(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
操舵系に対して操舵補助力を付与する電動モータと、スイッチング素子を上段及び下段に直列に接続した２つの直列回路を並列に接続して構成され、両直列回路のスイッチング素子間に前記電動モータを接続したＨブリッジ回路と、前記操舵系に作用される操舵トルクに基づいて前記Ｈブリッジ回路の上段及び下段における対角線上のスイッチング素子を夫々異なるデューティ比でパルス幅変調制御する制御部とを備えた電動パワーステアリング装置であって、
前記Ｈブリッジ回路に電力を供給する電力供給源を有し、前記制御部は、前記電力供給源の電圧が所定電圧以上である正常時に、前記対角線上のスイッチング素子を異なるデューティ比で且つ可聴超え周波数でパルス幅制御し、前記電力供給源の電圧が所定電圧未満となる異常時に、前記対角線上のスイッチング素子における上段側のスイッチング素子を可聴内周波数でパルス幅変調制御すると共に、下段側のスイッチング素子をオン状態に制御するように構成されていることを特徴とする電動パワーステアリング装置。
【請求項２】
車速を検出する車速検出手段を有し、前記制御部は、前記電力供給源の電圧が所定電圧未満であり、且つ車速検出手段で検出した車速が所定車速以下であるときに、前記対角線上のスイッチング素子における上段側のスイッチング素子を可聴内周波数でパルス幅変調制御し、下段側のスイッチング素子をオン状態に制御するように構成されていることを特徴とする請求項１に記載の電動パワーステアリング装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、操舵系に作用する操舵トルクに基づいて操舵系に操舵補助力を付与する電動モータを備えた電動パワーステアリング装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
この種の電動パワーステアリング装置としては、例えば半導体素子４個をＨブリッジに接続して構成したブリッジ回路の入力端子間に電源を、出力端子間にステアリング機構に操舵補助力を与えるモータを接続したモータ駆動回路と、モータ駆動回路を構成するＨブリッジ回路の互いに対向する２つのアームを構成する２個１組の半導体素子のうち、第１のアームの半導体素子を操舵トルクに基づいて演算された操舵補助指令値と検出されたモータ電流値から演算した電流制御値に基づいて決定される第１のデューティ比のＰＷＭ信号で駆動し、第２のアームの半導体素子を第１のデューティ比の関数で定義される第２のデューティ比のＰＷＭ信号で駆動する駆動制御手段とを備えた構成を有するものが知られている（例えば、特許文献１参照）
【特許文献１】特開平８−３３７１７２号公報（第２頁、図３、図５）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかしながら、上記特許文献１に記載の従来例にあっては、モータ駆動回路の電源としてバッテリを適用するようにしているので、このバッテリ電圧が低下したときには、十分なモータ端子間電圧を確保することができず、モータで発生する操舵補助力が低下したり、モータを停止することにより操舵補助を停止したりすることによって、ステアリングホイールの操舵が重くなる。特に、高出力の電動パワーステアリング装置では、停止状態で据え切りする場合、ステアリングホイールを操舵することが困難となるという未解決の課題がある。
【０００４】
また、劣化が進んだバッテリなどで操舵したときには、バッテリの内部抵抗が増加し、モータ電流が増加するほど、バッテリ電圧の低下が著しくなり、結果的にモータ端子間電圧が十分確保できず、操舵補助力が低下したり、操舵補助を停止したりすることによって、ステアリングホイールの操舵が重くなるという未解決の課題がある。
そこで、本発明は、上記従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、バッテリ電圧が低下した場合でも電動モータに印加する電圧を少しでも確保することで、ステアリングホイールの操舵が重くなる状態を回避して操舵補助を継続することができる電動パワーステアリング装置を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
上記目的を達成するために、請求項１に係る電動パワーステアリング制御装置は、操舵系に対して操舵補助力を付与する電動モータと、スイッチング素子を上段及び下段に直列に接続した２つの直列回路を並列に接続して構成され、両直列回路のスイッチング素子間に前記電動モータを接続したＨブリッジ回路と、前記操舵系に作用される操舵トルクに基づいて前記Ｈブリッジ回路の上段及び下段における対角線上のスイッチング素子を夫々異なるデューティ比でパルス幅変調制御する制御部とを備えた電動パワーステアリング装置であって、
前記Ｈブリッジ回路に電力を供給する電力供給源を有し、前記制御部は、前記電力供給源の電圧が所定電圧以上である正常時に、前記対角線上のスイッチング素子を異なるデューティ比で且つ可聴超え周波数でパルス幅制御し、前記電力供給源の電圧が所定電圧未満となる異常時に、前記対角線上のスイッチング素子における上段側のスイッチング素子を可聴内周波数でパルス幅変調制御すると共に、下段側のスイッチング素子をオン状態に制御するように構成されていることを特徴としている。
【０００６】
また、請求項２に係る電動パワーステアリング制御装置は、請求項１に係る発明において、車速を検出する車速検出手段を有し、前記制御部は、前記電力供給源の電圧が所定電圧未満であり、且つ車速検出手段で検出した車速が所定車速以下であるときに、前記対角線上のスイッチング素子における上段側のスイッチング素子を可聴内周波数でパルス幅変調制御し、下段側のスイッチング素子をオン状態に制御するように構成されていることを特徴としている。
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、バッテリ電圧が低下したときに、Ｈブリッジ回路の対角線上におけるスイッチング素子のうち下段側のスイッチング素子をパルス幅変調制御ではなく、オン状態に制御することにより、この下段側のスイッチング素子のスイッチング損失を無くすことができると共に、上段側のスイッチング素子に供給するパルス幅変調信号の周波数を可聴超え周波数から可聴内周波数に下げることにより、上段側のスイッチング素子のスイッチング損失を低下させることができ、この分バッテリ電圧の低下を抑制して、モータ端子間電圧を確保することができ、操舵補助制御を継続可能なバッテリ電圧範囲を拡大することかで可能となるという効果が得られる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明の一実施形態を示す全体構成図であって、図中、１は、ステアリングホイールであり、このステアリングホイール１に運転者から作用される操舵力が入力軸２ａと出力軸２ｂとを有するステアリングシャフト２に伝達される。このステアリングシャフト２は、入力軸２ａの一端がステアリングホイール１に連結され、他端は操舵トルク検出手段としての操舵トルクセンサ３を介して出力軸２ｂの一端に連結されている。
【０００９】
そして、出力軸２ｂに伝達された操舵力は、ユニバーサルジョイント４を介してロアシャフト５に伝達され、さらに、ユニバーサルジョイント６を介してピニオンシャフト７に伝達される。このピニオンシャフト７に伝達された操舵力はステアリングギヤ８を介してタイロッド９に伝達され、図示しない転舵輪を転舵させる。ここで、ステアリングギヤ８は、ピニオンシャフト７に連結されたピニオン８ａとこのピニオン８ａに噛合するラック８ｂとを有するラックアンドピニオン形式に構成され、ピニオン８ａに伝達された回転運動をラック８ｂで直進運動に変換している。
【００１０】
ステアリングシャフト２の出力軸２ｂには、操舵補助力を出力軸２ｂに伝達する操舵補助機構１０が連結されている。この操舵補助機構１０は、出力軸２ｂに連結した減速ギヤ１１と、この減速ギヤ１１に連結された操舵補助力を発生する例えば直流モータで構成される電動モータ１２とを備えている。
操舵トルクセンサ３は、ステアリングホイール１に付与されて入力軸２ａに伝達された操舵トルクを検出するもので、例えば、操舵トルクを入力軸２ａ及び出力軸２ｂ間に介挿した図示しないトーションバーの捩れ角変位に変換し、この捩れ角変位をポテンショメータで検出するように構成されている。この操舵トルクセンサ３は、図２に示すように、入力される操舵トルクが零のときには、所定の中立トルクＴ0 となり、この状態から右切りすると、操舵トルクの増加に応じて中立トルクＴ0 より増加し、操舵トルクが零の状態から左切りすると、操舵トルクの増加に応じて中立トルクＴ0 より減少する操舵トルク検出値Ｔを出力するように構成されている。
【００１１】
この操舵トルクセンサ３から出力される操舵トルク検出値Ｔは、電動モータ１２を駆動制御するコントローラ１５に入力される。このコントローラ１５は、図３に示すように、操舵トルク検出値Ｔの他に車速センサ１６で検出した車速検出値Ｖも入力される。
そして、コントローラ１５は、操舵トルク検出値Ｔ及び車速検出値Ｖが入力されると共に、モータ電流検出回路２２から入力されるモータ電流検出値ＩMDも入力され、これらに基づいて図４に示す操舵補助制御処理を実行して電流指令値Ｉｒを出力するＭＣＵ（Micro Controller Unit）２１と、このＭＣＵ２１から出力されるモータ電流指令値Ｉｒが入力されて、これらに基づいて電動モータ１２を通電制御するモータ駆動回路２３とを備えている。
【００１２】
ここで、ＭＣＵ２１は、入力されるトルク検出値Ｔ及び車速検出値Ｖに応じて操舵系に対する操舵補助力を電動モータ１２で発生させる操舵補助指令値ＩM*を算出し、算出した操舵補助指令値ＩM*とモータ電流検出値ＩMDとにより、電動モータ１２に供給する駆動電流をフィードバック制御するモータ電流指令値Ｉｒを算出する図４に示す操舵補助制御処理を実行する。
【００１３】
この操舵補助制御処理は、図４に示すように、所定時間（例えば１ｍｓｅｃ）毎のタイマ割込処理として実行され、先ず、ステップＳ１で、操舵トルクセンサ３で検出した操舵トルク検出値Ｔを読込み、次いでステップＳ２に移行して、操舵トルク検出値Ｔから中立トルクＴ0 を減算して操舵トルクＴｓ（＝Ｔ−Ｔ0 ）を算出する。
次いで、ステップＳ３に移行して、車速センサ１６で検出した車速検出値Ｖを読込み、次いでステップＳ４に移行して、操舵トルクＴｓ及び車速検出値Ｖに基づいて図５に示す操舵補助指令値算出マップを参照して、電流指令値となる操舵補助指令値ＩM*を算出する。
【００１４】
ここで、操舵補助指令値算出マップは、図５に示すように、横軸に操舵トルクＴｓをとり、縦軸に操舵補助指令値ＩM*をとると共に、車速検出値Ｖをパラメータとした放物線状の曲線で表される特性線図で構成され、操舵トルクＴｓが“０”からその近傍の設定値Ｔｓ１までの間は操舵補助指令値ＩM*が“０”を維持し、操舵トルクＴｓが設定値Ｔｓ１を超えると最初は操舵補助指令値ＩM*が操舵トルクＴｓの増加に対して比較的緩やかに増加するが、さらに操舵トルクＴｓが増加すると、その増加に対して操舵補助指令値ＩM*が急峻に増加するように設定され、この特性曲線が車速が増加するに従って傾きが小さくなるように設定されている。
【００１５】
次いで、ステップＳ５に移行して、操舵補助指令値ＩM*を微分してフィードフォワード制御用の微分値Ｉｄを算出し、次いでステップＳ６に移行して、モータ電流検出値ＩMDを読込み、次いでステップＳ７移行して、操舵補助指令値ＩM*からモータ電流検出値ＩMDを減算して電流偏差ΔＩを算出し、次いでステップＳ８に移行して、電流偏差ΔＩを比例演算処理して比例補償制御用の比例値ΔＩｐを算出する。
【００１６】
次いで、ステップＳ９に移行して、電流偏差ΔＩを積分演算処理して積分補償制御用の積分値ΔＩｉを算出し、次いでステップＳ１０に移行して、微分値Ｉｄ、比例値ΔＩｐ及び積分値ΔＩｉを加算してモータ電流指令値Ｉｒ（＝Ｉｄ＋ΔＩｐ＋ΔＩｉ）を算出してからステップＳ１２に移行する。
このステップＳ１２では、モータ電流指令値Ｉｒをモータ駆動回路２３に出力してからタイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰する。
【００１７】
また、モータ駆動回路２３は、図６に示すように、電動モータ１２に供給する駆動電流を制御する４つの電界効果トランジスタＦＥＴ１〜ＦＥＴ４で構成されるＨブリッジ回路２５と、ＭＣＵ２１から入力されるモータ電流指令値Ｉｒに基づいてＨブリッジ回路２５を構成する各電界効果トランジスタＦＥＴ１〜ＦＥＴ４のゲートを開閉駆動する制御部としての演算処理機能を有するＦＥＴゲート駆動回路２６とで構成されている。
【００１８】
Ｈブリッジ回路２５は、電源供給部としてのバッテリ１７にイグニッションスイッチ１８及びフューズ１９を介して並列に接続される上段アームを構成する電界効果トランジスタＦＥＴ１及びＦＥＴ２と、これら電界効果トランジスタＦＥＴ１及びＦＥＴ２と直列に接続された電界効果トランジスタＦＥＴ３及びＦＥＴ４と、これら電界効果トランジスタＦＥＴ３及びＦＥＴ４と接地との間に介挿されたシャント抵抗ＲL及びＲRとで構成されている。そして、直列回路を構成する電界効果トランジスタＦＥＴ１及びＦＥＴ３の接続点と同様に直列回路を構成する電界効果トランジスタＦＥＴ２及びＦＥＴ４の接続点との間に電動モータ１２が接続されている。
【００１９】
また、シャント抵抗ＲL及びＲRの両端の電圧降下をオペアンプＯＰL及びＯＰRでモータ電流として検出し、これらオペアンプＯＰL及びＯＰRで検出したモータ電流がモータ電流検出回路２２に供給されて、正負のモータ電流検出値ＩMDがＭＣＵ２１に出力される。
ここで、ＦＥＴゲート駆動回路２６では、モータ電流指令値Ｉｒに基づいて図７に示すパルス幅変調（ＰＷＭ）制御処理を実行してＨブリッジ回路２５の各電界効果トランジスタＦＥＴ１〜ＦＥＴ４のゲートに供給するパルス幅変調信号ＰＷＭ１〜ＰＷＭ４を出力する。
【００２０】
このパルス幅変調制御処理は、図７に示すように、先ず、ステップＳ２１で、ＭＣＵ２１から入力されるモータ電流指令値Ｉｒを読込み、次いでステップＳ２２に移行して、モータ電流検出値ＩMDを読込み、次いでステップＳ２３に移行して、下記（１）式に従ってモータ角速度ωを算出する。
ω＝｛ＶM−（Ｌｓ＋Ｒ）ＩMD｝／ＫT      …………（１）
ここで、Ｌは電動モータ１２のインダクタンス、Ｒはモータの端子間抵抗、ｓはラプラス演算子、ＫTはモータの逆起電力定数、ＶMはモータ端子間電圧であって、このモータ端子間電圧ＶMは下記（２）式に従って算出される。
ＶM＝Ｄ１・Ｖｂ＋（１−Ｄ２）（−Ｖｂ）＝（Ｄ１＋Ｄ２−１）Ｖｂ  
…………（２）
ここで、Ｄ１はＨブリッジ回路２５の上段アームの電界効果トランジスタＦＥＴ１及びＦＥＴ２のゲートに供給するパルス幅変調信号のデューティ比、Ｄ２はＨブリッジ回路２５の下段アームの電界効果トランジスタＦＥＴ３及びＦＥＴ４のゲートに供給するパルス幅変調信号のデューティ比、Ｖｂはバッテリ電圧である。
【００２１】
次いで、ステップＳ２４に移行して、Ｈブリッジ回路２５の上段アームの電界効果トランジスタＦＥＴ１及びＦＥＴ２を駆動するパルス幅変調信号のデューティ比Ｄ１をステップＳ２１で読込んだモータ電流指令値Ｉｒの絶対値｜Ｉｒ｜に応じて決定する。
次いで、ステップＳ２５に移行して、決定したデューティ比Ｄ１が設定値γ以上であるか否かを判定する。ここで、設定値γは、ステアリンクホイールを直進走行位置から離れる方向に操舵していて操舵トルクが発生している操舵状態と、この操舵状態から直進走行位置に戻るハンドル戻り時の操舵トルクが“０”で、前述した図５の制御マップで算出される操舵補助指令値ＩM*は“０”となるが、セルフアライニングトルクによって電動モータ１２に逆起電力が発生するため、デューティ比Ｄ１とモータ電流ＩMとの関係は、図８に示すように、操舵状態では、原点“０”を通る直線Ｌ１で表されるが、ハンドル戻り時には、電動モータ１２に発生する逆起電力分上方にシフトした直線Ｌ２で表され、デューティ比Ｄ１が“０”となったときに、操舵時とハンドル戻り時とで不連続となる。
【００２２】
この不連続状態を解消するために、図８に示すように、ハンドル戻り時に、直線Ｌ２から原点“０”を通る直線Ｌ３を設定する必要があり、この直線Ｌ３と直線Ｌ２との交点を表すデューティ比Ｄ１の値を設定値γとして設定する。したがって、デューティ比Ｄ１が設定値γ以上であるときにはステップＳ２６に移行して、デューティ比Ｄ２を１００％に設定してからステップＳ２８に移行し、デューティ比Ｄ１が設定値γ未満であるときにはステップＳ２７に移行して、特許第３５６２０４０号に記載されているように、直線Ｌ３に沿うようにデューティ比Ｄ１に基づいて下記（３）式の演算を行ってＨブリッジ回路２５の下段アームの電界効果トランジスタＦＥＴ３及びＦＥＴ４を駆動するパルス幅変調信号のデューティ比Ｄ２を算出してからステップＳ２８に移行する。
Ｄ２＝ａ・Ｄ１＋ｂ      …………（３）
ここで、ａ、ｂは以下の式で表される定数
ａ＝−ＫTωR／γＶｂ
ｂ＝１＋ＫTωR／Ｖｂ
但し、ＫTはモータの逆起電力定数、Ｖｂはバッテリ電圧、ωRはハンドル戻り時のモータ加速度、γは上述した設定値である。
【００２３】
ステップＳ２８では、バッテリ電圧Ｖｂを読込み、次いでステップＳ２９に移行して、車速検出値Ｖを読込んでからステップＳ３０に移行して、バッテリ電圧Ｖｂが予め設定したバッテリ電圧の低下を表す電圧低下閾値Ｖｂｓ未満であるか否かを判定し、Ｖｂ≧Ｖｂｓであるときにはバッテリ電圧が正常であると判断してステップＳ３１に移行して、Ｈブリッジ回路２５の各電界効果トランジスタＦＥＴ１〜ＦＥＴ４のゲートに供給するパルス幅変調信号ＰＷＭ１〜ＰＷＭ４の駆動周波数を可聴超え周波数ＦＨ（例えば２０ｋＨｚ）に設定してからステップＳ３５に移行し、Ｖｂ＜Ｖｂｓであるときにはバッテリ電圧の低下異常であると判断してステップＳ３２に移行し、車速検出値Ｖが電動モータ１２で消費する電力が大きくなる設定車速Ｖｓ未満であるか否かを判定する。
【００２４】
このステップＳ３２の判定結果が、Ｖ≧Ｖｓであるときには、電動モータ１２で消費する電力が小さくバッテリ電圧Ｖｂに与える影響が少ないものと判断して前記ステップＳ３１に移行し、Ｖ＜Ｖｓであるときには、電動モータ１２で消費する電力が大きくバッテリ電圧Ｖｂに与える影響が大きいものと判断してステップＳ３３に移行し、デューティ比Ｄ２を１００％に設定して、Ｈブリッジ回路２５の下段アームの電界効果トランジスタＦＥＴ３又はＦＥＴ４を継続してオン状態とし、スイッチング損失をなくしてからステップＳ３４に移行して、Ｈブリッジ回路２５の各電界効果トランジスタＦＥＴ１〜ＦＥＴ４のゲートに供給するパルス幅変調信号ＰＷＭ１〜ＰＷＭ４の駆動周波数を可聴内周波数ＦＬ（例えば１０ｋＨｚ）に設定してからステップＳ３５に移行する。
【００２５】
ステップＳ３５では、モータ電流指令値Ｉｒの符号が正であるか否かを判定し、Ｉｒ≧０であるときにはステップＳ３６に移行して、デューティ比Ｄ１のパルス幅変調信号ＰＷＭ１をＨブリッジ回路２５の一方の対角線上のスイッチング素子となる上段側の電界効果トランジスタＦＥＴ１のゲートに出力すると共に、デューティ比Ｄ２のパルス幅変調信号ＰＷ４を下段側の電界効果トランジスタＦＥＴ４のゲートに出力してからタイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰する。
【００２６】
一方、ステップＳ３５の判定結果が、Ｉｒ＜０であるときには、ステップＳ３７に移行して、デューティ比Ｄ１のパルス幅変調信号ＰＷ２をＨブリッジ回路２５の他方の対角線上のスイッチング素子となる上段側の電界効果トランジスタＦＥＴ２のゲートに出力すると共に、デューティ比Ｄ２のパルス幅変調信号ＰＷ３を下段側の電界効果トランジスタＦＥＴ３のゲートに出力してからタイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰する。
【００２７】
次に、上記実施形態の動作を説明する。
今、イグニッションスイッチ１８をオン状態とすることにより、コントローラ１５にバッテリ１７からの電源が投入されて、これらコントローラ１５内のＭＣＵ２１で図４の操舵補助制御処理が実行されると共に、モータ駆動回路２３内のＦＥＴゲート駆動回路２６で図７に示すパルス幅変調制御処理が実行開始される。
このとき、バッテリ１７のバッテリ電圧Ｖｂが電圧低下閾値Ｖｂｓ以上であって正常であるものとするとする。
【００２８】
この状態では、ＭＣＵ２１で実行する図４の操舵補助制御処理では、操舵トルクセンサ３で検出した操舵トルク検出値Ｔを読込み（ステップＳ１）、次いで、読込んだ操舵トルク検出値Ｔから中立トルクＴ0 を減算して操舵トルクＴｓを算出し（ステップＳ２）、次いで車速センサ１６から車速検出値Ｖを読込み（ステップＳ３）、操舵トルクＴｓと車速検出値Ｖとに基づいて図５に示す操舵補助指令値算出マップを参照して操舵補助指令値ＩM*を算出する（ステップＳ５４。
【００２９】
そして、操舵補助指令値ＩM*を微分演算処理してフィードフォワード制御における微分補償制御用の微分値Ｉｄを算出し（ステップＳ５）、次いで、モータ電流検出回路２２からモータ電流検出値ＩMDを読込み(ステップＳ６)、次いで、操舵補助指令値ＩM*からモータ電流検出値ＩMDを減算して電流偏差ΔＩを算出し（ステップＳ7）、算出した電流偏差ΔＩを比例演算処理して比例補償制御用の比例値ΔＩｐを算出すると共に、積分演算処理して積分補償制御用の積分値ΔＩｉを算出し（ステップＳ8，Ｓ9）、次いで、微分値Ｉｄ、比例値ΔＩｐ及び積分値ΔＩｉを加算してモータ電流指令値Ｉｒ を算出し(ステップＳ１0)、次いで算出したモータ電流指令値Ｉｒをモータ駆動回路２３に出力する。
【００３０】
このため、モータ駆動回路２３では、モータ電流指令値ＩｒがＦＥＴゲート駆動回路２６に入力されるので、このＦＥＴゲート駆動回路２６で図７のパルス幅変調制御処理が実行される。
このパルス幅変調制御処理では、モータ電流指令値Ｉｒを読込むと共に、モータ電流検出値ＩMDを読込み（ステップＳ２１，Ｓ２２）、次いで、前記（２）式に従ってモータ端子間電圧ＶMを算出すると共に、このモータ端子間電圧ＶMに基づいて前記（１）式の演算を行ってモータ角速度ωを算出する（ステップＳ２３）。
【００３１】
このように、モータ端子間電圧ＶMを（２）式に従って前回のデューティ比Ｄ１及びＤ２とバッテリ電圧Ｖｂとに基づいて算出することにより、モータ端子間電圧検出器を設ける必要がなく、部品点数を低減して全体の製造コストを低減することができる。
次いで、読込んだモータ電流指令値Ｉｒに応じたデューティ比Ｄ１を算出し（ステップＳ２４）、次いでデューティ比Ｄ１が設定値γ以上であるかあるか否かを判定し（ステップＳ２５）、Ｄ１≧γであるときにはデューティ比Ｄ２を１００％に設定し（ステップＳ２６）、デューティ比Ｄ１が設定値γ未満であるときには、算出したデューティ比Ｄ１に基づいて前記（３）式の演算を行ってデューティ比Ｄ２を算出する。
【００３２】
そして、バッテリ電圧Ｖｂが正常であってＶｂ≧Ｖｂｓであるので、Ｈブリッジ回路２５に供給するパルス幅変調信号ＰＷＭ１〜ＰＷＭ４の駆動周波数を可聴超え周波数ＦＨ（例えば２０ｋＨｚ）に設定してから、モータ電流指令値Ｉｒの符号に基づいてＨブリッジ回路２５のＦＥＴ１及びＦＥＴ４の組とＦＥＴ２及びＦＥＴ３の組との何れかを選択し、選択した組のＦＥＴ１（又はＦＥＴ２）にデューティ比Ｄ１のパルス幅変調信号ＰＷＭ１（又はＰＷＭ２）を、ＦＥＴ４（又はＦＥＴ３）にデューティ比Ｄ２のパルス幅変調信号ＰＷＭ４（又はＰＷＭ３）を供給することにより、電動モータ１２に正転駆動電流（又は逆転駆動電流）を供給して、この電動モータ１２でステアリングホイール１に作用された操舵トルクに応じた操舵補助力を発生させ、これを減速ギヤ１１を介して出力軸２ｂに伝達する。
【００３３】
このとき、車両が停車している状態でステアリングホイール１を操舵する所謂据え切り状態では、図５に示す操舵補助指令値算出マップの特性線の勾配が大きいことにより、小さい操舵トルクＴｓで大きな操舵補助指令値ＩM*を算出するので、電動モータ１２で大きな操舵補助力を発生して軽い操舵を行うことができる。
一方、車両が発進して、所定車速以上となると、図５に示す操舵補助指令値算出マップの特性線の勾配が小さくなることにより、大きな操舵トルクＴｓでも小さな操舵補助指令値ＩM*を算出するので、電動モータ１２で発生する操舵補助力が小さくなり、ステアリングホイール１の操舵が軽くなりすぎることを抑制して最適な操舵を行うことができる。
【００３４】
ところで、例えばＨブリッジ回路２５の一方の対角線上における電界効果トランジスタＦＥＴ１及びＦＥＴ４に供給するパルス幅変調信号ＰＷＭ１及びＰＷＭ４が、図９（ａ）及び（ｂ）に示すように、パルス幅変調信号ＰＷＭ１が設定値γより小さいデューティ比Ｄ１となり、パルス幅変調信号ＰＷＭ４が１００％より小さいデューティ比Ｄ２となる場合には、１サイクルの間で、パルス幅変調信号ＰＷＭ１及びＰＷＭ４が共にオン状態となるモードＡと、パルス幅変調信号ＰＷＭ１がオフ状態、パルス幅変調信号ＰＷＭ４がオン状態となるモードＢと、パルス幅変調信号ＰＷＭ１及びＰＷＭ４が共にオフ状態となるモードＣとが生じる。
【００３５】
そして、モードＡでは、電界効果トランジスタＦＥＴ１及びＦＥＴ４が共にオン状態となるため、電動モータ１２の端子間電圧ＶMは、図９（ｃ）に示すように、バッテリ電圧Ｖｂとなる。この状態では、モータ電流は、図１０（ａ）で実線図示の矢印で示すように、バッテリ１７から電界効果トランジスタＦＥＴ１−電動モータ１２−電界効果トランジスタＦＥＴ４−抵抗ＲRの順に流れ、抵抗ＲRの両端の電圧効果をオペアンプＯＰRで検出することにより、モータ電流ｉ（Ａ）が検出される。
【００３６】
また、モードＢでは、電界効果トランジスタＦＥＴ１がオフ状態、電界効果トランジスタＦＥＴ４がオン状態となるので、電動モータ１２の端子間電圧ＶMは、図９（ｃ）に示すように、零となる。このため、電動モータ１２に蓄えられていた磁気エネルギが電気エネルギに変換され、電流は図１０（ｂ）で一点鎖線図示のように、電動モータ１２−電界効果トランジスタＦＥＴ４−抵抗ＲR−抵抗ＲL−電界効果トランジスタＦＥＴ３の回生ダイオードＤＴ３−電動モータ１２の順に流れる。抵抗ＲRの両端の電圧効果をオペアンプＯＰRで検出することにより、モータ電流ｉ（Ｂ）が検出される。このとき、抵抗ＲLの両端の電圧効果を検出するオペアンプＯＰLはユニポーラ電源（片電源）で、逆方向に流れる電流は検出することができないため、オペアンプＯＰLの検出電流値は“０”となる。
【００３７】
さらに、モードＣでは、電界効果トランジスタＦＥＴ１及びＦＥＴ４が共にオフ状態であるため、図１０（ｂ）に示すように、抵抗ＲL−電界効果トランジスタＦＥＴ３の回生ダイオードＤＴ３−電動モータ１２−電界効果トランジスタＦＥＴ２の回生ダイオードＤＴ２−バッテリ１７に至る電流回路が形成され、電動モータ１２の端子間電圧ＶMは負方向のバッテリ電圧−Ｖｂとなる。このとき、電動モータ１２に蓄えられていた磁気エネルギは電気エネルギに変換されるから、その電流は電動モータ１２の端子間電圧−Ｖｂに逆らう方向に電流ｉ（Ｃ）が流れるが、抵抗ＲLの両端の電圧効果を検出するオペアンプＯＰLはユニポーラ電源（片電源）で逆方向に流れる電流は検出することができず、オペアンプＯＰLの検出電流値は零となる。
【００３８】
このため、パルス幅変調信号ＰＷＭ１及びＰＷＭ４の１サイクル中において、モードＡ、モードＢ及びモードＣの各段階を通して電動モータ１２に実施に流れるモータ電流ＩMは、以下の式（４）で表すことができる。
ＩM＝ｉ（Ａ）＋ｉ（Ｂ）＋ｉ（Ｃ）      …………（５）
一方、電流検出回路２２で検出されるモータ電流検出値ＩMDの総和は、電流ｉ（Ｃ）が検出されないので、以下の（６）式のようになる。
ＩMD＝ｉ（Ａ）＋ｉ（Ｂ）      …………（６）
【００３９】
パルス幅変調信号の１サイクル中にモータ電流ＩMDが検出される期間は、パルス幅変調信号の1サイクル中のモードＡとモードＢの期間で、これはデューティ比Ｄ２に相当する（図９）参照。よって、モータ電流ＩMDは下記（７）式で表すことができる。
ＩMD＝Ｄ２・ＩM                …………（７）
したがって、電動モータ１２に実際に流れるモータ電流ＩMは上記（７）式を変形して、下記（８）式で表すことができる。
ＩM＝ＩMD／Ｄ２                …………（８）
【００４０】
図９（ｅ）はモードＡ、モードＢ及びモードＣの各段階におけるモータ電流ＩMの変化の状態を示す例であり、時間の経過と共に次第に平衡状態に近づく。
このようにバッテリ１７が正常である状態では、モータ電流指令値Ｉｒに基づいて決定するデューティ比Ｄ１に基づいて（２）式の演算を行うことにより、デューティ比Ｄ２を算出し、このデューティ比Ｄ２のパルス幅変調信号をＨブリッジ回路２５の下段アームを構成する電界効果トランジスタＦＥＴ３又はＦＥＴ４のゲートに供給するので、ハンドル戻り時などの操舵トルクが発生していない状態でも、デューティ比の値が零近傍でモータ電流とデューティ比との間に不連続部分がなくなるので、振動電流が発生せず、雑音の発生や、フィードバック制御の安定性を阻害することがない。
【００４１】
すなわち、デューティ比Ｄとモータ電流ＩMとの関係は、前述したように、ハンドル戻り時の電動モータ１２で発生する逆起電力に相当する分だけ上方にシフトしたときに、デューティ比Ｄの値が“０”の付近で不連続部分が生じる。一方、フィードバック制御部（図４のステップＳ６〜Ｓ１０）では、モータ電流指令値Ｉｒを演算しようとするが、操舵補助指令値ＩM*に対応するデューティ比Ｄがないため、図１１において、線Ｌ４で示すように、モータ電流ＩMの不連続部分に対応した振幅の振動電流がモータ電流指令値Ｉｒとして出力されることになる。このような振動電流の発生は、雑音の発生源となる他フィードバック制御の安定性を阻害する原因となり、好ましいものではない。本実施形態では、図８に示すように、直線Ｌ３によってデューティ比Ｄ１が“０”付近で、デューティ比Ｄ１とモータ電流ＩMとが不連続とならないようにしたので、振動電流の発生を確実に防止することができる。
【００４２】
一方、バッテリ１７の正常状態からバッテリ電圧Ｖｂが電圧低下閾値Ｖｂｓ未満となるバッテリ電圧異常が発生した場合には、モータ駆動回路２３におけるＦＥＴゲート駆動回路２６で実行する図７のパルス幅変調制御処理で、ステップＳ３０からステップＳ３２に移行し、車速検出値Ｖが設定車速Ｖｓ以上であるときには、路面抵抗が少なくなることにより、ステアリングホイールを操舵したときの操舵トルクＴが小さくなると共に、図５の操舵補助指令値算出マップにおける特性曲線の傾きが小さくなる。このため、操舵補助指令値ＩM*も小さい値となり、電動モータ１２に流れる電流も少なくなるので、モータ端子間電圧ＶMを確保して操舵補助制御を継続することができる。この場合は、デューティ比Ｄ２を前記（２）式で演算することができるので、ハンドル戻り時などの操舵トルクが発生していない状態でも、デューティ比の値が零近傍でモータ電流とデューティ比との間に不連続部分がなくなるので、振動電流が発生せず、雑音の発生や、フィードバック制御の安定性を阻害することがない。
【００４３】
しかしながら、バッテリ電圧Ｖｂが電圧低下閾値Ｖｂｓ未満に低下している状態で、車速検出値Ｖか設定車速Ｖｓ未満である状態となると、操舵トルクＴｓ自体が大きな値となると共に、操舵補助指令値算出マップの特性曲線の傾きが大きくなることにより、電動モータ１２で消費する電力量が多くなり、バッテリ電圧Ｖｂの低下に大きな影響を与える。
【００４４】
この状態では、ＦＥＴゲート駆動回路２６で実行するパルス幅変調制御処理において、ステップＳ３２からステップＳ３３に移行して、デューティ比Ｄ２が１００％となり、Ｈブリッジ回路２５の下段アームを構成する電界効果トランジスタＦＥＴ３又はＦＥＴ４がスイッチングを停止してオン状態を継続する状態となるので、これら下段アームを構成する電界効果トランジスタＦＥＴ３又はＦＥＴ４のスイッチング損失が零となる。
【００４５】
また、ステップＳ３４に移行して、パルス幅変調信号ＰＷＭ１〜ＰＷＭ４の駆動周波数が可聴内周波数ＦＬ（例えば１０ｋＨｚ）に低下されるので、Ｈブリッジ回路２５の上段アームを構成する電界効果トランジスタＦＥＴ１又はＦＥＴ２のスイッチング損失を低減することができる。
すなわち、電界効果トランジスタのオン抵抗によるオン抵抗損失ＰRONと電界効果トランジスタのスイッチングによるスイッチング損失ＰSWとを加算したものが電界効果トランジスタの損失ＰFET（＝ＰRON＋ＰSW）となり、オン抵抗損失ＰRONは下記（９）式で表すことができ、スイッチング損失ＰSWは下記（１０）式で表すことができる。
ＰRON＝ＩM2×ＲON×Ｄ      …………（９）
ここで、ＲONは電界効果トランジスタのオン抵抗、Ｄはパルス幅変調信号のデューティ比である。
【００４６】
【数１】
0004779499.tif 000002
【００４７】
ここで、ＶDSは電界効果トランジスタのドレイン−ソース間電圧、ｔONは電界効果トランジスタのターンオン時間、ｔOFFは電界効果トランジスタのターンオフ時間、ｆはパルス幅変調信号の周波数である。
このため、上述したようにＨブリッジ回路２５の下段アームの電界効果トランジスタＦＥＴ３又はＦＥＴ４をパルス幅変調信号による動作状態からオン状態を継続する状態に変更することにより、電界効果トランジスタＦＥＴ３又はＦＥＴ４のスイッチング損失ＰSWを零とすることができると共に、パルス幅変調信号ＰＷＭ１〜ＰＷＭ４の駆動周波数を可聴超え周波数ＦＨから可聴内周波数ＦＬに減少させることにより、パルス幅変調制御が継続されるＨブリッジ回路２５の上段アームの電界効果トランジスタＦＥＴ１又はＦＥＴ２について前述した（１０）式における周波数ｆを減少させてスイッチング損失ＰSWを大幅に低下させることができる。
【００４８】
このため、バッテリ電圧Ｖｂが電圧低下閾値Ｖｂｓより低下した場合に、電界効果トランジスタＦＥＴ１〜ＦＥＴ４のスイッチング損失ＰSWを低減させることにより、モータ端子間電圧を確保することができ、デューティ比Ｄ１とモータ電流ＩMとの関係が不連続となるが、操舵補助制御を継続することができるバッテリ電圧範囲を広げることができる。
【００４９】
なお、上記実施形態においては、バッテリ電圧Ｖｂが電圧低下閾値Ｖｂｓ未満となり、且つ車速検出値Ｖが設定車速Ｖｓ未満であるときに、Ｈブリッジ回路２５の下段アームを構成する電界効果トランジスタＦＥＴ３又はＦＥＴ４に供給するパルス幅変調信号ＰＷＭ３及びＰＷＭ４のデューティ比Ｄ２を１００％とすると共に、パルス幅変調信号ＰＷＭ１〜ＰＷＭ４の駆動周波数を可聴超え周波数ＦＨから可聴内周波数ＦＬに減少させる場合について説明したが、これに限定されるものではなく、車速検出値Ｖが設定車速Ｖｓ未満となる条件を外して、バッテリ電圧Ｖｂが電圧低下閾値Ｖｂｓ未満となったときには、全てデューティ比Ｄ２を１００％とすると共に、パルス幅変調信号ＰＷＭ１〜ＰＷＭ４の駆動周波数を可聴内周波数ＦＬに低減するようにしてもよい。
【００５０】
また、上記実施形態においては、操舵補助制御をＭＣＵ２１を使用して行う場合について説明したが、これに限定されるものではなく、他の演算処理装置を適用することもできる外、演算回路、加算回路、比較回路等を使用するハードウェアで構成することもできる。
さらに、上記実施形態においては、ＭＣＵ２１で操舵補助制御処理を実行し、ＦＥＴゲート駆動回路２６でパルス幅制御処理を実行する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、ＭＣＵ２１で操舵補助制御処理及びパルス幅制御処理の双方を実行するようにし、このＭＣＵ２１でＨブリッジ回路２５を直接駆動制御するようにしてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００５１】
【図１】本発明の一実施形態を示す概略構成図である。
【図２】操舵トルクセンサから出力される操舵トルク検出信号の特性線図である。
【図３】図１のコントローラの具体的構成を示すブロック図である。
【図４】コントローラ内のＭＣＵで実行する操舵補助制御処理手順の一例を示すフローチャートである。
【図５】操舵補助制御処理でしようする操舵トルクと操舵補助指令値との関係を示す操舵補助指令値算出マップを示す説明図である。
【図６】コントローラ内のモータ駆動回路の具体的構成を示すブロック図である。
【図７】ＦＥＴゲート駆動回路で実行するパルス幅変調制御処理手順の一例を示すフローチャートである。
【図８】デューティ比とモータ電流との関係を示す特性線図である。
【図９】本発明の動作の説明に供する信号波形図である。
【図１０】Ｈブリッジ回路の電流モードの説明に供する説明図である。
【図１１】不連続状態が存在するデューティ比とモータ電流との関係を示す特性線図である。
【符号の説明】
【００５２】
１…ステアリングホイール、２…ステアリングシャフト、３…操舵トルクセンサ、８…ステアリングギヤ、１０…操舵補助機構、１１…減速ギヤ、１２…電動モータ、１５…コントローラ、１６…車速センサ、１７…バッテリ、１８…イグニッションスイッチ、２１…ＭＣＵ、２２…モータ電流検出回路、２３…モータ駆動回路、２５…Ｈブリッジ回路、ＦＥＴ１〜ＦＥＴ４…電界効果トランジスタ、２６…ＦＥＴゲート駆動回路
【図１】
0004779499.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
0004779499.tif 000009
【図８】
0004779499.tif 000010
【図９】
0004779499.tif 000011
【図１０】
0004779499.tif 000012
【図１１】
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