(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力されたディジタル信号をＰｒｅ−Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ処理しアナログ信号に変換するベースバンド回路と、このベースバンド回路から出力されたアナログ信号を直交変調する直交変調器と、この直交変調器から出力された信号をＲＦ周波数に変換するアップコンバータ部と、このアップコンバータ部から出力された信号を増幅する増幅器と、この増幅器から出力される信号を分岐して一方を前記ベースバンド回路に設けられた前記Ｐｒｅ−Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ処理機能を備えたディジタルシグナルプロセッサにフィードバックさせる第一のカップラと、この第一のカップラから前記ディジタルシグナルプロセッサにフィードバックされる信号をベースバンド信号に戻す第一のダウンコンバータ部と
を備えた送信回路において、
前記第一のカップラから前記ディジタルシグナルプロセッサにフィードバックされる信号をさらに分岐する第二のカップラと、
この第二のカップラから前記ディジタルシグナルプロセッサにフィードバックされる信号のスペクトラムの解析対象となる周波数が一定になるように制御する第二のダウンコンバート部と、
この第二のダウンコンバート部の出力信号を検波して前記ディジタルシグナルプロセッサに入力する検波器と
を備えたことを特徴とする送信回路。
【請求項２】
前記第二のダウンコンバート部と前記検波器との間に、前記解析対象となる周波数を選択して透過させるバンドパスフィルタを備えた請求項１記載の送信回路。
【請求項３】
前記第二のダウンコンバート部と前記検波器との間に、前記検波器の入力レベルを調整する手段を備えた請求項１記載の送信回路。
【請求項４】
入力されたディジタル信号をＰｒｅ−Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ処理しアナログ信号に変換するベースバンド回路と、このベースバンド回路から出力されたアナログ信号を直交変調する直交変調器と、この直交変調器から出力された信号をＲＦ周波数に変換するアップコンバータ部と、このアップコンバータ部から出力された信号を増幅する増幅器と、この増幅器から出力される信号を分岐して一方を前記ベースバンド回路に設けられた前記Ｐｒｅ−Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ処理機能を備えたディジタルシグナルプロセッサにフィードバックさせる第一のカップラと、この第一のカップラから前記ディジタルシグナルプロセッサにフィードバックされる信号をベースバンド信号に戻す第一のダウンコンバータ部と
を備えた送信回路が実行する歪み補償方法において、
前記第一のカップラから前記ディジタルシグナルプロセッサにフィードバックされる信号をさらに第二のカップラにより分岐し、
この第二のカップラから前記ディジタルシグナルプロセッサにフィードバックされる信号のスペクトラムの解析対象となる周波数が一定になるように第二のダウンコンバート部により制御し、
この第二のダウンコンバート部の出力信号を検波して前記ディジタルシグナルプロセッサに入力する
ことを特徴とする歪み補償方法。
【請求項５】
前記第二のダウンコンバート部と前記検波器との間に設けられたバンドパスフィルタにより前記解析対象となる周波数を選択して透過させる請求項４記載の歪み補償方法。
【請求項６】
前記第二のダウンコンバート部と前記検波器との間に設けられた前記検波器の入力レベルを調整する手段により前記検波器のダイナミックレンジに合せて前記検波器の入力レベルを調整する請求項４記載の歪み補償方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力増幅器の歪み補償に利用する。特に、Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｐｒｅ−Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ方式の歪み補償に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話の基地局で使用する電力増幅器には歪み補償回路が実装されることが必須となっている。従来のフィードフォワード歪み補償では効率および価格の面で改善に限界があるため、最近、Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｐｒｅ−Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ方式の歪み補償が使われることが多くなってきた。フィードバック・ループを備え、ベースバンド回路で適応処理することで常に最適な歪み特性を実現することが可能とされている(例えば、特許文献１または２参照)。
【０００３】
【特許文献１】特開２００３−２２４４３４号公報
【特許文献２】特許第３４６０１０５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
従来のＤｉｇｉｔａｌ  Ｐｒｅ−Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ歪み補正回路を図１に示す。このフィードバック・ループを用いた適応的なＤｉｇｉｔａｌ  Ｐｒｅ−Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ歪み補正回路において、Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｐｒｅ−Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ補償だけでは補償しきれない歪みを改善させるため、フィードバック・ループの外側からパラメータを与えて制御しようとする場合には、従来は以下のような問題を抱えている。
１）フィードバック・ループ外のパラメータである場合には、スペクトラムアナライザなどの外部測定器を確認しながら歪みが最良になるようなパラメータを決定する必要がある。これでは固定的なパラメータとなってしまい出力レベルや温度への追従が難しい。
２）温度でパラメータを切り替えるような制御をすると、数点の温度で調整を行い、その間を補間する必要がある。これではパネル単位に各温度で調整することになるため調整の手間が多くなってしまう。また、調整した温度の間は補間するため、その設定した温度の間の温度では適切なパラメータとならない。
３）ＤＳＰ(Digital Signal Processor)にてＦＦＴ（フーリエ変換）計算を実行して歪みを観測しながら制御しても、信号帯域内のＩ／Ｑデータから抽出される歪み成分なので精度が悪い。フィードバック・ループでは歪みを直接モニタしながら制御するのではなく主信号成分に含まれる歪み成分が最低になるように制御するため、精度良く補償しようとすると相当な高分解能および広帯域なベースバンド処理が要求される。
【０００５】
また、ＦＦＴ計算も内部で行うとなると処理速度の向上も必要になってくる。実際のスペクトラムアナライザの波形と内部パラメータを抽出してＦＦＴ計算を実施した結果を図３に示す（サンプル数２０４８）。図３は横軸に周波数（ＭＨｚ）をとり、縦軸に電力増幅器の出力レベル（ｄＢ）をとる。実際のスペクトラムに比べてＤ／Ｕ比も取れておらず解析および制御には不向きであることがわかる。
４）電力増幅器の出力レベルに対する歪み特性は不明なので発生している歪みのアンバランスといった電力増幅器のリニアリティ以外の成分が判別できない。
【０００６】
すなわち、第一の課題は、電力増幅器デバイスのリニアリティを補償する制御であるため、リニアリティ補償制御だけでは認識できない成分の補償は適応的にできないことである。その対策として固定的なパラメータを調整して歪み補償特性を向上させているが、温度やレベルの変化に対して弱い。
【０００７】
第二の課題は、高効率および低価格が要求されるＷ−ＣＤＭＡ(Wide
band-CDMA)の基地局においてはＰｅａｋ  Ｃｌｉｐｐｉｎｇ技術が導入されることがあるが、これにより変調精度の劣化が起こり歪みと変調精度のクリティカルな調整が必要になってきている。
【０００８】
本発明は、このような背景の下に行われたものであって、上記課題を解決するためにリニアリティ補償以外の成分も適応的に制御して歪み特性を改善させることができる送信回路および歪み補償方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明では、フィードバック・ループを分岐して周波数可変のダウンコンバータ部および検波器に入力し、その検波器出力をベースバンド回路内のＤＳＰにて処理しスペクトラムとして解析することでＤｉｇｉｔａｌ  Ｐｒｅ−Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ歪み補償Ｌｏｏｐでは補償しきれないパラメータを自動で制御できるようになる。このときに、ダウンコンバート部の出力周波数を選択して透過するバンドパスフィルタを備えてもよい。また、検波器のダイナミックレンジに合せて検波器の入力レベルを調整する手段を備えてもよい。
【００１０】
このように、常に、ベースバンド回路で制御しているため、温度や出力レベルによるこのＤｉｇｉｔａｌ  Ｐｒｅ−Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ補償Ｌｏｏｐ外のパラメータ最適値変動に追従可能となる。また、周波数可変のダウンコンバータ部またはダウンコンバータ部およびバンドパスフィルタにてスペクトラムの解析対象となる周波数を抽出するため、従来のＦＦＴのように解析対象となる周波数帯域（歪み帯域）の特性の精度の悪さは改善できる。
【００１１】
また、Ｗ−ＣＤＭＡ装置のように低歪みが要求されるシステムにおいて検波器のダイナミックレンジが足りない場合は、検波器の入力レベルを調整する手段で検波器に入るレベルを一定にしてその入力レベルを調整する手段の制御量からスペクトラムを逆算することで正確に検出可能となる。
【００１２】
すなわち、本発明は、電力増幅器の歪補正方式の一つであるＤｉｇｉｔａｌ  Ｐｒｅ−Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ方式で、フィードバック・ループを用いてベースバンド帯域にダウンコンバートしたＩ／Ｑ信号を解析することで適応的に電力増幅器の振幅歪みと位相歪みとを補償（以後リニアリティ補償という）を行うことで歪み補償する際に、検波器を用いた別ルートのループを設けることで前記Ｉ／Ｑ信号の解析だけでは検出しにくい歪み成分も補償して低歪み特性を実現する。また、歪み補償制御だけではなく、特にＷ−ＣＤＭＡのようなＰｅａｋ  Ｆａｃｔｏｒの大きな信号を用いる際のクリッピング制御にも使用することで、歪み特性とＥＶＭ特性の最適化を行いながら動作させることが可能になる。
【００１３】
すなわち、本発明は、入力されたディジタル信号をＰｒｅ−Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ処理しアナログ信号に変換するベースバンド回路と、このベースバンド回路から出力されたアナログ信号を直交変調する直交変調器と、この直交変調器から出力された信号をＲＦ周波数に変換するアップコンバータ部と、このアップコンバータ部から出力された信号を増幅する増幅器と、この増幅器から出力される信号を分岐して一方を前記ベースバンド回路に設けられた前記Ｐｒｅ−Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ処理機能を備えたディジタルシグナルプロセッサにフィードバックさせる第一のカップラと、この第一のカップラから前記ディジタルシグナルプロセッサにフィードバックされる信号をベースバンド信号に戻す第一のダウンコンバータ部とを備えた送信回路である。
【００１４】
ここで、本発明の特徴とするところは、前記第一のカップラから前記ディジタルシグナルプロセッサにフィードバックされる信号をさらに分岐する第二のカップラと、この第二のカップラから前記ディジタルシグナルプロセッサにフィードバックされる信号のスペクトラムの解析対象となる周波数が一定になるように制御する第二のダウンコンバート部と、この第二のダウンコンバート部の出力信号を検波して前記ディジタルシグナルプロセッサに入力する検波器とを備えたところにある。
【００１５】
また、前記第二のダウンコンバート部と前記検波器との間に、前記解析対象となる周波数を選択して透過させるバンドパスフィルタを備えることが望ましい。これにより、解析対象となる周波数以外の周波数を除去し、解析精度を高めることができる。
【００１６】
また、前記第二のダウンコンバート部と前記検波器との間に、前記検波器の入力レベルを調整する手段を備えることが望ましい。これにより、検波器のダイナミックレンジに合せて検波器の入力レベルを調整することができるため、検波器の適用範囲を拡大することができる。
【００１７】
また、本発明を歪み補償方法の観点からみることができる。すなわち、本発明は、本発明の送信回路が実行する歪み補償方法であって、本発明の特徴とするところは、前記第一のカップラから前記ディジタルシグナルプロセッサにフィードバックされる信号をさらに第二のカップラにより分岐し、この第二のカップラから前記ディジタルシグナルプロセッサにフィードバックされる信号のスペクトラムの解析対象となる周波数が一定になるように第二のダウンコンバート部により制御し、この第二のダウンコンバート部の出力信号を検波して前記ディジタルシグナルプロセッサに入力するところにある。
【００１８】
また、前記第二のダウンコンバート部と前記検波器との間に設けられたバンドパスフィルタにより前記解析対象となる周波数を選択して透過させることが望ましい。
【００１９】
また、前記第二のダウンコンバート部と前記検波器との間に設けられた前記検波器の入力レベルを調整する手段により前記検波器のダイナミックレンジに合せて前記検波器の入力レベルを調整することが望ましい。
【発明の効果】
【００２０】
本発明による第一の効果は、フィードバック・ループによる適応的なリニアリティ補償によるＤｉｇｉｔａｌ  Ｐｒｅ−Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ回路において、従来、リニアリティ補償Ｌｏｏｐ外から固定的に制御していた補償パラメータも適応的に制御することで歪み特性を常に最良に制御することが可能となることである。これにより、温度や出力レベルでのパラメータ最適値変動にも対応できるようになる。
【００２１】
本発明による第二の効果は、歪みが正確に判定できるので歪みとＰｅａｋ  Ｃｌｉｐｐｉｎｇを上手くトレードオフして最適化できることである。
【００２２】
本発明による第三の効果は、徐々上げ時にスペクトラム解析しておくことで、現在出力しているレベルでは判定できない成分を予め認識しておいて予測制御も可能になることである。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
本発明実施例の送信回路を図２ないし図４を参照して説明する。図２は本実施例の送信回路のブロック構成図である。本実施例の送信回路は、図２に示すように、入力されたディジタル信号をＰｒｅ−Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ処理しアナログ信号に変換するベースバンド回路１と、その信号をＲＦ周波数に変換するアップコンバータ部（ＭＩＸ５、ＶＣＯ６）と、信号の増幅機能を担う電力増幅器（ＡＭＰ７）と、フィードバックさせる送信信号を分岐するカップラ（ＣＰＬ８）と、分岐した信号を前記Ｐｒｅ−Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ処理機能を備えたＤＳＰ３を含むベースバンド回路１に渡すためのダウンコンバータ部（ＭＩＸ９、ＶＣＯ１０）とを備えた従来の回路構成に加えてフィードバック・ループをさらに分岐するカップラ（ＣＰＬ１２）と、周波数可変のダウンコンバータ部（ＭＩＸ１３、ＶＣＯ１４）と、ＡＬＣ(Automatic Level Control) 回路１７と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ１５）および検波器１６とを設ける。なお、アップコンバータ部またはダウンコンバータ部の構成要素は、ミキサ（ＭＩＸ５、ＭＩＸ９、ＭＩＸ１３）および電圧制御発振器（ＶＣＯ６、ＶＣＯ１０、ＶＣＯ１４）である。
【００２４】
ダウンコンバータ部（ＭＩＸ１３、ＶＣＯ１４）はスペクトラムの解析対象となる周波数が常に一定に（本実施例の場合は６０ＭＨｚ）なるように制御する。ＢＰＦ１５は中心周波数６０ＭＨｚで狭帯域（本実施例の場合は１００ｋＨｚ）のフィルタで、検波器１６に対しては常にこの６０ＭＨｚ成分のみを入力する。
【００２５】
次に、本実施例の送信回路の動作を図２を参照して説明する。ベースバンド回路１に入力されたディジタル信号は、内部のＬＳＩ２によりＩ／Ｑ成分としてアナログ信号に変換されて直交変調器であるＱＭＯＤ４に入力される。ＱＭＯＤ４の出力はＭＩＸ５およびＶＣＯ６でアップコンバートされてＡＭＰ７に入力される。ＡＭＰ７はアップコンバートされた信号を所望の出力レベルまで増幅する。ＡＭＰ７で増幅された信号はアンテナポートに出力されると同時にＣＰＬ８にて分岐されてフィードバック・ループとしてベースバンド回路１に戻される。
【００２６】
フィードバック・ループはアップコンバートされたＲＦ周波数をＭＩＸ９およびＶＣＯ１０にてベースバンド周波数にダウンコンバートし、折り返し等を切るためのＢＰＦ１１を介してベースバンド回路１に入力される。このフィードバック信号はＬＳＩ２で信号の振幅と位相成分とに分解された後、ＤＳＰ３にてＡＭ−ＡＭ成分とＡＭ−ＰＭ成分として処理され、再度、ＬＳＩ２にてベースバンド回路１の入力信号に重畳することでＡＭＰ７にて発生した歪み成分を補償する。
【００２７】
フィードバック・ループを介してベースバンド回路１に入力された帰還信号は主信号成分が分解されたＩ／Ｑベースバンド信号として処理される。ＬＳＩ２およびＤＳＰ３においてこの主信号成分に含まれるＡＭＰ７で発生した歪み成分を補償するような信号を生成してベースバンド回路１に入力される信号に重畳する。その結果ＡＭＰ７出力ではあたかも歪みが発生していないようなスペクトラムとなる（リニアリティ補償されたことになる）。
【００２８】
ここで、ベースバンド回路１での処理は主信号成分を解析することによるＡＭＰ７のリニアリティ補正による歪み補償である。したがって、歪みのアンバランスやメモリ効果といったリニアリティには現れない成分の補償をするためにフィードバック・ループの外からＩ／Ｑ信号の位相または振幅成分に対して前記リニアリティには現れない成分をモデル化して重畳することで補正する。
【００２９】
しかし、フィードバック・ループ外からの制御であるため、リニアリティ補正のような適応的な制御ができずに固定的なパラメータとなってしまう。その結果、温度や出力レベル等による前記リニアリティには現れない成分の変動に対しては制御で追従できない。その対策としてはある間隔の温度とレベルでのパラメータをテーブル化して、その温度またはレベルになると適用するパラメータを切り替えるという方法がある。ただし、テーブル化した設定点の間の制御は最適ではない。クリティカルな制御をしている場合はこの最適点の少しのずれが大きな特性劣化になりかねない。
【００３０】
また、ベースバンド回路１にフィードバック・ループを介して戻した帰還信号をＦＦＴ処理してスペクトラムとして解析し歪み成分が最小になるような制御を試みようとしても、信号帯域内のＩ／Ｑデータから抽出される歪み成分の精度が悪い。フィードバック・ループでは歪みを直接モニタしながら制御するのではなく主信号成分に含まれる歪み成分が最小になるように制御するため、精度良く補償しようとすると相当な高分解能および高帯域なベースバンド処理が要求される。また、ＦＦＴ計算も内部で行うとなると処理速度の向上も必要になってくる。実際のスペクトラムアナライザの波形と内部パラメータを抽出してＦＦＴ実施した結果とを図３に示す（サンプル数２０４８）。実際のスペクトラムに比べてＤ／Ｕ比も取れていない。
【００３１】
そこで、フィードバック・ループをさらにＣＰＬ１２で分岐し周波数可変のダウンコンバータ部（ＭＩＸ１３、ＶＣＯ１４）とＡＬＣ回路１７、ＢＰＦ１５を介して検波器１６に入力し、その検波器出力をベースバンド回路１内のＤＳＰ３にて処理しスペクトラムとして解析することでＤｉｇｉｔａｌ  Ｐｒｅ−Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ歪み補償Ｌｏｏｐでは補償しきれない成分を歪みが最小になるように自動制御できるようになる。図４に検波器１６の出力電圧をプロットした結果のイメージ図を示す。図４は横軸に周波数（ＭＨｚ）をとり、縦軸にＡＭＰ７の出力レベル（ｄＢ）をとる。
【００３２】
本実施例では、中心周波数２１４０ＭＨｚの信号を例として説明する。検波器１６で検出したい周波数に対して、例えば、２１１０ＭＨｚのレベルを知りたいときは、ＶＣＯ１４の出力周波数を２１７０ＭＨｚに設定する。ＢＰＦ１５の中心周波数は６０ＭＨｚ／ＢＷ１００ｋＨｚに設定してあるので２１７０ＭＨｚと６０ＭＨｚの差である２１１０ＭＨｚ±５０ｋＨｚのレベルが検波器１６で検出できる。同様にしてＶＣＯ１４の出力周波数を振ってその都度、検波器１６の電圧をモニタして１Ｓｗｅｅｐすることで図４のようなスペクトラムが認識可能となる。ここで、検波器１６の入力ダイナミックレンジが取れないような場合には、ＢＰＦ１５の前にＡＬＣ回路１７を設けてレベルを調整することで検波器１６の感度は問題なくなる。検波した電圧とＡＬＣ回路１７の制御量から図４のようなスペクトラムを算出することが可能になる。
【００３３】
このようにして検出したスペクトラムを使って、図４の帯域１８〜２１の各レベルを帯域１８はＬｏｗ側の５次歪み、帯域１９はＬｏｗ側の３次歪み、帯域２０はＨｉｇｈ側の３次歪み、帯域２１はＨｉｇｈ側の５次歪みとして記憶する。ここで記憶した各帯域の歪みが最小になるように前記リニアリティには現れない成分の補正パラメータも適応的に制御しながら、リニアリティ補正による歪み補償と合せて歪み特性が最良になる制御が可能となる。
【００３４】
また、Ｗ−ＣＤＭＡのようなＰｅａｋ  Ｆａｃｔｏｒの大きな信号を扱う場合には、低飽和出力デバイスの使用による高効率低価格を実現する手法としてＰｅａｋ  Ｃｌｉｐｐｉｎｇ技術を導入することが多いがこのＰｅａｋ  ＣｌｉｐｐｉｎｇはＥＶＭやＰｅａｋ  Ｃｏｄｅ  Ｄｏｍａｉｎ  Ｅｒｒｏｒといった変調精度の劣化に繋がりやすい。本発明の歪み補償回路を使用することで、現在の歪みがベースバンド回路１で正確に認識できているため、歪み規格に対して余裕のある状態ではクリッピング設定値を緩めることで変調精度を向上させるような制御や逆に変調精度に余裕のある状態ではクリッピング設定値を厳しくすることで歪み特性を改善させるといった制御が可能になり、歪みと変調精度の相反する特性の最適化ができる。
【００３５】
さらに、ＡＭＰ７出力開始時に徐々上げを行うような仕様になっている装置においては、この徐々上げ中に前記スペクトラム解析を行うことで出力レベルに対する歪み特性と入出力特性とがグラフ化できる。これにより「どのレベルで歪みのアンバランスが発生しているのか」や「現在出力している平均電力よりもはるかに低いレベルの入出力特性（リニアリティ）」を事前に認識しておくことができるので、実施している歪み補正では判別できない制御を予想して行うことが可能になる。
【産業上の利用可能性】
【００３６】
本発明によれば、従来の回路構成に対して簡単かつ安価な改造を加えることにより、温度や出力レベルでのパラメータ最適値変動にも対応でき、歪みとＰｅａｋ  Ｃｌｉｐｐｉｎｇを上手くトレードオフして最適化でき、現在出力しているレベルでは判定できない成分を予め認識しておいて予測制御が可能になる送信回路を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００３７】
【図１】従来の送信回路のブロック構成図。
【図２】本実施例の送信回路のブロック構成図。
【図３】ＦＦＴによるスペクトラム解析例を示す図。
【図４】本発明によるスペクトラム解析イメージを示す図。
【符号の説明】
【００３８】
１  ベースバンド回路
２  ＬＳＩ
３  ＤＳＰ
４  直交変調器（ＱＭＯＤ）
５、９、１３  ミキサ（ＭＩＸ）
６、１０、１４  電圧制御発振器（ＶＣＯ）
７  電力増幅器（ＡＭＰ）
８、１２  カップラ（ＣＰＬ）
１１、１５  バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
１６  検波器
１７  ＡＬＣ回路
【図１】
0004735400.tif 000002
【図２】
0004735400.tif 000003
【図３】
0004735400.tif 000004
【図４】
0004735400.tif 000005