(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
２つのスイッチング素子からなる基準レグおよび別の２つのスイッチング素子からなる位相シフトレグを含むＨブリッジ回路と、前記Ｈブリッジ回路の出力に設けられたトランスの一次巻線と、前記トランスの二次巻線に誘起された電圧に基づいて直流の出力電圧を生成する二次側回路と、前記Ｈブリッジ回路を構成する前記スイッチング素子をスイッチング制御する制御部とを備えた位相シフト型の直流電力変換装置であって、
前記制御部は、
起動時に、前記位相シフトレグを構成する前記スイッチング素子を前記基準レグを構成する前記スイッチング素子に対して遅れ位相でスイッチング制御する遅れ位相モード、または前記位相シフトレグを構成する前記スイッチング素子を前記基準レグを構成する前記スイッチング素子に対して進み位相でスイッチング制御する進み位相モードをランダムに選択するモード選択部と、
前記モード選択部によって選択されたモードに基づいて、前記基準レグおよび位相シフトレグを構成する前記スイッチング素子のそれぞれをスイッチング制御するための駆動電圧を生成する駆動電圧生成部と、
を含むことを特徴とする直流電力変換装置。
【請求項２】
前記制御部は、前記モード選択部によって前記遅れ位相モードが選択された場合は、前記二次側回路の出力情報に基づいて遅れ位相シフト量を決定し、前記モード選択部によって前記進み位相モードが選択された場合は、前記二次側回路の出力情報に基づいて進み位相シフト量を決定するシフト量決定部をさらに含み、
前記駆動電圧生成部は、前記モード選択部によって選択されたモードと、前記シフト量決定部によって決定された前記遅れ位相シフト量または前記進み位相シフト量とに基づいて前記駆動電圧を生成する
ことを特徴とする請求項１に記載の直流電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、Ｈブリッジ回路を構成する位相シフトレグが該Ｈブリッジ回路を構成する基準レグに対して遅れ位相または進み位相で制御される、位相シフト型の直流電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
図４に、従来の代表的な位相シフト型の直流電力変換装置１０を示す。直流電力変換装置１０は、直流電源２０から供給される直流電力を負荷２１が必要とする直流電力に変換するものである。同図に示すように、直流電力変換装置１０は、一次側回路１１、二次側回路１２、電圧検出部１４および制御部１３を備えている。
【０００３】
一次側回路１１は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２からなる基準レグおよびスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４からなる位相シフトレグを含むＨブリッジ回路と、Ｈブリッジ回路の出力に設けられたトランスＴ１の一次巻線Ｌ１と、Ｈブリッジ回路に入力される電圧を安定化させるためのコンデンサＣ１とを含んでいる。二次側回路１２は、トランスＴ１の二次巻線Ｌ２ａ，Ｌ２ｂと、これらに誘起される電圧を整流および平滑するダイオードＤ５ａ，Ｄ５ｂ、インダクタＬ３およびコンデンサＣ２とを含んでいる。電圧検出部１４は、二次側回路１２の出力電圧を検出し、その多寡に関する信号を制御部１３に出力する。また、制御部１３は、電圧検出部１４から出力された信号に基づき、二次側回路１２の出力電圧が負荷２１に供給すべき電圧に一致するようにスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をスイッチング制御する。
【０００４】
制御部１３は、基準レグを構成するスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を逆位相でスイッチング制御する。同様に、制御部１３は、位相シフトレグを構成するスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を逆位相でスイッチング制御する。また、制御部１３は、位相シフトレグを構成するスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を基準レグを構成するスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対して遅れ位相（図５（Ａ），（Ｂ）参照）、または進み位相（図６（Ａ），（Ｂ）参照）でスイッチング制御する。
【０００５】
スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を遅れ位相でスイッチング制御する場合、制御部１３は、遅れ位相シフト量Ｐlagを調整することにより、１スイッチング周期Ｔにおける、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４の双方がオンしている時間の比率、およびスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の双方がオンしている時間の比率を調整する。一方、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を進み位相でスイッチング制御する場合、制御部１３は、進み位相シフト量Ｐleadを調整することにより、１スイッチング周期Ｔにおける、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４の双方がオンしている時間の比率、およびスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の双方がオンしている時間の比率を調整する。これにより、トランスＴ１の一次巻線Ｌ１を流れる電流の量が調整され（図５（Ｇ），図６（Ｇ）参照）、二次側回路１２の出力電圧が調整される。
【０００６】
なお、従来の位相シフト型の直流電力変換装置としては、例えば、特許文献１に記載のものが知られている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特許第４３９３２９６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
上記従来の位相シフト型の直流電力変換装置１０では、図５（Ｃ），（Ｆ）、および図６（Ｃ），（Ｆ）の比較から明らかなように、基準レグを構成するスイッチング素子Ｑ１と位相シフトレグを構成するスイッチング素子Ｑ４とで電流波形が異なる。同様に、直流電力変換装置１０では、図５（Ｄ），（Ｅ）、および図６（Ｄ），（Ｅ）の比較から明らかなように、基準レグを構成するスイッチング素子Ｑ２と位相シフトレグを構成するスイッチング素子Ｑ３とでも電流波形が異なる。このため、直流電力変換装置１０では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２とスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４との間で損失に偏りが生じ、その結果、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のうちの一方に蓄積されていく熱的ストレスが他方よりも大きくなり、一方の劣化が他方よりも早く進行してしまっていた。
【０００９】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであって、その課題とするところは、基準レグおよび位相シフトレグを構成するスイッチング素子に蓄積される熱的ストレスを均等化させることができる直流電力変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記課題を解決するために、本発明に係る直流電力変換装置は、２つのスイッチング素子からなる基準レグおよび別の２つのスイッチング素子からなる位相シフトレグを含むＨブリッジ回路と、Ｈブリッジ回路の出力に設けられたトランスの一次巻線と、トランスの二次巻線に誘起された電圧に基づいて直流の出力電圧を生成する二次側回路と、Ｈブリッジ回路を構成するスイッチング素子をスイッチング制御する制御部とを備え、制御部は、起動時に、位相シフトレグを構成するスイッチング素子を基準レグを構成するスイッチング素子に対して遅れ位相でスイッチング制御する遅れ位相モード、または位相シフトレグを構成するスイッチング素子を基準レグを構成するスイッチング素子に対して進み位相でスイッチング制御する進み位相モードをランダムに選択するモード選択部と、モード選択部によって選択されたモードに基づいて、基準レグおよび位相シフトレグを構成するスイッチング素子のそれぞれをスイッチング制御するための駆動電圧を生成する駆動電圧生成部と、を含むことを特徴とする。
【００１１】
この構成では、起動時にモード選択部が遅れ位相モードまたは進み位相モードをランダムに選択し、選択されたモードにしたがって駆動電圧生成部が駆動電圧を生成する。このため、この構成によれば、損失が大きくなるスイッチング素子を交替させ、スイッチング素子に蓄積される熱的ストレスを均等化することができる。
【００１３】
上記制御部は、モード選択部によって遅れ位相モードが選択された場合は、二次側回路の出力情報に基づいて遅れ位相シフト量を決定し、モード選択部によって進み位相モードが選択された場合は、二次側回路の出力情報に基づいて進み位相シフト量を決定するシフト量決定部をさらに含んでいてもよい。この場合は、駆動電圧生成部が、モード選択部によって選択されたモードと、シフト量決定部によって決定された遅れ位相シフト量または進み位相シフト量とに基づいて駆動電圧を生成することにより、スイッチング素子に蓄積される熱的ストレスを均等化させつつ、二次側回路の出力電圧を負荷に供給すべき電圧に一致させることができる。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、基準レグおよび位相シフトレグを構成するスイッチング素子に蓄積される熱的ストレスを均等化させることができる直流電力変換装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明の実施例に係る直流電力変換装置の回路図である。
【図２】スイッチング素子を駆動するための駆動電圧の波形図であって、（Ａ）は遅れ位相モードが選択された場合の波形図、（Ｂ）は進み位相モードが選択された場合の波形図である。
【図３】二次側回路の変形例を示す回路図である。
【図４】従来の直流電力変換装置の回路図である。
【図５】基準レグを構成するスイッチング素子に対して位相シフトレグを構成するスイッチング素子を遅れ位相でスイッチング制御した場合の動作波形図である。
【図６】基準レグを構成するスイッチング素子に対して位相シフトレグを構成するスイッチング素子を進み位相でスイッチング制御した場合の動作波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下、添付図面を参照しつつ、本発明に係る位相シフト型の直流電力変換装置の実施例について説明する。
【００１７】
図１に、本発明の実施例に係る位相シフト型の直流電力変換装置１を示す。直流電力変換装置１は、直流電源２０から供給される直流電力を負荷２１が必要とする直流電力に変換するものである。同図に示すように、直流電力変換装置１は、一次側回路２、二次側回路３、電圧検出部５および制御部４を備えている。
【００１８】
一次側回路２は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２からなる基準レグ９ａおよびスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４からなる位相シフトレグ９ｂを含むＨブリッジ回路９と、Ｈブリッジ回路９の出力に設けられたトランスＴ１の一次巻線Ｌ１と、Ｈブリッジ回路９に入力される電圧を安定化させるためのコンデンサＣ１とを含んでいる。
【００１９】
基準レグ９ａを構成するスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２、および位相シフトレグ９ｂを構成するスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４は、それぞれ直列に接続されている。本実施例では、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４が、比較的大きな電力を扱うことができるパワーＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）からなる。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、逆方向に接続されたダイオードＤ１〜Ｄ４を内包している。
【００２０】
コンデンサＣ１は、基準レグ９ａおよび位相シフトレグ９ｂに並列に接続されている。また、直流電源２０はコンデンサＣ１に並列に接続される。
【００２１】
トランスＴ１の一次巻線Ｌ１は、一端が基準レグ９ａの出力、すなわちスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の中点に接続されるとともに、他端が位相シフトレグ９ｂの出力、すなわちスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の中点に接続されている。
【００２２】
二次側回路３は、トランスＴ１の二次巻線Ｌ２ａ，Ｌ２ｂと、これらに誘起される電圧を整流および平滑するダイオードＤ５ａ，Ｄ５ｂ、インダクタＬ３およびコンデンサＣ２とを含んでいる。二次側回路３は、コンデンサＣ２の両端から負荷２１に直流電力を供給する。
【００２３】
電圧検出部５は、二次側回路３の出力電圧を検出し、その多寡に関する信号を制御部４に出力する。
【００２４】
制御部４は、主にＭＰＵ（Micro-processing Unit）からなる。制御部４は、上位の制御回路から出力された起動指令を受け付けると、電圧検出部５から出力された信号に基づき、二次側回路３の出力電圧が負荷２１に供給すべき電圧に一致するようにスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をスイッチング制御する。このスイッチング制御には、位相シフトレグ９ｂを構成するスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を基準レグ９ａを構成するスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対して遅れ位相でスイッチング制御する「遅れ位相モード」と、位相シフトレグ９ｂを構成するスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を基準レグ９ａを構成するスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対して進み位相でスイッチング制御する「進み位相モード」の２つのモードがある。
【００２５】
本実施例では、上記制御部４の機能が、モード選択部６、シフト量決定部７および駆動電圧生成部８によって実現されている。
【００２６】
モード選択部６は、前回の起動時に選択したモードが遅れ位相モードなのか進み位相モードなのかを記憶する記憶部（不図示）を有している。モード選択部６は、起動指令を受け付けると、記憶部を参照し、前回の起動時に選択したモードとは異なるモードを選択する。例えば、前回の起動時に選択したモードが進み位相モードである場合、モード選択部６は、遅れ位相モードを選択するとともに、記憶部に記憶された情報を更新する。
【００２７】
モード選択部６によって遅れ位相モードが選択された場合、シフト量決定部７は、電圧検出部５から出力された信号に基づいて遅れ位相シフト量Ｐlagを決定する（図２（Ａ）参照）。出力電圧が負荷２１に供給すべき電圧よりも低い場合、シフト量決定部７は、遅れ位相シフト量Ｐlagを大きくする。これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４の双方がオンしている時間、およびスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の双方がオンしている時間が長くなり、出力電圧が上昇する。一方、出力電圧が負荷２１に供給すべき電圧よりも高い場合、シフト量決定部７は、遅れ位相シフト量Ｐlagを小さくする。これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４の双方がオンしている時間、およびスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の双方がオンしている時間が短くなり、出力電圧が低下する。
【００２８】
また、モード選択部６によって進み位相モードが選択された場合、シフト量決定部７は、電圧検出部５から出力された信号に基づいて進み位相シフト量Ｐleadを決定する（図２（Ｂ）参照）。出力電圧が負荷２１に供給すべき電圧よりも低い場合、シフト量決定部７は、進み位相シフト量Ｐleadを大きくする。これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４の双方がオンしている時間、およびスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の双方がオンしている時間が長くなり、出力電圧が上昇する。一方、出力電圧が負荷２１に供給すべき電圧よりも高い場合、シフト量決定部７は、進み位相シフト量Ｐleadを小さくする。これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４の双方がオンしている時間、およびスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の双方がオンしている時間が短くなり、出力電圧が低下する。
【００２９】
駆動電圧生成部８は、モード選択部６によって選択されたモードと、シフト量決定部７によって決定された遅れ位相シフト量Ｐlagまたは進み位相シフト量Ｐleadとに基づいて、Ｈブリッジ回路９を構成するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のそれぞれをスイッチング制御するための駆動電圧を生成する。
【００３０】
このように、本実施例に係る直流電力変換装置１では、起動毎に遅れ位相モードと進み位相モードとが交互に選択されるので、基準レグ９ａを構成するスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に熱的ストレスが集中したり、反対に、位相シフトレグ９ｂを構成するスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４に熱的ストレスが集中したりすることがない。したがって、本実施例に係る直流電力変換装置１によれば、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に蓄積されていく熱的ストレスを均等化させることができる。
【００３１】
以上、本発明に係る直流電力変換装置の実施例について説明してきたが、本発明の構成は実施例の構成に限定されない。
【００３２】
例えば、モード選択部は、起動指令を受け付けたときに、前回の起動時に選択したモードを参照することなく、遅れ位相モードまたは進み位相モードをランダムに選択してもよい。このようにしても、実施例と同様、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に蓄積されていく熱的ストレスを均等化させることができる。
【００３３】
また、本発明では、トランスの二次巻線に誘起された電圧に基づいて直流の出力電圧を生成する限りにおいて、二次側回路の構成は特に限定されない。二次側回路の変形例としては、例えば、二次巻線Ｌ４ａ，Ｌ４ｂ、ダイオードＤ６ａ，Ｄ６ｂ、インダクタＬ３およびコンデンサＣ２からなる二次側回路３Ａ、二次巻線Ｌ５、ダイオードＤ７ａ，Ｄ７ｂ，Ｄ７ｃ，Ｄ７ｄ、インダクタＬ３およびコンデンサＣ２からなる二次側回路３Ｂ、二次巻線Ｌ６ａ，Ｌ６ｂ、スイッチング素子Ｑ５ａ，Ｑ５ｂ、インダクタＬ３およびコンデンサＣ２からなる二次側回路３Ｃ等がある（図３参照）。二次側回路３Ｃのスイッチング素子Ｑ５ａ，Ｑ５ｂは、ブリッジ回路９を構成するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４と同期的にスイッチング制御される。
【００３４】
また、実施例では、シフト量決定部は二次側回路の出力電圧の多寡に基づいて位相シフト量を決定しているが、出力電流をフィードバックして定電流制御する直流電力変換装置においては、シフト量決定部は二次側回路の出力電流の多寡に基づいて位相シフト量を決定してもよい。すなわち、本発明では、シフト量決定部によって参照される二次側回路の出力情報は特に限定されない。
【符号の説明】
【００３５】
１    直流電力変換装置
２    一次側回路
３    二次側回路
４    制御部
５    電圧検出部
６    モード選択部
７    シフト量決定部
８    駆動電圧生成部
９    ブリッジ回路
９ａ    基準レグ
９ｂ    位相シフトレグ
２０    直流電源
２１    負荷
Ｑ１〜Ｑ４    スイッチング素子
【図１】
0006414892.tif 000002
【図２】
0006414892.tif 000003
【図３】
0006414892.tif 000004
【図４】
0006414892.tif 000005
【図５】
0006414892.tif 000006
【図６】
0006414892.tif 000007