(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
コンデンサマイクロホンユニットの出力信号がグリッドに入力されてプレートより信号出力されるカソード接地型の第１電子管と、
前記第１電子管のプレートからの出力信号がグリッドに入力されて少なくともカソードより信号出力される第２電子管と、
前記第２電子管のカソードから前記第１電子管のグリッドに対して帰還信号を伝送する帰還素子と、
が備えられたことを特徴とするコンデンサマイクロホンのインピーダンス変換回路。
【請求項２】
前記帰還素子がコンデンサ素子により構成されていることを特徴とする請求項１に記載されたコンデンサマイクロホンのインピーダンス変換回路。
【請求項３】
前記第２電子管は、プレートおよびカソードにそれぞれ負荷抵抗が接続されて互いに逆相の信号をもたらすＰＫ分割回路を構成し、前記第２電子管のプレートおよびカソードよりコンデンサマイクロホンの平衡出力信号をそれぞれ出力することを特徴とする請求項１または請求項２に記載されたコンデンサマイクロホンのインピーダンス変換回路。
【請求項４】
前記第１と第２の電子管は、双三極電子管により構成されていることを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載されたコンデンサマイクロホンのインピーダンス変換回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、電子管（真空管）を利用したコンデンサマイクロホンのインピーダンス変換回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
コンデンサマイクロホンは、対向する振動板と固定極との間の静電容量の変化に基づいて音声信号が生成される。
すなわち、固定極に対向して振動板が配置されたコンデンサマイクロホンは、その静電容量が数十ｐＦ前後で、出力インピーダンスがきわめて高いために、インピーダンス変換回路を介して音声信号を取り出すように構成される。
【０００３】
このコンデンサマイクロホンには、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）、あるいは電子管（真空管）によるインピーダンス変換回路が用いられる。特にスタジオ集音用のコンデンサマイクロホンには、音質を向上させるために電子管をインピーダンス変換回路に用いた製品が提供されている。
【０００４】
電子管を用いたインピーダンス変換回路には、プレート接地型もしくはカソードフォロワ回路と呼ばれる電流増幅回路と、カソード接地型の電圧増幅回路が存在する。
一般にインピーダンス変換回路としてカソードフォロワ回路を用いた場合には、前記したＦＥＴを用いたコンデンサマイクロホンに近い音色を持つことが知られている。
一方、インピーダンス変換回路に前記した電圧増幅回路を用いたコンデンサマイクロホンは、カソードフォロワ回路とは異なる「真空管らしい音」と言われる独自の音色を持つ。この音色は根強い人気を得ている。
【０００５】
前者のカソードフォロワ回路は、広いダイナミックレンジ（ノイズレベルから歪みが発生するレベルまでの範囲）が得られる。しかし、後者の電圧増幅回路はカソードフォロワ回路に比較して、歪みが発生する信号レベルが低いこと。そのため、電圧増幅回路をインピーダンス変換回路に用いた場合、マイクロホンとしての最大許容入力音圧レベルが低下する。したがって、コンデンサマイクロホンのインピーダンス変換回路として真空管の電圧増幅回路を用いて、広いダイナミックレンジが確保できることが望まれる。
【０００６】
そこで、この電圧増幅回路を用いたインピーダンス変換回路においてダイナミックレンジを広げるために、負帰還をかける手段が採用し得る。すなわち、信号源が静電容量型（コンデンサ）であることから、電子管を用いた反転増幅器のプレートからグリッドにコンデンサを接続することで、プレートに生成される信号をグリッドに帰還することができる。
これはＰＧ帰還とも呼ばれており、このＰＧ帰還が施されたインピーダンス変換回路は、例えば特許文献１および２などに開示されている。
【０００７】
図１は、ＰＧ帰還を施したインピーダンス変換回路の例を示したものである。この例においては、Ｔ１で示す電圧増幅管のプレートとグリッドとの間に、帰還素子としてコンデンサＣｐが接続されている。
なお図１に示す例の回路構成は、帰還回路の構成を除いた全体構成において、後で説明するこの発明に係る実施の形態と同一である。したがって、その全体回路の詳細な説明は、図２に基づいて後で説明する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特許第３８９０３０１号公報
【特許文献２】特許第４４２６９０２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
ところで、電圧増幅器を構成する電子管Ｔ１のプレートはインピーダンスが高い。そのため、図１に示すＰＧ帰還回路の構成によると、前記したダイナミックレンジを広げるために帰還量を増加させようとしても、限界がある。
すなわち、たとえインピーダンスの低い帰還素子を用いて帰還量を増加させようとしても、電子管Ｔ１のプレートの出力インピーダンスに、帰還素子Ｃｐのインピーダンスが直列接続されたことと等価になるために、十分な帰還量を得ることができない。したがって、回路設計に制限が生ずる。
この問題を解消するには、出力インピーダンスの低い信号源に、帰還素子を接続することが必要となる。
【００１０】
この発明は、前記した技術的な観点に基づいてなされたものであり、十分低い出力インピーダンスとした点から初段の電圧増幅管のグリッドに対して帰還信号を加えることで、電圧増幅回路を用いながら、広いダイナミックレンジを確保することができるコンデンサマイクロホンのインピーダンス変換回路を提供することを目的とするものである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
前記した課題を解決するためになされたこの発明に係るコンデンサマイクロホンのインピーダンス変換回路は、コンデンサマイクロホンユニットの出力信号がグリッドに入力されてプレートより信号出力されるカソード接地型の第１電子管と、前記第１電子管のプレートからの出力信号がグリッドに入力されて少なくともカソードより信号出力される第２電子管と、前記第２電子管のカソードから前記第１電子管のグリッドに対して帰還信号を伝送する帰還素子とが備えられたことを特徴とする。
【００１２】
この場合、前記帰還素子がコンデンサ素子により構成されていることが望ましい。
加えて、前記第２電子管は、プレートおよびカソードにそれぞれ負荷抵抗が接続されて互いに逆相の信号をもたらすＰＫ分割回路を構成し、前記第２電子管のプレートおよびカソードよりコンデンサマイクロホンの平衡出力信号をそれぞれ出力する構成を好適に採用することができる。
そして、前記第１と第２の電子管は、好ましくは双三極電子管により構成される。
【発明の効果】
【００１３】
この発明に係る前記したコンデンサマイクロホンのインピーダンス変換回路によると、カソード接地型の第１電子管により電圧増幅回路が構成される。これにより、電子管による電圧増幅回路特有の音色を持った音声信号を得ることができる。
加えて、出力インピーダンスの低い第２電子管のカソードから、帰還素子を介して第１電子管のグリッドに対して帰還信号を伝送するように構成したので、インピーダンスの低い帰還素子を用いて帰還量を増加させることが可能となる。
これにより、電圧増幅回路を用いて広いダイナミックレンジを確保したコンデンサマイクロホンのインピーダンス変換回路を提供することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】従来のＰＧ帰還回路を用いたコンデンサマイクロホンのインピーダンス変換回路の例を示した回路構成図である。
【図２】この発明に係るコンデンサマイクロホンのインピーダンス変換回路の実施例を示した回路構成図である。
【図３】帰還回路が無い場合における周波数応答特性図である。
【図４】従来のＰＧ帰還回路を用いた場合の周波数応答特性図である。
【図５】この発明に係る帰還回路を用いた場合の周波数応答特性図である。
【図６】従来のＰＧ帰還回路を用いた場合の入力レベルに対する全高調波歪率を示した特性図である。
【図７】この発明に係る帰還回路を用いた場合の入力レベルに対する全高調波歪率を示した特性図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
この発明に係るコンデンサマイクロホンのインピーダンス変換回路について、図２に基づいて説明する。
符号ＭＵは、コンデンサマイクロホンユニットを等価回路で示している。これは信号源に対してコンデンサＣｓが直列接続されたものとして表される。すなわち、前記コンデンサＣｓは、コンデンサマイクロホンユニットを構成する固定極と振動板との間の静電容量に相当し、その容量は前記したとおり数十ｐＦ前後となる。
そして、コンデンサマイクロホンユニットＭＵの一端は、第１電子管Ｔ１のグリッドに接続され、また他端はグランドラインとしてのコネクタの端子ピン１に接続されている。
【００１６】
前記第１電子管Ｔ１のグリッドとグランドラインとの間には、グリッドリーク抵抗Ｒ１が接続されている。また第１電子管Ｔ１のプレートには抵抗Ｒ２とＲ３の直列回路からなる負荷抵抗が接続されている。また、この負荷抵抗Ｒ２は直流動作電源（Ｂ電源）を受けるコネクタの端子ピン５に接続されている。
さらに、第１電子管Ｔ１のカソードとグランドラインとの間には、カソード抵抗Ｒ４が接続されている。これにより第１電子管Ｔ１は、カソード接地型の電圧増幅回路を構成している。
【００１７】
前記第１電子管Ｔ１のプレートには、この第１電子管Ｔ１と共に双三極電子管を構成する第２電子管Ｔ２のグリッドが直結されている。そして、第２電子管Ｔ２のプレートと前記端子ピン５との間には負荷抵抗Ｒ５が接続されており、第２電子管Ｔ２のプレートは前記負荷抵抗Ｒ５を介して前記Ｂ電源に接続される。また第２電子管Ｔ２のカソードとグランドラインとの間には負荷抵抗Ｒ６が接続されている。
前記負荷抵抗Ｒ５とＲ６の値は、ほぼ同一に設定される。これにより、第２電子管Ｔ２のプレートとカソードに互いに逆相でほぼ同一レベルの信号が出力される。すなわち、第２電子管Ｔ２とその周辺の部品（負荷抵抗Ｒ５とＲ６）は、ＰＫ分割回路を構成する。したがって、このＰＫ分割回路によってコンデンサマイクロホンの平衡出力信号を得ることができる。
【００１８】
一方、前記第２電子管Ｔ２のカソードから、第１電子管Ｔ１のグリッドに対して、コンデンサＣｋによる帰還素子が接続されている。これにより第１電子管Ｔ１は、グリッドに負帰還が加わった電圧増幅回路として作用する。
この場合、前記第２電子管Ｔ２のカソードは、その出力インピーダンスが低い。そのため、帰還素子としてのコンデンサＣｋの静電容量を適宜選択することにより、第１電子管Ｔ１による電圧増幅回路に対して十分な負帰還を加えることが可能となる。
すなわち、第２電子管Ｔ２のカソードの出力インピーダンスが十分に低いため、帰還路のインピーダンスは、ほぼコンデンサＣｋのみとなる。このため回路は安定に動作する。
【００１９】
また、第２電子管Ｔ２のカソードから、第１電子管Ｔ１のプレート側の負荷抵抗である抵抗Ｒ２とＲ３の接続中点に対しても、コンデンサＣ１が接続されている。
このコンデンサＣ１は、前記抵抗Ｒ２とＲ３の接続中点に対して、第１電子管Ｔ１のプレートにおける信号と同位相の信号を与えている。これにより、前記第１電子管Ｔ１はブートストラップ回路を構成している。
【００２０】
前記第２電子管Ｔ２のプレートとカソードには、それぞれ直流カットコンデンサＣ２，Ｃ３が接続されている。これらの直流カットコンデンサＣ２，Ｃ３を介して、トランジスタＱ１，Ｑ２のベース電極に、コンデンサマイクロホンの平衡出力信号が供給される。
このトランジスタＱ１，Ｑ２は、それぞれエミッターフォロワ回路を構成しており、各コレクタ電極はそれぞれグランドラインに接続されている。
【００２１】
そして、トランジスタＱ１を含む第１のエミッターフォロワ回路は、バイアス設定抵抗Ｒ７．Ｒ８を備えている。トランジスタＱ１のエミッター電極は、コネクタの端子ピン２にホット側の出力端子として接続されている。
同様にトランジスタＱ２を含む第２のエミッターフォロワ回路は、バイアス設定抵抗Ｒ９．Ｒ１０を備えている。トランジスタＱ２のエミッター電極は、コネクタの端子ピン３にコールド側の出力端子として接続されている。
【００２２】
前記コネクタの端子ピン２および３には、ファントム電源もしくはミキサー回路（図示せず。）からの直流電源が供給される。前記第１と第２のエミッターフォロワ回路は、前記端子ピン２および３に与えられる直流電源によって動作する。
なお、コネクタの端子ピン４は、前記した第１および第２電子管Ｔ１，Ｔ２（双三極電子管）のヒータ電源（Ａ電源）を受けるものとなる。
【００２３】
図３〜図７は、従来およびこの発明に係るコンデンサマイクロホンのインピーダンス変換回路の周波数応答特性、並びに入力レベルに対する全高調波歪率について比較した特性図である。
先ず図３は、図１に示す回路構成において、帰還素子Ｃｐが存在しない場合の周波数応答特性、すなわち帰還回路のない電圧増幅器の裸特性を示したものである。この図３に示された特性によれば、低域周波数に大きな落ち込みが見られる。
【００２４】
図４は、電圧増幅管Ｔ１に帰還素子Ｃｐを備えた図１に示す回路構成における周波数応答特性を示したものである。この例においては、ＰＧ帰還素子として作用する前記コンデンサＣｐとして、５６ｐＦの容量が用いられている。これはコンデンサマイクロホンユニットＭＵにおける静電容量Ｃｓとほぼ同一の値に設定されている。
この図４に示された特性によれば、全体のゲインは低下するものの、図３に示された低域の落ち込みは見られず、全体にフラットな周波数応答特性を得ることができる。
【００２５】
図５は、図２に示したこの発明に係る回路構成における周波数応答特性を示したものである。この図５に示す例においては、帰還素子Ｃｋとして５６ｐＦの容量が用いられている。これは前記したとおりコンデンサマイクロホンユニットＭＵにおける静電容量Ｃｓとほぼ同一の値に設定されている。
この図５に示された特性によれば、全体のゲインは低下するものの、図３に示された低域の落ち込みは見られず、全体にフラットな周波数応答特性を得ることができる。
すなわち、周波数応答特性の比較においては、図１に示したＰＧ帰還による従来のインピーダンス変換回路と、図２に示したこの発明に係るインピーダンス変換回路とは、共に遜色はないものとなる。
【００２６】
そこで、図１に示した従来のインピーダンス変換回路と、図２に示したこの発明に係るインピーダンス変換回路とにおいて、入力レベルに対する全高調波歪率を示した特性を比較したものが図６および図７に示されている。
すなわち、図１に示した従来のＰＧ帰還によるインピーダンス変換回路においては、図６に示されているように、−７ｄＢＶを超える入力において急激に全高調波歪率が増加する。このために、マイクロホンに入力される音圧の増加に伴い、急激に音質が変化するという現象が現れる。
【００２７】
これに対して図２に示したこの発明に係るインピーダンス変換回路によると、図７に示されているように、入力レベルの増加に伴って、全高調波歪率も除々に増加する特性を示している。
したがって、この発明に係るインピーダンス変換回路によると、マイクロホンに入力される音圧が増加しても急激な音質変化の発生を防止することができることになり、広いダイナミックレンジを有するコンデンサマイクロホンのインピーダンス変換回路を提供することが可能となる。
【符号の説明】
【００２８】
ＭＵ          コンデンサマイクロホンユニット
Ｔ１          第１電子管
Ｔ２          第２電子管
Ｑ１，Ｑ２    トランジスタ
Ｃｋ          帰還素子
Ｒ１〜Ｒ１０  抵抗
Ｃ１〜Ｃ３    コンデンサ
１〜５        端子ピン（コネクタ）
【図１】
0006363008.tif 000002
【図２】
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【図３】
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【図４】
0006363008.tif 000005
【図５】
0006363008.tif 000006
【図６】
0006363008.tif 000007
【図７】
0006363008.tif 000008