(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源と負荷との間に接続された複数の双方向スイッチを備え、出力電圧指令に応じたＰＷＭ制御により前記双方向スイッチをスイッチングして多相交流電圧を任意の大きさ、周波数の多相交流電圧に直接変換する交流交流直接変換器において、
前記直接変換器の入力電圧を検出する手段と、
前記直接変換器の負荷電流を検出する手段と、
前記入力電圧及び出力電圧指令を用いて前記双方向スイッチのオンオフ時間比率指令値を演算する手段と、
前記直接変換器における電源短絡及び負荷端開放を防止するための転流シーケンスにより発生する転流誤差時間比率をキャリア周期、転流時間及び前記負荷電流の極性から演算し、前記転流誤差時間比率により前記オンオフ時間比率指令値を補正して最終的なオンオフ時間比率指令値を求める補正手段と、
この補正手段による補正後のオンオフ時間比率指令値を転流シーケンスに付加してＰＷＭパルスを発生する手段と、
を備え、
同一の負荷側出力端子に接続される双方向スイッチのうち、交流電源の最大電圧相に接続される双方向スイッチと交流電源の最小電圧相に接続される双方向スイッチとのオンオフ時間比率指令値を、前記補正手段により補正することを特徴とする交流交流直接変換器の制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載した交流交流直接変換器の制御装置において、
同一の負荷側出力端子に接続される双方向スイッチのうち、電源の最大電圧相または最小電圧相の何れかに接続される双方向スイッチがキャリア１周期の全期間にわたりオフしているときに、当該双方向スイッチに対する前記転流誤差時間比率を電源の中間電圧相に接続される双方向スイッチに振り替えてそのオンオフ時間比率指令値を前記補正手段により補正することを特徴とする交流交流直接変換器の制御装置。
【請求項３】
請求項１に記載した交流交流直接変換器の制御装置において、
同一の負荷側出力端子に接続される双方向スイッチのうち、電源の最大電圧相または最小電圧相の何れかに接続される双方向スイッチがキャリア１周期の全期間にわたりオンしているときに、すべての双方向スイッチに対する前記転流誤差時間比率をゼロにすることを特徴とする交流交流直接変換器の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、大型のエネルギーバッファを用いずに、半導体スイッチング素子のオンオフにより多相交流電圧を任意の大きさ、周波数の多相交流電圧に直接変換する交流交流直接変換器に関し、特に、電源短絡及び負荷端開放を防止するための転流シーケンスにより発生する指令値と実際値との誤差を補正し、出力電圧や入力電流の歪みを低減するようにした制御装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
交流交流直接変換器の一例として、複数の半導体スイッチング素子からなる双方向スイッチを交流電源と負荷との間に接続したマトリクスコンバータが知られている。
このマトリクスコンバータを制御するには、直流電圧を交流電圧に変換するインバータと異なり、電源短絡及び負荷端開放を防止する転流シーケンス（転流時における各スイッチング素子のオンオフパターン）が必要である。以下、インバータ及びマトリクスコンバータの転流シーケンスについて説明する。
【０００３】
図８は、インバータの負荷側一相分（図ではＵ相）の回路モデルを示している。
図８において、Ｐ，Ｎは直流入力端子、ＵはＵ相出力端子であり、これらの端子Ｐ，Ｕ間及びＮ，Ｕ間には、環流ダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴ等のスイッチング素子Ｓｐ，Ｓｎがそれぞれ接続されている。
【０００４】
インバータでは、スイッチング素子Ｓｐ，Ｓｎが共にオンすると直流入力端子Ｐ，Ｎ間が短絡されて大電流が流れ、素子の破壊を引き起こす。一方、スイッチング素子Ｓｐ，Ｓｎが共にオフの場合には、環流ダイオードによって負荷電流の向きに関わらず負荷端が開放されることがない。従って、スイッチングのバラツキなどを考慮して、スイッチング素子Ｓｐ，Ｓｎが共にオンとならないようにデッドタイム（オンする際の遅延時間）を設けてスイッチングを行えば電源短絡を防止することができる。
【０００５】
次に、図９は、マトリクスコンバータの負荷側一相分（図ではＵ相）の回路モデルを示している。
図９において、Ｒ，Ｓ，Ｔは交流入力端子、ＵはＵ相出力端子であり、これらの端子Ｒ，Ｓ，ＴとＵとの間には、双方向スイッチＳＲ，ＳＳ，ＳＴがそれぞれ接続されている。双方向スイッチＳＲ，ＳＳ，ＳＴは、互いに逆並列接続された２個のスイッチング素子Ｓｒｕ，Ｓｕｒ、Ｓｓｕ，Ｓｕｓ、Ｓｔｕ，Ｓｕｔによってそれぞれ構成されており、個々の添字は、オンした時の電流通流方向（例えば、ＳｒｕについてはＲ相からＵ相に向かう方向）を表している。
【０００６】
図９に示したマトリクスコンバータでは、電源電圧が交流であるため、各相入力電圧の大小関係が刻々と変化する。
いま、電源電圧の大小関係がＲ＞Ｓ＞Ｔの場合を考える。このとき、スイッチング素子ＳｒｕとＳｕｓ、ＳｒｕとＳｕｔ、ＳｓｕとＳｕｔが同時にオンすると、それぞれ端子Ｒ，Ｓ間、Ｒ，Ｔ間、Ｓ，Ｔ間に短絡電流が流れてしまう。更に、Ｕ相負荷電流ｉｕが正のとき（図の矢印方向を正方向とする）にスイッチング素子Ｓｒｕ，Ｓｓｕ，Ｓｔｕが共にオフすると負荷電流の連続性が損なわれるため、各双方向スイッチに負荷のエネルギーによる過大なサージ電圧が印加されてスイッチの破壊を引き起こす。
【０００７】
そこで、これらの電源短絡及び負荷端開放を同時に防止するために、一例として次のような転流シーケンスが用いられている。なお、以下では、Ｒ相の双方向スイッチＳＲからＳ相の双方向スイッチＳＲＳに切り替える場合について述べる。
【０００８】
まず、初期状態において、Ｓｒｕがオン、Ｓｕｒがオン、Ｓｓｕがオフ、Ｓｕｓがオフであるとすると、以下の順序で各スイッチング素子を動作させる。
（１）Ｓｓｕオン
（２）Ｓｒｕオフ
（３）Ｓｕｓオン
（４）Ｓｕｒオフ
【０００９】
ここで、スイッチング素子ＳｕｓのオンにはＳｒｕとの間に時間差を設けてＳｒｕ，Ｓｕｓの同時オンを防止し、同様にＳｒｕのオフにはＳｓｕとの間に時間差を設けてＳｒｕ，Ｓｓｕの同時オフを防止すると共に、ＳｕｒのオフにはＳｕｓとの間に時間差を設けてＳｕｒ，Ｓｕｓの同時オフを防止している。
以上の転流シーケンスにより、スイッチングにバラツキなどがある場合にも電源短絡及び負荷端開放を防止して双方向スイッチの破壊を防ぐことができる。このような転流シーケンスは、後述する特許文献１に開示されている。
【００１０】
しかしながら、上記の転流シーケンスでは各スイッチング素子をオンまたはオフさせる時間をずらしているため、電圧指令値と実際の出力電圧との間に誤差が発生する。この出力電圧誤差は、負荷として電動機を駆動している場合にはトルクリプルや回転むらの原因となり、制御性能の悪化や損失の増大を招くことになる。
【００１１】
そこで、後述する特許文献２には、ＰＷＭサイクロコンバータのキャリア１周期中に発生する出力電圧の誤差ΔＶを数式１により計算し、この誤差を元の出力電圧指令値から減算した値を最終的な指令値として出力電圧を指令値に一致させるようにした技術が開示されている。
【００１２】
【数１】
0004622840.tif 000002
【００１３】
上記数式１において、ΔＥｍａｘ：電源の最大電圧と最小電圧との間の電圧絶対値、Ｔｃ：転流時間、Ｔ：キャリア周期、ｎ：電流方向が正の場合は０、負の場合は１となる関数である。
また、特許文献１にも、転流パターンに応じて電力変換器の出力電圧の平均誤差を演算し、この誤差を用いて出力電圧指令値を補正する方法が開示されている。
【００１４】
【特許文献１】特開２００５−２０７９９号公報（請求項１〜４、［０００６］〜［００１１］，［００１９］〜［００３６］、図１０〜図１４等）
【特許文献２】特開２００３−３０９９７５号公報（請求項４，５，８、［０００６］〜［０００９］、図６，図７）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
特許文献１や特許文献２に記載された従来技術では、出力電圧の平均誤差を用いて出力電圧指令値を補正しているが、これによって出力電圧の平均値が指令値と一致したとしても、入力電流は指令値通りにはならない。なぜなら、マトリクスコンバータでは出力電圧と入力電流とを同時に制御しており、出力電圧指令値を補正しても入力電流指令値に応じて各スイッチング素子のオンオフの時間比率が分配されるからである。なお、詳細な挙動については後に詳述する。
【００１６】
入力電流が指令値通りにならないと、入力電流に歪みが発生し、入力系統側に接続されている機器の過熱や損傷を招く恐れがあるので余り好ましくない。
なお、特許文献２の段落［００１０］には、転流シーケンス作成ロジック部において転流シーケンスを作成する際に、入力の電圧状況と転流情報から出力電圧の転流誤差がわかるので、前記ロジック部で転流の開始や終了をずらすことにより出力電圧を補正できる旨記載されているが、入力電流の指令値との誤差による影響や具体的な補正方法が明確に開示されていないため、この特許文献２では入力電流が指令値と一致しない場合の補正は実現困難である。
更に、第１，第２の特許文献には、ある特定のスイッチング素子がスイッチングを行わない場合の補正方法等が記載されておらず、総じて入力電流または出力電圧の各指令値と実際値との誤差補正手段が十分には開示されていない。
【００１７】
そこで本発明の解決課題は、入力電流及び出力電圧に発生する誤差を同時に補正可能とし、しかも様々な制御方法（指令値の生成方法）に適用することができると共に、簡単な方法で入力電流や出力電圧の歪み等を低減するようにした信頼性の高い制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、交流電源と負荷との間に接続された複数の双方向スイッチを備え、出力電圧指令に応じたＰＷＭ制御により前記双方向スイッチをスイッチングして多相交流電圧を任意の大きさ、周波数の多相交流電圧に直接変換する交流交流直接変換器において、
前記直接変換器の入力電圧を検出する手段と、
前記直接変換器の負荷電流を検出する手段と、
前記入力電圧及び出力電圧指令を用いて前記双方向スイッチのオンオフ時間比率指令値を演算する手段と、
前記直接変換器における電源短絡及び負荷端開放を防止するための転流シーケンスにより発生する転流誤差時間比率をキャリア周期、転流時間及び前記負荷電流の極性から演算し、前記転流誤差時間比率により前記オンオフ時間比率指令値を補正して最終的なオンオフ時間比率指令値を求める補正手段と、
この補正手段による補正後のオンオフ時間比率指令値を転流シーケンスに付加してＰＷＭパルスを発生する手段と、
を備え、
同一の負荷側出力端子に接続される双方向スイッチのうち、交流電源の最大電圧相に接続される双方向スイッチと交流電源の最小電圧相に接続される双方向スイッチとのオンオフ時間比率指令値を、前記補正手段により補正するものである。
【００１９】
請求項２に記載した発明は、請求項１に記載した交流交流直接変換器の制御装置において、同一の負荷側出力端子に接続される双方向スイッチのうち、電源の最大電圧相または最小電圧相の何れかに接続される双方向スイッチがキャリア１周期の全期間にわたりオフしているときに、当該双方向スイッチに対する前記転流誤差時間比率を電源の中間電圧相に接続される双方向スイッチに振り替えてそのオンオフ時間比率指令値を前記補正手段により補正するものである。
【００２０】
請求項３に記載した発明は、請求項１に記載した交流交流直接変換器の制御装置において、同一の負荷側出力端子に接続される双方向スイッチのうち、電源の最大電圧相または最小電圧相の何れかに接続される双方向スイッチがキャリア１周期の全期間にわたりオンしているときに、すべての双方向スイッチに対する前記転流誤差時間比率をゼロにするものである。
【発明の効果】
【００２２】
本発明においては、電源短絡及び負荷端開放を防止するための転流シーケンスにより発生する転流誤差時間比率を演算し、この転流誤差時間比率を用いて双方向スイッチに対するオンオフ時間比率指令値を補正することで、直接変換器の出力電圧誤差及び入力電流誤差を同時に補正することができる。
これにより、出力電圧の制御精度を悪化させることなく、負荷側に電動機を接続した場合でもトルクリプルや回転むらを発生させるおそれがない。また、入力電流制御精度を悪化させることもないので、直接変換器の入力側に接続されている他の機器の損傷や誤動作が防止される。
従って、本発明によれば、交流交流直接変換器の出力電圧、入力電流を何れも高精度に制御可能な信頼性の高い制御装置を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、本発明の原理について説明する。
スイッチング素子のオンオフ時間比率は、キャリア比較方式ＰＷＭ制御におけるキャリア１周期に対するスイッチング素子のオン時間の比率である。すなわち、オンオフ時間比率が１のときは、キャリア１周期の全期間にわたってスイッチング素子がオンし続け、逆に０のときは、キャリア１周期の全期間にわたってスイッチング素子がオフし続けることを意味する。
【００２４】
マトリクスコンバータでは、どのような制御を行ってもキャリア１周期中に負荷側１相（ここでは説明を容易にするため、Ｕ相とする）に現れる電圧は電源側各相の最大電圧、中間電圧、最小電圧の何れかであり、電源側の最大電圧相とＵ相との間に接続されている双方向スイッチのオンオフ時間比率をＤｍａｘ、同じく中間電圧相とＵ相との間の双方向スイッチのオンオフ時間比率をＤｍｉｄ、最小電圧相とＵ相との間の双方向スイッチのオンオフ時間比率をＤｍｉｎとすると、これらの間には数式２の関係が成り立つ。
【００２５】
【数２】
0004622840.tif 000003
【００２６】
ここで、図９にならって、電源電圧の最大相をＲ相、中間相をＳ相、最小相をＴ相としてキャリア１周期あたりのスイッチングを例にとり、転流シーケンスによる誤差の時間比率について説明する。
【００２７】
図３は、キャリア周期ＴにおけるマトリクスコンバータのＰＷＭパルス例を示している。ＰＷＭパルスは、Ｒ，Ｓ，Ｔ相のオンオフ時間比率指令値（図３におけるＲ，Ｓ，Ｔ相の各パルス指令）に基づいてオン時間が決定され、Ｒ相→Ｓ相→Ｔ相→Ｓ相→Ｒ相の順に転流するものとする。図３の囲み線ａ〜ｄまたはａ’〜ｄ’に示すように、キャリア１周期中に４回の転流動作が存在している。なお、転流シーケンスは入力電圧極性に基づいて作成しており、各スイッチング素子は、従来技術として前述した（１）〜（４）の順序でオン、オフする。
【００２８】
いま、Ｒ，Ｓ，Ｔ相のオンオフ時間比率指令値をそれぞれＤｒｕ＊，Ｄｓｕ＊，Ｄｔｕ＊とすると、Ｒ相のオン時間の指令値Ｔｒｕ＊、Ｓ相のオン時間の指令値Ｔｓｕ＊、Ｔ相のオン時間の指令値Ｔｔｕ＊は、それぞれ数式３によって表される。
【００２９】
【数３】
0004622840.tif 000004
【００３０】
上記の数式３は、キャリア周期Ｔが一定であれば、オン時間はオンオフ時間比率に比例することを示している。
図３における囲み線ａ〜ｄ内の転流動作（Ｕ相電流ｉｕ＞０の場合）について説明すると、前述したように電源短絡及び負荷端開放を防止するための転流シーケンスにより、それぞれの囲み線における転流動作、及び、Ｕ相に現れる実際の電圧からみたパルス指令の変化は、次のようになる。
【００３１】
ａ．Ｒ相からＳ相への転流であり、Ｒ相パルス指令が転流時間Ｔｃだけ延び、Ｓ相パルス指令がＴｃだけ縮んだのと等価になる。
ｂ．Ｓ相からＴ相への転流であり、Ｓ相パルス指令が転流時間Ｔｃだけ延び、Ｔ相パルス指令がＴｃだけ縮んだのと等価になる。
ｃ．Ｔ相からＳ相への転流であり、Ｔ相パルス指令が転流時間Ｔｃ×２だけ延び、Ｓ相パルス指令がＴｃ×２だけ縮んだのと等価になる。
ｄ．Ｓ相からＲ相への転流であり、Ｓ相パルス指令が転流時間Ｔｃ×２だけ延び、Ｒ相パルス指令がＴｃ×２だけ縮んだのと等価になる。
以上より、キャリア１周期で見ると、Ｒ，Ｓ，Ｔ相それぞれの双方向スイッチの実際のオン時間Ｔｒｕ，Ｔｓｕ，Ｔｔｕは、数式４となる。
【００３２】
【数４】
0004622840.tif 000005
【００３３】
数式４から明らかなように、Ｒ相のオン時間Ｔｒｕは指令値Ｔｒｕ＊からＴｃだけ削られ、Ｔ相のオン時間Ｔｔｕは指令値Ｔｔｕ＊よりＴｃだけ延びるが、Ｓ相のオン時間Ｔｓｕについて見ると、キャリア１周期では誤差（転流時間Ｔｃ）がキャンセルされて指令値Ｔｓｕ＊通りになることが分かる。
一方、図３における囲み線ａ’〜ｄ’内の転流動作（Ｕ相電流ｉｕ＜０の場合）を解析すると、Ｒ，Ｓ，Ｔ相それぞれの双方向スイッチの実際のオン時間Ｔｒｕ，Ｔｓｕ，Ｔｔｕは数式５のようになる。
【００３４】
【数５】
0004622840.tif 000006
【００３５】
数式４，５より、Ｕ相電流ｉｕ（負荷電流）の正負に関わらずＳ相のオン時間Ｔｓｕは誤差がキャンセルされ、Ｒ相及びＴ相のオン時間Ｔｒｕ，Ｔｔｕは、負荷電流の極性によって誤差の時間が削られるか、延びることになる。
前述した数式３より、オンオフ時間比率は、キャリア周期一定の条件ではオン時間に比例するため、数式４、数式５における誤差Ｔｃをなくすためには、オンオフ時間比率指令値を数式６のようにそれぞれ補正すればよい。
なお、数式６において、Ｄｃ×sign(ｉｕ)を転流誤差時間比率（＝Ｄｃ’）と定義すると、本実施形態においては、元のオンオフ時間比率指令値（例えばＤｒｕ＊）を転流誤差時間比率Ｄｃ’を用いて補正することにより最終的なオンオフ時間比率指令値（例えばＤｒｕ＊＊）を生成し、この指令値をＰＷＭ発生手段８に与えるものである。
【００３６】
【数６】
0004622840.tif 000007
【００３７】
数式６により補正したオンオフ時間比率に転流シーケンスを付加すると、双方向スイッチの実際のオン時間Ｔｒｕ，Ｔｓｕ，Ｔｔｕは、負荷電流が正のときに数式７のようになる。
【００３８】
【数７】
0004622840.tif 000008
【００３９】
また、負荷電流が負のときには数式８のようになる。
【００４０】
【数８】
0004622840.tif 000009
【００４１】
なお、上記数式７，８において、数式３より、Ｔｒｕ＊＊＝Ｄｒｕ＊＊×Ｔ，Ｔｓｕ＊＊＝Ｄｓｕ＊＊×Ｔ，Ｔｔｕ＊＊＝Ｄｔｕ＊＊×Ｔである。
数式７，８により、実際のオン時間は元の指令値通りになるため、出力電圧及び入力電流を指令通りに制御することができる。すなわち本発明は、数式６に従って各相の双方向スイッチのオンオフ時間比率指令値を補正することにより実際のオン時間をそれぞれ補正し、出力電圧及び入力電流を指令通りに制御するものである。
【００４２】
一方、特許文献２に係る従来技術では、一例として出力電圧指令値を数式１の誤差ΔＶにより補正した出力電圧指令値（Ｖｕ＊−ΔＶ）を用いて各相のオンオフ時間比率指令値を演算するが、その際、例えばＲ相−Ｓ相間で転流する場合には、出力電圧指令値を入力電流指令値Ｉ＊（０．５≦Ｉ＊≦１）の比率に応じてＲ相とＳ相とに分配する。すなわち、各相のオンオフ時間比率指令値は、数式９のようになる。
【００４３】
【数９】
0004622840.tif 000010
【００４４】
数式９においては、数式６により本来補正を行わなくてもよいＳ相のオンオフ時間比率指令値Ｄｓｕ＊＊に誤差すなわち補正電圧ΔＶが現れていることが分かる。従って、Ｓ相の補正量は適切ではなく、Ｓ相の双方向スイッチのオンオフ時間に誤差が含まれるため、入力電流指令値Ｉ＊通りの電流がＳ相に流れないこととなる。
【００４５】
本発明は上記の不都合を解消するものであり、図１は請求項１に係る本発明の第１実施形態のブロック図を示している。
図１において、１は交流電源、２は交流交流直接変換器としてのマトリクスコンバータ、３は交流電動機等の負荷である。
【００４６】
一方、制御装置の構成、動作は次のとおりである。
入力電圧検出手段４はマトリクスコンバータ２の入力電圧を検出し、この情報はオンオフ時間比率演算手段６における入力電流指令値の演算とＰＷＭ発生手段８における転流シーケンスの作成に用いられる。負荷電流検出手段５はマトリクスコンバータ２の出力電流を検出し、オンオフ時間比率補正手段７に出力する。
【００４７】
オンオフ時間比率演算手段６は、入力電流指令値、出力電圧指令値及び入力電圧の大小関係から、マトリクスコンバータ２の入力側のＲ相、Ｓ相、Ｔ相と出力側の一相、例えばＵ相との間にそれぞれ接続される双方向スイッチ（図９におけるＳＲ，ＳＳ，ＳＴ）のオンオフ時間比率を演算し、これらを指令値として出力する。ここで、オンオフ時間比率指令値は、電源側の最大電圧相とＵ相との間の双方向スイッチに対する電源最大相オンオフ時間比率指令値、中間電圧相とＵ相との間の双方向スイッチに対する電源中間相オンオフ時間比率指令値、最小電圧相とＵ相との間の双方向スイッチに対する電源最小相オンオフ時間比率指令値からなる。
【００４８】
オンオフ時間補正手段７は、オンオフ時間比率演算手段６により演算されたオンオフ時間比率指令値をそれぞれ補正し、ＰＷＭ発生手段８は、補正後のオンオフ時間比率指令値に基づいてＰＷＭパルスを生成し、入力電圧の極性に応じた転流シーケンスを付加してマトリクスコンバータ２の双方向スイッチに対する点弧信号を出力する。
【００４９】
次に、図２は上記オンオフ時間比率補正手段７の構成図である。
オンオフ時間比率補正手段７では、転流時間Ｔｃとキャリア周期Ｔと負荷電流ｉｕとから、数式６における転流誤差時間比率Ｄｃ’（＝Ｄｃ×sign(ｉｕ)）を演算する。なお、図２における符号検出手段７１、除算手段７２及び乗算手段７３は転流誤差時間比率Ｄｃ’を求めるための演算手段である。
【００５０】
前記同様に電源の各相電圧の大小関係がＲ＞Ｓ＞Ｔであるとすると、演算された転流誤差時間比率Ｄｃ’は、数式６に示した如く、図２の加算手段７４により最大相のオンオフ時間比率指令値Ｄｒｕ＊に加算されて最終的な指令値Ｄｒｕ＊＊となり、かつ、加算手段７５により最小相のオンオフ時間比率指令値Ｄｔｕ＊から減算されて最終的な指令値Ｄｔｕ＊＊となると共に、中間相のオンオフ時間比率指令値Ｄｓｕ＊については、転流誤差時間比率Ｄｃ’を加減算することなく元の値が最終的な指令値Ｄｓｕ＊＊としてＰＷＭ発生手段８に出力される。
このため、前述した数式７，８により、負荷電流の極性が正負何れの場合にも各双方向スイッチに対する実際のオン時間は指令値通りになり、出力電圧及び入力電流を各指令通りに制御することができる。
【００５１】
なお、本実施形態では、ＰＷＭ発生手段８において転流シーケンスを入力電圧の極性情報に基づいて作成しているが、負荷電流の極性情報に基づく場合でも数式６における符号関数sign(ｉｕ)の出力を反転させればそのまま適用可能である。簡単に説明すると、負荷電流の極性情報に基づく場合は、Ｒ相からＳ相に転流させる場合に次のような転流シーケンスになる。
【００５２】
すなわち、初期状態では、Ｓｒｕがオン、Ｓｕｒがオン、Ｓｓｕがオフ、Ｓｕｓがオフとすると、負荷電流ｉｕ＞０のときに以下の順序で各スイッチング素子を動作させる。
（１）Ｓｕｒオフ
（２）Ｓｓｕオン
（３）Ｓｒｕオフ
（４）Ｓｕｓオン
つまり、負荷電流の極性情報に基づいた転流シーケンスは入力電圧情報に基づく場合と順序が全く逆になるため、誤差時間の削れ方も逆になるが、数式６における符号関数sign(ｉｕ)の出力を反転させれば、入力電圧情報に基づいて転流シーケンスを作成する場合と同様に指令値通りの出力電圧、入力電流を得ることができる。
【００５３】
次いで、図４は請求項２，３に係る本発明の第２実施形態におけるオンオフ時間比率補正手段７の構成図である。この実施形態と図２との相違点は、図４のオンオフ時間比率補正手段７が時間比率補正選択手段７７を有しており、その出力を最大相、最小相、中間相のオンオフ時間比率指令値に加算手段７４〜７６にてそれぞれ加算するようにした点である。
【００５４】
以下、第２実施形態の原理について説明する。
図５は、キャリア１周期の全期間にわたり最大相（例えばＲ相）の双方向スイッチがスイッチングを行わずに、中間相と最小相との間でスイッチングを行った場合のＰＷＭパルス例を示している。このスイッチングは、出力電圧が低い領域において、スイッチング回数を低減して効率向上とノイズの低減に有効な方法であり、本発明者による特願２００５−１８１３４１等に用いられている。
【００５５】
図５において、第１実施形態と同様に負荷電流ｉｕが正のときの囲み線ａ，ｂにおける転流動作、及び、Ｕ相に現れる実際の電圧からみたパルス指令の変化は、次のようになる。
ａ．Ｓ相からＴ相への転流であり、Ｓ相パルス指令が転流時間Ｔｃだけ延び、Ｔ相パルス指令がＴｃだけ縮んだのと等価になる。
ｂ．Ｔ相からＳ相への転流であり、Ｔ相パルス指令が転流時間Ｔｃ×２だけ延び、Ｓ相パルス指令がＴｃ×２だけ縮んだのと等価になる。
なお、Ｒ相はスイッチングを行わないため誤差は発生しない。
従って、キャリア１周期におけるＲ，Ｓ，Ｔ相それぞれの双方向スイッチの実際のオン時間は、数式１０となる。
【００５６】
【数１０】
0004622840.tif 000011
【００５７】
一方、負荷電流が負のときは、囲み線ａ’，ｂ’における転流動作、及び、Ｕ相に現れる実際の電圧からみたパルス指令の変化は、次のようになる。
ａ’．Ｓ相からＴ相への転流であり、Ｓ相パルス指令がＴｃ×２だけ延び、Ｔ相パルス指令がＴｃ×２だけ縮んだのと等価になる。
ｂ’．Ｔ相からＳ相への転流であり、Ｔ相パルス指令がＴｃだけ延び、Ｓ相パルス指令がＴｃだけ縮んだのと等価になる。
また、前記同様にＲ相はスイッチングを行わないため、誤差は発生しない。
従って、キャリア１周期におけるＲ，Ｓ，Ｔ相それぞれの双方向スイッチの実際のオン時間は、数式１１となる。
【００５８】
【数１１】
0004622840.tif 000012
【００５９】
数式１０，１１に基づき、前述した数式６に相当するオンオフ時間比率指令値の補正式は、数式１２となる。
【００６０】
【数１２】
0004622840.tif 000013
【００６１】
ここで、数式６と数式１２とを比較すると、スイッチングを行わない最大相（Ｒ相）の数式６における補正量を中間相（Ｓ相）に振り替えて補正すれば、オンオフ時間比率が指令値通りになるため、出力電圧及び入力電流を指令通りに制御することができる。
同様に、最小相（Ｔ相）がスイッチングを行わない場合は、数式１３のように、最小相（Ｔ相）の数式６における補正量を中間相（Ｓ相）に振り替えて補正すればよい。
【００６２】
【数１３】
0004622840.tif 000014
【００６３】
次に、図６は図４における時間比率補正選択手段７７の動作を示すフローチャートであり、上述したようにスイッチングを行わない電圧相に応じて転流誤差時間比率Ｄｃ’の最大値Ｄｃ’ｍａｘ、中間値Ｄｃ’ｍｉｄ、最小値Ｄｃ’ｍｉｎを出力し、これらを最大相、中間相、最小相のオンオフ時間比率指令値にそれぞれ加算するための動作を示すものである。
【００６４】
まず、第１実施形態と同様に、転流誤差時間比率Ｄｃ’を演算する（ステップＳ１）。次に、補正する前の電源最大相（Ｒ相）のオンオフ時間比率指令値Ｄｒｕ＊がゼロであれば（Ｓ２ ＹＥＳ）、Ｒ相についてはスイッチングを行わないため、数式１２による補正を行う。すなわち、Ｄｃ’ｍａｘ＝０、Ｄｃ’ｍｉｄ＝Ｄｃ’、Ｄｃ’ｍｉｎ＝−Ｄｃ’を出力してそれぞれ加算手段７４，７６，７５に入力する（Ｓ３）。
【００６５】
また、Ｄｒｕ＊がゼロでなく（Ｓ２ ＮＯ）、電源最小相（Ｔ相）のオンオフ時間比率指令値Ｄｔｕ＊がゼロの場合は（Ｓ４ ＹＥＳ）、Ｔ相についてはスイッチングを行わないため、数式１３による補正を行う。
すなわち、Ｄｃ’ｍａｘ＝Ｄｃ’、Ｄｃ’ｍｉｄ＝−Ｄｃ’、Ｄｃ’ｍｉｎ＝０を出力してそれぞれ加算手段７４，７６，７５に入力する（Ｓ５）。
【００６６】
上記以外の場合、つまりＤｔｕ＊がゼロでない場合は（Ｓ４ ＮＯ）、数式６による補正を行う（Ｓ６）。なお、中間相の双方向スイッチがスイッチングを行わない場合は、最大相及び最小相の双方向スイッチによるスイッチングになるため、数式６に基づいて補正すればよい（Ｓ６）ことはいうまでもない。
【００６７】
以上のように本実施形態によれば、何れかの電源相に接続された双方向スイッチがスイッチングを行わない場合でも指令通りのオンオフ時間比率を得ることができ、これによって出力電圧及び入力電流を指令通りに制御できることが分かる。
【００６８】
次いで、図７は時間比率補正選択手段７７の別の動作を示すフローチャートである。
このフローチャートは、何れかの電源相の双方向スイッチがキャリア１周期の全期間にわたりオンしている場合の補正動作に関するものである。
【００６９】
ある電源相の双方向スイッチがキャリア１周期にわたってオンの場合は、他の電源相の双方向スイッチは全てオフであるためスイッチングは一切行われない。従って、数式１２や数式１３を用いてオンオフ時間比率指令値を補正すると過補償になってしまう。
そこで、転流誤差時間比率Ｄｃ’を演算し（ステップＳ１１）、電源最大相または最小相のオンオフ時間比率指令値が１の場合は（Ｓ１２ ＹＥＳ、またはＳ１４ ＹＥＳ）、Ｄｃ’ｍａｘ，Ｄｃ’ｍｉｄ，Ｄｃ’ｍｉｎを何れもゼロにして補正を行わないようにし（Ｓ１３，Ｓ１５）、それ以外の場合は図６に基づいてＤｃ’ｍａｘ，Ｄｃ’ｍｉｄ，Ｄｃ’ｍｉｎを求めることにより（Ｓ１４ ＮＯ，Ｓ１６）、加算手段７４，７６，７５を介してオンオフ時間比率指令値をそれぞれ補正する。
【００７０】
以上述べたように、電源最大相、中間相または最小相のオンオフ時間比率指令値を選択的に補正することにより、全てのスイッチングのパターンにおいて直接変換器の出力電圧のみならず入力電流も最適に補正することが可能である。
【００７１】
なお、前述した数式６において、補正に用いる時間比率Ｄｃはキャリア周期Ｔと転流時間Ｔｃとの比からなる一定値としたが、スイッチング信号の遅延やスイッチング素子のオン電圧降下等に起因して補正量が一定値にならない場合もある。その際には、数式１４に示すように、Ｔｃ／Ｔに上記の誤差を考慮した補正係数ｋを乗じて時間比率Ｄｃを求め、この時間比率Ｄｃを数式６，数式１２，数式１３に適用すればよい。
【００７２】
【数１４】
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【図面の簡単な説明】
【００７３】
【図１】本発明の第１実施形態を示すブロック図である。
【図２】図１におけるオンオフ時間比率補正手段の構成図である。
【図３】キャリア周期ＴにおけるマトリクスコンバータのＰＷＭパルス例を示す図である。
【図４】本発明の第２実施形態に係るオンオフ時間比率補正手段の構成図である。
【図５】第２実施形態におけるマトリクスコンバータのＰＷＭパルス例を示す図である。
【図６】図４における時間比率補正選択手段の動作を示すフローチャートである。
【図７】図４における時間比率補正選択手段の別の動作を示すフローチャートである。
【図８】インバータの負荷側一相分の回路モデルを示す図である。
【図９】マトリクスコンバータの負荷側一相分の回路モデルを示す図である。
【符号の説明】
【００７４】
１：交流電源
２：マトリクスコンバータ
３：負荷
４：入力電圧検出手段
５：負荷電流検出手段
６：オンオフ時間比率演算手段
７：オンオフ時間比率補正手段
７１：符号検出手段
７２：除算手段
７３：乗算手段
７４，７５，７６：加算手段
７７：時間比率補正選択手段
８：ＰＷＭ発生手段
ＳＲ，ＳＳ，ＳＴ：双方向スイッチ
Ｓｒｕ，Ｓｕｒ，Ｓｓｕ，Ｓｕｓ，Ｓｔｕ，Ｓｕｔ：半導体スイッチング素子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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