(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
コンデンサとリアクトルを直列接続したＬＣ共振回路に直流電源を印加して半周期の振動電流を発生させ、前記コンデンサの容量とリアクトルのリアクトル値および充電電圧指令値から決まる設定電流に前記振動電流が達することで該コンデンサを目標電圧より少し高い電圧まで粗充電する充電回路と、前記コンデンサの粗充電電圧と前記充電電圧指令との比較によって該コンデンサ電圧を目標電圧まで微調整放電させる放電回路とを備えたコンデンサの充電装置であって、
前記コンデンサの容量変化、又はリアクトルのリアクトル値変化により生じる粗充電電圧の充電誤差を逐次補正する補正制御手段を備えたことを特徴とするコンデンサの充電装置。
【請求項２】
前記補正制御手段は、前記コンデンサの内部温度を基に前記コンデンサの静電容量を算出し、この静電容量を前記設定電流演算の変数として設定する容量Ｃ算出手段としたことを特徴とする請求項１に記載のコンデンサの充電装置。
【請求項３】
前記補正制御手段は、前記粗充電電圧と微調整時間および微調整後の充電電圧の計測結果から前記コンデンサの静電容量を算出し、この静電容量を前記設定電流演算の変数として設定する容量Ｃ算出手段としたことを特徴とする請求項１に記載のコンデンサの充電装置。
【請求項４】
前記補正制御手段は、前記微調整時間から前記粗充電電圧を推定し、この推定値で該粗充電電圧の設定値を調整するための粗充電設定値用ゲインを補正する粗充電電圧推定手段としたことを特徴とする請求項１に記載のコンデンサの充電装置。
【請求項５】
前記補正制御手段は、前記直流電源の印加時間とそのときの前記振動電流を基に前記リアクトルのリアクトル値を算出し、このリアクトル値を前記設定電流演算の変数として設定するリアクトルＬ算出手段としたことを特徴とする請求項１に記載のコンデンサの充電装置。
【請求項６】
前記補正制御手段は、前回の放電動作時間がある時間を超えたときに、次回以降の粗充電電圧の設定値を調整するための粗充電設定値用ゲインをステップ状に変化させるオン時間判定手段としたことを特徴とする請求項１に記載のコンデンサの充電装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力用コンデンサを直流電源として高電圧・大電流のパルスを発生させるパルス電源において、コンデンサを設定電圧まで高い繰り返しで充電するコンデンサの充電装置に係り、特にコンデンサとリアクトルとのＬＣ共振動作でコンデンサを目標電圧より少し高い電圧まで粗充電し、次いでコンデンサを目標電圧まで放電させる微調整を行うことで設定電圧に高精度充電する充電装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
エキシマレーザーやオゾナイザ等の電源として利用されるパルス電源は、例えば、図６に示す構成にされる。充電装置ＨＤＣによってコンデンサＣ0を初期充電しておき、半導体スイッチＳＷのオンによってコンデンサＣ0の電圧を可飽和リアクトルＳＩ0を通してパルストランスＰＴの一次側に印加し、可飽和リアクトルＳＩ0の飽和動作（磁気スイッチ動作）によりパルス圧縮した放電電流をトランスＰＴに一次電流を供給し、トランスＰＴの二次側に昇圧したパルス電流を発生させる。このパルス電流でコンデンサＣ1を充電し、可飽和リアクトルＳＩ1の飽和動作によりパルス圧縮した放電電流で次段のコンデンサＣ2を充電し、さらに可飽和リアクトルＳＩ2の飽和動作でパルス圧縮し、これらパルス圧縮の繰り返しで最終段のコンデンサＣn（ピーキングコンデンサ）が高圧充電され、最終段の可飽和リアクトルＳＩnの飽和動作により負荷となるレーザ発振器等の負荷ＬＨへ超短パルスを発生させる。
【０００３】
上記のパルス発生は、コンデンサＣ0の繰り返し充電と放電でパルス電流を発生し、このパルス電流を磁気パルス圧縮して負荷に繰り返し（例えば１秒間に４０００回）供給する。このためのコンデンサＣ0の充電装置は、リアクトルとコンデンサのＬＣ共振動作によって、コンデンサを決められた時間内で充電電圧指令値（以下、指令値）の電圧まで充電する（例えば、特許文献１参照）。
【０００４】
図７は従来の充電装置の主回路構成と制御装置の例を示す。半導体スイッチ２，７は、そのオン動作でリアクトル５に直流電源１を印加して短絡電流を流し、そのオフ動作でコンデンサ６とリアクトル５の直列接続回路になるＬＣ共振回路に半周期の振動電流を発生させる。制御装置１１は、制御用コンピュータで構成され、ソフトウェアによる演算機能を実装し、コンデンサ６の容量とリアクトル５のリアクトル値および充電電圧指令値から決まる設定電流に振動電流が達したときにスイッチ２，７をオフ制御することでコンデンサ６を目標電圧より少し高い電圧まで粗充電制御する。その後、制御装置１１はコンデンサ６の粗充電電圧と充電電圧指令との比較によってスイッチ１０をオン制御し、抵抗９を通してコンデンサ電圧を目標電圧まで微調整放電させる。
【０００５】
以上の充電動作は、指令値に対し、高速で高精度の充電を得るため、１回の充電期間に急速充電期間と微調整期間を設け、先ず急速充電期間で負荷コンデンサを指令値よリ数％高い電圧まで急速に充電し、次に微調整期間で指令値まで放電する。この理由は、急速充電回路のみでは指令値に対する高精度充電が困難なため、急速充電回路で負荷コンデンサを指令値よりも僅かに高い電圧に充電し、微調整回路の放電によって高精度充電を実現する。
【０００６】
急速充電期間の動作を説明する（波形図は図８を参照）。図７において、制御装置１１により、スイッチ２とスイッチ７を同時にオンすると回路には波線矢印Ａの経路で電流が流れ、リアクトル５に電磁エネルギーとして蓄積する。次に、スイッチ２とスイッチ７を同時にオフすると回路には波線矢印Ｂの経路で電流が流れ、リアクトル５に蓄えられたエネルギーはコンデンサ６へすべて移行し、コンデンサ６が充電される。リアクトル５のリアクトル値をＬ、コンデンサ６の容量をＣ、スイッチ２及びスイッチ７オフ時の波線矢印Ａの電流をＩ、波線矢印Ｂの電流が流れ終わった時のコンデンサ６の電圧をＶ（以下、粗充電電圧と呼ぶ）とすると、エネルギー保存の法則より、
【０００７】
【数１】
0004835056.tif 000002
【０００８】
が成り立つ。充電装置は上式を利用し、コンデンサ６を目標電圧（指令値より数％高い電圧）Ｖまで充電する。つまり、常に電流ｉを検出すると同時にリアルタイムで以下の演算を行い、この式の成立時にスイッチ２及びスイッチ７をオフする。
【０００９】
【数２】
0004835056.tif 000003
【００１０】
微調整期間の動作を説明する。制御装置１１は、コンデンサ６の粗充電を終えた直後に、スイッチ１０をオンすると、回路には波線矢印Ｃの経路で電流が流れ、コンデンサ６に充電されたエネルギーは抵抗９で消費される。微調整期間では、指令値とコンデンサ６の電圧を（コンパレータなどで）常に比較し、コンデンサ６の電圧が設定値Ｖ＊と一致するまでスイッチ１０をオンさせる。
【００１１】
制御装置１１としては、基本的には、スイッチ２，７および１０のオン／オフ制御を行うオン／オフ制御部１１Ａと、コンデンサ電圧Ｖｃの検出によるスイッチ１０のオフタイミングを求める判定部１１Ｂと、式２による電流ｉの検出によるスイッチ２，７のオフタイミングを求める演算部１１Ｃとを備える。
【００１２】
図９は、従来の他の充電装置の主回路構成と制御装置の例を示す。同図が図７と異なる部分は、スイッチ２に代えて、インバータ２Ａと昇圧トランス３と整流回路４Ａによって昇圧した直流電流をリアクトル５に供給し、ダイオード４に代えて整流回路４Ａで環流電流路を形成する。充電制御は、図７の場合と同様に、１回の充電期間に急速充電期間と微調整期間を設け、急速充電期間で負荷コンデンサを指令値よリ数％高い電圧まで急速に充電し、次に微調整期間で指令値まで放電する。
【００１３】
さらに、図１０及び図１１は、従来の他の充電装置の主回路構成と制御装置の例を示し、その波形図を図１２に示す。図１０は図７の構成からスイッチ７を省き、スイッチ２のオンでリアクトル５とコンデンサ６の径路Ａで充電し、スイッチ２のオフでダイオード４を通した径路Ｂでリアクトルのエネルギーをコンデンサ６を充電し、スイッチ１０のオンで径路Ｃで電圧を微調整する。同様に、図１１は図９の構成からスイッチ７を省き、径路Ａ，Ｂ，Ｃでコンデンサ６の充放電を行う。
【特許文献１】特開２００５−１１７７６６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
従来装置において、コンデンサ６は周囲温度の変化や装置の稼働率により、内部温度の変化で静電容量が変化する。また、リアクトル５のリアクトル値も周囲温度の変化や装置の稼働率により変化することがある。
【００１５】
前記の式１を変形すると、
【００１６】
【数３】
0004835056.tif 000004
【００１７】
であるから、静電容量がＣからＣ’に変化すると、粗充電電圧は、以下のように変化する。
【００１８】
【数４】
0004835056.tif 000005
【００１９】
また、リアクトル値がＬからＬＩに変化すると、粗充電電圧は、以下のように変化する。
【００２０】
【数５】
0004835056.tif 000006
【００２１】
このように、温度変化等でコンデンサ６の静電容量が減った場合は式４−１より、同じくリアクトル５のリアクトル値が増えた場合は式４−２より、粗充電電圧が増大し、以下の問題がある。
【００２２】
（１）抵抗９の放電電力が増加し、抵抗９の大型化、装置効率の低下に繋がる。
【００２３】
（２）粗充電電圧が上がり過ぎ、微調整期間内に設定値Ｖ＊まで放電しきれなくなるケースが生じる（図１３参照）。
【００２４】
（３）上記ケースを防ぐ目的で抵抗９の抵抗値を小さくすると放電電圧のｄＶ／ｄｔが増え、充電精度が悪化する。
【００２５】
本発明の目的は、上記の課題を解決したコンデンサの充電装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２６】
前記の課題を解決する本発明は、コンデンサの容量変化、又はリアクトルのリアクトル値変化により生じる粗充電電圧の充電誤差を逐次補正する補正制御手段を備えたもので、以下の構成を特徴とする。
【００２７】
（１）コンデンサとリアクトルを直列接続したＬＣ共振回路に直流電源を印加して半周期の振動電流を発生させ、前記コンデンサの容量とリアクトルのリアクトル値および充電電圧指令値から決まる設定電流に前記振動電流が達することで該コンデンサを目標電圧より少し高い電圧まで粗充電する充電回路と、前記コンデンサの粗充電電圧と前記充電電圧指令との比較によって該コンデンサ電圧を目標電圧まで微調整放電させる放電回路とを備えたコンデンサの充電装置であって、
前記コンデンサの容量変化、又はリアクトルのリアクトル値変化により生じる粗充電電圧の充電誤差を逐次補正する補正制御手段を備えたことを特徴とする。
【００２８】
（２）前記補正制御手段は、前記コンデンサの内部温度を基に前記コンデンサの静電容量を算出し、この静電容量を前記設定電流演算の変数として設定する容量Ｃ算出手段としたことを特徴とする。
【００２９】
（３）前記補正制御手段は、前記粗充電電圧と微調整時間および微調整後の充電電圧の計測結果から前記コンデンサの静電容量を算出し、この静電容量を前記設定電流演算の変数として設定する容量Ｃ算出手段としたことを特徴とする。
【００３０】
（４）前記補正制御手段は、前記微調整時間から前記粗充電電圧を推定し、この推定値で該粗充電電圧の設定値を調整するための粗充電設定値用ゲインを補正する粗充電電圧推定手段としたことを特徴とする。
【００３１】
（５）前記補正制御手段は、前記直流電源の印加時間とそのときの前記振動電流を基に前記リアクトルのリアクトル値を算出し、このリアクトル値を前記設定電流演算の変数として設定するリアクトルＬ算出手段としたことを特徴とする。
【００３２】
（６）前記補正制御手段は、前回の放電動作時間がある時間を超えたときに、次回以降の粗充電電圧の設定値を調整するための粗充電設定値用ゲインをステップ状に変化させるオン時間判定手段としたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００３４】
以上のとおり、本発明によれば、コンデンサの容量変化、又はリアクトルのリアクトル値変化により生じる粗充電電圧の充電誤差を逐次補正する補正制御手段を備えたため、コンデンサ容量やリアクトル値の変動による充電精度の低下をなくし、さらに高い繰り返しにも所定の時間内で充電できる。また、このような効果を奏するための充電制御には、制御装置の演算機能の追加で済み、装置が大型化、コストアップすることはほとんどない。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３５】
（実施形態１）
図１は本発明の実施形態を示し、主回路構成は図７と同じものである。制御装置１１は、図７と同様に、スイッチ２，７および１０のオン／オフ制御を行うオン／オフ制御部１１Ａと、コンデンサ電圧Ｖｃの検出によるスイッチ１０のオフタイミングを求める判定部１１Ｂと、式２による電流ｉの検出によるスイッチ２，７のオフタイミングを求める演算部１１Ｃとを備える。さらに、直流電源１の電圧Ｖｄｃの変動を考慮した充電電圧の補正手段も設ける。
【００３６】
ここで、本実施形態では、コンデンサ６の温度を基にその容量Ｃを求め、演算部１１Ｃにおけるコンデンサ容量Ｃとして補正する容量Ｃ算出部１１Ｄを設ける。コンデンサ６の温度は、温度検出器１２により検出する。この温度検出器１２は、例えば、コンデンサ６のタンク内に温度センサを挿入させた構成で実現される。
【００３７】
コンデンサ６の静電容量はその内部温度を計測することで推定が可能であり、容量Ｃ算出部１１Ｄはコンデンサ６の充電開始直前に温度検出器１２から温度検出値を取り込み、その検出温度からコンデンサ６の静電容量を算出し、算出したコンデンサ６の静電容量Ｃを変数として演算部１１Ｃの演算式（式２）へ代入する。
【００３８】
従来は、コンデンサ６の静電容量Ｃを固定として制御を行っていたため、実際の静電容量との誤差により粗充電電圧Ｖにも誤差が生じた。本実施形態では、実際の静電容量を算出し、式２へ代入することで正確な粗充電電圧を制御することができ、ひいては従来の課題となる、（１）抵抗９の大型化、装置効率の低下、（２）微調整期間内に設定値Ｖ＊まで放電しきれなくなる、（３）抵抗９の抵抗値を小さくすると放電電圧のｄＶ／ｄｔが増えて充電精度が悪化するという問題を解消することができる。
【００３９】
（実施形態２）
図２は、本実施形態の構成を示し、図１における容量Ｃ算出部１１Ｄに代えて、粗充電電圧とスイッチ１０のオン時間および微調整後の充電電圧の計測結果からコンデンサ６の静電容量を算出し、算出したコンデンサ６の静電容量Ｃを実施形態１と同様に、式２に代入する容量Ｃ算出部１１Ｅを設ける。
【００４０】
前回充電時のコンデンサ６の静電容量Ｃは、スイッチ１０のオン時間をＴ、粗充電電圧をＶ１、微調電圧をＶ２、抵抗９の値をＲとすると、下記式６で求められ、この式の演算を容量Ｃ算出部１１Ｅが行う。
【００４１】
【数６】
0004835056.tif 000007
【００４２】
本実施形態によれば、短い間隔（コンデンサ６の内部温度変化による静電容量の変化が無視できるくらい小さい間隔）で充電動作を行う場合の二発目以降に対し、実施形態１と同様の作用効果がある。ただし、充電動作開始の一回目には粗充電電圧が得られないが、二発目以降では正確な粗充電電圧が得られる。また、電流ｉの検出器を削除することができる。
【００４３】
（実施形態３）
図３は本実施形態の制御装置構成を示す。粗充電電圧推定部１１Ｆは、充電電圧を測定することなしに、スイッチ１０のオン時間Ｔから粗充電電圧値を推定し、目標値との誤差を次回の設定値に反映させる。
【００４４】
前回充電時の粗充電電圧の推定値Ｖ１’は、スイッチ１０のオン時間をＴ、充電電圧指令１６（指令値）をＶ＊とすると、前記の式６から、以下の演算で求めることができる。
【００４５】
【数７】
0004835056.tif 000008
【００４６】
また、制御装置１１に入力される粗充電電圧の指令値は、充電電圧指令にゲイン調整部１１Ｇでゲインを掛けた値であるから、このゲインＧの値を式７で求めたＶ１’の値を元に下記式のように変化させることで、次回の粗充電電圧を制御することができる。
【００４７】
【数８】
0004835056.tif 000009
【００４８】
ただし、Ｇ０：ゲイン調節前のゲインの固定値で、負荷コンデンサを過充電する割合（１よりも数％大きい値）、ｇ：変数で初期値は例えば１とし、前回充電時の充電電圧指令の値をＶ＊、変数ｇの値をｇ１とすると、次回充電時に用いる変数ｇの値ｇ２を下記の式で求めることができる。
【００４９】
【数９】
0004835056.tif 000010
【００５０】
したがって、次回充電時に用いるゲインの値Ｇは、下記式、
【００５１】
【数１０】
0004835056.tif 000011
【００５２】
で算出し、これを次回充電時のゲインの値とする。
【００５３】
なお、演算部１１Ｃの前回の入力値Ｖ＊×Ｇ０×ｇ１に対し、実際の粗充電電圧値がＶ１’、例えば、次回の充電電圧指令の値もＶ＊だった場合、入力値はＶ＊×Ｇ０2×ｇ１×ｅｘｐ（−Ｔ／ＣＲ）となるから、粗充電電圧値は、下記式、
【００５４】
【数１１】
0004835056.tif 000012
【００５５】
となり、粗充電電圧を目的値に制御することができる（ただし、コンデンサ６の静電容量Ｃは固定定数としているため誤差は生ずる）。
【００５６】
本実施形態によれば、（式８）で使用しているコンデンサ６の静電容量は固定定数としているため正確ではないが、静電容量の変化量に比較し、粗充電電圧の推定値Ｖ１’の誤差は小さいため、実施形態２と同様の作用効果が得られる。また、粗充電電圧値の検出も不要となる。
【００５７】
（実施形態４）
図４は本実施形態の制御装置構成を示し、リアクトルＬ算出部１１Ｈを設ける。このリアクトルＬ算出部１１Ｈは、スイッチ２及びスイッチ７のオン時間とその時の電流値から、リアクトル５の値を算出し、算出したリアクトル５のリアクトル値Ｌを変数として、演算部１１Ｃのリアクトル値として代入する。
【００５８】
スイッチ２及びスイッチ７のオン時間をＴ２、その時のリアクトル５の電流値をＩ２、直流電圧をＥとすると、リアクトル５の値Ｌは、下記式より求めることができる。
【００５９】
【数１２】
0004835056.tif 000013
【００６０】
本実施形態によれば、リアクトル５の値が温度等で変化する場合、算出したリアクトル値Ｌを（式２）へ代入することで実施形態１と同じ作用効果が得られる。
【００６１】
（実施形態５）
図５は、本実施形態の制御装置構成を示し、オン時間判定部１１Ｉを設ける。オン時間判定部１１Ｉは、前回充電時のスイッチ１０のオン時間がある時間を超えた場合、次回以降に用いるゲイン調整部１１Ｇの粗充電設定値用ゲインＧをステップ状に変化させる。
【００６２】
スイッチ１０のオン時間Ｔは前記（式６）のようになるが、Ｔが微調整期間よりも長くなると、前記のように、粗充電電圧が上がり過ぎ、微調整期間内に設定値Ｖ＊まで放電しきれなくなる。
【００６３】
そこで、本実施形態では、オン時間判定部１１Ｉには微調整期間よりも短い適当な時間Ｔ２を設定し、スイッチ１０のオン時間ＴがＴ２を超えたとき、次回以降に用いるゲイン調整部１１Ｇのゲイン値Ｇを前記の（式８−３）を用いて、下記式を元に調整する。ただし、前回までのゲイン調整部１１Ｇの値をＧ０×ｇ１とする。
【００６４】
【数１３】
0004835056.tif 000014
【００６５】
本実施形態によれば、（式１０）で求められるゲインＧは予め演算可能な定数であり、実施形態２〜４でそれぞれ（式６）、（式８）及び（式９）を解くために必要とする演算回路が不要となる。
【００６６】
（実施形態６）
急速充電期間の制御方法は波線矢印Ａの電流ｉを検出しながらリアルタイムで（式２）の演算を行うものであるが、充電開始直前に直流電圧ＶDCを検出すれば、予めスイッチ２及びスイッチ７のオン時間Ｔを算出することができる。例えば、図１〜図５の実施形態において、直流電圧ＶDCの値をＥとすると、下記式からオン時間Ｔを求めることができる。
【００６７】
【数１４】
0004835056.tif 000015
【００６８】
本実施形態では、上記のようなフィードフォワードな制御方式を実施形態１〜５に適用するものである。
【００６９】
（変形例）
以上までの各実施形態１〜６は、図７の主回路構成に適用した場合を示すが、図９〜図１１のものに適用して同等の作用効果を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００７０】
【図１】本発明の実施形態１を示す主回路構成と制御装置。
【図２】本発明の実施形態２を示す主回路構成と制御装置。
【図３】本発明の実施形態３を示す主回路構成と制御装置。
【図４】本発明の実施形態４を示す主回路構成と制御装置。
【図５】本発明の実施形態５を示す主回路構成と制御装置。
【図６】パルス電源の構成例。
【図７】従来の充電装置の主回路構成と制御装置（その１）。
【図８】図７の電流・電圧波形。
【図９】従来の充電装置の主回路構成と制御装置（その２）。
【図１０】従来の充電装置の主回路構成と制御装置（その３）。
【図１１】従来の充電装置の主回路構成と制御装置（その４）。
【図１２】図１０の電流・電圧波形。
【図１３】粗充電電圧が高くなり微調整期間内に設定値まで放電しきれなくなった場合のコンデンサ電圧波形。
【符号の説明】
【００７１】
１  直流電源
２、７、１０  スイッチ
２Ａ  インバータ
３  昇圧トランス
４、８  ダイオード
４Ａ  整流回路
５  リアクトル
６  コンデンサ
９  抵抗
１１  制御装置
１１Ａ  オン／オフ制御部
１１Ｂ  判定部
１１Ｃ  演算部
１１Ｄ  容量Ｃ算出部
１１Ｅ  容量Ｃ算出部
１１Ｆ  粗充電電圧推定部
１１Ｇ  ゲイン調整部
１１Ｈ  リアクトルＬ算出部
１１Ｉ  オン時間判定部
【図１】
0004835056.tif 000016
【図２】
0004835056.tif 000017
【図３】
0004835056.tif 000018
【図４】
0004835056.tif 000019
【図５】
0004835056.tif 000020
【図６】
0004835056.tif 000021
【図７】
0004835056.tif 000022
【図８】
0004835056.tif 000023
【図９】
0004835056.tif 000024
【図１０】
0004835056.tif 000025
【図１１】
0004835056.tif 000026
【図１２】
0004835056.tif 000027
【図１３】
0004835056.tif 000028