(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
搬送波の振幅を制御する振幅変調入力と、搬送波の周波数を制御する周波数変調入力とを備えたパルス幅変調コントローラを含むドライバ回路が生成する振幅と周波数との可変な搬送波によって駆動される共振回路と、共振回路の出力を整流して電源の出力の直流を生成する整流平滑回路と、電源出力と参照電圧の電圧誤差を検出する誤差増幅器と、誤差増幅器の出力からパルス幅変調コントローラの周波数変調入力への出力を生成する周波数変調回路と、電源出力の電流を振幅変調回路に出力する電流検出器と、電流検出器の出力と誤差増幅器の出力からパルス幅変調コントローラの振幅変調入力への出力を生成する振幅変調回路とを含む電源において、原点に極の配置された積分項のみからなる周波数変調回路を特徴とする電源。
【請求項２】
請求項１に記載の電源において、電流検出器が出力電流に応じた値を出力することにより、出力電流に対してあらかじめ与えられた周波数の近傍の周波数をもつ搬送波によって出力電流を実現することを特徴とした電源
【請求項３】
請求項１に記載の電源において、誤差増幅器から入力される電圧誤差の定数倍と電流検出器から入力される値の和を、パルス幅変調コントローラの振幅変調入力に出力する振幅変調回路を特徴とする電源 
【請求項４】
請求項１に記載の電源において、共振回路が複数の共振を備え、帰還が働いていない搬送波の周波数が共振の谷に配置され、谷の片側のスロープを搬送波の周波数の範囲とするとき、搬送波の周波数の範囲が予定されたスロープを逸脱した場合に、搬送波の振幅を小さく制限することにより周波数を予定のスロープに引き戻し、電源の投入時の偶発的な帰還により周波数が予定されていないスロープに留まることを防止する誤登山防止回路を備えた電源
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は共振回路を利用して出力を発生する安定化電源において、電源の出力の安定化に関するものであり、広い範囲の負荷に対して電源の出力を安定化するものである。
【背景技術】
【０００２】
周波数の固定された搬送波によって共振回路を駆動し、共振回路の出力を整流平滑することにより電源の出力を生成し、この出力を搬送波の振幅に帰還することにより出力を安定化する安定化電源がある。共振回路のＱ値が高い場合には、振幅の固定された搬送波によって共振回路を駆動し、共振回路の出力を整流平滑することにより生成された電源の出力を搬送波の周波数に帰還することにより出力を安定化する安定化電源がある。
【０００３】
共振器を利用して電圧を発生する電源として、たとえば圧電トランスを共振器として利用して直流電圧を発生する電源がある。共振の周波数依存性を利用して出力電圧を安定化する場合、出力電圧が共振器を駆動する搬送波の周波数に帰還される。与えられた出力電圧を実現する搬送波の周波数は負荷に依存して広い範囲にわたり、とりわけ共振周波数から離れている周波数に対応する軽い負荷に対する効率は低くなる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】科学技術振興事業団、圧電トランスを用いた安定化直流高電圧電源、特開2002-359967、2002年12月13日、 特許第４０５３２５５号。
【特許文献２】独立行政法人科学技術振興機構、直流安定化電源装置、特開2005-137085、2005年05月26日, 特許第４２６８０１３号
【特許文献３】井森 正敏、共振回路から生成される直流電圧を安定化する帰還回路の構成法、特開2007-330091、2007年12月20日、 特許第５４１２６５１号。
【特許文献４】井森 正敏、共振回路から生成される直流電圧を安定化する帰還回路の構成法、特開2008-306775、2008年12月18日。
【特許文献５】井森 正敏、インダクタンスを使用しない電圧降下の小さい整流装置、特開2009-201265、2009年09月03日、 特許第５５５５９４９号。
【特許文献６】井森 正敏、共振回路の出力から生成される直流電圧を安定化する駆動搬送波の制御、特開2010-063339、2010年03月18日。
【特許文献７】井森 正敏、共振器を利用する電源の安定な帰還、特開2013-042590、2013年02月28日、 特許第５６５９４３８号。
【特許文献８】井森 正敏、共振の周波数依存性を利用して直流電圧を安定化する電源における搬送波の振幅の制御、再表2009/028017、2010年11月25日、 特許第５２８２１９７号。
【特許文献９】M. Imori, PCT/JP2007/000477, FEEDBACK FOR STABILIZING DC VOLTAGE PRODUCED FROM RESONANCE CIRCUIT,  03.05.2007.
【特許文献１０】M. Imori, Carrier Wave Amplitude Control in Power Source For Stabilizing DC Voltage by Utilizing Frequency Dependence of Resonance, Patent No.: US 8,837,172 B2, 04/07/2011.
【０００５】
特許文献１は、安定化された高電圧を提供する、効率のよい直流高電圧電源装置の簡単な回路の構成を提供することを課題とし、直流高電圧電源に、通常の電磁トランスではなく、圧電トランスによる高電圧発生手段を採用することにより効率の向上を計り、しかも高電圧を安定化するために圧電トランスの共振特性の周波数依存性を利用することにより、回路の簡素化と部品点数の減少を計ることにより課題を解決する。
【０００６】
特許文献２は直流高電圧電源装置に関するもので、当該装置の出力電圧を安定化する帰還について、高電圧の発生に伴う遅れの大きい帰還とは独立な遅れの少ない帰還を実装することにより、出力電圧の安定化の精度の向上と応答の高速化を実現する。
【０００７】
特許文献３は安定化直流電圧電源に関するものであり、共振器における共振の周波数依存性を利用する安定化において、原点の近傍に極の配置された伝達関数により出力電圧を共振器を駆動する搬送波の周波数に帰還する電源の構成とその回路定数を与える。
【０００８】
特許文献４は安定化直流電圧電源に関するものであり、共振器における共振の周波数依存性を利用する安定化において、原点の近傍に極の配置されていない伝達関数により出力電圧を共振器を駆動する搬送波の周波数に帰還する電源の構成とその回路定数を与える。特許文献9は特許文献３，４を基にしたPCT 国際出願である。
【０００９】
特許文献６，８は安定化直流電圧電源に関するものであり、共振器における共振の周波数依存性と振幅依存性とを利用する安定化において、出力電圧の誤差の共振器を駆動する搬送波の周波数への帰還と、出力電圧の誤差の共振器を駆動する搬送波の振幅への帰還とを備えた電源の構成とその回路定数を与える。特許文献８は、特許文献１０の国内への移行に対応している。
【００１０】
特許文献７は,共振器の出力を整流して生成される直流出力を共振器を駆動する搬送波に帰還することにより安定化する電源において、電圧源においては出力電流を搬送波の振幅に帰還することにより、電流源においては出力電圧を搬送波の振幅に帰還することにより、負荷に応じて変化する搬送波の周波数の変化する範囲を共振器の効率が良いある一定の範囲に限定する安定な帰還を実現する。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
共振器の出力を整流平滑して出力とする電源に置いて、共振回路を駆動する搬送波の周波数が固定されている多くの場合、負荷により変化する効率の最適となる周波数を追随できない。効率の最適となる周波数で共振回路を駆動するために、搬送波の周波数と振幅を変調する実用的なパルス幅変調コントローラを導入し、このパルス幅変調コントローラを使った安定化電源の構成と回路定数を示す。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
VCOは電圧制御周波数発生器である。入力された電圧に応じて出力である周波数が変化する。現実のVCOの実装を見ると、多くの実装では、入力電圧は電流に変換され、キャパシタを充電し、キャパシタが既定の電圧まで充電されると、充電された電荷を強制的に放電することによりキャパシタの電圧をリセットする動作を繰り返す。キャパシタの電圧がリセットされ、次にリセットされるまでを１周期とする周波数が出力となる、この周期は入力電圧によって制御されるので、周波数は入力電圧によって制御することができる。
【００１３】
キャパシタの電荷の放電は、キャパシタをグランドに短絡することによって行われるので、短絡されている間の入力電圧はキャパシタを充電することができない。つまりこの間の入力電圧は周波数に反映されない。入力電圧が周波数に反映されない無効期間があり、この無効期間が周期的であることが分る。
パルス幅変調コントローラ
【００１４】
共振器を駆動する搬送波の生成と、搬送波の振幅の変調に広く使われているのは、搬送波をFETのフルブリッジで生成し、FETのオン・オフのパルス幅を制御することにより、搬送波の振幅を変調する方式である。パルス幅変調コントローラは振幅変調入力を備えている。このコントローラは振幅変調入力に基づき、FETのオン・オフのパルス幅を制御するゲートパルスを生成する。つまりコントローラの出力はゲートパルスであり、このゲートパルスにより搬送波の振幅が変調される。
【００１５】
電源の出力は共振器の出力を整流して得られる直流電圧であり、参照電圧はこの出力電圧のあるべき電圧である。パルス幅変調コントローラには電源の出力電圧と参照電圧の電圧の誤差が振幅変調入力に供給される。コントローラはこの電圧誤差が小さくなるようにゲートパルスの制御を行う。
同期したリセットパルスとノコギリ波
【００１６】
多くのパルス幅変調コントローラでは搬送波の周波数は固定されている。コントローラには定電流源とこの定電流源で充電されるキャパシタがある。キャパシタは、既定の電圧まで充電されると、強制的に放電されキャパシタの電圧のリセットされる動作を繰り返す。リセットパルスは固定された周波数をもつ。このときキャパシタの両端に、リセットパルスと同期して発生するノコギリ波の電圧はゲートパルスの生成に利用される。つまりこのノコギリ波とコントローラの振幅変調入力が比較され、ゲートパルスのオン・オフが制御される。
【００１７】
ノコギリ波と振幅変調入力が比較されてゲートパルスのオン・オフすなわちFETのオン・オフが決まるので、ノコギリ波には優れた直線性が要求される。周波数が固定されている場合には定電流源でキャパシタを充電することにより直線性に優れたノコギリ波をリセットパルスと同期して生成することができる。
可変周波数のパルス幅変調コントローラ
【００１８】
搬送波の周波数が固定されている場合について考えると、電圧誤差が少なくなるようにゲートパルスを制御するために、それぞれの周期の中でノコギリ波と振幅変調入力を比較してゲートパルスのオン・オフを制御している。この事情は搬送波の周波数が可変の場合についても同様である。すなわち、それぞれの周期の中でノコギリ波と振幅変調入力を比較してゲートパルスのオン・オフを制御する。
【００１９】
周期が変化するなかで、それぞれの周期においてノコギリ波と振幅変調入力を比較してゲートパルスを生成する場合、振幅変調入力が一定に保たれていても搬送波の周波数を変化させると出力電圧が変化する可能性がある。周波数に依存しない共振回路を考え、ドライバー回路と平滑整流回路が理想的な場合には出力電圧は搬送波の周波数に依存しないと考えられる。実際にはドライバー回路も平滑整流回路も共振回路も周波数に依存する。共振回路の共振周波数より高い範囲を搬送波の周波数に選ぶことにより、より広い範囲の周波数に対して出力電圧の振幅変調入力と周波数変調入力に対する応答の単調性を確保できると思われる。
可変周波数のパルス幅変調コントローラの実装
【００２０】
周波数が固定されている場合には、キャパシタを定電流源で充電することにより、互いに同期したリセットパルスとノコギリ波を同時に生成することができる。しかし搬送波の周波数が可変の場合には、搬送波の周波数を変調する信号があり、したがって周波数が可変なパルス幅変調コントローラには、周波数変調入力が備えられている。この周波数を変調する信号をそのまま電流に変換してキャパシタを充電したのでは、リセットパルスを生成することはできるが、リセットパルスに同期した、直線性の優れたノコギリ波を生成することはできない。つまり周波数変調入力の変化がそのままノコギリ波の直線性に反映されるためである。
【００２１】
そこで、互いに同期したリセットパルスと直線性に優れたノコギリ波を生成するためには、パルス変調のそれぞれの周期においてキャパシタを充電する電流を一定に保つことが必要となる。具体的にはリセットパルスにより周波数変調入力をサンプルし、次のリセットパルスまでその出力をホールドし、このホールドされた電圧を電流に変換してキャパシタを充電することにより、それぞれの周期においてキャパシタを充電する電流は一定となり、リセットパルスと同期した直線性に優れたノコギリ波を生成することができる。
制御入力信号の無効期間
【００２２】
可変周波数のパルス幅変調コントローラの場合には、サンプルされた周波数変調入力だけが、このコントローラの周期に影響を与える。つまりリセットパルスによりサンプルされる期間から外れた周波数変調入力は無効となる。VCOあるいはパルス幅変調コントローラの実装例からもわかるように、繰り返し行う動作が外部の信号によって制御されている回路の実装では、多くの場合制御の入力信号が無効になる期間を伴う。
【００２３】
搬送波の振幅と周波数を変調する実用的なパルス幅変調コントローラの実装では、搬送波の周波数は連続的に変化するのではなく、離散時刻において変化すると考えることができる。たとえばサンプル直後の周波数変調入力の変化は次のサンプルにより出力に反映される。つまり出力は入力に遅れて追随する。
理想的な可変周波数のパルス幅変調コントローラ
【００２４】
可変周波数のパルス幅変調コントローラの出力はゲートをオン・オフするゲートパルスであり、実用的な可変周波数のパルス幅変調コントローラではゲートパルスの周波数とその幅が、特定のタイミングの入力の値に依存する。理想的なパルス幅変調コントローラではゲートパルスの周波数とその幅が、入力に連続的に遅れなく追随すると考えられる。つまりゲートパルスの周波数とその幅が入力に追随する遅れが小さいほど理想に近いと考えることができる。
【００２５】
この意味では図1に示されたパルス幅変調コントローラの構成は、実用的であるかどうかはともかくとして理想に近いと言える。このコントローラでは、周波数変調入力を周波数とするサイン波と、このサイン波に対して振幅変調入力に比例した位相の移動したサイン波を生成し、この二つのサイン波の出力をあらかじめ定められて閾値と比較することによりゲートパルスを生成している。より理想に近いパルス幅変調コントローラの構成の可能性もあると思われるが、ここでは図1に示されたパルス幅変調コントローラの構成を理想的なパルス幅変調コントローラと呼ぶ。
シミュレーション
【００２６】
図1からわかるように理想的なパルス幅変調コントローラの構成する素子はSPICEモデルとして定式化されており、この理想的なパルス幅変調コントローラはシミュレーションに組み込むことができる。また製品化されているパルス幅変調コントローラの動作を忠実に再現するSPICEモデルも製造メーカーから提供されている。
【００２７】
これらのSPICEモデルを利用できるので、それぞれのコントローラを使った電源のシミュレーションを行うことができる。理想的なコントローラは、実装された実用的なコントローラに比べて簡潔であり、高速のシミュレーションが可能である。また理論的な考察との関係が分りやす。さらに理想的なコントローラを使って、無効期間を伴う実用的なコントローラのシミュレーションを行うことができる。理想的なコントローラを使って電源のシミュレーションを行う利点は大きい。
帰還の安定性の考察
【００２８】
電源における帰還の安定性に関する理論的考察を、理想的なパルス幅変調コントローラを使ったシミュレーションにより確かめることを繰り返しながら進めてきた。理想的なパルス幅変調コントローラは、振幅変調入力と周波数変調入力を備えている。誤差電圧の搬送波の周波数への伝達関数として
【数１】
0006442744.tif 000002
を考え、帰還の安定性を考察した。安定な帰還のためには積分項が重要であることが示された。
【００２９】
誤差電圧が搬送波の周波数だけに帰還され、誤差電圧も出力電流も搬送波の振幅に帰還されていないときには、誤差関数の周波数への帰還が積分項だけである場合には、出力電圧の応答が遅くなり、誤差関数の周波数への帰還に比例項あるいは微分項を追加することが必要になると思われる。しかし誤差電圧が搬送波の振幅に帰還されている場合には、誤差電圧の周波数への帰還に積分項以外に、さらに比例項あるいは微分項が必要性であるかどうかについては明瞭ではない。つまり、誤差電圧の振幅へ帰還は、特許文献８及び１０に示されているように誤差電圧の周波数への帰還における比例項と微分項とを固有の係数で実現しているからである。
【００３０】
近似的には出力電流の積分が出力電圧と考えることができる。つまり出力電流の振幅への帰還は、第一近似では出力電圧の微分項による帰還と考えることができる。また、誤差電圧あるいは出力電流の振幅への帰還は、誤差電圧の周波数への帰還における積分項を実現することはできない。
【００３１】
これらのことを考え合わせると、誤差増幅器の出力である誤差電圧の積分項を搬送波の周波数へ帰還し、比例項を搬送波の振幅へし帰還し、さらに微分項にあたる出力電流の搬送波を振幅へ帰還することは、PID制御を実現する一つの方式と考えることが出来る。
出力に重畳するリップル
【００３２】
理論的考察を実際の回路に適応するにあたり、現実の回路の素子の特性は理論的考察において仮定されている特性と異なることがある。帰還の安定性からは、素子の特性の違いは周波数に対する振幅特性と位相特性の違いに帰着する。実用的な可変周波数のパルス幅変調コントローラの周波数変調入力は、ほぼ周期的にサンプルされた値をその入力とするので、変調入力がサンプル周波数より高い周波数では周波数特性と位相特性とが理想的なコントローラとは大幅に異なる。理想的なコントローラに近い出力が期待されるのは、周波数変調入力と振幅変調入力の周波数帯域がサンプル周波数より十分に狭い範囲に限定される。
【００３３】
実際の回路では、電源の出力にサンプル周波数に同期したリップルが重畳するのは避けがたい。数式１に示した理想的な可変周波数のパルス幅変調コントローラにおける誤差電圧の周波数変調入力への伝達関数は、実用的な可変周波数のパルス幅変調コントローラにおいては A = 0, B =0 と選ぶことにより周波数変調入力の周波数帯域をサンプル周波数より狭い範囲に限定することができる。
【００３４】
特許文献６,８,１０において、誤差電圧の搬送波の振幅への伝達関数として、つまり理想的な可変周波数のパルス幅変調コントローラにおける誤差電圧の振幅変調入力への伝達関数として
【数２】
0006442744.tif 000003
を考え、帰還の安定性を考察した。出力電流は出力電圧の微分と考えることも出来るので、出力電流が搬送波の振幅に帰還されている場合には H = 0 と選ぶことが出来る。実用的な可変周波数のパルス幅変調コントローラにおいては H = 0 と選ぶことにより振幅変調入力の周波数帯域を狭い範囲に限定することができる。
【００３５】
特許文献７において、出力電流の搬送波の振幅への帰還について、その安定性を考察した。出力電流を適切に振幅に帰還することにより、搬送波の周波数を負荷に依らず一定の範囲に限定することができる。周波数の変化する範囲を限定することは、それぞれの負荷すなわち出力電流に対して搬送波の振幅をほとんど一意的に決めることになるため、出力電流の振幅変調入力への変換に残された自由度はすくなく、変換はほとんど一意的に決まる。
パルス幅変調コントローラの振幅変調入力
【００３６】
パルス幅変調コントローラの振幅変調入には、誤差電圧の振幅への帰還と出力電流の振幅への帰還の和が入力される。誤差電圧の帰還と出力電流の帰還が反対方向に働く場合と、同じ方向に働く場合がある。同じ方向に働く場合には、誤差電圧の帰還が出力電流の帰還より優勢であることが、帰還の安定には必要であることは容易に理解できる。つまり誤差電圧の振幅変調入力への伝達関数における G は、出力電流の帰還より常に優勢となるように選ばれる必要がある。
搬送波の振幅の出力電流による制御
【００３７】
出力電流は振幅変調回路に入力される。振幅変調回路は出力電流をパルス幅変調コントローラの振幅変調入力に変換する。この変換により、搬送波の周波数は出力電流によらず近似的に一定に保たれる。近似的に一定に保たれる搬送波の周波数を fr、出力電流を I0、また電源の規定の出力電圧を Vn と表す。
【００３８】
出力電流から振幅変調入力への変換の説明のために、振幅変調入力が任意に設定できる電圧源に接続されたパルス幅変調コントローラと、このコントローラによって振幅の変調される一定の周波数 fr で駆動される搬送波と、この搬送波を整流して得られる出力に負荷として抵抗あるいは電流の設定できる電流源の接続された測定回路を考える。
【００３９】
測定回路において出力に負荷の接続された状態で、搬送波の振幅を変化させると、これを整流して得られる出力の電圧も変化する。この電圧が Vn に一致する電圧になる振幅が存在する。この振幅を実現する振幅変調入力が、この負荷の出力電流 I0 に対応する振幅変調入力である。負荷を変化させることにより、出力電流に対応した変調入力を求めることができる。
【００４０】
測定回路では搬送波の周波数は固定されている。電源では誤差電圧が周波数に帰還される。帰還によって出力電圧 Vnを実現する搬送波の周波数は搬送波の振幅と出力電流に依存する。測定回路の測定から分かるように、出力電流 I0 に対応した振幅が実現された搬送波では、帰還は周波数を fr に近づける。搬送波の振幅が常に出力電流に対応した振幅であれば周波数は frの近傍に留まる。
【００４１】
実施例１で使用されているパルス幅変調コントローラを使った測定回路において、出力に接続された負荷が 1Ωの時の振幅変調入力に対する出力の電圧のプロットを図2に示す。このプロットから Vnが3Vであるときの振幅変調入力は -160mV であることが分かる。これから出力電流が 3 A に対する変調入力は-160mV であることが従う。実施例では、離散的な出力電流に対応する振幅変調入力を測定回路で測定し、出力電流に対する振幅変調入力を線形補間によって求めている。
【００４２】
測定回路において搬送波の周波数を固定するのではなく、出力電流に応じて周波数を変化させることが出来る。すなわち、出力電流 i に対応した振幅変調入力を求める際に、搬送波の周波数を fi に設定して出力電流に対応した振幅変調入力を求めると、電源の出力電流が i のとき搬送波の周波数は fi の近傍に留まる。つまり出力電流に最適な周波数で搬送波を駆動することが出来る。例えば共振回路の共振周波数が負荷によって変化するとき、負荷に応じて最適の周波数を選ぶことが必要になる。
複数の共振と電源投入時の動作
【００４３】
共振回路は狭帯域フィルターと考えることが出来るので、周波数変調された一定の振幅を持つ搬送波が共振回路に入力されると、その搬送波は振幅変調されて出力される。共振回路の出力に負荷抵抗を接続し、入力された搬送波と出力された搬送波の振幅電圧の比である昇圧比を駆動周波数の関数として見ると、共振回路は共振周波数の付近で大きな昇圧比を示す。共振回路を用いた電源はこの昇圧比を利用して電圧を生成する。また昇圧比が搬送波の周波数に依存することを利用して出力電圧を安定化する。
【００４４】
共振回路を駆動する搬送波の周波数が、たとえば図3に示すように共振回路の共振周波数より高く選ばれている場合、出力電圧が参照電圧より低いときには周波数を下げて共振周波数に近づき、また出力電圧が参照電圧より高いときには周波数を上げて共振周波数より遠ざかることにより電圧を安定化する。搬送波の周波数が共振周波数より低くなるように選ばれている場合には、出力電圧が低いときには周波数を上げ、また出力電圧が高いときには周波数を下げる。
複数の共振
【００４５】
共振回路は複数の共振を持つ場合がある。議論を具体的にするために、実施例に使用されている共振回路の共振を図4に示す。この共振回路は 100kHz から200kHz まで A と B の二つの共振を持つ。電圧の安定化にはAの共振の右側のスロープを使用する。つまりAの右側のスロープを登ることにより電圧の上昇を、またスロープを下ることにより電圧の下降を実現する。
【００４６】
帰還がないときの搬送波の周波数をSであらわす。Sは 150kHz の近辺にあるので、ここでは便宜的に S = 150kHz と仮定する。周波数変調回路の出力を vf とすると、搬送波の周波数は (150 - 20 vf ) kHz となる。出力電圧が参照電圧より低い時には誤差電圧は正となり、搬送波の周波数は低くなりスロープを登る。出力電圧が参照電圧より高い時には、誤差電圧は負となり、周波数は高くなりスロープを下る。搬送波の周波数がAの共振の右側のスロープにある時には、出力電圧が参照電圧より低い時にはスロープを登り、逆に出力電圧が参照電圧より高い時にはスロープを下るので、誤差電圧は。出力電圧と参照電圧と一致するように周波数に帰還されることがわかる。
【００４７】
図5に示すように、偶発的な事情により出力電圧が参照電圧より高い状態で搬送波の周波数がBの共振の左側のスロープ P にあると、帰還により搬送波の周波数は高くなるのでこのスロープを登ることになるが、登ると出力電圧はますます高くなるので、周波数はBの共振周波数 F を超えてBの右側のスロープに移り、出力電圧と参照電圧が一致する周波数 E に移動することになる。このため電源のスイッチが入れられた瞬間に、偶発的な事情により出力電圧が参照電圧より高くなると、搬送波の周波数は高くなる方向に変化するので、Bの左側のスロープを登り始める。
電源投入時の動作
【００４８】
Aの右側のスロープを登るためには、電源投入時に出力電圧の立ち上がりより早く参照電圧の立ち上がることが必要である。参照電圧が出力電圧より高い状態を強制的に実現することは可能であるが、出力電圧が参照電圧を追随できない時間が長くなると、誤差電圧の積分が積み上がり、帰還が正常に働かなくなるので、強制できる時間は限られる。たとえば、電源のスイッチの投入時に、投入後一定時間は搬送波の振幅を低く抑えることにより、出力電圧を強制的に低くする方法が考えられる。
【００４９】
周波数変調回路の出力 vf が負の場合、すなわち周波数がBのスロープにあるときに搬送波の振幅を低く抑えると、参照電圧の上昇とともに周波数はBの右側のスロープを登り、やがてBの共振周波数を越えてAの右側のスロープに移る。Aの右側のスロープに移り周波数変調回路の出力 vf が正となり搬送波の振幅がおおきくなるので、再び出力電圧が参照電圧より高くなる可能性があり、この意味で周波数変調回路の出力 vf が負のあいだ搬送波の振幅を低く抑える方法は振動的であるが、振動は参照電圧の上昇に伴い終息する。
【００５０】
つまり周波数変調回路の出力 vf が正となり、振幅変調回路の入力が搬送波の振幅に反映されるまでの遅れは、出力電圧が参照電圧より高くなり周波数変調入力が負に変化するまでの遅れに較べて大幅に小さいので、参照電圧が高くなると出力電圧が参照電圧より高くなっても周波数変調入力は正に保たれる。
【発明を実施するための形態】
【００５１】
図6は共振回路を利用した直流安定化電圧源の模式図である。この電圧源は電圧発生回路と帰還回路とから構成される。電圧発生回路はドライバー回路、共振回路、整流平滑回路から構成される。帰還回路は誤差増幅器、電流検出器、周波数変調回路と振幅変調回路とから構成される。ドライバー回路は外部の電源よりドライバー回路に供給される直流電圧を、周波数変調回路の出力に対応した周波数を持つ高周波交流に変換する。振幅変調回路はこの高周波交流の振幅を変調する。周波数と振幅の変調された高周波交流が搬送波であり、この搬送波が共振回路を駆動する。
【００５２】
共振回路は共振を示す。共振回路から出力される高周波交流の振幅は、搬送波の周波数と振幅に依存して変化する。整流平滑回路は、共振回路から出力される高周波交流を直流電圧に変換し、これを電圧源の出力として負荷に供給するとともに誤差増幅器と電流検出器に入力する。
【００５３】
誤差増幅器は帰還回路に入力された出力電圧と、出力電圧を設定するために外部から供給される参照電圧とを比較することにより誤差を検出し、誤差電圧を出力する。誤差電圧は周波数変調回路と振幅変調回路に入力される。電流検出器は電圧発生回路から出力される電流を検出し、出力電流を出力する。出力電流は振幅変調回路に入力される。このようにして誤差電圧と出力電流とは共振回路を駆動する搬送波の周波数と振幅に帰還される。
誤差増幅器
【００５４】
誤差増幅器は、出力電圧と参照電圧を比較することにより誤差を検出し、誤差電圧を出力する。誤差電圧は周波数変調回路と振幅変調回路とに入力される。
周波数変調回路
【００５５】
周波数変調回路に入力された誤差電圧は変換されてパルス幅変調コントローラの周波数変調入力に印加される。 誤差電圧を搬送波の周波数へ帰還する場合、特許文献１および３により、周波数変調回路が原点の近傍に極の配置されている伝達関数を備えていることが安定化に貢献する。このため周波数変調回路は原点に位置する極を備えた伝達関数を通して誤差電圧を変換する.
振幅変調回路
【００５６】
振幅変調回路に入力された誤差電圧と出力電流は変換されてパルス幅変調コントローラの振幅変調入力に供給される。 振幅変調回路は、誤差電圧と出力電流を搬送波の振幅に帰還することにより出力電圧を安定化する。振幅変調回路は、周波数変調回路の伝達関数が含む遅れの大きい績分を含まないので、振幅への帰還は周波数への帰還にくらべて遅れの小さな帰還となる。
ドライバー回路
【００５７】
ドライバー回路は、フェイズシフトモードで動作するFETのフルブリッジと、フルブリッジを構成する４個のスイッチをオン・オフするゲートパルスを生成するパルス幅変調コントローラとから構成される。互いに近似的にコンプリメンタリなゲートパルスによってオン・オフされる２個のスイッチを直列に接続したハーフブリッジを２組並列に接続することによりフルブリッジが構成される。フェイズシフトモードの動作では、フルブリッジを構成する２組のハーフブリッジのゲートパルス間の位相の差が制御される。
【００５８】
２組のハーフブリッジをオン・オフするゲートパルスは同一の周波数を持ち、これが搬送波の周波数の２倍となる。パルス幅変調コントローラの周波数変調入力はこのゲートパルスの周波数を制御する。フェイズシフトモードでは、一方のハーフブリッジをオン・オフするコンプリメンタリなゲートパルスと他方のハーフブリッジをオン・オフするコンプリメンタリなゲートパルスの間の位相差が搬送波の振幅を制御する。パルス幅変調コントローラの振幅変調入力はこのゲートパルス間の位相の差を制御する。パルス幅変調コントローラは、周波数変調回路が出力する周波数と、振幅変調回路は出力するゲートパルス間の位相差とを備えた４個のゲートパルスを生成する。
共振回路
【００５９】
共振回路は共振を示す。このため共振回路の出力は共振に伴う周波数特性や負荷依存性を示す。共振回路の入力電圧と出力電圧の比を昇圧比と定義すると、共振回路は共振周波数の付近で大きな昇圧比を示す。共振回路を入力端子から見るとキャパシタンスが見える。この入力キャパシタンスによるエネルギーの散逸を避けるために、共振インダクタンスが入力端子に直列に接続されている。このインダクタンスとキャパシタンスの共振周波数は、搬送波の周波数より高くなるように選ばれている。
【００６０】
共振回路にはその電気的な等価回路で表すことのできない制約があり、このため共振回路を駆動する搬送波の周波数は、共振回路の共振周波数より高くなるように選ばれている。したがって出力電圧が参照電圧より高い場合には、周波数を上げて共振周波数から遠ざかり、また逆の場合には周波数を下げて共振周波数に近づく。
整流平滑回路
【００６１】
共振回路から出力される高周波交流の振幅は、共振回路に入力された搬送波の周波数と振幅に依存して変化する。整流平滑回路は、共振回路から出力される高周波交流を直流電圧に変換し、これを電圧源の出力として帰還回路すなわち誤差増幅器と電流検出器に入力するとともに負荷に供給する。整流平滑回路は整流を行うダイオードブリッジとリップルの低減を目的とする出力キャパシタから構成される。
電流検出器
【００６２】
電流検出器は出力電流を検出し、出力電流を振幅変調回路に入力する。
【実施例１】
【００６３】
図1に理想的なパルス幅変調コントローラのシミュレーション回路を示す。この回路で周波数変調入力はFM、また振幅変調入力はAMである。また出力は４個のゲートパルスGA, GB, ＧＣとGDである。パルス幅変調コントローラはビヘービアモデルを組み合わせてシミュレーションされる。周波数変調入力に比例した周波数を備えた矩形波の生成は、２個のビヘービアモデル ABM26、ABM13と矩形波生成回路のABM14とABM15を組み合わせて実現される。 ABM26は周波数変調入力FMの積分を出力する。ABM13には数式
【数３】
0006442744.tif 000004
が設定されている。この結果、周波数変調入力に比例した周波数を持つサイン波が ABM13から出力される。このサイン波の閾値を検出することにより矩形波を生成し、FET M1とM2とからなるハーフブリッジを駆動する２個のゲートパルスGA, GBを出力する。
【００６４】
FET M3とM4とからなるハーフブリッジを駆動する２個のゲートパルスは、ビヘービアモデルABM19と矩形波を生成するABM17とABM18とからなる回路によって生成される。振幅変調入力はABM19に入力される。ABM19は２入力と１出力とを備え、次の数式
【数４】
0006442744.tif 000005
0006442744.tif 000006
が設定されている。これからABM19の入力 IN1の範囲は 1 から -1 の間であることが分る。この結果、数式４で定義されるサイン波は数式３で定義されるサイン波に対して位相の遅れが
【数５】
0006442744.tif 000007
である。このサイン波の閾値を検出することにより矩形波を生成し、FET M3とM4とからなるハーフブリッジを駆動する２個のゲートパルスGC,GDを出力する。すなわちハーフブリッジを駆動するゲートパルスの間の位相差は振幅変調入力AMによって制御される。
【実施例２】
【００６５】
この直流安定化電圧源のシミュレーション回路を図7に示す。この回路では理想的なパルス幅変調コントローラを用いて実用的なパルス幅変調コントローラをシミュレートしている。すなわち周波数変調回路の出力はまずサンプル・ホールド回路に入力される。サンプルパルスはビヘービアモデルABM13が出力するサイン波から生成される。サンプル・ホールド回路の出力はパルス幅変調コントローラの周波数変調入力に入力される。
【００６６】
シミュレーション回路における電圧発生回路は実際の回路を忠実に再現してる。シミュレーション回路における帰還回路は基本的には線形な回路である。このため帰還回路の入力と出力の関係を再現する簡単な回路が採用されている。入力と出力の関係を数学的関係式を用いて指定できるビヘービアモデルと呼ばれる回路素子をシミュレーションに使用することができるので、多数のビヘービアモデルが帰還回路に使われている。図7は帰還回路を構成する誤差増幅器、周波数変調回路、振幅変調回路、電流検出器とドライバー回路のシミュレーション回路を示す。
誤差増幅器のシミュレーション回路
【００６７】
誤差増幅器は２入力１出力ビヘービアモデルABM23によってシミュレートされる。ABM23の入力は出力電圧と参照電圧である。ABM23の出力は誤差電圧である。
周波数変調回路のシミュレーション用回路
【００６８】
周波数変調回路のシミュレーション回路はビヘービアモデルABM24と増幅器GAIN17とGAIN19とによって構成される。ABM24には関数 SDT(x) に設定されているので、入力の時間積分が出力される。ABM24からの出力はGAIN19に入力され、この出力が周波数変調回路の出力となる。GAIN19のゲインをＥとするとき、周波数変調回路の伝達関数は
【数６】
0006442744.tif 000008
によって与えられる。
電流検出器のシミュレーション回路
【００６９】
電流検出器のシミュレーション回路は電圧源V6とビヘービアモデルABM27とによって構成される。出力電流は出力電圧 0 Vに設定されている電圧源V6によって検出される。ビヘービアモデルABM29は検出された出力電流を電圧に変換して出力する。
振幅変調回路のシミュレーション回路
【００７０】
振幅変調回路のシミュレーション回路はETABLEのE1、ビヘービアモデルABM31, GAIN21, SUM4、LIMIT1とから構成される。振幅変調回路の入力はGAIN21の入力とE1のIN+である。誤差電圧はGAIN21の入力に入力され、出力電流はE1のIN+に入力される。振幅変調回路の出力はLIMIT1の出力であり、この出力がパルス幅変調コントローラの振幅変調入力に供給される。 ビヘービアモデルABM31は電源投入時の誤動作を防止する回路であり、電源投入時以外ではE1の出力がABM31の出力となる。
【００７１】
電流検出器の出力は、E1によってあらかじめ定義されたルックアップテーブルにより変換されSUM4に入力される。またGAIN22の出力もSUM4に入力される。これにより振幅変調回路の入力である誤差電圧と電流検出器の出力が統合され、これが振幅変調回路の出力となる。出力に当たり、LIMIT1によりその出力の上限HIと下限LOを指定することにより、振幅変調回路の出力をパルス幅変調コントローラの振幅変調入力に適合させる。
ドライバー回路のシミュレーション用回路
【００７２】
ドライバー回路のシミュレーション用回路はFETのブリッジを構成する M1, M2, M3, M4と、ビヘービアモデルで構成されたゲートレベル変換器ABM33, ABM34と、パルス幅変調コントローラから構成される。
シミュレーション例
【００７３】
このように構成された電源の帰還が安定であることを、図7のシミュレーション用回路を用いて示す。負荷抵抗が50Ω, 5Ω, 1Ωの場合について、シミュレーションの結果を図8, 図9, 図10と示す。これらの図には横軸を時間軸として、縦軸１を出力電圧すなわち誤差増幅器の入力（ABM21:IN1)、縦軸２を搬送波の周波数を制御する電圧制御発振器の入力（ABM26:IN）、縦軸３を搬送波の振幅を制御するゲートパルス間の位相差を制御する入力（ABM19:IN1）としてそれぞれの時間的経過が示されている。
【実施例３】
【００７４】
TEXAS INSTRUMENTS社のUCC3895は搬送波の周波数の固定されたパルス幅変調コントローラである。UCC3895は外部からのリセットパルスにより外部同期を実現できる。そこで外部から同期したリセットパルスとノコギリ波を供給することにより、UCC3895を搬送波の周波数が可変なパルス幅コントローラとして動作させることができる。
【００７５】
UCC3895のシミュレーションを可能にするSPICE MODELはTEXAS INSTRUMENTS社から提供されている。このSPICE MODELは暗号化されているため詳細は不明である。このSPICE MODELを利用して、UCC3895を周波数可変のパルス幅コントローラとして使用する直流安定化電圧源のシミュレーション回路を図11に示す。
【００７６】
理想的パル幅変調コントローラを使った図7のシミュレーション回路と比較すると、パルス幅コントローラがUCC3895とリセットパルス・ノコギリ波生成回路に置き換わり、これに伴う変更が振幅変調回路に加えられている。振幅変調回路の出力はUCC3895のEAP端子に入力される。周波数変調回路の出力はリセットパルス・ノコギリ波生成回路の周波数変調入力に供給される。
リセットパルス・ノコギリ波生成回路
【００７７】
リセットパルス・ノコギリ波生成回路はリセットパルスとノコギリ波生成回路を生成する。リセットパルス・ノコギリ波生成回路は図11に示されているように周波数変調入力とサンプル・ホールド回路を備えている。サンプル・ホールド回路はリセットパルスにより周波数変調入力をサンプルし、次のリセットパルスまでサンプル・ホールド回路はその出力をホールドし、このホールドされた電圧が電流に変換されてキャパシタを充電する。それぞれの周期においてキャパシタを充電する電流は一定となる。キャパシタは既定の電圧まで充電されると、リセットパルスが生成され、これにより強制的に放電される。リセットパルスとこれに同期したノコギリ波が生成される。リセットパルスとノコギリ波はUCC3895のSYNC端子とRAMP端子に入力される。
シミュレーション例
【００７８】
このように構成された電源の帰還が安定であることを、図11のシミュレーション用回路を用いて示す。負荷抵抗が50Ω, 5Ω, 1Ωの場合について、シミュレーションの結果を図12, 図13, 図14に示す。これらの図には横軸を時間軸として、縦軸１を出力電圧すなわち誤差増幅器の入力（ABM31:IN1)、縦軸２を搬送波の周波数を制御する電圧制御発振器の入力（GAIN21:OUT)、縦軸３を搬送波の振幅を制御するEAP端子への入力（LIMIT1:IN）としてそれぞれの時間的経過が示されている。
【実施例４】
【００７９】
National Semiconductor社のLM5046は搬送波の周波数の固定されたパルス幅変調コントローラである。LM5046は外部からのパルスによる外部同期の機能を備えている。そこで外部から同期したリセットパルスとノコギリ波を供給することにより、LM5046を搬送波の周波数が可変なパルス幅コントローラとして動作させることができる。
【００８０】
LM5046のシミュレーションを可能にするSPICE MODELはNational Semiconductor社から提供されている。しかしこのSPICE MODELには外部同期の機能が実装されていないので、コードを一部変更して外部同期の機能を実現した。SPICE MODELのバージョンと変更箇所を示す。バージョンは
* Model Number :LM5046 Phase-Shift Full Bridge PWM Controller with Integrated MOSFET Drivers
* Last Revision Date : February 25, 2011
* Revision Number : 1.1
である。
【００８１】
変更箇所のオリジナルは
Eleb2 LEB5   0  LEB6  0  1
Emsk1  MSK4  0 VALUE { if(V(CLK)<=2.5 &V(PWM)<=2.5,5,0) }
Emsk2  MSK5  0 VALUE { if(V(PWM)>2.5 & V(CLK)<=2.5,5,0) }
Eosc1   OSC1  0 VALUE { if(V(OSC2)>cos(2*3.14*50E-9/(2/ (6.25E9*I(VRT))+110E-9)),5,0)  }
Eosc2   OSC3  0  VALUE { if(V(VREFuv)<=2.5 & V(VCCuv)<=2.5
&V(FAULT)<=2.5,sin(2*3.141592*TIME*I(VRT)/100E-12/2),0) }
Eosc3  NCLK  0  VALUE {{ 5-V(CLK) }}
であり、これが
Eleb2   LEB5  0  LEB6  0  1
Emsk1  MSK4  0  VALUE { if(V(CLK)<=2.5 & V(PWM)<=2.5,5,0) }
Emsk2  MSK5  0  VALUE { if(V(PWM)>2.5 &V(CLK)<=2.5,5,0) }
*******************************************************************
*Eosc1  OSC1  0  VALUE { if(V(OSC2)>cos(2*3.14*50E-9/(2/ (6.25E9*I(VRT))+110E-9)),5,0) }
*Eosc2 OSC3 0 VALUE { if(V(VREFuv)<=2.5 &V(VCCuv)<=2.5
&V(FAULT)<=2.5,sin(2*3.141592*TIME*I(VRT)/100E-12/2),0) }
*******************************************************************
Eosc1  OSC1  0  VALUE {if(I(VRT)>5e-3V&V(OSC3)>=2.5,5,0)  }
Eosc2  OSC3  0  VALUE { if(V(VREFuv)<=2.5 &V(VCCuv)<=2.5
V(FAULT)<=2.5,5,0) }
Eosc3  NCLK  0  VALUE {{ 5-V(CLK) }}
と変更された。
【００８２】
このようにして外部同期を実現したLM5046を、周波数可変のパルス幅コントローラとして使用した直流安定化電圧源のシミュレーション回路を図15に示す。このシミュレーション回路の振幅変調回路では、以下のように定義されているルックアップテーブル IMOETABLEが使用されている。
*
.SUBCKT imoEtable IN+ IN- OUT+ OUT-
E1 OUT+ OUT- TABLE {V(IN+,IN-)}=(
+(7.5m,660m)
+(30m,650m)
+(60m,645m)
+(150m,610m)
+(300m,600m)
+(600m,550m)
+(750m,520m)
*(1.0,490m)
+(1.5,400m)
*(3.0,130m)
*(3.333,95m)
*(3.75,10m)
*(4.28,-90m)
+(5.0,-230m)
+(6.0,-450m)
*(7.5,-930m) +)
.ENDS imoEtable
*
【００８３】
理想的パル幅変調コントローラを使った図7のシミュレーション回路と比較すると、パルス幅コントローラがLM5046とリセットパルス・ノコギリ波生成回路に置き換わり、これに伴う変更が振幅変調回路に加えられている。振幅変調回路の出力はLM5046のCOMP端子に入力される。周波数変調回路の出力はリセットパルス・ノコギリ波生成回路の周波数変調入力に供給される。
リセットパルス・ノコギリ波生成回路
【００８４】
リセットパルス・ノコギリ波生成回路は図11のリセットパルスとノコギリ波生成回路と同一である。
シミュレーション例
【００８５】
このように構成された電源の帰還が安定であることを、図15のシミュレーション用回路を用いて示す。負荷抵抗が50Ω, 5Ω, 1Ωの場合について、シミュレーションの結果を図16, 図17, 図18に示す。これらの図には横軸を時間軸として、縦軸１を出力電圧すなわち誤差増幅器の入力（ABM31:IN1)、縦軸２を搬送波の周波数を制御する電圧制御発振器の入力（GAIN21:OUT)、縦軸３を搬送波の振幅を制御するCOMP端子への入力（LIMIT1:IN）としてそれぞれの時間的経過が示されている。
【産業上の利用可能性】
【００８６】
共振回路の出力を整流平滑して出力を生成する電源において、共振回路を駆動する搬送波の振幅と周波数を変調することにより、出力電流に応じたすなわち負荷に応じた最適の周波数をもつ搬送波で共振回路を駆動することが可能となり、広く使われている低いＱ値の共振回路から、たとえば負荷により共振周波数の変化するＱ値の高い共振回路まで、Ｑ値に依ることなく広い範囲の共振回路を使って効率の良い電源を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００８７】
【図１】理想的パルス幅変調コントローラの構成
【図２】搬送波の振幅に対する出力電圧のプロット
【図３】共振周波数と駆動周波数の範囲
【図４】共振回路の２個の共振波形
【図５】共波形の間の駆動周波数の移動
【図６】共振回路を利用したした直流安定化電圧源の模式図
【図７】理想的なパルス幅変調コントローラを使った直流安定化電圧源のシミュレーション回路
【図８】負荷が50Ωのシミュレーション
【図９】負荷が5Ωのシミュレーション
【図１０】負荷が1Ωのシミュレーション
【図１１】UCC3895を使った直流安定化電圧源のシミュレーション回路
【図１２】負荷が50Ωのシミュレーション
【図１３】負荷が5Ωのシミュレーション
【図１４】負荷が1Ωのシミュレーション
【図１５】LM5046を使った直流安定化電圧源のシミュレーション回路
【図１６】負荷が50Ωのシミュレーション
【図１７】負荷が5Ωのシミュレーション
【図１８】負荷が1Ωのシミュレーション
【図１】
0006442744.tif 000009
【図２】
0006442744.tif 000010
【図３】
0006442744.tif 000011
【図４】
0006442744.tif 000012
【図５】
0006442744.tif 000013
【図６】
0006442744.tif 000014
【図７】
0006442744.tif 000015
【図８】
0006442744.tif 000016
【図９】
0006442744.tif 000017
【図１０】
0006442744.tif 000018
【図１１】
0006442744.tif 000019
【図１２】
0006442744.tif 000020
【図１３】
0006442744.tif 000021
【図１４】
0006442744.tif 000022
【図１５】
0006442744.tif 000023
【図１６】
0006442744.tif 000024
【図１７】
0006442744.tif 000025
【図１８】
0006442744.tif 000026