(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
正転及び逆転可能なＤＣモータ（８）の通電及び回転方向を制御するモータ制御装置であって、
ブリッジ接続された４つのスイッチング素子（ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４）で構成され、前記ＤＣモータに直流電力を供給可能なＨブリッジ回路（３０）と、
前記Ｈブリッジ回路の一方の対角線に配置されるスイッチング素子（ＳＷ１、ＳＷ４）の組で構成される第１駆動回路（３１）、及び、前記Ｈブリッジ回路の他方の対角線に配置されるスイッチング素子（ＳＷ２、ＳＷ３）の組で構成される第２駆動回路（３２）を相補ＰＷＭ駆動するスイッチング素子駆動回路（２３）と、
前記Ｈブリッジ回路と直列に接続されたシャント抵抗器（７１）を含み、前記シャント抵抗器の両端電圧を検出するモータ電流検出回路（７０）と、
前記スイッチング素子駆動回路のＰＷＭ出力タイミングに応じて、前記モータ電流検出回路の出力を２分の１周期毎にサンプルホールドし、前記第１駆動回路がＯＮしているとき取得した前記モータ電流検出回路の出力を第１信号（ＩＭ１）とし、前記第２駆動回路がＯＮしているとき取得した前記モータ電流検出回路の出力を第２信号（ＩＭ２）として出力するサンプルホールド回路（２４）と、
前記第１信号及び前記第２信号のうち値が大きい方の信号を選択信号として選び、当該選択信号の値をモータ電流の絶対値として演算し、且つ、前記選択信号と、前記選択信号が取得されたサンプルタイミングにおけるＰＷＭ出力信号との関係に基づいて電流方向を判定するモータ電流演算回路（２５）と、
を備えることを特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】
前記第１信号又は前記第２信号の少なくともいずれか一方が所定の判定閾値を超えた状態が所定時間以上継続したとき、前記Ｈブリッジ回路の１つ以上の前記スイッチング素子が異常であると判定する異常判定器（２６）を備えることを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
【請求項３】
前記モータ電流検出回路は、前記シャント抵抗の両端電圧を増幅して出力する差動アンプ（７２）を含み、
前記所定の判定閾値は、前記差動アンプの出力特性に応じて可変設定されることを特徴とする請求項２に記載のモータ制御装置。
【請求項４】
請求項１〜３のいずれか一項に記載のモータ制御装置（１０）と、
前記モータ制御装置によって駆動され、運転者の操舵を補助するアシストトルクを発生するＤＣモータ（８）と、
を備えることを特徴とする電動パワーステアリング装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータの通電及び回転方向を制御するモータ制御装置、及び、それを備える電動パワーステアリング装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、Ｈブリッジ回路のスイッチを操作してモータの通電及び回転方向を制御するモータ制御装置が知られている。例えば特許文献１には、電動パワーステアリング装置に使用されるＤＣモータの制御装置において、Ｈブリッジ回路と直列に接続されたシャント抵抗器の両端電圧を検出するモータ電流検出回路を備えた構成が開示されている。このモータ制御装置は、モータ電流検出回路の出力をスイッチング素子駆動回路の出力の２分の１周期ごとにサンプルホールドし、２分の１周期ごとに得た２つのサンプル値の一方から他方を減じた値に基づいて、モータに流れる電流の絶対値及び電流方向を検出する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特許第４３８２７６８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
特許文献１の従来技術では、スイッチング素子駆動回路のＰＷＭ出力信号のＤｕｔｙが１００％又は０％の場合、サンプル値が１つしか得られず、一方から他方を減じる演算を実行することができない。仮にＤｕｔｙ＝０％のときのモータ電流Ｉｍを０とみなすと、一方のサンプル値がＩｍのときの電流検出値はＩｍ−０＝Ｉｍとなり、Ｄｕｔｙ≠０％のときの電流検出値である２Ｉｍとの整合が取れない。
【０００５】
また、特許文献１の技術では、モータ電流検出回路の出力として正の値及び負の値をいずれも用いるため、電流ゼロに対応する差動アンプの出力を正側にオフセットさせる必要がある。したがって、正領域の電流に対する分解能が実質的に半減することとなる。
さらに、特許文献１の実施の形態３では、検出電流値が負となる区間で、モータ電流検出回路の差動アンプの出力を、反転増幅器を介して極性を反転してからＤｕｔｙ比算出部の入力端へ出力させている。したがって、反転増幅器が必要となり、回路規模が増大するという問題がある。
【０００６】
本発明は上述の課題に鑑みて成されたものであり、その目的は、ＰＷＭ出力信号のＤｕｔｙが１００％又は０％のとき電流検出可能であり、且つ、モータ電流検出回路の出力をオフセット不要なモータ制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明は、正転及び逆転可能なＤＣモータの通電及び回転方向を制御するモータ制御装置に係る発明である。このモータ制御装置は、Ｈブリッジ回路、スイッチング素子駆動回路、モータ電流検出回路、サンプルホールド回路、及び、モータ電流演算回路を備える。
Ｈブリッジ回路は、ブリッジ接続された４つのスイッチング素子で構成され、ＤＣモータに直流電力を供給可能である。
【０００８】
スイッチング素子駆動回路は、Ｈブリッジ回路の一方の対角線に配置されるスイッチング素子の組で構成される第１駆動回路、及び、Ｈブリッジ回路の他方の対角線に配置されるスイッチング素子の組で構成される第２駆動回路を相補ＰＷＭ駆動する。
モータ電流検出回路は、Ｈブリッジ回路と直列に接続されたシャント抵抗器を含み、シャント抵抗器の両端電圧を検出する。
【０００９】
サンプルホールド回路は、スイッチング素子駆動回路のＰＷＭ出力タイミングに応じて、モータ電流検出回路の出力を２分の１周期毎にサンプルホールドし、第１駆動回路がＯＮしているとき取得したモータ電流検出回路の出力を第１信号とし、第２駆動回路がＯＮしているとき取得したモータ電流検出回路の出力を第２信号として出力する。
モータ電流演算回路は、第１信号及び第２信号のうち値が大きい方の信号を選択信号として選び、当該選択信号の値をモータ電流の絶対値として演算し、且つ、選択信号と、選択信号が取得されたサンプルタイミングにおけるＰＷＭ出力信号との関係に基づいて電流方向を判定する。
【００１０】
本発明のモータ制御装置では、スイッチング素子駆動回路のＰＷＭ出力信号について、例えば第１駆動回路のＯＮ−Ｄｕｔｙが１００％、第２駆動回路のＯＮ−Ｄｕｔｙが０％のとき、第１信号は検出され、第２信号は実質的に検出されない。この場合、モータ電流演算回路は、第２信号の値を０とみなし、正値の第１信号を選択信号として、モータ電流の絶対値を演算し、且つ、電流方向を決定することができる。したがって、特許文献１の従来技術では電流方向を検出不能であった「Ｄｕｔｙが１００％又は０％のとき」にも、本発明のモータ制御装置は電流方向を検出することができる。
【００１１】
また、本発明のモータ電流演算回路は、第１信号及び第２信号のうち、０又は正の信号のみを用い、負の信号を用いないため、モータ電流検出回路のゼロ電圧での出力を正側にオフセットさせる必要がない。したがって、高い分解能で出力を得ることができる。
さらに、本発明では反転増幅器等を設ける必要がないため、簡易な構成でモータ電流の絶対値及び電流方向を検出することができる。したがって、搭載スペースの制約が厳しい電動パワーステアリング装置において特に有効である。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の一実施形態によるモータ制御装置の概略構成図。
【図２】図１のモータ制御装置が適用される電動パワーステアリング装置の図。
【図３】第１駆動回路のＯＮ−Ｄｕｔｙについて、Ｄｕｔｙ＝５０％のときの信号出力を示すタイムチャート。
【図４】同上のＤｕｔｙ＞５０％のときの信号出力を示すタイムチャート。
【図５】同上のＤｕｔｙ＜５０％のときの信号出力を示すタイムチャート。
【図６】図４において下アームスイッチＳＷ４がショート故障したときの信号出力を示すタイムチャート。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、本発明のモータ制御装置を車両の電動パワーステアリング装置に適用した実施形態について、図面に基づいて説明する。
最初に図２を参照し、電動パワーステアリング装置の概略構成について説明する。電動パワーステアリング装置９０は、運転者がハンドル９１を操作するとき、操舵を補助するアシストトルクを発生するＤＣモータ８、及び、モータ８の通電及び回転方向を制御するモータ制御装置１０を備える。モータ制御装置１０は、ステアリングシャフト９２に取り付けられたトルクセンサ９５からのトルク信号ｔｒｑに基づき、バッテリ１５の直流電力を変換してモータ８に供給する。
なお、図２に例示する電動パワーステアリング装置９０は、モータ８がラック軸９３に取り付けられるラックアシスト式のものであるが、本実施形態は、コラムアシスト式の電動パワーステアリング装置にも同様に適用可能である。
【００１４】
次に図１を参照し、モータ制御装置の構成について説明する。モータ制御装置１０は、バッテリ１５とモータ８との間に設けられる。モータ８は、運転者の操舵方向に応じて、例えばハンドルを右に回すとき正転し、ハンドルを左に回すとき逆転する。また、路面からの外力によってモータ８が回転された場合等には、モータ８が発電機として動作し回生方向の電流を生成する場合がある。
【００１５】
一般に電動パワーステアリング装置には、モータのロータ位置を検出する回転角センサを有するものと有しないものとがある。本発明は、回転角センサを有しない電動パワーステアリング装置に適用されることを前提としており、モータ制御装置１０は、モータ８の回転方向の情報を直接的に取得することができない。そのため、モータ制御装置１０は、モータ８に通電される電流方向を検出して、モータ８の回転方向を認識する。
【００１６】
モータ制御装置１０は、Ｈブリッジ回路３０、モータ電流検出回路７０及び制御演算部２０を含む。
Ｈブリッジ回路３０は、高電位ラインＬＨと低電位ラインＬＬとの間でブリッジ接続された４つのスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４で構成される。詳しくは、上アームのスイッチング素子ＳＷ１と下アームのスイッチング素子ＳＷ３とが直列接続されており、上アームのスイッチング素子ＳＷ２と下アームのスイッチング素子ＳＷ４とが直列接続されている。本実施形態では、スイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物半導体電界効果トランジスタ）が用いられる。各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４は、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードを経由して低電位側から高電位側へ電流が流れるように接続されている。
【００１７】
Ｈブリッジ回路３０の高電位ラインＬＨには、電源電圧Ｖｂが印加される。Ｈブリッジ回路３０の低電位ラインＬＬは、シャント抵抗器７１を介して接地されている。
スイッチング素子ＳＷ１及びＳＷ３の中間点である第１ノードＮ１は、モータ８の一方のモータ端子８１に接続され、スイッチング素子ＳＷ２及びＳＷ４の中間点である第２ノードＮ２は、モータ８の他方のモータ端子８２に接続される。第１ノードＮ１と第２ノードＮ２との間を、モータ８を経由して結ぶ電流経路を通電ラインＬＰという。
【００１８】
第１ノードＮ１から第２ノードＮ２に向かう方向の電流がモータ８に流れると、モータ８は正転する。逆に、第２ノードＮ２から第１ノードＮ１に向かう方向の電流がモータ８に流れると、モータ８は逆転する。そこで、第１ノードＮ１から第２ノードＮ２に向かう電流方向を「正転方向」といい、第２ノードＮ２から第１ノードＮ１に向かう電流方向を「逆転方向」という。
【００１９】
Ｈブリッジ回路３０の一方の対角線に配置されるスイッチング素子ＳＷ１及びＳＷ４の組で構成される回路を第１駆動回路３１といい、Ｈブリッジ回路３０の他方の対角線に配置されるスイッチング素子ＳＷ２及びＳＷ３の組で構成される回路を第２駆動回路３２という。第１駆動回路３１及び第２駆動回路３２は、スイッチング素子駆動回路２３からのゲート信号により相補ＰＷＭ駆動される。これにより、Ｈブリッジ回路３０は、バッテリ１５から入力される直流電力を変換してＤＣモータ８に供給可能である。
【００２０】
第１駆動回路３１をＯＮしたとき、高電位ラインＬＨから低電位ラインＬＬに電流が流れる力行時には、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ４を経由して正転方向の電流が流れる。一方、低電位ラインＬＬから高電位ラインＬＨに電流が流れる回生時には、スイッチング素子ＳＷ４、ＳＷ１を経由して逆転方向の電流が流れる。
第２駆動回路３２をＯＮしたとき、力行時には、スイッチング素子ＳＷ２、ＳＷ３を経由して逆転方向の電流が流れる。一方、回生時には、スイッチング素子ＳＷ３、ＳＷ２を経由して正転方向の電流が流れる。
【００２１】
モータ電流検出回路７０は、シャント抵抗器７１及び差動アンプ７２を含み、シャント抵抗器７１の両端電圧（以下、「シャント電圧」という。）を検出する。本実施形態のシャント抵抗器７１は、Ｈブリッジ回路３０の低電位ラインＬＬとグランドとの間に直列に接続されている。シャント電圧は、Ｈブリッジ回路３０からグランドに向かって電流が流れる力行時に正となり、グランドからＨブリッジ回路３０に向かって電流が流れる回生時に負となる。差動アンプ７２は、シャント電圧を増幅して、制御演算部２０のサンプルホールド回路２４に出力する。
【００２２】
本実施形態の差動アンプ７２は、出力にオフセットを設定しておらず、シャント電圧が０［Ｖ］のとき、そのまま０［Ｖ］を出力する。また、シャント電圧が負のとき、常に０［Ｖ］を出力する。したがって、負のシャント電圧の情報は演算に用いられない。
その代わり、差動アンプ７２の使用可能な出力レンジ（例えば０〜＋５［Ｖ］）において、正のシャント電圧をできるだけ分解能の高い条件で出力可能なように、ゲインが設定されている。
【００２３】
制御演算部２０は、目標電流設定器２１、Ｄｕｔｙ演算器２２、スイッチング素子駆動回路２３、サンプルホールド回路（図１中、「Ｓ／Ｈ回路」と記す。）２４、モータ電流演算回路２５、及び、異常判定器２６を有する。
目標電流設定器２１は、トルクセンサ９５（図２参照）からのトルク信号ｔｒｑに基づいて、モータ８に通電する目標電流値を設定する。
【００２４】
Ｄｕｔｙ演算器２２は、目標電流値と、モータ電流演算回路２５からフィードバックされる電流値との偏差を０に収束させるように、比例積分演算等によってＰＷＭ出力信号のＤｕｔｙを演算する。Ｄｕｔｙ演算器２２が演算したＤｕｔｙ信号は、スイッチング素子駆動回路２３に出力される他、ＰＷＭ出力のタイミング情報としてサンプルホールド回路２４、モータ電流演算回路２５及び異常判定器２６にも出力される。
【００２５】
スイッチング素子駆動回路２３は、Ｄｕｔｙ演算器２２が演算したＤｕｔｙに基づき、Ｈブリッジ回路３０の第１駆動回路３１及び第２駆動回路３２にＰＷＭ出力信号を出力し、第１駆動回路３１及び第２駆動回路３２を相補ＰＷＭ駆動する。
以上の目標電流設定器２１、Ｄｕｔｙ演算器２２及びスイッチング素子駆動回路２３の構成は、特許文献１に記載の構成とほぼ同様である。
【００２６】
サンプルホールド回路２４は、スイッチング素子駆動回路２３のＰＷＭ出力タイミングに応じて、モータ電流検出回路７０の出力を２分の１周期毎にサンプルホールドする。ここで、「２分の１周期」の意味は、特許文献１に記載されている通りである。
以下、第１駆動回路３１がＯＮしているとき取得したモータ電流検出回路７０の出力を「第１信号ＩＭ１」とし、第２駆動回路３２がＯＮしているとき取得したモータ電流検出回路７０の出力を「第２信号ＩＭ２」とする。サンプルホールド回路２４は、２分の１周期毎にサンプルホールドしたモータ電流検出回路７０の出力をＡ／Ｄ変換し、第１信号ＩＭ１及び第２信号ＩＭ２として、モータ電流演算回路２５に出力する。
【００２７】
モータ電流演算回路２５は、第１信号ＩＭ１及び第２信号ＩＭ２のうち値が大きい方の信号を選択信号ＩＭＳとして選び、当該選択信号ＩＭＳの値をモータ電流の絶対値として演算する。また、選択信号ＩＭＳと、選択信号ＩＭＳが取得されたサンプルタイミングにおけるＰＷＭ出力信号との関係に基づいて電流方向を判定する。
異常判定器２６は、第１信号ＩＭ１又は第２信号ＩＭ２の少なくともいずれか一方が所定の判定閾値α以上である状態が所定時間以上継続したとき、Ｈブリッジ回路３０の１つ以上のスイッチング素子が異常であると判定する。
【００２８】
次に、Ｈブリッジ回路３０の正常時におけるモータ制御装置１０の作用について、図３〜図５のタイムチャートを参照して説明する。図３〜図５の各動作状態は、第１駆動回路３１のＯＮ−Ｄｕｔｙを基準として場合分けしたものである。図３〜図５には、上から順に、（ａ）第１駆動回路３１及び第２駆動回路３２の駆動信号（ＰＷＭ出力信号）、（ｂ）モータ電流、（ｃ）シャント電圧、（ｄ）差動アンプ出力を示す。
なお、（ａ）の駆動信号について、厳密には第１駆動回路３１のＯＮ期間と第２駆動回路３２のＯＮ期間との間に、貫通電流防止のためのデッドタイムが設けられるが、図３〜図５ではデッドタイムの図示を省略する。
【００２９】
第１駆動回路３１がＯＮしている期間を「区間Ｍ１」、第２駆動回路３２がＯＮしている期間を「区間Ｍ２」とする。区間Ｍ１と区間Ｍ２との合計は、ＰＷＭ出力信号の１周期Ｔに相当する。したがって、区間Ｍ１の中心から区間Ｍ２の中心までの期間は、ＰＷＭ出力信号の「２分の１周期（＝Ｔ／２）」に相当する。サンプルホールド回路２４は、この２分の１周期毎に、差動アンプ出力を取得（サンプルホールド）する。
【００３０】
区間Ｍ１に取得された差動アンプ出力である第１信号ＩＭ１を「○」印で示し、区間Ｍ２に取得された差動アンプ出力である第２信号ＩＭ２を「◇」印で示す。そして、モータ電流演算回路２５は、第１信号ＩＭ１及び第２信号ＩＭ２のうち値が大きい方の信号を選択信号ＩＭＳとして選ぶ。第１信号ＩＭ１及び第２信号ＩＭ２の値は、一方が０以上であり、他方が０以下であるため、選択信号ＩＭＳの値は常に０以上となる。図中、選択信号ＩＭＳの印を実線で表し、選択されなかった方の信号の印を破線で表す。
以下、図３〜図５を参照するモータ制御装置１０の作用の説明において、特許文献１の図２〜図８のタイムチャート及び電流経路図を援用して参照する。ここで、特許文献１における「区間Ｍ０」が本明細書の「区間Ｍ２」に相当する。
【００３１】
図３は、第１駆動回路３１のＯＮ−Ｄｕｔｙがちょうど５０％のＰＷＭ出力での駆動状態、すなわち、第１駆動回路３１と第２駆動回路３２とを等しくＤｕｔｙ５０％ずつで駆動する状態を示し、特許文献１の図２に対応する。このとき、正転方向と逆転方向の電流が相殺されるため、モータ８に流れる平均電流は０［Ａ］となる。補足すると、モータ８はＰＷＭ駆動の周期（例えば５０μｓ）に対して時定数が十分に長いため、モータ電流はほとんど流れない。図３では、両方の信号の「○」印及び「◇」印を破線で示す。
【００３２】
図４は、第１駆動回路３１のＯＮ−Ｄｕｔｙが５０％を超えたＰＷＭ出力での駆動状態を示し、特許文献１の図６に対応する。この駆動状態では区間Ｍ１が区間Ｍ２よりも長くなり、区間Ｍ１において特許文献１の図８、区間Ｍ２において特許文献１の図７に示されるようにモータ電流が流れる。すなわち、モータ８に流れる平均電流の方向は、第１ノードＮ１から第２ノードＮ２に向かう正転方向となる。
差動アンプ７２の出力は、区間Ｍ１で正の値、区間Ｍ２で０となるため、サンプルホールド回路２４が取得した第１信号ＩＭ１の値は、第２信号ＩＭ２の値よりも大きくなる。したがって、モータ電流演算回路２５は、第１信号ＩＭ１を選択信号ＩＭＳとして選ぶ。
【００３３】
モータ電流演算回路２５は、選択信号ＩＭＳである第１信号ＩＭ１の値をモータ電流の絶対値として演算する。また、第１信号ＩＭ１と、第１信号ＩＭ１が取得されたサンプルタイミングである区間Ｍ１におけるＰＷＭ出力信号、すなわち、「第１駆動回路３１をＯＮする信号」との関係に基づいて電流方向を判定する。つまり、第１駆動回路３１をＯＮしているタイミングで第１信号ＩＭ１が選択された場合、電流方向は、第１ノードＮ１から第２ノードＮ２に向かう正転方向であると判定する。
【００３４】
図５は、第１駆動回路３１のＯＮ−Ｄｕｔｙが５０％未満のＰＷＭ出力での駆動状態を示し、特許文献１の図３に対応する。この駆動状態では区間Ｍ２が区間Ｍ１よりも長くなり、区間Ｍ２において特許文献１の図４、区間Ｍ１において特許文献１の図５に示されるようにモータ電流が流れる。すなわち、モータ８に流れる平均電流の方向は、第２ノードＮ２から第１ノードＮ１に向かう逆転方向となる。
差動アンプ７２の出力は、区間Ｍ１で０、区間Ｍ２で正の値となるため、サンプルホールド回路２４が取得した第２信号ＩＭ２の値は、第１信号ＩＭ１の値よりも大きくなる。したがって、モータ電流演算回路２５は、第２信号ＩＭ２を選択信号ＩＭＳとして選ぶ。
【００３５】
モータ電流演算回路２５は、選択信号ＩＭＳである第１信号ＩＭ２の値をモータ電流の絶対値として演算する。また、第２信号ＩＭ２と、第２信号ＩＭ２が取得されたサンプルタイミングである区間Ｍ２におけるＰＷＭ出力信号、すなわち、「第２駆動回路３２をＯＮする信号」との関係に基づいて電流方向を判定する。つまり、第２駆動回路３２をＯＮしているタイミングで第２信号ＩＭ２が選択された場合、電流方向は、第２ノードＮ２から第１ノードＮ１に向かう逆転方向であると判定する。
【００３６】
以上のように、本実施形態のモータ電流演算回路２５は、ＰＷＭ出力タイミングの２分の１周期毎にサンプルホールド回路２４が出力した第１信号ＩＭ１及び第２信号ＩＭ２のうち値が大きい方の信号を選択信号ＩＭＳとして選ぶ。そして、選択信号ＩＭＳの情報に基づいて、電流の絶対値を演算し、電流方向を判定する。
【００３７】
本実施形態のモータ制御装置１０では、スイッチング素子駆動回路２３のＰＷＭ出力信号について、例えば第１駆動回路３１のＯＮ−Ｄｕｔｙが１００％、第２駆動回路３２のＯＮ−Ｄｕｔｙが０％のとき、第１信号ＩＭ１は検出され、第２信号ＩＭ２は実質的に検出されない。この場合、モータ電流演算回路２５は、第２信号ＩＭ２の値を０とみなし、第１信号ＩＭ１を選択信号ＩＭＳとして、モータ電流の絶対値を演算し、且つ、電流方向を決定する。したがって、特許文献１の従来技術では電流方向を検出不能であった「Ｄｕｔｙが１００％又は０％のとき」においても、電流方向を検出することができる。
【００３８】
また、特許文献１の技術では、モータ電流検出回路の出力として正の値及び負の値をいずれも用いるため、電流ゼロに対応する差動アンプの出力を正側にオフセットさせる必要がある。例えば、差動アンプの使用可能な出力レンジが０〜＋５Ｖの場合、シャント抵抗器を流れる電流がゼロのときの出力を＋２．５Ｖに設定し、電流が負のときの出力が０〜＋２．５Ｖ、電流が正のときの出力が＋２．５〜＋５Ｖとなるように設定する。したがって、正領域の電流に対する分解能が実質的に半減することとなる。
【００３９】
それに対し、本実施形態のモータ電流演算回路２５は、第１信号ＩＭ１及び第２信号ＩＭ２のうち、０又は正の信号のみを用い、負の信号を用いないため、モータ電流検出回路７０のゼロ電圧での出力を正側にオフセットさせる必要がない。したがって、差動アンプ７２の使用可能な出力レンジを有効に使用し、高い分解能で出力を得ることができる。
【００４０】
さらに、特許文献１の実施の形態３では、反転増幅器を設ける必要がある。また、特許第４２２７１４７号公報には、２つのシャント抵抗、及び、それに付随する２つの電流検出回路を設け、２つの電流検出回路で検出した電流に基づいて電流方向を検出する技術が開示されている。これらの技術では、回路規模が増大するという問題がある。
それに対して、本実施形態では、反転増幅器や２つの電流検出回路を設ける必要がないため、簡易な構成でモータ電流の絶対値及び電流方向を検出することができる。したがって、搭載スペースの制約が厳しい電動パワーステアリング装置において特に有効である。
【００４１】
次に、Ｈブリッジ回路３０の異常時におけるモータ制御装置１０の作用について、図６を参照して説明する。図６では、図４のように、第１駆動回路３１のＯＮ−Ｄｕｔｙが５０％を超えたＰＷＭ出力で駆動中の時刻ｔｘに、第１駆動回路３１の下アームのスイッチング素子ＳＷ４がショート故障した場合を想定する。
【００４２】
この場合、時刻ｔｘ後の区間Ｍ２でスイッチング素子ＳＷ４がＯＦＦすべきであるにもかかわらずＯＮ状態が継続される。すると、第２駆動回路３２の上アームのスイッチング素子ＳＷ２がＯＮしたとき、高電位ラインＬＨと低電位ラインＬＬとがスイッチング素子ＳＷ２及びＳＷ４を経由して短絡し、シャント抵抗器７１に過大な電流が流れる。そのため、区間Ｍ２でモータ電流が流れず、シャント電圧及び差動アンプ出力が過大値となる。
その結果、区間Ｍ２で差動アンプ出力が判定閾値αを超える（「△」印）。ここで、判定閾値αは、差動アンプ７２の出力特性に応じて可変設定される。
【００４３】
異常判定器２６は、第１信号ＩＭ１又は第２信号ＩＭ２の少なくともいずれか一方が判定閾値αを超えた状態が所定時間以上継続したとき、Ｈブリッジ回路３０の１つ以上のスイッチング素子が異常であると判定する。スイッチング素子の異常は、図６で例示した下アームのスイッチング素子のショート故障に限らず、上アームのスイッチング素子のショート故障の場合も同様に判定可能である。
【００４４】
このように、本実施形態のモータ制御装置１０は、第１信号ＩＭ１及び第２信号ＩＭ２を用いて、異常判定器２６により簡易な構成でＨブリッジ回路３０の異常を検出することができる。
異常判定器２６にてＨブリッジ回路３０の異常が判定されたとき、制御演算部２０は、例えばモータ８の駆動を停止し、ウォーニングランプ等により運転者に異常を知らせる。これにより、フェールセーフ処置を適切に実現可能となる。
【００４５】
（その他の実施形態）
（ア）Ｈブリッジ回路３０を構成するスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４として、ＭＯＳＦＥＴ以外の電界効果トランジスタやＩＧＢＴ等のトランジスタを用いてもよい。
（イ）シャント抵抗器７１は、Ｈブリッジ回路３０の低電位ラインＬＬとグランドとの間でなく、電源ラインとＨブリッジ回路３０の高電位ラインＬＨとの間に直列に接続されてもよい。
【００４６】
（ウ）制御演算部２０の具体的な回路構成は、図１に示した構成に限らず、同等の機能を実行可能な構成であればよい。
（エ）本発明のモータ制御装置は、電動パワーステアリング装置に限らず、他のいかなる用途のモータに適用されてもよい。
【００４７】
以上、本発明はこのような実施形態に限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において、種々の形態で実施することができる。
【符号の説明】
【００４８】
１０・・・モータ制御装置、
２３・・・スイッチング素子駆動回路、
２４・・・サンプルホールド回路、
２５・・・モータ電流演算回路、
３０・・・Ｈブリッジ回路、
３１・・・第１駆動回路、        ３２・・・第２駆動回路、
７０・・・モータ電流検出回路、  ７１・・・シャント抵抗器、
８  ・・・モータ（ＤＣモータ）、
ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４・・・スイッチング素子。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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