(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
双方向に電流を制御可能とした双方向スイッチを、その遮断時に印加される過電圧から保護するための保護回路において、
順方向に直列接続された第１，第２のダイオードの直列接続点を前記双方向スイッチの一端に接続し、かつ、順方向に直列接続された第３，第４のダイオードの直列接続点を前記双方向スイッチの他端に接続すると共に、第１のダイオードと第３のダイオードとを逆方向に直列接続し、かつ、第２のダイオードと第４のダイオードとを逆方向に直列接続し、
第１，第２のダイオードの直列回路に並列に第１のコンデンサを接続すると共に、第３，第４のダイオードの直列回路に並列に第２のコンデンサを接続したことを特徴とする双方向スイッチの保護回路。
【請求項２】
請求項１に記載した双方向スイッチの保護回路において、
第１のコンデンサを前記双方向スイッチの一端に近接して配置し、第２のコンデンサを前記双方向スイッチの他端に近接して配置したことを特徴とする双方向スイッチの保護回路。
【請求項３】
請求項１または２に記載した双方向スイッチの保護回路において、
第１，第２のコンデンサに並列にエネルギー消費回路を接続したことを特徴とする双方向スイッチの保護回路。
【請求項４】
請求項３に記載した双方向スイッチの保護回路において、
前記エネルギー消費回路が抵抗であることを特徴とする双方向スイッチの保護回路。
【請求項５】
請求項３に記載した双方向スイッチの保護回路において、
前記エネルギー消費回路が、半導体スイッチング素子と、この半導体スイッチング素子の通流方向とは逆方向に直列接続されたダイオードと、このダイオードに並列に接続された抵抗とからなることを特徴とする双方向スイッチの保護回路。
【請求項６】
請求項１〜５の何れか１項に記載した双方向スイッチの保護回路において、
第１，第２のコンデンサに並列に大容量のコンデンサを接続したことを特徴とする双方向スイッチの保護回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、双方向に電流を制御可能とした双方向スイッチを、その遮断時に印加される過電圧から保護するための保護回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図７は、この種の保護回路の従来技術を示している。
図７において、１は単方向スイッチを例えば２個組み合わせて構成される双方向スイッチであり、この双方向スイッチ１の保護回路は、ダイオード２〜５及びコンデンサ６により構成されている。
すなわち、双方向スイッチ１の一端にはダイオード２，３の直列回路の直列接続点が接続され、双方向スイッチ１の他端にはダイオード４，５の直列回路の直列接続点が接続されると共に、ダイオード２，４のカソード同士が接続され、かつ、ダイオード３，５のアノード同士が接続されている。また、ダイオード２，３の直列回路及びダイオード４，５の直列回路には、コンデンサ６が並列に接続されている。
【０００３】
このような回路構成において、双方向スイッチ１が自己を流れている矢印ａ方向またはｂ方向の電流を遮断した場合、双方向スイッチ１に対して直列に存在する配線インダクタンス（図示せず）に蓄積されたエネルギーをダイオード２，５またはダイオード４，３を介してコンデンサ６により吸収することで、双方向スイッチ１を過電圧から保護している。
この種の保護回路は、例えば特許文献１により公知となっている。
【０００４】
【特許文献１】特開平５−８３９２８号公報（［０００６］〜［０００９］、図６等）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところで、図８に示すように、実際には、双方向スイッチ１に対して直列に存在する配線インダクタンス８以外に、双方向スイッチ１からコンデンサ６に至る経路の配線インダクタンス９，１０が存在する。この配線インダクタンス９，１０を考慮した場合における双方向スイッチ１の電圧、電流等の挙動を図９に示す。以下では、図８、図９を参照しながら、配線インダクタンス９，１０が及ぼす影響を説明する。
【０００６】
いま、双方向スイッチ１がそれまで流れていた電流ｉＳＷを遮断すると、配線インダクタンス８に蓄積されたエネルギーが、図８に示す経路Ａを電流ｉｃとしてコンデンサ６に流入し始める。
この時、双方向スイッチ１の両端には、コンデンサ電圧Ｖｃ０と、配線インダクタンス９に誘起される電圧（インダクタンス９のインダクタンス値Ｌとコンデンサ６に流れ込む電流ｉｃの時間変化率ｄｉｃ／ｄｔとの積、すなわちＬ・ｄｉｃ／ｄｔ）と、ダイオード２，５のそれぞれの過渡オン電圧ＶＦとの和、つまり、図９に示される電圧ｖＳＷ＝Ｌ・ｄｉｃ／ｄｔ＋２ＶＦ＋Ｖｃ０がスパイク電圧として印加されることになる。
【０００７】
次いで、コンデンサ６に流れていた電流ｉｃが減少し始め、やがて０となる。この際、コンデンサ６には、配線インダクタンス８に蓄積されていたエネルギーが全て移動するので、コンデンサ６の電圧は初期電圧に比べて上昇する。
なお、電流ｉＳＷの方向が逆になった場合も実質的な動作は同一である。
【０００８】
ここで、配線インダクタンス９，１０の大きさは配線などの物理的要因が支配的であり、装置の容量が増大すると必然的にインダクタンス値Ｌが大きくなるため、上述した電圧ｖＳＷも大きくなる。従って、双方向スイッチ１を過電圧から保護するには素子耐圧を高くせざるを得ず、装置全体の高価格化を招くという問題があった。
そこで、本発明の解決課題は、高耐圧の素子を使用することなく過電圧からの保護を可能にした低コストの保護回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記課題を解決するため、請求項１記載の発明は、双方向に電流を制御可能とした双方向スイッチを、その遮断時に印加される過電圧から保護するための保護回路において、
順方向に直列接続された第１，第２のダイオードの直列接続点を前記双方向スイッチの一端に接続し、かつ、順方向に直列接続された第３，第４のダイオードの直列接続点を前記双方向スイッチの他端に接続すると共に、第１のダイオードと第３のダイオードとを逆方向に直列接続し、かつ、第２のダイオードと第４のダイオードとを逆方向に直列接続し、
第１，第２のダイオードの直列回路に並列に第１のコンデンサを接続すると共に、第３，第４のダイオードの直列回路に並列に第２のコンデンサを接続したものである。
【００１０】
請求項２に記載した発明は、請求項１において、
第１のコンデンサを前記双方向スイッチの一端に近接して配置し、第２のコンデンサを前記双方向スイッチの他端に近接して配置したものである。
【００１１】
請求項３に記載した発明は、請求項１または２において、
第１，第２のコンデンサに並列にエネルギー消費回路を接続したものである。
【００１２】
請求項４に記載した発明は、請求項３において、
前記エネルギー消費回路が抵抗であることを特徴とする。
【００１３】
請求項５に記載した発明は、請求項３において、
前記エネルギー消費回路が、半導体スイッチング素子と、この半導体スイッチング素子の通流方向とは逆方向に直列接続されたダイオードと、このダイオードに並列に接続された抵抗とからなることを特徴とする。
【００１４】
請求項６に記載した発明は、請求項１〜５の何れか１項において、
第１，第２のコンデンサに並列に大容量のコンデンサを接続したことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１５】
本発明によれば、保護回路内の配線インダクタンスを等価的にほぼ半分に低減できるため、双方向スイッチが電流を遮断した際に発生するスパイク電圧を従来よりも抑制することができ、一般に高価な高耐圧半導体素子を使用する必要がなくなるので、安価な保護回路を実現することが可能になる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、本発明の第１実施形態を示す回路図であり、図７と同一の構成要素には同一の番号を付して説明を省略し、以下では異なる部分を中心に説明する。
【００１７】
この実施形態では、図１に示すように、ダイオード２，３の直列回路の両端にもコンデンサ７が接続されている。なお、便宜的に、ダイオード２を第１のダイオード、ダイオード３を第２のダイオード、ダイオード４を第３のダイオード、ダイオード５を第４のダイオード、コンデンサ７を第１のコンデンサ、コンデンサ６を第２のコンデンサと呼ぶものとする。
【００１８】
図２は、本実施形態の動作説明図であり、図８と同様に配線インダクタンス８〜１０を考慮した場合のものである。
図２において、双方向スイッチ１が電流ｉＳＷを遮断すると、配線インダクタンス８に蓄積されたエネルギーは、図中の経路１、経路２に分流してコンデンサ７，６にそれぞれ流入する。
【００１９】
ここで、インダクタンス値は配線長に比例すると考え、経路１と経路２の相互インダクタンスの影響を無視すれば、保護回路を構成する配線長（経路１または経路２の長さ）は図８における経路Ａの長さと等しくなるので、配線インダクタンス９，１０は従来と同じになる。しかしながら、経路１、経路２に流れる電流の大きさは、図８の経路Ａを流れる電流ｉｃに比べてそれぞれ半分になるから、等価的に、配線インダクタンス９，１０のインダクタンス値をほぼ半分に低減することができる。
【００２０】
つまり、電流ｉＳＷを遮断した際に、前述の電圧ｖＳＷ＝Ｌ・ｄｉｃ／ｄｔ＋２ＶＦ＋Ｖｃ０のうち右辺第１項の電圧の大きさがほぼ半減し、この電圧ｖＳＷが経路１側と経路２側で、双方向スイッチ１の両端に等しく印加されることになるので、双方向スイッチ１に印加されるスパイク電圧を低減することができる。
これにより、双方向スイッチ１を構成する半導体スイッチング素子に高耐圧素子を使用しなくても過電圧からの保護を図ることができる。
なお、双方向スイッチ１が遮断する電流ｉＳＷの方向が逆の場合にも、動作としては同様である。
【００２１】
この実施形態において、各コンデンサ６，７を双方向スイッチ１の端子に極力近接させて各コンデンサ６，７の配線長を短くすれば、経路１，２における配線インダクタンスを一層減少させてスパイク電圧を低減させることができる。
【００２２】
次に、図３は本発明の第２実施形態を示す回路図である。
図１の第１実施形態と異なる点は、コンデンサ６，７と並列にエネルギー消費回路１１を接続した点である。
【００２３】
双方向スイッチ１が電流を遮断する度に、コンデンサ６，７には双方向スイッチ１と直列に存在する配線インダクタンス（図３には図示せず）に蓄積されたエネルギーが流入するため、コンデンサ６，７の電圧が次第に上昇して耐圧を超えてしまうおそれがある。
このため、本実施形態では、コンデンサ６，７と並列に接続されたエネルギー消費回路１１によって上記配線インダクタンスからのエネルギーを消費し、コンデンサ６，７の電圧上昇を抑制するようにした。
【００２４】
なお、上記エネルギー消費回路１１としては、単に抵抗のみにより電気エネルギーをジュール熱に変換する構成でも良いし、あるいは、図４に示す如く、半導体スイッチング素子１１１と、その通流方向に対して逆方向に接続されたダイオード１１２と、ダイオード１１２に並列に接続されたエネルギー消費用の抵抗１１３とにより構成しても良い。なお、図４の半導体スイッチング素子１１１のエミッタは図３におけるダイオード３，５のアノードに接続され、図４のダイオード１１２のカソードは図３のダイオード２，４のカソードに接続されるものである。
ここで、半導体スイッチング素子１１１は、コンデンサ電圧の上昇に応じてオンすることでコンデンサに蓄積されたエネルギーを抵抗１１３により消費することができるため、コンデンサ電圧の上昇を抑制することができる。
【００２５】
図５は、上記第２実施形態をマトリクスコンバータに適用した場合の回路図である。
周知のように、マトリクスコンバータは、電源側の交流入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔと負荷側の交流出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗとの間に双方向スイッチ１ＲＵ，１ＳＵ，１ＴＵ，１ＲＶ，１ＳＶ，１ＴＶ，１ＲＷ，１ＳＷ，１ＴＷをそれぞれ接続し、これらの双方向スイッチのスイッチングにより入力側の交流電圧を所定の大きさ、周波数の交流電圧に直接変換する交流交流直接変換器の一種である。
【００２６】
このマトリクスコンバータに第２実施形態を適用し、双方向スイッチ１ＲＵ，１ＳＵ，１ＴＵ，１ＲＶ，１ＳＶ，１ＴＶ，１ＲＷ，１ＳＷ，１ＴＷに対応させてダイオード２〜５、コンデンサ６，７及びエネルギー消費回路１１をそれぞれ接続することにより、本発明の保護回路を実現することができる。なお、エネルギー消費回路１１は個々の双方向スイッチごとに設けても良いし、図５に示すように単一のエネルギー消費回路１１を共用しても良い。
【００２７】
上述した第１，第２実施形態において、コンデンサ６，７は、双方向スイッチ１が電流を遮断した際に配線インダクタンスに蓄積されたエネルギーを吸収する作用の他に、緊急時等にマトリクスコンバータ内の全ての双方向スイッチ１を同時に遮断した際に、負荷等に蓄積されたエネルギーを吸収して双方向スイッチ１を過電圧から保護する作用も果たしている。この場合、負荷等に蓄積されたエネルギーは、前記配線インダクタンスに比べて充分に大きいため、スイッチング素子の耐圧を超えないようにするには、各コンデンサ６，７の容量を大きくする必要がある。
【００２８】
前述したように、コンデンサ６，７は、配線インダクタンスを減少させる観点から、双方向スイッチ１に近接配置して配線長を短くすることが望ましいが、大容量で一般に大型のコンデンサを双方向スイッチ１の近傍に短い配線長で配置することは物理的にも困難である。
上記の点に鑑み、本発明の第３実施形態では、図６に示す如く、各双方向スイッチ１ＲＵ，１ＳＵ，１ＴＵ，１ＲＶ，１ＳＶ，１ＴＶ，１ＲＷ，１ＳＷ，１ＴＷに近接して配置した各コンデンサ６，７から十分な距離をおいて、単一の大容量コンデンサ１２をすべてのコンデンサ６，７に対して並列に接続するようにした。
【００２９】
上記構成により、双方向スイッチ１が電流を遮断した瞬間に発生するスパイク電圧は、各コンデンサ６，７により抑制すると共に、全ての双方向スイッチ１を遮断した際に負荷のインダクタンス等に蓄積されたエネルギーによって発生する電圧は、大容量コンデンサ１２と各コンデンサ６，７とにより分担して吸収する。
この場合、大容量コンデンサ１２と双方向スイッチ１との間の配線長が長く、配線インダクタンスが大きい場合でも、大容量コンデンサ１２によって負荷のインダクタンスによるエネルギーを吸収する時間は充分長くなるため（電流の変化率が緩慢であるため）、特に問題とはならない。
なお、本実施形態における大容量コンデンサ１２を、第２実施形態におけるエネルギー消費回路１１と併用することも当然可能である。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】本発明の第１実施形態を示す回路図である。
【図２】第１実施形態の動作説明図である。
【図３】本発明の第２実施形態を示す回路図である。
【図４】図３におけるエネルギー消費回路の構成例を示す回路図である。
【図５】第２実施形態をマトリクスコンバータに適用した場合の回路図である。
【図６】本発明の第３実施形態を示す回路図である。
【図７】従来技術を示す回路図である。
【図８】従来技術の動作説明図である。
【図９】配線インダクタンスを考慮した場合の双方向スイッチの電圧、電流等の波形図である。
【符号の説明】
【００３１】
１：双方向スイッチ
２〜５，１１２：ダイオード
６，７：コンデンサ
８〜１０：配線インダクタンス
１１：エネルギー消費回路
１２：大容量コンデンサ
１１１：スイッチング素子
１１３：抵抗
１ＲＵ，１ＳＵ，１ＴＵ，１ＲＶ，１ＳＶ，１ＴＶ，１ＲＷ，１ＳＷ，１ＴＷ：双方向スイッチ
Ｒ，Ｓ，Ｔ：交流入力端子
Ｕ，Ｖ，Ｗ：交流出力端子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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