(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
２つ以上の相を有するインバータ（１０）に適用され、基本波とキャリアとの比較に基づいて、前記相毎に設けられたスイッチング素子の開閉状態を変更することで、直流電力を交流電力に変換するパルス幅変調制御を行うインバータの制御装置（３０）であって、
前記キャリアの周期であるキャリア周期を、前記相毎に互いに異なるように設定する周期設定手段（３６）を備え、
前記周期設定手段は、前記相毎のキャリアを所定の同期周期で同期させることを特徴とする制御装置。
【請求項２】
前記周期設定手段は、前記相毎のキャリア周期を互いに異なる固定値に設定することを特徴とする請求項１に記載の制御装置。
【請求項３】
前記周期設定手段は、前記相毎のキャリア周期を時間とともに変更する相を含ませつつ、前記相毎のキャリア周期を互いに異なるように設定することを特徴とする請求項１に記載の制御装置。
【請求項４】
前記周期設定手段は、前記同期周期を、前記基本波の周期を自然数で除算した値となるように設定することで、前記相毎のキャリアと前記基本波とを同期させることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の制御装置。
【請求項５】
前記周期設定手段は、前記相毎のキャリア周期を、前記同期周期を互いに異なる自然数で除算した値となるように設定することを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の制御装置。
【請求項６】
前記周期設定手段は、前記相の数以上の種類の互いに異なる長さの時間幅が、所定順序で配列された周期パターンを定め、前記相毎のキャリア周期を、互いに異なるように、前記周期パターンに基づき前記時間幅を前記所定順序で繰り返し選択して設定することで、前記相毎のキャリアを前記同期周期で同期させることを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
パルス幅変調制御を実施可能なインバータの制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
同期永久磁石モータや、電流駆動ステッピングモータの電力源として、パルス幅変調（PWM: Pulse Width Modulation）制御を実施可能なインバータが用いられている。インバータにおいて、ＰＷＭ制御を実施すると、スイッチング素子に電流を流している状態で、所定のキャリア周期でスイッチング素子がオフオンされる。このスイッチング素子のオフオンによる電流の断続によって、ノイズが発生することが懸念される。このノイズによる影響を低減するために、キャリア周波数を周期的に変化させる構成が特許文献１に記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開平７−９９７９５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上記特許文献に記載の技術は、ノイズの各周波数成分が時間的に拡散され、各周波数成分を時間で平均した大きさが小さくなるという効果を有する。その一方で、ある瞬間でのノイズの主要な周波数成分の大きさは従来の技術と同じである。つまり、ノイズの主要な周波数成分が瞬時的には拡散されないという問題がある。
【０００５】
本発明は、上記課題に鑑みて為されたものであり、ＰＷＭ制御を実施するインバータにおいて、ノイズの主要な周波数成分における瞬時的な大きさを抑制することを主たる目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明は、２つ以上の相を有するインバータ（１０）に適用され、基本波とキャリアとの比較に基づいて、前記相毎に設けられたスイッチング素子の開閉状態を変更することで、直流電力を交流電力に変換するパルス幅変調制御を行うインバータの制御装置（３０）であって、前記キャリアの周期であるキャリア周期を、前記相毎に互いに異なるように設定する周期設定手段（３６）を備えることを特徴とする。
【０００７】
直流電力を交流電力に変換するインバータは、２つ以上の相を有する。各相におけるキャリア周期（キャリア周波数）を同じにした場合、ノイズの各周波数成分における大きさが、相数に応じて増加することに本願の発明者らは着目した。例えば、３相インバータにおいて、各相のキャリア周波数をそれぞれ２０ｋＨｚに設定した場合と、各相のキャリア周波数をそれぞれ１６ｋＨｚ，２０ｋＨｚ，２４ｋＨｚに設定した場合と、を比較すると、ノイズの２０ｋＨｚにおける大きさを約１／３に低減することができる。このように、相毎に互いに異なるようにキャリア周期を設定することで、ノイズの主要な各周波数成分における瞬時的な大きさを抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】第１実施形態の電気的構成図。
【図２】第１実施形態のキャリア周波数とキャリア波形を表すタイミングチャート。
【図３】キャリア周波数の拡散に伴うノイズ−周波数特性の変化を表す図。
【図４】比較例における相電圧を表すタイミングチャート。
【図５】第１実施形態における相電圧を表すタイミングチャート。
【図６】第２実施形態のキャリア周波数とキャリア波形を表すタイミングチャート。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
（第１実施形態）
本発明にかかるインバータの制御装置を、車載主機として多相回転機（３相回転電機）を備える車両（例えば、電気自動車やハイブリッド車）に適用した第１実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
【００１０】
図１に本実施形態の電力システムを表す電気的構成図を示す。電力システムは、直流電力を交流電力に変換するインバータ１０、インバータ１０から電力供給されるモータジェネレータ２１、及び、インバータ１０を制御する制御装置３０を備えている。本実施形態において、モータジェネレータ２１は、車載主機であり、駆動軸（図示略）に連結されている。モータジェネレータ２１は、例えば、埋込永久磁石同期モータ（IPMSM: Interior Permanent Magnet Synchronous Motor）である。モータジェネレータ２１は、インバータ１０を介して、直流電源としてのバッテリ２０に接続されている。バッテリ２０の出力電圧は、例えば１００Ｖ以上である。
【００１１】
インバータ１０は、上アームスイッチＳＵｐ，ＳＶｐ，ＳＷｐと下アームスイッチＳＵｎ，ＳＶｎ，ＳＷｎとの直列接続体を備えている。Ｕ相上下アームスイッチＳＵｐ，ＳＵｎの接続点には、モータジェネレータ２１のＵ相が接続され、Ｖ相上下アームスイッチＳＶｐ，ＳＶｎの接続点には、モータジェネレータ２１のＶ相が接続され、Ｗ相上下アームスイッチＳＷｐ，ＳＷｎの接続点には、モータジェネレータ２１のＷ相が接続されている。
【００１２】
本実施形態では、各スイッチＳＵｐ〜ＳＷｎとして、電圧制御形の半導体スイッチング素子を用い、より具体的には、ＩＧＢＴを用いている。そして、各スイッチＳＵｐ〜ＳＷｎには、各フリーホイールダイオードＤＵｐ〜ＤＷｎが逆並列に接続されている。また、インバータ１０は、バッテリ２０側に平滑コンデンサ１１を備えている。
【００１３】
電力システムは、相電流検出手段として、モータジェネレータ２１のＵ相に流れる電流を検出するＵ相電流センサ１２Ｕと、Ｖ相に流れる電流を検出するＶ相電流センサ１２Ｖと、Ｗ相に流れる電流を検出するＷ相電流センサ１２Ｗとを備えている。また、電力システムは、回転角検出手段として、モータジェネレータ２１の回転角（電気角θｅ）を検出する回転角センサ１３（例えばレゾルバ）を備えている。
【００１４】
制御装置３０は、モータジェネレータ２１の制御量（本実施形態ではトルク）をその目標値（以下、目標トルクＴｒｑ＊）にフィードバック制御すべく、インバータ１０を制御する。詳しくは、制御装置３０は、上記各種センサの検出値に基づき、インバータ１０を構成するスイッチＳＵｐ〜ＳＷｎのオフオン状態（開閉状態）を操作する操作信号ｇＵｐ〜ｇＷｎを生成し、各操作信号ｇＵｐ〜ｇＷｎを各スイッチＳＵｐ〜ＳＷｎに対して出力することで、ＰＷＭ制御を実施する。なお、目標トルクＴｒｑ＊は、例えば、制御装置３０の外部に設けられた制御装置であって、制御装置３０よりも上位の制御装置から出力される。
【００１５】
制御装置３０の動作について、以下に詳述する。電流指令生成部３１は、目標トルクＴｒｑ＊及び電気角θｅに基づいて、相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの目標値である目標電流ＩＵ＊，ＩＶ＊，ＩＷ＊を生成する。
【００１６】
具体的には、電流指令生成部３１は、電気角θｅに基づき算出されるモータジェネレータ２１の回転角速度ω、及び、目標トルクＴｒｑ＊に基づいて、ｄ軸電流目標値ｉｄ＊、及び、ｑ軸電流目標値ｉｑ＊を算出する。さらに、電流指令生成部３１は、電気角θｅに基づいて、ｄ軸電流目標値ｉｄ＊、及び、ｑ軸電流目標値ｉｑ＊を座標変換して、目標電流ＩＵ＊，ＩＶ＊，ＩＷ＊を生成する。
【００１７】
偏差算出部３２Ｕ，３２Ｖ，３２Ｗは、相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの検出値と、目標電流ＩＵ＊，ＩＶ＊，ＩＷ＊との偏差ΔＩＵ，ΔＩＶ，ΔＩＷを算出する。ＰＩＤ演算部３３Ｕ，３３Ｖ，３３Ｗは、偏差ΔＩＵ，ΔＩＶ，ΔＩＷに基づき、ＰＩＤ（Proportional Integral Derivative）演算を実施し、相電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷの目標電圧である目標正弦波ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊を算出する。相電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷの目標電圧である目標正弦波ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊は、それぞれ１２０度の位相差が設けられているため、相電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷにも、それぞれ１２０度の位相差が設けられる。
【００１８】
比較器３４Ｕ，３４Ｖ，３４Ｗは、目標正弦波（基本波）ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊と、キャリア（搬送波）とを比較することで、上アームスイッチＳＵｐ，ＳＶｐ，ＳＷｐの操作信号である上アーム操作信号ｇＵｐ，ｇＶｐ，ｇＷｐを出力する。また、ＮＯＴ回路３５Ｕ，３５Ｖ，３５Ｗは、上アーム操作信号ｇＵｐ，ｇＶｐ，ｇＷｐを反転し、下アームスイッチＳＵｎ，ＳＶｎ，ＳＷｎの操作信号である下アーム操作信号ｇＵｎ，ｇＶｎ，ｇＷｎを出力する。
【００１９】
上アーム操作信号ｇＵｐ，ｇＶｐ，ｇＷｐと、対応する下アーム操作信号ｇＵｎ，ｇＶｎ，ｇＷｎとは、互いに相補的な信号（論理が反転した信号）となっている。すなわち、上アームスイッチＳＵｐ，ＳＶｐ，ＳＷｐと、対応する下アームスイッチＳＵｎ，ＳＶｎ，ＳＷｎとは、交互にオン状態とされる。また、上アームスイッチＳＵｐ，ＳＶｐ，ＳＷｐと、対応する下アームスイッチＳＵｎ，ＳＶｎ，ＳＷｎとは、同時にオン状態となることがないように、デッドタイムが設けられている。
【００２０】
ここで、ＰＷＭ制御を実施すると、キャリア周波数に応じて、スイッチＳＵｐ〜ＳＷｎがオフオンされることになる。このスイッチＳＵｐ〜ＳＷｎのオフオンによって、キャリア周波数に応じたノイズが発生する。
【００２１】
本実施形態のキャリア周波数生成部３６（周期設定手段）は、相毎に異なるキャリア周波数を生成する。そして、キャリア波形生成部３７Ｕ，３７Ｖ，３７Ｗは、キャリア周波数生成部３６が出力する相毎に異なるキャリア周波数に基づいて、キャリアを生成し、比較器３４Ｕ，３４Ｖ，３４Ｗに出力する。つまり、キャリア周波数の拡散を実施する。具体的には、Ｕ相のキャリア周波数をＦＡ（２４ｋＨｚ）で固定し、Ｖ相のキャリア周波数をＦＢ（２０ＫＨｚ）で固定し、Ｗ相のキャリア周波数をＦＣ（１６ｋＨｚ）で固定する。なお、本実施形態のキャリア波形生成部３７Ｕ，３７Ｖ，３７Ｗは、三角波を出力する。
【００２２】
また、キャリア周波数生成部３６は、各相のキャリア周期を、所定の同期周期を自然数で除算した値に設定する。具体的には、同期周期を０．２５ｍｓｅｃ（４ｋＨｚ）とし、Ｕ相のキャリア周期を、同期周期を６で除算した値である約０．０４１７ｍｓｅｃ（２４ｋＨｚ）とし、Ｖ相のキャリア周期を、同期周期を５で除算した値である０．０５ｍｓｅｃ（２０ｋＨｚ）とし、Ｗ相のキャリア周期を、同期周期を４で除算した値である０．０６２５ｍｓｅｃ（１６ｋＨｚ）と設定している。これにより、各相のキャリアを所定の同期周期で同期させることが可能となる。
【００２３】
また、キャリア周波数生成部３６は、目標正弦波ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊とキャリアが同期するようにキャリア周波数を設定する同期ＰＷＭ制御を実施する。同期ＰＷＭ制御を実施することで、ビート現象（うねり）の発生を抑制することができる。具体的には、キャリア周波数生成部３６は、Ｕ相キャリア、Ｖ相キャリア、及び、Ｗ相キャリアの同期周期が、目標正弦波ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊の周期を自然数で除算した値となるように周波数ＦＡ，ＦＢ，ＦＣを設定する。
【００２４】
図２に各相のキャリア周波数、及び、キャリア波形を示す。図２（ｂ）に示すように、時刻Ｔ０において、Ｕ相キャリア、Ｖ相キャリア、及び、Ｗ相キャリアは位相が同一とされている。その後、所定の同期周期（０．２ｍｓｅｃ）が経過した時刻Ｔ１において、Ｕ相キャリア、Ｖ相キャリア、及び、Ｗ相キャリアの位相が同一となる。つまり、各相のキャリアが所定の同期周期毎に同期されている。また、各相のキャリアの同期周期が、目標正弦波ＶＵ＊の周期の１／２とされている。
【００２５】
図３に、本実施形態に係るキャリア周波数の拡散を実施した場合のノイズ周波数特性（濃色）と、キャリア周波数の拡散を実施しない場合のノイズ周波数特性（淡色）とを示す。キャリア周波数の拡散を実施しない場合、キャリア周波数は３相ともに２０ｋＨｚである。ノイズ周波数特性は、各相電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷの検出値の和を相数である３で除算して得られた値を、フーリエ変換を用いて時間領域から周波数領域に変換したものである。
【００２６】
キャリア周波数の拡散を実施した場合のノイズ周波数特性と、キャリア周波数の拡散を実施しない場合のノイズ周波数特性とを比較すると、２０ｋＨｚにおけるノイズが１６ｋＨｚ，２０ｋＨｚ，２４ｋＨｚに拡散された結果、２０ｋＨｚにおけるノイズの大きさが約１／３に減少している。また、約２Ｍｈｚ以下の領域において、各周波数成分の大きさが減少している。
【００２７】
図４，５に、インバータ１０の出力電圧が約０Ｖとなる場合のＵ，Ｖ，Ｗ相の電圧波形を表すタイミングチャートを示す。図５は、比較例（キャリア周波数の拡散を実施せず、キャリア周波数を時間とともに変化させる制御）のタイミングチャートであり、図６は、本実施形態の制御を実施した場合のタイミングチャートである。
【００２８】
図４の比較例では、相毎のキャリア周波数を互いに同一のものとしつつ、時間とともにＦＡ→ＦＢ→ＦＣ→ＦＡ→…と繰り返し変化するように設定している。インバータ１０の出力電圧が約０Ｖとなると、各相の目標電圧ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊はそれぞれ約０Ｖで一定となる。このため、各相電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷは、同一のタイミングで立ち上がり、同一のタイミングで立ち下がる。これにより、瞬時的に大きなコモンモード電圧が発生する。なお、各相電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷの高さは、バッテリ２０の出力電圧に相当する。
【００２９】
一方、図５に示す本実施形態の制御では、各相のキャリア周波数が異なるため、各相電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷは、それぞれ異なったタイミングで立ち上がり、異なったタイミングで立ち下がる。これにより、比較例のような瞬時的に大きなコモンモード電圧の発生を抑制できる。
【００３０】
以下、本実施形態の効果を述べる。
【００３１】
直流電力を交流電力に変換するインバータは、２つ以上の相を有する。各相におけるキャリア周期（キャリア周波数）を同じにした場合、ノイズの各周波数成分における大きさが、相数に応じて増加することに本願の発明者らは着目した。例えば、３相インバータであるインバータ１０において、各相のキャリア周波数をそれぞれ２０ｋＨｚに設定した場合と、各相のキャリア周波数をそれぞれ１６ｋＨｚ，２０ｋＨｚ，２４ｋＨｚに設定した場合と、を比較すると、ノイズの２０ｋＨｚにおける大きさを約１／３に低減することができる。このように、相毎に互いに異なるようにキャリア周期を設定することで、主要な周波数成分におけるノイズの大きさを抑制させることができる。
【００３２】
本実施形態におけるキャリア周波数生成部３６は、相毎のキャリア周期を互いに異なる固定値（ＦＡ，ＦＢ，ＦＣ）に設定する構成とした。これにより、簡易な回路構成で、相毎のキャリア周期を異ならせることが可能となる。
【００３３】
Ｕ相の相電圧ＶＵと、Ｖ相の相電圧ＶＶと、Ｗ相の相電圧ＶＷとは、それぞれ１２０度の位相差が設けられている。各相のキャリア周期を異なるものとすると、各相の出力電圧の立ち下がり、及び、立ち上がりにおいて、キャリア周期の差異によって、各相の出力電圧の位相差が１２０度から変化することが懸念される。この位相差の変化によって、回転機に振動が生じるなどの問題が懸念される。そこで、キャリアを所定の同期周期で同期させる構成とすることで、モータジェネレータ２１において生じる振動などの不都合を抑制することができる。
【００３４】
各相のキャリアの同期周期を基本波の周期の１／ｎに設定することで、同期ＰＷＭ制御と、キャリア周波数の拡散とを同時に、簡易な構成で実施することができる。
【００３５】
（第２実施形態）
図６に本実施形態における各相のキャリア周波数、及び、キャリア波形を示す。図６（ａ）に示すように、Ｕ相のキャリア周波数をＦＡ→ＦＢ→ＦＣ→ＦＡ→…の順で変化させる。また、Ｖ相のキャリア周波数をＦＢ→ＦＣ→ＦＡ→ＦＢ→…の順で変化させる。また、Ｗ相のキャリア周期をＦＣ→ＦＡ→ＦＢ→ＦＣの順で変化させる。本実施形態における周波数ＦＡ，ＦＢ，ＦＣは、それぞれ、２４ｋＨｚ，２０ｋＨｚ，１６ｋＨｚである。
【００３６】
このように、相毎のキャリア周期を時間とともに変更するとともに、相毎のキャリア周期を互いに異なるように設定する構成とすると、簡易な制御で、相毎のキャリア周期を異ならせることが可能となり、ノイズ低減を行うことが可能となる。
【００３７】
さらに、互いに異なる長さの時間幅が、所定順序で配列された周期パターン（例えば、ＦＡ→ＦＢ→ＦＣ→ＦＡ→…）を定め、相毎のキャリア周期を、互いに異なるように、周期パターンに基づき時間幅を所定順序で繰り返し選択して設定する構成とした。
【００３８】
このような構成にすると、各相のキャリアの位相が同一とされている時刻Ｔ１０から所定の同期周期（１／１６ｋＨｚ＋１／２０ｋＨｚ＋１／２４ｋＨｚ＝約０．１５４ｍｓｅｃ）が経過した時刻Ｔ１１において、各相のキャリアの位相が再び同一となる。つまり、簡易な制御で、相毎のキャリア周期を異ならせるとともに、相毎のキャリアを所定の同期周期で同期させることが可能となる。
【００３９】
また、各相のキャリアの同期周期を基本波の周期の１／ｎに設定することで、同期ＰＷＭ制御と、キャリア周波数の拡散とを同時に、簡易な構成で実施することができる。
【００４０】
（他の実施形態）
・上記実施形態における制御装置３０は、３相インバータ以外に適用されるものであってもよい。例えば、単相インバータに適用されるものであってもよい。
【００４１】
・相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの検出値をｄｑ軸座標系に変換したｄ軸電流Ｉｄ、及び、ｑ軸電流Ｉｑと、ｄ軸電流目標値ｉｄ＊、及び、ｑ軸電流目標値ｉｑ＊との偏差ΔＩｑ，ΔＩｄを算出する構成としてもよい。さらに、その偏差ΔＩｑ，ΔＩｄにＰＩＤ演算を実施することで、ｑ軸目標電圧Ｖｑ＊及びｄ軸目標電圧Ｖｄ＊を算出する。そして、その目標電圧Ｖｑ，ＶｄをＵＶＷ座標系に変換することで、目標正弦波ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊を算出する構成とするとよい。
【００４２】
・第２実施形態では、Ｕ相、Ｖ相、及び、Ｗ相のキャリア周波数を全て時間とともに変更する構成としたが、これを変更してもよい。例えば、Ｕ相のキャリア周波数を２０ｋＨｚで固定するとともに、Ｖ相とＷ相のキャリア周波数を１６ｋＨｚと２４ｋＨｚとで交互に変更するものとしてもよい。
【００４３】
また、第２実施形態では、時間幅（周波数）の種類を、相数と同じ３種類（ＦＡ，ＦＢ，ＦＣ）としたが、相数より多い４種類以上としてもよい。
【００４４】
・キャリアの波形として、三角波に代えて、ノコギリ波を用いてもよい。
【００４５】
・同期ＰＷＭ制御に代えて、非同期ＰＷＭ制御を用いてもよい。
【符号の説明】
【００４６】
１０…インバータ、３０…制御装置、３６…キャリア周波数生成部。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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