(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
測定対象までの距離を測定する距離測定装置において、
逆方向にバイアスされた第１のアバランシェフォトダイオード（２；１０）であって、前記測定対象から反射または散乱して入射する光信号を受光しまた受信信号を発生し、測定受信機として機能し、空乏層容量（ＣAPD ；ＣAPD,M）を有する、該アバランシェフォトダイオード（２；１０）と、
前記受信信号と直接混合する狭帯域の高周波信号を生成するよう制御可能な高周波共振回路を設けた、局部発振器であって、高周波信号を形成する前記高周波共振回路の共振周波数を、基準発振器（６）により駆動される制御ユニットの選択可能な調節により決定するものとした、該局部発振器と
を備え、前記アバランシェフォトダイオード（２；１０）の空乏層容量（ＣAPD ；ＣAPD,M）を、前記制御可能な高周波共振回路に組み込んだことを特徴とする距離測定装置。
【請求項２】
前記制御ユニットが周波数又は位相制御用のＰＬＬ回路（１）であり、その調節可能な分周比は、基準発振器（６）の周波数と共に、高周波共振回路の周波数を決定するようになっていることを特徴とする請求項１に記載の距離測定装置。
【請求項３】
前記制御ユニットがデジタル計算ユニットであり、このデジタル計算ユニットはこれによって生成される制御信号により高周波共振回路の周波数を調節し、かつ基準発振器の周波数に基づいて高周波共振回路の周波数の実際値を求めるようになっていることを特徴とする請求項１に記載の距離測定装置。
【請求項４】
前記デジタル計算ユニットは、基準発振器（６）の周波数と高周波共振回路の周波数の求められた実際値とを用いて、調整器とデジタル計算ユニットにより生成された制御信号とを介して、高周波共振回路の周波数の目標値を決定するようになっていることを特徴とする請求項３に記載の距離測定装置。
【請求項５】
前記調整器が計算プログラムによって実現されていることを特徴とする請求項４に記載の距離測定装置。
【請求項６】
前記高周波共振回路は、空乏層容量（ＣAPD ）に対して並列または直列に接続された制御可能な容量（Ｃ）を有する高周波共振回路であることを特徴とする請求項２または３に記載の距離測定装置。
【請求項７】
前記制御可能な容量が、容量性ダイオード（３）であることを特徴とする請求項６に記載の距離測定装置。
【請求項８】
前記高周波共振回路は、空乏層容量（ＣAPD ）に対して並列または直列に接続された制御可能なインダクタンスを有する高周波共振回路であることを特徴とする請求項２または３に記載の距離測定装置。
【請求項９】
前記高周波共振回路は、第１のアバランシェフォトダイオード（２；１０
）の空乏層容量（ＣAPD；ＣAPD,M ）と一緒に、共振器と、制御可能な容量および制御可能なインダクタンスの双方またはいずれか一方とによって形成されていることを特徴とする請求項２または３および／または６または８に記載の距離測定装置。
【請求項１０】
前記共振器が、ＬＣ直列またはＬＣ並列共振回路であることを特徴とする請求項９に記載の距離測定装置。
【請求項１１】
前記共振器が、空胴共振器であることを特徴とする請求項９に記載の距離測定装置。
【請求項１２】
前記共振器が、線路共振器であることを特徴とする請求項９に記載の距離測定装置。
【請求項１３】
前記共振器が、水晶共振器または表面弾性波共振器であることを特徴とする請求項９に記載の距離測定装置。
【請求項１４】
前記共振器が、誘電体セラミック共振器であることを特徴とする請求項９に記載の距離測定装置。
【請求項１５】
損失を補償し、かつ高周波共振回路の一定の振幅の発振を維持するために、高周波共振回路に帰還増幅器（４、５）が接続されていることを特徴とする請求項２または３に記載の距離測定装置。
【請求項１６】
所望の中間周波数信号を越える限界周波数を有するとともに、第１のアバランシェフォトダイオードの混合信号出力を生じるように接続された低域通過フィルタ（７）が設けられていることを特徴とする請求項１に記載の距離測定装置。
【請求項１７】
請求項１〜１６のうちいずれか一項に記載の距離測定装置において、さらに、第２のアバランシェフォトダイオード（２）であって、基準経路を通過して前記第２のアバランシェフォトダイオード（２）に入射する光ビームの基準受信機として機能し、直接混合によって他の周波数領域へ変換すべき第２の受信信号を生成する逆方向バイアスの、該第２のアバランシェフォトダイオード（２）を備え、また前記第２のアバランシェフォトダイオード（２）は他の空乏層容量（ＣAPD,R ）を有し、前記他の空乏層容量（ＣAPD,R ）を、第１のアバランシェフォトダイオード（１０）の前記空乏層容量（ＣAPD,M ）に対して、およびＬＣ共振回路として形成した前記高周波共振回路に対して、並列または直列に接続されていることを特徴とする距離測定装置。
【請求項１８】
前記第２のアバランシェフォトダイオード（２）の前記他の空乏層容量（ＣAPD,R ）を、空乏層容量前記第１のアバランシェフォトダイオード（１０）の前記空乏層容量（ＣAPD,M ）と並列に接続されており、この並列回路の全容量（ＣAPD,M ＋ＣAPD,R ）がＬＣ直列共振回路に対して直列に接続されていることを特徴とする請求項１７に記載の距離測定装置。
【請求項１９】
前記第２のアバランシェフォトダイオード（２）の前記他の空乏層容量（ＣAPD,R ）を、前記第１のアバランシェフォトダイオード（１０）の前記空乏層容量（ＣAPD,M ）およびＬＣ直列共振回路と直列に接続されていることを特徴とする請求項１７に記載の距離測定装置。
【請求項２０】
前記第２のアバランシェフォトダイオード（２）の前記他の空乏層容量（ＣAPD,R ）を、前記第１のアバランシェフォトダイオード（１０）の前記空乏層容量（ＣAPD,M ）と直列に接続されており、この直列回路の全容量がＬＣ並列共振回路に対して並列に接続されていることを特徴とする請求項１７に記載の距離測定装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、逆方向にバイアスされたアバランシェフォトダイオード（ＡＰＤ）を介してＡＰＤに当接する光信号から生成される受信信号と直接信号混合するために、狭帯域の高周波信号（ＨＦ信号）を生成するための局部発振器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
アバランシェフォトダイオード（ＡＰＤ）は、特に繊細な光電子的な測定システムにおいて使用される。すなわち、たとえば１００メートルまでの距離を数ミリメートルの精度で光電子的に測定することは、多数の使用にとって、特に建設工業や設備建設において、極めて重要である。この種の距離測定システムの動特性は、微弱な光受信信号も強いそれも処理できるようにするために、できるだけ高くすべきである。それによって、基準場所からのその距離を定めるべき対象において定められた目標マークを使用することが、いらなくなる。所定の表面において直接、すなわち目標マークなしで、距離測定が可能になることは、特に上述した技術領域とブランチにおいて、同時に製造誤差を減少させながら、減少された製造時間とコスト節約を可能にする。
【０００３】
要請される高い動特性を保証することができるようにし、かつ微弱な測定信号を検出するために、敏感なＡＰＤの使用はどうしても不可避であって、かつ原理的には高精度の光電子的距離測定のための方法と装置において知られてもいる。多くの場合に、距離測定装置においては、光源、特にレーザーダイオードの、好ましくはサイン形状の輝度変調されたビームが測定対象へ向けられる（欧州特許第０７０１７０２号、ドイツ国特許公開第１９６４３２８７号、米国特許第４４０３８５７号明細書を参照）。測定対象から戻るように散乱された輝度変調された光は、フォトダイオードによって検出される。測定すべき距離は、測定対象から戻るように散乱されたサイン形状に変調された輝度の、求められた光源の輝度に関する位相シフトから得られる。高精度の距離又は位相測定システムにおいて温度および経時変化並びに受信出力に依存する位相エラーを除去するために、米国特許第４４０３８５７号に対する改良としてのドイツ特許出願公開第１０００６４９３．１号では、メインエミッターおよび基準エミッターの輝度を同時に種々の変調周波数で変調し、かつメイン受信機および基準受信機としてＡＰＤを使用することにより、メインエミッターの輝度変調周波数を有する信号と基準エミッターの輝度変調周波数を有する信号とを含む信号混合を生成することが、提案された。このようにして生成された２つの信号の位相を同時に測定し、かつ中間周波数領域において２つの位相を分離することによって、一義的な距離説明を有する障害のない距離測定が可能である。
【０００４】
距離と技術的測定対象表面が大きい場合、従って目標マークを使用しない場合には、極めて弱い信号を考慮にいれなければならないので、敏感なＡＰＤの使用が必要であって、そのＡＰＤはたとえばＰＩＮフォトダイオードに比較して、入射する光出力によって生成される光電流の付加的な内部増幅をもたらす。この内部増幅は、高い電場強さがその中に存在する、ＡＰＤのなだれゾーンにおける電荷担体の多数倍増からもたらされる。この場の強さによって、光入射によって生成される電荷担体は著しく加速されるので、電荷担体はその高いエネルギ状態により他の電荷担体をＡＰＤの半導体材料から遊離させ、それが光電流の付加的な増幅をもたらす。
【０００５】
ＡＰＤのなだれゾーン内で高い電場強さを発生させるためには、逆方向の高い電圧が必要とされる。それは、それぞれＡＰＤの種類に応じ、４０Ｖから５００Ｖの領域にある。光電流の典型的な増幅係数は、１０と２００の間にある。その増幅係数は、それぞれの半導体材料（たとえばＳｉ、ＩｎＧａＡｓ）、フォトダイオードの構造、逆電圧および温度に著しく依存する。
【０００６】
特に技術的な表面における、上述した種類の光電子的な距離測定における、すでに延べた問題は、微弱な信号の検出である。その場合には、測定システム内に極めてわずかな障害となる電子的ノイズおよび光送信機（レーザー）からフォトダイオード受信機への極めてわずかな電気的クロストーク（たとえば＜１１０ｄＢ）しか存在してはならない。
【０００７】
わずかなクロストークと外部の障害場（無線場、デジタル障害）のできるだけ小さい結合を保証するために、受信機内で、たとえばすでに延べた米国特許第４５０３８５７号から、かつセタ、オオイシ（Ｋ．Ｓｅｔａ、Ｔ．Ｏｈ’Ｉｓｈｉ）の専門論文「レーザーダイオードから放出されるパルストレインを使用する距離測定（Ｄｉｓｔａｎｃｅ  Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ  Ｕｓｉｎｇ  ａ  Ｐｕｌｓｅ  Ｔｒａｉｎ  Ｅｍｉｔｔｅｄ  ｆｒｏｍ  ａ  Ｌａｓｅｒ  Ｄｉｏｄｅ）」日本応用物理ジャーナル（Ｊａｐａｎｅｓｅ  Ｊ．ｏｆ  Ａｐｐｌ．  Ｐｈｙｓｉｃｓ）第２６巻、第１０号、Ｌ１６９０−Ｌ１６９２ページ、１９８７年１０月から知られており、かつ同様にすでに延べたドイツ国特許出願公開第１０００６４９３．０号にも特殊な好ましい変形例において提案されているような、直接信号混合方法を使用することができる。この種の直接混合においては、ＡＰＤの逆電圧に、局部発振器の周波数ｆLOと１Ｖよりも大きい振幅の、（好ましくは）正弦波形状の信号が重畳されるので、逆電圧によってＡＰＤの増幅係数Ｍ、すなわちその内部電流源も変調される。その場合にＡＰＤの出力電流については、第１近似においてｉAPD （ｔ）＝Ｍ（ｔ）・ｉFOTO（ｔ）が成立し、ここでＭ（ｔ）は時間ｔに関係する変調されたＡＰＤの増幅度であり、ｉFOTO（ｔ）は、光入射により生成された内部の光電流を表わしている。ＡＰＤの増幅度と内部の光電流との間の非線形の関係によって混合信号、すなわち中間周波数信号（ＺＦ信号）が発生し、その中間周波数信号は局部発振器の周波数ｆLOと変調された、検出された光出力の周波数ｆMESSの間の周波数差により発振する。
【０００８】
従って周波数変換は、ＡＰＤの内部の電流源内で行われる。低域通過フィルタリングによってより高い周波数成分が除去される。ＡＰＤの出力信号、すなわちＺＦ信号は、（比較的）低周波であって、従って問題なくさらに処理される。混合プロセスはＡＰＤのチップの内部で行われるので、混合装置の構造大きさは、典型的には使用される変調波長よりも３から４桁だけ小さい。それによって外部の電磁的な障害出力の混信と電気的なクロストークは、ほぼ無視される。混信された障害出力は、原則的に増大されたノイズももたらす。従って上述した手段によってノイズ特性も著しく改良される。また、直接混合からもたらされるＺＦ信号は、通常比較的極めて低周波であり、たとえば１０ｋＨｚから１００ｋＨｚであることも、効果的である。この周波数領域においては、障害混信は予測されない。その他の電子的な構成素子の寄生的な特性も、この低周波においては、無視できる。ＡＰＤの出力信号は、ＺＦ領域にあるので、局部発振器の他の受信部分においては他の高周波構成部品は必要とされない。従ってこの種のＡＰＤを搭載した光電子的な距離測定システムの製造コスト、あるいはまた電流消費は、劇的に減少する。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしその場合に本発明の課題となる問題が生じる。通常はできるだけ小さいバッテリにより、望ましくはできるだけ少ない電力消費量で駆動すべき距離測定器に用いられ、後段に５０オームＨＦ増幅器が接続されたＰＬＬ（位相ロックループ）発振器は、周波数混合のための局部発振器信号を生成するためには全く、あるいは不満足な結果でしか使用できない。アバランシェフォトダイオードは純粋な容量性負荷であるが、このＨＦ増幅器は安定した駆動のためには低オームの５０オーム信号端子を必要とするので、増幅器のためには出力消費と結びついた強制的な整合を行わなければならない。そのために、たとえば２Ｖの振幅が望ましい場合いは、たとえば４０ｍＷのＨＦ出力が必要となる。しかしこれは、得ようと努力されているわずかな電流消費では、実現できない。
【００１０】
上述したＫ．セタ他の専門論文によれば、必要なＨＦ増幅器の信号端子整合のために、高周波変成器が使用される。しかし、実際においては、これも同様に問題であることが明らかにされた。というのは、必要とされる局部発振器の高い周波数のために（たとえば１ＧＨｚ）１：２の電圧変換比しか使用できず、変成器の使用によりさらに著しいＥＭＩ問題が発生したからである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明に基づく解決においては、逆方向にバイアスされたアバランシェフォトダイオード（ＡＰＤ）に入射する光信号から生成される（第１の）受信信号と直接混合するための狭帯域のＨＦ信号を生成する局部発振器が設けられ、ＡＰＤの空乏層容量が制御可能なＨＦ共振回路に設けられ、ＨＦ信号を形成するこもＨＦ共振回路の共振周波数は、基準発振器により駆動される制御ユニットの選択可能な調節によって決定されるようにする。
【００１２】
本発明は、同時に直接混合器として用いられるＡＰＤの空乏層容量を発振を（一緒に）定める素子として、特にＰＬＬ安定化ＨＦ発振器内へ取り入れる、という考えに基づいており、その場合に特にＬＣ発振器が興味の前景にある。このＰＬＬにより安定化された駆動によって、測定信号として使用される受信信号との混合のために必要とされる、局部発振器信号の要請される狭帯域性が保証されるだけではない。電力消費量を比較的わずかにした場合においても、電圧振幅を比較的高くしうる。その場合に、ＰＬＬ回路の調節可能な分周比は、基準発振器の周波数と共に、ＨＦ共振回路の固有周波数を定める。
【００１３】
特に効果的で簡単な解決は、ＨＦ共振回路がＬＣ共振回路として構成されており、その共振周波数は、空乏層容量に対して並列または直列に接続され、かつＰＬＬ回路によって制御可能な容量、特に容量性ダイオードによって調節される場合に、得られる。それに代わる、あるいは補足する可能性は、周波数的に制御可能な、ＡＰＤの空乏層容量に対して並列または直列のＨＦ共振回路を、制御可能なインダクタンスによって実現することにあって、その場合にたとえばインダクタンスとして作用する制御可能なトランジスタが考えられる。
【００１４】
ＡＰＤの空乏層容量がその中へ取り入れられる、ＨＦ共振回路は、直接制御可能な、あるいは制御可能な容量および／または制御可能なインダクタンスを付加的に使用して制御可能な、共振器によっても実現することができる。この種の共振器としては、たとえばクォーツ、誘電セラミック共振器、空胴共振器または出力共振器が考えられ、その等価回路は、当業者によく知られているように、ＬＣ回路に相当する。
【００１５】
本発明の好適な形態は、従属請求項に記載されており、以下で図１から７を参照して本発明の実施例の説明との関連において詳細に説明する。
【００１６】
【発明の実施の形態】
まず、図１を参照する。
オーム抵抗Ｒを介して、たとえば測定信号受信機として用いられるＡＰＤ２に高電圧が逆方向に供給される。ＡＰＤ２の空乏層容量ＣAPD に対して、容量性ダイオード３の容量ＣとインダクタンスＬとがＨＦ信号に関して並列に接続されている。この回路配置は、ＬＣ並列共振回路を形成し、そのＬＣ並列共振回路は無負荷においてはその共振周波数で駆動される。ＡＰＤ２の陰極側の点、容量性ダイオード３、インダクタンスＬ、インダクタンスＬ、ＨＦ増幅器４の出力端のそれぞれの間の回路内に存在している結合容量ＣK は、共振周波数を有する信号に対し短絡回路となる。これらは単に、当業者にとって周知のように、ＡＰＤ２、容量性ダイオード３およびインダクタンスＬに印加すべき種々の直流電圧を減結合するために用いられる。直接ＡＰＤ２内で形成される混合信号である、ＡＰＤ２の受信信号と、本発明に基づくＬＣ発振器を介して生成される狭帯域のＨＦ信号とから得られるＺＦ信号は、ＡＰＤ２の陽極側の低域通過フィルタ７を介して取り出される。低域通過フィルタ７は、たとえばＨＦ信号にとって、すなわちＡＰＤ２の受信信号と、ＬＣ発振器からもたらされる局部発振器信号にとっては、アースへの容量的な短絡回路となることができるが、その場合にＺＦ信号は阻止されずに通過することができる。さらに、低域通過フィルタ７によって、ＡＰＤ２の陽極は比較的高オームの抵抗を介してアースへ接続されているので、この陽極の直流電圧成分はほぼ０ボルトとなる。
【００１７】
たとえば高周波トランジスタの形式のＨＦ増幅器４は、当業者にとっては原理的に知られているのでここで詳しく説明する必要のない帰還回路網５と相俟って、ＬＣ発振器の確実な発振開始を可能にする。さらに、このようにして、損失が補償され、かつ一定の振幅の発振が保証される。逆方向に接続された容量性ダイオード３の容量Ｃは、それに印加される逆電圧に依存する。ＬＣ発振器信号の小さい成分は、増幅器４の出力信号と一緒にＰＬＬ回路１へ供給され、その中でＬＣ発振器信号の周波数はたとえば分周器によって下げられ、次に基準発振器６によって生成された位相固定の基準発振器信号と位相位置に関して比較される。ＰＬＬ回路１は、容量性ダイオード３の逆電圧の変化によって、ダイオード容量Ｃとそれに伴なうＬＣ発振器の共振周波数とを、周波数減少されたＬＣ発振器信号と基準発振器信号との間で位相が同一となるように、制御する。この場合にＬＣ発振器の共振周波数は、ＰＬＬ回路１の分周器の調節可能な分周比と基準発振器６の周波数とに依存する目標値をとる。その場合に、基準発振器６が、システム全体の、従って特に、たとえば光電子的な距離測定装置の、共通のマザー発振器とするのが効果的である。
【００１８】
本発明にとって重要なことは、ＬＣ発振器の共振周波数が、ＰＬＬ回路１の自由に選択可能な分周比と基準発振器６の周波数とのみに依存することである。すなわち、ＬＣ発振器の共振周波数は、特に、構成要素の著しいばらつきと結びつくおそれがあるとともに温度、電圧および受信出力に関係するＡＰＤ２の空乏層容量ＣAPD には依存しないようにすることが重要である。容量性ダイオード３の制御可能な容量Ｃによって、ＡＰＤ容量ＣAPD の変動は、完全に補償される。
【００１９】
温度および受信機出力に依存するＡＰＤ２の容量変動は、局部発振器の位相特性に影響を及ぼすとともに、それに伴ってＡＰＤ２を介して得られる、中間周波数領域における受信信号の、特に測定信号の、位相特性にも影響を及ぼすので、同時にそれによってもたらされる距離測定エラーも除去される。従って障害となる周囲条件とは関係なく、自動的に常に定められたシステム状態が生じる。他の障害となる寄生的な回路容量も、補償される。
【００２０】
さらに、共振周波数においては、インダクタンスＬの並列回路によって、特に構成要素のばらつき、温度、ＡＰＤ逆電圧および受信出力に関係なく、回路容量が低域通過を制限する影響を除去する。これが、回路の上方の限界周波数の増大をもたらす。
【００２１】
ＰＬＬ回路１のプログラミング可能な分周比によって、上述の定められた狭帯域のシステム状態が、ＰＬＬ回路１の周波数捕捉領域内にある任意の周波数において実現される。
【００２２】
選択的な可能性として、ＰＬＬ回路を図２に示すデジタルの制御回路によって代用することができる。その場合にＬＣ発振器によってもたらされる局部発振器信号の周波数の実際値は、周波数カウンタ２０によって基準発振器信号を用いて常に測定されて、次に制御ユニット２１へ供給される。制御ユニット２１は、好ましくはデジタル計算機、従ってたとえばマイクロコントローラまたは信号プロセッサによって形成される。常に測定される周波数実際値に基づいて、制御ユニット２１は制御アルゴリズムを介してデジタル−アナログ変換器２２によって適切な制御電圧を生成し、その制御電圧が容量性ダイオード３へ供給されるので、共振周波数は予め定められて安定化された目標値をとる。従ってＬＣ共振器変量、空乏層容量ＣAPD およびインダクタンスＬにおける変動は、制御アルゴリズムによって制御電圧を介して変化される、容量性ダイオード３の容量Ｃによって補償される。
【００２３】
また、制御されないシステムも考えられる。その場合には共振周波数は、デジタル−アナログ変換器２２を有する制御ユニット２１によって生成される、容量性ダイオード３の制御電圧を介して大まかに調節され、その場合にたとえばテーブル値を基礎にすることができる。共振周波数の変動は、補償されない。すなわち制御アルゴリズムは使用されない。しばしば調節された周波数値は予め設定された目標値には大体においてしか一致せず、すなわち目標値からのわずかな一定の偏差および時間的な変動が許されている。しかし定められた時点における共振周波数ないしは局部発振器周波数の実際値は、後の計算のためには正確にわかっていなければならないことが多い。従って周波数カウンタ２０によって周波数の実際値が測定されて、制御ユニット２１へ供給される。
【００２４】
図３は、ＬＣ発振器の変形例を示している。容量性ダイオード３の容量Ｃは、ＡＰＤ２の空乏層容量に対して直列に接続されている。この直列回路は、インダクタンスＬと共に並列共振回路を形成する。インダクタンスＬを介して容量性ダイオード３の陽極は、直流電圧的に０ボルトに、すなわちアースに接続される。ＰＬＬ回路１の正の制御電圧は、容量性ダイオード３の陰極に再び供給される。
【００２５】
図４は、インダクタンスＬ、容量性ダイオードの容量ＣおよびＡＰＤ空乏層容量ＣAPD からなる他の直列発振回路を説明している。インダクタＤｒを介して、容量性ダイオード３の陽極は直流電圧的にアース電位に接続される。
【００２６】
図３および４に示す配置の利点は、比較的大きいダイオード容量Ｃ（たとえばＣAPD の１０倍大きい）が必要な場合に、図１又は２に示す接続におけるよりも容量性ダイオード３を介して電圧振幅が小さくなることである。振幅が大きい場合には、容量性ダイオード３は局部発振器信号の半波において順方向に接続される。それによって振幅が制限され、局部発振器信号内に強い高調波成分が発生する。従って容量性ダイオードにおける振幅を減少させるために、図１の実施例においては、ダイオード容量Ｃに対して通常さらに他の容量（図示せず）を直列に接続しなければならない。これは、容量性の分圧器に相当する。しかしこの手段によって、この直列回路の実効容量は小さくなるので、共振回路の同調可能な周波数領域も制限される。
【００２７】
特に図４に示す配置においては、供給線からもたらされるＡＰＤ２、容量性ダイオード３および結合コンデンサの寄生的な誘導成分が、同様にＬＣ発振回路内に結合されていることが、効果的に作用する。従ってわずかな寄生共振が発生するので、それが同調領域にポジティブに作用する。
【００２８】
図３および４に示す配置において注意すべきことは、容量性ダイオード３の可変の容量ＣとＡＰＤ２の空乏層容量ＣAPD の直列回路によって、たとえば２ｐＦの小さい空乏層容量によって、実効共振器容量の可変の領域、すなわちＣとＣAPD との直列回路を、図１に示す回路におけるように極めて小さくすることができることである。それによって、発振回路の周波数同調領域は制限される。さらに、ＡＰＤ２における電圧の振幅は、ＣとＣAPD とからなる容量性の分圧器によって、容量Ｃが可変であることによりＰＬＬの制御電圧に依存する。
【００２９】
図５は、図１に示す原則的な回路配置のさらに補足された変形例を示している。この回路配置においては、上述したＰＬＬにより安定化されたＬＣ発振器は、この場合には光電子的な距離測定器の基準受信機として用いられるＡＰＤ２の第１の空乏層容量ＣAPD 、Ｒ、測定信号受信機として使用されるＡＰＤ１０の空乏層容量ＣAPD 、Ｍ、容量性ダイオード３の容量ＣおよびインダクタンスＬのＨＦ信号的な並列回路によって形成される。基準受信機のＡＰＤ２は、レーザーダイオード送信機（図示せず）から放出されたサイン形状の輝度変調された光を、既知の光学的ルート長さを有する基準区間の通過直後に受信する。測定受信機のＡＰＤ１０は、離れた対象から戻るように散乱された同様にサイン形状に輝度変調された光を検出する。ＡＰＤ２、１０内で生成された２つの電気的な信号は、ＬＣ発振器からもたらされる局部発振器信号との直接混合によって、（比較的）低周波の中間周波数領域へ変換される。付設されている低域通過フィルタ７又は１１を介してＺＦ基準信号ＺＦＲ又はＺＦ測定信号ＺＦＭが抽出される。２つの中間周波数信号の位相差を定めることによって、測定すべき距離を求めることができる。レーザーダイオード送信機によって形成される位相エラーは、この差形成によって除去される。その点で、すでに述べてあり、かつドイツ特許出願第１０００６４９３．０号に記載されている光電子的な距離測定装置を参照することができる。
【００３０】
測定受信機のＡＰＤ１０と基準受信機のＡＰＤ２の増幅係数をその空乏層電圧を介して個別に調節可能であるようにしなければならないことが、重要ではない場合には、２つのＡＰＤは図６の実施例に示すようにＨＦ信号に関しても直流電圧に関しても並列に接続される。
【００３１】
図５又は６に示す回路配置において決定的なことは、測定分岐のＡＰＤ１０と基準分岐のＡＰＤ２とのＨＦ信号的な並列回路によって、ＡＰＤの内部抵抗が無視できる場合には、局部発振器の共通の電圧信号がＡＰＤ２および１０のそれぞれの空乏層へ同位相で伝達されることである。シリコンＡＰＤにおける内部抵抗は、通常は０．１Ωよりも小さいので、この前提は実際においても与えられている。局部発振器信号の位相は、並列回路Ｃ||ＣAPD,R ||ＣAPD,M の合計容量によってのみ影響を受け、周囲の影響や構成要素のばらつきに依存するＡＰＤ２および１０の個々の空乏層容量によっては影響を受けない。直接混合においては、混合プロセスはそれぞれのＡＰＤの内部の電流源内で行われるので、高周波の受信信号も、該当するＡＰＤの空乏層容量や他の外部の寄生的な容量によっては影響を受けない。さらに、周波数変換されたＺＦ信号は、周囲の影響や構成要素のばらつきに依存する空乏層容量がそれについて何の役割も果たさない程度に、低周波である。
【００３２】
従って距離測定器の場合には、測定分岐のＡＰＤ１０と基準分岐のＡＰＤ２は、同一の局部発振器によって供給を受け、かつ合計容量の変動は２つの分岐について等しく作用するので、それぞれのＺＦ信号の位相の差を形成することによって、所定の限界内でエラー補償を行うことができる。極めて正確な補償は、もちろん不可能である。というのは、局部発振器信号のためのＡＰＤの結合容量と接続端容量は他の、しかし極めてわずかな、位相エラーを含んでいるからである。それぞれのＡＰＤの空乏層内の電荷担体の異なるドリフト時間により生じる、受信信号内の位相変化も、補償されない。しかし、それにもかかわらず図５又は６に示す回路配置の使用によって、著しい位相エラー源、すなわち空乏層容量の特性を除去することができるので、特に光電子的な距離測定においてエラーの減少が達成される。
【００３３】
しかし効果的なのは、これが回路の高周波信号にとってのみ当てはまり、あまり重要ではない低周波のＺＦ−信号にとっては当てはまらないことであって、そのＺＦ信号にとっては寄生的な容量は大体において無視できる。しかしそれを増幅するために、通常は測定分岐と基準分岐内で中間周波数増幅器が使用される。信号振幅が著しく異なる場合には、場合によっては増幅も異なるように選択されなければならないので、信号位相は両方の分岐において異なるように影響を受ける可能性がある。ＺＦ増幅器（図示せず）の個体のばらつきは、付加的なエラーをもたらすおそれがある。その場合にこの位相エラーは、計算機的に考慮しなければならず、あるいはドイツ特許出願第１０００６４９３．０号に記載されているような装置によって、自動的に除去される。
【００３４】
特に効果的なことは、インダクタンスＬがＺＦ信号にとって良性の短絡となり、それによって基準信号分岐から測定信号分岐へのＺＦ信号のクロストークが著しく減少されることである。その場合にそれぞれの容量性ダイオードとＬＣ発振回路による容量の補償はそれほど重要ではなく、本発明に基づく並列回路によって２つのＡＰＤ−空乏層に位相の等しい局部発振器信号が供給される、従って差形成によって位相変動を補償できる、という事実が重要である。これに関連して、容量の補償は、一定の共振周波数を発生させるためだけに重要である。
【００３５】
図７に示す実施例においては、たとえば基準受信機と測定受信機の、ＨＦ信号に関して並列に接続されたアバランシェフォトダイオード２と１０の空乏層容量ＣAPD,R およびＣAPD,M は、ＬＣ直列共振回路内へ結合されている。その場合にＬＣ回路は、インダクタンスＬと、このＬに対して直列に接続された容量性ダイオード３の容量ＣおよびＬに対して直列に接続された並列接続のＡＰＤ２および１０の合計容量ＣAPD,R およびＣAPD,M とによって形成される。この場合、結合容量ＣK は、ここでもＨＦ信号に対し短絡回路となる。低域通過フィルタ７および１１は、測定チャネルと基準チャネルのＺＦ信号を減結合するために用いられ、比較的高オームの抵抗を介してアースへの接続が形成されることにより、ＡＰＤ２および１０の陽極にほぼ０ボルトの直流電圧成分を発生させる。低域通過フィルタ７、１１は、ＨＦ信号、すなわちＡＰＤ２および１０の受信信号およびＬＣ発振器からもたらされる局部発振器信号を通過させない。増幅器４は、帰還回路網５と共に、ここでも一定の振幅を有するＬＣ発振器の安定した駆動をもたらす。
【００３６】
共振周波数は、この例においても上述したように、ＰＬＬ回路によって容量性ダイオード３における逆電圧の調節により制御される。インダクタＤｒを介して容量性ダイオードの陽極は、直流電圧的に接地され、すなわちアースに接続される。インダクタＤｒは、ＨＦ信号を通過させず、低周波のＺＦ信号にとっては短絡回路となるので、基準信号分岐から測定信号分岐へのＺＦ信号のクロストークは、ここでも著しく減少される。結合容量ＣK は、低周波のＺＦ信号にとっては高インピーダンスを示す。測定受信機のＡＰＤ１０と基準受信機のＡＰＤ２の増幅係数をその空乏層電圧を介して個別に調節可能であるようにしなければならないことが重要でない場合には、ＡＰＤ２および１０の陰極における結合容量が導通する接続によって代用されることにより、２つのＡＰＤ２および１０は図６におけるのと同様に、直流電圧的にも並列に接続することができる。
【００３７】
図８に示す実施例においては、たとえば基準受信機と測定受信機の、ＨＦ信号に関して直列に接続されたアバランシェフォトダイオード２および１０の空乏層容量ＣAPD,R およびＣAPD,M は、ＬＣ直列共振回路内に結合されている。この回路は、インダクタンスＬと、このＬに対して直列に接続された容量性ダイオード３の容量Ｃおよび同様にＬに対して直列に接続されたＡＰＤ２および１０の容量ＣAPD,R およびＣAPD,M とから構成されている。ここでも結合容量ＣK は、ＨＦ信号にとって短絡回路となる。低域通過フィルタ７および１１は、測定チャネルと基準チャネルのＺＦ信号を減結合するために用いられ、ＨＦ信号、従ってＡＰＤ２および１０の受信信号とＬＣ発振器からもたらされる局部発信器信号とを通さない。増幅器４は、帰還回路網５と共に、一定の振幅を有する発振器の安定した駆動をもたらす。共振周波数は、この例においてもＰＬＬ回路１によって容量性ダイオード３における逆電圧の調節により制御される。インダクタＤｒ１およびＤｒ２を介して容量性ダイオード３の陽極とＡＰＤ２および１０の陽極とは、直流電圧的に接地され、すなわちアースへ導かれている。インダクタはＨＦ信号を通さず、かつ低周波のＺＦ信号にとっては短絡となるので、基準信号分岐から測定信号分岐へのＺＦ信号のクロストークは著しく減少される。結合容量ＣK は、低周波のＺＦ信号にとっては高インピーダンスを有している。測定受信機のＡＰＤ１０と基準受信機のＡＰＤ２との増幅係数をその空乏層電圧を介して個別に調節可能としなければならないことが重要でない場合には、図８においてそれらの間の結合容量が導通接続によって代用されることにより、２つのＡＰＤ２および１０の陰極を直流電圧的にも接続することができる。
【００３８】
図７および８に示す変形例の、図６に示す本発明の実施例に比較しての利点と欠点とは、図３および４における同様な実施例の説明においてすでに詳細に論じられている。その場合に利点は、容量性ダイオード３を介してのより小さい電圧振幅において裏付けられている。特に図８に示す配置においては、さらに、ＡＰＤ２および１０、容量性ダイオード３および結合コンデンサＣK の寄生的な誘導成分は、ＬＣ振動回路の構成部分であるので、発生する寄生共振はわずかとなる。しかし、図７および８に示す配置において注意しなければならないのは、容量性ダイオード３とＡＰＤ２および１０の空乏層容量との直列回路によって、ＡＰＤ容量がたとえば２ｐＦと小さいために、実効共振器容量の可変領域が小さくなることがあるので、発振回路の周波数同調領域が制限されることである。さらに、ＡＰＤ電圧の振幅は、容量的な分圧器と容量性ダイオード３の可変の容量Ｃによって、ＰＬＬ回路１の制御電圧に依存する。図８に示す変形例においてさらに注意すべきことは、空乏層容量ＣAPD,R およびＣAPD,M が異なる場合に、局部発振器信号はそれぞれのＡＰＤ２および１０へ非対称に伝達されることである。それによって、構成要素のばらつきと受信位相へ及ぼされる周囲の影響は、他の例の場合よりも余り良好には補償されない。さらに、ＡＰＤ空乏層容量の直列回路によって、それによりもたらされる容量的な分圧器により、それぞれのＡＰＤ２および１０における電圧振幅は半分にされる。しかし、効率の高い直接混合のためには、ＬＯ信号の振幅はできるだけ高くすべきである。
【００３９】
ＬＣ発振回路にまとめるために、他の組合せも考えられる。たとえば、インダクタンスと、直列に接続されたＡＰＤ空乏層容量を有する容量性ダイオードの直列回路とからなる並列振動回路を使用することができる。インダクタンスと、並列に接続されたＡＰＤ空乏層容量を有する容量性ダイオードの直列回路とからなる並列振動回路も可能である。ＡＰＤの接続は、それぞれ使用に応じて高周波信号的または直流電圧的に行うことができる。もちろん、すべての実施例において、ＰＬＬにより制御される局部発振器の代わりに、図２に示すデジタルの制御ユニットを使用することも可能であって、その場合に図２についての説明に従って、制御されるシステムも制御されないシステムも可能である。
【００４０】
本発明に基づく、局部発振器の回路の本質的な利点は、次のものから得られる：
ＡＰＤは、内部で生成された光電流を供給する電流源である。ＡＰＤの空乏層容量は、その電流源に対して並列である。周波数が高い場合には、空乏層容量によって信号が短絡されるので、低域通過特性がもたらされる。局部発振器信号も、この空乏層容量に「直面し」、かつその空乏層容量によって同様にアースへ短絡される。しかしこれは、局部発振器信号が、たとえば増幅器を介して供給される場合にのみ、そうなる。上述した場合において、かつ局部発振器信号がＬＣ−共振回路自体によって形成される、本発明に従って、容量性の影響と、それに伴ってそれぞれの空乏層容量からもたらされる低域通過特性も、並列又は直列に接続されたインダクタンスＬによって除去され、すなわち除くように調節される。空乏層容量は、共振回路に内蔵されており、従ってもはや低域通過特性を発生させることはない。低域通過特性は、半導体内部で形成される電荷担体のドリフト時間によってのみ、まだ形成される。
【００４１】
従って本発明に基づく特徴を備えた局部発振器は、次の好ましい特性を特徴としている：
−クロストークおよび外部の電磁的な障害出力の寄生により生じるおそれのある障害は、極めて小さい構造が可能であることにより、わずかとなる。
−受信信号、たとえば測定信号の通路内には、測定信号又はＡＰＤ受信信号が狭帯域であるので、ＥＭＩに敏感な高周波信号、高周波要素および高周波構造は存在しない。
−１つ又は複数のＡＰＤを介して生成される出力信号は、たとえば１０ｋＨｚから１００ｋＨｚの領域の低周波であって、従って問題なくさらに処理され、かつ少ないノイズで増幅される。インピーダンス整合、アッセンブリの構造上の大きさ、反射、クロストーク、ＥＭＩおよび他の寄生的効果に対する問題は、生じない。
−構成部品数が削減され、それに伴って原理的に、システムコストも削減される。
−電流消費は、高周波伝送に対する従来の解決策、あるいはインピーダンス整合が不可避なシステムに比較して、著しく減少される。
−それぞれのＡＰＤ陰極における損失出力は、ＬＣ共振回路における電圧振幅が高い場合の無負荷駆動によって、わずかになる。
−信号特性に加わる、温度のような妨害となるおそれのある周囲の影響、受信出力の著しい変動、空乏層電圧の変化および構成要素のばらつきは、寄生容量の除去によって自動的に補償される。
−構成要素のばらつきや生じるおそれのある周囲の影響に関係なく、所定のシステム状態を受信部分および信号処理部分内に自由に定めることができる。
−本発明を光電子的な距離測定装置に使用する場合には、測定精度が著しく改良される。
−周囲の影響や構成要素のばらつきとは関係なく、回路容量の除去により低域通過制限特性を自動的に除去する。
−生じるおそれのある構成要素のばらつきや周囲の影響に依存せずに、所定の局部発振器周波数が保証される。
−局部発振器周波数と信号位相特性が、基準発振器の周波数およびＰＬＬ回路の分周比のみに依存する。
−位相時間又は動作時間の変化は、光電子距離測定装置においては、測定受信機および基準受信機におけるＬＣ発振回路内の基準ＡＰＤおよび測定ＡＰＤのＨＦ信号並列回路によって除去される。
【図面の簡単な説明】
【図１】  ＡＰＤの空乏層容量に対して並列に接続された容量性ダイオードを備えたＰＬＬ安定化ＬＣ並列発振回路として実現された、本発明に基づく局部発振器の第１の実施例を示す。
【図２】  第１の実施例の変形例を示し、この場合図１のＰＬＬ回路の代りにデジタル制御回路を用いている。
【図３】  ＡＰＤの空乏層容量に対して直列に接続された容量性ダイオードを有するＬＣ並列発振回路に基づく、本発明による局部発振器の第２の実施例を示す。
【図４】  ＬＣ直列発振回路に基づく、本発明の局部発振器の第３の実施例を示す。
【図５】  ＰＬＬ安定化ＬＣ発振器に基づく、本発明の第４の実施例を示し、この場合ＬＣ並列共振回路に結合された２つの高周波に対する並列接続ＡＰＤが設けられている。
【図６】  ＰＬＬ安定化ＬＣ発振器の他の変形例を示し、この場合２つのＡＰＤは高周波および直流電圧の双方に対し並列接続されている。
【図７】  ＰＬＬ安定化ＬＣ発振器の更に他の実施例を示し、この場合２つのＡＰＤは高周波に対して並列に接続されており、かつＬＣ直流共振回路に結合されている。
【図８】  ＰＬＬ安定化ＬＣ発振器の更に他の実施例を示し、この場合２つのＡＰＤは高周波に対して直列に接続されており、かつＬＣ直列共振回路に結合されている。
【符号の説明】
１    ＰＬＬ（位相ロックループ）回路
２    ＡＰＤ（アバランシェフォトダイオード）
３    容量性ダイオード
４    ＨＦ（高周波）増幅器
５    帰還回路網
６    基準発振器
７    低域通過フィルタ
２０    周波数カウンタ
２１    制御ユニット
２２デジタル−アナログ変換器
【図１】
0004719383.tif 000002
【図２】
0004719383.tif 000003
【図３】
0004719383.tif 000004
【図４】
0004719383.tif 000005
【図５】
0004719383.tif 000006
【図６】
0004719383.tif 000007
【図７】
0004719383.tif 000008
【図８】
0004719383.tif 000009