(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電圧を変換し出力電圧を生成するスイッチング方式の電源回路と、
前記電源回路からの出力電圧をサンプリングし、当該サンプリングした前記出力電圧に基づいて前記電源回路のスイッチング素子を制御し当該出力電圧のフィードバック制御を実行する制御装置とを備え、
前記制御装置は、前記フィードバック制御における前記スイッチング素子の制御量に基づいて、前記出力電圧のサンプルタイミングを可変とするものであり、
前記スイッチング素子の制御量は、前記スイッチング素子のオン期間の長さに相当するデューティ期間に応じた値であり、
前記制御装置は、現在の周期の前記スイッチング素子のオン期間の長さ、又は、前記スイッチング素子のオフ期間の長さと、前記出力電圧の出力波形特性とに基づいて、次の周期における前記サンプルタイミングを、前記出力電圧の出力波形の振幅の中央値を検出するタイミングとなるように演算し、当該演算した前記サンプルタイミングに基づいて前記出力電圧をサンプリングすることを特徴とする、
スイッチング電源。
【請求項２】
前記制御装置は、前記スイッチング素子のオン期間の長さと前記出力電圧の出力波形特性とに基づいて前記サンプルタイミングを演算した場合、当該演算した前記サンプルタイミングに対して予め設定された下限値に基づいて下限ガード処理を行い、当該下限ガード処理後の前記サンプルタイミングに基づいて前記出力電圧をサンプリングする、
請求項１に記載のスイッチング電源。
【請求項３】
前記制御装置は、前記スイッチング素子のオフ期間の長さと前記出力電圧の出力波形特性とに基づいて前記サンプルタイミングを演算した場合、当該演算した前記サンプルタイミングに対して予め設定された上限値に基づいて上限ガード処理を行い、当該上限ガード処理後の前記サンプルタイミングに基づいて前記出力電圧をサンプリングする、
請求項１に記載のスイッチング電源。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング電源に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来のスイッチング電源として、例えば、特許文献１には、スイッチングトランジスタのオン・オフのデューティを制御することで出力電圧を制御するデジタル方式のスイッチング電源の電源制御装置が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１０−１７０２２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、上述の特許文献１に記載の電源制御装置は、例えば、出力電圧をフィードバック制御する際にサンプリングする当該出力電圧の検出精度の向上の点で更なる改善の余地がある。
【０００５】
本発明は、上記の事情に鑑みてなされたものであって、出力電圧の検出精度を向上することができるスイッチング電源を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記目的を達成するために、本発明に係るスイッチング電源は、入力電圧を変換し出力電圧を生成するスイッチング方式の電源回路と、前記電源回路からの出力電圧をサンプリングし、当該サンプリングした前記出力電圧に基づいて前記電源回路のスイッチング素子を制御し当該出力電圧のフィードバック制御を実行する制御装置とを備え、前記制御装置は、前記フィードバック制御における前記スイッチング素子の制御量に基づいて、前記出力電圧のサンプルタイミングを可変とするものであり、前記スイッチング素子の制御量は、前記スイッチング素子のオン期間の長さに相当するデューティ期間に応じた値であり、前記制御装置は、現在の周期の前記スイッチング素子のオン期間の長さ、又は、前記スイッチング素子のオフ期間の長さと、前記出力電圧の出力波形特性とに基づいて、次の周期における前記サンプルタイミングを、前記出力電圧の出力波形の振幅の中央値を検出するタイミングとなるように演算し、当該演算した前記サンプルタイミングに基づいて前記出力電圧をサンプリングすることを特徴とする。
【０００７】
また、上記スイッチング電源では、前記スイッチング素子の制御量は、前記スイッチング素子のオン期間の長さに相当するデューティ期間に応じた値であり、前記制御装置は、前記スイッチング素子のオン期間の長さ、又は、前記スイッチング素子のオフ期間の長さと、前記出力電圧の出力波形特性とに基づいて、前記サンプルタイミングを演算し、当該演算した前記サンプルタイミングに基づいて前記出力電圧をサンプリングするものとすることができる。
【０００８】
また、上記スイッチング電源では、前記制御装置は、前記スイッチング素子のオン期間の長さと前記出力電圧の出力波形特性とに基づいて前記サンプルタイミングを演算した場合、当該演算した前記サンプルタイミングに対して予め設定された下限値に基づいて下限ガード処理を行い、当該下限ガード処理後の前記サンプルタイミングに基づいて前記出力電圧をサンプリングするものとすることができる。
【０００９】
また、上記スイッチング電源では、前記制御装置は、前記スイッチング素子のオフ期間の長さと前記出力電圧の出力波形特性とに基づいて前記サンプルタイミングを演算した場合、当該演算した前記サンプルタイミングに対して予め設定された上限値に基づいて上限ガード処理を行い、当該上限ガード処理後の前記サンプルタイミングに基づいて前記出力電圧をサンプリングするものとすることができる。
【発明の効果】
【００１０】
本発明に係るスイッチング電源は、フィードバック制御におけるスイッチング素子の制御量に基づいて、当該フィードバック制御に用いる出力電圧のサンプルタイミングを変更する。これにより、スイッチング電源は、スイッチング素子の制御量に応じて出力電圧の出力波形が変化しても、当該スイッチング素子の制御量に応じた適切なサンプルタイミングで出力電圧をサンプリングすることができる。この結果、スイッチング電源は、出力電圧の検出精度を向上することができる、という効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】図１は、実施形態に係るスイッチング電源の概略構成を表す構成図である。
【図２】図２は、出力電圧の検出誤差について説明する線図である。
【図３】図３は、実施形態に係るスイッチング電源における出力電圧のサンプルタイミングについて説明する線図である。
【図４】図４は、実施形態に係るスイッチング電源における出力電圧のサンプルタイミングについて説明する線図である。
【図５】図５は、実施形態に係るスイッチング電源におけるＰＷＭ制御の一例を説明するフローチャートである。
【図６】図６は、実施形態に係るスイッチング電源におけるスイッチング素子のオン期間に基づいたサンプルタイミング更新処理について説明するフローチャートである。
【図７】図７は、実施形態に係るスイッチング電源におけるスイッチング素子のオフ期間に基づいたサンプルタイミング更新処理について説明するフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下に、本発明に係る実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施形態によりこの発明が限定されるものではない。また、下記実施形態における構成要素には、当業者が置換可能かつ容易なもの、あるいは実質的に同一のものが含まれる。
【００１３】
［実施形態］
図１は、実施形態に係るスイッチング電源の概略構成を表す構成図である。図２は、出力電圧の検出誤差について説明する線図である。図３、図４は、実施形態に係るスイッチング電源における出力電圧のサンプルタイミングについて説明する線図である。図５は、実施形態に係るスイッチング電源におけるＰＷＭ制御の一例を説明するフローチャートである。図６は、実施形態に係るスイッチング電源におけるスイッチング素子のオン期間に基づいたサンプルタイミング更新処理について説明するフローチャートである。図７は、実施形態に係るスイッチング電源におけるスイッチング素子のオフ期間に基づいたサンプルタイミング更新処理について説明するフローチャートである。図２、図３、図４は、横軸を時間軸、縦軸を電圧としている。
【００１４】
図１に示す本実施形態に係るスイッチング電源１は、入力電圧Ｖｉｎを変換し出力電圧Ｖｏｕｔを生成するスイッチング方式の電源回路２と、当該電源回路２のスイッチング素子（トランジスタ２３）を制御する制御装置としての制御ＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  Ｃｉｒｃｕｉｔ）３とを備える。このスイッチング電源１は、電源回路２のスイッチング素子のオン（ＯＮ）・オフ（ＯＦＦ）を制御ＩＣ３によって制御することにより、当該電源回路２から安定した直流電圧を生成、出力するものである。
【００１５】
本実施形態の電源回路２は、電源２１、コンデンサ２２、スイッチング素子としてのトランジスタ２３ａ、２３ｂ、インダクタ２４、コンデンサ２５、出力端子２６、２７等を含んで構成されるスイッチング方式の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路である。電源回路２は、電源２１と出力端子２６、２７との間に複数のトランジスタ２３ａ、２３ｂが並列に接続され、これらの出力端子２６、２７側にインダクタ２４、コンデンサ２５が配置されている。電源回路２は、スイッチング素子である複数のトランジスタ２３ａ、２３ｂが並列に設けられることで、回路全体で相対的に大きな電流を流すことができるようになっている。なお、以下の説明では、トランジスタ２３ａとトランジスタ２３ｂとを特に区別して説明する必要がない場合には、単に「トランジスタ２３」という場合がある。
【００１６】
電源２１は、バッテリ等の直流電源であり、陰極にＧＮＤ端子が接続され、陽極にコンデンサ２２の一端、及び、トランジスタ２３ａのドレイン端子が接続される。コンデンサ２２は、平滑化用のコンデンサであり、上述したように一端に電源２１の陽極、及び、トランジスタ２３ａのドレイン端子が接続され、他端にＧＮＤ端子が接続される。トランジスタ２３ａ、２３ｂは、例えば、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ：Ｆｉｅｌｄ  Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を用いることができるが、これに限らず他のスイッチング素子であってもよい。ここでは、トランジスタ２３ａは、ドレイン端子に電源２１の陽極、及び、コンデンサ２２の一端が接続され、ソース端子にインダクタ２４の一端、及び、トランジスタ２３ｂのドレイン端子が接続され、ゲート端子に制御ＩＣ３が接続される。トランジスタ２３ｂは、ドレイン端子にインダクタ２４の一端、及び、トランジスタ２３ａのソース端子、ソース端子にＧＮＤ端子、及び、出力端子２７が接続され、ゲート端子に制御ＩＣ３が接続される。インダクタ２４は、上述したように一端にトランジスタ２３ａのソース端子、及び、トランジスタ２３ｂのドレイン端子が接続され、他端にコンデンサ２５の一端、及び、出力端子２６が接続される。コンデンサ２５は、平滑化用のコンデンサであり、上述したように一端にインダクタ２４の他端、及び、出力端子２６が接続され、他端にＧＮＤ端子、及び、出力端子２７が接続される。出力端子２６、２７は、電力を消費する電気機器（負荷デバイス）に接続されており、この電源回路２で変換した出力電圧Ｖｏｕｔを当該電気機器に出力する。電源回路２は、制御ＩＣ３によってトランジスタ２３のデューティ期間（オン期間）が制御されることで、電源２１が印加する直流の入力電圧Ｖｉｎを直流の出力電圧Ｖｏｕｔに電圧変換して出力端子２６、２７から電気機器に出力する。
【００１７】
制御ＩＣ３は、電源回路２の駆動を制御するものであり、ＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ及びインターフェースを含む周知のマイクロコンピュータを主体とする電子回路を含んで構成される集積回路である。制御ＩＣ３は、トランジスタ２３（トランジスタ２３ａ、２３ｂ）のゲート端子が接続されると共に、電圧検出ライン４を介して電源回路２の出力端子２６が接続されており、電源回路２からの出力電圧Ｖｏｕｔが入力される。そして、制御ＩＣ３は、電圧検出ライン４を介して電源回路２からの出力電圧Ｖｏｕｔをサンプリングし、当該サンプリングした出力電圧Ｖｏｕｔに基づいて電源回路２のトランジスタ２３を制御し当該出力電圧Ｖｏｕｔのフィードバック制御を実行する。制御ＩＣ３は、典型的には、目標電圧Ｖｔと電源回路２からの出力電圧Ｖｏｕｔとの差電圧に基づいて、トランジスタ２３を制御し、当該電源回路２からの出力電圧Ｖｏｕｔを当該目標電圧Ｖｔに収束させるフィードバック制御を実行する。制御ＩＣ３は、目標電圧Ｖｔと出力電圧Ｖｏｕｔとの差電圧に基づいてトランジスタ２３の制御量を演算し当該制御量に基づいて当該トランジスタ２３を制御する。電源回路２は、制御ＩＣ３によってトランジスタ２３のデューティ期間（オン期間）が制御されることで、入力電圧Ｖｉｎを直流の出力電圧Ｖｏｕｔに電圧変換して出力端子２６、２７から電気機器に出力する。
【００１８】
より詳細には、制御ＩＣ３は、電圧検出ライン４を介して電源回路２からの出力電圧Ｖｏｕｔをサンプリングし、目標電圧Ｖｔと、出力電圧Ｖｏｕｔとの差電圧を演算する。目標電圧Ｖｔは、フィードバック制御において、出力電圧Ｖｏｕｔの目標となる電圧であり、典型的には、電源回路２に接続される電気機器で要求される電圧等に応じて定まる。そして、制御ＩＣ３は、演算した目標電圧Ｖｔと出力電圧Ｖｏｕｔとの差電圧に基づいて、トランジスタ２３の制御量を演算する。ここで、トランジスタ２３の制御量は、典型的には、スイッチング素子であるトランジスタ２３のオン期間の長さに相当するデューティ期間に応じた値である。電源回路２の出力電圧Ｖｏｕｔは、当該デューティ期間が相対的に長くなるほど相対的に大きくなり、当該デューティ期間が相対的に短くなるほど相対的に小さくなる。制御ＩＣ３は、いわゆるＰ制御、ＰＩ制御、あるいは、ＰＩＤ制御によって、演算した目標電圧Ｖｔと出力電圧Ｖｏｕｔとの差電圧が小さくなるように（すなわち、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧Ｖｔに収束するように）トランジスタ２３の制御量であるデューティ期間を演算する。制御ＩＣ３は、例えば、目標電圧Ｖｔと出力電圧Ｖｏｕｔとの差電圧とトランジスタ２３の制御量であるデューティ期間との対応関係を規定した制御量マップ（あるいは数式モデル）等が記憶部に記憶されており、当該制御量マップを用いて目標電圧Ｖｔと出力電圧Ｖｏｕｔとの差電圧から、制御の目標とするデューティ期間を演算する。具体的には、制御ＩＣ３は、目標電圧Ｖｔと出力電圧Ｖｏｕｔとの差電圧が相対的に大きいほどデューティ期間を相対的に長くし、当該差電圧が相対的に小さいほどデューティ期間を相対的に短くする。そして、制御ＩＣ３は、演算したデューティ期間に基づいて、パルス幅変調したＰＷＭ信号（パルス信号）を生成してトランジスタ２３に出力し、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧Ｖｔに収束するように当該トランジスタ２３をオン・オフ制御する。
【００１９】
制御ＩＣ３は、機能概念的に、サンプルホールド部３ａと、Ａ／Ｄ変換部３ｂと、演算処理部３ｃと、ＰＷＭ制御部３ｄとを含んで構成され、これらによって上述の各種制御が実行される。
【００２０】
サンプルホールド部３ａは、電圧検出ライン４を介して所定のサンプルタイミングで出力電圧Ｖｏｕｔをサンプリング（記憶）し、次のサンプルタイミングまで保持（ホールド）する部分である。ここで、サンプルタイミングとは、出力電圧Ｖｏｕｔの信号を一時的に記憶し保持するタイミングであり、言い換えれば、出力電圧Ｖｏｕｔを検出する検出時期（検出時点）に相当する。Ａ／Ｄ変換部３ｂは、サンプルホールド部３ａによって保持された出力電圧Ｖｏｕｔのアナログ電気信号をデジタル電気信号に変換する部分である。演算処理部３ｃは、Ａ／Ｄ変換部３ｂによって変換された出力電圧Ｖｏｕｔのデジタル電気信号に基づいてトランジスタ２３の制御量（フィードバック制御量）を演算するものである。演算処理部３ｃは、目標電圧Ｖｔと出力電圧Ｖｏｕｔとの差電圧に基づいて、トランジスタ２３の制御量を演算する。演算処理部３ｃは、上述したように、Ｐ制御、ＰＩ制御、あるいは、ＰＩＤ制御によって、目標電圧Ｖｔと出力電圧Ｖｏｕｔとの差電圧に基づいて、当該差電圧が小さくなるようにトランジスタ２３の制御量であるデューティ期間（トランジスタ２３のオン期間の長さ）を演算する。ＰＷＭ制御部３ｄは、演算処理部３ｃによって演算されたトランジスタ２３の制御量であるデューティ期間に応じて実際にトランジスタ２３をオン・オフ制御するものである。ＰＷＭ制御部３ｄは、デューティ期間に応じた信号に基づいて、パルス幅変調したＰＷＭ信号を生成してトランジスタ２３に出力し、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧Ｖｔに収束するように当該トランジスタ２３をオン・オフ制御する。
【００２１】
ここで、上述したようなスイッチング電源１から出力される出力電圧Ｖｏｕｔは、いわゆるリップル成分（直流の電流の中に含まれている脈動の成分）を含んでいる。図２に示す実線Ｌ１１は、制御上で狙っている電圧、言い換えれば、制御の目標電圧Ｖｔに相当する電圧であるのに対して、実線Ｌ１２は、リップル成分を含む出力電圧Ｖｏｕｔの実電圧である。実線Ｌ１２に示すリップル成分を含む出力電圧Ｖｏｕｔの実電圧の出力波形は、トランジスタ２３がオンからオフにかわる時点でピークとなり、トランジスタ２３がオフからオンにかわる時点でボトムとなる傾向にある。なお、これらピーク、ボトムの部分にはリップルノイズが含まれている。図２では期間Ｄｓ１１、Ｄｓ１２がトランジスタ２３のオン期間に相当し、期間Ｄｓ’１１、Ｄｓ’１２がトランジスタ２３のオフ期間に相当する。
【００２２】
そして、リップル成分を含む出力電圧Ｖｏｕｔの実電圧は、トランジスタ２３の制御量であるデューティ期間（デューティ比）が変動することでその波形が変動する傾向にある。この場合、フィードバック制御における出力電圧Ｖｏｕｔのサンプルタイミングを常に固定のタイミングとしていると、もともと制御上で狙っている電圧（目標電圧Ｖｔ）に対してリップル成分の影響で出力電圧Ｖｏｕｔの検出誤差が発生しやすく、また、当該検出誤差にバラツキも生じやすい傾向にある。例えば、トランジスタ２３の制御量であるデューティ期間が変動し、期間Ｄｓ１２＞期間Ｄｓ１１、期間Ｄｓ’１２＜期間Ｄｓ’１１となり、期間Ｄｓ１１−Ｄｓ’１１の周期Ｔｓにおいて固定のサンプルタイミングＴ１１がオフ期間Ｄｓ’１１内となり、期間Ｄｓ１２−Ｄｓ’１２の周期Ｔｓにおいて固定のサンプルタイミングＴ１２がオン期間Ｄｓ１２内となった場合、下記のような傾向になる。すなわち、期間Ｄｓ１１−Ｄｓ’１１の周期Ｔｓにおいて固定のサンプルタイミングＴ１１でサンプリングされる出力電圧Ｖｏｕｔの値と、期間Ｄｓ１２−Ｄｓ’１２の周期Ｔｓにおいて固定のサンプルタイミングＴ１２でサンプリングされる出力電圧Ｖｏｕｔの値とでは、サンプルタイミングＴ１２でサンプリングされる出力電圧Ｖｏｕｔの値の方が相対的に大きくなる傾向にある。このため、このようなスイッチング電源１では、出力電圧Ｖｏｕｔのサンプルタイミングを常に固定のタイミングとしていると、出力電圧Ｖｏｕｔの検出精度が悪化し、この結果、出力電圧Ｖｏｕｔの制御精度も悪化するおそれがある。
【００２３】
そこで、本実施形態の制御ＩＣ３は、出力電圧Ｖｏｕｔのフィードバック制御におけるトランジスタ２３の制御量に基づいて、出力電圧Ｖｏｕｔのサンプルタイミングを可変とすることで、フィードバック制御における出力電圧Ｖｏｕｔの検出精度を向上させている。
【００２４】
ここで、トランジスタ２３の制御量は、上述したようにトランジスタ２３のオン期間の長さに相当するデューティ期間（言い換えればデューティ比）に応じた値である。制御ＩＣ３は、トランジスタ２３のオン期間の長さ、又は、トランジスタ２３のオフ期間の長さと、出力電圧Ｖｏｕｔの出力波形特性とに基づいて、サンプルタイミングを演算する。そして、制御ＩＣ３は、演算したサンプルタイミングに基づいて出力電圧Ｖｏｕｔをサンプリングする。
【００２５】
本実施形態の制御ＩＣ３は、機能概念的に、さらにサンプルタイミング設定部３ｅを含んで構成される。サンプルタイミング設定部３ｅは、トランジスタ２３のオン期間の長さ、又は、トランジスタ２３のオフ期間の長さと、出力電圧Ｖｏｕｔの出力波形特性とに基づいて、サンプルタイミングを演算、設定する。サンプルホールド部３ａは、サンプルタイミング設定部３ｅによって設定されたサンプルタイミングで出力電圧Ｖｏｕｔをサンプリング（記憶）する。サンプルタイミング設定部３ｅは、トランジスタ２３のオン期間の長さ、又は、トランジスタ２３のオフ期間の長さのうち、予め定められた一方に基づいてサンプルタイミングを演算する。トランジスタ２３のオン期間の長さ、又は、トランジスタ２３のオフ期間の長さのうちのどちらを用いるかは、例えば、実機評価等に基づいて予め任意に決定されればよい。
【００２６】
図３は、トランジスタ２３のオン期間Ｄｓの長さに基づいてサンプルタイミングを演算する場合の例を表している。図３に示す実線Ｌ２１は、制御上で狙っている電圧、言い換えれば、制御の目標電圧Ｖｔに相当する電圧であるのに対して、実線Ｌ２２は、リップル成分を含む出力電圧Ｖｏｕｔの実電圧である。図３では期間Ｄｓ２１、Ｄｓ２２がトランジスタ２３のオン期間に相当し、期間Ｄｓ’２１、Ｄｓ’２２がトランジスタ２３のオフ期間に相当する。
【００２７】
サンプルタイミング設定部３ｅは、期間Ｄｓ２１−Ｄｓ’２１の周期Ｔｓにおける制御量に基づいて、次の周期である期間Ｄｓ２２−Ｄｓ’２２の周期Ｔｓにおけるサンプルタイミングを演算する。この例では、サンプルタイミング設定部３ｅは、制御量に応じた値として、トランジスタ２３のオン期間Ｄｓである期間Ｄｓ２１の長さに基づいて次の周期のサンプルタイミングＴ２２を演算、設定する。当該サンプルタイミングＴ２２は、オン期間Ｄｓ内のタイミングである。つまり、サンプルタイミング設定部３ｅは、トランジスタ２３のオン期間Ｄｓの長さに基づいてサンプルタイミングを演算する場合には、オン期間Ｄｓ内のサンプルタイミングを演算、設定することとなる。サンプルタイミング設定部３ｅは、演算処理部３ｃによって演算された制御量、すなわち、期間Ｄｓ２１−Ｄｓ’２１におけるトランジスタ２３の制御量であるデューティ期間に基づいて、オン期間Ｄｓ２１の長さを算出する。ここで、同一周期におけるオン期間Ｄｓとオフ期間Ｄｓ’とは、トランジスタ２３の制御量であるデューティ期間に応じたデューティ比を表す指標であり、合計が１となるように設定されている。つまり、Ｄｓ２１＋Ｄｓ’２１＝１である。
【００２８】
そして、サンプルタイミング設定部３ｅは、オン期間Ｄｓ（図３の例では、Ｄｓ＝Ｄｓ２１）の長さに基づいて、例えば、下記の数式（１）から次のサンプルタイミングＴＡ（図３の例では、ＴＡ＝Ｔ２２）を算出する。数式（１）において、「Ｄｓ」はオン期間の長さをデューティ比換算したもの、「Ｔｓ」は予め設定されるオン期間Ｄｓとオフ期間Ｄｓ’との１周期の長さ（ｍｓ）に相当し、「ａ」は、出力電圧Ｖｏｕｔの出力波形特性に基づいて予め設定される係数である。係数ａは、出力電圧Ｖｏｕｔの出力波形特性に応じて、サンプルタイミングＴＡが、当該出力波形の振幅のほぼ中央値を検出することができるタイミングとなるように実機評価等に基づいて予め設定される。例えば、図３に例示する出力波形のようにピーク−ボトム間がほぼ直線状になるような出力波形特性である場合には、係数ａは、サンプルタイミングＴＡが、当該出力波形の振幅の中央値を検出することができるタイミングとなるように、例えば「ａ＝１／２」に設定される。
ＴＡ＝ａ×Ｄｓ×Ｔｓ  ・・・  （１）
サンプルタイミング設定部３ｅは、上記の例では、数式（１）にＤｓ＝Ｄｓ２１を代入することで次の周期のサンプルタイミングＴ２２を演算することができる。このサンプルタイミングＴ２２は、トランジスタ２３のオン期間Ｄｓの長さと出力電圧Ｖｏｕｔの出力波形特性とに基づいて演算されたタイミングとなる。例えば、期間Ｄｓ２１−Ｄｓ’２１のデューティ比（デューティ期間）と、期間Ｄｓ２２−Ｄｓ’２２のデューティ比（デューティ期間）とが異なる場合には、このサンプルタイミングＴ２２は、期間Ｄｓ２１−Ｄｓ’２１におけるサンプルタイミングＴ２１とは異なるタイミングとなる。
【００２９】
一方、図４は、トランジスタ２３のオフ期間Ｄｓ’の長さに基づいてサンプルタイミングを演算する場合の例を表している。この例では、サンプルタイミング設定部３ｅは、制御量として、制御量に応じた値として、トランジスタ２３のオフ期間である期間Ｄｓ’２１の長さに基づいて次の周期のサンプルタイミングＴ３２を演算、設定する。当該サンプルタイミングＴ３２は、オフ期間Ｄｓ’内のタイミングである。つまり、サンプルタイミング設定部３ｅは、トランジスタ２３のオフ期間Ｄｓ’の長さに基づいてサンプルタイミングを演算する場合には、オフ期間Ｄｓ’内のサンプルタイミングを演算、設定することとなる。サンプルタイミング設定部３ｅは、演算処理部３ｃによって演算された制御量、すなわち、期間Ｄｓ２１−Ｄｓ’２１におけるトランジスタ２３の制御量であるデューティ期間に基づいて、オフ期間Ｄｓ’２１の長さを算出する。
【００３０】
そして、サンプルタイミング設定部３ｅは、オフ期間Ｄｓ’（図４の例では、Ｄｓ’＝Ｄｓ’２１）の長さに基づいて、例えば、下記の数式（２）から次のサンプルタイミングＴＢ（図４の例では、ＴＢ＝Ｔ３２）を算出する。数式（２）において、「Ｄｓ’」はオフ期間の長さをデューティ比換算したもの、「Ｔｓ」は予め設定されるオン期間Ｄｓとオフ期間Ｄｓ’との１周期の長さ（ｍｓ）に相当し、「ｂ」は、出力電圧Ｖｏｕｔの出力波形特性に基づいて予め設定される係数である。係数ｂは、出力電圧Ｖｏｕｔの出力波形特性に応じて、サンプルタイミングＴＢが、当該出力波形の振幅のほぼ中央値を検出することができるタイミングとなるように実機評価等に基づいて予め設定される。例えば、図４に例示する出力波形のようにピーク−ボトム間がほぼ直線状になるような出力波形特性である場合には、係数ｂは、サンプルタイミングＴＢが、当該出力波形の振幅の中央値を検出することができるタイミングとなるように、例えば「ｂ＝１／２」に設定される。
ＴＢ＝ｂ×Ｄｓ’×Ｔｓ  ・・・  （２）
サンプルタイミング設定部３ｅは、上記の例では、数式（２）にＤｓ’＝Ｄｓ’２１を代入することで次の周期のサンプルタイミングＴ３２を演算することができる。このサンプルタイミングＴ３２は、トランジスタ２３のオフ期間Ｄｓ’の長さと出力電圧Ｖｏｕｔの出力波形特性とに基づいて演算されたタイミングとなる。例えば、期間Ｄｓ２１−Ｄｓ’２１のデューティ比（デューティ期間）と、期間Ｄｓ２２−Ｄｓ’２２のデューティ比（デューティ期間）とが異なる場合には、このサンプルタイミングＴ３２は、期間Ｄｓ２１−Ｄｓ’２１におけるサンプルタイミングＴ３１とは異なるタイミングとなる。
【００３１】
サンプルタイミング設定部３ｅは、上記のようにして、トランジスタ２３のオン期間の長さ、又は、トランジスタ２３のオフ期間の長さのいずれか一方と、出力電圧Ｖｏｕｔの出力波形特性とに基づいて、サンプルタイミングを演算し、出力電圧Ｖｏｕｔをサンプリングするためのサンプルタイミングに設定（セット）する。
【００３２】
ここでさらに、本実施形態の制御ＩＣ３は、トランジスタ２３のオン期間の長さと出力電圧Ｖｏｕｔの出力波形特性とに基づいてサンプルタイミングを演算した場合、当該演算したサンプルタイミングに対して予め設定された下限値に基づいて下限ガード処理を行い、当該下限ガード処理後のサンプルタイミングに基づいて出力電圧Ｖｏｕｔをサンプリングすることがより好ましい。この場合、サンプルタイミング設定部３ｅは、演算したサンプルタイミングが下限値以上（すなわち、周期Ｔｓの開始タイミングを基準として下限値と同等のタイミング、あるいは下限値より遅いタイミング）である場合には、演算したサンプルタイミングを、そのまま出力電圧Ｖｏｕｔをサンプリングするためのサンプルタイミングに設定する。一方、サンプルタイミング設定部３ｅは、演算したサンプルタイミングが下限値より早いタイミングである場合には、当該下限値を、出力電圧Ｖｏｕｔをサンプリングするためのサンプルタイミングに設定する。これにより、サンプルタイミング設定部３ｅは、設定したサンプルタイミングが予め設定された下限値より早いタイミングとならないように制限することができる。この結果、制御ＩＣ３は、トランジスタ２３のオン期間の長さと出力電圧Ｖｏｕｔの出力波形特性とに基づいてサンプルタイミングを演算した場合に、例えば、当該サンプルタイミングを、リップルノイズの影響が少ないタイミングにすることができる。なお、下限値は、サンプルタイミングをリップルノイズの影響が少ないタイミングとするために許容される最も早いタイミングに相当し、実機評価等に基づいて予め設定される。
【００３３】
一方、本実施形態の制御ＩＣ３は、トランジスタ２３のオフ期間の長さと出力電圧Ｖｏｕｔの出力波形特性とに基づいてサンプルタイミングを演算した場合、当該演算したサンプルタイミングに対して予め設定された上限値に基づいて上限ガード処理を行い、当該上限ガード処理後のサンプルタイミングに基づいて出力電圧Ｖｏｕｔをサンプリングすることがより好ましい。この場合、サンプルタイミング設定部３ｅは、演算したサンプルタイミングが上限値以下（すなわち、周期Ｔｓの開始タイミングを基準として上限値と同等のタイミング、あるいは上限値より早いタイミング）である場合には、演算したサンプルタイミングを、そのまま出力電圧Ｖｏｕｔをサンプリングするためのサンプルタイミングに設定する。一方、サンプルタイミング設定部３ｅは、演算したサンプルタイミングが上限値より遅いタイミングである場合には、当該上限値を、出力電圧Ｖｏｕｔをサンプリングするためのサンプルタイミングに設定する。これにより、サンプルタイミング設定部３ｅは、設定したサンプルタイミングが予め設定された上限値より遅いタイミングとならないように制限することができる。この結果、制御ＩＣ３は、トランジスタ２３のオフ期間の長さと出力電圧Ｖｏｕｔの出力波形特性とに基づいてサンプルタイミングを演算した場合に、例えば、当該サンプルタイミングを、リップルノイズの影響が少ないタイミングにすることができると共に、制御遅れが発生することを抑制することができる。なお、上限値は、サンプルタイミングをリップルノイズの影響が少ないタイミングでかつ制御遅れが発生しないタイミングとするために許容される最も遅いタイミングに相当し、実機評価等に基づいて予め設定される。
【００３４】
次に、図５のフローチャートを参照して制御ＩＣ３によるＰＷＭ制御の一例を説明する。なお、これらの制御ルーチンは、数ｍｓないし数十ｍｓ毎の制御周期（クロック単位）で繰り返し実行される。  
【００３５】
まず、制御ＩＣ３のサンプルホールド部３ａは、現在のタイミングが出力電圧Ｖｏｕｔをサンプリングするためのサンプルタイミングであるか否かを判定する（ステップＳＴ１）。制御ＩＣ３は、サンプルホールド部３ａによって現在のタイミングが出力電圧Ｖｏｕｔをサンプリングするためのサンプルタイミングではないと判定された場合（ステップＳＴ１：Ｎｏ）、本制御フローを終了し、ステップＳＴ１に戻る。
【００３６】
サンプルホールド部３ａは、現在のタイミングが出力電圧Ｖｏｕｔをサンプリングするためのサンプルタイミングであると判定した場合（ステップＳＴ１：Ｙｅｓ）、電圧検出ライン４を介して出力電圧Ｖｏｕｔをサンプリング／ホールド（Ｓ／Ｈ）する（ステップＳＴ２）。
【００３７】
次に、制御ＩＣ３のＡ／Ｄ変換部３ｂは、サンプルホールド部３ａによってホールド（保持）された出力電圧Ｖｏｕｔのアナログ電気信号をデジタル電気信号に変換（Ａ／Ｄ変換）する（ステップＳＴ３）。
【００３８】
次に、制御ＩＣ３の演算処理部３ｃは、Ａ／Ｄ変換部３ｂによって変換された出力電圧Ｖｏｕｔのデジタル電気信号に基づいてトランジスタ２３の制御量を演算する（ステップＳＴ４）。演算処理部３ｃは、Ｐ制御、ＰＩ制御、あるいは、ＰＩＤ制御によって、目標電圧Ｖｔと出力電圧Ｖｏｕｔとの差電圧に基づいて、当該差電圧が小さくなるようにトランジスタ２３の制御量であるデューティ期間を演算する。
【００３９】
次に、制御ＩＣ３のサンプルタイミング設定部３ｅは、演算処理部３ｃによって演算されたトランジスタ２３の制御量に基づいてサンプルタイミング更新処理を実行する（ステップＳＴ５）。このサンプルタイミング更新処理については、図６、図７で説明する。
【００４０】
次に、制御ＩＣ３のＰＷＭ制御部３ｄは、演算処理部３ｃによって演算されたトランジスタ２３の制御量であるデューティ期間に基づいて、パルス幅変調したＰＷＭ信号を生成、設定し（ステップＳＴ６）、トランジスタ２３に出力し（ステップＳＴ７）、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧Ｖｔに収束するように当該トランジスタ２３をオン・オフ制御する。その後、制御ＩＣ３は、本制御フローを終了し、ステップＳＴ１に戻る。
【００４１】
次に、図６のフローチャートを参照して制御ＩＣ３によるトランジスタ２３のオン期間に基づいたサンプルタイミング更新処理の一例を説明する。
【００４２】
まず、制御ＩＣ３のサンプルタイミング設定部３ｅは、トランジスタ２３のオン期間Ｄｓの長さに基づいてサンプルタイミングを演算する（ステップＳＴ２１）。この場合、サンプルタイミング設定部３ｅは、演算処理部３ｃによって演算された制御量であるデューティ期間に基づいて、今回の周期のオン期間Ｄｓの長さを算出する。そして、サンプルタイミング設定部３ｅは、算出したオン期間Ｄｓの長さに基づいて、例えば、上記の数式（１）から次のサンプルタイミングＴＡを算出する。
【００４３】
次に、サンプルタイミング設定部３ｅは、ステップＳＴ２１で演算した、オン期間Ｄｓの長さに基づいたサンプルタイミングＴＡが予め設定された下限値以上であるか否かを判定する（ステップＳＴ２２）。
【００４４】
サンプルタイミング設定部３ｅは、オン期間Ｄｓの長さに基づいたサンプルタイミングＴＡが下限値以上であると判定した場合（ステップＳＴ２２：Ｙｅｓ）、ステップＳＴ２１で演算したサンプルタイミングＴＡを、出力電圧Ｖｏｕｔをサンプリングするためのサンプルタイミングにセットし（ステップＳＴ２３）、当該サンプルタイミングを更新して（ステップＳＴ２４）、当該サンプルタイミング更新処理を終了する。
【００４５】
サンプルタイミング設定部３ｅは、オン期間Ｄｓの長さに基づいたサンプルタイミングＴＡが下限値より早いタイミングであると判定した場合（ステップＳＴ２２：Ｎｏ）、当該下限値を、出力電圧Ｖｏｕｔをサンプリングするためのサンプルタイミングにセットし（ステップＳＴ２５）、当該サンプルタイミングを更新して（ステップＳＴ２４）、当該サンプルタイミング時間更新処理を終了する。
【００４６】
次に、図７のフローチャートを参照して制御ＩＣ３によるトランジスタ２３のオフ期間に基づいたサンプルタイミング更新処理の一例を説明する。
【００４７】
まず、制御ＩＣ３のサンプルタイミング設定部３ｅは、トランジスタ２３のオフ期間Ｄｓ’の長さに基づいてサンプルタイミングを演算する（ステップＳＴ３１）。この場合、サンプルタイミング設定部３ｅは、演算処理部３ｃによって演算された制御量であるデューティ期間に基づいて、今回の周期のオフ期間Ｄｓ’の長さを算出する。そして、サンプルタイミング設定部３ｅは、算出したオフ期間Ｄｓ’の長さに基づいて、例えば、上記の数式（２）から次のサンプルタイミングＴＢを算出する。
【００４８】
次に、サンプルタイミング設定部３ｅは、ステップＳＴ３１で演算した、オフ期間Ｄｓ’の長さに基づいたサンプルタイミングＴＢが予め設定された上限値以下であるか否かを判定する（ステップＳＴ３２）。
【００４９】
サンプルタイミング設定部３ｅは、オフ期間Ｄｓ’の長さに基づいたサンプルタイミングＴＢが上限値以下であると判定した場合（ステップＳＴ３２：Ｙｅｓ）、ステップＳＴ３１で演算したサンプルタイミングＴＢを、出力電圧Ｖｏｕｔをサンプリングするためのサンプルタイミングにセットし（ステップＳＴ３３）、当該サンプルタイミングを更新して（ステップＳＴ３４）、当該サンプルタイミング更新処理を終了する。
【００５０】
サンプルタイミング設定部３ｅは、オフ期間Ｄｓ’の長さに基づいたサンプルタイミングＴＢが上限値より遅いタイミングであると判定した場合（ステップＳＴ３２：Ｎｏ）、当該上限値を、出力電圧Ｖｏｕｔをサンプリングするためのサンプルタイミングにセットし（ステップＳＴ３５）、当該サンプルタイミングを更新して（ステップＳＴ３４）、当該サンプルタイミング時間更新処理を終了する。
【００５１】
以上で説明したスイッチング電源１によれば、入力電圧Ｖｉｎを変換し出力電圧Ｖｏｕｔを生成するスイッチング方式の電源回路２と、電源回路２からの出力電圧Ｖｏｕｔをサンプリングし、当該サンプリングした出力電圧Ｖｏｕｔに基づいて電源回路２のトランジスタ２３を制御し当該出力電圧Ｖｏｕｔのフィードバック制御を実行する制御ＩＣ３とを備え、制御ＩＣ３は、フィードバック制御におけるトランジスタ２３の制御量に基づいて、出力電圧Ｖｏｕｔのサンプルタイミングを可変とする。
【００５２】
したがって、スイッチング電源１は、フィードバック制御におけるトランジスタ２３の制御量に基づいて、当該フィードバック制御に用いる出力電圧Ｖｏｕｔのサンプルタイミングを変更する。これにより、スイッチング電源１は、トランジスタ２３の制御量に応じて出力電圧Ｖｏｕｔの出力波形が変化しても、当該トランジスタ２３の制御量に応じた適切なサンプルタイミングで出力電圧Ｖｏｕｔをサンプリングすることができる。この結果、スイッチング電源１は、出力電圧Ｖｏｕｔの検出精度を向上することができ、さらに、より正確な出力電圧Ｖｏｕｔの検出値を用いてフィードバック制御を行うことで出力電圧Ｖｏｕｔの制御精度も向上することができる。
【００５３】
また、スイッチング電源１は、例えば、出力電圧Ｖｏｕｔの検出精度を向上するために複数回、出力電圧Ｖｏｕｔをサンプリングしこれを平均化するような場合と比較して、演算量を相対的に少なく抑えた上で出力電圧Ｖｏｕｔの検出精度を向上することができる。これにより、スイッチング電源１は、相対的に高速な演算処理が可能なＩＣを使用しなくても出力電圧Ｖｏｕｔの検出精度を向上することができるので、製造コスト等を抑制することができる。
【００５４】
さらに、以上で説明したスイッチング電源１によれば、トランジスタ２３の制御量は、トランジスタ２３のオン期間の長さに相当するデューティ期間に応じた値であり、制御ＩＣ３は、トランジスタ２３のオン期間の長さ、又は、トランジスタ２３のオフ期間の長さと、出力電圧Ｖｏｕｔの出力波形特性とに基づいて、サンプルタイミングを演算し、当該演算したサンプルタイミングに基づいて出力電圧Ｖｏｕｔをサンプリングする。したがって、スイッチング電源１は、トランジスタ２３の制御量であるデューティ期間に応じて出力波形が変化する出力電圧Ｖｏｕｔを、トランジスタ２３のオン期間の長さ、又は、トランジスタ２３のオフ期間の長さに応じた適正なサンプリタイミングでサンプリングすることができるので、検出誤差のバラツキを抑制することができる。
【００５５】
さらに、以上で説明したスイッチング電源１によれば、制御ＩＣ３は、トランジスタ２３のオン期間の長さと出力電圧Ｖｏｕｔの出力波形特性とに基づいてサンプルタイミングを演算した場合、当該演算したサンプルタイミングに対して予め設定された下限値に基づいて下限ガード処理を行い、当該下限ガード処理後のサンプルタイミングに基づいて出力電圧Ｖｏｕｔをサンプリングする。したがって、スイッチング電源１は、出力電圧Ｖｏｕｔのサンプルタイミングを、リップルノイズの影響が少ないタイミングにすることができるので、出力電圧Ｖｏｕｔの検出精度をさらに向上することができる。
【００５６】
さらに、以上で説明したスイッチング電源１によれば、制御ＩＣ３は、トランジスタ２３のオフ期間の長さと出力電圧Ｖｏｕｔの出力波形特性とに基づいてサンプルタイミングを演算した場合、当該演算したサンプルタイミングに対して予め設定された上限値に基づいて上限ガード処理を行い、当該上限ガード処理後のサンプルタイミングに基づいて出力電圧Ｖｏｕｔをサンプリングする。したがって、スイッチング電源１は、出力電圧Ｖｏｕｔのサンプルタイミングを、リップルノイズの影響が少ないタイミングにすることができると共に、制御遅れが発生することを抑制することができるので、出力電圧Ｖｏｕｔの検出精度をさらに向上することができる。
【００５７】
なお、上述した本発明の実施形態に係るスイッチング電源は、上述した実施形態に限定されず、特許請求の範囲に記載された範囲で種々の変更が可能である。
【００５８】
以上の説明では、電源回路２は、スイッチング方式の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路であるものとして説明したが、これに限らず、例えば、スイッチング方式の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路であってもよいし、スイッチング素子を備えた他の回路であってもよい。また、電源回路２は、直流電源である電源２１を含んで構成されるものとして説明したが、これに限らず、当該電源２１にかえて、他の電源回路等から入力電圧Ｖｉｎが供給される入力端子を含んで構成されるものであってもよく、例えば、ＡＣ−ＤＣコンバータ回路の一部に組み込まれるものであってもよい。
【００５９】
以上の説明では、制御ＩＣ３は、下限ガード処理、上限ガード処理を行うものとして説明したがこれに限らない。
【符号の説明】
【００６０】
１    スイッチング電源
２    電源回路
３    制御ＩＣ（制御装置）
２３、２３ａ、２３ｂ    トランジスタ（スイッチング素子）
【図１】
0006272192.tif 000002
【図２】
0006272192.tif 000003
【図３】
0006272192.tif 000004
【図４】
0006272192.tif 000005
【図５】
0006272192.tif 000006
【図６】
0006272192.tif 000007
【図７】
0006272192.tif 000008