(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
負荷電磁石の回路部に対して台形状類似波形のパルス電流を供給するパルス電源装置であって、
初段のコンデンサと初段のスイッチの直列回路からなり、前記初段のコンデンサの充電電力を前記負荷電磁石の回路部に放電可能な初段の充放電回路と、
後続段のコンデンサと後続段のスイッチと波形調整用コイルの直列回路からなり、前記後続段の前記コンデンサの充電電力を前記負荷電磁石の回路部に放電可能な後続段の充放電回路を１以上備えるとともに、
前記初段のコンデンサおよび前記後続段のコンデンサを充電するもので、その充電電圧設定値を調整可能な充電器と、
互いに独立的したトリガ信号を送出して前記初段のスイッチと前記後続段のスイッチを閉路させるもので、各トリガ信号どうし間の時間差を調整することで前記負荷電磁石の回路部に流れるパルス電流波形のフラットトップ部の平坦度を改善することが可能なトリガ制御回路とを備えたパルス電源装置。
【請求項２】
前記初段の充放電回路は、前記負荷電磁石の回路部の両端間に接続され、
前記後続段の充放電回路は、前記負荷電磁石の回路部の両端、前記初段の充放電回路における直列回路の両端または当該初段の充放電回路におけるコンデンサの両端間に接続されている請求項１に記載のパルス電源装置。
【請求項３】
前記後続段の充放電回路が２以上の場合には、前記後続段の充放電回路は、さらにそれら後続段の充放電回路のうち前段の充放電回路における直列回路の両端または当該前段の充放電回路におけるコンデンサの両端間に接続されている請求項２に記載のパルス電源装置。
【請求項４】
前記トリガ制御回路は、
前記負荷電磁石の回路部に流れるパルス電流の波形を測定する電流波形測定器と、
前記電流波形測定器が測定したパルス電流波形のデータを記録する電流波形記録手段と、
前記電流波形記録手段が記録したデータからパルス電流波形のフラットトップ部の波高値と波形要部の傾きとを計算し、前記波高値と目標波高値の差に応じて前記初段のコンデンサに対する第１の充電電圧補償値を計算し、さらに前記波形要部の傾きに応じて前記各後続段のコンデンサおよびスイッチに対する第２の充電電圧補償値とトリガタイミング補償値とを計算する電流波形演算手段と、
前記電流波形演算手段で計算された前記第１の充電電圧補償値および第２の充電電圧補償値により前記充電器に与える充電電圧設定値を補償する充電電圧制御回路と、
前記時間差をもって前記各トリガ信号を送出するトリガタイミング調整回路と、
前記電流波形演算手段で計算された前記トリガタイミング補償値を用いて前記トリガタイミング調整回路に与える前記時間差を補償する時間差制御回路とを有する請求項１から請求項３までのいずれか１項に記載のパルス電源装置。
【請求項５】
前記電流波形測定器はパルス変流器であって、
前記電流波形演算手段は、前記電流波形記録手段で記録したパルス電流波形の瞬時値に対して、その瞬時値を時間積分した値を前記パルス変流器の時定数で除算した商の値を加算補償するように構成されている請求項４に記載のパルス電源装置。
【請求項６】
前記電流波形演算手段は、前記電流波形記録手段が記録したデータからパルス電流波形のフラットトップ部の波高値と波形要部の傾きとを計算するに際して、最小二乗法による曲線当てはめ演算を行うように構成されている請求項４に記載のパルス電源装置。
【請求項７】
前記各充放電回路のスイッチはそれぞれサイリスタであり、
前記トリガ制御回路は、
前記各サイリスタのゲートに対してゲートパルスを印加する初段および後続段のパルス変成器と、
励磁トリガ信号の入力に基づいて前記初段および後続段のパルス変成器にゲートパルスを出力する初段および後続段のゲート駆動回路と、
前記初段および後続段のゲート駆動回路に対して励磁トリガ信号を出力するもので、各励磁トリガ信号どうし間の時間差を調整可能なトリガタイミング調整回路とを有する請求項１に記載のパルス電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、荷電粒子ビームをパルス状にして加速するための加速器などに用いられる電源であって、複数段のＰＦＮ（Pulse Forming Network：パルス形成用回路網）を備えたパルス電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
１０億電子ボルトを超えるような高エネルギー荷電粒子加速器においては、荷電粒子ビームが真空容器の壁面等に衝突して生ずる放射線による、真空容器材質等の放射化の問題が深刻となる。荷電粒子ビームの軌道を正確に保持するには、電磁石電源に対して電流値の相対精度をほぼ０．０１％以下の高精度に制御する必要があり、さらには可及的に精度を高めたいという要求がある。
【０００３】
ＰＦＮを用いた従来の電源装置における波形操作の技術として、ＰＦＮの構成要素の波形調整用コイルに近接して設けた位置操作可能な短絡導体を手動または電動で操作する手法がある（例えば特許文献１参照）。しかし、この場合は、機械的構造が複雑で、注油等の定期的な保守が煩わしいという問題がある。
【０００４】
一方、アナログ的に印加電圧波形を制御する方法では、エネルギーの高い荷電粒子ビームの軌道を操作する場合に、アナログ制御回路の高電圧／大電流化のために出力回路を直列・並列化する必要がある（例えば特許文献２，３参照）。しかし、この場合は、装置が大型化・複雑化してコストが高くなるとともに、信頼性が低下するという問題がある。
【０００５】
図４は従来例の２段ＰＦＮ回路を用いたパルス電源装置の構成を示す回路図である。６０は負荷電磁石、６１はインダクタンス成分、６２は抵抗成分、７１はゲート駆動回路、７２はパルス変成器（パルストランス）、８０は出力電圧可変型の充電器、Ｒ１１は充電用抵抗器、Ｃ１１は第１のコンデンサ、Ｃ１２は第２のコンデンサ、Ｌ１２は波形調整用コイル、Ｓ１１はサイリスタなどのスイッチ、Ｓcvは出力電圧可変型の充電器８０に与えられる充電電圧設定指令信号である。充電器８０より充電用抵抗器Ｒ１１を介して第１のコンデンサＣ１１と第２のコンデンサＣ１２に対して充電を行った状態から、スイッチＳ１１をターンオンする。このスイッチＳ１１のターンオンは、ゲート駆動回路７１を起動してパルス変成器７２にゲートパルスを印加し、さらにスイッチＳ１１にトリガパルスを送出することによって行う。スイッチＳ１１がターンオンすると、第１のコンデンサＣ１１および第２のコンデンサＣ１２に蓄えられた電荷が負荷電磁石６０の回路部に流れる。このとき、第２のコンデンサＣ１２からは波形調整用コイルＬ１２を介して供給される。
【０００６】
図５は従来例のパルス電源装置の各部の電圧・電流波形および負荷電磁石に流れるパルス電流波形を示す。図５（ａ）は第１のコンデンサＣ１１の電圧Ｖ１１と第２のコンデンサＣ１２の電圧Ｖ１２の波形を示す。図５（ｂ）は第１のコンデンサＣ１１からの電流ｉ11と第２のコンデンサＣ１２からの電流ｉ12と負荷電磁石６０の回路部に流れる電流ｉ13（＝ｉ11＋ｉ12）の波形を示す。電流ｉ11と電流ｉ12を合成した電流ｉ13は台形状に類似した波形（台形状類似波形）となる。すなわち、電流ｉ13は、スイッチＳ１１のターンオンタイミング（ｔ＝０ｍｓ）から、電圧Ｖ１１を負荷コイルのインダクタンス成分６１の値で除した値に相当する傾きをもって上昇を開始し、時間経過とともに傾きを減らしながら上昇し、やがてフラットトップ部と呼ばれる平坦部（Ｆ）となり、次いで時間経過とともに負の傾きを増やしながら降下する。
【０００７】
図５（ｃ）は図５（ｂ）において矩形枠で囲んだフラットトップ部Ｆを拡大した波形を示す。図５（ｃ）においては、時間軸はｔ＝０．２８０［ｍｓ］（＝２８０［μｓ］）からｔ＝０．３１０［ｍｓ］（＝３１０［μｓ］）の領域を、また縦軸は瞬時電流３０００［Ａ］を基準値としてこの値からの増減分を＋５［Ａ］から−２０［Ａ］の範囲で拡大表示している。負荷電磁石６０における抵抗成分６２の抵抗値Ｒｍをパラメータとして３つの電流波形Ａ，Ｂ，Ｃを示している。この抵抗値Ｒｍには負荷電磁石６０に給電するためのケーブルの抵抗値が含まれている。パルス大電力伝送用の給電ケーブルとしては、通常は同軸ケーブルが使用されるが、ケーブルの恒温対策として水冷導体を使用することは絶縁やコスト上の問題からむずかしい。特に荷電粒子ビームをパルス状かつ断続的に加速する加速器の用途においては、負荷電磁石やパルス電源装置自体の各部の温度変化に伴って回路定数が変化し、それによって電流波形に変動が発生する。例えば、実効電流によるジュール熱のために導体温度が数十℃上昇する場合があり、これに伴い負荷電磁石６０の抵抗値Ｒｍが１０％程度増加し、負荷電磁石電流ｉ3 のピーク値が低下していく（図５（ｃ）Ａ→Ｂ→Ｃ参照）。
【０００８】
図５（ｃ）に示す電流波形Ａは基準状態（抵抗値Ｒｍ＝２０．０［ｍΩ］、充電電圧Ｖｃ＝９６９．００［Ｖ］）の場合の負荷電磁石電流ｉ3 の波形を表す。
【０００９】
図５（ｃ）に示す電流波形Ｂは、温度が上昇して抵抗値Ｒｍが増大し、Ｒｍ＝２０．９［ｍΩ］となった場合の負荷電磁石電流ｉ3 の波形を表す。この電流波形Ｂは図５（ｃ）の基準状態での電流波形Ａよりもピーク値３０００［Ａ］を基準として−７．５［Ａ］（ほぼ０．２５％）低下している。
【００１０】
図５（ｃ）に示す電流波形Ｃは、さらに温度が上昇して抵抗値Ｒｍが増大し、Ｒｍ＝２１．８［ｍΩ］となった場合の負荷電磁石電流ｉ3 の波形を表す。この電流波形Ｃは図５（ｃ）の基準状態での電流波形Ａよりもピーク値３０００［Ａ］を基準として−１５．５［Ａ］（ほぼ０．５２％）低下している。
【００１１】
負荷電磁石電流ｉ3 のピーク値の低下を補償するための対策として、充電器８０における充電電圧を増加する手法がある。そのような対策を施した場合の動作例を図６に示す。図６（ｃ）は図５（ｃ）に対応するものであり、充電電圧をパラメータとして３つの電流波形Ａ，Ｂ′，Ｃ′を描いている。図５（ｃ）の波形の振幅（縦軸方向）のスケールを２５倍に拡大して（単位目盛を小さくして）表したのが図６（ｃ）の電流波形である。
【００１２】
図６（ｃ）において、Ｂ′は、電流波形Ａに対応する基準状態（抵抗値Ｒｍ＝２０．０［ｍΩ］、充電電圧Ｖｃ＝９６９．００［Ｖ］）から温度上昇によって抵抗値ＲｍがＲｍ＝２０．９［ｍΩ］へと増大したときに、負荷電磁石電流ｉ3 のピーク値が上記のようにほぼ０．２５％低下する（図５（ｃ）参照）のを、充電器８０における充電電圧ＶｃをＶｃ＝９７１．５５［Ｖ］まで増加させることにより補償している。
【００１３】
また、図６（ｃ）において、Ｃ′は、電流波形Ａに対応する基準状態（抵抗値Ｒｍ＝２０．０［ｍΩ］、充電電圧Ｖｃ＝９６９．００［Ｖ］）から温度上昇によって抵抗値ＲｍがＲｍ＝２１．８［ｍΩ］へと増大したときに、負荷電磁石電流ｉ3 のピーク値が上記のようにほぼ０．５２％低下する（図５（ｃ）参照）のを、充電器８０における充電電圧ＶｃをＶｃ＝９７４．１０［Ｖ］まで増加させることにより補償している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１４】
【特許文献１】特開平８−１２５４９９号公報
【特許文献２】特開平９−９２５３１号公報
【特許文献３】特開平１１−２０５０９８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
上記で説明した従来例のパルス電源装置にあっては、上記のように充電器８０における充電電圧Ｖｃを調整することでピーク値を補償することが可能である。しかし、単に充電電圧Ｖｃを調整するだけであるので、フラットトップ部Ｆにおける電流の平坦度の変化までは補償できない。すなわち、図６（ｃ）をよく観察すると、温度上昇に伴って抵抗値が増大化し、電流波形がＡ→Ｂ′→Ｃ′と変化するにつれて、電流が立ち下がる方向での傾きが大きくなって、フラットトップ部Ｆにおける電流の平坦度が悪化するという問題がある。
【００１６】
典型的な荷電粒子ビーム通過時間幅の例としてはほぼ１０［μｓ］であり、図６（ｃ）においてはｔ＝２９０［μｓ］からｔ＝３００［μｓ］までの範囲における電流の平坦度が問題となる。この時間範囲内での瞬時電流値の変化幅で平坦度の悪化を評価すると、図６（ｃ）の電流波形Ａでは０．１２［Ａ］（ピーク値３０００［Ａ］を基準としてほぼ０．００４％）、電流波形Ｃでは０．２６［Ａ］（ピーク値３０００［Ａ］を基準としてほぼ０．００９％）となり、特に電流波形Ｃでは代表的な用途において要求される瞬時電流値の精度０．０１％に対して余裕が少なく、充電電圧制御の誤差が０．００５％であっても、電流の平坦度が悪いことにより、要求された瞬時電流値の範囲を逸脱するという問題点が生じていた。
【００１７】
本発明はこのような事情に鑑みて創作したものであり、パルス電源装置に関して、温度変化に伴う回路定数の変化に起因するパルス電流波形の変動現象に対して、比較的簡単な構成にて、その電流波形の変動を充分に抑制して、台形状類似のパルス電流波形を最適化することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
本発明は、次の手段を講じることにより上記の課題を解決する。
【００１９】
本発明によるパルス電源装置は、
負荷電磁石の回路部に対して台形状類似波形のパルス電流を供給するパルス電源装置であって、
初段のコンデンサと初段のスイッチの直列回路からなり、前記初段のコンデンサの充電電力を前記負荷電磁石の回路部に放電可能な初段の充放電回路と、
後続段のコンデンサと後続段のスイッチと波形調整用コイルの直列回路からなり、前記後続段の前記コンデンサの充電電力を前記負荷電磁石の回路部に放電可能な後続段の充放電回路を１以上備えるとともに、
前記初段のコンデンサおよび前記後続段のコンデンサを充電するもので、その充電電圧設定値を調整可能な充電器と、
互いに独立的したトリガ信号を送出して前記初段のスイッチと前記後続段のスイッチを閉路させるもので、各トリガ信号どうし間の時間差を調整することで前記負荷電磁石の回路部に流れるパルス電流波形のフラットトップ部の平坦度を改善することが可能なトリガ制御回路とを備えた構成とされている。
【００２０】
本発明の特徴は、各充放電回路のコンデンサ充電電圧の調整だけでなく、各充放電回路のスイッチのトリガタイミングの時間差調整も併せて行うようにした点にある。すなわち、充電器として充電電圧可変型の充電器を用いて、負荷電磁石やパルス電源装置自体の各部の温度変化に伴う回路定数の変化に起因するパルス電流波形の変動に対して、各充放電回路のコンデンサに対する充電電圧を調整することで、負荷電磁石の回路部に流れる電流値（波高値）の変動を抑制し、併せて、トリガ制御回路において各充放電回路のスイッチに対するトリガタイミングの時間差を調整することにより、パルス電流波形のフラットトップ部での波高値および波形要部の傾きの変動を抑制する。以上の相乗により、波形の変動を充分に抑制してパルス電流波形を最適化することが可能となる。
【発明の効果】
【００２１】
本発明によれば、パルス電源装置について、温度変化に伴う回路定数の変化に起因するパルス電流波形の変動現象に対して、各コンデンサの充電電圧の調整と各スイッチのトリガタイミングの調整とにより、パルス電流波形のフラットトップ部での波高値および波形要部の傾きの変化を打ち消して、生成するパルス電流の波形を最適化することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】本発明の第１の実施例におけるパルス電源装置の構成を示す回路図
【図２】本発明の第１の実施例におけるパルス電源装置の各部の電圧・電流波形および負荷電磁石に流れるパルス電流波形を示す波形図
【図３】本発明の第２の実施例におけるパルス電源装置の構成を示す回路図
【図４】従来例におけるパルス電源装置の構成を示す回路図
【図５】従来例のパルス電源装置の各部の電圧・電流波形および負荷電磁石に流れるパルス電流波形を示す波形図
【図６】従来例のパルス電源装置における問題点を指摘するための波形図
【発明を実施するための形態】
【００２３】
上記構成の本発明のパルス電源装置には、次のようないくつかの好ましい態様がある。
【００２４】
初段の充放電回路が負荷電磁石の回路部の両端間に接続され、後続段の充放電回路が負荷電磁石の回路部の両端、初段の充放電回路における直列回路の両端または当該初段の充放電回路におけるコンデンサの両端間に接続されているという態様がある。
【００２５】
また、後続段の充放電回路が２以上の場合には、後続段の充放電回路は、さらにそれら後続段の充放電回路のうち前段の充放電回路における直列回路の両端または当該前段の充放電回路におけるコンデンサの両端間に接続されているという態様がある。
【００２６】
前記トリガ制御回路の構成については、
前記負荷電磁石の回路部に流れるパルス電流の波形を測定する電流波形測定器と、
前記電流波形測定器が測定したパルス電流波形のデータを記録する電流波形記録手段と、
前記電流波形記録手段が記録したデータからパルス電流波形のフラットトップ部の波高値と波形要部の傾きとを計算し、前記波高値と目標波高値の差に応じて前記初段のコンデンサに対する第１の充電電圧補償値を計算し、さらに前記波形要部の傾きに応じて前記各後続段のコンデンサおよびスイッチに対する第２の充電電圧補償値とトリガタイミング補償値とを計算する電流波形演算手段と、
前記電流波形演算手段で計算された前記第１の充電電圧補償値および第２の充電電圧補償値により前記充電器に与える充電電圧設定値を補償する充電電圧制御回路と、
前記時間差をもって前記各トリガ信号を送出するトリガタイミング調整回路と、
前記電流波形演算手段で計算された前記トリガタイミング補償値を用いて前記トリガタイミング調整回路に与える前記時間差を補償する時間差制御回路とを備えたものとして構成されている、という態様が好ましい。
【００２７】
このように構成した場合には、次のような作用が発揮される。すなわち、運転時の温度変化に伴う回路定数の変化に起因するパルス電流波形の変動現象に対して、電流波形測定器が負荷電磁石の回路部に流れるパルス電流の波形を測定し、電流波形記録手段はそのパルス電流波形のデータを記録する。そして、電流波形演算手段は、記録されたパルス電流波形のデータからパルス電流波形のフラットトップ部の波高値と波形要部の傾きとを計算した上で、前記の波高値と目標波高値の差に応じて初段のコンデンサに対する第１の充電電圧補償値を計算し、さらに前記の波形要部の傾きに応じて各後続段それぞれのコンデンサおよびスイッチに対する第２の充電電圧補償値とトリガタイミング補償値とを計算する。併せて、充電電圧制御回路は前記の第１および第２の充電電圧補償値により充電器に与える充電電圧設定値を補償する。そして、トリガタイミング調整回路は、負荷電磁石の回路部に流れるパルス電流波形のフラットトップ部の平坦度を改善するために、各トリガ信号どうし間の時間差を調整する。まとめると、波高値の変化を打ち消す方向に充電電圧設定値を補償し、波形要部の傾きの変化を打ち消す方向に初段および各後続段のスイッチを各々閉路させる各々のトリガ信号の時間差を補償し、かつトリガ信号の時間差の変化に伴う波高値の変化を打ち消すように充電電圧設定値を補償するので、パルス電流波形の変動を充分に低減して自動的にパルス電流波形を最適化することが可能となる。
【００２８】
また、前記電流波形測定器をパルス変流器とし、さらに、前記電流波形演算手段について、これを、電流波形記録手段で記録したパルス電流波形の瞬時値に対して、その瞬時値を時間積分した値を前記パルス変流器の時定数で除算した商の値を加算補償するように構成する、という態様がある。このように構成すれば、パルス電流波形に対する波高値をより高精度に評価することになり、さらに正しい補償演算を実施することが可能となる。
【００２９】
また、前記電流波形演算手段については、電流波形記録手段が記録したデータからパルス電流波形のフラットトップ部の波高値と波形要部の傾きとを計算するに際して、最小二乗法による曲線当てはめ演算を行うように構成する、という態様もある。このように構成すれば、測定波形に重畳するノイズの影響を除去して、パルス電流波形からその波高値および波形要部の傾きをより正しく評価することが可能となる。
【００３０】
なお、前記各充放電回路のスイッチをそれぞれサイリスタとし、前記トリガ制御回路について、各サイリスタのゲートに対してゲートパルスを印加する初段および後続段のパルス変成器と、励磁トリガ信号の入力に基づいて初段および後続段のパルス変成器にゲートパルスを出力する初段および後続段のゲート駆動回路と、初段および後続段のゲート駆動回路に対して励磁トリガ信号を出力するもので、各励磁トリガ信号どうし間の時間差を調整可能なトリガタイミング調整回路とを備えた構成とする態様も好ましい。
【実施例】
【００３１】
以下、本発明にかかわるパルス電源装置の実施例を、図面を参照して詳しく説明する。
【００３２】
〔第１の実施例〕
図１は本発明の第１の実施例におけるパルス電源装置の構成を示す回路図、図２はそのパルス電源装置の各部の電圧・電流波形および負荷電磁石に流れるパルス電流波形を示す波形図である。
【００３３】
図１において、１０は荷電粒子ビーム装置における負荷電磁石、１１は負荷電磁石１０の回路部に含まれるインダクタンス成分、１２は負荷電磁石１０の回路部に含まれる抵抗成分、２１は初段のコンデンサＣ１と初段のスイッチＳ１を直列接続して負荷電磁石１０（インダクタンス成分１１および抵抗成分１２の直列回路）の両端間に接続された初段の充放電回路、２２は後続段のコンデンサＣ２と後続段のスイッチＳ２と波形調整用コイルＬ２を直列接続して負荷電磁石１０の両端間に接続された後続段の充放電回路である。本実施例の場合、後続段の充放電回路２２の段数は１段となっている。スイッチＳ１，Ｓ２については、本実施例では電流方向の反転に伴って自動的に消弧するサイリスタが用いられているが、他の制御スイッチング素子に変えてもよい。
【００３４】
３０はトリガ制御回路、３１はトリガタイミング調整回路、３２は初段のゲート駆動回路、３３は初段のスイッチＳ１を閉成するための初段のパルス変成器、３４は後続段のゲート駆動回路、３５は後続段のスイッチＳ２を閉成するための後続段のパルス変成器である。トリガ制御回路３０におけるトリガタイミング調整回路３１は、荷電粒子ビーム装置におけるタイミングシステムから励磁トリガ信号Ｓtrを受け取ると、初段のゲート駆動回路３２と後続段のゲート駆動回路３４に対して時間差ＴS2（数μ秒〜数十μ秒）をもってトリガ信号Ｔ１，Ｔ２を送出するように構成されている。
【００３５】
トリガタイミング調整回路３１は、まず初段のゲート駆動回路３２に対してトリガ信号Ｔ１を出力し、所定の時間差ＴS2をおいて後続段のゲート駆動回路３４に対してトリガ信号Ｔ２を出力する。
【００３６】
また、図１において、４０は出力電圧が調整可能な充電器、Ｄ１は保護ダイオード、Ｒ１，Ｒ２は充電用抵抗器である。保護ダイオードＤ１は出力電圧可変型の充電器４０の両端間に接続されている。出力電圧可変型の充電器４０の正極端子が初段の充電用抵抗器Ｒ１を介して初段のコンデンサＣ１の正極端子に接続され、そのコンデンサＣ１の負極端子が出力電圧可変型の充電器４０の負極端子に接続されている。また、出力電圧可変型の充電器４０の正極端子が後続段の充電用抵抗器Ｒ２を介して後続段のコンデンサＣ２の正極端子に接続され、そのコンデンサＣ２の負極端子が出力電圧可変型の充電器４０の負極端子に接続されている。
【００３７】
次に、上記のように構成された本実施例のパルス電源装置の動作を説明する。
【００３８】
出力電圧可変型の充電器４０から初段の充電用抵抗器Ｒ１を介して初段のコンデンサＣ１を充電するとともに、後続段の充電用抵抗器Ｒ２を介して後続段のコンデンサＣ２を充電する。これら両コンデンサＣ１，Ｃ２は同じ電圧に充電される。
【００３９】
次いで、荷電粒子ビーム装置のタイミングシステムにおいて所定のタイミングで生成された励磁トリガ信号Ｓtrがトリガタイミング調整回路３１に入力されると、トリガタイミング調整回路３１は初段のゲート駆動回路３２と後続段のゲート駆動回路３４に対して所定の時間差ＴS2をもって順次にトリガ信号Ｔ１，Ｔ２を送出する。
【００４０】
トリガ信号Ｔ１を入力した初段のゲート駆動回路３２は初段のパルス変成器３３を介して初段のスイッチＳ１にゲートパルスを出力し、初段のスイッチＳ１をターンオンする。また、所定の時間差ＴS2の後に、トリガ信号Ｔ２を入力した後続段のゲート駆動回路３４は後続段のパルス変成器３５を介して後続段のスイッチＳ２にゲートパルスを出力し、後続段のスイッチＳ２をターンオンする。初段のスイッチＳ１のターンオンのタイミングと後続段のスイッチＳ２のターンオンのタイミングとは、両者間に前記の所定の時間差ＴS2が開けられる。
【００４１】
前記のトリガタイミング調整回路３１に対する励磁トリガ信号Ｓtrの出力タイミングは次のように定められる。それは、荷電粒子ビーム装置において、磁場の印加対象である荷電粒子ビームが負荷電磁石１０を通過するタイミングで負荷電磁石１０に流れるパルス電流がピーク値に達するようなタイミングである。すなわち、負荷電磁石電流ｉ3 の電流波形のフラットトップ部Ｆ（図２参照）は、荷電粒子ビームが負荷電磁石１０を通過する期間に対応する。以下、フラットトップ部Ｆでの電流波形の変化について説明する。
【００４２】
負荷電磁石１０の回路部分の抵抗成分１２の抵抗値は、温度変化に伴って変動し、フラットトップ部Ｆでの電流波形の変化をもたらす。抵抗成分１２の抵抗値には、パルス電源装置から負荷電磁石１０に給電するためのケーブルの抵抗値が含まれている。給電ケーブルとしては、パルス大電力を伝送する場合に通常は同軸ケーブルが使用されるが、絶縁やコスト上の観点から水冷導体を使用できない場合が多く、温度上昇を生起する。特に、パルス状かつ断続的に荷電粒子ビームを加速する加速器用途においては、実効電流によるジュール熱のために導体温度が数十℃上昇する場合がある。そのような場合には、抵抗成分１２の抵抗値が１０％程度増加する。
【００４３】
負荷電磁石１０の抵抗成分１２の抵抗値の変化の影響に関しては、従来例における問題点として説明したように、出力電圧可変型の充電器４０に与える充電電圧設定指令信号を増加することにより負荷電磁石電流ｉ3 のピーク値の低下を補償するという考え方がある。しかしながら、温度上昇に伴って電流が立ち下がる方向の傾きが大きくなり、フラットトップ部Ｆにおける電流の平坦度が悪化するという問題がある。
【００４４】
そこで、本実施例においては、初段のスイッチＳ１と後続段のスイッチＳ２とを各々閉路させる２つのトリガ信号Ｔ１，Ｔ２に対して調整可能な時間差ＴS2を設けるトリガタイミング調整回路３１を装備している。両トリガ信号Ｔ１，Ｔ２の時間差ＴS2を温度上昇に伴って大きくなるように調整することにより、フラットトップ部Ｆにおける電流の傾きを調整（修正）するようにしている。
【００４５】
パルス電源装置の各部の電圧・電流波形および負荷電磁石１０に流れるパルス電流波形の変化を示す図２のように、負荷電磁石１０の回路の抵抗値が２０ｍΩから、２０．９ｍΩ、２１．８ｍΩへと増加するのに伴い、後続段のスイッチＳ２を点弧させるタイミングの時間差ＴS2（図２（ｃ）では「ＴＳ２」と表記）を０μｓから２μｓ、４μｓへと徐々に増加させ、同時に出力電圧可変型の充電器４０の充電電圧を９６９．００Ｖから９７１．５６Ｖ、９７４．１２Ｖへと徐々に増加させることにより、パルス電流波形の変化幅を０．１Ａ以下に抑えることができるようになった。これは基準値３０００［Ａ］に対する割合が約０．００３％に相当するもので、十分に小さい値となっている。
【００４６】
以上のように本実施例においては、温度上昇に従って、出力電圧可変型の充電器４０の充電電圧の上昇とともに時間差ＴS2を増加するようにしたので、温度上昇に伴う電流減少を抑制して、フラットトップ部Ｆにおける電流の平坦度を改善することができる。
【００４７】
〔第２の実施例〕
図３は本発明の第２の実施例におけるパルス電源装置の構成を示す回路図である。図３において、第１の実施例の図１で用いたのと同一符号は同一の構成要素を指すものとし、詳しい説明は省略する。本実施例においては、トリガ制御回路３０における新たな構成要素３０ａとして、電流波形測定器５１、電流波形記録手段５２、電流波形演算手段５３、充電電圧制御回路５４および時間差制御回路５５が追加されている。
【００４８】
電流波形測定器５１は、負荷電磁石１０の回路部に流れるパルス電流の波形を測定する機能を有するもので、ここでは一例としてパルス変流器（Pulse Current Transformer）が用いられている。なお、電流波形測定器５１としては、パルス変流器のほか、ロゴスキーコイル、直流変流器等を使用することも可能である。
【００４９】
電流波形記録手段５２は、電流波形測定器５１が測定したパルス電流波形のデータを記録する機能を有するものであって、ここでは一例として、アナログ−デジタル変換器を用いたデジタイザによりデジタルデータとして記録するものを用いる。
【００５０】
電流波形演算手段５３は、電流波形記録手段５２が記録したデータからパルス電流波形のフラットトップ部Ｆの波高値Ｈと波形要部の傾きｍとを計算し、その波高値Ｈと目標波高値Ｈｏの差ΔＨ（Ｈｏ−Ｈ）に応じて第１の充電電圧補償値ＶC1を計算し、さらに波形要部の傾きｍに応じて第２の充電電圧補償値ＶC2とトリガタイミング補償値Δｔとを計算する機能を有する。より詳しくは、次のとおりである。
【００５１】
すなわち、電流波形演算手段５３は、電流波形記録手段５２が記録しているパルス電流波形の瞬時値に対して、その瞬時値を時間積分した値を電流波形測定器５１であるパルス変流器の時定数で除算した商の値を加算補償する機能（ｉt →ｉt ＋∫ｉt dt／τ）を有している。この機能ゆえに、パルス変流器の特性である測定パルス波形頂部の時間的な低下（サグまたはドループ）を補償し、真のパルス電流波形に対する波高値および波形要部の傾きを評価してより正しい補償演算を実施できる。さらには、前記の時間積分（∫ｉt dt）を行う前の、パルス電流波形のフラットトップ部Ｆの波高値Ｈおよび波形要部の傾きｍの計算方法としては、ノイズ除去のために、最小二乗法による曲線あてはめ演算を利用するのが好ましい。この電流波形演算手段５３は、マイクロプロセッサやＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）または論理再構成可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）などを用いてデジタル演算システムに構成したものである。
【００５２】
充電電圧制御回路５４は、電流波形演算手段５３で計算された第１の充電電圧補償値ＶC1および第２の充電電圧補償値ＶC2により出力電圧可変型の充電器４０に与える充電電圧設定値Ｖｃを補償する機能を有する。なお、この充電電圧制御回路５４には従来例と同様に充電電圧設定指令信号Ｓcvが入力されるようになっている。この充電電圧設定指令信号Ｓcvが指示する充電電圧設定値Ｖｃに対して、第１の充電電圧補償値ＶC1および第２の充電電圧補償値ＶC2を加味するようになっている。このことにより、負荷電磁石１０の回路部に流れるパルス電流波形のフラットトップ部Ｆの波高値Ｈを最適化するものである。
【００５３】
時間差制御回路５５は、電流波形演算手段５３で計算されたトリガタイミング補償値Δｔを用いてトリガタイミング調整回路３１に与える前述の時間差ＴS2を補償するものである。
【００５４】
次に、上記のように構成された本実施例のパルス電源装置の動作を説明する。
【００５５】
充電器４０、充電抵抗器Ｒ１，Ｒ２、初段のコンデンサＣ１および後続段のコンデンサＣ２、トリガタイミング調整回路３１、初段のゲート駆動回路３２と後続段のゲート駆動回路３４、初段のパルス変成器３３と後続段のパルス変成器３５、初段のスイッチＳ１と後続段のスイッチＳ２の動作は前述の実施例と同様である。
【００５６】
負荷電磁石１０の回路部に流れるパルス電流の波形は電流波形測定器５１によって測定され、電流波形記録手段５２に記録される。さらに、電流波形演算手段５３は、電流波形記録手段５２に記録されているパルス電流波形のフラットトップ部Ｆの波高値Ｈおよび波形要部の傾きｍを計算する。この計算においては、最小二乗法等を用いた波形フィッティングを行うものとする。電流波形測定器５１によって測定された電流波形には必然的にノイズが含まれることに対応するためである。その波形フィッティングの例としては、負荷電磁石１０に流れるパルス電流波形を数式（１）に示す時間関数ｆ（ｔ）として最小二乗法等による演算を行い、波形を良く近似する時間関数の係数ａ0 ，ａk を求める方法が好ましい。
【００５７】
【数１】
0006324880.tif 000002
ノイズを除去した電流波形が数式（１）で表されるとして、時刻ｔ0 における値a0 を電流波高値Ｈの近似値として採用し、次回の充電電圧を決定するためのフィードバック値として用いる方法がある。
【００５８】
さらには、数式（１）を時刻ｔ＝ｔ0 を中心としたフラットトップ部時間長Ｔに亘って積分した値Ａが数式（２）で与えられる。これは、この期間の電流値の平均値のより良い近似になると考えられるので、この値を次回の充電電圧を決定するためのフィードバック値として用いる方法もある。
【００５９】
【数２】
0006324880.tif 000003
また、電流波形フラットトップ部Ｆの波形要部の傾きｍを計算する有力な方法として次のようにするのが好ましい。すなわち、数式（１）の関数ｆ（ｔ）の時刻ｔ＝ｔ0 ＋Ｔ／２における値ｆ（ｔ0 ＋Ｔ／２）と時刻ｔ＝ｔ0 −Ｔ／２における値ｆ（ｔ0 −Ｔ／２）との差Ｂ（＝ｆ（ｔ0 ＋Ｔ／２）−ｆ（ｔ0 −Ｔ／２））は数式（３）のように表すことができる。この数式（３）による値Ｂ（一定時間Ｔでの波高値の差分）を近似的に傾きｍを表す数値として採用する。
【００６０】
【数３】
0006324880.tif 000004
そして、数式（４）に示すように、前述の後続段のスイッチＳ２を点弧させるタイミングの時間差ＴS2の調整量Δｔをこの傾きｍである値Ｂを用いて計算するのが良い。数式（４）において、ｃ1 は、時間差ＴS2の調整量Δｔに関して、電流波形フラットトップ部Ｆの波形要部の傾きｍ（近似値Ｂ）で補償するための係数である。
【００６１】
【数４】
0006324880.tif 000005
さらに、後続段のスイッチＳ２を点弧させるタイミングの時間差ＴS2を調整することに伴って波高値Ｈが変化するが、この波高値Ｈの変化を補償するために、充電器４０に対する充電電圧設定値Ｖｃをさらに補償する必要があり、このための調整値ΔＶc を数式（５）で計算するのが良
い。数式（５）においてｃ2 は、上記の波高値Ｈの変化を充電電圧により補償するための係数である。
【００６２】
【数５】
0006324880.tif 000006
以上のように、本実施例によれば、測定波形に重畳するノイズの影響を除去し、波高値の変化を打ち消す方向に充電電圧設定値を補償し、波形要部の傾きの変化を打ち消す方向に初段および後続段のスイッチを閉路させる各々のトリガ信号の時間差を補償し、かつトリガ信号の時間差の変化に伴う波高値の変化を打ち消すように充電電圧設定値を補償するので、パルス電流波形の変動を充分に低減して自動的にパルス電流波形を最適化することができる。
【００６３】
上述の２例の実施例では回路構成をコンデンサ２段の波形形成回路としたが、本発明はこれのみに限定されるものではなく、後続段の充放電回路として２段以上の充放電回路を並列に接続したものであってもよい。その初段の充放電回路と２段以上の充放電回路とをそれぞれ互いに時間差をおいて活性化するように構成するとともに、それぞれの時間差を調整可能に構成する。
【００６４】
また、１段または２段以上の後続段の充放電回路につき、それの接続先を初段の充放電回路におけるコンデンサの両端間としてもよい。
【００６５】
また、２段以上の後続段の充放電回路につき、それの接続先を前段の充放電回路におけるコンデンサの両端、または前段のコンデンサとスイッチの直列回路の両端としてもよい。
【産業上の利用可能性】
【００６６】
本発明は、荷電粒子ビームの加速器などに用いられるもので、複数段のパルス形成用回路網（ＰＦＮ）を備えたパルス電源装置に関して、温度変化に伴う回路定数の変化に起因するパルス電流波形の変動現象に対して、パルス電流波形のフラットトップ部での波高値および波形要部の傾きの変化を打ち消して、生成するパルス電流の波形を最適化する技術として有用である。
【符号の説明】
【００６７】
１０  負荷電磁石
２１  初段の充放電回路
２２  後続段の充放電回路
３０  トリガ制御回路
３１  トリガタイミング調整回路
３２  初段のゲート駆動回路
３３  初段のパルス変成器
３４  後続段のゲート駆動回路
３５  後続段のパルス変成器
４０  充電電圧設定値を調整可能な充電器
５１  電流波形測定器
５２  電流波形記録手段
５３  電流波形演算手段
５４  充電電圧制御回路
５５  時間差制御回路
Ｃ１  初段のコンデンサ
Ｃ２  後続段のコンデンサ
Ｌ２  波形調整用コイル
Ｓ１  初段のスイッチ
Ｓ２  後続段のスイッチ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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