(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の周波数帯域の各周波数帯域にそれぞれ対応する複数の直交復調器を備え、前記複数の周波数帯域のうちの一の周波数帯域におけるフレームの一部の伝送が停止される期間である送信ギャップに、前記複数の周波数帯域のうちの他の周波数帯域での予め定められた所定の測定を行い、前記送信ギャップにおけるデータについて高速転送が行われる通信装置において、
前記一の周波数帯域から前記他の周波数帯域への切り替え時に、前記一の周波数帯域に対応する直交復調器の出力と前記他の周波数帯域に対応する直交復調器の出力とを、所定期間だけ、互いにＤＣショートさせるＤＣショート手段を備えることを特徴とする通信装置。
【請求項２】
前記他の周波数帯域は、異なるキャリア周波数間におけるハンドオーバー時のハンドオーバー先の周波数帯域であることを特徴とする請求項１に記載の通信装置。
【請求項３】
当該通信装置は携帯型通信装置であることを特徴とする請求項１又は２に記載の通信装置。
【請求項４】
複数のバンド入力を直交復調する複数の直交復調器と、
前記複数の直交復調器の出力に接続され、バンド切り替え制御信号に基づき、前記複数の直交復調器の出力のうちのいずれかを選択する切り替えスイッチと、
前記切り替えスイッチの出力を入力とする高域通過フィルタと、
前記高域通過フィルタの後段に配設される可変利得増幅回路と、
を有するマルチバンド受信装置において、
バンド切り替え時に、切り替え前の直交復調器の出力と切り替え後の直交復調器の出力とを所定期間だけ互いにＤＣショートさせるＤＣショート回路を備えることを特徴とするマルチバンド受信装置。
【請求項５】
複数の直交復調器と、
前記複数の直交復調器の出力に接続され、バンド切り替え制御信号に基づき、前記複数の直交復調器の出力のうちのいずれか１つを選択する切り替えスイッチと、
前記切り替えスイッチの出力を入力とする高域通過フィルタと、
前記高域通過フィルタの後段に配設される可変利得増幅回路と、
を有する受信装置において、
バンド切り替え時に、切り替え前の直交復調器の出力と切り替え後の直交復調器の出力とを所定期間だけ互いにＤＣショートさせるＤＣショート回路を備えることを特徴とする受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、通信装置、マルチバンド受信装置及び受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access：符号分割多元アクセス）受信機のＡＧＣ（Automatic Gain Control：自動利得制御）回路のＤＣ（直流）オフセットを低減する技術として、特開２００３−２２４４８８号公報（特許文献１）には、ダイレクトコンバージョン受信機の内部回路のＤＣオフセットがＡＧＣ動作に起因して許容値を超えて増大する可能性がある期間を検出し、この期間内は、ベースバンド可変利得増幅回路のハイパスフィルタのカットオフ周波数を通常動作より高くし、該ハイパスフィルタを通過した信号の過渡応答を急速に収束させる構成が記載されている。
【０００３】
近時、携帯電話機などの通信装置（ＵＥ：User Equipment）において、互いに異なる複数の周波数帯域（例えば、２ＧＨｚ帯域と８００ＭＨｚ帯域）の受信装置の実用化が検討されている。
【０００４】
異なるキャリア周波数間におけるハンドオーバー（Inter-frequency Handovers）時、通信装置（ＵＥ）は周波数を切り替えて同期確立を行う必要がある。そのため、通信装置（ＵＥ）は、アクティブなリンクのフレームの一部の送信が停止される期間（送信ギャップ：transmission gapという）内に、ハンドオーバー先のキャリア周波数に関する予め指示された測定を行い、削除された時間部分のデータ（送信ギャップにおけるデータ）をアクティブな時間に高速転送し、送信電力を上げる。これにより、転送速度及び回線品質を保っている。このような制御は圧縮モード（３GPP Compressed Mode）と呼ばれる(例えば、非特許文献１、２、３参照)。
【０００５】
なお、ハンドオーバーが必要なとき、基地局（ＢＴＳ）は通信装置（ＵＥ）に対して圧縮モードで動作するように指示し、圧縮モードは拡散率削減、データからのビット削除（パンクチャリング（ただし、ダウンリンクのみ））により行われる。
【０００６】
圧縮フレームは、定期的にまたは要求に応じて設定され、圧縮フレームのレートとタイプは可変であり、環境と測定要求に依存する。
【０００７】
なお、後述される本発明の第２の実施形態の構成の一部に関連した技術として、特開平０４−２９７１８２号公報（特許文献２）には、ＣＣＤ（Charge Coupled Device）から出力された２系統の画像信号は、コンデンサＣ１、Ｃ２によって交流結合されたＡＣ増幅器で増幅され、ＡＣ増幅器の出力に一端が接続されたコンデンサＣ３、Ｃ４の他端はそれぞれＤＣバッファに接続され、クランプ信号に基づきコンデンサＣ３、Ｃ４の他端同士を接続する構成が記載されている。
【特許文献１】特開２００３−２２４４８８号公報
【特許文献２】特開平０４−２９７１８２号公報
【非特許文献１】3GPP TS 25.215 V3.10.0 Technical Specification Group Radio Access Network; Physical layer-Measurements (FDD)  (Release 1999)
【非特許文献２】3GPP TS 25.212 V3.11.0 Technical Specification Group Radio Access Network; Multiplexing and Channel Coding (FDD)  (Release 1999)
【非特許文献３】3GPP TS 25.101 V3.17.0 Technical Specification Group Radio Access Network; User Equipment (UE) radio transmission and reception (FDD) (Release 1999)
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
複数の周波数帯域に対応可能なマルチバンド受信装置は、複数の周波数帯域に対応して、複数の直交復調器が用意され、周波数帯域の切り替え時に、切り替えスイッチを介して、ベースバンド可変利得増幅回路（直交復調器及び切り替えスイッチの後段に接続される高域通過フィルタ（ＨＰＦ）、ＡＧＣアンプ、高域通過フィルタ、ＡＧＣアンプなどからなる）に入力される。
【０００９】
仮に、複数の直交復調器間でそれぞれのＤＣオフセットに不整合があると、バンド切り替え時に、以下のような問題が生じる。
【００１０】
すなわち、バンド切り替え時にＤＣオフセットドリフト（複数の直交復調器のＤＣオフセットの不整合によるドリフト）が発生すると、高域通過フィルタのカットオフ周波数にもよるが、バンド切り替え直後の一定時間のＡＧＣレベル誤差が発生したり、あるいは、パイロット（ｐｉｌｏｔ）データ欠けなどが発生し、受信性能の劣化を招く。
【００１１】
例えば、ベースバンド可変利得増幅回路における利得を４０ｄB程度とすると、バンド切り替え直後のＤＣオフセットのドリフトは１００倍も電圧増幅されることになり（例えば、ＤＣドリフト１０ｍＶは１Ｖに電圧増幅される）、ＡＧＣレベル誤差や、データ誤り（例えば、ＢＥＲ（ビット誤り率））の増大などを招くことになる（例えば、ベースバンド可変利得増幅回路の利得を６０ｄBとすると、ＤＣドリフト１ｍＶは１Ｖにまで電圧増幅される）。
【００１２】
本発明はこのような従来の通信装置における問題点に鑑みてなされたものであり、マルチバンド受信装置で使用されるダイレクトコンバージョン方式の直交復調器において、バンド切り替え時に発生するＤＣオフセットドリフトによる受信特性への影響を低減することができる受信装置及び該受信装置を備えた通信装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記課題を解決するため、本発明に係る通信装置は、複数の周波数帯域の各周波数帯域にそれぞれ対応する複数の直交復調器を備え、前記複数の周波数帯域のうちの一の周波数帯域におけるフレームの一部の伝送が停止される期間である送信ギャップに、前記複数の周波数帯域のうちの他の周波数帯域での予め定められた所定の測定を行い、前記送信ギャップにおけるデータについて高速転送が行われる通信装置において、前記一の周波数帯域から前記他の周波数帯域への切り替え時に、前記一の周波数帯域に対応する直交復調器の出力と前記他の周波数帯域に対応する直交復調器の出力とを、所定期間だけ、互いにＤＣショートさせるＤＣショート手段を備えることを特徴としている。
【００１４】
本発明の通信装置においては、前記他の周波数帯域は、異なるキャリア周波数間におけるハンドオーバー（inter-frequency handovers）時のハンドオーバー先の周波数帯域であることが好ましい。
【００１５】
本発明に係る通信装置は、例えば、携帯型通信装置から構成することができる。
【００１６】
本発明に係るマルチバンド受信装置は、複数のバンド入力を直交復調する複数の直交復調器と、前記複数の直交復調器の出力に接続され、バンド切り替え制御信号に基づき、前記複数の直交復調器の出力のうちのいずれかを選択する切り替えスイッチと、前記切り替えスイッチの出力を入力とする高域通過フィルタと、前記高域通過フィルタの後段に配設される可変利得増幅回路と、を有するマルチバンド受信装置において、バンド切り替え時に、切り替え前の直交復調器の出力と切り替え後の直交復調器の出力とを所定期間だけ互いにＤＣショートさせるＤＣショート回路を備えることを特徴としている。
【００１７】
本発明に係る受信装置は、複数の直交復調器と、前記複数の直交復調器の出力に接続され、バンド切り替え制御信号に基づき、前記複数の直交復調器の出力のうちのいずれか１つを選択する切り替えスイッチと、前記切り替えスイッチの出力を入力とする高域通過フィルタと、前記高域通過フィルタの後段に配設される可変利得増幅回路と、を有する受信装置において、バンド切り替え時に、切り替え前の直交復調器の出力と切り替え後の直交復調器の出力とを所定期間だけ互いにＤＣショートさせるＤＣショート回路を備えることを特徴としている。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によれば、一の周波数帯域から他の周波数帯域への切り替え時に、一の周波数帯域に対応する直交復調器の出力と他の周波数帯域に対応する直交復調器の出力とを、所定期間だけ互いにＤＣショートさせることにより、直交復調器の切り替えに起因するＤＣオフセットドリフトの発生を抑制することができ、ＤＣオフセットドリフトによる受信特性への影響を低減することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
〔第一の実施形態〕
本発明の第一の実施形態に係るマルチバンド受信装置は、ベースバンド信号に変換した後の高域通過フィルタ（ＨＰＦ）のカットオフ周波数を制御することにより、受信性能を改善できるようにしたものである。本発明の第一の実施形態は、２バンドのマルチバンド受信装置のみならず、３バンド以上のマルチバンド受信装置に対しても適用することが可能である。
【００２０】
図１は、本発明の第一の実施形態に係るマルチバンド受信装置の構成を示すブロック図である。
【００２１】
図１に示すように、本実施形態に係るマルチバンド受信装置は、ＢＡＮＤ１直交復調器５と、ＢＡＮＤ１ローカル信号発振器３と、ＢＡＮＤ２直交復調器６と、ＢＡＮＤ２ローカル信号発振器４と、切り替えスイッチ７と、第１高域通過フィルタ（High Pass Filter：ＨＰＦ）８と、第１ＡＧＣアンプ９と、第２高域通過フィルタ１０と、第２ＡＧＣアンプ１１と、第３高域通過フィルタ１２と、を備えている。
【００２２】
切り替えスイッチ７はＢＡＮＤ切り替え制御信号１５を受信し、第１高域通過フィルタ８はＨＰＦカットオフ周波数制御信号Ｂ１７を受信し、第２高域通過フィルタ１０及び第３高域通過フィルタ１２はＨＰＦカットオフ周波数制御信号Ａ１６を受信する。ＢＡＮＤ切り替え制御信号１５、ＨＰＦカットオフ周波数制御信号Ｂ１７及びＨＰＦカットオフ周波数制御信号Ａ１６を発信する発信装置の一例は図８を参照して後述する。
【００２３】
なお、図１においては、単に、説明を容易とするため、デュアルバンドの受信装置の構成が示されているが、本実施形態は２バンド（デュアルバンド）の受信装置に限定されるものではなく、３バンド以上の受信装置にも同様に適用可能である。
【００２４】
また、図１においては、簡単のため、直交復調器から出力されるI（in-phase）信号とQ（quadrature）信号は１つの信号線にまとめて示されている。
【００２５】
図１に示す本実施形態に係るマルチバンド受信装置においては、周波数帯域（バンド）の切り替え時にＢＡＮＤ１直交復調器５とＢＡＮＤ２直交復調器６とのＤＣレベルの不整合に起因して発生するＤＣオフセットドリフトの収束時間を、ＨＰＦカットオフ周波数制御信号Ｂ１７により第１高域通過フィルタ８のカットオフ周波数を上げるように制御することによって速め、受信性能への影響を低減させるようになっている。
【００２６】
ＢＡＮＤ１直交復調器５は、ＢＡＮＤ１入力から入力された信号をＢＡＮＤ１ローカル信号発振器３から入力されたローカル信号により直交復調し、ベースバンド信号（I、Q）に変換する。
【００２７】
ＢＡＮＤ２直交復調器６は、ＢＡＮＤ２入力から入力された信号をＢＡＮＤ２ローカル信号発振器４から入力されたローカル信号により直交復調し、ベースバンド信号（I、Q）に変換する。
【００２８】
使用する周波数帯域（バンド）が決定されると、受信装置の外部から、その周波数帯域を示す信号が受信装置内部の制御信号発生回路（図１においては図示せず）に送信される。制御信号発生回路はこの信号を受信すると、その信号に示される周波数帯域に応じたＢＡＮＤ切り替え制御信号１５を生成する。このＢＡＮＤ切り替え制御信号１５は切り替えスイッチ７に供給される。
【００２９】
切り替えスイッチ７は、受信したＢＡＮＤ切り替え制御信号１５に応じて、使用する周波数帯域の信号が通るように、ＢＡＮＤ１直交復調器５の出力もしくはＢＡＮＤ２直交復調器６の出力を選択して出力する。
【００３０】
切り替えスイッチ７を通過したＢＡＮＤ１直交復調器５の出力もしくはＢＡＮＤ２直交復調器６の出力は第１高域通過フィルタ８に入力され、第１高域通過フィルタ８は高域成分のみを通過させる。
【００３１】
図２は第１高域通過フィルタ８の等価回路を示す回路図である。
【００３２】
図２に示すように、第１高域通過フィルタ８は、容量Ｃ１を有するコンデンサと、一端がコンデンサに接続され、他端が接地され、抵抗値Ｒ１を有する抵抗と、からなる回路と等価である。
【００３３】
第１高域通過フィルタ８のカットオフ周波数Ｆｃと時定数τは、それぞれ、図２の等価回路（ＣＲ回路）から、
Ｆｃ＝１／（２πＣ１×Ｒ１）  （１）
τ＝Ｃ１×Ｒ１                （２）
と表すことができる。
【００３４】
第１高域通過フィルタ８から出力された信号は第１ＡＧＣアンプ９において増幅され、第２高域通過フィルタ１０に入力される。第２高域通過フィルタ１０は高域成分のみを通過させる。
【００３５】
第２高域通過フィルタ１０から出力された信号は第２ＡＧＣアンプ１１において増幅され、第３高域通過フィルタ１２に入力される。第３高域通過フィルタ１２は高域成分のみを通過させる。
【００３６】
このようにして、ＢＡＮＤ１直交復調器５の出力もしくはＢＡＮＤ２直交復調器６の出力はベースバンド信号、すなわち、Ｉ信号及びＱ信号１３として第３高域通過フィルタ１２から出力される。
【００３７】
第１ＡＧＣアンプ９及び第２ＡＧＣアンプ１１は増幅を行う際に、Ｉ信号及びＱ信号の出力レベルが所望のレベルになるように、ＡＧＣ制御信号１４によって、ゲインが可変される。
【００３８】
第２高域通過フィルタ１０及び第３高域通過フィルタ１２は、第１ＡＧＣアンプ９及び第２ＡＧＣアンプ１１のゲインが急激に変化した際に生じるグリッチノイズの受信性能への影響を低減するために、ＨＰＦカットオフ周波数制御信号Ａ１６によって、カットオフ周波数を上げ、グリッチノイズを短時間に収束させる。
【００３９】
図１に示す本実施形態に係るマルチバンド受信装置において、ＢＡＮＤ切り替え制御信号１５によって切り替えスイッチ７が切り替わった場合、ＢＡＮＤ１直交復調器５とＢＡＮＤ２直交復調器６のＤＣオフセットの不整合により、例えば、以下のようなＤＣオフセットドリフトΔＶが発生する。
【００４０】
ΔV＝Ｖ１−Ｖ２  （３）
ただし、
Ｖ１はＢＡＮＤ１直交復調器５のＤＣ電圧、
Ｖ２はＢＡＮＤ２直交復調器６のＤＣ電圧
である。
【００４１】
バンド切り替え時に発生したＤＣオフセットドリフトΔＶは、第１高域通過フィルタ８の時定数に応じて、収束時間が決まる。
【００４２】
（２）及び（３）式より、ＤＣオフセットドリフトΔＶの収束時間は、以下の式（４）で表すことができる。
【００４３】
すなわち、
Ｖｏ＝ΔＶ×ｅ（−ｔ／τ）
であることから、
ｔ＝−τ×ｌｎ（Ｖｏ／ΔＶ）    （４）
ただし、
Ｖｏは第１高域通過フィルタ８から出力されるＤＣオフセットドリフト、
ｔはＤＣオフセットドリフトの収束時間、
ｅは自然対数の底
である。
【００４４】
簡易的に考えるため、後段の第２高域通過フィルタ１０及び第３高域通過フィルタ１２の影響を無視すると、バンド切り替え時に発生したＤＣオフセットドリフトは、第１ＡＧＣアンプ９及び第２ＡＧＣアンプ１１の利得分だけ増幅されて、ＩＱ出力１３として出力される。すなわち、第１ＡＧＣアンプ９及び第２ＡＧＣアンプ１１の利得により、ＩＱ出力１３に含まれるＤＣオフセットドリフトの大きさが変化する。
【００４５】
Ｖｉｑ＝Ｇ×Ｖｏ＝（Ｇ９＋Ｇ１１）×ΔＶ×ｅ（−ｔ／τ）    （５）
ｔｉｑ＝−τ×ｌｎ（Ｖｏ／ΔＶ（Ｇ９＋Ｇ１１））            （６）
ただし、
ＶｉｑはＩＱ出力１３に発生するＤＣオフセットドリフト、
ｔｉｑはＩＱ出力１３におけるＤＣオフセットドリフトの収束時間、
Ｇ９は第１ＡＧＣアンプ９の増幅率、
Ｇ１１は第２ＡＧＣアンプ１１の増幅率
である。
【００４６】
具体例として、ΔＶが１０ｍＶ、τが１０６μｓ（カットオフ周波数Ｆｃ＝１．５ｋＨｚ）、Ｇが１２ｄＢ（＝４倍）の場合のｔ−Ｖｏ特性を図３に示す。また、この場合のｔｉｑ−Ｖｉｑ特性を図４に示す。
【００４７】
周波数帯域（バンド）の切り替えに起因してＤＣオフセットドリフトが発生するが、これに対して、本実施形態に係るマルチバンド受信装置においては、ＢＡＮＤ切り替え制御信号１５を切り替えスイッチ７に供給するのと同じタイミングでＨＰＦカットオフ周波数制御信号Ｂ１７を第１高域通過フィルタ８に供給し、それとともに、ＤＣオフセットドリフトが収束するまでの一定時間、第１高域通過フィルタ８のカットオフ周波数Ｆｃを上げる。
【００４８】
これによって、時定数τが小さくなり、式（６）で規定されるＤＣオフセットドリフトＶｉｑの収束時間ｔｉｑを早めることができる。
【００４９】
図３に示したｔ−Ｖｏ特性及び図４に示したｔｉｑ−Ｖｉｑ特性の比較例として、カットオフ周波数Ｆｃを３ｋＨｚに上げた場合のｔ−Ｖｏ特性を図５に示す。また、この場合のｔｉｑ−Ｖｉｑ特性を図６に示す。
【００５０】
図３と図５との対比及び図４と図６との対比から明らかであるように、カットオフ周波数Ｆｃを上げる（図５及び図６では図３及び図４の場合の２倍としている）のと反比例して、ＤＣオフセットドリフトＶｉｑの収束時間ｔｉｑが早くなっている。
【００５１】
図６に示すように、バンド切り替え時のＤＣオフセットドリフトＶｉｑの収束時間ｔｉｑは２５０μｓ以下になっている。
【００５２】
これによって、周波数間ハンドオーバー先の周波数帯域における測定（電界強度などの測定）を行うための十分な時間を確保することができ、従って、正確な測定を行うことができる。これはハンドオーバー時のエラーの発生の回避に貢献する。
【００５３】
例えば、送信ギャップ長が、例えば、５スロット（例えば、１スロット＝６６７μｓとすると、５スロット＝３３３５μｓ）であるとすると、最初のスロットにおいて１／２以上の時間が確保される。
【００５４】
これに対して、図４の場合、バンド切り替え時のＤＣオフセットドリフトの収束時間ｔｉｑは５００μｓ程度であり、送信ギャップの最初のスロットの大半の時間が測定に割り当てることができないことになる。
【００５５】
なお、図３及び図４に示した例は、図１において、バンド切り替え時において、ＨＰＦカットオフ周波数制御信号Ｂ１７により、第１高域通過フィルタ８のカットオフ周波数Ｆｃを上げる制御を行わない場合に対応している。
【００５６】
以上のように、第１の実施形態に係るマルチバンド受信装置によれば、以下のような効果を得ることができる。
【００５７】
（１）ＨＰＦカットオフ周波数制御信号Ｂ１７を用いて第１高域通過フィルタ８のカットオフ周波数Ｆｃを上げることによって、ＩＱ出力１３に出力されるＤＣオフセットドリフトＶｉｑの収束時間ｔｉｑを速め、これにより、ＤＣオフセットドリフトＶｉｑによる受信特性への影響を低減することができる。
【００５８】
（２）ＤＣオフセットドリフトＶｉｑの収束時間ｔｉｑを速めることにより、送信ギャップにおいて行う測定の時間的余裕を十分に確保することができ、正確な測定を行うことができる。
【００５９】
（３）周波数設定によりバンド切り替え制御信号１５を生成し、このバンド切り替え制御信号１５と同期させて、第１高域通過フィルタ８のカット周波数の制御を行うことができる。
【００６０】
（４）第１高域通過フィルタ８のカットオフ周波数Ｆｃの変化幅に応じて、ＤＣオフセットドリフトＶｉｑの収束時間ｔｉｑを任意に設定することができる。
【００６１】
（５）２バンド以上の場合でもベースバンド信号に変換した後の第１高域通過フィルタ８のカットオフ周波数Ｆｃを上げるだけでＤＣオフセットドリフトＶｉｑの収束時間ｔｉｑ収を速めることができる。
【００６２】
（６）バンド切り替え時だけでなく周波数切り替え時においても、効果（１）と同様の効果を得ることができる。例えば、２G帯における２１１０MHzと２１７０MHzとの間の周波数の切り替え、８００M帯における８７５MHzと８８５MHzとの間の周波数の切り替え時にも適用できることは勿論である。この場合、図１のＢＡＮＤ切り替え制御信号１５は周波数を切り替えるための制御信号として機能する。
〔第二の実施形態〕
図７は、本発明の第二の実施形態に係るマルチバンド受信装置のブロック図である。
【００６３】
第二の実施形態に係るマルチバンド受信装置は、第一の実施形態に係るマルチバンド受信装置と比較して、ＢＡＮＤ１直交復調器５の出力とＢＡＮＤ２直交復調器６の出力との間に並列に配置されたＤＣショートスイッチ（ＤＣショート手段、ＤＣショート回路）２０を有する点と、ＨＰＦカットオフ周波数制御信号Ｂ１７を用いない点とが異なり、これら以外の構成は同じである。このため、第一の実施形態に係るマルチバンド受信装置の構成要素と同一の構成要素には同一の符号を付する。
【００６４】
ＤＣショートスイッチ２０は、バンド切り替え時に入力されるＢＡＮＤ切り替え制御信号１５を受信したときにオンされ、一定時間の後、オフされる。
【００６５】
本実施形態に係るマルチバンド受信装置においては、バンド切り替え時に直交復調器５、６を切り替えることによって発生するＤＣオフセットドリフトを互いの直交復調器５、６の出力をＤＣショートすることによって発生させないようにしている。
【００６６】
以上のように、第二の実施形態に係るマルチバンド受信装置によれば、バンド切り替え時に、ＤＣショートスイッチ２０がＢＡＮＤ１直交復調器５の出力とＢＡＮＤ２直交復調器６の出力とを所定期間だけ互いにＤＣショートさせるので、ＤＣオフセットドリフトの発生を抑制することができる。
【００６７】
なお、本実施形態に係るマルチバンド受信装置においても、ＨＰＦカットオフ周波数制御信号Ｂ１７も併せて用いることもできる。
【実施例】
【００６８】
本発明に係るマルチバンド受信装置の一実施例として、３バンド構成の受信装置に本発明を適用した例を説明する。
【００６９】
図８は、本発明の一実施例に係るマルチバンド受信装置のブロック図である。
【００７０】
本実施例に係るマルチバンド受信装置は、アンテナ１０１と、複数のデュプレクサ（アンテナフィルタ）１０３と、アンテナ１０１と何れか一つのデュプレクサ１０３とを接続するスイッチ（ＲＦＳＷ）１０２と、複数のデュプレクサ１０３の各々に対応して接続されている複数の低雑音アンプ（ＬＮＡ）１０４と、複数のデュプレクサ１０３に接続されている送信機１００と、数の低雑音アンプ（ＬＮＡ）１０４の各々に対応して接続されている複数のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１０５と、複数のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１０５の各々に対応して接続されている第１乃至第３の直交復調器１０６と、第１乃至第３の直交復調器１０６の何れかを選択する切り替えスイッチ１０７と、切り替えスイッチ１０７により選択された直交復調器の出力が入力される第１高域通過フィルタ１０８と、第１高域通過フィルタ１０８の出力を増幅する第１ＡＧＣアンプ１０９と、第１ＡＧＣアンプ１０９の出力が入力される第２高域通過フィルタ１１０と、第２高域通過フィルタ１１０の出力を増幅する第２ＡＧＣアンプ１１１と、第２ＡＧＣアンプ１１１の出力が入力される第３高域通過フィルタ１１２と、第３高域通過フィルタ１１２の出力をアナログ−デジタル（ＡＤ）変換するＡＤ変換器１１３と、ＡＤ変換器１１３の出力であるデジタル信号に対してベースバンド処理を行うデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）１１４と、各構成要素の制御を行うＣＣＰＵ１２１と、収束時間高速化手段としてのシンセサイザロジックシリアルインタフェース１２０と、ＢＡＮＤローカル信号発振器をなす電圧制御発振器（ＶＣＯ）１１８と、位相同期ループ（ＰＬＬ）１１９と、シリアルインタフェース１２２と、を備えている。
【００７１】
第１乃至第３の直交復調器１０６はそれぞれバンドＡ、Ｂ、Ｃに対応している。
【００７２】
送信機１００からの送信信号は複数のデュプレクサ（アンテナフィルタ）１０３の各々に供給される。デュプレクサ１０３は送信周波数の信号のみを通過させ不要周波数成分を除去する。その後、送信信号はスイッチ（ＲＦＳＷ）１０２を介してアンテナ１０１から空中に伝送される。
【００７３】
また、アンテナ１０１を介して受信した信号はスイッチ１０２からデュプレクサ１０３に供給される。デュプレクサ１０３は受信周波数の信号のみを通過させ不要周波数成分を除去する。
【００７４】
その後、受信信号は、低雑音アンプ（ＬＮＡ）１０４及びバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１０５を介して、第１乃至第３の直交復調器１０６に送られる。
【００７５】
受信信号はそれぞれのバンドＡ、Ｂ、Ｃに対応した第１乃至第３の直交復調器１０６において復調され、切り替えスイッチ１０７によって選択されたバンドに対応する直交復調器１０６から出力されるＩＱ信号が第１高域通過フィルタ１０８に入力される。
【００７６】
Ｉ信号とＱ信号はそれぞれ差動形式（ＩとＩＢ、ＱとＱＢ）で平衡伝送される。
【００７７】
第１高域通過フィルタ１０８の出力（アナログ信号）は、第１ＡＧＣアンプ１０９、第２高域通過フィルタ１１０、第２ＡＧＣアンプ１１１、第３高域通過フィルタ１１２を介してＡＤ変換器１１３に入力され、ＡＤ変換器１１３において、デジタル信号に変換される。
【００７８】
このデジタル信号は、ベースバンド処理を行うデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）１１４に供給され、デジタルシグナルプロセッサ１１４の出力は復調部（図示せず）に供給される。
【００７９】
デジタルシグナルプロセッサ１１４はＡＤ変換器１１３からのＩ、Ｑ信号を受け、シリアルインタフェース１２２にＩ、Ｑ信号に基づく制御信号を送信する。シリアルインタフェース１２２は受信した制御信号に基づくＡＧＣ制御信号１２３を生成し、このＡＧＣ制御信号１２３を第１ＡＧＣアンプ１０９及び第２ＡＧＣアンプ１１１に送信し、第１ＡＧＣアンプ１０９及び第２ＡＧＣアンプ１１１の利得を可変に制御する。
【００８０】
電圧制御発振器（ＶＣＯ）１１８はＢＡＮＤローカル信号発振器として機能し、電圧制御発振器１１８からの発振クロック信号はローカル信号（局発信号）としてそれぞれ対応する第１乃至第３の直交復調器１０６に供給される。
【００８１】
シンセサイザロジックシリアルインタフェース１２０は、バンドの切り替えに対応して選択されたバンドに対応する周波数に電圧制御発振器１１８の発振クロック信号の中心周波数を設定する。
【００８２】
なお、図８においては、簡単のため、ＢＡＮＤローカル信号発振器をなす電圧制御発振器１１８は１つとして示されているが、図１に示したように、複数のバンドに対応して複数の電圧制御発振器を備える構成とすることができる。図８に示したマルチバンド受信装置においては、３つのバンドＡ、Ｂ、Ｃに対応して３つの電圧制御発振器１１８が設けられる。
【００８３】
電圧制御発振器１１８と位相同期ループ（ＰＬＬ）１１９とは周波数シンセサイザを構成している。
【００８４】
シンセサイザロジックシリアルインタフェース１２０（収束時間高速化手段）から発せられるＢＡＮＤ切り替え制御信号１１５、ＨＰＦカットオフ周波数制御信号１１７は図１に示したＢＡＮＤ切り替え制御信号１５、ＨＰＦカットオフ周波数制御信号Ｂ１７にそれぞれ対応し、ＣＣＰＵ１２１の制御下において、シンセサイザロジックシリアルインタフェース１２０から切り替えスイッチ１０７、第１高域通過フィルタ１０８にそれぞれ供給される。
【００８５】
本実施例においては、ＢＡＮＤ切り替え制御信号１１５とＨＰＦカットオフ周波数制御信号１１７とを別個の制御信号として生成しているが、これら二つの信号を単一の制御信号として生成することも可能である。
【００８６】
シンセサイザロジックシリアルインタフェース１２０は、ＣＣＰＵ１２１の制御下において、ＨＰＦカットオフ周波数制御信号１１６を第２高域通過フィルタ１１０及び第３高域通過フィルタ１１２に送信する。ＨＰＦカットオフ周波数制御信号１１６は図１に示したＨＰＦカットオフ周波数制御信号Ａ１６に対応する。
【００８７】
第２高域通過フィルタ１１０及び第３高域通過フィルタ１１２は第１ＡＧＣアンプ１０９及び第２ＡＧＣアンプ１１１のゲインが急激に変化した際に生じるグリッチノイズの受信性能への影響を低減するために、シンセサイザロジックシリアルインタフェース１２０から受信したＨＰＦカットオフ周波数制御信号１１６によって、カットオフ周波数を上げ、グリッチノイズを速く収束させる。
【００８８】
ＣＣＰＵ１２１は、バンド切り替え時のローカル信号の可変制御、切り替えスイッチ１０７による第１乃至第３の直交復調器の出力の選択、バンド切り替え時における第１高域通過フィルタ１０８のカットオフ周波数の可変制御、第１ＡＧＣアンプ１０９及び第２ＡＧＣアンプ１１１のゲイン可変時における第２高域通過フィルタ１１０及び第３高域通過フィルタ１１２のカットオフ周波数の可変制御などを行うほか、周波数間ハンドオーバー時にハンドオーバー先周波数における電界強度測定の制御その他の通信制御を行う中央処理装置（ＣＰＵ）である。
【００８９】
なお、図８においては、電圧制御発振器１１８と位相同期ループ（ＰＬＬ）１１９（位相周波数比較器、チャージポンプ、ループフィルタよりなる）を別個の装置として示したが、位相同期ループ１１９内に電圧制御発振器１１８を備えた構成とすることも可能である。
【００９０】
図９は、図８に示した直交復調器１０６の構成を模式的に示すブロック図である。
【００９１】
直交復調器１０６は、第１乗算器（ミキサ）２０１と、第２乗算器２０２と、第１乗算器２０１及び第２乗算器２０２の双方と接続されている移相器２０３とを備える。
【００９２】
ローカル信号入力と直交復調器入力とを第１乗算器２０１で乗算した結果が同相信号（Ｉ、ＩＢ）２０４として出力され、ローカル信号入力を移相器２０３で９０度移相したものと直交復調器入力とを第２乗算器２０２で乗算した結果が直交信号（Ｑ、ＱＢ）２０５として出力される。
【００９３】
図１０は、第１高域通過フィルタ１０８の構成の一例を模式的に示した回路図である。
【００９４】
第１高域通過フィルタ１０８は、図１０に示すように、容量Ｃ１を有するコンデンサＣと、一対の抵抗Ｒと、スイッチＳＷ１と、からなるＣＲ回路と等価である。一対の抵抗Ｒの各々は、一端がコンデンサＣに接続され、他端が接地され、それぞれ抵抗値Ｒ１を有している。さらに、一対の抵抗Ｒは相互に並列に接続されている。スイッチＳＷ１は、一方の抵抗ＲとコンデンサＣとの間に配置されている。
【００９５】
スイッチＳＷ１にはＨＰＦカットオフ周波数制御信号１１７が供給され、ＨＰＦカットオフ周波数制御信号１１７が非活性状態のときにはスイッチＳＷ１はオフとなり、ＨＰＦカットオフ周波数制御信号１１７が活性状態のときにはスイッチＳＷ１はオンとなる。
【００９６】
ＨＰＦカットオフ周波数制御信号１１７が非活性状態のときにはスイッチＳＷ１がオフとなり、図１０に示すＣＲ回路からなる高域通過フィルタ１０８の抵抗はＲ１に等しい。
【００９７】
一方、ＨＰＦカットオフ周波数制御信号１１７が活性状態のときにはスイッチＳＷ１がオンとなり、高域通過フィルタ１０８の抵抗はＲ１／２となり、時定数τは１／２に、カットオフ周波数Ｆｃは２倍にされる。
【００９８】
なお、第１高域通過フィルタ１０８の構成は、図１０に示すＣＲ回路のように、ＨＰＦカットオフ周波数制御信号１１７に基づいて、時定数τを規定する抵抗値を可変制御する構成に限定されない。例えば、時定数τを規定する容量Ｃ１を可変制御する構成とすることもできる。
【００９９】
ＨＰＦカットオフ周波数制御信号１１６によってカットオフ周波数が可変制御される第２高域通過フィルタ１１０及び第３高域通過フィルタ１１２も第１高域通過フィルタ１０８と同様の構成を有する。
【図面の簡単な説明】
【０１００】
【図１】本発明の第一の実施形態に係るマルチバンド受信回路の構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示した第１高域通過フィルタ８の等価回路を示す回路図である。
【図３】収束時間ｔと第１高域通過フィルタ８から出力されるＤＣオフセットドリフトＶｏとの特性を示す図である（Ｆｃ＝１．５ＫＨｚ）。
【図４】ＩＱ出力のＤＣオフセットドリフトの収束時間ｔｉｑとＩＱ出力に発生するＤＣオフセットドリフトＶｉｑの特性を示す図である（Ｆｃ＝１．５ＫＨｚ）。
【図５】収束時間ｔと第１高域通過フィルタ８から出力されるＤＣオフセットドリフトＶｏとの特性を示す図である（Ｆｃ＝３ＫＨｚ）。
【図６】ＩＱ出力のＤＣオフセットドリフトの収束時間ｔｉｑとＩＱ出力に発生するＤＣオフセットドリフトＶｉｑの特性を示す図である（Ｆｃ＝３ＫＨｚ）。
【図７】本発明の第二の実施形態に係るマルチバンド受信回路の構成を示すブロック図である。
【図８】本発明の一実施例に係る３バンド受信回路の構成を示すブロック図である。
【図９】直交復調器の一構成例を示すブロック図である。
【図１０】図８に示した第１高域通過フィルタ１０８の回路構成の一例を示す回路図である。
【符号の説明】
【０１０１】
１  ＢＡＮＤ１入力
２  ＢＡＮＤ２入力
３  ＢＡＮＤ１ローカル信号発振器
４  ＢＡＮＤ２ローカル信号発振器
５  ＢＡＮＤ１直交復調器
６  ＢＡＮＤ２直交復調器
７  切り替えスイッチ
８  第１高域通過フィルタ（ＨＰＦ）
１０  第２高域通過フィルタ（ＨＰＦ）
１２  第３高域通過フィルタ（ＨＰＦ）
９  第１ＡＧＣアンプ
１１  第２ＡＧＣアンプ
１３  ＩＱ出力
１４  ＡＧＣ制御信号
１５  ＢＡＮＤ切り替え制御信号
１６  ＨＰＦカットオフ周波数制御信号Ａ
１７  ＨＰＦカットオフ周波数制御信号Ｂ
２０  ＤＣショートスイッチ
１００  送信機
１０１  アンテナ
１０２  ＲＦスイッチ
１０３  デュプレクサ
１０４  低雑音アンプ（ＬＮＡ）
１０５  ＢＰＦ
１０６  直交復調器
１０７  切り替えスイッチ
１０８  第１高域通過フィルタ
１０９  第１ＡＧＣアンプ
１１０  第２高域通過フィルタ
１１１  第２ＡＧＣアンプ
１１２  第３高域通過フィルタ
１１３  ＡＤ変換器
１１４  デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）
１１５  ＢＡＮＤ切り替え制御信号
１１６  ＨＰＦカットオフ周波数制御信号
１１７  ＨＰＦカットオフ周波数制御信号
１１８  電圧制御発振器（ＶＣＯ）
１１９  位相同期ループ（ＰＬＬ）
１２０  シンセサイザロジック・シリアルインタフェース（収束時間高速化手段）
１２１  ＣＣＰＵ
１２２  シリアルインタフェース
１２３  ＡＧＣ制御信号
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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