(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
単相交流電源からの交流電圧或いは該交流電圧を整流した脈動電圧を、リアクタを介して半導体スイッチにより前記単相交流電源の電源周期より早い周期で短絡又は開放することにより、前記単相交流電源から直流電圧に整流して負荷に電力を供給する整流回路装置であって、前記交流電圧の波形と同一周波数の目標電流波形を形成する波形形成手段と、前記単相交流電源から流れる交流電流を検出する電流検出手段と、前記直流電圧を検出する電圧検出手段と、前記検出された交流電流の波形が前記目標電流波形となるように前記半導体スイッチのチョッピング動作を制御し、前記検出された直流電圧が所定の目標直流電圧となるように前記目標電流波形の振幅を制御し、前記早い周期の内のそれぞれにおいて、その期間中全域で開放である休止部分を一定期間集計した対象休止期間と前記対象休止期間と比較する目標休止期間、及び検出された前記対象休止期間の時系列的変化を用いて、前記所定の目標直流電圧を制御する制御手段と、を備え、前記制御手段は、前記一定期間における集計方法としては、複数の前記休止部分がある場合に、前記一定期間における前記休止部分が連続する期間である休止期間のいずれか、もしくは前記一定期間における複数の前記休止期間の合計、もしくは前記一定期間における休止部分の合計とし、前記一定期間の集計毎に計算される前記対象休止期間を複数用いて差分を計算し、差分が判定値以下の場合は、前記対象休止期間が所定の前記目標休止期間と等しくなるように前記所定の目標直流電圧を制御する一方、前記差分が判定値を越える場合には、前記差分が判定値以下となるように前記所定の目標直流電圧を制御することを特徴とする整流回路装置。
【請求項２】
単相交流電源からの交流電圧或いは該交流電圧を整流した脈動電圧を、リアクタを介して半導体スイッチにより前記単相交流電源の電源周期より早い周期で短絡又は開放することにより、前記単相交流電源から直流電圧に整流して負荷に電力を供給する整流回路装置であって、前記交流電圧の波形と同一周波数の目標電流波形を形成する波形形成手段と、前記単相交流電源から流れる交流電流を検出する電流検出手段と、前記直流電圧を検出する
電圧検出手段と、前記検出された交流電流の波形が前記目標電流波形となるように前記半導体スイッチのチョッピング動作を制御し、前記検出された直流電圧が所定の目標直流電圧となるように前記目標電流波形の振幅を制御し、前記早い周期の内のそれぞれにおいて、その期間中全域が開放でない非休止部分を一定期間集計した対象非休止期間と前記対象非休止期間と比較する目標非休止期間、及び検出された前記対象非休止期間の時系列的変化を用いて、前記所定の目標直流電圧を制御する制御手段と、を備え、前記制御手段は、前記一定期間における集計方法としては、複数の前記非休止部分がある場合に、前記一定期間における前記非休止部分が連続する期間である非休止期間のいずれか、もしくは前記一定期間における前記非休止期間の合計、もしくは前記一定期間における非休止部分の合計とし、前記一定期間の集計毎に計算される前記対象非休止期間を複数用いて差分を計算し、差分が判定値以下の場合は、前記対象非休止期間が所定の前記目標非休止期間と等しくなるように、前記所定の目標直流電圧を制御する一方、前記差分が判定値を越える場合には、前記差分が判定値以下となるように前記所定の目標直流電圧を制御することを特徴とする整流回路装置。
【請求項３】
前記早い周期は、前記単相交流電源の周期に対して一桁以上早いものであり、ＰＷＭ制御におけるキャリア周期である事を特徴とする請求項１または２に記載の整流回路装置。
【請求項４】
前記目標電流波形は、前記目標電流波形の瞬時の絶対値が、前記一定期間において、（ａ）当該期間の開始点から、所定の中間点までは、時間経過とともに増加し、もしくは増加しかつ一部期間で一定であるように単調増加し、（ｂ）前記中間点から終了点までに、時間経過とともに減少し、もしくは減少しかつ一部期間で一定であるように単調減少した後、ゼロとなる期間を有するように設定されたことを特徴とする請求項１から３のうちのいずれか１つに記載の整流回路装置。
【請求項５】
前記目標電流波形は、前記目標電流波形の瞬時の絶対値が、前記一定期間において、（ａ）当該期間の開始点から、所定の第１の中間点まではゼロとなる期間を有し、（ｂ）前記第１の中間点から所定の第２の中間点までは増加し、もしくは増加しかつ一部期間で一定であるように単調増加し、（ｃ）前記第２の中間点から終了点までに、時間経過とともに減少し、もしくは減少しかつ一部期間で一定であるように単調減少した後、ゼロとなる期間を有するように設定されたことを特徴とする請求項１から３のうちのいずれか１つに記載の整流回路装置。
【請求項６】
前記交流電圧を所定のしきい値電圧と比較することにより二値信号を発生する位相検出手段をさらに備え、前記波形形成手段は、前記二値信号に基づいて前記交流電圧の周期及び位相を検出し、当該検出された交流電圧の周期及び位相に基づいて、前記交流電圧の波形と同一周波数の目標電流波形を形成し、前記制御手段は、前記二値信号に基づいて、前記半導体スイッチがチョッピング動作状態である前記非休止部分、もしくは、前記半導体スイッチがチョッピング休止状態である前記休止部分を集計することを特徴とする請求項１から５のうちのいずれか１つに記載の整流回路装置。
【請求項７】
前記整流回路装置はさらに、前記電圧検出手段と前記制御手段との間に設けられ、前記検出された直流電圧をデジタル電圧にＡＤ変換するＡＤ変換手段と、前記ＡＤ変換手段と前記制御手段との間に設けられ、前記デジタル電圧に対して低域通過フィルタ演算を行った後、当該演算結果の電圧を前記制御手段に前記検出された直流電圧として出力する演算手段とを備えたことを特徴とする請求項１から６のうちのいずれか１つに記載の整流回路装置。
【請求項８】
前記ＡＤ変換手段のサンプリング周波数は、前記単相交流電源の周波数よりも一桁以上高くなるように設定されたことを特徴とする請求項７記載の整流回路装置。
【請求項９】
前記低域通過フィルタ演算は、直前の演算結果に「（２ｎ−１）／（２ｎ）」なる係数（ｎは整数である）を乗算した後、入力されたデジタル電圧と加算し、当該加算結果の値を次の演算結果として用いて実行されることを特徴とする請求項７または８に記載の整流回路装置。
【請求項１０】
単相交流電源からの交流電圧或いは該交流電圧を整流した脈動電圧を、リアクタを介して半導体スイッチにより前記単相交流電源の電源周期より早い周期で短絡又は開放することにより、前記単相交流電源から直流電圧に整流して負荷に電力を供給する整流回路装置のための制御回路であって、前記交流電圧の波形と同一周波数の目標電流波形を形成する波形形成手段と、前記単相交流電源から流れる交流電流を検出する電流検出手段と、前記直流電圧を検出する電圧検出手段と、前記検出された交流電流の波形が前記目標電流波形となるように前記半導体スイッチのチョッピング動作を制御し、前記検出された直流電圧が所定の目標直流電圧となるように前記目標電流波形の振幅を制御し、前記早い周期の内のそれぞれにおいて、その期間中全域で開放である休止部分を一定期間集計した対象休止期間と前記対象休止期間と比較する目標休止期間、及び検出された前記対象休止期間の時系列的変化を用いて、前記所定の目標直流電圧を制御する制御手段と、を備え、前記制御手段は、前記一定期間における集計方法としては、複数の前記休止部分がある場合に、前記一定期間における前記休止部分が連続する期間である休止期間のいずれか、もしくは前記一定期間における複数の前記休止期間の合計、もしくは前記一定期間における休止部分の合計とし、前記一定期間の集計毎に計算される前記対象休止期間を複数用いて差分を計算し、差分が判定値以下の場合は、前記対象休止期間が所定の前記目標休止期間と等しくなるように前記所定の目標直流電圧を制御する一方、前記差分が判定値を越える場合には、前記差分が判定値以下となるように前記所定の目標直流電圧を制御することを特徴とする整流回路装置のための制御回路。
【請求項１１】
単相交流電源からの交流電圧或いは該交流電圧を整流した脈動電圧を、リアクタを介して半導体スイッチにより前記単相交流電源の電源周期より早い周期で短絡又は開放することにより、前記単相交流電源から直流電圧に整流して負荷に電力を供給する整流回路装置のための制御回路であって、前記交流電圧の波形と同一周波数の目標電流波形を形成する波形形成手段と、前記単相交流電源から流れる交流電流を検出する電流検出手段と、前記直流電圧を検出する電圧検出手段と、前記検出された交流電流の波形が前記目標電流波形となるように前記半導体スイッチのチョッピング動作を制御し、前記検出された直流電圧が所定の目標直流電圧となるように前記目標電流波形の振幅を制御し、前記早い周期の内のそれぞれにおいて、その期間中全域が開放でない非休止部分を一定期間集計した対象非休止期間と前記対象非休止期間と比較する目標非休止期間、及び検出された前記対象非休止期間の時系列的変化を用いて、前記所定の目標直流電圧を制御する制御手段と、を備え、前記制御手段は、前記一定期間における集計方法としては、複数の前記非休止部分がある場合に、前記一定期間における前記非休止部分が連続する期間である非休止期間のいずれか、もしくは前記一定期間における前記非休止期間の合計、もしくは前記一定期間における非休止部分の合計とし、前記一定期間の集計毎に計算される前記対象非休止期間を複数用いて差分を計算し、差分が判定値以下の場合は、対象非休止期間が所定の前記目標非休止期間と等しくなるように、前記所定の目標直流電圧を制御する一方、前記差分が判定値を越える場合には、前記差分が判定値以下となるように前記所定の目標直流電圧を制御することを特徴とする整流回路装置のための制御回路。
【請求項１２】
前記早い周期は、前記単相交流電源の周期に対して一桁以上早いものであり、ＰＷＭ制御におけるキャリア周期である事を特徴とする請求項１０または１１に記載の整流回路装置のための制御回路。
【請求項１３】
前記目標電流波形は、前記目標電流波形の瞬時の絶対値が、前記一定期間において、（ａ）当該期間の開始点から、所定の中間点までは、時間経過とともに増加し、もしくは増加しかつ一部期間で一定であるように単調増加し、（ｂ）前記中間点から終了点までに、時間経過とともに減少し、もしくは減少しかつ一部期間で一定であるように単調減少した後、ゼロとなる期間を有するように設定されたことを特徴とする請求項１０から１２のうちのいずれか１つに記載の整流回路装置のための制御回路。
【請求項１４】
前記目標電流波形は、前記目標電流波形の瞬時の絶対値が、前記一定期間において、（ａ）当該期間の開始点から、所定の第１の中間点まではゼロとなる期間を有し、（ｂ）前記第１の中間点から所定の第２の中間点までは増加し、もしくは増加しかつ一部期間で一定であるように単調増加し、（ｃ）前記第２の中間点から終了点までに、時間経過とともに減少し、もしくは減少しかつ一部期間で一定であるように単調減少した後、ゼロとなる期間を有するように設定されたことを特徴とする請求項１０から１２のうちのいずれか１つに記載の整流回路装置のための制御回路。
【請求項１５】
上記整流回路装置のための制御回路は、前記交流電圧を所定のしきい値電圧と比較することにより二値信号を発生する位相検出手段をさらに備え、前記波形形成手段は、前記二値信号に基づいて前記交流電圧の周期及び位相を検出し、当該検出された交流電圧の周期及び位相に基づいて、前記交流電圧の波形と同一周波数の目標電流波形を形成し、前記制御手段は、前記二値信号に基づいて、前記半導体スイッチがチョッピング動作状態である前記非休止部分、もしくは、前記半導体スイッチがチョッピング休止状態である前記休止部分を集計することを特徴とする請求項１０から１４のうちのいずれか１つに記載の制御回路。
【請求項１６】
前記整流回路装置のための制御回路はさらに、前記電圧検出手段と前記制御手段との間に設けられ、前記直流電圧をデジタル電圧にＡＤ変換するＡＤ変換手段と、前記ＡＤ変換手段と前記制御手段との間に設けられ、前記デジタル電圧に対して低域通過フィルタ演算を行った後、当該演算結果の電圧を前記制御手段に前記直流電圧として出力する演算手段とを備えたことを特徴とする請求項１０から１５のうちのいずれか１つに記載の整流回路装置のための制御回路。
【請求項１７】
前記ＡＤ変換手段のサンプリング周波数は、前記単相交流電源の周波数よりも一桁以上高くなるように設定されたことを特徴とする請求項１６記載の整流回路装置のための制御回路。
【請求項１８】
前記低域通過フィルタ演算は、直前の演算結果に「（２ｎ−１）／（２ｎ）」なる係数（ｎは整数である）を乗算した後、入力されたデジタル電圧と加算し、当該加算結果の値を次の演算結果として用いて実行されることを特徴とする請求項１６または１７に記載の整流回路装置のための制御回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、整流回路装置及び前記整流回路装置のための制御回路に関し、特に、家庭などの単相交流電源を整流して略直流とし、直流負荷を駆動する回路装置や、得られた直流をインバータ回路により、再度、任意周波数の交流に変換して、電動機の可変速度駆動する装置であって、例えば圧縮機により冷媒を圧縮することによりヒートポンプを構成し、冷房、暖房、又は食品などの冷凍を行う装置に適用させる装置であり、その中での電源電流に含まれる高調波成分の低減や、力率を改善することにより、送電系統の負担を軽減させる技術の高効率な駆動制御を行う整流回路装置及び前記整流回路装置のための制御回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
図１７は、特許文献１に開示された、従来技術に係る整流回路装置の構成を示す回路図である。図１８は、特許文献２に開示された、従来技術に係る整流回路装置及び前記整流回路装置のための制御回路の構成を示す回路図である。
【０００３】
従来、この種の整流回路装置は、図１７に示すように、交流電源１の両出力端子を整流ブリッジ２とリアクタ３ａを介して半導体スイッチ３ｃで短絡せしめ、リアクタ３ａに電流を充電し、半導体スイッチ３ｃがオフ状態になったときに、ダイオード３ｂにより負荷４に電流を流すことにより、交流電源１の瞬時電圧が低い期間にも電源電流が流れるようにする構成をとっている。
【０００４】
これにより、電源電流の高調波成分が少なくなり、力率が改善する。ところが、半導体スイッチ３ｃを、交流電源１の周波数よりも十分に高い周波数で、きめ細かく短絡又は開放することにより、交流電源１の交流電圧をチョッピングする（以下、「半導体スイッチをチョッピング動作させる」又は「半導体スイッチによるチョッピング」という。）ときに、半導体スイッチ３ｃを電流が流れるため、回路の損失が発生するという課題があった（例えば、特許文献１参照）。
【０００５】
この課題を解決するため、半導体スイッチ３ｃを常にチョッピング動作させるのではなく、半導体スイッチがチョッピング動作状態である非休止期間（以下チョッピング動作位相幅と記す）或いは、半導体スイッチがチョッピング休止状態である休止期間（以下チョッピング休止位相幅と記す）が所定の位相幅となるように目標直流電圧を制御する方法が提案されている（例えば、特許文献２参照）。
【０００６】
図１８において、交流電源１の両出力端子を、リアクタ３ａを介して半導体スイッチ３ｃにより短絡することで１つのループを構成する。電流検出器６は、そのループの電流を検出し、検出された電流値Ｉａｃを示す信号を制御回路１４に出力する。半導体スイッチ３ｃをオンすると、リアクタ３ａの電流は増加する一方、半導体スイッチ３ｃをオフすると、リアクタ３ａを流れていた電流はダイオードブリッジ２にて整流されて、その整流後の電流は平滑コンデンサ３ｄ及び負荷４に流れ込み、負荷４を駆動する。負荷４へ印加される平滑コンデンサ３ｄの両端のＤＣ電圧ＶｄｃはＤＣ電圧検出器１２ａにより検出され、ＤＣ電圧検出器１２ａは検出されたＤＣ電圧Ｖｄｃを示す信号を制御回路１４に出力する。
【０００７】
また、電圧レベル比較器１５は交流電源１のＡＣ電圧レベルを所定のしきい値電圧と比較することにより当該しきい値電圧以上であるか否かを示す二値信号Ｓｃｏｍを発生して制御回路１４に出力する。制御回路１４は、二値信号Ｓｃｏｍから得られる周期及び位相に基づいて、交流電源１から出力されるＡＣ電圧の位相を検出し、検出されたＡＣ電圧の位相に基づき、ＡＣ電圧とほぼ同一の周波数であってＡＣ電圧と相似形状を有する目標電流波形を生成し、電流検出器６により検出されるＩａｃが上記生成した目標電流波形の相似形状に漸近するように半導体スイッチ３ｃをチョッピング動作させる。
【０００８】
さらに、制御回路１４は、ＤＣ電圧検出器１２ａにより検出されたＤＣ電圧Ｖｄｃが、所望のＤＣ電圧になるように調整する。ここで、所望のＤＣ電圧は、半導体スイッチ３ｃのチョッピング状態に基づいて、半導体スイッチ３ｃをパルス幅変調駆動しているチョッピング動作位相幅或いはチョッピング休止位相幅を検出し、その位相幅と所望の値との偏差を検出し、当該偏差に応じて目標ＤＣ電圧の調整を実施する。その際の所望のチョッピング動作位相幅或いはチョッピング休止位相幅を圧縮機モータの回転数指令で決定する。或いは、所望のチョッピング動作位相幅或いはチョッピング休止位相幅を交流電流の変動状況から決定する。
【０００９】
これにより、出力電圧の検出精度によらず、接続されている負荷の特性に応じて電源高調波電流を低減でき、かつ損失も低減できる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特開２００５−２５３２８４号公報
【特許文献２】国際公開第２０１２／００４２９７号
【特許文献３】特開２００１−０４５７６３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
しかしながら、前記従来技術に係る整流回路装置及び前記整流回路装置のための制御回路の構成では、脈動状況とその時の目標位相幅の設定については、具体的な記述は開示されておらず、実機による合わせ込みが不可欠と考えられるため汎用性に欠ける。また、脈動領域を回転数で判断させる場合は、個々の実機に合わせて回転数の閾値を設定することはできず、脈動発生領域に対し余裕を持たせた回転数に閾値を設定する事となり、それにより本来の低損失を狙えない領域が発生してしまう場合もあるという課題があった。
【００１２】
本発明の目的は以上の問題点を解決し、直流電圧の検出精度に誤差があっても、直流電圧が相対的に適正な値に調整されて、同様の電流波形としつつ、検出した位相幅の差分から脈動判定を実施するため、個々の実機の特性に応じたものとなり汎用性が高く、脈動無しと判定した場合には、常に損失が少なく、かつ高調波電流が少ない整流動作が行われる一方、脈動有りと判定した場合には、位相幅が揃う程度に出力電圧を調整する事により入力電圧に応じた動作点となるため、極端に昇圧率を上げることで整流回路の損失を増加させる事無く、電源高調波電流を安定化させた整流動作が行われる事により、整流回路装置及び前記整流回路装置のための制御回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
第１の発明に係る整流回路装置は、単相交流電源からの交流電圧或いは該交流電圧を整流した脈動電圧を、リアクタを介して半導体スイッチにより前記単相交流電源の電源周期より早い周期で短絡又は開放することにより、前記単相交流電源から直流電圧に整流して負荷に電力を供給する整流回路装置であって、前記交流電圧の波形と同一周波数の目標電流波形を形成する波形形成手段と、前記単相交流電源から流れる交流電流を検出する電流検出手段と、前記直流電圧を検出する電圧検出手段と、前記検出された交流電流の波形が前記目標電流波形となるように前記半導体スイッチのチョッピング動作を制御し、前記検出された直流電圧が所定の目標直流電圧となるように前記目標電流波形の振幅を制御し、前記早い周期の内のそれぞれにおいて、その期間中全域で開放であるもの（休止部分）を一定期間集計したもの（対象休止期間）と前記対象休止期間と比較する目標休止期間、及び検出された前記対象休止期間の時系列的変化を用いて、前記所定の目標直流電圧を制御する制御手段と、を備えたことを特徴とする。
【００１４】
また、上記整流回路装置において、前記早い周期は、前記単相交流電源の周期に対して一桁以上早いものであり、ＰＷＭ制御におけるキャリア周期である事を特徴とする。
【００１５】
また、上記整流回路装置において、前記制御手段は、前記一定期間における集計方法としては、複数の前記休止部分がある場合に、前記一定期間における前記休止部分が連続する期間（休止期間）のいずれか、もしくは前記一定期間における複数の前記休止期間の合計、もしくは前記一定期間における休止部分の合計とし、前記一定期間の集計毎に計算される前記対象休止期間を複数用いて差分を計算し、差分が判定値以下の場合は、前記対象休止期間が所定の前記目標休止期間と等しくなるように前記所定の目標直流電圧を制御する一方、前記差分が判定値を越える場合には、前記差分が判定値以下となるように前記所定の目標直流電圧を制御することを特徴とする。
【００１６】
さらに、上記整流回路装置において、前記目標電流波形は、前記目標電流波形の瞬時の絶対値が、前記一定期間において、（ａ）当該期間の開始点から、所定の中間点までは、時間経過とともに増加し、もしくは増加しかつ一部期間で一定であるように単調増加し、（ｂ）前記中間点から終了点までに、時間経過とともに減少し、もしくは減少しかつ一部期間で一定であるように単調減少した後、ゼロとなる期間を有するように設定されたことを特徴とする。
【００１７】
またさらに、上記整流回路装置において、前記目標電流波形は、前記目標電流波形の瞬時の絶対値が、前記一定期間において、（ａ）当該期間の開始点から、所定の第１の中間点まではゼロとなる期間を有し、（ｂ）前記第１の中間点から所定の第２の中間点までは増加し、もしくは増加しかつ一部期間で一定であるように単調増加し、（ｃ）前記第２の中間点から終了点までに、時間経過とともに減少し、もしくは減少しかつ一部期間で一定であるように単調減少した後、ゼロとなる期間を有するように設定されたことを特徴とする。
【００１８】
また、上記整流回路装置は、前記交流電圧を所定のしきい値電圧と比較することにより二値信号を発生する位相検出手段をさらに備え、前記波形形成手段は、前記二値信号に基づいて前記交流電圧の周期及び位相を検出し、当該検出された交流電圧の周期及び位相に基づいて、前記交流電圧の波形と同一周波数の目標電流波形を形成し、前記制御手段は、前記二値信号に基づいて、前記半導体スイッチがチョッピング休止状態である前記休止部分を集計することを特徴とする。
【００１９】
さらに、前記整流回路装置はさらに、前記電圧検出手段と前記制御手段との間に設けられ、前記検出された直流電圧をデジタル電圧にＡＤ変換するＡＤ変換手段と、前記ＡＤ変換手段と前記制御手段との間に設けられ、前記デジタル電圧に対して低域通過フィルタ演算を行った後、当該演算結果の電圧を前記制御手段に前記検出された直流電圧として出力する演算手段とを備えたことを特徴とする。
【００２０】
また、上記整流回路装置において、前記ＡＤ変換手段のサンプリング周波数は、前記単相交流電源の周波数よりも一桁以上高くなるように設定されたことを特徴とする。
【００２１】
さらに、上記整流回路装置において、前記低域通過フィルタ演算は、直前の演算結果に「（２ｎ−１）／（２ｎ）」なる係数（ｎは整数である。）を乗算した後、入力されたデジタル電圧と加算し、当該加算結果の値を次の演算結果として用いて実行されることを特徴とする。
【００２２】
第２の発明に係る整流回路装置は、単相交流電源からの交流電圧或いは該交流電圧を整流した脈動電圧を、リアクタを介して半導体スイッチにより前記単相交流電源の電源周期より早い周期で短絡又は開放することにより、前記単相交流電源から直流電圧に整流して負荷に電力を供給する整流回路装置であって、前記交流電圧の波形と同一周波数の目標電流波形を形成する波形形成手段と、前記単相交流電源から流れる交流電流を検出する電流検出手段と、前記直流電圧を検出する電圧検出手段と、前記検出された交流電流の波形が前記目標電流波形となるように前記半導体スイッチのチョッピング動作を制御し、前記検出された直流電圧が所定の目標直流電圧となるように前記目標電流波形の振幅を制御し、前記早い周期の内のそれぞれにおいて、その期間中全域で開放でないもの（非休止部分）を一定期間集計したもの（対象非休止期間）と前記対象非休止期間と比較する目標非休止期間、及び検出された前記対象非休止期間の時系列的変化を用いて、前記所定の目標直流電圧を制御する制御手段と、を備えたことを特徴とする。
【００２３】
また、上記整流回路装置において、前記早い周期は、前記単相交流電源の周期に対して一桁以上早いものであり、ＰＷＭ制御におけるキャリア周期である事を特徴とする。
【００２４】
また、上記整流回路装置において、前記制御手段は、前記一定期間における集計方法としては、複数の前記非休止部分がある場合に、前記一定期間における前記非休止部分が連続する期間（非休止期間）のいずれか、もしくは前記一定期間における複数の前記非休止期間の合計、もしくは前記一定期間における非休止部分の合計とし、前記一定期間の集計毎に計算される前記対象非休止期間を複数用いて差分を計算し、差分が判定値以下の場合は、前記対象非休止期間が所定の前記目標非休止期間と等しくなるように前記所定の目標直流電圧を制御する一方、前記差分が判定値を越える場合には、前記差分が判定値以下となるように前記所定の目標直流電圧を制御することを特徴とする。
【００２５】
さらに、上記整流回路装置において、前記目標電流波形は、前記目標電流波形の瞬時の絶対値が、前記一定期間において、（ａ）当該期間の開始点から、所定の中間点までは、時間経過とともに増加し、もしくは増加しかつ一部期間で一定であるように単調増加し、（
ｂ）前記中間点から終了点までに、時間経過とともに減少し、もしくは減少しかつ一部期間で一定であるように単調減少した後、ゼロとなる期間を有するように設定されたことを特徴とする。
【００２６】
またさらに、上記整流回路装置において、前記目標電流波形は、前記目標電流波形の瞬時の絶対値が、前記一定期間において、（ａ）当該期間の開始点から、所定の第１の中間点まではゼロとなる期間を有し、（ｂ）前記第１の中間点から所定の第２の中間点までは増加し、もしくは増加しかつ一部期間で一定であるように単調増加し、（ｃ）前記第２の中間点から終了点までに、時間経過とともに減少し、もしくは減少しかつ一部期間で一定であるように単調減少した後、ゼロとなる期間を有するように設定されたことを特徴とする。
【００２７】
また、上記整流回路装置は、前記交流電圧を所定のしきい値電圧と比較することにより二値信号を発生する位相検出手段をさらに備え、前記波形形成手段は、前記二値信号に基づいて前記交流電圧の周期及び位相を検出し、当該検出された交流電圧の周期及び位相に基づいて、前記交流電圧の波形と同一周波数の目標電流波形を形成し、前記制御手段は、前記二値信号に基づいて、前記半導体スイッチがチョッピング動作状態である前記非休止部分を集計することを特徴とする。
【００２８】
さらに、前記整流回路装置はさらに、前記電圧検出手段と前記制御手段との間に設けられ、前記検出された直流電圧をデジタル電圧にＡＤ変換するＡＤ変換手段と、前記ＡＤ変換手段と前記制御手段との間に設けられ、前記デジタル電圧に対して低域通過フィルタ演算を行った後、当該演算結果の電圧を前記制御手段に前記検出された直流電圧として出力する演算手段とを備えたことを特徴とする。
【００２９】
また、上記整流回路装置において、前記ＡＤ変換手段のサンプリング周波数は、前記単相交流電源の周波数よりも一桁以上高くなるように設定されたことを特徴とする。
【００３０】
さらに、上記整流回路装置において、前記低域通過フィルタ演算は、直前の演算結果に「（２ｎ−１）／（２ｎ）」なる係数（ｎは整数である。）を乗算した後、入力されたデジタル電圧と加算し、当該加算結果の値を次の演算結果として用いて実行されることを特徴とする。
【００３１】
第３の発明に係る整流回路装置のための制御回路は、単相交流電源からの交流電圧或いは該交流電圧を整流した脈動電圧を、リアクタを介して半導体スイッチにより前記単相交流電源の電源周期より早い周期で短絡又は開放することにより、前記単相交流電源から直流電圧に整流して負荷に電力を供給する整流回路装置のための制御回路であって、前記交流電圧の波形と同一周波数の目標電流波形を形成する波形形成手段と、前記単相交流電源から流れる交流電流を検出する電流検出手段と、前記直流電圧を検出する電圧検出手段と、前記検出された交流電流の波形が前記目標電流波形となるように前記半導体スイッチのチョッピング動作を制御し、前記検出された直流電圧が所定の目標直流電圧となるように前記目標電流波形の振幅を制御し、前記早い周期の内のそれぞれにおいて、その期間中全域で開放であるもの（休止部分）を一定期間集計したもの（対象休止期間）と前記対象休止期間と比較する目標休止期間、及び検出された前記対象休止期間の時系列的変化を用いて、前記所定の目標直流電圧を制御する制御手段と、を備えたことを特徴とする。
【００３２】
また、上記整流回路装置のための制御回路において、前記早い周期は、前記交流電源の周期に対して一桁以上早いものであり、ＰＷＭ制御におけるキャリア周期である事を特徴とする。
【００３３】
また、上記整流回路装置のための制御回路において、前記制御手段は、前記一定期間における集計方法としては、複数の前記休止部分がある場合に、前記一定期間における前記休止部分が連続する期間（休止期間）のいずれか、もしくは前記一定期間における複数の前記休止期間の合計、もしくは前記一定期間における休止部分の合計とし、前記一定期間の集計毎に計算される前記対象休止期間を複数用いて差分を計算し、差分が、判定値以下の場合は対象休止期間が所定の前記目標休止期間と等しくなるように前記所定の目標直流電圧を制御する一方、前記差分が判定値を越える場合には、前記差分が判定値以下となるように前記所定の目標直流電圧を制御することを特徴とする。
【００３４】
さらに、上記整流回路装置のための制御回路において、前記目標電流波形は、前記目標電流波形の瞬時の絶対値が、前記一定期間において、（ａ）当該期間の開始点から、所定の中間点までは、時間経過とともに増加し、もしくは増加しかつ一部期間で一定であるように単調増加し、（ｂ）前記中間点から終了点までに、時間経過とともに減少し、もしくは減少しかつ一部期間で一定であるように単調減少した後、ゼロとなる期間を有するように設定されたことを特徴とする。
【００３５】
またさらに、上記整流回路装置のための制御回路において、前記目標電流波形は、前記目標電流波形の瞬時の絶対値が、前記一定期間において、（ａ）当該期間の開始点から、所定の第１の中間点まではゼロとなる期間を有し、（ｂ）前記第１の中間点から所定の第２の中間点までは増加し、もしくは増加しかつ一部期間で一定であるように単調増加し、（ｃ）前記第２の中間点から終了点までに、時間経過とともに減少し、もしくは減少しかつ一部期間で一定であるように単調減少した後、ゼロとなる期間を有するように設定されたことを特徴とする。
【００３６】
また、上記整流回路装置のための制御回路において、前記交流電圧を所定のしきい値電圧と比較することにより二値信号を発生する位相検出手段をさらに備え、前記波形形成手段は、前記二値信号に基づいて前記交流電圧の周期及び位相を検出し、当該検出された交流電圧の周期及び位相に基づいて、前記交流電圧の波形と同一周波数の目標電流波形を形成し、前記制御手段は、前記二値信号に基づいて、前記半導体スイッチがチョッピング休止状態である前記休止部分を集計することを特徴とする。
【００３７】
さらに、前記上記整流回路装置のための制御回路はさらに、前記電圧検出手段と前記制御手段との間に設けられ、前記検出された直流電圧をデジタル電圧にＡＤ変換するＡＤ変換手段と、前記ＡＤ変換手段と前記制御手段との間に設けられ、前記デジタル電圧に対して低域通過フィルタ演算を行った後、当該演算結果の電圧を前記制御手段に前記検出された直流電圧として出力する演算手段とを備えたことを特徴とする。
【００３８】
また、上記整流回路装置のための制御回路において、前記ＡＤ変換手段のサンプリング周波数は、前記単相交流電源の周波数よりも一桁以上高くなるように設定されたことを特徴とする。
【００３９】
さらに、上記整流回路装置のための制御回路において、前記低域通過フィルタ演算は、直前の演算結果に「（２ｎ−１）／（２ｎ）」なる係数（ｎは整数である。）を乗算した後、入力されたデジタル電圧と加算し、当該加算結果の値を次の演算結果として用いて実行されることを特徴とする。
【００４０】
第４の発明に係る整流回路装置のための制御回路は、単相交流電源からの交流電圧或いは該交流電圧を整流した脈動電圧を、リアクタを介して半導体スイッチにより前記単相交流電源の電源周期より早い周期で短絡又は開放することにより、前記単相交流電源から直流電圧に整流して負荷に電力を供給する整流回路装置のための制御回路であって、前記交流
電圧の波形と同一周波数の目標電流波形を形成する波形形成手段と、前記単相交流電源から流れる交流電流を検出する電流検出手段と、前記直流電圧を検出する電圧検出手段と、前記検出された交流電流の波形が前記目標電流波形となるように前記半導体スイッチのチョッピング動作を制御し、前記検出された直流電圧が所定の目標直流電圧となるように前記目標電流波形の振幅を制御し、前記早い周期の内のそれぞれにおいて、その期間中全域で開放でないもの（非休止部分）を一定期間集計したもの（対象非休止期間）と前記対象非休止期間と比較する目標非休止期間、及び検出された前記対象非休止期間の時系列的変化を用いて、前記所定の目標直流電圧を制御する制御手段と、を備えたことを特徴とする。
【００４１】
また、上記整流回路装置のための制御回路において、前記早い周期は、前記交流電源の周期に対して一桁以上早いものであり、ＰＷＭ制御におけるキャリア周期である事を特徴とする。
【００４２】
また、上記整流回路装置のための制御回路において、前記制御手段は、前記一定期間における集計方法としては、複数の前記非休止部分がある場合に、前記一定期間における前記非休止部分が連続する期間（非休止期間）のいずれか、もしくは前記一定期間における複数の前記非休止期間の合計、もしくは前記一定期間における非休止部分の合計とし、前記一定期間の集計毎に計算される前記対象非休止期間を複数用いて差分を計算し、差分が、判定値以下の場合は対象非休止期間が所定の前記目標非休止期間と等しくなるように前記所定の目標直流電圧を制御する一方、前記差分が判定値を越える場合には、前記差分が判定値以下となるように前記所定の目標直流電圧を制御することを特徴とする。
【００４３】
さらに、上記整流回路装置のための制御回路において、前記目標電流波形は、前記目標電流波形の瞬時の絶対値が、前記一定期間において、（ａ）当該期間の開始点から、所定の中間点までは、時間経過とともに増加し、もしくは増加しかつ一部期間で一定であるように単調増加し、（ｂ）前記中間点から終了点までに、時間経過とともに減少し、もしくは減少しかつ一部期間で一定であるように単調減少した後、ゼロとなる期間を有するように設定されたことを特徴とする。
【００４４】
またさらに、上記整流回路装置のための制御回路において、前記目標電流波形は、前記目標電流波形の瞬時の絶対値が、前記一定期間において、（ａ）当該期間の開始点から、所定の第１の中間点まではゼロとなる期間を有し、（ｂ）前記第１の中間点から所定の第２の中間点までは増加し、もしくは増加しかつ一部期間で一定であるように単調増加し、（ｃ）前記第２の中間点から終了点までに、時間経過とともに減少し、もしくは減少しかつ一部期間で一定であるように単調減少した後、ゼロとなる期間を有するように設定されたことを特徴とする。
【００４５】
また、上記整流回路装置のための制御回路において、前記交流電圧を所定のしきい値電圧と比較することにより二値信号を発生する位相検出手段をさらに備え、前記波形形成手段は、前記二値信号に基づいて前記交流電圧の周期及び位相を検出し、当該検出された交流電圧の周期及び位相に基づいて、前記交流電圧の波形と同一周波数の目標電流波形を形成し、前記制御手段は、前記二値信号に基づいて、前記半導体スイッチがチョッピング動作状態である前記非休止部分を検出することを特徴とする。
【００４６】
さらに、前記上記整流回路装置のための制御回路はさらに、前記電圧検出手段と前記制御手段との間に設けられ、前記検出された直流電圧をデジタル電圧にＡＤ変換するＡＤ変換手段と、前記ＡＤ変換手段と前記制御手段との間に設けられ、前記デジタル電圧に対して低域通過フィルタ演算を行った後、当該演算結果の電圧を前記制御手段に前記検出された直流電圧として出力する演算手段とを備えたことを特徴とする。
【００４７】
また、上記整流回路装置のための制御回路において、前記ＡＤ変換手段のサンプリング周波数は、前記単相交流電源の周波数よりも一桁以上高くなるように設定されたことを特徴とする。
【００４８】
さらに、上記整流回路装置のための制御回路において、前記低域通過フィルタ演算は、直前の演算結果に「（２ｎ−１）／（２ｎ）」なる係数（ｎは整数である。）を乗算した後、入力されたデジタル電圧と加算し、当該加算結果の値を次の演算結果として用いて実行されることを特徴とする。
【発明の効果】
【００４９】
従って、本発明によれば、直流電圧の検出精度に誤差があっても、直流電圧が相対的に適正な値に調整されて、同様の電流波形としつつ、検出した対象休止期間或いは対象非休止期間の差分から脈動判定を実施するため、個々の実機の特性に応じたものとなり汎用性が高く、脈動無しと判定した場合には、常に損失が少なく、かつ高調波電流が少ない整流動作が行われる一方、脈動有りと判定した場合には、対象休止期間或いは対象非休止期間が揃う程度に出力電圧を調整する事により入力電圧に応じた動作点となるため、極端に昇圧率を上げることで整流回路の損失を増加させる事が無い状況で、電源高調波電流を安定化させた整流動作が行われる。
【００５０】
また、交流電源の周波数よりも一桁以上高いサンプリング周波数で、直流電圧をＡＤ変換手段により、デジタル信号に変換して検出し、得られたデジタル信号をサンプリング周期毎にＬＰＦ演算を実行して、デジタル信号に分解能以下の微小情報を補間するように追加し、微小情報を補間したデジタル信号を直流電圧情報として、対象休止期間或いは対象非休止期間が所望の値になるように、微小情報を補間したデジタル信号を調整する。直流電圧の平滑電圧に含まれている電源周波数成分の揺らぎがあり、デジタル情報の分解能が粗い場合でも、揺らぎによりデジタル信号が分散されるため、平均的には高い分解能と等価なデジタル信号を得ることができる。
【００５１】
これによって、粗い分解能のＡＤ変換手段を用いても、直流電圧の平均値を高精度に調節することができ、検出した対象休止期間或いは対象非休止期間の差分から脈動判定を実施するため、個々の機器の特性に応じたものとなり汎用性が高く、脈動無しと判定した場合には、常に損失が少なく、かつ高調波電流が少ない整流動作が行われる一方、脈動有りと判定した場合には、対象休止期間或いは対象非休止期間が揃う程度に出力電圧を調整する事により入力電圧に応じた動作点となるため、極端に昇圧率を上げることで整流回路の損失を増加させる事が無い状況で、電源高調波電流を安定化させた整流動作が実現される。
【００５２】
従って、本発明に係る整流回路装置は、駆動中の負荷の状況に応じて動作を切り替えることにより、それぞれの場合において、損失が少なく、かつ高調波電流が少ない整流動作を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５３】
【図１】本発明の実施形態１に係る整流回路装置の構成を示す回路図である。
【図２】図１の制御回路１００の詳細構成を示すブロック図である。
【図３Ａ】図１の制御回路１００の第１の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、交流電圧（以下、ＡＣ電圧という。）と整流後の直流電圧（以下、ＤＣ電圧という。）との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後の交流電流（以下、ＡＣ電流という。）とを示す信号波形図である。
【図３Ｂ】図１の制御回路１００の第２の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。
【図４】本発明の実施形態２に係る整流回路装置の構成を示す回路図である。
【図５】図１の制御回路１０１の詳細構成を示すブロック図である。
【図６Ａ】本発明の実施形態２に係る整流回路装置の制御回路１０１の第３の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。
【図６Ｂ】本発明の実施形態２に係る整流回路装置の制御回路１０１の第４の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。
【図７Ａ】本発明の実施形態３に係る整流回路装置の制御回路１００の第５の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。
【図７Ｂ】本発明の実施形態３に係る整流回路装置の制御回路１００の第６の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。
【図８Ａ】本発明の実施形態４に係る整流回路装置の制御回路１００の第７の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。
【図８Ｂ】本発明の実施形態４に係る整流回路装置の制御回路１００の第８の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。
【図９Ａ】本発明の実施形態５に係る整流回路装置の制御回路１００の第９の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。
【図９Ｂ】本発明の実施形態５に係る整流回路装置の制御回路１００の第１０の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。
【図９Ｃ】本発明の実施形態５に係る整流回路装置の制御回路１００の第１１の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。
【図９Ｄ】本発明の実施形態５に係る整流回路装置の制御回路１００の第１２の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。
【図９Ｅ】本発明の実施形態５に係る整流回路装置の制御回路１００の第１３の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。
【図９Ｆ】本発明の実施形態５に係る整流回路装置の制御回路１００の第１４の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。
【図９Ｇ】本発明の実施形態５に係る整流回路装置の制御回路１００の第１５の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。
【図９Ｈ】本発明の実施形態５に係る整流回路装置の制御回路１００の第１６の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。
【図１０】本発明の実施形態６に係る整流回路装置の構成を示す回路図である。
【図１１】本発明の実施形態７に係る整流回路装置の構成を示す回路図である。
【図１２】本発明の実施形態８に係る整流回路装置の構成を示す回路図である。
【図１３Ａ】本発明の実施形態１〜８に係る整流回路装置の電圧レベル比較器１０９の２値化処理の第１の動作例を説明するための図であって、ＡＣ電圧としきい値電圧Ｖｔｈとの関係と、電圧レベル比較器１０９からの二値信号とを示す信号波形図である。
【図１３Ｂ】本発明の実施形態１〜８に係る整流回路装置の電圧レベル比較器１０９の２値化処理の第２の動作例を説明するための図であって、ＡＣ電圧としきい値電圧Ｖｔｈとの関係と、電圧レベル比較器１０９からの二値信号とを示す信号波形図である。
【図１４】本発明の実施形態９に係る整流回路装置の制御回路１００の詳細構成を示すブロック図である。
【図１５】図１４のローパスフィルタ演算器（以下、「ＬＰＦ演算器」という。）２３１の詳細構成を示すブロック図である。
【図１６】図１４の制御回路１００内の動作を示す図であって、ＡＣ電源１からのＡＣ電流Ｉａｃと、ＤＣ電圧Ｖｄｃと、ＡＤ変換器２３０のＡＤ変換値Ｖａｄ（上記ＤＣ電圧Ｖｄｃを点線で示す）と、を示す信号波形図である。
【図１７】従来技術に係る整流回路装置の構成を示す回路図である。
【図１８】従来技術に係る整流回路装置及び前記整流回路装置のための制御回路の構成を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００５４】
以下、本発明に係る実施形態について図面を参照して説明する。なお、以下の各実施形態において、同様の構成要素については同一の符号を付している。
【００５５】
本発明の実施形態に係る整流回路装置は、単相交流電源からの交流電圧或いは該交流電圧を整流した脈動電圧を、リアクタを介して半導体スイッチにより前記単相交流電源の電源周期より早い周期で短絡又は開放することにより、前記単相交流電源から直流電圧に整流して負荷に電力を供給する整流回路装置であって、前記交流電圧の波形と同一周波数の目標電流波形を形成する波形形成手段と、前記単相交流電源から流れる交流電流を検出する電流検出手段と、前記直流電圧を検出する電圧検出手段と、前記検出された交流電流の波形が前記目標電流波形となるように前記半導体スイッチのチョッピング動作を制御し、前記検出された直流電圧が所定の目標直流電圧となるように前記目標電流波形の振幅を制御し、前記早い周期の内のそれぞれにおいて、その期間中全域で開放であるもの（休止部分）を一定期間集計したもの（対象休止期間）と前記対象休止期間と比較する目標休止期間、及び検出された前記対象休止期間の時系列的変化を用いて、前記所定の目標直流電圧を制御する制御手段と、を備えたことを特徴とする。
【００５６】
また、上記整流回路装置において、前記早い周期は、前記交流電源の周期に対して一桁以上早いものであり、ＰＷＭ制御におけるキャリア周期である事を特徴とする。
【００５７】
また、上記整流回路装置において、制御手段は、前記一定期間における集計方法としては、複数の前記休止部分がある場合に、前記一定期間における前記休止部分が連続する期間（休止期間）のいずれか、もしくは前記一定期間における複数の前記休止期間の合計、もしくは前記一定期間における休止部分の合計とし、前記一定期間の集計毎に計算される前記対象休止期間を複数用いて差分を計算し、差分が判定値以下の場合は、対象休止期間が所定の前記目標休止期間と等しくなるように前記所定の目標直流電圧を制御する一方、前記差分が判定値を越える場合には、前記差分が判定値以下となるように前記所定の目標直流電圧を制御する、ことを特徴とする。
【００５８】
さらに、上記整流回路装置において、前記目標電流波形は、前記目標電流波形の瞬時の絶対値が、前記一定期間において、（ａ）当該期間の開始点から、所定の中間点までは、時間経過とともに増加し、もしくは増加しかつ一部期間で一定であるように単調増加し、（ｂ）前記中間点から終了点までに、時間経過とともに減少し、もしくは減少しかつ一部期間で一定であるように単調減少した後、ゼロとなる期間を有するように設定されたことを特徴とする。
【００５９】
またさらに、上記整流回路装置において、前記目標電流波形は、前記目標電流波形の瞬時の絶対値が、前記一定期間において、（ａ）当該期間の開始点から、所定の第１の中間点まではゼロとなる期間を有し、（ｂ）前記第１の中間点から所定の第２の中間点までは増加し、もしくは増加しかつ一部期間で一定であるように単調増加し、（ｃ）前記第２の中間点から終了点までに、時間経過とともに減少し、もしくは減少しかつ一部期間で一定であるように単調減少した後、ゼロとなる期間を有するように設定されたことを特徴とする。
【００６０】
また、上記整流回路装置は、前記交流電圧を所定のしきい値電圧と比較することにより二値信号を発生する位相検出手段をさらに備え、前記波形形成手段は、前記二値信号に基づいて前記交流電圧の周期及び位相を検出し、当該検出された交流電圧の周期及び位相に基づいて、前記交流電圧の波形と同一周波数の目標電流波形を形成し、前記制御手段は、前記二値信号に基づいて、前記半導体スイッチがチョッピング休止状態である前記休止部分を集計することを特徴とする。
【００６１】
さらに、前記整流回路装置は、前記電圧検出手段と前記制御手段との間に設けられ、前記検出された直流電圧をデジタル電圧にＡＤ変換するＡＤ変換手段と、前記ＡＤ変換手段と前記制御手段との間に設けられ、前記デジタル電圧に対して低域通過フィルタ演算を行った後、当該演算結果の電圧を前記制御手段に前記検出された直流電圧として出力する演算手段とを備えたことを特徴とする。
【００６２】
また、上記整流回路装置において、前記ＡＤ変換手段のサンプリング周波数は、前記単相交流電源の周波数よりも一桁以上高くなるように設定されたことを特徴とする。
【００６３】
さらに、上記整流回路装置において、前記低域通過フィルタ演算は、直前の演算結果に「（２ｎ−１）／（２ｎ）」なる係数（ｎは整数である。）を乗算した後、入力されたデジタル電圧と加算し、当該加算結果の値を次の演算結果として用いて実行されることを特徴とする。
【００６４】
また、本発明の実施形態に係る整流回路装置は、単相交流電源からの交流電圧或いは該交流電圧を整流した脈動電圧を、リアクタを介して半導体スイッチにより前記単相交流電源の電源周期より早い周期で短絡又は開放することにより、前記単相交流電源から直流電圧に整流して負荷に電力を供給する整流回路装置であって、前記交流電圧の波形と同一周波数の目標電流波形を形成する波形形成手段と、前記単相交流電源から流れる交流電流を検出する電流検出手段と、前記直流電圧を検出する電圧検出手段と、前記検出された交流電流の波形が前記目標電流波形となるように前記半導体スイッチのチョッピング動作を制御し、前記検出された直流電圧が所定の目標直流電圧となるように前記目標電流波形の振幅を制御し、前記早い周期の内のそれぞれにおいて、その期間中全域で開放でないもの（非休止部分）を一定期間集計したもの（対象非休止期間）と前記対象非休止期間と比較する目標非休止期間、及び検出された前記対象非休止期間の時系列的変化を用いて、前記所定の目標直流電圧を制御する制御手段と、を備えたことを特徴とする。
【００６５】
また、上記整流回路装置において、前記早い周期は、前記交流電源の周期に対して一桁以上早いものであり、ＰＷＭ制御におけるキャリア周期である事を特徴とする。
【００６６】
また、上記整流回路装置において、制御手段は、前記一定期間における集計方法としては、複数の前記非休止部分がある場合に、前記一定期間における前記非休止部分が連続する期間（非休止期間）のいずれか、もしくは前記一定期間における複数の前記非休止期間の合計、もしくは前記一定期間における非休止部分の合計とし、前記一定期間の集計毎に計
算される前記対象非休止期間を複数用いて差分を計算し、差分が判定値以下の場合は、対象非休止期間が所定の前記目標非休止期間と等しくなるように前記所定の目標直流電圧を制御する一方、前記差分が判定値を越える場合には、前記差分が判定値以下となるように前記所定の目標直流電圧を制御する、ことを特徴とする。
【００６７】
さらに、上記整流回路装置において、前記目標電流波形は、前記目標電流波形の瞬時の絶対値が、前記一定期間において、（ａ）当該期間の開始点から、所定の中間点までは、時間経過とともに増加し、もしくは増加しかつ一部期間で一定であるように単調増加し、（ｂ）前記中間点から終了点までに、時間経過とともに減少し、もしくは減少しかつ一部期間で一定であるように単調減少した後、ゼロとなる期間を有するように設定されたことを特徴とする。
【００６８】
またさらに、上記整流回路装置において、前記目標電流波形は、前記目標電流波形の瞬時の絶対値が、前記一定期間において、（ａ）当該期間の開始点から、所定の第１の中間点まではゼロとなる期間を有し、（ｂ）前記第１の中間点から所定の第２の中間点までは増加し、もしくは増加しかつ一部期間で一定であるように単調増加し、（ｃ）前記第２の中間点から終了点までに、時間経過とともに減少し、もしくは減少しかつ一部期間で一定であるように単調減少した後、ゼロとなる期間を有するように設定されたことを特徴とする。
【００６９】
また、上記整流回路装置は、前記交流電圧を所定のしきい値電圧と比較することにより二値信号を発生する位相検出手段をさらに備え、前記波形形成手段は、前記二値信号に基づいて前記交流電圧の周期及び位相を検出し、当該検出された交流電圧の周期及び位相に基づいて、前記交流電圧の波形と同一周波数の目標電流波形を形成し、前記制御手段は、前記二値信号に基づいて、前記半導体スイッチがチョッピング動作状態である前記非休止部分を集計することを特徴とする。
【００７０】
さらに、前記整流回路装置は、前記電圧検出手段と前記制御手段との間に設けられ、前記検出された直流電圧をデジタル電圧にＡＤ変換するＡＤ変換手段と、前記ＡＤ変換手段と前記制御手段との間に設けられ、前記デジタル電圧に対して低域通過フィルタ演算を行った後、当該演算結果の電圧を前記制御手段に前記検出された直流電圧として出力する演算手段とを備えたことを特徴とする。
【００７１】
また、上記整流回路装置において、前記ＡＤ変換手段のサンプリング周波数は、前記単相交流電源の周波数よりも一桁以上高くなるように設定されたことを特徴とする。
【００７２】
さらに、上記整流回路装置において、前記低域通過フィルタ演算は、直前の演算結果に「（２ｎ−１）／（２ｎ）」なる係数（ｎは整数である。）を乗算した後、入力されたデジタル電圧と加算し、当該加算結果の値を次の演算結果として用いて実行されることを特徴とする。
【００７３】
また、本発明の実施形態に係る、整流回路装置のための制御回路は、単相交流電源からの交流電圧或いは該交流電圧を整流した脈動電圧を、リアクタを介して半導体スイッチにより前記単相交流電源の電源周期より早い周期で短絡又は開放することにより、前記単相交流電源から直流電圧に整流して負荷に電力を供給する整流回路装置のための制御回路であって、前記交流電圧の波形と同一周波数の目標電流波形を形成する波形形成手段と、前記単相交流電源から流れる交流電流を検出する電流検出手段と、前記直流電圧を検出する電圧検出手段と、前記検出された交流電流の波形が前記目標電流波形となるように前記半導体スイッチのチョッピング動作を制御し、前記検出された直流電圧が所定の目標直流電圧となるように前記目標電流波形の振幅を制御し、前記早い周期の内のそれぞれにおいて、
その期間中全域で開放であるもの（休止部分）を一定期間集計したもの（対象休止期間）と前記対象休止期間と比較する目標休止期間、及び検出された前記対象休止期間の時系列的変化を用いて、前記所定の目標直流電圧を制御する制御手段と、を備えたことを特徴とする。
【００７４】
また、上記整流回路装置のための制御回路において、前記早い周期は、前記交流電源の周期に対して一桁以上早いものであり、ＰＷＭ制御におけるキャリア周期である事を特徴とする。
【００７５】
また、上記整流回路装置のための制御回路において、制御手段は、前記一定期間における集計方法としては、複数の前記休止部分がある場合に、前記一定期間における前記休止部分が連続する期間（休止期間）のいずれか、もしくは前記一定期間における複数の前記休止期間の合計、もしくは前記一定期間における休止部分の合計とし、前記一定期間の集計毎に計算される前記対象休止期間を複数用いて差分を計算し、差分が判定値以下の場合は、対象休止期間が所定の前記目標休止期間と等しくなるように前記所定の目標直流電圧を制御する一方、前記差分が判定値を越える場合には、前記差分が判定値以下となるように前記所定の目標直流電圧を制御する、ことを特徴とする。
【００７６】
さらに、上記整流回路装置のための制御回路において、前記目標電流波形は、前記目標電流波形の瞬時の絶対値が、前記一定期間において、（ａ）当該期間の開始点から、所定の中間点までは、時間経過とともに増加し、もしくは増加しかつ一部期間で一定であるように単調増加し、（ｂ）前記中間点から終了点までに、時間経過とともに減少し、もしくは減少しかつ一部期間で一定であるように単調減少した後、ゼロとなる期間を有するように設定されたことを特徴とする。
【００７７】
またさらに、上記整流回路装置のための制御回路において、前記目標電流波形は、前記目標電流波形の瞬時の絶対値が、前記一定期間において、（ａ）当該期間の開始点から、所定の第１の中間点まではゼロとなる期間を有し、（ｂ）前記第１の中間点から所定の第２の中間点までは増加し、もしくは増加しかつ一部期間で一定であるように単調増加し、（ｃ）前記第２の中間点から終了点までに、時間経過とともに減少し、もしくは減少しかつ一部期間で一定であるように単調減少した後、ゼロとなる期間を有するように設定されたことを特徴とする。
【００７８】
また、上記整流回路装置のための制御回路は、前記交流電圧を所定のしきい値電圧と比較することにより二値信号を発生する位相検出手段をさらに備え、前記波形形成手段は、前記二値信号に基づいて前記交流電圧の周期及び位相を検出し、当該検出された交流電圧の周期及び位相に基づいて、前記交流電圧の波形と同一周波数の目標電流波形を形成し、前記制御手段は、前記二値信号に基づいて、前記半導体スイッチがチョッピング休止状態である前記休止部分を集計することを特徴とする。
【００７９】
さらに、前記整流回路装置のための制御回路は、前記電圧検出手段と前記制御手段との間に設けられ、前記検出された直流電圧をデジタル電圧にＡＤ変換するＡＤ変換手段と、前記ＡＤ変換手段と前記制御手段との間に設けられ、前記デジタル電圧に対して低域通過フィルタ演算を行った後、当該演算結果の電圧を前記制御手段に前記検出された直流電圧として出力する演算手段とを備えたことを特徴とする。
【００８０】
また、上記整流回路装置のための制御回路において、前記ＡＤ変換手段のサンプリング周波数は、前記単相交流電源の周波数よりも一桁以上高くなるように設定されたことを特徴とする。
【００８１】
さらに、上記整流回路装置において、前記低域通過フィルタ演算は、直前の演算結果に「（２ｎ−１）／（２ｎ）」なる係数（ｎは整数である。）を乗算した後、入力されたデジタル電圧と加算し、当該加算結果の値を次の演算結果として用いて実行されることを特徴とする。
【００８２】
また、本発明の実施形態に係る、整流回路装置のための制御回路は、単相交流電源からの交流電圧或いは該交流電圧を整流した脈動電圧を、リアクタを介して半導体スイッチにより前記単相交流電源の電源周期より早い周期で短絡又は開放することにより、前記単相交流電源から直流電圧に整流して負荷に電力を供給する整流回路装置のための制御回路であって、前記交流電圧の波形と同一周波数の目標電流波形を形成する波形形成手段と、前記単相交流電源から流れる交流電流を検出する電流検出手段と、前記直流電圧を検出する電圧検出手段と、前記検出された交流電流の波形が前記目標電流波形となるように前記半導体スイッチのチョッピング動作を制御し、前記検出された直流電圧が所定の目標直流電圧となるように前記目標電流波形の振幅を制御し、前記早い周期の内のそれぞれにおいて、その期間中全域で開放でないもの（非休止部分）を一定期間集計したもの（対象非休止期間）と前記対象非休止期間と比較する目標非休止期間、及び検出された前記対象非休止期間の時系列的変化を用いて、前記所定の目標直流電圧を制御する制御手段と、を備えたことを特徴とする。
【００８３】
また、上記整流回路装置のための制御回路において、前記早い周期は、前記交流電源の周期に対して一桁以上早いものであり、ＰＷＭ制御におけるキャリア周期である事を特徴とする。
【００８４】
また、上記整流回路装置のための制御回路において、制御手段は、前記一定期間における集計方法としては、複数の前記非休止部分がある場合に、前記一定期間における前記非休止部分が連続する期間（非休止期間）のいずれか、もしくは前記一定期間における複数の前記非休止期間の合計、もしくは前記一定期間における非休止部分の合計とし、前記一定期間の集計毎に計算される前記対象非休止期間を複数用いて差分を計算し、差分が判定値以下の場合は、対象非休止期間が所定の前記目標非休止期間と等しくなるように前記所定の目標直流電圧を制御する一方、前記差分が判定値を越える場合には、前記差分が判定値以下となるように前記所定の目標直流電圧を制御する、ことを特徴とする。
【００８５】
さらに、上記整流回路装置のための制御回路において、前記目標電流波形は、前記目標電流波形の瞬時の絶対値が、前記一定期間において、（ａ）当該期間の開始点から、所定の中間点までは、時間経過とともに増加し、もしくは増加しかつ一部期間で一定であるように単調増加し、（ｂ）前記中間点から終了点までに、時間経過とともに減少し、もしくは減少しかつ一部期間で一定であるように単調減少した後、ゼロとなる期間を有するように設定されたことを特徴とする。
【００８６】
またさらに、上記整流回路装置のための制御回路において、前記目標電流波形は、前記目標電流波形の瞬時の絶対値が、前記一定期間において、（ａ）当該期間の開始点から、所定の第１の中間点まではゼロとなる期間を有し、（ｂ）前記第１の中間点から所定の第２の中間点までは増加し、もしくは増加しかつ一部期間で一定であるように単調増加し、（ｃ）前記第２の中間点から終了点までに、時間経過とともに減少し、もしくは減少しかつ一部期間で一定であるように単調減少した後、ゼロとなる期間を有するように設定されたことを特徴とする。
【００８７】
また、上記整流回路装置のための制御回路は、前記交流電圧を所定のしきい値電圧と比較することにより二値信号を発生する位相検出手段をさらに備え、前記波形形成手段は、前記二値信号に基づいて前記交流電圧の周期及び位相を検出し、当該検出された交流電圧の
周期及び位相に基づいて、前記交流電圧の波形と同一周波数の目標電流波形を形成し、前記制御手段は、前記二値信号に基づいて、前記半導体スイッチがチョッピング動作状態である前記非休止部分を集計することを特徴とする。
【００８８】
さらに、前記整流回路装置のための制御回路は、前記電圧検出手段と前記制御手段との間に設けられ、前記検出された直流電圧をデジタル電圧にＡＤ変換するＡＤ変換手段と、前記ＡＤ変換手段と前記制御手段との間に設けられ、前記デジタル電圧に対して低域通過フィルタ演算を行った後、当該演算結果の電圧を前記制御手段に前記検出された直流電圧として出力する演算手段とを備えたことを特徴とする。
【００８９】
また、上記整流回路装置のための制御回路において、前記ＡＤ変換手段のサンプリング周波数は、前記単相交流電源の周波数よりも一桁以上高くなるように設定されたことを特徴とする。
【００９０】
さらに、上記整流回路装置のための制御回路において、前記低域通過フィルタ演算は、直前の演算結果に「（２ｎ−１）／（２ｎ）」なる係数（ｎは整数である。）を乗算した後、入力されたデジタル電圧と加算し、当該加算結果の値を次の演算結果として用いて実行されることを特徴とする。
【００９１】
従って、本発明の実施形態によれば、直流電圧の検出精度に誤差があっても、直流電圧が相対的に適正な値に調整されて、同様の電流波形としつつ、検出した対象休止期間或いは対象非休止期間の差分から脈動判定を実施するため、個々の機器の特性に応じたものとなり汎用性が高く、脈動無しと判定した場合には、常に損失が少なく、かつ高調波電流が少ない整流動作が行われる一方、脈動有りと判定した場合には、対象休止期間或いは対象非休止期間が揃う程度に出力電圧を調整する事により入力電圧に応じた動作点となるため、極端に昇圧率を上げることで整流回路の損失を増加させる事無く、電源高調波電流を安定化させた整流動作が実現される。
【００９２】
また、交流電源の周波数よりも一桁以上高いサンプリング周波数で、直流電圧をＡＤ変換手段により、デジタル信号に変換して検出し、得られたデジタル信号を前記周期毎にＬＰＦ演算を実行して、デジタル信号に分解能以下の微小情報を補間するように追加し、微小情報を補間したデジタル信号を直流電圧情報として、対象休止期間或いは対象非休止期間が所望の値になるように、微小情報を補間したデジタル信号を調整する。直流電圧の平滑電圧に含まれている電源周波数成分の揺らぎがあり、デジタル情報の分解能が粗い場合でも、揺らぎによりデジタル信号が分散されるため、平均的には高い分解能と等価なデジタル信号を得ることができる。
【００９３】
これによって、粗い分解能のＡＤ変換手段を用いても、直流電圧の平均値を高精度に調節することができ、検出した対象休止期間或いは対象非休止期間の差分から脈動判定を実施するため、個々の機器の特性に応じたものとなり汎用性が高く、脈動無しと判定した場合には、常に損失が少なく、かつ高調波電流が少ない整流動作が行われる一方、脈動有りと判定した場合には、対象休止期間或いは対象非休止期間が揃う程度に出力電圧を調整する事により入力電圧に応じた動作点となるため、極端に昇圧率を上げることで整流回路の損失を増加させる事無く、電源高調波電流を安定化させた整流動作を実現する事ができる。
【００９４】
以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施形態によって本発明が限定されない。
【００９５】
（実施の形態１）
図１は本発明の実施形態１に係る整流回路装置の構成を示す回路図である。図１において
、単相のＡＣ電源１の両出力端子を、リアクタ１０２を介して半導体スイッチ１０４により短絡することで１つの昇圧チョッパ回路のループを構成する。電流検出器１０３は、そのループの電流を検出し、検出された電流値Ｉａｃを示す信号を制御回路１００に出力する。半導体スイッチ１０４をオンすると、リアクタ１０２の電流は増加する一方、半導体スイッチ１０４をオフすると、リアクタ１０２を流れていた電流はダイオードブリッジ回路１０５にて整流されて、その整流された電流は平滑コンデンサ１０６及び負荷４に流れ込み、負荷４を駆動する。負荷４へ印加される平滑コンデンサ１０６の両端のＤＣ電圧ＶｄｃはＤＣ電圧検出器１１０により検出され、ＤＣ電圧検出器１１０は検出されたＤＣ電圧Ｖｄｃを示す信号を制御回路１００に出力する。
【００９６】
また、電圧レベル比較器１０９は交流電源１のＡＣ電圧レベルを所定のしきい値電圧と比較することにより当該しきい値電圧以上であるか否かを示す二値信号Ｓｃｏｍを発生して制御回路１００に出力する。制御回路１００は、二値信号Ｓｃｏｍに基づいて、その周期及び位相に基づいて、交流電源１から出力されるＡＣ電圧の位相を検出し、検出されたＡＣ電圧の位相に基づいて、ＡＣ電圧と同一の周波数であってＡＣ電圧と相似形状を有する目標電流波形を生成し、電流検出器１０３により検出されるＩａｃが上記生成した目標電流波形の相似形状に漸近するように半導体スイッチ１０４をチョッピング動作させるように制御することを特徴としている。
【００９７】
さらに、制御回路１００は、ＤＣ電圧検出器１１０により検出されたＤＣ電圧Ｖｄｃが、制御回路１００内で設定された所望の電圧になるように、その偏差に応じて、生成する目標電流波形の相似比率を調整する。ここで、制御回路１００は、実際のＤＣ電圧が所望の電圧より低ければ、目標電流指令の相似比率を増大させて、大きな電流になるように制御し、実際のＤＣ電圧が所望のＤＣ電圧よりも高ければ、小さな電流になるように制御を行う。
【００９８】
また、制御回路１００は、半導体スイッチ１０４のチョッピング状態に基づいて、一定期間にわたり半導体スイッチ１０４をパルス幅変調（以下、「ＰＷＭ」という。）駆動している対象休止期間（以下、チョッピング休止位相幅と記す）或いは対象非休止期間（以下、チョッピング動作位相幅と記す）を集計し、そのチョッピング休止位相幅或いはチョッピング動作位相幅と所望の値との偏差を検出し、当該偏差に応じて前記所望のＤＣ電圧値を調整する。なお、一定期間とは、例えば電源半周期相当期間を指す。
【００９９】
図２は図１の制御回路１００の詳細構成を示すブロック図である。図２の制御回路１００において、当該制御システムの最終制御目標は、入力電流が脈動していないと判定した場合は、チョッピング駆動がなされているチョッピング動作位相幅θｗＯＮを所望のチョッピング動作位相幅θｗＯＮ＊に制御することであり、一方、入力電流が脈動していると判定した場合は、位相幅差分判定器２１４により複数のチョッピング動作位相幅θｗＯＮの差分が判定値以下となるまで、出力電圧指令Ｖｄｃ＊を上昇させることである。
【０１００】
まず、ＡＣ電圧位相検出器２０１は、ＡＣ電源１の電圧レベルを所定のしきい値電圧Ｖｔｈと比較することにより二値化した二値信号Ｓｃｏｍに基づいて、ＡＣ位相を検出し、検出したＡＣ位相を示す信号を目標電流波形形成器２０２及びチョッピング位相幅検出器２１２に出力する。なお、ＡＣ電圧位相検出器２０１の具体的な動作は詳細後述する。
【０１０１】
次いで、目標電流波形形成器２０２は上記ＡＣ位相を示す信号に基づいて、詳細後述する所定の目標電流波形を発生して乗算器２０８に出力する。
【０１０２】
チョッピング位相幅検出器２１２は、Ｉａｃ補償演算器２１０からＰＷＭ変調器２１１に出力される信号に基づいて、ＡＣ電圧位相検出器２０１からの信号が示すＡＣ電圧の位相
を基準として、非休止部分が連続する期間（非休止期間）のいずれか、もしくは一定期間における非休止期間の合計、もしくは一定期間における非休止部分の合計をチョッピング動作位相幅θｗＯＮとして集計し、チョッピング動作位相幅θｗＯＮを示す信号を減算器２０４及び位相幅差分判定器２１４に出力する。
【０１０３】
位相幅差分判定器２１４は、チョッピング位相幅検出器２１２から出力されるチョッピング動作位相幅θｗＯＮを示す信号を複数回記憶しており、その差分（最大値或いは平均値）が判定値以下であるか否か示す二値信号Ｓｅｖｅｎを、位相幅補償演算器２０５に出力する。位相幅差分判定器２１４では、脈動が発生していない状況では、一定期間毎に出力されるチョッピング動作位相幅θｗＯＮはほぼ一定であるが、脈動が発生している状況では、大きくばらつく特性を利用して脈動の有無を判定している。
【０１０４】
一方、目標位相幅設定器２０３は予め設定されて格納された所望のチョッピング動作位相幅θｗＯＮ＊を示す信号を減算器２０４に出力する。減算器２０４はいわゆる位相比較器であり、実際のチョッピング動作位相幅θｗＯＮから所望のチョッピング動作位相幅θｗＯＮ＊を減算することによりその位相幅の偏差を演算して当該偏差を示す信号を位相幅補償演算器２０５に出力する。
【０１０５】
位相幅補償演算器２０５は、位相幅差分判定器２１４からの二値信号Ｓｅｖｅｎが判定値以下を示す信号の場合には、ＰＷＭ駆動状態の位相幅を安定に保つための所定の補償演算を行う一方、二値信号Ｓｅｖｅｎが判定値越えを示す信号の場合には、ＤＣ電圧の指令電圧Ｖｄｃ＊に予め設定されている指令電圧増加量ΔＶｄｃを加算し、ＤＣ電圧を上昇させる操作をする。
【０１０６】
以上により、当該整流回路装置により出力すべきＤＣ電圧の指令電圧Ｖｄｃ＊を発生して当該指令電圧Ｖｄｃ＊を示す信号を減算器２０６に出力する。一方、ＤＣ電圧検出器１１０により検出された実際の出力ＤＣ電圧Ｖｄｃを示す信号は減算器２０６に入力される。
【０１０７】
減算器２０６は、ＤＣ電圧の指令電圧Ｖｄｃ＊から実際の出力ＤＣ電圧Ｖｄｃを減算することにより電圧偏差を演算し、電圧偏差を示す信号を発生してＶｄｃ補償演算器２０７に出力する。Ｖｄｃ補償演算器２０７は、実際のＤＣ電圧Ｖｄｃが指令電圧Ｖｄｃ＊と一致しかつ安定になるための補償演算を実行することにより補償演算後の電圧偏差を示す信号を乗算器２０８に出力する。
【０１０８】
乗算器２０８は、目標電流波形形成器２０２からの目標電流波形に対して補償演算後の電圧偏差を乗算し、乗算結果である瞬時の電流指令値Ｉａｃ＊を発生して減算器２０９に出力する。乗算器２０８の動作では、実際の電圧Ｖｄｃが指令電圧Ｖｄｃ＊よりも低いとき、目標電流波形の振幅を増大させる一方、実際の電圧Ｖｄｃが指令電圧Ｖｄｃ＊よりも高いとき、目標電流波形の振幅を減少させる。
【０１０９】
減算器２０９は、瞬時の電流指令値Ｉａｃ＊から、電流検出器１０３により検出された実際の電流値Ｉａｃを減算することにより、減算結果である電流偏差を示す信号をＩａｃ補償演算器２１０に出力する。Ｉａｃ補償演算器２１０は、ＡＣ電源１から入力される電流が電流指令値Ｉａｃ＊に安定かつ速やかに一致するように所定の補償演算を行って、補償演算後の電流偏差を示す信号をＰＷＭ変調器２１１及びチョッピング位相幅検出器２１２に出力する。ＰＷＭ変調器２１１は入力される信号が示す補償演算後の電流偏差に対してＰＷＭ変調することにより、半導体スイッチ１０４をオンオフするためのチョッピング駆動信号Ｓｃｈを発生して半導体スイッチ１０４に出力する。
【０１１０】
一方、チョッピング位相幅検出器２１２は、上述のように、Ｉａｃ補償演算器２１０から
ＰＷＭ変調器２１１に出力される信号に基づいて、ＡＣ電圧位相検出器２０１からの信号が示すＡＣ電圧の位相を基準として、チョッピング動作位相幅θｗＯＮを検出して、チョッピング動作位相幅θｗＯＮを示す信号を減算器２０４と位相幅差分判定器２１４に出力する。これにより、チョッピング動作位相幅θｗＯＮの制御ループが構成される。
【０１１１】
以上のように構成された、半導体スイッチ１０４をチョッピング駆動制御する制御回路１００においては、位相幅差分判定器２１４から出力される二値信号Ｓｅｖｅｎが、判定値以下を示す信号の場合には、図２の減算器２０４よりも右側のループ（２０４から２０５，２０６，２０７，２０８，２０９，２１０，２１２を介して２０４に戻るループをいう。）において、チョッピング位相幅検出器２１２により検出されたチョッピング動作位相幅が目標位相幅設定器２０３により設定された目標位相幅に一致するようにＤＣ電圧Ｖｄｃが制御される。
【０１１２】
一方、位相幅差分判定器２１４から出力される二値信号Ｓｅｖｅｎが、判定値越えを示す信号の場合には、図２の位相幅補償演算器２０５よりも右側のループ（２０５，２０６，２０７，２０８，２０９，２１０，２１２，２１４を介して２０５に戻るループをいう。）において、ＤＣ電圧の指令電圧Ｖｄｃ＊が増加するようにＤＣ電圧Ｖｄｃが制御される。
【０１１３】
また、図２の減算器２０６よりも右側のループ（２０６から２０７，２０８，２０９，２１０，２１１，１０４，１１０を介して２０６に戻るループをいう。）において、ＤＣ電圧検出器１１０により検出されたＤＣ電圧Ｖｄｃが位相幅補償演算器２０５により示される所望のＤＣ電圧Ｖｄｃ＊と一致するように目標電流の振幅が制御されてチョッピング駆動制御される。
【０１１４】
さらに、図２の減算器２０９よりも右側のループ（２０９から２１０，２１１，１０４，１０３を介して２０９に戻るループをいう。）において、電流検出器１０３により検出された電流Ｉａｃが目標電流波形形成器２０２により形成された目標電流波形に基づいて発生された目標電流Ｉａｃ＊に一致するようにチョッピング駆動制御される。
【０１１５】
図３Ａは図１の制御回路１００における位相幅差分判定器２１４から出力される二値信号Ｓｅｖｅｎが、判定値以下を示す場合についての第１の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。また、図３Ｂは図１の制御回路１００における位相幅差分判定器２１４から出力される二値信号Ｓｅｖｅｎが、判定値以下を示す場合についての第２の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。
【０１１６】
図３Ａの第１の動作例は、出力されるＤＣ電圧が比較的低く、半導体スイッチ１０４に対するチョッピング動作位相幅（例えば、最小の位相幅）θｗＯＮが所望のチョッピング動作位相幅θｗＯＮ＊よりも小さくなっている場合である。このときには、ＡＣ電圧がＤＣ電圧より高い位相期間が増加するので、ＡＣ電源１からリアクタ１０２とダイオードブリッジ回路１０５を経由してＤＣ側へと流れ込む電流が増加する。このため、ＡＣ電流の波形が先鋭になり、ＡＣ電流の高調波成分が増加する。
【０１１７】
一方、図３Ｂの第２の動作例は、出力されるＤＣ電圧が比較的高く、半導体スイッチ１０４に対するチョッピング動作位相幅（例えば、最大の位相幅）θｗＯＮが所望のチョッピング動作位相幅θｗＯＮ＊よりも大きくなっている場合である。このときには、ＡＣ電圧がＤＣ電圧より高い位相期間が第１の動作例に比較して減少するので、ＡＣ電源１からリ
アクタ１０２とダイオードブリッジ回路１０５を経由してＤＣ側へと流れ込む電流も減少し、ＡＣ電流の高調波成分が減少する。しかし、図３Ａの第１の動作例での波形に比べて、半導体スイッチ１０４に対するチョッピングが行われている期間が増加しているため、回路の損失が増加してしまう。
【０１１８】
ここで、ＡＣ電源１からのＡＣ電圧にひずみが含まれていると、ＡＣ電圧の半周期の間にチョッピングがなされている区間が複数回数出現することがあるが、その場合には、チョッピング位相幅検出器２１２は、ＡＣ電圧の位相の０度又は１８０度に近いチョッピング動作位相幅を制御用チョッピング動作位相幅として選択して当該チョッピング制御を行ってもよい。
【０１１９】
また、チョッピング位相幅検出器２１２は、ＡＣ電圧の位相の０度又は１８０度の代わりに、ＡＣ電流又はＡＣ電圧の極性を判定している基準位相に近いほうの位相幅を制御用チョッピング動作位相幅として選択して当該チョッピング制御を行ってもよい。
【０１２０】
さらに、チョッピング位相幅検出器２１２は、上記複数個得られたチョッピング動作位相幅を加算し、加算結果の位相幅を制御用チョッピング動作位相幅として当該チョッピング制御を行ってもよい。このように構成しても同様の作用効果を有する。
【０１２１】
次に、位相幅差分判定器２１４から出力される二値信号Ｓｅｖｅｎが、判定値越えを示す場合について説明する。
【０１２２】
この場合は、二値信号Ｓｅｖｅｎが反転（チョッピング動作位相幅の差分が判定値以下となる）するまでＤＣ電圧Ｖｄｃが増加するように制御されるため、図３Ａ及び図３Ｂに示すチョッピング動作位相幅θｗＯＮは増加する方向となる。
【０１２３】
これにより、チョッピング動作位相幅が揃う程度に出力電圧を調整する事により入力電圧に応じた動作点となるため、極端に昇圧率を上げることで整流回路の損失を増加させる事無く、電源高調波電流を安定化させた作用を有する。
【０１２４】
ここで、本実施形態を用いて負荷４を圧縮機とした場合について説明する。一般に、家庭用などの小型の冷凍空調機器に用いられる、往復動型やローリングピストン型の圧縮機は、吸入行程、圧縮行程、吐出行程のそれぞれの行程における必要な動力が大幅に異なる特性を有しており、各行程における必要動力を適切に供給しなければ、圧縮機が振動を起こし、配管の破損などを引き起こす。このため、各行程における駆動用の電動機の瞬時瞬時の速度を一定に制御して振動を抑制する制御を行う。
【０１２５】
その結果、本発明に係る整流回路装置の負荷としては、各行程を推移する周期での脈動を有するものになる。また、振動の発生は各行程の推移周期にも関連し、周期が短くなれば、慣性モーメントによる慣性効果により減衰する特性を有しており、周期が短い、すなわちモータの回転数が高いときには、振動を抑制する制御を実施する必要がなくなり、平均的な速度制御だけでも振動が少ない状態を保つことができる。そして、平均的な速度制御だけの場合、ＤＣ側の負荷には脈動が少ない。
【０１２６】
例えば、圧縮機の回転数がある値を越える回転数領域においては、平均的な速度制御だけで駆動しても、圧縮機の振動が少ない場合には、この回転数領域においては、瞬時速度制御は特に必要ではない。そして、平滑コンデンサに流入する電源電流にもその脈動の影響がなくなるので、本実施形態に係る位相幅差分判定器２１４は二値信号Ｓｅｖｅｎは、判定値以下を示す信号を出力する事となる。
【０１２７】
なお、圧縮機を駆動する際の回転数に起因した振動発生の抑制が必要な場合に実行される瞬時速度制御の具体的な方法は種々提案されているが、その方法の差異は本発明には直接は関与しないので、詳細な説明は省略する。
【０１２８】
このように制御することで、圧縮機による脈動的な負荷がある場合でも、連続して検出される位相幅の差分を取ることにより脈動状況が判り、脈動が発生していない場合、つまり、位相幅のばらつきが判定値以下の場合には、位相幅を所望の位相幅とすることにより、電源高調波と回路損失の低減の両立を図る一方で、脈動が発生している場合、つまり、位相幅の差分が判定値を超える場合には、位相幅の差分が判定値以下となるまでＤＣ電圧を上げる処理を行うことにより、位相幅が揃う程度に出力電圧を調整する事で入力電圧に応じた動作点となるため、極端に昇圧率を上げることで整流回路の損失を大幅に増加させる事無く、電源高調波電流を安定化させることができる。
【０１２９】
（実施の形態２）
図４は本発明の実施形態２に係る整流回路装置の構成を示す回路図である。図５は図４の制御回路１０１の詳細構成を示すブロック図である。
【０１３０】
実施形態１では、チョッピング動作位相幅θｗＯＮを検出し、ＤＣ電圧指令Ｖｄｃ＊を調整しているが、実施形態２では、チョッピングが休止状態になっている対象休止期間（以下、チョッピング休止位相幅という）θｗＯＦＦを検出し、ＤＣ電圧指令Ｖｄｃを調整することで同様の作用効果を得ることを特徴としている。
【０１３１】
実施形態１との違いはチョッピング位相幅検出器２１３の処理内容である。
【０１３２】
ここで、チョッピング位相幅検出器２１３は、Ｉａｃ補償演算器２１０からＰＷＭ変調器２１１に出力される信号に基づいて、ＡＣ電圧位相検出器２０１からの信号が示すＡＣ電圧の位相を基準として、休止部分が連続する期間（休止期間）のいずれか、もしくは一定期間における休止期間の合計、もしくは一定期間における休止部分の合計をチョッピング休止位相幅θｗＯＦＦとして集計し、チョッピング休止位相幅θｗＯＦＦを示す信号を減算器２０４及び位相幅差分判定器２１４に出力する。なお、休止部分とは、一般的にＰＷＭ制御におけるデューティ比が０のことを指す。
【０１３３】
先ず、位相幅差分判定器２１４から出力される二値信号Ｓｅｖｅｎが、判定値以下を示す場合について説明する。
【０１３４】
図６Ａは本発明の実施形態２に係る整流回路装置の制御回路１０１における位相幅差分判定器２１４から出力される二値信号Ｓｅｖｅｎが、判定値以下を示す場合についての第３の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。
【０１３５】
また、図６Ｂは本発明の実施形態２に係る整流回路装置の制御回路１０１における位相幅差分判定器２１４から出力される二値信号Ｓｅｖｅｎが、判定値以下を示す場合についての第４の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。
【０１３６】
図６Ａの第３の動作例では、出力されるＤＣ電圧が比較的低く、半導体スイッチ１０４がチョッピング動作されないチョッピング休止位相幅（例えば、最大の位相幅）θｗＯＦＦが大きくなっている場合である。一方、図６Ｂの第４の動作例では、出力されるＤＣ電圧
が第３の動作例に比較して高く、半導体スイッチ１０４がチョッピングされないチョッピング休止位相幅（例えば、最小の位相幅）θｗＯＦＦが第３の動作例に比較して小さくなっている場合である。チョッピング休止位相幅θｗＯＦＦはチョッピング動作位相幅θｗＯＮと相補的であるため、同様の作用効果を得ることができる。
【０１３７】
また、ＡＣ電源１からのＡＣ電圧にひずみが含まれていると、ＡＣ電圧の半周期の間にチョッピングがなされている区間が複数回数出現することがある。このような場合には、チョッピング位相幅検出器２１３は、９０度又は１８０度に近いオフ期間のチョッピング休止位相幅θｗＯＦＦを制御用チョッピング位相幅として選択して当該チョッピング制御を行ってもよい。
【０１３８】
一方、位相幅差分判定器２１４から出力される二値信号Ｓｅｖｅｎが、判定値を越える場合を示す場合について説明する。
【０１３９】
この場合は、二値信号Ｓｅｖｅｎが反転（チョッピング休止位相幅の差分のばらつきが判定値以下となる）するまでＤＣ電圧Ｖｄｃが増加するように制御されるため、図６Ａ及び図６Ｂに示すチョッピング休止位相幅θｗＯＦＦは減少する方向となる。
【０１４０】
これにより、脈動状態においても、検出した位相幅の差分から脈動判定を実施するため、個々の実機の特性に応じたものとなり汎用性が高く、チョッピング休止位相幅が揃う程度に出力電圧を調整する事により入力電圧に応じた動作点となるため、極端に昇圧率を上げることで整流回路の損失を大幅に増加させる事無く、電源高調波電流を安定化させることができる。
【０１４１】
なお、図６Ａ及び図６Ｂでは、ＡＣ電圧の半周期分のみの波形を示しているが、図３Ａ及び図３Ｂや従来技術などからも明らかなように、残りの半周期も絶対値（瞬時絶対値）としては同様の波形になるので省略する。また、図６Ａ及び図６Ｂでは、ＡＣ電圧の半周期分のみの波形を示しているが、図３Ａ及び図３Ｂや従来例などからも明らかなように、残りの半周期も絶対値としては同様の波形になるので省略する。
【０１４２】
（実施の形態３）
実施形態３は、実施形態１の制御方法を簡素化したことを特徴としており、図２に示すチョッピング位相幅検出器２１２は、０度又は１８０度からチョッピングが休止状態になるまでの電源半周期相当期間であるＡＣ電圧の極性（符号）が変化せず固定されている区間（正の区間又は負の区間）での前半の位相幅θ１ｗＯＮを検出して当該チョッピング制御する。
【０１４３】
図７Ａは本発明の実施形態３に係る整流回路装置の制御回路１００における、位相幅差分判定器２１４から出力される二値信号Ｓｅｖｅｎが、判定値以下を示す場合の第５の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。また、図７Ｂは本発明の実施形態３に係る整流回路装置の制御回路１００における、位相幅差分判定器２１４から出力される二値信号Ｓｅｖｅｎが、判定値以下を示す場合の第６の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。
【０１４４】
図７Ａの第５の動作例は、出力されるＤＣ電圧が比較的低く、半導体スイッチ１０４がチョッピングされるチョッピング動作位相幅が比較的小さくなっている場合であり、図７Ｂの第６の動作例は、出力されるＤＣ電圧が第５の動作例に比較して高く、半導体スイッチ
１０４がチョッピングされるチョッピング動作位相幅が第５の動作例に比較して大きくなっている場合である。ＡＣ電圧の半周期の区間において、前半のチョッピングがなされているチョッピング動作位相幅θ１ｗＯＮも同様の傾向があるので、実施形態１と同様の作用効果を得ることができる。
【０１４５】
一方、位相幅差分判定器２１４から出力される二値信号Ｓｅｖｅｎが、判定値を越える場合を示す場合については、実施の形態１と同様であるため、説明は省略する。
【０１４６】
（実施の形態４）
実施形態４は、実施形態３と同様に、実施形態１の制御方法を簡素化したことを特徴としており、図２に示すチョッピング位相幅検出器２１２は、０度又は１８０度からチョッピングが休止状態になるまでの電源半周期相当期間での後半の位相幅θｗ２ＯＮを検出して当該チョッピング制御する。
【０１４７】
図８Ａは本発明の実施形態４に係る整流回路装置の制御回路１００における、位相幅差分判定器２１４から出力される二値信号Ｓｅｖｅｎが、判定値以下を示す場合の第７の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。
【０１４８】
また、図８Ｂは本発明の実施形態４に係る整流回路装置の制御回路１００における、位相幅差分判定器２１４から出力される二値信号Ｓｅｖｅｎが、判定値以下を示す場合の第８の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。
【０１４９】
図８Ａの第７の動作例は、出力されるＤＣ電圧が比較的低く、半導体スイッチ１０４がチョッピングされるチョッピング動作位相幅θｗ２ＯＮが比較的小さくなっている場合であり、図８Ｂの第８の動作例は、出力されるＤＣ電圧が第７の動作例に比較して高く、半導体スイッチ１０４がチョッピングされるチョッピング動作位相幅θｗ２ＯＮが第７の動作例に比較して大きくなっている場合である。ＡＣ電源１の半周期の区間において、後半のチョッピング動作位相幅θｗ２ＯＮも同様の傾向があるので、実施形態１と同様の作用効果を得ることができる。
【０１５０】
一方、位相幅差分判定器２１４から出力される二値信号Ｓｅｖｅｎが、判定値を越える場合を示す場合については、実施の形態１と同様であるため、説明は省略する。
【０１５１】
（実施の形態５）
実施形態５は、実施形態３のチョッピング動作位相幅θｗ１ＯＮと、実施形態４のチョッピング動作位相幅θｗ２ＯＮとの合計の位相幅（θｗ１ＯＮ＋θｗ２ＯＮ）をチョッピング位相幅検出器２１２により検出して、当該合計の位相幅（θｗ１ＯＮ＋θｗ２ＯＮ）が所望の位相幅になるようにＤＣ電圧を制御することを特徴としている。
【０１５２】
図９Ａは本発明の実施形態５に係る整流回路装置の制御回路１００における、位相幅差分判定器２１４から出力される二値信号Ｓｅｖｅｎが、判定値以下を示す場合の第９の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。
【０１５３】
また、図９Ｂは本発明の実施形態５に係る整流回路装置の制御回路１００における、位相幅差分判定器２１４から出力される二値信号Ｓｅｖｅｎが、判定値以下を示す場合の第１０の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧と
の関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。
【０１５４】
実施形態５の第１１の動作例及び第１２の動作例に係る制御回路１００は、目標電流波形を正弦波以外の波形であって、例えば三角波にすることで、さらに回路損失を低減できることを特徴としている。特に、負荷が軽いときには、波形歪みが増加しても、高調波電流そのものは少ないので、さらに損失を低減することが可能である。
【０１５５】
図９Ｃは本発明の実施形態５に係る整流回路装置の制御回路１００における、位相幅差分判定器２１４から出力される二値信号Ｓｅｖｅｎが、判定値以下を示す場合の第１１の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。また、図９Ｄは本発明の実施形態５に係る整流回路装置の制御回路１００における、位相幅差分判定器２１４から出力される二値信号Ｓｅｖｅｎが、判定値以下を示す場合の第１２の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。
【０１５６】
図９Ｃの第１１の動作例は、出力されるＤＣ電圧が比較的低く、半導体スイッチ１０４がチョッピングされるチョッピング動作位相幅θｗＯＮが所望の位相幅θｗＯＮ＊よりも小さくなっている場合である。このときにも、ＡＣ電圧がＤＣ電圧より高い位相期間が増加するので、ＡＣ電源１からリアクタ１０２とダイオードブリッジ回路１０５を経由してＤＣ側へと流れ込む電流が増加する。このため、ＡＣ電流の波形が先鋭になり、ＡＣ電流の高調波成分が増加する。
【０１５７】
一方、図９Ｄの第１２の動作例は、出力されるＤＣ電圧が第１１の動作例に比較して高く、半導体スイッチ１０４がチョッピングされるチョッピング動作位相幅θｗＯＮが所望のチョッピング動作位相幅θｗＯＮ＊よりも大きくなっている場合である。このときには、ＡＣ電圧がＤＣ電圧より高い位相期間が減少するので、ＡＣ電源１からリアクタ１０２とダイオードブリッジ回路１０５を経由してＤＣ側へと流れ込むＡＣ電流も減少し、ＡＣ電流の高調波成分が減少する。しかし、図９Ｄの第１２の動作例では、図３Ａ及び図３Ｂと同様に、図９Ｃでの波形に比べて、半導体スイッチ１０４のチョッピングが行われている期間（位相幅）が増加しているため、回路の損失が増加してしまう。
【０１５８】
実施形態５においては、好ましくは、図９Ｃ及び図９Ｄに示すように、目標電流波形の瞬時の絶対値は、時間経過とともに、ＡＣ電圧の０度（開始点）から１８０度（終了点）までの期間の前半の期間において、一定の傾きで単調増加した後、所定の中間点（９０度よりも小さい角度）から一定の傾きで単調減少し、その後終了点までゼロになる区間を有する三角波形を用いる。
【０１５９】
なお、図９Ｃ及び図９Ｄにおいて、ＡＣ電圧の半周期で１つのチョッピング動作位相幅θｗＯＮが図示されているので、ＡＣ電圧の半周期で２つのチョッピング休止位相幅が図示されていることになる。従って、上述のように、２つのチョッピング休止位相幅のいずれかの位相幅、もしくは合計の位相幅に基づいてチョッピング制御してもよい。
【０１６０】
一方、位相幅差分判定器２１４から出力される二値信号Ｓｅｖｅｎが、判定値を越える場合を示す場合については、実施の形態１と同様であるため、説明は省略する。
【０１６１】
次いで、実施形態５の変形例に係る、図９Ｃ及び図９Ｄとは異なる別の形状を有する目標電流波形について、図９Ｅ〜図９Ｈを参照して以下に説明する。
【０１６２】
図９Ｅは本発明の実施形態５に係る整流回路装置の制御回路１００における、位相幅差分判定器２１４から出力される二値信号Ｓｅｖｅｎが、判定値以下を示す場合の第１３の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。
【０１６３】
また、図９Ｆは本発明の実施形態５に係る整流回路装置の制御回路１００における、位相幅差分判定器２１４から出力される二値信号Ｓｅｖｅｎが、判定値以下を示す場合の第１４の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。
【０１６４】
さらに、図９Ｇは本発明の実施形態５に係る整流回路装置の制御回路１００における、位相幅差分判定器２１４から出力される二値信号Ｓｅｖｅｎが、判定値以下を示す場合の第１５の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。
【０１６５】
また、図９Ｈは本発明の実施形態５に係る整流回路装置の制御回路１００における、位相幅差分判定器２１４から出力される二値信号Ｓｅｖｅｎが、判定値以下を示す場合の第１６の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。
【０１６６】
図９Ｅの第１３の動作例の目標電流波形は、図９Ｃの目標電流波形と比較して、単調減少する区間の代わりに、後半の９０度を超える所定の角度（例えば１１０度）で瞬時にゼロにする区間（ゼロで一定の区間）を有するように構成した三角波形である。
【０１６７】
また、図９Ｆの第１４の動作例の目標電流波形は、図９Ｅの目標電流波形と比較して、時間経過とともに、単調増加区間を正弦波状に増加させ、後半の９０度を超える所定の角度（例えば１１０度）で瞬時にゼロになる区間（ゼロで一定の区間）を有する波形である。
【０１６８】
さらに、図９Ｇの第１５の動作例の目標電流波形は、図９Ｆの目標電流波形において制約条件を設けて、前半部の正弦波波形において９０度より手前の中間点の角度（例えば７０度）で瞬時にゼロにした波形である。
【０１６９】
またさらに、図９Ｈの第１６の動作例の目標電流波形は、図９Ｇの目標電流波形において、時間経過とともに、０度から第１の中間点までの所定期間ゼロ（ゼロで一定の区間）にし、その後第２の中間点まで単調増加させるように構成した波形である。
【０１７０】
図９Ｇ及び図９Ｈの動作例では、９０度よりも手前で目標電流をゼロにしているが、ゼロにする位相よりも手前で半導体スイッチ１０４のチョッピング動作から、チョッピングが休止になる期間になるような負荷で使用すればよい。しかも、本動作例は、ＤＣ電圧がＡＣ電圧の最高瞬時電圧よりも低いので、９０度近傍では、ＡＣ電源１からリアクタ１０２とダイオードブリッジ回路１０５を経由して電流が流れ込むので、目標電流がゼロになってもＡＣ電流がしばらくは流れ続けるため、高調波成分の少ない電流が高効率で実現できる。
【０１７１】
以上の各実施形態において、目標電流波形の単調増加又は単調減少において、一定である
期間を含んでもよく、すなわち、実質的に単調増加又は実質的に単調減少させてもよい。ここで、「実質的に単調増加」とは、目標電流波形の位相θ１＜θ２であるときに、ｆ（θ１）≦ｆ（θ２）の関係にある広義の単調増加をいい、言い換えれば、時間経過とともに増加し、もしくは増加しかつ一部期間で一定であるように、実質的に単調増加することをいう。また、「実質的に単調減少」とは、目標電流波形の位相θ１＜θ２であるときに、ｆ（θ１）≧ｆ（θ２）の関係にある広義の単調減少をいい、言い換えれば、時間経過とともに減少し、もしくは減少しかつ一部期間で一定であるように、実質的に単調減少することをいう。
【０１７２】
実施形態５においても、実施形態１から実施形態４と同様の作用効果を得ることができる。
【０１７３】
一方、位相幅差分判定器２１４から出力される二値信号Ｓｅｖｅｎが、判定値を越える場合を示す場合については、実施形態１及び実施形態３と同様であるため、説明は省略する。
【０１７４】
（実施の形態６）
図１０は本発明の実施形態６に係る整流回路装置の構成を示す回路図である。
【０１７５】
実施形態６に係る整流回路装置は、ＡＣ電源１からのＡＣ電圧を、整流ブリッジ回路１０５で整流してリアクタ１０２を介して半導体スイッチ１０４、ダイオード１０７で昇圧して、平滑コンデンサ１０６を介して負荷４を駆動することを特徴としている。本実施形態に係るチョッピング制御方法は、実施形態１に係る図１の制御回路１００或いは実施形態２に係る図５の制御回路１０１と同様であり、半導体スイッチ１０４をチョッピング駆動信号Ｓｃｈにより駆動する。
【０１７６】
（実施の形態７）
図１１は本発明の実施形態７に係る整流回路装置の構成を示す回路図である。実施形態７に係る整流回路装置は、ＡＣ電源１からのＡＣ電圧を、リアクタ６０２を介して、半導体スイッチ６０４ａ、６０４ｂ及びダイオード６０５ａ、６０５ｂ、６０５ｃ、６０５ｄで構成されたブリッジ回路で整流して、平滑コンデンサ１０６を介して負荷４を駆動することを特徴としている。本実施形態に係るチョッピング制御方法は、実施形態１に係る図１の制御回路１００或いは実施形態２に係る図５の制御回路１０１と同様であり、２つの半導体スイッチ６０４ａ、６０４ｂをチョッピング駆動信号Ｓｃｈにより同時に駆動する。
【０１７７】
（実施の形態８）
図１２は本発明の実施形態８に係る整流回路装置の構成を示す回路図である。実施形態８に係る整流回路装置は、ＡＣ電源１からのＡＣ電圧を、リアクタ７０２を介して、半導体スイッチ７０４ａ、７０４ｂ及びダイオード７０５ａ、７０５ｂ、７０５ｃ、７０５ｄで構成されたブリッジ回路で整流して、平滑コンデンサ１０６を介して負荷４を駆動することを特徴としている。
【０１７８】
本実施形態に係るチョッピング制御方法は、ＡＣ電源１からのＡＣ電圧の極性に応じて、２つのチョッピング駆動信号Ｓｃｈ１，Ｓｃｈ２を用いて、いずれか一方の半導体スイッチ７０４ａ又は７０４ｂのみをチョッピング動作させる。例えば、ＡＣ電圧の極性がリアクタ７０２が接続されている側が高い期間であれば、チョッピング駆動信号Ｓｃｈ２を用いて半導体スイッチ７０４ｂをチョッピングし、ＡＣ電圧の極性がリアクタ７０２が接続されている側が低い期間であれば、チョッピング駆動信号Ｓｃｈ１を用いて半導体スイッチ７０４ａをチョッピングする。
【０１７９】
なお、本実施形態では、半導体スイッチ７０４ａと７０４ｂを同時にオンさせると、負荷４へのＤＣ出力電圧を短絡することになるので、ＡＣ電圧の極性が反転する近傍では、どちらの半導体スイッチ７０４ａ，７０４ｂもオンしないように設定する場合がある。このような場合、図３Ａ及び図３Ｂにおいては、チョッピングが休止状態に変化する位相が、０度及び１８０度近傍でも発生しえることになる。ただし、この場合は、ＤＣ出力電圧の短絡防止として、意図的にチョッピングを休止しているので、本発明に係るチョッピングが休止状態に変化した位相としての取り扱いをしないことで、容易に実現することができる。
【０１８０】
次いで、実施形態１〜８に係る整流回路装置で用いる電圧レベル比較器１０９の二値化処理について、図１３Ａ及び図１３Ｂを参照して以下に説明する。
【０１８１】
図１３Ａは本発明の実施形態１〜８係る整流回路装置の電圧レベル比較器１０９の二値化処理の第１の動作例を説明するための図であって、ＡＣ電圧としきい値電圧Ｖｔｈとの関係と、電圧レベル比較器１０９からの二値信号とを示す信号波形図である。また、図１３Ｂは本発明の実施形態１〜８に係る整流回路装置の電圧レベル比較器１０９の二値化処理の第２の動作例を説明するための図であって、ＡＣ電圧としきい値電圧Ｖｔｈとの関係と、電圧レベル比較器１０９からの２値信号とを示す信号波形図である。
【０１８２】
すなわち、図１３Ａ及び図１３Ｂは、ＡＣ電圧が一定のレベル以上か否かの情報から電圧位相を検出する方法を示す。この情報はＡＣ電圧の瞬時電圧がしきい値を超えているか否かを二値信号として得る。すなわち、電圧レベル比較器１０９は、ＡＣ電圧をしきい値電圧Ｖｔｈと比較し、ＡＣ電圧がしきい値電圧Ｖｔｈ以上のときハイレベル信号を出力する一方、ＡＣ電圧がしきい値電圧Ｖｔｈ未満のときローレベル信号を出力する。
【０１８３】
ここで、しきい値電圧Ｖｔｈが変動しても二値信号の周期は電源周波数と同一であり、二値信号のハイレベル側又はローレベル側の中点を求めれば、ＡＣ電圧位相の９０度又は２７０度の時間を知ることができる。また、ＡＣ電圧位相の９０度と２７０度の中点は１８０度及び０度の位相になる。このようにして得られた情報を、ＰＬＬなどを用いて逓倍すれば、瞬時瞬時の位相を正確に知ることができる。
【０１８４】
例えば、３６０逓倍すれば、１つのパルスが１度相当になり、このパルスを計数すれば、単位が度の位相情報を得ることができる。そして、得られた位相情報で、その瞬時瞬時の目標電流波形を呼び出せばよい。その他のレベル比較から得られた二値情報を用いて位相を検出する方法については、例えば、本発明者が開示した特許文献３にも提案されており、特に限定されない。
【０１８５】
本実施形態を用いることにより、ＤＣ電圧の検出精度に誤差があっても、チョッピング動作を行っている位相幅が、所望の位相幅になるようにＤＣ電圧を相対的に調整するので、同様の電流波形になり、常に損失が少なく、かつ高調波電流が少ない整流動作が実現される。
【０１８６】
（実施の形態９）
図１４は本発明の実施形態９に係る整流回路装置の制御回路１１１の詳細構成を示すブロック図である。実施形態９に係る整流回路装置の制御回路１１１は、実施形態１に係る図２の制御回路１００と比較して、ＤＣ電圧検出器１１０と減算器２０６との間に、ＡＤ変換器２３０及びＬＰＦ演算器２３１とを挿入したこと、或いは、実施形態２に係る図５の制御回路１０１と比較して、ＤＣ電圧検出器１１０と減算器２０６との間に、ＡＤ変換器２３０及びＬＰＦ演算器２３１とを挿入したことを特徴とし、デジタル演算で実施する場合に特に有効な実施形態を提供する。作用は共通のため、以下、図２の制御回路１００と
の相違点について説明する。
【０１８７】
図１４において、ＤＣ電圧検出器１１０により検出されたＤＣ電圧を示すアナログ信号は、ＡＣ電源１の周波数よりも一桁以上高いサンプリング周波数でＡＤ変換するＡＤ変換器２３０により、ＡＤ変換値Ｖａｄを示すデジタル信号に変換された後、低域通過フィルタ特性を有する演算（詳細後述）を行うＬＰＦ演算器２３１によりＬＰＦ演算され、その演算結果の信号（ＬＰＦ演算値Ｖｄｃａ）は減算器２０６に出力される。ここで、例えば、ＡＣ電源１の周波数は６０Ｈｚであり、サンプリング周波数は６００ｋＨｚである。
【０１８８】
図１５は図１４のＬＰＦ演算器２３１の詳細構成を示すブロック図である。図１５において、ＡＤ変換器２３０からのＡＤ変換値を示す信号は加算器２５３に入力される。加算器２５３は入力されるＡＤ変換値を示す信号と、定数乗算器２５１からの信号とを加算して加算結果であるＬＰＦ演算値Ｖｄｃａを示す信号を減算器２０６に出力するとともに、１つのクロック時間だけ遅延する遅延器２５２を介して定数乗算器２５１に出力する。定数乗算器２５１は入力される信号に対して所定の定数（２ｎ−１）／（２ｎ）を乗算して乗算結果を示す信号を加算器２５３に出力する。図１５のＬＰＦ演算器２３１による演算を、入力をＸ（ｊ）、出力をＹ（ｊ）とし、時系列の漸化式で表現すると、次式（１）のようになる。
【０１８９】
Ｙ（ｊ＋１）←［（２ｎ−１）／（２ｎ）］×Ｙ（ｊ）＋Ｘ（ｊ）            （１）
このＬＰＦ演算処理は、演算周期の「２ｎ」倍の時定数を有する一次型の低域通過フィルタであり、かつ、振幅が「２ｎ」倍になる。したがって、この演算を実行することにより、ＡＤ変換値Ｖａｄに小数点以下のｎビットの情報が追加される。
【０１９０】
図１６は図１４の制御回路１１１内の動作を示す図であって、ＡＣ電源１からのＡＣ電流Ｉａｃと、ＤＣ電圧Ｖｄｃと、ＡＤ変換器２３０のＡＤ変換値Ｖａｄ（上記ＤＣ電圧Ｖｄｃを点線で示す。）と、を示す信号波形図である。すなわち、図１６は、単相ＡＣの整流回路で低域通過フィルタ処理を行うことにより、電圧検出精度が向上できる動作原理を示す。
【０１９１】
単相ＡＣ電源１からのＡＣ電圧にはゼロの区間があり、瞬時瞬時の電力が一定でないため、平滑コンデンサ１０６を用いても、ＤＣ電圧には電源周波数の２倍の周波数を有する変動が残る。この変動を少なくするには、平滑コンデンサ１０６のコンデンサ容量を無限に大きくする必要があり、現実的には不可能である。
【０１９２】
図１６（ｃ）は、ＤＣ電圧Ｖｄｃ（点線で示す。）とＡＣ電源１の周波数よりも一桁以上高いサンプリング周波数でＡＤ変換した場合のＡＤ変換値Ｖａｄとを示す。瞬時瞬時のＤＣ電圧Ｖｄｃに応じて、得られるＡＤ変換値Ｖａｄ（デジタル値）はＫ，Ｋ＋１，Ｋ＋２，Ｋ＋３，…の値をとる。ここで、ＡＤ変換値Ｖａｄに対して低域通過フィルタ演算を行うと、図１６の場合には、（Ｋ＋１）と（Ｋ＋２）の間の値に収束する。
【０１９３】
さらに、図１５で示したように、低域通過フィルタ演算として２ｎ倍する機能を含んでいるため、｛（Ｋ＋１）×２ｎ｝と｛（Ｋ＋２）×２ｎ｝との間の値（整数値）が得られる。つまり、ＡＤ変換器２３０の分解能に対して、小数点以下のｎビットの情報が追加されて、分解能が改善されたことになる。なお、ＤＣ電圧Ｖｄｃに電源周波数の２倍の周波数を有する変動が全く無く、図１６（ｃ）の平均値のような場合には、ＡＤ変換値Ｖａｄは常に（Ｋ＋１）になり、ＬＰＦ演算をしても、分解能を改善することはできない。すなわち、本手法は、単相ＡＣの整流回路装置により、その効果を発揮することができる。
【０１９４】
（変形例及び補足説明）
実施形態１に係る図２の減算器２０６において、指令電圧Ｖｄｃ＊にもＡＤ変換器２３０と同等の分解能を有する必要があるが、指令電圧Ｖｄｃ＊は情報のみであるため、上記と同様に分解能を高めておくことは、容易に実現できる。
【０１９５】
また、ＬＰＦ演算では２の累乗を用いる事例で説明したが、定数乗算器２５１の定数を０から１の間の値に設定すれば、同様にＬＰＦ演算を実現することができる。また、図１６の動作原理から明らかなように、ＬＰＦ演算が図１５で示した方法以外の手法でも同様の効果を得ることができる。
【０１９６】
実施形態９に係るＡＤ変換器２３０の分解能が粗い場合でも、きめ細かい電圧情報を得ることができるので、ＤＣ電圧Ｖｄｃを高精度に調節することができ、常に損失が少なく、かつ、高調波電流が少ない整流動作が実現される。また、本実施形態９に係る手法は、これまで説明した実施形態１〜８を組み合わせて実施することが可能である。
【０１９７】
なお、全ての実施形態に共通することとして、チョッピングが休止状態からチョッピング実施状態に変化する際に、回路の揺らぎやノイズにより、一瞬だけ休止状態に再度変化する場合があるが、これについては、本発明でのチョッピングが休止状態に変化した位相としての取り扱いをしないことで、容易に実現することができる。
【０１９８】
さらに、本発明に係る実施形態において、ＡＣ電圧位相検出器２０１においてＡＣ電圧の位相を検出してそれを基準としてチョッピング動作位相幅を検出しているが、本発明はこれに限らず、ＡＣ電源１の周波数が固定されている場合には、ＡＣ電源１のゼロクロスなどの情報に基づいてチョッピング動作位相幅を検出してもよい。
【０１９９】
また、チョッピング動作位相幅を検出するときに、チョッピング手法の一例であるＰＷＭ制御を実現するキャリア信号のパルス数で計数することでチョッピング動作位相幅の時間を計測してもよい。
【０２００】
同様に、ＡＣ電圧位相検出器２０１においてＡＣ電圧の位相を検出してそれを基準としてチョッピング休止位相幅を検出しているが、本発明はこれに限らず、ＡＣ電源１の周波数が固定されている場合には、ＡＣ電源１のゼロクロスなどの情報に基づいてチョッピング休止位相幅を検出してもよい。また、チョッピング休止位相幅を検出するときに、チョッピング手法の一例であるＰＷＭ制御を実現するキャリア信号のパルス数で計数することでチョッピング休止位相幅の時間を計測してもよい。
【産業上の利用可能性】
【０２０１】
以上詳述したように、本発明に係る整流回路装置は、脈動の有無で制御を切り替えることにより、接続される負荷に対する汎用性を持ちながら、高調波電流の抑制と回路損失の低減を両立することが可能となるので、圧縮機により冷媒を圧縮することによりヒートポンプを構成し、冷房、暖房、あるいは食品などの冷凍を行うもの等の用途にも適用できる。
【符号の説明】
【０２０２】
１  交流電源（ＡＣ電源）
４  負荷
１００、１０１、１１１  制御回路
１０２、６０２、７０２  リアクタ
１０３  電流検出器
１０４、６０４ａ、６０４ｂ、７０４ａ、７０４ｂ  半導体スイッチ
１０５  ダイオードブリッジ回路
１０６  平滑コンデンサ
１０９  電圧レベル比較器
１１０  ＤＣ電圧検出器
２０１  ＡＣ電圧位相検出器
２０２  目標電流波形形成器
２０３  目標位相幅設定器
２０４、２０６、２０９  減算器
２０５  位相幅補償演算器
２０７  Ｖｄｃ補償演算器
２０８  乗算器
２１０  Ｉａｃ補償演算器
２１１  ＰＷＭ変調器
２１２、２１３  チョッピング位相幅検出器
２１４  位相幅差分判定器
２３０  ＡＤ変換器
２３１  低域通過フィルタ演算器（ＬＰＦ演算器）
２５１  定数乗算器
２５２  遅延器
２５３  加算器
６０５ａ〜６０５ｄ、７０５ａ〜７０５ｄ  ダイオード
【図１】
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【図２】
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【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
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【図４】
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【図５】
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【図６Ａ】
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【図６Ｂ】
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【図７Ａ】
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【図７Ｂ】
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【図８Ａ】
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【図８Ｂ】
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【図９Ａ】
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【図９Ｂ】
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【図９Ｃ】
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【図９Ｄ】
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【図９Ｅ】
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【図９Ｆ】
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【図９Ｇ】
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【図９Ｈ】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３Ａ】
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【図１３Ｂ】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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