(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
観測対象である目標との相対的な位置関係を変えながら電波を繰り返し送受信するレーダから、前記電波の受信信号として、前記電波の送信時刻からの経過時間であるファストタイムと前記電波の送信時刻であるスロータイムとの２次元分布である遅延ヒストリを取得する信号取得手段と、
前記信号取得手段により取得された遅延ヒストリをファストタイム方向にフーリエ変換することで得られる遅延スペクトルヒストリをスロータイム方向にアップサンプリングするアップサンプリング手段と、
前記アップサンプリング手段によりアップサンプリングされた遅延スペクトルヒストリの各ファスト周波数に応じたサンプリング間隔で、前記遅延スペクトルヒストリ上の信号をスロータイム方向にリサンプリングすることで、前記遅延ヒストリにおけるスロータイムに対する電波の伝搬遅延時間の変化を補償する補償手段と
を備えた画像レーダ装置。
【請求項２】
前記アップサンプリング手段は、前記スロータイムに対する電波の伝搬遅延時間の変化に基づいてアップサンプリングの点数であるＮ（Ｎは１以上の整数）を設定し、前記遅延スペクトルヒストリにおけるスロータイム方向のセル間に、（Ｎ−１）個の０のセルを挿入することで、前記遅延スペクトルヒストリのサンプリング周波数をＮ倍にすることを特徴とする請求項１記載の画像レーダ装置。
【請求項３】
外部機器により観測された前記目標と前記レーダの間の相対的な位置関係の変化から、前記スロータイムに対する電波の伝搬遅延時間の変化を推定して、前記伝搬遅延時間の変化を打ち消すように、前記遅延スペクトルヒストリを補償し、補償後の遅延スペクトルヒストリを前記アップサンプリング手段に出力する前処理手段を備えたことを特徴とする請求項１または請求項２記載の画像レーダ装置。
【請求項４】
前記補償手段により補償された遅延ヒストリから得られる遅延ドップラー分布上の前記目標の真像と偽像の中から、前記真像及び前記偽像の電力を比較することで、前記目標の真像を判別する真像判別手段を備えたことを特徴とする請求項１から請求項３のうちのいずれか１項記載の画像レーダ装置。
【請求項５】
前記真像判別手段により判別された目標の真像に対する２次以上の変化を補償する第１の高次補償手段を備えたことを特徴とする請求項４記載の画像レーダ装置。
【請求項６】
前記レーダから送信される電波の中心周波数と、前記真像判別手段により判別された目標の真像のドップラー周波数とから伝搬遅延の１次変化を算出する１次変化算出手段と、
前記１次変化算出手段により算出された伝搬遅延の１次変化から、前記レーダと前記目標との間の距離の時間変化を示すラジアル速度を算出するラジアル速度算出手段とを備えたことを特徴とする請求項４または請求項５記載の画像レーダ装置。
【請求項７】
前記補償手段により補償された遅延ヒストリから得られる遅延ドップラー分布上の前記目標の真像と偽像の中から、前記真像及び前記偽像の電力を比較することで、前記目標の真像を判別する真像判別手段と、
前記レーダから送信される電波の中心周波数と、前記真像判別手段により判別された目標の真像のドップラー周波数とから伝搬遅延の１次変化を算出する１次変化算出手段とを備え、
前記前処理手段は、前記１次変化算出手段により算出された伝搬遅延の１次変化から、前記遅延スペクトルヒストリの補償量を算出することを特徴とする請求項３記載の画像レーダ装置。
【請求項８】
前記補償手段により補償された遅延ヒストリから得られる遅延ドップラー分布上に複数の目標の真像と偽像が存在している場合、前記遅延ドップラー分布のドップラー軸上に等間隔で並んでいる真像と偽像を同一のグループに含めるグループ分けを行うグループ分け手段を設け、
前記真像判別手段は、前記グループ分け手段により分けられたグループ毎に、当該グループに含まれている前記遅延ドップラー分布上の目標の真像と偽像の中から、前記真像及び前記偽像の電力を比較することで、当該目標の真像を判別することを特徴とする請求項４記載の画像レーダ装置。
【請求項９】
前記１次変化算出手段により算出された伝搬遅延の１次変化を打ち消すように、前記前処理手段から出力された遅延スペクトルヒストリを補償する１次変化補償手段と、
前記１次変化補償手段により補償された遅延スペクトルヒストリにおける２次以上の変化を補償する第２の高次補償手段とを備えたことを特徴とする請求項７記載の画像レーダ装置。
【請求項１０】
前記補償手段は、前記リサンプリングでの処理の途中で、スロータイム方向及びドップラー周波数方向に拡大する前記遅延スペクトルヒストリ上の信号の拡大幅に相当するサイズのマージンを前記遅延スペクトルヒストリ上の信号の両端に付加してから、当該信号をリサンプリングすることを特徴とする請求項１から請求項９のうちのいずれか１項記載の画像レーダ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、観測対象である目標とレーダとの間の相対的な位置関係を変えながら電波を繰り返し送受信するレーダの受信信号を開口合成することで、目標について高分解能化された電波画像を再生する画像レーダ装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
合成開口レーダであるＳＡＲ（Ｓｙｎｔｈｅｔｉｃ  Ａｐｅｒｔｕｒｅ  Ｒａｄａｒ）や、逆合成開口レーダであるＩＳＡＲ（Ｉｎｖｅｒｓｅ  ＳＡＲ）などの画像レーダでは、目標とレーダの相対位置を変えながら異なる複数の時刻に目標を観測し、各観測で得られた受信信号を、目標に固定された座標系内でのレーダの方向（見込み角）を考慮しながら合成（開口合成）することで、画像の高分解能化が図られている。
ＳＡＲでは、静止中の目標（例えば、地表面、地上構造物、静止している車両など）の観測が主に想定され、レーダが位置を変えることで見込み角の変化が得られる。
一方、ＩＳＡＲでは、移動する目標（例えば、航空機、車両、船舶など）の観測が主に想定され、目標の運動（例えば、位置の移動、回転、動揺など）を利用することで、必ずしもレーダ自身が位置を変化しなくても、見込み角の変化が得られる。
【０００３】
目標上のある反射点に関する各観測において、電波の送信時刻を基準とする相対時刻における受信信号は、その観測の際のレーダと目標の相対位置関係によって定まる「送信アンテナから当該反射点を介して受信アンテナに至る電波の伝搬経路」を電波が移動するのに要する分の時間遅延を生じ、かつ、その反射点の形状や材質に応じた振幅倍された送信信号として与えられる。目標上に複数の反射点が存在する場合は、これらの重ね合わせとして与えられる。以下では、電波の送信時刻からの経過時間をファストタイム（ｆａｓｔ  ｔｉｍｅ）と称する。また、上記伝搬経路を電波が移動することによって生じる時間遅延を伝搬遅延時間と称する。この受信信号（または、この受信信号を必要に応じて後述するパルス圧縮などで高分解能化した信号）のファストタイムに対する分布（プロフィール）は、各反射点の伝搬遅延時間の影響が反映されていることを踏まえ、以下では遅延プロフィールと称する。なお、ファストタイムを光速倍したプロフィールは、伝搬経路長に対するプロフィールとみなせる。さらに、送信アンテナと受信アンテナの位置が一致するモノスタティック（ｍｏｎｏｓｔａｔｉｃ）観測の場合には、各反射点の伝搬経路長の１／２がその各反射点までの距離となることから、遅延プロフィールのファストタイムを（光速／２）倍したプロフィールは、レーダからの距離（レンジ）に対するプロフィールとみなせる。このプロフィールはレンジプロフィールとして良く知られている。
【０００４】
各観測で得られた上記各遅延プロフィールの観測毎の履歴（ヒストリ）を、ファストタイムと各観測の時刻を２軸とする２次元分布としたものを遅延ヒストリと称する。各観測における電波の送信時刻をスロータイム（ｓｌｏｗ  ｔｉｍｅ）と称する。遅延ヒストリを与えるこれら２種類の時間のうち、ファストタイムをフーリエ変換（ＦＴ：Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）した周波数をファスト周波数と称し、スロータイムをフーリエ変換した周波数をドップラー周波数と称する。
以下では、ファストタイムの軸とファスト周波数の軸をまとめてファスト軸、スロータイムの軸とドップラー周波数の軸をまとめてスロー軸と呼ぶことがある。
遅延プロフィールをＦＴして得られるファスト周波数に対するプロフィールを遅延スペクトルと称する。また、遅延ヒストリをファスト周波数方向にＦＴして得られる遅延スペクトルのヒストリを遅延スペクトルヒストリと称する。
【０００５】
開口合成を実施する一つの方法として、遅延ヒストリをスロータイム方向にＦＴすることで、「各反射点に関する受信信号を、ファストタイムとドップラー周波数を軸とする遅延ドップラー分布上の一つのファストタイムとドップラー周波数の点に結像させる」方法が挙げられる。しかし、このような方法で画像を結像させるには、少なくとも、観測中の各反射点の伝搬遅延の変化が、ファストタイム軸方向の分解能セルの大きさ以下となることが必要となる。これを超えた場合には、目標の信号は複数の分解能セルに亘って存在することとなり、これが画像のぼけの一因となる。しかし、目標とレーダの相対運動や前記分解能セルの大きさ、観測時間の長さ等によっては、上記分解能セルを超えた移動が発生することも有り得る。従って、何らかの方法で、この分解能セルの移動、言い換えると、伝搬遅延時間のスロータイムに対する変化を推定して、この変化を打ち消すように補償してやる必要がある。
例えば、ＳＡＲで静止目標を画像化するような場合では、レーダプラットフォームに搭載されている運動センサの計測結果を利用することで、受信信号を補償することができる可能性がある。しかし、ＩＳＡＲやＳＡＲで移動目標を画像化するような場合、または、ＳＡＲで静止目標を画像化する場合でも、レーダプラットフォームに運動センサが搭載されていない等の理由で相対運動が不明な場合などには、この実現が困難なものとなる。
【０００６】
以下の非特許文献１には、遅延スペクトルヒストリの各ファスト周波数に応じたサンプリング間隔で、遅延スペクトルヒストリ上の信号をスロータイム方向にリサンプリングすることで、遅延ヒストリにおけるスロータイムに対する電波の伝搬遅延時間の１次変化を補償する方法が提案されている。
この方法は、ＫＴ（Ｋｅｙｓｔｏｎｅ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）と呼ばれている。しかし、この方法では、リサンプリングの処理負荷が高いという問題がある。また、ドップラー周波数の折返す信号に適用できない問題がある。
【０００７】
以下の非特許文献２には、リサンプリングの処理負荷が高いという問題を解決している方法が開示されている。
即ち、非特許文献２には、スケーリング理論（ＳＰ：Ｓｃａｌｉｎｇ  Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅ）に基づいて、レーダの受信信号と、スロータイム軸方向の位相の変化が２次の信号である複数の２次位相信号とを畳み込み演算することで、ＫＴにおけるリサンプリングを実現する方法が開示されている。しかし、この方法でもドップラー周波数の折返す信号に適用できない問題がある。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００８】
【非特許文献１】Perry, R.P.；DiPietro, R.C.；Fante, R., “SAR imaging of moving targets,” Aerospace and Electronic Systems, IEEE Transactions on , vol.35, no.1, pp.188,200, Jan 1999
【非特許文献２】Daiyin Zhu; Li, Yong; Zhaoda Zhu, “A Keystone Transform Without Interpolation for SAR Ground Moving-Target Imaging,” Geoscience and Remote Sensing Letters, IEEE , vol.4, no.1, pp.18,22, Jan. 2007
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
従来の画像レーダ装置は以上のように構成されているので、スロータイムに対する電波の伝搬遅延時間の１次変化を正しく補償することができないことがある。即ち、ドップラー周波数が折り返さない目標についてはスロータイムに対する電波の伝搬遅延時間の１次変化を正しく補償することができる。しかし、伝搬遅延時間の変化が大きく、ドップラー周波数が折り返す目標については、折り返した見かけ上のドップラー周波数の１次変化のみが補償されて、目標の真のドップラー周波数の１次変化が補償されない。このため、目標の真のドップラー周波数と、折り返した見かけ上のドップラー周波数との差に相当する１次成分が残存し、目標の像がぼけてしまうという課題があった。
【００１０】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、ドップラー周波数が折り返す目標についても、スロータイムに対する電波の伝搬遅延時間の１次変化を正しく補償することができる画像レーダ装置を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
この発明に係る画像レーダ装置は、観測対象である目標との相対的な位置関係を変えながら電波を繰り返し送受信するレーダから、電波の受信信号として、電波の送信時刻からの経過時間であるファストタイムと電波の送信時刻であるスロータイムとの２次元分布である遅延ヒストリを取得する信号取得手段と、信号取得手段により取得された遅延ヒストリをファストタイム方向にフーリエ変換することで得られる遅延スペクトルヒストリをスロータイム方向にアップサンプリングするアップサンプリング手段とを設け、補償手段が、アップサンプリング手段によりアップサンプリングされた遅延スペクトルヒストリの各ファスト周波数に応じたサンプリング間隔で、遅延スペクトルヒストリ上の信号をスロータイム方向にリサンプリングすることで、遅延ヒストリにおけるスロータイムに対する電波の伝搬遅延時間の変化を補償するようにしたものである。
【発明の効果】
【００１２】
この発明によれば、信号取得手段により取得された遅延ヒストリをファストタイム方向にフーリエ変換することで得られる遅延スペクトルヒストリをスロータイム方向にアップサンプリングするアップサンプリング手段を設けるように構成したので、ドップラー周波数が折り返す目標についても、スロータイムに対する電波の伝搬遅延時間の１次変化を正しく補償することができる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】この発明の実施の形態１による画像レーダ装置を示す構成図である。
【図２】この発明の実施の形態１による画像レーダ装置のＫＴ補償回路６を示す構成図である。
【図３】ＫＴ補償回路６の受信信号スケーリング変換回路２５を示す構成図である。
【図４】最小マージン付加回路２３におけるマージ付加処理を示す説明図である。
【図５】遅延ドップラー画像の一例を示す説明図である。
【図６】アップサンプリングによってドップラー帯域が拡張された遅延ドップラー画像一例を示す説明図である。
【図７】真像偽像グルーピング回路７によるグループ分けを示す説明図である。
【図８】この発明の実施の形態２による画像レーダ装置を示す構成図である。
【図９】この発明の実施の形態２による画像レーダ装置を示す構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための形態について、添付の図面にしたがって説明する。
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１による画像レーダ装置を示す構成図である。
図１において、レーダ受信信号取得回路１は観測対象である目標との相対的な位置関係を変えながら電波を繰り返し送受信するレーダから、電波の受信信号として、電波の送信時刻からの経過時間（以下、「ファストタイム」と称する）と、各観測における電波の送信時刻（以下、「スロータイム」と称する）との２次元分布である遅延ヒストリを取得する回路である。
また、レーダ受信信号取得回路１は２次元分布である遅延ヒストリにおけるスロータイムの切出し幅を設定する処理を実施する。即ち、ＫＴ補償回路６による遅延ヒストリの補償に伴って生じるファスト周波数毎のスロータイム幅の相違が補正された後でも、画像再生回路１２の画像化に用いるスロータイム幅Ｔを確保するために、スロータイムの切出し幅Ｔｃｕｔを設定する。
さらに、レーダ受信信号取得回路１は設定した切出し幅Ｔｃｕｔで遅延ヒストリを切出し、切出した遅延ヒストリを前処理補償回路４に出力する処理を実施する。なお、レーダ受信信号取得回路１は信号取得手段を構成している。
【００１５】
ここで、ＳＡＲやＩＳＡＲなどのレーダが電波を送受信する処理は一般的なものであるが、例えば、レーダ内の送信アンテナから送信機で生成された高周波信号を電波として目標に向けて放射したのち、目標に反射されて戻ってきた当該電波の反射波が受信アンテナに入射されると、受信機が当該電波の反射波を検波して復調することで受信信号を取得する処理を繰り返し実施するものである。また、必要に応じて、電波の送信信号を用いて、受信信号をパルス圧縮することで、ファストタイム軸（または、ファストタイム軸を（光速／２）倍したレンジ軸）を高分解能化させる処理も実施する。
【００１６】
ただし、レーダは、送信アンテナと受信アンテナを別々に実装している必要はなく、送信と受信を時分割で行う送受信アンテナと、送信信号と受信信号を切り換える送受切換器とを実装するものであってもよい。
また、送信系と受信系が別の位置に配置されているｂｉｓｔａｔｉｃ構成のレーダであってもよいし、放送波のように空間を飛交う既存の電波を送信波として利用するレーダであってもよい。
既存の電波を送信波として利用する場合は、目標の散乱波を受信する第１の受信系と、送信局からの直接波を受信する第２の受信系とを用意し、２つの受信系の相互相関によって、上記のファストタイム軸の高分解能化を実現するようにする。この場合は、その伝搬遅延時間は、直接波のパスの伝搬遅延時間を基準とした値になる。なお、使用する既存の電波が一般的な画像レーダで用いられるパルス波形ではなく連続波であった場合でも、反射波や直接波を適当な時間幅や時間間隔で切出すことで、異なるスロータイムにおける受信信号を得ることができる。
【００１７】
画像化パラメータ設定回路２は画像再生回路１２の画像化に用いるパラメータとして、例えば、画像化に用いる遅延ヒストリの送信時刻幅であるスロータイム幅Ｔ［ｓ］を設定する回路である。
最終的に画像化に用いるスロータイム幅Ｔが定まると、ドップラー周波数の分解能が１／Ｔ［ｓ］に定まる。レーダのパルス繰り返し周波数がＦｐ［Ｈｚ］、最終的に画像化に用いるパルス数がＨであるとすると、スロータイム幅ＴはＨ／Ｆｐで与えられる。
外部運動推定回路３０は例えば目標を追尾するレーダ、あるいは、レーダプラットフォームに搭載されている運動センサや位置センサなどから構成されており、目標の位置変化、レーダの位置変化又は目標とレーダの間の相対的な位置関係の変化を観測する外部機器である。
【００１８】
前処理補償量・アップサンプリング数設定回路３は外部運動推定回路３０により観測された目標とレーダの間の相対的な位置関係の変化から、スロータイムに対する電波の伝搬遅延時間の変化を推定して、その伝搬遅延時間の変化を打ち消すため、レーダ受信信号取得回路１により取得された遅延スペクトルヒストリを補償する補償量を算出する。あるいは、伝搬遅延１次変化算出回路１４により算出された伝搬遅延の１次変化から、その遅延スペクトルヒストリの補償量を算出する処理を実施する。
また、前処理補償量・アップサンプリング数設定回路３はスロータイムに対する電波の伝搬遅延時間の変化に対応するドップラー周波数から、アップサンプリングの点数Ｎ（Ｎは１以上の整数）を設定する処理を実施する。
【００１９】
前処理補償回路４は前処理補償量・アップサンプリング数設定回路３により算出された補償量にしたがって、レーダ受信信号取得回路１により取得された遅延スペクトルをファストタイム方向にフーリエ変換することで得られる遅延スペクトルヒストリを補償することで、その遅延スペクトルを補償する処理を実施する。なお、前処理補償量・アップサンプリング数設定回路３及び前処理補償回路４から前処理手段が構成されている。
アップサンプリング回路５は前処理補償回路４により補償された遅延スペクトルヒストリを電波のスロータイム方向にアップサンプリングする。
即ち、アップサンプリング回路５は遅延スペクトルヒストリにおけるスロータイム方向のセル間に、（Ｎ−１）個の０のセルを挿入することで、遅延スペクトルヒストリのサンプリング周波数をＮ倍にする。なお、前処理補償量・アップサンプリング数設定回路３及びアップサンプリング回路５からアップサンプリング手段が構成されている。
【００２０】
ＫＴ補償回路６はスケーリング理論であるＳＰが適用されているＫＴ処理を実施する回路であり、アップサンプリング回路５によりアップサンプリングされた遅延スペクトルヒストリの各ファスト周波数に応じたサンプリング間隔で、遅延スペクトルヒストリ上の信号をスロータイム方向にリサンプリングすることで、遅延ヒストリにおけるスロータイムに対する電波の伝搬遅延時間の変化を補償する処理を実施する。
即ち、ＫＴ補償回路６は遅延スペクトルヒストリ上の信号をリサンプリングする処理の途中で発生するスロータイム方向及びドップラー周波数方向の信号の拡大に対処するために、遅延スペクトルヒストリ上の信号の拡大幅に相当するサイズのマージン（値が０の領域）を遅延スペクトルヒストリ上の信号の両端に付加してから、当該信号のリサンプリングを実施する。ＫＴ補償回路６は補償手段を構成している。
なお、リサンプリング処理の途中で、遅延スペクトルヒストリ上の信号の信号幅が拡大するのは、スケーリング理論であるＳＰを用いてリサンプリングする場合の特有の現象である。ただし、ＳＰを用いてリサンプリングする場合でも、正しいマージンを設定すれば、リサンプリング処理後には、遅延スペクトルヒストリ上の信号は元の信号幅に戻る。
【００２１】
真像偽像グルーピング回路７はＫＴ補償回路６により補償された遅延ヒストリから得られる遅延ドップラー分布上に複数の目標の真像と偽像が存在している場合、その遅延ドップラー分布のドップラー軸上に等間隔で並んでいる真像と偽像を同一のグループに含めるグループ分けを実施する。
目標毎領域分割回路８は真像偽像グルーピング回路７によりグループ分けされた真像又は偽像を含む領域の遅延ドップラー分布上の位置を決定する処理を実施する。なお、真像偽像グルーピング回路７及び目標毎領域分割回路８からグループ分け手段が構成されている。
目標毎真像判定回路９は真像偽像グルーピング回路７により分けられたグループ毎に、当該グループに含まれている遅延ドップラー分布上の目標の真像と偽像の中から、真像及び偽像の電力を比較することで、目標の真像を判別する処理を実施する。なお、目標毎真像判定回路９は真像判別手段を構成している。
【００２２】
真像切出回路１０は遅延ドップラー分布から目標毎真像判定回路９により判別された目標の真像を含む領域を切出して、その領域を出力する処理を実施する。
高次補償回路１１は真像切出回路１０から出力された目標の真像を含む領域に対する高次の変化（２次以上の変化）を補償する処理を実施する。なお、高次補償回路１１は第１の高次補償手段を構成している。
画像再生回路１２は高次補償回路１１により高次の変化が補償された目標の真像を含む領域から目標の画像を再生する処理を実施する。
【００２３】
ドップラー周波数推定回路１３は目標毎真像判定回路９により判別された各目標の真像のピーク位置から、各目標のドップラー周波数を特定する処理を実施する。
伝搬遅延１次変化算出回路１４はレーダから送信される電波の中心周波数と、ドップラー周波数推定回路１３により特定されたドップラー周波数とから、伝搬遅延の１次変化を算出する処理を実施する。なお、ドップラー周波数推定回路１３及び伝搬遅延１次変化算出回路１４から１次変化算出手段が構成されている。
目標ラジアル速度算出回路１５は伝搬遅延１次変化算出回路１４により算出された伝搬遅延の１次変化から、レーダと目標との間の距離の時間変化を示すラジアル速度を算出する処理を実施する。なお、目標ラジアル速度算出回路１５はラジアル速度算出手段を構成している。
【００２４】
図１の例では、画像レーダ装置の構成要素であるレーダ受信信号取得回路１、画像化パラメータ設定回路２、前処理補償量・アップサンプリング数設定回路３、前処理補償回路４、アップサンプリング回路５、ＫＴ補償回路６、真像偽像グルーピング回路７、目標毎領域分割回路８、目標毎真像判定回路９、真像切出回路１０、高次補償回路１１、画像再生回路１２、ドップラー周波数推定回路１３、伝搬遅延１次変化算出回路１４及び目標ラジアル速度算出回路１５のそれぞれが専用のハードウェア（例えば、ＣＰＵを実装している半導体集積回路、あるいは、ワンチップマイコンなど）で構成されているものを想定しているが、画像レーダ装置がコンピュータで構成されていてもよい。
画像レーダ装置がコンピュータで構成される場合、レーダ受信信号取得回路１、画像化パラメータ設定回路２、前処理補償量・アップサンプリング数設定回路３、前処理補償回路４、アップサンプリング回路５、ＫＴ補償回路６、真像偽像グルーピング回路７、目標毎領域分割回路８、目標毎真像判定回路９、真像切出回路１０、高次補償回路１１、画像再生回路１２、ドップラー周波数推定回路１３、伝搬遅延１次変化算出回路１４及び目標ラジアル速度算出回路１５の処理内容を記述しているプログラムをコンピュータのメモリに格納し、当該コンピュータのＣＰＵが当該メモリに格納されているプログラムを実行するようにすればよい。
【００２５】
図２はこの発明の実施の形態１による画像レーダ装置のＫＴ補償回路６を示す構成図である。
図２において、マージン最小化２次位相係数決定回路２１は受信信号スケーリング変換回路２５で遅延ヒストリの補償処理が実施されても、折り返し信号が発生しない限界のスロータイム幅（折り返し信号が発生しない範囲で最大のスロータイム幅）及びドップラー周波数幅（折り返し信号が発生しない範囲で最大のドップラー周波数幅）と、電波の中心周波数に対する送信帯域幅の比である比帯域とから、２次の位相変化を定める２次位相係数ｂを決定する回路である。
２次位相信号パラメータ設定回路２２はマージン最小化２次位相係数決定回路２１により決定された２次位相係数ｂを用いて、電波のスロータイム方向及びドップラー周波数方向の変化に対して２次の位相変化を有する２次位相信号のスロータイム幅ｗ１，ｗ２，ｗ３，ｗ４を設定する回路である。
【００２６】
最小マージン付加回路２３はマージン最小化２次位相係数決定回路２１により決定された２次位相係数ｂにしたがってマージンのサイズを設定し、そのサイズを有するマージンを遅延スペクトルヒストリ上の信号の両端に付加する回路である。
即ち、最小マージン付加回路２３はマージン最小化２次位相係数決定回路２１により決定された２次位相係数ｂを用いて、２次位相信号のドップラー周波数幅Ｗ３（ｍａｘ）を計算し、遅延スペクトルヒストリ上の信号のスロータイム幅が、２次位相信号パラメータ設定回路２２により設定されたスロータイム幅ｗ２と一致するように、サイズが（ｗ２−ｄｓ）のマージンを遅延スペクトルヒストリ上の信号のスロータイムの両端に付加してから、マージン付加後の信号をスロータイム方向にフーリエ変換し、フーリエ変換後の信号のドップラー周波数幅が２次位相信号のドップラー周波数幅Ｗ３（ｍａｘ）と一致するように、サイズが（Ｗ３（ｍａｘ）−Ｄｓ）のマージンをフーリエ変換後の信号のドップラー周波数の両端に付加する処理を実施する。
【００２７】
２次位相信号生成回路２４は２次位相信号パラメータ設定回路２２により設定された２次位相信号のスロータイム幅ｗ１，ｗ２，ｗ３，ｗ４に基づいて、スロータイム及びファスト周波数についてのサンプル点が、最小マージン付加回路２３によりマージンが付加された遅延スペクトルヒストリ上の信号と同じである４種類の２次位相信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を生成する回路である。４種類の２次位相信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４は相互に位相変化が関連している。
受信信号スケーリング変換回路２５は最小マージン付加回路２３によりマージンが付加された遅延スペクトルヒストリ上の信号と２次位相信号生成回路２４により生成された４種類の２次位相信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４とを用いて、ＳＰに基づくＫＴ処理を実施することで、遅延ヒストリにおけるスロータイムに対する電波の伝搬遅延時間の変化を補償する回路である。
【００２８】
マージン除去回路２６は受信信号スケーリング変換回路２５によりスロータイムに対する電波の伝搬遅延時間の変化が補償された信号に付加されているマージンを除去する回路である。
即ち、マージン除去回路２６は最小マージン付加回路２３と逆の操作であり、受信信号スケーリング変換回路２５によりスロータイムに対する電波の伝搬遅延時間の変化が補償された信号をスロータイム方向にフーリエ変換して得られる遅延ドップラー分布から、０ドップラー周波数を中心とするドップラー周波数幅Ｄｓの信号を抽出するとともに、そのドップラー周波数幅Ｄｓの信号をドップラー周波数方向に逆フーリエ変換して得られる遅延ヒストリから、０スロータイムを中心とするスロータイム幅ｄｓの信号を抽出することで、スロータイムとドップラー周波数の両者のマージンが除去された遅延ヒストリを得る。
【００２９】
受信信号整形回路２７は遅延ヒストリの補償に伴って生じるファスト周波数毎のスロータイム幅の相違を補正し、スロータイム幅補正後の遅延ヒストリを真像偽像グルーピング回路７に出力する回路である。
即ち、受信信号整形回路２７はマージン除去回路２６によりマージンが除去された遅延ヒストリから、０スロータイムを中心として、画像化パラメータ設定回路２により設定された画像化に用いるスロータイム幅Ｔの信号を切出し、その切出したスロータイム幅Ｔの信号を真像偽像グルーピング回路７に出力する。
【００３０】
図３はＫＴ補償回路６の受信信号スケーリング変換回路２５を示す構成図である。
図３において、スロータイムＦＴ部３１は最小マージン付加回路２３によりマージンが付加された遅延スペクトルヒストリ上の信号Ｇｆｔをスロータイム方向にフーリエ変換し、フーリエ変換後の信号Ｇｆｆを出力する処理を実施する。
スロータイムＦＴ部３２は２次位相信号生成回路２４により生成された２次位相信号Ｑ１であるＱ１ｆｔをスロータイム方向にフーリエ変換し、フーリエ変換後の信号Ｑ１ｆｆを出力する処理を実施する。
乗算回路３３はスロータイムＦＴ部３１から出力された信号Ｇｆｆに対して、スロータイムＦＴ部３２から出力された２次位相信号Ｑ１ｆｆを乗算する処理を実施する。
【００３１】
スロータイムＩＦＴ部３４は乗算回路３３の乗算結果Ｇｆｆ×Ｑ１ｆｆをドップラー周波数方向に逆フーリエ変換し、逆フーリエ変換後の信号Ｘ１ｆｔ（遅延スペクトルヒストリ上の信号Ｇｆｔと２次位相信号Ｑ１ｆｔとの畳み込み演算結果Ｇｆｔ＊Ｑ１ｆｔに相当する）を出力する処理を実施する。
乗算回路３５はスロータイムＩＦＴ部３４から出力された逆フーリエ変換後の信号Ｘ１ｆｔに対して、２次位相信号生成回路２４により生成された２次位相信号Ｑ２であるＱ２ｆｔを乗算する処理を実施する。
【００３２】
スロータイムＦＴ部３６は乗算回路３５の乗算結果Ｘ２ｆｔ＝Ｘ１ｆｔ×Ｑ２ｆｔをスロータイム方向にフーリエ変換し、フーリエ変換後の信号Ｘ２ｆｆを出力する処理を実施する。
スロータイムＦＴ部３７は２次位相信号生成回路２４により生成された２次位相信号Ｑ３であるＱ３ｆｔをスロータイム方向にフーリエ変換し、フーリエ変換後の信号Ｑ３ｆｆを出力する処理を実施する。
乗算回路３８はスロータイムＦＴ部３６から出力されたフーリエ変換後の信号Ｘ２ｆｆに対して、スロータイムＦＴ部３７から出力された２次位相信号Ｑ３ｆｆを乗算する処理を実施する。
【００３３】
スロータイムＩＦＴ部３９は乗算回路３８の乗算結果Ｘ２ｆｆ×Ｑ３ｆｆをドップラー周波数方向に逆フーリエ変換し、逆フーリエ変換後の信号Ｘ３ｆｔ（乗算回路３５の乗算結果Ｘ２ｆｔと２次位相信号Ｑ３ｆｔとの畳み込み演算結果Ｘ２ｆｔ＊Ｑ３ｆｔに相当する）を出力する処理を実施する。
乗算回路４０はスロータイムＩＦＴ部３９から出力された逆フーリエ変換後の信号Ｘ３ｆｔに対して、２次位相信号生成回路２４により生成された２次位相信号Ｑ４であるＱ４ｆｔを乗算し、その乗算結果Ｘ３ｆｔ×Ｑ４ｆｔをＵｆｔとして出力する処理を実施する。
【００３４】
次に動作について説明する。
レーダは、観測対象である目標との相対的な位置関係を変えながら電波を繰り返し送受信する。
即ち、レーダは、目標との相対的な位置関係を変えながら、送信アンテナから送信機で生成された高周波信号である電波を目標に向けて放射する。
レーダは、目標に反射されて戻ってきた当該電波の反射波が受信アンテナに入射されると、受信機が当該電波の反射波を検波して復調することで受信信号を取得する。
レーダ受信信号取得回路１は、レーダからの受信信号として、ファストタイムとスロータイムとの２次元分布である遅延ヒストリを取得する。
【００３５】
画像化パラメータ設定回路２は、画像再生回路１２の画像化に用いるパラメータとして、例えば、画像化に用いる遅延ヒストリの送信時刻幅であるスロータイム幅Ｔ［ｓ］を設定する。
最終的に画像化に用いるスロータイム幅Ｔが定まると、ドップラー周波数の分解能が１／Ｔ［ｓ］に定まる。レーダのパルス繰り返し周波数がＦｐ［Ｈｚ］、最終的に画像化に用いるパルス数がＨであるとすると、スロータイム幅ＴはＨ／Ｆｐで与えられる。
【００３６】
レーダ受信信号取得回路１は、画像化パラメータ設定回路２が、画像化に用いる遅延ヒストリのスロータイム幅Ｔを設定すると、取得した遅延ヒストリにおけるスロータイムの切出し幅Ｔｃｕｔを設定する。
即ち、レーダ受信信号取得回路１は、ＫＴ補償回路６の受信信号スケーリング変換回路２５による遅延ヒストリの補償に伴って生じるファスト周波数毎のスロータイム幅の相違が受信信号整形回路２７によって補正された後でも、画像再生回路１２の画像化に用いるスロータイム幅Ｔを確保するために、スロータイムの切出し幅Ｔｃｕｔを設定する。
【００３７】
具体的には、レーダ受信信号取得回路１は、レーダから放射される電波である送信信号の中心周波数がＦｃ［Ｈｚ］、送信信号の帯域幅がＢ［Ｈｚ］であるとすれば、画像化パラメータ設定回路２により設定されたスロータイム幅Ｔ［ｓ］を用いて、切出しスロータイム幅の下限値Ｔｃｕｔｍｉｎ［ｓ］を下記の式（１）によって得る。
0006289389.tif 000002
式（１）において、ξは比帯域（＝Ｂ／Ｆｃ）である。
【００３８】
式（１）では、信号の最小ファスト周波数（Ｆｃ−Ｂ／２）における信号のスロータイム幅が、スロータイムに対する電波の伝搬遅延時間の１次変化を補償するＫＴ処理を実施することで、元信号の（２−ξ）／２倍になることを踏まえ、そのスロータイム幅が所望のスロータイム幅Ｔ（最終的に画像化に用いるスロータイム幅）と一致するように下限値Ｔｃｕｔｍｉｎを定めている。
【００３９】
レーダ受信信号取得回路１は、切出しスロータイム幅の下限値Ｔｃｕｔｍｉｎを求めると、下記の式（２）によって、パルス数Ｈｃｕｔを設定する。
パルス数Ｈｃｕｔとして、下記の式（２）を満足する整数のうち、なるべく小さな整数を設定する。
0006289389.tif 000003
【００４０】
処理の構成によっては、パルス数Ｈｃｕｔが偶数や２のべき乗であることが望ましい場合があるが、このような場合も、式（２）を満たし、かつ、その他の要求条件を満足するように設定すればよい。
以下では、パルス数Ｈｃｕｔを１／２にするための式の簡素化のため、パルス数Ｈｃｕｔを偶数として説明するが、奇数の場合も切り上げや切り捨てを実施する関数を導入すれば容易に対応できるため、本質的な問題ではない。
【００４１】
レーダ受信信号取得回路１は、パルス数Ｈｃｕｔを設定すると、下記の式（３）に示すように、そのパルス数Ｈｃｕｔとレーダのパルス繰り返し周波数Ｆｐから、スロータイムの切出し幅Ｔｃｕｔを設定する。
0006289389.tif 000004
【００４２】
レーダ受信信号取得回路１は、スロータイムの切出し幅Ｔｃｕｔを設定すると、その切出し幅Ｔｃｕｔで、取得した遅延ヒストリの切出しを行う。
また、レーダ受信信号取得回路１は、切出した遅延ヒストリをファストタイム方向にフーリエ変換することで遅延スペクトルヒストリＧｆｔ（ρ，η）を得て、その遅延スペクトルヒストリＧｆｔ（ρ，η）を前処理補償回路４に出力する。
【００４３】
前処理補償量・アップサンプリング数設定回路３、前処理補償回路４及びアップサンプリング回路５の処理内容を説明する前に、ＫＴ補償回路６が実施するＳＰ（Ｓｃａｌｉｎｇ  Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅ）に基づくＫＴ処理の概要について説明する。
この実施の形態１では、ＫＴ補償回路６が、ＳＰに基づくＫＴ処理を実施することを想定しているが、非特許文献１に開示されている一般的なＫＴ処理を実施するものであってもよい。
【００４４】
ここでは、目標とレーダの相対運動の影響で発生するスロータイムに対する電波の伝搬遅延時間の変化は、１次の成分が支配的であると想定し、下記の式（４）に示すように、スロータイムに対する電波の伝搬遅延時間の変化を０次の係数ｓ０と１次の係数ｓ１を用いて表記する。
0006289389.tif 000005
この場合、遅延スペクトルヒストリＧｆｔ（ρ，η）は、下記の式（５）のように与えられる。
0006289389.tif 000006
【００４５】
遅延スペクトルヒストリＧｆｔ（ρ，η）に対応する遅延ヒストリＧｔｔ（τ，η）は、下記の式（６）に示すように、遅延スペクトルヒストリＧｆｔ（ρ，η）をρ方向に逆フーリエ変換（ＩＦＴ）することで得られる。τはファストタイムである。
以下、ａ（ｘ）をｘ方向にＩＦＴする演算子をＦｘ−１［ａ（ｘ）］で表し、また、ａ（ｘ）をｘ方向にＦＴする演算子をＦｘ［ａ（ｘ）］で表すようにする。
0006289389.tif 000007
【００４６】
式（６）において、ｓｉｎｃ（ｘ）は良く知られているｓｉｎｃ関数であり、下記の式（７）で与えられる。
0006289389.tif 000008
【００４７】
ｓｉｎｃ（ｘ）は、ｘ＝０で最大値の１になる。したがって、仮にｓ１＝０の場合には、スロータイムηによらず、ファストタイムτ＝ｓ０でピークになる。
しかし、τ≠ｓ０の場合には、ピークのファストタイムの位置がスロータイムηの経過とともに変化する。
簡易なレーダ画像再生では、遅延ヒストリ（または、遅延ヒストリのファストタイム軸を定数倍したレンジヒストリ）をスロータイム方向にフーリエ変換することで、目標上の各反射点分布を遅延ドップラー分布（または、レンジドップラー分布）として得るが、上記のようにピークのファストタイムの位置がスロータイムηの経過とともに変化する遅延ヒストリでは、遅延ドップラー分布のピークが一点に結像せずにぼけが生じる。
また、例えば、建物や地形などの地上の固定目標を移動式レーダで観測するＳＡＲのように、目標とレーダの相対的な位置変化が既知である場合には、上記遅延ヒストリのスロータイム方向のフーリエ変換ではなく、相対位置関係の変化を考慮したより詳細な画像再生を行う場合がある。しかし、このような運用でも、相対的な位置変化に関する推定誤差が存在する場合や、観測シーン中に未知の移動目標が存在する場合には同様の問題が発生する。
【００４８】
したがって、遅延ドップラー分布のピークを一点に結像させるためには、式（４）のｓ１ηを推定して、スロータイムに対する電波の伝搬遅延時間の１次成分の変化を打ち消すように補償してやる必要がある。
しかし、遅延ヒストリに含まれる雑音やクラッタなどの不要信号のレベルが大きい場合や、相対運動が異なる複数の目標の信号が混在している場合などでは、ｓ１ηの推定が困難なものとなる。
ＫＴ処理は、この推定問題を回避して補償を実現可能とする技術である。そのために、ファスト周波数ρに依存して変化する下記の式（８）に示すα（ρ）を導入する。
0006289389.tif 000009
【００４９】
式（８）のα（ρ）を用いて、下記の式（９）に示すＵｆｔ（ρ，η）を得る。
0006289389.tif 000010
ただし、
0006289389.tif 000011
【００５０】
式（９）のＵｆｔ（ρ，η）をρ方向にＩＦＴすると、下記の式（１１）に示すＵｔｔ（τ，η）が得られる。ただし、ここではＴ’（ρ）におけるρ依存性を無視している。この問題については後ほど触れる。
0006289389.tif 000012
【００５１】
式（１１）より、Ｕｔｔ（τ，η）では、Ｇｔｔ（τ，η）で発生していたピークのファストタイム位置が、スロータイムηに依存して変化することが解消されていることが分かる。
このことは、Ｕｔｔ（τ，η）をスロータイム方向にフーリエ変換して得られる遅延ドップラー分布（レーダ画像に相当する画像）、即ち、下記の式（１２）のＵｔｆ（τ，γ）では、信号がファストタイム軸上でＳ０、ドップラー周波数軸上で−Ｆｃｓ１の位置に結像することから、明確に把握することができる。ただし、γはドップラー周波数である。
0006289389.tif 000013
【００５２】
ここで、Ｕｆｔ（ρ，η）を得る処理であるＵｆｔ（ρ，η）＝Ｇｆｔ（ρ，α（ρ）η）は、Ｇｆｔ（ρ，α（ρ）η）の信号分布のη方向のスケーリングをファスト周波数ρ毎に、α（ρ）に変える操作に相当する。
このことを踏まえて、以下、α（ρ）をスケーリング係数と称する。
また、η軸を離散的な時間でサンプリングしてデータを得るような一般的な運用では、そのサンプリングの周期であるΔをファスト周波数ρ毎に変えたα（ρ）Δで得るリサンプリングとみなすこともできる。リサンプリングに要する処理負荷は一般的に高く、この処理負荷の低減が課題となっている。
【００５３】
スケーリング理論であるＳＰを用いると、４種類の信号の乗算とＦＴ／ＩＦＴを組み合わせた軽い処理で実現することができるので、処理負荷が高くなる問題を解決することができる。
４種類の信号は、いずれもリサンプリングを行う軸方向の変化（ここでは、スロータイム方向の変化）に対して、２次の位相変化を有することから、以下では、４種類の信号を２次位相信号と称する。
【００５４】
まず、ｕ０（η）のスロータイムをα倍した信号（サンプリング間隔をα倍した信号）であるｕ（η）は、ＳＰに基づくと、下記の式（１３）で得られる。
0006289389.tif 000014
ここで、ｘ（η）＊ｙ（η）は、ｘ（η）とｙ（η）の畳み込み演算である。
【００５５】
また、ｐｋ（η）（ｋ＝１，２，３，４）は、４種類の２次位相信号であり、下記の式（１４）〜（１７）で与えられる。
0006289389.tif 000015
0006289389.tif 000016
0006289389.tif 000017
0006289389.tif 000018
【００５６】
式（１４）〜（１７）において、ｂは４種類の２次位相信号のスロータイムに対する２次位相の特性を与えるパラメータであり、以下では、２次位相係数と称する。
以上の計算における畳み込み演算部分は、良く知られる畳み込み定理に基づいてスロータイムをフーリエ変換したドップラー周波数領域での乗算と、ドップラー周波数軸上での逆フーリエ変換で実現することができる。
したがって、ＳＰの処理は、ＦＴ、ＩＦＴ及び乗算処理で実現することができる。
【００５７】
このＳＰの原理をＫＴ処理に適用する場合、αをρに応じて変化する前述のα（ρ）に置き代えて、ファスト周波数ρ毎にスケーリングを変えればよい。
ＫＴ用の４種類の２次位相信号であるＱ１ｆｔ（ρ，η）、Ｑ２ｆｔ（ρ，η）、Ｑ３ｆｔ（ρ，η）、Ｑ４ｆｔ（ρ，η）は、下記の式（１８）〜（２１）で与えられる。
なお、Ｑｋｆｔ（ρ，η）の添え字であるｋ（ｋ＝１，２，３，４）は、２次位相信号の番号、ｆｔはファスト軸が周波数で、スロー軸が時間であることを示している。
0006289389.tif 000019
0006289389.tif 000020
0006289389.tif 000021
0006289389.tif 000022
【００５８】
式（１８）〜（２１）において、ｒｅｃｔ（ｘ）は、取り扱う信号が有限の時間幅及び周波数幅であることを考慮して導入している一般的な矩形関数であり、下記の式（２２）のように定義される。
0006289389.tif 000023
式（１８）〜（２１）におけるｒｅｃｔ関数内の分母のｗｋ（ｋ＝１，２，３，４）は、２次位相信号Ｑｋｆｔ（ρ，η）が０とはならないスロータイムηの幅を与えるものである。
以下では、これらを２次位相信号のスロータイム幅と称する。スロータイム幅の定め方については後述する。
【００５９】
２次位相信号Ｑｋｆｔ（ρ，η）をスロータイム方向にフーリエ変換して得られる遅延スペクトルドップラー分布Ｑｋｆｆ（ρ，γ）は、良く知られる停留位相近似に基づくと、近似的に下記の式（２３）〜（２６）で表される。ただし、ここでは議論に関係がない定数倍を省略している。
0006289389.tif 000024
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【００６０】
式（２３）〜（２６）において、遅延スペクトルドップラー分布Ｑｋｆｆ（ρ，γ）のドップラー周波数幅を与えるＷｋ（ｋ＝１，２，３，４）は、停留位相近似に基づいて下記の式（２７）〜（３０）で与えられる。
0006289389.tif 000028
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0006289389.tif 000030
0006289389.tif 000031
【００６１】
これらの信号を用いたＳＰに基づくＫＴ処理を行ってＧｆｔ（ρ，η）からＵｆｔ（ρ，η）を得る処理は、下記の式（３１）で表される。
0006289389.tif 000032
【００６２】
Ｇｆｔ（ρ，η）からＵｆｔ（ρ，η）を得る処理を行う受信信号スケーリング変換回路２５の処理ブロックは、図３の通りである。
受信信号スケーリング変換回路２５の処理内容は後述するが、Ｇｆｔ（ρ，η）とＱ１ｆｔ（ρ，η）の畳み込み演算がスロータイムＦＴ部３１，３２、乗算回路３３及びスロータイムＩＦＴ部３４で実現される。
また、スロータイムＩＦＴ部３４の出力とＱ２ｆｔ（ρ，η）の乗算が乗算回路３５で実現される。
さらに、乗算回路３５の出力とＱ３ｆｔ（ρ，η）の畳み込み演算がスロータイムＦＴ部３６，３７、乗算回路３８及びスロータイムＩＦＴ部３９で実現される。
また、スロータイムＩＦＴ部３９の出力とＱ４ｆｔ（ρ，η）の乗算が乗算回路４０で実現される。
【００６３】
乗算回路３３，３５，３８，４０において、Ｑ１ｆｆ（ρ，γ），Ｑ２ｆｔ（ρ，η），Ｑ３ｆｆ（ρ，γ），Ｑ４ｆｔ（ρ，η）を乗算する際には、データの欠損が生じないように、乗算する信号の幅（Ｑｋｆｔ（ρ，η）を乗算する際にはスロータイム幅ｗｋ、Ｑｋｆｆ（ρ，γ）を乗算する際にはドップラー周波数幅Ｗｋ）が、もう一方の入力信号の幅をカバーすることが可能な分だけ確保しておく必要がある。
また、処理の過程の信号のスロータイム幅やドップラー周波数幅が変化する点には注意する必要がある。特に、スロータイム幅やドップラー周波数幅が広がった際に、元信号のスロータイム幅やドップラー周波数幅を超えて信号が折り返す可能性があるので、注意する必要がある。
ブロック内の各処理は、折り返し信号の発生を想定していないことから、折り返し信号の発生の影響で、再生画像の歪みや意図しない偽像等の問題が発生する。
したがって、再生画像の歪みや偽像が発生する問題を回避するには、入力信号の処理前に、予めスロータイムやドップラー周波数に対してマージン（値が０の領域）を設けておく必要がある。
【００６４】
ここで、図４は最小マージン付加回路２３におけるマージ付加処理を示す説明図である。
左上の元データにおける横軸は入力信号のスロータイム軸又はドップラー周波数軸である。
折り返し問題は、スロータイム軸及びドップラー周波数軸のいずれでも発生することから、ここでは、これらをまとめてスロー軸と呼んで統一的に説明する。
まず、単純にＫＴ処理に対してＳＰ処理を適用した場合について考える。
処理過程のある段階で、スロー軸が広がるため、元の幅（スロータイム幅ｄｓ又はドップラー周波数幅Ｄｓ）を超えた分の信号が発生し、元の幅を超えた分の信号が、折り返し信号として、図４の左側に示すように重畳される。
【００６５】
これに対して、図４の右側に示すように、十分なスロー軸幅のマージン（元の幅を超えている拡大幅に相当するサイズのマージン）を追加しておけば、処理過程のある段階で、スロー軸が広がっても、折り返し信号が発生しないため、折り返し信号の重畳を回避することができる。
ただし、このマージンの幅を広くする程、データ容量の増大によって処理負荷も増大する。
したがって、処理負荷低減の観点からは、マージンのサイズを必要最小限のサイズとすることが望ましい。
【００６６】
このため、マージン最小化２次位相係数決定回路２１では、マージンのサイズが必要最小限のサイズになるように２次位相係数ｂを設定する。
即ち、信号の広がり幅は２次位相係数ｂによって変化し、必要なマージンも２次位相係数ｂによって変化するため、マージン最小化２次位相係数決定回路２１は、各処理段での信号の広がり幅及び所要マージンの特性を見積もった上で、マージンのサイズが必要最小限のサイズとなるように、２次位相係数ｂを設定する。
【００６７】
２次位相係数ｂの設定は、以下のように行われる。
入力信号のドップラー周波数の幅をＤｓで与える。ここでのＤｓは、元信号に含まれる目標信号の真のドップラー周波数幅ではなく、これを超えると、折り返し信号が発生するぎりぎりの幅（折り返し信号が発生しない範囲で最大のドップラー周波数幅）である。
また、各目標のドップラー周波数γｔｇｔは、−Ｄｓ／２≦γｔｇｔ＜Ｄｓ／２を満足するものとする。
このＤｓは、一般的には、パルス繰り返し周波数Ｆｐ［Ｈｚ］と等しいと考えて差し支えない。
また、入力信号のスロータイム幅ｄｓは、レーダ受信信号取得回路１により設定された切出し幅Ｔｃｕｔに等しいものとする。
以下では、第ｋ番目の２次位相信号（または、２次位相信号をスロータイム方向にフーリエ変換した結果）を乗算した後の信号をスロータイム軸上ではＳｋｆｔ（ρ，η）、ドップラー周波数軸上ではＳｋｆｆ（ρ，γ）で表すものとする。また、そのスロータイム幅をｄｋ、ドップラー周波数幅をＤｋで表すものとする。なお、これらは必要に応じてファスト周波数ρの関数ｄｋ（ρ），Ｄｋ（ρ）に拡張する。
【００６８】
まず、遅延スペクトルドップラー分布Ｑ１ｆｆ（ρ，γ）のドップラー周波数幅Ｗ１は、Ｄｓと等しいか、僅かに大きいことが望ましいので、ここでは、１と等しいか、１より僅かに大きな定数β１を導入して、ドップラー周波数幅Ｗ１を下記の式（３２）で与えるようにする。
0006289389.tif 000033
【００６９】
次に、２次位相信号Ｑ１ｆｔ（ρ，η）と畳込み後の信号Ｓ１ｆｔ（ρ，η）のスロータイム幅の最大値ｄ１［ｓ］を見積もる。
２次位相信号Ｑ１ｆｔ（ρ，η）をスロータイム方向にフーリエ変換したＱ１ｆｆ（ρ，γ）において、畳込み後の信号Ｓ１ｆｔ（ρ，η）のスロータイム幅の変化に寄与する実効的な成分のドップラー周波数幅Ｗ１（ｅｆｆ）は、下記の式（３３）に示すように、受信信号自身のドップラー周波数幅であるＤｓで制限される。
0006289389.tif 000034
【００７０】
スロータイム幅の変化に寄与する実効的な成分のドップラー周波数幅Ｗ１（ｅｆｆ）に対応する時間幅ｗ１（ｅｆｆ）は、下記の式（３４）で与えられる。
0006289389.tif 000035
畳み込み演算によって元の信号のスロータイム幅がｗ１（ｅｆｆ）だけ広がるため、スロータイム幅の最大値ｄ１は、下記の式（３５）で与えられる。
0006289389.tif 000036
【００７１】
ｗ２については、スロータイム幅の最大値ｄ１の時間幅を過不足なくカバーするために、β２を１と等しいか、僅かに大きい定数として、下記の式（３６）で与えるようにする。
0006289389.tif 000037
このｗ２が、ＳＰの処理の途中で生じる信号のスロータイム幅の最大値となり、これが折り返さないようにスロータイム幅のマージンを確保する必要がある。
【００７２】
次に、Ｓ２ｆｆ（ρ，γ）のドップラー周波数幅であるＤ２（ρ）［Ｈｚ］を見積もる。
ここでは幅がファスト周波数ρに依存することを明示化するために、ファスト周波数ρの関数として表している。
２次位相信号Ｑ２ｆｔ（ρ，η）のスロータイム幅を、ｄ１をカバーするように定めた場合、２次位相信号Ｑ２ｆｔ（ρ，η）において、信号のドップラー周波数幅の変化に寄与する実効的な成分のスロータイム幅ｗ２（ｅｆｆ）は、ｄ１と等しくなる。
0006289389.tif 000038
【００７３】
信号のドップラー周波数幅の変化に寄与する実効的な成分のスロータイム幅ｗ２（ｅｆｆ）に対応するドップラー周波数幅Ｗ２（ｅｆｆ）（ρ）は、下記の式（３８）で与えられる。
0006289389.tif 000039
したがって、Ｓ２ｆｆ（ρ，γ）のドップラー周波数幅であるＤ２（ρ）は、下記の式（３９）のように表される。
0006289389.tif 000040
【００７４】
次に、ｗ３を定める。２次位相信号Ｑ３ｆｔ（ρ，η）をスロータイム方向にフーリエ変換したＱ３ｆｆ（ρ，γ）がＳ２ｆｆ（ρ，γ）のドップラー周波数幅をカバーするために、β３を１と等しいか、僅かに大きい定数として、Ｗ３（ρ）が下記の式（４０）を満足する必要がある。
0006289389.tif 000041
したがって、ｗ３に課される条件は、下記の式（４１）で与えられる。
0006289389.tif 000042
【００７５】
ここで、式（４１）を満足する最小のｗ３を見積もるために、式（４１）の最右辺における｜ρ｜（ｄｓｂ＋Ｄｓ）＋（Ｆｃ＋ρ）Ｄｓ（＝Ａ（ρ）とする）のρに対する振舞を調べる。
Ａ（ρ）は、下記の式（４２）から分かるように、ρ＜０では単調減少、ρ≧０では単調増加となるため、Ａ（ρ）の最大値は、ρ＝Ｂ／２又はρ＝−Ｂ／２になる場合となり、これらのρをＡ（ρ）に代入することで、ρ＝Ｂ／２のとき、最大値（Ｂｄｓｂ＋２（Ｆｃ＋Ｂ）Ｄｓ）／２となることが確認される。
0006289389.tif 000043
【００７６】
このことを踏まえると、ｗ３は下記の式（４３）のように与えられる。
0006289389.tif 000044
ξは比帯域（＝Ｂ／Ｆｃ）であるため、Ｗ３（ρ）は下記の式（４４）のように与えられる。
0006289389.tif 000045
【００７７】
このＷ３（ρ）の最大値Ｗ３（ｍａｘ）が、ＳＰ処理の途中段で発生する信号のドップラー周波数幅の最大値となる。
ｍａｘρ（α（ρ））＝Ｆｃ／（Ｆｃ−Ｂ／２）＝２／（２−ξ）であることを踏まえると、最大値Ｗ３（ｍａｘ）は、下記の式（４５）で与えられる。
0006289389.tif 000046
【００７８】
２次位相信号Ｑ４ｆｔ（ρ，η）の乗算は、ＳＰ処理の最終段のｄｅｃｈｉｒｐ処理であり、ｗ４については、Ｓ３ｆｔ（ρ，η）の情報欠落を生じさせない程度の十分広い幅に設定しておいてよい。
ここでは、マージン幅に影響を及ぼさない範囲での最大幅として、この値を下記の式（４６）に示すようにｗ２に一致させるようにする。
0006289389.tif 000047
【００７９】
したがって、信号の折返しを発生させないようにするためには、マージンを含む処理データのスロータイム幅がｗ２以上で、ドップラー周波数幅がＷ３（ｍａｘ）以上にすればよい。そこで、ここでは、スロータイム幅をｗ２、ドップラー周波数幅をＷ３（ｍａｘ）に設定するものとする。
ただし、上で示しているスロータイム幅ｗ２及びドップラー周波数幅Ｗ３（ｍａｘ）は、２次位相係数ｂに依存する形で表現されており、２次位相係数ｂの決定については自由度がある。
そこで、以下では、処理データ容量に比例するスロータイム方向のデータ点数が最小となるように、２次位相係数ｂを定める。
【００８０】
スロータイム幅ｗ２の信号のドップラー周波数分解能が１／ｗ２で、ドップラー周波数幅Ｗ３（ｍａｘ）の信号の時間分解能が１／Ｗ３（ｍａｘ）で与えられることを踏まえると、スロータイム方向の所要のデータ点数は、２次位相係数ｂの関数Ｎ（ｂ）として、下記の式（４７）で定式化される。
0006289389.tif 000048
【００８１】
式（４７）に対して、既に得られたｗ２，Ｗ３（ｍａｘ）を代入すると、下記の式（４８）が得られる。
0006289389.tif 000049
【００８２】
式（４８）の関数Ｎ（ｂ）を最小化する２次位相係数ｂが最適な設計値ｂ（ｏｐｔ）となる。
最適な設計値であるｂ（ｏｐｔ）は、関数Ｎ（ｂ）が極値となるｂとして得られるが、関数Ｎ（ｂ）が極値になるには、下記の式（４９）を満足することが必要条件となる。
0006289389.tif 000050
【００８３】
式（４９）を満足するｂ（ｏｐｔ）は、下記の式（５０）のようになる。
0006289389.tif 000051
ｂ＜ｂ（ｏｐｔ）のときｄＮ（ｂ）／ｄｂ＜０になって関数Ｎ（ｂ）が単調に減少し、ｂ＞ｂ（ｏｐｔ）のときｄＮ（ｂ）／ｄｂ＞０になって関数Ｎ（ｂ）が単調に増加することから、関数Ｎ（ｂ）はｂ（ｏｐｔ）で最小となることが確かめられる。
【００８４】
スロータイム幅ｗｋ（ｋ＝１，２，３，４）の最適値ｗｋ（ｏｐｔ）は、２次位相係数ｂの最適な設計値であるｂ（ｏｐｔ）を用いて、下記の式（５１）〜（５４）のように与えられる。
0006289389.tif 000052
0006289389.tif 000053
0006289389.tif 000054
0006289389.tif 000055
【００８５】
なお、式（５１）は、式（２７）及び式（３２）からＷ１を消去することで得られる関係式（ｗ１＝Ｂ１Ｄｓ／ｂ）において、ｂ＝ｂ（ｏｐｔ）を代入することにより得られる。
また、Ｗ３（ρ）の最大値Ｗ３（ｍａｘ）の最適値Ｗ３（ｍａｘ，ｏｐｔ）は、下記の式（５５）で与えられる。
0006289389.tif 000056
【００８６】
以上がＳＰに基づくＫＴ処理の概要である。
ＫＴ補償回路６が、ＳＰに基づくＫＴ処理を実施することで、リサンプリングの処理負荷を軽減することができるが、スロータイムに対する電波の伝搬遅延時間の１次変化を正しく補償することができないことがある。
即ち、ドップラー周波数が折り返さない目標についてはスロータイムに対する電波の伝搬遅延時間の１次変化を正しく補償することができるが、伝搬遅延時間の変化が大きく、ドップラー周波数が折り返す目標については、折り返した見かけ上のドップラー周波数の１次変化のみが補償されて、目標の真のドップラー周波数の１次変化が補償されない。このため、目標の真のドップラー周波数と、折り返した見かけ上のドップラー周波数との差に相当する１次成分が残存し、目標の像がぼけてしまうことがある。
この実施の形態１では、ドップラー周波数が折り返す目標についても、スロータイムに対する電波の伝搬遅延時間の１次変化を正しく補償することができるようにするために、アップサンプリング回路５や前処理補償回路４を設けている。
【００８７】
外部運動推定回路３０は、目標の位置変化、レーダの位置変化又は目標とレーダの間の相対的な位置関係の変化を観測し、その観測結果を前処理補償量・アップサンプリング数設定回路３に出力する。
前処理補償量・アップサンプリング数設定回路３は、外部運動推定回路３０により観測された目標とレーダの間の相対的な位置関係の変化から、スロータイムに対する電波の伝搬遅延時間の変化を推定する。
例えば、レーダと目標の共通の座標系において、レーダによる目標観測中の時刻がηであるとき、レーダの位置ベクトルがｒｒｄｒ（η）、目標の位置ベクトルがｒｔｇｔ（η）であるとすると、伝搬遅延時間ｓ（η）は、下記の式（５６）で算出することができる。明細書の文章中では、ベクトルの“ｒ”を細字で記述しているが、式（５６）の中では“ｒ”を太字で記述している。
0006289389.tif 000057
式（５６）において、Ｃは光速である。
【００８８】
レーダの送信機と受信機の位置が異なる場合、送信機の位置ベクトルがｒｔｒａ（η）、受信機の位置ベクトルがｒｒｅｃ（η）であるとすると、伝搬遅延時間ｓ（η）は、下記の式（５７）で算出することができる。
0006289389.tif 000058
【００８９】
前処理補償量・アップサンプリング数設定回路３は、スロータイムに対する電波の伝搬遅延時間ｓ（η）の変化を推定すると、下記の式（５８）に示すように、その伝搬遅延時間ｓ（η）の変化を打ち消すための遅延スペクトルヒストリの補償量を算出する。
遅延スペクトルヒストリの補償量＝ｅｊ２π（ρ＋Ｆｃ）×ｓ（η）      (58)
ここでは、前処理補償量・アップサンプリング数設定回路３が、スロータイムに対する電波の伝搬遅延時間ｓ（η）の変化を推定するようにしているが、後述する伝搬遅延１次変化算出回路１４により算出された伝搬遅延時間の１次変化から、遅延スペクトルヒストリの補償量を算出するようにしてもよい。例えば、観測時刻を僅かに変えながら画像再生を繰り返すような運用において、過去の観測で後述する伝搬遅延１次変化算出回路１４により算出された伝搬遅延時間を用いて、現在の画像再生に用いる補償量を計算するような方法が考えられる。
【００９０】
また、前処理補償量・アップサンプリング数設定回路３は、アップサンプリング回路５が実施するアップサンプリングの点数Ｎ（Ｎは１以上の整数）を設定する。
アップサンプリングの点数Ｎが大きくなるほど、ドップラー周波数の幅が広くなるため、ドップラー周波数のサポート帯域幅を拡大して折返し信号の重畳を回避する観点からは、アップサンプリングの点数Ｎが大きい方が望ましい。しかし、アップサンプリングの点数Ｎを大きくと、データ容量の増大、ひいては、処理負荷の増大を引き起こすため、アップサンプリングの点数Ｎを大きくすればよいというものではない。
【００９１】
アップサンプリングの点数Ｎの設定方法として、例えば、画像レーダ装置や運用におけるデータ容量や処理負荷の制約を満足する最大のアップサンプリング点数を設定するような方法が考えられる。
また、別の設定方法として、何らかの方法で想定されるドップラー周波数の最大値を踏まえて、その最大値が折り返さない、または、その最大値のＡ倍が折り返さない、または、ドップラー周波数が何らかの分布形状で与えられる場合に、その分布のＡパーセントが折り返さないなど、想定されるドップラー周波数に基づいて必要最小限のアップサンプリングの点数Ｎを設定する方法が考えられる。
この実施の形態１では、前処理補償量・アップサンプリング数設定回路３が、スロータイムに対する電波の伝搬遅延時間ｓ（η）の変化に対応するドップラー周波数から、アップサンプリングの点数Ｎ（Ｎは１以上の整数）を設定するものを想定する。
なお、処理負荷の制約に関する別の工夫として、伝搬遅延の変化が予め何らかの手段で予測可能な場合には、前処理として、この変化を打ち消すように予備的な補償を行うことで、目標像の真のドップラー周波数を下げれば、所要のアップサンプリング点数を下げることができる。
【００９２】
前処理補償回路４は、前処理補償量・アップサンプリング数設定回路３が遅延スペクトルの補償量ｅｊ２π（ρ＋Ｆｃ）×ｓ（η）を算出すると、その補償量ｅｊ２π（ρ＋Ｆｃ）×ｓ（η）をレーダ受信信号取得回路１から出力された式（５）の遅延スペクトルヒストリＧｆｔ（ρ，η）に乗算することで、その遅延スペクトルヒストリＧｆｔ（ρ，η）を補償する。遅延スペクトルヒストリＧｆｔ（ρ，η）を補償することは、その遅延スペクトルヒストリＧｆｔ（ρ，η）をファストタイム方向に逆フーリエ変換することで得られる遅延スペクトルを補償することに相当する。
【００９３】
なお、前処理補償量・アップサンプリング数設定回路３が伝搬遅延時間ｓ（η）の変化の推定に用いている各種の位置ベクトルの算出精度が低い場合、前処理補償回路４が伝搬遅延時間ｓ（η）の変化を打ち消すように、レーダ受信信号取得回路１により取得された遅延ヒストリを補償しても、伝搬遅延時間ｓ（η）の変化が残存する可能性があるが、前処理補償回路４が補償処理を実施しない場合よりは、伝搬遅延時間ｓ（η）の変化が低減されることが期待される。
上記の補償処理を行うことで、ドップラー周波数の折返しが低減されて、必要なアップサンプリング数も低減できることが期待される。
【００９４】
アップサンプリング回路５は、前処理補償回路４が遅延スペクトルヒストリＧｆｔ（ρ，η）を補償すると、その遅延スペクトルヒストリＧｆｔ（ρ，η）をスロータイム方向にアップサンプリングする。遅延スペクトルヒストリＧｆｔ（ρ，η）をアップサンプリングすることは、その遅延スペクトルヒストリＧｆｔ（ρ，η）をファストタイム方向に逆フーリエ変換することで得られる遅延スペクトルをアップサンプリングすることに相当する。
具体的には、以下のようにして、遅延スペクトルヒストリＧｆｔ（ρ，η）をアップサンプリングする。
【００９５】
前処理補償回路４により補償された遅延スペクトルヒストリＧｆｔ（ρ，η）のファスト（ファストタイム、ファスト周波数）軸及びスロー軸（スロータイム、ドップラー周波数）は、離散化されているものとする。
遅延スペクトルヒストリＧｆｔ（ρ，η）をスロータイム方向にＮ倍のアップサンプリングを行う場合は、元の遅延スペクトルヒストリＧｆｔ（ρ，η）に対して、各々のスロータイムのセル間に、（Ｎ−１）個の０のセルを挿入する。
これにより、見かけ上のサンプリング周波数が高くなるので、セル挿入後の遅延スペクトルヒストリをスロータイム方向にフーリエ変換することで得られる遅延スペクトルドップラー分布においても、ドップラー周波数の帯域幅がＮ倍に拡張される。
【００９６】
ここで、図５は遅延ドップラー画像の一例を示す説明図であり、（ａ）はレーダと目標の間の相対運動の影響でぼけた遅延ドップラー画像、（ｂ）はぼけが生じていない理想的な遅延ドップラー画像を示している。
図５では、２つの目標（目標Ａ、目標Ｂ）の像が同一画像上に存在している例を示している。
また、図６はアップサンプリングによってドップラー帯域が拡張された遅延ドップラー画像一例を示す説明図であり、（ａ）はアップサンプリング直後の遅延ドップラー画像、（ｂ）はＫＴ処理後の遅延ドップラー画像を示している。
【００９７】
例えば、元の遅延ドップラー分布が図５（ａ）に示すような画像である場合、遅延スペクトルヒストリＧｆｔ（ρ，η）をスロータイム方向にＮ倍のアップサンプリングを行うと、図６（ａ）に示すように、目標毎に、ドップラー周波数方向にパルス繰り返し周波数周期で繰り返されたような画像、即ち、同じ形のレプリカがＮ（図６の例では、Ｎ＝５）個発生する。
この時点では、未だ２つの目標（目標Ａ、目標Ｂ）の像はぼけているが、これらレプリカのうち、１つのレプリカは、目標の真のドップラー周波数の位置に存在するものとなる。
したがって、目標の真のドップラー周波数の位置に存在していない像（以下、「偽像」と称する）に対して、ＫＴ処理を適用すると、図６（ｂ）に示すように、真のドップラー周波数の位置に存在している像（以下、「真像」と称する）は結像し、真のドップラー周波数の位置から離れる程にぼけるような特性になる。
図６の例では、目標Ａについては左から３番目の真像が結像し、目標Ｂについては左から４番目の真像が結像している。
よって、１次成分が正しく補償された目標像の生成を、この結像した真像の切出しで代用することができる。
【００９８】
ＫＴ補償回路６は、アップサンプリング回路５が、遅延スペクトルヒストリＧｆｔ（ρ，η）をスロータイム方向にアップサンプリングすると、アップサンプリング後の遅延スペクトルヒストリに対して、上述したＳＰに基づくＫＴ処理を実施する。
以下、ＫＴ補償回路６の処理内容を具体的に説明する。
【００９９】
ＫＴ補償回路６のマージン最小化２次位相係数決定回路２１は、受信信号スケーリング変換回路２５で遅延スペクトルヒストリＧｆｔ（ρ，η）上の信号のリサンプリング処理が実施されても、折り返し信号が発生しないようにするのに必要かつ十分なマージンのサイズが得られるようにするため、限界のスロータイム幅ｄｓ、限界のドップラー周波数幅Ｄｓ及び比帯域ξ（＝Ｂ／Ｆｃ）を式（５０）に代入することで、２次位相係数ｂの最適な設計値ｂ（ｏｐｔ）を算出する。
２次位相信号パラメータ設定回路２２は、マージン最小化２次位相係数決定回路２１が２次位相係数ｂの最適な設計値ｂ（ｏｐｔ）を算出すると、２次位相係数ｂの最適な設計値ｂ（ｏｐｔ）を式（５１）〜（５４）に代入することで、２次位相信号Ｑｋｆｔ（ρ，η）のスロータイム幅の最適値ｗｋ（ｏｐｔ）を算出する。
【０１００】
最小マージン付加回路２３は、マージン最小化２次位相係数決定回路２１が２次位相係数ｂの最適な設計値ｂ（ｏｐｔ）を算出すると、２次位相係数ｂの最適な設計値ｂ（ｏｐｔ）を式（５５）に代入することで、ドップラー周波数幅の最適値Ｗ３（ｍａｘ，ｏｐｔ）を算出する。
最小マージン付加回路２３は、ドップラー周波数幅の最適値Ｗ３（ｍａｘ，ｏｐｔ）を算出すると、アップサンプリング回路５によりアップサンプリングされた遅延スペクトルヒストリＧｆｔ（ρ，η）に対して、スロータイム幅が最適値ｗ２（ｏｐｔ）になり、ドップラー周波数幅が最適値Ｗ３（ｍａｘ，ｏｐｔ）になるように、値が０の領域であるマージンを各軸上で加える処理を行う。
具体的には、以下のようにマージンを付加する。
【０１０１】
最初に、最小マージン付加回路２３は、スロータイム幅が最適値ｗ２（ｏｐｔ）と一致するように、遅延スペクトルヒストリＧｆｔ（ρ，η）の両端に、不足しているスロータイム幅（ｗ２（ｏｐｔ）−ｄｓ）と同一サイズのマージンを付加する。
次に、最小マージン付加回路２３は、マージン付加後の遅延スペクトルヒストリＧｆｔ（ρ，η）をスロータイム方向にフーリエ変換し、フーリエ変換後の遅延スペクトルヒストリである遅延スペクトルドップラー分布Ｇｆｆ（ρ，γ）のドップラー周波数幅が２次位相信号のドップラー周波数幅Ｗ３（ｍａｘ，ｏｐｔ）と一致するように、遅延スペクトルドップラー分布Ｇｆｆ（ρ，γ）の両端に、不足しているドップラー周波数幅（Ｗ３（ｍａｘ，ｏｐｔ）−Ｄｓ）と同一サイズのマージンを付加する。
【０１０２】
ここでは、遅延スペクトルヒストリＧｆｔ（ρ，η）の両端に、不足しているスロータイム幅（ｗ２（ｏｐｔ）−ｄｓ）と同一サイズのマージンを付加してから、遅延スペクトルドップラー分布Ｇｆｆ（ρ，γ）の両端に、不足しているドップラー周波数幅（Ｗ３（ｍａｘ，ｏｐｔ）−Ｄｓ）と同一サイズのマージンを付加する例を示しているが、スロータイム幅がｗ２（ｏｐｔ）の空のデータ領域を確保した上で、このデータ領域の中央に遅延スペクトルヒストリＧｆｔ（ρ，η）を配置してから、この遅延スペクトルヒストリＧｆｔ（ρ，η）をスロータイム方向にフーリエ変換し、さらに、別途確保したドップラー周波数幅がＷ３（ｍａｘ，ｏｐｔ）の空のデータ領域の中央に、遅延スペクトルドップラーＧｆｆ（ρ，γ）を配置するようにしてもよい。
【０１０３】
以下、スロータイム及びドップラー周波数のサンプルが離散的な一般的な場合の処理方法を具体的に説明する。
スロータイムのサンプリング周波数がＦｐ［Ｈｚ］であるとき、離散化を考慮して、ｘの小数点以下を切り上げる関数ｃｅｉｌ（ｘ）を導入し、スロータイム軸でのマージン付加後のスロータイム方向のセル数Ｈｔｉｍｅを下記の式（５９）のように定める。
0006289389.tif 000059
【０１０４】
これにより、このマージン付加後の信号のスロータイム幅δｔｉｍｅは、下記の式（６０）のように与えられる。
0006289389.tif 000060
したがって、この信号のドップラー周波数セル幅Δｆｒｅｑは、下記の式（６１）のように与えられる。
0006289389.tif 000061
よって、ドップラー周波数軸上でのマージン付加後のセル数Ｈｆｒｅｑは、下記の式（６２）のように与えられる。
0006289389.tif 000062
【０１０５】
ここでは、サンプル番号ｈを導入して、入力信号のスロータイム及びドップラー周波数を離散的に取り扱っている。
スロータイムを離散的に表現した信号をＧ０ｆｔ（ρ，ｈ）（≡Ｇｆｔ（ρ，ｈ／Ｆｐ），ｈ＝−Ｈｃｕｔ／２，・・・，（Ｈｃｕｔ／２）−１）で表す。
そして、スロータイム軸上でのマージンを付加するため、スロータイム方向のサンプル数がＨｔｉｍｅのデータ格納配列Ｇ１ｆｔ（ρ，ｈ）を用意した上で、下記の式（６３）によってＧ０ｆｔ（ρ，ｈ）の値を配置する。
0006289389.tif 000063
【０１０６】
これにより、スロータイム軸上でのマージンの付加が実現される。ここでは、式の表記の簡単化のため、Ｈｃｕｔ，Ｈｔｉｍｅ，Ｈｆｒｅｑが偶数であるとして取り扱うが、四捨五入、切り上げや切り捨てなどのオペレータを導入すれば、奇数であっても用いることできることは言うまでもない。
【０１０７】
次に、Ｇ１ｆｔ（ρ，ｈ）をｈ方向に離散フーリエ変換することで、Ｇ１ｆｆ（ρ，ｍ）を得る。ただし、ｍ＝−Ｈｔｉｍｅ／２，・・・，（Ｈｔｉｍｅ／２）−１である。
Ｇ１ｆｔ（ρ，ｈ）のスロータイム幅がＨｔｉｍｅ／Ｆｐであることから、ドップラー周波数のステップ幅はＦｐ／Ｈｔｉｍｅとなる。即ち、第ｍ番目のドップラーセルのドップラー周波数γ（ｍ）は、γ（ｍ）＝ｍＦｐ／Ｈｔｉｍｅ［Ｈｚ］となる。
【０１０８】
次に、ドップラー周波数軸上でマージンを付加するため、ドップラー周波数方向のサンプル数がＨｆｒｅｑのデータ格納配列Ｇ２ｆｆ（ρ，ｍ）を用意した上で、下記の式（６４）によってＧ１ｆｆ（ρ，ｍ）の値を配置する。
0006289389.tif 000064
【０１０９】
これにより、ドップラー周波数軸上のマージンの付加も実現される。
得られたＧ２ｆｆ（ρ，ｍ）をｍ方向に離散逆フーリエ変換することで、スロータイム及びドップラー周波数軸の両者で所要の幅のマージンが付加された遅延スペクトルヒストリＧ２ｆｔ（ρ，ｈ）が得られる。ただし、ｈ＝−Ｈｆｒｅｑ／２，・・・，０，・・・，（Ｈｆｒｅｑ／２）−１である。
なお、Ｇ２ｆｆ（ρ，ｍ）のドップラー周波数幅がＦｐＨｆｒｅｑ／Ｈｔｉｍｅであることから、Ｇ２ｆｔ（ρ，ｈ）のスロータイムのステップ幅はＨｔｉｍｅ／ＦｐＨｆｒｅｑとなる。
即ち、η（ｈ）＝ｈ・Ｈｔｉｍｅ／ＦｐＨｆｒｅｑとなる。
【０１１０】
２次位相信号生成回路２４は、２次位相信号パラメータ設定回路２２により設定された２次位相信号のスロータイム幅ｗ１，ｗ２，ｗ３，ｗ４に基づいて、スロータイム及びファスト周波数についてのサンプル点が、最小マージン付加回路２３によりマージンが付加された遅延スペクトルヒストリＧｆｔ（ρ，η）と同じである４種類の２次位相信号Ｑ１ｆｔ（ρ，η），Ｑ２ｆｔ（ρ，η），Ｑ３ｆｔ（ρ，η），Ｑ４ｆｔ（ρ，η）を生成する。
即ち、２次位相信号生成回路２４は、２次位相信号パラメータ設定回路２２により設定された２次位相信号のスロータイム幅ｗ１，ｗ２，ｗ３，ｗ４を式（１８）〜（２１）に代入することで、２次位相信号Ｑ１ｆｔ（ρ，η），Ｑ２ｆｔ（ρ，η），Ｑ３ｆｔ（ρ，η），Ｑ４ｆｔ（ρ，η）を生成する。このとき、スロータイム幅やステップ幅は、最小マージン付加回路２３によって定められたものを用いる。
【０１１１】
受信信号スケーリング変換回路２５は、最小マージン付加回路２３によりマージンが付加された遅延スペクトルヒストリＧｆｔ（ρ，η）と２次位相信号生成回路２４により生成された４種類の２次位相信号Ｑ１ｆｔ（ρ，η），Ｑ２ｆｔ（ρ，η），Ｑ３ｆｔ（ρ，η），Ｑ４ｆｔ（ρ，η）とを用いて、ＳＰに基づくＫＴ処理を実施することで、目標とレーダの間の相対運動に起因して発生しているスロータイムに対する電波の伝搬遅延時間の１次変化を補償する。
以下、受信信号スケーリング変換回路２５の処理内容を具体的に説明する。
【０１１２】
受信信号スケーリング変換回路２５のスロータイムＦＴ部３１は、最小マージン付加回路２３からマージンが付加された遅延スペクトルヒストリＧｆｔ（ρ，η）を受けると、その遅延スペクトルヒストリＧｆｔ（ρ，η）をスロータイム方向にフーリエ変換し、フーリエ変換後の遅延スペクトルヒストリである遅延スペクトルドップラー分布Ｇｆｆ（ρ，γ）を乗算回路３３に出力する。
スロータイムＦＴ部３２は、２次位相信号生成回路２４から２次位相信号Ｑ１ｆｔ（ρ，η）を受けると、その２次位相信号Ｑ１ｆｔ（ρ，η）をスロータイム方向にフーリエ変換し、フーリエ変換後の２次位相信号Ｑ１ｆｆ（ρ，γ）を乗算回路３３に出力する。
【０１１３】
乗算回路３３は、スロータイムＦＴ部３１から出力された遅延スペクトルドップラー分布Ｇｆｆ（ρ，γ）と、スロータイムＦＴ部３２から出力された２次位相信号Ｑ１ｆｆ（ρ，γ）とを周波数軸上で乗算し、その乗算結果Ｇｆｆ（ρ，γ）×Ｑ１ｆｆ（ρ，γ）をスロータイムＩＦＴ部３４に出力する。
スロータイムＩＦＴ部３４は、乗算回路３３の乗算結果Ｇｆｆ（ρ，γ）×Ｑ１ｆｆ（ρ，γ）をドップラー周波数方向に逆フーリエ変換し、その逆フーリエ変換結果Ｘ１ｆｔ（ρ，η）を乗算回路３５に出力する。この逆フーリエ変換結果Ｘ１ｆｔ（ρ，η）は、遅延スペクトルヒストリＧｆｔ（ρ，η）と２次位相信号Ｑ１ｆｔ（ρ，η）の畳み込み演算結果Ｇｆｔ（ρ，η）＊Ｑ１ｆｔ（ρ，η）に相当する。
【０１１４】
乗算回路３５は、スロータイムＩＦＴ部３４から逆フーリエ変換結果Ｘ１ｆｔ（ρ，η）を受けると、その逆フーリエ変換結果Ｘ１ｆｔ（ρ，η）と２次位相信号生成回路２４から出力された２次位相信号Ｑ２ｆｔ（ρ，η）とを時間軸上で乗算し、その乗算結果Ｘ２ｆｔ（ρ，η）＝Ｘ１ｆｔ（ρ，η）×Ｑ２ｆｔ（ρ，η）をスロータイムＦＴ部３６に出力する。
スロータイムＦＴ部３６は、乗算回路３５の乗算結果Ｘ２ｆｔ（ρ，η）をスロータイム方向にフーリエ変換し、フーリエ変換結果であるＸ２ｆｆ（ρ，γ）を乗算回路３８に出力する。
【０１１５】
スロータイムＦＴ部３７は、２次位相信号生成回路２４から２次位相信号Ｑ３ｆｔ（ρ，η）を受けると、その２次位相信号Ｑ３ｆｔ（ρ，η）をスロータイム方向にフーリエ変換し、フーリエ変換後の２次位相信号Ｑ３ｆｆ（ρ，γ）を乗算回路３８に出力する。
乗算回路３８は、スロータイムＦＴ部３６から出力されたフーリエ変換結果Ｘ２ｆｆ（ρ，γ）と、スロータイムＦＴ部３７から出力された２次位相信号Ｑ３ｆｆ（ρ，γ）とを周波数軸上で乗算し、その乗算結果Ｘ２ｆｆ（ρ，γ）×Ｑ３ｆｆ（ρ，γ）をスロータイムＩＦＴ部３９に出力する。
【０１１６】
スロータイムＩＦＴ部３９は、乗算回路３８の乗算結果Ｘ２ｆｆ（ρ，γ）×Ｑ３ｆｆ（ρ，γ）をドップラー周波数方向に逆フーリエ変換し、その逆フーリエ変換結果Ｘ３ｆｔ（ρ，η）を乗算回路４０に出力する。この逆フーリエ変換結果Ｘ３ｆｔ（ρ，η）は、乗算回路３５の乗算結果Ｘ２ｆｔ（ρ，η）と２次位相信号Ｑ３ｆｔ（ρ，η）の畳み込み演算結果Ｘ２ｆｔ（ρ，η）＊Ｑ３ｆｔ（ρ，η）に相当する。
乗算回路４０は、スロータイムＩＦＴ部３９から逆フーリエ変換結果Ｘ３ｆｔ（ρ，η）を受けると、その逆フーリエ変換結果Ｘ３ｆｔ（ρ，η）と２次位相信号生成回路２４から出力された２次位相信号Ｑ４ｆｔ（ρ，η）とを時間軸上で乗算し、その乗算結果Ｘ３ｆｔ（ρ，η）×Ｑ４ｆｔ（ρ，η）を遅延スペクトルヒストリＵｆｔ（ｍａｒｇｉｎ）（ρ，η）としてマージン除去回路２６に出力する。
なお、乗算回路３３，３５の処理によって信号の幅が拡大しているが、正しいマージンが設定されているため、乗算回路３８，４０の処理によって信号の幅が元の幅に戻っている。
【０１１７】
マージン除去回路２６は、受信信号スケーリング変換回路２５からスロータイムに対する電波の伝搬遅延時間の１次変化が補償されている遅延スペクトルヒストリＵｆｔ（ｍａｒｇｉｎ）（ρ，η）を受けると、その遅延スペクトルヒストリＵｆｔ（ｍａｒｇｉｎ）（ρ，η）に付加されているマージンを除去する。
即ち、マージン除去回路２６は、最小マージン付加回路２３と逆の操作であり、最初に、遅延スペクトルヒストリＵｆｔ（ｍａｒｇｉｎ）（ρ，η）をスロータイム方向にフーリエ変換して得られる遅延ドップラー分布から、０ドップラー周波数を中心とするドップラー周波数幅Ｄｓの信号を抽出する。
次に、マージン除去回路２６は、ドップラー周波数幅Ｄｓの信号を逆フーリエ変換して得られる遅延スペクトルヒストリから、０スロータイムを中心とするスロータイム幅ｄｓの信号を抽出することで、スロータイムとドップラー周波数の両者のマージンが除去された遅延スペクトルヒストリを得る。
【０１１８】
以下、最小マージン付加回路２３での説明と同様に、スロータイムとドップラー周波数が離散している場合のマージン除去回路２６の具体的な処理を説明する。
まず、Ｕ２ｆｔ（ρ，ｈ）＝Ｕｆｔ（ｍａｒｇｉｎ）（ρ，ｈ・Ｈｔｉｍｅ／ＦｐＨｆｒｅｑ）とする。ただし、ｈ＝−Ｈｆｒｅｑ／２，・・・，０，・・・，（Ｈｆｒｅｑ／２）−１）である。
Ｕ２ｆｔ（ρ，ｈ）をｈ方向に離散フーリエ変換して得られるＵ２ｆｆ（ρ，ｍ）（ｍ＝−Ｈｔｉｍｅ／２，・・・，（Ｈｔｉｍｅ／２）−１）において、下記の式（６５）によって０ドップラーを中心とするＨｔｉｍｅのドップラーセル幅の信号をＵ１ｆｆ（ρ，ｍ）として得る。
0006289389.tif 000065
【０１１９】
次に、Ｕ１ｆｆ（ρ，ｍ）をｍ方向に逆離散フーリエ変換して得られるＵ１ｆｔ（ρ，ｈ）（ｈ＝−Ｈｔｉｍｅ／２，・・・，（Ｈｔｉｍｅ／２）−１）において、下記の式（６６）に示すように、０を中心とするＨｃｕｔ幅の信号を抽出して、Ｈｃｕｔ幅の信号をＵ０ｆｔ（ρ，ｈ）と表す。
0006289389.tif 000066
Ｕ０ｆｔ（ρ，ｈ）では、付加されたマージンが取り除かれている。また、そのスロータイムのステップ幅が元の値である１／Ｆｐに戻っている。
【０１２０】
受信信号整形回路２７は、ＫＴ補償回路６でのＳＰに基づくＫＴ処理（スロータイムに対する電波の伝搬遅延時間の変化の補償）に伴って生じるファスト周波数毎のスロータイム幅の相違を補正し、スロータイム幅の相違を補正した遅延ヒストリを真像偽像グルーピング回路７に出力する。
即ち、受信信号整形回路２７は、マージン除去回路２６によりマージンが除去された遅延ヒストリから、０スロータイムを中心として、画像化パラメータ設定回路２により設定された画像化に用いるスロータイム幅Ｔ［ｓ］の信号を切出し、その切出したスロータイム幅Ｔの信号を真像偽像グルーピング回路７に出力する。または、マージン除去回路２６によりマージンが除去された遅延ヒストリの中で、０スロータイムを中心として、スロータイム幅Ｔの範囲外の値をゼロとするような重みづけを行う。
なお、スロータイムを離散化した表現では、最終的に画像化に用いるサンプル数（パルス数）Ｈの分のデータを切出して、下記の式（６７）のような整形後の遅延スペクトルヒストリＵｆｔ（ｌａｓｔ）（ρ，ｈ）を得る。
0006289389.tif 000067
【０１２１】
以上の各ブロックの処理を経て得られた遅延スペクトルヒストリＵｆｔ（ｌａｓｔ）（ρ，ｈ）は、ＫＴ処理の効果によって、スロータイムに対する電波の伝搬遅延時間の１次変化が解消されている。また、ＳＰを適用した弊害で発生しているファスト周波数毎のスロータイム幅の相違も解消されている。
【０１２２】
真像偽像グルーピング回路７は、ＫＴ補償回路６により補償された遅延ヒストリから得られる遅延ドップラー分布上に複数の目標の真像と偽像が存在している場合、その遅延ドップラー分布のドップラー軸上に等間隔で並んでいる真像と偽像を同一のグループに含めるグループ分けを実施する。
図７は真像偽像グルーピング回路７によるグループ分けを示す説明図である。
図７の例では、同一画像上に存在している２つの目標（目標Ａ、目標Ｂ）の像のグループ分けを実施しており、各目標の像は、目標パルス繰り返し周波数（ＰＲＦ）間隔に並んでいることを利用して、グループ分けしている。
【０１２３】
具体的には、図６（ｂ）に示すようなＫＴ処理後の遅延ドップラー画像については、真のドップラー周波数Ｆｐの幅を有するＮｐ枚のサブ画像とみなし、Ｎｐ枚のサブ画像のドップラー周波数として、真のドップラー周波数Ｆｐによって定まる見かけ上のドップラー周波数Ｆｄ’（ｎ）＝Ｆｄ （ｍｏｄ  Ｆｐ）（ｎ＝０，１,…１，Ｎ−１）を定める。
そして、見かけ上のドップラー周波数Ｆｄ’（ｎ）を互いに合わせることで、Ｎｐ枚のサブ画像を統合する。
この統合の方法としては、例えば、各ファストタイム、見かけのドップラー周波数毎に最大値をとるような方法や、各ファストタイム、見かけのドップラー周波数毎に平均値や総和値をとるような方法が考えられる。
このように統合された画像は、同じ目標についての真像と偽像が、同じ見かけ上のドップラー周波数位置で合成されたような画像になる。即ち、この統合画像上では、各目標の真像と偽像が統合された１つの目標像として得られると期待される。
【０１２４】
目標毎領域分割回路８は、真像偽像グルーピング回路７が目標像のグループ分けを実施すると、グループ毎に、当該グループ内の目標像（真像、偽像）を含む領域の遅延ドップラー分布上の位置を決定する。
即ち、目標毎領域分割回路８は、真像偽像グルーピング回路７による統合画像上で、目標検出を実施して、それぞれの目標像を含むファストタイム及び見かけのドップラー周波数の範囲を定め、目標像（真像、偽像）を含む領域を図７（ｂ）の破線で示すような元の遅延ドップラー分布に展開する。
これにより、遅延ヒストリ上に複数の目標の信号が存在し、かつ、複数の目標の間の信号強度の差が大きいために、ある目標（小目標）の結像した真像のピーク電力が、別の目標の結像しなかった偽像のピーク電力より小さいような場合でも、その小目標の真像を正しく選択することができるようになる。
なお、観測目標数が１個の場合には、真像偽像グルーピング回路７におけるグルーピング処理や、目標毎領域分割回路８による領域分割処理を省略することができる。
【０１２５】
目標毎真像判定回路９は、目標毎領域分割回路８が、グループ毎に、目標像（真像、偽像）を含む領域の遅延ドップラー分布上の位置を決定すると、当該グループに含まれている遅延ドップラー分布上の目標の真像と偽像の中から、真像及び偽像の電力を比較することで、目標の真像を判別する。
真像は結像しているので、真像の各反射点がそれぞれ積み上がってピークの電力が高くなるのに対して、偽像は結像していないので、偽像の各反射点が積み上がらずにピークの電力が高くならないことを利用すれば、真像と偽像を区別することができる。したがって、目標毎真像判定回路９は、同一グループ内の目標像の中で、ピーク電力が最も高い像を真像として選択する。
【０１２６】
真像切出回路１０は、目標毎真像判定回路９が各目標の真像を判別すると、遅延ドップラー分布から各目標の真像を含む領域を切出して、その領域を高次補償回路１１に出力する。
高次補償回路１１は、真像切出回路１０から各目標の真像を含む領域を受けると、各目標の真像を含む領域に対する高次の変化（２次以上の変化）を補償する。
例えば、目標の真像を含む領域をドップラー軸方向に逆フーリエ変換することで得られる遅延ヒストリに対して、フェーズグラディエント・ オートフォーカス（ＰＧＡ：Ｐｈａｓｅ  Ｇｒａｄｉｅｎｔ  Ａｕｔｏｆｏｃｕｓ）と呼ばれる一般的な高次補償処理を適用することで、高次の変化（２次以上の変化）を補償する。ＰＧＡは、再生画像の誤差を推定して補償することで、再生画像の分解能を改善する処理である。
既に、真像切出回路１０までの処理で、ファストタイムの変化の主要な成分である１次成分が補償されているので、１次成分が存在する場合（例えば、目標上の反射点がファストタイムの分解能セルを超えて移動しているような場合）よりは、高次補償回路１１の補償処理を容易に実現できることが期待される。
画像再生回路１２は、高次補償回路１１により高次の変化が補償された各目標の真像を含む領域から各目標の画像を再生する。
即ち、画像再生回路１２は、高次補償回路１１による高次補償処理後の遅延ヒストリをドップラー軸方向にフーリエ変換して、再度、結像した画像を得るようにする。
【０１２７】
ドップラー周波数推定回路１３は、目標毎真像判定回路９が各目標の真像を判別すると、各目標の真像のピーク位置から、各目標のドップラー周波数を特定する。即ち、遅延ドップラー分布上で、各目標の真像のピーク位置に対応するドップラー周波数を特定する。
伝搬遅延１次変化算出回路１４は、ドップラー周波数推定回路１３が各目標のドップラー周波数を特定すると、レーダから送信される電波の中心周波数ｆｃと、第ｍ番目の目標の真のドップラー周波数ｆｄｍ（図７の例では、ｍ＝１，２）を下記の式（６８）に代入することで、各目標についての伝搬遅延時間の１次変化ｓ１ｍを算出する。
ｓ１ｍ＝−ｆｄｍ/ｆｃ          (68)
【０１２８】
ここで得られた伝搬遅延時間の１次変化ｓ１ｍは、式（４）の１次係数ｓ１相当のものであり、これに基づいても伝搬遅延時間の１次変化相当の成分の補償量を算出することができる。この算出値は、外部運動推定回路３０により観測された目標とレーダの間の相対的な位置関係の変化から推定された同様の１次変化と比べて精度が高いことも期待される。このことを踏まえ、上記ｓ１ｍを、前処理補償量・アップサンプリング数設定回路３に与えても構わない。特に、観測時間を僅かにずらせながら画像再生を繰り返すような用途で、かつ、上記伝搬遅延時間の１次の成分が、僅かな観測時間の相違に対してあまり変化しないと期待される場合は、過去の観測結果の画像再生の過程で得られた上記ｓ１ｍに基づいて現在の画像再生のための補償量を高精度に推定できることも期待される。
【０１２９】
目標ラジアル速度算出回路１５は、伝搬遅延１次変化算出回路１４が伝搬遅延の１次変化ｓ１ｍを算出すると、その伝搬遅延の１次変化ｓ１ｍを下記の式（６９）に代入することで、レーダと各目標との間の距離の時間変化を示すラジアル速度Ｖｒｍを算出する。レーダの送信機と受信機の位置が異なる場合、送信機から目標を介して受信機に至る経路長の１／２の時間変化を示すラジアル速度Ｖｒｍを算出する。
Ｖｒｍ＝Ｃ×ｓ１ｍ／２          (69)
ただし、Ｃは光速である。
【０１３０】
ラジアル速度Ｖｒｍは、目標とレーダの間の運動を表す重要パラメータであり、有用である。
このラジアル速度Ｖｒｍは、上記のようにドップラー周波数から換算され、また、高精度に得ることができる。しかし、ドップラー周波数の折返しが発生する一般的なケースにおいては、上記の換算を用いても折返しの発生したドップラー周波数に対する偽の値しか得ることができないが、今回の方法では、結果として折返しの発生を回避する効果があるので、ドップラー周波数に基づく高精度なラジアル速度の推定が実現される。
【０１３１】
以上で明らかなように、この実施の形態１によれば、前処理補償回路４により補償された遅延スペクトルヒストリＧｆｔ（ρ，η）をスロータイム方向にアップサンプリングするアップサンプリング回路５を設けるように構成したので、ドップラー周波数が折り返す目標についても、スロータイムに対する電波の伝搬遅延時間の１次変化を正しく補償することができる効果を奏する。
また、想定される相対運動に基づく必要十分なアップサンプリングによって処理データ容量や処理負荷の増大を低減することができる。
【０１３２】
前処理補償回路４が、追尾レーダの情報、運動センサの情報、あるいは、過去の補償で得られた情報（伝搬遅延１次変化算出回路１４により算出された伝搬遅延の１次変化ｓ１ｍ）に基づく前処理補償を実施することで、想定される相対運動を低減して、さらなる処理データ容量や処理負荷を低減することができるとともに、ドップラー周波数の折返しを解消することができる。
また、真像偽像グルーピング回路７が、ＫＴ補償回路６により補償された遅延ヒストリから得られる遅延ドップラー分布上に複数の目標の真像と偽像が存在している場合、その遅延ドップラー分布のドップラー軸上に等間隔で並んでいる真像と偽像を同一のグループに含めるグループ分けを実施するようにしているので、複数の目標が存在している場合でも、複数の目標の画像の再生や、複数の目標のラジアル速度の推定を行うことができる。
また、目標のドップラー周波数が折り返す場合でも、ドップラー周波数の真値を真像位置から把握することができるので、このような状況においても、ドップラー周波数に基づく高精度なラジアル速度を推定することができる。
【０１３３】
実施の形態２．
図８はこの発明の実施の形態２による画像レーダ装置を示す構成図であり、図８において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
１次補償回路１６は例えばＣＰＵを実装している半導体集積回路、あるいは、ワンチップマイコンなどから構成されており、伝搬遅延１次変化算出回路１４により算出された伝搬遅延の１次変化ｓ１ｍを打ち消すように、前処理補償回路４から出力された遅延スペクトルヒストリＧｆｔ（ρ，η）を補償する処理を実施する。なお、１次補償回路１６は１次変化補償手段を構成している。
【０１３４】
真像切出回路１７は例えばＣＰＵを実装している半導体集積回路、あるいは、ワンチップマイコンなどから構成されており、１次補償回路１６により補償された遅延スペクトルヒストリＧｆｔ（ρ，η）から０ドップラー周波数付近の像を目標の真像として切出す回路である。
高次補償回路１８は例えばＣＰＵを実装している半導体集積回路、あるいは、ワンチップマイコンなどから構成されており、真像切出回路１７により切出された目標の真像に対する高次の変化（２次以上の変化）を補償する処理を実施する。なお、高次補償回路１８は第２の高次補償手段を構成している。
【０１３５】
次に動作について説明する。
１次補償回路１６、真像切出回路１７及び高次補償回路１８以外は、上記実施の形態１と同様であるため、ここでは、１次補償回路１６、真像切出回路１７及び高次補償回路１８の処理内容だけが異なる。
【０１３６】
１次補償回路１６は、伝搬遅延１次変化算出回路１４が伝搬遅延の１次変化ｓ１ｍを算出すると、その伝搬遅延の１次変化ｓ１ｍを打ち消すための補償量を算出する。
この補償量の算出は、前処理補償量・アップサンプリング数設定回路３が、伝搬遅延１次変化算出回路１４により算出された伝搬遅延の１次変化ｓ１ｍから遅延スペクトルヒストリの補償量を算出するものと同様である。
即ち、式（５８）に相当する補償量であり、式（５８）の伝搬遅延時間ｓ（η）の変化が、伝搬遅延の１次変化ｓ１ｍに対応する伝搬遅延時間になっている。
ただし、１次補償回路１６が補償量の算出に用いる伝搬遅延の１次変化ｓ１ｍが、伝搬遅延１次変化算出回路１４により算出された最新の１次変化ｓ１ｍであるのに対して、前処理補償量・アップサンプリング数設定回路３が補償量の算出に用いる伝搬遅延の１次変化ｓ１ｍが、伝搬遅延１次変化算出回路１４により前回算出された１次変化ｓ１ｍである点で相違している。
【０１３７】
１次補償回路１６は、伝搬遅延の１次変化ｓ１ｍを打ち消すための補償量を算出すると、前処理補償回路４と同様に、その補償量を遅延スペクトルヒストリＧｆｔ（ρ，η）に乗算することで、その遅延スペクトルヒストリＧｆｔ（ρ，η）を補償する。遅延スペクトルヒストリＧｆｔ（ρ，η）を補償することは、その遅延スペクトルヒストリＧｆｔ（ρ，η）をファストタイム方向に逆フーリエ変換することで得られる遅延スペクトルを補償することに相当する。
なお、１次補償回路１６では、入力される１次変化の数が目標数に応じて複数存在する場合は、各々の１次変化に対する１次補償を行う。
【０１３８】
真像切出回路１７は、１次補償回路１６が遅延スペクトルヒストリＧｆｔ（ρ，η）を補償すると、その遅延スペクトルヒストリＧｆｔ（ρ，η）から０ドップラー周波数付近の像を目標の真像として切出し、目標の真像を高次補償回路１８に出力する。
１次補償回路１６から出力される遅延スペクトルヒストリＧｆｔ（ρ，η）では、遅延ドップラー分布において、目標の真像が０ドップラー周波数付近に存在しているので、ドップラー周波数付近の像を目標の真像として切出すようにしている。
なお、切出す範囲は、例えば、ドップラー周波数付近において、予め設定されている閾値より大きい電力が連続している範囲などが考えられる。
【０１３９】
高次補償回路１８は、真像切出回路１７が目標の真像を切出すと、目標の真像に対する高次の変化（２次以上の変化）を補償する。
高次補償回路１８による高次変化の補償処理は、図１の高次補償回路１１と同様の補償処理である。
画像再生回路１２は、高次補償回路１８により高次の変化が補償された各目標の真像を再生する。
即ち、画像再生回路１２は、高次補償回路１８による高次補償処理後の遅延ヒストリをドップラー軸方向にフーリエ変換して、再度、結像した画像を得るようにする。
【０１４０】
以上で明らかなように、この実施の形態２の場合も、上記実施の形態１と同様の効果が得られる。したがって、ドップラー周波数が折り返す目標についても、スロータイムに対する電波の伝搬遅延時間の１次変化を正しく補償することができる。
【０１４１】
なお、図９に示すように、図８の画像レーダ装置に対して、目標毎真像判定回路９の後段に、真像切出回路１０、高次補償回路１１及び画像再生回路１２を接続するように構成してもよい。
【０１４２】
なお、本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。
【符号の説明】
【０１４３】
１  レーダ受信信号取得回路（信号取得手段）、２  画像化パラメータ設定回路、３  前処理補償量・アップサンプリング数設定回路（前処理手段、アップサンプリング手段）、４  前処理補償回路（前処理手段）、５  アップサンプリング回路（アップサンプリング手段）、６  ＫＴ補償回路（補償手段）、７  真像偽像グルーピング回路（グループ分け手段）、８  目標毎領域分割回路（グループ分け手段）、９  目標毎真像判定回路（真像判別手段）、１０  真像切出回路、１１  高次補償回路（第１の高次補償手段）、１２  画像再生回路、１３  ドップラー周波数推定回路（１次変化算出手段）、１４  伝搬遅延１次変化算出回路（１次変化算出手段）、１５  目標ラジアル速度算出回路（ラジアル速度算出手段）、１６  １次補償回路（１次変化補償手段）、１７  真像切出回路、１８  高次補償回路（第２の高次補償手段）、２１  マージン最小化２次位相係数決定回路、２２  ２次位相信号パラメータ設定回路、２３  最小マージン付加回路、２４  ２次位相信号生成回路、２５  受信信号スケーリング変換回路、２６  マージン除去回路、２７  受信信号整形回路、３０  外部運動推定回路（外部機器）、３１  スロータイムＦＴ部、３２  スロータイムＦＴ部、３３  乗算回路、３４  スロータイムＩＦＴ部、３５  乗算回路、３６  スロータイムＦＴ部、３７  スロータイムＦＴ部、３８  乗算回路、３９  スロータイムＩＦＴ部、４０  乗算回路。
【図１】
0006289389.tif 000068
【図２】
0006289389.tif 000069
【図３】
0006289389.tif 000070
【図４】
0006289389.tif 000071
【図５】
0006289389.tif 000072
【図６】
0006289389.tif 000073
【図７】
0006289389.tif 000074
【図８】
0006289389.tif 000075
【図９】
0006289389.tif 000076