(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源と負荷である放電灯との間に接続されて、放電灯に供給する電力を調整するスイッチング回路と；
スイッチング回路を構成するスイッチング素子のオフ時電圧を監視し、オフ時電圧が略最小電圧になったことを検出する検出回路と；
この検出回路の検出信号を受けて前記スイッチング素子をオンさせる駆動回路とを備える放電灯点灯装置であって、
前記検出回路は、
スイッチング回路内に設けた検出点の電圧が比較基準値以上となったときに検出信号を出力する比較手段と、
放電灯に供給される負荷電圧を検出して負荷電圧が増大するにつれて前記比較基準値を高く設定する比較基準値設定手段とを有することを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項２】
前記比較基準値設定手段は、直流電源からの入力直流電圧に応じて比較基準値の増減量を調整されることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項３】
請求項１又は２の放電灯点灯装置と、該放電灯点灯装置により点灯される放電灯と、この放電灯からの光を透過または反射する画像表示手段と、画像表示手段を介する透過光または反射光をスクリーンに投射する光学系を備えたことを特徴とする画像表示装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はスイッチング回路の出力により放電灯を点灯させる放電灯点灯装置及びこれを用いた画像表示装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
一般に高圧放電灯、特に水銀灯やメタルハライドランプの管電圧は、始動直後は低く、その後、ランプ内温度の上昇に従って、管電圧が上昇しながら安定するという固有の時間的変化特性がある。また、プロジェクタ、リアプロジェクションテレビなどに使用する超高圧ショートアーク放電灯は、さらに安定した後の管電圧が使用中の電極磨耗により大きく変動するという特徴がある。
【０００３】
この種の放電灯の点灯装置の一例として、図５に示す構成のものがある。直流電源１は、例えば昇圧チョッパ回路よりなる安定化直流電圧源である。負荷である放電灯３へ供給される電力は、スイッチング素子Ｑ１のオン／オフにより制御する。制御回路６内の検出回路４は、回生ダイオードＤ１の電圧Ｖｒを監視することにより、スイッチング素子Ｑ１の電圧を間接的に監視している。
【０００４】
図５の回路動作を説明する。制御回路６内の駆動回路５によりスイッチング素子Ｑ１がオンし、スイッチング素子Ｑ１→インダクタＬ１→コンデンサＣ１（および放電灯３）→抵抗Ｒ１の経路を流れる電流が増加すると、制御回路６内の比較器５２は、＋入力端子の検出電圧が−入力端子の基準電圧に達した時点で出力をオフし、Ｄフリップフロップ５３のリセット端子ＲｓｔにＨｉｇｈ信号を与えるので、Ｄフリップフロップ５３の出力ＱはＬｏｗになり、スイッチング素子Ｑ１はオフする。
【０００５】
スイッチング素子Ｑ１がオフすると、スイッチング素子Ｑ１→インダクタＬ１のルートに流れていた電流は、ダイオードＤ１→インダクタＬ１のルートに転流し、スイッチング素子Ｑ１がオンしている間にインダクタＬ１に蓄えたエネルギーの放出を終えた時点で、ダイオードＤ１はオフする。ダイオードＤ１がオフすると、コンデンサＣ１からインダクタＬ１を通じ、ダイオードＤ１の接合容量に充電するから、ダイオードＤ１の逆方向電圧Ｖｒが上昇し、検出回路４の比較器４２の−入力端子の電圧が＋入力端子の比較基準値と等しくなると、検出回路４の出力はオンし、Ｄフリップフロップ５３のクロック入力端子ＣＬＫにダウンエッジ信号を与え、Ｄフリップフロップ５３はデータ入力端子ＤのＨｉｇｈを出力Ｑに出力し、スイッチング素子Ｑ１をオン駆動する。以下、このサイクルを繰り返すことによりスイッチング素子Ｑ１はオン／オフし、負荷電力を安定制御する。
【０００６】
なお、放電灯点灯装置の電子安定器に用いるスイッチング回路において、スイッチング素子のオフ時電圧が略最小電圧になったことを検出してスイッチング素子をオンさせる技術は特許文献１に開示されている。
【特許文献１】特許第３４３０６２９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
図５の従来例において、制御回路６がスイッチング素子Ｑ１の次のオンを指示しない時のダイオードＤ１の逆方向電圧Ｖｒ（＝Ｖｉｎ−ＶQ1）を図６に示す。ｔｏｎの期間ではスイッチング素子Ｑ１を介してインダクタＬ１に電流が流れる。ｔｏｆｆの期間ではダイオードＤ１を介してインダクタＬ１のエネルギーが放出される。ダイオードＤ１に流れる電流が無くなり、スイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ１ともにオフすると、スイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ１の容量成分により、ダイオードＤ１の逆方向電圧Ｖｒは振動しながら負荷電圧Ｖｌａへと収束する。
【０００８】
Ｖｒ＝Ｖｌａ・〔１−ｅｘｐ（−αｔ）・｛ｃｏｓβｔ＋（α／β）・ｓｉｎβｔ｝〕  …（１）式
ただし、
α＝Ｒ／２Ｌ
β＝√（４Ｌ／Ｃ−Ｒ2 ）／２Ｌ
Ｒ2 ≪４Ｌ／Ｃ
【０００９】
上式において、ＲはインダクタＬ１の内部抵抗及びコンデンサＣ１、スイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ１の内部抵抗その他の内部抵抗並びに銅箔抵抗などである。ＬはインダクタＬ１の内部誘導成分及びコンデンサＣ１、スイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ１、銅箔等の誘導成分である。Ｃはスイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ１の容量成分並びに図示しないが雑音対策などでスイッチング素子Ｑ１又はダイオードＤ１に並列配置するスナバ回路の容量成分である。なお、負荷電圧Ｖｌａは連続スイッチングする周期の時間オーダーでは一定であると見なせるものとする。
【００１０】
収束時減衰率は抵抗成分により変わるので、振動ループに流れる電流、周波数によって変化し、特にインダクタＬ１の設計に依存する。振動の中心Ｖｒｃは以下となる。
Ｖｒｃ≒Ｖｌａ｛１−ｅｘｐ（−ｔ・Ｒ／２Ｌ）｝
【００１１】
振動電圧Ｖｒのピークは、負荷電圧Ｖｌａに応じて増減し、例えば図６に示すように、負荷電圧ＶｌａがＶｌａＡ（大）の時には、振動電圧Ｖｒのピークは高く（スイッチング素子Ｑ１の電圧は低く）、逆に負荷電圧ＶｌａがＶｌａＢ（小）の時には、振動電圧Ｖｒのピークは低く（スイッチング素子Ｑ１の電圧は高く）なる。
【００１２】
減衰振動周期Ｔは、Ｔ＝２π・２Ｌ／√（４Ｌ／Ｃ−Ｒ2 ）≒２π√（Ｌ・Ｃ）となる。よって、減衰振動周期Ｔが小さく、且つＲ／Ｌが小さいと、Ｖｒのピークは大きく、スイッチング素子Ｑ１のピーク電圧は低くなる。
【００１３】
スイッチング素子Ｑ１のターンオンタイミングによりスイッチングロスは異なり、ターンオン直前のスイッチング素子Ｑ１の電圧が小であれば、スイッチング素子Ｑ１のターンオン時のスイッチングロスは小さい。
【００１４】
従来は、出力が小さい場合はスイッチングロスの絶対値は小さいので、図５の検出回路４における比較器４２の比較基準値は略０Ｖに設定することが多かった。しかし、出力を大きくとり、スイッチング素子Ｑ１のスイッチングロスが大きい場合には、その低減を図る必要がある。このような場合、従来は図５の例で示す検出回路４の比較基準値を０Ｖよりも大きい固定値に設定し、ターンオンを遅らせることにより、スイッチング素子Ｑ１のスイッチングロスの低減を図っていた。
【００１５】
しかし、図６に示すように、検出回路４の比較基準値を大きくすると、次のスイッチング素子Ｑ１のターンオンを指示できない場合が生じ得るので、比較基準値は負荷電圧が最小であるＶｌａＢの時の閾値Ｖｂ以下に設定する必要がある。
【００１６】
比較基準値として図６の閾値Ｖｂを設定した時、負荷電圧が低いＶｌａＢのとき、ターンオン・タイミングはｂであり、スイッチングロスは小さいが、負荷電圧が高いＶｌａＡの場合のターンオンタイミングはａとなるので、本来設定したいタイミングｃからずれることになり、その結果、スイッチング素子Ｑ１のスイッチングロスは大きくなる。
【００１７】
本発明はこのような問題を解決しようとするものであり、管温度の上昇や電極の磨耗により管電圧が変動する放電灯をスイッチング回路の出力により点灯せしめる放電灯点灯装置において、負荷電圧が高い場合でも低い場合でもスイッチング素子のスイッチングロスを低減可能とすることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
本発明によれば、上記の課題を解決するために、図１に示すように、直流電源１と負荷である放電灯３との間に接続されて、放電灯３に供給する電力を調整するスイッチング回路２と；スイッチング回路２を構成するスイッチング素子Ｑ１のオフ時電圧を監視し、オフ時電圧が略最小電圧になったことを検出する検出回路４と；この検出回路４の検出信号を受けて前記スイッチング素子Ｑ１をオンさせる駆動回路５とを備える放電灯点灯装置であって、前記検出回路４は、スイッチング回路２内に設けた検出点の電圧Ｖｒが比較基準値以上となったときに検出信号を出力する比較手段（比較器４２）と、放電灯３に供給される負荷電圧Ｖｌａを検出して負荷電圧Ｖｌａが増大するにつれて前記比較基準値を高く設定する比較基準値設定手段（演算回路４１）とを有することを特徴とするものである。
【発明の効果】
【００１９】
本発明によれば、負荷電圧が高い場合でも低い場合でもスイッチング素子のオフ時電圧が略最小電圧となったタイミングでスイッチング素子をオンさせることができるから、スイッチングロスを確実に低減でき、様々な要因によって管電圧が変動する放電灯を常に効率良く点灯させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
（実施の形態１）
図１は本発明の実施の形態１の回路図である。以下、その回路構成について説明する。直流電源１は、例えば昇圧チョッパ回路よりなる直流安定化電源回路であり、商用交流電圧を安定した直流電圧Ｖｉｎに変換して出力する。直流電源１の負出力端子は接地されており、正出力端子はスイッチング素子Ｑ１の一端に接続されている。スイッチング素子Ｑ１は、例えばパワーＭＯＳＦＥＴよりなり、制御回路６の出力により高周波でオン／オフされる。スイッチング素子Ｑ１の他端には、チョッパー用のインダクタＬ１の一端とダイオードＤ１のカソードが接続されている。インダクタＬ１の他端には、平滑用のコンデンサＣ１の正極が接続されている。平滑用のコンデンサＣ１の負極はダイオードＤ１のアノードに接続されている。ダイオードＤ１のアノードは、チョッパ電流検出用の低抵抗Ｒ１を介して直流電源１の負出力端子に接続されている。平滑用のコンデンサＣ１の両端には、負荷である放電灯３が接続されている。放電灯３は、例えば水銀灯やメタルハライドランプなどの高輝度高圧放電灯（ＨＩＤランプ）である。スイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ１、インダクタＬ１よりなるスイッチング回路２は、入力直流電圧Ｖｉｎを任意の負荷電圧Ｖｌａに降圧して出力する降圧チョッパ回路を構成している。負荷電圧Ｖｌａは制御回路６により検出されており、その検出電圧に応じて最適な電力が放電灯３に供給されるように、スイッチング素子Ｑ１のオン期間が制御される。
【００２１】
次に、制御回路６の構成について説明する。制御回路６は、検出回路４と駆動回路５を有している。検出回路４と駆動回路５には制御用電源Ｅから直流低電圧が供給されている。この直流低電圧は、トーテムポール接続されたバイポーラトランジスタＱ２，Ｑ３の直列回路に印加されている。トランジスタＱ３の両端には、カップリングコンデンサＣ２を介して駆動トランスＴ１の１次巻線が接続されている。駆動トランスＴ１の２次巻線は抵抗Ｒ２を介してスイッチング素子Ｑ１の制御端子に接続されている。トランジスタＱ２，Ｑ３の制御端子は抵抗Ｒ３を介してＤフリップフロップ５３のＱ出力端子に接続されている。Ｄフリップフロップ５３のＱ出力端子がＨｉｇｈレベルになると、トランジスタＱ２がオン、トランジスタＱ３がオフとなり、スイッチング回路２のスイッチング素子Ｑ１はオン状態となる。また、Ｄフリップフロップ５３のＱ出力端子がＬｏｗレベルになると、トランジスタＱ２がオフとなり、カップリングコンデンサＣ２を電源として、トランジスタＱ３がオンとなり、スイッチング回路２のスイッチング素子Ｑ１はオフ状態となる。
【００２２】
Ｄフリップフロップ５３の電源端子Ｖｄｄとグランド端子Ｖｓｓは、制御用電源Ｅの正極と負極にそれぞれ接続されている。Ｄフリップフロップ５３のデータ入力端子Ｄは、制御用電源Ｅのレベルに接続されており、クロック入力端子ＣＬＫに立下りトリガ（ダウンエッジ信号）が入力されると、Ｑ出力端子がＨｉｇｈレベルとなる。また、リセット入力端子ＲｓｔがＨｉｇｈレベルになると、Ｑ出力端子はＬｏｗレベルとなる。リセット入力端子Ｒｓｔには、オン時間決定用の比較器５２の出力端子が接続されており、この出力端子は抵抗Ｒ４により制御用電源Ｅのレベルにプルアップされている。比較器５２の＋入力端子には、チョッパ電流検出用の抵抗Ｒ１の検出電圧が入力されており、−入力端子には演算回路５１から出力される目標電圧が入力されている。演算回路５１は放電灯３に供給される負荷電圧Ｖｌａを検出し、その負荷電圧Ｖｌａに応じて最適のランプ電力が供給されるように、チョッパ電流の目標ピーク電流値に応じた電圧を比較器５２の−入力端子に供給する。チョッパ用のスイッチング素子Ｑ１がオンすると、直流電源１→スイッチング素子Ｑ１→インダクタＬ１→平滑用のコンデンサＣ１（及び放電灯３）→電流検出用の抵抗Ｒ１の経路で漸増電流が流れる。これにより抵抗Ｒ１の検出電圧は増大して行き、比較器５２の＋入力端子の検出電圧が−入力端子の目標電圧に達すると、比較器５２の出力はオフ（高インピーダンス状態）となり、抵抗Ｒ４によりプルアップされるので、Ｄフリップフロップ５３のリセット入力端子ＲｓｔがＨｉｇｈレベルとなり、Ｑ出力端子はＬｏｗレベルとなる。これによりスイッチング素子Ｑ１はオフ状態となる。
【００２３】
次に、スイッチング素子Ｑ１のオフ時電圧の監視について説明する。検出回路４は、スイッチング回路２を構成するスイッチング素子Ｑ１のオフ時電圧を監視しており、オフ時電圧が略最小電圧になったことを検出すると、駆動回路５にスイッチング素子Ｑ１を再びオンさせるための検出信号を出力する。図１の回路では、チョッパの回生電流通電用のダイオードＤ１のカソードの電位Ｖｒを検出することで、実質的にスイッチング素子Ｑ１の両端電圧ＶQ1（＝Ｖｉｎ−Ｖｒ）を監視している。この検出回路４は、スイッチング回路２内に設けた検出点の電圧（ダイオードＤ１のカソードの電位Ｖｒ）が比較基準値以上となったときに、立下りトリガ（ダウンエッジ信号）を出力する比較器４２を有している。この比較器４２は、オープンコレクタもしくはオープンドレイン出力のコンパレータよりなり、出力端子を抵抗Ｒ５により制御用電源Ｅのレベル（Ｈｉｇｈレベル）にプルアップされている。比較器４２の−入力端子には、抵抗Ｒｘを介してダイオードＤ１のカソードの電位Ｖｒに応じた電圧が印加されており、＋入力端子には基準電圧として演算回路４１の出力電圧が印加されている。演算回路４１は、放電灯３に供給される負荷電圧Ｖｌａを検出して負荷電圧Ｖｌａが増大するにつれて、比較器４２の＋入力端子の基準電圧を高く設定する回路である。演算回路４１の最も単純な回路例としては、負荷電圧Ｖｌａを抵抗分圧回路により分圧した電圧を基準電圧として比較器４２の＋入力端子に供給するものであっても良い。比較器４２の−入力端子の検出電圧が＋入力電圧の基準電圧を越えると、比較器４２の出力はオン（グランドと短絡）となり、立下りトリガ（ダウンエッジ信号）を駆動回路５に与える。
【００２４】
駆動回路５のＤフリップフロップ５３では、データ入力端子Ｄが制御用電源Ｅのレベル（Ｈｉｇｈレベル）に接続されているので、クロック入力端子ＣＬＫに立下りトリガ（ダウンエッジ信号）が入力されると、Ｑ出力端子がＨｉｇｈレベルとなる。これにより、スイッチング素子Ｑ１は再びオン状態となる。（なお、一定時間以上待っても検出回路４からダウンエッジ信号が得られない場合や電源投入直後の発振開始時には演算回路５１などからＤフリップフロップ５３のセット入力端子ＳｅｔにＨｉｇｈレベルの信号を与えて、強制的にスイッチング素子Ｑ１をオンさせるようにしても良い。）
【００２５】
図２は本実施の形態１の動作波形図である。本実施の形態１によれば、負荷電圧Ｖｌａの増大に従い、検出回路４の判定基準値を閾値１，２，３，…，ｘのように変更するものであり、演算回路４１は、負荷電圧Ｖｌａを測定し、図２に示すように、負荷電圧Ｖｌａに従った適切な閾値電圧を出力し、それを検出回路４のスイッチング素子Ｑ１のターンオンタイミング判断基準値とする。この閾値電圧は、負荷電圧Ｖｌａに略比例するので、簡易的には負荷電圧の分圧（比例値）でもよいが、より正確には、上述の抵抗成分による減衰を加味するのが良い。プロジェクタ、リアプロジェクションテレビなどでは、安定した光出力を得るために、一定電力を負荷に供給するように制御しているので、負荷電圧Ｖｌａが小（電流大）であれば比例値よりも低く、負荷電圧Ｖｌａが大（電流小）であれば比例値よりも高くするのが好ましい。電流通電による発熱や、周波数変化による抵抗成分の変化は把握しづらく、実際には、インダクタＬ１の設計後、動作波形から閾値を設定するのが最適である。
【００２６】
以上のように、本実施の形態１によれば、負荷電圧が変動しても適切なターンオン・タイミングを失することがなく、負荷電圧が高い場合でも低い場合でもスイッチング素子のオフ時電圧が略最小電圧となったタイミングでスイッチング素子をオンさせることができるから、スイッチングロスを確実に低減でき、管温度の上昇や電極の磨耗により管電圧が変動する放電灯を常に効率良く点灯させることができる。
【００２７】
なお、電力制御を行う演算回路５１をマイクロコンピュータで構成することが多いので、演算回路４１はその一部を利用すれば部品点数も増えず好適である。さらに、前述したように、動作時の部品（特にインダクタＬ１）の温度や周波数により減衰特性に関与する抵抗成分は変化するので、検出回路４の最適な比較基準値と負荷電圧Ｖｌａの関係は必ずしも直線的にはならず、マイクロコンピュータを用いて高次関数の演算式やメモリ上のテーブルデータで設定するように構成すれば、回路は複雑にならず、低コストでスイッチングロスを最小化できる。
【００２８】
（実施の形態２）
図３は本発明の実施の形態２の回路図である。本実施の形態２では、入力直流電圧Ｖｉｎにより振動電圧Ｖｒのピーク値が変動する分も含めて、検出回路４のスイッチング素子Ｑ１のターンオンタイミングを判定するための比較基準値を設定する。このように構成すれば、入力直流電圧Ｖｉｎが変動する場合においてもスイッチングロスを低減できる。入力直流電圧Ｖｉｎの変化時の前記減衰率は、例えば周波数はｆ＝（Ｖｉｎ−Ｖｌａ）・Ｖｌａ2 ／（２×Ｌ１×Ｐ×Ｖｉｎ）であり、入力直流電圧Ｖｉｎに従って一意的に大きくはならず、減衰を決める抵抗値についても同様である。したがって、入力直流電圧Ｖｉｎに応じて変化させる比較基準値を設定する場合についても、実施の形態１と同様に、実際にインダクタＬ１を設計した後、動作波形から設定するのが最適である。具体的には、入力直流電圧Ｖｉｎと負荷電圧Ｖｌａに応じた最適な比較基準値を動作波形から求めて、マイクロコンピュータのメモリ上のテーブルデータとして設定しておいて、テーブルを参照することで最適な比較基準値を出力するように構成すれば良い。あるいは、テーブルデータに相当する演算式をあらかじめ作成しておいて、入力直流電圧Ｖｉｎと負荷電圧Ｖｌａに応じてマイクロコンピュータにより演算された比較基準値を出力するように構成すれば良い。
【００２９】
前述の説明は、スイッチング回路２が降圧チョッパ回路の構成である場合について説明したが、入力電圧変動幅など設計条件によっては、降圧チョッパ回路でなく、昇圧チョッパ回路や昇降圧チョッパ回路を用いる場合もある。そのような場合にも、本発明を適用できることは言うまでもない。
【００３０】
（実施の形態３）
上述の各実施の形態の放電灯点灯装置は、プロジェクタやリアプロジェクションテレビのような画像表示装置の光源となる放電灯の点灯に用いられる。ここでは、プロジェクタに実装する場合を例示する。図４は画像表示装置３０の内部構成を示す概略構成図である。図中、３１は投光窓、３２は電源部、３３ａ，３３ｂ，３３ｃは冷却用ファン、３４は外部信号入力部、３５は光学系、３６はメイン制御基板、４０は放電灯点灯装置、３は放電灯である。破線で示した枠内にメイン制御基板３６が実装されている。光学系３５の途中には、放電灯３からの光を透過または反射する画像表示手段（透過型液晶表示板または反射型画像表示素子）が設けられており、この画像表示手段を介する透過光または反射光をスクリーンに投射するように光学系３５が設計されている。このように、放電灯点灯装置４０は放電灯３と共に画像表示装置３０の内部に実装されているが、本発明の放電灯点灯装置４０を採用することにより、従来よりもスイッチングロスを低減できるので、大きな放熱（冷却）効果を求める必要がなく、冷却用ファンの静音化や装置の小型化、低価格化などが実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００３１】
【図１】本発明の実施の形態１の放電灯点灯装置の回路図である。
【図２】本発明の実施の形態１の動作波形図である。
【図３】本発明の実施の形態２の放電灯点灯装置の回路図である。
【図４】本発明の実施の形態３に係る画像表示装置の内部構成を示す概略構成図である。
【図５】従来の放電灯点灯装置の回路図である。
【図６】従来の放電灯点灯装置の動作波形図である。
【符号の説明】
【００３２】
１    直流電源
２    スイッチング回路
３    放電灯
４    検出回路
４１  演算回路（比較基準値設定手段）
４２  比較器
５    駆動回路
Ｑ１  スイッチング素子
【図１】
0004710591.tif 000002
【図２】
0004710591.tif 000003
【図３】
0004710591.tif 000004
【図４】
0004710591.tif 000005
【図５】
0004710591.tif 000006
【図６】
0004710591.tif 000007