(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
多入力多出力(ＭＩＭＯ)において２重選択性フェージングチャネルを介して受信機において受信されたデータシンボルを復号化する方法であって、各データシンボルは、符号語のコンステレーション集合からの対応する符号語を用いて時空間変調され、前記コンステレーション集合内の各符号語は、サイズＮ×Ｌの複素数値行列であり、ここで、Ｎは送信アンテナの数であり、Ｌはデータの送信単位の長さであり、該方法は、
基底展開コンステレーション集合を生成するために、基底関数の集合を用いて前記符号語のコンステレーション集合を展開することであって、前記基底関数の集合は、周波数領域におけるフーリエ指数基底関数と、時間領域におけるルジャンドル多項式基底関数と、前記周波数領域におけるフーリエ−ルジャンドル積基底関数とを含み、前記フーリエ−ルジャンドル積基底関数は、前記周波数領域上の前記ルジャンドル多項式基底関数と前記フーリエ指数基底関数との要素単位の積の関数であるものと、
受信変調データシンボルを前記基底展開コンステレーション集合の直交補集合上に投影して、前記コンステレーション集合の各符号語の一般化尤度比検定(ＧＬＲＴ)の距離メトリックの集合を取得することと、
最小距離メトリック又は最大相関メトリックに対応する符号語を選択することと、
前記符号語を用いて、前記受信変調データシンボルからの前記データシンボルを復号化することと、
を含む、方法。
【請求項２】
前記展開することは、
キャリアオフセットの統計に応じて前記時間領域において検討される前記ルジャンドル多項式基底関数の数を増加させること、
を更に含む、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記チャネルの雑音の分散と、前記チャネルの共分散の固有値とを用いて前記ＧＬＲＴを変更すること、
を更に含む、請求項１に記載の方法。
【請求項４】
前記コンステレーションからの各符号語Ｘｑを前記展開することは、
以下の式に従って基底展開符号語Ｘｑ’を求めること、
を含み、
【数１】
0006440859.tif 000041
ここで、演算子
【数２】
0006440859.tif 000042
は、クロネッカー積を示し、Ｂは、｛ＩＬ，Ｂ１，Ｂ２，…，ＢＤ｝を含む全基底展開行列であり、Ｄは、Ｎ(Ｄ＋１)＜Ｌとして制約される基底展開行列の数であり、ＩＬは、サイズＬの単位行列であり、Ｌは、送信ブロックの長さであり、Ｎは、送信アンテナの数である、請求項１に記載の方法。
【請求項５】
前記投影することは、
以下の式に従って、各基底展開符号語Ｘｑ’について、該基底展開符号語Ｘｑ’に直交する零空間プロジェクター行列Ｐｑを求めることであって、
【数３】
0006440859.tif 000043
Ｘｑ†Ｘｑ＝ＩＬであり、ここで、［・］†は、共役転置を示し、ＩＬは、サイズＬの単位行列であり、Ｌは、送信ブロックの長さであり、前記プロジェクター行列は、Ｌ×Ｌのサイズであることと、
前記受信された変調データシンボルを各プロジェクター行列上に投影して、前記最小距離メトリックに対応する前記符号語を求めることと、
を含む、請求項１に記載の方法。
【請求項６】
前記ルジャンドル多項式基底関数は、自己相関関数の支配的な固有ベクトルを計算することによって正弦曲線基底に変更され、前記フーリエ指数基底関数及び前記ルジャンドル多項式基底関数の少なくとも２基底展開の項が、前記展開のために選択される、請求項１に記載の方法。
【請求項７】
前記展開することは、
以下の式に従って、前記時間領域上の第ｎのルジャンドル多項式基底関数の基底展開行列Ｂｎを求めることであって、
【数４】
0006440859.tif 000044
Ｆは、プリコーディング行列であり、［・］†は、共役転置を示し、前記プリコーディング行列は、ＦＦ†＝ＩＬとなるようなユニタリーであり、ＩＬは、サイズＬの単位行列であり、Ｌは、送信ブロックの長さであり、ｄｉａｇ(・)は、独立変数の対角行列を示し、前記第ｎのルジャンドル多項式基底関数の第ｍの要素は、
【数５】
0006440859.tif 000045
であり、ここで、ｘ［ｍ］＝ｘ(ｘ−１)…(ｘ−ｍ＋１)は階乗冪であり、ｖは整数であることと、
以下の式に従って、第ｍのフーリエ指数基底関数の基底展開行列Ｂｍを求めることであって、
【数６】
0006440859.tif 000046
前記第ｍのフーリエ指数基底関数の第ｎの要素は、
【数７】
0006440859.tif 000047
であり、ｅｘｐ(・)は指数関数であり、ｊは虚数単位であり、πは定数であることと、
以下の式に従って、前記フーリエ−ルジャンドル積基底関数の基底展開行列Ｂｎｍを求めることであって、
【数８】
0006440859.tif 000048
前記基底展開行列Ｂｎｍは、前記周波数領域における対角行列であり、対角エントリーは、前記第ｎのルジャンドル多項式基底関数φｎと前記第ｍのフーリエ指数基底関数ψｍとの要素単位の積であることと、
を含む、請求項１に記載の方法。
【請求項８】
前記投影することは、
各符号語Ｘｑについて、プロジェクター行列Ｐｑと該符号語Ｘｑとの積が０になるとともに、該プロジェクター行列Ｐｑと、前記基底展開行列ＸｑＢｎとの積、ＸｑＢｍとの積、及びＸｑＢｎｍとの積が０になるような該プロジェクター行列Ｐｑを求めること、
を含む、請求項７に記載の方法。
【請求項９】
以下の式に従って、前記コンステレーション集合をサイズＮ×ＬのグラスマンコンステレーションＸｑとして求めることを更に含み、
【数９】
0006440859.tif 000049
Ｎは送信アンテナの数であり、
【数１０】
0006440859.tif 000050
であり、
【数１１】
0006440859.tif 000051
は、１よりも大きな整数であり、
【数１２】
0006440859.tif 000052
であり、ここで、ｅｘｐ(・)は、行列指数関数であり、
【数１３】
0006440859.tif 000053
は、直交振幅変調の関数であり、Ａｋは、サイズＮ×Ｎの既定の行列であり、ＩＮは、サイズＮの単位行列であり、ここで、［・］†は共役転置を示す、請求項１に記載の方法。
【請求項１０】
送信機から２重選択性フェージングチャネルを介して無線周波数(ＲＦ)信号を受信するアンテナのセットを有する受信機であって、前記ＲＦ信号は、データシンボルのシーケンスを含み、各データシンボルは、符号語のコンステレーション集合からの対応する符号語を用いて時空間変調され、前記コンステレーション集合内の各符号語は、複素数値行列であり、該受信機は、
前記受信されたＲＦ信号をキャリア周波数からダウンコンバートして、ベースバンド信号を生成するＲＦ回路であって、該受信機における前記キャリア周波数と前記送信機におけるキャリア周波数との間のキャリアオフセットは、該受信機において付加的な雑音を生成する、ＲＦ回路と、
前記送信機のフィルターの時間反転インパルス応答を有し、前記ベースバンド信号をフィルタリングしてフィルタリングされた信号を生成するフィルターであって、該受信機の該フィルターのクロックと前記送信機のフィルターのクロックとの間の時間オフセットは、該受信機において付加的なキャリア間干渉(ＩＣＩ)を生成する、フィルターと、
多次元基底展開モデル(ＢＥＭ)とともに一般化尤度比検定(ＧＬＲＴ)を用いて前記フィルタリングされた信号を復調して、前記対応する符号語を用いて変調された前記データシンボルの最も可能性の高い推定を含む復調信号を生成する時空間復調器であって、前記ＧＬＲＴは、ルジャンドル多項式基底関数を用いて変更された周波数領域におけるフーリエ指数基底関数を含む基底関数の集合を用いて展開された前記コンステレーション集合の各符号語の直交零空間であるプロジェクター行列を用いる、時空間復調器と、
前記復調信号を復号化して、前記送信されたデータシンボルの推定値を生成する前方エラー訂正(ＦＥＣ)復号器と、
を備える、受信機。
【請求項１１】
前記基底関数の集合は、フーリエ基底関数、ルジャンドル多項式基底関数、及び前記フーリエ基底関数と前記ルジャンドル多項式基底関数とのペア単位の積の関数を含む、請求項１０に記載の受信機。
【請求項１２】
少なくとも２つのルジャンドル多項式基底関数が前記時間領域において検討される、請求項１０に記載の受信機。
【請求項１３】
前記時空間復調器は、終了条件に達するまで、前記ＦＥＣ復号器の出力を用いて前記復調信号を反復的に精緻化する、請求項１０に記載の受信機。
【請求項１４】
前記プロジェクター行列と前記対応する符号語との積が０になるとともに、前記プロジェクター行列と、基底展開行列を乗算された前記対応する符号語との積が０になるように前記コンステレーション集合について予め求められた前記プロジェクター行列を記憶するメモリを更に備え、前記基底展開行列は、ルジャンドル多項式基底行列、フーリエ指数基底行列、及びフーリエ−ルジャンドル積基底行列を含み、前記ルジャンドル多項式基底行列の対角上の値は、多項式関数を形成し、前記フーリエ指数基底行列の対角上の値は、フーリエ指数関数を形成し、前記フーリエ−ルジャンドル積基底行列の対角上の値は、前記ルジャンドル多項式基底行列と前記フーリエ指数基底行列との要素単位の積によって形成される、請求項１０に記載の受信機。
【請求項１５】
符号語Ｘｑに対応する基底展開符号語Ｘｑ’に直交するＬ×Ｌのサイズの前記プロジェクター行列Ｐｑは、以下の式に従って求められ、
【数１４】
0006440859.tif 000054
Ｘｑ†Ｘｑ＝ＩＬであり、ここで、［・］†は、共役転置を示し、ＩＬは、サイズＬの単位行列であり、Ｌは、送信ブロックの長さであり、前記基底展開符号語Ｘｑ’は、
【数１５】
0006440859.tif 000055
であり、ここで、演算子
【数１６】
0006440859.tif 000056
は、クロネッカー積を示し、Ｂは、｛ＩＬ，Ｂ１，Ｂ２，…，ＢＤ｝を含む前記基底展開行列であり、Ｄは、Ｎ(Ｄ＋１)＜Ｌとして制約される基底展開行列の数であり、ＩＬは、サイズＬの単位行列であり、Ｌは、送信ブロックの長さであり、Ｎは、送信アンテナの数である、請求項１０に記載の受信機。
【請求項１６】
２重選択性フェージングチャネルを介して無線周波数(ＲＦ)信号を通信するシステムであって、
データシンボルのシーケンスを含む前記ＲＦ信号を生成し、前記２重選択性フェージングチャネルを通じて前記ＲＦ信号を送信する送信機であって、各データシンボルは、符号語のコンステレーション集合からの対応する符号語を用いて時空間変調され、前記コンステレーション集合内の各符号語は、複素数値行列である、送信機と、
前記ＲＦ信号を受信し、多次元基底展開モデル(ＢＥＭ)とともに一般化尤度比検定(ＧＬＲＴ)を用いて前記データシンボルを復調する受信機であって、前記ＧＬＲＴは、基底関数の集合を用いて展開された前記コンステレーション集合の各符号語に直交するプロジェクター行列を用い、前記基底関数の集合は、周波数領域におけるフーリエ指数基底関数、時間領域におけるルジャンドル多項式基底関数、及び前記周波数領域におけるフーリエ−ルジャンドル積基底関数を含み、前記フーリエ−ルジャンドル積基底関数は、前記周波数領域上の前記ルジャンドル多項式基底関数と前記フーリエ指数基底関数との要素単位の積の関数である、受信機と、
を備える、システム。
【請求項１７】
前記送信機は、
前記データシンボルのシーケンスを符号化して、符号化データシンボルのシーケンスを生成する前方エラー訂正(ＦＥＣ)符号器と、
前記符号語のコンステレーション集合からの前記対応する符号語を用いて前記符号化データシンボルをブロック単位で変調して、変調データシンボルのシーケンスを生成する時空間変調器と、
前記変調データシンボルとプリコーディング行列とを乗算して、フィルタリングされたシンボルのシーケンスを生成する帯域通過フィルターと、
前記フィルタリングされた信号をアップコンバート及び増幅して、キャリア周波数の前記ＲＦ信号を生成する送信機ＲＦ回路と、
を備え、
前記受信機は、
前記受信されたＲＦ信号を前記キャリア周波数からダウンコンバートして、ベースバンド信号を生成する受信機ＲＦ回路であって、該受信機における前記キャリア周波数と前記送信機における前記キャリア周波数との間のキャリアオフセットは、該受信機において付加的な雑音を生成する、受信機ＲＦ回路と、
前記送信機の前記帯域通過フィルターの時間反転インパルス応答を有し、前記ベースバンド信号をフィルタリングしてフィルタリングされた信号を生成するフィルターであって、該受信機の該フィルターのクロックと前記送信機の前記帯域通過フィルターのクロックとの間のタイミングオフセットは、該受信機において付加的なキャリア間干渉(ＩＣＩ)を生成する、フィルターと、
多次元ＢＥＭとともに前記ＧＬＲＴを用いて前記フィルタリングされた信号を復調し、復調信号を生成する時空間復調器と、
前記復調信号を復号化して、前記送信されたデータシンボルの推定値を生成する前方エラー訂正(ＦＥＣ)復号器と、
を備える、請求項１６に記載のシステム。
【請求項１８】
少なくとも２つのルジャンドル多項式基底関数が前記時間領域において検討される、請求項１６に記載のシステム。
【請求項１９】
前記受信機は、前記プロジェクター行列と前記対応する符号語との積が０になるとともに、前記プロジェクター行列と、基底展開行列を乗算された前記対応する符号語との積が０になるように前記コンステレーション集合について予め求められた各プロジェクター行列を記憶するメモリを備え、
前記基底展開行列は、ルジャンドル多項式基底行列、フーリエ指数基底行列、及びフーリエ−ルジャンドル積基底行列を含み、前記ルジャンドル多項式基底行列の対角上の値は、多項式関数を形成し、前記フーリエ指数基底行列の対角上の値は、フーリエ指数関数を形成し、前記フーリエ−ルジャンドル積基底行列の対角上の値は、前記ルジャンドル多項式基底行列と前記フーリエ指数基底行列との積によって形成される、請求項１６に記載のシステム。
【請求項２０】
符号語Ｘｑに対応する基底展開符号語Ｘｑ’に直交するＬ×Ｌのサイズのプロジェクター行列Ｐｑは、以下の式に従って求められ、
【数１７】
0006440859.tif 000057
Ｘｑ†Ｘｑ＝ＩＬであり、ここで、［・］†は、共役転置を示し、ＩＬは、サイズＬの単位行列であり、Ｌは、送信ブロックの長さであり、前記基底展開符号語Ｘｑ’は、
【数１８】
0006440859.tif 000058
であり、ここで、演算子
【数１９】
0006440859.tif 000059
は、クロネッカー積を示し、Ｂは、｛ＩＬ，Ｂ１，Ｂ２，…，ＢＤ｝を含む前記基底展開行列であり、Ｄは、Ｎ(Ｄ＋１)＜Ｌとして制約される基底展開行列の数であり、ＩＬは、サイズＬの単位行列であり、Ｌは、送信ブロックの長さであり、Ｎは、送信アンテナの数である、請求項１６に記載のシステム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、包括的には、デジタル通信に関し、より詳細には、無線２重選択性チャネルを介して高速データを送信することに関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信では、２重選択性チャネルは、時変フェージング及びマルチパス遅延を受ける。時変フェージングは、時間選択性チャネル及びキャリア間干渉(ＩＣＩ)を引き起こす特定のドップラーパワースペクトルを有する。マルチパス遅延は、周波数選択性チャネル及びシンボル間干渉(ＩＳＩ)を引き起こす或る特定の遅延パワースペクトルを有する。これは、移動送受信機を有する広帯域無線ネットワーク、例えば、車両通信ネットワーク及びセルラーネットワークにおける特有の問題である。
【０００３】
適応等化及びパイロットシンボルが、通常、ＩＳＩ及びＩＣＩ補償するために用いられる。例えば、パイロットシンボル又はトレーニングシーケンスが、無線リンクのチャネル状態情報(ＣＳＩ)を推定するために、受信機に送信されるパケットが挿入される。推定されたＣＳＩは、ＩＳＩ及びＩＣＩの等化に用いられる。しかしながら、移動通信に適した無線周波数のリソースが制限されていることを考えれば、パイロットシンボルは、スペクトル効率及びデータ送信レートを本質的に低下させる。その上、パイロットシンボルは、スローフェージングチャネルにしか効果的でない。加えて、２重選択性フェージングチャネルでは、ＩＳＩ及びＩＣＩの双方が存在するために、パイロットシンボルを用いても、瞬時ＣＳＩを取得するチャネル推定はかなり困難である。
【０００４】
単一選択性(singly selective)フェージングチャネル、すなわち、時変チャネル又はマルチパスチャネルのいずれかを近似して、移動無線通信のセミブラインド送信を実現するために、基底展開モデル(ＢＥＭ)が用いられてきた。これについては、例えば、特許文献１を参照されたい。ＢＥＭは、ジョイントデータ検出及びＣＳＩ推定のための期待値最大化(ＥＭ)手順に基づいて、反復セミブラインド等化器とともに用いられる。前方エラー訂正(ＦＥＣ)符号を利用することで、ＢＥＭは、性能劣化を伴わずに少数のパイロットシンボルを用いて擬似非コヒーレント通信を実現することができる。しかしながら、その方法は、初期ＣＳＩ推定及びＦＥＣ軟判定復号化フィードバックを取得するのに、依然としてパイロットシンボルに依拠しており、これによって、受信機はより複雑になる可能性がある。
【０００５】
非コヒーレント通信を実現し、ダイバーシティ利得を提供してチャネルフェージングに対してロバストであるようにするために、差動時空間符号化(ＤＳＴＣ)が用いられてきた。これについては、例えば、特許文献２、特許文献３、及び特許文献４を参照されたい。非コヒーレント通信は、パイロットシンボルを用いる必要がなく、通信オーバーヘッドがないことから、より高いスペクトル効率を維持することができる。ＤＳＴＣは、グラスマン直交行列によって実現される。これについては、例えば、特許文献５、特許文献６、及び特許文献７を参照されたい。しかしながら、ＤＳＴＣは、グラスマン行列の直交する特徴を利用するにはチャネルコヒーレンス時間が非常に短い高速時変チャネルでは良好に機能しない。この問題を解決するために、ＢＥＭ及びＤＳＴＣを一般化尤度比検定(ＧＬＲＴ)等化とともに同時に用いることができる。これについては、例えば、特許文献８を参照されたい。ＢＥＭを用いると、高速時変フェージングチャネル及び高速データレート送信についても非コヒーレント通信を実現することができる。この方法及びシステムは、多次元ＢＥＭを導入することによって、２重選択性フェージングチャネルに拡張することができる。この多次元ＢＥＭでは、時間領域及び周波数領域上の２つの異なる種類の基底関数が、２重選択性フェージングチャネルを取り扱うのに用いられる。
【０００６】
しかしながら、ＢＥＭ自体が、タイミングオフセット及びキャリアオフセット等の幾つかのハードウェア不完全性の影響を受けやすい。例えば、タイミングオフセット及びキャリアオフセットは、例えば水晶発振器を含むクロック回路が不正確であること等のハードウェア損傷によって引き起こされる可能性がある。そのようなオフセットは、幾つかの用途にとって望ましくなく、特別に設計された同期プロセスによって補償することができる。例えば、特許文献９は、同期パケット内に既定のトレーニングシーケンスを用いて受信機と送信機との間でクロックを同期させる方法を記載している。しかしながら、同期パケットの送信は、付加的な通信オーバーヘッドを引き起こし、これは、幾つかの用途にとって望ましくないか又は許容できないことさえある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】米国特許第７,２８０,６０４号明細書
【特許文献２】米国特許第７,５６７,６２３号明細書
【特許文献３】米国特許第７,５０８,８０８号明細書
【特許文献４】米国特許第７,３９７,８６６号明細書
【特許文献５】米国特許第６,８０１,５７９号明細書
【特許文献６】米国特許第７,８６４,８７６号明細書
【特許文献７】米国特許出願公開第２００２／０１６３８９２号明細書
【特許文献８】米国特許第８,０５９,７４７号明細書
【特許文献９】米国特許第７,９６１,６９７号明細書
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
したがって、同期及びチャネル推定のためにパイロットにもトレーニングシーケンスにも依拠することなく送信のタイミングオフセット及びキャリアオフセットに対処する２重選択性チャネルの非コヒーレント送信の方法が必要とされている。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
この発明の実施の形態は、複数のアンテナを装備した無線送受信機の時変フェージング及びマルチパス遅延を受ける多入力多出力(ＭＩＭＯ)２重選択性チャネルを介した、タイミングオフセット及びキャリアオフセットを許容する非コヒーレント無線電気通信の方法及びシステムを提供する。時変フェージングはキャリア間干渉(ＩＣＩ)を引き起こし、マルチパス遅延はシンボル間干渉(ＩＳＩ)をもたらす。本方法は、ＩＣＩ及びＩＳＩが存在する状態であっても無線リンクのチャネル状態情報(ＣＳＩ)を推定するのにパイロットシンボルを用いることを回避することができる非コヒーレントＭＩＭＯ通信を実現する。ＩＣＩ及びＩＳＩに対処するために、１つの実施の形態は、２重選択性フェージングチャネルを適切に処理する多次元基底展開モデル(ＢＥＭ)と、一般化尤度比検定(ＧＬＲＴ)に基づくブラインド等化とを用いる。
【００１０】
ＢＥＭを用いる場合のＧＬＲＴのタイミングオフセット及びキャリアオフセットの問題は、この発明の幾つかの実施の形態によって解決される。これらのこの発明の幾つかの実施の形態は、送信データの回復において用いられるチャネルの統計的依存性を、タイミングオフセット及びキャリアオフセットの分布の統計的依存性を用いて変更することができるという認識に基づいている。そのようにして、送信データの統計的回復は、追加の同期データを用いることなく、発生し得るオフセット値を検討する。
【００１１】
この発明の幾つかの実施の形態は、タイミングオフセット及びキャリアオフセットの統計が受信信号のドップラー周波数の分布の統計に類似しているという追加の認識に基づいている。これは、タイミングオフセット及びキャリアオフセットの自己相関関数をテイラー−マクローリン級数展開によって良好に近似することができるからである。そのために、これらのオフセット値の分布がルジャンドル多項式基底を有するということが認識されていた。したがって、この発明の幾つかの実施の形態は、送信データの回復において用いられるチャネルの統計的依存性を、多項式基底を用いて変更する。
【００１２】
ＢＥＭは、時間領域におけるルジャンドル多項式基底と、周波数領域におけるフーリエ指数基底とに基づいている条件付きチャネル共分散を用いる。タイミングオフセットに対処するために、幾つかの実施の形態は、ＢＥＭの周波数領域におけるフーリエ基底を、ルジャンドル多項式基底を用いて変更し、フーリエ−ルジャンドル積基底を周波数領域に用いる。また、幾つかの実施の形態は、ＢＥＭの時間領域において検討されるルジャンドル多項式基底関数の数を増加させることによってキャリアオフセットに対処する。そのために、パイロットシンボルを用いなくても、全てのＩＳＩ、ＩＣＩ、タイミングオフセット、及びキャリアオフセットに対する大きな許容度を有する高速非コヒーレントＭＩＭＯ通信を実現することができる。
【００１３】
１つの実施の形態では、ＧＬＲＴブラインド等化は、雑音及び信号不確実性を考慮に入れるように変更することができる。例えば、時空間復調の零空間投影(null-space projection)は、復調メトリックが雑音分散及び信号分散並びに基底展開信号ブロックの関数として生成される擬似零空間投影に置き換えられる。
【００１４】
したがって、１つの実施の形態は、多入力多出力(ＭＩＭＯ)において２重選択性フェージングチャネルを介して受信機において受信されたデータシンボルを復号化する方法であって、各データシンボルは、符号語のコンステレーション集合からの対応する符号語を用いて時空間変調され、コンステレーション集合内の各符号語は、サイズＮ×Ｌの複素数値行列であり、ここで、Ｎは送信アンテナの数であり、Ｌは送信の長さである、方法を開示する。
【００１５】
本方法は、基底関数の集合を用いて符号語のコンステレーション集合を展開して、基底展開コンステレーション集合を生成する、なお、基底関数の集合は、周波数領域におけるフーリエ指数基底関数と、時間領域におけるルジャンドル多項式基底関数と、周波数領域におけるフーリエ−ルジャンドル積基底関数とを含み、フーリエ−ルジャンドル積基底関数は、周波数領域上のルジャンドル多項式基底関数とフーリエ指数基底関数との要素単位の積の関数である、展開することと、受信変調データシンボルを基底展開コンステレーション集合の直交補集合上に投影して、コンステレーション集合の各符号語の一般化尤度比検定(ＧＬＲＴ)の距離メトリックの集合を取得することと、最小距離メトリック又は最大相関メトリックに対応する符号語を選択することと、符号語を用いて、受信変調データシンボルからのデータシンボルを復号化することと、を含む。
【００１６】
別の実施の形態は、送信機から２重選択性フェージングチャネルを介して無線周波数(ＲＦ)信号を受信するアンテナのセットを有する受信機であって、ＲＦ信号は、データシンボルのシーケンスを含み、各データシンボルは、符号語のコンステレーション集合からの対応する符号語を用いて時空間変調され、コンステレーション集合内の各符号語は、複素数値行列である、受信機を開示する。この受信機は、受信されたＲＦ信号をキャリア周波数からダウンコンバートして、ベースバンド信号を生成するＲＦ回路であって、受信機におけるキャリア周波数と送信機におけるキャリア周波数との間のキャリアオフセットは、受信機において付加的な雑音を生成する、ＲＦ回路と、送信機のフィルターの時間反転インパルス応答を有し、ベースバンド信号をフィルタリングしてフィルタリングされた信号を生成するフィルターであって、受信機のフィルターのクロックと送信機のフィルターのクロックとの間の時間オフセットは、受信機において付加的なキャリア間干渉(ＩＣＩ)を生成する、フィルターと、多次元基底展開モデル(ＢＥＭ)とともに一般化尤度比検定(ＧＬＲＴ)を用いてフィルタリングされた信号を復調して、対応する符号語を用いて変調されたデータシンボルの最も可能性の高い推定を含む復調信号を生成する時空間復調器であって、ＧＬＲＴは、ルジャンドル多項式基底関数を用いて変更された周波数領域におけるフーリエ指数基底関数を含む基底関数の集合を用いて展開されたコンステレーション集合の各符号語の直交零空間であるプロジェクター行列を用いる、時空間復調器と、復調信号を復号化して、送信されたデータシンボルの推定値を生成する前方エラー訂正(ＦＥＣ)復号器と、を備える。
【００１７】
更に別の実施の形態は、２重選択性フェージングチャネルを介して無線周波数(ＲＦ)信号を通信するシステムであって、データシンボルのシーケンスを含むＲＦ信号を生成し、２重選択性フェージングチャネルを通じてＲＦ信号を送信する送信機であって、各データシンボルは、符号語のコンステレーション集合からの対応する符号語を用いて時空間変調され、コンステレーション集合内の各符号語は、複素数値行列である、送信機と、ＲＦ信号を受信し、多次元基底展開モデル(ＢＥＭ)とともに一般化尤度比検定(ＧＬＲＴ)を用いてデータシンボルを復調する受信機であって、ＧＬＲＴは、基底関数の集合を用いて展開されたコンステレーション集合の各符号語に直交するプロジェクター行列を用い、基底関数の集合は、周波数領域におけるフーリエ指数基底関数、時間領域におけるルジャンドル多項式基底関数、及び周波数領域におけるフーリエ−ルジャンドル積基底関数を含み、フーリエ−ルジャンドル積基底関数は、周波数領域上のルジャンドル多項式基底関数とフーリエ指数基底関数との要素単位の積の関数である、受信機と、を備える、システムを開示する。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】この発明の幾つかの実施の形態による２重選択性フェージングＭＩＭＯチャネルを介した非コヒーレント通信の方法及びシステムのブロック図である。
【図２Ａ】この発明の幾つかの実施の形態によって用いられる原理を用いたフラットフェージングチャネルの時空間復調を有するブラインド等化の方法のブロック図である。
【図２Ｂ】この発明の幾つかの実施の形態によって用いられる原理を用いたフラットフェージングチャネルの時空間復調を有するブラインド等化の方法のブロック図である。
【図３Ａ】この発明の幾つかの実施の形態による２重選択性フェージングチャネルの分布の統計的依存性に対処する多次元基底展開モデル(ＢＥＭ)に基づく時空間復調を有するブラインド等化の方法のブロック図である。
【図３Ｂ】この発明の幾つかの実施の形態によるタイミングオフセット及びキャリアオフセットの分布の統計的依存性に対処する多次元ＢＥＭに基づく時空間復調を有するブラインド等化の方法のブロック図である。
【図４】この発明の幾つかの実施の形態による連続した零投影ブロック更新を用いた時空間復調を有する線形複雑度ブラインド等化の方法のフローチャートである。
【図５】この発明の幾つかの実施の形態による送受信機のブロック図である。
【図６Ａ】この発明の幾つかの実施の形態によって用いられる基底展開行列の一例を示す図である。
【図６Ｂ】この発明の幾つかの実施の形態によって用いられる基底展開行列の一例を示す図である。
【図６Ｃ】この発明の幾つかの実施の形態によって用いられる基底展開行列の一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
システム及び方法の概略
図１は、この発明の幾つかの実施の形態による、複数のアンテナを装備した送受信機の時変フェージング及びマルチパス遅延を受ける多入力多出力(ＭＩＭＯ)２重選択性チャネル１５０を介した送信機１００と受信機１０５との間の無線通信の方法及びシステムのブロック図を示している。時変フェージングは、キャリア間干渉(ＩＣＩ)とともに時間選択性チャネルを引き起こし、マルチパス遅延は、シンボル間干渉(ＩＳＩ)とともに周波数選択性チャネルを引き起こす。この発明の幾つかの実施の形態は、送受信機が極めて高速に移動している場合、例えば、携帯電話が超特急列車及び飛行機で搬送されている場合であっても高速データを送信することができる。その上、この発明の１つの実施の形態は、チャネル状態情報(ＣＳＩ)を推定するのに用いられるパイロットシンボル又はトレーニングシーケンスに依拠しない非コヒーレント送信を実現することができる。
【００２０】
送信機１００において、データシンボル、すなわちｓのシーケンス１０１が、前方エラー訂正(ＦＥＣ)符号器１１０によって符号化され、符号化データシンボル、すなわちｃのシーケンスが生成される。ＦＥＣ符号器１１０は、容量接近型符号、例えば、低密度パリティ検査(ＬＤＰＣ)符号、ターボ符号、繰り返し累積符号、又は他の同様の符号を用いることができる。レイテンシーが重要な用途の場合、短い長さのＦＥＣ符号、例えば、ボーズ−チョドーリ−オッケンジェム(Bose-Chaudhuri-Hocquenghem)符号、リード−マラー(Reed-Muller)符号、リード−ソロモン(Reed-Solomon)符号、及びプレパラータ(Preparata)符号を適用することができる。ＦＥＣ符号器１１０は、通常、生成行列１１１、すなわちＧを用いる。この生成行列は、例えば、非バイナリーガロア体又はリー環(Lee ring)を用いて、代数領域においてデータシンボルｓを乗算される。無線ネットワーク上にエラーが存在する状態であっても、受信機１０５が元のデータｓを復号化データｓ’１０６として回復することができるように、符号化データｃは、生成行列Ｇによってアペンドされた幾つかのパリティシンボルを含む。
【００２１】
符号化データシンボルｃは、時空間変調器１２０によってブロック単位で変調され、変調データシンボル、すなわちｘのシーケンスが生成される。この時空間変調器は、
【００２２】
【数１】
0006440859.tif 000002
【００２３】
のＱ値コンステレーション集合１２１を用いる。符号語Ｘｑは、サイズＮ×Ｌの複素数値行列である。ここで、Ｎは、送信機アンテナの数であり、Ｌは、ブロック送信の長さである。変調カーディナリティ(modulation cardinality)Ｑは、最大データレートを規定し、シンボル当たりのビットレートは、ｌｏｇ２(Ｑ)／Ｌとして規定される。この発明の幾つかの実施の形態では、時空間変調器は、各符号語がＸｑ†Ｘｑ＝ＩＬとなるように直交するようなグラスマンブロック符号を用いる。ここで、［・］†は、共役転置を示し、ＩＬは、サイズＬの単位行列である。
【００２４】
時空間変調は、時空間ブロック符号(ＳＴＢＣ)、空間周波数ブロック符号(ＳＦＢＣ)、及び時空間周波数ブロック符号(ＳＴＦＢＣ)等の時空間符号化(ＳＴＣ)を用いるコンステレーション集合
【００２５】
【数２】
0006440859.tif 000003
【００２６】
１２１に基づいている。例えば、グラスマンブロック符号は、指数等角写像によって又はスキューエルミート行列のケーリー変換によって実現される。このブロック符号は、擬似ユニタリーベータ分布時空間変調も含むことができ、トレリス符号化と連結することができる。例えば、グラスマンブロック符号は、このブロック符号の直交性に起因して、パイロットシンボルが必要とされない非コヒーレント通信を可能にすることができる。したがって、パイロット挿入オーバーヘッドに起因したスペクトル効率損失を回避することができる。１つの実施の形態では、性能を改善するために、小さなオーバーヘッドを有する少数のパイロットシンボルが任意選択で挿入される。
【００２７】
変調データシンボルｘのシーケンスは、帯域通過フィルター１３０内に送出され、プリコーディング行列１３１、すなわちＦに乗算することによって、フィルタリングされたシンボルｕのシーケンスが生成される。例えば、１つの実施の形態は、ルートレイズドコサインフィルター(root-raised cosine filter)を用いる。この発明の幾つかの実施の形態では、ＩＳＩの影響を抑制するために、プリコーディング行列Ｆは、サイクリックプレフィックスを有するか又は有しない直交周波数分割多重化(ＯＦＤＭ)の方法として離散フーリエ変換を用いる。例えば、フーリエ変換に基づくプリコーディング行列は、
【００２８】
【数３】
0006440859.tif 000004
【００２９】
を含む。ここで、［・］ｉ，ｊは、行列の第(ｉ，ｊ)の要素を示し、
【００３０】
【数４】
0006440859.tif 000005
【００３１】
は、虚数単位である。別の実施の形態では、空間領域、時間領域、及び周波数領域上の電力及びレート適応を有する他のプリコーディング及びフィルタリングを同時に適用することができる。例えば、アンテナ相関の影響を低減するユニタリー空間プリコーディングを、ＯＦＤＭプリコーディングに加えて用いることができる。
【００３２】
フィルタリングされたシンボルｕは、ＲＦ回路１４０によって無線周波数(ＲＦ)信号にアップコンバート及び増幅され、Ｎ個の送信アンテナによってチャネルを介して送信される。アンテナの数Ｎは、１以上の任意の整数とすることができる。ＲＦ回路は、ｆｃのキャリア周波数１４１を有するＲＦ信号を生成する。一例として、キャリア周波数は約２．４ＧＨｚである。ＲＦ信号は、無線チャネル１５０を通じて受信機１０５に送信される。
【００３３】
広帯域移動通信の場合、無線チャネル１５０は、２重選択性フェージングチャネルである。このチャネルでは、時変フェージングが、ＩＣＩとともに時間選択性チャネルを引き起こし、マルチパス遅延が、ＩＳＩとともに周波数選択性チャネルを引き起こす。物理的特性から、チャネル行列Ｈは、時間領域及び周波数領域の双方において或る統計的性質１５１を有する。
【００３４】
時間領域上のチャネル統計１５１は、ドップラーパワースペクトルによって特徴付けることができる。例えば、送信機と受信機との間の相対速度は、最大可能ドップラー周波数をｆＤ＝ｆｃｖ／ｃ０として規定することができる。ここで、ｆＤは最大ドップラー周波数であり、ｖは相対速度であり、ｃ０は空気中の光速である。散乱が多い(rich-scattering)環境の場合、ドップラー周波数の分布は、ジェイクス(Jakes)モデルによってモデル化される。このモデルでは、時間領域上の時変フェージングは、Ｊ０(２πｆＤτ)としての第１種の０次ベッセル関数によって特徴付けられる自己相関関数を有する。ここで、τは時間差である。特に、例えば、飛行機及び超特急列車で高速に移動する移動送受信機の場合、時変フェージングは、強いＩＣＩとともに無視できない時間選択性チャネルを引き起こす。
【００３５】
散乱物体のロケーション、速度、及び材料等の環境条件に応じて、チャネル行列Ｈは、周波数選択性チャネルを引き起こすマルチパス遅延に起因した特定の遅延パワースペクトルを有する。特に、広帯域送信の場合、周波数選択性チャネルは、強いＩＳＩを引き起こす。周波数領域上のチャネル統計１５１は、遅延パワースペクトルによって特徴付けることができる。例えば、遅延パワースペクトルは、遅延が増加するにつれて、マルチパスの平均電力が指数関数的に低下する指数関数的減衰によってモデル化される。
【００３６】
受信アンテナ及びＲＦ回路のセット１６０を用いて、受信機１０５は、増幅器雑音と、無線チャネル１５０を介した送信中のチャネルフェージングによって損傷を受けた送信ＲＦ信号を受信する。受信アンテナの数は、Ｍとして示され、このＭは、１以上の任意の整数とすることができる。受信機は、当該受信機の１つ又は複数のモジュールの機能を実行する少なくとも１つのプロセッサを備えることができる。
【００３７】
ＲＦ回路１６０は、ｆｃ’のキャリア周波数１６１を用いて、受信ＲＦ信号をダウンコンバートし、ベースバンド受信信号ｒのシーケンスを生成する。受信機キャリア周波数１６１は送信機キャリア周波数１４１に等しい。しかしながら、送信機１００及び受信機１０５の双方において同一のキャリア周波数を有することは、クロック回路、例えば水晶発振器のハードウェア不完全性に起因して特に困難である。キャリアオフセットは、物理法則から導出される或る特定の統計的性質１５２を有する。例えば、幾つかの水晶発振器のキャリア周波数の不確実性は、コーシー−ローレンツ(Cauchy-Lorentz)分布によってモデル化することができる。これらのキャリア周波数間のオフセット、すなわちδｆ＝ｆｃ’−ｆｃは、受信機において付加的な位相雑音を生み出す。このキャリアオフセットの問題は、この発明の幾つかの実施の形態によって用いられる方法によって取り扱われる。
【００３８】
ベースバンド受信信号ｒは、受信機フィルター１７０を通過し、フィルタリングされた受信信号ｙのシーケンスが生成される。受信機フィルター１７０は、送信機フィルター１３０の時間反転インパルス応答(time-reversed impulse response)を有する整合フィルターに基づくことができる。例えば、受信機フィルター１７０は、送信機プリコーディング行列Ｆ１３１の共役転置であるプリコーディング行列１７１を用いる。このプリコーディング行列をベースバンド受信信号ｒと乗算するとき、受信機は、ブロック単位のタイミング同期を必要とする。クロック回路の不完全性と、無線チャネル上の伝播遅延とに起因して、このタイミング同期を実際に達成することは困難である。タイミングオフセットは、コーシー−ローレンツ分布等の或る特定の統計的性質１５２を有する。不確実なタイミングオフセットは、付加的なＩＣＩを生み出す。このタイミングオフセットの問題も、この発明の幾つかの実施の形態によって用いられる方法によって取り扱われる。
【００３９】
フィルタリングされた受信信号ｙは、時空間復調器１８０内に送出されて、復調信号ｃ’のシーケンスが生成される。時空間復調器１８０は、時空間変調器１２０によって変調された最も可能性の高いデータシンボルｃを推定する。非コヒーレントＭＩＭＯ通信を実現するために、時空間復調器は、瞬時チャネル状態情報Ｈの知識を用いることなくブラインド等化を実行する。例えば、この発明の幾つかの実施の形態は、多次元基底展開モデル(ＢＥＭ)とともに一般化尤度比検定(ＧＬＲＴ)を用いる。このＧＬＲＴブラインド等化は、零空間プロジェクター集合(null-space projector set)
【００４０】
【数５】
0006440859.tif 000006
【００４１】
１８１を用いる。プロジェクター行列は、ＸｑＰｑ＝０が成り立つような時空間コンステレーション集合
【００４２】
【数６】
0006440859.tif 000007
【００４３】
１２１の各符号語の直交零空間である。
【００４４】
２重選択性フェージングチャネルに対処するために、プロジェクター行列は、チャネル統計知識１５１を用いることができる多次元ＢＥＭによって生成される。この多次元ＢＥＭは、時間領域においてはルジャンドル多項式基底に基づいているが、周波数領域においてはフーリエ指数基底に基づいている。加えて、タイミングオフセット及びキャリアオフセットに対処するために、ＢＥＭは、オフセットの統計的知識１５２にも基づいている。例えば、タイミングオフセットに対処するために、この発明の幾つかの実施の形態は、ＢＥＭの周波数領域のフーリエ基底をルジャンドル多項式基底関数の積を用いて変更する。また、この発明の幾つかの実施の形態は、ＢＥＭの時間領域において検討されるルジャンドル基底関数の数を増加させることによってキャリアオフセットに対処する。
【００４５】
復調信号ｃ’は、ＦＥＣ復号器１９０によって復号化されて、送信データシンボルｓ１０１を推定するための復号化データｓ’１０６が生成される。例えば、ＦＥＣ復号器は、ＬＤＰＣ符号の確率伝播を用いる。この確率伝播は、パリティ検査行列Ｈｐ１９１によって表される疎グラフに基づく反復メッセージパッシングアルゴリズムを用いる。パリティ検査行列Ｈｐ１９１は、ガロア体又はリー環上でＨｐＧ＝０になるような生成行列Ｇ１１１の代数零空間投影である。ＦＥＣ復号器は、復調信号ｃ’に発生し得る幾つかのエラーを訂正することができる。
【００４６】
１つの実施の形態では、ＦＥＣ復号器１９０における軟判定情報が、時空間復調器１８０にフィードバックされ(１９２)、復調信号が精緻化される。このループは、終了条件に達するまで反復することができる。例えば、この終了条件は、データ尤度の収束、又は所定の反復の数に基づいている。
【００４７】
ＧＬＲＴを用いた時空間復調
図２Ａは、この発明の幾つかの実施の形態によって用いられる幾つかの原理を有するＧＬＲＴに基づく非コヒーレントＭＩＭＯ等化の時空間復調１８０の概略図を示している。図２Ａの方法は、パイロットシンボル及びトレーニングシーケンスを用いることなく時空間コンステレーションを復調することができるが、２重選択性フェージングチャネル及びタイミング／キャリアオフセットをハンドリングするには準最適である。
【００４８】
フラットフェージングチャネルを介した送信の場合、Ｌ個のシンボルにわたるフィルタリングされた信号ｙは、以下のように表すことができる。
【００４９】
【数７】
0006440859.tif 000008
【００５０】
ここで、Ｙ＝［ｙ１，ｙ２，…，ｙＬ］は、サイズＭ×Ｌのフィルタリングされた信号行列であり、Ｘは、
【００５１】
【数８】
0006440859.tif 000009
【００５２】
のコンステレーション集合からの送信された時空間変調であり、Ｚは、同じサイズの加法的雑音行列である。幾つかの実施の形態では、時間領域上の送信機及び受信機のプリコーディング行列は、ＦＦ†＝ＩＬとなるようなユニタリーである。雑音は、例えば、受信機増幅器における熱雑音を含み、
【００５３】
【数９】
0006440859.tif 000010
【００５４】
の共分散を有する円対称複素ガウス分布に従うことができる。コヒーレント通信の場合、受信機は、パイロットシンボル又はトレーニングシーケンスを用いることによって瞬時ＣＳＩ行列Ｈを推定することができ、以下のように復調する。
【００５５】
【数１０】
0006440859.tif 000011
【００５６】
ここで、受信機は、最小ユークリッド距離を有する最も可能性の高いコンステレーションを検索する。
【００５７】
コヒーレント通信は、ＣＳＩを推定するのにパイロットシンボルを必要とする。パイロットシンボルを用いることを回避するために、ＧＬＲＴを用いる時空間復調器２１０は、零空間プロジェクター集合
【００５８】
【数１１】
0006440859.tif 000012
【００５９】
１８１を用い、以下のように、全ての可能なノルムメトリック２１４、２１５、及び２１６にわたり最小ノルム２１７に対応する受信信号２１３の最も可能性の高いデータシンボルを検索する。
【００６０】
【数１２】
0006440859.tif 000013
【００６１】
ここで、零空間プロジェクター行列１８１は、ＸｑＰｑ＝０になる(２１２)ように、各符号語コンステレーション１２１に直交している。例えば、零プロジェクター行列は、以下のように、コンステレーションから生成することができる(２１１)。
【００６２】
【数１３】
0006440859.tif 000014
【００６３】
ここで、このプロジェクター行列は、Ｌ×Ｌのサイズである。零空間投影は一意ではないので、他の多くの表現がある。その上、零空間投影行列の最小可能サイズは、Ｌ×(Ｌ−Ｎ)である。なぜならば、符号語コンステレーションは、Ｎ個の基底ベクトルを既に用いているからである。直交性によって、雑音が存在しない状態では、ＧＬＲＴノルムメトリックは、ＣＳＩ行列Ｈの値に関係なく０になる。
【００６４】
このように、ＧＬＲＴブラインド等化は、ＣＳＩ行列知識を用いなくてもデータを復調することができる。受信機は、実際には、増幅器雑音Ｚによって損傷を受けているので、フィルタリングされた受信信号ブロックＹと零空間プロジェクター行列Ｐｑとの積は、非零となる可能性があるが、依然として、Ｙと、高い確率を有する異なるコンステレーションＰｑ’の他のプロジェクター行列との積よりも小さい。
【００６５】
図２Ｂは、単純化されたＧＬＲＴを用いる時空間復調器２２０を示している。この復調器は、零空間プロジェクター行列
【００６６】
【数１４】
0006440859.tif 000015
【００６７】
を必要としないが、コンステレーション集合
【００６８】
【数１５】
0006440859.tif 000016
【００６９】
２１１を直接必要とする。符号語コンステレーションが、Ｘｑ†Ｘｑ＝ＩＬとなる(２２２)ようなグラスマン多様体である場合、ＧＬＲＴブラインド等化は、性能劣化を伴わずに単純化することができる。この単純化されたＧＬＲＴは、相関器を実行して、以下のように、全ての可能な相関メトリック２２４、２２５、及び２２６にわたり最大ノルム２２７を有する最も可能性の高いデータを検索する。
【００７０】
【数１６】
0006440859.tif 000017
【００７１】
２重選択性フェージングチャネルの多次元ＢＥＭ
この発明の幾つかの実施の形態は、図２Ａ及び図２Ｂの時空間復調が、より短いコヒーレンス時間及びコヒーレンス帯域幅に起因して直交する特徴を利用することができないので、時間選択性フェージングチャネル及び周波数選択性フェージングチャネルをハンドリングするのに準最適であるという認識に基づいている。この問題を解決するために、データシンボルは、基底展開モデル(ＢＥＭ)とともにＧＬＲＴ等化方法を用いて復号化される。ＢＥＭを用いると、高速時変フェージングチャネル又は分散性の周波数選択性フェージングチャネルについても非コヒーレント通信を実現することができる。
【００７２】
しかしながら、ＢＥＭを伴うこのＧＬＲＴ等化方法は、２重選択性フェージングチャネルではなく、単一選択性フェージングチャネルに良好に機能する。この発明の幾つかの実施の形態は、時間領域及び周波数領域上の２つの異なる種類の基底関数を導入することによって、多次元ＢＥＭを用いて２重選択性フェージングチャネルを適切に処理する。この発明のこれらの実施の形態は、時間領域及び周波数領域上のチャネル変動が時間周波数自己相関関数によって特徴付けられる或る特定の統計的依存性を有し、このチャネル統計における少数の支配的な基底関数が、瞬時ＣＳＩを知らなくてもデータ回復に十分であるという認識に基づいている。
【００７３】
図３Ａは、この発明の幾つかの実施の形態による多次元ＢＥＭとともにＧＬＲＴを用いる時空間復調器の概略図を示している。時空間復調器３１０のステップは、零空間プロジェクター集合
【００７４】
【数１７】
0006440859.tif 000018
【００７５】
３３２を所与として、図２Ａにおける時空間復調器２１０と類似した
ｑ’＝ａｒｇ  ｍｉｎｑ∈｛１，２，…、Ｑ｝||ＹＰｑ||２
として、零空間投影に基づいている。この発明のこの実施の形態は、チャネル統計１５１を用いて、各符号語コンステレーション２１１の基底展開３３１によって異なる零空間プロジェクター集合３３２を生成する。より具体的には、零空間プロジェクター行列Ｐｑは、時空間コンステレーションＸｑに対して直交しているだけでなく、基底展開コンステレーションＸｑＢｄに対しても直交している。ここで、Ｂｄは、サイズＬ×Ｌの第ｄの基底展開行列である。チャネル統計１５１に基づく基底展開行列｛Ｂ１，Ｂ２，…，ＢＤ｝を用いると、基底展開３３１は、各コンステレーションＸｑ２１１について実行され、以下のように、全基底展開コンステレーションＸｑ’が生成される。
【００７６】
【数１８】
0006440859.tif 000019
【００７７】
ここで、演算子
【００７８】
【数１９】
0006440859.tif 000020
【００７９】
は、クロネッカー積を示し、Ｂは、｛ＩＬ，Ｂ１，Ｂ２，…，ＢＤ｝からなるサイズＬ(Ｄ＋１)×Ｌの全基底展開行列である。基底展開行列の数Ｄは、チャネル統計に依存するが、零空間における自由度の理論的限界に起因してＮ(Ｄ＋１)＜Ｌとして制約される。全基底展開コンステレーションＸｑ’は、Ｎ(Ｄ＋１)×Ｌのサイズである。零空間プロジェクター行列Ｐｑ３３２は、例えば、以下のように、全基底展開コンステレーションＸｑ’に直交している。
【００８０】
【数２０】
0006440859.tif 000021
【００８１】
ここで、プロジェクター行列は、Ｌ×Ｌのサイズである。
【００８２】
チャネル統計１５１は、物理的特性及び環境に基づいており、ドップラーパワースペクトル及び遅延パワースペクトルを規定する。チャネルは、ドップラーパワースペクトルに従って時間領域において変化するのに対して、チャネルは、遅延パワースペクトルに従って周波数領域において変化する。これらのチャネル変化は、確率的ランダムプロセスに基づいているが、時間周波数自己相関関数に従って時間領域及び周波数領域上の統計的依存性が存在する。ジェイクスモデルの場合、時間自己相関関数は、ベッセル関数として表すことができ、このベッセル関数のテイラー−マクローリン級数展開は、以下のように記述することができる。
【００８３】
【数２１】
0006440859.tif 000022
【００８４】
これは、確率的ランダムプロセスを、各項の多項式基底関数の集合によって良好に記述することができることを示唆している。最初の定数項は、Ｌの固有値を有する０次多項式関数に対応する。そして、２番目の２次項は、
【００８５】
【数２２】
0006440859.tif 000023
【００８６】
の固有値を有する１次多項式関数に対応し、ここで、Ｔｓはシンボル長である。ランダム時変チャネルを任意に実現したものは、ルジャンドル基底関数の加重和によって表すことができる。ＧＬＲＴ及びＢＥＭを用いると、実際の重み係数は、復調には必要とされない。これに対応して、この発明の幾つかの実施の形態は、ＢＥＭの時間領域において離散直交ルジャンドル多項式(ＤＯＬＰ)基底関数を用いて、時変フェージングチャネルに対処する。
【００８７】
例えば、第ｎのルジャンドル基底関数の第ｍの要素は、以下のように表される。
【００８８】
【数２３】
0006440859.tif 000024
【００８９】
ここで、ｘ［ｍ］＝ｘ(ｘ−１)…(ｘ−ｍ＋１)は階乗冪である。第ｎのルジャンドル基底関数を有する基底展開行列３３１は、以下のように生成される。
【００９０】
【数２４】
0006440859.tif 000025
【００９１】
ここで、ｄｉａｇ(・)は、独立変数からなる対角行列を示す。時間領域に変換するためにプリコーダー行列Ｆが乗算されていることに留意されたい。ルジャンドル基底関数は、適度に高速なフェージングチャネルまで、すなわち、ブロック長によって正規化された最大ドップラー周波数の１０％以下まで、ジェイクスモデルにおいて確率的ランダムプロセスを任意に実現したものを近似することができる。１つの実施の形態では、ルジャンドル基底は、極めて高速なフェージングチャネルについては、自己相関関数の支配的な固有ベクトルを計算することによって正弦曲線基底に変更される。時間領域基底(ルジャンドル多項式基底)は、ＩＣＩを取り扱うのに用いられる。ほとんどの高速フェージングチャネルについて、ＩＣＩを取り扱うのに、２基底展開で十分である。
【００９２】
時間領域基底展開に加えて、多次元ＢＥＭは、チャネル統計１５１に従って、周波数領域基底展開を用いてＩＳＩに対処する。指数関数的に減衰する遅延パワースペクトルについて、周波数領域上の自己相関関数は、以下のように、フーリエ級数によって表すことができる。
【００９３】
【数２５】
0006440859.tif 000026
【００９４】
ここで、
【００９５】
【数２６】
0006440859.tif 000027
【００９６】
は、シンボル遅延時の電力遅延プロファイルであり、αはｄＢを単位とする減衰係数である。上記周波数領域自己相関は、周波数領域上の確率的ランダムプロセスがフーリエ指数基底関数の集合によって良好に近似することができることを示唆している。第ｎのフーリエ基底関数の第ｍの要素は、以下のように表される。
【００９７】
【数２７】
0006440859.tif 000028
【００９８】
これは、フーリエ変換行列の第(ｎ，ｍ)のエントリーと等価である。この発明の幾つかの実施の形態では、第ｍのフーリエ基底関数を有する基底展開行列３３１は、以下のように生成される。
【００９９】
【数２８】
0006440859.tif 000029
【０１００】
ここで、プリコーダー行列Ｆは、フィルタリングされた受信信号ｙが周波数領域に既に変換されているようなＯＦＤＭの逆フーリエ変換行列であると仮定される。
【０１０１】
この発明の幾つかの実施の形態は、チャネル統計１５１に応じて、時間領域上のルジャンドル基底関数及び周波数領域上のフーリエ基底関数の双方とともに多次元基底展開３３１を用いる。そのために、図３Ａにおけるこの発明の実施の形態は、支配的な基底展開行列Ｂｎを選んで全基底展開コンステレーションＸｑ’及び対応する零空間プロジェクター行列Ｐｑを生成することによって、２重選択性フェージングチャネルにおけるＩＳＩ及びＩＣＩの双方に対処することができる。
【０１０２】
１つの実施の形態では、チャネル統計３３１は、遅延パワースペクトル、ドップラーパワースペクトル、最大ドップラー周波数、又は２乗平均平方根マルチパス遅延を提供する。実際の最大ドップラー周波数は、異常なドップラースペクトルを除いて基底関数を変更しないが、基底関数の必要とされる数は変化する可能性があることに留意されたい。
【０１０３】
別の実施の形態では、多次元基底展開３３１は、実際のチャネル統計に関係なく、時間領域上のルジャンドル基底及び周波数領域上のフーリエ基底を用いる。例えば、チャネル統計の知識を用いなくても、所定の数(例えば、２つ又は３つ)のルジャンドル基底関数及びフーリエ基底関数を２重選択性フェージングチャネルに用いることができる。１つの実施の形態では、空間自己相関関数を考慮して、多次元ＢＥＭは、空間領域上の基底関数の集合を用いて、見通し線チャネル又はアンテナ結合によって引き起こされる空間相関を取り扱う。
【０１０４】
タイミングオフセット回復及びキャリアオフセット回復のための多次元ＢＥＭ
図３Ａにおける実施の形態は、２重選択性フェージングチャネルを取り扱うことができるが、タイミングオフセット及びキャリアオフセットが存在すると、性能は更に劣化する可能性がある。この発明の幾つかの実施の形態は、送信機と受信機との間のタイミングオフセット及びキャリアオフセットに対処する２重選択性チャネルを介した非コヒーレント送信の方法を提供する。これらの実施の形態は、送信データの回復において用いられるチャネルの統計的依存性を、タイミングオフセット及びキャリアオフセットの分布の統計的依存性を用いて変更することができるという認識に基づいている。そのようにして、送信データの統計的回復は、同期データの追加の交換を用いることなく、発生し得るオフセット値を検討する。
【０１０５】
図３Ｂは、この発明の幾つかの実施の形態によるタイミングオフセット及びキャリアオフセットの分布１５２の統計的依存性に対処する変更された多次元基底展開３４１を用いる時空間復調器１８０のブロック図を示している。この時空間復調器は、フィルタリングされた受信信号ブロックＹと、対応するプロジェクター行列Ｐｑ３３２との全ての可能な積の中で最小ノルム値を見つけることによって最も可能性の高いデータを提供する。これらのステップは、図２Ａにおける時空間復調器２１０と同一である。各プロジェクター行列Ｐｑ３３２は、当該プロジェクター行列Ｐｑ３３２と、全基底展開コンステレーションＸｑ’３４１との積が幾つかの精度桁内で０になるか又はほぼ０になるように、対応するコンステレーションＸｑ２１１の多次元基底展開３４１に基づいて生成される。
【０１０６】
２重選択性フェージングチャネルにおけるＩＳＩ及びＩＣＩに対処するために、多次元基底展開３４１は、まずチャネル統計１５１を用いる。例えば、ルジャンドル基底関数及びフーリエ基底関数が、時間領域及び周波数領域においてそれぞれ用いられる。次に、タイミングオフセット及びキャリアオフセットの統計１５２がドップラー周波数の分布の統計と類似するという認識に従って、タイミングオフセット及びキャリアオフセットに対処するように、他の基底関数を用いてコンステレーションが更に展開される。その点に関して、零空間プロジェクター行列３３２も、対応する基底展開コンステレーションとの積が０値になるように変更される。
【０１０７】
タイミングオフセットは、周波数領域上に位相雑音を引き起こし、キャリアオフセットは、時間領域上に位相回転を引き起こす。タイミングオフセット及びキャリアオフセットの双方の統計は、通常、クロック回路、例えば、水晶発振器を有するフェーズロックドループのハードウェア不完全性に基づいている。タイミングオフセットの分布は、ハードウェア及びシステムに応じて、コーシー−ローレンツ分布、ガウス分布、一様分布、２点分布、又は３点分布とすることができる。タイミングオフセットに起因した周波数領域上の位相雑音は、或る特定の自己相関関数を有する。
【０１０８】
例えば、自己相関関数は、Δの標準偏差を有するガウス分布、Δの最大オフセットを有する一様分布、３点分布、及び２点分布についてそれぞれ以下のように表される。
【０１０９】
【数２９】
0006440859.tif 000030
【０１１０】
テイラー−マクローリン級数展開は、これらの異なる分布の位相雑音の確率的ランダムプロセスをルジャンドル多項式基底関数によってジェイクスモデルのドップラー周波数分布として良好に記述することができることを示唆している。ジェイクスドップラーパワースペクトルと比較して、タイミングオフセットに起因した位相雑音は、分布に応じて異なる固有値を有する場合があるが、基底関数は、全ての異なる分布について変化しない。
【０１１１】
タイミングオフセット及びキャリアオフセットの上記統計的視点から、この発明の幾つかの実施の形態は、周波数領域上のルジャンドル基底関数とフーリエ基底関数との要素単位の積である他の基底関数を導入する。この新たな基底関数は、周波数選択性チャネルに起因したＩＳＩに対処することができるとともに、タイミングオフセットに起因した位相雑音にも対処することができる。この新たな基底関数の基底展開行列３４１は、以下のように表される。
【０１１２】
【数３０】
0006440859.tif 000031
【０１１３】
これは、周波数領域における対角行列であり、対角エントリーは、第ｎのルジャンドル基底関数φｎと第ｍのフーリエ基底関数ψｍとの積である。キャリアオフセットに起因した位相雑音に対処するために、これらの方法は、新たな基底関数を導入しないが、ルジャンドル基底関数の数は、時間領域において増加させることができる。なぜならば、ＩＣＩ及びキャリアオフセットの双方の時間領域の基底関数は、ルジャンドル基底関数であるからである。
【０１１４】
図３Ｂにおける方法の実際の結果として、零空間プロジェクター行列集合
【０１１５】
【数３１】
0006440859.tif 000032
【０１１６】
３３２は、特定の性質を有する。より具体的には、プロジェクター行列Ｐｑの値は、プロジェクター行列Ｐｑと元のコンステレーション行列Ｘｑとの積が０になるとともに、プロジェクター行列Ｐｑと基底展開コンステレーション行列ＸｑＢｄとの積も(実際的な精度桁内で)０になるように選択される。例えば、プロジェクター行列は、全基底展開コンステレーションＸｑ’についてＰｑ＝ＩＬ−Ｘｑ’†(Ｘｑ’Ｘｑ’†)−１Ｘｑ’として生成される。基底展開行列Ｂｄは、３種類の基底関数、すなわち、ＩＣＩ及びキャリアオフセットに対処する時間領域におけるルジャンドル基底関数と、ＩＳＩに対処する周波数領域におけるフーリエ基底関数と、ＩＳＩ及びタイミングオフセットに対処する周波数領域におけるフーリエ−ルジャンドル積基底関数とに基づいている。
【０１１７】
線形複雑度拡張ブロック(Linear-Complexity Inflating-Block)ＧＬＲＴブラインド等化
幾つかの実施の形態では、時空間変調器１２０は、差動時空間符号化(ＤＳＴＣ)を用いて、サイズＮ×ＬのＱ値グラスマンコンステレーションを生成する。ブロック長は、
【０１１８】
【数３２】
0006440859.tif 000033
【０１１９】
としてのアンテナの数の倍数になるように比較的長いものと仮定する。ここで、
【０１２０】
【数３３】
0006440859.tif 000034
【０１２１】
は、１よりも大きな整数である。ＤＳＴＣは、サイズＮ×Ｎのユニタリー行列のより小さな集合によって高次の長いグラスマンコンステレーションを連続して構築するスケーラブルな方法を提供する。例えば、ユニタリーコンステレーションは、以下のように、スキューエルミート行列の指数写像によって得られる。
【０１２２】
【数３４】
0006440859.tif 000035
【０１２３】
ここで、ｅｘｐ(・)は、行列指数関数であり、
【０１２４】
【数３５】
0006440859.tif 000036
【０１２５】
は、標準的な直交振幅変調(ＱＡＭ)であり、Ａｋは、サイズＮ×Ｎの既定の行列である。代替的に、ユニタリーコンステレーションは、スキューエルミート行列のケーリー変換によって生成される。ユニタリーコンステレーションのカーディナリティ(cardinality)は、ｌｏｇ２(Ｑ)／Ｌのデータレートを送信するために
【０１２６】
【数３６】
0006440859.tif 000037
【０１２７】
に削減することができる。サイズＮ×Ｎのユニタリー行列は、以下のように、順次乗算されて、サイズＮ×ＬのグラスマンコンステレーションＸｑが構築される。
【０１２８】
【数３７】
0006440859.tif 000038
【０１２９】
この発明の幾つかの実施の形態では、ユニタリーコンステレーションに基づく上記連続した変調を用いると、時空間復調器１８０も、ブラインド等化について線形複雑度を有するように単純化される。これらの方法は、カーディナリティＱが極めて大きく、ＧＬＲＴの全ての可能なノルムメトリックにわたって総当り検索を実行することができない場合に、計算複雑度を低減することができる。
【０１３０】
図４は、この発明のこれらの実施の形態による連続した時空間復調のフローチャートを示している。これらの時空間復調の方法は、ユニタリーコンステレーションＵｍ１２１の集合を用いる。符号語は、開始時にＸｑ＝［ＩＮ，０，０，０，…，０］として初期化される。符号語は、まず、次のシンボル４３０のＸｑ＝［ＩＮ，Ｕ１，０，０，…，０］として更新される(４１０)。この符号語は、多次元ＢＥＭによって展開される(３４１)。この多次元ＢＥＭは、チャネル統計１５１及びタイミング／キャリアオフセット統計１５２に従ってルジャンドル基底関数、フーリエ基底関数、及びフーリエ−ルジャンドル積基底関数を用いる。全基底展開コンステレーションＸｑ’に基づいて、対応する零空間プロジェクター行列が、例えば、Ｐｑ＝ＩＬ−Ｘｑ’†(Ｘｑ’Ｘｑ’†)−１Ｘｑ’によって生成される(３３４)。
【０１３１】
最小ノルムメトリックは、ＧＬＲＴを用いる時空間復調器２１０によって、ｑ’＝ａｒｇ  ｍｉｎｑ∈｛１，２，…，Ｑ’｝‖ＹＰｑ‖２として検索される。ここで、メトリック計算の数は、元のＱのＧＬＲＴからＱ’の連続したＧＬＲＴに大きく削減される。
【０１３２】
硬判定によるＱの全てのカーディナリティにわたる可能性のある最小値の廃棄を回避するために、幾つかの実施の形態は、軟判定Ｍアルゴリズムの方法として少数の候補を保持する(４２０)。例えば、最小ノルムメトリックを与える最も可能性の高いデータだけでなく、小さなノルムメトリックを有する幾つかのデータも次のシンボルの候補として検討される。保持された候補は、符号語コンステレーションＸｑにおいて非零のエントリーを増加させることによって連続して更新される(４１０)。例えば、次の符号語は、２番目のユニタリー行列Ｕ２のＸｑ＝［ＩＮ，Ｕ１，Ｕ１Ｕ２，０，…，０］として更新される。次のシンボルは、必ずしも連続的なシンボルではない。１つの実施の形態では、次のシンボルは、期待信号電力に応じて選択される(４３０)。例えば、次の符号語は、Ｘｑ＝［ＩＮ，Ｕ１，０，…，０，Ｕ２］として逆に更新することができる。連続したＧＬＲＴは、基底展開コンステレーション及び零空間プロジェクター行列をリアルタイムで計算し、ＧＬＲＴにおける最小値検索の計算複雑度を線形オーダーで低減させることができる。
【０１３３】
更に別の実施の形態では、精密なチャネル統計が利用可能であるとき、雑音分散とチャネル共分散の固有値とを用いて、零空間投影を一般化されたヌリング(generalized nulling：一般化された零化処理)に改善することができる。多次元基底展開は、以下のような等価信号モデルを提供する。
【０１３４】
【数３８】
0006440859.tif 000039
【０１３５】
ここで、Ｈ’は、基底展開後の等価チャネル行列であり、Ｚ’は、基底展開の近似誤差を含む等価雑音である。この実施の形態は、‖ＹＰｑ‖２ではないＧＬＲＴの異なるメトリックを用いる。例えば、変更されたＧＬＲＴは、利用可能である場合には、以下のような雑音分散情報を用いる。
【０１３６】
【数３９】
0006440859.tif 000040
【０１３７】
ここで、ｔｒ［・］は行列トレースであり、ｄｅｔ［・］は行列の行列式である。このメトリックは、最大尤度に基づいており、性能は、雑音分散に対処することによって改善することができる。
【０１３８】
図５は、この発明の幾つかの実施の形態による送受信機５０１のブロック図を示している。送受信機５０１は、例えば、受信回路５２０、送信回路５３０、信号処理用のプロセッサ５１０、並びに符号化／復号化するデータ及び変調／復調するデータ記憶するメモリ５４０を備える。例えば、メモリは、データシンボルを変調するのに用いられるコンステレーション集合を記憶する(５５０)ことができる。加えて又は代替的に、メモリは、この発明の様々な実施の形態に従って符号語を復調するために予め求められたプロジェクター行列を記憶することができる。
【０１３９】
例えば、メモリ５４０は、プロジェクター行列と対応する符号語との積が０になるとともに、プロジェクター行列と、基底展開行列を乗算された対応する符号語との積も０になるような、コンステレーション集合について予め求められた各プロジェクター行列を記憶する(５５０)。幾つかの実施の形態では、基底展開行列は、ルジャンドル多項式基底行列、フーリエ指数基底行列、及びフーリエ−ルジャンドル積基底行列を含む。
【０１４０】
図６Ａ、図６Ｂ及び図６Ｃは、この発明の幾つかの実施の形態による基底展開行列の非限定的な例を示している。図６Ａは、ルジャンドル多項式基底行列６１０の一例を示し、ルジャンドル多項式基底行列の対角上の値が多項式関数を形成している。図６Ｂは、フーリエ指数基底行列６２０の一例を示し、フーリエ指数基底行列の対角上の値がフーリエ指数関数を形成している。図６Ｃは、フーリエ−ルジャンドル積基底行列６３０の一例を示し、フーリエ−ルジャンドル積基底行列の対角上の値は、ルジャンドル多項式基底行列とフーリエ指数基底行列との要素単位の積によって形成されている。
【産業上の利用可能性】
【０１４１】
この発明の無線２重選択性チャネルを介してデータシンボルを通信するシステム及び方法は、多種の分野におけるシステムに適用可能である。
【図１】
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【図２Ａ】
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【図２Ｂ】
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【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
0006440859.tif 000064
【図４】
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【図５】
0006440859.tif 000066
【図６Ａ】
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【図６Ｂ】
0006440859.tif 000068
【図６Ｃ】
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