(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
残留側波帯シンボルの配置で表されるビデオ・データとパイロット搬送成分を含む受信された残留側波帯被変調信号を処理する受像機において、前記データは連続するデータ・フレームで構成されるデータ・フレーム・フォーマットを有し、
前記パイロット成分に応答し前記受信された信号を復調して、前記パイロット成分の位相オフセット誤差に起因する位相オフセット誤差を含む復調された信号を発生するステップと、
前記復調された信号を等化するステップと、
前記等化するステップに先立ち、前記復調された信号の前記パイロット成分に起因する前記位相オフセット誤差を減少させるステップと、
を含む方法。
【請求項２】
残留側波帯シンボルの配置で表されるビデオ・データとパイロット搬送成分を含む受信された残留側波帯被変調信号を処理する受像機において、前記データは連続するデータ・フレームで構成されるデータ・フレーム・フォーマットを有し、
前記パイロット成分の位相オフセット誤差を表す制御信号を発生するステップと、
前記パイロット成分と前記制御信号に応答し、前記受信された信号を復調して、復調された出力信号を発生するステップと、
を含む方法。
【請求項３】
前記復調された出力信号を等化するステップを更に含む、請求項２記載の方法。
【請求項４】
残留側波帯シンボルの配置で表されるビデオ・データとパイロット搬送成分を含む受信された残留側波帯被変調信号を処理する受像機において、前記データは連続するデータ・フレームで構成されるデータ・フレーム・フォーマットを有し、
前記パイロット成分に応答し、前記受信された信号を復調して、前記パイロット成分の位相オフセットに起因する位相オフセット誤差を呈しやすい出力信号を発生するステップと、
前記位相オフセット誤差を表す制御信号と前記出力信号とを合成して、最終的な出力信号を発生するステップと、から成る方法。
【請求項５】
残留側波帯シンボルの配置で表されるビデオ・データとパイロット搬送成分を含む受信された残留側波帯被変調信号を処理する受像機において、前記データは連続するデータ・フレームで構成されるデータ・フレーム・フォーマットを有し、
前記被変調信号を受信する入力部、および前記パイロット成分の位相オフセットに起因する位相オフセット誤差を呈しやすい第１の信号を供給する出力部を有する、第１の位相制御回路と、
前記パイロット成分の前記位相オフセット誤差を表す制御信号を発生する制御回路と、
前記受信された被変調信号と前記第１の信号と前記制御信号に応答して、位相補正され復調された信号を出力部において供給する第２の位相制御回路と、
を備える装置。
【請求項６】
前記第１の位相制御回路が位相ロック・ループ内に位相検出器と第１の乗算器を含み、
前記第２の位相制御回路が、
（ａ）前記位相ロック・ループからの信号と前記制御信号を合成するための合成回路と、
（ｂ）前記合成回路からの合成信号と前記被変調信号に応答する第２の乗算器とを含む、請求項５記載の装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば、米国で採用された残留側波帯（Ｖｅｓｔｉｇｉａｌ  Ｓｉｄｅ  Ｂａｎｄ：ＶＳＢ）変調されるタイプの高精細度テレビジョン信号を復調する搬送波再生回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ディジタル情報をシンボル（ｓｙｍｂｏｌ）の形式で伝達する被変調信号からデータを再生するには、通常、受像機において３つの機能：シンボル同期化のためのタイミングの再生；搬送波の再生（ベースバンドへの周波数復調）；およびチャンネルの等化、を必要とする。タイミングの再生は、受像機のクロック（時間軸）が送信機のクロックと同期化されるプロセスである。これによって、受信された信号は最適の時点でサンプルされて、受信されたシンボル値の決定に向けられた（ｄｅｃｉｓｉｏｎ−ｄｉｒｅｃｔｅｄ）プロセスに関連するスライス誤差が縮小される。搬送波の再生は、受信されたＲＦ信号が、比較的低い中間周波数の通過帯域にダウンコンバートされた後で、ベースバンドに周波数シフトされるプロセスであり、これにより、変調しているベースバンド情報を再生できる。アダプティブ・チャンネル等化は、信号伝送路で変動する条件および混乱の影響を補償するプロセスである。このプロセスは、周波数に依存する伝送路の時間変動特性から生じる振幅／位相歪みを除去するフィルタを使用するのが典型的である。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の原理に従い、搬送波再生回路は、主データ信号と共に送信されるパイロット信号の望ましくない位相オフセットを表す局部で発生される位相補正制御信号並びに受信された信号のパイロット搬送成分に応答して、復調された信号を発生する。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
好ましい実施例では、搬送波の再生に使用されたパイロット信号の位相オフセットにより生じる復調された信号の位相オフセットは、復調された信号を等化する前に除去される。搬送波再生回路は、受信され復調されるＩ信号とＱ信号に応答する２個の回転器（乗算器）を使用する。一方の回転器はパイロット成分に応答する位相制御ループと関連する。他方の回転器は、位相制御ループから得られる信号と、望ましくない位相歪み（例えば、マルチパス“ゴースト”歪み）の算定値を表すオフセット信号とを合成することにより発生される合成信号に応答する。
【０００５】
【発明の実施の形態】
図１で、地上放送のアナログ入力ＨＤＴＶ（Ｈｉｇｈ  ＤｅｆｉｎｉｔｉｏｎＴｅｌｅｖｉｓｉｏｎ）信号は、ＲＦ同調回路を含む入力回路１４；チューナを含みＩＦ通過帯域出力信号を発生する中間周波（ＩＦ）処理回路１６；および自動利得制御（ＡＧＣ）回路によって処理される。受信された信号は、米国で使用する目的で、Ｇｒａｎｄ  Ａｌｌｉａｎｃｅにより提案され、且つＡＴＳＣ（Ａｄｖａｎｃｅｄ  Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ  Ｓｙｓｔｅｍ  Ｃｏｍｍｉｔｔｅｅ）地上放送高精細度テレビジョン基準として採用された、搬送波抑圧８‐ＶＳＢ変調された信号である。このようなＶＳＢ信号は、一次元のデータ・シンボルの配置よって表され、受像機で再生しようとする量子化されたデータは、ただ１つの軸に含まれている。図面を簡略にするため、図示された機能ブロックをクロック制御するための信号は図示しない。
【０００６】
Ｇｒａｎｄ  Ａｌｌｉａｎｃｅ  ＨＤＴＶ方式仕様書、１９９４年４月１４日付、に記載されているように、ＶＳＢ伝送方式では、図２に示すような、規定されたデータ・フレーム・フォーマットを有するデータを伝送する。抑圧された搬送周波数で小さいパイロット搬送成分（ｐｉｌｏｔ  ｔｏｎｅ：パイロット・トーン）が伝送信号に付加され、ＶＳＢ受像機で復調器が搬送波をロック（ｌｏｃｋ）するのを助ける。図２で、各データ・フレームは２フィールドから成り、各フィールドに、８３２の多レベル・シンボルから成る３１３のセグメントが含まれる。各フィールドの最初のセグメントは、フィールド同期（ｓｙｎｃ）セグメントと称され、残りの３１２のセグメントはデータ・セグメントと称される。データ・セグメントは典型的に、ＭＰＥＧと互換性のあるデータ・パケットを含んでいる。各データ・セグメントは、４‐シンボルのセグメント同期成分と、それに続く、８２８のデータ・シンボルとから成る。各フィールド・セグメントは、４‐シンボルのセグメント同期キャラクタと、それに続く、フィールド同期成分とから成る。フィールド同期成分は、所定の５１１シンボル擬似乱数（Ｐｓｅｕｄｏｒａｎｄｏｍ  Ｎｕｍｂｅｒ：ＰＮ）シーケンス、および所定の３つの６３シンボルＰＮシーケンスから成り、そのうち中間のシーケンスは連続するフィールドにおいて反転される。ＶＳＢモードの制御信号（ＶＳＢシンボルの配置のサイズを規定する）が最後の６３ＰＮシーケンスのあとに続き、そのあとに、予備の９６のシンボルと、前フィールドからコピーされた１２のシンボルが続く。ＡＴＳＣシステムでは、同期信号にプラスしてディジタル・ベースバンド・データの各シンボル（データおよび同期）に小さいディジタル・レベル（１．２５）が付加される。これは、小さい同相パイロット搬送成分をデータ信号に付加する効果を有する。ベースバンドでパイロットをディジタル付加することにより、安定度の高い正確なパイロットが得られる。パイロットの周波数は、抑圧された搬送周波数と同じである。
【０００７】
図１について話を続けると、ＩＦ処理回路１６からの帯域通過ＩＦ出力信号はアナログ／ディジタル変換器（ＡＤＣ）１９でディジタル・シンボル・データストリームに変換される。ＡＤ変換器１９からの出力ディジタル・データストリームは、ディジタル復調／搬送波再生回路２２でベースバンドに復調される。これは、受信されたＶＳＢデータストリーム内のパイロット成分に応答して、位相ロック・ループで達成される。回路２２は、図３に関して詳細に説明するように、復調されたＩ‐位相出力シンボル・データストリームを発生する。
【０００８】
ＡＤ変換器１９は、サンプリング・クロックＣＬＫに応答して、入力ＶＳＢシンボル・データストリームをサンプルする。ＡＤ変換器１９および復調器２２に関連して、セグメント同期およびシンボル・クロック再生回路２４がある。再生回路２４は、ランダム・データから、各データ・フレームの反復的データ・セグメント同期成分を再生する。セグメント同期成分を使用して、適正に位相調整されたサンプリング・クロックを再生する。
【０００９】
検出器２８は、受像機内のメモリに記憶された理想的なフィールド基準信号と、受信された各データ・セグメントを比較することにより、データ・フィールド同期成分を検出する。フィールドの同期化に加え、フィールド同期信号は、チャンネル等化器３４のためのトレーニング信号を供給する。同一チャンネルＮＴＳＣ干渉の検出・排除は検出器３０で行われる。その後、信号はチャンネル等化器３４で適応的に等化される。チャンネル等化器３４は、ブラインド、トレーニング、および決定に向けられた（ｄｅｃｉｓｉｏｎ−ｄｉｒｅｃｔｅｄ）モードの組合せで動作する。等化器３４は  Ｇｒａｎｄ  Ａｌｌｉａｎｃｅ  ＨＤＴＶ方式仕様書、およびダブリュー・ブレトル（Ｗ．Ｂｒｅｔｌ）氏外による論文「Ｇｒａｎｄ  Ａｌｌｉａｎｃｅディジタル・テレビジョン受像機のためのＶＳＢモダン・サブシステムの設計」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｃｏｎｓｕｍｅｒ  Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ（１９９５年８月）に記述されているタイプのものである。また、等化器３４は、シウエ（Ｓｈｉｕｅ）氏外による共同出願中の米国特許１０２８８５号（１９９８年６月２３日出願）に記述されているタイプのものでもよい。
【００１０】
等化器３４はチャンネルの歪みを補償するが、位相ノイズはシンボルの配置をランダムに回転させる。位相トラッキング回路３６は、等化器３４からの出力信号中に在る残留位相／利得ノイズを除去する。位相補正された信号は次に、デコーダ４０でトレリス復号化され、装置４２によりデインタリーブされ、デコーダ４４でリード・ソロモン誤差補正され、装置４６によりデスクランブル（デランダム化）される。その後、復号化されたデータストリームは、処理装置５０でオーディオ／ビデオ／ディスプレイ処理を受ける。
【００１１】
復調器２２での復調はディジタル自動位相制御（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ  Ｐｈａｓｅ  Ｃｏｎｔｒｏｌ：ＡＰＣ）ループで行われ、搬送波を再生する。位相ロック・ループは、初期捕捉（ａｃｑｕｉｓｉｔｉｏｎ）のための基準としてパイロット成分を使用し、位相捕捉のために従来の位相検出器を使用する。パイロット信号は、ランダムのノイズのようなパターンを呈するデータを含む、受信されたデータストリーム内に埋め込まれている。このランダム・データは本質的に、復調器の自動位相制御ループの濾波作用によって無視される。ＡＤ変換器１９の入力信号はベースバンド付近の信号であり、ＶＳＢ周波数スペクトルの中心を５．３８ＭＨｚとし、パイロット成分は２．６９ＭＨｚに位置している。装置２２からの復調されたデータストリームにおいて、そのパイロット成分は周波数がＤＣにシフト・ダウンされている。
【００１２】
図３は、ディジタル復調器２２の詳細を示す。復調器２２は、第１の位相制御回路３２０、第２の位相制御回路３５０、および位相制御補正信号発生器３６０を含んでいる。回路３２０の動作を最初に説明する。
【００１３】
非常に低い周波数のパイロット成分を含む、ＡＤ変換器１９からの８‐ＶＳＢ変調されたディジタル・シンボル・データストリームは、ヒルベルト・フィルタ３１５に加えられる。フィルタ３１５は、サンプルされた入来ＩＦデータストリームを、位相が互いに直交する成分「Ｉ」（同相）と「Ｑ」（直交位相）に分離する。Ｉ成分とＱ成分は、自動位相制御（ＡＰＣ）ループ内の複素乗算器３２４を使用してベースバンドに回転される。ひとたびループが同期されると、乗算器３２４の出力は複素ベースバンド信号となり、これは更に、回路３５０で位相調節（以下に述べる）され、位相制御回路３５０から、位相補正され復調された最終出力を発生する。乗算器３２４からの出力Ｉデータストリームを使用して、受信されたデータストリームのパイロット成分を抽出する。乗算器３２４からの出力Ｑデータストリームを使用して、受信された信号の位相を抽出する。
【００１４】
この位相制御ループにおいて、Ｑ信号は自動周波数制御（ＡｕｔｏｍａｔｉｃＦｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｃｏｎｔｒｏｌ：ＡＦＣ）フィルタ３３６で瀘波される。高周波のデータ（およびノイズと干渉）は自動周波数制御フィルタ３３６で大部分が除去され、パイロット周波数だけがあとに残る。瀘波後に、Ｑ信号はリミッタ３３８で振幅制限され、位相検出器３４０に要求されるダイナミックレンジを減少させる。位相検出器３４０は、その入力に加えられるＩ信号とＱ信号の位相差を検出し補正して、出力位相誤差信号を発生し、誤差信号は自動位相制御（ＡＰＣ）フィルタ（例えば、２次の低域フィルタ）で瀘波される。位相検出器３４０で検出される位相誤差は、ＤＣに近い予期されるパイロット信号の周波数と、受信されたパイロット成分の周波数との差を表す。
【００１５】
受信されたパイロット成分が、ＤＣに近い予期された周波数を呈するならば、自動周波数制御装置３３６は位相シフトを生じない。位相検出器３４０に入力されるＩおよびＱチャンネルのパイロット成分は、互いに直交する位相の関係から逸脱せず、そのため、位相検出器３４０から発生される位相誤差出力信号はゼロまたはゼロに近い値である。しかしながら、受信されたパイロット成分が不正確な周波数を呈すると、自動周波数制御装置３３６は位相シフトを発生する。その結果、位相検出器３４０に加えられるＩチャンネルとＱチャンネルのパイロット成分間に位相誤差を生じる。検出器３４０はこの位相差に応答して出力誤差信号を発生する。
【００１６】
フィルタ３４４からの瀘波済み位相誤差信号は数値制御発振器（Ｎｕｍｅｒｉｃａｌｌｙ  Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ  Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ：ＮＣＯ）３４８に供給され、数値制御発振器３４８は、受信されたデータストリームを復調するためにパイロット成分を局部的に再生する。数値制御発振器３４８に関連して、装置３４０と３４４からの位相制御信号に応答しパイロット・トーンを再生するために正弦および余弦ルックアップ・テーブル３４９がある。乗算器３２４のＩ信号とＱ信号出力が、検出器３４０より発生される位相誤差信号をほぼゼロにさせるまで、ルックアップ・テーブル３４９の出力は制御される。それは、復調されたベースバンドのＩ信号が乗算器３２４の出力に在ることを示している。
【００１７】
上述のように、受信されたＶＳＢ変調信号のパイロット成分は、周波数／位相ロック・ループ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ／Ｐｈａｓｅ  Ｌｏｃｋｅｄ  Ｌｏｏｐ：ＦＰＬＬ）で追従される。再生されたパイロットを使用して、受信されたスペクトルをベースバンドにまでヘテロダインする。受信されたスペクトル内にマルチパス、すなわち「ゴースト」成分が存在すると、位相ロック・ループで追従される搬送波は、主パス搬送波成分とマルチパス成分より発生される合成トーンである（図４）。図４に示すように、マルチパス歪みはパイロットに位相オフセット、すなわち位相追従(ｔｒａｃｋｉｎｇ：トラッキング)誤差を生じ、そのため、パイロットは、データに対し正確な復調位相を示さない。したがって、ヘテロダイン処理のために使用された基準パイロットは主パスにおける搬送波に対し位相オフセットを有し、そのため、ベースバンドの主パス信号は、ヘテロダイン処理により位相の回転を受ける。あとに続くチャンネル等化器（例えば、図１の装置３４）はパイロットの位相オフセットの影響を補償することができる。しかしながら、このパイロットの位相オフセットを補正するために、等化器がそのダイナミックレンジを過大に使用したり、等化器が不安定になることもある。パイロットの位相オフセットより生じるこの付加的な負担は、本発明の特徴による方法並びに装置によって除去される。
【００１８】
図３の回路３５０と３６０は、パイロット位相誤差の問題を扱っている。具体的に言うと、第２の位相制御回路３５０は、受信された信号をパイロットの位相とは無関係に回転させることができる付加的な位相回転回路（ｍｕｌｔｉｐｌｉｅｒ：乗算器）を含む。これにより、データが等化器３４で処理される前に、再生されたデータからパイロットの位相オフセットを除去することができる。従って、等化器はパイロットの位相オフセットを補償する必要がなく、そのため、あまり複雑でない設計の等化器を使用することができる。位相補正信号発生器３６０は、パイロットの位相オフセットを補償するために位相制御回路３５０で使用される位相オフセット制御信号を発生する。
【００１９】
図示された好ましい実施例で、搬送波再生回路は、受信されたＩ、Ｑ信号に何れも応答する２つの回転器（乗算器）３２４と３５６を使用する。回転器３２４は、パイロット成分に応答する回路３２０内の位相制御ループに関連する。他方の回転器３５６は、回路３２０の位相制御ループから得られる信号と、望ましくない位相歪み（例えば、パイロット信号のマルチパス「ｇｈｏｓｔ：ゴースト」歪み）の算定値を表す位相オフセット制御信号とを合成することにより発生される、合成信号に応答する制御回路３５０に関連する。回路３６０は、受信されたセグメント同期値と、基準セグメント同期値と、基準セグメント同期値のヒルベルト変換とを相関させることにより、位相オフセット制御信号を発生する。
【００２０】
具体的に言うと、回路３５０内の乗算器３５６は位相が互いに直交するＩ信号とＱ信号をフィルタ３１５から受け取る。また、回路３５０は、回路３２０の位相ロック・ループ内の発信器３４８の出力から入力を受け取る。この信号は加算器３５２内で、回路３６０より発生される位相オフセット制御信号と合成され、パイロット搬送波の位相オフセットを補償する。加算器３５２の出力信号は、位相が互いに直交する出力信号を複素乗算器３５６（ｓｅｃｏｎｄ  ｒｏｔａｔｏｒ：第２の回転器）に供給するために、ルックアップ・テーブル３５４に加えられる位相補正された信号である。ルックアップ・テーブル３５４および乗算器３５６は、回路３２０内のルックアップ・テーブル３４９および複素乗算器（ｒｏｔａｔｏｒ：回転器）３２４と同様に動作する。乗算器３５６はＩおよびＱの位相調整された出力信号を供給する。位相調整されたＩ出力信号は、受信されたパイロット搬送波の位相オフセットを補償されて、装置２４と２８に加えられ、最後に等化器３４に加えられる（図１に示す）。マルチパスで誘起されるパイロット搬送波の位相オフセットは、回路３２０、３５０、３６０の共同作用により著しく減少されまたは排除されているので、等化器はそのようなオフセットを補償する必要がなく有利である。位相調整されたＱ信号が現れた場合の、複素乗算器３５６の第２の出力は本例では使用されていない。
【００２１】
ＡＴＳＣディジタル・テレビジョン変調スキームは、データ・フィールド／フレーム・フォーマットを使用する（図２に関連して説明される）。各データ・フレームは、フィールド同期（ｓｙｎｃ）成分で分離された２つのデータ・フィールドで構成される。構成する各データ・フィールドは、複数のデータ・セグメントから成り、各データ・セグメントは、最初にセグメント同期成分で始まる。これらの同期成分は、データストリーム内で、知られている固定した位置を占めており、以下の説明では、同期または同期成分と呼ばれる。受信されたＶＳＢ変調データストリームがベースバンドに復調され、同期成分が再生された（これらの位置が確認された）あとで、回路３６０は、再生されたセグメント同期成分および知られているセグメント同期振幅値と、知られているセグメント同期振幅値のヒルベルト変換との間の相関を実行する。ヒルベルト変換は、知られているように、加えられた入力信号を直交位相にしたものを発生する。相関された値は、以下のように、位相オフセット制御信号を得るために処理される。フィールド同期成分およびその変換は、相関関数で使用することもできる。
【００２２】
位相補正信号発生回路３６０は第１と第２の入力相関器３６２と３６３を含み、これらは何れも、受信されたベースバンドのセグメント同期サンプルを入力として受け取る。相関器３６２は、ローカル・メモリから一定のセグメント同期値“Ｓ”を受け取り、相関器３６３は、ローカル・メモリから、ヒルベルト変換された一定のセグメント同期値“Ｈ（Ｓ）”を受け取る。相関器３６２より発生される相関は、以下の式で定められる出力値Ｉｃを発生する：
Ｉｃ  ＝  Ｇｃ｜Ｓ｜2ｃｏｓΦ
ここで、｜Ｓ｜2  は、それ自体と既知の同期成分とを相関させた結果であり、Ｇｃは任意の利得係数である。相関器３６３より発生される相関は、以下の式で定められる出力値Ｉｓを発生する：
Ｉｓ  ＝  Ｇｓ｜Ｈ（Ｓ）｜2ｓｉｎΦ
ここで、｜Ｈ（Ｓ）｜2  は、それ自体と既知の同期成分のヒルベルト変換を相関させた結果であり、Ｇｓ  ＝  Ｇｃ．パイロット位相トラッキング誤差はシンボルΦで表される。
【００２３】
相関器３６２と３６３の出力ＩｓとＩｃは回路３６５で処理される。回路３６５は数学的値Ｉｓ／Ｉｃを発生する。すなわち、
Ｉｓ／Ｉｃ  ＝  ｜Ｈ（Ｓ）｜２  ／｜Ｓ｜２  ｘ（ｓｉｎΦ）／（ｃｏｓΦ）
｜Ｈ（Ｓ）｜２  と  ｜Ｓ｜２  の値は、既知の同期成分値の関数なので、すでに知られている。上の式で、｜Ｈ（Ｓ）｜２  ／｜Ｓ｜２  の項は、乗算器３６６内でその逆の項（貯えられた定数）とを掛け合わせることにより相殺され、乗算器３６６の出力において以下の式を発生する：
Ｉｓ／Ｉｃ  ＝  ｓｉｎΦ／ｃｏｓΦ  ＝  ｔａｎΦ、  従って
Φ  ＝  ｔａｎ−１（Ｉｓ／Ｉｃ）
Ｉｓ／Ｉｃの項は或る数値であり、オフセット位相シフトΦの値を定めるためにｔａｎ−１ルックアップ・テーブル３６７で使用される数値である。ルックアップ・テーブル３６７からの出力値はラッチ３６８（例えば、Ｄ型フリップ‐フロップ）のＤ入力に加えられる。ラッチ３６８のイネーブル入力ＥＮは、セグメント同期がタイミング再生回路２４で再生されたとき、局部で発生される「同期位置検出済み」信号を受信する（図１）。本例で、「同期位置検出済み」信号はタイミング再生回路２４より供給されているが、タイミング再生回路２４の動作を監視する局部マイクロプロセッサもこの信号を供給することができる。「同期位置検出済み」信号によって、ラッチ３６８はそのＤ入力で受信された位相オフセット信号を、上述したように使用するために、位相オフセット制御信号として位相制御回路３５０に出力することができる。
【００２４】
回路３５０からの復調されたＩチャンネル・データストリームは、セグメント同期およびシンボル・クロック再生回路２４とフィールド同期検出回路２８に加えられる（図１）。反復的データ・セグメント同期パルスが、受信されたデータストリームのランダム・データ・パターンから再生されるとき、セグメント同期を使用して、適正に位相調整されたシンボル・サンプリング・クロックを再生することにより適正なシンボル・タイミングを達成する。
【００２５】
以下に、パイロット位相オフセット算定回路３６０の動作を更に詳細に説明する。相関器３６２と３６３に加えられる入力信号は、
Ｉ（ｎ）  ＝  ｘ（ｎ）ｃｏｓΦ−ｘ′（ｎ）ｓｉｎΦ  の形式となる。ここで、ｘ′はｘ（ｎ）のヒルベルト変換であり、補正すべきパイロット搬送波の位相オフセット誤差はΦである。ＡＴＳＣシステムのための多シンボル・セグメント同期パターンはＳで表され、そのヒルベルト変換は  Ｈ′（または上述のように、Ｈ（ｓ））で表される。ＳとＳ′を相関させると、Ｉｃ＝｜Ｓ｜2  ｃｏｓΦ  とＩｓ＝−｜Ｓ′｜2  ｓｉｎΦ  となる。ＳとＳ′は定数なので、Ｉｓ／Ｉｃ  は−ＣｔａｎΦに比例する（ここで、Ｃは定数）ことが理解される。Φの値（例えば、−９０度〜＋９０度）について、ｔａｎΦはΦに近づくので、Φは−（Ｉｓ／Ｉｃ）ｘ（１／Ｃ）にほぼ等しい。小さいΦの値に対し、Ｉｃはゼロより大きいので、ＩｃｘＣを無視すると、Φは−Ｉｓの或る正のスケーリングにほぼ等しくなる。
【００２６】
４個のシンボル・セグメント同期パターンは通常、シンボル値＋１６０−１６０−１６０＋１６０を有するので、Ｓ′を＋１と−１の値に正規化すると、通常のセグメント同期パターンに対応する  Ｓ′＝  ＋１−１−１＋１  を生じる。この正規化により、ＩｓとＩｃの相関処理は簡略化されて加算処理となるので、位相オフセット誤差Φｅは、
Φｅ ＝  −Ｓ０−Ｓ１＋Ｓ２＋Ｓ３  とほぼ等しくなる。ここで、Ｓ０、Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３はセグメント同期パターンを構成する４つのシンボルを表す。Φｅの算出に及ぼすノイズとマルチパスの影響を軽減するために、個々の同期シンボルＳ０、Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３はそれぞれ、所定の期間Ｔ（例えば、連続する６４のセグメント同期パターンを包含する）にわたって平均化される。その後、相関値ｅ′は以下の式にしたがって発生される：
0004651798.tif 000002
この値は、時間（例えば、６４のセグメント同期期間）にわたって合計され、所定のスケール係数Ｇでスケール化され、最終値ｅを発生する。スケール係数Ｇは経験的に定められ、トラッキング帯域幅を設定する。
【００２７】
上述したプロセスを図５に示す。図５で、入力加算回路は、加算器５１２、５１３、５１４、５１５、５２５、５２８で構成される。この加算回路に関連して、遅延要素５１８、５１９、５２０、５２１がある。各遅延要素は１シンボルの遅延を表す。加算器５２５の出力と加算器５２８の出力は、合成器５３０内で減算的に合成される。合成器５３０の出力は装置５３２で処理され、上記の式に従って、値ｅ′を発生する。装置５３２は、以前の処理の間に合計されたセグメント同期成分の数（６４）で割り、それによって、予期される同期振幅を発生する。その後、値ｅ′は加算器５３４および関連するシンボル遅延要素５３５で処理され、装置５３８でスケール化され、最終誤差算定値ｅを発生する。この入力加算回路は、各期間Ｔの終了時にリセットされる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の原理に従う装置を含む、高精細度テレビジョン（ＨＤＴＶ）受像機の一部のブロック図である。
【図２】  米国でＡＴＳＣ高精細度方式を使用するＶＳＢ変調された信号のデータ・フレーム・フォーマットを示す。
【図３】  本発明に従う、図１に示す搬送波再生／復調回路の詳細を示す。
【図４】  図１の復調器の動作を理解するのに役立つ線図を示す。
【図５】  図１に示す復調器回路の部分の別の詳細を示す。
【図１】
0004651798.tif 000003
【図２】
0004651798.tif 000004
【図３】
0004651798.tif 000005
【図４】
0004651798.tif 000006
【図５】
0004651798.tif 000007