(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流端子間が交流電源に接続され，かつ直流端子間がリンク電圧に接続されたインバータと，
前記リンク電圧とバッテリとの間に接続されかつ当該バッテリを充放電する双方向ＤＣ−ＤＣコンバータと，を備え，
前記バッテリを放電するときの前記リンク電圧が，前記交流電源の最大電圧を前記インバータで受動的に整流したときに前記直流端子間に現れる電圧よりも低いことを特徴とする電源装置。
【請求項２】
請求項１に記載の電源装置であって，
前記交流電源と前記インバータとの間に挿入されたリレーを備え，
前記インバータの交流端子間に負荷が接続され，前記リレーをオンして前記交流電源から前記負荷に電力供給するとともに前記バッテリを充電する商用給電モードと，
前記リレーをオフして前記バッテリを放電して前記バッテリから前記負荷に電力供給するバッテリ給電モードと，を備えたことを特徴とする電源装置。
【請求項３】
請求項１または２に記載の電源装置であって，
前記双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは，前記リンク電圧と前記バッテリとを電気的に絶縁する機能を有する絶縁型であることを特徴とする電源装置。
【請求項４】
請求項１から３のいずれかに記載の電源装置であって，
前記バッテリを充電するときの前記リンク電圧が，前記交流電源の最大電圧を前記インバータで受動的に整流したときに現れる電圧よりも高いことを特徴とする電源装置。
【請求項５】
請求項１から４のいずれかに記載の電源装置であって，
前記バッテリを放電するときの前記リンク電圧が，前記交流電源の公称電圧を前記インバータで受動的に整流したときに現れる電圧よりも高いことを特徴とする電源装置。
【請求項６】
請求項１から５のいずれかに記載の電源装置であって，
前記インバータは，
第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子を直列接続した第１のスイッチングレッグと，
第３のスイッチング素子と第４のスイッチング素子を直列接続しかつ前記第１のスイッチングレッグに並列接続した第２のスイッチングレッグと，
第１のコンデンサと第２のコンデンサを直列接続しかつ前記第１のスイッチングレッグに並列接続した第１のコンデンサレッグと，
第３のコンデンサと第４のコンデンサを直列接続しかつ当該第３のコンデンサと当該第４のコンデンサとの接続点を前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサの接続点に接続された第２のコンデンサレッグと，
前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子との接続点と前記第２のコンデンサレッグの一端との間に接続された第１のインダクタと，
前記第３のスイッチング素子と第４のスイッチング素子との接続点と前記第２のコンデンサレッグの他端との間に接続された第２のインダクタと，を備え，
前記第１のコンデンサ又は前記第２のコンデンサ又は前記第１のコンデンサレッグに前記リンク電圧が並列接続され，前記第３のコンデンサの両端間及び／又は前記第４のコンデンサの両端間を前記インバータの交流端子間としたことを特徴とする電源装置。
【請求項７】
請求項６に記載の電源装置であって，
前記インバータは，
第５のスイッチング素子と第６のスイッチング素子を直列接続しかつ前記第１のスイッチングレッグに並列接続した第３のスイッチングレッグと，
前記第５のスイッチング素子と第６のスイッチング素子との接続点と前記第１のコンデンサと第２のコンデンサとの接続点との間に接続された第３のインダクタと，を備えたことを特徴とする電源装置。
【請求項８】
請求項１から７のいずれかに記載の電源装置であって，
前記双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは，
直流端子間に前記リンク電圧が接続されかつ交流端子間に１次巻線が接続された第１のスイッチング回路と，
直流端子間に前記バッテリが接続されかつ交流端子間に２次巻線が接続された第２のスイッチング回路と，
前記１次巻線と前記２次巻線とを磁気結合するトランスと，を備えたことを特徴とする電源装置。
【請求項９】
請求項８に記載の電源装置であって，
前記双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは，前記１次巻線及び／又は前記２次巻線と直列接続された共振コンデンサ及び共振インダクタを備えたことを特徴とする電源装置。
【請求項１０】
請求項８に記載の電源装置であって，
前記双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは，前記第２のスイッチング回路の直流端子間と前記バッテリとの間に平滑インダクタを備えたことを特徴とする電源装置。
【請求項１１】
請求項１から１０のいずれかに記載の電源装置であって，
前記交流電源の最大電圧は，前記交流電源の公称電圧の１．１倍としたことを特徴とする電源装置。
【請求項１２】
請求項１から１１のいずれかに記載の電源装置と前記バッテリを備えたことを特徴とする無停電電源システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流と交流の間で電力変換する電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、地球環境保全への意識の高まりから、バッテリや太陽電池，燃料電池などの直流電源を備えたシステムが開発されている。これらのシステムにおいては，直流電力を交流電力に変換して負荷や商用電源に供給する電源装置が必要になる。また，商用電源が停電してもバッテリを用いて負荷に電力供給を続ける場合には，バッテリを備えた無停電電源システムが必要である。
【０００３】
特許文献１には，インバータ（双方向インバータ回路）と，双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ及びバッテリ（昇降圧チョッパ回路）を備えた無停電電源装置が開示されている。この無停電電源装置は，リンク電圧（双方向インバータ回路と昇降圧チョッパ回路との接続点の電圧）が所定値以上のときにバッテリを充電し，リンク電圧が所定値を下回ったときにバッテリを放電する。これにより，インバータから負荷へは所用の電力の供給を続けつつ，交流電源からの入力を制限することを目的としている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００３−５２１３４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
インバータが交流電源から入力した電力を直流側すなわち双方向ＤＣ−ＤＣコンバータと接続しているリンク電圧に出力するＡＣ−ＤＣ動作時には，交流電源からの入力電流を正弦波状に制御して力率を高める必要がある。しかしながらリンク電圧が，交流電源電圧をこのインバータで受動的に整流したときに現れる電圧よりも低いと，交流電源からの入力電流を正弦波状に制御することが難しくなり力率が低くなりやすい。したがってリンク電圧は，交流電源電圧をこのインバータで受動的に整流したときに現れる電圧よりも高くするのが望ましい。
【０００６】
一方，一般的にインバータはリンク電圧が高いとスイッチング損失が大きくなりやすい。双方向ＤＣ−ＤＣコンバータについても同様に，リンク電圧が高いとスイッチング損失が大きくなりやすい。また，双方向ＤＣ−ＤＣコンバータがトランスを備えた絶縁型の場合には，バッテリから入力した電力をリンク電圧に出力する放電時に出力電圧すなわちリンク電圧が高いと，バッテリから電力を入力してトランスに電力を出力するスイッチング回路が備えたスイッチング素子に印加される電圧が高くなり，耐圧の高いスイッチング素子を用いなければならない場合がある。スイッチング素子は耐圧が高くなるとオン抵抗が大きくなり導通損失が大きくなりやすい。また，バッテリ電圧が低い場合には，放電時に双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧比が高くなり，損失が大きくなりやすい。
【０００７】
このように従来は，交流電源からの入力力率を高く維持するためにリンク電圧を高く設定すると，インバータ，双方向ＤＣ−ＤＣコンバータともに損失が大きくなり効率が低下しやすいという課題があった。
【０００８】
本発明の目的は，効率が高い電源装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
前記目的を達成するために本発明は，交流端子間が交流電源に接続され，かつ直流端子間がリンク電圧に接続されたインバータと，前記リンク電圧とバッテリとの間に接続され，前記バッテリを充放電する双方向ＤＣ−ＤＣコンバータと，を備え，前記バッテリを放電するときの前記リンク電圧が，前記交流電源の最大電圧を前記インバータで受動的に整流したときに直流端子間に現れる電圧よりも低いことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば，効率が高い電源装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】実施例１の電源装置１とこれを採用した無停電電源システム１００の電源システムの概略構成図。
【図２】実施例２の電源装置１ａとこれを採用した無停電電源システム１００ａの回路構成図。
【図３】商用給電モードとバッテリ給電モードにおけるリンク電圧Ｖｌｉｎｋの設定方法を説明する図。
【図４】実施例３の電源装置１ｂとこれを採用した無停電電源システム１００ｂの回路構成図。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下，本発明の実施形態について図面を参照しながら詳細に説明する。
【実施例１】
【００１３】
図１は，本発明の電源装置１とこれを採用した無停電電源システム１００の電源システムの概略構成図である。電源装置１は，リレー５と，インバータ２と，双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３とを備える。無停電電源システム１００は，電源装置１とバッテリ４とを備える。
【００１４】
インバータ２の交流側は，リレー５を介して交流電源６に接続されるとともに，負荷７に接続されている。インバータ２の直流側は，直流のリンク電圧Ｖｌｉｎｋに接続されている。双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３は，リンク電圧Ｖｌｉｎｋとバッテリ４との間に接続されており，バッテリ４の充放電を行う。
【００１５】
この電源装置１は，平常時にはリレー５をオンしており，交流電源６から負荷７に電力供給するとともに，インバータ２は交流電源６の電力を入力してリンク電圧Ｖｌｉｎｋを出力し，双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３はリンク電圧Ｖｌｉｎｋを入力してバッテリ４を充電している。
【００１６】
交流電源６の停電時にはリレー５をオフし，双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３はバッテリ４を放電してリンク電圧Ｖｌｉｎｋを出力し，インバータ２はリンク電圧Ｖｌｉｎｋを入力して負荷７に交流電力を供給する。これにより，交流電源６の停電時にも負荷７への電力供給を継続する。
【００１７】
ここで，インバータ２が交流電源６の電力を入力してリンク電圧Ｖｌｉｎｋを出力するＡＣ−ＤＣ動作時には，交流電源６からの入力電流を正弦波状に制御して力率を高める必要がある。しかしながら，このときのリンク電圧Ｖｌｉｎｋが，交流電源６の電圧をインバータ２で受動的に整流したときに現れる電圧よりも低いと，交流電源６からの入力電流を正弦波状に制御することが難しくなり力率が低くなりやすい。したがってリンク電圧Ｖｌｉｎｋは，交流電源６の電圧をこのインバータ２で受動的に整流したときに現れる電圧よりも高くするのが望ましい。
【００１８】
一方，一般的にインバータ２はリンク電圧Ｖｌｉｎｋが高いとスイッチング損失が大きくなりやすい。双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３についても同様に，リンク電圧Ｖｌｉｎｋが高いとスイッチング損失が大きくなりやすい。また，双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３がトランスを備えた絶縁型の場合には，バッテリ４から入力した電力をリンク電圧Ｖｌｉｎｋに出力する放電時に出力電圧すなわちリンク電圧Ｖｌｉｎｋが高いと，バッテリ４から電力を入力してトランスに電力を出力するスイッチング回路が備えたスイッチング素子に印加される電圧が高くなり，耐圧の高いスイッチング素子を用いなければならない場合がある。スイッチング素子は耐圧が高くなるとオン抵抗が大きくなり導通損失が大きくなりやすい。また，バッテリ４の電圧が低い場合には，放電時に双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３の昇圧比が高くなり，損失が大きくなりやすい。
【００１９】
このように，交流電源６からの入力力率を高く維持するためにリンク電圧Ｖｌｉｎｋを高く設定すると，インバータ２，双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ともに損失が大きくなり効率が低下しやすい。
【００２０】
そこで本発明の電源装置１では，バッテリ４を放電するときのリンク電圧Ｖｌｉｎｋを，交流電源６の最大電圧をインバータ２で受動的に整流したときに現れる電圧よりも低くしている。これにより，インバータ２，双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ともに損失を低減して効率を向上している。
【００２１】
このとき，リンク電圧Ｖｌｉｎｋは，交流電源６の公称電圧（定格電圧）をインバータ２で受動的に整流したときに現れる電圧よりも高くしている。したがって，負荷７に，交流電源６の公称電圧（定格電圧）に相当する電圧をインバータ２から少ない歪で供給できる。もちろん，リンク電圧Ｖｌｉｎｋが，交流電源６の公称電圧（定格電圧）をインバータ２で受動的に整流したときに現れる電圧より低い場合には，インバータ２から負荷７に供給する電圧波形が歪みやすくなる。
【００２２】
また，バッテリ４を充電するときのリンク電圧Ｖｌｉｎｋは，交流電源６の最大電圧をインバータ２で受動的に整流したときに現れる電圧よりも高くしている。したがって，交流電源６の電圧が最大の場合でも入力力率を高く維持できる。
【実施例２】
【００２３】
図２は，本発明の電源装置１ａとこれを採用した無停電電源システム１００ａの回路構成図である。この電源装置１ａは，リレー５ａと，このリレー５ａを介して交流側が交流電源６ａに接続され，かつ直流側がリンク電圧Ｖｌｉｎｋに接続されたインバータ２ａと，リンク電圧Ｖｌｉｎｋとバッテリ４ａとの間に接続された双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａと，これらを制御する制御手段１０とを備える。
【００２４】
交流電源６ａは単相３線式であり，１００Ｖ系を２系統と，２００Ｖ系を１系統とを供給可能である。なお，１００Ｖ系の電圧としては８５Ｖ〜１３２Ｖ程度が，２００Ｖ系の電圧としては１７０Ｖ〜２６５Ｖ程度の電圧が広く用いられている。
【００２５】
インバータ２ａは，直流端子１４−１５間に接続される直流のリンク電圧Ｖｌｉｎｋと，交流端子１１〜１３間に接続される交流ラインとの間で電力を授受する。直流端子１４−１５間には，双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａを介してバッテリ４ａが接続されている。交流端子１１〜１３間には，リレー５ａを介して交流電源６ａが接続されるとともに，負荷７ａが接続されている。
【００２６】
このインバータ２ａは，スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をノードＮｄ１で直列接続した第１のスイッチングレッグと，スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４をノードＮｄ２で直列接続した第２のスイッチングレッグと，コンデンサＣ１，Ｃ２をノードＮｄ３で直列接続した第１のコンデンサレッグと，コンデンサＣ３，Ｃ４をノードＮｄ４で直列接続した第２のコンデンサレッグと，スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６をノードＮｄ５で直列接続した第３のスイッチングレッグとを備えている。これらの第１〜第３のスイッチングレッグと，第１のコンデンサレッグは並列に接続されている。第２のコンデンサレッグの一端（コンデンサＣ３）とノードＮｄ１との間にはインダクタＬ１が接続され，第２のコンデンサレッグの他端（コンデンサＣ４）とノードＮｄ２との間にはインダクタＬ２が接続され，ノードＮｄ３とノードＮｄ５との間にはインダクタＬ３が接続されている。ノードＮｄ３とノードＮｄ４は接続されている。
【００２７】
スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６には，それぞれダイオードＤ１〜Ｄ６が逆並列接続されている。ここで，スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６としてＭＯＳＦＥＴを用いた場合は，ダイオードＤ１〜Ｄ６としてＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードを利用することができる。
【００２８】
第１のコンデンサレッグの両端間を直流端子１４−１５間とし，リンク電圧Ｖｌｉｎｋに接続されている。なお，本実施例では第１のコンデンサレッグの両端間にリンク電圧Ｖｌｉｎｋを接続しているが，コンデンサＣ１の両端間またはコンデンサＣ２の両端間にリンク電圧Ｖｌｉｎｋを接続することも可能である。
【００２９】
インダクタＬ１とコンデンサＣ３との接続点を交流端子１１とし，インダクタＬ２とコンデンサＣ４との接続点を交流端子１２とし，コンデンサＣ３，Ｃ４の接続点を交流端子１３とする。交流端子１１−１３間すなわちコンデンサＣ３の両端間をａ相とし，交流端子１３−１２間すなわちコンデンサＣ４の両端間をｂ相とし，交流端子１１−１２間すなわち第２のコンデンサレッグの両端間をａｂ相とする。また，交流端子１３に対する交流端子１１の電圧をａ相電圧Ｖａと定義し，交流端子１２に対する交流端子１３の電圧をｂ相電圧Ｖｂと定義し，交流端子１２に対する交流端子１１の電圧をａｂ相電圧Ｖａｂと定義する。
【００３０】
コンデンサＣ１，Ｃ２は，直流端子１４−１５間の電圧を分圧し，Ｎｄ３に直流端子１４−１５間の電圧の中間的な電圧を生成している。スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６，インダクタＬ３は，スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６を制御することで，コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧分担をバランスさせるものである。
【００３１】
交流端子１１〜１３間に入力した交流電源６ａの電力を直流に変換してリンク電圧Ｖｌｉｎｋを出力する場合には，スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を制御してインダクタＬ１に電流を流し，スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を制御してインダクタＬ２に電流を流し，交流電源６ａから入力する電流を正弦波状に制御して力率が高くなるようにする。
【００３２】
直流端子１４−１５間に入力したリンク電圧Ｖｌｉｎｋを交流に変換して負荷７ａに供給するＤＣ−ＡＣ動作時には，スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を制御してａ相電圧Ｖａを生成し，スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を制御してｂ相電圧Ｖｂを生成する。
【００３３】
双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａは，コンデンサＣ７，Ｃ８と，スイッチング回路８ａ，９ａと，巻線Ｎ１，Ｎ２を磁気結合するトランスＴ１と，インダクタＬ４（平滑インダクタ）とを備え，コンデンサＣ７の両端間に接続されたリンク電圧Ｖｌｉｎｋと，コンデンサＣ８の両端間に接続されたバッテリ４ａとの間で電力を授受する。
【００３４】
スイッチング回路８ａは，スイッチング素子Ｈ１〜Ｈ４をフルブリッジ接続している。スイッチング素子Ｈ１，Ｈ２を直列接続した第１１のスイッチングレッグと，スイッチング素子Ｈ３，Ｈ４を直列接続した第１２のスイッチングレッグとを並列接続し，第１１のスイッチングレッグの両端間（直流端子間）にコンデンサＣ７を接続し，スイッチング素子Ｈ１，Ｈ２の接続点とスイッチング素子Ｈ３，Ｈ４の接続点との間（交流端子間）に巻線Ｎ１を接続している。
【００３５】
スイッチング回路９ａは，スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をフルブリッジ接続している。スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を直列接続した第１３のスイッチングレッグと，スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４を直列接続した第１４のスイッチングレッグとを並列接続し，第１３のスイッチングレッグの両端間（直流端子間）にインダクタＬ４とコンデンサＣ８とを直列接続し，スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の接続点とスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の接続点との間（交流端子間）に巻線Ｎ２を接続している。
【００３６】
スイッチング素子Ｈ１〜Ｈ４，Ｓ１〜Ｓ４には，それぞれダイオードＤＨ１〜ＤＨ４，ＤＳ１〜ＤＳ４が逆並列接続されている。ここで，スイッチング素子Ｈ１〜Ｈ４，Ｓ１〜Ｓ４としてＭＯＳＦＥＴを用いた場合は，ダイオードＤＨ１〜ＤＨ４，ＤＳ１〜ＤＳ４としてＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードを利用することができる。
【００３７】
リンク電圧Ｖｌｉｎｋからバッテリ４ａに電力供給する充電動作時には，スイッチング素子Ｈ１〜Ｈ４をスイッチング動作させ，巻線Ｎ１に電圧を印加する。巻線Ｎ２に生じた電圧は，スイッチング回路９ａにより整流され，インダクタＬ４及びコンデンサＣ８により平滑された電流がバッテリ４ａに供給される。
【００３８】
バッテリ４ａからリンク電圧Ｖｌｉｎｋに電力供給する放電動作時には，スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をスイッチング動作させ，インダクタＬ４に蓄積した電流を巻線Ｎ２に流す。巻線Ｎ１に誘導された電流は，スイッチング回路８ａにより整流され，コンデンサＣ７により平滑された電圧がリンク電圧Ｖｌｉｎｋに供給される。
【００３９】
本実施例の電源装置１ａは，バッテリ４ａと合わせて，商用電力系統である交流電源６ａが停電しても，負荷７ａへの電力供給が途絶えないようバックアップする無停電電源システム１００ａを構成している。停電等が起きていない平常時にはリレー５ａをオン状態にして，交流電源６ａの電力を負荷７ａに供給するとともにバッテリ４ａを充電する商用給電モードで動作する。停電等の系統異常時にはリレー５ａをオフし，バッテリ４ａから負荷７ａに電力供給してバックアップするバッテリ給電モードで動作する。
【００４０】
以下，図３を用いて，商用給電モードとバッテリ給電モードにおけるリンク電圧Ｖｌｉｎｋの設定方法を説明する。図３において，Ｖｎｏｍは交流電源６ａのａｂ相電圧の公称電圧（定格電圧）（実効値）であり例えば２００Ｖ，Ｖｍａｘは交流電源６ａのａｂ相電圧の最大電圧（実効値）であり例えば２２０Ｖ，Ｖａｂ＿ｎｏｍは公称電圧時のａｂ相電圧の波形，Ｖａｂ＿ｍａｘは最大電圧時のａｂ相電圧の波形，Ｖｍ＿ｎｏｍは公称電圧時のａｂ相電圧の振幅（波高値）であり例えば２８３Ｖ（＝√２×Ｖｎｏｍ），Ｖｍ＿ｍａｘは最大電圧時のａｂ相電圧の振幅（波高値）であり例えば３１１Ｖ（＝√２×Ｖｍａｘ），Ｖｌｉｎｋ＿ｃｈａｒｇｅはバッテリ４ａを充電するとき（商用給電モード時）のリンク電圧，Ｖｌｉｎｋ＿ｄｉｓｃｈａｒｇｅはバッテリ４ａを放電するとき（バッテリ給電モード時）のリンク電圧である。なお，ここでは交流電源６ａのａｂ相電圧の最大電圧Ｖｍａｘを公称電圧Ｖｎｏｍの１．１倍としているが，例えば１．１５倍など他の値でも良く，電源装置１ａや無停電電源システム１００ａの仕様として定めてもよい。
【００４１】
商用給電モード時には，インバータ２ａはＡＣ−ＤＣ動作してリンク電圧Ｖｌｉｎｋを出力し，双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａはリンク電圧Ｖｌｉｎｋを入力して充電動作する。ここで，交流電源６ａの最大電圧Ｖｍａｘをインバータ２ａのダイオードＤ１〜Ｄ４で受動的に整流したときに直流端子１４−１５間に現れる電圧は，このとき交流端子１１−１２間に入力したａｂ相電圧の振幅Ｖｍ＿ｍａｘと概ね等しくなる。なお，ａ相電圧Ｖａとｂ相電圧Ｖｂの振幅が異なる場合には，これをインバータ２ａのダイオードＤ１〜Ｄ４で受動的に整流したときに直流端子１４−１５間に現れる電圧は，ａ相電圧Ｖａとｂ相電圧Ｖｂの振幅の大きい方の２倍程度となる。
【００４２】
ここで，インバータ２ａのＡＣ−ＤＣ動作時には，交流電源６ａからの入力電流を正弦波状に制御して力率を高める必要がある。しかしながら，このときのリンク電圧Ｖｌｉｎｋが，交流電源６ａの電圧をインバータ２ａのダイオードＤ１〜Ｄ４で受動的に整流したときに現れる電圧よりも低いと，交流電源６ａの電圧瞬時値がリンク電圧Ｖｌｉｎｋを上回ったタイミングにおいて，交流電源６ａからの入力電流値を制御することが難しくなることから，入力電流を正弦波状に制御することが難しくなり力率が低くなりやすい。
【００４３】
そこで，商用給電モード時のリンク電圧Ｖｌｉｎｋ＿ｃｈａｒｇｅは，交流電源６ａの最大電圧時における振幅Ｖｍ＿ｍａｘより高く設定している。これにより，交流電源６ａの電圧が最大の場合にも入力電流を正弦波状に制御して力率を高めやすくしている。
【００４４】
次に，バッテリ給電モード時には，双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａは放電動作してリンク電圧Ｖｌｉｎｋを出力し，インバータ２ａはＤＣ−ＡＣ動作してリンク電圧Ｖｌｉｎｋを入力して負荷７ａに交流電力を供給する。本実施例の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａを放電動作させる場合は，前述のようにスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をスイッチング動作させ，インダクタＬ４に蓄積した電流を巻線Ｎ２に流す。このとき，巻線Ｎ１，Ｎ２と直列にトランスＴ１の漏れインダクタンスや配線インダクタンスなどのインダクタンス成分があると，スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のターンオフ時にサージ電圧が発生しやすい。このため，充電動作時より放電動作時の方が，スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に印加される電圧が高くなりやすい。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に印加される電圧が高いと，スイッチング損失が大きくなるのはもちろん，耐圧の高いスイッチング素子を用いなければならない場合もある。スイッチング素子は耐圧が高くなるとオン抵抗が大きくなり，導通損失が増加して効率の低下を招きやすい。また，バッテリ４ａの電圧が低い場合には双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａの昇圧比が高くなり，やはり損失が大きくなりやすい。
【００４５】
なお，トランスＴ１の巻数比（Ｎ２／Ｎ１）を小さくすれば，スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に印加される電圧を下げることができるが，充電動作時に十分な出力電圧が得られなくなる場合がある。
【００４６】
そこで，バッテリ給電モード時のリンク電圧Ｖｌｉｎｋ＿ｄｉｓｃｈａｒｇｅは，交流電源６ａの最大電圧時における振幅Ｖｍ＿ｍａｘより低く設定している。これにより，リンク電圧を交流電源６ａの最大電圧時における振幅Ｖｍ＿ｍａｘより高く設定した場合に比べ，巻線Ｎ１，Ｎ２の電圧が低くなり，スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に印加される電圧を低く抑えられる。また，インバータ２ａのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のスイッチング損失も小さく抑えられる。
【００４７】
このバッテリ給電モード時のリンク電圧Ｖｌｉｎｋ＿ｄｉｓｃｈａｒｇｅは，公称（定格）電圧時における振幅Ｖｍ＿ｎｏｍよりは高く設定している。したがって，インバータ２ａが負荷７ａに交流電源６ａの公称電圧（定格電圧）に相当する電圧を出力する上では，出力電圧波形の歪は小さく抑えられる。なお，インバータ２ａが負荷７ａに出力する電圧振幅Ｖｍ＿ｎｏｍよりリンク電圧が低くなると出力電圧波形が歪みやすくなる。上記ではインバータ２ａから負荷７ａに公称電圧（定格電圧）を出力する前提で説明したが，インバータ２ａの出力電圧を変更する場合には，所望の出力電圧振幅よりリンク電圧が低くならないようにリンク電圧も変更すればよい。
【００４８】
このように本実施例では，バッテリ給電モードすなわちバッテリ４ａを放電するときのリンク電圧Ｖｌｉｎｋ＿ｄｉｓｃｈａｒｇｅを，交流電源６ａの最大電圧Ｖｍａｘをインバータ２ａのダイオードＤ１〜Ｄ４で受動的に整流したときに直流端子１４−１５間に現れる電圧と概ね等しい，交流電源６ａの最大電圧時における振幅Ｖｍ＿ｍａｘより低く設定している。これにより，スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の耐圧を低く抑え，またスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６，Ｓ１〜Ｓ４のスイッチング損失を抑制し，高い効率でバッテリ４ａから負荷７ａに電力供給することができる。
【００４９】
また本実施例では，
ａｂ相電圧の公称電圧（定格電圧）時の振幅Ｖｍ＿ｎｏｍ
＜  バッテリ４ａを放電するときのリンク電圧Ｖｌｉｎｋ＿ｄｉｓｃｈａｒｇｅ
＜  ａｂ相電圧の最大電圧時の振幅Ｖｍ＿ｍａｘ
＜  バッテリ４ａを充電するときのリンク電圧Ｖｌｉｎｋ＿ｃｈａｒｇｅ
の順に電圧を高くしている。これにより，交流電源６ａの電圧が最大の場合でもバッテリ４ａを充電するときの入力電流を正弦波状に制御して力率を高めやすくしている。また，バッテリ４ａを放電してバックアップするときの負荷７ａの電圧波形の歪は小さく抑えられる。
【実施例３】
【００５０】
図４は，本発明の電源装置１ｂとこれを採用した無停電電源システム１００ｂの回路構成図である。この電源装置１ｂは，リレー５ｂと，このリレー５ｂを介して交流側が交流電源６ｂに接続され，かつ直流側がリンク電圧Ｖｌｉｎｋに接続されたインバータ２ｂと，リンク電圧Ｖｌｉｎｋとバッテリ４ｂとの間に接続された双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ｂとを備える。交流電源６ｂは単相２線式である。
【００５１】
インバータ２ｂは，直流端子２４−２５間に接続される直流のリンク電圧Ｖｌｉｎｋと，交流端子２１−２２間に接続される交流ラインとの間で電力を授受する。直流端子２４−２５間には，双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ｂを介してバッテリ４ｂが接続されている。交流端子２１−２２間には，リレー５ｂを介して交流電源６ｂが接続されるとともに，負荷７ｂが接続されている。
【００５２】
このインバータ２ｂは，スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をノードＮｄ１で直列接続した第１のスイッチングレッグと，スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４をノードＮｄ２で直列接続した第２のスイッチングレッグと，これら第１，第２のスイッチングレッグに並列接続されたコンデンサＣ５と，ノードＮｄ１−Ｎｄ２間に直列接続されたインダクタＬ５，Ｌ６とコンデンサＣ６とを備える。コンデンサＣ５の両端間を直流端子２４−２５間とし，リンク電圧Ｖｌｉｎｋに接続されている。また，コンデンサＣ６の両端間を交流端子２１−２２間とする。
【００５３】
このように，本実施例のインバータ２ｂは単相２線式のフルブリッジインバータとなっており，実施例２のインバータ２ａと比べ，部品点数を削減できる。
【００５４】
双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ｂは，コンデンサＣ７，Ｃ８と，スイッチング回路８ｂ，９ｂと，巻線Ｎ３，Ｎ４を磁気結合するトランスＴ２と，共振インダクタＬｒ１，Ｌｒ２と，共振コンデンサＣｒ１，Ｃｒ２とを備え，コンデンサＣ７の両端間に接続されたリンク電圧Ｖｌｉｎｋと，コンデンサＣ８の両端間に接続されたバッテリ４ｂとの間で電力を授受する。
【００５５】
スイッチング回路８ｂ，９ｂの構成は，実施例２のスイッチング回路８ａ，９ａと比べ，インダクタＬ４が削減され，巻線Ｎ３と直列に共振インダクタＬｒ１と共振コンデンサＣｒ１が挿入され，巻線Ｎ４と直列に共振インダクタＬｒ２と共振コンデンサＣｒ２が挿入された点が異なる。
【００５６】
このように，本実施例の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ｂは共振形コンバータとなっており，実施例２の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３ａと比べ，バッテリ４ｂの電圧が高い場合にも高い効率で充放電できる。
【００５７】
本実施例においても，実施例２と同様に本発明の効果を得ることができる。
【符号の説明】
【００５８】
１，１ａ，１ｂ…電源装置、２，２ａ，２ｂ…インバータ、３，３ａ，３ｂ…双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ、４，４ａ，４ｂ…バッテリ、５，５ａ，５ｂ…リレー、６，６ａ，６ｂ…交流電源、７，７ａ，７ｂ…負荷、８ａ，８ｂ，９ａ，９ｂ…スイッチング回路、１０…制御手段、１１〜１３，２１，２２…インバータの交流端子、１４，１５，２４，２５…インバータの直流端子、１００，１００ａ，１００ｂ…無停電電源システム、Ｖｌｉｎｋ…リンク電圧、Ｃ１〜Ｃ８…コンデンサ、Ｌ１〜Ｌ６…インダクタ、Ｃｒ１，Ｃｒ２…共振コンデンサ、Ｌｒ１，Ｌｒ２…共振インダクタ、Ｔ１，Ｔ２…トランス、Ｎ１〜Ｎ４…巻線、Ｑ１〜Ｑ６，Ｈ１〜Ｈ４，Ｓ１〜Ｓ４…スイッチング素子、Ｄ１〜Ｄ６，ＤＨ１〜ＤＨ４，ＤＳ１〜ＤＳ４…ダイオード，Ｎｄ１〜Ｎｄ５…ノード。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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