(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
トランスの一次巻線を介して直流電源に接続されたスイッチング素子と、
前記スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、
前記制御回路に電源電圧を供給することにより該制御回路を起動する起動回路と、
前記トランスの二次巻線に発生された電圧を整流及び平滑して負荷に供給する第１整流平滑回路と、
前記トランスの三次巻線に発生された電圧を整流及び平滑して前記制御回路に電源として供給する第２整流平滑回路と、
過負荷時に前記負荷に供給する電流を制限する過電流保護回路とを備え、
前記制御回路は、前記過電流保護回路が動作することにより前記第２整流平滑回路の出力電圧が低下した場合に前記スイッチング素子を断続的にオンオフさせて過負荷時の出力電流を制御するＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記過電流保護回路が動作している間は過電流状態であることを検出して検出信号を出力する過電流検出回路と、
起動時は前記直流電源から生成された第１の起動電流が出力され起動後は前記過電流検出回路からの検出信号が出力される間は前記第１の起動電流より小さい第２の起動電流が出力されるように、前記起動回路の出力を切り替える起動電流切替回路とを備え、
前記起動電流切替回路により切り替えられた前記第１の起動電流又は前記第２の起動電流を充電して得られる電圧が、前記電源電圧として前記制御回路に供給され、
前記過電流検出回路は、前記第２整流平滑回路に有するコンデンサの両端電圧が所定の電圧以下になったことを検出した時に前記検出信号を出力し、前記制御回路の電源電圧が、該制御回路が動作可能な電圧である起動開始電圧になったことを検出した時に前記検出信号の出力を停止することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記起動回路は、定電流回路又は抵抗又は前記定電流回路と前記抵抗との組合せにより前記第１の起動電流及び前記第２の起動電流を生成して出力することを特徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータに関し、特に過負荷時にスイッチング素子のオンオフ動作を断続させて回路を保護する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
図１３は従来のフライバック方式のＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成を示す図である。ＤＣ−ＤＣコンバータは、交流電源１の出力を、全波整流器２とコンデンサ３とにより整流及び平滑して得られる直流電圧が入力されることにより動作する。
【０００３】
ＤＣ−ＤＣコンバータは、起動回路４と、一次巻線５−１、二次巻線５−２及び三次巻線５−３を有するフライバックトランス（以下、単に「トランス」という）５と、例えばＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子６と、入力電流検出用の抵抗７と、スイッチング素子６のオンオフを制御する制御回路８と、ダイオード１１及びコンデンサ１２からなる第１整流平滑回路と、ダイオード９及びコンデンサ１０からなる第２整流平滑回路と、出力電圧検出回路２４と、発光ダイオード１３−１及びフォトトランジスタ１３−３からなるフォトカプラ１３を備えている。出力電圧検出回路２４は、出力電圧検出用の抵抗１７及び抵抗１６と、誤差増幅器１４と、基準電源１５とから構成されている。
【０００４】
コンデンサ３の両端には、トランス５の一次巻線５−１とスイッチング素子６と抵抗７とが直列に接続されている。第１整流平滑回路は、トランス５の二次巻線５−２に接続され、第２整流平滑回路は、トランス５の三次巻線５−３に接続されている。起動回路４は、コンデンサ３の正側端子と制御回路８の電源入力端子（第２整流平滑回路の出力端子）との間に接続されている。
【０００５】
出力電圧検出回路２４の抵抗１７及び抵抗１６は、第１整流平滑回路の出力端子間に直列に接続されている。誤差増幅器１４の反転入力端子（−）は抵抗１７と抵抗１６の接続点に接続され、非反転入力端子（＋）は基準電源１５に接続されている。誤差増幅器１４の出力端子には、フォトカプラ１３の発光ダイオード１３−１が接続されている。制御回路８には、起動回路４又は第２整流平滑回路から直流電源が供給される。制御回路８には、フォトカプラ１３のフォトトランジスタ１３−２からの信号及び抵抗７とスイッチング素子６との接続点からの信号が入力される。制御回路８の出力はスイッチング素子６に送られる。
【０００６】
次に、このように構成された従来のＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明する。まず、通常時の動作を説明する。スイッチング素子６がオンすると、トランス５の一次巻線５−１にエネルギーが蓄えられ、スイッチング素子６がオフすると、トランス５のフライバックエネルギーが二次巻線５−２に伝達される。二次巻線５−２に接続されたダイオード１１とコンデンサ１２とからなる第１整流平滑回路により整流及び平滑され、直流電力として負荷１８に供給される。
【０００７】
第１整流平滑回路から出力される直流電圧（コンデンサ１２の両端電圧）は、抵抗１６と抵抗１７とにより分割され、誤差増幅器１４の反転入力端子に供給される。誤差増幅器１４は、反転入力端子に入力された電圧と基準電源１５の電圧とを比較し、その誤差電圧を出力する。これにより、フォトカプラの発光ダイオード１３−１に電流が流れ、発光ダイオード１３−１は発光する。発光された光はフォトトランジスタ１３−２に伝達され、フォトトランジスタ１３−２において誤差信号に変換されて制御回路８に送られる。制御回路８は、フォトトランジスタ１３−２から送られてくる誤差信号に応じてパルス幅を調整したＰＷＭ信号を生成し、スイッチング素子６の制御端子（ゲート）に送り、スイッチング素子６のオンオフが制御される。
【０００８】
この場合、誤差増幅器１４の反転入力端子に入力される電圧が基準電源１５から出力される基準電圧より大きい場合には、誤差増幅器１４の出力が低下し、フォトカプラ１３に流れる電流が増えるので、制御回路８は、スイッチング素子６のオン時間が短くなるようなＰＷＭ信号を生成してスイッチング素子６に送る。これにより、出力電圧が低下し、所定の電圧に安定化される。
【０００９】
次に、起動時の動作を説明する。まず、コンデンサ３から起動回路４を介してコンデンサ１０が充電される。このため、コンデンサ１０の電圧が上昇して制御回路８が動作可能な電圧（以下、「起動電圧」という）Ｖｓになると、制御回路８はＰＷＭ信号をスイッチング素子６に送る。これにより、スイッチング素子６のオンオフが開始され、二次巻線５−２から第１整流平滑回路を介して直流電圧が負荷１８に供給される。同時に、トランス５の三次巻線５−３にも電圧が発生し、ダイオード９とコンデンサ１０とからなる第２整流平滑回路により整流及び平滑されて直流電圧に変換され、制御回路８の電源として制御回路８に供給される。
【００１０】
次に、過負荷時の動作を説明する。上記状態において、負荷１８のインピーダンスが下がって出力電流が増大すると、スイッチング素子６に流れる電流も増加する。スイッチング素子６に流れる電流は、抵抗７により電圧に変換されて制御回路８に送られる。制御回路８は、抵抗７で発生された電圧が所定値より大きくなると、スイッチング素子６をオフさせる。これにより、トランス５の一次巻線５−１に蓄えられるエネルギーが制限されるので、二次巻線５−２に伝達されるフライバックエネルギーが制限され、出力電力の増大が抑止される。その結果、出力電圧が低下し、過負荷が防止される。
【００１１】
しかしながら、上述したような、スイッチング素子６に流れる電流を検出して負荷１８に流れる過電流を抑止する構成においては、出力電圧が低下すると出力電流が増加し、特に、負荷１８の短絡時などにおいては出力電流が増大し、ダイオード１１などが破損することもある。そこで、出力電流を直接に検出し、所定値以上の出力電流が流れないように制限することもしばしば行われている。
【００１２】
図１４は従来の他のＤＣ−ＤＣコンバータの二次側の回路を示す図である。ＤＣ−ＤＣコンバータでは、図１３に示したＤＣ−ＤＣコンバータの二次側に、過電流検出回路２５を追加している。過電流検出回路２５は、負荷１８と第１整流平滑回路との間に挿入された抵抗２３、誤差増幅器２１及び基準電源２２から構成されている。誤差増幅器２１の反転入力端子は、抵抗２３と負荷１８との接続点に接続され、非反転入力端子は基準電源２２に接続されている。また、誤差増幅器２１の出力は、ダイオード２０を介して発光ダイオード１３−１に接続されている。なお、誤差増幅器１４と発光ダイオード１３−１との間には、誤差増幅器２１の出力と出力電圧検出回路２４を構成する誤差増幅器１４の出力との衝突を避けるためにダイオード１９が挿入されている。
【００１３】
このように構成された従来のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、出力電流が抵抗２３を流れることにより発生される電圧が誤差増幅器２１の反転入力端子に印加される。誤差増幅器２１は、反転入力端子に入力された電圧と非反転入力端子に入力された基準電源２２からの基準電圧とを比較し、反転入力端子に入力された電圧が基準電源２２からの基準電圧を越えると発光ダイオード１３−１に流れる電流を増やす。制御回路８は、フォトトランジスタ１３−２からの信号に応じてスイッチング素子６のオン時間を短くするようなＰＷＭ信号を生成し、スイッチング素子６に送る。これにより、出力電流が定電流に制限されて、出力電圧が低下する。同時に、三次巻線５−３に発生する電圧も低下し、制御回路８に供給される電源電圧が低下する。
【００１４】
制御回路８に供給される電源電圧が、制御回路８の動作が停止される電圧（以下、「停止電圧」という）Ｖｕまで低下すると、制御回路８は動作を停止し、スイッチング素子６のオンオフは行われなくなる。この状態に至ると、起動回路４によりコンデンサ１０が充電され、その電圧が上昇する。起動回路４から出力される電流は、制御回路８が動作している時に消費する電流より少なく設定されているので、起動回路４は、制御回路８が動作している時は、コンデンサ１０を充電して電圧を上昇させることはできない。しかし、制御回路８が停止している時は、その消費電流は極めて小さいので、起動回路４は、コンデンサ１０を充電して電圧を上昇させることができる。
【００１５】
コンデンサ１０の電圧が制御回路８の起動電圧Ｖｓまで上昇すると、再び制御回路８は動作を開始し、スイッチング素子６はオンオフを開始する。このとき、負荷１８のインピーダンスが未だ低い状態であれば、大きな出力電流が流れ、再び過電流検出回路２５が動作して出力電圧を低下させる。コンデンサ１０の電圧が制御回路８の停止電圧Ｖｕまで低下すると、再度、制御回路８の動作が停止する。
【００１６】
以上の動作が繰り返されることにより、スイッチング素子６はオンオフ動作を断続的に行う。この構成によれば、過負荷状態になるとスイッチング素子６のオンオフ動作が断続するので、負荷１８の短絡時などであっても過大な出力電流が流れることはなく、部品を破損することもない。負荷１８のインピーダンスが増大して過負荷状態でなくなると、スイッチング素子６がオンオフ動作を開始しても過電流検出回路２５は動作しないので出力電圧、ひいては制御回路８の電源電圧も低下せず、安定な電圧を負荷１８に供給することができる。
【００１７】
ところが、上述した従来の他のＤＣ−ＤＣコンバータでは、制御回路８の消費電流が少ないと、コンデンサ１０の電圧低下速度が緩やかになるので、直ちにスイッチング動作を停止させることができず、過大な出力電流が流れることがある。この課題を解決するために、特許文献１は、過電流保護機能が動作して制御回路８の電源電圧が低下すると、所定の電圧になったことを検知して強制的に制御回路８の電源電圧を低下させて、確実にスイッチング動作を停止させるＤＣ−ＤＣコンバータを開示している。
【００１８】
図１５は特許文献１に開示されたＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成を示す図である。ＤＣ−ＤＣコンバータは、図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータに、擬似インピーダンス回路２６が追加されて構成されている。擬似インピーダンス回路２６は、第２整流平滑回路の出力端子間に接続されている。擬似インピーダンス回路２６は、逆流阻止用ダイオード５１と、ツェナーダイオード５２と、２つの抵抗５３及び抵抗５４と、２つのＮＰＮ型のトランジスタ５５及びトランジスタ５６と、ダミーの抵抗５７とを備える。
【００１９】
上記の構成において、負荷１８のインピーダンスが著しく低下すると、第１整流平滑回路から負荷１８に供給される直流出力電圧が低下すると同時にトランス５の三次巻線５−３に発生する電圧も低下する。また、トランス５の三次巻線５−３から第２整流平滑回路を介して制御回路８に供給される電源電圧も低下する。トランス５の三次巻線５−３から第２整流平滑回路を介して出力される制御回路８の電源電圧、すなわちトランス５の三次巻線５−３から逆流阻止用ダイオード５１を介して得られる整流電圧が通常動作時の電圧より低下すると、ツェナーダイオード５２が非導通状態となり、トランジスタ５５がオフになり、トランジスタ５６がオンとなる。これにより、コンデンサ１０に充電された電荷が抵抗５７及びトランジスタ５６を通して速やかに放出されるので、制御回路８の電源電圧が制御回路８の停止電圧Ｖｕまで急速に降下し、制御回路８の動作が停止して直流出力電圧が略０Ｖとなり、ＤＣ−ＤＣコンバータが停止する。
【００２０】
このＤＣ−ＤＣコンバータによれば、負荷１８のインピーダンスが著しく低下したときに擬似インピーダンス回路２６により第２整流平滑回路から出力される制御回路８の電源電圧が制御回路８の停止する停止電圧Ｖｕまで急速に降下する。従って、制御回路８の消費電力が小さい場合であっても確実にスイッチング動作を停止させることができるので、過大な出力電流が流れることを防止できる。
【特許文献１】特開２００１−１４５３４４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２１】
上述した従来のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、過負荷になると過電流保護回路が動作し、出力電圧が低下したことを検出して、スイッチング素子のオンオフ動作が断続的に行われるので、負荷が短絡した時に過大な電流が流れるのを防ぐことができると共に、消費電力を減らすことができる。消費電力を減らすには、スイッチング素子のオンオフ動作が断続する断続周期を、より長くすることが望ましい。
【００２２】
しかしながら、断続周期は、起動回路４から出力される電流とコンデンサ１０の容量とにより決まるので、断続周期を長くして負荷が短絡した時の出力電流を小さくしようとすると、最初に起動する時の起動時間も長くなり、ＤＣ−ＤＣコンバータの仕様として定められている起動時間の制約を満たすことができない場合があるという問題がある。
【００２３】
本発明は、起動時間に影響を与えることなく過負荷時の消費電力を減らすことができるＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２４】
上述した課題を解決するために、本発明は、トランスの一次巻線を介して直流電源に接続されたスイッチング素子と、前記スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、前記制御回路に電源電圧を供給することにより該制御回路を起動する起動回路と、前記トランスの二次巻線に発生された電圧を整流及び平滑して負荷に供給する第１整流平滑回路と、前記トランスの三次巻線に発生された電圧を整流及び平滑して前記制御回路に電源として供給する第２整流平滑回路と、過負荷時に前記負荷に供給する電流を制限する過電流保護回路とを備え、前記制御回路は、前記過電流保護回路が動作することにより前記第２整流平滑回路の出力電圧が低下した場合に前記スイッチング素子を断続的にオンオフさせて過負荷時の出力電流を制御するＤＣ−ＤＣコンバータであって、前記過電流保護回路が動作している間は過電流状態であることを検出して検出信号を出力する過電流検出回路と、起動時は前記直流電源から生成された第１の起動電流が出力され起動後は前記過電流検出回路からの検出信号が出力される間は前記第１の起動電流より小さい第２の起動電流が出力されるように、前記起動回路の出力を切り替える起動電流切替回路とを備え、前記起動電流切替回路により切り替えられた前記第１の起動電流又は前記第２の起動電流を充電して得られる電圧が、前記電源電圧として前記制御回路に供給され、前記過電流検出回路は、前記第２整流平滑回路に有するコンデンサの両端電圧が所定の電圧以下になったことを検出した時に前記検出信号を出力し、前記制御回路の電源電圧が、該制御回路が動作可能な電圧である起動開始電圧になったことを検出した時に前記検出信号の出力を停止することを特徴とする。
【発明の効果】
【００２５】
本発明によれば、起動回路で流す起動電流を、起動時には第１の起動電流で起動し、起動後に過負荷状態になってスイッチング素子のオンオフ動作を断続的に動作させる時は、第１の起動電流よりも小さい第２の起動電流で起動する。したがって、最初の起動時間と過負荷時の断続周期をそれぞれ別に設定することが可能となるので、起動時間に影響を与えることなく過負荷時の断続周期を長くすることができ、過負荷時の消費電力を減らすことができる。また、過電流検出回路は、第２整流平滑回路に有するコンデンサの両端電圧が所定の電圧以下になったことを検出した時に検出信号を出力し、制御回路の電源電圧が、制御回路が動作可能な電圧である起動開始電圧になったことを検出した時に検出信号の出力を停止することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
以下、本発明の実施例を、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、背景技術の欄で説明したＤＣ−ＤＣコンバータと同一又は相当する構成部分には、背景技術の欄で使用した符号と同一の符号を付して説明する。
【実施例１】
【００２７】
図１は本発明の実施例１に係るＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成を示す図である。ＤＣ−ＤＣコンバータは、フライバック方式のＤＣ−ＤＣコンバータであり、交流電源１の出力を全波整流器２とコンデンサ３とにより整流及び平滑することにより得られた直流電圧が入力されることにより動作する。
【００２８】
ＤＣ−ＤＣコンバータは、起動回路４ａと、一次巻線５−１、二次巻線５−２及び三次巻線５−３を有するトランス５と、例えばＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子６と、入力電流検出用の抵抗７と、スイッチング素子６のオンオフを制御する制御回路８と、ダイオード１１及びコンデンサ１２からなる第１整流平滑回路と、ダイオード９及びコンデンサ１０からなる第２整流平滑回路と、出力電圧検出回路２４と、発光ダイオード１３−１及びフォトトランジスタ１３−２からなるフォトカプラ１３と、過電流検出回路１００とを備える。出力電圧検出回路２４は、出力電圧検出用の抵抗１７及び抵抗１６と、誤差増幅器１４と、基準電源１５とから構成されている。
【００２９】
コンデンサ３の両端には、トランス５の一次巻線５−１とスイッチング素子６と抵抗７とが直列に接続されている。第１整流平滑回路は、トランス５の二次巻線５−２に接続され、第２整流平滑回路は、トランス５の三次巻線５−３に接続されている。起動回路４ａは、コンデンサ３の正側端子と制御回路８の電源入力端子（第２整流平滑回路の出力端子）との間に接続されている。
【００３０】
出力電圧検出回路２４の抵抗１７及び抵抗１６は、第１整流平滑回路の出力端子間に直列に接続されている。誤差増幅器１４の反転入力端子は抵抗１７と抵抗１６との接続点に接続され、非反転入力端子は基準電源１５に接続されている。誤差増幅器１４の出力端子には、ダイオード１９を介してフォトカプラ１３の発光ダイオード１３−１が接続されている。制御回路８には、起動回路４ａ又は第２整流平滑回路から直流電圧が供給される。この制御回路８には、フォトカプラ１３のフォトトランジスタ１３−２からの信号及び抵抗７とスイッチング素子６との接続点からの出力が入力される。また、制御回路８の出力は、スイッチング素子６に送られる。
【００３１】
起動回路４ａは、第１定電流回路１０１、第２定電流回路１０２、第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２及び起動電流切替回路１０３から構成されている。第１定電流回路１０１は、直流入力電力に基づき大きい電流を発生する。第２定電流回路１０２は、直流入力電力に基づき小さい電流を発生する。第１定電流回路１０１で発生された電流と第２定電流回路１０２で発生された電流の和を第１の起動電流という。また、第２定電流回路１０２で発生された電流を第２の起動電流という。
【００３２】
第１スイッチＳＷ１は、起動電流切替回路１０３からの制御信号に応じて開閉し、第１定電流回路１０１で発生された電流をコンデンサ１０に送るかどうかを制御する。第２スイッチＳＷ２は、起動電流切替回路１０３からの制御信号に応じて開閉し、第２定電流回路１０２で発生された電流をコンデンサ１０に送るかどうかを制御する。
【００３３】
起動電流切替回路１０３は、第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２の開閉を制御する。より詳しくは、起動電流切替回路１０３は、起動時は、第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２をオンさせる。また、制御回路８が動作を開始したことを検出した時は、第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２をオフさせる。制御回路８が動作を開始すれば、制御回路８の電源電圧は、三次巻線５−３に接続されたダイオード９とコンデンサ１０とからなる第２整流平滑回路から供給されるので、起動回路４ａからの電流は不用になる。したがって、第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２をオフさせることにより効率を上げることができる。また、起動電流切替回路１０３は、過電流検出回路１００から過電流を検出した旨の信号を受け取った時は、第２スイッチＳＷ２をオンさせる。
【００３４】
過電流保護回路８ａは、制御回路８に内蔵されている。過電流保護回路８ａは、トランス５の一次巻線５−１からスイッチング素子６を通って抵抗７に流れる電流を電圧に変換して得られた電圧値が所定値以上である場合に動作し、過電流保護回路８ａが動作している旨を表す信号を過電流検出回路１００に送る。
【００３５】
過電流検出回路１００は、制御回路８の過電流保護回路８ａから送られてくる信号が、過電流保護回路８ａが動作した旨を示しているときに、過電流状態を検出した旨を表す検出信号を生成して起動電流切替回路１０３に送る。
【００３６】
次に、このように構成された本発明の実施例１に係るＤＣ−ＤＣコンバータの動作を図２に示す波形図を参照しながら説明する。
【００３７】
起動時には、まず、図２（ａ）に示すように、交流電源１の出力を全波整流器２で整流した電圧がコンデンサ３に印加されることによりコンデンサ３が充電され、直流入力電圧が所定値になる。このとき、起動電流切替回路１０３は、第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２をオンさせる。したがって、図２（ｂ）及び図２（ｃ）に示すように、第１定電流回路１０１及び第２定電流回路１０２から起動電流が出力される。この場合、第１定電流回路１０１からの電流と第２定電流回路１０２からの電流の合計が第１の起動電流となる。これにより、図２（ｇ）に示すように、コンデンサ１０が徐々に充電されて、その両端電圧が上昇する。
【００３８】
そして、コンデンサ１０の電圧が制御回路８の起動電圧Ｖｓに達すると、制御回路８はＰＷＭ信号をスイッチング素子６へ送る。これにより、スイッチング素子６はオンオフ動作を開始する。スイッチング素子６がオンオフを開始すると、二次巻線５−２に電圧が発生し、発生された電圧はダイオード１１及びコンデンサ１２からなる第２整流平滑回路で整流及び平滑され、図２（ｆ）に示すような直流出力電圧が負荷１８に供給される。同時に、三次巻線５−３に電圧が発生し、発生された電圧はダイオード９及びコンデンサ１０からなる第２整流平滑回路により整流及び平滑される。コンデンサ１０の電圧は、図２（ｇ）に示すように、三次巻線５−３の電圧が立ち上がるまで僅かに低下するが、その後、三次巻線５−３の電圧により充電されると制御回路８を動作させるのに十分な電源電圧になる。
【００３９】
以上のような状態において、負荷が大きくなる、又は短絡すると出力電流が大きくなり、制御回路８に内蔵されている過電流保護回路８ａが動作する。過電流保護回路８ａが動作すると、図２（ｄ）に示すように、その旨を表す信号が過電流検出回路１００に送られる。過電流検出回路１００は、過電流保護回路８ａからの信号に基づき過電流状態であることを検出すると、図２（ｅ）に示すように、検出信号を生成して起動電流切替回路１０３に送る。起動電流切替回路１０３は、過電流検出回路１００から送られてくる検出信号に応答して第２スイッチＳＷ２をオンする。また、過電流保護回路８ａが動作することにより、出力電圧が低下するとともに、三次巻線５−３に発生する電圧も低下し、図２（ｇ）に示すように、コンデンサ１０の電圧も低下する。そして、コンデンサ１０の電圧が制御回路８の停止電圧Ｖｕまで低下すると、制御回路８の動作が停止し、その結果、スイッチング素子６のオンオフが停止する。
【００４０】
起動回路４ａにおいて、第１スイッチＳＷ１がオフであり、第２スイッチＳＷ２がオンであるから、第２定電流回路１０２から出力された第２の起動電流が第２スイッチＳＷ２を介してコンデンサ１０に流れ、図２（ｇ）に示すように、コンデンサ１０が充電される。第２定電流回路１０２から出力される第２の起動電流は、制御回路８が動作している時に消費する電流より少なく設定されているので、制御回路８が動作している時はコンデンサ１０を充電して電圧を上昇させることはできないが、制御回路８が停止すると消費電流は極めて小さくなるので、起動回路４によりコンデンサ１０を充電し、その電圧を上昇させる。
【００４１】
コンデンサ１０の電圧が上昇し、制御回路８の起動電圧Ｖｓになると、制御回路８は動作を開始し、スイッチング素子６はオンオフ動作を開始する。起動電流切替回路１０３は、制御回路８が動作したことを検知すると、第２スイッチＳＷ２をオフする。この時、負荷が大きいか短絡している状態が未だ解消されていないと、再度、過電流保護回路８ａが動作し、過電流検出回路１００は検出信号を出力する。これにより、起動電流切替回路１０３は、第２スイッチＳＷ２をオンする。過電流保護回路８ａの動作により、出力電圧及び三次巻線５−３に発生する電圧は低下し、再び制御回路８が動作を停止する。そして、再度、起動回路４は、第２定電流回路１０２でコンデンサ１０を充電する。
【００４２】
過負荷状態が継続する間は上述した動作が繰り返され、スイッチング素子６はオンオフ動作を断続的に行う。負荷が軽くなるか短絡が解消されると、スイッチング素子６のオンオフ動作が再開された時点で出力電圧が所定の電圧で安定化し、過電流保護回路８ａが動作しないので、三次巻線５−３に発生する電圧も低下せず、制御回路８はスイッチング素子６をオンオフさせる動作を継続する。
【００４３】
なお、制御回路８が動作を開始して出力電圧が立上がる時に、過電流保護回路８ａが働くことがある。このような場合は、図２に示すように、過電流検出回路１００は、過電流保護回路８ａが動作してから、出力電圧が立上がるまでの期間τだけ検出信号の出力を遅らせるように構成できる。
【００４４】
以上説明したように、本発明の実施例１に係るＤＣ−ＤＣコンバータによれば、直流入力電圧の投入によりＤＣ−ＤＣコンバータを起動する時は、起動回路４ａは第１定電流回路１０１の出力電流と第２定電流回路１０２の出力電流とを合わせた大きい第１の起動電流でコンデンサ１０を充電し、過電流保護回路８ａが動作して制御回路８が停止した時は、第２定電流回路１０２の出力電流だけの小さい第２の起動電流でコンデンサ１０を充電する。
【００４５】
したがって、従来のＤＣ−ＤＣコンバータでは、負荷が大きいか短絡している状態では、図３（ａ）に示すように、短い断続周期（Ｔ１ａ＋Ｔ２ａ）でコンデンサ１０の充放電が繰り返されるのに対し、実施例１に係るＤＣ−ＤＣコンバータでは、起動時は、従来と同様に、コンデンサ１０は短い期間（Ｔ１ａ＋Ｔ２ａ）で充電されるので起動時間に影響を与えることはない。また、過電流保護回路８ａが動作した時は、図３（ｃ）に示すように、長い断続周期（Ｔ１ｂ＋Ｔ２ｂ）でコンデンサ１０の充放電が繰り返されるので、従来のＤＣ−ＤＣコンバータでは、図３（ｂ）に示すように、単位時間あたりの直流電圧が出力される回数が多くなって出力電力（平均値）が大きくなるのに対し、実施例１に係るＤＣ−ＤＣコンバータでは、図３（ｄ）に示すように、単位時間あたりの直流電圧が出力される回数が少なくなって出力電力（平均値）が小さくなるので、消費電力を減らすことができる。
【００４６】
なお、上述した実施例１に係るＤＣ−ＤＣコンバータでは、過電流検出回路１００は、スイッチング素子６の電流を監視する過電流保護回路８ａが動作したか否かにより過電流の有無を検出するように構成したが、フォトカプラ１３のフォトトランジスタ１３−２の電圧を監視するなどにより過電流の有無を検出するように構成できる。スイッチング素子６の電流は、通常、過電流保護回路８ａが監視しているので、これと同じ方法で過電流の有無を検出できる。過電流保護回路８ａが働くと、出力電圧が低下するので、出力電圧検出回路２４は電圧を上昇させようとするが過電流保護回路８ａにより上昇を抑えられるので、フォトカプラ１３の発光ダイオード１３−１に流れる電流は最小になり、フォトカプラの発光ダイオード１３−１は最大になる。これを検出して過電流保護が働いたものと判定するように構成できる。
【実施例２】
【００４７】
図２（ｇ）に示すコンデンサ１０の電圧の波形を参照すると明らかなように、コンデンサ１０の電圧を監視することにより上述した実施例１と同等の動作を行わせることができる。実施例２に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、コンデンサ１０の電圧に応じて断続期間を制御するものである。
【００４８】
図４は本発明の実施例２に係るＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成を示す図である。ＤＣ−ＤＣコンバータは、実施例１のＤＣ−ＤＣコンバータの起動回路４ａを起動回路４ｂに変更するとともに、過電流検出回路２５が追加されて構成されている。以下では、実施例１と相違する部分を中心に説明する。
【００４９】
起動回路４ｂは、第１定電流回路１０１、第２定電流回路１０２、第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２、抵抗１１０、抵抗１１１、基準電源１１２、ヒステリシス比較器１１３、抵抗１１４、抵抗１１５、基準電源１１６及びヒステリシス比較器１１７から構成されている。
【００５０】
抵抗１１０及び抵抗１１１は、コンデンサ１０の両端間に直列に接続されている。抵抗１１０と抵抗１１１との接続点は、ヒステリシス比較器１１３の反転入力端子に接続されている。ヒステリシス比較器１１３の非反転入力端子には、基準電源１１２の電圧が供給される。ヒステリシス比較器１１３の出力端子は第１スイッチＳＷ１に接続され、第１スイッチＳＷ１の開閉を制御する。
【００５１】
抵抗１１４及び抵抗１１５は、コンデンサ１０の両端間に直列に接続されている。抵抗１１４と抵抗１１５との接続点は、ヒステリシス比較器１１７の反転入力端子に接続されている。ヒステリシス比較器１１７の非反転入力端子には、基準電源１１６の電圧が供給される。ヒステリシス比較器１１７の出力端子は第２スイッチＳＷ２に接続され、第２スイッチＳＷ２の開閉を制御する。
【００５２】
過電流検出回路２５は、負荷１８と第１整流平滑回路との間に挿入された抵抗２３、誤差増幅器２１、基準電源２２及びダイオード２０から構成されている。誤差増幅器２１の反転入力端子は、抵抗２３と負荷１８との接続点に接続され、非反転入力端子は基準電源２２に接続されている。誤差増幅器２１の出力は、ダイオード２０を介してフォトカプラの発光ダイオード１３−１に接続されている。なお、誤差増幅器１４と発光ダイオード１３−１との間には、誤差増幅器２１の出力と出力電圧検出回路２４を構成する誤差増幅器１４の出力との衝突を避けるためにダイオード１９が挿入されている。
【００５３】
次に、このように構成された本発明の実施例２に係るＤＣ−ＤＣコンバータの動作を図５に示す波形図を参照しながら説明する。
【００５４】
起動時には、まず、図５（ａ）に示すように、交流電源１の出力を全波整流器２で整流した電圧がコンデンサ３に印加されることによりコンデンサ３が充電され、直流入力電圧が所定値になる。この時点においては、コンデンサ１０の電圧は低いので、ヒステリシス比較器１１３及びヒステリシス比較器１１７はともにＨレベルの信号を出力し、第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２はオンされる。したがって、図５（ｂ）及び図５（ｃ）に示すように、第１定電流回路１０１及び第２定電流回路１０２から起動電流が出力される。この場合、第１定電流回路１０１からの電流と第２定電流回路１０２からの電流の合計が起動電流となる。これにより、図５（ｄ）に示すように、コンデンサ１０が徐々に充電されて、その両端電圧が上昇する。
【００５５】
コンデンサ１０の電圧が上昇し、ヒステリシス比較器１１３及びヒステリシス比較器１１７の各反転入力端子（−）の電圧が、電圧上昇時の閾値である第１の閾値（ヒステリシス比較器１１３及びヒステリシス比較器１１７で同じ値になるように設定されている）になると、図５（ｂ）及び図５（ｃ）に示すように、ヒステリシス比較器１１３及びヒステリシス比較器１１７からの出力信号はともにＬレベルになり、第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２がオフされる。これにより、第１定電流回路１０１及び第２定電流回路１０２からコンデンサ１０への起動電流による充電が停止される。
【００５６】
また、第１の閾値は、起動電圧Ｖｓに設定されているので、制御回路８は動作を開始し、スイッチング素子６がオンオフを開始する。その後の電圧降下時は、ヒステリシス比較器１１７は、電圧下降時の閾値である第２の閾値で動作し、ヒステリシス比較器１１３は、電圧下降時の三次閾値で動作する。第２の閾値は、制御回路８の停止電圧Ｖｕかそれより僅かに小さい値に設定されている。また、三次閾値は、第２の閾値より低い値に設定されている。
【００５７】
上記の状態において、負荷が大きくなる、又は短絡することにより過電流検出回路２５が動作すると、出力電圧が低下し、同時にコンデンサ１０の電圧も低下する。そして、コンデンサ１０の電圧が第２の閾値に至るとヒステリシス比較器１１７からの出力信号は反転してＨレベルになり、第２スイッチＳＷ２がオンする。その後の電圧上昇時は、ヒステリシス比較器１１７は第１の閾値で動作する。第２の閾値は制御回路８の停止電圧Ｖｕかわずかに低い電圧に設定されているので、制御回路８は停止する。制御回路８が停止すると、どの消費電流は小さいので、起動回路４の第２定電流回路１０２からの起動電流によりコンデンサ１０の充電が開始される。
【００５８】
そして、コンデンサ１０の電圧が第１の閾値に至るとヒステリシス比較器１１７の出力は反転してＬレベルになり、第２スイッチＳＷ２はオフする。その後の電圧下降時は、ヒステリシス比較器１１７は第２の閾値で動作する。第１の閾値は、制御回路８の起動電圧Ｖｓであるので制御回路８は動作を再開し、スイッチング素子６がオンオフを開始する。この時点において、出力が未だ過負荷の状態であれば、過電流検出回路２５が再び動作し、出力電圧及びコンデンサ１０の電圧を低下させる。コンデンサ１０の電圧が第２の閾値に至るとヒステリシス比較器１１７の出力は反転してＨレベルになり、第２スイッチＳＷ２がオンする。その後の電圧上昇時は、ヒステリシス比較器１１７は第１の閾値で動作する。コンデンサ１０の電圧が第１の閾値に至るとヒステリシス比較器１１７の出力が反転し、第２スイッチＳＷ２がオフする。これにより、制御回路８は動作を再開し、スイッチング素子６がオンオフを開始する。
【００５９】
以上の動作を繰り返しながらスイッチング素子６はオンオフ動作を断続する。断続周期は、第２定電流回路１０２から出力される起動電流とコンデンサ１０の容量で決定される。したがって、第１定電流回路１０１から出力される起動電流と第２定電流回路１０２から出力される起動電流とを合計した電流とコンデンサ１０の容量で決定される起動時間とは関係なく、断続周期を決定することができる。
【００６０】
実施例２に係るＤＣ−ＤＣコンバータでは、ヒステリシス比較器１１７が過電流検出回路として機能し、ヒステリシス比較器１１３、ヒステリシス比較器１１７、第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２が起動電流切換回路として機能する。
【００６１】
第１の閾値は制御回路８の起動電圧Ｖｓに設定されるので、制御回路８の動作開始を検出できる。第２の閾値は、過電流保護回路が動作して出力電圧とともにコンデンサ１０の電圧が低下したことを検出するので、過電流保護回路が動作したことを検出できる。信号を送出するタイミングは、過電流保護回路が動作して電圧が低下して、制御回路８の動作が停止した時となるが、実際に起動電流が必要になるのは、制御回路８が停止した時であるので同じ効果になる。
【００６２】
なお、出力電圧が異常に上昇した場合に出力を遮断する過電圧保護回路など過電流保護回路以外の保護回路が動作した場合にもコンデンサ１０の電圧が下がりヒステリシス比較器１１３が動作するが、この場合は、第２スイッチＳＷ２がオンしてコンデンサ１０の電圧が第１の閾値になっても制御回路８は動作しないように制御されるので問題ない。
【００６３】
なお、上述した実施例１及び実施例２では、起動回路４ａ，４ｂの定電流源として、第１定電流回路１０１と第２定電流回路１０２とを使用したが、図６（ａ）に示すように、第２定電流回路１０２として抵抗を用いることができる。この場合、第１定電流回路１０１として抵抗を用いることも考えられるが、第２定電流回路１０２から出力する起動電流は第１定電流回路１０１から出力する起動電流より小さいので、第２定電流回路１０２を抵抗にするのが消費電力の観点から好ましい。また、図６（ｂ）に示すように、第１定電流回路１０１及び第２定電流回路１０２の両方とも抵抗を用いて構成することもできる。
【００６４】
また、起動回路４ａ，４ｂは、図６（ｃ）に示すように、抵抗１０１、抵抗１０２、抵抗３０１、抵抗３０２、ＭＯＳＦＥＴ３００、ツェナーダイオード３０３及びスイッチＳＷ３から構成することができる。コンデンサ３とコンデンサ１０との間には、抵抗１０１とＭＯＳＦＥＴ３００と抵抗３０２とからなる直列回路が接続され、抵抗３０２に並列に抵抗３０１とスイッチＳＷ３とからなる直列回路が接続されている。また、コンデンサ３とコンデンサ１０との間には、抵抗１０２とツェナーダイオード３０３からなる直列回路が接続され、抵抗１０２とツェナーダイオード３０３との接続点はＭＯＳＦＥＴ３００のゲートに接続されている。この起動回路によれば、スイッチＳＷ３で切り替えることにより第１の起動電流又は第２の起動電流を出力することができる。
【００６５】
さらに、起動回路は、図６（ｄ）に示すように、抵抗１０１、抵抗１０２、ポジスタｐ、ＭＯＳＦＥＴ３００及びツェナーダイオード３０３から構成することができる。ボジスタｐは、発熱体、例えばダイオード１１と熱結合される位置に配置される。この構成によれば、発熱体の発熱の大きさに応じて起動電流が切り替えられるので、過電流検出回路が不要になる。
【実施例３】
【００６６】
図７は本発明の実施例３に係るＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成を示す図である。ＤＣ−ＤＣコンバータは、実施例１のＤＣ−ＤＣコンバータに、三次巻線５−３に接続されたダイオード２２０及びコンデンサ２２１からなる第３整流平滑回路が追加されるとともに、過電流検出回路１００は、スイッチング素子６を流れる電流により過電流を検出し、起動電流切替回路１０３は、過電流検出回路１００からの信号、第２整流平滑回路から出力される電圧及び第３整流平滑回路から出力される電圧により第１の起動電流及び第２の起動電流を生成するように構成されている。また、第１定電流回路１０１、第２定電流回路１０２、第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２及び起動電流切替回路１０３の具体的な回路例、ならびに、過電流検出回路１００の具体的な回路例が示されている。以下では、実施例１と相違する部分を中心に説明する。
【００６７】
第１定電流回路１０１は、コンデンサ３とコンデンサ１０間に直列に接続された抵抗２０１、ＭＯＳＦＥＴ２０２及び抵抗２０３と、コンデンサ３とコンデンサ１０間に直列に接続された抵抗２０４及びツェナーダイオード２０５とから構成され、抵抗２０４とツェナーダイオード２０５の接続点は、ＭＯＳＦＥＴ２０２のゲートに接続されている。第１スイッチＳＷ１は、ＰＮＰ型のトランジスタ２０６から構成され、そのエミッタはＭＯＳＦＥＴ２０２のゲートに接続され、コレクタはコンデンサ１０に接続され、ベースは起動電流切替回路１０３に接続されている。
【００６８】
第２定電流回路１０２は、コンデンサ３とコンデンサ１０間に直列に接続された抵抗２１１、ＭＯＳＦＥＴ２１２及び抵抗２１３と、コンデンサ３とコンデンサ１０間に直列に接続された抵抗２１４及びツェナーダイオード２１５とから構成され、抵抗２１４とツェナーダイオード２１５の接続点は、ＭＯＳＦＥＴ２１２のゲートに接続されている。第２スイッチＳＷ２は、ＰＮＰ型のトランジスタ２１６から構成され、そのエミッタはＭＯＳＦＥＴ２１２のゲートに接続され、コレクタはコンデンサ１０に接続され、ベースは起動電流切替回路１０３に接続されている。
【００６９】
過電流検出回路１００は、比較器２２２、基準電源２２３、抵抗２２４、コンデンサ２２５、ＡＮＤ回路２５０及び発振器２５１から構成されている。比較器２２２の非反転入力端子は、スイッチング素子６と抵抗７との接続点に接続され、反転入力端子は基準電源２２３に接続されている。比較器２２２の出力端子は、ＡＮＤ回路２５０の一方の入力端子に接続されるとともに、抵抗２２４を介してＡＮＤ回路２５０の他方の入力端子に接続されている。コンデンサ２２５は、抵抗２２４とＡＮＤ回路２５０の接続点と接地との間に配置されている。ＡＮＤ回路２５０の出力端子は、発振器２５１に接続されている。発振器２５１は、ＡＮＤ回路２５０から信号をトリガとして所定の期間Ｔだけオンになるパルス信号を出力する単安定マルチバイブレータから構成されている。発振器２５１の出力は、起動電流切替回路１０３に送られる。
【００７０】
起動電流切替回路１０３は、ＰＮＰ型のトランジスタ２０７、ＮＰＮ型のトランジスタ２０８、ＮＰＮ型のトランジスタ２１７、ＮＰＮ型のトランジスタ２５２、抵抗２０９、抵抗２１０、抵抗２１８及び抵抗２１９から構成されている。
【００７１】
抵抗２０９と抵抗２１０とは、コンデンサ２２１の両端間に直列に接続されている。トランジスタ２０７のエミッタは、抵抗２２６を介してコンデンサ１０の一端に接続され、コレクタは、抵抗２０９と抵抗２１０との接続点及びトランジスタ２０８のベースに接続され、ベースは、トランジスタ２０８のコレクタ及びトランジスタ２０６のベースに接続されている。トランジスタ２０８のコレクタは、トランジスタ２０６のベース及びトランジスタ２０７のベースに接続され、エミッタは接地され、ベースは、抵抗２０９と抵抗２１０との接続点及びトランジスタ２０７のコレクタに接続されている。
【００７２】
抵抗２１８と抵抗２１９とは、コンデンサ２２１の両端間に直列に接続されている。トランジスタ２１７のコレクタは、トランジスタ２１６のベースに接続され、エミッタは接地され、ベースは、抵抗２１８と抵抗２１９との接続点及びトランジスタ２５２のコレクタに接続されている。トランジスタ２５２のコレクタは、抵抗２１８と抵抗２１９との接続点及びトランジスタ２５２のベースに接続され、エミッタは接地され、ベースは発振器２５１の出力端子に接続されている。
【００７３】
次に、このように構成された本発明の実施例３に係るＤＣ−ＤＣコンバータの動作を図８に示す波形図を参照しながら説明する。
【００７４】
まず、起動時の動作を説明する。まず、図８（ａ）に示すように、交流電源１の出力を全波整流器２で整流した電圧がコンデンサ３に印加されることによりコンデンサ３が充電され、直流入力電圧が所定値になる。この時点においては、トランジスタ２０６、トランジスタ２０７及びトランジスタ２０８はオフしているので、図８（ｂ）に示すように、ツェナーダイオード２０５とＭＯＳＦＥＴ２０２のゲート電圧及び抵抗２０３で決まる起動電流が第１定電流回路１０１から出力され、コンデンサ１０を充電する。
【００７５】
同様に、トランジスタ２１６、トランジスタ２１７及びトランジスタ２５２もオフしているので、図８（ｃ）に示すように、ツェナーダイオード２１５とＭＯＳＦＥＴ２１２のゲート電圧及び抵抗２１３で決まる起動電流が第２定電流回路１０２から出力され、コンデンサ１０を充電する。この場合、第１定電流回路１０１からの電流と第２定電流回路１０２からの電流の合計が第１の起動電流となる。これにより、図８（ｄ）に示すように、コンデンサ１０が徐々に充電されて、その両端電圧が上昇する。
【００７６】
コンデンサ１０の電圧が上昇し、制御回路８の起動電圧Ｖｓになると、制御回路８が動作を開始し、スイッチング素子６はオンオフ動作を開始する。スイッチング素子６がオンオフ動作を開始すると、出力電圧が立上がると共に、トランス５の三次巻線５−３からコンデンサ１０及びコンデンサ２２１が充電される。コンデンサ２２１は、図８（ｅ）に示すように、スイッチング素子６が動作を開始することにより充電されるので、コンデンサ２２１の電圧を監視することによりスイッチング素子６のオンオフ動作の開始を検出できる。
【００７７】
コンデンサ２２１の電圧を抵抗２０９及び抵抗２１０で分割した電圧が、所定の電圧（抵抗２１０の電圧がトランジスタ２０８のベース−エミッタ間電圧）になると、トランジスタ２０８がオンし、トランジスタ２０７がオンする。トランジスタ２０７は、コンデンサ１０から抵抗２２６を介してトランジスタ２０８のベース電流を供給するので、コンデンサ２２１の電圧が低下してもトランジスタ２０８のベース電圧は低下せず、オン状態を継続する。
【００７８】
トランジスタ２０７及びトランジスタ２０８がオンするとトランジスタ２０６がオンし、ＭＯＳＦＥＴ２０２はオフする。したがって、図８（ｂ）に示すように、第１定電流回路１０１から出力される起動電流は遮断される。同様に、抵抗２１８及び抵抗２１９で分割されたコンデンサ２２１の電圧が所定の電圧になると、トランジスタ２１７がオンし、トランジスタ２１６がオンするので、ＭＯＳＦＥＴ２１２はオフする。したがって、図８（ｃ）に示すように、第２定電流回路１０２から出力される起動電流は遮断される。このように第１定電流回路１０１から出力される起動電流及び第２定電流回路から出力される起動電流の双方とも遮断され、トランス５の三次巻線５−３の電圧により充電されたコンデンサ１０により制御回路８は動作を継続する。
【００７９】
次に、過負荷時の動作を説明する。過負荷状態になると、スイッチング素子６に流れる電流が増えるので、抵抗７における電圧降下が大きくなる。スイッチング素子６と抵抗７との接続点における電圧が、図８（ｈ）に示すように、制御回路８に内蔵された過電流保護回路８ａが動作する電圧になると、比較器２２２は、この電圧と基準電源２２３から出力される基準電圧とを比較した結果として、パルス状の信号を出力する。このパルス状の信号が連続して出力されると、図８（ｉ）に示すように、積分回路を形成するコンデンサ２２５の電圧が上昇する。そして、コンデンサ２２５の電圧がＡＮＤ回路２５０の閾値になると、ＡＮＤ回路２５０は比較器２２２から出力される信号を通過させる。
【００８０】
発振器２５１は、ＡＮＤ回路２５０から出力される図８（ｊ）に示すような信号が入力されると、図８（ｋ）に示すように、所定の期間Ｔの単発パルスを発生して出力する。パルスが終了する前に次の信号が入力されると、その時点から期間Ｔだけパルスを発生するので、期間Ｔより短い周期で信号が入力されると継続してパルスを出し続ける。このパルスがトランジスタ２５２のベースに供給されることによりトランジスタ２５２がオンし、トランジスタ２１７がオフする。その結果、トランジスタ２１６がオフし、ＭＯＳＦＥＴ２１２がオンして第２定電流回路１０２から起動電流を出力する。第２定電流回路１０２から出力される起動電流は、制御回路８の消費電流より少なく設定される。この時点では、制御回路８は動作しているので、第２定電流回路１０２から出力される起動電流によりコンデンサ１０が充電されることはない。
【００８１】
過電流保護回路８ａが動作すると出力電圧が低下するので、図８（ｄ）に示すように、コンデンサ１０の電圧も低下する。短絡などのように負荷１８のインピーダンスが小さい状態が長く続くと、コンデンサ１０の電圧が制御回路８の停止電圧Ｖｕまで低下し、スイッチング素子６のオンオフ動作が停止する。その結果、制御回路８の消費電流が殆ど無くなるので、図８（ｄ）に示すように、第２定電流回路１０２から出力される起動電流によりコンデンサ１０が充電される。発振器２５１から出力されるパルスの期間Ｔは、第２定電流回路１０２から出力される起動電流によりコンデンサ１０が充電されて、コンデンサ１０の電圧が制御回路８の起動電圧Ｖｓになるまでの期間以上に設定される。コンデンサ１０が制御回路８の起動電圧Ｖｓになり、スイッチング素子６がオンオフ動作を開始するまで、第２定電流回路１０２から起動電流が出力される。
【００８２】
スイッチング素子６がオンオフを開始しても負荷が未だ過電流状態である場合は、比較器２２２からパルス状の信号が再び発生し、上述した動作により、制御回路８の動作停止、第２定電流回路１０２からの起動電流によるコンデンサ１０の充電及び制御回路８の起動といった動作が繰り返される。負荷が過電流状態でなくなると、出力電圧が立上がり、三次巻線５−３によりコンデンサ１０及びコンデンサ２２１が充電され、コンデンサ２２１が所定の電圧になるとトランジスタ２１７がオンして第２定電流回路１０２からの起動電流の出力を停止させる。
【実施例４】
【００８３】
図９は本発明の実施例４に係るＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成を示す図である。ＤＣ−ＤＣコンバータは、実施例３のＤＣ−ＤＣコンバータにおける過電流検出回路１００と起動電流切替回路１０３とを一体化し、起動電流制御回路１０４としたものである。以下では、実施例３と相違する部分を中心に説明する。
【００８４】
起動電流制御回路１０４は、ＰＮＰ型のトランジスタ２０７、ＮＰＮ型のトランジスタ２０８、ＮＰＮ型のトランジスタ２１７、抵抗２０９、抵抗２１０、抵抗２１８及び抵抗２１９から構成されている。
【００８５】
抵抗２０９と抵抗２１０とは、コンデンサ２２１の両端間に直列に接続されている。トランジスタ２０７のエミッタは、抵抗２２６を介してコンデンサ１０の一端に接続され、コレクタは、抵抗２０９と抵抗２１０との接続点及びトランジスタ２０８のベースに接続され、ベースは、トランジスタ２０８のコレクタ及びトランジスタ２０６のベースに接続されている。トランジスタ２０８のコレクタは、トランジスタ２０６のベース及びトランジスタ２０７のベースに接続され、エミッタは接地され、ベースは、抵抗２０９と抵抗２１０との接続点及びトランジスタ２０８のベースに接続されている。
【００８６】
抵抗２１８と抵抗２１９とは、コンデンサ２２１の両端間に直列に接続されている。トランジスタ２１７のコレクタは、トランジスタ２１６のベースに接続され、エミッタは接地され、ベースは抵抗２１８と抵抗２１９との接続点に接続されている。
【００８７】
次に、このように構成された本発明の実施例４に係るＤＣ−ＤＣコンバータの動作を図１０に示す波形図を参照しながら説明する。なお、起動時の動作は、上述した実施例３に係るＤＣ−ＤＣコンバータの動作と同じであるので、説明を省略する。
【００８８】
以下では、過負荷時の動作を説明する。三次巻線５−３に電圧が発生するのはスイッチング素子６がオンオフ動作をしている時だけであり、コンデンサ２２１の電圧は三次巻線５−３に発生する電圧によりのみ充電される。したがって、コンデンサ２２１の電圧を監視することにより、過電流保護回路８ａが動作してスイッチング素子６のオンオフ動作が停止したことを検出できる。
【００８９】
過負荷状態になると、出力電圧の低下とともに、図１０（ｄ）及び図１０（ｅ）に示すように、コンデンサ１０及びコンデンサ２２１の電圧が低下する。そして、コンデンサ１０の電圧が停止電圧Ｖｕに至ると、コンデンサ２２１の電圧を抵抗２１８及び抵抗２１９で分割した電圧が、トランジスタ２１７のベース−エミッタ間電圧より低下すると、トランジスタ２１７がオフし、トランジスタ２１６がオフする。
【００９０】
その結果、ＭＯＳＦＥＴ２１２がオンして、図１０（ｃ）に示すように、第２定電流回路１０２から起動電流が出力される。その後、コンデンサ１０の電圧が制御回路８の起動電圧Ｖｓに至ると、制御回路８が動作を開始し、スイッチング素子６が動作を開始する。その結果、コンデンサ２２１の電圧が上昇し、トランジスタ２１７がオンし、トランジスタ２１６がオンし、ＭＯＳＦＥＴ２１２がオフして第２定電流回路１０２からの起動電流の出力が停止される。
【００９１】
実施例４に係るＤＣ−ＤＣコンバータでは、過電流検出回路が動作したことを、過電流保護回路８ａが動作してスイッチング素子６のオンオフ動作が停止したこと（トランス５の三次巻線５−３に発生する電圧の有無によりスイッチング素子６のオンオフ動作が停止したこと）により検出している。スイッチング素子６のオンオフ動作が停止するのは、過電流保護機能が動作した場合だけではないが、スイッチング素子６のオンオフ動作は停止しており、第２定電流回路１０２から出力される起動電流は僅かな電流であるで、この起動電流が流れても問題は無く、簡単な回路構成でＤＣ−ＤＣコンバータを実現することができる。
【００９２】
なお、トランジスタ２０７、トランジスタ２０８、抵抗２０９及び抵抗２１０により構成される回路は、実施例２のように、ヒステリシス比較器を用いてコンデンサ１０の電圧を検出する回路により構成することもできる。
【実施例５】
【００９３】
図１１は本発明の実施例５に係るＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成を示す図である。ＤＣ−ＤＣコンバータは、実施例３のＤＣ−ＤＣコンバータにおける過電流検出回路１００及び起動電流切替回路１０３の各構成を変更したものである。以下では、実施例３と相違する部分を中心に説明する。
【００９４】
過電流検出回路１００は、比較器２２２、基準電源２２３、抵抗２２４、コンデンサ２２５、ＰＮＰ型のトランジスタ２２７、ＮＰＮ型のトランジスタ２２８、ＮＰＮ型のトランジスタ２２９、抵抗２３０及び抵抗２３１から構成されている。比較器２２２の非反転入力端子は、スイッチング素子６と抵抗７との接続点に接続され、反転入力端子は基準電源２２３に接続されている。比較器２２２の出力端子は、抵抗２２４を介してトランジスタ２２８のベース及びトランジスタ２２７のコレクタに接続されている。コンデンサ２２５は、抵抗２２４とトランジスタ２２８のベースとの接続点と接地との間に配置されている。
【００９５】
トランジスタ２２７のエミッタは、抵抗２２６を介してコンデンサ１０の一方の端子に接続され、コレクタは、上述したようにトランジスタ２２８のベース及び抵抗２２４に接続され、ベースは、トランジスタ２２８のコレクタ及び起動電流切替回路１０３に接続されている。トランジスタ２２８のコレクタは、トランジスタ２２７のベース及び起動電流切替回路１０３に接続され、エミッタは接地され、ベースは、トランジスタ２２７のコレクタ及び抵抗２２４に接続されている。抵抗２３０及び抵抗２３１は、コンデンサ２２１の両端間に直列に接続されている。トランジスタ２２９のコレクタは、抵抗２２６を介してコンデンサ１０の一端に接続され、エミッタは接地され、ベースは、抵抗２３０と抵抗２３１との接続点に接続されている。
【００９６】
起動電流切替回路１０３は、ＰＮＰ型のトランジスタ２０７、ＮＰＮ型のトランジスタ２０８、ＮＰＮ型のトランジスタ２１７、抵抗２０９、抵抗２１０、抵抗２１８及び抵抗２１９から構成されている。
【００９７】
抵抗２０９と抵抗２１０とは、コンデンサ２２１の両端間に直列に接続されている。トランジスタ２０７のエミッタは、抵抗２２６を介してコンデンサ１０の一端に接続され、コレクタは、抵抗２０９と抵抗２１０との接続点及びトランジスタ２０８のベースに接続され、ベースは、トランジスタ２０８のコレクタ及びトランジスタ２０６のベースに接続されている。トランジスタ２０８のコレクタは、トランジスタ２０６のベース及びトランジスタ２０７のベースに接続され、エミッタは接地され、ベースは、抵抗２０９と抵抗２１０との接続点及びトランジスタ２０７のコレクタに接続されている。
【００９８】
抵抗２１８と抵抗２１９とは、コンデンサ２２１の両端間に直列に接続されている。トランジスタ２１７のコレクタは、トランジスタ２１６のベースに接続され、エミッタは接地され、ベースは、抵抗２１８と抵抗２１９との接続点及び過電流検出回路１００のトランジスタ２２８のコレクタ及びトランジスタ２２７のベースに接続されている。
【００９９】
次に、このように構成された本発明の実施例５に係るＤＣ−ＤＣコンバータの動作を図１２に示す波形図を参照しながら説明する。なお、起動時の動作は、上述した実施例３に係るＤＣ−ＤＣコンバータの動作と同じであるので、説明を省略する。
【０１００】
過負荷状態になると、スイッチング素子６に流れる電流が増えるので、抵抗７における電圧降下が大きくなる。スイッチング素子６と抵抗７との接続点における電圧が、図１２（ｊ）に示すように、制御回路８に内蔵された過電流保護回路８ａが動作する電圧になると、比較器２２２は、この電圧と基準電源２２３から出力される基準電圧とを比較した結果として、パルス状の信号を出力する。このパルス状の信号が連続して出力されると、図１２（ｋ）に示すように、積分回路を形成するコンデンサ２２５の電圧が上昇する。そして、コンデンサ２２５の電圧がトランジスタ２２８のベース−エミッタ間電圧以上になると、トランジスタ２２８がオンし、トランジスタ２２７がオンする。
【０１０１】
トランジスタ２２７はトランジスタ２２８のベース電流を供給するので、コンデンサ２２５の電圧がなくなってもトランジスタ２２８はオン状態を継続する。トランジスタ２２８がオンすると、トランジスタ２１７がオフし、トランジスタ２１６がオフする。これにより、ＭＯＳＦＥＴ２１２がオンして第２定電流回路１０２から起動電流が出力される。
【０１０２】
過負荷状態が解消されると、コンデンサ２２１の電圧が上昇するので、抵抗２３０と抵抗２３１とで分割された電圧が上昇し、トランジスタ２２９がオンされる。その結果、トランジスタ２２７及びトランジスタ２２８がオフし、トランジスタ２１７がオンする。これにより、トランジスタ２１６がオンし、ＭＯＳＦＥＴ２１２がオフして第２定電流回路１０２から出力される起動電流は遮断される。この構成では、過負荷状態になってコンデンサ１０の電圧が、制御回路８が停止電圧Ｖｕまで下がる前に過負荷状態が解消されると、第２定電流回路１０２から出力される起動電流も遮断される。
【産業上の利用可能性】
【０１０３】
本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、過電流保護機能が要求される電源装置に利用可能である。
【図面の簡単な説明】
【０１０４】
【図１】本発明の実施例１に係るＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成を示す図である。
【図２】本発明の実施例１に係るＤＣ−ＤＣコンバータの動作を示す波形図である。
【図３】本発明の実施例１に係るＤＣ−ＤＣコンバータの動作の特徴を従来のＤＣ−ＤＣコンバータと比較して説明するための図である。
【図４】本発明の実施例２に係るＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成を示す図である。
【図５】本発明の実施例２に係るＤＣ−ＤＣコンバータの動作を示す波形図である。
【図６】本発明の実施例２に係るＤＣ−ＤＣコンバータの起動回路の変形例を示す図である。
【図７】本発明の実施例３に係るＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成を示す図である。
【図８】本発明の実施例３に係るＤＣ−ＤＣコンバータの動作を示す波形図である。
【図９】本発明の実施例４に係るＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成を示す図である。
【図１０】本発明の実施例４に係るＤＣ−ＤＣコンバータの動作を示す波形図である。
【図１１】本発明の実施例５に係るＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成を示す図である。
【図１２】本発明の実施例５に係るＤＣ−ＤＣコンバータの動作を示す波形図である。
【図１３】従来のフライバック方式のＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成を示す図である。
【図１４】従来の他のＤＣ−ＤＣコンバータの二次側の回路を示す図である。
【図１５】従来のさらに他のＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成を示す図である。
【符号の説明】
【０１０５】
１  交流電源
２  全波整流器
３、１０、１２、２２１、２２５  コンデンサ
４，４ａ，４ｂ  起動回路
５  トランス
５−１  一次巻線
５−２  二次巻線
５−３  三次巻線
６  スイッチング素子
７、１６〜１８、２３、５７，１１０、１１１、１１４、１１５、２０１、２０３、２０４、２０９、２１０、２１１、２１３、２１４、２１８、２１９、２２４、２２６、２３０、２３１、３０１，３０２  抵抗
８  制御回路
８ａ  過電流保護回路
９、１１、１９、２０、２２０  ダイオード
２０５、２１５、３０３  ツェナーダイオード
１３  フォトカプラ
１３−１  発光ダイオード
１３−２  フォトトランジスタ
１４、２１  誤差増幅器
１５、２２、１１２、１１６、２２３  基準電源
１８  負荷
２４  出力電圧検出回路
２５  過電流検出回路
１００  過電流検出回路
１０１  第１定電流回路
１０２  第２定電流回路
１０３  起動電流切替回路
１０４  起動電流制御回路
１１３、１１７  ヒステリシス比較器
２０２、２１２、３００  ＭＯＳＦＥＴ
２０６〜２０８、２１６、２１７、２２７〜２２９、２５２  トランジスタ
２２２  比較器
２５０  ＡＮＤ回路
２５１  発振器
ＳＷ１  第１スイッチ
ＳＷ２  第２スイッチ
ＳＷ３  スイッチ
ｐ  ボジスタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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