(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくともＦＩＲフィルタとＤＡＣと単一波長連続光を出力し得るレーザーダイオードとＩＱ変調器を備えた光送信機であって、
一シンボルあたり一サンプルの入力信号振幅のデジタル信号は前記ＦＩＲフィルタでデジタル信号処理され、前記ＦＩＲフィルタのデジタル出力が前記ＤＡＣでＤＡ変換された電気信号と前記レーザーダイオードが出力する単一波長連続光とから前記ＩＱ変調器が変調光信号を出力するように構成されており、
前記光送信機から前記変調光信号を受信する光受信機との間の光伝送路の累積群速度分散量(Ｄ)を補償するためのタップ係数を使用して前記ＦＩＲフィルタがデジタル信号処理をして前記光送信機内で光伝送路の累積群速度分散量を補償し、
前記光送信機の前記ＦＩＲフィルタを使用しないでインパルス信号を前記ＤＡＣに入力して変調光信号を測定したインパルス応答をｇ(t)とし、Ｇ(ω)はｇ(t)のフーリエ変換であり、Ｆ-1は逆フーリエ変換を表し、ｎは整数を表し、Ｂはシンボルレートであり、サンプリング時間間隔をＴ＝１／Ｂとしてｈn＝ｈ(ｎＴ)をフーリエ変換したものをＨnとすると、
前記ＦＩＲフィルタのタップ係数ｃnを、
ｈ(t)＝Ｆ-1［Ｇ(ω)exp(iω2Ｄ/２）］
ｃn＝Ｆ-1［Ｈn-1］
により算出する光送信機。
【請求項２】
請求項１に記載する光送信機を有することを特徴とする光伝送システム。
【請求項３】
光伝送路の群速度分散を送信機内で補償する方法であって、
少なくともＦＩＲフィルタとＤＡＣと単一波長連続光を出力し得るレーザーダイオードとＩＱ変調器を備える前記送信機において、
前記光伝送路の累積群速度分散量(Ｄ)が与えられると、前記累積群速度分散量を補償するためのタップ係数を求め、
当該求めたタップ係数を使用して前記ＦＩＲフィルタを構成し、
１シンボルあたり１サンプルの入力信号振幅のデジタル信号を、当該構成されたＦＩＲフィルタでデジタル信号処理し、前記ＦＩＲフィルタのデジタル出力が前記ＤＡＣでＤＡ変換された電気信号と前記レーザーダイオードが出力する単一波長連続光とから前記ＩＱ変調器が変調光信号を前記光伝送路に送出し、
前記送信機の前記ＦＩＲフィルタを使用しないでインパルス信号を前記ＤＡＣに入力して変調光信号を測定したインパルス応答をｇ(t)とし、Ｇ(ω)はｇ(t)のフーリエ変換であり、Ｆ-1は逆フーリエ変換を表し、ｎは整数を表し、Ｂはシンボルレートであり、サンプリング時間間隔をＴ＝１／Ｂとしてｈn＝ｈ(ｎＴ)をフーリエ変換したものをＨnとすると、
前記ＦＩＲフィルタのタップ係数ｃnを、
ｈ(t)＝Ｆ-1［Ｇ(ω)exp(iω2Ｄ/２）］
ｃn＝Ｆ-1［Ｈn-1］
により求めることを特徴とする光伝送路の群速度分散を送信機内で補償する方法。
【請求項４】
少なくともＦＤＥとＤＡＣと単一波長連続光を出力し得るレーザーダイオードとＩＱ変調器を備えた光送信機であって、
１シンボルあたり１サンプルの入力信号振幅のデジタル信号は周波数領域においてＦＤＥでデジタル信号処理され、前記ＦＤＥのデジタル出力が前記ＤＡＣでＤＡ変換された電気信号と前記レーザーダイオードが出力する単一波長連続光とから前記ＩＱ変調器が変調光信号を出力するように構成されており、
前記光送信機から前記変調光信号を受信する光受信機の間の光伝送路の累積群速度分散量(Ｄ)を補償するするための伝達関数を使用して前記ＦＤＥがデジタル信号処理をして前記光送信機内で光伝送路の累積群速度分散量を補償し、
前記光送信機の前記ＦＤＥを使用しないでインパルス信号を前記ＤＡＣに入力して変調光信号を測定したインパルス応答をｇ(t)とし、Ｇ(ω)はｇ(t)のフーリエ変換であり、Ｆ-1は逆フーリエ変換を表し、ｎは整数であり、Ｂはシンボルレートであり、サンプリング時間間隔をＴ＝１／Ｂとして、
ｈ(t)＝Ｆ-1［Ｇ(ω)exp(iω2Ｄ/２）］
から、ｈn＝ｈ(ｎＴ)をフーリエ変換したＨnの逆数Ｈn-1を前記伝達関数として計算する
ことを特徴とする光送信機。
【請求項５】
請求項４に記載する光送信機を有することを特徴とする光伝送システム。
【請求項６】
光伝送路の群速度分散を送信機内で補償する方法であって、
少なくともＦＤＥとＤＡＣと単一波長連続光を出力し得るレーザーダイオードとＩＱ変調器を備える前記送信機において、
前記光伝送路の累積群速度分散量(Ｄ)が与えられると、前記累積群速度分散量を補償するための伝達関数を求め、
当該求めた伝達関数を使用して前記ＦＤＥを構成し、
１シンボルあたり１サンプルの入力信号振幅のデジタル信号を、当該構成されたＦＤＥで周波数領域においてデジタル信号処理し、前記ＦＤＥのデジタル出力が前記ＤＡＣでＤＡ変換された電気信号と前記レーザーダイオードが出力する単一波長連続光とから前記ＩＱ変調器が変調光信号を前記光伝送路に送出し、
前記送信機の前記ＦＤＥを使用しないでインパルス信号を前記ＤＡＣに入力して変調光信号を測定したインパルス応答をｇ(t)とし、Ｇ(ω)はｇ(t)のフーリエ変換であり、Ｆ-1は逆フーリエ変換を表し、ｎは整数であり、Ｂはシンボルレートであり、サンプリング時間間隔をＴ＝１／Ｂとして、
ｈ(t)＝Ｆ-1［Ｇ(ω)exp(iω2Ｄ/２）］
から、ｈn＝ｈ(ｎＴ)をフーリエ変換したＨnの逆数Ｈn-1を前記伝達関数として求める
ことを特徴とする光伝送路の群速度分散を送信機内で補償する方法。
【請求項７】
一シンボルあたり一サンプルの入力信号振幅のデジタル信号に対して、タップ係数を使用したデジタル信号処理を行って、光受信機との間の光伝送路の累積群速度分散量(Ｄ)を補償するＦＩＲフィルタと、
前記ＦＩＲフィルタのデジタル出力をＤＡ変換して電気信号を出力するＤＡＣと、
単一波長連続光を出力し得るレーザーダイオードと、
前記ＤＡＣが出力する電気信号と前記レーザーダイオードが出力する単一波長連続光とから変調光信号を出力するＩＱ変調器と、
を有する光送信機のために、
前記光送信機の前記ＦＩＲフィルタを使用しないでインパルス信号を前記ＤＡＣに入力して変調光信号を測定したインパルス応答をｇ(t)とし、Ｇ(ω)はｇ(t)のフーリエ変換であり、Ｆ-1は逆フーリエ変換を表し、ｎは整数を表し、Ｂはシンボルレートであり、サンプリング時間間隔をＴ＝１／Ｂとしてｈn＝ｈ(ｎＴ)をフーリエ変換したものをＨnとすると、
前記ＦＩＲフィルタのタップ係数ｃnを、
ｈ(t)＝Ｆ-1［Ｇ(ω)exp(iω2Ｄ/２）］
ｃn＝Ｆ-1［Ｈn-1］
により算出するタップ係数算出方法。
【請求項８】
一シンボルあたり一サンプルの入力信号振幅のデジタル信号に対して、伝達関数を使用して周波数領域におけるデジタル信号処理を行って、光受信機との間の光伝送路の累積群速度分散量(Ｄ)を補償するＦＤＥと、
前記ＦＤＥのデジタル出力をＤＡ変換して電気信号を出力するＤＡＣと、
単一波長連続光を出力し得るレーザーダイオードと、
前記ＤＡＣが出力する電気信号と前記レーザーダイオードが出力する単一波長連続光とから変調光信号を出力するＩＱ変調器と、
を有する光送信機のために、
前記光送信機の前記ＦＤＥを使用しないでインパルス信号を前記ＤＡＣに入力して変調光信号を測定したインパルス応答をｇ(t)とし、Ｇ(ω)はｇ(t)のフーリエ変換であり、Ｆ-1は逆フーリエ変換を表し、ｎは整数であり、Ｂはシンボルレートであり、サンプリング時間間隔をＴ＝１／Ｂとして、
ｈ(t)＝Ｆ-1［Ｇ(ω)exp(iω2Ｄ/２）］
から、ｈn＝ｈ(ｎＴ)をフーリエ変換したＨnの逆数Ｈn-1を前記伝達関数として算出する
伝達関数算出方法。
【請求項９】
請求項７に記載のタップ係数算出方法をプロセッサに実行させるためのプログラム。
【請求項１０】
請求項８に記載の伝達関数算出方法をプロセッサに実行させるためのプログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は光ファイバ通信分野で用いられる分散補償の方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
光通信の大容量化を目的として、多値変調方式を採用した光伝送システムの普及が進められている。
特に、光信号振幅を多値変調して送信し、直接検波(二乗検波)による受光を行うPulse Amplitude Modulation(ＰＡＭ)伝送方式は、コヒーレント受信とデジタル信号処理を組み合わせたデジタルコヒーレント方式と比較して、簡易な送受信機構成で周波数利用効率を向上できるため、メトロエリアや近距離データセンター間の高効率大容量通信を実現する方式として有望である。
【０００３】
一方、伝送距離が数十ｋｍを超えると、伝送ファイバの群速度分散(Group-Velocity Dispersion；ＧＶＤ)による波形歪みが大きくなって誤り率特性劣化の要因となる。
従来用いられてきた分散補償ファイバや分散補償モジュール等による光学的な分散補償は、単一の受動部品で多波長信号に対して動作するため有効であるが、システムのコストとサイズを増大させ、さらに大きな挿入損失によって信号対雑音比(ＳＮＲ)を劣化させるため、その観点からは好ましくない。
【０００４】
デジタルコヒーレント方式では、信号の複素振幅を受信できるため、受信機でデジタル信号処理による分散補償を実施することが可能であるが、ＰＡＭ伝送方式では直接検波を用いるため、同様の補償動作は原理的に不可能である。
【０００５】
そこで、送信側でデジタル信号処理を行い、デジタル-アナログ変換器(ＤＡＣ)とＩＱ変調器を用いて、信号を伝送する前に伝送路のＧＶＤをあらかじめ補償しておく分散補償方式が提案されている(非特許文献１乃至非特許文献４)。
なおデジタル信号処理の具体的な手段としては、有限インパルス応答(ＦＩＲ)フィルタを用いる手法が一般的であるが、信号データに対してフーリエ変換を行ったうえで、周波数領域で各種のフィルタリングが実施される場合もある。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００６】
【非特許文献１】J.McNicol et al., “Electrical Domain Compensation of Optical Dispersion,” Proc. OFC2005, paper OThJ3.
【非特許文献２】R.I.Killey et al., “Electronic Dispersion Compensation by Signal Predistortion Using Digital Processing and a Dual-Drive Mach-Zehnder Modulator,” Photon. Technol. Lett., vol.17, p.714 (2005).
【非特許文献３】P.M.Watts et al., “Performance of Electronic Predistortion Systems with 1 Sample/bit Processing using Optical Duobinary Format,” Proc. ECOC2007, paper 3.1.6.
【非特許文献４】L.Dou et al., “Electronic Pre-Distortion Operating at 1Sample/symbol with Accurate Bias Control for CD Compensation,” Proc. OFC2010, paper OThT4.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
デジタル信号処理とＤＡＣおよびＩＱ変調器によって送信前に完全な分散補償を実施するためには、非特許文献１および非特許文献２で報告されているように、２サンプル／シンボル以上のサンプリングレートにおけるデジタル信号処理とＤＡＣが必要である。
一方、１サンプル／シンボルのデジタル信号処理とデジタル-アナログ変換(ＤＡ変換)によって分散補償を実施することが可能であれば、ハードウェアの所要サンプリングレートを低く抑えられ、コスト的に優位となる。
【０００８】
ところが、そのためのＦＩＲフィルタのタップ係数を決める方法は直感的ではなく、通常行われているような、伝送路の周波数領域における伝達関数の逆関数の逆フーリエ変換をそのままＦＩＲフィルタのタップ係数に用いる方法が適用できない。
その理由は、１サンプル／シンボルのデジタル信号処理とデジタル-アナログ変換を用いると、信号のシンボルレートをＢとした場合、周波数範囲が|ｆ|＜Ｂ/２の信号スペクトル成分に対して分散補償が可能である一方、その範囲外の周波数に対するスペクトル成分は制御不能であるため、そのままでは正しく分散補償された波形が得られないためである。
【０００９】
そこで、ルックアップテーブルを用いる方法(非特許文献３)や、あらかじめ信号スペクトルを電気領域での物理的なフィルタによって|ｆ|＜Ｂ/２の周波数範囲内に制限しておく方法(非特許文献４)が提案されているが、いずれも実用的とは言い難く、より柔軟かつ実用的な方法が必要である。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明では、与えられた任意の伝送路分散値に対して、送信側で１サンプル／シンボルのデジタル信号処理とＤＡＣ、およびＩＱ変調器を用いて分散補償を行う際に、ＦＩＲフィルタのタップ係数が計算によって容易に得られる装置および方法を提案する。
【００１１】
（１）
少なくともＦＩＲフィルタとＤＡＣと単一波長連続光を出力し得るレーザーダイオードとＩＱ変調器を備えた光送信機であって、
一シンボルあたり一サンプルの入力信号振幅のデジタル信号はＦＩＲフィルタでデジタル信号処理され、次にＤＡＣでＤＡ変換された電気信号と該レーザーダイオードが出力する単一波長連続光とから該ＩＱ変調器は当該変調光信号を出力するように構成されており、
該光送信機から該変調光信号を受信する光受信機との間の光伝送路の累積群速度分散量(Ｄ)を補償するように求めたタップ係数を使用して該ＦＩＲフィルタがデジタル信号処理をして該送信機内で光伝送路の群速度分散量を補償することを特徴とする光送信機。
（２）
前記ＦＩＲフィルタのタップ係数ｃnは後述する式(１)および式(２)により求めたことを特徴とする(１)に記載する光送信機。
（３）
(１)または(２)のいずれかに記載する光送信機を有することを特徴とする光伝送システム。
【００１２】
（４）
光伝送路の群速度分散を送信機内で補償する方法であって、
少なくともＦＩＲフィルタとＤＡＣと単一波長連続光を出力し得るレーザーダイオードとＩＱ変調器を備える該送信機において、
該光伝送路の累積群速度分散量(Ｄ)が与えられると、該累積群速度分散量を補償するようにタップ係数を求め、
当該求めたタップ係数を使用して該ＦＩＲフィルタを構成し、
１シンボルあたり１サンプルの入力信号振幅のデジタル信号は、当該構成されたＦＩＲフィルタでデジタル信号処理され、
次にＤＡＣでＤＡ変換された電気信号と該レーザーダイオードが出力する単一波長連続光とから該ＩＱ変調器は当該変調光信号を光伝送路に送出することを特徴とする光伝送路の群速度分散を送信機内で補償する方法。
（５）
前記ＦＩＲフィルタのタップ係数ｃnは後述する式(１)および式(２)により求めたことを特徴とする(４)に記載する光伝送路の群速度分散を送信機内で補償する方法。
（６）
(４)または(５)のいずれかに記載の方法を実施することを特徴とするプログラムおよびプログラムを記録した記憶媒体。
【００１３】
また、本発明では、与えられた任意の伝送路分散値に対して、送信側で１サンプル／シンボルのデジタル信号処理とＤＡＣ、およびＩＱ変調器を用いて分散補償を行う際に、任意の伝送路分散値をあらかじめ補償するように、周波数領域等化器(Frequency Domain Equalizer；ＦＤＥ)において伝達関数を構成する装置および方法を提案する。
【００１４】
（７）
少なくともＦＤＥとＤＡＣと単一波長連続光を出力し得るレーザーダイオードとＩＱ変調器を備えた光送信機であって、１シンボルあたり１サンプルの入力信号振幅のデジタル信号は周波数領域においてＦＤＥでデジタル信号処理され、次にＤＡＣでＤＡ変換された電気信号と該レーザーダイオードが出力する単一波長連続光とから該ＩＱ変調器は当該変調光信号を出力するように構成されており、該光送信機から該変調光信号を受信する光受信機の間の光伝送路の累積群速度分散量(Ｄ)を補償するように求めた伝達関数を使用して該ＦＤＥがデジタル信号処理をして該送信機内で光伝送路の群速度分散量を補償することを特徴とする光送信機。
（８）
前記伝達関数は次の様に求めたことを特徴とする(７)に記載する光伝送路の群速度分散を送信機内で補償する光送信機。後述する式(１)で求めたｈ(ｔ)から、ｎは整数、Ｂはシンボルレートとして、サンプリング時間間隔をＴ＝１／Ｂとしてｈn＝ｈ(ｎＴ)をフーリエ変換したＨnの逆数Ｈn-1を伝達関数とする。
（９）
(７)または(８)のいずれかに記載する光送信機を有することを特徴とする光伝送システム。
【００１５】
（１０）
光伝送路の群速度分散を送信機内で補償する方法であって、
少なくともＦＤＥとＤＡＣと単一波長連続光を出力し得るレーザーダイオードとＩＱ変調器を備える該送信機において、
該光伝送路の累積群速度分散量(Ｄ)が与えられると、該累積群速度分散量を補償するように伝達関数を求め、
当該求めた伝達関数を使用して該ＦＤＥを構成し、１シンボルあたり１サンプルの入力信号振幅のデジタル信号は、当該構成されたＦＤＥで周波数領域においてデジタル信号処理され、次にＤＡＣでＤＡ変換された電気信号と該レーザーダイオードが出力する単一波長連続光とから該ＩＱ変調器は当該変調光信号を光伝送路に送出することを特徴とする光伝送路の群速度分散を送信機内で補償する方法。
（１１）
前記伝達関数は次の様に求めたことを特徴とする(１０)に記載する光伝送路の群速度分散を送信機内で補償する方法。後述する式(１)で求めたｈ(ｔ)から、ｎは整数、Ｂはシンボルレートとして、サンプリング時間間隔をＴ＝１／Ｂとしてｈn＝ｈ(ｎＴ)をフーリエ変換したＨnの逆数Ｈn-1を伝達関数とする。
（１２）
(１０)または(１１)のいずれかに記載の方法を実施することを特徴とするプログラムおよびプログラムを記録した記憶媒体。
【発明の効果】
【００１６】
１サンプル／シンボルのデジタル信号処理とＤＡＣ、ＩＱ変調器を用いて任意の値の伝送路分散値を補償する際に、ＦＩＲフィルタのタップ係数が容易に得られ、またＦＤＥにおいて伝達関数を構成できる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明の伝送システム全体を表す図である。
【図２】図２は、送信機で発生させたインパルス列をコヒーレント受信してその波形データをデジタル信号処理によって位相再生した振幅時間波形である。
【図３】図２に示したインパルス応答ｇ(t)に対して、伝送路のＤ＝-1700ps2の累積分散値が加わった波形ｈ(t)を式(１)によって計算した結果を表す振幅時間波形である(伝送後)。
【図４】ＦＩＲフィルタのタップ係数ｃnの実部と虚部の数値を図に表したものである。
【図５】インパルス応答ｇ(t)に対して、図４で得られたタップ係数のＦＩＲフィルタを適用した時の時間振幅波形である(伝送前)。
【図６】図５の波形に対してD=-1700ps2の累積分散値を作用させたときの時間振幅波形である(伝送後)。
【図７】実施例２の実験時に使用した伝送システム全体図である。
【図８】伝送ファイバの長さが、(ａ)0km(Back to back)、(ｂ)40km、(ｃ)80km、そして(ｄ)120kmの場合の受信信号のアイパターンを表す図である。
【図９】受信信号の光信号対雑音比(ＯＳＮＲ)を変化させたときに得られる受信信号のビット誤り率(ＢＥＲ)の測定結果を表す図である。
【図１０】送信機全体のインパルス応答時間波形ｇ(t)を取得する測定系を表す図である。
【図１１】送信機全体のインパルス応答時間波形ｇ(t)を取得する処理概要図である。
【図１２】送信側分散補償を実施するためのＦＩＲフィルタタップ係数を計算によって求める手順を示した図である。
【図１３】実施例４のＦＤＥを用いて送信側分散補償を実施するときの本発明の伝送システム全体を表す図である。
【図１４】ＦＤＥ内で送信側分散補償を実施するときの手順を示した図である。
【図１５】ＦＤＥ内で用いる伝達関数Ｈn-1を取得するときの手順を示した図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
ＰＡＭ伝送システムにおいて、本発明を実施するための形態を説明する。
図１は伝送システム全体を表す図である。
なお本発明の適用はＰＡＭ伝送方式に限定されない。
また図１では、光増幅器や光フィルタ等の、伝送システムで通常用いられる部品・装置のいくつかが省略されているが、本発明の説明を行う上で支障はない。
【００１９】
図１の送信機では、ビット列からなる情報源が入力され、ＰＡＭ振幅へのマッピングを行う。
このＰＡＭ信号振幅に対して、ＦＩＲフィルタによるデジタル信号処理が実施される。
【００２０】
ここで用いるＦＩＲフィルタは、後述する本発明の分散補償のための処理に加え、ＤＡＣやＩＱ変調器等の送信機ハードウェアが持つ歪みを補償するための処理を実行することもできる。
【００２１】
ＦＩＲフィルタのタップ係数は複素数であり、実数であるＰＡＭ信号振幅の入力に対して、複素数の出力を得る。
複素数の実部と虚部のそれぞれに対するデジタル-アナログ変換がＤＡＣによって実施され、ＩＱ変調器の同相成分(In-phase)および直交成分(Quadrature)の入力ポートへと入力される。
【００２２】
ＩＱ変調器には変調信号の同相および直交成分に対応する電気信号の他に、レーザーダイオード(ＬＤ)より出力される単一波長連続光が入力され、最終的に変調された光信号が出力される。
【００２３】
送信機より出力された光信号は伝送ファイバを伝送される。
ここで、伝送ファイバの分散効果が累積することになる。
【００２４】
受信機では、入力された光信号が光検出器(フォトディテクタ；ＰＤ)によって二乗検波されて電気信号へと変換され、デコーダによって送信された元の情報源であるビット列へと復元されることになる。
【００２５】
続いて、伝送路の累積分散効果を送信機内のＦＩＲフィルタによって補償するためのタップ係数を得る方法を説明する。
【００２６】
まず、図１０に示す測定系を用いて、送信機全体のインパルス応答時間波形ｇ(t)を、図１１の手順によって物理的に測定する。
【００２７】
具体的には、(S101)インパルス発生源よりインパルス信号を出力させ、(S102)同相・直交成分いずれかに対応するＤＡＣにインパルス信号を加え、アナログ電気信号を出力させる。
この際、ＤＡＣやＩＱ変調器が歪みを持っている場合に、これを補償するためのデジタル信号処理を実施するＦＩＲフィルタ(図中点線部)を適用していてもよい。
【００２８】
(S103)次に、ＬＤからの連続光が入力されたＩＱ変調器に前記アナログ電気信号を印可し、同相・直交成分いずれかに対応する光インパルス波形を出力させる。
【００２９】
(S104)この光波形を、90度ハイブリッド、局所発振光源(Local Oscillator；ＬＯ)、バランスフォトディテクタ(ＢＰＤ)、そしてオシロスコープ(ＯＳＣ)からなるコヒーレント受信機によって受信し、オシロスコープでアナログ-デジタル変換され、(S105)そして得られたデジタル信号に対して、オフラインデジタル信号処理によって搬送波再生等の復調処理を実施したうえで、光インパルス応答波形ｇ(t)を複素振幅の形で数値化する。
【００３０】
いったんｇ(t)を測定して数値化しておけば、以降は伝送経路が切り替わって分散値の総量が変更されても、この後に述べる計算手順を再度実施することで、送信側で分散補償を行うためのＦＩＲフィルタのタップ係数を再度導出することは容易である。
【００３１】
次に、補償すべき分散値の総量(累積分散値)をＤ[ｓ2]とおいた場合に、送信側分散補償を実施するためのＦＩＲフィルタタップ係数を計算によって求める方法を、図１２の手順に従って説明する。
【００３２】
なお伝送路の単位長さ当たりの分散値がβ2[ｓ2／ｍ]、総長がＬ[ｍ]の場合、累積分散値はＤ＝β2Ｌ[ｓ2]として与えられる。
(S201)先に測定したインパルス応答ｇ(t)を持つ光波形に対して、(S202)累積分散値がＤ[ｓ2]である伝送路を伝送したときに得られるであろう波形ｈ(t)を以下の式で計算する。
【００３３】
【数１】
0006418973.tif 000002
【００３４】
ただしＧ(ω)はｇ(t)のフーリエ変換であり、Ｆ-1は逆フーリエ変換を表す。
ここで得られたｈ(t)は、概念としては時間的に連続な波形であるが、実際には有限の時間間隔でサンプリングされた離散データであって、そのサンプリングレートはシンボルレートよりも十分大きい値であるものとする。
またフーリエ順変換および逆変換の実施については、サンプリングされたデータに対して、高速フーリエ変換(FFT/IFFT)のアルゴリズムを用いることが現実的である。
【００３５】
(S203)次に、このｈ(t)をシンボルレートＢに等しいサンプリングレートでサンプリングし、得られた波形をｈnとする。
ただしｎは整数であり、サンプリング時間間隔をＴ＝１／Ｂとしてｈn＝ｈ(ｎＴ)として得られたものである。
なおｎの範囲は、ｈnの振幅の絶対値が十分小さくなるまでの値の範囲として決定される。
(S204)そしてｈnをフーリエ変換したものをＨnとし、(S205)その逆数であるＨn-1を逆フーリエ変換して得られる。
【００３６】
【数２】
0006418973.tif 000003
【００３７】
をＦＩＲフィルタのタップ係数として用いる。
【００３８】
その結果、１サンプル／シンボルのＤＡＣを用いた場合でも、上記ｃnをタップ係数として持つＦＩＲフィルタによって、伝送路の累積分散値Ｄ[ｓ2]があらかじめ補償された波形を得ることが可能となる。
【実施例１】
【００３９】
以下では、原理確認実験にもとづいた本発明の実施例と効果を具体的に説明する。
【００４０】
シンボルレートが12Gbaudで、長さが２15−１である疑似ランダムビット列より変調された４値ＰＡＭ信号を送信信号とする。
【００４１】
図１に示した伝送システム全体図の中の送信機に相当する部分は、任意波形発生器、ニオブ酸リチウム(ＬＮ)をベースとするＩＱ変調器、そして波長1552.52nmの連続光を出力するレーザー光源で構成される。
【００４２】
信号発生およびＦＩＲフィルタによるデジタル信号処理はオフラインで実施し、その結果をＤＡＣに相当する任意波形発生器にデジタルデータとして入力する。
【００４３】
任意波形発生器はサンプリングレートが12GSample/sで２チャネルのアナログ波形出力を有し、これを複素数の実部と虚部に対応する二つのＤＡＣとして使用する。
【００４４】
図２は、上記の送信機から繰り返し周波数1GHzで同相成分のインパルス列を発生させたときに、これをコヒーレント受信してリアルタイムオシロスコープによって波形データを取り込み、オフラインのデジタル信号処理によって位相再生を実施して取得した振幅時間波形である。
同図の横軸は12GSample/sでサンプリングしたときの時間間隔で規格化されており、１は83.3psに相当する。
【００４５】
図２の波形は実数であるが、虚数部は値の大きさが小さかったため無視した。
また送信機の直交成分に関しても同様の波形が得られたので、図２に示した波形を同相・直交成分に共通な実数のインパルス応答ｇ(t)とする。
なおインパルス応答がチャープなどを含むときにｇ(t)が複素数となるが、その場合でも以下に示す手法は適用可能である。
【００４６】
伝送路を構成するファイバの一例として、分散値がβ2＝-21.25ps2で、長さがＬ＝80kmの標準シングルモードファイバ(ＳＳＭＦ)を考える。
このときの伝送路の累積分散値はＤ＝-1700ps2となるが、図２に示したインパルス応答ｇ(t)に対して、この累積分散値が加わった場合の波形ｈ(t)を式(１)によって計算した結果を図３に示す。
【００４７】
図３で実線および破線はそれぞれｈ(t)の実部および虚部を表し、点はＤＡＣのサンプリングレートである12GSample/sでサンプリングした場合の振幅値ｈnを表している。
送信側で分散補償を実施しない場合は、受信側で図３に示したようなインパルス応答が得られることとなり、符号間干渉によって受信信号の波形が大きく歪むことになる。
【００４８】
図３の各点で示されたｈnをフーリエ変換して得られたＨnを用い、式(２)によって得られるタップ係数ｃnの計算結果を図４に示す。
図４はＦＩＲフィルタのタップ係数ｃnの実部と虚部を表しており、タップ番号が-10≦ｎ≦10となる範囲の外側では係数の値が十分小さくなると判断されることから、タップ数が21として決定されたものである。
【００４９】
図２に示した送信機のインパルス応答ｇ(t)に対して、図４で得られたタップ係数のＦＩＲフィルタを適用した時の波形を計算した結果を図５に示す。
このように、伝送路の分散値をＦＩＲフィルタによって事前に補償すると、送信機より出力される信号のインパルス応答は大きく歪んで符号間干渉を生じることになる。
【００５０】
一方、図５の波形に対してＤ＝-1700ps2の累積分散値を作用させたときの波形の計算結果を図６に示す。
図６で実線、破線、一点鎖線はそれぞれ実部、虚部、そして強度を示したものである。
【００５１】
図に示されているように、各サンプリング点では符号間干渉が零となるため、受信側では伝送路の累積分散が補償された波形が得られることが期待される。
【００５２】
なお各サンプリング点間の遷移においては振幅が大きくなっているが、これは１サンプル／シンボルのデジタル信号処理およびＤＡＣを用いたため、|ｆ|＜Ｂ/２の範囲外のスペクトル成分が制御不能となり、Nyquistフィルタ(ロールオフ係数が零に近いロールオフフィルタ)を用いた場合と同様に、大きな振幅遷移が発生したことによるものである。
【実施例２】
【００５３】
以下では、伝送ファイバとしてのＳＳＭＦの距離を0km、40km、80km、120kmと変化したときに、提案手法を用いて送信側で分散補償した後で12Gbaudの４ＰＡＭ信号を伝送し、受信機で受信して信号品質を評価した実験の結果を示す。
図７に実験系を示す。
【００５４】
送信機は図１の送信機と同じ構成である。
伝送路はファイバ長に応じて(ａ) 0km、(ｂ) 40km、(ｃ) 80km、そして(ｄ) 120kmのいずれかの構成を取るものとする。
【００５５】
また、それぞれの長さの伝送ファイバで発生する累積分散値を送信機で補償するためのタップ係数ｃnを計算によって求め、送信機内のＦＩＲフィルタに適用して分散補償を実施した。
【００５６】
ＳＳＭＦの長さが40, 80, 120kmのとき、タップ係数ｃnのタップ数はそれぞれ19, 21, 23であった。
【００５７】
送信機より出力される光信号の平均電力は、伝送ファイバに入射する前に光増幅器により１mWに増幅される。
ファイバを伝送後、可変光減衰器(ＶＯＡ)で光パワーを変化させた後、光増幅することで受信信号の光信号対雑音比(ＯＳＮＲ)を調整する。
【００５８】
ＯＳＮＲを光スペクトルアナライザ(ＯＳＡ)で測定し、ＯＳＮＲを定義するにあたっての光雑音帯域幅を0.1nmとした。
一方、信号帯域外光雑音を帯域通過フィルタ(ＢＰＦ)により除去し、光検出器(ＰＤ)で直接検波による受光を行う。
【００５９】
ＰＤより出力される電気信号をリアルタイムオシロスコープ(ＯＳＣ)によって取り込み、オフラインのデジタル信号処理によってアンチエイリアスフィルタリング、24GSample/sでのリサンプリング、クロック再生を行い、最終的に信号の品質評価を実施する。
【００６０】
図８は、伝送ファイバの長さが(ａ) 0km(Back to back)、(ｂ) 40km、(ｃ) 80km、そして(ｄ) 120kmの場合の受信信号のアイパターンを示している。
受信ＯＳＮＲの値はそれぞれ34, 34, 35, 35dBである。
【００６１】
図８の結果から、伝送後の受信信号波形について、特定のサンプリング時間において４ＰＡＭ信号振幅が得られており、各距離の伝送ファイバの累積分散値が補償されていることがわかる。
【００６２】
一方、伝送ファイバ長が長くなるほど累積分散値も大きくなり、結果として振幅が時間遷移する際の変動幅が大きくなっているのがわかる。
【００６３】
図９は、受信ＯＳＮＲを変化させたときに得られる受信信号のビット誤り率(ＢＥＲ)の測定結果を表す図である。
すべての伝送ファイバ長に対して10-3以下のＢＥＲが得られており、誤り訂正符号を適用した場合にエラーフリーとなる実用的な受信信号品質が得られたことを示す。
【実施例３】
【００６４】
図１０の測定系を用いて送信機のインパルス応答ｇ(t)を測定する際、受信機でインパルス応答波形を受信してアナログ-デジタル変換し、デジタル信号処理によって位相再生などの復調を行う際、リアルタイムオシロスコープを用いてデータ取得とアナログ-デジタル変換してからオフラインデジタル信号処理を行うのではなく、集積回路化されたリアルタイムデジタル信号処理プロセッサを用いてデータ取得および信号解析を実施してもよい。
【実施例４】
【００６５】
本発明のデジタル信号処理を実施する際、ＦＩＲフィルタを用いることなく、周波数領域で実施してもよい。
【００６６】
すなわち、(S301)対象とする信号データに対して、(S302)ＦＦＴを用いてフーリエ変換を実施し、(S303)周波数領域で送信側分散補償を実施するための伝達関数を掛け合わせ、そして(S304)ＩＦＦＴによる逆フーリエ変換を行うことで、分散補償された信号波形の複素振幅デジタルデータを得ることのできる、周波数領域等化器(Frequency Domain Equalizer；ＦＤＥ)を適用してもよい。
【００６７】
図１３に本発明でＦＤＥを用いて実施する伝送システムを、図１４にＦＤＥ内で送信側分散補償を実施するための手順を、そして図１５にＦＤＥ内で用いる伝達関数Ｈn-1を取得する手順を示した。
【産業上の利用可能性】
【００６８】
光ファイバ通信分野における送信機内において提案する手法を用いることで、サンプリングレートを低く抑えたデジタル信号処理とアナログ-デジタル変換によって分散補償を実施することができ、特にＰＡＭ信号を長距離伝送した場合のＧＶＤに起因する波形劣化を抑圧し、伝送可能距離を延伸することが可能となる。
【符号の説明】
【００６９】
１  送信機
２  信号源
３  ＰＡＭ信号振幅マッピング
４  ＦＩＲフィルタ
５  ＤＡＣ
６  ＤＡＣ
７  レーザーダイオード
８  ＩＱ変調器
９  伝送路
１０  受信機  
１１  光検出器
１２  デコーダ
１３  インパルス源
１４  オシロスコープ
１５  ＤＡＣ
１６  ＤＡＣ
１７  レーザーダイオード
１８  ＩＱ変調器
１９  コヒーレント受信機
２０  局所発振光源
２１  ９０度ハイブリッド
２２  バランスフォトディテクタ
２３  バランスフォトディテクタ
２４  光増幅器
２５  可変光減衰器
２６  光スペクトルアナライザ
２７  帯域通過フィルタ
２８  光検出器
２９  オシロスコープ
３０  ＤＳＰ
３１  ＦＩＲフィルタ
３２  周波数領域等化器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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