(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
変圧器の２次側からＬＥＤを駆動するための方法であって、
入力電圧の導通角を検知することにより前記ＬＥＤを駆動するために意図される電力レベルを判定するために前記入力電圧のデューティサイクルを継続して監視することと、
前記ＬＥＤの意図される輝度を表す調光プロファイルを発生すために前記導通角をデコードすることと、
前記ＬＥＤを駆動する電力を前記ＬＥＤを駆動するために意図される電力に等しくするように前記調光プロファイルを利用して前記変圧器の１次側を介する電流フローを調節することと、
前記入力電圧の振幅を判定するために前記入力電圧を継続的に監視することと、
前記ＬＥＤを介する電流を制御するためにフィードフォワード制御を利用して前記変圧器の１次側を介する電流を調節することと、
により前記変圧器の１次側における回路要素を動作させることを含み、
前記ＬＥＤを駆動するための電力が一定のままであり、
前記ＬＥＤに対する電力の制御の全てが前記変圧器の１次側における前記回路要素で行われる、方法。
【請求項２】
変圧器の２次側からＬＥＤを駆動する方法であって、
前記ＬＥＤを駆動するために意図される電力レベルを判定するために入力電圧を監視することと、
前記ＬＥＤを駆動する電力が前記ＬＥＤを駆動するために意図される電力に等しくなるように前記変圧器の１次側を介する電流フローを調節することと、
を含み、
前記変圧器の１次側を介する前記電流フローがパルス幅変調された信号であり、
前記調節することが、
積を生成するために前記パルス幅変調された信号のデューティサイクルを前記入力電圧で乗算することと、
フィードフォワード制御を介して誤差を生成するために前記積を前記ＬＥＤに搬送されることが意図される電力レベルを表す基準電圧と比較することと、
前記誤差に基づいて前記変圧器の１次側を介する前記電流フローを調節することと、
を含み、
前記ＬＥＤに搬送される電力が一定のままである、方法。
【請求項３】
請求項２に記載の方法であって、
前記入力電圧がそれに関連付けられる導通角を有し、前記ＬＥＤを駆動するために意図される前記電力レベルが前記導通角に関連する、方法。
【請求項４】
請求項３に記載の方法であって、
前記導通角が所定の値を超えるときに所定のレベルまで前記ＬＥＤに電力供給することを更に含む、方法。
【請求項５】
請求項３に記載の方法であって、
前記導通角が所定の値より小さいときに所定のレベルまで前記ＬＥＤに電力供給することを更に含む、方法。
【請求項６】
請求項５に記載の方法であって、
前記所定のレベルが、前記ＬＥＤに電力が搬送されないことを生じせしめる、方法。
【請求項７】
請求項２に記載の方法であって、
前記変圧器の１次側がパルス幅変調された信号により駆動される、方法。
【請求項８】
請求項７に記載の方法であって、
前記パルス幅変調された信号のデューティサイクルが前記変圧器の１次側の電力に関連する、方法。
【請求項９】
請求項８に記載の方法であって、
前記調節することが、前記パルス幅変調された信号の前記デューティサイクルを調節することを含む、方法。
【請求項１０】
請求項２に記載の方法であって、
リンギングが生じるか否かを判定するために前記変圧器の１次側の電圧を監視することと、
前記リンギングの間に前記変圧器の１次側を駆動しないことと、
を更に含む、方法。
【請求項１１】
請求項２に記載の方法であって、
前記ＬＥＤの温度を監視することと、
前記温度が所定の値を上回るときに前記変圧器の１次側に対する電力を下げることと、
を更に含む、方法。
【請求項１２】
請求項２に記載の方法であって、
前記入力電圧のＲＭＳ値が前記パルス幅変調された信号の前記デューティサイクルで乗算される、方法。
【請求項１３】
ＬＥＤを駆動するための回路であって、
１次側と２次側とを有する変圧器であって、前記ＬＥＤが前記２次側に接続される、前記変圧器と、
前記変圧器の１次側に接続される入力であって、前記入力における電圧が前記ＬＥＤに搬送されるべき電力を表す、前記入力と、
前記変圧器の１次側に直列に接続される電流レギュレータと、
入力電圧を継続的に監視した電圧に基づいて前記電流レギュレータを制御する制御回路と、
前記ＬＥＤのための意図される輝度を表す調光電圧を発生する角度デコード回路と、
前記ＬＥＤを駆動する電力が前記ＬＥＤを駆動するために意図される電力に等しくなるように前記調光電圧を利用して前記変圧器の１次側を介する電流フローを調節する回路と、
を含む、回路。
【請求項１４】
ＬＥＤを駆動する回路であって、
１次側と２次側とを有する変圧器であって、ＬＥＤが前記２次側に接続される、前記変圧器と、
前記変圧器の１次側に接続される入力であって、前記入力における電圧が前記ＬＥＤに搬送されるべき電圧を表す、前記入力と、
前記変圧器の１次側に直列に接続される電流レギュレータと、
前記入力における電圧に基づいて前記電流レギュレータを制御する制御回路と、
を含み、
前記制御回路が、
パルス幅変調された信号で前記電流レギュレータを駆動し、
前記パルス幅変調された信号のデューティサイクルを前記入力における前記電圧で乗算して積を生成し、
誤差を生成するために前記積を前記ＬＥＤに搬送されることが意図される電力を表す基準電圧と比較し、
前記誤差に基づいて前記電流レギュレータを制御し、
前記ＬＥＤに搬送される電力が一定のままである、回路。
【請求項１５】
請求項１４に記載の回路であって、
前記入力における前記電圧がそれに関連付けられる導通角を有し、前記ＬＥＤに搬送されるべき前記電力が前記導通角に比例する、回路。
【請求項１６】
請求項１４に記載の回路であって、
前記電流レギュレータがスイッチである、回路。
【請求項１７】
請求項１４に記載の回路であって、
前記電流レギュレータがパルス幅変調された信号で制御される、回路。
【請求項１８】
請求項１４に記載の回路であって、
前記制御回路が前記変圧器の１次側の電力を監視する、回路。
【請求項１９】
請求項１４に記載の回路であって、
前記ＬＥＤ上の温度センサに接続可能な入力を更に含み、
前記温度センサが前記ＬＥＤの温度が所定の値を超えていることを示すときに前記制御回路が前記変圧器の１次側に対する電力を低減する、回路。
【請求項２０】
ＬＥＤを駆動するための回路であって、
１次側と２次側とを有する変圧器であって、前記２次側が前記ＬＥＤに接続され、前記１次側が導通角を有する信号により駆動され、前記導通角が前記ＬＥＤに印加されることが意図される調光のレベルに比例する、前記変圧器と、
前記変圧器の１次側に直列に接続される電流レギュレータと、
入力電圧を継続的に監視した電圧に基づいて前記電流レギュレータを制御する制御回路と、
調光のレベルに調和する調光電圧を発生する角度デコード回路と、
を含み、
前記調光電圧により決定される調光のレベルが所定の値を下回るときに電流レギュレーションに基づいて前記変圧器の１次側が駆動され、
前記調光電圧により決定される調光のレベルが前記所定の値より大きいときに電力レギュレーションに基づいて前記変圧器の１次側が駆動される、回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本願は、変圧器の二次側から発光ダイオード（ＬＥＤ）を駆動するための回路及び方法に関連する。
【背景技術】
【０００２】
発光ダイオード（ＬＥＤ）は、それを介して順方向電流が通るとき光を発する。ＬＥＤにより出力される光強度は、そのＬＥＤに印加される電力に比例する。殆どのダイオードと同様に、ＬＥＤは、理想的な状況では一定である、順方向電圧を有する。従って、理想的な状況では、ＬＥＤにより発光される光強度は順方向電流に比例する。これは、ＬＥＤに搬送される電力は、一定の順方向電圧で乗算された順方向電流であるためである。そのため、理想的な状況では、ＬＥＤにより出力される光の強度は、それが順方向電流に関連するため、大いに予測可能である。
【０００３】
実際の状況では、ＬＥＤの順方向電圧は、時間にわたって、又は１つのＬＥＤから別のＬＥＤで、一定ではない。例えば、ＬＥＤが経年変化するにつれて、その順方向電圧は低減し得る。同様に、ＬＥＤの温度が上がるにつれて、その順方向電圧は低減する。ＬＥＤの順方向電圧が低減し、順方向電流が一定に保たれるとき、ＬＥＤにより受け取られる電力は低減する。従って、ＬＥＤにより発光される光強度が低減する。ＬＥＤの順方向電圧が増大すると、この逆になる。一定の順方向電流では、一層多くの電力がＬＥＤに搬送されると、ＬＥＤにより発光される光の強度は増大する。
【発明の概要】
【０００４】
変圧器の二次側からＬＥＤを駆動するための回路及び方法が本明細書に開示される。
【０００５】
この方法の一実施例は、ＬＥＤを駆動するために意図される電力レベルを判定するため入力電圧を監視することを含む。例えば、意図される電力レベルは、調光器（dimmer）からの回路への電圧入力に関連し得る。変圧器の一次側を介する電流フローは、ＬＥＤを駆動する電力を、ＬＥＤを駆動するために意図される電力に等しくように調節される。
【図面の簡単な説明】
【０００６】
【図１】図１は、ＬＥＤを駆動するための回路の一実施例のブロック図である。
【０００７】
【図２】図２は、調光及び整流を経た後の入力電圧の異なるレベルを示すグラフである。
【０００８】
【図３】図３は、図１の回路に関連して用いられる調光回路の一実施例のブロック図である。
【０００９】
【図４】図４は、図２の信号から生成されるパルス幅変調された信号である。
【００１０】
【図５】図５は、減衰されたＡＣ成分を備えた図４の信号である。
【００１１】
【図６】図６は、図１の基準電圧を生成するために用いられる、導通角と電圧ＶＤＩＭとの間の関係を示すグラフである。
【００１２】
【図７】図７は、図１及び図３の回路のオペレーションの一実施例を説明するフローチャートである。
【００１３】
【図８】図８は、変圧器Ｔ１の一次側のリンギングを示すグラフである。
【００１４】
【図９】図９は、図１及び図３の基準生成器として用いられるアナログＯＲ回路の一実施例のブロック図である。
【００１５】
【図１０】図１０は、図９のアナログＯＲ回路の概略例である。
【００１６】
【図１１】図１１は、ＬＥＤ電流推定を示す図である。
【００１７】
【図１２】図１２は、図１の回路において用いられるＬＥＤ電流推定を示す図である。
【００１８】
【図１３】図１３は、図１の回路を動作させる方法を説明するブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
発光ダイオード（ＬＥＤ）を駆動するための回路及び方法光が開示される。この回路は、正弦ライン電圧などの電源から電力を受け取る。幾つかの実施例において、ライン電圧は、調光の影響に起因してクリップされる。例えば、トライアックを用いる従来の調光器が、正弦ライン電圧をクリップし得る。こういった回路及び方法は、ＬＥＤに搬送されることが意図されている電力を判定するためにライン電圧を分析する。ＬＥＤに搬送されることが意図される電力は、調光器と共に通常用いられるタイプのロータリー又はスライドスイッチを動かすユーザーにより設定され得る。この意図される電力は、そのスイッチにより出力される電圧に関連し得る。例えば、意図される電力は、従来の光調光器により出力されるクリップされた電圧に関連し得る。こういった回路は、意図される電力を、ＬＥＤの順方向電圧又は電流に関係なくＬＥＤに出力する。特定の電力をＬＥＤに出力することにより、ＬＥＤの順方向電圧の変化に関係なく、ＬＥＤにより発光される光の強度が保たれる。
【００２０】
ＬＥＤ１０２を駆動するための回路１００の一実施例のブロック図が図１に開示される。回路１００は、入力１０６によりライン電圧１０４を受け取る。ライン電圧１０４は、１１０Ｖ、６０Ｈｚ、又は２２０、５０ＨｚＡＣ電圧などの正弦ライン電圧であり得る。ライン電圧１０４は、トライアックなどの調光器（図示せず）に関連付けられ得る。トライアック又は他の調光器は、正弦ＡＣ電圧が各サイクルの一部の間のみ導通するように、ライン電圧１０４をクリップし得る。ライン電圧１０４が導通する、サイクルのこの部分は、導通角と呼ばれる。１８０度の導通角では、ＬＥＤ１０２は、如何なる調光もなしにフル電力で動作することが意図される。より小さな導通角では、光強度が低減されるように、より小さな電力がＬＥＤ１０２に搬送されることが意図されている。
【００２１】
入力１０６は整流器１１０に接続され、整流器１１０は全波整流器であるとして図１に示されている。整流された電圧は、整流器１１０からライン１１２上に出力され、ライン１１２は接地を基準とされる。ライン１１２は、レジスタＲＡＣに、及び変圧器Ｔ１の一次側に接続される。幾つかの実施例において、他の構成要素が、ライン１１２に又はライン１１２と直列に接続され得る。レジスタＲＡＣの機能はこれ以降に更に詳細に説明する。変圧器Ｔ１の一次側は、スイッチＱＳＷと呼ばれる電流レギュレータにより接地に接続される。電流検知レジスタＲＳが、スイッチＱＳＷ及び変圧器の一次側に直列に接続される。本明細書に記載される実施例において、スイッチＱＳＷは電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）であるが、これは任意の電子的スイッチングデバイスであってよい。変圧器Ｔ１の一次側を介する電流フローは、スイッチＱＳＷにより制御される。
【００２２】
変圧器Ｔ１の二次側はＬＥＤ１０２に接続される。変圧器Ｔ１は、一次及び二次巻線に依存する利得（ｎ）を有し得る。回路１００の独自の要素が、ＬＥＤ１０２に搬送される電力がスイッチＱＳＷにより制御され、スイッチＱＳＷが変圧器Ｔ１の一次側を制御する点である。変圧器Ｔ１の一次側の電力を制御することにより、ＬＥＤ１０２に搬送される電力が、ＬＥＤ１０２の順方向電圧の変化又はＬＥＤ１０２を介する電流フローに関係なく、実質的に一定に維持される。従って、ＬＥＤ１０２により発光される光の強度は、一定又は所定の強度に維持され得る。ＬＥＤ１０２への電力は、ライン電圧１０４のレベルにおける揺らぎがある場合でも一定に保たれ得ることに留意されたい。
【００２３】
レジスタＲＡＣは、フィードフォワード回路１１８の入力１１６に接続される。フィードフォワード回路１１８は、出力１２０及び第２の入力１２２を有する。入力１２２は、制御ラインと呼ばれ、スイッチＱＳＷのデューティサイクルに比例する電圧を有する。フィードフォワード回路１１８は、角度検出に用いられる他の入力及び出力、及びこれ以降に更に詳細に説明する他の信号を有し得る。出力１２０はフィードフォワード出力と呼ぶこともある。回路要素を高電流から保護するため、出力１２０における電流は低減される。図１の実施例において、電流は１０分の１低減される。出力１２０における電流はまた、スイッチＱＳＷのデューティサイクルで乗算される。出力１２０の電圧は、スイッチＱＳＷのデューティサイクルと入力１１６で受信された整流されたライン電圧との積である。
【００２４】
出力１２０は、接地に並列に接続されるレジスタＲＦＦ及びキャパシタＣＦＦに接続される。出力１２０はさらに、増幅器１２６の反転入力に接続される。レジスタＲＦＦは、以下に説明するように入力の電力基準を設定するためレジスタＲＡＣと直列に用いられる。レジスタＲＦＦは更に、増幅器１２６の非反転入力の電圧と比較される増幅器１２６の反転入力の電圧を判定する。キャパシタＣＦＦは、レジスタＲＦＦと低域フィルタを形成するように機能する。低域フィルタは、ライン１１２上の整流された電圧の周波数である、ライン電圧１０４の周波数を２倍減衰させるために用いられる。幾つかの実施例において、ライン電圧１０４の２倍の周波数で約２０ｄＢの減衰を達成するために極が１０Ｈｚ〜１２Ｈｚに設定される。従って、増幅器１２６の反転入力における電圧は、スイッチＱＳＷのデューティサイクルで乗算された、整流されたライン電圧１０４のＤＣ成分又はＲＭＳ値である。
【００２５】
増幅器１２６は、出力１３０を有するＧＭエラー増幅器であり得る。増幅器１２６の反転入力は、フィードフォワード回路１１８の出力１２０に接続される。非反転入力は基準生成器１３２に接続される。基準生成器１３２はこれ以降に更に詳細に説明する。要約すると、基準生成器１３２は、ＬＥＤ１０２により出力されることが意図される光強度である、ＬＥＤ１０２に搬送されることが意図される電力に比例する電圧を生成する。ＬＥＤ１０２に搬送されることが意図される電力を監視することにより、それに従ってＬＥＤ１０２への電力出力がレギュレートされる。入力１０６の電圧が調光されていないとき、増幅器１２６の非反転入力上の基準電圧は、１ボルトなど、所定の電圧に設定され得る。
【００２６】
増幅器１２６の出力１３０は、コンパレータ１４０の非反転入力に及びキャパシタＣＣＯＭＰに接続される。コンパレータ１４０の反転入力は、ランプ生成器１４２に接続される。ランプ生成器１４２はランプ波を生成し、非反転入力における電圧は、ランプ波の高電圧及び低電圧内である。増幅器１４０の出力１４４における電圧はパルス幅変調された（ＰＷＭ）信号であり、デューティサイクルは増幅器１２６の出力１３０の電圧に比例する。キャパシタＣＣＯＭＰは遅い積分補償を提供する。キャパシタＣＣＯＭＰは、１Ｈｚから１０Ｈｚの低帯域幅ループを達成するために４．７μＦ〜１０μＦの値を有し得る。
【００２７】
コンパレータ１４０の出力１４４はラッチ１４８に接続され得、これは図１の実施例においてＳＲラッチ１４８である。更に具体的には、出力１４４は、ラッチ１４８のリセット（Ｒ）に接続され、ラッチ１４８のセット（Ｓ）は、これ以降に更に詳細に説明する他の回路に接続される。従って、ラッチ１４８の出力（Ｑ）は、（Ｓ）が適切に設定される限り増幅器１４４により生成されるＰＷＭ信号である。出力（Ｑ）は、スイッチＱＳＷのゲートを駆動するバッファ１５０に接続される。幾つかの実施例において、ラッチ１４８は用いられず、コンパレータ１４０の出力１４４がバッファ１５０又はスイッチＱＳＷのゲートに直接的に接続されることに留意されたい。スイッチＱＳＷを制御する及び／又は整流された電圧を監視する回路は、総合的に制御回路と呼ばれることがある。
【００２８】
ＬＥＤ１０２を駆動するための基本回路１００を説明したので、調光なしのそのオペレーション及び設計をこれから説明する。上述のように、回路１００の目的は、ＬＥＤ１０２の順方向電圧の変化に関係なく、ＬＥＤ１０２への一定電力を維持することである。また、回路１００は、ライン電圧１０４が変化するときでもＬＥＤ１０２への一定電力を維持する。
【００２９】
従来の回路において、変圧器Ｔ１の一次側で受信された電力は、一次側における電圧及び電流の積に比例する。一次側の電流又は電圧が低下すると、一次側の電力がそれに従って低下する。その結果、二次側の電力及び二次側に接続されるデバイスに搬送される電力も低下する。ＬＥＤの場合、低減された電力が、ＬＥＤにより発光される光の強度を低下させる。変圧器の一次側の電圧又は電流が高くなるとその逆となる。回路１００は、変圧器Ｔ１の一次側の電力である、ライン電圧１０４から引かれる所定の電力を維持することにより上述の問題を克服する。
【００３０】
出力１２０の電圧は、フィードフォワード回路１１８により生成される整流されたライン電圧及び制御信号のＤＣ成分の積であり、増幅器１２６の反転入力に入力される。増幅器１２６は、反転入力を基準電圧と比較し、基準電圧は、非調光オペレーションに対し１ボルトに設定され得る。コンパレータ１４０の出力に基づいてＰＷＭ信号が生成され、このＰＷＭ信号はスイッチＱＳＷを駆動する。スイッチＱＳＷがＰＷＭ信号で駆動されるため、変圧器Ｔ１の一次側のデューティサイクルはＰＷＭ信号のデューティサイクルである。このＰＷＭ信号は、フィードフォワード回路１１８の入力１２２における制御信号として用いられる。ライン電圧１０４が低下すると、増幅器１２６の反転入力における電圧が低下する。この電圧降下は、増幅器１２６にＰＷＭ信号に対して一層長いデューティサイクルを生成させる。そのため、変圧器Ｔ１の一次側を介する電流が増大する。その結果、変圧器Ｔ１の一次側への入力電力が維持され、そのため、二次側上の電力も維持される。ライン電圧１０４が増大するとその逆となる。
【００３１】
回路１００を更に詳細に説明する。ライン電圧１０４は整流され、整流された電流は、レジスタＲＡＣを介してフィードフォワード回路１１８へ通過し、そこで電流が低減される。図１の実施例において、電流低減は１０：１である。フィードフォワード回路１１８の入力１１６における電圧はさらに、スイッチＱＳＷのデューティサイクルで乗算される。増幅器１２６への反転入力におけるデューティサイクルで乗算された、整流されたライン電圧の平均ＤＣ成分をもたらすために、ＣＦＦ及びＲＦＦの低域フィルタは、出力１２０の電圧のＡＣ成分をフィルタする。
【００３２】
ＲＦＦ／ＲＡＣの抵抗比は下記数式を用いて計算され得る。
【数１】
0006404810.tif 000002
ここで、ＧＦＦはフィードフォワード利得であり、これは、本明細書に記載される実施例において１０であり、ＶＲＥＦは基準電圧であり、ＬＭは変圧器Ｔ１の励磁インダクタンスであり、ＰＩＮは回路１００の入力電力であり、ｆＳはランプ生成器１４２のスイッチング周波数である。
【００３３】
回路１００の電力ファクタを最大化するため、変圧器Ｔ１の一次側のエネルギー又は励磁インダクタンスＬＭはサイクル毎にリセットされるべきである。また、回路１００は、入力電圧の範囲を超える電力レベルＰＩＮでは不連続導通モード（ＤＣＭ）で動作すべきである。前述に基づいて、変圧器Ｔ１の励磁インダクタンスＬＭは次のように選択され得る。
【数２】
0006404810.tif 000003
ここで、ｎは変圧器Ｔ１における一次対二次巻線比であり、ＶＯＵＴはＬＥＤ１０２上のストリング電圧であり、ＶＲＥＣ（ＰＫ、ＭＩＮ）は最小ピーク整流された入力電圧である。
【００３４】
上述のように、キャパシタＣＦＦは、整流されたライン電圧のＡＣ成分をフィルタするようにレジスタＲＦＦと低域フィルタをつくるように選択される。低域フィルタは、１２０Ｈｚで約２０ｄＢの減衰を提供するために１０Ｈｚ〜１２Ｈｚの極を有し得る。従って、キャパシタＣＦＦの値は次のように計算され得る。
【数３】
0006404810.tif 000004
【００３５】
遅い積分補償はキャパシタＣＣＯＭＰによって達成され、キャパシタＣＣＯＭＰは、１Ｈｚ〜１０Ｈｚの低帯域幅ループを有するために４．７〜１０．０μＦの値を有し得る。増幅器１２６の出力は、ＰＷＭ信号が生成されるコンパレータ１４０の非反転入力に入力される。増幅器１４０の出力は最終的に上述のようにスイッチＱＳＷを駆動する。
【００３６】
スイッチＱＳＷは、変圧器Ｔ１の一次側を介して電流フローを制御する。上述のパラメータに基づいて変圧器Ｔ１を介して電流フローを制御することにより、変圧器Ｔ１の一次側への電力が維持される。変圧器Ｔ１の二次側の電力出力は一次側の電力に比例し、従って、変圧器Ｔ１の一次側に入力される電力を制御することが、二次側の電力出力を制御する。変圧器の二次側はＬＥＤ１０２を駆動する。
【００３７】
簡単に上述したように、回路１００は、レジスタのように挙動するＤＣＭフライバックコンバータを用いるため、回路１００の電力ファクタは比較的高い。更に具体的には、入力電流ＩＩＮ（ｔ）は次のように計算される。
【数４】
0006404810.tif 000005
ここで、Ｄはデューティサイクルであり、Ｔｓは、これ以降に更に詳細に説明するようなランプ生成器１４２及びバレー（valley）検出回路により生成されるランプに基づくスイッチング期間である。図示するように、ＩＩＮ（ｔ）及びＶＩＮ（ｔ）はいずれも正弦及び同相である。従って、回路１００が非調光モードで動作されるとき電力ファクタはユニティ（unity）に近い。回路１００が調光モードで動作されるとき電力ファクタはさほど関連しない。
【００３８】
非調光モードで動作するとして回路１００を上述した。ここでは、調光機能を用いて動作するものとして回路１００を説明する。調光は、ライン電圧１０４に組み込まれ得る従来の調光器（図示せず）により提供される。調光器は、共通ＡＣ電源において用いられる正弦電圧の一部をクリッピングすることにより動作し得る。導通角は、調光器によりクリップされない正弦波の部分である。
【００３９】
クリップされた整流された電圧２００の一例を図２に示す。これは、異なるレベルの調光の結果ライン１１２上に存在する電圧である。波２０２は、調光のない整流された正弦波を示す。波２０４は、立ち上がりエッジクリッピングの結果である。図示するように、波２０４の導通角は、波２０２の導通角より小さい。更なる調光が適用されると、導通角は低減し、波２０４より小さい導通角を有する波２０６などの波が生成される。
【００４０】
基準生成器１３２により出力される電圧ＶＲＥＦは、整流されたライン電圧の導通角に比例する。基準信号ＶＲＥＦを生成するための回路２２０のブロック図を図３に示す。回路２２０は入力２２４を含み、入力２２４はレジスタＲＡＣによりライン１１２に接続される。入力はＦＥＴ  Ｑ２及びＱ３から成り、ＦＥＴ  Ｑ３は、電流ミラー２２６からそのドレイン及びソース間に電流を引く。電流ミラー２２６は、図１のフィードフォワード回路１１８内に位置し得る。図３の実施例において、電流ミラー２２６は１０：１電流ミラーである。入力２２４における電圧は、減衰され、約４０ｋΩの値を有し得るレジスタＲ１で再作成される。
【００４１】
レジスタＲ１の電圧はコンパレータ２３０の非反転入力に入力される。コンパレータ２３０の反転入力は、所定の電圧Ｖ１に接続され、これは約２８０ｍＶであり得る。電圧Ｖ１は、調光が検出される一層低い閾値を設定するため、及び整流されたライン電圧を表すＰＷＭ信号を生成するために用いられる。更に具体的には、電圧Ｖ１は、調光が図１のＬＥＤ１０２に印加され得る導通角の一層低い閾値を検出するために用いられる。コンパレータ２３０は出力２３２を有し、出力２３２は、ドライバ又はバッファ２３６の入力２３４に接続される。バッファ２３６は、電圧Ｖ２まで制限される出力電圧により電力供給されるか又は電圧Ｖ２まで制限される出力電圧を有する。幾つかの実施例において、電圧Ｖ２は約１．７５Ｖであり得る。
【００４２】
バッファ２３６は出力２４０を有し、出力２４０は低域フィルタ２４２に接続される。図３の実施例において、低域フィルタ２４２は、レジスタＲ２及びキャパシタC２で構成される。低域フィルタ２４２の極は、ライン電圧１０４の周波数の２倍である、整流された電圧の周波数を減衰するように設定される。更に具体的には、出力２４０の電圧のＡＣ成分は、ＤＣ成分又はＲＭＳ値のみが低域フィルタ２４２を通過するように減衰される。
【００４３】
低域フィルタ２４２の出力は、角度復号回路２４６の入力２４４に接続される。角度復号回路２４６は、入力２４４の電圧を、入力２４４の電圧に線形に関連する出力２４８の電圧ＶＤＩＭに変換する。出力２４８は、基準生成器１３２の入力２５０に接続される。基準生成器１３２は、基準電圧ＶＲＥＦが存在する出力２５２を有する。基準生成器１３２は更に、熱的フィードバック電圧ＶＴＦＢに接続される入力２５６を有し得る。電圧ＶＴＦＢは、図１のＬＥＤ１０２の動作温度を表し、ＬＥＤ１０２の動作温度が所定の閾値を上回る場合、ＬＥＤ１０２に出力される電力を低減するために用いられ得る。
【００４４】
回路２２０の構成要素を説明してきたので、そのオペレーション及び設計をこれから説明する。回路２２０は、ＲＡＣ及びＱ２を介して入力電流を受け取る。この電流は、Ｑ３を介して複製され、電流ミラー２２６によりスケールダウンされる。本明細書に記載される実施例では、電流ミラーは１０：１電流ミラーである。その後、入力電圧の減衰された表現が、レジスタＲ１を介して複製される。レジスタＲＡＣの値は、入力２２４への電流で除算された閾値調光電圧に比例することに留意されたい。電流は、レジスタＲ１の値で除算され、電流ミラー２２６の値で乗算されたＶ１の値であり得る。幾つかの実施例において、１２０Ｖシステムに対する閾値電圧は２５Ｖ〜４０Ｖに設定され、２２０Ｖ又は２３０Ｖシステムでは、閾値電圧は５０Ｖ〜８０Ｖである。ＬＥＤ１０２は、入力電圧が閾値電圧を下回るときオフにされ得る。
【００４５】
コンパレータ２３０への非反転入力における電圧は、電圧Ｖ１と比較される。図２を参照すると、整流された電圧２００が電圧Ｖ１と比較されており、電圧Ｖ１は破線として示されている。コンパレータ２３０の出力は、デューティサイクルが、整流された電圧２００及び電圧Ｖ１の共通エリアに対応する、ＰＷＭ信号である。コンパレータ２３０の出力はバッファ２３６に接続され、バッファ２３６は、入力信号を飽和させ、図４に示すような信号２８０を生成する。
【００４６】
図４の電圧は、低域フィルタ２４２を通過し、結果は図５に示す電圧Ｖ３である。電圧Ｖ３は、減衰されたＡＣ成分を有し、図４のＰＷＭ信号のＤＣ表現である。電圧Ｖ３は角度復号回路２４６に入力される。電圧Ｖ３は、整流されたライン電圧の導通角を表し、角度復号回路２４６は、電圧Ｖ３を、電圧Ｖ３とその出力ＶＤＩＭとの間の線形関係に変換する。電圧Ｖ３と電圧ＶＤＩＭと間の関係を示すグラフである図６を参照する。電圧ＶＤＩＭは、電圧Ｖ３が電圧Ｖ３Ａと電圧Ｖ３Ｂの間であるとき、電圧Ｖ３に線形に依存する。電圧Ｖ３Ａは約２８０ｍＶであり得、電圧Ｖ３Ｂは約１．４５ボルトであり得る。
【００４７】
図６の実施例において、電圧Ｖ３がゼロとＶ３Ａボルトの間であるとき、調光は生じない。この状況において、導通角は３０度より小さくなり得、電圧ＶＤＩＭは約１３ｍＶであり得る。このように、ＬＥＤ１０２はオフにされ得る。電圧Ｖ３がＶ３Ｂより大きいとき、導通角は１５０度から１８０度までであり得る。この状況において、調光が生じる可能性はなく、電圧ＶＤＩＭは一定に保たれ、図６の実施例においてこれは約１ボルトである。この範囲において、ＬＥＤ１０２はフル電力で電力供給され得る。線形範囲において、電圧Ｖ３がＶ３ＡとＶ３Ｂの間であるとき、電圧Ｖ３は電圧ＶＤＩＭに線形に関連し、電圧ＶＤＩＭは３０度から１５０度の導通角に対応し得る。この線形範囲の間、調光が生じる。
【００４８】
電圧ＶＤＩＭは基準生成器１３２への出力である。基準生成器は、基準電圧ＶＲＥＦを生成するように電圧ＶＤＩＭを変更し得る。基準電圧ＶＲＥＦは、１ボルトであるような調光なし条件下で上述した。これは、電圧ＶＤＩＭが１ボルトで飽和する、１３０度〜１８０度の導通角に対応する。基準生成器１３２は、電圧ＶＴＦＢに接続される入力２５６を有し得る。電圧ＶＴＦＢは、図１のＬＥＤ１０２の動作温度を示す熱的フィードバック信号である。電圧ＶＴＦＢは、ＬＥＤ１０２に近接して位置する、レジスタ又は他の熱的トランスデューサに接続され得る。電圧ＶＴＦＢが所定のレベルを下回って下がるとき、ＬＥＤ１０２は所定の動作温度を超えている。このとき、基準生成器１３２は基準電圧ＶＲＥＦを低減し、これにより、変圧器Ｔ１の一次側への電力が低減され、ＬＥＤ１０２への電力が低減される。ＬＥＤ１０２が冷えるにつれて、電圧ＶＴＦＢは変わり、ＬＥＤ１０２に出力される電力を増大するように基準電圧ＶＲＥＦが上がる。
【００４９】
回路１００及びそのオペレーションを説明したので、回路１００を動作させる方法をこれから説明する。ＬＥＤ１０２を駆動するための幅広い方法を説明する図７のフローチャート３２０を参照する。工程３２２で、導通角が測定され、導通角を表す信号が生成される。導通角を表す信号を生成することは、導通角を測定することを構成し得ることに留意されたい。導通角を表す信号は、基準生成器１３２により生成される電圧ＶＲＥＦである。
【００５０】
工程３２２で、変圧器Ｔ１の一次側への入力電力を表す信号が生成される。この信号は増幅器１２６の反転入力に位置する。工程３２６で、工程３２２からの信号が工程３２４の信号と比較される。この比較は増幅器１２６によって成され、増幅器１２６の出力はその差を表す。工程３２８で、変圧器Ｔ１の一次側を駆動する電流は、増幅器１２６の出力に応じて設定又は変更される。これは、スイッチＱＳＷを駆動するＰＷＭ信号のデューティサイクルを変えることによって成される。
【００５１】
基本回路１００及びそのオペレーションを上述してきた。回路１００の異なる実施例をこれから説明する。
【００５２】
図１の回路１００は変圧器Ｔ１を用い、これは、スイッチＱＳＷのリンギングを誘発し得、これは、スイッチＱＳＷにおける損失を誘発し得る。スイッチＱＳＷの損失を小さくするため、図１のバレー検出回路３５０が用いられ得る。バレー検出回路３５０は、変圧器Ｔ１の一次側の補助巻線３５２を用い、この補助巻線３５２上の電圧が監視される。監視された電圧ＶＡＵＸにおけるリンギングを示す、補助巻線３５０上の電圧の一例を図８に示す。電圧ＶＡＵＸは、Ｔ１において起こる立ち上がりエッジを有し、その後Ｔ２の立ち下がりエッジが続く。Ｔ２とＴ３の間で単一のリング２９０が生じる。Ｔ２とＴ３の間の期間は、ランプ生成器１４２により生成されるランプ波によって決まるようにスイッチＱＳＷがオンであると考えられる時間に対応する。
【００５３】
スイッチ損失を小さくし、且つ、電磁干渉を低減するため、スイッチＱＳＷは、リング２９０の最低ポイントでオンとなるよう強いられ得る。リング２９０の最小値を判定するために、回路１００はバレー検出回路３５０に依存し得る。非調光オペレーションの間、ランプ生成器１４２により設定される固定周波数に対応するランプ２９２が生成される。この周波数は、スイッチＱＳＷのオペレーションの最短期間に対応し、これは、ゼロとＴ３の間の時間に対応する期間より短い。本明細書に記載される実施例において、ランプ２９２は約１４．５μｓの期間を有する。
【００５４】
図８の実施例において、各期間の間検出される２つのバレー２９４及び２９５がある。バレー２９４は、ランプ２９２の期間の間検出され、スイッチＱＳＷをオンにしない。ランプ２９２の期間が終了した後、第２のバレー２９５が検出され、これによりスイッチＱＳＷがオンにされる。スイッチＱＳＷがオンになるとき、別のランプ波が生成される。従って、スイッチＱＳＷは、バレーの検出時及びランプ１９２の期間の満了後オンになる。ランプの期間は、ランプ生成器１４２により設定され得る。
【００５５】
バレー検出は、調光の間ＬＥＤ１０２の出力に影響を与え得る周波数ジッタを導入し得ることに留意されたい。周波数ジッタは、ＬＥＤ１０２における可視フリッカを生じさせ得る。例えば、ランプ１９２の終わりでバレーが検出される場合、バレー検出回路３５０は、交互のサイクルの間のランプ期間の間又は後のバレーを検出し得、これはフリッカを生じさせ得る。この問題を克服するため、バレー検出は、所定の値を下回る導通角が検出されるときディセーブルされ得る。例えば、図６を参照すると、ＶＤＩＭの値がＶ３Ｂより小さいとき、バレー検出はディセーブルされ得る。
【００５６】
図１及び図３の回路１００は基準生成器１３２を含む。上述のように、基準生成器１３２は、増幅器１２６により用いられる基準電圧を生成する。図３に示すように及び上述のように、基準生成器１３２は、ＬＥＤ１０２の温度に関連した入力２５６上のデータを受信し得、ＬＥＤ１０２の温度が所定の値を上回る場合、基準電圧ＶＲＥＦを低減させ得る。
【００５７】
基準生成器１３２は、図９に示すようなアナログＯＲ回路３４８であり得る。アナログＯＲ回路３４８は、角度復号回路２４６に接続される第１の入力２５０を含む。第２の入力２５６は、温度センサに接続され、電圧ＶＴＦＢに対する入力である。アナログＯＲ回路３４８は更に基準入力３５０を含み、基準入力３５０は、図１のフィードフォワード回路１１８の出力１２０に接続され得る。アナログＯＲ回路３４８は、２つの出力、非反転出力３５４及び反転出力３５６、を含む。反転及び非反転出力３５４、３５６は、増幅器１２６のそれぞれの入力に接続される。アナログＯＲ回路３４８の利用は、回路１００の構成をわずかに変えるが、オペレーションは実質的に同調光器まであることに留意されたい。入力２５０が入力２５６より小さい場合、３５４の出力は入力２５０の電圧であり、そうでない場合、出力は入力２５６上の電圧である。図１及び３に適用されるような実施例において、基準入力３５０は反転出力３５６に直接的に接続され、反転出力３５６は、増幅器１２６の反転入力に接続される。
【００５８】
アナログＯＲ回路３４８の概略図を図１０に示す。回路３４８は、ＦＥＴ  Ｑ２及びＦＥＴ  Ｑ３により電流ミラー３６０に接続される電流源ＩＳを含む。入力２５０はＦＥＴ  Ｑ２のゲートであり、入力２５６はＦＥＴ  Ｑ３のゲートである。非反転出力３５４はＦＥＴ  Ｑ２及びＱ３のソースである。ＦＥＴ  Ｑ３のドレインは電流ミラー３６２に接続され、電流ＦＥＴ  Ｑ３のドレインから電流ミラー３６２へ流れる電流は、電流Ｉ２マイナス電流Ｉ１である。基準入力３５０はＦＥＴ  Ｑ４のゲートに接続され、反転出力はＦＥＴ  Ｑ４のソースに接続される。入力２５０の電圧が入力２５６の電圧より小さい場合、電流Ｉ３が電流Ｉ１に等しく、そうでない場合、電流Ｉ３は電流Ｉ２に等しい。
【００５９】
幾つかの実施例において、回路のオペレーションは、ＬＥＤ１０２を駆動する電力をレギュレートすることから、ＬＥＤを駆動する電流をレギュレートするに変わり得る。例えば、調光オペレーションの間、ＬＥＤ１０２は、上述のようにライン電圧１０４の導通角に基づいて、レギュレートされた電力を印加することにより駆動され得る。調光を含まないフル電力オペレーションの間、ＬＥＤ１０２は、レギュレートされた電流により駆動され得る。
【００６０】
図１１を参照すると、変圧器Ｔ１の一次側を介する電流フローＩＰ及び変圧器Ｔ１の二次側を介する電流フローＩＳが示されている。電流ＩＳはＴ２対Ｔ５の比で乗算される電流ＩＰに比例する。変圧器Ｔ１の巻線比も電流ＩＳに影響を与え得る。ＬＥＤ推定回路４００が、感知レジスタＲＳの電圧を感知し、電圧は電流ＩＰで乗算される抵抗ＲＳに等しい。
【００６１】
図１２のブロック図を参照すると、ＬＥＤ電流推定回路４００の出力はコンパレータ４０２に接続され、これはコンパレータ４０２において電流基準電圧と比較される。電力推定回路４０４が、デューティサイクルＤで乗算されたライン１１２上の入力電圧に基づいて電力を判定する。電力推定回路４０４の出力はコンパレータ４０６に入力され、これはコンパレータ４０６において電力基準電圧と比較される。コンパレータ４０２、４０６の出力は、上述のようにアナログＯＲ回路４１０に入力される。アナログＯＲ回路は、スイッチＱＳＷのための駆動信号を生成するため２つの出力のうち低い方を選択する。アナログＯＲ４１０の出力は、図１のコンパレータ１４０に入力される非反転として用いられ得る。調光がないか又は少ししかない高電力状態において、ＬＥＤ電流推定回路４００は、電流レギュレーションに基づいてスイッチＱＳＷを駆動する。調光が生じると、電力推定回路４０４は、上述のようにスイッチＱＳＷを駆動する。
【００６２】
図１３は、変圧器の二次側からＬＥＤを駆動するための方法５００を図示するブロック図である。この方法は、５０２に示すように、ＬＥＤを駆動するために意図される電力レベルを判定するために入力電圧を監視することを含む。この方法は更に、５０４に示すように、ＬＥＤを駆動する電力を、ＬＥＤを駆動するために意図される電力に等しくするように、変圧器の一次側を介する電流フローを調節することを含む。
【００６３】
当業者であれば、本発明の特許請求の範囲内で、説明した例示の実施例に変形が成され得ること、及び多くの他の実施例が可能であることが分かるであろう。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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