(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電流から変換された三相交流電流によって駆動される誘導モータの制御装置であって、
トルク指令と磁束密度指令の二相指令を、前記モータの１次電流を制御するために、励磁電流同相電圧指令とトルク電流同相電圧指令に基づいて算出した三相電圧指令に変換し、前記モータの実際の三相の１次電流をトルク電流検出値ｉｑと励磁電流検出値ｉｄの二相の検出値に変換し、フィードバック制御を行う誘導モータの制御装置において、
前記磁束密度指令に基づいて励磁電流指令値ｉｄ＊を算出する励磁電流指令発生手段と、
前記励磁電流指令ｉｄ＊と前記励磁電流検出値ｉｄとに基づき、励磁電流と同相の励磁電流同相電圧指令を算出する励磁電圧指令算出手段と、
前記トルク指令と前記磁束密度指令に基づきトルク電流指令ｉｑ＊を算出するトルク電流指令発生手段と、
前記トルク電流指令ｉｑ＊と前記トルク電流検出値ｉｑとに基づき、トルク電流と同相のトルク電流同相電圧指令を算出するトルク電圧指令算出手段と、
前記トルク電流指令ｉｑ＊と前記トルク電流検出値ｉｑとの差分を増幅した誤差アンプ出力Δｅｑに二次抵抗同定ゲインを乗算することによって前記モータの二次抵抗補正値を算出し、トルク電流と励磁電流の比Ａ（＝トルク電流／励磁電流）が予め定められた所定値以下である場合は、前記トルク電流と励磁電流の比Ａが予め定められた所定値超過である場合に算出した二次抵抗の補正値を保持し出力する二次抵抗補正値算出手段と、
前記トルク電流指令ｉｑ＊を前記磁束密度指令で徐算し、さらに、前記二次抵抗補正値によって補正された前記モータの二次抵抗値Ｒ２を乗算することによってすべり周波数を算出するすべり周波数算出手段と、
前記すべり周波数と前記モータの回転速度の検出値を加算して周波数指令を算出する周波数指令算出手段と、
を有し、
前記二次抵抗同定補正値算出手段は、前記モータの回転方向の極性と前記トルク指令の極性が一致する場合には前記二次抵抗同定ゲインとして、Ｇｒ１を、不一致の場合にはＧｒ１より小さいＧｒ２を選択して出力する、
ことを特徴とする誘導モータの制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載の誘導モータの制御装置であって、
前記二次抵抗同定補正値算出手段は、前記モータの回転方向と前記トルク指令の極性が一致する場合に前記二次抵抗同定ゲインをＧｒ１とし、また一致しない場合に前記二次抵抗同定ゲインをＧｒ２とする、
ことを特徴とする誘導モータの制御装置。
【請求項３】
請求項１に記載の誘導モータの制御装置であって、
前記二次抵抗同定補正値算出手段は、前記モータの回転方向と前記トルク指令の極性が一致、または、前記モータの回転速度が規定の基準値以下の場合には、前記二次抵抗同定ゲインをＧｒ１とし、前記モータの回転方向と前記トルク指令の極性が不一致かつ前記モータの回転速度が規定の基準値超過の場合には、前記二次抵抗同定ゲインをＧｒ２とする、ことを特徴とする誘導モータの制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は工作機械の主軸駆動などに利用され、誘導モータの出力トルクを任意に制御する誘導モータの制御装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
工作機械の主軸駆動などの用途には、すべり周波数型ベクトル制御によって駆動される誘導モータが多く用いられている。このすべり周波数型ベクトル制御において、出力トルクを任意に制御するためには、モータの二次抵抗Ｒ２、励磁インダクタンスＭおよびトルク電流ｉ１ｑに応じて正確なすべり周波数をモータに与える必要がある。一般的に、二次抵抗Ｒ２は、モータの温度変化等によって２倍程度に大きく変動するため、その結果、モータに与えられるすべり周波数が不正確となり、出力トルクを正確に制御することができない。この問題を解決するべく、本出願人等は既に特開平１０−５２１００号公報、特許第３３６３７３２号などにおいて、誘導モータの二次抵抗Ｒ２の値や、その他のパラメータが変動する場合においても常に出力トルクを精度良く制御できる誘導モータの制御装置を提案している。
【０００３】
図５に従来技術による誘導モータの制御装置のシステム構成の一例を示す。この制御装置に対して外部からの入力指令として、トルク指令Ｔ＊および磁束密度指令φ＊が入力される。変換器１は、磁束密度指令φ＊に応じて必要な励磁電流指令値ｉｄ＊を発生する励磁電流指令発生器であり、磁束密度と励磁電流の関係は後述するように励磁インダクタンスＭを意味している。この変換器１では、励磁インダクタンスＭの逆数を乗算することによって励磁電流指令値ｉｄ＊が出力される。
【０００４】
除算器２は、入力されたトルク指令Ｔ＊を入力された磁束密度指令φ＊で除算するものであり、誘導モータの出力トルクは磁束密度とトルク電流値との積に比例することから、除算器２の出力がトルク電流指令値ｉｑ＊として出力される。
【０００５】
この誘導モータの制御装置の動作を図９の誘導モータの等価回路をもとに説明する。モータの一次電流Ｉ１，励磁電流Ｉｏ，一次電圧Ｅ１は磁束の回転周波数ωに同期して回転するｄｑ軸座標上の電流ｉｄ，ｉｑ，ｉｏｄ，ｉｏｑ、電圧ｅ１ｄ，ｅ１ｑを用いて次のように表される。
Ｉ１＝ｉｄ・ｓｉｎωｔ＋ｉｑ・ｃｏｓωｔ  ・・・（１）
Ｉｏ＝ｉｏｄ・ｓｉｎωｔ＋ｉｏｑ・ｃｏｓωｔ    ・・・（２）
Ｅ１＝ｅ１ｄ・ｓｉｎωｔ＋ｅ１ｑ・ｃｏｓωｔ  ・・・（３）
【０００６】
このとき誘導モータの一次回路について電圧方程式は次のように表される。
ｅ１ｄ＝（Ｒ１＋ｐＬσ）ｉｄ−ωＬσ・ｉｑ＋ｐＭ・ｉｏｄ−ωＭ・ｉｏｑ  ・・・（４）
ｅ１ｑ＝ωＬσ・ｉｄ＋（Ｒ１＋ｐＬσ）ｉｑ＋ωＭ・ｉｏｄ＋ｐＭ・ｉｏｑ  ・・・（５）
【０００７】
ここでｐは微分演算子ｄ／ｄｔ、Ｒ１は一次巻線抵抗、Ｌσは漏れインダクタンス、Ｍは励磁インダクタンスである。
【０００８】
次に二次回路についても同様に電圧方程式は次のように表される。
−Ｒ２・ｉｄ＋（Ｒ２＋ｐＭ）ｉｏｄ−ωｓ・Ｍ・ｉｏｑ＝０  ・・・（６）
−Ｒ２・ｉｑ＋ωｓ・Ｍ・ｉｏｄ＋（Ｒ２＋ｐＭ）ｉｏｑ＝０  ・・・（７）
【０００９】
ここでＲ２は二次巻線抵抗、ωｓはすべり周波数である。このωｓはモータの回転角周波数ωｍを用いて次のように表される。
ωｓ＝ω−ωｍ  ・・・（８）
【００１０】
磁束方向がｄ軸に一致していると仮定すると、モータ内部の励磁電流Ｉｏは次のように表される。
Ｉｏ＝φ／Ｍ＝ｉｏｄ，ｉｏｑ＝０  ・・・（９）
【００１１】
（９）式と（６）式よりＩｏとｉｄとの関係を求めると次式を得る。
Ｉｏ／ｉｄ＝１／（１＋ｐＭ／Ｒ２）  ・・・（１０）
【００１２】
すなわち、励磁電流Ｉｏはｉｄに対して一次遅れで応答し、その時定数はＭ／Ｒ２である。この時定数は一般的な誘導モータにおいて数１００ｍｓであり、Ｉｏの変化は十分に緩慢であると近似できる。
【００１３】
一方、（９）式と（７）式より、次式を得る。
ωｓ＝Ｒ２・ｉｑ／（Ｍ・Ｉｏ）  ・・・（１１）
【００１４】
これがいわゆるベクトル制御条件と呼ばれるもので、この式を満たすωｓをモータに与えるとき、磁束方向がｄ軸に一致する。このときｉｑが磁束に直交することからモータの発生トルクＴは、以下のようになる。
Ｔ＝φ・ｉｑ＝Ｍ・Ｉｏ・ｉｑ  ・・・（１２）
従って、ｉｑを制御することによって任意にトルクを制御することができる。
【００１５】
前記のようにＩｏの変化は十分に緩慢であると近似するとき、（４），（５）式は次のように書き直すことができる。
ｅ１ｄ＝（Ｒ１＋ｐＬσ）ｉｄ−ωＬσ・ｉｑ  ・・・（１３）
ｅ１ｑ＝ωＬσ・ｉｄ＋（Ｒ１＋ｐＬσ）ｉｑ＋ωＭ・Ｉｏ  ・・・（１４）
【００１６】
これらの式より、ｉｄ，ｉｑを任意に制御しようとするとき、モータに印加する電圧を次のように制御すればよい。
ｅ１ｄ＊＝Ｇｄ・Δｉｄ−ωＬσ・ｉｑ＊  ・・・（１５）
ｅ１ｑ＊＝ωＬσ・ｉｄ＊＋Ｇｑ・Δｉｑ＋ωＭ・Ｉｏ＊  ・・・（１６）
【００１７】
ここで添え字＊は指令値であることを意味しており、またΔｉｄ，Δｉｑは次式で表される電流誤差である。
Δｉｄ＝ｉｄ＊−ｉｄ，Δｉｑ＝ｉｑ＊−ｉｑ  ・・・（１７）
【００１８】
Ｇｄ，Ｇｑは十分に大きなゲインであり、ｐｉ演算増幅器などを用いて実現する。この（１５），（１６）式は図５のｄｑ軸電圧指令算出部４で演算されており、その内部ブロック図は図８に表される。また、（１１）式を満たすように除算器７、変換器８によってωｓが出力される。
【００１９】
（１２）式で表される出力トルクＴを正確に制御しようとするとき、（１１）式のベクトル制御条件が成立し、磁束位置がｄ軸に一致していることが必要である。しかしながら先に述べたように、（１１）式中の二次抵抗Ｒ２が変動するため、その結果、出力トルク精度が悪化する。そこで特開平１０−５２１００においては、二次抵抗Ｒ２について次式に基づいて同定が行なわれていれる。
Ｇｑ・Δｉｑ＝ΔＲ２（ω／ωｓ）ｉｑ  ・・・（１８）
【００２０】
ここでΔＲ２はコントロ−ラ側で想定した値Ｒ２ｃとモータ内部における実際の値Ｒ２との間の誤差である。この（１８）式は以下のように導出される。まず（１１）式を変形して（１９）式を得る。
ωＭ・Ｉｏ＝（ω／ωｓ）Ｒ２・ｉｑ  ・・・（１９）
この（１９）式を（１４）式に代入することによって、実際にモ−タに発生するｑ軸電圧は次のように表すことができる。
ｅ１ｑ＝ωＬσ・ｉｄ＋（Ｒ１＋ｐＬσ）ｉｑ＋（ω／ωｓ）Ｒ２・ｉｑ  ・・・（２０）
【００２１】
一方、コントローラの出力する電圧ｅ１ｑ＊は、（１９），（１６）式から次のように表すことができる。
ｅ１ｑ＊＝Ｇｑ・Δｉｑ＋ωＬσ・ｉｄ＊＋Ｒ１・ｉｑ＊＋（ω／ωｓ）Ｒ２ｃ・ｉｑ＊  ・・・（２１）
電流制御系の働きにより、ｉｄ＊＝ｉｄ，ｉｑ＊＝ｉｑ，ｅ１ｑ＝ｅ１ｑ＊として（２０），（２１）式の差を求めると、次式を得る。
ｅ１ｑ−ｅ１ｑ＊＝ｐＬσ・ｉｑ−Ｇｑ・Δｉｑ＋（ω／ωｓ）・（Ｒ２−Ｒ２ｃ）・ｉｑ＝０  ・・・（２２）
第１項は他の項に比べて比較的小さいので無視すると（１８）式が、導き出される。
【００２２】
すなわち、（１８）式よりｑ軸電流誤差アンプの出力Ｇｑ・Δｉｑは二次抵抗Ｒ２の設定誤差ΔＲ２を表しているので、このＧｑ・Δｉｑを用いて二次抵抗の設定値を補正することが可能である。図５においてはＧｑ・Δｉｑは△ｅｑと記述してあって、増幅器２５によって△ｅｑに同定ゲインＧｒを乗算し、その出力に応じて変換器８の係数として設定された二次抵抗Ｒ２を補償している。なお、同定ゲインＧｒは一般的なｐｉ演算増幅器などを用いて構成され、比例成分ゲインをＧｒｐ、積分成分ゲインをＧｒｉとして下式で示されるような演算により二次抵抗の補正値を出力する。
△Ｒ２＝Ｇｒｐ・Ｇｑ・Δｉｑ＋Ｇｒｉ・∫（Ｇｑ・Δｉｑ）ｄｔ  ・・・（２３）
【００２３】
以上のように、特開平１０−５２１００の発明では、制御に用いられるパラメータ：二次抵抗Ｒ２について、実際のモータにおける真値を同定し、自動的に制御パラメータを適性に補償しているので、モータの温度変化等による二次抵抗Ｒ２の変動の影響を受けず、精度良く所望の出力トルクを得ることができる。
【００２４】
ここで、特許３３６３７３２号に記載の通り、角周波数ωがモータの基底速度での角周波数ωｂ以下になると、二次抵抗同定の感度は低下し、トルク指令が小さい領域または低回転領域における出力トルク精度は悪化する。これを改善するため、図６中の二次抵抗同定器３１は、ｄｑ軸電圧指令算出部４におけるトルク電流指令とトルク電流の誤差アンプ出力Δｅｑ即ち（Ｇｑ・Δｉｑ）を入力とする、またはトルク電流指令とトルク電流の誤差アンプ出力（Ｇｑ・Δｉｑ）と角周波数指令を入力とする、または励磁電流指令とトルク電流指令とトルク電流の誤差アンプ出力（Ｇｑ・Δｉｑ）と角周波数を入力として二次抵抗補償値を算出し、予めコントローラ内で想定してある二次抵抗値と加算して二次抵抗同定値を出力する。
【００２５】
前記二次抵抗同定器３１の内部構成を図７に示す。図中のΔｅｑはトルク電流の誤差アンプ出力でありΔｅｑ＝Ｇｑ・Δｉｑである。Ａはトルク電流指令ｉｑ＊または、トルク電流指令ｉｑ＊と励磁電流指令ｉ１＊より演算されるｉｑ＊／ｉｄ＊であり、ここではＡ＝ｉｑ＊／ｉｄ＊を用いて説明する。ｒ２ｃは、コントローラ内で予め設定した二次抵抗初期値である。図７中のＡｒｅｆは例えば図６に於てＫの値が急激に低下しない値ｉｑ＊／ｉｄ＊＝２とする。また角周波数ωとωφ＊の関係は図１０の様になるため、例えばωｒｅｆ＝ωｂ（ωｂはモータの基底速度での角周波数である。）とする。コンパレータ３２はω＞ωｒｅｆのとき即ちω＞ωｂのときＨｉｇｈを出力する。またコンパレータ３３はＡ＞Ａｒｅｆ即ちｉｑ＊／ｉｄ＊＞２のときＨｉｇｈを出力する。コンパレータ３２、３３の出力が両方ともＨｉｇｈのときＡＮＤ器３４はＨｉｇｈを出力する。ＡＮＤ器３４の出力がＨｉｇｈのとき同定値切換器３５内のスイッチ３８が閉となり、電流の誤差アンプ出力Δｅｑを用い演算器２５にて演算した二次抵抗補償値を出力する。また、ＡＮＤ器３４の出力がＬｏｗのときは同定値切換器３５内のスイッチ３８が開となるためスイッチが閉となっていたときの値を保持し出力する。図７中の保持器３６は、上記条件が一度も揃っていない場合即ちＡＮＤ器３４の出力がＬｏｗのままのとき出力はＨｉｇｈのままであり、上記条件が一度でも揃うと、即ちＡＮＤ器３４の出力が一旦Ｈｉｇｈになると出力がＬｏｗとなる。同定値切換器３５は、保持器３６の出力がＨｉｇｈのとき同定値切換器３５内のスイッチ３９が閉となっており電流の誤差アンプ出力Δｅｑを用い演算器２５にて演算した二次抵抗補償値を出力する。同定値切換器３５の出力と予め設定してある二次抵抗初期設定値ｒ２ｃを加算器３７によって加算し二次抵抗同定値として出力する。
【００２６】
この結果、二次抵抗同定感度が低い領域でのみモータが回転している場合は、感度が低いなりにも二次抵抗を同定し誘導モータを制御する。一旦、二次抵抗同定感度が高い領域で同定が行われた場合は、同定感度が低い領域では二次抵抗同定感度が高い領域で同定した、より同定精度が良い同定値を用い誘導モータを制御することができる。
【００２７】
従来技術による誘導モータの制御装置における他の構成要素の動作を以下に簡単に説明する。ｄｑ軸電圧指令算出部４は（１５），（１６）式の演算を行なっており、その内部構成を図８に示す。図中の減算器１１が励磁電流指令値ｉｄ＊から励磁電流検出値ｉｄを減算して励磁電流誤差Δｉｄが出力され、増幅器１２はΔｉｄを増幅してＧｄ・Δｉｄが出力される。変換器１３、乗算器１４ではトルク電流指令値ｉｑ＊と回転周波数ω、漏れインダクタンスＬσから（１５）式の第２項が算出され、これがＧｄ・Δｉｄと加算されて、ｄ軸電圧指令ｅ１ｄ＊が出力される。
【００２８】
同様に減算器１５はトルク電流指令値ｉｑ＊からトルク電流検出値ｉｑを減算して、トルク電流誤差Δｉｑが求められ、これが増幅器１６で増幅されて（１６）式の第２項Ｇｑ・Δｉｑが得られている。変換器１８は励磁電流指令ｉｄ＊に漏れインダクタンスＬσを乗算し、さらに乗算器１９で回転周波数ωが乗算されることによって（１６）式の第１項ωＬσ・ｉｄ＊が得られている。（１６）式の第３項ωＭｃ・Ｉｏ＊は、図８の図中においてはｅｍ＊＝Ｍｃ・Ｉｏ＊と置き換えて乗算器１９によって出力されており、前記の第１項、第２項と加算されて、ｑ軸電圧指令ｅ１ｑ＊が出力される。なお、ｅｍ＊は図６の変換器１７によって磁束密度指令φ＊に誘起電圧係数Ｋｅｍを掛けることによって求められている。
【００２９】
ｄｑ軸電圧指令算出部４の出力したｅ１ｄ＊，ｅ１ｑ＊は、図６の２相３相変換器３によって３相の交流電圧指令ｅｕ＊，ｅｖ＊，ｅｗ＊に変換され、インバータ２６に入力される。インバータ２６は直流電源２７をエネルギー源として、この３相の交流電圧指令ｅｕ＊，ｅｖ＊，ｅｗ＊に応じた電圧をモータ２８に印加することによって３相交流電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが流れる。
【００３０】
この３相交流電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは電流検出器６ａ，６ｂ，６ｃによって検出され、３相２相変換器９によって励磁電流検出値ｉｄおよびトルク電流検出値ｉｑに変換される。なお、２相３相変換器３と３相２相変換器９とが座標変換に使用する信号ｓｉｎωｔ，ｃｏｓωｔは、回転周波数ωを基に２相正弦波発生器１０によって出力される。このωは、位置検出器２９によって検出されたモータ２８の回転位置を微分器３０で微分することによって得た回転速度ωｍに、すべり周波数ωｓを加算することによって得られている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００３１】
【特許文献１】特開平１０−５２１００号公報
【特許文献２】特許第３３６３７３２号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００３２】
前述のように特許文献１，２などにおいては、モータの温度変化等による二次抵抗Ｒ２の変動を自動的に補償し、精度良く所望の出力トルクを得ることができる。二次抵抗Ｒ２を補償する事ですべり周波数ωｓを補償するため、その補償分が磁束の回転周波数ωに加算される事になる。
【００３３】
一方で、工作機械の主軸駆動に用いる誘導モータの多くは高速駆動で用いられる事が多く、回転周波数ωが大きい。インバータのＰＷＭによる電流制御では、ωが大きくなるほど、正弦波電流の周期１／ωが小さくなってＰＷＭキャリア周波数との比が小さくなって、電流一周期内のスイッチング回数が減るため、電流制御性が悪化する。さらにこの影響で、モータ内部で発生する電圧が高くなり、高速回転からの減速時は、ωが大きい状態から急激に電流を変化させるため、電流制御性が最も悪い。
【００３４】
二次抵抗Ｒ２を補償するとωは大きくなるため、モータ減速時の電流制御性がさらに悪化する事になる。場合によっては、減速時にモータからインバータに流れる電流を制御する事ができなくなり、機器の定格電流を大きく越えた電流が流れ、保護回路が働いてマシンダウンするか、最悪の場合、機器が故障する場合がある。
【課題を解決するための手段】
【００３５】
上述した課題を解決するために本発明にかかる誘導モータの制御装置は、直流電流から変換された三相交流電流によって駆動される誘導モータの制御装置であって、トルク指令と磁束密度指令の二相指令を、前記モータの１次電流を制御するために、励磁電流同相電圧指令とトルク電流同相電圧指令に基づいて算出した三相電圧指令に変換し、前記モータの実際の三相の１次電流をトルク電流検出値ｉｑと励磁電流検出値ｉｄの二相の検出値に変換し、フィードバック制御を行う誘導モータの制御装置において、前記磁束密度指令に基づいて励磁電流指令値ｉｄ＊を算出する励磁電流指令発生手段と、前記励磁電流指令ｉｄ＊と前記励磁電流検出値ｉｄとに基づき、励磁電流と同相の励磁電流同相電圧指令を算出する励磁電圧指令算出手段と、前記トルク指令と前記磁束密度指令に基づきトルク電流指令ｉｑ＊を算出するトルク電流指令発生手段と、前記トルク電流指令ｉｑ＊と前記トルク電流検出値ｉｑとに基づき、トルク電流と同相のトルク電流同相電圧指令を算出するトルク電圧指令算出手段と、前記トルク電流指令ｉｑ＊と前記トルク電流検出値ｉｑとの差分を増幅した誤差アンプ出力Δｅｑに二次抵抗同定ゲインを乗算することによって前記モータの二次抵抗補正値を算出し、トルク電流と励磁電流の比Ａ（＝トルク電流／励磁電流）が予め定められた所定値以下である場合は、前記トルク電流と励磁電流の比Ａが予め定められた所定値超過である場合に算出した二次抵抗の補正値を保持し出力する二次抵抗補正値算出手段と、前記トルク電流指令ｉｑ＊を前記磁束密度指令で徐算し、さらに、前記二次抵抗補正値によって補正された前記モータの二次抵抗値Ｒ２を乗算することによってすべり周波数を算出するすべり周波数算出手段と、前記すべり周波数と前記モータの回転速度の検出値を加算して周波数指令を算出する周波数指令算出手段と、を有し、前記二次抵抗同定補正値算出手段は、前記モータの回転方向の極性と前記トルク指令の極性が一致する場合には前記二次抵抗同定ゲインとして、Ｇｒ１を、不一致の場合にはＧｒ１より小さいＧｒ２を選択して出力する、ことを特徴とする。
【００３６】
また、本発明の別の実施形態による誘導モータの制御装置においては、前記二次抵抗同定補正値算出手段は、前記モータの回転方向と前記トルク指令の極性が一致する場合に前記二次抵抗同定ゲインをＧｒ１とし、また一致しない場合に前記二次抵抗同定ゲインをＧｒ２とする。また、別の形態では、前記二次抵抗同定補正値算出手段は、前記モータの回転方向と前記トルク指令の極性が一致、または、前記モータの回転速度が規定の基準値以下の場合には、前記二次抵抗同定ゲインをＧｒ１とし、前記モータの回転方向と前記トルク指令の極性が不一致かつ前記モータの回転速度が規定の基準値超過の場合には、前記二次抵抗同定ゲインをＧｒ２とする。
【発明の効果】
【００３７】
本発明によれば、前記モータの回転方向と前記トルク指令に応じて、前記二次抵抗同定ゲインを切り替えているため、電流制御性が安定し、モータ内部の電圧が極端に大きくなる事を防ぐ事が可能となり、機器の定格電流を大きく越えた電流が流れて保護回路が働いてマシンダウンを起こしたり、機器が故障したりする事態を防ぐ事ができる。
【図面の簡単な説明】
【００３８】
【図１】本発明による誘導モータの制御装置の一実施形態を示す図である。
【図２】本発明による誘導モータの制御装置における二次抵抗同定補正値算出手段の内部構成を示すブロック図である。
【図３】実施形態１における二次同定ゲイン切替えの関係を示す図である。
【図４】実施形態２における二次同定ゲイン切替えの関係を示す図である。
【図５】従来技術による誘導モータ制御装置のブロック図である。
【図６】従来技術による二次抵抗同定感度が低いときも同定感度が高いときに同定した正確な同定値を制御に用いる誘導モータ制御装置のブロック図である。
【図７】図６による二次抵抗同定器のブロック図である。
【図８】従来技術による誘導モータ制御装置の電圧指令算出部のブロック図である。
【図９】誘導モータの等価回路図である。
【図１０】角周波数と角周波数、磁束密度指令の積の関係を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００３９】
図１は本発明に係る誘導モータの制御装置の一実施形態のブロック図である。図６に示す従来の誘導モータの制御装置と同じ構成要素は同一符号で示してあり、その説明は重複するので省略する。
【００４０】
二次抵抗補償部５の内部構成の一実施例を図２のブロック図に示す。本実施形態の二次抵抗補償部５は、二次抵抗同定ゲイン選択部４０を有している。この二次抵抗同定ゲイン選択部４０は、入力された周波数ω、トルク指令Ｔ＊に応じた同定ゲインを選択する。具体的には、本実施形態においては、入力された周波数ωとトルク指令Ｔ＊の極性が一致する場合、同定ゲインＧｒ１を用いて、温度変化に伴う二次抵抗の変動を補正する。一方、周波数ωとトルク指令Ｔ＊の極性が一致しない場合（すなわち減速時）は、同定ゲインＧｒ２を用いて補正する。なお、Ｇｒ２は、Ｇｒ１に対して小さく設定する。
【００４１】
この図２による、周波数ωとトルク指令Ｔ＊と同定ゲインＧｒ１、Ｇｒ２の関係を図３に示す。すなわち、周波数ωとトルク指令Ｔ＊の極性が一致する場合は、設定値が大きい同定ゲインＧｒ１で二次抵抗Ｒ２を補正する。対して、周波数ωとトルク指令Ｔ＊の極性が一致しない場合、すなわち、モータの減速時は、設定値が小さい同定ゲインＧｒ２で二次抵抗Ｒ２を補正する。かかる二次抵抗同定ゲイン選択部４０は、図２の下段に示す通り、周波数ωまたはトルク指令Ｔ＊と値０と比較するコンパレータ４１，４２を有し、この二つのコンパレータ４１，４２の出力が、ＸＯＲ器４５によりＸＯＲ演算される。ＸＯＲ器４５からの出力は、そのままスイッチ４３の入力に、また、ＮＯＴ器４８で反転されてスイッチ４４の入力となる。そして、スイッチ４３がＯＮの場合には、Ｇｒ１が、スイッチ４４がＯＮの場合には、Ｇｒ２が出力される。
【００４２】
二次抵抗の第２実施例による、周波数ωとトルク指令Ｔ＊と同定ゲインＧｒ１，Ｇｒ２の関係を図４に示す。二次抵抗Ｒ２を同定する事によって電流制御性が悪くなるのは、高速回転からの減速時が最も顕著である。したがって、この第２実施例では、高速回転からの減速時のみ、すなわち、周波数ω１より高速での減速時のみ、二次抵抗Ｒ２の同定を、設定値が小さい同定ゲインＧｒ２を用いて同定し、それ以外の場合はＧｒ１を用いて同定する。かかる同定ゲインＧｒ１，Ｇｒ２を出力する二次抵抗同定ゲイン選択部の構成としては、種々考えられるが、例えば、図２の下段に示す構成において、スイッチ４４と増幅器４７との間に、さらに、周波数ωに応じて出力する同定ゲインを、Ｇｒ１またはＧｒ２に切り替える回路を組み込むようにしてもよい。
【００４３】
本発明による誘導モータの制御装置によれば、モータの回転方向と前記トルク指令の極性が一致する場合に前記同定ゲインをＧｒ１とし、また一致しない場合に前記同定ゲインをＧｒ２とし、Ｇｒ１に対してＧｒ２を小さく設定することにより、電流制御性が悪化しやすいモータの減速時以外は、Ｇｒ１により二次抵抗を同定する事で、精度良く所望の出力トルクを得ることができ、電流制御性が悪化しやすいモータの減速時には、設定値が小さい同定ゲインＧｒ２を用いて二次抵抗を同定する事で、電流制御性の悪化を防ぐ事ができる。これにより、高速回転からの電流制御性が安定し、モータ内部の電圧が極端に大きくなる事を防ぐ事が可能となり、機器の定格電流を大きく越えた電流が流れて保護回路が働いてマシンダウンを起こしたり、機器が故障したりする事態を防ぐ事ができる。
【符号の説明】
【００４４】
１，８，１３，１７，１８，２０  変換器、２，７  除算器、３  ２相３相変換器、４  ｄｑ軸電圧指令算出部、５  二次抵抗補償部、６  電流検出器、９  ３相２相変換器、１０  ２相正弦波発生器、１１，１５  減算器、１２，１６，２５，４６，４７  増幅器、１４，１９  乗算器、２６  インバータ、２７  直流電源、２８  モータ、２９  位置検出器、３０  微分器、３１  二次抵抗同定器、３２，３３，４１，４２  コンパレータ、３４  ＡＮＤ器、３５  同定値切替え器、３６  保持器、３７  加算器、３８，３９，４３，４４  スイッチ、４０  二次抵抗同定ゲイン選択部、４５  ＸＯＲ器、４８  ＮＯＴ器。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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