(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号を受信するように、及び前記入力信号の変調された形式であるデジタル信号を出力するように構成される変調器と、
前記デジタル信号を受信するように、及びシングルエンドアナログ出力を提供するように構成されるデジタル・アナログコンバータであって、複数の正の電流源と複数の負の電流源とを含み、個々の電流源がスイッチを介して３つの経路の１つにフィードし、前記３つの経路が、前記シングルエンドアナログ出力と同相電圧とフィードバック経路とを含む、前記デジタル・アナログコンバータと、
前記フィードバック経路に接続され、誤差信号に基づいて前記複数の正の電流源と前記複数の負の電流源におけるミスマッチを補正するように構成されるフィードバック回路と、
レジスタと増幅器とを含む電流・電圧コンバータと、
を含む装置であって、
前記増幅器が、少なくとも、
前記シングルエンドアナログ出力を受け取るように接続される第１の入力と、
前記同相電圧に接続される第２の入力と、
を含み、
前記レジスタが、前記増幅器の前記第１の入力と前記増幅器の出力との間に接続され、前記増幅器の出力が負荷に接続するように構成される、装置。
【請求項２】
入力信号を受信するように、及び前記入力信号の変調された形式であるデジタル信号を出力するように構成される変調器と、
前記デジタル信号を受信するように、及びシングルエンドアナログ出力を提供するように構成されるデジタル・アナログコンバータであって、複数のセルを含むアナログＦＩＲフィルタを含み、個々のセルが複数の正の電流源と複数の負の電流源とを有し、個々の電流源がスイッチを介して３つの経路の１つにフィードし、前記３つの経路が、前記シングルエンドアナログ出力と同相電圧とフィードバック経路とを含む、前記デジタル・アナログコンバータと、
前記フィードバック経路に接続され、誤差信号に基づいて前記複数の正の電流源と前記複数の負の電流源におけるミスマッチを補正するように構成されるフィードバック回路と、
レジスタと増幅器とを含む電流・電圧コンバータと、
を含む装置であって、
前記増幅器が、少なくとも、
前記シングルエンドアナログ出力を受け取るように接続される第１の入力と、
前記同相電圧に接続される第２の入力と、
を含み、
前記レジスタが、前記増幅器の前記第１の入力と前記増幅器の出力との間に接続され、前記増幅器の出力が負荷に接続するように構成される、装置。
【請求項３】
請求項２に記載の装置であって、
前記フィードバック回路が、積分器回路を含み、前記積分器回路が、前記誤差信号を受け取るように共に接続される加算増幅器と積分キャパシタとを含む、装置。
【請求項４】
請求項３に記載の装置であって、
前記フィードバック回路が、前記加算増幅器の出力と補償キャパシタとを接続するノードに接続されるゲートを備えたスイッチを更に含み、前記補償キャパシタが、前記加算増幅器の前記出力と、前記積分キャパシタとレジスタとの間のノードとの間に接続され、前記スイッチが、前記個々のセルに対する電流値マッチングをもたらすために正及び負の電流を制御するために、前記個々のセルに個別に対応し、電流を前記個々のセルに配路するように個別に構成される、装置。
【請求項５】
請求項２に記載の装置であって、
前記個々のセルが、個々の負の電流源と共に個々の正の電流源の前記フィードバック回路への経路への接続を回転させるように構成される、装置。
【請求項６】
請求項１に記載の装置であって、
前記デジタル・アナログコンバータが、Ｂ級スタイルのシングルエンド出力デジタル・アナログコンバータを含む、装置。
【請求項７】
請求項１に記載の装置であって、
前記デジタル・アナログコンバータが、前記変調器からの前記シングルエンドデジタル出力に基づいて前記電流源を前記増幅器に接続するように構成される、装置。
【請求項８】
アップサンプリングされたオーディオ信号を受信するように、及び変調されたデジタル信号を出力するように構成されるシグマ−デルタ変調器と、
前記変調されたデジタル信号を受信するように、及びシングルエンドアナログ出力を提供するように構成される電流ステアリングデジタル・アナログコンバータと、
を含む装置であって、
前記電流ステアリングデジタル・アナログコンバータが、少なくとも、
前記電流ステアリングデジタル・アナログコンバータをアナログ有限インパルス応答フィルタとして動作させ得るように構成される複数のセルであって、前記複数のセルの個々のセルが、少なくとも一連の正の電流源と一連の負の電流源とを含む、前記複数のセルと、
前記正の電流源と前記負の電流源とを、前記シングルエンドアナログ出力と、同相電圧と、フィードバック回路への経路とを含む群の１つに個別に接続するように構成されるスイッチと、
を含み、
前記スイッチが、所与のセルに対する正の電流源と対応する負の電流源とを、前記装置のためのサイクルのための前記フィードバック回路への経路に接続するように、及び、前記所与のセルに対する異なる正の電流源と対応する負の電流源とを、前記装置のための次のサイクルのための前記フィードバック回路への前記経路に接続するように構成され、
前記フィードバック回路が、少なくとも、
前記フィードバック回路への前記経路に接続される前記正の電流源と前記負の電流源との個々の電流源からの電流を含む誤差信号を受け取るように共に接続される、加算増幅器と積分キャパシタとを含む積分器回路と、
前記加算増幅器の出力と補償キャパシタとを接続するノードに接続されるゲートを備えたフィードバックスイッチと、
を含み、
前記補償キャパシタが、前記加算増幅器の前記出力と、前記積分キャパシタ及びレジスタ間のノードとの間に接続され、
前記スイッチが、前記個々のセルに対する電流値マッチングをもたらすために正及び負の電流を制御するために、前記個々のセルに個別に対応し、電流を前記個々のセルに配路するように個別に構成され、
前記シングルエンドアナログ出力が、前記シングルエンドアナログアナログ出力と前記同相電圧とを受信するように構成されるヘッドホン増幅器にフィードするように構成される、装置。
【請求項９】
請求項８に記載の装置であって、
前記ヘッドホン増幅器がレジスタ及び増幅器を含み、
前記増幅器が少なくとも、
前記シングルエンドアナログ出力を受け取るように接続される第１の入力と、
前記同相電圧に接続される第２の入力と、
を含み、
前記レジスタが前記増幅器の前記第１の入力と前記増幅器の出力との間に接続され、前記増幅器の出力が負荷に接続するように構成され、
前記ヘッドホン増幅器が、前記電流ステアリングデジタル・アナログコンバータと前記負荷との間の電流・電圧コンバータとして作用するように構成される、装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本願は、概して、アナログ情報を負荷に提供するための回路に関し、更に具体的には、オーディオ入力を負荷に提供するための低電力及び低ノイズ回路を提供することに関連する。
【背景技術】
【０００２】
デジタル源からスピーカーなどのアナログ出力へ情報を提供するための種々の回路が知られている。例えば、ポータブル音楽又は通信デバイスなどの一般のコンシューマ用途では、スピーカー又はヘッドホンなどのアナログ出力への変換のためのデジタルデータを提供する。このようなデバイスに対する目的の１つが、そのデバイスのための再生時間を増大し得るように、その再生回路を駆動する際に用いられる電力の量を低減することである。或るオーディオ再生デバイスでは、オーディオ品質は、マイナス６０デシベル電力出力でのダイナミックレンジに依存する。しかし、再生回路の種々の要素は、それらの回路要素により導入されるノイズを克服するためにより多くの電力を消費することを必要とするノイズをつくり得る。
【０００３】
図１は、オーディオ信号をリスナーに対する再生のためにヘッドホンに提供する回路のための、１つのこのような既知のアーキテクチャを示す。このアーキテクチャにおいて、オーバーサンプリングされたシグマ−デルタ変調器１０５が、アップサンプラー回路１１０からオーディオ信号を受け取る。オーバーサンプリングされたシグマ−デルタ変調器１０５の出力は、電流ステアリングデジタル・アナログコンバータ１１５に供給される。デジタル・アナログコンバータ１１５は、電流・電圧コンバータ１２０により受け取られる２つの出力を提供する。電流・電圧コンバータは、２つのレジスタＲ１及びＲ２及び増幅器Ａ１などの複数の要素を含む。この回路の出力は、ヘッドホン増幅器１２５に供給される。ヘッドホン増幅器１２５は、複数のレジスタＲ３、Ｒ４、Ｒ５、及びＲ６、及び更なる増幅器を含む。ヘッドホン増幅器１２５の出力はヘッドホンスピーカーに供給され、ヘッドホンスピーカーはリスナーのための可聴信号を生成する。この回路において、オーディオ信号に対するノイズは、主として、電流ステアリングデジタル・アナログコンバータ１１５、電流・電圧コンバータ１２０、及びヘッドホン増幅器１２５によりつくられる。こういった回路要素によって提供されるノイズは、これらの回路要素によりつくられるバックグラウンドノイズを上回る充分なオーディオ品質を有するためにオーディオ信号を駆動するために必要とされる最小電力となる。また、回路要素によりつくられるノイズは、オーディオ信号のダイナミックレンジにマイナスの影響を与え、それにより、リスナーが感じるオーディオ品質を低減する。
【発明の概要】
【０００４】
電流・電圧コンバータとしてスピーカー又はヘッドホン増幅器構造を用いる、オーディオ信号をスピーカーなどの負荷に提供するための回路が開示され、それにより、その回路から別個の電流・電圧コンバータが排除される。このような設計は、回路アーキテクチャにおいてノイズをつくる要素の一つを取り除き、オーディオ信号のためのダイナミックレンジを改善する。
【０００５】
このような一例において、オーディオ信号のデジタル・アナログコンバータの出力は、スピーカー又はヘッドホン増幅器に提供されるシングルエンドの出力であり得る。このようなデジタル・アナログコンバータの一例が、シングルエンド出力をスピーカー又はヘッドホン増幅器に提供するため合計される一連の電流源を含み得る。電流源が正及び負の電流源ミスマッチを有する場合、そのミスマッチを補正するため及びデジタル・アナログコンバータを介するハーモニックノイズの信号への導入を低減するために、フィードバックメカニズムを用いることができる。このように構成され、以前の既知の回路における電流・電圧コンバータにより導入されるノイズがなくなる。本明細書に記載されるものなど新たな回路の実装が、オーディオ信号のダイナミックレンジを改善し、ノイズを低減し、それにより、オーディオ品質を改善し、このような設計を実装するデバイスのバッテリー寿命を延ばす。以下の詳細な説明を検討することで、これらの及び他の利点が明確になり得る。
【図面の簡単な説明】
【０００６】
【図１】図１は、種々の以前から既知の回路設計に従って構成されるような例示の従来技術の回路方式を含む。
【０００７】
【図２】図２は、本発明の種々の実施例に従って構成されるような例示の回路方式を含む。
【０００８】
【図３】図３は、本発明の種々の実施例に従って構成されるような、増幅器及びフィードバック回路を備えた例示のデジタル・アナログコンバータの回路図を含む。
【０００９】
【図４】図４は、本発明の種々の実施例に従って構成されるような例示のフィードバック回路を含む。
【００１０】
【図５】図５は、本発明の種々の実施例に従って構成されるようなフィードバック回路の１つの表現への増幅器に接続される例示のデジタル・アナログコンバータの１つのセルを示す回路図を含む。
【００１１】
【図６】図６は、本発明の種々の実施例に従って構成されるような回路のクロックサイクルに関して、フィードバック回路に接続される電流源のサイクルの一例の表現を含む。
【００１２】
【図７】図７は、本発明の種々の実施例に従って構成されるような回路のオペレーションの例示の方法のフローチャートを含む。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
図２は変調器２０５を含む例示の装置２００を図示し、変調器２０５は、入力信号を受信するように及び入力信号の変調された形式であるデジタル信号を出力するように構成される。デジタル・アナログコンバータ２１５が、１つの例示のオーディオデータによるデジタル信号を受信するように構成され、出力２１７において、この例ではオーディオシグナリングを表す、シングルエンドアナログ出力を提供する。他の種類のデジタルデータがそのように処理され得る。一例において説明されるデジタル・アナログコンバータ２１５は、Ｂ級スタイルのシングルエンド出力デジタル・アナログコンバータを含む。装置２００は電流・電圧コンバータ２２０を更に含み、電流・電圧コンバータ２２０は、レジスタ２２５及び増幅器２３０を含む、スピーカー又はヘッドホン増幅器であり得る。この例では増幅器２３０は、少なくとも、出力２１７からシングルエンドアナログ出力を受信するように構成される第１の入力２３３、及び同相電圧（Ｖｃｍ）に接続される第２の入力２３７を含む。レジスタ２２５は、増幅器２３０の第１の入力２３３と増幅器２３０の出力２３９との間に接続される。出力２３９は、例えば、スピーカー又はヘッドホンなどの負荷に接続するように構成される。このように構成され、装置２００は、電流・電圧コンバータとしてヘッドホン増幅器を用いる代わりに、別個の電流・電圧コンバータを含むことなくオーディオ信号を変調器及びデジタル・アナログコンバータを介してヘッドホンスピーカーなどの負荷に提供し得る。
【００１４】
図３を参照して、デジタル・アナログコンバータ２１５に対する例示のアプローチを説明する。この例では、デジタル・アナログコンバータ２１５は、複数の正の電流源３２０及び複数の負の電流源３３０を含む。この例の個々の電流源３２０及び３３０は、スイッチ３４０を介して３つの経路の１つにフィードする。３つの経路は、シングルエンドアナログ出力２１７、同相電圧（Ｖｃｍ）、及びフィードバック回路３６０への経路３５０を含む。この例では、デジタル・アナログコンバータ２１５は、同期している電流源を用いて実装される「２Ｎ−１」レベルデジタル・アナログコンバータである。この例では、変調器２０５は、更に「２Ｎ−１」レベル出力を提供するデルタ−シグマ変調器である。言い換えると、変調器２０５からの出力は、Ｎ−１、Ｎ−２、．．．、１、０、−１、−２、．．．、−Ｎ＋２、及び−Ｎ＋１である。デジタル・アナログコンバータ２１５の出力は、それがヘッドホン増幅器２２０に直にフィードされ得るようにシングルエンドである。更に具体的には、図３の例において、デジタル・アナログコンバータは、Ｎ個の正の電流源（Ｉｐ１〜Ｉｐｎ）及びＮ個の負の電流源（Ｉｍ１〜Ｉｍｎ）を有する。これらの電流源は、変調器２０５の出力に応じて増幅器２３０に個別に接続される。下記の表１は、図３の例における電流源３２０及び３３０の増幅器２３０への接続を要約する。
【表１】
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【００１５】
表１は、変調器出力により決定されるように増幅器２３０に接続する電流源の数及びタイプを示す。言い換えると、デジタル・アナログコンバータ２１５は、変調器２０５からのシングルエンドデジタル出力に基づいて、個々の電流源３２０及び３３０を増幅器２３０に接続するように構成される。上記表１によれば、変調器２０５出力が０であるときゼロ個の電流源が増幅器に接続し、信号強度が増大するとき増幅器２３０に接続される電流源の数は増大する。増幅器２３０に接続される電流源のタイプ、即ち正又は負、は、信号極性に応答して決められる。このような配置は、Ｂ級タイプのデジタル・アナログコンバータと共通である。１つのアプローチにおいて、デジタル・アナログコンバータ２１５は、複数のセル３７０を含むアナログ有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタを含む。個々のセル３７０は、各々、複数の正の電流源３２０及び複数の負の電流源３３０を有する。電流源３２０及び３３０の個々の電流源は、上述のようにスイッチ３４０を介して３つの経路の１つにフィードする。図３の例において、複数の個々のセルが回路構造に含まれることが企図され、それらの組み合わされた出力が増幅器２３０へのシングルエンド出力２１７に提供される、個々のセル３７０が図示されている。増幅器２３０に接続されないとき、個々の電流源３２０又は３３０は、同相電圧Ｖｃｍに又はフィードバック回路３６０に接続される。
【００１６】
例示のフィードバック回路３６０を図４及び図５を参照して説明する。フィードバック回路３６０は積分器回路４１０を含み、積分器回路４１０は、誤差信号を受信するように共に接続される加算増幅器４１３及び積分キャパシタ４１７を含む。誤差信号は、フィードバック回路３６０への経路３５０に接続される正の電流源３２０及び負の電流源３３０の個々の電流源からの電流を含む。この例のフィードバック回路３６０は、スイッチ４２０を更に含み、そのゲート４３０が、加算増幅器４１３の出力４１５及び補償キャパシタ４５０を電気的に接続するノード４４０に接続される。補償キャパシタ４５０は、加算増幅器４１３の出力４１５と、積分キャパシタ４１７及びレジスタ４７０間のノード４６０との間に接続される。フィードバック回路３６０のスイッチ４２０は、デジタル・アナログコンバータ２１５の個々のセル３７０に個別に対応し、スイッチ４２０は、個々のセル３７０に対してマッチングする電流値をもたらすように正及び負の電流を制御するように電流を個々のセル３７０に配路するように個別に構成される。
【００１７】
複数のセル３７０を有することによりデジタル・アナログコンバータ２１５がアナログＦＩＲフィルタを実装する例において、セル３７０の各々が複数の正の電流源３２０及び負の電流源３３０を有する。フィルタのこの実装により、デジタル・アナログコンバータ２１５がアナログ出力信号に対する帯域外ノイズを低減することが可能となる。しかし、正の電流源３２０及び負の電流源３３０は、それらの間にミスマッチを有し得る。電流ミスマッチは、デジタル・アナログコンバータの出力に現れるハーモニクスを生じさせる恐れがあり、それにより、最終的な回路の出力のオーディオ品質を劣化させ得る。例えば、正の電流源３２０はＰＭＯＳトランジスタを用いて実装され得るのに対し、負の電流源３３０はＮＭＯＳトランジスタを用いて実装され得る。そのため、正の電流源３２０及び負の電流源３３０が異なるタイプのデバイスを用いるため、個々の電流源の個々の電流出力のミスマッチが起こり得る。
【００１８】
しかし、図４のフィードバック回路の実装例は、この電流ミスマッチを補正することができる。１つのアプローチにおいて、フィードバック回路３６０に接続される正及び負の電流源は、時間にわたり回転される。フィードバック構造は、経路３５０上に提供される誤差信号に現れるこのミスマッチ信号を積分する。応答において、スイッチ４２０は、デジタル・アナログコンバータ２１５の個々のセル３７０に戻って配路される電流の形式の制御回路信号を提供する。このような構造の一例を図５に示す。
【００１９】
図５において、フィードバック回路３６０の個々のスイッチ４２０からの出力は、電子的経路５７５を介してデジタル・アナログコンバータ２１５の個々のセル３７０に接続される。この経路５７５は、フィードバック信号を、個々の電流源３２０及び３３０のための制御に提供し、それにより、正の電流源３２０及び負の電流源３３０間のミスマッチの補正をもたらす。正及び負の電流源をマッチングさせるための制御が、３つの方式のうちの１つで成され得る。第１に、この制御は、所与のセル３７０に共に提供される全ての正の電流源３２０の制御があるように成され得、これは当業界において電流源３２０のギャング（連動）制御として知られている。第２に、所与のセル３７０の全ての負のソース３３０の制御が共に連動され（ganged）得る。第３に、両方のタイプの電流源、即ち、正の電流源３２０及び負の電流源３３０、の個々の制御があり得る。図５の例は、フィードバック経路５７５の、セル３７０の正の電流源３２０のための制御へのリンク５８０への接続を介する、正の電流源３２０のギャング制御を図示する。従って、フィードバック回路３６０から提供される電流は、負の電流源３３０との電流ミスマッチを補正することを助けるために正の電流源３２０を制御するために用いられる。負の電流源３３０の制御の、又は両方のタイプの電流源の同時フィードバック制御の実装が、同様のアプローチを用いて当業者により実装され得る。
【００２０】
デジタル・アナログコンバータ２１５からフィードバック回路３６０に正及び負の電流源を接続するための例示のアプローチを図６に関連して説明する。このアプローチにおいて、個々のセル３７０は、フィードバック回路３６０への経路３５０に対して、個々の正の電流源３２０の接続を個々の負の電流源３３０と共に回転させるように構成される。例えば、電流源Ｉｐ（ｎ−ｌ）及びＩｍ（ｎ−１）が、この回路の１つのクロックサイクル６１０に対するフィードバック回路３６０への経路３５０に接続される。この接続はスイッチ３４０を介してもたられ、スイッチ３４０は、回路のオペレーションを制御する個別のコントローラ（図示せず）により制御される。接続の効果は、この単一クロックサイクル６１０に対して個々の正の電流源と対応する個々の負の電流源との間のミスマッチ電流が検出されるように、積分器回路４１０への経路３５０上に共に付加する、正の電流源の信号及びその対応する負の電流源の信号を有することである。次のクロックサイクル６２０で、正の電流源Ｉｐｎと対応する負の電流源Ｉｍｎとの第２の対が、フィードバック回路３６０への経路３５０にフィードするように接続される。ここでも、一対の電流源のこの接続、即ち、１つの正の電流源Ｉｐｎ及び１つの負の電流源Ｉｍｎ、が１つのクロックサイクル６２０に対してフィードバック回路３６０への経路３５０に接続される。次のクロックサイクル６３０の開始時に、電流源の別の異なる対、即ち、１つの正のＩｐ１及び１つの負のＩｍ１、がフィードバック回路３６０への経路３５０に接続される。誤差信号の積分は、回路に対し単一のクロックサイクルで起こるとして説明したが、誤差信号を感知するため、及び個々のセルに対するフィードバック制御を提供するために他の時間期間又は方法も用いられ得る。
【００２１】
このように構成され、積分器回路が時間にわたる平均誤差を得るようにサイクル毎に、選ばれた正及び負の電流源が回転される。この平均誤差に基づいて、上述のようにフィードバック経路５７５に沿った感知された電流源に対応してセル３７０に対応する個々のスイッチ４２０からフィードバック補正電流が提供される。このように構成され、デジタル・アナログコンバータ２１５は、正の電流源３２０及び負の電流源３３０のミスマッチにより導入される誤差を管理するように制御され得、それでも出力２１７を介して増幅器２３０に低ノイズ及び低電力シングルエンド出力を提供する。
【００２２】
図７を参照して、上述したものなどの回路のオペレーションの例示の方法を説明する。この方法は、デジタル・アナログコンバータにおいて変調器出力信号を受け取ること７１０を含む。一例において、受け取ることは、電流ステアリングデジタル・アナログコンバータにおいて変調器出力信号を受け取ることを含む。この方法は、変調器出力信号に基づいてデジタル・アナログコンバータからのシングルエンド出力を制御すること７２０を更に含む。制御すること７２０は、デジタル・アナログコンバータで受け取られる変調器出力信号に基づいてデジタル・アナログコンバータの電流源のシングルエンド出力への接続を制御することを含む。一例において、この制御することは、変調器出力信号の増大された信号強度を受け取ることに応答して、増大された数の電流源をシングルエンド出力に接続することを含む。シングルエンド出力に接続される電流源のタイプは、変調器出力信号の極性に応答して決められる。このようなアプローチは、Ｂ級デジタル・アナログコンバータの利用を介してもたらされ得る。更に別の例において、この方法は更に、デジタル・アナログコンバータにおいてアナログ有限インパルス応答フィルタを実装することを含み得る。
【００２３】
再び図７を参照すると、図示される方法は、デジタル・アナログコンバータに電気的に接続されるフィードバック回路を介してデジタル・アナログコンバータに対する正及び負の電流値をマッチングさせること７３０を含む。この方法は更に、７４０において、シングルエンド出力から、出力信号及び同相電圧を受け取るように接続されるヘッドホン増幅器に出力信号を送ることを含む。フィードバック回路を介して正及び負の電流値をマッチングさせることは、１つのアプローチにおいて、デジタル・アナログコンバータからの電流源を積分すること、及び電流制御信号をデジタル・アナログコンバータの個々のセルに提供することを含み得る。このように構成され、この方法を実装する回路が、この種類のオーディオ回路において典型的に実装される個別の電流・電圧コンバータにより導入されるノイズをなくすためにシングルエンド出力を増幅器に提供し得る。従って、ノイズが低減され、改良されたダイナミックレンジが、このような回路により実施される方法を介してオーディオ出力において実現され得る。
【００２４】
本明細書に記載するような教示を具現化する回路の更に具体的な例を図２及び図５を参照して説明する。この例では、シグマ−デルタ変調器２０５が、アップサンプラー回路２１０からのアップサンプリングされたオーディオ信号を受信するように、及び変調されたデジタル信号を出力するように構成される。電流ステアリングデジタル・アナログコンバータ２１５が、シグマ−デルタ変調器２０５からの変調されたデジタル信号を受信するように、及びシングルエンドアナログ出力２１７を提供するように構成される。電流ステアリングデジタル・アナログコンバータ２１５は、電流ステアリングデジタル・アナログコンバータ２１５をアナログ有限インパルス応答フィルタとして動作させ得るように構成される少なくとも複数のセル３７０を含む。複数のセル３７０の個々のセル３７０は、少なくとも一連の正の電流源３２０及び一連の負の電流源３３０を含む。電流ステアリングデジタル・アナログコンバータ２１５は更に、正の電流源３２０及び負の電流源３３０を、シングルエンドアナログ出力２１７と、同相電圧（Ｖｃｍ）と、フィードバック回路３６０への経路３５０とを含む群の一つに個別に接続するように構成されるスイッチ３４０を含む。スイッチ３４０は、所与のセル３７０に対する正の電流源３２０及び対応する負の電流源３３０を、装置２００のためのクロックサイクルのためのフィードバック回路３６０への経路３５０に接続するように、及び、所与のセル３７０に対する異なる正の電流源及び対応する負の電流源を、装置２００のための次のサイクルのためのフィードバック回路３６０への経路３５０に接続するように構成される。単一のサイクルに対する電流源のフィードバック回路への経路への接続を、図６及び上述の例において更に図示する。
【００２５】
この例のフィードバック回路３６０は、少なくとも積分器回路４１０を含み、積分器回路４１０は加算増幅器４３０及び積分キャパシタ４１７を含み、加算増幅器４３０及び積分キャパシタ４１７は、フィードバック３６０への経路３５０に接続される正の電流源３２０及び負の電流源３３０の個々の電流源からの電流を含む誤差信号を受信するように共に接続される。フィードバック回路３６０は、フィードバックスイッチ４２０を更に含み、そのゲート４３０が加算増幅器４１３の出力４１５と補償キャパシタ４５０を接続するノード４４０に接続される。補償キャパシタ４５０は、加算増幅器４１３の出力４１５と、積分キャパシタ４１７及びレジスタ４７０間のノード４６０との間に接続される。一例において、レジスタ４７０は１００キロオームの値を有し、積分キャパシタ４１７は１０ピコファラドの静電容量を有し、補償キャパシタは１ピコファラドの静電容量を有するが、もちろん他の用途において他の値が用いられ得る。スイッチ４２０は、個々のセル３７０に対する電流値マッチングをもたらすために正及び負の電流を制御するために、個々のセル３７０に個別に対応し、電流を個々のセル３７０に配路するように個別に構成される。
【００２６】
シングルエンドアナログ出力２１７は、ヘッドホン増幅器２２０にフィードするように構成され、ヘッドホン増幅器２２０は、シングルエンドアナログ出力２１７及び同相電圧（Ｖｃｍ）を受信するように構成される。この例では、ヘッドホン増幅器は、レジスタ２２５及び増幅器２３０を含む。増幅器２３０は、少なくとも、シングルエンド増幅器出力２１７を受信するように構成される第１の入力２３３と、同相電圧（Ｖｃｍ）に接続される第２の入力２３７とを含む。レジスタ２２５は、増幅器２３０の第１の入力２３３と増幅器２３０の出力２３９との間に接続され、出力２３９は、負荷に接続するように構成される。負荷は典型的にスピーカー又はヘッドホンスピーカーである。この例では、ヘッドホン増幅器２２０は、電流ステアリングデジタル・アナログコンバータ２１５と負荷との間の電流・電圧コンバータとして作用するように構成される。
【００２７】
このように構成され、デジタル・アナログコンバータは、スピーカーに提供されるオーディオ信号におけるノイズを低減するように設計される。また、種々の例において、デジタル・アナログコンバータにおいて実装される差動信号チェーンは、ヘッドホン増幅器に直に出力を提供し、それ自体がこの電圧コンバータへの電流として機能する。従って、電圧コンバータ回路に対する個別の電流は必要とされず、それにより、システムにおける潜在的なノイズ源がなくなる。このような配置のダイナミックレンジは、一層低い入力信号に対して、デジタルにおけるボリュームを増大させ、アナログにおける利得を低減する。これは動的に成されるが、信号に対する動的変更は提供せず、従って、リスナーに対するオーディオアーティファクトが限定される。従って、上述の回路配置は、例えば、ＭＰ３プレイヤー及び同様のものなどのポータブルコンシューマー音楽デバイスに一般的なヘッドホンアプリケーションにおいて、低電力で高ダイナミックレンジのデジタルアナログ変換を提供し得る。
【００２８】
当業者であれば、本発明の特許請求の範囲内で、説明した例示の実施例に変形が成され得ること、及び多くの他の実施例が可能であることが分かるであろう。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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