(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
異なる電圧が入力され、出力端子同士がトランスを介さずに直列接続された２個の３レベル単相出力インバータブリッジと、
前記２個の３レベル単相出力インバータブリッジの出力端子を直列接続して出力される交流出力電圧の１周期を１４以上の偶数である分割数２ｎで均等分割した時間毎に前記２個の３レベル単相出力インバータブリッジの出力電圧のレベルを切換えるインバータ制御手段と、
前記分割数に応じて前記交流出力電圧の全高調波歪率が所定値以下となるように設定した前記２個の３レベル単相出力インバータブリッジの各々異なる出力電圧の振幅Ｖ１と振幅Ｖ２との振幅比にしたがって、前記２個の３レベル単相出力インバータブリッジの各々の入力側に異なる電圧を供給するトランスを有する直流電源装置とを備え、前記トランスの巻数比によって前記振幅比を設定することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
２個の３レベル単相出力インバータブリッジのうち、入力電圧が高い３レベル単相出力インバータブリッジの入力電圧を検出する電圧検出手段を備え、前記電圧検出手段の検出値を直流電源装置の電源制御手段に入力し、前記電源制御手段によって前記直流電源装置の出力電圧を制御することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
異なる電圧が入力される２個の３レベル単相出力インバータブリッジと、
前記２個の３レベル単相出力インバータブリッジの出力端子を直列接続して出力される交流出力電圧の１周期を１４以上の偶数である分割数２ｎで均等分割した時間毎に前記２個の３レベル単相出力インバータブリッジの出力電圧のレベルを切換えるインバータ制御手段と、
前記分割数に応じて前記交流出力電圧の全高調波歪率が所定値以下となるように設定した前記２個の３レベル単相出力インバータブリッジの各々の出力電圧の振幅Ｖ１と振幅Ｖ２との振幅比にしたがって、前記２個の３レベル単相出力インバータブリッジの各々に電圧を供給するトランスを有する直流電源装置とを備え、前記トランスの巻数比によって前記振幅比を設定し、
前記２個の３レベル単相出力インバータブリッジのうち、入力電圧が高い３レベル単相出力インバータブリッジの入力電圧を検出する電圧検出手段を備え、前記電圧検出手段の検出値を前記直流電源装置の電源制御手段に入力し、前記電源制御手段によって前記直流電源装置の出力電圧を制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
２個の３レベル単相出力インバータブリッジの各々の出力電圧の＋、−および０の３レベルの組合せを、交流出力電圧の１周期の間に（＋Ｖ１、０）、（―Ｖ１、＋Ｖ２）、（０、＋Ｖ２）、（＋Ｖ１、＋Ｖ２）、（０、＋Ｖ２）、（―Ｖ１、＋Ｖ２）、（＋Ｖ１、０）、（―Ｖ１、０）、（＋Ｖ１、―Ｖ２）、（０、―Ｖ２）、（―Ｖ１、―Ｖ２）、（０、―Ｖ２）、（＋Ｖ１、―Ｖ２）、（―Ｖ１、０）の順序で、かつ、（＋Ｖ１、＋Ｖ２）および（―Ｖ１、―Ｖ２）の組合せとなる時間をそれぞれ均等分割した時間のｍ回分（ｍ＝ｎ−６）となるように前記均等分割した時間毎にインバータ制御手段によって切換えることを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項５】
所望の交流出力電圧の実効値Ｖｒｍｓに対して式（１）を満たすように振幅Ｖ１と振幅比Ｋ（＝Ｖ２／Ｖ１）とを設定することを特徴とする請求項４記載の電力変換装置。
【数１】
0004735188.tif 000011
【請求項６】
分割数２ｎが１４の場合には、振幅比Ｋは２．９４以上、６．５２以下の範囲にあることを特徴とする請求項５記載の電力変換装置。
【請求項７】
分割数２ｎが１６の場合には、振幅比Ｋは２．７９以上、５．９１以下の範囲にあることを特徴とする請求項５記載の電力変換装置。
【請求項８】
分割数２ｎが１８の場合には、振幅比Ｋは２．５７以上、５．２９以下の範囲にあることを特徴とする請求項５記載の電力変換装置。
【請求項９】
分割数２ｎが２０の場合には、振幅比Ｋは２．３３以上、４．８６以下の範囲にあることを特徴とする請求項５記載の電力変換装置。
【請求項１０】
振幅比Ｋは、式（２）から導出された値の近傍の値であることを特徴とする請求項５記載の電力変換装置。
【数２】
0004735188.tif 000012
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来の電力変換装置においては、それぞれ絶縁された直流電源を持つ３レベルの出力が可能な３レベル単相出力インバータブリッジをｎ個備え、３レベル単相出力インバータブリッジの出力端子を直列接続した直列ｎ段の単相出力が得られ、ｎ個の３レベル単相出力インバータブリッジの各出力電圧の振幅Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３およびＶｎの振幅比を、Ｖ１：Ｖ２：Ｖ３：・・・：Ｖｎ＝１：２：４：・・・：２（ｎ−１）とする電圧振幅比配分手段と、直列ｎ段の電力変換装置に与える出力電圧指令に最も近い電圧をＶ２乃至Ｖｎの出力電圧振幅を持つ３レベル単相出力インバータブリッジの出力電圧の組合せによって発生する指令電圧発生手段とを備えている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
【特許文献１】特開平１１−８９２４２号公報（第３頁、第１図）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
従来の電力変換装置では、それぞれ絶縁された直流電源を持つ３レベル出力が可能な３レベル単相出力インバータブリッジをｎ個備え、３レベル単相出力インバータブリッジの出力端子をｎ段直列接続していた。出力する電力が小さい場合などには、２個の３レベル単相出力インバータブリッジを直列接続する構成が用いられていた。しかしながら、Ｖ１：Ｖ２＝１：２なる電圧比を持つ直流電源を備え、２個の３レベル単相出力インバータブリッジを直列接続した場合には、２個の３レベル単相出力インバータブリッジの各出力電圧の振幅はＶ１：Ｖ２＝１：２とする電圧振幅比配分となるので、交流出力電圧の全高調波歪率を小さくすることができず、交流出力電圧の高調波成分を十分低減できない問題があった。また、交流出力電圧の高調波成分を減衰させるために大きな出力フィルタを備える必要があった。
【０００５】
この発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、交流出力電圧の全高調波歪率を小さくすると共に、基本波成分を大きくし、出力フィルタの小型軽量化が可能な電力変換装置を得るものである。また、３レベル単相出力インバータブリッジのスイッチングの制御が簡易である電力変換装置を得るものである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
この発明に係る電力変換装置は、異なる電圧が入力され、出力端子同士がトランスを介さずに直列接続された２個の３レベル単相出力インバータブリッジと、２個の３レベル単相出力インバータブリッジの出力端子を直列接続して出力される交流出力電圧の１周期を１４以上の偶数である分割数２ｎで均等分割した時間毎に２個の３レベル単相出力インバータブリッジの出力電圧のレベルを切換えるインバータ制御手段と、分割数に応じて交流出力電圧の全高調波歪率が所定値以下となるように設定した２個の３レベル単相出力インバータブリッジの各々異なる出力電圧の振幅Ｖ１と振幅Ｖ２との振幅比にしたがって、２個の３レベル単相出力インバータブリッジの各々の入力側に異なる電圧を供給するトランスを有する直流電源装置とを備え、トランスの巻数比によって振幅比を設定することを特徴とするものである。
【発明の効果】
【０００７】
この発明に係る電力変換装置は、異なる電圧が入力され、出力端子同士がトランスを介さずに直列接続された２個の３レベル単相出力インバータブリッジと、２個の３レベル単相出力インバータブリッジの出力端子を直列接続して出力される交流出力電圧の１周期を１４以上の偶数である分割数２ｎで均等分割した時間毎に２個の３レベル単相出力インバータブリッジの出力電圧のレベルを切換えるインバータ制御手段と、分割数に応じて交流出力電圧の全高調波歪率が所定値以下となるように設定した２個の３レベル単相出力インバータブリッジの各々異なる出力電圧の振幅Ｖ１と振幅Ｖ２との振幅比にしたがって、２個の３レベル単相出力インバータブリッジの各々の入力側に異なる電圧を供給するトランスを有する直流電源装置とを備え、トランスの巻数比によって振幅比を設定したので、交流出力電圧の全高調波歪率を小さくすると共に、基本波成分を大きくし、出力フィルタの小型軽量化が可能な電力変換装置を得ることができる。また、制御が簡易である電力変換装置を得るものである。さらに、交流出力電圧の零クロス点が明確である電力変換装置を得るものである。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
実施の形態１．
図１は、この発明を実施するための実施の形態１における電力変換装置の構成図を示すものである。図１において、バッテリ等の入力電源１が、絶縁された２つの異なった出力電圧Ｖ１およびＶ２を供給する直流電源装置２に接続されている。直流電源装置２の２つの出力端子にはそれぞれ、＋Ｖ１、０、−Ｖ１の３レベル出力が可能な第１の３レベル単相出力インバータブリッジ９および＋Ｖ２、０、−Ｖ２の３レベル出力が可能な第２の３レベル単相出力インバータブリッジ１０が接続されている。
【０００９】
実施の形態１において、直流電源装置２はフライバックコンバータであり、トランス３、スイッチング素子４、ダイオード５，６、電圧検出手段１３および電源制御手段である制御駆動回路１４を備えている。トランス３には１次巻線３ａ、第１の出力用巻線３ｂ、第２の出力用巻線３ｃが巻かれている。第１の出力用巻線３ｂの巻線数はＮ１、第２の出力用巻線３ｃの巻線数はＮ２であり、Ｎ１とＮ２との関係はＮ１＜Ｎ２である。制御駆動回路１４によって、ＭＯＳＦＥＴ（電界効果型トランジスタ）などで構成されるスイッチング素子４のオン・オフの制御をすることで、入力電源１から絶縁された２つの異なった出力電圧Ｖ１およびＶ２を、それぞれ第１の直流出力７および第２の直流出力８として出力する。直流出力７，８は、例えば電解コンデンサで構成される。出力電圧Ｖ１と出力電圧Ｖ２とは、Ｖ１＜Ｖ２の関係にある。スイッチング素子４がオン状態の時には、エネルギーがトランス３に蓄積される。スイッチング素子４がオフ状態の時には、ダイオード５，６は導通し、第１の直流出力７と第２の直流出力８とに、トランス３に蓄積されたエネルギーがそれぞれ伝達される。
【００１０】
直流電源装置２の出力電圧のフィードバックは、第１の直流出力７の電圧Ｖ１より高い出力電圧を出力する第２の直流出力８の電圧Ｖ２を、抵抗分圧法などを利用した電圧検出手段１３によって検出し、検出した出力電圧信号を制御駆動回路１４に送ることで行う。つまり、２個の３レベル単相出力インバータブリッジ９，１０のうち、入力電圧が高い３レベル単相出力インバータブリッジの入力電圧を検出する電圧検出手段１３を備え、電圧検出手段１３の検出値を直流電源装置の電源制御手段である制御駆動回路１４に入力し、制御駆動回路１４によって直流電源装置の出力電圧を制御することで、出力電圧のフィードバックを行う。
【００１１】
低い出力電圧を出力する第１の直流出力７の電圧Ｖ１は、トランス３の第１の出力用巻線３ｂと第２の出力用巻線３ｃとの巻数比で決まる。ここで、高い出力電圧である第２の直流出力８の電圧Ｖ２でフィードバックすれば、出力電圧の制御誤差はトランスの巻数比Ｎ１／Ｎ２の比率で縮小された誤差電圧として、低い出力電圧を出力する第１の直流出力７の電圧Ｖ１に影響が出るにすぎない。逆に、低い出力電圧を出力する第１の直流出力７の電圧Ｖ１をフィードバックに使用すると、出力電圧の制御誤差はトランスの巻数比Ｎ２／Ｎ１の比率で拡大され、高い出力電圧である第２の直流出力８の電圧Ｖ２に大きな電圧誤差が発生してしまうことがある。このため、高い出力電圧である第２の直流出力８の電圧Ｖ２でフィードバックする方が出力電圧精度を高くすることができる。
【００１２】
第１の直流出力７に、＋Ｖ１、０、−Ｖ１の３レベル出力が可能な第１の３レベル単相出力インバータブリッジ９が接続され、第２の直流出力８に、＋Ｖ２、０、−Ｖ２の３レベル出力が可能な第２の３レベル単相出力インバータブリッジ１０が接続されている。２個の３レベル単相出力インバータブリッジである第１の３レベル単相出力インバータブリッジ９の出力端子と第２の３レベル単相出力インバータブリッジ１０の出力端子とは、直列に接続されて直列２段の単相交流出力の電力変換器を構成している。
【００１３】
図２は、この発明を実施するための実施の形態１における電力変換装置を構成する２個の３レベル単相出力インバータブリッジ９，１０の制御装置の回路図を示すものである。図２において、第１の３レベル単相出力インバータブリッジ９はＭＯＳＦＥＴ（電界効果型トランジスタ）などのスイッチング素子９ａ，９ｂ，９ｃ，９ｄによって構成されており、第２の３レベル単相出力インバータブリッジ１０はＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング素子１０ａ，１０ｂ，１０ｃ，１０ｄによって構成されている。第１の駆動回路２１はスイッチング素子９ａ〜９ｄのオン、オフの制御を行い、第２の駆動回路２２はスイッチング素子１０ａ〜１０ｄのオン、オフの制御を行う。第１の駆動回路および第２の駆動回路は、マイクロコンピュータ、デジタルシグナルプロセッサなどで構成される制御回路２３から駆動信号を受けてオン、オフの制御を行う。
【００１４】
第１の３レベル単相出力インバータブリッジ９の出力端子と第２の３レベル単相出力インバータブリッジ１０の出力端子とを直列２段に接続した電力変換装置の出力端子１１、１２間に、所望の電圧実効値および所望の出力周波数を有する交流出力電圧を出力する。制御回路２３は、交流出力電圧の１周期を１４以上の偶数である分割数２ｎで均等分割した時間毎に、第１の３レベル単相出力インバータブリッジ９および第２の３レベル単相出力インバータブリッジ１０のそれぞれの出力電圧のレベルを切換えるインバータ制御手段である。
【００１５】
分割数に応じて交流出力電圧の全高調波歪率が所定値以下となるように、第１の３レベル単相出力インバータブリッジ９の出力電圧の振幅Ｖ１と第２の３レベル単相出力インバータブリッジ１０の出力電圧の振幅Ｖ２との振幅比を設定し、制御回路２３から駆動信号を受けてスイッチング素子９ａ〜９ｄ、１０ａ〜１０ｄのオン、オフの制御を行うことで、第１の３レベル単相出力インバータブリッジ９の出力電圧と第２の３レベル単相出力インバータブリッジ１０の出力電圧とが重畳された交流出力電圧を得ることができる。直流電源装置２のトランス３は、分割数に応じて交流出力電圧の全高調波歪率が所定値以下となるように設定した２個の３レベル単相出力インバータブリッジ９，１０の各々の出力電圧の振幅Ｖ１と振幅Ｖ２との振幅比にしたがって、２個の３レベル単相出力インバータブリッジ９，１０の各々に電圧を供給する。つまり、トランス３の巻数比によって出力電圧の振幅Ｖ１と振幅Ｖ２との振幅比が設定される。
【００１６】
均等分割した時間毎にスイッチング素子９ａ〜９ｄ、１０ａ〜１０ｄを制御することによって、制御回路２３での制御が非常に容易になり、マイクロコンピュータやデジタルシグナルプロセッサなどの処理負荷を軽減でき、制御回路２３の簡略化が可能となる。
【００１７】
図３は実施の形態１における交流出力電圧とスイッチング素子９ａ〜９ｄ、１０ａ〜１０ｄのスイッチ切換えシーケンスとの関係を示す波形図である。図３（ａ）は出力端子１１、１２間に出力される所望の電圧実効値および所望の出力周波数を有する擬似正弦波出力の交流出力電圧の波形図である。所望の交流出力電圧の１周期を均等に１４分割しており、例えば出力周波数５０Ｈｚの場合には１．４２８６ｍｓ毎に均等分割し、出力周波数６０Ｈｚの場合には１．１９０５ｍｓ毎に均等分割する。図３（ｂ）は交流出力電圧を得るためのスイッチング素子９ａ〜９ｄ、１０ａ〜１０ｄのスイッチ切換えのためのオン、オフ信号の一例であり、Ｈｉｇｈはオン信号、Ｌｏｗはオフ信号である。
【００１８】
図３（ｂ）のスイッチング素子９ａ〜９ｄ、１０ａ〜１０ｄのスイッチ切換えによって、第１の３レベル単相出力インバータブリッジ９と第２の３レベル単相出力インバータブリッジ１０との各々の出力電圧の＋、−および０の３レベルの組合せを、交流出力電圧の１周期の間に（＋Ｖ１、０）、（―Ｖ１、＋Ｖ２）、（０、＋Ｖ２）、（＋Ｖ１、＋Ｖ２）、（０、＋Ｖ２）、（―Ｖ１、＋Ｖ２）、（＋Ｖ１、０）、（―Ｖ１、０）、（＋Ｖ１、―Ｖ２）、（０、―Ｖ２）、（―Ｖ１、―Ｖ２）、（０、―Ｖ２）、（＋Ｖ１、―Ｖ２）、（―Ｖ１、０）の順序で、かつ、（＋Ｖ１、＋Ｖ２）および（―Ｖ１、―Ｖ２）の組合せとなる時間をそれぞれ均等分割した時間のｍ回分（ｍ＝ｎ−６）となるように均等分割した時間毎にインバータ制御手段である制御回路２３からの駆動信号によって切換える。
【００１９】
本実施の形態１では、分割数２ｎは１４であり、ｎ＝７となるので、（＋Ｖ１、＋Ｖ２）および（―Ｖ１、―Ｖ２）の組合せとなる時間をそれぞれ均等分割した時間の１回分となるように均等分割した時間毎にインバータ制御手段である制御回路２３からの駆動信号によって切換えることになる。これによって、出力電圧は図３（ａ）に示すように、１周期の間に＋Ｖ１、＋Ｖ２−Ｖ１、＋Ｖ２、＋Ｖ１＋Ｖ２、＋Ｖ２、＋Ｖ２−Ｖ１、＋Ｖ１、−Ｖ１、−Ｖ２＋Ｖ１、−Ｖ２、−Ｖ１−Ｖ２、−Ｖ２、−Ｖ２＋Ｖ１、−Ｖ１と変化する。＋Ｖ１から−Ｖ１までと−Ｖ１から＋Ｖ１までとの変化時に電圧の零クロス点を通過し、零クロス点が一意に決まり、明確に定まる。零クロス点を信号に用いた負荷装置や位相制御を用いた負荷装置にも適応が可能である。
【００２０】
図４は実施の形態１における振幅比（巻数比Ｋ）と交流出力電圧の全高調波歪率との関係図である。第１の入力電源１の電圧Ｖ１と第２の入力電源２の電圧Ｖ２との電圧比Ｖ２／Ｖ１、すなわち、トランス３の第１の出力用巻線Ｎ１と第２の出力用巻線Ｎ２との巻数比Ｋ（＝Ｎ２／Ｎ１＝Ｖ２／Ｖ１）は、図４に示すように交流出力電圧の全高調波歪率ＴＨＤと関係があり、点ＡのようにＴＨＤを最小にできる振幅比（巻数比Ｋ）が存在する。均等した分割数に応じて振幅比（巻数比Ｋ）を決定することによってＴＨＤを最小化することができる。なお、従来の技術ではＶ２／Ｖ１＝２であった。しかしながら、本実施の形態のように、交流出力電圧を均等に１４分割する場合には、Ｖ２／Ｖ１＝２でＴＨＤが最小とならず、Ｖ２／Ｖ１≠２とする必要がある。
【００２１】
図５は実施の形態１における振幅比（巻数比Ｋ）と交流出力電圧の基本波成分の大きさとの関係図である。出力周波数が５０Ｈｚの場合には、基本波成分は５０Ｈｚ成分である。Ｂ点の振幅比（巻数比Ｋ）において基本波成分が最大となる。このＢ点と図４に示したＡ点とは同一となり、均等した分割数に対して一意的に決定できる。
【００２２】
図６は実施の形態１における振幅比（巻数比Ｋ）と標準偏差との関係図である。標準偏差は、所望の理想正弦波出力電圧と本実施の形態によって得られる出力電圧とから求められる。Ｃ点の振幅比（巻数比Ｋ）において標準偏差が最小となり、最も理想的な正弦波に近づけることができる。Ｃ点の振幅比（巻数比Ｋ）は、図４のＡ点および図５のＢ点と同じ値である。
【００２３】
分割数２ｎとして、所望の交流出力電圧の実効値Ｖｒｍｓに対して、擬似正弦波出力電圧の実効値と交流出力電圧の実効値Ｖｒｍｓとを一致させる条件式である式（１）を満たすように振幅Ｖ１と巻数比Ｋ（＝Ｎ２／Ｎ１＝Ｖ２／Ｖ１）とを設定することによって、所望の実効値Ｖｒｍｓを有する交流出力電圧が容易に得られる。
【００２４】
【数１】
0004735188.tif 000002
【００２５】
本実施の形態１では、分割数２ｎは１４であり、ｎ＝７となるので、式（１）のｎに７を代入した式（２）を満たすように振幅Ｖ１と、振幅Ｖ２または巻数比Ｋ（＝Ｎ２／Ｎ１＝Ｖ２／Ｖ１）とを設定することによって、所望の実効値Ｖｒｍｓを有する交流出力電圧が容易に得られる。
【００２６】
【数２】
0004735188.tif 000003
【００２７】
図３（ａ）に示したような分割数１４で均等に分割の場合には、図４〜図６に示したＡ〜Ｃ点での振幅比（巻数比Ｋ）は、Ｋ＝４．０５６７、すなわちＶ１：Ｖ２＝１：４．０５６７であり、振幅比（巻数比Ｋ）を４．１程度の値に設定することによって、交流出力電圧の全高調波歪率を最小にすると共に、基本波成分を最大にすることができる。実用的には、Ｋ＝４．０５６７の近傍に設定することになる。出力にＬＣフィルタを設けて理想正弦波出力に近づける場合には、最も波形歪が小さいので、最もＬＣフィルタの小型軽量化を図ることができる。
【００２８】
また、交流出力電圧の全高調波歪率を最小にしなくても、交流出力電圧の全高調波歪率が所定値以下であれば、波形歪を小さくすることができる。これによって、ＬＣフィルタの小型軽量化を図ることができる。全高調波歪率の所定値を全高調波歪率の最小値に＋１％加えた値とする場合、つまり、全高調波歪率の最小値に対して＋１％まで歪率を許容する場合には、振幅比（巻数比Ｋ）を３．３５≦Ｋ≦５．１４の範囲に設定すれば良い。全高調波歪率の所定値を全高調波歪率の最小値に＋２％加えた値とする場合、つまり、全高調波歪率の最小値に対して＋２％まで歪率を許容する場合には、振幅比（巻数比Ｋ）を３．１１≦Ｋ≦５．８３の範囲に設定すれば良い。全高調波歪率の所定値を全高調波歪率の最小値に＋３％加えた値とする場合、つまり、全高調波歪率の最小値に対して＋３％まで許容する場合には、振幅比（巻数比Ｋ）を２．９４≦Ｋ≦６．５２の範囲に設定すれば良い。なお、従来の技術ではＫ＝２であり、全く異なる振幅比（巻数比Ｋ）が最適値であることがわかる。
【００２９】
交流出力電圧の全高調波歪率が最小で、基本波成分が最大となるＫ＝４．０５６７の場合には、式（２）より交流出力電圧の所望の実効値Ｖｒｍｓと、２段の３レベル単相出力インバータブリッジにおける低電圧側、ここでは第１の３レベル単相出力インバータブリッジ９の出力電圧の振幅Ｖ１との振幅比をＶｒｍｓ：Ｖ１＝１：０．２９７３とすると、所望の実効値Ｖｒｍｓを有する交流出力電圧が容易に得られる。例えば、実効値１００Ｖ出力では、Ｖ１＝２９．７３Ｖ、実効値２００Ｖ出力では、Ｖ１＝５９．４７Ｖ、実効値２２０Ｖ出力では、Ｖ１＝６５．４２Ｖ、実効値２４０Ｖ出力では、Ｖ１＝７１．３６Ｖに設定したほうが良い。
【００３０】
また、出力電圧の全高調波歪率が最小で、基本波成分が最大となるＫ＝４．０５６７の場合には、交流出力電圧の所望の実効値Ｖｒｍｓと、２段の３レベル単相出力インバータブリッジにおける高電圧側の出力電圧の振幅Ｖ２との振幅比をＶｒｍｓ：Ｖ２＝１：１．２０６３にすると、所望の実効値の出力電圧が容易に得られる。例えば、実効値１００Ｖ出力では、Ｖ２＝１２０．６３Ｖ、実効値２００Ｖ出力では、Ｖ２＝２４１．２５Ｖ、実効値２２０Ｖ出力では、Ｖ２＝２６５．３８Ｖ、実効値２４０Ｖ出力では、Ｖ２＝２８９．５０Ｖに設定したほうが良い。
【００３１】
さらに、交流出力電圧の波高率（（Ｖ１＋Ｖ２）／Ｖｒｍｓ）は、式（３）のようになるので、波高率が１．５０３６となるようにすれば、出力電圧の全高調波歪率が最小で、基本波成分が最大となるＫ＝４．０５６７とすることができる。
【００３２】
【数３】
0004735188.tif 000004
【００３３】
以上のように、分割数に応じて交流出力電圧の全高調波歪率が所定値以下となるように設定した２個の３レベル単相出力インバータブリッジの各々の出力電圧の振幅Ｖ１と振幅Ｖ２との振幅比にしたがって、２個の３レベル単相出力インバータブリッジの各々に電圧を供給するトランスを有する直流電源装置とを備え、トランスの巻数比によって振幅比を設定したので、交流出力電圧の全高調波歪率を小さくすると共に、基本波成分を大きくし、出力フィルタの小型軽量化が可能な電力変換装置を得ることができる。また、交流出力電圧の所望の実効値を容易に出力することができ、電力変換装置の制御を簡易にすることができる。さらに、交流出力電圧の零クロス点が明確に定まる効果がある。
【００３４】
なお、実施の形態１では、２段の３レベル単相出力インバータブリッジ９、１０の各出力電圧の振幅が、上段である第２の３レベル単相出力インバータブリッジ１０の出力電圧の振幅が大きい場合について説明した。しかしながら、下段である第１の３レベル単相出力インバータブリッジ９の出力電圧の振幅が大きくても良く、上段の３レベル単相出力インバータブリッジと下段の３レベル単相出力インバータブリッジとを入れ換えても同様の効果を得ることができる。
【００３５】
実施の形態２．
図７は、この発明を実施するための実施の形態２における出力電圧とスイッチング素子９ａ〜９ｄ、１０ａ〜１０ｄのスイッチ切換えシーケンスとの関係を示す波形図である。本実施の形態における電力変換装置は、交流出力電圧の１周期の分割数および２個の３レベル単相出力インバータブリッジの各々の出力電圧の＋、−および０の３レベルの組合せ以外の構成は実施の形態１と同じである。
【００３６】
本実施の形態２では、異なる電圧が入力される２個の３レベル単相出力インバータブリッジである第１の３レベル単相出力インバータブリッジ９および第２の３レベル単相出力インバータブリッジ１０と、第１の３レベル単相出力インバータブリッジ９および第２の３レベル単相出力インバータブリッジ１０の出力端子を直列接続して出力される交流出力電圧の１周期を分割数１６で均等分割した時間毎に、第１の３レベル単相出力インバータブリッジ９および第２の３レベル単相出力インバータブリッジ１０の出力電圧のレベルを切換えるインバータ制御手段である制御回路２３とを備えている。
【００３７】
図７（ａ）は出力端子１１、１２間に出力される所望の電圧実効値および所望の出力周波数を有する擬似正弦波出力の交流出力電圧の波形図である。所望の交流出力電圧の１周期を均等に１６分割しており、例えば出力周波数５０Ｈｚの場合には１．２５ｍｓ毎に均等分割し、出力周波数６０Ｈｚの場合には１．０４１７ｍｓ毎に均等分割する。図７（ｂ）は交流出力電圧を得るためのスイッチング素子９ａ〜９ｄ、１０ａ〜１０ｄのスイッチ切換えのためのオン、オフ信号の一例であり、Ｈｉｇｈはオン信号、Ｌｏｗはオフ信号である。
【００３８】
図７（ｂ）のスイッチング素子９ａ〜９ｄ、１０ａ〜１０ｄのスイッチ切換えによって、第１の３レベル単相出力インバータブリッジ９と第２の３レベル単相出力インバータブリッジ１０との各々の出力電圧の＋、−および０の３レベルの組合せを、交流出力電圧の１周期の間に（＋Ｖ１、０）、（―Ｖ１、＋Ｖ２）、（０、＋Ｖ２）、（＋Ｖ１、＋Ｖ２）、（０、＋Ｖ２）、（―Ｖ１、＋Ｖ２）、（＋Ｖ１、０）、（―Ｖ１、０）、（＋Ｖ１、―Ｖ２）、（０、―Ｖ２）、（―Ｖ１、―Ｖ２）、（０、―Ｖ２）、（＋Ｖ１、―Ｖ２）、（―Ｖ１、０）の順序で、かつ、（＋Ｖ１、＋Ｖ２）および（―Ｖ１、―Ｖ２）の組合せとなる時間をそれぞれ均等分割した時間のｍ回分（ｍ＝ｎ−６）となるように均等分割した時間毎にインバータ制御手段である制御回路２３からの駆動信号によって切換える。
【００３９】
本実施の形態２では、分割数２ｎは１６であり、ｎ＝８となるので、（＋Ｖ１、＋Ｖ２）および（―Ｖ１、―Ｖ２）の組合せとなる時間をそれぞれ均等分割した時間の２回分となるように均等分割した時間毎にインバータ制御手段である制御回路２３からの駆動信号によって切換えることになる。
【００４０】
これによって、出力電圧は図７（ａ）に示すように、１周期の間に＋Ｖ１、＋Ｖ２−Ｖ１、＋Ｖ２、＋Ｖ１＋Ｖ２、＋Ｖ１＋Ｖ２、＋Ｖ２、＋Ｖ２−Ｖ１、＋Ｖ１、−Ｖ１、−Ｖ２＋Ｖ１、−Ｖ２、−Ｖ１−Ｖ２、−Ｖ１−Ｖ２、−Ｖ２、−Ｖ２＋Ｖ１、−Ｖ１と変化する。＋Ｖ１から−Ｖ１までと−Ｖ１から＋Ｖ１までとの変化時に電圧の零クロス点を通過し、零クロス点が一意に決まり、明確に定まる。
【００４１】
実施の形態１と同様に、第１の３レベル単相出力インバータブリッジ９と第２の３レベル単相出力インバータブリッジ１０とにおける各出力電圧の振幅Ｖ１、Ｖ２の振幅比、すなわち巻数比Ｋ（＝Ｎ２／Ｎ１＝Ｖ２／Ｖ１）は、交流出力電圧の全高調波歪率ＴＨＤと関係があり、図４で示した点ＡのようにＴＨＤを最小にできる振幅比（巻数比Ｋ）が存在する。均等した分割数に応じて２段の３レベル単相出力インバータブリッジにおける振幅比を決定する、すなわち、トランス３の巻数比Ｋを決定することによってＴＨＤを最小化することになる。また、交流出力電圧の基本波成分と関係があり、図５で示した点Ｂのような基本波成分が最大となる振幅比（巻数比Ｋ）が存在する。さらに、所望の理想正弦波出力電圧と本実施の形態によって得られる出力電圧とから求められる標準偏差とも関係があり、図６で示した点Ｃのような標準偏差が最小となる振幅比（巻数比Ｋ）が存在する。Ｃ点はＡ点およびＢ点と同じ値である。
【００４２】
本実施の形態２では、分割数２ｎは１６であり、ｎ＝８となるので、式（１）のｎに８を代入した式（４）を満たすように振幅Ｖ１と、振幅Ｖ２または巻数比Ｋ（＝Ｎ２／Ｎ１＝Ｖ２／Ｖ１）とを設定することによって、所望の実効値Ｖｒｍｓを有する交流出力電圧が容易に得られる。
【００４３】
【数４】
0004735188.tif 000005
【００４４】
図７（ａ）に示したような分割数１６で均等に分割の場合には、図４〜図６に示したＡ〜Ｃ点での振幅比（巻数比Ｋ）は、Ｋ＝３．８１７２、すなわちＶ１：Ｖ２＝１：３．８１７２であり、振幅比（巻数比Ｋ）を３．８程度の値に設定することによって、出力電圧の全高調波歪率を最小にすると共に、基本波成分を最大にすることができる。実用的には、Ｋ＝３．８１７２の近傍に設定することになる。出力にＬＣフィルタを設けて理想正弦波出力に近づける場合には、最も波形歪が小さいので、最もＬＣフィルタの小型軽量化を図ることができる。
【００４５】
また、交流出力電圧の全高調波歪率を最小にしなくても、交流出力電圧の全高調波歪率が所定値以下であれば、波形歪を小さくすることができる。これによって、ＬＣフィルタの小型軽量化を図ることができる。全高調波歪率の所定値を全高調波歪率の最小値に＋１％加えた値とする場合、つまり、全高調波歪率の最小値に対して＋１％まで歪率を許容する場合には、振幅比（巻数比Ｋ）を３．１７≦Ｋ≦４．７６の範囲に設定すれば良い。全高調波歪率の所定値を全高調波歪率の最小値に＋２％加えた値とする場合、つまり、全高調波歪率の最小値に対して＋２％まで歪率を許容する場合には、振幅比（巻数比Ｋ）を２．９５≦Ｋ≦５．３３の範囲に設定すれば良い。全高調波歪率の所定値を全高調波歪率の最小値に＋３％加えた値とする場合、つまり、全高調波歪率の最小値に対して＋３％まで許容する場合には、振幅比（巻数比Ｋ）を２．７９≦Ｋ≦５．９１の範囲に設定すれば良い。なお、従来の技術ではＫ＝２であり、全く異なる振幅比（巻数比Ｋ）が最適値であることがわかる。
【００４６】
交流出力電圧の全高調波歪率が最小で、基本波成分が最大となるＫ＝３．８１７２の場合には、式（４）より交流出力電圧の所望の実効値Ｖｒｍｓと、２段の３レベル単相出力インバータブリッジにおける低電圧側、ここでは第１の３レベル単相出力インバータブリッジ９の出力電圧の振幅Ｖ１との振幅比をＶｒｍｓ：Ｖ１＝１：０．２９２６とすると、所望の実効値Ｖｒｍｓを有する交流出力電圧が容易に得られる。例えば、実効値１００Ｖ出力では、Ｖ１＝２９．２６Ｖ、実効値２００Ｖ出力では、Ｖ１＝５８．５３Ｖ、実効値２２０Ｖ出力では、Ｖ１＝６４．３８Ｖ、実効値２４０Ｖ出力では、Ｖ１＝７０．２３Ｖに設定したほうが良い。
【００４７】
また、出力電圧の全高調波歪率が最小で、基本波成分が最大となるＫ＝３．８１７２の場合には、交流出力電圧の所望の実効値Ｖｒｍｓと、２段の３レベル単相出力インバータブリッジにおける高電圧側の出力電圧の振幅Ｖ２との振幅比をＶｒｍｓ：Ｖ２＝１：１．１１７０にすると、所望の実効値の出力電圧が容易に得られる。例えば、実効値１００Ｖ出力では、Ｖ２＝１１１．７０Ｖ、実効値２００Ｖ出力では、Ｖ２＝２２３．４０Ｖ、実効値２２０Ｖ出力では、Ｖ２＝２４５．７４Ｖ、実効値２４０Ｖ出力では、Ｖ２＝２６８．０８Ｖに設定したほうが良い。従って、分割数を１４とした場合に比べて、Ｖ２の電圧を低くすることができる。
【００４８】
さらに、交流出力電圧の波高率は、式（５）のようになるので、波高率が１．４０９６となるようにすれば、出力電圧の全高調波歪率が最小で、基本波成分が最大となるＫ＝３．８１７２とすることができる。
【００４９】
【数５】
0004735188.tif 000006
【００５０】
以上のように、分割数に応じて交流出力電圧の全高調波歪率が所定値以下となるように設定した２個の３レベル単相出力インバータブリッジの各々の出力電圧の振幅Ｖ１と振幅Ｖ２との振幅比にしたがって、２個の３レベル単相出力インバータブリッジの各々に電圧を供給するトランスを有する直流電源装置とを備え、トランスの巻数比によって振幅比を設定したので、交流出力電圧の全高調波歪率を小さくすると共に、基本波成分を大きくし、出力フィルタの小型軽量化が可能な電力変換装置を得ることができる。また、交流出力電圧の所望の実効値を容易に出力することができ、電力変換装置の制御を簡易にすることができる。さらに、交流出力電圧の零クロス点が明確に定まる効果がある。
【００５１】
なお、実施の形態２では、２段の３レベル単相出力インバータブリッジ９、１０の各出力電圧の振幅が、上段である第２の３レベル単相出力インバータブリッジ１０の出力電圧の振幅が大きい場合について説明した。しかしながら、下段である第１の３レベル単相出力インバータブリッジ９の出力電圧の振幅が大きくても良く、上段の３レベル単相出力インバータブリッジと下段の３レベル単相出力インバータブリッジとを入れ換えても同様の効果を得ることができる。
【００５２】
実施の形態３．
図８は、この発明を実施するための実施の形態３における出力電圧とスイッチング素子９ａ〜９ｄ、１０ａ〜１０ｄのスイッチ切換えシーケンスとの関係を示す波形図である。本実施の形態における電力変換装置は、交流出力電圧の１周期の分割数および２個の３レベル単相出力インバータブリッジの各々の出力電圧の＋、−および０の３レベルの組合せ以外の構成は実施の形態１と同じである。
【００５３】
本実施の形態３では、異なる電圧が入力される２個の３レベル単相出力インバータブリッジである第１の３レベル単相出力インバータブリッジ９および第２の３レベル単相出力インバータブリッジ１０と、第１の３レベル単相出力インバータブリッジ９および第２の３レベル単相出力インバータブリッジ１０の出力端子を直列接続して出力される交流出力電圧の１周期を分割数１８で均等分割した時間毎に、第１の３レベル単相出力インバータブリッジ９および第２の３レベル単相出力インバータブリッジ１０の出力電圧のレベルを切換えるインバータ制御手段である制御回路２３とを備えている。
【００５４】
図８（ａ）は出力端子１１、１２間に出力される所望の電圧実効値および所望の出力周波数を有する擬似正弦波出力の交流出力電圧の波形図である。所望の交流出力電圧の１周期を均等に１８分割しており、例えば出力周波数５０Ｈｚの場合には１．１１１１ｍｓ毎に均等分割し、出力周波数６０Ｈｚの場合には０．９２５９ｍｓ毎に均等分割する。図８（ｂ）は交流出力電圧を得るためのスイッチング素子９ａ〜９ｄ、１０ａ〜１０ｄのスイッチ切換えのためのオン、オフ信号の一例であり、Ｈｉｇｈはオン信号、Ｌｏｗはオフ信号である。
【００５５】
図８（ｂ）のスイッチング素子９ａ〜９ｄ、１０ａ〜１０ｄのスイッチ切換えによって、第１の３レベル単相出力インバータブリッジ９と第２の３レベル単相出力インバータブリッジ１０との各々の出力電圧の＋、−および０の３レベルの組合せを、交流出力電圧の１周期の間に（＋Ｖ１、０）、（―Ｖ１、＋Ｖ２）、（０、＋Ｖ２）、（＋Ｖ１、＋Ｖ２）、（０、＋Ｖ２）、（―Ｖ１、＋Ｖ２）、（＋Ｖ１、０）、（―Ｖ１、０）、（＋Ｖ１、―Ｖ２）、（０、―Ｖ２）、（―Ｖ１、―Ｖ２）、（０、―Ｖ２）、（＋Ｖ１、―Ｖ２）、（―Ｖ１、０）の順序で、かつ、（＋Ｖ１、＋Ｖ２）および（―Ｖ１、―Ｖ２）の組合せとなる時間をそれぞれ均等分割した時間のｍ回分（ｍ＝ｎ−６）となるように均等分割した時間毎にインバータ制御手段である制御回路２３からの駆動信号によって切換える。
【００５６】
本実施の形態３では、分割数２ｎは１８であり、ｎ＝９となるので、（＋Ｖ１、＋Ｖ２）および（―Ｖ１、―Ｖ２）の組合せとなる時間をそれぞれ均等分割した時間の３回分となるように均等分割した時間毎にインバータ制御手段である制御回路２３からの駆動信号によって切換えることになる。
【００５７】
これによって、出力電圧は図８（ａ）に示すように、１周期の間に＋Ｖ１、＋Ｖ２−Ｖ１、＋Ｖ２、＋Ｖ１＋Ｖ２、＋Ｖ１＋Ｖ２、＋Ｖ１＋Ｖ２、＋Ｖ２、＋Ｖ２−Ｖ１、＋Ｖ１、−Ｖ１、−Ｖ２＋Ｖ１、−Ｖ２、−Ｖ１−Ｖ２、−Ｖ１−Ｖ２、−Ｖ１−Ｖ２、−Ｖ２、−Ｖ２＋Ｖ１、−Ｖ１と変化する。＋Ｖ１から−Ｖ１までと−Ｖ１から＋Ｖ１までとの変化時に電圧の零クロス点を通過し、零クロス点が一意に決まり、明確に定まる。
【００５８】
実施の形態１と同様に、第１の３レベル単相出力インバータブリッジ９と第２の３レベル単相出力インバータブリッジ１０とにおける各出力電圧の振幅Ｖ１、Ｖ２の振幅比、すなわち巻数比Ｋ（＝Ｎ２／Ｎ１＝Ｖ２／Ｖ１）は、交流出力電圧の全高調波歪率ＴＨＤと関係があり、図４で示した点ＡのようにＴＨＤを最小にできる振幅比（巻数比Ｋ）が存在する。均等した分割数に応じて２段の３レベル単相出力インバータブリッジにおける振幅比を決定する、すなわち、トランス３の巻数比Ｋを決定することによってＴＨＤを最小化することになる。また、交流出力電圧の基本波成分と関係があり、図５で示した点Ｂのような基本波成分が最大となる振幅比（巻数比Ｋ）が存在する。さらに、所望の理想正弦波出力電圧と本実施の形態によって得られる出力電圧とから求められる標準偏差とも関係があり、図６で示した点Ｃのような標準偏差が最小となる振幅比（巻数比Ｋ）が存在する。Ｃ点はＡ点およびＢ点と同じ値である。
【００５９】
本実施の形態３では、分割数２ｎは１８であり、ｎ＝９となるので、式（１）のｎに９を代入した式（６）を満たすように振幅Ｖ１と、振幅Ｖ２または巻数比Ｋ（＝Ｎ２／Ｎ１＝Ｖ２／Ｖ１）とを設定することによって、所望の実効値Ｖｒｍｓを有する交流出力電圧が容易に得られる。
【００６０】
【数６】
0004735188.tif 000007
【００６１】
図８（ａ）に示したような分割数１８で均等に分割の場合には、図４〜図６に示したＡ〜Ｃ点での振幅比（巻数比Ｋ）は、Ｋ＝３．５０３９、すなわちＶ１：Ｖ２＝１：３．５０３９であり、振幅比（巻数比Ｋ）を３．５程度の値に設定することによって、出力電圧の全高調波歪率を最小にすると共に、基本波成分を最大にすることができる。実用的には、Ｋ＝３．５０３９の近傍に設定することになる。出力にＬＣフィルタを設けて理想正弦波出力に近づける場合には、最も波形歪が小さいので、最もＬＣフィルタの小型軽量化を図ることができる。
【００６２】
また、交流出力電圧の全高調波歪率を最小にしなくても、交流出力電圧の全高調波歪率が所定値以下であれば、波形歪を小さくすることができる。これによって、ＬＣフィルタの小型軽量化を図ることができる。全高調波歪率の所定値を全高調波歪率の最小値に＋１％加えた値とする場合、つまり、全高調波歪率の最小値に対して＋１％まで歪率を許容する場合には、振幅比（巻数比Ｋ）を２．９２≦Ｋ≦４．３２の範囲に設定すれば良い。全高調波歪率の所定値を全高調波歪率の最小値に＋２％加えた値とする場合、つまり、全高調波歪率の最小値に対して＋２％まで歪率を許容する場合には、振幅比（巻数比Ｋ）を２．７２≦Ｋ≦４．８１の範囲に設定すれば良い。全高調波歪率の所定値を全高調波歪率の最小値に＋３％加えた値とする場合、つまり、全高調波歪率の最小値に対して＋３％まで許容する場合には、振幅比（巻数比Ｋ）を２．５７≦Ｋ≦５．２９の範囲に設定すれば良い。なお、従来の技術ではＫ＝２であり、全く異なる振幅比（巻数比Ｋ）が最適値であることがわかる。
【００６３】
交流出力電圧の全高調波歪率が最小で、基本波成分が最大となるＫ＝３．５０３９の場合には、式（６）より交流出力電圧の所望の実効値Ｖｒｍｓと、２段の３レベル単相出力インバータブリッジにおける低電圧側、ここでは第１の３レベル単相出力インバータブリッジ９の出力電圧の振幅Ｖ１との振幅比をＶｒｍｓ：Ｖ１＝１：０．３００１とすると、所望の実効値Ｖｒｍｓを有する交流出力電圧が容易に得られる。例えば、実効値１００Ｖ出力では、Ｖ１＝３０．０１Ｖ、実効値２００Ｖ出力では、Ｖ１＝６０．０１Ｖ、実効値２２０Ｖ出力では、Ｖ１＝６６．０２Ｖ、実効値２４０Ｖ出力では、Ｖ１＝７２．０２Ｖに設定したほうが良い。
【００６４】
また、出力電圧の全高調波歪率が最小で、基本波成分が最大となるＫ＝３．５０３９の場合には、交流出力電圧の所望の実効値Ｖｒｍｓと、２段の３レベル単相出力インバータブリッジにおける高電圧側の出力電圧の振幅Ｖ２との振幅比をＶｒｍｓ：Ｖ２＝１：１．０５１４にすると、所望の実効値の出力電圧が容易に得られる。例えば、実効値１００Ｖ出力では、Ｖ２＝１０５．１４Ｖ、実効値２００Ｖ出力では、Ｖ２＝２１０．２９Ｖ、実効値２２０Ｖ出力では、Ｖ２＝２３１．３２Ｖ、実効値２４０Ｖ出力では、Ｖ２＝２５２．３５Ｖに設定したほうが良い。従って、１４分割、１６分割よりもＶ２の電圧を低くすることができる。
【００６５】
さらに、交流出力電圧の波高率は、式（７）のようになるので、波高率が１．３５１５となるようにすれば、出力電圧の全高調波歪率が最小で、基本波成分が最大となるＫ＝３．５０３９とすることができる。
【００６６】
【数７】
0004735188.tif 000008
【００６７】
以上のように、分割数に応じて交流出力電圧の全高調波歪率が所定値以下となるように設定した２個の３レベル単相出力インバータブリッジの各々の出力電圧の振幅Ｖ１と振幅Ｖ２との振幅比にしたがって、２個の３レベル単相出力インバータブリッジの各々に電圧を供給するトランスを有する直流電源装置とを備え、トランスの巻数比によって振幅比を設定したので、交流出力電圧の全高調波歪率を小さくすると共に、基本波成分を大きくし、出力フィルタの小型軽量化が可能な電力変換装置を得ることができる。また、交流出力電圧の所望の実効値を容易に出力することができ、電力変換装置の制御を簡易にすることができる。さらに、交流出力電圧の零クロス点が明確に定まる効果がある。
【００６８】
なお、実施の形態３では、２段の３レベル単相出力インバータブリッジ９、１０の各出力電圧の振幅が、上段である第２の３レベル単相出力インバータブリッジ１０の出力電圧の振幅が大きい場合について説明した。しかしながら、下段である第１の３レベル単相出力インバータブリッジ９の出力電圧の振幅が大きくても良く、上段の３レベル単相出力インバータブリッジと下段の３レベル単相出力インバータブリッジとを入れ換えても同様の効果を得ることができる。
【００６９】
実施の形態４．
実施の形態３では分割数が１８の場合について示したが、分割数が２０で（＋Ｖ１、＋Ｖ２）および（―Ｖ１、―Ｖ２）の組合せとなる時間をそれぞれ均等分割した時間の４回分となるようにしても同様の効果を得ることができる。
【００７０】
本実施の形態４では、分割数２ｎは２０であり、ｎ＝１０となるので、式（１）のｎに１０を代入した式（８）を満たすように振幅Ｖ１と、振幅Ｖ２またはトランス３の巻数比Ｋ（＝Ｎ２／Ｎ１＝Ｖ２／Ｖ１）とを設定することによって、所望の実効値Ｖｒｍｓを有する交流出力電圧が容易に得られる。
【００７１】
【数８】
0004735188.tif 000009
【００７２】
分割数２０で均等に分割の場合には、振幅比（巻数比Ｋ）は、Ｋ＝３．２２０３、すなわちＶ１：Ｖ２＝１：３．２２０３であり、振幅比（巻数比Ｋ）を３．２程度の値に設定することによって、出力電圧の全高調波歪率を最小にすると共に、基本波成分を最大にすることができる。実用的には、Ｋ＝３．２２０３の近傍に設定することになる。出力にＬＣフィルタを設けて理想正弦波出力に近づける場合には、最も波形歪が小さいので、最もＬＣフィルタの小型軽量化を図ることができる。
【００７３】
また、交流出力電圧の全高調波歪率を最小にしなくても、交流出力電圧の全高調波歪率が所定値以下であれば、波形歪を小さくすることができる。これによって、ＬＣフィルタの小型軽量化を図ることができる。全高調波歪率の所定値を全高調波歪率の最小値に＋１％加えた値とする場合、つまり、全高調波歪率の最小値に対して＋１％まで歪率を許容する場合には、振幅比（巻数比Ｋ）を２．６７≦Ｋ≦３．９７の範囲に設定すれば良い。全高調波歪率の所定値を全高調波歪率の最小値に＋２％加えた値とする場合、つまり、全高調波歪率の最小値に対して＋２％まで歪率を許容する場合には、振幅比（巻数比Ｋ）を２．４８≦Ｋ≦４．４３の範囲に設定すれば良い。全高調波歪率の所定値を全高調波歪率の最小値に＋３％加えた値とする場合、つまり、全高調波歪率の最小値に対して＋３％まで許容する場合には、振幅比（巻数比Ｋ）を２．３３≦Ｋ≦４．８６の範囲に設定すれば良い。なお、従来の技術ではＫ＝２であり、全く異なる振幅比（巻数比Ｋ）が最適値であることがわかる。
【００７４】
以上のように、分割数に応じて交流出力電圧の全高調波歪率が所定値以下となるように設定した２個の３レベル単相出力インバータブリッジの各々の出力電圧の振幅Ｖ１と振幅Ｖ２との振幅比にしたがって、２個の３レベル単相出力インバータブリッジの各々に電圧を供給するトランスを有する直流電源装置とを備え、トランスの巻数比によって振幅比を設定したので、交流出力電圧の全高調波歪率を小さくすると共に、基本波成分を大きくし、出力フィルタの小型軽量化が可能な電力変換装置を得ることができる。また、交流出力電圧の所望の実効値を容易に出力することができ、電力変換装置の制御を簡易にすることができる。さらに、交流出力電圧の零クロス点が明確に定まる効果がある。
【００７５】
実施の形態５．
分割数が２ｎで、（＋Ｖ１、＋Ｖ２）および（―Ｖ１、―Ｖ２）の組合せとなる時間をそれぞれ均等分割した時間のｍ回分（ｍ＝ｎ−６）となるようにしても、実施の形態１〜４と同様の効果を得ることができる。
【００７６】
分割数を２ｎとして、所望の交流出力電圧の実効値Ｖｒｍｓに対して、式（１）を満たすように振幅Ｖ１と、振幅Ｖ２またはトランス３の巻数比Ｋ（＝Ｎ２／Ｎ１＝Ｖ２／Ｖ１）とを設定することによって、所望の実効値Ｖｒｍｓを有する交流出力電圧が容易に得られる。分割数２ｎで均等に分割した場合には、出力電圧の全高調波歪率を最小にすると共に、基本波成分を最大にするためには、振幅比Ｋが式（９）を満たす値の近傍にあれば良い。
【００７７】
【数９】
0004735188.tif 000010
【００７８】
式（９）を満たすように巻数比Ｋを設定することによって、交流出力電圧の全高調波歪率を最小にすると共に、基本波成分を最大にすることができるので、出力にＬＣフィルタを設けて理想正弦波出力に近づける場合には、最もＬＣフィルタの小型軽量化を図ることができる。また、交流出力電圧の全高調波歪率を最小にしなくても、交流出力電圧の全高調波歪率が所定値以下であれば、波形歪を小さくすることができる。実施の形態１〜４と同様に、全高調波歪率の最小値に対して＋１％、＋２％、または＋３％の値を加えて全高調波歪率の所定値を設定し、それに応じた巻数比Ｋを設定すれば良い。
【００７９】
以上のように、分割数に応じて交流出力電圧の全高調波歪率が所定値以下となるように設定した２個の３レベル単相出力インバータブリッジの各々の出力電圧の振幅Ｖ１と振幅Ｖ２との振幅比にしたがって、２個の３レベル単相出力インバータブリッジの各々に電圧を供給するトランスを有する直流電源装置とを備え、トランスの巻数比によって振幅比を設定したので、交流出力電圧の全高調波歪率を小さくすると共に、基本波成分を大きくし、出力フィルタの小型軽量化が可能な電力変換装置を得ることができる。また、交流出力電圧の所望の実効値を容易に出力することができ、電力変換装置の制御を簡易にすることができる。さらに、交流出力電圧の零クロス点が明確に定まる効果がある。
【００８０】
実施の形態６．
図９は、この発明を実施するための実施の形態６における電力変換装置の構成図を示すものである。図９において、太陽電池（ＰＶ）１５が充電回路１６を介して入力電源１に接続されている。充電回路１６は、ダイオード１７およびスイッチング素子１８によって構成されている。太陽電池１５からの発電電力はダイオード１７を介してバッテリ、電気二重層コンデンサなどから構成される入力電源１に充電される。入力電源１が満充電状態になると、過充電を防止するためにスイッチング素子１８をオン状態にして、太陽電池１５からの発電電力を還流させる。
【００８１】
実施の形態１〜５では、自動車搭載用インバータやアウトドア用インバータなどに適用できるバッテリなどの入力電源１から、絶縁された２つの異なった出力電圧Ｖ１およびＶ２を供給する直流電源装置を備えたものについて示した。本実施の形態６では、太陽電池（ＰＶ）１５がエネルギー供給源となる無電化向け太陽光発電システムまたは独立型太陽光発電システムであっても良く、実施の形態１〜５と同様の効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【００８２】
【図１】この発明の実施の形態１を示す電力変換装置の構成図である。
【図２】この発明の実施の形態１における２個の３レベル単相出力インバータブリッジの制御装置の回路図である。
【図３】この発明の実施の形態１における交流出力電圧とスイッチング素子のスイッチ切換えシーケンスとの関係を示す波形図である。
【図４】この発明の実施の形態１における振幅比と交流出力電圧の全高調波歪率との関係図である。
【図５】この発明の実施の形態１における振幅比と交流出力電圧の基本波成分の大きさとの関係図である。
【図６】この発明の実施の形態１における振幅比と標準偏差との関係図である。
【図７】この発明の実施の形態２における交流出力電圧とスイッチング素子のスイッチ切換えシーケンスとの関係を示す波形図である。
【図８】この発明の実施の形態３における交流出力電圧とスイッチング素子のスイッチ切換えシーケンスとの関係を示す波形図である。
【図９】この発明の実施の形態６を示す電力変換装置の構成図である。
【符号の説明】
【００８３】
１  入力電源、２  直流電源装置、３  トランス、４，９ａ〜９ｄ，１０ａ〜１０ｄ，１８  スイッチング素子、５，６，１７  ダイオード、７  第１の直流出力、８  第２の直流出力、９，１０  ３レベル単相インバータブリッジ、１１，１２  出力端子、１３  電圧検出手段、１４  制御駆動回路、１５  太陽電池、１６  充電回路、２１  第１の駆動回路、２２  第２の駆動回路、２３  制御回路。
【図１】
0004735188.tif 000013
【図２】
0004735188.tif 000014
【図３】
0004735188.tif 000015
【図４】
0004735188.tif 000016
【図５】
0004735188.tif 000017
【図６】
0004735188.tif 000018
【図７】
0004735188.tif 000019
【図８】
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【図９】
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