(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
上アームと下アームを構成するスイッチング素子が直列に接続された第１レグと第２レグとが並列に接続され、前記第１レグと前記第２レグとは直流電源に並列に接続され、前記第１レグの前記上アームと前記下アームとの接続点と、前記第２レグの前記上アームと前記下アームとの接続点を交流電圧の出力端子とするフルブリッジ構成のインバータと、
前記交流電圧の前記出力端子に一次側が接続されたトランスと、
前記トランスの二次側に接続された整流回路と、
前記各スイッチング素子をオン／オフする制御部と、を備えた電力変換装置において、
前記制御部は、前記インバータの前記第１レグの前記上アームの前記スイッチング素子と前記第２レグの前記下アームの前記スイッチング素子を同時にオンする第１電力伝送期間と、前記第１レグの前記下アームの前記スイッチング素子と前記第２レグの前記上アームの前記スイッチング素子を同時にオンする第２電力伝送期間を交互に設け、
さらに、前記制御部は、前記第１電力伝送期間と前記第２電力伝送期間の間に全ての前記スイッチング素子がオフ状態となる第１電力非伝送期間を設け、前記第２電力伝送期間と前記第１電力伝送期間の間に全ての前記スイッチング素子がオフ状態となる第２電力非伝送期間を設け、
さらに、前記制御部は、前記第１電力非伝送期間、および前記第２電力非伝送期間の合計長さを一定にした上で、前記第１電力非伝送期間および前記第２電力非伝送期間の長さをスイッチング周期ごとに変化させるように制御し、
前記制御部は、各前記スイッチング周期における前記第１電力非伝送期間あるいは前記第２電力非伝送期間の長さを、徐々に増加させるように制御する電力変換装置。
【請求項２】
前記制御部は、各前記スイッチング周期における前記第１電力非伝送期間あるいは前記第２電力非伝送期間の長さを、０またはデッドタイム分の長さから開始し、徐々に増加させるように制御する請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
上アームと下アームを構成するスイッチング素子が直列に接続された第１レグと第２レグとが並列に接続され、前記第１レグと前記第２レグとは直流電源に並列に接続され、前記第１レグの前記上アームと前記下アームとの接続点と、前記第２レグの前記上アームと前記下アームとの接続点を交流電圧の出力端子とするフルブリッジ構成のインバータと、
前記交流電圧の前記出力端子に一次側が接続されたトランスと、
前記トランスの二次側に接続された整流回路と、
前記各スイッチング素子をオン／オフする制御部と、を備えた電力変換装置において、
前記制御部は、前記インバータの前記第１レグの前記上アームの前記スイッチング素子と前記第２レグの前記下アームの前記スイッチング素子を同時にオンする第１電力伝送期間と、前記第１レグの前記下アームの前記スイッチング素子と前記第２レグの前記上アームの前記スイッチング素子を同時にオンする第２電力伝送期間を交互に設け、
さらに、前記制御部は、前記第１電力伝送期間と前記第２電力伝送期間の間に全ての前記スイッチング素子がオフ状態となる第１電力非伝送期間を設け、前記第２電力伝送期間と前記第１電力伝送期間の間に全ての前記スイッチング素子がオフ状態となる第２電力非伝送期間を設け、
さらに、前記制御部は、前記第１電力非伝送期間、および前記第２電力非伝送期間の合計長さを一定にした上で、前記第１電力非伝送期間および前記第２電力非伝送期間の長さをスイッチング周期ごとに変化させるように制御し、
前記制御部は、各前記スイッチング周期における前記第１電力非伝送期間あるいは前記第２電力非伝送期間の長さを、徐々に減少させるように制御する電力変換装置。
【請求項４】
前記制御部は、前記第１電力非伝送期間あるいは前記第２電力非伝送期間の長さを、前記スイッチング周期の長さから前記第１電力伝送期間および前記第２電力伝送期間の長さを引いた長さ、または、前記スイッチング周期の長さから前記第１電力伝送期間、前記第２電力伝送期間およびデッドタイム分の長さを引いた長さから開始し、徐々に減少させるように制御する請求項３に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記制御部は、前記第１電力非伝送期間あるいは前記第２電力非伝送期間の長さを予め定めた単位時間変化させるように制御する請求項１から請求項４のいずれか1項に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記予め定めた単位時間は、各スイッチング周期において一定である請求項５に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記単位時間は、前記スイッチング素子のドレイン−ソース間電圧に発生する共振電圧波形の周期よりも短い請求項５に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記インバータの入力側と前記整流回路の出力側の少なくとも一方の電圧および電流の少なくとも一方を検出する検出回路を備え、
前記制御部は、前記スイッチング周期と、前記検出回路で検出した電圧、電流の少なくとも１つの検出値と前記検出値の予め定めた目標値とに基づいて前記第１電力非伝送期間および前記第２電力非伝送期間の長さを制御する請求項１から請求項４のいずれか1項に記載の電力変換装置。
【請求項９】
上アームと下アームを構成するスイッチング素子が直列に接続された第１レグと第２レグとが並列に接続され、前記第１レグと前記第２レグとは直流電源に並列に接続され、前記第１レグの前記上アームと前記下アームとの接続点と、前記第２レグの前記上アームと前記下アームとの接続点を交流電圧の出力端子とするフルブリッジ構成のインバータと、
前記交流電圧の前記出力端子に一次側が接続されたトランスと、
前記トランスの二次側に接続された整流回路と、
前記各スイッチング素子をオン／オフする制御部と、を備えた電力変換装置において、
前記制御部は、前記インバータの前記第１レグの前記上アームの前記スイッチング素子と前記第２レグの前記下アームの前記スイッチング素子を同時にオンする第１電力伝送期間と、前記第１レグの前記下アームの前記スイッチング素子と前記第２レグの前記上アームの前記スイッチング素子を同時にオンする第２電力伝送期間を交互に設け、
さらに、前記制御部は、前記第１電力伝送期間と前記第２電力伝送期間の間に全ての前記スイッチング素子がオフ状態となる第１電力非伝送期間を設け、前記第２電力伝送期間と前記第１電力伝送期間の間に全ての前記スイッチング素子がオフ状態となる第２電力非伝送期間を設け、
さらに、前記制御部は、前記第１電力非伝送期間、および前記第２電力非伝送期間の合計長さを一定にした上で、前記第１電力非伝送期間および前記第２電力非伝送期間の長さをスイッチング周期ごとに変化させるように制御し、
さらに、前記制御部は、前記第１電力非伝送期間あるいは前記第２電力非伝送期間のいずれか一方の開始位相を演算し、前記第１電力非伝送期間、および前記第２電力非伝送期間の合計長さを一定にした上で、前記第１電力非伝送期間あるいは前記第２電力非伝送期間の長さを制御し、前記スイッチング素子の損失が最小となる点を探索し、この損失最小点で動作させ、
前記制御部は、前記第１電力非伝送期間あるいは前記第２電力非伝送期間の長さを予め定めた単位時間変化させるように制御し、
前記単位時間は、前記スイッチング素子のドレイン−ソース間電圧に発生する共振電圧波形の周期よりも短い電力変換装置。
【請求項１０】
前記制御部は、前記第１電力非伝送期間あるいは前記第２電力非伝送期間のいずれか一方を０またはデッドタイム分の長さから増加させるように前記第１電力非伝送期間あるいは前記第２電力非伝送期間の開始位相を制御し、前記スイッチング素子の損失が最小となる点を山登り法で探索する請求項９に記載の電力変換装置。
【請求項１１】
前記制御部は、前記インバータの入力側の入力電流を検出する検出回路の検出信号に基づき前記入力電流が最小となるように前記第１電力非伝送期間あるいは前記第２電力非伝送期間の開始位相を制御する請求項９に記載の電力変換装置。
【請求項１２】
前記制御部は、前記インバータの出力側の出力電流を検出する検出回路の検出信号に基づき前記出力電流が最大となるように前記第１電力非伝送期間あるいは前記第２電力非伝送期間の開始位相を制御する請求項９に記載の電力変換装置。
【請求項１３】
さらに、前記インバータを構成する前記スイッチング素子のうち、少なくとも１個以上の前記スイッチング素子の温度を検出する温度検出器を備え、
前記温度検出器の検出信号に基づき、前記スイッチング素子の温度が最小となるように前記第１電力非伝送期間あるいは前記第２電力非伝送期間の開始位相を制御する請求項９に記載の電力変換装置。
【請求項１４】
前記制御部は、前記温度検出器の検出信号に対してハイパスフィルタ回路をさらに有し、前記ハイパスフィルタ回路の出力結果に基づき、前記スイッチング素子の温度が最小となるように前記第１電力非伝送期間あるいは前記第２電力非伝送期間の開始位相を制御する請求項１３に記載の電力変換装置。
【請求項１５】
前記スイッチング素子の少なくとも１つと並列にコンデンサを有する請求項９から請求項１４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１６】
前記トランスの１次巻線あるいは２次巻線のいずれか１方、または両方の巻線に直列にインダクタを有する請求項９から請求項１５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、直流電圧を高周波交流電圧に変換し、トランスに出力するフルブリッジインバータと、トランスの出力を整流する整流回路とを備えた電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
フルブリッジインバータと整流回路とを組み合わせた絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは、全てのスイッチ素子がオフしている状態において、トランスの漏れインダクタンスや寄生容量とスイッチ素子の寄生容量との間で共振現象が発生する。ターンオンのタイミングによってターンオン電圧が変動し、スイッチング損失が変動する。スイッチング損失の最大値で冷却器を設計するため冷却器が大型化し、コスト増加になる。【０００３】
この問題を解決するため、第１直列回路における上アームのスイッチング素子と第２直列回路における下アームのスイッチング素子がオフした後に、第１の直列回路における下アームのスイッチング素子と第２直列回路における上アームのスイッチング素子がオンするまでの全スイッチング素子がオフ状態となる第１オフ期間と、第１直列回路における下アームのスイッチング素子と第２直列回路における上アームのスイッチング素子がオフした後に、第１の直列回路における上アームのスイッチング素子と第２の直列回路における下アームのスイッチング素子がオンするまでの全スイッチング素子がオフ状態となる第２オフ期間とを互いに異なるように設定し、いずれかのスイッチング素子のドレイン−ソース間の電圧が極小値に達した時にターンオンするように第１オフ期間および第２オフ期間を調整する電力変換装置が開示されている（例えば、特許文献１）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１１−１０１４９７号公報（段落［００１６］、［００２１］−［００２４］および図１、３）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
特許文献１では、入出力条件に応じた制御量を予め制御器に保存しておく手法が開示されている。しかし、制御量は入出力の電圧・電流のみならず、温度条件の変化にも対応させる必要があるため、保存する制御量が膨大となる課題がある。さらに、全てのスイッチング素子がオフしている状態で発生する共振現象の共振周波数はスイッチング周波数に対して高周波であるために、予め保存された制御量に微小なずれが生じた場合に、極小点以外でターンオンすることとなりスイッチング損失が増大してしまう問題がある。【０００６】
この発明は、上記の問題を解決するためになされたものであり、簡易な制御法によりスイッチング損失の増加を抑制することで制御器と冷却器を小型化し、小型な電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
この発明に係る電力変換装置は、上アームと下アームを構成する２個のスイッチング素子が直列に接続された第１レグと第２レグとが並列に接続され、第１レグと第２レグとは直流電源に並列に接続され、第１レグの上アームと下アームとの接続点と、第２レグの上アームと下アームとの接続点を交流電圧の出力端子とするフルブリッジ構成のインバータと、交流電圧の出力端子に一次側が接続されたトランスと、トランスの二次側に接続された整流回路と、各スイッチング素子をオン／オフする制御部と、を備えた電力変換装置において、制御部は、インバータの第１レグの上アームのスイッチング素子と第２レグの下アームのスイッチング素子を同時にオンする第１電力伝送期間と、第１レグの下アームのスイッチング素子と第２レグの上アームのスイッチング素子を同時にオンする第２電力伝送期間を交互に設け、さらに、制御部は、第１電力伝送期間と第２電力伝送期間の間に全てのスイッチング素子がオフ状態となる第１電力非伝送期間を設け、第２電力伝送期間と第１電力伝送期間の間に全てのスイッチング素子がオフ状態となる第２電力非伝送期間を設け、さらに、制御部は、第１電力非伝送期間、および第２電力非伝送期間の合計長さを一定にした上で、第１電力非伝送期間および第２電力非伝送期間の長さをスイッチング周期ごとに変化させるように制御し、制御部は、各スイッチング周期における第１電力非伝送期間あるいは第２電力非伝送期間の長さを、徐々に増加させるように制御するものである。
また、この発明に係る電力変換装置は、上アームと下アームを構成するスイッチング素子が直列に接続された第１レグと第２レグとが並列に接続され、第１レグと第２レグとは直流電源に並列に接続され、第１レグの上アームと下アームとの接続点と、第２レグの上アームと下アームとの接続点を交流電圧の出力端子とするフルブリッジ構成のインバータと、交流電圧の出力端子に一次側が接続されたトランスと、トランスの二次側に接続された整流回路と、各スイッチング素子をオン／オフする制御部と、を備えた電力変換装置において、制御部は、インバータの第１レグの上アームのスイッチング素子と第２レグの下アームのスイッチング素子を同時にオンする第１電力伝送期間と、第１レグの下アームのスイッチング素子と第２レグの上アームのスイッチング素子を同時にオンする第２電力伝送期間を交互に設け、さらに、制御部は、第１電力伝送期間と第２電力伝送期間の間に全てのスイッチング素子がオフ状態となる第１電力非伝送期間を設け、第２電力伝送期間と第１電力伝送期間の間に全てのスイッチング素子がオフ状態となる第２電力非伝送期間を設け、さらに、制御部は、第１電力非伝送期間、および第２電力非伝送期間の合計長さを一定にした上で、第１電力非伝送期間および第２電力非伝送期間の長さをスイッチング周期ごとに変化させるように制御し、制御部は、各スイッチング周期における第１電力非伝送期間あるいは第２電力非伝送期間の長さを、徐々に減少させるように制御するものである。
また、この発明に係る電力変換装置は、上アームと下アームを構成するスイッチング素子が直列に接続された第１レグと第２レグとが並列に接続され、第１レグと第２レグとは直流電源に並列に接続され、第１レグの上アームと下アームとの接続点と、第２レグの上アームと下アームとの接続点を交流電圧の出力端子とするフルブリッジ構成のインバータと、交流電圧の出力端子に一次側が接続されたトランスと、トランスの二次側に接続された整流回路と、各スイッチング素子をオン／オフする制御部と、を備えた電力変換装置において、制御部は、インバータの第１レグの上アームのスイッチング素子と第２レグの下アームのスイッチング素子を同時にオンする第１電力伝送期間と、第１レグの下アームのスイッチング素子と第２レグの上アームのスイッチング素子を同時にオンする第２電力伝送期間を交互に設け、さらに、制御部は、第１電力伝送期間と第２電力伝送期間の間に全てのスイッチング素子がオフ状態となる第１電力非伝送期間を設け、第２電力伝送期間と第１電力伝送期間の間に全てのスイッチング素子がオフ状態となる第２電力非伝送期間を設け、さらに、制御部は、第１電力非伝送期間、および第２電力非伝送期間の合計長さを一定にした上で、第１電力非伝送期間および第２電力非伝送期間の長さをスイッチング周期ごとに変化させるように制御し、さらに、制御部は、第１電力非伝送期間あるいは第２電力非伝送期間のいずれか一方の開始位相を演算し、第１電力非伝送期間、および第２電力非伝送期間の合計長さを一定にした上で、第１電力非伝送期間あるいは第２電力非伝送期間の長さを制御し、スイッチング素子の損失が最小となる点を探索し、この損失最小点で動作させ、制御部は、第１電力非伝送期間あるいは第２電力非伝送期間の長さを予め定めた単位時間変化させるように制御し、単位時間は、スイッチング素子のドレイン−ソース間電圧に発生する共振電圧波形の周期よりも短いものである。
【発明の効果】
【０００８】
この発明に係る電力変換装置は、制御部は、第１電力非伝送期間、および第２電力非伝送期間の合計長さを一定にした上で、第１電力非伝送期間および第２電力非伝送期間の長さをスイッチング周期ごとに変化させるように制御するものであるから、簡易な制御法によりスイッチング損失の増加を抑制することで制御器と冷却器を小型化し、小型な電力変換装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】この発明の実施の形態１の電力変換装置に係る構成図である。
【図２】この発明の実施の形態１の電力変換装置に係る動作説明用のタイムチャートである。
【図３】この発明の実施の形態１の電力変換装置に係る動作説明用のタイムチャートである。
【図４】この発明の実施の形態１の電力変換装置に係る動作説明用のタイムチャートである。
【図５】この発明の実施の形態１の電力変換装置に係る制御部（デューティ演算器）の構成を示すブロック図である。
【図６】この発明の実施の形態１の電力変換装置に係る制御部（デューティ演算器）の構成を示すブロック図である。
【図７】この発明の実施の形態１の電力変換装置に係る制御部（デューティ演算器）の構成を示すブロック図である。
【図８】この発明の実施の形態１の電力変換装置に係る制御部（ターンオン位相演算器）の構成を示すブロック図である。
【図９】この発明の実施の形態１の電力変換装置に係る制御部（ＰＷＭ演算器）の構成を示すブロック図である。
【図１０】この発明の実施の形態１の電力変換装置に係る変形例の構成図である。
【図１１】この発明の実施の形態２の電力変換装置に係る構成図である。
【図１２】この発明の実施の形態２の電力変換装置に係る制御部（ターンオン位相演算器）の構成を示すブロック図である。
【図１３】この発明の実施の形態３の電力変換装置に係る構成図である。
【図１４】この発明の実施の形態３の電力変換装置に係る制御部（ターンオン位相演算器）の構成を示すブロック図である。
【図１５】この発明の実施の形態３の電力変換装置に係る制御部（デューティ演算器）の構成を示すブロック図である。
【図１６】この発明の実施の形態４の電力変換装置に係る構成図である。
【図１７】この発明の実施の形態４の電力変換装置に係る制御部（ターンオン位相演算器）の構成を示すブロック図である。
【図１８】この発明の実施の形態５の電力変換装置に係る構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
実施の形態１．
実施の形態１は、フルブリッジインバータと、トランスと、整流回路と、制御部とから構成された電力変換装置において、第１対角にあるスイッチング素子が同時にオフし、第２対角にあるスイッチング素子が同時にオンするまでの期間をＴ１（第１電力非伝送期間）、第２対角にあるスイッチング素子が同時にオフし、第１対角にあるスイッチング素子が同時にオンするまでの期間をＴ２（第２電力非伝送期間）とし、第１対角にあるスイッチング素子が同時にオンしている期間（第１電力伝送期間）と、第２対角にあるスイッチング素子が同時にオンしている期間（第２電力伝送期間）を等しく設定（Ｔｏｎ）し、スイッチング周期Ｔｓ、およびＴｏｎ一定の条件で、制御部はスイッチング周期毎に一定時間間隔でＴ１（第１電力非伝送期間）を０から（Ｔｓ−２Ｔｏｎ）の間でスイープを繰り返すものである。
【００１１】
以下、実施の形態１に係る電力変換装置の構成および動作について、電力変換装置の構成図である図１、動作説明用のタイムチャートである図２−図４、制御部（デューティ演算器）の構成を示すブロック図である図５−図７、制御部（ターンオン位相演算器）の構成を示すブロック図である図８、制御部（ＰＷＭ演算器）の構成を示すブロック図である図９、および電力変換装置に係る変形例の構成図である図１０に基づいて説明する。
【００１２】
まず、実施の形態１の電力変換装置の構成を図１に基づいて説明する。
なお、直流電源と負荷は電力変換装置の構成要素ではないが、電力変換装置の動作上関連しているため、特に区別せずに説明する。
【００１３】
図１において、電力変換装置１は、大きく電力変換部と検出・制御部とから構成される。
電力変換部は、フルブリッジ構成のインバータ２と、トランス５と、整流回路６と、出力平滑フィルタ７とを備える。電力変換部のインバータ２の入力側には直流電源１１が接続され、出力平滑フィルタ７の出力側には、負荷１２が接続されている。
検出・制御部は、入力検出部８と、出力検出部９と、制御部１０とを備える。
【００１４】
まず、電力変換部の全体の機能、動作を説明し、その後、各構成要素の構成、機能について説明する。
インバータ２は、直流電源１１の直流電圧を高周波交流電圧に変換し、トランス５に出力する。トランス５は、インバータ２と整流回路６との間の絶縁を保ち、インバータ２の出力電圧を所定の波高値を有する高周波交流電圧に変換する。整流回路６はトランス５から出力される高周波交流電圧を整流する。出力平滑フィルタ７は整流回路６から出力される電圧の高周波成分を除去し、負荷１２に直流電力を供給する。
【００１５】
次に、インバータ２の構成について説明する。
フルブリッジ構成のインバータ２は、それぞれスイッチング素子が直列に接続された第１レグ３と第２レグ４との並列接続で構成される。
第１レグ３は、上アーム３Ｕと下アーム３Ｌとが直列に接続された構成である。上アーム３Ｕは、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ１に逆並列に接続された帰還ダイオードＤ１とを備える。下アーム３Ｌは、スイッチング素子Ｓ２とスイッチング素子Ｓ２に逆並列に接続された帰還ダイオードＤ２とを備える。
第２レグ４は、上アーム４Ｕと下アーム４Ｌとが直列に接続された構成である。上アーム４Ｕは、スイッチング素子Ｓ３とスイッチング素子Ｓ３に逆並列に接続された帰還ダイオードＤ３とを備える。下アーム４Ｌは、スイッチング素子Ｓ４とスイッチング素子Ｓ４に逆並列に接続された帰還ダイオードＤ４とを備える。
【００１６】
第１レグ３と第２レグ４との並列回路の上アーム３Ｕ、４Ｕの端部と下アーム３Ｌ、４Ｌの端部が、それぞれ正極側入力端子および負極側入力端子となっている。これらの入力端子間に直流電源１１の出力電圧が印加されている。なお、適宜、スイッチング素子Ｓ１およびスイッチング素子Ｓ３を、上アーム側スイッチング素子と記載し、スイッチング素子Ｓ２とスイッチング素子Ｓ４を下アーム側スイッチング素子と記載する。
【００１７】
また、第１レグ３の上アーム３Ｕと下アーム３Ｌとの接続点、および第２レグ４の上アーム４Ｕと下アーム４Ｌとの接続点が、インバータ２の出力端子となっている。これらのインバータ２の出力端子に出力される電圧（ＶＩＮＶ）がトランス５の一次側コイルに印加される。
トランス５の二次側コイルには、ダイオードＤ５、Ｄ６、Ｄ７、Ｄ８から成る整流回路６が接続されている。整流回路６の出力端子に、インダクタ７１とコンデンサ７２から成る出力平滑フィルタ７が接続されている。出力平滑フィルタ７の出力には、負荷１２が接続されている。
【００１８】
なお、フルブリッジ構成のインバータの電力制御には、一般的にＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御（ハードスイッチング方式）と位相シフト制御（ソフトスイッチング方式）とがあるが、本実施の形態では、ＰＷＭ制御（ハードスイッチング方式）を用いている。
【００１９】
なお、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、ダイオードが逆並列に接続されたＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、またはソース・ドレイン間にダイオードが接続されたＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ  Ｏｘｉｄｅ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  Ｆｉｅｌｄ  Ｆｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などを用いることが望ましい。また、帰還ダイオードＤ１〜Ｄ４はＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴに内蔵されたダイオードを用いてもよく、外付けに別途ダイオードを設けてもよい。
【００２０】
次に、検出・制御部の構成、機能を説明する。
直流電源１１と並列に入力検出部８を設け、直流電源１１の電圧Ｖｄｃおよび電流Ｉｄｃの内少なくとも一方を検出する。また、負荷１２と並列に出力検出部９を設け、負荷１２の電圧Ｖｏｕｔおよび電流Ｉｏｕｔの内少なくとも一方を検出する。
制御部１０は、デューティ演算器２１、ターンオン位相演算器２２、およびＰＷＭ演算器２３を備える。
【００２１】
デューティ演算器２１、ターンオン位相演算器２２、およびＰＷＭ演算器２３の機能について説明する。
デューティ演算器２１は、入力検出部８および出力検出部９の内少なくとも一方の検出値に基づき、スイッチング周期に対するオン時間長さの比率であるデューティＤを演算する。ターンオン位相演算器２２は、デューティ演算器２１が演算したデューティＤに基づきターンオン位相を演算する。ＰＷＭ演算器２３は、演算されたデューティＤとターンオン位相に応じてスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のゲート信号を演算する。
なお、デューティＤは、Ｄ＝Ｔｏｎ／Ｔｓと定義し、０．５以上にはならない。
【００２２】
実施の形態１の電力変換装置１の機能、動作の理解を容易にするため、基本的な動作を図２のタイムチャートに基づいて説明し、その後、電力変換装置１に係る動作を図３、図４のタイムチャートに基づいて説明する。
【００２３】
まず、図２に基づいて、インバータ２の基本的な動作説明を行う。
図２はある１スイッチング周期前後のタイムチャートを示すものである。ここでは、図１に示したインバータ２を構成するスイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴを使用した場合を想定して説明する。
Ｆ２ａは第１レグ３のスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２のゲートにそれぞれ供給される駆動信号を示している。Ｆ２ｂは第２レグ４のスイッチング素子Ｓ３、Ｓ４のゲートにそれぞれ供給される駆動信号を示している。
Ｆ２ａ、Ｆ２ｂで示すように、各レグの上アーム側スイッチング素子と下アーム側スイッチング素子は交互にオン、オフを繰り返す。
【００２４】
また、Ｆ２ｃはトランス５に入力される電圧であるインバータ２の出力電圧（ＶＩＮＶ）を示している。
Ｆ２ｄ〜Ｆ２ｇは、それぞれ、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の両端の電圧（ドレン−ソース間電圧）Ｖｄｓ―Ｓ１、Ｖｄｓ―Ｓ２、Ｖｄｓ―Ｓ３、およびＶｄｓ―Ｓ４を実線で示している。さらに、各アームのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４と帰還ダイオードＤ１〜Ｄ４を流れる電流の合計電流Ｉｄ−Ｑ１、Ｉｄ−Ｑ２、Ｉｄ−Ｑ３、およびＩｄ―Ｑ４を破線で示している。
【００２５】
図２において、ｔ０〜ｔ４はスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンからオフ、またはオフからオンへの切り換えの時刻を表している。
また、Ｖｄｓはスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のソース電位を基準としたドレイン電圧であり、Ｉｄはドレインから流入する方向を正としたスイッチング素子の電流である。
【００２６】
時刻ｔ０〜ｔ４は、ＰＷＭ制御の繰り返し周期である１スイッチング周期であり、この期間長さをＴｓと定義する。また、トランス５の偏磁を抑制するために時刻ｔ０〜ｔ１とｔ２〜ｔ３の期間長さを等しく設定し、この期間長さをＴｏｎと定義する。
さらに、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ４が同時にオフしてからスイッチング素子Ｓ２、Ｓ３が同時にオンするまでの期間（すなわちｔ１からｔ２までの期間）をＴ１（第１電力非伝送期間）と定義する。また、スイッチング素子Ｓ２、Ｓ３が同時にオフしてからスイッチング素子Ｓ１、Ｓ４が同時にオンするまでの期間（すなわちｔ３からｔ４までの期間）をＴ２（第２電力非伝送期間）と定義する。そして、図２においては、Ｔ１とＴ２とは等しい。
なお、ｔ０からｔ１までの期間を第１電力伝送期間と、ｔ２からｔ３までの期間を第２電力伝送期間と、適宜記載する。
【００２７】
以下、図２に基づいて、インバータ２の動作説明を行う。
時刻ｔ０において、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４がオフの状態から、第１レグ３の上アーム３Ｕのスイッチング素子Ｓ１と第２レグ４の下アームのスイッチング素子Ｓ４をターンオンする。
このとき、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ４は電圧印加状態でターンオンすることでドレイン―ソース間電圧を０Ｖへと遷移させるため、ハードスイッチングとなりスイッチング損失が発生する。
ｔ０からｔ１までの期間（第１電力伝送期間）において、インバータ２の出力電圧（ＶＩＮＶ）は図１の矢印の方向に出力され、負荷１２に電力が供給される。
【００２８】
時刻ｔ１において、第１レグ３の上アーム３Ｕのスイッチング素子Ｓ１と第２レグ４の下アーム４Ｌのスイッチング素子Ｓ４をターンオフし、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を全てオフ状態とする。このとき、インバータ２からの電圧出力は停止する。
そして、このとき、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ４は電流通流中にターンオフすることで電流を遮断するため、ハードスイッチングとなりスイッチング損失が発生する。
【００２９】
次に、時刻ｔ１から時刻ｔ２の期間Ｔ１（第１電力非伝送期間）について説明する。
理想的にはインバータ２の出力電圧（ＶＩＮＶ）は０Ｖとなり、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のドレイン―ソース間電圧はそれぞれ直流電源１１の電圧Ｖｄｃの１／２が印加される状態となる。しかし、実際の回路では、この間にトランス５の漏れインダクタンスと、トランス５の寄生容量およびスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の寄生容量との間で共振現象が発生し、インバータ２の出力電圧（ＶＩＮＶ）は共振電圧波形となる。
これに伴い、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のドレイン―ソース間の電圧波形は、直流電源１１の電圧Ｖｄｃの１／２電圧にこの共振電圧が重畳した波形となる。この間、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４はオフ状態であるため、直流電源１１からの電力供給はなく、トランス５とスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４との間で共振による電力授受が行われる。
【００３０】
時刻ｔ２において、第１レグ３の下アーム３Ｌのスイッチング素子Ｓ２と第２レグ４の上アーム４Ｕのスイッチング素子Ｓ３をターンオンする。
このとき、スイッチング素子Ｓ２とスイッチング素子Ｓ３は電圧印加状態でターンオンすることでドレイン―ソース間電圧を０Ｖへと遷移させるため、ハードスイッチングとなりスイッチング損失が発生する。
ｔ２からｔ３までの期間（第２電力伝送期間）において、インバータ２の出力電圧（ＶＩＮＶ）は図１の矢印の逆方向に出力され、負荷１２に電力が供給される。
【００３１】
時刻ｔ３において、第１レグ３の下アーム３Ｌのスイッチング素子Ｓ２と第２レグ４の上アーム４Ｕのスイッチング素子Ｓ３をターンオフし、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を全てオフ状態とする。このとき、インバータ２からの電圧出力は停止する。
そして、このとき、スイッチング素子Ｓ２とスイッチング素子Ｓ３は電流通流中にターンオフすることで電流を遮断するため、ハードスイッチングとなりスイッチング損失が発生する。
【００３２】
時刻ｔ３から時刻ｔ４の期間Ｔ２（第２電力非伝送期間）については、上記の時刻ｔ１から時刻ｔ２の期間と同様である。すなわち、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のドレイン―ソース間の電圧波形は、直流電源１１の電圧Ｖｄｃの１／２電圧に共振電圧が重畳した波形となる。この間、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４はオフ状態であるため、直流電源１１からの電力供給はなく、トランス５とスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４との間で共振による電力授受が行われる。
【００３３】
時刻ｔ４以降は、上記で説明した動作の繰り返しとなる。すなわち、図２において、時刻ｔ４が時刻ｔ０となる。
【００３４】
ここで、時刻ｔ０、ｔ２におけるターンオン時のスイッチング損失はターンオン直前のドレイン−ソース間電圧に比例するため、共振電圧の位相によってスイッチング損失が変動する。例えば、理想状態である共振電圧がＶｄｃ／２の状態でスイッチングした場合を基準とすると、共振電圧の極小点でスイッチングすればターンオン損失は減少し、極大点でスイッチングすればターンオン損失が増加する。
【００３５】
ヒートシンク等の放熱器を設計する場合、最大損失条件を放熱可能なように冷却器サイズを決定するため、変動するスイッチング損失の最大値で冷却器を設計する必要がある。このため、冷却器が大型化し、装置の大型化やコスト増加が課題となる。
【００３６】
次に、本願実施の形態１の電力変換装置１、具体的にはインバータ２の動作について、図３、図４のタイムチャートに基づいて説明する。なお、図３のＦ３ａ〜Ｆ３ｇは、図２のＦ２ａ〜Ｆ２ｇに対応する。また、図４のＦ４ａ〜Ｆ４ｇは、図２のＦ２ａ〜Ｆ２ｇに対応する。
【００３７】
実施の形態１による電力変換装置１では、次の条件でスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をオン／オフする。（１）スイッチング周期Ｔｓは一定。（２）オン時間Ｔｏｎは一定。（３）スイッチング素子Ｓ１とＳ４とは同時にターンオン、ターンオフし、スイッチング素子Ｓ２とＳ３とは同時にターンオン、ターンオフする。（４）スイッチング周期Ｔｓ内においてスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をターンオンするタイミング、即ちターンオン位相を変化させる。
上記条件のもとで、Ｔ１（第１電力非伝送期間）とＴ２（第２電力非伝送期間）を異なるように設定する状態を設け、変動するターンオン電圧に対して、ターンオン位相をスイッチング周期毎に変更し、複数のスイッチング周期で見たとき、ターンオン電圧を平均化する。
【００３８】
図３、図４に本実施の形態１による電力変換装置１のスイッチングパターンに応じたタイムチャートを示す。図３はＴ１（第１電力非伝送期間）をＴ２（第２電力非伝送期間）よりも短く設定した場合である。図４はＴ１（第１電力非伝送期間）をＴ２（第２電力非伝送期間）よりも長く設定した場合である。
【００３９】
Ｔ１（第１電力非伝送期間）とＴ２（第２電力非伝送期間）とが同じである図２と、Ｔ１とＴ２が異なる図３、図４におけるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のターンオンを比較する。図３、図４においては、Ｔ１（第１電力非伝送期間）の長さを変更することにより、ターンオンの位相が変化し、ターンオンする電圧が変化することになる。
すなわち、Ｔ１とＴ２とを異なるようにすることで時刻ｔ０におけるスイッチング素子Ｓ１、Ｓ４、または時刻ｔ２におけるスイッチング素子Ｓ２、Ｓ３のドレインーソース間電圧を、Ｔ１とＴ２とが同じである場合と比較して低減することができる。
【００４０】
本実施の形態１による電力変換装置１では、スイッチング周期Ｔｓを一定かつ、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオン時間Ｔｏｎを一定とするため、予め定めたターンオン位相範囲内でターンオン位相を変更する。例えば、図３、図４において、ターンオン位相範囲、すなわちＴ１（第１電力非伝送期間）が取りえる（変化しえる）範囲は、０から（Ｔｓ−２Ｔｏｎ）である。
しかし、実際には、Ｔ１＝０またはＴ１＝（Ｔｓ−２Ｔｏｎ）では、デッドタイムを考慮する。例えば、時刻ｔ１にデッドタイムを加算した時刻に時刻ｔ２の初期値を設定する。
このターンオン位相範囲内において、スイッチング周期毎に予め定めた単位時間分ターンオン位相を進ませたり、遅らせたりする。
【００４１】
例えば、図２に示したＴ１（第１電力非伝送期間）の長さとＴ２（第２電力非伝送期間）の長さが同じ状態を初期状態とし、最大のターンオン位相範囲でターンオン位相を可変する場合を説明する。
なお、先に説明したように、Ｔｓ一定、Ｔｏｎ一定、Ｔｓ＝２Ｔｏｎ＋Ｔ１＋Ｔ２であり、（Ｔ１＋Ｔ２）は一定である。ここで、説明を分かりやすくするために、Ｔｒｅｆ＝Ｔ１＋Ｔ２と定義する。
図２に示したＴ１（第１電力非伝送期間）の長さとＴ２（第２電力非伝送期間）の長さが同じ状態から、次のスイッチング周期では、予め定めた単位時間分、ｔ２を進ませ、Ｔ１の長さを短くする。Ｔ２はＴ１の長さを短くした分長さは短くなる。
【００４２】
次のスイッチング周期では、予め定めた単位時間分更にｔ２を進ませ、Ｔ１＝０（ｔ１＝ｔ２）となるまで、スイッチング周期毎にｔ２を進ませる動作を繰り返す。
Ｔ１＝０（ｔ１＝ｔ２）となったスイッチング周期の次のスイッチング周期では、予め定めた単位時間分、Ｔ１の長さを長くする（ｔ２を遅らせる）。
Ｔ１＝（Ｔｓ−２Ｔｏｎ）（すなわち、ｔ３＝ｔ４）となるまでスイッチング周期毎にｔ２を遅らせる動作を繰り返す。
Ｔ１＝（Ｔｓ−２Ｔｏｎ）（すなわち、ｔ３＝ｔ４）となったスイッチング周期の次の周期では、予め定めた単位時間分、ｔ２を進ませる。
【００４３】
上記の動作を繰り返すことにより、予め定めたターン位相範囲内でターンオン位相を可変することとなり、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のターンオン電圧を複数のスイッチング周期で見て、平均化できる。
なお、予め定めた単位時間については、先に説明したＴ１（第１電力非伝送期間）およびＴ２（第２電力非伝送期間）で発生するスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のドレイン―ソース間の共振電圧波形の周期よりも短い値に設定する。
【００４４】
上記説明では、分かりやすいように図２のＴ１＝Ｔ２の状態から開始する場合を説明したが、下記のようにしてもよい。
Ｔｓ一定、Ｔｏｎ一定、Ｔｓ＝２Ｔｏｎ＋Ｔ１＋Ｔ２であり、Ｔｒｅｆ（＝Ｔ１＋Ｔ２）一定の条件の下で、Ｔ１（第１電力非伝送期間）を０から（Ｔｓ−２Ｔｏｎ）まで増加させ、その後、（Ｔｓ−２Ｔｏｎ）から０に減少させるように、Ｔ１（第１電力非伝送期間）の開始位相を制御し、以降この位相制御を繰り返すことで、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のターンオン電圧を複数のスイッチング周期で見て、平均化できる。
デッドタイムを考慮した場合、Ｔ１（第１電力非伝送期間）をデッドタイムの長さから（Ｔｓ−２Ｔｏｎ−デッドタイムの長さ）まで増加させ、その後、デッドタイムの長さに減少させる。
また、Ｔ２（第２電力非伝送期間）を０から（Ｔｓ−２Ｔｏｎ）まで増加させ、その後（Ｔｓ−２Ｔｏｎ）から０に減少させるように、Ｔ２（第２電力非伝送期間）の開始位相を制御し、以降この位相制御を繰り返しても、同様の効果を奏することができる。
デッドタイムを考慮した場合、Ｔ２（第２電力非伝送期間）をデッドタイムの長さから（Ｔｓ−２Ｔｏｎ−デッドタイムの長さ）まで増加させ、その後、デッドタイムの長さに減少させる。
【００４５】
次に、制御部１０のデューティ演算器２１、ターンオン位相演算器２２、およびＰＷＭ演算器２３の機能、動作を図５−図９に基づいて説明する。
まず、デューティ演算器２１について説明する。
デューティ演算器２１では、入力検出部８、出力検出部９の出力をもとにデューティＤを演算する。なお、デューティＤを演算するための検出信号が異なるため、図５−図７のデューティ演算器２１をそれぞれ２１Ａ〜２１Ｃと区別している。
【００４６】
図５にデューティ演算器２１Ａのブロック図を示す。デューティ演算器２１Ａは、加減算器２１１と比例制御器２１２とを備える。
出力検出部９の電圧検出値Ｖｏｕｔと予め定めた負荷電圧目標値Ｖｏｕｔ＊との偏差を比例（Ｐ）制御し、デューティＤを演算する。
【００４７】
また、デューティ演算器２１の別の例として、図６にデューティ演算器２１Ｂのブロック図を示す。デューティ演算器２１Ｂは、加減算器２１１と比例制御器２１２とを備える。
出力検出部９の電流検出値Ｉｏｕｔと、負荷電流目標値Ｉｏｕｔ＊との偏差に基づき、デューティＤを演算している。
【００４８】
さらに、デューティ演算器２１の別の例として、図７にデューティ演算器２１Ｃのブロック図を示す。デューティ演算器２１Ｃは、加減算器２１１、２１４と比例積分制御器２１３と、比例制御器２１５とを備える。
直流電源１１がＡＣ／ＤＣコンバータ等の電流源である場合、入力検出部８の電圧検出値Ｖｄｃと電源電圧目標値Ｖｄｃ＊との偏差を比例積分して、負荷電流目標値Ｉｏｕｔ＊を演算する。この演算した負荷電流目標値Ｉｏｕｔ＊と出力検出部９の電流検出値Ｉｏｕｔとの偏差に基づいてデューティＤを演算している。
【００４９】
同様に、入力検出部８の検出値である直流電源１１の電流Ｉｄｃと直流電源電流目標値Ｉｄｃ＊に基づいて、デューティＤを演算してもよい。いずれの検出値を用いてデューティＤを求めるかは、負荷１２がどのような負荷であるかによって決定すればよい。
例えば、定電流が要求される負荷であれば出力検出部９の電流検出値に基づいてデューティＤを決定し、定電圧が要求される負荷であれば、出力検出部９の電圧検出値に基づいてデューティＤを決定すればよい。
【００５０】
次に、ターンオン位相演算器２２について説明する。図８にターンオン位相演算器２２のブロック図を示す。ターンオン位相演算器２２は、キャリア位相演算器２２１と、乗算器２２５と、加減算器２２６とを備える。
デューティ演算器２１の演算結果、およびスイッチング周期Ｔｓよりターンオン位相範囲を演算し、基準キャリアＣａｒＳと同期したキャリアＣａｒＡと、ターンオン位相範囲内で基準キャリアＣａｒＳと位相差を有するキャリアＣａｒＢを演算する。
キャリアＣａｒＢは、キャリア位相演算器２２１によって基準キャリアＣａｒＳとの位相差が与えられる。
【００５１】
例えば、時刻ｔ２を可変にする場合、デューティ演算器２１の演算結果であるデューティＤとスイッチング周期Ｔｓに基づいて、乗算器２２５でＴｏｎ、すなわちｔ２の最小値（ｔ２ｍｉｎ）を演算する。さらに、加減算器２２６でｔ２の最大値（ｔ２ｍａｘ）を演算することで、ターンオン位相範囲を演算する。
キャリア位相演算器２２１は、演算したターンオン位相範囲（ｔ２ｍｉｎ〜ｔ２ｍａｘ）内でターンオン位相をスイッチング周期毎に変更していく。
具体的には、スイッチング周期毎に予め定めた単位時間分キャリアＣａｒＢの位相を進ませたり、遅らせたりすることでターンオン位相を制御する。
【００５２】
次に、ＰＷＭ演算器２３について説明する。図９にＰＷＭ演算器２３の一例のブロック図を示す。ＰＷＭ演算器２３は、比較器２３１、２３２と、ＡＮＤゲート２３３と、遅延器２３４とを備える。
【００５３】
ＰＷＭ演算器２３は、デューティ演算器２１の演算結果であるデューティＤと、ターンオン位相演算器２２の演算結果であるキャリアＣａｒＡ、ＣａｒＢに基づいてスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のゲートへのＰＷＭ信号を演算して生成する。
キャリアＣａｒＡとキャリアＣａｒＢはそれぞれ比較器２３１、２３２に入力され、デューティＤと比較することでパルス波形を生成する。
比較器２３１の出力から、ＡＮＤゲート２３３と遅延器２３４とを用いて、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ４に出力するＰＷＭ信号を生成する。
比較器２３２の出力から、ＡＮＤゲート２３３と遅延器２３４とを用いて、スイッチング素子Ｓ２、Ｓ３に出力するＰＷＭ信号を生成する。
なお、デッドタイムＴｄを演算する遅延器２３４を設けることで、所定のデッドタイムＴｄを有するスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４へのＰＷＭ信号を生成する。
【００５４】
本実施の形態１による電力変換装置１によれば、ターンオン時の電圧は複数のスイッチング周期で平均化されるため、トランスの漏れインダクタンスおよび寄生容量、スイッチング素子の寄生容量の個体毎のばらつきを考慮した調整が不要である。
【００５５】
次に、本実施の形態１の電力変換装置１の変形例として、トランス５と整流回路６との構成が異なる電力変換装置１Ａについて図１０に基づいて説明する。
図１０において、図１の電力変換装置１からの相違点は、トランス５Ａおよび整流回路６Ａの構成である。トランス５Ａは、トランス２次側巻線に中点を設けたセンタータップの構成とし、整流回路６ＡはダイオードＤ９、Ｄ１０から成る。
図１０における電力変換装置１Ａに対しても、例えば、上記に説明したＴ１（第１電力非伝送期間）を０から（Ｔｓ−２Ｔｏｎ）まで増加させ、その後、（Ｔｓ−２Ｔｏｎ）から０に減少させるように、Ｔ１の開始位相を制御し、以降この位相制御を繰り返すことで、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のターンオン電圧を複数のスイッチング周期で見て、平均化できる。
【００５６】
なお、以上の説明では、整流回路６（６Ａ）と出力平滑フィルタ７とを別の構成要素として説明したが、出力平滑フィルタの構成部品を整流回路に取り込み、全体を整流回路とまとめてもよい。
なお、以上の説明では、第１電力伝送期間と第２電力伝送期間の長さを等しく設定した。しかし、例えば、入力電圧にリプルが存在する、あるいは回路のインピーダンスが異なる要因で、第１電力伝送期間の振幅と第２電力伝送期間の振幅が異なり、トランス５Ａに偏磁が発生する場合には、第１電力伝送期間と第２電力伝送期間の長さを異なるように設定してもよい。
【００５７】
以上より、実施の形態１による電力変換装置１によれば、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のターンオン電圧を複数のスイッチング周期で見て平均化することが可能となる。一般的に、スイッチング周期よりも冷却器の熱時定数の方が大きい。このため、スイッチング素子の損失は平均化され、冷却器を設計する際に考慮すべき最大損失を抑制することできる。この結果、制御器と冷却器を小型化し、小型な電力変換装置を実現できる。
【００５８】
以上説明したように、実施の形態１の電力変換装置は、フルブリッジインバータの第１対角にあるスイッチング素子が同時にオフし、第２対角にあるスイッチング素子が同時にオンするまでの期間をＴ１（第１電力非伝送期間）、第２対角にあるスイッチング素子が同時にオフし、第１対角にあるスイッチング素子が同時にオンするまでの期間をＴ２（第２電力非伝送期間）とし、第１対角にあるスイッチング素子が同時にオンしている期間（第１電力伝送期間）と、第２対角にあるスイッチング素子が同時にオンしている期間（第２電力伝送期間）を等しく設定（Ｔｏｎ）し、スイッチング周期Ｔｓ、およびＴｏｎ一定の条件で、制御部はスイッチング周期毎に一定時間間隔でＴ１（第１電力非伝送期間）を０から（Ｔｓ−２Ｔｏｎ）の間でスイープを繰り返すものである。このため、スイッチング素子のターンオン電圧を複数のスイッチング周期で見て平均化することできる。この結果、実施の形態１の電力変換装置は、簡易な制御法によりスイッチング損失の増加を抑制することで制御器と冷却器を小型化し、小型な電力変換装置を提供することができる。
【００５９】
実施の形態２．
実施の形態１の電力変換装置においては、Ｔ１（第１電力非伝送期間）を０から（Ｔｓ−２Ｔｏｎ）の間でスイープすることで、スイッチング素子のターンオン電圧を平均化したが、本実施の形態２の電力変換装置は、スイッチング素子の温度検出部を設け、スイッチング素子の温度検出値に基づき、スイッチング素子のターンオン位相を変更し、スイッチング素子の温度が最小となる点を探索することで、スイッチング素子のターンオン損失が最小となるスイッチング素子のターンオン位相を探索する構成としたものである。
【００６０】
以下、実施の形態２の電力変換装置について、電力変換装置の構成図である図１１および制御部（ターンオン位相演算器）の構成を示すブロック図である図１２に基づいて、実施の形態１との差異を中心に説明する。図１１において、実施の形態１の図１と同一あるいは相当部分は、同一の符号を付している。
【００６１】
まず、実施の形態２の電力変換装置１００の構成を図１１に基づいて説明する。
図１１において、電力変換装置１００は、大きく電力変換部と検出・制御部とから構成される。
電力変換部は、フルブリッジ構成のインバータ２と、トランス５と、整流回路６と、出力平滑フィルタ７とを備える。電力変換部のインバータ２の入力側には直流電源１１が接続され、出力平滑フィルタ７の出力側には、負荷１２が接続されている。
検出・制御部は、入力検出部８と、出力検出部９と、温度検出部１３０と、制御部１１０とを備える。
【００６２】
まず、電力変換部の全体の機能、動作を説明する。
インバータ２は、直流電源１１の直流電圧を高周波交流電圧に変換し、トランス５に出力する。トランス５は、インバータ２と整流回路６との間の絶縁を保ち、所定の高周波交流電圧に変換する。整流回路６はトランス５から出力される高周波交流電圧を整流する。出力平滑フィルタ７は整流回路６から出力される電圧の高周波成分を除去し、負荷１２に直流電力を供給する。
【００６３】
実施の形態２において、電力変換装置１００の電力変換部のインバータ２の構成は実施の形態１と同じである。
実施の形態１との差異、すなわち、電力変換装置１００の電力変換部のインバータ２の動作の差異および検出・制御部の構成、動作の差異を中心に説明する。
【００６４】
実施の形態２による電力変換装置１００では、検出部として、入力検出部８、出力検出部９、および温度検出部１３０を備える。
電力変換装置１００は、実施の形態１と同様に直流電源１１と並列に入力検出部８を設け、直流電源１１の電圧Ｖｄｃと電流Ｉｄｃの少なくとも一方を検出する。また、負荷１２と並列に出力検出部９を設け、負荷の電圧Ｖｏｕｔと電流Ｉｏｕｔの少なくとも一方を検出する。さらに、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の温度を検出する温度検出部１３０を備える。
【００６５】
なお、温度検出部１３０はスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４がモジュールの場合は、モジュール内部の温度を検出してもよいし、ディスクリート品の場合はヒートシンクや実装された基板、バスバー等の温度を検出してもよい。
スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のすべての温度を検出することを想定して説明するが、スイッチング素子の温度の検出は、代表の１個または複数個であってもよい。
【００６６】
制御部１１０は、デューティ演算器２１、ターンオン位相演算器１２２、およびＰＷＭ演算器２３を備える。次に説明するように、制御部１１０と実施の形態１の制御部１０との相違点は、ターンオン位相演算器１２２である。
【００６７】
まず、ターンオン位相演算器１２２について説明する。図１２はターンオン位相演算器１２２のブロック図を示す。ターンオン位相演算器１２２は、キャリア位相演算器２２１Ａと、乗算器２２５と、加減算器２２６とを備える。図１２において、温度検出部１３０からの信号をＴｍｐと記載している。
【００６８】
温度検出部１３０は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の温度を検出し、ターンオン位相演算器１２２に出力する。
ターンオン位相演算器１２２は、実施の形態１と同様にデューティ演算器２１の演算結果であるデューティＤ、スイッチング周期Ｔｓからターンオン位相範囲演算し、同範囲内で基準キャリアＣａｒＳと同期したキャリアＣａｒＡと、ターンオン位相範囲内で基準キャリアＣａｒＳと位相差を有したキャリアＣａｒＢを演算する。ターンオン位相範囲内で基準キャリアＣａｒＳと位相差を有したキャリアＣａｒＢはキャリア位相演算器２２１Ａでターンオン位相を演算する。
【００６９】
キャリア位相演算器２２１Ａは、定期的にキャリアＣａｒＢをターンオン位相範囲内でターンオン位相をスイープする。すなわち、例えば、Ｔ１（第１電力非伝送期間）を０から（Ｔｓ−２Ｔｏｎ）まで増加させる。
キャリア位相演算器２２１Ａは、各ターンオン位相における温度検出結果を保存し、温度検出結果が最小となるキャリアＣａｒＢの位相を選択する。
温度検出結果の保存は、各ターンオン位相に対する温度検出結果を保存してもよいし、最小温度に対応するデータのみを保存してもよい。
【００７０】
電力変換装置１００の動作条件の変化に対応するために、Ｔ１（第１電力非伝送期間）を０から（Ｔｓ−２Ｔｏｎ）まで増加させるスイープを定期的に行う。さらに、入力検出部８および出力検出部９で検出した１つあるいは複数の電圧、電流が所定の閾値を超えた場合に、Ｔ１を０から（Ｔｓ−２Ｔｏｎ）まで増加させるスイープを開始することで、電力変換装置１００の動作条件の変化により迅速に対応することができる。
【００７１】
次に、山登り法による探索について説明する。
山登り法により、温度検出結果が最小となるターンオン位相を探索し、キャリアＣａｒＢの位相を決定することも可能である。
山登り法を用いる場合、時刻ｔ２の初期値を時刻ｔ１と等しくする、すなわちＴ１＝０とすることで、共振振幅が大きい状態、すなわち、より低い電圧でターンオンすることが可能となり、スイッチング素子Ｓ２、Ｓ３のターンオン損失をより効果的に低減することができる。
【００７２】
山登り法を用いることで、定期的にＴ１（第１電力非伝送期間）を０から（Ｔｓ−２Ｔｏｎ）まで増加させるスイープを行ってスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の温度の最小値を探索する必要がなくなる。このため、常に温度が最小となる動作条件で動作を継続することができる。
【００７３】
なお、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の温度の検出が、スイッチング素子の電圧・電流変化と比較して応答が遅い場合は、温度が飽和するまでの待ち時間を設けてもよい。
【００７４】
本実施の形態２による電力変換装置によれば、温度によりターンオン位相を調整可能であるため、トランスの漏れインダクタンスや寄生容量、スイッチング素子の寄生容量の個体毎のばらつきを考慮した調整が不要である。
【００７５】
なお、本実施の形態２のスイッチング素子の温度検出値に基づき、スイッチング素子のターンオン損失が最小となるターンオン位相を探索は、トランス２次側巻線に中点を設け、整流回路６をセンタータップの構成とする電力変換装置にも適用することが可能である。
【００７６】
以上説明したように、本実施の形態２の電力変換装置は、スイッチング素子の温度検出部を設け、スイッチング素子の温度検出値に基づき、スイッチング素子のターンオン位相を変更し、スイッチング素子の温度が最小となる点を探索することで、スイッチング素子のターンオン損失が最小となるスイッチング素子のターンオン位相を探索できる。したがって、実施の形態１の電力変換装置と同様に、簡易な制御法によりスイッチング損失の増加を抑制することで制御器と冷却器を小型化し、小型な電力変換装置を提供することができる。
【００７７】
実施の形態３．
実施の形態３の電力変換装置は、入力検出部あるいは出力検出部の検出値に基づき、スイッチング素子のターンオン位相を変更し、入力検出部の検出入力電流が最小となる点を探索することで、スイッチング素子のターンオン損失が最小となるスイッチング素子のターンオン位相を探索する構成としたものである。
【００７８】
以下、実施の形態３の電力変換装置について、電力変換装置の構成図である図１３、制御部（ターンオン位相演算器）の構成を示すブロック図である図１４、および制御部（デューティ演算器）の構成を示すブロック図である図１５に基づいて、実施の形態２との差異を中心に説明する。図１３−図１５において、実施の形態１、２の図と同一あるいは相当部分は、同一の符号を付している。
【００７９】
まず、実施の形態３の電力変換装置２００の構成を図１３に基づいて説明する。
図１３において、電力変換装置２００は、大きく電力変換部と検出・制御部とから構成される。
電力変換部は、フルブリッジ構成のインバータ２と、トランス５と、整流回路６と、出力平滑フィルタ７とを備える。電力変換部のインバータ２の入力側には直流電源１１が接続され、出力平滑フィルタ７の出力側には、負荷１２が接続されている。
検出・制御部は、入力検出部８と、出力検出部９と、制御部２１０とを備える。
【００８０】
まず、電力変換部の全体の機能、動作を説明する。
インバータ２は、直流電源１１の直流電圧を高周波交流電圧に変換し、トランス５に出力する。トランス５は、インバータ２と整流回路６との間の絶縁を保ち、所定の高周波交流電圧に変換する。整流回路６はトランス５から出力される高周波交流電圧を整流する。出力平滑フィルタ７は整流回路６から出力される電圧の高周波成分を除去し、負荷１２に直流電力を供給する。
【００８１】
実施の形態３において、電力変換装置２００の電力変換部のインバータ２の構成および動作は実施の形態２と同じである。
実施の形態２との差異、すなわち、電力変換装置２００の検出・制御部の構成、動作の差異を中心に説明する。
【００８２】
実施の形態３による電力変換装置２００では、検出部として、入力検出部８、および出力検出部９を備える。
電力変換装置２００は、実施の形態２と同様に直流電源１１と並列に入力検出部８を設け、直流電源１１の電圧Ｖｄｃと電流Ｉｄｃの少なくとも一方を検出する。また、負荷１２と並列に出力検出部９を設け、負荷の電圧Ｖｏｕｔと電流Ｉｏｕｔの少なくとも一方を検出する。
【００８３】
制御部２１０は、デューティ演算器２１、ターンオン位相演算器２２２、およびＰＷＭ演算器２３を備える。次に説明するように、制御部２１０と実施の形態２の制御部１１０との相違点は、ターンオン位相演算器２２２である。
実施の形態２の電力変換装置１００では、温度検出部１３０で検出したスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の温度をターンオン位相演算器１２２に出力していた。実施の形態３の電力変換装置２００では、入力検出部８あるいは出力検出部９で検出した電圧、電流値をターンオン位相演算器２２２にも出力している。
【００８４】
まず、ターンオン位相演算器２２２について説明する。図１４はターンオン位相演算器２２２のブロック図を示す。ターンオン位相演算器２２２は、キャリア位相演算器２２１Ｂと、乗算器２２５と、加減算器２２６とを備える。図１４において、入力検出部８、出力検出部９からの信号をＳＧと記載している。
【００８５】
ターンオン位相演算器２２２は、実施の形態２と同様にデューティ演算器２１の演算結果であるデューティＤ、スイッチング周期Ｔｓからターンオン位相範囲演算し、同範囲内で基準キャリアＣａｒＳと同期したキャリアＣａｒＡと、ターンオン位相範囲内で基準キャリアＣａｒＳと位相差を有したキャリアＣａｒＢを演算する。ターンオン位相範囲内で基準キャリアＣａｒＳと位相差を有したキャリアＣａｒＢはキャリア位相演算器２２１Ｂでターンオン位相を演算する。
【００８６】
入力が電圧源で出力がバッテリ等の電圧源負荷の場合、出力電流量を制御することで出力電力が決まるため、入力電流が小さい方がスイッチング損失は小さい状態となる。
この場合は、入力検出部８で検出した入力電流検出値を用いて、入力電流検出値が最小となる点を探索する。
以下、入力が電圧源で出力がバッテリ等の電圧源負荷の場合について、説明する。
【００８７】
図１５に示すデューティ演算器２１Ｂは、出力検出部９の出力電流検出値Ｉｏｕｔと、負荷電流目標値Ｉｏｕｔ＊との偏差に基づきデューティＤを演算する。
このとき、ターンオン位相演算器２２２は、ターンオン位相を制御し、入力検出部８の入力電流検出値に基づき、入力電流が最小となる点を探索する。
【００８８】
キャリア位相演算器２２１Ｂは、定期的にキャリアＣａｒＢをターンオン位相範囲内でターンオン位相をスイープする。すなわち、例えば、Ｔ１（第１電力非伝送期間）を０から（Ｔｓ−２Ｔｏｎ）まで増加させる。
各ターンオン位相における入力電流検出値を保存し、入力電流検出値が最小となるキャリアＣａｒＢの位相を選択する。
探索結果の保存は、各ターンオン位相に対する入力電流検出値を保存してもよいし、最小入力電流に対応するターンオン位相データのみを保存してもよい。
【００８９】
電力変換装置２００の動作条件の変化に対応するために、Ｔ１（第１電力非伝送期間）を０から（Ｔｓ−２Ｔｏｎ）まで増加させるスイープを定期的に行う。さらに、入力検出部８および出力検出部９で検出した１つあるいは複数の電圧、電流が所定の閾値を超えた場合に、Ｔ１を０から（Ｔｓ−２Ｔｏｎ）まで増加させるスイープを開始することで、電力変換装置１００の動作条件の変化により迅速に対応することができる。
【００９０】
次に、山登り法による探索について説明する。
山登り法により、入力電流検出値が最小となるターンオン位相を探索し、キャリアＣａｒＢの位相を決定することも可能である。
山登り法を用いる場合、時刻ｔ２の初期値を時刻ｔ１と等しくする、すなわちＴ１＝０とすることで、共振振幅が大きい状態、すなわち、より低い電圧でターンオンすることが可能となり、入力電流検出値の最小値をより効果的に探索することができる。
【００９１】
山登り法を用いることで、定期的にＴ１（第１電力非伝送期間）を０から（Ｔｓ−２Ｔｏｎ）まで増加させるスイープを行って入力電流検出値の最小値を探索する必要はない。このため、常に入力電流検出値が最小となる動作条件で動作を継続することができる。
【００９２】
以上、実施の形態３の電力変換装置２００として、入力が電圧源で出力がバッテリ等の電圧源負荷の場合を説明した。
直流電源１１がＡＣ／ＤＣコンバータ等の定電力源であり、出力側がバッテリ等の電圧源負荷である場合、出力電流が大きい方がスイッチング損失は小さい状態となる。
この場合には、出力検出部９からキャリア位相演算器２２１Ｂに出力された出力電流検出値に基づいて、出力電流検出値の最大値を探索することで、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のスイッチング損失が最小となる点を探索できる。
【００９３】
本実施の形態３による電力変換装置によれば、例えば、入力電流検出値に基づいて、スイッチング素子のスイッチング損失が最小となる点を探索できるため、トランスの漏れインダクタンスや寄生容量、スイッチング素子の寄生容量の個体毎のばらつきを考慮した調整が不要である。
【００９４】
以上説明したように、実施の形態３の電力変換装置は、入力検出部あるいは出力検出部の検出値に基づき、スイッチング素子のターンオン位相を変更し、入力検出部の検出入力電流が最小となる点を探索することで、スイッチング素子のターンオン損失が最小となるスイッチング素子のターンオン位相を探索する構成としたものである。したがって、実施の形態１の電力変換装置と同様に、簡易な制御法によりスイッチング損失の増加を抑制することで制御器と冷却器を小型化し、小型な電力変換装置を提供することができる。
【００９５】
実施の形態４．
実施の形態４の電力変換装置は、実施の形態２において大容量バッテリを負荷とした場合、バッテリ電圧上昇に伴う温度変化を除去し、共振振動による温度変化のみを検出するため、ターンオン位相演算器にハイパスフィルタを設ける構成としたものである。
【００９６】
以下、実施の形態４の電力変換装置について、電力変換装置の構成図である図１６、および制御部（ターンオン位相演算器）の構成を示すブロック図である図１７に基づいて、実施の形態２との差異を中心に説明する。図１６、図１７において、実施の形態１、２の図と同一あるいは相当部分は、同一の符号を付している。
【００９７】
まず、実施の形態４の電力変換装置３００の構成を図１６に基づいて説明する。
図１６において、電力変換装置３００は、大きく電力変換部と検出・制御部とから構成される。
電力変換部は、フルブリッジ構成のインバータ２と、トランス５と、整流回路６と、出力平滑フィルタ７とを備える。電力変換部のインバータ２の入力側には直流電源１１が接続され、出力平滑フィルタ７の出力側には、負荷１２が接続されている。
検出・制御部は、入力検出部８と、出力検出部９と、制御部３１０とを備える。
【００９８】
実施の形態４において、電力変換装置３００の電力変換部のインバータ２の構成および動作は実施の形態２と同じである。
実施の形態２との差異、すなわち、電力変換装置３００の検出・制御部の構成、動作の差異を中心に説明する。
【００９９】
実施の形態４による電力変換装置３００では、検出部として、入力検出部８、出力検出部９、および温度検出部１３０を備える。
電力変換装置３００は、実施の形態２と同様に直流電源１１と並列に入力検出部８を設け、直流電源１１の電圧Ｖｄｃと電流Ｉｄｃの少なくとも一方を検出する。また、負荷１２と並列に出力検出部９を設け、負荷の電圧Ｖｏｕｔと電流Ｉｏｕｔの少なくとも一方を検出する。さらに、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の温度を検出する温度検出部１３０を備える。
【０１００】
制御部３１０は、デューティ演算器２１、ターンオン位相演算器３２２、およびＰＷＭ演算器２３を備える。次に説明するように、制御部３１０と実施の形態２の制御部２１０との相違点は、ターンオン位相演算器３２２である。
【０１０１】
まず、ターンオン位相演算器３２２について説明する。図１７はターンオン位相演算器３２２のブロック図を示す。ターンオン位相演算器３２２は、キャリア位相演算器２２１Ａと、乗算器２２５と、加減算器２２６と、ハイパスフィルタ３２７とを備える。図１７において、温度検出部１３０からの信号をＴｍｐと記載している。
【０１０２】
温度検出部１３０は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の温度を検出し、ターンオン位相演算器３２２に出力する。しかし、実施の形態２とは異なり、この温度検出部１３０からの信号（Ｔｍｐ）は、ハイパスフィルタ３２７を介してキャリア位相演算器２２１Ａに入力される。
ターンオン位相演算器３２２は、実施の形態２と同様にデューティ演算器２１の演算結果であるデューティＤ、スイッチング周期Ｔｓからターンオン位相範囲を演算し、同範囲内で基準キャリアＣａｒＳと同期したキャリアＣａｒＡと、ターンオン位相範囲内で基準キャリアＣａｒＳと位相差を有したキャリアＣａｒＢを演算する。ターンオン位相範囲内で基準キャリアＣａｒＳと位相差を有したキャリアＣａｒＢはキャリア位相演算器２２１Ａでターンオン位相を演算する。
【０１０３】
キャリア位相演算器２２１Ａは、定期的にキャリアＣａｒＢをターンオン位相範囲内でターンオン位相をスイープする。すなわち、例えば、Ｔ１（第１電力非伝送期間）を０から（Ｔｓ−２Ｔｏｎ）まで増加させる。
キャリア位相演算器２２１Ａは、各ターンオン位相におけるハイパスフィルタ３２７を介した温度検出結果を保存し、この温度検出結果が最小となるキャリアＣａｒＢの位相を選択する。
ハイパスフィルタ３２７を介した温度検出結果の保存は、各ターンオン位相に対する温度検出結果を保存してもよいし、最小温度に対応するデータのみを保存してもよい。
【０１０４】
このように、実施の形態４では、図１７に示した通り、温度検出部１３０で検出したスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の温度検出結果はハイパスフィルタ回路３２７を介してキャリア位相演算器２２１Ａに入力する。この入力結果に基づき、実施の形態２と同様にスイッチ素子のターンオン位相を変更し、第１電力非伝送期間および第２電力非伝送期間の長さを制御する。
【０１０５】
つぎに、ターンオン位相演算器３２２にハイパスフィルタ回路３２７を設けた理由について説明する。
ＥＶ（Ｅｌｅｃｔｒｉｃ  Ｖｅｈｉｃｌｅ）／ＰＨＥＶ（Ｐｌｕｇ−ｉｎ  Ｈｙｂｒｉｄ  Ｅｌｅｃｔｒｉｃ  Ｖｅｈｉｃｌｅ）などに搭載される車載充電器のように大容量バッテリを負荷とする電力変換装置の場合、バッテリの電圧が徐々に上昇するのに伴い、スイッチング素子の温度も徐々に変化する。一方、電力非伝送期間の共振振動はＭＨｚオーダーの高周波であり、温度変化の時定数はバッテリ電圧の変化による温度変化の時定数と比較して短い。
本実施の形態４で新たに設けたハイパスフィルタ回路３２７により、バッテリ電圧上昇に伴う温度変化を除去し、共振振動による温度変化のみを検出することが可能となる。このため、より高精度にスイッチング損失が最小となる点を探索できる。
【０１０６】
以上説明したように、実施の形態４の電力変換装置は、大容量バッテリを負荷とした場合、バッテリ電圧上昇に伴う温度変化を除去し、共振振動による温度変化のみを検出するため、ターンオン位相演算器にハイパスフィルタを設ける構成としたものである。したがって、実施の形態１の電力変換装置と同様に、簡易な制御法によりスイッチング損失の増加を抑制することで制御器と冷却器を小型化し、小型な電力変換装置を提供することができる。さらに、より高精度にスイッチング損失が最小となる点を探索できる。
【０１０７】
実施の形態５．
実施の形態５の電力変換装置は、実施の形態２から実施の形態４に対して、スイッチング損失が最小となる点の探索を容易とするために、電力変換部のインバータのスイッチング素子に並列にコンデンサを追加する、あるいはトランスの１次巻線にインダクタを追加する構成としたものである。
【０１０８】
以下、実施の形態３の電力変換装置に適用した場合を例として、実施の形態５の電力変換装置について、電力変換装置の構成図である図１８に基づいて、実施の形態３との差異を中心に説明する。図１８において、実施の形態１、３の図と同一あるいは相当部分は、同一の符号を付している。
【０１０９】
まず、実施の形態５の電力変換装置４００の構成を図１８に基づいて説明する。
図１８において、電力変換装置４００は、大きく電力変換部と検出・制御部とから構成される。
電力変換部は、フルブリッジ構成のインバータ４０２と、トランス５と、整流回路６と、出力平滑フィルタ７と、トランス５の１次巻線に直列接続されたインダクタＬ１とを備える。電力変換部のインバータ４０２の入力側には直流電源１１が接続され、出力平滑フィルタ７の出力側には、負荷１２が接続されている。
検出・制御部は、入力検出部８と、出力検出部９と、制御部２１０とを備える。
【０１１０】
実施の形態５において、電力変換装置５００の電力変換部のインバータ４０２の基本構成および動作は実施の形態３と同じである。
実施の形態３との差異、すなわち、インバータ４０２のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に並列に接続されたコンデンサＣ１〜Ｃ４、およびトランス５の１次巻線に直列に設けられたインダクタＬ１の機能を中心に説明する。
【０１１１】
インバータ４０２のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に並列にコンデンサＣ１〜Ｃ４を接続し、またトランス５の１次巻線にインダクタＬ１を直列に接続することで、第１電力非伝送期間および第２電力非伝送期間に発生する共振振動を低周波化することが可能となり、スイッチング損失が最小となる点の探索が容易となる。
【０１１２】
なお、コンデンサＣ１〜Ｃ４、あるいはインダクタＬ１のいずれか１方のみを追加してもよい。また、コンデンサＣ１〜Ｃ４のすべてを追加するのではなく、いずれか１つ以上のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４と並列に接続してもよい。例えば、上アーム（３Ｕ、４Ｕ）あるいは下アーム（３Ｌ、４Ｌ）のスイッチング素子に追加してもよい。また、第１レグ３あるいは第２レグ４のスイッチング素子に追加してもよい。スイッチング素子Ｓ１とＳ４、あるいはスイッチング素子Ｓ２とＳ３のいずれかの対角素子のみに追加してもよい。さらに、インダクタＬ１はトランス５の２次巻線と直列に接続してもよいし、１次側、２次側双方に設けてもよい。
【０１１３】
以上の説明では、実施の形態３の電力変換装置にコンデンサおよびインダクタを追加する例を説明したが、実施の形態２、４の電力変換装置に対しても同様に適用できる。
【０１１４】
以上説明したように、実施の形態５の電力変換装置は、電力変換部のインバータのスイッチング素子に並列にコンデンサを追加する、あるいはトランスの１次巻線にインダクタを追加する構成としたものである。したがって、実施の形態１の電力変換装置と同様に、簡易な制御法によりスイッチング損失の増加を抑制することで制御器と冷却器を小型化し、小型な電力変換装置を提供することができる。さらに、スイッチング損失が最小となる点の探索を容易にできる。
【０１１５】
なお、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、実施の形態を適宜、変形、省略したりすることが可能である。
【産業上の利用可能性】
【０１１６】
この発明は、簡易な制御法によりスイッチング損失の増加を抑制することで制御器と冷却器を小型化できるため、電力変換装置に広く適用できる。
【符号の説明】
【０１１７】
１，１Ａ，１００，２００，３００，４００  電力変換装置、２，４０２  インバータ、３  第１レグ、４  第２レグ、５，５Ａ  トランス、６，６Ａ  整流回路、７  出力平滑フィルタ、８  入力検出部、９  出力検出部、１０，１１０，２１０，３１０  制御部、１１  直流電源、１２  負荷、２１，２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃ  デューティ演算器、２２，１２２，２２２，３２２  ターンオン位相演算器、２３  ＰＷＭ演算器、７１，Ｌ１  インダクタ、７２，Ｃ１〜Ｃ４  コンデンサ、２１１，２１４  加減算器、２１２  比例制御器、２１３  比例積分制御器、２１５  比例制御器、２３１，２３２  比較器、２２５  乗算器、２２６  加減算器、２３３  ＡＮＤゲート、２３４  遅延器、３２７  ハイパスフィルタ、３Ｕ，４Ｕ  上アーム、３Ｌ，４Ｌ  下アーム、Ｓ１〜Ｓ４  スイッチング素子、Ｄ１〜Ｄ４  帰還ダイオード、Ｄ５〜Ｄ１０  ダイオード。
【要約】
フルブリッジインバータ（２）の第１対角にあるスイッチング素子Ｓ１、Ｓ４が同時にオフし、第２対角にあるスイッチング素子Ｓ２、Ｓ３が同時にオンするまでの期間をＴ１、第２対角にあるスイッチング素子Ｓ２、Ｓ３が同時にオフし、第１対角にあるスイッチング素子Ｓ１、Ｓ４が同時にオンするまでの期間をＴ２とし、Ｔ１およびＴ２の合計長さを一定にした上で、Ｔ１およびＴ２の長さをスイッチング周期ごとに変化するように制御する。【図１】
0006381853.tif 000002
【図２】
0006381853.tif 000003
【図３】
0006381853.tif 000004
【図４】
0006381853.tif 000005
【図５】
0006381853.tif 000006
【図６】
0006381853.tif 000007
【図７】
0006381853.tif 000008
【図８】
0006381853.tif 000009
【図９】
0006381853.tif 000010
【図１０】
0006381853.tif 000011
【図１１】
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【図１２】
0006381853.tif 000013
【図１３】
0006381853.tif 000014
【図１４】
0006381853.tif 000015
【図１５】
0006381853.tif 000016
【図１６】
0006381853.tif 000017
【図１７】
0006381853.tif 000018
【図１８】
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