(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ディジタルＳＳＢ信号を生成する送信装置において、
０とπの位相状態または複数の振幅レベルを持つ変調信号あるいはそれらの組み合わせからなる変調信号を生成するディジタル変調器と、
前記ディジタル変調器の出力であるＭ（Ｍは偶数）ポイントの変調信号を離散フーリエ変換するＤＦＴ手段と、
前記ＤＦＴ手段の出力であるＭポイントの変調信号のうち、上側または下側のＭ／２＋１ポイントの出力をとりだし信号配置を行うマッピング手段と、
前記マッピング手段の出力を入力してＮ≧Ｍ／２＋１であるＮポイントの逆離散フーリエ変換を行うＩＤＦＴ手段と、
前記ＩＤＦＴ手段の出力に対してサイクリックプレフィックスを付加するサイクリックプレフィックス付加手段と、
前記サイクリックプレフィックスが付加された前記ＩＤＦＴ手段の出力の実部と虚部の信号をそれぞれアナログ信号に変換する２つのＤ／Ａ変換器と、
前記２つのＤ／Ａ変換器のそれぞれの出力を直交変調処理して前記ディジタルＳＳＢ信号を出力する直交変調器と
を備え、
前記マッピング手段は、前記Ｍポイントの変調信号から上側または下側のＭ／２＋１ポイントの出力をとりだし、Ｍ／２＋１ポイントの信号を２分割して直流成分を中心として上と下に配置し、直流成分には０を挿入する構成であり、
前記ＩＤＦＴ手段は、前記マッピング手段の出力を入力としてＮ≧Ｍ／２＋２であるＮポイントの逆離散フーリエ変換を行う構成である
ことを特徴とする送信装置。
【請求項２】
ディジタルＳＳＢ信号を生成する送信装置において、
０とπの位相状態または複数の振幅レベルを持つ変調信号あるいはそれらの組み合わせからなる変調信号を生成するディジタル変調器と、
前記ディジタル変調器の出力であるＭ（Ｍは偶数）ポイントの変調信号を離散フーリエ変換するＤＦＴ手段と、
前記ＤＦＴ手段の出力であるＭポイントの変調信号のうち、上側または下側のＭ／２＋１ポイントの出力をとりだし信号配置を行うマッピング手段と、
前記マッピング手段の出力を入力してＮ≧Ｍ／２＋１であるＮポイントの逆離散フーリエ変換を行うＩＤＦＴ手段と、
前記ＩＤＦＴ手段の出力に対してサイクリックプレフィックスを付加するサイクリックプレフィックス付加手段と、
前記サイクリックプレフィックスが付加された前記ＩＤＦＴ手段の出力の実部と虚部の信号をそれぞれアナログ信号に変換する２つのＤ／Ａ変換器と、
前記２つのＤ／Ａ変換器のそれぞれの出力を直交変調処理して前記ディジタルＳＳＢ信号を出力する直交変調器と、
受信側での周波数同期のためのパイロット信号を生成するパイロットサブキャリア生成手段と
を備え、
前記マッピング手段は、前記Ｍポイントの変調信号から上側または下側のＭ／２＋１ポイントの出力をとりだし、Ｍ／２＋１ポイントの信号を２分割して直流成分を中心として上と下に配置し、直流成分には０を挿入し、前記パイロットサブキャリア生成手段により生成される１以上のパイロット信号を配置する構成であり、
前記ＩＤＦＴ手段は、前記マッピング手段の出力を入力としてＮ≧Ｍ／２＋２であるＮポイントの逆離散フーリエ変換を行う構成である
ことを特徴とする送信装置。
【請求項３】
０とπの位相状態または複数の振幅レベルを持つ変調信号あるいはそれらの組み合わせからなる変調信号を生成するディジタル変調器と、前記ディジタル変調器の出力であるＭ（Ｍは偶数）ポイントの変調信号を離散フーリエ変換するＤＦＴ手段と、前記ＤＦＴ手段の出力であるＭポイントの変調信号のうち、上側または下側のＭ／２＋１ポイントの出力をとりだし信号配置を行うマッピング手段と、前記マッピング手段の出力を入力してＮ≧Ｍ／２＋１であるＮポイントの逆離散フーリエ変換を行うＩＤＦＴ手段と、前記ＩＤＦＴ手段の出力に対してサイクリックプレフィックスを付加するサイクリックプレフィックス付加手段と、前記サイクリックプレフィックスが付加された前記ＩＤＦＴ手段の出力の実部と虚部の信号をそれぞれアナログ信号に変換する２つのＤ／Ａ変換器と、前記２つのＤ／Ａ変換器のそれぞれの出力を直交変調処理してディジタルＳＳＢ信号を出力する直交変調器とを備えた送信装置により生成されたＳＳＢ信号を受信信号とする受信装置において、
前記受信信号より同相成分と直交成分を取り出す直交復調器と、
前記直交復調器の２つの出力をそれぞれディジタル信号に変換する２つのＡ／Ｄ変換器と、
前記２つのＡ／Ｄ変換器のそれぞれの出力からサイクリックプレフィックス部分を除去するサイクリックプレフィックス除去手段と、
前記サイクリックプレフィックス除去手段の出力をＮポイントの離散フーリエ変換するＤＦＴ変換手段と、
前記ＤＦＴ変換手段の出力に対して周波数領域で等化する等化手段と、
前記等化手段の出力からヌルが挿入された直流成分を除去してＭ／２＋１ポイントの信号に変換した後、前記Ｍ／２＋１ポイントの信号の虚部の符号を反転してＭ／２−１ポイントの複素共役の信号を生成し、前記のＭ／２＋１ポイントの信号とＭ／２−１ポイントの複素共役の信号からＭポイントのＤＳＢ信号を再生する信号変換手段と、
前記ＭポイントのＤＳＢ信号を逆離散フーリエ変換するＩＤＦＴ手段と
を備えたことを特徴とする受信装置。
【請求項４】
ディジタルＳＳＢ信号を生成する送信装置において、
０とπの位相状態または複数の振幅レベルを持つ変調信号あるいはそれらの組み合わせからなる変調信号を生成するディジタル変調器と、
前記ディジタル変調器の出力であるＭ（Ｍは偶数）ポイントの変調信号を離散フーリエ変換するＤＦＴ手段と、
前記ＤＦＴ手段の出力であるＭポイントの変調信号のうち、ＬＳＢ側とＵＳＢ側に各々少なくとも１つ以上のポイントを選択し、かつ、ＬＳＢ側とＵＳＢ側で抽出されるポイントの中心周波数からの周波数オフセット位置が異なり、かつ、ＬＳＢ側抽出スペクトラムの下端周波数とＵＳＢ側抽出スペクトラムの上端周波数で囲まれた周波数帯域の中心の周波数に対応するポイントを除くＭ／２＋１ポイントの出力を抽出して信号配置を行うマッピング手段と、
前記マッピング手段の出力を入力してＮ≧Ｍ／２＋１であるＮポイントの逆離散フーリエ変換を行うＩＤＦＴ手段と、
前記ＩＤＦＴ手段の出力に対してサイクリックプレフィックスを付加するサイクリックプレフィックス付加手段と、
前記サイクリックプレフィックスが付加された前記ＩＤＦＴ手段の出力の実部と虚部の信号をそれぞれアナログ信号に変換する２つのＤ／Ａ変換器と、
前記２つのＤ／Ａ変換器のそれぞれの出力を直交変調処理して前記ディジタルＳＳＢ信号を出力する直交変調器と
を備えたことを特徴とする送信装置。
【請求項５】
請求項４に記載の送信装置において、
前記マッピング手段は、一のユーザの送信信号に形成されたヌル周波数帯域に、他のユーザの送信信号を周波数多重するマッピングを行う構成である
ことを特徴とする送信装置。
【請求項６】
請求項５に記載の送信装置において、
受信側での周波数同期のためのパイロット信号を生成するパイロットサブキャリア生成手段をさらに備え、
前記マッピング手段は、複数のユーザの送信信号の周波数多重時に生じたシステム帯域内のヌルポイント上に、前記パイロットサブキャリア生成手段により生成される１以上のパイロット信号を配置する構成であり、
前記ＩＤＦＴ手段は、前記マッピング手段の出力を入力としてＮポイントの逆離散フーリエ変換を行う構成である
ことを特徴とする送信装置。
【請求項７】
請求項５または請求項６に記載の送信装置において、
前記マッピング手段は、複数のユーザの送信信号の周波数多重時に生じたシステム帯域内のヌルポイントのうちいずれか１ポイントが、Ｎポイントの逆離散フーリエ変換の直流成分となるマッピングを行う構成である
ことを特徴とする送信装置。
【請求項８】
請求項４〜７のいずれかに記載の送信装置により生成されたＳＳＢ信号を受信信号とする受信装置において、
前記受信信号より同相成分と直交成分を取り出す直交復調器と、
前記直交復調器の２つの出力をそれぞれディジタル信号に変換する２つのＡ／Ｄ変換器と、
前記２つのＡ／Ｄ変換器のそれぞれの出力からサイクリックプレフィックス部分を除去するサイクリックプレフィックス除去手段と、
前記サイクリックプレフィックス除去手段の出力をＮポイントの離散フーリエ変換するＤＦＴ変換手段と、
前記ＤＦＴ変換手段の出力に対して周波数領域で等化する等化手段と、
前記等化手段の出力からヌルが挿入された直流成分を除去してＭ／２＋１ポイントの信号に変換した後、前記Ｍ／２＋１ポイントの信号の虚部の符号を反転してＭ／２−１ポイントの複素共役の信号を生成し、前記のＭ／２＋１ポイントの信号とＭ／２−１ポイントの複素共役の信号からＭポイントのＤＳＢ信号を再生する信号変換手段と、
前記ＭポイントのＤＳＢ信号を逆離散フーリエ変換するＩＤＦＴ手段と
を備えたことを特徴とする受信装置。
【請求項９】
ディジタルＳＳＢ信号を生成する送信方法において、
ディジタル変調器で０とπの位相状態または複数の振幅レベルを持つ変調信号あるいはそれらの組み合わせからなる変調信号を生成し、
前記ディジタル変調器の出力をＤＦＴ手段に入力してＭ（Ｍは偶数）ポイントの変調信号を離散フーリエ変換し、
前記ＤＦＴ手段の出力をマッピング手段に入力してＭポイントの変調信号のうち、上側または下側のＭ／２＋１ポイントの出力をとりだし信号配置を行い、
前記マッピング手段の出力をＩＤＦＴ手段に入力してＮ≧Ｍ／２＋１であるＮポイントの逆離散フーリエ変換を行い、
前記ＩＤＦＴ手段の出力に対してサイクリックプレフィックスを付加し、
前記サイクリックプレフィックスが付加された前記ＩＤＦＴ手段の出力の実部と虚部の信号をそれぞれＤ／Ａ変換し、
前記Ｄ／Ａ変換されたそれぞれの信号を直交変調器で直交変調処理して前記ディジタルＳＳＢ信号を出力し、
前記マッピング手段では、前記Ｍポイントの変調信号から上側または下側のＭ／２＋１ポイントの出力をとりだし、Ｍ／２＋１ポイントの信号を２分割して直流成分を中心として上と下に配置し、直流成分には０を挿入し、
前記ＩＤＦＴ手段では、前記マッピング手段の出力を入力としてＮ≧Ｍ／２＋２であるＮポイントの逆離散フーリエ変換を行う
ことを特徴とする送信方法。
【請求項１０】
ディジタルＳＳＢ信号を生成する送信方法において、
ディジタル変調器で０とπの位相状態または複数の振幅レベルを持つ変調信号あるいはそれらの組み合わせからなる変調信号を生成し、
前記ディジタル変調器の出力をＤＦＴ手段に入力してＭ（Ｍは偶数）ポイントの変調信号を離散フーリエ変換し、
前記ＤＦＴ手段の出力をマッピング手段に入力してＭポイントの変調信号のうち、上側または下側のＭ／２＋１ポイントの出力をとりだし信号配置を行い、
前記マッピング手段の出力をＩＤＦＴ手段に入力してＮ≧Ｍ／２＋１であるＮポイントの逆離散フーリエ変換を行い、
前記ＩＤＦＴ手段の出力に対してサイクリックプレフィックスを付加し、
前記サイクリックプレフィックスが付加された前記ＩＤＦＴ手段の出力の実部と虚部の信号をそれぞれＤ／Ａ変換し、
前記Ｄ／Ａ変換されたそれぞれの信号を直交変調器で直交変調処理して前記ディジタルＳＳＢ信号を出力し、
前記マッピング手段では、前記Ｍポイントの変調信号から上側または下側のＭ／２＋１ポイントの出力をとりだし、Ｍ／２＋１ポイントの信号を２分割して直流成分を中心として上と下に配置し、直流成分には０を挿入し、受信側での周波数同期のための１以上のパイロット信号を配置し、
前記ＩＤＦＴ手段では、前記マッピング手段の出力を入力としてＮ≧Ｍ／２＋２であるＮポイントの逆離散フーリエ変換を行う
ことを特徴とする送信方法。
【請求項１１】
ディジタル変調器で０とπの位相状態または複数の振幅レベルを持つ変調信号あるいはそれらの組み合わせからなる変調信号を生成し、前記ディジタル変調器の出力をＤＦＴ手段に入力してＭ（Ｍは偶数）ポイントの変調信号を離散フーリエ変換し、前記ＤＦＴ手段の出力をマッピング手段に入力してＭポイントの変調信号のうち、上側または下側のＭ／２＋１ポイントの出力をとりだし信号配置を行い、前記マッピング手段の出力をＩＤＦＴ手段に入力してＮ≧Ｍ／２＋１であるＮポイントの逆離散フーリエ変換を行い、前記ＩＤＦＴ手段の出力に対してサイクリックプレフィックスを付加し、前記サイクリックプレフィックスが付加された前記ＩＤＦＴ手段の出力の実部と虚部の信号をそれぞれＤ／Ａ変換し、前記Ｄ／Ａ変換されたそれぞれの信号を直交変調器で直交変調処理してディジタルＳＳＢ信号を出力する送信方法により生成されたＳＳＢ信号を受信信号とする受信方法において、
前記受信信号より同相成分と直交成分を取り出す直交復調処理を行い、その２つの出力をそれぞれディジタル信号に変換してサイクリックプレフィックス部分を除去し、
前記サイクリックプレフィックス部分を除去した信号をＤＦＴ手段に入力してＮポイントの離散フーリエ変換を行い、
前記ＤＦＴ手段の出力を等化手段に入力して周波数領域で等化し、
前記等化手段の出力を信号変換手段に入力し、ヌルが挿入された直流成分を除去してＭ／２＋１ポイントの信号に変換した後、前記Ｍ／２＋１ポイントの信号の虚部の符号を反転してＭ／２−１ポイントの複素共役の信号を生成し、前記Ｍ／２＋１ポイントの信号とＭ／２−１ポイントの複素共役の信号からＭポイントのＤＳＢ信号を再生し、
前記ＭポイントのＤＳＢ信号をＩＤＦＴ手段に入力し、逆離散フーリエ変換して復調信号を出力する
ことを特徴とする受信方法。
【請求項１２】
ディジタルＳＳＢ信号を生成する送信方法において、
ディジタル変調器で０とπの位相状態または複数の振幅レベルを持つ変調信号あるいはそれらの組み合わせからなる変調信号を生成し、
前記ディジタル変調器の出力をＤＦＴ手段に入力してＭ（Ｍは偶数）ポイントの変調信号を離散フーリエ変換し、
前記ＤＦＴ手段の出力をマッピング手段に入力してＭポイントの変調信号のうち、ＬＳＢ側とＵＳＢ側に各々少なくとも１つ以上のポイントを選択し、かつ、ＬＳＢ側とＵＳＢ側で抽出されるポイントの中心周波数からの周波数オフセット位置が異なり、かつ、ＬＳＢ側抽出スペクトラムの下端周波数とＵＳＢ側抽出スペクトラムの上端周波数で囲まれた周波数帯域の中心の周波数に対応するポイントを除くＭ／２＋１ポイントの出力を抽出して信号配置を行い、
前記マッピング手段の出力をＩＤＦＴ手段に入力してＮ≧Ｍ／２＋１であるＮポイントの逆離散フーリエ変換を行い、
前記ＩＤＦＴ手段の出力に対してサイクリックプレフィックスを付加し、
前記サイクリックプレフィックスが付加された前記ＩＤＦＴ手段の出力の実部と虚部の信号をそれぞれＤ／Ａ変換し、
前記Ｄ／Ａ変換されたそれぞれの信号を直交変調器で直交変調処理して前記ディジタルＳＳＢ信号を出力する
ことを特徴とする送信方法。
【請求項１３】
請求項１２に記載の送信方法により生成されたＳＳＢ信号を受信信号とする受信方法において、
前記受信信号より同相成分と直交成分を取り出す直交復調処理を行い、その２つの出力をそれぞれディジタル信号に変換してサイクリックプレフィックス部分を除去し、
前記サイクリックプレフィックス部分を除去した信号をＤＦＴ手段に入力してＮポイントの離散フーリエ変換を行い、
前記ＤＦＴ手段の出力を等化手段に入力して周波数領域で等化し、
前記等化手段の出力を信号変換手段に入力し、ヌルが挿入された直流成分を除去してＭ／２＋１ポイントの信号に変換した後、前記Ｍ／２＋１ポイントの信号の虚部の符号を反転してＭ／２−１ポイントの複素共役の信号を生成し、前記Ｍ／２＋１ポイントの信号とＭ／２−１ポイントの複素共役の信号からＭポイントのＤＳＢ信号を再生し、
前記ＭポイントのＤＳＢ信号をＩＤＦＴ手段に入力し、逆離散フーリエ変換して復調信号を出力する
ことを特徴とする受信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、０とπの位相および複数の振幅レベルを持つ変調信号から、その周波数帯域を１／２にするディジタルＳＳＢ（Single Side Band）信号を生成し、送受信を行う無線通信装置における送信装置および受信装置と無線通信方法における送信方法および受信方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＳＳＢ変調はアナログＡＭ変調で得られる信号の周波数帯域を１／２にする手段として知られており、近年、ディジタル変調信号の帯域をさらに狭帯域化する手段として、ディジタルＳＳＢ変調の検討が行われている（非特許文献１、２）。
【０００３】
ＳＳＢ信号を生成する方法としては、急峻な特性を持つ帯域通過フィルタを用いる方法と、ヒルベルト変換を用いる方法が知られている。
【０００４】
帯域通過フィルタを用いる方法では、ディジタル変調器で生成した変調信号のうち、帯域通過フィルタで上側波帯（ＵＳＢ：Upper Side Band ）、または下側波帯（ＬＳＢ：Lower Side Band ）を取り出す必要がある。しかし、高速ディジタル通信に利用可能な広い通過帯域を持ち、かつ急峻なスカート特性を持つ帯域通過理想フィルタをアナログ回路で実現することは極めて困難である。また、これをディジタル信号処理で実現する場合でも、タップ数の極めて大きなＦＩＲフィルタが必要になりハードウェア規模が問題となる。
【０００５】
これに対し、アナログＳＳＢ変調にも用いられているヒルベルト変換を用いる方法では、ヒルベルト変換器と直交変調器を用いる。
【０００６】
図１６は、ヒルベルト変換器を用いた従来の送信装置の構成例を示す。図１６において、１０１は入力データに対して０とπの２相で振幅変調を行う変調器、１０２はヒルベルト変換器、１０３は直交変調器であり、変調器１０１の出力をｓ(t) 、ヒルベルト変換器１０２の出力をｓ(t) とすると、直交変調器１０３の出力ｕ(t) は次式で与えられる。
【０００７】
【数１】
0006414850.tif 000002
ただし、fcはキャリア周波数であり、ｓ(t) は実数である必要があるため、位相は０かπの２相のディジタル変調となるが、振幅は多値としてもよい。
【０００８】
図１７は、ＤＳＢ信号ｓ(f) とＳＳＢ信号ｕ(f) の電力スペクトルの関係を示す。
図１７において、ＳＳＢ信号ｕ(f) の電力スペクトルの周波数帯域は、ＤＳＢ信号ｓ(f) の電力スペクトルの周波数帯域の１／２にすることができる。これは、アナログＳＳＢ変調と同じ原理であり、図１６で示した構成によるディジタルＳＳＢ変調の無線送信装置を実現する場合、ヒルベルト変換器１０２が必要となる。多値変調信号のディジタルＳＳＢ信号においても伝送特性の劣化の小さい、理想に近いヒルベルト変換器を実現するには、極めてタップ数の大きなＦＩＲフィルタが必要になることが報告されている（非特許文献２）。
【０００９】
一方、近年の移動無線通信システムにおいては、高速伝送を行う場合に厳しい周波数選択性フェージングにおいても良好な特性が得られ、かつＤＦＴ拡散を行うことによりＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio ：ピーク対平均電力比）を小さくすることのできる、ＤＦＴ  spreading ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重方式）方式が、携帯端末の送信に用いられている（非特許文献３）。これは、シングルキャリア変調方式の一種であり、ベースバンド信号を離散フーリエ変換（ＤＦＴ）することにより周波数領域の信号に変換し、周波数領域でポイント数の大きな逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）の入力にマッピングし、逆離散フーリエ変換により時間領域のシングルキャリア変調信号に変換した後、サイクリックプレフィックスを付加して変調信号とする。
【００１０】
このＤＦＴ  spreading ＯＦＤＭをベースとして、ベースバンド信号を離散フーリエ変換（ＤＦＴ）して周波数領域の信号に変換し、周波数領域において、上側波帯（ＵＳＢ）、または下側波帯（ＬＳＢ）の信号を取り出してＳＳＢ化を行い、その後、周波数変換を行うために、十分大きなポイント数の逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）に入力して、逆離散フーリエ変換により時間領域の信号に変換した後、サイクリックプレフィックスを付加し、その後、Ｄ／Ａ変換を行うことでディジタルＳＳＢ信号を得る方法が提案されている（非特許文献４）。
【００１１】
図１８は、ＤＦＴ  spreading ＯＦＤＭをベースとした従来の送信装置の構成例を示す。
図１８において、１１１は入力データに対して０とπの２相で多値の振幅変調を行うディジタル変調器、１１２はＭポイントの変調信号の離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を行うＤＦＴ手段、１１３はＤＦＴ出力からＭ／２＋１ポイントを選択するマッピング手段、１１４はＮポイントの逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）を行うＩＤＦＴ手段、１１５はサイクリックプレフィックス付加手段、１１６はＤ／Ａ変換器である。ＤＦＴ手段１１２のＭポイントのＤＦＴ出力は、周波数領域におけるＤＳＢ（両側波帯）信号であるので、これよりＳＳＢ信号を生成するため、マッピング手段１１３によって上側波帯（ＵＳＢ）または下側波帯（ＬＳＢ）のＭ／２＋１ポイントの信号を取り出し、Ｍ／２＋１より十分大きいＮポイントのＩＤＦＴ手段１１４に入力する。ここで、Ｍ，Ｎを２のべき乗とした場合はＦＦＴ、ＩＦＦＴのアルゴリズムを利用することができ、演算量を大幅に削減することができる。
【００１２】
Ｍ／２＋１ポイントの信号はＮポイントのＩＤＦＴ手段１１４の入力において、キャリア周波数の位置の上に上側波帯のＭ／２＋１ポイントの信号を入力し、それ以外の周波数での振幅を０とした場合は、上側波帯のディジタルＳＳＢ信号を得る。一方、キャリア周波数の位置の下に下側波帯のＭ／２＋１ポイントの信号を入力し、それ以外の周波数での振幅を０とした場合は、下側波帯のディジタルＳＳＢ信号を得る。このＩＤＦＴ手段１１４の出力信号は、ロールオフ率０のロールオフフィルタで帯域制限された時間領域のシングルキャリア変調信号に相当するディジタル変調信号のＳＳＢ信号であり、この信号に対して、サイクリックプレフィックス付加手段１１５によりサイクリックプレフィックスを付加する。このサイクリックプレフィックスは、受信側において、マルチパスフェージング環境において通信を行う場合に問題となる符号間干渉の影響を軽減するために付加される。
【００１３】
ここで、０とπの２相で多値の振幅変調を行う変調信号の場合、ＩＤＦＴ手段３０４の出力は実数になるため、出力のうち実部の信号のみを用いて、Ｄ／Ａ変換器３０６でＤ／Ａ変換することで、ディジタルＳＳＢ信号を得る。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００１４】
【非特許文献１】Gen-ichiro Oh ｔa, Mitsuru Uesugi, Takuro Sato, Hideyuki Tominaga,“Study of Orthogonal SSB Modulation Method,” IEICEＴransactions on Fundamentals, Vol.E87-A, No.10 Oct. 2004.
【非特許文献２】S.A. Mujtaba, “A novel scheme for transmitting QPSK as a single sideband signal, ”Proc. IEEE Globecom, 1988, vol.1, pp.592-597, Nov. 1998.
【非特許文献３】H. G. Myung, J. Lim, and D. J. Goodman, “Single Carrier FDMA for Uplink Wireless Transmission, ”IEEE Vehicular Technology Mag., vol.1, no.3, pp.30-38, Sep. 2006.
【非特許文献４】阿保航平・ヴォタンハイ・アムナートブンカジャイ・安達文幸，“周波数選択性チャネルにおけるASK 変調を用いたディジタルSSB 伝送の一検討，”信学技報, vol.114, no.295, RCS2014-200, pp.19-24, 2014年11月.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
図１８に示す構成において、通信に利用する周波数に変換するためにはＮを十分大きくする必要があるため、ＩＤＦＴ手段３０４のハードウェア規模が増大するとともに、ＩＤＦＴ手段３０４には高速動作が求められることになり、特に高速伝送を行う場合においては実装が困難になる問題点がある。この問題を解決するには、アナログＳＳＢ変調にも用いられている、ヒルベルト変換器と直交変調器を用いる方法があるが、前述の通り、ヒルベルト変換器の実現方法が課題となる。
【００１６】
本発明は、前述の通りディジタルＳＳＢ信号の送受信を行う無線通信装置の実装における問題を解決し、狭帯域フィルタやヒルベルト変換を用いることなくディジタルＳＳＢ信号を生成し、送受信を行うことができる無線通信装置における送信装置および受信装置と無線通信方法における送信方法および受信方法を提供することを目的とする。
【００１７】
また、本発明においてディジタルＳＳＢ信号の送受信を行う場合、Ｄ／Ａ変換器と直交変調器、Ａ／Ｄ変換器と直交復調器の間のＤＣオフセット誤差、ならびに送受信装置間の周波数誤差により伝送特性が劣化するが、これらの原因による伝送特性の劣化が発生しない手段を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
第１の発明は、ディジタルＳＳＢ信号を生成する送信装置において、０とπの位相状態または複数の振幅レベルを持つ変調信号あるいはそれらの組み合わせからなる変調信号を生成するディジタル変調器と、ディジタル変調器の出力であるＭ（Ｍは偶数）ポイントの変調信号を離散フーリエ変換するＤＦＴ手段と、ＤＦＴ手段の出力であるＭポイントの変調信号のうち、上側または下側のＭ／２＋１ポイントの出力をとりだし信号配置を行うマッピング手段と、マッピング手段の出力を入力してＮ≧Ｍ／２＋１であるＮポイントの逆離散フーリエ変換を行うＩＤＦＴ手段と、ＩＤＦＴ手段の出力に対してサイクリックプレフィックスを付加するサイクリックプレフィックス付加手段と、サイクリックプレフィックスが付加されたＩＤＦＴ手段の出力の実部と虚部の信号をそれぞれアナログ信号に変換する２つのＤ／Ａ変換器と、２つのＤ／Ａ変換器のそれぞれの出力を直交変調処理してディジタルＳＳＢ信号を出力する直交変調器とを備え、マッピング手段は、Ｍポイントの変調信号から上側または下側のＭ／２＋１ポイントの出力をとりだし、Ｍ／２＋１ポイントの信号を２分割して直流成分を中心として上と下に配置し、直流成分には０を挿入する構成であり、ＩＤＦＴ手段は、マッピング手段の出力を入力としてＮ≧Ｍ／２＋２であるＮポイントの逆離散フーリエ変換を行う構成である。
【００２０】
第２の発明は、ディジタルＳＳＢ信号を生成する送信装置において、０とπの位相状態または複数の振幅レベルを持つ変調信号あるいはそれらの組み合わせからなる変調信号を生成するディジタル変調器と、ディジタル変調器の出力であるＭ（Ｍは偶数）ポイントの変調信号を離散フーリエ変換するＤＦＴ手段と、ＤＦＴ手段の出力であるＭポイントの変調信号のうち、上側または下側のＭ／２＋１ポイントの出力をとりだし信号配置を行うマッピング手段と、マッピング手段の出力を入力してＮ≧Ｍ／２＋１であるＮポイントの逆離散フーリエ変換を行うＩＤＦＴ手段と、ＩＤＦＴ手段の出力に対してサイクリックプレフィックスを付加するサイクリックプレフィックス付加手段と、サイクリックプレフィックスが付加されたＩＤＦＴ手段の出力の実部と虚部の信号をそれぞれアナログ信号に変換する２つのＤ／Ａ変換器と、２つのＤ／Ａ変換器のそれぞれの出力を直交変調処理してディジタルＳＳＢ信号を出力する直交変調器と、受信側での周波数同期のためのパイロット信号を生成するパイロットサブキャリア生成手段とを備え、マッピング手段は、Ｍポイントの変調信号から上側または下側のＭ／２＋１ポイントの出力をとりだし、Ｍ／２＋１ポイントの信号を２分割して直流成分を中心として上と下に配置し、直流成分には０を挿入し、パイロットサブキャリア生成手段により生成される１以上のパイロット信号を配置する構成であり、ＩＤＦＴ手段は、マッピング手段の出力を入力としてＮ≧Ｍ／２＋２であるＮポイントの逆離散フーリエ変換を行う構成である。
第３の発明は、０とπの位相状態または複数の振幅レベルを持つ変調信号あるいはそれらの組み合わせからなる変調信号を生成するディジタル変調器と、ディジタル変調器の出力であるＭ（Ｍは偶数）ポイントの変調信号を離散フーリエ変換するＤＦＴ手段と、ＤＦＴ手段の出力であるＭポイントの変調信号のうち、上側または下側のＭ／２＋１ポイントの出力をとりだし信号配置を行うマッピング手段と、マッピング手段の出力を入力してＮ≧Ｍ／２＋１であるＮポイントの逆離散フーリエ変換を行うＩＤＦＴ手段と、ＩＤＦＴ手段の出力に対してサイクリックプレフィックスを付加するサイクリックプレフィックス付加手段と、サイクリックプレフィックスが付加されたＩＤＦＴ手段の出力の実部と虚部の信号をそれぞれアナログ信号に変換する２つのＤ／Ａ変換器と、２つのＤ／Ａ変換器のそれぞれの出力を直交変調処理してディジタルＳＳＢ信号を出力する直交変調器とを備えた送信装置により生成されたＳＳＢ信号を受信信号とする受信装置において、受信信号より同相成分と直交成分を取り出す直交復調器と、直交復調器の２つの出力をそれぞれディジタル信号に変換する２つのＡ／Ｄ変換器と、２つのＡ／Ｄ変換器のそれぞれの出力からサイクリックプレフィックス部分を除去するサイクリックプレフィックス除去手段と、サイクリックプレフィックス除去手段の出力をＮポイントの離散フーリエ変換するＤＦＴ変換手段と、ＤＦＴ変換手段の出力に対して周波数領域で等化する等化手段と、等化手段の出力からヌルが挿入された直流成分を除去してＭ／２＋１ポイントの信号に変換した後、Ｍ／２＋１ポイントの信号の虚部の符号を反転してＭ／２−１ポイントの複素共役の信号を生成し、のＭ／２＋１ポイントの信号とＭ／２−１ポイントの複素共役の信号からＭポイントのＤＳＢ信号を再生する信号変換手段と、ＭポイントのＤＳＢ信号を逆離散フーリエ変換するＩＤＦＴ手段とを備える。
【００２１】
第４の発明は、ディジタルＳＳＢ信号を生成する送信装置において、０とπの位相状態または複数の振幅レベルを持つ変調信号あるいはそれらの組み合わせからなる変調信号を生成するディジタル変調器と、ディジタル変調器の出力であるＭ（Ｍは偶数）ポイントの変調信号を離散フーリエ変換するＤＦＴ手段と、ＤＦＴ手段の出力であるＭポイントの変調信号のうち、ＬＳＢ側とＵＳＢ側に各々少なくとも１つ以上のポイントを選択し、かつ、ＬＳＢ側とＵＳＢ側で抽出されるポイントの中心周波数からの周波数オフセット位置が異なり、かつ、ＬＳＢ側抽出スペクトラムの下端周波数とＵＳＢ側抽出スペクトラムの上端周波数で囲まれた周波数帯域の中心の周波数に対応するポイントを除くＭ／２＋１ポイントの出力を抽出して信号配置を行うマッピング手段と、マッピング手段の出力を入力してＮ≧Ｍ／２＋１であるＮポイントの逆離散フーリエ変換を行うＩＤＦＴ手段と、ＩＤＦＴ手段の出力に対してサイクリックプレフィックスを付加するサイクリックプレフィックス付加手段と、サイクリックプレフィックスが付加されたＩＤＦＴ手段の出力の実部と虚部の信号をそれぞれアナログ信号に変換する２つのＤ／Ａ変換器と、２つのＤ／Ａ変換器のそれぞれの出力を直交変調処理してディジタルＳＳＢ信号を出力する直交変調器とを備える。
【００２２】
第４の発明の送信装置において、マッピング手段は、一のユーザの送信信号に形成されたヌル周波数帯域に、他のユーザの送信信号を周波数多重するマッピングを行う構成である。
【００２３】
第４の発明の送信装置において、受信側での周波数同期のためのパイロット信号を生成するパイロットサブキャリア生成手段をさらに備え、マッピング手段は、複数のユーザの送信信号の周波数多重時に生じたシステム帯域内のヌルポイント上に、パイロットサブキャリア生成手段により生成される１以上のパイロット信号を配置する構成であり、ＩＤＦＴ手段は、マッピング手段の出力を入力としてＮポイントの逆離散フーリエ変換を行う構成である。
【００２４】
第４の発明の送信装置において、マッピング手段は、複数のユーザの送信信号の周波数多重時に生じたシステム帯域内のヌルポイントのうちいずれか１ポイントが、Ｎポイントの逆離散フーリエ変換の直流成分となるマッピングを行う構成である。
【００２５】
第５の発明は、第４の発明の送信装置により生成されたＳＳＢ信号を受信信号とする受信装置において、受信信号より同相成分と直交成分を取り出す直交復調器と、直交復調器の２つの出力をそれぞれディジタル信号に変換する２つのＡ／Ｄ変換器と、２つのＡ／Ｄ変換器のそれぞれの出力からサイクリックプレフィックス部分を除去するサイクリックプレフィックス除去手段と、サイクリックプレフィックス除去手段の出力をＮポイントの離散フーリエ変換するＤＦＴ変換手段と、ＤＦＴ変換手段の出力に対して周波数領域で等化する等化手段と、等化手段の出力からヌルが挿入された直流成分を除去してＭ／２＋１ポイントの信号に変換した後、Ｍ／２＋１ポイントの信号の虚部の符号を反転してＭ／２−１ポイントの複素共役の信号を生成し、のＭ／２＋１ポイントの信号とＭ／２−１ポイントの複素共役の信号からＭポイントのＤＳＢ信号を再生する信号変換手段と、ＭポイントのＤＳＢ信号を逆離散フーリエ変換するＩＤＦＴ手段とを備える。
【００２６】
第６の発明は、ディジタルＳＳＢ信号を生成する送信方法において、ディジタル変調器で０とπの位相状態または複数の振幅レベルを持つ変調信号あるいはそれらの組み合わせからなる変調信号を生成し、ディジタル変調器の出力をＤＦＴ手段に入力してＭ（Ｍは偶数）ポイントの変調信号を離散フーリエ変換し、ＤＦＴ手段の出力をマッピング手段に入力してＭポイントの変調信号のうち、上側または下側のＭ／２＋１ポイントの出力をとりだし信号配置を行い、マッピング手段の出力をＩＤＦＴ手段に入力してＮ≧Ｍ／２＋１であるＮポイントの逆離散フーリエ変換を行い、ＩＤＦＴ手段の出力に対してサイクリックプレフィックスを付加し、サイクリックプレフィックスが付加されたＩＤＦＴ手段の出力の実部と虚部の信号をそれぞれＤ／Ａ変換し、Ｄ／Ａ変換されたそれぞれの信号を直交変調器で直交変調処理してディジタルＳＳＢ信号を出力し、マッピング手段では、Ｍポイントの変調信号から上側または下側のＭ／２＋１ポイントの出力をとりだし、Ｍ／２＋１ポイントの信号を２分割して直流成分を中心として上と下に配置し、直流成分には０を挿入し、ＩＤＦＴ手段では、マッピング手段の出力を入力としてＮ≧Ｍ／２＋２であるＮポイントの逆離散フーリエ変換を行う。
第７の発明は、ディジタルＳＳＢ信号を生成する送信方法において、ディジタル変調器で０とπの位相状態または複数の振幅レベルを持つ変調信号あるいはそれらの組み合わせからなる変調信号を生成し、ディジタル変調器の出力をＤＦＴ手段に入力してＭ（Ｍは偶数）ポイントの変調信号を離散フーリエ変換し、ＤＦＴ手段の出力をマッピング手段に入力してＭポイントの変調信号のうち、上側または下側のＭ／２＋１ポイントの出力をとりだし信号配置を行い、マッピング手段の出力をＩＤＦＴ手段に入力してＮ≧Ｍ／２＋１であるＮポイントの逆離散フーリエ変換を行い、ＩＤＦＴ手段の出力に対してサイクリックプレフィックスを付加し、サイクリックプレフィックスが付加されたＩＤＦＴ手段の出力の実部と虚部の信号をそれぞれＤ／Ａ変換し、Ｄ／Ａ変換されたそれぞれの信号を直交変調器で直交変調処理してディジタルＳＳＢ信号を出力し、マッピング手段では、Ｍポイントの変調信号から上側または下側のＭ／２＋１ポイントの出力をとりだし、Ｍ／２＋１ポイントの信号を２分割して直流成分を中心として上と下に配置し、直流成分には０を挿入し、受信側での周波数同期のための１以上のパイロット信号を配置し、ＩＤＦＴ手段では、マッピング手段の出力を入力としてＮ≧Ｍ／２＋２であるＮポイントの逆離散フーリエ変換を行う。
第８の発明は、ディジタル変調器で０とπの位相状態または複数の振幅レベルを持つ変調信号あるいはそれらの組み合わせからなる変調信号を生成し、ディジタル変調器の出力をＤＦＴ手段に入力してＭ（Ｍは偶数）ポイントの変調信号を離散フーリエ変換し、ＤＦＴ手段の出力をマッピング手段に入力してＭポイントの変調信号のうち、上側または下側のＭ／２＋１ポイントの出力をとりだし信号配置を行い、マッピング手段の出力をＩＤＦＴ手段に入力してＮ≧Ｍ／２＋１であるＮポイントの逆離散フーリエ変換を行い、ＩＤＦＴ手段の出力に対してサイクリックプレフィックスを付加し、サイクリックプレフィックスが付加されたＩＤＦＴ手段の出力の実部と虚部の信号をそれぞれＤ／Ａ変換し、Ｄ／Ａ変換されたそれぞれの信号を直交変調器で直交変調処理してディジタルＳＳＢ信号を出力する送信方法により生成されたＳＳＢ信号を受信信号とする受信方法において、受信信号より同相成分と直交成分を取り出す直交復調処理を行い、その２つの出力をそれぞれディジタル信号に変換してサイクリックプレフィックス部分を除去し、サイクリックプレフィックス部分を除去した信号をＤＦＴ手段に入力してＮポイントの離散フーリエ変換を行い、ＤＦＴ手段の出力を等化手段に入力して周波数領域で等化し、等化手段の出力を信号変換手段に入力し、ヌルが挿入された直流成分を除去してＭ／２＋１ポイントの信号に変換した後、Ｍ／２＋１ポイントの信号の虚部の符号を反転してＭ／２−１ポイントの複素共役の信号を生成し、Ｍ／２＋１ポイントの信号とＭ／２−１ポイントの複素共役の信号からＭポイントのＤＳＢ信号を再生し、ＭポイントのＤＳＢ信号をＩＤＦＴ手段に入力し、逆離散フーリエ変換して復調信号を出力する。
【００２７】
第９の発明は、ディジタルＳＳＢ信号を生成する送信方法において、ディジタル変調器で０とπの位相状態または複数の振幅レベルを持つ変調信号あるいはそれらの組み合わせからなる変調信号を生成し、ディジタル変調器の出力をＤＦＴ手段に入力してＭ（Ｍは偶数）ポイントの変調信号を離散フーリエ変換し、ＤＦＴ手段の出力をマッピング手段に入力してＭポイントの変調信号のうち、ＬＳＢ側とＵＳＢ側に各々少なくとも１つ以上のポイントを選択し、かつ、ＬＳＢ側とＵＳＢ側で抽出されるポイントの中心周波数からの周波数オフセット位置が異なり、かつ、ＬＳＢ側抽出スペクトラムの下端周波数とＵＳＢ側抽出スペクトラムの上端周波数で囲まれた周波数帯域の中心の周波数に対応するポイントを除くＭ／２＋１ポイントの出力を抽出して信号配置を行い、マッピング手段の出力をＩＤＦＴ手段に入力してＮ≧Ｍ／２＋１であるＮポイントの逆離散フーリエ変換を行い、ＩＤＦＴ手段の出力に対してサイクリックプレフィックスを付加し、サイクリックプレフィックスが付加されたＩＤＦＴ手段の出力の実部と虚部の信号をそれぞれＤ／Ａ変換し、Ｄ／Ａ変換されたそれぞれの信号を直交変調器で直交変調処理してディジタルＳＳＢ信号を出力する。
【００２８】
第１０の発明は、第９の発明の送信方法により生成されたＳＳＢ信号を受信信号とする受信方法において、受信信号より同相成分と直交成分を取り出す直交復調処理を行い、その２つの出力をそれぞれディジタル信号に変換してサイクリックプレフィックス部分を除去し、サイクリックプレフィックス部分を除去した信号をＤＦＴ手段に入力してＮポイントの離散フーリエ変換を行い、ＤＦＴ手段の出力を等化手段に入力して周波数領域で等化し、等化手段の出力を信号変換手段に入力し、ヌルが挿入された直流成分を除去してＭ／２＋１ポイントの信号に変換した後、Ｍ／２＋１ポイントの信号の虚部の符号を反転してＭ／２−１ポイントの複素共役の信号を生成し、Ｍ／２＋１ポイントの信号とＭ／２−１ポイントの複素共役の信号からＭポイントのＤＳＢ信号を再生し、ＭポイントのＤＳＢ信号をＩＤＦＴ手段に入力し、逆離散フーリエ変換して復調信号を出力する。
【発明の効果】
【００２９】
本発明の無線通信装置における送信装置および受信装置と無線通信方法における送信方法および受信方法は、ディジタルＳＳＢ信号の送受信を行う無線通信装置の実装におけるハードウェア規模の削減が可能で、実装上のＤＣオフセット誤差による特性劣化がなく、さらに、ディジタルＳＳＢ信号の復調において問題となる自動周波数制御を容易に行うことができる。その結果、ハードウェア規模が小さく、実装が容易で経済的な携帯端末を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】本発明の無線通信装置における実施例１の送信装置の構成例を示す図である。
【図２】実施例１のマッピング手段１３のマッピング例を示す図である。
【図３】実施例１におけるディジタルＳＳＢ信号のスペクトル配置例を示す図である。
【図４】実施例２のマッピング手段１３のマッピング例を示す図である。
【図５】実施例２におけるディジタルＳＳＢ信号のスペクトル配置例を示す図である。
【図６】本発明の無線通信装置における実施例３の送信装置の構成例を示す図である。
【図７】実施例３におけるディジタルＳＳＢ信号のスペクトル配置例を示す図である。
【図８】実施例４のマッピング手段１３のマッピング例を示す図である。
【図９】実施例４におけるディジタルＳＳＢ信号のスペクトル配置例を示す図である。
【図１０】ＰＡＰＲ特性を示す図である。
【図１１】実施例５におけるディジタルＳＳＢ信号のスペクトル配置例を示す図である。
【図１２】実施例６におけるディジタルＳＳＢ信号のスペクトル配置例を示す図である。
【図１３】実施例７におけるディジタルＳＳＢ信号のスペクトル配置例を示す図である。
【図１４】本発明の無線通信装置における実施例８の受信装置の構成例を示す図である。
【図１５】実施例８の信号変換手段２６の信号変換例を示す図である。
【図１６】ヒルベルト変換器を用いた従来の送信装置の構成例を示す図である。
【図１７】ＤＳＢ信号ｓ(f) とＳＳＢ信号ｕ(f) の電力スペクトルの関係を示す図である。
【図１８】ＤＦＴ  spreading ＯＦＤＭをベースとした従来の送信装置の構成例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００３１】
（実施例１）
図１は、本発明の無線通信装置における実施例１の送信装置の構成例を示す。
図１において、実施例１の送信装置は、入力データをもとに０とπの位相および複数の振幅レベルを持つ変調信号を生成するディジタル変調器１１、ディジタル変調器１１から出力される変調信号を入力として離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を行うＭ（Ｍは偶数）ポイントのＤＦＴ手段１２、ＤＦＴ手段１２から出力される周波数領域におけるＭポイントの信号からＭ／２＋１ポイントの信号を選択してマッピングするマッピング手段１３、マッピング手段１３から出力されるＭ／２＋１ポイントの信号を入力としてＮ（Ｎ≧Ｍ／２＋１）ポイントの逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）を行うＩＤＦＴ手段１４、ＩＤＦＴ手段１４から出力されるディジタル信号に対してサイクリックプレフィックスを付加するサイクリックプレフィックス付加手段１５、サイクリックプレフィックス付加手段１５から出力されるディジタル信号の実部と虚部の信号をそれぞれアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器１６−１，１６−２、Ｄ／Ａ変換器１６−１，１６−２の出力からディジタルＳＳＢ信号を生成する直交変調器１７により構成される。
【００３２】
ここで、ディジタル変調器１１の出力はＤＳＢ（両側波帯）信号であり、送信装置から送信されたＳＳＢ信号から受信側でＤＳＢ信号を復元するために、周波数の正と負で、ＤＦＴ出力が複素共役となっている必要がある。このため、変調信号は実数でなければならないことから、ディジタル変調器１１は０とπの位相状態または複数の振幅レベルを持つ変調信号あるいはそれらの組み合わせからなる変調信号を生成する変調器でなくてはならない。
【００３３】
以下、本発明の無線通信装置における実施例１の送信装置の動作について詳細に説明する。ディジタル変調器１１のＭポイントの出力をｓm （ｍ＝０〜Ｍ−１）とすると、ＤＦＴ手段１２のＭポイントの出力ｔn （ｎ＝０〜Ｎ−１）は、次式で与えられる。
【数２】
0006414850.tif 000003
【００３４】
ここで、ｔn は周波数領域の信号であり、ｎ＝０は周波数が０、すなわち直流の成分、ｎ＝１〜Ｍ／２−１は周波数が正、ｎ＝Ｍ／２〜Ｍ−１は周波数が負の成分となり、ｓm が０とπの位相状態または複数の振幅レベルを持つ変調信号あるいはそれらの組み合わせからなる変調信号、すなわち実数であれば、ｔn とｔM-n は１≦ｎ≦Ｍ／２−１の範囲で複素共役となる。なお、ｔ0 とｔM/2 は実数となる。マッピング手段１３では、ＤＦＴ手段１２の出力であるＭポイントの信号からＭ／２＋１ポイントの信号を取り出し、このＭ／２＋１ポイントの信号はＮポイントのＩＤＦＴ手段１４に入力され、時間領域の信号に変換される。
【００３５】
図２は、実施例１のマッピング手段１３のマッピング例を示す。ここでは、ＵＳＢ（上側波帯）のディジタルＳＳＢ信号を生成するマッピング例として、ＭポイントのＤＦＴ手段１２の出力とＮポイントのＩＤＦＴ手段１４の入力の一例を示す。
【００３６】
図２において、マッピング手段１３によりＤＦＴ手段１２の出力であるＭポイントの信号ｔn からＭ／２＋１ポイントの信号を選択して、ＮポイントのＩＤＦＴ手段１４に入力するが、ｎ＝０〜Ｍ／２を選択した場合はＵＳＢ（上側波帯）、ｎ＝Ｍ／２〜（Ｍ−１）とｎ＝０を選択した場合はＬＳＢ（下側波帯）のＳＳＢ信号となる。Ｍ／２＋１ポイントの信号は、図２に示すように２分割してＩＤＦＴ手段１４に入力されるが、それ以外の入力には０（Null）が入力される。したがって、Ｎ≧Ｍ／２＋１である必要があり、Ｍ，Ｎが２のべき乗であれば高速フーリエ変換のアルゴリズムを適用できるため、演算量を大幅に削減することができる。
【００３７】
上記の信号選択により、ＩＤＦＴ手段１４のＮポイントの入力信号ｕn （ｎ＝０〜Ｎ−１）は次式となる。
【数３】
0006414850.tif 000004
【００３８】
このようにＩＤＦＴ手段１４に入力することで、基底帯域におけるディジタルＳＳＢ信号を生成することができる。ＩＤＦＴ手段１４の出力ｕ(kT)（ｋ＝０〜Ｎ−１）は次式で与えられる。ただし、Ｔはサンプリング周期である。
【数４】
0006414850.tif 000005
【００３９】
ｕ(kT)は、基底帯域における帯域が約半分の（Ｍ／２＋１）／ＭとなったディジタルＳＳＢ信号である。図１の構成例のように、サイクリックプレフィックス付加手段１５によりＩＤＦＴ手段１４の出力ｕ(kT)（ｋ＝０〜Ｎ−１）に対しサイクリックプレフィックスが付加され、その出力であるディジタル信号の実部 Re[ｕ(kT)] と虚部 Im[ｕ(kT)] の信号は、それぞれＤ／Ａ変換器１６−１，１６−２によりアナログ信号ｕI (t) とｕQ (t) に変換され、直交変調器１７に入力して次式で与えられるディジタルＳＳＢ信号ｕ(t) を得る。
【数５】
0006414850.tif 000006
【００４０】
図３は、実施例１におけるディジタルＳＳＢ信号のスペクトル配置例を示す。ここでは、送信装置で生成されるディジタルＳＳＢ信号ｕ(t) のスペクトルＵ(f) と、もとのＤＳＢ信号のスペクトルＳ(f) の関係を示す。
【００４１】
マッピング手段１３において、ＤＦＴ手段１２の出力であるＭポイントの信号からＭ／２＋１ポイントの信号を取り出し、ＩＤＦＴ手段１４におけるＮポイントの入力信号ｕn （ｎ＝０〜Ｎ−１）を式(3) のように配置することで、図３に示すようなディジタルＳＳＢ信号を得る。これにより、ディジタルＳＳＢ信号の電力スペクトルＵ(f) の周波数帯域は、ＤＳＢ信号の電力スペクトルＳ(f) の周波数帯域の約１／２にすることができる。この場合のキャリア周波数はｆc であり、従来のヒルベルト変換器を用いたＳＳＢ変調器により生成されるＳＳＢ信号のＵ(f) とＤＳＢ信号の電力スペクトルＳ(f) との関係を説明した図１７とは、ＳＳＢ信号とキャリア周波数ｆc の位置関係が異なる。ただし、従来のディジタルＳＳＢ変調器のような大きなタップ数のＦＩＲフィルタによるヒルベルト変換器を用いることなく、ＤＦＴとＩＤＦＴによる演算処理のみでディジタルＳＳＢ信号を得ることが可能となる。
【００４２】
なお、以上の実施例１の送信装置の説明では、ＤＦＴ手段１２の出力のＭポイントの信号から、マッピング手段１３によりＭ／２＋１ポイントの信号を取り出し、図２のようにＭ／４＋１ポイントとＭ／４ポイントに分割する例を示した。ただし、Ｍ／２＋１ポイントの信号の分割方法としては、Ｍ／４＋２ポイントとＭ／４−１ポイント、あるいはＭ／４ポイントとＭ／４＋１ポイントのようにしてもよく、いずれの場合もキャリア周波数の上側と下側のスペクトルの幅が異なるＳＳＢ信号が生成されることになる。
【００４３】
（実施例２）
本発明の無線通信装置における実施例２の送信装置は、図１に示す構成において、マッピング手段１３におけるマッピング処理のみが異なる。
【００４４】
図４は、実施例２のマッピング手段１３のマッピング例を示す。ここでは、ＵＳＢ（上側波帯）のディジタルＳＳＢ信号を生成するマッピング例として、ＭポイントのＤＦＴ手段１２の出力とＮポイントのＩＤＦＴ手段１４の入力の一例を示す。
【００４５】
図４において、マッピング手段１３によりＤＦＴ手段１２の出力であるＭポイントの信号ｔn からＭ／２＋１ポイントの信号を選択して、ＮポイントのＩＤＦＴ手段１４に入力するが、実施例１の送信装置と同様に、ｎ＝０〜Ｍ／２を選択した場合はＵＳＢ（上側波帯）、ｎ＝Ｍ／２〜（Ｍ−１）とｎ＝０を選択した場合はＬＳＢ（下側波帯）のＳＳＢ信号となる。ここで、Ｍ／２＋１ポイントの信号は、図４に示すように２分割してＩＤＦＴ手段１４に入力されるが、それ以外の入力には０（Null）が入力される。ＩＤＦＴ手段１４へのＮポイントの入力信号ｕn （ｎ＝０〜Ｎ−１）は、実施例２においては、基底帯域においてキャリア周波数ｆc に相当するｕ0 をヌル、すなわち０として次式で与えられる。
【数６】
0006414850.tif 000007
【００４６】
実施例２では、式(6) よりわかるように、ｕ0 ＝０とするためにＮ≧Ｍ／２＋２である必要があり、Ｍ，Ｎが２のべき乗であれば高速フーリエ変換のアルゴリズムを適用できるため、演算量を削減することができる。ＤＦＴ手段１２の出力であるＭポイントの変調信号から、マッピング手段１３により上側または下側のＭ／２＋１ポイントの出力を取り出し、Ｍ／２＋１ポイントの信号をＭ／４＋１とＭ／４ポイントの出力に２分割し、直流成分を中心として上と下に配置してＮ≧Ｍ／２＋２であるＮポイントの逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）を行うＩＤＦＴ手段１４に入力し、さらに直流成分には０を挿入することで、ＩＤＦＴ手段１４の出力は直流成分を含まないＳＳＢ信号となる。
【００４７】
このように本実施例によれば、直流成分を含まないＳＳＢ信号を生成できるため、Ｄ／Ａ変換器１６−１，１６−２の出力と、直交変調器１７の入力との間でＤＣオフセットが生じても、周波数が０の成分、すなわち直流成分の振幅は常時０となる。すなわち、直流成分を含まないＳＳＢ信号を生成できることから、受信側の復調における誤り率特性の劣化は発生せず、伝送特性の劣化を防止することができる。
【００４８】
図５は、実施例２におけるディジタルＳＳＢ信号のスペクトル配置例を示す。ここでは、送信装置で生成されるディジタルＳＳＢ信号ｕ(t) のスペクトルＵ(f) と、もとのＤＳＢ信号のスペクトルＳ(f) の関係を示す。
【００４９】
マッピング手段１３において、ＤＦＴ手段１２の出力であるＭポイントの信号からＭ／２＋１ポイントの信号を取り出し、ＩＤＦＴ手段１４におけるＮポイントの入力信号ｕn （ｎ＝０〜Ｎ−１）を式(6) のように配置することで、図５に示すようなディジタルＳＳＢ信号を得る。これにより、ディジタルＳＳＢ信号の電力スペクトルＵ(f) の周波数帯域は、ＤＳＢ信号の電力スペクトルＳ(f) の周波数帯域の約１／２にすることができる。キャリア周波数はｆc であり、図１７に示した従来のヒルベルト変換器を用いたＳＳＢ変調器により生成されるＳＳＢ信号のＵ(f) とＤＳＢ信号の電力スペクトルＳ(f) のキャリア周波数ｆc の位置関係が異なる。ただし、実施例２の送信装置では、ＤＣ成分を含まないＳＳＢ信号を生成できることから、Ｄ／Ａ変換器と直交変調器との間でＤＣオフセットが生じても受信側の復調における誤り率特性の劣化は発生せず、伝送特性の劣化を防止可能で、かつ、従来のディジタルＳＳＢ変調器のような大きなタップ数のＦＩＲフィルタによるヒルベルト変換器を用いることなく、ＤＦＴとＩＤＦＴによる演算処理のみでディジタルＳＳＢ信号を得ることが可能となる。
【００５０】
（実施例３）
図６は、本発明の無線通信装置における実施例３の送信装置の構成例を示す。
図６において、実施例３の送信装置は、図１に示す実施例１の送信装置にパイロットサブキャリア生成手段１８を加えた構成である。
【００５１】
マッピング手段１３は、ＤＦＴ手段１２のＭポイントの出力からＭ／２＋１ポイントの信号と、パイロットサブキャリア生成手段１８からのパイロット信号とを選択し、マッピングしてＮ（Ｎ≧Ｍ／２＋２）ポイントのＩＤＦＴ手段１４に入力する。このとき、周波数領域においては、１つ以上のパイロットサブキャリアを挿入することができるため、受信側では、このパイロットサブキャリアを用いて容易に周波数同期を行うことができ、周波数誤差による伝送特性の劣化の少ない伝送が可能となる。
【００５２】
図７は、実施例３におけるディジタルＳＳＢ信号のスペクトル配置例を示す。ここでは、送信装置で生成されるディジタルＳＳＢ信号ｕ(t) のスペクトルＵ(f) と、もとのＤＳＢ信号のスペクトルＳ(f) の関係を示す。
【００５３】
マッピング手段１３において、ＤＦＴ手段１２のＭポイントの出力からＭ／２＋１ポイントの信号とパイロットサブキャリア生成手段１８からのパイロット信号とを選択し、マッピングしてＮ（Ｎ≧Ｍ／２＋２）ポイントのＩＤＦＴ手段１４に入力することで、図７に示すようなディジタルＳＳＢ信号を得る。これにより、ディジタルＳＳＢ信号の電力スペクトルＵ(f) の周波数帯域は、ＤＳＢ信号の電力スペクトルＳ(f) の周波数帯域の約１／２にすることができる。キャリア周波数はｆc であり、図１７に示した従来のヒルベルト変換器を用いたＳＳＢ変調器により生成されるＳＳＢ信号のＵ(f) とＤＳＢ信号の電力スペクトルＳ(f) のキャリア周波数ｆc の位置関係が異なる。さらに、実施例３の送信装置では、パイロットサブキャリアを周波数領域で多重できるため、受信側では、このパイロット信号を用いて容易に周波数同期を行うことができ、周波数誤差による伝送特性の劣化の少ない伝送が可能で、従来のディジタルＳＳＢ変調器のような大きなタップ数のＦＩＲフィルタによるヒルベルト変換器を用いることなく、ＤＦＴとＩＤＦＴ、ならびにマッピング処理による演算処理のみでディジタルＳＳＢ信号を得ることが可能となる。
【００５４】
（実施例４）
本発明の無線通信装置における実施例４の送信装置は、図１に示す構成において、マッピング手段１３におけるマッピング処理のみが異なる。
【００５５】
図８は、実施例４のマッピング手段１３のマッピング例を示す。ここでは、ＵＳＢ（上側波帯）のディジタルＳＳＢ信号を生成するマッピング例として、ＭポイントのＤＦＴ手段１２の出力とＮポイントのＩＤＦＴ手段１４の入力の一例を示す。
【００５６】
図９は、実施例４におけるディジタルＳＳＢ信号のスペクトル配置例を示す。ここでは、送信装置で生成されるディジタルＳＳＢ信号ｕ(t) のスペクトルＵ(f) と、もとのＤＳＢ信号のスペクトルＳ(f) の関係を示す。ただし、図９(4) は、図８のＮポイントのＩＤＦＴ手段１４の入力に対応する。
【００５７】
図８および図９において、マッピング手段１３によりＤＦＴ手段１２の出力であるＭポイントの信号ｔn からＭ／２＋１ポイントの信号を選択して、ＮポイントのＩＤＦＴ手段１４に入力するが、実施例４では、周波数要素がＬＳＢ側とＵＳＢ側に跨がるように選択され、かつ中心周波数Ｆc （基底帯域であればゼロ）を中心として、ＬＳＢ側とＵＳＢ側で抽出される周波数オフセット位置が異なることが特徴である。ただし、抽出された周波数成分のうち、ＬＳＢ側スペクトラムの下端周波数とＵＳＢ側のスペクトラムの上端周波数で囲まれた周波数帯域の中心周波数Ｆc'については周波数要素を抽出しないように配慮する。
【００５８】
ここで、ＤＦＴポイント間の周波数間隔をΔf とすると、ＤＳＢ信号の周波数スペクトラムＳ(f) は、次のように書き表される。
【数７】
0006414850.tif 000008
【００５９】
また、実施例４において伝送される信号スペクトラムＵ'(f)は、次のように書き表される。
【数８】
0006414850.tif 000009
【００６０】
抽出したＭ／２＋１ポイントのスペクトルは図９(2) のようになる。ただし、ＫはＭより小さい正の整数である。変調信号が実信号である場合、ＤＳＢ信号のＬＳＢ側の周波数成分と、ＵＳＢ側の周波数成分は中心周波数Ｆc （基底帯域であればゼロ）を中心として互いに共役複素の関係となるため、式(8) に表されるように抽出された信号は、実施例１等で伝送されるＳＳＢ信号と同様の伝送情報を有することが分かる。したがって、実施例４で実際に伝送されたＭ／２＋１ポイントの信号の虚部の符号を反転して、対となるＬＳＢ側またはＵＳＢ側の帯域にコピーし受信した場合、ＳＳＢ伝送方式と等価となることは自明である。
【００６１】
また、抽出された周波数成分のうちＬＳＢ側スペクトラムの下端周波数とＵＳＢ側のスペクトラムの上端周波数で囲まれた周波数帯域を伝送信号として伝送するため、伝送信号の中心周波数Ｆc'は図９(3) の位置となる。実施例１と同様にその中心周波数Ｆc'の周波数成分Ｕ'(Ｆc') は、図９(4) に示すように送信装置のＮポイントＩＦＦＴブロックのＤＣ成分に合致するが、式(9) の通り、Ｕ'(Ｆc') ＝０となるよう抽出することで、ＤＣ成分はヌル、すなわち情報伝送を行わないことから、受信装置で前述のＤＣオフセットによる影響を受けることはない。
【００６２】
実施例１および実施例２と比較すると伝送信号の占有帯域幅の総計は同一である一方で、ＤＣ成分付近にヌルの周波数要素を挟むことからシステム帯域幅としては拡大されるため、周波数フェージング環境下では実施例１および実施例２のＳＳＢ信号よりも高い周波数ダイバーシチ効果が期待できる。また、実施例４は、実施例２の手法と同様ＤＣオフセットの影響を回避できるが、実施例２が元のシングルキャリア信号の周波数要素の相対位置関係を一部崩すのに対し、本実施例は元のシングルキャリア信号の周波数要素の相対位置関係を維持するため、ＰＡＰＲを低く抑えられるメリットがある。図１０は、ＰＡＰＲの特性を示しており、ＤＣオフセットの影響を回避することで、ＳＳＢ信号よりもＰＡＰＲは劣化するものの、実施例２よりも実施例４の方がＰＡＰＲが低く抑えられていることが分かる。
【００６３】
なお、図９や式(8) では、ＬＳＢ側に１つの連続スペクトラムがあり、ＵＳＢ側に１つの連続スペクトラムがある例を記載しているが、前記の抽出条件さえ守られていれば、例えばＬＳＢ側、ＵＳＢ側にそれぞれ複数個の離散スペクトラムがあってもよいし、あるいはＬＳＢ側に１つの連続スペクトラム、ＵＳＢ側に２つの離散スペクトラムがあってもよい。
【００６４】
（実施例５）
図１１は、実施例５におけるディジタルＳＳＢ信号のスペクトル配置例を示す。
実施例５は、実施例４のマッピング手段１３のマッピング例を前提としている。あるユーザの送信信号に形成されたヌル周波数帯域に、別のユーザの送信信号の送信信号を周波数多重することで、実施例４よりもシステム帯域内の周波数利用効率を向上することができる。図１１の例では、ＭポイントＤＦＴを有する２ユーザにおいて実施例４を実現するときに、図１１(1) に示すユーザ１の送信装置は、ＬＳＢ側にＭ／４ポイント、ＵＳＢ側にＭ／４＋１ポイントの周波数要素（連続したスペクトラム）を持ち、図１１(2) に示すユーザ２の送信装置は、ＬＳＢ側にＭ／４−１ポイント、ＵＳＢ側にＭ／４＋２ポイントの周波数要素（連続したスペクトラム）を持つよう設計する。
【００６５】
ここで、ユーザ１の送信装置は、ＬＳＢ側スペクトラムとＵＳＢ側スペクトラムの間にＭ／４ポイントのヌルポイントを有し、ユーザ２の送信装置は、ＬＳＢ側スペクトラムとＵＳＢ側スペクトラムの間にＭ／４＋１ポイントのヌルポイントを有する。これにより、ユーザ２のＬＳＢ側スペクトラムの上端周波数に対応するポイントが、ユーザ１のＵＳＢ側スペクトラムの下端周波数に対応するポイントと隣接するように、ユーザ１またはユーザ２、あるいはユーザ１およびユーザ２の中心周波数を適宜設定することで、図１１(3) に示すように、互いの送信信号を干渉させることなく周波数多重させることができる。このとき、システム帯域はＭ＋３のＤＦＴポイント相当となり、ユーザ１，２がＭ＋１ポイントの信号を伝送することを考慮すると、占有帯域幅はＭ＋２ポイントであるため、Ｍが大きければ周波数利用率はほぼ１となり、実施例４よりも大幅に改善される。
【００６６】
ユーザ１とユーザ２の受信装置は、各々の所望の伝送信号の中心周波数を中心とするＮポイントＩＦＦＴ処理を実施することで、実施例５の前提となっている実施例４の特徴により、自信号の中心周波数はヌルとなっているため、自信号の中心周波数に他ユーザ信号が周波数多重されていたとしても受信時にそれを無視することができるため、実施例２および実施例４と同様、ＤＣオフセットの影響を回避することができる。
なお、実施例５では、ＭポイントのＤＦＴポイントを有する２ユーザの周波数多重の事例を示したが、同様に、自信号と他ユーザ信号が干渉しないように、３以上のユーザの周波数多重や、異なるＤＦＴポイントを有する複数ユーザの周波数多重をしてもよい。
【００６７】
（実施例６）
図１２は、実施例６におけるディジタルＳＳＢ信号のスペクトル配置例を示す。
実施例６は、実施例５のマッピング手段１３のマッピング例を前提としている。実施例５において複数ユーザを周波数多重する場合、ＳＳＢ信号と等価な周波数成分はＤＳＢ信号のＤＣ成分を含むＭ／２＋１という奇数ポイントで構成されることを理由として、既に図１１に示したように、システム帯域内に少なくとも１ポイント以上のヌルポイントが発生してしまう。このポイントはデータ伝送に何ら寄与しないため、実施例６では、実施例３と同様に、ヌルポイント上に共通パイロット信号またはユーザ固有のパイロット信号をマッピングすることで周波数同期を容易にする。実施例３との違いは、実施例４に記載した通り、元々のシングルキャリア信号の周波数成分の周波数位置関係を維持できるため、ＰＡＰＲを抑えることができる点である。
【００６８】
（実施例７）
図１３は、実施例７におけるディジタルＳＳＢ信号のスペクトル配置例を示す。
実施例７は、実施例５のマッピング手段１３のマッピング例を前提としている。実施例７では、実施例５と同様に複数ユーザを周波数多重する場合を考える。すなわち、ＭポイントＤＦＴを有する２ユーザの実施例５を実現するときに、図１３(1) に示すユーザ１の送信装置は、ＬＳＢ側にＭ／４ポイント、ＵＳＢ側にＭ／４＋１ポイントの周波数要素（連続したスペクトラム）を持ち、図１３(2) に示すユーザ２の送信装置は、ＬＳＢ側にＭ／４−１ポイント、ＵＳＢ側にＭ／４＋２ポイントの周波数要素（連続したスペクトラム）を持つよう設計する。
【００６９】
ＳＳＢ信号と等価な周波数成分は、ＤＳＢ信号のＤＣ成分を含むＭ／２＋１という奇数ポイントで構成されることを理由として、図１３(3) に示されるように、システム帯域内に少なくとも１ポイント以上のヌルポイントが発生してしまう。実施例７では、図１３(4) に示すように、ヌルポイントがＮポイントＩＦＦＴのＤＣ成分となるようマッピングを行う。実施例５との違いは、実施例５ではＤＣオフセットの影響を回避するためには、各ユーザの所望信号の受信のために各ユーザ伝送信号の中心周波数に対応したＮポイントＦＦＴがユーザ数分必要であるのに対し、実施例７ではＤＣ成分を全ユーザで共通化できるため、ＮポイントＦＦＴは１つでよく、すなわちセルラ・アップリンクにおける基地局での一括受信などに適する点である。
【００７０】
なお、前記周波数多重時に生じるシステム帯域内のヌルポイントが２ポイント以上である場合、実施例７は実施例６と併用することも可能である。
【００７１】
（実施例８）
図１４は、本発明の無線通信装置における実施例８の受信装置の構成例を示す。
図１４において、受信装置は、直交復調器２１、Ａ／Ｄ変換器２２−１，２２−２、サイクリックプレフィックス除去手段２３、ＮポイントのＤＦＴ手段２４、等化手段２５、ディジタルＳＳＢ信号からディジタルＤＳＢ信号に変換する信号変換手段２６、ＭポイントのＩＤＦＴ手段２７により構成される。
【００７２】
実施例１〜７の送信装置により生成されたＳＳＢ信号を受信信号とし、受信信号は直交復調器２１により基底帯域の信号の同相成分と直交成分を取り出し、２つのＡ／Ｄ変換器２２−１，２２−２により当該の同相成分と直交成分の信号をディジタル信号に変換し、サイクリックプリフィックス除去手段２３によりＡ／Ｄ変換器２２−１，２２−２の出力からサイクリックプレフィックスを除去し、Ｎポイントの受信ＳＳＢ信号を得る。このＮポイントの受信ＳＳＢ信号に対して、ＤＦＴ変換手段２４によりＮポイントの離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を行い、ＤＦＴ変換手段２４の出力に対して等化手段２５により周波数領域等化を行う。信号変換手段２６は、等化手段２５の出力に対して、送信側で直流成分に挿入されたヌルならびにパイロット信号を除去し、図１のマッピング手段１３と逆の手順でＭ／２＋１ポイントの信号に変換した後、Ｍ／２＋１ポイントの信号の虚部の符号を反転してＭ／２−１ポイントの複素共役の信号を生成し、Ｍ／２＋１ポイントの信号とＭ／２−１ポイントの複素共役の信号からＭポイントのＤＳＢ信号を再生する。ＩＤＦＴ手段２７は、このＭポイントのＤＳＢ信号に対して逆離散フーリエ変換を行うことで信号を復調する。
【００７３】
ここで、送信側で直流成分に挿入されたヌルは除去されるため、受信側では直交復調器２１とＡ／Ｄ変換器２２−１，２２−２との間のＤＣオフセットの影響を受けず、ＤＣオフセットによる誤り率特性の劣化が少ない伝送が可能となる。また、信号変換手段２６において、送信側で挿入されたパイロット信号を取り出すことが可能となるため、受信側では、このパイロット信号を用いて容易に周波数同期を行うことができ、周波数誤差による伝送特性の劣化の少ない伝送が可能となる。
【００７４】
図１５は、実施例８の信号変換手段２６の信号変換例を示す。ここでは、実施例２の送信装置に対応する実施例８の受信装置において、ＵＳＢ（上側波帯）のディジタルＳＳＢ信号を受信する場合において、ＮポイントのＤＦＴ手段２４の出力とＭポイントのＩＤＦＴ手段２７の入力の関係の例を示す。
【００７５】
この例では、パイロット信号は挿入されておらず、直流成分にのみヌルが挿入されている。ＤＦＴ手段２４の出力であるＮポイントの信号に対して、等化手段２５により等化を行った後、信号変換手段２６により送信側で直流成分に挿入されたヌルならびにパイロット信号を除去してＭ／２＋１ポイントの信号に変換する。さらに、Ｍ／２＋１ポイントの信号の虚部の符号を反転してＭ／２−１ポイントの複素共役の信号を生成し、Ｍ／２＋１ポイントの信号とＭ／２−１ポイントの複素共役の信号からＭポイントの両側波帯信号に変換できる。
【００７６】
以下、具体例を用いて説明する。ＤＦＴ手段２４の出力であるＮポイントの信号ｕn （ｎ＝０〜Ｎ−１）は、実施例２の送信装置に対応する実施例８の受信装置では、基底帯域においてキャリア周波数ｆc に相当するｕ0 をヌル、すなわち０として式(10)で与えられる。式(10)は、式(6) と同一である。
【数９】
0006414850.tif 000010
【００７７】
式(10)において、Ｍ／２＋１ポイントの信号ｕn （ｎ＝１〜Ｍ／４，ｎ＝Ｎ−Ｍ／４〜Ｎ）を取り出す。
【数１０】
0006414850.tif 000011
【００７８】
これはＳＳＢ信号であり、ｔ0 、ｔM/2 は実数、ｔn （ｎ＝１〜Ｍ／２−１）は複素数となる。この複素共役をｔn*（ｎ＝１〜Ｍ／２−１）とすると、再生されたＤＳＢ信号は次式で与えられる。
【数１１】
0006414850.tif 000012
【００７９】
このＭポイントのＤＳＢ信号を逆離散フーリエ変換すると、式(2) で示したようにｓm とｔn はフーリエ変換対であることから、送信信号であるｓm （ｍ＝０〜Ｍ−１）を得ることができる。
【数１２】
0006414850.tif 000013
【符号の説明】
【００８０】
１１  ディジタル変調器
１２  ＭポイントのＤＦＴ手段
１３  マッピング手段
１４  ＮポイントのＩＤＦＴ手段
１５  サイクリックプレフィックス付加手段
１６  Ｄ／Ａ変換器
１７  直交変調器
１８  パイロットサブキャリア生成手段
２１  直交復調器
２２  Ａ／Ｄ変換器
２３  サイクリックプレフィックス除去手段
２４  ＮポイントのＤＦＴ手段
２５  等化手段
２６  信号変換手段
２７  ＭポイントのＩＤＦＴ手段
１０１  変調器
１０２  ヒルベルト変換器
１０３  直交変調器
１１１  ディジタル変調器
１１２  ＭポイントのＤＦＴ手段
１１３  マッピング手段
１１４  ＮポイントのＩＤＦＴ手段
１１５  サイクリックプレフィックス付加手段
１１６  Ｄ／Ａ変換器
【図１】
0006414850.tif 000014
【図２】
0006414850.tif 000015
【図３】
0006414850.tif 000016
【図４】
0006414850.tif 000017
【図５】
0006414850.tif 000018
【図６】
0006414850.tif 000019
【図７】
0006414850.tif 000020
【図８】
0006414850.tif 000021
【図９】
0006414850.tif 000022
【図１０】
0006414850.tif 000023
【図１１】
0006414850.tif 000024
【図１２】
0006414850.tif 000025
【図１３】
0006414850.tif 000026
【図１４】
0006414850.tif 000027
【図１５】
0006414850.tif 000028
【図１６】
0006414850.tif 000029
【図１７】
0006414850.tif 000030
【図１８】
0006414850.tif 000031