(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
互いに異なる複数の電位を出力可能な直流電源（２１，２２；６１〜６３）と、
前記直流電源から出力可能な複数の電位のうちいずれかの電位を選択して回転電機（１０）の各相に出力すべく操作されるスイッチング素子（Ｓｕ１〜Ｓｗ４；Ｓｕｐ〜Ｓｗｎ，Ｑｕ１〜Ｑｗ２；Ｓ１〜Ｓ６）と、を備えるマルチレベルインバータ（２０；２０ａ；２０ｂ）に適用され、
前記直流電源から前記回転電機の各相に出力される電位が、前記直流電源から出力可能な複数の電位のうち最高電位と最低電位との間を行き来するように、前記直流電源の出力電位が前記複数の電位のそれぞれで固定される固定期間と、時間的に隣接する一対の前記固定期間の間に設定される期間であって、時間的に隣接する一対の前記固定期間のそれぞれに対応する前記直流電源の出力電位が交互に出現するスイッチング期間とを実現するための前記スイッチング素子の操作信号を生成する生成部（４０ｈ）と、
前記生成部によって生成された前記操作信号に基づいて、前記スイッチング素子を操作する操作部（４０ｉ）と、を備え、
前記生成部は、前記回転電機の回転速度が高いほど、前記回転電機の電気角範囲で規定される前記スイッチング期間を長く設定することを特徴とするマルチレベルインバータの制御装置。
【請求項２】
前記生成部は、前記回転電機のトルクが大きいほど、前記回転電機の電気角範囲で規定される前記スイッチング期間を長く設定する請求項１に記載のマルチレベルインバータの制御装置。
【請求項３】
互いに異なる複数の電位を出力可能な直流電源（２１，２２；６１〜６３）と、
前記直流電源から出力可能な複数の電位のうちいずれかの電位を選択して回転電機（１０）の各相に出力すべく操作されるスイッチング素子（Ｓｕ１〜Ｓｗ４；Ｓｕｐ〜Ｓｗｎ，Ｑｕ１〜Ｑｗ２；Ｓ１〜Ｓ６）と、を備えるマルチレベルインバータ（２０；２０ａ；２０ｂ）に適用され、
前記直流電源から前記回転電機の各相に出力される電位が、前記直流電源から出力可能な複数の電位のうち最高電位と最低電位との間を行き来するように、前記直流電源の出力電位が前記複数の電位のそれぞれで固定される固定期間と、時間的に隣接する一対の前記固定期間の間に設定される期間であって、時間的に隣接する一対の前記固定期間のそれぞれに対応する前記直流電源の出力電位が交互に出現するスイッチング期間とを実現するための前記スイッチング素子の操作信号を生成する生成部（４０ｈ）と、
前記生成部によって生成された前記操作信号に基づいて、前記スイッチング素子を操作する操作部（４０ｉ）と、を備え、
前記生成部は、前記回転電機のトルクが大きいほど、前記回転電機の電気角範囲で規定される前記スイッチング期間を長く設定することを特徴とするマルチレベルインバータの制御装置。
【請求項４】
前記生成部は、前記マルチレベルインバータのスイッチング損失及び前記回転電機の鉄損の合計値を最小とすべく、前記回転電機の回転速度が高かったり、前記回転電機のトルクが大きかったりするほど、前記回転電機の電気角範囲で規定される前記スイッチング期間を長く設定する請求項１〜３のいずれか１項に記載のマルチレベルインバータの制御装置。
【請求項５】
互いに異なる複数の電位を出力可能な直流電源（２１，２２；６１〜６３）と、
前記直流電源から出力可能な複数の電位のうちいずれかの電位を選択して回転電機（１０）の各相に出力すべく操作されるスイッチング素子（Ｓｕ１〜Ｓｗ４；Ｓｕｐ〜Ｓｗｎ，Ｑｕ１〜Ｑｗ２；Ｓ１〜Ｓ６）と、を備えるマルチレベルインバータ（２０；２０ａ；２０ｂ）に適用され、
前記直流電源から前記回転電機の各相に出力される電位が、前記直流電源から出力可能な複数の電位のうち最高電位と最低電位との間を行き来するように、前記直流電源の出力電位が前記複数の電位のそれぞれで固定される固定期間と、時間的に隣接する一対の前記固定期間の間に設定される期間であって、時間的に隣接する一対の前記固定期間のそれぞれに対応する前記直流電源の出力電位が交互に出現するスイッチング期間とを実現するための前記スイッチング素子の操作信号を生成する生成部（４０ｈ）と、
前記生成部によって生成された前記操作信号に基づいて、前記スイッチング素子を操作する操作部（４０ｉ）と、を備え、
前記生成部は、前記マルチレベルインバータのスイッチング損失及び前記回転電機の鉄損の合計値を最小とすべく、前記回転電機の回転速度が高かったり、前記回転電機のトルクが大きかったりするほど、前記回転電機の電気角範囲で規定される前記スイッチング期間を長く設定することを特徴とするマルチレベルインバータの制御装置。
【請求項６】
前記直流電源（２１，２２）は、互いに異なる３つの電位を出力可能に構成され、
前記固定期間は、前記直流電源の出力電位が、前記直流電源から出力可能な３つの電位のそれぞれで固定される期間である請求項１〜５のいずれか１項に記載のマルチレベルインバータの制御装置。
【請求項７】
前記生成部は、
前記マルチレベルインバータの出力電圧の変調率を算出する変調率算出部と、
前記変調率算出部によって算出された前記変調率に基づいて、前記スイッチング期間の長さと、前記直流電源の出力可能な３つの電位のうち中間電位に対応する前記固定期間の長さとを設定する第１設定部と、
前記第１設定部によって設定された前記固定期間の長さ及び前記スイッチング期間の長さに基づいて、前記直流電源の出力可能な３つの電位のうち最高電位及び最低電位のそれぞれに対応する前記固定期間の長さを設定する第２設定部と、を含み、前記第１設定部によって設定された前記固定期間の長さ及び前記スイッチング期間の長さと、前記第２設定部によって設定された前記固定期間の長さとに基づいて、前記操作信号を生成する請求項６に記載のマルチレベルインバータの制御装置。
【請求項８】
前記固定期間及び前記スイッチング期間を含んで規定される前記回転電機の１電気角周期に渡る前記直流電源の出力電位のパターンは、前記パターンの電気角１８０°を通る軸線上の点に対して点対称となるパターンである請求項１〜７のいずれか１項に記載のマルチレベルインバータの制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、互いに異なる複数の電位を出力可能な直流電源と、前記直流電源から出力可能な複数の電位のうちいずれかの電位を選択して回転電機の各相に出力すべく操作されるスイッチング素子と、を備えるマルチレベルインバータに適用される制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
この種の制御装置としては、下記特許文献１に見られるように、３レベルインバータのスイッチング素子を操作するものが知られている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開平９−１８２４５４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上記特許文献１に記載された制御装置は、回転電機を正弦波駆動制御するものである。このため、回転電機に流れる電流に含まれる高調波成分が小さく、回転電機の鉄損やトルクリップルが小さい。ここで、正弦波駆動制御は、インバータの出力電圧の変調率が比較的低い回転電機の運転領域において行われる。一方、変調率が比較的高い運転領域においては、正弦波駆動制御に代えて、例えば１パルス制御が行われる。この場合、回転電機に流れる電流に含まれる高調波成分が増加し、回転電機の鉄損やトルクリップルの増加が懸念される。
【０００５】
本発明は、回転電機に流れる電流に含まれる高調波成分を低減させることができるマルチレベルインバータの制御装置を提供することを主たる目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。
【０００７】
本発明は、互いに異なる複数の電位を出力可能な直流電源（２１，２２；６１〜６３）と、前記直流電源から出力可能な複数の電位のうちいずれかの電位を選択して回転電機（１０）の各相に出力すべく操作されるスイッチング素子（Ｓｕ１〜Ｓｗ４；Ｓｕｐ〜Ｓｗｎ，Ｑｕ１〜Ｑｗ２；Ｓ１〜Ｓ６）と、を備えるマルチレベルインバータ（２０；２０ａ；２０ｂ）に適用され、前記直流電源から前記回転電機の各相に出力される電位が、前記直流電源から出力可能な複数の電位のうち最高電位と最低電位との間を行き来するように、前記直流電源の出力電位が前記複数の電位のそれぞれで固定される固定期間と、時間的に隣接する一対の前記固定期間の間に設定される期間であって、時間的に隣接する一対の前記固定期間のそれぞれに対応する前記直流電源の出力電位が交互に出現するスイッチング期間とを実現するための前記スイッチング素子の操作信号を生成する生成部（４０ｈ）と、前記生成部によって生成された前記操作信号に基づいて、前記スイッチング素子を操作する操作部（４０ｉ）と、を備えることを特徴とする。
【０００８】
上記発明では、直流電源から回転電機の各相に出力される電位が、上記最高電位と上記最低電位との間を行き来するように、直流電源の出力電位が、直流電源の出力可能な複数の電位のそれぞれで固定される固定期間が設定される。また上記発明では、時間的に隣接する一対の固定期間のそれぞれに対応する直流電源の出力電位が交互に出現するスイッチング期間が、時間的に隣接する一対の固定期間の間に設定される。
【０００９】
上記発明では、生成部により、固定期間とスイッチング期間とを実現するためのスイッチング素子の操作信号が生成される。そして操作部により、生成された操作信号に基づいてスイッチング素子が操作される。スイッチング期間の設定により、回転電機に流れる電流の基本波成分からの歪を低減させ、回転電機に流れる電流に含まれる高調波成分を低減させることができる。これにより、回転電機の鉄損を低減させたり、トルクリップルを低減させたりすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】第１実施形態にかかるモータ制御システムの全体構成図。
【図２】モータのトルク制御を示すブロック図。
【図３】インバータスイッチの操作信号の生成手法を示す図。
【図４】各相電圧の出力パターンを示す図。
【図５】スイッチング期間の長さＴｓｗと高調波電流との関係を示す図。
【図６】変調率Ｍｒが１２０の場合におけるスイッチング期間の長さＴｓｗと中間レベル期間の長さβとの関係を示す図。
【図７】スイッチング期間の長さＴｓｗを０，１０，２０°に設定した場合の指令電圧を示す図。
【図８】変調率Ｍｒが１１５の場合におけるスイッチング期間の長さＴｓｗと中間レベル期間の長さβとの関係を示す図。
【図９】変調率Ｍｒが１１０の場合におけるスイッチング期間の長さＴｓｗと中間レベル期間の長さβとの関係を示す図。
【図１０】変調率Ｍｒが１０５の場合におけるスイッチング期間の長さＴｓｗと中間レベル期間の長さβとの関係を示す図。
【図１１】スイッチング損失及び鉄損の合計損失、スイッチング期間の長さＴｓｗ及び電気角速度ωの関係を示す図。
【図１２】第１実施形態の高調波電流低減効果を示す図。
【図１３】第２実施形態にかかるモータ制御システムの全体構成図。
【図１４】第３実施形態にかかるインバータのＵ相アームを示す図。
【図１５】各相電圧の出力パターンを示す図。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
（第１実施形態）
以下、本発明にかかる制御装置を車載主機として３相回転電機を備える車両（例えば、ハイブリッド車や電気自動車）に適用した第１実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
【００１２】
図１に示すように、車載モータ制御システムは、モータジェネレータ１０、インバータ２０、バッテリ３０、及びモータジェネレータ１０を制御対象とする制御装置４０を備えている。モータジェネレータ１０は、車載主機であり、図示しない駆動輪と動力伝達可能とされている。本実施形態では、モータジェネレータ１０として、Ｙ結線された永久磁石同期機を用いている。
【００１３】
モータジェネレータ１０には、インバータ２０を介してバッテリ３０が電気的に接続されている。本実施形態において、バッテリ３０は、例えば百Ｖ以上となる端子間電圧を有する蓄電池である。バッテリ３０としては、例えば、リチウムイオン蓄電池や、ニッケル水素蓄電池を用いることができる。
【００１４】
本実施形態において、インバータ２０は、中性点クランプ型の３レベルインバータである。インバータ２０は、Ｕ相第１〜第４スイッチＳｕ１〜Ｓｕ４、Ｖ相第１〜第４スイッチＳｖ１〜Ｓｖ４、Ｗ相第１〜第４スイッチＳｖ１〜Ｓｖ４、第１コンデンサ２１、第２コンデンサ２２、及び第１〜第６クランプダイオードＤｃ１〜Ｄｃ６を備えている。本実施形態では、各スイッチＳｕ１〜Ｓｕ４，Ｓｖ１〜Ｓｖ４、Ｓｗ１〜Ｓｗ４として、電圧制御形の半導体スイッチング素子を用いており、より具体的にはＩＧＢＴを用いている。
【００１５】
第１コンデンサ２１と第２コンデンサ２２とは、直列接続されている。第１，第２コンデンサ２１，２２の直列接続体には、バッテリ３０が並列接続されている。本実施形態において、第１コンデンサ２１の静電容量と、第２コンデンサ２２の静電容量とは同一の値に設定されている。また本実施形態において、第１コンデンサ２１と第２コンデンサ２２との接続点を中性点Ｏと称すこととする。なお本実施形態において、第１，第２コンデンサ２１，２２が「直流電源」に相当する。
【００１６】
Ｕ相第１〜第４スイッチＳｕ１〜Ｓｕ４は、エミッタとコレクタとが接続される形で直列接続されている。Ｕ相第１スイッチＳｕ１のコレクタには、バッテリ３０の正極端子が接続され、Ｕ相第４スイッチＳｕ４のエミッタには、バッテリ３０の負極端子が接続されている。Ｕ相第２スイッチＳｕ２とＵ相第３スイッチＳｕ３との接続点には、モータジェネレータ１０のＵ相が接続されている。また、Ｕ相第１スイッチＳｕ１とＵ相第２スイッチＳｕ２との接続点には、第１クランプダイオードＤｃ１のカソードが接続され、第１クランプダイオードＤｃ１のアノードには、第２クランプダイオードＤｃ２のカソードが接続されている。第２クランプダイオードＤｃ２のアノードには、Ｕ相第３スイッチＳｕ３とＵ相第４スイッチＳｕ４との接続点が接続されている。なお、Ｕ相の各スイッチＳｕ１，Ｓｕ２，Ｓｕ３，Ｓｕ４には、フリーホイールダイオードＤｕ１，Ｄｕ２，Ｄｕ３，Ｄｕ４が逆並列に接続されている。
【００１７】
Ｖ相第１〜第４スイッチＳｖ１〜Ｓｖ４は、エミッタとコレクタとが接続される形で直列接続されている。Ｖ相第１スイッチＳｖ１のコレクタには、バッテリ３０の正極端子が接続され、Ｖ相第４スイッチＳｖ４のエミッタには、バッテリ３０の負極端子が接続されている。Ｖ相第２スイッチＳｖ２とＶ相第３スイッチＳｖ３との接続点には、モータジェネレータ１０のＶ相が接続されている。また、Ｖ相第１スイッチＳｖ１とＶ相第２スイッチＳｖ２との接続点には、第３クランプダイオードＤｃ３のカソードが接続され、第３クランプダイオードＤｃ３のアノードには、第４クランプダイオードＤｃ４のカソードが接続されている。第４クランプダイオードＤｃ４のアノードには、Ｖ相第３スイッチＳｖ３とＶ相第４スイッチＳｖ４との接続点が接続されている。なお、Ｖ相の各スイッチＳｖ１，Ｓｖ２，Ｓｖ３，Ｓｖ４には、フリーホイールダイオードＤｖ１，Ｄｖ２，Ｄｖ３，Ｄｖ４が逆並列に接続されている。
【００１８】
Ｗ相第１〜第４スイッチＳｗ１〜Ｓｗ４は、エミッタとコレクタとが接続される形で直列接続されている。Ｗ相第１スイッチＳｗ１のコレクタには、バッテリ３０の正極端子が接続され、Ｗ相第４スイッチＳｗ４のエミッタには、バッテリ３０の負極端子が接続されている。Ｗ相第２スイッチＳｗ２とＷ相第３スイッチＳｗ３との接続点には、モータジェネレータ１０のＷ相が接続されている。また、Ｗ相第１スイッチＳｗ１とＷ相第２スイッチＳｗ２との接続点には、第５クランプダイオードＤｃ５のカソードが接続され、第５クランプダイオードＤｃ５のアノードには、第６クランプダイオードＤｃ６のカソードが接続されている。第６クランプダイオードＤｃ６のアノードには、Ｗ相第３スイッチＳｗ３とＷ相第４スイッチＳｗ４との接続点が接続されている。なお、Ｗ相の各スイッチＳｗ１，Ｓｗ２，Ｓｗ３，Ｓｗ４には、フリーホイールダイオードＤｗ１，Ｄｗ２，Ｄｗ３，Ｄｗ４が逆並列に接続されている。
【００１９】
第１クランプダイオードＤｃ１及び第２クランプダイオードＤｃ２の接続点、第３クランプダイオードＤｃ３及び第４クランプダイオードＤｃ４の接続点、並びに第５クランプダイオードＤｃ５及び第６クランプダイオードＤｃ６の接続点には、中性点Ｏが接続されている。
【００２０】
本実施形態にかかる制御システムは、電圧センサ５０、相電流センサ５１、及び回転角センサ５２を備えている。電圧センサ５０は、第１コンデンサ２１及び第２コンデンサ２２の直列接続体の端子間電圧を、インバータ２０の電源電圧Ｖｈとして検出する電圧検出部である。相電流センサ５１は、モータジェネレータ１０に流れる各相電流（３相固定座標系における電流）を検出する相電流検出部である。なお、相電流センサ５１は、３相の電流のうち少なくとも２相の電流を検出できればよい。回転角センサ５２は、モータジェネレータ１０の回転角θを検出する回転角検出部であり、例えばレゾルバを用いることができる。
【００２１】
各センサの検出値は、制御装置４０に入力される。制御装置４０は、モータジェネレータ１０の制御量（本実施形態では、トルク）をその指令値（指令トルクＴｒｑ）に制御すべく、インバータ２０の各スイッチＳｕ１〜Ｓｗ４を操作する。中性点Ｏの電位を０とすると、各スイッチＳｕ１〜Ｓｗ４の操作により、インバータ２０は、互いに異なる３つの電位「Ｖｈ／２」，「０」，「−Ｖｈ／２」のいずれかをモータジェネレータ１０の各相に出力する。詳しくは、Ｕ相を例にして説明すると、Ｕ相第１，第２スイッチＳｕ１，Ｓｕ２がオン操作されてかつＵ相第３，第４スイッチＳｕ３，Ｓｕ４がオフ操作されることにより、モータジェネレータ１０のＵ相に「Ｖｈ／２」が出力される。一方、Ｕ相第２，第３スイッチＳｕ２，Ｓｕ３がオン操作されてかつＵ相第１，第４スイッチＳｕ１，Ｓｕ４がオフ操作されることにより、モータジェネレータ１０のＵ相に「０」が出力される。他方、Ｕ相第３，第４スイッチＳｕ３，Ｓｕ４がオン操作されてかつＵ相第１，第２スイッチＳｕ１，Ｓｕ２がオフ操作されることにより、モータジェネレータ１０のＵ相に「−Ｖｈ／２」が出力される。
【００２２】
図２に、インバータ２０を構成する各スイッチＳｕ１〜Ｓｗ４の操作信号生成処理のブロック図を示す。
【００２３】
電気角算出部４０ａは、回転角センサ５２によって検出された回転角θに基づいて、モータジェネレータ１０の電気角θｅを算出する。速度算出部４０ｂは、電気角θｅに基づいて、モータジェネレータ１０の電気角速度ωを算出する。
【００２４】
２相変換部４０ｃは、相電流センサ５１によって検出された相電流と、電気角θｅとに基づいて、３相固定座標系におけるＵ相電流，Ｖ相電流，Ｗ相電流を、２相回転座標系（ｄｑ座標系）におけるｄ軸電流Ｉｄｒ及びｑ軸電流Ｉｑｒに変換する。
【００２５】
指令電流設定部４０ｄは、指令トルクＴｒｑに基づいて、指令トルクＴｒｑを実現するためのｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を設定する。
【００２６】
ｄ軸偏差算出部４０ｅは、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊からｄ軸電流Ｉｄｒを減算した値として、ｄ軸電流偏差ΔＩｄを算出する。ｑ軸偏差算出部４０ｆは、ｑ軸指令電流Ｉｑ＊からｑ軸電流Ｉｑｒを減算した値として、ｑ軸電流偏差ΔＩｑを算出する。
【００２７】
電流制御器４０ｇは、ｄ軸電流偏差ΔＩｄに基づいて、ｄ軸電流Ｉｄｒをｄ軸指令電流Ｉｄ＊にフィードバック制御するための操作量として、ｄ軸指令電圧Ｖｄを算出する。また、電流制御器４０ｇは、ｑ軸電流偏差ΔＩｑに基づいて、ｑ軸電流Ｉｑｒをｑ軸指令電流Ｉｑ＊にフィードバック制御するための操作量として、ｑ軸指令電圧Ｖｑを算出する。なお、上記フィードバック制御は、例えば比例積分制御とすればよい。
【００２８】
指令電圧設定部４０ｈは、３相固定座標系におけるＵ，Ｖ，Ｗ相指令電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを設定する。Ｕ，Ｖ，Ｗ相指令電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、電気角で位相が互いに１２０°ずつずれた波形となる。詳しくは、指令電圧設定部４０ｈは、まず、ｄ，ｑ軸指令電圧Ｖｄ，Ｖｑ、及び電圧センサ５０によって検出された電源電圧Ｖｈに基づいて、変調率Ｍｒを算出する。変調率Ｍｒは、ｄｑ座標系におけるインバータ２０の出力電圧ベクトルの振幅である電圧振幅を、電源電圧Ｖｈで規格化した値である。本実施形態では、下式（ｅｑ１）に基づいて、変調率Ｍｒを算出する。
【００２９】
【数１】
0006406122.tif 000002
指令電圧設定部４０ｈは、変調率Ｍｒが第１規定値（本実施形態では、１００）以下であると判断した場合、正弦波駆動制御を行うためのＵ，Ｖ，Ｗ相指令電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを設定する。この場合、Ｕ，Ｖ，Ｗ相指令電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、電気角で位相が互いに１２０°ずつずれた正弦波となる。なお本実施形態において、Ｕ，Ｖ，Ｗ相指令電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、電源電圧Ｖｈで規格化された値とする。このため、Ｕ，Ｖ，Ｗ相指令電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの振幅は１となる。
【００３０】
指令電圧設定部４０ｈは、変調率Ｍｒが第１規定値よりも高いと判断した場合、パルス制御を行う。本実施形態において、パルス制御は、第１パルス制御及び第２パルス制御に分けられる。詳しくは、指令電圧設定部４０ｈは、変調率Ｍｒが第１規定値よりも高くてかつ第２規定値（本実施形態では、１２７）よりも低いと判断した場合、第１パルス制御を行うためのＵ，Ｖ，Ｗ相指令電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを設定する。第１パルス制御については、後に詳述する。
【００３１】
指令電圧設定部４０ｈは、変調率Ｍｒが第２規定値であると判断した場合、第２パルス制御を行うためのＵ，Ｖ，Ｗ相指令電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを設定する。第２パルス制御が行われる場合、中性点Ｏの電位を０とすると、１電気角周期において「Ｖｈ／２」，「−Ｖｈ／２」１回ずつ出現する相電圧波形となる。なお本実施形態では、相電圧の「Ｖｈ／２」，「−Ｖｈ／２」に対応する各相指令電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗとして、「１」，「−１」を設定する。
【００３２】
変調器４０ｉは、Ｕ，Ｖ，Ｗ相指令電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに基づいて、各スイッチＳｕ１〜Ｓｗ４の操作信号を生成する生成部に相当する。本実施形態では、図３に示すように、ダブルキャリアユニポーラＰＷＭ制御によって操作信号を生成する。詳しくは、指令電圧の０を基準として、０〜１の範囲をとる第１キャリア信号Ｓｉｇ１（具体的には、三角波信号）と、−１〜０の範囲をとる第２キャリア信号Ｓｉｇ２（具体的には、三角波信号）とが搬送波として用いられる。各キャリア信号Ｓｉｇ１，Ｓｉｇ２は、周波数が同一である。また、各キャリア信号Ｓｉｇ１，Ｓｉｇ２は、最小値となるタイミングが同期しており、最大値となるタイミングも同期している。なお、図３では、１電気角周期におけるＵ相アームについて例示している。
【００３３】
第１キャリア信号Ｓｉｇ１とＵ相指令電圧Ｖｕとの大小比較により、図３（ｂ），（ｄ）に示すように、Ｕ相第１，第３スイッチＳｕ１，Ｓｕ３の操作信号が生成される。また、第２キャリア信号Ｓｉｇ２とＵ相指令電圧Ｖｕとの大小比較により、図３（ｃ），（ｅ）に示すように、Ｕ相第２，第４スイッチＳｕ２，Ｓｕ４の操作信号が生成される。
【００３４】
続いて、本実施形態にかかる特徴的構成である上記第１パルス制御について説明する。図４（ａ）に示すように、第１パルス制御は、１電気角周期において、スイッチング期間ＳＷ、ハイレベル期間Ｈ、スイッチング期間ＳＷ、中間レベル期間Ｍ、スイッチング期間ＳＷ、ローレベル期間Ｌ、スイッチング期間ＳＷ及び中間レベル期間Ｍの順にスイッチング状態が出現するように、各スイッチＳｕ１〜Ｓｗ４を操作するものである。ここで、中性点Ｏの電位を０とすると、図４（ａ），（ｂ）に示すように、ハイレベル期間Ｈは、相電圧が「Ｖｈ／２」となる期間のことであり、中間レベル期間Ｍは、相電圧が０となる期間のことであり、ローレベル期間Ｌは、相電圧が「−Ｖｈ／２」となる期間のことである。本実施形態において、ハイレベル期間Ｈ、中間レベル期間Ｍ、及びローレベル期間Ｌが「固定期間」に相当する。３レベルインバータにおいては、１電気角周期において固定期間が４つ存在する。
【００３５】
また、スイッチング期間ＳＷは、自身に時間的に隣接する一対の固定期間に対応する相電圧が交互に繰り返される期間のことである。具体的には、中間レベル期間Ｍとハイレベル期間Ｈとに隣接するスイッチング期間ＳＷは、「０」，「Ｖｈ／２」が交互に繰り返される期間となり、中間レベル期間Ｍとローレベル期間Ｌとに隣接するスイッチング期間ＳＷは、「０」，「−Ｖｈ／２」が交互に繰り返される期間となる。なお図４（ｂ）に、インバータ２０を構成する各スイッチＳｕ１〜Ｓｗ４のスイッチング状態を決めるための正弦波を破線にて示す。本実施形態では、この正弦波の振幅を「Ｖｈ／２」に設定した。すなわち、この正弦波を各相指令電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに換算した波形の振幅を「１」に設定した。なお、換算した波形の振幅を「１」とする設定に限らず、例えば、「０．５」に設定したり、「２」に設定したりしてもよい。
【００３６】
特に本実施形態では、スイッチング期間ＳＷ、ハイレベル期間Ｈ、スイッチング期間ＳＷ、中間レベル期間Ｍ、スイッチング期間ＳＷ、ローレベル期間Ｌ、スイッチング期間ＳＷ及び中間レベル期間Ｍの順に並んで規定される１電気角周期に渡る相電圧の出力パターンが、このパターンの電気角１８０°を通る軸線Ｌ上の点Ａ１に対して点対称となるパターンに設定されている。この設定は、相電圧のオフセットを回避し、モータジェネレータ１０の損失及びトルクリップルの増加を抑制するためのものである。上記設定により、ハイレベル期間Ｈ及びローレベル期間Ｌのそれぞれの長さαは同一となり、各スイッチング期間ＳＷの長さＴｓｗも同一となる。
【００３７】
図４（ｂ）に示した相電圧の出力パターンを実現するために、指令電圧設定部４０ｈは、図４（ｃ）に示すＵ，Ｖ，Ｗ相指令電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを設定する。詳しくは、指令電圧設定部４０ｈは、スイッチング期間ＳＷに対応する指令電圧を正弦波に設定する。この正弦波は、図４（ｂ）に破線で示した正弦波を、振幅「１」の各相指令電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに換算した波形に相当する。また、指令電圧設定部４０ｈは、ハイレベル期間Ｈに対応する指令電圧を「１」に設定し、中間レベル期間Ｍに対応する指令電圧を「０」に設定し、ローレベル期間Ｌに対応する指令電圧を「−１」に設定する。
【００３８】
なお本実施形態では、相電圧の出力パターンが上述した図４（ｂ）に示すパターンである。このため、１電気角周期に渡る指令電圧のパターンは、このパターンの電気角１８０°を通る軸線Ｌ上の点Ａ２に対して点対称となるパターンに設定される。
【００３９】
本実施形態において、上記スイッチング期間ＳＷの長さＴｓｗと、ハイレベル期間Ｈ，ローレベル期間Ｌの長さαとは、インバータ２０のスイッチング損失とモータジェネレータ１０の鉄損との合計値である合計損失を最小化するとの観点から設定される。鉄損は、スイッチング期間ＳＷの長さＴｓｗが長いほど小さくなる。これは、図５に示すように、スイッチング期間ＳＷの長さＴｓｗが長いほど、モータジェネレータ１０の相電流に含まれる高調波成分が小さくなるためである。
【００４０】
スイッチング期間ＳＷの長さＴｓｗと、ハイレベル期間Ｈ，ローレベル期間Ｌの長さαとのそれぞれを調整することにより、インバータ２０から実際に出力される相電圧に含まれる基本波成分と、鉄損の発生要因となる成分であって上記相電圧に含まれる高調波成分とを調整することができる。ここで、要求される基本波成分を実現しつつ、合計損失を最小化するスイッチング期間ＳＷの長さＴｓｗ、中間レベル期間Ｍの長さβ、及びハイレベル期間Ｈ，ローレベル期間Ｌの長さαを設定する必要がある。以下、これら期間の長さＴｓｗ，α，βの設定手法について説明する。
【００４１】
図６及び図８〜図１０に、インバータ２０から実際に出力される相電圧に含まれる基本波成分の実効値、上記相電圧に含まれる高調波成分の実効値、スイッチング期間ＳＷの長さＴｓｗ、及び中間レベル期間Ｍの長さβの関係を示す。この関係は、図４（ｃ）の１電気角周期の指令電圧を下式（ｅｑ２）で表される関数ｆ（ｘ）とする場合において、この指令電圧ｆ（ｘ）を級数展開した式に基づいて計算できる。
【００４２】
【数２】
0006406122.tif 000003
上式（ｅｑ２）において、ｎが１でない場合、係数ｂｎは下式（ｅｑ３）で表される。
【００４３】
【数３】
0006406122.tif 000004
上式（ｅｑ２）において、ｎが１である場合、係数ｂ１は下式（ｅｑ４）で表される。
【００４４】
【数４】
0006406122.tif 000005
上式（ｅｑ４）は、相電圧に含まれる基本波成分の振幅を示す。一方、相電圧に含まれる高調波成分の振幅は、上式（ｅｑ３）に基づいて得られる。具体的には例えば、相電圧に含まれる５次、７次高調波成分の振幅は、上式（ｅｑ３）において「ｎ＝５，７」を代入することにより、下式（ｅｑ５），（ｅｑ６）のように得られる。
【００４５】
【数５】
0006406122.tif 000006
【００４６】
【数６】
0006406122.tif 000007
図６（ａ）に、スイッチング期間ＳＷの長さＴｓｗを５°ずつ変えた場合において、中間レベル期間Ｍの長さβを調整したときのインバータ２０から実際に出力される相電圧に含まれる基本波成分の実効値を、上式（ｅｑ４）に基づいて計算した結果を示す。詳しくは、図６（ａ）に、基本波成分の実効値を変調率の形で計算した結果を示す。図６（ａ）に示すように、同じ変調率を実現するためのスイッチング期間ＳＷの長さＴｓｗ及び中間レベル期間Ｍの長さβの組み合わせは、複数通り存在する。変調率Ｍｒ及びスイッチング期間ＳＷの長さＴｓｗが定まると、中間レベル期間Ｍの長さβが定まる。中間レベル期間Ｍの長さβが定まると、図６（ｂ）に示すように、スイッチング期間ＳＷの長さＴｓｗに対応した５次や７次等の高調波成分の実効値が定まる。図６（ｂ）に示すように、高調波成分は、同一の変調率において、スイッチング期間ＳＷの長さＴｓｗが長いほど小さくなる。なお、図６（ａ）において、スイッチング期間ＳＷの長さＴｓｗが０であってかつ、中間レベル期間Ｍの長さβが０の場合の基本波成分の変調率が、第２パルス制御における変調率に相当する。また、図７に、変調率Ｍｒを１２０とする場合において、スイッチング期間ＳＷの長さＴｓｗを０°，１０°，２０°とするときの指令電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの推移を示す。
【００４７】
図８，図９，図１０に、変調率Ｍｒを１１５，１１０，１０５とする場合におけるスイッチング期間ＳＷの長さＴｓｗと中間レベル期間Ｍの長さβとの関係を示した。図８〜図１０に示すように、変調率Ｍｒ及びスイッチング期間ＳＷの長さＴｓｗが定まると、先の図６と同様に、中間レベル期間Ｍの長さβが定まる。
【００４８】
上述したように、相電流に含まれる高調波成分は、スイッチング期間ＳＷの長さＴｓｗを長くすると、相電圧に含まれる高調波成分を減らせるため小さくなる。したがって、スイッチング期間ＳＷの長さＴｓｗを長くすると、図１１（ａ）に示すように、鉄損が小さくなる。ただし、スイッチング期間ＳＷの長さＴｓｗを長くすると、図１１（ｂ）に示すように、インバータ２０のスイッチング損失が増加する。このため、鉄損及びスイッチング損失の合計値である合計損失は、図１１（ｃ）に示すように、あるスイッチング期間ＳＷの長さＴｓｗにおいて最小となる。ここで、合計損失が最小となるスイッチング期間ＳＷの長さＴｓｗは、電気角速度ωが高かったり、指令トルクＴｒｑが大きかったりするほど長くなる。この理由は、モータジェネレータ１０の鉄損が、図１１（ａ）に示すように、電気角速度ωが高いほど大きくなるためである。また上記理由は、モータジェネレータ１０のトルクが大きいほど鉄損が大きくなるためである。
【００４９】
そこで、指令電圧設定部４０ｈは、変調率Ｍｒ、電気角速度ω及び指令トルクＴｒｑに基づいて、合計損失を最小とするスイッチング期間ＳＷの長さＴｓｗを設定し、設定したスイッチング期間ＳＷの長さＴｓｗに基づいて、中間レベル期間Ｍの長さβを設定する。スイッチング期間ＳＷの長さＴｓｗに基づいて中間レベル期間Ｍの長さβを設定できるのは、先の図６及び図８〜図１０に示したように、変調率及びスイッチング期間ＳＷの長さＴｓｗが定まると、中間レベル期間Ｍの長さβが定まるためである。指令電圧設定部４０ｈは、設定したスイッチング期間ＳＷの長さＴｓｗと、中間レベル期間Ｍの長さβとに基づいて、ハイレベル期間Ｈ，ローレベル期間Ｌの長さαを設定する。具体的には例えば、先の図４を参照して、下式（ｅｑ７）を用いてハイレベル期間Ｈ，ローレベル期間Ｌの長さαを設定することができる。
【００５０】
【数７】
0006406122.tif 000008
図１２に、本実施形態の相電流に含まれる高調波成分の低減効果を示す。ここで図１２において、関連技術とは、例えば先の図６，図８〜図１０において、スイッチング期間ＳＷの長さＴｓｗを０とした場合の技術のことである。図１２に示すように、スイッチング期間ＳＷを設ける本実施形態によれば、関連技術と比較して、変調率が小さいほど高調波成分の低減効果が大きい。
【００５１】
以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。
【００５２】
（１）スイッチング損失及び鉄損の合計値である合計損失を最小とすべく、電気角速度ωが高かったり、指令トルクＴｒｑが大きかったりするほど、スイッチング期間ＳＷの長さＴｓｗを長く設定した。このため、合計損失及びモータジェネレータ１０のトルクリップルを低減させることができる。そしてトルクリップルの低減により、モータジェネレータ１０の振動や音を低減させることができる。
【００５３】
（２）スイッチング期間ＳＷ、ハイレベル期間Ｈ、スイッチング期間ＳＷ、中間レベル期間Ｍ、スイッチング期間ＳＷ、ローレベル期間Ｌ、スイッチング期間ＳＷ及び中間レベル期間Ｍの順に並んで規定される１電気角周期に渡る相電圧の出力パターンを、このパターンの電気角１８０°を通る軸線Ｌ上の点Ａ１に対して点対称となるパターンに設定した。これにより、相電圧のオフセットを回避することができ、モータジェネレータ１０の損失及びトルクリップルの増加を抑制することができる。
【００５４】
（第２実施形態）
以下、第２実施形態について、上記第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、図１３に示すように、インバータ２０ａとして、Ｔ型のものを用いる。なお図１３において、先の図１に示した構成と同一の構成については、便宜上、同一の符号を付している。
【００５５】
インバータ２０ａは、上アームスイッチＳｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐと下アームスイッチＳｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎとの直列接続体を備えている。Ｕ相上，下アームスイッチＳｕｐ，Ｓｕｎの接続点には、モータジェネレータ１０のＵ相が接続され、Ｖ相上，下アームスイッチＳｖｐ，Ｓｖｎの接続点には、モータジェネレータ１０のＶ相が接続され、Ｗ相上，下アームスイッチＳｗｐ，Ｓｗｎの接続点には、モータジェネレータ１０のＷ相が接続されている。ちなみに、本実施形態では、各スイッチＳｕｐ〜Ｓｗｎとして、ＩＧＢＴを用いている。そして、各スイッチＳｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎには、各フリーホイールダイオードＤｕｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｐ，Ｄｖｎ，Ｄｗｐ，Ｄｗｎが逆並列に接続されている。
【００５６】
インバータ２０ａは、各クランプスイッチＱｕ１，Ｑｕ２，Ｑｖ１，Ｑｖ２，Ｑｗ１，Ｑｗ２を備えている。本実施形態では、各クランプスイッチＱｕ１〜Ｑｗ２として、逆阻止ＩＧＢＴ（ＲＢ−ＩＧＢＴ）が用いられている。Ｕ相上アームスイッチＳｕｐとＵ相下アームスイッチＳｕｎとの接続点には、互いに逆並列に接続されたＵ相第１，第２クランプスイッチＱｕ１，Ｑｕ２を介して中性点Ｏが接続されている。Ｖ相上アームスイッチＳｖｐとＶ相下アームスイッチＳｖｎとの接続点には、互いに逆並列に接続されたＶ相第１，第２クランプスイッチＱｖ１，Ｑｖ２を介して中性点Ｏが接続されている。Ｗ相上アームスイッチＳｗｐとＷ相下アームスイッチＳｗｎとの接続点には、互いに逆並列に接続されたＷ相第１，第２クランプスイッチＱｗ１，Ｑｗ２を介して中性点Ｏが接続されている。各クランプスイッチＱｕ１〜Ｑｗ２と各スイッチＳｕｐ〜Ｓｗｎとは、制御装置４０によってオンオフ操作される。
【００５７】
制御装置４０は、モータジェネレータ１０のトルクを指令トルクＴｒｑに制御すべく、インバータ２０ａの各スイッチを操作する。これにより、インバータ２０ａは、上記第１実施形態と同様に、互いに異なる３つの電位「Ｖｈ／２」，「０」，「−Ｖｈ／２」のいずれかをモータジェネレータ１０の各相に出力する。詳しくは、Ｕ相を例にして説明すると、Ｕ相上アームスイッチＳｕｐ及びＵ相第２クランプスイッチＱｕ２がオン操作されてかつＵ相下アームスイッチＳｕｎ及びＵ相第１クランプスイッチＱｕ１がオフ操作されることにより、モータジェネレータ１０のＵ相に「Ｖｈ／２」が出力される。一方、Ｕ相第１，第２クランプスイッチＱｕ１，Ｑｕ２がオン操作されてかつＵ相上，下アームスイッチＳｕｐ，Ｓｕｎがオフ操作されることにより、モータジェネレータ１０のＵ相に「０」が出力される。他方、Ｕ相下アームスイッチＳｕｎ及びＵ相第１クランプスイッチＱｕ１がオン操作されてかつＵ相上アームスイッチＳｕｐ及びＵ相第２クランプスイッチＱｕ２がオフ操作されることにより、モータジェネレータ１０のＵ相に「−Ｖｈ／２」が出力される。
【００５８】
以上説明した本実施形態によっても、上記第１実施形態と同様の効果を得ることができる。
【００５９】
（第３実施形態）
以下、第３実施形態について、上記第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、マルチレベルインバータとして、４レベルインバータを用いる。図１４には、マルチレベルインバータ２０ｂのうち、Ｕ相アームのみを示している。なお図１４において、先の図１に示した構成と同一の構成については、便宜上、同一の符号を付している。
【００６０】
インバータ２０ｂは、第１〜第６スイッチＳ１〜Ｓ６と、第１〜第４クランプダイオードＤａ〜Ｄｄと、第１〜第３コンデンサ６１〜６３とを備えている。本実施形態では、各スイッチＳ１〜Ｓ６としてＩＧＢＴを用いている。各スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６には、各フリーホイールダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６が逆並列に接続されている。
【００６１】
第１〜第６スイッチＳ１〜Ｓ６は、エミッタとコレクタとが接続される形で直列接続されている。第１〜第６スイッチＳ１〜Ｓ６の直列接続体には、第１〜第３コンデンサ６１〜６３の直列接続体が並列接続されている。第１〜第３コンデンサ６１〜６３の直列接続体には、バッテリ３０が並列接続されている。第１スイッチＳ１と第２スイッチＳ２との接続点には、第１クランプダイオードＤａのカソードが接続され、第１クランプダイオードＤａのアノードには、第２クランプダイオードＤｂのカソードが接続されている。第２クランプダイオードＤｂのアノードには、第４スイッチＳ４と第５スイッチＳ５との接続点が接続されている。第２スイッチＳ２と第３スイッチＳ３との接続点には、第３クランプダイオードＤｃのカソードが接続され、第３クランプダイオードＤｃのアノードには、第４クランプダイオードＤｄのカソードが接続されている。第４クランプダイオードＤｄのアノードには、第５スイッチＳ５と第６スイッチＳ６との接続点が接続されている。
【００６２】
第１クランプダイオードＤａと第２クランプダイオードＤｂとの接続点には、第１コンデンサ６１と第２コンデンサ６２との接続点が接続されている。第３クランプダイオードＤｃと第４クランプダイオードＤｄとの接続点には、第２コンデンサ６２と第３コンデンサ６３との接続点が接続されている。
【００６３】
続いて、本実施形態にかかる過変調制御について説明する。図１５（ａ）に示すように、本実施形態にかかる過変調制御は、１電気角周期において、第１中間レベル期間Ｍ１、第１スイッチング期間ＳＷ１、ハイレベル期間Ｈ、第１スイッチング期間ＳＷ１、第１中間レベル期間Ｍ１、第２スイッチング期間ＳＷ２、第２中間レベル期間Ｍ２、第３スイッチング期間ＳＷ３、ローレベル期間Ｌ、第３スイッチング期間ＳＷ３、第２中間レベル期間Ｍ２、及び第２スイッチング期間ＳＷ２の順にスイッチング状態が出現するように、各スイッチＳ１〜Ｓ６を操作するものである。本実施形態において、第１中間レベル期間Ｍ１、第２中間レベル期間Ｍ２、ハイレベル期間Ｈ、及びローレベル期間Ｌが「固定期間」に相当する。４レベルインバータにおいては、１電気角周期において固定期間が６つ存在する。
【００６４】
第１中間レベル期間Ｍ１は、第２〜第４スイッチＳ２〜Ｓ４がオン操作される期間であり、第２中間レベル期間Ｍ２は、第３〜第５スイッチＳ３〜Ｓ５がオン操作される期間である。ハイレベル期間Ｈは、第１〜第３スイッチＳ１〜Ｓ３がオン操作される期間であり、ローレベル期間Ｌは、第４〜第６スイッチＳ４〜Ｓ６がオン操作される期間である。
【００６５】
また、第１スイッチング期間ＳＷ１は、第１中間レベル期間Ｍ１に対応する相電圧と、ハイレベル期間Ｈに対応する相電圧とが交互に繰り返される期間であり、第２スイッチング期間ＳＷ２は、第１中間レベル期間Ｍ１に対応する相電圧と、第２中間レベル期間Ｍ２に対応する相電圧とが交互に繰り返される期間であり、第３スイッチング期間ＳＷ３は、第２中間レベル期間Ｍ２に対応する相電圧と、ローレベル期間Ｌに対応する相電圧とが交互に繰り返される期間である。
【００６６】
特に本実施形態では、第１中間レベル期間Ｍ１、第１スイッチング期間ＳＷ１、ハイレベル期間Ｈ、第１スイッチング期間ＳＷ１、第１中間レベル期間Ｍ１、第２スイッチング期間ＳＷ２、第２中間レベル期間Ｍ２、第３スイッチング期間ＳＷ３、ローレベル期間Ｌ、第３スイッチング期間ＳＷ３、第２中間レベル期間Ｍ２、及び第２スイッチング期間ＳＷ２の順に並んで規定される１電気角周期に渡る相電圧の出力パターンが、このパターンの電気角１８０°を通る軸線Ｐ上の点Ｂに対して点対称となるパターンに設定されている。この設定は、上記第１実施形態と同様に、モータジェネレータ１０の損失及びトルクリップルの増加を抑制するためのものである。上記設定により、ハイレベル期間Ｈ及びローレベル期間Ｌのそれぞれの長さは同一となり、第１中間レベル期間Ｍ１及び第２中間レベル期間Ｍ２のそれぞれの長さは同一となり、第１スイッチング期間ＳＷ１及び第３スイッチング期間ＳＷ３の長さは同一となる。
【００６７】
以上説明した本実施形態によっても、上記第１実施形態と同様の効果を得ることができる。
【００６８】
（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
【００６９】
・上記第１実施形態では、電気角速度ω及び指令トルクＴｒｑの双方に基づいてスイッチング期間ＳＷの長さＴｓｗを設定したがこれに限らない。例えば、指令トルクＴｒｑを用いることなく、電気角速度ωが高いほど、スイッチング期間ＳＷの長さＴｓｗを長くしてもよい。この場合、モータジェネレータ１０の鉄損を低減させることはできる。また例えば、電気角速度ωを用いることなく、指令トルクＴｒｑが大きいほど、スイッチング期間ＳＷの長さＴｓｗを長く設定してもよい。この場合、モータジェネレータ１０の鉄損を低減させることはできる。
【００７０】
・マルチレベルインバータとしては、５レベル以上のインバータであってもよい。この場合、Ｎを５以上の整数とすると、１電気角周期において、固定期間が「２×Ｎ−２」個存在することとなる。
【００７１】
・モータジェネレータ１０の制御量としては、トルクに限らず、例えば回転速度であってもよい。また、モータジェネレータ１０としては、永久磁石同期機に限らず、例えば巻線界磁型同期機であってもよい。さらに、モータジェネレータ１０としては、同期機に限らず、例えば誘導機であってもよい。加えて、モータジェネレータ１０としては、車載主機として用いられるものに限らない。
【符号の説明】
【００７２】
１０…モータジェネレータ、２０…マルチレベルインバータ、２１…第１コンデンサ、２２…第２コンデンサ、４０…制御装置。
【図１】
0006406122.tif 000009
【図２】
0006406122.tif 000010
【図３】
0006406122.tif 000011
【図４】
0006406122.tif 000012
【図５】
0006406122.tif 000013
【図６】
0006406122.tif 000014
【図７】
0006406122.tif 000015
【図８】
0006406122.tif 000016
【図９】
0006406122.tif 000017
【図１０】
0006406122.tif 000018
【図１１】
0006406122.tif 000019
【図１２】
0006406122.tif 000020
【図１３】
0006406122.tif 000021
【図１４】
0006406122.tif 000022
【図１５】
0006406122.tif 000023