(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ロータおよび複数相のステータ巻線を有するステータを具備するブラシレスモータと、各相の前記ステータ巻線への通電を切換制御する通電切換手段とを備えるブラシレスモータの制御装置であって、
前記複数相の相電圧と中点電圧との差である相間電圧を検出する電圧検出手段と、
前記複数相のうち所定の線間に所定交流電圧を印加する電圧印加手段と、
前記電圧印加手段により前記複数相のうち所定の線間に前記所定交流電圧が印加された状態で、前記電圧検出手段により検出される複数の前記相間電圧のうち前記所定交流電圧が印加された線間に含まれる相の相間電圧の比に基づき、前記ロータの回転角度を推定する推定手段とを備えることを特徴とするブラシレスモータの制御装置。
【請求項２】
前記推定手段は、前記相間電圧の比および前記所定交流電圧が印加された相間電圧値に基づいて前記ロータの回転角度を推定することを特徴とする請求項１に記載のブラシレスモータの制御装置。
【請求項３】
前記所定交流電圧の周波数は、可聴周波数以外の周波数であることを特徴とする請求項１または請求項２に記載のブラシレスモータの制御装置。
【請求項４】
前記推定手段は、前記相間電圧の比を相間インダクタンスの比に等しいとすることを特徴とする請求項１から請求項３の何れか１つに記載のブラシレスモータの制御装置。
【請求項５】
請求項１から請求項４の何れか１つに記載のブラシレスモータの制御装置と、
操舵トルクを検出する操舵トルク検出手段と、
前記操舵トルク検出手段により検出される前記操舵トルクと、前記推定手段により推定される前記回転角度とに応じて、前記ブラシレスモータを駆動制御し、前記操舵トルクを補助する補助トルクを前記ブラシレスモータから発生させる操舵制御手段とを備えることを特徴とする電動ステアリング装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ブラシレスモータの制御装置および電動ステアリング装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、例えばブラシレスモータの停止状態での磁極位置つまり所定の基準回転位置からのロータの磁極の回転角度を推定する際に、ロータの回転には寄与しない程度のパルス電圧をブラシレスモータに印加し、このときのブラシレスモータの電流および電圧からフーリエ変換によって得られるインダクタンスに基づき、ロータの突極性に応じたインダクタンス変化から、ロータの位置を示すロータ角度つまり所定の基準回転位置からのロータの磁極の回転角度を推定する方法が知られている（例えば、非特許文献１参照）。
【非特許文献１】山本、他１名、「パルス電圧を用いた表面磁石同期モータの初期磁極位置推定法」、ＩＥＥＪ  Ｔｒａｎｓ．ＩＡ，Ｖｏｌ．１２５，Ｎｏ．３，２００５，ｐ２５３−２５８
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
ところで、上記従来技術の一例に係る方法では、フーリエ変換等の煩雑な処理を実行する必要があることから回転角度の推定に要する時間を短縮することが困難であって、ブラシレスモータの起動時の応答性を向上させることができないという問題が生じ、例えば電動ステアリング装置に具備されるブラシレスモータにおいては、運転者の操舵入力をブラシレスモータから発生する操舵補助力によって適切に補助することができず、運転者が操舵フィーリングに違和感を感じてしまうという問題が生じる。
また、ロータの回転には寄与しない程度のパルス電圧をブラシレスモータに印加する際に、電磁騒音および振動を低減するために、可聴周波数よりも高い高周波数のパルス電圧を印加する場合には、ブラシレスモータのインダクタンス変化に対応する電流変化は極小さくなることから、電流センサ等により検出される検出値の誤差に起因して、回転角度の推定精度を向上させることが困難になるという問題が生じる。
【０００４】
例えば、図１２の等価回路に示される電動パワーステアリング用のブラシレスモータ１００の線間の抵抗ＲＭは概ねＲＭ＝２０（ｍΩ）であり、インダクタンスＬＭの平均値は概ねＬＭ（平均値）＝１２５（μＨ）である。そして、このブラシレスモータ１００の回転子が回転した時に変化するインダクタンスＬＭは、図１３に示すように最大値ＬＭｍａｘが概ねＬＭｍａｘ＝１５０（μＨ）、最小値ＬＭｍｉｎが概ねＬＭｍｉｎ＝１００（μＨ）程度である。 ただし図１３は後述する図３に示すような、８極のブラシレスモータ１００の線間インダクタンス変動を示している。
次に、このブラシレスモータ１００に可聴周波数外の交流電圧を印加して電流を通電し、この電流よりインダクタンスを推定する方法と課題について説明する。図１２に示す等価回路のブラシレスモータ１００に、電圧ＶＭを印加した時の電流ＩＭは、下記数（１）にて示される。下記数式(１)に上記の抵抗値（ＲＭ＝２０（ｍΩ））、およびインダクタンス値（ＬＭ（平均値）＝１２５（μＨ））を代入し、電圧ＶＭ＝１２（Ｖ）かつ周波数ｆ＝２０（ｋＨｚ）の矩形波を印加した際の電流波形を図１４に示す。図中の太実線はインダクタンスＬＭが最小値ＬＭｍｉｎの場合、細実線はインダクタンスＬＭが最大値Ｍｍａｘの場合を示す。両者の差は最大で０．９９（Ａ）しかない。このブラシレスモータ１００の使用最大電流は概ね、実効値で８５（Ａｒｍｓ）かつ波高値で１２０（Ａｒｍｓ）である。電流センサは上記モータ電流の波高値を検出する必要があるため、入出力特性は図１５に示す様に、±１２５（Ａ）当たり±２．５（Ｖ）である。
一方、マイクロコンピュータに電流センサの検出電圧を取り込む際に必要なＡＤコンバータの分解能は５（Ｖ）当たり１０（ｂｉｔ）である。このため、マイクロコンピュータに入力された電流の分解能は、１（ＬＳＢ）当たり０．２４４（Ａ）である。
従ってインダクタンス変化量に対する電流変化量である０．９９（Ａ）を、マイクロコンピュータに読み込むと４（ＬＳＢ）しかなく、この値を回転角に割り当てなくてはならないので、分解能が低く、精度良く回転角を推定する事ができなかった。
【０００５】
【数１】
0004802174.tif 000002
【０００６】
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、停止状態でのブラシレスモータの回転角度を迅速かつ精度良く推定することが可能なブラシレスモータの制御装置、および、所望の静粛性を確保しつつ運転者が操舵フィーリングに違和感を感じてしまうことを防止することが可能な電動ステアリング装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記課題を解決して係る目的を達成するために、本発明の第１態様に係るブラシレスモータの制御装置は、ロータ（例えば、実施の形態の図３でのロータ６３）および複数相のステータ巻線（例えば、実施の形態の図３でのステータ巻線６４ａ）を有するステータ（例えば、実施の形態の図３でのステータ６４）を具備するブラシレスモータ（例えば、実施の形態の図３でのモータ３１）と、各相の前記ステータ巻線への通電を切換制御する通電切換手段（例えば、実施の形態の図４でのＰＷＭ信号生成部８７およびＦＥＴブリッジ７２）とを備えるブラシレスモータの制御装置であって、前記複数相の相電圧と中点電圧との差である相間電圧を検出する電圧検出手段（例えば、実施の形態の図４での電圧センサ７７および第１及び第２相間電圧算出部８８ａ，８８ｂ）と、前記複数相のうち所定の線間に所定交流電圧を印加する電圧印加手段（例えば、実施の形態の図１０でのステップＳ０３）と、前記電圧印加手段により前記複数相のうち所定の線間に前記所定交流電圧が印加された状態で、前記電圧検出手段により検出される複数の前記相間電圧のうち前記所定交流電圧が印加された線間に含まれる相の相間電圧の比に基づき、前記ロータの回転角度を推定する推定手段（例えば、実施の形態の図１０でのステップＳ０４〜ステップＳ０９、図４での回転角推定器８９）とを備える。
さらに、本発明の第２態様に係るブラシレスモータの制御装置では、前記推定手段は、前記相間電圧の比および前記所定交流電圧が印加された相間電圧値に基づいて前記ロータの回転角度を推定する。
【０００８】
さらに、本発明の第３態様に係るブラシレスモータの制御装置では、前記所定交流電圧の周波数は、可聴周波数以外の周波数である。
さらに、本発明の第４態様に係るブラシレスモータの制御装置では、前記推定手段は、前記相間電圧の比を相間インダクタンスの比に等しいとする。
【０００９】
また、本発明の第５態様に係る電動ステアリング装置は、第１態様または第２態様に係るブラシレスモータの制御装置と、操舵トルクを検出する操舵トルク検出手段（例えば、実施の形態の図１での操舵トルクセンサ４０）と、前記操舵トルク検出手段により検出される前記操舵トルクと、前記推定手段により推定される前記回転角度とに応じて、前記ブラシレスモータを駆動制御し、前記操舵トルクを補助する補助トルクを前記ブラシレスモータから発生させる操舵制御手段（例えば、実施の形態の図４での制御部７３）とを備える。
【発明の効果】
【００１０】
本発明の第１態様に係るブラシレスモータの制御装置によれば、ブラシレスモータのインダクタンス変化に対応する相間電圧の比の変化に基づいて回転角度を推定するので、相間電圧または線間電圧より直接推定する場合より、変化を大きく検出することができ、推定精度が向上する。そして、例えばブラシレスモータのインダクタンス変化に対応する電流変化に応じて回転角度を推定する場合に比べて、回転角度の推定精度を向上させることができる。しかも、複数の相間電圧の比に基づき、回転角度を推定することから、例えば通電切換手段の電源電圧が不安定に変動することに起因して各相間電圧の誤差が増大する場合であっても、相間電圧の比においては、各相間電圧の誤差を相殺することができ、回転角度の推定精度を、より一層、向上させることができる。
【００１１】
さらに、本発明の第３態様に係るブラシレスモータの制御装置によれば、従来技術のように、回転角度の推定に電流の応答を用いないので、印加電圧の周波数を可聴周波数以上の周波数にしても、上述した図１４に示すような分解能の低下がなく、回転角度を精度よく推定する事が可能になり、これによって、所望の静粛性を確保することができる。
【００１２】
また、本発明の第５態様に係る電動ステアリング装置によれば、例えばレゾルバ等の回転角度センサを備える必要無しに、装置構成の簡略化および装置の小型化を図ることができ、車両搭載性を向上させることができると共に、ブラシレスモータの回転角度の推定時の電磁騒音および振動を低減させつつ、回転角度の推定精度を向上させることができ、運転者が操舵フィーリングに違和感を感じてしまうことを防止することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
以下、本発明のブラシレスモータの制御装置および電動ステアリング装置の一実施形態について添付図面を参照しながら説明する。
本実施の形態によるブラシレスモータの制御装置７０は、図１に示す車両用操舵装置としての電動ステアリング装置１のＥＣＵ（Electronic Control Unit）５０に搭載されている。
【００１４】
この電動ステアリング装置１は、例えば図１に示すように、車両のステアリングホイール２に連結されたステアリングシャフト３およびステアリングシャフト３に連結された自在軸継手４から操舵輪（車輪）５，５に至るステアリング系において、ステアリングギヤボックスを構成するハウジング６内に収容された操舵機構７と、この操舵機構７に操舵補助力を発生させる操舵補助機構８とを備えている。
【００１５】
操舵機構７は、ラックアンドピニオン機構１０を備え、このラックアンドピニオン機構１０のピニオン軸１１は自在軸継手４に連結されている。
そして、ピニオン軸１１に具備されるピニオン１２と、車幅方向に往復動可能なラック軸１３に具備されるラック１４とは、互いに噛み合わされている。
【００１６】
ピニオン軸１１は、例えば下部、中間部、上部を各軸受１５ａ，１５ｂ，１５ｃによって回転可能に支持されており、ピニオン１２はピニオン軸１１の下端部に設けられている。
ラック軸１３は、ハウジング６の車幅方向に延びる略円筒状のラックハウジング６ａ内において、軸受１６を介して軸長手方向に往復動可能に支持されている。
【００１７】
ラックハウジング６ａの両端は開口する開口部を備え、開口部からラック軸１３の端部１３ａが突出している。
ラック軸１３の各端部１３ａにはラック軸１３よりも大きな外径のラックエンドプレート１７が固定され、さらに、ラックエンドプレート１７にはラックエンドヘッド１８が固定されている。
ラックエンドヘッド１８はボールジョイント１９を備え、このボールジョイント１９にタイロッド２０が連結され、タイロッド２０に操舵輪（前輪）５が連係されている。
【００１８】
ラックハウジング６ａの両端の開口部近傍の外周面上には、径方向内方に突出する円環凹溝６ｂが形成されている。
そして、ラックハウジング６ａの円環凹溝６ｂにはラック軸１３の軸長手方向に伸縮可能な蛇腹状のラックエンドカバー２１の端部が装着され、ラック軸１３の端部１３ａと、ラックエンドプレート１７と、ラックエンドヘッド１８と、ボールジョイント１９とは、ラックエンドカバー２１内に収容され、タイロッド２０はラックエンドカバー２１を貫通して外方に突出している。
【００１９】
操舵補助機構８は、ステアリングホイール２による操舵力を軽減するための操舵補助力を発生させるブラシレスモータからなるモータ３１と、ウォームギヤ３２と、ウォームホイールギヤ３３とを備えて構成され、ウォームギヤ３２およびウォームホイールギヤ３３は、ステアリングギヤボックスを構成するハウジング６内に収容されている。
モータ３１はハウジング６に軸支されたウォームギヤ３２に連結され、このウォームギヤ３２は、ピニオン軸１１に一体的に設けられたウォームホイールギヤ３３に噛合している。ウォームギヤ３２およびウォームホイールギヤ３３は減速機構を構成し、モータ３１で発生したトルクは、ウォームギヤ３２とウォームホイールギヤ３３により倍力されてピニオン軸１１に伝達される。
【００２０】
また、ピニオン軸１１において中間部の軸受１５ｂと上部の軸受１５ｃとの間には、磁歪に起因する磁気特性の変化に基づいて操舵トルク（操舵入力）を検出する磁歪式の操舵トルクセンサ４０が配置されている。
操舵トルクセンサ４０は、ピニオン軸１１の外周面に設けられた２つの磁歪膜４１，４２と、各磁歪膜４１，４２に対向配置された２つの検出コイル４３，４４と、各検出コイル４３，４４に接続された検出回路４５，４６を備え、各検出回路４５，４６は、磁歪に起因して生じる各検出コイル４３，４４のインダクタンスの変化を電圧変化に変換してＥＣＵ（Electric Control Unit）５０に出力する。ＥＣＵ５０は各検出回路４５，４６の出力に基づいてステアリングシャフト３に作用する操舵トルクを算出する。
【００２１】
そして、ＥＣＵ５０は、操舵トルクセンサ４０で検出される操舵トルク（つまり運転者によってステアリングホイール２から入力される操舵トルク）の大きさに応じて、モータ３１に供給すべき目標電流を決定し、モータ３１に流れる電流が目標電流と一致するようにして、例えばＰＩＤ制御等の制御を行うことにより、操舵トルクに応じた補助トルクをモータ３１から発生させ、この補助トルクを減速機構を介してピニオン軸１１に伝達する。これにより、運転者による操舵入力と同方向にモータ３１による操舵補助力が作用し、運転者の操舵トルクにモータ３１の補助トルクが加算された複合トルクによって、操舵輪５が操舵される。 
【００２２】
モータ３１は、例えば図２に示すように、ハウジング６の側部にボルトによりハウジング６より突出して取付けられ、ハウジング６の側部開口を閉塞するリッド６１と、リッド６１にボルトにより取付けられた有底筒状のモータケース６２と、回転軸Ｏ周りに回転可能に設けられ、永久磁石６３ａを有するロータ６３と、ロータ６３の外周部を覆うようにして径方向で対向配置され、ロータ６３を回転させる回転磁界を発生する複数相のステータ巻線６４ａを有するステータ６４とを備えて構成されている。
ステータ６４は、例えばモータケース６２内に圧入等により収容され、ロータ６３の内周部には回転軸Ｏと同軸に配置された出力軸６５が固定されている。
そして、モータ３１のリッド６１およびモータケース６２は、出力軸６５を２つの軸受６６を介して回転可能に支持している。
【００２３】
なお、モータ３１のステータ６４は、例えば図３に示すように、環状に配列された複数の分割コア６４ｂと、絶縁性のボビン６４ｃと、ボビン６４ｃに多重に巻回されたステータ巻線６４ａとを備えて構成され、例えばプレス成型等により成型されたモータケース６２内に圧入等によって収容されている。
分割コア６４ｂは、例えば略Ｔ字型の複数の珪素鋼板が回転軸Ｏ方向に積層されて構成され、外周側のヨーク部６４ｂ１と内周側のティース部６４ｂ２とにより構成されている。ヨーク部６４ｂ１の周方向の両端面において、一方の端面上には周方向に突出する凸部が設けられ、他方の端面上には凸部が嵌合可能な凹部が設けられ、周方向で隣り合う分割コア６４ｂ，６４ｂの一方のヨーク部６４ｂ１の凸部が他方のヨーク部６４ｂ１の凹部に嵌合することで円環状のヨークが形成されている。ティース部６４ｂ２は、ヨーク部６４ｂ１よりも小さな周方向幅を有し、ヨーク部６４ｂ１から径方向内方のロータ６３に向かい突出している。そして、ティース部６４ｂ２には、例えば絶縁性樹脂材等からなるボビン６４ｃが装着されている。
【００２４】
また、モータ３１のロータ６３は、例えば永久磁石６３ａと、磁石カバー６３ｂと、バックヨーク６３ｃと、出力軸６５とを備えて構成されている。
略筒状のバックヨーク６３ｃは、例えば略環状の複数の珪素鋼板が回転軸Ｏ方向に積層されて構成され、内周部に出力軸６５が装着され、外周面上には周方向に所定間隔をおいて複数の永久磁石６３ａが配置されている。そして、磁石カバー６３ｂは、複数の永久磁石６３ａの外周面を覆うようにして配置されている。
【００２５】
モータ３１の出力軸６５は、例えば図２に示すように、カップリング６７を介してウォームギヤ３２のウォーム軸３２ａに連結されている。
ウォーム軸３２ａは、モータ３１の出力軸６５と同軸に配置され、２つの軸受６８を介してハウジング６に回転可能に支持されている。なお、ハウジング６内に装着された２つの軸受６８のうち、モータ３１側の一方の軸受６８は止め輪６９によって軸長手方向でのモータ３１側への移動が規制されている。
【００２６】
本実施の形態によるモータの制御装置７０は、例えば図４に示すように、バッテリ７１を直流電源とするＦＥＴブリッジ７２と、制御部７３とを備えて構成され、ＥＣＵ５０に具備されている。
【００２７】
このモータの制御装置７０において、モータ３１の駆動は制御部７３から出力される制御指令を受けてＦＥＴブリッジ７２により行われる。
ＦＥＴブリッジ７２は、例えば図５に示すように、ＦＥＴ（例えば、ＭＯＳＦＥＴ：Metal Oxide Semi-conductor Field Effect Transistor）を複数用いてブリッジ接続してなるブリッジ回路を具備し、このブリッジ回路がパルス幅変調（ＰＷＭ）された信号によって駆動される。
このブリッジ回路は、例えば各相毎に対をなすハイ側およびロー側Ｕ相トランジスタＵＨ，ＵＬと、ハイ側およびロー側Ｖ相トランジスタＶＨ，ＶＬと、ハイ側およびロー側Ｗ相トランジスタＷＨ，ＷＬとをブリッジ接続して構成され、各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨはドレインがバッテリ７１（＋Ｂ）に接続されてハイサイドアームを構成し、各トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬはソースが接地されてローサイドアームを構成しており、各相毎にハイサイドアームの各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨのソースとローサイドアームの各トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬのドレインとが接続されている。
【００２８】
ＦＥＴブリッジ７２は、例えばモータ３１の駆動時等において制御部７３から出力されて各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨ，ＵＬ，ＶＬ，ＷＬのゲートに入力されるスイッチング指令であるゲート信号（つまり、ＰＷＭ信号）に基づき、各相毎に対をなす各トランジスタのオン（導通）／オフ（遮断）状態を切り替えることによって、バッテリ７１から供給される直流電力を３相交流電力に変換し、３相のステータ巻線６４ａへの通電を順次転流させることで、各相のステータ巻線６４ａに交流のＵ相電流ＩｕおよびＶ相電流ＩｖおよびＷ相電流Ｉｗを通電する。
【００２９】
なお、昇圧回路７４は、例えばコンデンサと、トランジスタからなるチャージポンプ回路とを備え、各トランジスタのオン（導通）／オフ（遮断）状態を切り替えるゲート信号（つまり、昇圧回路７４の昇圧動作を指示する信号）が制御部７３から入力されている。
そして、昇圧回路７４は、ＦＥＴブリッジ７２のハイサイドアームを構成する各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨのゲート電圧を昇圧する。
また、バッテリ７１とＦＥＴブリッジ７２および昇圧回路７４との間、および、ＦＥＴブリッジ７２とモータ３１の３相のうちの何れか２相（例えば、Ｕ相およびＶ相）のステータ巻線６４ａ，６４ａとの間には、リレー駆動回路７５ａにより開閉駆動されるリレー７５ｂが設けられている。そして、リレー駆動回路７５ａには、リレー７５ｂの開閉動作を制御するためのリレー駆動信号が制御部７３から入力されている。
【００３０】
制御部７３は、回転直交座標をなすｄｑ座標上で電流のフィードバック制御を行うものであり、例えば運転者によってステアリングホイール２から入力される操舵トルクに応じて、操舵トルクセンサ４０が出力する信号に応じて設定されるトルク指令Ｔｑｃなどから目標ｄ軸電流Ｉｄｃおよび目標ｑ軸電流Ｉｑｃを演算し、目標ｄ軸電流Ｉｄｃ及び目標ｑ軸電流Ｉｑｃに基づいて３相の各相出力電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを算出し、各相出力電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに応じてＦＥＴブリッジ７２へゲート信号であるＰＷＭ信号を入力すると共に、実際にＦＥＴブリッジ７２からモータ３１に供給される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの検出値をｄｑ座標上に変換して得たｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑと、目標ｄ軸電流Ｉｄｃ及び目標ｑ軸電流Ｉｑｃとの各偏差がゼロとなるように制御を行う。
【００３１】
例えばモータ３１の起動時に、制御部７３は、正弦波状の電流を通電するために、各相出力電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと、三角波等のキャリア信号とを比較して、ＦＥＴブリッジ７２の各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨ，ＵＬ，ＶＬ，ＷＬをオン／オフ駆動させるゲート信号（つまり、ＰＷＭ信号）を生成する。そして、ＦＥＴブリッジ７２において３相の各相毎に対をなす各トランジスタのオン（導通）／オフ（遮断）状態を切り替えることによって、バッテリ７１から供給される直流電力を３相交流電力に変換し、３相のモータ３１の各ステータ巻線６４ａへの通電を順次転流させることで、各ステータ巻線６４ａに交流のＵ相電流ＩｕおよびＶ相電流ＩｖおよびＷ相電流Ｉｗを通電する。
なお、各トランジスタＵＨ，ＵＬおよびＶＨ，ＶＬおよびＷＨ，ＷＬを、パルス幅変調（ＰＷＭ）によりオン／オフ駆動させるためのＰＷＭ信号のデューティ、つまりオン／オフの比率のマップ（データ）は予め制御部７３に記憶されている。
【００３２】
このため、制御部７３には、ＦＥＴブリッジ７２からモータ３１の各相のステータ巻線６４ａ毎に供給される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの少なくとも何れか２つ（例えば、Ｕ相電流Ｉｕ，Ｗ相電流Ｉｗ等）を検出する電流センサ７６から出力される検出信号（例えば、Ｕ相検出電流Ｉｕｓ，Ｗ相検出電流Ｉｗｓ等）と、例えば座標変換の処理等において用いられるモータ３１のロータ６３の回転角θｍ（つまり、所定の基準回転位置からのロータ６３の磁極の回転角度であって、モータ３１の出力軸６５の回転位置）を推定するために必要とされる各相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの少なくとも何れか２つ（例えば、Ｕ相電圧Ｖｕ，Ｖ相電圧Ｖｖ等）およびモータ３１の複数相のステータ巻線６４ａが接続される中点の電圧（中点電圧）Ｖｎを検出する電圧センサ７７から出力される検出信号（例えば、Ｕ相電圧Ｖｕ，Ｖ相電圧Ｖｖ，中点電圧Ｖｎ等）とが入力されている。
【００３３】
この制御部７３は、例えば、目標電流設定部８１と、電流偏差算出部８２と、電流制御部８３と、非干渉制御器８４と、電圧補正部８５と、ｄｑ−３相変換部８６と、ＰＷＭ信号生成部８７と、第１及び第２相間電圧算出部８８ａ，８８ｂと、回転角推定器８９と、回転速度演算部９０と、３相−ｄｑ変換部９１とを備えて構成されている。
【００３４】
目標電流設定部８１は、トルク指令Ｔｑｃと、回転速度演算部９０から出力されるモータ３１の回転速度ωｍとに基づき、ＦＥＴブリッジ７２からモータ３１に供給される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを指定するための電流指令を演算しており、この電流指令は、回転する直交座標上でのｄ軸目標電流Ｉｄｃ及びｑ軸目標電流Ｉｑｃとして電流偏差算出部８２へ出力されている。
【００３５】
この回転直交座標をなすｄｑ座標は、例えばロータ６３の永久磁石による界磁極の磁束方向をｄ軸（界磁軸）とし、このｄ軸と直交する方向をｑ軸（トルク軸）としており、ロータ６３の回転位相に同期して回転している。これにより、ＦＥＴブリッジ７２からモータ３１の各相に供給される交流信号に対する電流指令として、直流的な信号であるｄ軸目標電流Ｉｄｃおよびｑ軸目標電流Ｉｑｃを与えるようになっている。
【００３６】
電流偏差算出部８２は、ｄ軸目標電流Ｉｄｃとｄ軸電流Ｉｄとの偏差ΔＩｄを算出するｄ軸電流偏差算出部８２ａと、ｑ軸目標電流Ｉｑｃとｑ軸電流Ｉｑとの偏差ΔＩｑを算出するｑ軸電流偏差算出部８２ｂとを備えて構成されている。
【００３７】
電流制御部８３は、例えばＰＩＤ（比例積分微分）動作により、偏差ΔＩｄを制御増幅してｄ軸電圧指令値ΔＶｄを算出するｄ軸電流ＰＩ制御器８３ａと、偏差ΔＩｑを制御増幅してｑ軸電圧指令値Ｖｑを算出するｑ軸電流ＰＩ制御器８３ｂとを備えて構成されている。
【００３８】
また、非干渉制御器８４は、例えばｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑと、予め記憶されているｄ軸インダクタンスＬｄおよびｑ軸インダクタンスＬｑとに基づき、ｄ軸とｑ軸との間で干渉し合う速度起電力成分を相殺してｄ軸及びｑ軸を独立して制御するために、ｄ軸及びｑ軸に対する各干渉成分を相殺するｄ軸補償項Ｖｄｃ及びｑ軸補償項Ｖｑｃを算出する。
【００３９】
電圧補正部８５は、ｄ軸電圧指令値ΔＶｄからｄ軸補償項Ｖｄｃを減算して得た値をｄ軸電圧指令値Ｖｄとするｄ軸電圧演算部８５ａと、ｑ軸電圧指令値ΔＶｑからｑ軸補償項Ｖｑｃを減算して得た値をｑ軸電圧指令値Ｖｑとするｑ軸電圧演算部８５ｂとを備えて構成されている。
【００４０】
ｄｑ−３相変換部８６は、回転角推定器８９から出力されるモータ３１の回転位置に相当する回転角θｍにより、ｄｑ座標上でのｄ軸電圧指令値Ｖｄおよびｑ軸電圧指令値Ｖｑを、静止座標である３相交流座標上での電圧指令値であるＵ相出力電圧ＶｕおよびＶ相出力電圧ＶｖおよびＷ相出力電圧Ｖｗに変換する。
【００４１】
ＰＷＭ信号生成部８７は、例えばモータ３１の駆動時に、正弦波状の電流を通電するために、各相出力電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと、三角波等のキャリア信号とを比較して、ＦＥＴブリッジ７２の各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨ，ＵＬ，ＶＬ，ＷＬをオン／オフ駆動させるゲート信号（つまり、ＰＷＭ信号）を生成する。
【００４２】
また、ＰＷＭ信号生成部８７は、例えばモータ３１の停止状態での回転角推定時において、後述する回転角推定器８９から出力される指令信号Ｖｓに応じて、ＦＥＴブリッジ７２の各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨ，ＵＬ，ＶＬ，ＷＬをオン／オフ駆動させる各パルスからなる所定のゲート信号を出力する。この所定のゲート信号は、モータ３１の相端子間（例えば、Ｕ相−Ｖ相端子間等）に所定矩形波、例えば可聴周波数外の周波数として、モータ３１の駆動時のＰＷＭ周波数（例えば、２０ｋＨｚ等）の２倍の周波数（例えば、４０ｋＨｚ等）を有する所定電圧値（例えば、１２Ｖ等）の矩形波の交流電圧を印加することをＦＥＴブリッジ７２に指示する。
【００４３】
また、ＰＷＭ信号生成部８７は、昇圧回路７４の昇圧動作を指示する信号（例えば、昇圧回路７４に具備されるチャージポンプ回路の各トランジスタのオン（導通）／オフ（遮断）状態を切り替えるゲート信号など）を出力する。
【００４４】
第１及び第２相間電圧算出部８８ａ，８８ｂは作動アンプを備え、各電圧センサ７７により検出された各相電圧Ｖｕ，Ｖｖおよび中点電圧Ｖｎにより、第１相間電圧算出部８８ａはＵ相間電圧Ｖｕｎ（＝Ｖｕ−Ｖｎ）を算出し、第２相間電圧算出部８８ｂはＶ相間電圧Ｖｖｎ（＝Ｖｖ−Ｖｎ）を算出する。
【００４５】
回転角推定器８９は、先ず、Ｕ相間電圧ＶｕｎまたはＶ相間電圧Ｖｖｎの値が所定値よりも小さい時には、モータ３１が回転することによる誘起電圧が発生しておらず、モータ３１が停止していると推定する。
回転角推定器８９は、第１及び第２相間電圧算出部８８ａ，８８ｂから出力される各相間電圧Ｖｕｎ，Ｖｖｎからモータ３１の回転角θｍを推定し、この推定値を回転角θｍとして出力する。
詳細には、回転角推定器８９は、例えばモータ３１の停止状態での回転角推定時において、ＦＥＴブリッジ７２の各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨ，ＵＬ，ＶＬ，ＷＬを、例えば図６（ａ）に示すように、ハイ側Ｕ相トランジスタＵＨおよびロー側Ｖ相トランジスタＶＬをオン、かつ、他のトランジスタＶＨ，ＷＨ，ＵＬ，ＷＬをオフとする状態と、例えば図６（ｂ）に示すように、ハイ側Ｕ相トランジスタＵＨをオン、かつ、他のトランジスタＶＨ，ＷＨ，ＵＬ，ＶＬ，ＷＬをオフとする状態との２つの状態を繰り返して、駆動させることでモータ３１のＵ相−Ｖ相端子間に所定矩形波（例えば、４０ｋＨｚかつ１２Ｖ）の交流電圧を印加することを指示する指令信号を出力する。そして、モータ３１のＵ相−Ｖ相端子間に所定矩形波が印加されている際のＵ相間電圧ＶｕｎとＶ相間電圧Ｖｖｎとの比（相間電圧比）Ｖｕｎ／Ｖｖｎに基づき、例えば予め設定された所定の第１マップに対するマップ検索により、回転角θｍを取得する。
なお、この第１マップは、例えば相間電圧比Ｖｕｎ／Ｖｖｎと、回転角θｍとの所定の対応関係を示すマップであって、例えば図７に示すように、電気角（ｅｄｅｇ）での０°から１８０°の範囲内において、相間電圧比Ｖｕｎ／Ｖｖｎの適宜の単一の値に対して、回転角θｍの２つの値θ１，θ２が対応するようになっている。例えば相間電圧比Ｖｕｎ／Ｖｖｎ＝１．５の場合、回転角θｍ＝θ１（＝１００°），θ２（＝１５０°）が対応している。
【００４６】
そして、回転角推定器８９は、モータ３１のＵ相−Ｖ相端子間に所定矩形波が印加されている際のＶ相間電圧Ｖｖｎに基づき、例えば予め設定された所定の第２マップに対するマップ検索により、第１マップにより検索された回転角θｍの２つの値θ１，θ２のうちの何れか一方を選択する。
この第２マップは、例えばＶ相間電圧Ｖｖｎと、回転角θｍとの所定の対応関係を示すマップであって、例えば図８に示すように、電気角（ｅｄｅｇ）での０°から１８０°の範囲内において、Ｖ相間電圧Ｖｖｎの適宜の単一の値に対して、回転角θｍの２つの値φ１，φ２が対応するようになっている。
なお、バッテリ電圧（つまりＦＥＴブリッジ７２の電源電圧）が変動しても正確な回転角θｍを得るために、バッテリ電圧Ｖｂを検出して、この値を用いて検出したＶ相間電圧Ｖｖｎを補正し、補正後のＶ相間電圧Ｖｖｎを用いて第２マップを検索し、回転角θｍの２つの値φ１，φ２を得ている。このため、回転角推定器８９とバッテリ７１（＋Ｂ）との間には、例えば図４に示すように、作動アンプを備えるボルテージフォロア回路７１ａが設けられ、このボルテージフォロア回路７１ａの出力が回転角推定器８９に入力されている。
例えば相間電圧比Ｖｕｎ／Ｖｖｎ＝１．５が得られるときのＶ相間電圧ＶｖｎがＶｖｎ＝２．３であったとすると、これを満たす回転角は、回転角θｍ＝φ１（＝１００°），φ２（＝１７５°）が対応している。
このとき、第１マップの検索結果と、第２マップの検索結果とが等しくなる値θ１（＝１００°）が、回転角θｍの推定値として選択される。
【００４７】
なお、ＦＥＴブリッジ７２による通電切換において、例えばＵ相およびＶ相の各ステータ巻線６４ａに通電される場合には、Ｕ相およびＶ相の各ステータ巻線６４ａに流れる電流の大きさは等しくなることから、相間電圧比Ｖｕｎ／Ｖｖｎは、下記数式（２）に示すように、インピーダンス比Ｚｕｎ／Ｚｖｎに等しくなる。そして、各インピーダンスＺｕｎ（＝Ｒｕｎ+ｊ・ω・Ｌｕｎ），Ｚｖｎ（＝Ｒｖｎ+ｊ・ω・Ｌｖｎ）において、角周波数ω（ω＝２πｆ、ｆ＝４０ｋＨｚ）が十分に大きいため、各巻線抵抗Ｒｕｎ，Ｒｖｎが各リアクタンス（ω・Ｌｕｎ），（ω・Ｌｖｎ）に比べて十分に小さいので、相間電圧比Ｖｕｎ／Ｖｖｎは、相間インダクタンス比Ｌｕｎ／Ｌｖｎにほぼ等しくなる。
各相間インダクタンスＬｕｎ，Ｌｖｎ，Ｌｗｎは、モータ３１の突極性に起因して、例えば図９に示すように、電気角（ｅｄｅｇ）で１２０°の位相差を有しつつ、回転角θｍに応じて変化し、この変化の１周期が電気角（ｅｄｅｇ）での１８０°となっている。
モータ３１のインダクタンス変化を示す図９において、例えば、各相間インダクタンスＬｕｎ，Ｌｖｎ，Ｌｗｎの平均値は約７２μＨであり、各相間インダクタンスＬｕｎ，Ｌｖｎ，Ｌｗｎは、最小値（例えば、５８μＨ）と最大値（例えば、８６μＨ）との間で変動している。
したがって、相間インダクタンス比Ｌｕｎ／Ｌｖｎに近似される相間電圧比Ｖｕｎ／Ｖｖｎから回転角θｍを検知することができる。
【００４８】
【数２】
0004802174.tif 000003
【００４９】
例えば、モータ３１の巻線抵抗Ｒｕｎ（例えば、１０ｍΩ）と、角周波数ω（例えば、２π×４０×１０３ｒａｄ／ｓｅｃ）とに対して、巻線抵抗Ｒｕｎ（＝１０×１０−３Ω）＜＜インピーダンスω・Ｌｕｎ（＝１８１００×１０−３Ω）となり、上記数式（２）に示すように、巻線抵抗Ｒｕｎを無視することができる。
また、バッテリ７１の電圧に対して、各インピーダンスＺｕｎ，Ｚｖｎが相対的に高いことから、Ｕ相およびＶ相の各ステータ巻線６４ａに流れる電流の大きさ（例えば、０．１Ａ程度）は相対的に小さくなり、回転角推定時においてモータ３１の相端子間に印加される矩形波の通電によりモータ３１に不必要なトルクが発生することは防止されている。
【００５０】
また、回転角推定器８９は、例えばモータ３１の回転速度ωｍが所定速度以上となる駆動状態では、Ｕ相間電圧ＶｕｎまたはＶ相間電圧Ｖｖｎはモータ３１が回転することによる誘起電圧により、所定値より増大するので、この場合にはモータ３１が回転していると推定し、ロータ６３の磁極位置に応じて変動する誘起電圧に基づいて回転角θｍを推定する。詳細の説明は省略する。
【００５１】
このとき、回転速度演算部９０は、回転角推定器８９から出力される回転角θｍから回転速度ωｍ（＝ｄθｍ／ｄｔ）を算出する。
【００５２】
３相−ｄｑ変換部９１は、各電流センサ７６，７６により検出された各相電流Ｉｕ，Ｉｗの検出信号、つまりＵ相検出電流Ｉｕｓ，Ｗ相検出電流Ｉｗｓと、回転角推定器８９から出力される回転角θｍとにより、モータ３１の回転位相による回転座標すなわちｄｑ座標上でのｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを算出する。
【００５３】
この実施の形態による電動ステアリング装置１は上記構成を備えており、次に、この電動ステアリング装置１の動作、特に、停止状態のモータ３１の回転角θｍを推定する処理について説明する。
先ず、例えば図１０に示すステップＳ０１においては、車両のイグニッションスイッチがオン（ＩＧ  ＯＮ）とされたか否かを判定する。
この判定結果が「ＹＥＳ」の場合には、ステップＳ０２に進む。
一方、この判定結果が「ＮＯ」の場合には、処理は進行しない。
【００５４】
そして、ステップＳ０２においては、モータ３１が停止状態であるか否かを判定する。
これは例えば前述の様に、Ｕ相間電圧ＶｕｎまたはＶ相間電圧Ｖｖｎの値が所定値よりも小さい時には、モータ３１が回転することによる誘起電圧が発生しておらず、モータ３１が停止していると判定する。
この判定結果が「ＮＯ」の場合には、エンドに進み、一連の処理を終了する。
一方、この判定結果が「ＹＥＳ」の場合には、ステップＳ０３に進む。
そして、ステップＳ０３においては、モータ３１の相端子間（例えば、Ｕ相−Ｖ相端子間等）に所定矩形波の交流電圧の印加を開始する。
そして、ステップＳ０４においては、各電圧センサ７７により検出された各相電圧Ｖｕ，Ｖｖおよび中点電圧Ｖｎに基づき算出されるＵ相間電圧Ｖｕｎ（＝Ｖｕ−Ｖｎ）およびＶ相間電圧Ｖｖｎ（＝Ｖｖ−Ｖｎ）を取得する。
【００５５】
そして、ステップＳ０５においては、相間電圧比Ｖｕｎ／Ｖｖｎを算出する。
そして、ステップＳ０６においては、相間電圧比Ｖｕｎ／Ｖｖｎに基づく第１マップに対するマップ検索により、回転角θｍの２つの値θ１，θ２を取得する。
そして、ステップＳ０７においては、Ｖ相間電圧Ｖｖｎに基づく第２マップに対するマップ検索により、回転角θｍの２つの値φ１，φ２を取得する。
そして、ステップＳ０８においては、２つの値θ１，θ２のうちから、２つの値φ１，φ２の何れかと同等の値を回転角θｍの推定値として設定する。
そして、ステップＳ０９においては、所定矩形波の交流電圧の印加を終了し、一連の処理を終了する。
【００５６】
上述したように、本実施の形態によるブラシレスモータの制御装置７０によれば、モータ３１の停止状態での回転角推定時において、モータ３１の各相間インダクタンスＬｕｎ，Ｌｖｎ，Ｌｗｎの変化に対応する各相間電圧Ｖｕｎ，Ｖｖｎの比の変化に基づいて回転角θｍを推定するので、相間電圧または線間電圧より直接推定する場合より、変化を大きく検出することができ、推定精度が向上する。そして、例えばモータ３１の各相間インダクタンスＬｕｎ，Ｌｖｎ，Ｌｗｎの変化に対応する電流変化に応じて回転角θｍを推定する場合に比べて、回転角θｍの推定精度を向上させることができる。しかも、相間電圧比Ｖｕｎ／Ｖｖｎに基づき回転角θｍを推定することから、例えばバッテリ７１の出力電圧が不安定に変動することに起因して各相間電圧Ｖｕｎ，Ｖｖｎの誤差が増大する場合であっても、相間電圧比Ｖｕｎ／Ｖｖｎにおいては、各相間電圧Ｖｕｎ，Ｖｖｎの誤差を相殺することができ、回転角θｍの推定精度を、より一層、向上させることができる。
さらに、本発明は、従来技術のように電流の応答を用いて回転角θｍを推定することが無いので、モータ３１の相端子間（例えば、Ｕ相−Ｖ相端子間等）に可聴周波数外の周波数の所定矩形波の電圧を印加しても、上述した図１４に示すような分解能の低下がなく、回転角度を精度よく推定することが可能となり、これにより所望の静粛性を確保することができる。
【００５７】
また、本実施の形態による電動ステアリング装置１によれば、例えばレゾルバ等の回転角センサを備える必要無しに、装置構成の簡略化および装置の小型化を図ることができ、車両搭載性を向上させることができると共に、ステアリングギヤボックスを構成するハウジング６に対するモータ３１のオーバーハング（例えば、ピニオン軸１１に対する距離）を低減させることができ、モータ３１の駆動時に発生する振動によりハウジング６が加振される際のモーメントを低下させることができ、モータ３１の駆動に起因して発生する振動を低減させることができる。さらに、モータ３１の回転角度の推定時の電磁騒音を低減させつつ、回転角度の推定精度を向上させることができ、運転者が操舵フィーリングに違和感を感じてしまうことを防止することができる。
【００５８】
なお、上述した実施の形態では、回転角推定器８９は、相間電圧比Ｖｕｎ／Ｖｖｎに基づき回転角θｍを推定するとしたが、これに限定されず、例えば線間電圧比Ｖｕｖ／Ｖｗｕに基づき回転角θｍを推定してもよい。
この変形例に係るブラシレスモータの制御装置７０では、例えば図１１に示すように、回転角推定器８９には、各相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを検出する電圧センサ７７から出力される検出信号が入力されている。
【００５９】
そして、回転角推定器８９は、各線間電圧Ｖｕｖ（＝Ｖｕ−Ｖｖ），Ｖｗｕ（＝Ｖｗ−Ｖｕ）を算出すると共に、線間電圧比Ｖｕｖ／Ｖｗｕは線間インダクタンス比Ｌｕｖ／Ｌｗｕにほぼ等しくなることを利用して、線間電圧比Ｖｕｖ／Ｖｗｕと、回転角θｍとの所定の対応関係を示す第３マップに対するマップ検索により回転角θｍを取得する。
なお、この第３マップは、例えば線間電圧比Ｖｕｖ／Ｖｗｕと、回転角θｍとの所定の対応関係を示すマップであって、電気角（ｅｄｅｇ）での０°から１８０°の範囲内において、線間電圧比Ｖｕｖ／Ｖｗｕの適宜の単一の値に対して、回転角θｍの２つの値α１，α２が対応するようになっている。
そして、回転角推定器８９は、第３マップにより検索された回転角θｍの２つの値α１，α２のうちの何れか一方を選択するために、線間電圧Ｖｕｖまたは線間電圧Ｖｗｕと、回転角θｍとの所定の対応関係を示す第４マップに対するマップ検索により回転角θｍを取得する。
この第４マップは、線間電圧Ｖｗｕと、回転角θｍとの所定の対応関係を示すマップであって、電気角（ｅｄｅｇ）での０°から１８０°の範囲内において、線間電圧Ｖｗｕの適宜の単一の値に対して、回転角θｍの２つの値β１，β２が対応するようになっている。
そして、第３マップにより検索された回転角θｍの２つの値α１，α２のうち、線間電圧Ｖｗｕに対応する回転角θｍの２つの値β１，β２の何れか一方と同等の値を回転角θｍの推定値として選択する。
なお、バッテリ電圧（つまりＦＥＴブリッジ７２の電源電圧）が変動しても正確な回転角θｍを得るために、バッテリ電圧Ｖｂを検出して、この値を用いて検出した線間電圧Ｖｗｕを補正し、補正後の線間電圧Ｖｗｕを用いて第４マップを検索し、回転角θｍの２つの値β１，β２を得ている。このため、回転角推定器８９とバッテリ７１（＋Ｂ）との間には、例えば図１１に示すように、作動アンプを備えるボルテージフォロア回路７１ａが設けられ、このボルテージフォロア回路７１ａの出力が回転角推定器８９に入力されている。
【００６０】
なお、この変形例に係る各線間電圧Ｖｕｖ（＝Ｖｕ−Ｖｖ），Ｖｖｗ（＝Ｖｖ−Ｖｗ），Ｖｗｕ（＝Ｖｗ−Ｖｕ）は、例えば下記数式（３）に示すように、上述した実施の形態での各相間電圧Ｖｕｎ，Ｖｖｎ，Ｖｗｎに対して、大きさが√３倍されて、位相が（π／６）だけ遅れる。
【００６１】
【数３】
0004802174.tif 000004
【００６２】
本実施例は、ロータ３１に永久磁石６３ａを有するブラシレスモータに関するものであるが、本発明はロータ３１の回転角θｍによってインダクタンスが変化する事を用いて、停止時の回転角推定を行うに当たっての課題を解決するものであるので、本発明はブラシレスモータに限らず、同様にロータの回転角θｍによってインダクタンスが変化する、シンクロナスリラクタンスモータやＳＲモータにも適用することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【００６３】
【図１】本発明の一実施形態に係る電動ステアリング装置の構成図である。
【図２】本発明の一実施形態に係る電動ステアリング装置の操舵補助機構の構成図である。
【図３】図２に示すＡ−Ａ線断面図である。
【図４】本発明の一実施形態に係るブラシレスモータの制御装置の構成図である。
【図５】図４に示すＦＥＴブリッジの構成図である。
【図６】図４に示すＦＥＴブリッジの各トランジスタのオン（導通）／オフ（遮断）状態を示す図である。
【図７】本発明の一実施形態に係る相間電圧比Ｖｕｎ／Ｖｖｎと回転角θｍとの対応関係を示すグラフ図である。
【図８】本発明の一実施形態に係る相間電圧Ｖｖｎと回転角θｍとの対応関係を示すグラフ図である。
【図９】本発明の一実施形態に係る各相間インダクタンスＬｕｎ，Ｌｖｎ，Ｌｗｎと回転角θｍとの対応関係を示すグラフ図である。
【図１０】本発明の一実施形態に係る電動ステアリング装置の動作、特に、停止状態のモータの回転角θｍを推定する処理を示すフローチャートである。
【図１１】本発明の一実施形態の変形例に係るブラシレスモータの制御装置の構成図である。
【図１２】従来技術の一例に係るブラシレスモータの等価回路である。
【図１３】従来技術の一例に係るブラシレスモータの線間インダクタンス変動を示すグラフ図である。
【図１４】従来技術の一例に係るブラシレスモータに所定の矩形波を印加した際の電流波形を示すグラフ図である。
【図１５】従来技術の一例に係る電流センサの入出力特性を示すグラフ図である。
【符号の説明】
【００６４】
１０  電動ステアリング装置
３１  モータ
４０  操舵トルクセンサ（操舵トルク検出手段）
６３  ロータ
６４  ステータ
６４ａ  ステータ巻線
７０  ブラシレスモータの制御装置
７２  ＦＥＴブリッジ（通電切換手段）
７３  制御部（操舵制御手段）
７７  電圧センサ（電圧検出手段）
８７  ＰＷＭ信号生成部（通電切換手段）
８８ａ  第１相間電圧算出部（電圧検出手段）
８８ｂ  第２相間電圧算出部（電圧検出手段）
８９  回転角推定器（推定手段）
ステップＳ０３  電圧印加手段
ステップＳ０４〜ステップＳ０９  推定手段
【図１】
0004802174.tif 000005
【図２】
0004802174.tif 000006
【図３】
0004802174.tif 000007
【図４】
0004802174.tif 000008
【図５】
0004802174.tif 000009
【図６】
0004802174.tif 000010
【図７】
0004802174.tif 000011
【図８】
0004802174.tif 000012
【図９】
0004802174.tif 000013
【図１０】
0004802174.tif 000014
【図１１】
0004802174.tif 000015
【図１２】
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【図１３】
0004802174.tif 000017
【図１４】
0004802174.tif 000018
【図１５】
0004802174.tif 000019