(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第一の直列接続点を介して直列に接続された二つの直流電圧源、この二つの直流電圧源に並列に接続されると共に第二の直列接続点を介して直列に接続された二つのスイッチング素子によって構成され、上記二つの直流電圧源の供給する直流電圧を交流電圧に変換して、第一の直列接続点と第二の直列接続点との間に接続された負荷に供給する第一の電力変換回路、交流電源の供給する交流電圧を直流電圧に変換して上記二つの直流電圧源に出力する第二の電力変換回路、上記第一の直列接続点が上記二つの直流電圧源の供給する直流電圧の中点を形成するように、二つの直流電圧源の電圧をバランスさせるバランス回路を備え、上記第二の電力変換回路は、上記第一の直列接続点が上記二つの直流電圧源の供給する直流電圧の中点を形成するように上記二つの直流電圧源に直流電力を出力するものであり、
上記バランス回路は、上記二つの直流電圧源と並列に接続されると共に第四の直列接続点を介して直列に接続された二つのスイッチング素子と、上記第四の直列接続点と第一の直列接続点との間に接続されたリアクトルによって構成され、
上記第二の電力変換回路は、上記二つの直流電圧源と並列に接続されると共に第三の直列接続点を介して直列に接続された二つのスイッチング素子と、上記第三の直列接続点と交流電源との間に接続されたリアクトルによって構成され、入力される交流電圧の正の半サイクルと負の半サイクルとの出力電力を制御して、二つの直流電圧源の供給する直流電圧の中点を形成するものであり、
上記第二の電力変換回路とバランス回路は、いずれか一方が動作するように構成されていることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
第一の直列接続点を介して直列に接続された二つの直流電圧源、この二つの直流電圧源に並列に接続されると共に第二の直列接続点を介して直列に接続された二つのスイッチング素子によって構成され、上記二つの直流電圧源の供給する直流電圧を交流電圧に変換して、第一の直列接続点と第二の直列接続点との間に接続された負荷に供給する第一の電力変換回路と、
上記二つの直流電圧源と並列に接続される直列に接続された二つのスイッチング素子と、このスイッチング素子の直列接続点に一端を接続されたリアクトルによって構成されるコンバータ回路を備え、
交流電源が正常時は、上記コンバータ回路のリアクトルの他端を交流電源に接続し、交流電源の供給する交流電圧を直流電圧に変換して上記二つの直流電圧源に出力し、入力される交流電圧の正の半サイクルと負の半サイクルとの出力電力を制御して、上記二つの直流電圧源の供給する直流電圧の中点を形成することで、第二の電力変換回路としての機能を果たし、
交流電源が停止時は、上記コンバータ回路のリアクトルの他端を上記第一の直列接続点に切り替えて接続して、上記二つの直流電圧源の供給する直流電圧の中点を形成することで、バランス回路としての機能を果たすことを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
バランス回路は、二つの直流電圧源の電圧の差に基づき、バランス回路を構成するスイッチング素子が制御されることを特徴とする請求項１または２記載の電力変換装置。
【請求項４】
バランス回路は、二つの直流電圧源の電圧の差に基づき形成されるリアクトルに流れる電流を制御する電流指令により、バランス回路を構成するスイッチング素子が制御されることを特徴とする請求項１または２記載の電力変換装置。
【請求項５】
バランス回路は、二つの直流電圧源の電圧の差と、二つの直流電圧源から第一の電力変換回路に流れる電流の差に基づき形成されるリアクトルに流れる電流を制御する電流指令により、バランス回路を構成するスイッチング素子が制御されることを特徴とする請求項１または２記載の電力変換装置。
【請求項６】
バランス回路は、二つの直流電圧源の電圧の差と、負荷電力の正負サイクルの差に基づき形成されるリアクトルに流れる電流を制御する電流指令により、バランス回路を構成するスイッチング素子が制御されることを特徴とする請求項１または２記載の電力変換装置。
【請求項７】
バランス回路は、二つの直流電圧源の電圧の差の極性に応じて、バランス回路を構成するスイッチング素子の一方のみが制御されることを特徴とする請求項３記載の電力変換装置。
【請求項８】
バランス回路の制御に用いられる二つの直流電圧源の電圧の差の極性は、量子化器により２値化され、制御されるスイッチング素子の選択に用いられることを特徴とする請求項７記載の電力変換装置。
【請求項９】
バランス回路は、二つの直流電圧源の電圧の差に基づき、上記電圧の差が予め設定された許容値内にあるときを除き、上記許容値外にある上記電圧の差の極性に応じて、バランス回路を構成するスイッチング素子の一方のみが制御されることを特徴とする請求項３記載の電力変換装置。
【請求項１０】
バランス回路は、二つの直流電圧源の電圧の差が予め設定された設定値を超えたとき、それぞれバランス回路を構成するスイッチング素子をオンオフさせるパルス数の大小の二つのパターンから選択されるパルス数の大のパターンにより制御されることを特徴とする請求項３または請求項７〜請求項９のいずれか１項記載の電力変換装置。
【請求項１１】
バランス回路は、電流指令の極性に応じて、バランス回路を構成するスイッチング素子の一方のみが制御されることを特徴とする請求項４〜請求項６のいずれか１項記載の電力変換装置。
【請求項１２】
バランス回路は、制御回路によって制御され、上記バランス回路及び制御回路は、二つの直流電圧源の電圧の差が故障レベルを所定時間超えたとき、故障と判定されることを特徴とする請求項３〜請求項１１のいずれか１項記載の電力変換装置。
【請求項１３】
第一の直列接続点を介して直列に接続された二つの直流電圧源、この二つの直流電圧源に並列に接続されると共に第二の直列接続点を介して直列に接続された二つのスイッチング素子によって構成され、上記二つの直流電圧源の供給する直流電圧を交流電圧に変換して、第一の直列接続点と第二の直列接続点との間に接続された負荷に供給する第一の電力変換回路、上記第一の直列接続点が上記直流電圧の中点を形成するように、上記二つの直流電圧源の電圧をバランスさせるバランス回路を備え、
上記バランス回路は、上記二つの直流電圧源と並列に接続されると共に第四の直列接続点を介して直列に接続された二つのスイッチング素子と、上記第四の直列接続点と第一の直列接続点との間に接続されたリアクトルによって構成され、
さらに上記バランス回路は、二つの直流電圧源の電圧の差に基づき形成されるリアクトルに流れる電流を制御する電流指令により、バランス回路を構成するスイッチング素子が制御されることを特徴とする電力変換装置。
【請求項１４】
第一の直列接続点を介して直列に接続された二つの直流電圧源、この二つの直流電圧源に並列に接続されると共に第二の直列接続点を介して直列に接続された二つのスイッチング素子によって構成され、上記二つの直流電圧源の供給する直流電圧を交流電圧に変換して、第一の直列接続点と第二の直列接続点との間に接続された負荷に供給する第一の電力変換回路、上記第一の直列接続点が上記直流電圧の中点を形成するように、上記二つの直流電圧源の電圧をバランスさせるバランス回路を備え、
上記バランス回路は、上記二つの直流電圧源と並列に接続されると共に第四の直列接続点を介して直列に接続された二つのスイッチング素子と、上記第四の直列接続点と第一の直列接続点との間に接続されたリアクトルによって構成され、
さらに上記バランス回路は、二つの直流電圧源の電圧の差と、二つの直流電圧源から第一の電力変換回路に流れる電流の差に基づき形成されるリアクトルに流れる電流を制御する電流指令により、バランス回路を構成するスイッチング素子が制御されることを特徴とする電力変換装置。
【請求項１５】
第一の直列接続点を介して直列に接続された二つの直流電圧源、この二つの直流電圧源に並列に接続されると共に第二の直列接続点を介して直列に接続された二つのスイッチング素子によって構成され、上記二つの直流電圧源の供給する直流電圧を交流電圧に変換して、第一の直列接続点と第二の直列接続点との間に接続された負荷に供給する第一の電力変換回路、上記第一の直列接続点が上記直流電圧の中点を形成するように、上記二つの直流電圧源の電圧をバランスさせるバランス回路を備え、
上記バランス回路は、上記二つの直流電圧源と並列に接続されると共に第四の直列接続点を介して直列に接続された二つのスイッチング素子と、上記第四の直列接続点と第一の直列接続点との間に接続されたリアクトルによって構成され、
さらに上記バランス回路は、二つの直流電圧源の電圧の差と、負荷電力の正負サイクルの差に基づき形成されるリアクトルに流れる電流を制御する電流指令により、バランス回路を構成するスイッチング素子が制御されることを特徴とする電力変換装置。
【請求項１６】
バランス回路は、電流指令の極性に応じて、バランス回路を構成するスイッチング素子の一方のみが制御されることを特徴とする請求項１３〜請求項１５のいずれか１項記載の電力変換装置。
【請求項１７】
バランス回路は、制御回路によって制御され、上記バランス回路及び制御回路は、二つの直流電圧源の電圧の差が故障レベルを所定時間超えたとき、故障と判定されることを特徴とする請求項１３〜請求項１６のいずれか１項記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、ハーフブリッジ型等の直流の中点を持つ電力変換装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図２０は、従来の電力変換装置を示す回路図であり、「半導体電力変換回路（発行所  社団法人電気学会）」の９２ページ、図６．１．５に示された電力変換装置を、後述する本発明の電力変換装置と同一の形式に書き改めた回路図である。
図において、１、２はそれぞれ直流電源、４、５は直流コンデンサ、６、７は自己消孤型のスイッチング素子で、トランジスタ、ＩＧＢＴ等によって形成されている。８、９はスイッチング素子６、７にそれぞれ逆並列に接続されているダイオード、１０はリアクトル、１１はコンデンサで、リアクトル１０と共にＬＣフィルタを構成する。１２は負荷である。
スイッチング素子６、７とダイオード８、９は、直流電力を交流電力に変換するインバータを構成し、スイッチング素子６、７をオンすることにより、直流電源１、２の接続点（中点Ｎ）を基準にして、スイッチング素子６、７の接続点Ａ点に対し、＋Ｅｄ、−Ｅｄの電圧を発生するすることができる。この電圧は、高調波を多く含んだ矩形波状の電圧であるが、スイッチング素子６、７を制御することにより、Ａ−Ｎ間電圧の基本波成分を任意に出力することが可能であり、一般にパルス幅変調方式と呼ばれている。矩形波状のＡ−Ｎ間電圧に対し、リアクトル１０、コンデンサ１１からなるＬＣフィルタにより、その高調波成分を除去して、負荷１２に正弦波電圧を供給する。
【０００３】
図２１は、従来の電力変換装置を示す回路図である。
図において、４〜１２は図１におけるものと同一のものである。１３は直流電源、１４、１５は直流コンデンサ４、５にそれぞれ並列に接続された抵抗である。
図２０では、直流電源を二つ必要としたが、直流電源が一つのケースでは、図２１に示すように、直流コンデンサ４、５にそれぞれ並列に抵抗１４、１５を接続し、抵抗分圧により直流中点を作っている。
【０００４】
図２２は、従来の電力変換装置の負荷回路図である。
図において、１６はダイオード、１７はダイオード１６に直列に接続された抵抗であり、半波整流回路を形成している。
図２３は、従来の電力変換装置の負荷波形図である。
図において、Ｖは電圧、Ｉは電流を示している。
【０００５】
図２０、２１の回路において、図２２に示されるような正負非対称な負荷１２が接続された場合を考える。
図２２の負荷回路に、正弦波電圧が供給された場合、図２３に示すように、電圧Ｖが正の区間だけ電流Ｉが流れる。即ち、電圧Ｖが正の区間だけ電力が消費される。一方、図２０、２１の電力変換装置においては、出力電圧が正の区間の電力は、直流コンデンサ４から、出力電圧が負の区間の電力は、直流コンデンサ５から供給されるため、図２２の半波整流回路が接続された場合、次の問題が発生する。
【０００６】
図２０の電力変換装置の場合：直流電源１から負荷１２への電力が供給されるため、直流電源１と直流電源２の出力電力がバランスしない。直流電源が蓄電池の場合は、直流電源１がいち早く放電終止電圧に到達し、直流電源１、２を有効に利用できない。
図２１の電力変換装置の場合：直流コンデンサ４から負荷１２への電力が供給されるため、抵抗分圧にて直流電源１３の中点を得ることができず、直流コンデンサ４と直流コンデンサ５の電圧がバランスしない。これは、直流コンデンサの定格電圧選定によっては過電圧となる場合があるのに加え、インバータのスイッチングパターンを、直流コンデンサ４、５の電圧が等しい前提で生成されている場合は、出力電圧に直流成分が生じる恐れがある。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
従来の電力変換装置は、以上のように構成されているので、負荷として正負非対称な半波整流回路等が接続された場合、直流電圧のアンバランスが発生するという問題点があった。
【０００８】
この発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであり、正負非対称な半波整流回路等が負荷回路として接続された場合でも、直流電圧のアンバランスが発生しない電力変換装置を得ることを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
この発明に係わる電力変換装置においては、第一の直列接続点を介して直列に接続された二つの直流電圧源と、この二つの直流電圧源に並列に接続されると共に第二の直列接続点を介して直列に接続された二つのスイッチング素子によって構成され、二つの直流電圧源の供給する直流電圧を交流電圧に変換して、第一の直列接続点と第二の直列接続点との間に接続された負荷に供給する第一の電力変換回路と、交流電源の供給する交流電圧を直流電圧に変換して二つの直流電圧源に出力する第二の電力変換回路と、第一の直列接続点が二つの直流電圧源の供給する直流電圧の中点を形成するように、二つの直流電圧源の電圧をバランスさせるバランス回路を備え、第二の電力変換回路は、第一の直列接続点が二つの直流電圧源の供給する直流電圧の中点を形成するように二つの直流電圧源に直流電力を出力するものであり、バランス回路は、二つの直流電圧源と並列に接続されると共に第四の直列接続点を介して直列に接続された二つのスイッチング素子と、第四の直列接続点と第一の直列接続点との間に接続されたリアクトルによって構成され、第二の電力変換回路は、二つの直流電圧源と並列に接続されると共に第三の直列接続点を介して直列に接続された二つのスイッチング素子と、第三の直列接続点と交流電源との間に接続されたリアクトルによって構成され、入力される交流電圧の正の半サイクルと負の半サイクルとの出力電力を制御して、二つの直流電圧源の供給する直流電圧の中点を形成するものであり、第二の電力変換回路とバランス回路は、いずれか一方が動作するように構成されているものである。
【００１０】
また、第一の直列接続点を介して直列に接続された二つの直流電圧源、この二つの直流電圧源に並列に接続されると共に第二の直列接続点を介して直列に接続された二つのスイッチング素子によって構成され、二つの直流電圧源の供給する直流電圧を交流電圧に変換して、第一の直列接続点と第二の直列接続点との間に接続された負荷に供給する第一の電力変換回路と、二つの直流電圧源と並列に接続される直列に接続された二つのスイッチング素子と、このスイッチング素子の直列接続点に一端を接続されたリアクトルによって構成されるコンバータ回路を備え、交流電源が正常時は、コンバータ回路のリアクトルの他端を交流電源に接続し、交流電源の供給する交流電圧を直流電圧に変換して二つの直流電圧源に出力し、入力される交流電圧の正の半サイクルと負の半サイクルとの出力電力を制御して、二つの直流電圧源の供給する直流電圧の中点を形成することで、第二の電力変換回路としての機能を果たし、交流電源が停止時は、コンバータ回路のリアクトルの他端を第一の直列接続点に切り替えて接続して、二つの直流電圧源の供給する直流電圧の中点を形成することで、バランス回路としての機能を果たすものである。
【００１１】
さらに、第一の直列接続点を介して直列に接続された二つの直流電圧源、この二つの直流電圧源に並列に接続されると共に第二の直列接続点を介して直列に接続された二つのスイッチング素子によって構成され、二つの直流電圧源の供給する直流電圧を交流電圧に変換して、第一の直列接続点と第二の直列接続点との間に接続された負荷に供給する第一の電力変換回路、第一の直列接続点が直流電圧の中点を形成するように、二つの直流電圧源の電圧をバランスさせるバランス回路を備え、バランス回路は、二つの直流電圧源と並列に接続されると共に第四の直列接続点を介して直列に接続された二つのスイッチング素子と、第四の直列接続点と第一の直列接続点との間に接続されたリアクトルによって構成され、さらにバランス回路は、二つの直流電圧源の電圧の差に基づき形成されるリアクトルに流れる電流を制御する電流指令により、バランス回路を構成するスイッチング素子が制御されるものである。
【００１２】
また、第一の直列接続点を介して直列に接続された二つの直流電圧源、この二つの直流電圧源に並列に接続されると共に第二の直列接続点を介して直列に接続された二つのスイッチング素子によって構成され、二つの直流電圧源の供給する直流電圧を交流電圧に変換して、第一の直列接続点と第二の直列接続点との間に接続された負荷に供給する第一の電力変換回路、第一の直列接続点が直流電圧の中点を形成するように、二つの直流電圧源の電圧をバランスさせるバランス回路を備え、バランス回路は、二つの直流電圧源と並列に接続されると共に第四の直列接続点を介して直列に接続された二つのスイッチング素子と、第四の直列接続点と第一の直列接続点との間に接続されたリアクトルによって構成され、さらにバランス回路は、二つの直流電圧源の電圧の差と、二つの直流電圧源から第一の電力変換回路に流れる電流の差に基づき形成されるリアクトルに流れる電流を制御する電流指令により、バランス回路を構成するスイッチング素子が制御されるものである。
【００１３】
また、第一の直列接続点を介して直列に接続された二つの直流電圧源、この二つの直流電圧源に並列に接続されると共に第二の直列接続点を介して直列に接続された二つのスイッチング素子によって構成され、二つの直流電圧源の供給する直流電圧を交流電圧に変換して、第一の直列接続点と第二の直列接続点との間に接続された負荷に供給する第一の電力変換回路、第一の直列接続点が直流電圧の中点を形成するように、二つの直流電圧源の電圧をバランスさせるバランス回路を備え、バランス回路は、二つの直流電圧源と並列に接続されると共に第四の直列接続点を介して直列に接続された二つのスイッチング素子と、第四の直列接続点と第一の直列接続点との間に接続されたリアクトルによって構成され、さらにバランス回路は、二つの直流電圧源の電圧の差と、負荷電力の正負サイクルの差に基づき形成されるリアクトルに流れる電流を制御する電流指令により、バランス回路を構成するスイッチング素子が制御されるものである。
【００１４】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１を図１〜図４に基づいて説明する。
図１は、この発明の実施の形態１による電力変換装置を示す回路図である。
図において、４、５は第一の直列接続点（中点Ｎ）を介して直列に接続され、直流電圧源を形成する直流コンデンサ、６、７は第二の直列接続点を介して直列に接続された自己消孤型のスイッチング素子で、トランジスタ、ＩＧＢＴ等によって形成されると共に、直流コンデンサ４、５に並列に接続されている。８、９はスイッチング素子６、７にそれぞれ逆並列に接続されているダイオードであり、６〜９は第一の電力変換回路であるインバータを構成している。１０はリアクトル、１１はコンデンサで、リアクトル１０と共にＬＣフィルタを構成する。１２は直流コンデンサ４、５の第一の直列接続点を基準とし、スイッチング素子６、７の第二の直列接続点から交流電力が供給される負荷である。１３は直流コンデンサ４、５及びスイッチング素子６、７に直流電力を供給する直流電源である。２１、２２は第四の直列接続点を介して直列に接続された自己消孤型のスイッチング素子で、トランジスタ、ＩＧＢＴ等によって形成されると共に、直流コンデンサ４、５に並列に接続されている。２３、２４はスイッチング素子２１、２２にそれぞれ逆並列に接続されたダイオード、２５はスイッチング素子２１、２２の第四の直列接続点と直流コンデンサ４、５の中点であるＮ点の間に接続されたリアクトルであり、２１〜２５はバランス回路を構成している。
【００１５】
スイッチング素子６、７とダイオード８、９は、直流電力を交流電力に変換するインバータを構成し、スイッチング素子６、７をオンすることにより、直流コンデンサ４、５の第一の直列接続点（中点Ｎ）を基準にして、スイッチング素子６、７の第二の直列接続点であるＡ点に対し、矩形波状の交流電圧を発生し、リアクトル１０、コンデンサ１１からなるＬＣフィルタにより、その高調波成分を除去して、負荷１２に正弦波電圧を供給する。
直流コンデンサ４、５は直列に接続され、直流電源１３の電圧が印加されている。直流コンデンサ４、５の第一の直列接続点を、直流電源１３の中点に維持するためのバランス回路が、スイッチング素子２１、２２とダイオード２３、２４及びリアクトル２５で構成される回路である。
【００１６】
図２は、この発明の実施の形態１による電力変換装置の動作説明図である。
図３は、この発明の実施の形態１による電力変換装置の動作説明図である。
図２、３において、４〜１３、２１〜２５は図１におけるものと同一のものである。ＩＬは電流、Ｖ１、Ｖ２は電圧である。
図４は、この発明の実施の形態１による電力変換装置の動作を説明する波形図である。
図において、ＩＬは電流、Ｖ１、Ｖ２は電圧である。
【００１７】
次に、図２、３、４を用いて、バランス回路が直流コンデンサ４、５の接続点を中点に維持する動作を説明する。
直流コンデンサ４の電圧Ｖ１が、直流コンデンサ５の電圧Ｖ２より大の場合について考える。スイッチング素子２１がオンすると、リアクトル２５の電流ＩＬが立ち上がり、直流コンデンサ４のエネルギーの一部がリアクトル２５に蓄えられる（図２）。ここでスイッチング素子２１をオフにすると、リアクトル２５の電流ＩＬは、直流コンデンサ５、ダイオード２４を介して流れ、リアクトル２５に蓄えられたエネルギーは、直流コンデンサ５に転送される（図３）。
【００１８】
図４に示すように、スイッチング素子２１がオンすると、電流ＩＬが立ち上がり、直流コンデンサ４の電圧Ｖ１は下がる。スイッチング素子２１をオフにすると、電流ＩＬは減少し、直流コンデンサ５の電圧Ｖ２は上がる。
このように、図１に示す回路では、直流コンデンサ４からリアクトル２５を介して直流コンデンサ５にエネルギーを転送することができる。同様にスイッチング素子２２をオン／オフ制御することにより、直流コンデンサ５からリアクトル２５を介して直流コンデンサ４にエネルギーを転送することもできる。
【００１９】
以上のように、スイッチング素子２１、２２のスイッチングにより直流コンデンサ間のエネルギー転送を任意に制御することが可能なので、負荷に半波整流回路等の正負非対称の負荷が接続された場合でも、直流コンデンサの電圧をバランスさせることができる。
【００２０】
実施の形態２．
実施の形態１は、直流電源とインバータのシステムに、バランス回路を追加しているが、実施の形態２では、無停電電源装置等に用いられるコンバータと直流電源とインバータから構成されるシステムに、バランス回路を追加した場合について説明する。
以下、この発明の実施の形態２を、図５及び図６に基づいて説明する。
【００２１】
図５は、この発明の実施の形態２による電力変換装置を示すブロック図である。
図において、４〜１３、２１〜２５は図１におけるものと同一のものである。２７は交流電源、２８、２９は第三の直列接続点を介して直列に接続された自己消孤型のスイッチング素子、３０、３１はスイッチング素子２８、２９にそれぞれ逆並列に接続されたダイオード、３２は交流電源２７とスイッチング素子２８、２９の接続点との間に接続されたリアクトルであり、２８〜３２は交流電源２７から電力を得るための第二の電力変換回路であるコンバータ回路を形成している。３３は交流電源２７の電圧を検出する電圧検出器、３４は交流電源２７の停電を検出する停電検出器、３５はコンバータ制御回路で、コンバータ回路のスイッチング素子２８、２９を制御する。３６は運転ロジックで、運転指令と停電検出器３４の出力が入力され、コンバータ制御回路３５に起動／停止指令を与える。３７はスイッチング素子２１、２２を制御するバランス制御回路、３８は運転ロジックで、交流電源２７の停電時にバランス回路が動作するようバランス制御回路３７に起動／停止指令を与える。なお、３３〜３８は制御回路を構成する。
【００２２】
図６は、この発明の実施の形態２による電力変換装置を説明する波形図である。
実施の形態２が実施の形態１と異なる点は、交流電源２７から電力を得るためのコンバータ回路（スイッチング素子２８、２９と、ダイオード３０、３１及びリアクトル３２から構成される）を追加している点である。このコンバータ回路は、ハーフブリッジ型の一般に高力率コンバータと呼ばれている回路であり、交流電源２７の電圧位相と同相の正弦波状の入力電流により、直流回路に任意の電力を供給できるものであるが、ここではその動作説明を省略する。
【００２３】
次に、このように構成された電力変換装置の動作について説明する。
図５では、交流電源２７が正常な場合は、コンバータ回路が直流電源１３を充電しつつ、インバータへ電力を供給している。電圧検出器３３により、交流電源２７の電圧を検出し、停電検出器３４により、交流電源２７の停電を検出する。コンバータ回路は、システムが運転時に交流電源２７が正常である場合のみ動作するよう、運転ロジック３６により、起動／停止指令がコンバータ制御回路３５に与えられている。交流電源停電時は、コンバータが停止して、インバータによって直流電源１３の直流電力を交流電力に変換し、負荷１２に電力を供給し続ける。
一方、直流コンデンサ４、５の電圧をバランスさせる制御は、交流電源２７の正常／停電に拘らず必要であるが、実施の形態２では、交流電源２７の正常時はコンバータによりバランス制御を行い、交流電源２７の停電時は、バランス回路によりバランス制御を行っているのが特徴である。運転ロジック３８により、バランス回路は、システムが運転時かつコンバータが停止時に動作するよう、起動／停止指令がバランス制御回路３７に与えられている。
【００２４】
次に、コンバータにより直流コンデンサ４、５のバランス制御を行う原理を、図６を用いて説明する。
交流電源２７の電圧をＶＲ、コンバータの入力電流をＩＲとすると、通常ＩＲは正弦波状の電流に制御されるが、例えば直流分ＩＤを持つＩＲを流すようコンバータを動作させると、コンバータが交流電源２７から得る電力は、図６のＰＲのようになり、ＶＲが正の半サイクルと負の半サイクルで電力が異なる。正の半サイクルは直流コンデンサ４を充電、負の半サイクルは直流コンデンサ５を充電することになり、コンバータの入力電流ＩＲに直流分ＩＤを持たせることで、直流コンデンサ４、５への充電電力を異なる値にすることができる。即ち、コンバータにより、直流コンデンサ４、５のバランス制御が可能となる。
常時、バランス回路を動作させた場合は、交流電源正常時に全てのスイッチング素子を動作させることになるのに対し、実施の形態２では、交流電源２７の正常時はコンバータによりバランス制御を行い、交流電源２７の停電時のみバランス回路によりバランス制御を行っているので、交流電源正常時にバランス回路を停止することができ、システムの効率を向上することができる。
【００２５】
以上のように、交流電源正常時、停電時ともに直流コンデンサ間のエネルギー転送を任意に制御することが可能なので、負荷１２に半波整流回路等の正負非対称負荷が接続された場合でも、直流コンデンサの電圧をバランスさせることができるのに加え、交流電源正常時の効率を向上することができる。
【００２６】
実施の形態３．
実施の形態２は、コンバータと直流電源とインバータから構成されるシステムにバランス回路を追加した場合であったが、実施の形態３では、コンバータとバランス回路を共用する構成について説明する。
以下、この発明の実施の形態３を、図７に基づいて説明する。
【００２７】
図７は、この発明の実施の形態３による電力変換装置を示すブロック図である。
図において、４〜１３、２７〜３８は図５におけるものと同一のものである。４０は交流電源２７とリアクトル３２の間に配置されたスイッチ、４１はスイッチ４０とリアクトル３２の接続点と、直流コンデンサ４、５の接続点の間に配置されたスイッチ、４２、４３はコンバータ制御回路３５及びバランス制御回路３７の出力を切り替えるスイッチ、４４はスイッチ４０、４１、４２、４３を制御するスイッチ駆動回路であり、運転ロジック３６、３８の出力が入力されている。なお、３３〜３８、４２〜４４は主回路を制御する制御回路を構成する。
【００２８】
実施の形態３が、実施の形態２と異なる点は、交流電源２７から電力を得るためのコンバータ回路（スイッチング素子２８、２９とダイオード３０、３１及びリアクトル３２）を、交流電源２７の停電時はスイッチ４０、４１によりバランス回路として切り替えて使用している点である。
運転ロジック３６、３８は、実施の形態２と同じく、コンバータ運転、バランス運転を示すロジックであり、このロジック信号がスイッチ駆動回路４４に入力される。コンバータ運転時はスイッチ４０をオン、スイッチ４１をオフし、主回路ではリアクトル３２、スイッチング素子２８、２９及びダイオード３０、３１をコンバータ回路として接続させ、制御回路ではスイッチ４２、スイッチ４３をａ側とし、コンバータ制御回路３５により、スイッチング素子２８、２９が制御される。
【００２９】
コンバータ停止、バランス回路運転時は、スイッチ４０をオフ、スイッチ４１をオンし、主回路ではリアクトル３２、スイッチング素子２８、２９及びダイオード３０、３１をバランス回路として接続させ、制御回路では、スイッチ４２、４３をｂ側とし、バランス制御回路３７により、スイッチング素子２８、２９が制御される。
【００３０】
以上のように、交流電源正常時、停電時ともに直流コンデンサ間のエネルギー転送を任意に制御することが可能なので、負荷１２に半波整流回路等の正負非対称負荷が接続された場合でも、直流コンデンサの電圧をバランスさせることができるのに加え、主回路のコンバータ回路をバランス回路と兼用することにより、低コスト化が図れる。
【００３１】
実施の形態４．
実施の形態１は、直流電源とインバータのシステムにバランス回路を追加しているが、実施の形態４ではそのバランス回路の制御方式について説明する。
以下、この発明の実施の形態４を、図８及び図９に基づいて説明する。
【００３２】
図８は、この発明の実施の形態４による電力変換装置を示すブロック図である。
図において、４〜１３、２１〜２５は図１におけるものと同一のものである。４６は直流コンデンサ４の電圧Ｖ１と直流コンデンサ５の電圧Ｖ２を検出する電圧検出回路、４７は電圧Ｖ１と電圧Ｖ２が入力される加減算器、４８は加減算器４７の出力を増幅する電圧制御回路である。４９は鋸歯状波の搬送波を発生する搬送波発生回路、５０は搬送波発生回路４９の発生する搬送波と電圧制御回路４８の出力を比較する比較器、５１は反転回路、５２はスイッチング素子２１、２２をオン／オフ制御するドライブ回路である。
図９は、この発明の実施の形態４による電力変換装置を説明する波形図である。
【００３３】
次いで、動作について説明する。
電圧検出回路４６は、直流コンデンサ４の電圧Ｖ１と直流コンデンサ５の電圧Ｖ２を検出し、加減算器４７でアンバランス電圧ΔＶ（＝Ｖ１−Ｖ２）を求め、これを電圧制御回路４８にて増幅する。搬送波発生回路４９の発生する図９に示すような搬送波と、電圧制御回路４８の出力信号を比較器５０により比較して、図９に示す１、０の信号を出力する。比較器５０の出力をドライブ回路５２に入力し、図９に示すようにスイッチング素子２１、２２をオン／オフ制御する。
このように構成することにより、アンバランス電圧のフィードバック制御系が構成され、アンバランス電圧がゼロになるまで、スイッチング素子２１、２２のオン時間が調整される。
【００３４】
以上のように、アンバランス電圧を増幅して直接スイッチング素子２１、２２のスイッチングを制御することにより、直流コンデンサ間のアンバランス電圧をゼロにすることができる。
【００３５】
実施の形態５．
実施の形態４は、アンバランス電圧の増幅信号によりスイッチング素子２１、２２のスイッチングを制御していたが、実施の形態５では、リアクトル２５の電流制御マイナーループを、アンバランス電圧のフィードバック制御系に追加している。
以下、この発明の実施の形態５を、図１０に基づいて説明する。
【００３６】
図１０は、この発明の実施の形態５による電力変換装置を示すブロック図である。
図において、４〜１３、２１〜２５、４６〜５２は図８におけるものと同一のものである。
５４はリアクトル２５に流れる電流を検出する電流センサ、５５は電圧制御回路４８の出力が入力されるリミッタ回路、５６は電流センサ５４の出力とリミッタ回路５５の出力が入力される加減算器、５７は加減算器５６の出力を増幅して、比較器５０に入力する電流制御回路である。
【００３７】
次に、動作について説明する。
実施の形態５では、電圧制御回路４８のアンバランス電圧ΔＶを増幅した出力信号を、リアクトル２５の電流指令として用いる。即ち、電圧制御回路４８はアンバランス電圧ΔＶをゼロにするために、リアクトル２５に流すべき電流指令を出力する。リミッタ回路５５は、スイッチング素子２１、２２とダイオード２３、２４及びリアクトル２５の定格値内に電流指令を制限する。リミッタ回路５５で制限された電流指令と、電流センサ５４が検出した電流値との誤差を加減算器５６にて求め、これを電流制御回路５７にて増幅し、比較器５０に入力する。比較器５０からスイッチング素子２１、２２までの構成は、実施の形態４と同様である。
このように構成することにより、アンバランスΔＶをゼロにするためにバランス回路が出力すべき電流指令が求められ、電流制御マイナーループにより、この電流指令にリアクトル２５の電流が追従するので、アンバランス電圧をゼロに制御することができる。
【００３８】
以上のように構成することにより、直流コンデンサ間のアンバランス電圧をゼロ制御することができるのに加え、スイッチング素子２１、２２と、ダイオード２３、２４及びリアクトル２５に流れる電流を定格値内に制限することができる。
【００３９】
実施の形態６．
実施の形態６では、実施の形態５の電流指令に、直流コンデンサ４、５からインバータ回路へ流れる電流のアンバランス分のフィードフォワードを追加している。
以下、この発明の実施の形態６を、図１１に基づいて説明する。
【００４０】
図１１は、この発明の実施の形態６による電力変換装置を示すブロック図である。
図において、４〜１３、２１〜２５、４６〜５７は図１０におけるものと同一のものである。
５９は直流コンデンサ４からインバータ回路へ流れる電流を検出する電流センサ、６０は直流コンデンサ５からインバータ回路へ流れる電流を検出する電流センサ、６１は電流センサ５９及び電流センサ６０の検出電流の差を求める加減算器、６２は加減算器６１の出力からインバータ回路のスイッチング成分を除去するフィルタ、６３はフィルタ６２の出力が入力される増幅回路、６４は増幅回路６３の出力と電圧制御回路４８の出力を加算し、リミッタ回路５５に出力する加算器である。
【００４１】
次に、動作について説明する。
実施の形態６では、直流コンデンサ４、５からインバータ回路へ流れる電流を、電流センサ５９、６０で検出し、電流センサ５９及び電流センサ６０の検出電流の差を加減算器６１で求め、フィルタ６２にてインバータ回路によるスイッチング成分を除去する。フィルタ６２の出力信号は直流コンデンサ４、５からインバータ回路へ流れるアンバランス電流であり、定常的にはこの電流をバランス回路が供給しなければ、アンバランス電圧をゼロにすることができない。従って、フィルタ６２の出力信号を、増幅回路６３でリアクトル２５に流すべき電流値に換算し、電圧制御回路４８の出力と加算器６４にて加算し、これをリミッタ回路５５にて制限し、電流指令としている。
【００４２】
以上のように構成することにより、直流コンデンサ間のアンバランス電圧をゼロに制御することができるのに加え、スイッチング素子２１、２２とダイオード２３、２４及びリアクトル２５に流れる電流を定格値内に制限し、直流コンデンサのアンバランス電流をフィードフォワードしているので、アンバランス電圧を高速に制御することができる。
【００４３】
実施の形態７．
実施の形態６では、直流コンデンサのアンバランス電流を直接検出していたが、実施の形態７では、インバータの出力側から求めている点が異なっている。
以下、この発明の実施の形態７を、図１２に基づいて説明する。
【００４４】
図１２は、この発明の実施の形態７による電力変換装置を示すブロック図である。
図において、４〜１３、２１〜２５、４６〜６４は図１１におけるものと同一のものである。６６は負荷１２に流れる電流を検出する電流センサ、６７は負荷１２の電圧を検出する電圧検出回路である。６８、６９はリミッタ回路で、電圧検出回路６７の出力が入力され、負荷電圧の正側瞬時値、負側瞬時値をそれぞれ検出する。７０、７１はそれぞれリミッタ回路６８、６９の出力と、電流センサ６６によって検出された負荷電流検出値とを乗算する乗算器、７２、７３はそれぞれ乗算器７０、７１の出力を平均化するフィルタ、７４はフィルタ７２、７３の出力の差を求める加減算器で、その出力をフィルタ６２に入力する。
【００４５】
次に、動作について説明する。
実施の形態７では、電圧検出回路６７により、負荷１２の電圧を検出し、リミッタ回路６８、６９により負荷電圧の正側瞬時値、負側瞬時値をそれぞれ検出する。負荷電圧は正弦波状であるので、リミッタ６８は正の半サイクル波形、リミッタ６９は負の半サイクル波形を出力する。また、電流センサ６６によって検出された負荷電流検出値とリミッタ回路６８、６９の出力を乗算器７０、７１にて乗算することにより、負荷電圧の正側半サイクル期間での電力瞬時値、負側半サイクル期間での電力瞬時値を求める。これをそれぞれフィルタ７２、７３にて平均化し、この差を加減算器７４にて求める。加減算器７４の出力は、負荷電力の正負アンバランス分であり、これは直流コンデンサのアンバランス電流に相当した値である。これを電流マイナーループへのフィードフォワード信号としている。
負荷側の電圧及び電流を検出するセンサは、通常インバータの制御を行う上で必要となるため、直流コンデンサのアンバランス電流に相当する値を、特に新たにセンサを追加することなく検出することができる。
【００４６】
以上のように構成することにより、直流コンデンサ間のアンバランス電圧をゼロに制御することができるのに加え、スイッチング素子２１、２２とダイオード２３、２４及びリアクトル２５に流れる電流を定格値内に制限し、インバータ制御にて用いるセンサ信号を流用して直流コンデンサのアンバランス電流をフィードフォワードしているので、低コストにてアンバランス電圧を高速に制御することができる。
【００４７】
実施の形態８．
実施の形態４では、電圧アンバランスが無い場合でも、スイッチング素子２１とスイッチング素子２２を必ずオン／オフすることになるが、実施の形態８では電圧制御回路の出力極性により、必要な素子のみオン／オフする構成としている。
以下、この発明の実施の形態８を、図１３、図１４に基づいて説明する。
【００４８】
図１３は、この発明の実施の形態８による電力変換装置を示すブロック図である。
図において、４〜１３、２１〜２５、４６〜４９、５２は図８におけるものと同一のものである。５０ａ、５０ｂは比較器、７６は搬送時発生回路４９の出力する搬送波Ｃ１を−１倍してＣ２とする反転器、７７は電圧制御回路４８の出力信号Ｒの極性を検出する極性判別回路、７８は極性判別回路７７の出力によって制御されるスイッチである。
図１４は、この発明の実施の形態８による電力変換装置を説明する波形図である。
【００４９】
次に、動作について説明する。
電圧制御回路４８は、アンバランス電圧ΔＶを増幅した信号Ｒを出力する。この信号Ｒは直流コンデンサ４の電圧Ｖ１を低下させるときは正に、直流コンデンサ５の電圧Ｖ２を低下させるときは負になるため、信号Ｒの極性を極性判別回路７７にて検出し、Ｒが正の時はスイッチ７８をスイッチング素子２１を駆動するように動作させ、Ｒが負の時はスイッチ７８をスイッチング素子２２を駆動するように動作させる。
スイッチ７８には、スイッチング素子２１駆動用の比較器５０ａと、スイッチング素子２２駆動用の比較器５０ｂが接続されている。比較器５０ａには、図１４に示す鋸歯状波Ｃ１が搬送波発生回路４９から入力される。ここで、電圧制御回路４８の出力信号Ｒが正の時は、比較器５０ａの出力が図１４に示すように１、０と変化する。この信号が１の時にスイッチング素子２１をオン、０の時にオフに駆動する。また、比較器５０ｂには、鋸歯状波Ｃ１を反転器７ｂにて−１倍した図１４に示すＣ２が、搬送波として入力される。ここで、電圧制御回路４８の出力信号Ｒが負の時は、比較器５０ｂの出力が、図１４に示すように１、０と変化する。この信号が１の時にスイッチング素子２２をオン、０の時にオフに駆動する。
【００５０】
実施の形態４では、スイッチング素子２１とスイッチング素子２２が、鋸歯状波１サイクルの間に必ずオン／オフしていたのに対し、実施の形態８では、直流コンデンサ４の電圧Ｖ１を低下させるときは、スイッチング素子２１のみがスイッチングを行い、スイッチング素子２２はオフのままである。逆に、直流コンデンサ５の電圧Ｖ２を低下させるときは、スイッチング素子２２のみがスイッチングを行い、スイッチング素子２１はオフのままである。
【００５１】
以上のように構成することにより、直流コンデンサ間のアンバランス電圧をゼロに制御することができるのに加え、スイッチング素子２１、２２のスイッチング回数を低減し、効率をよくすることができる。
【００５２】
実施の形態９．
実施の形態５では、電圧アンバランスが無い場合でもスイッチング素子２１とスイッチング素子２２を必ずオン／オフ制御していたが、実施の形態９では電流指令値の極性により、必要なスイッチング素子のみオン／オフする構成としている。
以下、この発明の実施の形態９を、図１５に基づいて説明する。
【００５３】
図１５は、この発明の実施の形態９による電力変換装置を示すブロック図である。
図において、４〜１３、２１〜２５、４６〜４９、５２、５４〜５７は図１０におけるものと、５０ａ、５０ｂ、７６〜７８は図１３におけるものとそれぞれ同一のものである。極性判別回路７７の入力は、リミッタ回路５５の出力から得ている。
【００５４】
次に、動作について説明する。
実施の形態９では、リミッタ回路５５は、アンバランス電圧ΔＶを補正するために、リアクトル２５に流すべき電流値を出力する。この電流指令値が正（図１５の電流センサ５４に示した極性）の場合は、スイッチング素子２１のみオン／オフ制御を行うことにより、電流を制御できる。逆に電流指令値が負の場合は、スイッチング素子２２のみオン／オフ制御を行うことにより、電流を制御できる。従って、電流指令値の極性を、極性判別回路７７にて検出し、スイッチ７８を動作させている。比較器５０ａ、５０ｂ、搬送波発生回路４９、反転器７６については、実施の形態８と同様に動作する。
【００５５】
以上のように構成することにより、直流コンデンサ間のアンバランス電圧をゼロに制御することができるのに加え、スイッチング素子２１、２２と、ダイオード２３、２４及びリアクトル２５に流れる電流を定格値内に制限することができ、さらに、スイッチング素子２１、２２のスイッチング回数を低減し、効率を高くすることができる。
【００５６】
実施の形態１０．
実施の形態４では、電圧アンバランスが無い場合でもスイッチング素子２１とスイッチング素子２２を必ずオン／オフ制御していたが、実施の形態１０では電圧アンバランスの極性により、必要な素子のみ直接オン／オフ制御を行う構成としている。
以下、実施の形態１０を、図１６に基づいて説明する。
【００５７】
図１６は、この発明の実施の形態１０による電力変換装置を示すブロック図である。
図において、４〜１３、２１〜２５、４６、４７、５２は図８におけるものと同一のものである。８０はスイッチング素子２１またはスイッチング素子２２を駆動させるためのオン／オフのパターンを発生するパルス発生回路、８１は電圧アンバランスΔＶである加減算器４７の出力が正の場合は１を、負の場合は−１を出力する量子化器、８２は量子化器８１の出力に応じて動作するスイッチで、量子化器８１の出力が１のときは、スイッチング素子２１を駆動するように、また、量子化器８１の出力が−１のときは、スイッチング素子２２を駆動するように切り替えられる。
【００５８】
次に、動作について説明する。
実施の形態１０では、量子化器８１にてアンバランス電圧ΔＶが正の場合は１を、負の場合は−１を得る。パルス発生回路８０はスイッチング素子２１またはスイッチング素子２２を駆動させるためのオン／オフのパターンを発生しており、量子化器８１の出力に応じて、スイッチ８２が動作し、パルス発生回路８０のパルスが電圧アンバランスを無くする方向のスイッチング素子へ送られ、スイッチング素子２１のみあるいはスイッチング素子２２のみがスイッチングを行う。
【００５９】
以上のように構成することにより、直流コンデンサ間のアンバランス電圧をゼロに制御することができるのに加え、スイッチング素子２１、２２のスイッチング回数を低減し、効率をよくすることができるのに加えて、制御回路をシンプルに構成できる。
【００６０】
実施の形態１１．
実施の形態１０では、電圧アンバランスの極性により、スイッチング素子を必ずスイッチングしていたが、実施の形態１１は、電圧アンバランスに許容値を設定して、許容値の範囲内ならスイッチング素子を共にオフするようにしている。
図１７は、この発明の実施の形態１１による電力変換装置を示すブロック図である。
図において、４〜１３、２１〜２５、４６、４７、５２、８０は、図１６におけるものと同一のものである。８３は電圧アンバランスΔＶである加減算器４７の出力を受けて１、０、−１の３値を出力する量子化器、８４は量子化器８３の出力に応じて動作するスイッチで、量子化器８３の出力が１のときはスイッチング素子２１を駆動するように、また量子化器８３の出力が−１のときはスイッチング素子２２を駆動するように、切り替えられる。
【００６１】
次に、動作について説明する。
実施の形態１０では、電圧アンバランスの極性により、スイッチング素子２２１あるいはスイッチング素子２２のどちらかを必ずスイッチングしていたが、電圧アンバランスの許容値が設定できる場合は、量子化器８３の出力を１、０、−１の３値とし、電圧アンバランスが許容値内の場合は０を出力し、スイッチ８４にてスイッチング素子２１、２２を共にオフとする。
【００６２】
以上のように構成することにより、直流コンデンサ間のアンバランス電圧をゼロに制御することができるのに加え、実施の形態１０よりもスイッチング素子２１、２２のスイッチング回数をさらに低減し、効率をよくすることができるのに加えて、制御回路をシンプルに構成できる。
【００６３】
実施の形態１２．
実施の形態１１では、パルス発生回路の発生するパターンは、１パターンのみであったが、実施の形態１２は、二つのパターンを発生させ、使い分けるようにしている。
図１８は、この発明の実施の形態１２による電力変換装置を示すブロック図である。
図において、４〜１３、２１〜２５、４６、４７、５２、８３、８４は図１７におけるものと同一のものである。８５は、スイッチング素子２１またはスイッチング素子２２を駆動するためのオン／オフのパターンを発生する、パルス数の多いパルス発生回路、８６はスイッチング素子２１またはスイッチング素子２２を駆動するためのオン／オフのパターンを発生する、パルス数の少ないパルス発生回路である。
８７は、加減算器４７の出力を入力し、電圧アンバランスが設定値を超えたことを判定する判定器、８８は判定器８７の出力により、パルス発生回路８５またはパルス発生回路８６の出力を切り替えるスイッチである。
【００６４】
次に、動作について説明する。
実施の形態１１では、パルス発生回路が１パターンしかないが、実施の形態１２では、電圧アンバランスが大きくなり設定値を超えたことを判定器８７にて判定し、電圧アンバランス大の時は、パルス数の多いパルス発生回路８５の出力をスイッチ８８で選択し、電圧アンバランス小の時は、パルス数の少ないパルス発生回路８６の出力をスイッチ８８にて選択する。
【００６５】
以上のように構成することにより、直流コンデンサ間のアンバランス電圧をゼロに制御することができるのに加え、スイッチング素子２１、２２のスイッチング回数をさらに低減し、効率をよくすることができるのに加えて、実施の形態１１よりも高速に応答させることができる。
【００６６】
実施の形態１３．
実施の形態１３は、電圧アンバランス制御の故障を検出できるように構成したものである。
図１９は、この発明の実施の形態１３による電力変換装置を示すブロック図である。
図において、４〜１３、２１〜２５、４６〜５２は図８におけるものと同一のものである。８９は加減算器４７の出力である電圧アンバランスΔＶが故障検出レベルを逸脱しているか否かを判定する判定器、９０は遅延回路である。
【００６７】
実施の形態１３は、電圧アンバランス制御の故障を検出するもので、加減算器４７の出力である電圧アンバランスΔＶを、判定器８９にて故障検出レベルを逸脱しているか判定し、制御応答以上の遅延を有する遅延回路９０を介して検出することができる。すなわち、判定器８９による故障の判定が、遅延回路９０によって設定された時限以上に及ぶとき故障と判定する。
【００６８】
なお、以上の実施の形態１〜実施の形態１３の説明では、インバータ回路またはコンバータ回路を単相にて説明しているが、ハーフブリッジ回路をそれぞれ三相分用いた三相出力型または三相入力型にも、直流コンデンサの電圧バランス制御を応用することができる。
【００６９】
【発明の効果】
この発明は、以上説明したように構成されているので、以下に示すような効果を奏する。
【００７０】
第一の直列接続点を介して直列に接続された二つの直流電圧源と、この二つの直流電圧源に並列に接続されると共に第二の直列接続点を介して直列に接続された二つのスイッチング素子によって構成され、二つの直流電圧源の供給する直流電圧を交流電圧に変換して、第一の直列接続点と第二の直列接続点との間に接続された負荷に供給する第一の電力変換回路と、交流電源の供給する交流電圧を直流電圧に変換して二つの直流電圧源に出力する第二の電力変換回路と、第一の直列接続点が二つの直流電圧源の供給する直流電圧の中点を形成するように、二つの直流電圧源の電圧をバランスさせるバランス回路を備え、第二の電力変換回路は、第一の直列接続点が二つの直流電圧源の供給する直流電圧の中点を形成するように二つの直流電圧源に直流電力を出力するものであり、バランス回路は、二つの直流電圧源と並列に接続されると共に第四の直列接続点を介して直列に接続された二つのスイッチング素子と、第四の直列接続点と第一の直列接続点との間に接続されたリアクトルによって構成され、第二の電力変換回路は、二つの直流電圧源と並列に接続されると共に第三の直列接続点を介して直列に接続された二つのスイッチング素子と、第三の直列接続点と交流電源との間に接続されたリアクトルによって構成され、入力される交流電圧の正の半サイクルと負の半サイクルとの出力電力を制御して、二つの直流電圧源の供給する直流電圧の中点を形成するものであり、第二の電力変換回路とバランス回路は、いずれか一方が動作するように構成されているので、正負非対称な負荷が接続された場合でも、正常時には第二の電力変換回路により、第二の電力変換回路が停止時にはバランス回路により、直流電圧の中点を形成することができる。
【００７１】
また、第一の直列接続点を介して直列に接続された二つの直流電圧源、この二つの直流電圧源に並列に接続されると共に第二の直列接続点を介して直列に接続された二つのスイッチング素子によって構成され、二つの直流電圧源の供給する直流電圧を交流電圧に変換して、第一の直列接続点と第二の直列接続点との間に接続された負荷に供給する第一の電力変換回路と、二つの直流電圧源と並列に接続される直列に接続された二つのスイッチング素子と、このスイッチング素子の直列接続点に一端を接続されたリアクトルによって構成されるコンバータ回路を備え、交流電源が正常時は、コンバータ回路のリアクトルの他端を交流電源に接続し、交流電源の供給する交流電圧を直流電圧に変換して二つの直流電圧源に出力し、入力される交流電圧の正の半サイクルと負の半サイクルとの出力電力を制御して、二つの直流電圧源の供給する直流電圧の中点を形成することで、第二の電力変換回路としての機能を果たし、交流電源が停止時は、コンバータ回路のリアクトルの他端を第一の直列接続点に切り替えて接続して、二つの直流電圧源の供給する直流電圧の中点を形成することで、バランス回路としての機能を果たすので、バランス回路と第二の電力変換回路は共用されるように構成され、切換えられて使用されるので、低コスト化が図れる。
【００７２】
さらに、第一の直列接続点を介して直列に接続された二つの直流電圧源と、この二つの直流電圧源に並列に接続されると共に第二の直列接続点を介して直列に接続された二つのスイッチング素子によって構成され、二つの直流電圧源の供給する直流電圧を交流電圧に変換して、第一の直列接続点と第二の直列接続点との間に接続された負荷に供給する第一の電力変換回路と、第一の直列接続点が直流電圧の中点を形成するように、二つの直流電圧源の電圧をバランスさせるバランス回路を備え、バランス回路は二つの直流電圧源と並列に接続されると共に第四の直列接続点を介して直列に接続された二つのスイッチング素子と、第四の直列接続点と第一の直列接続点との間に接続されたリアクトルによって構成し、さらにバランス回路は、二つの直流電圧源の電圧の差に基づき形成されるリアクトルに流れる電流を制御する電流指令により、バランス回路を構成するスイッチング素子が制御されるので、正負非対称な負荷が接続された場合でも、直流電圧の中点を形成することができると共に二つの直流電圧源の電圧をバランスさせると共にリアクトルに流れる電流を制御することができる。
【００７３】
また、第一の直列接続点を介して直列に接続された二つの直流電圧源と、この二つの直流電圧源に並列に接続されると共に第二の直列接続点を介して直列に接続された二つのスイッチング素子によって構成され、二つの直流電圧源の供給する直流電圧を交流電圧に変換して、第一の直列接続点と第二の直列接続点との間に接続された負荷に供給する第一の電力変換回路と、第一の直列接続点が直流電圧の中点を形成するように、二つの直流電圧源の電圧をバランスさせるバランス回路を備え、バランス回路は二つの直流電圧源と並列に接続されると共に第四の直列接続点を介して直列に接続された二つのスイッチング素子と、第四の直列接続点と第一の直列接続点との間に接続されたリアクトルによって構成し、さらにバランス回路は、二つの直流電圧源の電圧の差と、二つの直流電圧源から第一の電力変換回路に流れる電流の差に基づき形成されるリアクトルに流れる電流を制御する電流指令により、バランス回路を構成するスイッチング素子が制御されるので、正負非対称な負荷が接続された場合でも、直流電圧の中点を形成することができると共に二つの直流電圧源の電圧を高速にバランスさせると共にリアクトルに流れる電流を制御することができる。
【００７４】
また、第一の直列接続点を介して直列に接続された二つの直流電圧源と、この二つの直流電圧源に並列に接続されると共に第二の直列接続点を介して直列に接続された二つのスイッチング素子によって構成され、二つの直流電圧源の供給する直流電圧を交流電圧に変換して、第一の直列接続点と第二の直列接続点との間に接続された負荷に供給する第一の電力変換回路と、第一の直列接続点が直流電圧の中点を形成するように、二つの直流電圧源の電圧をバランスさせるバランス回路を備え、バランス回路は二つの直流電圧源と並列に接続されると共に第四の直列接続点を介して直列に接続された二つのスイッチング素子と、第四の直列接続点と第一の直列接続点との間に接続されたリアクトルによって構成し、さらにバランス回路は、二つの直流電圧源の電圧の差と、負荷電力の正負サイクルの差に基づき形成されるリアクトルに流れる電流を制御する電流指令により、バランス回路を構成するスイッチング素子が制御されるので、正負非対称な負荷が接続された場合でも、直流電圧の中点を形成することができると共に二つの直流電圧源の電圧を高速にバランスさせると共にリアクトルに流れる電流を制御することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  この発明の実施の形態１による電力変換装置を示す回路図である。
【図２】  この発明の実施の形態１による電力変換装置の動作説明図である。
【図３】  この発明の実施の形態１による電力変換装置の動作説明図である。
【図４】  この発明の実施の形態１による電力変換装置の動作を説明する波形図である。
【図５】  この発明の実施の形態２による電力変換装置を示すブロック図である。
【図６】  この発明の実施の形態２による電力変換装置を説明する波形図である。
【図７】  この発明の実施の形態３による電力変換装置を示すブロック図である。
【図８】  この発明の実施の形態４による電力変換装置を示すブロック図である。
【図９】  この発明の実施の形態４による電力変換装置を説明する波形図である。
【図１０】  この発明の実施の形態５による電力変換装置を示すブロック図である。
【図１１】  この発明の実施の形態６による電力変換装置を示すブロック図である。
【図１２】  この発明の実施の形態７による電力変換装置を示すブロック図である。
【図１３】  この発明の実施の形態８による電力変換装置を示すブロック図である。
【図１４】  この発明の実施の形態８による電力変換装置を説明する波形図である。
【図１５】  この発明の実施の形態９による電力変換装置を示すブロック図である。
【図１６】  この発明の実施の形態１０による電力変換装置を示すブロック図である。
【図１７】  この発明の実施の形態１１による電力変換装置を示すブロック図である。
【図１８】  この発明の実施の形態１２による電力変換装置を示すブロック図である。
【図１９】  この発明の実施の形態１３による電力変換装置を示すブロック図である。
【図２０】  従来の電力変換装置を示す回路図である。
【図２１】  従来の電力変換装置を示す回路図である。
【図２２】  従来の電力変換装置の負荷回路図である。
【図２３】  従来の電力変換装置の負荷波形図である。
【符号の説明】
４，５  直流コンデンサ、６，７，２１，２２，２８，２９  スイッチング素子、
８，９，２３，２４，３０，３１  ダイオード、１０，２５，３２  リアクトル、
１１  コンデンサ、１２  負荷、１３  直流電源、２７  交流電源、３３  電圧検出器、
３４  停電検出器、３５  コンバータ制御回路、３６，３８  運転ロジック、
３７  バランス制御回路、
４０，４１，４２，４３，７８，８２，８４，８８  スイッチ、
４４  スイッチ駆動回路、４６，６７  電圧検出回路、４８  電圧制御回路、
４９  搬送波発生回路、５０  比較器、５１  反転回路、５２  ドライブ回路、
５４，５９，６０，６６  電流センサ、５５，６８，６９  リミッタ回路、
４７，５６，６１，７４  加減算器、５７  電流制御回路、
６２，７２，７３  フィルタ、６３  増幅回路、６４  加算器、７０，７１  乗算器、
７６  反転器、７７  極性判別回路、８１，８３  量子化器、
８０，８５，８６  パルス発生回路、８７，８９  判定器、９０  遅延回路。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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