(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧若しくは直流成分に脈流が重畳された電圧を入力電圧とし、該入力電圧をスイッチング素子によってスイッチングして、該スイッチング素子がＯＮの期間にトランスの一次側の励磁巻線に励磁電流を流し、該スイッチング素子がＯＦＦの期間に該トランスの二次側の出力巻線から交流波形の出力電圧を出力するインバータ装置において、
前記スイッチング素子をＯＮ・ＯＦＦ制御する手段に、前記スイッチング素子がＯＦＦの期間中に、該スイッチング素子に前記励磁電流を流す方向と逆方向に流れる電流が発生した後、その電流値がゼロになるタイミングで前記スイッチング素子をＯＮにするＯＮタイミング制御手段を設け、
前記ＯＮタイミング制御手段は、
前記出力電圧と同期して、波高値が該出力電圧より小さい波形の模擬出力電圧を発生する模擬出力電圧発生手段と、
該模擬出力電圧発生手段が発生する模擬出力電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出回路と、
前記スイッチング素子がＯＦＦになった時点から２番目の前記ゼロクロス点から、前記スイッチング素子の直前のＯＮの期間と同じ期間が経過した時点で、前記スイッチング素子をＯＮにする信号を発生する回路とを有することを特徴とするインバータ装置。
【請求項２】
直流電圧若しくは直流成分に脈流が重畳された電圧を入力電圧とし、該入力電圧をスイッチング素子によってスイッチングして、該スイッチング素子がＯＮの期間にトランスの一次側の励磁巻線に励磁電流を流し、該スイッチング素子がＯＦＦの期間に該トランスの二次側の出力巻線から交流波形の出力電圧を出力するインバータ装置において、
前記スイッチング素子をＯＮ・ＯＦＦ制御する手段に、前記スイッチング素子がＯＦＦの期間中に、該スイッチング素子に前記励磁電流を流す方向と逆方向に流れる電流が発生した後、その電流値がゼロになるタイミングで前記スイッチング素子をＯＮにするＯＮタイミング制御手段を設け、
前記ＯＮタイミング制御手段は、
前記スイッチング素子がＯＦＦの期間に、該スイッチング素子に前記励磁電流を流す方向と逆方向に流れる電流を検出する電流検出手段と、
該電流検出手段によって検出された電流値をバイアス電圧を加えた電圧値に変換する電流−電圧変換回路と、
該電流−電圧変換回路によって変換された電圧値が、予め設定した基準電圧になった後、該基準電圧より前記電流値が０に相当する電圧値に近い２つの異なる閾値電圧を低い方から順次超えた後、所定の遅延時間が経過した時点で、前記スイッチング素子をＯＮにする信号を発生する回路とを有することを特徴とするインバータ装置。
【請求項３】
直流電圧若しくは直流成分に脈流が重畳された電圧を入力電圧とし、該入力電圧をスイッチング素子によってスイッチングして、該スイッチング素子がＯＮの期間にトランスの一次側の励磁巻線に励磁電流を流し、該スイッチング素子がＯＦＦの期間に該トランスの二次側の出力巻線から交流波形の出力電圧を出力するインバータ装置において、
前記スイッチング素子をＯＮ・ＯＦＦ制御する手段に、前記スイッチング素子がＯＦＦの期間中に、該スイッチング素子に前記励磁電流を流す方向と逆方向に流れる電流が発生した後、その電流値がゼロになるタイミングで前記スイッチング素子をＯＮにするＯＮタイミング制御手段を設け、
前記ＯＮタイミング制御手段は、
前記出力電圧と同期して、波高値が該出力電圧より小さい波形の模擬出力電圧を発生する模擬出力電圧発生手段と、
該模擬出力電圧発生手段が発生する模擬出力電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出回路と、
前記スイッチング素子がＯＦＦの期間に、該スイッチング素子に前記励磁電流を流す方向と逆方向に流れる電流を検出する電流検出手段と、
該電流検出手段によって検出された電流値をバイアス電圧を加えた電圧値に変換する電流−電圧変換回路と、
前記スイッチング素子がＯＦＦになった時点から２番目の前記ゼロクロス点から、前記電流−電圧変換回路によって変換された電圧値が、前記電流値が０に相当する電圧値に近い２つの異なる閾値電圧を低い方から順次超えた後、所定の遅延時間が経過した時点で、前記スイッチング素子をＯＮにする信号を発生する回路とを有することを特徴とするインバータ装置。
【請求項４】
前記スイッチング素子をＯＮ・ＯＦＦ制御する手段が、前記スイッチング素子をＯＮ・ＯＦＦ制御する周期を、前記スイッチング素子がＯＦＦの期間のうち前記出力電圧が発生している期間と、前記スイッチング素子がＯＮの期間の２倍との和になるように制御することを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載のインバータ装置。
【請求項５】
前記スイッチング素子をＯＮ・ＯＦＦ制御する手段が、前記スイッチング素子のＯＮ期間又は前記ＯＮ・ＯＦＦ制御する周期のいずれかを一定に保持することを特徴とする請求項４に記載のインバータ装置。
【請求項６】
前記スイッチング素子をＯＮ・ＯＦＦ制御する手段は、前記模擬出力電圧発生手段が発生する模擬出力電圧のピーク電圧を検出するピーク電圧検出回路と、該ピーク電圧検出回路によって検出されるピーク電圧の値に応じて、前記スイッチング素子がＯＮの期間を制御するＯＮ期間制御手段とを有することを特徴とする請求項１又は３に記載のインバータ装置。
【請求項７】
前記ＯＮ期間制御手段は、前記ピーク電圧の値が所定値より大きい場合は前記スイッチング素子がＯＮの期間を前回より短くし、前記ピーク電圧の値が所定値より小さい場合は前記スイッチング素子がＯＮの期間を前回より長くすることを特徴とする請求項６に記載のインバータ装置。
【請求項８】
前記トランスを、個別の磁路を持つ同じ特性の複数のトランスによって構成し、該複数の各トランスの励磁巻線を互いに並列又は直列に接続して同時に前記励磁電流を流し、前記各トランスの出力巻線を互いに直列又は並列に接続して、前記出力電圧を出力させるようにしたことを特徴とする請求項１から７のいずれか一項に記載のインバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明はインバータ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
大型プラズマディスプレー用放電管、プラズマ発生装置など、種々の装置に高電圧を供給するためにインバータ装置が用いられている。
一般には、出力電力値が数Ｗ程度のものが多く使用されているが、プラズマ発生装置などには、出力電圧が数ｋＶで電力値が数十Ｗ以上の交流の出力を持つインバータ装置が使用される。
【０００３】
このようなインバータ装置として、例えば特許文献１に記載されているように、入力電圧をスイッチング素子によってスイッチングして、トランスの励磁巻線に励磁電流を流し、そのトランスの出力巻線から交流高電圧を出力するものが使用されている。
【０００４】
この特許文献１に記載のインバータ装置はさらに、出力電圧の波高値を一定に保つために、出力電圧のモニタ電圧の波高値に応じて、スイッチング素子のＯＮ期間とＯＦＦ期間の割合（デューティ比）を制御するパルス幅変調（ＰＷＭ）制御を行っている。そのモニタ電圧として、スイッチング素子の端子間に発生する電圧を利用している。
そのＰＷＭ制御は、スイッチング素子のＯＦＦの期間におけるモニタ電圧の最初の半波の完了時点から第２高調波が現れる直前までの間で、スイッチング素子をＯＮにする時期を可変制御することによって行なっている。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、このような交流の高電圧を出力するインバータ装置は、そのトランスが共振トランスであり、その二次側で、出力巻線による出力インダクタンスと、巻線間の浮遊容量又は寄生容量と負荷容量との合成容量とによって電圧共振が発生する。
その電圧共振によって、スイッチング周期内で基本波の最初の半波に続く逆極性の半波及び高次数の減衰波形の出力電圧が発生するため、スイッチング素子をＯＮにできない期間（阻害条件の時間）が生じる。それによって、ＰＷＭ制御を行える期間が制約され、出力電圧の波高値を一定にする制御を充分に行えなくなるという問題があった。
【０００６】
特許文献１に記載のインバータ装置でも、モニタ電圧の最初の半波の完了時点から第２高調波が現れる直前までの期間には、最初の半波と逆極性の電圧が発生し、トランスの励磁巻線に励磁電流と逆方向の電流が流れる。そのため、この期間にスイッチング素子をＯＮにしても、その逆方向の電流が流れている間は励磁電流が相殺されて、トランスに励磁エネルギーが蓄えられないという問題がある。
【０００７】
この発明はこのような背景に鑑みてなされたものであり、上述のようなインバータ装置において、スイッチング素子を最適なタイミングでＯＮにしてトランスの励磁を開始できるようにし、出力電圧の波高値を一定にするための制御を確実に行えるようにすることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
この発明は上記の目的を達成するため、直流電圧若しくは直流成分に脈流が重畳された電圧を入力電圧とし、その入力電圧をスイッチング素子によってスイッチングして、該スイッチング素子がＯＮの期間にトランスの一次側の励磁巻線に励磁電流を流し、該スイッチング素子がＯＦＦの期間に該トランスの二次側の出力巻線から交流波形の出力電圧を出力するインバータ装置において、上記スイッチング素子をＯＮ・ＯＦＦ制御する手段に、上記スイッチング素子がＯＦＦの期間中に、そのスイッチング素子に上記励磁電流を流す方向と逆方向に流れる電流が発生した後、その電流値がゼロになるタイミングで上記スイッチング素子をＯＮにするＯＮタイミング制御手段を設け、
そのＯＮタイミング制御手段は、上記出力電圧と同期して、波高値が該出力電圧より小さい波形の模擬出力電圧を発生する模擬出力電圧発生手段と、その模擬出力電圧発生手段が発生する模擬出力電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出回路と、上記スイッチング素子がＯＦＦになった時点から２番目の上記ゼロクロス点から、上記スイッチング素子の直前のＯＮの期間と同じ期間が経過した時点で、上記スイッチング素子をＯＮにする信号を発生する回路とを有することを特徴とする。
【発明の効果】
【０００９】
この発明によるインバータ装置は、スイッチング素子を最適なタイミングでＯＮにしてトランスの励磁を開始することができ、それによって出力電圧の波高値を一定にするための制御を確実に行えるようになる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】この発明によるインバータ装置の基本的な実施形態を示す回路図である。
【図２】図１における各部の電圧又は電流の波形とそのタイミング関係を示すタイミングチャートである。
【図３】スイッチング制御信号Ｓｐとスイッチング素子のＯＮ期間Ｔｏｎとドレイン電流Ｉｄの関係を示すタイミングチャートである。
【図４】スイッチング制御信号Ｓｐと出力電圧Ｖｏｕｔの波形の関係を示すタイミングチャートである。
【図５】出力電圧Ｖｏｕｔが第１波及び第２波の正電圧領域にあるときに、次のＯＮ期間Ｔｏｎ２へ切り替える種々のタイミングを模式的に示すタイミングチャートである。
【図６】図５における第２波の正電圧領域においてトランス３の一次側の励磁を開始した場合の、スイッチング素子のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓとドレイン電流Ｉｄのシミュレーション結果を示すタイミングチャートである。
【図７】出力電圧Ｖｏｕｔが第１波及び第２波の負電圧領域にあるときに、次のＯＮ期間Ｔｏｎ２へ切り替える種々のタイミングを模式的に示すタイミングチャートである。
【図８】スイッチング制御信号Ｓｐとドレイン電流Ｉｄと出力電圧Ｖｏｕｔの波形の関係を示すタイミングチャートである。
【図９】この発明によるインバータ装置の第１の実施形態を示す回路図である。
【図１０】図９におけるゼロクロス検出回路１６の一例を示す回路図である。
【図１１】図９における演算回路１７の動作例を示すフローチャートである。
【図１２】図９における演算回路１７の他の動作例を示すフローチャートである。
【図１３】この発明によるインバータ装置の第２の実施形態を示す回路図である。
【図１４】模擬出力電圧のピーク電圧と制御するＯＮ期間との関係を示す線図である。
【図１５】図１３における演算回路１７の動作例を示すフローチャートである。
【図１６】図１３における演算回路１７の他の動作例を示すフローチャートである。
【図１７】この発明によるインバータ装置の第３の実施形態を示す回路図である。
【図１８】図１７におけるドレイン電流検出手段１９と電流−電圧変換回路２０の一例を示す回路図である。
【図１９】図１８におけるドレイン電流Ｉｄとオペアンプの出力電圧である検出電圧Ｖｏｐの関係を示すタイミングチャートである。
【図２０】図１７に示した演算回路１７の動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図２１】図１７に示した演算回路１７の動作例を示すフローチャートである。
【図２２】この発明によるインバータ装置の第４の実施形態を示す回路図である。
【図２３】図２２に示した演算回路１７の動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図２４】図２２に示した演算回路１７の動作例を示すフローチャートである。
【図２５】この発明によるインバータ装置の第５の実施形態を示す回路図である。
【図２６】この発明によるインバータ装置の第６の実施形態を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、この発明を実施するための形態を図面に基づいて具体的に説明する。
〔この発明の概要の説明〕
まず、この発明の基本的な実施形態によって、後述する各実施形態に共通するこの発明の概要について説明する。
図１は、この発明によるインバータ装置の基本的な実施形態を示す回路図である。
このインバータ装置１は、入力端子Ｉ１，Ｉ２から入力する入力電圧Ｖｉｎをスイッチング素子４によってスイッチングして、スイッチング素子４がＯＮの期間に昇圧用のトランス３の一次側の励磁巻線Ｎｐに励磁電流を流す。そして、スイッチング素子４がＯＦＦの期間にトランス３の二次側の出力巻線Ｎｓから交流波形の出力電圧Ｖｏｕｔを出力し、出力端子Ｏ１，Ｏ２から負荷２へ供給する。
【００１２】
入力電圧Ｖｉｎは、直流電圧若しくは直流成分に脈流が重畳された電圧である。スイッチング素子４は、この例ではｎ型チャネルＦＥＴであり、制御回路５から出力されるスイッチング制御信号Ｓｐがゲートに印加され、そのスイッチング制御信号Ｓｐがハイレベルの期間はＯＮになり、ローレベルの期間はＯＦＦになる。ここで、ＯＮは「オン」、ＯＦＦは「オフ」と同意である。制御回路５は、発振回路を有するスイッチング用制御ＩＣである。
【００１３】
入力端子Ｉ１，Ｉ２から入力電圧Ｖｉｎが供給されるラインに、トランス３の励磁巻線Ｎｐとスイッチング素子４のドレイン・ソース間が直列に接続されている。制御回路５は入力電圧Ｖｉｎが印加されて動作し、矩形波パルス状のスイッチング制御信号Ｓｐを出力して、スイッチング素子４のゲートに印加し、そのＯＮ・ＯＦＦを制御する。
一方の入力端子Ｉ１と一方の出力端子Ｏ１は、いずれもフレームグラウンド（アース）ＧＮＤに接続されている。
【００１４】
図２は、図１における各部の電圧又は電流の波形とそのタイミング関係を示すタイミングチャートである。この図２の（ａ）〜（ｄ）は次の各波形を示している。
（ａ）は制御回路５から出力されるスイッチング制御信号Ｓｐであり、ハイレベルの期間がスイッチング素子４をＯＮにしているＯＮ期間Ｔｏｎ、ローレベルの期間がスイッチング素子４をＯＦＦにしているＯＦＦ期間Ｔｏｆｆで、ＯＮ・ＯＦＦの周期がＴである。
（ｂ）はスイッチング素子４を流れるドレイン電流Ｉｄであり、図で正の期間はトランス３の励磁巻線Ｎｐに流す励磁電流である。
（ｃ）は交番する高電圧の出力電圧Ｖｏｕｔであるが、基本波（第１波）の最初の半波（この例では正の半波）のみを、その波高値を大幅に縮小して示している。
（ｄ）はトランス３の二次側に流れる出力電流Ｉｏにおける（ｃ）に示した出力電圧Ｖｏｕｔと対応する部分の波形を示している。
【００１５】
負荷２は、例えばプラズマ発生装置の対向する電極（パッシブ素子）であり、静電容量（負荷容量）Ｃｏを有する。そして、一般的に常圧で６ｋＶ以上の電圧がその電極間に印加されると、大気圧プラズマを発生するといわれている。それは誘電体バリヤ放電、あるいは無声放電とも言われる。
このトランス３はフライバック式の共振トランスであり、二次側に、出力巻線Ｎｓのインダクタンス（出力インダクタンス）Ｌｓと、その巻線間に分布もしくは寄生する静電容量Ｃｓ及び負荷２の静電容量Ｃｏの合成容量とによって電圧共振回路を形成する。そして、スイッチング素子４がＯＦＦの期間に、その電圧共振回路で電圧共振を起こす。その共振定数は、上述した出力インダクタンスＬｓ及び静電容量Ｃｓ、Ｃｏである。
【００１６】
その電気経路上に強磁場がかかり、共振定数が温度や線間長のずれなどで変動するため、出力電圧Ｖｏｕｔは完全に基本波のみとはならず、歪の入った出力波形となり、フーリエ展開すると、高次数に交番されて減衰していく電圧に分解される。
したがって、出力電圧Ｖｏｕｔは、交番された電圧であり、その値は、数ｋＶないし数十ｋＶ、平均出力電力は、数Ｗないし数十ｋＷの範囲にある。
出力電圧はＶｏｕｔが、Ｖｏｕｔ（ｔ）＝√（２Ｖｏｕｔ・ｓｉｎ（ωｔ））でなる基本波の場合は、正弦波でなる関数上にある。ここで出力電圧Ｖｏｕｔは実効値である。
【００１７】
一般的には、ファラディの法則より、トランスを励磁するドレイン電流Ｉｄは、
Ｖｉｎ（ｔ）＝Ｌｐ・ｉ（ｔ）／ｄｔ
から、ごく短い時間においてＩｄの傾きは微分係数となり、トランス３の励磁インダクタンスをＬｐとすると、ドレイン電流Ｉｄは次の（１）式によって求められる。
Ｉｄ＝Ｖｉｎ・Ｔｏｎ／Ｌｐ  ・・・・・・（１）
（Ｔｏｎ：スイッチング素子４のＯＮ期間、Ｖｉｎ：入力電圧）
励磁インダクタンスＬｐは一定であるから、Ｉｄ∝Ｖｉｎ・Ｔｏｎとなる。
【００１８】
ここで、スイッチング素子４のドレイン電流Ｉｄによる励磁電流によってトランス３に蓄えられる励磁エネルギーεは、次の（２）式によって求められる。
ε＝Ｌｐ・Ｉｄ２  ・・・・・・（２）
この（２）式に（１）式によるＩｄを代入すると、次の（３）式になる。
ε＝（Ｖｉｎ・Ｔｏｎ）２／Ｌｐ  ・・・・・（３）
よって、Ｖｉｎ・Ｔｏｎが一定であれば、トランス３に蓄えられる励磁エネルギーは一定であり、負荷変動がなければ、出力電圧Ｖｏｕｔは一定に制御される。
【００１９】
図３は、スイッチング制御信号Ｓｐ（スイッチング素子４のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓに相当する）と、スイッチング素子４のＯＮ期間Ｔｏｎと、ドレイン電流Ｉｄの関係を示すタイミングチャートである。
入力電圧Ｖｉｎとトランス３の励磁巻線Ｎｐのインダクタンスである励磁インダクタンスＬｐが一定であれば、励磁電流であるドレイン電流Ｉｄは、スイッチング素子４のＯＮ期間Ｔｏｎに比例し、その傾きはＶｉｎ／Ｌｐである。ここでのＯＮ期間Ｔｏｎとは、制御回路５がスイッチング素子４をＯＮ状態にして、トランス３を励磁している時間である。すなわち、スイッチング制御信号Ｓｐがハイレベルの期間である。
【００２０】
図３に示すように、スイッチング素子４のＯＮ期間がＴｏｎ１の場合のドレイン電流の最大値Ｉｄ１は、Ｉｄ１＝（Ｖｉｎ／Ｌｐ）・Ｔｏｎ１となり、ＯＮ期間がＴｏｎ２の場合のドレイン電流の最大値Ｉｄ２は、Ｉｄ２＝（Ｖｉｎ／Ｌｐ）・Ｔｏｎ２となる。
ここで、Ｔｏｎ１＞Ｔｏｎ２とすると、Ｉｄ１＞Ｉｄ２の関係となる。
トランス３の一次側に蓄えられるエネルギーεは、（２）式から分かるようにＩｄの二乗に比例するので、ドレイン電流の最大値がＩｄ１、Ｉｄ２の時にトランス３の一次側に蓄えられるエネルギーをε１、ε２とすると、ε１＞ε２となる。
【００２１】
トランス３の変換効率＝１とし、トランス３の一次側に蓄えられる励磁エネルギーεが、二次側に放出されるエネルギーと等しいとすると、εは次のようになる。
ε＝Ｃ・Ｖｏｕｔ２  となる。
（Ｖｏｕｔ：出力電圧、Ｃ：ＣｓとＣｏの合成容量）
これより、Ｖｏｕｔ＝√（ε／Ｃ）となり、Ｖｏｕｔは、εとＣの関係にて決定される。
前述した（３）式に示したように、εはＶｉｎ・Ｔｏｎに依存する関係になっている。したがって、入力電圧Ｖｉｎが一定とすると、トランス３の一次側に蓄えられる励磁エネルギーεは、ＯＮ期間Ｔｏｎの幅によってリニアに制御できる。
【００２２】
トランス３の二次側は、電圧共振を利用した共振回路となるので、出力電圧Ｖｏｕｔは共振状態のため減衰された電圧が継続される。その減衰分は、出力の抵抗成分による消費電力の量だけであると考えられる。その減衰された出力の過渡電圧は、図４に示すように、スイッチング素子４のＯＦＦ期間Ｔｏｆｆの間継続される。
【００２３】
そして、図５に示すように、スイッチング制御信号ＳｐがハイレベルのＯＮ期間Ｔｏｎ１からローレベルのＯＦＦ期間に切り替った後、出力電圧Ｖｏｕｔが斜線を施して示す正電圧領域にあるときには、次のＯＮ期間Ｔｏｎ２に切り替えることはできない。
出力電圧Ｖｏｕｔが正電圧領域にあるときにスイッチング制御信号Ｓｐがハイレベルに切り替えて、スイッチング素子４をＯＮにし、トランス３の一次側の励磁を開始すると、その励磁電流は正電圧がある所を短絡することになる。そのため、トランス３に過剰な電流が流れ、それによってトランス３のコアが磁気飽和して、回路に大電流が流れる。
図５では、出力電圧Ｖｏｕｔが第１波及び第２波の正電圧領域にあるときに、次のＯＮ期間Ｔｏｎ２へ切り替える種々のタイミングを模式的に示している。
【００２４】
図６は、図５における第２波の正電圧領域において、スイッチング制御信号Ｓｐをハイレベル（ＯＮ）に切り替えて、トランス３の一次側の励磁を開始した場合の、スイッチング素子４の電圧Ｖｄｓとドレイン電流Ｉｄのシミュレーション結果を示す。電圧Ｖｄｓは、スイッチング素子４のドレイン・ソース間に、出力電圧Ｖｏｕｔと同期して発生する電圧である。
このとき第２波の電圧が短絡となり、トランス３のコアがＮＩ（励磁巻線Ｎｐの巻数と一次側の最大電流値の積）の限界値を越えて磁気飽和を起こし、ドレイン電流Ｉｄが過剰の電流となって、リンギング状の電流が繰り返される。そのため、継続して出力電圧の波形を出力できなくなる。
【００２５】
このため、スイッチング制御信号Ｓｐをローレベルからハイレベルにして、スイッチング素子４をＯＦＦ期間からＯＮ期間に切り替えるタイミングは、図７に示すように、常に出力電圧Ｖｏｕｔが負電圧領域にある期間にする必要があることになる。
図７は、出力電圧Ｖｏｕｔが第１波及び第２波の負電圧領域にあるときに、次のＯＮ期間Ｔｏｎ２へ切り替える種々のタイミングを模式的に示している。
しかしながら、出力電圧Ｖｏｕｔが図７に斜線を施して示す負電圧領域のときに、スイッチング素子４をＯＮにすると、ドレイン電流Ｉｄが、トランス３に励磁電流を流す方向を正とした場合に負方向に流れることになる。
【００２６】
そのため、出力電圧Ｖｏｕｔが負電圧領域にある任意のタイミングで、スイッチング制御信号ＳＰをハイレベルにし、スイッチング素子４をＯＮにする切り替えを実施しても、ドレイン電流Ｉｄが負方向に流れる期間はトランス３に励磁エネルギーが蓄えられない。
その理由は、トランス３の一次側に流れる励磁電流の向きと逆方向の電流が流れるため、それによって励磁電流が相殺されてしまい、トランス３には励磁エネルギーが蓄えられないからである。
【００２７】
したがって、図８に示すように、出力電圧Ｖｏｕｔが第１波の負電圧領域（斜線領域）にある期間、すなわちドレイン電流Ｉｄが負方向に流れている期間に、スイッチング素子４をＯＮに切り替えても、その電流が０Ａになるまでは励磁できない無駄な期間になる。
しかし、出力電圧Ｖｏｕｔが図５に示した第２波の正電圧領域でスイッチング素子４をＯＮに切り替えると、前述したようにドレイン電流Ｉｄが過剰になってリンギング状の電流が繰り返され、継続して出力電圧の波形を出力できなくなる。
【００２８】
そのため、スイッチング素子４がＯＦＦの期間中に、ドレイン電流Ｉｄが負方向に流れてから、その電流値がゼロ（０Ａ）になるタイミングでスイッチング素子４をＯＮにするのが、最適のタイミングであることが分かった。それによって、トランス３の励磁を最適のタイミングで開始して、トランス３に蓄積する励磁エネルギーを有効に制御でき、出力電圧の波高値を一定に制御することも容易になる。上述したドレイン電流Ｉｄが負方向に流れてから、その電流値がゼロ（０Ａ）になるタイミングには、当然ながら所定誤差範囲のタイミングが含まれる。
【００２９】
このドレイン電流Ｉｄが、負方向に流れてからその電流値がゼロ（０Ａ）になるタイミングは、出力電圧Ｖｏｕｔの第１波が０Ｖになってから直前のＯＮ期間Ｔｏｎ１と同等の時間が経過した時点であることが分かった。この時間を図８にＴｘで示し、Ｔｘ≒Ｔｏｎ１である。
そこで、図１に示した制御回路５は、スイッチング制御信号Ｓｐをハイレベル（Ｔｏｎ１）からローレベル（Ｔｏｆｆ）に切り替えた後、次のように動作する。
すなわち、出力電圧Ｖｏｕｔの第１波の正電圧が発生している期間（「出力パルス幅」と称す）Ｔｏｕｔの後、直前のＯＮ期間Ｔｏｎ１と同じ時間Ｔｘが経過した時点で、スイッチング制御信号Ｓｐをハイレベル（Ｔｏｎ２）に切り替える。
したがって、この制御回路５が、スイッチング素子をＯＮ・ＯＦＦ制御する手段であり、且つスイッチング素子４のドレイン電流Ｉｄが負方向に流れてから、その電流値がゼロ（０Ａ）になるタイミングで、スイッチング素子４をＯＮにするＯＮタイミング制御手段でもある。
【００３０】
そのため、例えば、スイッチング素子４をＯＦＦに切り替えた後、出力電圧Ｖｏｕｔのゼロクロス点（図８に示すＰｚ１，Ｐｚ２，Ｐｚ３等）を検出する。そして、２番目のゼロクロス点Ｐｚ２を検出した時点から、直前のＯＮ期間Ｔｏｎ１と同じ時間Ｔｘが経過した時点で、スイッチング素子４をＯＮに切り替えるようにするとよい。
あるいは、３番目のゼロクロス点Ｐｚ３で、スイッチング素子４をＯＮに切り替えてもよい。さらに、スイッチング素子４がＯＦＦの期間にドレイン電流Ｉｄを実際に監視して、それが発生した後、その電流値がゼロになるタイミングでスイッチング素子４をＯＮに切り替えてもよい。それらの具体的な実施形態については後述する。
【００３１】
この場合、制御回路５がスイッチング素子４をＯＮ・ＯＦＦする周期、すなわち図８に示すスイッチング制御信号Ｓｐの周期Ｔは、次のようになる。
Ｔ＝出力パルス幅Ｔｏｕｔ＋ＯＮ期間Ｔｏｎ×２
ここで、ＯＮ期間Ｔｏｎが変化する場合は、上記の式におけるＴｏｎは直前のＴｏｎ１である。制御回路５がスイッチング素子４のＯＮ期間Ｔｏｎを一定に制御する場合は、各ＯＮ期間Ｔｏｎ中にトランス３に蓄えられる励磁エネルギーは常に一定になるはずである。しかし、出力パルス幅Ｔｏｕｔは、スイッチング素子４がＯＦＦになったときの出力電圧Ｖｏｕｔの発生状況によって変動する。そのため、周期Ｔも出力パルス幅Ｔｏｕｔに応じて変動することになる。これは、温度及び湿度等の環境変化や負荷変動、経時変化などによって生じる。
【００３２】
しかし、スイッチング素子４をＯＮ・ＯＦＦ制御する周期Ｔを、スイッチング素子４がＯＦＦの期間Ｔｏｆｆのうち出力電圧が発生している期間である出力パルス幅Ｔｏｕｔと、スイッチング素子４がＯＮの期間Ｔｏｎの２倍との和になるように制御する。
出力パルス幅Ｔｏｕｔが基準期間より長くなったときは、一般に出力電圧Ｖｏｕｔの波高値が基準値より高くなっている。このとき、周期Ｔは基準周期より長くなるが、ＯＮ期間Ｔｏｎは一定であるから、１周期におけるＯＮ期間の割合であるデューティ比は小さくなり、出力電圧Ｖｏｕｔの波高値を下げるように機能する。
【００３３】
逆に、出力パルス幅Ｔｏｕｔが基準期間より短くなったときは、一般に出力電圧Ｖｏｕｔの波高値が基準値より低くなっている。このとき、周期Ｔは基準周期より短くなるが、ＯＮ期間Ｔｏｎは一定であるから、１周期におけるＯＮ期間の割合であるデューティ比は大きくなり、出力電圧Ｖｏｕｔの波高値を上げるように機能する。
したがって、出力電圧Ｖｏｕｔの波高値（ピーク値）を検出して、それを一定にするようにスイッチング制御信号Ｓｐのデューティ比をフィードバック制御するＰＷＭ制御を実施しなくても、常にそれに近い制御が自動的になされることになる。
【００３４】
スイッチング素子４のＯＮ期間Ｔｏｎを一定に制御するには、制御回路５がスイッチング制御信号Ｓｐをハイレベルにしてスイッチング素子４をＯＮにした後、常に一定のＯＮ期間Ｔｏｎ後に、ローレベルにしてスイッチング素子４をＯＦＦにすればよい。この場合、図８におけるＴｏｎ２＝Ｔｏｎ１（一定）である。したがって、スイッチング素子４をＯＮ・ＯＦＦする周期Ｔ（＝出力パルス幅Ｔｏｕｔ＋ＯＮ期間Ｔｏｎ×２）は、出力パルス幅Ｔｏｕｔの変動に応じて変化する。
【００３５】
あるいは、制御回路５がスイッチング素子４をＯＮ・ＯＦＦする周期Ｔを一定に保持するように、出力パルス幅Ｔｏｕｔの変動に応じて、スイッチング素子４のＯＮ期間Ｔｏｎを変化させるようにしてもよい。
すなわち、出力パルス幅Ｔｏｕｔが基準期間より長くなったときは、ＯＮ期間Ｔｏｎを短くして周期を一定に保持すれば、１周期におけるＯＮ期間の割合であるデューティ比は小さくなり、出力電圧Ｖｏｕｔの波高値を下げるように機能する。
【００３６】
逆に、出力パルス幅Ｔｏｕｔが基準期間より短くなったときは、ＯＮ期間Ｔｏｎを長くして周期Ｔを一定に保持すれば、１周期におけるＯＮ期間の割合であるデューティ比は大きくなり、出力電圧Ｖｏｕｔの波高値を上げるように機能する。
したがって、この場合にも、出力電圧Ｖｏｕｔの波高値（ピーク値）を検出して、それを一定にするようにスイッチング制御信号Ｓｐのデューティ比をフィードバック制御するＰＷＭ制御を実施しなくても、常にそれに近い制御が自動的になされることになる。
【００３７】
スイッチング素子４をＯＮ・ＯＦＦ制御する周期Ｔを一定に保持するには、前回のＯＮ期間Ｔｏｎ１からＯＦＦ期間に切り替えた時点から、一定の周期Ｔに相当する時間が経過した時点で、今回のＯＮ期間Ｔｏｎ２からＯＦＦ期間に切り替えるようにすればよい。
この場合のスイッチング素子４をＯＮ・ＯＦＦする周期Ｔは、次のようになる。
Ｔ＝出力パルス幅Ｔｏｕｔ＋ＯＮ期間Ｔｏｎ１＋Ｔｏｎ２＝一定
【００３８】
このように、この発明の基本的な実施形態のインバータ装置は、スイッチング素子４を常に最適なタイミングでＯＮにしてトランス３の励磁を開始することができる。それによって、トランス３の１次側の励磁エネルギーを、トランス励磁時間であるスイッチング素子４のＯＮ期間Ｔｏｎに完全に比例して制御することができる。
そのため、上述したように、制御回路５がスイッチング素子４のＯＮ期間Ｔｏｎを一定に制御するか、スイッチング素子４をＯＮ・ＯＦＦ制御する周期Ｔが一定になるようにＯＮ期間を制御すれば、出力電圧Ｖｏｕｔの波高値の変動を抑制する効果が得られる。
【００３９】
以下に、この発明によるインバータ装置の具体的な各実施形態を説明する。
〔第１の実施形態〕
図９は、この発明によるインバータ装置の第１の実施形態を示す回路図である。この図９において、図１の各部と同等な部分には同一の符号を付しており、それらの説明は省略する。以後の各実施形態の回路図においても同様である。そのインバータ装置は各実施形態によってその構成が異なるが、便宜上いずれもインバータ装置１とする。
【００４０】
図９に示すインバータ装置１のトランス１３は、二次側に出力巻線Ｎｓの他に従属巻線（第３次巻線ともいう）Ｎｆを設けている。この従属巻線Ｎｆの巻数は出力巻線Ｎｓの巻数に較べて極めて少ない。そのため、この従属巻線Ｎｆには、出力巻線Ｎｓに発生する出力電圧Ｖｏｕｔと同期して変化し、その波高値が出力電圧Ｖｏｕｔより遥かに小さい波形の模擬出力電圧（モニタ電圧）Ｖｆが発生する。
【００４１】
この模擬出力電圧Ｖｆの波高値は、出力電圧Ｖｏｕｔが高圧や特別高圧にあたるような高電圧の場合、その波高値の１／１００以下であり、１／１０００程度より小さいとさらによい。したがって、例えば出力電圧Ｖｏｕｔの波高値が１０ｋＶの場合、模擬出力電圧Ｖｆの波高値は１００Ｖ以下、好ましくは１０Ｖ以下の電圧になるようにする。しかし、模擬出力電圧Ｖｆの出力パルス幅（出力期間）は出力電圧Ｖｏｕｔの出力パルス幅と同じであり、その波高値は出力電圧Ｖｏｕｔの波高値に比例して変動する。したがって、この模擬出力電圧Ｖｆによって出力電圧Ｖｏｕｔをモニタできる。
【００４２】
ゼロクロス検出回路１６は、このトランス１３の従属巻線Ｎｆに発生する模擬出力電圧Ｖｆを入力して、その電圧値が０Ｖになる点であるゼロクロス点（図８に示したＰｚ１，Ｐｚ２，Ｐｚ３等）を検出し、そのゼロクロス検出信号Ｚｘを演算回路１７へ入力させる。
その演算回路１７は、ＣＰＵ、ＲＯＭ及びＲＡＭ等からなるマイクロコンピュータを有する回路であり、制御回路１５がスイッチング制御信号Ｓｐをローレベルからハイレベルにし、スイッチング素子４をＯＦＦからＯＮに切り替えるタイミングを管理する。
【００４３】
例えば、スイッチング素子４がＯＦＦになった時点から、ゼロクロス検出回路１６が検出するゼロクロス検出信号Ｚｘをカウントする。そして、２番目のゼロクロス点（図８に示したＰｚ２）をカウントした時点から、スイッチング素子４の前回のＯＮ期間と同じ期間（この場合は一定期間）が経過した時点で、ＯＮタイミング制御信号Ｓｏｎを出力して制御回路１５のＦＢ端子に入力させる。それによって、制御回路１５がスイッチング制御信号Ｓｐをローレベルからハイレベルに反転して、スイッチング素子４をＯＮにする。
【００４４】
すなわち、図８に示した逆方向のドレイン電流Ｉｄが略ゼロ（０Ａ）になったタイミングでスイッチング素子４がＯＮになり、トランス１３の励磁巻線Ｎｐに励磁電流を流して励磁を開始する。
そして、一定のＯＮ期間が経過した時点で、制御回路１５がスイッチング制御信号Ｓｐをハイレベルからローレベルに反転して、スイッチング素子４をＯＦＦにする。
【００４５】
あるいは、演算回路１７が、ゼロクロス検出回路１６からのゼロクロス検出信号Ｚｘのカウント値が「３」になった時に、ＯＮタイミング制御信号Ｓｏｎを出力して制御回路１５のＦＢ端子に入力させるようにしてもよい。このカウント値が「３」になった時は、スイッチング素子４がＯＦＦになった時点から３番目のゼロクロス点（図８に示したＰｚ３）をカウントした時点、すなわち、逆方向のドレイン電流Ｉｄが略ゼロ（０Ａ）になったタイミングである。
この第１の実施形態では、従属巻線Ｎｆとゼロクロス検出回路１６と演算回路１７によって、ＯＮタイミング制御手段を構成し、それと制御回路１５によってスイッチング素子をＯＮ・ＯＦＦ制御する手段を構成している。
【００４６】
ゼロクロス検出回路１６としては公知の回路を使用することができるが、その一例を図１０に示す。このゼロクロス検出回路１６は、発光ダイオード等の発光素子６１，６２とフォトトランジスタ等の受光素子６３，６４の対を２組備えた２回路のフォトカプラ６０を使用している。その受光素子６３，６４のエミッタを共通接続して接地し、コレクタを共通接続したａ点をプルアップ用の抵抗Ｒａを介して正電源＋Ｖに接続する。そのａ点からゼロクロス検出信号Ｚｘを出力する。
そして、図９に示したトランス１３の従属巻線Ｎｆに発生する模擬出力電圧Ｖｆを、感度調整用の可変抵抗ＶＲを通してフォトカプラ６０の発光素子６１，６２に印加し、全波整流、絶縁、およびロジックレベルの変換を一度に行う。
【００４７】
発光素子６１は発光レベル以上の正電圧が印加されると発光し、発光素子６２は絶対値が発光レベル以上の負電圧が印加されると発光する。したがって、模擬出力電圧Ｖｆの絶対値が発光レベル以上（ゼロクロス点付近以外の領域）では、発光素子６１，６２のいずれかが発光する。それによって、受光素子６３，６４のいずれかがその光を受光して導通状態になるため、ａ点は接地されてゼロレベルになる。
【００４８】
しかし、模擬出力電圧Ｖｆの絶対値が発光レベル以下のゼロクロス点付近では、発光素子６１，６２がいずれも発光しなくなるため、受光素子６３，６４がいずれも非導通状態になり、ａ点は正電源＋Ｖの電圧によってハイレベルになる。
したがって、ａ点からゼロクロス点を中心とするパルス状のゼロクロス検出信号Ｚｘが出力される。その検出感度を可変抵抗ＶＲによって調整することができる。
このゼロクロス検出信号Ｚｘを、そのまま図９の演算回路１７に入力させてカウントさせることもできるが、シュミットトリガ回路を通して、ゼロクロス点でより急峻なトリガパルスを発生させ、それを演算回路１７に入力させるようにするとなおよい。
【００４９】
模擬出力電圧Ｖｆは、トランス１３の出力巻線Ｎｓから出力される出力電圧Ｖｏｕｔと同期して変化する交番波形の電圧である。そのため、このゼロクロス検出回路１６によって検出されるゼロクロス点は、出力巻線Ｎｓから出力される出力電圧Ｖｏｕｔのゼロクロス点と一致するはずである。すなわち、このゼロクロス検出回路１６によって、インバータ装置１の出力電圧Ｖout のゼロクロス点（図８に示したＰｚ１，Ｐｚ２，Ｐｚ３）を検出できることになる。
【００５０】
なお、図８に示したスイッチング制御信号Ｓｐをハイレベルからローレベルに切り替えた直後のゼロクロス点Ｐｚ１では、図１０に示したゼロクロス検出回路１６によるゼロクロス検出信号Ｚｘは、ハイレベルの状態からローレベルに変化するだけである。しかし、演算回路１７がそのゼロクロス検出信号Ｚｘの立下りを、１番目のゼロクロス点Ｐｚ１としてカウントすればよい。そのゼロクロス点のカウントは、この実施形態では図９の演算回路１７によるソフトカウンタ機能によって行う。
【００５１】
そこで、その演算回路１７によるＯＮタイミング制御手段としての動作例を、図１１のフローチャートによって説明する。この場合の演算回路１７は、ゼロクロス点をカウントするカウンタ機能と、スイッチング素子４のＯＮ期間に相当する所定時間Ｔｏｎを計時するタイマ機能を有している。
図９に示したインバータ装置１の電源が投入されると、制御回路１５が動作を開始し、起動時には予め設定された周期及びＯＮ期間でスイッチング制御信号Ｓｐを出力し、スイッチング素子４をＯＮ・ＯＦＦさせて起動する。それと同時に演算回路１７が、図１１に示す動作を開始する。
【００５２】
そして、ステップＳ１でゼロクロス検出回路１６からのゼロクロス検出信号Ｚｘの入力を待ち、ゼロクロス検出信号Ｚｘが入力すると、ステップＳ２でカウンタをカウントアップ（＋１）する。そのカウンタは動作終了前にリセットされ，再スタート状態になっている。
その後、ステップＳ３で、カウント値が「２」であるか否かを判断し、「２」になっていなければ、ステップＳ１へ戻って上述の動作を繰り返す。
【００５３】
ステップＳ３でカウント値が「２」になると、図８における２番目のゼロクロス点Ｐｚ２が検出されたと判断できるので、ステップＳ４でタイマをスタートさせて、ＯＮ時間に相当する所定時間Ｔｏｎの計時を開始する。そして、ステップＳ５で所定時間Ｔｏｎの経過を待つ。この場合、所定時間Ｔｏｎをタイマにセットした状態からクロック信号で減算していけば、タイマの値が「０」になったときに所定時間Ｔｏｎが経過したことになる。
ステップＳ５で所定時間Ｔｏｎが経過したと判断すると、ステップＳ６でＯＮタイミング制御信号Ｓｏｎを出力し、図９の制御回路１５のＦＢ端子に入力させる。それによって、制御回路１５がスイッチング制御信号Ｓｐをローレベルからハイレベルに反転して、スイッチング素子４をＯＮにする。
【００５４】
その後、ステップＳ７で若干のウエイト時間後に、カウンタをリセットして再スタート状態にし、タイマもリセットさせて停止状態にする。
そして、ステップＳ８で電源がＯＦＦになったか否かをチェックし、ＯＦＦになれば動作を終了するが、ＯＦＦになるまではステップＳ１へ戻って、上述した動作を繰り返し実行する。
【００５５】
図１２は、演算回路１７による他のより簡便な動作例を示すフローチャートである。
この図１２において、図１１の各ステップと同等な判断又は処理を行うステップには同じステップ符号を付しており、幾分相違するステップには、図１１におけるステップ符号に「′」を付けて示している。この場合には、演算回路１７はタイマの機能を使用しない。
【００５６】
この動作例の場合は、演算回路１７が動作を開始すると、ステップＳ１、Ｓ２でゼロクロス検出信号をカウントし、ステップＳ３′でカウント値が「３」になると、図８における３番目のゼロクロス点Ｐｚ３が検出されたと判断する。
そこで、ステップＳ６でＯＮタイミング制御信号Ｓｏｎを出力して、制御回路１５のＦＢ端子に入力させる。それによって、制御回路１５がスイッチング制御信号Ｓｐをローレ
ベルからハイレベルに反転して、スイッチング素子４をＯＮにする。
その後、ステップＳ７′でカウンタをリセットして再スタート状態にし、電源がＯＦＦになるまでステップＳ１へ戻って、上述した動作を繰り返し実行する。
【００５７】
この実施形態における制御回路１５は、スイッチング制御信号Ｓｐをローレベルからハイレベルに反転してスイッチング素子４をＯＮにした後、一定のＯＮ期間Ｔｏｎが経過した時点で、スイッチング制御信号Ｓｐをハイレベルからローレベルに反転する。それによって、スイッチング素子４のＯＮ期間を一定に制御し、図８によって前述した出力パルス幅Ｔｏｕｔの変動に応じてスイッチング素子４のＯＮ・ＯＦＦの周期Ｔを変化させることができる。
あるいは、スイッチング制御信号Ｓｐを直前にローレベルにした時点から所定の周期Ｔが経過した時点で、ハイレベルからローレベルに反転する。それによって、出力パルス幅Ｔｏｕｔの変動に応じてスイッチング素子４のＯＮ期間を変化させ、スイッチング素子４のＯＮ・ＯＦＦの周期Ｔを一定に維持することができる。
【００５８】
この第１の実施形態のインバータ装置１は、演算回路１７が上述したいずれの動作を実行した場合でも、スイッチング素子４を常に最適なタイミングでＯＮにしてトランス１３の励磁を開始することができる。それによって、トランス１３の１次側の励磁エネルギーを、トランス励磁時間であるスイッチング素子４のＯＮ期間Ｔｏｎに完全に比例して制御することができる。
そして、前述したように、制御回路１５がスイッチング素子４のＯＮ期間Ｔｏｎを一定に制御するか、スイッチング素子４をＯＮ・ＯＦＦ制御する周期Ｔが一定になるようにＯＮ期間を制御すれば、出力電圧Ｖｏｕｔの波高値の変動を抑制する効果が得られる。
また、出力電圧に対応する波形の模擬出力電圧のパルス幅変動を常時監視して、フィードバック制御を行うことになるので、負荷変動に対しても高精度で安定した波形の出力電圧を得ることができる。
【００５９】
〔第２の実施形態〕
次に、この発明によるインバータ装置の第２の実施形態を図１３〜図１６によって説明する。
図１３はそのインバータ装置の回路図であり、図９に示した第１の実施形態と異なるのは、ピーク電圧検出回路１８を設けた点と、制御回路２５がＰＷＭ入力端子を有する点である。演算回路１７もＯＮ期間制御に関する機能が増えるが、便宜上同じ符号を使用する。後述する他の実施形態においても同様である。
【００６０】
ピーク電圧検出回路１８は、トランス１３の従属巻線Ｎｆに発生する模擬出力電圧Ｖｆのピーク電圧（出力電圧Ｖｏｕｔの波高値電圧に対応する）を検出し、その低電圧のピーク電圧Ｖｐを演算回路１７に入力させる。このピーク電圧Ｖｐは、出力電圧Ｖｏｕｔの波高値に比べて極めて低い電圧であるから、容易に検出することができる。
このピーク電圧検出回路１８としては、例えば周知のピークホールド回路を使用して、同じホールド値が規定時間以上継続したら、それをピーク電圧Ｖｐとして出力し、所定時間後にそのホールド値をリセットすればよい。そのピーク電圧Ｖｐの判断及びリセットを演算回路１７が行うようにしてもよい。
【００６１】
演算回路１７は、前述した第１の実施形態と同様なＯＮタイミング制御手段としての動作と共に、ピーク電圧検出回路１８によって検出されるピーク電圧ＶｐをＡ／Ｄポートに取り込む。そして、そのピーク電圧Ｖｐの値に応じて、スイッチング素子４のＯＮ期間を制御するＯＮ期間制御手段としての動作も行う。
そのため、この演算回路１７は、アナログのピーク電圧Ｖｐをデジタル値に変換するＡ／Ｄ変換回路、およびピーク電圧Ｖｐに応じて決定したＯＮ時間のデジタル情報をアナログのＯＮ期間制御信号Ｓｗに変換するＤ／Ａ変換回路も備えている。
【００６２】
ここで、ピーク電圧ＶｐとＯＮ期間とは図１４に示すように逆比例の関係に制御し、ピーク電圧Ｖｐが高くなるとＯＮ期間を短くし、ピーク電圧Ｖｐが低くなるとＯＮ期間を長くする。
この図１３に示すインバータ装置１における演算回路１７の動作を、図１５のフローチャートによって説明する。図１５の各ステップにおいて、前述した図１１における各ステップと同等な判断又は処理を行うステップには、同一のステップ番号を付している。
【００６３】
インバータ装置１が起動すると、演算回路１７が図１５の処理を開始する。そして、ステップＳ１，Ｓ２でゼロクロス検出信号Ｚｘをカウントし、ステップＳ３でカウント値が「２」になるまでに、ステップＳ１１でピーク電圧Ｖｐ検出の判断をして、ステップＳ１２でそのピーク電圧Ｖｐを記憶する。
これは、図８に示した出力電圧Ｖｏｕｔと対応する模擬出力電圧Ｖｆが、１番目のゼロクロス点Ｐｚ１と２番目のゼロクロス点Ｐｚ２の間の期間で発生しているので、その期間にピーク電圧Ｖｐを検出するのである。
【００６４】
ステップＳ３でカウント値が「２」になると、演算回路１７はステップＳ４でタイマをスタートし、ステップＳ５で、前回のスイッチング素子４のＯＮ期間に相当する所定時間Ｔｏｎが経過するのを待つ。所定時間Ｔｏｎが経過すると、ステップＳ６でＯＮタイミング制御信号Ｓｏｎを出力し、図１３の制御回路２５のＦＢ端子に入力させる。それによって、制御回路２５がスイッチング制御信号Ｓｐをローレベルからハイレベルに反転して、スイッチング素子４をＯＮにする。
【００６５】
続いて、演算回路１７はステップＳ１３で、ステップＳ１２で記憶したピーク電圧Ｖｐに応じてＯＮ期間を決定する。その際、図１４に示したピーク電圧ＶｐとＯＮ期間との関係に基いて、ピーク電圧Ｖｐに対して予め記憶したテーブルをルックアップして、あるいは演算によってＯＮ期間を決定することができる。
しかし、簡易的には、ピーク電圧Ｖｐの値を規定の波高値に相当する基準値Ｖｒと比較して、次のようにＯＮ期間を決定すると、ＯＮ期間を迅速に決定することができる。
すなわち、ピーク電圧Ｖｐの値が基準値より大きい（Ｖｐ＞Ｖｒ）場合は、ＯＮ期間を前回より設定期間（Δｔ）だけ短くし、基準値より小さい（Ｖｐ＜Ｖｒ）場合は、ＯＮ期間を前回より設定期間（Δｔ）だけ長くする。そして、ピーク電圧Ｖｐの値が基準値Ｖｒと同じ（Ｖｐ＝Ｖｒ）場合には、ＯＮ期間を前回と同じにする。
【００６６】
演算回路１７はステップＳ１４で、その決定したＯＮ期間を示すＯＮ期間制御信号Ｓｗを出力し、図１３に示した制御回路２５のＰＷＭ端子に入力させる。それによって、制御回路２５はスイッチング制御信号Ｓｐをハイレベルにした後、ＯＮ期間制御信号Ｓｗによって伝達されたＯＮ期間後にスイッチング制御信号Ｓｐをローレベルに反転して、スイッチング素子４をＯＦＦにする。そのＯＮ期間制御信号Ｓｗは、例えばＯＮ期間の長さに対応するアナログ電圧とする。
【００６７】
その後、演算回路１７はステップＳ７で、若干のウエイト時間後に、カウンタをリセットして再スタート状態にし、タイマもリセットさせて停止状態にする。
そして、ステップＳ８で電源がＯＦＦになったか否かをチェックし、ＯＦＦになれば動作を終了するが、ＯＦＦになるまではステップＳ１へ戻って、上述した動作を繰り返し実行する。
【００６８】
次に、この第２の実施形態の演算回路１７による他の動作例、すなわち前述した第１の実施形態における図１２によって説明した動作例と組み合わせた、より簡便な動作例を図１６によって説明する。図１６はその場合の演算回路１７の動作を示すフローチャートであり、図１２及び図１５における各ステップと同等な判断又は処理を行うステップには、同一のステップ番号を付している。
【００６９】
演算回路１７による図１６に示す動作例において、図１５によって説明した動作例と異なるのは、ステップＳ３でカウント値が「２」になったと判断すると、図１５におけるステップＳ４，Ｓ５に代えて、ステップＳ３′でカウント値が「３」になるのを待つ。
そして、ステップＳ３′でカウント値が「３」になると、図８に示した３番目のゼロクロス点Ｐｚ３になったと判断し、ステップＳ６でＯＮタイミング制御信号Ｓｏｎを出力する。
その後の処理は、前述した図１５による場合と殆ど同じであるが、タイマ機能は使用しないので、図１５のステップＳ７に代えて、ステップＳ７′で、カウンタをリセットして再スタート状態にするだけでよい。
【００７０】
この第２の実施形態のインバータ装置１は、演算回路１７が上述したいずれの動作を実行した場合でも、スイッチング素子４を常に最適なタイミングでＯＮにしてトランス１３の励磁を開始することができる。それによって、トランス１３の１次側の励磁エネルギーを、トランス励磁時間であるスイッチング素子４のＯＮ期間Ｔｏｎに完全に比例して制御することができる。
【００７１】
さらに、トランス１３の今回の一次側の励磁によって、スイッチング素子４がＯＦＦの期間に発生する二次側の出力電圧Ｖｏｕｔに対応する模擬出力電圧Ｖｆのピーク電圧Ｖｐを検出し、その値に応じてスイッチング素子４の次のＯＮ期間を制御する。
したがって、演算回路１７と制御回路２５等によって、出力電圧Ｖｏｕｔの波高値を一定に保つように確実にＰＷＭ制御することができる。
但し、この場合、スイッチング素子４をＯＮ・ＯＦＦ制御する周期Ｔは、出力パルス幅Ｔｏｕｔ＋ＯＮ期間Ｔｏｎ１＋Ｔｏｎ２となり、出力パルス幅の変動及びスイッチング素子４のＯＮ期間の増減によって変化する。
【００７２】
〔第３の実施形態〕
次に、この発明によるインバータ装置の第３の実施形態を図１７〜図２１によって説明する。
図１７はそのインバータ装置の回路図である。このインバータ装置１は、図１に示した基本的な実施形態と同様に、従属巻線Ｎｆを設けていないトランス３を使用し、図９に示した第２の実施形態と同様に、ＦＢ端子を有する制御回路１５を用いている。
【００７３】
そして、スイッチング素子４に流れるドレイン電流Ｉｄを検出し、その検出値を演算回路１７が監視して、ＯＮタイミング制御信号Ｓｏｎを出力する。すなわち、スイッチング素子４がＯＦＦの期間に、ドレイン電流Ｉｄがトランス３に励磁電流を流す方向と逆方向に流れた後、その電流値がゼロになるタイミングで、演算回路１７がＯＮタイミング制御信号Ｓｏｎを出力し、制御回路１５のＦＢ端子に入力させる。それによって、制御回路１５がスイッチング制御信号Ｓｐをローレベルからハイレベルに反転して、スイッチング素子４をＯＮにする。
【００７４】
そのため、この図１７に示すインバータ装置１には、スイッチング素子４に流れるドレイン電流Ｉｄを検出するためのドレイン電流検出手段１９と、それによって検出した電流ｉｄを電圧に変換するための電流−電圧変換回路２０を設けている。
図１８は、ドレイン電流検出手段１９と電流−電圧変換回路２０の一例を示す回路図である。このドレイン電流検出手段１９はカレントトランスを使用している。そこで、図１８の説明においては、カレントトランス１９と称す。
【００７５】
そのカレントトランス１９は、その一次巻線Ｎ１をスイッチング素子４のソースとフレームグラウンドＧＮＤの間に直列に介挿する。その一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の巻数比をｎ：１にすると、一次巻線Ｎ１に流れる電流の１／ｎの電流が二次巻線Ｎ２に流れる。したがって、このカレントトランス１９の一次巻線Ｎ１にドレイン電流Ｉｄが流れると、二次巻線Ｎ２に電流ｉｄ＝Ｉｄ／ｎの電流が流れ、ドレイン電流Ｉｄを検出することができる。
【００７６】
図１８に矢印で示すドレイン電流の方向は、スイッチング素子４のＯＮ期間Ｔｏｎにトランス３の励磁巻線Ｎｐに励磁電流を流す方向であり、図１９に示す正側のドレイン電流Ｉｄの向きである。しかし、スイッチング素子４がＯＦＦ期間Ｔｏｆｆになった後、出力パルス幅Ｔｏｕｔ後からは、スイッチング素子４のソース・ドレイン間容量を通して、図１９に示す負側のドレイン電流Ｉｄが逆方向に流れる。そのとき、カレントトランス１９の二次巻線Ｎ２に流れる電流ｉｄの向きも、図１８に矢印で示す向きと逆方向になる。
その電流ｉｄが抵抗Ｒ１に流れ、電圧Ｖｄに変換される。その電圧Ｖｄをオペアンプ２１の反転入力端子に入力して増幅するが、そのオペアンプ２１の非反転入力端子にバイアス電圧回路２２による直流のバイアス電圧Ｖｂを入力する。それによって、出力の検出電圧Ｖｏｐを、図１９に示すようにバイアス電圧Ｖｂだけバイアスする。
【００７７】
図１８に示すオペアンプ２１の出力端子と反転入力端子との間に帰還抵抗Ｒ２を接続している。そのオペアンプ２１、バイアス電圧回路２２、および抵抗Ｒ１，Ｒ２によって、電流−電圧変換回路２０を構成している。この電流−電圧変換回路２０は、電流検出手段であるカレントトランス１９によってドレイン電流Ｉｄを検出した電流ｉｄの値を、バイアス電圧Ｖｂを加えた電圧値に変換して、図１９に示す検出電圧Ｖｏｐにする。
図１９は、図１８におけるドレイン電流Ｉｄとオペアンプ２１の出力電圧である検出電圧Ｖｏｐの関係を示すタイミングチャートである。
【００７８】
この実施形態における図１７に示した演算回路１７の動作を、図２０のタイミングチャートと図２１のフローチャートによって説明する。
この実施形態における演算回路１７は、スイッチング素子４のドレイン電流Ｉｄを検出してバイアス電圧Ｖｂを加えた電圧値に変換した検出電圧Ｖｏｐを監視する。
そして、検出電圧Ｖｏｐの電圧値が、図２０に示す予め設定した基準電圧ＴＨ０になった後、その基準電圧ＴＨ０よりドレイン電流の値が０に相当する電圧値（この例ではバイアス電圧Ｖｂ）に近い２つの異なる閾値電圧ＴＨ１，ＴＨ２になる時点を監視する。それによって、検出電圧Ｖｏｐの電圧値が閾値電圧ＴＨ１，ＴＨ２を低い方から順次超えた後、所定の遅延時間ｔｄが経過した時点で、スイッチング素子４をＯＮにする信号を発生する。すなわち、ＯＮタイミング制御信号Ｓｏｎをローレベルからハイレベルに反転する。
【００７９】
そのため、図１７に示したインバータ装置１が起動すると、演算回路１７が図２１に示すフローチャートの動作を開始する。この演算回路１７は常時、電流−電圧変換回路２０からのドレイン電流Ｉｄに対応する検出電圧ＶｏｐをＡ／Ｄポートに取り込んでいる。
そして、演算回路１７はステップＳ２１で、検出電圧Ｖｏｐが基準電圧ＴＨ０以下になるのを待つ。検出電圧Ｖｏｐが基準電圧ＴＨ０以下になると、次にステップＳ２２で検出電圧Ｖｏｐが閾値電圧ＴＨ１になるのを待つ。検出電圧Ｖｏｐが閾値電圧ＴＨ１になると、次にステップＳ２３で、検出電圧Ｖｏｐが閾値電圧ＴＨ１より高い閾値電圧ＴＨ２（ＴＨ２＞ＴＨ１）になるのを待つ。
【００８０】
検出電圧Ｖｏｐが閾値電圧ＴＨ２になると直ちにそれを超えるので、演算回路１７はその時点から、ステップＳ２４で予め設定した遅延時間ｔｄが経過した時点で、ステップＳ２５でＯＮタイミング制御信号Ｓｏｎを出力し、制御回路１５のＦＢ端子に入力させる。
それによって、制御回路１５がスイッチング制御信号Ｓｐをローレベルからハイレベルに反転して、スイッチング素子４をＯＮにする。
【００８１】
遅延時間ｔｄは、検出電圧Ｖｏｐが閾値電圧ＴＨ２からドレイン電流Ｉｄの値が０に相当するバイアス電圧Ｖｂの値になるまでの推定時間（極めて短い時間）が設定されて、メモリに記憶されている。
演算回路１７は、その後ステップＳ２６で電源がＯＦＦか否かをチェックし、ＯＦＦであれば処理を終了するが、ＯＦＦでなければステップＳ２１へ戻って、上述した動作を繰り返し実行する。
制御回路１５がスイッチング素子４をＯＮからＯＦＦにするタイミングは、図９等によって説明した第１の実施形態の場合と同様に、スイッチング素子４のＯＮ期間Ｔｏｎを一定にするか、ＯＮ・ＯＦＦ制御の周期Ｔを一定にするように制御すればよい。
【００８２】
この第３の実施形態によれば、スイッチング素子４がＯＦＦの期間におけるドレイン電流Ｉｄの検出電圧Ｖｏｐの変化を監視して、スイッチング素子４をＯＮにするタイミングを決定するので、最適なスイッチング制御を高精度に行うことができる。
すなわち、ドレイン電流Ｉｄが、負方向から正方向に変わる直近のタイミングで、スイッチング制御信号Ｓｐの切り替えを行うことができ、スイッチング素子４のＯＮ期間Ｔｏｎの幅に応じて、トランス３に蓄積する励磁エネルギーを効率良く制御できる。
それによって、図９等によって説明した第１の実施形態のインバータ装置と同様な効果も得られる。
【００８３】
〔第４の実施形態〕
次に、この発明によるインバータ装置の第４の実施形態を図２２〜図２４によって説明する。
図２２はそのインバータ装置の回路図である。このインバータ装置１は、図１３に示した第２の実施形態と同様に、従属巻線Ｎｆを設けたトランス１３を使用し、ゼロクロス検出回路１６とピーク電圧検出回路１８を有している。また、制御回路２５はＦＢ端子とＰＷＭ端子を有している。さらに、図１７に示した第３の実施形態と同様に、ドレイン電流検出手段１９及び電流−電圧変換回路２０も備えている。それらの各回路の構成例および動作は、前述した第２、第３の実施形態の場合と同じである。
【００８４】
したがって、この図２２に示す第４の実施形態のインバータ装置１は、第３の実施形態によるスイッチング素子４のＯＮタイミング制御手段と、第２の実施形態によるスイッチング素子４のＯＮ期間制御手段を組み合わせた機能を有する。
そのため、図２２における演算回路１７は、第３の実施形態によるＯＮタイミング制御に関する動作と、第２の実施形態によるＯＮ期間制御に関する動作とを実行する。
【００８５】
そこで、この演算回路１７の動作を、図２３に示すタイミングチャートと図２４に示すフローチャートによって説明する。
図２３は、第３の実施形態の説明に使用した図２０と同様なタイミングチャートである。
また、図２４のフローチャートにおいて、図１６及び図２１のフローチャートと同等の判断又は処理を行うステップには、同一のステップ番号を付している。
図２２に示すインバータ装置１が起動すると、演算回路１７が図２４のフローチャートに示す動作を開始する。
【００８６】
演算回路１７は、ステップＳ１でゼロクロス検出回路１６からゼロクロス検出信号Ｚｘが入力すると、ステップＳ２でカウンタを＋１する。そして、ステップＳ３でカウント値が「２」になる前に、ステップＳ１１でピーク電圧検出回路１８によるピーク電圧Ｖｐを判断して、ステップＳ１２でそのピーク電圧Ｖｐを記憶する。
これは、図２３に示す模擬出力電圧Ｖｆの１番目のゼロクロス点Ｐｚ１と２番目のゼロクロス点Ｐｚ２の間の期間で、模擬出力電圧Ｖｆのピーク電圧Ｖｐ（出力電圧Ｖｏｕｔの波高値と対応する）を検出して、それを記憶することである。
【００８７】
ステップＳ３でカウント値が「２」になると、図２３に示す模擬出力電圧Ｖｆが２番目のゼロクロス点Ｐｚ２になったことになる。そこで、この時点から、演算回路１７はドレイン電流検出手段１９と電流−電圧変換回路２０による検出電圧Ｖｏｐを監視する。
そして、検出電圧ＶｏｐがステップＳ２２で図２３に示す閾値電圧ＴＨ１になった後、ステップＳ２３で閾値電圧ＴＨ２（ＴＨ２＞ＴＨ１）になると、ステップＳ２４で予め設定した遅延時間ｔｄだけ遅延する。その遅延時間ｔｄが経過した時点でステップＳ２５へ進み、ＯＮタイミング制御信号Ｓｏｎを出力して、制御回路２５のＦＢ端子に入力させる。
それによって、制御回路２５がスイッチング制御信号Ｓｐをローレベルからハイレベルに反転して、スイッチング素子４をＯＮにする。
【００８８】
また、演算回路１７はステップＳ１３で、ステップＳ１２で記憶したピーク電圧Ｖｐに応じてＯＮ期間Ｔｏｎを決定する。その決定方法は、第２の実施形態における図１５のステップＳ１３の処理で説明したいずれかの方法による。
そして、演算回路１７はステップＳ１４で、その決定したＯＮ期間を示すＯＮ期間制御信号Ｓｗを出力し、図２２に示した制御回路２５のＰＷＭ端子に入力させる。それによって、制御回路２５はスイッチング制御信号Ｓｐをハイレベルにした後、ＯＮ期間制御信号Ｓｗによって伝達されたＯＮ期間後にスイッチング制御信号Ｓｐをローレベルに反転して、スイッチング素子４をＯＦＦにする。そのＯＮ期間制御信号Ｓｗは、例えばＯＮ期間の長さに対応するアナログ電圧とする。
【００８９】
その後、演算回路１７はステップＳ７′で、カウンタをリセットして再スタート状態にし、ステップＳ８で電源がＯＦＦになったか否かをチェックする。そして、電源がＯＦＦになれば動作を終了するが、ＯＦＦになるまではステップＳ１へ戻って、上述した動作を繰り返し実行する。
この第４の実施形態のインバータ装置１によれば、前述した第２の実施形態による効果と第３の実施形態による効果の両方を奏することができる。
【００９０】
〔第５の実施形態〕
次に、この発明によるインバータ装置の第５の実施形態を図２５によって説明する。
図２５はそのインバータ装置の回路図である。このインバータ装置１は、図１７に示した第３の実施形態のインバータ装置１に、ダイオードＤ１とピーク電圧検出回路２８を追加したものである。
トランス３の励磁巻線Ｎｐとスイッチング素子４のドレイン側との接続点の電圧、すなわちスイッチング素子４の端子間（ドレイン・ソース間）の電圧Ｖｄｓを、ダイオードＤ１を通してピーク電圧検出回路２８でモニタする。そして、その正の波形部分のピーク電圧Ｖｐ′を検出する。
【００９１】
その電圧Ｖｄｓは、前述した模擬出力電圧Ｖｆと同様に、その波形が出力電圧Ｖｏｕｔと同期して変化し、波高値が出力電圧Ｖｏｕｔの波高値に較べて桁違いに小さい（例えば１／１０００以下）模擬出力電圧である。スイッチング素子４がＯＦＦの期間中におけるその電圧Ｖｄｓのピーク値（出力電圧Ｖｏｕｔの波高値に対応する）を、ピーク電圧検出回路２８が検出して、演算回路１７のＡ／Ｄポートへ入力させる。
従って、この場合は、トランス３及びスイッチング素子４とダイオードＤ１が、模擬出力電圧発生手段を構成していることになる。
【００９２】
この実施形態における演算回路１７は、図１７に示した第３の実施形態の演算回路１７のＯＮタイミング制御手段としての機能と、図２２に示した第４の実施形態の演算回路１７におけるＯＮ期間制御手段としての機能を組み合わせたような動作をする。
すなわち、この実施形態のインバータ装置１が起動して、演算回路１７が動作を開始すると、スイッチング素子４のＯＮタイミングを制御するために、図２１に示したフローチャートに従って動作する。
【００９３】
しかし、この演算回路１７は、図２１のステップＳ２１でドレイン電流Ｉｄの検出電圧Ｖｏｐが基準電圧ＴＨ０以下になるまでに、ピーク電圧検出回路２８からのピーク電圧Ｖｐ′を判別して記憶する。そして、ステップＳ２５でＯＮタイミング制御信号Ｓｏｎを出力した後、記憶したピーク電圧Ｖｐ′に応じてＯＮ期間Ｔｏｎを決定し、そのＯＮ期間Ｔｏｎを示すＯＮ期間制御信号Ｓｗを出力する。
そのＯＮタイミング制御信号ＳｏｎとＯＮ期間制御信号Ｓｗを、制御回路２５のＦＢ端子とＰＷＭ端子にそれぞれ入力させ、制御回路２５に、スイッチング素子４のＯＮタイミングとＯＮ期間を制御させる。
この第５の実施形態のインバータ装置によっても、前述した第４の実施形態のインバータ装置と同様な効果が得られる。
【００９４】
〔第６の実施形態〕
次に、この発明によるインバータ装置の第６の実施形態を図２６によって説明する。
図２６はそのインバータ装置の回路図である。このインバータ装置１は、図１３に示した第２の実施形態のインバータ装置１において、昇圧用のトランス１３の代わりに、複数のトランスＴ１，Ｔ２によって構成された昇圧用のトランス３０を使用している。
【００９５】
そのトランスＴ１，Ｔ２は個別の磁路（コア）を持ち、且つ同じ特性を有するトランスであり、一次側の各励磁巻線Ｎｐ１とＮｐ２は互いに並列に接続して同時に励磁電流を流すように、入力端子Ｉ１，Ｉ２間にスイッチング素子４と直列に接続している。また、二次側の各出力巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２は互いに直列に接続して、その両端を、出力電圧Ｖｏｕｔを出力する出力端子Ｏ１，Ｏ２にそれぞれ接続している。
さらに、一つのトランスＴ１の二次側に、図１３のトランス１３と同様に模擬出力電圧発生手段として従属巻線Ｎｆを設けており、出力電圧Ｖｏｕｔに対応する模擬出力電圧Ｖｆを発生させるようにしている。
【００９６】
この第６の実施形態のインバータ装置１の動作は、図１３に示した第２の実施形態のインバータ装置１と同様である。但し、トランス３０を構成する各トランスＴ１，Ｔ２が、図１３におけるトランス１３と同等のものであるとすれば、各出力巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２にトランス１３の出力電圧と同等の出力電圧が発生し、それが積み上げられるように重畳されて出力電圧Ｖｏｕｔとなる。
【００９７】
したがって、その出力電圧Ｖｏｕｔは、第２の実施形態のインバータ装置１の出力電圧Ｖｏｕｔの約２倍の高電圧（波高値及び平均値）が得られる。そのため、トランス３０を構成する各トランスＴ１，Ｔ２の出力巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２に発生する出力電圧波形の時間軸が同期していることが望ましい。
あるいは、第２の実施形態のインバータ装置１と同等の出力電圧Ｖｏｕｔを得る場合には、各トランスＴ１，Ｔ２を小型にして、トランス３０全体も小型化することができる。
なお、トランス３０を構成する各トランスＴ１，Ｔ２の励磁巻線Ｎｐ１，Ｎｐ２を互いに直列に接続して、同時に励磁電流を流すようにしてもよい。その場合は、各励磁巻線Ｎｐ１，Ｎｐ２に印加される電圧は、入力電圧の１／２になるので、耐圧が低くて済む。
【００９８】
また、各トランスＴ１，Ｔ２の出力巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２を互いに並列に接続してもよい。その場合は、出力電圧Ｖｏｕｔの電圧値（波高値及び平均値）はトランスが１個の場合と同等であるが、出力電流を約２倍にすることができるので、出力電力も約２倍になる。
さらに、昇圧用のトランス３０を構成する複数のトランスは、２個に限らず３個以上であってもよく、トランスの数が多い方が出力電圧をより高電圧にするか、あるいは大電力を出力することができる。しかし、トランスの設置スペースや配線からの電磁ノイズの発生なども考慮する必要がある。
【００９９】
この第６の実施形態のインバータ装置１によっても、当然ながら第２の実施形態のインバータ装置１と同様に、スイッチング素子４のＯＮタイミング制御とＯＮ期間制御による効果が得られる。
なお、第１の実施形態あるいは第３〜第５の実施形態における昇圧用のトランス１３又は３を、それぞれ個別の磁路を持ち、且つ同じ特性を有する複数のトランスで構成するようにしてもよい。
【０１００】
また、第１、第２、第４、第６の実施形態においては、いずれもトランス１３又はＴ１の二次側に、巻数が極めて少ない従属巻線Ｎｆを設けて、模擬出力電圧Ｖｆを発生させる模擬出力電圧発生手段とした。しかし、これに代えて、トランスの出力巻線のグラウンド（アース）に接続する端子側から数ターンのところからタップ端子を引き出し、そのタップ端子とグラウンド間に模擬出力電圧を発生させるように、模擬出力電圧発生手段を構成してもよい。
【０１０１】
〔この発明の利用分野について〕
この発明によるインバータ装置は、プラズマ発生装置、半導体ウエハ接着装置、画像処理機器、塗装装置、照明機器、空気清浄機、放電機器、液晶ＴＶのバックライト、除菌装置など、種々の装置に高電圧を供給する高電圧電源装置として利用できる。
特に、上述した各実施形態では負荷２としてプラズマ発生装置を接続し、その放電電極と対向電極の間に安定した交流高電圧を印加して、効率よく大気圧プラズマを発生させることができる。
【０１０２】
そして、大気圧プラズマは、表面処理の一つの手段として、表面の改質や汚染物の除去等、様々な工業製品に応用されている。樹脂等の接着や印刷、コーティング等を施す場合に、大気圧プラズマにより前処理を行うと、濡れ性を向上させることが可能になる。
例えば、電子写真方式による画像形成装置によって樹脂トナーが印刷された印刷物に、紫外線硬化型のニスをコーティングしようとすると、樹脂トナーに含まれるワックス成分により、樹脂トナー印刷部分のニスを弾いてしまう場合がある。
【０１０３】
しかし、大気圧プラズマによる表面改質を行うと、濡れ性が向上するためニスコーティングが可能になり、印刷物の付加価値が向上する。その大気圧プラズマを発生させるためには高電圧が必要であるが、この発明によるインバータ装置によって効率よく高電圧を印加することができる。それによって、大気圧プラズマの発生によって生じるラジカル種を、印刷物の表面に安定して供給し、表面改質を確実に施すことができる。
【０１０４】
以上、この発明の各実施形態について説明してきたが、その実施形態の各部の具体的な構成や動作の内容等は、そこに記載したものに限るものではない。
また、この発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲の各請求項に記載された技術的特徴を有する以外は、何ら限定されるものではないことは言うまでもない。
さらに、以上説明してきた各実施形態の回路例、動作例及び変形例等は、適宜変更又は追加し、あるいは一部を削除してもよく、相互に矛盾しない限り任意に組み合わせて実施することも可能であることは勿論である。
【符号の説明】
【０１０５】
１：インバータ装置    ２：負荷    ３，１３，３０：昇圧用のトランス    
４：スイッチング素子    ５，１５，２５：制御回路    
１６：ゼロクロス検出回路    １７：演算回路    １８，２８：ピーク電圧検出回路    
１９：ドレイン電流検出手段（カレントトランス）    
２０：電流−電圧変換回路    ２１：オペアンプ    ２２：バイアス電圧回路
６０：フォトカプラ    ６１，６２：発光素子    ６３，６４：受光素子
Ｉ１，Ｉ２：入力端子    Ｏ１，Ｏ２：出力端子    Ｔ１，Ｔ２：個別のトランス
Ｎｐ，Ｎｐ１，Ｎｐ２：励磁巻線    Ｎｓ，Ｎｓ１，Ｎｓ２：出力巻線    
Ｎｆ：従属巻線（第３次巻線）    Ｖｉｎ：入力電圧    Ｖｏｕｔ：出力電圧    
Ｖｆ：模擬出力電圧    Ｖｐ，Ｖｐ′：ピーク電圧    Ｖｏｐ：検出電圧
Ｉｄ：ドレイン電流    Ｓｐ：スイッチング制御信号
Ｓｏｎ：ＯＮタイミング制御信号    Ｓｗ：ＯＮ期間制御信号
【先行技術文献】
【特許文献】
【０１０６】
【特許文献１】特開２０１３−３１３３８号公報
【図１】
0006428179.tif 000002
【図２】
0006428179.tif 000003
【図３】
0006428179.tif 000004
【図４】
0006428179.tif 000005
【図５】
0006428179.tif 000006
【図６】
0006428179.tif 000007
【図７】
0006428179.tif 000008
【図８】
0006428179.tif 000009
【図９】
0006428179.tif 000010
【図１０】
0006428179.tif 000011
【図１１】
0006428179.tif 000012
【図１２】
0006428179.tif 000013
【図１３】
0006428179.tif 000014
【図１４】
0006428179.tif 000015
【図１５】
0006428179.tif 000016
【図１６】
0006428179.tif 000017
【図１７】
0006428179.tif 000018
【図１８】
0006428179.tif 000019
【図１９】
0006428179.tif 000020
【図２０】
0006428179.tif 000021
【図２１】
0006428179.tif 000022
【図２２】
0006428179.tif 000023
【図２３】
0006428179.tif 000024
【図２４】
0006428179.tif 000025
【図２５】
0006428179.tif 000026
【図２６】
0006428179.tif 000027