアクティブでないときの、復調器の理想的な出力スペクトルを示す。真のＲｘ信号は、ローカルＴｘからのノイズ信号より４０ｄＢ低いことに留意されたい。図９は、キャンセルなしで、ローカルおよびリモートＴｘの両方がアクティブであるときの、復調器の出力スペクトルを示す。信号はローカルＴｘエネルギーによって大きな部分が占められる。１００ＫＨｚのＴｘおよび１２０ＫＨｚのＲｘキャリアの混合生成物である、２２０ＫＨｚのピークに留意されたい。図１０は、ローカルおよびリモートＴｘが共にアクティブで、エコー・キャンセルが適用されたときの、復調器の出力スペクトルを示す。ここでは、Ｔｘエネルギーは完全に除去されている。スプリアス・ピークは、１２０ＫＨｚのリモートＴｘと１２０ＫＨｚのローカルＲｘ発振器の混合によって引き起こされる２４０ＫＨｚにあり、エネルギーは真の受信された信号によって大きな部分が占められることを示す。図１１は、Ｔｘがアクティブな状態での復調器の生の出力を示す。ローカルＴｘ信号、ならびに１２０ＫＨｚおよび１００ＫＨｚ発振器との混合によって大きな部分が占められるので、判読できない。図１２は、復調器の理想的な生の出力を示し、これは真のＢＰＳＫ変調された信号である。図１３は、エコー・キャンセルがアクティブの状態での復調器の生の出力を示す。ローカルＴｘからのエネルギーは実質的に除去され、理想的なＲｘ信号を示している。図１４は、ＴｘおよびＲｘキャリア、ならびにフレーム・タイミングを示す。上側のプロットは１００ＫＨｚのＴｘキャリアを示し、中央のプロットは１２０ＫＨｚのＲｘミキサ周波数を示す。下側のプロットはシンボル・タイミング点を示す。これらの点のそれぞれにおいて、ＴｘキャリアおよびＲｘミキサ発振器は、一貫した位相関係を有する。Ｔｘデータに、これらのタイミング点に同期された変調を適用することによって、シンボル伝送時にすべての点において、ＴｘおよびＲｘ発振器の位相関係が予測可能となり、これはＲｘ擾乱を測定し、除去することを可能にする。
【００７５】
図面および上記の説明において本発明について詳しく例証し説明してきたが、このような例証および説明は、例示または具体例であり限定的ではなく、本発明は開示された実施形態に限定されない。
【００７６】
例えば上述の主な実施形態では、送信および受信キャリア周波数は、クロック分周（周波数分周）を用いて、単一の基準水晶発振器から導出された。これは所望の位相関係をもたらすための１つのやり方である。しかしこれは他のやり方においても達成することができる。
【００７７】
例として、数値制御発振器（ＮＣＯ）を用いて送信および受信キャリア信号を生成することが可能である。この場合は、サンプル期間にわたって非常に小さな相対位相シフトを有する、任意の周波数を生成するようにＮＣＯを設定することができる。このシフト・オフセットが十分に小さいことを条件として、ＮＣＯを直接用いてこれを達成することはできないので、ＮＣＯは正確な周波数に強制するように各データ・シンボルの始まりにおいて再同期されることが可能である。ＮＣＯは整数分周器を使用し、これは実際は単なる加算器である。分数ＮＣＯは同様であるが実効的にモジュロ演算を有する。例として２０ビットＮＣＯ（範囲は１０２４×１０２４）の場合は、加数として１０２５が用いられた場合は出力はＦ／１０２３である。しかし、１０２３×１０２５＝２２０−１であり、従って累積する誤差があるが、誤差は非常に小さいのでＮＣＯを０にリセットすることによって無視され得る。ＮＣＯおよび分数ＮＣＯは当業者にはよく知られている。
【００７８】
開示される実施形態に対する他の変形形態は、図面、開示、および添付の特許請求の範囲の考察から、特許請求される本発明の実践において当業者により理解され、達成され得る。特許請求の範囲では、「備える（ｃｏｍｐｒｉｓｉｎｇ）」という用語は他の要素またはステップを除外せず、不定冠詞「ａ」および「ａｎ」は複数を除外しない。単一のプロセッサまたは他のユニットは、特許請求の範囲に記載されたいくつかの項目の機能を実行することができる。単にいくつかの方策が相互に異なる独立請求項に記載されているという事実は、これらの方策の組み合わせを有利に用いることができないということを示すものではない。特許請求の範囲におけるいずれの参照記号も、範囲を限定するものと解釈されるべきではない。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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