(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
発振周波数の温度特性が異なる第１のリングオシレータ及び第２のリングオシレータと、前記第１のリングオシレータ及び前記第２のリングオシレータのそれぞれの発振周波数を計測するためのカウント時間を設定する基準クロック信号を供給する基準周波数供給部と、前記カウント時間で前記それぞれの発振周波数の計測により得られる周波数のカウントデータに対して温度及び電源電圧の２元の２次以上の多項式近似式を設定した上で、予め前記温度及び前記電源電圧を変えて測定した前記周波数のカウントデータを基に算出した前記第１のリングオシレータ及び前記第２のリングオシレータの前記多項式近似式における第１の係数セット及び第２の係数セットを記憶する係数記憶部と、同一の温度及び電源電圧の環境にて動作する前記第１のリングオシレータ及び前記第２のリングオシレータの発振周波数を、前記カウント時間で計測することにより、そのときの発振周波数に対応する第１の周波数カウントデータ及び第２の周波数カウントデータを生成する周波数カウンタと、前記第１の周波数カウントデータと前記第１の係数セットを前記多項式近似式に適用した第１の方程式と、前記第２の周波数カウントデータと前記第２の係数セットを前記多項式近似式に適用した第２の方程式による連立２元方程式から、前記第１及び第２の周波数カウントデータを生成した時の温度及び電源電圧を演算により求める温度電圧変換部とを有することを特徴とする温度電圧センサ。
【請求項２】
前記第１のリングオシレータ及び前記第２のリングオシレータは、バイポーラトランジスタ又はＢｉＣＭＯＳ素子で形成されることを特徴とする請求項１に記載の温度電圧センサ。
【請求項３】
前記第１のリングオシレータ及び前記第２のリングオシレータの電源は、一方が電圧駆動であり、他方が電流駆動であることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の温度電圧センサ。
【請求項４】
前記第１のリングオシレータ及び前記第２のリングオシレータは、一方の周波数の温度係数が正特性であり、他方の周波数の温度係数が負特性であることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の温度電圧センサ。
【請求項５】
前記多項式近似式は、温度に関する４次以上、電圧に関する２次以上、温度・電圧に関する１次以上の項の線形結合から成る近似式であることを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれかに記載の温度電圧センサ。
【請求項６】
前記連立２元方程式の解法は、ニュートン−ラフソン法を用いることを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれかに記載の温度電圧センサ。
【請求項７】
初期値設定時に前記各リングオシレータの発振周波数を温度、電圧を変えて測定したデータを採取する際の温度モニタを設け、当該温度モニタは、ベース−エミッタを有するトランジスタとその電圧を測定できる外部出力端子を備えていることを特徴とする請求項１乃至請求項６のいずれかに記載の温度電圧センサ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、リングオシレータで構成された温度電圧センサに係り、とくに、例えば、デジタル温度補償発振器などの発振器に用いられる温度電圧センサに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、高機能携帯端末、例えば、スマートフォンなどのモバイル環境が、フェムトセル、ピコセル、マイクロセルというスモールセルになるのに応じて、それらの基地局側クロックの周波数安定度に対する要求が厳しくなっている。フェムトセルは、５０ｐｐｂ安定度のクロックが必要とされ、この周波数安定度を満足するには０．０５℃を検知できる温度センサを搭載した温度補償発振器が必要になる。
特許文献１は、温度で変化する電流源で駆動されるリングオシレータと温度に対して安定な電流源で駆動されるリングオシレータを用い、温度に対して安定なリングオシレータをカウントクロックとして、他の温度変化するリングオシレータのクロックのパルス幅をカウントする方法で温度を一次近似している。
【０００３】
出願人は、先に温度補償型発振器として「ディジタル温度補償発振器」（特願２０１４−０２６２１９）を出願した。これは、１つのリングオシレータを温度センサ（感温発振器）として用い、その周波数カウント用基準クロックとして電圧制御型発振器のクロックを用いる。そして、温度補償発振器の温度補償回路をデジタル回路で構成し、温度補償デジタルデータをＤ／Ａ変換し、電圧制御型発振器に電圧を印加する回路部をΔΣモジュレータとパッシブＬＰＦ（ローパスフィルタ）で構成する。さらに、温度補償回路の入力のデジタル温度データをリングオシレータからなる温度センサ（感温発振器）とそれに続く温度変換回路から得ている。このような構成により、この温度補償発振器は、高分解能で経年劣化や温度ドリフトによる出力周波数の変動が長期間に亘って生じないデジタル温度補償発振器が得られる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００７−１８７６５９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
特許文献１で用いられるリングオシレータは、その出力周波数が電圧依存性を有し、したがって、電源電圧が変動した場合には正確な温度を測定できない。
また、出願人が先に提案したディジタル温度補償発振器は、Ｄ／Ａ変換器の経年劣化及び温度ドリフトによる周波数変動を改善することができる。また、温度センサにリングオシレータを使うことによって水晶振動子以外は、半導体ＩＣチップ内の回路で実現できるようになった。しかし、この発振器に用いられる温度センサも発振周波数に電圧依存性があり、精度の高い温度計測は困難が伴うものであった。
本発明は、このような事情によりなされたもので、精度の高い温度測定が可能であり、また、温度測定と同時に逐次変動する電源電圧の測定も行うことができる温度電圧センサを提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の温度電圧センサの一態様は、発振周波数の温度特性が異なる第１のリングオシレータ及び第２のリングオシレータと、前記第１のリングオシレータ及び前記第２のリングオシレータのそれぞれの発振周波数を計測するためのカウント時間を設定する基準クロック信号を供給する基準周波数供給部と、前記カウント時間で前記それぞれの発振周波数の計測により得られる周波数のカウントデータに対して温度及び電源電圧の２元の２次以上の多項式近似式を設定した上で、予め前記温度及び前記電源電圧を変えて測定した前記周波数のカウントデータを基に算出した前記第１のリングオシレータ及び前記第２のリングオシレータの前記多項式近似式における第１の係数セット及び第２の係数セットを記憶する係数記憶部と、同一の温度及び電源電圧の環境にて動作する前記第１のリングオシレータ及び前記第２のリングオシレータの発振周波数を、前記カウント時間で計測することにより、そのときの発振周波数に対応する第１の周波数カウントデータ及び第２の周波数カウントデータを生成する周波数カウンタと、前記第１の周波数カウントデータと前記第１の係数セットを前記多項式近似式に適用した第１の方程式と、前記第２の周波数カウントデータと前記第２の係数セットを前記多項式近似式に適用した第２の方程式による連立２元方程式から、前記第１及び第２の周波数カウントデータを生成した時の温度及び電源電圧を演算により求める温度電圧変換部とを有することを特徴としている。
【０００７】
前記第１のリングオシレータ及び前記第２のリングオシレータは、バイポーラトランジスタ又はＢｉＣＭＯＳ素子で形成されるようにしても良い。前記第１のリングオシレータ及び前記第２のリングオシレータの電源は、一方が電圧駆動であり、他方が電流駆動であるようにしても良い。前記第１のリングオシレータ及び前記第２のリングオシレータは、一方の周波数の温度係数が正特性であり、他方の周波数の温度係数が負特性であるようにしても良い。前記多項式近似式は、温度に関する４次以上、電圧に関する２次以上、温度・電圧に関する１次以上の項の線形結合から成る近似式であるようにしても良い。前記連立２元方程式は、ニュートン−ラフソン法（ニュートン法ともいう）を用いるようにしても良い。初期値設定時に前記各リングオシレータの発振周波数を温度、電圧を変えて測定したデータを採取する際の温度モニタを設け、当該温度モニタは、ベース−エミッタを有するトランジスタとその電圧を測定できる外部出力端子を備えているようにしても良い。
【発明の効果】
【０００８】
本発明の温度電圧センサは、精度の高い温度測定が可能であり、また、温度測定と同時に逐次変動する電源電圧の測定も行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】実施例１に係る温度電圧センサを示すブロック図。
【図２】図１に示す温度電圧センサを温度補償発振器に組み込んだ温度補償発振器のブロック図。
【図３】図１の温度電圧センサに用いるリングオシレータの温度、電圧の周波数特性を説明する特性図。
【図４】図３に示すリングオシレータの出力と基準クロックとの関係を説明する波形図。
【図５】図３に示すリングオシレータを説明するブロック図。
【図６】図１に示すリングオシレータの回路構成を説明する回路図。
【図７】各実施例において用いられるリングオシレータの例を説明する回路図。
【図８】図１に示すリングオシレータの発振周波数を表す多項式近似式（式１）を示す図。
【図９】図１に示すリングオシレータの発振周波数の温度、電圧の変化分ΔＴ、ΔＶを示す行列式（式１２）、（式１３）を示す図。
【図１０】周波数カウント値（Ｆ１、Ｆ２）から温度（Ｔ）、電圧（Ｖ）を計算するフロー図。
【図１１】実施例２に係る温度電圧センサの回路ブロック図。
【図１２】実施例３に係る温度電圧センサ及びリングオシレータの回路ブロック図。
【図１３】実施例４に係る温度電圧センサの回路ブロック図。
【図１４】図１３に示すメモリの半導体ＩＣにおける領域を説明するブロック図。
【図１５】実施例５に係る温度電圧センサの回路ブロック図。
【図１６】実施例６に係る温度電圧センサの回路ブロック図。
【図１７】実施例７に係る温度電圧センサの回路ブロック図。
【図１８】実施例８に係る温度電圧センサの回路ブロック図。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下、実施例を参照して発明の実施の形態を説明する。
【実施例１】
【００１１】
図１乃至図６、図８及び図９を参照して実施例１を説明する。
この実施例において、温度電圧センサは、図２に示す温度補償発振器に用いた例を説明する。この温度補償発振器は、水晶発振器（水晶振動子）を外付けし、発振回路を内蔵した半導体ＩＣ（チップ）から構成される。ここで、温度電圧センサは、半導体ＩＣに形成される。
【００１２】
図１に示すように、この実施例では、半導体ＩＣに形成した、温度に敏感で温度特性の異なる２つのリングオシレータ２ａ、２ｂの発振周波数（ｆ１、ｆ２）を、同一の温度（Ｔ）、電圧（Ｖ）環境で、温度安定性の良い基準周波数ｆ０（基準クロック信号）で計測し、予め各リングオシレータ２ａ、２ｂの発振周波数（ｆ１、ｆ２）を温度Ｔ、電圧Ｖを変えて測定したデータから計算で求めた２つのＴ、Ｖの２元の高次多項式近似式（ｆ１（Ｔ、Ｖ）、ｆ２（Ｔ、Ｖ））の係数を使って、Ｔ、Ｖを未知数とする２つのリングオシレータ２ａ、２ｂの２元連立方程式からＴ、Ｖを半導体ＩＣ（チップ）に形成された演算回路で解くことを特徴としている。
【００１３】
この実施例の温度電圧センサは、発振周波数の温度特性、電圧特性が異なる第１のリングオシレータ２ａ及び第２のリングオシレータ２ｂと、前記第１のリングオシレータ２ａ及び前記第２のリングオシレータ２ｂのそれぞれの発振周波数ｆ１、ｆ２を計測するためのカウント時間（Ｔosc）を設定する基準クロック信号ｆ０を供給する基準周波数供給部（基準クロック源）１と、前記カウント時間Ｔoscで前記それぞれの発振周波数ｆ１、ｆ２の計測により得られる周波数のカウントデータに対して温度Ｔ及び電源電圧Ｖの２元の２次以上の多項式近似式を設定した上で、予め前記温度Ｔ及び前記電源電圧Ｖを変えて測定した前記周波数のカウントデータを基に算出した前記第１のリングオシレータ２ａ及び前記第２のリングオシレータ２ｂの前記多項式近似式における第１の係数セット及び第２の係数セットを記憶する係数記憶部（ＲＯＭ）３４と、同一の温度及び電源電圧の環境において動作する前記第１のリングオシレータ２ａ及び前記第２のリングオシレータ２ｂの発振周波数ｆ１、ｆ２を、前記カウント時間Ｔoscで計測することにより、そのときの発振周波数に対応する第１の周波数カウントデータＦ１及び第２の周波数カウントデータＦ２を生成する周波数カウンタ（Counter）３２と、前記第１の周波数カウントデータＦ１と前記第１の係数セットを前記多項式近似式に適用した第１の方程式と、前記第２の周波数カウントデータＦ２と前記第２の係数セットを前記多項式近似式に適用した第２の方程式による連立２元方程式から、前記第１及び第２の周波数カウントデータを生成した時の温度及び電源電圧の少なくとも一方を演算により求める温度電圧変換部（Digital Processing）３３とを有する。
基準クロックｆ０を供給する基準周波数供給部（基準クロック源）１は、この温度電圧センサが、例えば、温度補償発振器に組み込まれる場合、水晶発振器（Ｘ’tal Oscillator）の発振周波数を分周して、基準クロックｆ０を生成する。
【００１４】
図３において、図３（ａ）は、この実施例における第１及び第２のリングオシレータ２ａ、２ｂの発振周波数ｆ１、ｆ２の温度特性及び電圧特性を示すものであり、図３（ｂ）は、温度及び電圧特性の他の例である。図３（ｃ）は、発振周波数ｆ１、ｆ２の温度特性の他の例であり、発振周波数ｆ１が正特性、他方のｆ２が負特性を有している。
図４は、第１及び第２のリングオシレータの出力ｆ１、ｆ２と基準クロックｆ０が記載されており、基準クロックｆ０で設定されるカウント時間Ｔoscでそれぞれの周波数をカウントして周波数カウントデータＦ１、Ｆ２を得る。周波数を計測するには波形の立ち上がり（rise）エッジをカウントする。
【００１５】
図５及び図６は、温度電圧センサを構成するリングオシレータ２を表している。図５において、リングオシレータは、外部から電源２ｃが供給される２つのリングオシレータ２ａ、２ｂから構成されている。これらは、それぞれＲＯ１、ＲＯ２と表記する。２つのリングオシレータは、それぞれリング状に接続された複数（Ｎ個）のインバータ（図６）から構成されている。第１のリングオシレータ（ＲＯ１）２ａは、入力が電流源に接続されて電流駆動し、発振周波数ｆ１を出力する（図５参照）。発振周波数ｆ１は、温度Ｔ、電圧Ｖの関数であり、ｆ１（Ｔ，Ｖ）で表記される。第２のリングオシレータ（ＲＯ２）２ｂは、入力が電源２ｃに接続されて電圧駆動し、発振周波数ｆ２を出力する（図５参照）。発振周波数ｆ２は、温度Ｔ、電圧Ｖの関数であり、ｆ２（Ｔ，Ｖ）で表記される。リングオシレータの発振周波数（ｆ）は、インバータの数（Ｎ）と遅延時間（ｔｄ）で決まり、遅延時間（ｔｄ）は、温度（Ｔ）に依存する。即ち、発振周波数ｆは、１／（２Ｎ・ｔｄ（Ｔ））で表される。
【００１６】
以下、この実施例の２つのリングオシレータによる温度電圧センサを用いた温度検出方法を説明する。
半導体ＩＣに形成されるリングオシレータの発振周波数は、温度依存性を有する以外に電圧依存性を有している。フェムトセルの要求するクロック精度（５０ｐｐｂ程度）温度補償発振器の温度補償回路で実現する場合に必要な温度センサに要求される温度精度は、温度補償発振器に使われる温度センサの特性から計算して約０．０５℃が必要とされる。このリングオシレータの電源電圧をレギュレータによって安定化することも考えられるが、−５０〜１２５℃などの広範囲でその電源電圧を温度精度０．０５℃に相当する電圧変動以内（１ｍＶより遥かに下である）に安定化することは容易ではない。この実施例によって説明される発明は、このような課題を解決するものである。
【００１７】
１つのリングオシレータの発振周波数ｆは、温度（Ｔ）、電圧（Ｖ）単独、Ｔ・Ｖ項の多項式近似式ｆ（Ｔ，Ｖ）（式１）で表すことができる。式１は、図８に記載する。この近似式において、ｍ、ｎ、ｐ、ｑ、Ｍ、Ｎ、Ｐ、Ｑはすべて自然数であり、ａm、ｂn、ｃpq、ｃ0は係数である。ここで第１のリングオシレータは、ＲＯ１、第２のリングオシレータは、ＲＯ２と表記する。この実施例では、近似式をＴに関する４次、Ｖに関する２次、Ｔ・Ｖに関する１次の項の線形結合からなるものとする。
【００１８】
２つのリングオシレータの発振周波数ｆ１、ｆ２を図１に示すカウンタ３２で測定した値をＦ１（Ｔ，Ｖ）、Ｆ２（Ｔ，Ｖ）とする。
ＲＯ１の周波数カウント値Ｆ１は、
Ｆ１（Ｔ，Ｖ）＝ａ41Ｔ4＋ａ31Ｔ3＋ａ21Ｔ2＋ａ11Ｔ＋ｂ21Ｖ2＋ｂ11Ｖ＋ｃ11ＴＶ＋ｃ01                                    （式２）
ａ41、ａ31、ａ21、ａ11、ｂ21、ｂ11、ｃ11、ｃ01は、各項の係数である。
Ｆ２（Ｔ，Ｖ）＝ａ42Ｔ4＋ａ32Ｔ3＋ａ22Ｔ2＋ａ12Ｔ＋ｂ22Ｖ2＋ｂ12Ｖ＋ｃ12ＴＶ＋ｃ02                                    （式３）
ａ42、ａ32、ａ22、ａ12、ｂ22、ｂ12、ｃ12、ｃ02は、各項の係数である。
【００１９】
次に、ＲＯ１、ＲＯ２を恒温槽などの同一の温度環境で温度を可変しつつ、電源電圧も変えながら、ＲＯ１、ＲＯ２の周波数カウント値Ｆ１、Ｆ２データをそれぞれ採取する。測定ポイント数は、最小二乗法によって、未知数である係数を計算できる最小数以上のポイント数を設定する。そして、ＲＯ１の測定から得られたデータを［Ｆ１（Ｔｉ，Ｖｊ），Ｔｉ，Ｖｊ］（ｉ＝１〜ｍ、ｊ＝１〜ｎ）とし、ＲＯ２の測定から得られたデータを［Ｆ２（Ｔｉ，Ｖｊ），Ｔｉ，Ｖｊ］（ｉ＝１〜ｍ、ｊ＝１〜ｎ）とする。但し、ｉ、ｊ、ｍ、ｎは全て自然数である。ここで使用するｍ、ｎは図８に記載した式１のｍ、ｎとは無関係である。
【００２０】
これら測定によって得られたＲＯ１に関するデータから、最小二乗法によって、ＲＯ１に関する未知数［ａ41、ａ31、ａ21、ａ11、ｂ21、ｂ11、ｃ11、ｃ01］を計算し、同様にして、測定によって得られたＲＯ２に関するデータから、最小二乗法によって、ＲＯ２に関する未知数［ａ42、ａ32、ａ22、ａ12、ｂ22、ｂ12、ｃ12、ｃ02］を計算する。なお、この最小二乗法による計算は、半導体ＩＣの出荷テスト時やユーザによる製品組み込み時に行うものであり、半導体ＩＣからデータを採取し、外部のパソコンなどの演算装置で計算することができる。
このような処理によって求められた係数は、温度電圧センサが形成された半導体ＩＣの係数メモリに書き込まれている。係数メモリは、図１のメモリ（ＲＯＭ）３４が相当する。係数メモリにはＥＰＲＯＭ、ＥＥＰＲＯＭ、フラッシュメモリなどの不揮発性メモリが適当である。
【００２１】
次に、ＲＯ１及びＲＯ２は、それぞれの係数が、半導体ＩＣ内のメモリに書き込まれている状態で、同一の温度環境に置かれ、同一の電源電圧が印加されている。そして、ＲＯ１、ＲＯ２の周波数カウント値がＦ１（Ｔ，Ｖ）、Ｆ２（Ｔ，Ｖ）であり、この２値から未知数Ｔ、Ｖを計算する。即ち、ＲＯ１とＲＯ２のＦ１、Ｆ２に関する係数が既知であるので、次式（式４及び式５）の２元（Ｔ、Ｖ）の連立４次方程式を解くことによって、未知数Ｔ、Ｖが計算される。
Ｆ１＝ａ41Ｔ4＋ａ31Ｔ3＋ａ21Ｔ2＋ａ11Ｔ＋ｂ21Ｖ2＋ｂ11Ｖ＋ｃ11ＴＶ＋ｃ01                                                （式４）
Ｆ２＝ａ42Ｔ4＋ａ32Ｔ3＋ａ22Ｔ2＋ａ12Ｔ＋ｂ22Ｖ2＋ｂ12Ｖ＋ｃ12ＴＶ＋ｃ02                                                （式５）
しかしながら、２元（Ｔ，Ｖ）の４次連立方程式の解は、２次方程式のように定式化されていないために、ニュートン−ラフソン法を用いて、漸化式による繰り返し演算によって解を求める。
【００２２】
まず、式４の右辺から左辺を引いた値をＹ１（Ｔ，Ｖ）とし、同様に、式５の右辺から左辺を引いた値をＹ２（Ｔ，Ｖ）とする。Ｙ１、Ｙ２は、式６及び式７のように表される。
Ｙ１＝ａ41Ｔ4＋ａ31Ｔ3＋ａ21Ｔ2＋ａ11Ｔ＋ｂ21Ｖ2＋ｂ11Ｖ＋ｃ11ＴＶ＋ｃ01−Ｆ１                                        （式６）
Ｙ２＝ａ42Ｔ4＋ａ32Ｔ3＋ａ22Ｔ2＋ａ12Ｔ＋ｂ22Ｖ2＋ｂ12Ｖ＋ｃ12ＴＶ＋ｃ02−Ｆ２                                        （式７）
【００２３】
また、式６及び式７において、その微分値は、式８乃至式１１のように表される。
∂Ｙ１／∂Ｔ＝４ａ41Ｔ3＋３ａ31Ｔ2＋２ａ21Ｔ＋ａ11＋ｃ11Ｖ                                                          （式８）
∂Ｙ２／∂Ｔ＝４ａ42Ｔ3＋３ａ32Ｔ2＋２ａ22Ｔ＋ａ12＋ｃ12Ｖ                                                          （式９）
∂Ｙ１／∂Ｖ＝２ｂ21Ｖ＋ｂ11＋ｃ11Ｔ                （式１０）
∂Ｙ２／∂Ｖ＝２ｂ22Ｖ＋ｂ12＋ｃ12Ｔ                （式１１）
これらの式から、Ｔ、Ｖの変化分ΔＴ、ΔＶは、図９に記載された式１２及び式１３で表される。
【００２４】
次に、式１２から、ΔＴ、ΔＶは、次式で表される。
ΔＴ＝−（Ｙ１＊∂Ｙ２／∂Ｖ−Ｙ２＊∂Ｙ１／∂Ｖ）／det
（式１４）
ΔＶ＝（Ｙ１＊∂Ｙ２／∂Ｔ−Ｙ２＊∂Ｙ１／∂Ｔ）／det
（式１５）
ここで示したΔＴ、ΔＶの計算式を用いてニュートン−ラフソン法による漸化式は、次式で表される。
Ｔn+1＝Ｔn＋ΔＴ                                （式１６）
Ｖn+1＝Ｖn＋ΔＶ                                （式１７）
計算の最初は、式１６、式１７のＴn、Ｖnのｎ＝０に相当するＴ0、Ｖ0を初期値として与える必要がある。このＴ0、Ｖ0には想定されるＴ、Ｖの変動範囲のほぼ中心値を与えることもできる。
【００２５】
ニュートン−ラフソン法では漸化式による計算を繰り返すので、所望の誤差以内の結果が得られた場合には、計算を中止し、その段階のＴn、Ｖnを計算結果として出力する。
具体的には、下記の式１８、式１９に表すように、ΔＴ、ΔＶが予め設定した誤差範囲Ｅt、Ｅv未満になったときに収束したと判断する。
ＡＢＳ（ΔＴ）＜Ｅt                              （式１８）
ＡＢＳ（ΔＶ）＜Ｅv                              （式１９）
なお、ＡＢＳ（Ｘ）は、Ｘの絶対値を表す。
また、下記の式２０に示すように、計算回数（Ｎctv）がリミット回数（Ｍtv）を超える場合には時間オーバーとして計算を中止し、その時点での最終結果を出力する。もしくは、問題のないディフォルト値を出力する事もあり得る。
Ｎctv＞Ｎtv                                      （式２０）
【００２６】
また、式１４、式１５に記載された（１／det）の計算には割り算が必要であるが、この計算自体もニュートン−ラフソン法を用いることができる。
以上のニュートン−ラフソン法による計算は、半導体ＩＣ上に搭載されたデジタル演算回路と演算シーケンス（プログラム）によって実現可能である。このプログラムは半導体ＩＣに形成されたメモリに記憶される。
【００２７】
次に、図１０を参照して、周波数カウント値（Ｆ１、Ｆ２）から温度（Ｔ）、電圧（Ｖ）を計算する方法を説明する。
事前に、ＲＯ１用係数（ａ41、ａ31、ａ21、ａ11、ｂ21、ｂ11、ｃ11、ｃ01、４ａ41、３ａ31、２ａ21、２ｂ21）、ＲＯ２用係数（ａ42、ａ32、ａ22、ａ12、ｂ22、ｂ12、ｃ12、ｃ02、４ａ42、３a32、２a22、２ｂ22）、det逆数計算用係数（２）、温度（Ｔ）用誤差リミット値（Ｅt）、電圧（Ｖ）用誤差リミット値（Ｅv）、det逆数用誤差リミット値（Ｅdet）、Ｔ及びＶ用計算回数リミット値（Ｍtv）、det逆数用計算回数リミット値（Ｍdet）が図１に示すメモリ（ＲＯＭ）（係数記憶部）３４に書き込まれている。
計算方法は、２つのフローに分かれており、左側のフロー（図１０（ａ））がメインフロー、右側のフロー（図１０（ｂ））がサブフローであり、Ｉdet（＝１／det）を計算するものである。
【００２８】
まず、メインフローを説明する。
［計算開始］  計算が開始されると、ＲＯ１及びＲＯ２の周波数カウントデータＦ１、Ｆ２を取得する。このカウントデータは、通常は、カウンタ（図１の３２）から取得したデータをレジスタなどに記憶しているので、レジスタから取得するとしても良い。
［初期値設定］  つぎに、ニュートン−ラフソン法で計算する場合の温度データＴ、電圧データＶの初期値として、Ｔ０、Ｖ０を与える。初期値は、予めメモリ（図１の３４）に記憶しておき、このメモリから読み出すこともできる。
［カウンタリセット］  次に、ニュートン−ラフソン法の演算繰り返し回数のカウンタをリセットする（即ち、計算回数（Ｎctv）を０とする）。そして、既に与えた初期値Ｔ０、Ｖ０を式６、式７のＴ、Ｖに代入して、Ｙ１（Ｔ、Ｖ）、Ｙ２（Ｔ、Ｖ）を計算する。
【００２９】
次に、同様にして、Ｙ１（Ｔ、Ｖ）、Ｙ２（Ｔ、Ｖ）のＴ、Ｖに関する１階微分のｄＹ１Ｔ、ｄＹ２Ｔ、ｄＹ１Ｖ、ｄＹ２Ｖ（略記号）を式８乃至式１１により計算する。これら略記号は、以下に示すように、式２１乃至式２４で表される。
ｄＹ１Ｔ＝∂Ｙ１／∂Ｔ                          （式２１）
ｄＹ２Ｔ＝∂Ｙ２／∂Ｔ                          （式２２）
ｄＹ１Ｖ＝∂Ｙ１／∂Ｖ                          （式２３）
ｄＹ１Ｖ＝∂Ｙ１／∂Ｖ                          （式２４）
次に、detを計算する。これは、detを表す式１３に式８乃至式１１を代入して計算する。
【００３０】
つぎに、式１２から導き出されたΔＴ、ΔＶは、式１４及び式１５に表されるが、これらにdetを積算した値は、式２５、式２６に示される。そして、ΔＴ＊det、ΔＶ＊detに相当する２式の右辺を計算する。
ΔＴ＊det＝−（Ｙ１＊∂Ｙ２／∂Ｖ−Ｙ２＊∂Ｙ１／∂Ｖ）
（式２５）
ΔＶ＊det＝（Ｙ１＊∂Ｙ２／∂Ｔ−Ｙ２＊∂Ｙ１／∂Ｔ）
（式２６）
上記で計算したＹ１、Ｙ２、ｄＹ１Ｔ、ｄＹ２Ｔ、ｄＹ１Ｖ、ｄＹ２Ｖ、det、ΔＴ＊det、ΔＶ＊detの計算結果は、計算後一時記憶レジスタに保管される。
次に、Ｉdet（＝１／det）の計算を説明するが、詳細は、サブフロー（図１０（ｂ））でするので、ここではＩdetが計算されたものとして、説明を進める。
【００３１】
次に、既に式２５、式２６で計算したΔＴ＊det、ΔＶ＊detにＩdetを掛けることにより、ΔＴ、ΔＶを計算する。
ΔＴ＝Ｉdet＊（ΔＴ＊det）                      （式２７）
ΔＶ＝Ｉdet＊（ΔＶ＊det）                      （式２８）
次に、式１６、式１７により、Ｔ＝Ｔ１、Ｖ＝Ｖ１を計算する。具体的にはｎ＝０とした次の式２９、式３０にあらわされる。
Ｔ１＝Ｔ０＋ΔＴ                                （式２９）
Ｖ１＝Ｖ０＋ΔＶ                                （式３０）
［収束判断］  次に、計算された結果がニュートン−ラフソン法でいう収束に相当するかどうかを判断するために、ＡＢＳ（ΔＴ）＜ＥｔとＡＢＳ（ΔＶ）＜Ｖｔの大小比較を計算する。その結果がＹｅｓであれば上記で計算したＴ１、Ｖ１を計算結果として出力し、計算終了となる。
【００３２】
一方、もしその結果がＮｏ（未収束）であれば、再度計算を繰り返すために、計算回数カウント数Ｎctvを１つカウントアップする。Ｎctvが初期リセットされている場合は、カウントアップしてＮctv＝１となる。
次に、計算回数カウントＮctvが計算回数リミット値Ｍtvを超えていないかを計算する。超えている場合（Ｙｅｓ）には、Ｔ、Ｖ計算結果出力を行い、計算終了となり、超えない場合（Ｎｏ）には、Ｙ１、Ｙ２の計算から計算の繰り返しを行う。
【００３３】
次に、サブフローを説明する。ここではＩdetの逆数計算フローを説明する。
[計算開始]  まず、ニュートン−ラフソン法を用いて、detの逆数を計算する方法を説明する。
例えば、数値ａの逆数をｘとした場合、式３１のように、ｆ（ｘ）＝０を解けばｘ＝１／ａが求められる。ｆ（ｘ）の微分値は、式３２に示される。
ｆ（ｘ）＝（１／ｘ）−ａ                        （式３１）
ｆ′（ｘ）＝−１／ｘ２                          （式３２）
これらの式を用いて、式３３に示すニュートン−ラフソン法の漸化式が得られる。漸化式は、式３３のように表される。
ｘn+1＝ｘn−ｆ（ｘn）／ｆ′（ｘn）＝ｘn（２−ａｘn）
（式３３）
まず、メイン計算フローの途中でレジスタに保管されたdetデータを取得する。
【００３４】
［初期値設定］  初期値Ｉdet0を図１に示すメモリ（ＲＯＭ）から読み出し、Ｉdet初期値として設定する。
［カウンタリセッタ］  次に、計算回数カウンタＮcdetをリセットする（Ｎcdet＝０）。そして、式３３に従って、Ｉdetを計算する。その際、ＲＯＭのdet逆数計算用係数（２）を使用する。
［収束判断］  次に、計算された結果がニュートン−ラフソン法でいう収束に相当するかどうかを判断するために、ＡＢＳ（ΔＩdet）＜Ｅdetであるか否かを計算する。ΔＩdetは、式３３では、「ｘn+1−ｘn」のことである。ＡＢＳ（ΔＩdet）＜ＥdetがＹｅｓ（収束）であれば、上記で計算したＩdetを計算結果として出力して計算終了となる。一方、もし、その結果がＮｏ（未収束）であれば、再度計算を繰り返すために、計算回数カウント数Ｎcdetを１つカウントアップする。Ｎcdetが初期リセットされていれば、カウントアップしてＮcdet＝１となる。
次に、計算回数カウントＮcdetが計算回数リミット値Ｍtvを越えていないかを計算する。超えている場合（Ｙｅｓ）には、Ｉdet計算結果出力を行い、計算終了となる。超えていない場合（Ｎｏ）には、Ｉdetの計算から計算繰り返しを行う。
【実施例２】
【００３５】
次に、図１１を参照して実施例２を説明する。
この実施例では、基本的構成が実施例１と同じである。この実施例では、半導体ＩＣに温度モニタを設けたことに特徴がある。ここでは、初期値設定時に前記各リングオシレータ２ａ、２ｂの発振周波数を温度、電圧を変えて測定したデータを採取する際の温度モニタ８を設ける。この温度モニタ８は、校正用温度センサであり、ベース−エミッタを有するトランジスタとその電圧を測定できる外部出力端子８１、８２を備えている。外部出力端子８１は、エミッタに接続され、外部出力端子８２は、ベースに接続されたコレクタに接続されている。
【００３６】
初期の測定時には、２つのリングオシレータに与える温度と電圧をリアルタイムに精度良く測定しておくことが重要である。特に難しい測定が高精度の温度測定である。半導体ＩＣ内の温度センサ付近の温度を正確に測定するためには熱容量が小さい温度センサで、できるだけリングオシレータ近傍で測定するのが良い。そのため、この実施例では、非常に熱容量の小さいバイポーラ素子からなるバンドギャップをリングオシレータの近傍に組み込み、そのバンドギャップの２端子から半導体ＩＣの外に出力するためのパッドを２個内蔵する。高精度の電圧測定が維持される。
【実施例３】
【００３７】
次に、図１２を参照して実施例３を説明する。
リングオシレータによる温度センサは、センサであるリングオシレータの出力が電気的ノイズに対して強いという特徴がある。これは、リングオシレータ出力が、バンドギャップベース温度センサのように、電圧というノイズに弱いアナログ値ではなく、発振周波数というアナログ値は持つが振幅方向にはデジタルのクロックであるということから来ている。したがって、センサから温度電圧デジタルデータ生成部までの配線に電源ノイズなどのノイズが乗っても、デジタルクロックの周波数に影響がなければ、精度が劣化しないため、半導体ＩＣのチップ内での複数個所での高精度の温度電圧モニタリングを比較的高精度に出来る。
図１２（ａ）は、温度電圧デジタルデータ生成部を含む１対のリングオシレータからなる温度電圧センサの回路ブロック図である。温度電圧センサの温度電圧デジタルデータ生成部３は、基準クロック源１（基準周波数供給部）の出力を分周する分周回路９に接続されている。半導体ＩＣに形成された１対のリングオシレータは、ＲＯペアと略記する。
【００３８】
リングオシレータ１（２ａ）及びリングオシレータ２（２ｂ）の周波数情報を持つ出力は、温度電圧デジタルデータ生成回路３のそれぞれぞれ対応するカウンタ３２ａ、３２ｂで周波数カウントデータとなる。これらカウンタ３２ａ、３２ｂのカウント時間は，分周回路９の出力クロックを基準クロックとして制御回路３１において発生される。制御回路３１では、分周回路９の出力とリングオシレータ１，２の出力の異なる３つの非同期信号の同期並びに制御信号などが生成される。
制御回路３１を通じて出力されるリングオシレータ１、２のそれぞれに対応する周波数カウントデータＦ１、Ｆ２は温度電圧変換回路３３（温度電圧変換部）で温度電圧データ（Ｔ、Ｖ）に演算によって変換される。メモリ３４は、その演算に必要な係数等を記憶する回路である。
図１２（ａ）の温度電圧センサでは、基準クロック源１を用い、その出力を分周回路９で分周した出力を温度電圧デジタル生成回路３の制御回路３１に入力している。
【００３９】
この実施例では、リングオシレータ回路のシンボル（記号）として、図１２（ｂ）で表現しているものを使用している。しかし、実際はリングオシレータの出力を次段の回路に入力したり、長い配線で信号を引っ張る際にはリングオシレータに出力負荷が付き、発振周波数に影響を及ぼすため、図１２（ｃ）に示すように、リングオシレータ出力にバッファを付加して使用することが一般的である。また、温度電圧センサを常時使用せず、消費電力を抑える必要がある場合には、リングオシレータの発振を停止させる必要があるため、図１２（ｄ）に示すように、リングオシレータの途中にゲート（ＮＡＮＤ回路）を挿入し、発振停止信号を入れると発振が停止するようにする。
【実施例４】
【００４０】
次に、図１３及び図１４を参照して、実施例４を説明する。
図１３に記載された温度電圧センサにおいて、４つのＲＯペア（２１ａ，２１ｂ）〜（２４ａ，２４ｂ）を同一半導体ＩＣのチップ上の4つの異なる領域２１〜２４に、１ＲＯペアずつ搭載し、さらに、各ＲＯペアから出力された発振周波数（ｆ１、ｆ２）ペアを、温度Ｔ、電圧Ｖを計算する温度電圧デジタルデータ生成回路３の入力側に付加されたマルチプレクサ５００ａ、５００ｂに入力し、温度電圧デジタルデータ生成回路３からの制御によってマルチプレクサの出力を切り換え、４つの回路配置領域の発振周波数（ｆ１、ｆ２ ）ペアを温度電圧デジタルデータ生成回路３に選択的に入力し、４つの回路配置領域の（温度Ｔ、電圧Ｖ）ペアを順次計算する構成となっている。
【００４１】
図１４では、４つの異なる回路配置領域に搭載された各ＲＯペアから出力された発振周波数（ｆ１、ｆ２）ペアから温度Ｔ、電圧Ｖを計算するための各近似式係数を４つの異なる各ＲＯペアに対応するメモリ上の異なる領域に分けて記憶する。この場合、各近似係数を求めるために、予め各ＲＯペアの温度、電圧を変えて各ＲＯペアから出力される発振周波数（ｆ１、ｆ２）を採取し、最小ニ乗法を用いて近似式係数を各ＲＯペア毎に求める必要がある。
【実施例５】
【００４２】
次に、図１５を参照して実施例５を説明する。
この実施例では、実施例４と同様に、４つのＲＯペアからなるリングオシレータが半導体ＩＣのチップに形成されている。各ＲＯペア領域は、チップの所定の領域に形成され回路ブロックを構成している。この実施例では、回路ブロック毎の動作クロック周波数を制御することに特徴がある。
１チップ上に搭載された複数の前記回路ブロック毎の温度Ｔのデジタル値を取得し、各回路ブロックの温度上昇を抑制するために、各回路ブロックの動作クロック周波数を各回路ブロック毎の温度電圧センサの温度Ｔのデジタル値により制御する。
【００４３】
図１５は、１チップ上に搭載された４つの回路ブロック２１０〜２４０内に、それぞれに対応するＲＯペア領域２１〜２４を配置し、その出力をマルチプレクサ５００ａ、５００ｂにより順次選択し、各ＲＯペアから出力された発振周波数 （ｆ１、ｆ２ ）ペアから、順次、各ＲＯペア領域の温度（Ｔ）、電圧（Ｖ ）のデジタル値を計算し、それぞれの温度（Ｔ）のデジタル値から、各回路ブロック毎に動作クロック周波数を制御する。この実施例では、基準クロック源１のクロックをクロック生成回路５に入力し、一方、温度電圧デジタルデータ生成回路３の温度（Ｔ ）出力をクロック周波数制御回路４に入力し、各回路配置領域の温度に応じてクロック周波数を変化させる制御を行い、クロック生成回路５にて、各回路配置領域のクロックＣＫ１〜ＣＫ４を発生させる動作を行う。
以上の構成により、各回路ブロックの温度上昇を抑え、正常な回路動作を行わせることが可能となる。
【実施例６】
【００４４】
次に、図１６を参照して実施例６を説明する。
この実施例は、半導体ＩＣのチップ上に搭載された複数の回路ブロック毎の電圧Ｖのデジタル値を取得し、各回路ブロックの消費電流による電圧降下を補償するために、各回路ブロックの電源電圧を各回路ブロック毎の電圧Ｖのデジタル値により制御することに特徴がある。
図１６は、１つのチップ上に搭載された４つの回路ブロック２１０〜２４０内に、それぞれ対応するＲＯペア領域２１〜２４を配置し、その出力をマルチプレクサ５００ａ、５００ｂにより順次選択し、各ＲＯペアから出力された発振周波数 （ｆ１、ｆ２ ）ペアから順次、各ＲＯペア領域の温度（Ｔ）、電圧（Ｖ ）のデジタル値を計算し、それぞれの電圧（Ｖ）のデジタル値から、各回路ブロック毎に電源電圧を制御する実施例である。
【００４５】
この実施例では、温度電圧デジタルデータ生成回路３の電圧（Ｖ)出力を電源電圧制御回路３０に入力し、各回路ブロックの期待される電圧と比較することによって、電源電圧生成回路４０からの各回路ブロック向けの電源電圧出力Ｖ１〜Ｖ４の制御を行う。
以上、この実施例では、各回路ブロックの消費電力に依存した電源電圧の電圧降下を補償し、正常な回路動作を行わせることが可能となる。
【実施例７】
【００４６】
次に、図１７を参照して実施例７を説明する。
この実施例は、半導体ＩＣの１チップ上に搭載された複数の回路ブロック毎の温度（Ｔ）のデジタル値を取得し、リーク電流による消費電力の増大を抑制するために各回路ブロックの基板バイアス電圧を各回路ブロック毎の温度（Ｔ）のデジタル値により制御することに特徴がある。
図１７は、１チップ上に搭載された４つの回路ブロック２１０〜２４０内に、それぞれ対応するＲＯペア領域２１〜２４を配置し、その出力をマルチプレクサ５００ａ、５００ｂにより順次選択し、各ＲＯペアから出力された発振周波数（ｆ１、ｆ２）ペアから順次、各ＲＯペア領域の温度（Ｔ）、電圧（Ｖ ）のデジタル値を計算し、それぞれの温度（Ｔ）のデジタル値から、各回路ブロック毎に基板バイアス電圧を制御する実施例である。
【００４７】
この実施例では、温度電圧デジタルデータ生成回路３の温度（Ｔ)出力を基板バイアス制御回路６に入力し、各回路ブロックの温度に対応する基板バイアス電圧を設定することによって、基板バイアス生成回路７から出力する各回路ブロック２１０〜２４０の基板バイアス電圧ＢＶ１〜ＢＶ４の制御を行う。
以上、この実施例では、微細プロセスで問題となっているリーク電流による消費電力による温度上昇を、基板バイアス電圧を制御することで抑え、正常な回路動作を行わせることが可能となる。
【実施例８】
【００４８】
次に、図１８を参照して実施例８を説明する。
実施例４乃至実施例７では、複数（例えば４つ）のＲＯペア領域からペアとなるリングオシレータ出力信号を直接マルチプレクサに入力しているが、図１８に示すようにこの実施例では、基準クロック源１の信号を分周したクロック９を各回路ブロック４１０〜４４０に分配し、各ＲＯペア領域２１〜２４のＲＯペアからの出力周波数（ｆ１、ｆ２）を各ＲＯペア近傍に配置したカウンタ３２ａ、３２ｂと制御回路３１でカウントし、その周波数カウントデータ（Ｆ１、Ｆ２）をマルチプレクサ５００ａ、５００ｂに入力する。
【００４９】
この実施例では、図１３、図１５〜図１７の温度電圧デジタルデータ生成部３が分割され、温度電圧変換回路３３とメモリ３４からなるブロック３００と、マルチプレクサ５００ａ、５００ｂと各ＲＯペア領域２１〜２４との間に移動されたカウンタ３２ａ、３２ｂ及び制御回路３１を含むカウンタ部３１０、及び同様のカウンタ部３２０〜３４０となる。
また、図１８では、回路ブロック４１０〜４４０の領域は、ＲＯペア領域２１〜２４とカウンタ３２ａ、３２ｂ及び制御回路３１から構成されるカウンタ部３１０〜３４０とが設けられている。これら回路ブロック４１０〜４４０は、それぞれＲＯ１カウンタ領域、ＲＯ２カウンタ領域、ＲＯ３カウンタ領域、ＲＯ４カウンタ領域という。これらの領域はチップ上の特定のエリア（領域）も指している。
【００５０】
図１３、１５〜１７のシステムでは、ＲＯペア領域からの配線が少なくて良いメリットがある。一方、図１８のシステムでは、Ｆ１、Ｆ２の周波数カウントデータをマルチプレクサに送る方法はパラレル転送かシリアル転送になるが、低い周波数にできるメリットがある。配線本数は多くなる。
【実施例９】
【００５１】
次に、図７を参照して実施例９を説明する。
この実施例では、この温度電圧センサに用いられるリングオシレータについて説明する。
リングオシレータは、通常、半導体プロセスの出来栄えを評価するモニタに使用されている回路であり、特に広く普及しているＣＭＯＳプロセスでは一般的に用いられている。また、ＣＭＯＳ回路では、回路ブロック内の温度測定や電圧降下の測定に使用されている。しかし、従来のリングオシレータによる温度測定は、せいぜい１次（線形）近似であり、本願発明が目的とする高精度を狙ったものはない。
また、消費電流による電源ラインの電圧降下の測定にリングオシレータが使用された論文は公知であるが、リングオシレータを   使って、温度と電圧の両方をセンシングしたものは知られていない。
【００５２】
図７（ａ）は、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴとＰチャンネルＭＯＳＦＥＴとからなるＣＭＯＳ回路（Ｃ１、Ｃ２、・・・Ｃｎ）で構成されたリングオシレータである。リングオシレータは奇数段の反転増幅器をループ状に接続したものであり、３段が最低段数である。ＶＤＤ（プラス電源）は、ＰＭＯＳＦＥＴに接続され、ＶＳＳ（接地電位）は、ＮＭＯＳＦＥＴに接続されている。    
図７(ｂ)は、バイポーラトランジスタのＮＰＮトランジスタ（Ｂ１、Ｂ２、Ｂ３）と抵抗（Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３）から構成される反転増幅器をループ状に３段接続したリングオシレータである。各反転増幅器は、抵抗がＶＤＤ（プラス電源）に接続され、ＶＳＳ（接地電位）がエミッタに接続されている。
【００５３】
素子の経年変化を比較した場合に、一般的にＭＯＳトランジスタの重要な特性であるスレッショールド（閾値）電圧はドリフトする傾向がある。そのため、リングオシレータの発振周波数が経年変化して、その結果温度センサの特性が経年変化する    ことを気にする場合には、ＣＭＯＳリングオシレータよりもバイポーラによるリングオシレータの方が良い。
実施例１で説明したように、２つのリングオシレータ（ＲＯ１、ＲＯ２）の温度特性を大きく変えるために、一方を電圧駆動にし、他方を電流駆動にする。具体的には、図７（ａ）、（ｂ）に示したリングオシレータを直接ＶＤＤ(プラス電源）に接続することにより電圧駆動とし、他方は、図７（ｃ）、（ｄ）に示したリングオシレータのように、リングオシレータの電源ラインをリングオシレータの回路とは別に形成した電流源（カレントソース）に接続して電流駆動とする（図５参照）。電流源は、図７（ｃ）、（ｄ）に記載された回路の左端に記載されたバイアス回路とカレントミラー回路とで構成される。このバイアス回路及びカレントミラー回路は、電源（ＶＤＤ、ＶＳＳ）間に設けられたＰＭＯＳトランジスタＰ１、抵抗Ｒ４及びバイポーラトランジスタＢ４、電源（ＶＤＤ、ＶＳＳ）間に設けられたＰＭＯＳトランジスタＰ２及びバイポーラトランジスタＢ５、そして、ＰＭＯＳトランジスタＰ２とゲートが共通に接続されたＰＭＯＳトランジスタＰ３から構成されている。
【符号の説明】
【００５４】
１・・・基準周波数供給部（基準クロック源）
２・・・リングオシレータ
２ａ・・・第１のリングオシレータ（ＲＯ１）
２ｂ・・・第２のリングオシレータ（ＲＯ２）
２ｃ・・・電源
３・・・温度電圧デジタルデータ生成回路
４・・・クロック周波数制御回路
５・・・クロック生成回路
６・・・基板バイアス制御回路
７・・・基板バイアス生成回路
８・・・校正用温度センサ
９・・・分周回路
２１、２２、２３、２４・・・ＲＯペア領域
３２、３２ａ、３２ｂ・・・周波数カウンタ
３０・・・電源電圧制御回路
３１・・・制御回路
３３・・・温度電圧変換部（温度電圧変換回路）
３４・・・係数記憶部（メモリ）
４０・・・電源電圧生成回路
８１、８２・・・外部出力端子
１００ａ、１００ｂ、５００ａ、５００ｂ・・・マルチプレクサ
２１０、２２０、２３０、２４０、４１０、４２０、４３０、４４０・・・回路ブロック
３００・・・ブロック
３１０、３２０、３３０、３４０・・・カウンタ部
【図１】
0006415285.tif 000002
【図２】
0006415285.tif 000003
【図３】
0006415285.tif 000004
【図４】
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【図５】
0006415285.tif 000006
【図６】
0006415285.tif 000007
【図７】
0006415285.tif 000008
【図８】
0006415285.tif 000009
【図９】
0006415285.tif 000010
【図１０】
0006415285.tif 000011
【図１１】
0006415285.tif 000012
【図１２】
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【図１３】
0006415285.tif 000014
【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
0006415285.tif 000017
【図１７】
0006415285.tif 000018
【図１８】
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