(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
波長多重光信号を送信する第１の光伝送装置と、
前記波長多重光信号を受信する第２の光伝送装置と、を備え、
前記第２の光伝送装置は、
前記波長多重光信号をデジタルコヒーレント受信する受信部と、
前記デジタルコヒーレント受信によって得られた受信信号を時間領域から周波数領域のスペクトル信号に変換し、前記スペクトル信号を基に前記波長多重光信号の波長間隔をモニタする波長間隔モニタと、
前記波長間隔モニタでのモニタ結果又は当該モニタ結果に応じた波長制御情報を前記第１の光伝送装置へ送信する送信部と、を備え、
前記第１の光伝送装置は、
前記モニタ結果又は前記波長制御情報を受信する受信部と、
前記受信部にて受信された前記モニタ結果又は前記波長制御情報に基づいて、前記波長多重光信号の波長間隔を制御する制御部と、
を備えた、光伝送システム。
【請求項２】
前記波長間隔モニタは、
前記スペクトル信号のパワーと、当該パワーについての閾値と、の比較によって前記波長間隔を検出する、請求項１に記載の光伝送システム。
【請求項３】
前記波長間隔モニタは、
前記閾値を超えるパワーに対応する周波数間の距離が最大となる間隔を前記波長間隔として検出する、請求項２に記載の光伝送システム。
【請求項４】
前記波長間隔モニタは、
前記スペクトル信号の直流レベルを検出し、前記直流レベルから所定パワーを減算したパワーを前記閾値に設定する、請求項２又は３に記載の光伝送システム。
【請求項５】
前記波長間隔モニタは、
前記閾値を可変し、可変した前記閾値のそれぞれについて得られる前記周波数間の距離の中で、最大の距離を前記波長間隔として検出する、請求項３に記載の光伝送システム。
【請求項６】
前記波長間隔モニタは、
前記閾値を用いて、前記スペクトル信号に含まれる第１の波長に相当する信号成分のエッジ周波数を検出し、
前記エッジ周波数から第２の波長への方向に所定周波数だけオフセットした周波数での前記スペクトル信号のパワー変動と前記波長間隔との関係を示すデータを基に、前記第１及び第２の波長の波長間隔を検出する、請求項２に記載の光伝送システム。
【請求項７】
前記波長間隔モニタは、
前記閾値を用いて、前記スペクトル信号に含まれる第１の波長に相当する信号成分の中心周波数を検出し、
前記中心周波数から第２の波長への方向に第１のオフセット周波数だけオフセットした周波数での前記スペクトル信号のパワーと、前記中心周波数から前記第２の波長への方向に前記第１のオフセット周波数よりも大きい第２のオフセット周波数だけオフセットした周波数での前記スペクトル信号のパワーと、の比率を検出し、
前記比率と前記波長間隔との関係を示すデータを基に、前記第１及び第２の波長の波長間隔を検出する、請求項２に記載の光伝送システム。
【請求項８】
前記スペクトル信号は、前記デジタルコヒーレント受信によって得られた前記受信信号を高速フーリエ変換した信号である、請求項１〜７のいずれか１項に記載の光伝送システム。
【請求項９】
前記スペクトル信号は、前記デジタルコヒーレント受信によって得られた前記受信信号を高速フーリエ変換した信号に対して移動平均処理を施した信号である、請求項１〜７のいずれか１項に記載の光伝送システム。
【請求項１０】
前記送信部は、
前記モニタ結果又は前記波長制御情報を、前記第１の光伝送装置への送信光信号に周波数変調により重畳し、
前記受信部は、
前記送信光信号を周波数検波することにより、前記重畳されたモニタ結果又は波長制御情報を検出する、請求項１〜９のいずれか１項に記載の光伝送システム。
【請求項１１】
前記制御部は、
前記複数波長のいずれかを基準波長として他の波長を制御することにより、前記波長間隔が一定となるように制御する、請求項１〜１０のいずれか１項に記載の光伝送システム。
【請求項１２】
波長多重光信号を送信する第１の光伝送装置と、前記波長多重光信号を受信する第２の光伝送装置と、を備えた光伝送システムにおける前記第２の光伝送装置であって、
前記波長多重光信号をデジタルコヒーレント受信する受信部と、
前記デジタルコヒーレント受信によって得られる受信信号をデジタル信号処理によって時間領域から周波数領域のスペクトル信号に変換し、前記スペクトル信号を基に前記波長多重光信号の波長間隔をモニタする波長間隔モニタと、
前記波長間隔モニタでのモニタ結果又は当該モニタ結果に応じた波長制御情報を前記第１の光伝送装置へ送信する送信部と、
を備えた、光伝送装置。
【請求項１３】
波長多重光信号を送信する第１の光伝送装置と、前記波長多重光信号を受信する、請求項１２に記載の第２の光伝送装置と、を備えた光伝送システムにおける前記第１の光伝送装置であって、
前記送信部が送信した、前記モニタ結果又は前記波長制御情報を受信する受信部と、
前記モニタ結果又は前記波長制御情報に基づいて、前記波長多重光信号の波長間隔を制御する制御部と、
を備えた、光伝送装置。
【請求項１４】
波長多重光信号をデジタルコヒーレント受信する受信部と、
前記デジタルコヒーレント受信によって得られる受信信号を時間領域から周波数領域のスペクトル信号に変換し、前記スペクトル信号のパワーと当該パワーについての閾値との比較によって前記波長多重光信号の波長間隔を検出してモニタする波長間隔モニタと、
を備えた、波長間隔測定装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光伝送システム、光伝送装置、及び、波長間隔測定装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
光通信技術の１つに、高密度の波長多重光信号を測定する技術がある。例えば、波長多重光信号の全電界振幅を所定時間ごとに複数回測定し、その測定結果をフーリエ解析することにより、個々の波長の信号成分の電界振幅を算出する技術が提案されている。
【０００３】
また、スーパーチャネル方式における各サブチャネル信号の光パワーを測定する技術がある。例えば、光パワーを検出しようとするサブチャネル信号（送信光信号）に低速の周波数変調をかけて、波長可変フィルタをスイープしたときの透過光パワーを測定することにより、当該サブチャネル信号の光パワーを検出する技術が提案されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】国際公開第２００９／１４５０７０号
【特許文献２】特開２０１３−２０１４９５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、従来技術は、波長多重光信号に含まれる各光信号の電界振幅あるいは光パワーを測定できるに留まっており、当該光信号の波長間隔の測定（「モニタ」と称してもよい。）に関して検討の余地がある。
【０００６】
１つの側面では、本発明の目的の１つは、波長多重光信号に含まれる光信号の波長間隔を簡易にモニタできるようにすることにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
１つの側面において、光伝送システムは、波長多重光信号を送信する第１の光伝送装置と、前記波長多重光信号を受信する第２の光伝送装置と、を備え、前記第２の光伝送装置は、前記波長多重光信号をデジタルコヒーレント受信する受信部と、前記デジタルコヒーレント受信によって得られた受信信号を時間領域から周波数領域のスペクトル信号に変換し、前記スペクトル信号を基に前記波長多重光信号の波長間隔をモニタする波長間隔モニタと、前記波長間隔モニタでのモニタ結果又は当該モニタ結果に応じた波長制御情報を前記第１の光伝送装置へ送信する送信部と、を備え、前記第１の光伝送装置は、前記モニタ結果又は前記波長制御情報を受信する受信部と、前記受信部にて受信された前記モニタ結果又は前記波長制御情報に基づいて、前記波長多重光信号の波長間隔を制御する制御部と、を備える。
【０００８】
また、１つの側面において、光伝送装置は、波長多重光信号を送信する第１の光伝送装置と、前記波長多重光信号を受信する第２の光伝送装置と、を備えた光伝送システムにおける前記第２の光伝送装置であって、前記波長多重光信号をデジタルコヒーレント受信する受信部と、前記デジタルコヒーレント受信によって得られる受信信号をデジタル信号処理によって時間領域から周波数領域のスペクトル信号に変換し、前記スペクトル信号を基に前記波長多重光信号の波長間隔をモニタする波長間隔モニタと、前記波長間隔モニタでのモニタ結果又は当該モニタ結果に応じた波長制御情報を前記第１の光伝送装置へ送信する送信部と、を備える。
【０００９】
更に、１つの側面において、波長間隔測定装置は、波長多重光信号をデジタルコヒーレント受信する受信部と、前記デジタルコヒーレント受信によって得られる受信信号を時間領域から周波数領域のスペクトル信号に変換し、前記スペクトル信号のパワーと当該パワーについての閾値との比較によって前記波長多重光信号の波長間隔を検出してモニタする波長間隔モニタと、を備える。
【発明の効果】
【００１０】
１つの側面として、波長多重光信号の波長間隔を簡易にモニタすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】光伝送システムの一例としてのＷＤＭ光ネットワークの構成例を示すブロック図である。
【図２】図１に例示する光伝送装置の構成例を示すブロック図である。
【図３】図２に例示するトランスポンダの構成例を示すブロック図である。
【図４】（Ａ）は、通常のＷＤＭ光信号のチャネル配置の一例を示す図であり、（Ｂ）は、スーパーチャネル信号のチャネル配置の一例を示す図である。
【図５】図４（Ｂ）に例示するチャネル配置において送信波長制御を実施しない場合に確保可能な外縁マージンを説明するための図である。
【図６】図４（Ｂ）に例示するチャネル配置において送信波長制御を実施する場合に確保可能な外縁マージンを説明するための図である。
【図７】図１に例示する光伝送システムでのマルチチャネル受信を説明するためのブロック図である。
【図８】図７に例示する光伝送システムでの送信信号及び受信信号のスペクトルの一例を示す図である。
【図９】図７に例示する光伝送システムにチャネル間隔モニタを適用した構成例を示すブロック図である。
【図１０】図７に例示する光伝送システムにおいてチャネル間隔のモニタ結果を周波数変調成分として対向への送信信号に重畳する態様を説明するブロック図である。
【図１１】図１〜図３に例示するトランスポンダの構成例を示すブロック図である。
【図１２】図１１に例示する受信デジタル信号処理部の構成例を示すブロック図である。
【図１３】図１１に例示する波長間隔モニタでの、主信号データのＦＦＴ演算結果及び当該ＦＦＴ演算結果を移動平均処理した結果の一例を示す図である。
【図１４】図１１に例示する光伝送システムにおいて送信信号に重畳される周波数変調パタンフレームのフォーマット例を示す図である。
【図１５】図１１に例示する送信デジタル信号処理部で矩形状にスペクトル整形されたスーパーチャネル信号のチャネル配置の一例を示す図である。
【図１６】図１１に例示するモニタトランスポンダでのチャネル間隔モニタ方法の一例を説明するための図である。
【図１７】図１１に例示するモニタトランスポンダでのチャネル間隔モニタ方法の一例を説明するための図である。
【図１８】図１１に例示するモニタトランスポンダでのチャネル間隔モニタ方法の一例を説明するための図である。
【図１９】図１１に例示するモニタトランスポンダでのチャネル間隔モニタ方法の一例を説明するための図である。
【図２０】図１１に例示するモニタトランスポンダでのチャネル間隔モニタ方法を説明するためのフローチャートである。
【図２１】図２０に例示するチャネル間隔モニタ方法のシミュレーション結果の一例を示す図である。
【図２２】図１１に例示するモニタトランスポンダのハードウェア構成例を示すブロック図である。
【図２３】実施例１に係るチャネル間隔モニタ方法を説明するための模式図である。
【図２４】実施例２に係るチャネル間隔モニタ方法を説明するための模式図である。
【図２５】実施例２に係るチャネル間隔モニタ方法を説明するためのフローチャートである。
【図２６】実施例２のシミュレーション結果の一例を示す図である。
【図２７】実施例３に係るチャネル間隔モニタ方法を説明するための模式図である。
【図２８】図２７に例示する、自チャネルの中心周波数を決定する方法の一例を説明するための模式図である。
【図２９】実施例３に係るチャネル間隔モニタ方法を説明するためのフローチャートである。
【図３０】実施例３のシミュレーション結果の一例を示す図である。
【図３１】図１１に例示する波長制御対象トランスポンダでの波長制御の一例を説明するためのチャネル配置例を示す図である。
【図３２】図１１に例示する波長制御対象トランスポンダでの波長制御の一例を説明するための模式図である。
【図３３】図１１に例示する波長制御対象トランスポンダでの波長制御の一例を説明するためのチャネル配置例を示す模式図である。
【図３４】図１１に例示するモニタトランスポンダから波長制御対象トランスポンダへの送信信号に周波数変調により重畳される信号成分（周波数オフセット）を説明するための図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。ただし、以下に説明する実施形態は、あくまでも例示であり、以下に明示しない種々の変形や技術の適用を排除する意図はない。また、以下に説明する各実施形態は、適宜に組み合わせて実施しても構わない。なお、以下の実施形態で用いる図面において、同一符号を付した部分は、特に断らない限り、同一若しくは同様の部分を表す。
【００１３】
近年、通信機器のトラフィック拡大等に伴って、ネットワークの更なる大容量化及び高速化が期待されている。例えば、光ネットワークのエレメントの一例である光伝送装置には、ＤＰ−ＱＰＳＫ（Dual Polarization-Quadrature Phase Shift Keying）変調方式を用いたデジタルコヒーレント信号処理技術が採用される場合がある。
【００１４】
デジタルコヒーレント信号処理技術の採用により、１波長（「チャネル」と称してもよい。）あたりの伝送速度を例えば１００ギガビット／秒（Ｇｂｐｓ）、あるいは１００Ｇｂｐｓを超える速度に高速化することが可能である。
【００１５】
また、光波長多重（ＷＤＭ：Wavelength Division Multiplexing）技術を併用することにより、光ネットワークの最大伝送容量を拡大化することができる。例えば、１チャネルあたり、１００Ｇｂｐｓの光信号を最大で８８チャネル分だけ波長多重することができる。即ち、１光ファイバあたりの最大伝送容量を８．８テラビット／秒（Ｔｂｐｓ）に拡大することができる。
【００１６】
図１に、光伝送システムの一例としてのＷＤＭ光ネットワークの構成例を示す。図１に示すＷＤＭ光ネットワーク１は、例示的に、光伝送装置１０−１と、光伝送路２０を介して当該光伝送装置１０−１と光通信可能に接続された光伝送装置１０−２と、を備える。
【００１７】
光伝送装置１０−１及び１０−２を区別しなくてよい場合には、単に「光伝送装置１０」と表記することがある。光伝送装置１０は、ＷＤＭ光ネットワーク１のエレメント（ネットワークエレメント：ＮＥ）の一例である。ＮＥ１０には、光送信局や光受信局、光中継局、ＲＯＡＤＭ（reconfigurable optical add/drop multiplexer）等の光アドドロップ局等が該当してよい。「局」は、「ノード」と称されてもよい。
【００１８】
例示的に、図１において、ＮＥ１０−１は、光送信局（光送信ノード）に該当し、ＮＥ１０−２は、光受信局（光受信ノード）に該当する。
【００１９】
光伝送路２０は、例示的に、光ファイバ伝送路である。光伝送装置１０や光伝送路２０には、ＷＤＭ光信号の伝送距離に応じて光増幅器（光アンプ）３０が適宜に設けられてもよい。光伝送路２０の途中区間に配置された光アンプ３０を備えたノードが、光中継ノードに該当すると捉えてもよい。なお、ＷＤＭ光信号の伝送距離によっては、光アンプ３０が設けられないこともある。
【００２０】
光伝送装置１０−１は、図１に例示するように、複数のトランスポンダ１１と、波長多重器（マルチプレクサ：ＭＵＸ）１２と、光増幅器（光アンプ）３０−１と、を備えてよい。
【００２１】
トランスポンダ１１は、例えばルータ等の通信機器４０と光ファイバ２２により接続されてよい。ここで、通信機器４０は、例えばクライアント側（「トリビュータリ側」と称してもよい。）の通信機器４０である。通信機器４０から送信された信号は、対応するトランスポンダ１１にて受信された後、いずれかの波長（チャネル）の光信号に変換されて、マルチプレクサ１２に入力される。
【００２２】
なお、各トランスポンダ１１とマルチプレクサ１２との間の接続に、光ファイバが用いられてもよい。別言すると、各トランスポンダ１１とマルチプレクサ１２とは、光通信可能に光学的に接続されればよい。
【００２３】
マルチプレクサ１２は、ＷＤＭカプラ等の合波カプラであってよく、各トランスポンダ１１から受信される光信号を波長多重することによりＷＤＭ光信号を生成して光伝送路２０へ送信する。当該送信に際して、ＷＤＭ光信号は、マルチプレクサ１２の後段（ポストステージ）に備えられた光アンプ３０−１によって所定の送信光パワーに増幅されてよい。
【００２４】
光伝送路２０へ送信されたＷＤＭ光信号は、光伝送装置１０−２にて受信される。光伝送装置１０−２は、例示的に、光アンプ３０−２と、波長分離器（デマルチプレクサ：ＤＭＵＸ）１５と、複数のトランスポンダ１６と、を備える。
【００２５】
デマルチプレクサ１５は、光伝送路２０から入力され光アンプ３０−２で増幅されたＷＤＭ光信号を波長毎に分離してトランスポンダ１６のいずれかに入力する。なお、トランスポンダ１６においてコヒーレント受信する場合には、デマルチプレクサ１５は、代替的に、ＷＤＭ光信号を分岐する光スプリッタであってもよい。光スプリッタは、分岐カプラであってもよい。
【００２６】
トランスポンダ１６は、デマルチプレクサ１５から入力された光信号を電気信号に光電変換して例えばルータ等の通信機器５０に送信する。ここで、通信機器５０は、例えばクライアント側の通信機器５０である。
【００２７】
なお、図１には、光伝送装置１０−１から光伝送装置１０−２への方向の通信に着目した構成を例示しているが、逆方向の通信に関しても、上記と同様の構成でよい。別言すると、光伝送装置１０−１と光伝送装置１０−２との間（通信機器４０と通信機器５０との間）は、双方向通信が可能であってよい。
【００２８】
双方向通信は、光伝送装置１０−１と光伝送装置１０−２との間に、双方向のそれぞれについて個別に設けられた光伝送路２０を介して行なわれてよい。例えば、光伝送装置１０−２から光伝送装置１０−１への逆方向の通信は、図１において、光伝送装置１０−１を光伝送装置１０−２に読み替え、且つ、光伝送装置１０−２を光伝送装置１０−１に読み替えた構成によって実現されると捉えてよい。
【００２９】
双方向のうち、光伝送装置１０−１（又は１０−２）が光伝送路２０へＷＤＭ光信号を送信する方向を「アップストリーム方向」と称し、その逆方向を「ダウンストリーム方向」と称する。
【００３０】
したがって、光伝送装置１０−１及び１０−２は、それぞれ、アップストリーム方向に対応した送信系と、ダウンストリーム方向に対応した受信系と、を備えてよい。例えば図１では、トランスポンダ１１及びマルチプレクサ１２が光伝送装置１０−１の送信系に該当し、デマルチプレクサ１５及びトランスポンダ１６が光伝送装置１０−２の受信系に該当する。
【００３１】
別言すると、光伝送装置１０−１は、図１には図示を省略しているが、受信系として、光伝送装置１０−２の受信系と同様に、デマルチプレクサ１５及びトランスポンダ１６を備えている、と捉えてよい。また、光伝送装置１０−２は、図１には図示を省略しているが、送信系として、光伝送装置１０−１の送信系と同様に、トランスポンダ１１及びマルチプレクサ１２を備えている、と捉えてよい。ただし、トランスポンダ１１（又は１６）は、送受信に共用であってよい。別言すると、トランスポンダ１１及び１６は、同じ構成（送信部及び受信部）を有していてよい。
【００３２】
図２に、双方向通信をサポートする光伝送装置１０の構成例を示す。図２に示す光伝送装置１０は、例示的に、複数のトランスポンダ１１１と、波長多重分離ブロック１１２と、光アンプブロック１１３と、ラインカード制御部１１４−１と、ネットワーク制御部１１４−２と、を備える。なお、「ブロック」は、「モジュール」と称してもよい。
【００３３】
トランスポンダ１１１は、それぞれ、図１に例示したトランスポンダ１１又は１６に相当する。トランスポンダ１１１のそれぞれは、例示的に、ルータ等の通信機器４０又は５０と光学的に双方向通信可能に接続されて、通信機器４０又は５０との間で光信号の送受信が可能である。
【００３４】
波長多重分離ブロック１１２は、例示的に、アップストリーム方向に対応したマルチプレクサ（ＭＵＸ）１１２ａと、ダウンストリーム方向に対応したデマルチプレクサ（ＤＭＵＸ）１１２ｂと、を備える。マルチプレクサ１１２ａは、図１に例示したマルチプレクサ１２に相当し、デマルチプレクサ１１２ｂは、図１に例示したデマルチプレクサ１５に相当する、と捉えてよい。
【００３５】
各トランスポンダ１１１の出力ポート（送信ポート）がマルチプレクサ１１２ａの入力ポートに光ファイバ等を用いて光学的に接続される。また、各トランスポンダ１１１の入力ポート（受信ポート）がデマルチプレクサ１１２ｂの出力ポートのいずれかに光ファイバ等を用いて光学的に接続される。
【００３６】
したがって、マルチプレクサ１１２ａは、各トランスポンダ１１１の送信ポートから送信された光信号を波長多重してＷＤＭ光信号を生成する。また、デマルチプレクサ１１２ｂは、光アンプブロック１１３から受信されるＷＤＭ光信号を波長毎に分離してトランスポンダ１１１の受信ポートへ入力する。
【００３７】
光アンプブロック１１３は、アップストリーム方向に対応した光アンプ１１３ａと、ダウンストリーム方向に対応した光アンプ１１３ｂと、を備える。光アンプ１１３ａは、マルチプレクサ１１２ａから入力されるＷＤＭ光信号を所定の送信パワーに増幅して光伝送路２０へ送信する。光アンプ１１３ｂは、光伝送路２０から受信されるＷＤＭ光信号を所定の受信パワーに増幅してデマルチプレクサ１１２ｂに入力する。
【００３８】
なお、光アンプブロック１１３は、ＷＤＭ光信号の伝送距離によっては必要ない場合もある。
【００３９】
ラインカード制御部１１４−１は、各トランスポンダ１１１と電気的或いは光学的に接続され、ラインカード制御部１１４−１で受信したデータの行き先に応じたスイッチング処理を行なう。したがって、「ラインカード制御部」は、「スイッチング部」あるいは「スイッチングボード」と称してもよい。スイッチングされたデータは、各トランスポンダ１１１を経由して、通信機器４０（又は５０）側、或いは、光伝送路２０（光ネットワーク）側へ送出される。
【００４０】
ネットワーク制御部１１４−２は、ラインカード制御部１１４−１、波長多重分離ブロック１１２、及び、光アンプブロック１１３の動作を統括的に制御する。なお、ラインカード制御部１１４−１とネットワーク制御部１１４−２とは、１つの制御部として一体化されてもよい。ラインカード制御部１１４−１とネットワーク制御部１１４−２とを区別しなくてよい場合は単に「制御部１１４」と表記することがある。
【００４１】
図３に、図２に例示したトランスポンダ１１１の構成例を示す。トランスポンダ１１１は、例示的に、広帯域（ワイドバンド：ＷＢ）光送受信モジュール１１１１、フレーマ１１１２、及び、狭帯域（ナローバンド：ＮＢ）光送受信モジュール１１１３を備える。「光送受信モジュール」は、「光送受信器」と称してもよい。
【００４２】
ＷＢ光送受信モジュール１１１１は、例示的に、クライアント側のルータ等の通信機器４０又は５０と、ワイドバンドの光（以下「ＷＢ光」と表記することがある。）にて信号を送受信する。ＷＢ光にて送受信される信号は、例示的に、ＳＯＮＥＴ（Synchronous Optical Network）やイーサネット（登録商標）等で用いられるフレーム信号であってよい。
【００４３】
例えば、ＷＢモジュール１１１１は、通信機器４０（又は５０）から受信されるＷＢ光を電気信号に変換してフレーマ１１１２に入力する。また、ＷＢモジュール１１１１は、フレーマ１１１２から受信した電気信号をＷＢ光に変換して通信機器４０（又は５０）に送信する。
【００４４】
フレーマ１１１２は、例示的に、ＷＢモジュール１１１１にて光電変換された信号を例えばＯＴＵ（Optical channel Transport Unit）フレーム信号にマッピングしてＮＢ光送受信モジュール１１１３に入力する。また、フレーマ１１１２は、ＳＯＮＥＴやイーサネット（登録商標）等のフレーム信号をデマッピングしてＷＢ光送受信モジュール１１１１に入力する。なお、当該フレーム信号は、ＮＢ光送受信モジュール１１１３からのＯＴＵフレーム信号にマッピングされている。フレーム信号の処理には、誤り訂正符号の付加等の処理が含まれてよい。
【００４５】
ＮＢ光送受信モジュール１１１３は、例示的に、ナローバンドの光（以下「ＮＢ光」と表記することがある。）にて光伝送路２０との間でフレーム信号（例えば、ＯＴＮフレーム信号）の送受信を行なう。
【００４６】
例えば、ＮＢ光送受信モジュール１１１３は、フレーマ１１１２で生成された、電気信号のＯＴＵフレーム信号をＮＢ光に変換して図２に例示したマルチプレクサ１１２ａへ出力する。また、ＮＢ光送受信モジュール１１１３は、例えば図２に例示したデマルチプレクサ１１２ｂからＮＢ光にて入力されるＯＴＮフレーム信号を電気信号に変換してフレーマ１１１２へ出力する。
【００４７】
以上のように、トランスポンダ１１１は、トリビュータリ側とネットワーク（光伝送路２０）側との間で送受信される光及びフレーム信号の変換処理を通じて、通信機器４０と通信機器５０との間の双方向通信を可能にする。
【００４８】
ところで、光伝送技術においては、更なる大容量化のため、ＷＤＭ技術に加えて、「スーパーチャネル」と呼ばれる技術の利用が検討、議論されている。これまでのＷＤＭ技術では、チャネル間干渉が十分に抑えられるだけの間隔に波長間隔が設定されていた。例えば図４（Ａ）に示すように、１チャネルあたり１００Ｇｂｐｓの光信号であれば、ＷＤＭ光信号において各チャネルは５０ＧＨｚ程度の間隔で配置されることがある。
【００４９】
これに対し、スーパーチャネル技術では、デジタル信号処理によるスペクトル整形処理を用いることで、チャネル間干渉を抑制しながらチャネル間隔をより狭めることができる。例えば、レイズドコサインフィルタ等のＳｉｎｃ関数形状の時間応答を示すフィルタを用いて、主信号（例えば、ＮＲＺ信号）を畳み込み処理することで、主信号光の周波数スペクトルを狭帯域化し、且つ、矩形形状に整形することができる。
【００５０】
これにより、１チャネルあたり１００Ｇｂｐｓの光信号であれば、例えば図４（Ｂ）に示すように、ＷＤＭ光信号におけるチャネル間隔は５０ＧＨｚよりも狭い間隔（例えば、３６ＧＨｚ程度）にまで近接させることが可能になる。
【００５１】
なお、送信光源（例えば、レーザダイオード：ＬＤ）の発光波長に変動（「揺らぎ」と称してよい。）が生じる場合には、当該揺らぎを考慮してチャネル間隔にマージンを設定してよい。例えば、ＬＤの発光波長が環境条件や経時変動等に起因して、或る周波数レンジ（例えば、±１．５ＧＨｚ）で変動する場合、当該周波数レンジをチャネル間隔のマージンに設定してよい。なお、ＬＤの発光波長の変動は、ＥＯＬ（End Of Life）変動と称してもよい。
【００５２】
仮に、スペクトル整形処理によって、１チャネルあたりの周波数帯域幅を３２ＧＨｚに狭帯域化できたとして、ＥＯＬ変動として±１．５ＧＨｚのマージン（３ＧＨｚ）を考慮すると、１チャネルあたりの周波数帯域幅は３５ＧＨｚとなる。したがって、各チャネルを１ＧＨｚのガードバンドを挟んで配置すれば、チャネル間隔は３６ＧＨｚとなる。
【００５３】
ここで、或る周波数帯域、例えば、ＷＤＭ光信号が通過する波長選択スイッチ（ＷＳＳ）の透過帯域（「周波数グリッド」と称してもよい。）に、複数チャネルを配置（多重）することを想定する。なお、ＷＳＳは、光伝送装置１０に用いられる光デバイスの一例であり、その透過帯域は、ＷＤＭ光信号の帯域特性等の伝送特性に影響するパラメータの一例である。
【００５４】
ＷＳＳの透過帯域において、当該透過帯域のエッジに相当する周波数と、当該周波数に最も近接するチャネルのエッジに相当する周波数と、の差分は、「外縁マージン」と称してよい。外縁マージンを大きく確保できれば、ＷＤＭ光信号のマルチスパン伝送時の伝送特性の劣化を抑制することができる。
【００５５】
非限定的な一例として、図５に例示するように、１６２．５ＧＨｚの周波数グリッドに４チャネルを多重することを想定すると、外縁マージンとして７．５ＧＨｚ程度を確保できる。
【００５６】
しかし、この程度のマージンでは、マルチスパン伝送時の伝送特性の劣化が無視できない程度に増大するおそれがある。また、この場合の周波数利用効率は、図４（Ａ）に例示した通常のＷＤＭ伝送におけるチャネル間隔５０ＧＨｚの場合に比べて２３．１％程度増加するに留まる（例えば後記の表１参照）。
【００５７】
スーパーチャネルを実用的に実現するには、より幅の広い外縁マージンを確保して伝送特性を向上させたい。あるいは、更なる大容量伝送のため、周波数利用効率を更に向上したい。
【００５８】
そこで、例えば、光ネットワークあるいは光伝送装置の運用中において、送信ＬＤの発光波長を適応的に制御することで、送信ＬＤの発光波長の揺らぎを抑制して、確保できる外縁マージンの拡大化を図ることが考えられる。
【００５９】
図５に例示したスーパーチャネルのチャネル配置において、送信ＬＤの波長制御を実施しないとすると、送信ＬＤの変動として、４チャネルの左右（周波数）方向（計８か所）の変動分をマージンとして考慮する必要がある。
【００６０】
これに対し、例えば図６に示すように、４チャネルのうちの１チャネルを基準チャネルとして、送信ＬＤの波長制御を実施すれば、他の３チャネルの変動分はマージンに見込まなくてよくなる。なお、基準チャネルは、波長制御の対象外のチャネルである。別言すると、４チャネルのうちの基準チャネルについての変動分さえマージンに見込めばよい。ただし、波長制御誤差（例えば、５００ＭＨｚ程度）は、見込むこととしてよい。
【００６１】
このような波長制御を実施することで、例えば次表１の例１に示すように、外縁マージンとして１１ＧＨｚ程度を確保することができ、マルチスパン伝送時の伝送特性劣化を抑えることができる。
【００６２】
【表１】
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【００６３】
あるいは、表１の例２に示すように、確保できる外縁マージンは例１よりも小さくなるものの、１５０．０ＧＨｚのグリッドで４チャネルを多重することが現実的に可能になる。この例２では、周波数利用効率を例１での２３．１％よりも大きく向上（例えば、３３．３％）できる。
【００６４】
次に、図７を参照して、スーパーチャネルの送信信号と受信信号とについて説明する。図７の左上に例示する送信器Ａ１，Ｂ１及びＣ１は、それぞれ、例えば図１の光伝送装置１０−１におけるトランスポンダ１１１のＮＢ光送受信モジュール１１１３（図２及び図３参照）に備えられたアップストリーム方向の送信器に相当すると捉えてよい。
【００６５】
また、図７の右上に例示する受信器Ａ１，Ｂ１及びＣ１は、それぞれ、例えば図１の光伝送装置１０−２におけるトランスポンダ１１１のＮＢ光送受信モジュール１１１３（図２及び図３参照）に備えられたダウンストリーム方向の受信器に相当すると捉えてよい。
【００６６】
更に、図７の右下に例示する送信器Ａ２，Ｂ２及びＣ２は、それぞれ、例えば図１の光伝送装置１０−２におけるトランスポンダ１１１のＮＢ光送受信モジュール１１１３（図２及び図３参照）に備えられたアップストリーム方向の送信器に相当すると捉えてよい。
【００６７】
また、図７の左下に例示する受信器Ａ２，Ｂ２及びＣ２は、それぞれ、例えば図１の光伝送装置１０−１におけるトランスポンダ１１１のＮＢ光送受信モジュール１１１３（図２及び図３参照）に備えられたダウンストリーム方向の受信器に相当すると捉えてよい。
【００６８】
各送信器Ａ１，Ｂ１及びＣ１（Ａ２，Ｂ２及びＣ２）から送信された光信号Ａ〜Ｃは、既述のマルチプレクサ１２にてスーパーチャネルを成すＷＤＭ光信号に波長多重されて光ネットワーク６０へ送信される。
【００６９】
なお、光信号Ａ〜Ｃは、それぞれ、各送信器Ａ１，Ｂ１及びＣ１（Ａ２，Ｂ２及びＣ２）における送信光源の発光波長λＡ〜λＣに対応した波長の光信号であると捉えてよい。スーパーチャネルを成す波長（λＡ〜λＣ）は、「サブキャリア」と称してもよい。また、光ネットワーク６０は、図１に例示した光伝送路２０及び光アンプ３０を含む概念として捉えてよい。
【００７０】
光ネットワーク６０を伝送されたスーパーチャネルの送信信号（ＷＤＭ光信号）は、既述の光スプリッタ１５にて、受信器Ａ１，Ｂ１及びＣ１（Ａ２，Ｂ２及びＣ２）の数に応じた分岐数に分岐されて、当該受信器にそれぞれ入力される。別言すると、受信器Ａ１，Ｂ１及びＣ１（Ａ２，Ｂ２及びＣ２）は、それぞれ、光信号Ａ〜Ｃが波長多重された同じＷＤＭ光信号を受信する。当該受信は、「マルチチャネル受信」あるいは「マルチキャリア受信」と称してよい。
【００７１】
各受信器Ａ１，Ｂ１及びＣ１（Ａ２，Ｂ２及びＣ２）は、それぞれ、コヒーレント受信に用いられる局発光源（例えばＬＤ）を備える。局発光源の発光波長は、それぞれ、対応する送信器Ａ１，Ｂ１及びＣ１（Ａ２，Ｂ２及びＣ２）の送信光源の発光波長と一致している。なお、以下において、送信光源の発光波長を「送信波長」と称することがあり、局発光源の発光波長を「受信波長」と称することがある。
【００７２】
例えば、受信器Ａ１（Ａ２）の受信波長は、送信器Ａ１（Ａ２）の送信波長（λＡ）と一致し、受信器Ｂ１（Ｂ２）の受信波長は、送信器Ｂ１（Ｂ２）の送信波長（λＢ）と一致している。同様に、受信器Ｃ１（Ｃ２）の受信波長は、送信器Ｃ１（Ｃ２）の送信波長（λＣ）と一致している。
【００７３】
なお、この例では、送信器Ａ１，Ｂ１及びＣ１から受信器Ａ１，Ｂ１及びＣ１へ送信される光信号の波長と、送信器Ａ２，Ｂ２及びＣ２から受信器Ａ２，Ｂ２及びＣ２へ逆方向に送信される光信号の波長と、がそれぞれ一致しているが、異なっていてもよい。
【００７４】
受信器Ａ１（Ａ２）では、光スプリッタ１５から分岐入力されるＷＤＭ光信号のうち、送信器Ａ１（Ａ２）の送信波長λＡの信号が抽出、受信される。受信器Ｂ１（Ｂ２）では、当該ＷＤＭ光信号のうち、送信器Ｂ１（Ｂ２）の送信波長λＢの信号が抽出、受信される。同様に、受信器Ｃ１（Ｃ２）では、送信器Ｃ１（Ｃ２）の送信波長λＣの信号がＷＤＭ光信号から抽出、受信される。
【００７５】
ただし、スーパーチャネルのＷＤＭ光信号は、隣接チャネルが近接しているため、隣接チャネルの信号成分の一部が受信器Ａ１，Ｂ１，Ｃ１（Ａ２，Ｂ２，Ｃ２）の受信信号に含まれ得る（「残留し得る」と称してもよい）。
【００７６】
例えば、受信器Ａ１（Ａ２）では、隣接チャネル（波長λＢ）の信号成分の一部が受信信号に含まれ得る。受信器Ｂ１（Ｂ２）では、隣接チャネル（波長λＡ及びλＣ）の信号成分の一部が受信信号に含まれ得る。受信器Ｃ１（Ｃ２）では、隣接チャネル（波長λＢ）の信号成分の一部が受信信号に含まれ得る。
【００７７】
図８に、スーパーチャネルの送信信号（波長多重後）のスペクトル（符号３００参照）と、受信器でのデジタル信号処理によって得られる受信信号のスペクトル（符号４００参照）と、の一例を示す。
【００７８】
図８には、受信信号のスペクトルの一例として、受信器において、スーパーチャネルの送信信号をＡＤＣ（Analogue to Digital Converter）にて２倍オーバーサンプリング相当のサンプリング周波数でサンプリングしたときのスペクトルを例示している。なお、スーパーチャネルの送信信号は、例示的に、ボーレートが３２ギガボー（Ｇｂａｕｄ）の信号である。
【００７９】
図８に例示するように、受信信号のスペクトルには、局発光源の波長に対応した周波数を中心周波数にもつスペクトルだけでなく、当該スペクトルに対して低周波側及び高周波側のいずれか一方又は双方に隣接チャネルの信号成分スペクトルが含まれ得る。
【００８０】
本実施形態では、このような隣接チャネルの信号成分を利用してスーパーチャネルのチャネル間隔をモニタ（「検出」あるいは「測定」と称してもよい。）する。チャネル間隔モニタの詳細については後述する。
【００８１】
ここで、図７に例示した構成において、送信器の送信波長を制御する方法について検討する。例えば、送信器Ｂ２の送信波長が、送信器Ａ２及び送信器Ｃ２の送信波長と比べて期待する位置に無い場合に、当該波長位置を制御することを想定する。
【００８２】
図９に、マルチプレクサ１２にて波長多重された後の送信信号を基にチャネル間隔をモニタすることができた場合の、波長制御方法の一例を示す。図９には、光ネットワーク６０（例えば、光中継ノードやＲＯＡＤＭ等のＮＥ）にモニタ６１を設けて、当該モニタ６１にて波長多重後の送信信号をモニタする様子を例示している。
【００８３】
モニタ６１において送信信号のチャネル間隔をモニタできれば、期待する波長位置に無い送信波長（例えば、λＢ）を検出できる。検出結果を対応する送信器（例えば、送信器Ｂ１及びＢ２）にフィードバックすることで、送信波長λＢを本来の期待波長位置に制御することが可能である。
【００８４】
しかし、この方法では、光ネットワーク６０にモニタ６１を追加するための作業やコストがかかる。また、モニタしたチャネル間隔を、送信器にフィードバックするための制御信号パスも追加となる。このように、光ネットワーク６０においてチャネル間隔をモニタする方法は、コストへの影響が大きく、導入する上で大きな障壁となり得る。
【００８５】
これに対し、例えば図１０に示すように、受信器Ｂ２にてチャネル間隔をモニタできれば、対向の送信器Ｂ２の送信波長のずれを当該受信器Ｂ２にて検出（「測定」と称してもよい。）できる。
【００８６】
そして、その検出結果（あるいは、当該検出結果に応じた波長制御情報でもよい）を、例えば送信器Ｂ１から受信器Ｂ１を通じて受信器Ｂ２に通知すれば、送信器Ｂ２の送信波長のずれを最小化制御することが可能となる。
【００８７】
当該通知は、例示的に、送信器Ｂ１の送信光を周波数変調して通知情報（波長ずれ検出結果又は波長制御情報）を当該送信光に重畳することで行なってよい。通知情報は、監視制御情報の一例であると捉えてよい。監視制御情報が重畳された送信光は、ＳＶ（Supervisory）光成分あるいは光監視チャネル（ＯＳＣ）成分を含む光であると捉えてよい。
【００８８】
受信器Ｂ１は、周波数変調により受信信号に重畳された通知情報を復調して検出する。検出した通知情報に基づいて、送信器Ｂ２の送信波長を制御することで、当該送信器Ｂ２の送信波長ずれを補償することができる。なお、送信器Ａ２及びＣ２の送信波長ずれや、送信器Ａ１，Ｂ１及びＣ１の送信波長ずれも、上記と同様にして受信器でのモニタ結果を対応する送信器へフィードバックすることで補償可能である。
【００８９】
ここで、受信器Ｂ２及び送信器Ｂ１の組は、例えば図２に例示した１つのトランスポンダ１１１に含まれると捉えてよい。同様に、受信器Ｂ１及び送信器Ｂ２の組も、別ノードの図２に例示した１つのトランスポンダ１１１に含まれると捉えてよい。
【００９０】
したがって、同一トランスポンダ１１１内での受信器Ｂ２（Ｂ１）−送信器Ｂ１（Ｂ２）間の情報の送受信は容易であり、送信器Ｂ２（Ｂ１）の送信波長ずれの制御も容易に実現できる。例えば、送信波長ずれの制御は、図２に例示した制御部１１４、あるいは、トランスポンダ１１１に内蔵の制御部（図２において図示省略）によって実施されてよい。
【００９１】
このように、受信器でチャネル間隔をモニタすることができれば、光ネットワーク６０に対してモニタや制御信号パスを追加せずに、低コストで波長制御を実現することができる。
【００９２】
次に、図１１に、上述した送信光源の波長制御を実現するトランスポンダの構成例を示す。図１１に示すトランスポンダ７０及び８０は、例えば既述の光伝送路２０（別言すると、光ネットワーク６０）を介して双方向の光通信が可能に接続されている。なお、図１１に示すトランスポンダ７０及び８０は、図３に例示したＮＢ光送受信モジュール１１１３に相当すると捉えてもよい。
【００９３】
一方のトランスポンダ７０は、例えば図１の光伝送装置１０−１に備えられた図２のトランスポンダ１１１のいずれかに相当し、また、図１０に例示した受信器Ｂ２を含むトランスポンダに相当すると捉えてよい。したがって、トランスポンダ７０は、図１０にて説明したチャネル間隔モニタ機能を具備するトランスポンダに相当すると捉えてよい。そのため、以下、トランスポンダ７０を便宜的に「モニタトランスポンダ７０」と称することがある。
【００９４】
他方のトランスポンダ８０は、例えば図１の光伝送装置１０−２に備えられた図２のトランスポンダ１１１のいずれかに相当し、また、図１０に例示した送信器Ｂ２を含むトランスポンダ７０に相当すると捉えてよい。したがって、トランスポンダ８０は、図１０にて説明したチャネル間隔モニタ結果に基づいて送信波長が制御される対象のトランスポンダに相当すると捉えてよい。そのため、トランスポンダ８０を便宜的に「波長制御対象トランスポンダ８０」と称することがある。
【００９５】
波長制御対象トランスポンダ８０が備えられた光伝送装置１０−２は、デジタル信号処理を用いて波形（スペクトル）整形された複数の送信信号をＷＤＭ光信号にて送信する第１の光伝送装置の一例に相当すると捉えてよい。
【００９６】
これに対し、モニタトランスポンダ７０が備えられた光伝送装置１０−１は、光伝送装置１０−１が送信したＷＤＭ光信号をデジタルコヒーレント受信する第２の光伝送装置の一例に相当すると捉えてよい。
【００９７】
モニタトランスポンダ７０は、例示的に、送信器７１、受信器７２及び制御部７３を備える。送信器７１は、図１０に例示した送信器Ｂ１に相当すると捉えてよく、受信器７２は、図１０に例示した受信器Ｂ２に相当すると捉えてよい。
【００９８】
送信器７１は、例示的に、送信デジタル信号処理部７１１、ＤＡＣ（Digital to Analogue Converter）７１２、光変調器７１３、及び、送信光源（例えばＬＤ）７１４を備える。
【００９９】
送信デジタル信号処理部７１１は、送信デジタルデータ信号に対してスペクトル整形や搬送波（キャリア）周波数制御、非線形補償等のデジタル信号処理を施す。
【０１００】
ＤＡＣ７１２は、送信デジタル信号処理部７１１でデジタル信号処理された送信デジタルデータ信号をアナログデータ信号に変換する。ＤＡＣ７１２により得られたアナログデータ信号は、光変調器７１３の駆動信号として光変調器７１３に与えられる。
【０１０１】
光変調器７１３は、ＤＡＣ７１２から与えられる駆動信号によって送信光源７１４の出力光を変調することで送信変調信号光を生成する。送信変調信号光は、対向のトランスポンダ８０へ通じる光伝送路２０へ送信される。送信光源７１４は、発光波長が可変の光源（例えば、チューナブルＬＤ）であってよい。
【０１０２】
なお、送信デジタル信号処理部７１１でのキャリア周波数制御において、既述の監視制御情報に応じた周波数制御が行なわれることで、監視制御情報を送信変調信号光に周波数変調成分として重畳することができる。
【０１０３】
一方、受信器７２は、ＷＤＭ光信号をデジタルコヒーレント受信する受信部の一例であり、例示的に、受信フロントエンド（ＦＥ）７２１、ＡＤＣ７２２、及び、受信デジタル信号処理部７２３を備える。
【０１０４】
受信ＦＥ７２１は、例示的に、既述の局発光源や、光位相ハイブリッド、フォトディテクタ（ＰＤ）等の光電変換器を備える。局発光源の出力光と、光伝送路２０から受信されるＷＤＭ光信号と、を光位相ハイブリッドにて同じ位相及び異なる位相（例えば、９０度異なる位相）で干渉させることで、受信希望チャネルに相当する信号光の電界複素情報を測定して信号光を復調することができる。復調された信号光は例えばＰＤにてアナログ電気信号に光電変換されてＡＤＣ７２２に入力される。
【０１０５】
ＡＤＣ７２２は、受信ＦＥ７２１にて復調された信号光のアナログ電気信号をデジタル電気信号に変換して受信デジタル信号処理部７２３に入力する。
【０１０６】
受信デジタル信号処理部７２３は、受信ＦＥ７２１にて復調された信号光に相当するデジタル電気信号に対してデジタル信号処理を施す。デジタル信号処理には、例示的に、分散補償、サンプリング位相同期、適応等化、周波数オフセット補償、搬送波位相復元等の処理が含まれてよい。受信デジタル信号処理部７２３は、例示的に、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）や、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、大規模集積回路（ＬＳＩ）等を用いて実現可能である。
【０１０７】
具体的な一例として、受信デジタル信号処理部７２３は、例えば図１２に示すように、分散補償部９１、サンプリング位相同期部９２、適応等化部９３、周波数オフセット補償部９４、及び、搬送波位相復元部９５を備えてよい。なお、トランスポンダ８０の受信デジタル信号処理部８２３も、図１２の構成と同一若しくは同様であってよい。
【０１０８】
分散補償部９１は、ＡＤＣ７２２から入力されたデジタル電気信号に対して、例えばトランスバーサルフィルタ等で波長分散による波形歪みをモデル化したデジタルフィルタを用いて波長分散処理を施す。
【０１０９】
サンプリング位相同期部９２は、ＡＤＣ７２２でのサンプリングのタイミング（周波数及び位相）をデータパルスの中央に同期させるための処理を行なう。
【０１１０】
適応等化部９３は、例えば、複数の線形フィルタを備え、各フィルタのパラメータを信号光の偏波変動よりも十分高速かつ適応的に更新することで、偏波変動や偏波モード分散（ＰＭＤ）に起因する波形歪みを適応的に等化（補償）する。当該等化処理は、例示的に、シンボルレートで行なわれてよい。
【０１１１】
周波数オフセット補償部９４は、受信信号光と局発光源の出力光との間の周波数オフセットを補償（補正）する。周波数オフセットの推定には、例示的に、累乗法と呼ばれる推定方式や、累乗法よりも周波数オフセットの推定可能範囲を拡大化できるＰＡＤＥ（Pre-decision based Angle Differential frequency offset Estimator）法と呼ばれる推定方式等を適用してよい。
【０１１２】
搬送波位相復元部９５は、周波数オフセット補償部９４にて周波数オフセットが補償された受信デジタル信号から雑音成分を除去し、正しい搬送波（キャリア）位相を推定し、受信デジタル信号の位相を推定したキャリア位相に同期させる。キャリア位相の推定には、例示的に、デジタルループフィルタを用いて雑音の影響を除去するフィードバック法や、位相検出器で検出した推定位相差を平均化することで雑音の影響を除去するフィードフォワード法等を適用してよい。
【０１１３】
なお、分散補償部９１、サンプリング位相同期部９２、適応等化部９３、周波数オフセット補償部９４、及び、搬送波位相復元部９５は、例示的に、ＤＳＰ等の演算能力を備えた演算装置によって実現されてよい。演算装置は、「プロセッサデバイス」あるいは「プロセッサ回路」と称してもよい。
【０１１４】
次に、図１１に戻り、制御部７３は、上述した送信器７１及び受信器７２の動作を制御する。また、制御部７３は、受信器７２で得られる受信デジタル信号を基にチャネル間隔をモニタし、モニタ結果（あるいはモニタ結果に基づく波長制御情報）を送信器７１の送信光に重畳させる。
【０１１５】
そのため、制御部７３は、例示的に、主信号データ取得部７３１、波長間隔モニタ７３２、及び、周波数変調パタン生成部７３３を備える。
【０１１６】
主信号データ取得部７３１は、例えば図１２に示すように、ＡＤＣ７２２の出力から、チャネル間隔のモニタに足るデータ長の主信号データを取得（キャプチャ）する。主信号データのキャプチャ位置は、分散補償部９１の出力（サンプリング位相同期部９２の入力）でもよい。
【０１１７】
分散補償部９１による分散補償が十分に機能し、安定的な主信号データが得られれば、チャネル間隔モニタの精度向上が見込める。なお、主信号データのキャプチャ位置としては、他に、適応等化部９３の出力や、搬送波位相復元部９５の出力等も考えられる。
【０１１８】
ただし、これらの出力は、受信データ信号のレートがシンボルレートに低下している（別言すると、ダウンサンプリングされている）。そのため、図８にて説明したようにオーバーサンプリングによれば観測可能な隣接チャネルの信号成分が十分に観測できないおそれがある。
【０１１９】
その結果、後述するモニタ手法では、必要十分な精度でチャネル間隔をモニタできない可能性がある。別言すると、主信号データのキャプチャ位置は、隣接チャネルの信号成分が十分に観測可能なレートを有するデータ信号であれば、ＡＤＣ７２２の出力や分散補償部９１の出力に限られない。
【０１２０】
波長間隔モニタ７３２は、主信号データ取得部７３１でキャプチャされた主信号データ（以下「キャプチャデータ」ともいう。）を解析してチャネル間隔を求める。例示的に、波長間隔モニタ７３２は、キャプチャデータに対してＦＦＴ（Fast Fourier Transform）演算を施すことで、キャプチャデータを時間領域のデータから周波数領域のデータ（別言すると、周波数スペクトル信号）に変換する。なお、ＦＦＴ演算に代えてＤＦＴ（Discrete Fourier Transform）演算を用いてもよい。
【０１２１】
図１３に、ＦＦＴ演算により得られた周波数スペクトル信号（以下、単に「スペクトル信号」とも称する。）の一例を示す。図１３の横軸は周波数［ＧＨｚ］を表し、縦軸はパワー［ｄＢ］を表す。ただし、図１３は、図８にて説明したように２倍オーバーサンプリングの場合のＦＦＴ演算結果の一例を示している。
【０１２２】
ここで、図８にて説明したように、スーパーチャネルのようにチャネル間隔が狭い場合、ＦＦＴ演算により得られたスペクトル信号には、隣接チャネルのスペクトルの一部が含まれている。図１３の例では、パワーの落ち込みが最大となる周波数（例示的に、約１８ＧＨｚ）を基準に高周波側に隣接チャネルのスペクトルの一部が現れている。
【０１２３】
波長間隔モニタ７３２は、当該周波数スペクトルを基に、チャネルとチャネルとの間隙の幅を測定し、その測定結果を基に、対向のトランスポンダ８０における送信器８１の送信波長の波長制御量を決定する。
【０１２４】
チャネルの間隙幅を測定する方法の一例としては、図１３のスペクトルの縦軸（パワー）に判定閾値を設定し、この判定閾値よりもスペクトルのパワーが下回る区間を、間隙幅として測定する方法が挙げられる。詳細については、後述する。
【０１２５】
図１１に戻り、周波数パタン生成部７３３は、波長間隔モニタ７３２で決定した波長制御量を示す情報（以下「波長制御情報」と称することがある。）を、図３４にて後述するように、「１」又は「０」の２値で表される周波数変調のパタンに組み込む。
【０１２６】
周波数変調のパタン（以下「周波数変調パタン」と称することがある。）は、送信器７１の送信デジタル信号処理部７１１に与えられる。送信デジタル信号処理部７１１は、周波数変調パタンに従って送信デジタルデータ信号に対して周波数変調を施す。
【０１２７】
これにより、波長制御情報が監視制御情報の一例として対向のトランスポンダ８０への送信変調信号光に重畳される。したがって、送信器７１は、波長間隔モニタ７３２でのモニタ結果に応じた波長制御情報をトランスポンダ８０へ送信する送信部の一例であると捉えてよい。
【０１２８】
なお、波長制御情報の重畳は、例示的に、送信デジタル信号処理部７１１において送信デジタルデータ信号をデジタル信号処理によってスペクトル整形した信号の搬送波周波数を制御することで実現されてよい。
【０１２９】
図１４に、周波数変調パタンのフレームフォーマットの一例を示す。図１４に例示するようなフレーム（以下「周波数変調パタンフレーム」と称することがある。）に波長制御情報がマッピングされる。
【０１３０】
フレーム先頭には、トランスポンダ７０及び８０間で既知の信号の一例であるプリアンブルを付与してよい。受信側であるトランスポンダ８０は、プリアンブルを検出することでフレーム先頭を識別することが可能になる。フレーム末尾には、ＣＲＣ（Cyclic Redundancy Check）のような誤り検出符号を付与してよい。受信側では、当該誤り検出符号を利用して受信フレームの有効性を確認することが可能になる。
【０１３１】
また、周波数変調パタンフレームには、例示的に、波長制御情報による波長制御対象の送受信器ペアを識別可能にする情報（「送受信器識別ＩＤ」と称してよい。）がマッピングされてよい。送受信器識別ＩＤや波長制御情報が１フレーム内に収まりきらない場合には、送受信器識別ＩＤや波長制御情報を分割してマルチフレームにて送信してもよい。マルチフレーム送信の場合には、マルチフレーム番号が周波数変調パタンフレームに付与されてよい。
【０１３２】
なお、本例では、トランスポンダ８０への送信変調信号光に、波長間隔モニタ７３２でのモニタ結果に応じた波長制御情報を重畳するが、モニタ結果そのものをトランスポンダ８０への送信変調信号光に重畳してもよい。トランスポンダ８０では、受信したモニタ結果から波長制御情報を決定すればよい。別言すると、波長制御情報は、モニタ側及び波長制御対象側のいずれで決定してもよい。
【０１３３】
次に、図１１に例示したトランスポンダ８０の構成例について説明する。図１１に示す波長制御対象トランスポンダ８０は、例示的に、送信器８１、受信器８２、及び、制御部８３を備える。
【０１３４】
送信器８１は、例示的に、送信デジタル信号処理部８１１、ＤＡＣ８１２、光変調器８１３、及び、送信光源（例えばＬＤ）８１４を備える。
【０１３５】
送信デジタル信号処理部８１１、ＤＡＣ８１２、及び、光変調器８１３は、それぞれ、トランスポンダ７０における送信デジタル信号処理部７１１、ＤＡＣ７１２、及び、光変調器７１３と同一若しくは同様であってよい。例えば、送信デジタル信号処理部８１１は、送信デジタルデータ信号に対して波形（スペクトル）整形や搬送波（キャリア）周波数制御、非線形補償等のデジタル信号処理を施す。
【０１３６】
ＤＡＣ８１２は、送信デジタル信号処理部８１１でデジタル信号処理された送信デジタルデータ信号をアナログデータ信号に変換する。ＤＡＣ８１２により得られたアナログデータ信号は、光変調器８１３の駆動信号として光変調器８１３に与えられる。
【０１３７】
光変調器８１３は、ＤＡＣ８１２から与えられる駆動信号によって送信光源８１４の出力光を変調することで送信変調信号光を生成する。送信変調信号光は、対向のトランスポンダ７０へ通じる光伝送路２０へ送信される。送信光源８１４も、送信光源７１４と同様に、発光波長が可変の光源（例えば、チューナブルＬＤ）であってよい。
【０１３８】
なお、図１１には図示を省略しているが、送信器８１においても、トランスポンダ７０の送信器７１と同様に、送信デジタル信号処理部８１１にて、監視制御情報を送信変調信号光に周波数変調成分として重畳してよい。
【０１３９】
受信器８２は、例示的に、受信ＦＥ８２１、ＡＤＣ８２２、及び、受信デジタル信号処理部８２３を備える。これらの受信ＦＥ８２１、ＡＤＣ８２２、及び、受信デジタル信号処理部８２３は、トランスポンダ７０の受信器７２における受信ＦＥ７２１、ＡＤＣ７２２、及び、受信デジタル信号処理部７２３と同一若しくは同様であってよい。
【０１４０】
オプションとして、受信器８２は、周波数変調（ＦＭ）検波部８２０を例えば受信ＦＥ８２１の前段に備えてよい。ＦＭ検波部８２０は、既述のように対向のトランスポンダ７０の送信器７１において波長制御情報が周波数変調によって重畳された信号光を受信して重畳信号をＦＭ検波する。検波信号は、例示的に、制御部８３（後述する周波数パタン復号部８３１）に与えられる。
【０１４１】
次に、制御部８３は、例示的に、周波数変調パタン復号部８３１と、波長制御量算出部８３２と、を備える。
【０１４２】
周波数変調パタン復号部８３１は、受信器８２で受信された信号光に重畳された周波数変調パタンを復号する。上述のように受信器８２にＦＭ検波部８２０が備えられていれば、周波数変調パタン復号部８３１は、ＦＭ検波信号から周波数変調パタンを復号する。
【０１４３】
受信器８２にＦＭ検波部８２０が備えられない場合、制御部８３に、搬送波周波数オフセットモニタ８３０を備えてよい。搬送波周波数オフセットモニタ８３０は、受信デジタル信号処理部８２３でデジタル信号処理される受信デジタルデータ信号に対してＦＭ検波に相当する処理を施すことにより、ＦＭ検波部８２０によって得られる検波信号相当の信号を得る。例えば、周波数オフセット補償部９４（図１２参照）による周波数オフセットの推定過程でＦＭ検波信号を得るようにしてよい。
【０１４４】
この場合、周波数変調パタン復号部８３１は、搬送波周波数オフセットモニタ８３０で得られたＦＭ検波信号から、「１」又は「０」の２値で表される周波数変調パタンを復号する。
【０１４５】
波長制御量算出部８３２は、周波数変調パタン復号部８３１で復号された周波数変調パタンが示す波長制御情報を基に波長制御量を算出、決定し、当該波長制御量に応じて送信器８３の送信光源８１３の発光波長を制御する。
【０１４６】
発光波長の制御は、段階的に行なってよい。例えば、波長制御量が所定の閾値よりも大きい場合、波長制御量を数回分に分割して分割した量ずつ少しずつ発光波長をずらしていくように制御量を調整してよい。あるいは、チャネル間隔をモニタしてから発光波長を調整するまでのフィードバックループに遅延が含まれる場合、安定的に引き込むために１回の制御量を調整してよい。あるいは、波長制御量にランダムな誤差が含まれる場合、複数回分の制御量を用いて平均化することで、その誤差を小さくすることができる。このような目的で制御量の調整をしてもよい。
【０１４７】
なお、上述したトランスポンダ７０における制御部７３を含むモニタ機能は、対向のトランスポンダ８０（例えば、制御部８３）にも備えられていて構わない。同様に、トランスポンダ８０における制御部８３を含む送信波長制御機能は、トランスポンダ７０（例えば、制御部７３）にも備えられていて構わない。別言すると、トランスポンダ７０及び８０は、それぞれ、モニタトランスポンダとしての機能と波長制御対象トランスポンダとしての機能とを兼ね備えていて構わない。
【０１４８】
次に、モニタトランスポンダ７０の制御部７３に備えられた波長間隔モニタ７３２によるチャネル間隔のモニタ（測定）方法について説明する。
【０１４９】
波長間隔モニタ７３２は、図１３に例示したように、キャプチャデータをＦＦＴ演算することで主信号データのスペクトルを得る。ＦＦＴ演算結果そのものは、パワー（縦軸）方向の変動幅が大きく、チャネルとチャネルとの間隙の区間に、不要なピークが出現することもある。
【０１５０】
本実施形態のチャネル間隔測定方法では、このようなピークが測定結果に誤差をもたらし得る。そのため、ＦＦＴ演算結果には、例えば移動平均のような方法でスムージング処理を施してよい。
【０１５１】
「チャネル間隔」は、通常であれば、或るチャネルの中心波長と、隣のチャネルの中心波長との間の距離を意味する。ただし、図４（Ｂ）に例示したように、スーパーチャネルでは、各チャネルのスペクトルを矩形整形しているため、スペクトル幅は、この矩形の幅に相当すると考えてよい。
【０１５２】
例えば図１５に模式的に示すように、スペクトル幅は、矩形の全幅で３２ＧＨｚ、半幅で１６ＧＨｚと考えてよい。そのため、チャネルとチャネルとの間隙の幅を測定できれば、「間隙の幅（例えば、３ＧＨｚ）＋スペクトルの全幅（例えば、３２ＧＨｚ）＝チャネル間隔（例えば、３５ＧＨｚ）」という計算で、間隙の幅をチャネル間隔に換算することができる。
【０１５３】
間隙の幅を測定する方法の概要を図１６に示す。スペクトルの縦軸（パワー）に判定閾値を設定し、この判定閾値よりもスペクトルのパワーが下回る区間を、間隙幅として測定する。
【０１５４】
図１６から分かるように、判定閾値の設定を大きくし過ぎると、スペクトルパワーが判定閾値を下回る区間が存在しなくなるため、間隙幅が測定不能となる。逆に、判定閾値の設定を小さくしてゆくと、測定される間隙幅も小さくなってゆき、判定閾値の設定が小さくなり過ぎると、測定不能となる。
【０１５５】
そのため、判定閾値は、適切な値に設定しておくことが好ましい。判定閾値の決め方としては、例示的に、以下の３通りが考えられる。
【０１５６】
（判定閾値の第１の決め方：図１６）
判定閾値の第１の決め方は、図１６に例示した判定閾値に、予め決めた設計値を固定値として使う方法である。光伝送システム１の運用開始前に一度でもスペクトルを測定することができれば、その測定結果を基に判定閾値を決めることができる。あるいは、受信信号パワー等からスペクトルの直流（ＤＣ）レベルが想定できる場合は、当該レベルを基準として判定閾値を決めてもよい。
【０１５７】
ただし、判定閾値を固定値にすると、受信信号パワーや、受信器７２のアナログ帯域等がシステム運用中に変化して、スペクトルのパワーや形状が変化する場合、測定誤差が増大する。逆にいえば、受信信号パワーや、受信器７２のアナログ帯域等がシステム運用中に実質的に変化しないか、変化しても無視できる状況であれば、判定閾値を固定値にしてよい。
【０１５８】
（判定閾値の第２の決め方：図１７）
判定閾値の第２の決め方は、取得したスペクトルからＤＣレベルを測定し、測定したＤＣレベルを基準に判定閾値を適応的に決め直す方法である。図１７に模式的に例示するように、スペクトルの低周波側の或る区間を対象に平均値を計算し、当該平均値をＤＣレベルと考える。
【０１５９】
当該ＤＣレベルから予め決めた幅（パワー）だけ減算したレベルを判定閾値に決める。この方法であれば、スペクトルのパワー変動に対して追従して判定閾値が適応的に更新されるので、第１の決め方よりもチャネル間の間隙幅の測定精度を向上できる。
【０１６０】
ただし、第２の決め方では、スペクトル形状の変化（別言すると、周波数変動）まで感知するのは難しい。そのため、第２の決め方は、スペクトル形状が安定している状況において好適である。
【０１６１】
（判定閾値の第３の決め方：図１８）
判定閾値の第３の決め方は、図１８に模式的に例示するように、判定閾値をパワー方向（縦軸方向）に可変（「スイープ」と称してもよい。）して間隙幅が最大となるレベルを探索する方法である。なお、図１８には、判定閾値をパワー方向に少しずつ減少してゆく様子を例示しているが、逆に、少しずつ増加してゆく方法でもよい。
【０１６２】
この方法であれば、スペクトルのパワー変動及び形状変動の双方に追従できるので、上述した第２の決め方よりも更に間隙幅の測定精度を向上できる。なお、判定閾値のスイープ範囲を無制限にすると、想定外の判定閾値によって間隙幅が得られている可能性がある。そこで、判定閾値のスイープ範囲は、予め想定される範囲に制限しておいてよい。また、最大の間隙幅が得られた判定閾値を監視し、想定外の判定閾値であれば、警告を出力するような設定にしておいてもよい。判定閾値の監視及び警告の出力は、例示的に、図１１に例示した制御部７３によって実施されてよい。
【０１６３】
（チャネル間の間隙幅測定の具体例：図１９〜図２１）
次に、図１９を参照して、チャネル間の間隙幅測定の具体例について説明する。
図１９に模式的に例示するように、スペクトルのパワーは、周波数変化に対して判定閾値を境界に上下に何度も行き来する可能性がある。このような状況は、既述のようにＦＦＴ演算結果に対してスムージングをかけたとしても生じ得る。
【０１６４】
このような場合でも間隙幅を精度良く測定できるようにするには、例示的に、判定閾値を上回ったポイント（周波数：図１９の黒丸参照）を記録しておいて、ポイント間の距離をそれぞれ算出し、算出した距離が最大のポイント間を間隙幅に決定する。
【０１６５】
求めたい本来の間隙以外のポイントでは、スペクトルのパワーが周波数変化に対して判定閾値を下回ったとしてもすぐに判定閾値を上回る傾向にあるため、このような判定を行なうことで、本来の間隙に対応する幅を測定することが可能となる。
【０１６６】
図２０に、上述したチャネル間隔モニタ方法を実施する制御部７３（図１１参照）の動作例を示す。図２０に例示するように、制御部７３は、主信号データ取得部７３１によって、主信号データをキャプチャする（処理Ｐ１１）。
【０１６７】
キャプチャデータは、波長間隔モニタ７３２に入力される。波長間隔モニタ７３２は、入力されたキャプチャデータに対してＦＦＴ演算を施す（処理Ｐ１２）。これにより、時間領域のキャプチャデータが、周波数領域のデータへ変換されて、主信号データのスペクトルが検出される。
【０１６８】
そして、波長間隔モニタ７３２は、ＦＦＴ演算結果に対して移動平均等のスムージング処理を実施する（処理Ｐ１３）。なお、当該スムージング処理は、既述のようにオプションであってよい。
【０１６９】
また、波長間隔モニタ７３２は、判定閾値を決定する（処理Ｐ１４）。判定閾値の決め方は、既述の３つの決め方のいずれであってもよい。波長間隔モニタ７３２は、ＦＦＴ演算により得られたスペクトルと判定閾値とを大小比較し（処理Ｐ１５）、判定閾値を上回っているポイント間の間隔を算出する（処理Ｐ１６）。
【０１７０】
そして、波長間隔モニタ７３２は、算出されたポイント間の間隔のうち最大値をチャネル間隔のモニタ結果として選ぶ（処理Ｐ１７）。
【０１７１】
なお、判定閾値を既述のように可変する場合には、例えば、判定閾値を可変する毎に、上記の処理Ｐ１４〜Ｐ１７を繰り返し、最終的に、ポイント間の間隔の最大値をモニタ結果として選べばよい。
【０１７２】
図２１に、数値シミュレーションでキャプチャデータを取得し、図２０に例示した処理でチャネル間の間隙幅を測定した結果の一例を示す。図２１の横軸はシミュレーションで設定した間隙幅を表し、縦軸は測定結果を表す。図２１において点線Ａは、シミュレーションで設定した間隙幅がその通りに測定された場合を表しており、この点線Ａに近ければ近いほど誤差の小さい測定結果といえる。
【０１７３】
図２１には、光信号対雑音比（ＯＳＮＲ）が１３ｄＢ（符号Ｂ）、１８ｄＢ（符号Ｃ）、及び、１００ｄＢ（符号Ｄ）の３通りでのシミュレーション結果をプロットしている。いずれのＯＳＮＲについても、点線Ａに対して誤差の小さい測定結果が得られていることが分かる。
【０１７４】
（モニタトランスポンダ７０のハードウェア構成例）
次に、図２２に、上述したチャネル間隔モニタ方法を実施可能なモニタトランスポンダ７０のハードウェア構成例を示す。
【０１７５】
図２２に示すモニタトランスポンダ７０は、既述の制御部７３（図１１参照）の一例として、例示的に、ＣＰＵ７４１、ＲＯＭ７４２、ＲＡＭ７４３、通信インタフェース７４４、及び、ＦＦＴ演算回路７４５を備える。
【０１７６】
なお、ＣＰＵは、Central Processing Unitの略称であり、ＲＯＭは、Read Only Memoryの略称であり、ＲＡＭは、Random Access Memoryの略称である。また、図２２において、デジタル信号処理部７１０は、図１１に例示した既述の送信デジタル信号処理部７１１及び受信デジタル信号処理部７２３の機能を兼ね備えていると捉えてよい。
【０１７７】
ＣＰＵ７４１、ＲＯＭ７４２、ＲＡＭ７４３、通信インタフェース７４４、及び、ＦＦＴ演算回路７４５は、通信バス７４０を介して相互通信可能に接続されてよい。
【０１７８】
ＣＰＵ７４１は、例えばＲＯＭに記憶された制御プログラムを読み出して作業（ワーキング）メモリの一例であるＲＡＭ７４３に展開し、当該制御プログラムを実行することで、図２０に例示した処理を実施する制御プロセスを生成する。
【０１７９】
別言すると、ＣＰＵ７４１は、制御プログラムを実行することにより、図１１に例示した主信号データ取得部７３１、チャネル間隔モニタ７３２、及び、周波数変調パタン生成部７３３として機能する制御プロセスを生成する。
【０１８０】
生成した制御プロセスに応じて、ＣＰＵ７４１は、通信インタフェース７４４を介してデジタル信号処理部７１０から主信号データのキャプチャデータを読み出す。ＣＰＵ７４１が読み出したキャプチャデータは、ＲＡＭ７４３へ一時的に記憶される。
【０１８１】
ＲＡＭ７４３に記憶されたキャプチャデータは、ＦＦＴ演算回路７４５によって読み出されて、当該ＦＦＴ演算回路７４５にてＦＦＴ演算を施される。なお、ＦＦＴ演算は、ＣＰＵ７４１の制御プロセスの１つとして実行されてもよいが、専用のＦＦＴ演算回路７４５にて実行することで、演算処理の高速化を図ることができる。
【０１８２】
ＦＦＴ演算結果は、例えばＲＡＭ７４３に記憶される。ＣＰＵ７４１は、ＲＡＭ７４３からＦＦＴ演算結果を読み出し、当該ＦＦＴ演算結果を基に既述のようにチャネル間隔を求める。なお、チャネル間隔を求めるために用いる既述の判定閾値は、例えばＲＡＭ７４３に記憶されてよい。
【０１８３】
チャネル間隔が求まると、ＣＰＵ７４１は、当該チャネル間隔に応じた波長制御情報を示す周波数変調パタンを生成して通信インタフェース７４４を介しデジタル信号処理部７１０に与える。
【０１８４】
デジタル信号処理部７１０は、与えられた周波数変調パタンを含む駆動信号を生成して光変調器７１３に与える。これにより、光変調器７１３から送信される変調信号光に波長制御情報が重畳されて対向の波長制御対象トランスポンダ８０へ送信される。
【０１８５】
なお、波長制御対象トランスポンダ８０のハードウェア構成例は、図２２に例示するモニタトランスポンダ７０のハードウェア構成例と同様であってよい。ただし、波長制御対象トランスポンダ８０の制御部８３には、ＦＦＴ演算回路７４５やＦＦＴ演算機能を設けなくても構わない。
【０１８６】
（実施例１）
図２３に、上述したチャネル間隔モニタ方法によって測定される間隙幅の一例を模式的に示す。図２３に例示するように、波長間隔モニタ７３２にて最終的に求まる間隙幅は、図２３の横軸（周波数）方向の値である。
【０１８７】
なお、図２３において「自チャネル」は、図８に例示した、受信器７２の局発光源の波長に対応した周波数を中心周波数にもつスペクトルのチャネルに相当すると捉えてよい（図２４及び図２７において同様）。「自チャネル」は第１の波長に相当し、「隣接チャネル」は第２の波長に相当すると捉えてよい。
【０１８８】
（実施例２）
図２４に、実施例２を例示する。図２３に例示した実施例１の場合と同様に、波長間隔モニタ７３２は、判定閾値（実施例２では「エッジ検索用閾値」と呼ぶ。）を設定する。波長間隔モニタ７３２は、当該エッジ検索用閾値を用いて、自チャネルのエッジに相当する周波数（以下「エッジ周波数」ともいう。）を検索する。例示的に、１００Ｇｂｐｓの主信号を矩形状にスペクトル整形した場合、エッジ周波数は１６ＧＨｚ付近で見つかる。
【０１８９】
波長間隔モニタ７３２は、当該自チャネルのエッジ周波数から、予め決めたオフセット分だけ隣接チャネルが位置する方向（図２４の例では、高周波側）へシフトした周波数を「モニタ用周波数」に設定する。モニタ用周波数は、隣接チャネルのエッジ付近のパワーを、実用的な範囲で計測可能な範囲で決めてよい。
【０１９０】
モニタ用周波数で観測されるパワーは、隣接チャネルが自チャネルに近接しているほど大きい値をとり、隣接チャネルが自チャネルから離れているほど小さい値をとる傾向にある。モニタ用周波数でモニタされるパワー値とチャネル間隔との関係を表すデータを用意しておけば、モニタ用周波数でモニタされたパワー値をチャネル間隔に換算できる。
【０１９１】
モニタ用周波数でのパワー対チャネル間隔の関係を示すデータは、当該関係を数式化したデータであってもよいし、テーブル形式のデータであってもよい。いずれのデータであっても、既述のＲＯＭ７４２やＲＡＭ７４３に記憶されればよい。
【０１９２】
本実施例２において、波長間隔モニタ７３２でモニタするのは図２４の縦軸（パワー）方向の値である。そのため、ＦＦＴ演算結果を既述のように移動平均等でスムージング処理しておくことの効果が直接的に得られ、モニタ誤差を小さく抑えることができる。
【０１９３】
図２５に、実施例２を実施する制御部７３（図１１参照）の動作例を示す。図２５に例示するように、制御部７３は、主信号データ取得部７３１によって、主信号データをキャプチャする（処理Ｐ２１）。
【０１９４】
キャプチャデータは、波長間隔モニタ７３２に入力される。波長間隔モニタ７３２は、入力されたキャプチャデータに対してＦＦＴ演算を施す（処理Ｐ２２）。これにより、時間領域のキャプチャデータが、周波数領域のデータへ変換されて、主信号データのスペクトルが検出される。
【０１９５】
そして、波長間隔モニタ７３２は、ＦＦＴ演算結果に対して移動平均等のスムージング処理を実施する（処理Ｐ２３）。なお、当該スムージング処理は、既述のようにオプションであってよい。
【０１９６】
また、波長間隔モニタ７３２は、エッジ検索用閾値を決定する（処理Ｐ２４）。エッジ検索用閾値の決め方は、既述の３つの決め方のいずれであってもよい。波長間隔モニタ７３２は、ＦＦＴ演算により得られたスペクトルとエッジ検索用閾値とを比較して、自チャネルのエッジ周波数を探索する（処理Ｐ２５）。
【０１９７】
自チャネルのエッジ周波数が求まると、波長間隔モニタ７３２は、当該エッジ周波数にオフセットを加えてモニタ用周波数を設定し（処理Ｐ２６）、設定したモニタ用周波数におけるスペクトルパワーを測定する（処理Ｐ２７）。
【０１９８】
そして、波長間隔モニタ７３２は、測定したスペクトルパワー（モニタ値）とチャネル間隔との関係に基づいて、モニタ値をチャネル間隔に換算する（処理Ｐ２８）。
【０１９９】
なお、判定閾値（エッジ検索用閾値）を既述のように可変する場合には、例えば、当該閾値を可変する毎に、上記の処理Ｐ２４及びＰ２５を繰り返し、処理Ｐ２８で最終的に得られるチャネル間隔が最大となるときの閾値をエッジ検索用閾値に選べばよい。
【０２００】
図２６に、数値シミュレーションでキャプチャデータを取得し、実施例２の手法でのモニタ値の算出結果の一例を示す。図２６の横軸はシミュレーションで設定した間隙幅を表し、縦軸は算出結果であるモニタ値を表す。
【０２０１】
図２６には、エッジ周波数のオフセット（以下「モニタオフセット」と称することがある。）を「３．０ＧＨｚ」、「３．５ＧＨｚ」、「４．０ＧＨｚ」、及び、「４．５ＧＨｚ」の４通り（それぞれ符号Ａ〜Ｄ参照）に設定したときの結果を例示的に示している。
【０２０２】
波長間隔モニタ７３２は、図２６に例示するようなモニタ値対間隙幅の関係（あるいは特性）を示すデータを基に、モニタ値をチャネル間隔に換算し、当該チャネル間隔に応じた波長制御量を決定してよい。当該関係を示すデータは、数式化されたデータであってもよいし、テーブル形式のデータであってもよい。いずれのデータであっても、既述のＲＯＭ７４２やＲＡＭ７４３に記憶されればよい。
【０２０３】
数式化されたデータを用いる場合は、目標値とする間隙幅の付近で、スペクトルパワーのモニタ値が直線的に変化するように計算条件を選べば、モニタ値から波長制御量への換算を一次関数で表す（「近似する」と称してもよい。）ことができる。したがって、換算のための計算を簡略化することができる。
【０２０４】
図２６において、間隙幅が「３．２ＧＨｚ」となるように調整したい場合は、例えば特性Ａを基に、モニタオフセットを「３．０ＧＨｚ」に設定し、モニタ値が「−９．４ｄＢ」になるように波長制御を行なえばよい。ただし、特性Ｂ〜Ｄのいずれかを基に波長制御を行なっても構わない。
【０２０５】
あるいは、間隙幅が「４．８ＧＨｚ」となるように調整したい場合は、例えば図２６の特性Ｂを基に、モニタオフセットを「３．５ＧＨｚ」に設定し、モニタ値が「−１１．８ｄＢ」となるように波長制御を行なえばよい。ただし、特性Ａ、特性Ｃ及び特性Ｄのいずれかを基に波長制御を行なっても構わない。
【０２０６】
（実施例３）
次に、実施例３について図２７を用いて説明する。
実施例３では、波長間隔モニタ７３２は、図２７に例示する自チャネルの中心周波数を測定する。例えば、波長間隔モニタ７３２は、上述した実施例１や実施例２と同様に、判定閾値（実施例３では「中心検索用閾値」と呼ぶ。）を設定し、当該閾値を用いて自チャネルの両エッジに相当する周波数を検索し、両エッジ周波数の中央値を自チャネルの中心周波数に設定する。
【０２０７】
中心検索用閾値は、図２８に例示するように、２つ以上設定してよく、それぞれの中心検索用閾値を用いて２つ以上の中心検索結果の平均値を自チャネルの中心周波数に設定してもよい。このように複数の中心検索用閾値を用いて、自チャネルの中心周波数の平均値を求めることで、自チャネルの中心周波数の設定精度を向上できる。
【０２０８】
波長間隔モニタ７３２は、上述のようにして設定した中心周波数から、例えば、予め決めた第１のオフセット分だけ隣接チャネルの方向（図２７の例では高周波側）へシフトした周波数を、「モニタ＃１用周波数」に設定する。第１のオフセットは、「モニタ＃１用オフセット」と称してよく、例示的に、１００Ｇｂｐｓの主信号を矩形状にスペクトル整形する場合、１６ＧＨｚ程度でよい。
【０２０９】
波長間隔モニタ７３２は、モニタ＃１用周波数でのスペクトルのパワーを測定し、その測定結果として「モニタ値＃１」を得る。このモニタ値＃１は、自チャネルのエッジ付近のパワーを示す。
【０２１０】
また、波長間隔モニタ７３２は、モニタ＃１用周波数から、予め決めた第２のオフセット分だけ隣接チャネルの方向（図２７の例では高周波側）へシフトした周波数を、「モニタ＃２用周波数」に設定する。第２のオフセットは、「モニタ＃２用オフセット」と称してよい。モニタ＃２用オフセット（別言すると、モニタ＃２用周波数）は、隣接チャネルのエッジ付近のパワーを、実用的な範囲で計測可能な範囲で決めておけばよい。
【０２１１】
波長間隔モニタ７３２は、モニタ＃２用周波数でのスペクトルのパワーを測定し、その測定結果として「モニタ値＃２」を得る。モニタ値＃２は、隣接チャネルが近接しているほど大きい値をとり、隣接チャネルが離れているほど小さい値をとる傾向にある。
【０２１２】
そして、波長間隔モニタ７３２は、モニタ値＃１とモニタ値＃２との比率（例えば、モニタ値＃２／モニタ値＃１）を求める。当該比率とチャネル間隔との関係を表すデータを用意しておけば、モニタ値の比率をチャネル間隔に換算できる。
【０２１３】
モニタ値の比率対チャネル間隔の関係を示すデータは、当該関係を数式化したデータであってもよいし、テーブル形式のデータであってもよい。いずれのデータであっても、既述のＲＯＭ７４２やＲＡＭ７４３に記憶されればよい。
【０２１４】
図２９に、実施例３を実施する制御部７３（図１１参照）の動作例を示す。図２９に例示するように、制御部７３は、主信号データ取得部７３１によって、主信号データをキャプチャする（処理Ｐ３１）。
【０２１５】
キャプチャデータは、波長間隔モニタ７３２に入力される。波長間隔モニタ７３２は、入力されたキャプチャデータに対してＦＦＴ演算を施す（処理Ｐ３２）。これにより、時間領域のキャプチャデータが、周波数領域のデータへ変換されて、主信号データのスペクトルが検出される。
【０２１６】
そして、波長間隔モニタ７３２は、ＦＦＴ演算結果に対して移動平均等のスムージング処理を実施する（処理Ｐ３３）。なお、当該スムージング処理は、既述のようにオプションであってよい。
【０２１７】
波長間隔モニタ７３２は、図２７及び図２８で説明したように中心検索用閾値を設定して自チャネルの中心周波数を決定する（処理Ｐ３４）。次いで、波長間隔モニタ７３２は、当該中心周波数にモニタ＃１用オフセット（例えば、１６ＧＨｚ）を加えてモニタ＃１用周波数を設定する（処理Ｐ３５）。
【０２１８】
そして、波長間隔モニタ７３２は、モニタ＃１用周波数でのスペクトルのパワーを測定し、その測定結果として「モニタ値＃１」を得る（処理Ｐ３６）。
【０２１９】
また、波長間隔モニタ７３２は、モニタ＃１用周波数にモニタ＃２用オフセットを加えてモニタ＃２用周波数を設定し（処理Ｐ３７）、モニタ＃２用周波数でのスペクトルのパワーを測定してモニタ値＃２を得る（処理Ｐ３８）。
【０２２０】
そして、波長間隔モニタ７３２は、モニタ値＃１とモニタ値＃２との比率、例えば、モニタ値＃２をモニタ値＃１で除した値を求め（処理Ｐ３９）、求めた比率をチャネル間隔に換算する（処理Ｐ４０）。
【０２２１】
実施例３において、処理Ｐ３６及びＰ３８で得られるモニタ値＃１及び＃２は、いずれも図２７の縦軸（パワー）方向の値である。そのため、実施例２と同様に、スペクトルを移動平均等でスムージングすることの効果が直接的に得られ、モニタ誤差を小さく抑えることができる。
【０２２２】
ただし、実施例３では、実施例２とは異なり、２つのモニタ値の相対値を基にチャネル間隔を求める。これは、自チャネルのパワーと隣接チャネルのパワーとをそれぞれ或る周波数でモニタし、その関係性に着目することを意味する。別言すると、チャネル間隔をモニタ値の絶対値に依存しないで求めることができる。
【０２２３】
モニタ用周波数を波長間隔に応じて適切に設定しておけば、２つのモニタの比率として、或る期待値が定まる（例えば、１．０）。このようにモニタ値の比率（相対値）を用いれば、スペクトルのパワー変動やスペクトル形状の変動に起因する誤差が生じにくくなり、チャネル間隔のモニタ精度を更に向上することができる。したがって、より安定した波長制御が可能になる。
【０２２４】
図３０に、数値シミュレーションでキャプチャデータを取得し、実施例３の手法でモニタ値の比率を求めた結果の一例を示す。図３０の横軸はシミュレーションで設定した間隙幅を表し、縦軸はモニタ値＃１とモニタ値＃２の比率（モニタ値＃２／モニタ値＃１）を表す。
【０２２５】
図３０には、モニタ＃１用オフセットを１６ＧＨｚに設定し、モニタ＃２用オフセットを「３．５ＧＨｚ」、「４．０ＧＨｚ」、「４．５ＧＨｚ」、及び、「５．０ＧＨｚ」の４通り（符号Ａ〜Ｄ参照）に設定した場合のシミュレーション結果を例示している。
【０２２６】
波長間隔モニタ７３２は、図３０に例示するような比率対間隙幅の関係（あるいは特性）を示すデータを基に、モニタ値の比率をチャネル間隔に換算し、当該チャネル間隔に応じた波長制御量を決定してよい。当該関係を示すデータは、数式化されたデータであってもよいし、テーブル形式のデータであってもよい。いずれのデータであっても、既述のＲＯＭ７４２やＲＡＭ７４３に記憶されればよい。
【０２２７】
数式化されたデータを用いる場合は、目標値とする間隙幅の付近で、モニタ値の比率が直線的に変化するように計算条件を選べば、モニタ値の比率から波長制御量への換算を一次関数で表す（近似する）ことができる。したがって、換算のための計算を簡略化することができる。
【０２２８】
図３０において、間隙幅が「３．２ＧＨｚ」となるように調整したい場合は、例えば特性Ａを基に、モニタ＃２用オフセットを「３．５ＧＨｚ」に設定し、モニタ値の比率が「１．５」になるように波長制御を行なえばよい。ただし、特性Ｂを基に波長制御を行なっても構わない。特性Ｃ及びＤについては、特性Ａ及びＢに比べて、間隙幅が１．６ＧＨｚ〜３．２ＧＨｚの範囲で、モニタ値の比率と間隙幅との関係の信頼度が低いので、波長制御に用いないこととしてよい。
【０２２９】
あるいは、間隙幅が「４．８ＧＨｚ」となるように調整したい場合は、例えば図３０の特性Ｄを基に、モニタ＃２用オフセットを「５．０ＧＨｚ」に設定し、モニタ値の比率が「１．７」となるように波長制御を行なえばよい。ただし、特性Ａ〜Ｃのいずれかを基に波長制御を行なっても構わない。
【０２３０】
（送信波長制御の一例）
次に、上述したように波長間隔モニタ７３２で決定した波長制御量に応じた波長制御情報を受信した波長制御対象トランスポンダ８０での送信波長制御の一例について説明する。
【０２３１】
図１１にて説明したように、波長制御対象トランスポンダ８０では、制御部８３の周波数変調パタン復号部８３１にて、受信器８２で受信された信号光に周波数変調成分として重畳されている周波数変調パタンが復号される。
【０２３２】
周波数変調成分は、例えば図３４に模式的に示すように、周期的に変化する２種類の周波数オフセット値「＋Δｆ」及び「−Δｆ」を含んでいる。「＋Δｆ」＝「１」及び「−Δｆ」＝「０」に対応付けることで、「１」又は「０」の２値の周波数変調パタンを表現できる。したがって、例えば搬送波周波数オフセットモニタ８３０（図１１参照）にて、２種類の周波数オフセット値を検波により検出することで、波長制御情報を含む周波数変調パタンを復元することができる。
【０２３３】
周波数変調パタン復号部８３１は、復元された周波数変調パタン（フレーム：図１４参照）の中からプリアンブルを検出してフレーム先頭位置を検出する。そして、周波数変調パタン復号部８３１は、検出したフレーム先頭位置から、フレーム長に対応するビット数を取り出し、フレーム末尾のＣＲＣを用いて誤り検出の計算を行なう。
【０２３４】
誤り検出の結果、誤りがあれば、周波数変調パタン復号部８３１は、該当フレームを破棄する。誤りが無ければ、周波数変調パタン復号部８３１は、フレームにマッピングされている波長制御情報を抽出して波長制御量算出部８３２に与える。
【０２３５】
波長制御量算出部８３２は、周波数変調パタン復号部８３１から与えられた波長制御情報が示す波長制御量に応じて、送信器８１における送信光源８１４の発光波長を制御する。なお、波長制御量が例えば所定の閾値よりも大きい場合、波長制御量算出部８３２は、波長制御量を複数に分割して、分割した量ずつ送信光源８１４の発光波長をずらしてゆくように制御量を調整してよい。
【０２３６】
ここで、波長制御量算出部８３２は、隣り合うチャネル同士のチャネル間隔が一定となるように送信光源８１４の発光波長を制御する。ただし、波長制御量算出部８３２は、波長多重された複数チャネルの全てを制御対象とはせずに、いずれかのチャネルを波長制御しない基準チャネルに設定し、当該基準チャネルを基準に他のチャネルの波長制御を行なう。
【０２３７】
例えば図３１に模式的に例示するように４チャネルがスーパーチャネルに多重される場合、波長制御量算出部８３２は、４チャネルのうちの１つを基準チャネル（Ｆ： Free Run）に設定し、当該基準チャネルＦを基準にして他の３つのチャネルを波長制御する。図３１の例では、チャネルＣＨ１が基準チャネルＦに設定され、他のチャネルＣＨ２〜ＣＨ４がそれぞれ波長制御対象のチャネルである。
【０２３８】
ここで、制御対象の着目チャネルに対して両隣に隣接チャネルが存在する場合の当該着目チャネルの波長制御を「波長制御パタンＡ」と表記する。また、制御対象の着目チャネルに対して片側にのみ隣接チャネルが存在する場合の当該着目チャネルの波長制御を「波長制御パタンＢ」と表記する。
【０２３９】
図３１の例では、基準チャネルＦ（ＣＨ１）の右隣に存在するチャネルＣＨ２と、当該チャネルの更に右隣に存在するチャネルＣＨ３と、について波長制御パタンＡが実施される。また、基準チャネルＦ（ＣＨ１）から最も長波長側に離れた位置に存在するチャネルＣＨ４について波長制御パタンＢが実施される。
【０２４０】
まず、波長制御パタンＢについて説明する。波長制御パタンＢでは、片側に存在する隣接チャネルに対して、チャネル間隔が一定になるように波長制御を行なう。例えば、（目標とするチャネル間隔）−（モニタされた間隔）＝（波長制御量）という計算式で、波長制御量を算出する。
【０２４１】
これに対し、波長制御パタンＡについては、２通りの方法が考えられる。１つ目の方法は、波長制御パタンＢと同様に、両隣に存在する隣接チャネルのうち基準チャネルＦに近いチャネルに対して、チャネル間隔が一定になるように波長制御を行なう。これにより、３か所のチャネル間隔を一定に制御でき、当初設計した通りのチャネル間隔を維持することが可能となる。
【０２４２】
２つ目の方法は、両隣に存在する隣接チャネルのチャネル間隔が均等になるように制御する方法である。例えば図３２に模式的に示すように、波長間隔モニタ７３２にてモニタされた間隙幅がＤａ及びＤｂであったとする。そして、Ｄａ＞Ｄｂの場合、波長制御量算出部８３２は、（Ｄａ−Ｄｂ）／２だけ短波長側へ着目チャネルの波長をずらすことで、両隣の隣接チャネルとの間隔を（Ｄａ＋Ｄｂ）／２に均等調整できる。
【０２４３】
また、Ｄｂ＞Ｄａの場合、波長制御量算出部８３２は、（Ｄｂ−Ｄａ）／２だけ長波長側へ着目チャネルの波長をずらすことで、両隣の隣接チャネルとの間隔を（Ｄａ＋Ｄｂ）／２に均等調整できる。
【０２４４】
２つ目の方法でも、最終的には３か所のチャネル間隔を一定に制御でき、当初設計した通りのチャネル間隔を維持することが可能となる。
【０２４５】
図３３に波長制御のバリエーションの一例を示す。図３３の（１）に例示するように、最大多重チャネル数が４チャネルの場合でも、図３３の（２）〜（４）に例示するように、一時的に、３〜１チャネルの一部のチャネルで運用される可能性がある。
【０２４６】
一部のチャネルでの運用時には、図３３の（２）〜（４）に例示するように、両隣に隣接チャネルが存在するか、あるいは、片側のみに隣接チャネルが存在するかによって、適切な波長制御パタンＡ及びＢを制御部８３において選べばよい。
【０２４７】
以上のように、上述した実施形態によれば、スーパーチャネルのチャネル間隔を、受信側トランスポンダ７０にて、スペクトルアナライザ等の高価な測定器を用いずに簡易にモニタすることができる。したがって、図９にて説明したようにモニタ６１を光ネットワーク６０に設けなくてよく、作業やコストの増大を抑止できる。
【０２４８】
また、モニタ結果に応じた波長制御情報を受信側トランスポンダ７０から送信側トランスポンダ８０へ送信される変調信号光に重畳することで、送信光源８１４の発光波長を制御することができる。したがって、図９にて説明したようにフィードバックのための制御信号パスを追加的に設けなくて済む。
【０２４９】
結果的に、送信光源８１４の波長制御を低コストで実現でき、送信光源８１４の波長揺らぎに依存せずにチャネル間隔を接近させることが可能となる。よって、表１に例示したように、外縁マージン確保による伝送品質の向上や、周波数帯域の利用効率向上を図ることができる。
【符号の説明】
【０２５０】
１  ＷＤＭ光ネットワーク（光伝送システム）
１０，１０−１，１０−２  光伝送装置
１１，１６，１１１  トランスポンダ
１１２  波長多重分離ブロック
１１２ａ  マルチプレクサ（ＭＵＸ）
１１２ｂ  デマルチプレクサ（ＤＭＵＸ）
１１３  光アンプブロック
１１３ａ，１１３ｂ  光アンプ
１１４−１  ラインカード制御部
１１４−２  ネットワーク制御部
１１１１  広帯域（ワイドバンド：ＷＢ）光送受信モジュール
１１１２  フレーマ
１１１３  狭帯域（ナローバンド：ＮＢ）光送受信モジュール
１２  波長多重器（マルチプレクサ：ＭＵＸ）
１５  波長分離器（デマルチプレクサ：ＤＭＵＸ）
２０  光伝送路
３０−１，３０−２  光増幅器（光アンプ）
４０，５０  通信機器
７０  トランスポンダ（モニタトランスポンダ）
７１  送信器
７１１  送信デジタル信号処理部
７１２  ＤＡＣ（Digital to Analogue Converter）
７１３  光変調器
７１４  送信光源
７２  受信器
７２１  受信フロントエンド（ＦＥ）
７２２  ＡＤＣ（Analogue to Digital Converter）
７２３  受信デジタル信号処理部
７３  制御部
７３１  主信号データ取得部
７３２  波長間隔モニタ
７３３  周波数変調パタン生成部
７４１  ＣＰＵ（Central Processing Unit）
７４２  ＲＯＭ（Read Only Memory）
７４３  ＲＡＭ（Random Access Memory）
７４４  通信インタフェース
７４５  ＦＦＴ演算回路
８０  トランスポンダ（波長制御対象トランスポンダ）
８１  送信器
８１１  送信デジタル信号処理部
８１２  ＤＡＣ
８１３  光変調器
８１４  送信光源
８２  受信器
８２０  周波数変調（ＦＭ）検波部
８２１  受信ＦＥ
８２２  ＡＤＣ
８２３  受信デジタル信号処理部
８３  制御部
８３０  搬送波周波数オフセットモニタ
８３１  周波数変調パタン復号部
８３２  波長制御量算出部
９１  分散補償部
９２  サンプリング位相同期部
９３  適応等化部
９４  周波数オフセット補償部
９５  搬送波位相復元部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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