(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源から電力供給される第１の直流電源の直流電力を交流電力に変換する第１のインバータと、第２の直流電源の直流電力を交流電力に変換する第２のインバータとの交流側を直列に接続して負荷に電力供給する電力変換装置において、
上記第２の直流電源の電圧を検出する手段と、検出された上記第２の直流電源の電圧が指令値に追従するように、上記第１、第２の各インバータの出力電圧指令を調整する直流電圧制御手段とを備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
上記第１のインバータおよび上記第２のインバータは、単相インバータであることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
上記第１のインバータは、３相インバータであり、
上記第２のインバータは、単相インバータであり、
上記第１のインバータの交流側の各相と上記第２の単相インバータの交流側とを直列に接続することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項４】
該電力変換装置は、上記第１、第２のインバータの各発生電圧の総和により出力電圧を上記負荷に供給し、
上記直流電圧制御手段は、検出された上記第２の直流電源の電圧が指令値に追従するように操作量を決定し、該操作量を加算することで上記第１のインバータの出力電圧指令を調整し、該操作量を減算することで上記第２のインバータの出力電圧指令を調整することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項５】
上記第１のインバータおよび上記第２のインバータは、３相インバータであり、
上記第１のインバータと上記第２のインバータとは、上記負荷を介して交流側が直列に接続され、該電力変換装置は、上記第１、第２のインバータの発生電圧の差電圧を上記負荷に供給し、
上記直流電圧制御手段は、検出された上記第２の直流電源の電圧が指令値に追従するように操作量を決定し、該操作量を加算することで上記第１、第２のインバータの出力電圧指令を調整することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項６】
上記第２のインバータは、上記第１のインバータが出力する電圧高調波を打ち消すための電圧を出力することを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項７】
上記直流電圧制御手段は、上記第１、第２の各インバータのｄｑ軸上の出力電圧指令を調整することを特徴とする請求項３または５に記載の電力変換装置。
【請求項８】
上記負荷に該負荷が動作しない電圧を印加しつつ、上記直流電圧制御手段にて上記第１、第２のインバータの出力電圧指令を調整して該各インバータを出力制御することにより、上記第１、第２のインバータを介して上記第２の直流電源を初期充電し、
該第２の直流電源の初期充電時における上記直流電圧制御手段による調整前の出力電圧指令は、上記第１のインバータの調整前出力電圧指令が上記負荷への印加電圧の指令値であり、上記第２のインバータの調整前出力電圧指令が０であることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項９】
電源から電力供給される第１の直流電源の直流電力を交流電力に変換する第１のインバータと、第２の直流電源の直流電力を交流電力に変換する第２のインバータとの交流側を直列に接続して負荷に電力供給する電力変換装置において、
上記第２の直流電源の電圧を検出する手段と、該第２の直流電源を初期充電するために上記第１、第２の各インバータを出力制御する初期充電制御装置とを備え、
上記初期充電制御装置は、上記負荷に該負荷が動作しない電圧を印加しつつ、上記第１、第２のインバータを介して上記第２の直流電源を充電するように上記第１、第２の各インバータを出力制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項１０】
上記第１のインバータおよび上記第２のインバータは、単相インバータであることを特徴とする請求項９記載の電力変換装置。
【請求項１１】
上記第１のインバータは、３相インバータであり、
上記第２のインバータは、単相インバータであり、
上記第１のインバータの交流側の各相と上記第２の単相インバータの交流側とを直列に接続することを特徴とする請求項９記載の電力変換装置。
【請求項１２】
該電力変換装置は、上記第１、第２のインバータの各発生電圧の総和により出力電圧を上記負荷に供給し、
上記初期充電制御装置は、検出された上記第２の直流電源の電圧が指令値に到達するように操作量を決定し、上記負荷への電圧の指令値に該操作量を加算して上記第１のインバータの出力電圧指令とし、該操作量の極性を反転させて上記第２のインバータの出力電圧指令とすることを特徴とする請求項９〜１１のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１３】
上記第１のインバータおよび上記第２のインバータは、３相インバータであり、
上記第１のインバータと上記第２のインバータとは、上記負荷を介して交流側が直列に接続され、該電力変換装置は、上記第１、第２のインバータの発生電圧の差電圧を上記負荷に供給し、
上記初期充電制御装置は、検出された上記第２の直流電源の電圧が指令値に到達するように操作量を決定し、上記負荷への電圧の指令値に該操作量を加算して上記第１のインバータの出力電圧指令とし、該操作量を上記第２のインバータの出力電圧指令とすることを特徴とする請求項９記載の電力変換装置。
【請求項１４】
上記初期充電制御装置は、上記負荷への電流を検出する手段と、該検出電流が指令値に追従するように上記負荷へ印加する電圧の指令値を生成する電流制御手段とを備えたことを特徴とする請求項９〜１３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１５】
上記初期充電制御装置が上記負荷へ印加する電圧は直流電圧であることを特徴とする請求項９〜１３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１６】
上記負荷はモータであり、上記初期充電制御装置が該モータへ印加する電圧は、該モータに回転磁界が生じないような交流電圧であることを特徴とする請求項９〜１３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１７】
上記初期充電制御装置は、検出された上記第２の直流電源の電圧が指令値に到達すると該第２の直流電源の初期充電を終了し、上記初期充電制御装置が上記負荷へ印加する電圧は、初期充電終了までの位相変化が所定範囲内となるような低周波数の交流電圧であることを特徴とする請求項９〜１３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置に関し、特に、複数のインバータを直列に接続した電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来の電力変換装置としての駆動装置は、３相負荷、例えば３相ＡＣモータへの各相出力線に複数の電力セルを直列に接続して採用する。３相ＡＣ入力電力は、電源変圧器の１次巻線回路に供給される。１次巻線回路は複数の２次巻線回路を付勢し、２次巻線回路の各々と関連する３相電力は、それぞれ電力セルに供給される。複数の電力セルは相出力線の各々に接続し、各電力セルは３相入力コンバータと、平滑フィルタと、単相出力コンバータとを備える（例えば、特許文献１参照）。【０００３】
【特許文献１】特開２００１−１０３７６６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
このような従来の電力変換装置では、出力電圧・電流の高調波の低減、出力電圧増大などの目的で複数のインバータを直列接続するものであるが、それぞれのインバータの電力源としてコンバータが必要である。さらに一つの交流電源に電位が異なる多数のコンバータを接続する構成上、スイッチング素子等の部品点数が多くなると共に、絶縁用に大きく重い多巻線変圧器が必要であるという問題点があった。【０００５】
この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、各相で複数のインバータを直列接続した電力変換装置において、複数のインバータの内、直流入力となる直流電源に電力供給するコンバータを省略したインバータを含むことを可能とし、小型化、簡略化が促進された電力変換装置に適した構造を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
この発明による第１の電力変換装置は、電源から電力供給される第１の直流電源の直流電力を交流電力に変換する第１のインバータと、第２の直流電源の直流電力を交流電力に変換する第２のインバータとの交流側を直列に接続して負荷に電力供給する。そして、上記第２の直流電源の電圧を検出する手段と、検出された上記第２の直流電源の電圧が指令値に追従するように、上記第１、第２の各単相インバータの出力電圧指令を調整する直流電圧制御手段とを備えたものである。
【０００７】
この発明による第２の電力変換装置は、電源から電力供給される第１の直流電源の直流電力を交流電力に変換する第１のインバータと、第２の直流電源の直流電力を交流電力に変換する第２のインバータとの交流側を直列に接続して負荷に電力供給する。そして、上記第２の直流電源の電圧を検出する手段と、該第２の直流電源を初期充電するために上記第１、第２の各インバータを出力制御する初期充電制御装置とを備え、上記初期充電制御装置は、上記負荷に該負荷が動作しない電圧を印加しつつ、上記第１、第２のインバータを介して上記第２の直流電源を充電するように上記第１、第２の各インバータを出力制御するものである。
【発明の効果】
【０００８】
この発明による第１の電力変換装置では、第２のインバータの入力となる第２の直流電源の電圧が指令値に追従するように、上記第１、第２の各インバータの出力電圧指令を調整するため、第２の直流電源に外部から電力供給するためのコンバータが省略、あるいは簡略化でき、電力変換装置の小型化、簡略化を促進できる。
【０００９】
この発明による第２の電力変換装置では、初期充電制御装置を備えて、第２のインバータの入力となる第２の直流電源に上記第１、第２のインバータを介して充電するようにしたため、第２のインバータは、第２の直流電源に外部の電源からコンバータを介した初期充電が不要となり、コンバータを省略して電力変換装置の小型化、簡略化を促進できる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】この発明の実施の形態１による電力変換装置の構成図である。
【図２】この発明の実施の形態１による３相メインインバータの回路図である。
【図３】この発明の実施の形態１によるコンバータの回路図である。
【図４】この発明の実施の形態１による単相サブインバータの回路図である。
【図５】この発明の実施の形態１に用いられる直流電圧制御回路のブロック図である。
【図６】この発明の実施の形態１に用いられる駆動信号発生回路のブロック図である。
【図７】この発明の実施の形態２に用いられる駆動信号発生回路のブロック図である。
【図８】この発明の実施の形態３による電力変換装置の構成図である。
【図９】この発明の実施の形態３に用いられる直流電圧制御回路のブロック図である。
【図１０】この発明の実施の形態３に用いられる駆動信号発生回路のブロック図である。
【図１１】この発明の実施の形態４に用いられる駆動信号発生回路のブロック図である。
【図１２】この発明の実施の形態５による電力変換装置の構成図である。
【図１３】この発明の実施の形態５に用いられる直流電圧制御回路のブロック図である。
【図１４】この発明の実施の形態５に用いられる駆動信号発生回路のブロック図である。
【図１５】この発明の実施の形態６による電力変換装置の構成図である。
【図１６】この発明の実施の形態６に用いられる直流電圧制御回路のブロック図である。
【図１７】この発明の実施の形態６に用いられる駆動信号発生回路のブロック図である。
【図１８】この発明の実施の形態７による電力変換装置の構成図である。
【図１９】この発明の実施の形態７に用いられる直流電圧制御回路のブロック図である。
【図２０】この発明の実施の形態７に用いられる駆動信号発生回路のブロック図である。
【図２１】この発明の実施の形態８に用いられる駆動信号発生回路のブロック図である。
【図２２】この発明の実施の形態９による電力変換装置の構成図である。
【図２３】この発明の実施の形態９に用いられる直流電圧制御回路のブロック図である。
【図２４】この発明の実施の形態９に用いられる駆動信号発生回路のブロック図である。
【図２５】この発明の実施の形態１０に用いられる駆動信号発生回路のブロック図である。
【図２６】この発明の実施の形態１１による電力変換装置の構成図である。
【図２７】この発明の実施の形態１１に用いられる直流電圧制御回路のブロック図である。
【図２８】この発明の実施の形態１２による電力変換装置の構成図である。
【図２９】この発明の実施の形態１３による電力変換装置の構成図である。
【図３０】この発明の実施の形態１３に用いられる直流電圧制御回路のブロック図である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１による電力変換装置を図について説明する。
図１は、この発明の実施の形態１による電力変換装置の構成を示す図である。図１に示すように、電力変換装置は、３相メインインバータ１の交流側の各相出力線に各相の単相サブインバータ２ａ〜２ｃの交流側が直列に接続される。
３相メインインバータ１は直流側に第１の直流電源としての平滑コンデンサ６を備え、さらに並列にコンバータ５を備えている。コンバータ５の交流側には交流電源１１がリアクトル１０を介して接続されている。ｕ相の単相サブインバータ２ａは直流側に第２の直流電源としての平滑コンデンサ３ａを備え、交流側は一端を３相メインインバータ１に、一端を負荷１２に接続されている。ｖ相、ｗ相の単相サブインバータ２ｂ、２ｃについても、第２の直流電源としての平滑コンデンサ３ｂ、３ｃを備えて同様の構成とする。【００１２】
３相メインインバータ１は、図２に回路構成を示すように、複数の自己消弧形のスイッチング素子２１ａ〜２１ｆと、各スイッチング素子２１ａ〜２１ｆに逆並列に接続されたダイオード２２ａ〜２２ｆにより構成された３相インバータである。なお、ここでは３相メインインバータ１を第１の単相インバータのスター結線された３相分とみなし、各相では、第１の単相インバータ（３相メインインバータ１の各相分）と第２の単相インバータとしての単相サブインバータ２ａ〜２ｃとの交流側が直列に接続される。【００１３】
コンバータ５は、例えば図３に示すように、複数の自己消弧形のスイッチング素子２３ａ〜２３ｆと、各スイッチング素子２３ａ〜２３ｆに逆並列に接続されたダイオード２４ａ〜２４ｆによって構成されたものとする。また、各単相サブインバータ２ａ〜２ｃは、図４に示すように、複数の自己消弧形のスイッチング素子２５ａ〜２５ｄと、各スイッチング素子２５ａ〜２５ｄに逆並列に接続されたダイオード２６ａ〜２６ｄにより構成された単相フルブリッジ形のインバータである。【００１４】
また電力変換装置は、３相メインインバータ１と各単相サブインバータ２ａ〜２ｃとを制御し、また各単相サブインバータ２ａ〜２ｃの直流入力である平滑コンデンサ３ａ〜３ｃの電圧を制御するために、全体指令発生回路１３と直流電圧制御回路１４と駆動信号作成回路１５とを備える。
全体指令発生回路１３は、負荷１２への出力電圧指令を発生する回路で、３相メインインバータ１および単相サブインバータ２ａ〜２ｃ全体が合計で出力する所望の電圧をｄｑ軸上の電圧指令ｖｄ＊、ｖｑ＊として出力する制御回路である。【００１５】
直流電圧制御回路１４は、各単相サブインバータ２ａ〜２ｃの直流入力である平滑コンデンサ３ａ〜３ｃの電圧を測定する電圧センサ４ａ〜４ｃの出力に基づいて制御演算を行い、操作量としての電圧指令を出力する。この直流電圧制御回路１４は、例えば図５に示すように構成され、電圧センサ４ａ〜４ｃが測定した単相サブインバータ２ａ〜２ｃの平滑コンデンサ３ａ〜３ｃの各直流電圧ｖｄｃｓｕ、ｖｄｃｓｖ、ｖｄｃｓｗと指令値ｖｄｃｓ＊との偏差を減算器３１ａ〜３１ｃにより求め、制御器３２ａ〜３２ｃにより操作量を求める。この操作量は、各直流電圧ｖｄｃｓｕ、ｖｄｃｓｖ、ｖｄｃｓｗが指令値ｖｄｃｓ＊に追従するように、後述する各インバータ１、２ａ〜２ｃの出力電圧指令を調整するものであり、ｄｑ軸分配回路３３ａ〜３３ｃによりｄ軸成分とｑ軸成分とに分けたｄ軸操作量、ｑ軸操作量Δｖｄｕ＊、Δｖｑｕ＊、Δｖｄｖ＊、Δｖｑｖ＊、Δｖｄｗ＊、Δｖｑｗ＊を出力する。
制御器３２ａ〜３２ｃは一般的なＰＩ制御などで構成すればよい。またｄｑ軸分配回路３３ａ〜３３ｃが制御器３２ａ〜３２ｃから出力された操作量をｄ軸成分とｑ軸成分に分配する方法は、負荷の種類や電力変換装置の使用目的に合致する方法を選択すればよく、ｄ軸・ｑ軸の成分を等しくする方法や、ｄ軸あるいはｑ軸のみを用いる方法など任意の方法を用いることができる。【００１６】
駆動信号作成回路１５は、全体指令発生回路１３と直流電圧制御回路１４との出力に基づいて、３相メインインバータ１および単相サブインバータ２ａ〜２ｃの各インバータが出力する電圧を演算しＰＷＭにより各スイッチング素子を駆動するパルスを作成する。この駆動信号作成回路１５は、例えば図６に示すように構成され、全体指令発生回路１３から出力されたｄｑ軸電圧指令ｖｄ＊、ｖｑ＊に基づいて、個別インバータ電圧指令作成回路４１にて３相メインインバータ１のｄｑ軸電圧指令ｖｄｍ＊、ｖｑｍ＊および単相サブインバータ２ａ〜２ｃのｄｑ軸電圧指令ｖｄｓ＊、ｖｑｓ＊を作成する。このとき、各ｄｑ軸電圧指令は以下の式(1a)、(1b)に示す関係を有する。
ｖｄ＊＝ｖｄｍ＊＋ｖｄｓ＊  …(1a)
ｖｑ＊＝ｖｑｍ＊＋ｖｑｓ＊  …(1b)【００１７】
３相メインインバータ１のｄｑ軸電圧指令ｖｄｍ＊、ｖｑｍ＊および単相サブインバータ２ａ〜２ｃのｄｑ軸電圧指令ｖｄｓ＊、ｖｑｓ＊の作成は、上記式(1a)、(1b)以外の制限はなく、各インバータ１、２ａ〜２ｃを構成するスイッチング素子の耐圧に応じて３相メインインバータ１、単相サブインバータ２ａ〜２ｃが分担する電圧を決定する方法や、３相メインインバータ１あるいは単相サブインバータ２ａ〜２ｃが出力する電圧を一定とする方法などの任意の手段を用いることができる。【００１８】
サブインバータ瞬時電圧指令作成回路４２には、個別インバータ電圧指令作成回路４１が出力するサブインバータｄｑ軸電圧指令ｖｄｓ＊、ｖｑｓ＊と、直流電圧制御回路１４が出力するｄ軸操作量、ｑ軸操作量Δｖｄｕ＊、Δｖｑｕ＊、Δｖｄｖ＊、Δｖｑｖ＊、Δｖｄｗ＊、Δｖｑｗ＊とを入力し、単相サブインバータ２ａ〜２ｃが出力する電圧瞬時値に対する指令であるサブインバータ最終電圧指令４４ａを演算する。
ところで、通常ｄｑ軸上の電圧を３相電圧に変換する際には以下に示す式(2)が用いられる。【００１９】
0004786705.tif 000002
【００２０】
上記の式(2)でｖｕ、ｖｖ、ｖｗはｕ、ｖ、ｗ相の電圧で、ｖｄ、ｖｑはｄｑ軸上の電圧である。
この実施の形態では、以下の式(3a)、(3b)、(3c)に示すように、直流電圧制御回路１４から出力される各相毎のｄｑ軸上の操作量Δｖｄｕ＊、Δｖｑｕ＊、Δｖｄｖ＊、Δｖｑｖ＊、Δｖｄｗ＊、Δｖｑｗ＊を、個別インバータ電圧指令作成回路４１が出力するサブインバータｄｑ軸電圧指令ｖｄｓ＊、ｖｑｓ＊から減算して３相電圧に変換し、サブインバータ最終電圧指令４４ａ（ｖｕｓ＊、ｖｖｓ＊、ｖｗｓ＊）を演算する。【００２１】
0004786705.tif 000003
【００２２】
このように演算されたサブインバータ最終電圧指令４４ａはＰＷＭ回路４４に入力され、ＰＷＭ回路４４ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して各単相サブインバータ２ａ〜２ｃを駆動する。【００２３】
また、メインインバータ瞬時電圧指令作成回路４３には、個別インバータ電圧指令作成回路４１が出力するメインインバータｄｑ軸電圧指令ｖｄｍ＊、ｖｑｍ＊と、直流電圧制御回路１４が出力するｄ軸操作量、ｑ軸操作量Δｖｄｕ＊、Δｖｑｕ＊、Δｖｄｖ＊、Δｖｑｖ＊、Δｖｄｗ＊、Δｖｑｗ＊とを入力し、３相メインインバータ１が出力する電圧瞬時値に対する指令であるメインインバータ最終電圧指令４５ａを演算する。
この場合、以下の式(4a)、(4b)、(4c)に示すように、直流電圧制御回路１４から出力される各相毎のｄｑ軸上の操作量Δｖｄｕ＊、Δｖｑｕ＊、Δｖｄｖ＊、Δｖｑｖ＊、Δｖｄｗ＊、Δｖｑｗ＊を、個別インバータ電圧指令作成回路４１が出力するメインインバータｄｑ軸電圧指令ｖｄｍ＊、ｖｑｍ＊に加算して３相電圧に変換し、メインインバータ最終電圧指令４５ａ（ｖｕｍ＊、ｖｖｍ＊、ｖｗｍ＊）を演算する。【００２４】
0004786705.tif 000004
【００２５】
このように演算されたメインインバータ最終電圧指令４５ａはＰＷＭ回路４５に入力され、ＰＷＭ回路４５ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して３相メインインバータ１を駆動する。【００２６】
上述したように、直流電圧制御回路１４が出力する各相毎のｄｑ軸上の操作量Δｖｄｕ＊、Δｖｑｕ＊、Δｖｄｖ＊、Δｖｑｖ＊、Δｖｄｗ＊、Δｖｑｗ＊は、メインインバータｄｑ軸電圧指令ｖｄｍ＊、ｖｑｍ＊に加算されると共に、サブインバータｄｑ軸電圧指令ｖｄｓ＊、ｖｑｓ＊から減算される。３相メインインバータ１の交流側の各相出力線に各相の単相サブインバータ２ａ〜２ｃの交流側が直列に接続されているため、負荷１２に印加される電圧は、３相メインインバータの出力と単相サブインバータ２ａ〜２ｃの出力との総和となる。このため、加算された操作量と減算された操作量とは相殺され、負荷１２に印加される電圧は全体指令発生回路１３が出力するｄｑ軸電圧指令ｖｄ＊、ｖｑ＊によって決定されることになる。【００２７】
ｄｑ軸上で表された負荷１２に印加される電圧をｖｄ、ｖｑとし、負荷１２に流れる電流をｉｄ、ｉｑとし、負荷１２に供給される有効電力をｐとする。また３相メインインバータ１と単相サブインバータ２ａ〜２ｃとが出力する電圧のうち、個別インバータ電圧指令作成回路４１が出力するｄｑ軸電圧指令ｖｄｍ＊、ｖｑｍ＊、ｖｄｓ＊、ｖｑｓ＊による電圧成分をｖｄｍ、ｖｑｍ、ｖｄｓ、ｖｑｓとすると有効電力ｐは以下の式(5)で表される。
ｐ＝ｖｄ・ｉｄ＋ｖｑ・ｉｑ＝（ｖｄｍ＋ｖｄｓ）・
ｉｄ＋（ｖｑｍ＋ｖｑｓ）・ｉｑ      …(5)【００２８】
有効電力ｐは３相分なので、例えばｕ相の有効電力ｐｕは、以下の式(6)で表される。
ｐｕ＝ｐ／３
＝｛（ｖｄｍ＋ｖｄｓ）・ｉｄ＋（ｖｑｍ＋ｖｑｓ）・ｉｑ｝／３    …(6)【００２９】
一方、３相メインインバータ１のｕ相の有効電力をｐｍｕとし、単相サブインバータ２ａの有効電力をｐｓ２ａとし、これらのインバータ１、２ａがそれぞれ出力する電圧のうち、直流電圧制御回路１４が出力するｕ相のｄｑ軸操作量Δｖｄｕ＊、Δｖｑｕ＊による電圧成分をΔｖｄｕ、Δｖｑｕとするとｐｍｕ、ｐｓ２ａも上記式(6)と同様に、以下の式(7)、(8)で表される。
ｐｍｕ＝｛（ｖｄｍ＋Δｖｄｕ）・ｉｄ＋（ｖｑｍ＋Δｖｑｕ）・ｉｑ｝／３…(7)
ｐｓ２ａ＝｛（ｖｄｓ−Δｖｄｕ）・ｉｄ＋（ｖｑｓ−Δｖｑｕ）・ｉｑ｝／３…(8)
またｐｕ、ｐｍｕ、ｐｓ２ａは以下の式(9)に示す関係が成立する。
ｐｕ＝ｐｍｕ＋ｐｓ２ａ  …(9)【００３０】
これらの式(7)〜(9)より、３相メインインバータ１の出力する有効電力のうち｛（Δｖｄｕ・ｉｄ＋Δｖｑｕ・ｉｑ）／３｝は単相サブインバータ２ａに供給され、負荷１２には供給されない成分であることがわかる。単相サブインバータ２ａでの損失による消費電力を無視すると、｛（Δｖｄｕ・ｉｄ＋Δｖｑｕ・ｉｑ）／３｝は単相サブインバータ２ａの平滑コンデンサ３ａに充電され、平滑コンデンサ３ａの電圧は増大する。また、｛（Δｖｄｕ・ｉｄ＋Δｖｑｕ・ｉｑ）／３｝が負の値であれば、逆に平滑コンデンサ３ａの電圧を低下させることになる。
このように平滑コンデンサ３ａの電圧は制御されるが、ｕ相のｄｑ軸操作量Δｖｄｕ＊、Δｖｑｕ＊は、平滑コンデンサ３ａの直流電圧ｖｄｃｓｕが指令値ｖｄｃｓ＊に追従するように決定されているため、信頼性よく所望の電圧を維持することができる。【００３１】
以上、単相サブインバータ２ａの直流電圧制御について示したが、ｖ相、ｗ相についてもｕ相と同様である。
この実施の形態では、上述したように、単相サブインバータ２ａ〜２ｃの平滑コンデンサ３ａ〜３ｃの各直流電圧ｖｄｃｓｕ、ｖｄｃｓｖ、ｖｄｃｓｗが指令値ｖｄｃｓ＊に追従するように操作量を決定し、各インバータ１、２ａ〜２ｃの出力電圧指令を調整することで、平滑コンデンサ３ａ〜３ｃの各直流電圧ｖｄｃｓｕ、ｖｄｃｓｖ、ｖｄｃｓｗは所望の電圧を維持するように制御される。このため、各単相サブインバータ２ａ〜２ｃの平滑コンデンサ３ａ〜３ｃには、他の電力源から電力供給せずに所望の直流電圧を維持することが可能となり、単相サブインバータ２ａ〜２ｃ用のコンバータの省略や多巻線変圧器のリアクトルへの置き換えなど、装置構成の簡略化、低コスト化を図ることができる。
なお、各制御回路の誤差などにより、各インバータ１、２ａ〜２ｃの出力電圧指令を調整するだけでは平滑コンデンサ３ａ〜３ｃの直流電圧制御を精度良く行えない場合は、コンバータを設けて交流電源１１から電力供給するが、この場合、コンバータの容量は従来のものよりも格段と小さいもので良く、装置構成は十分簡略化できる。【００３２】
また、この実施の形態１では３相メインインバータ１は３相フルブリッジのインバータとしているが、単相サブインバータ２ａ〜２ｃなどのような単相フルブリッジのインバータ３台を用いても同様の制御が可能である。また、３相メインインバータ１、単相サブインバータ２ａ〜２ｃが３レベルインバータであっても同様の制御が可能である。またコンバータ５は交流電源１１に電力を回生する必要がなければダイオードコンバータでもかまわない。【００３３】
実施の形態２．
上記実施の形態１では、駆動信号作成回路１５において、全体指令発生回路１３から出力されたｄｑ軸電圧指令ｖｄ＊、ｖｑ＊に基づいて、３相メインインバータ１だけでなく単相サブインバータ２ａ〜２ｃに対してもｄｑ軸電圧指令を作成するようにしたが、この実施の形態では、単相サブインバータ２ａ〜２ｃは、３相メインインバータ１の出力する電圧高調波を打ち消す電圧を出力するためのインバータとして動作させる。
この場合、上記実施の形態１で示した駆動信号作成回路１５の替わりに、図７に示す駆動信号作成回路１５ａを用いる。その他の回路構成は上記実施の形態１と同様である。【００３４】
駆動信号作成回路１５ａは、全体指令発生回路１３と直流電圧制御回路１４との出力に基づいて、３相メインインバータ１および単相サブインバータ２ａ〜２ｃの各インバータが出力する電圧を演算しＰＷＭにより各スイッチング素子を駆動するパルスを作成する。  図７に示すように、メインインバータ瞬時電圧指令作成回路４８には、全体指令発生回路１３から出力されたｄｑ軸電圧指令ｖｄ＊、ｖｑ＊と、直流電圧制御回路１４が出力するｄ軸操作量、ｑ軸操作量Δｖｄｕ＊、Δｖｑｕ＊、Δｖｄｖ＊、Δｖｑｖ＊、Δｖｄｗ＊、Δｖｑｗ＊とを入力し、３相メインインバータ１が出力する電圧瞬時値に対する指令であるメインインバータ最終電圧指令４５ａを演算する。
この場合、以下の式(10a)、(10b)、(10c)に示すように、直流電圧制御回路１４から出力される各相毎のｄｑ軸上の操作量Δｖｄｕ＊、Δｖｑｕ＊、Δｖｄｖ＊、Δｖｑｖ＊、Δｖｄｗ＊、Δｖｑｗ＊を、ｄｑ軸電圧指令ｖｄ＊、ｖｑ＊に加算して３相電圧に変換し、メインインバータ最終電圧指令４５ａ（ｖｕｍ＊、ｖｖｍ＊、ｖｗｍ＊）を演算する。【００３５】
0004786705.tif 000005
【００３６】
このように演算されたメインインバータ最終電圧指令４５ａはＰＷＭ回路４５に入力され、ＰＷＭ回路４５ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して３相メインインバータ１を駆動する。【００３７】
サブインバータ瞬時電圧指令作成回路４９にも、全体指令発生回路１３から出力されたｄｑ軸電圧指令ｖｄ＊、ｖｑ＊と、直流電圧制御回路１４が出力するｄ軸操作量、ｑ軸操作量Δｖｄｕ＊、Δｖｑｕ＊、Δｖｄｖ＊、Δｖｑｖ＊、Δｖｄｗ＊、Δｖｑｗ＊とを入力し、さらにＰＷＭ回路４５が出力する３相メインインバータ１の電圧パルス信号ｖｕｍｐｗｍ、ｖｖｍｐｗｍ、ｖｗｍｐｗｍを入力する。これらの入力信号に基づいて瞬時電圧指令作成回路４９では、単相サブインバータ２ａ〜２ｃが出力する電圧瞬時値に対する指令であるサブインバータ最終電圧指令４４ａ（ｖｕｓ＊、ｖｖｓ＊、ｖｗｓ＊）を、以下の式(11a)、(11b)、(11c)に示すように演算する。【００３８】
0004786705.tif 000006
【００３９】
このように演算されたサブインバータ最終電圧指令４４ａはＰＷＭ回路４４に入力され、ＰＷＭ回路４４ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して各単相サブインバータ２ａ〜２ｃを駆動する。【００４０】
このような制御では、３相メインインバータ１では、全体指令発生回路１３から出力されたｄｑ軸電圧指令ｖｄ＊、ｖｑ＊に、直流電圧制御回路１４が出力するｄ軸操作量、ｑ軸操作量Δｖｄｕ＊、Δｖｑｕ＊、Δｖｄｖ＊、Δｖｑｖ＊、Δｖｄｗ＊、Δｖｑｗ＊を加算した出力電圧指令による電圧を出力することになる。
単相サブインバータ２ａ〜２ｃでは、全体指令発生回路１３から出力されたｄｑ軸電圧指令ｖｄ＊、ｖｑ＊から、直流電圧制御回路１４が出力するｄ軸操作量、ｑ軸操作量Δｖｄｕ＊、Δｖｑｕ＊、Δｖｄｖ＊、Δｖｑｖ＊、Δｖｄｗ＊、Δｖｑｗ＊と、３相変換後にさらに３相メインインバータ１の電圧パルス信号ｖｕｍｐｗｍ、ｖｖｍｐｗｍ、ｖｗｍｐｗｍとを減算した出力電圧指令による電圧を出力することになる。ｄｑ軸電圧指令ｖｄ＊、ｖｑ＊を３相の瞬時電圧に変換した各相の信号から電圧パルス信号ｖｕｍｐｗｍ、ｖｖｍｐｗｍ、ｖｗｍｐｗｍを引いているので、ｄｑ軸電圧指令ｖｄ＊、ｖｑ＊を変換した瞬時電圧の基本波成分は打ち消され、サブインバータ最終電圧指令４４ａは、３相メインインバータ１から出力される高調波と逆位相の電圧を出力させる指令となり、単相サブインバータ２ａ〜２ｃは３相メインインバータ１が出力した電圧高調波を打ち消すように動作する。【００４１】
さらに、上記実施の形態１と同様に、直流電圧制御回路１４が出力する各相毎のｄｑ軸上の操作量Δｖｄｕ＊、Δｖｑｕ＊、Δｖｄｖ＊、Δｖｑｖ＊、Δｖｄｗ＊、Δｖｑｗ＊は、３相メインインバータ１の電圧指令の演算では加算され、単相サブインバータ２ａ〜２ｃの電圧指令の演算では減算される。このため、上記実施の形態１と同様に、例えばｕ相では、３相メインインバータ１の出力する有効電力のうち｛（Δｖｄｕ・ｉｄ＋Δｖｑｕ・ｉｑ）／３｝は単相サブインバータ２ａに供給され、単相サブインバータ２ａの平滑コンデンサ３ａに充電される。｛（Δｖｄｕ・ｉｄ＋Δｖｑｕ・ｉｑ）／３｝が正の値の時、平滑コンデンサ３ａの電圧は増大し、負の値の時、逆に平滑コンデンサ３ａの電圧を低下させる。このように平滑コンデンサ３ａの電圧は制御されるが、ｕ相のｄｑ軸操作量Δｖｄｕ＊、Δｖｑｕ＊は、平滑コンデンサ３ａの直流電圧ｖｄｃｓｕが指令値ｖｄｃｓ＊に追従するように決定されているため、信頼性よく所望の電圧を維持することができる。なお、ｖ相、ｗ相についてもｕ相と同様である。【００４２】
３相メインインバータ１が出力する電圧はＰＷＭ制御により高調波を含むものであるが、この実施の形態では、３相メインインバータ１が出力する電圧高調波を打ち消すように単相サブインバータ２ａ〜２ｃを動作させるため、負荷１２に供給される電圧は高調波が抑制されたものとなる。
また、単相サブインバータ２ａ〜２ｃの平滑コンデンサ３ａ〜３ｃの各直流電圧ｖｄｃｓｕ、ｖｄｃｓｖ、ｖｄｃｓｗが指令値ｖｄｃｓ＊に追従するように操作量を決定し、各インバータ１、２ａ〜２ｃの出力電圧指令を調整することで、平滑コンデンサ３ａ〜３ｃの各直流電圧ｖｄｃｓｕ、ｖｄｃｓｖ、ｖｄｃｓｗは所望の電圧を維持するように制御される。このため、上記実施の形態１と同様の効果が得られ、各単相サブインバータ２ａ〜２ｃの平滑コンデンサ３ａ〜３ｃには、他の電力源から電力供給せず所望の直流電圧を維持することが可能となり、単相サブインバータ２ａ〜２ｃ用のコンバータの省略／簡略化や多巻線変圧器のリアクトルへの置き換えなど、装置構成の簡略化、低コスト化を図ることができる。【００４３】
実施の形態３．
図８は、この発明の実施の形態３による電力変換装置の構成を示す図である。上記実施の形態１の図１で示した場合と主回路は同様であるが、この実施の形態では、ｄｑ軸上の電圧指令は用いずに、全体指令発生回路１６から３相の瞬時電圧指令を出力する。
図に示すように、電力変換装置は、全体指令発生回路１６と直流電圧制御回路１７と駆動信号作成回路１８とを備えて、３相メインインバータ１と各単相サブインバータ２ａ〜２ｃとを制御し、また各単相サブインバータ２ａ〜２ｃの直流入力である平滑コンデンサ３ａ〜３ｃの電圧を制御する。
上述した全体指令発生回路１６は、負荷１２への出力電圧指令を発生する回路で、３相メインインバータ１および単相サブインバータ２ａ〜２ｃ全体が合計で出力する所望の電圧を３相の瞬時電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊として出力する。【００４４】
直流電圧制御回路１７は、各単相サブインバータ２ａ〜２ｃの直流入力である平滑コンデンサ３ａ〜３ｃの電圧を測定する電圧センサ４ａ〜４ｃの出力に基づいて制御演算を行い、操作量としての電圧指令を出力する。この直流電圧制御回路１７は、例えば図９に示すように構成され、電圧センサ４ａ〜４ｃが測定した単相サブインバータ２ａ〜２ｃの平滑コンデンサ３ａ〜３ｃの各直流電圧ｖｄｃｓｕ、ｖｄｃｓｖ、ｖｄｃｓｗと指令値ｖｄｃｓ＊との偏差を減算器３１ａ〜３１ｃにより求め、制御器３４ａ〜３４ｃにより操作量を求める。この操作量は、各直流電圧ｖｄｃｓｕ、ｖｄｃｓｖ、ｖｄｃｓｗが指令値ｖｄｃｓ＊に追従するように、各インバータ１、２ａ〜２ｃの出力電圧指令を調整するものであり、各相の操作量Δｖｕ＊、Δｖｖ＊、Δｖｗ＊を出力する。制御器３４ａ〜３４ｃは一般的なＰＩ制御などで構成すればよい。【００４５】
駆動信号作成回路１８は、全体指令発生回路１６と直流電圧制御回路１７との出力に基づいて、３相メインインバータ１および単相サブインバータ２ａ〜２ｃの各インバータが出力する電圧を演算しＰＷＭにより各スイッチング素子を駆動するパルスを作成する。この駆動信号作成回路１８は、例えば図１０に示すように構成され、全体指令発生回路１６から出力された瞬時電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊に基づいて、個別インバータ電圧指令作成回路５０にて３相メインインバータ１の電圧指令ｖｕｍｉ＊、ｖｖｍｉ＊、ｖｗｍｉ＊および単相サブインバータ２ａ〜２ｃの電圧指令ｖｕｓｉ＊、ｖｖｓｉ＊、ｖｗｓｉ＊を作成する。このとき、各電圧指令は以下の式(12a)、(12b)、(12c)に示す関係を有する。
ｖｕ＊＝ｖｕｍｉ＊＋ｖｕｓｉ＊  …(12a)
ｖｖ＊＝ｖｖｍｉ＊＋ｖｖｓｉ＊  …(12b)
ｖｗ＊＝ｖｗｍｉ＊＋ｖｗｓｉ＊  …(12c)【００４６】
３相メインインバータ１の電圧指令ｖｕｍｉ＊、ｖｖｍｉ＊、ｖｗｍｉ＊および単相サブインバータ２ａ〜２ｃの電圧指令ｖｕｓｉ＊、ｖｖｓｉ＊、ｖｗｓｉ＊の作成は、上記式(12a)、(12b)、(12c)以外の制限はなく、各インバータ１、２ａ〜２ｃを構成するスイッチング素子の耐圧に応じて３相メインインバータ１、単相サブインバータ２ａ〜２ｃが分担する電圧を決定する方法や、３相メインインバータ１あるいは単相サブインバータ２ａ〜２ｃが出力する電圧を一定とする方法などの任意の手段を用いることができる。【００４７】
サブインバータ瞬時電圧指令作成回路４６には、個別インバータ電圧指令作成回路５０が出力するサブインバータ電圧指令ｖｕｓｉ＊、ｖｖｓｉ＊、ｖｗｓｉ＊と、直流電圧制御回路１７が出力する各相の操作量Δｖｕ＊、Δｖｖ＊、Δｖｗ＊とを入力し、単相サブインバータ２ａ〜２ｃが出力する電圧瞬時値に対する指令であるサブインバータ最終電圧指令４４ａを演算する。ここでは以下の式(13a)、(13b)、(13c)に示すように、直流電圧制御回路１７から出力される各相の操作量Δｖｕ＊、Δｖｖ＊、Δｖｗ＊を、個別インバータ電圧指令作成回路５０が出力するサブインバータ電圧指令ｖｕｓｉ＊、ｖｖｓｉ＊、ｖｗｓｉ＊から減算してサブインバータ最終電圧指令４４ａ（ｖｕｓ＊、ｖｖｓ＊、ｖｗｓ＊）を演算する。【００４８】
ｖｕｓ＊＝ｖｕｓｉ＊−Δｖｕ＊  …(13a)
ｖｖｓ＊＝ｖｖｓｉ＊−Δｖｖ＊  …(13b)
ｖｗｓ＊＝ｖｗｓｉ＊−Δｖｗ＊  …(13c)
このように演算されたサブインバータ最終電圧指令４４ａはＰＷＭ回路４４に入力され、ＰＷＭ回路４４ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して各単相サブインバータ２ａ〜２ｃを駆動する。【００４９】
また、メインインバータ瞬時電圧指令作成回路４７には、個別インバータ電圧指令作成回路５０が出力するメインインバータ電圧指令ｖｕｍｉ＊、ｖｖｍｉ＊、ｖｗｍｉ＊と、直流電圧制御回路１７が出力する各相の操作量Δｖｕ＊、Δｖｖ＊、Δｖｗ＊とを入力し、３相メインインバータ１が出力する電圧瞬時値に対する指令であるメインインバータ最終電圧指令４５ａを演算する。ここでは以下の式(14a)、(14b)、(14c)に示すように、直流電圧制御回路１７から出力される各相の操作量Δｖｕ＊、Δｖｖ＊、Δｖｗ＊を、個別インバータ電圧指令作成回路５０が出力するメインインバータ電圧指令ｖｕｍｉ＊、ｖｖｍｉ＊、ｖｗｍｉ＊に加算してメインインバータ最終電圧指令４５ａ（ｖｕｍ＊、ｖｖｍ＊、ｖｗｍ＊）を演算する。【００５０】
ｖｕｍ＊＝ｖｕｍｉ＊＋Δｖｕ＊  …(14a)
ｖｖｍ＊＝ｖｖｍｉ＊＋Δｖｖ＊  …(14b)
ｖｗｍ＊＝ｖｗｍｉ＊＋Δｖｗ＊  …(14c)
このように演算されたメインインバータ最終電圧指令４５ａはＰＷＭ回路４５に入力され、ＰＷＭ回路４５ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して３相メインインバータ１を駆動する。【００５１】
このような制御では、直流電圧制御回路１７が出力する各相の操作量Δｖｕ＊、Δｖｖ＊、Δｖｗ＊は、３相メインインバータ１の電圧指令の演算では加算され、単相サブインバータ２ａ〜２ｃの電圧指令の演算では減算される。負荷１２に印加される電圧は、３相メインインバータ１の出力と単相サブインバータ２ａ〜２ｃの出力との総和であるため、加算された操作量と減算された操作量とは相殺され、負荷１２に印加される電圧は全体指令発生回路１６が出力する電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊によって決定されることになる。【００５２】
ここでｕ相での３相メインインバータ１、単相サブインバータ２ａ、負荷１２の電力について考える。負荷１２の力率をｃｏｓθとし、３相メインインバータ１のｕ相の電圧をｖｕｍ、単相サブインバータ２ａの電圧をｖｕｓ、負荷１２に印加される電圧をｖｕ、負荷１２のｕ相に流れる電流をｉｕ、３相メインインバータ１のｕ相とサブインバータ２ａとが負荷１２へ供給する有効電力をｐｕとすると、有効電力ｐｕは、以下の式(15)で表される。
ｐｕ＝ｖｕ・ｉｕ・ｃｏｓθ
＝（ｖｕｍ＋ｖｕｓ）・ｉｕ・ｃｏｓθ  …(15)【００５３】
３相メインインバータ１のｕ相とサブインバータ２ａとが出力する電圧ｖｕｍ、ｖｕｓに含まれる電圧成分のうち、個別インバータ電圧指令作成回路５０が出力するｕ相電圧指令ｖｕｍｉ＊、ｖｕｓｉ＊による成分をｖｕｍｉ、ｖｕｓｉ、直流電圧制御回路１７が出力するｕ相操作量Δｖｕ＊による成分をΔｖｕ、３相メインインバータ１のｕ相が出力する有効電力をｐｕｍ、単相サブインバータ２ａが出力する有効電力をｐｕｓとする。Δｖｕが直流成分とすると以下のような関係式(16a)、(16b)、(17)が成立する。
ｐｕｍ＝（ｖｕｍ・ｃｏｓθ＋Δｖｕ）・ｉｕ  …(16a)
ｐｕｓ＝（ｖｕｓ・ｃｏｓθ−Δｖｕ）・ｉｕ  …(16b)
ｐｕ＝ｐｕｍ＋ｐｕｓ  …(17)【００５４】
これらの式(16a)、(16b)、(17)により、３相メインインバータ１のｕ相から出力された有効電力のうちΔｖｕ・ｉｕは、単相サブインバータ２ａに供給され負荷１２には供給されない成分であることがわかる。単相サブインバータ２ａでの損失による消費電力を無視すると、Δｖｕ・ｉｕは単相サブインバータ２ａの平滑コンデンサ３ａに充電され、平滑コンデンサ３ａの電圧が増大する。またΔｖｕ・ｉｕが負の値であれば、逆に平滑コンデンサ３ａの電圧を低下させることになる。
このように単相サブインバータ２ａの平滑コンデンサ３ａの電圧は制御されるが、ｕ相の操作量Δｖｕ＊は、平滑コンデンサ３ａの直流電圧ｖｄｃｓｕが指令値ｖｄｃｓ＊に追従するように決定されているため、信頼性良く所望の電圧を維持することができる。なお、ｖ相、ｗ相についてもｕ相と同様である。【００５５】
以上のように、この実施の形態では、電圧・電流の瞬時値に対して制御する電力変換装置において、単相サブインバータ２ａ〜２ｃの平滑コンデンサ３ａ〜３ｃの各直流電圧ｖｄｃｓｕ、ｖｄｃｓｖ、ｖｄｃｓｗが指令値ｖｄｃｓ＊に追従するように操作量を決定し、各インバータ１、２ａ〜２ｃの出力電圧指令を調整することで、平滑コンデンサ３ａ〜３ｃの各直流電圧ｖｄｃｓｕ、ｖｄｃｓｖ、ｖｄｃｓｗは所望の電圧を維持するように制御される。このため、各単相サブインバータ２ａ〜２ｃの平滑コンデンサ３ａ〜３ｃには、他の電力源から電力供給せずに所望の直流電圧を維持することが可能となり、単相サブインバータ２ａ〜２ｃ用のコンバータの省略や多巻線変圧器のリアクトルへの置き換えなど、装置構成の簡略化、低コスト化を図ることができる。
なお、各制御回路の誤差などにより、各インバータ１、２ａ〜２ｃの出力電圧指令を調整するだけでは平滑コンデンサ３ａ〜３ｃの直流電圧制御を精度良く行えない場合は、コンバータを設けて交流電源１１から電力供給するが、この場合、コンバータの容量は従来のものよりも格段と小さいもので良く、装置構成は十分簡略化できる。【００５６】
また、この実施の形態３では３相メインインバータ１は３相フルブリッジのインバータとしているが、単相サブインバータ２ａ〜２ｃなどのような単相フルブリッジのインバータ３台を用いても同様の制御が可能である。また、３相メインインバータ１、単相サブインバータ２ａ〜２ｃが３レベルインバータであっても同様の制御が可能である。またコンバータ５は交流電源１１に電力を回生する必要がなければダイオードコンバータでもかまわない。【００５７】
実施の形態４．
上記実施の形態３では、駆動信号作成回路１８において、全体指令発生回路１６から出力された瞬時電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊に基づいて、３相メインインバータ１だけでなく単相サブインバータ２ａ〜２ｃに対しても電圧指令を作成するようにしたが、この実施の形態では、単相サブインバータ２ａ〜２ｃは、３相メインインバータ１の出力する電圧高調波を打ち消す電圧を出力するためのインバータとして動作させる。
この場合、上記実施の形態３で示した駆動信号作成回路１８の替わりに、図１１に示す駆動信号作成回路１８ａを用いる。その他の回路構成は上記実施の形態３と同様である。【００５８】
駆動信号作成回路１８ａは、全体指令発生回路１６と直流電圧制御回路１７との出力に基づいて、３相メインインバータ１および単相サブインバータ２ａ〜２ｃの各インバータが出力する電圧を演算しＰＷＭにより各スイッチング素子を駆動するパルスを作成する。  図１１に示すように、メインインバータ瞬時電圧指令作成回路７１には、全体指令発生回路１６から出力された瞬時電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊と、直流電圧制御回路１７が出力する各相の操作量Δｖｕ＊、Δｖｖ＊、Δｖｗ＊とを入力し、３相メインインバータ１が出力する電圧瞬時値に対する指令であるメインインバータ最終電圧指令４５ａを演算する。【００５９】
この場合、以下の式(18a)、(18b)、(18c)に示すように、直流電圧制御回路１７から出力される各相の操作量Δｖｕ＊、Δｖｖ＊、Δｖｗ＊を、瞬時電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊に加算し、メインインバータ最終電圧指令４５ａ（ｖｕｍ＊、ｖｖｍ＊、ｖｗｍ＊）を演算する。
ｖｕｍ＊＝ｖｕ＊＋Δｖｕ＊  …(18a)
ｖｖｍ＊＝ｖｖ＊＋Δｖｖ＊  …(18a)
ｖｗｍ＊＝ｖｗ＊＋Δｖｗ＊  …(18a)
このように演算されたメインインバータ最終電圧指令４５ａはＰＷＭ回路４５に入力され、ＰＷＭ回路４５ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して３相メインインバータ１を駆動する。【００６０】
サブインバータ瞬時電圧指令作成回路７２にも、全体指令発生回路１６から出力された電圧指令ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊と直流電圧制御回路１７から出力された各相の操作量Δｖｕ＊、Δｖｖ＊、Δｖｗ＊とを入力し、さらにＰＷＭ回路４５が出力する３相メインインバータ１の電圧パルス信号ｖｕｍｐｗｍ、ｖｖｍｐｗｍ、ｖｗｍｐｗｍを入力する。これらの入力信号に基づいてサブインバータ瞬時電圧指令作成回路７２では、単相サブインバータ２ａ〜２ｃが出力する電圧瞬時値に対する指令であるサブインバータ最終電圧指令４４ａ（ｖｕｓ＊、ｖｖｓ＊、ｖｗｓ＊）を、以下の式(19a)、(19b)、(19c)に示すように演算する。【００６１】
ｖｕｓ＊＝ｖｕ＊−Δｖｕ＊−ｖｕｍｐｗｍ  …(19a)
ｖｖｓ＊＝ｖｖ＊−Δｖｖ＊−ｖｖｍｐｗｍ  …(19b)
ｖｗｓ＊＝ｖｗ＊−Δｖｗ＊−ｖｗｍｐｗｍ  …(19c)
このように演算されたサブインバータ最終電圧指令４４ａはＰＷＭ回路４４に入力され、ＰＷＭ回路４４ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して各単相サブインバータ２ａ〜２ｃを駆動する。【００６２】
このような制御では、３相メインインバータ１では、全体指令発生回路１６から出力された瞬時電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊に、直流電圧制御回路１７が出力する各相の操作量Δｖｕ＊、Δｖｖ＊、Δｖｗ＊を加算した出力電圧指令による電圧を出力することになる。
単相サブインバータ２ａ〜２ｃでは、全体指令発生回路１６から出力された瞬時電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊から、直流電圧制御回路１７が出力する各相の操作量Δｖｕ＊、Δｖｖ＊、Δｖｗ＊と、さらに３相メインインバータ１の電圧パルス信号ｖｕｍｐｗｍ、ｖｖｍｐｗｍ、ｖｗｍｐｗｍとを減算した出力電圧指令による電圧を出力することになる。瞬時電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊の信号から電圧パルス信号ｖｕｍｐｗｍ、ｖｖｍｐｗｍ、ｖｗｍｐｗｍを引いているので、瞬時電圧の基本波成分は打ち消され、サブインバータ最終電圧指令４４ａは、３相メインインバータ１から出力される高調波と逆位相の電圧を出力させる指令となり、単相サブインバータ２ａ〜２ｃは３相メインインバータ１が出力した電圧高調波を打ち消すように動作する。【００６３】
さらに、上記実施の形態３と同様に、直流電圧制御回路１７が出力する各相の操作量Δｖｕ＊、Δｖｖ＊、Δｖｗ＊は、３相メインインバータ１の電圧指令の演算では加算され、単相サブインバータ２ａ〜２ｃの電圧指令の演算では減算される。このため、上記実施の形態３と同様に、例えばｕ相では、３相メインインバータ１の出力する有効電力のうちΔｖｕ・ｉｕは単相サブインバータ２ａに供給され、単相サブインバータ２ａの平滑コンデンサ３ａに充電される。Δｖｕ・ｉｕが正の値の時、平滑コンデンサ３ａの電圧は増大し、負の値の時、逆に平滑コンデンサ３ａの電圧を低下させる。このように単相サブインバータ２ａの平滑コンデンサ３ａの電圧は制御されるが、ｕ相の操作量Δｖｕ＊は、平滑コンデンサ３ａの直流電圧ｖｄｃｓｕが指令値ｖｄｃｓ＊に追従するように決定されているため、信頼性良く所望の電圧を維持することができる。なお、ｖ相、ｗ相についてもｕ相と同様である。【００６４】
３相メインインバータ１が出力する電圧はＰＷＭ制御により高調波を含むものであるが、この実施の形態では、３相メインインバータ１が出力する電圧高調波を打ち消すように単相サブインバータ２ａ〜２ｃを動作させるため、負荷１２に供給される電圧は高調波が抑制されたものとなる。
また、単相サブインバータ２ａ〜２ｃの平滑コンデンサ３ａ〜３ｃの各直流電圧ｖｄｃｓｕ、ｖｄｃｓｖ、ｖｄｃｓｗが指令値ｖｄｃｓ＊に追従するように操作量を決定し、各インバータ１、２ａ〜２ｃの出力電圧指令を調整することで、平滑コンデンサ３ａ〜３ｃの各直流電圧ｖｄｃｓｕ、ｖｄｃｓｖ、ｖｄｃｓｗは所望の電圧を維持するように制御される。このため、上記実施の形態３と同様の効果が得られ、各単相サブインバータ２ａ〜２ｃの平滑コンデンサ３ａ〜３ｃには、他の電力源から電力供給せず所望の直流電圧を維持することが可能となり、単相サブインバータ２ａ〜２ｃ用のコンバータの省略／簡略化や多巻線変圧器のリアクトルへの置き換えなど、装置構成の簡略化、低コスト化を図ることができる。【００６５】
実施の形態５．
図１２は、この発明の実施の形態５による電力変換装置の構成を示す図である。上記実施の形態１〜４では、電力変換装置は、３相メインインバータ１の交流側の各相出力線に各相の単相サブインバータ２ａ〜２ｃの交流側を直列に接続したが、この実施の形態では、３相メインインバータ１（第１の単相インバータの３相分）の交流側の各相出力線に第２の単相インバータとしての２つの単相サブインバータ２ａ〜２ｃ、５１ａ〜５１ｃの交流側を直列に接続する。以下では便宜上、単相サブインバータ２ａ〜２ｃをサブインバータ１群、単相サブインバータ５１ａ〜５１ｃをサブインバータ２群と呼ぶ。なお、各単相サブインバータ５１ａ〜５１ｃの構成は、図４で示した単相サブインバータ２ａ〜２ｃの構成と同様である。
３相メインインバータ１は直流側に第１の直流電源としての平滑コンデンサ６を備え、さらに並列にコンバータ５を備えている。コンバータ５の交流側には交流電源１１がリアクトル１０を介して接続されている。単相サブインバータ２ａ〜２ｃは直流側に第２の直流電源としての平滑コンデンサ３ａ〜３ｃを備え、単相サブインバータ５１ａ〜５１ｃは直流側に第２の直流電源としての平滑コンデンサ５２ａ〜５２ｃを備える。【００６６】
また電力変換装置は、３相メインインバータ１と各単相サブインバータ２ａ〜２ｃ、５１ａ〜５１ｃとを制御し、また各単相サブインバータ２ａ〜２ｃ、５１ａ〜５１ｃの直流入力である平滑コンデンサ３ａ〜３ｃ、５２ａ〜５２ｃの電圧を制御するために、全体指令発生回路１３と直流電圧制御回路５７と駆動信号作成回路５８とを備える。
全体指令発生回路１３は、負荷１２への出力電圧指令を発生する回路で、３相メインインバータ１および単相サブインバータ２ａ〜２ｃ、５１ａ〜５１ｃ全体が合計で出力する所望の電圧をｄｑ軸上の電圧指令ｖｄ＊、ｖｑ＊として出力する制御回路である。【００６７】
直流電圧制御回路５７は、各単相サブインバータ２ａ〜２ｃ、５１ａ〜５１ｃの直流入力である平滑コンデンサ３ａ〜３ｃ、５２ａ〜５２ｃの電圧を測定する電圧センサ４ａ〜４ｃ、５３ａ〜５３ｃの出力に基づいて制御演算を行い、操作量としての電圧指令を出力する。この直流電圧制御回路５７は、例えば図１３に示すように構成され、電圧センサ４ａ〜４ｃが測定したサブインバータ１群の平滑コンデンサ３ａ〜３ｃの直流電圧ｖｄｃｓ１ｕ、ｖｄｃｓ１ｖ、ｖｄｃｓ１ｗと指令値ｖｄｃｓ１＊との偏差を減算器６１ａにより求め、制御器６２ａにより操作量を求める。この操作量をｄｑ軸分配回路６３ａによりｄ軸成分とｑ軸成分に分けたｄ軸操作量、ｑ軸操作量Δｖｄ１ｕ＊、Δｖｑ１ｕ＊、Δｖｄ１ｖ＊、Δｖｑ１ｖ＊、Δｖｄ１ｗ＊、Δｖｑ１ｗ＊を出力する。
制御器６２ａは一般的なＰＩ制御などで構成すればよい。またｄｑ軸分配回路６３ａが制御器６２ａから出力された操作量をｄ軸成分とｑ軸成分に分配する方法は、負荷の種類や電力変換装置の使用目的に合致する方法を選択すればよく、ｄ軸・ｑ軸の成分を等しくする方法や、ｄ軸あるいはｑ軸のみを用いる方法など任意の方法を用いることができる。【００６８】
サブインバータ２群に関しても同様で、電圧センサ５３ａ〜５３ｃによって測定したサブインバータ２群の平滑コンデンサ５２ａ〜５２ｃの直流電圧ｖｄｃｓ２ｕ,ｖｄｃｓ２ｖ、ｖｄｃｓ２ｗと指令値ｖｄｃｓ２＊との偏差を減算器６１ｂにより求め、制御器６２ｂにより操作量を求める。この操作量をｄｑ軸分配回路６３ｂによりｄ軸成分とｑ軸成分に分けたｄ軸操作量、ｑ軸操作量Δｖｄ２ｕ＊、Δｖｑ２ｕ＊、Δｖｄ２ｖ＊、Δｖｑ２ｖ＊、Δｖｄ２ｗ＊、Δｖｑ２ｗ＊を出力する。ただし、減算器６１ａ、６１ｂや制御器６２ａ、６２ｂ、ｄｑ軸分配回路６３ａ、６３ｂはそれぞれ３相個別構成のものとする。【００６９】
駆動信号作成回路５８は、全体指令発生回路１３と直流電圧制御回路５７との出力に基づいて、３相メインインバータ１および単相サブインバータ２ａ〜２ｃ、５１ａ〜５１ｃの各インバータが出力する電圧を演算しＰＷＭにより各スイッチング素子を駆動するパルスを作成する。この駆動信号作成回路５８は、例えば図１４に示すように構成され、全体指令発生回路１３から出力されたｄｑ軸電圧指令ｖｄ＊、ｖｑ＊に基づいて、個別インバータ電圧指令作成回路６４にて３相メインインバータ１のｄｑ軸電圧指令ｖｄｍ＊、ｖｑｍ＊およびサブインバータ１群のｄｑ軸電圧指令ｖｄｓ１＊、ｖｑｓ１＊、サブインバータ２群のｄｑ軸電圧指令ｖｄｓ２＊、ｖｑｓ２＊を作成する。このとき、各ｄｑ軸電圧指令は以下の式(20a)、(20b)に示す関係を有する。
ｖｄ＊＝ｖｄｍ＊＋ｖｄｓ１＊＋ｖｄｓ２＊  …(20a)
ｖｑ＊＝ｖｑｍ＊＋ｖｑｓ１＊＋ｖｑｓ２＊  …(20a)【００７０】
この作成方法は各インバータ１、２ａ〜２ｃ、５１ａ〜５１ｃを構成するスイッチング素子の耐圧に応じて３相メインインバータ１、サブインバータ１群、サブインバータ２群が分担する電圧を決定する方法や、３相メインインバータ１が出力する電圧を一定とする方法などの任意の手段を用いてよい。
サブインバータ１群瞬時電圧指令作成回路６５には、個別インバータ電圧指令作成回路６４が出力するサブインバータ１群のサブインバータｄｑ軸電圧指令ｖｄｓ１＊、ｖｑｓ１＊と、直流電圧制御回路５７が出力するサブインバータ１群のｄｑ軸操作量Δｖｄ１ｕ＊、Δｖｑ１ｕ＊、Δｖｄ１ｖ＊、Δｖｑ１ｖ＊、Δｖｄ１ｗ＊、Δｖｑ１ｗ＊とを入力し、サブインバータ１群が出力する電圧瞬時値に対する指令であるサブインバータ最終電圧指令６８ａ（ｖｕｓ１＊、ｖｖｓ１＊、ｖｗｓ１＊）を、以下の式(21a)、(21b)、(21c)に示すように演算する。【００７１】
0004786705.tif 000007
【００７２】
このように演算されたサブインバータ最終電圧指令６８ａはＰＷＭ回路６８に入力され、ＰＷＭ回路６８ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力してサブインバータ１群の各単相サブインバータ２ａ〜２ｃを駆動する。【００７３】
サブインバータ２群に関しても同様にしてサブインバータ２群瞬時電圧指令作成回路６６において、サブインバータ最終電圧指令６９ａ（ｖｕｓ２＊、ｖｖｓ２＊、ｖｗｓ２＊）を、以下の式(22a)、(22b)、(22c)に示すように演算する。【００７４】
0004786705.tif 000008
【００７５】
このように演算されたサブインバータ最終電圧指令６９ａはＰＷＭ回路６９に入力され、ＰＷＭ回路６９ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力してサブインバータ２群の各単相サブインバータ５１ａ〜５１ｃを駆動する。【００７６】
メインインバータ瞬時電圧指令作成回路６７には、個別インバータ電圧指令作成回路６４が出力するメインインバータｄｑ軸電圧指令ｖｄｍ＊、ｖｑｍ＊と直流電圧制御回路５７が出力するｄｑ軸操作量Δｖｄ１ｕ＊、Δｖｑ１ｕ＊、Δｖｄ１ｖ＊、Δｖｑ１ｖ＊、Δｖｄ１ｗ＊、Δｖｑ１ｗ＊、Δｖｄ２ｕ＊、Δｖｑ２ｕ＊、Δｖｄ２ｖ＊、Δｖｑ２ｖ＊、Δｖｄ２ｗ＊、Δｖｑ２ｗ＊とを入力し、３相メインインバータ１が出力する電圧瞬時値に対する指令であるメインインバータ最終電圧指令７０ａ（ｖｕｍ＊、ｖｖｍ＊、ｖｗｍ＊）を以下の式(23a)、(23b)、(23c)に示すように演算する。【００７７】
0004786705.tif 000009
【００７８】
このように演算されたメインインバータ最終電圧指令７０ａはＰＷＭ回路７０に入力され、ＰＷＭ回路７０ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して３相メインインバータを駆動する。【００７９】
上述したように、３相メインインバータ１とサブインバータ１群とサブインバータ２群とは直列に接続されているので負荷１２に印加される電圧は３相メインインバータ１とサブインバータ１群とサブインバータ２群とが出力する電圧の総和となる。直流電圧制御回路５７が出力するｄｑ軸操作量Δｖｄ１ｕ＊、Δｖｑ１ｕ＊、Δｖｄ１ｖ＊、Δｖｑ１ｖ＊、Δｖｄ１ｗ＊、Δｖｑ１ｗ＊、Δｖｄ２ｕ＊、Δｖｑ２ｕ＊、Δｖｄ２ｖ＊、Δｖｑ２ｖ＊、Δｖｄ２ｗ＊、Δｖｑ２ｗ＊は、３相メインインバータ１の電圧指令の演算では加算され、サブインバータ１群、サブインバータ２群の電圧指令の演算では減算される。これにより加算された操作量と減算された操作量とは相殺され、負荷１２に印加される電圧は全体指令発生回路１３が出力する電圧指令ｖｄ＊、ｖｑ＊によって決定されることになる。【００８０】
ｄｑ軸上で表された負荷１２に印加される電圧をｖｄ、ｖｑとし、負荷１２に流れる電流をｄｑ軸上で表したものをｉｄ、ｉｑとする。また、個別インバータ電圧指令作成回路６４が出力する各ｄｑ軸電圧指令ｖｄｍ＊、ｖｑｍ＊、ｖｄｓ１＊、ｖｑｓ１＊、ｖｄｓ２＊、ｖｑｓ２＊による電圧成分をｖｄｍ、ｖｑｍ、ｖｄｓ１、ｖｑｓ１、ｖｄｓ２、ｖｑｓ２とし、負荷１２に供給される有効電力をｐとするとｐは以下の式(24)で表される。
ｐ＝ｖｄ・ｉｄ＋ｖｑ・ｉｑ
＝（ｖｄｍ＋ｖｄｓ１＋ｖｄｓ２）・ｉｄ＋
（ｖｑｍ＋ｖｑｓ１＋ｖｑｓ２）・ｉｑ  …(24)【００８１】
有効電力ｐは３相分なので、例えばｕ相の有効電力ｐｕは、以下の式(25)で表される。
ｐｕ＝ｐ／３
＝（ｖｄ・ｉｄ＋ｖｑ・ｉｑ）／３
＝{（ｖｄｍ＋ｖｄｓ１＋ｖｄｓ２）・ｉｄ＋
（ｖｑｍ＋ｖｑｓ１＋ｖｑｓ２）・ｉｑ}／３  …(25)【００８２】
一方、３相メインインバータ１のｕ相の有効電力をｐｍｕとし、単相サブインバータ２ａの有効電力をｐｓ１ｕ、単相サブインバータ５１ａの有効電力をｐｓ２ｕとし、直流電圧制御回路５７が出力するｕ相のｄｑ軸操作量Δｖｄ１ｕ＊、Δｖｑ１ｕ＊、Δｖｄ２ｕ＊、Δｖｑ２ｕ＊による電圧成分をΔｖｄ１ｕ、Δｖｑ１ｕ、Δｖｄ２ｕ、Δｖｑ２ｕとすると、ｐｍｕ、ｐｓ１ｕ、ｐｓ２ｕも上記式(25)と同様に表すことができ、以下の式(26)〜(28)で表される。
ｐｍｕ＝｛（ｖｄｍ＋Δｖｄ１ｕ＋Δｖｄ２ｕ）・ｉｄ＋
（ｖｑｍ＋Δｖｑ１ｕ＋Δｖｑ２ｕ）・ｉｑ｝／３  …(26)
ｐｓ１ｕ＝｛（ｖｄｓ−Δｖｄ１ｕ）・ｉｄ＋
（ｖｑｓ−Δｖｑ１ｕ）・ｉｑ｝／３  …(27)
ｐｓ２ｕ＝｛（ｖｄｓ−Δｖｄ２ｕ）・ｉｄ＋
（ｖｑｓ−Δｖｑ２ｕ）・ｉｑ｝／３    …(28)
またｐｕ、ｐｍｕ、ｐｓ１ｕ、ｐｓ２ｕは以下の式(29)に示す関係が成立する。
ｐｕ＝ｐｍｕ＋ｐｓ１ｕ＋ｐｓ２ｕ  …(29)【００８３】
これらの式(26)〜(29)より、３相メインインバータ１が出力する有効電力のうち（Δｖｄ１ｕ・ｉｄ＋Δｖｑ１ｕ・ｉｑ）／３は単相サブインバータ２ａに供給され、（Δｖｄ２ｕ・ｉｄ＋Δｖｑ２ｕ・ｉｑ）／３は単相サブインバータ５１ａに供給される成分であることがわかる。  単相サブインバータ２ａ、５１ａでの損失による消費電力を無視すると、（Δｖｄ１ｕ・ｉｄ＋Δｖｑ１ｕ・ｉｑ）／３、（Δｖｄ２ｕ・ｉｄ＋Δｖｑ２ｕ・ｉｑ）／３は単相サブインバータ２ａ、５１ａの平滑コンデンサ３ａ、５２ａに充電され、平滑コンデンサ３ａ、５２ａの電圧が増大する。また（Δｖｄ１ｕ・ｉｄ＋Δｖｑ１ｕ・ｉｑ）／３、（Δｖｄ２ｕ・ｉｄ＋Δｖｑ２ｕ・ｉｑ）／３が負の値であれば、逆に平滑コンデンサ３ａ、５２ａの電圧を低下させることになる。
このように平滑コンデンサ３ａ、５２ａの電圧は制御されるが、ｕ相のｄｑ軸操作量ｕ相のｄｑ軸操作量Δｖｄ１ｕ＊、Δｖｑ１ｕ＊、Δｖｄ２ｕ＊、Δｖｑ２ｕ＊は、平滑コンデンサ３ａ、５２ａの直流電圧ｖｄｃｓ１ｕ、ｖｄｃｓ２ｕが指令値ｖｄｃｓ１＊、ｖｄｃｓ２＊に追従するように決定されているため、信頼性よく所望の電圧を維持することができる。【００８４】
以上、単相サブインバータ２ａ、５１ａの直流電圧制御について示したが、ｖ相、ｗ相についてもｕ相と同様である。
この実施の形態では、上述したように、単相サブインバータ２ａ〜２ｃ、５１ａ〜５１ｃの平滑コンデンサ３ａ〜３ｃ、５２ａ〜５２ｃの各直流電圧が指令値に追従するように操作量を決定し、各インバータ１、２ａ〜２ｃ、５１ａ〜５１ｃの出力電圧指令を調整することで、平滑コンデンサ３ａ〜３ｃ、５２ａ〜５２ｃの各直流電圧は所望の電圧を維持するように制御される。このため、各単相サブインバータ２ａ〜２ｃ、５１ａ〜５１ｃの平滑コンデンサ３ａ〜３ｃ、５２ａ〜５２ｃには、他の電力源から電力供給せずに所望の直流電圧を維持することが可能となり、単相サブインバータ２ａ〜２ｃ、５１ａ〜５１ｃ用のコンバータの省略や多巻線変圧器のリアクトルへの置き換えなど、装置構成の簡略化、低コスト化を図ることができる。【００８５】
なお、各制御回路の誤差などにより、各インバータ１、２ａ〜２ｃ、５１ａ〜５１ｃの出力電圧指令を調整するだけでは平滑コンデンサ３ａ〜３ｃ、５２ａ〜５２ｃの直流電圧制御を精度良く行えない場合は、コンバータを設けて交流電源１１から電力供給するが、この場合、コンバータの容量は従来のものよりも格段と小さいもので良く、装置構成は十分簡略化できる。【００８６】
また、３相メインインバータ１は３相フルブリッジのインバータとしているが、単相サブインバータ２ａ〜２ｃなどのような単相フルブリッジのインバータ３台を用いても同様の制御が可能である。また、３相メインインバータ１、単相サブインバータ２ａ〜２ｃ、５１ａ〜５１ｃが３レベルインバータであっても同様の制御が可能である。またコンバータ５は交流電源１１に電力を回生する必要がなければダイオードコンバータでもかまわない。【００８７】
実施の形態６．
図１５は、この発明の実施の形態６による電力変換装置の構成を示す図である。上記実施の形態５の図１２で示した場合と主回路は同様であるが、この実施の形態では、ｄｑ軸上の電圧指令は用いずに、全体指令発生回路１６から３相の瞬時電圧指令を出力する。
図に示すように、電力変換装置は、全体指令発生回路１６と直流電圧制御回路８１と駆動信号作成回路８２とを備えて、３相メインインバータ１と各単相サブインバータ２ａ〜２ｃ（サブインバータ１群）、単相サブインバータ５１ａ〜５１ｃ（サブインバータ２群）とを制御し、また各単相サブインバータ２ａ〜２ｃ、５１ａ〜５１ｃの直流入力である平滑コンデンサ３ａ〜３ｃ、５２ａ〜５２ｃの電圧を制御する。【００８８】
上述した全体指令発生回路１６は、負荷１２への出力電圧指令を発生する回路で、３相メインインバータ１および単相サブインバータ２ａ〜２ｃ、５１ａ〜５１ｃ全体が合計で出力する所望の電圧を３相の瞬時電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊として出力する。
直流電圧制御回路８１は、各単相サブインバータ２ａ〜２ｃ、５１ａ〜５１ｃの直流入力である平滑コンデンサ３ａ〜３ｃ、５２ａ〜５２ｃの電圧を測定する電圧センサ４ａ〜４ｃ、５３ａ〜５３ｃの出力に基づいて制御演算を行い、操作量としての電圧指令を出力する。この直流電圧制御回路８１は、例えば図１６に示すように構成され、電圧センサ４ａ〜４ｃ、５３ａ〜５３ｃが測定した単相サブインバータ２ａ〜２ｃ、５１ａ〜５１ｃの直流電圧ｖｄｃｓ１ｕ、ｖｄｃｓ１ｖ、ｖｄｃｓ１ｗ、ｖｄｃｓ２ｕ、ｖｄｃｓ２ｖ、ｖｄｃｓ２ｗと指令値ｖｄｃｓ１＊、ｖｄｃｓ２＊との偏差を減算器８３ａ、８３ｂにより求め、制御器８４ａ、８４ｂにより操作量を求める。この操作量は、各直流電圧ｖｄｃｓ１ｕ、ｖｄｃｓ１ｖ、ｖｄｃｓ１ｗ、ｖｄｃｓ２ｕ、ｖｄｃｓ２ｖ、ｖｄｃｓ２ｗが指令値ｖｄｃｓ１＊、ｖｄｃｓ２＊に追従するように、各インバータ１、２ａ〜２ｃ、５１ａ〜５１ｃの出力電圧指令を調整するものであり、各相の操作量Δｖ１ｕ＊、Δｖ１ｖ＊、Δｖ１ｗ＊、Δｖ２ｕ＊、Δｖ２ｖ＊、Δｖ２ｗ＊を直流電圧制御回路８１から出力する。制御器８４ａ〜８４ｃは一般的なＰＩ制御などで構成すればよい。【００８９】
駆動信号作成回路８２は、全体指令発生回路１６と直流電圧制御回路８１との出力に基づいて、３相メインインバータ１および単相サブインバータ２ａ〜２ｃ、５１ａ〜５１ｃの各インバータが出力する電圧を演算しＰＷＭにより各スイッチング素子を駆動するパルスを作成する。この駆動信号作成回路８２は、例えば図１７に示すように構成され、全体指令発生回路１６から出力された瞬時電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊に基づいて、個別インバータ電圧指令作成回路８５にて３相メインインバータ１の電圧指令ｖｕｍｉ＊、ｖｖｍｉ＊、ｖｗｍｉ＊および単相サブインバータ２ａ〜２ｃ、５１ａ〜５１ｃの電圧指令ｖｕｓ１ｉ＊、ｖｖｓ１ｉ＊、ｖｗｓ１ｉ＊、ｖｕｓ２ｉ＊、ｖｖｓ２ｉ＊、ｖｗｓ２ｉ＊を作成する。このとき、各電圧指令は以下の式(30a)、(30b)、(30c)に示す関係を有する。
ｖｕ＊＝ｖｕｍｉ＊＋ｖｕｓ１ｉ＊＋ｖｕｓ２ｉ＊  …(30a)
ｖｖ＊＝ｖｖｍｉ＊＋ｖｖｓ１ｉ＊＋ｖｖｓ２ｉ＊  …(30b)
ｖｗ＊＝ｖｗｍｉ＊＋ｖｗｓ１ｉ＊＋ｖｗｓ２ｉ＊  …(30c)【００９０】
それぞれの電圧指令の作成は上記式(30a)、(30b)、(30c)以外の制限はなく、各インバータ１、２ａ〜２ｃ、５１ａ〜５１ｃを構成するスイッチング素子の耐圧に応じて３相メインインバータ１、単相サブインバータ２ａ〜２ｃ、単相サブインバータ５１ａ〜５１ｃが分担する電圧を決定する方法や、３相メインインバータ１あるいは単相サブインバータ２ａ〜２ｃ、５１ａ〜５１ｃが出力する電圧を一定とする方法などの任意の手段を用いてよい。【００９１】
サブインバータ１群瞬時電圧指令作成回路８６には、個別インバータ電圧指令作成回路８５が出力するサブインバータ１群のサブインバータ電圧指令ｖｕｓ１ｉ＊、ｖｖｓ１ｉ＊、ｖｗｓ１ｉ＊と直流電圧制御回路８１が出力するサブインバータ１群の操作量Δｖ１ｕ＊、Δｖ１ｖ＊、Δｖ１ｗ＊を入力し、単相サブインバータ２ａ〜２ｃが出力する電圧瞬時値に対する指令であるサブインバータ最終電圧指令６８ａを演算する。ここでは以下の式(31a)、(31b)、(31c)に示すように、直流電圧制御回路８１が出力するサブインバータ１群の操作量Δｖ１ｕ＊、Δｖ１ｖ＊、Δｖ１ｗ＊を、個別インバータ電圧指令作成回路８５が出力するサブインバータ１群のサブインバータ電圧指令ｖｕｓ１ｉ＊、ｖｖｓ１ｉ＊、ｖｗｓ１ｉ＊から減算してサブインバータ最終電圧指令６８ａ（ｖｕｓ１＊、ｖｖｓ１＊、ｖｗｓ１＊）を演算する。【００９２】
ｖｕｓ１＊＝ｖｕｓ１ｉ＊−Δｖｕ１＊  …(31a)
ｖｖｓ１＊＝ｖｖｓ１ｉ＊−Δｖｖ１＊  …(31b)
ｖｗｓ１＊＝ｖｗｓ１ｉ＊−Δｖｗ１＊  …(31c)
このように演算されたサブインバータ最終電圧指令６８ａはＰＷＭ回路６８に入力され、ＰＷＭ回路６８ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して各単相サブインバータ２ａ〜２ｃを駆動する。【００９３】
サブインバータ２群瞬時電圧指令作成回路８７には、個別インバータ電圧指令作成回路８５が出力するサブインバータ２群のサブインバータ電圧指令ｖｕｓ２ｉ＊、ｖｖｓ２ｉ＊、ｖｗｓ２ｉ＊と直流電圧制御回路８１が出力するサブインバータ２群の操作量Δｖ２ｕ＊、Δｖ２ｖ＊、Δｖ２ｗ＊を入力し、単相サブインバータ５１ａ〜５１ｃが出力する電圧瞬時値に対する指令であるサブインバータ最終電圧指令６９ａを演算する。ここでは以下の式(32a)、(32b)、(32c)に示すように、直流電圧制御回路８１が出力するサブインバータ２群の操作量Δｖ２ｕ＊、Δｖ２ｖ＊、Δｖ２ｗ＊を、個別インバータ電圧指令作成回路８５が出力するサブインバータ２群のサブインバータ電圧指令ｖｕｓ２ｉ＊、ｖｖｓ２ｉ＊、ｖｗｓ２ｉ＊から減算してサブインバータ最終電圧指令６９ａ（ｖｕｓ２＊、ｖｖｓ２＊、ｖｗｓ２＊）を演算する。【００９４】
ｖｕｓ２＊＝ｖｕｓ２ｉ＊−Δｖｕ２＊  …(32a)
ｖｖｓ２＊＝ｖｖｓ２ｉ＊−Δｖｖ２＊  …(32b)
ｖｗｓ２＊＝ｖｗｓ２ｉ＊−Δｖｗ２＊  …(32c)
このように演算されたサブインバータ最終電圧指令６９ａはＰＷＭ回路６９に入力され、ＰＷＭ回路６９ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して各単相サブインバータ５１ａ〜５１ｃを駆動する。【００９５】
メインインバータ瞬時電圧指令作成回路８８には、個別インバータ電圧指令作成回路８５が出力するメインインバータ電圧指令ｖｕｍｉ＊，ｖｖｍｉ＊，ｖｗｍｉ＊と直流電圧制御回路８１が出力する操作量Δｖ１ｕ＊、Δｖ１ｖ＊、Δｖ１ｗ＊、Δｖ２ｕ＊、Δｖ２ｖ＊、Δｖ２ｗ＊とを入力し、３相メインインバータ１が出力する電圧瞬時値に対する指令であるメインインバータ最終電圧指令７０ａ（ｖｕｍ＊、ｖｖｍ＊、ｖｗｍ＊）を以下の式(33a)、(33b)、(33c)に示すように演算する。
ｖｕｍ＊＝ｖｕｍｉ＊＋Δｖｕ１＊＋Δｖｕ２＊  …(33a)
ｖｖｍ＊＝ｖｖｍｉ＊＋Δｖｖ１＊＋Δｖｖ２＊  …(33b)
ｖｗｍ＊＝ｖｗｍｉ＊＋Δｖｗ１＊＋Δｖｗ２＊  …(33c)
このように演算されたメインインバータ最終電圧指令７０ａはＰＷＭ回路７０に入力され、ＰＷＭ回路７０ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して３相メインインバータを駆動する。【００９６】
上述したように、３相メインインバータ１とサブインバータ１群とサブインバータ２群とは直列に接続されているので負荷１２に印加される電圧は３相メインインバータ１とサブインバータ１群とサブインバータ２群とが出力する電圧の総和となる。直流電圧制御回路８１が出力する操作量Δｖ１ｕ＊、Δｖ１ｖ＊、Δｖ１ｗ＊、Δｖ２ｕ＊、Δｖ２ｖ＊、Δｖ２ｗ＊は、３相メインインバータ１の電圧指令の演算では加算され、サブインバータ１群、サブインバータ２群の電圧指令の演算では減算される。これにより加算された操作量と減算された操作量とは相殺され、負荷１２に印加される電圧は全体指令発生回路１６が出力する瞬時電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊によって決定されることになる。【００９７】
ここでｕ相での３相メインインバータ１、単相サブインバータ２ａ、５１ａ、負荷１２の電力について考える。負荷１２の力率をｃｏｓθとし、３相メインインバータ１のｕ相の電圧をｖｕｍ、単相サブインバータ２ａの電圧をｖｕｓ１、単相サブインバータ５１ａの電圧をｖｕｓ２、負荷１２に印加される電圧をｖｕ、負荷１２のｕ相に流れる電流をｉｕ、３相メインインバータ１のｕ相と単相サブインバータ２ａ、５１ａとが負荷１２へ供給する有効電力をｐｕとすると、有効電力ｐｕは、以下の式(34)で表される。
ｐｕ＝ｖｕ・ｉｕ・ｃｏｓθ
＝（ｖｕｍ＋ｖｕｓ１＋ｖｕｓ２）・ｉｕ・ｃｏｓθ  …(34)【００９８】
ｖｕｍ、ｖｕｓ１、ｖｕｓ２に含まれる電圧成分のうち、個別インバータ電圧指令作成回路８５が出力するｕ相電圧指令ｖｕｍｉ＊、ｖｕｓ１ｉ＊、ｖｕｓ２ｉ＊による成分をｖｕｍｉ、ｖｕｓ１ｉ、ｖｕｓ２ｉ、直流電圧制御回路８１が出力するｕ相操作量Δｖｕ１＊、Δｖｕ２＊による成分をΔｖｕ１、Δｖｕ２、３相メインインバータ１のｕ相が出力する有効電力ｐｕｍ、単相サブインバータ２ａが出力する有効電力ｐｕｓ１、単相サブインバータ５１ａが出力する有効電力ｐｕｓ２とする。Δｖｕ１、Δｖｕ２は直流成分であるとすると以下のような関係式(35a)、(35b)、(35c)、(36)が成立する。
ｐｕｍ＝（ｖｕｍ・ｃｏｓθ＋Δｖｕ１＋Δｖｕ２）・ｉｕ  …(35a)
ｐｕｓ１＝（ｖｕｓ・ｃｏｓθ−Δｖｕ１）・ｉｕ  …(35b)
ｐｕｓ２＝（ｖｕｓ・ｃｏｓθ−Δｖｕ２）・ｉｕ  …(35c)
ｐｕ＝ｐｕｍ＋ｐｕｓ１＋ｐｕｓ２  …(36)【００９９】
これらの式(35a)〜(35c)、(36)により、３相メインインバータ１のｕ相から出力された有効電力のうちΔｖｕ１・ｉｕは単相サブインバータ２ａに供給され、Δｖｕ２・ｉｕは単相サブインバータ５１ａに供給される成分であることがわかる。単相サブインバータ２ａ、５１ａでの損失による消費電力を無視すると、Δｖｕ１・ｉｕ、Δｖｕ２・ｉｕは単相サブインバータ２ａ、５１ａの平滑コンデンサ３ａ、５２ａに充電され、平滑コンデンサ３ａ、５２ａの電圧が増大する。またΔｖｕ１・ｉｕ、Δｖｕ２・ｉｕが負の値であれば、逆に平滑コンデンサ３ａ、５２ａの電圧を低下させることになる。
このように平滑コンデンサ３ａ、５２ａの電圧は制御されるが、ｕ相の操作量Δｖｕ１＊、Δｖｕ２＊は、平滑コンデンサ３ａ、５２ａの直流電圧ｖｄｃｓ１ｕ、ｖｄｃｓ２ｕが指令値ｖｄｃｓ１＊、ｖｄｃｓ２＊に追従するように決定されているため、信頼性よく所望の電圧を維持することができる。なお、ｖ相、ｗ相についてもｕ相と同様である。【０１００】
以上のように、この実施の形態では、電圧・電流の瞬時値に対して制御する電力変換装置において、単相サブインバータ２ａ〜２ｃ、５１ａ〜５１ｃの平滑コンデンサ３ａ〜３ｃ、５２ａ〜５２ｃの各直流電圧が指令値に追従するように操作量を決定し、各インバータ１、２ａ〜２ｃ、５１ａ〜５１ｃの出力電圧指令を調整することで、平滑コンデンサ３ａ〜３ｃ、５２ａ〜５２ｃの各直流電圧は所望の電圧を維持するように制御される。このため、上記実施の形態５と同様の効果が得られ、各単相サブインバータ２ａ〜２ｃ、５１ａ〜５１ｃの平滑コンデンサ３ａ〜３ｃ、５２ａ〜５２ｃには、他の電力源から電力供給せずに所望の直流電圧を維持することが可能となり、単相サブインバータ２ａ〜２ｃ、５１ａ〜５１ｃ用のコンバータの省略／簡略化や多巻線変圧器のリアクトルへの置き換えなど、装置構成の簡略化、低コスト化を図ることができる。【０１０１】
なお、上記実施の形態５、６において、上記実施の形態２、４で示したように、単相サブインバータ２ａ〜２ｃ、５１ａ〜５１ｃは、３相メインインバータ１の出力する電圧高調波を打ち消す電圧を出力するためのインバータとして動作させても良い。【０１０２】
実施の形態７．
図１８は、この発明の実施の形態７による電力変換装置の構成を示す図である。
図１８に示すように、電力変換装置は、３相メインインバータ１と３相サブインバータ９１との交流側の各相出力線がオープン巻線を備えた負荷９０を介して直列に接続される。３相メインインバータ１は直流側に第１の直流電源としての平滑コンデンサ６を備え、さらに並列にコンバータ５を備えている。コンバータ５の交流側には交流電源１１がリアクトル１０を介して接続されている。３相サブインバータ９１は直流側に第２の直流電源としての平滑コンデンサ９２を備える。【０１０３】
３相メインインバータ１およびコンバータ５は、上記実施の形態１と同様である。
なお、ここでは３相メインインバータ１、３相サブインバータ９１をそれぞれ第１の単相インバータ、第２の単相インバータのスター結線された３相分とみなし、各相では、第１の単相インバータ（３相メインインバータ１の各相分）と第２の単相インバータ（３相サブインバータ９１の各相分）との交流側が、負荷９０を介して直列に接続される。【０１０４】
また電力変換装置は、３相メインインバータ１と３相サブインバータ９１とを制御し、また３相サブインバータ９１の直流入力である平滑コンデンサ９２の電圧を制御するために、全体指令発生回路１３と直流電圧制御回路９４と駆動信号作成回路９５とを備える。
全体指令発生回路１３は、負荷１２への出力電圧指令を発生する上記実施の形態１と同様な回路で、３相メインインバータ１および３相サブインバータ９１全体が合計で出力する所望の電圧をｄｑ軸上の電圧指令ｖｄ＊、ｖｑ＊として出力する制御回路である。【０１０５】
直流電圧制御回路９４は、３相サブインバータ９１の直流入力である平滑コンデンサ９２の直流電圧を測定する電圧センサ９３の出力に基づいて制御演算を行い、操作量としての電圧指令を出力する。この直流電圧制御回路９４は、例えば図１９に示すように構成され、電圧センサ９３が測定した３相サブインバータ９１の平滑コンデンサ９２の直流電圧ｖｄｃｓと指令値ｖｄｃｓ＊との偏差を減算器９６により求め、制御器９７により操作量を求める。この操作量は、直流電圧ｖｄｃｓが指令値ｖｄｃｓ＊に追従するように、後述する各インバータ１、９１の出力電圧指令を調整するものであり、ｄｑ軸分配回路９８によりｄ軸成分とｑ軸成分とに分けたｄ軸操作量、ｑ軸操作量Δｖｄ＊、Δｖｑ＊を出力する。
制御器９７は一般的なＰＩ制御などで構成すればよい。またｄｑ軸分配回路９８が制御器９７から出力された操作量をｄ軸成分とｑ軸成分に分配する方法は、負荷の種類や電力変換装置の使用目的に合致する方法を選択すればよく、ｄ軸・ｑ軸の成分を等しくする方法や、ｄ軸あるいはｑ軸のみを用いる方法など任意の方法を用いることができる。【０１０６】
駆動信号作成回路９５は、全体指令発生回路１３と直流電圧制御回路９４との出力に基づいて、３相メインインバータ１および３相サブインバータ９１の各インバータが出力する電圧を演算しＰＷＭにより各スイッチング素子を駆動するパルスを作成する。この駆動信号作成回路９５は、例えば図２０に示すように構成され、全体指令発生回路１３から出力されたｄｑ軸電圧指令ｖｄ＊、ｖｑ＊に基づいて、個別インバータ電圧指令作成回路１０８にて３相メインインバータ１のｄｑ軸電圧指令ｖｄｍ＊、ｖｑｍ＊および３相サブインバータ９１のｄｑ軸電圧指令ｖｄｓ＊、ｖｑｓ＊を作成する。このとき、各ｄｑ軸電圧指令は以下の式(37a)、(37b)に示す関係を有する。
ｖｄ＊＝ｖｄｍ＊−ｖｄｓ＊  …(37a)
ｖｑ＊＝ｖｑｍ＊−ｖｑｓ＊  …(37b)【０１０７】
３相メインインバータ１のｄｑ軸電圧指令ｖｄｍ＊、ｖｑｍ＊および３相サブインバータ９１のｄｑ軸電圧指令ｖｄｓ＊、ｖｑｓ＊の作成は、上記式(37a)、(37b)以外の制限はなく、各インバータ１、９１を構成するスイッチング素子の耐圧に応じて３相メインインバータ１、３相サブインバータ９１が分担する電圧を決定する方法や、３相メインインバータ１あるいは３相サブインバータ９１が出力する電圧を一定とする方法などの任意の手段を用いることができる。【０１０８】
サブインバータ瞬時電圧指令作成回路９９には、個別インバータ電圧指令作成回路１０８が出力するサブインバータｄｑ軸電圧指令ｖｄｓ＊、ｖｑｓ＊と、直流電圧制御回路９４が出力するｄ軸操作量、ｑ軸操作量Δｖｄ＊、Δｖｑ＊とを入力し、３相サブインバータ９１が出力する電圧瞬時値に対する指令であるサブインバータ最終電圧指令４４ａを演算する。
この実施の形態では、以下の式(38)に示すように、直流電圧制御回路９４から出力されるｄｑ軸操作量Δｖｄ＊、Δｖｑ＊を、個別インバータ電圧指令作成回路１０８が出力するサブインバータｄｑ軸電圧指令ｖｄｓ＊、ｖｑｓ＊に加算して３相電圧に変換し、サブインバータ最終電圧指令４４ａ（ｖｕｓ＊、ｖｖｓ＊、ｖｗｓ＊）を演算する。【０１０９】
0004786705.tif 000010
【０１１０】
このように演算されたサブインバータ最終電圧指令４４ａはＰＷＭ回路４４に入力され、ＰＷＭ回路４４ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して３相サブインバータ９１を駆動する。【０１１１】
また、メインインバータ瞬時電圧指令作成回路１００には、個別インバータ電圧指令作成回路１０８が出力するメインインバータｄｑ軸電圧指令ｖｄｍ＊、ｖｑｍ＊と、直流電圧制御回路９４が出力するｄｑ軸操作量Δｖｄ＊、Δｖｑ＊とを入力し、３相メインインバータ１が出力する電圧瞬時値に対する指令であるメインインバータ最終電圧指令４５ａを演算する。
この場合、以下の式(39)に示すように、直流電圧制御回路９４から出力されるｄｑ軸操作量Δｖｄ＊、Δｖｑ＊を、個別インバータ電圧指令作成回路１０８が出力するメインインバータｄｑ軸電圧指令ｖｄｍ＊、ｖｑｍ＊に加算して３相電圧に変換し、メインインバータ最終電圧指令４５ａ（ｖｕｍ＊、ｖｖｍ＊、ｖｗｍ＊）を演算する。【０１１２】
0004786705.tif 000011
【０１１３】
このように演算されたメインインバータ最終電圧指令４５ａはＰＷＭ回路４５に入力され、ＰＷＭ回路４５ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して３相メインインバータ１を駆動する。【０１１４】
３相メインインバータ１と３相サブインバータ９１とは負荷９０を介し、直列に対向して接続されているので負荷９０に印加される電圧は、３相メインインバータ１の出力電圧と３相サブインバータ９１の出力電圧との差分となる。直流電圧制御回路９４が出力するｄｑ軸操作量Δｖｄ＊、Δｖｑ＊は、３相メインインバータ１と３相サブインバータ９１の各出力電圧指令にそれぞれ加算されるため、互いに相殺され、負荷９０に印加される電圧は全体指令発生回路１３が出力する電圧指令ｖｄ＊、ｖｑ＊によって決定されることになる。【０１１５】
ｄｑ軸上で表された負荷９０に印加される電圧をｖｄ、ｖｑとし、負荷９０に流れる電流をｉｄ、ｉｑとし、負荷９０に供給される有効電力をｐとする。また３相メインインバータ１と３相サブインバータ９１とが出力する電圧のうち個別インバータ電圧指令作成回路１０８が出力するｄｑ軸電圧指令ｖｄｍ＊、ｖｑｍ＊、ｖｄｓ＊、ｖｑｓ＊による電圧成分をｖｄｍ、ｖｑｍ、ｖｄｓ、ｖｑｓとすると有効電力ｐは以下の式(40)で表される。
ｐ＝ｖｄ・ｉｄ＋ｖｑ・ｉｑ＝（ｖｄｍ−ｖｄｓ）・
ｉｄ＋（ｖｑｍ−ｖｑｓ）・ｉｑ  …(40)【０１１６】
一方、３相メインインバータ１の有効電力をｐｍ、３相サブインバータ９１の有効電力をｐｓとし、直流電圧制御回路９４が出力するｄｑ軸操作量Δｖｄ＊、Δｖｑ＊による電圧成分をΔｖｄ、Δｖｑとすると、有効電力ｐｍ、ｐｓは以下の式(41)、(42)で表される。
ｐｍ＝（ｖｄｍ＋Δｖｄ）・ｉｄ＋（ｖｑｍ＋Δｖｑ）・ｉｑ  …(41)
ｐｓ＝（ｖｄｓ＋Δｖｄ）・（−ｉｄ）＋（ｖｑｓ＋Δｖｑ）・（−ｉｑ）
＝−（ｖｄｓ＋Δｖｄ）・ｉｄ−（ｖｑｓ＋Δｖｑ）・ｉｑ    …(42)
またｐ、ｐｍ、ｐｓは以下の式(43)に示す関係式が成立する。
ｐ＝ｐｍ＋ｐｓ  …(43)【０１１７】
これらの式(41)〜(43)より、３相メインインバータ１の出力する有効電力のうち（Δｖｄ・ｉｄ＋Δｖｑ・ｉｑ）は、３相サブインバータ９１に供給され、負荷９０には供給されない成分であることがわかる。３相サブインバータ９１での損失による消費電力を無視すると、（Δｖｄ・ｉｄ＋Δｖｑ・ｉｑ）は３相サブインバータ９１の平滑コンデンサ９２に充電され、平滑コンデンサ９２の電圧は増大する。また、（Δｖｄ・ｉｄ＋Δｖｑ・ｉｑ）が負の値であれば、逆に平滑コンデンサ９２の電圧を低下させることになる。
このように平滑コンデンサ９２の電圧は制御されるが、ｄｑ軸操作量Δｖｄ＊、Δｖｑ＊は、平滑コンデンサ９２の直流電圧ｖｄｃｓが指令値ｖｄｃｓ＊に追従するように決定されているため、信頼性よく所望の電圧を維持することができる。【０１１８】
以上のように、この実施の形態では、３相メインインバータ１と３相サブインバータ９１とが負荷９０を介して直列に対向して接続されている電力変換装置において、３相サブインバータ９１の平滑コンデンサ９２の直流電圧が指令値に追従するように操作量を決定し、各インバータ１、９１の出力電圧指令を調整することで、平滑コンデンサ９２の直流電圧は所望の電圧を維持するように制御される。このため、３相サブインバータ９１の平滑コンデンサ９２には、他の電力源から電力供給せずに所望の直流電圧を維持することが可能となり、３相サブインバータ９１用のコンバータの省略／簡略化や多巻線変圧器のリアクトルへの置き換えなど、装置構成の簡略化、低コスト化を図ることができる。【０１１９】
また、この実施の形態７では３相メインインバータ１、３相サブインバータ９１は３相フルブリッジのインバータとしているが、一方、あるいは双方のインバータ１、９１に、単相フルブリッジのインバータ３台を用いても同様の制御が可能である。また、３相メインインバータ１、３相サブインバータ９１が３レベルインバータであっても同様の制御が可能である。またコンバータ５は交流電源１１に電力を回生する必要がなければダイオードコンバータでもかまわない。【０１２０】
実施の形態８．
上記実施の形態７では、駆動信号作成回路９５において、全体指令発生回路１３から出力されたｄｑ軸電圧指令ｖｄ＊、ｖｑ＊に基づいて、３相メインインバータ１だけでなく３相サブインバータ９１に対してもｄｑ軸電圧指令を作成するようにしたが、この実施の形態では、３相サブインバータ９１は、３相メインインバータ１の出力する電圧高調波を打ち消す電圧を出力するためのインバータとして動作させる。
この場合、上記実施の形態７で示した駆動信号作成回路９５の替わりに、図２１に示す駆動信号作成回路９５ａを用いる。その他の回路構成は上記実施の形態７と同様である。【０１２１】
駆動信号作成回路９５ａは、全体指令発生回路１３と直流電圧制御回路９４との出力に基づいて、３相メインインバータ１および３相サブインバータ９１の各インバータが出力する電圧を演算しＰＷＭにより各スイッチング素子を駆動するパルスを作成する。図２１に示すように、メインインバータ瞬時電圧指令作成回路１０２には、全体指令発生回路１３から出力されたｄｑ軸電圧指令ｖｄ＊、ｖｑ＊と、直流電圧制御回路９４が出力するｄ軸操作量、ｑ軸操作量Δｖｄ＊、Δｖｑ＊とを入力し、３相メインインバータ１が出力する電圧瞬時値に対する指令であるメインインバータ最終電圧指令４５ａを演算する。
この場合、以下の式(44)に示すように、直流電圧制御回路９４から出力されるｄｑ軸上の操作量Δｖｄ＊、Δｖｑ＊を、ｄｑ軸電圧指令ｖｄ＊、ｖｑ＊に加算して３相電圧に変換し、メインインバータ最終電圧指令４５ａ（ｖｕｍ＊、ｖｖｍ＊、ｖｗｍ＊）を演算する。【０１２２】
0004786705.tif 000012
【０１２３】
このように演算されたメインインバータ最終電圧指令４５ａはＰＷＭ回路４５に入力され、ＰＷＭ回路４５ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して３相メインインバータ１を駆動する。【０１２４】
サブインバータ瞬時電圧指令作成回路１０１にも、全体指令発生回路１３から出力されたｄｑ軸電圧指令ｖｄ＊、ｖｑ＊と、直流電圧制御回路９４が出力するｄｑ軸操作量Δｖｄ＊、Δｖｑ＊とを入力し、さらにＰＷＭ回路４５が出力する３相メインインバータ１の電圧パルス信号ｖｕｍｐｗｍ、ｖｖｍｐｗｍ、ｖｗｍｐｗｍを入力する。これらの入力信号に基づいてサブインバータ瞬時電圧指令作成回路１０１では、３相サブインバータ９１が出力する電圧瞬時値に対する指令であるサブインバータ最終電圧指令４４ａ（ｖｕｓ＊、ｖｖｓ＊、ｖｗｓ＊）を、以下の式(45)に示すように演算する。【０１２５】
0004786705.tif 000013
【０１２６】
このように演算されたサブインバータ最終電圧指令４４ａはＰＷＭ回路４４に入力され、ＰＷＭ回路４４ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して３相サブインバータ９１を駆動する。【０１２７】
このような制御では、３相メインインバータ１では、全体指令発生回路１３から出力されたｄｑ軸電圧指令ｖｄ＊、ｖｑ＊に、直流電圧制御回路９４が出力するｄｑ軸操作量Δｖｄ＊、Δｖｑ＊を加算した出力電圧指令による電圧を出力することになる。
３相サブインバータ９１では、全体指令発生回路１３から出力されたｄｑ軸電圧指令ｖｄ＊、ｖｑ＊の極性を反転させたものに、直流電圧制御回路９４が出力するｄｑ軸操作量Δｖｄ＊、Δｖｑ＊と、３相変換後にさらに３相メインインバータ１の電圧パルス信号ｖｕｍｐｗｍ、ｖｖｍｐｗｍ、ｖｗｍｐｗｍとを加算した出力電圧指令による電圧を出力することになる。−ｖｄ＊、−ｖｑ＊を３相の瞬時電圧に変換した各相の信号から電圧パルス信号ｖｕｍｐｗｍ、ｖｖｍｐｗｍ、ｖｗｍｐｗｍを加算しているので、ｄｑ軸電圧指令ｖｄ＊、ｖｑ＊の極性を反転した指令信号−ｖｄ＊、−ｖｑ＊による瞬時電圧の基本波成分は打ち消され、サブインバータ最終電圧指令４４ａは、３相メインインバータ１から出力される高調波と同位相の電圧を出力させる指令となる。
３相メインインバータ１と３相サブインバータ９１とは負荷９０を介し、直列に対向して接続されているので負荷９０に印加される電圧は、３相メインインバータ１の出力電圧と３相サブインバータ９１の出力電圧との差分となる。このため、３相サブインバータ９１は３相メインインバータ１が出力した電圧高調波を打ち消すように動作する。【０１２８】
さらに、上記実施の形態７と同様に、直流電圧制御回路９４が出力するｄｑ軸操作量Δｖｄ＊、Δｖｑ＊は、３相メインインバータ１と３相サブインバータ９１の各出力電圧指令にそれぞれ加算されるため、互いに相殺され、負荷９０に印加される電圧はインバータ全体制御回路１３が出力する電圧指令ｖｄ＊、ｖｑ＊によって決定されることになる。このため、上記実施の形態７と同様に、３相メインインバータ１の出力する有効電力のうち（Δｖｄ・ｉｄ＋Δｖｑ・ｉｑ）は、３相サブインバータ９１に供給され、平滑コンデンサ９２に充電される。（Δｖｄ・ｉｄ＋Δｖｑ・ｉｑ）が正の値の時、平滑コンデンサ９２の電圧は増大し、負の値の時、平滑コンデンサ９２の電圧を低下させる。このように平滑コンデンサ９２の電圧は制御されるが、ｄｑ軸操作量Δｖｄ＊、Δｖｑ＊は、平滑コンデンサ９２の直流電圧ｖｄｃｓが指令値ｖｄｃｓ＊に追従するように決定されているため、信頼性よく所望の電圧を維持することができる。【０１２９】
３相メインインバータ１が出力する電圧はＰＷＭ制御により高調波を含むものであるが、この実施の形態では、３相メインインバータ１と３相サブインバータ９１とが負荷９０を介して直列に対向して接続されている電力変換装置において、３相メインインバータ１が出力する電圧高調波を打ち消すように３相サブインバータ９１を動作させるため、負荷９０に供給される電圧は高調波が抑制されたものとなる。
また、３相サブインバータ９１の平滑コンデンサ９２の直流電圧ｖｄｃｓが指令値ｖｄｃｓ＊に追従するように操作量を決定し、各インバータ１、９１の出力電圧指令を調整することで、平滑コンデンサ９２の直流電圧ｖｄｃｓは所望の電圧を維持するように制御される。このため、上記実施の形態７と同様の効果が得られ、３相サブインバータ９１の平滑コンデンサ９２には、他の電力源から電力供給せず所望の直流電圧を維持することが可能となり、３相サブインバータ９１用のコンバータの省略／簡略化や多巻線変圧器のリアクトルへの置き換えなど、装置構成の簡略化、低コスト化を図ることができる。【０１３０】
実施の形態９．
図２２は、この発明の実施の形態９による電力変換装置の構成を示す図である。上記実施の形態７の図１８で示した場合と主回路は同様であるが、この実施の形態では、ｄｑ軸上の電圧指令は用いずに、全体指令発生回路１６から３相の瞬時電圧指令を出力する。
図に示すように、電力変換装置は、全体指令発生回路１６と直流電圧制御回路１０３と駆動信号作成回路１０４とを備えて、３相メインインバータ１と３相サブインバータ９１とを制御し、また３相サブインバータ９１の直流入力である平滑コンデンサ９２の電圧を制御する。
上述した全体指令発生回路１６は、負荷９０への出力電圧指令を発生する回路で、３相メインインバータ１および３相サブインバータ９１全体が合計で出力する所望の電圧を３相の瞬時電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊として出力する。【０１３１】
直流電圧制御回路１０３は、３相サブインバータ９１の直流入力である平滑コンデンサ９２の電圧を測定する電圧センサ９３の出力に基づいて制御演算を行い、操作量としての電圧指令を出力する。この直流電圧制御回路１０３は、例えば図２３に示すように構成され、電圧センサ９３が測定した３相サブインバータ９１の平滑コンデンサ９２の直流電圧ｖｄｃｓと指令値ｖｄｃｓ＊との偏差を減算器１０７により求め、制御器１０５により操作量を求める。この操作量は、直流電圧ｖｄｃｓが指令値ｖｄｃｓ＊に追従するように、各インバータ１、９１の出力電圧指令を調整するものであり、各相の操作量Δｖｕ＊、Δｖｖ＊、Δｖｗ＊を出力する。制御器１０５は一般的なＰＩ制御などで構成すればよい。【０１３２】
駆動信号作成回路１０４は、全体指令発生回路１６と直流電圧制御回路１０３との出力に基づいて、３相メインインバータ１および３相サブインバータ９１の各インバータが出力する電圧を演算しＰＷＭにより各スイッチング素子を駆動するパルスを作成する。この駆動信号作成回路１０４は、例えば図２４に示すように構成され、全体指令発生回路１６から出力された瞬時電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊に基づいて、個別インバータ電圧指令作成回路１０９にて３相メインインバータ１の電圧指令ｖｕｍｉ＊、ｖｖｍｉ＊、ｖｗｍｉ＊および３相サブインバータ９１の電圧指令ｖｕｓｉ＊、ｖｖｓｉ＊、ｖｗｓｉ＊を作成する。このとき、各電圧指令は以下の式(46a)、(46b)、(46c)に示す関係を有する。
ｖｕ＊＝ｖｕｍｉ＊−ｖｕｓｉ＊  …(46a)
ｖｖ＊＝ｖｖｍｉ＊−ｖｖｓｉ＊  …(46b)
ｖｗ＊＝ｖｗｍｉ＊−ｖｗｓｉ＊  …(46c)【０１３３】
３相メインインバータ１の電圧指令ｖｕｍｉ＊、ｖｖｍｉ＊、ｖｗｍｉ＊および３相サブインバータ９１の電圧指令ｖｕｓｉ＊、ｖｖｓｉ＊、ｖｗｓｉ＊の作成は、上記式(46a)、(46b)、(46c)以外の制限はなく、各インバータ１、９１を構成するスイッチング素子の耐圧に応じて３相メインインバータ１、３相サブインバータ９１が分担する電圧を決定する方法や、３相メインインバータ１あるいは３相サブインバータ９１が出力する電圧を一定とする方法などの任意の手段を用いることができる。【０１３４】
サブインバータ瞬時電圧指令作成回路１１０には、個別インバータ電圧指令作成回路１０９が出力するサブインバータ電圧指令ｖｕｓｉ＊、ｖｖｓｉ＊、ｖｗｓｉ＊と、直流電圧制御回路１０３が出力する各相の操作量Δｖｕ＊、Δｖｖ＊、Δｖｗ＊とを入力し、３相サブインバータ９１が出力する電圧瞬時値に対する指令であるサブインバータ最終電圧指令４４ａを演算する。ここでは以下の式(47a)、(47b)、(47c)に示すように、直流電圧制御回路１０３から出力される各相の操作量Δｖｕ＊、Δｖｖ＊、Δｖｗ＊を、個別インバータ電圧指令作成回路１０９が出力するサブインバータ電圧指令ｖｕｓｉ＊、ｖｖｓｉ＊、ｖｗｓｉ＊に加算してサブインバータ最終電圧指令４４ａ（ｖｕｓ＊、ｖｖｓ＊、ｖｗｓ＊）を演算する。【０１３５】
ｖｕｓ＊＝ｖｕｓｉ＊＋Δｖｕ＊  …(47a)
ｖｖｓ＊＝ｖｖｓｉ＊＋Δｖｖ＊  …(47b)
ｖｗｓ＊＝ｖｗｓｉ＊＋Δｖｗ＊  …(47c)
このように演算されたサブインバータ最終電圧指令４４ａはＰＷＭ回路４４に入力され、ＰＷＭ回路４４ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して３相サブインバータ９１を駆動する。【０１３６】
また、メインインバータ瞬時電圧指令作成回路１１１には、個別インバータ電圧指令作成回路１０９が出力するメインインバータ電圧指令ｖｕｍｉ＊、ｖｖｍｉ＊、ｖｗｍｉ＊と、直流電圧制御回路１０３が出力する各相の操作量Δｖｕ＊、Δｖｖ＊、Δｖｗ＊とを入力し、３相メインインバータ１が出力する電圧瞬時値に対する指令であるメインインバータ最終電圧指令４５ａを演算する。ここでは以下の式(48a)、(48b)、(48c)に示すように、直流電圧制御回路１０３から出力される各相の操作量Δｖｕ＊、Δｖｖ＊、Δｖｗ＊を、個別インバータ電圧指令作成回路１０９が出力するメインインバータ電圧指令ｖｕｍｉ＊、ｖｖｍｉ＊、ｖｗｍｉ＊に加算してメインインバータ最終電圧指令４５ａ（ｖｕｍ＊、ｖｖｍ＊、ｖｗｍ＊）を演算する。【０１３７】
ｖｕｍ＊＝ｖｕｍｉ＊＋Δｖｕ＊  …(48a)
ｖｖｍ＊＝ｖｖｍｉ＊＋Δｖｖ＊  …(48b)
ｖｗｍ＊＝ｖｗｍｉ＊＋Δｖｗ＊  …(48c)
このように演算されたメインインバータ最終電圧指令４５ａはＰＷＭ回路４５に入力され、ＰＷＭ回路４５ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して３相メインインバータ１を駆動する。【０１３８】
３相メインインバータ１と３相サブインバータ９１とは負荷９０を介し、直列に対向して接続されているので負荷９０に印加される電圧は、３相メインインバータ１の出力電圧と３相サブインバータ９１の出力電圧との差分となる。直流電圧制御回路１０３が出力する操作量Δｖｕ＊、Δｖｖ＊、Δｖｗ＊は、３相メインインバータ１と３相サブインバータ９１の各出力電圧指令にそれぞれ加算されるため、互いに相殺され、負荷９０に印加される電圧は全体指令発生回路１６が出力する電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊によって決定されることになる。【０１３９】
ここでｕ相での３相メインインバータ１、３相サブインバータ９１、負荷９０の電力について考える。負荷９０の力率をｃｏｓθとし、３相メインインバータ１のｕ相の電圧をｖｕｍ、３相サブインバータ９１のｕ相の電圧をｖｕｓ、負荷９０に印加される電圧をｖｕ、負荷９０のｕ相に流れる電流をｉｕ、３相メインインバータ１のｕ相と３相サブインバータ９１のｕ相とが負荷９０へ供給する有効電力をｐｕとすると、有効電力ｐｕは、以下の式(49)で表される。
ｐｕ＝ｖｕ・ｉｕ・ｃｏｓθ
＝（ｖｕｍ−ｖｕｓ）・ｉｕ・ｃｏｓθ  …(49)【０１４０】
３相メインインバータ１のｕ相と３相サブインバータ９１のｕ相とが出力する電圧ｖｕｍ、ｖｕｓに含まれる電圧成分のうち、個別インバータ電圧指令作成回路１０９が出力するｕ相電圧指令ｖｕｍｉ＊、ｖｕｓｉ＊による成分をｖｕｍｉ、ｖｕｓｉ、直流電圧制御回路１０３が出力するｕ相操作量Δｖｕ＊による成分をΔｖｕ、３相メインインバータ１のｕ相が出力する有効電力をｐｕｍ、３相サブインバータ９１のｕ相が出力する有効電力をｐｕｓとする。Δｖｕが直流成分とすると以下のような関係式(50a)、(50b)、(51)が成立する。
ｐｕｍ＝（ｖｕｍ・ｃｏｓθ＋Δｖｕ）・ｉｕ  …(50a)
ｐｕｓ＝（ｖｕｓ・ｃｏｓθ＋Δｖｕ）・（−ｉｕ）  …(50b)
ｐｕ＝ｐｕｍ＋ｐｕｓ  …(51)【０１４１】
これらの式(50a)、(50b)、(51)により、３相メインインバータ１のｕ相から出力された有効電力のうちΔｖｕ・ｉｕは、３相サブインバータ９１のｕ相に供給され負荷９０には供給されない成分であることがわかる。なお、ｖ相、ｗ相についてもｕ相と同様である。
３相サブインバータ９１での損失による消費電力を無視すると、各相から供給される有効電力Δｖｕ・ｉｕ＋Δｖｖ・ｉｖ＋Δｖｗ・ｉｗは３相サブインバータ９１の平滑コンデンサ９２に充電され、平滑コンデンサ９２の電圧を上昇させる。またΔｖｕ・ｉｕ＋Δｖｖ・ｉｖ＋Δｖｗ・ｉｗが負の値であれば、逆に平滑コンデンサ９２の電圧を低下させることになる。
このように３相サブインバータ９１の平滑コンデンサ９２の電圧は制御されるが、各相の操作量Δｖｕ＊、Δｖｖ＊、Δｖｗ＊は、平滑コンデンサ９２の直流電圧ｖｄｃｓが指令値ｖｄｃｓ＊に追従するように決定されているため、信頼性良く所望の電圧を維持することができる。【０１４２】
以上のように、この実施の形態では、３相メインインバータ１と３相サブインバータ９１とが負荷９０を介して直列に対向して接続され、電圧・電流の瞬時値に対して制御する電力変換装置において、３相サブインバータ９１の平滑コンデンサ９２の直流電圧ｖｄｃｓが指令値ｖｄｃｓ＊に追従するように各相の操作量を決定し、各インバータ１、９１の出力電圧指令を調整することで、平滑コンデンサ９２の直流電圧ｖｄｃｓは所望の電圧を維持するように制御される。このため、３相サブインバータ９１の平滑コンデンサ９２には、他の電力源から電力供給せずに所望の直流電圧を維持することが可能となり、３相サブインバータ９２用のコンバータの省略や多巻線変圧器のリアクトルへの置き換えなど、装置構成の簡略化、低コスト化を図ることができる。
なお、各制御回路の誤差などにより、各インバータ１、９１の出力電圧指令を調整するだけでは平滑コンデンサ９２の直流電圧制御を精度良く行えない場合は、コンバータを設けて交流電源１１から電力供給するが、この場合、コンバータの容量は従来のものよりも格段と小さいもので良く、装置構成は十分簡略化できる。【０１４３】
また、この実施の形態９では３相メインインバータ１、３相サブインバータ９１は３相フルブリッジのインバータとしているが、一方、あるいは双方のインバータ１、９１に、単相フルブリッジのインバータ３台を用いても同様の制御が可能である。また、３相メインインバータ１、３相サブインバータ９１が３レベルインバータであっても同様の制御が可能である。またコンバータ５は交流電源１１に電力を回生する必要がなければダイオードコンバータでもかまわない。【０１４４】
実施の形態１０．
上記実施の形態９では、駆動信号作成回路１０４において、全体指令発生回路１６から出力された瞬時電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊に基づいて、３相メインインバータ１だけでなく３相サブインバータ９１に対しても電圧指令を作成するようにしたが、この実施の形態では、３相サブインバータ９１は、３相メインインバータ１の出力する電圧高調波を打ち消す電圧を出力するためのインバータとして動作させる。
この場合、上記実施の形態９で示した駆動信号作成回路１０４の替わりに、図２５に示す駆動信号作成回路１０４ａを用いる。その他の回路構成は上記実施の形態９と同様である。【０１４５】
駆動信号作成回路１０４ａは、全体指令発生回路１６と直流電圧制御回路１０３との出力に基づいて、３相メインインバータ１および３相サブインバータ９１の各インバータが出力する電圧を演算しＰＷＭにより各スイッチング素子を駆動するパルスを作成する。図２５に示すように、メインインバータ瞬時電圧指令作成回路１１２には、全体指令発生回路１６から出力された瞬時電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊と、直流電圧制御回路１０３が出力する各相の操作量Δｖｕ＊、Δｖｖ＊、Δｖｗ＊とを入力し、３相メインインバータ１が出力する電圧瞬時値に対する指令であるメインインバータ最終電圧指令４５ａを演算する。【０１４６】
この場合、以下の式(52a)、(52b)、(52c)に示すように、直流電圧制御回路１０３から出力される各相の操作量Δｖｕ＊、Δｖｖ＊、Δｖｗ＊を、瞬時電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊に加算し、メインインバータ最終電圧指令４５ａ（ｖｕｍ＊、ｖｖｍ＊、ｖｗｍ＊）を演算する。
ｖｕｍ＊＝ｖｕ＊＋Δｖｕ＊  …(52a)
ｖｖｍ＊＝ｖｖ＊＋Δｖｖ＊  …(52a)
ｖｗｍ＊＝ｖｗ＊＋Δｖｗ＊  …(52a)
このように演算されたメインインバータ最終電圧指令４５ａはＰＷＭ回路４５に入力され、ＰＷＭ回路４５ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して３相メインインバータ１を駆動する。【０１４７】
サブインバータ瞬時電圧指令作成回路１１３にも、全体指令発生回路１６から出力された電圧指令ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊と直流電圧制御回路１０３から出力された各相の操作量Δｖｕ＊、Δｖｖ＊、Δｖｗ＊とを入力し、さらにＰＷＭ回路４５が出力する３相メインインバータ１の電圧パルス信号ｖｕｍｐｗｍ、ｖｖｍｐｗｍ、ｖｗｍｐｗｍを入力する。これらの入力信号に基づいてサブインバータ瞬時電圧指令作成回路１１３では、３相サブインバータ９１が出力する電圧瞬時値に対する指令であるサブインバータ最終電圧指令４４ａ（ｖｕｓ＊、ｖｖｓ＊、ｖｗｓ＊）を、以下の式(53a)、(53b)、(53c)に示すように演算する。【０１４８】
ｖｕｓ＊＝−ｖｕ＊＋Δｖｕ＊＋ｖｕｍｐｗｍ  …(53a)
ｖｖｓ＊＝−ｖｖ＊＋Δｖｖ＊＋ｖｖｍｐｗｍ  …(53b)
ｖｗｓ＊＝−ｖｗ＊＋Δｖｗ＊＋ｖｗｍｐｗｍ  …(53c)
このように演算されたサブインバータ最終電圧指令４４ａはＰＷＭ回路４４に入力され、ＰＷＭ回路４４ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して３相サブインバータ９１を駆動する。【０１４９】
このような制御では、３相メインインバータ１では、全体指令発生回路１６から出力された瞬時電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊に、直流電圧制御回路１０３が出力する各相の操作量Δｖｕ＊、Δｖｖ＊、Δｖｗ＊を加算した出力電圧指令による電圧を出力することになる。
３相サブインバータ９１では、全体指令発生回路１６から出力された瞬時電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊の極性を反転させたものに、直流電圧制御回路１０３が出力する各相の操作量Δｖｕ＊、Δｖｖ＊、Δｖｗ＊と、３相メインインバータ１の電圧パルス信号ｖｕｍｐｗｍ、ｖｖｍｐｗｍ、ｖｗｍｐｗｍとを加算した出力電圧指令による電圧を出力することになる。−ｖｕ＊、−ｖｖ＊、−ｖｗ＊を３相の瞬時電圧に変換した各相の信号に電圧パルス信号ｖｕｍｐｗｍ、ｖｖｍｐｗｍ、ｖｗｍｐｗｍを加算しているので、極性を反転させた電圧指令−ｖｕ＊、−ｖｖ＊、−ｖｗ＊による瞬時電圧の基本波成分は打ち消され、サブインバータ最終電圧指令４４ａは、３相メインインバータ１から出力される高調波と同位相の電圧を出力させる指令となる。
３相メインインバータ１と３相サブインバータ９１とは負荷９０を介し、直列に対向して接続されているので負荷９０に印加される電圧は、３相メインインバータ１の出力電圧と３相サブインバータ９１の出力電圧との差分となるため、３相サブインバータ９１は３相メインインバータ１が出力した電圧高調波を打ち消すように動作する。【０１５０】
さらに、上記実施の形態９と同様に、直流電圧制御回路１０３が出力する各相の操作量Δｖｕ＊、Δｖｖ＊、Δｖｗ＊は、３相メインインバータ１と３相サブインバータ９１の各出力電圧指令にそれぞれ加算されるため、互いに相殺され、負荷９０に印加される電圧は全体指令発生回路１６が出力する電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊によって決定されることになる。  このため、上記実施の形態９と同様に、３相メインインバータ１の出力する有効電力のうち各相から供給される有効電力Δｖｕ・ｉｕ＋Δｖｖ・ｉｖ＋Δｖｗ・ｉｗは３相サブインバータ９１の平滑コンデンサ９２に充電され、平滑コンデンサ９２の電圧を上昇させる。またΔｖｕ・ｉｕ＋Δｖｖ・ｉｖ＋Δｖｗ・ｉｗが負の値であれば、逆に平滑コンデンサ９２の電圧を低下させることになる。
このように３相サブインバータ９１の平滑コンデンサ９２の電圧は制御されるが、各相の操作量Δｖｕ＊、Δｖｖ＊、Δｖｗ＊は、平滑コンデンサ９２の直流電圧ｖｄｃｓが指令値ｖｄｃｓ＊に追従するように決定されているため、信頼性良く所望の電圧を維持することができる。【０１５１】
３相メインインバータ１が出力する電圧はＰＷＭ制御により高調波を含むものであるが、この実施の形態では、３相メインインバータ１が出力する電圧高調波を打ち消すように３相サブインバータ９１を動作させるため、負荷９０に供給される電圧は高調波が抑制されたものとなる。
また、３相サブインバータ９１の平滑コンデンサ９２の直流電圧ｖｄｃｓが指令値ｖｄｃｓ＊に追従するように操作量を決定し、各インバータ１、９１の出力電圧指令を調整することで、平滑コンデンサ９２の直流電圧ｖｄｃｓは所望の電圧を維持するように制御される。このため、上記実施の形態９と同様の効果が得られ、３相サブインバータ９１の平滑コンデンサ９２には、他の電力源から電力供給せず所望の直流電圧を維持することが可能となり、３相サブインバータ９１用のコンバータの省略／簡略化や多巻線変圧器のリアクトルへの置き換えなど、装置構成の簡略化、低コスト化を図ることができる。【０１５２】
実施の形態１１．
以下、この発明の実施の形態１１による電力変換装置を図について説明する。
図２６は、この発明の実施の形態１１による電力変換装置の構成を示す図である。図２６に示すように、電力変換装置は、３相メインインバータ１の交流側の各相出力線に各相の単相サブインバータ２の交流側が直列に接続される。
３相メインインバータ１は直流側に第１の直流電源としての平滑コンデンサ６を備え、さらに並列にコンバータ５を備えている。コンバータ５の交流側には交流電源１１がリアクトル１０を介して接続されている。ｕ相、ｖ相、ｗ相の各単相サブインバータ２は直流側に第２の直流電源としての平滑コンデンサ３を備え、交流側の一端を３相メインインバータ１に、他端を負荷としてのモータ１２に接続して、ｕ相、ｖ相、ｗ相のサブインバータ部７ａ〜７ｃを構成する。【０１５３】
以上の主回路構成は、上記実施の形態１〜４と同様であるが、ここでは負荷１２をモータにし、また便宜上、ｕ相、ｖ相、ｗ相の各単相サブインバータ２ａ〜２ｃ、各平滑コンデンサ３ａ〜３ｃを各単相サブインバータ２、各平滑コンデンサ３としてｕ相のみの図示とした。
また、３相メインインバータ１、コンバータ５および各単相サブインバータ２の各回路構成についても、図２〜図４に示したものと同様である。さらに、この場合も３相メインインバータ１を第１の単相インバータのスター結線された３相分とみなし、各相では、第１の単相インバータ（３相メインインバータ１の各相分）と第２の単相インバータとしての単相サブインバータ２との交流側が直列に接続される。【０１５４】
この実施の形態１１による電力変換装置は、図２６に示すように、各単相サブインバータ２の平滑コンデンサ３を初期充電するために、初期充電制御装置を備える。この初期充電制御装置は、電流制御回路１３ａ、直流電圧制御回路１４ａ、加算器１１５、ゲイン１１６、ＰＷＭ回路１１７、１１８および電流センサ１９を備える。
以下、ｕ相の初期充電制御装置によるｕ相サブインバータ部７ａの平滑コンデンサ３の初期充電について説明する。なお、ｖ相、ｗ相についても同様の初期充電制御装置を備えて同様に制御され、各相の初期充電制御装置を１つの装置として構成しても良い。【０１５５】
電流制御回路１３ａは電流センサ１９で測定したモータ１２に流れる電流をフィードバック制御する制御回路であり、測定された電流が指令値に追従するように３相メインインバータ１への電圧指令ｖｕ＊を出力する。
ここで、電流指令値は各インバータ１、２を構成するスイッチング素子の電流容量以下の値とし、電圧指令ｖｕ＊は直流電圧の指令とする。【０１５６】
直流電圧制御回路１４ａは、単相サブインバータ２の直流入力である平滑コンデンサ３の電圧を測定する電圧センサ４の出力に基づいて制御演算を行い、操作量としての電圧指令を出力する。この直流電圧制御回路１４ａは、例えば図２７に示すように構成され、電圧センサ４が測定した単相サブインバータ２の平滑コンデンサ３の直流電圧ｖｄｃｓｕと指令値ｖｄｃｓ＊との偏差を減算器１１９により求め、制御器１２０により操作量Δｖｕ＊を求めて出力する。この操作量は、直流電圧ｖｄｃｓｕが指令値ｖｄｃｓ＊に追従するように、各インバータ１、２の出力電圧指令を調整するものである。なお、制御器１２０は一般的なＰＩ制御などで構成すればよい。【０１５７】
電流制御回路１３ａが出力する電圧指令ｖｕ＊と直流電圧制御回路１４ａが出力する操作量Δｖｕ＊とを加算器１１５にて以下の式(54)に示すように加算し、３相メインインバータ１のｕ相出力電圧指令となるメインインバータ電圧指令１１７ａ（ｖｕｍ＊）を演算する。
ｖｕｍ＊＝ｖｕ＊＋Δｖｕ＊  …(54)
このように演算されたメインインバータ電圧指令１１７ａはＰＷＭ回路１１７に入力され、ＰＷＭ回路１１７ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して３相メインインバータ１を駆動する。【０１５８】
一方、直流電圧制御回路１４ａが出力する操作量Δｖｕ＊をゲイン１１６にて−１を乗じて極性を反転させ、ｕ相の単相サブインバータ２の出力電圧指令となるサブインバータ電圧指令１１８ａ（ｖｕｓ＊＝−Δｖｕ＊）を演算する。
このように演算されたサブインバータ電圧指令１１８ａはＰＷＭ回路１１８に入力され、ＰＷＭ回路１１８ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して単相サブインバータ２を駆動する。【０１５９】
３相メインインバータ１と単相サブインバータ２とは直列に接続されており、３相メインインバータ１と単相サブインバータ２が出力する電圧の合計値がモータ１２の電圧となる。単相サブインバータ２では操作量Δｖｕ＊の極性を反転させた電圧指令により電圧が出力される。このため、３相メインインバータ１が出力する電圧のうち、操作量Δｖｕ＊による電圧成分Δｖｕは、単相サブインバータ２が出力する電圧で相殺され、モータ１２に印加される電圧は電流制御回路１３ａが出力する電圧指令ｖｕ＊によって決定されるものとなる。
よって電流制御回路１３ａと直流電圧制御回路１４ａとは独立に動作し、直流電圧制御回路１４ａが出力する操作量Δｖｕ＊はモータ１２に影響を与えない。【０１６０】
このように、３相メインインバータ１、単相サブインバータ２に流れる電流は電流制御回路１３ａによって制御され、上述したようにスイッチング素子の電流容量以下の電流指令値を用いることにより、スイッチング素子を過電流による破壊から保護することができ、また保護回路を動作させることもない。電流指令値を電流容量以下のできるだけ大きな値に設定することにより、スイッチング素子の電流容量を最大まで使って、速やかに初期充電することができる。【０１６１】
上述したように、モータ１２に印加される電圧は電流制御回路１３ａが出力する電圧指令ｖｕ＊によって決定され、モータ１２が回転しない直流電圧を印加する。
ここでｕ相での３相メインインバータ１、単相サブインバータ２、モータ１２の電力について考える。３相メインインバータ１の電圧をｖｕｍ、単相サブインバータ２の電圧をｖｕｓ、モータ１２に印加される電圧をｖｕ、モータ１２に流れる電流をｉｕ、３相メインインバータ１とサブインバータ２とがモータ１２へ供給する有効電力をｐｕとすると、有効電力ｐｕは、以下の式(55)で表される。
ｐｕ＝ｖｕ・ｉｕ
＝（ｖｕｍ＋ｖｕｓ）・ｉｕ  …(55)【０１６２】
３相メインインバータ１と単相サブインバータ２とが出力する電圧ｖｕｍ、ｖｕｓに含まれる電圧成分のうち操作量Δｖｕ＊による成分をΔｖｕ、３相メインインバータ１が出力する電力をｐｍｕ、単相サブインバータ２が出力する電力をｐｓｕとすると、ｐｍｕ、ｐｓｕは以下の式(56)、(57)で表される。
ｐｍｕ＝ｖｕｍ・ｉｕ
＝（ｖｕ＋Δｖｕ）・ｉｕ  …(56)
ｐｓｕ＝ｖｕｓ・ｉｕ
＝−Δｖｕ・ｉｕ  …(57)
ｐｕ、ｐｍｕ、ｐｓｕ間には以下の式(58)に示す関係がある。
ｐｕ＝ｐｍｕ＋ｐｓｕ  …(58)【０１６３】
これらの式(56)〜(58)により、３相メインインバータ１から出力された電力のうちΔｖｕ・ｉｕは、単相サブインバータ２に供給されモータ１２には供給されない成分であることがわかる。単相サブインバータ２での損失による消費電力を無視すると、Δｖｕ・ｉｕは単相サブインバータ２の平滑コンデンサ３に充電され、平滑コンデンサ３の電圧を増大させる。
このような制御を行うことにより、モータ１２を動作させずに３相メインインバータ１から単相サブインバータ２に電力供給して平滑コンデンサ３を充電できる。このため、平滑コンデンサ３を充電する充電回路は不要となる。
なお、ｖ相、ｗ相も同様の構成とすることにより、各相独立に単相サブインバータ２の平滑コンデンサ３を充電できる。また、３相メインインバータ１を、単相インバータを各相に用いた構成にしても、同様の方法で充電が可能である。【０１６４】
以上のように、この実施の形態では、外部の電源からコンバータを介した電力供給を受けることなく単相サブインバータ２の平滑コンデンサ３を初期充電できるため、平滑コンデンサ３に電力供給するためのコンバータが省略された小型化、簡略化の促進した電力変換装置に適した構造となる。【０１６５】
なお、以上のような初期充電制御は、上記実施の形態１〜４にも適用することができる。その場合、負荷１２への電流を検出する電流センサ１９を設け、全体指令発生回路１３、１６、直流電圧制御回路１４、１７および駆動信号作成回路１５（１５ａ）、１８（１８ａ）を用いて単相サブインバータ２ａ〜２ｃの平滑コンデンサ３ａ〜３ｃを初期充電する。全体指令発生回路１３、１６からは負荷１２を動作させない電圧の指令を出力するが、その出力電圧指令を３相メインインバータ１の出力電圧指令とし、単相サブインバータ２ａ〜２ｃの出力電圧指令は０に設定する。そして、直流電圧制御回路１４、１７により得た操作量を用いて各インバータ１、２ａ〜２ｃの出力電圧指令を調整する。これにより上記実施の形態１１と同様に単相サブインバータ２ａ〜２ｃの平滑コンデンサ３ａ〜３ｃを初期充電でき、同様の効果が得られる。【０１６６】
実施の形態１２．
図２８は、この発明の実施の形態１２による電力変換装置の構成を示す図である。上記実施の形態１１では、電力変換装置は、３相メインインバータ１の交流側の各相出力線に各相の単相サブインバータ２の交流側を直列に接続したが、この実施の形態では、各相のサブインバータ部５４ａ〜５４ｃを２つの単相サブインバータ２、５１の交流側を直列に接続して構成し、３相メインインバータ１（第１の単相インバータの３相分）の交流側の各相出力線に第２の単相インバータとしての２つの単相サブインバータ２、５１を直列に接続してモータ１２に電力供給する。
第２の単相サブインバータ５１は単相サブインバータ２と同様の回路構成（図４参照）であるが、出力電圧などの仕様は単相サブインバータ２と異なるものでもかまわない。【０１６７】
３相メインインバータ１は直流側に第１の直流電源としての平滑コンデンサ６を備え、さらに並列にコンバータ５を備えている。コンバータ５の交流側には交流電源１１がリアクトル１０を介して接続されている。ｕ相、ｖ相、ｗ相の各単相サブインバータ２、５１は直流側に第２の直流電源としての平滑コンデンサ３、５２を備える。
以上の主回路構成は、上記実施の形態５、６と同様であるが、ここでは負荷１２をモータにし、また便宜上、ｕ相、ｖ相、ｗ相の各単相サブインバータ２ａ〜２ｃ、５１ａ〜５１ｃ、各平滑コンデンサ３ａ〜３ｃ、５２ａ〜５２ｃを各単相サブインバータ２、５１、各平滑コンデンサ３、５２としてｕ相のみの図示とした。【０１６８】
この実施の形態１２による電力変換装置は、図２８に示すように、各単相サブインバータ２、５１の平滑コンデンサ３、５２を初期充電するために、初期充電制御装置を備え、この初期充電制御装置は、電流制御回路１３ａ、直流電圧制御回路１４ａ、１４ｂ、加算器１１５、１２３、ゲイン１１６、１２１、ＰＷＭ回路１１７、１１８、１２２および電流センサ１９を備える。
以下、ｕ相の初期充電制御装置によるｕ相サブインバータ部５４ａの平滑コンデンサ３、５２の初期充電について説明する。なお、ｖ相、ｗ相についても同様の初期充電制御装置を備えて同様に制御され、各相の初期充電制御装置を１つの装置として構成しても良い。【０１６９】
電流制御回路１３ａは電流センサ１９で測定したモータ１２に流れる電流をフィードバック制御する制御回路であり、測定された電流が指令値に追従するように３相メインインバータ１への電圧指令ｖｕ＊を出力する。
ここで、電流指令値は各インバータ１、２、５１を構成するスイッチング素子の電流容量以下の値とし、電圧指令ｖｕ＊は直流電圧の指令とする。【０１７０】
直流電圧制御回路１４ａ、１４ｂは、上記単相サブインバータ２、５１の直流入力である平滑コンデンサ３、５２の電圧を測定する電圧センサ４、５３の出力に基づいて制御演算を行い、各インバータ１、２、５１の出力電圧指令を調整する操作量Δｖｕ１＊、Δｖｕ２＊を出力する。この直流電圧制御回路１４ａ、１４ｂは、電圧センサ４、５３が測定した平滑コンデンサ３、５２の直流電圧と指令値との偏差を求め、該直流電圧が指令値に追従するように操作量Δｖｕ１＊、Δｖｕ２＊を求める。【０１７１】
電流制御回路１３ａが出力する電圧指令ｖｕ＊に直流電圧制御回路１４ａが出力する操作量Δｖｕ１＊を加算器１１５にて加算し、さらに直流電圧制御回路１４ｂが出力する操作量Δｖｕ２＊を加算器１２３にて加算して、３相メインインバータ１のｕ相出力電圧指令となるメインインバータ電圧指令１１７ａ（ｖｕｍ＊＝ｖｕ＊＋Δｖｕ１＊＋Δｖｕ２＊）を演算する。
このように演算されたメインインバータ電圧指令１１７ａはＰＷＭ回路１１７に入力され、ＰＷＭ回路１１７ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して３相メインインバータ１を駆動する。【０１７２】
一方、直流電圧制御回路１４ａが出力する操作量Δｖｕ１＊をゲイン１１６にて−１を乗じて極性を反転させ、単相サブインバータ２の出力電圧指令となるサブインバータ電圧指令１１８ａ（ｖｕｓ１＊＝−Δｖｕ１＊）を演算する。
このように演算されたサブインバータ電圧指令１１８ａはＰＷＭ回路１１８に入力され、ＰＷＭ回路１１８ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して単相サブインバータ２を駆動する。
また、直流電圧制御回路１４ｂが出力する操作量Δｖｕ２＊をゲイン１２１にて−１を乗じて極性を反転させ、第２の単相サブインバータ５１の出力電圧指令となる第２のサブインバータ電圧指令１２２ａ（ｖｕｓ２＊＝−Δｖｕ２＊）を演算する。
このように演算された第２のサブインバータ電圧指令１２２ａはＰＷＭ回路１２２に入力され、ＰＷＭ回路１２２ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して第２の単相サブインバータ５１を駆動する。【０１７３】
上述したように、３相メインインバータ１と単相サブインバータ２と第２の単相サブインバータ５１とは直列に接続されているのでモータ１２に印加される電圧は各インバータ１、２、５１が出力する電圧の総和となる。直流電圧制御回路１４ａ、１４ｂが出力する操作量Δｖｕ１＊、Δｖｕ２＊は、３相メインインバータ１の電圧指令の演算では加算され、単相サブインバータ２、５１の電圧指令の演算では減算される。各インバータ１、２、５１が出力する電圧のうち、加算された操作量による電圧成分と減算された操作量による電圧成分とは相殺され、モータ１２に印加される電圧は電流制御回路１３ａが出力する電圧指令ｖｕ＊によって決定されるものになる。
よって電流制御回路１３ａと直流電圧制御回路１４ａ、１４ｂとは独立に動作し、直流電圧制御回路１４ａ、１４ｂが出力する操作量はモータ１２に影響を与えない。【０１７４】
このように、３相メインインバータ１、単相サブインバータ２、５２に流れる電流は電流制御回路１３ａによって制御され、上述したようにスイッチング素子の電流容量以下の電流指令値を用いることにより、スイッチング素子を過電流による破壊から保護することができ、また保護回路を動作させることもない。電流指令値を電流容量以下のできるだけ大きな値に設定することにより、スイッチング素子の電流容量を最大まで使って、速やかに初期充電することができる。【０１７５】
上述したように、モータ１２に印加される電圧は電流制御回路１３ａが出力する電圧指令ｖｕ＊によって決定され、モータ１２が回転しない直流電圧を印加する。
ここで、モータ１２に流れる電流をｉｕ、各インバータ１、２、５１が出力する電圧のうち操作量Δｖｕ１＊、Δｖｕ２＊による電圧成分をΔｖｕ１、Δｖｕ２として、ｕ相での３相メインインバータ１、単相サブインバータ２、５１の電力について考えると、３相メインインバータ１から出力された電力のうちΔｖｕ１・ｉｕは単相サブインバータ２に供給され、Δｖｕ２・ｉｕは第２の単相サブインバータ５１に供給される成分であることがわかる。単相サブインバータ２、５１での損失による消費電力を無視すると、Δｖｕ１・ｉｕ、Δｖｕ２・ｉｕは単相サブインバータ２、５１の平滑コンデンサ３、５２に充電され、平滑コンデンサ３、５２の電圧を増大させる。【０１７６】
このような制御を行うことにより、モータ１２を動作させずに３相メインインバータ１から単相サブインバータ２、５１に電力供給して平滑コンデンサ３、５２を充電できる。このため、平滑コンデンサ３、５２を充電する充電用回路を不要とすることができる。
なお、ｖ相、ｗ相も同様の構成とすることにより、各相独立にサブインバータの平滑コンデンサを充電できる。また、３相メインインバータ１を、単相インバータを各相に用いた構成にしても、同様の方法で充電が可能である。
以上のように、この実施の形態による電力変換装置は、外部の電源からコンバータを介した電力供給を受けることなく単相サブインバータ２、５１の平滑コンデンサ３、５２を初期充電できるため、平滑コンデンサ３、５２に電力供給するためのコンバータが省略された小型化、簡略化の促進した電力変換装置に適した構造となる。【０１７７】
なお、以上のような初期充電制御は、上記実施の形態５、６にも適用することができる。その場合、負荷１２への電流を検出する電流センサ１９を設け、全体指令発生回路１３、１６、直流電圧制御回路５７、８１および駆動信号作成回路５８、８２を用いて単相サブインバータ２ａ〜２ｃ、５１ａ〜５１ｃの平滑コンデンサ３ａ〜３ｃ、５２ａ〜５２ｃを初期充電する。全体指令発生回路１３、１６からは負荷１２を動作させない電圧の指令を出力するが、その出力電圧指令を３相メインインバータ１の出力電圧指令とし、単相サブインバータ２ａ〜２ｃ、５１ａ〜５１ｃの出力電圧指令は０に設定する。そして、直流電圧制御回路５７、８１により得た操作量を用いて各インバータ１、２ａ〜２ｃ、５１ａ〜５１ｃの出力電圧指令を調整する。これにより上記実施の形態１２と同様に単相サブインバータ２ａ〜２ｃ、５１ａ〜５１ｃの平滑コンデンサ３ａ〜３ｃ、５２ａ〜５２ｃを初期充電でき、同様の効果が得られる。【０１７８】
実施の形態１３．
図２９は、この発明の実施の形態１３による電力変換装置の構成を示す図である。
図に示すように、電力変換装置は、３相メインインバータ１と３相サブインバータ９１との交流側の各相出力線がオープン巻線を備えた負荷としてのオープン巻線モータ９０を介して直列に接続される。３相メインインバータ１は直流側に第１の直流電源としての平滑コンデンサ６を備え、さらに並列にコンバータ５を備えている。コンバータ５の交流側には交流電源１１がリアクトル１０を介して接続されている。３相サブインバータ９１は直流側に第２の直流電源としての平滑コンデンサ９２を備える。【０１７９】
３相メインインバータ１およびコンバータ５は、上記各実施の形態と同様である。
なお、ここでは３相メインインバータ１、３相サブインバータ９１をそれぞれ第１の単相インバータ、第２の単相インバータのスター結線された３相分とみなし、各相では、第１の単相インバータ（３相メインインバータ１の各相分）と第２の単相インバータ（３相サブインバータ９１の各相分）との交流側が、オープン巻線モータ９０を介して直列に接続される。
以上の主回路構成は、上記実施の形態７〜１０と同様であるが、ここでは負荷９０をオープン巻線モータとして説明する。【０１８０】
この実施の形態１３による電力変換装置は、図２９に示すように、３相サブインバータ９１の平滑コンデンサ９２を初期充電するために、初期充電制御装置を備え、この初期充電制御装置は、電流制御回路１３ｂ、直流電圧制御回路１４ｃ、加算器１２６、ＰＷＭ回路１２４、１２５および電流センサ５５ａ〜５５ｃを備える。
電流制御回路１３ｂは電流センサ５５ａ〜５５ｃで測定したオープン巻線モータ９０に流れる各相電流をフィードバック制御する制御回路であり、測定された各相電流が指令値に追従するように３相メインインバータ１への各相の電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊を出力する。
ここで、電流指令値は各インバータ１、９１を構成するスイッチング素子の電流容量以下の値とし、各相の電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊は直流電圧の指令とする。【０１８１】
直流電圧制御回路１４ｃは、３相サブインバータ９１の直流入力である平滑コンデンサ９２の電圧を測定する電圧センサ９３の出力に基づいて制御演算を行い、操作量としての電圧指令を出力する。この直流電圧制御回路１４ｃは、例えば図３０に示すように構成され、電圧センサ９３が測定した３相サブインバータ９１の平滑コンデンサ９２の直流電圧ｖｄｃｓと指令値ｖｄｃｓ＊との偏差を減算器１２７により求め、制御器１２８により操作量を求める。この操作量は、直流電圧ｖｄｃｓが指令値ｖｄｃｓ＊に追従するように、各インバータ１、９１の出力電圧指令を調整するものであり、この操作量を３相分配回路１２９に入力し３相に分配した操作量Δｖｕ＊、Δｖｖ＊、Δｖｗ＊を出力する。制御器１２８は一般的なＰＩ制御などで構成すればよく、また、３相分配回路１２９が３相に分配する方法はどのようなものでもよく、例えば３相同じ値になるように分配してもよい。【０１８２】
次いで、電流制御回路１３ｂが出力する各相の電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊と直流電圧制御回路１４ｃが出力する各相の操作量Δｖｕ＊、Δｖｖ＊、Δｖｗ＊とを加算器１２６にて以下の式(59a)、(59b)、(59c)に示すように加算し、３相メインインバータ１の出力電圧指令となるメインインバータ電圧指令１２４ａ（ｖｕｍ＊、ｖｖｍ＊、ｖｗｍ＊）を演算する。
ｖｕｍ＊＝ｖｕ＊＋Δｖｕ＊  …(59a)
ｖｖｍ＊＝ｖｖ＊＋Δｖｖ＊  …(59b)
ｖｗｍ＊＝ｖｗ＊＋Δｖｗ＊  …(59c)
このように演算されたメインインバータ電圧指令１２４ａはＰＷＭ回路１２４に入力され、ＰＷＭ回路１２４ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して３相メインインバータ１を駆動する。【０１８３】
一方、直流電圧制御回路１４ｃが出力する各相の操作量Δｖｕ＊、Δｖｖ＊、Δｖｗ＊を、３相サブインバータ９１の各相出力電圧指令であるサブインバータ電圧指令１２５ａにそのまま採用し、このサブインバータ電圧指令１２５ａ（Δｖｕ＊、Δｖｖ＊、Δｖｗ＊）はＰＷＭ回路１２５に入力され、ＰＷＭ回路１２５ではパルス幅変調した電圧パルス信号を出力して３相サブインバータ９１を駆動する。【０１８４】
３相メインインバータ１と３相サブインバータ９１とはオープン巻線モータ９０を介し直列に対向して接続されているので、オープン巻線モータ９０に印加される電圧は、３相メインインバータ１の出力電圧と３相サブインバータ９１の出力電圧との差分となる。直流電圧制御回路１４ｃが出力する操作量Δｖｕ＊、Δｖｖ＊、Δｖｗ＊は、３相メインインバータ１と３相サブインバータ９１の各出力電圧指令にそれぞれ正極性で含まれているため、互いに相殺され、オープン巻線モータ９０に印加される電圧は電流制御回路１３ｂが出力する電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊によって決定されることになる。
よって電流制御回路１３ｂと直流電圧制御回路１４ｃとは独立に動作し、直流電圧制御回路１４ｃが出力する操作量Δｖｕ＊、Δｖｖ＊、Δｖｗ＊はオープン巻線モータ９０に影響を与えない。【０１８５】
このように、３相メインインバータ１、３相サブインバータ９１に流れる電流は電流制御回路１３ｂによって制御され、上述したようにスイッチング素子の電流容量以下の電流指令値を用いることにより、スイッチング素子を過電流による破壊から保護することができ、また保護回路を動作させることもない。電流指令値を電流容量以下のできるだけ大きな値に設定することにより、スイッチング素子の電流容量を最大まで使って、速やかに初期充電することができる。【０１８６】
上述したように、オープン巻線モータ９０に印加される電圧は電流制御回路１３ｂが出力する電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊によって決定され、オープン巻線モータ９０が回転しない直流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗを印加する。
オープン巻線モータ９０に流れる各相電流をｉｕ、ｉｖ、ｉｗ、オープン巻線モータ９０に供給される電力をｐとすると以下の関係式(60)が成立する。
ｐ＝ｖｕ・ｉｕ＋ｖｖ・ｉｖ＋ｖｗ・ｉｗ  …(60)【０１８７】
３相メインインバータ１と３相サブインバータ９１とが出力する電圧に含まれる成分のうち操作量Δｖｕ＊、Δｖｖ＊、Δｖｗ＊による成分をΔｖｕ、Δｖｖ、Δｖｗ、３相メインインバータ１が出力する電力をｐｍ、３相サブインバータ９１が出力する電力をｐｓとすると、ｐｍ、ｐｓは以下の式(61)、(62)で表される。
ｐｍ＝（ｖｕ＋Δｖｕ）・ｉｕ＋（ｖｖ＋Δｖｖ）・
ｉｖ＋（ｖｗ＋Δｖｗ）・ｉｗ  …(61)
ｐｓ＝Δｖｕ・（−ｉｕ）＋Δｖｖ・（−ｉｖ）＋Δｖｗ・（−ｉｗ）  …(62)
また、ｐ、ｐｍ、ｐｓ間には以下の式(63)に示す関係がある。
ｐ＝ｐｍ＋ｐｓ  …(63)【０１８８】
これらの式(61)〜(63)により、３相メインインバータ１から出力された電力のうちΔｖｕ・ｉｕ＋Δｖｖ・ｉｖ＋Δｖｗ・ｉｗは、３相サブインバータ９１に供給されオープン巻線モータ９０には供給されない成分であることがわかる。
３相サブインバータ９１での損失による消費電力を無視すると、電力Δｖｕ・ｉｕ＋Δｖｖ・ｉｖ＋Δｖｗ・ｉｗは３相サブインバータ９１の平滑コンデンサ９２に充電され、平滑コンデンサ９２の電圧を上昇させる。
このような制御を行うことにより、オープン巻線モータ９０が動かないように制御しながら、３相メインインバータ１から３相サブインバータ９１に電力供給して平滑コンデンサ９２の充電ができ、平滑コンデンサ９２を充電する充電用回路を不要とすることができる。【０１８９】
なお、３相メインインバータ１、３相サブインバータ９１は上記に説明したような３相インバータだけでなく、単相インバータを各相に用いた構成でも、同様の方法で充電が可能である。
以上のようにこの実施の形態による電力変換装置は、外部の電源からコンバータを介した電力供給を受けることなく３相サブインバータ９１の平滑コンデンサ９２を初期充電できるため、平滑コンデンサ９２に電力供給するためのコンバータが省略された小型化、簡略化の促進した電力変換装置に適した構造となる。【０１９０】
なお、以上のような初期充電制御は、上記実施の形態７〜１０にも適用することができる。その場合、負荷９０への電流を検出する電流センサ５５ａ〜５５ｃを設け、全体指令発生回路１３、１６、直流電圧制御回路９４、１０３および駆動信号作成回路９５（９５ａ）、１０４（１０４ａ）を用いて３相サブインバータ９１の平滑コンデンサ９２を初期充電する。全体指令発生回路１３、１６からは負荷９０を動作させない電圧の指令を出力するが、その出力電圧指令を３相メインインバータ１の出力電圧指令とし、３相サブインバータ９１の出力電圧指令は０に設定する。そして、直流電圧制御回路９４、１０３により得た操作量を用いて各インバータ１、９１の出力電圧指令を調整する。これにより上記実施の形態１３と同様に３相サブインバータ９１の平滑コンデンサ９２を初期充電でき、同様の効果が得られる。【０１９１】
実施の形態１４．
上記各実施の形態１１〜１３では、モータ１２、オープン巻線モータ９０（以下、単にモータ１２、９０と称す）に印加する電圧を直流電圧としたが、モータ１２、９０が動作しない電圧であれば交流電圧でも良い。
モータ１２、５０に印加されるｕ〜ｗ相の各相電圧をそれぞれｖｕ、ｖｖ、ｖｗとし、Ｖをｕ相電圧の振幅、ωを角周波数、ｔを時間として、例えば、以下の式(64a)〜(64c)で表される交流電圧をモータ１２、９０に印加する。
ｖｕ＝Ｖｓｉｎωｔ  …(64a)
ｖｖ＝（Ｖ／２）・ｓｉｎ（ωｔ−１８０°）  …(64b)
ｖｗ＝（Ｖ／２）・ｓｉｎ（ωｔ−１８０°）  …(64c)
このような交流電圧では回転磁界が生じないのでモータ１２、９０は動作しない。このため、上記式(64a)〜(64c)で表される交流電圧がモータ１２、９０に印加されるように、電流制御回路１３ａ、１３ｂから電圧指令を出力することで、上記各実施の形態１１〜１３と同様に平滑コンデンサ３、５２、９２を初期充電でき、同様の効果が得られる。【０１９２】
なお、交流負荷がモータ１２、９０の場合は、回転磁界が生じない交流電圧としたが、モータ以外の負荷の場合も、該負荷が動作しない交流電圧であれば良い。【０１９３】
また、平滑コンデンサ３、５２、９２の初期充電は、平滑コンデンサ３、５２、９２の電圧が指令値に到達すると終了するため、周波数が充分低い交流電圧を交流負荷に印加することで、交流電圧の位相がほとんど変わらないうちに初期充電を終了させることができる。即ち、交流負荷への影響が無視できる程度の位相角の範囲、例えば０〜１８０°を設定し、その間に初期充電が終了するような低周波数の交流電圧を交流負荷に印加することで、上記各実施の形態１１〜１３と同様に平滑コンデンサ３、５２、９２を初期充電でき、同様の効果が得られる。この場合、位相が１２０°ずつ異なる通常の三相交流電圧であっても良い。
【産業上の利用可能性】
【０１９４】
メインインバータの各相交流出力線に単相サブインバータを１あるいは複数個、直列接続して負荷に電力供給する電力変換装置に広く適用できる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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