(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源から電源ライン回路を介して電力の供給を受け、入力信号を増幅して出力信号を出力する信号増幅手段と、
上記信号増幅手段からの出力信号の一部を取得して減衰させることによって、上記電源ライン回路に漏洩する漏洩信号に対して略逆位相かつ略同振幅となる相殺信号を生成し、上記相殺信号を上記漏洩信号に対して加算することにより、上記漏洩信号を実質的に相殺する信号加算手段とを備え、
上記電源ライン回路は、
上記漏洩信号の周波数において、上記当該漏洩信号を略短絡接地する低インピーダンス部と、
上記低インピーダンス部と上記信号増幅手段との間を、上記漏洩信号の周波数において略開放状態とする高インピーダンス部とを備え、
上記信号加算手段は、上記低インピーダンス部より上記電源側の位置で、上記相殺信号を上記漏洩信号に対して加算することを特徴とするノイズ低減回路。
【請求項２】
上記信号加算手段は、複数の受動素子にてなる受動回路であることを特徴とする請求項１記載のノイズ低減回路。
【請求項３】
上記信号加算手段は、互いに電磁的に結合するように近接して配置された１対の伝送線路からなる結合器を用いて、上記相殺信号を上記漏洩信号に対して加算することを特徴とする請求項１又は２記載のノイズ低減回路。
【請求項４】
上記高インピーダンス部は上記漏洩信号の１／４波長の長さの伝送線路であり、
上記低インピーダンス部は上記漏洩信号の周波数の信号を通過させるキャパシタであることを特徴とする請求項１記載のノイズ低減回路。
【請求項５】
上記信号加算手段は、上記信号増幅手段が実装された基板に形成されたことを特徴とする請求項１乃至４のうちのいずれか１つに記載のノイズ低減回路。
【請求項６】
請求項１乃至５のうちのいずれか１つに記載のノイズ低減回路を備えた信号増幅器であって、
上記電源ライン回路に接続された電源端子と、
上記出力信号を出力する出力端子とを備えたことを特徴とする信号増幅器。
【請求項７】
請求項１乃至６のうちのいずれか１つに記載のノイズ低減回路を備えた無線通信装置であって、
上記信号増幅手段によって増幅された信号を送信する送信手段を備えたことを特徴とする無線通信装置。
【請求項８】
所定の周波数を有する無線信号を受信する受信手段を備えた無線通信装置において、
請求項４記載のノイズ低減回路を備え、
上記入力信号は矩形波信号であり、
上記電源ライン回路は、上記無線通信装置で用いられる無線信号の周波数又はそれに関連する中間周波数若しくはベースバンド信号の周波数において、上記矩形波信号の周波数成分の一部である漏洩信号を減衰させることを特徴とする無線通信装置。
【請求項９】
電源から電源ライン回路を介して電力の供給を受ける信号増幅手段によって、入力信号を増幅して出力信号を出力するステップと、
上記出力信号の一部を取得して減衰させることによって、上記電源ライン回路に漏洩する漏洩信号に対して略逆位相かつ略同振幅となる相殺信号を生成し、上記相殺信号を上記漏洩信号に対して加算することにより、上記漏洩信号を実質的に相殺するステップとを含むノイズ低減方法であって、
上記電源ライン回路は、
上記漏洩信号の周波数において、上記当該漏洩信号を略短絡接地する低インピーダンス部と、
上記低インピーダンス部と上記信号増幅手段との間を、上記漏洩信号の周波数において略開放状態とする高インピーダンス部とを備え、
上記低インピーダンス部より上記電源側の位置で、上記相殺信号を上記漏洩信号に対して加算するステップをさらに含むことを特徴とするノイズ低減方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば携帯電話機、無線通信端末などの無線通信装置に用いられるノイズ低減回路及び方法、並びに、上記ノイズ低減回路をそれぞれ用いた信号増幅器及び無線通信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話機などの電子機器においては、直流の電源によって電力を供給しながら交流信号によって各種の機能を実現する回路が汎用的に利用されている。このような回路においては特定の部位の基準電位が一定であることを前提とし、この基準電位に対して交流信号を加えることによって信号の伝送や増幅等を行っている。従って、基準電位に対して想定しないノイズが重畳されると、回路の動作が不安定になる。このように、基準電位の変動を抑えるための方法として、演算増幅器によって正相出力と逆相出力とを生成し、両者を基準電位に対して重畳することが知られている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
また、余分な回路素子を多く配置しなくても誘導によるクロストークを低減可能な半導体集積回路装置が開示されている（例えば、特許文献２参照。）。当該半導体集積回路装置において、実信号を逆位相にするインバータなどの能動回素子を用いず、信号経路を途中で折り返して並列させるというように、信号経路の一部に、信号の流れる方向が互いに逆方向となるような複数の並列配線部分を形成する。各並列配線部分の途中にはインバータが介在されず、その部分は実配線の一部であり、余計な回路素子を要しない。並列配線部分の一方から信号が伝達されると、途中でその信号が折り返されて信号伝達方向が逆向きにされる。平行導線間に流れる電流の向きが逆であれば、電磁気の性質より、異方向の磁界が打ち消され、電磁波の発生が抑制される。並列配線部分は近傍の他の配線へのクロストークを緩和しさらには抑制することができる。
【０００４】
【特許文献１】特開昭５９−１０７６１５号公報。
【特許文献２】特開２００３−１５８２３８号公報。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
携帯電話機など、小型化、低消費電力化が進んでいる近年の電子機器においては、極めて微弱な漏洩信号であってもその影響を無視できなくなってきた。すなわち、小型の電子機器においては内部の基板上の実装密度が高くなることから、低密度に実装された回路と比較して微弱な漏洩信号の影響が相対的に大きくなっている。また、低消費電力化に伴って直流電圧源の印加電圧が下がり、グラウンドに対する基準電位も下がることによって、微弱な漏洩信号が基準電位に与える影響が相対的に大きくなっている。
【０００６】
特に、携帯電話機などの無線通信機器においては、極めて小型の筐体内で増幅回路によって無線通信に必要な電力まで送信信号を増幅しているが、当該増幅回路の出力信号は筐体内で最大級の電力の交流信号であり、当該出力信号が電源ライン回路に漏洩することによって他のデバイスや回路に対する妨害信号となることが懸念される。
【０００７】
上記特許文献１においては、基準電位の変動を抑えることができるが、当該変動を抑えるために演算増幅器の逆相出力を利用しているため、低消費電力化が進んでいる近年の電子機器においては採用することが不可能である。また、演算増幅器を構成するための部品や増幅率、出力電位を調整するための部品など、多数の部品が必要となり、小型化が進んでいる近年の電子機器においてはやはり採用することが不可能である。
【０００８】
さらに、特許文献１の方法を適用することを想定すると、反転増幅器には、当該反転増幅器の前段で増幅した信号に影響を与えないような線形性の高い反転増幅器が必要であり、極めて微弱な信号を相殺する目的で回路に追加することは非現実的である。さらに、増幅器の電源ライン回路に漏洩する信号に着目すると、上記特許文献１においては反転増幅器に電源ライン回路が必要であり、反転増幅器によってノイズを抑えようとしているにもかかわらず、逆に当該反転増幅器の電源ライン回路がノイズ源となってしまう。以上により、上述の公報のようにして微弱な漏洩信号を抑えることはできなかった。
【０００９】
本発明の目的は以上の問題点を解決し、小型化、低消費電力化を損なうことなく簡単な構成によってノイズを低減することができるノイズ低減回路及び方法、並びに、上記ノイズ低減回路をそれぞれ用いた信号増幅器及び無線通信装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
第１の発明に係るノイズ低減回路は、
電源から電源ライン回路を介して電力の供給を受け、入力信号を増幅して出力信号を出力する信号増幅手段と、
上記信号増幅手段からの出力信号の一部を取得して減衰させることによって、上記電源ライン回路に漏洩する漏洩信号に対して略逆位相かつ略同振幅となる相殺信号を生成し、上記相殺信号を上記漏洩信号に対して加算することにより、上記漏洩信号を実質的に相殺する信号加算手段とを備え、
上記電源ライン回路は、
上記漏洩信号の周波数において、上記当該漏洩信号を略短絡接地する低インピーダンス部と、
上記低インピーダンス部と上記信号増幅手段との間を、上記漏洩信号の周波数において略開放状態とする高インピーダンス部とを備え、
上記信号加算手段は、上記低インピーダンス部より上記電源側の位置で、上記相殺信号を上記漏洩信号に対して加算することを特徴とする。
【００１１】
上記ノイズ低減回路において、上記信号加算手段は、複数の受動素子にてなる受動回路であることを特徴とする。
【００１２】
また、上記ノイズ低減回路において、上記信号加算手段は、互いに電磁的に結合するように近接して配置された１対の伝送線路からなる結合器を用いて、上記相殺信号を上記漏洩信号に対して加算することを特徴とする。
【００１４】
ここで、上記高インピーダンス部は上記漏洩信号の１／４波長の長さの伝送線路であり、
上記低インピーダンス部は上記漏洩信号の周波数の信号を通過させるキャパシタであることを特徴とする。
【００１５】
さらに、上記ノイズ低減回路において、上記信号加算手段は、上記信号増幅手段が実装された基板に形成されたことを特徴とする。
【００１６】
第２の発明に係る信号増幅器は、上記ノイズ低減回路を備えた信号増幅器であって、
上記電源ライン回路に接続された電源端子と、
上記出力信号を出力する出力端子とを備えたことを特徴とする。
【００１７】
第３の発明に係る無線通信装置は、上記ノイズ低減回路を備えた無線通信装置であって、
上記信号増幅手段によって増幅された信号を送信する送信手段を備えたことを特徴とする。
【００１８】
第４の発明に係る無線通信装置は、所定の周波数を有する無線信号を受信する受信手段を備えた無線通信装置において、
上記ノイズ低減回路を備え、
上記入力信号は矩形波信号であり、
上記電源ライン回路は、上記無線通信装置で用いられる無線信号の周波数又はそれに関連する中間周波数若しくはベースバンド信号の周波数において、上記矩形波信号の周波数成分の一部である漏洩信号を減衰させることを特徴とする。
【００１９】
第５の発明に係るノイズ低減方法は、
電源から電源ライン回路を介して電力の供給を受ける信号増幅手段によって、入力信号を増幅して出力信号を出力するステップと、
上記出力信号の一部を取得して減衰させることによって、上記電源ライン回路に漏洩する漏洩信号に対して略逆位相かつ略同振幅となる相殺信号を生成し、上記相殺信号を上記漏洩信号に対して加算することにより、上記漏洩信号を実質的に相殺するステップとを含むノイズ低減方法であって、
上記電源ライン回路は、
上記漏洩信号の周波数において、上記当該漏洩信号を略短絡接地する低インピーダンス部と、
上記低インピーダンス部と上記信号増幅手段との間を、上記漏洩信号の周波数において略開放状態とする高インピーダンス部とを備え、
上記低インピーダンス部より上記電源側の位置で、上記相殺信号を上記漏洩信号に対して加算するステップをさらに含むことを特徴とする。
【発明の効果】
【００２０】
本発明に係るノイズ低減回路及び方法によれば、電源から電源ライン回路を介して電力の供給を受け、入力信号を増幅して出力信号を出力し、上記出力信号の一部を取得して減衰させることによって、上記電源ライン回路に漏洩する漏洩信号に対して略逆位相かつ略同振幅となる相殺信号を生成し、上記相殺信号を上記漏洩信号に対して加算することにより、上記漏洩信号を実質的に相殺する。これにより、小型化、低消費電力化を損なうことなく簡単な構成によってノイズを大幅にかつ有効的に低減できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
以下、本発明に係る実施形態について図面を参照して説明する。なお、同様の構成要素については同一の符号を付している。
【００２２】
第１の実施形態．
図１は本発明の第１の実施形態に係る携帯電話機の無線通信回路の構成を示すブロック図である。図１は、主として無線信号の送受信に関する回路を示しており、携帯電話機１０は、無線信号の送受信を行うためにアンテナ１１と、サーキュレータ１２と、無線受信回路１３と、ベースバンド信号処理回路１４と、無線送信回路１５とを備えて構成される。携帯電話機１０において、受信時は、アンテナ１１を介して受信された無線信号はサーキュレータ１３を介して無線受信回路１３に入力され、無線受信回路１３は受信された無線信号に対して、低域周波数変換や復調処理などの処理を実行し、復調後のベースバンド信号をベースバンド信号処理回路１４に出力する。ベースバンド信号処理回路１４は入力される復調信号に基づいて、音声出力やデータ処理等を実行する。
【００２３】
無線送信回路１５は、変調回路１６と、ドライバ回路１７と、ノイズ低減回路１８とを備えて構成され、これらの回路１６，１７，１８は直流電圧源の直流電圧Ｖｃｃによって駆動される。携帯電話機１０において、送信時に、ベースバンド信号処理回路１４により処理されたベースバンド信号が無線送信回路１５に入力される。無線送信回路１５内の変調回路１６は、所定の搬送波信号を入力されるベースバンド信号に従って変調することにより、変調された無線信号を発生して、ドライバ回路１７、ノイズ低減回路１８及びサーキュレータ１２を介してアンテナ１１に出力され、アンテナ１１から送信される。
【００２４】
ノイズ低減回路１８は、図２に示すように、電力増幅器として機能するトランジスタ回路２１と、ノイズを低減する相殺信号加算回路２５とを含み、後者の相殺信号加算回路２５は、トランジスタ回路２１からの出力信号の一部を取得して減衰させる。このとき、トランジスタ回路２１の電源ライン回路に漏洩する出力信号に対して、略逆位相かつ略同振幅となる相殺信号を生成し、当該電源ライン回路に漏洩する出力信号に対して上記相殺信号を加算する。従って、ノイズ低減回路１８から直流電圧源側に漏洩するノイズを抑えることができる。
【００２５】
図２は図１のノイズ低減回路１８の詳細構成を示すブロック図である。図２において、ノイズ低減回路１８は、トランジスタ回路２１と、インピーダンス整合回路２２，２３と、電源ライン回路２４と、相殺信号加算回路２５とを備えて構成される。なお、この例において、電源ライン回路２４は、バイパスキャパシタ２４ａと、伝送線路２４ｂとを含む。また、バイパスキャパシタ２４ａからみて、トランジスタ回路２１と逆方向の側に電源ライン回路２４が延在し、相殺信号加算回路２５の結合器２５ｂを介して直流電圧源Ｖｃｃに接続されている。
【００２６】
トランジスタ回路２１は、ドライバ回路１７から出力される無線信号を入力して増幅する増幅回路であり、増幅後の送信無線信号Ｓはアンテナ１１から送信される送信無線信号となる。トランジスタ回路２１の入力側には、ドライバ回路１７の出力インピーダンスと、トランジスタ回路２１の入力インピーダンスとを整合することによりドライバ回路１７からの無線信号の損失を抑えるためのインピーダンス整合回路２２が設けられる一方、トランジスタ回路２１の出力側には、トランジスタ回路２１の出力インピーダンスと、結合器２５ａを介してアンテナ１１を見たときの出力インピーダンスとを整合させることにより、伝送する無線信号の損失を抑えるためのインピーダンス整合回路２３が設けられる。これらのトランジスタ回路２１と、インピーダンス整合回路２２，２３は、トランジスタ回路２１の送信無線信号Ｓの周波数帯域にて予め設定された増幅及び整合が行われるように構成されている。
【００２７】
また、トランジスタ回路２１には電源ライン回路２４が接続されており、直流電圧源Ｖｃｃから電源ライン回路２４を介してトランジスタ回路２１に電源電力が供給される。この電源ライン回路２４は、トランジスタ回路２１からの漏洩信号を抑えるために、トランジスタ回路２１側から直流電圧源Ｖｃｃとの間に、伝送線路２４ｂ、バイパスキャパシタ２４ａが接続されている。ここで、バイパスキャパシタ２４ａの一端はトランジスタ回路２１の出力端子に接続される一方、バイパスキャパシタ２４ａの他端は接地導体（例えば、後述する図９の接地導体１１１である。）に接続され、上記送信無線信号Ｓの周波数帯域における信号を接地電位に略短絡する。これにより、バイパスキャパシタ２４ａは当該周波数帯域に対して比較的低いインピーダンスを有する低インピーダンス部を形成する。
【００２８】
また、位相調整用伝送線路２４ｂは、当該バイパスキャパシタ２４ａとトランジスタ回路２１との間において、上記送信無線信号Ｓの周波数帯域における信号に対して１／４波長の伝送線路になるように設定されている。従って、上記送信無線信号Ｓの周波数帯域における信号に対し、電源ライン回路２４は略開放状態とされ、比較的高いインピーダンスを有する高インピーダンス部を形成する。このため、トランジスタ回路２１の送信無線信号Ｓは大半がインピーダンス整合回路２３に伝達され、一部が漏洩信号Ｎ’として電源ライン回路２４側に伝達される。
【００２９】
この漏洩信号Ｎ’は、バイパスキャパシタ２４ａの作用により大半が接地導体に流れるものの、当該漏洩信号Ｎ’の一部は電源ライン回路２４によって直流電圧源Ｖｃｃに伝達される。従って、何ら対策を施さなければ、伝送線路２４ｂから直流電圧源Ｖｃｃ側に漏洩する出力信号（以下、漏洩信号Ｎという。）が発生し得る。ところが、本実施形態のような携帯電話機１０では、小型化、低消費電力化が進んでいるため、漏洩信号Ｎが微弱であっても無視することはできない。
【００３０】
そこで、本実施形態においては、相殺信号加算回路２５によって漏洩信号Ｎを以下に示すように、送信無線信号Ｓの一部を用いて相殺する。相殺信号加算回路２５は、結合器２５ａ，２５ｂと、信号線路２５ｃとを備えて構成される受動回路である。図２において、結合器２５ａは、インピーダンス整合回路２３とアンテナ１１との間の伝送線路と、それに対して電磁的に結合するように近接して配置された別の伝送線路とを備えて構成され、インピーダンス整合回路２３から出力される送信無線信号Ｓの一部を取得して信号線路２５ｃを介して結合器２５ｂに出力する。
【００３１】
また、結合器２５ｂは、バイパスキャパシタ２４ａと直流電圧源Ｖｃｃとの間に設けられた伝送線路と、それに対して電磁的に結合するように近接して配置された別の伝送線路とを備えて構成される。ここで、電源ライン回路２４から結合器２５ｂに入力される漏洩信号Ｎに対して、結合器２５ａから信号線路２５ｃを介して結合器２５ｂに入力される送信無線信号Ｓの一部の信号が略逆位相かつ略同振幅となるように、電源ライン回路２４の線路長及び特性インピーダンスと、インピーダンス整合回路２３及び相殺信号加算回路２５の信号線路２５ｃの線路長及び特性インピーダンスとを予め調整されている。従って、相殺信号加算回路２５の結合器２５ｂは、電源ライン回路２４から結合器２５ｂに入力される漏洩信号Ｎに、結合器２５ａにより取得された送信無線信号Ｓの一部の信号を加算することにより、漏洩信号Ｎは抑圧され直流電圧源Ｖｃｃ側に伝達されない。
【００３２】
また、本実施形態において、漏洩信号Ｎの信号源の信号は送信無線信号Ｓであるため、送信無線信号Ｓと漏洩信号Ｎとの周波数帯域は同じ帯域となる。また、ある周波数の送信無線信号Ｓが出力されているとき、漏洩信号Ｎの周波数は略同一である。従って、本実施形態のように、位相と振幅とを調整可能な受動回路である相殺信号加算回路２５を構成することにより、容易に漏洩信号Ｎを相殺する信号を電源ライン回路２４に加算することができる。
【００３３】
さらに、送信無線信号Ｓはトランジスタ回路２１によって増幅された後の信号であり、漏洩信号Ｎは電源ライン回路２４に漏洩した漏洩信号Ｎ’がさらに減衰された信号である。従って、漏洩信号Ｎの電力は送信無線信号Ｓの電力と比較して極めて小さく、相殺信号加算回路２５によって送信無線信号Ｓの電力を減衰させることによって漏洩信号Ｎを相殺するための相殺信号を生成することができる。このため、漏洩信号Ｎを相殺するために増幅回路等の新たな電力消費を必要とせず、受動回路によって極めて簡単に実現することができる。
【００３４】
なお、本実施形態において、結合器２５ｂにおいて信号線路２５ｃに接続された伝送線路は、バイパスキャパシタ２４ａと直流電圧源Ｖｃｃとの間の伝送線路に対して電磁的に結合するように近接に配置されているため、トランジスタ回路２１の出力端子から電源ライン回路２４を見たときのインピーダンスに影響を与えることなく漏洩信号Ｎを相殺することができる。
【００３５】
例えば、バイパスキャパシタ２４ａと伝送線路２４ｂとの接続点に、結合器２５ｂの伝送線路を接続すると、トランジスタ回路２１から電源ライン回路２４側を見たインピーダンスが変動し、トランジスタ回路２１から電源ライン回路２４に漏洩する漏洩信号Ｎ’が増加するおそれがある。しかし、本実施形態においては、バイパスキャパシタ２４ａと直流電圧源Ｖｃｃとの間に結合器２５ｂを接続するとともに、バイパスキャパシタ２４ａ及び１／４波長の線路長の伝送線路２４ｂにてなる電源ライン回路２４によって、電源ライン回路２４に対する漏洩信号Ｎの漏洩を抑える仕組みを維持しながら、さらに漏洩信号Ｎを相殺することができる。
【００３６】
また、バイパスキャパシタ２４ａと直流電圧源Ｖｃｃとの間に結合器２５ｂを接続することにより、バイパスキャパシタ２４ａからトランジスタ回路２１側を見たときのインピーダンスを考慮することなく、相殺信号加算回路２５の結合器２５ｂ，２５ａなどの構成を決定することができる。すなわち、相殺信号加算回路２５においては、漏洩信号Ｎの位相や振幅のみに着目してその回路構成を決定することが可能になり、極めて高い自由度で相殺信号加算回路２５を設計することが可能である。
【００３７】
このように、高い自由度で設計が可能である構成は、小型化が進んでいる携帯電話機１０では特に重要である。すなわち、携帯電話機１０内の基板等は小型であるため、相殺信号加算回路２５以外の部品を決定した後にその配置等を変更するのは容易ではない。しかし、相殺信号加算回路２５の設計自由度が高ければ、当該相殺信号加算回路２５以外の部品に変更を加えることなく相殺信号加算回路２５を構成することが容易である。従って、小型の電子機器であっても本発明を容易に適用可能である。
【００３８】
第２の実施形態．
本発明に係る実施形態においては、増幅後の送信無線信号Ｓの一部を取得し、減衰させることによって、ノイズを相殺する信号を生成し、加算することができればよく、上述の実施形態以外にも種々の構成を採用可能である。図３は本発明の第２の実施形態に係るノイズ低減回路１８ａの詳細構成を示すブロック図である。図３のノイズ低減回路１８ａは、図２のノイズ低減回路１８に比較して、図２の相殺信号加算回路２５の代わりに、相殺信号加算回路２６を備えたことを特徴としている。図３において、相殺信号加算回路２６は、キャパシタ２７と、結合器２６ａ，２６ｂと、信号線路２６ｃとを備えて構成される。すなわち、送信レベル検出回路７０への伝送線路を含む結合器２６ａを用いて、送信無線信号Ｓの一部を取得する構成を採用している。以下、図３の構成について、図２の相違点についてのみ詳述する。
【００３９】
図３において、インピーダンス整合回路２３の出力端子は、キャパシタ２７及び結合器２６ａを介して送信レベル検出回路７０に接続され、インピーダンス整合回路２３から出力される送信無線信号Ｓの一部が送信レベル検出回路７０内の検波器に供給され、送信無線信号Ｓのレベル検出に利用されている。
【００４０】
そこで、本実施形態においては、受動回路によって相殺信号加算回路２６を構成する。相殺信号加算回路２６の結合器２６ａは、キャパシタ２７と送信レベル検出回路７０との間の伝送線路と、それに対して電磁的に結合するように近接に配置された伝送線路とを備え、後者の伝送線路は信号線路２６ｃを介して結合器２６ｂに接続される。従って、キャパシタ２７から送信レベル検出回路７０に伝送される送信無線信号Ｓの一部を結合器２６ａにより取得した後、信号線路２６ｃを介して結合器２６ｂに伝達する。
【００４１】
また、相殺信号加算回路２６の結合器２６ｂは、バイパスキャパシタ２４ａと直流電圧源Ｖｃｃとの間の伝送線路と、それに対して電磁的に結合するように近接して配置された伝送線路とを備えて構成され、結合器２６ｂは漏洩信号Ｎに、結合器２６ａで取得した送信無線信号Ｓの一部を加算することにより、漏洩信号Ｎを低減するように相殺する。すなわち、電源ライン回路２４から結合器２６ｂに入力される漏洩信号Ｎに対して、結合器２６ａから信号線路２６ｃを介して結合器２６ｂに入力される送信無線信号Ｓの一部の信号が略逆位相かつ略同振幅となるように、電源ライン回路２４の線路長及び特性インピーダンスと、インピーダンス整合回路２３、結合器２６ａ及び信号線路２６ｃの線路長及び特性インピーダンスとを予め調整されている。従って、相殺信号加算回路２６の結合器２６ｂは、電源ライン回路２４から結合器２６ｂに入力される漏洩信号Ｎに、結合器２６ａにより取得された送信無線信号Ｓの一部の信号を加算することにより、漏洩信号Ｎは抑圧され直流電圧源Ｖｃｃ側に伝達されない。
【００４２】
本実施形態においても、上述の実施形態と同様に、受動回路である相殺信号加算回路２６によって容易に漏洩信号Ｎに対して、相殺する信号を加算することができる。また、漏洩信号Ｎを相殺するために増幅回路等の新たな電力消費を必要とせず、受動回路によって極めて簡単に実現することができる。
【００４３】
さらに、キャパシタ２４ａ及び１／４波長の伝送線路２４ｂからなる電源ライン回路２４によって送信無線信号Ｓが電源ライン回路２４に漏洩する電力を抑える仕組みを維持しながら、さらに、漏洩信号Ｎを相殺する電力を供給することが可能になる。この構成に伴って、極めて高い自由度で相殺信号加算回路２６を設計することが可能になる。なお、相殺信号加算回路の設計自由度が高いことに起因して、各種の回路によって相殺信号加算回路を構成することが可能になり、図２や図３に示す種々の構成を採用することが可能になる。
【００４４】
第３の実施形態．
図４は本発明の第３の実施形態に係るノイズ低減回路１８ｂの詳細構成を示すブロック図である。図４のノイズ低減回路１８ｂは、図１のノイズ低減回路１８に比較して、相殺信号加算回路２５の代わりに、相殺信号加算回路２８を備えて構成したことを特徴としている。本実施形態においては、相殺信号加算回路２８は伝送線路２８ａ，２８ｂ，２８ｃ，２８ｄを備えて構成され、バイパスキャパシタ２４ａと直流電圧源Ｖｃｃとの間の伝送線路２８ｃ，２８ｂ、並びにインピーダンス整合回路２３とアンテナ１１との間の伝送線路２８ａ，２８ｄの線路長、配線間距離（なお、好ましくは、さらに特性インピーダンス）を変化させることにより、送信無線信号Ｓに対する減衰及び位相の調整を行っている。
【００４５】
図４において、伝送線路２４ｂとキャパシタ２４ａとの接続点は、伝送線路２８ｃ及び伝送線路２８ｂとを介して直流電圧源Ｖｃｃに接続される一方、インピーダンス整合回路２３の出力端子は伝送線路２８ｄ及び伝送線路２８ａを介してアンテナ１１への出力端子Ｔ２に接続されている。ここで、結合器２８Ａは、互いに電磁的に結合するように近接に配置された１対の伝送線路２８ａ，２８ｂを備えて構成され、配線間距離、平行長によって主に送信信号Ｓの減衰量が調整される。また、伝送線路２８ｃは位相調整用伝送線路であり、互いに相殺されるように、伝送線路２８ｃの線路長及び特性インピーダンスが調整される。すなわち、本実施形態においては、インピーダンス整合回路２３とアンテナ１１との間の伝送線路２８ａ，２８ｄを用いて、送信無線信号Ｓの一部を取得する独立した回路を設けることなく、インピーダンス整合回路２３と、伝送線路２８ｂ，２８ｃとともに相殺信号加算回路２８を構成している。
【００４６】
以上のように構成された相殺信号加算回路２８においては、漏洩信号Ｎは送信無線信号Ｓの一部と相殺され、直流電圧源Ｖｃｃ側に伝達されることはない。また、上述の実施形態と同様に、受動回路によって容易に、漏洩信号Ｎを相殺する信号を、電源ライン回路２４側の伝送線路２８ｂに加算することができる。また、漏洩信号Ｎを相殺するために増幅回路等の新たな電力消費を必要とせず、受動回路によって極めて簡単に実現することができる。さらに、電源ライン回路２４によって、送信無線信号Ｓが電源ライン回路２４に漏洩する漏洩信号Ｎの電力を抑える仕組みを維持しながら、漏洩信号Ｎを送信無線信号Ｓの一部を用いて相殺する電力を供給することが可能になる。この構成に伴って、極めて高い自由度で相殺信号加算回路２８を設計することが可能になる。
【００４７】
第４の実施形態．
図５は本発明の第４の実施形態に係るノイズ低減回路１８ｃの詳細構成を示すブロック図である。図５のノイズ低減回路１８ｃは、図１のノイズ低減回路１８に比較して、図１の相殺信号加算回路２５に代えて、相殺信号加算回路２９を備えたことを特徴としている。本実施形態においては、相殺信号加算回路２９は、互いに電磁的に結合するように近接して配置された１対の伝送線路２９ａ，２９ｃにてなる結合器２９Ａと、位相調整用伝送線路２９ｄと、互いに電磁的に結合するように近接して配置された１対の伝送線路２９ｂ，２９ｅにてなる結合器２９Ｂとを備えて構成され、バイパスキャパシタ２４ａと直流電圧源Ｖｃｃとの間の伝送線路２９ｂ、インピーダンス整合回路２３とアンテナ１１との間の伝送線路２９ａ、並びに、これらの間に形成された伝送線路２９ｃ，２９ｄ，２９ｅの線路長、配線間距離（なお、好ましくはさらに特性インピーダンス）を調整することにより、送信無線信号Ｓに対する減衰及び位相の調整を行っている。
【００４８】
図５において、結合器２９Ａの伝送線路２９ｃにより送信無線信号Ｓの一部を取得し、その一部の信号を位相調整用伝送線路２９ｄを介して結合器２９Ｂの伝送線路２９ｅに伝達し、その位相及び振幅を調整することにより、電源ライン回路２４に接続された伝送線路２９ｂを伝送する漏洩信号Ｎは、上記取得された送信無線信号Ｓの一部の信号により相殺され、直流電圧源Ｖｃｃ側に伝達されることはない。
【００４９】
本実施形態においても、上述の実施形態と同様に、受動回路によって容易に漏洩信号Ｎを相殺する信号を、電源ライン回路２４を流れる漏洩信号Ｎに加算することができる。また、漏洩信号Ｎを相殺するために増幅回路等の新たな電力消費を必要とせず、受動回路によって極めて簡単に実現することができる。さらに、バイパスキャパシタ２４ａ及び１／４波長の伝送線路２４ｂにてなる電源ライン回路２４によって送信無線信号Ｓが電源ライン回路２４に漏洩する電力を抑える仕組みを維持しながら、漏洩信号Ｎを相殺する電力を供給することが可能になる。さらに、この構成に伴って、極めて高い自由度で相殺信号加算回路２９を設計することが可能になる。
【００５０】
図６は図４の位相調整用伝送線路２８ｃ，２９ｄの一例の詳細構成を示す回路図である。位相調整用伝送線路２８ｃ，２９ｄは例えば、図６に示すように、キャパシタＣ１とインダクタＬ１とのＬ型回路であり、キャパシタＣ１とインダクタＬ１の各値を調整することにより、移相量を含む線路長、振幅及び特性インピーダンスを調整することができる。なお、当該位相調整用伝送線路２８ｃ，２９ｄの電気的特性のシミュレーション結果は詳細後述する。また、伝送線路２９ｄにおいては、キャパシタＣ１とインダクタＬ１の直列回路でもよく、抵抗を含む回路であってもよい。
【００５１】
プリント配線基板への適用例．
以上のように、本発明に係る各実施形態は上述のような各種回路によって実現可能であり、相殺信号加算回路２６−２９は信号増幅器ＩＣ１２５が実装されたプリント配線基板（誘電体基板）１１０上で実現してもよいし、信号増幅器ＩＣ１２５の内部で実現してもよく種々の態様を採用可能であり、以下に詳述する。
【００５２】
図７は図４のノイズ低減回路１８ｃをプリント配線基板１１０に適用したときの第１の適用例を示す平面図である。すなわち、図７は、プリント配線基板１１０上に実装された信号増幅器ＩＣ１２５とその周辺の回路とを例示した図であり、図７においては信号増幅器ＩＣ１２５の電源端子１２５ａと出力端子１２５ｂとに接続されたプリント配線基板１１０上のストリップ導体１２１，１２２を示している。ここで、ストリップ導体１２１と、プリント配線基板１１０の裏面に形成された接地導体１１１（図９参照）とにより、マイクロストリップ線路１２１Ａを構成し、ストリップ導体１２２と、プリント配線基板１１０の裏面に形成された接地導体１１１（図９参照）とにより、マイクロストリップ線路１２２Ａを構成している。
【００５３】
図７に示す信号増幅器ＩＣ１２５は、図４に示すノイズ低減回路１８においてインピーダンス整合回路２２，２３とトランジスタ回路２１とを内蔵した回路部品であり、電源端子１２５ａはトランジスタ回路２１とインピーダンス整合回路２３との間に接続され、出力端子１２５ｂはインピーダンス整合回路２３の出力側に接続されている。従って、図７において、ストリップ導体１２１は図４の電源ライン回路２４の伝送線路２４ｂを含み、ストリップ導体１２２はアンテナ１１とインピーダンス整合回路２３との間の線路導体に相当する。ストリップ導体１２１の一部にバイパスキャパシタ２４ａが接続され、当該バイパスキャパシタ２４ａとトランジスタ回路２１の出力端子との間のストリップ導体１２１、信号増幅器ＩＣ１２５内の配線導体及び電源端子１２５ａが伝送線路２４ｂに相当する。なお、バイパスキャパシタ２４ａの他端はプリント配線基板１１０を厚さ方向に貫通するスルーホールに充填されたスルーホール導体８０を介して接地導体１１１に接続され接地される。そこで、図７に示す第１の適用例においては、出力端子１２５ｂに接続されたストリップ導体１２２の線路長や形状等を調整しながら、その一部でストリップ導体１２１と電磁的に結合するように近接に配置されて結合器２８Ａを構成することにより、当該結合器２８Ａにてストリップ導体１２１上を伝送する漏洩信号Ｎを、ストリップ導体１２２上を伝送する送信無線信号Ｓの一部の信号で相殺する。
【００５４】
以上のように構成された第１の適用例によれば、任意の信号増幅器ＩＣ１２５を実装したプリント配線基板１１０において、信号増幅器ＩＣ１２５から電源ライン回路２４側に漏洩する漏洩信号Ｎが無視できない場合であっても、容易に当該漏洩信号Ｎを相殺することができる。
【００５５】
図８は図４のノイズ低減回路１８ｃを信号増幅器ＩＣ１２５に適用したときの第２の適用例を示す平面図である。図８に示すように、信号増幅器ＩＣ１２５内で漏洩信号Ｎを相殺し、信号増幅器ＩＣ１２５からノイズが漏洩しないように構成することも可能である。すなわち、信号増幅器ＩＣ１２５は電源端子１２５ａと出力端子１２５ｂとを備えており、信号増幅器ＩＣ１２５は、図４のノイズ低減回路１８に示すインピーダンス整合回路２２，２３とトランジスタ回路２１とバイパスキャパシタ２４ａと伝送線路２４ｂと相殺信号加算回路２５とに相当する回路を内蔵している。
【００５６】
図８の信号増幅器ＩＣ１２５の半導体基板上において、トランジスタ回路２１と電源端子１２５ａとの間に、伝送線路２４ｂ及び結合器２８Ａの伝送線路を含むストリップ導体１２３が形成され、トランジスタ回路２１と出力端子１２５ｂとの間に、インピーダンス整合回路２３及び結合器２８Ａの伝送線路を含むストリップ導体１２４が形成される。ここで、ストリップ導体１２３と、半導体基板１１０Ａの裏面に形成された接地導体（図示せず。図９等の接地導体１１０に対応する。）とによりマイクロストリップ線路１２３Ａを構成し、ストリップ導体１２４と、半導体基板１１０Ａの裏面に形成された接地導体（図示せず。図９等の接地導体１１０に対応する。）とによりマイクロストリップ線路１２４Ａを構成する。なお、ストリップ導体１２３の一部にバイパスキャパシタ２４ａの一端が接続され、その他端は、半導体基板１１０Ａを厚さ方向に貫通するスルーホールに充填されたスルーホール導体８０を介して接地導体に接続されて接地される。インピーダンス整合回路２３は、ストリップ導体１２４の一部と、各一端がスルーホール導体８０を介して接地されたキャパシタ１２６，１２７とにより構成されている。ここで、インピーダンス整合回路２３と、ストリップ導体１２４と、ストリップ導体１２３と、２本のストリップ導体１２３，１２４が互いに電磁的に結合するように近接に配置されてなる結合器２８Ａとにより相殺信号加算回路２８を構成している。
【００５７】
なお、図８において、インピーダンス整合回路２２の図示を省略している。ここで、ストリップ導体１２４の線路長や形状等を調整することにより、結合器２８Ａにて漏洩信号Ｎに、送信無線信号Ｓの一部を加算することにより漏洩信号Ｎを実質的に相殺する。以上の構成によれば、信号増幅器ＩＣ１２５の電源端子１２５ａより外部回路に漏洩信号Ｎが漏洩しないようにできる。
【００５８】
また、上述の各実施形態で説明した回路要素と異なる要素によって本発明に係るノイズ低減回路を構成してもよい。例えば、上述の伝送線路２４ｂは、ストリップ導体１２１，１２２によって構成してもよいが、トランジスタ回路２１の出力端子にチョークコイルとバイパスキャパシタとからなる回路を接続することによって送信無線信号Ｓの周波数に対して高インピーダンスとなる回路を構成してもよい。さらに、上述の受動回路はストリップ導体１２１−１２４などの配線パターン以外にも各種の回路要素にて構成することが可能であり、コイル、キャパシタ、抵抗の各種要素の組み合わせを採用可能である。
【００５９】
なお、図７及び図８の適用例では、信号増幅器ＩＣ１２５を用いているが、本発明はこれに限らず、ＩＣ内に信号増幅器を形成せず、電界効果トランジスタを用いて信号増幅器を構成してもよい。
【００６０】
さらに、上述の例においては、電源ライン回路２４と相殺信号加算回路２５とがプリント配線基板１１０又は半導体基板１１０Ａ上の同じ層にある例を説明したが、これらの回路は異なる層に形成されていてもよい。すなわち、相殺信号加算回路２５によって、インピーダンス整合回路２３とアンテナ１１との間のストリップ導体１２１又は１２３からバイパスキャパシタ２４ａと直流電圧源Ｖｃｃとの間のストリップ導体等の配線へ電力を伝達することができる限りにおいて、電源ライン回路２４と相殺信号加算回路２５とが異なる層に形成されていてもよく、種々の構成を採用可能である。むろん、電源ライン回路２４と相殺信号加算回路２５とのいずれか１つ又は双方がスルーホール導体８０を介して複数の層に形成されていてもよい。以下に特に、結合器２８Ａの実施例について詳述する。
【００６１】
図９は図４の結合器２８Ａをプリント配線基板１１０に適用したときの図７の実施形態例を示す縦断面図である。図９において、裏面に接地導体１１１が形成されたプリント配線基板１１０上に結合器２８Ａの１対の伝送線路のストリップ導体２８ａｓ，２８ｂｓが互いに電磁的に結合するように近接して並置されて形成されている。以上の構成により、結合器２８Ａを構成している。
【００６２】
図１０は図４の結合器２８Ａをプリント配線基板１１０に適用したときの第１の変形例を示す縦断面図である。図１０において、裏面に接地導体１１１が形成されたプリント配線基板１１０上に結合器２８Ａの１対の伝送線路のストリップ導体２８ａｓ，２８ｂｓが互いに電磁的に結合するように近接して形成されているが、プリント配線基板１１０のおもて面上にストリップ導体２８ａｓが形成され、その上に誘電体層１１２が形成され、その上にストリップ導体２８ｂｓがストリップ導体２８ａｓの直上の位置に形成されている。以上の構成により、結合器２８Ａを構成している。
【００６３】
図１１は図４の結合器２８Ａをプリント配線基板１１０に適用したときの第２の変形例を示す縦断面図である。図１１の第２の変形例は、図１０の第１の変形例に比較して、誘電体層１１２上にストリップ導体２８ｂｓがストリップ導体２８ａｓの直上の位置からずれた位置に形成されている。以上の構成により、結合器２８Ａを構成している。
【００６４】
図１２は図４の結合器２８Ａをプリント配線基板１１０に適用したときの第３の変形例を示す縦断面図である。図１２の第３の変形例は、図１０の第１の変形例に比較して、結合器２８Ａの１対のストリップ導体２８ａｓ，２８ｂｓが互いに直交するように形成されている。以上の構成により、結合器２８Ａを構成している。
【００６５】
図９乃至図１２の例では、２層構造を示しているが、本発明はこれに限らず、３層以上の構造で任意の層にストリップ導体２８ａｓ，２８ｂｓで形成してもよい。また、１対のストリップ導体２８ａｓ，２８ｂｓは互いに平行である必要はなく、また、同一の線路幅でなくてもよい。
【００６６】
さらに、図２のノイズ低減回路１８への入力信号が矩形波のクロック信号の場合について以下に検討する。図１３は図２のノイズ低減回路１８の入力信号である矩形波のクロック信号の時間波形を示す図であり、図１４は図１３の矩形波のクロック信号の周波数成分の周波数特性を示す図である。図２のノイズ低減回路１８への入力信号が、図１３に示すような矩形波のクロック信号の場合においては、当該クロック信号は図１４に示すように、高調波成分を含み比較的広い周波数帯域において周波数成分を有し、通信システムの周波数帯と上記クロック信号の高調波成分が重なる箇所では、通信システムの回路（特に、受信回路）に対して、無線信号の周波数帯、並びに、低域周波数変換された後の中間周波数の中間周波信号の周波数帯、ベースバンド信号の周波数帯などの上記無線信号の周波数帯に関連する周波数帯において、干渉を与えるなど影響が発生する可能性がある。特に、受信周波数帯と上記クロック信号の高調波成分とが重なる場合には、微小な受信信号電力を正しく復元できなくなり、例えば携帯電話機の場合は通話できなくなる。クロック信号を増幅する場合、バイアス回路側には全ての高調波成分が漏洩するが、本実施形態に係るノイズ低減回路１８，１８ａ，１８ｂ，１８ｃを用いることにより、通信システムに影響する周波数帯のみ（電源ライン回路２４は上述のように、所定の周波数帯のみを除去し又は所定の別の周波数帯のみを通過するフィルタ回路として動作するため）漏洩信号Ｎを大幅に低減することができるという特有の作用効果を有する。なお、この場合においては、例えば、トランジスタ回路２１は無線通信装置の無線受信回路１３内に設けられた混合器などの回路である。さらに、以上のように図１３及び図１を参照して説明した適用例については、例えば、ディジタル回路へも適用できる。
【実施例】
【００６７】
図１５は本発明者らによるシミュレーションにおいて用いた、図５のノイズ低減回路１８ｃに実質的に対応するシミュレーション回路の回路図である。図１５において、当該シミュレーション回路は、アジレント社製のシミュレータＡＤＳ（Advanced Design System）を用いてハーモニックバランス解析法により実現したものであり、内部出力抵抗Ｒｒを含む基準高周波信号発生器３０と、伝送線路３１−３８，３９ａ，３９ｂ，４０−４３と、電界効果トランジスタＴＲ１，ＴＲ２と、抵抗Ｒ１１，Ｒ２１と、キャパシタＣ１１−Ｃ１３，Ｃ２１と、インダクタＬ１１，Ｌ２１と、直流電圧源５１，５２と、負荷抵抗ＲＬとを備えて構成される。ここで、１対の伝送線路３９ａ，３９ｂにより結合器３９を構成し、伝送線路３８とキャパシタＣ１３と結合器３９とにより相殺信号加算回路６０を構成している。以上のように構成されたシミュレーション回路において、伝送線路４２，４３の接続点であるモニタ点Ｔｍでバイアス電圧の電圧波形を測定した。
【００６８】
図１６は図１５のシミュレーション結果であって、ノイズ低減効果を確認するためのノイズ低減回路６０の有無のときのバイアス電圧の時間波形を示す波形図である。図１６から明らかなように、ノイズ低減回路６０が無い場合には、バイアス電圧において漏洩信号Ｎの重畳が認められるが、ノイズ低減回路６０が有る場合には、漏洩信号Ｎが大幅に低減されていることがわかる。
【００６９】
図１７は図６の位相調整用伝送線路における通過係数の相対電力の周波数特性を示すグラフであり、図１８は図６の位相調整用伝送線路における通過係数の位相の周波数特性を示すグラフである。図１７及び図１８から明らかなように、周波数に応じて通過電力を変化でき、移相量を変化できることがわかる。
【００７０】
本発明の実施形態のまとめ．
本発明によれば、信号増幅手段において増幅した出力信号が電源ライン回路に漏洩する際に当該出力信号の一部を減衰させ、上記漏洩する出力信号に対して略逆位相かつ略同振幅となる信号を加算することによってノイズを抑えている。すなわち、抑えるべきノイズは信号増幅器によって増幅された出力信号が電源ライン回路に漏洩する信号であり、微弱な信号である。一方、信号加算手段によって生成される信号は、信号増幅手段によって増幅された後の出力信号の一部から生成され、当該増幅後の出力信号は大きな電力を持つ信号である。
【００７１】
従って、本発明における信号加算手段においては、上記略逆位相かつ略同振幅となる信号を生成するために増幅回路は全く不要であり、出力信号を減衰させることによって生成することができる。この結果、電力消費を伴うことなく電源ライン回路に漏洩する出力信号を相殺する回路を提供することができる。また、上記略逆位相かつ略同振幅となる信号を生成するにあたり、増幅回路等を形成するための部品は全く不要であり、回路の小型化を阻害することなく信号加算手段を実現することができる。
【００７２】
ここで、信号増幅手段としては、入力信号を増幅して出力信号を得る回路であればよく、電源ライン回路を介して供給された電力を利用して入力信号を増幅する。むろん、当該信号増幅手段に対して接続された各ラインにおいて適宜インピーダンス整合を行ったり、フィルタを挿入することは可能である。
【００７３】
また、本発明では入力信号を増幅して出力信号を得る際に電源ライン回路に漏洩する信号を抑えることとしている。従って、信号が電源ライン回路に漏洩するような信号増幅手段を本発明の適用対象とすればその効果が顕著に現れ、高周波信号（例えば、３０ＭＨｚ以上の信号）の増幅手段は本発明の適用対象例となる。このため、８００ＭＨｚ〜２ＧＨｚ帯を利用する現在の携帯電話機や２ＧＨｚ，５ＧＨｚ帯を利用する現在の無線ＬＡＮ等は本発明の好適な適用対象である。
【００７４】
また、上記信号加算手段においては、上記信号増幅手段からの出力信号の一部を取得する。すなわち、本発明においては、信号増幅手段によって増幅した出力信号を用いて信号増幅手段から漏洩する出力信号を相殺するが、信号増幅手段において前者は増幅によって取得すべき出力信号であり、後者は不要なノイズであるため、一般に前者の方が後者よりはるかに大きい。従って、上記信号加算手段においては、上記信号増幅手段からの出力信号の一部を取得するのみで、充分に上記漏洩する信号を相殺可能な信号を取得することができる。
【００７５】
また、出力信号の一部を取得するためには種々の構成を採用可能であり、出力信号を伝送する配線と導通する配線が必須というわけではない。すなわち、出力信号が高周波信号であれば、当該出力信号が伝送される伝送線路の付近に信号加算手段の一部となる回路を配線すれば、出力信号が当該信号加算手段の一部となる回路に漏洩する。そこで、上記信号増幅手段の出力ラインとの導通を確保されていない配線によって出力信号の一部を取得する構成を採用してもよい。この構成によれば、上記信号増幅手段の出力電力を過度に損なうことなく上記電源ライン回路に漏洩する出力信号を相殺する信号を生成することができる。
【００７６】
また、上記信号加算手段においては、上記信号増幅手段からの出力信号を減衰させることができればよく、上述のように出力信号の一部を取得することによって同時に信号を減衰させる構成であってもよいし、出力信号の一部を取得して電力が減衰した信号をさらに減衰させる構成であってもよい。このような信号の減衰は電源から電力の供給を受けることなく実施することができるので、極めて簡単な構成によって当該減衰を実現可能である
。
【００７７】
さらに、上記信号加算手段によって生成する信号は、上記電源ライン回路に漏洩する出力信号に対して略逆位相かつ略同振幅となる信号であればよい。すなわち、当該電源ライン回路に漏洩する出力信号を相殺する信号を生成することができればよい。むろん、電源ライン回路に漏洩する出力信号に対して正確に逆位相かつ同振幅となる信号であれば、当該漏洩する信号を相殺することができる。しかし、漏洩する信号の位相や振幅を正確に特定することが困難なのであれば、信号加算手段において信号を加算して少なくとも上記漏洩する信号を減衰させることができればよい。
【００７８】
この意味では、信号加算手段において上記電源ライン回路に漏洩する出力信号に対して略逆位相かつ略同振幅となる信号を生成することができればよい。例えば、現実的に選択可能な配線や部品等によって、上記電源ライン回路に漏洩する出力信号に対して略逆位相かつ略同振幅となる信号を生成するように構成すればよい。
【００７９】
また、上記出力信号が所定の周波数帯域を有している場合もあるので、信号加算手段においては、上記電源ライン回路に漏洩する出力信号における周波数帯域内で最も振幅の大きな信号、最も伝達効率の大きな信号など、最も抑えたい周波数の信号を選択し、この信号に対して略逆位相かつ略同振幅の信号を加算する構成としてもよい。
【００８０】
なお、本発明において、上記電源ライン回路に漏洩する出力信号は、信号増幅手段によって増幅された信号の一部であり、増幅された信号の周波数帯域と略一致している。従って、増幅された信号の一部によって電源ライン回路に漏洩する出力信号を相殺することで、極めて容易に上記電源ライン回路に漏洩する出力信号の全周波数帯域について漏洩信号を減衰させることが可能である。
【００８１】
さらに、本発明における信号加算手段を受動回路によって構成してもよい。すなわち、受動回路は、抵抗、キャパシタ、コイル等、増幅作用を持たない回路の構成要素である。これらの構成要素は信号に対して減衰と位相の変動とを与えながら信号を伝送するが、本発明においては、大きな電力を持つ出力信号の一部を減衰させて上記電源ライン回路に漏洩する信号を生成すればよいので、受動回路によってこの信号を容易に生成可能である。また、受動回路であることから、この信号の生成に際して電源からの電力供給が全く不要である。さらに、簡単な構成要素によって信号加算手段を実現可能であるため、容易に機器を小型化することができる。
【００８２】
このように、受動回路で信号加算手段を構成する例として、配線のみで信号加算手段を構成する例を採用してもよい。すなわち、配線の長さや形状、近接配置された配線間の距離、並行配線長等を調整することによって出力信号の位相と振幅とを調整することが可能であるため、当該配線によって上記信号増幅手段からの出力信号の一部を取得し、電源ライン回路に加算して上記漏洩する出力信号を相殺する構成とすることができる。この構成によれば、極めて簡単に信号加算手段を形成することができる。
【００８３】
なお、本発明は、電源ライン回路に漏洩する出力信号を抑えるための構成を採用している信号増幅手段に適用してもよい。すなわち、電源ライン回路においては、出力信号の周波数に対してインピーダンスを調整することで当該出力信号の漏洩を抑えることができる。例えば、上記電源ライン回路において、上記漏洩する出力信号の周波数においてグラウンドが略短絡される低インピーダンス部と、当該低インピーダンス部と上記信号増幅手段との間の電源ライン回路を上記漏洩する出力信号の周波数に対して略開放とする高インピーダンス部とを形成する。
【００８４】
この構成によれば、高インピーダンス部と低インピーダンス部とによって上記電源ライン回路に漏洩する出力信号を抑えることができる。ところが、現実の回路部品によってこのような回路を構成したとしても、漏洩する出力信号を完全に”０”にすることはできず、その電力の一部は電源側に漏洩してしまう。このような漏洩は、小型化、低消費電力化が進んでいる近年の電子機器において、その影響を無視できなくなっている。
【００８５】
そこで、電源ライン回路において上述のようにインピーダンスによって出力信号の漏洩を抑えている構成に対して本発明を適用すれば、電源ライン回路に対する出力信号の漏洩を極めて小さなレベルに抑えることができる。このとき、上記信号加算手段によって生成した信号を上記低インピーダンス部より電源側に加算する。すなわち、上記電源ライン回路においては、低インピーダンス部と高インピーダンス部との組み合わせによって信号の漏洩を防止しているため、低インピーダンス部より電源側に信号加算手段による信号を加算すれば、低インピーダンス部と高インピーダンス部との組み合わせによって信号の漏洩を防止する仕組みを維持しながら、低インピーダンス部から電源側に漏洩する信号をさらに抑えることができる。
【００８６】
なお、上記低インピーダンス部と高インピーダンス部とは、両者が組み合わされることによって電源ライン回路に漏洩する信号を抑えるように構成されていればよい。但し、実際の回路部品等によってこれらの低インピーダンス部と高インピーダンス部とを構成しても、低インピーダンス部によるインピーダンスを”０”，高インピーダンス部によるインピーダンスを無限大にすることはできない。この意味で、低インピーダンス部においては、出力信号の周波数における信号をグラウンドに対して略短絡、高インピーダンス部においては、上記漏洩する出力信号の周波数における信号に対して略開放となることによって漏洩する信号を抑えることができればよい。
【００８７】
このような構成としては、例えば、低インピーダンス部を上記漏洩する出力信号の周波数の信号を通過させるキャパシタによって構成し、当該低インピーダンス部と信号増幅手段との間を上記漏洩する出力信号の１／４波長の長さの伝送線路で構成すれば上記高インピーダンス部を形成することができる。この構成によれば、極めて簡単な回路によって低インピーダンス部と高インピーダンス部とを構成することができる。
【００８８】
なお、以上のように低インピーダンス部と高インピーダンス部との組み合わせによって信号の漏洩を防止する仕組みを維持しながら信号加算手段によって信号を加算することにより、信号加算手段における設計の自由度を極めて高くすることができる。すなわち、信号増幅手段の電源ライン回路に対して信号の加算を行う構成を採用する場合、一般には、信号増幅手段から見た電源ライン回路のインピーダンスが変動するため、信号増幅手段においてこの変動に合わせた設計を行う必要がある。
【００８９】
しかし、上述のように、上記低インピーダンス部より電源側に信号加算手段で生成した信号を加算する構成であれば、信号増幅手段からみるとグラウンドに略短絡されている低インピーダンス部より電源側に信号加算手段による加算が行われるため、信号増幅手段から見たインピーダンスはほとんど変化しない。従って、低インピーダンス部より電源側に信号を加算する限り、信号加算手段における回路構成は自由に決定することができ、極めて自由度の高い設計を行うことができる。
【００９０】
さらに、上記低インピーダンス部によって上記漏洩する出力信号の周波数においてグラウンドが略短絡されるが、信号加算手段によって加算される信号は上記出力信号の一部を取得して減衰させたものであるため、当該加算される信号の周波数においても低インピーダンス部によってグラウンドが略短絡される。従って、信号加算手段によって加算される信号を信号増幅手段側に漏洩させることなく、信号の相殺を行うことができる。
【００９１】
さらに、本発明に係るノイズ低減装置は、各種の信号増幅手段に対して適用することが可能である。例えば、一つの部品として上記信号増幅手段が提供され、この部品が基板上に実装されている場合に当該基板に対して信号加算手段を形成すれば、この部品から漏洩する信号を抑えることができる。従って、ノイズを漏洩させる部品を使用した場合であっても容易にそのノイズを抑えることが可能である。
【００９２】
さらに、本発明によってノイズを漏洩させない部品を提供することも可能である。そのための例として、本発明に係る信号増幅手段と信号加算手段を備えるとともに、上記電源ライン回路に接続された電源端子と上記出力信号を出力する出力端子とを備えた部品を構成してもよい。すなわち、この部品の内部にて電源ライン回路に漏洩する出力信号が相殺されており、上記電源端子から出力信号が漏洩することはない。従って、この部品の利用者は漏洩信号を考慮することなく電源端子から所定の電力を供給し、出力端子から出力信号を得ることが可能である。
【００９３】
さらに、本発明の適用対象の例としてモバイル通信機器などの無線通信装置を採用可能である。すなわち、モバイル通信機器においては、信号増幅手段によって送信信号を得ており、当該送信信号はこの機器内で大きな電力となる場合が多い。また、モバイル通信機器は、近年小型化、低消費電力化が進んでおり、上記信号増幅手段によって増幅した出力信号による影響が無視できない場合もある。そこで、本発明の信号増幅手段と信号加算手段とを備えたモバイル通信機器を構成すれば、ノイズの影響を受けることなく小型、低消費電力のモバイル通信機器を提供することが可能である。
【００９４】
以上においては、本発明が装置として実現される場合について説明したが、かかる装置を実現する方法においても本発明を適用可能である。むろん、その実質的な動作については上述した装置の場合と同様である。また、以上のようなノイズ低減装置は単独で実現される場合もあるし、ある方法に適用され、あるいは同方法が他の機器に組み込まれた状態で利用されることもあるなど、発明の思想としてはこれに限らず、各種の態様を含むものである。
【産業上の利用可能性】
【００９５】
以上詳述したように、本発明に係るノイズ低減回路及び方法によれば、電源から電源ライン回路を介して電力の供給を受け、入力信号を増幅して出力信号を出力し、上記出力信号の一部を取得して減衰させることによって、上記電源ライン回路に漏洩する漏洩信号に対して略逆位相かつ略同振幅となる相殺信号を生成し、上記相殺信号を上記漏洩信号に対して加算することにより、上記漏洩信号を実質的に相殺する。これにより、小型化、低消費電力化を損なうことなく簡単な構成によってノイズを大幅にかつ有効的に低減できる。従って、携帯電話機やＧＰＳ受信装置などの無線通信装置に広く適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００９６】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る携帯電話機の無線通信回路の構成を示すブロック図である。
【図２】図１のノイズ低減回路１８の詳細構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の第２の実施形態に係るノイズ低減回路１８ａの詳細構成を示すブロック図である。
【図４】本発明の第３の実施形態に係るノイズ低減回路１８ｂの詳細構成を示すブロック図である。
【図５】本発明の第４の実施形態に係るノイズ低減回路１８ｃの詳細構成を示すブロック図である。
【図６】図４の位相調整用伝送線路２８ｃ，２９ｄの一例の詳細構成を示す回路図である。
【図７】図４のノイズ低減回路１８ｃをプリント配線基板１１０に適用したときの第１の適用例を示す平面図である。
【図８】図４のノイズ低減回路１８ｃを信号増幅器集積回路（以下、信号増幅器ＩＣという。）１２５に適用したときの第２の適用例を示す平面図である。
【図９】図４の結合器２８Ａをプリント配線基板１１０に適用したときの図７の実施例を示す縦断面図である。
【図１０】図４の結合器２８Ａをプリント配線基板１１０に適用したときの第１の変形例を示す縦断面図である。
【図１１】図４の結合器２８Ａをプリント配線基板１１０に適用したときの第２の変形例を示す縦断面図である。
【図１２】図４の結合器２８Ａをプリント配線基板１１０に適用したときの第３の変形例を示す縦断面図である。
【図１３】図２のノイズ低減回路１８の入力信号である矩形波のクロック信号の時間波形を示す図である。
【図１４】図１３の矩形波のクロック信号の周波数成分の周波数特性を示す図である。
【図１５】本発明者らによるシミュレーションにおいて用いた、図５のノイズ低減回路１８ｃに実質的に対応するシミュレーション回路の回路図である。
【図１６】図１５のシミュレーション結果であって、ノイズ低減効果を確認するためのノイズ低減回路の有無のときのバイアス電圧の時間波形を示す波形図である。
【図１７】図６の位相調整用伝送線路２８ｃ，２９ｄにおける通過係数の相対電力の周波数特性を示すグラフである。
【図１８】図６の位相調整用伝送線路２８ｃ，２９ｄにおける通過係数の位相の周波数特性を示すグラフである。
【符号の説明】
【００９７】
１０…携帯電話機、
１１…アンテナ、
１２…サーキュレータ、
１３…無線受信回路、
１４…ベースバンド信号処理回路
１５…無線送信回路、
１６…変調回路、
１７…ドライバ回路、
１８…ノイズ低減回路、
２１…トランジスタ回路、
２２，２３…インピーダンス整合回路、
２４…電源ライン回路
２４ａ…バイパスキャパシタ、
２４ｂ…伝送線路、
２５，２６…相殺信号加算回路、
２５ａ，２５ｂ，２６ａ，２６ｂ…結合器、
２５ｃ，２６ｃ…信号線路、
２７…キャパシタ、
２８，２９…相殺信号加算回路、
２８Ａ，２９Ａ，２９Ｂ…結合器、
２８ａ，２８ｂ，２８ｃ，２８ｄ，２９ａ，２９ｂ，２９ｃ，２９ｄ，２９ｅ…伝送線路、
２８ａｓ，２８ｂｓ…ストリップ導体、
７０…送信レベル検出回路、
８０…スルーホール導体、
１１０…プリント配線基板、
１１０Ａ…半導体基板、
１１１…接地導体、
１１２…誘電体層、
１２１，１２２，１２３，１２４…ストリップ導体、
１２１Ａ，１２２Ａ，１２３Ａ，１２４Ａ…マイクロストリップ線路、
１２５…信号増幅器ＩＣ、
１２５ａ…電源端子、
１２５ｂ…信号出力端子、
１２６，１２７…キャパシタ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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