(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
平担化された挿入損失を有する電子音響バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）であって、
当該電子音響バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）は、
１つの音響トラック（ＡＴ）を有する圧電層と、
前記圧電層上の前記音響トラック（ＡＴ）に配設されたメタライジング層と、
を備え、
前記音響トラック（ＡＴ）は、第１の部分（ＳＥＣ１）と第２の部分（ＳＥＣ２）とを備え、
前記第１の部分（ＳＥＣ１）には、前記メタライジング層における第１の変換器セグメントが形成されており、当該第１の変換器セグメントは、第１の周波数ｆ１で共鳴を生成して、挿入損失のピークを生じ、
前記第２の部分（ＳＥＣ２）には、前記メタライジング層における第２の変換器セグメントが形成されており、当該第２の変換器セグメントは、前記第１の周波数ｆ１と異なる第２の周波数ｆ２で共鳴を生成して、挿入損失のピークを生じ、
前記第１の周波数ｆ１および前記第２の周波数ｆ２は、前記第１の変換器セグメントの挿入損失のピークと前記第２の変換器セグメントの挿入損失のピークと、が互いに補償し合うように設定され、かつ、前記第１の周波数ｆ１および前記第２の周波数ｆ２は、当該電子音響バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）の挿入損失のピークが、前記第１および第２の変換器セグメントの挿入損失のピークよりも低減されるように設定される、
ことを特徴とする、電子音響バンドパスフィルタ。
【請求項２】
請求項１に記載の電子音響バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）において、
前記第１の変換器セグメントおよび前記第２の変換器セグメントは、第１の変換器（ＴＤ１）および第２の変換器（ＴＤ２）それぞれのセグメントであって、前記第１の変換器（ＴＤ１）および前記第２の変換器（ＴＤ２）は互いに異なる共鳴周波数を有することを特徴とする電子音響バンドパスフィルタ。
【請求項３】
請求項１に記載の電子音響バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）において、
前記第１の変換器セグメントおよび前記第２の変換器セグメントは、第１の変換器（ＴＤ１）の２つのセグメントであることを特徴とする電子音響バンドパスフィルタ。
【請求項４】
請求項３に記載の電子音響バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）において、
前記第１の変換器（ＴＤ１）は、扇型変換器であることを特徴とする電子音響バンドパスフィルタ。
【請求項５】
請求項１乃至４のいずれか１項に記載の電子音響バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）において、
当該電子音響バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）がＳＡＷフィルタまたはＧＢＡＷフィルタであることを特徴とする電子音響バンドパスフィルタ。
【請求項６】
請求項３または４に記載の電子音響バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）においては、
前記第１の変換器セグメントおよび前記第２の変換器セグメントを備える前記第１の変換器（ＴＤ１）と、第２の変換器（ＴＤ２）を備え、
前記電子音響バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）は、
１つのＤＭＳフィルタ、または１つのマルチポート共鳴器フィルタを構成する、
ことを特徴とする電子音響バンドパスフィルタ。
【請求項７】
請求項１乃至６のいずれか１項に記載の電子音響バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）において、
さらに扇型反射器として形成された１つの第１の反射器（ＲＥＦ）を備えることを特徴とする電子音響バンドパスフィルタ。
【請求項８】
請求項４に記載の電子音響バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）において、
前記扇型変換器が５００ｐｐｍ〜２０００ｐｐｍの間のピッチスケーリングを有することを特徴とする電子音響バンドパスフィルタ。
【請求項９】
請求項２乃至８のいずれか１項に記載の電子音響バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）において、
前記電子音響バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）は、１つのＤＭＳフィルタであり、
前記第１の変換器（ＴＤ１）および前記第２の変換器（ＴＤ２）のそれぞれは、一部が扇型の変換器または全体が扇型変換器である、
ことを特徴とする電子音響バンドパスフィルタ。
【請求項１０】
請求項６乃至９のいずれか１項に記載の電子音響バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）におい て、
さらに１つの第３の変換器（ＴＤ）をそなえ、
前記第１の変換器（ＴＤ１）、前記第２の変換器（ＴＤ２），および前記第３の変換器（ＴＤ）は扇型変換器であり、
前記第１の変換器（ＴＤ１）、前記第２の変換器（ＴＤ２），および前記第３の変換器（ＴＤ）の内の２つが出力変換器であり、当該出力変換器以外の１つが入力変換器であって、前記入力変換器は前記２つの出力変換器の間に配設される、
ことを特徴とする電子音響バンドパスフィルタ。
【請求項１１】
請求項４、８および１０のいずれか１項に記載の電子音響バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）において、
前記圧電層は、音響体積波を少なくとも部分的に反射する下面を備え、
前記扇型変換器は、挿入損失のうねりを低減するために音響体積波を散乱するように設けられていることを特徴とする電子音響バンドパスフィルタ。
【請求項１２】
請求項２に記載の電子音響バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）において、
前記第１および第２の変換器（ＴＤ１，ＴＤ２）がカスケード接続され、直列または並列に回路接続されていることを特徴とする電子音響バンドパスフィルタ。
【請求項１３】
請求項１２に記載の電子音響バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）において、
前記第１および第２の変換器（ＴＤ１，ＴＤ２）は、１つの共通のバスバーを有する共鳴器カスケード（ＣＲＥＳ）の一部であることを特徴とする電子音響バンドパスフィルタ。
【請求項１４】
請求項１乃至１３のいずれか１項に記載の電子音響バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）において、
さらにピッチＰ２を有する１つの並列分岐変換器（ＰＲ）を備え、
前記第１の変換器セグメントおよび第２の変換器セグメントのいずれか一方は、直列分岐変換器（ＳＲ）内にピッチＰ１を有して配設されており、
Ｐ２＞Ｐ１である、
ことを特徴とする電子音響バンドパスフィルタ。
【請求項１５】
請求項１乃至１４のいずれか１項に記載の電子音響バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）において、
前記第１の周波数ｆ１および前記第２の周波数ｆ２は、望ましくないファブリペロー共鳴（複数）が低減されるように設定されていることを特徴とする電子音響バンドパスフィルタ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えばモバイル通信機器のフロントエンド回路に使用できるような、平坦化された挿入損失を有する電子音響バンドパスフィルタに関する。
【背景技術】
【０００２】
モバイル通信機器においてバンドパスフィルタは、様々な信号路のための所望の周波数領域の選択に用いられる。この所望の周波数領域はフィルタを通過させることができ、これに対し望ましくない周波数領域はブロックされる。
【０００３】
特許文献１には電子音響活性デバイスを備えたバンドストップフィルタが開示されている。
【０００４】
特許文献２には、例えば近接周波数選択度（Nahselektion）を改善するための電子音響デバイスも知られている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】米国特許出願公報第２００４／０１３０４１１号明細書
【特許文献２】米国特許第６８０４５８８号明細書
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
所望の周波数領域、すなわち通過帯域は、できるだけ小さくかつ平坦な挿入損失をもつことが望ましい。特許文献１のバンドストップフィルタと異なり、通過帯域における挿入損失のうねりは、重要な役割を演じる。
【０００７】
従って、通過帯域で小さくかつ平坦な挿入損失を有するバンドパスフィルタを提供することが本発明の課題である。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
この課題は請求項１に記載のバンドパスフィルタによって解決される。従属請求項は本発明の有利な実施形態を示す。
【０００９】
ここで、以下に示される特徴は、個別に調整されたバンドパスフィルタとするために、任意の組み合わせで協働可能である。
【００１０】
本発明による電子音響バンドパスフィルタは音響トラック（akustischen Spur）を有する圧電層を備える。このフィルタはさらにメタライジング層を備え、このメタライジング層は、圧電層上でこの音響トラックに配設されている。この音響トラックは第１の部分と第２の部分とを含む。第１の部分には、このメタライジング層における第１の変換器セグメントが形成されており、この第１の変換器セグメントは、第１の周波数ｆ1で共鳴を生成し、挿入損失のピークを生じる。第２の部分には、このメタライジング層における第２の変換器セグメントが形成されており、この第２の変換器セグメントは、ｆ1と異なる第２の周波数ｆ2で共鳴を生成し、挿入損失のピークを生じる。周波数ｆ1とｆ2は、このフィルタの挿入損失のピークが、上記それぞれの変換器のピークに比べて顕著でなくなるように設定されている。
【００１１】
こうしてこのようなバンドパスフィルタは、伝達関数においてピークを、つまり狭い帯域の共鳴あるいはスパイクを低減することができる。通過帯域におけるうねりの低減により、電力を全体としてより低く保つことができるので、これよりフィルタの電力耐性も改善されている。ピークの低下により、より小さな電力がフィルタに印加され、その結果寿命が長くなる。さらに、必要な電力の低減のおかげで、フィルタの線形挙動、すなわち非線形効果の低減についても改善されている。こうして本発明によるバンドパスフィルタは、相互変調積による歪み（英語表示：ＩＭＤ＝intermodulation distortion）の低減および望ましくないより高い高調波による歪みの低減にも寄与する。
【００１２】
音響トラックが形成されている上記圧電層は、担体基板上の圧電層であってよいが、圧電基板自体であってもよい。ここでこの音響トラックは、音響波がそこで励起可能、かつ／または伝播可能な圧電層の面である。従ってこの音響トラックは基本的にフィルタの音響的に活性な領域である。上記のメタライジング層は、音響トラックに電極パターンまたは反射器（複数）が形成された層である。電極パターンは特に電磁高周波信号と音響波の間の変換を行うことができる。音響波としては特に音響表面波（英語表示：ＳＡＷ＝surface acoustic wave）またはガイド音響体積波（英語表示：ＧＢＡＷ＝guided bulk acoustic wave）が対象となる。
【００１３】
上記の第１の変換器セグメントを備えた第１の部分と上記の第２の変換器セグメントを備えた第２の部分とは互いに直接接していてよく、または空間的に分離されて配設されていてよい。いずれの場合もこれら２つ部分が同じチップ基板上に配設されていてよい。さらに第１の変換器セグメントと第２の変換器セグメントとは、同じ変換器内に配設されていてよく、または異なる変換器内に配設されていてよい。
【００１４】
１つの実施形態においては、第１および第２の変換器セグメントは適宜、わずかに周波数がずらされた異なる変換器（複数）のセグメント（複数）である。この場合本発明によるバンドパスフィルタは、圧電層上の電子音響領域に配設され、例えば励起中心（複数）の中央部間の異なる間隔、例えば電極フィンガ間の異なる間隔によって周波数がずらされた少なくとも２つの変換器を含む。ピッチという概念は励起中心間の間隔を言う。上記の２つのセグメントは適宜、わずかに異なるピッチを有していてよい。
【００１５】
従って、並列分岐共鳴器（複数）と直列分岐共鳴器（複数）を備えたラダー型フィルタに、少なくとも２つの異なる並列分岐共鳴器および／または直列分岐共鳴器が、周波数のずれを有しているラダー型フィルタが設けられていることも可能である。こうして例えば圧電材料としてＬｉＮｂＯ3（ニオブ酸リチウム）またはＬｉＴａＯ3（タンタル酸リチウム）を含有するフィルタでは、共鳴周波数より上（並列分岐）または下（直列分岐）での望ましくない共鳴を低減することができる。
【００１６】
１つの実施形態においては、上記の第１の変換器セグメントと上記の第２の変換器セグメントは、同じ変換器の２つのセグメントである。
【００１７】
この場合この変換器は、２つの相互にカスケード接続された部分変換器の間に１つの共通のバスバーを有する１つの変換器であってよい。しかしながら、１つの同一の変換器、例えば扇型変換器が、ピッチの異なる２つの異なるセグメントを有していてもよい。特に扇型変換器はさらに、ほぼ隣り合って配設された、ピッチの異なる極めて狭小のセグメントの連続体を有し、これによりピッチ勾配を有する変換器であってよい。
【００１８】
扇型変換器は例えば特許文献１に開示されている。しかしながら公知の扇型変換器は、互いに補償し合う、挿入損失における異なるピーク（複数）を生成するように設けられていない。
【００１９】
これに対応して１つの実施形態においては、上記第１の変換器セグメントと上記の第２の変換器セグメントは、１つの同一の扇型変換器の２つのセグメントである。
【００２０】
１つの実施形態においては、本発明によるフィルタはＳＡＷフィルタまたはＧＢＡＷフィルタである。
【００２１】
１つの実施形態においては、上記の第１の変換器セグメントと上記の第２の変換器セグメントは、１つの第１の変換器内に配設されている。このバンドパスフィルタは、さらに１つの第２の変換器を含み、またＤＭＳフィルタまたはマルチポート共鳴器フィルタとなっている。
【００２２】
異なる周波数ｆ1およびｆ2が設けられていること、ここで挿入損失がこれらの周波数で対応したピークを有することは、特にＤＭＳフィルタまたはマルチポート共鳴器フィルタに適している。これは、この場合、複数の電子音響的に活性な変換器パターンが、個々の共鳴器パターン内に配設され、音響的に相互にカップリングされているからである。
【００２３】
これに対応したＤＭＳトラックまたはマルチポート共鳴器フィルタのトラックを、概念上、異なるピッチのトラックセグメントに分割することができ、これらのトラックセグメントは、互に周波数においてスケーリングされた電気的特性を有する。これは全伝達関数において個々のピークを「平坦化する」ことをもたらす。
【００２４】
１つの実施形態において、本発明によるバンドパスフィルタはさらに１つの扇型反射器を含む。ここで扇型反射器は、圧電層上に配設された、パターニングされた、音響波を反射するパターンである。反射パターンとして、特に複数の互いに前後に並んでパターニングされた帯状体を含んでいてよく、これらの帯状体は扇型の原理に従い、横方向で拡がっている。ここで横方向とは、圧電層の表面に平行に延伸する、音響波の伝播方向である、長手方向に直角な方向を意味している。
【００２５】
１つの実施形態においては、上記の扇型変換器または扇型反射器は、５００ｐｐｍ〜２０００ｐｐｍの間のピッチスケーリングを有する。従って２つの並んで延伸しているフィンガーパターンにおいて、横方向のフィンガーの間隔は０．０５〜０．２％変化する。ここでピッチは一定であってよく、または変化するメタライジング比では同様に変化されてよい。
【００２６】
ピッチスケーリングは別な値であってもよい。特に並列分岐中の共鳴器では別な値でよい。そして直列分岐のピッチスケーリングと並列分岐のピッチスケーリングは異なるように設定されていてよい。こうしてフィルタパターンの設計に際し、より大きな自由度が得られる。
【００２７】
１つの実施形態においては、本発明によるフィルタはＤＭＳフィルタである。上記の２つのセグメントは、一部が扇型の変換器または全体が扇型の変換器である同じ変換器のセグメントである。
【００２８】
ここで一部が扇型の変換器は、第１の部分、ここでは上記の２つのセグメントの一方で、互いに平行に延伸する電極フィンガーを有する変換器である。これに対し第２の部分、ここでは上記の２つのセグメントの他方で、ピッチは横断方向で連続的に変化する。
【００２９】
これに対し全体が扇型の変換器は、全変換器領域においてピッチが横方向で連続的に変化する変換器である。
【００３０】
１つの実施形態においては、本発明によるバンドパスフィルタは、第１および第２の変換器に加えて第３の変換器を備える。これら第１、第２および第３の変換器は扇型変換器である。これらの変換器のうち２つは出力変換器であり、これらの変換器のうち１つはそれら出力変換器の間に配設されている、１つの入力変換器である。
【００３１】
従ってこのような変換器パターンは２つの電気的入力部と１つの電気的出力部を有する。ここで入力部と出力部の概念は交換可能である。ここで上記の１つの接続端子が入力部であって、他の２つの接続端子が２つの出力部であってよい。
【００３２】
こうしてＢＡＬＵＮ機能（ＢＡＬＵＮ＝BALanced-UNbalanced converter  平衡不平衡変換器）を有する変換器パターンを得ることができる。
【００３３】
本発明によるバンドパスフィルタの１つの実施形態において、上記圧電層は、音響体積波を少なくとも部分的に反射する下面を有する。このフィルタの変換器は扇型変換器として形成されており、挿入損失のうねりを低減するために音響体積波を散乱するように備えられている。
【００３４】
一般に、バンドパスフィルタ機能を有するデバイスの体積波を反射する下面は望ましくないが、これは、反射する下面から放射された体積波が表面で表面波と干渉し、フィルタの機能を妨げるからである。
【００３５】
体積波を吸収する材料で下面を形成することが可能である。しかしながら電気デバイスの一層の小型化に向かうトレンドが続いており、そのためますます薄い基板が要求されている。ここで薄い基板を得る１つの方法は、下面から基板材料をグラインディングすることである。機械的強度は基板の厚さに依存するので、こうしたシニングは機械的強度の低下をもたらす。従って、体積波を吸収または分散するパターンを配設することは、特別に薄い基板の場合、デバイスを破壊する虞を孕んでいる。こうして上記の２つの周波数ｆ1，ｆ2でのピークの相殺的干渉のために設けられる手段により、下面で反射された体積波による歪みの問題を、デバイスの表面のパターンのみによって低減できる。このようなパターンはシニングの前に生成され、シニング自体によっては破壊されないので、これによってデバイス製造の際の破壊の虞は低減される。
【００３６】
１つの実施形態にて、上記の２つの変換器はカスケード接続されており、これらのカスケード段は直列または並列に回路接続されている。ここでこれら２つの変換器は、異なる周波数でピークをもつ上記の２つのセグメントを含む。ここでこれらのピークの異なる周波数は、カスケード接続されたこれら２つの変換器のピッチを適宜調整することによって得られる。
【００３７】
１つの実施形態において、上記の２つの変換器は１つの共通のバスバーを有する共鳴器カスケードの一部である。従って上記の２つのセグメントを含むこれら２つの変換器は、互いに直に接して圧電層上に配設されており、これはフィルタパターンの極めて省スペースのデザインを可能にする。
【００３８】
１つの実施形態において、本発明によるバンドパスフィルタは、ピッチＰ2を有する１つの並列分岐変換器を備える。さらに、上記の２つの変換器セグメントの一方は、直列分岐変換器内に配設されており、ピッチＰ1を有している。ここで、Ｐ2＞Ｐ1である。
【００３９】
１つの実施形態において、上記の２つの周波数ｆ1およびｆ2は、望ましくないファブリペロー共鳴（複数）が低減されるように設定されている。
【００４０】
ファブリペロー共鳴は、バンドパスフィルタの通過帯域においても望ましくない共鳴の原因となり、このため挿入損失のうねりを大きくし得ることがわかっている。上記の周波数ｆ1およびｆ2を設定することにより、ファブリペロー共鳴に関連したピークが相互に相殺的に重畳して補償し合うことが可能である。
【００４１】
以下で本発明によるバンドパスフィルタを、実施例および実施例に関連した概略図に参照してより詳細に説明する。
【図面の簡単な説明】
【００４２】
【図１】１つの基板上の２つの変換器の概略的構成を示す。
【図２】１つの扇型変換器を示す。
【図３】１つの一部が扇型の変換器を示す。
【図４】２つの反射器の間に２つの扇型変換器を有する共鳴器を示す。
【図５】２つの隣り合って配設された扇型変換器の概略図を示す。
【図６】３つの扇型変換器を備えたＤＭＳパターンを示す。
【図７】３つの部分共鳴器パターンを備えた三段カスケード共鳴器を示す。
【図８】ラダー型フィルタ構造を示す。
【図９】共鳴器のアドミタンスへのファブリペロー共鳴の影響、およびこれに対応するバンドパスフィルタの挿入損失を示す。
【図１０】最適化された三段カスケードの振動特性の実部を示す。
【図１１】うねりが低減された通過帯域における挿入損失を示す。
【図１２】従来のフィルタおよび改良されたフィルタのエラーベクトル振幅（ＥＶＭ）を示す。
【図１３】最適化されたフィルタの挿入損失を示す。
【図１４】図１３に示された挿入損失の一部を示す。
【図１５】従来のフィルタおよび最適化されたフィルタの２つのポートのうちの一方での反射を示す。
【図１６】図１５のフィルタそれぞれの他方のポートでの反射を示す。
【図１７】共鳴器パターン（複数）および１つのＤＭＳトラックを有するバンドパスフィルタの算出された伝達関数を示す。
【図１８】図１７の曲線の一部を示す。
【図１９】１つの適合したフィルタパターンの外部の周辺回路へのマッチングを示す。
【図２０】１つの適合したフィルタパターンの外部の周辺回路へマッチングを示す。
【００４３】
図１は、第１の部分ＳＥＣ1および第２の部分ＳＥＣ2を有するバンドパスフィルタＢＰＦを示し、これらの第１および第２の部分は音響トラックＡＴに配設されている。第１の部分ＳＥＣ1は基本的に第１の変換器ＴＤ1によって実現され、第２の部分ＳＥＣ2は基本的に第２の変換器ＴＤ2によって実現されている。しかしながら図２に示されているように、これら２つの部分ＳＥＣ1およびＳＥＣ2が同じ変換器内に配設されていてもよい。
【００４４】
音響トラックＡＴは基板ＳＵ上に配設されている。基板は、その上に圧電層が堆積された担体基板であってよい。しかしながら基板自体が圧電性であってもよく、圧電層と成っていてよい。
【００４５】
上記の２つの変換器ＴＤ1およびＴＤ2は３つの接続端子Ｃ1，Ｃ2，Ｃ3に接続されている。これら２つの変換器の一方、例えばＴＤ1は直列分岐変換器であってよい。その場合接続端子Ｃ1が信号入力接続端子、接続端子Ｃ2が信号出力接続端子であってよい。その場合変換器ＴＤ2は、接続端子Ｃ2をグラウンドと回路接続する並列分岐共鳴器である。その場合これら２つの変換器ＴＤ1およびＴＤ2は原則的にラダー型回路の基本回路（Grundglied）となっている。
【００４６】
図２は２つの反射器ＲＥＦの間に１つの扇型変換器ＴＤを有する実施形態を示す。こで反射器フィンガーのフィンガー間隔は横方向に沿って増大または減少してよい。しかしながらフィンガ間隔は一定であってもよい。これら２つの部分ＳＥＣ1およびＳＥＣ2は扇型変換器ＴＤの互いに平行に延伸する領域により形成される。こうして図１と異なり図２は、これら２つの部分が同じ変換器、つまり１つの全体が扇型の変換器内にある場合を表している。
【００４７】
図３は、例えば第２の部分ＳＥＣ2を実現する、ピッチが一定の第１の領域と、第１の部分ＳＥＣ1を実現する、ピッチが変化する部分とを有する、一部が扇型の変換器ＴＤを概略的に示す。
【００４８】
図４は、２つの扇型変換器を備えたマルチポート共鳴器ＭＰＲを示す。それぞれの変換器は、異なるピッチを有する少なくとも２つの領域を備える。すなわち全部で少なくとも４つの変換器セグメントＳＥＣa，ＳＥＣb，ＳＥＣc，ＳＥＣdが得られ、上記の第１の変換器セグメントと上記の第２の変換器セグメントはこれらのうちから選択されていてよい。
【００４９】
ここでこのマルチポート共鳴器ＭＰＲの２つの変換器は、２つの反射器パターンの間に配設されている。ここで図５は図４の扇型変換器を記号的に表したものである。
【００５０】
図６は２つの反射器ＲＥＦの間に３つの変換器ＴＤを有するＤＭＳパターン（ＤＭＳ＝dual mode SAW  二重モード表面音響波）を概略的に示す。ここでこれら３つの変換器のうちの１つ、例えば中央の変換器は入力変換器であってよく、外側の２つの変換器は出力変換器であってよい。しかしながら内側の１つの変換器が出力変換器で、外側の２つの変換器が入力変換器であってもよい。
【００５１】
図７は、３つの変換器セグメントが互いに隣り合って、かつそれぞれが２つの反射器素子の間に配設されている、直列に回路接続されている三段共鳴器カスケードＣＲＥＳを示す。ここでこれらのカスケード段のピッチは、伝達関数における望ましくないピークが互いに補償し合うように調整されていてよい。
【００５２】
図８は、互いに直列に回路接続された１つの第１の直列分岐変換器ＳＲ1，１つの第２の直列分岐変換器ＳＲ2，および１つの第３の直列分岐変換器ＳＲ3を有するラダー型フィルタ構造を記号を用いて表している。全ての個々の直列分岐共鳴器に対し並列に１つの並列分岐共鳴器がグラウンドに対し接続されており、ここでは第１の並列分岐共鳴器ＰＲ1、第２の並列分岐共鳴器ＰＲ2，および第３の並列分岐共鳴器ＰＲ3がグラウンドに対し接続されている。バンドパスフィルタＢＰＦは、１つの第１のポートＰ1と１つの第２のポートＰ2とを有し、これらは入力ポートあるいは出力ポートとなっている。
【００５３】
図９はファブリーペロー共鳴の良くない効果を示す。ここで曲線ＣRESはバンドパスフィルタ内の共鳴器のアドミタンスの実部を表す。曲線ＣBPは、曲線ＣRESの共鳴器を有する共鳴器を有するバンドパスフィルタの挿入損失を表す。共鳴器フィンガー（複数）のエッジ（複数）で反射された部分波の重畳により、ファブリペロー共鳴（複数）が生じる。その局所的極大値が矢印により示されている。バンドパスフィルタの挿入損失は個々の共鳴器のアドミタンスに依存するので、これらのファブリペロー共鳴は通過帯域におけるうねりにも反映している。通過帯域のうねりの低減のため、異なる共鳴器または変換器セグメントのファブリペロー共鳴は、相互の補償が生じて全通過帯域特性における挿入損失のうねりが著しく低減されるように設定することができる。
【００５４】
図１０は従来の三段カスケードの応答関数Ｃ3,CONを示す。これに対しＣ3,NEWは、著しく低減されたうねりを特徴とする、改良された三段カスケードの応答関数を示す。この著しく低減されたうねりは、３つのそれぞれのカスケードのそれぞれの共鳴Ｃ1、NEWの位置が、相殺的干渉が得られるように設定されていることによって得られる。これに応じて、このような三段カスケードを有するバンドパスフィルタの挿入損失のうねりも同様に低減される。
【００５５】
図１１は、従来のバンドパスフィルタの挿入損失ＣCONを、うねりが低減された挿入損失ＣNEWと比較して示す。
【００５６】
図１２は、エラーベクトル振幅（ＥＶＭ）を、従来のフィルタに対するＥＶＭCONと改良されたフィルタに対するＥＶＭNEWで示す。ＥＶＭは、信号空間ダイヤグラムにおける、受信された、変調されたシンボルの正しい値からの平均のベクトルのずれを表す。理想的な方形からのずれによるフィルタでの信号の歪みにより、ＥＶＭは大きくなる。すなわちＥＶＭは、信号の品質に対するフィルタの影響を表し、従ってフィルタの平坦度の尺度となる。改良されたフィルタは、より小さいＥＶＭとより平坦なフィルタ特性を有することが明らかである。
【００５７】
図１３は、従来のバンドパスフィルタと最適化されたバンドパスフィルタの挿入損失を示す。
【００５８】
図１４は、図１３の通過帯域領域を拡大して示す。
【００５９】
ここで図１３および１４は、それ自体通過帯域でわずかなうねりしかもたないフィルタパターンを示す。あまり最適化されていなかったフィルタにおいて顕著な改善をもたらす方法が、既に良好な特性の場合には、これに不利な影響を与えないことが分る。
【００６０】
図１５は、２つのポートの一方での反射を、従来のフィルタと最適化されたフィルタに対して示す。
【００６１】
図１６は、上記それぞれのフィルタの他方のポートでの反射を示す。
【００６２】
図１５および１６は、それぞれのフィルタパターンの外部の周辺回路へのマッチングを示す。このフィルタ特性改善のための方法により、マッチングの劣化を蒙らないことがわかる。
【００６３】
図１７は、共鳴器パターンとＤＭＳトラックを有するバンドパスフィルタの算出された伝達関数を示す。２つの曲線の内で、より平坦な曲線では、ピーク周波数が適宜有利に設定されたものである。
【００６４】
図１８は図１７の曲線の一部を示す。
【００６５】
ここで図１７および１８は、それ自体通過帯域でわずかなうねりしかもたないフィルタパターンを示す。あまり最適化されていなかったフィルタにおいて顕著な改善をもたらす方法が、既に良好な特性の場合には、これに不利な影響を与えないことが分る。
【００６６】
図１９および２０は、それぞれのフィルタパターンの外部の周辺回路へのマッチングを示す。フィルタ特性改善のための方法により、マッチングの劣化を蒙らないことがわかる。
【００６７】
本発明によるバンドパスフィルタは上記の実施例の１つに限定されない。
変換器セグメントおよびその他のフィルタパターンの種々の組み合わせも、本発明による実施例となる。
【符号の説明】
【００６８】
ＡＴ          ：  音響トラック
ＢＰＦ          ：  バンドパスフィルタ
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３：  電気接続端子
Ｃ１，ＮＥＷ    ：  相互に調整された３つのカスケード段のそれぞれのアドミタンス
Ｃ３，ＣＯＮ    ：  従来の三段カスケードのアドミタンス
Ｃ３，ｎｅｗ    ：  改良された三段カスケードのアドミタンス
ＣＢＰ          ：  従来の共鳴器を有するバンドパスフィルタの挿入損失
ＣＣＯＮ        ：  従来のバンドパスフィルタの挿入損失
ＣＮＥＷ        ：  うねりが低減された改良バンドパスフィルタの挿入損失
ＣＲＥＳ        ：  カスケード型共鳴器
ＣＲＥＳ        ：  ファブリペロー共鳴を有する共鳴器のアドミタンス
ＥＶＭ          ：  エラーベクトル振幅
ＭＰＲ          ：  マルチポート共鳴器
Ｐ１，Ｐ２        ：  第１，第２ポート
ＰＲ１，ＰＲ２，ＰＲ３：  並列分岐共鳴器
ＲＥＦ            ：  反射器
ＲＥＳ            ：  共鳴器
ＳＥＣ１          ：  第１の部分
ＳＥＣ２          ：  第２の部分
ＳＥＣａ，ｂ，ｃ，ｄ：  異なる変換器部分
ＳＲ１，ＳＲ２，ＳＲ３：  直列分岐共鳴器
ＳＵ              ：  基板
ＴＤ              ：  変換器
ＴＤ１            ：  第１の変換器
ＴＤ２            ：  第２の変換器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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