(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
基地局（ＢＳ）と移動局（ＭＳ）との同期化方法であって、
長さｎの同期化シーケンスｙ（ｉ）を基地局（ＢＳ）から送信し、
該同期化シーケンスは次式に従い、長さｎ１の第１の構造的シーケンスｘ１と、長さｎ２の第２の構造的シーケンスｘ２から形成され：
ｙ（ｉ）＝x2(i mod n2) * x1(i div n2)  i=0...(n1*n2)-1 に対して、
ここで少なくとも１つの構造的シーケンスｘ１ないしｘ２は次式に従い、長さｎ３の第３の構造的シーケンスｘ３および長さｎ４の第４の構造的シーケンスｘ４から形成され：
ｘ1（ｉ）＝x4(i mod s + s*(i div s*n3)) * x3((i div s) mod n3),
i=0...(n3*n4)-1；ないしは
ｘ2（ｉ）＝x4(i mod s + s*(i div s*n3)) * x3((i div s) mod n3),
i=0...(n3*n4)-1
前記パラメータsは、構造的シーケンスのうち関連部として繰り返される部分を指示する、
ことを特徴とする同期化方法。
【請求項２】
同期化シーケンスｙ（ｉ）は長さ２５６を有し、
構造的シーケンスｘ１，ｘ２は長さ１６を有する、請求項１記載の方法。
【請求項３】
構造的シーケンスｘ１ないしｘ２の少なくとも１つはゴレイシーケンスである、請求項１または２記載の方法。
【請求項４】
２つの構造的シーケンスｘ１ないしｘ２の少なくとも１つはゴレイシーケンスであり、
該ゴレイシーケンスは次のパラメータに基づく：
ディレイマトリクスＤ１＝［８，４，１，２］、そして重み付けマトリクスＷ１＝［１，−１，１，１］；ないしは
ディレイマトリクスＤ２＝［８，４，１，２］、そして重み付けマトリクスＷ２＝［１，−１，１，１］
請求項３記載の方法。
【請求項５】
ｘ3とｘ4は、長さ４の同じゴレイシーケンスとして次のパラメータに基づく：
ディレイマトリクスＤ３＝Ｄ４＝［１，２］および重み付けマトリクスＷ３＝Ｗ４＝［１，１］
請求項１から４までのいずれか１項記載の方法。
【請求項６】
ゴレイシーケンスａNは次の反復式により定義される：
【数１】
0004650978.tif 000006
請求項３から５までのいずれか１項記載の方法。
【請求項７】
同期化シーケンスｙ（ｉ）を移動局により受信し、同期化のために処理する、請求項１から６までのいずれか１項記載の方法。
【請求項８】
移動局（ＭＳ）において、受信信号シーケンスＥ（１）に含まれる所定の同期化シーケンスｙ（ｉ）を検出するために、同期化シーケンスｙ（ｉ）と受信信号シーケンスＥ（１）の相応する部分との相関和Ｓを検出する、請求項１から７までのいずれか１項記載の方法。
【請求項９】
少なくとも１つの相関和Ｓを検出するために、少なくとも１つのゴレイ相関器（ＥＧＣ）を使用する、請求項８記載の方法。
【請求項１０】
同期化シーケンスｙ（ｉ）を記憶および形成するための手段（ＳＰＥ）を有し、
該同期化シーケンスは次式に従い、長さｎ１の第１の構造的シーケンスｘ１と、長さｎ２の第２の構造的シーケンスｘ２から形成され：
ｙ（ｉ）＝x2(i mod n2) * x1(i div n2)  i=0...(n1*n2)-1 に対して、
ここで少なくとも１つの構造的シーケンスｘ１ないしｘ２は次式に従い、長さｎ３の第３の構造的シーケンスｘ３および長さｎ４の第４の構造的シーケンスｘ４から形成され：
ｘ1（ｉ）＝x4(i mod s + s*(i div s*n3)) * x3((i div s) mod n3),
i=0...(n3*n4)-1；ないしは
ｘ2（ｉ）＝x4(i mod s + s*(i div s*n3)) * x3((i div s) mod n3),
i=0...(n3*n4)-1
さらに当該同期化シーケンスｙ（ｉ）を、受信ユニット（ＭＳ）との同期化のために送信する手段を有しており、
前記パラメータsは、構造的シーケンスのうち関連部として繰り返される部分を指示する、
ことを特徴とする送信ユニット（ＢＳ）。
【請求項１１】
受信信号シーケンスＥ（１）を受信するための手段と、
信号シーケンスｙ（ｉ）を検出するための手段とを有し、
前記信号シーケンスは次式に従い、長さｎ１の第１の構造的シーケンスｘ１と、長さｎ２の第２の構造的シーケンスｘ２から形成され：
ｙ（ｉ）＝x2(i mod n2) * x1(i div n2)  i=0...(n1*n2)-1 に対して、
ここで少なくとも１つの構造的シーケンスｘ１ないしｘ２は次式に従い、長さｎ３の第３の構造的シーケンスｘ３および長さｎ４の第４の構造的シーケンスｘ４から形成され：
ｘ1（ｉ）＝x4(i mod s + s*(i div s*n3)) * x3((i div s) mod n3),
i=0...(n3*n4)-1；ないしは
ｘ2（ｉ）＝x4(i mod s + s*(i div s*n3)) * x3((i div s) mod n3),
i=0...(n3*n4)-1
前記パラメータsは、構造的シーケンスのうち関連部として繰り返される部分を指示する、
ことを特徴とする移動局（ＭＳ）。
【請求項１２】
同期化シーケンスｙ（ｉ）を検出するために少なくとも１つの効率的ゴレイ相関器を有する、請求項１１記載の移動局（ＭＳ）。
【請求項１３】
順次接続された２つのマッチド・フィルタを有し、
当該フィルタは、同期化シーケンスｙ（ｉ）を検出するため効率的ゴレイ相関器として構成されている、請求項１１または１２記載の移動局（ＭＳ）。
【請求項１４】
同期化シーメンスの送信および／または受信方法において、
長さ（n1*n2）の同期化シーケンスｙ（ｉ）を、長さｎ1と長さｎ2の２つの構造的シーケンスｘ1およびｘ2から、式
ｙ（ｉ）＝x2(i mod s + s*(i div s*n1)) * x1 ((i div s) mod n1), i=0,...(n1*n2)-1
に従って合成し、
前記パラメータsは、構造的シーケンスのうち関連部として繰り返される部分を指示する、ことを特徴とする送信および／または受信方法。
【請求項１５】
構造的シーケンスｘ2が、長さｎ3の構造的シーケンスｘ3と長さｎ4の構造的シーケンスｘ4から、式
ｘ2（ｉ）＝x4(i mod s + s*(i div s*n3)) * x3((i div s) mod n3), i=0,...(n3*n4)-1
に従って合成され、前記パラメータsは、構造的シーケンスのうち関連部として繰り返される部分を指示するか、またはゴレイシーケンスである、請求項１４記載の同期化シーケンスの送信および／または受信方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
本発明は、基地局と移動局との同期化方法、基地局および移動局に関する。
【０００２】
例えば移動無線システムのような信号伝送システムでは、通話パートナーの一方（第１の伝送ユニット）が、他方の通話パートナー（第２の伝送ユニット）から送信された所定の設定された信号を識別することが必要である。ここでは例えば、２つの同期パートナー、例えば無線局を同期化するためにいわゆる同期バースト（同期無線ブロック）またはいわゆるアクセスバーストを取り扱うことができる。
【０００３】
この種の受信信号を環境ノイズに対して確実に検出ないし同定できるようにするため、受信信号を連続的に所定の持続時間にわたって、所定の同期化シーケンスと相関させ、相関和を所定の同期化シーケンスの持続時間にわたって形成することが公知である。最大の相関和を生じる受信信号の領域が求める信号に相応する。デジタル移動無線システムの基地局からの同期信号には、例えばいわゆるトレーニングシーケンスとしての同期化シーケンスが前置されている。このトレーニングシーケンスは、上記のようにして移動局で記憶された同期化シーケンスとの相関により検出される。このようにして移動局は基地局と同期することができる。
【０００４】
基地局でもこの種の相関計算が、例えばランダムアクセスチャネル（ＲＡＣＨ）検知の際に必要である。さらに相関計算が、チャネルパルス応答の検出および受信された信号バーストの信号伝搬時間の検出のために実行される。
【０００５】
ここで相関和は次のように計算される：
【０００６】
【数２】
0004650978.tif 000002
【０００７】
ここでＥ（ｉ）は、受信信号から導出された受信信号シーケンス、Ｋ（ｉ）は所定の同期化シーケンスであり、ｉは０からｎ−１である。相関和Ｓｍは順次連続して、時間的にずれた、受信信号から得られる複数の信号シーケンスＥ（ｉ）に対して計算され、次にＳｍの最大値ｚが検出される。ｋ個の順次連続する相関和を計算すべき場合、計算コストはｋ＊ｎの演算となり、ここで乗算と加算は共に１つの演算として計数される。
【０００８】
従って相関和の計算は非常に面倒で、とりわけリアルタイム適用、例えば音声通信または画像電話、またはＣＤＭＡシステムにおいては計算能力を必要とし、従って計算の際に大きな電流を消費する高価なプロセッサを必要とする。例えば規格化されたＵＭＴＳ移動無線システムを同期化するために、長さ２５６Chips（ＣＤＭＡでは伝送されるビットをチップ(Chip)とも称する）の既知の同期化シーケンスが検出される。このシーケンスは２５６０Chipsごとに繰り返される。移動局は最初、チップクロックに対して非同期で動作するから、受信信号をオーバサンプリングして、走査状態が不利な場合でも十分な信号が得られるようにしなければならない。このことは、Ｉ成分とＱ成分のサンプリングに基づき、２５６＊２５６０＊２＊２＝２６２１４４０演算になる。
【０００９】
ＷＯ９６３９７４９Ａから、同期化シーケンスを伝送することが公知であり、ここではシーケンスのチップ自体がシーケンスである。
【００１０】
“Srdjan Budisin: Golay Complementary Sequences are Superior to PN Sequences, Proceedings of the International Conference on Systems Engineering, US, New York, IEEE, Bd.-,1992, pp. 101-104, XP 000319401 ISBN: 0-7803-0734-8”から、ＰＮシーケンスに対して択一的にゴレイシーケンスを使用することが公知である。
【００１１】
本発明の課題は、基地局と移動局との同期化を、確実かつ簡単に行うことのできる、基地局と移動局との同期化方法、基地局および移動局を提供することである。
【００１２】
この課題は、独立請求項の構成によって解決される。さらなる改善形態は従属請求項に記載されている。
【００１３】
本発明は、いわゆる「階層的シーケンス」、とりわけ階層的同期化シーケンスｙ（ｉ）を次式に従い、長さｎ１の第１の構造的シーケンスｘ１と長さｎ２の第２の構造的シーケンスｘ２に基づいて形成するという技術思想に基づくものである。
【００１４】
ｙ（ｉ）＝x2(i mod n2) * x1(i div n2) i=0....(n1*n2)-1 に対し。
【００１５】
階層的同期化シーケンスのこの構造的原理では、１つの構造的シーケンスをその全長において繰り返す。ここで繰り返しは、第２の構造的シーケンスの相応するエレメントの値によって変調される。このことにより、これが受信信号シーケンスに含まれている場合には容易に検出することのできる同期化シーケンスを形成することができる。この種の同期化シーケンスは良好な相関特性を有しており、移動局において効率的な計算を可能にする。このことは、この目的のために専用に開発された面倒なシミュレーションツールによって示された。
【００１６】
さらに本発明は、２つの構造的シーケンスに基づく階層的シーケンスを同期化シーケンスとして使用する際に、少なくとも１つの構造的シーケンスが階層的シーケンスであれば、受信側で複雑性をさらに低減することができるという知識に基づくものである。
【００１７】
ここでは、第１の構造的シーケンスの第１の半分（または他方の部分の半分）を１回だけ繰り返し、これに第２の半分およびその繰り返しが続けられる。この繰り返しも第２の構造的シーケンスの相応するエレメントの値によって変調される。パラメータｓが導入され、このパラメータは構造的シーケンスのうち関連部として繰り返される部分を指示する。この「一般的階層シーケンス」を形成するための一般的アプローチは次式の通りである。
【００１８】
ｘ1（ｉ）＝x4(i mod s+s・(i div sn3))*x3((i div s) mod n3),
i=0...n3*n4-1 に対して
ｓ＝ｎ4に対して、「一般的階層シーケンス」を表すこの式は、「階層的同期化シーケンス」を形成するために上記説明した式に等価である。
【００１９】
本願の枠内で「構造的シーケンス」は、「信号部分シーケンス」とも、Ｋ１ないしＫ２とも、またはｘ１ないしｘ1，またはｘ２ないしｘ2として示される。「同期化シーケンス」または「同期化コード」は“ｙ（ｉ）”または“Ｋ（ｉ）”としても示される。「同期化コードの検出」とは、もちろん、同期化シーケンスの時間的位置の検出も意味するものである。「受信信号シーケンス」とは、例えば復調、フィルタリング、デロテーション、スケーリング、またはアロログ／デジタル変換によって、受信された信号から導出された信号シーケンスであると理解されたい。
【００２０】
本発明の改善形態では、２つの構造的シーケンスに基づく階層的シーケンスを同期化シーケンスとして使用する際に、少なくとも１つの構造的シーケンスがゴレイシーケンスであれば、受信側で複雑性をさらに低減することができるという知識に基づくものである。
【００２１】
面倒なシミュレーションによってゴレイシーケンスを記述するパラメータを発見することができた。このゴレイシーケンスは構造的シーケンスとして特に良好に適する。
【００２２】
本発明の特別な構成では、階層的２５６チップシーケンス、とりわけ同期化シーケンスを形成するために、長さ１６の構造的シーケンスが使用される。ここで第１の構造的シーケンスはゴレイシーケンスであり、第２の構造的シーケンスは一般化された階層的シーケンスである。この階層的シーケンスの構造的シーケンスは２つの構造的ゴレイシーケンス（長さ４）に基づく。
【００２３】
例えばｘ2は長さ１６のゴレイシーケンスとして定義され、このゴレイシーケンスはディレイマトリクスＤ２＝［１，−１，１，１］と重み付けマトリクスＷ２＝［１，−１，１，１］により得られる。ｘ1は一般化された階層的シーケンスであり、ここでｓ＝２であり、２つのゴレイシーケンスｘ3とｘ4は構造的シーケンスとして使用される。ｘ3とｘ4は同じであり、長さ４のゴレイシーケンスとして定義され、これらはディレイマトリクスＤ３＝Ｄ４＝［１，２］と重み付けマトリクスＷ３＝Ｗ４＝［１，１］により記述される。
【００２４】
ゴレイシーケンスａＮは、ゴレイ相補シーケンスとも称され、次式により形成される：
【００２５】
【数３】
0004650978.tif 000003
【００２６】
以下本発明を種々の実施例に基づき詳細に説明する。説明には次の図面を用いる。
【００２７】
図１は、移動無線網の概略図である。
【００２８】
図２は、無線局のブロック回路図である。
【００２９】
図３は、相関和を計算するための従来の方法を示す。
【００３０】
図４、５，６，７，８は、効率的ゴレイ相関器のブロック回路図である。
【００３１】
図９は、シミュレーション結果の線図である。
【００３２】
図１にはセルラー移動無線網、例えばＧＳＭ（Global System for Mobule Communication）システムが示されている。このシステムは、相互にメッシュ化された、または固定網ＰＳＴＮ／ＩＳＤＮへのアクセスを確立する多数の移動交換局ＭＳＣからなる。さらにこの移動交換局ＭＳＣはそれぞれ少なくとも１つの基地局コントローラＢＳＣと接続されており、この基地局コントローラもデータ処理システムにより形成することができる。類似のアーキテクチャはＵＭＴＳ（Universal Mobile Telecommunication System）にも存在する。
【００３３】
各基地局コントローラＢＳＣはさらに少なくとも１つの基地局ＢＳと接続されている。このような基地局ＢＳは無線局であり、無線インタフェースを介して他の無線局、いわゆる移動局ＭＳへの無線接続を形成することができる。移動局ＭＳと、この移動局ＭＳに配属された基地局ＢＳとの間では、無線信号によって情報を無線チャネルｆ内で伝送することができる。この無線チャネルｆは周波数バンドｄ内にある。基地局の無線信号の到達距離は実質的に無線セルＦＺを定める。
【００３４】
基地局ＢＳおよび基地局コントローラＢＳＣは１つの基地局システムＢＳＳにまとめることができる。基地局システムＢＳＳはここで無線チャネル管理ないし割り当て、データ速度適合、無線伝送区間の監視、ハンドオーバプロシージャ、およびＣＤＭＡシステムの場合には使用すべき拡散コード集合の割り当てに対するものであり、これらに必要なシグナリング情報を移動局ＭＳに通知する。
【００３５】
デュプレックスシステムの場合、ＦＤＤ（Frequency Division Duplex）システム、例えばＧＳＭシステムでは、アップリンクｕ（移動局（送信ユニット）から基地局（受信ユニット））に対して、ダウンリンクｄ（基地局（送信ユニット）から移動局（受信ユニット））に対するのとは別の周波数バンドを設けることができる。異なる周波数バンドｂ内でＦＤＭＡ（Frequency Division Multiple Access）方式により複数の周波数チャネルｆを実現することができる。
【００３６】
本願の枠内で、伝送ユニットとは通信ユニット、送信ユニット、受信ユニット、通信送信機器、無線局、移動局または基地局であると理解されたい。本願の枠内で使用される概念および実施例は、しばしばＧＳＭ移動無線システムに関連するものである。しかしこれらは決して限定ではなく、既述に基づいて当業者により容易に他の、場合により将来の移動無線システム、例えばＣＤＭＡシステム、とりわけワイドバンドＣＤＭＡシステムにマッピングすることができる。
【００３７】
分割多重アクセス方式によって、データを無線インタフェースを介して効率的に伝送し、分離し、１つまたは複数の所定の接続ないしは相応の加入者に割り当てることができる。このために時分割多重アクセスＴＤＭＡ、周波数分割多重アクセスＦＤＭＡ、符号分割多重アクセスＣＤＭＡまたはこれらの分割多重アクセス方式の複数の組合せを使用することができる。
【００３８】
ＦＤＭＡでは周波数バンドｂが複数の周波数チャネルｆに分解される。これらの周波数チャネルは時分割多重アクセスＴＤＭＡによってタイムスロットｔｓに分割される。１つのタイムスロットｔｓと１つの周波数チャネルｆ内で伝送される信号は、重畳変調された拡散コードの接続個別のデータ、いわゆるＣＤＭＡコードｃｃによて分離することができる。
【００３９】
このようにして発生した物理的チャネルは、設定されたスキームにしたがって論理チャネルに割り当てられる。論理チャネルでは基本的に２つの形式が区別される：シグナリング情報（ないし制御情報）を伝送するためのシグナリングチャネル（ないし制御チャネル）と、有効データを伝送するためのトラフィックチャネル（ＴＣＨ）である。
【００４０】
シグナリングチャネルはさらに：
・ブロードキャストチャネル
・共通コントロールチャネル
・専用／アクセスコントロールチャネルＤＣＣＨ／ＡＣＣＨ
に分割される。
【００４１】
ブロードキャストチャネルのグループには、ブロードキャストコントロールチャネルＢＣＣＨ、周波数補正チャネルＦＣＣＨ、および同期化チャネルＳＣＨが所属する。ブロードキャストコントロールチャネルによりＭＳは無線技術的情報を基地局システムＢＢＳから受け取る。共通コントロールチャネルにはランダムアクセスチャネルＲＡＣＨが所属する。この論理チャネルを実現するために伝送された無線ブロックまたは信号シーケンスはここで種々の目的のために、同期化シーケンスＫ（ｉ）、いわゆる相関シーケンスを含むことができる。ないしはこの論理チャネル上で種々の目的のために同期化シーケンスＨ（ｉ）を伝送することができる。
【００４２】
以下に例として、移動無線局ＭＳと基地局ＢＳとの同期化方法について説明する。最初の基地局探査またはセル探査（所期セルサーチプロシージャ）の第１ステップの間に、移動局は一次同期化チャネルを使用して、もっとも強力な基地局とのタイムスロット同期を達成する。このことは適合されたフィルタ（マッチド・フィルタ）または相応の回路によって行うことができ、フィルタは全ての基地局から送信される一次同期化コードｃｐ（同期化シーケンス）に適合されている。ここで全ての基地局ＢＳからは同じ長さ２５６の一次同期化コードｃｐが送信される。
【００４３】
移動局は相関を使用して、受信シーケンスから受信された同期化シーケンＫ（ｉ）を原理にしたがい検出する。この原理については図６から図１１に基づき説明する。ここで適合されたフィルタ（マッチド・フィルタ）の出力端には、移動局の受信領域内にある各基地局の各受信された同期化シーケンスに対してピークが出力される。もっとも強力なピークの位置の検出により、スロット長単位でもっとの強力な基地局のタイミングを検出することができる。もっとも大きな信頼性を保証するために、適合フィルタの出力をタイムスロットの数にわたって非コヒーレントに累積することができる。移動局はしたがって長さ２５６Chipsの同期化シーケンスについての相関をマッチド・フィルタ演算として実行する。
【００４４】
同期化コードｃｐはここで階層的同期化シーケンスＫ（ｉ）ないしｙ（ｉ）に相応して次式に従い、長さｎ1ないしｎ2の２つの構造的シーケンスｘ1とｘ2から形成することができる：
ｙ（ｉ）＝x2(i mod n2) * x1(i div n2)  i=0...(n1*n2)-1 に対して
構造的シーケンスｘ1とｘ2は長さ１６（すなわちｎ1＝ｎ2＝１６）を有し、次式により定義される：
ｘ1（ｉ）＝x4(i mod s + s*(i div sn3)) * x3((i div s) mod n3),
i=0...(n3*n4)-1
従ってｘ1は、上記式を適用した一般的階層シーケンスであり、ここでｓ＝２が選択され、２つのゴレイシーケンスｘ3とｘ4は構造的シーケンスとして使用することができる。
【００４５】
従ってｘ2は、長さ１６のゴレイシーケンスとして定義され、このシーケンスはディレイマトリクスＤ２＝［８，４，１，２］および重み付けマトリクスＷ２＝［１，−１，１，１］により得られる。
【００４６】
ｘ3とｘ4は、長さ４（Ｎ＝２）の同じゴレイシーケンスであり、ディレイマトリクスＤ３＝Ｄ４＝［１，２］と、重み付けマトリクスＷ３＝Ｗ４＝［１，１］により定義される。
【００４７】
ゴレイシーケンスは次の反復式の使用により定義される：
【００４８】
【数４】
0004650978.tif 000004
【００４９】
従ってａNは所望のゴレイシーケンスを定義する。
【００５０】
図２は、移動局ＭＳとすることのできる無線局を示し、操作ユニットまたはインタフェースユニットＭＭＩ、制御装置ＳＴＥ、処理装置ＶＥ、電流供給装置ＳＶＥ、受信装置ＥＥおよび場合により送信装置ＳＥからなる。
【００５１】
制御装置ＳＴＥは実質的にプログラム制御可能なマイクロコントローラＭＣからなり、このマイクロコントローラは記憶素子ＳＰＥに書き込みおよび読み出しアクセスすることができる。マイクロコントローラＭＣは主要素子全てと、無線局の機能を制御する。
【００５２】
マイクロコントローラＭＣおよび／またはデジタルシグナルプロセッサＤＳＰおよび／または記憶装置ＳＰＥおよび／または当業者には公知の他の計算素子はここで１つのプロセッサ装置にまとめることができ、これは請求項１から１２までの方法を実施することができるように構成されている。
【００５３】
揮発性または不揮発性記憶素子ＳＰＥには、無線局およびとりわけシグナリングプロシージャである通信フローを制御するために必要であるプログラムデータ、および信号の処理中に発生する情報が記憶される。さらにここには、相関目的に使用される同期化シーケンスＫ（ｉ）および相関和計算の中間結果が記憶される。本発明の枠内である同期化シーケンスＫ（ｉ）はしたがって移動局および／または基地局に記憶することができる。同期化シーケンスを定義するための１つまたは複数のパラメータ、またはそこから導出された信号部分シーケンスまたは信号部分シーケンスペア（Ｋ１（ｊ）；Ｋ２（ｋ））を移動局および／または基地局に記憶しておくことも可能である。移動局および／または基地局で、信号部分シーケンスペア（Ｋ１（ｊ）；Ｋ２（ｋ））および／または同期化シーケンスを定義するための１つまたは複数のパラメータ、またはそこから導出された信号部分シーケンスから同期化シーケンスＫ（ｉ）を形成することも可能である。
【００５４】
とりわけシステムの１つの基地局または全ての基地局に同期化シーケンスＫ（ｉ）を記憶することができ、この同期化シーケンスは固定または可変の間隔で同期目的のために送信される。移動局ＭＳには、構造的シーケンス（信号部分シーケンス）またはパラメータを記憶することができる。このパラメータから基地局に記憶された同期化シーケンスＫ（ｉ）を形成することができ、これが移動局と基地局との同期化のために、計算負荷のかかる相関和計算に使用される。
【００５５】
同期化シーケンスないし信号部分シーケンス、またはパラメータの記憶は、相応の情報を任意の符号化形式で行うことができる。このことは、例えば揮発性および／または不揮発性記憶素子のような記憶手段または相応に構成された加算または乗算入力端または相応に作用するハードウエア構成によって実現することができる。
【００５６】
高周波部ＨＦは、場合により変調器および増幅器Ｖを備える送信装置ＳＥと、変調器および同様に増幅器を備える受信装置ＥＥとからなる。アナログ／デジタル変換によって、アナログオーディオ信号、および受信装置ＥＥからアナログで発生する信号がデジタル信号に変換され、デジタルシグナルプロセッサＤＳＰにより処理される。処理後にデジタル信号は場合によりデジタル／アナログ変換によってアナログオーディオ信号または他の出力信号および送信装置ＳＥにアナログで供給される信号に変換される。このために場合により変調ないし復調が実行される。
【００５７】
送信装置ＳＥおよび受信装置ＥＥには、シンセサイザＳＹＮを介して電圧制御発振器ＶＣＯの周波数が供給される。電圧制御発振器ＶＣＯによって、無線局の処理装置をクロッキングするためのシステムクロックを形成することもできる。
【００５８】
信号を移動無線システムのエアインタフェースを介して送受信するために、アンテナ装置ＡＮＴが設けられている。例えばＧＳＭ（Global System for Mobile Communication）のような公知の移動無線システムでは、信号が時間的にパルス化され、いわゆるバーストで受信および送信される。
【００５９】
無線局はまた基地局ＢＳとすることもできる。この場合、操作ユニットＭＭＩスピーカおよびマイクロフォンが移動無線網への接続により、例えば基地局コントローラＢＳＣないし交換装置ＭＳＣを介して置換される。同時にデータを複数の移動局ＭＳと交換するために、基地局ＢＳは相応に多数の送信ないし受信装置を有している。
【００６０】
図３には受信信号シーケンスＥ（１）が示されている。このシーケンスは、受信信号から導出された、長さＷの信号シーケンスとすることができる。第１の相関和Ｓ０を冒頭に述べた式に相応して計算するために、この受信信号シーケンスＥ（１）の第１の部分のエレメントがペアごとに、長さｎの同期化シーケンスＫ（ｉ）の相応のエレメントと乗算され、結果として得られた部分結果の長さが相関和Ｓ０に加算される。
【００６１】
別の相関和Ｓ１を計算するために、同期化シーケンスＫ（ｉ）が図に示すように１エレメントだけ右にシフトされ、同期化シーケンスＫ（ｉ）のエレメントが信号シーケンスＥ（１）の相応するエレメントと乗算され、発生した部分結果の加算によって再び相関和Ｓ１が形成される。
【００６２】
同期化シーケンスのエレメントと受信信号シーケンスの相応するエレメントとのペアごとに乗算および引き続く加算は、ベクトル記述法ではスカラー積の形成として表すことができる。ただし、同期化シーケンスのエレメントと受信信号シーケンスのエレメントとがそれぞれデカルト座標系の１つのベクトルにまとめられる場合である：
【００６３】
【数５】
0004650978.tif 000005
【００６４】
このようにして検出された相関和Ｓにおいてマキシマムを求めることができる。この相関和Ｓのマキシマムは所定の閾値と比較され、受信信号Ｅ（１）に所定の同期化シーケンスＫ（ｉ）が含まれているか否かが求められる。受信信号Ｅ（１）に含まれている場合には、２つの無線局が相互に同期され、ないしは個別の拡散コードが信号シーケンスＫ（ｉ）の形態で重畳変調されていたデータが検知される。
【００６５】
図４は、同期化シーケンスに対する効率的な階層的相関器を示す。ここでは構造的シーケンスＫ１，Ｋ２として長さｎｘないしｎｙのゴレイシーケンスＸ、Ｙが使用される。相関器は順次接続された２つのマッチド・フィルタ（図４ａ）からなり、これらはそれぞれ効率的ゴレイ相関器として構成されている。図４ｂはシーケンスＸに対するマッチド・フィルタを、図４ｃはシーケンスＹに対するマッチド・フィルタを示す。
【００６６】
図１１ｂでは次の関係が成り立つ：
ｎ＝１，２，...ＮＸ
ｎｙ  シーケンスＹの長さ
ｎｘ  シーケンスＸの長さ
ＮＸ  ｎｘ＝２ＮＸに対して
ＤＸn  ＤＸn＝２ＰＸｎ
ＰＸn  信号部分シーケンスＸに対する数｛０，１，２，...,NX-1｝の順列
ＷＸn  （＋１，−１，＋ｉまたは−ｉ）からの信号シーケンスＸに対する重み付け
図１１ｃでは次の関係が成り立つ：
ｎ＝１，２，...ＮＹ
ｎｙ  シーケンスＹの長さ
ＮＹ  ｎｙ＝２ＮＹに対して
ＰＹn  信号シーケンスＹに対する数｛０，１，２，...，ＮＹ−１｝の順列
ＷＹn  （＋１，−１，＋ｉまたは−ｉ）からの信号シーケンスＹに対する重み付け
さらにこの実施例では以下の定義および関係が成り立つ：
ａn（ｋ）とｂn（ｋ）は長さ２Ｎの２つの複素シーケンス、
δ（ｋ）はクロネッカーのデルタ関数、
ｋは時間を表す整数、
ｎは反復数、
Ｄnは遅延、
Ｐn、ｎ＝１，２，...，Ｎ は数｛０，１，２，...，Ｎ−１｝の任意の順列、
Ｗnは、重み付けとして値＋１，−１，＋ｉ，−ｉを取ることができる。
【００６７】
長さ２Ｎのゴレイシーケンスの相関は、次のように効率的に実行することができる：
シーケンスＲａ（０）とＲｂ（０）を、Ｒａ（０）＝Ｒｂ（０）＝ｒ（ｋ）として定義し、ｒ（ｋ）を受信信号または他の相関段の出力とする。
【００６８】
以下のステップをＮ回実行する；ｎは１からＮまで経過する：
計算
Ｒａ（ｎ）（ｋ）＝Ｗ＊ｎ ＊ Ｒｂ（ｎ-１）（ｋ） ＋ Ｒａ（ｎ-１）（ｋ−Ｄｎ）
そして
Ｒｂ（ｎ）（ｋ）＝Ｗ＊ｎ ＊ Ｒｂ（ｎ-１）（ｋ） − Ｒａ（ｎ-１）（ｋ−Ｄｎ）
こここでＷ＊ｎはＷｎの共役複素数を表す。重み付けＷが実数である場合、Ｗ＊ｎはＷｎに等しい。
【００６９】
Ｒａ（Ｎ）は計算すべき相関和である。
【００７０】
長さ２５６（２８）Chipsの同期化シーケンスに対する効率的ゴレイ相関器は通常、２＊８−１＝１５の複素加算器を有する。
【００７１】
階層的相関と効率的ゴレイ相関器との組み合わせてによって、長さ２５６（２４・２４）の２つの構造的シーケンスＸとＹによる階層的コード記述に対しては、２・４−１＋２・４−１＝１４の複素加算器が必要なだけである（４値の構造的シーケンスを使用する場合であっても）。
【００７２】
これによりＣＤＭＡ移動無線システムでの一次同期化に対しては非常に高い計算コストが７％低減される。なぜなら、効率的な階層的相関器とゴレイ相関器とを組み合わせることができるからである。相関器全体の可能な実現、一般化された階層的ゴレイシーケンスに対する効率的ゴレイ相関器の部分は図５に示されている。これは区分化されたゴレイ相関器とも称される。なぜなら、出力の一部が所定の段に区分され、その代わりに他の出力が次の段に対する入力として使用されるからである。
【００７３】
ベクトルＤは、Ｄ＝［１２８，１６，６４，３２，８，４，１，２］とＷ＝［１，−１，１，１，１，１，１，１］により定義される。この相関器は、算出される相関和当たりに１３の加算しか必要としない。
【００７４】
一般化された階層的ゴレイシーケンスは、単純な階層的構造またはゴレイ支援された構造と比較して、効率的な手段に基づき、このゴレイシーケンスの相関和の計算に対して利点をもたらす。シミュレーションはさらに周波数エラーが比較的に高くても、スリット同期化の点で比較的良好な結果を示す。
【００７５】
以下、階層的ゴレイシーケンスを、２つの簡単な方法と比較する。
【００７６】
図６は、まず簡単な階層的シーケンスに対する効率的相関器と、階層的相関に対する簡単な相関方法を示す。
【００７７】
階層的相関は、連鎖的に適合された２つのフィルタブロックからなる。これらのフィルタブロックはそれぞれ標準的な相関を構造的シーケンスの一方について実行する。Ｘ1（１６シンボル累積）についての相関を、Ｘ2（１６チップ累積）についての相関の前に実行することが前提とされている。このことは実現オプションである。なぜなら、適合された２つのフィルタブロック（図６には破線で囲まれている）は線形システムであり、これらは任意の順序で接続することができるからである。このようにして２４０＊ｎ遅延線路を最小のワード線路によって実現することができる。なぜなら先行しては累積は行われず、従ってＳ／Ｎ利得が得られないからである。ここでｎはオーバーサンプリング係数であり、チップインターバル当たりにいくつのサンプリングが実行されるかを表す。
【００７８】
すでに述べたように、適合されたフィルタブロックの１つまたは両方は場合により（一般化された）階層的シーケンスに対する相関器または効率的ゴレイ相関器（ＥＧＣ）により置換することができる。
【００７９】
図７は、単純なゴレイシーケンスのための効率的ゴレイ相関器（ＥＧＣ）に対する単純な相関方法を示す。効率な階層的ゴレイ相関器はその構造において、単純な階層シーケンス（図６参照）に対する効率的相関器に相当する。ただし２つの加算器を省略することができる。
【００８０】
図８は、一般化された階層的ゴレイシーケンスに対する効率的ゴレイ相関器を示す。１５の加算器のうち２つの加算器を節約することで、この方法の複雑性も相応に減少する。
【００８１】
図９はシミュレーション結果を示す。ここではスロット同期化ステップが、３km/hでの１ビーム・レイリーフェージングについて、種々のチップ／ノイズ比（ＣんＲ）に対して、周波数エラーがない場合とある場合とで調査された。上に定義された同期化コード（以下ＧＨＧと称する）は他の同期化コード（以下Ｓnewと称する）に対してスロット同期化能力の点で実質的に同じほど良好に適する。２４スロットによる平均値形成を使用した場合対する結果が示されている。一次同期化チャネル（ＰＳＣ）と共に二次同期化チャネルが送信される。この二次同期化チャネルは３２シンボルからならランダム選択に基づく。同期化コードＳnewと一般化された階層的ゴレイ同期化コードＧＨＧとの間に、周波数エラーがない場合でも、１０ｋＨｚの周波数エラーがある場合でも格段の相違は示されていない。
【００８２】
提案された同期化シーケンスＧＨＧはとりわけ１０ｋＨｚにおいて、Ｓold（破線で示されている）よりも改善された自動相関特性を有している。ＧＨＧの同期化特性は実際の使用については最適であることが図示されている。Ｓoldは周波数エラーに対して特別に最適化されていない階層的相関シーケンスである。
【００８３】
一般化された階層的ゴレイシーケンスを一次同期化チャネル（ＰＳＣ）に対して使用することにより、受信側で計算複雑性が低下する；複雑性は従来の３０加算のシーケンス、ないしは出力サンプリング値当たり１５加算のゴレイシーケンスに対して１３加算に低減される。
【００８４】
シミュレーションは、提案された同期化シーケンスＧＨＧが、エラーが比較的に低くても高くても良好な同期化特性を有することを示す。計算複雑性が低いので、実現には特別のハードウエアがさほど必要なく、低電流消費も達成される。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は、移動無線網の概略図である。
【図２】図２は、無線局のブロック回路図である。
【図３】図３は、相関和を計算するための従来の方法を示す。
【図４】図４は、効率的ゴレイ相関器のブロック回路図である。
【図５】図５は、効率的ゴレイ相関器のブロック回路図である。
【図６】図６は、効率的ゴレイ相関器のブロック回路図である。
【図７】図７は、効率的ゴレイ相関器のブロック回路図である。
【図８】図８は、効率的ゴレイ相関器のブロック回路図である。
【図９】図９は、シミュレーション結果の線図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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