(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧６０Ｖを超える電源を入力電源として電力変換を行う電圧形インバータ回路と並列に接続された平滑コンデンサの電荷を放電するコンデンサ放電装置であって、
前記平滑コンデンサの両端子に並列接続された電力消費用の放電抵抗とスイッチ素子と電流検出抵抗との直列接続体と、
前記スイッチ素子をオンオフ制御して前記放電抵抗に流れる電流を一定の第１所定値に制御するヒステリシスコンパレータ回路と、
前記ヒステリシスコンパレータ回路の一方の入力端に接続する電流指令設定回路と、
前記ヒステリシスコンパレータ回路の他方の入力端に一端が接続し、前記電流検出抵抗に他端が接続するローパスフィルタ回路と、
前記ヒステリシスコンパレータ回路を駆動する電源を前記平滑コンデンサの両端子から供給する電源回路と、
を備えるコンデンサ放電装置。
【請求項２】
請求項１に記載のコンデンサ放電装置であって、
前記一定に制御される電流値は、前記平滑コンデンサの両端電圧が６０Ｖ未満に至るまでの時間が１．７秒以下になるように設定されるコンデンサ放電装置。
【請求項３】
請求項１又は２のいずれかに記載のコンデンサ放電装置であって、
前記平滑コンデンサの両端電圧を検出する電圧検出回路と、
所定電圧値を設定する電圧閾値設定回路と、
前記電圧検出回路により検出された前記電圧値と前記電圧閾値設定回路により設定された前記所定電圧値を比較するコンパレータ回路と、を備え、
前記ヒステリシスコンパレータ回路は、前記コンパレータ回路の比較結果に基づき、前記平滑コンデンサの両端電圧が前記電圧形インバータ回路を保護するための過電圧保護閾値を越えたと判定した場合に、前記放電抵抗に流れる電流が前記第１所定値よりも大きい第２所定値となるように制御するコンデンサ放電装置。
【請求項４】
直流電圧６０Ｖを超える電源を入力電源として電力変換を行う電圧形インバータ回路と並列に接続された平滑コンデンサの電荷を放電するコンデンサ放電装置の制御方法であって、
前記平滑コンデンサの両端子に並列接続された電力消費用の放電抵抗とスイッチ素子と電流検出抵抗とで構成される直列接続体の前記電流検出抵抗からローパスフィルタ回路を介して入力した電圧と、電流指令値設定回路から入力した電圧とを用いて前記スイッチ素子をオンオフ制御して前記放電抵抗に流れる電流を一定の第１所定値に制御するヒステリシスコンパレータ回路を駆動する電源を前記平滑コンデンサの両端子から供給するコンデンサ放電装置の制御方法。
【請求項５】
請求項４に記載のコンデンサ放電装置の制御方法であって、
前記一定に制御される電流値は、前記平滑コンデンサの両端電圧が６０Ｖ未満に至るまでの時間が１．７秒以下になるように設定されるコンデンサ放電装置の制御方法。
【請求項６】
請求項４又は５のいずれかに記載のコンデンサ放電装置の制御方法であって、
前記平滑コンデンサの両端電圧を検出された電圧値と前記所定電圧値を比較し、
当該比較結果に基づき、前記平滑コンデンサの両端電圧が前記電圧形インバータ回路を保護するための過電圧保護閾値を越えたと判定した場合に、前記放電抵抗に流れる電流が前記第１所定値よりも大きい第２所定値となるように制御するコンデンサ放電装置の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、平滑用コンデンサの放電装置及びその制御方法の技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
電圧形インバータ（以降、本発明ではインバータと称する）は、直流電圧を交流電圧に変換する電力変換器で、広く、交流モータの可変速駆動用途に使われている。環境意識の高まりを背景に市場規模を拡大するハイブリッド電気自動車や電気自動車の中核部品のひとつでもある。
【０００３】
これら自動車用途では、特に、何らかの不具合により起こる危険から搭乗者を守るため、各種異常の検出手段を設け、異常検出結果に応じて、安全な動作状態にシステムを遷移させている。
【０００４】
また、インバータに供給される直流電圧が６０Ｖを超える場合には、スイッチング動作に伴う電圧リプルを除去するためにインバータに並列接続された平滑コンデンサの電荷を所定時間内に放電するための電力消費手段が設けられ、イグニッションをオフにする事で車両を停止状態にした場合や事故などの場合により、システムが必要と判断した場合に電力消費手段を動作させ、前記コンデンサの放電を行い、その電圧が人身の感電がないレベル（６０Ｖ未満）にし、安全を確保している。
【０００５】
なお、電力消費手段としては、最低２つの手段の採用が求められ（冗長性）、放電に係る時間は例えば、第１の手段では5s以内、第２の手段では5分以内に６０Ｖ未満にする必要がある。
【０００６】
こうした技術は、例えば、特許文献１や特許文献２などに記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】実開昭63-29391号公報
【特許文献２】特許第4418318号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
まず、特許文献１記載の方法には、平滑コンデンサの電荷を所定時間内に放電するための電力消費手段として、放電抵抗とスイッチ素子を直列に接続した回路を平滑コンデンサに並列接続する回路（放電回路）が例示され、何らかの制御が実施される事が記載されている。しかし、制御の詳細については、記載がない。
【０００９】
一方、特許文献２記載の方法では、例えば、特許文献１記載に例示された放電回路を制御する方法が詳細に示されている。この方法によれば、平滑コンデンサ電圧の電圧を検出し、イグニッションをオフにより、直流バッテリーとインバータの間に直列接続されたコンタクタの開放指令が与えられた時を基点に、所定時間毎に前記検出電圧値の変化を算出し、その結果と所定の閾値を比較判定して、コンデンサ放電が正常に行われているか判定している。これにより、例えば、前記コンタクタが故障して、指令に反し、閉路を形成している場合は、異常と判定でき、放電動作を停止することで、前記放電抵抗の不具合発生（過熱による焼損など）を未然に防ぐことが出来る。
【００１０】
しかし、この方法では電圧変化を演算し、比較するような複雑な処理が必要で、その診断確定には所定の時間が必要となる、また、上位コントローラがコンタクタの異常判断を行うために、その期間の放電継続が要求される場合がある。その診断時間はシステム的に決められるため、ユニット単位の診断時間より長い。そして、診断の結果を確定させるまでに消費される電力を加味して、放電抵抗の定格電力を設定すると、抵抗の体格が大きくなり、延いては、コストアップや実装のためのサイズが大きくなるなどの課題があった。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記課題を解決するために、本発明に係るコンデンサ放電装置は、直流電圧６０Ｖを超える電源を入力電源として電力変換を行う電圧形インバータ回路と並列に接続された平滑コンデンサの電荷を放電するコンデンサ放電装置であって、前記平滑コンデンサの両端子に並列接続された電力消費用の放電抵抗とスイッチ素子と電流検出抵抗との直列接続体と、前記スイッチ素子をオンオフ制御して前記放電抵抗に流れる電流を一定の第１所定値に制御するヒステリシスコンパレータ回路と、前記ヒステリシスコンパレータ回路の一方の入力端に接続する電流指令設定回路と、前記ヒステリシスコンパレータ回路の他方の入力端に一端が接続し、前記電流検出抵抗に他端が接続するローパスフィルタ回路と、前記ヒステリシスコンパレータ回路を駆動する電源を前記平滑コンデンサの両端子から供給する電源回路と、を備える。
【００１２】
また、本発明に係るコンデンサ放電装置の制御方法は、直流電圧６０Ｖを超える電源を入力電源として電力変換を行う電圧形インバータ回路と並列に接続された平滑コンデンサの電荷を放電するコンデンサ放電装置の制御方法であって、前記平滑コンデンサの両端子に並列接続された電力消費用の放電抵抗とスイッチ素子と電流検出抵抗とで構成される直列接続体の電流検出抵抗からローパスフィルタ回路を介して入力した電圧と、電流指令値設定回路から入力した電圧とを用いて前記スイッチ素子をオンオフ制御して前記放電抵抗に流れる電流を一定の第１所定値に制御するヒステリシスコンパレータ回路を駆動する電源を前記平滑コンデンサの両端子から供給する。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によるコンデンサ放電装置もしくはコンデンサ放電装置の制御方法を採用すれば、平滑コンデンサを放電し、その電圧を安全な値（６０Ｖ未満）まで低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】本実施形態に係る駆動系の全体回路構成図である。
【図２】本実施形態に関する放電回路を中心とした回路図である。
【図３（ａ）】電流検出抵抗25の出力をローパスフィルタ回路23を通して検出した波形図である。
【図３（ｂ）】コンデンサ12の両端電圧並びに、放電抵抗20に流れる電流を示している。
【図３（ｃ）】図３(b)の時間0.5sから0.6sの時間軸を拡大した場合における、コンデンサ12の両端電圧並びに、放電抵抗20に流れる電流を示している。
【図４】特許文献2に記載された実施例において、コンタクタが正常に判定された後の平滑コンデンサの両端電圧並びに、放電抵抗に流れる電流を示している。
【図５】本実施形態に係り図２に示された回路図により、放電回路の動作を禁止した場合の放電特性である。
【図６】実施例2に関する放電回路を中心とした回路図である。
【図７】本実施例2を適用した場合のコンデンサ12の放電特性を示す。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
本発明に実施形態を図面に基づいて以下に説明する。
【実施例１】
【００１６】
図１は、本実施形態に係る駆動系の全体回路構成図である。自動車用途の交流モータの可変速駆動系は、図１に示すように、高圧バッテリー１、インバータ２、交流モータ３、直流入力電圧検出器４、交流出力のための電流検出器５ないし７、回転位置検出器８、制御回路９、ゲート駆動回路１０、そして制御やゲート駆動に必要なスイッチング電源１１で構成されている。インバータ2には平滑用のコンデンサ（C0）12並びに、コンデンサ（C1）13とコンデンサ（C2）14を直列接続したものが並列に接続されている。それぞれのコンデンサ容量は例えば、コンデンサC0は800uFと大きく、コンデンサC1とコンデンサC2はそれぞれ0.1uFと小さい。放電回路15が更に、インバータ2に並列に接続されている。
【００１７】
図１に示す通り、低圧バッテリー17より例えば、12Vを入力としたスイッチング電源11から動作電圧が与えられる制御回路9、ゲート駆動回路10によりインバータ2は、図示しない上位コントローラの指令に基づき、その出力電流が所定になるように制御され、モータ3が電動もしくは、発電の動作をする。
【００１８】
また、直流バス（＋）（−）に直列に接続されているコンタクタ16は、図示しない例えば、高圧バッテリーコントローラにより、開閉が行われ、運転中は高圧バッテリー1とインバータ2間の閉路を構成する。電動の動作では、バッテリー1からインバータ2、発電の動作では、インバータ2からバッテリー1に向かいそれぞれ、電流が流れる。
【００１９】
図２は、本実施形態に関する放電回路を中心とした回路図である。コンデンサ12に接続された直流バス（＋）（−）に、放電回路26並びに、それを駆動する電源回路27が接続されている。
【００２０】
放電回路26は、電力消費体としての放電抵抗20と、放電抵抗20の電流を一定に制御するためのスイッチ素子21と、電流検出抵抗25と、電流指令設定回路24と、ローパスフィルタ回路23と、ヒステリシスコンパレータ回路22と、により構成される。
【００２１】
ヒステリシスコンパレータ回路22は、電流検出抵抗25を介して得られかつ放電抵抗を流れる電流に比例したローパスフィルタ回路23通過後の電圧と、放電回路26の電源電圧を分圧抵抗により所定電流に対応し設定した電圧と、を入力としてスイッチ素子21をオンオフ制御する。
【００２２】
電源回路27は、電流を制限するための抵抗と、この抵抗に直列に接続されかつ所定の略一定電圧を得るためのツェナダイオードと、このツェナダイオードに並列接続されたリプル除去用のコンデンサと、から構成されている。
【００２３】
図３（ａ）ないし（ｃ）は、図２に示された回路の放電動作時の、直流バス（＋）（−）の両端電圧並びに、放電抵抗に流れる電流をSPICEにより、シミュレーションした結果を示している。
【００２４】
コンデンサ12の平滑コンデンサ容量C0は800uFであり、放電抵抗20の抵抗値は120Ωであり、電流検出抵抗25の抵抗値は0.2Ωであり、ヒステリシスコンパレータ22のヒステリシス幅は+/-5mVであり、比較する電圧基準（電流指令）は54mV、すなわち、放電抵抗電流指令は0.27Aにそれぞれ設定している。
【００２５】
そして、ロードダンプ（コンタクタ16がモータ発電動作中に開放された）により、平滑コンデンサの初期電圧は高圧バッテリー電圧400V（最大値）より上昇し、550Vとおいた。
【００２６】
図３(a)は、電流検出抵抗25の出力をローパスフィルタ回路23を通して検出した波形図である。横軸は時間であり、縦軸は電圧値である。概ね、0.8sまでは電流指令に制御できているが、それ以降は、指令電流に対して、減少している。放電抵抗20での消費電力は0.8sまでは8.7Wで、それ以降は減少している。
【００２７】
図３(b)は、コンデンサ12の両端電圧並びに、放電抵抗20に流れる電流を示している。図３(c)は、図３(b)の時間0.5sから0.6sの時間軸を拡大した場合における、コンデンサ12の両端電圧並びに、放電抵抗20に流れる電流を示している。
【００２８】
図３(c)を参照すれば、スイッチ素子21により放電抵抗電流はパルス状に制御されている様子がわかる。また、設定したスイッチ制御するためのヒステリシス幅では、スイッチング周波数は500Hz程度となっている。放電動作時は、このスイッチングに伴う損失とスイッチ素子21の導通損失が、消費電力に加算され、コンデンサ放電の手助けとなる。
【００２９】
コンデンサ12の両端電圧は概ね1.7sで60V未満になっている。また、0.8s以降は270V以下になる。一方、電源回路27に用いた  電流制限抵抗は150kΩ、ツェナ電圧は12Vとした。SPICEシミュレーションに使った素子モデルでは1.8mA（=270/150e3）以下でヒステリシスコンパレータ回路22などへの電流供給のバランスによりツェナ電圧12V（電源電圧）を維持できなくなり低下する。その結果、電源電圧を分圧生成した電流指令相当の電圧も低下するため、放電抵抗20に流れる電流が小さくなることがわかった。
【００３０】
ある時刻を経過すると放電抵抗電流が所定値より低下するが、放電は継続できる。そして、所定時刻内に60V以下まで放電が可能であることが確認できた。ここで、用いたコンパレータ素子の電源電圧範囲は2〜36V、スイッチ素子のゲート閾値電圧は最低3.5Vである。
【００３１】
図４は例えば、特許文献2に記載された実施例において、コンタクタが正常に判定された後の平滑コンデンサの両端電圧並びに、放電抵抗に流れる電流を示している。放電抵抗に直列に接続されたスイッチ素子21は、常時オンに制御され、放電抵抗電流が、平滑コンデンサの両端電圧の低下と共に減少している。放電抵抗は約1.7sにて60V以下に放電できる1000Ωに設定。
【００３２】
図４の例において抵抗に流れる２秒間の平均電流は約0.28Aである。従って、放電抵抗での平均消費電力は、78.4Wと本発明の8.7W以下に比べ、約10倍大きい。
【００３３】
更に、異常判定がなく、コンタクタが閉路形成状態で放電が行われる場合には、消費電力は、高圧バッテリー電圧400Vが放電抵抗に印可される。その結果、消費電力は160Wに達する。
【００３４】
これら結果から、本発明を適用することで、所定の放電を短時間に達成し、かつ、放電抵抗の消費電力を大幅に低減できることがわかる。延いては、放電回路の小型化、低コスト化を達成できる。
【００３５】
更に、放電回路を動作させる電源をコンデンサ12両端から得ているため、電圧が60V以上であれば場合、制御回路9の電源である低圧バッテリーが切り離された状態であっても、放電動作が継続できるという特有の効果も有している。
【００３６】
また、放電回路を動作させる電源はコンデンサ12を放電せしめるため、十分な安全確保のために、早い時間で放電を実現できる回路とは別に搭載を求められる常時放電回路として、活用することができる。
【００３７】
図５は、図２のスイッチ素子21をオフに保持し、平滑コンデンサ（C0）12の放電特性を求めたものである。約270s（5分以下）で60V以下となった。 
【実施例２】
【００３８】
図６は、実施例2に関する放電回路を中心とした回路図である。実施例１と異なる点は、実施例１で説明した放電回路26に代わり、コンパレータ回路61、電圧閾値設定回路62、高電圧検出回路63を追加した放電回路60を用いた点である。 
電圧閾値設定回路62は、電源電圧を分圧し、図１に示された制御回路9において過電圧として検出される電圧値を設定する。
【００３９】
高電圧検出回路63は、コンデンサ12の両端の電圧を分圧したものを、コンパレータ回路61の（-）入力に、前記電圧閾値設定回路63の出力電圧を同（+）入力へ供給する。そして、コンパレータ回路61のオープンコレクタ出力をローパスフィルタ回路23の出力に接続する。
【００４０】
この動作について説明する。コンパレータ回路61の出力は、前記通りの入力接続により、平滑コンデンサC0両端の電圧が閾値電圧として設定した過電圧値を超えるとオン状態となる。
【００４１】
この出力は、電流検出経路の出力段に接続されており、オン状態では電流検出値は、実電流に関わらず、“０”に保持される。その結果、電流指令設定回路24の設定値を下回っているので、スイッチ素子21は常時オンとなる。
【００４２】
そして、放電抵抗20での放電が行われる。平滑コンデンサ（C0）12両端の電圧は減少し、過電圧として設定した閾値を下回るとコンパレータ回路61のオープンコレクタ出力はオフ状態となる。その結果、電流検出値は実電流相当の値となり、ヒステリシスコンパレータ回路22は電流指定設定回路24の設定値に基づいて、オンオフ動作を行い。実施例１で説明したとおりの放電作用をもたらす。
【００４３】
過電圧閾値以上でスイッチ素子21が従来方式と同じく、オンを継続する。コンタクタ16が開放されない場合は、高圧バッテリーの最大値を越えた電圧になることはない（理由は複数の電圧源が並列接続された場合、最小の電圧値となる）ため、従来方式の様なコンタクタ異常を判定するような診断処理は不要である。
【００４４】
図７は、本実施例2を適用した場合のコンデンサ12の放電特性を示す。過電圧閾値はインバータ回路保護ができる460Vに設定している。そして、高電圧バッテリーの最大値は400Vである。
【００４５】
本実施例により、放電により60V以下に達する時間が1.45sとなり、実施例１の1.7sより短縮できていることがわかる。また、スイッチ素子21のオンを継続する期間の抵抗消費電力は2kW強になるが、その印可時間は30msと極めて短く、サージ耐量の高い抵抗を採用すれば定格電力の約1000倍まで許容が可能である。従って、放電回路の小型化、低コスト化を達成できる。
【００４６】
また、本実施例を採用すれば、過電圧状態を迅速に解消でき、高圧バッテリー1に接続されたインバータ回路2や図示を省略した高圧バッテリー1から低圧バッテリー17に電力変換を行うDCDCコンバータ回路の通常動作を可能にする。
【００４７】
その結果、これら回路を使いコンデンサ12の放電を補助させることが可能となる。延いては、放電抵抗20にて消費する電力を低減でき、放電回路の小型化、低コスト化を達成できる。
【産業上の利用可能性】
【００４８】
本発明は自動車用途で高圧バッテリーに接続されたインバータに適用ができる。
【符号の説明】
【００４９】
1…高圧バッテリー、2…インバータ、3…モータ、4…直流電圧検出器、5〜7…電流検出器、８…回転位置検出器、9…制御回路、10…ゲート駆動回路、11…スイッチング電源、12〜14…コンデンサ、15…  放電回路、16…コンタクタ、17…低圧バッテリー、20…  放電抵抗、21…スイッチ素子、22…ヒステリシスコンパレータ回路、23…ローパスフィルタ回路、24…電流指令設定回路、25…電流検出抵抗、26…放電回路、27…電源回路、28…放電回路、61…コンパレータ回路、62…電圧閾値設定回路、63…高電圧検出回路、C0…  コンデンサ（及び、その容量）、C1…  コンデンサ（及び、その容量）、C2…  コンデンサ（及び、その容量）、Tu+…トランジスタ、Tv+…トランジスタ、Tw+…トランジスタ、Tu-…トランジスタ、Tv-…トランジスタ、Tw-…トランジスタ、Du+…ダイオード、Dv+…ダイオード、Dw+…ダイオード、Du-…ダイオード、Dv-…、Dw-…ダイオード
【図１】
0006334362.tif 000002
【図２】
0006334362.tif 000003
【図３（ａ）】
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【図３（ｂ）】
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【図３（ｃ）】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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