(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
プロセスパラメータと相関するセンサ信号を生成するセンサであって、第１の電圧と第２の電圧とが２つの段階で選択的に前記センサに適用され、第１の段階の際に前記センサに適用される前記第１の電圧と、第２の段階の際に前記センサに適用される前記第２の電圧との差に等しい電圧を励起電圧とし、前記センサ信号は、ハイ側信号とロー側信号とを含み、前記ハイ側信号及び前記ロー側信号のそれぞれが、前記プロセスパラメータ及び前記励起電圧に相関するセンサと、
前記プロセスパラメータの値を示すと共に、前記励起電圧の大きさには影響を受けることのない、前記ロー側信号に対する前記ハイ側信号の比を用い、前記センサ信号をデジタル計測データに変換するレシオメトリック計測回路と、
前記レシオメトリック計測回路のダイナミックレンジの全域が使用されるように、前記デジタル計測データによって示される前記プロセスパラメータの絶対値と相関関係を持たせて前記励起電圧の大きさを変化させる制御回路であって、前記プロセスパラメータの絶対値との前記相関関係は、前記プロセスパラメータが０のときに前記励起電圧が最大となり、前記プロセスパラメータの絶対値の増大に伴って前記励起電圧の大きさが減少する関係である制御回路と
を備えることを特徴とするプロセス計測システム。
【請求項２】
前記センサは、静電容量式センサであることを特徴とする請求項１に記載のプロセス計測システム。
【請求項３】
前記静電容量式センサは、静電容量式差圧センサであることを特徴とする請求項２に記載のプロセス計測システム。
【請求項４】
前記制御回路は、差圧が減少すると前記励起電圧の大きさが増大するように、前記静電容量式差圧センサに選択的に適用される前記第１及び第２の電圧を制御することを特徴とする請求項３に記載のプロセス計測システム。
【請求項５】
前記レシオメトリック計測回路は、シグマ・デルタＡ／Ｄコンバータを備えることを特徴とする請求項１に記載のプロセス計測システム。
【請求項６】
前記シグマ・デルタＡ／Ｄコンバータは、
前記センサに接続された入力端子、及び積分器出力電圧を供給する出力端子を有するコンデンサ切換式積分器と、
前記コンデンサ切換式積分器の出力端子に接続された入力端子、及びパルス密度変調（ＰＤＭ）信号を供給する出力端子を有するレベル検出器と、
前記レベル検出器の前記出力端子に接続された入力端子、及び前記デジタル計測データを供給する出力端子を有するデシメーションローパスフィルタと
を備えることを特徴とする請求項５に記載のプロセス計測システム。
【請求項７】
前記デジタル計測データは、前記パルス密度変調（ＰＤＭ）信号によって構成されることを特徴とする請求項６に記載のプロセス計測システム。
【請求項８】
前記制御回路は、
前記パルス密度変調（ＰＤＭ）信号をフィルタ処理して、前記パルス密度変調（ＰＤＭ）信号の直流電圧レベルを生成するローパスフィルタと、
前記パルス密度変調（ＰＤＭ）信号の直流電圧レベルと相関する励起制御信号を生成する絶対値回路と、
前記励起制御信号と相関する前記励起電圧を前記センサに適用する励起電圧発生器と
を備えることを特徴とする請求項７に記載のプロセス計測システム。
【請求項９】
前記デジタル計測データは、前記積分器出力電圧によって構成されることを特徴とする請求項６に記載のプロセス計測システム。
【請求項１０】
前記制御回路は、
前記積分器出力電圧と相関する励起制御信号を生成する自動ゲインコントローラと、
前記励起制御信号と相関する電圧を、前記センサに選択的に適用する励起電圧発生器と
を備えることを特徴とする請求項９に記載のプロセス計測システム。
【請求項１１】
プロセスパラメータに比例して静電容量が互いに逆方向に変化し、２段階で適用される電圧に比例して静電容量が変化するように差動的に配置された２つのコンデンサ素子として第１のコンデンサ素子及び第２のコンデンサ素子を備え、第１の段階の際に前記第１のコンデンサ素子に適用される第１の電圧と、第２の段階の際に前記第２のコンデンサ素子に適用される第２の電圧との差に等しい電圧を励起電圧とすることにより、前記プロセスパラメータと前記第１の電圧との関数として生成されるハイ側信号と、前記プロセスパラメータと前記第２の電圧との関数として生成されるロー側信号とからなるセンサ信号を生成するセンサと、
前記励起電圧の大きさには影響を受けることのない、前記ロー側信号に対する前記ハイ側信号の比を用い、前記センサ信号をデジタル計測データに変換するレシオメトリック計測回路と、
前記レシオメトリック計測回路のダイナミックレンジの全域が使用されるように、前記デジタル計測データによって示される前記プロセスパラメータの絶対値と相関関係を持たせて前記励起電圧の大きさを変化させる制御回路であって、前記プロセスパラメータの絶対値との前記相関関係は、前記プロセスパラメータが０のときに前記励起電圧が最大となり、前記プロセスパラメータの絶対値の増大に伴って前記励起電圧の大きさが減少する関係である制御回路と
を備えることを特徴とするプロセス計測システム。
【請求項１２】
前記制御回路は、前記センサへの前記第１及び第２の電圧の選択的な適用を制御することを特徴とする請求項１１に記載のプロセス計測システム。
【請求項１３】
前記センサは、静電容量式差圧センサであることを特徴とする請求項１１に記載のプロセス計測システム。
【請求項１４】
前記制御回路は、差圧が減少すると前記励起電圧の大きさが増大するように、前記静電容量式差圧センサの前記励起電圧を制御することを特徴とする請求項１３に記載のプロセス計測システム。
【請求項１５】
前記レシオメトリック計測回路は、シグマ・デルタＡ／Ｄコンバータを備えることを特徴とする請求項１１に記載のプロセス計測システム。
【請求項１６】
前記シグマ・デルタＡ／Ｄコンバータは、
前記センサに接続された入力端子、及び積分器出力電圧を供給する出力端子を有するコンデンサ切換式積分器と、
前記コンデンサ切換式積分器の出力端子に接続された入力端子、及びパルス密度変調（ＰＤＭ）信号を供給する出力端子を有するレベル検出器と、
前記レベル検出器の前記出力端子に接続された入力端子、及び前記デジタル計測データを供給する出力端子を有するデシメーションローパスフィルタと
を備えることを特徴とする請求項１５に記載のプロセス計測システム。
【請求項１７】
前記デジタル計測データは、前記パルス密度変調（ＰＤＭ）信号によって構成されることを特徴とする請求項１６に記載のプロセス計測システム。
【請求項１８】
前記制御回路は、
前記パルス密度変調（ＰＤＭ）信号をフィルタ処理して、前記パルス密度変調（ＰＤＭ）信号の直流電圧レベルを生成するローパスフィルタと、
前記パルス密度変調（ＰＤＭ）信号の直流電圧レベルと相関する励起制御信号を生成する絶対値回路と、
前記励起制御信号と相関する前記励起電圧を前記センサに適用する励起電圧発生器と
を備えることを特徴とする請求項１７に記載のプロセス計測システム。
【請求項１９】
前記デジタル計測データは、前記積分器出力電圧によって構成されることを特徴とする請求項１６に記載のプロセス計測システム。
【請求項２０】
前記制御回路は、
前記積分器出力電圧と相関する励起制御信号を生成する自動ゲインコントローラと、
前記励起電圧を制御する励起電圧発生器と
を備えることを特徴とする請求項１９に記載のプロセス計測システム。
【請求項２１】
プロセスパラメータと相関するセンサ信号を生成するセンサであって、第１の電圧と第２の電圧とが２つの段階で選択的に前記センサに適用され、第１の段階の際に前記センサに適用される前記第１の電圧と、第２の段階の際に前記センサに適用される前記第２の電圧との差に等しい電圧を励起電圧とし、前記センサ信号は、ハイ側信号とロー側信号とを含み、前記ハイ側信号及び前記ロー側信号のそれぞれが、前記プロセスパラメータ及び前記励起電圧に相関するセンサと、
前記プロセスパラメータの値を示すと共に、前記励起電圧の大きさには影響を受けることのない、前記ロー側信号に対する前記ハイ側信号の比を用い、前記センサ信号をレシオメトリックに変換して計測データを得るＡ／Ｄコンバータと、
前記Ａ／Ｄコンバータからの前記計測データによって示される前記プロセスパラメータの絶対値と相関関係を持たせて前記励起電圧の大きさを変化させる制御回路であって、前記プロセスパラメータの絶対値との前記相関関係は、前記プロセスパラメータが０のときに前記励起電圧が最大となり、前記プロセスパラメータの絶対値の増大に伴って前記励起電圧の大きさが減少する関係である制御回路と
を備えることを特徴とするプロセス計測システム。
【請求項２２】
前記制御回路は、前記センサへの前記第１及び第２の電圧の選択的な適用を制御することを特徴とする請求項２１に記載のプロセス計測システム。
【請求項２３】
前記センサは、静電容量式差圧センサであることを特徴とする請求項２１に記載のプロセス計測システム。
【請求項２４】
前記制御回路は、差圧が減少すると前記励起電圧の大きさが増大するように、前記静電容量式差圧センサの前記励起電圧を制御することを特徴とする請求項２３に記載のプロセス計測システム。
【請求項２５】
前記Ａ／Ｄコンバータは、
前記センサに接続された入力端子、及び積分器出力電圧を供給する出力端子を有するコンデンサ切換式積分器と、
前記コンデンサ切換式積分器の出力端子に接続された入力端子、及びパルス密度変調（ＰＤＭ）信号を供給する出力端子を有するレベル検出器と、
前記レベル検出器の前記出力端子に接続された入力端子、及び前記計測データを供給する出力端子を有するデシメーションローパスフィルタと
を備えることを特徴とする請求項２１に記載のプロセス計測システム。
【請求項２６】
前記計測データは、前記パルス密度変調（ＰＤＭ）信号によって構成されることを特徴とする請求項２５に記載のプロセス計測システム。
【請求項２７】
前記制御回路は、
前記パルス密度変調（ＰＤＭ）信号をフィルタ処理して、前記パルス密度変調（ＰＤＭ）信号の直流電圧レベルを生成するローパスフィルタと、
前記パルス密度変調（ＰＤＭ）信号の直流電圧レベルと相関する励起制御信号を生成する絶対値回路と、
前記励起制御信号と相関する前記励起電圧を前記センサに適用する励起電圧発生器と
を備えることを特徴とする請求項２６に記載のプロセス計測システム。
【請求項２８】
前記計測データは、前記積分器出力電圧によって構成されることを特徴とする請求項２５に記載のプロセス計測システム。
【請求項２９】
前記制御回路は、
前記積分器出力電圧と相関する励起制御信号を生成する自動ゲインコントローラと、
前記励起制御信号と相関する前記励起電圧を、前記センサに適用する励起電圧発生器と
を備えることを特徴とする請求項２８に記載のプロセス計測システム。
【請求項３０】
プロセスパラメータに基づき計測データを生成する方法であって、
第１の電圧と第２の電圧とを２つの段階で選択的に適用してセンサを励起し、ハイ側信号とロー側信号とを含んでセンサ値を示すセンサ信号を生成する工程であって、第１の段階の際に前記センサに適用される前記第１の電圧と、第２の段階の際に前記センサに適用される前記第２の電圧との差に等しい電圧を励起電圧とし、前記ハイ側信号及び前記ロー側信号のそれぞれが、前記プロセスパラメータ及び前記励起電圧に相関する工程と、
前記プロセスパラメータの値を示すと共に、前記励起電圧の大きさには影響を受けることのない、前記ロー側信号に対する前記ハイ側信号の比を用い、前記センサ信号をレシオメトリックに変換して計測データを得る工程と、
前記プロセスパラメータの絶対値が減少すると前記励起電圧の大きさが増大するように、前記プロセスパラメータの絶対値と相関関係を持たせて前記励起電圧の大きさを変化させる工程であって、前記プロセスパラメータの絶対値との前記相関関係は、前記プロセスパラメータが０のときに前記励起電圧が最大となり、前記プロセスパラメータの絶対値の増大に伴って前記励起電圧の大きさが減少する関係である工程と
を備えることを特徴とする方法。
【請求項３１】
前記センサは、静電容量式センサからなり、前記センサ値は充電量であることを特徴とする請求項３０に記載の方法。
【請求項３２】
前記センサ信号を前記計測データに変換する前記工程は、シグマ・デルタＡ／Ｄコンバータによって実行することを特徴とする請求項３０に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、プロセス計測システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
プロセストランスミッタは、産業プロセスの作動を監視するために用いられる装置である。プロセストランスミッタは、検出素子を用いて計測されるプロセス変数、即ちプロセスパラメータに応答するセンサを備え、計測したプロセスパラメータを、当該プロセスパラメータと相関する標準化された伝送信号に変換する。プロセスパラメータの例には、圧力、温度、流量、導電率、及びｐＨが含まれる。
【０００３】
このようなプロセストランスミッタの１つが、ロジャー・Ｌ・フリック（Roger L. Frick）及びデビッド・Ａ・ブローデン（David A. Broden）による特許文献１に述べられている。このプロセストランスミッタは、変形可能な検出ダイヤフラムと、当該検出ダイヤフラムと共に個別の静電容量式検出素子を形成する３以上のコンデンサ極板とを有した静電容量式センサを用いている。２つの静電容量式検出素子は、主たる検出コンデンサとされて、両者の静電容量がプロセス変数に応じて逆方向に変化するように差動的に配置される。第３及び第４の静電容量式検出素子は、主たる検出コンデンサに関わるオフセット誤差、即ちヒステリシス誤差を示す信号を供給する補償用コンデンサとされる。ダイヤフラムの一方の側または両側に圧力が加わると、ダイヤフラムが変形する。ダイヤフラムの変形は、変形に応じた静電容量の比の変化を計測することにより検出することができる。この静電容量の比は、アナログ／デジタルコンバータによりデジタル形式に変換される。
【０００４】
別の形式のプロセストランスミッタが、ロジャー・Ｌ・フリック、ベネット・Ｌ・ローワギー（Bennett L. Louwagie）、及びエイドリアン・Ｃ・トイ（Adrian C. Toy）による特許文献２及び特許文献３に述べられている。これら２つの特許文献に示されたプロセストランスミッタは、２つの絶対圧センサを用い、２つの絶対圧だけではなく差圧を高分解能で計測する。
【０００５】
有用なアナログ／デジタルコンバータの具体的な形式の１つは、シグマ・デルタ（またはデルタ・シグマ）変調器を用いるものである。プロセストランスミッタにおけるシグマ・デルタ変調器の使用は、ロジャー・Ｌ・フリック及びジョン・Ｐ・シュルテ（John P. Schulte）による特許文献４、マイケル・ゲーブリー（Michael Gaboury）による特許文献５、並びにロンタイ・ワン（Rongtai Wang）による特許文献６及び特許文献７に示されている。
【０００６】
静電容量からデジタル信号へのコンバータ（Ｃ／Ｄコンバータ）として作動するシグマ・デルタ変調器を有したプロセストランスミッタでは、励起回路が、静電容量式検出素子に充電パケットを供給する。静電容量式検出素子は、当該静電容量式検出素子の静電容量値に基づく量で充電される。その充電量は、シグマ・デルタ変調器の積分増幅器に伝送され、静電容量の比と相関した１ビットバイナリ出力が生成される。
【０００７】
Ｃ／Ｄ変調器の基本的な機能は、静電容量の比をＰＤＭ（パルス密度変調）信号に変換することである。シグマ・デルタ技術を採用したＣ／Ｄ変調器の場合、実際の処理には、充電量の比をＰＤＭ信号に変換する処理が含まれる。正常な作動条件の下では、充電量が静電容量に比例するので、充電量の比は静電容量の比に等しくなる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】米国特許第６２９５８７５号明細書
【特許文献２】米国特許第５６３７８０２号明細書
【特許文献３】米国特許第６０８９０９７号明細書
【特許文献４】米国特許第５０８３０９１号明細書
【特許文献５】米国特許第６１４０９５２号明細書
【特許文献６】米国特許第６５０９７４６号明細書
【特許文献７】米国特許第６５１６６７２号明細書
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
本発明は、アナログセンサ信号をデジタル計測データに変換する計測回路の分解能及びノイズ除去の向上を目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
プロセス計測システムは、プロセスパラメータと相関するセンサ信号を生成するセンサと、前記センサ信号をデジタル計測データに変換するレシオメトリック計測回路と、前記レシオメトリック計測回路のダイナミックレンジの全域が使用されるように、前記デジタル計測データによって示される前記プロセスパラメータの絶対値と相関関係を持たせて前記センサ信号の大きさを変化させる制御回路とを備える。より具体的には、第１の電圧と第２の電圧とが２つの段階で選択的にセンサに適用され、第１の段階の際にセンサに適用される第１の電圧と、第２の段階の際にセンサに適用される第２の電圧との差に等しい電圧を励起電圧とし、センサ信号は、ハイ側信号とロー側信号とを含み、ハイ側信号及びロー側信号のそれぞれが、プロセスパラメータ及び励起電圧に相関する。また、レシオメトリック計測回路は、プロセスパラメータの値を示すと共に、励起電圧の大きさには影響を受けることのない、ロー側信号に対するハイ側信号の比を用い、センサ信号をデジタル計測データに変換する。そして、プロセスパラメータの絶対値との相関関係は、プロセスパラメータが０のときに励起電圧が最大となり、プロセスパラメータの絶対値の増大に伴って励起電圧の大きさが減少する関係である。
【００１１】
もう１つの態様において、プロセス計測システムは、プロセスパラメータに比例して静電容量が互いに逆方向に変化し、２段階で適用される電圧に比例して静電容量が変化するように差動的に配置された２つのコンデンサ素子として第１のコンデンサ素子及び第２のコンデンサ素子を備え、第１の段階の際に前記第１のコンデンサ素子に適用される第１の電圧と、第２の段階の際に前記第２のコンデンサ素子に適用される第２の電圧との差に等しい電圧を励起電圧とすることにより、前記プロセスパラメータと前記第１の電圧との関数として生成されるハイ側信号と、前記プロセスパラメータと前記第２の電圧との関数として生成されるロー側信号とからなるセンサ信号を生成するセンサと、前記励起電圧の大きさには影響を受けることのない、前記ロー側信号に対する前記ハイ側信号の比を用い、前記センサ信号をデジタル計測データに変換するレシオメトリック計測回路と、前記レシオメトリック計測回路のダイナミックレンジの全域が使用されるように、前記デジタル計測データによって示される前記プロセスパラメータの絶対値と相関関係を持たせて前記励起電圧の大きさを変化させる制御回路であって、前記プロセスパラメータの絶対値との前記相関関係は、前記プロセスパラメータが０のときに前記励起電圧が最大となり、前記プロセスパラメータの絶対値の増大に伴って前記励起電圧の大きさが減少する関係である制御回路とを備える。
【００１２】
もう１つの態様において、プロセス計測システムは、プロセスパラメータと相関するセンサ信号を生成するセンサと、前記センサ信号を計測データに変換するＡ／Ｄコンバータと、前記Ａ／Ｄコンバータからの信号と相関させて、前記センサの励起電圧の大きさを制御する制御回路とを備える。より具体的には、第１の電圧と第２の電圧とが２つの段階で選択的にセンサに適用され、第１の段階の際にセンサに適用される第１の電圧と、第２の段階の際にセンサに適用される第２の電圧との差に等しい電圧を励起電圧とし、センサ信号は、ハイ側信号とロー側信号とを含み、ハイ側信号及びロー側信号のそれぞれが、プロセスパラメータ及び励起電圧に相関する。また、Ａ／Ｄコンバータは、プロセスパラメータの値を示すと共に、励起電圧の大きさには影響を受けることのない、ロー側信号に対するハイ側信号の比を用い、センサ信号をレシオメトリックに変換して計測データを得る。そして、制御回路は、Ａ／Ｄコンバータからの計測データによって示されるプロセスパラメータの絶対値と相関関係を持たせて励起電圧の大きさを変化させ、プロセスパラメータの絶対値との相関関係は、プロセスパラメータが０のときに励起電圧が最大となり、プロセスパラメータの絶対値の増大に伴って励起電圧の大きさが減少する関係である。
【００１３】
プロセスパラメータに基づき計測データを生成する方法は、第１の電圧と第２の電圧とを２つの段階で選択的に適用してセンサを励起し、ハイ側信号とロー側信号とを含んでセンサ値を示すセンサ信号を生成する。このとき、第１の段階の際にセンサに適用される第１の電圧と、第２の段階の際にセンサに適用される第２の電圧との差に等しい電圧を励起電圧とし、ハイ側信号及びロー側信号のそれぞれが、プロセスパラメータ及び励起電圧に相関する。センサ信号は、プロセスパラメータの値を示すと共に、励起電圧の大きさには影響を受けることのない、ロー側信号に対するハイ側信号の比を用い、レシオメトリックに変換され、計測データが得られる。センサの励起電圧の大きさは、プロセスパラメータの絶対値が減少すると増大するように、プロセスパラメータの絶対値と相関関係を持たせて変化させ、プロセスパラメータの絶対値との相関関係は、プロセスパラメータが０のときに励起電圧が最大となり、プロセスパラメータの絶対値の増大に伴って励起電圧の大きさが減少する関係となっている。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】コンデンサ切換式積分器の簡略化した電気回路構成図である。
【図２】静電容量式差圧センサにおける、正規化圧力と静電容量の大きさとの関係を示すグラフである。
【図３】シグマ・デルタ型アナログ／デジタル変換機能を有した静電容量式差圧センサにおける、正規化圧力とパルス密度変調（ＰＤＭ）電圧及び制御電圧との関係を示すグラフである。
【図４】差圧０で励起が最大となる、静電容量式差圧センサの可変励起電圧ＶXを、正規化圧力と相関させて示すグラフである。
【図５】センサの可変励起機能を有した静電容量式センサシステムの一実施形態を示すブロック図である。
【図６】センサの可変励起機能を有した静電容量式センサシステムのもう１つの実施形態を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
計測機器におけるアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）回路の分解能及びノイズ除去は、センサ信号の強度によって制限される。一般に、信号強度が増大した場合に、性能の向上が実現する。本発明は、入力条件に応じてセンサの励起量を制御することにより、センサの全作動範囲にわたり、センサ信号の信号強度を最大限に増大させる。
【００１６】
以下の説明において、本発明による可変励起量でのセンサの励起は、静電容量式差圧センサに関して説明する。しかしながら、本発明は、別の形式のセンサにも適用することが可能であると理解すべきである。
【００１７】
ローズマウント（Rosemount、登録商標）社が製造する静電容量式差圧センサは、コンデンサ切換式シグマ・デルタＡ／Ｄコンバータを利用した信号調整を特徴としている。このような形式の信号調整の例は、発明の背景技術で述べた特許文献に見出すことができるが、これらの特許文献に記載の特許は、いずれもローズマウント社に譲渡されており、参照によりここに組み込まれるものである。
【００１８】
これらの形式のシグマ・デルタＡ／Ｄコンバータにおける基本的な信号は、静電容量式センサから供給される充電パケットによるものである。静電容量式センサから供給される充電パケットは、コンデンサ切換式積分器を基本構成とするシグマ・デルタ変調器において積算される。
【００１９】
図１には、シグマ・デルタ変調器に用いられるコンデンサ切換式積分器の簡略化した回路構成が示されている。この概略図には、単一の検出用コンデンサが示されている。しかしながら、シグマ・デルタコンバータと共に用いられる静電容量式圧力センサは、複数のセンサ及び複数のコンデンサを有するのが一般的である。
【００２０】
図１に示すコンデンサ切換式積分器１０は、検出用コンデンサＣS、４つのスイッチＳＷ１ａ、ＳＷ１ｂ、ＳＷ２ａ、及びＳＷ２ｂ、積分コンデンサＣI、並びに演算増幅器（オペアンプ）１２を備える。スイッチＳＷ１ａは、ＤＣ電圧ＶＰのラインと検出用コンデンサＣSとの間に接続されている。スイッチＳＷ２ａは、ＤＣ電圧ＶＮのラインと検出用コンデンサＣSとの間に接続されている。スイッチＳＷ１ｂは、検出用コンデンサＣSとオペアンプ１２の非反転入力端子（プラス側）１６との間に接続され、非反転入力端子１６は、接地１４にも接続されている。スイッチＳＷ２ｂは、検出用コンデンサＣSとオペアンプ１２の反転入力端子（マイナス側）１８との間に接続されている。積分コンデンサＣIは、オペアンプ１２の出力端子２０と反転入力端子１８との間に接続されている。オペアンプ１２の出力端子２０には、出力電圧ＶOが現れる。
【００２１】
検出用コンデンサＣSからの充電パケットの処理は２段階で行われる。第１段階では、スイッチＳＷ１ａ及びスイッチＳＷ１ｂが閉じられ（スイッチＳＷ２ａ及びスイッチＳＷ２ｂは開いている）、検出用コンデンサＣSが充電される。
【００２２】
ＱS1＝ＣS・ＶＰ
【００２３】
第２段階では、スイッチＳＷ２ａ及びスイッチＳＷ２ｂが閉じられ（スイッチＳＷ１ａ及びスイッチＳＷ１ｂは開いている）、検出用コンデンサＣSが充電される。
【００２４】
ＱS2＝ＣS・ＶＮ
【００２５】
ＶＰ及びＶＮは、検出用コンデンサＣSの励起電圧Ｖｘを設定するための固定のＤＣ電圧である。充電量の正味変化は、ＶX＝ＶＰ−ＶＮとすると、下式のとおりである。
【００２６】
（ＱS1−ＱS2）＝ＣS・（ＶＰ−ＶＮ）＝ＣS・ＶX
【００２７】
この充電量は、積分コンデンサＣIに伝達される。オペアンプ１２の出力電圧は、下式の量だけ変化する。
【００２８】
ΔＶO＝ＶX・ＣS／ＣI
【００２９】
この形式のシステムの設計では、オペアンプ１２用の電源が０Ｖライン及び及びＶＤＤラインによって供給されるとすると、増幅器の作動制限範囲である０Ｖ〜ＶＤＤの範囲内に、オペアンプ１２の出力電圧ＶOを制限することが重要である。これを行わないと、オペアンプ１２は、上述したような出力の関係を維持することができず、シグマ・デルタＡ／Ｄコンバータの作動が損なわれることになる。システムの設計者は、オペアンプ１２の出力電圧ＶOが、必ず電源電圧の範囲内にとどまるように、励起電圧ＶX及び積分コンデンサＣIを選定する。このとき、システムの最善の性能が得られるように、励起電圧を最大限の高さに設定するのが望ましい。
【００３０】
システムの設計パラメータを設定する際、設計者は、通常作動時に生じうる検出用コンデンサＣSの最大値を考慮しなければならない。例えば、ローズマウント社製の差圧（ＤＰ）センサの場合、仕様により、最大値が１００ｐＦに設定される。次に、ＶX／ＣIの適正値を設定することができる。励起電圧ＶXは、検出用コンデンサＣSの最大値に基づく制限を受けるが、検出用コンデンサＣSは常に１００ｐＦ以下となる。差圧が０の場合には、標準的な検出用コンデンサＣSが概ね２５ｐＦであり、最大値の４分の１となる。これは、顧客が高品質の性能を最も期待する差圧０において、信号レベルが最善ではないことを意味する。
【００３１】
本発明の技術的思想は、励起電圧ＶXを固定とするのではなく、可変にできるようにすることである。この結果、差圧が０または０近傍となるような入力条件の場合に、より高い励起電圧を用いることによって、更に優れた性能を達成することが可能となる。検出用コンデンサの静電容量が小さいほど、高い励起電圧ＶXが設定され、検出用コンデンサの静電容量が大きいほど、低い励起電圧ＶXが設定される。最終目標は、全ての入力条件において信号対雑音比を最大限とするという目標と共に、センサの全作動範囲にわたり、充電量信号ＣS・ＶXの大きさを実質的に一定に維持することである。
【００３２】
励起電圧の調整は、レシオメトリック計測、即ち、静電容量の比が充電量の比に変換され、更に充電量の比がＰＤＭ信号に変換されるような計測を行うシステムの場合に効果的である。レシオメトリック計測を用いることにより、デジタル計測が、励起電圧の大きさに影響を受けることはない。デジタル出力は、励起電圧を変化させることによって受ける影響が最小限であり、生じる影響がどのようなものであっても、標準的な特性分析や検証処理を用い、システムの外部で補正することが可能である。
【００３３】
図２には、静電容量式の差圧センサにおける、センサ静電容量と圧力との標準的な関係が示されている。ＣＸは、差圧センサの高圧側静電容量であり、正規化圧力Ｐｎの上昇と共に増大する。ＣＹは、差圧センサの低圧側静電容量であり、正規化圧力Ｐｎの上昇と共に減少する。静電容量レベル（Ｃａｐレベル）は、これら２つのセンサ静電容量のうちの大きい方の値である。静電容量レベルは、差圧０のときに最小値となることがわかる。フルスケール圧力のときの静電容量レベルは、差圧０のときの静電容量レベルの約２倍の大きさとなっており、これは、差圧０のときに、フルスケール圧力のときの励起電圧に比べて２倍となる励起電圧が使用可能であることを示している。
【００３４】
静電容量式差圧トランスミッタに使用するようなシグマ・デルタＡ／Ｄコンバータは、励起電圧の制御に使用する上で好適な信号を供給する。このシグマ・デルタＡ／Ｄコンバータは、デジタル化センサ信号を含むデジタルビットストリームのパルス密度変調（ＰＤＭ）信号を生成する。このデジタル化センサ信号は、ローパスフィルタによってフィルタ処理され、図５に示すようにデシメーションが行われる。また、ＰＤＭ信号は、ローパスフィルタによるフィルタ処理により、センサ信号を表すＤＣ電圧指示値（ＰＤＭ電圧）を取り出すことが可能なアナログ信号でもある。なお、信号の絶対値が電源の中間電圧を基準とするものであれば、適切な制御信号が得られる（図３にも示す）。図３では、電源電圧が３Ｖ、中間電圧が１．５Ｖとなっている。
【００３５】
最終段階では、制御信号が励起電圧に変換される。一実施形態において、固定の公称励起電圧は、アナログ電源電圧の半分とされる。図４に示すように、励起電圧（ＶX＝ＶＰ−ＶＮ）は、差圧０においてアナログ電源電圧そのものの高さに設定し、フルスケール圧力では、アナログ電源電圧の半分の高さに低下させることができる。励起電圧ＶXの大まかな計算式は、以下のとおりとなる。
【００３６】
ＶX＝ＶＤＤ−２．５・Ｖｃｎｔｌ
式中、Ｖｃｎｔｌは、図３における制御電圧である。
【００３７】
固定の励起方式は、図４において、１．５Ｖにある破線で示されている。一方、可変の励起方式は実線で示されている。可変の励起方式では、差圧が０のときに最大値に達し、フルスケール圧力においてＶＤＤの１／２に低下する。従って、差圧の低下に伴い、励起電圧が上昇する。
【００３８】
図５は、静電容量式差圧センサ３２の励起量を可変としたことが特徴の静電容量式差圧トランスミッタ３０のブロック図である。静電容量式差圧トランスミッタ３０は、静電容量式差圧センサ３２、シグマ・デルタＡ／Ｄコンバータ３４（コンデンサ切換式積分器３６、レベル比較器３８、デシメーションローパスフィルタ４０、及びセンサ励起信号発生器４２を有する）、及び可変励起コントローラ４４（アナログローパスフィルタ４６、絶対値回路４８、励起電圧発生器５０を有する）を備える。
【００３９】
本実施形態において、シグマ・デルタＡ／Ｄコンバータ３４は、コンデンサ切換式積分器３６、レベル比較器３８、デシメーションローパスフィルタ４０、及びセンサ励起信号発生器４２の各機能を実行する電子回路を含んだ特定用途向けＩＣ（ＡＳＩＣ）である。シグマ・デルタＡ／Ｄコンバータ３４の入力は、センサ励起信号発生器４２によって供給された励起電圧に応答して静電容量式差圧センサ３２が生成する充電パケットの形式で、静電容量式差圧センサ３２から供給される。
【００４０】
コンデンサ切換式積分器３６は、出力電圧ＶOをレベル比較器３８に供給する。レベル比較器３８の出力は、パルス密度変調（ＰＤＭ）信号であり、デシメーションローパスフィルタ４０及びセンサ励起信号発生器４２と、可変励起コントローラ４４のアナログローパスフィルタ４６とに供給される。デシメーションローパスフィルタ４０は、ＰＤＭ信号をデジタル出力に変換し、このデジタル出力が、静電容量式差圧トランスミッタ３０のトランスミッタシステムに供給される。デシメーションローパスフィルタ４０のデジタル出力は未加工データであって、この未加工データを整えた後に、静電容量式差圧トランスミッタ３０から、２線式制御ループ、有線ネットワーク、またはワイヤレスネットワークを介し、コントロールルームに伝送するようにしてもよい。
【００４１】
ＰＤＭ信号は、センサ励起信号発生器４２の入力となる。ＰＤＭ信号の状態の変化により、センサ励起信号発生器４２は、電圧ＶＰと電圧ＶＮとの間で励起用の電圧の切り換えを行う。選択された電圧ＶＰまたはＶＮが、励起の際に静電容量式差圧センサ３２に適用される。
【００４２】
可変励起コントローラ４４は、ＰＤＭ信号を用い、センサ駆動信号発生器４２に供給される励起電圧（ＶＰ−ＶＮ）を設定する。ＰＤＭ信号は、アナログローパスフィルタ４６によってフィルタ処理され、このＰＤＭ信号（静電容量の比を示すデジタルビットストリーム）が、アナログ表示値に変換される。絶対値回路４８は、アナログローパスフィルタ４６の出力を絶対値の制御信号に変換する。励起電圧発生器５０は、この絶対値の制御信号を用い、電圧ＶＰ及び電圧ＶＮの値を設定する。
【００４３】
ＰＤＭ信号は、静電容量式差圧センサ３２の静電容量と相関関係にあり、励起電圧（ＶＰ−ＶＮ）とはほとんど無関係である。これにより、信号対雑音比の改善以外で計測信号に重大な影響を及ぼすことなく、励起電圧を変更することが可能となる。可変励起コントローラ４４は、センサ励起信号発生器４２から静電容量式差圧センサ３２に供給される励起電圧を、差圧０のときに最大となるように調整する。このような調整は、例えば上述した図２〜図４に例示されている。
【００４４】
シグマ・デルタＡ／Ｄコンバータ３４は、例えば、静電容量式センサのプロセストランスミッタにおいてローズマウント社が現在一般的に採用している任意のＣ／ＤコンバータＡＳＩＣのものとすることが可能である。励起電圧制御ブロックは、ＰＤＭ信号を用いて励起電圧を設定し、この励起電圧がＡ／Ｄコンバータによる励起制御ブロックにフィードバックされる。
【００４５】
図５に関し、可変励起電圧の生成について述べた全ての作動は、アナログ回路設計の手法では公知のものである。そのような回路設計は、効果的に実現するため、計測用電子回路の制約とシステムの性能上の目標との釣り合いを取るように、励起電圧の高さと変化率（例えば、図４に示すような傾斜と高さ）を全て設定する必要がある。Ａ／Ｄ変換の分解能やＥＭＣノイズ除去の領域での効果を期待することができる。
【００４６】
図６は、可変励起制御が適用されるもう１つの実施形態として、静電容量式差圧トランスミッタ３０Ａを示している。静電容量式差圧トランスミッタ３０Ａは、静電容量式差圧センサ３２、シグマ・デルタＡ／Ｄコンバータ３４（コンデンサ切換式積分器３６、レベル比較器３８、デシメーションローパスフィルタ４０、及びセンサ励起信号発生器４２を有する）、及び可変励起コントローラ４４Ａを備えており、この可変励起コントローラ４４Ａは、励起電圧発生器５０及び自動ゲインコントローラ５２を有している。
【００４７】
可変励起コントローラ４４Ａは、ＰＤＭ信号ではなく、コンデンサ切換式積分器３６の出力電圧ＶOを用いて、励起電圧発生器５０に対する制御信号を生成する。出力電圧ＶOは、自動ゲインコントローラ（ＡＧＣ）５２の入力信号として供給され、ＡＧＣ５２の出力信号は、電圧ＶＰ及び電圧ＶＮの高さを制御することによって静電容量式差圧センサ３２の励起電圧を決定するための制御信号として、励起電圧発生器５０に供給される。励起電圧は、コンデンサ切換式積分器３６における飽和の問題を回避しつつ最大限可能な高さとなるように設定される。
【００４８】
静電容量の大きさが、０を最小値として、圧力が０からフルスケール圧力へと増大するのに伴って増大し、また圧力が０から負側のフルスケール圧力へと変化するのに伴って増大するような静電容量式差圧センサの例（図２）を用い、本発明を説明した。本発明は、絶対圧を計測する静電容量式センサにも適用可能であり、この静電容量式センサの場合には、圧力０で静電容量が最小値となり、圧力の増大と共に静電容量が増大する。この場合には、負圧が存在せず、図５に示すような絶対値回路は不要となる。
【００４９】
具体的な実施形態に基づき本発明を説明したが、本発明の範囲から逸脱することなく、様々な変更が可能であると共に、均等物で本発明の各構成要素を置き換えることが可能であることが当業者に理解されよう。また、本発明の本質的な範囲から逸脱することなく、特定の状況やものを本発明の教示に適合させるための様々な変形が可能である。従って、本発明は、開示した特定の実施形態に限定されるものではなく、添付の特許請求の範囲内に包含される全ての態様を含むものである。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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