(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
半導体基板上に、第一の半導体クラッド層とノンドープ半導体コア層と第二の半導体クラッド層が順次積層して形成された光導波路を備えた第一及び第二の光導波路アームでマッハツェンダ干渉計が形成された半導体マッハツェンダ光変調器において、
第一及び第二の光導波路アームに沿って、それぞれの一端に変調電気信号が入力される進行波型電極が設けられ、該進行波型電極の接地電極が上下２段から成り、下側の接地電極が、上側の接地電極に比べ、第一及び第二の光導波路に近接している張出部を有することを特徴とする半導体マッハツェンダ光変調器。
【請求項２】
前記第一の半導体クラッド層と前記第二の半導体クラッド層のうち、どちらか一方がｎ型半導体で、もう一方がｐ型半導体であることを特徴とする請求項１に記載の半導体マッハツェンダ光変調器。
【請求項３】
前記第一の半導体クラッド層と前記第二の半導体クラッド層の両方がｎ型半導体で、前記ノンドープ半導体コア層と前記第一の半導体クラッド層、あるいは、前記第二の半導体クラッド層の少なくともどちらか一方との間にｐ型の第三の半導体クラッド層が挿入されていることを特徴とする請求項１に記載の半導体マッハツェンダ光変調器。
【請求項４】
前記進行波型電極は、光導波路上に設けられたシグナル電極を有し、
該シグナル電極には、キャパシタンスまたは、インダクタンスが装荷されていることを特徴とする請求項１〜３に記載の半導体マッハツェンダ光変調器。
【請求項５】
前記ノンドープ半導体コア層の少なくとも一部が多重量子井戸層構造を有することを特徴とする請求項１〜４に記載の半導体マッハツェンダ光変調器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電気信号で光信号を変調する半導体マッハツェンダ光変調器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
増大する通信トラフィック需要に対応するために、光信号の多重度を上げる研究が盛んに行われている。具体的な光信号多重度を上げる方式として、１シンボルに２値（多重度２）を割り当てることで伝送容量を２倍にする４値位相変調方式（ＱＰＳＫ）や、１シンボルに４値（多重度４）を割り当てることで伝送容量を４倍にする１６値直交振幅変調方式（１６ＱＡＭ）、１６値振幅位相変調方式（１６ＡＰＳＫ）等の多値光変調方式が知られている。また、光偏波多重により伝送容量を更に２倍にする方法も知られている。
【０００３】
通常、これらの多値光変調を実行する場合には、光変調器としてＩ／Ｑ変調器が用いられる。Ｉ／Ｑ変調器は別名直交変調器とも呼ばれ、直交する光電界成分（Ｉチャンネル、Ｑチャンネル）を独立して生成可能な光変調器であり、マッハツェンダ（ＭＺ：Ｍａｃｈ−Ｚｅｈｎｄｅｒ）光変調器を並列接続した特殊な構成をとるものである。
【０００４】
MZ光変調器の代表的なものとしてはＬｉＮｂＯ3（ＬＮ）を用いたＬＮ変調器が広く用いられている。これは、ＬＮに印加される電界に応じて媒質の屈折率が変化する電気光学効果を用いて動作する。しかしながら、材料の物理定数からＬＮ変調器は素子長が比較的長い。近年光送信器モジュールの小型化や低駆動電圧化が課題となっており、小型で低駆動電圧化が可能な半導体MZ光変調器の研究が精力的に進められている。
【０００５】
半導体MZ光変調器の構造としては、ヘテロｐｉｎ接合を用いて光の閉じ込めと共に導波路のコア部分に効果的に電圧が印加される様にした、ｐｉｎ形のＩｎＰ／ＩｎＧａＡｓＰ光変調器が一般的である。（例えば非特許文献１）
【０００６】
一般的な半導体MZ光変調器は図１に示すとおりである。 図１に示す半導体MZ光変調器に用いられている電極について詳しく説明する。
【０００７】
図１（ａ）に示す半導体MZ光変調器の上面図において、ＩｎＰ基板１上に設けられた光導波路２に左端より入力された被変調光は、光分波器３によって上下２つの同構造の光導波路アーム６、７に分波され、アームに沿って併設された進行波型電極４に印加される２つの変調電気信号によりそれぞれ変調され、光合波器５により合波された後、右端の光導波路より変調光として出力される。
【０００８】
図１（ｂ）は、図１（ａ）の半導体MZ光変調器の一方のアーム部７の中央部ｂにおける光導波路の断面図である。基板１上に設けられたアーム部７の光導波路は概略、光信号を閉じ込め伝送するコア層７ａと、その上部および下部に設けられた上部および下部クラッド層７ｂ、７ｃの３層から構成される。
【０００９】
また、光導波路に併設された変調電気信号が印加される進行波型電極４は、光導波路アーム７の上部クラッド層７ｂの上に設けられたシグナル電極４ａと、基板１上に延在する下部クラッド層７ｃ上にアーム部光導波路から所定距離を離して両側に設けられた接地電極４ｂからなる。
【００１０】
高速なマッハツェンダ光変調器の実現には進行波型電極構造が有用であることが知られており（非特許文献２）、図１（ａ）の上面図から判るように、例えばアーム７の左側の変調電気信号源８から進行波型電極構造の左端に入力された変調電気信号は、進行波としてシグナル電極４ａ上を右側に伝播しつつ下層の光導波路アーム７のコア層７ａを進行する被変調光に作用して、右側の整合抵抗９（例えば５０Ω）で終端される。
【００１１】
このような進行波型電極構造において、広帯域を実現するには、インピーダンス整合、光変調器における光と電気の速度整合、マイクロ波の伝搬損失の低減の３点が重要である。
【００１２】
一般的な電気の伝送線路モデルは等価回路として図２のように表され、この回路モデルでは、インピーダンスZ_0と伝播定数γは次式（１）、（２）で表される。
【００１３】
【数１】
0006348880.tif 000002
【００１４】
【数２】
0006348880.tif 000003
【００１５】
R, G, L, Cはそれぞれ単位長さ当たりの抵抗、コンダクタンス、インダクタンス、キャパシタンスを表しており、ωL>>R, ωC>>Gの場合、
【００１６】
【数３】
0006348880.tif 000004
【００１７】
【数４】
0006348880.tif 000005
【００１８】
と表すことができ、この時、電気の速度vと実効屈折率nはそれぞれ
【００１９】
【数５】
0006348880.tif 000006
【００２０】
【数６】
0006348880.tif 000007
【００２１】
と表すことができる。このモデルは進行波型電極についても適用することができる。つまり、これは定性的に光変調器のインダクタンス成分などを制御することにより、インピーダンスと電気の速度を調整することができることを示している。
【００２２】
具体的なインピーダンス整合条件としては、インピーダンスが外部電気回路のインピーダンスである５０Ωに近い値になることが望ましい。５０Ωからずれると、電気的な反射が起こり、効率的に電圧を印加できなくなる。
【００２３】
また光と電気の速度差による周波数帯域Δfは、光速c、 光導波路を伝搬する光の群速度v0、電極長lを用いて次のように表される。
【００２４】
【数７】
0006348880.tif 000008
【００２５】
この式から、光の群速度v0と電気の速度vが一致した時に最大の周波数帯域を得ることができることがわかる。ただし、本式では、伝搬損がなく、インピーダンス整合が一致した場合の近似式であるため、実際には伝搬損とインピーダンス整合により、大きく影響される。
【００２６】
伝搬損失を低減する方法としては、p型に比べて、電気抵抗率が小さいn型を上下両方のＩｎＰクラッド層とし、電子電流を抑制するためのバリア層として薄いｐ型半導体の層（ｐ型のバリア層）を間に挿入した、ｎｐｉｎ型の半導体光変調器が提案されている。（例えば、特許文献１）
【００２７】
図３は、このようなｎｐｉｎ型構造の半導体光変調器の詳細断面図である（非特許文献３参照）。本構造でも、半絶縁性のＩｎＰ基板１の上に、ｎ型のＩｎＰ下部クラッド層７ｃが形成され、その一部がメサ構造として光導波路７の下層を形成する点は、図１の（ｂ）と同様である。
【００２８】
下部クラッド層７ｃの上にはノンドープのMQW（Multi-Quantum Well：多重量子井戸）光コア層およびＩｎＰ層からなるコア層７ａが形成され、光信号を伝送する。
【００２９】
その上には前述のバリア層として薄いｐ型半導体の層（ｐ型のバリア層７ｄ）をはさんでｎ型のＩｎＰ上部クラッド層７ｂが形成されて、ｎｐｉｎ型構造を構成している。
【００３０】
図３では図１（ｂ）と同じく、このようなｎｐｉｎ型構造の上部クラッド層７ｂの上に設けられたシグナル電極４ａと、基板１上に延在する下部クラッド層７ｃ上にアーム部７の光導波路側壁から所定距離ｄを離して設けられた接地電極４ｂが進行波型電極４を構成し、変調電気信号が印加されてアーム部７の光導波路本体を伝搬する光信号を変調する。
【００３１】
なお、アーム部７の光導波路の両側壁と両側の接地電極４ｂの間の空間には、図示のように誘電体層１１を配置することもできるし、何も無い空気の状態でも良い。
【００３２】
このような従来のｎｐｉｎ型構造の半導体光変調器においては、インピーダンス整合と、速度整合の観点から、接地電極４ｂと光導波路側壁部の間の距離ｄには制約があり、１０μｍ〜２０μｍ程度となっており、変調周波数の高い領域において進行波型電極の伝播損失が大きくなってしまうという課題があった。
【００３３】
以上述べたように、進行波型電極構造のMZ光変調器の性能を決める上でインピーダンス整合、速度整合、伝搬損失の３つが重要となっているが、一般的にそれぞれはトレードオフ関係にあるため、これらをどのように満たすかが設計上の課題となっている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００３４】
【特許文献１】特許４０４７７８５号公報
【非特許文献】
【００３５】
【非特許文献１】C. Rolland et al, “10 Gbit/s, 1.56 μm multiquantum well InP/InGaAsP Mach-Zehnder optical modulator,” Electron. Lett., vol. 29, no. 5, pp. 471-472, 1993
【非特許文献２】R. G. Walker, ”High-Speed III-V Semiconductor Intensity Modulators” IEEE J. Quantum Electron., vol. 27, no. 3, pp. 654-667, 1991
【非特許文献３】N. Kikuchi et al, “80-Gb/s lowdriving-voltage InP DQPSK modulator with an n-p-i-n structure,” IEEE Photon. Technol. Lett. 21(12), 787-789 (2009)
【非特許文献４】R. Lewen et al, ”Segmented Transmission-Line Electroabsorption Modulators,” IEEE J. Lightwave Technol., vol. 22, no. 1, pp. 172-179, 2004
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００３６】
前述のような従来の半導体マッハツェンダ光変調器の構造では、高速化や低駆動電圧化を実現する上でマイクロ波の伝搬損失の低減と、インピーダンス整合、速度整合を同時に実現することが困難であった。
そこでマイクロ波の伝搬損失を低減可能な構造と、インピーダンスや電気の速度を調整する機構を組み合わせることにより、従来の進行波電極を用いたマッハツェンダ光変調器に比べ、広帯域または低駆動電圧の光変調器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００３７】
上記の課題を解決するために、本発明の半導体マッハツェンダ光変調器は、半導体基板上に、第一の半導体クラッド層とノンドープ半導体コア層と第二の半導体クラッド層が順次積層して形成された光導波路を備えた第一及び第二の光導波路アームでマッハツェンダ干渉計が形成された半導体マッハツェンダ光変調器において、第一及び第二の光導波路アームに沿って、それぞれの一端に変調電気信号が入力される進行波型電極が設けられ、該進行波型電極の接地電極が上下２段から成り、下側の接地電極が、上側の接地電極に比べ、第一及び第二の光導波路に近接している張出部を有することを特徴とする。
【００３８】
また、上記の光変調器において、前記第一の半導体クラッド層と前記第二の半導体クラッド層のうち、どちらか一方がｎ型半導体で、もう一方がｐ型半導体であることを特徴とする半導体マッハツェンダ光変調器、とすることができる。
【００３９】
また、上記の光変調器において、前記第一の半導体クラッド層と前記第二の半導体クラッド層の両方がｎ型半導体で、前記ノンドープ半導体コア層と前記第一の半導体クラッド層、あるいは、前記第二の半導体クラッド層の少なくともどちらか一方との間にｐ型の第三の半導体クラッド層が挿入されていることを特徴とする半導体マッハツェンダ光変調器、とすることができる。
【００４０】
また、上記の光変調器において、前記進行波型電極は、光導波路上に設けられたシグナル電極を有し、該シグナル電極には、キャパシタンスまたは、インダクタンスが装荷されていることを特徴とする半導体マッハツェンダ光変調器、とすることができる。
【００４１】
また、上記の光変調器において、前記ノンドープ半導体コア層の少なくとも一部が多重量子井戸層構造を有することを特徴とする半導体マッハツェンダ光変調器、とすることができる。
【発明の効果】
【００４２】
以上説明したように、本発明によれば、マイクロ波の伝搬損失を低減可能な構造と、インピーダンスや電気の速度を調整する機構を組み合わせることにより、従来の進行波電極を用いたマッハツェンダ光変調器に比べ、広帯域または低駆動電圧の光変調器を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４３】
【図１】従来の半導体MZ光変調器の上面図（ａ）および片側アーム部の断面図（ｂ）である。
【図２】一般的な電気の伝送線路モデル図である。
【図３】従来のnpin型構造の半導体MZ光変調器の断面図である。
【図４】本発明の実施形態１の電極構造を適用した場合のnpin構造の断面図である。
【図５】本発明の電極構造の製造工程の概略を説明する図である。
【図６】本発明の電極構造における、マイクロ波の伝搬損失の周波数特性を示す図である。
【図７】本発明の実施形態２の容量装荷型進行波電極構造を示す図である。
【図８】本発明の実施形態２のインダクタ装荷型進行波型電極構造を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００４４】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。
（第１の実施形態）
以下、本発明の実施形態１の光変調器について説明する。
【００４５】
図４は、本発明の実施形態１に係る半導体マッハツェンダ光変調器の導波路部の断面図の一例を示しており、従来と同じ部分は図面の符号及び説明を省略するが、図３とは異なり、接地電極４ｂが上下２段となり、下段に下部クラッド層７ｃ上に沿って光導波路側に張り出した薄い接地電極張出部４ｃを有しており、光導波路と接地電極の距離がそれぞれ上下で異なる構造となっている。上部の接地電極４ｂと下部の接地電極張出部４ｃは、金属で形成された二層一体の電極構造として構成されて良いことはもちろんである。
【００４６】
上下２段の接地電極構造とすることで、下側の薄い接地電極張出部４ｃ(〜１μm程度)のみを光導波路に接近することができ、進行波型電極としての伝搬損失の周波数特性を改善することができる。
【００４７】
上下２段構造になっていないと、接地電極とシグナル電極が接近しすぎてしまいショートしてしまうおそれがある。また、本電極構造は図５に概略の製造工程を示すように、基板１上に光導波路７を形成後、下部レジストを用いて露光、現像を行って金属を蒸着することで、電極パターンを２層レジストにより形成し、作製できる。
【００４８】
図６は、図４の本発明の電極構造において、電磁界シミュレーションにより求めた伝搬損失の周波数特性の計算結果を示す。シグナル電極のサイズと上側の接地電極４ｂから導波路までの距離ｄを一定とし、下側の接地電極張出部４ｃから導波路までの距離ｄ'を、0μm, 1μm, 2μm, 5μm, 10μm（従来構造相当）として計算した、５つの場合の特性を示している。
【００４９】
これらの結果から従来構造と比べ、接地電極に張出部を設けたことにより導波路までの距離を近づけることができ、５０GHｚ以上の周波数において、大幅に伝播損失が低減することがわかる。この結果は、例えば位相変調部の電極長が3mmであると仮定すると、本構造を用いることで理想的には、従来構造に比べ、約1.5倍の変調帯域を実現できることを示している。
【００５０】
このように、張出部を設け接地電極と導波路の距離を近づけることは伝搬損失を低減する上で有効である。具体的には、接地電極を近接化することで、下部のクラッド層における伝搬損失を低減できていることを示している。
【００５１】
（第２の実施形態）
前述の本発明の実施形態１の接地電極構造を適用すると、進行波型電極における変調電気信号マイクロ波の伝搬損失は、従来構造の半分以下に低減することが可能である。
【００５２】
しかしながら、進行波型電極を構成するシグナル電極４ａが光導波路７上に設けられた本発明の実施形態１の電極構造では、従来構造よりも〜１０Ω程度インピーダンスが低下し、かつ、マイクロ波の実効屈折率が〜０．５程度小さくなる（高速な方向）ため、従来構造では満たしていた、インピーダンス整合と速度整合が大きくずれてしまう。
【００５３】
このままだと、大きく伝搬損失を低減した効果で、E/E帯域（Electrical bandwidth、電気の帯域（S21）で、光との相互作用が入っていない）は増加するが、インピーダンス不整合と速度不整合の影響から、E/O帯域（Electro-Optic bandwith、この3dB帯域が光変調器の変調帯域にあたる）は増加しない。
【００５４】
そこで、本発明の第２の実施形態においては、図４の本発明の実施形態１の光変調器において、シグナル電極４ａの構造に、図７（非特許文献２参照）に示すようなＴ字型張り出し電極４ｄにより形成されたキャパシタンスを装荷する容量装荷型進行波電極構造、または、図８（非特許文献４参照）に示すようなＵ字型ミアンダ電極４ｅにより形成されたインダクタンスを装荷するインダクタンス装荷型進行波電極構造を適用する。
【００５５】
図７、図８において、各分図（ａ）は、それぞれの装荷型進行波電極構造を適用した光変調器の上面図であり、各分図（ｂ）、（ｃ）は、それぞれのアーム導波路７のｂ、ｃの２ヶ所における装荷型進行波電極構造の断面図である。
【００５６】
なお、これらの上面図において、装荷用の電極部４ｄ、４ｅの具体的形状は図示のＴ字型、Ｕ字型に限定されるものではなく、伝送線路において容量性や誘導性を呈する任意の形状が可能であり、また断面図においても誘電体層１１は必須ではないことは前述のとおりである。
【００５７】
これらの装荷型線路は、インピーダンスと速度を電極構造により調整することが可能であるため、先に接地電極を導波路に近づけることで、ずれてしまったインピーダンスと速度を補償することができる。これにより、伝搬損失を低減しつつインピーダンス整合と速度整合の両方を満たすことができ、広帯域化することができる。
【００５８】
電極長を一定とした場合には、先に述べたように広帯域化の効果を得ることができるが、一方で、電極長を長くした場合には、広帯域化の効果を低駆動電圧化の効果として用いることができ、従来と同等の変調帯域で、低駆動電圧の光変調器を実現できる。
【００５９】
今は、一般的な５０Ω整合させるための方法を述べたが、逆に光変調器のインピーダンスに合わせて入出力端を４０Ωや３５Ωといった５０Ωに比べ低インピーダンスとしてやることで、インピーダンス整合を取ることも可能である。
【００６０】
また、接地電極を導波路近傍に寄せることで、伝搬損失が大きく改善するのはnin型、npin型（図４）、nipn型、nip型のようなn型のコンタクトでありかつ、n型の割合が比較的多い半導体層構造のものに最も効果があり、それに比べpin型のようなp型の割合が多いものについては効果が小さい。
【００６１】
これは、一般的にpin型は、nin型、npin型、nipn型、nip型に比べ、電気抵抗率がn型より大きいp型の割合が大きいことと、金属とのコンタクト抵抗もn型よりp型は１桁程度大きいことにより、損失が大きいためである。接地電極を導波路近傍に寄せることで伝搬損失を改善する効果は同様だが、p型に起因する損失が大きいがために、効果が見えにくい。
【００６２】
本実施形態に係る光変調器は、SI-InP基板上に、n-InP層、InPからなる下部クラッド層、ノンドープの半導体コア層、InPからなる上部クラッド層が順次積層される。半導体コア層は、光導波層として機能し、たとえば、InGaAsPやInGaAlAsなどの材料系を用い、単一組成の四元混晶のバルク層や多重量子井戸層で構成したり、多重量子井戸層とその上下にバンドギャップが多重量子井戸層よりも大きく、かつ、上部・下部のクラッド層よりも小さい値を持つ光閉じ込め層を有する構造を用いることもできる。
【００６３】
四元混晶のバルク層や多重量子井戸層のバンドギャップ波長は、使用する光波長において、電気光学効果が有効に作用し、かつ、光吸収が問題とならないように設定されている。
【００６４】
また本発明はInP系材料に限定されるものではなく、例えば、GaAs基板整合する材料系を用いても構わない。
【産業上の利用可能性】
【００６５】
以上説明したように、従来のpin型とは異なり、より低損失なnin型やnpin型、nipn型のような電気抵抗率が小さいn型の割合が大きい構造において、マイクロ波の伝搬損を低減するために、接地電極を上下２段構造とし、下側の接地電極を光導波路近傍まで近づけることで、大幅に伝搬損失を低減できる。ただし、本構造だけでは、伝搬損の低減に伴い、インピーダンス整合と速度整合がずれてしまうため、キャパシタンスまたは、インダクタンスを装荷することで、インピーダンスや速度を調整可能とする進行波型電極と組み合わせることで、広帯域または低駆動電圧の半導体マッハツェンダ光変調器を実現する。
【符号の説明】
【００６６】
１    基板
２    光導波路
３    光分波器
４    進行波型電極
４ａ  シグナル電極
４ｂ  接地電極
４ｃ  接地電極張出部
４ｄ  Ｔ字型張り出し電極
４ｅ  Ｕ字型ミアンダ電極
５    光合波器
６、７  光導波路アーム
７ａ    コア層
７ｂ    上部クラッド層
７ｃ    下部クラッド層
７ｄ    バリア層
８    変調電気信号源
９    整合抵抗
１１  誘電体層
【図１】
0006348880.tif 000009
【図２】
0006348880.tif 000010
【図３】
0006348880.tif 000011
【図４】
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【図５】
0006348880.tif 000013
【図６】
0006348880.tif 000014
【図７】
0006348880.tif 000015
【図８】
0006348880.tif 000016