(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
高電圧バッテリと、高電圧負荷を構成するコンデンサとの間に介挿された高電位側メインリレー及び低電位側メインリレーと、
前記低電位側メインリレー又は前記高電位側メインリレーと並列に接続された電流制限抵抗と、
前記電流制限抵抗に直列に接続され、電流制御信号に基づいて電流量が可変な電流可変部と、
制御部と、
を備え、
前記電流可変部は、ＭＯＳＦＥＴ又はＩＧＢＴとして構成されており、
前記制御部は、
前記電流制限抵抗を流れる電流を検出する電流検出部と、
前記電流検出部の検出結果に基づいて前記電流制御信号を出力する電流制御部と、
を含み、
前記電流検出部は、前記電流制限抵抗の端子間電圧を検出し、
前記電流制御部は、前記コンデンサのプリチャージにおいて、前記電流制限抵抗に流れる電流が前記電流制限抵抗に対して定められた最大電流値と等しくなるまで前記電流可変部のゲート電圧を上昇させる前記電流制御信号を出力し、かつ前記電流制限抵抗に流れる電流が前記最大電流値で一定となるように前記電流制御信号を制御して前記プリチャージを行う電流制限回路。
【請求項２】
前記電流可変部は、金属製の筐体又は放熱板に取り付けられている請求項１記載の電流制限回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、電流制限回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
電気自動車（ＥＶ：Electric  Vehicle）やハイブリッド電気自動車（ＨＥＶ：Hybrid  Electric  Vehicle）等には、駆動モータ等の高電圧負荷を駆動するための電源としてリチウムイオン二次電池等の高電圧バッテリが搭載されている。
上記構成においては、高電圧バッテリと高電圧負荷との遮断を目的としてリレーが使用されている。
【０００３】
さらに上記構成においては、リレーがオンするときの突入電流を回避し、リレー接点の溶着などの故障を防止するために、高電圧バッテリと高電圧負荷との間には、電流制限回路が設けられているのが一般的である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００５−１０２４７１号公報
【特許文献２】特開２０１０−１９３５８８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
電流制限回路の一つの態様としては、プリチャージリレー及び電流制限抵抗を直列に接続したプリチャージ回路が知られている。
ここで、電流制限抵抗を用いたプリチャージ回路により電流制限を行う場合の消費電力の大半は、電流制限抵抗で消費（電気エネルギーの熱エネルギーへの変換）される。
【０００６】
したがって、高電圧バッテリの突入電流を抑制するためには、抵抗値の大きな電流制限抵抗を用いる必要があり、抵抗での消費電力が大きくなるため電流制限抵抗のサイズが大きくなってしまっていた。
【０００７】
また、電流制限回路の他の態様としては、複数の半導体スイッチング素子を使用し、ＰＷＭ駆動を行うプリチャージ回路が知られている。
このようなプリチャージ回路では、複数の半導体スイッチング素子を使用し、ＰＷＭ駆動を行っているため、ノイズが発生してしまうとともに、部品点数が増加し、回路構成が複雑となっていた。
【０００８】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、小型化が可能な電流制限回路を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
実施形態の電流制限回路は、高電圧バッテリと、高電圧負荷を構成するコンデンサとの間に介挿された高電位側メインリレー及び低電位側メインリレーと、低電位側メインリレー又は高電位側メインリレーと並列に接続された電流制限抵抗と、電流制限抵抗に直列に接続され、電流制御信号に基づいて電流量が可変な電流可変部と、制御部と、を備える。電流可変部は、ＭＯＳＦＥＴ又はＩＧＢＴとして構成されている。制御部は、電流制限抵抗を流れる電流を検出する電流検出部と、電流検出部の検出結果に基づいて電流制御信号を出力する電流制御部と、を含む。電流検出部は、電流制限抵抗の端子間電圧を検出し、電流制御部は、コンデンサのプリチャージにおいて、電流検出信号と、電流制限抵抗に流れる電流が電流制限抵抗に対して定められた最大電流値と等しくなるまで電流可変部のゲート電圧を上昇させる電流制御信号を出力し、かつ電流制限抵抗に流れる電流が最大電流値で一定となるように電流制御信号を制御してプリチャージを行う。
【００１０】
この場合において、電流可変部は、金属製の筐体又は放熱板に取り付けられていてもよい。
【発明の効果】
【００１４】
実施形態の電流制限回路によれば、安価で小型化が可能であるとともに、電流制限を行える。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】図１は、第１実施形態の電力供給システムの概要構成ブロック図である。
【図２】図２は、電力供給システムの動作タイミングチャートである。
【図３】図３は、第１実施形態及び従来例の主要回路の構成説明図である。
【図４】図４は、実施形態及び従来例におけるプリチャージ電流波形の説明図である。
【図５】図５は、第１実施形態における電力消費量の算出説明図である。
【図６】図６は、従来例における電力消費量の算出説明図である。
【図７】図７は、第２実施形態の電力供給システムの概要構成ブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
次に図面を参照して実施形態について説明する。
以下の説明においては、電気自動車に搭載される電力供給システムを例とする。
［１］第１実施形態
図１は、第１実施形態の電力供給システムの概要構成ブロック図である。
電力供給システム１０は、複数の電池セルが直列接続された高電圧バッテリ１１と、車載された外部ＥＣＵ１２と、外部ＥＣＵ１２の制御下で高電圧バッテリ１１の電力供給の制御を行う高電圧ジャンクションボックス１３と、高電圧ジャンクションボックス１３を介して供給された高電圧バッテリ１１の電力により動作する高電圧負荷１４と、を備えている。
【００１７】
上記構成において、高電圧バッテリ１１は、電池セルとして、例えば、リチウムイオン電池セルを備えている。
外部ＥＣＵ１２は、高電圧ジャンクションボックス１３を制御するための高電位側メインリレー状態信号ＣＰ、プリチャージリレー状態信号ＰＣＳ、低電位側メインリレー状態信号ＣＭを出力する。
【００１８】
高電圧ジャンクションボックス１３は、高電位側電流流路ＬＰに挿入されて、高電圧バッテリ１１の高電位側端子（正極端子）に一端が接続され、他端が高電圧負荷１４に接続された高電位側メインリレー２１Ｐと、低電位側電流流路ＬＭに挿入されて、高電圧バッテリ１１の低電位側端子（負極端子）に一端が接続され、他端が高電圧負荷１４に接続された低電位側メインリレー２１Ｍと、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴとして構成され、低電位側メインリレー２１Ｍと並列に接続され、電流可変部として機能するプリチャージリレー２２と、低電位側メインリレー２１Ｍと並列、かつ、プリチャージリレー２２に直列に接続された電流制限抵抗２３と、プリチャージリレー２２及び電流制限抵抗２３を流れるプリチャージ電流Ｉを監視し、プリチャージ電流Ｉを一定に制御する制御部２４と、を備えている。
ここで、高電圧ジャンクションボックス１３は、電流制限回路として機能している。
また、プリチャージリレー２２として、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴを用いているので、電流制限能力を電流制限抵抗２３とともに担うことができ、電流制限抵抗２３の小型化が確実に図れる。
【００１９】
制御部２４は、後述する電流制限値Ｉｌｉｍに相当する電流制限基準信号Ｖｒｅｆ及び電流検出信号ＶＲに基づいてゲート制御信号ＧＣを出力し、プリチャージリレー２２を構成しているＮチャネルＭＯＳＦＥＴのゲート電圧を制御して、プリチャージ電流Ｉを一定に制御するゲート制御回路３１と、電流Ｉに相当する電流制限抵抗２３の端子間電圧を測定し電流検出信号ＶＲを出力する電流検出回路３２と、を備えている。
ここで、ゲート制御信号ＧＣは、電流制御信号として機能し、ゲート制御回路３１は、電流制御部として機能し、電流検出回路３２は、電流検出部として機能する。
【００２０】
まず、通常時の電力供給システム１０の動作について説明する。
図２は、電力供給システムの動作タイミングチャートである。図２中において、高電位側メインリレー２１Ｐは、メインリレー（＋）と表記し、低電位側メインリレー２１Ｍは、メインリレー（−）と表記している（以下、各図において同様）。
【００２１】
初期状態においては、高電位側メインリレー２１Ｐ、低電位側メインリレー２１Ｍ及びプリチャージリレー２２は全て開状態（オフ状態）であるものとする。
時刻ｔ０において、外部ＥＣＵ１２から高電位側メインリレー２１Ｐを閉状態（オン状態）とするための高電位側メインリレー状態信号ＣＰが入力されると、高電位側メインリレー２１Ｐの接点駆動用コイルに電流が流れ、高電位側メインリレー２１Ｐは、閉状態（オン状態）となる。これにより、電力供給システム１０は、システムオン状態（動作状態）に移行する。
【００２２】
続いて、時刻ｔ１において、外部ＥＣＵ１２からプリチャージリレー２２を閉状態（オン状態）とするためのプリチャージリレー状態信号ＰＣＳが入力されると、制御部２４のゲート制御回路３１は、図２に示す電流制限抵抗２３に流される最大電流である電流制限値Ｉｌｉｍに相当する電流制限基準信号Ｖｒｅｆと、電流検出回路３２が出力した電流検出信号ＶＲが等しくなるまで、プリチャージリレー２２を構成しているＮチャネルＭＯＳＦＥＴのゲート電圧を上昇させる。
【００２３】
これにより、高電圧バッテリ１１から高電位側メインリレー２１Ｐを介して高電圧負荷１４を構成しているコンデンサ（静電容量）ＣＸのプリチャージをプリチャージ電流Ｉを一定に制御した状態で行う。
【００２４】
その後、コンデンサＣＸのプリチャージが進行すると、徐々にプリチャージ電流Ｉは減少し、外部ＥＣＵ１２は、プリチャージがほぼ完了したと推定される時刻ｔ２において、低電位側メインリレー２１Ｍを閉状態（オン状態）とするための低電位側メインリレー状態信号ＣＭを出力する。
【００２５】
これにより、低電位側メインリレー２１Ｍの接点駆動用コイルに電流が流れ、低電位側メインリレー２１Ｍは、閉状態（オン状態）となる。
【００２６】
この結果、高電圧バッテリ１１からの電力は、高電位側メインリレー２１Ｐ→高電圧負荷→低電位側メインリレー２１Ｍと流れて高電圧負荷１４に供給されて高電圧負荷１４が通常動作に移行可能となる。
【００２７】
そして、時刻ｔ２から所定のプリチャージリレー２２の切り離し待機時間が経過した時刻ｔ３において、外部ＥＣＵ１２からプリチャージリレー２２を開状態（オフ状態）とするためのプリチャージリレー状態信号ＰＣＳ（＝“Ｌ”レベル）が入力されると、プリチャージリレー２２は、開状態（オフ状態）に移行する。
【００２８】
その後、高電圧負荷１４への電力供給の必要がなくなった時刻ｔ４において、外部ＥＣＵ１２から低電位側メインリレー２１Ｍを開状態（オフ状態）とするための低電位側メインリレー状態信号ＣＭが入力されると、低電位側メインリレー２１Ｍの接点駆動用コイルへの電流が遮断され、低電位側メインリレー２１Ｍは、開状態（オフ状態）となる。これにより、電力供給システム１０は、システムオフ状態（動作状態）に移行する。
【００２９】
時刻ｔ４から更に時間が経過した時刻ｔ５において、外部ＥＣＵ１２から高電位側メインリレー２１Ｐを開状態（オフ状態）とするための高電位側メインリレー状態信号ＣＰが入力されると、高電位側メインリレー２１Ｐの接点駆動用コイルへの電流が遮断され、高電位側メインリレー２１Ｐは、開状態（オフ状態）となり、初期状態へと移行する。
【００３０】
次に実施形態の効果について、従来例と比較して説明する。
図３は、第１実施形態及び従来例の主要回路の構成説明図である。
図３に示すように、電流制限抵抗２３として、従来のように電流制限抵抗の抵抗値を利用して電流制限を行う構成の場合には、電流制限抵抗２３の抵抗値Ｒｐは、実施形態の電流制限抵抗２３の抵抗値Ｒと比較して大きくなっている。
Ｒｐ＞Ｒ
【００３１】
そして、従来のように電流制限抵抗の抵抗値を利用して電流制限を行う構成においては、プリチャージリレー２２は、スイッチとして機能し、オン／オフ動作を行うだけとなっている。
【００３２】
図４は、実施形態及び従来例におけるプリチャージ電流波形の説明図である。
図４に示すように、従来のように電流制限抵抗の抵抗値を利用して電流制限を行う構成の場合には、図４中、破線で示すように、プリチャージリレー２２をオンした瞬間に最も電流値が大きくなり（＝電流制限値Ｉｌｉｍに相当する電流値）、その後は時間経過に従って徐々に電流が減少していくようになる。
【００３３】
これに対して、第１実施形態のようにプリチャージリレー２２を構成しているＮチャネルＭＯＳＦＥＴにより電流制限を行う方式においては、電流検出回路で検出した電流値が電流制限値Ｉｌｉｍに相当する電流値を維持するように定電流制御を行うため、図４中、実線で示すように、電流制限値Ｉｌｉｍに相当する電流値が長い時間流れることとなる。
したがって、第１実施形態のようにプリチャージリレー２２を構成しているＮチャネルＭＯＳＦＥＴにより電流制限を行う方式によれば、従来例と比較して短時間でコンデンサＣＸのプリチャージを完了できることがわかる。
【００３４】
ここで、実施形態及び従来例における電流制限方法による消費電力量について検討する。
図５は、第１実施形態における電力消費量の算出説明図である。
まず定電流期間ｔにおける電流制限抵抗２３の消費電力Ｐ１Ｒは、（１）式により表される。
Ｐ１Ｒ＝Ｉ２Ｒ・ｔ／Ｔ                                …（１）
【００３５】
また、コンデンサＣＸの容量をＣとした場合の定電流期間ｔにおけるコンデンサＣＸの電圧Ｖｃは、（２）式で表される。
Ｖｃ＝Ｉ・ｔ／Ｃ                                    …（２）
【００３６】
また、定電流期間ｔにおけるコンデンサＣＸの電圧Ｖｃは、高電圧バッテリ１１の電圧をＶＢとすると、（３）式によっても表される。
Ｖｃ＝ＶＢ−Ｉ・Ｒ                                    …（３）
したがって、（２）式及び（３）式に基づいて、定電流期間ｔを求めると、次式のようになる。
ｔ＝Ｃ・（ＶＢ−Ｉ・Ｒ）／Ｉ                          …（４）
【００３７】
よって、（１）式及び（４）式より、定電流期間ｔにおける電流制限抵抗２３の消費電力Ｐ１Ｒは、（５）式により表される。
Ｐ１Ｒ＝Ｉ２Ｒ・（Ｃ／Ｔ）・｛（ＶＢ−Ｉ・Ｒ）／Ｉ｝    …（５）
【００３８】
また、定電流期間ｔ経過後の過渡期間における消費電力Ｐ２Ｒは、（６）式により表される。
Ｐ２Ｒ＝Ｉ２Ｒ・（Ｃ・Ｒ／Ｔ）                          …（６）
【００３９】
従って、第１実施形態における消費電力の合計ＰＲは、（７）式の通りとなる。
ＰＲ＝Ｐ１Ｒ＋Ｐ２Ｒ
＝Ｉ２Ｒ・（Ｃ／Ｔ）・｛（ＶＢ−Ｉ・Ｒ）／Ｉ＋Ｒ｝  …（７）
【００４０】
ここで、従来例との比較のために、（７）式を抵抗値Ｒｐを用いて変換すると、
ＶＢ／Ｉ＝Ｒｐ
であるので、実施形態における消費電力の合計ＰＲは、（８）式で表されることとなる。
ＰＲ＝Ｉ２Ｒ・（Ｃ・Ｒｐ／Ｔ）                        …（８）
【００４１】
次に従来例における電力消費量について算出する。
図６は、従来例における電力消費量の算出説明図である。
従来例における電流制限抵抗２３（図３参照）の抵抗値をＲｐとし、プリチャージリレー２２を構成しているＮチャネルＭＯＳＦＥＴのオン抵抗をＲｏｎとすると、Ｒｐ＞＞Ｒｏｎである。
従って、電流制限抵抗２３の消費電力ＰＲｐは、（９）式で表される。
ＰＲｐ＝Ｉ２Ｒｐ・（Ｃ・Ｒｐ／Ｔ）                          …（９）
【００４２】
そして、（８）式及び（９）式より、第１実施形態の電力消費量と従来例における電力消費量の比は、（１０）式で表される。
ＰＲ／ＰＲｐ＝Ｒ／Ｒｐ＜１                                  …（１０）
【００４３】
したがって、第１実施形態によれば、電流制限抵抗の抵抗値によりプリチャージ時の電流を制限する従来例と比較して電流制限抵抗２３における消費電力量をＲ／Ｒｐの比率で低減することができる。
【００４４】
また、従来例におけるプリチャージリレー２２を構成しているＮチャネルＭＯＳＦＥＴの消費電力ＰＲｏｎは、（１１）式で表される。
ＰＲｏｎ＝Ｉ２Ｒｏｎ・（Ｃ・Ｒｐ／Ｔ）                    …（１１）
【００４５】
ここで、従来例における電流制限と、第１実施形態における電流制限とで、電流制限回路全体における消費電力の合計は等しくなるため、第１実施形態のプリチャージリレー２２を構成しているＮチャネルＭＯＳＦＥＴの消費電力ＰＦＥＴは、（１２）式の通りとなる。
ＰＦＥＴ＝ＰＲｐ＋ＰＲｏｎ−ＰＲ
＝Ｉ２・（Ｃ・Ｒｐ／Ｔ）・（Ｒｐ−Ｒ＋Ｒｏｎ）    …（１２）
【００４６】
したがって、第１実施形態のプリチャージリレー２２を構成しているＮチャネルＭＯＳＦＥＴの消費電力ＰＦＥＴを満足するように選択する必要がある。
【００４７】
以上の説明のように、第１実施形態によれば、従来においては全て電流制限抵抗で消費していた電力を、プリチャージリレー２２を構成しているＮチャネルＭＯＳＦＥＴ及び電流制限抵抗２３に分配することで、電流制限抵抗２３の抵抗値を低く設定することが可能となり、小型化を図ることが可能となる。
また、プリチャージリレー２２を半導体素子としてのＮチャネルＭＯＳＦＥＴで構成しているので、消費電力を小さくできるとともに、電流制限回路としての高電圧ジャンクションボックス１３の小型化が図れる。
【００４８】
さらにプリチャージリレー２２を構成しているＮチャネルＭＯＳＦＥＴを金属製の筐体や、放熱板に取り付けることにより、より一層プリチャージリレー２２の消費電力を増加させることができ、より一層、電流制限抵抗２３のサイズを小さくすることが可能となる。
さらに電流制限抵抗２３をプリチャージリレー２２を流れるプリチャージ電流Ｉを検出する電流検出用抵抗として用いることで、さらなる部品増加を抑制し、高電圧ジャンクションボックス１３の小型化を図ることができる。
【００４９】
［２］第２実施形態
上記第１実施形態は、高電圧バッテリ１１からの高電圧負荷に対する電流を検出する電流検出回路が設けられていない場合の例であったが、第２実施形態は、高電圧バッテリ１１からの高電圧負荷１４に対する電流を検出する電流検出回路が設けられており、プリチャージ時の電流を検出可能な場合の実施形態である。
【００５０】
図７は、第２実施形態の電力供給システムの概要構成ブロック図である。
図７において、図１と同様の部分は、同一の符号を付すものとする。
図７の第２実施形態の電力供給システム１０Ａが図１の第１実施形態の電力供給システム１０と異なる点は、電流制限抵抗２３をなくし、プリチャージリレー２２単独でプリチャージ時の電流制限を行うとともに、電流検出回路３２に高電位側電流流路ＬＰを流れる電流を検出する電流センサ４１を接続した点である。
【００５１】
本第２実施形態によれば、プリチャージ時に高電位側電流流路ＬＰを流れるプリチャージ電流の電流量を電流センサ４１で検出し、プリチャージ電流を一定電流値となるようにプリチャージリレー２２を制御している点である。
【００５２】
動作については、電流センサ４１で電流を検出する以降は、第１実施形態と同様である。
本第２実施形態によれば、第１実施形態と同様の効果に加えて、電流制限抵抗を全く用いる必要が無いため、さらなる装置コストの削減と、小型化が可能となる。
【００５３】
各実施形態では、低電位側メインリレーに並列にプリチャージリレーや電流制限抵抗を配置しているが、高電位側メインリレーに並列に配置しても同様の効果を得ることができる。なお、この場合、図２に示すタイミングチャートにおいて、高電位側メインリレー２１Ｐ及び低電位側メインリレー２１Ｍのタイミングは逆になる。
【００５４】
［３］実施形態の効果
以上の説明のように、各実施形態によれば、プリチャージリレー２２を構成しているＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（半導体素子）の性能を十分に生かし、プリチャージ時における電流制限抵抗の消費電力を低減し、あるいは、なくすことができるので、電流制限抵抗２３の小型化、あるいは、電流制限抵抗２３をなくすことによる、電流制限抵抗２３の設置スペースの削減が図れ、ひいては、電流制限回路全体の小型化が可能となる。
【００５５】
さらに電流制限抵抗２３を用いる場合には、電流検出用抵抗として用いることができ、電流検出回路の設置スペースおよび部品数を削減することができる。
これらの結果、製造コストが低く、小型化が図れる電流制限回路を提供できる。
【００５６】
以上、本発明を実施形態をもとに説明したが、これらの実施形態は例示であり、それらの各構成要素及びその組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。
【００５７】
以上の説明においては、プリチャージリレー２２として、ＭＯＳＦＥＴを用いていたが、ＩＧＢＴ（Insulated  Gate  Bipolar  Transistor）等の他の半導体素子を用いるように構成することも可能である。
【符号の説明】
【００５８】
１０、１０Ａ  電力供給システム
１１    高電圧バッテリ
１２    外部ＥＣＵ
１３    高電圧ジャンクションボックス
１４    高電圧負荷
２１Ｍ  低電位側メインリレー
２１Ｐ  高電位側メインリレー
２２    プリチャージリレー（電流可変部）
２３    電流制限抵抗
２４    制御部
３１    ゲート制御回路（電流制御部）
３２    電流検出回路（電流検出部）
４１    電流センサ（電流検出部）
ＣＭ    低電位側メインリレー状態信号
ＣＰ    高電位側メインリレー状態信号
ＣＸ    コンデンサ
ＧＣ    ゲート制御信号（電流制御信号）
Ｉ      プリチャージ電流
Ｉｌｉｍ  電流制限値
ＬＭ    低電位側電流流路
ＬＰ    高電位側電流流路
ＭＯＳＦＥＴ  Ｎチャネル
ＰＣＳ  プリチャージリレー状態信号
Ｒ      抵抗値
Ｒｐ    抵抗値
ＶＲ    電流検出信号
Ｖｃ    電圧
Ｖｒｅｆ  電流制限基準信号
ｔ      定電流期間
【図１】
0006322123.tif 000002
【図２】
0006322123.tif 000003
【図３】
0006322123.tif 000004
【図４】
0006322123.tif 000005
【図５】
0006322123.tif 000006
【図６】
0006322123.tif 000007
【図７】
0006322123.tif 000008