(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の電力変換用スイッチング素子から構成される電力変換器の設計方法であって、
前記電力変換用スイッチング素子の候補となる１つ若しくは複数の選定対象素子について、前記電力変換器の仕様に関するパラメータと選定対象素子の使用条件に関するパラメータとに基づいて各選定対象素子の使用個数を算出する第１の工程と、
各選定対象素子の電気的特性に関するパラメータと使用条件に関するパラメータと電力変換器の仕様に関するパラメータとに基づいて前記各選定対象素子を使用した場合の選定対象素子個別の損失を算出する第２の工程と、
前記第１の工程で算出された各選定対象素子の使用個数と第２の工程で算出された前記損失とに基づいて電力変換器における総損失を算出する第３の工程と、
前記総損失が所定の損失目標値を満たす選定対象素子を電力変換用スイッチング素子として選定する第４の工程と
を有することを特徴とする電力変換器の設計方法。
【請求項２】
第４の工程では、前記総損失が最も小さくなる選定対象素子を電力変換用スイッチング素子として選定することを特徴とする請求項１記載の電力変換器の設計方法。
【請求項３】
各選定対象素子の単価と前記第１の工程で算出された各選定対象素子の使用個数とから各選定対象素子を使用した場合の初期コストを算出する工程と、
電力変換器の運転計画及び総損失に基づいてランニングコストを算出する工程と、
前記初期コスト及びランニングコストに基づいて電力変換器における総コストを算出する工程と、
前記総コストが所定のコスト目標値を満たす選定対象素子を電力変換用スイッチング素
子として選定する工程と
をさらに有することを特徴とする請求項１または２記載の電力変換器の設計方法。
【請求項４】
前記総コストが最も小さくなる選定対象素子を電力変換用スイッチング素子として選定
することを特徴とする請求項３記載の電力変換器の設計方法。
【請求項５】
複数の電力変換用スイッチング素子から構成される電力変換器の設計方法であって、
前記電力変換用スイッチング素子の候補となる１つ若しくは複数の選定対象素子について、前記電力変換器の仕様に関するパラメータと選定対象素子の使用条件に関するパラメータとに基づいて各選定対象素子の使用個数を算出する第１の工程と、
各選定対象素子の電気的特性に関するパラメータと使用条件に関するパラメータと電力変換器の仕様に関するパラメータとに基づいて前記各選定対象素子を使用した場合の選定対象素子個別の損失をスイッチング周波数の関数として算出する第２の工程と、
所定の損失目標値と電力変換器の仕様に関するパラメータとに基づいて電力変換器における総損失を算出する第３の工程と、
該第３の工程で算出された総損失と前記第２工程で算出されたスイッチング周波数の関数である損失とに基づいて各選定対象素子を動作させるスイッチング周波数を算出する第４の工程と、
前記スイッチング周波数が最も高い選定対象素子を電力変換用スイッチング素子として
選定する第５の工程と
を有することを特徴とする電力変換器の設計方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換器の設計方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
電力系統に使用される電力変換器（交直変換器等）は、他励式変換器と自励式変換器とに大別される。他励式変換器は、電力変換用スイッチング素子として主にサイリスタを使用しており損失は小さいが、非対称事故時において運転できない場合がある等の問題点がある。一方、自励式変換器は、非対称事故時にも運転継続が可能であるという利点があるが、電力変換用スイッチング素子としてＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やＧＴＯ（Gate Turn-Off thyristor）等を使用しており、他励式変換器と比べて損失が大きいという問題点がある。
【０００３】
例えば、特開平１０−１０８４７４号公報には、電力変換用スイッチング素子としてＩＧＢＴ等を使用したマルチレベルスイッチング式電力変換器の損失を低減する技術が開示されている。この技術は、異なるスイッチング回数、導通期間で動作する電力変換用スイッチング素子から構成されるマルチレベルスイッチング式電力変換器において、スイッチング回数が少なく導通時間が長い電力変換用スイッチング素子には導通損失の少ない素子を選定し、スイッチング回数が多く導通時間が短い素子にはスイッチング損失の少ない素子を選定することで、システムとしての損失を低減している。
【特許文献１】特開平１０−１０８４７４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、上記のようにマルチレベルスイッチング式電力変換器は、スイッチング周波数が異なる複数の電力変換用スイッチング素子から構成されているが、一般的に用いられる電力変換器は、同一のスイッチング周波数で動作する電力変換用スイッチング素子から構成されている。よって、上記特開平１０−１０８４７４号公報の技術では、確かにマルチレベルスイッチング式電力変換器の損失を低減することができるが、一般的な電力系統に用いられる電力変換器には適用することができず、汎用性に欠けていた。
【０００５】
一方、大容量の電力系統に用いられる電力変換器は、装置構成をシンプルにするために、大容量の電力変換用スイッチング素子を少数用いて構成されることが一般的であるが、損失低減やコスト低減等の観点から小容量の電力変換用スイッチング素子を多数用いる方が有利な場合もあり得る。このように小容量の電力変換用スイッチング素子を多数用いる場合において、損失低減やコスト低減を加味した電力変換用スイッチング素子の選定方法は従来では確立されていなかった。
本発明者は、近年のパワーエレクトロニクスの発展に伴って様々な種類や仕様の電力変換用スイッチング素子が開発されている現状に鑑み、電力変換器の設計段階において、損失低減やコスト低減を加味した電力変換用スイッチング素子の選定方法の確立が急務であると考え、本発明を出願するものである。
【０００６】
本発明は、上述した事情に鑑みてなされたものであり、以下の点を目的とする。
（１） 所定の損失目標値を達成する電力変換器の設計方法を実現する。
（２） 所定の損失目標値及びコスト目標値を達成する電力変換器の設計方法を実現する。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記目的を達成するために、本発明では、第１の解決手段として、複数の電力変換用スイッチング素子から構成される電力変換器の設計方法であって、前記電力変換用スイッチング素子の候補となる１つ若しくは複数の選定対象素子について、前記電力変換器の仕様に関するパラメータと選定対象素子の使用条件に関するパラメータとに基づいて各選定対象素子の使用個数を算出する第１の工程と、各選定対象素子の電気的特性に関するパラメータと使用条件に関するパラメータと電力変換器の仕様に関するパラメータとに基づいて前記各選定対象素子を使用した場合の選定対象素子個別の損失を算出する第２の工程と、前記第１の工程で算出された各選定対象素子の使用個数と第２の工程で算出された前記損失とに基づいて電力変換器における総損失を算出する第３の工程と、前記総損失が所定の損失目標値を満たす選定対象素子を電力変換用スイッチング素子として選定する第４の工程とを有する、という手段を採用する。
【０００８】
また、本発明では、第２の解決手段として、上記第１の解決手段において、第４の工程では、前記総損失が最も小さくなる選定対象素子を電力変換用スイッチング素子として選定することを特徴とする。                              
【０００９】
また、本発明では、第３の解決手段として、上記第１または２の解決手段において、各選定対象素子の単価と前記第１の工程で算出された各選定対象素子の使用個数とから各選定対象素子を使用した場合の初期コストを算出する工程と、電力変換器の運転計画及び総損失に基づいてランニングコストを算出する工程と、前記初期コスト及びランニングコストに基づいて電力変換器における総コストを算出する工程と、前記総コストが所定のコスト目標値を満たす選定対象素子を電力変換用スイッチング素子として選定する工程とをさらに有することを特徴とする。
【００１０】
また、本発明では、第４の解決手段として、上記第３の解決手段において、前記総コス
トが最も小さくなる選定対象素子を電力変換用スイッチング素子として選定することを特徴とする。
【００１１】
また、本発明では、第５の解決手段として、複数の電力変換用スイッチング素子から構成される電力変換器の設計方法であって、前記電力変換用スイッチング素子の候補となる１つ若しくは複数の選定対象素子について、前記電力変換器の仕様に関するパラメータと選定対象素子の使用条件に関するパラメータとに基づいて各選定対象素子の使用個数を算出する第１の工程と、各選定対象素子の電気的特性に関するパラメータと使用条件に関するパラメータと電力変換器の仕様に関するパラメータとに基づいて前記各選定対象素子を使用した場合の選定対象素子個別の損失をスイッチング周波数の関数として算出する第２の工程と、所定の損失目標値と電力変換器の仕様に関するパラメータとに基づいて電力変換器における総損失を算出する第３の工程と、該第３の工程で算出された総損失と前記第２工程で算出されたスイッチング周波数の関数である損失とに基づいて各選定対象素子を動作させるスイッチング周波数を算出する第４の工程と、前記スイッチング周波数が最も高い選定対象素子を電力変換用スイッチング素子として選定する第５の工程とを有する、という手段を採用する。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、所定の損失目標値を達成する電力変換用スイッチング素子を選定することが可能であり、また、所定の損失目標値及びコスト目標値を達成する電力変換用スイッチング素子を選定することが可能である。その結果、所定の損失目標値やコスト目標値を達成する電力変換器を設計することが可能となり、任意に上記損失目標値やコスト目標値を変更することによって、例えば損失及びコストを最小限に抑えた電力変換器を設計することも可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
以下、図面を参照して、本発明の実施形態について説明する。本実施形態は、図１８に示すように３相電力系統Ａから変圧器Ｂを介して供給される３相交流電力Ｐｉｎを直流電力Ｐｏｕｔに変換する交流／直流電力変換器Ｃの設計方法に関するものである。図１８において、３相電力系統Ａは、例えば系統周波数６０Ｈｚの３相交流電力を変圧器Ｂに供給する。変圧器Ｂは、上記３相電力系統Ａから供給された３相交流電力を所定の電圧値に変圧し、３相交流電力Ｐｉｎ、具体的には、ａ相交流電力Ｐａ、ｂ相交流電力Ｐｂ及びｃ相交流電力Ｐｃを交流／直流電力変換器Ｃに出力する。
【００１４】
交流／直流電力変換器Ｃは、第１の電力変換用スイッチング素子ｃ１〜第６の電力変換用スイッチング素子ｃ６から構成されている。変圧器Ｂから出力されたａ相交流電力Ｐａは第１の電力変換用スイッチング素子ｃ１及び第２の電力変換用スイッチング素子ｃ２の一端に入力され、ｂ相交流電力Ｐｂは第３の電力変換用スイッチング素子ｃ３及び第４の電力変換用スイッチング素子ｃ４の一端に入力され、またｃ相交流電力Ｐｃは第５の電力変換用スイッチング素子ｃ５及び第６の電力変換用スイッチング素子ｃ６の一端に入力される。
【００１５】
第１の電力変換用スイッチング素子ｃ１、第３の電力変換用スイッチング素子ｃ３及び第５の電力変換用スイッチング素子ｃ５の他端は第１の出力端子１及び平滑コンデンサｄの一端に接続されている。一方、第２の電力変換用スイッチング素子ｃ２、第４の電力変換用スイッチング素子ｃ４及び第６の電力変換用スイッチング素子ｃ６の他端は第２の出力端子２及び平滑コンデンサｄの他端に接続されている。上記第１の電力変換用スイッチング素子ｃ１〜第６の電力変換用スイッチング素子ｃ６は、半導体スイッチング素子、例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）である。交流／直流電力変換器Ｃは、これらＩＧＢＴをＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御することにより３相交流電力Ｐｉｎを直流電力Ｐｏｕｔに変換して第１の出力端子１に出力する。平滑コンデンサｄは、上記直流電力Ｐｏｕｔに含まれている交流成分を低減するために設けられているものである。なお、図１８において、ＩＧＢＴをＰＷＭ制御する制御部は省略している。
【００１６】
上記のような交流／直流電力変換器Ｃの構成を踏まえて、当該交流／直流電力変換器Ｃの設計方法について以下説明する。図１は、交流／直流電力変換器Ｃの変換器損失を最小限にする電力変換用スイッチング素子の選定手順を示すフローチャートである。
【００１７】
まず、選定対象素子となる電力変換用スイッチング素子を決定する（ステップ１）。この電力変換用スイッチング素子は、一般的に市販されているものから選べば良く、本実施形態では、定格１７００Ｖ−８００Ａ、定格３３００Ｖ−８００Ａ、定格１７００Ｖ−１２００Ａ、定格３３００Ｖ−１２００Ａの４つのＩＧＢＴを選定対象素子として決定した場合について説明する。なお、もちろん他の仕様のＩＧＢＴを選んでも良いし、さらに複数選んでも良い。また、他の電力変換用スイッチング素子、例えばＧＴＯ（Gate Turn-Off thyristor）等を選んでも良い。
【００１８】
以下のステップＳ２〜Ｓ５は、コンピュータシミュレーションによる数値計算によって交流／直流電力変換器Ｃの変換器損失が最小となる電力変換用スイッチング素子を求める工程である。よって、以下説明する処理は、コンピュータシミュレーション上で行われるものである。
【００１９】
さて、上記のように選定対象素子を決定すると、次に図２に示すように、変換器容量Ｐ、使用電圧Ｖ１、第１使用電流ＩＰ、第２使用電流Ｉｒｍｓ、変調率ｍ、力率ｃｏｓφ、スナバ容量Ｃｓ、スイッチング周波数ｆｓ、出力電力Ｘｐｕ、第１の最大コレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＭ１、第１定数β、第２定数ｓ１、第３定数ｔ、第４定数ｕ、第５定数ｗ、第２の最大コレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＭ２、第６定数ｓ２、最大コレクタ電流ＩＣＭ、ターンオン損失エネルギＥＯＮＭ、ターンオフ損失エネルギＥＯＦＦＭ、還流ダイオードのリカバリ損失エネルギＥＲＥＣＭ、直流電圧／線間交流電圧比ｋ（＝Ｖｄｃ／Ｖａｃ）をコンピュータシミュレーションに入力する（ステップＳ２）。
【００２０】
なお、上記変数の内、変換器容量Ｐ、変調率ｍ、力率ｃｏｓφ、スイッチング周波数ｆｓ、出力電力Ｘｐｕ及び直流電圧／線間交流電圧比ｋは、交流／直流電力変換器Ｃの仕様に関するパラメータであり、使用電圧Ｖ１、第１使用電流ＩＰ、第２使用電流Ｉｒｍｓ及びスナバ容量Ｃｓは選定対象素子の使用条件に関するパラメータであり、第１の最大コレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＭ１、第１定数β、第２定数ｓ１、第３定数ｔ、第４定数ｕ、第５定数ｗ、第２の最大コレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＭ２、第６定数ｓ２、最大コレクタ電流Ｉｃｍ、ターンオン損失エネルギＥＯＮＭ、ターンオフ損失エネルギＥＯＦＦＭ及びリカバリ損失エネルギＥＲＥＣＭは、選定対象素子の電気的特性に関するパラメータである。
【００２１】
ここで、変換器容量Ｐは、交流／直流電力変換器Ｃを設計するに当たり予め仕様で決められている値であり、本実施形態では変換器容量Ｐ＝３００（ＭＶＡ）とする。使用電圧Ｖ１は、電力変換用スイッチング素子の使用電圧値であり、およそ定格の半分程度の値とする。従って、本実施形態では、図２に示すように、定格１７００Ｖ−８００Ａの電力変換用スイッチング素子（以下、第１素子という）及び定格１７００Ｖ−１２００Ａの電力変換用スイッチング素子（以下、第３素子という）の使用電圧Ｖ１を８５０（Ｖ）、定格３３００Ｖ−８００Ａの電力変換用スイッチング素子（以下、第２素子という）及び定格３３００Ｖ−１２００Ａの電力変換用スイッチング素子（以下、第４素子という）の使用電圧Ｖ１を１６５０（Ｖ）とする。
【００２２】
第１使用電流ＩＰは、電力変換用スイッチング素子の使用交流電流のピーク値であり、およそ定格の２／３以下とする。本実施形態では、図２に示すように、第１素子及び第２素子共に第１使用電流ＩＰ＝３６８（Ａ）とし、第３素子及び第４素子共に第１使用電流ＩＰ＝５６６（Ａ）とする。第２使用電流Ｉｒｍｓは、第１使用電流ＩＰの実効値であり、Ｉｒｍｓ＝ＩＰ／√２である。この第２使用電流Ｉｒｍｓは予め計算した値を入力しても良いし、第１使用電流ＩＰから自動的に計算されるようにしても良い。
【００２３】
変調率ｍは、ＰＷＭ制御における変調率であり、線間交流電圧Ｖａｃ（実効値）及び電力変換後の直流電圧Ｖｄｃに対し下記（１）式のような関係が成立する。本実施形態では、変調率ｍ＝１とする。
【００２４】
【数１】
0004779542.tif 000002
【００２５】
力率ｃｏｓφは、変換器力率であり、本実施形態では力率ｃｏｓφ＝１とする。スナバ容量Ｃｓは、電力変換用スイッチング素子に付加されるスナバ回路に用いられるスナバコンデンサの容量である。スナバ回路とは、周知のように、電力変換用スイッチング素子がオフした時に、回路の配線インダクタンスの蓄積エネルギによる過電圧から電力変換用スイッチング素子を保護する目的で挿入される回路である。このスナバ容量Ｃｓは、電力変換用スイッチング素子に流れる電流値に応じて変更される。本実施形態では、第１素子及び第２素子においてスナバ容量Ｃｓ＝０．１（μF）とし、第３素子および第４素子においてスナバ容量Ｃｓ＝０．１５（μF）とする。
【００２６】
スイッチング周波数ｆｓは、ＰＷＭ制御における電力変換用スイッチング素子のスイッチング周波数であり、本実施形態では、スイッチング周波数ｆｓ＝１０００（Ｈｚ）とする。出力電力Ｘｐｕは、交流／直流電力変換器Ｃの最大出力電力に対する運転時の出力電力比である。つまり、最大出力電力に対して１００％の運転を行う場合には、出力電力Ｘｐｕ＝１となり、最大出力電力に対して５０％の運転を行う場合には、出力電力Ｘｐｕ＝０．５となる。本実施形態では、出力電力Ｘｐｕ＝１とする。
【００２７】
第１の最大コレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＭ１は、各第１〜第４素子の電気的特性を示すデータシートに基づいて入力する。本実施形態において、第１の最大コレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＭ１をゲート・エミッタ間電圧ＶＧＥ＝１５（Ｖ）、接合温度Ｔｊ＝１２５°Ｃの場合の値とし、第１素子では３．３（Ｖ）、第２素子では４．８（Ｖ）、第３素子では３．４（Ｖ）、第４素子では４．８（Ｖ）とする。
【００２８】
第１定数βは、電力用スイッチング素子の第１使用電流相電流ＩＰと最大コレクタ電流ＩＣＭを用いると、β＝ＩＰ／ＩＣＭである。なお、最大コレクタ電流ＩＣＭも上記データシートに基づく値である。本実施形態では、第１〜第４素子共に第１定数β＝０．７５とする。
【００２９】
第２定数ｓ１は、上記データシートに基づいて以下のように求められる。図３は、電力変換用スイッチング素子の接合温度Ｔｊ＝１２５°Ｃ、ゲート・エミッタ間電圧ＶＧＥ＝１５（Ｖ）におけるコレクタ電流ＩＣ−コレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＥ特性の一例を示すものである。この図に示すように、非線形であるコレクタ電流ＩＣ−コレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＥ特性の線形近似を行い、近似直線Ｌ１と横軸との交点をＶＣ１とすると、ＶＣ１＝ｓ１・ＶＣＭ１の関係が成立する。つまり、第２定数ｓ１＝ＶＣ１／ＶＣＭ１となる。このようにデータシートに基づいて第２定数ｓ１を各第１〜第４素子毎に予め求めておく。本実施形態では、第１素子、第２素子及び第４素子の第２定数ｓ１を０．３８とし、第３素子の第２定数ｓ１を０．３２とする。
【００３０】
第３定数ｔは、同様にデータシートに基づいて以下のように求められる。図４（ａ）は縦軸をスイッチング損失、横軸をコレクタ電流ＩＣとした場合のターンオン損失エネルギＥＯＮ特性の一例である。この図に示すように、非線形であるターンオン損失エネルギＥＯＮ特性の線形近似を行い、近似直線Ｌ２と縦軸との交点をＥＯＮ１とすると、ＥＯＮ１＝ｔ・ＥＯＮＭの関係が成立する（ＥＯＮＭは最大コレクタ電流ＩＣＭの時のターンオン損失エネルギ）。つまり、第３定数ｔ＝ＥＯＮ１／ＥＯＮＭとなる。このようにデータシートに基づいて第３定数ｔを各第１〜第４素子毎に予め求めておく。本実施形態では、第１素子、第２素子及び第３素子の第３定数ｔを０とし、第４素子の第３定数ｔを０．０１とする。
【００３１】
第４定数ｕも同様にデータシートに基づいて以下のように求められる。図４（ｂ）は縦軸をスイッチング損失、横軸をコレクタ電流ＩＣとした場合のターンオフ損失エネルギＥＯＦＦ特性の一例である。この図に示すように、非線形であるターンオフ損失エネルギＥＯＦＦ特性の線形近似を行い、近似直線Ｌ３と縦軸との交点をＥＯＦＦ１とすると、ＥＯＦＦ１＝ｕ・ＥＯＦＦＭの関係が成立する（ＥＯＦＦＭは最大コレクタ電流ＩＣＭの時のターンオフ損失エネルギ）。つまり、第４定数ｕ＝ＥＯＦＦ１／ＥＯＦＦＭとなる。このようにデータシートに基づいて第４定数ｕを各第１〜第４素子毎に予め求めておく。本実施形態では、第１素子の第４定数ｕを０．５、第２素子の第４定数ｕを０．１９、第３素子の第４定数ｕを０．３１、第４素子の第４定数ｕを０．１６とする。
【００３２】
第５定数ｗも同様にデータシートに基づいて以下のように求められる。図４（ｃ）は縦軸をスイッチング損失、横軸をコレクタ電流ＩＣとした場合のリカバリ損失エネルギＥＲＥＣ特性の一例である。この図に示すように、非線形であるリカバリ損失エネルギＥＲＥＣ特性の線形近似を行い、近似直線Ｌ４と縦軸との交点をＥＲＥＣ１とすると、ＥＲＥＣ１＝ｗ・ＥＲＥＣＭの関係が成立する（ＥＲＥＣＭは最大コレクタ電流ＩＣＭの時のリカバリ損失エネルギ）。つまり、第５定数ｗ＝ＥＲＥＣ１／ＥＲＥＣＭとなる。このようにデータシートに基づいて第５定数ｗを各第１〜第４素子毎に予め求めておく。本実施形態では、第１素子の第５定数ｗを０．３３、第２素子の第５定数ｗを０．６７、第３素子の第５定数ｗを０．２７、第４素子の第５定数ｗを０．５９とする。
【００３３】
第２の最大コレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＭ２は、ＩＧＢＴの環流ダイオードの最大コレクタ・エミッタ間電圧であり、上記第１の最大コレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＭ１と同様、データシートに基づいて入力する。本実施形態では、第１素子の第２の最大コレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＭ２を２．１（Ｖ）、第２素子の第２の最大コレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＭ２を３．２（Ｖ）、第３素子の第２の最大コレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＭ２を２．１（Ｖ）、第４素子の第２の最大コレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＭ２を３．２（Ｖ）とする。
【００３４】
第６定数ｓ２は、環流ダイオードにおけるコレクタ電流ＩＣ−コレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＥ特性に基づいて第２定数ｓ１と同様に求める。具体的には、図５に示すように環流ダイオードにおけるコレクタ電流ＩＣ−コレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＥ特性の線形近似を行い、近似直線Ｌ５と横軸との交点をＶＣ２とすると、ＶＣ２＝ｓ２・ＶＣＭ２の関係が成立する。つまり、第６定数ｓ２＝ＶＣ２／ＶＣＭ２となる。このように第６定数ｓ２を各第１〜第４素子毎に予め求めておく。本実施形態では、第１素子の第６定数ｓ２を０．３８、第２素子及び第４素子の第６定数ｓ２を０．３４とし、第３素子の第６定数ｓ２を０．３６とする。
【００３５】
最大コレクタ電流ＩＣＭはコレクタ電流ＩＣの最大定格であり、本実施形態では、第１素子及び第２素子の最大コレクタ電流ＩＣＭを８００（Ａ）、第３素子及び第４素子の最大コレクタ電流ＩＣＭを１２００（Ａ）とする。ターンオン損失エネルギＥＯＮＭ、ターンオフ損失エネルギＥＯＦＦＭ及びリカバリ損失エネルギＥＲＥＣＭは、上述したように図４から求められる。本実施形態では、ターンオン損失エネルギＥＯＮＭとして第１素子では０．３（Ｊ）、第２素子では１．６（Ｊ）、第３素子では０．４５（Ｊ）、第４素子では１．７５（Ｊ）を用いるとする。また、ターンオフ損失エネルギＥＯＦＦＭとして第１素子では０．３（Ｊ）、第２素子では０．８（Ｊ）、第３素子では０．４５（Ｊ）、第４素子では１．０２（Ｊ）を用いるとする。さらに、リカバリ損失エネルギＥＲＥＣＭとして第１素子では０．１５（Ｊ）、第２素子では０．３（Ｊ）、第３素子では０．２２（Ｊ）、第４素子では０．４４（Ｊ）を用いるとする。
【００３６】
直流電圧／線間交流電圧比ｋは、上記（１）式に示すように変調率ｍに依存する。従って、本実施形態では変調率ｍ＝１であるので、直流電圧／線間交流電圧比ｋは上記（１）式から第１〜第４素子共に１．６となる。この直流電圧／線間交流電圧比ｋは、予め計算した値を入力しても良いし、変調率ｍから自動的に計算されるようにしても良い。
【００３７】
以上のように、交流／直流電力変換器Ｃの仕様や各素子のデータシートに基づいて各変数を入力すると、次に素子数Ｎの算出を行う（ステップＳ３）。例えば、図１８に示すように１つの電力変換用スイッチング素子（図１８では第６の電力変換用スイッチング素子ｃ６）が、並列数ＮＰ×直列数ＮＳ個の電力変換用スイッチング素子から構成されると想定すると、線間交流電圧Ｖａｃは変換器容量Ｐ、第２使用電流Ｉｒｍｓ及び並列数ＮＰからなる下記（２）式で表される。
【００３８】
【数２】
0004779542.tif 000003
【００３９】
また、上記（２）式を上記（１）式に代入すると、下記（３）式が得られる。
【００４０】
【数３】
0004779542.tif 000004
【００４１】
一方、直列数ＮＳは、直流電圧Ｖｄｃ／使用電圧Ｖ１であるから、上記（３）式から下記（４）式が得られる。すなわち、並列数ＮＰ×直列数ＮＳは下記（５）式で表される。よって、交流／直流電力変換器Ｃ全体における素子数Ｎは下記（６）式で表される。
【００４２】
【数４】
0004779542.tif 000005
【００４３】
上記（６）式から各第１〜第４素子を使用した場合の素子数Ｎを算出した結果を図６に示す。続いて、各第１〜第４素子における導通損失ＰＣＯＮＤ１、ターンオン損失ＰＯＮ、ターンオフ損失ＰＯＦＦ、スナバ損失ＰＳＮＢ、環流ダイオードにおける導通損失ＰＣＯＮＤ２、リカバリ損失ＰＲＥＣを下記（７）〜（１２）式に基づいて算出する（ステップＳ４）。これらの算出結果を図６に示す。
【００４４】
【数５】
0004779542.tif 000006
【００４５】
そして、下記（１３）式に基づいて交流／直流電力変換器Ｃ全体における合計損失Ｐｔｏｔａｌを算出し、変換器損失δを下記（１４）式に基づいて算出する（ステップＳ５）。
【００４６】
【数６】
0004779542.tif 000007
【００４７】
図６に合計損失Ｐｔｏｔａｌ及び変換器損失δの算出結果を示す。変換器損失δの算出結果からわかるように、第３素子を使用した場合が最も変換器損失δが小さく、以下第１素子、第４素子、第２素子の順となる。つまり、交流／直流電力変換器Ｃの電力変換用スイッチング素子として第３素子を選定する（ステップＳ６）。以上のように、図１に示す処理手順に従って第３素子を選定し、当該第３素子をＮ個（４８９２個）使用して交流／直流電力変換器Ｃを構成することにより、変換器損失δを最低限に抑えることが可能となる。
【００４８】
なお、図７はスイッチング周波数ｆｓのみ８００Ｈｚに変更した場合の変換器損失δの算出結果である。図８はスイッチング周波数ｆｓのみ５００Ｈｚに変更した場合の変換器損失δの算出結果である。これらの算出結果から、スイッチング周波数ｆｓが変わると変換器損失δの大きさが変動し、電力変換用スイッチング素子の選定順位も変動することがわかる。また、他の変数を変更することにより同様に電力変換用スイッチング素子の選定順位が変動する。従って、予め様々な条件について各電力変換用スイッチング素子の変換器損失δを求めておけば、交流／直流電力変換器Ｃの設計段階において、設計条件に見合う最適な電力変換用スイッチング素子を非常に効率良く選定することが可能である。
【００４９】
以上のような電力変換用スイッチング素子の選定方法によれば、スイッチング周波数ｆｓを任意に変更した場合の変換器損失δを求めることができるが、仮に目標となる変換器損失δが予め決められていれば、当該目標となる変換器損失δから逆算してスイッチング周波数ｆｓを求めることも可能である。スイッチング周波数ｆｓが高い程、交流／直流電力変換器Ｃの応答性が高くなり発生高調波も少なくなるので、複数の選定対象素子において、上記目標となる変換器損失δを達成するためのスイッチング周波数ｆｓを逆算して比較し、最もスイッチング周波数ｆｓの高い素子を選択することが合理的である。以下では、図９のフローチャートを用いて目標となる変換器損失δからスイッチング周波数ｆｓを決定し、スイッチング周波数ｆｓの最も高い素子を選定する場合の処理手順について説明する。
【００５０】
まず、選定対象素子となる電力変換用スイッチング素子を決定する（ステップ１０）。次に、変換器容量Ｐ、使用電圧Ｖ１、第１使用電流ＩＰ、第２使用電流Ｉｒｍｓ、変調率ｍ、力率ｃｏｓφ、スナバ容量Ｃｓ、出力電力Ｘｐｕ、第１の最大コレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＭ１、第１定数β、第２定数ｓ１、第３定数ｔ、第４定数ｕ、第５定数ｗ、第２の最大コレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＭ２、第６定数ｓ２、最大コレクタ電流ＩＣＭ、ターンオン損失エネルギＥＯＮＭ、ターンオフ損失エネルギＥＯＦＦＭ、リカバリ損失エネルギＥＲＥＣＭ、直流電圧／線間交流電圧比ｋ（＝Ｖｄｃ／Ｖａｃ）、目標変換器損失δをコンピュータシミュレーションに入力する（ステップＳ１１）。ここで、図１のフローチャートと異なる点は、スイッチング周波数ｆｓの代わりに目標変換器損失δを入力することである。
【００５１】
続いて、上記（６）式に基づいてステップＳ１で決定した各電力変換用スイッチング素子毎の素子数Ｎを算出し（ステップＳ１２）、各電力変換用スイッチング素子における導通損失ＰＣＯＮＤ１、ターンオン損失ＰＯＮ、ターンオフ損失ＰＯＦＦ、スナバ損失ＰＳＮＢ、環流ダイオードにおける導通損失ＰＣＯＮＤ２、リカバリ損失ＰＲＥＣを上記（７）〜（１２）式に基づいて算出する（ステップＳ１３）。ここで、ターンオン損失ＰＯＮ、ターンオフ損失ＰＯＦＦ、スナバ損失ＰＳＮＢ及びリカバリ損失ＰＲＥＣはスイッチング周波数ｆｓの関数となる。
【００５２】
次に、目標変換器損失δ及び変換器容量Ｐを上記（１４）式に代入して合計損失Ｐｔｏｔａｌを算出する（ステップＳ１４）。そして、ステップＳ１４で求めた合計損失ＰｔｏｔａｌとステップＳ１３で求めた導通損失ＰＣＯＮＤ１、ターンオン損失ＰＯＮ、ターンオフ損失ＰＯＦＦ、スナバ損失ＰＳＮＢ、環流ダイオードにおける導通損失ＰＣＯＮＤ２、リカバリ損失ＰＲＥＣ、ステップＳ１２で求めた素子数Ｎを上記（１３）式に代入してスイッチング周波数ｆｓを算出する（ステップＳ１５）。スイッチング周波数ｆｓが高い程、交流／直流電力変換器Ｃの応答性が高く、高調波が少なくなるので、ステップＳ１５で求めた各電力変換用スイッチング素子のスイッチング周波数ｆｓを比較し、最も高いスイッチング周波数ｆｓで動作可能な電力変換用スイッチング素子を選定する（ステップＳ１６）。
【００５３】
このような電力変換用スイッチング素子の選定方法によれば、目標となる変換器損失δを満足し、且つ応答性の高く、高調波が少ない交流／直流電力変換器Ｃを実現できる電力変換用スイッチング素子を選定することが可能である。
【００５４】
次に、交流／直流電力変換器Ｃのコストを最小限に抑えるための電力変換用スイッチング素子の選定方法について図１０のフローチャートを用いて説明する。
まず、図１と同様に選定対象素子となる電力変換用スイッチング素子を決定する（ステップ２０）。ここで、第１〜第４素子の他に、定格６０００Ｖ−６０００ＡのＧＴＯ（Gate Turn-Off thyristor）を選択する（以下、このＧＴＯを第５素子という）。
【００５５】
続いて、変換器容量Ｐ、使用電圧Ｖ１、第１使用電流ＩＰ、第２使用電流Ｉｒｍｓ、変調率ｍ、力率ｃｏｓφ、スナバ容量Ｃｓ、スイッチング周波数ｆｓ、出力電力Ｘｐｕ、第１の最大コレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＭ１、第１定数β、第２定数ｓ１、第３定数ｔ、第４定数ｕ、第５定数ｗ、第２の最大コレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＭ２、第６定数ｓ２、最大コレクタ電流ＩＣＭ、ターンオン損失エネルギＥＯＮＭ、ターンオフ損失エネルギＥＯＦＦＭ、リカバリ損失エネルギＥＲＥＣＭ、直流電圧／線間交流電圧比ｋ（＝Ｖｄｃ／Ｖａｃ）をコンピュータシミュレーションに入力する（ステップＳ２１）。このステップＳ２１における入力方法は図１のステップＳ２と同様に行う。図１１に上記各パラメータの入力値の一例を示す。
【００５６】
さらに、出力電力Ｘｐｕの分割数ｎ、電気料金換算値、素子寿命Ｌ、メンテナンス経費、金利の利率、素子単価を入力する（ステップＳ２２）。ここで、出力電力Ｘｐｕの分割数ｎについて説明する。図１２は交流／直流電力変換器Ｃの年間の運転計画の一例を示すものである。この図に示すように、１年間の内、出力電力Ｘｐｕ＝１、０．７５、０．５、０．２５、０で運転する期間をそれぞれ６０日と計画し、運転停止期間を６５日と計画した場合を想定する。つまり、上記のような運転計画から出力電力Ｘｐｕの分割数ｎは５となる。
図１３に上記出力電力Ｘｐｕの分割数ｎ、電気料金換算値、素子寿命Ｌ、メンテナンス経費、金利の利率、素子単価の入力値の一例を示す。また、図１４に示すように、各出力電力Ｘｐｕにおける運転計画を入力する（ステップＳ２３）。
【００５７】
続いて、各第１〜第５素子について素子数Ｎを算出する（ステップＳ２４）。この素子数Ｎの算出方法は、図１のステップＳ３と同様である。次に、素子コストを下記（１５）式によって、また変換器コストを下記（１６）式によって算出する（ステップＳ２５）。これら素子コスト及び変換器コストが初期コストである。また、素子数Ｎ及び初期コストの算出結果を図１６に示す。
【００５８】
【数７】
0004779542.tif 000008
【００５９】
次に、運転計画に基づいて各出力電力Ｘｐｕ毎に、電力変換用スイッチング素子における導通損失ＰＣＯＮＤ１、ターンオン損失ＰＯＮ、ターンオフ損失ＰＯＦＦ、スナバ損失ＰＳＮＢ、環流ダイオードにおける導通損失ＰＣＯＮＤ２、リカバリ損失ＰＲＥＣを上記（７）〜（１２）式に基づいて算出し（ステップＳ２６）、そして、上記（１３）式に基づいて交流／直流電力変換器Ｃ全体における合計損失Ｐｔｏｔａｌを算出すると共に、変換器損失δを上記（１４）式に基づいて算出する（ステップＳ２７）。ステップＳ２６、Ｓ２７における算出結果を図１５に示す。
【００６０】
続いて、下記（１７）式に基づいて各出力電力Ｘｐｕ毎の総損失コスト換算値を算出し、各選定対象素子毎に総損失コスト換算値の合計値を算出する。これら総損失コスト換算値の算出結果を図１６に示す。さらに、下記（１８）式に基づいてランニングコストを算出する（ステップＳ２８）。そして、下記（１９）式に基づいて全経費の現在価値を算出すると共に、下記（２０）式に基づいて初期コストを含めた現在価値の合計値を算出する（ステップＳ２９）。これら全経費の現在価値及び現在価値の合計値の算出結果を図１７に示す。
【００６１】
【数８】
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【００６２】
図１７からわかるように、第４の素子の現在価値の合計値が最も低いので、当該第４の素子を電力変換用スイッチング素子として選定する（ステップＳ３０）。このように、現在価値の合計値が最も低い選定対象素子を使用することで交流／直流電力変換器Ｃのコスト（初期コストやランニングコストを含む）を最大限に抑えることが可能である。
【００６３】
以上のように、本実施形態によれば、交流／直流電力変換器Ｃの変換器損失δやコストを最低限に抑えることが可能な電力変換用スイッチング素子を選定することが可能である。また、コスト目標値から変換器損失δの目標値を決定し、決定した変換器損失δの目標値からスイッチング周波数ｆｓを逆算することで、応答性の高い電力変換用スイッチング素子を選定することも可能である。
【００６４】
なお、本発明は、上記実施形態に限定されるものではなく、例えば以下のような変形例が考えられる。
【００６５】
（１） 上記実施形態では、交流／直流電力変換器Ｃを用いて説明したが、これに限らず
例えば図１８の第１の出力端子１及び第２の出力端子２の後段に設けられる直流／交流電力変換器等にも本設計方法は適用可能である。
【００６６】
（２） 上記実施形態では、最も変換器損失δやコストを抑える電力変換用スイッチング
素子を選定したが、これに限らず、所定の損失目標値やコスト目標値を満たすような電力変換用スイッチング素子であれば複数選定しても良い。
【００６７】
（３）上記実施形態では、選定対象素子の電気的特性に関するパラメータを入力することとしているが（ステップＳ２、ステップＳ１１、ステップＳ２１）、各素子の電気的特性に関するパラメータを予めデータベースに入力しておき、選定対象素子の決定（ステップＳ１、ステップＳ１０、ステップＳ２０）に応じてデータベースから選定対象素子の電気的特性に関するパラメータを読み出しても良い。また、選定対象素子の使用条件に関するパラメータ（ステップＳ２、ステップＳ１１、ステップＳ２１にて入力）、素子寿命、メンテナンス経費、素子単価（ステップ２２にて入力）についても同様にデータベース化しておいても良い。
【図面の簡単な説明】
【００６８】
【図１】本発明の一実施形態における電力変換器の設計方法を示す第１のフローチャートである。
【図２】本発明の一実施形態における各変数の第１入力例である。
【図３】本発明の一実施形態における電気的特性に関するパラメータの第１説明図である。
【図４】本発明の一実施形態における電気的特性に関するパラメータの第２説明図である。
【図５】本発明の一実施形態における電気的特性に関するパラメータの第３説明図である。
【図６】本発明の一実施形態における変換器損失δ等の算出結果である。
【図７】本発明の一実施形態におけるスイッチング周波数ｆｓを変更した場合の変換器損失δ等の第１算出結果である。
【図８】本発明の一実施形態におけるスイッチング周波数ｆｓを変更した場合の変換器損失δ等の第２算出結果である。
【図９】本発明の一実施形態における電力変換器の設計方法を示す第２のフローチャートである。
【図１０】本発明の一実施形態における電力変換器の設計方法を示す第３のフローチャートである。
【図１１】本発明の一実施形態における各変数の第２入力例である。
【図１２】本発明の一実施形態における交流／直流電力変換器Ｃの運転計画の説明図である。
【図１３】本発明の一実施形態における各変数の第３入力例である。
【図１４】本発明の一実施形態における各変数の第４入力例である。
【図１５】本発明の一実施形態における運転計画に基づく変換器損失δ等の算出結果である。
【図１６】本発明の一実施形態における初期コスト、総損失コスト換算値の算出結果である。
【図１７】本発明の一実施形態における全経費の現在価値及び現在価値の合計値の算出結果である。
【図１８】本発明の一実施形態における交流／直流電力変換器Ｃの構成概略図である。
【符号の説明】
【００６９】
Ｐ…変換器容量、Ｖ１…使用電圧、ＩＰ…第１使用電流、Ｉｒｍｓ…第２使用電流、ｍ…変調率、ｃｏｓφ…力率、Ｃｓ…スナバ容量、ｆｓ…スイッチング周波数、Ｘｐｕ…出力電力、ＶＣＭ１…第１の最大コレクタ・エミッタ間電圧、β…第１定数、ｓ１…第２定数、ｔ…第３定数、ｕ…第４定数、ｗ…第５定数、ＶＣＭ２…第２の最大コレクタ・エミッタ間電圧、ｓ２…第６定数、ＩＣＭ…最大コレクタ電流、ＥＯＮＭ…ターンオン損失エネルギ、ＥＯＦＦＭ…ターンオフ損失エネルギ、ＥＲＥＣＭ…リカバリ損失エネルギ、ｋ…直流電圧／線間交流電圧比、Ｎ…素子数、ＰＣＯＮＤ１…導通損失、ＰＯＮ…ターンオン損失、ＰＯＦＦ…ターンオフ損失、ＰＳＮＢ…スナバ損失、ＰＣＯＮＤ２…環流ダイオードにおける導通損失、ＰＲＥＣ…リカバリ損失、Ｐｔｏｔａｌ…合計損失、δ…変換器損失
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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