(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ｎ個（ｎは２以上の整数）の放射素子Ａｉ（ｉ＝１〜ｎ）と、
互いに異なる周波数ｆＬＯｉを有するｎ個の第１局所信号ＶＬＯｉ（ｔ）のそれぞれに遅延θ１を与えることによって、ｎ個の第２局所信号ＶＬＯｉ’（ｔ）＝ＶＬＯｉ（ｔ−θ１）を加算した和信号ΣＶＬＯｉ’（ｔ）を生成する第１伝送線路と、
周波数ｆＲＦ（ｆＬＯｉ＜ｆＲＦ）を有する第１無線周波数信号ＶＲＦ（ｔ）と前記和信号ΣＶＬＯｉ’（ｔ）とを乗算することによって、周波数ｆＲＦ−ｆＬＯｉを有するｎ個の第１中間周波数信号ＶＩＦｉ（ｔ）を加算した和信号ΣＶＩＦｉ（ｔ）を生成する第１混合器と、
ｎ個の時間遅延器ＴＤｉ（ｉ＝１〜ｎ）と、を備えており、
前記時間遅延器ＴＤｉのそれぞれは、
第１分散付与フィルタが挿入された第２伝送線路であって、前記第１分散付与フィルタによる遅延θＤｉと、前記第２伝送線路による遅延θ２ｉとを、前記和信号ΣＶＬＯｉ’（ｔ）に含まれる前記第１局所信号ＶＬＯｉ（ｔ）に与えることによって、第３局所信号ＶＬＯｉ”（ｔ）＝ＶＬＯｉ（ｔ−θＤｉ−θ２ｉ）を生成するとともに、残る（ｎ−ｉ）個の前記第１局所信号ＶＬＯｉ（ｔ）の和信号ΣＶＬＯｉ’（ｔ）を、次段の時間遅延器ＴＤ(i+1)へ送る第２伝送線路と、
前記第１分散付与フィルタとは逆符号の分散を与える第２分散付与フィルタが挿入された第３伝送線路であって、前記第２分散付与フィルタによる遅延θＤｉ’と、前記第３伝送線路による遅延θ３ｉとを、前記和信号ΣＶＩＦｉ（ｔ）に含まれる前記第１中間周波数信号ＶＩＦｉ（ｔ）に与えることによって、第２中間周波数信号ＶＩＦｉ’（ｔ）＝ＶＩＦｉ（ｔ−θＤｉ’−θ３ｉ）を生成するとともに、残る（ｎ−ｉ）個の前記第１中間周波数信号ＶＩＦｉ（ｔ）の和信号Σ’ＶＩＦｉ（ｔ）を、次段の時間遅延器ＴＤ(i+1)へ送る第３伝送線路と、
前記第３局所信号ＶＬＯｉ”（ｔ）と前記第２中間周波数信号ＶＩＦｉ’（ｔ）とを乗算することによって、前記周波数ｆＲＦを有する第２無線周波数信号ＶＲＦｉ’（ｔ）を生成する第２混合器と、を備えており、
各時間遅延器ＴＤｉにて生成された前記第２無線周波数信号ＶＲＦｉ’（ｔ）を、対応する放射素子Ａｉに供給する、
ことを特徴とする送信用のフェイズドアレイアンテナ。
【請求項２】
前記第１無線周波数信号ＶＲＦ（ｔ）を出力する無線周波数信号源に対して、請求項１に記載の送信用のフェイズドアレイアンテナの構成を備えたフェイズドアレイアンテナをｍ個（ｍは２以上の整数）並列接続した、
ことを特徴とする送信用のフェイズドアレイアンテナ。
【請求項３】
請求項１に記載の送信用のフェイズドアレイアンテナと、
ｎ個の時間遅延器ＴＤｊ（ｊ＝１〜ｎ）と、
前記時間遅延器ＴＤｊの各々は、
周波数ｆＬＯｊを有する第１局所信号ＶＬＯｊ（ｔ）に遅延ρ１を与えることによって、第２局所信号ＶＬＯｊ’（ｔ）＝ＶＬＯｊ（ｔ−ρ１）を生成する第４伝送線路と、
周波数ｆＲＦ１（ｆＬＯｊ＜ｆＲＦ１）を有する第１無線周波数信号ＶＲＦｊ（ｔ）と前記第２局所信号ＶＬＯｊ’（ｔ）とを乗算することによって、周波数ｆＲＦ１−ｆＬＯｊを有する第１中間周波数信号ＶＩＦｊ（ｔ）を生成する第３混合器と、
第３分散付与フィルタが挿入された第５伝送線路であって、前記第３分散付与フィルタによる遅延θＤｊと、前記第５伝送線路による遅延ρ２とを前記第１局所信号ＶＬＯｊ（ｔ）に与えることによって、第３局所信号ＶＬＯｊ”（ｔ）＝ＶＬＯｊ（ｔ−θＤｊ−ρ２）を生成する第５伝送線路と、
前記第３分散付与フィルタとは逆符号の分散を与える第４分散付与フィルタが挿入された第６伝送線路であって、前記第４分散付与フィルタによる遅延θＤｊ’と、前記第６伝送線路による遅延ρ３とを前記第１中間周波数信号ＶＩＦｊ（ｔ）に与えることによって、第２中間周波数信号ＶＩＦｊ’（ｔ）＝ＶＩＦｊ（ｔ−θＤｊ’−ρ３）を生成する第６伝送線路と、
前記第３局所信号ＶＬＯｊ”（ｔ）と前記第２中間周波数信号ＶＩＦｊ’（ｔ）とを乗算することによって、前記周波数ｆＲＦ１を有する第２無線周波数信号ＶＲＦ’（ｔ）を生成する第４混合器と、を備えており、
各放射素子Ａｉから出力された無線信号を、前記第１無線周波数信号ＶＲＦｊ（ｔ）として対応する時間遅延器ＴＤｊに供給する、
ことを特徴とする送受信用のフェイズドアレイアンテナ。
【請求項４】
ｎ個（ｎは２以上の整数）の放射素子Ａｉ（ｉ＝１〜ｎ）と、
時間遅延器と、を備えており、
前記時間遅延器は、
互いに異なる周波数ｆＬＯｊ（ｊ＝１〜ｎ）を有するｎ個の第１局所信号ＶＬＯｊ（ｔ）のそれぞれに遅延ρ１を与えることによって、ｎ個の第２局所信号ＶＬＯｊ’（ｔ）＝ＶＬＯｊ（ｔ−ρ１）を生成するｎ個の第１伝送線路と、
周波数ｆＲＦ１（ｆＬＯｊ＜ｆＲＦ１）を有するｎ個の第１無線周波数信号ＶＲＦｊ（ｔ）のそれぞれと対応する前記第２局所信号ＶＬＯｊ’（ｔ）とを乗算することによって、周波数ｆＲＦ１−ｆＬＯｊを有するｎ個の第１中間周波数信号ＶＩＦｊ（ｔ）を生成するｎ個の第３混合器と、
単一の第１分散付与フィルタが挿入されたｎ個の第２伝送線路であって、前記第１分散付与フィルタによる遅延θＤと、前記第２伝送線路による遅延ρ２とを、ｎ個の前記第１局所信号ＶＬＯｊ（ｔ）のそれぞれに与えることによって、ｎ個の第３局所信号ＶＬＯｊ”（ｔ）＝ＶＬＯｊ（ｔ−θＤ−ρ２）を生成するｎ個の第２伝送線路と、
単一の第２分散付与フィルタが、前記第１分散付与フィルタとは逆符号の分散を与える分散付与フィルタとして挿入されたｎ個の第３伝送線路であって、前記第２分散付与フィルタによる遅延θＤ’と、前記第３伝送線路による遅延ρ３とを、ｎ個の前記第１中間周波数信号ＶＩＦｊ（ｔ）のそれぞれに与えることによって、ｎ個の第２中間周波数信号ＶＩＦｊ’（ｔ）＝ＶＩＦｊ（ｔ−θＤ’−ρ３）を生成するｎ個の第３伝送線路と、
ｎ個の前記第３局所信号ＶＬＯｊ”（ｔ）と、ｎ個の前記第２中間周波数信号ＶＩＦｊ’（ｔ）とを乗算することによって、ｎ×ｎ通りの周波数ｆＲＦｊｋ（ｋ＝１〜ｎ）を有するｎ×ｎ個の第２無線周波数信号ＶＲＦｊｋ（ｔ）を生成する第４混合器と、
符号が前記第２分散付与フィルタの分散とは逆符号であり、かつ、前記周波数ｆＲＦ１を有する第３無線周波数信号ＶＲＦ１’（ｔ）を取り出す分散を与える第３分散付与フィルタであって、前記第４混合器から前記第２無線周波数信号ＶＲＦｊｋ（ｔ）が出力される伝送線路に挿入された第３分散付与フィルタと、を備えており、
各放射素子Ａｉから出力された無線信号を、前記第１無線周波数信号ＶＲＦｊ（ｔ）として対応する時間遅延器ＴＤｊに供給する、
ことを特徴とする受信用のフェイズドアレイアンテナ。
【請求項５】
前記第１局所信号ＶＬＯｉ（ｔ）の周波数ｆＬＯｉが、対応する放射素子Ａｉの配列順に等差的に設定されている、
ことを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載のフェイズドアレイアンテナ。
【請求項６】
前記周波数ｆＬＯｉについて、（ｆＬＯｉ−ｆＬＯｉ−１）で表される周波数差ΔｆＬＯを、前記第１無線周波数信号ＶＲＦ（ｔ）の帯域幅以上に設定した、
ことを特徴とする請求項１、２、３、及び５のいずれか１項に記載のフェイズドアレイアンテナ。
【請求項７】
請求項１に記載の送信用のフェイズドアレイアンテナと、
ｎ個の時間遅延器ＴＤｊ（ｊ＝１〜ｎ）を備えた受信用のフェイズドアレイアンテナと、を備えており、
前記放射素子Ａｉ（ｉ＝１〜ｎ）は、前記送信用のフェイズドアレイアンテナ及び前記受信用のフェイズドアレイアンテナに共用されており、
前記時間遅延器ＴＤｊの各々は、
周波数ｆＬＯを有する共通の第１局所信号ＶＬＯ（ｔ）に遅延ρ１を与えることによって、第２局所信号ＶＬＯ’（ｔ）＝ＶＬＯ（ｔ−ρ１）を生成する第４伝送線路と、
周波数ｆＲＦ１（ｆＬＯ＜ｆＲＦ１）を有する第１無線周波数信号ＶＲＦｊ（ｔ）と前記第２局所信号ＶＬＯ’（ｔ）とを乗算することによって、周波数ｆＲＦ１−ｆＬＯを有する第１中間周波数信号ＶＩＦｊ（ｔ）を生成する第３混合器と、
第３分散付与フィルタが挿入された第５伝送線路であって、前記第３分散付与フィルタによる遅延θＤｊと、前記第５伝送線路による遅延ρ２とを前記第１局所信号ＶＬＯ（ｔ）に与えることによって、第３局所信号ＶＬＯｊ”（ｔ）＝ＶＬＯｊ（ｔ−θＤｊ−ρ２）を生成する第５伝送線路と、
前記第３分散付与フィルタとは逆符号の分散を与える第４分散付与フィルタが挿入された第６伝送線路であって、前記第４分散付与フィルタによる遅延θＤｊ’と、前記第６伝送線路による遅延ρ３とを前記第１中間周波数信号ＶＩＦｊ（ｔ）に与えることによって、第２中間周波数信号ＶＩＦｊ’（ｔ）＝ＶＩＦｊ（ｔ−θＤｊ’−ρ３）を生成する第６伝送線路と、
前記第３局所信号ＶＬＯｊ”（ｔ）と前記第２中間周波数信号ＶＩＦｊ’（ｔ）とを乗算することによって、前記周波数ｆＲＦ１を有する第２無線周波数信号ＶＲＦ１’（ｔ）を生成する第４混合器と、を備えており、
前記遅延θＤｊは、ｎ個の前記時間遅延器ＴＤｊ同士で互いに異なっており、
各放射素子Ａｉから出力された無線信号を、前記第１無線周波数信号ＶＲＦｊ（ｔ）として対応する時間遅延器ＴＤｊに供給する、
ことを特徴とする送受信用のフェイズドアレイアンテナ。
【請求項８】
前記第２伝送線路の電気長は、前記第１伝送線路の電気長と前記第３伝送線路の電気長との合計と等しい、
ことを特徴とする請求項１から７のいずれか１項に記載のフェイズドアレイアンテナ。
【請求項９】
前記第１分散付与フィルタ及び前記第２分散付与フィルタは、ＣＥＢＧ（Chirped Electromagnetic Bandgap）伝送線路により構成されている、
ことを特徴とする請求項１から８のいずれか１項に記載のフェイズドアレイアンテナ。
【請求項１０】
前記第１局所信号ＶＬＯｊ（ｔ）の周波数ｆＬＯｊが、対応する放射素子Ａｉの配列順に等差的に設定されている、
ことを特徴とする請求項４に記載のフェイズドアレイアンテナ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線周波数信号に時間遅延を与える時間遅延器を備えたフェイズドアレイアンテナに関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信の大容量化を図るために、使用する周波数帯域の広帯域化及び高周波化が進んでいる。近年では、マイクロ波帯（０．３ＧＨｚ以上３０ＧＨｚ以下）のみならず、ミリ波帯（３０ＧＨｚ以上３００ＧＨｚ以下）が無線通信に使用されるようになっている。なかでも、大気中での減衰が大きい６０ＧＨｚ帯は、データの漏洩が生じ難く、通信セルのサイズを小さくして多数の通信セルを配置できる帯域として注目されている。
【０００３】
６０ＧＨｚ帯の無線通信に使用されるアンテナには、広帯域性の他に高利得性が求められる。６０ＧＨｚ帯は、上述したように、大気中での減衰が大きいからである。６０ＧＨｚ帯での使用に耐える高利特性を有するアンテナとしては、例えば、アレイアンテナが挙げられる。ここで、アレイアンテナとは、複数の放射素子をアレイ状又はマトリクス状に並べたアンテナのことを指す。
【０００４】
アレイアンテナでは、各放射素子に入力する無線周波数信号に与える時間遅延を制御することによって、放射する電磁波（各放射素子から放射される電磁波を重ね合わせたもの）の主ビーム方向を変化させることが可能である。このようなビームフォーミング機能を有するアレイアンテナは、フェイズドアレイアンテナと呼ばれ、盛んに研究開発が進められている。
【０００５】
フェイズドアレイアンテナにおけるビームフォーミングの原理について、図６を参照して説明する。以下の説明においては、フェイズドアレイアンテナを構成する複数の放射素子Ａ１〜Ａｎが特定の直線上に一定の間隔ｄで配列されているものと仮定する。
【０００６】
放射素子Ａ１〜Ａｎに同位相の無線周波数信号を入力すると、上記特定の直線に平行な等位相面ができ、主ビーム方向は、その等位相面に垂直になる。これに対し、放射素子Ａ１〜Ａｎに入力する無線周波数信号に等差的な時間遅延δ１〜δｎを与えると、時間遅延差Δｔ＝δ２−δ１＝δ３−δ２＝…＝δｎ−δｎ−１に応じて等位相面が傾く。ここで、時間遅延差Δｔと等位相面の傾き角（上記特定の直線と等位相面との成す角）αとの間には、以下の関係が成り立つ（ｃは、真空中での光速）。
【０００７】
Δｔ＝ｄ×ｓｉｎα／ｃ
したがって、時間遅延差Δｔが大きくなるように、各放射素子Ａｉに入力する無線周波数信号に与える時間遅延δｉを制御すれば、傾き角αを大きくすることができる。逆に、時間遅延差Δｔが小さくなるように、各放射素子Ａｉに入力する無線周波数信号に与える時間遅延δｉを制御すれば、傾き角αを小さくすることができる。以上がビームフォーミングの原理である。
【０００８】
次に、従来のフェイズドアレイアンテナの典型的な構成を、図７〜図９に示す。図７に示すフェイズドアレイアンテナ１０は、送信用アンテナであり、図８に示すフェイズドアレイアンテナ１１は、受信用アンテナであり、図９に示すフェイズドアレイアンテナ１２は、送受信兼用アンテナである。なお、以下では、時間遅延を単に遅延と呼ぶ。
【０００９】
図７に示すフェイズドアレイアンテナ１０は、（１）外部から入力された無線周波数信号ＶＲＦ（ｔ）に対して時間遅延素子ＴＤ１１〜ＴＤ１ｎを用いて等差的な遅延δ１〜δｎを与え、（２）得られた遅延無線周波数信号ＶＲＦ（ｔ−δ１）〜ＶＲＦ（ｔ−δｎ）を放射素子Ａ１〜Ａｎに入力するものである。無線周波数信号ＶＲＦ（ｔ）に与える遅延δ１〜δｎを、時間遅延差Δｔ＝δ２−δ１＝δ３−δ２＝…＝δｎ−δｎ−１がｄ×ｓｉｎα／ｃに一致するように設定すれば、等位相面の傾き角がαとなる電磁波を効率良く送信することができる。
【００１０】
図８に示すフェイズドアレイアンテナ１１は、（１）放射素子Ａ１〜Ａｎから出力された無線周波数信号ＶＲＦ（ｔ＋δ１）〜ＶＲＦ（ｔ＋δｎ）に対して時間遅延素子ＴＤ２１〜ＴＤ２ｎを用いて等差的な遅延δ１〜δｎを与え、（２）得られた遅延無線周波数信号ＶＲＦ（ｔ）を外部に出力するものである。無線周波数信号ＶＲＦ（ｔ＋δ１）〜ＶＲＦ（ｔ＋δｎ）に与える遅延δ１〜δｎを、時間遅延差Δｔ＝δ２−δ１＝δ３−δ２＝…＝δｎ−δｎ−１がｄ×ｓｉｎα／ｃに一致するように設定すれば、等位相面の傾きがαとなる電磁波を効率良く受信することができる。
【００１１】
図９に示すフェイズドアレイアンテナ１２は、図７に示すフェイズドアレイアンテナ１０と、図８に示すフェイズドアレイアンテナ１１とを、サーキュレータＣ１〜Ｃｎを用いて組み合わせたものである。放射素子Ａｉは送受信兼用である。サーキュレータＣｉは、信号が入出力される３つ以上のポートを備え、あるポートに入力された信号を、図９に示す回転矢印の方向に沿った次のポートから出力する素子である。フェイズドアレイアンテナ１２において、各サーキュレータＣｉは、送信用の時間遅延素子ＴＤ１ｉから出力された遅延無線周波数信号ＶＲＦ（ｔ−δｉ）を放射素子Ａｉに入力し、放射素子Ａｉから出力された無線周波数信号ＶＲＦ（ｔ＋δｉ）を受信用の時間遅延素子ＴＤ２ｉに入力する機能を担っている。
【００１２】
しかしながら、図７〜図９に示すフェイズドアレイアンテナ１０〜１２は、ミリ波帯での使用に適さない。なぜなら、時間遅延素子などの電気的な手段で、ミリ波帯の無線周波数信号に対して高精度の遅延を与えることは困難だからである。
【００１３】
これに対し、光学的な手段を用いて無線周波数信号を遅延するフェイズドアレイアンテナも知られているが、電子部品と比べて高価な光学部品を使用する必要があるため、コストの上昇が避けられない。特に、ミリ波帯での使用を想定すると、極めて高価な変調器や光電変換素子などを使用する必要があり、コストの大幅な上昇が見込まれる。
【００１４】
そこで、光学的な手段を用いることなくミリ波帯において使用可能なフェイズドアレイアンテナを実現するために、無線周波数信号を遅延する時間遅延器に代えて、無線周波数信号よりも周波数の低い中間周波数信号又は局所信号を遅延する時間遅延器を採用することが考えられる。このような時間遅延器が、特許文献１及び非特許文献１に開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１５】
【特許文献１】特開２００３−６０４２４号公報（２００３年２月２８日公開）
【非特許文献】
【００１６】
【非特許文献１】Joshua D. Schwartz et al., "An Electronic UWB Continuously Tunable Time-Delay System With Nanosecond Delays", IEEE MICROWAVE AND WIRELESS COMPONENTS LETTERS, FEBRUARY 2008, VOL. 18, NO. 2, PP103-105
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１７】
特許文献１及び非特許文献１に開示された時間遅延器においては、無線周波数信号に与える遅延の大きさを、局所信号の周波数に応じて変化させることによって制御することができる。しかしながら、以下に説明するように、特許文献１及び非特許文献１に開示された時間遅延器においては、制御変数である局所信号の周波数ｆＬＯの変化量ΔｆＬＯと、被制御変数である遅延δの変化量Δδとの関係が、無線周波数信号の周波数ｆＲＦ毎に異なる。このため、無線周波数信号に与える時間遅延を広帯域に亘って精度良く制御することが困難になるという問題があった。また、特許文献１及び非特許文献１に開示された時間遅延器を用いたフェイズドアレイアンテナにおいては、電磁波を効率よく送信又は受信できる方向を広帯域に亘って精度良く制御することが困難であるという問題があった。
【００１８】
（特許文献１の問題点）
図１０は、特許文献１に開示された時間遅延器２０の構成を示すブロック図である。図１０に示すように、時間遅延器２０は、２つの混合器ＭＸ１１〜ＭＸ１２と位相器ＰＳとを備えている。
【００１９】
混合器ＭＸ１には、無線周波数信号源ＲＦから出力された無線周波数信号ＶＲＦ（ｔ）と、局所信号源ＬＯから出力され、局所信号源ＬＯから混合器ＭＸ１に至る伝送線路によって遅延された局所信号ＶＬＯ（ｔ）が入力される。無線周波数信号ＶＲＦ（ｔ）は、例えば、下記の式（１）のように表すことができ、局所信号ＶＬＯ（ｔ）は、例えば、下記の式（２）のように表すことができる。ここで、φ０は、局所信号源ＬＯから混合器ＭＸ１１に至る伝送線路において生じる線路遅延である。なお、ここでは、無線周波数信号源ＲＦから混合器ＭＸ１に至る伝送線路において生じる線路遅延が十分に小さい場合を考え、無線周波数信号源ＲＦから出力される無線周波数信号と混合器ＭＸ１に入力される無線周波数信号とを同一視した。
【００２０】
【数１】
0006312732.tif 000002
【００２１】
【数２】
0006312732.tif 000003
【００２２】
混合器ＭＸ１は、無線周波数信号ＶＲＦ（ｔ）と局所信号ＶＬＯ（ｔ）とを乗算した後、高周波成分をカットする（局所信号ＶＬＯ（ｔ）を用いて無線周波数信号ＶＲＦ（ｔ）をダウンコンバートする）ことによって、中間周波数信号ＶＩＦ（ｔ）を生成する。混合器ＭＸ１に入力される無線周波数信号ＶＲＦ（ｔ）及び局所信号ＶＬＯ（ｔ）が、それぞれ、上記の式（１）及び式（２）のように表される場合、混合器ＭＸ１にて生成される中間周波数信号ＶＩＦ（ｔ）は、下記の式（３）のように表される。
【００２３】
【数３】
0006312732.tif 000004
【００２４】
混合器ＭＸ２には、混合器ＭＸ１から出力された中間周波数信号ＶＩＦ（ｔ）と、局所信号源ＬＯから出力され、局所信号源ＬＯから混合器ＭＸ２に至る伝送線路、及び、当該伝送線路に挿入された位相器ＰＳよって遅延された局所信号ＶＬＯ’（ｔ）とが入力される。局所信号ＶＬＯ（ｔ）が上記の式（２）のように表される場合、局所信号ＶＬＯ’（ｔ）は、下記の式（４）のように表される。ここで、φ１は、局所信号源ＬＯから混合器ＭＸ２に至る伝送線路において生じる線路遅延と、当該伝送線路に挿入された位相器ＰＳにおいて生じる遅延との和である。なお、ここでは、混合器ＭＸ１から混合器ＭＸ２に至る伝送線路において生じる線路遅延が十分に小さい場合を考え、混合器ＭＸ１から出力される中間周波数信号と混合器ＭＸ２に入力される中間周波数信号とを同一視した。
【００２５】
【数４】
0006312732.tif 000005
【００２６】
混合器ＭＸ２は、中間周波数信号ＶＩＦ（ｔ）と遅延局所信号ＶＬＯ’（ｔ）とを乗算した後、低周波成分をカットする（遅延局所信号ＶＬＯ’（ｔ）を用いて中間周波数信号ＶＩＦ（ｔ）をアップコンバートする）ことによって、遅延無線周波数信号ＶＲＦ’（ｔ）を生成する。混合器ＭＸ２に入力される中間周波数信号ＶＩＦ（ｔ）及び遅延局所信号ＶＬＯ’（ｔ）が、それぞれ、上記の式（３）及び式（４）のように表される場合、混合器ＭＸ２にて生成される遅延無線周波数信号ＶＲＦ’（ｔ）は、下記の式（５）のように表される。
【００２７】
【数５】
0006312732.tif 000006
【００２８】
したがって、遅延無線周波数信号ＶＲＦ’（ｔ）の無線周波数信号ＶＲＦ（ｔ）に対する遅延δは、下記の式（６）で表される。
【００２９】
【数６】
0006312732.tif 000007
【００３０】
上記の式（６）に示すように、時間遅延器２０が無線周波数信号ＶＲＦ（ｔ）に与える遅延δは、局所信号ＶＬＯ（ｔ）の周波数ｆＬＯに比例する。したがって、時間遅延器２０によれば、局所信号ＶＬＯ（ｔ）の周波数ｆＬＯを変化させることによって、無線周波数信号ＶＲＦ（ｔ）に与える遅延δを変化させることができる。
【００３１】
しかしながら、式（６）から明らかなように、制御変数である局所信号ＶＬＯ（ｔ）の周波数ｆＬＯの変化量ΔｆＬＯと、被制御変数である遅延δの変化量Δδとの間には、Δδ＝｛（φ１−φ０）／ｆＲＦ｝ΔｆＬＯという関係が成り立つ。したがって、遅延δをΔδだけ変化させるために必要な周波数ｆＬＯの変化量ΔｆＬＯは、無線周波数信号ＶＲＦ（ｔ）の周波数ｆＲＦ毎に異なる。例えば、５０ＧＨｚの無線周波数信号ＶＲＦ（ｔ）に対する遅延を１ｐｓ大きくするために必要な周波数ｆＬＯの変化量が１ＧＨｚであるとすると、１００ＧＨｚの無線周波数信号ＶＲＦ（ｔ）に対する遅延を１ｐｓ大きくするために必要な周波数ｆＬＯの変化量は２ＧＨｚとなる。このため、無線周波数信号ＶＲＦ（ｔ）に与える遅延δを広帯域に亘って精度良く制御することが困難になる。なお、遅延δを可変にするためには、φ１−φ０≠０であることを要する（上記の式（６）参照）。
【００３２】
（非特許文献１の問題点）
図１１は、非特許文献１に開示された時間遅延器２１の構成を示すブロック図である。時間遅延器２１は、２つの混合器ＭＸ１〜ＭＸ２と分散付与フィルタＤＦとを備えている。分散付与フィルタＤＦは、入力信号に分散、すなわち、入力信号の周波数ｆに比例した遅延Ｄｆを与える素子であり、ＣＥＢＧ（Chirped Electromagnetic Bandgap）伝送線路により構成されている。
【００３３】
混合器ＭＸ１には、無線周波数信号源ＲＦから出力された無線周波数信号ＶＲＦ（ｔ）と、局所信号源ＬＯから出力され、局所信号源ＬＯから混合器ＭＸ１に至る伝送線路ＴＬ１によって遅延された局所信号ＶＬＯ’（ｔ）が入力される。無線周波数信号ＶＲＦ（ｔ）は、例えば、下記の式（７）のように表すことができる。また、局所信号源ＬＯから出力される局所信号ＶＬＯ（ｔ）は、例えば、下記の式（８）のように表すことができ、このとき、混合器ＭＸ１に入力される局所信号ＶＬＯ’（ｔ）は、下記の（９）式のように表される。ここで、ψ１は、伝送線路ＴＬ１において生じる線路遅延である。なお、ここでは、無線周波数信号源ＲＦから混合器ＭＸ１に至る伝送線路において生じる線路遅延が十分に小さい場合を考え、無線周波数信号源ＲＦから出力される無線周波数信号と混合器ＭＸ１に入力される無線周波数信号とを同一視した。
【００３４】
【数７】
0006312732.tif 000008
【００３５】
【数８】
0006312732.tif 000009
【００３６】
【数９】
0006312732.tif 000010
【００３７】
混合器ＭＸ１は、局所信号ＶＬＯ’（ｔ）を用いて無線周波数信号ＶＲＦ（ｔ）をダウンコンバートすることによって、中間周波数信号ＶＩＦ（ｔ）を生成する。混合器ＭＸ１に入力される無線周波数信号ＶＲＦ（ｔ）及び局所信号ＶＬＯ’（ｔ）が、それぞれ、上記の式（７）及び式（９）のように表される場合、混合器ＭＸ１にて生成される中間周波数信号ＶＩＦ（ｔ）は、下記の式（１０）のように表される。
【００３８】
【数１０】
0006312732.tif 000011
【００３９】
混合器ＭＸ１にて生成された中間周波数信号ＶＩＦ（ｔ）は、分散付与フィルタＤＦが挿入された伝送線路ＴＬ３により遅延される。分散付与フィルタＤＦは、周波数ｆの信号に対して、遅延τ＝Ｄｆ＋ψ０を与える。伝送線路ＴＬ３は、混合器ＭＸ１からサーキュレータＣに至る伝送線路と、サーキュレータＣと分散付与フィルタＤＦとの間を往復する伝送線路と、サーキュレータＣから混合器ＭＸ２に至る伝送線路とにより構成される。この伝送線路ＴＬ３（分散付与フィルタＤＦを除く）において生じる線路遅延をψ３とすると、混合器ＭＸ２に入力される中間周波数信号ＶＩＦ’（ｔ）は、下記の式（１１）のように表される。
【００４０】
【数１１】
0006312732.tif 000012
【００４１】
混合器ＭＸ２には、上記の中間周波数信号ＶＩＦ’（ｔ）の他に、局所信号源ＬＯから出力され、局所信号源ＬＯから混合器ＭＸ２に至る伝送線路ＴＬ２によって遅延された局所信号ＶＬＯ”（ｔ）が入力される。局所信号源ＬＯから出力される局所信号ＶＬＯ（ｔ）が上記の式（８）により表されている場合、混合器ＭＸ２に入力される局所信号ＶＬＯ”（ｔ）は、下記の式（１２）のように表される。ここで、ψ２は、伝送線路ＴＬ２において生じる線路遅延である。
【００４２】
【数１２】
0006312732.tif 000013
【００４３】
混合器ＭＸ２は、局所信号ＶＬＯ”（ｔ）を用いて中間周波数信号ＶＩＦ’（ｔ）をアップコンバートすることによって、遅延無線周波数信号ＶＲＦ’（ｔ）を生成する。混合器ＭＸ２に入力される中間周波数信号ＶＩＦ’（ｔ）及び局所信号ＶＬＯ”（ｔ）が、それぞれ、上記の式（１１）及び式（１２）のように表される場合、混合器ＭＸ２にて生成される遅延無線周波数信号ＶＲＦ’（ｔ）は、下記の式（１３）のように表される。
【００４４】
【数１３】
0006312732.tif 000014
【００４５】
したがって、遅延無線周波数信号ＶＲＦ’（ｔ）の無線周波数信号ＶＲＦ（ｔ）に対する遅延δは、下記の式（１４）で表される。
【００４６】
【数１４】
0006312732.tif 000015
【００４７】
上記の式（１４）に示すように、時間遅延器２１が無線周波数信号ＶＲＦ（ｔ）に与える遅延δは、局所信号ＶＬＯ（ｔ）の周波数ｆＬＯの二次関数になる。したがって、時間遅延器２１によれば、局所信号ＶＬＯ（ｔ）の周波数ｆＬＯを変化させることによって、無線周波数信号ＶＲＦ（ｔ）に与える遅延δを変化させることができる。
【００４８】
しかしながら、式（１４）から明らかなように、制御変数である局所信号ＶＬＯ（ｔ）の周波数ｆＬＯの変化量ΔｆＬＯと、被制御変数である遅延δの変化量Δδとの間には、Δδ＝
｛２ＤｆＬＯ／ｆＲＦ−（ψ１＋ψ３−ψ２）／ｆＲＦ＋２Ｄ｝ΔｆＬＯという関係が成り立つ。したがって、遅延δをΔδだけ変化させるために必要な周波数ｆＬＯの変化量ΔｆＬＯは、無線周波数信号ＶＲＦ（ｔ）の周波数ｆＲＦと局所信号ＶＬＯ（ｔ）の周波数ｆＬＯとの組み合せ毎に異なる。このため、無線周波数信号ＶＲＦ（ｔ）に与える遅延δを広帯域に亘って精度良く制御することが困難になる。
【００４９】
本発明は、上記の課題に鑑みてなされたものであり、その主たる目的は、無線周波数信号に与える遅延を、局所信号の周波数を変化させることによって制御することができ、さらに、この無線周波数信号に与える遅延の制御を広帯域に亘って従来よりも精度良く行うことが可能なフェイズドアレイアンテナを実現することにある。
【課題を解決するための手段】
【００５０】
上記の課題を解決するために、本発明の第一態様に係るフェイズドアレイアンテナは、ｎ個（ｎは２以上の整数）の放射素子Ａｉ（ｉ＝１〜ｎ）と、互いに異なる周波数ｆＬＯｉを有するｎ個の第１局所信号ＶＬＯｉ（ｔ）のそれぞれに遅延θ１を与えることによって、ｎ個の第２局所信号ＶＬＯｉ’（ｔ）＝ＶＬＯｉ（ｔ−θ１）を加算した和信号ΣＶＬＯｉ’（ｔ）を生成する第１伝送線路と、周波数ｆＲＦ（ｆＬＯｉ＜ｆＲＦ）を有する第１無線周波数信号ＶＲＦ（ｔ）と前記和信号ΣＶＬＯｉ’（ｔ）とを乗算することによって、周波数ｆＲＦ−ｆＬＯｉを有するｎ個の第１中間周波数信号ＶＩＦｉ（ｔ）を加算した和信号ΣＶＩＦｉ（ｔ）を生成する第１混合器と、ｎ個の時間遅延器ＴＤi（ｉ＝１〜ｎ）と、を備えており、前記時間遅延器ＴＤiのそれぞれは、第１分散付与フィルタが挿入された第２伝送線路であって、前記第１分散付与フィルタによる遅延θＤｉと、前記第２伝送線路による遅延θ２ｉとを、前記和信号ΣＶＬＯｉ’（ｔ）に含まれる前記第１局所信号ＶＬＯｉ（ｔ）に与えることによって、第３局所信号ＶＬＯｉ”（ｔ）＝ＶＬＯｉ（ｔ−θＤｉ−θ２ｉ）を生成するとともに、残る（ｎ−ｉ）個の前記第１局所信号ＶＬＯｉ（ｔ）の和信号ΣＶＬＯｉ’（ｔ）を、次段の時間遅延器ＴＤ(i+1)へ送る第２伝送線路と、前記第１分散付与フィルタとは逆符号の分散を与える第２分散付与フィルタが挿入された第３伝送線路であって、前記第２分散付与フィルタによる遅延θＤｉ’と、前記第３伝送線路による遅延θ３ｉとを、前記和信号ΣＶＩＦｉ（ｔ）に含まれる前記第１中間周波数信号ＶＩＦｉ（ｔ）に与えることによって、第２中間周波数信号ＶＩＦｉ’（ｔ）＝ＶＩＦｉ（ｔ−θＤｉ’−θ３ｉ）を生成するとともに、残る（ｎ−ｉ）個の前記第１中間周波数信号ＶＩＦｉ（ｔ）の和信号Σ’ＶＩＦｉ（ｔ）を、次段の時間遅延器ＴＤ(i+1)へ送る第３伝送線路と、前記第３局所信号ＶＬＯｉ”（ｔ）と前記第２中間周波数信号ＶＩＦｉ’（ｔ）とを乗算することによって、前記周波数ｆＲＦを有する第２無線周波数信号ＶＲＦｉ’（ｔ）を生成する第２混合器と、を備えており、各時間遅延器ＴＤｉにて生成された前記第２無線周波数信号ＶＲＦｉ’（ｔ）を、対応する放射素子Ａｉに供給する、ことを特徴とする。
【００５１】
上記の構成によれば、第１分散付与フィルタが与える遅延θＤｉが、θＤｉ＝＋ＤｉｆＬＯｉ＋θ０と表され、第２分散付与フィルタが与える遅延θＤ’が、θＤｉ’＝−Ｄｉ（ｆＲＦ−ｆＬＯｉ）＋θ０と表される場合、第２無線周波数信号ＶＲＦｉ’（ｔ）の第１無線周波数信号ＶＲＦ（ｔ）に対する遅延δｉをδｉ＝｛（θ２ｉ−θ１−θ３ｉ）/ｆＲＦ＋２Ｄｉ｝ｆＬＯｉ−ＤｉｆＲＦ＋θ０＋θ３ｉとすることができ、前記遅延θＤｉが、θＤｉ＝−ＤｉｆＬＯｉ＋θ０と表され、前記遅延θＤｉ’が、θＤｉ’＝＋Ｄｉ（ｆＲＦｉ−ｆＬＯ）＋θ０と表される場合、δｉ＝｛（θ２ｉ−θ１−θ３ｉ）/ｆＲＦ−２Ｄｉ｝ｆＬＯｉ＋ＤｉｆＲＦ＋θ０＋θ３ｉとすることができる。したがって、遅延δｉを第１局所信号ＶＬＯｉ（ｔ）の周波数ｆＬＯｉに応じて変化させることができる。
【００５２】
更に、上記の構成によれば、制御変数である局所信号ＶＬＯｉ（ｔ）の周波数ｆＬＯｉの変化量ΔｆＬＯｉと、被制御変数である遅延δｉの変化量Δδｉとの間に、Δδｉ＝｛（θ２ｉ−θ１-θ３ｉ）/ｆＲＦ＋２Ｄｉ｝ΔｆＬＯｉ又はΔδｉ＝｛（θ２ｉ−θ１-θ３ｉ）/ｆＲＦ−２Ｄｉ｝ΔｆＬＯｉという関係が成り立つ。したがって、例えば第２伝送線路の電気長を第１伝送線路の電気長と第３伝送線路の電気長との和に近づけることにより、θ２ｉ−θ１-θ３ｉを０に近づけていけば、遅延δｉの変化量Δδｉが無線周波数信号ＶＲＦ（ｔ）の周波数ｆＲＦに依存する依存度をいくらでも小さくすることができる。このため、第１無線周波数信号ＶＲＦ（ｔ）に与える遅延δｉの制御を広帯域に亘って従来よりも精度良く行うことができる。
【００５３】
これにより、電磁波を効率良く送信できる方向（送信する電磁波の主ビーム方向）を広帯域に亘って従来よりも精度良く制御することが可能な送信用のフェイズドアレイアンテナを実現することができる。
【００５４】
本発明の第二態様に係るフェイズドアレイアンテナは、前記第一態様に係るフェイズドアレイアンテナにおいて、前記第１無線周波数信号ＶＲＦ（ｔ）を出力する無線周波数信号源に対して、請求項１に記載の送信用のフェイズドアレイアンテナの構成を備えたフェイズドアレイアンテナをｍ個（ｍは２以上の整数）並列接続してもよい。
【００５５】
上記の構成によれば、本発明の第二態様に係るフェイズドアレイアンテナは、第一態様に係るフェイズドアレイアンテナと比べて、ｍ倍の個数の放射素子Ａｉを備えることができる。したがって、第二態様に係るフェイズドアレイアンテナは、第一態様に係るフェイズドアレイアンテナより高利得であり、指向性のより強い電磁波を送信することができる。
【００５６】
本発明の第三態様に係るフェイズドアレイアンテナは、前記第一態様に係る送信用のフェイズドアレイアンテナと、ｎ個の時間遅延器ＴＤｊ（ｊ＝１〜ｎ）と、前記時間遅延器ＴＤｊの各々は、周波数ｆＬＯｊを有する第１局所信号ＶＬＯｊ（ｔ）に遅延ρ１を与えることによって、第２局所信号ＶＬＯｊ’（ｔ）＝ＶＬＯｊ（ｔ−ρ１）を生成する第４伝送線路と、周波数ｆＲＦ１（ｆＬＯｊ＜ｆＲＦ１）を有する第１無線周波数信号ＶＲＦｊ（ｔ）と前記第２局所信号ＶＬＯｊ’（ｔ）とを乗算することによって、周波数ｆＲＦ１−ｆＬＯｊを有する第１中間周波数信号ＶＩＦｊ（ｔ）を生成する第３混合器と、第３分散付与フィルタが挿入された第５伝送線路であって、前記第３分散付与フィルタによる遅延θＤｊと、前記第５伝送線路による遅延ρ２とを前記第１局所信号ＶＬＯｊ（ｔ）に与えることによって、第３局所信号ＶＬＯｊ”（ｔ）＝ＶＬＯｊ（ｔ−θＤｊ−ρ２）を生成する第５伝送線路と、前記第３分散付与フィルタとは逆符号の分散を与える第４分散付与フィルタが挿入された第６伝送線路であって、前記第４分散付与フィルタによる遅延θＤｊ’と、前記第６伝送線路による遅延ρ３とを前記第１中間周波数信号ＶＩＦｊ（ｔ）に与えることによって、第２中間周波数信号ＶＩＦｊ’（ｔ）＝ＶＩＦｊ（ｔ−θＤｊ’−ρ３）を生成する第６伝送線路と、前記第３局所信号ＶＬＯｊ”（ｔ）と前記第２中間周波数信号ＶＩＦｊ’（ｔ）とを乗算することによって、前記周波数ｆＲＦ１を有する第２無線周波数信号ＶＲＦ’（ｔ）を生成する第４混合器と、を備えており、各放射素子Ａｉから出力された無線信号を、前記第１無線周波数信号ＶＲＦｊ（ｔ）として対応する時間遅延器ＴＤｊに供給する、ことを特徴とする。
【００５７】
上記の構成において、第３分散付与フィルタは、前記第１分散付与フィルタと同様に、第１局所信号ＶＬＯｊ（ｔ）に遅延θＤｊを与え、第４分散付与フィルタは、前記第２分散付与フィルタと同様に、第１中間周波数信号ＶＩＦｊ（ｔ）に遅延θＤｊ’を与える。したがって、第３分散付与フィルタ及び第４分散付与フィルタには、前記第１分散付与フィルタ及び前記第２分散付与フィルタとそれぞれ同じ分散付与フィルタを適用することができる。
【００５８】
上記の構成によれば、第３分散付与フィルタが与える遅延θＤｊが、θＤｊ＝＋ＤｊｆＬＯｊ＋θ０と表され、第４分散付与フィルタが与える遅延θＤｊ’が、θＤｊ’＝−Ｄｊ（ｆＲＦ−ｆＬＯｊ）＋θ０と表される場合、第２無線周波数信号ＶＲＦ’（ｔ）の第１無線周波数信号ＶＲＦｊ（ｔ）に対する遅延δｊをδｊ＝｛（ρ２−ρ１−ρ３）/ｆＲＦ1＋２Ｄｊ｝ｆＬＯｊ−ＤｊｆＲＦ1＋θ０＋ρ３とすることができ、前記遅延θＤｊが、θＤｊ＝−ＤｊｆＬＯｊ＋θ０と表され、前記遅延θＤｊ’が、θＤｊ’＝＋Ｄｊ（ｆＲＦ−ｆＬＯｊ）＋θ０と表される場合、δｊ＝｛（ρ２−ρ１−ρ３）/ｆＲＦ1−２Ｄｊ｝ｆＬＯｊ＋ＤｊｆＲＦ＋θ０＋ρ３とすることができる。したがって、遅延δｊを第１局所信号ＶＬＯｊ（ｔ）の周波数ｆＬＯｊに応じて変化させることができる。
【００５９】
更に、上記の構成によれば、制御変数である局所信号ＶＬＯｊ（ｔ）の周波数ｆＬＯｊの変化量ΔｆＬＯｊと、被制御変数である遅延δｊの変化量Δδｊとの間に、Δδｊ＝｛（ρ２−ρ１−ρ３）/ｆＲＦ1＋２Ｄｊ｝ΔｆＬＯｊ又はΔδｉ＝｛（ρ２−ρ１−ρ３）/ｆＲＦ1−２Ｄｊ｝ΔｆＬＯｊという関係が成り立つ。したがって、例えば第２伝送線路の電気長を第１伝送線路の電気長と第３伝送線路の電気長との和に近づけることにより、ρ２−ρ１−ρ３を０に近づけていけば、遅延δｊの変化量Δδｊが第１無線周波数信号ＶＲＦｊ（ｔ）の周波数ｆＲＦ１に依存する依存度をいくらでも小さくすることができる。このため、第１無線周波数信号ＶＲＦｊ（ｔ）に与える遅延δｊの制御を広帯域に亘って従来よりも精度良く行うことができる。
【００６０】
これにより、電磁波を効率良く送受信できる方向（送受信する電磁波の主ビーム方向）を広帯域に亘って従来よりも精度良く制御することが可能な送受信用のフェイズドアレイアンテナを実現することができる。
【００６１】
本発明の第四態様に係るフェイズドアレイアンテナは、ｎ個（ｎは２以上の整数）の放射素子Ａｉ（ｉ＝１〜ｎ）と、時間遅延器と、を備えており、前記時間遅延器は、互いに異なる周波数ｆＬＯｊ（ｊ＝１〜ｎ）を有するｎ個の第１局所信号ＶＬＯｊ（ｔ）のそれぞれに遅延ρ１を与えることによって、ｎ個の第２局所信号ＶＬＯｊ’（ｔ）＝ＶＬＯｊ（ｔ−ρ１）を生成するｎ個の第１伝送線路と、周波数ｆＲＦ１（ｆＬＯｊ＜ｆＲＦ１）を有するｎ個の第１無線周波数信号ＶＲＦｊ（ｔ）のそれぞれと対応する前記第２局所信号ＶＬＯｊ’（ｔ）とを乗算することによって、周波数ｆＲＦ１−ｆＬＯｊを有するｎ個の第１中間周波数信号ＶＩＦｊ（ｔ）を生成するｎ個の第３混合器と、単一の第１分散付与フィルタが挿入されたｎ個の第２伝送線路であって、前記第１分散付与フィルタによる遅延θＤと、前記第２伝送線路による遅延ρ２とを、ｎ個の前記第１局所信号ＶＬＯｊ（ｔ）のそれぞれに与えることによって、ｎ個の第３局所信号ＶＬＯｊ”（ｔ）＝ＶＬＯｉ（ｔ−θＤ−ρ２）を生成するｎ個の第２伝送線路と、単一の第２分散付与フィルタが、前記第１分散付与フィルタとは逆符号の分散を与える分散付与フィルタとして挿入されたｎ個の第３伝送線路であって、前記第２分散付与フィルタによる遅延θＤ’と、前記第３伝送線路による遅延ρ３とを、ｎ個の前記第１中間周波数信号ＶＩＦｊ（ｔ）のそれぞれに与えることによって、ｎ個の第２中間周波数信号ＶＩＦｊ’（ｔ）＝ＶＩＦｊ（ｔ−θＤ’−ρ３）を生成するｎ個の第３伝送線路と、ｎ個の前記第３局所信号ＶＬＯｊ”（ｔ）と、ｎ個の前記第２中間周波数信号ＶＩＦｊ’（ｔ）とを乗算することによって、ｎ×ｎ通りの周波数ｆＲＦｊｋ（ｋ＝１〜ｎ）を有するｎ×ｎ個の第２無線周波数信号ＶＲＦｊｋ（ｔ）を生成する第４混合器と、符号が前記第２分散付与フィルタの分散とは逆符号であり、かつ、前記周波数ｆＲＦ１を有する第３無線周波数信号ＶＲＦ１’（ｔ）を取り出す分散を与える第３分散付与フィルタであって、前記第４混合器から前記第２無線周波数信号ＶＲＦｊｋ（ｔ）が出力される伝送線路に挿入された第３分散付与フィルタと、を備えており、各放射素子Ａｉから出力された無線信号を、前記第１無線周波数信号ＶＲＦｊ（ｔ）として対応する時間遅延器ＴＤｊに供給する、とを特徴とする。
【００６２】
上記の構成によれば、第３分散付与フィルタ及び第４分散付与フィルタは、第１分散付与フィルタ及び第２分散付与フィルタと同様に、周波数に比例した遅延を信号に与える遅延素子として機能する。したがって、第３分散付与フィルタは、ｎ個の第１局所信号ＶＬＯｊ（ｔ）のそれぞれに、各周波数に比例した遅延θＤを与えることができる。第４分散付与フィルタも、ｎ個の前記第１中間周波数信号ＶＩＦｊ（ｔ）のそれぞれに、各周波数に比例した遅延θＤ’を与えることができる。
【００６３】
第４混合器は、第３局所信号ＶＬＯｊ”（ｔ）の第１項から第ｎ項までと第２中間周波数信号ＶＩＦｊ’（ｔ）の第１項から第ｎ項までとの全ての組み合わせを乗算することによって、ｎ×ｎ通りの周波数ｆＲＦｊｋを有するｎ×ｎ個の第２無線周波数信号ＶＲＦｊｋを生成する。第５分散付与フィルタは、第４混合器が出力するｎ×ｎ個の第２無線周波数信号ＶＲＦｊｋ（ｔ）のうち、前記周波数ｆＲＦ１を有したｎ個の第２無線周波数信号ＶＲＦｊｋ（ｔ）（ただしｊ＝ｋ）を取り出す。すなわち、ｎ個の第２無線周波数信号ＶＲＦｊｋ（ｔ）（ただしｊ＝ｋ）は、第３局所信号ＶＬＯｊ”（ｔ）と第２中間周波数信号ＶＩＦｊ’（ｔ）との同一番号の項同士を第１項から第ｎ項まで順次乗算することによって生成された信号である。こうして、ｎ個の第２無線周波数信号ＶＲＦｊｋ（ｔ）（ただしｊ＝ｋ）は、足し合わされ、前記周波数ｆＲＦ１を有する第３無線周波数信号ＶＲＦ１’（ｔ）が生成される。
【００６４】
したがって、第三態様に係るフェイズドアレイアンテナと同様に、第１無線周波数信号ＶＲＦｊ（ｔ）に与える遅延δｊの制御を広帯域に亘って従来よりも精度良く行うことができるとともに、電磁波を効率良く送受信できる方向を広帯域に亘って従来よりも精度良く制御することが可能な送受信用のフェイズドアレイアンテナを実現することができる。
【００６５】
さらに、第５分散付与フィルタは、第２無線周波数信号ＶＲＦｊｋ（ｔ）の第１無線周波数信号ＶＲＦｊ（ｔ）に対する遅延δｉにおける、第４分散付与フィルタによる遅延θＤ’を相殺する結果、δｉ＝｛（θ２ｉ−θ１−θ３ｉ）/ｆＲＦ1＋２Ｄ｝ｆＬＯｉ＋θ３ｉ又はδｉ＝｛（θ２ｉ−θ１−θ３ｉ）/ｆＲＦ1−２Ｄ｝ｆＬＯｉ＋θ３ｉとすることができる。これにより、第３無線周波数信号ＶＲＦ１’（ｔ）が伝送される伝送線路によって、第３無線周波数信号ＶＲＦ１’（ｔ）の信号波形が崩されることを抑えられるので、第３無線周波数信号ＶＲＦ１’（ｔ）の信号品質を向上させることができる。
【００６６】
本発明の第五態様に係るフェイズドアレイアンテナは、前記第一〜第四態様に係るフェイズドアレイアンテナにおいて、前記第１局所信号ＶＬＯｉ（ｔ）の周波数ｆＬＯｉが、対応する放射素子Ａｉの配列順に等差的に設定されていてもよい。
【００６７】
上記の構成によれば、前記送信用のフェイズドアレイアンテナでは、放射素子Ａ１〜Ａｎが同一直線上に等間隔で配置されている場合に、電磁波を効率良く送信、または受信できる方向を広帯域に亘って精度良く制御することができる。
なお、ヌル点（電波がない方角）を狙うアンテナの場合、前記時間遅延差Δｔは、等差的に設定されないこともある。
【００６８】
本発明の第六態様に係るフェイズドアレイアンテナは、前記第一〜第五態様に係るフェイズドアレイアンテナにおいて、前記周波数ｆＬＯｉについて、（ｆＬＯｉ−ｆＬＯｉ−１）で表される周波数差ΔｆＬＯを、前記第１無線周波数信号ＶＲＦ（ｔ）の帯域幅以上に設定することが好ましい。
【００６９】
上記の構成によれば、第３伝送線路を介して次段の時間遅延器ＴＤ(i+1)へ、残る（ｎ−ｉ）個の第１中間周波数信号ＶＩＦｉ（ｔ）を送る際に、時間遅延器ＴＤiにて処理する第１中間周波数信号ＶＩＦｉ（ｔ）と、残る（ｎ−ｉ）個の第１中間周波数信号ＶＩＦｉ（ｔ）とを適切に分離することができる。
【００７０】
本発明の第七態様に係るフェイズドアレイアンテナは、前記第一態様に係る送信用のフェイズドアレイアンテナと、ｎ個の時間遅延器ＴＤｊ（ｊ＝１〜ｎ）を備えた受信用のフェイズドアレイアンテナと、を備えており、前記放射素子Ａｉ（ｉ＝１〜ｎ）は、前記送信用のフェイズドアレイアンテナ及び前記受信用のフェイズドアレイアンテナに共用されており、前記時間遅延器ＴＤｊの各々は、周波数ｆＬＯを有する共通の第１局所信号ＶＬＯ（ｔ）に遅延ρ１を与えることによって、第２局所信号ＶＬＯ’（ｔ）＝ＶＬＯ（ｔ−ρ１）を生成する第４伝送線路と、周波数ｆＲＦ１（ｆＬＯ＜ｆＲＦ１）を有する第１無線周波数信号ＶＲＦｊ（ｔ）と前記第２局所信号ＶＬＯ’（ｔ）とを乗算することによって、周波数ｆＲＦ１−ｆＬＯを有する第１中間周波数信号ＶＩＦｊ（ｔ）を生成する第３混合器と、第３分散付与フィルタが挿入された第５伝送線路であって、前記第３分散付与フィルタによる遅延θＤｊと、前記第５伝送線路による遅延ρ２とを前記第１局所信号ＶＬＯ（ｔ）に与えることによって、第３局所信号ＶＬＯｊ”（ｔ）＝ＶＬＯｊ（ｔ−θＤｊ−ρ２）を生成する第５伝送線路と、前記第３分散付与フィルタとは逆符号の分散を与える第４分散付与フィルタが挿入された第６伝送線路であって、前記第４分散付与フィルタによる遅延θＤｊ’と、前記第６伝送線路による遅延ρ３とを前記第１中間周波数信号ＶＩＦｊ（ｔ）に与えることによって、第２中間周波数信号ＶＩＦｊ’（ｔ）＝ＶＩＦｊ（ｔ−θＤｊ’−ρ３）を生成する第６伝送線路と、前記第３局所信号ＶＬＯｊ”（ｔ）と前記第２中間周波数信号ＶＩＦｊ’（ｔ）とを乗算することによって、前記周波数ｆＲＦ１を有する第２無線周波数信号ＶＲＦ１’（ｔ）を生成する第４混合器と、を備えており、前記遅延θＤｊは、ｎ個の前記時間遅延器ＴＤｊ同士で互いに異なっており、各放射素子Ａｉから出力された無線信号を、前記第１無線周波数信号ＶＲＦｊ（ｔ）として対応する時間遅延器ＴＤｊに供給する、ことを特徴とする。
【００７１】
上記の構成によれば、第３分散付与フィルタが与える遅延θＤｊが、θＤｊ＝＋ＤｊｆＬＯ＋θ０と表され、第４分散付与フィルタが与える遅延θＤｊ’が、θＤｊ’＝−Ｄｊ（ｆＲＦ1−ｆＬＯ）＋θ０と表される場合、第２無線周波数信号ＶＲＦ１’（ｔ）の第１無線周波数信号ＶＲＦｊ（ｔ）に対する遅延δｊをδｊ＝｛（ρ２−ρ１−ρ３）/ｆＲＦ1＋２Ｄｊ｝ｆＬＯ−ＤｊｆＲＦ1＋θ０＋ρ３とすることができ、前記遅延θＤｊが、θＤｊ＝−ＤｊｆＬＯ＋θ０と表され、前記遅延θＤｊ’が、θＤｊ’＝＋Ｄｊ（ｆＲＦ1−ｆＬＯ）＋θ０と表される場合、δｊ＝｛（ρ２−ρ１−ρ３）/ｆＲＦ1−２Ｄｊ｝ｆＬＯ＋ＤｊｆＲＦ1＋θ０＋ρ３とすることができる。したがって、遅延δｊを第１局所信号ＶＬＯ（ｔ）の周波数ｆＬＯに応じて変化させることができる。
【００７２】
更に、上記の構成によれば、制御変数である局所信号ＶＬＯｉ（ｔ）の周波数ｆＬＯの変化量ΔｆＬＯと、被制御変数である遅延δｉの変化量Δδｉとの間に、Δδｉ＝｛（ρ２−ρ１-ρ３）/ｆＲＦ＋２Ｄｊ｝ΔｆＬＯ又はΔδｉ＝｛（ρ２−ρ１-ρ３）/ｆＲＦ−２Ｄｊ｝ΔｆＬＯという関係が成り立つ。したがって、例えば第２伝送線路の電気長を第１伝送線路の電気長と第３伝送線路の電気長との和に近づけることにより、ρ２−ρ１-ρ３を０に近づけていけば、遅延δｉの変化量Δδｉが無線周波数信号ＶＲＦ（ｔ）の周波数ｆＲＦ1に依存する依存度をいくらでも小さくすることができる。このため、第１無線周波数信号ＶＲＦ（ｔ）に与える遅延δｉの制御を広帯域に亘って従来よりも精度良く行うことができる。
【００７３】
これにより、電磁波を効率良く送受信できる方向（送受信する電磁波の主ビーム方向）を広帯域に亘って従来よりも精度良く制御することが可能な送受信用のフェイズドアレイアンテナを実現することができる。
【００７４】
本発明の第八態様に係るフェイズドアレイアンテナは、前記第一〜第七態様に係るフェイズドアレイアンテナにおいて、前記第２伝送線路の電気長は、前記第１伝送線路の電気長と前記第３伝送線路の電気長との合計と等しいことが好ましい。
【００７５】
上記の構成によれば、θ２ｉ−θ１-θ３ｉ＝０となるので、制御変数である第１局所信号ＶＬＯｉ（ｔ）の周波数ｆＬＯｉの変化量ΔｆＬＯｉと、被制御変数である遅延δの変化量Δδとの間に、Δδ＝２ＤΔｆＬＯｉ又はΔδ＝−２ＤΔｆＬＯｉという関係が成り立つ。したがって、遅延δの変化量Δδが第１無線周波数信号の周波数に依存しなくなる。このため、第１無線周波数信号に与える遅延δの制御を広帯域に亘って更に精度良く行うことができる。
【００７６】
本発明の第九態様に係るフェイズドアレイアンテナは、前記第一〜第八態様に係るフェイズドアレイアンテナにおいて、前記第１分散付与フィルタ及び前記第２分散付与フィルタは、ＣＥＢＧ（Chirped Electromagnetic Bandgap）伝送線路により構成されていてもよい。
【００７７】
上記の構成によれば、ＣＥＢＧ伝送線路は、入力信号に対して分散（該入力信号の周波数に比例する遅延）を与えることが可能なマイクロストリップ線路である。したがって、上記の構成によれば、第１分散付与フィルタ及び第２分散付与フィルタを低コスト（マイクロストリップ線路と同程度のコスト）で実現することができる。
【発明の効果】
【００７８】
本発明によれば、無線周波数信号に与える遅延を、局所信号の周波数を変化させることによって制御することができ、さらに、この無線周波数信号に与える遅延の制御を広帯域に亘って従来よりも精度良く行うことが可能なフェイズドアレイアンテナを実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００７９】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る送信用フェイズドアレイアンテナの構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の第２の実施形態に係る送信用フェイズドアレイアンテナの構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の第３の実施形態に係る送受信用フェイズドアレイアンテナの構成を示すブロック図である。
【図４】本発明の第４の実施形態に係る受信用フェイズドアレイアンテナの構成を示すブロック図である。
【図５】本発明の第５の実施形態に係る送受信用フェイズドアレイアンテナの構成を示すブロック図である。
【図６】フェイズドアレイアンテナで送受信される電磁波の主ビーム方向を制御する原理を説明するための図である。
【図７】従来の送信用フェイズドアレイアンテナの一構成例を示すブロック図である。
【図８】従来の受信用フェイズドアレイアンテナの一構成例を示すブロック図である。
【図９】従来の送受信兼用フェイズドアレイアンテナの一構成例を示すブロック図である。
【図１０】従来の時間遅延器の一構成例を示すブロック図である。
【図１１】従来の時間遅延器の他の構成例を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００８０】
〔第１の実施形態〕
＜フェイズドアレイアンテナの構成＞
本発明の第１の実施形態に係る送信用のフェイズドアレイアンテナ１について、図１を参照して説明する。図１は、フェイズドアレイアンテナ１の構成を示すブロック図である。
【００８１】
フェイズドアレイアンテナ１は、大きく分けると、ｎ個（ｎは２以上の整数）の放射素子Ａｉ（ｉ＝１〜ｎ）と、ｎ個の局所信号源ＬＯｉ（ｉ＝１〜ｎ）と、第１伝送線路ＴＬ１と、混合器ＭＸ１（第１混合器）と、ｎ個の時間遅延器ＴＤ１i（ｉ＝１〜ｎ）とを備えている。
【００８２】
（局所信号源から第１混合器までの構成）
ｎ個の局所信号源ＬＯｉは、互いに異なるようにｎ通りに設定される周波数ｆＬＯｉを有する第１局所信号ＶＬＯｉ（ｔ）をそれぞれ出力する。
【００８３】
混合器ＭＸ１の２つの入力端子のうち第２入力端子には、第１伝送線路ＴＬ１が接続されている。第１伝送線路ＴＬ１は、図１に点線で示すように、ｎ個の局所信号源ＬＯｉのそれぞれの出力端子から始まり、混合器ＭＸ１の第２入力端子に至る線路である。また、第１伝送線路ＴＬ１は、各局所信号源ＬＯｉにて生成されたｎ個の前記第１局所信号ＶＬＯｉ（ｔ）のそれぞれに同一の遅延θ１を与えることによって、ｎ個の第２局所信号ＶＬＯｉ’（ｔ）＝ＶＬＯｉ（ｔ−θ１）を生成する。したがって、混合器ＭＸ１の前記第１入力端子には、ｎ個の第２局所信号ＶＬＯｉ’（ｔ）を加算した和信号ΣＶＬＯｉ’（ｔ）＝ＶＬＯ１（ｔ−θ１）＋ＶＬＯ２（ｔ−θ１）＋・・・＋ＶＬＯｎ（ｔ−θ１）が入力される。
なお、図１では、図示の便宜上、第１局所信号ＶＬＯｉ（ｔ）をＬＯ１，ＬＯ２，ＬＯｎのように表し、第２局所信号ＶＬＯｉ’（ｔ）をＬＯ１’，ＬＯ２’，ＬＯｎ’のように表している。この図示の仕方は、他の図についても同様である。
【００８４】
混合器ＭＸ１の第１入力端子には、周波数ｆＲＦ（ｆＬＯｉ＜ｆＲＦ）を有する第１無線周波数信号ＶＲＦ（ｔ）を生成する無線周波数信号源ＲＦが接続されている。これにより、混合器ＭＸ１は、和信号ΣＶＬＯｉ’（ｔ）を用いて第１無線周波数信号ＶＲＦ（ｔ）をダウンコンバートし、周波数ｆＲＦ−ｆＬＯｉを有するｎ個の第１中間周波数信号ＶＩＦｉ（ｔ）を加算した和信号ΣＶＩＦｉ（ｔ）＝ＶＩＦ１（ｔ）＋ＶＩＦ２（ｔ）＋・・・＋ＶＩＦｎ（ｔ）を出力する。この詳細については後述する。
なお、図１では、図示の便宜上、第１無線周波数信号ＶＲＦ（ｔ）をＲＦで表し、第１中間周波数信号ＶＩＦｉ（ｔ）をＩＦ１，ＩＦ２，ＩＦｎのように表している。この図示の仕方は、他の図についても同様である。
【００８５】
（時間遅延器の構成）
次に、時間遅延器ＴＤ１ｉの構成を説明する。各時間遅延器ＴＤ１ｉは、図１に示すように、基本的に同じ構成を有しており、混合器ＭＸ２（第２混合器）と、２つのサーキュレータＣ１、Ｃ２と、２つの分散付与フィルタＤＦ１ｉ（第１分散付与フィルタ），ＤＦ２ｉ（第２分散付与フィルタ）（ｉ＝１〜ｎ）とを備えている。サーキュレータの働きについては、図９を参照して前述したとおりである。
【００８６】
混合器ＭＸ２の２つの入力端子のうち第１入力端子には、分散付与フィルタＤＦ１ｉが挿入された第２伝送線路ＴＬ２が接続されている。第２伝送線路ＴＬ２は、図１において時間遅延器ＴＤ１１のみに代表的に点線で示しているが、各時間遅延器ＴＤ１ｉに同様に示すことができる。第２伝送線路ＴＬ２は、ｉ番目の局所信号源ＬＯｉの出力端子から始まり、ｉ番目の時間遅延器ＴＤ１ｉのサーキュレータＣ１の第１ポート及び第２ポートを経て分散付与フィルタＤＦ１ｉを往復し、サーキュレータＣ１の第２ポート及び第３ポートを経て混合器ＭＸ２の第１入力端子に至る線路である。
【００８７】
また、第２伝送線路ＴＬ２は、分散付与フィルタＤＦ１ｉによる遅延θＤｉと、第２伝送線路ＴＬ２による遅延θ２ｉとを第１局所信号ＶＬＯｉ（ｔ）に与えることによって、第３局所信号ＶＬＯｉ”（ｔ）＝ＶＬＯｉ（ｔ−θＤｉ−θ２ｉ）を生成する。したがって、混合器ＭＸ２の第１入力端子には、第３局所信号ＶＬＯｉ”（ｔ）が入力される。なお、遅延θＤｉは、ｉによって遅延の大きさ（遅延量）が異なることを示す。また、第２伝送線路ＴＬ２の線路長は、任意に設定可能であり、θ２ｉを一定値θ２に揃えることもできるが、例えばｉの値が大きくなるほど増加するように設定した場合、遅延θ２ｉは、１番目の時間遅延器ＴＤ１１から遠ざかりｎ番目の時間遅延器ＴＤ１ｎに近づくほど増加する。
図１では、図示の便宜上、第３局所信号ＶＬＯｉ”をＬＯ１”，ＬＯ２”，ＬＯｎ”のように表している。この図示の仕方は、他の図についても同様である。
【００８８】
分散付与フィルタＤＦ１ｉは、入力される和信号ΣＶＬＯｉ’（ｔ）のうち、ｉ番目の第１局所信号ＶＬＯｉ（ｔ）のみをサーキュレータＣ１へ反射する。そして、第１局所信号ＶＬＯｉ（ｔ）が分散付与フィルタＤＦ１ｉを往復するのに伴って、分散付与フィルタＤＦ１ｉは、第１局所信号ＶＬＯｉ（ｔ）の周波数ｆＬＯｉに応じて線形に変化する遅延を当該第１局所信号ＶＬＯｉ（ｔ）に与える。また、分散付与フィルタＤＦ１ｉは、残る（ｎ−ｉ）個の第１局所信号ＶＬＯｉ（ｔ）には遅延を与えることなく、和信号Σ’ＶＬＯｉ（ｔ）として次段の時間遅延器ＴＤ１(ｉ＋１)へ透過させる。このように、分散付与フィルタＤＦ１ｉは、特定の帯域の信号を反射し、それ以外の帯域の信号を透過させる。
【００８９】
分散付与フィルタＤＦ１ｉとして、負の分散−Ｄ［ｓ／Ｈｚ］を与える分散付与フィルタを用いた場合、第１局所信号ＶＬＯｉ（ｔ）に与えられる遅延θＤｉは、θＤｉ＝ＤｆＬＯｉ＋θ０となり、第３局所信号ＶＬＯ”（ｔ）は、ＶＬＯｉ”（ｔ）＝ＶＬＯｉ（ｔ−ＤｆＬＯｉ−θ０−θ２ｉ）となる。一方、分散付与フィルタＤＦ１ｉとして、正の分散＋Ｄ［ｓ／Ｈｚ］を与える分散付与フィルタを用いた場合、第１局所信号ＶＬＯｉ（ｔ）に与えられる遅延θＤｉは、θＤｉ＝−ＤｆＬＯｉ＋θ０となり、第３局所信号ＶＬＯｉ”（ｔ）は、ＶＬＯｉ”（ｔ）＝ＶＬＯｉ（ｔ＋ＤｆＬＯｉ−θ０−θ２ｉ）となる。分散付与フィルタＤＦ１ｉが第１局所信号ＶＬＯｉ（ｔ）に与える分散の大きさは、ｉによらず一定に設定してもよいし、ｉによって異なるように設定してもよい。
【００９０】
なお、このような分散付与フィルタＤＦ１ｉおよび他の実施形態で採用している分散付与フォルタは、例えば、非特許文献１に開示されているようなＣＥＢＧ（Chirped Electromagnetic Bandgap）伝送線路により構成することができる。ＣＥＢＧ伝送線路は、マイクロストリップ線路の幅を周期的に拡縮させて構成されている。これにより、ＣＥＢＧ伝送線路は、入力された信号の周波数に応じて該信号を反射する線路上の位置を変えて線路長を変えることができるので、入力された信号の周波数に応じた遅延を該信号に与えることができる。
【００９１】
混合器ＭＸ２の第２入力端子には、分散付与フィルタＤＦ２ｉが挿入された第３伝送線路ＴＬ３が接続されている。第３伝送線路ＴＬ３は、図１において時間遅延器ＴＤ１１のみに代表的に点線で示しているが、各時間遅延器ＴＤ１ｉに同様に示すことができる。第３伝送線路ＴＬ３は、混合器ＭＸ１の出力端子から始まり、サーキュレータＣ２の第１ポート及び第２ポートを経て分散付与フィルタＤＦ２ｉを往復し、サーキュレータＣ２の第２ポート及び第３ポートを経て混合器ＭＸ２の第２入力端子に至る線路である。
【００９２】
また、第３伝送線路ＴＬ３は、分散付与フィルタＤＦ２ｉによる遅延θＤｉ’と、第３伝送線路ＴＬ３による遅延θ３ｉとを第１中間周波数信号ＶＩＦｉ（ｔ）に与える。これにより、第３伝送線路ＴＬ３は、第２中間周波数信号ＶＩＦｉ’（ｔ）＝ＶＩＦｉ（ｔ−θＤｉ’−θ３ｉ'）を生成する。したがって、混合器ＭＸ２の第２入力端子には、第２中間周波数信号ＶＩＦｉ’（ｔ）が入力される。なお、第３伝送線路ＴＬ３の線路長は、任意に設定可能であり、θ３ｉを一定値θ３に揃えることもできるが、例えばｉの値が大きくなるほど増加するように設定した場合、遅延θ３ｉは、１番目の時間遅延器ＴＤ１１から遠ざかりｎ番目の時間遅延器ＴＤ１ｎに近づくほど増加する。
図１では、図示の便宜上、第２中間周波数信号ＶＩＦｉ’（ｔ）をＩＦ１’，ＩＦ２’，ＩＦｎ’のように表している。この図示の仕方は、他の図についても同様である。
【００９３】
分散付与フィルタＤＦ２ｉは、入力される和信号ΣＶＩＦｉ（ｔ）のうち、ｉ番目の第１中間周波数信号ＶＩＦｉ（ｔ）のみをサーキュレータＣ１へ反射する。そして、第１中間周波数信号ＶＩＦｉ（ｔ）が分散付与フィルタＤＦ２ｉを往復するのに伴って、分散付与フィルタＤＦ２ｉは、第１中間周波数信号ＶＩＦｉ（ｔ）の周波数ｆＩＦｉに応じて線形に変化する遅延を当該第１中間周波数信号ＶＩＦｉ（ｔ）に与える。また、分散付与フィルタＤＦ２ｉは、残る（ｎ−ｉ）個の第１中間周波数信号ＶＩＦｉ（ｔ）には遅延を与えることなく、次段の時間遅延器ＴＤ１(ｉ＋１)へ透過させる。このように、分散付与フィルタＤＦ２ｉもまた、特定の帯域の信号を反射し、それ以外の帯域の信号を透過させる。
【００９４】
分散付与フィルタＤＦ２ｉとしては、分散付与フィルタＤＦ１ｉが与える分散と絶対値が等しく符号が反対の分散を与える分散付与フィルタが用いられる。すなわち、分散付与フィルタＤＦ１ｉとして、負の分散−Ｄ［ｓ／Ｈｚ］を与える分散付与フィルタが用いられている場合、分散付与フィルタＤＦ２ｉとしては、正の分散＋Ｄ［ｓ／Ｈｚ］を与える分散付与フィルタが用いられる。一方、分散付与フィルタＤＦ１ｉとして、正の分散＋Ｄ［ｓ／Ｈｚ］を与える分散付与フィルタが用いられている場合、分散付与フィルタＤＦ２ｉとしては、負の分散―Ｄ［ｓ／Ｈｚ］を与える分散付与フィルタが用いられる。分散付与フィルタＤＦ２ｉが第１中間周波数信号ＶＩＦｉ（ｔ）に与える分散の大きさは、分散付与フィルタＤＦ１ｉが第１局所信号ＶＬＯｉ（ｔ）に与える分散と絶対値が等しく符号が反対になるという条件を満たした上で、ｉによらず一定に設定してもよいし、ｉによって異なるように設定してもよい。
【００９５】
混合器ＭＸ２は、第３局所信号ＶＬＯｉ”（ｔ）を用いて第２中間周波数信号ＶＩＦｉ’（ｔ）をアップコンバートし、周波数ｆＲＦｉ’を有する第２無線周波数信号ＶＲＦｉ’（ｔ）を出力する。この詳細については後述する。こうして、混合器ＭＸ２の出力端子から、第１無線周波数信号ＶＲＦ（ｔ）に、所望の主ビーム方向に対応する遅延を与えた第２無線周波数信号ＶＲＦｉ’（ｔ）が出力される。
なお、図１では、図示の便宜上、第２無線周波数信号ＶＲＦｉ’（ｔ）をＲＦ’で表している。この図示の仕方は、他の図についても同様である。
【００９６】
このように、フェイズドアレイアンテナ１では、ｎ通りに設定される周波数ｆＬＯｉを有する第１局所信号ＶＬＯｉ（ｔ）を多重化して混合器ＭＸ１に入力し、混合器ＭＸ１がｎ個の時間遅延器ＴＤ１１〜ＴＤ１ｎに共有されている。したがって、部品点数の少ないフェイズドアレイアンテナを提供することができる。
【００９７】
＜フェイズドアレイアンテナの動作＞
上記の構成を備えたフェイズドアレイアンテナ１が、第１無線周波数信号ＶＲＦ（ｔ）及びｎ個の第１局所信号ＶＬＯｉ（ｔ）を入力して、最終的に第２無線周波数信号ＶＲＦｉ’（ｔ）を出力する動作を以下説明する。
【００９８】
まず、無線周波数信号源ＲＦにて生成される第１無線周波数信号ＶＲＦ（ｔ）及び局所周波数信号源ＬＯｉにて生成される第１局所信号ＶＬＯｉ（ｔ）は、例えば、下記の式（１５）及び式（１６）で表すことができる。
【００９９】
【数１５】
0006312732.tif 000016
【０１００】
【数１６】
0006312732.tif 000017
【０１０１】
混合器ＭＸ１の第１入力端子には、無線周波数信号源ＲＦにて生成された第１無線周波数信号ＶＲＦ（ｔ）が入力される。混合器ＭＸ１の第２入力端子には、局所信号源ＬＯｉにて生成された第１局所信号ＶＬＯｉ（ｔ）を、上述した第１伝送線路ＴＬ１にて遅延させることにより得られたｎ個の第２局所信号ＶＬＯｉ’（ｔ）を加算した和信号ΣＶＬＯｉ’（ｔ）が入力される。第１局所信号ＶＬＯｉ（ｔ）が上記の式（１６）のように表される場合、第２局所信号ＶＬＯｉ’（ｔ）は、下記の式（１７）のように表される。
【０１０２】
【数１７】
0006312732.tif 000018
【０１０３】
混合器ＭＸ１は、第１無線周波数信号ＶＲＦ（ｔ）と第２局所信号ＶＬＯｉ’（ｔ）とを乗算した後、高周波成分をカットする（第２局所信号ＶＬＯｉ’（ｔ）を用いて第１無線周波数信号ＶＲＦ（ｔ）をダウンコンバートする）ことによって、第１中間周波数信号ＶＩＦｉ（ｔ）を生成する。混合器ＭＸ１に入力される第１無線周波数信号ＶＲＦ（ｔ）及び第２局所信号ＶＬＯｉ’（ｔ）が上記の式（１５）及び（１７）で表される場合、混合器ＭＸ１にて生成される第１中間周波数信号ＶＩＦｉ（ｔ）は、下記の式（１８）のように表される。
【０１０４】
【数１８】
0006312732.tif 000019
【０１０５】
なお、混合器ＭＸ１の出力端子から出力される信号は、前述したように、ｎ個の第１中間周波数信号ＶＩＦｉ（ｔ）を加算した和信号ΣＶＩＦｉ（ｔ）である。
【０１０６】
混合器ＭＸ２の第１入力端子には、局所信号源ＬＯｉにて生成された第１局所信号ＶＬＯｉ（ｔ）を、上述した第２伝送線路ＴＬ２にて遅延させることにより得られた第３局所信号ＶＬＯｉ”（ｔ）が入力される。第２伝送線路ＴＬ２に挿入する分散付与フィルタＤＦ１ｉとして、負の分散−Ｄｉ［ｓ／Ｈｚ］を与える分散付与フィルタを用いているものとすると、第１局所信号ＶＬＯｉ（ｔ）が上記の式（１６）のように表される場合、第３局所信号ＶＬＯ”（ｔ）は、下記の式（１９）のように表される。なお、残る（ｎ−ｉ）個の第３局所信号ＶＬＯｉ＋１”（ｔ）〜ＶＬＯｉ＋ｎ”（ｔ）は、時間遅延器ＴＤ１ｉの分散付与フィルタＤＦ１ｉを透過し、次段の時間遅延器ＴＤ１(ｉ＋１)へ送られる。
【０１０７】
【数１９】
0006312732.tif 000020
【０１０８】
混合器ＭＸ２の第２入力端子には、混合器ＭＸ１にて生成された第１中間周波数信号ＶＩＦｉ（ｔ）を、上述した第３伝送線路ＴＬ３にて遅延させることにより得られた第２中間周波数信号ＶＩＦｉ’（ｔ）が入力される。第３伝送線路ＴＬ３に挿入する分散付与フィルタＤＦ２ｉとして、正の分散＋Ｄｉ［ｓ／Ｈｚ］を与える分散付与フィルタを用いているものとすると、第１中間周波数信号ＶＩＦｉ（ｔ）が上記の式（１８）のように表されている場合、第２中間周波数信号ＶＩＦｉ’（ｔ）は、下記の式（２０）のように表される。なお、残る（ｎ−ｉ）個の第１中間周波数信号ＶＩＦｉ＋１（ｔ）〜ＶＩＦｉ＋ｎ（ｔ）は、時間遅延器ＴＤ１ｉの分散付与フィルタＤＦ２ｉを透過し、次段の時間遅延器ＴＤ１(ｉ＋１)へ送られる。
【０１０９】
【数２０】
0006312732.tif 000021
【０１１０】
分散付与フィルタＤＦ２ｉが、第１中間周波数信号ＶＩＦｉ（ｔ）と、次段の時間遅延器ＴＤ１(ｉ＋１)へ送る第１中間周波数信号ＶＩＦｉ＋１（ｔ）〜ＶＩＦｉ＋ｎ（ｔ）とを分離するためには、ｎ個の第１中間周波数信号ＶＩＦｉ（ｔ）の各帯域が互いに重ならないことを要する。そのためには、第１局所信号ＶＬＯｉ（ｔ）の周波数差ΔｆＬＯ（＝ｆＬＯｉ−ｆＬＯｉ−１）を、第１無線周波数信号ＶＲＦ（ｔ）の帯域幅以上に設定するとよい。この理由を以下に具体的に説明する。
【０１１１】
例えば、第１無線周波数信号ＶＲＦ（ｔ）の帯域を５７〜６６ＧＨｚとすると、その帯域幅は９ＧＨｚである。第１中間周波数信号ＶＩＦｉ（ｔ）の周波数ｆＩＦｉは、第１無線周波数信号ＶＲＦ（ｔ）の周波数ｆＲＦが第１局所信号ＶＬＯｉ（ｔ）の周波数ｆＬＯｉによって、ｆＲＦ−ｆＬＯｉにダウンコンバートされた値を取る。そこで、周波数差ΔｆＬＯを９ＧＨｚとして、例えば、ｆＬＯ１＝３ＧＨｚ，ｆＬＯ２＝１２ＧＨｚ，ｆＬＯ３＝２１ＧＨｚ，・・・ｆＬＯ７＝５７ＧＨｚと設定した場合、第１中間周波数信号ＶＩＦｉ（ｔ）の周波数ｆＩＦｉは、ｆＩＦ１＝５４〜６３ＧＨｚ、ｆＩＦ２＝４５〜５４ＧＨｚ、ｆＩＦ３＝３６〜４５ＧＨｚ、・・・ｆＩＦ７＝０〜９ＧＨｚとなる。この例では、周波数差ΔｆＬＯを最小限の９ＧＨｚとしているので、互いに重なりを持たない第１中間周波数信号ＶＩＦｉ（ｔ）の帯域として、最大７個の帯域が得られることになる。こうして、分散付与フィルタＤＦ２ｉは、ｆＩＦｉを含む帯域を持つ第１中間周波数信号ＶＩＦｉ（ｔ）のみを反射し、それ以外の帯域の第１中間周波数信号ＶＩＦｉ＋１（ｔ）〜ＶＩＦｉ＋ｎ（ｔ）を透過させることができる。
【０１１２】
混合器ＭＸ２は、第２中間周波数信号ＶＩＦｉ’（ｔ）と第３局所信号ＶＬＯｉ”（ｔ）とを乗算した後、低周波成分をカットする（第３局所信号ＶＬＯｉ”（ｔ）を用いて第２中間周波数信号ＶＩＦｉ’（ｔ）をアップコンバートする）ことによって、第２無線周波数信号ＶＲＦｉ’（ｔ）を生成する。混合器ＭＸ２に入力される第２中間周波数信号ＶＩＦｉ’（ｔ）及び第３局所信号ＶＬＯｉ”（ｔ）が上記の式（２０）及び上記の式（１９）のように表される場合、混合器ＭＸ２にて生成される第２無線周波数信号ＶＲＦｉ’（ｔ）は、下記の式（２１）のように表される。式（２１）からわかるように、ｎ個の第２無線周波数信号ＶＲＦｉ’（ｔ）は、周波数がｆＲＦで同一である一方、遅延の大きさが、周波数ｆＬＯｉ、及び各伝送線路ＴＬ２〜ＴＬ３による遅延θ２ｉ、θ３ｉに応じて互いに異なっている。
【０１１３】
【数２１】
0006312732.tif 000022
【０１１４】
式（２１）から、第２無線周波数信号ＶＲＦｉ’（ｔ）の第１無線周波数信号ＶＲＦ（ｔ）に対する遅延δｉは、下記の式（２２）で表される。
【０１１５】
【数２２】
0006312732.tif 000023
【０１１６】
上記の式（２２）によれば、以下のことが分かる。すなわち、時間遅延器ＴＤ１ｉによれば、遅延δｉを第１局所信号ＶＬＯｉ（ｔ）の周波数ｆＬＯｉに応じて自在に変化させることができる。更に、時間遅延器ＴＤ１ｉにおいては、制御変数である第１局所信号ＶＬＯｉ（ｔ）の周波数ｆＬＯｉの変化量ΔｆＬＯｉと、被制御変数である遅延δｉの変化量Δδｉとの間に、Δδｉ＝｛（θ２ｉ−θ１−θ３ｉ）/ｆＲＦ−２Ｄ｝ΔｆＬＯｉ又はΔδｉ＝｛（θ２ｉ−θ１-θ３ｉ）/ｆＲＦ＋２Ｄ｝ΔｆＬＯｉという関係が成り立つ。したがって、第２伝送線路ＴＬ２の電気長を第１伝送線路ＴＬ１の電気長と第３伝送線路ＴＬ３の電気長との和に近づけることにより、θ２ｉ−θ１-θ３ｉを０に近づけていけば、遅延δｉの変化量Δδｉが第１無線周波数信号ＶＲＦ（ｔ）の周波数ｆＲＦに依存する依存度をいくらでも小さくすることができる。特に、第２伝送線路ＴＬ２の電気長を第１伝送線路ＴＬ１の電気長と第３伝送線路ＴＬ３の電気長との和に一致させることにより、θ２ｉ−θ１-θ３ｉ＝０とすれば、遅延δｉの変化量Δδｉが第１無線周波数信号ＶＲＦ（ｔ）の周波数ｆＲＦに依存しなくなる。このため、第１局所信号ＶＬＯｉ（ｔ）の周波数ｆＬＯｉを制御変数とする遅延δｉの制御が従来よりも容易になる。
【０１１７】
なお、ここでは、分散付与フィルタＤＦ１ｉとして、負の分散−Ｄｉ［ｓ／Ｈｚ］を与える分散付与フィルタを用い、分散付与フィルタＤＦ２ｉとして、正の分散＋Ｄｉ［ｓ／Ｈｚ］を与える分散付与フィルタを用いた場合の動作について説明したが、本発明はこれに限定されない。すなわち、分散付与フィルタＤＦ１ｉとして、正の分散＋Ｄｉ［ｓ／Ｈｚ］を与える分散付与フィルタを用い、分散付与フィルタＤＦ２ｉとして、負の分散−Ｄｉ［ｓ／Ｈｚ］を与える分散付与フィルタを用いてもよい。この場合における遅延δｊは、下記の式（２３）で表される。この場合の作用効果は、既に説明した作用効果と全く同様である。
【０１１８】
【数２３】
0006312732.tif 000024
【０１１９】
フェイズドアレイアンテナ１は、図１に示すように、ｎ個の放射素子Ａ１，Ａ２，…，Ａｎと、ｎ個の時間遅延器ＴＤ１１，ＴＤ１２，…，ＴＤ１ｎと、を備えた送信用アンテナである。各時間遅延器ＴＤ１ｉ（ｉ＝１〜ｎ）には、無線周波数信号源ＲＦから出力された（上述した第１無線周波数信号に相当）が共通に供給される。第１無線周波数信号ＶＲＦ（ｔ）に対して各時間遅延器ＴＤ１ｉにより遅延を与えられた第２無線周波数信号ＶＲＦ（ｔ−δi）が、対応する放射素子Ａｉに供給される。
【０１２０】
フェイズドアレイアンテナ１において、局所信号源ＬＯ１，ＬＯ２，…，ＬＯｎが生成する第１局所信号ＶＬＯｉ（ｔ）の周波数ｆＬＯｉは、対応する放射素子Ａｉの配列順に等差的に設定されている。これにより、時間遅延器ＴＤ１１，ＴＤ１２，…，ＴＤ１ｎが第１無線周波数信号ＶＲＦ（ｔ）に与える遅延δ１，δ２，…，δｎが、対応する放射素子Ａｉの配列順に等差的に設定されることになる。時間遅延差Δｔ＝δ２−δ１＝δ３−δ２＝…＝δｎ−δｎ−１が前述したｄ×ｓｉｎα／ｃに一致するように、周波数差ΔｆＬＯ＝ｆＬＯ２−ｆＬＯ１＝ｆＬＯ３−ｆＬＯ２＝…＝ｆＬＯｎ−ｆＬＯｎ−１を設定すれば、フェイズドアレイアンテナ１は、等位相面の傾きがαとなる電磁波を効率良く送信することができる。
【０１２１】
≪本発明と従来技術とで得られる主ビーム方向の対比≫
図１に示す送信用のフェイズドアレイアンテナ１と、図１０に示す時間遅延器２０をＴＤ１１〜ＴＤ１ｎとして複数備えて構成される、図７に示す従来の送信用のフェイズドアレイアンテナとで、放射される電磁波の主ビーム方向を対比する。
【０１２２】
（本発明の主ビーム方向）
まず、式（２２）に基づいて、隣り合う時間遅延器ＴＤ１ｉ及びＴＤ１（ｉ−１）に入力する第１局所信号ＶＬＯｉ（ｔ）の周波数をｆＬＯｉ及びｆＬＯｉ−１とすると、隣り合う時間遅延器ＴＤ１ｉ及びＴＤ１（ｉ−１）の時間遅延差Δｔ＝δｉ−δｉ−１は、下記の式（２４）で表される。
【０１２３】
【数２４】
0006312732.tif 000025
【０１２４】
この式（２４）から、本発明のフェイズドアレイアンテナ１は、第１伝送線路ＴＬ１による遅延θ１が定数なので、第２伝送線路ＴＬ２による遅延θ２ｉと第３伝送線路ＴＬ３による遅延θ３ｉとの差（θ２ｉ−θ３ｉ）を０に設定しさえすれば、第１無線周波数信号ＶＲＦ（ｔ）の周波数ｆＲＦが広い帯域を持っていたとしても、時間遅延差Δｔは、分散付与フィルタＤＦ１ｉ，ＤＦ２ｉの分散Ｄｉと第１局所信号ＶＬＯｉ（ｔ）の周波数差ΔｆＬＯｉ（＝ｆＬＯｉ−ｆＬＯｉ−１）とによって一意に定まることがわかる。このことは、後述するフェイズドアレイアンテナ２にもあてはまる。
【０１２５】
ここで、具体的な主ビーム方向の設定例を説明する。まず、第２伝送線路ＴＬ２の電気長を、第１伝送線路ＴＬ１の電気長と第３伝送線路ＴＬ３の電気長との合計と等しくすることによって、θ２ｉ−（θ１＋θ３ｉ）＝０の条件を設定したとする。この条件において、時間遅延差Δｔの絶対値を考えた場合、前記式（２４）は、下記の式（２５）のように表すことができる。
【０１２６】
【数２５】
0006312732.tif 000026
【０１２７】
例えば、６０ＧＨｚ帯（５７ＧＨｚ以上６６ＧＨｚ以下）の電磁波を放射する場合、隣接する放射素子間の距離は、例えば、中心周波数６１．５ＧＨｚに対応する自由空間波長の１／２、すなわち、２．４４ｍｍに設定すればよい。また、分散付与フィルタＤＦ１ｉ，ＤＦ２ｉの分散の大きさＤを５．７ｐｓ／ＧＨｚとし、周波数差ΔｆＬＯｉを一定値０．５ＧＨｚに設定する。この場合、式（２５）の分散Ｄ及び周波数差ΔｆＬＯｉに各値を代入すると、時間遅延差Δｔは、５．７ｐｓとなる。時間遅延差Δｔのこの値と、ｄ＝２．４４ｍｍとから、Δｔ＝ｄsinα／ｃから求まる主ビーム方向の角度αは、約４５°となる。
【０１２８】
また、７０ＧＨｚ帯（７１ＧＨｚ以上７６ＧＨｚ以下）の電磁波を放射する場合、隣接する放射素子間の距離は、例えば、中心周波数７３．５ＧＨｚに対応する自由空間波長の１／２、すなわち、２．０４ｍｍに設定すればよい。この場合にも、主ビーム方向の角度αは、上記と全く同じ求め方になるので、約４５°となる。
【０１２９】
（従来技術の主ビーム方向）
特許文献１の構成（図１０）を備えた時間遅延器２０における遅延δは、式（６）で与えられることを既に説明した。
【０１３０】
周波数ｆＲＦが５７ＧＨｚの場合、隣り合う時間遅延器間で必要な第１局所信号ＶＬＯ（ｔ）の周波数差ΔｆＬＯは３．２ＧＨｚになる。この条件で、位相器ＰＳによって与えられる遅延θ１を１００ｐｓとし、周波数ｆＲＦを６６ＧＨｚとした場合の時間遅延差Δｔを、式（６）に基づいてを求めると、約４．９ｐｓとなる。この時間遅延差に対応した主ビーム方向の角度αは約３７°になる。
【０１３１】
また、周波数ｆＲＦが７１ＧＨｚの場合、隣り合う時間遅延器間で必要な第１局所信号ＶＬＯ（ｔ）の周波数差ΔｆＬＯは３．４ＧＨｚになる。この条件で、位相器ＰＳによって与えられる遅延θ１を１００ｐｓとし、周波数ｆＲＦを７６ＧＨｚとした場合の時間遅延差Δｔを、式（６）に基づいて求めると、約４．５ｐｓとなる。この時間遅延差に対応した主ビーム方向の角度αは約４１°になる。
【０１３２】
このように、特許文献１の時間遅延器では、周波数ｆＲＦが変わると、主ビーム方向の角度αも変わってしまうので、本発明に係る時間遅延器の優位性が明らかである。
【０１３３】
〔第２の実施形態〕
＜フェイズドアレイアンテナの構成＞
本発明の第２の実施形態に係るフェイズドアレイアンテナ２の構成について、図２を参照して説明する。図２は、フェイズドアレイアンテナ２の構成を示すブロック図である。なお、説明の便宜上、前記実施形態にて説明した構成と同じ機能を有する構成については、同じ符号を付記し、その説明を省略する。
【０１３４】
図２に示すように、フェイズドアレイアンテナ２は、第１無線周波数信号ＶＲＦ（ｔ）を出力する無線周波数信号源ＲＦに対して、ｍ個（ｍは２以上の整数）のフェイズドアレイアンテナ１を並列接続した構成を備えている。
【０１３５】
＜フェイズドアレイアンテナの動作＞
フェイズドアレイアンテナ２は、フェイズドアレイアンテナ１と比べてｍ倍の個数の放射素子Ａｉを備えることができる。したがって、フェイズドアレイアンテナ２は、フェイズドアレイアンテナ１より高利得であり、指向性のより強い電磁波を放射することができる。
【０１３６】
フェイズドアレイアンテナ１では、例えば、第１無線周波数信号ＶＲＦ（ｔ）の帯域を５７〜６６ＧＨｚとすると、各帯域が互いに重ならない最大７個の第１中間周波数信号ＶＩＦｉ（ｔ）を生成することができる一例を前述した。この場合に設けることができる放射素子Ａｉの個数は最大７個となる。したがって、１基のフェイズドアレイアンテナ１だけでは、設けることができる放射素子Ａｉの個数が制限されるため、ｍ個のフェイズドアレイアンテナ１を並列接続することによって、放射素子Ａｉの個数の制限を解消することができる。
【０１３７】
〔第３の実施形態〕
＜フェイズドアレイアンテナの構成＞
本発明の第３の実施形態に係るフェイズドアレイアンテナ３の構成について、図３を参照して説明する。図３は、フェイズドアレイアンテナ３の構成を示すブロック図である。なお、説明の便宜上、前記実施形態にて説明した構成と同じ機能を有する構成については、同じ符号を付記し、その説明を省略する。
【０１３８】
図３に示すように、フェイズドアレイアンテナ３は、送信用アンテナ部３Ａと、受信用アンテナ部３Ｂとを組み合わせた送受信用のフェイズドアレイアンテナである。送信用アンテナ部３Ａの構成は、フェイズドアレイアンテナ１の構成と同一である。
【０１３９】
受信用アンテナ部３Ｂは、ｎ個の時間遅延器ＴＤ２ｊ（ｊ＝１〜ｎ）と、ｎ個の局所信号源ＬＯｊ（ｊ＝１〜ｎ）とを備えている。局所信号源ＬＯｊ（ｊ＝１〜ｎ）は、互いに異なる周波数ｆＬＯｊを有する第１局所信号ＶＬＯｊ（ｔ）をそれぞれ出力する。また、ｊ番目の周波数ｆＬＯｊとｊ−１番目の周波数ｆＬＯｊ−１との周波数差ΔｆＬＯ（＝ｆＬＯｊ−ｆＬＯｊ−１）が定数となるように、ｎ通りの周波数ｆＬＯｊが設定されている。
【０１４０】
また、放射素子Ａｉは送信用アンテナ部３Ａ及び受信用アンテナ部３Ｂに兼用され、送信用アンテナ部３Ａ及び受信用アンテナ部３Ｂの各時間遅延器ＴＤ１ｉ及びＴＤ２ｊ（ただし、ｉ＝ｊ）間に接続されている。より具体的には、放射素子Ａｉは、送信側の時間遅延器ＴＤ１ｉの混合器ＭＸ２の出力端子と、受信側の時間遅延器ＴＤ２ｊ（ただし、ｉ＝ｊ）の混合器ＭＸ３（第３混合器）の第１入力端子とに、サーキュレータＣ３を介して接続されている。
【０１４１】
（時間遅延器の構成）
次に、時間遅延器ＴＤ２ｊの構成を説明する。各時間遅延器ＴＤ２ｊは、図３に示すように、基本的に同じ構成を有しており、前記混合器ＭＸ３に加えて、２つのサーキュレータＣ１、Ｃ２と、２つの分散付与フィルタＤＦ３ｊ（第３分散付与フィルタ），ＤＦ４ｊ（第４分散付与フィルタ）と、混合器ＭＸ４（第４混合器）とを備えている。
【０１４２】
混合器ＭＸ３の２つの入力端子のうち第２入力端子には、第４伝送線路ＴＬ４が接続されている。第４伝送線路ＴＬ４は、周波数ｆＬＯｊを有する第１局所信号ＶＬＯｊ（ｔ）を出力する局所信号源ＬＯｊの出力端子から始まり、混合器ＭＸ３の第２入力端子に至る線路である。第４伝送線路ＴＬ４は、第１局所信号ＶＬＯｊ（ｔ）に遅延ρ１を与えることによって、第２局所信号ＶＬＯｊ’（ｔ）＝ＶＬＯｊ（ｔ−ρ１）を生成する。
【０１４３】
混合器ＭＸ３の第１入力端子には、放射素子Ａｉによって受信され、周波数ｆＲＦ１（ｆＬＯｊ＜ｆＲＦ１）を有する第１無線周波数信号ＶＲＦｊ（ｔ）が入力される。これにより、混合器ＭＸ３は、第２局所信号ＶＬＯｊ’（ｔ）を用いて第１無線周波数信号ＶＲＦｊ（ｔ）をダウンコンバートし、周波数ｆＲＦ１−ｆＬＯｊを有する第１中間周波数信号ＶＩＦｊ（ｔ）を出力する。なお、各放射素子Ａｉが受信する第１無線周波数信号は、入射する電磁波の進行方向に応じた位相差をもつ。したがって、各放射素子Ａｉが受信する第１無線周波数信号を、位相の違いを考慮してＶＲＦｊ（ｔ）（ｊ＝１〜ｎ）で表す。
【０１４４】
混合器ＭＸ４の２つの入力端子のうち第１入力端子には、分散付与フィルタＤＦ３ｊが挿入された第５伝送線路ＴＬ５が接続されている。第５伝送線路ＴＬ５は、局所信号源ＬＯｊの出力端子から始まり、サーキュレータＣ１の第１ポート及び第２ポートを経て分散付与フィルタＤＦ３ｊを往復し、サーキュレータＣ１の第２ポート及び第３ポートを経て混合器ＭＸ４の第１入力端子に至る線路である。
【０１４５】
また、第５伝送線路ＴＬ５は、分散付与フィルタＤＦ３ｊによる遅延θＤｊと、第５伝送線路ＴＬ５による遅延ρ２とを第１局所信号ＶＬＯｊ（ｔ）に与えることによって、第３局所信号ＶＬＯｊ”（ｔ）＝ＶＬＯｊ（ｔ−θＤｊ−ρ２）を生成する。したがって、混合器ＭＸ４の第１入力端子には、第３局所信号ＶＬＯｊ”（ｔ）が入力される。
【０１４６】
既に説明したように、分散付与フィルタＤＦ３ｊとして、負の分散−Ｄｊ［ｓ／Ｈｚ］を与える分散付与フィルタを用いた場合、第１局所信号ＶＬＯｊ（ｔ）に与えられる遅延θＤｊは、θＤｊ＝ＤｊｆＬＯｊ＋θ０となり、第３局所信号ＶＬＯ”（ｔ）は、ＶＬＯｊ”（ｔ）＝ＶＬＯｊ（ｔ−ＤｊｆＬＯｊ−θ０−ρ２）となる。一方、分散付与フィルタＤＦ３ｊとして、正の分散＋Ｄｊ［ｓ／Ｈｚ］を与える分散付与フィルタを用いた場合、第１局所信号ＶＬＯｊ（ｔ）に与えられる遅延θＤｊは、θＤｊ＝−ＤｊｆＬＯｊ＋θ０となり、第３局所信号ＶＬＯｊ”（ｔ）は、ＶＬＯｊ”（ｔ）＝ＶＬＯｊ（ｔ＋ＤｊｆＬＯｊ−θ０−ρ２）となる。分散付与フィルタＤＦ３ｊが第１局所信号ＶＬＯｊ（ｔ）に与える分散の大きさは、ｊによらず一定に設定してもよいし、ｊによって異なるように設定してもよい。
【０１４７】
混合器ＭＸ４の第２入力端子には、分散付与フィルタＤＦ４ｊが挿入された第６伝送線路ＴＬ６が接続されている。第６伝送線路ＴＬ６は、混合器ＭＸ３の出力端子から始まり、サーキュレータＣ２の第１ポート及び第２ポートを経て分散付与フィルタＤＦ４ｊを往復し、サーキュレータＣ２の第２ポート及び第３ポートを経て混合器ＭＸ４の第２入力端子に至る線路である。分散付与フィルタＤＦ４ｊの構成は、分散付与フィルタＤＦ３ｊと同じであるが、分散付与フィルタＤＦ４ｊの分散の正負の符号は、分散付与フィルタＤＦ３ｊの分散の正負の符号と逆になっている。
【０１４８】
また、第６伝送線路ＴＬ６は、分散付与フィルタＤＦ４ｊによる遅延θＤｊ’と、第６伝送線路ＴＬ６による遅延ρ３とを第１中間周波数信号ＶＩＦｊ（ｔ）に与える。これにより、第６伝送線路ＴＬ６は、第２中間周波数信号ＶＩＦｊ’（ｔ）＝ＶＩＦｊ（ｔ−θＤｊ’−ρ３）を生成する。したがって、混合器ＭＸ４の第２入力端子には、第２中間周波数信号ＶＩＦｊ’（ｔ）が入力される。
【０１４９】
分散付与フィルタＤＦ４ｊとしては、分散付与フィルタＤＦ３ｊが与える分散と絶対値が等しく符号が反対の分散を与える分散付与フィルタが用いられる。すなわち、分散付与フィルタＤＦ３ｊとして、負の分散−Ｄｊ［ｓ／Ｈｚ］を与える分散付与フィルタが用いられている場合、分散付与フィルタＤＦ４ｊとしては、正の分散＋Ｄｊ［ｓ／Ｈｚ］を与える分散付与フィルタが用いられる。一方、分散付与フィルタＤＦ３ｊとして、正の分散＋Ｄｊ［ｓ／Ｈｚ］を与える分散付与フィルタが用いられている場合、分散付与フィルタＤＦ４ｊとしては、負の分散―Ｄｊ［ｓ／Ｈｚ］を与える分散付与フィルタが用いられる。分散付与フィルタＤＦ４ｊが第１中間周波数信号ＶＩＦｊ（ｔ）に与える分散の大きさは、分散付与フィルタＤＦ３ｊが第１局所信号ＶＬＯｊ（ｔ）に与える分散と絶対値が等しく符号が反対になるという条件を満たした上で、ｊによらず一定に設定してもよいし、ｊによって異なるように設定してもよい。
【０１５０】
混合器ＭＸ４は、第３局所信号ＶＬＯｊ”（ｔ）を用いて第２中間周波数信号ＶＩＦｊ’（ｔ）をアップコンバートし、周波数ｆＲＦ’を有する第２無線周波数信号ＶＲＦ’（ｔ）を出力する。この詳細については後述する。こうして、混合器ＭＸ４の出力端子から、第１無線周波数信号ＶＲＦｊ（ｔ）に、所望の主ビーム方向に対応する遅延を与えることによって、位相の揃った第２無線周波数信号ＶＲＦ’（ｔ）が出力される。
【０１５１】
（時間遅延器の動作）
上記の構成を備えた時間遅延器ＴＤ２ｊが、第１無線周波数信号ＶＲＦｊ（ｔ）及び第１局所信号ＶＬＯｊ（ｔ）を入力して、最終的に、位相の揃った第２無線周波数信号ＶＲＦ’（ｔ）を出力する動作を以下説明する。ただし、説明を簡単にするため、ｊ番目の放射素子Ａｊが、例えば下記の式（２６）で表される第１無線周波数信号ＶＲＦｊ（ｔ）を受信したときの時間遅延器ＴＤ２ｊの動作を代表的に説明する。また、第１局所信号ＶＬＯｊ（ｔ）を例えば下記の式（２７）で表す。
【０１５２】
【数２６】
0006312732.tif 000027
【０１５３】
【数２７】
0006312732.tif 000028
【０１５４】
混合器ＭＸ４の第１入力端子には、放射素子Ａｊによって受信された第１無線周波数信号ＶＲＦｊ（ｔ）が入力される。混合器ＭＸ４の第２入力端子には、局所信号源ＬＯｊにて生成された第１局所信号ＶＬＯｊ（ｔ）を、上述した第４伝送線路ＴＬ４にて遅延させることにより得られた第２局所信号ＶＬＯｊ’（ｔ）が入力される。第１局所信号ＶＬＯｊ（ｔ）が上記の式（２７）のように表される場合、第２局所信号ＶＬＯｊ’（ｔ）は、下記の式（２８）のように表される。なお、第４伝送線路ＴＬ４による遅延ρ１は、全ての時間遅延器ＴＤ２ｊについて同じである。
【０１５５】
【数２８】
0006312732.tif 000029
【０１５６】
そうすると、混合器ＭＸ３は、第１無線周波数信号ＶＲＦｊ（ｔ）と第２局所信号ＶＬＯｊ’（ｔ）とを乗算した後、高周波成分をカットする（第２局所信号ＶＬＯｊ’（ｔ）を用いて第１無線周波数信号ＶＲＦｊ（ｔ）をダウンコンバートする）ことによって、第１中間周波数信号ＶＩＦｊ（ｔ）を生成する。混合器ＭＸ３に入力される第１無線周波数信号ＶＲＦｊ（ｔ）及び第２局所信号ＶＬＯｊ’（ｔ）が上記の式（２６）及び（２７）で表される場合、混合器ＭＸ３にて生成される第１中間周波数信号ＶＩＦｊ（ｔ）は、下記の式（２９）のように表される。
【０１５７】
【数２９】
0006312732.tif 000030
【０１５８】
混合器ＭＸ４の第１入力端子には、局所信号源ＬＯｊにて生成され第１局所信号ＶＬＯｊ（ｔ）を、上述した第５伝送線路ＴＬ５にて遅延させることにより得られた第３局所信号ＶＬＯｊ”（ｔ）が入力される。第５伝送線路ＴＬ５に挿入する分散付与フィルタＤＦ３ｊとして、負の分散−Ｄｊ［ｓ／Ｈｚ］を与える分散付与フィルタを用いているものとすると、第１局所信号ＶＬＯｊ（ｔ）が上記の式（２７）のように表される場合、第３局所信号ＶＬＯｊ”（ｔ）は、下記の式（３０）のように表される。なお、第５伝送線路ＴＬ５による遅延ρ２は、全ての時間遅延器ＴＤ２ｊについて同じである。
【０１５９】
【数３０】
0006312732.tif 000031
【０１６０】
混合器ＭＸ４の第２入力端子には、混合器ＭＸ３にて生成された第１中間周波数信号ＶＩＦｊ（ｔ）を、上述した第６伝送線路ＴＬ６にて遅延させることにより得られた第２中間周波数信号ＶＩＦｊ’（ｔ）が入力される。第６伝送線路ＴＬ６に挿入する分散付与フィルタＤＦ４ｊとして、正の分散＋Ｄｊ［ｓ／Ｈｚ］を与える分散付与フィルタを用いているものとすると、第１中間周波数信号ＶＩＦｊ（ｔ）が上記の式（２９）のように表されている場合、第２中間周波数信号ＶＩＦｊ’（ｔ）は、下記の式（３１）のように表される。なお、第６伝送線路ＴＬ６による遅延ρ３は、全ての時間遅延器ＴＤ２ｊについて同じである。
【０１６１】
【数３１】
0006312732.tif 000032
【０１６２】
混合器ＭＸ４は、第２中間周波数信号ＶＩＦｊ’（ｔ）と第３局所信号ＶＬＯｊ”（ｔ）とを乗算した後、低周波成分をカットする（第３局所信号ＶＬＯｊ”（ｔ）を用いて第２中間周波数信号ＶＩＦｊ’（ｔ）をアップコンバートする）ことによって、第２無線周波数信号ＶＲＦ’（ｔ）を生成する。混合器ＭＸ４に入力される第２中間周波数信号ＶＩＦｊ’（ｔ）及び第３局所信号ＶＬＯｊ”（ｔ）が上記の式（３１）及び上記の式（３０）のように表される場合、混合器ＭＸ４にて生成される第２無線周波数信号ＶＲＦ’（ｔ）は、下記の式（３２）のように表される。
【０１６３】
【数３２】
0006312732.tif 000033
【０１６４】
上記の式（３２）から、第２無線周波数信号ＶＲＦ’（ｔ）の第１無線周波数信号ＶＲＦｊ（ｔ）に対する遅延δｊは、下記の式（３３）で表される。
【０１６５】
【数３３】
0006312732.tif 000034
【０１６６】
上記の式（３３）によれば、以下のことが分かる。すなわち、時間遅延器ＴＤ２ｊによれば、遅延δｊを第１局所信号ＶＬＯｊ（ｔ）の周波数ｆＬＯｊに応じて自在に変化させることができる。更に、時間遅延器ＴＤ２ｊにおいては、制御変数である第１局所信号ＶＬＯｊ（ｔ）の周波数ｆＬＯｊの変化量ΔｆＬＯｊと、被制御変数である遅延δｊの変化量Δδｊとの間に、Δδｊ＝｛（ρ２−ρ１−ρ３）/ｆＲＦ１−２Ｄｊ｝ΔｆＬＯｊ又はΔδｊ＝｛（ρ２−ρ１−ρ３）/ｆＲＦ１＋２Ｄｊ｝ΔｆＬＯｊという関係が成り立つ。したがって、第５伝送線路ＴＬ５の電気長を第４伝送線路ＴＬ４の電気長と第６伝送線路ＴＬ６の電気長との和に近づけることにより、ρ２−ρ１−ρ３を０に近づけていけば、遅延δｊの変化量Δδｊが第１無線周波数信号ＶＲＦ１（ｔ）の周波数ｆＲＦ１に依存する依存度をいくらでも小さくすることができる。特に、第５伝送線路ＴＬ５の電気長を第４伝送線路ＴＬ４の電気長と第６伝送線路ＴＬ６の電気長との和に一致させることにより、ρ２−ρ１−ρ３＝０とすれば、遅延δｊの変化量Δδｊが第１無線周波数信号ＶＲＦ１（ｔ）の周波数ｆＲＦ１に依存しなくなる。このため、第１局所信号ＶＬＯｊ（ｔ）の周波数ｆＬＯｊを制御変数とする遅延δｊの制御が従来よりも容易になる。
【０１６７】
なお、ここでは、分散付与フィルタＤＦ３ｊとして、負の分散−Ｄｊ［ｓ／Ｈｚ］を与える分散付与フィルタを用い、分散付与フィルタＤＦ４ｊとして、正の分散＋Ｄｊ［ｓ／Ｈｚ］を与える分散付与フィルタを用いた場合の動作について説明したが、本発明はこれに限定されない。すなわち、分散付与フィルタＤＦ３ｊとして、正の分散＋Ｄｊ［ｓ／Ｈｚ］を与える分散付与フィルタを用い、分散付与フィルタＤＦ４ｊとして、負の分散−Ｄｊ［ｓ／Ｈｚ］を与える分散付与フィルタを用いてもよい。この場合における遅延δｊは、下記の式（３４）で表される。この場合の作用効果は、既に説明した作用効果と全く同様である。
【０１６８】
【数３４】
0006312732.tif 000035
【０１６９】
フェイズドアレイアンテナ３の送信用アンテナ部３Ａが、等位相面の傾きがαとなる電磁波を効率良く送信することができる点は、フェイズドアレイアンテナ１について説明したとおりである。さらに、フェイズドアレイアンテナ３の受信用アンテナ部３Ｂにおいても、第１局所信号ＶＬＯｊ（ｔ）の周波数差ΔｆＬＯの等差的な設定によって、局所信号源ＬＯ１，ＬＯ２，…，ＬＯｎが生成する第１局所信号ＶＬＯｊ（ｔ）の周波数ｆＬＯｊは、対応する放射素子Ａｉの配列順に等差的に設定されている。これにより、時間遅延器ＴＤ２１，ＴＤ２２，…，ＴＤ２ｎが第１無線周波数信号ＶＲＦ１（ｔ）に与える遅延δ１，δ２，…，δｎが、対応する放射素子Ａｉの配列順に等差的に設定されることになる。時間遅延差Δｔ＝δ２−δ１＝δ３−δ２＝…＝δｎ−δｎ−１が前述したｄ×ｓｉｎα／ｃに一致するように、周波数差ΔｆＬＯ＝ｆＬＯ２−ｆＬＯ１＝ｆＬＯ３−ｆＬＯ２＝…＝ｆＬＯｎ−ｆＬＯｎ−１を設定すれば、受信用アンテナ部３Ｂは、等位相面の傾きがαとなる電磁波、言い換えると周波数ｆＲＦに依存しない主ビーム方向から進入する電磁波を効率良く受信することができる。
【０１７０】
〔第４の実施形態〕
＜フェイズドアレイアンテナの構成＞
本発明の第４の実施形態に係るフェイズドアレイアンテナ４の構成について、図４を参照して説明する。図４は、フェイズドアレイアンテナ４の構成を示すブロック図である。なお、説明の便宜上、前記実施形態にて説明した構成と同じ機能を有する構成については、同じ符号を付記し、その説明を省略する。
【０１７１】
図４に示すように、フェイズドアレイアンテナ４は、受信用のフェイズドアレイアンテナである。
【０１７２】
フェイズドアレイアンテナ４は、ｎ個の局所信号源ＬＯｊ（ｊ＝１〜ｎ）と、１つの時間遅延器ＴＤ３１と、を備えている。局所信号源ＬＯｊ（ｊ＝１〜ｎ）は、互いに異なるようにｎ通りに設定される周波数ｆＬＯｊを有する第１局所信号ＶＬＯｊ（ｔ）をそれぞれ出力する。なお、（ｆＬＯｊ−ｆＬＯｊ−１）で表される周波数差ΔｆＬＯが定数となるように、ｎ通りの周波数ｆＬＯｊが設定されてもよい。
【０１７３】
フェイズドアレイアンテナ４は、１対の分散付与フィルタＤＦ３，ＤＦ４を用いてｎ個の第１無線周波数信号ＶＲＦｊ（ｔ）にまとめて分散を与えるため、フェイズドアレイアンテナ３の受信用アンテナ部３Ｂよりも少ない部品点数で実現することができるという利点がある。一方、フェイズドアレイアンテナ３の受信用アンテナ部３Ｂは、ｎ対の分散付与フィルタＤＦ３ｊ，ＤＦ４ｊを用いてｎ個の第１無線周波数信号ＶＲＦｊ（ｔ）に個別に分散を与えるため、フェイズドアレイアンテナ４よりも損失が小さくなり、得られる無線周波数信号ＲＦ”のパワーが大きくなるという利点がある。
【０１７４】
（時間遅延器の構成及び動作）
次に、時間遅延器ＴＤ３１の構成及び動作を説明する。時間遅延器ＴＤ３１は、図４に示すように、前記ｎ個の混合器ＭＸ３に加えて、サーキュレータＣ４、Ｃ５と、２つの分散付与フィルタＤＦ３（第１分散付与フィルタ），ＤＦ４（第２分散付与フィルタ）と、ｎ個の第４伝送線路ＴＬ４（第１伝送線路）と、ｎ個の第５伝送線路ＴＬ５（第２伝送線路）と、ｎ個の第６伝送線路ＴＬ６（第３伝送線路）と、混合器ＭＸ４（第４混合器）とを備えている。
【０１７５】
各混合器ＭＸ３および各第４伝送線路ＴＬ４については、フェイズドアレイアンテナ３において説明したとおりである。すなわち、各混合器ＭＸ３は、第２局所信号ＶＬＯｊ’（ｔ）を用いて、周波数ｆＲＦ１（ｆＬＯｊ＜ｆＲＦ１）を有する第１無線周波数信号ＶＲＦｊ（ｔ）をダウンコンバートし、周波数ｆＲＦ１−ｆＬＯｊを有する第１中間周波数信号ＶＩＦｊ（ｔ）を出力する。
【０１７６】
混合器ＭＸ４の２つの入力端子のうち第１入力端子には、ｎ個の局所信号源ＬＯｊに共有された分散付与フィルタＤＦ３が挿入されたｎ個の第５伝送線路ＴＬ５が接続されている。第５伝送線路ＴＬ５は、それぞれ、局所信号源ＬＯｊの出力端子から始まり、サーキュレータＣ４の第１ポート及び第２ポートを経て分散付与フィルタＤＦ３を往復し、サーキュレータＣ４の第２ポート及び第３ポートを経て混合器ＭＸ４の第１入力端子に至る線路である。
【０１７７】
また、ｊ番目の第５伝送線路ＴＬ５は、分散付与フィルタＤＦ３による遅延θＤと、当該ｊ番目の第５伝送線路ＴＬ５による遅延η１ｊとをｊ番目の第１局所信号ＶＬＯｊ（ｔ）に与えることによって、第３局所信号ＶＬＯｊ”（ｔ）＝ＶＬＯｊ（ｔ−θＤ−η１ｊ）を生成する。こうして、ｎ個の第５伝送線路ＴＬ５は、ｎ個の第３局所信号ＶＬＯｊ”（ｔ）を生成する。したがって、混合器ＭＸ４の第１入力端子には、ｎ個の第３局所信号ＶＬＯｊ”（ｔ）が加算された和信号ΣＶＬＯｊ”（ｔ）＝ＶＬＯ１”（ｔ）＋ＶＬＯ２”（ｔ）＋・・・＋ＶＬＯｎ”（ｔ）が入力される。
【０１７８】
分散付与フィルタＤＦ３として、負の分散−Ｄ［ｓ／Ｈｚ］を与える分散付与フィルタを用いた場合、第１局所信号ＶＬＯｊ（ｔ）に与えられる遅延θＤは、θＤ＝ＤｆＬＯｊ＋θ０となり、第３局所信号ＶＬＯ”（ｔ）は、ＶＬＯｊ”（ｔ）＝ＶＬＯｊ（ｔ−ＤｆＬＯｊ−θ０−η１ｊ）となる。一方、分散付与フィルタＤＦ３として、正の分散＋Ｄ［ｓ／Ｈｚ］を与える分散付与フィルタを用いた場合、第１局所信号ＶＬＯｊ（ｔ）に与えられる遅延θＤは、θＤ＝−ＤｆＬＯｊ＋θ０となり、第３局所信号ＶＬＯｊ”（ｔ）は、ＶＬＯｊ”（ｔ）＝ＶＬＯｊ（ｔ＋ＤｆＬＯｊ−θ０−η１ｊ）となる。
【０１７９】
混合器ＭＸ４の第２入力端子には、ｎ個の混合器ＭＸ３に共有された分散付与フィルタＤＦ４が挿入されたｎ個の第６伝送線路ＴＬ６が接続されている。第６伝送線路ＴＬ６は、それぞれ、ｎ個の混合器ＭＸ３の各出力端子から始まり、サーキュレータＣ５の第１ポート及び第２ポートを経て分散付与フィルタＤＦ４を往復し、サーキュレータＣ５の第２ポート及び第３ポートを経て混合器ＭＸ４の第２入力端子に至る線路である。分散付与フィルタＤＦ４の構成は、分散付与フィルタＤＦ３と同じであるが、分散付与フィルタＤＦ４の分散の正負の符号は、分散付与フィルタＤＦ３の分散の正負の符号と逆になっている。
【０１８０】
また、ｊ番目の第６伝送線路ＴＬ６は、分散付与フィルタＤＦ４による遅延θＤ’と、当該ｊ番目の第６伝送線路ＴＬ６による遅延η２ｊとをｊ番目の第１中間周波数信号ＶＩＦｊ（ｔ）に与えることによって、第２中間周波数信号ＶＩＦｊ’（ｔ）＝ＶＩＦｊ（ｔ−θＤ’−η２ｊ）を生成する。したがって、混合器ＭＸ４の第２入力端子には、ｎ個の第２中間周波数信号ＶＩＦｊ”（ｔ）が加算された和信号ΣＶＩＦｊ”（ｔ）＝ＶＩＦ１”（ｔ）＋ＶＩＦ２”（ｔ）＋・・・＋ＶＩＦｎ”（ｔ）が入力される。
【０１８１】
混合器ＭＸ４は、ｎ個の前記第３局所信号ＶＬＯｊ”（ｔ）と、ｎ個の前記第２中間周波数信号ＶＩＦｊ’（ｔ）とを乗算することによって、ｎ×ｎ通りの周波数ｆＲＦｊｋ（ｋ＝１〜ｎ）を有するｎ×ｎ個の第２無線周波数信号ＶＲＦｊｋ（ｔ）を生成する。
【０１８２】
混合器ＭＸ４から第２無線周波数信号ＶＲＦｊｋ（ｔ）が出力される伝送線路には、符号が分散付与フィルタＤＦ４の分散とは逆符号であり、かつ、前記周波数ｆＲＦ１を有する第３無線周波数信号ＶＲＦ１’（ｔ）を取り出す分散を与える分散付与フィルタＤＦ５（第３分散付与フィルタ）が、サーキュレータＣ６を介して挿入されている。
【０１８３】
分散付与フィルタＤＦ５は、サーキュレータＣ６の第１ポート及び第２ポートを経て入力されるｎ×ｎ個の第２無線周波数信号ＶＲＦｊｋ（ｔ）のうち、前記周波数ｆＲＦ１を有したｎ個の第２無線周波数信号ＶＲＦｊｋ（ｔ）（ただしｊ＝ｋ）を取り出す。すなわち、ｎ個の第２無線周波数信号ＶＲＦｊｋ（ｔ）（ただしｊ＝ｋ）は、第３局所信号ＶＬＯｊ”（ｔ）と第２中間周波数信号ＶＩＦｊ’（ｔ）との同一番号の項同士を第１項から第ｎ項まで順次乗算することによって生成された信号である。
【０１８４】
より具体的には、分散付与フィルタＤＦ５が、ＣＥＢＧ伝送線路によって構成されている場合、無線周波数の帯域に該当する信号を反射して分散付与フィルタＤＦ５を往復させることによって、当該信号に、分散付与フィルタＤＦ４が第２無線周波数信号ＶＲＦ１’（ｔ）に与えた遅延θＤ’を相殺する分散を与える。なお、分散付与フィルタＤＦ５は、無線周波数の帯域に該当しない信号を透過させる。分散付与フィルタＤＦ５を透過した信号は、終端抵抗によって消されるようにすればよい。
【０１８５】
こうして、ｎ個の第２無線周波数信号ＶＲＦｊｋ（ｔ）（ただしｊ＝ｋ）が足し合わされ、前記周波数ｆＲＦ１を有する第３無線周波数信号ＶＲＦ１’（ｔ）がサーキュレータＣ６の第３ポートから出力される。
【０１８６】
なお、第１局所信号ＶＬＯｊ（ｔ）を元にして第３局所信号ＶＬＯｊ”（ｔ）が個々に生成される過程、第１中間周波数信号ＶＩＦｊ（ｔ）を元にして第２中間周波数信号ＶＩＦｊ”（ｔ）が個々に生成される過程、第３局所信号ＶＬＯｊ”（ｔ）と対応する第２中間周波数信号ＶＩＦｊ”（ｔ）とが乗算され第２無線周波数信号ＶＲＦ’（ｔ）が個々に生成される過程は、フェイズドアレイアンテナ３及び４において同一であり、上記の式（２６）〜（３３）によって、各過程を表すことができる。
【０１８７】
また、フェイズドアレイアンテナ４においても、第１局所信号ＶＬＯｊ（ｔ）の周波数差ΔｆＬＯの等差的な設定によって、局所信号源ＬＯ１，ＬＯ２，…，ＬＯｎが生成する第１局所信号ＶＬＯｊ（ｔ）の周波数ｆＬＯｊは、対応する放射素子Ａｉの配列順に等差的に設定されている。これにより、時間遅延器ＴＤ３１が、第１無線周波数信号ＶＲＦ１（ｔ）に与える遅延δ１，δ２，…，δｎが、対応する放射素子Ａｉの配列順に等差的に設定されることになる。時間遅延差Δｔ＝δ２−δ１＝δ３−δ２＝…＝δｎ−δｎ−１が前述したｄ×ｓｉｎα／ｃに一致するように、周波数差ΔｆＬＯ＝ｆＬＯ２−ｆＬＯ１＝ｆＬＯ３−ｆＬＯ２＝…＝ｆＬＯｎ−ｆＬＯｎ−１を設定すれば、フェイズドアレイアンテナ４は、等位相面の傾きがαとなる電磁波を効率良く受信することができる。
【０１８８】
さらに、分散付与フィルタＤＦ５は、第２無線周波数信号ＶＲＦｊｋ（ｔ）の第１無線周波数信号ＶＲＦｊ（ｔ）に対する遅延δｊにおける、第４分散付与フィルタによる遅延θＤ’を相殺する結果、δｊ＝｛（θ２ｊ−θ１−θ３ｊ）/ｆＲＦ1＋２Ｄ｝ｆＬＯｊ＋θ３ｊ又はδｊ＝｛（θ２ｊ−θ１−θ３ｊ）/ｆＲＦ1−２Ｄ｝ｆＬＯｊ＋θ３ｊとすることができる。これにより、第３無線周波数信号ＶＲＦ１’（ｔ）が伝送される伝送線路によって、第３無線周波数信号ＶＲＦ１’（ｔ）の信号波形が崩されることを抑えられるので、第３無線周波数信号ＶＲＦ１’（ｔ）の信号品質を向上させることができる。
【０１８９】
このように、フェイズドアレイアンテナ４は、ｎ通りに設定される周波数ｆＬＯｊを有する第１局所信号ＶＬＯｊ（ｔ）を多重化して分散付与フィルタＤＦ３に入力するとともに、ｎ通りに異なる周波数ｆＲＦ１−ｆＬＯｊを有する第１中間周波数信号ＶＩＦｊ（ｔ）を多重化して分散付与フィルタＤＦ４に入力する構成である。これにより、分散付与フィルタＤＦ３およびＤＦ４が、ｎ個の放射素子Ａ１〜Ａｎに共有されている。したがって、部品点数の少ないフェイズドアレイアンテナを提供することができる。
【０１９０】
〔第５の実施形態〕
＜フェイズドアレイアンテナの構成＞
本発明の第５の実施形態に係るフェイズドアレイアンテナ５の構成について、図５を参照して説明する。図５は、フェイズドアレイアンテナ５の構成を示すブロック図である。なお、説明の便宜上、前記実施形態にて説明した構成と同じ機能を有する構成については、同じ符号を付記し、その説明を省略する。
【０１９１】
図５に示すように、フェイズドアレイアンテナ５は、送信用アンテナ部５Ａと、受信用アンテナ部５Ｂとを組み合わせた送受信用のフェイズドアレイアンテナである。送信用アンテナ部５Ａの構成は、フェイズドアレイアンテナ１の構成と同一である。
【０１９２】
受信用アンテナ部５Ｂは、１つの局所信号源ＬＯと、ｎ個の時間遅延器ＴＤ２ｊ（ｊ＝１〜ｎ）とを備えており、ｎ個の時間遅延器ＴＤ２ｊは局所信号源ＬＯを共有している。
【０１９３】
また、放射素子Ａｉは送信用アンテナ部５Ａ及び受信用アンテナ部５Ｂに兼用され、送信用アンテナ部５Ａ及び受信用アンテナ部５Ｂの各時間遅延器ＴＤ１ｉ及びＴＤ２ｊ（ただし、ｉ＝ｊ）間に接続されている。より具体的には、放射素子Ａｉは、送信側の時間遅延器ＴＤ１ｉの混合器ＭＸ２の出力端子と、受信側の時間遅延器ＴＤ２ｊ（ただし、ｉ＝ｊ）の混合器ＭＸ３（第３混合器）の第１入力端子とに、サーキュレータＣ３を介して接続されている。
【０１９４】
（時間遅延器の構成）
次に、時間遅延器ＴＤ２ｊの構成を説明する。各時間遅延器ＴＤ２ｊは、図５に示すように、基本的に同じ構成を有している。さらに、各時間遅延器ＴＤ２ｊは、混合器ＭＸ３の第２入力端子に、同一の周波数ｆＬＯを持つ第１局所信号ＶＬＯ（ｔ）が入力される点を除けば、図３に示す時間遅延器ＴＤ２ｊと同じ構成を備えている。
【０１９５】
ただし、受信用アンテナ部５Ｂで生成されるべき時間遅延差Δｔは、各時間遅延器ＴＤ２ｊの分散付与フィルタＤＦ５ｊまたはＤＦ６ｊが持つ分散Ｄを等差的に変えることによって、変わるようになっている。
【０１９６】
より具体的には、時間遅延器ＴＤ２１，ＴＤ２２，…，ＴＤ２ｎの分散付与フィルタＤＦ５ｊ，ＤＦ６ｊが与える分散は、対応する放射素子Ａｉの配列順に等差的に設定されている。すなわち、時間遅延器ＴＤ２１，ＴＤ２２，…，ＴＤ２ｎの分散付与フィルタＤＦ５１，５２，…，５ｎが与える分散は、それぞれ、−Ｄ，−（Ｄ＋ΔＤ），…，−（Ｄ＋（ｎ−１）ΔＤ）に設定されており、時間遅延器ＴＤ２１，ＴＤ２２，…，ＴＤ２ｎの分散付与フィルタＤＦ６１，６２，…，６ｎが与える分散は、それぞれ、Ｄ，Ｄ＋ΔＤ，…，Ｄ＋（ｎ−１）ΔＤに設定されている。これにより、時間遅延器ＴＤ２１，ＴＤ２２，…，ＴＤ２ｎが無線周波数信号ＶＲＦ（ｔ）に与える遅延δ１，δ２，…，δｎが、対応する放射素子Ａｉの配列順に等差的に設定されることになる。時間遅延差Δｔ＝δ２−δ１＝δ３−δ２＝…＝δｎ−δｎ−１がｄ×ｓｉｎα／ｃに一致するように、分散差ΔＤを設定すれば、等位相面の傾き角がαとなる電磁波を効率良く受信することができる。
【０１９７】
フェイズドアレイアンテナ１について説明したとおり、フェイズドアレイアンテナ５の送信用アンテナ部５Ａは、等位相面の傾きがαとなる電磁波を効率良く送信することができる。また、フェイズドアレイアンテナ５の受信用アンテナ部５Ｂにおいて、時間遅延差Δｔは、上記の式（３５）に示すように、第１局所信号ＶＬＯ（ｔ）の周波数ｆＬＯに比例し、その比例係数は、無線周波数信号ＶＲＦ（ｔ）の周波数ｆＲＦに依存しない。したがって、フェイズドアレイアンテナ５によれば、電磁波を効率良く受信することができる方向（受信する電磁波の主ビーム方向）を広い帯域に亘って正確に制御することが可能である。さらに、受信用アンテナ部５Ｂは、等位相面の傾きが時間遅延差Δｔに応じたαとなる電磁波、言い換えると周波数ｆＲＦに依存しない主ビーム方向から進入する電磁波を効率良く受信することができる。
【０１９８】
〔付記事項〕
本発明は上述した実施形態や各変形例に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、実施形態又は各変形例に開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。
【符号の説明】
【０１９９】
１、２、３、４、５  フェイズドアレイアンテナ
Ａ１、Ａ２、Ａｎ  放射素子
ＤＦ１１，ＤＦ１２，ＤＦ１ｎ  分散付与フィルタ（第１分散付与フィルタ）
ＤＦ２１，ＤＦ２２，ＤＦ２ｎ  分散付与フィルタ（第２分散付与フィルタ）
ＤＦ３１，ＤＦ３２，ＤＦ３ｎ  分散付与フィルタ（第３分散付与フィルタ）
ＤＦ４１，ＤＦ４２，ＤＦ４ｎ  分散付与フィルタ（第４分散付与フィルタ）
ＤＦ５１，ＤＦ５２，ＤＦ５ｎ  分散付与フィルタ（第３分散付与フィルタ）
ＤＦ６１，ＤＦ６２，ＤＦ６ｎ  分散付与フィルタ（第４分散付与フィルタ）
ＤＦ３  分散付与フィルタ（第１分散付与フィルタ）
ＤＦ４  分散付与フィルタ（第２分散付与フィルタ）
ＤＦ５  分散付与フィルタ（第３分散付与フィルタ）
ＴＤ１１、ＴＤ１２、ＴＤ１ｎ  時間遅延器（時間遅延器ＴＤi）
ＴＤ２１、ＴＤ２２、ＴＤ２ｎ  時間遅延器（時間遅延器ＴＤｊ）
ＴＤ３１  時間遅延器
ＭＸ１  混合器（第１混合器）
ＭＸ２  混合器（第２混合器）
ＭＸ３  混合器（第３混合器）
ＭＸ４  混合器（第４混合器）
ＴＬ１  第１伝送線路
ＴＬ２  第２伝送線路
ＴＬ３  第３伝送線路
ＴＬ４  第４伝送線路（第１伝送線路）
ＴＬ５  第５伝送経路（第２伝送線路）
ＴＬ６  第６伝送経路（第３伝送線路）
ＩＦ１，ＩＦ２，ＩＦｎ  第１中間周波数信号（第１中間周波数信号ＶＩＦｉ（ｔ））
ＩＦ１’，ＩＦ２’，ＩＦｎ’  第２中間周波数信号（第２中間周波数信号ＶＩＦｉ’（ｔ））
ＬＯ１，ＬＯ２，ＬＯｎ  第１局所信号（第１局所信号ＶＬＯｉ（ｔ））
ＬＯ１’，ＬＯ２’，ＬＯｎ’  第２局所信号（第２局所信号ＶＬＯｉ’（ｔ））
ＬＯ１”，ＬＯ２”，ＬＯｎ”  第３局所信号（第３局所信号ＶＬＯｉ”（ｔ））
ＲＦ，ＲＦ１，ＲＦ２，ＲＦｎ  第１無線周波数信号（第１無線周波数信号ＶＲＦ（ｔ））
ＲＦ’，ＲＦ１’，ＲＦ２’，ＲＦｎ’  第２無線周波数信号（第２無線周波数信号ＶＲＦｉ’（ｔ））
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
0006312732.tif 000043
【図９】
0006312732.tif 000044
【図１０】
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【図１１】
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