(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくともＪ個（１≦Ｊ）の透磁体（８１，８３）と、
前記透磁体との相対的な位置（θ）に依存してそのインダクタンス（Ｌu，Ｌv，Ｌw）が変動する第１乃至第Ｊのコイル（９４ｕ，９４ｖ，９４ｗ）と
を備えるスイッチトリラクタンスモータ（１００）に対し、
前記第ｊ（１≦ｊ≦Ｊ）のコイルの前記インダクタンスの前記位置についての微分（ｄＬu／ｄθ，ｄＬv／ｄθ，ｄＬw／ｄθ）が異なる符号を採る前記位置の第ｊの区間（θou〜θ1u，θov〜θ1v，θow〜θ1w）において、前記第ｊのコイルに第ｊの電流（ｉu，ｉv，ｉw）を流し、
前記スイッチトリラクタンスモータ（１００）の力の総量（ＺT）が、所定の値（Ｚlim）よりも大きい場合には外部から指令される位相（β＊）に基づいて前記第ｊの電流を流し、小さい場合には固定した位相（α＊）に基づいて前記第ｊの区間において前記第ｊの電流を流す、スイッチトリラクタンスモータの制御方法。
【請求項２】
少なくともＪ個（１≦Ｊ）の透磁体（８１，８３）と、
前記透磁体との相対的な位置（θ）に依存してそのインダクタンス（Ｌu，Ｌv，Ｌw）が変動する第１乃至第Ｊのコイル（９４ｕ，９４ｖ，９４ｗ）と
を備えるスイッチトリラクタンスモータ（１００）に対し、
前記第ｊ（１≦ｊ≦Ｊ）のコイルの前記インダクタンスの前記位置についての微分（ｄＬu／ｄθ，ｄＬv／ｄθ，ｄＬw／ｄθ）が異なる符号を採る前記位置の第ｊの区間（θou〜θ1u，θov〜θ1v，θow〜θ1w）において、前記第ｊのコイルに第ｊの電流（ｉu，ｉv，ｉw）を流し、
前記スイッチトリラクタンスモータ（１００）に流すべき電流値を設定する電流振幅指令（ｉ＊）が所定の値（Ｉlim）よりも大きい場合には、外部から指令される位相（β＊）に基づいて前記第ｊの電流を流し、小さい場合には固定した位相（α＊）に基づいて前記第ｊの区間において前記第ｊの電流を流す、スイッチトリラクタンスモータの制御方法。
【請求項３】
前記第ｊの区間（θou〜θ1u，θov〜θ1v，θow〜θ1w）は、それぞれが前記第ｊのコイルの前記インダクタンスの前記位置についての微分（ｄＬu／ｄθ，ｄＬv／ｄθ，ｄＬw／ｄθ）が０となる前記位置（θ2u，θ2v，θ2w）を含む区間である、請求項１乃至請求項２のいずれか一つに記載のスイッチトリラクタンスモータ（１００）の制御方法。
【請求項４】
２≦Ｊであって、相互に異なる前記第ｊの区間が連続して循環的に設けられる、請求項３記載のスイッチトリラクタンスモータ（１００）の制御方法。
【請求項５】
前記第ｊのコイルに鎖交する磁束（λuu）の前記第ｊの電流（ｉu）及び前記位置（θ）に対する依存性を予め得ておき、前記第ｊの磁束及び前記第ｊの電流から前記位置を求める、請求項４記載のスイッチトリラクタンスモータ（１００）の制御方法。
【請求項６】
前記スイッチトリラクタンスモータ（１００）は、
前記第ｊのコイル（９４ｕ，９４ｖ，９４ｗ）が巻回されて対をなす突極（９１ｕ，９２ｕ；９１ｖ，９２ｖ；９１ｗ，９２ｗ）を有する固定子（９０）と、
前記固定子に囲まれ、前記透磁体（８１，８２，８３，８４）を有する回転子（８０）と
を備える、請求項１乃至請求項５のいずれか一つに記載のスイッチトリラクタンスモータの制御方法。
【請求項７】
請求項１乃至請求項６のいずれか一つに記載のスイッチトリラクタンスモータの制御方法をコンピュータに実現させるプログラム。
【請求項８】
少なくともＪ個（１≦Ｊ）の透磁体（８１，８３）と、前記透磁体との相対的な位置（θ）に依存してそのインダクタンス（Ｌu，Ｌv，Ｌw）が変動する第１乃至第Ｊのコイル（９４ｕ，９４ｖ，９４ｗ）とを備えるスイッチトリラクタンスモータ（１００）を制御する装置であって、
外部から指令される位相（β＊）を入力し、励磁電流位相（γ）を出力する判定部（７５）と、
前記スイッチトリラクタンスモータに流すべき電流値を設定する電流振幅指令（ｉ＊）と、前記励磁電流位相（γ）に基づいて、前記スイッチトリラクタンスモータの力の総量（ＺT）を求め、前記判定部に与える演算部（７０）と
を備え、
前記判定部は、前記力の総量が所定の値（Ｚlim）よりも大きい場合には外部から指令される位相（β＊）を、小さい場合には固定した位相（α＊）を、それぞれ前記励磁電流位相（γ）として採用し、
前記励磁電流位相に基づいて前記第ｊ（１≦ｊ≦Ｊ）のコイルに第ｊの電流（ｉu，ｉv，ｉw）を流し、
前記固定した位相に基づいて前記第ｊの電流が流れる前記位置の第ｊの区間（θou〜θ1u，θov〜θ1v，θow〜θ1w）においては、前記第ｊのインダクタンスの前記位置についての微分（ｄＬu／ｄθ，ｄＬv／ｄθ，ｄＬw／ｄθ）が異なる符号を採る、スイッチトリラクタンスモータの制御装置。
【請求項９】
少なくともＪ個（１≦Ｊ）の透磁体（８１，８３）と、前記透磁体との相対的な位置（θ）に依存してそのインダクタンス（Ｌu，Ｌv，Ｌw）が変動する第１乃至第Ｊのコイル（９４ｕ，９４ｖ，９４ｗ）とを備えるスイッチトリラクタンスモータ（１００）を制御する装置であって、
前記スイッチトリラクタンスモータに流すべき電流値を設定する電流振幅指令（ｉ＊）と、外部から指令される位相（β＊）とを入力し、前記電流振幅指令（ｉ＊）が所定の値（Ｉlim）よりも大きい場合には外部から指令される位相（β＊）を、小さい場合には固定した位相（α＊）を、それぞれ励磁電流位相（γ）として出力する判定部（７５）を備え、
前記励磁電流位相に基づいて前記第ｊ（１≦ｊ≦Ｊ）のコイルに第ｊの電流（ｉu，ｉv，ｉw）を流し、
前記固定した位相に基づいて前記第ｊの電流が流れる前記位置の第ｊの区間（θou〜θ1u，θov〜θ1v，θow〜θ1w）においては、前記第ｊのインダクタンスの前記位置についての微分（ｄＬu／ｄθ，ｄＬv／ｄθ，ｄＬw／ｄθ）が異なる符号を採る、スイッチトリラクタンスモータの制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明はスイッチトリラクタンスモータに関し、特にその制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図８はスイッチトリラクタンスモータ１００の構造を模式的に示す、回転軸に垂直な断面図である。ここではＵ相、Ｖ相、Ｗ相の三相交流が採用され、磁性体からなる回転子８０が４個の突極８１〜８４を、磁性体からなる固定子９０が６個の突極９１ｕ，９１ｖ，９１ｗ，９２ｕ，９２ｖ，９２ｗを、それぞれ備えたスイッチトリラクタンスモータ１００を例示している。
【０００３】
回転子８０は断面図上で固定子９０に囲まれている。突極８１〜８４は固定子９０へと四等配されて突出している。突極９１ｕ，９１ｖ，９１ｗ、９２ｕ，９２ｖ，９２ｗは回転子８０へと六等配されて突出している。但し突極９１ｕ，９１ｖ，９１ｗは三等配されて設けられている。
【０００４】
突極９１ｕ，９２ｕ、突極９１ｖ，９２ｖ、突極９１ｗ，９２ｗはそれぞれ対向して配置され、これらの３対の突極はそれぞれＵ相，Ｖ相，Ｗ相に対応する。即ち、突極９１ｕ，９２ｕにはＵ相コイル９４ｕが、突極９１ｖ，９２ｖにはＶ相コイル９４ｖが、突極９１ｗ，９２ｗにはＷ相コイル９４ｗが、それぞれの対向する軸において同方向に巻回されている。例えばＵ相コイル９４ｕは突極９１ｕ，９２ｕが対向する軸を示す仮想線９３ｕにおいて同方向に巻回される。Ｖ相コイル９４ｖ、Ｗ相コイル９４ｗについても同様である。
【０００５】
Ｕ相コイル９４ｕ，Ｖ相コイル９４ｖ、Ｗ相コイル９４ｗにはそれぞれ電流ｉu，ｉv，ｉwが流れる。
【０００６】
図９は電流ｉu，ｉv，ｉwを供給するインバータ４００の回路図である。スイッチトリラクタンスモータ１００に直流電源ＶDCから電流を流す場合、直流電源ＶDCの正極からスイッチングトランジスタＴu+によって黒丸が付された側からＵ相コイル９４ｕに電流ｉuが供給され、反対側からスイッチングトランジスタＴu-によって負極へと電流ｉuが引き抜かれる。同様にして、Ｖ相コイル９４ｖには直流電源ＶDCの正極からスイッチングトランジスタＴv+によって黒丸が付された側から電流ｉvが供給され、反対側からスイッチングトランジスタＴv-によって負極へと電流ｉvが引き抜かれる。またＷ相コイル９４ｗには直流電源ＶDCの正極からスイッチングトランジスタＴW+によって黒丸が付された側から電流ｉwが供給され、反対側からスイッチングトランジスタＴW-によって負極へと電流ｉwが引き抜かれる。
【０００７】
スイッチングトランジスタＴu+，Ｔu-がオフした直後、Ｕ相コイル９４ｕに蓄えられた電磁エネルギーにより、電流ｉuはフリーホイールダイオードＤu+，Ｄu-を介して流れ続ける。同様にしてＶ相コイル９４ｖに流れる電流ｉvはフリーホイールダイオードＤv+，Ｄv-によって、またＷ相コイル９４ｗに流れる電流ｉwはフリーホイールダイオードＤw+，Ｄw-によって還流する。
【０００８】
Ｕ相コイル９４ｕ、Ｖ相コイル９４ｖ、Ｗ相コイル９４ｗに対してインバータ４００によって上記のように電流ｉu，ｉv，ｉwが供給されると、それぞれ突極９１ｕから回転子８０を介して突極９２ｕへと流れる磁束、突極９１ｖから回転子８０を介して突極９２ｖへと流れる磁束、突極９１ｗから回転子８０を介して突極９２ｗへと流れる磁束、を発生させる。
【０００９】
スイッチトリラクタンスモータ１００では、上記のようにして発生した磁束が突極８１〜８４を介して回転子８０を通り、その電磁エネルギーが最小となるように回転トルクが発生する。別の観点からみれば、突極９１ｕ，９１ｖ，９１ｗ，９２ｕ，９２ｖ，９２ｗのうち、発生した磁束によって磁極となったものに突極８１〜８４が吸引されて回転子８０が回転する。従って回転子８０を安定して回転させるためには、回転子８０と固定子９０との間の位置角θに整合させて上記の磁束を発生させる必要がある。
【００１０】
図１０は、回転子８０が固定子９０に対して異なる位置角θで傾いている様子を示す断面図である。位置角θは、図８において突極９１ｕ，９２ｕが対向する方向を示す仮想線９３ｕと、突極８２，８４が対向する方向を示す仮想線８５又は突極８１，８３が対向する方向を示す仮想線８６とが交差する角度のうちのいずれかが採用され、位置角θが増大する方向は回転子８０の回転方向、ここでは図８及び図１０において時計回りの方向に選択される。但し４個の突極８１，８２，８３，８４、突極９１ｕ，９１ｖ，９１ｗ，９２ｕ，９２ｖ，９２ｗの配置の対称性から、９０°より大なる位置角θは位置角（θ−９０°）と同視できる。
【００１１】
図１０の（ａ），（ｂ），（ｃ）はそれぞれθ＝４５°，７５°，９０°の場合を例示している。図中で時計回りに回転するトルクを与えるため、突極８１，８３がそれぞれ突極９２ｕ，９１ｕに吸引されるように、Ｕ相コイル９４ｕに４５°≦θ≦９０°の区間において選択的に電流ｉuが流れる。
【００１２】
図１１はスイッチングトランジスタＴu+，Ｔu-，Ｔv+，Ｔv-，Ｔw+，Ｔw-のオン／オフのタイミングを示すタイミングチャートである。回転子８０が四等配された突極８１，８２，８３，８４を有しているので、位置角θと電気角ψとの間にはψ＝４θの関係がある。電気角ψにとって３６０°が１周期であるので、コイル９４ｕ，９４ｖ，９４ｗのインダクタンスＬu，Ｌv，Ｌwは、いずれも位置角θについての周期９０°の関数である。しかも固定子９０が六等配された突極９１ｕ，９１ｖ，９１ｗ，９２ｕ，９２ｖ，９２ｗを有しているので、インダクタンスＬu，Ｌv，Ｌwはそれぞれθ＝９０°，１２０°，６０°で最大値Ｌmaxを、それぞれθ＝４５°，７５°，１０５°で最小値Ｌminを採る。
【００１３】
そして固定子９０が三等配された突極９１ｕ，９１ｖ，９１ｗ（あるいは９２ｕ，９２ｖ，９２ｗ）を有しているので、電気角ψの３６０°の区間の１／３において各相の電流ｉu，ｉv，ｉwが供給され得ることになる。即ち、各相の電流ｉu，ｉv，ｉwは位置角θについての３０°以下の長さの区間において供給され得る。例えばＵ相についてみれば、θ0u≦θ≦θ1u＝θ0u＋３０°という３０°の区間内において電流ｉuがＵ相コイル９４ｕに供給される。図１１ではθ0u＝５０°の場合を例示している。
【００１４】
さて、位置角θの検出のために光学式、磁気式の位置センサをスイッチトリラクタンスモータ１００の回転軸（図示せず）に取り付けられる場合もあるが、システムの大型化や信頼性の低下、コスト上昇を招来したり、設置環境が限定されるという問題がある。これを解決するために、回転子８０と固定子９０とを総合して見た磁化曲線に基づいて、位置角θを推定する手法が提案されている。具体的に言えば、位置角θは、ある相に流れる電流ｉz（ｚはｕ，ｖ，ｗのいずれかの添字を表す）と、これが流れるコイル９４ｚ自身に鎖交する鎖交磁束λzzとで求めることができる。
【００１５】
図１２は、例えばＵ相コイル９４ｕに流れる電流ｉuと、この電流ｉuによって生じる磁束のうち、Ｕ相コイル９４ｕに鎖交する鎖交磁束λuuとの関係を位置角θをパラメータとして描いたグラフである。
【００１６】
図１０（ａ）で示されるようにθ＝４５°では突極８１，８２の中間に突極９２ｕが、突極８３，８４の中間に突極９１ｕが、それぞれ位置し、固定子突極と回転子突極との間には大きな空隙が生じる。そのため、固定子９０と回転子８０の透磁体の磁気抵抗に対し、この空隙での磁気抵抗が著しく大きく、鎖交磁束λuuは電流ｉuの増大に対して空芯コイルの様に比例的、かつ緩やかに増大する。これに対してθ＝９０°の場合は、図１０（ｂ）で示されるように突極８１，８３がそれぞれ突極９２ｕ，９１ｕに最も近づいて位置し、固定子突極と回転子突極との間の空隙は最小値（通常は０．２５〜０．７ｍｍ程度）となる。そのため、図１０（ａ）の場合に比べ、空隙部の磁気抵抗は大幅に減少し、鎖交磁束λuuは電流ｉuの増大により速やかに増大する。そして、固定子と回転子に採用された透磁体が磁気飽和すると鎖交磁束λuuの増大の傾きは、図１０（ａ）の傾きに近くなる。即ち、電流ｉuについてある値、図１２ではほぼ１０アンペアを境として、電流ｉuが大きい領域よりも電流ｉuが小さい領域の方が、電流ｉuの増大に対して鎖交磁束λuuが増大する傾きは大きい。
【００１７】
また４５°＜θ＜９０°での鎖交磁束λuuと電流ｉuとの関係を示すグラフは、上記２つの角度θ＝４５°，９０°についての当該グラフの間に、θの大きさの順序に従って収まっている。これは図１１に示されたインダクタンスＬｕの特性を反映している。
【００１８】
図１２に示された関係は他のＶ相、Ｗ相においても同様に成立する。但しＶ相に関しては７５°＜θ＜１２０°、Ｗ相に関しては１０５°＜θ＜１５０°において成立する。
【００１９】
図１２に示された特性を予め較正曲線として測定しておけば、スイッチトリラクタンスモータ１００の運転時に鎖交磁束λzzと電流ｉzを測定することにより、当該較正曲線から位置角θが求められる。しかし、常に位置角θを把握するためには、少なくともいずれかの相において電流が流れていなればならない。従って、Ｖ相の電流ｉvを流し始める位置角θ0vはＵ相の電流ｉuを流し終わる位置角θ1uと等しく、Ｗ相の電流ｉwを流し始める位置角θ0wはＶ相の電流ｉvを流し終わる位置角θ1v＝θ0v＋３０°と等しく、Ｕ相の電流ｉuを流し始める位置角θ0uはＷ相の電流ｉwを流し終わる位置角θ1w＝θ0w＋３０°と等しく設定される。
【００２０】
以上のように各相の電流ｉzは位置角θに換算して３０°の区間で連続して流れる。よって、例えばＵ相を例に採れば、電流ｉuが流れている区間のトルクの総量ＵTは、Ｕ相について突極９１ｕ，９２ｕが一対設けられていることも考慮すると、以下の様にして求められる。
【００２１】
【数１】
0004622125.tif 000002
【００２２】
上式において式（１）では電流ｉuは位置角θ0u〜θ1uにおいてのみ流れることを考慮している。また式（２）では図１２で示されるように鎖交磁束λuuが電流ｉuと位置角θの関数であることを考慮しつつ、位置角θでのトルクτu（θ）が鎖交磁束λuuに随伴するエネルギーの位置角θについての微分であることを用いている。但し、電流ｉuは電流値Ｉで流れるものとしている。更に式（３）では位置角θ0u〜θ1uにおいては電流ｉuの電流値が変化しないことに基づいて積分変数を入れ替えている。その結果、トルクの総量ＵTは、式（４）に示されるように位置角θ1uでの鎖交磁束λuuから位置角θ0uでの鎖交磁束λuuを差し引いた値に対して、電流ｉuについての電流値０〜Ｉの範囲で積分し、更に２倍して求められる。
【００２３】
図１３はＩ＝２０アンペアの場合のトルクの総量ＵTを図１２に基づいて図示するグラフである。位置角θ0u，θ1u＝θ0u＋３０としてそれぞれ５０°，８０°の場合を例示している。式（４）からハッチングが施された部分の面積の２倍がトルクの総量ＵTに相当することがわかる。
【００２４】
【発明が解決しようとする課題】
以上のように位置角θを電流ｉz及び鎖交磁束λzから常時に検出するためにはいずれか一つの相の電流ｉzが流れている必要があり、電流ｉzが流れる位置角θの区間の長さを短くすることはできなかった。従って、スイッチトリラクタンスモータのトルクを小さく制御したい場合、従来は電流ｉuの電流値Ｉを小さく設定していた。図１４はＩ＝７アンペアの場合のトルクの総量ＵTを図１２に基づいて図示するグラフである。この図においてもハッチングが施された部分の面積の２倍がトルクの総量ＵTに相当する。
【００２５】
しかしながら、このように小さな電流ｉzを採用すると、電流ｉzを検出する際にノイズの影響が大きくなり、その検出精度が悪化する。しかも電流ｉzが小さい領域の方が、電流ｉzの増大に対して鎖交磁束λzzが増大する傾きは大きいため、位置角θの検出精度は電流ｉzの検出精度に大きく影響を受ける。以上のことから、スイッチトリラクタンスモータのトルクが小さい場合には、位置角θに対して適切なタイミングで電流ｉzを供給することが困難となり、スイッチトリラクタンスモータの安定性が悪化するという懸念があった。
【００２６】
本発明は上記の状況に鑑みてなされたもので、コイルに流す電流を小さくすることなく、小さなトルクを得るスイッチトリラクタンスモータの制御方法を提供する。
【００２７】
【課題を解決するための手段】
この発明のうち第１の態様及び第２の態様にかかるものは、少なくともＪ個（１≦Ｊ）の透磁体（８１，８３）と、前記透磁体との相対的な位置（θ）に依存してそのインダクタンス（Ｌu，Ｌv，Ｌw）が変動する第１乃至第Ｊのコイル（９４ｕ，９４ｖ，９４ｗ）とを備えるスイッチトリラクタンスモータ（１００）に対し、前記第ｊのコイル（１≦ｊ≦Ｊ）の前記インダクタンスの前記位置についての微分（ｄＬu／ｄθ，ｄＬv／ｄθ，ｄＬw／ｄθ）が異なる符号を採る前記位置の第ｊの区間（θou〜θ1u，θov〜θ1v，θow〜θ1w）において、前記第ｊのコイルに第ｊの電流（ｉu，ｉv，ｉw）を流す。
【００３６】
この発明のうち第１の態様にかかるものは、前記スイッチトリラクタンスモータ（１００）の力の総量（ＺT）が、所定の値（Ｚlim）よりも大きい場合には外部から指令される位相（β＊）に基づいて前記第ｊの電流を流し、小さい場合には固定した位相（α＊）に基づいて前記第ｊの区間において前記第ｊの電流を流す。
【００３７】
この発明のうち第２の態様にかかるものは、前記にスイッチトリラクタンスモータ（１００）に流すべき電流値を設定する電流振幅指令（ｉ＊）が所定の値（Ｉlim）よりも大きい場合には、外部から指令される位相（β＊）に基づいて前記第ｊの電流を流し、小さい場合には固定した位相（α＊）に基づいて前記第ｊの区間において前記第ｊの電流を流す。
この発明のうち第３の態様にかかるものは第１の態様又は第２の態様にかかるスイッチトリラクタンスモータの制御方法であって、前記第ｊの区間（θou〜θ1u，θov〜θ1v，θow〜θ1w）は、それぞれが前記第ｊのコイルの前記インダクタンスの前記位置についての微分（ｄＬu／ｄθ，ｄＬv／ｄθ，ｄＬw／ｄθ）が０となる前記位置（θ2u，θ2v，θ2w）を含む区間である。
この発明のうち第４の態様にかかるものは第３の態様にかかるスイッチトリラクタンスモータの制御方法であって、２≦Ｊであり、相互に異なる前記第ｊの区間が連続して循環的に設けられる。
この発明のうち第５の態様にかかるものは第４の態様にかかるスイッチトリラクタンスモータの制御方法であって、前記第ｊのコイルに鎖交する磁束（λuu）の前記第ｊの電流（ｉu）及び前記位置（θ）に対する依存性を予め得ておき、前記第ｊの磁束及び前記第ｊの電流から前記位置を求める。
この発明のうち第６の態様にかかるものは第１の態様乃至第５の態様にかかるスイッチトリラクタンスモータの制御方法であって、前記にスイッチトリラクタンスモータ（１００）に流すべき電流値を設定する電流振幅指令（ｉ＊）が所定の値（Ｉlim）よりも大きい場合には、外部から指令される位相（β＊）に基づいて前記第ｊの電流を流し、小さい場合には固定した位相（α＊）に基づいて前記第ｊの区間において前記第ｊの電流を流す。
この発明のうち第７の態様にかかるものはプログラムであって、第１の態様乃至第６の態様のスイッチトリラクタンスモータの制御方法をコンピュータに実現させる。
【００３８】
この発明のうち第８の態様にかかるものは、少なくともＪ個（１≦Ｊ）の透磁体（８１，８３）と、前記透磁体との相対的な位置（θ）に依存してそのインダクタンス（Ｌu，Ｌv，Ｌw）が変動する第１乃至第Ｊのコイル（９４ｕ，９４ｖ，９４ｗ）とを備えるスイッチトリラクタンスモータ（１００）を制御する装置である。そして外部から指令される位相（β＊）を入力し、励磁電流位相（γ）を出力する判定部（７５）と、前記スイッチトリラクタンスモータに流すべき電流値を設定する電流振幅指令（ｉ＊）と、前記励磁電流位相（γ）に基づいて、前記スイッチトリラクタンスモータの力の総量（ＺT）を求め、前記判定部に与える演算部（７０）とを備える。前記判定部は、前記力の総量が所定の値（Ｚlim）よりも大きい場合には外部から指令される位相（β＊）を、小さい場合には固定した位相（α＊）を、それぞれ前記励磁電流位相（γ）として採用する。そして前記励磁電流位相に基づいて前記第ｊ（１≦ｊ≦Ｊ）のコイルに第ｊの電流（ｉu，ｉv，ｉw）が流され、前記固定した位相に基づいて前記第ｊの電流が流れる前記位置の第ｊの区間（θou〜θ1u，θov〜θ1v，θow〜θ1w）においては、前記第ｊのインダクタンスの前記位置についての微分（ｄＬu／ｄθ，ｄＬv／ｄθ，ｄＬw／ｄθ）が異なる符号を採る。
【００３９】
この発明のうち第９の態様にかかるものは、少なくともＪ個（１≦Ｊ）の透磁体（８１，８３）と、前記透磁体との相対的な位置（θ）に依存してそのインダクタンス（Ｌu，Ｌv，Ｌw）が変動する第１乃至第Ｊのコイル（９４ｕ，９４ｖ，９４ｗ）とを備えるスイッチトリラクタンスモータ（１００）を制御する装置である。そして前記スイッチトリラクタンスモータに流すべき電流値を設定する電流振幅指令（ｉ＊）と、外部から指令される位相（β＊）とを入力し、前記電流振幅指令（ｉ＊）が所定の値（Ｉlim）よりも大きい場合には外部から指令される位相（β＊）を、小さい場合には固定した位相（α＊）を、それぞれ励磁電流位相（γ）として出力する判定部（７５）を備える。前記励磁電流位相に基づいて前記第ｊ（１≦ｊ≦Ｊ）のコイルに第ｊの電流（ｉu，ｉv，ｉw）が流れる。また前記固定した位相に基づいて前記第ｊの電流が流れる前記位置の第ｊの区間（θou〜θ1u，θov〜θ1v，θow〜θ1w）においては、前記第ｊのインダクタンスの前記位置についての微分（ｄＬu／ｄθ，ｄＬv／ｄθ，ｄＬw／ｄθ）が異なる符号を採る。
【００４１】
【作用】
この発明のうち第１の態様にかかるスイッチトリラクタンスモータの制御方法において、第ｊのコイル（９４ｕ，９４ｖ，９４ｗ）に供給される第ｊの電流（ｉu，ｉv，ｉw）によって第ｊのコイル自身には第ｊの磁束（λuu，λvv，λww）が鎖交する。第ｊの磁束は第ｊのコイルのインダクタンス（Ｌu，Ｌv，Ｌw）に比例するので、第ｊの磁束の位置（θ）についての微分は、第ｊのコイルのインダクタンスと同様に、第ｊの区間（θou〜θ1u，θov〜θ1v，θow〜θ1w）において異なる符号を採る。従って、第ｊの磁束に随伴するエネルギーの位置についての微分として与えられる力（τu（θ））も、第ｊの区間において異なる符号を採る。
【００４２】
この発明のうち第３の態様にかかるスイッチトリラクタンスモータの制御方法において、第ｊのコイル（９４ｕ，９４ｖ，９４ｗ）のインダクタンス（Ｌu，Ｌv，Ｌw）の位置（θ）についての微分（ｄＬu／ｄθ，ｄＬv／ｄθ，ｄＬw／ｄθ）が０となる前記位置（θ2u，θ2v，θ2w）の前後の位置において、第ｊのコイルのインダクタンスの位置についての微分の符号が異なる。
【００４３】
この発明のうち第４の態様にかかるスイッチトリラクタンスモータの制御方法において、常に、いずれかの相ｊについて、第ｊの電流（ｉu，ｉv，ｉw）が流れ、第ｊのコイル自身に鎖交する第ｊの磁束（λuu，λvv，λww）が発生する。
【００４４】
この発明のうち第５の態様にかかるスイッチトリラクタンスモータの制御方法において、常に位置（θ）を検出することができる。
【００４５】
この発明のうち第１の態様にかかるスイッチトリラクタンスモータの制御方法、第２の態様にかかるスイッチトリラクタンスモータの制御方法、第８の態様にかかるスイッチトリラクタンスモータの制御装置、第９の態様にかかるスイッチトリラクタンスモータの制御装置において、力の総量（ＺT）が小さい場合に、第ｊのコイルに働く力の大きさは第ｊの区間において相殺される部分が生じる。
【００４６】
【発明の実施の形態】
図１２で示された特性と図８に示された構成とを有するスイッチトリラクタンスモータ１００に対し、図９で示されたインバータ４００によって電流ｉu，ｉv，ｉwを流す場合を例にとって、本発明を説明する。
【００４７】
図１はスイッチングトランジスタＴu+，Ｔu-，Ｔv+，Ｔv-，Ｔw+，Ｔw-のオン／オフのタイミングを示すタイミングチャートであり、従来の技術を示す図１１に対応している。本発明で特徴的なことは電流ｉzが流れる位置角θの区間において、コイル９４ｚのインダクタンスＬzの位置角θについての微分ｄＬz／ｄθが異なる符号を採ることである。
【００４８】
これをＵ相を例にとって説明する。コイル９４ｕのインダクタンスＬuはθ2u＝９０°で最大値を採る。位置角θ2uの近傍において、位置角θ2uより小さい領域ではｄＬu／ｄθ＞０であり、位置角θ2uより大きい領域ではｄＬu／ｄθ＜０である。そしてコイル９４ｕに電流ｉuが流れる位置角θの区間θou〜θ1uにおいて位置角θ2uが含まれるので、コイル９４ｕに電流ｉuが流れる上記区間においてはｄＬu／ｄθが異なる符号を採る。図１ではθou＝７０°、θ1u＝１００°の場合を例示しており、区間θou〜θ1uはθ2u＝９０°を含んでいる。
【００４９】
鎖交磁束λuuは上記区間においてインダクタンスＬuに比例するので、その位置角θについての微分もｄＬu／ｄθと同様に、上記区間において異なる符号を採る。よって式（２）の位置角θについての被積分関数が区間θou〜θ1uにおいて異なる符号を採ることになる。これはコイル９４ｕに働くトルク２τu（θ）は、電流ｉuが流れる上記区間θou〜θ1uにおいて異なる符号を採ることを意味する。従って電流ｉuが大きい場合でも、上記区間θou〜θ1uでのトルクτu（θ）は相殺する部分があり、その総量ＵTを小さくすることができる。
【００５０】
図２は回転子８０が固定子９０に対して異なる位置角θで傾いている様子を示す断面図であり、従来の技術を示す図１０に対応している。図２（ａ），（ｂ），（ｃ）はそれぞれ位置角θがθou＝７０°、θ2u＝９０°、θ1u＝１００°の場合を示している。図２（ａ）で示された状態で電流ｉuがコイル９４ｕに流れることにより、回転子８０の突極８１，８３がそれぞれ固定子９０の突極９２ｕ，９１ｕに引き寄せられる方向に、トルクが生じる。その方向は位置角θの正の方向であり、ｄＬu／ｄθ＞０である。そして図２（ｂ）で示された状態までこの正方向のトルクが発生している。その後も突極８１，８３がそれぞれ突極９２ｕ，９１ｕに引き寄せられる方向にトルクが生じるものの、その方向は位置角θの負方向であり、ｄＬu／ｄθ＜０である。よって図２（ａ）で示された状態から図２（ｂ）で示された状態に移行するまでは正方向のトルクが、図２（ｂ）で示された状態から図２（ｃ）で示された状態に移行するまでは負方向のトルクが、それぞれ働くことになる。結局電流ｉuが流れている区間のトルクは正方向のトルクから負方向のトルクを差し引いたものとなる。
【００５１】
図３は本発明でのトルクの総量ＵTを図示するグラフであり、従来技術の図１３に相当する。既述のように、鎖交磁束λuuの位置角θ（＞９０）に対する依存性は（１８０°−θ）と同視できる。つまり図３の特性はθ2u＝９０°で折り返されて適用されるので、θ1u＝１００°における鎖交磁束λuuの特性はθ＝８０°のグラフで表されることになる。よって位置角θが７０°〜１００°の間で変化する間のトルクの総量ＵTは、位置角θが７０°〜８０°の間で変化する間のトルクの総量ＵTと等しくなる。図３ではＩ＝１５アンペアとした場合のトルクの総量ＵTの半分に相当する面積をハッチングしている。このように、大きな電流を流してもそのトルクを小さくすることができる。しかも、位置角θが実際に変化する量は３０°であって、従来と同様である。
【００５２】
上記の説明ではＵ相を例にとって説明したが、Ｖ相、Ｗ相についても同様である。即ち電流ｉvが流れる区間θov〜θ1v、電流ｉwが流れる区間θow〜θ1wが、それぞれｄＬv／ｄθ＝０となる位置角θ2v、ｄＬw／ｄθ＝０となる位置角θ2wを含めば、上記区間におけるトルクを低減することができる。しかも突極８１，８２，８３，８４，９１ｕ，９１ｖ，９１ｗ，９２ｕ，９２ｖ，９２ｗを対称性よく配置することにより、全ての相においてθoz＜θ2z＜θ1zを満足させることができる。
【００５３】
つまりスイッチトリラクタンスモータ１００において大きな電流で小さなトルクに対応することができる。そして電流ｉuが流れる区間θou〜θ1u、電流ｉvが流れる区間θov〜θ1v、電流ｉwが流れる区間θow〜θ1wを連続して循環的に設けることにより、常に、いずれかの相についての電流ｉu，ｉv，ｉwを流し、いずれかの相について鎖交磁束λuu，λvv，λwwを発生させることができる。従って図１２に示された特性を較正曲線として予め得ておいて常に位置角θの検出を行う際に、電流ｉz、鎖交磁束λzzのノイズ耐性を高めることができる。また常に位置角θの検出を行うことにより、適切に励磁電流を制御することができる。
【００５４】
図４はインバータ４００によってスイッチトリラクタンスモータ１００を動作させるための制御系の構成を示すブロック図である。回転位置演算部７８は、スイッチトリラクタンスモータ１００において検出される検出電流ｉ及び検出電圧ｖから位置角θを演算する。検出電流ｉは各相のコイル９４ｚに流れる電流ｉzであり、検出電圧ｖからは鎖交磁束λzzを求めることができる。従って図１２に示されたグラフを較正曲線として用いることにより、位置角θが求められる。位置角θは速度演算部７６に供給され、その時間微分から角速度ωが演算される。
【００５５】
速度制御演算部７１は角速度ω及び角速度ωの目標値たる角速度指令ω＊に基づいてＰＩ（比例・積分）演算を行い、その結果がリミッタ部７２に供給される。リミッタ部７２では、入力が負の場合は０とし、正の場合はそのままの値を電流振幅指令ｉ＊として出力する。
【００５６】
電流振幅指令ｉ＊はトルク演算部７０及び励磁電流発生部７３に供給される。トルク演算部７０には励磁電流位相γも与えられ、これと電流振幅指令ｉ＊とからスイッチトリラクタンスモータ１００のＺ相（ＺはＵ，Ｖ，Ｗのいずれか）のトルクＺTを演算する。トルクＺTの演算は、励磁電流ｉzの振幅と励磁電流が流れ始める位相θ0zとから求めることができる。例えば予めこれらとトルクＺTとの関係をトルク特性マップとして求めておき、これに基づいてデータ補完によって算出することができる。励磁電流ｉzの振幅は電流振幅指令ｉ＊から、励磁電流が流れ始める位相θ0zは後述するようにして判定部７５が出力する励磁電流位相γから、それぞれ得ることができる。
【００５７】
演算されたトルクＺTは判定部７５に供給される。そして判定部７５は以下の処理によって外部からの位相指令β＊、あるいは予め固定された位相指令α＊を励磁電流位相γとして位相制御部７７へ与える。図５は判定部７５の処理を示すフローチャートである。ステップＳ１１において判定部７５はトルク演算部７０からトルクＺTを入力する。そしてステップＳ１２においてトルクＺTが所定の制限値Ｚlimよりも大きいかの判断が行われる。その結果が肯定的（ＹＥＳ）の場合にはステップＳ１３へと進み、外部から与えられた位相指令β＊を位相指令γとして出力し、これを位相制御部７７に与える。これにより、大きなトルクが要求されている場合には、通常のように、外部からの位相指令β＊に基づいた位相角θで電流ｉzのオン／オフが制御されることになる。
【００５８】
一方、ステップＳ１２における判断結果が否定的（ＮＯ）な場合にはステップＳ１４に進み、予め固定された位相指令α＊を出力する。例えば図１に即して言えば、位相指令α＊は、電流ｉuが流れ始める位置角θ0uを７０°に設定する。回転子８０と固定子９０との幾何学的形状が対称性を有し、いずれかの相について常に励磁電流を流す制御が行われるので、電流ｉuが流れる区間θou〜θ1u、電流ｉvが流れる区間θov〜θ1v、電流ｉwが流れる区間θow〜θ1wに、それぞれθ2u，θ2v，θ2wを含めることができる。これにより、いずれかの相について常に励磁電流を流しつつ、電流振幅指令ｉ＊の値が大きくても、小さなトルクに対応した制御を行うことができる。
【００５９】
例えばまず励磁電流位相γには外部からの位相指令β＊が採用されている状態を考える。この場合、ステップＳ１１のトルクＺTの計算には電流振幅指令ｉ＊と位相指令β＊とが用いられ、ステップＳ１２を経由して引き続き位相指令β＊が採用され続ける。そしてトルクＺTが低下すると、やがてステップＳ１２からステップＳ１４へ処理が進み、位相指令α＊が励磁電流位相γとして採用されることになる。するとその次に行われる判定部７５の処理においては、トルクＺTの計算には電流振幅指令ｉ＊と位相指令α＊とが用いられることになる。電流振幅指令ｉ＊（例えば図１４に示されるように７アンペアを採る）はそのままでは生じるトルクが小さくなりすぎるので、改めて速度演算部７６や速度制御演算部７１によって電流振幅指令ｉ＊は増大する（例えば図３に示されるように１５アンペアを採る）ことになる。この増大するための期間を確保するため、ステップＳ１４が実行された後は、所定期間の間、判定部の処理を禁止する。例えばステップＳ１５において、判定部の処理を禁止する期間を設定するタイマをセットする。判定部の処理を禁止するためのタイマは例えばトルク演算部７０に内蔵させることができ、その判定部の処理を禁止する指令はトルクＺTの代わりに与えることができる。
【００６０】
位相制御部７７は、判定部７５からの励磁電流位相γと回転位置演算部７８からの位置角θを比較して、励磁電流位相γに基づく所定のタイミングθ0u、θ0v、θ0wで転流タイミング信号Ｋを出力している。そして励磁電流発生部７３では転流タイミング信号Ｋの変化と共に励磁相を識別する変数を循環的に更新している。そして、入力された電流振幅指令ｉ＊を所定の励磁相に配分し、これを各相の励磁電流指令Ｍとして電流制御部７４に出力する。電流制御部７４にも検出電流ｉが与えられ、これと励磁電流指令Ｍとに基づき、各相の電流ｉzを所定値にすべくインバータ４００のスイッチング信号Ｊが出力される。
【００６１】
なお、判定部７５の比較をトルクＺTに代えて、直接、電流振幅指令ｉ＊に基づく方法に変更することも可能である。この場合、トルク演算部７０が不要となり、構成を簡単化できる。その場合のフローチャートを図６に示す。ステップＳ２１において判定部７５はリミッタ部７２から電流振幅指令ｉ＊を入力する。そしてステップＳ２２において電流振幅指令ｉ＊が所定の制限値Ｉlimよりも大きいかの判断が行われる。その結果が肯定的（ＹＥＳ）の場合にはステップＳ２３へと進み、外部から与えられた位相指令β＊を位相指令γとして出力し、これを位相制御部７７に与える。これにより、大きなトルクが要求され、大きな励磁電流を流す場合には、通常のように、外部からの位相指令β＊に基づいた位相角θで電流ｉzのオン／オフが制御されることになる。
【００６２】
一方、ステップＳ２２における判断結果が否定的（ＮＯ）な場合にはステップＳ２４に進み、予め固定された位相指令α＊を出力する。電流振幅指令ｉ＊はそのままでは生じるトルクが小さくなりすぎるので、改めて速度演算部７６や速度制御演算部７１によって電流振幅指令ｉ＊は増大する。電流振幅指令ｉ＊を増大させるための期間を確保するため、ステップＳ１５と同様にステップＳ２５が実行される。この場合、タイマは判定部７５自身に内蔵することができる。
【００６３】
また、図４の速度制御演算部７１に代えて、検出されるトルク値と、指令トルクを入力とするトルク制御部に代えれば、トルク制御系を構成することも可能である。
【００６４】
以上のようにして本発明によれば、電流振幅指令ｉ＊が小さくなると、見積もられるトルクＺTが小さくなり、外部からの位相指令β＊はスイッチトリラクタンスモータ１００のトルク／電流比を低下すべく設定した位相指令α＊に変更される。負荷トルクが同一であれば、トルク／電流比が低下したことに応答して、同一の回転角速度ωを維持すべく、速度制御演算部７１から出力される電流振幅指令ｉ＊を増加させる。
【００６５】
その結果、トルクが小さい場合にも回転位置演算部７８に必要な電流ｉzを確保でき、回転位置演算を行えるトルクの範囲を拡大できる。しかも、検出電流ｉz及び鎖交磁束λzzの大きさを増大でき、位置角θの変化による鎖交磁束λzzの変化幅を増加させることができるので、ノイズマージンを大幅に向上することができる。
【００６６】
当然のことながら、負荷トルクが増大し、トルクＺTが所定の制限値Ｚlimよりも大きくなれば、あるいは電流振幅指令ｉ＊が所定の制限値Ｉlimよりも大きくなれば、従来の位相指令β＊での運転が行われる。
【００６７】
変形例．
なお、本発明は回転子８０と固定子９０で構成されるような回転動作をするモータのみならず、回転子８０と固定子９０とを線状に伸ばして得られるリニアモータについても採用することができる。
【００６８】
図７は本発明が適用できるリニアモータの一例の構成を示す断面図である。磁性体たる突極８１〜８４が基体８８に固定されている。一方、突極８１〜８４の上方には突極９０ｕ，９０ｖ，９０ｗが固定された移動体９８が設けられている。図示しない機構によって突極８１〜８４が突極９０ｕ，９０ｖ，９０ｗと衝突しないように、基体８８と移動体９８との間隔を一定にすることは公知の技術で容易に実現できる。
【００６９】
突極９０ｕ，９０ｖ，９０ｗにはそれぞれコイル９４ｕ，９４ｖ，９４ｗが巻回されている。この構造はスイッチトリラクタンスモータ１００を線状に伸ばした形となっており、しかもコイル９４ｕ，９４ｖ，９４ｗが可動となっている。図中で右側から左側に向かう方向（矢印参照）を位置角θの正方向に採れば、本実施の形態と同様にして、電流ｉu，ｉv，ｉwを大きくし、かつこれらのいずれかを常時流したままで、移動体９８に働く力を低減することができる。
【００７０】
もちろん、電流を常時に流す必要性がなければ、移動体９８には突極９０ｕ及びコイル９４ｕのみを設けて一相の駆動としてもよい。電流ｉuを流す位置角θを本発明と同様に設定すれば、移動体９８に働く力を低減することができる。
【００７１】
なお、本発明の動作制御をコンピュータに行わせるプログラムについても本発明の範疇にある。
【００７２】
【発明の効果】
この発明のうち第１の態様にかかるスイッチトリラクタンスモータの制御方法によれば、第ｊのコイル（９４ｕ，９４ｖ，９４ｗ）に第ｊの電流（ｉu，ｉv，ｉw）が流れることによって、第ｊのコイル自身に働く力（τu（θ））は、第ｊの区間（θou〜θ1u，θov〜θ1v，θow〜θ1w）において異なる符号を採る。従って第ｊの電流が大きい場合でも、第ｊのコイルに働く力の大きさは第ｊの区間において相殺される部分が生じ、全体として当該力を小さくすることができる。
【００７３】
この発明のうち第３の態様にかかるスイッチトリラクタンスモータの制御方法によれば、第ｊの区間（θou〜θ1u，θov〜θ1v，θow〜θ1w）において、第ｊのコイル（９４ｕ，９４ｖ，９４ｗ）のインダクタンス（Ｌu，Ｌv，Ｌw）の位置（θ）についての微分（ｄＬu／ｄθ，ｄＬv／ｄθ，ｄＬw／ｄθ）が異なる符号を採ることができる。
【００７４】
この発明のうち第４の態様にかかるスイッチトリラクタンスモータの制御方法によれば、常に、いずれかの相ｊについて、第ｊの電流（ｉu，ｉv，ｉw）及び第ｊの磁束（λuu，λvv，λww）が得られる。よって第ｊの磁束の第ｊの電流及び位置（θ）に対する依存性を予め得ておくことにより、常に位置の検出を行うことができる。
【００７５】
この発明のうち第５の態様にかかるスイッチトリラクタンスモータの制御方法によれば、常に位置（θ）の検出を行うことにより、適切に励磁電流を制御することができる。
【００７６】
この発明のうち第１の態様にかかるスイッチトリラクタンスモータの制御方法、第２の態様にかかるスイッチトリラクタンスモータの制御方法、第８の態様にかかるスイッチトリラクタンスモータの制御装置、第９の態様にかかるスイッチトリラクタンスモータの制御装置によれば、力の総量（ＺT）を小さくすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明におけるスイッチングのタイミングを示すタイミングチャートである。
【図２】回転子８０が固定子９０に対して異なる位置角θで傾いている様子を示す断面図である。
【図３】本発明でのトルクの総量ＵTを図示するグラフである。
【図４】本発明の動作を行う制御系の構成を示すブロック図である。
【図５】本発明の処理を示すフローチャートである。
【図６】本発明の処理の変形を示すフローチャートである。
【図７】本発明の変形を示す断面図である。
【図８】スイッチトリラクタンスモータ１００の構造を模式的に示す断面図である。
【図９】インバータ４００の回路図である。
【図１０】回転子８０が固定子９０に対して異なる位置角θで傾いている様子を示す断面図である。
【図１１】従来の技術におけるスイッチングのタイミングを示すタイミングチャートである。
【図１２】電流ｉuと、電流ｉuによって生じ、Ｕ相コイル９４ｕに鎖交する鎖交磁束λuuとの関係を示すグラフである。
【図１３】トルクの総量ＵTを例示するグラフである。
【図１４】トルクの総量ＵTを例示するグラフである。
【符号の説明】
７０  トルク演算部
７５  判定部
８０  回転子
９０  固定子
８１〜８４，９１ｕ，９２ｕ，９１ｖ，９２ｖ，９１ｗ，９２ｗ  突極
９４ｕ，９４ｖ，９４ｗ  コイル
１００  スイッチトリラクタンスモータ
ｉu，ｉv，ｉw  電流
Ｌu，Ｌv，Ｌw  インダクタンス
ＵT  トルクの総量
ｉ＊  電流振幅指令演算部
α＊  固定された位相指令
β＊  外部からの位相指令
γ  励磁電流位相
θ  位置角
【図１】
0004622125.tif 000003
【図２】
0004622125.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
0004622125.tif 000009
【図８】
0004622125.tif 000010
【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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