(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信アナログ信号をディジタル信号に変換する変換手段と、このディジタル信号の帯域制限をなす帯域制限手段と、この帯域制限後にディジタル信号処理をなすディジタル信号処理手段と、このディジタル信号処理手段の内部の信号レベルに基づいて前記アナログ信号のレベル制御のための利得制御をなす利得制御手段とを含む受信機における受信電界強度検出回路であって、
前記ディジタル信号処理手段の内部の信号レベルに基づいて受信電界強度を算出する算出手段と、
前記帯域制限手段の前後のディジタル信号振幅が、平均的に等しいかまたは所定差になる補正情報を用いて当該振幅を補正する振幅補正手段と、
前記補正情報により前記算出手段の算出結果を補正する電界強度補正手段と、
を含むことを特徴とする受信電界強度検出回路。
【請求項２】
前記振幅補正手段は、前記帯域制限手段の直前振幅と直後振幅とを比較して、その平均的な比較結果に応じて前記補正情報を生成して前記直後振幅の補正をなす手段を有することを特徴とする請求項１記載の受信電界強度検出回路。
【請求項３】
前記振幅補正手段は、前記直前振幅と前記直後振幅との平均的な比の逆数を算出する手段と、前記比の逆数またはこの逆数の所定倍数を前記帯域制限手段の出力に乗算する乗算器とを有することを特徴とする請求項２記載の受信電界強度検出回路。
【請求項４】
前記振幅補正手段は、前記帯域制限手段の直後に設けられた乗算器と、前記帯域制限手段の直前振幅と前記乗算器の直後振幅とを比較して、その平均的な比較結果に応じて前記補正情報を生成して前記乗算器の乗数とする乗数算出手段とを有することを特徴とする請求項１記載の受信電界強度検出回路。
【請求項５】
前記乗数算出手段は、前記帯域制限手段の前記直前振幅と前記乗算器の前記直後振幅との平均的な比の逆数を算出し、前記比の逆数またはこの逆数の所定倍数に対して、直前の平均区間の乗数を掛けたものを、その平均区間の乗数とすることを特徴とする請求項４記載の受信電界強度検出回路。
【請求項６】
前記振幅補正手段は、通信フレームの最小単位であるスロット期間を平均区間とすることを特徴とする請求項１〜５いずれか記載の受信電界強度検出回路。
【請求項７】
前記電界強度補正手段は、前記補正情報を前記算出手段の算出結果にオフセットとして加算する加算器を有することを特徴とする請求項１〜６いずれか記載の受信電界強度検出回路。
【請求項８】
前記電界強度補正手段の出力は、通信相手との間の電力制御のための情報や通信サービス圏内／圏外の判定のための情報に使用されることを特徴とする請求項１〜７いずれか記載の受信電界強度検出回路。
【請求項９】
受信アナログ信号をディジタル信号に変換し、このディジタル信号を帯域制限手段により帯域制限を行い、この帯域制限後にディジタル信号処理手段によりディジタル信号処理を行い、このディジタル信号処理手段の内部の信号レベルに基づいて前記アナログ信号のレベル制御のための利得制御をなすようにした受信機における受信電界強度検出方法であって、
前記ディジタル信号処理手段の内部の信号レベルに基づいて受信電界強度を算出する算出ステップと、
前記帯域制限手段の前後のディジタル信号振幅が、平均的に等しいかまたは所定差になる補正情報を用いて当該振幅を補正する振幅補正ステップと、
前記補正情報により前記算出ステップの算出結果を補正する電界強度補正ステップと、
を含むことを特徴とする受信電界強度検出方法。
【請求項１０】
前記振幅補正ステップは、前記帯域制限手段の直前振幅と直後振幅とを比較して、その平均的な比較結果に応じて前記補正情報を生成して前記直後振幅の補正をなすことを特徴とする請求項９記載の受信電界強度検出方法。
【請求項１１】
前記振幅補正ステップは、前記直前振幅と前記直後振幅との平均的な比の逆数を算出し、前記比の逆数またはこの逆数の所定倍数を前記帯域制限手段の出力に乗算することを特徴とする請求項１０記載の受信電界強度検出方法。
【請求項１２】
前記振幅補正ステップは、前記帯域制限手段の直前振幅と前記帯域制限手段の直後に設けられた乗算器の直後振幅とを比較して、その平均的な比較結果に応じて前記補正情報を生成して前記乗算器の乗数とすることを特徴とする請求項９記載の受信電界強度検出方法。
【請求項１３】
前記帯域制限手段の前記直前振幅と前記乗算器の前記直後振幅との平均的な比の逆数を算出し、前記比の逆数またはこの逆数の所定倍数に対して、直前の平均区間の乗数を掛けたものを、その平均区間の乗数とすることを特徴とする請求項１２記載の受信電界強度検出方法。
【請求項１４】
前記補正ステップは、通信フレームの最小単位であるスロット期間を平均区間とすることを特徴とする請求項９〜１３いずれか記載の受信電界強度検出方法。
【請求項１５】
前記電界強度補正ステップは、前記補正情報を前記算出ステップの算出結果にオフセットとして加算することを特徴とする請求項９〜１４いずれか記載の受信電界強度検出方法。
【請求項１６】
請求項１〜８いずれか記載の受信電界強度検出回路を用いたことを特徴とする受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は受信電界強度検出回路及びその方法並びにそれを用いた受信機に関し、特にＡＧＣ機能を有しダイレクトコンバージョン方式の受信方式を採用した無線通信装置に用いて好適な受信電界強度検出方式に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
無線通信装置における受信機には、ダイレクトコンバージョン方式のものがあり、図５にその機能ブロック図を示す。図５を参照すると、アンテナ２０１により受信された高周波信号は、低雑音増幅器（ＬＮＡ：Low Noise Amplifier ）２０２により増幅される。実際には、アンテナ２０１とＬＮＡ２０２との間には、デュプレクサや高周波フィルタ（チャンネル帯域制限用ではない広帯域のフィルタ）などが用いられているが、ここでは省略している。
【０００３】
ＬＮＡ２０２で増幅された信号は、高周波バンドパスフィルタ（ＲＦ  ＢＰＦ）２０３により受信帯域全体（チャンネルではない）の受信成分が抽出され、受信帯域以外の、例えば装置自身が送信する送信信号などが抑圧される。ＲＦ  ＢＰＦ２０３の出力は直交復調回路２０４に入力されて、同相成分であるＩ成分と、直交成分であるＱ成分とが出力される。
【０００４】
この直交復調回路２０４は、バッファアンプ２２１と、バランスドミキサである乗算器２２２及び２２３と、直交信号発生器２２４と、ローカル発振器２２５とからなる周知の構成であり、ここでは特に説明しない。この直交復調回路２０４により直交復調されたＩ，Ｑ成分は、ベースバンドフィルタ（ＢＢ  ＢＰＦ）２０５，２０６へ入力されて、それぞれ帯域制限される。このＢＢ  ＢＰＦ２０５，２０６は直交復調回路２０４で発生するＤＣオフセットを除去するために、隣接チャンネル成分を抑圧するのみならず、非常に直流に近い低周波成分をも抑圧するように、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）となっている。以下、この種のフィルタをチャンネルフィルタと呼ぶ。
【０００５】
これらチャンネルフィルタ２０５，２０６により帯域制限されたＩ，Ｑ成分は、それぞれ可変利得増幅器（ＶＧＡ）２０８〜２１０及び２１１〜２１３により、後段のＡ／Ｄ変換器２１５，２１６において最適な変換処理が可能な所定レベルまで増幅される。図では、ＶＧＡを３段構成としているが、１段以上の構成であれば良い。また、チャンネルフィルタ２０５，２０６とＶＧＡ２０８〜２１０及び２１１〜２１３の位置関係も、図の例に限られるものではなく、また、チャンネルフィルタが複数段に分割されてＶＧＡの間に配置される構成のものもある。
【０００６】
ＶＧＡの最終段のＩ，Ｑ出力は、それぞれＡ／Ｄ変換器２１５，２１６においてＡ／Ｄ変換されてディジタルＩ，Ｑ信号として後段のディジタル信号処理回路（図６参照）へ送られることになる。なお、２０７はベースバンド回路であり、ＶＧＡ２０８〜２１０及び２１１〜２１３、Ａ／Ｄ変換器２１５，２１６、利得制御部２１４（後述）からなっている。
【０００７】
図６はディジタル信号処理回路１００を示す図である。図５のベースバンド回路２０７から送られてきたディジタルＩ，Ｑ信号は、ディジタル振幅計算器３０３において、例えばＣＤＭＡやＴＤＭＡにおける１スロット間の平均振幅が計算され、その計算結果と目標とする基準振幅との差が、減算器３０２で算出される。この差はディジタル利得制御データ発生器３０１へ入力されて、ＶＧＡの利得を制御するための利得制御データが発生されることになる。
【０００８】
この利得制御データは、図５に示した利得制御部２１４へ送られる。この利得制御部２１４はこのデータを元にＶＧＡ２０８〜２１０及び２１１〜２１３の利得制御をなす。この場合、利得制御信号はアナログ信号であってもディジタル信号であっても良い。また、ＶＧＡは、図５では、ベースバンド回路２０７に全て集中して設けられているが、ＬＡＮ２０２やバッファアンプ２２１もＶＧＡとして用いることが可能であり、その場合には、ＬＡＮ２０２やバッファアンプ２２１も、利得制御部２１４からの利得制御信号によって利得制御されることは勿論である。
【０００９】
以上の構成及び動作によって、Ａ／Ｄ変換器２１５，２１６への入力信号レベルが、Ａ／Ｄ変換器２１５，２１６のダイナミックレンジに最適に収まるように、Ｉ，Ｑ成分の信号レベルが自動的に調整（ＡＧＣ）されることになる。
【００１０】
なお、この様な受信機におけるＡＧＣの一例としては、特許文献１に開示の技術がある。
【特許文献１】特開２００１−１６８６６４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
上述した図５に示した回路方式は、ＣＤＭＡやＷ−ＣＤＭＡなどの既存の通信方式においては問題なく機能している。しかし、近年、より高速の伝送方式である、例えば３ＧＰＰ（Third Generation Partnership Project）などにおけるＨＳＤＰＡ（High Speed Downlink Packet Access ）方式の導入が進められており、この方式では、ＱＰＳＫ復調方式のみならず１６値ＱＡＭなどの下り変調方式が採用され、しかも拡散率が極めて小さい高速データ伝送が要求されている。このような方式に対応するためには、通信端末装置の受信側の復調精度を厳しくする必要がある。
【００１２】
例えば、従来は１５〜２０％程度のＥＶＭ（Error Vector Magnitude）で良かったが、ＨＳＤＰＡ方式では、５％以下のＥＶＭが必要になると考えられる。このような高精度の復調を行うには、アナログのチャンネルフィルタを用いては、実現が困難である。例えば、アナログチャンネルフィルタを構成している部品のバラツキや経年変化などによって、ＥＶＭを５％以下に維持することは容易ではないのである。
【００１３】
そこで、チャンネルフィルタをディジタルフィルタで構成し、Ａ／Ｄ変換器の後段に設けるという方法が考えられる。ディジタルフィルタであれば、部品のバラツキや経年変化が発生しないので、高精度の復調が可能である。チャンネルフィルタをディジタルフィルタとした例を図７に示す。なお、図７において、図５と同等部分は同一符号により示している。
【００１４】
図７を参照すると、図５におけるチャンネルフィルタ２０５，２０６をディジタルフィルタ（ＤＬＰＦ）２１７，２１８に置き換え、これらをＡ／Ｄ変換器２１５，２１６の後段に配置した場合の例である。ディジタル処理によるチャンネルフィルタは、ここではローパスフィルタとしており、ＤＣオフセットを除去するためのハイパスフィルタや、Ａ／Ｄ変換に伴うエイリアジングを防止するためのローパスフィルタを、Ａ／Ｄ変換器２１５，２１６の前段に残すことも考えられる。
【００１５】
このディジタルフィルタ２１７，２１８の周波数特性の例を図８に示している。図８に示す如く、受信すべき希望チャンネルの帯域はできる限りそのまま通過させ、隣接チャンネルを含む残余のチャンネルの帯域は抑圧するようになっている。ＥＶＭを小さく抑えるために、通常は、ルートコサインロールオフ特性に限りなく近い特性とする必要があり、現にそのような設計は可能である。
【００１６】
図９は、図８に示した周波数特性を有するディジタルフィルタを通過した場合の希望波と隣接チャンネルの妨害波とのレベル変化の例を示している。図９（Ａ）に示すように、ディジタルチャンネルフィルタ２１７，２１８の入力側では、隣接チャンネルの妨害波が希望波に比べて非常に大きい場合、ディジタルチャンネルフィルタ２１７，２１８を通過した後では、図９（Ｂ）に示すように、その周波数特性によって、妨害波は大幅に抑圧されるので、希望波よりも妨害波のレベルは小さくなる。
【００１７】
このように、チャンネルフィルタ２１７，２１８の前後では、妨害波のレベルが大きく変化するが、これを図６のディジタル信号処理回路１００へ入力すると、ディジタル振幅計算器３０２では、Ａ／Ｄ変換器２１５，２１６の直後よりも、妨害波を過小に見積った値で平均振幅が算出されることになり、基準振幅との差が実際よりも小さくなってしまう。この結果を用いて、ＡＧＣが動作するので、過大な利得制御データが生成され、よってＶＧＡの利得が過大になる。
【００１８】
このとき問題になるのは、Ａ／Ｄ変換器２１５，２１６の入力における振幅が、隣接チャンネルの妨害波によって、Ａ／Ｄ変換器２１５，２１６の適正な入力レンジを逸脱してしまうことである。このような状況になると、Ａ／Ｄ変換器の正常な動作は期待できなくなって、結果的に受信機として機能しなくなるという問題がある。
【００１９】
一方、移動体通信に用いられる通信方式を考えると、ＣＤＭＡ方式では、擬似雑音符号（ＰＮ符号：Pseudo random Noise 符号）などの拡散符号を用いて、通信する信号のスペクトラムを拡散すると共に、この拡散符号によって通信する信号を識別している。このため、ＣＤＭＡ方式では、同一周波数にて、複数の無線機あるいは複数のチャンネルが同時に通信できる特徴を有する。ＣＤＭＡ方式は、また、受信した信号を復調する際に、送信側で拡散に用いた拡散符号と同一の拡散符号を、送信側と同じタイミングで受信信号に掛け合わせないと受信信号の復調ができず、拡散符号が異なる受信信号あるいは、拡散されたタイミングが異なる受信信号、すなわち他の無線機が通信している信号や、他のチャンネルの信号は、すべて雑音となって受信している受信帯域に落ち込んでくる、などの特徴を有する。
【００２０】
いま、移動体通信の基地局と、基地局の遠方及び近傍に複数の移動局とが存在し、ＣＤＭＡ方式で通信している場合について考える。基地局の遠方及び近傍に存在する移動局が同じ周波数を使用し、同じ送信電力で基地局と通信している場合、基地局受信端で見ると、基地局の近傍で通信している移動局の送信電力が遠方で通信している移動局の送信電力より強く、遠方の移動局の送信信号が近傍の移動局の送信信号に埋もれしまうという問題が発生する。これは遠近問題として知られている。上述したＣＤＭＡ方式の特徴から考えると、基地局が遠方の移動局から送信された信号を復調しても、近傍の移動局の信号が雑音となって受信帯域に落ち込んでくるので、遠方の移動局の送信信号を正しく復調できないことになる。
【００２１】
そこで、ＣＤＭＡ方式では、比較的頻繁に、緻密且つ高精度な送信電力制御を行い、かかる遠近問題を解決している。すなわち、送信電力制御を実施し、近傍の移動局の送信電力を弱電力になるように制御し、遠方の移動局の送信電力を強電力になるように制御している。基地局から移動局への送信電力についても同様である。この送信電力制御のためには、移動局側である受信機におけるディジタル信号処理回路において、正しい受信電界強度を知ることが必要であり、この電界強度はＲＳＳＩ（Receive Signal Strength Indicator ）と称されている。
【００２２】
このＲＳＳＩは、上述した如く、ＣＤＭＡ方式における遠近問題を解決するための送信電力制御のために用いられる他、移動機がある無線基地局のサービス圏内／圏外にいるかどうかの判定にも用いられるものであり、よって正しいＲＳＳＩの算出が要求される。
【００２３】
そこで、本発明の目的は、ディジタルチャンネルフィルタを用いたときに、このフィルタの出力の平均振幅に応じてＡＧＣ制御を行う場合、Ａ／Ｄ変換器が正常に動作を行うようにすると共に、同時にＲＳＳＩの算出をも正しく行うことが可能な受信電界強度算出回路及びその方法並びにそれを用いた受信機を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００２４】
本発明による受信電界強度検出回路は、受信アナログ信号をディジタル信号に変換する変換手段と、このディジタル信号の帯域制限をなす帯域制限手段と、この帯域制限後にディジタル信号処理をなすディジタル信号処理手段と、このディジタル信号処理手段の内部の信号レベルに基づいて前記アナログ信号のレベル制御のための利得制御をなす利得制御手段とを含む受信機における受信電界強度検出回路であって、前記ディジタル信号処理手段の内部の信号レベルに基づいて受信電界強度を算出する算出手段と、前記帯域制限手段の前後のディジタル信号振幅が、平均的に等しいかまたは所定差になる補正情報を用いて当該振幅を補正する振幅補正手段と、前記補正情報により前記算出手段の算出結果を補正する電界強度補正手段とを含むことを特徴とする。
【００２５】
本発明による受信電界強度検出方法は、受信アナログ信号をディジタル信号に変換し、このディジタル信号を帯域制限手段により帯域制限を行い、この帯域制限後にディジタル信号処理手段によりディジタル信号処理を行い、このディジタル信号処理手段の内部の信号レベルに基づいて前記アナログ信号のレベル制御のための利得制御をなすようにした受信機における受信電界強度検出方法であって、前記ディジタル信号処理手段の内部の信号レベルに基づいて受信電界強度を算出する算出ステップと、前記帯域制限手段の前後のディジタル信号振幅が、平均的に等しいかまたは所定差になる補正情報を用いて当該振幅を補正する振幅補正ステップと、この補正情報により前記算出ステップの算出結果を補正する電界強度補正ステップとを含むことを特徴とする。
本発明による受信機は、上記の電界強度補正手段を有することを特徴とする。
【００２６】
本発明の作用を述べる。上述した従来技術における問題点の発生原因は、希望チャンネル以外の妨害波が存在する場合、ディジタルチャンネルフィルタの入出力レベルが一致しないか、または一定差にないことである。そこで、当該フィルタの入出力レベルが、平均的に一致あるいは一定差になるように当該フィルタの出力振幅を補正するようにする。この振幅補正に伴って、後段におけるＲＳＳＩの算出結果も補正することが必要になる。よって、フィルタの出力振幅の補正のための補正情報を用いてＲＳＳＩをも補正するものである。これにより、Ａ／Ｄ変換器のダイナミックレンジを逸脱することなく、かつ同時に正確なＲＳＳＩをも得ることが可能となる。
【発明の効果】
【００２７】
本発明によれば、チャンネルフィルタであるディジタルフィルタにより妨害波を抑圧する前と後とで、ディジタル信号の振幅を平均的にほぼ等しくするか、あるいは一定差になるようにすることにより、Ａ／Ｄ変換器の入力において、信号レベルがＡ／Ｄ変換範囲（ダイナミックレンジ）を逸脱する事態が防止でき、Ａ／Ｄ変換機能が正常に維持できると共に、同時にＲＳＳＩの算出も正しく行うことができるという効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２８】
以下、図面を用いて本発明の実施の形態について説明する。図１は本発明の一実施の形態を示すブロック図であり、図７に示したチャンネルフィルタであるディジタルローパスフィルタ（ＤＬＰＦ）２１７，２１８の直前（入力）と直後（出力）のＩ，Ｑデータをそれぞれ入力として、各々の平均振幅を計算する振幅計算回路１０１，１０２を設けている。振幅の平均を計算する期間は、通信フレームを構成する最小単位であるスロットを用いるのが望ましいが、これに限定されない。
【００２９】
これら振幅計算回路１０１，１０２の出力は、利得計算回路１０３へ入力されて、乗算器１０４，１０５での乗数αが算出される。この乗数αとチャンネルフィルタ２１７，２１８の各出力とが乗算器１０４，１０５においてそれぞれ乗算され、これら乗算結果がＩ，Ｑ信号としてディジタル信号処理回路へ導出される。他の構成は図６の構成と同じであるものとする。
【００３０】
かかる構成において、いま、１スロットに含まれるＩ，Ｑのサンプル数をそれぞれＮとし、チャンネルフィルタ２１７，２１８の直前のＩ，ＱのサンプルをそれぞれＩinj ，Ｑinj とし、チャンネルフィルタ２１７，２１８の直後のＩ，ＱのサンプルをそれぞれＩoutj，Ｑoutjとすると、あるスロットにおけるチャンネルフィルタ２１７，２１８の直前、直後の平均振幅Ａin，Ａout は、以下のようになる。
【数１】
0004779523.tif 000002
【数２】
0004779523.tif 000003
【００３１】
これら平均振幅Ａin，Ａout を入力とする利得差計算回路１０３は、次のスロットで採用する乗算器１０４，１０５の乗数αを算出する。このαは、
α＝Ａout ／Ａin  …（３）
であり、次のスロットで、この値αとチャンネルフィルタ２１７，２１８の各出力とが乗算器１０４，１０５で乗算される。これら乗算結果が、ディジタルＩ，Ｑ信号として、ディジタル信号処理回路へと出力されることになる。
【００３２】
すなわち、チャンネルフィルタの直前と直後の平均振幅の比（Ａin／Ａout ）の逆数α（Ａout ／Ａin）を算出して、このαをチャンネルフィルタの出力に乗算することにより、スロット間の微小な揺らぎはやむをえないとしても、チャンネルフィルタ２１７，２１８の直前の振幅と、乗算器１０４，１０５の直後の振幅とをほぼ同じ値にすることができる。また、乗数αの代りに、α・ｋ（ｋは１以上の定数とする）を用いて乗算を行えば、定数ｋに対応する所定のレベル差を与えることができることになる。
【００３３】
なお図２は図１の回路における希望波と妨害波とのレベルの変化を示したものである。図２（Ａ）はディジタルチャンネルフィルタ２１７，２１８の直前（入力）でのレベル、（Ｂ）はその直後（出力）でのレベル、（Ｃ）は乗算器１０４，１０５によりレベル補正された後のレベルを、それぞれ示している。
【００３４】
以上の構成により、チャンネルフィルタ２１７，２１８の直前直後のレベル差はなくなるか、一定差となるが、受信機に入力された信号から検出する電界強度であるＲＳＳＩが、上記の乗算器１０４，１０５による受信振幅補正処理に起因して不正確なものとなってしまい、不具合が生じることになる。
【００３５】
そこで、本発明では、図１に示している如く、利得計算回路１０３にて計算した乗数αを、ＲＳＳＩに対するオフセットとして用いるようにしており、図３にそのための回路を示している。図３を参照すると、乗算器１０４，１０５の各出力は電界強度計算回路１０６へ入力されて、受信電界強度が算出される。この算出値に、乗数αがオフセットとして加算器１０７にて加算され、この加算出力が正しいＲＳＳＩとなり、先述した如く、相手通信局の送信電力制御や圏内／圏外の判定に用いられるのである。
【００３６】
図４は本発明の他の実施の形態のブロック図であり、図１と同等部分は同一符号により示している。本例では、チャンネルフィルタ２１７，２１８の直前のＩ，Ｑデータを、振幅計算回路１０１へ入力して振幅の平均を計算することは、先の実施の形態と同じであるが、乗算器１０４，１０５の直後のＩ，Ｑデータを、振幅計算回路１０２へ入力して振幅の平均を計算するようにしている。
【００３７】
そして、これら振幅計算回路１０１，１０２の出力が利得差計算回路１０３へ入力されて、乗算器１０４，１０５の乗数αが算出されることになる。この乗数αとチャンネルフィルタ２１７，２１８の各出力とが乗算器１０４，１０５によりそれぞれ乗算され、これら乗算結果が、Ｉ，Ｑ信号としてディジタル信号処理回路へ導出されるようになっている。他の構成は、図６と同じであるものとする。
【００３８】
かかる構成において、平均振幅を算出する平均区間を、先の実施例と同じく、通信フレームの最小単位であるスロットとし、ディジタルチャンネルフィルタ２１７，２１８の直前のＩ，Ｑのサンプルを、それぞれＩinj ，Ｑinj とし、また乗算器１０４，１０５の直後のＩ，Ｑサンプル値を、それぞれＩoutj，Ｑoutjとする。あるスロットにおけるディジタルチャンネルフィルタ２１７，２１８の直前及び乗算器１０４，１０５の直後の平均振幅Ａin，Ａout は、式（１），（２）と同一となる。
【００３９】
利得差計算回路１０３では、次のスロットで採用する乗算器１０４，１０５の乗数をαとし、１つ前のスロットでの乗数をα-1とすると、次式が算出される。
α＝（Ａout ／Ａin）×α-1  …（４）
よって、当該スロットで、この乗数αとディジタルチャンネルフィルタ２１７，２１８の出力とを、乗算器１０４，１０５にて乗算し、これらの乗算結果をディジタルＩ，Ｑ信号としてディジタル信号処理回路へ導出することになる。
【００４０】
こうすることにより、本例においても、スロット間の微小な揺らぎはやむをえないものの、ディジタルチャンネルフィルタの直前の振幅と、乗算器の直後の振幅とをほぼ同じにすることができる。また、αの代りに、定数ｋをαに掛けた値α・ｋを乗数として用いても良く、この場合には、ｋに対応する所定のレベル差を、フィルタ直前と乗算器直後の各レベルに対して与えることができる。
【００４１】
従って、本例でも、チャンネルフィルタにおいて妨害波を抑圧する前と後とで、振幅を平均的にほぼ同じにするか、あるいは所定定数倍にすることができる。このような機能を図５のディジタル信号処理回路１００の前段に設けてレベル補正を行えば、Ａ／Ｄ変換器２１５，２１６の入力において、信号レベルがＡ／Ｄ変換範囲を逸脱するような事態が防止可能となる。それと同時に、図３の回路のように、利得差計算回路１０３の計算値αをＲＳＳＩのオフセットとして用いることにより、正確なＲＳＳＩが得られることになる。
【図面の簡単な説明】
【００４２】
【図１】本発明の一実施の形態を示すブロック図である。
【図２】図１のブロックにおける各部の信号のレベルを示す図である。
【図３】本発明の他の実施の形態のにおけるＲＳＳＩの計算例を示す図である。
【図４】本発明の他の実施の形態のブロック図である。
【図５】従来のダイレクトコンバージョン受信機の一例を示すブロック図である。
【図６】図５のブロックの後段に設けられるディジタル信号処理回路のブロック図である。
【図７】従来のダイレクトコンバージョン受信機の他の例を示すブロック図である。
【図８】図７のディジタルローパスフィルタの特性を示す図である。
【図９】図７のディジタルローパスフィルタの前後のレベル変化を示す図である。
【符号の説明】
【００４３】
１００  ディジタル信号処理回路
１０１，１０２  振幅計算回路
１０３  利得差計算回路
１０４，１０５  乗算器
１０６  電力計算回路
１０７  加算器
２０１  アンテナ
２０２  ＬＮＡ
２０３  ＲＦ  ＢＰＦ
２０４  直交復調回路
２０７  ベースバンド回路
２０８〜２１０，２１１〜２１３  ＶＧＡ
２１４  利得制御部
２１５，２１６  Ａ／Ｄ変換回路
２１７，２１８  ディジタルローパスフィルタ（チャンネルフィルタ）
３０１  ディジタル利得制御データ発生器
３０２  減算器
３０３  ディジタル振幅計算器
【図１】
0004779523.tif 000004
【図２】
0004779523.tif 000005
【図３】
0004779523.tif 000006
【図４】
0004779523.tif 000007
【図５】
0004779523.tif 000008
【図６】
0004779523.tif 000009
【図７】
0004779523.tif 000010
【図８】
0004779523.tif 000011
【図９】
0004779523.tif 000012