(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
振動可能な振動体が振動運動にもたらされる、容量性または誘導性のセンサ、例えば容量性マイクロマシニング型ヨーレートセンサにおける電圧を生成するための装置（１００，２００）において、
当該センサの実際の静止キャパシタンスＣ０または実際の磁気誘導度に比例する電圧（ＵＩ）を発生する電圧発生装置（１０９）が設けられており、さらに、
前記電圧発生装置（１０９）は、前記振動体の振動振幅の制御のための制御回路の一部を形成するように構成されていることを特徴とする装置。
【請求項２】
前記電圧発生装置は、入力側で同相信号にしか反応しない同相制御装置（１０９）である、請求項１記載の装置。
【請求項３】
前記同相制御装置（１０９）は、第１の加算器（１２０）と制御器（１１９）を有しており、さらに前記制御器（１１９）の出力側は、制御モードにおいてその電圧を、当該制御装置（１０９）の入力側にもはや同相信号が印加されなくなるまで変更している、請求項２記載の装置。
【請求項４】
センサ（１０１）は、時間的にそのキャパシタンスが逆方向に変化する２つの構成要素（１０２，１０３）を有しており、この場合前記２つの構成要素は部分的に、振動可能な振動体によって形成されており、当該構成要素（１０２，１０３）のキャパシタンス変化は第１の信号経路（１０７）と第２の信号経路（１０８）で個別に検出される、請求項１から３いずれか１項記載の装置。
【請求項５】
前記加算器（１２０）の出力信号は、制御器（１１９）の入力側に供給され、当該加算器（１２０）の第１の入力側は、第１の信号経路（１０７）の第１の信号をピックアップし、前記加算器（１２０）の第２の入力側は、第２の信号経路（１０８）の第２の信号をピックアップする、請求項４記載の装置。
【請求項６】
前記制御器（１１９）の出力信号は、変調器（１１８）の入力側に供給され、該変調器（１１８）は該出力信号を前記構成要素（１０２，１０３）に印加されている電圧（ＵＨＦ）の周波数（ｆＨＦ）で変調し、さらに前記変調器（１１８）の出力信号は、第１のキャパシタンスＣＩを有する第１のコンデンサ（１１６）の第１の端子と第２のキャパシタンスＣＩを有する第２のコンデンサ（１１７）の第１の端子に供給され、  前記第１のコンデンサ（１１６）と第２のコンデンサ（１１７）はキャパシタンスＣＩが同じであり、さらに前記第１のコンデンサ（１１６）の第２の端子は第１の信号経路（１０７）に電気的に接続され、第２のコンデンサ（１１７）の第２の端子は第２の信号経路（１０８）に電気的に接続されている、請求項５記載の装置。
【請求項７】
前記制御器（１１９）の出力信号は、増幅器（１２１）の第１の入力側に供給されており、該増幅器（１２１）は自身に印加された電圧（ＵＦＥ）をそれぞれのセンサに依存した係数ないし率ＣＩ/Ｃ０で増幅し、これは第１のキャパシタンスＣＩと静止キャパシタンスＣ０の商に比例するか等しい、請求項６記載の装置。
【請求項８】
第１の信号経路（１０７）出力信号は、第２の加算器（１１０）の第１の入力側に供給され、第２の信号経路（１０８）の出力信号は、第２の加算器（１１０）の第２の入力側に供給され、この場合第２の加算器（１１０）の出力信号は、復調器（１１１）によって復調され、増幅のために増幅器（１２１）に供給される、請求項１から７いずれか１項記載の装置。
【請求項９】
前記復調器（１１１）は、構成要素（１０２，１０３）に印加されている電圧（ＵＨＦ）の周波数（ｆＨＦ）で復調を実施する、請求項８記載の装置。
【請求項１０】
増幅器（１２１）の出力電圧（Ｕ）は一定に維持される、請求項１から９いずれか１項記載の装置。
【請求項１１】
増幅器（１２１）の出力電圧（Ｕ）は、センサの静止キャパシタンス（Ｃ０）に比例し、電圧（ＵＩ）は、振動可能な振動体の振動振幅を制御する制御回路の案内量である、請求項１から９いずれか１項記載の装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
公知のマイクロシステム技法で製造されたヨーレートセンサは、振動マスを有しており、これはその回転軸を中心に振動する。この振動マスは、櫛形構造部を備えており、もしくは櫛形構造部によって形成されている。これはその振動のもとで第１の位置固定された櫛形構造部と第２の位置固定された櫛形構造部へ交互に侵入する。この配置構成によって、時間的にそのキャパシタンスが逆方向に変化する２つのコンデンサが形成される。ヨーレートセンサが振動マスの回転振動軸に垂直にヨーレートを受けたならば、振動マスの一方の側は、ヨーレートセンサの基板に近づき、他方の側は基板から離れる。この間隔距離の変化は、振動マス下方の導電性面によって容量的に測定される。センサに対して位置固定されている櫛形構造部と振動マスに設けられた櫛形構造部には、振動マスが振動状態に移行するように交流電圧が印加される。
【０００２】
ヨーレートを表わす測定信号の高いＳ/Ｎ比を得るためには、センサの可動構造部の変位量を最大にする必要がある。
【０００３】
公知の容量性のマイクロマシニングセンサ、例えばシリコンープレーナプロセスによって製造されたヨーレートセンサでは、キャパシタンス変化は、可動構造部の変位量にのみ依存しているのではなく、いわゆるキャップ間隔にも依存している。このギャップ間隔とは振動マスが静止しているもとでの、可動櫛形構造部の“先端部(Zinken)”と２つの位置固定された櫛形構造部との間の平均間隔と理解されたい。このギャップ間隔には、センサの製造技術に起因してセンサ毎に変動があり得るので、各センサは可動構造部の最大変位量ないし最大振動振幅の達成のためにも個別に調整が必要である。このことはコストにひびくだけでなく、位置固定された構造部と可動構造部の衝突にも発展し、これはセンサの損傷につながりかねない。
【０００４】
発明の利点
請求項１の特徴部分に記載の本発明による装置は、次のような利点を有している。すなわち、容量性または誘導性のセンサの製造許容偏差に依存することなく振動マスで予め定めた変位量が常に自動的に生じるようになることである。従って最大のＳ/Ｎ比を得るために各センサ毎にマニュアルで行われていた振動マスの十分に大きな変位量設定のための個別の補償調整は省くことができる。これによって、容量性または誘導性センサ、例えばヨーレートセンサを十分に低コストで製造することが可能となる。
【０００５】
図面
次に本発明を以下の明細書において、公知のマイクロシステム技法を用いて製造された容量性ヨーレートセンサの例で図面に基づき詳細に説明する。この場合同じ参照番号は、同じ部材かもしくは同じ作用を生じる部材を表わしている。これらの図面中、
図１は、本発明のセンサによる振動振幅制御部の第１実施例の基本的なブロック回路の第１部分を示した図であり、
図２は、本発明のセンサによる振動振幅制御部の第１実施例の基本的なブロック回路の第２部分を示した図であり、
図３は、本発明のセンサによる振動振幅制御部の第２実施例の基本的なブロック回路の第１部分を示した図であり、
図４は、本発明のセンサによる振動振幅制御部の第２実施例の基本的なブロック回路の第２部分を示した図である。
【０００６】
本発明のセンサによる振動振幅制御部が図１〜図４に分割して示されているのは、分り易くするためである。図１ないし図３で符号Ａで表わされている、基本ブロック回路の第１分部の出力側は、図２ないし図４に符号Ｅで表わされている基本的ブロック回路の第２部分の入力側に接続されている。
【０００７】
図１に示されている、本発明による振動振幅制御部の第１実施例の基本的ブロック回路の第１部分１００の左方には、さらなる櫛形構造部配置構成のブロック回路１０１が示されている。これは前述した形式のように、振動マスによって可動な１つの櫛形構造部と位置固定された２つの櫛形構造部を有している。このさらなる櫛形構造部は、振動マスの変位量のセンシングに用いられている。回路図１０１は、２つのコンデンサ１０２と１０３を示しており、これらはセンサに対して位置固定されたないしは固定的な、変位量のセンシングに用いられる２つの櫛形構造部と、これらの間で振動もしくは可動する櫛形構造部とによって形成されている。
【０００８】
さらに基本回路図の第１部分１００には、第１の信号経路１０７と第２の信号経路１０８および加算器１１０、復調器１１１、増幅器１２１および同相制御装置１０９が示されている。
【０００９】
第１の信号経路１０７は、端子１０４とＣ/Ｕ変換器１１２と増幅器１１３からなっている。端子１０４は、Ｃ/Ｕ変換器１１２の入力側と接続されており、このＣ/Ｕ変換器１１２の出力側は、増幅器１１３の入力側に接続されている。増幅器１１３の出力側は、加算器１１０の第１の入力側に接続されている。第２の信号経路１０８も同じような形態で、端子１０６とＣ/Ｕ変換器１１４、増幅器１１５からなっている。端子１０６は、Ｃ/Ｕ変換器１１４の入力側と接続されており、このＣ/Ｕ変換器１１４の出力側は、増幅器１１５の入力側に接続されている。増幅器１１５の出力側は、加算器１１０の第２の入力側に接続されている。加算器１１０の出力側は、復調器１１１の第１の入力側に接続され、その出力側は、増幅器１２１の第１の入力側に接続されている。
【００１０】
前記Ｃ/Ｕ変換器１１２，１１４は、有利には反転増幅器として接続された演算増幅器であり、フィードバック経路にチップ内部キャパシタンスＣＲＫを有した電荷増幅器である。
【００１１】
同相制御装置１０９（ＣＭＲＡ）は、加算器１２０と制御器１１９（有利にはＩレギュレータ）及び変調器１１８と、キャパシタンスＣＩのコンデンサ１１６と、コンデンサ１１７からなっている。このコンデンサ１１７もキャパシタンスＣＩを有している。加算器１２０の第１の入力側は、Ｃ/Ｕ変換器１１２の出力側もしくは増幅器１１３の入力側に接続され、加算器１２０の第２の入力側は、Ｃ/Ｕ変換器１１４ないし増幅器１１５の入力側に接続されている。加算器１２０の唯一の出力側は、制御器１１９の入力側に接続され、該制御器１１９の出力側は、変調器１１８の入力側と増幅器１２１の閉ループ制御端子に接続されている。変調器１１８の出力側は、コンデンサ１１６の第１の端子にもコンデンサ１１７の第１の端子にも接続されている。コンデンサ１１６の第２の端子は、Ｃ/Ｕ変換器１１２の入力側ないしは端子１０４に接続され、コンデンサ１１７の第２の端子は、Ｃ/Ｕ変換器１１４の入力側ないしは端子１０６に接続されている。
【００１２】
図２に示されている本発明によるヨーレートセンサの振動振幅制御部の第１実施例の基本的ブロック回路の第２部分には、図１に示されている出力側Ａと接続される入力側Ｅ、９０゜−位相シフト装置２０１、出力段２０３、端子２０４、端子２０５、加算器２０８、増幅器２０９、整流器２０６、制御器２０７が示されている。この場合制御器２０７は、いわゆる自動利得制御部（ＡＧＣ）の一部を形成している。
【００１３】
図２に示されている本発明によるヨーレートセンサの振動振幅制御部の基本的ブロック回路の第２部分の入力側Ｅは、９０゜−位相シフト装置２０１に接続されており、該９０゜−位相シフト装置２０１の出力側は、増幅器２０２の入力側に接続されており、この増幅器２０２の出力側は、出力段２０３の入力側に接続されており、該出力段２０３のそれぞれ１つの出力側は、端子２０４ないし端子２０５に接続されている。９０゜−位相シフト装置２０１の入力側は、さらに整流器２０６の入力側にも接続されており、この整流器ｎ出力側は加算器２０８の第１の入力側に接続されている。加算器２０８の出力側は、制御器２０７の入力側に接続されており、該制御器２０７の出力側は最終的に前記出力段２０３のさらなる入力側に接続されている。前記加算器２０８の第２の入力側は、増幅器２０９の出力側に接続されている。
【００１４】
増幅器２０９の入力側には、目標電圧Ｕｓｏｌｌが印加されており、この電圧を介して同じタイプの全てのセンサの振動マスの所望の最大変位が設定される。
【００１５】
以下の明細書では本発明によるヨーレートセンサの振動振幅制御部の機能を詳細に説明する。この場合は振動マスがその静止位置の周りで振動しているものとする。
【００１６】
同一のコンデンサないし櫛形構造部に対するコンデンサ１０２ないし１０３の時間依存性のキャパシタンスＣ(t)は一次近似において以下の通りである。すなわち、
Ｃ１０２(t)＝ｎ＊ε＊（((ｌ０+δl（ｔ)))＊ｈ）/ｄ                      （１）
＝Ｃ０＋δＣ(ｔ)
Ｃ１０２(t)＝ｎ＊ε＊（((ｌ０+δl（ｔ)))＊ｈ）/ｄ                      （２）
＝Ｃ０−δＣ(ｔ)
この場合、
ｌ０：  可変櫛形構造部と該当する固定の櫛形構造部との基本的な重畳であり、
δl ：  可動櫛形構造部の変位量であり、
ｈ ：  可動櫛形構造部の高さであり、
ｄ ：  可動の櫛形構造部と該当する固定の櫛形構造部とのギャップ間隔、すなわち可動櫛形構造部と該当する固定の櫛形構造部の隣接する“先端部”（Zinken）ないしフィンガの（理想としてはそれぞれ同じ）間隔、
ｎ ：  可動櫛形構造部と該当する固定の櫛形構造部の重畳するフィンガの数、
ε ：  可動櫛形構造部と固定櫛形構造部の間の媒体、例えば空気の誘電定数、
δＣ： 該当する固定の櫛形構造部に対する可動櫛形構造部の変位量に依存した時間依存性のキャパシタンス変動、
Ｃ０ ：  可動の櫛形構造部が静止している場合の静止キャパシタンス、すなわち可動の櫛形構造部と該当する固定の櫛形構造部によって形成されたコンデンサのキャパシタンスである。
【００１７】
ここでは以下の式、
δＣ/Ｃ０ ＝δl /ｌ０                                            （３）
が成り立つ。すなわち、可動櫛形構造部の変位量に基づく相対的なキャパシタンス変化がδl /ｌ０に相応する。端子１０５を介して可動櫛形構造部は（図示されていない）装置から周波数ｆＨＦの電気的な交流電圧ＵＨＦを印加される。この電気的な交流電圧ＵＨＦの周波数ｆＨＦは、駆動櫛形構造部を介してセンサに供給される作動周波数ｆｓｅｎｓｏｒよりも著しく高い。例えばこの電気的な交流電圧ＵＨＦの周波数ｆＨＦは、作動周波数ｆｓｅｎｓｏｒの約１６倍に相当し、この場合の作動周波数ｆｓｅｎｓｏｒは例えば１.５ｋＨｚであってもよい。但しこれらの数値は、ある１つのセンサに対する具体的な例示的データにすぎない。
【００１８】
端子１０４および１０６には、周波数ｆＨＦを有する交流電圧が印加される。この場合この周波数ｆＨＦはセンサｆｓｅｎｓｏｒの作動周波数を用いて振幅変調される。
【００１９】
第１のコンデンサ１０２の時間依存性のキャパシタンスは、Ｃ/Ｕ変換器１１２によって相応の電圧に変換され、増幅器１１３によって増幅され、加算器１１０に供給される。この第１のコンデンサのキャパシタンスに対して逆位相の第２のコンデンサ１０３の時間依存性のキャパシタンスは、Ｃ/Ｕ変換器１１４によって相応の電圧に変換され、増幅器１１５によって増幅されて同じように加算器１１０に供給される。
【００２０】
この加算器１１０から送出される交流電圧は、復調器１１１に供給される。
【００２１】
この復調器１１０は、加算器１１０から送出された電気的な交流電圧を復調するかないしはそれに交流電圧ＵＨＦの極性（Signum）を乗算する。
【００２２】
加算器１１０は、第１の信号経路１０７と第２の信号経路１０８に存在しそれぞれ増幅器１１３と１１５によって増幅率ｇで増幅された電気信号の差分を形成するので、復調器１１１の出力側から送出される電気的交流電圧は以下の通りとなる。すなわち、
ＵＦＥ＝２＊ｇ＊δＣ/ＣＲＫ＊ＵＨＦ                                （４）
＝２＊ｇ＊δl /ｌ０＊Ｃ０/ＣＲＫ＊ＵＨＦ
この場合
前記ｇは、増幅率、
前記ＣＲＫは、Ｃ/Ｕ変換器１１２ないし同一のＣ/Ｕ変換器１１４のフィードバックキャパシタンス、
前記ＵＨＦは、電気的交流電圧ＵＨＦ、
前記ＵＦＥは、復調器１１１から復調ないしsgnＵＨＦの乗算後に送出された電気的交流電圧である。
【００２３】
つまり第１の信号経路１０７と第２の信号経路１０８の出力側において加算器１１０によって行われる電気信号の差分形成によって、静止キャパシタンスＣ０によって引き起こされる同相成分ないしいわゆるコモンモード成分が消去される。
【００２４】
ここにおいて本発明の重要な観点は、次のような手段を講じることである。すなわち前記ＵＦＥを、製造技術的に所定の変動下におかれているセンサの静止キャパシタンスＣ０に左右されないようにすることである。
【００２５】
これに対して本発明の有利な実施例によれば、Ｃ／Ｕ変換器１１２の出力側と増幅器１１３の間の電圧ＵＬＶ１も、Ｃ／Ｕ変換器１１４の出力側と増幅器１１５の間の電圧ＵＬＶ２もタップされており、この場合電圧ＵＬＶ１は加算器１２０の第１の入力側に供給され、電圧ＵＬＶ２は加算器１２０の第２の入力側に供給される。
【００２６】
Ｃ／Ｕ変換器１１２および１１４の出力側から送出される電圧は、以下の式によって得られる。すなわち、
ＵＬｖ１，ＬＶ２＝（Ｃ０＋/−δＣ）／ＣＲＫ＊ＵHF                    （５）
加算器１２０によって実施される電圧の加算の結果として、加算器１２０の出力電圧ＵAddが以下
ＵＡｄｄ＝ｆ（（Ｃ０＋δＣ）＋（Ｃ０＋δＣ））                    （６）
＝ｆ（Ｃ０）
の式から得られる。つまり、加算器１２０の出力電圧は、静止キャパシタンスＣ0の関数である。
【００２７】
加算器１２０の出力電圧ＵＡｄｄは、制御器１１９、有利にはI−制御器に供給され、この制御器は出力電圧ＵＩを送出する。この出力電圧ＵＩは、変調器１１８の入力側にも増幅器１２１の制御端子にも供給される。
【００２８】
変調器１１８にはさらに電気的な交流電圧ＵHFが供給され、この変調器１１８から出力される出力信号は、それぞれキャパシタンスＣIを有しているコンデンサ１１６，１１７の第１の端子に送出される。コンデンサ１１６の第２の端子は、信号経路１０７のＣ／Ｕ変換器１１２の入力側に接続され、コンデンサ１１７の第２の端子は、信号経路１０８のＣ／Ｕ変換器１１４の入力側に接続される。
【００２９】
制御器１１９を介してコンデンサ１１６と１１７は、次のような電圧を印加される。すなわち加算器１２０の出力信号が約０Ｖの振幅を有する、つまりコンデンサ１１６と１１７が、該当するセンサの静止キャパシタンスＣ０を十分にかつ完全に補償するような電圧である。
【００３０】
それ故に同相制御装置１０９（ＣＭＲＡ）は、入力側で同相信号のみ、すなわち直流電圧信号のみにしか反応しない。制御器１１９の出力側は制御動作中に、加算器１２０の入力側でもはや同相信号が存在しなくなるまでその電圧を変更する。このことは以下の式が成り立つ場合に充たされる、
ＵＨＦ＊Ｃ０＝−ＵＩ＊ＣＩ                                          （７）
ないしは
ＵＩ  ＝−Ｃ０ /ＣＩ＊ＵＨＦ                                          （８）
つまり、電圧ＵＩは静止キャパシタンスＣ０に正比例している。
【００３１】
増幅器１２１に印加される電圧ＵＩを介してこの増幅器１２１は、電圧ＵＦＥの当該静止キャパシタンスに依存した増幅ｇｖａｒを行い、これに対しては以下の式、
ｇｖａｒ＝ＣＩ  /Ｃ０                                                 （９）
が成り立つ。
【００３２】
これによって、増幅器１２１の出力側から送出される電圧Ｕは、
Ｕ＝２＊ｇ＊δl /ｌ０＊ＣＩ /ＣＲＫ＊ＵＨＦ                          （１０）
この場合、
δl /Ｃ０＝δl /ｌ０（前記式（３）参照）、
すなわち増幅器１２１の出力側ないしは出力側Ａから送出される電圧が、当該のその振動振幅において制御されるセンサの静止キャパシタンスＣ０に依存しない。ここにおいて電圧Ｕと可動センサ素子の距離変化δｌは、制御エレクトロニクスおよび/または測定エレクトロニクスによって確定する許容誤差の少ない電圧ＵＨＦと基本的な重畳分ｌ０に依存するだけである。しかしながらこの基本冗長分ｌ０は、特に半導体層からシリコンプレーナプロセスの枠内で製造されたマイクロマシニングセンサのもとでは非常に正確に生じ得る。
【００３３】
増幅器１２１から送出された電圧Ｕは、９０゜−位相シフト装置２０１に供給される。この装置は、９０゜だけ位相シフトした電圧Ｕを増幅器２０２の入力側に供給し、そして増幅された位相シフト電圧Ｕは出力段２０３の入力側に供給される。
【００３４】
さらに前記増幅器１２１から送出された入力側Ｅないしは９０゜−位相シフト装置の入力側に送出された電圧Ｕは、整流器２０６の入力側に供給される。この整流器２０６によって整流された電圧Ｕは、加算器２０８によって、増幅器２０９により増幅された目標電圧ＵＳｏｌｌ分だけ減算され、当該加算器２０８の出力信号が制御器２０７の入力側に供給される。制御器２０７は、その出力側の電圧を、その入力電圧が十分ゼロになるまで変化させる。制御器２０７、有利にはＩ−制御器ないしＡＧＣ制御器は、出力段２０３を次のように制御する。すなわちこの出力段２０３が端子２０４、２０５を介して、振幅されるセンサ素子ないし振動マスの振動振幅が一定かつ十分最大となるような電圧をセンサの櫛形構造部（図示せず）へ送出するように制御する。
【００３５】
図３及び図４に示されている本発明の振動振幅制御部の第２実施例は、図１及び図２に示されている第１実施例とは次の点で異なっている。すなわち目標電圧ＵＳｏｌｌの代わりに、制御器１１９の出力側から送出された電圧ＵＩが加算器２０８の第２の入力側に印加されている点と、さらに電圧ＵＩが第２実施例においては増幅器１２１に印加されない点である。そのため一定の増幅ｇｃｏｎｓｔが行われる。それにより増幅器１２１の出力電圧に対して以下の式、
Ｕ＝２＊ｇ＊δl /ｌ０＊Ｃ０/ＣＲＫ＊ＵＨＦ＊ｇｃｏｎｓｔ                （１１）
が成り立つ。
【００３６】
制御器ないしＡＧＣ制御器２０７は、増幅器１２１の出力電圧ＵがＡＧＣ案内量ＵＩ（またはそれに比例する量）に相応するまで、出力電圧を変更する。この結果として第１実施例の場合と同じように、振動するセンサ素子ないしは振動する振動マスの振動振幅が、製造許容誤差の変動の影響下にある静止キャパシタンスＣ０に依存しなくなる。
【００３７】
オーバーエッチングに起因するギャップ間隔の製造許容偏差は、ここにおいてもはや可動センサ素子の変位量や速度に影響を及ぼさなくなる。所望の変位量のセッティングのための完成された各センサ毎の手間とコストのかかる補償調整は、本発明によるセンサに依存しない振動振幅制御手法の適用によってもはや不要となる。
【００３８】
前述してきたように、本発明によるセンサ非依存性の振動振幅制御では、容量性のセンサ、特に容量性ヨーレートセンサの振動マスの振動振幅が制御される。しかしながら前述した振動振幅制御の変化実施例のもとでは、誘導性のセンサにも、特に誘導性ヨーレートセンサの振動マスの振動振幅制御にも適用することが可能である。本発明による振動振幅制御のそのような変化実施形態においては、誘導性センサのもとで、キャパシタンスの代わりに製造許容偏差の影響下におかれたインダクタンスが存在する。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明のセンサによる振動振幅制御部の第１実施例の基本的なブロック回路の第１部分を示した図である。
【図２】  本発明のセンサによる振動振幅制御部の第１実施例の基本的なブロック回路の第２部分を示した図である。
【図３】  本発明のセンサによる振動振幅制御部の第２実施例の基本的なブロック回路の第１部分を示した図である。
【図４】  本発明のセンサによる振動振幅制御部の第２実施例の基本的なブロック回路の第２部分を示した図である。
【符号の説明】
１００      本発明による振動振幅制御部の基本的なブロック回路の第１部分
１０１      振動マスの変位量のセンシングのための容量性ヨーレートセンサの櫛形構造部のブロック回路
１０２      コンデンサ
１０３      コンデンサ
１０４      端子
１０５      端子
１０６      端子
１０７      第一の信号経路
１０８      第２の信号経路
１０９      電圧発生装置/同相制御装置（ＣＭＲＡ）
１１０      加算器
１１１      復調器
１１２      Ｃ/Ｕ変換器
１１３      増幅器
１１４      Ｃ/Ｕ変換器
１１５      増幅器
１１６      コンデンサ
１１７      コンデンサ
１１８      変調器
１１９      制御器
１２０      加算器
１２１      増幅器
２００      本発明による振動振幅制御部の基本的ブロック回路の第２部分
２０１      ９０゜−位相シフト装置
２０２      増幅器
２０３      出力段
２０４      端子
２０５      端子
２０６      整流器
２０７      制御器
２０８      加算器
２０９      増幅器
【図１】
0004650990.tif 000002
【図２】
0004650990.tif 000003
【図３】
0004650990.tif 000004
【図４】
0004650990.tif 000005