(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号の周波数帯域に対して十分に高い周波数を有するキャリア信号を入力信号により変調し、フローティング側と接地側との間で光ファイバーを介して変調信号を伝送する信号伝送装置において、
前記フローティング側に、入力周波数帯域に対して十分に高い周波数を有するキャリア信号源が設けられていることを特徴とする信号伝送装置。
【請求項２】
前記フローティング側に変調手段を設け、
前記接地側に復調手段を設けたことを特徴とする請求項１に記載の信号伝送装置。
【請求項３】
前記フローティング側と接地側との間で光ファイバーを介して変調信号を伝送する信号伝送装置は、
絶縁型測定器のプローブであることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の信号伝送装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、信号伝送装置に関し、詳しくは、たとえば接地型デジタルオシロスコープなどの測定器のプローブで使用される絶縁型アンプにおける測定周波数範囲の広帯域化の改善に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来から、接地型の測定器を使用したフローティング回路の測定にあたっては、差動プローブ装置や絶縁回路を備えた絶縁型測定器が用いられている。
【０００３】
たとえば、近年のインバータに代表される測定対象のスイッチング速度（周波数）は、高域にシフトするとともに、高電圧の信号になっている。
【０００４】
ところで、差動プローブ装置は、測定周波数範囲の広帯域化が比較的容易である反面、周波数の高域における同相モード除去比（ＣＭＲＲ；Common Mode Rejection Ratio）が低下する傾向がある。
【０００５】
一方、絶縁型測定器は、差動プローブ装置のＣＭＲＲに相当する絶縁モード除去比（ＩＭＲＲ；Isolation Mode Rejection Ratio）が比較的優れている反面、測定周波数範囲の広帯域化が困難という一面がある。絶縁型測定器に求められるものは、広帯域・高電圧・絶縁（ＣＭＲＲ、ＩＭＲＲ）特性である。
【０００６】
図７は従来の信号伝送装置における複合型伝送の例を示す説明図であって、（Ａ）は回路例を示し、（Ｂ）は特性例を示している。
【０００７】
図７（Ａ）において、フローティング回路１と接地回路２は、絶縁バリアとして用いられるフォトカプラＰＣと高周波トランスＲＦＴを介して結合されている。フローティング回路１において、入力端子のＨ端子はアンプ１ａに接続され、Ｌ端子は接地電位点に対してフローティングされた共通電位点に接続されている。
【０００８】
アンプ１ａの出力端子は、フォトカプラＰＣに直接接続されるとともに、コンデンサＣを介して高周波トランスＲＦＴに接続されている。ここで、フォトカプラＰＣは直流（ＤＣ）〜低域（数ｋＨｚ）までを伝送し、コンデンサＣは数ｋＨｚ〜高域（ＭＨｚ）までを伝送する。
【０００９】
フォトカプラＰＣは、たとえばリニア特性などの優れたものがあるが、一方で周波数帯域は数ｋＨｚ程度となっている。また、高電圧測定を対象とした場合、１次側（フローティング側）と２次側（接地側）の距離が重要となり、フォトカプラＰＣのピン間距離により扱える入力電圧範囲が決まってしまう。
【００１０】
接地回路２には、加算回路として動作する演算増幅器２ａが設けられている。演算増幅器２ａの反転入力端子には抵抗Ｒ１を介してフォトカプラＰＣの出力信号が入力されるとともに抵抗Ｒ２を介して高周波トランスＲＦＴの出力信号が入力され、反転入力端子と出力端子は抵抗Ｒｆを介して接続され、非反転入力端子は接地電位点に接続され、出力端子は接地回路２の出力端子の非接地端子ＯＵＴに接続されている。接地回路２の出力端子の接地端子ＧＮＤは接地電位点に接続されている。
【００１１】
図７（Ｂ）において、実線はＩＭＲＲを示し、一点鎖線はフォトカプラＰＣの伝送帯域ＲＦ１を示し、長破線は高周波トランスＲＦＴの伝送帯域ＲＦ２を示し、短破線はこれら伝送帯域ＲＦ１と伝送帯域ＲＦ２を合成した周波数帯域を示している。２次側で低域と高域の合成を行うので、二つの帯域が重なる部分での平坦特性を良くすることが重要なポイントとなる。
【００１２】
図８は従来の信号伝送装置における変調型伝送の他の例を示す説明図であって、（Ａ）は回路例を示し、（Ｂ）は特性例を示している。
【００１３】
図８（Ａ）において、フローティング回路３と接地回路４は、絶縁バリアとして用いられる２個の高周波トランスＲＦＴ１、ＲＦＴ２を介して結合されている。すなわち、フローティング回路３に設けられている変調回路３ｂは接地回路４に設けられている復調回路４ｂと高周波トランスＲＦＴ１を介して結合され、接地回路４側に設けられている搬送波発生器４ａはフローティング回路３に設けられているアンプ３ｃと高周波トランスＲＦＴ２を介して結合されている。
【００１４】
このような構成により、搬送波発生器４ａをマスターとして変調回路３ｂで入力信号とこの搬送波発生器４ａから出力される搬送波信号を用いて変調を行い、直流からの周波数を高域側にシフトさせる。
【００１５】
フローティング回路３側で変調された信号を高周波トランスＲＦＴ１を介して接地回路４側に伝送した後、同じ搬送波信号を使用して復調回路４ｂで復調する。復調した信号の搬送周波数近傍には高調波成分が残ることから、入力周波数帯域の通過帯域を有するＬＰＦ（Low Pass Filter）４ｃを介して出力する。
【００１６】
ここで、搬送周波数はできるだけ入力周波数帯域よりも高くしたいが、絶縁部分で使用するマルチアパーチャコアなどの高周波トランスＲＦＴ１の周波数特性に基づく制限がかかってしまう。
【００１７】
また、高電圧測定を対象とした場合、１次巻線と２次巻線間の距離が必要となるが、高周波トランスＲＦＴは小型で所望の帯域特性を得るために巻数を減らしたり、コアからの配線を短くするなど、高電圧測定の要求（距離）と帯域の要求（キャリア信号）が相反する状態となってしまう。したがって、この方式では、搬送周波数と入力信号（周波数）のバランスをどのようにとるかがポイントとなる。
【００１８】
図９も従来の信号伝送装置における変調型伝送の他の例を示す説明図であって、ＰＷＭ（パルス幅変調）の例であり、（Ａ）は回路例を示し、（Ｂ）は特性例を示している。
【００１９】
図９において、１次側のフローティング回路５に設けられているＰＷＭ変調器５ａとしては、たとえばファンクションジェネレータなどの基本回路で使用される弛張発振器を用いる。変調された信号は高周波トランスＲＦＴを介して２次側の接地回路６に伝送され、ＰＷＭ復調器６ａで復調されてＬＰＦ  ６ｂを介して出力される。
【００２０】
この方式ではＰＷＭ変調の速度が重要となり、実際の入力信号帯域にも関連してくる。一般的な応答としては数ＭＨｚ程度であり、高周波トランスＲＦＴは帯域を必要としないことからたとえばトロイダルコアで構成でき、高電圧測定時の要求事項である絶縁部の距離を確保できる。
【００２１】
図１０は、絶縁伝送で使用する磁性体コアの形状例とそれらの特性比較図である。伝送で使用する磁性体には、（Ａ）に示すトロイダルコアと呼ばれる円形のものと、（Ｂ）に示すマルチアパーチャコアと呼ばれるメガネ型の２種類がある。（Ｃ）はコアを固定にして巻数と周波数を変えた特性例図であり、（Ｄ）は巻数を一定にしてコアと周波数を変えた特性例図である。
【００２２】
（Ａ）に示すトロイダルコアは、（Ｃ）および（Ｄ）の特性図に示すようにあまり帯域を必要としない部分で使用されることが多く、たとえばＥＭＣ（ノイズ対策）やパルストランスなどの伝送用に用いられる。
【００２３】
一方、（Ｂ）に示すマルチアパーチャコアは、高速伝送用に用いられることが多く、５０Ωラインなどのインピーダンスマッチングやコモンモードチョークのような使い方をする場合もある。
【００２４】
いずれの方式を使うにしても、高周波トランスＲＦＴによる絶縁伝送は不可欠であり、どの周波数帯域を通過させるかにより、コアの透磁率やサイズ、帯域、フラットネスなどが重要なポイントとなる。
【００２５】
さらに、高電圧測定にあたって必要とされる１次巻線と２次巻線間の距離も重要であるが、これらそれぞれの個別要求を満たすことはできても、複数の要求を同時に満たすことは困難である。
【００２６】
なお、本発明は接地型のオシロスコープに接続される高電圧および絶縁測定を可能とする絶縁型アンプに関するものであることから、電気関連の国際規格であるＩＥＣ（International Electrotechnical Commission）規格の手持形プローブアセンブリに対する安全要求事項である「ＥＮ６１０１０−０３１」が適用される。
【００２７】
この規格によれば、二重絶縁もしくは強化絶縁で、測定カテゴリＩＩ（ＣＡＴＩＩ）の場合、プローブの規格に対する絶縁部（アイソレーション）の空間距離および沿面距離として要求される距離は、それぞれ以下のように規定されている。
ａ）空間距離
３００〜６００Ｖ以下→→５．９ｍｍ
６００〜１０００Ｖ以下→１０．５ｍｍ
ｂ）沿面距離
６３０Ｖ→→→→→→→→６．４ｍｍ（基礎絶縁の２倍）
８００Ｖ→→→→→→→→８．０ｍｍ（基礎絶縁の２倍）
１０００Ｖ→→→→→→→１０．０ｍｍ（基礎絶縁の２倍）
【００２８】
特許文献１には、フローティングされた広帯域の信号を、ノンフローティング側において得る技術が記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２９】
【特許文献１】特開平１１−７２５１５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００３０】
しかし、上記いずれの伝送方式であっても、広帯域で高電圧の信号を測定するという要求を満たすことは困難である。
【００３１】
また、接地型デジタルオシロスコープなどの測定器のプローブで使用される絶縁型アンプとしては、できるだけ絶縁部は小型で低消費電力であることが望ましい。
【００３２】
さらに、高周波トランスを用いた場合、巻線容量に起因した高域におけるアイソレーションモード除去比（ＩＭＲＲ）の悪化が測定値に影響を与えてしまうという課題もある。
【００３３】
本発明は、これらの問題を解決するものであり、その目的は、広帯域で高電圧の信号をＩＭＲＲ特性が良好な状態で安定に測定でき、アナログ信号による伝送が行える信号伝送装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００３４】
このような課題を達成するために、本発明のうち請求項１記載の発明は、
入力信号の周波数帯域に対して十分に高い周波数を有するキャリア信号を入力信号により変調し、フローティング側と接地側との間で光ファイバーを介して変調信号を伝送する信号伝送装置において、
前記フローティング側に、入力周波数帯域に対して十分に高い周波数を有するキャリア信号源が設けられていることを特徴とする。
【００３５】
請求項２記載の発明は、請求項１に記載の信号伝送装置において、
前記フローティング側に変調手段を設け、
前記接地側に復調手段を設けたことを特徴とする。
【００３６】
請求項３記載の発明は、請求項１または請求項２に記載の信号伝送装置において、
前記フローティング側と接地側との間で光ファイバーを介して変調信号を伝送する信号伝送装置は、
絶縁型測定器のプローブであることを特徴とする。
【発明の効果】
【００３７】
これらにより、広帯域で高電圧の信号をＩＭＲＲ特性が良好な状態で安定に測定でき、アナログ信号による伝送が行える。
【図面の簡単な説明】
【００３８】
【図１】本発明の一実施例を示す構成図である。
【図２】本発明で用いるホスト機器２０の具体例を示すブロック図である。
【図３】メモリＦＭに転送格納された機器固有情報に基づく診断の流れを説明するフローチャートである。
【図４】本発明の他の実施例を示す構成説明図である。
【図５】本発明の他の実施例を示す構成説明図である。
【図６】本発明の他の実施例を示す構成説明図である。
【図７】従来の信号伝送装置における複合型伝送の例を示す説明図である。
【図８】従来の信号伝送装置における複合型伝送の他の例を示す説明図である。
【図９】従来の信号伝送装置における複合型伝送の他の例を示す説明図である。
【図１０】絶縁伝送で使用する磁性体コアの形状例とそれらの特性比較図である。
【発明を実施するための形態】
【００３９】
以下、本発明について、図面を用いて詳細に説明する。図１は本発明の一実施例を示すブロック図であり、キャリア信号を元に、「変調→絶縁伝送→復調」を行うアイソレーション方式となっている。
【００４０】
図１において、１次側のフローティング回路７と２次側の接地回路８は光ファイバ９ａと９ｂを介して結合されていて、これら光ファイバ９ａと９ｂによりアイソレーションバリアが形成されている。
【００４１】
フローティング回路７において、周波数帯域ｆｉｎを有する入力信号は、アンプ７ａを介して掛算器７ｂおよび７ｃに入力されている。
【００４２】
フローティング回路７には入力信号の周波数帯域ｆｉｎに対して十分に高い周波数ｆcを有するキャリア信号を発生出力するキャリア信号源７ｄも設けられていて、キャリア信号源７ｄから出力されるキャリア信号は分周器７ｅに入力されている。
【００４３】
分周器７ｅは、分周された２系統のキャリア信号ＣＡとＣＢを出力する。一方のキャリア信号ＣＡはトランス７ｆを介して９０°位相をずらすことにより一方の掛算器７ｂに入力され、他方のキャリア信号ＣＢは遅延素子７ｇおよびトランス７ｈを介して９０°位相をずらすことにより他方の掛算器７ｃに入力されている。
【００４４】
一方の掛算器７ｂの演算出力Ｅａは、アンプ７ｉを介してＥ/Ｏ変換器７ｊに入力されて光信号に変換された後、光ファイバ９ａの一端に入射される。
【００４５】
他方の掛算器７ｃの演算出力Ｅｂは、アンプ７ｋを介してＥ/Ｏ変換器７ｍに入力されて光信号に変換された後、光ファイバ９ｂの一端に入射される。
【００４６】
接地回路８において、光ファイバ９ａの他端は一方のＯ/Ｅ変換器８ａに接続され、光ファイバ９ｂの他端は他方のＯ/Ｅ変換器８ｂに接続されている。
【００４７】
一方のＯ/Ｅ変換器８ａは光ファイバ９ａを介して入力される光信号を電気信号に変換出力し、他方のＯ/Ｅ変換器８ｂは光ファイバ９ｂを介して入力される光信号を電気信号に変換出力する。
【００４８】
一方のＯ/Ｅ変換器８ａの出力信号は、アンプ８ｃを介して掛算器８ｄに入力されるとともに、アンプ８ｅ→バンドパスフィルタ８ｆ→遅延素子８ｇ→トランス８ｈの経路を介して掛算器８ｄに入力されている。
【００４９】
他方のＯ/Ｅ変換器８ｂの出力信号は、アンプ８ｉを介して掛算器８ｊに入力されるとともに、アンプ８ｋ→バンドパスフィルタ８ｍ→遅延素子８ｎ→トランス８ｐの経路を介して掛算器８ｊに入力されている。
【００５０】
掛算器８ｄの出力信号Ｅｃは抵抗Ｒｉｎ１を介して演算増幅器８ｑの反転入力端子に入力され、掛算器８ｊの出力信号Ｅｄは抵抗Ｒｉｎ２を介して演算増幅器８ｑの反転入力端子に入力されている。
【００５１】
演算増幅器８ｑの反転入力端子は抵抗Ｒｆを介して出力端子に接続され、非反転入力端子は共通電位点に接続されている。
【００５２】
図１の動作を説明する。
フローティング回路７のアンプ７ａに入力される入力信号は、（１）式のように表すことができる。
ｆｉｎ＝ｆ（ｔ）      （１）
【００５３】
フローティング回路７の一方の掛算器７ｂは、入力信号×キャリア信号ＣＡの掛算を行い、（２）式のように変調された演算結果Ｅａを出力する。
Ｅａ＝ｆ（ｔ）×ｓｉｎ（ωｔ）      （２）
【００５４】
フローティング回路７の他方の掛算器７ｃは、入力信号×キャリア信号ＣＢの掛算を行い、（３）式のように変調された演算結果Ｅｂを出力する。
Ｅｂ＝ｆ（ｔ）×ｓｉｎ（ωｔ＋π／２）
＝ｆ（ｔ）×ｃｏｓ（ωｔ）      （３）
【００５５】
これら変調された演算結果ＥａおよびＥｂは、それぞれＥ/Ｏ変換器７ｊおよび７ｍで光信号に変換された後、光ファイバ９ａおよび９ｂを介して接地回路８に伝送されて、Ｏ/Ｅ変換器８ａおよび８ｂで再び電気信号に変換される。
【００５６】
接地回路８のＯ/Ｅ変換器８ａおよび８ｂで再び光電変換された電気信号は、キャリア信号を復調するための一方の回路の系統と、変調された信号を復調するための他方の回路の系統とに分岐される。
【００５７】
図２は入力周波数を１００ＭＨｚとし、キャリア周波数を１ＧＨｚとした場合の図１の各部におけるシミュレーションによる信号波形例図であり、（Ａ）は入力信号とキャリア信号を示し、（Ｂ）はＥ/Ｏ変換器７ｊおよび７ｍ手前の変調信号を示し、（Ｃ）はＯ/Ｅ変換後のアンプ出力を示し、（Ｄ）は復調信号と出力信号の関係を示し、（Ｅ）は（Ａ）の拡大図を示し、（Ｆ）は（Ｂ）の拡大図を示し、（Ｇ）は（Ｃ）の拡大図を示し、（Ｈ）は（Ｄ）の拡大図を示している。
【００５８】
キャリア信号を復調する回路部分は、たとえば図２（Ｃ）に示すように、変調信号をリミットアンプなどに通してある一定振幅に変換する。この状態では矩形波に近く、そのまま掛算器に入力することができないので、基準となる搬送周波数のみを取り出すため、キャリア信号をベースとしたバンドパスフィルタＢＰＦを通し、図２（Ｄ）に示すような元のキャリア信号と同等のキャリア信号A’/B’を生成する。
【００５９】
次に、復調したキャリア信号と元の復調信号を掛算器8ｄおよび８ｊに入力するが、復調信号経路とキャリア信号経路の遅延差が生じるので、たとえばフェーズシフタ８ｇ、８ｎを用いて時間調整を行う。
【００６０】
掛算器8ｄは、変調信号Ａ×キャリア信号Ａ’の掛算を行い、（４）式のような演算結果Ｅcを出力する。
Ｅc＝ｆ（ｔ）×ｓｉｎ（ωｔ）×ｓｉｎ（ωｔ）
＝ｆ（ｔ）ｓｉｎ2（ωｔ）      （４）
【００６１】
掛算器8ｊは、変調信号Ｂ×キャリア信号Ｂ’の掛算を行い、（５）式のような演算結果Ｅcを出力する。
Ｅｂ＝ｆ（ｔ）×ｃｏｓ（ωｔ）×ｃｏｓ（ωｔ）
＝ｆ（ｔ）ｃｏｓ2（ωｔ）      （５）
【００６２】
これら掛算器8ｄおよび掛算器8ｊの出力信号を加算することにより、（６）式に示すように入力信号を復元できる。
Ｅｏｕｔ＝ｆ（ｔ）ｓｉｎ2（ωｔ）＋ｆ（ｔ）ｃｏｓ2（ωｔ）
＝ｆ（ｔ）（ｓｉｎ2（ωｔ）＋ｃｏｓ2（ωｔ））
＝ｆ（ｔ）      （６）
【００６３】
本発明の要点は、２次側の変調信号からキャリア信号を復元する部分と、同じく２次側の掛算器における変調信号とキャリア信号の位相調整である。キャリア信号の復元では、一度振幅制限により矩形波に近い信号にしているので様々な高調波成分が含まれていることから、キャリア信号成分を抜き出すためのバンドパスフィルタＢＰＦの設計が重要となる。また、掛算器への位相調整も重要で、この位相関係がずれてしまうと復元された信号にノイズが重畳されたような波形となってしまう。
【００６４】
このように構成される本発明に基づくアイソレーション方式は、以下のような特徴を有するものである。
１）１次側のフローティング回路７にキャリア信号源７ｄを備えている。
２）キャリア信号周波数ｆｃは入力周波数帯域ｆｉｎに対して十分高い（ｆｉｎ<<ｆｃ）。
３）入力信号を２系統に分岐してそれぞれに位相を９０度ずらしたもので掛け算を行う（変調信号Ａ/Ｂ）。
【００６５】
４）変調信号Ａ/Ｂを光信号に変換して光ファイバ伝送を行うことにより、良好なＩＭＲＲ特性を得る。
５）２次側の接地回路８に、光電変換信号からキャリア信号ＣＡ’/ＣＢ’を生成する回路を備える。
６）生成したキャリア信号ＣＡ’/ＣＢ’を利用して、光電変換された変調信号を復調する（復調信号Ａ/Ｂ）。
７）最終段で復調信号Ａ/Ｂを加算することにより、入力信号を復調して出力する。
【００６６】
通常、キャリア信号源は２次側（接地側）に設け、ＲＦトランスを用いて１次側（フローティング側）に伝送するが、本発明では、キャリア信号源を２次側ではなく１次側に設けることで１次・２次間の伝送路を減らしている。
【００６７】
また、この伝送路（絶縁伝送路）を光伝送路にしていることにより、ＲＦトランスを使用した場合に発生する巻線容量などの結合（容量結合）による高域での漏れ（ＩＭＲＲの悪化）も抑制できる。
【００６８】
図３は従来の構成における入力周波数帯域とキャリア周波数の特性例図であり、（Ａ）は変調部とＲＦトランスを組み合わせた場合を示し、（Ｂ）は変調部と光ファイバを組み合わせた場合を示している。前述のように、ＲＦトランスの通過帯域は高電圧測定に要求される絶縁距離に対応するために制限されてしまうので、入力周波数帯域とキャリア周波数が近くなってしまう。
【００６９】
前述の図８の回路では、最終段にキャリア信号以上をカットするためにローパスフィルタＬＰＦを用いるが、入力周波数帯域とキャリア周波数が近いと急峻なフィルタ特性が必要となり、最終的な出力（入力信号）に影響が出てしまう。
【００７０】
図４は、光伝送器の構成例図である。信号ＡはレーザーダイオードＬＤ１から光ファイバＯＦ１を介してフォトダイオードＰＤ１に伝送され、信号ＢはレーザーダイオードＬＤ２から光ファイバＯＦ２を介してフォトダイオードＰＤ２に伝送される。ここで、光ファイバＯＦ１、ＯＦ２により形成される沿面・空間距離は、自由にレイアウトできる。
【００７１】
すなわち、図４に示す光伝送器は、絶縁距離も稼げるとともに、光ファイバＯＦ１、ＯＦ２の帯域が高いことから、入力周波数帯域とキャリア周波数帯域を離すことができる。また、位相をずらしたキャリア信号を使うことにより、最終的にはフィルタを用いることなく、入力信号を復元できる。
【００７２】
図５は、本発明に基づくアイソレーション方式の絶縁アンプを用いたプローブの実施例を示す説明図であり、オシロスコープの例を示している。図５において、プローブ装置１０は絶縁アンプとして動作するようにフローティング回路１１と接地回路１２とで構成されていて、これらフローティング回路１１と接地回路１２は光ファイバ１３ａと１３ｂを介して結合されていて、これら光ファイバ１３ａと１３ｂによりアイソレーションバリアが形成されている。
【００７３】
フローティング回路１１側には、Ｈ側端子とＬ側端子を有しフローティングされている測定対象１４が接続される絶縁ＢＮＣコネクタ１５が設けられていて、接地回路１２側には、Ｈ側端子とＬ側端子を有したとえばオシロスコープなどの接地機器としての測定器１６が接続されるＢＮＣコネクタ１７が設けられている。絶縁ＢＮＣコネクタ１５のＨ側端子はアンプ１１ａを介してＥ/Ｏ変換器１１ｂと１１ｃに接続され、Ｌ側端子は共通電位点に接続されている。
【００７４】
Ｅ/Ｏ変換器１１ｂと１１ｃはそれぞれ光結合器ＰＣａとＰＣｂを介して光ファイバ１３ａと１３ｂの一端に接続されている。光ファイバ１３ａと１３ｂの他端にはそれぞれ受光素子ＰＴａとＰＴｂが接続されている、
【００７５】
受光素子ＰＴａの出力信号はＯ/Ｅ変換器１２ａを介して演算増幅器１２ｃの反転入力端子に入力され、受光素子ＰＴｂの出力信号はＯ/Ｅ変換器１２ｂを介して演算増幅器１２ｃの反転入力端子に入力されている。
【００７６】
演算増幅器１２ｃの出力端子はＢＮＣコネクタ１７のＨ側端子に接続され、演算増幅器１２ｃの非反転入力端子とＢＮＣコネクタ１７のＬ側端子はそれぞれ接地回路１２側の接地電位点に接続されている。
【００７７】
フローティング回路１１側の共通電位点と接地回路１２側の接地電位点に着目すると、これら２点間に信号は伝わるが信号伝送路としては切れている。
【００７８】
このように構成することにより、デジタル変換を行うためのＡＳＩＣなどが不要になることから１次側の消費電力を抑えることができ、たとえばオシロプローブ側のプローブ用電源を利用して、既存製品のY’sIF信号および電源供給などの専用インターフェースを接続することができる。
【００７９】
差動プローブに比べると、高域までのアイソレーションモード除去比（ＩＭＲＲ）が優れているので、インバータに代表されるフローティングでの高電圧・高周波特性の測定が可能となる。
【００８０】
図６も本発明に基づくアイソレーション方式の絶縁モジュールの実施例を示す説明図であり、図５と共通する部分には同一の符号を付けている。
【００８１】
図６において、フローティング回路１１には、測定対象からの測定信号を増幅するアンプ１１ａと、Ａ/Ｄ変換器を含む信号処理駆動回路１１ｄと、各部に駆動用の電源を供給する電源供給部１１ｅが設けられている。
【００８２】
接地回路１２には、受光信号処理部１２ｄが設けられている。プローブ装置１０のフローティング回路１１と測定器本体との間における各種信号は、光ファイバを介して絶縁伝送される。
【００８３】
フローティング回路１１への駆動電源の供給は、測定器本体側から接地回路１２およびトランス１３ｃを介して行われる。
【００８４】
図６の実施例でも光ファイバによる絶縁伝送を実現しているが、このモジュールでは１次側でデジタル変換して伝送しているので、１次・２次間の伝送には１チャンネルについて２本の光ファイバ＋コントロール信号（赤外線通信）が必要となる。本発明に基づくアイソレーション方式を使用することにより、絶縁部の光ファイバとして従来と同様に２本が必要ではあるものの、デジタル化などで必要となる電力を従来に比べて抑えることができる。
【００８５】
以上詳しく説明したように、本発明によれば、広帯域で高電圧の信号をＩＭＲＲ特性が良好な状態で安定に測定してアナログ信号による伝送が行える信号伝送装置を提供することができ、たとえばオシロスコープのプローブなどに好適である。
【符号の説明】
【００８６】
７  フローティング回路
７ｄ  キャリア信号源
８  接地回路
９ａ、９ｂ、１３ａ、１３ｂ  光ファイバ
１０  プローブ装置
１１  フローティング回路
１２  接地回路
１４  測定対象
１５  絶縁ＢＮＣコネクタ
１６  測定器
１７  ＢＮＣコネクタ
【図１】
0006370157.tif 000002
【図２】
0006370157.tif 000003
【図３】
0006370157.tif 000004
【図４】
0006370157.tif 000005
【図５】
0006370157.tif 000006
【図６】
0006370157.tif 000007
【図７】
0006370157.tif 000008
【図８】
0006370157.tif 000009
【図９】
0006370157.tif 000010
【図１０】
0006370157.tif 000011