(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
インダクタ（１）用のドライバ回路であって、
第１コンデンサ（４）、かつ、当該第１コンデンサ（４）に直列接続された第２コンデンサ（１２）、
前記第１コンデンサ（４）および前記第２コンデンサ（１２）を有する直列回路に対して基準電圧（Ｕｒ）を供給する２つの入力路、
前記インダクタ（１）を、前記第１コンデンサ（４）および前記第２コンデンサ（１２）からなる前記直列回路に接続する２つの出力路、
前記２つの入力路のうちの１つに接続されている第１の制御可能なスイッチ（５）、
前記２つの出力路のうちの１つに接続されている第２の制御可能なスイッチ（７）、
前記２つの出力路のうちの別の１つに接続されている第３の制御可能なスイッチ（１４）、
前記第１コンデンサ（４）および前記第２コンデンサ（１２）の共通のノードと、前記インダクタ（１）との間に接続されている抵抗（１３）、
前記２つの出力路のうちの１つに接続されておりかつ前記インダクタ（１）を流れる電流（Ｉａ）を測定するように形成されている電流測定装置（８）、ならびに
前記電流測定装置（８）に後置接続されて、前記インダクタ（１）を流れる電流（Ｉａ）を評価するスイッチ制御装置（９）を有し、
前記スイッチ制御装置（９）は、下記のように構成されている、すなわち、
最初に、前記第１コンデンサ（４）および前記第２コンデンサ（１２）を充電させるために、前記第２スイッチ（７）が開いておりかつ前記第３スイッチ（１４）が開いている時に、前記第１スイッチ（５）を閉じさせ、その結果、前記第１コンデンサ（４）および前記第２コンデンサ（１２）からなる前記直列回路に、前記基準電圧（Ｕｒ）に相応する電圧（Ｕｃ）を加えるようにし、
つぎに、前記第１コンデンサ（４）および前記第２コンデンサ（１２）を前記インダクタ（１）を介して振動的に放電させるために、前記第１スイッチ（５）を開かせ、かつ、前記第２スイッチ（７）および前記第３スイッチ（１４）を同時に閉じさせ、
前記インダクタ（１）を流れる電流（Ｉａ）が完全な一振動周期またはその整数倍の周期を流れ終わった時に、前記第２スイッチ（７）および前記第３スイッチ（１４）を再度同時に開かせるように構成されている、
ことを特徴とする、インダクタ（１）用のドライバ回路。
【請求項２】
前記第１コンデンサ（４）および前記第２コンデンサ（１２）は同じ容量を有する、
請求項１に記載のドライバ回路。
【請求項３】
電流制限部（６）または電流印加部が、前記第１スイッチ（５）に直列接続されている、
請求項１または２に記載のドライバ回路。
【請求項４】
前記スイッチ制御装置（９）は、測定した前記電流（Ｉａ）のゼロクロスを検出し、かつ、２つのゼロクロスの後、または２つのゼロクロスの整数倍の後、前記第２スイッチ（７）および前記第３スイッチ（１４）を同時に開くように構成されている、
請求項１から３までのいずれか１項に記載のドライバ回路。
【請求項５】
前記スイッチ制御装置（９）は、変調信号（ＭＯＤ）用の変調入力部を有しており、かつ、前記スイッチ制御装置（９）は、前記第１スイッチ（５）、前記第２スイッチ（７）および前記第３スイッチ（１４）のスイッチサイクルを、前記変調信号（ＭＯＤ）に依存して制御するように構成されている、
請求項１から４までのいずれか１項に記載のドライバ回路。
【請求項６】
前記スイッチ制御装置（９）は、位相シフトキーイング変調または振幅シフトキーイング変調または周波数シフトキーイング変調を行うように構成されている、
請求項４に記載のドライバ回路。
【請求項７】
少なくとも前記第１スイッチ（５）、前記第２スイッチ（７）および前記第３スイッチ（１４）は、制御可能な半導体素子として構成されている、
請求項１から６までのいずれか１項に記載のドライバ回路。
【請求項８】
前記電流測定装置（８）は、オーム抵抗として構成されている、
請求項１から７までのいずれか１項に記載のドライバ回路。
【請求項９】
前記電流測定装置は、前記第１コンデンサ（４）および前記第２コンデンサ（１２）の前記直列回路における前記電圧（Ｕｃ）の微分を評価するように構成されている、
請求項１から７までのいずれか１項に記載のドライバ回路。
【請求項１０】
前記第１コンデンサ（４）および前記第２コンデンサ（１２）の前記直列回路と、前記インダクタ（１）とによって構成される共振回路は、伝送のために設けられた搬送周波数よりも高い共振周波数を有する、
請求項１から９までのいずれか１項に記載のドライバ回路。
【請求項１１】
前記共振周波数は、前記伝送のために設けられた搬送周波数よりも５〜３０パーセントだけ高い、
請求項１０に記載のドライバ回路。
【請求項１２】
前記第１コンデンサ（４）および前記第２コンデンサ（１２）を有する前記直列回路に、第４の制御可能なスイッチ（１０）が並列接続されており、
前記ドライバ回路を非活性化するため、前記第１コンデンサ（４）および前記第２コンデンサ（１２）が前記第４の制御可能なスイッチ（１０）によって短絡されるように、当該第４の制御可能なスイッチ（１０）が制御される、
請求項１から１１までのいずれか１項に記載のドライバ回路。
【請求項１３】
特にキーレスの車両アクセスシステムおよびスタートシステム用のアクティブ送信装置であって、
誘導アンテナ（１）と、
第１コンデンサ（４）、および、当該第１コンデンサ（４）に直列接続された第２コンデンサ（１２）と、
基準電圧（Ｕｒ）と、
前記基準電圧（Ｕｒ）と、前記第１コンデンサ（４）および前記第２コンデンサ（１２）を有する直列回路との間に接続された２つの入力路と、
前記誘導アンテナ（１）と、前記第１コンデンサ（４）および前記第２コンデンサ（１２）からなる前記直列回路との間に接続された２つの出力路と、
前記２つの入力路のうちの１つに接続されている第１の制御可能なスイッチ（５）と、
前記２つの出力路のうちの１つに接続されている第２の制御可能なスイッチ（７）と、
前記２つの出力路のうちの別の１つに接続されている第３の制御可能なスイッチ（１４）と、
前記第１コンデンサ（４）および前記第２コンデンサ（１２）の共通のノードと、前記誘導アンテナ（１）との間に接続されている抵抗（１３）と、
前記２つの出力路のうちの１つに接続されておりかつ前記誘導アンテナ（１）を流れる電流（Ｉａ）を測定するように形成されている電流測定装置（８）と、
前記電流測定装置（８）に後置接続されて、かつ、前記誘導アンテナ（１）を流れる電流（Ｉａ）を評価するスイッチ制御装置（９）とを有し、
前記スイッチ制御装置（９）は下記のように構成されている、すなわち、
最初に、前記第１コンデンサ（４）および前記第２コンデンサ（１２）からなる前記直列回路を、前記基準電圧（Ｕｒ）に相応する電圧（Ｕｃ）に充電するために、前記第２スイッチ（７）が開いておりかつ前記第３スイッチ（１４）が開いている際に、前記第１スイッチ（５）を閉じさせ、
つぎに、前記第１コンデンサ（４）および前記第２コンデンサ（１２）を前記誘導アンテナ（１）を介して振動的に放電させるために、前記第１スイッチ（５）を開かせ、かつ、前記第２スイッチ（７）および前記第３スイッチ（１４）を同時に閉じさせ、
前記誘導アンテナ（１）を流れる電流（Ｉａ）が、完全な一振動周期またはその倍数の周期を走破した時に、前記第２スイッチ（７）および前記第３スイッチ（１４）を再度同時に開かせるように構成されている、
ことを特徴とするアクティブ送信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インダクタ、特に誘導アンテナ用のドライバ回路に関しており、また特にキーレス車両アクセスシステムおよびスタートシステム用の、ドライバ回路を備えたアクティブ送信装置に関する。
【０００２】
例えばパッシッブ始動エントリシステム（ＰＡＳＥ）のようなキーレス車両アクセスシステムおよび始動システムは、車両キーを能動的に使用することなく車両を解錠しかつスタートボタンを操作するだけで車両を始動するための自動システムである。解錠および始動は、車両操縦者自身が携帯している、チップを備えた電子キーによって可能になる。車両からは、この車両に設けられた少なくとも１つのアンテナを介し、符号化された問い合わせ信号が、ＬＦ周波数（ＬＦは、例えば２０ｋＨｚ〜２００ｋＨｚの周波数の"Low Frequency"を表す）で周期的に送信される。その上でこのシステムは、ＵＨＦ領域（ＵＨＦは、例えば３桁のＭＨｚ周波数領域の"Ultra High Frequency"を表す）における受信モードに移行して確認を待機する。トランスポンダを備えたキーが到達範囲に存在する場合、このキーはＬＦ信号を受信し、これを復号化し、新たな符号と共にこれをＵＨＦ信号として再び送信する。このＵＨＦ信号は車両において復号化される。この車両には２つの符号テーブルが既知であるため、この車両は、それ自体がはじめに送信したものと、今まさに受信した信号とを比較し、一致した場合にはアクセスを許可する。所定の時間内に正しい応答がない場合、なにも行われず、システムは再びスタンバイ状態に切り換わる。エンジン始動過程は実質的に上記のアクセスコントロールの過程に対応するが、この際にはエンジンスタートボタンを操作するだけでよい。
【０００３】
上記のＬＦ信号を送信するアンテナとしてはもっぱら誘導アンテナが使用され、この誘導アンテナは、（マグネチックループアンテナまたはフェライトバーアンテナとしても知られている）例えば巻線を備えたフェライトコアとして構成される。誘電アンテナのインダクタは、コンデンサと共に振動回路において動作されることが多い。このような振動回路のエネルギ消費は一般的に、アクセスおよびスタートシステムの全体消費電力を可能な限りに少なく維持するため、可能な限りに高いＱおよび正確な周波数調整によって低く維持される。消費電力が少ないことは、例えば、そうでなければ、車両の停車時間が比較的長い場合に車両バッテリが迅速に放電してしまい得るというような理由だけからも望ましい。しかしながら高いＱ（良度）は、伝送データ速度を制限し、Ｑが高い場合には正確な同調にはいくらかのコストがかかる。したがって流通している装置は、データ速度と、コストと、エネルギ消費との間の不十分な妥協の産物であることが多い。
【０００４】
したがって高いＱ（したがって消費電力が少ない）と同時に十分に高いデータ速度を得ることができる擬似共振振動回路ドライバが公知である。しかしながらこのドライバ回路の欠点は、これがさまざまな無線適合規則を遵守していないことである。これらの無線適合規則によって保証しようしているのは、例えば無線放送（ラジオおよびテレビ）、移動無線サービス（警察および安全サービス）または移動電話のような別の無線サービスの運用に支障がでないようにすることである。これらの擬似共振ドライバ回路の別の欠点は、電磁両立性ＥＭＣ（electromagnetic compatibility）についての自動車メーカのガイドラインが遵守されていないことである。
【０００５】
本発明の課題は、上記の点に関して改善されたインダクタ用ドライバ回路を提供することである。さらに本発明では、振動回路を有する改善されたアクティブ送信装置を提供する。
【０００６】
上記の課題は、請求項１に記載したインダクタ用ドライバ回路または請求項１３に記載したアクティブ送信装置によって解決される。
【０００７】
本発明による、インダクタ用のドライバ回路には、直列接続された２つのコンデンサ、これらのコンデンサからなる直列回路に対して基準電圧を供給する２つの入力路、および、コンデンサからなる直列回路にインダクタを接続する２つの出力路が含まれている。さらにこのドライバ回路には、２つの入力路のうちの１つに接続されている第１の制御可能なスイッチと、２つの出力路のうちの１つに接続されている第２の制御可能なスイッチと、２つの出力路のうちの別の１つに接続されている第３の制御可能なスイッチとが含まれている。２つのコンデンサの共通のノードと、インダクタとの間には抵抗が接続されている。２つ出力路のうちの１つには電流測定装置が接続されており、この電流測定装置は、インダクタを流れる電流を測定するように形成されている。電流測定装置に後置接続されているスイッチ制御装置は、インダクタを流れる電流を評価し、かつ、このスイッチ制御装置は、最初に、第２および第３のスイッチが開いている際に、第１スイッチを閉じて、複数のコンデンサの直列回路を基準電圧で充電し、つぎに、第１スイッチを開きかつ第２および第３スイッチを同時に閉じて、複数のコンデンサをインダクタを介して振動的に放電する、ように構成されており、ここでは、インダクタを流れる電流が、完全な一振動周期またはその倍数の周期を走破した時に、第２スイッチおよび第３スイッチが再度同時に開かれる。
【０００８】
本発明によるドライバ回路の利点は、回路コストおよび調整コストが少なく、電流消費が少なく、また障害信号放出が比較的少ないことである。さらに本発明によるドライバ回路により、無線適合規則を遵守することができる。
【０００９】
第１コンデンサおよび第２コンデンサはそれぞれ同じ容量を有していてよい。これにより、スイッチ過程中のインダクタの端子における電位の総和を実質的に一定に維持することができ、これによりスイッチングの際の放射が低減される。
【００１０】
スイッチ制御装置は、測定した電流のゼロクロスを検出して、２つのゼロクロスまたは２つのゼロクロスの整数倍の後、第２および第３スイッチを開くように形成することが可能である。ゼロクロスの検出は、振動周期の終わりを確認する簡単かつ効率的な選択肢である。
【００１１】
スイッチ制御装置は、変調信号用の変調入力部を有することができ、かつ、第１スイッチ、第２スイッチおよび第３スイッチのスイッチサイクルを変調信号に依存して制御し、これによって有利にも多様な複数の応用例が開発されるように構成することができる。
【００１２】
スイッチ制御装置はさらに、アンテナ電流の位相シフトキーイング変調または振幅シフトキーイング変調または周波数シフトキーイング変調を行うように形成することが可能である。スイッチ制御装置により、変調時に１の効果的なＱが得られ、これに対して振動回路は、高いＱで、ひいてはエネルギを大きく節約して動作される。
【００１３】
少なくとも第１スイッチ、第２スイッチおよび第３スイッチは、制御可能な半導体素子として構成することが可能であり、これにより、比較的高いスイッチング周波数であっても簡単かつ少ないコストでスイッチング過程を実行することができる。
【００１４】
電流測定装置は、オーム抵抗として構成することができ、これによって簡単かつ少ないコストで電流を測定することができる。
【００１５】
しかしながら電流測定が望ましくないかまたは実践的でない場合、コンデンサの直列回路における電圧の微分を評価するように電流測定装置を構成することも可能である。
【００１６】
コンデンサおよびインダクタによって構成される振動回路は有利には、伝送のために設けられる搬送周波数よりも高い共振周波数を有する。この共振周波数を、例えば、伝送のために設けられた搬送周波数よりも５〜３０パーセントだけ高くすることができる。
【００１７】
コンデンサの直列回路に並列に第４の制御可能なスイッチを接続することができ、ドライバ回路を非活性化するためにこの第４の制御可能なスイッチによってコンデンサが短絡されるようにこの第４の制御可能なスイッチを制御することができる。これにより、非活性状態において、コンデンサに所定の電圧、例えば０Ｖを印加することができ、有利である。
【００１８】
上記の課題はさらに、誘導アンテナ、第１コンデンサ、第１コンデンサに直列接続された第２コンデンサ、および基準電圧を有するアクティブ送信装置によっても解決される。このアクティブ送信装置にはさらに、基準電圧と、複数のコンデンサの直列回路との間に接続されている２つの入力路、および、誘導アンテナと、複数のコンデンサの直列回路との間に接続されている２つの出力路が含まれている。第１の制御可能なスイッチが、２つの入力路のうちの１つに接続されており、第２の制御可能なスイッチが、２つの出力路のうちの１つに接続されており、第２の制御可能なスイッチが、２つの出力路のうちの別の１つに接続されている。第１コンデンサおよび第２コンデンサの共通のノードと、インダクタとの間には抵抗が接続されている。さらに２つの出力路のうちの１つに電流測定装置が接続されており、この電流測定装置によって誘導アンテナを流れる電流が測定される。電流測定装置に後置接続されているスイッチ制御装置は、誘導アンテナを流れる電流を評価し、またこのスイッチ制御装置は、最初に、第２および第３スイッチが開かれている際に第１スイッチを閉じて、第１および第２コンデンサからなる直列回路を基準電圧で充電し、つぎに、第１スイッチを開き、かつ、第２および第３スイッチを同時に閉じて、誘導アンテナを介して上記の複数のコンデンサを振動的に放電する、ように形成されており、ここではアンテナを流れる電流が、完全な一振動周期またはその倍数を走破した場合、第２スイッチおよび第３スイッチが同時に開かれる。このようなアクティブ送信装置は、例えば、ＰＡＳＥ（Passive Start Entry）システムのようなキーレス車両アクセスシステムおよびスタートシステムの枠内において有利に使用することができる。
【００１９】
以下では、図面の複数の図に示した実施例に基づいて本発明を詳しく説明する。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】ＬＦ信号用アクティブ送信装置として応用した場合のインダクタ用ドライバの回路図である。
【図２】複数のスイッチの制御信号および変調信号に関連して、ドライバ回路のコンデンサの両端電圧の経過を示す線図である。
【図３】種々異なる共振周波数において搬送周波数に関連して、アンテナの両端電圧の経過を示す線図である。
【図４】図３に示した電圧経過に対応する、アンテナを流れる電流の経過を示す線図である。
【図５】ＬＦ信号用アクティブ送信装置として応用した場合の例示的なインダクタ用ドライバ回路の回路図である。
【図６】本発明によるドライバ回路を使用した場合の種々異なる共振周波数におけるアンテナ両端電圧の経過を、搬送周波数に関連して示す線図である。
【図７】図６に示した電圧経過に対応する、複数のアンテナ端子における複数の電圧の総和を示す線図である。
【図８】従来の矩形動作時および本発明によるドライバの使用時に形成される複数の高調波を示す比較線図である。
【００２１】
図１には、インダクタ用ドライバ回路が示されており、このインダクタは、本発明において、アクティブ送信装置として応用される際には、例えばフェライトバーアンテナのような誘導アンテナ１によって得られる。誘導アンテナ１は、図１に示したように、純粋なインダンクタンス分２および抵抗分３からなる電気直列回路によって等価的に表すことができる。誘導アンテナ１は、第１アンテナ端子Ｘ１および第２アンテナ端子Ｘ２を有する。ここではまずコンデンサ４が、アースＭを基準にした基準電圧Ｕｒを供給するための２つの入力路と、誘導アンテナ１を接続するための２つの出力路とに接続されている。第１の制御可能なスイッチ５が、これらの２つの入力路の上側に接続されている。このスイッチは択一的には、これらの２つの入力路の下側に接続することも可能である。
【００２２】
スイッチ５とは直列にオーム抵抗６が接続されており、このオーム抵抗は、入力路における電流制限に使用される。オーム抵抗６の代わりに電流源または別のタイプの電流印加部または電流制限部を使用することも可能である。第２の制御可能なスイッチ７が、２つの出力路の上側に接続されており、また、誘導アンテナ１を流れる電流Ｉａを測定するための測定抵抗として、すなわち電流測定装置として使用されるオーム抵抗８が２つの入力路の下側に接続されている。択一的にはスイッチ７および抵抗８を、それぞれ同じ１つの入力路に配置することもできるし、又は、それぞれの入力路を互いに入れ替えることも可能である。電流測定のために択一的には、コンデンサ４における電圧の微分を評価することも可能である。
【００２３】
ドライバ回路にはスイッチ制御装置９がさらに含まれており、このスイッチ制御装置は、抵抗８を流れる電流Ｉａに比例し、ひいてはアンテナ１を流れる電流に比例する電圧を、抵抗８の両端で取り出して評価し、例えば電流Ｉａのゼロクロスを求める。第２スイッチ７が開いている場合、スイッチ制御装置９の制御下で、制御信号Ｓ１によって第１スイッチ５が閉じられ、これによってコンデンサ４が基準電圧Ｕｒに充電される。引き続いて第１スイッチ５が開かれ、かつ、第２スイッチ７が制御信号Ｓ２によって閉じられ、これによって誘導アンテナ１を介してコンデンサ４を振動的に、すなわち、少なくとも１つの完全な一振動を行って放電する。ここで第２スイッチ７は、誘導アンテナ１を流れる電流Ｉａが、完全な一振動周期（またはその複数倍）を走破し終わった場合にはじめて再度開かれる。スイッチ制御装置９はさらに、変調信号ＭＯＤ用の変調入力側を有する。これについては以下でさらに詳しく説明する。
【００２４】
オプションではさらに第３の制御可能なスイッチ１０を、場合によって直列接続されるダイオード１１と共に、コンデンサ４に直接または（図示のように）抵抗６を介して並列接続することができ、ここでこのスイッチ１０は、これが、コンデンサ４を短絡して、すなわち放電して、このドライバ回路を非活性化するように、制御信号Ｓ３によって制御される。
【００２５】
図２には、バイフェーズシフトキーイング変調（ＢＰＳＫ変調）の場合に対し、制御信号Ｓ１，Ｓ２およびＳ３に依存した、コンデンサ４における電圧Ｕｃの時間ｔについての経過が示されている。まずはじめに時点Ｔ０において、例えば０Ｖから基準電圧Ｕｒまでのコンデンサ４の最初の充電が開始され、これに対応してコンデンサ４の両端の電圧Ｕｃが、例えば０Ｖから基準電圧Ｕｒまで（この場合には指数関数的に）増大する。フルの充電は時点Ｔ１において達成される。諸動作条件に小さな差異が生じる場合であってもフルの充電を保証するため、充電のために閉じられる第１スイッチ５（スイッチ７は開）と、振動的な放電のために閉じられる第２スイッチ７（スイッチ５は開）との間の切換が、時点Ｔ１よりもやや遅れて、すなわち時点Ｔ２に行われる。
【００２６】
これにより、時点Ｔ２にコンデンサ４の振動的な放電のフェーズが開始される。これに相応して、ここではコンデンサ４の両端で電圧Ｕｃが（ここでは余弦波状に）再度降下し、まずゼロに達し、つぎにコンデンサ４とアンテナ１とによって構成される振動回路の特性に対応して、時点Ｔ３に、Ｑに依存する振幅によって負の最大値に達し、つぎに時点Ｔ４に、ここでもＱに依存する振幅によって、相対的な正の最大値に向かって再度接近して増大する。この正の最大値は確かに程度の差はあるもののほぼ基準電圧Ｕｒに等しいが、いずれにせよこの基準電圧よりも小さい。振動的な放電フェーズ中、アンテナ１は電磁信号を送出する。つぎに時点Ｔ４にリチャージフェーズがはじまり、ここではフルの充電が時点Ｔ５に得られる。しかしながら充電から振動的な放電への切り換えはここでも、上ですでに説明した理由からやや遅れた時点Ｔ６に行われる。その後、ここでも振動的な放電フェーズが、時点Ｔ７における負の最大値への到達を含めて、時点Ｔ８まで行われる。
【００２７】
その後、時点Ｔ８からはじめて新たなリチャージフェーズが続き、ここでは時点Ｔ９にフルの充電に到達する。しかしながらその後には時点Ｔ１１までの比較的長い待機時間が続く。この待機時間は、ＢＰＳＫ変調による１８０°の位相シフトが原因である。比較のため、図２にはさらに１つの時点Ｔ１０も書き込まれており、これは、時点Ｔ１０とＴ１１との間の最小の待機時間を示す。時点Ｔ１１からは再び、振動的な放電が、時点Ｔ１２における負の最大値を伴って時点Ｔ１３まで行われる。その後、時点Ｔ１４までリチャージがさらに行われるが、このリチャージは、スイッチ１０を用いた時点Ｔ１４におけるドライバ回路の非活性化に起因して、ほぼ０Ｖ（場合によってはダイオード１１の両端のダイオード電圧）への最終的な放電によって中断される。
【００２８】
スイッチ５，７および１０のスイッチング特性に対応して、制御信号Ｓ１は、各充電フェーズ中（時点Ｔ０〜Ｔ１，Ｔ４〜Ｔ６，Ｔ８〜Ｔ１，Ｔ１３〜Ｔ１４）の間、レベルＨにあり、制御信号Ｓ２ははじめのうちはレベルＬにある。それぞれ後続の放電フェーズ（時点Ｔ２〜Ｔ４，Ｔ６〜Ｔ８，Ｔ１１〜Ｔ１３）において制御信号Ｓ１はレベルＬに、また制御信号Ｓ２はレベルＨに移行する。制御信号Ｓ３は、時点Ｔ１４における最後の放電時までレベルＬにあり、その後レベルＨになる。よりわかりやすくするため、図２に示した実施例では基本的に、レベルＨは閉じられたスイッチ（導通）を、またレベルＬは開いたスイッチ（非導通）を表すものとする。しかしながら実際に使用される個々またはすべてのスイッチのタイプおよびその固有の信号スイッチング配置に依存して、これとは異なる実際の駆動制御信号が生じ得る。
【００２９】
図２に示した、コンデンサ４の両端電圧Ｕｃの経過を生じさせる変調信号ＭＯＤも同様に図２に示されている。変調信号ＭＯＤは時点Ｔ２までレベルＨになり、つぎに時点Ｔ３までレベルＬになり、時点Ｔ３にレベルＨになり、つぎに時点Ｔ４までレベルＬになり、時点Ｔ４から時点Ｔ６までレベルＨになり、時点Ｔ６から時点Ｔ８までは、時点Ｔ７におけるレベルＨを除いてレベルＬになり、時点Ｔ８から時点Ｔ１１まではレベルＨになり、時点Ｔ１１から時点Ｔ１３までは時点Ｔ１３におけるレベルＨを除いてレベルＬになる。これにより、変調信号ＭＯＤは実質的に、コンデンサ４の充電フェーズ、およびコンデンサ４において電圧Ｕｃの負の最大値が発生する場合にレベルＨになり、その他の場合にはレベルＬになる。
【００３０】
図３には、アンテナ１の両端電圧Ｕａの時間ｔについての経過が、異なる２つの共振周波数Ｆ１およびＦ２において示されており、ここでは共振周波数Ｆ１は、所望の搬送周波数を５％上回り、共振周波数Ｆ２は、所望の搬送周波数を２０％上回っている。図４には、これらにそれぞれ対応する、時間ｔについての電流経過Ｉａが、２つの共振周波数Ｆ１およびＦ２に対して示されており、この電流経過は、例えば抵抗８において示されるものである。予想されたようにそれぞれの電圧および電流間の位相シフトは約９０°であった。
【００３１】
上で説明した擬似共振動作へのアンテナ１のスイッチオンの前、アンテナ１は無電流である（Ｉａ＝０Ａ）である。したがってアンテナ電流Ｉａは変化せず、アンテナ端子Ｘ１、Ｘ２は共に同電位（例えばアース電位）にある。したがってアンテナ電圧Ｕａははじめのうち０Ｖである。アンテナ１がつぎに擬似共振動作に切り換わると、第２アンテナ端子Ｘ２における電位が変化しないのに対し、第１アンテナ端子Ｘ１における電位が変化して、アンテナ電圧Ｕａが、コンデンサ４における電圧Ｕｃに等しくなる（Ｕａ＝Ｕｃ）。寄生キャパシタンスの充放電はここでは重要でない。アンテナ１のさらなる動作における損失によって最大電圧Ｕａが低くなるため、遮断の少し前にアンテナ電圧Ｕａは電圧Ｕｃを下回る。擬似共振動作の遮断後、アンテナ電圧Ｕａは、急激に０Ｖに戻る。なぜならばアンテナ電流Ｉａが再び０Ａになってそれ以上変化しないからである。
【００３２】
第１アンテナ端子Ｘ１における電位が擬似共振動作のオンおよびオフの際に変化するのに対し、第２アンテナ端子Ｘ２における電位はつねに同じままである。したがって図３からわかるようにアンテナ電圧Ｕａは、擬似共振動作のオンおよびオフ時に１つずつの電圧跳躍を有する。これらの電圧跳躍は、アンテナ１における、またアンテナ端子Ｘ１、Ｘ２およびアンテナ線路における望ましくない大きな放射に結び付く。
【００３３】
図５に示したドライバ回路を用いれば、これらの放射を低減することができる。このドライバ回路は、図１に示したドライバ回路をベースにしている。しかしながら第１コンデンサ４には、第２コンデンサ１２が直列接続されている。第１コンデンサ４と第２コンデンサ１２とがそれぞれ同じ容量を有する場合、各コンデンサ４，１２の両端には同じ電圧Ｕｃ／２が加わる。
【００３４】
第２アンテナ端子Ｘ２と、第１および第２コンデンサ４、１２の共通ノードとの間にはオーム抵抗１３が接続されている。さらに第２アンテナ端子Ｘ２と抵抗８との間には第４の制御可能なスイッチ１４が接続されている。第４の制御可能なスイッチ１４は、スイッチ制御装置９によって供給される制御信号Ｓ４によって開閉される。この制御信号Ｓ４は、実質的に制御信号Ｓ２に対応する。すなわち第４の制御可能なスイッチ１４は、実質的に第２の制御可能なスイッチ７と同時に開閉されるのである。しかしながらこれらの２つの制御信号Ｓ２、Ｓ４を比較的小さく相違させることが可能である。
【００３５】
この実施例では、制御可能なスイッチ５、７、１０および１４として電界効果トランジスタ、特にＭＯＳ電界効果トランジスタ（ＭＯＳは、酸化金属半導体"Metall Oxide Semiconductor"という用語の略語である）を使用しており、制御可能なスイッチ５は、ｐチャネルタイプのＭＯＳ電界効果トランジスタであるのに対し、制御可能なスイッチ７、１０および１４はｎチャネルタイプである。図示した（それぞれの導電形の）ＭＯＳ電界効果トランジスタの他に、適切に制御可能なスイッチの、特に制御可能な半導体スイッチの他のあらゆるタイプも使用することができ、いうまでもなく対応するドライバ、ブートストラップ回路、チャージポンプなどに関連して使用することができる。
【００３６】
第２スイッチ７および第４スイッチ１４が閉じられている場合、擬似共振は、図２に関連して説明したように経過する。したがってアンテナ１をオフにする前には、損失に起因して、コンデンサ４、１２の両端電圧Ｕｃをやや下回る電圧Ｕａがアンテナ１に加わっている。すでに述べたように、アンテナ１はオフになった後、再び無電流になる（Ｉａ＝０Ａ）。アンテナ１をオフにした後、第２スイッチ７および第１４は開かれているため、抵抗１３により、第１アンテナ端子Ｘ１の電位はＵｃからＵｃ／２に変化する。さらに第２アンテナ端子Ｘ２における電位もアース電位からＵｃ／２に変化する。結果的に得られるアンテナ電圧Ｕａの時間についての経過は、図６に示されている。
【００３７】
したがってアンテナ端子Ｘ１、Ｘ２における電位の総和Ｕｘは、ドライバ回路におけるスイッチ過程中に大きく変化しない。わずかな変化は、例えば、駆動制御信号Ｓ２、Ｓ４のわずかなずれによって発生し得るが、これは不可避であることが多い。この電位の総和Ｕｘの、時間についての経過は、図７に示されている。上記のスイッチ過程中にアンテナ端子Ｘ１、Ｘ２における電位の総和は、（大きく）変化しないため、このスイッチ過程が原因で発生する放射は、十分にゼロに低減される。
【００３８】
図８には、アンテナ１によって放射される信号のスペクトルにおいて発生する高調波が、周波数ｆについて、高調波の振幅Ａとして示されており、ここでは基本波の２つのケースについて（図示しない）同じ振幅を前提としている。ここからわかるように、本発明の方法は、矩形信号による公知の方法に比べて、高調波が寄与するエネルギが格段に適切になっている。すなわち形成される障害エネルギは小さくなり、ひいては電磁両立性（ＥＭＣ）についてより有利になっている。
【００３９】
本発明によるドライバ回路および本発明によるアクティブ送信装置の利点は、ＥＭＣ放射が他と比較すれば格段に極めて小さくなり、無線適合規則が遵守されることである。
【符号の説明】
【００４０】
１  誘導アンテナ、  ２  インダクタンス分、  ３  抵抗分、  ４  第１コンデンサ、  ５  制御可能スイッチ、  ６  オーム抵抗、  ７  制御可能スイッチ、  ８  電流測定装置、  ９  スイッチ制御装置、  １０  制御可能スイッチ、  １１  ダイオード、  １２  第２コンデンサ、  １３  オーム抵抗、  １４  制御可能スイッチ、  Ｕｒ  基準電圧、  Ｕｃ  コンデンサの両端電圧、  Ｕａ  アンテナ電圧、  Ｕｘ  アンテナ端子における電位の総和、  Ｉａ  アンテナ電流、  Ｘ１  第１アンテナ端子、  Ｘ２  第２アンテナ端子、  Ｓ１  制御信号、  Ｓ２  制御信号、  Ｓ３  制御信号、  Ｓ４  制御信号、  ＭＯＤ  変調信号、  Ｆ１  第１共振周波数、  Ｆ２  第２共振周波数
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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