(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧をトランスの一次巻線に印加し、前記一次巻線に接続されたスイッチング素子をスイッチングさせることにより、前記トランスの二次巻線に発生したパルス電圧を整流平滑回路により整流平滑して、得られた出力電圧を負荷に出力するスイッチング電源装置であって、
前記出力電圧と基準電圧との誤差電圧をフィードバック信号として一次側に出力する誤差増幅器と、
軽負荷時に、前記誤差増幅器からの前記フィードバック信号に応じて前記スイッチング素子のスイッチング周波数を低減させる発振器と、
前記フィードバック信号の値に応じて、前記トランスが飽和しない近似線で負荷率に対する前記スイッチング周波数の傾きを表す周波数補正率を変化させることにより、前記発振器のスイッチング周波数を補正する周波数補正回路と、
を備え、
前記周波数補正回路は、低減されたスイッチング周波数に対して前記周波数補正率を変化させることにより、前記スイッチング周波数をさらに低減させ、
前記近似線は、前記軽負荷から中間負荷までの前記周波数補正率に対し、前記中間負荷から重負荷までの前記周波数補正率を大きくする複数の線から構成されることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記スイッチング周波数は、上限周波数と下限周波数とを備えることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記発振器の前記上限周波数と前記下限周波数とを調整するための周波数調整端子を備えることを特徴とする請求項２記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来のスイッチング電源装置として、例えば、特許文献１に記載されたものが知られている。特許文献１に記載されたスイッチング電源装置は、第１乃至第３のデューティサイクル制御モードを有し、フィードバック信号の値ＩＣ１で、第１のデューティサイクル制御モード（重負荷時モード）に入る。第１のデューティサイクル制御モードでは、スイッチング周波数は、平均１００％値に調整される。フィードバック信号の値ＩＣ２（ＩＣ１よりも大）で、制御回路は第１のデューティサイクル制御モードから第２のデューティサイクル制御モード（軽負荷時モード）に移行する。
【０００３】
第２のデューティサイクル制御モードでは、制御回路は、ピーク・スイッチ電流を固定値に調整し、フィードバック信号が増大するときは、スイッチング周波数を１００％未満に調整する。スイッチング周波数は、フィードバック信号の値ＩＣ３（ＩＣ２よりも大）に達すると１００％値の２０％の閾値に達する。フィードバック信号の値ＩＣ３（ＩＣ２よりも大）で、制御回路は第２のデューティサイクル制御モードから第３のデューティサイクル制御モードに移行する。
【０００４】
第１及び第２のデューティサイクル制御モードにより、スイッチング素子のドレインを抑制することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００８−９２７９４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、第１のデューティサイクル制御モード全域及び第２のデューティサイクル制御モードの一部では、スイッチング周波数が高いことから、スイッチング素子のスイッチングロスが大きくなり、さらなるスイッチング周波数の高周波化は困難であった。
【０００７】
また、従来のスイッチング電源装置では、図６（ｂ）に示すように、フィードバック電圧ＦＢが、負荷電力Ｐ０（負荷率）の減少に連動して直線的に減少する。このため、軽負荷時のスイッチング周波数ラインも負荷電力Ｐ０（負荷率）の減少に連動して直線的に減少する。この直線状のスイッチング周波数ラインでは、中間負荷での周波数が高くなってしまうため、スイッチングロスが増大して、効率が低下する。
【０００８】
また、スイッチング周波数をさらに高周波化してトランスの小型化を図ることが要求されている。しかしながら、スイッチング周波数をさらに高周波化した場合には、重負荷時から中間負荷にかけてスイッチングロスにより効率が低下してしまう。
【０００９】
本発明の課題は、トランスの小型化及び重負荷時から中間負荷にかけて高効率化を図ることができるスイッチング電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明に係るスイッチング電源装置は、直流電圧をトランスの一次巻線に印加し、前記一次巻線に接続されたスイッチング素子をスイッチングさせることにより、前記トランスの二次巻線に発生したパルス電圧を整流平滑回路により整流平滑して、得られた出力電圧を負荷に出力するスイッチング電源装置であって、前記出力電圧と基準電圧との誤差電圧をフィードバック信号として一次側に出力する誤差増幅器と、軽負荷時に、前記誤差増幅器からの前記フィードバック信号に応じて前記スイッチング素子のスイッチング周波数を低減させる発振器と、前記フィードバック信号の値に応じて、前記トランスが飽和しない近似線で負荷率に対する前記スイッチング周波数の傾きを表す周波数補正率を変化させることにより、前記発振器のスイッチング周波数を補正する周波数補正回路とを備え、
前記周波数補正回路は、低減されたスイッチング周波数に対して前記周波数補正率を変化させることにより、前記スイッチング周波数をさらに低減させ、
前記近似線は、前記軽負荷から中間負荷までの前記周波数補正率に対し、前記中間負荷から重負荷までの前記周波数補正率を大きくする複数の線から構成されることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、周波数補正回路は、フィードバック信号の値に応じて、トランスが飽和しない近似線で負荷率に対するスイッチング周波数の傾きを表す周波数補正率を変化させることにより、発振器のスイッチング周波数を補正するので、スイッチング周波数を負荷状態に合わせて高周波化でき、これによって、トランスの小型化及び重負荷時から中間負荷にかけて高効率化を図ることができるスイッチング電源装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の実施例１に係るスイッチング電源装置の回路構成を示す図である。
【図２】本発明の実施例１に係るスイッチング電源装置に設けられた周波数補正回路の詳細な回路構成を示す図である。
【図３】本発明の実施例１に係るスイッチング電源装置の軽負荷モード時の高周波化制御を説明するための図である。
【図４】本発明の実施例１に係るスイッチング電源装置の通常制御で高周波制御した場合の出力電力と効率との関係を示す図である。
【図５】本発明の実施例１に係るスイッチング電源装置の波形損失を説明するための図である。
【図６】従来のスイッチング電源装置の軽負荷モード時の制御を説明するための図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。図１は、本発明の実施例１に係るスイッチング電源装置の回路構成を示す図である。実施例１のスイッチング電源装置は、平滑コンデンサＣ０の直流電圧をトランスＴの一次巻線Ｐに印加し、一次巻線Ｐの一端に接続されたスイッチング素子Ｑ１をスイッチングさせることにより、トランスＴの二次巻線Ｓに発生したパルス電圧をダイオードＤ１と出力コンデンサＣ１とからなる整流平滑回路により整流平滑して、得られた出力電圧Ｖｏｕｔを図示しない負荷に出力する。
【００１４】
なお、直流電源Ｅの直流電圧は、図示しないが、交流電源の入力電圧をダイオードで整流した電圧であっても良い。
【００１５】
出力コンデンサＣ１の両端には、誤差増幅器（エラーアンプ）８が接続されている。出力コンデンサＣ１の一端と誤差増幅器８との間には、フォトカプラＰＣ１のフォトダイオードと抵抗Ｒ２との直列回路が接続され、フォトダイオードの両端には抵抗Ｒ１が接続されている。
【００１６】
誤差増幅器８は、出力コンデンサＣ１の出力電圧と基準電圧との誤差電圧をフォトカプラＰＣ１のフォトダイオードを介してフィードバック信号として一次側のフォトカプラＰＣ１のフォトトランジスタに出力する。フォトカプラＰＣ１のフォトトランジスタのコレクタには、フィードバック電圧ＦＢを出力するフィードバック端子ＦＢが設けられている。
【００１７】
スイッチング素子Ｑ１は、ＭＯＳＦＥＴからなり、ドレインが一次巻線Ｐの一端に接続され、ソースが抵抗Ｒ３の一端に接続され、抵抗Ｒ３の他端は接地されている。
【００１８】
抵抗Ｒ３の一端には過電流保護端子ＯＣＰが設けられ、ＯＣＰコンパレータＣＰ１は、過電流保護端子ＯＣＰからの電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ以上の場合には、Ｈレベルをオア回路ＯＲ１に出力し、過電流保護端子ＯＣＰからの電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ未満の場合には、Ｌレベルをオア回路ＯＲ１に出力する。
【００１９】
オア回路ＯＲ１は、オア回路ＯＲ１からの出力、例えばＨレベルをフリップフロップ回路１２のリセット端子に出力する。フリップフロップ回路１２は、オア回路ＯＲ１からの出力、例えばＨレベルにより反転出力端子ＱbからＨレベルをノア回路１３に出力する。
【００２０】
ノア回路１３はＬレベルをドライブ回路１４を介してスイッチング素子Ｑ１のゲートに出力してスイッチング素子Ｑ１をオフさせる。即ち、スイッチング素子Ｑ１に過電流が流れた場合には、スイッチング素子Ｑ１をオフさせることで、過電流保護される。
【００２１】
電流センスコンパレータＣＰ２は、過電流保護端子ＯＣＰからの電圧がフィードバック電圧ＦＢ以上の場合には、Ｈレベルをオア回路ＯＲ１に出力し、過電流保護端子ＯＣＰからの電圧がフィードバック電圧ＦＢ未満の場合には、Ｌレベルをオア回路ＯＲ１に出力する。オア回路ＯＲ１からオア回路ＯＲ１、フリップフロップ回路１２、ノア回路１３の処理は、ＯＣＰコンパレータＣＰ１のそれらの処理と同じであるので、ここでは、その説明は省略する。
【００２２】
次に、実施例１のスイッチング電源装置の特徴的な構成を説明する。フィードバック端子ＦＢとグランドとの間にはコンデンサＣ２が接続されている。コンデンサＣ２は、周波数補正検出コンパレータＣＰ３〜ＣＰ５、周波数補正回路１０を介して発振器１１に接続される。
【００２３】
発振器１１は、図示しないが、内部にコンデンサとスイッチとを有し、周波数補正回路１０からの電流によりコンデンサを充電させコンデンサの充電電圧が所定の電圧に達するとスイッチによりコンデンサの電荷を放電させて、この充放電サイクルによりスイッチング周波数を設定している。発振器１１は、軽負荷時に、フィードバック電圧ＦＢ（コンデンサＣ２の電圧）に応じてスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数を低減させる。
【００２４】
周波数補正検出コンパレータＣＰ３〜ＣＰ５及び周波数補正回路１０は、フィードバック電圧ＦＢ（コンデンサＣ２の電圧）の値に応じて、トランスＴが飽和しない近似線で周波数補正率を変化させることにより、発振器１１のスイッチング周波数を補正する。
【００２５】
周波数補正検出コンパレータＣＰ３〜ＣＰ５及び周波数補正回路１０は、発振器１１により低減されたスイッチング周波数に対して周波数補正率を変化させることにより、スイッチング周波数をさらに低減させる。
【００２６】
周波数補正検出コンパレータＣＰ３は、コンデンサＣ２のフィードバック電圧ＦＢが基準電圧Ｖ１（例えば２Ｖ）以上になると、出力がＬレベルとなるため、ダイオードＤ２を介して周波数補正回路１０から電流を引き込む。
【００２７】
周波数補正検出コンパレータＣＰ４は、コンデンサＣ２のフィードバック電圧ＦＢが基準電圧Ｖ１よりも大きい基準電圧Ｖ２（例えば３Ｖ）以上になると、出力がＬレベルとなるため、ダイオードＤ３を介して周波数補正回路１０から電流を引き込む。
【００２８】
周波数補正検出コンパレータＣＰ５は、コンデンサＣ２のフィードバック電圧ＦＢが基準電圧Ｖ２よりも大きい基準電圧Ｖ３（例えば４Ｖ）以上になると、出力がＬレベルとなるため、ダイオードＤ４を介して周波数補正回路１０から電流を引き込む。
【００２９】
図２は、本発明の実施例１に係るスイッチング電源装置に設けられた周波数補正回路の詳細な回路構成を示す図である。周波数補正回路は、電圧を電流に変換する回路であり、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２，Ｔｒ３、抵抗Ｒ１０〜Ｒ１３、オペアンプＯＰ１を有している。
【００３０】
抵抗Ｒ１１の一端はダイオードＤ２のアノードに接続され、抵抗Ｒ１２の一端はダイオードＤ３のアノードに接続され、抵抗Ｒ１３の一端はダイオードＤ４のアノードに接続されている。
【００３１】
抵抗Ｒ１１の他端と抵抗Ｒ１２の他端と抵抗Ｒ１３の他端は、オペアンプＯＰ１の反転端子と抵抗Ｒ１０の一端とトランジスタＴｒ３のエミッタとに接続され、抵抗Ｒ１０の他端は接地されている。
【００３２】
オペアンプＯＰ１は、フィードバック電圧ＦＢと抵抗Ｒ１０の電圧との差電圧を増幅して差電圧をトランジスタＴｒ３のベースに出力する。トランジスタＴｒ１のエミッタとトランジスタＴｒ２のエミッタとは、図示しない電源に接続され、トランジスタＴｒ１のベースとトランジスタＴｒ２のベースとは、トランジスタＴｒ３のコレクタに接続されている。トランジスタＴｒ２のコレクタは、発振器１１に接続され、図示しない発振器１１のコンデンサに電流を供給する。
【００３３】
周波数補正検出コンパレータＣＰ３〜ＣＰ５の基準電圧Ｖ１〜Ｖ３、周波数補正回路１０の抵抗Ｒ１１〜Ｒ１３が発振器１１の低減されたスイッチング周波数の周波数補正率を変化させる。
【００３４】
また、実施例１のスイッチング電源装置は、ピーク負荷での高周波制御を行うことにより重負荷時での効率を改善している。ここで、ピーク負荷とは、ベース負荷（連続してかかる変動の少ない負荷）よりも大きく、一定時間連続してかかる負荷である。
【００３５】
次に、このように構成された実施例１のスイッチング電源装置の動作を説明する。
【００３６】
実施例１のスイッチング電源装置において、軽負荷モード時に、周波数補正検出コンパレータＣＰ３〜ＣＰ５及び周波数補正回路１０は、フィードバック電圧ＦＢ（コンデンサＣ２の電圧）の値に応じて、トランスＴが飽和しない近似線で周波数補正率を変化させることにより、発振器１１のスイッチング周波数を補正する。
【００３７】
以下、周波数補正検出コンパレータＣＰ３〜ＣＰ５及び周波数補正回路１０の動作を説明する。
【００３８】
まず、図３に示す負荷率が負荷率４０％〜５０％未満の範囲では、フィードバック電圧ＦＢ、即ち、コンデンサＣ２の電圧が基準電圧Ｖ１を超えないので、周波数補正検出コンパレータＣＰ３〜ＣＰ５の出力はＨレベルとなり、周波数補正回路１０に対して何ら働きかけをしない。周波数補正回路１０のオペアンプＯＰ１は、非反転端子の電圧（コンデンサＣ２電圧）と同等電圧が反転端子に生じる様にトランジスタＴｒ３に極小の電流を流す。このため、トランジスタＴｒ３に流れる極小の電流はトランジスタＴｒ１を介してトランジスタＴｒ２に流れ、発振器１１のコンデンサを充電する。ここで、発振器１１のコンデンサに流れる電流は極小であるため、発振周波数は、低周波となる。
【００３９】
次に、図３に示す負荷率が負荷率４０％〜５０％の範囲Ｌ１では、フィードバック電圧ＦＢ、即ち、コンデンサＣ２の電圧が基準電圧Ｖ１（２Ｖ）を超えるので、周波数補正検出コンパレータＣＰ３の出力はＬレベルとなり、ダイオードＤ２を介して周波数補正回路１０から電流を引き込む。このため、周波数補正検出コンパレータＣＰ３の出力が接地されたことになる。すると、抵抗Ｒ１０に抵抗Ｒ１１が並列接続されることになる。
【００４０】
ここで、フィードバック電圧ＦＢは、基準電圧Ｖ１（２Ｖ）より少し高い電圧、例えば２．１Ｖが印加されており、オペアンプＯＰ１の反転端子にも同等の電圧が印加されなければならない。このため、オペアンプＯＰ１は、フィードバック電圧ＦＢと例えば２．１Ｖとの誤差電圧を増幅してトランジスタＴｒ３のベースに印加する。このため、トランジスタＴｒ３に抵抗Ｒ１０に流れる電流に加え抵抗Ｒ１１に流れる増加した分の電流が流れるので、トランジスタＴｒ１を介してトランジスタＴｒ２には抵抗Ｒ１０と抵抗Ｒ１１の小さい電流が発振器１１のコンデンサに流れる。このため、発振器１１のコンデンサの充放電によりスイッチング周波数は、周波数補正率ＦＡ１で変化する。
【００４１】
次に、荷率が負荷率８０％〜９０％の範囲Ｌ２では、フィードバック電圧ＦＢ、即ち、コンデンサＣ２の電圧が基準電圧Ｖ１，Ｖ２を超えるので、周波数補正検出コンパレータＣＰ３，ＣＰ４の出力はＬレベルとなり、ダイオードＤ２，Ｄ３を介して周波数補正回路１０から電流を引き込む。このため、周波数補正検出コンパレータＣＰ３，ＣＰ４の出力が接地されたことなる。すると、抵抗Ｒ１０と、抵抗Ｒ１１と抵抗Ｒ１２との合成抵抗となり、オペアンプＯＰ１の反転端子に接続される。このため、オペアンプＯＰ１は、フィードバック電圧ＦＢが例えば３．１ＶとオペアンプＯＰ１の反転端子電圧との誤差電圧を増幅してトランジスタＴｒ３のベースに印加する。このため、トランジスタＴｒ３に中位の電流が流れるので、トランジスタＴｒ１を介してトランジスタＴｒ２に流れる中位の電流が発振器１１のコンデンサに流れる。このため、発振器１１のコンデンサの充放電によりスイッチング周波数は、周波数補正率ＦＡ１よりも傾きの大きい周波数補正率ＦＡ２で変化する。
【００４２】
次に、荷率が負荷率９０％〜１００％の範囲Ｌ３では、フィードバック電圧ＦＢ、即ち、コンデンサＣ２の電圧が基準電圧Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３を超えるので、周波数補正検出コンパレータＣＰ３，ＣＰ４，ＣＰ５の出力はＬレベルとなり、ダイオードＤ２，Ｄ３，Ｄ４を介して周波数補正回路１０から電流を引き込む。このため、周波数補正検出コンパレータＣＰ３，ＣＰ４，ＣＰ５の出力が接地されたことなる。すると、抵抗Ｒ１０と、抵抗Ｒ１１と抵抗Ｒ１２と抵抗Ｒ１３の合成抵抗となり、オペアンプＯＰ１の反転端子に接続される。このため、オペアンプＯＰ１は、フィードバック電圧ＦＢと例えば４．１Ｖとの誤差電圧を増幅してトランジスタＴｒ３のベースに印加する。このため、トランジスタＴｒ３に抵抗Ｒ１０〜Ｒ１２の合成抵抗に流れる電流分の大きい電流が流れるので、トランジスタＴｒ１を介してトランジスタＴｒ２に流れる大きい電流が発振器１１のコンデンサに流れる。このため、発振器１１のコンデンサの充放電によりスイッチング周波数は、周波数補正率ＦＡ２よりも傾きの大きい周波数補正率ＦＡ３で変化する。
【００４３】
このように実施例１のスイッチング電源装置によれば、周波数補正回路１０及び周波数補正検出コンパレータＣＰ３〜ＣＰ５は、フィードバック信号の値に応じて、トランスＴが飽和しない近似線で周波数補正率を変化させることにより、発振器１１のスイッチング周波数を補正するので、スイッチング周波数をさらに高周波化でき、これによって、トランスＴの小型化及び重負荷時の高効率化を図ることができるスイッチング電源装置を提供することができる。
【００４４】
また、周波数補正検出コンパレータＣＰ３〜ＣＰ５及び周波数補正回路１０を用いることにより、図６（ａ）に示す従来の軽負荷モードの直線状のスイッチング周波数ラインに対して、図３（ａ）に示すように、周波数補正率を変化させることにより、スイッチング周波数をさらに低減させている。即ち、中間負荷での周波数を低くするので、スイッチングロスを低減でき、高効率化を図ることができる。
【００４５】
また、実施例１のスイッチング電源装置は、ピーク負荷での高周波制御を行うことによりスイッチング電流の最大値を抑制し重負荷時での効率を改善することができる。図４は、本発明の実施例１に係るスイッチング電源装置の通常制御で高周波制御した場合の出力電力と効率との関係を示す図である。図４（ａ）は、交流電圧が１００Ｖ、図４（ｂ）は、交流電圧が２３０Ｖにおけるスイッチング周波数ｆが６５ｋＨｚ、１６０ｋＨｚ、１６０ｋＨｚ（ピーク負荷対応）の出力電力に対する効率を示している。
【００４６】
図４（ａ）に示す交流電圧１００Ｖでは、スイッチング周波数ｆを１６０ｋＨｚ（高周波化された周波数）にした場合、オン抵抗ロスが軽減されることにより、効率が向上している。しかし、図４（ｂ）に示す交流電圧２３０Ｖでは、スイッチング周波数ｆを１６０ｋＨｚにした場合、スイッチングロスが増加することにより、中間負荷時の効率が低下している。
【００４７】
これに対して、スイッチング周波数ｆを例えば１６０ｋＨｚとし且つピーク負荷周波数制御（図４（ａ）（ｂ）のピーク負荷対応）することで、重負荷時及び中間負荷時の交流電圧１００Ｖ系，２００Ｖ系の効率を改善することができる。
【００４８】
図５は、本発明の実施例１に係るスイッチング電源装置の波形損失を説明するための図である。図５（ａ）は、交流電圧１００Ｖ系時波形、図５（ｂ）は、交流電圧２３０Ｖ系時波形を示している。なお、ＶＤＳはスイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間電圧、ＩＤはスイッチング素子Ｑ１にドレイン−ソース間に流れる電流を示している。
【００４９】
図５（ａ）に示す交流電圧１００Ｖ系時波形では、スイッチング素子Ｑ１のオン期間における導通損失が支配的である。図５（ｂ）に示す交流電圧２３０Ｖ系時波形では、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング損失が支配的である。
【００５０】
また、実施例１のスイッチング電源装置は、発振器１１に接続される周波数リミット調整端子Ｐ１を有している。この周波数リミット調整端子Ｐ１は、発振器１１の上限周波数と下限周波数とを調整するための端子である。外部に設けられた周波数リミット調整端子Ｐ１から発振器１１の周波数リミットである上限周波数と下限周波数とを調整することができる。
【００５１】
一例として、図２に、上限周波数を設定するためのダイオードＤ６と基準電圧ＶMAX、下限周波数を設定するためのダイオードＤ５と基準電圧ＶMINの接続図を示す。例えば、基準電圧ＶMINを１Ｖ、基準電圧ＶMAXを５Ｖに設定することで、フィードバック電圧ＦＢが入力されるオペアンプＯＰ１の非反転端子電圧の下限，上限の値を制限することで、周波数のリミットを調整することができる。
【符号の説明】
【００５２】
Ｅ  直流電源
Ｑ１  スイッチング素子
Ｄ１〜Ｄ６  ダイオード
Ｒ１〜Ｒ５，Ｒ１０〜Ｒ１４  抵抗
Ｃ０〜Ｃ２  コンデンサ
Ｔ  トランス
Ｐ  一次巻線
Ｓ  二次巻線
ＰＣ１  フォトカプラ
ＯＲ１  オア回路
ＣＰ１  ＯＣＰコンパレータ
ＣＰ２  電流センスコンパレータ
ＣＰ３〜ＣＰ５  周波数補正検出コンパレータ
ＯＰ１  オペアンプ
Ｔｒ１〜Ｔｒ３  トランジスタ
８  誤差増幅器
１０  周波数補正回路
１１  発振器
１２  フリップフロップ回路
１３  ノア回路
１４  ドライブ回路
１５  ヒステリシスコンパレータ
１６  レギュレータ
【図１】
0006443088.tif 000002
【図２】
0006443088.tif 000003
【図３】
0006443088.tif 000004
【図４】
0006443088.tif 000005
【図５】
0006443088.tif 000006
【図６】
0006443088.tif 000007