(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電圧を直流電圧に変換するコンバータと、
前記コンバータの出力電圧を交流に変換して誘導電動機を駆動するインバータと、
前記インバータの出力電流を検出する電流検出手段と、
前記交流電動機の速度を実質的に検出する速度検出手段と、
前記インバータの出力を制御するインバータ制御部と
を具備し、
前記インバータ制御部は、
前記速度検出手段によって得られる速度帰還が所定の速度基準となるように制御してトルク基準及びトルク電流基準を出力する速度制御手段と、
前記電流検出手段の検出電流を３相−２相変換してトルク帰還電流及び磁束帰還電流を得る３相−２相変換手段と、
前記トルク電流基準と、前記トルク帰還電流とを比較してトルク軸電圧基準を出力するトルク軸電流制御手段と、
与えられた励磁電流基準と、前記磁束帰還電流とを比較して磁束軸電圧基準を出力する磁束軸電流制御手段と、
前記トルク軸電圧基準及び前記磁束軸電圧基準を２相−３相変換して前記インバータの各相の電圧基準を得る２相−３相変換手段と、
前記インバータの各相の電圧基準をＰＷＭ制御して前記インバータを構成するスイッチング素子へのゲート信号を出力するＰＷＭ制御手段と、
前記トルク電流基準と前記励磁電流基準を用いてスベリ周波数を求めるスベリ演算手段と、
前記スベリ周波数と、前記速度帰還から得られる回転周波数を加算して得られるインバータ周波数を積分して前記３相−２相変換手段及び前記２相−３相変換手段の基準位相を得る積分手段と、
前記速度帰還と前記トルク基準を乗算して演算上の電動機出力を得る乗算手段と、
前記電流検出手段の各相の検出電流と前記インバータの各相の電圧基準を相ごとに掛け合わせて３相分加算する瞬時電力演算手段と、
前記瞬時電力演算手段の出力から、電動機損失設定手段で設定された電動機損失を減算する減算手段と、
前記減算手段の出力から前記乗算手段の出力を減算した偏差が最小となるように調節制御して２次抵抗補正値を出力する２次抵抗制御手段と
を具備し、
前記２次抵抗補正値に基準となる２次抵抗値を加算した２次抵抗を前記スベリ演算手段の演算式に用いる２次抵抗としたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記励磁電流基準は、
基底速度以上で弱め界磁となるような磁束演算手段の出力を入力とする励磁電流演算手段の出力から得るようにしたことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記２次抵抗補正値に基準となる２次抵抗値を加算した２次抵抗を前記励磁電流演算手段の演算式に用いる２次抵抗としたことを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記電動機損失設定手段は、電動機電流と電動機電圧をパラメータとした損失テーブルを有し、この損失テーブルから電動機損失を求めるようにしたことを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記電動機損失設定手段は、電動機電流と電動機電圧から演算によって求めるようにしたことを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、誘導電動機の２次抵抗の温度変化を補正するようにした電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
誘導電動機のベクトル制御において、出力トルクを適切に制御するためには、励磁電流及びモータの２次時定数を適正に制御系に与える必要がある。２次時定数は２次インダクタンスと２次抵抗で構成されるが、２次抵抗は温度によって大きく変化するので注意が必要である。このため、誘導電動機のロータ温度を温度センサによって検出し、２次抵抗を補正することが従来実施されてきた。また、温度センサの取り付けが困難な用途に対しては、例えば、トルク電流指令値とトルク電流実際値の偏差に従って２次抵抗を補正することが行われている。（例えば特許文献１参照。）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１３−１３５５２０号公報（第４−５頁、図２）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
特許文献１に示された手法は、トルク電流を制御する通常のベクトル制御には用いることができない。通常のベクトル制御においては、トルク電流指令値とトルク電流実際値の偏差が零になるように誘導電動機の電圧を制御しているからである。
【０００５】
この発明は上記問題点に鑑みてなされたもので、温度センサなしで通常のベクトル制御に使用することができる２次抵抗補正手段を有する電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記目的を達成するために、本発明の電力変換装置は、交流電圧を直流電圧に変換するコンバータと、前記コンバータの出力電圧を交流に変換して誘導電動機を駆動するインバータと、前記インバータの出力電流を検出する電流検出手段と、前記交流電動機の速度を実質的に検出する速度検出手段と、前記インバータの出力を制御するインバータ制御部とを具備し、前記インバータ制御部は、前記速度検出手段によって得られる速度帰還が所定の速度基準となるように制御してトルク基準及びトルク電流基準を出力する速度制御手段と、前記電流検出手段の検出電流を３相−２相変換してトルク帰還電流及び磁束帰還電流を得る３相−２相変換手段と、前記トルク電流基準と、前記トルク帰還電流とを比較してトルク軸電圧基準を出力するトルク軸電流制御手段と、与えられた励磁電流基準と、前記磁束帰還電流とを比較して磁束軸電圧基準を出力する磁束軸電流制御手段と、前記トルク軸電圧基準及び前記磁束軸電圧基準を２相−３相変換して前記インバータの各相の電圧基準を得る２相−３相変換手段と、前記インバータの各相の電圧基準をＰＷＭ制御して前記インバータを構成するスイッチング素子へのゲート信号を出力するＰＷＭ制御手段と、前記トルク電流基準と前記励磁電流基準を用いてスベリ周波数を求めるスベリ演算手段と、前記スベリ周波数と、前記速度帰還から得られる回転周波数を加算して得られるインバータ周波数を積分して前記３相−２相変換手段及び前記２相−３相変換手段の基準位相を得る積分手段と、前記速度帰還と前記トルク基準を乗算して演算上の電動機出力を得る乗算手段と、前記電流検出手段の各相の検出電流と前記インバータの各相の電圧基準を相ごとに掛け合わせて３相分加算する瞬時電力演算手段と、前記瞬時電力演算手段の出力から、電動機損失設定手段で設定された電動機損失を減算する減算手段と、前記減算手段の出力から前記乗算手段の出力を減算した偏差が最小となるように調節制御して２次抵抗補正値を出力する２次抵抗制御手段とを具備し、前記２次抵抗補正値に基準となる２次抵抗値を加算した２次抵抗を前記スベリ演算手段の演算式に用いる２次抵抗としたことを特徴としている。
【発明の効果】
【０００７】
この発明によれば、温度センサなしで通常のベクトル制御に使用することができる２次抵抗補正手段を有する電力変換装置を提供することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】本発明の実施例１に係る電力変換装置の回路構成図。
【図２】本発明の実施例２に係る電力変換装置の電動機損失設定器の構成図。
【図３】本発明の実施例３に係る電力変換装置の電動機損失設定器の構成図。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
以下、図面を参照して本発明の実施例について説明する。
【実施例１】
【００１０】
以下、本発明の実施例１に係る電力変換装置を、図１を参照して説明する。
【００１１】
図１は、本発明に係る電力変換装置の回路構成図である。交流電源１から電力変換器２のコンバータ２１に交流が給電され、これを所望の電圧の直流に変換し、平滑コンデンサ２２Ｐ、２２Ｎを介してインバータ２３に与える。インバータ２３は直流を交流電圧に変換して誘導電動機３を駆動する。図１においてはコンバータ２１及びインバータ２３は３レベル回路としているが、２レベルであっても４レベル以上の多レベル回路であっても良い。インバータ２３を構成するパワーデバイスはインバータ制御部６から与えられるゲート信号ＧＡＴＥによってオンオフ制御されている。交流電動機３には速度検出器４が取り付けられており、この出力は速度帰還信号ＳＰ＿Ｆとしてインバータ制御部６に与えられる。また、インバータ２３の出力側には電流検出器５が設けられ、この出力も電流帰還信号ＩＵ＿Ｆ、ＩＶ＿Ｆ、ＩＷ＿Ｆとしてインバータ制御部６に与えられる。尚、電力変換器２と図示しないコンバータ制御部とインバータ制御部６とで電力変換装置は構成されている。
【００１２】
次にインバータ制御部６の内部構成について説明する。
【００１３】
電流検出器５の出力は３相／２相変換器６１に与えられ、３相の電流帰還信号ＩＵ＿Ｆ、ＩＶ＿Ｆ、ＩＷ＿Ｆを２軸の電流帰還信号ＩＤ＿Ｆ及びＩＱ＿Ｆに変換する。ここでＩＤ＿Ｆ及びＩＱ＿Ｆは直流量である。
【００１４】
外部から与えられた速度基準ＳＰ＿Ｒは、速度検出器４からの速度帰還信号ＳＰ＿Ｆと比較され、両者の偏差が速度制御器６２の入力となる。速度制御器６２においてはこの偏差が最小となるように調節制御し、トルク基準Ｔ＿Ｒを出力する。トルク基準Ｔ＿Ｒは除算器６４で磁束演算器６３の出力である磁束基準ＦＬ＿Ｒによって除算され、トルク電流基準ＩＱ＿Ｒとなる。このトルク電流基準ＩＱ＿Ｒは、３相−２相変換器６１で変換して得られたトルク電流帰還ＩＱ＿Ｆと比較され、両者の偏差が電流制御器６５の入力となる。
【００１５】
速度帰還信号ＳＰ＿Ｆは磁束演算器６３に与えられる。磁束演算器６３は基底速度までは一定で、それを超えると速度に反比例して減少するような弱め界磁特性を有する磁束基準ＦＬ＿Ｒを出力する。磁束基準ＦＬ＿Ｒは上述のように除算器６４に与えられると共に磁束電流演算器６８に与えられる。磁束電流演算器６８は磁束基準ＦＬ＿Ｒに応じて磁束電流基準ＩＤ＿Ｒを出力する。この磁束電流基準ＩＤ＿Ｒは、３相−２相変換器６１で変換して得られた磁束電流帰還ＩＤ＿Ｆと比較され、両者の偏差が電流制御器６５の他方の入力となる。電流制御器６５はこの磁束電流の偏差と前述のトルク電流の偏差の夫々が最小となるように調節制御し、磁束電圧基準ＥＤ＿Ｒとトルク電圧基準ＥＱ＿Ｒを夫々出力する。すなわち、電流制御器６５はトルク電流制御と磁束電流制御を独立して行う。磁束電圧基準ＥＤ＿Ｒ及びトルク電圧基準ＥＱ＿Ｒは２相−３相変換器６６に与えられ、２相−３相変換器６６は３相電圧基準ＥＵ＿Ｒ、ＥＶ＿Ｒ、ＥＷ＿Ｒを出力する。この３相電圧基準ＥＵ＿Ｒ、ＥＶ＿Ｒ、ＥＷ＿ＲはＰＷＭ制御器６７に与えられる。ＰＷＭ制御器６７はインバータ２３の各相の出力電圧が３相電圧基準ＥＵ＿Ｒ、ＥＶ＿Ｒ、ＥＷ＿Ｒとなるようにインバータ２３の各パワーデバイスに対して、ＰＷＭ変調されたゲート信号ＧＡＴＥを供給する。上記説明における３相−２相変換器６１及び２相−３相変換器６６の相変換のための基準位相の生成方法について以下説明する。
【００１６】
トルク電流基準ＩＱ＿Ｒと励磁電流基準ＩＤ＿Ｒを入力とするスベリ演算器６９は通常以下の（１）式に従って誘導電動機３のスベリ周波数Ｓを求める。
【００１７】
Ｓ＝（Ｒ２／Ｌ２）×ＩＱ＿Ｒ／ＩＤ＿Ｒ・・・（１）
ここで、Ｒ２とＬ２は夫々誘導電動機３の二次抵抗とインダクタンスである。（１）式から得られるスベリ周波数Ｓに、速度帰還信号ＳＰ＿Ｆから得られる回転周波数を加算器７０によって加算することによってインバータ２３の出力周波数が得られ、この出力周波数を積分器７１によって積分することによって基準位相θが得られる。この基準位相θに基づいて３相−２相変換器６１及び２相−３相変換器６６の相変換を行う。
【００１８】
次に、２次抵抗Ｒ２の補正方法について説明する。
【００１９】
速度帰還信号ＳＰ＿Ｆとトルク基準Ｔ＿Ｒを乗算器７２で乗算することにより、演算による誘導電動機３の出力パワーＭＯＴ＿ＰＯＷＥＲが得られる。一方、電流帰還信号ＩＵ＿Ｆ、ＩＶ＿Ｆ、ＩＷ＿Ｆと３相電圧基準ＥＵ＿Ｒ、ＥＶ＿Ｒ、ＥＷ＿Ｒを瞬時電力演算器７３に与えることによって誘導電動機３の実際の入力パワーＩ＿ＰＯＷＥＲが得られる。ここで、瞬時電力演算器７３は各相の電流帰還信号と電圧基準を乗算して各々の乗算結果を３相分加算する構成とする。そしてこの入力パワーＩ＿ＰＯＷＥＲから電動機損失設定器７４によって設定された電動機損失ＭＬを減算して実際の電動機の出力パワーＯ＿ＰＯＷＥＲが得られる。このＯ＿ＰＯＷＥＲからＭＯＴ＿ＰＯＷＥＲを減算した偏差を２次抵抗制御器７５に与える。２次抵抗制御器７５は入力された偏差が最小となるように調節制御して２次抵抗補正値ΔＲ２を出力する。そして、基準温度における２次抵抗の値Ｒ２＊にこの２次抵抗補正値ΔＲ２を加算器７６で加算し、得られた２次抵抗を上記（１）式の２次抵抗Ｒ２とする。尚、２次抵抗制御器７５は積分制御型の増幅器を使用するが、その時定数は２次抵抗の温度に作用する熱時定数を考慮して十分長くしておくことが好ましい。
【００２０】
ここで、２次抵抗補正値ΔＲ２の符号について考察する。図１で、実際の電動機の出力パワーＯ＿ＰＯＷＥＲが演算の出力パワーＭＯＴ＿ＰＯＷＥＲより大きい場合を考える。スベリ周波数Ｓが小さい通常の運転領域では誘導電動機３の出力トルクＴはスベリ周波数Ｓに比例し、そして（１）式より２次抵抗Ｒ２に比例する。従ってこの場合は、演算上用いた２次抵抗Ｒ２が実際の２次抵抗より小さかったためであるので、この場合は、２次抵抗補正値ΔＲ２を加算する補正を行ってスベリ演算器６９の２次抵抗とすれば良いことになる。
【００２１】
磁束電流演算器６８は基本的には磁束の飽和を考慮した入出力特性とするが、磁束の変化に対して２次抵抗Ｒ２を含む演算を行う場合もある。その場合はスベリ演算器６９で用いた２次抵抗Ｒ２を使用すれば良い。
【００２２】
このように、本願の実施例１によれば、誘導電動機３の出力パワーについて、２次抵抗が温度によって変化したときに変化する演算上のＭＯＴ＿ＰＯＷＥＲと、実際の出力パワーであるＯ＿ＰＯＷＥＲの二つを比較することによって２次抵抗の温度変化を補正することが可能となる。この比較を誘導電動機３の出力パワーではなく、インバータ２３の入力パワーについて行うことも原理的には可能であるが、その場合インバータ２３の実際の入力パワーを求めるための直流電流検出器が必要となる。このような直流電流検出器は通常は設ける必要がないので、本願の手法の方が、構成がより簡略化され経済的である。
【００２３】
尚、電動機損失設定器７４は、誘導電動機３の運転が定格運転状態に限定されるような場合は、その状態における一定値を与えることが簡明である。より細かく制御する場合については実施例２以下に述べる。
【実施例２】
【００２４】
図２は本発明の実施例２に係る電力変換装置の電動機損失設定器７４Ａのブロック構成図である。
【００２５】
誘導電動機３の損失ＭＬは、与えられた電圧とそのときの電流によって決まる。この場合の電圧と電流は、正規化された値であっても良い。例えば、図２の電動機損失設定器７４Ａに示すように、電流に関しては、トルク電流基準ＩＱ＿Ｒと励磁電流基準ＩＤ＿ＲのＲＭＳ値Ｉ（二乗平均平方根）をＲＭＳ演算器７４１で演算して求める。すなわち、Ｉ＝{１／２・（ＩＱ＿Ｒ）２＋１／２・（ＩＤ＿Ｒ）２}１／２である。同様にＲＭＳ演算器７４２によって、トルク電圧基準ＥＱ＿Ｒと励磁電流基準ＥＤ＿ＲのＲＭＳ値Ｅを求める。そしてこれらＩとＥをパラメータとした電動機損失ＭＬの損失テーブル７４３を予め電動機の試験データ等を参照して準備しておき、この損失テーブル７４３に基づいて電動機損失ＭＬを決定する。このようにすれば、誘導電動機３の運転速度に見合う電動機電圧、あるいは誘導電動機３の負荷の大きさに見合う電動機電流が変化した場合であっても電動機損失ＭＬを精度良く求めることが可能となる。
【実施例３】
【００２６】
図３は本発明の実施例３に係る電力変換装置の電動機損失設定器７４Ｂのブロック構成図である。この電動機損失設定器７４Ｂが図２の電動機損失設定器７４Ａと異なる点は、損失テーブル７４３に代えて損失演算器７４４を設けた点である。電動機損失ＭＬは基本的に銅損と鉄損と固定損（機械損＋漂遊損）とから成り、銅損は電流の２乗に比例し、鉄損は電圧に比例し、固定損はほぼ一定である。従って、実施例２と同様に、規格化された電流Ｉ及び電圧Ｅを入力とし、損失演算器７４４の演算式をＭＬ＝Ｋ１・Ｉ２＋Ｋ２・Ｅ＋Ｃとする。Ｋ１、Ｋ２及びＣは誘導電動機３の固有の定数である。
【００２７】
この実施例３によれば、誘導電動機３の固有の定数による演算を電動機損失設定器７４Ｂで行うことによって、比較的簡単な手法で精度良く電動機損失ＭＬを求めることができる。
【００２８】
以上、いくつかの実施例について説明したが、これらの実施例は例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施例は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施例やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
【００２９】
例えば、磁束電流基準ＩＤ＿Ｒは、通常の弱め界磁を行わない、あるいは磁束の飽和を考慮しない、また磁束の変化の追従を考慮しない用途であれば一定値であっても良い。
【００３０】
また、実施例２及び３では正規化された電動機電流Ｉ及び電動機電圧Ｅを用いたが、特に正規化された値を用いなくても良い。例えば相電圧ＩＵ＿Ｆの実効値を電動機電圧としても良く、また相電流ＩＵ＿Ｆの実効値を電動機電流としても良い。また、必ずしも実効値とする必要はなく、電動機電圧と電動機電流の大きさを表す量であれば良い。
【符号の説明】
【００３１】
１  交流電源
２  電力変換器
２１  コンバータ
２２Ｐ、２２Ｎ  平滑コンデンサ
３  誘導電動機
４  速度検出器
５  電流検出器
６  インバータ制御部
７  電流検出器
６１  ３相２相変換器
６２  速度制御器
６３  磁束演算器
６４  除算器
６５  電流制御器
６６  ２相３相変換器
６７  ＰＷＭ制御器
６８  励磁電流演算器
６９  スベリ演算器
７０  加算器
７１  積分器
７２  乗算器
７３  電力演算器
７４、７４Ａ、７４Ｂ  電動機損失設定器
７５  ２次抵抗制御器
７６  加算器
７４１、７４２  ＲＭＳ演算器
７４３  損失テーブル
７４４  損失演算器
【図１】
0006410681.tif 000002
【図２】
0006410681.tif 000003
【図３】
0006410681.tif 000004