(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線電源から無線電力を受け取るリモート装置であって、
誘導結合を通じて前記無線電源から電力を受け取る能力を有する適応電力レシーバであって、第一モードに構成可能であると共に第二モードに構成可能である適応電力レシーバと、
前記適応電力レシーバ内において生成された電力を受け取る負荷であって、前記第一モードにおいて、前記適応電力レシーバは、前記無線電源から受け取ったエネルギを保存する能力を有し、前記第二モードにおいて、前記適応電力レシーバは、前記保存されたエネルギを前記負荷に放出する、負荷と、
前記適応電力レシーバに動作可能に結合されたコントローラであって、前記負荷によって受け取られる電力の量を能動的に増減するべく、前記適応電力レシーバを前記第一モードと前記第二モードとの間において選択的に構成することにより、前記無線電源から受け取る電力を制御する能力を有するコントローラと、
を有するリモート装置。
【請求項２】
前記第一モードは、高Ｑモードであり、且つ、前記第二モードは、低Ｑモードである、請求項１に記載のリモート装置。
【請求項３】
前記コントローラは、前記適応電力レシーバの実効Ｑを閾値超又は未満に維持することによって前記無線電源と前記リモート装置との間の電力伝送の効率を改善するべく、前記適応電力レシーバが前記高Ｑモードにある持続時間を制御する、請求項２に記載のリモート装置。
【請求項４】
前記適応電力レシーバは、受け取った電力を整流すると共に前記適応電力レシーバを前記第一モードと前記第二モードとの間においてスイッチングする能力を有する適応制御回路を含む、請求項１に記載のリモート装置。
【請求項５】
前記適応制御回路は、受け取った電力の半同期整流のために構成可能である、請求項４に記載のリモート装置。
【請求項６】
前記適応電力レシーバは、二次タンク回路を含み、且つ、前記適応制御回路は、前記二次タンク回路を共通基準に対して選択的に結合する能力を有する少なくとも二つのスイッチを含み、
前記少なくとも二つのスイッチの第一スイッチ及び第二スイッチを起動することにより、前記二次タンク回路が、前記第一スイッチ及び前記第二スイッチの両方を通じて前記共通基準に選択的に結合され、これにより、前記適応電力レシーバが前記第一モードにおいて高Ｑ共振器として構成され、
前記第一スイッチを起動すると共に前記第二スイッチを無効状態において残すことにより、受け取った電力の半同期整流が可能になり、且つ、前記適応電力レシーバが前記第二モードにおいて低Ｑ共振器として構成される、
請求項４に記載のリモート装置。
【請求項７】
前記適応電力レシーバは、前記電力の波長当たりに２回だけ、前記第一モードから前記第二モードに構成される、請求項４に記載のリモート装置。
【請求項８】
前記コントローラは、前記電力のそれぞれの波長ごとに前記第二モードとの関係において前記第一モードのデューティサイクルを制御することにより、前記適応電力レシーバが受け取る電力を制御し、前記デューティサイクルを増大させることにより、前記適応電力レシーバがそれぞれの前記波長ごとに前記第一モードにある持続時間が増大し、且つ、前記デューティサイクルを減少させることにより、前記適応電力レシーバがそれぞれの前記波長ごとに前記第一モードにある前記持続時間が減少する、請求項４に記載のリモート装置。
【請求項９】
前記デューティサイクルは、前記負荷に提供される前記電力のリップルを極小化すると共に前記負荷に供給される前記電力をバッファリングするべく使用されるバルク静電容量を極小化するように、制御される、請求項８に記載のリモート装置。
【請求項１０】
前記第一モードは、共振状態であり、且つ、前記第二モードは、高度な共振状態である、請求項１に記載のリモート装置。
【請求項１１】
前記無線電源から受け取る前記電力は、電力波長を有し、且つ、前記コントローラは、前記電力の波長当たりに少なくとも１回だけ、前記適応電力レシーバを前記第一モードから前記第二モードに選択的に構成する、請求項１に記載のリモート装置。
【請求項１２】
誘導結合を通じて前記無線電源から電力を受け取る能力を有する補助レシーバを更に有し、前記第一モードにおいて、前記適応電力レシーバは、前記無線電源から前記補助レシーバに電力を提供すると共に前記負荷に対する電力の直接的な提供をバイパスし、且つ、前記第二モードにおいては、前記適応電力レシーバは、電力を前記負荷に直接的に提供する、請求項１に記載のリモート装置。
【請求項１３】
前記適応電力レシーバは、前記第二モードとの比較において、前記第一モードにおける等価直列抵抗を低減している、請求項１に記載のリモート装置。
【請求項１４】
前記コントローラは、受け取った電力が閾値未満であるという判定に応答して、受け取る電力の量を増大させるように、前記適応電力レシーバを制御する、請求項１に記載のリモート装置。
【請求項１５】
初期化の際に、前記コントローラは、前記適応電力レシーバが前記無線電源に密結合されているのか又は前記無線電源に疎結合されているのかを判定し、
前記適応電力レシーバが疎結合されているという判定に基づいて、前記コントローラは、前記適応電力レシーバの前記第一及び第二モードの間における選択的スイッチングを開始し、且つ、
前記適応電力レシーバが密結合されているという判定に基づいて、前記コントローラは、前記適応電力レシーバを前記第二モードにおいて保持する、
請求項１に記載のリモート装置。
【請求項１６】
前記適応電力レシーバは、前記無線電源と前記リモート装置との間において相対的に大きな距離において疎結合状態となり、且つ、前記適応電力レシーバは、前記無線電源と前記リモート装置との間において相対的に近接した状態で密結合状態となる、請求項１５に記載のリモート装置。
【請求項１７】
前記適応電力レシーバは、前記無線電源と誘導結合する能力を有する単一のインダクタを含む、請求項１に記載のリモート装置。
【請求項１８】
リモート装置内において無線電源から受け取った電力を制御する方法であって、
前記無線電源との間における誘導結合を介して適応電力レシーバ内において電力を受け取るステップと、
前記適応電力レシーバを、前記適応電力レシーバが前記無線電源から受け取ったエネルギを保存する能力を有する第一モードにおいて、選択的に構成するステップと、
前記適応電力レシーバを、前記適応電力レシーバが保存されているエネルギを負荷に放出する第二モードにおいて、選択的に構成するステップと、
を有し、
前記適応電力レシーバは、前記負荷によって受け取られる電力の量を能動的に増減するべく、前記第一モードと前記第二モードとの間において選択的に構成される、方法。
【請求項１９】
前記第一モードは、高Ｑモードであり、且つ、前記第二モードは、低Ｑモードである、請求項１８に記載の方法。
【請求項２０】
所定のデューティサイクルにおいて前記第一モードと前記第二モードとの間において循環し、前記適応電力レシーバが受け取る電力量を制御するステップ、を更に有する、請求項１８に記載の方法。
【請求項２１】
前記無線電源から受け取った前記電力は、電力波長を有し、且つ、前記循環ステップは、電力波長当たりに少なくとも１回だけ発生する、請求項２０に記載の方法。
【請求項２２】
電力波長当たりに２回だけ、前記第一モードから前記第二モードに循環するステップ、を更に有する、請求項２１に記載の方法。
【請求項２３】
前記適応電力レシーバの実効Ｑを増大させるべく、前記循環ステップの前記デューティサイクルを増大させるステップ、を更に有する、請求項２０に記載の方法。
【請求項２４】
前記適応電力レシーバの実効Ｑを減少させるべく、前記循環ステップの前記デューティサイクルを減少させるステップ、を更に有する、請求項２０に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線電力伝送に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線電源システムによれば、直接的な電気的接続を伴うことなしに、電力を携帯型装置などの電子装置に伝送することができる。無線電力伝送は、電流がインダクタを通じて流れた際に磁界を生成するインダクタを使用することにより、実現してもよい。逆に、別のインダクタによって生成された磁界などの磁界が存在する際に、インダクタ内に電流を誘導してもよい。２つのインダクタが近接状態で配置されており、且つ、一方のインダクタが電流によって駆動された場合には、２つのインダクタが直接的に接続されていないにも拘らず、他方のインダクタが電流を生成することになる。このような２つのインダクタの間の相互関係は、一般に、誘導結合と呼ばれており、且つ、多くの人々が、この現象を使用することにより、電気的接続を伴うことなしに電力を伝送してきた。
【０００３】
実際に、無線電力伝送の基本原理の多くは、１００年以上にわたって知られている。無線電力伝送の父と広く見なされている Nicola Tesla は、早くも１８９３年には、電球に電力を無線供給するためのシステムを実証したと評されている。Tesla は、この分野における研究及び開発の実施に多年を費やし、且つ、無線電力伝送に関係する多数の特許を取得している。無線電力が再び関心を集めるようになっていることから、彼の初期の発明のうちのいくつかが、現在、開発途上の無線電力システムによって使用されつつある。例えば、Tesla に対する特許文献１及び特許文献２は、一次ユニットと二次ユニットとの間の発振及び通信電力を拡大させる「共振」コイルとして機能する中間コイルの更なる組を内蔵することにより、一次コイルと二次コイルとの間の誘導型電力伝送が改善されうることを開示している。更に詳しくは、一次ユニットは、電力を二次ユニットに伝送するべく協働するコイルのペアを含み、且つ、二次ユニットは、電力を受け取るべく協働するコイルのペアを含む。一次ユニットは、電源に電気的に接続されると共にこれから電力を直接的に受け取る一次コイルのみならず、直接的に電力供給されているコイルに誘導結合された共振コイルをも含む。共振コイルは、一次コイルから誘導方式で電力を受け取り、発振を拡大させ、且つ、電力を二次コイルに伝達するための電磁界を生成する。又、Tesla は、共振コイルとの組合せにおいて使用される静電容量が、共振コイルそれ自体によるよりも大きな発振を生成しうることをも実証している。二次ユニットは、一次ユニットの共振コイルによって生成される電磁界を受け取る別の共振コイルと、二次負荷に対して直接的に電力を伝送するべく二次共振コイルに誘導結合された二次コイルと、を含む。従って、中間コイルの別個の組を使用して改善された性能を有する誘導結合を提供するという概念は、一世紀を超えて知られていることを理解することができよう。
【０００４】
無線電力伝送の基本概念は、多年にわたって親しまれているが、最近、この技術が相対的に大きな関心を集めるようになっており、従って、実際的且つ効率的な無線電力伝送システムを実装するべく、幅広い努力が傾注されつつある。効率的なシステムの開発を複雑化させる様々な要因が存在している。例えば、動作特性（即ち、システムが動作する条件）は、電力伝送の品質及び効率に大きな影響を及ぼす可能性がある。又、相互インダクタンスも、一次ユニットと二次ユニットとの間の電力伝送の効率に影響を及ぼす可能性がある。相互インダクタンスは、一次ユニットと二次ユニットとの間の距離を含むいくつかの回路パラメータに依存している。一次ユニットと二次ユニットとの間の距離が極小化されるのに伴って、相互インダクタンスは増大する。このような距離と相互インダクタンスとの間の逆比例の関係が、システムの動作パラメータに制約を課す場合がある。
【０００５】
例えば、過去においては、相対的に大きな距離にわたって電力を伝送するべく、誘導コイルによって駆動される共振コイルを利用した図１に示されている Tesla の４コイル構造を含む設計が使用されてきた。図２は、 Tesla の４コイル構造を内蔵した概略図である。このタイプの構成は、高度共振又は磁気共振などの様々な名称によって呼ばれてきた。このシステムは、負荷によって減衰しない非結合型の共振状態を維持するべく、追加コイルの利用に起因して多少の効率性を得る場合があるが、結合が密結合になるか又はコイルが物理的に近接状態となった際に、効率性を失う場合がある。
【０００６】
又、従来の解決策は、高度共振構成又は密結合構成において磁界を誘発するべく、誘導結合用の追加コイルを使用するように設計されてきた。但し、これらの構成において追加コイルが使用された際には、追加されるワイヤに起因して費用が増大する場合があり、且つ、追加された材料に比例して、サイズも増大する場合がある。又、追加コイルの等価直列抵抗（Equivalent Series Resistance：ＥＳＲ）の追加に起因し、効率が低下する場合もある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】米国特許第０６４９６２１号明細書
【特許文献２】米国特許第０６８５０１２号明細書
【発明の概要】
【０００８】
本発明は、負荷に供給しうる電力を無線で受け取るための適応電力レシーバを有するリモート装置を提供する。適応電力レシーバは、電力受取サイクルの一部分にわたって無線電源によってエネルギ供給され、且つ、電力受取サイクルの一部分にわたって放電する。一実施形態においては、適応電力レシーバは、相対的に容易にエネルギ供給されうる高Ｑ共振回路として機能するように、サイクルのエネルギ供給部分において、負荷から電気的に結合解除される。適応電力レシーバは、エネルギ供給された適応電力レシーバから負荷に対して電力を伝送するための直接的な電気経路を提供するように、放電部分において、負荷に電気的に結合されてもよい。
【０００９】
一実施形態においては、リモート装置は、負荷に供給される電力量を制御するべく、電力受取サイクルのエネルギ供給部分及び放電部分の長さを変化させる能力を有するコントローラを含む。例えば、コントローラは、エネルギ供給部分の長さを増大させると共に放電部分の長さを減少させることにより、負荷に供給される電力を増大させてもよい。適応電力レシーバは、サイクルの複数の部分にわたってエネルギ供給されてもよく、且つ、サイクルの複数の部分にわたって放電してもよい。例えば、適応電力レシーバは、サイクルの正の半分の一部分及びサイクルの下部の半分の一部分にわたってエネルギ供給されてもよい。
【００１０】
一実施形態においては、リモート装置は、適応電力レシーバと、負荷と、コントローラと、を含んでもよい。適応電力レシーバは、誘導結合を通じて無線電源から電力を受け取る能力を有してもよく、且つ、第一モードに構成可能であると共に第二モードに構成可能であってもよい。負荷は、第一モードにおいて、適応電力レシーバが、無線電源から受け取ったエネルギを保存する能力を有するように、且つ、第二モードにおいて、適応電力レシーバが、保存されているエネルギを負荷に対して放出するように、適応電力レシーバ内において生成された電力を受け取ってもよい。コントローラは、適応電力レシーバに対して動作可能に結合されてもよく、且つ、第一モードと第二モードとの間において適応電力レシーバを選択的に構成することにより、無線電源から受け取る電力を制御する能力を有してもよい。
【００１１】
一実施形態においては、第一モードは、高Ｑモードであり、且つ、第二モードは、低Ｑモードであり、コントローラは、これらのモードの間において選択的に選択してもよい。例えば、コントローラは、適応電力レシーバの実効Ｑを閾値超又は未満に維持することにより、無線電源とリモート装置との間の電力伝送の効率を改善するべく、適応電力レシーバが高Ｑモードにある持続時間を制御してもよい。
【００１２】
一実施形態においては、コントローラは、適応電力レシーバ内において受け取られる電力の波長当たりに少なくとも一回だけ、適応電力レシーバを第一モードから第二モードに選択的に構成している。例えば、適応電力レシーバは、電力の波長当たりに１回又は２回だけ、第一モードから第二モードに構成されてもよい。このような二つのモードの間におけるスイッチングのデューティサイクルを制御することにより、適応電力レシーバが受け取る電力を制御してもよい。具体的には、デューティサイクルを増大させることにより、適応電力レシーバがそれぞれの波長ごとに第一モードにある持続時間を増大させてもよく、且つ、デューティサイクルを減少させることにより、適応電力レシーバがそれぞれの波長ごとに第一モードにある持続時間を減少させてもよい。相対的に長い持続時間は、適応電力レシーバがその実効Ｑを増大させることを許容することになり、相対的に短い持続時間は、実効Ｑの減少を許容することになる。
【００１３】
一実施形態においては、リモート装置は、誘導結合を通じて無線電源から電力を受け取る能力を有する補助レシーバを含んでもよい。適応電力レシーバが第一モードにある状態で、適応電力レシーバは、電力を無線電源から補助レシーバに中継してもよく、且つ、負荷に対する電力の直接的な提供をバイパスしてもよい。適応電力レシーバが第二モードにある状態で、適応電力レシーバは、補助レシーバが電力を負荷に提供する代わりに又はこれに加えて、電力を負荷に直接的に提供してもよい。
【００１４】
一実施形態においては、適応電力レシーバは、無線電源と誘導結合することにより、電源と誘導結合するためのコンポーネントの数を低減する能力を、且つ、いくつかの状況においては、これを極小化する能力を、有する単一のインダクタを含む。
【００１５】
一態様においては、リモート装置内において無線電源から受け取る電力を制御する方法は、無線電源との誘導結合を介して適応電力レシーバ内において電力を受け取るステップを含む。又、方法は、適応電力レシーバが無線電源から受け取ったエネルギを保存する能力を有する第一モードにおいて適応電力レシーバを選択的に構成するステップと、適応電力レシーバが、保存されているエネルギを負荷に対して放出する第二モードにおいて適応電力レシーバを選択的に構成するステップと、を含んでもよい。第一モード及び第二モードは、一実施形態においては、それぞれ、高Ｑモード及び低Ｑモードであってもよい。
【００１６】
又、一実施形態においては、電力を制御する方法は、適応電力レシーバが受け取る電力量を制御するべく、所定のデューティサイクルにおいて第一モードと第二モードとの間において循環するステップをも含む。例えば、無線電源から受け取る電力は、電力波長を有してもよく、且つ、循環させるステップは、電力波長当たりに少なくとも１回だけ発生してもよい。
【００１７】
一実施形態においては、本発明によるリモート装置は、誘導によって無線電源から無線電力を受け取る適応電力レシーバを含む。適応電力レシーバは、例えば、高Ｑモード及び低Ｑモードを含む二つ以上の動作モードの間においてスイッチングされてもよい。モードの間におけるスイッチングを制御することにより、適応レシーバが受け取るエネルギ量を制御してもよい。この制御は、適応共振制御又は品質係数（Ｑ）制御の一形態である。
【００１８】
本発明は、電力受取の適応制御を提供しつつリモート装置の構造を単純化する簡単且つ効果的なシステムを提供する。例えば、リモート装置は、追加回路を伴うことなしに、自身が受け取る電力量を制御してもよい。
【００１９】
本発明の別の態様においては、無線電源には、リモート装置に電力を無線伝送する適応電力トランスミッタが設けられている。適応電力トランスミッタは、共振回路を通じて中継される電力量を変化させるべく、例えば、相対的に高いＱモードと相対的に低いＱモードとの間又は２つの異なる共振周波数の間を含む２つ以上の動作モードの間においてスイッチングされうる共振回路を含んでもよい。モードの間におけるスイッチングを制御することにより、適応トランスミッタによって伝送されるエネルギ量を制御してもよい。この制御は、適応共振制御又はＱ制御の一形態である。
【００２０】
一実施形態においては、無線電源は、適応電力トランスミッタと、インピーダンス要素と、コントローラと、を含んでもよい。適応電力トランスミッタは、リモート装置に対して誘導結合を通じて電力を伝送する能力を有してもよく、且つ、第一モードに構成可能であると共に第二モードに構成可能であってもよい。
【００２１】
適応電力トランスミッタは、インピーダンス要素を回路内に包含するようにスイッチングすることにより、第一モードにおいて構成可能であり、且つ、インピーダンス要素を排除するようにスイッチングすることにより、第二モードにおいて構成可能である。コントローラは、適応電力トランスミッタに対して動作可能に結合されてもよく、且つ、伝送される電力の波長当たりに少なくとも１回だけ、適応電力トランスミッタを第一モードから第二モードに選択的に構成することによって適応電力トランスミッタを第一モードと第二モードとの間において選択的に構成することにより、リモート装置に伝送される電力を制御する能力を有してもよい。例えば、適応電力トランスミッタは、電流波形の波長当たりに１回又は２回だけ、第一モードから第二モードに構成されてもよい。このような二つのモードの間におけるスイッチングのデューティサイクルを制御することにより、適応電力トランスミッタによって伝送される電力を制御してもよい。具体的には、デューティサイクルを増大させることにより、適応電力トランスミッタがそれぞれの波長ごとに第一モードにある持続時間を増大させてもよく、且つ、デューティサイクルを減少させることにより、適応電力トランスミッタがそれぞれの波長ごとに第一モードにある持続時間を減少させてもよい。相対的に長い持続時間は、適応電力トランスミッタがその実効Ｑを増大させることを許容することになり、相対的に短い持続時間は、実効Ｑの減少を許容することになる。一実施形態においては、適応電力トランスミッタ内のインピーダンス要素は、主インダクタ及び主キャパシタとは別個の補助インダクタ又は補助キャパシタなどの誘導性要素又は静電容量性要素である。別の実施形態においては、適応電力トランスミッタ内のインピーダンス要素は、抵抗器などの抵抗性要素又は整流回路である。インピーダンス要素の特性により、適応電力トランスミッタの様々な機能を提供することができる。
【００２２】
本発明のこれらの及びその他の目的、利点、及び特徴については、現時点における実施形態及び添付図面の説明を参照することにより、更に十分に理解及びに認識することができよう。
【００２３】
本発明の実施形態について詳細に説明する前に、本発明は、以下の説明に記述されている又は添付図面に図示されている動作の詳細又はコンポーネントの構造及び構成の詳細に限定されるものではないことを理解されたい。本発明は、様々なその他の実施形態において実装されてもよく、且つ、本明細書に明示的に開示されてはいない代替方法によって実施及び実行されてもよい。又、本明細書において使用されているフレーズ及び用語は、説明を目的としたものであり、且つ、限定として見なすべきではないことをも理解されたい。「含む（including）」及び「有する（comprising）」並びにこれらの変形の使用は、その後に列挙されている項目及びその均等物のみならず、更なる項目及びその他の均等物をも包含することを意味している。更には、様々な実施形態の説明において、列挙が使用されている場合がある。そうではない旨が明示的に記述されていない限り、列挙の使用は、本発明を任意の特定の順序又は数のコンポーネントに限定するものと解釈してはならない。又、列挙の使用は、列挙されているステップ又はコンポーネントと共に又はこの内部に組み合わせられ得る任意の更なるステップ又はコンポーネントを本発明の範囲から排除するものと解釈してはならない。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】図１は、デュアルコイル共振駆動無線電力システムを使用した従来技術による Tesla システムを示す。
【図２】図２は、従来技術による４コイル誘導無線電力システムを示す。
【図３】図３は、電力受取のためにデュアルコイルを選択する能力を有するスイッチを有するリモート装置の概略図を示す。
【図４】図４は、無線電源と、適応レシーバを有するリモート装置と、を示す。
【図５】図５は、適応共振レシーバを使用して無線電力を提供する方法のブロックダイアグラムを示す。
【図６】図６は、適応レシーバ及び補助レシーバを含むリモート装置回路を示す。
【図７】図７は、適応レシーバを含むリモート装置回路を示す。
【図８】図８は、電力の受取及び適応共振が有効になっていない際の電流経路を示す。
【図９】図９は、適応レシーバを使用した無線電力伝送動作の一実施形態のフローチャートを示す。
【図１０】図１０は、適応レシーバを有するリモート装置の例示用のスタートアップシーケンスを示す。
【図１１】図１１は、スタートアップシーケンス後の安定状態における電流及び電圧の一例を示す。
【図１２】図１２Ａは、適応共振生成フェーズの回路図を示す。図１２Ｂは、電力取得フェーズの一部における回路図を示す。図１２Ｃは、電力取得フェーズの一部における回路図を示す。図１２Ｄは、サイクル当たりに１回の適応共振フェーズが存在する電力受取サイクルとの関係において適応共振生成フェーズ及び電力取得フェーズを示す。
【図１３】図１３Ａは、単一の電力受取サイクルの適応共振波形を示す。図１３Ｂは、単一の電力受取サイクルの適応共振波形を示す。図１３Ｃは、単一の電力受取サイクルの適応共振波形を示す。図１３Ｄは、単一の電力受取サイクルの適応共振波形を示す。
【図１４】図１４は、図１３Ｄに示されている適応共振波形の拡張分析を示す。
【図１５】図１５は、一実施形態におけるＲｘ電圧、Ｌ３電流、及びＱ制御電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）電流のグラフを示す。
【図１６】図１６は、リモート装置の一実施形態におけるＣ３電圧、Ｌ３電流、及びＱ制御ＦＥＴ駆動信号のグラフを示す。
【図１７】図１７は、電力受取サイクルの様々な百分率におけるＱ制御ＦＥＴのスイッチング後のブリッジ電圧のグラフを示す。
【図１８】図１８Ａは、適応共振制御が電力受取サイクル当たりに１回だけ実行されるＬ３波形のグラフを示す。図１８Ｂは、適応共振制御が電力受取サイクル当たりに２回だけ実行されるＬ３波形のグラフを示す。
【図１９】図１９Ａは、適応共振フェーズの一部分における回路図を示す。図１９Ｂは、電力取得フェーズの一部分における回路図を示す。図１９Ｃは、適応共振フェーズの一部分における回路図を示す。図１９Ｄは、電力取得フェーズの一部分における回路図を示す。図１９Ｅは、サイクル当たりに２回の適応共振フェーズが存在する電力受取サイクルとの関係において適応共振生成フェーズ及び電力取得フェーズを示す。
【図２０】図２０Ａは、半サイクル当たりに５０％のデューティサイクルにおいて電力受取サイクル当たりに１回だけスイッチングするＱ制御駆動信号と、適応レシーバ電流と、のグラフを示す。図２０Ｂは、図２０Ａに示されているスイッチングの結果として得られる整流済みＤＣ電圧を示す。図２０Ｃは、半サイクル当たりに２５％のデューティサイクルにおいて電力受取サイクル当たりに２回だけスイッチングするＱ制御駆動信号と、適応レシーバ電流と、のグラフを示す。図２０Ｄは、図２０Ｃに示されているスイッチングの結果として得られる整流済みＤＣ電圧を示す。
【図２１】図２１は、Ｑ制御ＦＥＴ駆動信号のデューティサイクルを変化させた結果として得られる出力電力のグラフを示す。
【図２２】図２２は、半サイクル当たりに３０％のデューティサイクルにおいて電力受取サイクル当たりに２回だけスイッチングが存在するＲｘ電圧、Ｒｘ電力、Ｌ３電流、及びＱ−ＦＥＴ電流のグラフを示す。
【図２３】図２３は、適応共振制御型フィールドエクステンダを有する無線電源システムの一実施形態を示す。
【図２４】図２４は、アナログ適応共振レシーバ又はフィールドエクステンダを示す。
【図２５】図２５は、適応レシーバ、補助レシーバ、及び通信要素を有するリモート装置の概略図を示す。
【図２６】図２６は、通信の能力を有する適応レシーバを有するリモート装置の概略図を示す。
【図２７】図２７は、適応レシーバ及び補助レシーバを有するリモート装置の概略図を示しており、この場合には、適応レシーバのＱ制御ＦＥＴを通信に使用することができる。
【図２８】図２８は、適応レシーバを有するリモート装置の概略図を示しており、この場合には、適応レシーバのＱ制御ＦＥＴを通信のために使用することができる。
【図２９】図２９は、Ｑ制御通信信号の一実施形態における２ビットのグラフを示す。
【図３０】図３０は、Ｑ制御ＦＥＴが非ゼロ交差において動作するブリッジ電圧及びＬ３電流のグラフを示す。
【図３１】図３１は、適応レシーバ及び補助レシーバを有するリモート装置を有する４コイルシステムの一実施形態の有限要素分析（ＦＥＡ）の斜視図を示す。
【図３２】図３２は、図３１の４コイルシステムのＦＥＡの断面図を示す。
【図３３】図３３は、適応レシーバ及び補助レシーバを有するリモート装置を有する４コイルシステムの一実施形態の有限要素分析（ＦＥＡ）の斜視図を示しており、この場合には、リモート装置は、中心からずれた状態で位置決めされている。
【図３４】図３４は、図３３の４コイルシステムのＦＥＡの断面図を示す。
【図３５】図３５は、図３３の４コイルシステムのＦＥＡの上から見下ろした図を示す。
【図３６】図３６は、適応レシーバ及び補助レシーバを有するリモート装置を有する４コイルシステムの一実施形態の有限要素分析（ＦＥＡ）の斜視図を示しており、この場合には、リモート装置は、中心からずれた状態で位置決めされ、且つ、金属片がリモート装置の反対側に配置されている。
【図３７】図３７は、図３６の４コイルシステムのＦＥＡの断面図を示しており、この場合に、金属はアルミニウムである。
【図３８】図３８は、図３６の４コイルシステムのＦＥＡの断面図を示しており、この場合に、金属は鋼である。
【図３９】図３９Ａは、図３６の４コイルシステムの斜視図を示しており、この場合に、金属は、それぞれ、アルミニウム及び鋼である。図３９Ｂは、図３６の４コイルシステムの上から見下ろした図を示しており、この場合に、金属はアルミニウムである。図３９Ｃは、図３６の４コイルシステムの上から見下ろした図を示しており、この場合に、金属は鋼である。
【図４０】図４０は、適応レシーバを有するリモート装置が無線電源の中心に配置されている磁界のグラフを示す。
【図４１】図４１は、図４０のリモート装置が無線電源トランスミッタから中心がずれた状態で位置決めされている磁界のグラフを示す。
【図４２】図４２は、リモート装置が図４１と同様に位置決めされているが、アルミニウム異物がトランスミッタ上に配置されている磁界のグラフを示す。
【図４３】図４３は、二つのレシーバ（それぞれが適応レシーバ及び補助レシーバを有する）が、いずれも、トランスミッタ上に配置されているＦＥＡの上から見下ろした図を示す。
【図４４】図４４Ａ−Ｄは、適応共振制御（Ｑ制御）ＦＥＴを使用して半同期整流器を生成する方法の一実施形態を示す。
【図４５】図４５Ａは、ＴＸ上において適応共振制御（Ｑ制御）を使用する方法の一実施形態を示す。図４５Ｂは、ＴＸ上において適応共振制御（Ｑ制御）を使用する方法の別の実施形態を示す。
【図４６】図４６は、図４５Ａの適応共振制御方法のデューティサイクルに基づいて様々な条件において伝送される電力のグラフを示す。
【図４７】図４７は、図４５Ｂの適応共振制御方法のデューティサイクルに基づいて様々な条件において伝送される電力のグラフを示す。
【図４８】図４８は、６０％のデューティサイクルにより、５０％のデューティサイクルよりも大きな出力電力が生成される一実施形態を示す。
【図４９】図４９は、図４８の実施形態に対応する波形のグラフを示す。
【図５０】図５０は、シングルスイッチ／電力受取サイクルの適応共振制御用のゼロ交差検出方法の一実施形態を示す。
【図５１】図５１は、ダブルスイッチ／電力受取サイクルの適応共振制御用のゼロ交差検出方法の一実施形態を示す。
【図５２】図５２は、直列共振レシーバ側無線電力伝送回路の回路トポロジーを示す。
【図５３】図５３は、スイッチング型の共振回路を有する図５２のリモート装置の等価回路トポロジーを示しており、この場合には、スイッチが閉路されている。
【図５４】図５４は、スイッチング型の共振回路を有する図５２のリモート装置の等価回路トポロジーを示しており、この場合には、スイッチが開路状態にあり、且つ、ダイオードＤ2及びＤ3が導通状態にある。
【図５５】図５５は、スイッチング型の共振回路を有する図５２のリモート装置の等価回路トポロジーを示しており、この場合には、スイッチが開路状態にあり、且つ、ダイオードＤ1及びＤ4が導通状態にある。
【図５６】図５６は、直列共振回路のスタートアップ過渡応答の電流及び電圧のグラフを示す。
【図５７】図５７は、５０μｓの閉路とこれに後続する４５０μｓの開路というスイッチサイクルを有するスイッチング型の直列共振無線電力伝送回路のインダクタ電流及び出力電圧のグラフを示す。
【図５８】図５８は、２０μｓの閉路とこれに後続する４８０μｓの開路というスイッチサイクルを有するスイッチング型の直列共振無線電力伝送回路のインダクタ電流及び出力電圧のグラフを示す。
【図５９】図５９は、本発明の一実施形態による通信方法を表す波形図である。
【図６０】図６０は、本発明の一実施形態による通信方法を表す波形図である。
【図６１】図６１は、本発明の一実施形態による通信方法を表す波形図である。
【図６２】図６２は、並列共振キャパシタを含むリモート装置を示す。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
図４には、本発明の一実施形態による無線電源システムが、示されており、且つ、参照符号１０が付与されている。本発明の一実施形態によるリモート装置は、例えば、自身が受け取る電力量を自身が制御できるようにするべく、柔軟な電力伝送を可能にすることができる。無線電源システム１０は、無線電力を受け取るように構成されたリモート装置１４と、電力を伝送するように構成された無線電源１２と、を含む。単一のリモート装置１４との関連において説明するが、本発明は、一つのリモート装置１４のみに対する電力伝送に限定されるものではなく、且つ、電力を連続的に又は同時に供給するなどにより、電力を複数のリモート装置に供給することにも、非常に適している。この状況下にあるリモート装置１４のうちの一つ又は複数は、従来のリモート装置であってもよい。
【００２６】
本発明については、適応共振制御の一形態を実装した無線電源システムとの関連において説明する。例えば、適応共振制御によれば、システムは、無線電源の電源限度、リモート装置の数、リモート装置の電力要件、異物（寄生金属）の存在、並びに、無線電源、リモート装置、及び／又は任意の中間コイルの間の結合係数などの様々な潜在的に可変のパラメータ（例えば、角度、向き、及び距離）に対して適合することができる。例えば、無線電源は、トランスミッタの共振周波数、駆動信号のレール電圧、駆動信号のデューティサイクル、駆動信号の動作周波数、又は駆動信号の位相を調節することにより、その出力電力を制御する能力を有してもよい。無線電源は、リモート装置の電力要件に対応するように、又はシステムの電力伝送効率を改善するように、その出力電力を変化させてもよい。リモート装置の電力要件は、動作の前に又は最中に、リモート装置によって無線電源に伝達されてもよい。これに加えて、又はこの代わりに、無線電源は、リモート装置からの通信を伴うことなしに自身が動作パラメータを判定できるようにするセンサを含んでもよい。例えば、無線電源は、無線電源がシステムを監視すると共に動作パラメータを調節できるようにする電圧、電流、及び／又は電力センサを含んでもよい。又、適応共振制御の一部として、それぞれのリモート装置は、無線電源から引き出される電力量を制御する能力を有してもよい。例えば、それぞれのリモート装置は、本発明の一実施形態による適応電力レシーバを含んでもよい。それぞれのリモート装置は、無線電源及び／又はその他のリモート装置からそのリモート装置に伝達される情報に基づいて無線電源から引き出される電力量を制御してもよい。通信に加えて、又はこの代わりに、リモート装置は、自身が動作パラメータを判定できるようにするセンサを含んでもよい。例えば、リモート装置は、リモート装置がシステムの各側面を監視すると共にその電力引出量を調節できるようにする電圧、電流、及び／又は電力センサを含んでもよい。無線電源がすべてのリモート装置に対して十分な電力を提供する能力を有していない際には、リモート装置のうちの一つ又は複数は、その電力引出量を低減してもよい。例えば、相対的に少ない電力で動作する能力を有するリモート装置は、相対的に多くの電力をその他のリモート装置に残すように、その電力引出量を低減してもよい。無線電源及び／又はリモート装置は、電力を様々なリモート装置の間において割り当てる方式を判定してもよい。適応共振制御の更なる部分として、無線電源は、中間コイルを通じて中継される電力量を制御するように調節される能力を有する適合可能な中間コイル（例えば、無線トランスミッタ内又はフィールドエクステンダ内の共振コイル）を含んでもよい。
【００２７】
リモート装置１４は、セル電話機、メディアプレーヤ、ハンドヘルド型ラジオ、カメラ、フラッシュライト、又は本質的に任意のその他の携帯型電子装置などの全般的に従来型の電子装置を含んでもよい。リモート装置１４は、電池、キャパシタ、又はスーパーキャパシタなどの電気エネルギ保存装置を含んでもよく、或いは、電気エネルギ保存装置を伴うことなしに動作してもよい。リモート装置１４の主動作と関連する（並びに、無線電力伝送とは関連していない）コンポーネントは、全般的に従来型のものであり、且つ、従って、詳細な説明を省略することとする。この代わりに、リモート装置１４の主動作と関連するコンポーネントは、一般に主負荷３０と呼ぶこととする。例えば、セル電話機の環境においては、電池又はディスプレイなどのセル電話機自体と関連する電子コンポーネントについての説明は、省略することとする。
【００２８】
図６及び図７の図示の実施形態によるリモート装置は、誘導によって無線電源から無線電力を受け取る適応電力レシーバ２０を含む。又、リモート装置１４は、無線電力の受取を制御するべく、適応電力レシーバ２０を制御する能力を有するコントローラ２８をも含む。図示の実施形態におけるコントローラ２８は、適応電力レシーバ２０を、例えば、高Ｑモードと低Ｑモードとを含む２つ以上の動作モードの間においてスイッチングしてもよい。モードの間におけるスイッチングを制御することにより、コントローラ２８は、適応電力レシーバ２０が受け取るエネルギの量を制御してもよい。この制御は、適応共振制御又はＱ制御の一形態である。
【００２９】
Ｑとのみ呼ばれることもあるＱ係数は、その中心周波数との関係における共振器の帯域幅を表すことができる。Ｑは、保存エネルギが時間に伴って一定である周波数において信号の振幅を一定に維持するべく、サイクル当たりの、生成器によって供給されるエネルギに対する共振器内に保存されるエネルギの比の観点において定義することができる。保存エネルギは、任意のインダクタ及びキャパシタ内に保存されるエネルギの合計であり、且つ、消失エネルギは、サイクル当たりに抵抗器内において散逸されるエネルギの合計である。抵抗器は、等価な直列抵抗又は設計負荷であってもよい。
【００３０】
図２に示されているものなどの従来の４コイル無線電源レシーバにおいては、通常、Ｌ４コイルを使用し、Ｌ３／Ｃ３が共振した際に生成される磁界を取得している。Ｌ３／Ｃ３は、電気的に絶縁されていることから、その高Ｑ係数により、Ｌ３／Ｃ３は、相対的に小さな結合係数で磁界を生成することが可能であり、これにより、リモート装置は、相対的に大きな距離において電力を受け取ることができる。いくつかの状況においては、高Ｑにより、そのＥＳＲによって散逸されない電流をＬ３内に誘導することができる。次いで、この誘導された電流は、磁界を再生成、拡張、合焦、又は継続することができる。
【００３１】
本発明の図示の実施形態においては、特定の時点において、Ｌ４を回路から除去することができると共にＬ３／Ｃ３を負荷から選択的に電気的に結合解除することが可能であり、且つ、その他の時点において、負荷に対して電気的に結合することができる。Ｌ３／Ｃ３を負荷に電気的に結合することにより、Ｌ３／Ｃ３が電気的に結合解除された際に生成されるエネルギを取得することができる。Ｌ３／Ｃ３が負荷から電気的に結合解除された状態とその負荷に対して電気的に結合された状態との比率を変化させることにより、負荷に供給される電力の量を制御することが可能であり―これは、適応共振制御又はＱ制御の一形態である。
【００３２】
又、リモート装置１４は、適応電力レシーバ２０を制御する能力を有するコントローラ２８を含んでもよい。例えば、コントローラ２８は、適応電力レシーバ２０が高Ｑモードにおいて動作するのか又は低Ｑモードにおいて動作するのかを選択するべく、適応電力レシーバ２０の一つ又は複数のスイッチ（本明細書において更に詳述される）に結合してもよい。コントローラ２８は、適応電力レシーバ２０内において受け取られる電力波形に従って、様々な動作モードの間における循環を制御してもよい。例えば、本明細書において更に詳細に記述するように、コントローラ２８は、電流波形のそれぞれの周期の一つ又は複数の部分にわたって高Ｑモードにおいて適応電力レシーバ２０を動作させてもよく、且つ、それぞれの周期の残りの部分にわたって低Ｑモードにおいて適応電力レシーバ２０を動作させてもよい。
【００３３】
コントローラは、様々な制御アルゴリズムによってプログラムすることができる。図５には、制御アルゴリズムの一実施形態が示されており、これは、複数の装置及び負荷要件における無線電力の連続的供給に対応することができる。適応共振電力を提供する方法は、初期化フェーズと、制御ループフェーズと、を含む。初期化フェーズにおいて、方法は、電力伝送を初期化すると共にレシーバコントローラをウェイクアップするステップと、レシーバ装置ＩＤ、異物検出パラメータ、及び電力データ（即ち、電力要件、電流／電圧／電力計測値、及びターゲット値）をリモート装置から取得するステップと、を含む。制御ループフェーズは、新しい電力データを取得するステップと、適応共振を有効にする（即ち、Ｑ制御ＦＥＴ制御信号のデューティサイクル（又は、その他のパラメータ）を制御する）ステップと、状態更新を送るステップと、リモート装置から収集されたすべての電力データに基づいて稼働のためのトランスミッタの電力を調節するステップと、適応共振及びＱ制御設定を再調節するステップと、を含んでもよい。
【００３４】
図５に示されている制御アルゴリズムの制御ループフェーズは、それぞれのリモート装置が包括的な異物検出方式による調整のために寄生損に関する情報を提供する異物検出を含む。
【００３５】
制御ループフェーズは、Ｒｘ負荷の制御及び調節のみならず、Ｔｘの最適化の要求をも含んでもよい。例えば、リモート装置は、適応共振を使用して電力伝送効率を増大可能であってもよい。従って、リモート装置は、伝送される電力量の低減を要求してもよく、その理由は、そのニーズを適応電力レシーバ２０の適応共振制御によって満足させることができるからである。
【００３６】
又、図示の実施形態においては、リモート装置１４は、例えば、適応電力レシーバ２０から出力される交流をリモート装置１４が使用する直流に変換するなどのように、適応電力レシーバ２０内において受け取った電力を整流するための整流回路２２をも含む。このような回路は、例えば、ダイオード整流、半同期整流、不連続モード整流、及び全同期整流を含む一つ又は複数の整流モードを提供するべく、ダイオード、スイッチ、又はこれらの任意の組合せを有してもよい。一実施形態においては、整流回路２２のすべて又は一部分を適応電力レシーバ２０内に内蔵することにより、内蔵された整流回路２２による受け取った電力の整流と適応電力レシーバ２０の様々なモードの間におけるスイッチングの両方を可能にしてもよい。整流回路２２が同期（又は、能動的）整流の能力を有する構成においては、コントローラ２８又は自己駆動型同期整流回路によって整流を制御してもよい。
【００３７】
適応電力レシーバ２０が様々なモードの間において構成可能である状態で、適応電力レシーバ２０により、システムは、適応共振制御又はＱ制御の一形態を実装することができる。一実施形態における適応共振の使用により、詳細に後述する負荷及び無線電源１２の適応電力レシーバ２０とトランスミッタ５６との間の結合の変動を含む様々な構成に対して適合するための特定の時点における高度共振適応電力レシーバ２０（例えば、高Ｑレシーバ）の使用が可能となろう。この制御方法は、密結合又は緊密結合（相対的に大きなｋ係数）構成及び疎結合（相対的に小さなｋ係数）構成に跨る構成の多様な制御を許容することになろう。又、この方法は、所定の期間にわたって適応電力レシーバ２０内にエネルギを保存し、且つ、次いで、エネルギをリモート装置１４内に放出することにより、相対的に高い効率を可能にすることになろう。従って、広範な電力伝送のみならず、適応電力レシーバ２０内における付加的ＥＳＲ（等価直列抵抗）の潜在的な除去も、実現されることになろう。例えば、この構成を使用すれば、電気的に結合解除された共振回路として構成される一つのモードと負荷に対して電気的に結合された共振回路である第二モードという２つのモードの間においてスイッチング可能な単一のコイルにより、無線電源から所定の距離において電力を受け取ることができる２コイルレシーバ（例えば、電気的に絶縁された共振回路と負荷に接続された共振回路）の利益を実現することができる。これらの利益は、二つのモードの間におけるスイッチングを、一つの電力受取サイクル内において実行した際に、即ち、適応電力レシーバ内の電流波形のサイクル当たりに１回以上だけ実行した際に、強化することができる。
【００３８】
動作の際に、トランスミッタ５６が高Ｑトランスミッタであり、且つ、適応電力レシーバ２０が高Ｑモードにおいて構成されている場合には、エネルギは、コイル内の共有された磁界及び低減衰に起因し、低結合を有するこれら２つの装置の間において伝送されてもよい。トランスミッタ５６及び適応電力レシーバ２０の両方が同一周波数において共振状態にある際には、無効インピーダンスが低減されることになり、且つ、通常、この構成においては小さいＥＳＲが、適応電力レシーバ２０内に生じる電流に対する限定的な障害となろう。但し、トランスミッタ５６及び適応電力レシーバ２０の両方が高Ｑ構成にある状態においては、無線電力システム１０は、低減衰率に起因して不安定化し、この結果、システムのパラメータ又は構成の非常にわずかな変化において、受け取る電力が大きく変動することになろう。
【００３９】
トランスミッタが高Ｑトランスミッタであり、且つ、適応電力レシーバ２０が低Ｑモードで構成されている場合には、エネルギは、疎結合状態で、トランスミッタ５６から適応電力レシーバ２０に伝送されることになるが、適応電力レシーバ２０の減衰のみならず、トランスミッタ５６と適応電力レシーバ２０の間の結合の低減に部分的に起因し、受け取ることができるエネルギ量のみならず、電力伝送効率も、低減されることになろう。
【００４０】
様々なモードの間において構成可能な適応電力レシーバ２０の使用によるなどのように、適応共振を使用することにより、本発明は、リモート装置１４が両方の構成の利益を実現し得るように、高Ｑ及び低Ｑ構成を相互の関連において使用してもよい。高Ｑ共振器モードにおいて適応電力レシーバ２０内に伝送されたエネルギは、その内部に保存される。一実施形態においては、保存されたエネルギが予め判定された点又は閾値点に到達した場合には、エネルギは、密結合を通じて（補助レシーバなどの）別個のタンク回路に転送されてもよく、又は回路に負荷３０を結合することによって負荷３０に転送されてもよく、或いは、この両方に転送されてもよい。又、適応電力レシーバは、整流回路２２に結合することにより、電力を負荷に直接的に提供してもよく、整流回路２２は、負荷３０に含まれてもよく、或いは、負荷に対して電気的に接続されてもよい。更には、一実施形態における負荷３０は、適切なレベルのエネルギを負荷３０内のその他の回路に提供するＤＣ−ＤＣコンバータを含んでもよい。
【００４１】
図４の図示の実施形態におけるリモート装置１４は、一構成においては、通信回路２４を含んでもよい。この通信回路は、無線電源との間に別個の通信チャネルを形成することが可能であり、或いは、電力チャネルを共有することもできる。一実施形態においては、通信回路は、一つ又は複数の通信負荷６６ａ、６６ｂを一つ又は複数の個々のスイッチ６５ａ、６５ｂを介して印加して後方散乱変調を使用したデータ通信を生成する能力を有する。例えば、通信負荷を選択的に印加することにより、トランスミッタ５６から適応電力レシーバ２０への電力信号を変調してもよい。動作の際に、コントローラ２８は、通信回路２４に動作可能に結合されてもよく、且つ、通信負荷６６ａ、６６ｂを適切なタイミングで適応電力レシーバ２０に選択的に結合して望ましいデータ通信を生成するように構成されてもよい。通信負荷６６ａ、６６ｂは、リモート装置の全体インピーダンスを選択的に変化させて電力信号を変調する能力を有する抵抗器又はその他の一つ又は複数の回路コンポーンであってもよい。例えば、抵抗器の一代替肢として、通信負荷６６ａ、６６ｂは、キャパシタ又はインダクタ（図示されてはいない）であってもよい。別の例として、リモート装置は、２０１２年３月２１日付けで出願された「SYSTEM AND METHOD FOR IMPROVED CONTROL IN A WIRELESS POWER SUPPLY」という名称の米国特許出願第１３／４２５８４１号明細書の一実施形態による通信システムを内蔵してもよく、且つ、この文献の内容は、引用により、そのすべてが本明細書に包含される。
【００４２】
図４の図示の実施形態に類似した一代替実施形態においては、リモート装置１４は、リモート装置１４の任意選択のコンポーネントとして破線で示されている補助レシーバ２６を含んでもよい。補助レシーバ２６は、適応電力レシーバ２０と誘導結合してトランスミッタ５６から電力を受け取ってもよい。この代替実施形態において、適応電力レシーバ２０が高Ｑモードで構成されている際には、補助レシーバ２６は、適応電力レシーバ２０と結合し、エネルギを受け取り、且つ、これを負荷３０に対して供給する。但し、適応電力レシーバ２０が低Ｑモードにおいて構成されている際には、適応電力レシーバ２０は、補助レシーバ２６にエネルギを結合するのではなく、負荷３０に対して直接的に電力を供給してもよい。
【００４３】
次に図７を参照すれば、本発明の一実施形態によるリモート装置１４が示されている。図７は、適応電力レシーバ回路を有するリモート装置の一実施形態を示している。動作の際に、マイクロプロセッサは、初期化アルゴリズムを有してもよい。保存要素からの十分な磁界又はエネルギを使用し、マイクロプロセッサをターンオンすると共にＱ制御ＦＥＴを動作させることができる。Ｑ制御ＦＥＴを動作させることにより、Ｌ３／Ｃ３を、電気的に結合解除された共振回路とすることができる。リモート装置は、Ｑ制御ＦＥＴ制御信号のデューティサイクルを電流波形と同期させてもよい。例えば、リモート装置は、電流波形のゼロ交差を検出してもよく、且つ、これらを使用してＱ制御ＦＥＴをターンオンしてもよい。電流波形の周波数が変化するのに伴って一定のデューティサイクルを維持することが望ましい場合には、リモート装置は、電流波形の周波数に基づいて調節を実施してもよい。例えば、リモート装置は、電流波形の周波数を検出してもよく、電力トランスミッタから周波数を受け取ってもよく、或いは、その他のパラメータに基づいて、メモリ内に保存されている表において周波数を調べてもよい。或いは、この代わりに、スイッチのタイミングをデジタル的に制御してもよいが、アナログ制御を使用してＱ制御ＦＥＴを制御することもできる。例えば、リモート装置は、センサを含んでもよく、且つ、Ｑ制御ＦＥＴのタイミングをセンサからの出力に基づいて調節してもよい。例えば、センサにより、整流済みの電圧を検出してもよく、且つ、電圧制御発振器により、Ｑ制御ＦＥＴが開路状態にある時点を制御することにより、Ｑ制御ＦＥＴのタイミングの一部分を制御することもできる。
【００４４】
図示の実施形態においては、リモート装置１４は、高Ｑモードと低Ｑモードという二つのモードの間において構成可能な適応電力レシーバ２０を含む。この実施形態における適応電力レシーバ２０は、二次コイル６２と、共振キャパシタ６３と、高Ｑモードと低Ｑモードとの間においてスイッチングされる能力を有する直列共振タンク回路を形成するように構成された一つ又は複数のスイッチ６４ａ、６４ｂと、を含む。本発明は、直列共振タンク回路と共に使用することに限定されるものではなく、且つ、その代わりに、その他のタイプの共振タンク回路と共に、且つ、場合によっては、整合した静電容量を有していない単純なインダクタなどの非共振タンク回路、或いは、並列共振タンク回路と共に、使用されてもよい。例えば、図６２に示されているように、リモート装置１４は、並列共振キャパシタＣ３と、整流回路２２とレギュレータ７２との間に配置されたスイッチ６２００と、を含んでもよい。スイッチ６２００により、整流回路２２をレギュレータ７２から結合解除することができる。レギュレータ７２を伴わない実施形態においては、スイッチ６２００により、整流回路２２を負荷３０から結合解除することができる。
【００４５】
図示の実施形態においては、スイッチ６４ａ、６４ｂは、適応電力レシーバ２０を高Ｑモードと低Ｑモードとの間において選択的に構成するように、コントローラ２８によって制御されてもよい。図示のように、コントローラ２８に結合された２つのスイッチ６４ａ、６４ｂが存在している。スイッチ６４ａ、６４ｂは、適応電力レシーバ２０を高Ｑモードにおいて構成するように、コントローラ２８により、別個に又は一緒に制御されてもよい。更に詳しくは、これらのスイッチを閉路することにより、二次コイル６２と共振キャパシタ６３との間に、リモート装置１４の整流回路２２と負荷３０とをバイパスする回路経路を完成させてもよく―換言すれば、二次コイル６２及び共振キャパシタ６３によって形成された共振回路がシャントされる。この結果、二次コイル６２及び共振キャパシタ６３は、エネルギの蓄積とトランスミッタ５６からの（低Ｑモードとの比較において）増大したエネルギ伝送の能力を有する高Ｑ共振器を形成してもよい。開示を目的として、本発明は、適応電力レシーバを選択的に構成する能力を有する二つのスイッチ６４ａ、６４ｂとの関連において記述されているが、単一のスイッチ又は二つを上回る数のスイッチを使用して同一の又は類似の結果を実現してもよいことを理解されたい。更には、一代替実施形態においては、スイッチ６４ａ、６４ｂは、同期整流を実行するべく、整流回路２２との関連において記述されているように使用されてもよい。
【００４６】
高Ｑモードから低Ｑモードに適応電力レシーバ２０を構成するべく、コントローラ２８は、電圧センサ３４又は電流センサ３２、或いは、これらの両方などのセンサからの検知出力に基づいてスイッチ６４ａ、６４ｂを開路してもよい。電圧センサ３４、電流センサ３２、又はこれらの両方は、リモート装置１４内の電力の一つ又は複数の特性を監視するべく、適応電力レシーバ２０又は負荷３０に結合されてもよい。適応電力レシーバ２０又は負荷３０に接続された状態で示されているが、センサは、リモート装置１４内の任意のノードに接続されてもよいことを理解されたい。更には、本発明は、電流又は電圧センサに限定されるものではなく、センサ出力を使用して適応電力レシーバ２０の構成を判定しうるように、リモート装置１４内の任意の特性を監視する能力を有する一つ又は複数のセンサが内蔵されてもよい。
【００４７】
スイッチ６４ａ、６４ｂが開路された状態において、高Ｑモードにおいてバイパスされたリモート装置１４内の回路（整流回路２２及び負荷３０などの）は、負荷３０に適応電力レシーバ２０から電力供給されることによって適応電力レシーバ２０のＥＳＲを潜在的に増大させると共に適応電力レシーバ２０を低Ｑモードに遷移させうるように、適応電力レシーバ２０に結合された状態となる。換言すれば、スイッチ６４ａ、６４ｂを開路することにより、エネルギが適応電力レシーバ２０から負荷３０に対して直接的に結合された場合には、保存エネルギが負荷３０内に放電されることにより、適応電力レシーバ２０が低Ｑモードに遷移する。
【００４８】
低Ｑモードと高Ｑモードとの間において循環することにより、適応電力レシーバ２０の実効Ｑを時間に伴って制御してもよい。例えば、二つのモードの間においてスイッチングするようにスイッチ６４ａ、６４ｂのデューティサイクルを変化させることにより、適応電力レシーバ２０の実効Ｑを増減させてもよい。高Ｑモードは、所与の結合において十分な電圧又は電流を、但し、負荷３０が必要としているものを上回る電圧又は電流を生成しない範囲で、生成するために十分なエネルギを保存するべく十分に長い時間にわたって維持されてもよい。この結果、リモート装置１４内における電圧調節を伴わない非常に広い結合範囲にわたる無線電力伝送が可能となる。例えば、リモート装置１４が非常に緩く結合された場合には、デューティサイクルを増大させて高Ｑモードの持続時間を増大させ、これにより、適応電力レシーバ２０による更なるエネルギの保存を許容してもよい。或いは、この代わりに、増大した結合状態においては、エネルギは、低Ｑモードにおいて適応電力レシーバ２０に対して相対的に容易に伝送されうると共に、エネルギは、高Ｑモードにおいて相対的に容易に保存されうることから、デューティサイクルを低減して高Ｑモードの持続時間を減少させてもよい。このデューティサイクルの低減により、低Ｑモードにおける増大したエネルギ伝送と高Ｑモードにおける保存について補償してもよい。高Ｑモードと低Ｑモードとの間においてデューティサイクルを増減させることにより、適応電力レシーバ２０は、受け取る電力量を制御してもよく、これには、例えば、レシーバのブリッジ電圧に対する制御が含まれる。
【００４９】
図１２Ａ、図１２Ｂ、及び図１２Ｃは、半サイクル適応共振制御回路の回路図を示している。図１２Ｄは、電力受取サイクルにおける適応レシーバ電流波形のグラフを示している。Ｑ制御ＦＥＴが高Ｑ生成フェーズにおいてオン状態にある波形の第一部分が、図１２Ａに示された電流経路によって示されており、Ｑ制御ＦＥＴが低Ｑ電力取得フェーズにおいてスイッチオフされている波形の第二部分が、図１２Ｂに示された電流経路によって示されており、且つ、Ｑ制御ＦＥＴが依然としてオフ状態にある波形の最終部分が、図１２Ｃに示された電流経路によって示されている。整流器出力におけるリップル電圧は、サイクルごとにＱ制御スイッチを閉路することにより、低減される。リップル電圧及びバルク静電容量は、サイクル当たりに２回（又は、これ以上）だけ、Ｑ制御スイッチを閉路することにより、更に低減させることが可能であり、これが図２２に示されている。この結果、その独自の電力制御メカニズムを有する能力がＲｘに対して付与される。スイッチングのタイミングを適切に調節することにより、Ｒｘの電圧ダイナミックレンジ、電力レンジ、及び効率を増大させることができる。いくつかの実施形態においては、Ｌ３電流のゼロ交差におけるスイッチングにより、最も効率的な動作を実現している。
【００５０】
図１９ａ、図１９Ｂ、図１９Ｃ、図１９Ｄ、及び図１９Ｅは、サイクル当たりに２回だけ制御される適応共振制御回路の回路図を示している。図１９Ｅは、一つの電力受取サイクルにおける適応レシーバ電流波形のグラフを示している。Ｑ制御ＦＥＴが高Ｑフェーズにおいてオン状態にある波形の第一部分が、図１９Ａに示された電流経路によって示されており、且つ、Ｑ制御ＦＥＴが低Ｑ電力取得フェーズにおいてスイッチオフされている波形の第二部分が、図１９Ｂに示された電流経路によって示されている。Ｑ制御ＦＥＴが高Ｑフェーズにおいてスイッチオンされている波形の第三部分が、図１９Ｃに示された電流経路によって示されており、且つ、Ｑ制御ＦＥＴが低Ｑ電力取得フェーズにおいてスイッチオフされている波形の最終部分が、図１９Ｄに示された電流経路によって示されている。
【００５１】
図１３Ａ、図１３Ｂ、図１３Ｃ、及び図１３Ｄは、ブリッジ電圧が、特定のデューティサイクルで一つの電力受取サイクルにおいて単一のパルスについてＱ制御ＦＥＴのターンオンに対して複数の電力受取サイクルにわたって反応する方式を示している。図１３Ａは、Ｑ制御ＦＥＴが単一の電力受取サイクルの１５％にわたってターンオンされた後のブリッジ電圧の増大を示している。図１３Ｂは、Ｑ制御ＦＥＴが単一のサイクルの２５％にわたってターンオンされた後のブリッジ電圧の増大を示している。図１３Ｃは、Ｑ制御ＦＥＴが単一のサイクルの５０％にわたってターンオンされた後のブリッジ電圧の増大を示している。図１３Ｄ及び図１４は、Ｑ制御ＦＥＴが単一のサイクルの１００％にわたってターンオンされた後のブリッジ電圧の増大を示している。図１４において観察できるように、Ｑ制御ＦＥＴを閉路することにより、又は高Ｑモードに遷移することにより、１というラベルが付与されたマーカーによって示されているように、コイル電流の増大又はエネルギの蓄積を結果的にもたらすことできる。高Ｑモードにある際には、２というラベルが付与されたマーカーによって示されているように、負荷がエネルギをバルクキャパシタから引き出すのに伴って、レシーバ電圧が低下することになる。そして、３というラベルが付与されたマーカーによって示されているように、Ｑ制御ＦＥＴが開路されたら、又は低Ｑモードへの遷移が発生したら、エネルギの蓄積が負荷内に散逸されると共にバルクキャパシタがエネルギによって補充されることになる。それぞれのシナリオにおいて、ブリッジ電圧は、Ｑ制御ＦＥＴがターンオンされている間に一時的に低下し、且つ、次いで、Ｑ制御ＦＥＴがターンオフされたら、上昇する。複数のサイクルにわたってＱ制御ＦＥＴのタイミングを受け取る電流と同期させることにより、受け取る電圧及び／又は電力を制御することができる。
【００５２】
図示の実施形態においては、適応電力レシーバ２０は、高Ｑ及び低Ｑ動作モードにおいて使用される能力を有する単一の二次コイル６２を含む。この結果、電力調節のための付加的コイル又は高価なＤＣ／ＤＣコンバータの使用を伴うことなしに、単一のコイルレシーバが、広い範囲の結合状態及び負荷３０にわたって電力を効率的に受け取ることができることになる。即ち、いくつかの実施形態においては、図６及び図７に示されているレギュレータ７２は、任意選択であってよく、且つ、回路から除去することができる。一実施形態においては、この能力により、複雑な通信及び制御システムの使用を伴うことなしに、リモート装置１４がトランスミッタ５６によって提供される所定範囲の磁界レベルにわたって受け取る電力量を制御できるようにしてもよい。換言すれば、リモート装置１４は、要求又は情報の無線電源１２への伝達を要することなしに、且つ、付加的な電力調節回路の使用を伴うことなしに、所望するだけの電力を無線電源１２から単に受け取ってもよい。
【００５３】
図６には、本発明の一代替実施形態が示されており、この場合には、リモート装置１４は、図４との関係において説明した補助レシーバ２６に類似した補助レシーバ２６を含む。補助レシーバ２６は、無線電力トランスミッタ５６から無線電力を受け取る能力を有し、且つ、補助レシーバ２６は、負荷３０に結合されている。図示の実施形態においては、補助レシーバ２６は、整流回路２２及び５Ｖスイッチングレギュレータ７２を通じて負荷３０に結合されている。補助レシーバ２６は、適応電力レシーバ２０に類似したものであってもよいが、いくつかの例外を伴っている。例えば、補助レシーバ２６は、様々なモードの間において構成可能でなくてもよく、むしろ、整流回路２２及び負荷３０に直接的に結合されてもよい。但し、補助レシーバ２６は、一実施形態においては、例えば、適応電力レシーバ２０が低Ｑモードにある間に、補助レシーバ２６が高Ｑモードにおいて構成され得るように、且つ、逆に、適応電力レシーバ２０が高Ｑモードにある間に、低Ｑモードにおいて構成されうるように、適応電力レシーバ２０に類似した方式で構成されてもよいことを理解されたい。
【００５４】
この実施形態における補助レシーバ２６は、適応電力レシーバ２０の二次コイル６２及び共振キャパシタ６３に類似した補助二次コイル６７及び補助共振キャパシタ６８を含む。並列タンク回路構成において示されているが、この実施形態の補助二次コイル６７及び補助共振キャパシタ６８は、この構成に限定されるものではない。二次コイル６２及び共振キャパシタ６３と同様に、これらのコンポーネントは、電力を誘導方式で受け取る能力を有する任意の方式で構成されてもよい。更には、補助共振キャパシタ６８は、任意選択のコンポーネントであり、この結果、補助二次コイル６７は、補助共振キャパシタ６８を伴うことなしに電力を誘導方式で受け取ってもよい。
【００５５】
又、図６の図示の実施形態のリモート装置１４は、補助レシーバ２６に結合された付加的通信回路１２４及び付加的整流回路１２２をも含む。付加的通信回路１２４は、図４及び図６との関係において上述した通信回路２４に類似したものであってもよいが、補助レシーバ２６を介して電力信号の変調を可能にしてもよい。更には、付加的整流回路１２２は、図３及び図５との関係において説明した整流回路２２に類似したものであってもよいが、適応電力レシーバ２０ではなく補助レシーバ２６内において受け取った電力を整流してもよい。
【００５６】
図６の図示の実施形態において、リモート装置１４内において受け取ったエネルギが低Ｑレシーバ内に結合された場合には、リモート装置１４は、スイッチ６４ａ、６４ｂを閉路して二次コイル６２及び共振キャパシタ６３をシャントし、高Ｑ共振器を生成してもよい。シャントされた際に、高Ｑモードにある適応電力レシーバは、磁界を補助レシーバ２６内に延在させることになるが、シャントの低インピーダンスに起因し、シャントにおいては、エネルギがほとんど失われないであろう。適応電力レシーバ２０のシャント状態は、適応電力レシーバ内の再循環電流のいくつかの電力受取サイクルにわたって保持することが可能であり、或いは、シャントは、デューティサイクルに従ってスイッチングするようにサイクルごとに実行することも可能であり、又はそれぞれの周期の所定の百分率にわたって印加することもできる。シャントをサイクルごとに制御する場合には、補助レシーバ２６が受け取る電圧は、相対的に高い周波数において循環することになる。この結果、相対的に小さなバルクキャパシタにより、リップル電圧をフィルタリングして除去することが可能となる。適応電力レシーバ２０のデューティサイクルを高Ｑ及び低Ｑモードの間において調節することにより、適応電力レシーバ２０は、二次コイル６２内の電流量を調節することにより、補助レシーバ２６内において受け取られる電力量を調節することができる。例えば、リモート装置１４が相対的に高いレベルの結合を伴ってトランスミッタ５６の近傍に配置されている際には、適応電力レシーバの二次コイル６２内の電流が高Ｑモードにおいて増大することになる。この増大について補償すると共にリモート装置１４に対する過電圧の印加を防止するべく、シャントのデューティサイクルを減少させることにより、リモート装置１４が受け取る全体電力を低減してもよい。換言すれば、高Ｑモードのデューティサイクルを減少させることにより、リモート装置が受け取る全体電力が低減されることになる。一実施形態においては、上述のように、適応電力レシーバ２０は、任意選択により、整流回路２２を通じて、補助レシーバ２６と共に、負荷３０に結合されてもよい。この結果、代替実施形態においては、電力を低Ｑモードにおいて適応電力レシーバ又は補助レシーバから、或いは、両方のコイルから、取得してもよい。受け取るエネルギは、二次コイル６２及び補助二次コイル６２のそれぞれに対するトランスミッタの結合と、それぞれのインダクタンスと、に依存することになろう。
【００５７】
リモート装置１４が受け取ったエネルギが、高Ｑモードにおいて、適応電力レシーバ２０から直接的に、或いは、ＤＣ−ＤＣコンバータを通じて、負荷３０内に結合された場合には、適応電力レシーバ２０内の保存エネルギが負荷３０内に放電されることにより、低Ｑレシーバが生成されることになる。負荷３０が包含されるようにスイッチングされるデューティサイクルにより、時間に伴う適応電力レシーバ２０の実効Ｑが制御される。高Ｑモードにおいては、適応電力レシーバ２０は、所与の結合において電流を生成してもよいが、負荷３０が所望する程度の電圧を生成するべく十分に長い時間にわたって維持される。この結果、２次電圧の調節を伴うことなしに、非常に広い範囲の結合にわたる使用が許容されることになろう。例えば、リモート装置が非常に緩く結合されている場合には、デューティサイクルを増大させることにより、高Ｑモードにある適応電力レシーバ２０が更なるエネルギを保存できるようにしてもよい。或いは、この代わりに、増大した結合状態においては、エネルギは、低Ｑモードにおいて適応電力レシーバ２０に対して相対的に容易に伝送されうると共に、エネルギは、高Ｑモードにおいて相対的に容易に保存されうることから、デューティサイクルを低減して高Ｑモードの持続時間を減少させてもよい。このデューティサイクルの低減により、低Ｑモードにおけるエネルギ伝送の増大及び高Ｑモードにおける保存について補償してもよい。
【００５８】
図６の図示の実施形態においては、リモート装置１４は、整流回路２２、１２２から負荷３０への電力出力を調節するべく、ＤＣ−ＤＣコンバータ７２を含んでもよい。ＤＣ−ＤＣコンバータ７２の使用により、リモート装置１４は、整流回路２２、１２２に跨る電圧とは無関係にＤＣ−ＤＣコンバータ７２が整流回路２２、１２２に提供されたエネルギを使用できるようにすることにより、結合及び負荷３０の付加的且つ突然の変化について補償してもよい。従って、コントローラ２８は、結合及び負荷３０の変化に応答して適応電力レシーバ２０の循環に対する調節更新の頻度を減少させることにより、コントローラ２８が相対的に低コストのコントローラとなり得るようにしてもよい。
【００５９】
次に、図５２〜図５８を参照し、高Ｑ動作モードと低Ｑ動作モードとの間で変化するシステムのモデルについて説明する。具体的には、無線電力伝送用途用のスイッチング型直列共振レシーバ回路の分析及びシミュレーションについて説明する。
【００６０】
図５２を参照すれば、本発明の一実施形態による無線電力トランスミッタ回路及びリモート装置回路の一部分が示されている。リモート装置回路は、共振タンク回路を含み、共振タンク回路は、インダクタＬ3、キャパシタＣ3、及び抵抗Ｒ3（Ｌ3の等価直列抵抗）、Ｄ1〜Ｄ4からなるブリッジ整流器、バルク保存キャパシタＣo、負荷抵抗ＲL、その固定角周波数ωoがＬ3及びＣ3の共振周波数の近傍又はこれに等しい正弦波電流ｉ2を搬送する相互インダクタンスＭ23によってインダクタＬ3にリンクされたインダクタＬ2、及びその状態（開路又は閉路）が回路トポロジーの再構成を生成するスイッチＳから構成されている。
【００６１】
図５３は、スイッチＳが閉路された際の概略回路図を示している。説明を容易にするために、Ｌ2によって生成された時変磁束によってインダクタＬ3内に誘導される電圧が振幅ωoＭ23Ｉ2を有する正弦波電圧源ｖsによって置換されており、ここで、Ｉ2は、正弦波電流ｉ2の振幅である。説明を目的として、ダイオードは、理想的なものであると見なされており、同様に、スイッチＳも、理想的なものであると見なされたい。
【００６２】
スイッチを閉路することにより、Ｌ3Ｃ3タンク回路が負荷から分離される。図５３は、この構成における回路を示している。スイッチの閉路により、入力電圧がブリッジ整流器に対して短絡され、これにより、Ｌ3Ｃ3タンク回路が出力静電容量Ｃo及び負荷抵抗ＲLから絶縁される。この際に、出力キャパシタＣo内の保存された電荷が電流を負荷抵抗ＲLに提供する一方で、供給源ｖsにより、エネルギがタンク回路Ｌ3−Ｃ3内に保存される。
【００６３】
図５３の回路の状態式は、以下のとおりである。
【００６４】
【数１】
0006382818.tif 000002
【００６５】
これらの状態方程式は、（ｄＸ／ｄｔ）＝ＡＸ＋ＢＵという形態で表現され、ここで、Ｘは、システム状態の列ベクトルであり、Ａは、状態遷移行列であり、且つ、Ｂは、入力ベクトルＵ用の重み付け行列である。このケースにおいては、システムを駆動する一つの刺激のみが存在しており、且つ、Ｕは、スカラー量ｖsである。システム状態は、インダクタ電流ｉ3、キャパシタ電圧ｖC3、及びキャパシタ電圧ｖoである。
【００６６】
この回路は、スイッチの開路により、再構成することが可能であり、ブリッジ整流器のダイオードのバイアス（フォワード又はリバース）により、スイッチの開路後のトポロジーが決定されることになる。スイッチＳのすべての開路及び閉路は、この説明においては、ｉ3のゼロ交差において発生するものと仮定されているが、代替実施形態においては、スイッチＳの開路及び閉路は、非ゼロの交差において発生してもよい。図３０は、Ｑ制御ＦＥＴのデューティサイクルと、Ｌ３を通じたコイル電流の非ゼロの交差においてスイッチングされた際の出力電圧に対する影響と、を示しており、これは、非ゼロの交差におけるスイッチングは、その効果が相対的に乏しくなることを示している。
【００６７】
ｉ3のゼロ交差においてｖC3≧ｖo＋ｖsである場合には、ダイオードＤ2及びＤ3は、導通を許容し、且つ、Ｌ3に跨る正味の正電圧により、ｄｉ3／ｄｔが正となることになる。ダイオードＤ2及びＤ3は、ｉ3が正である限り、導通状態に留まることになる。図５４には、Ｄ2及びＤ3が導通状態にある際の回路が示されている。
【００６８】
図５４の回路の状態式は、以下のとおりである。
【００６９】
【数２】
0006382818.tif 000003
【００７０】
ｉ3のゼロ交差においてｖC3≦ｖs−ｖoである場合には、ダイオードＤ1及びＤ4は、導通を許容し、且つ、Ｌ3に跨る正味の負電圧により、ｄｉ3／ｄｔが負になることになる。ダイオードＤ1及びＤ4は、ｉ3が負である限り、導通状態に留まることになる。図５５には、Ｄ1及びＤ4が導通状態にある状態の回路が示されている。
【００７１】
図５５の回路の状態方程式は、以下のとおりである。
【００７２】
【数３】
0006382818.tif 000004
【００７３】
ｉ3のゼロ交差においてｖs−ｖo＜ｖC3＜ｖs＋ｖoである場合には、ブリッジ整流器のダイオードのいずれもが、導通を許容することにならず、インダクタ電流ｉ3も、キャパシタ電圧ｖC3も、変化することができない。この状況の状態式は、次のとおりである。
【００７４】
【数４】
0006382818.tif 000005
【００７５】
図５６〜図５８は、Matlab ode 23 算術−積分関数を使用した回路状態式の解を示している。これらのシミュレーションにおいて使用した回路のパラメータは、Ｌ3＝３３．３μΗ、Ｃ3＝７６．０７ｎＦ、Ｒ3＝０．１Ω、ｖsの振幅＝５Ｖ、Ｃo＝２５０μＦ、ＲL＝１０Ω、動作周波数＝１００．０ｋＨｚというものであった。
【００７６】
図５６は、スイッチが閉路された状態の直列共振回路のスタートアップ過渡応答を示している。すべての状態変数がｔ＝０においてゼロであったものと仮定されている。出力電圧は、スイッチが閉路状態に留まる限り、ゼロに留まることから、出力電圧は示されていない。
【００７７】
図５７は、スタートアップ過渡応答後のインダクタ電流及びＤＣ出力電圧を示している。スイッチサイクルは、ｔ＝２．００ｍｓにおいて始まっており、それぞれのサイクルは、５０μｓの閉路とこれに後続する４５０μｓの開路とから構成されている。この実施形態の場合には、負荷内における電力散逸は約２２Ｗである。
【００７８】
図５８は、スタートアップ過渡応答後のインダクタ電流及びＤＣ出力電圧を示している。スイッチサイクルは、ｔ＝２．００ｍｓにおいて始まっており、それぞれのサイクルは、２０μｓの閉路とこれに後続する４８０μｓの開路とから構成されている。この実施形態の場合には、負荷内における電力散逸は、約８Ｗである。
【００７９】
次に、図７との関係において、高Ｑ動作モードと低Ｑ動作モードとの間の循環について更に詳細に説明することとする。但し、この循環方法は、本明細書に記述されている任意のその他の実施形態との関連において使用されてもよいことを理解されたい。
【００８０】
電力伝送の際の複数の電力受取サイクルにわたる二次コイル６２及び共振キャパシタ６３のシャント処理（又は、高Ｑモードにおける適応電力レシーバ２０の保持）は、電力伝送の安定性に対して影響を及ぼし、その結果、整流回路２２からの整流済み電圧出力の大きな変動をもたらすことになる。これらの変動は、適応電力レシーバ２０が高Ｑモードにおいて維持されている際には整流回路に跨る誘導電圧が大幅に低減され得るという事実に起因し、オーバーシュート及びアンダーシュートとして現れることになる。負荷３０に供給される電力が実質的に安定化するように、付加的バルク静電容量及び電力調節回路を使用することにより、このアンダーシュート及びオーバーシュートを極小化してもよい。但し、本発明は、このような付加的回路又は付加的バルク静電容量を伴うことなしに、高Ｑモードと低Ｑモードとの間において循環することにより、安定性を実現してもよい。
【００８１】
一実施形態においては、高Ｑモードと低Ｑモードとの間におけるスイッチングは、サイクルごとに、且つ、規定されたデューティサイクルに従って、実行されてもよい。即ち、電力波形のそれぞれの周期ごとに、適応電力レシーバ２０が、その周期の一部分にわたって高Ｑモードにおいて構成されるように、スイッチングを適応電力レシーバ２０内において受け取られる電力のサイクルとアライメントさせてもよい。特定のデューティサイクルにおけるサイクルごとのモード間におけるスイッチングにより、整流回路２２に跨る電圧の降下が許容される持続時間を低減することができよう。これは、整流回路２２の出力上のバルク静電容量を低減させることにより、リモート装置１４の全体サイズ及びコストを低減してもよいことを意味している。
【００８２】
様々な異なる持続時間にわたって適応電力レシーバ２０を高Ｑモードにおいて設定した結果として得られる電圧の降下が、例えば、図１７に示されており、この図には、単一サイクルスイッチングの様々なデューティサイクルが示されている。適応電力レシーバ２０は、単一サイクルの２５％から単一サイクルの４００％（合計で四つのサイクル）までのデューティサイクルの所定の範囲について、高Ｑモードで構成されている。図示のように、（ａ）適応電力レシーバ２０が高Ｑモードにおいて維持される時間（又は、デューティサイクル）と（ｂ）適応電力レシーバ２０を負荷に再接続した後に実現される電圧増大量との間には、非線形の関係が存在している。例えば、ピーク電圧、最小電圧、及びリップル又は整定時間を含むいくつかの要素が、デューティサイクルの変化の影響を受けることになる。図示のように、ピーク電圧は、デューティサイクルの増大に伴って増大するが、適応電力レシーバが高Ｑモードに遷移するのに伴う電圧降下も、結果的に得られる波形の整定時間に伴って増大する。この電圧降下は、高Ｑモードが複数の電力受取サイクルにわたって維持された際に相対的に大きなバルクキャパシタが使用して安定性を維持してもよいことの理由を説明している。
【００８３】
本実施形態においては、高Ｑモードにスイッチングする方法が、サイクルごとに実行されており、この場合に、高Ｑモードへの遷移は、電流が二次コイル６２内において方向をスイッチングした際などのように、適応電力レシーバ２０内の電流がゼロに接近するのに伴って、発生している。これらのゼロ交差遷移は、例えば、コントローラ２８に結合された一つ又は複数のセンサ３２、３４により、検出されてもよい。これらのセンサ３２、３４のうちの一つ又は複数からの出力を比較器に供給することにより、コイル電流のゼロ交差を検出してもよい。
【００８４】
図５０に示されているように、本発明の一実施形態は、図４との関係において説明したセンサ３２に類似した電流センサ２３２を含む。電流センサ２３２からの出力は、適応電力レシーバ２０内の電流を表す電圧に変換され、次いで、この電圧が比較器２７４に提供される。適応電力レシーバ２０内の電流がほぼゼロとなる時点により、比較器２７４に対するほぼゼロボルトの信号を生成してもよい。次いで、この信号が、基準信号と比較され、このケースにおいては、接地と比較される。信号を接地と比較することにより、比較器２７４は、負から正への電流の遷移に応答して、その出力を Low から High にスイッチングし、正から負への電流の遷移に応答して、逆に、High から Low にスイッチングする。電流を表す電圧がいずれかの方向においてバイアスされている場合には―即ち、電流がゼロである際に電圧がゼロでない場合には―このバイアスを比較器２７４用の基準電圧として使用してもよい。
【００８５】
比較器２７４の出力は、コントローラ２８に対して提供してもよい。図４との関係において説明した実施形態においては、立ち上がりエッジ信号により、スイッチ６４ａ、６４ｂを閉路することによる高Ｑモードへの遷移とカウンタの起動という２つの動作を実行するように、コントローラ２８をトリガしてもよい。次いで、コントローラは、カウンタの値を既定の計数値と比較してもよく、且つ、値に到達したら、スイッチが開路され、これにより、低Ｑモードに遷移する。次いで、コントローラは、プロセスを再開するべく、次の立ち上がりエッジを待ってもよい。
【００８６】
高Ｑモードから低Ｑモードに遷移するためのカウンタ値を判定するべく、コントローラ２８は、センサ２３２からの出力を取得し、いくつかのサイクルわたって電力伝送信号を計測してもよい。この計測値を使用して電力伝送信号の周波数を判定してもよい。次いで、コントローラ２８は、次式を使用してカウンタ値を算出してもよい。
【００８７】
（Ｄ／ｆ）×ｃｓ＝ｃｏｕｎｔｓ
【００８８】
コントローラ２８は、電力伝送信号の周波数（ｆ）により、高Ｑから低Ｑへの遷移の望ましいデューティサイクル（Ｄ）を除算してもよく、且つ、次いで、その結果得られた値を、秒当たりの計数を単位とするカウンタの速度により、乗算することにより、計数値を結果的に取得してもよい。
【００８９】
リモート装置１４が、サイクル当たりに２回だけスイッチングする方法を使用している代替実施形態においては、コントローラ２８は、計数を異なる方式によって判定してもよい。これは、例えば、コントローラが電流の立ち上がり及び立下りエッジの両方についてカウンタを再起動している図５１に示されており、且つ、次式に反映されている。
【００９０】
（Ｄ／２ｆ）×ｃｓ＝ｃｏｕｎｔｓ
【００９１】
本実施形態は、このゼロ交差検出の構造及び方法を実装してもよいが、本発明は、この構成に限定されるものではないことを理解されたい。その他のタイプのゼロ交差回路がコントローラ２８に結合されてもよい。更には、閾値電圧又は電流に基づいたアナログ回路、ＦＰＧＡ、ＤＳＰ、又は任意のその他のタイプの制御回路を使用し、パルス幅と、高Ｑから低Ｑへの遷移と、を判定してもよい。
【００９２】
本実施形態を再度参照すれば、高Ｑモードへの遷移が電流波形のゼロ交差において発生した際には、電流の立ち上がりスロープが増大し、この結果、電流の相対的に大きなピーク値が得られると共に、電流の全体的なＲＭＳ値が増大することになる。これは、例えば、図１５において観察可能であり、この図は、（ａ）Ｑを制御していないベースラインシステムと（ｂ）一実施形態による１５％のデューティサイクルにおける適応共振制御を有するシステムとの間の比較を示している。図１５において、ベースラインシステムに照らして比較された際に、高Ｑモードへの遷移は、電流サイクルの立ち上がりスロープを増大させ、これにより、波形のピークとＲＭＳ値の両方を増大させる。高Ｑモードのデューティサイクルが増大するのに伴って、電流のＲＭＳ値が継続的に増大する。但し、整流回路２２に跨って誘導される電圧は、高Ｑモードが使用されている際には、ゼロに移行することから、高Ｑモードにある間に供給される電力もゼロであり、これは、なんらかの時点において、デューティサイクルの増大が、もはや、供給される電力量を増大させなくなることを意味している。この制御方法を使用した本実施形態の場合には、最大電力は、１００％未満のデューティサイクルにおいて供給されることになる。これは、例えば、図２１において観察可能であり、この場合に、右の表は、様々なデューティサイクルにおいて固定負荷抵抗に供給される電力を示している。この例においては、ピーク電力は、約５０％のデューティサイクルにおいて実現されている。このケースにおいては、適応電力レシーバ２０が更なる電力を必要としている場合には、リモート装置１４は、更なる電力をトランスミッタ５６に対して要求してもよく、或いは、その電力消費量を低減させてもよい。但し、図４８に示されている例におけるものなどのような特定の状況においては、５０％のデューティサイクルよりも、６０％のデューティサイクルにおいて、相対的に大きな電力を供給することができる。図４９において、それぞれのサイクルの波形を観察可能であり、この場合には、６０％のデューティサイクルにおけるピーク電流が４０Ａに増大していることを観察することができる。又、Ｌ３電流の大きさの増大により、Ｌ３が整流器に供給している時間の対応した低減が克服され、その結果、潜在的に相対的に大きな電力の伝送が得られることになることもわかる。
【００９３】
図１６は、Ｑ制御を可能にするＬ３／Ｃ３を短絡する制御パルスを示しており、Ｑ制御は、結果的に、システムをチューニングし、且つ、システム内において利用可能な電力を生成する。図示の実施形態においては、Ｑ制御ＦＥＴが、Ｌ３電流のゼロ交差においてターンオンされている。この結果、相対的に高度な制御が許容されることになり、その理由は、コントローラ２８が、シャントのデューティサイクルの相対的に小さな変化を生成し得るからである。又、例えば、ゼロ交差においてシャントを包含するようにスイッチングすることにより、スイッチング要素において誘導される瞬間電流も低減され、これにより、寿命が延長されると共に、スイッチ６４ａ、６４ｂ及びリモート装置１４の信頼性も改善される。図１８Ａは、電力受取サイクル当たりに１回だけの適応共振制御シーケンス及び取得シーケンスを示しており、図１８Ｂは、サイクル当たりに２回だけのものを示している。適応共振制御シーケンスによれば、相対的に小さなリップル電圧に起因し、相対的に小さなバルク静電容量、相対的に小さなコイルサイズ、及び相対的に安価なコンポーネントを有するように、回路を設計することができる。
【００９４】
高Ｑモードへの遷移の有効性を改善するべく、高Ｑモードがそれぞれの波形の両方のゼロ交差点において始まるように、その適用のデューティサイクルをそれぞれの導通サイクルの２つの部分に分割してもよい。即ち、高Ｑモードへの遷移は、二次コイル６２内の電流が方向をスイッチングするたびに、発生する。サイクル当たりに２回の遷移という方法は、例えば、図１８に示されており、この場合には、デューティサイクル全体が２倍になっている。サイクル当たりに１回だけスイッチングする際には、サイクル当たりに２回だけのスイッチングと比べた場合に、電力がほぼ同一に留まることになることを図２０Ｂ及び図２０Ｄにおいて観察することができる。但し、サイクル当たりに２回だけのスイッチングの使用は、整流回路２２の出力のリップル電圧を低減することになり、その理由は、整流回路２２に跨る電圧が相対的に短い期間にわたってゼロに低減されるからである。この結果、整流回路２２の出力上のバルク静電容量に対するニーズが更に低減され、これにより、リモート装置１４の信頼性及びサイズ／費用が更に改善されることになる。
【００９５】
次に、開示を目的として、無線電源１２との関連において、無線電源システム１０について説明することとする。無線電源システム１０は、無線電源１２に従って構成された無線電源に限定されるものではなく、且つ、代替実施形態においては、従来の無線電源が使用されてもよいことを理解されたい。図４の図示の実施形態における無線電源１２は、一つ又は複数のリモート装置１４に対する電力の無線伝送を制御するように、構成されてもよい。
【００９６】
図４の図示の実施形態による無線電源１２は、トランスミッタ５６と、制御システム５５と、ドライバ５４と、電源５３と、本線入力５２と、を含んでもよい。本実施形態の電源５３は、本線入力５２からのＡＣ入力（例えば、壁面電源）をトランスミッタ４２を駆動するのに適した適切なＤＣ出力に変換する従来型のコンバータであってもよい。一代替肢として、本線入力５２は、ＤＣ源であってもよく、電源５３は、これを通過させてもよく、或いは、これをトランスミッタ５６を駆動するための適切なＤＣ出力に変換してもよい。この実施形態においては、電源５３は、整流器及びＤＣ／ＤＣコンバータを一般に有するＡＣ／ＤＣコンバータである。整流器及びＤＣ／ＤＣコンバータは、適切なＤＣ出力を提供する。或いは、この代わりに、電源５３は、ドライバ５４によって使用される形態に入力電力を変換する能力を有する任意の回路を本質的に含んでもよい。この実施形態においては、制御システム５５は、電力伝送のためにトランスミッタ５６にエネルギ供給するべく、例えば、レール電圧を含む動作パラメータを調節するように、構成されている。或いは、この代わりに、電源５３は、固定されたレール電圧を有してもよい。更に、又はこの代わりに、制御システム５５は、例えば、駆動信号の動作周波数、タンク回路の共振周波数、スイッチング回路の位相、及び駆動信号のデューティサイクルを含む任意のその他の動作パラメータを調節する能力を有してもよい。駆動信号のレール電圧を変化させることによって動作パラメータを調節することが望ましい一代替実施形態においては、電源５３は、可変出力を有してもよい。図４に示されているように、制御システム５５を電源５３に結合し、制御システム５５が電源５３の出力を制御できるようにしてもよい。
【００９７】
この実施形態においては、ドライバ５４は、スイッチング回路を含み、このスイッチング回路は、入力信号を生成すると共にこれをトランスミッタ５６に印加するように構成されている。ドライバ５４は、電源５３からのＤＣ出力をトランスミッタ５６を駆動するためのＡＣ出力に変換するインバータを形成してもよい。ドライバ５４は、用途ごとに変化してもよい。例えば、ドライバ５４は、ハーフブリッジトポロジー又はフルブリッジトポロジーにおいて構成されたＭＯＳＦＥＴ或いはＢＪＴ又はＩＧＢＴなどのその他のスイッチング回路などの複数のスイッチを含んでもよい。
【００９８】
この実施形態においては、トランスミッタ５６は、直列構成において配列されたタンク回路を形成するべく、一次コイル４４及び共振キャパシタ４２を含む。本発明は、直列共振タンク回路を伴う使用法に限定されるものではなく、且つ、その代わりに、その他のタイプの共振タンク回路と共に、且つ、場合によっては、整合した静電容量を有していない単純なインダクタなどの非共振タンク回路、或いは、並列共振タンク回路と共に、使用されてもよい。そして、図示の実施形態は、コイルを含むが、無線電源１０は、適切な電磁界を生成する能力を有する代替インダクタ又はトランスミッタを含んでもよい。又、図示の実施形態のトランスミッタ５６は、共振器コイル（又は、インダクタ）４７及び共振器キャパシタ４８を有する共振回路４６をも含み、これにより、一次コイル４４は、共振器回路４６との関連において電力を伝送することができる。代替実施形態においては、一次コイル４４が、共振器回路４６の支援により、無線電力を伝送するように、共振器回路４６が省略されてもよい。
【００９９】
又、無線電源１２は、一次コイル４４内の電力の特性を検知する能力を有するセンサ５７を含んでもよい。例えば、センサ５７は、情報を制御システム５５に提供する電流センサであってもよく、制御システム５５は、検知された情報に基づいて動作パラメータを調節してもよい。検知され得る電力のその他の特性は、限定を伴うことなしに、有効電力、皮相電力、位相、及び電圧を含む。
【０１００】
制御システム５５は、例えば、トランスミッタ５６に対する望ましい電源信号を生成するようにドライバ５４を動作させるべく構成された各部分を含む。例えば、制御システム５５は、リモート装置１４から受け取った通信に基づいて、ドライバ５４を制御してもよく、或いは、動作パラメータを調節してもよい。通信に基づいた制御の代わりに、又はこれらに加えて、制御システム５５は、センサ５７内において検知される電力の特性に基づいて動作パラメータを調節してもよい。本発明は、無線電力を伝送する能力を有する本質的に任意のシステム及び方法を使用して実装されてもよい。適切な無線電力伝送システム及び様々な代替肢については、２００７年５月１日に Baarman に対して発行された「ADAPTIVE INDUCTIVE POWER SUPPLY」という名称の米国特許第７２１２４１４号明細書及び２００９年４月２１日に付けで Baarman に対して発行された「ADAPTIVE INDUCTIVE POWER SUPPLY WITH COMMUNICATION」という名称の米国特許第７５２２８７８号明細書に記述されており、これらの文献の内容のすべては、引用により、そのすべてが本明細書に包含される。
【０１０１】
図８は、適応共振制御が有効になっていない又は初期化状態にある際に適応電力レシーバを動作させる方法を示している。本質的に、適応電力レシーバは、従来の無線電力伝送レシーバと同一の方式によって動作する。Ｌ３／Ｃ３は、Ｒｘ負荷／制御回路と直列状態にある。Ｌ４は図示されていないが、補助レシーバを含む実施形態においては、Ｌ４は、存在する場合に、ある程度のエネルギを寄与することになる。本発明と関連する制御アルゴリズムの多くには、適応共振制御が無効になる初期化フェーズが含まれてもよい。図２１は、適応共振制御の有効化に伴う利用可能な電力の差を示している。
【０１０２】
図１０は、適応共振システムの初期化又はスタートアップシーケンスを示している。初期化シーケンスは、システムが安定する前に遅延を有することができる。この磁界の初期特徴判定及び監視は、異物検出と、装置の電力要件の識別及び判定／無線電源に対する伝達と、のために使用することができる。
【０１０３】
図１０は、疎結合されたトランスミッタ上に配置された適応レシーバの初期化フェーズの一実施形態における適応レシーバ電流、出力電圧、及び出力電力を示している。初期化フェーズにおいては、Ｑ制御ＦＥＴは、いずれも、開路状態にある。初期の整流済み電圧はゼロであることから、レシーバ内において誘発される電流は、バルク静電容量を充電し、バルク静電容量は、充電の間に低インピーダンス要素として機能する。バルクキャパシタに結合された回路は、バルクキャパシタ内に保存されている電圧を引き出さないように、高インピーダンスである。バルクキャパシタが充電状態になるのに伴って、結果的に得られるキャパシタのインピーダンスが増大し、これにより、ほぼゼロに接近する時点まで、誘導電流が低減される。この迅速な充電の期間は、非常に短い期間において発生し、その後に、マイクロコントローラが起動することが可能であり、且つ、キャパシタ内に保存されたエネルギを使用してレシーバを初期化することができる。この期間においては、電流は、リングアップし、これにより、システムが起動するには、減衰不足状態（under-damped）にあり得ることを通知することになる。この電流がゼロに近接するのに伴って、負荷が高インピーダンスを有する可能性があるにも拘らず、バルクキャパシタ内に保存されている電圧がレシーバに流入し始める。この電圧が低減されるのに伴って、コイル内の電流が再度増大を開始し、これにより、最終的に（図示の実施形態においては、スタートアップの後の約１．５ｍｓにおいて）、キャパシタの出力上の電圧とコイル内の電流が均衡状態にある安定状態モードに到達する。この時点において、適応レシーバは、電力を制御するためのＱ制御ＦＥＴの制御を開始してもよい。この初期化フェーズは、マイクロプロセッサに電力供給するべくリモート装置上に電力保存要素が存在している場合には、不要であるか、或いは、その必要性が相対的に小さいであろう。
【０１０４】
マイクロコントローラは、電源が投入されたら、自身が配置されているトランスミッタのタイプを判定し、トランスミッタに対して返答するかどうかを判定し、受け取る電力を変化させるべく適応共振制御を適用し、その他の初期化ステップを実行し、或いは、前記初期化ステップの任意の組合せを実行する。通常、整流済み電圧は、マイクロコントローラの電源が投入される時点までに、均衡状態に到達しているが、マイクロコントローラは、任意の動作を実行するべく、レシーバがその安定状態モードに整定する時点まで、待機してもよい。
【０１０５】
図１１は、初期化波形の安定状態部分を相対的に高分解能で示している。安定状態のＲｘ電圧は、ウェイクアップすると共にＩＤ及び電力データ（即ち、電力要件又は電力計測値）を伝達するようにマイクロプロセッサを初期化するために十分なものである。図示の実施形態においては、まず、（Ｌ３／Ｃ３が負荷から電気的に結合解除されることなしに）磁界がＬ１及びＬ２から結合されており、回路は、１００Ωの負荷を有するＲｘブリッジ上において約７Ｖを生成するように設計されており、且つ、磁界強度は、コントローラを有効化すると共にＱ制御ＦＥＴを制御し且つデジタル通信を開始するために十分なものである。
【０１０６】
図９は、適応電力レシーバを有する無線電力システム用の適応共振制御アルゴリズムのフローチャートの一実施形態９００を示している。図示の実施形態は、単一のトランスミッタに結合された複数の装置に対応することが可能であり、その理由は、トランスミッタが異なる電力要件を有する２つのリモート装置に対する電力供給を試みている場合に、それぞれのレシーバが、受け取る電力を調節できるからである。フローチャートは、適応電力レシーバを有するリモート装置のマイクロコントローラのスタートアップシーケンスを含む（ステップ９０２）。マイクロコントローラがターンオンし、且つ、ハードウェア及びファームウェアの初期化が完了したら、マイクロコントローラは、電力伝送周波数の変化を検出することにより、配置が完了したトランスミッタのタイプを判定する（ステップ９０４及び９０６）。これは、いくつかの異なる方法によって実現することができる。例えば、無線電源とリモート装置が通信してもよい。或いは、この代わりに、リモート装置は、無線トランスミッタのタイプを通知する電力信号内の既定のシグネチャを探すことにより、無線トランスミッタのタイプを判定してもよい。シグネチャは、無線電源のタイプに固有のものであってもよく（受動型識別）、或いは、この代わりに、シグネチャは、リモート装置が無線電源を識別できるようにすることを目的として、意図的に駆動信号に包含されてもよい（能動的識別）。
【０１０７】
一実施形態においては、無線電源は、トランスミッタが、疎結合されたトランスミッタであることを通知するべく、駆動信号動作周波数を変化させている。変化が検出されない場合には、レシーバは、トランスミッタが密結合されたトランスミッタであると仮定し、且つ、例えば、無線電力コンソーシャム規格又はなんらかのその他の規格にリモート装置内のハードウェアを構成することにより、密結合モードに適合するようにその制御方法を適合させる（ステップ９０８及び９１０）。
【０１０８】
レシーバは、自身が疎結合されたトランスミッタ上に配置されていることを検出した場合に、疎結合構成を介して電力を受け取るように装置を構成する（ステップ９１２）。次いで、レシーバは、ターゲット整流済み電圧を選択し、且つ、ターゲット電圧に到達する時点まで供給電力を変化させるべくトランスミッタに対して伝達する。この通信においては、制御誤りパケット、即ち、ＣＥＰ（Control Error Packet）を使用してターゲット電力又は電圧ニーズを伝達してもよい（ステップ９１４、９１６、９１８）。到達したら、レシーバは、出力を無効にすることにより、負荷を整流器に接続し、且つ、次いで、新しい整流済み電圧を計測する（ステップ９２０）。例えば、図７に示されているように、レギュレータが起動して出力を負荷に提供することができる。或いは、この代わりに、いくつかの実施形態は、レギュレータを、スイッチによって置換してもよく、或いは、完全に除去してもよい。レギュレータ又はスイッチが存在していない場合には、整流器と負荷との間の非スイッチング型の接続を維持してもよい。ステップ９１４、９１６、９１８、及び９２０は、初期調節フェーズと表現されてもよく、この初期調節フェーズは、いくつかの実施形態においては、無線トランスミッタが様々な無線レシーバの場所においてそのレール電圧を０〜５Ｗ（又は、更に大きい又は小さい電力範囲）の伝送用に設定できるようにしてもよい。この初期調節フェーズにおける無線トランスミッタは、トランスミッタコイルの構成、トランスミッタのピング電圧、及び無線レシーバが初期調節フェーズが完了する前に移動していないことなどの様々な要素を仮定してもよい。
【０１０９】
レシーバは、規定された期間にわたって、電力制御メッセージを送信するべく待機する（ステップ９２２、９２４、９２６）。電力制御メッセージは、様々な異なる適応電力制御アルゴリズムとの関連において使用することができる。例えば、電力制御メッセージは、無線電源がその無線電力出力を調節できるようにするべく、無線電源に送信することができる。メッセージの間のタイミングは、システムが、無線電源に対して調節を要求する前に、レシーバ側の適応共振制御を実装できるようにするために十分なものであってよい。供給する電力の変更が要求されたら、レシーバは、トランスミッタがレシーバ要求に応答してその電力出力の変更を完了した後の時点まで、その適応共振制御を変更するべく、待機することができる（ステップ９２２）。
【０１１０】
電力制御メッセージを送るための期間が経過したら、レシーバは、電力制御メッセージを送ることができる（ステップ９２４及び９２６）。一実施形態においては、マイクロコントローラは、望ましい任意の変更を送り、現時点の電力量と適応共振制御の現時点の状態とが受け取られる。次いで、トランスミッタは、伝送される電力の新しいターゲットを算出することが可能であり、且つ、電力を調節する。
【０１１１】
リモート装置は、適応電力レシーバの適応共振制御を利用してターゲット電圧又は電圧範囲の実現又は維持を試みてもよい。即ち、本実施形態においては、１ミリ秒ごとに、センサが、ブリッジ電圧を読み取り、且つ、最小閾値又は最大閾値と比較している（ステップ９２８）。ブリッジ電圧が最大閾値を上回っている場合には、コントローラは、Ｑ制御ＦＥＴを制御する信号のデューティサイクルを減少させる（ステップ９３０）。これは、制御信号のパルス幅変調によって実行することができる。ブリッジ電圧が最小閾値を下回っている場合には、コントローラは、Ｑ制御ＦＥＴを制御する信号のデューティサイクルを増大させる（ステップ９３２、９３４）。これは、制御信号のパルス幅変調によって実行することができる。これらのステップは、デューティサイクルの調節などによるＱ制御ＦＥＴの制御によってレシーバのブリッジ電圧に対する制御が有効になるＱ制御調節フェーズと表現してもよい。一実施形態においては、Ｑ制御ＦＥＴのデューティサイクルは、０〜５０％の範囲であってよく、且つ、デューティサイクルの変化は、無線レシーバ又は無線トランスミッタが通信している間は、許容されないであろう。
【０１１２】
適応共振アルゴリズムは、更なるステップを含んでもよい。例えば、コントローラは、ブリッジ電圧が閾値外であるが、デューティサイクルが過大又は過小である場合に、異なる技法を使用して電力を制御するようにプログラムされてもよい。例えば、ブリッジ電圧が過小であり、且つ、Ｑ制御ＦＥＴのデューティサイクルを増大させてもブリッジ電圧を増大しない場合には、システムは、異なる状態機械に制御を渡してもよい。例えば、コントローラは、十分な電力が存在していないことを通知するべく、メッセージを無線電力トランスミッタに送ってもよい。或いは、この代わりに、リモート装置は、利用可能な十分な電力が存在しておらず、且つ、その電力消費量を低減する必要があることを通知するべく、リモート装置上の電力管理回路と通信してもよい。
【０１１３】
複数のレシーバが、疎結合されたトランスミッタ上に配置されている場合には、トランスミッタ及びレシーバは、その適応共振制御を調節してそれぞれの装置が電力を受け取ることができるようにする。この方法は、Taylor 他に対する「System and Method for Communication in Wireless Power Supply Systems」という名称の米国特許出願第６１／６４９５６１号明細書に記述されており、この文献の内容は、引用により、そのすべてが本明細書に包含される。それぞれのリモート装置内のコントローラは、そのＱ制御ＦＥＴのデューティサイクルを変更することによってその個々のブリッジ電圧を動的に調節するべく、図１０に示されているアルゴリズム又はそのなんらかの変形を実装することができると言えば十分であろう。それぞれのリモート装置のＱ制御ＦＥＴのデューティサイクルを変更するアルゴリズムは、互いに独立したものであってもよい。但し、これらのアルゴリズムは、相互に影響を及ぼす場合があり、その理由は、一つのリモート装置内のブリッジ電圧が、Ｑ制御ＦＥＴの制御信号のデューティサイクルがその他のリモート装置内において変化するのに伴って、変化する場合があるからである。図１０との関連において説明したアルゴリズムは、この相互作用を処理することができる。
【０１１４】
一代替実施形態においては、ブリッジ電圧に基づいてＱ制御ＦＥＴを制御するアルゴリズムは、電力波形のサイクル当たりに１回だけ又は電力波形のサイクル当たりに２回だけ、Ｑ制御ＦＥＴのスイッチング間において再構成するステップを含んでもよい。合計デューティサイクル及び動作周波数がそれぞれに同一である場合にも、サイクル当たりに１回だけのスイッチングとサイクル当たりに２回だけのスイッチングは、出力ブリッジ電圧に対する異なる効果を結果的にもたらす可能性がある。いくつかの状況においては、サイクル当たりに１回だけスイッチングすることが望ましいであろうし、且つ、その他の状況においては、サイクル当たりに２回だけスイッチングすることが望ましいであろう。例えば、図２０Ａ及び図２０Ｂは、半サイクル当たりに５０％のデューティサイクルにおいてサイクル当たりに１回だけスイッチングすることにより、ブリッジにおいて約８Ｖが得られることを示している。対照的に、図２０Ｃ及び図２０Ｄは、半サイクル当たりに２５％のデューティサイクルにおいてサイクル当たりに２回だけのスイッチングの場合には、得られるのは、約７．２５Ｖであるが、相対的に安定した信号が得られることを示している。即ち、Ｑ制御ＦＥＴが両方のゼロ交差においてサイクル当たりに２回だけスイッチングされた際には、ゼロ交差のうちの一つにおいてサイクル当たりに１回だけスイッチングするのとは対照的に、安定状態ブリッジ電圧に到達する前に存在するオーバーシュート及びアンダーシュートが相対的に小さい。この違いを適応共振制御アルゴリズムにおいて使用することができる。いくつかの状況においては、デューティサイクルにわたる相対的に大きな電力が適していよう。その他の状況においては、相対的に大きな安定性を有する相対的に小さな電力が適していよう。更には、図示の実施形態においては、レシーバの再循環電流は、サイクル当たりにデュアルスイッチの制御アルゴリズムを使用する際に正及び負の周期の間において相対的に均衡した状態となり、この結果、相対的に小さな全体電流が得られる。これは、デュアルスイッチ／サイクルの制御アルゴリズムの全体効率の方が相対的に優れているであろうことを意味している。
【０１１５】
後方散乱変調は、誘導電源とリモート装置との間の通信を可能にするための一つの方法である。後方散乱変調は、回路要素を電力受取又は電力伝送要素に対して接続及び接続解除することにより、実装することができる。
【０１１６】
図２５及び図２６を参照すれば、通信スイッチを使用して通信キャパシタを二次受取要素との間においてシステマチックに接続及び接続解除することにより、レシーバの共振周波数を変化させることができる。この共振周波数のシフトは、トランスミッタ５６により、インピーダンスのシフトとして検出することができる。図示の実施形態は、共振及び非共振動作モードの両方について後方散乱変調を許容している。
【０１１７】
図２５は、共振ノード変調によってＬ３及びＬ４コイルの両方を収容するレシーバとの間の通信を改善しうる回路構成を示している。図２６は、共振ノード変調によってＬ３コイルを収容するレシーバとの間の通信を改善しうる回路構成を示している。通信キャパシタ及び通信スイッチは、適応電力レシーバ２０内において実装される。代替実施形態においては、通信キャパシタ及び通信スイッチは、補助レシーバ２６内において実装されてもよい。更には、代替実施形態においては、通信キャパシタ及び通信スイッチは、電力伝送回路とは別個の隔離された通信回路内において実装されてもよい。
【０１１８】
一実施形態において、通信スイッチ６５ａ、６５ｂは、通信が存在していない際に閉路されるように構成されている。通信が存在している際には、スイッチは、通信するべく、システマチックに開閉される。スイッチが開路された際には、整流器における電圧は、通信を実装するべく、共振周波数のシフトに起因して上昇する。この構成によれば、レシーバは、負荷に対する電力供給を正常に継続することが可能であり、且つ、負荷に対する電力の一時的な損失を潜在的に生成する通信の際の電圧降下を回避することができる。整流器において観察される電圧が通信の際に上昇することから、ターゲット整流済み電圧を低下させることにより、ＤＣ／ＤＣコンバータの効率を増大させることができる。
【０１１９】
レシーバの共振周波数は、通信キャパシタの影響を受ける可能性がある。いくつかの実施形態においては、レシーバは、整流済み電圧のシフトが受入不能であると判定してもよく、且つ、適応共振制御アルゴリズムを使用して一定の整流済み電圧を維持することにより、共振周波数のシフトについて補償してもよい。特定の状況においては、このインピーダンスのデュアルシフトにより、トランスミッタ内の通信信号が隠蔽される場合がある。いくつかの用途においては、いくつかの実施形態においてデュアルシフトについて調節を実施することが望ましいであろう。
【０１２０】
一代替実施形態においては、適応電力レシーバ２０は、変調要素の代わりにＱ制御ＦＥＴ６４ａ、６４ｂを使用し、インピーダンスをシフトさせると共に通信信号を生成してもよい。図示の実施形態は、共振及び非共振動作モードの両方について、後方散乱変調を許容している。
【０１２１】
図２７及び図２８を参照すれば、Ｑ制御ＦＥＴ６４ａ、６４ｂを制御する信号のデューティサイクルの調節により、インピーダンスのシフトが生成される可能性がある。サイクルごとの適応共振動作とは異なり、効果的な通信には、いくつかの電力受取サイクルの後にデューティサイクルの周期的調節が必要とされる場合がある。デューティサイクルの変化によって生成されるインピーダンスのシフトは、結果的に、効果的な通信のために十分なレシーバ内の整流済み電圧の変化をもたらすことになる。図２９には、このような通信方法の一例が示されており、この場合には、ビット又はビット遷移が、２０％から３０％へのデューティサイクルの変化によって表されている。
【０１２２】
動作の際に、この方式は、Ｑ制御ＦＥＴ６４ａ、６４ｂが電力／電圧制御及び通信変調のために駆動されるという結果をもたらす。トランスミッタは、伝送される電力量とは独立的に、通信を検出することができる。換言すれば、大量の又は少量の電力が伝送されているかどうかとは独立的に、後方散乱信号の変調を生成してもよく、且つ、検出してもよい。例えば、変調の相対的なサイズは、搬送波信号の―この場合には、電力伝送信号の―振幅に比例したものであってもよい。
【０１２３】
並列キャパシタＣｄを使用して共振周波数識別シグネチャを形成する。共振周波数識別シグネチャは、Baarman 他に対する「Food Preparation System with Inductive Power」という名称の米国特許第７３５５１５０号明細書及び Baarman 他に対する「Inductive Power Supply with Device Identification」という名称の米国特許第８０９７９８４号明細書に詳細に記述されており、これらの文献の内容は、いずれも、引用により、そのすべてが本明細書に包含される。キャパシタＣｄは、電力伝送とは異なる共振周波数においてチューニングされ、且つ、全体効率に対する影響をほとんど有していないと言えば十分であろう。但し、このキャパシタは、リモート装置と誘導電源との間の直接的な通信を伴うことなしに、誘導電源がリモート装置を識別できるようにする。これは、通信する能力を有していない実施形態において有用であろう。又、これは、通信可能ではあるが、通信リンクが、まだ確立されていないか、ビジー状態にあるか、又はその他の方式で利用不能状態にある実施形態においても、有用であろう。例えば、リモート装置内の電池が枯渇することにより、マイクロプロセッサが通信スイッチを制御するのに十分なエネルギを有する時点まで通信を遅延する場合がある。
【０１２４】
後方散乱変調は、適応共振によって可能になる一つの通信技法に過ぎない。適応共振をその他の方法で利用して通信を提供してもよい。例えば、スイッチング法をサイクル当たりに２回だけのものからサイクル当たりに１回だけのものにスイッチングすることにより、レシーバは、位相シフトキー（Phase Shift Key：ＰＳＫ）通信トポロジーを生成してもよい。ＰＳＫ法は、２０１２年２月６日付けで出願された Norconk 他に対する米国特許出願第１３／３６６６０５号明細書に記述されており、この文献の内容は、引用により、本明細書に包含される。更に詳しくは、レシーバは、複数の変調を使用して単一の通信ビットを表すことにより、通信を電力伝送信号上においてエンコードしてもよい。電力伝送周波数の分数又は倍数であるレートで変調することにより、データを実現してもよい。一実施形態においては、変調がすべての偶数波形において発生するのか又はすべての奇数波形において発生するのかを変化させることにより、データをエンコードしてもよい。そして、別の実施形態においては、電力伝送信号のそれぞれのサイクルの正及び負の半分に対して適用される変調を変化させることにより、データをエンコードしてもよい。
【０１２５】
複数のサイクルにわたってスイッチング法をサイクル当たりに２回だけのものからサイクル当たりに１回だけのものにスイッチングして電力信号にわたってデータを変調することにより、適応共振ＰＳＫ通信を実現してもよい。或いは、この代わりに、適応共振ＰＳＫは、例えば、図５９に示されているように、それぞれのサイクルのいずれかの半分上においていくつかのパルスをスキップすることより、或いは、例えば、図６０に示されているように、波形の一方の半分のデューティサイクルを他方の半分に照らして単純に調節することにより、実現することもできる。具体的には、図５９による通信方法においては、サイクル当たりに２回だけの―正及び負のサイクルの両方における―２０％における複数の変調により、データ０のビットを表してもよい。データ１のビットは、すべての一つ飛ばしの正のサイクルがスキップされる複数の変調により、表してもよい。図６０による通信方法においては、データ０のビットは、サイクル当たりに２回だけの２０％デューティサイクルにおける複数の変調により、表してもよい。但し、データ１のビットは、デューティサイクルが、正の半サイクルにおいては、２０％であり、且つ、負の半サイクルにおいては、３０％である複数の変調により、表してもよい。
【０１２６】
更に別の代替肢においては、適応共振ＰＳＫは、付加的パルスをレシーバ内において正又は負の電流波形に追加することにより、実現することができる。例えば、図６１に示されているように、データ０のビットは、サイクル当たりに２回だけの２０％のデューティサイクルを形成する二つのパルスが存在する複数の変調により、表してもよく、且つ、１のビットは、サイクルの負の半分においては、二つのパルスが存在し、且つ、正の半分においては、一つのパルスが存在する複数の変調により、表される。
【０１２７】
上述のように、適応電力レシーバの適応共振制御は、無線電源からの入力を伴うことなしに、レシーバにより、独立的に実行することができる。或いは、この代わりに、適応電力レシーバの適応共振制御は、無線電源からの入力に基づいて、又は無線電源からの命令に従って、実行することもできる。
【０１２８】
更には、適応電力レシーバの適応共振制御は、無線電源システム内の電力制御の唯一の形態として、或いは、全体システム内のその他のタイプの電力制御のうちの電力制御の一つの形態として、実行することもできる。例えば、いくつかの実施形態においては、無線電源は、固定量の電力を出力し、且つ、存在しているそれぞれのリモート装置は、適応共振制御を使用して自身が受け取る電力量を制御することができる。別の実施形態においては、無線電源は、存在している任意のリモート装置と通信し、且つ、適応共振制御を実行する方式に関する命令をリモート装置に対して提供する。無線電源は、装置のそれぞれごとに、適応共振制御設定を判定し、且つ、相応して、リモート装置のそれぞれに対して命令するために、リモート装置から情報を収集してもよい。命令は、誘導電源によって供給される電力の合計量、個々のリモート装置の電力ニーズ、又はこれら２つの組合せに基づいたものであってもよい。代替実施形態においては、命令は、更なる又は異なる要素に基づいたものであってもよい。
【０１２９】
いくつかの実施形態においては、無線電力システムに含まれる電力制御の更なるタイプが存在している。例えば、無線電力システムは、リモート装置のニーズに基づいて伝送される電力量を適合させてもよい。これは、誘導電源の動作周波数の調節、誘導電源の共振周波数の調節、誘導電源のデューティサイクルの調節、或いは、単独又は組合せによる任意のその他の誘導電源設定の調節などの様々な異なる方法によって実行することができる。
【０１３０】
適応共振制御を使用することにより、無線電力伝送システムは、電力を複数地点において制御することができる。例えば、システムは、レシーバを利用してレシーバが（共振周波数制御などの電力制御のその他の方法に加えて又はこの代わりに）適応共振制御の使用の責任をどこで担うのかのみを制御することにより、適切な電力の受取を保証してもよい。更には、システムは、トランスミッタ制御を利用して一つ又は複数のレシーバが利用可能な電力の量を調節してもよい。このシステムは、通信を使用して電力の調節を制御してもよく、或いは、そうでなくてもよい。例えば、レシーバは、検出された負荷とは無関係に、エネルギを伝送するトランスミッタ上に配置されてもよく、この場合には、レシーバは、適応共振制御を調節して自身が正しい量の電力を受け取ることを保証することができる。或いは、この代わりに、トランスミッタは、トランスミッタに反射されて戻ってくるインピーダンスを計測してもよく、且つ、反射されたインピーダンスに基づいて伝送される電力量を調節してもよい。更には、システムは、それぞれの装置が、トランスミッタ上に配置されうる複数の装置の電力所望量の差とは無関係に、自身が所望する電力を受け取るように、これらのすべてを組み合わせてもよい。
【０１３１】
リモート装置は、様々な異なるタイプの整流回路を使用することができる。例えば、整流回路は、フルダイオードブリッジ整流器、２つのＭＯＳＦＥＴを使用してブリッジの半分に跨る電圧降下を低減する半同期整流器、又は４つ（又は、これ以上）のＭＯＳＦＥＴが使用される全同期整流器であってもよい。
【０１３２】
又、いくつかの実施形態においては、Ｑ制御回路を整流回路として使用することもできる。例えば、図４４Ａ〜図４４Ｄを参照すれば、リモート装置１４の一実施形態は、半同期整流を使用するように構成可能である。半同期整流は、しばしば、Ｑ制御ＦＥＴと呼ばれる適応共振制御スイッチ６４ａ、６４ｂを使用することにより、実現することができる。図４４Ａ〜図４４Ｄは、スイッチングが電力受取サイクルにおいて機能する方式の適応共振の制御を提供する制御のシーケンスの一実施形態を示している。これは、その独自の電力制御メカニズムを有する能力をＲｘに対して付与する。タイミングを適切に調節することにより、Ｒｘの電圧のダイナミックレンジ、電力のレンジ、及び効率を増大させることができる。いくつかの実施形態においては、Ｌ３電流のゼロ交差におけるスイッチングにより、最も効率的な動作が実現されている。いくつかの実施形態においては、両方の半サイクルにおけるＬ３／Ｃ３に対するスイッチングにより、ダイナミックレンジを増大させることができる。
【０１３３】
図４４Ｂ及び図４４Ｄに示されているように電流導通サイクルにわたってＱ制御ＦＥＴ６４ａ、６４ｂのうちの一つをオン状態に残すことにより、二次コイル６２及び共振キャパシタ６３を含む二次タンク回路は、接地に対する低電圧降下経路を形成し、これにより、半同期整流器を生成する。
【０１３４】
Ｑ制御ＦＥＴ６４ａ、６４ｂを適応共振制御及び半同期整流のために使用する方式の一例においては、両方のＱ制御ＦＥＴ６４ａ、６４ｂが、電流サイクルの開始時点においてターンオンされ、これにより、高Ｑ共振器が生成されている（図４４Ａ及び図４４Ｃを参照されたい）。次いで、Ｑ制御ＦＥＴ６４ａ、６４ｂのうちの一つがターンオフされ、これにより、電流が、接地基準から、オン状態に残されているＱ制御ＦＥＴを通じて、二次タンク回路を通じて、且つ、整流ダイオードを通じて、負荷３０内に、流れることができるようにする（図４４Ｂ及び図４４Ｄを参照されたい）。このＦＥＴは、電流がゼロに到達する時点まで、オン状態に残され、次いで、他方のＱ制御ＦＥＴが再びターンオンされる。このＦＥＴは、次いで、電流波形の第二の半分の残りの部分にわたってオン状態に残されるＦＥＴとなる。
【０１３５】
この方法を利用するには、接地基準に接続されたノードから電流を引き出すＦＥＴは、半同期整流器を形成するべくオン状態に残されるＦＥＴである。図示の実施形態においては、半同期整流の動作のために電力をマイクロコントローラに提供するべく、フルダイオードブリッジ回路が含まれている。この実施形態においては、フルブリッジは、マイクロコントローラがターンオンされる前に、或いは、電池が枯渇している場合に、整流をスタートアップにおいて提供する。代替実施形態においては、ハーフブリッジによって図示のフルブリッジを置換してもよい。
【０１３６】
トランスミッタは、適応共振制御を使用し、トランスミッタに結合された装置に伝送される電力量を調節してもよい。図４５Ａには、この一例が示されており、この場合には、トランスミッタ４５００は、サイクルの一部分にわたって異なるキャパシタＣＱを包含するようにスイッチングすることにより、共振器Ｌ２／Ｃ２の共振周波数シフトを使用してもよい。サイクルの一部分にわたって共振器の共振周波数をシフトさせることにより、システムのチューニングに応じて、共振器Ｌ２／Ｃ２を通じて流れる電流を低減又は増大させてもよい。又、これは、スイッチ４５０２が通常閉路されているのか又は開路状態にあるのかにも依存することになろう。又、共振周波数のシフトにより、動作周波数などのその他の動作パラメータの調節を伴うことなしに、電力送信制御を有効にしてもよい。但し、いくつかの実施形態においては、動作パラメータを共振周波数のシフトとの関連において調節し、電力伝送を制御してもよいことを理解されたい。
【０１３７】
一実施形態においては、ＣＱのキャパシタ値は、公称キャパシタＣ２の値の１／５である。スイッチ４５０２は、通常、開路状態にあり、且つ、それぞれのスイッチングサイクルの一部分にわたって閉路され、この場合に、スイッチングのデューティサイクルは、スイッチがオン状態にあるサイクルの部分を表している。図４６は、様々なデューティサイクルにおいて例示用のレシーバに供給される電力の結果的に得られた変化を示している。並列状態のキャパシタＣＱの追加は、受け取る電力の増大をもたらすが、代替実施形態は、供給される電力量を低減してもよいことがわかる。静電容量性インピーダンスを使用する利点は、電力がキャパシタＣＱ内において散逸されないという点にある。
【０１３８】
この代わりに、トランスミッタは、図４５Ｂに示されているように、且つ、４５５０と表記されているように、共振キャパシタＣ２を、抵抗器ＲＱなどのインピーダンスにより、或いは、非常に小さな抵抗値のスイッチにより、シャントしてもよい。共振キャパシタＣ２をシャントすることにより、共振器Ｌ２／Ｃ２のＱが低減され、キャパシタＣ２がシャントされている間に、一つ又は複数のレシーバに伝送される電力量が低減される。抵抗器ＲＱ内において多少の電力が散逸されるが、システムの共振周波数は変化しない。
【０１３９】
一実施形態においては、インピーダンスは、それぞれの電力受取サイクルの一部分にわたってＣ２と並列にスイッチングされる１００Ωの抵抗器ＲＱであり、この場合に、スイッチが閉路されるそれぞれのサイクルの部分が適応共振制御のデューティサイクルである。図４７は、様々なデューティサイクルにおいて例示用のレシーバに伝送される電力の結果的に得られる変化と、共振器内の電力に対する抵抗器の減衰効果と、を示している。
【０１４０】
又、トランスミッタ４５５０は、スイッチ（図示されてはいない）を通じてレールに結合された共振器Ｌ２／Ｃ２に接続された整流器を使用してもよい。スイッチを閉路することにより、電力を整流器を通じてシャントしてトランスミッタのＤＣ電源に戻すことにより、共振器のＱを低減してもよい。但し、エネルギがシャントされてトランスミッタのＤＣ電源に戻ることから、抵抗器内において散逸される代わりに、エネルギをキャプチャすると共に再使用してもよい。
【０１４１】
トランスミッタ４５００、４５５０は、これらの方法のいずれか又は両方を使用し、一つのレシーバ又はレシーバの組に供給される電力量を調節してもよい。更には、トランスミッタは、ドライバの動作周波数、レール電圧、デューティサイクル、又はドライバの位相のうちのいずれかを変化させることにより、供給される電力量を更に制御してもよい。
【０１４２】
適応電力フィールドエクステンダ
図２３は、例えば、無線トランスミッタからの距離に応じて、一つ又は複数の適応共振制御型フィールドエクステンダ２３００を使用して磁界を延在させる方式を示している。それぞれの適応共振制御型フィールドエクステンダ２３００は、電力を無線電力トランスミッタから別の無線電力レシーバに中継することにより、磁界の有効範囲を事実上延長させることができる無線電力トランスミッタ及び無線電力レシーバである。中継される電力量は、適応共振制御回路２３０８、２３１０を使用して制御することが可能であり、適応共振制御回路２３０８、２３１０は、アナログ又はデジタル回路又はこれらの組合せを含んでもよい。例えば、電力量を閾値に限定し、ＥＭＩ／ＥＭＣ適合性を増大させることができる。実際の磁界分布及び電力の調節の分解能の向上のために、磁気センサ２３０２を追加してもよい。電圧閾値を利用して下流の回路電圧を保護することができる。異物検出及び調節のために、電流及び電圧閾値を利用することができる。閾値は、無線電力伝送のそれぞれの段階ごとに適切な磁界曝露を保証するように、設定することができる。適応電力レシーバという用語は、適応電力エクステンダを意味する場合がある。
【０１４３】
図２４は、適応共振制御型フィールドエクステンダ２３００内において実装される制御速度の増大のための閾値に基づいたアナログ制御回路２３１０を示している。一代替実施形態においては、アナログ回路制御部２３１０は、任意選択により、破線によって示されている主負荷３０を有する無線レシーバ内において実装されてもよい。図２４の図示の実施形態においては、コントローラ２３０８の使用を伴うことなしに、電流センサ２３０４、電圧センサ２０３６、及び磁界センサ２３０２を使用してＱ制御ＦＥＴを駆動することができる。例えば、その他のアナログ回路２３１０と共に、一つ又は複数のセンサを実装し、Ｑ制御ＦＥＴのデューティサイクルを自動的に調節することができる。適応電力レシーバのアナログ制御は、局所的電圧及び磁界レベルが予め設定された限度未満であることを保証するのに有用であろう。例えば、センサ出力及び閾値レベルに基づいてＱ制御ＦＥＴを制御することにより、Ｑ制御ＦＥＴ用の制御信号のデューティサイクルを、コントローラからのデジタル信号の使用によるものよりも、迅速に変化させてもよい。この結果、適応電力レシーバは、適応電力レシーバ（又は、適応電力フィールドエクステンダ）内における調節を迅速に実施しうるように、磁界、電流、又は電圧の変化に対して迅速に適合することができる。例えば、一実施形態においては、アナログ回路２３１０は、ゼロ交差を検出すると共に電圧制御発振器に対する入力を提供するべく、電流センサ２３０４を含んでもよい。この例においては、Ｑ制御ＦＥＴは、電流センサからの出力に基づいて電力受取サイクルの電流波形のゼロ交差において閉路されてもよく、且つ、電圧制御発振器からの出力に基づいて開路されてもよい。
【０１４４】
一実施形態においては、アナログ制御回路２３１０は、電力伝送モードにおいて重要な時点において入力信号に意図的に応答しないように、デューティサイクル保持機能を実行する能力を有する回路を含んでもよい（即ち、Ｒｘは、通信を試みている際に、Ｒｘ電圧の変化を生成してもよい。アナログＱ制御は、デューティサイクルを調節して相対的に小さな通信信号強度を結果的にもたらすことにより、このインピーダンスの変化を打ち消すように試みてもよい）。
【０１４５】
異物検出（Foreign Object Detection：ＦＯＤ）
図３１は、Ｌ１の上方及びレシーバＬ３及びＬ４の上方における遮蔽を含む４コイル解決策の有限要素分析（Finite Element Analysis：ＦＥＡ）のセットアップを示している。このシミュレーションにおいては、レシーバ（Ｌ３及びＬ４）は、トランスミッタの上方においてセンタリングされている。図３２は、システムの共振周波数（この実施形態においては、これは１２１ｋＨｚである）において動作した際の磁束密度の断面図を示している。
【０１４６】
図３３は、第二のＦＥＡシミュレーションのセットアップを示しており、トランスミッタの中心からずれた状態に配置されたレシーバを示している。図３４は、第二シミュレーションの磁束密度の断面図を示している。磁束密度は、Ｌ３共振器の高Ｑに起因し、レシーバに準拠していることがわかる。図３５は、第二シミュレーションの磁束密度の垂直方向の図を示している。磁束密度がレシーバに準拠していることがわかる。
【０１４７】
図３６は、第３シミュレーションのセットアップを示しており、この場合には、レシーバは、トランスミッタの中心からずれており、且つ、金属片がレシーバの反対側に配置されている。図３７は、第３シミュレーションの断面図を示しており、この場合には、シミュレーションにおいて使用されている金属は、アルミニウムである。金属物体の周りの磁束密度は、レシーバの周りの密度と比較した場合に、小さくなっていることがわかる。これは、低Ｑ金属物体は、レシーバから離れて配置された際には、大きな電力を受け取らないことを示している。図３８は、第三シミュレーションの断面図を示しており、この場合には、使用されている金属は、一般的なグレードの鋼である。金属物体の周りの磁束密度は、アルミニウムサンプルよりも大きいが、レシーバの周りの磁束密度よりも依然として格段に小さいことがわかる。図３９Ａ〜図３９Ｃは、第三シミュレーションの磁束密度の上から見下ろした図を示しており、この場合には、磁界は、異物から離れるように方向付けられた状態において観察することができる。図３９Ｂは、アルミニウムの異物を有する第三シミュレーションの上から見下ろした図であり、且つ、図３９Ｃは、鋼の異物を有する第三シミュレーションの上から見下ろした図である。
【０１４８】
図４０は、ＲＸが、２．５Ｗの固定負荷を伴って、ＴＸの中心に配置された際には、磁界は、ＴＸの全体に及ぶが、磁界の最大値は、ＲＸの直接的に下方に位置することを示している。ＲＸがシステムに対してどの程度良好に結合されるかは、磁界がＲＸの下方において合焦される方式に依存することになる。結合が良好であるほど、ＲＸの下方の磁束も大きくなる。
【０１４９】
図４１は、ＲＸが、２．５Ｗの固定負荷を伴って、ＴＸの第一象限に配置された際には、磁界は、ＴＸの全体に及ぶが、最大磁界強度は、ＲＸの直接的に下方に位置することを示している。これを図３９Ａ〜図３９Ｃと比較することにより、磁界強度の過半は、ＲＸの配置に伴って移動し、且つ、磁界強度の大きさは、ＲＸがどれだけ良好に結合されるかに伴って増大することがわかる。
【０１５０】
図４２は、寄生金属が第三象限に導入された際に、磁界が図４０から変化しない様子を示している。ＲＸは、２．５Ｗの固定負荷を有し、且つ、寄生金属の加熱やその上部における渦電流の誘発を伴うことなしに、磁界を自身に向って引っ張っている。
【０１５１】
図４３は、第四シミュレーションの上から見下ろした図を示しており、この場合には、二つのレシーバ（それぞれがＬ３／Ｌ４組合せを有する）が、いずれも、トランスミッタ上に配置されている。
【０１５２】
適応電力レシーバの利点のうちのいくつかは、以下のものを含む。
・シングル又はデュアルコイルレシーバを有する様々な結合構成に対して適合する能力
・制御された磁界閾値を有するフィールドエクステンダ及び適応共振を使用する能力
・疎結合又は密結合システム上における適応共振の制御
・装置の特徴判定のための初期化電力曲線の利用
・バルク静電容量及びリップルの極小化のための共振のサイクルごとの制御の増大又は極大化
・適応共振制御を可能にするプロセス及び制御シーケンス
・適応共振システム内におけるマルチ装置制御
・特定の有効範囲内に存在するすべてのレシーバに対処するシステム
・ＤＣ−ＤＣコンバータを介した補助調節に対するニーズの低減
・サイクル当たりに複数の時間を調節することによるリップルの低減
・複数のサイクルにわたって共振を適合させることによるクロックタイミングに対する要件の低減、及び
・Ｑが過大にならないことを保証することによる安定性の増大
【０１５３】
「垂直方向の」、「水平方向の」、「最上部の」、「最下部の」、「上部の」、「下部の」、「内側の」、「内向きに」、「外側の」、「外向きに」などの方向に係る用語は、図面に示されている実施形態の向きに基づいた本発明の説明を支援するべく使用されている。方向に伴う用語の使用は、本発明を任意の特定の一つ又は複数の向きに限定するものと解釈してはならない。
【０１５４】
以上の説明は、本発明の現時点の実施形態に関するものである。添付の請求項に規定されている本発明の精神及び相対的に広い態様を逸脱することなしに、様々な変更及び変形を実施することが可能であり、添付の請求項は、均等論を含む特許法の原理に従って解釈することを要する。本開示は、例示を目的として提示されており、且つ、本発明のすべての実施形態の説明を網羅したものとして、或いは、請求項の範囲をこれらの実施形態との関連において図示又は記述された特定の要素に限定するものとして、解釈してはならない。例えば、且つ、限定を伴うことなしに、記述されている本発明の任意の一つ又は個々の要素は、実質的に類似の機能を提供する又はその他の方式によって十分な動作を提供する代替要素によって置換されてもよい。これには、例えば、当業者に現時点において既知であるものなどの現時点において既知の代替要素、並びに、開発された際に代替肢として当業者が認識することになるものなどの将来において開発される代替要素が含まれる。更には、開示されている実施形態は、関連した状態で記述されると共に協働して利益の集合体を提供しうる複数の特徴を含む。本発明は、添付の請求項においてその他の方式で明示的に記述されている程度を除いて、これらの特徴のすべてを含む又は記述されている利益のすべてを提供する実施形態のみに限定されるものではない。例えば、「一つの（ａ）」、「一つの（ａｎ）」、「その（ｔｈｅ）」、又は「前記（ｓａｉｄ）」という冠詞を使用した単数形における請求項の要素に対するすべての参照は、要素を単数形に限定するものとして解釈してはならない。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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【図３６】
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【図３７】
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【図３８】
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【図３９】
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【図４０】
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【図４１】
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【図４２】
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【図４３】
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【図４４】
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【図４５】
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【図４６】
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【図４７】
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【図４８】
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【図４９】
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【図５０】
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【図５１】
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【図５２】
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【図５３】
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【図５４】
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【図５５】
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【図５６】
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【図５７】
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【図５８】
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【図５９】
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【図６０】
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【図６１】
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【図６２】
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