(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１相の上アームおよび下アームをそれぞれ構成する第１および第２のパワートランジスタと、
第２相の上アームおよび下アームをそれぞれ構成する第３および第４のパワートランジスタと、
前記第１乃至第４のパワートランジスタにそれぞれ逆並列に接続された第１乃至第４のダイオードと、
前記第１乃至第４のパワートランジスタに流れる電流をそれぞれ測定する第１乃至第４の電流測定回路と、
前記第１乃至第４のパワートランジスタをそれぞれ駆動するための駆動電圧を出力する第１乃至第４のゲート駆動回路と、
前記第１乃至第４の電流測定回路でそれぞれ測定された電流値に基づいて前記第１乃至第４のゲート駆動回路をそれぞれ制御する制御回路と、
第１の端子が前記第１相の出力ノードに接続され、第２の端子が前記第２相の出力ノードに接続された負荷回路と、を備え、
前記第１乃至第４のパワートランジスタは各々、メインエミッタ又はメインソースと、当該メインエミッタ又はメインソースに流れる電流に対応した電流が流れるセンスエミッタ又はセンスソースとを備え、
前記第１乃至第４の電流測定回路は各々、前記第１乃至第４のパワートランジスタが備える前記センスエミッタ又はセンスソースに流れる電流を用いて前記第１乃至第４のパワートランジスタに流れる電流をそれぞれ測定し、
前記制御回路は、前記第１乃至第４の電流測定回路の出力値を用いて前記負荷回路に流れる電流値を求め、
前記第１乃至第４の電流測定回路は各々、
第１の入力端子が前記センスエミッタ又はセンスソースに接続され、第２の入力端子が前記メインエミッタ又はメインソースに接続された演算増幅器と、
一端が前記センスエミッタ又はセンスソースに接続され、他端が第１のノードに接続された抵抗素子と、
前記第１のノードと低電位側の電源との間に設けられ、ベース又はゲートに前記演算増幅器の出力が供給される調整用トランジスタと、を備え、
前記演算増幅器は、前記メインエミッタ又はメインソースの電圧と前記センスエミッタ又はセンスソースの電圧とが略同一となるように、前記調整用トランジスタに流れる電流を調整する、
電力制御回路。
【請求項２】
前記制御回路は、前記第１乃至第４の電流測定回路の出力値のうちの最大値を前記負荷回路に流れる電流値とする、請求項１に記載の電力制御回路。
【請求項３】
前記制御回路は、
前記第１の電流測定回路および前記第４の電流測定回路で電流が検出された場合、前記負荷回路の前記第１の端子から前記第２の端子に向かって電流が流れていると判断し、
前記第２の電流測定回路および前記第３の電流測定回路で電流が検出された場合、前記負荷回路の前記第２の端子から前記第１の端子に向かって電流が流れていると判断する、
請求項１に記載の電力制御回路。
【請求項４】
前記調整用トランジスタは、前記電流測定回路を構成する半導体チップの外に設けられている、請求項１に記載の電力制御回路。
【請求項５】
前記制御回路は、前記第１乃至第４の電流測定回路でそれぞれ測定された電流値に応じて、前記第１乃至第４のパワートランジスタに供給される駆動電圧のパルス幅、デューティー比、およびパルス密度の少なくとも１つを制御する、請求項１に記載の電力制御回路。
【請求項６】
前記制御回路は、
前記第１乃至第４の電流測定回路でそれぞれ測定された電流値の最大値が電流指令値よりも小さい場合、前記第１および第３のパワートランジスタがオン状態となっている期間を長くし、前記第２および第４のパワートランジスタがオン状態となっている期間を短くし、
前記第１乃至第４の電流測定回路でそれぞれ測定された電流値の最大値が電流指令値よりも大きい場合、前記第１および第３のパワートランジスタがオン状態となっている期間を短くし、前記第２および第４のパワートランジスタがオン状態となっている期間を長くする、
請求項５に記載の電力制御回路。
【請求項７】
前記制御回路は、前記第１乃至第４の電流測定回路の全てで電流が検出されない場合、前記負荷回路のインダクタンス、前記負荷回路に与えられている電圧、及び前記第１乃至第４の電流測定回路で測定された過去の電流値を用いて前記負荷回路に流れている電流値を推定する、請求項１に記載の電力制御回路。
【請求項８】
第１相の上アームおよび下アームをそれぞれ構成する第１および第２のパワートランジスタと、
第２相の上アームおよび下アームをそれぞれ構成する第３および第４のパワートランジスタと、
第３相の上アームおよび下アームをそれぞれ構成する第５および第６のパワートランジスタと、
前記第１乃至第６のパワートランジスタにそれぞれ逆並列に接続された第１乃至第６のダイオードと、
前記第１乃至第６のパワートランジスタに流れる電流をそれぞれ測定する第１乃至第６の電流測定回路と、
前記第１乃至第６のパワートランジスタをそれぞれ駆動するための駆動電圧を出力する第１乃至第６のゲート駆動回路と、
前記第１乃至第６の電流測定回路でそれぞれ測定された電流値に基づいて前記第１乃至第６のゲート駆動回路をそれぞれ制御する制御回路と、
第１の端子が前記第１相の出力ノードに接続され、第２の端子が前記第２相の出力ノードに接続され、第３の端子が前記第３相の出力ノードに接続された負荷回路と、を備え、
前記第１乃至第６のパワートランジスタは各々、メインエミッタ又はメインソースと、当該メインエミッタ又はメインソースに流れる電流に対応した電流が流れるセンスエミッタ又はセンスソースとを備え、
前記第１乃至第６の電流測定回路は各々、前記第１乃至第６のパワートランジスタが備える前記センスエミッタ又はセンスソースに流れる電流を用いて前記第１乃至第６のパワートランジスタに流れる電流をそれぞれ測定し、
前記制御回路は、前記第１乃至第６の電流測定回路の出力値を用いて前記負荷回路に流れる電流値を求め、
前記第１乃至第６の電流測定回路は各々、
第１の入力端子が前記センスエミッタ又はセンスソースに接続され、第２の入力端子が前記メインエミッタ又はメインソースに接続された演算増幅器と、
一端が前記センスエミッタ又はセンスソースに接続され、他端が第１のノードに接続された抵抗素子と、
前記第１のノードと低電位側の電源との間に設けられ、ベース又はゲートに前記演算増幅器の出力が供給される調整用トランジスタと、を備え、
前記演算増幅器は、前記メインエミッタ又はメインソースの電圧と前記センスエミッタ又はセンスソースの電圧とが略同一となるように、前記調整用トランジスタに流れる電流を調整する、
電力制御回路。
【請求項９】
前記制御回路は、
前記第１および第２の電流測定回路の出力値のうち大きい方の値を前記負荷回路の前記第１の端子に流れる電流値とし、
前記第３および第４の電流測定回路の出力値のうち大きい方の値を前記負荷回路の前記第２の端子に流れる電流値とし、
前記第５および第６の電流測定回路の出力値のうち大きい方の値を前記負荷回路の前記第３の端子に流れる電流値とする、
請求項８に記載の電力制御回路。
【請求項１０】
前記制御回路は、
前記第１および第２のパワートランジスタのうちオン状態の指令を出しているほうのパワートランジスタの電流測定回路の出力値を前記負荷回路の前記第１の端子に流れる電流値とし、
前記第３および第４のパワートランジスタのうちオン状態の指令を出しているほうのパワートランジスタの電流測定回路の出力値を前記負荷回路の前記第２の端子に流れる電流値とし、
前記第５および第６のパワートランジスタのうちオン状態の指令を出しているほうのパワートランジスタの電流測定回路の出力値を前記負荷回路の前記第３の端子に流れる電流値とする、
請求項８に記載の電力制御回路。
【請求項１１】
前記制御回路は、前記第１および第２の電流測定回路の出力値が共にゼロである場合、前記第３または第４の電流測定回路で測定された電流値と前記第５または第６の電流測定回路で測定された電流値との和を用いて、前記負荷回路の前記第１の端子に流れる電流値を推定する、請求項８に記載の電力制御回路。
【請求項１２】
前記制御回路は、前記第１および第２の電流測定回路の出力値が共にゼロであり、且つ、前記第３および第４の電流測定回路の出力値が共にゼロである場合、前記第５または第６の電流測定回路で測定された電流値、前記第１乃至第６の電流測定回路で測定された過去の電流値、前記負荷回路に印加している電圧値、及び前記負荷回路の伝達特性を用いて、前記負荷回路の前記第１および第２の端子に流れる電流値を推定する、請求項８に記載の電力制御回路。
【請求項１３】
前記制御回路は、前記第１及び第２の電流測定回路の出力値が共にゼロであり、前記第３又は第４の電流測定回路の出力値および前記第５又は第６の電流測定回路の出力値がゼロよりも大きい場合、前記第３又は第４の電流測定回路の出力値と前記第５又は第６の電流測定回路の出力値との和を用いて前記第１の端子に流れる電流値を推定する、請求項８に記載の電力制御回路。
【請求項１４】
前記調整用トランジスタは、前記電流測定回路を構成する半導体チップの外に設けられている、請求項８に記載の電力制御回路。
【請求項１５】
前記制御回路は、前記第１乃至第６の電流測定回路でそれぞれ測定された電流値に応じて、前記第１乃至第６のパワートランジスタに供給される駆動電圧のパルス幅、デューティー比、およびパルス密度の少なくとも１つを制御する、請求項８に記載の電力制御回路。
【請求項１６】
前記制御回路は、
前記第１乃至第６の電流測定回路でそれぞれ測定された電流値が電流指令値よりも小さい場合、前記第１、第３、及び第５のパワートランジスタがオン状態となっている期間を長くし、前記第２、第４、及び第６のパワートランジスタがオン状態となっている期間を短くし、
前記第１乃至第６の電流測定回路でそれぞれ測定された電流値が電流指令値よりも大きい場合、前記第１、第３、及び第５のパワートランジスタがオン状態となっている期間を短くし、前記第２、第４、及び第６のパワートランジスタがオン状態となっている期間を長くする、
請求項１５に記載の電力制御回路。
【請求項１７】
第１相の上アームおよび下アームをそれぞれ構成する第１および第２のパワートランジスタと、
第２相の上アームおよび下アームをそれぞれ構成する第３および第４のパワートランジスタと、
第３相の上アームおよび下アームをそれぞれ構成する第５および第６のパワートランジスタと、
前記第１乃至第６のパワートランジスタにそれぞれ逆並列に接続された第１乃至第６のダイオードと、
前記第１乃至第６のパワートランジスタに流れる電流をそれぞれ測定する第１乃至第６の電流測定回路と、
前記第１乃至第６のパワートランジスタをそれぞれ駆動するための駆動電圧を出力する第１乃至第６のゲート駆動回路と、
前記第１乃至第６の電流測定回路でそれぞれ測定された電流値に基づいて前記第１乃至第６のゲート駆動回路をそれぞれ制御する制御回路と、
第１の端子が前記第１相の出力ノードに接続され、第２の端子が前記第２相の出力ノードに接続され、第３の端子が前記第３相の出力ノードに接続された負荷回路と、を備え、
前記第１乃至第６のパワートランジスタは各々、メインエミッタ又はメインソースと、当該メインエミッタ又はメインソースに流れる電流に対応した電流が流れるセンスエミッタ又はセンスソースとを備え、
前記第１乃至第６の電流測定回路は各々、前記第１乃至第６のパワートランジスタが備える前記センスエミッタ又はセンスソースに流れる電流を用いて前記第１乃至第６のパワートランジスタに流れる電流をそれぞれ測定し、
前記制御回路は、前記第１乃至第６の電流測定回路の出力値を用いて前記負荷回路に流れる電流値を求め、
前記制御回路は、前記第１および第２の電流測定回路の出力値が共にゼロであり、且つ、前記第３および第４の電流測定回路の出力値が共にゼロである場合、前記第５または第６の電流測定回路で測定された電流値、前記第１乃至第６の電流測定回路で測定された過去の電流値、前記負荷回路に印加している電圧値、及び前記負荷回路の伝達特性を用いて、前記負荷回路の前記第１および第２の端子に流れる電流値を推定する、電力制御回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電力制御回路に関し、例えばパワートランジスタに流れる電流を測定する電流測定回路を備えた電力制御回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、大電流を必要とする負荷に電流を流す素子としてパワートランジスタが広く用いられている。パワートランジスタには、例えばバイポーラトランジスタを用いた素子やＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）を用いた素子が用いられている。この中でも、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ：Insulated Gate Bipolar Transistor）が広く用いられている。
【０００３】
例えば、パワートランジスタを用いたインバータ回路やバッテリ充電器などでは、負荷に流れる電流を測定し、この測定された電流値を用いてパワートランジスタをフィードバック制御している。例えば、インバータ回路を用いてモータを駆動する場合は、モータの発生するトルクが電流に比例するので、所望のトルクを得るためにモータ（コイル）に流れる電流をフィードバック制御している。また、バッテリ充電器では、バッテリに定格以上の電流が流れないように、バッテリに流れる電流をフィードバック制御している。
【０００４】
この電流の検出には主に、シャント抵抗、電流トランス、ホール素子、磁気抵抗素子などが用いられる。シャント抵抗を用いる場合は、負荷電流が流れる経路に抵抗を挿入し、抵抗の両端の電圧を測定する。シャント抵抗を用いた電流測定は低コストで実現できるが、抵抗のジュール損失による発熱が発生するため、家電機器などの消費電流が比較的小さいアプリケーションに用いられる。
【０００５】
産業機器や電気自動車、ハイブリッド自動車など、比較的大きな電流を流すアプリケーションでは、電流トランス、ホール素子、磁気抵抗素子が用いられる。電流トランスは、負荷電流が流れる経路に挿入された１次側コイルと、１次側コイルと磁気的に結合した２次側コイルを有し、２次側コイルに発生する電圧を読み取る方式である。ホール素子は負荷電流が発生する磁場中に負荷電流とは別の電流を流すことによって発生する電圧を読み取る方式である。磁気抵抗素子は、負荷電流が発生する磁場によって抵抗値が変化する素子を配置し、その抵抗に電流を流した際に生じる電圧を読み取る方式である。
【０００６】
また、特許文献１には、負荷に流れる電流をホール素子を用いて測定し、当該測定された電流値を用いて負荷に流れる電流をフィードバック制御する技術が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００４−７２８０７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
背景技術で説明したように、パワートランジスタを用いた電子機器では、負荷に流れる電流を測定し、この測定された電流値を用いてパワートランジスタをフィードバック制御している。例えば、産業機器や電気自動車、ハイブリッド自動車など、比較的大きな電流を流すアプリケーションでは、このような電流の測定に、電流トランス、ホール素子、磁気抵抗素子などを備えた電流測定回路が用いられる。しかしながら、電流トランス、ホール素子、磁気抵抗素子などを用いた電流測定回路では、電流測定回路を構成するためのコストが高くなるという問題がある。
【０００９】
その他の課題と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
一実施の形態にかかる電力制御回路は、複数のパワートランジスタを用いて構成されたＨブリッジ回路または３相インバータ回路を備える。各々のパワートランジスタには、パワートランジスタに流れる電流を測定する電流測定回路が設けられている。各々のパワートランジスタは、メインエミッタと、当該メインエミッタに流れる電流に対応した電流が流れるセンスエミッタとを備える。各々の電流測定回路は、それぞれのパワートランジスタが備えるセンスエミッタに流れる電流を用いて各々のパワートランジスタに流れる電流を測定する。制御回路は、各々の電流測定回路の出力値を用いて負荷回路に流れる電流値を求める。
【発明の効果】
【００１１】
前記一実施の形態によれば、安価な電流測定回路を備えた電力制御回路を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】実施の形態１にかかる電力制御回路を示す回路図である。
【図２】実施の形態１にかかる電力制御回路が備える電流測定回路を示す回路図である。
【図３】実施の形態１にかかる電力制御回路が備えるパワートランジスタの他の構成例を示す回路図である。
【図４Ａ】実施の形態１にかかる電力制御回路の動作を説明するための図である。
【図４Ｂ】実施の形態１にかかる電力制御回路の動作を説明するための図である。
【図４Ｃ】実施の形態１にかかる電力制御回路の動作を説明するための図である。
【図４Ｄ】実施の形態１にかかる電力制御回路の動作を説明するための図である。
【図５】実施の形態２にかかる電力制御回路を示す回路図である。
【図６】実施の形態２にかかる電力制御回路の動作を説明するための図である。
【図７】実施の形態２にかかる電力制御回路の駆動信号を示すタイミングチャートである。
【図８】実施の形態２にかかる電力制御回路の負荷回路に発生する合成ベクトルを説明するための図である。
【図９】実施の形態２にかかる電力制御回路の動作を説明するための図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、実施の形態にかかる電力制御回路について説明する。実施の形態１では、電力制御回路をＨブリッジ回路に適用した場合について説明する。実施の形態２では、電力制御回路を３相インバータ回路に適用した場合について説明する。
【００１４】
＜実施の形態１＞
以下、図面を参照して実施の形態１について説明する。図１は、本実施の形態にかかる電力制御回路を示す回路図である。図１に示すように、本実施の形態にかかる電力制御回路１は、Ｈブリッジ回路１１、制御回路１２、電流測定回路ＣＭ１１、ＣＭ１２、ＣＭ２１、ＣＭ２２、ゲート駆動回路ＧＤ１１、ＧＤ１２、ＧＤ２１、ＧＤ２２、及び負荷回路Ｌを備える。
【００１５】
Ｈブリッジ回路１１は、インダクタで構成された負荷回路Ｌを駆動する。Ｈブリッジ回路１１は、パワートランジスタＱＵＨ、ＱＵＬ、ＱＶＨ、ＱＶＬおよびダイオードＤ１１、Ｄ１２、Ｄ２１、Ｄ２２を備える。パワートランジスタＱＵＨ（第１のパワートランジスタ）は、コレクタが高電位側の電源Ｖｃｃに接続され、エミッタがノードＮ１に接続されており、Ｕ相（第１相）の上アーム（ハイサイド）を構成する。パワートランジスタＱＵＬ（第２のパワートランジスタ）は、コレクタがノードＮ１に接続され、エミッタが低電位側の電源Ｖｓｓに接続されており、Ｕ相の下アーム（ローサイド）を構成する。パワートランジスタＱＶＨ（第３のパワートランジスタ）は、コレクタが高電位側の電源Ｖｃｃに接続され、エミッタがノードＮ２に接続されており、Ｖ相（第２相）の上アームを構成する。パワートランジスタＱＶＬ（第４のパワートランジスタ）は、コレクタがノードＮ２に接続され、エミッタが低電位側の電源Ｖｓｓに接続されており、Ｖ相の下アームを構成する。負荷回路Ｌの第１および第２の端子はそれぞれ、ノード（出力ノード）Ｎ１、Ｎ２に接続されている。
【００１６】
ダイオードＤ１１は、パワートランジスタＱＵＨと逆並列に接続されている。ダイオードＤ１２は、パワートランジスタＱＵＬと逆並列に接続されている。ダイオードＤ２１は、パワートランジスタＱＶＨと逆並列に接続されている。ダイオードＤ２２は、パワートランジスタＱＶＬと逆並列に接続されている。
【００１７】
電流測定回路ＣＭ１１、ＣＭ１２、ＣＭ２１、ＣＭ２２はそれぞれ、パワートランジスタＱＵＨ、ＱＵＬ、ＱＶＨ、ＱＶＬに流れる電流を測定する。電流測定回路ＣＭ１１、ＣＭ１２、ＣＭ２１、ＣＭ２２で測定された電流値に関する電流値情報ＦＢ１１、ＦＢ１２、ＦＢ２１、ＦＢ２２はそれぞれ、制御回路１２に供給される。
【００１８】
制御回路１２は、各々の電流測定回路ＣＭ１１、ＣＭ１２、ＣＭ２１、ＣＭ２２から供給された電流値情報ＦＢ１１、ＦＢ１２、ＦＢ２１、ＦＢ２２に基づいて、各々のゲート駆動回路ＧＤ１１、ＧＤ１２、ＧＤ２１、ＧＤ２２を制御する。制御回路１２は、各々のゲート駆動回路ＧＤ１１、ＧＤ１２、ＧＤ２１、ＧＤ２２を制御するための制御信号Ｃｔｒ１１、Ｃｔｒ１２、Ｃｔｒ２１、Ｃｔｒ２２を、各々のゲート駆動回路ＧＤ１１、ＧＤ１２、ＧＤ２１、ＧＤ２２に出力する。
【００１９】
ゲート駆動回路ＧＤ１１、ＧＤ１２、ＧＤ２１、ＧＤ２２はそれぞれ、パワートランジスタＱＵＨ、ＱＵＬ、ＱＶＨ、ＱＶＬのゲートに接続されており、制御信号Ｃｔｒ１１、Ｃｔｒ１２、Ｃｔｒ２１、Ｃｔｒ２２に応じてパワートランジスタＱＵＨ、ＱＵＬ、ＱＶＨ、ＱＶＬを駆動するための駆動電圧を出力する。
【００２０】
図２は、本実施の形態にかかる電力制御回路１が備える電流測定回路ＣＭ１１を示す回路図である（なお、他の電流測定回路ＣＭ１２、ＣＭ２１、ＣＭ２２についても同様である）。図２に示すように、電流測定回路ＣＭ１１は、補償回路１６、信号変換回路１７、及びアイソレータ１８を備える。電流測定回路ＣＭ１１は、パワートランジスタＱＵＨのエミッタに流れる電流を測定する。補償回路１６は、シャント抵抗Ｒｓ、調整用トランジスタＴｒ１、及びオペアンプＡＭＰ１、ＡＭＰ２を備える。
【００２１】
パワートランジスタＱＵＨは、メインエミッタＭＥと、当該メインエミッタＭＥに流れる電流に対応した電流が流れるセンスエミッタＳＥとを備える。例えば、パワートランジスタＱＵＨは、複数のトランジスタ素子を並列に接続することで構成されており、この複数のトランジスタ素子のエミッタをメインエミッタＭＥとセンスエミッタＳＥとに分割している。電流測定回路ＣＭ１１は、パワートランジスタＱＵＨのセンスエミッタＳＥに流れる電流を測定することで、パワートランジスタＱＵＨのメインエミッタＭＥに流れる電流を推定することができる。ここで、メインエミッタＭＥを構成するエミッタの数とセンスエミッタＳＥを構成するエミッタの数の比は、センス比に対応している。例えば、センス比は１０００：１程度とすることができる。
【００２２】
パワートランジスタＱＵＨのメインエミッタＭＥは補償回路１６が備えるオペアンプＡＭＰ１（演算増幅器）の反転入力端子（第２の入力端子）に接続されている。パワートランジスタＱＵＨのセンスエミッタＳＥは、オペアンプＡＭＰ１の非反転入力端子（第１の入力端子）に接続されている。シャント抵抗Ｒｓ（抵抗素子）は、一端がセンスエミッタＳＥに接続され、他端がノードＮ１１に接続されている。
【００２３】
ノードＮ１１と低電位側の電源Ｖｓｓとの間には調整用トランジスタＴｒ１が設けられている。つまり、調整用トランジスタＴｒ１のコレクタはノードＮ１１に接続されており、エミッタは電源Ｖｓｓに接続されており、ベースにはオペアンプＡＭＰ１の出力ＣＧが供給される。なお、調整用トランジスタＴｒ１はＭＯＳＦＥＴを用いて構成してもよい。ＭＯＳＦＥＴを用いる場合、調整用トランジスタＴｒ１のドレインをノードＮ１１に接続し、ソースを電源Ｖｓｓに接続し、ゲートにはオペアンプＡＭＰ１の出力ＣＧを供給する。以下では、一例として、ＭＯＳＦＥＴを用いて調整用トランジスタＴｒ１を構成した場合について説明する。
【００２４】
補償回路１６は、センスエミッタＳＥの電圧をメインエミッタＭＥの電圧と略同一に保つように、シャント抵抗Ｒｓの一端の電圧（つまり、センスエミッタＳＥの電圧）を、オペアンプＡＭＰ１を用いてフィードバック制御している。つまり、オペアンプＡＭＰ１は、メインエミッタＭＥの電圧とセンスエミッタＳＥの電圧とが略同一となるように、調整用トランジスタＴｒ１に流れる電流を調整する。
【００２５】
例えば、センスエミッタＳＥの電圧がメインエミッタＭＥの電圧よりも高い場合、オペアンプＡＭＰ１の出力電圧ＣＧが上がり、調整用トランジスタＴｒ１のゲート電圧が上昇する。これにより、調整用トランジスタＴｒ１に流れる電流が増加し、センスエミッタＳＥの電圧が低下する。逆に、メインエミッタＭＥの電圧がセンスエミッタＳＥの電圧よりも高ければ、オペアンプＡＭＰ１の出力電圧ＣＧが下がり、調整用トランジスタＴｒ１のゲート電圧が低下する。これにより、調整用トランジスタＴｒ１に流れる電流が減少し、センスエミッタＳＥの電圧が上昇する。そして、オペアンプＡＭＰ１の非反転入力端子の入力電圧と反転入力端子の入力電圧（つまり、センスエミッタＳＥの電圧とメインエミッタＭＥの電圧）が等しくなったところで釣り合う。
【００２６】
このようにオペアンプＡＭＰ１を設けることで、センスエミッタＳＥの電圧をメインエミッタＭＥの電圧と略同一に保つことができるので、パワートランジスタＱＵＨのメインエミッタＭＥとセンスエミッタＳＥのバイアス条件をそろえることができる。よって、温度、ゲート電圧、コレクタ電圧に関係なく、パワートランジスタＱＵＨのセンス比（メインエミッタＭＥに流れる電流とセンスエミッタＳＥに流れる電流の比）を一定に保つことができる。これにより、センスエミッタＳＥにはパワートランジスタＱＵＨのメインエミッタＭＥに流れる電流に比例した電流が流れる。よって、シャント抵抗Ｒｓによる電圧降下により、ノードＮ１１にはパワートランジスタＱＵＨのメインエミッタＭＥに流れる電流に比例した電圧があらわれる。パワートランジスタＱＵＨのメインエミッタＭＥに流れる電流をＩＣＥ、センスエミッタＳＥに流れる電流をＩＣＳＥ、センス比をγ、ノードＮ１１の電圧をＶＳＣとすると、ＶＳＣ＝−Ｒｓ・ＩＣＳＥ＝−Ｒｓ・γ・ＩＣＥとなる。つまり、パワートランジスタＱＵＨのメインエミッタＭＥに流れる電流が大きくなるほどノードＮ１１の電圧は下がる。
【００２７】
このとき、オペアンプＡＭＰ１の低電位側の電源電圧Ｖｓｓおよび調整用トランジスタＴｒ１のソースと接続されている低電位側の電源電圧Ｖｓｓが、パワートランジスタＱＵＨのメインエミッタＭＥの電圧よりも低くなるように構成する。
【００２８】
特に本実施の形態では、オペアンプＡＭＰ１の低電位側の電源電圧Ｖｓｓを負電圧とすることが好ましい。つまり、オペアンプＡＭＰ１の反転入力端子を接地電位（ＧＮＤ）に接続し、調整用トランジスタＴｒ１のソースを負電位に接続する。この場合、オペアンプＡＭＰ１の非反転入力端子は仮想接地として働くので、センスエミッタＳＥの電圧は、メインエミッタＭＥの電圧と同電位に収束する。
【００２９】
すなわち、シャント抵抗Ｒｓに電流を流しながらセンスエミッタＳＥの電圧をメインエミッタＭＥの電圧と同電圧に保たなければならないが、メインエミッタＭＥは通常、ゲートドライバ回路のＧＮＤに接続されるので、シャント抵抗Ｒｓの他端（ノードＮ１１）にはセンスエミッタＳＥよりも低い負電圧を与える必要がある。このため、オペアンプＡＭＰ１の低電位側の電源Ｖｓｓや調整用トランジスタＴｒ１のソースは負電源に接続する。
【００３０】
オペアンプＡＭＰ２は、ノードＮ１１の電圧を増幅し、増幅後の信号を信号変換回路１７に出力する。ここで、センスエミッタＳＥに流れる電流は、ノードＮ１１の電圧と対応している。
【００３１】
例えば、オペアンプＡＭＰ２の反転入力端子とノードＮ１１とを抵抗Ｒ１１を介して接続し、非反転入力端子を接地電位に接続する。また、オペアンプＡＭＰ２の出力端子と反転入力端子とを抵抗Ｒ１２を用いて接続する。このような構成とすることで、オペアンプＡＭＰ２は、ノードＮ１１の電圧に対応した電圧を出力する。
【００３２】
信号変換回路１７は、オペアンプＡＭＰ２から出力された信号（アナログ信号）をデジタル信号に変換する。例えば、信号変換回路１７は、ＡＤコンバータ、ΔΣ変調器、パルス幅変調器（ＰＷＭ）等を用いて構成することができる。アイソレータ１８は、信号を伝達する際に、電気的な絶縁や信号のレベル変換を行うための回路である。なお、電流測定回路ＣＭ１１は、ゲート駆動回路ＧＤ１１を構成するＩＣの内部に組み込まれていてもよい。
【００３３】
このように、図２に示した電流測定回路ＣＭ１１が備える補償回路１６では、オペアンプＡＭＰ１の反転入力端子にパワートランジスタＱＵＨのメインエミッタＭＥを接続し、非反転入力端子にパワートランジスタＱＵＨのセンスエミッタＳＥを接続している。また、ノードＮ１１と低電位側の電源Ｖｓｓとの間に調整用トランジスタＴｒ１を設けている。そして、調整用トランジスタＴｒ１のゲートにオペアンプＡＭＰ１の出力を供給し、調整用トランジスタＴｒ１に流れる電流を調整することで、メインエミッタＭＥの電圧とセンスエミッタＳＥの電圧とが略同一となるようにしている。よって、電流測定回路ＣＭ１１の測定精度を向上させることができる。
【００３４】
このとき、センスエミッタＳＥに流れる電流が大きくなると、調整用トランジスタＴｒ１に流れる電流が大きくなり、調整用トランジスタＴｒ１の発熱量が増加する。この点を考慮して、本実施の形態では、調整用トランジスタＴｒ１を電流測定回路ＣＭ１１を構成する半導体チップの外に設けるようにしてもよい。このように、調整用トランジスタＴｒ１を電流測定回路ＣＭ１１を構成する半導体チップの外に設けることで、調整用トランジスタＴｒ１の発熱量が増加した場合であっても、調整用トランジスタＴｒ１の発熱が他の回路に影響を及ぼすことを抑制することができる。
【００３５】
図３は、パワートランジスタの他の構成例を示す回路図である。図１に示したパワートランジスタＱＵＨ、ＱＵＬ、ＱＶＨ、ＱＶＬでは、複数のトランジスタ素子を並列に接続して構成したパワートランジスタを用いた場合について説明した。しかし、本実施の形態では、図３のパワートランジスタ１３_１に示すように、パワートランジスタＴｒ１１とセンストランジスタＴｒ１２とを用いてパワートランジスタ１３_１を構成してもよい。つまり、パワートランジスタ１３_１は、パワートランジスタＴｒ１１とセンストランジスタＴｒ１２とを備える。センストランジスタＴｒ１２のゲートはパワートランジスタＴｒ１１のゲートに接続されており、センストランジスタＴｒ１２のドレインはパワートランジスタＴｒ１１のドレインに接続されている。換言すると、センストランジスタＴｒ１２はパワートランジスタＴｒ１１と並列に接続されている。この場合、パワートランジスタＴｒ１１のエミッタがメインエミッタＭＥとなり、センストランジスタＴｒ１２のエミッタがセンスエミッタＳＥとなる。
【００３６】
また、図３のパワートランジスタ１３_２に示すように、本実施の形態では、ＭＯＳＦＥＴを用いてパワートランジスタを構成してもよい。つまり、パワートランジスタ１３_２は、パワーＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ１３）とセンスＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ１４）とを備える。センスＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ１４）のゲートはパワーＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ１３）のゲートに接続されており、センスＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ１４）のドレインはパワーＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ１３）のドレインに接続されている。換言すると、センスＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ１４）はパワーＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ１３）と並列に接続されている。この場合、パワーＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ１３）のソースがメインソースＭＳとなり、センスＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ１４）のソースがセンスソースＳＳとなる。
【００３７】
また、パワートランジスタ１３_２では、パワーＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ１３）とセンスＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ１４）を別々のＭＯＳＦＥＴを用いて構成した場合を示した。しかし、本実施の形態では、図３のパワートランジスタ１３_３に示すように、パワーＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ１５）を構成する複数のトランジスタ素子の一部のソースを、センスソースＳＳとして用いてもよい。つまり、パワーＭＯＳＦＥＴ（Ｔｒ１５）は、複数のトランジスタ素子を並列に接続して構成しているが、この複数のトランジスタ素子のソースをメインソースＳとセンスソースＳＳとに分割してもよい。この場合、センスソースＳＳを構成するソースの数は、メインソースＳを構成するソースの数よりも少ない。メインソースＳを構成するソースの数とセンスソースＳＳを構成するソースの数の比は、センス比に対応している。
【００３８】
上記で説明したように、本実施の形態では、トランジスタとしてＭＯＳＦＥＴも使用することができる。本明細書では、トランジスタの各端子を「ベース又はゲート」、「コレクタ又はドレイン」、「エミッタ又はソース」のように表現する場合もある。
【００３９】
次に、図４Ａ〜図４Ｄを用いて、本実施の形態にかかる電力制御回路１の動作について説明する。図４Ａに示すように、パワートランジスタＱＵＨ、ＱＶＬのゲートにハイレベルの駆動電圧が供給されると、パワートランジスタＱＵＨ、ＱＶＬはオン状態となる。また、パワートランジスタＱＵＬ、ＱＶＨのゲートにロウレベルの駆動電圧が供給されると、パワートランジスタＱＵＬ、ＱＶＨはオフ状態となる。このとき、負荷回路Ｌの第１の端子（ノードＮ１に接続されている端子であり、以下、第１の端子Ｎ１とも記載する）から第２の端子（ノードＮ２に接続されている端子であり、以下、第２の端子Ｎ２とも記載する）の方向に電流が流れる。
【００４０】
例えば、負荷回路Ｌの第１の端子Ｎ１から第２の端子Ｎ２の方向に５０Ａの電流が流れているとする。この場合、各々のパワートランジスタＱＵＨ、ＱＶＬに接続された電流測定回路ＣＭ１１、ＣＭ２２は、パワートランジスタＱＵＨ、ＱＶＬのそれぞれのセンスエミッタＳＥから供給される電流を用いて、メインエミッタＭＥに流れる電流がそれぞれ５０Ａであると推定することができる。電流測定回路ＣＭ１１、ＣＭ２２の測定結果は制御回路１２にフィードバックされる。これにより、制御回路１２は負荷回路Ｌに流れる電流を把握することができる。
【００４１】
ここで、負荷回路Ｌの端子に流れ込む方向の電流を正、負荷回路Ｌの端子から流れ出る方向の電流を負とすると、負荷回路Ｌの第１の端子Ｎ１には＋５０Ａの電流が、負荷回路Ｌの第２の端子Ｎ２には−５０Ａの電流が流れていることになる。
【００４２】
上アームのパワートランジスタＱＵＨの電流測定回路ＣＭ１１で５０Ａの電流が測定される場合、負荷回路Ｌの第１の端子Ｎ１には＋５０Ａの電流が流れていることになる。一方、下アームのパワートランジスタＱＶＬの電流測定回路ＣＭ２２で５０Ａの電流が測定される場合、負荷回路Ｌの第２の端子Ｎ２には−５０Ａの電流が流れていることになる。同様に、上アームのパワートランジスタＱＶＨの電流測定回路ＣＭ２１で５０Ａの電流が測定される場合、負荷回路Ｌの第２の端子Ｎ２には＋５０Ａの電流が流れていることになり、下アームのパワートランジスタＱＵＬの電流測定回路で５０Ａの電流が測定される場合、負荷回路Ｌの第１の端子には−５０Ａの電流が流れていることになる。
【００４３】
このように、上アームの電流測定回路ＣＭ１１、ＣＭ２１を用いて電流を測定する場合と、下アームの電流測定回路ＣＭ１２、ＣＭ２２を用いて電流を測定する場合とでは、負荷回路Ｌの端子に流れる電流の向きが異なる。制御回路１２は、上アームの電流測定回路ＣＭ１１、ＣＭ２１を用いて測定された電流値であるか、または、下アームの電流測定回路ＣＭ１２、ＣＭ２２を用いて測定された電流値であるかによって、負荷回路Ｌに流れる電流の向きを把握することができる。
【００４４】
図４Ｂに示す状態は、図４Ａの状態からＵ相のスイッチング状態を反転させた直後の状態を示している。つまり、パワートランジスタＱＵＨ、ＱＶＨのゲートにロウレベルの駆動電圧を供給してパワートランジスタＱＵＨ、ＱＶＨをオフ状態とし、パワートランジスタＱＵＬ、ＱＶＬのゲートにハイレベルの駆動電圧を供給してパワートランジスタＱＵＬ、ＱＶＬをオン状態としている。このとき、負荷回路Ｌ（インダクタ）に流れる電流は急激には変化できないため、図４Ｂに示す場合においても、図４Ａと同様に、負荷回路Ｌの第１の端子Ｎ１から第２の端子Ｎ２の方向に５０Ａの電流が流れている。
【００４５】
ここで、Ｕ相のパワートランジスタＱＵＬは、エミッタからコレクタの方向に電流を流すことができないので、パワートランジスタＱＵＬと逆並列に接続されたダイオードＤ１２（還流ダイオード）に電流が流れる。このため、パワートランジスタＱＵＬのセンスエミッタに流れる電流はゼロになり、パワートランジスタＱＵＬに接続された電流測定回路ＣＭ１２は電流を測定することができない。この場合、制御回路１２にフィードバックされる電流値は、パワートランジスタＱＶＬに接続された電流測定回路ＣＭ２２から出力される電流値の５０Ａのみとなる。
【００４６】
しかし、負荷回路Ｌの第１の端子Ｎ１と第２の端子Ｎ２に流れる電流は、互いに符号を反転させた電流であり、絶対値は等しい。よって、パワートランジスタＱＶＬに流れる電流さえ測定できれば制御回路１２は負荷回路Ｌに流れる電流を推定することができる。つまり、Ｈブリッジ回路では、４つあるパワートランジスタＱＵＨ、ＱＵＬ、ＱＶＨ、ＱＶＬのそれぞれに接続された電流測定回路ＣＭ１１、ＣＭ１２、ＣＭ２１、ＣＭ２２のいずれか１つ以上で電流値を測定できれば、制御回路１２は電流の向きを表す符号の向きを適宜反転させつつ、負荷回路Ｌに流れる電流を推定することができる。
【００４７】
図４Ｃに示す状態は、図４Ａの状態からＵ相とＶ相のスイッチング状態をそれぞれ反転させた直後の状態を示している。つまり、パワートランジスタＱＵＬ、ＱＶＨのゲートにハイレベルの駆動電圧を供給してパワートランジスタＱＵＬ、ＱＶＨをオン状態とし、パワートランジスタＱＵＨ、ＱＶＬのゲートにロウレベルの駆動電圧を供給してパワートランジスタＱＵＨ、ＱＶＬをオフ状態としている。このとき、負荷回路Ｌ（インダクタ）に流れる電流は急激には変化できないため、図４Ｃに示す場合においても、図４Ａと同様に、負荷回路Ｌの第１の端子Ｎ１から第２の端子Ｎ２の方向に５０Ａの電流が流れている。
【００４８】
ここで、Ｕ相のパワートランジスタＱＵＬはエミッタからコレクタの方向に電流を流すことができないので、パワートランジスタＱＵＬと逆並列に接続されたダイオードＤ１２に電流が流れる。同様に、Ｖ相のパワートランジスタＱＶＨはエミッタからコレクタの方向に電流を流すことができないので、パワートランジスタＱＶＨと逆並列に接続されたダイオードＤ２１に電流が流れる。このため、この場合は全てのパワートランジスタのセンスエミッタに流れる電流はゼロになり、全ての電流測定回路は電流を測定することができない。
【００４９】
この場合、制御回路１２は計算によって負荷回路Ｌに流れる電流値を推定する。つまり、インダクタに流れる電流と印加される電圧との関係は、インダクタのインダクタンスをＬ、端子間に印加される電圧をＶ（ｔ）、インダクタを流れる電流をＩ（ｔ）、電流の初期値をＩ０とすると、Ｖ（ｔ）＝Ｌ・ｄＩ（ｔ）／ｄｔで表すことができる。
【００５０】
この式を積分すると、Ｉ（ｔ）＝１／Ｌ・∫Ｖ（ｔ）・ｄｔ＋Ｉ０となる。つまり、インダクタンスの値Ｌと、負荷回路Ｌに与えた電圧波形Ｖ（ｔ）と電流の初期値Ｉ０が分かれば、現在の電流値Ｉ（ｔ）を計算で推定できる。電流の初期値Ｉ０は、過去に図４Ａまたは図４Ｂのような状態を経ていれば値が定まる。電圧波形Ｖ（ｔ）は、第１の電圧Ｖｃｃと第２の電圧Ｖｓｓの電位差と、４つのパワートランジスタＱＵＨ、ＱＵＬ、ＱＶＨ、ＱＶＬの過去のオン／オフの履歴から、矩形波状の電圧波形を推定できる。インダクタンスＬの値は制御回路に予め格納しておく。これにより、図４Ａまたは図４Ｂの状態で測定した電流値Ｉ０を起点に、１／Ｌ・∫Ｖ（ｔ）を加算することで現在の電流Ｉ（ｔ）を推定することができる。
【００５１】
図４Ｄは、負荷回路Ｌに流れる電流の向きを図４Ａに示した場合とは逆の方向にした状態を示している。つまり、図４Ｄに示す場合は、パワートランジスタＱＵＬ、ＱＶＨのゲートにハイレベルの駆動電圧を供給してパワートランジスタＱＵＬ、ＱＶＨをオン状態とし、パワートランジスタＱＵＨ、ＱＶＬのゲートにロウレベルの駆動電圧を供給してパワートランジスタＱＵＨ、ＱＶＬをオフ状態としている。
【００５２】
この場合は、負荷回路Ｌの第２の端子Ｎ２から第１の端子Ｎ１の方向に５０Ａの電流が流れている（図４Ａとは逆向き）。図４Ａに示した場合ではＵ相の上アームのパワートランジスタＱＵＨに流れる電流を測定していたのに対して、図４Ｄに示す場合ではＵ相の下アームのパワートランジスタＱＵＬに流れる電流を測定することで、負荷回路Ｌに流れる電流を推定することができる。また、図４Ａに示した場合ではＶ相の下アームのパワートランジスタＱＶＬに流れる電流を測定していたのに対して、図４Ｄに示す場合ではＶ相の上アームのパワートランジスタＱＶＨに流れる電流を測定することで、負荷回路Ｌに流れる電流を推定することができる。
【００５３】
なお、電流を測定している電流測定回路が上下アームで反転すると、負荷回路Ｌに流れる電流の向きも反転する。制御回路１２は、電流を測定した電流測定回路を特定することで、負荷回路Ｌに流れる電流の向きを把握することができる。具体的には、制御回路１２は、電流測定回路ＣＭ１１および電流測定回路ＣＭ２２で電流が検出された場合、負荷回路Ｌの第１の端子Ｎ１から第２の端子Ｎ２に向かって電流が流れていると判断することができる（図４Ａ参照）。また、制御回路１２は、電流測定回路ＣＭ１２および電流測定回路ＣＭ２１で電流が検出された場合、負荷回路Ｌの第２の端子Ｎ２から第１の端子Ｎ１に向かって電流が流れていると判断することができる。
【００５４】
以上で説明したように、Ｈブリッジ回路１１において、制御回路１２は、電流測定回路ＣＭ１１、ＣＭ１２、ＣＭ２１、ＣＭ２２の出力値のうちの最大値を負荷回路Ｌに流れる電流値とすることができる。また、全てのパワートランジスタのセンスエミッタに流れる電流がゼロになり、全ての電流測定回路で電流が検出されない場合（図４Ｃ参照）、制御回路１２は計算によって負荷回路Ｌに流れる電流値を推定する。この場合、インダクタを流れる電流Ｉ（ｔ）は、Ｉ（ｔ）＝１／Ｌ・∫Ｖ（ｔ）・ｄｔ＋Ｉ０となる。
【００５５】
また、制御回路１２は、電流測定回路ＣＭ１１、ＣＭ１２、ＣＭ２１、ＣＭ２２でそれぞれ測定された電流値に応じて、パワートランジスタＱＵＨ、ＱＵＬ、ＱＶＨ、ＱＶＬに供給される駆動電圧のパルス幅、デューティー比、およびパルス密度の少なくとも１つを制御する。
【００５６】
例えば、制御回路１２は、電流測定回路ＣＭ１１、ＣＭ１２、ＣＭ２１、ＣＭ２２でそれぞれ測定された電流値の最大値が電流指令値（制御目標値）よりも小さい場合、パワートランジスタＱＵＨ、ＱＶＨがオン状態となっている期間を長くし、パワートランジスタＱＵＬ、ＱＶＬがオン状態となっている期間を短くして、負荷回路Ｌに供給される電流量を増加させてもよい。また、制御回路１２は、電流測定回路ＣＭ１１、ＣＭ１２、ＣＭ２１、ＣＭ２２でそれぞれ測定された電流値の最大値が電流指令値（制御目標値）よりも大きい場合、パワートランジスタＱＵＨ、ＱＶＨがオン状態となっている期間を短くし、パワートランジスタＱＵＬ、ＱＶＬがオン状態となっている期間を長くして、負荷回路Ｌに供給される電流量を減少させてもよい。
【００５７】
背景技術で説明したように、パワートランジスタを用いた電子機器では、負荷に流れる電流を測定し、この測定された電流値を用いてパワートランジスタをフィードバック制御している。例えば、産業機器や電気自動車、ハイブリッド自動車など、比較的大きな電流を流すアプリケーションでは、このような電流の測定に、電流トランス、ホール素子、磁気抵抗素子などを備えた電流測定回路が用いられる。しかしながら、電流トランス、ホール素子、磁気抵抗素子などを用いた電流測定回路では、電流測定回路を構成するためのコストが高くなるという問題があった。
【００５８】
そこで本実施の形態にかかる電力制御回路では、Ｈブリッジ回路１１を構成する各々のパワートランジスタＱＵＨ、ＱＵＬ、ＱＶＨ、ＱＶＬに、パワートランジスタに流れる電流を測定するための電流測定回路ＣＭ１１、ＣＭ１２、ＣＭ２１、ＣＭ２２を設けている。各々のパワートランジスタＱＵＨ、ＱＵＬ、ＱＶＨ、ＱＶＬは、メインエミッタと、当該メインエミッタに流れる電流に対応した電流が流れるセンスエミッタとを備える。各々の電流測定回路ＣＭ１１、ＣＭ１２、ＣＭ２１、ＣＭ２２は、それぞれのパワートランジスタが備えるセンスエミッタに流れる電流を用いて各々のパワートランジスタに流れる電流を測定している。そして、制御回路１２は、各々の電流測定回路ＣＭ１１、ＣＭ１２、ＣＭ２１、ＣＭ２２の出力値を用いて負荷回路Ｌに流れる電流値を求めている。
【００５９】
このとき、制御回路１２は、電流測定回路ＣＭ１１、ＣＭ１２、ＣＭ２１、ＣＭ２２の中に電流値を測定できない電流測定回路がある場合であっても、計算によって負荷回路Ｌに流れる電流値を推定することができる。すなわち、単にパワートランジスタに電流測定回路を設けただけでは、負荷回路Ｌに流れる電流を測定することができない場合があったが、本実施の形態のように制御回路１２において演算を実施することで、電流値を測定できない電流測定回路がある場合であっても、負荷回路Ｌ（各々の相）に流れる電流値を推定することができる。
【００６０】
このように、本実施の形態にかかる電力制御回路では、各々のパワートランジスタＱＵＨ、ＱＵＬ、ＱＶＨ、ＱＶＬに設けた電流測定回路ＣＭ１１、ＣＭ１２、ＣＭ２１、ＣＭ２２を用いて負荷回路Ｌに流れる電流を求めることができるので、高価な電流トランス、ホール素子、磁気抵抗素子などを用いた電流測定回路を用いる必要がない。よって、電流測定回路を構成するためのコストを低く抑えることができる。
【００６１】
また、本実施の形態にかかる電力制御回路では、電流測定回路の各々に補償回路１６を設けてもよい。補償回路１６は、センスエミッタＳＥの電圧をメインエミッタＭＥの電圧と略同一に保つことができるので、パワートランジスタのメインエミッタＭＥとセンスエミッタＳＥのバイアス条件をそろえることができる。よって、温度、ゲート電圧、コレクタ電圧に関係なく、パワートランジスタＱＵＨのセンス比（メインエミッタＭＥに流れる電流とセンスエミッタＳＥに流れる電流の比）を一定に保つことができる。したがって、電流測定回路の精度を向上させることができる。
【００６２】
以上で説明した一実施の形態によれば、安価な電流測定回路を備えた電力制御回路を提供することができる。
【００６３】
＜実施の形態２＞
次に、実施の形態２について説明する。実施の形態２では、電力制御回路を３相インバータ回路に適用した場合について説明する。図５は、本実施の形態にかかる電力制御回路を示す回路図である。図５に示すように、本実施の形態にかかる電力制御回路２は、３相インバータ回路２１、制御回路２２、電流測定回路ＣＭ１１、ＣＭ１２、ＣＭ２１、ＣＭ２２、ＣＭ３１、ＣＭ３２、ゲート駆動回路ＧＤ１１、ＧＤ１２、ＧＤ２１、ＧＤ２２、ＧＤ３１、ＧＤ３２、及び負荷回路２５を備える。
【００６４】
３相インバータ回路２１は、３つのインダクタＬ１〜Ｌ３で構成された負荷回路２５を駆動する。３相インバータ回路２１は、パワートランジスタＱＵＨ、ＱＵＬ、ＱＶＨ、ＱＶＬ、ＱＷＨ、ＱＷＬおよびダイオードＤ１１、Ｄ１２、Ｄ２１、Ｄ２２、Ｄ３１、Ｄ３２を備える。パワートランジスタＱＵＨ（第１のパワートランジスタ）は、コレクタが高電位側の電源Ｖｃｃに接続され、エミッタがノードＮ１に接続されており、Ｕ相（第１相）の上アーム（ハイサイド）を構成する。パワートランジスタＱＵＬ（第２のパワートランジスタ）は、コレクタがノードＮ１に接続され、エミッタが低電位側の電源Ｖｓｓに接続されており、Ｕ相の下アーム（ローサイド）を構成する。パワートランジスタＱＶＨ（第３のパワートランジスタ）は、コレクタが高電位側の電源Ｖｃｃに接続され、エミッタがノードＮ２に接続されており、Ｖ相（第２相）の上アームを構成する。パワートランジスタＱＶＬ（第４のパワートランジスタ）は、コレクタがノードＮ２に接続され、エミッタが低電位側の電源Ｖｓｓに接続されており、Ｖ相の下アームを構成する。パワートランジスタＱＷＨ（第５のパワートランジスタ）は、コレクタが高電位側の電源Ｖｃｃに接続され、エミッタがノードＮ３に接続されており、Ｗ相（第３相）の上アームを構成する。パワートランジスタＱＷＬ（第６のパワートランジスタ）は、コレクタがノードＮ３に接続され、エミッタが低電位側の電源Ｖｓｓに接続されており、Ｗ相の下アームを構成する。
【００６５】
負荷回路２５を構成するインダクタＬ１〜Ｌ３の各々の一端はノード（出力ノード）Ｎ１〜Ｎ３に接続されており、インダクタＬ１〜Ｌ３の各々の他端は互いに接続されている。以下では、インダクタＬ１の一端が接続さている端子を第１の端子Ｎ１と、インダクタＬ２の一端が接続さている端子を第２の端子Ｎ２と、インダクタＬ３の一端が接続さている端子を第３の端子Ｎ３と記載する場合もある。
【００６６】
ダイオードＤ１１は、パワートランジスタＱＵＨと逆並列に接続されている。ダイオードＤ１２は、パワートランジスタＱＵＬと逆並列に接続されている。ダイオードＤ２１は、パワートランジスタＱＶＨと逆並列に接続されている。ダイオードＤ２２は、パワートランジスタＱＶＬと逆並列に接続されている。ダイオードＤ３１は、パワートランジスタＱＷＨと逆並列に接続されている。ダイオードＤ３２は、パワートランジスタＱＷＬと逆並列に接続されている。
【００６７】
電流測定回路ＣＭ１１、ＣＭ１２、ＣＭ２１、ＣＭ２２、ＣＭ３１、ＣＭ３２はそれぞれ、パワートランジスタＱＵＨ、ＱＵＬ、ＱＶＨ、ＱＶＬ、ＱＷＨ、ＱＷＬに流れる電流を測定する。電流測定回路ＣＭ１１、ＣＭ１２、ＣＭ２１、ＣＭ２２、ＣＭ３１、ＣＭ３２で測定された電流値に関する電流値情報ＦＢ１１、ＦＢ１２、ＦＢ２１、ＦＢ２２、ＦＢ３１、ＦＢ３２はそれぞれ、制御回路２２に供給される。
【００６８】
制御回路２２は、各々の電流測定回路ＣＭ１１、ＣＭ１２、ＣＭ２１、ＣＭ２２、ＣＭ３１、ＣＭ３２から供給された電流値情報ＦＢ１１、ＦＢ１２、ＦＢ２１、ＦＢ２２、ＦＢ３１、ＦＢ３２に基づいて、各々のゲート駆動回路ＧＤ１１、ＧＤ１２、ＧＤ２１、ＧＤ２２、ＧＤ３１、ＧＤ３２を制御する。制御回路２２は、ゲート駆動回路ＧＤ１１、ＧＤ１２、ＧＤ２１、ＧＤ２２、ＧＤ３１、ＧＤ３２を制御するための制御信号Ｃｔｒ１１、Ｃｔｒ１２、Ｃｔｒ２１、Ｃｔｒ２２、Ｃｔｒ３１、Ｃｔｒ３２を、ゲート駆動回路ＧＤ１１、ＧＤ１２、ＧＤ２１、ＧＤ２２、ＧＤ３１、ＧＤ３２にそれぞれ出力する。
【００６９】
ゲート駆動回路ＧＤ１１、ＧＤ１２、ＧＤ２１、ＧＤ２２、ＧＤ３１、ＧＤ３２はそれぞれ、パワートランジスタＱＵＨ、ＱＵＬ、ＱＶＨ、ＱＶＬ、ＱＷＨ、ＱＷＬのゲートに接続されており、制御信号Ｃｔｒ１１、Ｃｔｒ１２、Ｃｔｒ２１、Ｃｔｒ２２、Ｃｔｒ３１、Ｃｔｒ３２に応じてパワートランジスタＱＵＨ、ＱＵＬ、ＱＶＨ、ＱＶＬ、ＱＷＨ、ＱＷＬを駆動するための駆動電圧を出力する。
【００７０】
なお、電流測定回路ＣＭ１１、ＣＭ１２、ＣＭ２１、ＣＭ２２、ＣＭ３１、ＣＭ３２の構成については、図２に示した電流測定回路ＣＭ１１と同様であるので重複した説明は省略する。また、本実施の形態においても、各パワートランジスタは、図３に示した構成としてもよい。
【００７１】
次に、本実施の形態にかかる電力制御回路２の動作について説明する。図６に示すように、パワートランジスタＱＵＨ、ＱＶＬ、ＱＷＬのゲートにハイレベルの駆動電圧が供給されると、パワートランジスタＱＵＨ、ＱＶＬ、ＱＷＬはオン状態となる。また、パワートランジスタＱＵＬ、ＱＶＨ、ＱＷＨのゲートにロウレベルの駆動電圧が供給されると、パワートランジスタＱＵＬ、ＱＶＨ、ＱＷＨはオフ状態となる。このとき、負荷回路２５の第１の端子Ｎ１から第２の端子Ｎ２および第３の端子Ｎ３の方向に電流が流れる。
【００７２】
例えば、負荷回路２５の第１の端子Ｎ１に５０Ａの電流が流れ込み、第２の端子から４０Ａ、第３の端子から１０Ａの電流がそれぞれ流れ出ているものとする。この場合、各々のパワートランジスタＱＵＨ、ＱＶＬ、ＱＷＬに接続された電流測定回路ＣＭ１１、ＣＭ２２、ＣＭ３２は、パワートランジスタＱＵＨ、ＱＶＬ、ＱＷＬのそれぞれのセンスエミッタから供給される電流を用いることで、メインエミッタに流れる電流がそれぞれ５０Ａ、４０Ａ、１０Ａであると推定することができる。電流測定回路ＣＭ１１、ＣＭ２２、ＣＭ３２の測定結果は制御回路２２にフィードバックされる。これにより、制御回路２２は負荷回路２５の第１乃至第３の端子Ｎ１〜Ｎ３に流れる電流を把握することができる。ここで、キルヒホッフの法則から、負荷回路２５の第１乃至第３の端子Ｎ１〜Ｎ３に流れる電流の和はゼロである。
【００７３】
図７は、本実施の形態にかかる電力制御回路２の駆動信号を示すタイミングチャートであり、３相インバータ回路の負荷回路２５に与える電圧波形を示したものである。図８は、負荷回路２５に発生する合成ベクトルを説明するための図である。例えば、図８に示すように互いに接続された３つのインダクタＬ１〜Ｌ３が作る磁場の向きを考えると、Ｕ相（第１の端子Ｎ１）、Ｖ相（第２の端子Ｎ２）、Ｗ相（第３の端子Ｎ３）に与える電圧の組み合わせによって、６０°刻みの電圧ベクトルを作ることができる。つまり、電圧の与え方は２３＝８通りで、このうち２通り（０００と１１１）は全端子の電圧が等しいので、負荷回路２５の各端子間に電位差が生じる組み合わせは６通りとなる。よって、３６０°／６通り＝６０°となる。
【００７４】
所望の電流ベクトルＶｒを生成したい場合、インダクタに流れる電流は急激には変化しない（つまり、電流は印加電圧の積分に比例する）という特性を用いて、２種類の電圧ベクトルを交互に発生させることで磁場を任意の方向に制御することができる。つまり、図８に示すように、第１象限から第３象限に向かう、２１０°方向のベクトルＶｒを発生させる場合は、Ｕ相をハイレベル（Ｈ）、Ｖ相とＷ相をロウレベル（Ｌ）にすることで発生する１８０°方向のベクトルＶ１と、Ｕ相とＶ相をハイレベル（Ｈ）、Ｗ相をロウレベル（Ｌ）にすることで発生する２４０°方向のベクトルＶ２とを交互に発生させる。
【００７５】
また、電流の絶対値を制御する場合はゼロベクトルを挿入する割合を調整すればよい。ゼロベクトルとは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の全ての端子の電圧が等しくなる条件であり、具体的には、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の全ての端子の電圧がハイレベルか、全ての端子の電圧がロウレベルの場合である。
【００７６】
よって、図８に示すように、負荷回路２５の磁場のベクトルＶｒを２１０°方向に制御するために与える電圧波形は、図７のタイミングチャートに示すように、Ｕ相をハイレベル、Ｖ相とＷ相をロウレベルにするベクトルＶ１と、Ｕ相とＶ相をハイレベル、Ｗ相をロウレベルにするベクトルＶ２と、２種類のゼロベクトル（Ｚｅｒｏ）とを交互に発生させる。Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相は、２つ以上の相が同時にスイッチングしないように、スイッチングの順番や、発生するベクトルの順番を制御することが望ましい。この理由は、２つ以上の相が同時にスイッチングすると、スイッチングの瞬間のグリッチによって、意図しないベクトルが発生することを避けるためである。
【００７７】
この場合、電流の測定はゼロベクトルの区間の中央で行う（図７の矢印で示している）。この理由は、ゼロベクトルの時には負荷回路への印加電圧の電位差がゼロとなり、負荷回路に流れる電流の変化が比較的穏やかであるためである。また、ゼロベクトルの中心が最も電流の平均値を反映しており、更にゼロベクトルの中心ではスイッチング時やスイッチング直後の不安定な挙動の影響を受け難いからである。
【００７８】
図９は、図７に示した駆動信号を用いて電力制御回路２を駆動した場合を説明するための図である。図９では、ベクトルＶ１、ベクトルＶ２、ゼロベクトルを順番に与えた場合に、各パワートランジスタＱＵＨ、ＱＵＬ、ＱＶＨ、ＱＶＬ、ＱＷＨ、ＱＷＬおよびダイオードＤ１１、Ｄ１２、Ｄ２１、Ｄ２２、Ｄ３１、Ｄ３２に流れる電流の向きを示している。
【００７９】
例えば、図６で説明したように、Ｕ相（第１の端子Ｎ１）からＶ相（第２の端子Ｎ２）とＷ相（第３の端子Ｎ３）に向かって電流が流れる場合（初期状態）、ベクトルＶ１の電圧（Ｕ相がハイレベル、Ｖ相とＷ相がロウレベル）を与えている期間は３つのパワートランジスタＱＵＨ、ＱＶＬ、ＱＷＬの電流測定回路ＣＭ１１、ＣＭ２２、ＣＭ３２で電流を測定することができる。
【００８０】
このベクトルＶ１の状態から１つの相のスイッチング状態を変化させたベクトルＶ２では、２つのパワートランジスタＱＵＨ、ＱＷＬの電流測定回路ＣＭ１１、ＣＭ３２で電流を測定することができる。また、このベクトルＶ１の状態から１つの相のスイッチング状態を変化させたゼロベクトル（０００）（全ての相がロウレベル）では、２つのパワートランジスタＱＶＬ、ＱＷＬの電流測定回路ＣＭ２２、ＣＭ３２で電流を測定することができる。キルヒホッフの法則からＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流の和はゼロであるので、２つの相の電流を測定できれば、残り１相の電流を計算によって求めることができる。この計算はマイクロコントローラーを含む制御回路２２において実施することができる。なお、Ｕ相の電流とはノードＮ１に流れる電流、Ｖ相の電流とはノードＮ２に流れる電流、Ｗ相の電流とはノードＮ３に流れる電流である。
【００８１】
図９に示す例では、ベクトルＶ１の状態で図６に示した場合と同様にＵ相の上アームで５０Ａ、Ｖ相の下アームで４０Ａ、Ｗ相の下アームで１０Ａの電流を測定したとすると、負荷のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流はそれぞれ、５０Ａ、−４０Ａ、−１０Ａとなる。ここで、電流値が正の場合は負荷に電流が流れ込む場合を示し、電流値が負の場合は負荷から電流が流れ出す場合を示している。
【００８２】
このベクトルＶ１の状態からＵ相の上アームのパワートランジスタＱＵＨをロウレベル、Ｕ相の下アームのパワートランジスタＱＵＬをハイレベルにして、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の全てをロウレベル状態にしたゼロベクトル（０００）に遷移させる。ゼロベクトル（０００）に遷移させた直後は負荷回路２５（インダクタ）に流れる電流は急激には変化しないことから、Ｕ相では下アームのパワートランジスタＱＵＬと並列に接続されたダイオードＤ１２（図５参照）を介して電流が流れる。
【００８３】
このとき、Ｕ相のパワートランジスタＱＵＨ、ＱＵＬの各々のセンスエミッタには電流が流れないので、Ｕ相のパワートランジスタＱＵＨ、ＱＵＬの電流測定回路ＣＭ１１、ＣＭ１２では電流を測定することができない。しかし、Ｖ相の下アームのパワートランジスタＱＶＬとＷ相の下アームのパワートランジスタＱＷＬには電流が流れるため、各々のパワートランジスタＱＶＬ、ＱＷＬの電流測定回路ＣＭ２２、ＣＭ３２を用いて電流を測定することができる。この場合、パワートランジスタＱＶＬ、ＱＷＬに流れる電流はそれぞれ、−４０Ａ、−１０Ａと測定され、また、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電流の和はゼロになるので、Ｕ相に流れる電流（ダイオードＤ１２を流れる電流）は５０Ａと推定できる。
【００８４】
このように、制御回路２２は、電流測定回路ＣＭ１１、ＣＭ１２の出力値が共にゼロである場合、電流測定回路ＣＭ２１または電流測定回路ＣＭ２２で測定された電流値と電流測定回路ＣＭ３１または電流測定回路ＣＭ３２で測定された電流値との和を用いて、負荷回路２５の第１の端子Ｎ１に流れる電流値を推定することができる。
【００８５】
同様に、ベクトルＶ１の状態からＶ相の上アームのパワートランジスタＱＶＨをハイレベル、Ｖ相の下アームのパワートランジスタＱＶＬをロウレベルにして、Ｕ相とＶ相をハイレベル状態、Ｗ相をロウレベル状態であるベクトルＶ２に遷移させる。ベクトルＶ２に遷移させた直後は負荷回路２５（インダクタ）に流れる電流は急激には変化しないことから、Ｖ相では上アームのパワートランジスタＱＶＨと並列に接続されたダイオードＤ２１（図５参照）を介して電流が流れる。
【００８６】
このとき、Ｖ相のパワートランジスタＱＶＨ、ＱＶＬの各々のセンスエミッタには電流が流れないので、Ｖ相のパワートランジスタＱＶＨ、ＱＶＬの電流測定回路ＣＭ２１、ＣＭ２２では電流を測定することができない。しかし、Ｕ相の上アームのパワートランジスタＱＵＨとＷ相の下アームのパワートランジスタＱＷＬには電流が流れるため、各々のパワートランジスタＱＵＨ、ＱＷＬの電流測定回路ＣＭ１１、ＣＭ３２を用いて電流を測定することができる。この場合、パワートランジスタＱＵＨ、ＱＷＬに流れる電流はそれぞれ、５０Ａ、−１０Ａと測定され、また、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電流の和はゼロになるので、Ｖ相に流れる電流（ダイオードＤ１２を流れる電流）は−４０Ａと推定できる。
【００８７】
ベクトルＶ２の状態からＷ相の上アームのパワートランジスタＱＷＨをハイレベル、Ｗ相の下アームのパワートランジスタＱＷＬをロウレベルにして、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の全てがハイレベル状態であるゼロベクトル（１１１）に遷移させる。ゼロベクトル（１１１）に遷移させた直後は負荷回路２５（インダクタ）に流れる電流は急激には変化しないことから、Ｖ相では上アームのパワートランジスタＱＶＨと並列に接続されたダイオードＤ２１（図５参照）を介して電流が流れる。また、Ｗ相では上アームのパワートランジスタＱＷＨと並列に接続されたダイオードＤ３１（図５参照）を介して電流が流れる。
【００８８】
このとき、Ｕ相の上アームのパワートランジスタＱＵＨには電流が流れるため、パワートランジスタＱＵＨの電流測定回路ＣＭ１１を用いて電流を測定することができる。しかし、Ｖ相のパワートランジスタＱＶＨ、ＱＶＬおよびＷ相のパワートランジスタＱＷＨ、ＱＷＬには電流が流れないため、Ｖ相およびＷ相の電流測定回路を用いて電流を測定することはできない。よって、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の全ての相の電流値を推定することはできない。
【００８９】
この場合は、回路方程式を用いて、Ｖ相とＷ相の電流値を推定する。直前にベクトルＶ１、ベクトルＶ２、ゼロベクトル（０００）のいずれかで測定された３相の電流値をＩＵ０、ＩＶ０、ＩＷ０（これらを測定したタイミングをｔ＝０とする）、予め与えられた負荷回路２５のインダクタンスをＬ、第１の電圧Ｖｃｃと第２の電圧Ｖｓｓとの電位差をＶＢＵＳ、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のスイッチング状態をＳＵ（ｔ）、ＳＶ（ｔ）、ＳＷ（ｔ）（時間ｔに於いてロウレベル（Ｌ）を０、ハイレベル（Ｈ）を１とした２値の関数）とすると、時間τでのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流値ＩＵ（τ）、ＩＶ（τ）、ＩＷ（τ）はそれぞれ次のようになる。
【００９０】
【数１】
0006422278.tif 000002
【００９１】
【数２】
0006422278.tif 000003
【００９２】
【数３】
0006422278.tif 000004
【００９３】
電流値ＩＵ０、ＩＶ０、ＩＷ０は過去に各々の電流測定回路を用いて測定された値であり、これらの値は制御回路２２に保持されている。スイッチング状態ＳＵ（ｔ）、ＳＶ（ｔ）、ＳＷ（ｔ）は制御回路２２が生成する信号であるので、制御回路２２はこの値を把握することができる。また、負荷回路２５のインダクタンスＬの値は予め制御回路２２に与えられている。電位差ＶＢＵＳの値は分圧抵抗等を介してＡＤコンバータで測定するか、又は予め制御回路２２に与えられている。ゼロベクトル（１１１）の場合は、上記式を用いることで、電流値ＩＵ（τ）、ＩＶ（τ）、ＩＷ（τ）を推定することができる。
【００９４】
つまり、制御回路は２２、電流測定回路ＣＭ１１、ＣＭ１２の出力値が共にゼロであり、且つ、電流測定回路ＣＭ２１、ＣＭ２２の出力値が共にゼロである場合、電流測定回路ＣＭ３１または電流測定回路ＣＭ３２で測定された電流値と負荷回路２５に印加している電圧値と負荷回路２５の伝達特性とを用いて、負荷回路２５の第１の端子Ｎ１および第２の端子Ｎ２に流れる電流値を推定することができる。
【００９５】
図９に示すゼロベクトル（１１１）のように、３相のうち１相の電流が測定可能な場合は、Ｕ相の電流値は電流測定回路ＣＭ１１（図５参照）で測定した値を用い、Ｖ相とＷ相の電流値は上述の式を用いて電流値を推定する。このとき、キルヒホッフの法則からＵ相の電流値の符号を逆転させた値と、Ｖ相とＷ相の電流値の和とが等しくなるという関係がある。よって、この関係を用いてＶ相とＷ相の電流の推定値を補正してもよい。
【００９６】
例えば、Ｕ相の上アームの電流測定回路ＣＭ１１で測定した電流値が５０Ａ、Ｖ相とＷ相の電流を上述の式を用いて求めた結果がそれぞれ−４４Ａと−１１Ａであった場合、Ｖ相とＷ相の電流の和は−５５Ａとなり、Ｕ相の測定値の符号を逆転させた−５０Ａよりも１０％大きい。この場合は、Ｖ相とＷ相の電流の和が５０Ａになるように、Ｖ相とＷ相の電流の計算結果に５０／５５を乗じて、Ｖ相とＷ相の電流をそれぞれ、−４０Ａと−１０Ａに補正してもよい。このようにして、３相のうち２相の電流が測定できない場合であっても、各々の相に流れる電流を推定することができる。
【００９７】
図７乃至図９に示したように、ゼロベクトルにはＵ相、Ｖ相、Ｗ相の全てをロウレベル状態（上アームをロウレベル）にする場合と、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の全てをハイレベル状態（上アームをハイレベル）にする場合の２種類があり、どちらか一方では２相の電流測定が可能、他方では１相しか電流測定ができない場合が多い。電流測定は１周期（１パルス周期。図７参照）に１回行えばよく、通常はゼロベクトルの期間に行うので、２種類あるゼロベクトルのうち２相以上で電流測定が可能なゼロベクトル（本実施の形態の場合はゼロベクトル（０００））の期間で電流測定を行い、この測定結果をフィードバック制御に用いてもよい。
【００９８】
また、２種類あるゼロベクトルのうち、１相以下でしか電流測定ができないゼロベクトルの期間を短くまたは無くし、２相以上で電流測定が可能なもう一方のゼロベクトルの期間をその分長くすることで、負荷回路に与えられる電圧・電流ベクトルは等価のまま、電流の測定をより容易にすることが可能である。
【００９９】
本実施の形態において、制御回路２２は、以下のようにして負荷回路２５に流れる電流値を推定してもよい。
【０１００】
制御回路２２は、電流測定回路ＣＭ１１、ＣＭ１２の出力値のうち大きい方の値を負荷回路２５の第１の端子Ｎ１に流れる電流値とすることができる。また、制御回路２２は、電流測定回路ＣＭ２１、ＣＭ２２の出力値のうち大きい方の値を負荷回路２５の第２の端子Ｎ２に流れる電流値とすることができる。また、制御回路２２は、電流測定回路ＣＭ３１、ＣＭ３２の出力値のうち大きい方の値を負荷回路２５の第３の端子Ｎ３に流れる電流値とすることができる。
【０１０１】
また、制御回路２２は、各々のゲート駆動回路ＧＤ１１、ＧＤ１２、ＧＤ２１、ＧＤ２２、ＧＤ３１、ＧＤ３２に出している指令に基づいて、パワートランジスタの電流を測定する電流測定回路を特定してもよい。つまり、制御回路２２は、パワートランジスタＱＵＨ、ＱＵＬのうちオン状態の指令を出しているほうのパワートランジスタの電流測定回路の出力値を負荷回路２５の第１の端子Ｎ１に流れる電流値としてもよい。同様に、制御回路２２は、パワートランジスタＱＶＨ、ＱＶＬのうちオン状態の指令を出しているほうのパワートランジスタの電流測定回路の出力値を負荷回路２５の第２の端子Ｎ２に流れる電流値としてもよい。同様に、制御回路２２は、パワートランジスタＱＷＨ、ＱＷＬのうちオン状態の指令を出しているほうのパワートランジスタの電流測定回路の出力値を負荷回路２５の第３の端子Ｎ３に流れる電流値としてもよい。
【０１０２】
また、制御回路２２は、上アームのパワートランジスタＱＵＨ、ＱＶＨ、ＱＷＨが全てオン状態であり、且つ電流測定回路ＣＭ１１、ＣＭ２１、ＣＭ３１の出力値のうち２つがゼロよりも大きい場合、電流測定回路ＣＭ１１、ＣＭ２１、ＣＭ３１の出力値を用いて負荷回路２５の第１乃至第３の端子Ｎ１〜Ｎ３に流れる電流値を推定してもよい。同様に、下アームのパワートランジスタＱＵＬ、ＱＶＬ、ＱＷＬが全てオン状態であり、且つ電流測定回路ＣＭ１２、ＣＭ２２、ＣＭ３２の出力値のうち２つがゼロよりも大きい場合、電流測定回路ＣＭ１２、ＣＭ２２、ＣＭ３２の出力値を用いて負荷回路２５の第１乃至第３の端子Ｎ１〜Ｎ３に流れる電流値を推定してもよい。
【０１０３】
制御回路２２は、電流測定回路ＣＭ１１、ＣＭ１２、ＣＭ２１、ＣＭ２２、ＣＭ３１、ＣＭ３２でそれぞれ測定された電流値に応じて、パワートランジスタＱＵＨ、ＱＵＬ、ＱＶＨ、ＱＶＬ、ＱＷＨ、ＱＷＬに供給される駆動電圧のパルス幅、デューティー比、およびパルス密度の少なくとも１つを制御してもよい。
【０１０４】
例えば、制御回路２２は、電流測定回路ＣＭ１１、ＣＭ１２、ＣＭ２１、ＣＭ２２、ＣＭ３１、ＣＭ３２でそれぞれ測定された電流値の最大値が電流指令値（制御目標値）よりも小さい場合、パワートランジスタＱＵＨ、ＱＶＨ、ＱＷＨがオン状態となっている期間を長くし、パワートランジスタＱＵＬ、ＱＶＬ、ＱＷＬがオン状態となっている期間を短くして、負荷回路２５に供給される電流量を増加させてもよい。また、制御回路２２は、電流測定回路ＣＭ１１、ＣＭ１２、ＣＭ２１、ＣＭ２２、ＣＭ３１、ＣＭ３２でそれぞれ測定された電流値の最大値が電流指令値（制御目標値）よりも大きい場合、パワートランジスタＱＵＨ、ＱＶＨ、ＱＷＨがオン状態となっている期間を短く、パワートランジスタＱＵＬ、ＱＶＬ、ＱＷＬがオン状態となっている期間を長くして、負荷回路２５に供給される電流量を減少させてもよい。
【０１０５】
このように、本実施の形態にかかる電力制御回路２では、３相インバータ回路２１を構成する各々のパワートランジスタに、パワートランジスタに流れる電流を測定するための電流測定回路を設けている。各々のパワートランジスタは、メインエミッタと、当該メインエミッタに流れる電流に対応した電流が流れるセンスエミッタとを備える。各々の電流測定回路は、それぞれのパワートランジスタが備えるセンスエミッタに流れる電流を用いて各々のパワートランジスタに流れる電流を測定している。そして、制御回路２２は、各々の電流測定回路の出力値を用いて負荷回路２５に流れる電流値を求めている。
【０１０６】
このとき、制御回路２２は、電流測定回路の中に電流値を測定できない電流測定回路がある場合であっても、計算によって負荷回路２５に流れる電流値を推定することができる。すなわち、単にパワートランジスタに電流測定回路を設けただけでは、負荷回路２５に流れる電流を測定することができない場合があったが、本実施の形態のように制御回路２２において演算を実施することで、電流値を測定できない電流測定回路がある場合であっても、負荷回路２５（各々の相）に流れる電流値を推定することができる。
【０１０７】
このように、本実施の形態にかかる電力制御回路では、各々のパワートランジスタに設けた電流測定回路を用いて負荷回路２５に流れる電流を求めることができるので、高価な電流トランス、ホール素子、磁気抵抗素子などを用いた電流測定回路を用いる必要がない。よって、電流測定回路を構成するためのコストを低く抑えることができる。
【０１０８】
また、本実施の形態にかかる電力制御回路２においても、電流測定回路の各々に補償回路１６を設けてもよい（図２参照）。補償回路１６は、センスエミッタＳＥの電圧をメインエミッタＭＥの電圧と略同一に保つことができるので、パワートランジスタのメインエミッタＭＥとセンスエミッタＳＥのバイアス条件をそろえることができる。よって、温度、ゲート電圧、コレクタ電圧に関係なく、パワートランジスタＱＵＨのセンス比（メインエミッタＭＥに流れる電流とセンスエミッタＳＥに流れる電流の比）を一定に保つことができる。したがって、電流測定回路の精度を向上させることができる。
【０１０９】
以上で説明した一実施の形態によれば、安価な電流測定回路を備えた電力制御回路を提供することができる。
【０１１０】
以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。
【符号の説明】
【０１１１】
１、２  電力制御回路  
１１  Ｈブリッジ回路
１２  制御回路
１３_１〜１３_３  パワートランジスタ
１６  補償回路
１７  信号変換回路
１８  アイソレータ
２１  ３相インバータ回路
２２  制御回路
【図１】
0006422278.tif 000005
【図２】
0006422278.tif 000006
【図３】
0006422278.tif 000007
【図４Ａ】
0006422278.tif 000008
【図４Ｂ】
0006422278.tif 000009
【図４Ｃ】
0006422278.tif 000010
【図４Ｄ】
0006422278.tif 000011
【図５】
0006422278.tif 000012
【図６】
0006422278.tif 000013
【図７】
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【図８】
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【図９】
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