(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
インバータ装置（２０）から回転電機（１０）に対して出力される出力電圧を調整することで、前記回転電機の制御を行う回転電機の制御装置（４０）であって、
前記回転電機の出力トルクを指令するトルク指令値及び前記インバータ装置から回転電機に出力される出力電流に基づいて、前記出力電圧の指令値として正弦波状の基本波を設定し、前記基本波と搬送波との比較に基づいて、前記出力電圧を調整する制御であるパルス幅変調制御を実施する第１制御部（４１）と、
所定の位相における複数の前記出力電流の検出値を取得し、その複数の出力電流の検出値、及び、前記トルク指令値に基づいて、前記出力電圧の波形を調整する制御であるトルクフィードバック制御を実施する第２制御部（４２）と、
前記第１制御部によるパルス幅変調制御と、前記第２制御部によるトルクフィードバック制御との切り替え制御を行う切り替え制御部（４３）と、
を備え、
前記切り替え制御部が前記第１制御部によるパルス幅変調制御から前記第２制御部によるトルクフィードバック制御へ制御を切り替える際、前記第１制御部によるパルス幅変調制御が実施されている状態で、前記所定の位相における前記複数の出力電流の検出値を取得し、前記第２制御部は、その取得した前記複数の出力電流の検出値、及び前記トルク指令値に基づいて前記トルクフィードバック制御を実施することにより、前記トルクフィードバック制御を開始することを特徴とする制御装置。
【請求項２】
インバータ装置（２０）から回転電機（１０）に対して出力される出力電圧を調整することで、前記回転電機の制御を行う回転電機の制御装置（４０）であって、
前記回転電機の出力トルクを指令するトルク指令値及び前記インバータ装置から回転電機に出力される出力電流に基づいて、前記出力電圧の指令値として正弦波状の基本波を設定し、前記基本波と搬送波との比較に基づいて、前記出力電圧を調整する制御であるパルス幅変調制御を実施する第１制御部（４１）と、
所定の位相における複数の前記出力電流の検出値を取得し、その複数の出力電流の検出値、及び、前記トルク指令値に基づいて、前記出力電圧の波形を調整する制御であるトルクフィードバック制御を実施する第２制御部（４２）と、
前記第１制御部によるパルス幅変調制御と、前記第２制御部によるトルクフィードバック制御との切り替え制御を行う切り替え制御部（４３）と、
を備え、
前記切り替え制御部が前記第１制御部によるパルス幅変調制御から前記第２制御部によるトルクフィードバック制御へ制御を切り替える際、前記第１制御部によるパルス幅変調制御が実施されている状態で、前記所定の位相における前記複数の出力電流の検出値を取得し、前記第２制御部は、その取得した前記複数の出力電流の検出値に基づいて、前記トルクフィードバック制御を開始し、
前記第１制御部は、前記搬送波の位相が所定値となる場合に、前記出力電流の検出値を取得し、前記トルク指令値及び前記出力電流の検出値に基づいて、前記基本波を設定し、
前記切り替え制御部が、前記第１制御部によるパルス幅変調制御から前記第２制御部によるトルクフィードバック制御へ制御を切り替える際、前記パルス幅変調制御において、前記所定の位相で前記出力電流の検出値が取得されるように前記搬送波の周波数を設定し、前記第２制御部は、前記所定の位相における前記複数の出力電流の検出値として、前記第１制御部が取得する出力電流を取得することを特徴とする制御装置。
【請求項３】
前記第１制御部は、前記切り替え制御部が前記第１制御部によるパルス幅変調制御から前記第２制御部によるトルクフィードバック制御へ切り替える際、前記基本波の位相と前記搬送波の位相とを同期させることを特徴とする請求項２に記載の制御装置。
【請求項４】
前記第２制御部は、前記トルクフィードバック制御として、矩形波状の前記出力電圧の位相を調整する矩形波制御を実施することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の制御装置。
【請求項５】
前記切り替え制御部は、前記回転電機の回転速度が第１回転速度閾値を超えていることを条件として、前記第１制御部によるパルス幅変調制御から前記第２制御部によるトルクフィードバック制御への切り替えを実施することを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の制御装置。
【請求項６】
前記第２制御部は、前記回転電機の回転速度が前記第１回転速度閾値より低い第２回転速度閾値を超えていることを条件として、前記第１制御部によるパルス幅変調制御が実施されている状態で、前記所定の位相における前記複数の出力電流の検出値を取得することを特徴とする請求項５に記載の制御装置。
【請求項７】
前記切り替え制御部は、前記パルス幅変調制御における変調率が第１変調率閾値を超えていることを条件として、前記第１制御部によるパルス幅変調制御から前記第２制御部によるトルクフィードバック制御への切り替えを実施することを特徴とする請求項１乃至６のいずれか１項に記載の制御装置。
【請求項８】
前記第２制御部は、前記変調率が前記第１変調率閾値より低い第２変調率閾値を超えていることを条件として、前記第１制御部によるパルス幅変調制御が実施されている状態で、前記所定の位相における前記複数の出力電流の検出値を取得することを特徴とする請求項７に記載の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
インバータ装置から回転電機に対して出力される出力電圧を調整することで、回転電機の制御を行う回転電機の制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
インバータ装置から回転電機に対して出力される出力電圧を調整する制御において、電流フィードバック制御の一種であるパルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）と、トルクフィードバック制御とが用いられている。
【０００３】
ＰＷＭ制御は、回転電機の出力トルクを指令するトルク指令値及びインバータ装置から回転電機に出力される出力電流に基づいて、出力電圧の指令値として正弦波状の基本波を設定し、基本波と、基本波より周波数の高い搬送波とを比較する。そして、基本波と搬送波との比較に基づいて、インバータ装置から回転電機に対して出力される出力電圧を調整する。また、トルクフィードバック制御は、所定の位相における複数の出力電流の検出値を取得し、その複数の出力電流の検出値、及び、トルク指令値に基づいて、出力電圧のパルスパターンを調整する。より具体的には、所定の位相における複数の出力電流の検出値を取得し、その複数の出力電流の検出値に基づいて出力トルクの推定値であるトルク推定値を算出し、トルク推定値とトルク指令値との比較に基づいて、出力電圧のパルスパターンを調整する。
【０００４】
ＰＷＭ制御では、低回転領域においてトルク変動を抑制することができる一方で、電圧利用率に限界があるという問題がある。また、トルクフィードバック制御では、電圧利用率を大きくすることが可能となる一方で、低回転領域においてトルク変動が増加する。そこで、ＰＷＭ制御と、トルクフィードバック制御とを使い分ける構成が用いられている（例えば、特許文献１）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特許５３６８７７７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
トルクフィードバック制御では、出力電流の所定の位相で複数の出力電流の検出値を取得し、その複数の出力電流の検出値に基づいて、制御を行う。ここで、ＰＷＭ制御からトルクフィードバック制御への切り替え時において、トルクフィードバック制御に用いる出力電流の検出値を取得するまでの間、フィードバック処理を停止する必要があり、トルク応答性が低下する。
【０００７】
本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、パルス幅変調制御からトルクフィードバック制御への切り替え時におけるトルク応答性の低下を抑制することを主たる目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本願に係る構成は、インバータ装置（２０）から回転電機（１０）に対して出力される出力電圧を調整することで、前記回転電機の制御を行う回転電機の制御装置（４０）であって、前記回転電機の出力トルクを指令するトルク指令値及び前記インバータ装置から回転電機に出力される出力電流に基づいて、前記出力電圧の指令値として正弦波状の基本波を設定し、前記基本波と搬送波との比較に基づいて、前記出力電圧を調整する制御であるパルス幅変調制御を実施する第１制御部（４１）と、所定の位相における複数の前記出力電流の検出値を取得し、その複数の出力電流の検出値、及び、前記トルク指令値に基づいて、前記出力電圧のパルスパターンを調整する制御であるトルクフィードバック制御を実施する第２制御部（４２）と、前記第１制御部によるパルス幅変調制御と、前記第２制御部によるトルクフィードバック制御との切り替え制御を行う切り替え制御部（４３）と、を備え、前記切り替え制御部が前記第１制御部によるパルス幅変調制御から前記第２制御部によるトルクフィードバック制御へ制御を切り替える際、前記第１制御部によるパルス幅変調制御が実施されている状態で、前記所定の位相における前記複数の出力電流の検出値を取得し、前記第２制御部は、その取得した前記複数の出力電流の検出値に基づいて、前記トルクフィードバック制御を開始することを特徴とする。
【０００９】
上記構成では、パルス幅変調制御が実施されている状態で、トルクフィードバック制御に用いる複数の出力電流の検出値を取得する。そして、その複数の出力電流の検出値に基づいて、トルクフィードバック制御を開始する。このような構成にすることで、パルス幅変調制御からトルクフィードバック制御への切り替え時にトルク応答性が低下することを抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本実施形態の回転電機及びインバータ装置を表す電気的構成図。
【図２】本実施形態の制御装置を表す機能ブロック図。
【図３】所望のトルク及び所望の回転速度を実現可能な制御モードを表す図。
【図４】過変調ＰＷＭ制御を表す図。
【図５】ＰＷＭ制御と矩形波制御の切り替えを表す図。
【図６】ＰＷＭ制御における電流検出タイミングを表す図。
【図７】矩形波制御における電流検出タイミングを表す図。
【図８】従来技術におけるＰＷＭ制御から矩形波制御への切り替えを表すタイミングチャート。
【図９】第１実施形態の制御切り替え処理を表すフローチャート。
【図１０】第１実施形態におけるＰＷＭ制御から矩形波制御への切り替えを表すタイミングチャート。
【図１１】第２実施形態の制御切り替え処理を表すフローチャート。
【図１２】第３実施形態の制御切り替え処理を表すフローチャート。
【図１３】第４実施形態の制御切り替え処理を表すフローチャート。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
（第１実施形態）
以下、本発明にかかる制御装置を車載主機としてエンジンを備える車両に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
【００１２】
図１に示すように、回転電機１０は、多相巻線を有する永久磁石型同期電動機であり、具体的には、３相巻線を有する永久磁石型同期電動機である。回転電機１０のステータ１３（固定子）には、電機子巻線１４が巻回されている。電機子巻線１４は、異なる中性点を有する３相巻線からなる。なお、回転電機１０は、巻線界磁型同期電動機であってもよい。
【００１３】
回転電機１０の電機子巻線１４には、インバータ２０が接続されている。インバータ２０には、直流電源２２が接続されている。インバータ２０は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相高電位側スイッチＳＵｐ，ＳＶｐ，ＳＷｐと、Ｕ，Ｖ，Ｗ相低電位側スイッチＳＵｎ，ＳＶｎ，ＳＷｎとの直列接続体を３組備えている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相における上記直列接続体の接続点は、電機子巻線１４のＵ，Ｖ，Ｗ相の端子に接続されている。
【００１４】
本実施形態では、各スイッチＳＵｐ〜ＳＷｎとして、ＩＧＢＴを用いている。そして、各スイッチＳＵｐ〜ＳＷｎにはそれぞれ、還流ダイオードＤＵｐ〜ＤＷｎが並列に接続されている。また、各スイッチＳＵｐ〜ＳＷｎとしては、ＩＧＢＴに限らず、例えばＮチャネルＭＯＳＦＥＴであってもよい。
【００１５】
インバータ２０の高電位側の端子（各高電位側スイッチのコレクタ側の端子）には、直流電源２２の正極端子が接続されている。低電位側の端子（各低電位側スイッチのエミッタ側の端子）には、直流電源２２の負極端子が接続されている。また、インバータ２０は、高電位側の端子と、低電位側の端子との間に平滑コンデンサ２１を有している。なお、直流電源２２は、例えば、二次電池や、二次電池から供給される電力を昇降圧する昇降圧回路である。
【００１６】
また、制御装置４０は、回転電機１０のトルク指令値Ｔ＊と、インバータ２０から回転電機１０に対して出力される相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの検出値と、直流電源２２の出力電圧ＶＢ（インバータ２０の入力電圧）の検出値と、ロータ１１の回転角度θの検出値と、を取得する。制御装置４０は、トルク指令値Ｔ＊を、制御装置４０より上位の制御装置から取得する。また、制御装置４０は、相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの検出値を電流センサ３１から取得する。また、制御装置４０は、電圧ＶＢの検出値を電圧センサ３２から取得する。また、制御装置４０は、回転角度θの検出値を回転電機１０に設けられた回転角センサ３３から取得する。そして、制御装置４０は、トルク指令値Ｔ＊、相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷ、電圧ＶＢ、回転角度θに基づいて、スイッチＳＵｐ〜ＳＷｎのオフオン制御（開閉制御）を実施する。
【００１７】
図２に、制御装置４０の機能ブロック図を示す。制御装置４０は、ＰＷＭ制御部４１（第１制御部）と、矩形波制御部４２（第２制御部）と、ＰＷＭ制御（電流フィードバック制御）と、矩形波制御（トルクフィードバック制御）との切り替えを行う切り替え制御部４３とを備える。ここで、矩形波制御とは、ワンパルス制御ともいい、電気角θｅの一周期において、所定の通電期間（例えば、１８０度）にわたって、各相電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷの電圧が、ＶＢ／２→０→−ＶＢ／２の順に変化するような制御をいう。矩形波制御では、矩形波状の出力電圧の位相を調整する。以下、ＰＷＭ制御、矩形波制御、切り替え制御の順に説明を行う。
【００１８】
（ＰＷＭ制御）
３相２相変換部４５は、相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの検出値を、回転角度θに基づいて、ＵＶＷ座標系（３相）からｄｑ座標系（２相）に変換し、ｄ軸電流Ｉｄ、及び、ｑ軸電流Ｉｑを算出する。電流指令値生成部４６は、トルク指令値Ｔ＊に基づいて、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊、及び、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を算出する。
【００１９】
偏差算出部４７ｄ，４７ｑは、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊とｄ軸電流Ｉｄとの偏差ΔＩｄ、及び、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊とｑ軸電流Ｉｑとの偏差ΔＩｑをそれぞれ算出する。ＰＩＤ演算部４８ｄ，４８ｑは、それぞれ偏差ΔＩｄ，ΔＩｑに基づいて、ＰＩＤ演算（比例・積分・微分演算）を実施する。ＰＩＤ演算部４８ｄの出力値が、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊１の基準値となるｄ軸電圧基準値Ｖｄｂ＊であり、ＰＩＤ演算部４８ｑの出力値が、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊１の基準値となるｑ軸電圧基準値Ｖｑｂ＊である。
【００２０】
ここで、電機子巻線１４に印加される電圧のｄｑ軸成分は、電機子巻線１４を流れる電流のうち同一の軸成分に比例する項に加えて、異なる軸成分に比例する項や逆起電力といった、いわゆる干渉項を含む。
【００２１】
そこで、非干渉化制御部４９は、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに基づいて、ｄ軸干渉電圧Ｖｄ０及びｑ軸干渉電圧Ｖｑ０を算出する。そして、補正部５０ｄは、ｄ軸電圧基準値Ｖｄｂ＊からｄ軸干渉電圧Ｖｄ０を減算することで補正し、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊１を算出する。また、補正部５０ｑは、ｑ軸電圧基準値Ｖｑｂ＊からｑ軸干渉電圧Ｖｑ０を減算することで補正し、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊１を算出する。
【００２２】
２相３相変換部５１は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊１及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊１を、回転角度θに基づいて、ｄｑ座標系からＵＶＷ座標系に変換し、Ｕ相電圧指令値ＶＵ＊１、Ｖ相電圧指令値ＶＶ＊１、及び、Ｗ相電圧指令値ＶＷ＊１を算出する。電圧指令値ＶＵ＊１，ＶＶ＊１，ＶＷ＊１は、それぞれ、正弦波であり、かつ、その中央値がゼロとされている。ここで、電圧ＶＢに対し、電圧指令値ＶＵ＊１，ＶＶ＊１，ＶＷ＊１が大きい場合、つまり、変調率Ａｍｐが大きいときには、正弦波に所定の高調波を重畳したものを最終的な電圧指令値ＶＵ＊１，ＶＶ＊１，ＶＷ＊１として出力する。
【００２３】
搬送波生成部５２は、搬送波ＣＡとして三角波を生成する。本実施形態の搬送波生成部５２は、基本波の周波数に依存しない所定の周波数を有する搬送波ＣＡを出力する。つまり、本実施形態のＰＷＭ制御は、周波数非同期ＰＷＭ制御である。
【００２４】
比較器５３Ｕは、Ｕ相電圧指令値ＶＵ＊１及び搬送波ＣＡが入力され、Ｕ相電圧指令値ＶＵ＊１と搬送波ＣＡとの大小比較を実施し、信号ｇＵ１を出力する。比較器５３Ｖは、Ｖ相電圧指令値ＶＶ＊１及び搬送波ＣＡが入力され、Ｖ相電圧指令値ＶＶ＊１と搬送波ＣＡとの大小比較を実施し、信号ｇＶ１を出力する。比較器５３Ｗは、Ｗ相電圧指令値ＶＷ＊１及び搬送波ＣＡが入力され、Ｗ相電圧指令値ＶＷ＊１と搬送波ＣＡとの大小比較を実施し、信号ｇＷ１を出力する。比較器５３Ｕ，５３Ｖ，５３Ｗの出力信号ｇＵ１，ｇＶ１，ｇＷ１は、それぞれ、基本波である電圧指令値ＶＵ＊１，ＶＶ＊１，ＶＷ＊１をパルス幅変調したものである。
【００２５】
出力信号ｇＵ１，ｇＶ１，ｇＷ１は、切り替え部４４に入力される。そして、切り替え制御部４３によってＰＷＭ制御が選択されている場合、出力信号ｇＵ１，ｇＶ１，ｇＷ１は、切り替え部４４を介して、デッドタイム生成部５５に入力される。また、出力信号ｇＵ１，ｇＶ１，ｇＷ１は、ＮＯＴ回路５４Ｕ，５４Ｖ，５４Ｗによって反転され、デッドタイム生成部５５に入力される。
【００２６】
デッドタイム生成部５５は、上アームスイッチＳＵｐ，ＳＶｐ，ＳＷｐと、下アームスイッチＳＵｎ，ＳＶｎ，ＳＷｎとの組み合わせにおいて、同一のレグに属するものが同時にオンされることで、直流電源２２が短絡されることを抑制する。具体的には、出力信号ｇＵ１と、その反転信号とがともにハイ状態となることを抑制し、出力信号ｇＶ１と、その反転信号とが、ともにハイ状態となることを抑制し、出力信号ｇＷ１と、その反転信号とが、ともにハイ状態となることを抑制する。
【００２７】
デッドタイム生成部５５によって、整形された出力信号ｇＵ１，ｇＶ１，ｇＷ１及び出力信号ｇＵ１，ｇＶ１，ｇＷ１の反転信号は、ゲート駆動回路５６に入力される。ゲート駆動回路５６は、ｇＵ１，ｇＶ１，ｇＷ１を駆動信号ｇＵｐ，ｇＶｐ，ｇＷｐとして、スイッチＳＵｐ，ＳＶｐ，ＳＷｐのそれぞれのゲートに出力する。また、ゲート駆動回路５６は、ｇＵ１，ｇＶ１，ｇＷ１の反転信号を駆動信号ｇＵｎ，ｇＶｎ，ｇＷｎとして、スイッチＳＵｎ，ＳＶｎ，ＳＷｎのそれぞれのゲートに出力する。
【００２８】
上述したＰＷＭ制御部４１の動作によって、相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの検出値をｄｑ座標に変換したｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑが、それぞれ、トルク指令値Ｔ＊に基づき算出されるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊、及び、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊となるように制御される。
【００２９】
（矩形波制御）
トルク推定部５７は、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに基づいて、回転電機１０の出力トルクの推定値であるトルク推定値Ｔｅを算出する。トルク推定値Ｔｅは、例えば回転電機１０の極対数ｐ、誘起電圧定数φ、ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑを用いて、下記の式によって算出できる。
【００３０】
Ｔｅ＝ｐ｛φ・Ｉｑ＋（Ｌｄ−Ｌｑ）・Ｉｄ・Ｉｑ｝
偏差算出部５８は、トルク指令値Ｔ＊とトルク推定値Ｔｅとの偏差ΔＴを算出する。電圧位相算出部５９は、偏差ΔＴ、及び、回転速度ＦＲに基づいて、電圧位相操作量α＊を算出する。出力信号生成部６０は、電圧位相操作量α＊に基づいて、矩形波の位相を操作するべく、信号ｇＵ２，ｇＶ２，ｇＷ２を生成する。
【００３１】
出力信号ｇＵ２，ｇＶ２，ｇＷ２は、切り替え部４４に入力される。そして、切り替え制御部４３によって矩形波制御が選択されている場合、出力信号ｇＵ２，ｇＶ２，ｇＷ２は、切り替え部４４を介して、デッドタイム生成部５５に入力される。また、出力信号ｇＵ２，ｇＶ２，ｇＷ２は、ＮＯＴ回路５４Ｕ，５４Ｖ，５４Ｗによって反転され、デッドタイム生成部５５に入力される。デッドタイム生成部５５及びゲート駆動回路５６の動作は、ＰＷＭ制御と同等であるため、説明を省略する。
【００３２】
（切り替え制御）
図３に、ＰＷＭ制御を行う領域と矩形波制御を行う領域とを示す。図示されるように、低回転速度領域から中回転速度領域まではＰＷＭ制御を行う領域であり、高回転速度領域は矩形波制御を行う領域である。ＰＷＭ制御を行う領域と矩形波制御を行う領域との境界は、トルク指令値Ｔ＊が大きいほど低回転速度側となる。高回転速度領域において、ＰＷＭ制御から矩形波制御へ切り替えるのは、次の理由による。
【００３３】
電機子巻線１４の各相に印加可能な電圧の最大値は、直流電源２２の電圧ＶＢである。このため、電圧指令値ＶＵ＊１，ＶＶ＊１，ＶＷ＊１の最大値が電圧ＶＢの「１／２」以上となる状態、即ち、変調率Ａｍｐが１００％以上（３次高調波を重畳した場合、１１５％以上であり、以下、１００％の記述について同じ）の状態では、電機子巻線１４の各相に実際に印加される電圧を電圧指令値ＶＵ＊１，ＶＶ＊１，ＶＷ＊１とすることができない。
【００３４】
図４（ａ）に、変調率Ａｍｐが１００％の場合に電機子巻線１４の各相に印加される電圧（例えば、ＶＵ）の推移を示し、図４（ｂ）に、変調率Ａｍｐが１００％よりも大きい場合に電機子巻線１４の各相に印加される電圧（例えば、ＶＵ）の推移を示す。図示されるように、変調率Ａｍｐが１００％よりも大きい場合には電機子巻線１４の各相に印加される電圧ＶＵの振幅は、直流電源２２の電圧ＶＢの１／２に制限されるため、正弦波形状の電圧とはならない。しかし、この場合であっても、図４（ａ）に示される電圧と比較すると、図４（ｂ）中斜線にて示す領域だけ電圧の利用度が向上している。
【００３５】
これにより、電機子巻線１４の各相に印加される電圧の実効値を、図４（ａ）に示したものと比較して大きくすることができ、電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊によって定まる３相の電流指令値を電機子巻線１４に流すことが可能となる。したがって、電圧指令値ＶＵ＊１，ＶＶ＊１，ＶＷ＊１の最大値が電圧ＶＢの「１／２」以上となった場合に、ＰＷＭ制御を継続することで、電機子巻線１４、電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊によって定まる３相の電流を流すことが可能となる。図３に示すように、この変調率Ａｍｐが１００％以上とされる領域を過変調ＰＷＭ制御領域と呼ぶ。
【００３６】
電圧指令値ＶＵ＊１，ＶＶ＊１，ＶＷ＊１の振幅が増加していくと、最終的には、電機子巻線１４の各相に印加される電圧は、電圧指令値ＶＵ＊１，ＶＶ＊１，ＶＷ＊１と同一周期で「ＶＢ／２」と「−ＶＢ／２」とに交互に変化する矩形波状となる。ここで、理論的に、変調率Ａｍｐが４／πを超えることでＰＷＭ制御による制御性が極度に低下することが知られている。そこで、一般的に、電圧指令値ＶＵ＊１，ＶＶ＊１，ＶＷ＊１の振幅が、直流電源２２の電圧ＶＢの１２７％（＜４／π）の値となることでＰＷＭ制御から矩形波制御への切り替えが行われる。
【００３７】
図５に、ＰＷＭ制御及び矩形波制御によってとり得るｄｑ座標系の電流Ｉｄ，Ｉｑを示す。実線にて示す電流指令値ラインＣＬは、電流指令値生成部４６（図２）によって生成される電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊の描く曲線である。電流指令値ラインＣＬは、回転電機１０の制御に対する要求に応じ、適宜設定されるものであり、本実施形態では、トルク指令値Ｔ＊を最小の電流で実現することのできる電流Ｉｄ，Ｉｑとなるように設定されている。なお、ＣＴは、等トルク線を示している。
【００３８】
一方、２点鎖線にて示すのは、実際に回転電機１０に流すことの可能な電流の境界をｄｑ座標系上で定める制限ラインＬＬである。制限ラインＬＬは、直流電源２２の電圧ＶＢ及び回転電機１０の回転速度ＦＲに応じて定まるものである。このため、ＰＷＭ制御時には、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑは、電流指令値ラインＣＬと制限ラインＬＬとの交点である上限ＰＭを超えることはできない。そこで、電流指令値Ｉｑ＊，Ｉｄ＊が上限ＰＭに達することで矩形波制御に切り替えられることになる。
【００３９】
矩形波制御が実施されている場合、電流Ｉｄ，Ｉｑは、電流指令値ラインＣＬによって規定される電流Ｉｄ，Ｉｑとは一致しない。即ち、矩形波制御とＰＷＭ制御とでは、例えば図５のベクトルＩ１とベクトルＩ２とが互いに等しいトルクＴを実現するにもかかわらず電流Ｉｄ，Ｉｑが異なるというように、トルク指令値Ｔ＊が同一でも、電流Ｉｄ，Ｉｑが相違する。しかし、矩形波制御によって生成されるトルクＴをＰＷＭ制御によって実現する際の電流ベクトル（Ｉｄ，Ｉｑ）の長さが上限ＰＭ以下であるなら、矩形波制御によって生成されていたトルクＴをＰＷＭ制御によって生成することが可能である。
【００４０】
切り替え制御部４３（図２）は、制御の切り替え指令に応じて、ＰＷＭ制御と矩形波制御との切り替えを行う。制御の切り替え指令は、例えば、回転速度ＦＲや、インバータ２０の変調率Ａｍｐに基づいて生成される。
【００４１】
上述したとおり、矩形波制御では、出力電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの所定の位相で複数の出力電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの検出値を取得し、その複数の出力電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの検出値に基づいて、トルク推定値Ｔｅを算出し、そのトルク推定値Ｔｅを用いて制御を行う。ここで、ＰＷＭ制御から矩形波制御への切り替え時において、矩形波制御に用いる出力電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの検出値を取得するまでの間、フィードバック処理を停止する必要があり、トルク応答性が低下する。このトルク応答性の低下について、図６〜８を用いて説明を行う。
【００４２】
図６に示すように、ＰＷＭ制御では、搬送波ＣＡの位相に基づいて、相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの検出値の取得を行う。具体的には、搬送波ＣＡの位相が所定値（０度又は１８０度）となり、搬送波ＣＡが最小値又は最大値となるときに、相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの検出値の取得を行う。そして、取得した相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの検出値を３相２相変換部４５がｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに変換する。
【００４３】
図７に示すように、矩形波制御では、相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの一周期において、所定の位相における複数の出力電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの検出値を取得する。具体的には、回転角度θ（電気角）が、所定の角度（例えば、０度、３０度、…、３００度、３３０度）となるときに、出力電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの検出値を取得する。そして、取得した相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの検出値を３相２相変換部４５がｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに変換する。
【００４４】
矩形波制御では、高次高調波成分を有する矩形波電圧を出力する。このため、相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷにも高次高調波成分が含まれることになる。そこで、３相２相変換部４５は、矩形波制御における高次高調波成分の影響を除去するために、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑにフィルタ処理（例えば、ローパスフィルタ）を行う。トルク推定部５７は、３相２相変換部４５によってフィルタ処理されたｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑ（フィルタ電流）に基づいて、トルク推定値Ｔｅを算出する。ここで、フィルタ処理に用いるローパスフィルタの時定数が、相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの一周期、即ち、基本波ＶＵ＊１，ＶＶ＊１，ＶＷ＊１の一周期に設定されている。
【００４５】
図８にＰＷＭ制御から矩形波制御への切り替え処理を実施する場合の相電流ＩＵを示す。時刻ＴＡにおいて、ＰＷＭ制御から矩形波制御への切り替え指令が入力される。これにより、時刻ＴＢにおいて、ＰＷＭ制御から矩形波制御への切り替えが実施される。ここで、時刻ＴＢにおいて、フィルタ処理されたｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑを取得できていないため、トルク推定値Ｔｅの算出が行えない。
【００４６】
そこで、フィルタ処理されたｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑを取得するために、ローパスフィルタの時定数に応じた所定の期間、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑの検出値を取得する必要がある。具体的には、相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの一周期において、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑの検出値を取得する。ここで、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑの検出値を取得する期間では、トルク推定値Ｔｅの算出が完了していないため、トルク推定値Ｔｅに基づくフィードバック制御を実施することができない。そこで、この期間では、時刻ＴＢにおけるＰＷＭ制御での目標電圧Ｖｄ＊１，Ｖｑ＊１から算出した位相を、矩形波制御における電圧位相操作量α＊として設定する。
【００４７】
図８に示す時刻ＴＢから時刻ＴＣの間では、矩形波制御に切り替わっているにも関わらず、トルク推定値Ｔｅが算出できていないため、フィードバック制御を行うことができず、トルク応答性が低下することになる。
【００４８】
そこで、本実施形態では、切り替え制御部４３がＰＷＭ制御から矩形波制御へ制御を切り替える際、ＰＷＭ制御が実施されている状態で、出力電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの一周期において、所定の位相における複数の出力電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの検出値を取得する。つまり、ＰＷＭ制御において、出力電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの検出値が取得されるタイミングの位相を、矩形波制御において、出力電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの検出値が取得されるタイミングの位相と同期させる。そして、その取得した複数の出力電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの検出値に基づいて、矩形波制御を実施する。具体的には、３相２相変換部４５は、その取得した複数の出力電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷを、複数のｑ軸電流Ｉｑ及びｄ軸電流Ｉｄに変換する。そして、トルク推定部５７は、その複数のｑ軸電流Ｉｑ及びｄ軸電流Ｉｄに基づいて、トルク推定値Ｔｅを算出する。そして、矩形波制御の開始とともに、トルク推定値Ｔｅに基づくフィードバック制御を行う。これにより、トルク応答性の低下を抑制することが可能になる。
【００４９】
ここで、切り替え制御部４３は、制御の切り替え指令に応じて、ＰＷＭ制御から矩形波制御へ制御を切り替える前に、位相同期指令（ＰＷＭ制御における出力電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの検出値が取得されるタイミングの位相と、矩形波制御における出力電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの検出値が取得されるタイミングの位相とを同期させる指令）に応じて、搬送波ＣＡの周波数を、基本波ＶＵ＊１，ＶＶ＊１，ＶＷ＊１（出力電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷ）の周波数と同期させる。つまり、搬送波ＣＡの周波数を、出力電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの周波数のｎ倍に設定する。搬送波ＣＡの周波数と出力電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの周波数の比であるｎは、矩形波制御部４２による矩形波制御おける相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの検出タイミング（位相）に基づいて設定されている。
【００５０】
例えば、矩形波制御部４２による矩形波制御において、出力電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの一周期毎に、出力電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの検出値をｍ回（例えば、１２回）取得する構成とする。つまり、出力電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの一周期において、所定の位相である３０度毎に出力電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの検出値を取得する構成とする。ここで、ＰＷＭ制御では、搬送波ＣＡの一周期において、搬送波ＣＡが最大値となるタイミング、及び、最小値となるタイミングの２回のタイミングで、出力電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの検出値を取得する。そこで、搬送波ＣＡの周波数と、出力電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの周波数の比であるｎをｍの１／２である６に設定すると、ＰＷＭ制御が実施されている状態で、出力電流の一周期において、所定の位相（３０度、６０度、…、３３０度、３６０度）における出力電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの検出値を取得することが可能になる。
【００５１】
つまり、矩形波制御において、出力電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの一周期において、出力電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの検出値をｍ回取得する構成としている場合、ＰＷＭ制御において、搬送波ＣＡの周波数と出力電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの周波数の比であるｎをｍの１／２に設定するとよい。
【００５２】
また、制御の切り替え指令に応じて、ＰＷＭ制御から矩形波制御へ制御を切り替える前に、位相同期指令に応じて、搬送波ＣＡと基本波ＶＵ＊１，ＶＶ＊１，ＶＷ＊１との位相を同期させる構成とする。このような構成にすることで、ＰＷＭ制御の実施中に取得される出力電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの検出値の位相と、矩形波制御の実施中に取得される出力電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの検出値の位相とを一致させることが可能になる。
【００５３】
図９に本実施形態におけるＰＷＭ制御から矩形波制御への切り替え処理をフローチャートとして示す。この切り替え処理は、制御装置４０により所定周期毎に実施される。
【００５４】
ステップＳ１０において、位相同期指令が入力されているか否かを判定する。位相同期指令が入力されている場合（Ｓ１０：ＹＥＳ）、ステップＳ１１において、位相同期が開始されているか否かの判定を行う。位相同期が開始されていない場合（Ｓ１１：ＮＯ）、ステップＳ１２において、回転速度ＦＲを取得する。具体的には、回転角度θを時間で微分することで回転速度ＦＲを算出する。ステップＳ１３において、回転速度ＦＲに基づいて、搬送波ＣＡの周波数Ｆｃを算出する。具体的には、搬送波ＣＡの周波数Ｆｃを、回転速度ＦＲのｍ／２倍に設定する（Ｆｃ＝ＦＲ・ｍ／２）。ステップＳ１４において、基本波ＶＵ＊１，ＶＶ＊１，ＶＷ＊１の位相と搬送波ＣＡの位相を同期させるとともに、搬送波ＣＡの周波数を回転速度ＦＲに基づいて算出した周波数Ｆｃに設定する。
【００５５】
ステップＳ１０において、位相同期指令が入力されていない場合（Ｓ１０：ＮＯ）、ステップＳ１５において、位相同期が実施されているときには、位相同期を解除し、処理を終了する。ステップＳ１１において、位相同期が開始されている場合（Ｓ１１：ＹＥＳ）、ステップＳ１６において、フィルタ電流を取得済みか否かの判定を行う。フィルタ電流を未取得である場合（Ｓ１６：ＮＯ）、そのまま処理を終了する。
【００５６】
ステップＳ１６において、フィルタ電流を取得済みであると判定された場合（Ｓ１６：ＹＥＳ）、ステップＳ１７において、制御切り替え指令が入力されているか否かを判定する。制御切り替え指令が入力されている場合（Ｓ１７：ＹＥＳ）、ステップＳ１８において、フィルタ電流に基づき、トルク推定値Ｔｅの算出を行う。ステップＳ１９において、トルク推定値Ｔｅに基づくフィードバック制御を開始し、処理を終了する。制御切り替え指令が入力されていない場合（Ｓ１７：ＮＯ）、そのまま処理を終了する。
【００５７】
図１０に本実施形態の制御を実施した場合のＰＷＭ制御から矩形波制御への切り替えのタイミングチャートを示す。
【００５８】
時刻ＴＤにおいて、位相同期指令が入力される。その後、時刻ＴＥにおいて、搬送波ＣＡと基本波ＶＵ＊１，ＶＶ＊１，ＶＷ＊１との同期制御を開始する。その後、フィルタ処理の時定数に相当する基本波ＶＵ＊１，ＶＶ＊１，ＶＷ＊１の一周期（即ち、出力電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの一周期）が経過した時刻ＴＦにおいて、フィルタ電流に基づいてトルク推定値Ｔｅを算出する。そして、時刻ＴＦ以降にＰＷＭ制御から矩形波制御への切り替え指令が入力された場合に、そのトルク推定値Ｔｅに基づいてトルクフィードバック制御（矩形波制御）を開始する。
【００５９】
以下、本実施形態の効果を述べる。
【００６０】
本実施形態では、ＰＷＭ制御が実施されている状態で、矩形波制御（トルクフィードバック制御）に用いる複数の出力電流Ｉｄ，Ｉｑの検出値を取得する。このような構成にすることで、ＰＷＭ制御からトルクフィードバック制御への切り替え時にトルク応答性が低下することを抑制することができる。
【００６１】
本実施形態のＰＷＭ制御では、搬送波ＣＡの位相が所定値となる場合に、出力電流Ｉｄ，Ｉｑの検出値を取得し、制御に用いる。そこで、ＰＷＭ制御からトルクフィードバック制御への切り替えに際し、所定の位相（トルクフィードバック制御における出力電流のサンプリングタイミング）で出力電流Ｉｄ，Ｉｑの検出値が取得されるように搬送波ＣＡの周波数Ｆｃを設定する構成とした。そして、その出力電流Ｉｄ，Ｉｑの検出値に基づいて、トルクフィードバック制御を開始することで、ＰＷＭ制御からトルクフィードバック制御への切り替え時にトルク応答性が低下することを抑制することができる。
【００６２】
基本波ＶＵ＊１，ＶＶ＊１，ＶＷ＊１と搬送波ＣＡとの位相を同期させる位相同期ＰＷＭ制御を実施することで、トルクフィードバック制御により適したタイミングで出力電流の検出値を取得することが可能となる。
【００６３】
（第２実施形態）
図１１に第２実施形態におけるＰＷＭ制御から矩形波制御への切り替え処理をフローチャートとして示す。この切り替え処理は、切り替え制御部４３により所定周期毎に実施される。図９に示すフローチャートと同一の処理については同一の符号を付し、適宜説明を省略する。
【００６４】
ステップＳ２１において、電圧指令値Ｖｄ＊１，Ｖｑ＊１を取得する。ステップＳ２２において、電圧指令値Ｖｄ＊１，Ｖｑ＊１に基づいて、変調率Ａｍｐを算出する。具体的には、Ａｍｐ＝√（Ｖｄ＊１＾２＋Ｖｑ＊１＾２）／（ＶＢ・√（３／８））として変調率Ａｍｐを算出する。そして、ステップＳ２３において、変調率Ａｍｐが第２変調率閾値Ａｔｈ２を超えているか否かの判定を行う。ステップＳ２３において、変調率Ａｍｐが第２変調率閾値Ａｔｈ２を超えている場合（Ｓ２３：ＹＥＳ）、ステップＳ１１において、位相同期が開始されているか否かの判定を行う。
【００６５】
ステップＳ１１において、位相同期が開始されている場合（Ｓ１１：ＹＥＳ）、ステップＳ２４において、変調率Ａｍｐが第１変調率閾値Ａｔｈ１（＞Ａｔｈ２）を超えているか否かを判定する。変調率Ａｍｐが第１変調率閾値Ａｔｈ１を超えている場合（Ｓ２４：ＹＥＳ）、ステップＳ１６以降の処理を行う。また、変調率Ａｍｐが第１変調率閾値Ａｔｈ１以下の場合（Ｓ２４：ＮＯ）、そのまま処理を終了する。
【００６６】
本実施形態における切り替え処理では、ＰＷＭ制御から矩形波制御への切り替え指令に応じて、制御の切り替えを実施する第１実施形態の構成に代えて、変調率Ａｍｐを算出し、その変調率Ａｍｐが所定の第１変調率閾値Ａｔｈ１を超えている場合に、ＰＷＭ制御から矩形波制御への切り替えを実施する。ここで、第１変調率閾値Ａｔｈ１は、ＰＷＭ制御で実現可能な上限値１２７％（≒４／π）に設定されている。
【００６７】
さらに、変調率Ａｍｐが第２変調率閾値Ａｔｈ２を超える高変調率領域において、トルクフォードバック制御に用いる出力電流の検出値を予め取得する構成とすることで、速やかにＰＷＭ制御からトルクフィードバック制御に切り替えることが可能になる。
【００６８】
（第３実施形態）
図１２に第３実施形態におけるＰＷＭ制御から矩形波制御への切り替え処理をフローチャートとして示す。この切り替え処理は、切り替え制御部４３により所定周期毎に実施される。図９に示すフローチャートと同一の処理については同一の符号を付し、適宜説明を省略する。
【００６９】
ステップＳ３０において、回転角度θに基づき、回転速度ＦＲを算出して取得する。ステップＳ３１において、回転速度ＦＲが第２回転速度閾値Ｆｔｈ２を超えているか否かの判定を行う。回転速度ＦＲが第２回転速度閾値Ｆｔｈ２を超えている場合（Ｓ３１：ＹＥＳ）、ステップＳ１１において、位相同期が実施されているか否かの判定を行う。
【００７０】
ステップＳ１１において、位相同期が開始されている場合（Ｓ１１：ＹＥＳ）、ステップＳ３２において、回転速度ＦＲが第１回転速度閾値Ｆｔｈ１（＞Ｆｔｈ２）を超えているか否かを判定する。回転速度ＦＲが第１回転速度閾値Ｆｔｈ１を超えている場合（Ｓ３２：ＹＥＳ）、ステップＳ１６以降の処理を行う。また、回転速度ＦＲが第１回転速度閾値Ｆｔｈ１以下の場合（Ｓ３２：ＮＯ）、ステップＳ１７以降の処理を行う。
【００７１】
本実施形態では、高回転領域におけるＰＷＭ制御は、制御装置４０の処理負荷が高くなるため、回転速度ＦＲが第１回転速度閾値Ｆｔｈ１を超えていることを条件として、ＰＷＭ制御からトルクフィードバック制御へ切り替える構成とした。これにより、制御装置４０の処理負荷が高くなることを抑制できる。
【００７２】
また、本実施形態の構成によれば、回転速度ＦＲが第２回転速度閾値Ｆｔｈ２を超える高回転領域において、トルクフィードバック制御に用いる出力電流の検出値を予め取得する構成とすることで、速やかにＰＷＭ制御からトルクフィードバック制御に切り替えることが可能になる。
【００７３】
（第４実施形態）
図１３に第６実施形態におけるＰＷＭ制御から矩形波制御への切り替え処理を表すフローチャートを示す。この切り替え処理は、切り替え制御部４３により所定周期毎に実施される。
【００７４】
ステップＳ４０において、位相同期指令が入力されているか否かを判定する。位相同期指令が入力されていない場合（Ｓ４０：ＮＯ）、位相同期が実施されている場合は、ステップＳ４１において、位相同期を解除して、処理を終了する。位相同期指令が入力されている場合（Ｓ４０：ＹＥＳ）、ステップＳ４２において、位相同期が開始されているか否かを判定する。
【００７５】
位相同期が開始されていない場合（Ｓ４２：ＮＯ）、ステップＳ４３において、出力電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの検出値を取得する条件である電流取得トリガを、搬送波ＣＡが最大値又は最小値となるタイミングから、回転角度θが所定の回転角度となるタイミングへと変更する。ここで、所定の回転角度とは、矩形波制御における電流検出タイミングの判定に用いられる回転角度であり、例えば、３０度、６０度、９０度、…、３３０度、３６０度である。これにより、回転角度θが所定の回転角度となっていることを条件として、出力電流Ｉｄ，Ｉｑの検出値が取得される。
【００７６】
位相同期が開始されている場合（Ｓ４２：ＹＥＳ）、ステップＳ４４において、フィルタ電流が取得されているか否かを判定する。フィルタ電流が取得されていない場合（Ｓ４４：ＮＯ）、そのまま処理を終了する。フィルタ電流が取得されている場合（Ｓ４４：ＹＥＳ）、ステップＳ４５において、ＰＷＭ制御から矩形波制御への切り替え指令が入力されているか否かを判定する。切り替え指令が入力されていない場合（Ｓ４５：ＮＯ）、そのまま処理を終了する。切り替え指令が入力されている場合（Ｓ４５：ＹＥＳ）、ステップＳ４６において、フィルタ電流に基づいて、トルク推定値Ｔｅを算出する。ステップＳ４７において、矩形波制御への制御の切り替えを行うとともに、トルク推定値Ｔｅに基づくトルクフィードバック制御を開始する。
【００７７】
本実施形態では、ＰＷＭ制御の実施中に、角度一致割り込みによって、矩形波制御（トルクフィードバック制御）に用いるための出力電流Ｉｄ，Ｉｑを取得する。そして、矩形波制御への切り替え時において、その出力電流Ｉｄ，Ｉｑをフィルタ処理して得られるフィルタ電流に基づいて、フィードバック制御を行う。これにより、ＰＷＭ制御から矩形波制御への制御の切り替え時におけるトルク応答性の低下を抑制することが可能となる。
【００７８】
（他の実施形態）
・フィルタ処理は、３相２相変換部４５がｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに対して行うものであってもよいし、トルク推定部５７がトルク推定値Ｔｅに対して行うものであってもよい。この場合、上記実施形態におけるフィルタ電流取得済みか否かの判定を、トルク推定値Ｔｅをフィルタした値を取得済みか否かの判定に置き換えるとよい。
【００７９】
・フィルタ処理の時定数は、基本波ＶＵ＊１，ＶＶ＊１，ＶＷ＊１の一周期とは異なる値に設定されていてもよい。例えば、基本波ＶＵ＊１，ＶＶ＊１，ＶＷ＊１の１／２周期相当の値に設定されていてもよいし、２周期相当の値に設定されていてもよい。
【００８０】
・所定の位相における複数の出力電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの検出値を取得し、その複数の出力電流の検出値、及び、トルク指令値に基づいて、出力電圧の波形を調整する制御であるトルクフィードバック制御として、矩形波制御（ワンパルス制御）以外のものを行ってもよい。例えば、電流検出値とトルク指令値とから出力電圧のパルスパターンを選択し、トルク推定値Ｔｅとトルク指令値Ｔ＊との偏差に基づいて、出力電圧の位相を設定する制御を実施してもよい。
【００８１】
・第１実施形態及び第４実施形態において、ＰＷＭ制御から矩形波制御への制御の切り替え指令と、ＰＷＭ制御における出力電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの検出値が取得されるタイミングの位相と、矩形波制御における出力電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの検出値が取得されるタイミングの位相とを同期させる位相同期指令が別々に入力される構成とした。これを変更し、制御の切り替え指令が入力されている場合に、位相同期制御を開始し、その後、フィルタ電流が取得されたことを条件として、ＰＷＭ制御から矩形波制御への制御の切り替えを実施する、つまり、位相同期指令を省略する構成としてもよい。
【００８２】
同様に、第２実施形態において、第１変調率閾値Ａｔｈ１と第２変調率閾値Ａｔｈ２とを同一の値に設定してもよいし、第３実施形態において、第１回転速度閾値Ｆｔｈ１と第２回転速度閾値Ｆｔｈ２とを同一の値に設定してもよい。
【００８３】
・以上、本発明の実施の形態について実施例を用いて説明したが、本発明は、こうした実施例に何ら限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施し得る。
【符号の説明】
【００８４】
１０…回転電機、２０…インバータ（インバータ装置）、４０…制御装置、４１…ＰＷＭ制御部（第１制御部）、４２…矩形波制御部（第２制御部）、４３…切り替え制御部。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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