(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
トランス（１１）と、
直流電源（２０）と前記トランスの一次コイル（１５）との間に接続され、半導体スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）及び還流ダイオード（Ｄ１〜Ｄ４）によってフルブリッジを構成し、前記直流電源から入力される直流電力を交流電力に変換する一次側ブリッジ回路（１２）と、
前記トランスの二次コイル（１６）に接続され、半導体スイッチング素子（Ｑ５〜Ｑ８）及び還流ダイオード（Ｄ５〜Ｄ８）によってフルブリッジを構成し、前記二次コイルから入力される交流電力を直流電力に変換する二次側ブリッジ回路（１３）と、を備え、
前記一次側ブリッジ回路における前記半導体スイッチング素子の開閉状態の切り替えと前記二次側ブリッジ回路における前記半導体スイッチング素子の開閉状態の切り替えとの位相差により、前記トランスの一次側から二次側に電力を伝達するＤＣＤＣコンバータ（１０）において、
前記二次側ブリッジ回路の出力電流を検出する二次側電流検出手段（３２）を備え、
前記二次側電流検出手段の検出値に基づいて、前記一次側ブリッジ回路における前記半導体スイッチング素子の開閉状態の切り替えと、前記二次側ブリッジ回路における前記半導体スイッチング素子の開閉状態の切り替えとの位相差を制御する制御部（３０，３０Ａ，３０Ｂ）を備え、
前記制御部は、前記二次側ブリッジ回路から前記一次側ブリッジ回路に流れる電流の向きを正方向とし、前記二次側電流検出手段の検出値が、０より大きい所定の二次側電流閾値より大きくなった場合に、前記二次側ブリッジ回路における前記半導体スイッチング素子の開閉状態を切り替えることで、前記一次側ブリッジ回路における前記半導体スイッチング素子の開閉状態の切り替えと前記二次側ブリッジ回路における前記半導体スイッチング素子の開閉状態の切り替えとの位相差を制御することを特徴とするＤＣＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記二次側電流検出手段は、前記二次側ブリッジ回路から前記一次側ブリッジ回路に流れる電流の向きを正方向として前記二次側ブリッジ回路の出力電流を検出することを特徴とする請求項１に記載のＤＣＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記制御部は、前記二次側ブリッジ回路の出力電流又は出力電圧が所定の目標値となるように前記一次側ブリッジ回路及び前記二次側ブリッジ回路を制御するものであって、前記二次側ブリッジ回路の出力電流又は出力電圧の検出値に基づいて、前記二次側電流閾値を設定することを特徴とする請求項１又は２に記載のＤＣＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記一次側ブリッジ回路の入力電流を検出する一次側電流検出手段（３１）を備え、
前記制御部は、前記一次側電流検出手段の検出値に基づいて、前記一次側ブリッジ回路が備える２つのレグの一方の開閉状態の切り替えと他方の開閉状態の切り替えとの位相差を制御することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載のＤＣＤＣコンバータ。
【請求項５】
トランス（１１）と、
直流電源（２０）と前記トランスの一次コイル（１５）との間に接続され、半導体スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）及び還流ダイオード（Ｄ１〜Ｄ４）によってフルブリッジを構成し、前記直流電源から入力される直流電力を交流電力に変換する一次側ブリッジ回路（１２）と、
前記トランスの二次コイル（１６）に接続され、半導体スイッチング素子（Ｑ５〜Ｑ８）及び還流ダイオード（Ｄ５〜Ｄ８）によってフルブリッジを構成し、前記二次コイルから入力される交流電力を直流電力に変換する二次側ブリッジ回路（１３）と、を備え、
前記一次側ブリッジ回路における前記半導体スイッチング素子の開閉状態の切り替えと前記二次側ブリッジ回路における前記半導体スイッチング素子の開閉状態の切り替えとの位相差により、前記トランスの一次側から二次側に電力を伝達するＤＣＤＣコンバータ（１０）において、
前記二次側ブリッジ回路の出力電流を検出する二次側電流検出手段（３２）を備え、
前記二次側電流検出手段の検出値に基づいて、前記一次側ブリッジ回路における前記半導体スイッチング素子の開閉状態の切り替えと、前記二次側ブリッジ回路における前記半導体スイッチング素子の開閉状態の切り替えとの位相差を制御する制御部（３０，３０Ａ，３０Ｂ）を備え、
前記一次側ブリッジ回路の入力電流を検出する一次側電流検出手段（３１）を備え、
前記制御部は、前記一次側電流検出手段の検出値に基づいて、前記一次側ブリッジ回路が備える２つのレグの一方の開閉状態の切り替えと他方の開閉状態の切り替えとの位相差を制御することを特徴とするＤＣＤＣコンバータ。
【請求項６】
前記ＤＣＤＣコンバータは、前記トランスの二次側から一次側に電力を伝達可能な双方向ＤＣＤＣコンバータであって、
前記制御部は、前記トランスの二次側から一次側への送電時において、前記一次側電流検出手段の検出値に基づいて、前記一次側ブリッジ回路における前記半導体スイッチング素子の開閉状態の切り替えタイミングを制御するとともに、前記二次側電流検出手段の検出値に基づいて、前記二次側ブリッジ回路が備える２つのレグの一方の開閉状態の切り替えと他方の開閉状態の切り替えとの位相差を制御することを特徴とする請求項４又は５に記載のＤＣＤＣコンバータ。
【請求項７】
前記制御部は、前記一次側ブリッジ回路が備える２つのレグの一方の開閉状態を切り替える際に、前記直流電源から前記一次側ブリッジ回路に向かって電流が流れる状態となるように、前記一次側電流検出手段の検出値と所定の一次側電流閾値との比較に基づいて、前記一次側ブリッジ回路が備える２つのレグの他方の開閉状態を切り替えることを特徴とする請求項４乃至６のいずれか１項に記載のＤＣＤＣコンバータ。
【請求項８】
前記制御部は、前記二次側ブリッジ回路の出力電流又は出力電圧が所定の目標値となるように前記一次側ブリッジ回路及び前記二次側ブリッジ回路を制御するものであって、
前記制御部は、前記二次側ブリッジ回路の出力電流又は出力電圧の検出値に基づいて、前記一次側電流閾値を設定することを特徴とする請求項７に記載のＤＣＤＣコンバータ。
【請求項９】
前記制御部（３０Ａ）は、前記二次側ブリッジ回路の出力電流又は出力電圧が所定の目標値となるように前記一次側ブリッジ回路及び前記二次側ブリッジ回路を制御するものであって、前記二次側ブリッジ回路の出力電流又は出力電圧の検出値に基づいて、前記一次側ブリッジ回路及び前記二次側ブリッジ回路の制御周波数を設定することを特徴とする請求項１乃至８のいずれか１項に記載のＤＣＤＣコンバータ。
【請求項１０】
トランス（１１）と、
直流電源（２０）と前記トランスの一次コイル（１５）との間に接続され、半導体スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）及び還流ダイオード（Ｄ１〜Ｄ４）によってフルブリッジを構成し、前記直流電源から入力される直流電力を交流電力に変換する一次側ブリッジ回路（１２）と、
前記トランスの二次コイル（１６）に接続され、半導体スイッチング素子（Ｑ５〜Ｑ８）及び還流ダイオード（Ｄ５〜Ｄ８）によってフルブリッジを構成し、前記二次コイルから入力される交流電力を直流電力に変換する二次側ブリッジ回路（１３）と、を備え、
前記一次側ブリッジ回路における前記半導体スイッチング素子の開閉状態の切り替えと前記二次側ブリッジ回路における前記半導体スイッチング素子の開閉状態の切り替えとの位相差により、前記トランスの一次側から二次側に電力を伝達するＤＣＤＣコンバータ（１０）において、
前記二次側ブリッジ回路の出力電流を検出する二次側電流検出手段（３２）を備え、
前記二次側電流検出手段の検出値に基づいて、前記一次側ブリッジ回路における前記半導体スイッチング素子の開閉状態の切り替えと、前記二次側ブリッジ回路における前記半導体スイッチング素子の開閉状態の切り替えとの位相差を制御する制御部（３０，３０Ａ，３０Ｂ）を備え、
前記制御部（３０Ａ）は、前記二次側ブリッジ回路の出力電流又は出力電圧が所定の目標値となるように前記一次側ブリッジ回路及び前記二次側ブリッジ回路を制御するものであって、前記二次側ブリッジ回路の出力電流又は出力電圧の検出値に基づいて、前記一次側ブリッジ回路及び前記二次側ブリッジ回路の制御周波数を設定することを特徴とするＤＣＤＣコンバータ。
【請求項１１】
前記制御部（３０Ｂ）は、前記二次側ブリッジ回路の出力電流又は出力電圧が所定の目標値となるように前記一次側ブリッジ回路及び前記二次側ブリッジ回路を制御するものであって、前記二次側ブリッジ回路の出力電流又は出力電圧の検出値に基づいて、前記二次側ブリッジ回路が備える２つのレグのうち一方の他方に対する位相差を制御することを特徴とする請求項１乃至１０のいずれか１項に記載のＤＣＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
一次側ブリッジ回路におけるスイッチング素子の開閉状態の切り替えと二次側ブリッジ回路におけるスイッチング素子の開閉状態の切り替えとの位相差により、トランスの一次側から二次側に電力を伝達するＤＣＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
絶縁型ＤＣＤＣコンバータとして、デュアルアクティブブリッジ方式（DAB: Dual Active Bridge）のＤＣＤＣコンバータが知られている。ＤＡＢ方式のＤＣＤＣコンバータは、トランスの一次コイルに接続されている一次側ブリッジ回路におけるスイッチング素子の開閉状態の切り替えと、トランスの二次コイルに接続されている二次側ブリッジ回路におけるスイッチング素子の開閉状態の切り替えとの位相差により、トランスの一次側から二次側に電力を送電する。
【０００３】
ＤＡＢ方式のＤＣＤＣコンバータは、入力電圧と出力電圧との比が、トランスの巻線比から乖離すると、ソフトスイッチングが実施できなくなり、電力変換効率が大きく低下する。そこで、ブリッジ回路を追加し、そのブリッジ回路に対して電力を一時的に貯めることで、ソフトスイッチングが可能な電圧範囲を拡張する構成が提案されている（例えば、特許文献１）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特表２００８−５４３２７１
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
特許文献１に記載の構成では、ＤＣＤＣコンバータに対し、ブリッジ回路を新たに追加するため、装置の体格の増大やコストの増加などの問題が生じる。さらに、追加したブリッジ回路において、電力損失が生じることも懸念される。
【０００６】
本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、デュアルアクティブブリッジ方式のＤＣＤＣコンバータにおいて、回路の追加を抑制しつつ、ソフトスイッチングが可能な電圧範囲を拡張することを主たる目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明は、トランス（１１）と、直流電源（２０）と前記トランスの一次コイル（１５）との間に接続され、半導体スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）及び還流ダイオード（Ｄ１〜Ｄ４）によってフルブリッジを構成し、前記直流電源から入力される直流電力を交流電力に変換する一次側ブリッジ回路（１２）と、前記トランスの二次コイル（１６）に接続され、半導体スイッチング素子（Ｑ５〜Ｑ８）及び還流ダイオード（Ｄ５〜Ｄ８）によってフルブリッジを構成し、前記二次コイルから入力される交流電力を直流電力に変換する二次側ブリッジ回路（１３）と、を備え、前記一次側ブリッジ回路における前記半導体スイッチング素子の開閉状態の切り替えと前記二次側ブリッジ回路における前記半導体スイッチング素子の開閉状態の切り替えとの位相差により、前記トランスの一次側から二次側に電力を伝達するＤＣＤＣコンバータ（１０）において、前記二次側ブリッジ回路の出力電流を検出する二次側電流検出手段（３２）を備え、前記二次側電流検出手段の検出値に基づいて、前記一次側ブリッジ回路における前記半導体スイッチング素子の開閉状態の切り替えと、前記二次側ブリッジ回路における前記半導体スイッチング素子の開閉状態の切り替えとの位相差を制御する制御部（３０，３０Ａ，３０Ｂ）を備えることを特徴とする。
【０００８】
ＤＡＢ方式のＤＣＤＣコンバータにおいて、還流ダイオードに電流が流れている状態でブリッジ回路の状態が変更されることによってハードリカバリ（貫通電流）が生じる。このハードリカバリによって、電力効率は悪化する。ここで、ＤＣＤＣコンバータの制御状態によって、二次側ブリッジ回路の出力電流は正方向と負方向とに変化する。そこで、二次側ブリッジ回路の出力電流の検出値に基づいて、二次側ブリッジ回路における半導体スイッチング素子の開閉状態の切り替えタイミングを制御する構成とした。このような構成にすることで、ＤＣＤＣコンバータの入力電圧及び出力電圧に依らず、二次側ブリッジにおけるハードリカバリを抑制することができる。つまり、回路の追加を抑制しつつ、ソフトスイッチングが可能な電圧範囲を拡張することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】ＤＡＢ方式のＤＣＤＣコンバータの回路図。
【図２】ＤＡＢ方式のＤＣＤＣコンバータの状態を示す図。
【図３】ＤＡＢ方式のＤＣＤＣコンバータの状態を示す図。
【図４】ＤＡＢ方式のＤＣＤＣコンバータの動作を示すタイミングチャート。
【図５】ＤＡＢ方式のＤＣＤＣコンバータの動作を示すタイミングチャート。
【図６】貫通電流が生じるときのＤＣＤＣコンバータの状態を示す図。
【図７】第１実施形態の制御部の機能を表す機能ブロック図。
【図８】第１実施形態のＤＣＤＣコンバータの動作を示すタイミングチャート。
【図９】第１実施形態のＤＣＤＣコンバータの動作を示すタイミングチャート。
【図１０】第１実施形態のＤＣＤＣコンバータの動作を示すタイミングチャート。
【図１１】第２実施形態の制御部の機能を表す機能ブロック図。
【図１２】第３実施形態の制御部の機能を表す機能ブロック図。
【図１３】第３実施形態のＤＣＤＣコンバータの動作を示すタイミングチャート。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
（第１実施形態）
図１に本実施形態におけるＤＣＤＣコンバータの回路図を示す。本実施形態のＤＣＤＣコンバータ１０は、トランス１１を備える絶縁型ＤＣＤＣコンバータである。ＤＣＤＣコンバータ１０は、直流電源２０（電圧源）から供給される電力を変換し、二次電池２１に出力する。また、ＤＣＤＣコンバータ１０は、双方向電力変換が可能であり、二次電池２１から供給される電力を、直流電源２０に対して伝達可能である。
【００１１】
ＤＣＤＣコンバータ１０は、トランス１１の一次側に一次側ブリッジ回路１２を備えているとともに、トランス１１の二次側に二次側ブリッジ回路１３を備えている。一次側ブリッジ回路１２は、半導体スイッチング素子であるスイッチＱ１〜Ｑ４によってフルブリッジ回路が構成されている。同様に、二次側ブリッジ回路１３は、半導体スイッチング素子であるスイッチＱ５〜Ｑ８によってフルブリッジ回路が構成されている。スイッチＱ１〜Ｑ８は、それぞれＭＯＳ−ＦＥＴであり、還流ダイオードＤ１〜Ｄ８が設けられている。
【００１２】
一次側ブリッジ回路１２の入力側には、平滑コンデンサ１４が設けられており、一次側ブリッジ回路１２の出力側は、トランス１１の一次コイル１５に接続されている。二次側ブリッジ回路１３の入力側は、トランス１１の二次コイル１６に接続されており、二次側ブリッジ回路１３の出力側には平滑コンデンサ１７が設けられている。一次側ブリッジ回路１２は、直流電源２０から入力される直流電力を交流電力に変換する。二次側ブリッジ回路１３は、二次コイル１６から入力される交流電力を直流電力に変換する。
【００１３】
本実施形態のＤＣＤＣコンバータ１０は、一次側ブリッジ回路１２と二次側ブリッジ回路１３との位相差によって、一次側から二次側に送電を行うデュアルアクティブブリッジ方式（DAB: Dual Active Bridge）のＤＣＤＣコンバータである。ＤＡＢ方式のＤＣＤＣコンバータ１０では、２つのブリッジ回路１２，１３の間にリアクトルＬが設けられている。ここで、リアクトルＬは、トランス１１の漏れインダクタンスである。なお、トランス１１の漏れインダクタンスは、トランス１１の一次側と二次側との双方に存在するが、図面の簡略化のために一次側のみに図示している。
【００１４】
制御部３０は、電流センサ３１（一次側電流検出手段）からＤＣＤＣコンバータ１０の入力電流Ｉ１の検出値、電流センサ３２（二次側電流検出手段）からＤＣＤＣコンバータ１０の出力電流Ｉ２の検出値、電圧センサ３３からＤＣＤＣコンバータ１０の入力電圧Ｖｉｎの検出値、電圧センサ３４からＤＣＤＣコンバータ１０の出力電圧Ｖｏｕｔの検出値をそれぞれ取得する。そして、入力電流Ｉ１、出力電流Ｉ２、入力電圧Ｖｉｎ、及び、出力電圧Ｖｏｕｔの検出値に基づいて、両ブリッジ回路１２，１３における位相制御を実施する。
【００１５】
ＤＡＢ方式のＤＣＤＣコンバータ１０の動作について、図２，３を用いて説明を行う。ここで、入力電流Ｉ１の方向について、直流電源２０（平滑コンデンサ１４）から一次側ブリッジ回路１２に流れる方向を正方向として扱う。また、リアクトル電流ＩＬの方向について、リアクトルＬから一次コイル１５に流れる方向を正方向として扱う。また、出力電流Ｉ２の方向について、二次電池２１（平滑コンデンサ１７）から二次側ブリッジ回路１３に流れる方向を正方向として扱う。図２，３では、電力の供給対象である二次電池２１を電気負荷として表している。二次電池２１の端子間電圧が、ＤＣＤＣコンバータ１０の出力電圧Ｖｏｕｔに相当する。
【００１６】
図２（ａ）には、一次側ブリッジ回路１２のスイッチＱ１がターンオン、スイッチＱ２がターンオフされた直後の電流の流れを示している。スイッチＱ１，Ｑ４，Ｑ６，Ｑ７がオン状態とされ、スイッチＱ２，Ｑ３，Ｑ５，Ｑ８がオフ状態とされている。一次側において、一次側ブリッジ回路１２のスイッチＱ１がターンオン、スイッチＱ２がターンオフされる前において、一次コイル１５からリアクトルＬに対して電流が流れていたため、リアクトルＬから同方向にリアクトル電流ＩＬが流れ続ける。
【００１７】
図２（ａ）に示す状態の後、リアクトルＬに対して、直流電源２０からリアクトル電流ＩＬと逆方向に電圧が印加されるため、リアクトル電流ＩＬの大きさが減少していく。そして、図２（ｂ）に示すように、リアクトル電流ＩＬの向きが反転する。図２（ａ），（ｂ）に示す状態では、リアクトルＬが励磁される。
【００１８】
図２（ｂ）に示す状態の後、二次側ブリッジ回路１３において、スイッチＱ６，Ｑ７がターンオフされ、スイッチＱ５，Ｑ８がターンオンされる。つまり、二次側ブリッジ回路１３のスイッチ状態が反転され、図２（ｃ）に示す状態となる。図２（ｃ）に示す状態では、直流電源２０から二次電池２１に対して電力が伝達される。
【００１９】
図２（ｃ）に示す状態の後、一次側ブリッジ回路１２において、スイッチＱ３がターンオンされ、スイッチＱ４がターンオフされ、図２（ｄ）に示す状態となる。図２（ｄ）に示す状態では、トランス１１の一次側において、一次コイル１５、スイッチＱ３、スイッチＱ１、リアクトルＬの順に電流が流れる還流回路が形成されている。
【００２０】
図２（ｄ）に示す状態の後、一次側ブリッジ回路１２において、スイッチＱ１がターンオフされ、スイッチＱ２がターンオンされ、図３（ａ）に示す状態となる。図２（ｄ）に示す状態において、リアクトルＬから一次コイル１５に対して電流が流れていたため、図３（ａ）に示す状態において、リアクトルＬから同方向にリアクトル電流ＩＬが流れる。
【００２１】
図３（ａ）に示す状態の後、リアクトルＬに対して、直流電源２０からリアクトル電流ＩＬと逆方向に電圧が印加されるため、リアクトル電流ＩＬの大きさが減少していく。そして、図３（ｂ）に示すように、リアクトル電流ＩＬの向きが反転する。図３（ａ），（ｂ）に示す状態では、リアクトルＬが励磁される。
【００２２】
図３（ｂ）に示す状態の後、二次側ブリッジ回路１３において、スイッチＱ６，Ｑ７がターンオンされ、スイッチＱ５，Ｑ８がターンオフされる。つまり、二次側ブリッジ回路１３のスイッチ状態が反転され、図３（ｃ）に示す状態となる。図３（ｃ）に示す状態では、直流電源２０から二次電池２１に対して電力が伝達される。
【００２３】
図３（ｃ）に示す状態の後、一次側ブリッジ回路１２において、スイッチＱ４がターンオンされ、スイッチＱ３がターンオフされ、図３（ｄ）に示す状態となる。図３（ｄ）に示す状態では、トランス１１の一次側において、一次コイル１５、リアクトルＬ、スイッチＱ２、スイッチＱ４の順に電流が流れる還流回路が形成されている。図３（ｄ）に示す状態の後、一次側ブリッジ回路１２のスイッチＱ１がターンオン、スイッチＱ２がターンオフされ、図２（ａ）に示す状態となる。
【００２４】
図２（ａ），（ｂ）及び図３（ａ），（ｂ）に示す状態を、リアクトルＬを励磁する励磁モードと呼ぶ。図２（ｃ）及び図３（ｃ）に示す状態を、伝達モードと呼ぶ。図２（ｄ）及び図３（ｄ）に示す状態を、還流モードと呼ぶ。
【００２５】
図４にスイッチＱ１〜Ｑ８の状態、及び、リアクトル電流ＩＬの時間変化を示す。時刻Ｔ１において、スイッチＱ１がターンオン、スイッチＱ２がターンオフされることで、ＤＣＤＣコンバータ１０は、図３（ｄ）に示す還流モード（Ａ）から、図２（ａ）に示す励磁モード（Ｂ）にされる。
【００２６】
時刻Ｔ１以降の励磁モードにおいて、リアクトルＬに対し、直流電源２０及び二次電池２１の電圧が印加される。このため、リアクトル電流ＩＬは増加する。その後、リアクトル電流ＩＬの向きが反転する（図２（ｂ）に示す状態）。時刻Ｔ２において、二次側ブリッジ回路１３のスイッチＱ５〜Ｑ８のオフオン状態（開閉状態）が反転され、ＤＣＤＣコンバータ１０は、図２（ｃ）に示す伝達モードにされる。
【００２７】
ここで、従来制御における励磁モードから伝達モードへの切り替えは、ＤＣＤＣコンバータ１０の出力電圧Ｖｏｕｔの検出値と、目標値Ｖｏｕｔ＊との偏差に基づいて実施される。励磁モードから伝達モードへの切り替え時に、二次側ブリッジ回路１３において貫通電流が生じることが懸念される。以下、この貫通電流について説明を行う。
【００２８】
図５に貫通電流が生じる状況における、スイッチＱ１〜Ｑ８の状態、及び、リアクトル電流ＩＬの時間変化を示す。時刻Ｔ１１において、図２（ａ）に示す励磁モード（Ａ）にされる。その後、時刻Ｔ１２において、リアクトル電流ＩＬが反転する前に、二次側ブリッジ回路１３のスイッチＱ５〜Ｑ８のオフオン状態が反転される。これにより、ＤＣＤＣコンバータ１０は、図２（ｃ）に示す伝達モード（Ｂ）にされる。
【００２９】
図２（ａ）に示す状態では、スイッチＱ６，Ｑ７の還流ダイオードＤ６，Ｄ７の順方向に電流が流れている。この状態で、スイッチＱ６，Ｑ７をターンオフとすると同時にスイッチＱ５，Ｑ８をターンオンすると、スイッチＱ６，Ｑ７の還流ダイオードＤ６，Ｄ７の逆方向にリカバリー電流が流れる。図６に示すように、スイッチＱ６，Ｑ７の還流ダイオードＤ６，Ｄ７に発生するリカバリー電流によって、二次側ブリッジ回路１３の両レグに対して、貫通電流（二点鎖線）が生じる。
【００３０】
二次側ブリッジ回路１３における貫通電流は、入力電圧Ｖｉｎに対して出力電圧Ｖｏｕｔが小さく、励磁モードの時間が短く設定された場合に発生する。また、入力電圧Ｖｉｎに対して出力電圧Ｖｏｕｔが大きく、還流モードの時間が長く設定された場合に、一次側ブリッジ回路１２において貫通電流が発生する可能性がある。
【００３１】
そこで、本実施形態の制御部３０は、貫通電流を抑制するために、入力電流Ｉ１及び出力電流Ｉ２に基づく制御を行う。図７に制御部３０の機能ブロック図を示す。
【００３２】
偏差算出部４１は、出力電圧Ｖｏｕｔの目標値Ｖｏｕｔ＊と出力電圧Ｖｏｕｔの検出値との偏差ΔＶｏｕｔを算出する。ＰＩ演算部４２は、その偏差ΔＶｏｕｔに比例積分演算（ＰＩ演算）を実施する。つまり、偏差算出部４１及びＰＩ演算部４２は、出力電圧Ｖｏｕｔについてフィートバック演算を実施する。基準値算出部４３は、ＰＩ演算部４２の出力値に基づいて、入力電流Ｉ１の閾値Ｉ１ｔｈ（一次側電流閾値）、及び、出力電流Ｉ２の閾値Ｉ２ｔｈ（二次側電流閾値）を算出する。基準値算出部４３は、ＰＩ演算部４２の出力値に加え、入力電圧Ｖｉｎ、入力電流Ｉ１、及び、出力電流Ｉ２の検出値と、リアクトルＬのインダクタンス値とを用いて、閾値Ｉ１ｔｈ，Ｉ２ｔｈを算出する。これにより、入力電力と出力電力とのアンバランスを好適に解消することが可能になる。
【００３３】
コンパレータ４５には、入力電流Ｉ１の検出値と、閾値Ｉ１ｔｈとが入力され、入力電流Ｉ１の検出値が閾値Ｉ１ｔｈを超えると、ハイレベルの信号を出力する。コンパレータ４６には、出力電流Ｉ２の検出値と、閾値Ｉ２ｔｈとが入力され、出力電流Ｉ２の検出値が閾値Ｉ２ｔｈを超えると、ハイレベルの信号を出力する。
【００３４】
パルス生成部４４は、所定周期で５０％デューティのパルス信号を生成し、スイッチＱ１，Ｑ２を駆動する駆動回路３５に出力する。また、パルス生成部４４から出力されるパルス信号は、タイミング調整部４７，４８に入力される。
【００３５】
タイミング調整部４７は、ＡＮＤ回路４９，５０、ＮＯＴ回路５１、及び、ＳＲラッチ５２を備えている。ＡＮＤ回路４９には、パルス生成部４４から出力されるパルス信号と、コンパレータ４５の出力が入力される。ＡＮＤ回路５０には、パルス生成部４４から出力されるパルス信号がＮＯＴ回路５１によって反転された信号と、コンパレータ４５の出力が入力される。ＳＲラッチ５２のＳ端子には、ＡＮＤ回路４９の出力が入力される。また、ＳＲラッチ５２のＲ端子には、ＡＮＤ回路５０の出力が入力される。ＳＲラッチ５２のＱ端子は、スイッチＱ３，Ｑ４を駆動する駆動回路３５に信号を出力する。
【００３６】
パルス生成部４４からハイレベルのパルス信号が出力されている状態で、入力電流Ｉ１の検出値が閾値Ｉ１ｔｈを超えると、ＳＲラッチ５２のＳ端子にハイレベルの信号が入力される。これにより、タイミング調整部４７から、スイッチＱ３をターンオンし、スイッチＱ４をターンオフする信号が出力される。パルス生成部４４からローレベルのパルス信号が出力されている状態で、入力電流Ｉ１の検出値が閾値Ｉ１ｔｈを超えると、ＳＲラッチ５２のＲ端子にハイレベルの信号が入力される。これにより、タイミング調整部４７から、スイッチＱ３をターンオフし、スイッチＱ４をターンオンする信号が出力される。
【００３７】
タイミング調整部４８は、ＡＮＤ回路５３，５４、ＮＯＴ回路５５、及び、ＳＲラッチ５６を備えている。ＡＮＤ回路５３には、パルス生成部４４から出力されるパルス信号と、コンパレータ４６の出力とが入力される。ＡＮＤ回路５４には、パルス生成部４４から出力されるパルス信号がＮＯＴ回路５５によって反転された信号と、コンパレータ４６の出力とが入力される。ＳＲラッチ５６のＳ端子には、ＡＮＤ回路５３の出力が入力される。また、ＳＲラッチ５６のＲ端子には、ＡＮＤ回路５４の出力が入力される。ＳＲラッチ５６のＱ端子は、スイッチＱ５〜Ｑ８を駆動する駆動回路３６に信号を出力する。
【００３８】
パルス生成部４４からハイレベルのパルス信号が出力されている状態で、出力電流Ｉ２の検出値が閾値Ｉ２ｔｈを超えると、ＳＲラッチ５６のＳ端子にハイレベルの信号が入力される。これにより、タイミング調整部４８から、スイッチＱ５，Ｑ８をターンオンし、スイッチＱ６，Ｑ７をターンオフする信号が出力される。パルス生成部４４からローレベルのパルス信号が出力されている状態で、出力電流Ｉ２の検出値が閾値Ｉ２ｔｈを超えると、ＳＲラッチ５６のＲ端子にハイレベルの信号が入力される。これにより、タイミング調整部４８から、スイッチＱ５，Ｑ８をターンオフし、スイッチＱ６，Ｑ７をターンオンする信号が出力される。
【００３９】
図８に、制御部３０によるスイッチング制御を実施した場合の電流ＩＬ，Ｉ１，Ｉ２の変化及びスイッチＱ１〜Ｑ８のオフオン状態の変化を表すタイミングチャートを示す。
【００４０】
時刻Ｔ２１において、スイッチＱ１がターンオン、スイッチＱ２がターンオフされ、ＤＣＤＣコンバータ１０が励磁モードとなる。励磁モードでは、リアクトルＬに入力電圧Ｖｉｎ及び出力電圧Ｖｏｕｔが印加されるため、リアクトル電流ＩＬが増加する。そして、リアクトル電流ＩＬが０を超え、リアクトル電流ＩＬの向きが反転する。
【００４１】
時刻Ｔ２２において、出力電流Ｉ２が０より大きな閾値Ｉ２ｔｈに達するため、二次側ブリッジ回路１３のスイッチＱ５〜Ｑ８の状態が反転される。これにより、ＤＣＤＣコンバータ１０が伝達モードとなる。伝達モードでは、リアクトルＬに対して直流電源２０から電圧が印加されるため、リアクトル電流ＩＬが増加する。
【００４２】
時刻Ｔ２３において、入力電流Ｉ１が閾値Ｉ１ｔｈに達するため、スイッチＱ３がターンオン、スイッチＱ４がターンオフされる。これにより、ＤＣＤＣコンバータ１０が還流モードになる。時刻Ｔ２４において、時刻Ｔ２１から所定のスイッチング周期が経過したことで、スイッチＱ１がターンオフ、スイッチＱ２がターンオンされる。これにより、ＤＣＤＣコンバータ１０が励磁モードとなる。
【００４３】
ここで、閾値Ｉ１ｔｈは、時刻Ｔ２４において、リアクトル電流ＩＬが正の値となるように設定される。これにより、時刻Ｔ２４におけるスイッチＱ１のターンオフ、及び、スイッチＱ２のターンオンにおいて、スイッチＱ１，Ｑ２に貫通電流が流れることを抑制できる。
【００４４】
図９に、入力電圧Ｖｉｎが出力電圧Ｖｏｕｔより小さい状態において、制御部３０によるスイッチング制御を実施した場合の電流ＩＬ，Ｉ１，Ｉ２の変化及びスイッチＱ１〜Ｑ８のオフオン状態の変化を表すタイミングチャートを示す。
【００４５】
時刻Ｔ３１において、スイッチＱ１，Ｑ２のオフオン状態が切り替えられる時点で、リアクトル電流ＩＬが負の値となっている。また、時刻Ｔ３３において、スイッチＱ１，Ｑ２のオフオン状態が切り替えられる時点で、リアクトル電流ＩＬが正の値となっている。このように、スイッチＱ１，Ｑ２において貫通電流が抑制されている。
【００４６】
また、時刻Ｔ３２，Ｔ３４において、二次側ブリッジ回路１３のスイッチＱ５〜Ｑ８のオフオン状態が切り替えられる時点で、出力電流Ｉ２が正の値となっている。このように、スイッチＱ５〜Ｑ８において貫通電流が抑制されている。
【００４７】
図１０に、入力電圧Ｖｉｎが出力電圧Ｖｏｕｔより大きい状態において、制御部３０によるスイッチング制御を実施した場合の電流ＩＬ，Ｉ１，Ｉ２の変化、及び、スイッチＱ１〜Ｑ８のオフオン状態の変化を表すタイミングチャートを示す。
【００４８】
時刻Ｔ４２，Ｔ４４において、二次側ブリッジ回路１３のスイッチＱ５〜Ｑ８のオフオン状態が切り替えられる時点で、出力電流Ｉ２が正の値となっている。このように、スイッチＱ５〜Ｑ８において貫通電流が抑制されている。
【００４９】
また、時刻Ｔ４１において、スイッチＱ１，Ｑ２のオフオン状態が切り替えられるとき、リアクトル電流ＩＬが負の値となっている。また、時刻Ｔ４３において、スイッチＱ１，Ｑ２のオフオン状態が切り替えられる時点で、リアクトル電流ＩＬが正の値となっている。このように、スイッチＱ１，Ｑ２において貫通電流が抑制されている。
【００５０】
図９，１０に示すように、出力電圧Ｖｏｕｔが目標値（入力電圧Ｖｉｎと、トランス１１の巻線比との積）から乖離している状況においても、ハードリカバリを抑制することが可能になっている。
【００５１】
以下、本実施形態における効果を述べる。
【００５２】
ＤＡＢ方式のＤＣＤＣコンバータ１０において、還流ダイオードＤ１〜Ｄ８に電流が流れている状態でブリッジ回路１２，１３の状態が変更されることによって、ハードリカバリ（貫通電流）が生じる。このハードリカバリによって、電力効率は悪化する。ここで、ＤＣＤＣコンバータ１０の制御状態によって、二次側ブリッジ回路１３の出力電流Ｉ２は正方向と負方向とに変化する。そこで、二次側ブリッジ回路１３の出力電流Ｉ２の検出値に基づいて、二次側ブリッジ回路１３におけるスイッチＱ５〜Ｑ８の切り替えタイミングを制御する構成とした。このような構成にすることで、ＤＣＤＣコンバータ１０の入力電圧Ｖｉｎ及び出力電圧Ｖｏｕｔに依らず、二次側ブリッジ回路１３におけるハードリカバリを抑制することができる。つまり、回路の追加を抑制しつつ、ソフトスイッチングが可能な電圧範囲を拡張することができる。
【００５３】
二次側から一次側に流れる電流の向きを正方向とすると、ＤＣＤＣコンバータ１０の出力電流Ｉ２が０より大きくなったときに、二次側から一次側への逆流が生じていると言える。逆流が生じている場合、二次側ブリッジ回路１３の還流ダイオードＤ５〜Ｄ８に電流は流れていない。そこで、出力電流Ｉ２の検出値が０より大きい所定の閾値Ｉ２ｔｈより大きくなった場合に、二次側ブリッジ回路１３の状態を変更することで、ハードリカバリを抑制することが可能となる。
【００５４】
電流センサ３２は、二次側から一次側に流れる電流の向き（逆流）を正方向として、出力電流Ｉ２を検出する。この構成により、制御やコンパレータの回路構成の簡素化が可能となる。
【００５５】
本実施形態のＤＣＤＣコンバータ１０は、ＤＣＤＣコンバータ１０の出力電圧Ｖｏｕｔ（二次側ブリッジ回路１３の出力電圧）が所定の目標値Ｖｏｕｔ＊となるように、定電圧制御を実施する。ここで、ＤＣＤＣコンバータ１０の出力電圧Ｖｏｕｔに基づいて、閾値Ｉ２ｔｈを設定することで、ハードリカバリを抑制しつつ、出力電圧Ｖｏｕｔを目標値Ｖｏｕｔ＊に近づける制御が可能になる。
【００５６】
一次側ブリッジ回路１２において、一次側ブリッジ回路１２の入力電流Ｉ１の検出値に基づいて、一次側ブリッジ回路１２の２つのレグ間での位相差（２つのレグの一方のオフオン状態の切り替えと、他方のオフオン状態の切り替えとの位相差）を制御する構成とした。このような構成にすることで、一次側ブリッジ回路１２におけるハードリカバリを抑制することが可能になる。
【００５７】
具体的には、還流モードから励磁モードへの変更の際、一次側ブリッジ回路１２から直流電源２０に向かって電流が流れる（逆流が生じる）と、一次側ブリッジ回路１２においてハードリカバリが発生する。そこで、還流モードから励磁モードへの変更の際に逆流が生じないように、入力電流Ｉ１と所定の閾値Ｉ１ｔｈとの比較を行い、伝達モードから還流モードへの変更を実施する構成とした。
【００５８】
ここで、双方向の電流入出力が可能なＤＣＤＣコンバータ１０では、二次側から一次側への送電が可能である。二次側から一次側への送電時において、電流センサ３１は、出力側電流センサとして動作し、電流センサ３２は、入力側電流センサとして動作する。そこで、二次側から一次側の送電時において、電流センサ３１の検出値に基づいて、二次側ブリッジ回路１３に対する一次側ブリッジ回路１２の位相差を制御するとともに、電流センサ３２の検出値に基づいて、二次側ブリッジ回路１３の２つのレグ間での位相差を制御する。このような制御を行うことで、二次側から一次側の送電時において、ハードリカバリを抑制することが可能になる。
【００５９】
つまり、電流センサ３１を設け、その検出値に基づく制御を実施することで、トランス１１の一次側から二次側への送電の効率を向上させるとともに、素子を新たに追加することなく、トランス１１の二次側から一次側への送電の効率を向上させることが可能になる。
【００６０】
本実施形態のＤＣＤＣコンバータ１０は、ＤＣＤＣコンバータ１０の出力電圧Ｖｏｕｔ（二次側ブリッジ回路１３の出力電圧）が所定の目標値Ｖｏｕｔ＊となるように、定電圧制御を実施する。ここで、ＤＣＤＣコンバータ１０の出力電圧Ｖｏｕｔに基づいて、閾値Ｉ１ｔｈを設定することで、ハードリカバリを抑制しつつ、出力電圧Ｖｏｕｔを目標値Ｖｏｕｔ＊に近づける制御が可能になる。
【００６１】
（第２実施形態）
図１１に第２実施形態における制御部３０Ａの機能ブロック図を示す。本実施形態における制御部３０Ａの基準値算出部４３Ａは、ＰＩ演算部４２の出力値に基づいて、パルス生成部４４Ａの生成するパルス信号の周期、即ち、制御周波数を算出する。パルス生成部４４Ａは、基準値算出部４３Ａの算出した周期のパルス信号を生成し、そのパルス信号をスイッチＱ１，Ｑ２を駆動する駆動回路３５、及び、タイミング調整部４７，４８に出力する。
【００６２】
出力電圧Ｖｏｕｔが、目標値Ｖｏｕｔ＊から乖離し、偏差ΔＶｏｕｔが大きくなった場合に、基準値算出部４３Ａは、パルス信号の周期を短く設定する。出力電圧Ｖｏｕｔが目標値Ｖｏｕｔ＊に比べて小さい場合、励磁モード及び伝達モードにおいてリアクトル電流ＩＬが急峻に立ち上がり、回路素子の許容電流値に達する。そして、伝達モードから還流モードに移行する。このため、還流モードの時間が長くなる。還流モードは、一次側から二次側への電力の伝達に寄与しない電流が流れるため、還流モードが長いほど電力損失が大きくなる。また、還流モードでは、リアクトル電流ＩＬが減少していくため、還流モード終了時のスイッチＱ１〜Ｑ４の切り替え時にハードリカバリが生じることが懸念される。
【００６３】
そこで、出力電圧Ｖｏｕｔが目標値Ｖｏｕｔ＊に比べて小さい場合、パルス信号の周期を短く設定することで、還流モードの時間が短くなり、還流モードによる電力損失、及び、ハードリカバリの発生を抑制することが出来る。
【００６４】
さらに、基準値算出部４３Ａは、ＰＩ演算部４２の出力値に加え、入力電圧Ｖｉｎ、入力電流Ｉ１、及び、出力電流Ｉ２の検出値と、リアクトルＬのインダクタンス値とを用いて、パルス信号の周期（制御周波数）を設定する。これにより、入力電力と出力電力とのアンバランスを好適に解消することが可能になる。
【００６５】
（第３実施形態）
図１２に第３実施形態における制御部３０Ｂの機能ブロック図を示す。本実施形態における制御部３０Ｂの基準値算出部４３Ｂは、ＰＩ演算部４２の出力値に基づいて、二次側ブリッジ回路１３の両レグの位相差を調整する。基準値算出部４３Ｂは、スイッチＱ７，Ｑ８に対するスイッチＱ５，Ｑ６の遅延量を生成し、遅延回路５８に出力する。さらに、基準値算出部４３Ｂは、ＰＩ演算部４２の出力値に加え、入力電圧Ｖｉｎ、入力電流Ｉ１、及び、出力電流Ｉ２の検出値と、リアクトルＬのインダクタンス値とを用いて、遅延量を生成する。
【００６６】
遅延回路５８は、基準値算出部４３Ｂにより算出された遅延量に基づいて、スイッチＱ７，Ｑ８のターンオン信号及びターンオフ信号を遅延させて、スイッチＱ５，Ｑ６に出力する。スイッチＱ５，Ｑ６のターンオン及びターンオフを、スイッチＱ７，Ｑ８のターンオン及びターンオフより遅らせることで、二次側ブリッジ回路１３と二次コイル１６で還流回路が形成される。
【００６７】
図１３に制御部３０Ｂによる制御を実施した場合の電流ＩＬ，Ｉ１，Ｉ２の変化及びスイッチＱ１〜Ｑ８のオフオン状態の変化を表すタイミングチャートを示す。
【００６８】
時刻Ｔ５１において、スイッチＱ１がターンオン、スイッチＱ２がターンオフされ、ＤＣＤＣコンバータ１０が励磁モードとなる。励磁モードでは、リアクトルＬに入力電圧Ｖｉｎ及び出力電圧Ｖｏｕｔが印加されるため、リアクトル電流ＩＬが増加する。そして、リアクトル電流ＩＬが０を超え、リアクトル電流ＩＬの向きが反転する。
【００６９】
時刻Ｔ５２において、出力電流Ｉ２が０より大きな閾値Ｉ２ｔｈに達するため、二次側ブリッジ回路１３のスイッチＱ７，Ｑ８の状態が反転される。これにより、ＤＣＤＣコンバータ１０が二次側還流モードとなる。二次側還流モードでは、リアクトルＬに対して直流電源２０から電圧が印加されるため、リアクトル電流ＩＬが増加する。
【００７０】
時刻Ｔ５２から所定の遅延時間が経過した時刻Ｔ５３において、二次側ブリッジ回路１３のスイッチＱ５，Ｑ６の状態が反転される。これにより、ＤＣＤＣコンバータ１０が伝達モードとなる。伝達モードでは、リアクトルＬに対して直流電源２０から電圧が印加されるため、リアクトル電流ＩＬが増加する。
【００７１】
時刻Ｔ５４において、入力電流Ｉ１が閾値Ｉ１ｔｈに達するため、スイッチＱ３がターンオン、スイッチＱ４がターンオフされる。これにより、ＤＣＤＣコンバータ１０が一次側還流モードになる。時刻Ｔ５５において、時刻Ｔ５１から所定のスイッチング周期が経過したことで、スイッチＱ１がターンオフ、スイッチＱ２がターンオフされる。これにより、ＤＣＤＣコンバータ１０が励磁モードとなる。
【００７２】
出力電圧Ｖｏｕｔが、目標値Ｖｏｕｔ＊から乖離し、偏差ΔＶｏｕｔが大きくなった場合に、基準値算出部４３Ｂは、遅延量を長く設定する。出力電圧Ｖｏｕｔが目標値Ｖｏｕｔ＊に比べて小さい場合、励磁モード及び伝達モードにおいてリアクトル電流ＩＬが急峻に立ち上がり、回路素子の許容電流値に達する。そして、伝達モードから一次側還流モードに移行する。そして、一次側還流モードにおいて、リアクトル電流ＩＬが負の値となり、一次側ブリッジ回路１２のスイッチＱ１〜Ｑ４のオフオン状態の切り替え時にハードリカバリが生じることが懸念される。
【００７３】
そこで、二次側還流モードを設ける構成とした。二次側還流モードでは、一次側還流モードと異なり、リアクトル電流ＩＬが増加するため、二次側還流モードを設けることで、一次側還流モードの時間を短くすると、一次側ブリッジ回路１２のスイッチＱ１〜Ｑ４のオフオン状態の切り替え時にハードリカバリを抑制することが可能になる。さらに、出力電圧Ｖｏｕｔと目標値Ｖｏｕｔ＊との偏差が大きい場合に、二次側還流モードの時間を長く設けることで、より好適に一次側ブリッジ回路１２のスイッチＱ１〜Ｑ４のオフオン状態の切り替え時にハードリカバリを抑制することが可能になる。
【００７４】
（他の実施形態）
・半導体スイッチング素子として、ＭＯＳ−ＦＥＴに代えて、ＩＧＢＴを用いてもよい。
【００７５】
・上記実施形態では、出力電圧Ｖｏｕｔを目標値Ｖｏｕｔ＊に近づける定電圧制御を実施したが、これを変更し、出力電流Ｉ２を目標値Ｉ２＊に近づける定電流制御を実施してもよい。出力電流Ｉ２を目標値Ｉ２＊に近づける定電流制御を実施している場合には、出力電流Ｉ２の検出値を取得し、その出力電流Ｉ２の検出値に基づいて、閾値Ｉ１ｔｈ，Ｉ２ｔｈを算出する構成とするとよい。
【００７６】
・ＤＣＤＣコンバータは、トランス１１の一次側から二次側に対してのみ電力供給を実施する単方向ＤＡＢ方式のＤＣＤＣコンバータであってもよい。
【００７７】
・入力電流Ｉ１に基づく一次側ブリッジ回路１２の制御を省略する構成としてもよい。
【００７８】
・閾値Ｉ１ｔｈ，Ｉ２ｔｈをそれぞれ固定値とする構成としてもよい。この構成の場合、例えば、出力電圧Ｖｏｕｔの検出値に基づいてスイッチング周期を変更することで、出力電圧Ｖｏｕｔを目標値Ｖｏｕｔ＊に近づける制御を実施するとよい。
【００７９】
・トランス１１の漏れインダクタンスに代えて、一次側ブリッジ回路１２と二次側ブリッジ回路１３との間にリアクトルを設ける構成としてもよい。
【００８０】
・上記実施形態において、コンパレータ４５及びタイミング調整部４７を省略する構成としてもよい。この場合、基準値演算部が、スイッチＱ３，Ｑ４のターンオン指令及びターンオフ指令を生成する構成とするとよい。スイッチＱ３，Ｑ４のターンオン指令及びターンオフ指令は、スイッチＱ１，Ｑ２のターンオン指令及びターンオフ指令から所定の遅延時間後に出力される。この遅延時間は、出力電圧Ｖｏｕｔとその目標値Ｖｏｕｔ＊との偏差に基づき設定されるとよい。
【００８１】
・上記実施形態において、コンパレータ４６及びタイミング調整部４８を省略する構成としてもよい。この場合、基準値演算部が、スイッチＱ５〜Ｑ８のターンオン指令及びターンオフ指令を生成する構成とするとよい。スイッチＱ５〜Ｑ８のターンオン指令及びターンオフ指令は、スイッチＱ１，Ｑ２のターンオン指令及びターンオフ指令から所定の遅延時間後に出力される。この遅延時間は、出力電圧Ｖｏｕｔとその目標値Ｖｏｕｔ＊との偏差に基づき設定されるとよい。
【符号の説明】
【００８２】
１０…ＤＣＤＣコンバータ、１１…トランス、１２…一次側ブリッジ回路、１３…二次側ブリッジ回路、１５…一次コイル、１６…二次コイル、３０…制御部、３２…電流センサ、Ｄ１〜Ｄ８…還流ダイオード、Ｑ１〜Ｑ８…スイッチ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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