(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子（Ｓｕｐ〜Ｓｗｎ）を有する電力変換回路（２０）に電気的に接続された回転電機（１０）に適用され、
前記回転電機の制御量をその指令値にフィードバック制御するための操作量として、前記回転電機の回転座標系における前記電力変換回路の出力電圧ベクトルの位相、又は前記出力電圧ベクトルの直交２軸成分のうち前記位相に準じた成分のいずれかである位相操作量を設定する位相設定部（３０ｄ；４０ｂ；３０ｎ）と、
前記回転電機に流れる電流を前記指令値に応じた指令電流にフィードバック制御するための操作量として、前記出力電圧ベクトルの振幅、又は前記出力電圧ベクトルの直交２軸成分のうち前記振幅に準じた成分のいずれかである振幅操作量を設定する振幅設定部（３２ｆ；３２ｈ）と、
前記制御量を前記指令値に制御すべく、前記位相設定部によって設定された前記位相操作量、及び前記振幅設定部によって設定された前記振幅操作量に基づいて、前記スイッチング素子を操作する操作部（３０ｊ；３０ｑ）と、を備え、
前記位相設定部は、前記振幅操作量の変化に伴う前記制御量の変化を抑制するように前記位相操作量を設定することを特徴とする回転電機の制御装置。
【請求項２】
前記回転座標系において前記位相操作量の変化に対する前記回転電機に流れる電流ベクトルの変化が非干渉化された座標軸を位相非干渉軸とし、前記電流ベクトルの前記位相非干渉軸方向成分である位相非干渉電流を算出する位相電流算出部（３２ｄ）をさらに備え、
前記振幅設定部は、前記位相電流算出部によって算出された前記位相非干渉電流を前記指令電流にフィードバック制御するための操作量として、前記振幅操作量を設定する請求項１に記載の回転電機の制御装置。
【請求項３】
前記振幅操作量の変化に伴う前記制御量の変化を抑制すべく、前記振幅操作量の変化量に基づいて、前記位相設定部（３０ｄ；３０ｎ）によって設定された前記位相操作量を補正する位相補正部（３０ｅ；３０ｐ）をさらに備え、
前記操作部は、前記位相補正部によって補正された前記位相操作量、及び前記振幅操作量に基づいて、前記スイッチング素子を操作する請求項１又は２に記載の回転電機の制御装置。
【請求項４】
前記位相補正部は、前記振幅操作量の変化量に補正ゲインを乗算することにより、前記位相操作量を補正する請求項３に記載の回転電機の制御装置。
【請求項５】
前記出力電圧ベクトルの振幅、及び前記出力電圧ベクトルの位相のうち少なくとも１つに基づいて、前記補正ゲインを可変設定するゲイン設定部（３４；３８）をさらに備える請求項４に記載の回転電機の制御装置。
【請求項６】
前記補正ゲインは、前記出力電圧ベクトルの振幅が微小変化した場合における前記制御量の変化量を、前記出力電圧ベクトルの位相が微小変化した場合における前記制御量の変化量で除算した値に設定されている請求項５に記載の回転電機の制御装置。
【請求項７】
前記回転電機に流れる電流に基づいて、前記回転電機のトルクを推定するトルク推定部（３０ｂ）をさらに備え、
前記制御量は、前記トルク推定部によって推定されたトルクである請求項１〜６のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。
【請求項８】
前記指令電流を第１指令電流とし、
前記回転座標系において前記振幅操作量の変化に対する前記回転電機に流れる電流ベクトルの変化が非干渉化された座標軸を振幅非干渉軸とし、前記電流ベクトルの前記振幅非干渉軸方向成分である振幅非干渉電流を算出する振幅電流算出部（４０ｄ）をさらに備え、
前記位相設定部（４０ｂ）は、前記振幅電流算出部によって算出された前記振幅非干渉電流を、前記指令値に応じた第２指令電流にフィードバック制御するための操作量として、前記振幅操作量を設定する請求項２に記載の回転電機の制御装置。
【請求項９】
前記回転電機の回転速度、前記回転電機のトルク、前記回転電機に流れる電流、及び前記出力電圧ベクトルの位相のうち少なくとも１つに基づいて、前記振幅設定部によるフィードバック制御で用いられるフィードバックゲインを可変設定する振幅ゲイン設定部（３６ａ）をさらに備える請求項１〜８のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。
【請求項１０】
前記回転電機の回転速度、前記回転電機のトルク、前記回転電機に流れる電流、前記出力電圧ベクトルの位相、及び前記電力変換回路の出力電圧のうち少なくとも１つに基づいて、前記位相設定部によるフィードバック制御で用いられるフィードバックゲインを可変設定する位相ゲイン設定部（３６ｂ）をさらに備える請求項１〜９のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング素子を有する電力変換回路に電気的に接続された回転電機に適用され、前記スイッチング素子の操作によって前記回転電機の制御量をその指令値に制御する回転電機の制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
この種の制御装置としては、下記特許文献１に見られるように、回転電機の制御量をその指令値に制御するために、電力変換回路の出力電圧ベクトルの位相と、出力電圧ベクトルの振幅（ノルム）とを用いるものが知られている。ここで、出力電圧ベクトルの振幅は、回転電機の回転速度と振幅とが関係付けられたマップを用いて設定する。このため、マップの精度が低い場合には、制御量の制御性が低下する懸念がある。
【０００３】
そこで、下記特許文献１に記載された制御装置では、回転電機に流れるｄ軸電流に基づいて、出力電圧ベクトルの振幅を補正している。これにより、マップの精度が低い場合であっても、制御性の低下の回避を図っている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１２−２３９４３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ここで本発明者は、上記特許文献１に記載された補正手法を用いる場合であっても、回転電機の制御量の制御精度が低下する事態に直面した。
【０００６】
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、回転電機の制御量の制御性を向上させることができる回転電機の制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。
【０００８】
本発明は、スイッチング素子（Ｓｕｐ〜Ｓｗｎ）を有する電力変換回路（２０）に電気的に接続された回転電機（１０）に適用され、前記回転電機の制御量をその指令値にフィードバック制御するための操作量として、前記回転電機の回転座標系における前記電力変換回路の出力電圧ベクトルの位相、又は前記出力電圧ベクトルの直交２軸成分のうち前記位相に準じた成分のいずれかである位相操作量を設定する位相設定部（３０ｄ；４０ｂ；３０ｎ）と、前記回転電機に流れる電流を前記指令値に応じた指令電流にフィードバック制御するための操作量として、前記出力電圧ベクトルの振幅、又は前記出力電圧ベクトルの直交２軸成分のうち前記振幅に準じた成分のいずれかである振幅操作量を設定する振幅設定部（３２ｆ；３２ｈ）と、前記制御量を前記指令値に制御すべく、前記位相設定部によって設定された前記位相操作量、及び前記振幅設定部によって設定された前記振幅操作量に基づいて、前記スイッチング素子を操作する操作部（３０ｊ；３０ｑ）と、を備え、前記位相設定部は、前記振幅操作量の変化に伴う前記制御量の変化を抑制するように前記位相操作量を設定することを特徴とする。
【０００９】
本発明では、回転電機の制御量をその指令値にフィードバック制御するための上記位相操作量に基づく制御を位相制御と称し、回転電機に流れる電流を、上記指令値に応じた指令電流にフィードバック制御するための上記振幅操作量に基づく制御を振幅制御と称すこととする。
【００１０】
本発明者は、制御量の制御精度が低下する要因が、振幅操作量に基づく振幅制御から、位相操作量に基づく位相制御への干渉であることを見出した。そこで本発明では、位相設定部により、振幅操作量の変化に伴う制御量の変化を抑制するように位相操作量が設定される。これにより、振幅制御から位相制御への干渉を抑制することができる。したがって、制御量の制御性を向上させることができる。
【００１１】
ここで本発明は、例えば以下のように具体化することができる。詳しくは、前記回転座標系において前記位相操作量の変化に対する前記回転電機に流れる電流ベクトルの変化が非干渉化された座標軸を位相非干渉軸とし、前記電流ベクトルの前記位相非干渉軸方向成分である位相非干渉電流を算出する位相電流算出部（３２ｄ）をさらに備え、前記振幅設定部は、前記位相電流算出部によって算出された前記位相非干渉電流を前記指令電流にフィードバック制御するための操作量として、前記振幅操作量を設定する。
【００１２】
上記発明では、回転座標系において位相操作量の変化に対する回転電機に流れる電流ベクトルの変化が非干渉化された座標軸を位相非干渉軸とし、電流ベクトルの位相非干渉軸方向成分である位相非干渉電流が算出される。そして、振幅設定部により、位相非干渉電流を指令電流にフィードバック制御するための操作量として、振幅操作量が設定される。これにより、位相制御から振幅制御への干渉を抑制することができる。この干渉の抑制に加えて、上記発明では、位相設定部により、振幅操作量の変化に伴う制御量の変化を抑制するように位相操作量が設定される。位相制御から振幅制御への干渉を抑制するとともに、振幅操作量の変化に伴う制御量の変化を抑制するように位相操作量を設定する構成は、回転電機の損失を低減させるためのものである。
【００１３】
つまり、位相制御の制御量は、振幅制御において設定される振幅操作量の変化に伴って変化する。具体的には例えば、制御量は、振幅操作量の増加に伴って増加する。これにより、制御量の指令値への追従速度が、位相非干渉電流の指令電流への追従速度よりも高くなる。その結果、回転電機に弱め磁束電流が流れ、回転電機の損失が増加する。そこで上記発明では、位相制御から振幅制御への干渉を抑制するとともに、振幅操作量の変化に伴う制御量の変化を抑制するように位相操作量を設定する構成とした。これにより、振幅制御から位相制御への干渉も抑制でき、制御量の制御性を向上させつつ、回転電機の損失を低減させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】第１実施形態にかかるモータ制御システムの全体構成図。
【図２】モータ制御のブロック図。
【図３】出力電圧ベクトルの変化に伴う電流ベクトルの変化を説明するための図。
【図４】ｄ軸とλ軸とのなす角度の算出手法を示す図。
【図５】λ軸を説明するための図。
【図６】λ軸電流の算出手法を示す図。
【図７】ゲイン設定部のブロック図。
【図８】トルク変化速度とλ軸電流変化速度との関係を示すタイムチャート。
【図９】ｄｑ座標系におけるトルク変化速度とλ軸電流変化速度との関係を示す図。
【図１０】第１実施形態の効果を示す図。
【図１１】第１実施形態の効果を示す図。
【図１２】第２実施形態にかかるモータ制御のブロック図。
【図１３】ｄ軸とｓ軸とのなす角度の算出手法を示す図。
【図１４】ｓ軸を説明するための図。
【図１５】ｓ軸電流の算出手法を示す図。
【図１６】第３実施形態にかかるｄｑ座標系とｐｌ座標系との関係を示す図。
【図１７】モータ制御のブロック図。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
（第１実施形態）
以下、本発明にかかる制御装置を車載主機として３相回転電機を備える車両（例えば、電気自動車やハイブリッド車）に適用した第１実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
【００１６】
図１に示すように、モータ制御システムは、モータジェネレータ１０、「電力変換回路」としてのインバータ２０、及びモータジェネレータ１０を制御対象とする制御装置３０を備えている。本実施形態において、モータジェネレータ１０は、車載主機であり、図示しない駆動輪に連結されている。本実施形態では、モータジェネレータ１０として、突極機であるＩＰＭＳＭを用いている。
【００１７】
モータジェネレータ１０は、インバータ２０を介して、直流電源としての高電圧バッテリ２１に接続されている。高電圧バッテリ２１の出力電圧は、例えば百Ｖ以上である。なお、高電圧バッテリ２１及びインバータ２０の間には、インバータ２０の入力電圧を平滑化する平滑コンデンサ２２が設けられている。
【００１８】
インバータ２０は、上アームスイッチＳｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐと下アームスイッチＳｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎとの直列接続体を３組備えている。Ｕ相上，下アームスイッチＳｕｐ，Ｓｕｎの接続点には、モータジェネレータ１０のＵ相が接続されている。Ｖ相上，下アームスイッチＳｖｐ，Ｓｖｎの接続点には、モータジェネレータ１０のＶ相が接続されている。Ｗ相上，下アームスイッチＳｗｐ，Ｓｗｎの接続点には、モータジェネレータ１０のＷ相が接続されている。ちなみに本実施形態では、各スイッチＳｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎとして、電圧制御形の半導体スイッチング素子を用いており、より具体的には、ＩＧＢＴを用いている。そして、各スイッチＳｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎには、各フリーホイールダイオードＤｕｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｐ，Ｄｖｎ，Ｄｗｐ，Ｄｗｎが逆並列に接続されている。
【００１９】
モータ制御システムは、さらに、モータジェネレータ１０に流れる各相電流のうち、少なくとも２相分の電流を検出する相電流検出部を備えている。本実施形態において、相電流検出部は、モータジェネレータ１０のＶ相に流れる電流を検出するＶ相電流センサ２３Ｖと、Ｗ相に流れる電流を検出するＷ相電流センサ２３Ｗとを含む。また、モータ制御システムは、インバータ２０の電源電圧（高電圧バッテリ２１から出力された直流電圧）を検出する電圧検出部としての電圧センサ２４、及びモータジェネレータ１０の回転角（電気角θ）を検出する角度検出部としての回転角センサ２５（例えばレゾルバ）を備えている。
【００２０】
制御装置３０は、マイコンを主体として構成され、モータジェネレータ１０のトルクに関する制御量（本実施形態ではトルク）をその指令値（以下、指令トルクＴｒｑ＊）にフィードバック制御すべく、インバータ２０を操作する。詳しくは、制御装置３０は、インバータ２０を構成する各スイッチＳｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎをオンオフ操作すべく、上記各種センサの検出値に基づいて、各操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎを生成し、生成した各操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎを各スイッチに対応する各駆動回路Ｄｒ（ゲート駆動回路）に対して出力する。ここで、上アーム側の操作信号ｇｕｐ，ｇｖｐ，ｇｗｐと、対応する下アーム側の操作信号ｇｕｎ，ｇｖｎ，ｇｗｎとは、互いに相補的な信号となっている。すなわち、上アームスイッチと、対応する下アームスイッチとは、交互にオン状態とされる。なお、指令トルクＴｒｑ＊は、例えば、制御装置３０の外部に設けられた制御装置であって、制御装置３０よりも上位の制御装置から出力される。
【００２１】
続いて、図２を用いて、制御装置３０によって実行されるモータジェネレータ１０のトルク制御について説明する。この制御は、位相制御と、振幅制御とを含むものである。
【００２２】
まず、位相制御について説明する。２相変換部３０ａは、Ｖ相電流センサ２３Ｖによって検出されたＶ相電流ＩＶ、Ｗ相電流センサ２３Ｗによって検出されたＷ相電流ＩＷ、及び回転角センサ２５によって検出された電気角θに基づいて、３相固定座標系におけるＵ相電流ＩＵ，Ｖ相電流ＩＶ，Ｗ相電流ＩＷを、２相回転座標系（ｄｑ座標系）におけるｄ軸電流Ｉｄｒ及びｑ軸電流Ｉｑｒに変換する。
【００２３】
トルク推定器３０ｂは、２相変換部３０ａから出力されたｄ，ｑ軸電流Ｉｄｒ，Ｉｑｒに基づいて、モータジェネレータ１０の推定トルクＴｅを算出する。ここで、推定トルクＴｅは、ｄ軸電流Ｉｄｒ及びｑ軸電流Ｉｑｒと推定トルクＴｅとが関係付けられたマップを用いて算出してもよいし、モデル式を用いて算出してもよい。
【００２４】
トルク偏差算出部３０ｃは、指令トルクＴｒｑ＊から推定トルクＴｅを減算することにより、トルク偏差ΔＴを算出する。なお、トルク偏差算出部３０ｃに入力される推定トルクＴｅに、高周波成分を除去するローパスフィルタ処理を施してもよい。
【００２５】
位相設定部３０ｄは、トルク偏差算出部３０ｃによって算出されたトルク偏差ΔＴに基づいて、推定トルクＴｅを指令トルクＴｒｑ＊にフィードバック制御するための操作量として、電圧位相φを算出する。本実施形態では、トルク偏差ΔＴを入力とする比例積分制御によって電圧位相φを算出する。より具体的には、トルク偏差ΔＴを入力とした比例制御器の出力値と、トルク偏差ΔＴを入力とした積分制御器の出力値との加算値として電圧位相φを算出する。本実施形態において、電圧位相φは、ｄ軸の正方向を基準とし、この基準から反時計回りの方向（ｄ軸の正方向からｑ軸の正方向へと回転する方向）が正方向として定義されている。このため、指令トルクＴｒｑ＊に対して推定トルクＴｅが不足する場合には、電圧位相φを増大（進角）させ、指令トルクＴｒｑ＊に対して推定トルクＴｅが過剰となる場合には、電圧位相φを減少（遅角）させるようにする。
【００２６】
位相補正部３０ｅは、位相設定部３０ｄによって設定された電圧位相φから、ゲイン乗算部３４によって算出された位相補正量Δｐｈを減算することにより、補正後位相φｃを算出する。なお、ゲイン乗算部３４については、後に詳述する。
【００２７】
続いて、振幅制御について説明する。指令電圧設定部３０ｆは、指令トルクＴｒｑ＊を入力として、規格化電圧振幅「Ｖｎ／ω」を算出する。ここで、規格化電圧振幅「Ｖｎ／ω」とは、２相回転座標系におけるインバータ２０の出力電圧ベクトルの振幅指令値（以下、電圧振幅Ｖｎ）を電気角速度ωで除算した値のことである。なお、電圧振幅Ｖｎは、上記出力電圧ベクトルのｄ軸成分Ｖｄの２乗値及びｑ軸成分Ｖｑの２乗値の和の平方根として定義される。本実施形態において、規格化電圧振幅は、指令トルクＴｒｑ＊及び規格化電圧振幅が関係付けられたマップを用いて算出される。
【００２８】
速度算出部３０ｇは、回転角センサ２５によって検出された電気角θに基づいて、モータジェネレータ１０の電気角速度ωを算出する。速度乗算部３０ｈは、規格化電圧振幅「Ｖｎ／ω」に電気角速度ωを乗算することで、電圧振幅Ｖｎを算出する。電圧振幅Ｖｎは、モータジェネレータ１０のトルクを指令トルクＴｒｑ＊にフィードフォワード制御するための操作量となる。
【００２９】
振幅補正部３０ｉは、速度乗算部３０ｈから出力された電圧振幅Ｖｎに、補正量算出部３２によって算出された振幅補正量ΔＣを加算することにより、補正後振幅Ｖｃを算出する。なお、補正量算出部３２については、後に詳述する。
【００３０】
操作信号生成部３０ｊは、振幅補正部３０ｉから出力された補正後振幅Ｖｃと、位相補正部３０ｅから出力された補正後位相φｃと、電圧センサ４４によって検出された入力電圧ＶＩＮＶとに基づいて、各操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎを生成して各駆動回路Ｄｒに出力する。本実施形態では、各操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎを以下のように生成する。
【００３１】
操作信号生成部３０ｊは、まず、位相が電気角で互いに１２０度ずつずれた正弦波の３相指令電圧を算出する。そして、算出した３相指令電圧とキャリア信号（例えば三角波信号）との大小比較に基づく三角波比較ＰＷＭ制御によって各操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎを生成する。
【００３２】
続いて、補正量算出部３２と、ゲイン乗算部３４とについて説明する。
【００３３】
＜１．補正量算出部について＞
まず、補正量算出部３２の設計手法について説明する。
【００３４】
永久磁石同期機の電圧方程式は、下式（ｅｑ１）で表される。
【００３５】
【数１】
0006361569.tif 000002
上式（ｅｑ１）において、「ｐ」は微分演算子を示し、「Ｒ」は電機子巻線抵抗を示し、「Ｌｄ」，「Ｌｑ」はｄ，ｑ軸インダクタンスを示し、「ψ」は永久磁石の電機子鎖交磁束の実効値を示す。上式（ｅｑ１）において、モータジェネレータ１０の回転速度が一定となる定常状態を想定し、過渡現象を無視するとの条件を課すと、「ｐ＝０」となる。また、上式（ｅｑ１）に、モータジェネレータ１０の回転速度が十分高く、「Ｒ＜＜ω・Ｌｄ」，「Ｒ＜＜ω・Ｌｑ」の関係が成立するとの条件を課す。以上から、上式（ｅｑ１）は下式（ｅｑ２）のように表される。
【００３６】
【数２】
0006361569.tif 000003
ｄ，ｑ軸電圧Ｖｄ，Ｖｑと、電圧位相φ及び電圧振幅Ｖｎとの関係は、下式（ｅｑ３）で表される。
【００３７】
【数３】
0006361569.tif 000004
ここで、電圧位相φが微小量Δφだけ変化した場合における電圧方程式は、上式（ｅｑ２），（ｅｑ３）を用いると、下式（ｅｑ４）で表される。
【００３８】
【数４】
0006361569.tif 000005
上式（ｅｑ４）から上式（ｅｑ２）を減算すると、下式（ｅｑ５）が導かれる。
【００３９】
【数５】
0006361569.tif 000006
上式（ｅｑ５）において、右辺の「Ｉｄφ−Ｉｄ」がｄ軸電流変化量ΔＩｄφであり、「Ｉｑφ−Ｉｑ」がｑ軸電流変化量ΔＩｑφである。上式（ｅｑ５）を各電流変化量ΔＩｄφ，ΔＩｑφについて解くと、下式（ｅｑ６）が導かれる。
【００４０】
【数６】
0006361569.tif 000007
図３に、ｄｑ座標系における電圧ベクトルＶｎｖｔ及び電流ベクトルＩｎｖｔを示す。ここで、電流ベクトルは、ｄ軸電流の２乗値及びｑ軸電流の２乗値の和の平方根として定義される。図３には、電圧位相φが微小量Δφだけ変化した場合の電流ベクトルＩｎｖｔの変化分を「ΔＩφ」にて示した。また、電圧振幅Ｖｎが微小量ΔＶｎだけ変化した場合の電流ベクトルＩｎｖｔの変化分を「ΔＩｖｎ」にて示した。この電流ベクトルＩｎｖｔの変化分を拡大した図を図４として示す。上式（ｅｑ６）より、電圧位相φが微小変化した場合において、ｄ軸に対する電流ベクトルＩｎｖｔの変化方向αは、下式（ｅｑ７）で表される。
【００４１】
【数７】
0006361569.tif 000008
上式（ｅｑ７）のアークタンジェント演算により、例えば、変化方向αを「−π〜＋π」の間で算出することができる。特に本実施形態では、上式（ｅｑ７）の右辺において、括弧内の分母が０となってかつ分子が正の値となる場合、変化方向αを「π／２」として算出する。一方、上式（ｅｑ７）の右辺において、括弧内の分母が０となってかつ分子が負の値となる場合、変化方向αを「−π／２」として算出する。ここで、図５には、電流ベクトルＩｎｖｔの変化方向と直交する方向に延びる座標軸をλ軸（「位相非干渉軸」に相当）として示している。すなわち、λ軸は、電圧位相φが微小変化した場合における電流ベクトルＩｎｖｔの変化分が０となる方向の座標軸である。電圧振幅Ｖｎが微小量ΔＶｎだけ変化した場合の電流ベクトルの変化分ΔＩｖｎのうち、上記変化分ΔＩｖｎをλ軸に写像したλ軸成分は、電圧位相φの変化の影響を受けない電流である。本実施形態では、この電流をλ軸電流Ｉλ（「位相非干渉電流」に相当）として振幅補正量ΔＣの算出に用いる。λ軸電流Ｉλを用いることにより、位相制御から振幅制御への干渉を抑制することができる。ここで、λ軸を設定するために必要なパラメータであるｄ軸とλ軸とのなす角度λは、下式（ｅｑ８）で表される。
【００４２】
【数８】
0006361569.tif 000009
以上を踏まえ、先の図２に戻り、補正量算出部３２について説明する。
【００４３】
λ軸設定部３２ａは、ｄ，ｑ軸インダクタンスＬｄ，Ｌｑと、位相設定部３０ｄから出力された電圧位相φとに基づいて、上式（ｅｑ８）を元に、ｄ軸とλ軸とのなす角度λを算出する。λ軸設定部３２ａにおいて設定されるλ軸は、モータジェネレータ１０の駆動状態の変化に伴って都度変化する。
【００４４】
指令電流設定部３２ｂは、指令トルクＴｒｑ＊に基づいて、指令トルクＴｒｑ＊を実現するためのｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を設定する。本実施形態では、最小電流最大トルク制御を実現するための電流をｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊として設定する。
【００４５】
λ軸指令電流算出部３２ｃは、指令電流設定部３２ｂから出力された各指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊と、λ軸設定部３２ａから出力された角度λとに基づいて、下式（ｅｑ９）を元に、λ軸指令電流Ｉλ＊を算出する（図６参照）。
【００４６】
【数９】
0006361569.tif 000010
ここで、図６には、現在の指令電流ベクトルを「Ｉｎ＊」にて示し、現在の電流ベクトルを「Ｉｎｖｔ」にて示した。
【００４７】
λ軸実電流算出部３２ｄ（「位相電流算出部」に相当）は、２相変換部３０ａから出力されたｄ，ｑ軸電流Ｉｄｒ，Ｉｑｒと、λ軸設定部３２ａから出力された角度λとに基づいて、下式（ｅｑ１０）を元に、λ軸電流Ｉλｒを算出する（図６参照）。
【００４８】
【数１０】
0006361569.tif 000011
λ軸がモータジェネレータ１０の駆動状態の変化に伴って変化するため、λ軸電流Ｉλｒ及びλ軸指令電流Ｉλ＊もモータジェネレータ１０の駆動状態の変化に伴って都度変化することとなる。
【００４９】
λ軸電流偏差算出部３２ｅは、λ軸指令電流Ｉλ＊からλ軸電流Ｉλｒを減算することにより、λ軸電流偏差ΔＩλを算出する。なお、λ軸電流偏差算出部３２ｅに入力されるλ軸電流Ｉλｒに、高周波成分を除去するためのローパスフィルタ処理を施してもよい。
【００５０】
振幅補正量算出部３２ｆは、λ軸電流偏差ΔＩλに基づいて、λ軸電流Ｉλｒをλ軸指令電流Ｉλ＊にフィードバック制御するための操作量として、振幅操作量としての振幅補正量ΔＣを算出する。詳しくは、λ軸電流偏差ΔＩλを入力とする比例積分制御によって振幅補正量ΔＣを算出する。より具体的には、λ軸電流偏差ΔＩλを入力とした比例制御器の出力値と、電流偏差ΔＩλを入力とした積分制御器の出力値との加算値として振幅補正量ΔＣを算出する。振幅補正量算出部３２ｆによって算出された振幅補正量ΔＣは、振幅補正部３０ｉに入力される。
【００５１】
なお、本実施形態において、制御装置３０は、図７に示すように、振幅ゲイン設定部３６ａと、位相ゲイン設定部３６ｂとをさらに備えている。振幅ゲイン設定部３６ａは、振幅補正量算出部３２ｆにおけるフィードバック制御で用いる比例ゲインＫｐｖ及び積分ゲインＫｉｖを可変設定する。また、位相ゲイン設定部３６ｂは、位相設定部３０ｄにおけるフィードバック制御で用いる比例ゲインＫｐφ及び積分ゲインＫｉφを可変設定する。この設定は、モータジェネレータ１０の駆動状態が変化する場合であっても、振幅制御及び位相制御のそれぞれにおけるフィードバック制御の応答性を高く維持するためになされる。
【００５２】
振幅ゲイン設定部３６ａは、駆動状態にかかわらず振幅制御におけるフィードバック制御の応答性を一定に維持すべく、電圧位相φ及び電気角速度ωに基づいて、比例ゲインＫｐｖ及び積分ゲインＫｉｖを可変設定する。具体的には、電気角速度ωが高かったり、電圧位相φが進角側であったりするほど、各ゲインＫｐｖ，Ｋｉｖを大きく設定する。なお、振幅制御において上記応答性を一定に維持するとは、例えば、先の図２の構成から指令電圧設定部３０ｆ及び速度乗算部３０ｈを除去した状態で、λ軸指令電流Ｉλ＊をステップ状に変化させた場合におけるλ軸電流Ｉλｒについての時定数を目標時間に維持することをいう。
【００５３】
位相ゲイン設定部３６ｂは、駆動状態にかかわらず位相制御の応答性を一定に維持すべく、電圧位相φ、電気角速度ω及び電圧振幅Ｖｎに基づいて、比例ゲインＫｐφ及び積分ゲインＫｉφを可変設定する。具体的には、電気角速度ωが高かったり、電圧位相φが遅角側であったり、電圧振幅Ｖｎが小さかったりするほど、各ゲインＫｐφ，Ｋｉφを大きく設定する。なお、位相制御において上記応答性を一定に維持するとは、例えば、指令トルクＴｒｑ＊をステップ状に変化させた場合における推定トルクＴｅについての時定数を目標時間に維持することをいう。
【００５４】
＜２．ゲイン乗算部３４について＞
続いて、ゲイン乗算部３４について説明する。
【００５５】
ゲイン乗算部３４は、振幅補正量算出部３２ｆによって算出された振幅補正量ΔＣに補正ゲインｋを乗算することにより、上記位相補正量Δｐｈを算出する。以下、ゲイン乗算部３４を制御装置３０に備える理由を説明した後、補正ゲインｋの設計手法について説明する。
【００５６】
電圧位相φの変化に対する電流ベクトルＩｎｖｔの変化が非干渉化されたλ軸を用いることにより、位相制御から振幅制御への干渉を抑制することはできる。しかしながら、振幅制御から位相制御への干渉も存在する。この干渉に起因して、図８に示すように、λ軸電流Ｉλｒがλ軸指令電流Ｉλ＊に追従する速度が、モータジェネレータ１０の推定トルクＴｅが指令トルクＴｒｑ＊に追従する速度よりも低くなる。ここで図８では、指令トルクＴｒｑ＊とλ軸指令電流Ｉλ＊とが一致するように各波形の推移を示している。
【００５７】
λ軸電流Ｉλｒがλ軸指令電流Ｉλ＊に追従する速度が、推定トルクＴｅが指令トルクＴｒｑ＊に追従する速度よりも低くなると、弱め磁束電流が生じる。その結果、モータジェネレータ１０の損失が増大する。図９（ａ）は、弱め磁束電流が発生しない理想的な状態を示し、図９（ｂ）は、弱め磁束電流が発生する状態を示す。なお図中、最小電流最大トルク制御（ＭＴＰＡ）に対応するｄ，ｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑを一点鎖線にて示し、等トルク線及び定電圧楕円もあわせて示す。また、図９は、ｄｑ座標系において、ｄ軸電流Ｉｄが負の値となってかつｑ軸電流Ｉｑが正の値となる象限を示す。
【００５８】
図９（ａ）において、現在のλ軸電流Ｉλｒ（ｔ），推定トルクＴｅ（ｔ）を表す動作点をＡにて示す。また、λ軸指令電流Ｉλ＊，指令トルクＴｒｑ＊を表す動作点であって、次の処理周期までに移行すべき動作点をＢにて示す。理想的な状態では、次の処理周期において、推定トルクＴｅ（ｔ＋Δｔ）が指令トルクＴｒｑ＊となり、λ軸電流Ｉλｒ（ｔ＋Δｔ）がλ軸指令電流Ｉλ＊となる。
【００５９】
これに対し、図９（ｂ）に示すように、λ軸電流Ｉλｒの追従速度が推定トルクＴｅの追従速度よりも低い場合には、次の処理周期において、推定トルクＴｅ（ｔ＋Δｔ）が指令トルクＴｒｑ＊となるものの、λ軸電流Ｉλｒ（ｔ＋Δｔ）がλ軸指令電流Ｉλ＊よりも小さい。このため、動作点がＢではなくＣに移行する。その結果、電圧不足の状態となり、弱め磁束電流が流れ、モータジェネレータ１０の損失が増大する。
【００６０】
ここで、推定トルクＴｅの追従速度と、λ軸電流Ｉλｒの追従速度とが等しければ、弱め磁束電流は発生しない。そこで本実施形態では、推定トルクＴｅの追従速度を、λ軸電流Ｉλｒの追従速度と等しくするために、ゲイン乗算部３４及び位相補正部３０ｅを備えた。
【００６１】
続いて、補正ゲインｋの設計手法について説明する。
【００６２】
永久磁石同期機のトルクＴは、下式（ｅｑ１１）で表される。
【００６３】
【数１１】
0006361569.tif 000012
上式（ｅｑ１１）において、Ｐｎはモータジェネレータ１０の極対数を示し、Ｋｅは逆起電力定数（電機子鎖交磁束の実効値ψに相当）を示す。また、定常状態を想定し、電機子巻線抵抗Ｒの影響を無視すると、ｄ，ｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑは下式（ｅｑ１２）で表される。
【００６４】
【数１２】
0006361569.tif 000013
上式（ｅｑ３），（ｅｑ１１），（ｅｑ１２）により、トルクと電圧位相φとの関係を下式（ｅｑ１３）のように表すことができる。
【００６５】
【数１３】
0006361569.tif 000014
上式（ｅｑ１３）を用いて、電圧位相φが微小量Δφだけ変化した場合におけるトルクＴφを下式（ｅｑ１４）で表す。
【００６６】
【数１４】
0006361569.tif 000015
ここで、下式（ｅｑ１５）が成立する。
【００６７】
【数１５】
0006361569.tif 000016
上式（ｅｑ１３）〜（ｅｑ１５）から、下式（ｅｑ１６）が導かれる。
【００６８】
【数１６】
0006361569.tif 000017
上式（ｅｑ１６）において「Δφ＾２≒０」とすると、下式（ｅｑ１７）が導かれる。
【００６９】
【数１７】
0006361569.tif 000018
一方、上式（ｅｑ１３）を用いて、電圧振幅Ｖｎが微小量ΔＶだけ変化した場合におけるトルクＴφを下式（ｅｑ１８）で表す。
【００７０】
【数１８】
0006361569.tif 000019
上式（ｅｑ１３），（ｅｑ１８）から、下式（ｅｑ１９）が導かれる。
【００７１】
【数１９】
0006361569.tif 000020
上式（ｅｑ１９）において「ΔＶ＾２≒０」とすると、下式（ｅｑ２０）が導かれる。
【００７２】
【数２０】
0006361569.tif 000021
上式（ｅｑ２０）は、電圧振幅Ｖｎが微小量ΔＶ変化した場合におけるトルク変化量を示している。一方、上式（ｅｑ１７）は、電圧位相φが微小量Δφ変化した場合におけるトルク変化量を示している。このため、電圧振幅Ｖｎが変化した場合のトルク変化分を打ち消すように電圧位相φを補正するためには、下式（ｅｑ２１）を満たすように補正ゲインｋを設定すればよい。
【００７３】
【数２１】
0006361569.tif 000022
すなわち、補正ゲインｋは下式（ｅｑ２２）で表される。
【００７４】
【数２２】
0006361569.tif 000023
上式（ｅｑ２２）から、補正ゲインｋは、電圧位相φ、電圧振幅Ｖｎ、電気角速度ω、及びｄ，ｑ軸インダクタンスＬｄ，Ｌｑによって定まる。このため、本実施形態において、ゲイン乗算部３４は、電圧振幅Ｖｎ、電圧位相φ、電気角速度ω及びｄ，ｑ軸インダクタンスＬｄ，Ｌｑに基づいて、補正ゲインｋを可変設定する。そして、ゲイン乗算部３４は、設定した補正ゲインｋを振幅補正量ΔＣに乗算することにより、位相補正量Δｐｈを算出する。なお、ｄ，ｑ軸インダクタンスＬｄ，Ｌｑは、固定値に設定してもよいし、モータジェネレータ１０に流れる電流量等に応じて可変設定してもよい。
【００７５】
ちなみに、ゲイン乗算部３４は、例えば、上式（ｅｑ２２）に基づいて、処理周期毎に、電圧振幅Ｖｎ、電圧位相φ、電気角速度ω及びｄ，ｑ軸インダクタンスＬｄ，Ｌｑを入力として補正ゲインｋを算出してもよい。また、ゲイン乗算部３４は、例えばｄ，ｑ軸インダクタンスＬｄ，Ｌｑを固定値とする場合、電圧振幅Ｖｎ、電圧位相φ及び電気角速度ωと関係付けられた補正ゲインｋが規定されるマップデータに基づいて、補正ゲインｋを算出してもよい。
【００７６】
続いて、図１０及び図１１を用いて、本実施形態の効果を説明する。ここで、図中、関連技術とは、先の図２の構成において、操作信号生成部３０ｊに入力される位相情報を、補正後位相φｃに代えて、位相設定部３０ｄによって設定された電圧位相φとした技術のことである。
【００７７】
図１０において、一点鎖線は、指令トルクＴｒｑ＊を徐々に増加させた場合の最小電流最大トルク制御に従ったｄ，ｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑの軌跡を示す。また、図１０は、ｄｑ座標系において、ｄ軸電流Ｉｄが負の値となってかつｑ軸電流Ｉｑが正の値となる象限を示す。本実施形態では、ゲイン乗算部３４及び位相補正部３０ｅにより、振幅補正量ΔＣの変化に伴う電圧位相の変化が抑制され、振幅制御から位相制御への干渉が抑制される。これにより、推定トルクＴｅの指令トルクＴｒｑ＊への追従速度を、λ軸電流Ｉλｒのλ軸指令電流Ｉλ＊への追従速度と等しくできる。その結果、図１０に示すように、関連技術と比較して、モータジェネレータ１０に流れる弱め磁束電流を大きく低減させることができる。したがって、図１１に示すように、モータジェネレータ１０の損失を大きく低減させることができる。
【００７８】
このように、本実施形態によれば、トルク制御性を向上させつつ、モータジェネレータ１０の損失を低減させることができる。
【００７９】
（第２実施形態）
以下、第２実施形態について、上記第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、振幅制御から位相制御への干渉を抑制する手法を変更する。詳しくは、λ軸に加えて、電圧振幅の変化に対して影響を受けない座標軸であるｓ軸を用いる手法を採用する。このため本実施形態では、図１２に示すように、制御装置３０は、ｓ軸処理部４０を備えている。なお図１２において、先の図２に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。また、本実施形態において、図１２に示すように、振幅制御は、上記第１実施形態と同様な手法で行われる。さらに、本実施形態において、λ軸指令電流Ｉλ＊が「第１指令電流」に相当する。
【００８０】
まず、ｓ軸処理部４０の設計手法について説明する。
【００８１】
電圧振幅Ｖｎが微小量ΔＶだけ変化した場合における電圧方程式は、上式（ｅｑ２），（ｅｑ３）を用いると、下式（ｅｑ２３）で表される。
【００８２】
【数２３】
0006361569.tif 000024
上式（ｅｑ２３）から上式（ｅｑ２）を減算すると、下式（ｅｑ２４）が導かれる。
【００８３】
【数２４】
0006361569.tif 000025
上式（ｅｑ２４）において、右辺の「Ｉｄｖ−Ｉｄ」がｄ軸電流変化量ΔＩｄｖであり、「Ｉｑｖ−Ｉｑ」がｑ軸電流変化量ΔＩｑｖである。上式（ｅｑ２４）を各電流変化量ΔＩｄｖ，ΔＩｑｖについて解くと、下式（ｅｑ２５）が導かれる。
【００８４】
【数２５】
0006361569.tif 000026
先の図３には、電圧振幅Ｖｎが微小量ΔＶだけ変化した場合の電流ベクトルＩｎｖｔの変化分を「ΔＩｖｎ」にて示した。この電流ベクトルＩｎｖｔの変化分を拡大した図を図１３として示す。上式（ｅｑ２５）より、電圧振幅Ｖｎが微小変化した場合において、ｄ軸に対する電流ベクトルＩｎｖｔの変化方向ｍは、下式（ｅｑ２６）で表される。
【００８５】
【数２６】
0006361569.tif 000027
上式（ｅｑ２６）のアークタンジェント演算により、例えば、変化方向ｍを「−π〜＋π」の間で算出することができる。ここで、図１４には、電流ベクトルＩｎｖｔの変化方向と直交する方向に延びる座標軸をｓ軸（「振幅非干渉軸」に相当）として示している。すなわち、ｓ軸は、電圧振幅Ｖｎが微小変化した場合における電流ベクトルＩｎｖｔの変化分が０となる方向の座標軸である。電圧位相φが微小量Δφだけ変化した場合の電流ベクトルの変化分ΔＩφのうち、上記変化分ΔＩφをｓ軸に写像したｓ軸成分は、電圧振幅Ｖｎの変化の影響を受けない電流である。本実施形態では、この電流をｓ軸電流Ｉｓ（「振幅非干渉電流」に相当）として電圧位相φの算出に用いる。ｓ軸電流Ｉｓを用いることにより、振幅制御から位相制御への干渉を抑制することができる。ここで、ｓ軸を設定するために必要なパラメータであるｄ軸とｓ軸とのなす角度γは、下式（ｅｑ２７）で表される。
【００８６】
【数２７】
0006361569.tif 000028
以上を踏まえ、先の図１２に戻り、ｓ軸処理部４０について説明する。
【００８７】
γ軸設定部４０ａは、ｄ，ｑ軸インダクタンスＬｄ，Ｌｑと、後述する位相設定部４０ｂから出力された電圧位相φとに基づいて、上式（ｅｑ２７）を元に、ｄ軸とｓ軸とのなす角度γを算出する。γ軸設定部４０ａにおいて設定されるγ軸は、モータジェネレータ１０の駆動状態の変化に伴って都度変化する。
【００８８】
ｓ軸指令電流算出部４０ｃは、指令電流設定部３２ｂから出力された各指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊と、γ軸設定部４０ａから出力された角度γとに基づいて、第２指令電流としてのｓ軸指令電流Ｉｓ＊を算出する（図１５参照）。ｓ軸実電流算出部４０ｄ（「振幅電流算出部」に相当）は、２相変換部３０ａから出力されたｄ，ｑ軸電流Ｉｄｒ，Ｉｑｒと、γ軸設定部４０ａから出力された角度γとに基づいて、ｓ軸電流Ｉｓｒを算出する（図１５参照）。
【００８９】
ｓ軸電流偏差算出部４０ｅは、ｓ軸指令電流Ｉｓ＊からｓ軸電流Ｉｓｒを減算することにより、ｓ軸電流偏差ΔＩｓを算出する。位相設定部４０ｂは、ｓ軸電流偏差ΔＩｓに基づいて、ｓ軸電流Ｉｓｒをｓ軸指令電流Ｉｓ＊にフィードバック制御するための操作量として、電圧位相φを算出する。詳しくは、ｓ軸電流偏差ΔＩｓを入力とする比例積分制御によって電圧位相φを算出する。なお、上記第１実施形態で説明した位相ゲイン設定部３６ｂと同様に、位相設定部４０ｂで用いられるフィードバックゲインを可変設定してもよい。
【００９０】
操作信号生成部３０ｊは、振幅補正部３０ｉから出力された補正後振幅Ｖｃと、位相設定部４０ｂから出力された電圧位相φと、入力電圧ＶＩＮＶとに基づいて、各操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎを生成する。
【００９１】
以上説明した本実施形態によっても、上記第１実施形態と同様の効果を得ることができる。
【００９２】
（第３実施形態）
以下、第３実施形態について、上記第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、補正量算出部の設計手法を変更する。詳しくは、極座標系ではなく、２軸直交座標系においてλ軸を導出する。
【００９３】
上式（ｅｑ１）において過渡現象を無視するとの条件を課すと、下式（ｅｑ２８）が導かれる。
【００９４】
【数２８】
0006361569.tif 000029
上式（ｅｑ２８）において、ｄ，ｑ軸電圧Ｖｄ，ＶｑがΔＶｄ，ΔＶｑだけ微小変化した場合におけるｄ，ｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑの微小変化量ΔＩｄ，ΔＩｑの関係から、下式（ｅｑ２９）が導かれる。
【００９５】
【数２９】
0006361569.tif 000030
ここで、図１６に示すように、電圧ベクトルＶｎｖｔと平行な方向に原点０から延びるｌ軸と、電圧ベクトルＶｎｖｔと直交する方向に原点０から延びるｐ軸とからなる座標系をｐｌ座標系とする。ｐｌ座標系も、λ軸と同様に、モータジェネレータ１０の駆動状態の変化に伴って都度変化する。ここで、ｄｑ座標系からｐｌ座標系に変換した電圧ベクトルＶｎｖｔと、ｐｌ座標系とは異なる上記λｏ座標系にｄｑ座標系から変換した電流ベクトルＩｎｖｔとの関係を導く。ｐｌ座標系は、原点０を中心にｄｑ座標系を反時計回りに角度η（＝φ―π／２）だけ回転させた座標系である。また、λｏ座標系は、原点０を中心にｄｑ座標系を反時計回りに角度λだけ回転させた座標系である。このため、ΔＶｄ，ΔＶｑに対応するｐ，ｌ軸におけるｐ，ｌ軸電圧の微小変化量をΔＶｐ，ΔＶｌとすると、上式（ｅｑ２９）から下式（ｅｑ３０）が導かれる。
【００９６】
【数３０】
0006361569.tif 000031
上式（ｅｑ３０）を電流について解くと、下式（ｅｑ３１）が導かれる。
【００９７】
【数３１】
0006361569.tif 000032
ここで、ΔＶｌを増減させることは、電圧ベクトルＶｎｖｔの振幅を増減させることに等しい。また、ΔＶｐを増減させることは、電圧ベクトルＶｎｖｔの位相を増減させることに等しい。このため、上記第１実施形態と同様に、トルクを制御するためにｐ軸電圧Ｖｐを制御し、電流を制御するためにｌ軸電圧Ｖｌを制御するにあたり、ｐ軸電圧Ｖｐの変化の影響を受けずにｌ軸電圧Ｖｌだけ制御するには、上式（ｅｑ３２）の右辺において「Ｒｃ−ω・Ｌｏλ＝０」となるような角度λを設定した上で、λ軸電流Ｉλを利用してｌ軸電圧Ｖｌを制御すればよい。または、ｐ軸電圧Ｖｐの変化の影響を受けずにｌ軸電圧Ｖｌだけ制御するには、上式（ｅｑ３２）の右辺において「Ｒｓ−ω・Ｌλ＝０」となるような角度λを設定した上で、ｏ軸電流Ｉｏを利用してｌ軸電圧Ｖｌを制御すればよい。
【００９８】
ここで、電気角速度ωが十分高いとすると、「Ｒｃ＜＜ω・Ｌｏλ」，「Ｒｓ＜＜ω・Ｌλ」が成立する。λ軸電流Ｉλを利用してｌ軸電圧Ｖｌを制御するには、「−ω・Ｌｏλ＝０」、すなわち「Ｌｏλ＝０」であればよい。このため、下式（ｅｑ３２）が導かれる。
【００９９】
【数３２】
0006361569.tif 000033
一方、ｏ軸電流Ｉｏを利用してｌ軸電圧Ｖｌを制御するには、「−ω・Ｌλ＝０」、すなわち「Ｌλ＝０」であればよい。このため、下式（ｅｑ３３）が導かれる。
【０１００】
【数３３】
0006361569.tif 000034
上式（ｅｑ３３）は、上式（ｅｑ３２）を「−π／２」だけ回転させたものであり、上式（ｅｑ３２）におけるλ軸は、上式（ｅｑ３３）におけるｏ軸と一致する。このため、ｌ軸電圧Ｖｌを制御するために、λ軸電流Ｉλを用いる場合と、ｏ軸電流Ｉｏを用いる場合とで、効果は同様である。こうした導かれた角度λは、位相制御から振幅制御への干渉を抑制できる上式（ｅｑ８）で表される角度と一致する。
【０１０１】
図１７に、本実施形態にかかるトルク制御のブロック図を示す。なお、図１７において、先の図２に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。
【０１０２】
指令電圧設定部３０ｋは、指令トルクＴｒｑ＊を入力として、規格化電圧振幅「Ｖｌ／ω」を算出する。本実施形態において、規格化電圧振幅「Ｖｌ／ω」とは、ｌ軸電圧Ｖｌを電気角速度ωで除算した値のことである。なお、規格化電圧振幅は、指令トルクＴｒｑ＊及び規格化電圧振幅が関係付けられたマップを用いて算出すればよい。
【０１０３】
速度乗算部３０ｌは、規格化電圧振幅「Ｖｌ／ω」に電気角速度ωを乗算することで、ｌ軸電圧Ｖｌを算出する。ｌ軸電圧Ｖｌは、モータジェネレータ１０のトルクを指令トルクＴｒｑ＊にフィードフォワード制御するための操作量となる。
【０１０４】
補正量算出部３２を構成する振幅補正量算出部３２ｈは、電流偏差ΔＩλに基づいて、λ軸電流Ｉλｒをλ軸指令電流Ｉλ＊にフィードバック制御するための操作量として、ｌ軸電圧Ｖｌの振幅補正量Δｌを算出する。詳しくは、電流偏差ΔＩλを入力とする比例積分制御によって振幅補正量Δｌを算出する。振幅補正量Δｌは、電圧ベクトルＶｎｖｔのｌ軸成分である振幅操作量に相当し、電圧振幅Ｖｎに準じた電圧成分である。振幅補正部３０ｍは、速度乗算部３０ｌから出力されたｌ軸電圧Ｖｌに、補正量算出部３２によって算出された振幅補正量Δｌを加算することで、補正後ｌ軸電圧Ｖｌｃを算出する。
【０１０５】
位相設定部３０ｎは、トルク偏差ΔＴに基づいて、推定トルクＴｅを指令トルクＴｒｑ＊にフィードバック制御するための操作量として、ｐ軸電圧Ｖｐを算出する。詳しくは、トルク偏差ΔＴを入力とする比例積分制御によってｐ軸電圧Ｖｐを算出する。
【０１０６】
ゲイン乗算部３８は、ｌ軸電圧Ｖｌ、ｐ軸電圧Ｖｐ及び電気角速度ωに基づいて、補正ゲインｋを可変設定する。ここで、補正ゲインｋの設定にｌ軸電圧Ｖｌを用いるのは、上述したように、ｌ軸電圧Ｖｌを変化させることが、電圧ベクトルＶｎｖｔの振幅を変化させることに等しいためである。また、補正ゲインｋの設定にｐ軸電圧Ｖｐを用いるのは、ｐ軸電圧Ｖｐを変化させることが、電圧ベクトルＶｎｖｔの位相を変化させることに等しいためである。ゲイン乗算部３８は、設定した補正ゲインｋを振幅補正量Δｌに乗算することにより、位相補正量Δｒを算出する。
【０１０７】
位相補正部３０ｐは、位相設定部３０ｎによって設定されたｐ軸電圧Ｖｐから、ゲイン乗算部３８によって算出された位相補正量Δｒを減算することにより、補正後ｐ軸電圧Ｖｐｃを算出する。補正後ｐ軸電圧Ｖｐｃは、電圧ベクトルＶｎｖｔのｐ軸成分である位相操作量に相当し、電圧位相φに準じた電圧成分である。補正後ｌ軸電圧Ｖｌｃと、補正後ｐ軸電圧Ｖｐｃとは、操作信号生成部３０ｑに入力される。
【０１０８】
操作信号生成部３０ｑは、補正後ｌ軸電圧Ｖｌｃを電圧振幅Ｖｎとして設定する。また、操作信号生成部３０ｑは、「φ＝η＋π／２」の関係に基づいて、電圧位相φを設定する。ここで、本実施形態では、ｄ軸とｐ軸とのなす角度ηの算出値のノイズ成分を除去すべく、上記角度ηにローパスフィルタ処理を施している。このため、電圧位相φを下式（ｅｑ３４）によって設定する。
【０１０９】
【数３４】
0006361569.tif 000035
上式（ｅｑ３４）において、右辺第１項は、前回の処理周期から今回の処理周期までの期間におけるｄ軸とｐ軸とのなす角度ηの変化分に対応する。上式（ｅｑ３４）の右辺第２項の角度ηは、次回の処理周期における電圧位相φの算出のために、処理周期毎に、現在の処理周期で算出された電圧位相φから「π／２」減算した値に更新される。すなわち、上式（ｅｑ３４）の右辺第２項の角度ηとして、前回更新された角度ηが用いられる。操作信号生成部３０ｑは、設定された電圧振幅Ｖｎ及び電圧位相φに基づいて、３相指令電圧を算出し、算出した３相指令電圧とキャリア信号との大小比較に基づく正弦波ＰＷＭ制御によって各操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎを生成する。
【０１１０】
ちなみに、本実施形態において、補正量算出部３２を構成するλ軸設定部３２ｉは、位相補正部３０ｐから出力された補正後ｐ軸電圧Ｖｐｃと、振幅補正部３０ｍから出力された補正後ｌ軸電圧Ｖｌｃとに基づいて、ｄ軸とλ軸とのなす角度λを算出する。詳しくは、まず、補正後ｐ軸電圧Ｖｐｃ及び補正後ｌ軸電圧Ｖｌｃを入力として、上式（ｅｑ３４）に基づいて電圧位相φを算出する。λ軸設定部３２ｉは、算出した電圧位相φを入力として、上式（ｅｑ３２）に基づいて上記角度λを算出する。
【０１１１】
以上説明した本実施形態は、操作量としての電圧がｐｌ座標系で操作されるものであり、また、制御量として、推定トルクＴｅとλ軸電流Ｉλｒとを有するものである。本実施形態によれば、上記第１実施形態と同様の効果を得ることができる。
【０１１２】
（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
【０１１３】
・上記第１実施形態において、モータジェネレータ１０の突極比が小さい場合、「Ｌｄ≒Ｌｑ」となる。この場合、上式（ｅｑ２２）は、下式（ｅｑ３５）となる。
【０１１４】
【数３５】
0006361569.tif 000036
このため、補正ゲインｋを、電気角速度ωを用いることなく、電圧振幅Ｖｎ及び電圧位相φに基づいて可変設定してもよい。
【０１１５】
また、補正ゲインｋを、指令トルクＴｒｑ＊及び電気角速度ωに基づいて可変設定してもよい。これは、最小電流最大トルク制御が行われる場合、指令トルクＴｒｑ＊に対してｄ，ｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑが一義的に定まり、ｄ，ｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑから、下式（ｅｑ３６）に示すように、電圧振幅Ｖｎ及び電圧位相φも一義的に定まるためである。
【０１１６】
【数３６】
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・上記第１実施形態において、電気角速度ω又は電圧位相φのいずれか一方に基づき、振幅補正量算出部３２ｆで用いる各フィードバックゲインＫｐｖ，Ｋｉｖを可変設定してもよい。また、モータジェネレータ１０に流れる電流やトルクに基づいて、各フィードバックゲインＫｐｖ，Ｋｉｖを可変設定してもよい。以下、これについて説明する。
【０１１７】
定常状態を想定し、電機子巻線抵抗Ｒの影響を無視すると、ｄ，ｑ軸電圧Ｖｄ，Ｖｑは下式（ｅｑ２９）で表される。
【０１１８】
【数３７】
0006361569.tif 000038
この場合、電圧位相φは下式（ｅｑ３８）で表される。
【０１１９】
【数３８】
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最小電流最大トルク制御を行う場合、指令トルクＴｒｑ＊が定まると、ｄ，ｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑが一義的に定まる。このため、指令トルクＴｒｑ＊が定まると、上式（ｅｑ３８）から電圧位相φも定まる。したがって、電圧位相φに代えて指令トルクＴｒｑ＊を用いるとともに、電気角速度ωを用いることで、各フィードバックゲインＫｐｖ，Ｋｉｖを設定することができる。ここでは、指令トルクＴｒｑ＊が小さいほど、各フィードバックゲインＫｐｖ，Ｋｉｖを大きく設定すればよい。
【０１２０】
なお、例えば、モータジェネレータ１０として非突極機であるＳＰＭＳＭを用いる場合、「Ｌｄ＝Ｌｑ」となる。このため、上式（ｅｑ１１），（ｅｑ３８）によれば、ｑ軸電流Ｉｑと電気角速度ωとに基づいて、各フィードバックゲインを設定することができる。
【０１２１】
・上記第１実施形態では、振幅補正量ΔＣに補正ゲインｋを乗算することにより、位相補正量Δｐｈを算出したがこれに限らない。例えば、振幅補正量ΔＣに所定の補正量を加減算することにより、位相補正量Δｐｈを算出してもよい。ここで、上記所定の補正量は、補正ゲインｋの設定手法と同様に、電圧振幅Ｖｎ、電圧位相φ及び電気角速度ωに基づいて設定すればよい。
【０１２２】
・上記第１実施形態において、電気角速度ω、電圧位相φ及び電圧振幅Ｖｎのいずれか１つ又は２つに基づいて、位相設定部３０ｄで用いる各フィードバックゲインＫｐφ，Ｋｉφを可変設定してもよい。また、モータジェネレータ１０に流れる電流やトルクに基づいて、各フィードバックゲインＫｐφ，Ｋｉφを可変設定してもよい。具体的には、電流が小さかったり、トルクが小さかったりするほど、各フィードバックゲインＫｐφ，Ｋｉφを大きく設定すればよい。
【０１２３】
・上記各実施形態において、位相設定部３０ｄ及び振幅補正量算出部３２ｆのうち少なくとも一方におけるフィードバック制御を、例えば積分制御のみによって行ってもよい。また、例えば、フィードバック制御としては、比例制御や積分制御に限らず、微分制御であってもよい。
【０１２４】
・上記各実施形態において、指令電圧設定部３０ｆ，３０ｋ及び速度乗算部３０ｈ，３０ｌを制御装置３０から除去してもよい。この場合であっても、λ軸電流Ｉλｒを用いることにより、振幅補正量算出部３２ｆにおける各フィードバックゲインＫｐｖ，Ｋｉｖを大きく設定できる。このため、高いトルク制御性を維持することはできる。
【０１２５】
・操作信号の生成手法としては、三角波比較ＰＷＭ制御によるものに限らず、例えば以下に説明するものであってもよい。電圧振幅Ｖｎを実現するための線間電圧パターンが予め格納された記憶手段（例えば、ＲＯＭ等のメモリ）を例えば制御装置３０に備える。こうした構成において、記憶手段に記憶された線間電圧パターンを各スイッチング素子のゲートに対するパルスパターンに変換し、変換されたパルスパターンの出力タイミングを電圧位相φに基づき設定することで、操作信号を生成する。
【０１２６】
また、操作信号の生成手法としては、電圧振幅と電圧位相とに基づいて、位相が電気角で互いに１２０度ずつずれた正弦波の３相指令電圧を算出するものに限らない。例えば、正弦波に第３次の整数倍の高周波を重畳する方法であってもよい。
【０１２７】
・上記第１，第３実施形態において、位相制御に用いられるトルク値は、推定値に限らない。例えば、制御システムにモータジェネレータ１０のトルクを検出するトルク検出部（例えばトルク計測器）を備え、検出されたトルクを位相制御に用いてもよい。
【０１２８】
・上記各実施形態において、指令トルクＴｒｑ＊が低い場合、電圧位相φが「π／２」付近に設定される。このため、λ軸設定部から出力される角度λが０に近くなる。こうした状況下においては、振幅制御にλ軸電流が実質的に用いられなくなることから、λ軸電流を用いた振幅制御を前提とする必要がなくなる。
【０１２９】
・回転電機として、ＩＰＭＳＭに限らず、ＳＰＭＳＭや巻線界磁型同期機であってもよい。ここで、例えば上記第１実施形態においてＳＰＭＳＭを採用する場合、回転電機のトルクがｑ軸電流によって定まることから、トルクに関する制御量を、トルクに代えてｑ軸電流としてもよい。また、回転電機としては、車載主機として用いられるものに限らず、電動パワーステアリング装置や空調用電動コンプレッサを構成する電動機等、車載補機として用いられるものであってもよい。加えて、回転電機としては、車載式のものに限らない。
【符号の説明】
【０１３０】
１０…モータジェネレータ、２０…インバータ、３０…制御装置、Ｓｕｐ〜Ｓｗｎ…スイッチ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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