(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号のジッタを推定するジッタ推定装置であって、
前記入力信号の位相雑音波形を算出する位相雑音検出部と、
前記位相雑音波形に基づいて、前記ジッタの二乗平均値を算出するＲＭＳ検出部と、
前記ジッタの二乗平均値に基づいて、前記ジッタのピーク値またはピークツゥピーク値が設定値を超える確率を算出する確率計算部と
を備えるジッタ推定装置。
【請求項２】
前記ＲＭＳ検出部は、前記位相雑音波形の二乗平均値を算出し、
前記確率計算部は、前記位相雑音波形のピーク値またはピークツゥピーク値が設定値を超える確率を算出する
請求項１に記載のジッタ推定装置。
【請求項３】
前記位相雑音波形に基づいて、前記入力信号のタイミングジッタ系列を算出するタイミングジッタ推定部を更に備え、
前記ＲＭＳ検出部は、前記タイミングジッタ系列の二乗平均値を算出し、
前記確率計算部は、前記入力信号のタイミングジッタのピーク値またはピークツゥピーク値が設定値を超える確率を算出する
請求項１に記載のジッタ推定装置。
【請求項４】
前記位相雑音波形に基づいて、前記入力信号のタイミングジッタ系列を算出するタイミングジッタ推定部と、
前記タイミングジッタ系列に基づいて、前記入力信号の周期ジッタ系列を算出する周期ジッタ推定部と
を更に備え、
前記ＲＭＳ検出部は、前記周期ジッタ系列の二乗平均値を算出し、
前記確率計算部は、前記入力信号の周期ジッタのピーク値またはピークツゥピーク値が設定値を超える確率を算出する
請求項１に記載のジッタ推定装置。
【請求項５】
前記位相雑音波形に基づいて、前記入力信号のジッタの最悪値を算出する最悪値推定部を更に備え、
前記確率計算部は、前記周期ジッタのピーク値が前記最悪値を超える確率を算出する
請求項４に記載のジッタ推定装置。
【請求項６】
前記最悪値推定部は、
前記位相雑音波形の絶対値を算出する絶対値算出部と、
前記絶対値の最大値を算出する最大値算出部と、
前記最大値を略２倍することにより、前記最悪値として算出する定数乗算部と
を有する請求項５に記載のジッタ推定装置。
【請求項７】
前記位相雑音波形に基づいて、前記入力信号のタイミングジッタ系列を算出するタイミングジッタ推定部と、
前記タイミングジッタ系列に基づいて、前記入力信号の周期ジッタ系列を算出する周期ジッタ推定部と、
前記周期ジッタ系列の差分からサイクルツゥサイクル周期ジッタ系列を算出するサイクルツゥサイクル周期ジッタ推定部と
を更に備え、
前記ＲＭＳ検出部は、前記サイクルツゥサイクル周期ジッタ系列の二乗平均値を算出し、
前記確率計算部は、前記入力信号のサイクルツゥサイクル周期ジッタのピーク値またはピークツゥピーク値が設定値を超える確率を算出する
請求項１に記載のジッタ推定装置。
【請求項８】
前記位相雑音波形から、所定の周波数より低い周波数成分を除去する低周波数成分除去部を更に備え、
前記タイミングジッタ推定部は、前記周波数成分が除去された前記位相雑音波形に基づいて、前記入力信号のタイミングジッタ系列を算出する
請求項３から７のいずれか一項に記載のジッタ推定装置。
【請求項９】
前記位相雑音検出部は、
前記入力信号を複素関数の解析信号に変換する解析信号変換部と、
前記解析信号の瞬時位相を算出する瞬時位相推定部と、
前記瞬時位相からリニア位相を除去することにより、前記位相雑音波形を算出するリニア位相除去部と
を有する請求項４から７のいずれか一項に記載のジッタ推定装置。
【請求項１０】
前記入力信号の振幅変調成分を除去する波形クリッパを更に有し、
前記解析信号変換部は、前記振幅変調成分が除去された前記入力信号を前記解析信号に変換する
請求項９に記載のジッタ推定装置。
【請求項１１】
前記解析信号をサンプリングし、サンプリングされた前記解析信号のデータのうち、ゼロクロス点近傍のデータをサンプリングしたタイミングを出力するゼロクロス点検出部を更に備え、
前記タイミングジッタ推定部は、前記タイミングに基づいて前記位相雑音波形をサンプリングすることにより、前記入力信号のタイミングジッタ系列を算出する
請求項９または１０に記載のジッタ推定装置。
【請求項１２】
前記周期ジッタ推定部は、
前記タイミングジッタ推定部が出力したタイミングジッタ系列に含まれるタイミングジッタの差分系列を算出する差分算出部と、
前記ゼロクロス点検出部が出力した前記タイミングの間隔を算出する間隔算出部と、
前記タイミングの前記間隔と、前記入力信号の周期とに基づいて、前記差分系列を補正することにより、前記周期ジッタ系列を算出する補正部と
を有する請求項１１に記載のジッタ推定装置。
【請求項１３】
前記周期ジッタ推定部は、前記補正部が算出した前記周期ジッタ系列を遅延させて出力する遅延部を更に有する
請求項１２に記載のジッタ推定装置。
【請求項１４】
前記位相雑音波形に基づいて、前記入力信号のタイミングジッタ系列を算出するタイミングジッタ推定部と、
前記タイミングジッタ系列に基づいて、前記入力信号の周期ジッタ系列を算出する周期ジッタ推定部と、
前記周期ジッタ系列の差分からサイクルツゥサイクル周期ジッタ系列を算出するサイクルツゥサイクル周期ジッタ推定部と、
前記位相雑音検出部、前記タイミングジッタ推定部、前記周期ジッタ推定部、及び前記サイクルツゥサイクル周期ジッタ推定部のいずれかを、前記ＲＭＳ検出部と接続するかを切り替えるスイッチと
を更に備える請求項１に記載のジッタ推定装置。
【請求項１５】
入力信号のジッタを推定するジッタ推定方法であって、
前記入力信号の位相雑音波形を算出する位相雑音検出ステップと、
前記位相雑音波形に基づいて、前記ジッタの二乗平均値を算出するＲＭＳ検出ステップと、
前記ジッタの二乗平均値に基づいて、前記ジッタのピーク値またはピークツゥピーク値が設定値を超える確率を算出する確率計算ステップと
を備えるジッタ推定方法。
【請求項１６】
前記ＲＭＳ検出ステップは、前記位相雑音波形の二乗平均値を算出するステップを有し、
前記確率計算ステップは、前記位相雑音波形のピーク値またはピークツゥピーク値が設定値を超える確率を算出するステップを有する
請求項１５に記載のジッタ推定方法。
【請求項１７】
前記位相雑音波形に基づいて、前記入力信号のタイミングジッタ系列を算出するタイミングジッタ推定ステップを更に備え、
前記ＲＭＳ検出ステップは、前記タイミングジッタ系列の二乗平均値を算出するステップを有し、
前記確率計算ステップは、前記入力信号のタイミングジッタのピーク値またはピークツゥピーク値が設定値を超える確率を算出するステップを有する
請求項１５に記載のジッタ推定方法。
【請求項１８】
前記位相雑音波形に基づいて、前記入力信号のタイミングジッタ系列を算出するタイミングジッタ推定ステップと、
前記タイミングジッタ系列に基づいて、前記入力信号の周期ジッタ系列を算出する周期ジッタ推定ステップと
を更に備え、
前記ＲＭＳ検出ステップは、前記周期ジッタ系列の二乗平均値を算出するステップを有し、
前記確率計算ステップは、前記入力信号の周期ジッタのピーク値またはピークツゥピーク値が設定値を超える確率を算出するステップを有する
請求項１５に記載のジッタ推定方法。
【請求項１９】
前記位相雑音波形に基づいて、前記入力信号のジッタの最悪値を算出する最悪値推定ステップを更に備え、
前記確率計算ステップは、前記周期ジッタのピーク値が前記最悪値を超える確率を算出するステップを有する
請求項１８に記載のジッタ推定方法。
【請求項２０】
前記最悪値推定ステップは、
前記位相雑音波形の絶対値を算出するステップと、
前記絶対値の最大値を算出するステップと、
前記最大値を略２倍することにより、前記最悪値として算出する定数乗算ステップと
を有する請求項１９に記載のジッタ推定方法。
【請求項２１】
前記位相雑音波形に基づいて、前記入力信号のタイミングジッタ系列を算出するタイミングジッタ推定ステップと、
前記タイミングジッタ系列に基づいて、前記入力信号の周期ジッタ系列を算出する周期ジッタ推定ステップと、
前記周期ジッタ系列の差分からサイクルツゥサイクル周期ジッタ系列を算出するサイクルツゥサイクル周期ジッタ推定ステップと
を更に備え、
前記ＲＭＳ検出ステップは、前記サイクルツゥサイクル周期ジッタ系列の二乗平均値を算出するステップを有し、
前記確率計算ステップは、前記入力信号のサイクルツゥサイクル周期ジッタのピーク値またはピークツゥピーク値が設定値を超える確率を算出するステップを有する
請求項１５に記載のジッタ推定方法。
【請求項２２】
前記位相雑音波形から、所定の周波数より低い周波数成分を除去する低周波数成分除去ステップを更に備え、
前記タイミングジッタ推定ステップは、前記周波数成分が除去された前記位相雑音波形に基づいて、前記入力信号のタイミングジッタ系列を算出するステップを有する
請求項１７から２１のいずれか一項に記載のジッタ推定方法。
【請求項２３】
前記位相雑音検出ステップは、
前記入力信号を複素関数の解析信号に変換する解析信号変換ステップと、
前記解析信号の瞬時位相を算出するステップと、
前記瞬時位相からリニア位相を除去することにより、前記位相雑音波形を算出するステップと
を有する請求項１８から２１のいずれか一項に記載のジッタ推定方法。
【請求項２４】
前記入力信号の振幅変調成分を除去するステップを更に有し、
前記解析信号変換ステップは、前記振幅変調成分が除去された前記入力信号を前記解析信号に変換するステップを有する
請求項２３に記載のジッタ推定方法。
【請求項２５】
前記解析信号をサンプリングし、サンプリングされた前記解析信号のデータのうち、ゼロクロス点近傍のデータをサンプリングしたタイミングを出力するゼロクロス点検出ステップを更に備え、
前記タイミングジッタ推定ステップは、前記タイミングに基づいて前記位相雑音波形をサンプリングすることにより、前記入力信号のタイミングジッタ系列を算出する
請求項２３または２４に記載のジッタ推定方法。
【請求項２６】
前記周期ジッタ推定ステップは、
前記タイミングジッタ推定ステップで出力したタイミングジッタ系列に含まれるタイミングジッタの差分系列を算出する差分算出ステップと、
前記ゼロクロス点検出ステップで出力した前記タイミングの間隔を算出する間隔算出ステップと、
前記タイミングの前記間隔と、前記入力信号の周期とに基づいて、前記差分系列を補正することにより、前記周期ジッタ系列を算出する補正ステップと
を有する請求項２５に記載のジッタ推定方法。
【請求項２７】
前記周期ジッタ推定ステップは、前記補正ステップで算出した前記周期ジッタ系列を遅延させて出力する遅延ステップを更に有する
請求項２６に記載のジッタ推定方法。
【発明の詳細な説明】
技術分野
本発明は、ジッタ推定装置及び推定方法に関する。また本出願は、下記の米国特許出願に関連する。文献の参照による組み込みが認められる指定国については、下記の出願に記載された内容を参照により本出願に組み込み、本出願の記載の一部とする。
出願番号  ０９／５３８，１３５        出願日  ２０００年３月２９日
背景技術
マイクロプロセッサのクロック周波数は、約４０ヶ月毎に２倍になっている。クロック周期が短くなるほど、クロック信号のジッタの測定を厳しくする必要がある。これはシステムの動作においてタイミング誤りを避ける点からである。
ところでジッタには周期ジッタとタイミングジッタがある。例えばコンピュータのマイクロプロセッサの動作周波数は、当該マイクロプロセッサのクロック信号の周期ジッタにより制限される。そのため、周期ジッタが問題となる。また、タイミングジッタは、例えばデータ通信における理想タイミングポイントからのずれとして問題になる。
図１は、クロック信号のジッタを示す。図１（ａ）に示すように、ジッタのないクロック信号である理想クロック信号は点線波形のように、当該理想クロック信号の所定の立ち上がりエッジと、当該所定の立ち上がりエッジに隣接する立ち上がりエッジとの間隔Ｔｉｎｔは一定であるため、周期ジッタはゼロである。実際のクロック信号は、立ち上がりエッジが矢印に対して前後する。そのため、間隔Ｔｉｎｔも立ち上がりエッジの前後に伴い揺らぐ。そして、この揺らぎがクロック信号の周期ジッタとなる。周期ジッタは、例えばコンピュータのマイクロプロセッサのクロック信号において問題となる。
図１（ｂ）に示すようにジッタのない理想方形波信号が破線波形の場合、ジッタがある方形波信号のエッジ（実線）は、理想方形波信号のエッジ（破線）に対してずれ幅を持つ。このずれ幅がタイミングジッタである。
このようなジッタを測定する方法として、タイムインターバルアナライザやオシロスコープが用いられている。これらは、ゼロクロス方式と呼ばれる方法によりジッタを測定する。
図２は、タイムインターバルアナライザを用いた従来のジッタ推定装置を示す。従来のジッタ推定装置は、まず被試験ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ−Ｌｏｃｋｅｄ  Ｌｏｏｐ）１１から出力されたクロック信号（被試験信号）ｘ（ｔ）を、タイムインターバルアナライザ１２が受け取る。被試験信号ｘ（ｔ）は、１つの立ち上がりエッジに対して、次の立ち上がりエッジが、図２に点線で示すように揺らぐ。そして、両立ち上がりエッジの間隔Ｔｐ、つまり被試験信号ｘ（ｔ）の周期が揺らぐ。タイムインターバルアナライザ１２は、被試験信号ｘ（ｔ）のゼロクロス間の時間間隔、つまり被試験信号ｘ（ｔ）の周期を測定する。そして、測定された当該周期の揺らぎをヒストグラム解析して表示する。
図３は、タイムインターバルアナライザにより測定された周期のヒストグラムを示す。タイムインターバルアナライザについては、例えばＤ．Ｃｈｕ，“Ｐｈａｓｅ  Ｄｉｇｉｔｉｚｉｎｇ  Ｓｈａｒｐｅｎｓ  Ｔｉｍｉｎｇ  Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔｓ”ＩＥＥＥ  Ｓｐｅｃｔｒｕｍ，ｐｐ．２８−３２，１９８８．Ｊ．Ｗｉｌｓｔｒｕｐ，“Ａ  Ｍｅｔｈｏｄ  ｏｆ  Ｓｅｒｉａｌ  Ｄａｔａ  Ｊｉｔｔｅｒ  Ａｎａｌｙｓｉｓ  Ｕｓｉｎｇ  Ｏｎｅ−Ｓｈｏｔ  Ｔｉｍｅ  Ｉｎｔｅｒｖａｌ  Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔｓ”Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇ  ｏｆ  ＩＥＥＥ  Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｔｅｓｔ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ，ｐｐ．８１９−８２３，１９９８．に記載されている。
図４は、ディジタルオシロスコープを用いたジッタ推定装置を示す。図５は、ディジタルオシロスコープ１４内のジッタ測定装置の構成を示す。また、図６は、ディジタルオシロスコープにより測定された被試験信号及び周期ジッタを示す。
近年、補間法を用いてジッタ測定をするジッタ推定装置が提供されている。補間法を用いたジッタ推定方法（補間ベースジッタ推定方法）は、サンプリングされた被試験信号の測定データのうち、ゼロクロスに近い測定データ間を補間することによりゼロクロスのタイミングを測定する。即ち、データを補間することにより、ゼロクロス間の時間間隔（周期）を推定し、周期の揺らぎを推定する。
まず、被試験ＰＬＬ１１から出力された被試験信号ｘ（ｔ）を、ディジタルオシロスコープ１４が受け取る。ディジタルオシロスコープ１４において、アナログ・デジタル（Ａ／Ｄ）変換器１５は、受け取った被試験信号ｘ（ｔ）をディジタル信号に変換する。補間器１６は、ディジタル信号において当該ディジタル信号の信号値がゼロクロスに近い信号値間に、信号値を補間する。
周期推定器１７は、ゼロクロス間の時間間隔を測定し、ヒストグラム推定器１８が当該測定値のヒストグラムを表示する。また、ＲＭＳ及びピークツゥピーク検出部１９は、測定された時間間隔の揺らぎの二乗平均値及びピークツゥピーク値を算出する。例えば被試験信号ｘ（ｔ）が図６（ａ）に示す波形の場合に、その周期ジッタは、図６（ｂ）に示すように測定される。
例えばコンピュータにおいては、マイクロプロセッサのクロック信号の周期ジッタの最悪値、つまりジッタによりクロック信号の隣接するエッジ間隔が最大となる状態と、最小となる状態とからなる状態であってもマイクロプロセッサが正常に動作するか否かが問題となる。この点からマイクロプロセッサの周期ジッタの例えば最悪値を測定し、当該最悪値が所定値以下か否かを判定することにより、マイクロプロセッサの良否を判定する。
特に、量産されたマイクロプロセッサ等の周期的な信号を発生する電子デバイスを試験する場合においては、ジッタの測定を短時間で行う必要があるため、短時間で精度よくジッタの測定をすることができるジッタ推定装置及び方法が望まれている。
しかしながら従来のタイムインターバルアナライザは、１回の周期測定の後、次の周期測定を行うまでの間にデッド時間があるため、ヒストグラム解析に必要なデータ数を取得するのに膨大な時間がかかるという問題がある。また、ディジタルオシロスコープは、ジッタのヒストグラムを正しく推定できず、ジッタを過大評価してしまうという問題があった。
そこで本発明は、このような問題を解決することを目的とする。
発明の開示
このような目的を達成するために、本発明の第１の形態によれば、入力信号のジッタを推定するジッタ推定装置であって、入力信号の位相雑音波形を算出する位相雑音検出部と、位相雑音波形に基づいて、入力信号のジッタの最悪値を算出する最悪値推定部とを備えたことを特徴とするジッタ推定装置を提供する。
最悪値推定部は、位相雑音波形の絶対値を算出する絶対値算出部と、絶対値の最大値を算出する最大値算出部と、最大値を定数倍することにより、最悪値として算出する定数乗算部とを有することが好ましい。
定数乗算部は、最大値を略２倍することにより、入力信号のジッタのピーク値の最悪値を算出する手段を有してもよい。
位相雑音波形に基づいて、入力信号のタイミングジッタ系列を算出するタイミングジッタ推定部と、タイミングジッタ系列に基づいて、入力信号の周期ジッタ系列を算出する周期ジッタ推定部と、周期ジッタ系列の二乗平均値を算出するＲＭＳ検出部と、二乗平均値とピーク値の最悪値とに基づいて、ピーク値の最悪値が発生する確率を算出する確率計算部とを更に備えることが好ましい。
定数乗算部は、最大値を略４倍することにより、入力信号のジッタのピークツゥピーク値の最悪値を算出する手段を有してもよい。
位相雑音波形に基づいて、入力信号のタイミングジッタ系列を算出するタイミングジッタ推定部と、タイミングジッタ系列に基づいて、入力信号の周期ジッタ系列を算出する周期ジッタ推定部と、周期ジッタ系列の二乗平均値を算出するＲＭＳ検出部と、二乗平均値とピークツゥピーク値の最悪値とに基づいて、ピークツゥピーク値の最悪値が発生する確率を算出する確率計算部とを更に備えてもよい。
本発明の第２の形態によれば、入力信号のジッタを推定するジッタ推定装置であって、入力信号の位相雑音波形を算出する位相雑音検出部と、位相雑音波形に基づいて、入力信号のピークジッタ及び／又はピークツゥピークジッタが発生する確率を算出する確率推定部とを備えたことを特徴とするジッタ推定装置を提供する。
位相雑音波形に基づいて、入力信号のタイミングジッタ系列を算出するタイミングジッタ推定部を更に備え、確率推定部は、タイミングジッタ系列に基づいて、入力信号のピークジッタ及び／又はピークツゥピークジッタが発生する確率を検出することが好ましい。
位相雑音波形から、所定の周波数より低い周波数成分を除去する低周波数成分除去部を更に備え、タイミングジッタ推定部は、周波数成分が除去された位相雑音波形に基づいて、入力信号のタイミングジッタ系列を算出することが好ましい。
確率推定部は、位相雑音波形の二乗平均値を算出するＲＭＳ検出部と、二乗平均値に基づいて、入力信号のピークジッタ又はピークツゥピークジッタが所定値を超える確率を算出する確率計算部とを有することが好ましい。
確率推定部は、二乗平均値を定数倍することにより所定値を算出する手段を更に有してもよい。
確率推定部は、位相雑音波形の二乗平均値を算出するＲＭＳ検出部と、位相雑音波形に基づいて、入力信号のタイミングジッタのピーク値及び／又はピークツゥピーク値を算出するピークツゥピーク検出部と、二乗平均値と、ピーク値又はピークツゥピーク値とに基づいて、入力信号のピークジッタ又はピークツゥピークジッタが、ピーク値又はピークツゥピーク値を超える確率を算出する確率計算部とを有してもよい。
位相雑音検出部は、入力信号を複素関数の解析信号に変換する解析信号変換部と、解析信号の瞬時位相を算出する瞬時位相推定部と、瞬時位相からリニア位相を除去することにより、位相雑音波形を算出するリニア位相除去部とを有することが好ましい。
入力信号の振幅変調成分を除去する波形クリッパを更に有し、解析信号変換部は、振幅変調成分が除去された入力信号を解析信号に変換してもよい。
解析信号をサンプリングし、サンプリングされた解析信号のデータのうち、ゼロクロス点近傍のデータをサンプリングしたタイミングを出力するゼロクロス点検出部と、タイミングジッタ推定部は、タイミングに基づいて位相雑音波形をサンプリングすることにより、入力信号のタイミングジッタ系列を算出することが好ましい。
タイミングジッタ系列に基づいて、入力信号の周期ジッタ系列を算出する周期ジッタ推定部を更に備え、確率推定部は、周期ジッタ系列に基づいて、入力信号の周期ジッタのピーク値及び／又はピークツゥピーク値が所定値を超える確率を算出してもよい。
周期ジッタ推定部は、タイミングジッタ推定部が出力したタイミングジッタ系列に含まれるタイミングジッタの差分系列を算出する差分算出部と、ゼロクロス点検出部が出力したタイミングの間隔を算出する間隔算出部と、タイミングの間隔と、入力信号の周期とに基づいて、差分系列を補正することにより、周期ジッタ系列を算出する補正部とを有することが好ましい。
周期ジッタ推定部は、補正部が算出した周期ジッタ系列を遅延させて出力する遅延部を更に有することが好ましい。
周期ジッタ系列に基づいて、入力信号のサイクルツゥサイクル周期ジッタを算出するサイクルツゥサイクル周期ジッタ推定部を更に備え、確率推定部は、サイクルツゥサイクル周期ジッタ系列に基づいて、入力信号のサイクルツゥサイクル周期ジッタのピーク値及び／又はピークツゥピーク値が所定値を超える確率を算出してもよい。
リニア位相除去部、タイミングジッタ推定部、周期ジッタ推定部、及びサイクルツゥサイクル周期ジッタ推定部のいずれかを、確率推定部とを接続するかを切り替えるスイッチを更に備えてもよい。
本発明の第３の形態によれば、入力信号のジッタを推定するジッタ推定方法であって、入力信号の位相雑音波形を算出する位相雑音検出ステップと、位相雑音波形に基づいて、入力信号のジッタの最悪値を算出する最悪値推定ステップとを備えたことを特徴とするジッタ推定方法を提供する。
最悪値推定ステップは、位相雑音波形の絶対値を算出するステップと、絶対値の最大値を算出するステップと、最大値を定数倍することにより、最悪値として算出する定数乗算ステップとを有することが好ましい。
定数乗算ステップは、最大値を略２倍することにより、入力信号のジッタのピーク値の最悪値を算出するステップを有してもよい。
位相雑音波形に基づいて、入力信号のタイミングジッタ系列を算出するステップと、タイミングジッタ系列に基づいて、入力信号の周期ジッタ系列を算出するステップと、周期ジッタ系列の二乗平均値を算出するステップと、二乗平均値とピーク値の最悪値とに基づいて、ピーク値の最悪値が発生する確率を算出するステップとを更に備えることが好ましい。
定数乗算ステップは、最大値を略４倍することにより、入力信号のジッタのピークツゥピーク値の最悪値を算出するステップを有してもよい。
位相雑音波形に基づいて、入力信号のタイミングジッタ系列を算出するステップと、タイミングジッタ系列に基づいて、入力信号の周期ジッタ系列を算出するステップと、周期ジッタ系列の二乗平均値を算出するステップと、二乗平均値とピークツゥピーク値の最悪値とに基づいて、ピークツゥピーク値の最悪値が発生する確率を算出するステップとを更に備えてもよい。
本発明の第３の形態によれば、入力信号のジッタを推定するジッタ推定方法であって、入力信号の位相雑音波形を算出する位相雑音検出ステップと、位相雑音波形に基づいて、入力信号のピークジッタ及び／又はピークツゥピークジッタが発生する確率を算出する確率推定ステップとを備えたことを特徴とするジッタ推定方法を提供する。
位相雑音波形に基づいて、入力信号のタイミングジッタ系列を算出するタイミングジッタ推定ステップを更に備え、確率推定ステップは、タイミングジッタ系列に基づいて、入力信号のピークジッタ及び／又はピークツゥピークジッタが発生する確率を推定することが好ましい。
位相雑音波形から、所定の周波数より低い周波数成分を除去するステップを更に備え、タイミングジッタ推定ステップは、周波数成分が除去された位相雑音波形に基づいて、入力信号のタイミングジッタ系列を算出してもよい。
確率推定ステップは、位相雑音波形の二乗平均値を算出するステップと、二乗平均値に基づいて、入力信号のピークジッタ又はピークツゥピークジッタが所定値を超える確率を算出するステップとを有することが好ましい。
確率推定ステップは、二乗平均値を定数倍することにより所定値を算出するステップを更に有してもよい。
確率推定ステップは、位相雑音波形の二乗平均値を算出するステップと、位相雑音波形に基づいて、入力信号のタイミングジッタのピーク値及び／又はピークツゥピーク値を算出するピークツゥピーク検出ステップと、二乗平均値と、ピーク値又はピークツゥピーク値とに基づいて、入力信号のピークジッタ又はピークツゥピークジッタが、ピーク値又はピークツゥピーク値を超える確率を算出するステップとを有してもよい。
位相雑音検出ステップは、入力信号を複素関数の解析信号に変換する解析信号変換ステップと、解析信号の瞬時位相を算出するステップと、瞬時位相からリニア位相を除去することにより、位相雑音波形を算出するリニア位相除去ステップとを有することが好ましい。
入力信号の振幅変調成分を除去するステップを更に有し、解析信号変換ステップは、振幅変調成分が除去された入力信号を解析信号に変換してもよい。
解析信号をサンプリングし、サンプリングされた解析信号のデータのうち、ゼロクロス点近傍のデータをサンプリングしたタイミングを出力するステップを更に備え、タイミングジッタ推定ステップは、タイミングに基づいて位相雑音波形をサンプリングすることにより、入力信号のタイミングジッタ系列を算出することが好ましい。
タイミングジッタ系列に基づいて、入力信号の周期ジッタ系列を算出する周期ジッタ推定ステップを更に備え、確率推定ステップは、周期ジッタ系列に基づいて、入力信号の周期ジッタのピーク値及び／又はピークツゥピーク値が所定値を超える確率を算出してもよい。
周期ジッタ推定ステップは、タイミングジッタ推定ステップが出力したタイミングジッタ系列に含まれるタイミングジッタの差分系列を算出するステップと、ゼロクロス点検出ステップが出力したタイミングの間隔を算出するステップと、タイミングの間隔と、入力信号の周期とに基づいて、差分系列を補正することにより、周期ジッタ系列を算出するステップとを有することが好ましい。
周期ジッタ推定ステップは、補正ステップが算出した周期ジッタ系列を遅延させて出力するステップを更に有することが好ましい。
周期ジッタ系列に基づいて、入力信号のサイクルツゥサイクル周期ジッタを算出するサイクルツゥサイクル周期ジッタ推定ステップを更に備え、確率推定ステップは、サイクルツゥサイクル周期ジッタ系列に基づいて、入力信号のサイクルツゥサイクル周期ジッタのピーク値及び／又はピークツゥピーク値が所定値を超える確率を算出してもよい。
発明を実施するための最良の形態
以下、図面を参照して本発明の実施の形態の一例を説明する。
まず、本発明の原理について説明する。狭帯域の不規則過程｛Ｊ（ｎ）｝において、ある瞬時値Ｊ［ｎ］がガウス分布に従うときは、Ｊ［ｎ］の最大値の集合値｛ｍａｘ（Ｊ［ｎ］）｝は自由度ｎ（サンプル数）を大きくすると、Ｒａｙｌｅｉｇｈ分布に近づく。
図７は、コンピュータのマイクロプロセッサのクロック信号を高速フーリエ変換することにより求めたパワースペクトルを示す。図７（ａ）は、マイクロプロセッサの休止モード、つまりマイクロプロセッサが非活性状態にあるときのパワースペクトルを示す。ここで、非活性状態とは、例えばコンピュータがユーザからの命令を待っている状態であって、例えばマイクロプロセッサにおいて、基準クロックにより位相基準が与えられてクロック信号を出力するＰＬＬ回路のみが動作し、クロック信号がコンピュータの他のユニットの影響をほとんど受けない状態である。
図７（ｂ）は、マイクロプロセッサの雑音モード、つまりマイクロプロセッサが活性状態にあるときのパワースペクトルを示す。ここで、活性状態とは、例えばコンピュータにおいて、レベル２メモリ、システムバス、コアバス、及び分岐予測ユニット等がフル動作している状態であって、クロック信号がコンピュータの他のユニットの影響を極めて大きく受ける状態である。
図７（ａ）及び（ｂ）のいずれにおいても、クロック信号の基本周波数である４００ＭＨｚにクロック信号の線スペクトルが現れる。そして、４００ＭＨｚを中心周波数として、当該中心周波数の近傍周波数帯に不規則位相雑音が現れる。これは、狭帯域不規則データが現れていることを示している。
図８は、クロック信号のジッタ（クロックジッタ）Ｊ［ｎ］の確率密度関数（ヒストグラム）を示す。図８（ａ）は、マイクロプロセッサが休止モードにある場合の、また、図８（ｂ）は、マイクロプロセッサが雑音モードにある場合のクロックジッタＪ［ｎ］の確率密度関数を示す。クロックジッタＪ［ｎ］の確率密度関数は、ガウス分布に従う。
このように不規則位相雑音、つまりクロックジッタの瞬時値Ｊ［ｎ］がガウス分布に従うことから、クロック信号の周期ジッタのピーク値（ピークジッタ）の集合｛Ｊｐ｝＝｛ｍａｘ（Ｊ［ｎ］）｝はＲａｙｌｅｉｇｈ分布に従う。
Ｒａｙｌｅｉｇｈ分布の確率密度関数Ｐｒ（Ｊｐ）は、下式により与えられる。
0004774543.tif 000002
ここで、σＪは、クロックジッタＪ［ｎ］の平方自乗平均（ＲＭＳ）値であり、σＪ２は、分散である。図９は、Ｒａｙｌｅｉｇｈ確率密度関数を示す。図９に示すように、Ｊｐ＞０の場合において、Ｒａｙｌｅｉｇｈ密度関数はＰｒ（Ｊｐ）≠０である。
0004774543.tif 000003
り大きくなる確率は次式で与えられる。
0004774543.tif 000004
0004774543.tif 000005
る確率を推定することができる。そして、その確率が小さいほど処理する製品の信頼性が高いと推定することができる。
また、式（２）に示した関係は、周期ジッタのみならず、例えばタイミングジッタ、サイクルツゥサイクル周期ジッタについても適用できる。例えばサイクルツゥサイクル周期ジッタＪｃｃ［ｎ］は、次式で示す周期ジッタの差分で与えられる。
0004774543.tif 000006
従って、Ｊ［ｎ］の確率密度関数がガウス分布
0004774543.tif 000007
を示すとき、Ｊｃｃの確率密度関数は、その畳み込みで与えられる。
0004774543.tif 000008
そして、Ｊｃｃの確率密度関数は、中心極限定理より次式に示すようにガウス分布となる。
0004774543.tif 000009
即ち、サイクルツゥサイクル周期ジッタＪｃｃ［ｎ］は、ガウス性不規則過程であり、そのピーク値はＲａｙｌｅｉｇｈ分布に従う。
また、一般に、タイミングジッタもガウス性不規則過程であり、タイミングジッタのピーク値もＲａｙｌｅｉｇｈ分布に従う。また、タイミングジッタの低周波数成分を除けば、タイミングジッタの確率密度関数は、ガウス分布に近づき、確率の推定精度を向上することができる。
ところで、図１（ｂ）において、時刻０におけるクロック信号の立ち上がりエッジが、理想の立ち上がり点から最も進んで立ち上がり、次に時刻Ｔにおけるクロック信号の立ち上がりエッジが、理想の立ち上がり点から最も遅れて立ち上がった場合、つまり時刻０での立ち上がりエッジのタイミングジッタΔφ（０）が負側の最大値−Δφｍａｘであり、また、時刻Ｔでの立ち上がりエッジのタイミングジッタΔφ（Ｔ）が正側の最大値＋Δφｍａｘであった場合に、周期ジッタは正方向における最悪ピーク値を示す。
0004774543.tif 000010
同様に、図１（ｃ）に示すように時刻０でのクロック信号の立ち上がりエッジのタイミングジッタΔφ（０）が正側の最大値をΔφｍａｘであり、時刻Ｔでのクロック信号の立ち上がりエッジのタイミングジッタΔφ（Ｔ）が負側の最大値−Δφｍａｘであった場合に、周期ジッタは負方向における最悪ピーク値を示す。
0004774543.tif 000011
従って、周期ジッタのピークツゥピークの最大値、つまりクロック信号の周期ジッタの最悪値Ｊ’ｐｐは、次式で与えられる。
0004774543.tif 000012
なお、タイミングジッタの正方向の最大値と負方向の最大値の絶対値は一般に等しい。
0004774543.tif 000013
0004774543.tif 000014
以上の観点に基づきジッタの測定をする本発明の実施の形態を、実施例を用いて説明する。
図１１は、本発明の一実施形態に用いられるジッタ推定装置の一例を示す。ジッタ推定装置は、解析信号変換部２３と、瞬時位相推定部２６と、リニア位相除去部２７と、ゼロクロスサンプラ４３と、ピークツゥピーク検出部３２と、平方二乗平均検出部３３とを備える。
まず、アナログ・ディジタル変換部（ＡＤＣ）２２が、被試験ＰＬＬ１１から出力された被試験信号を受け取り、ディジタル信号に変換する。解析信号変換部２３は、ディジタル化された被試験信号ｘｃ（ｔ）を複素関数で表される解析信号ｚｃ（ｔ）に変換する。本実施例において被試験信号ｘｃ（ｔ）はクロック信号であって、次式で表される。
0004774543.tif 000015
ここで、Ａｃはクロック信号の振幅、ｆｃは被試験信号の周波数、Θｃは初期位相角、Δφ（ｔ）は位相の揺らぎ（位相雑音波形）である。また、本実施例において解析信号変換部２３は、クロック信号ｘｃ（ｔ）をヒルベルト変換するヒルベルト変換対発生部であって、帯域フィルタ（図示せず）及びヒルベルト変換部２５を有する。
解析信号変換部２３において、帯域フィルタが、受け取ったクロック信号ｘｃ（ｔ）の基本周波数付近の信号成分を抽出する。そして、ヒルベルト変換部２５は、クロック信号ｘｃ（ｔ）を次式によりヒルベルト変換する。
0004774543.tif 000016
0004774543.tif 000017
る解析信号ｚｃ（ｔ）を出力する。
0004774543.tif 000018
瞬時位相変換部２６は、クロック信号ｘｃ（ｔ）の瞬時位相Θ（ｔ）を次式により推定する。
0004774543.tif 000019
リニア位相除去部２７は、瞬時位相Θ（ｔ）からリニア位相を除去することにより、位相雑音波形Δφ（ｔ）を出力する。リニア位相除去部２７は、連像位相変換部２８と、リニア位相評価部２９と、引算部３１とを有する。
まず、連続位相変換部２８は、例えばアンラップ法により瞬時位相Θ（ｔ）を、連続位相θ（ｔ）に変換する。
0004774543.tif 000020
リニア位相評価部２９は、連続位相θ（ｔ）のリニア位相、つまりジッタのない理想信号のリニア瞬時位相を推定する。リニア位相評価部２９は、例えば線形トレンド推定法、つまり受け取った連続位相θ（ｔ）に対して、最小二乗法による直接適合を行って、リニア瞬時位相［２πｆｃｔ＋θｃ］を推定する。
引算部３１は、リニア瞬時位相［２πｆｃｔ＋θｃ］及び連続位相θ（ｔ）を受け取る。そして、引算部３１は、リニア瞬時位相［２πｆｃｔ＋θｃ］から連続位相θ（ｔ）を除去することにより、瞬時位相Θ（ｔ）の変動項、即ち、位相雑音波形Δφ（ｔ）を算出する。
ゼロクロスサンプラ４３は、位相雑音波形Δφ（ｔ）をサンプリングすることにより、離散的な当該サンプリング値の集合であるタイミングジッタ系列Δφ［ｎ］を出力する。ピークツゥピーク検出部３２は、Δφ［ｎ］の最大ピーク値ｍａｘ（Δφ［ｋ］）と、最小ピーク値ｍｉｎ（Δφ［ｋ］）との差を算出することにより、タイミングジッタのピークツゥピーク値Δφｐｐを出力する。
0004774543.tif 000021
また、二乗平均検出部３３は、タイミングジッタ系列Δφ［ｎ］を受け取る。そして、二乗平均検出部３３は、次式によりタイミングジッタの二乗平均（ＲＭＳ）値ΔφＲＭＳを算出する。
0004774543.tif 000022
以上のように、タイミングジッタのピークツゥピーク値、及びタイミングジッタの二乗平均値を、位相雑音波形Δφ（ｔ）から求めることができる。また、タイミングジッタのピークツゥピーク値、及びタイミングジッタの二乗平均値を、位相雑音波形Δφ（ｔ）から求める方法をΔφ法とする。
また、本発明によるジッタ推定装置は、周期ジッタも測定することができる。被試験信号の基本コサイン波ｘ（ｔ）の解析信号ｚ（ｔ）は、次式で与えられる。
0004774543.tif 000023
ここでｆ０は、被試験信号の基本周波数であり、ｆ０＝１／Ｔ０（Ｔ０は基本周期）ある。また、解析信号ｚ（ｔ）の瞬時周波数（Ｈｚ）は、次式で与えられる。
0004774543.tif 000024
従って、
0004774543.tif 000025
となる。位相雑音波形Δφ（ｔ）を、解析信号ｚ（ｔ）の実数部ｘ（ｔ）の各ゼロクロス点に近いタイミング（近似ゼロクロス点とする）でサンプリングすることにより、タイミングジッタ系列を求める。この場合、近似ゼロクロス点は、各ゼロクロス点に最も近いタイミングであることが好ましい。
そして、周期ジッタＪを次式によりタイミングジッタ系列の差分系列として算出する。この場合、近似ゼロクロス点のサンプリング間隔Ｔｋ，ｋ＋１は、被試験信号の周期Ｔ０に略等しいとして、周期ジッタＪを算出してよい。
0004774543.tif 000026
ここで、分母の２π／Ｔ０により、単位ラジアンを秒に変換している。
また、Ｔ０≠Ｔｋ，ｋ＋１の場合、次式により周期ジッタＪを算出してもよい。
0004774543.tif 000027
ここで、Ｔ０／Ｔｋ，ｋ＋１は、式（２１）に対する補正項である。
図１２は、サイン波ジッタを持つ被試験信号の周期ジッタのＲＭＳ値ＪＲＭＳ、及びピークツゥピーク値Ｊｐｐを示す。図中、Δφ法が式（２１）を用いて周期ジッタを算出した場合、また、補正Δφ法が式（２２）、即ち前記補正項を用いて周期ジッタを算出した場合を示す。Δφ法を用いて周期ジッタを算出することにより極めて精度よく周期ジッタを算出することができる。また、補正Δφ法を用いて周期ジッタを算出することにより更によい精度で周期ジッタを算出することができる。
また、周期ジッタを算出する場合において、当該周期をｍ周期（ｍ＝０．５、１、２、３、・・・）として算出してもよい。つまり、ｍ＝０．５として、被試験信号の所定の立ち上がり（又は立ち下がり）ゼロクロス点と、当該所定の立ち上がり（立ち下がり）ゼロクロス点の次の立ち下がり（立ち上がり）ゼロクロス点とにおけるタイミングジッタの差に基づいて周期ジッタを算出してもよい。また、ｍ＝２として、被試験信号の所定の立ち上がり（又は立ち下がり）ゼロクロス点と、当該所定の立ち上がり（立ち下がり）ゼロクロス点の２つ後の立ち上がり（立ち下がり）ゼロクロス点とにおけるタイミングジッタの差に基づいて周期ジッタを算出してもよい。そしてＲＭＳ検出部３３及びピークツゥピーク検出部３２が、周期ジッタのＲＭＳ値ＪＲＭＳ及びピークツゥピーク値Ｊｐｐをそれぞれ次式で算出する。
0004774543.tif 000028
0004774543.tif 000029
ここで、Ｍは算出された周期ジッタを構成するデータの標本数である。
図１３は、周期ジッタのヒストグラムを示す。図１３（ａ）は、タイムインターバルアナライザで測定した周期ジッタのヒストグラムを、また、図１３（ｂ）は、本発明のジッタ推定装置で測定した周期ジッタのヒストグラムを示す。図中、横軸は時間を、また、縦軸はイベント数（ゼロクロス数）を示す。
図１４は、イベント数、周期ジッタのＲＭＳ値、及び周期ジッタのピークツゥピーク値を示す。図１４で、例えば５０００イベント数程度においては、Ｊｐｐ＝４５ｐｓが正しい値である。また、図１４において誤差は、４５ｐｓを真値として算出した。図１３及び図１４からも分かるように、本発明によるジッタ推定装置は、短時間でジッタを算出するにもかかわらず、極めて精度よく被試験信号のジッタを算出することができる。
更に、本発明によるジッタ推定装置は、サイクルツゥサイクル周期ジッタも測定することができる。サイクルツゥサイクル周期ジッタＪｃｃとは、連続するサイクル間の周期変動であって、次式で表される。
0004774543.tif 000030
得られた周期ジッタのデータの差分を算出し、当該差分の二乗平均及び最大値と最小値との差を算出する。そして、ＲＭＳ検出部３３が、次式によりサイクルツゥサイクル周期ジッタのＲＭＳ値Ｊｃｃ，ＲＭＳを算出する。
0004774543.tif 000031
また、ピークツゥピーク検出部３２は、次式によりサイクルツゥサイクル周期ジッタのピークツゥピーク値Ｊｃｃ，ｐｐを算出する。
0004774543.tif 000032
ここでＬは、測定されたサイクルツゥサイクル周期ジッタを構成するデータの標本数である。
本発明によるジッタ推定装置は、上記のように解析信号ｚ（ｔ）の実数部ｘ（ｔ）の各ゼロクロス点に近いタイミング、好ましくは最も近いタイミングで位相雑音波形Δφ（ｔ）をサンプリングすることにより、タイミングジッタΔφ［ｎ］を算出してもよく、また、各ゼロクロス点における位相雑音波形を構成するデータを、例えば補間法や逆補間法等により補間する補間部を更に備えることによりタイミングジッタΔφ［ｎ］を算出してもよい。
図１５は、本発明のジッタ推定装置の他の例を示す。図１１における構成と同一の符号を付した構成は、図１１における構成と同一又は同様の機能を有する。  ジッタ推定装置は、解析信号変換部２３と、瞬時位相推定部２６と、リニア位相除去部２７と、ジッタ系列推定部６２と、最悪値推定部４１と、確率推定部５４とを備える。ジッタ系列推定部６２は、タイミングジッタ推定部の一例であるゼロクロスサンプラ４３と、周期ジッタ推定部５１と、サイクルツゥサイクル周期ジッタ推定部５２を有する。また、最悪値推定部４１は、絶対値算出部４４と、最大値検出部４５と、２倍部４８及び４倍部４６を含む定数乗算部とを有する。確率推定部５４は、ＲＭＳ検出部５５と、メモリ５６と、確率計算部５７とを有する。また、本実施例におけるジッタ推定装置は、リニア位相除去部２７、及びゼロクロスサンプラ４３のいずれかと、最悪値推定部４１とを接続するか否かを切り替えるスイッチ４２、並びにリニア位相除去部２７、ゼロクロスサンプラ４３、周期ジッタ推定部５１、及びサイクルツゥサイクル周期ジッタ推定部５２のいずれかと、確率推定部５４とを接続するか否かを切り替えるスイッチ５３を備える。
最悪値推定部４１は、リニア位相除去部２７から出力された位相雑音波形Δφ（ｔ）、又はゼロクロスサンプラ４３から出力されたタイミングジッタ系列Δφ［ｎ］を受け取る。最悪値推定部４１において、絶対値算出部４４は、受け取った位相雑音波形Δφ（ｔ）又はタイミングジッタ系列Δφ［ｎ］の絶対値を算出する。位相雑音波形Δφ（ｔ）及びタイミングジッタ系列Δφ［ｎ］は、ディジタルデータであるため、絶対値算出部４４においてそのサインビットは全て正の値に変換される。
最大値検出部４５は、絶対値化された位相雑音波形Δφ（ｔ）又はタイミングジッタ系列Δφ［ｎ］の最大値（ピーク値）を検出する。即ち、最大値検出部４５は、図１（ｂ）において説明したタイミングジッタの最大値Δφｍａｘを検出
0004774543.tif 000033
ッタの最大値Δφｍａｘを４倍することにより算出し、出力端子４７に出力する。
0004774543.tif 000034
0004774543.tif 000035
ッタの最大値Δφｍａｘを２倍して算出することにより、出力してもよい。定数乗算部は、受け取った最大値を略整数倍して被試験信号のピーク値及び／又はピークツゥピーク値の最悪値を算出する手段を有してもよい。
従来のタイムインターバルアナライザ法によれば、周期ジッタの正の最大ピークと、負の最大ピークとが得られて始めてピークツゥピーク値の最大値、つまり
0004774543.tif 000036
長い時間を要していた。しかしながら、本実施例におけるジッタ推定装置は、最悪値推定部４１を備えることにより、前記被試験信号のタイミングジッタの最大値Δφｍａｘが得られれば、被試験信号の周期ジッタを推定することができるた
0004774543.tif 000037
更に本実施例におけるジッタ推定装置は、被試験信号の各ジッタのピークツゥピーク値が所定の値を超える確率を推定することができる。この場合、ゼロクロスサンプラ４３は、被試験信号の所定のサンプル値系列と、当該所定のサンプル値系列より１サンプル遅れたサンプル値系列とを出力する。周期ジッタ推定部５１は、当該所定のサンプル値系列と、当該１サンプル遅れたサンプル値系列とを受け取り、その周期ジッタ系列と、その１サンプル遅れた周期ジッタ系列とを出力する。
スイッチ５３は、リニア位相除去部２７、ゼロクロスサンプラ４３、周期ジッタ推定部５１、及びサイクルツゥサイクル周期ジッタ推定部５２のいずれかと、確率推定部５４とを接続するか否かを切り替える。
また、メモリ５６は、被試験信号の各ジッタのピークツゥピーク値が所定の値を超える確率を算出するために、ピークツゥピーク値と比較する設定値を格納する。本実施例においてメモリ５６は、被試験信号の位相雑音波形Δφ（ｔ）、タイミングジッタ、周期ジッタ、及びサイクルツゥサイクルジ周期ジッタのそれぞ
0004774543.tif 000038
被試験信号の測定すべきジッタに応じて、測定者が自由に設定すればよい。以下、ジッタ推定装置が被試験信号の各ジッタのピークツゥピーク値が所定値を超える確率を推定する動作について説明する。
まず、被試験信号の位相雑音波形Δφ（ｔ）のピークツゥピーク値が設定値
0004774543.tif 000039
は、リニア位相除去部２７と確率推定部５４とを接続する。そして、確率推定部５４においてＲＭＳ検出部５５は、リニア位相除去部２７が出力した位相雑音波形Δφ（ｔ）を受け取る。ＲＭＳ検出部５５は、式（１７）に基づいて被試験信号の位相雑音のＲＭＳ値ΔφＲＭＳを算出する。
0004774543.tif 000040
確率計算部５７は、被試験信号の位相雑音のＲＭＳ値ΔφＲＭＳを受け取る。そし
0004774543.tif 000041
から、被試験信号の位相雑音波形Δφ（ｔ）のピークツゥピーク値Δφｐｐが設
0004774543.tif 000042
する。
図１６は、解析信号ｚｃ（ｔ）の実数部ｘｃ（ｔ）、位相雑音波形Δφ（ｔ）、及び周期ジッタＪｐ（ｔ）を示す。図１５及び図１６を用いて、被試験信号のタ
0004774543.tif 000043
作について説明する。
解析信号変換部２３とゼロクロスサンプラ４３との間に設けられたゼロクロス点検出部５８が、解析信号変換部２３から出力された解析信号ｚｃ（ｔ）の実数部ｘｃ（ｔ）のゼロクロス点に近いサンプル点（演算処理点）を検出する。この場合、ゼロクロス点検出部は、実数部ｘｃ（ｔ）のゼロクロス点に最も近いサンプル点を検出するのが好ましい。
図１６（ａ）は、ゼロクロス点検出部５８が検出した、実数部ｘｃ（ｔ）のゼロクロス点に最も近いサンプル点の一例を示す。図１６（ａ）において、検出されたゼロクロス点に最も近いサンプル点を○印で示し、以下、当該サンプル点を近似ゼロクロス点とする。
ゼロクロス点検出部５８が、近似ゼロクロス点を検出する動作の一例を説明する。解析信号の実数部ｘｃ（ｔ）の波形の最大値を１００％レベル、また最小値を０％レベルとした場合に、当該最大値及び最小値の５０％のレベルＶ（５０％）をゼロクロスのレベルとして算出する。実数部ｘｃ（ｔ）をサンプリングしたサンプル値のうち、隣接する各サンプル値（ｊ−１番目、ｊ番目）と、前記５０％レベルＶ（５０％）との差（ｘｃ（ｊ−１）−Ｖ（５０％））、（ｘｃ（ｊ）−Ｖ（５０％））を算出し、更にこれらの積を算出する。
（ｘｃ（ｊ−１）−Ｖ（５０％））×（ｘｃ（ｊ）−Ｖ（５０％））
ｘｃ（ｔ）がｊ−１番目とｊ番目との間で５０％レベル、つまりゼロレベルを横切る場合、ｊ−１番目のサンプル値（ｘｃ（ｊ−１）−Ｖ（５０％））、又はｊ番目のサンプル値（ｘｃ（ｊ）−Ｖ（５０％））が、負から正又は正から負に変化する。そのため、前記積が負の値に変化した場合に、ｘｃ（ｔ）がゼロレベルを横切ったことになる。そして、ゼロクロス点検出部５８は、ｘｃ（ｔ）がゼロレベルを横切った前後のサンプル値、つまりｊ−１番目のサンプル値（ｘｃ（ｊ−１）−Ｖ（５０％））、及びｊ番目のサンプル値（ｘｃ（ｊ）−Ｖ（５０％））のうち、絶対値が小さい方を近似ゼロクロス点として算出する。そして、ゼロクロス点検出部５８は、算出した近似ゼロクロス点をサンプリングしたタイミングを出力する。
ゼロクロスサンプラ４３は、ゼロクロス点検出部５８から近似ゼロクロス点のタイミングを受け取る。そして、ゼロクロスサンプラ４３は、受け取った近似ゼロクロス点のタイミング、即ち、図１６（ｂ）における○印で示すタイミングに基づいて、リニア位相除去部２７が出力した位相雑音波形Δφ（ｔ）をサンプリングする。ゼロクロスサンプラ４３によりサンプリングされた位相雑音波形Δφ（ｔ）のサンプリング値は、ジッタのない解析信号の実数部ｘｃ（ｔ）の理想ゼロクロスタイミングからのずれ量、即ち、タイミングジッタを示す。
0004774543.tif 000044
を求める場合に、スイッチ５３は、ゼロクロスサンプラ４３と確率推定部５４とを接続する。そして、確率推定部５４は、ゼロクロスサンプラ４３から出力されたサンプリング値を受け取る。
確率推定部５４においてＲＭＳ検出部５５は、ゼロクロスサンプラ４３から出力された離散的なサンプル値の集合であるサンプル値系列、つまりタイミングジッタ系列を受け取る。ＲＭＳ検出部５５は、式（１７）に基づいて、タイミングジッタ系列から被試験信号のタイミングジッタのＲＭＳ値ΔφＲＭＳを算出する。
0004774543.tif 000045
確率計算部５７は、被試験信号のタイミングジッタのＲＭＳ値ΔφＲＭＳを受け取る。そして、確率計算部５７は、式（１０）に基づいて、ＲＭＳ値ΔφＲＭＳ及び
0004774543.tif 000046
を算出する。そして、確率計算部５７は、出力端子５９に、算出した確率
0004774543.tif 000047
次に、図１５及び図１６を用いて、被試験信号の周期ジッタＪのピークツゥピ
0004774543.tif 000048
周期ジッタ推定部５１は、２系列を受け取る。そして周期ジッタ推定部５１は、各タイミングジッタΔφ［ｋ］について、所定のタイミングにおけるタイミングジッタと、当該所定のタイミングの次のタイミングにおけるタイミングジッタとの差を求めることにより、ゼロクロス間の揺らぎ、即ち、周期ジッタＪｐを算出する。周期ジッタ推定部５１は、例えば図１６（ｂ）に示すΔφ（ｔ）のｎ番目のサンプリング値Δφｎとｎ＋１番目のサンプリング値Δφｎ＋１との差Δφｎ＋１−Δφｎを周期ジッタＪｐとして算出する。このようにして周期ジッタ推定部５１は、周期ジッタＪｐを順次算出することにより、図１６（ｃ）に示すように周期ジッタＪｐの系列を算出し、出力する。
0004774543.tif 000049
場合に、スイッチ５３は、周期ジッタ推定部５１と確率推定部５４とを接続する。そして、確率推定部５４は、周期ジッタ推定部５１から出力された周期ジッタＪｐ又は周期ジッタ系列Ｊ［ｋ］を受け取る。ＲＭＳ検出部５５は、次式又は式（２３）に基づいて、周期ジッタ系列から被試験信号の周期ジッタのＲＭＳ値ＪＲＭＳを算出する。
0004774543.tif 000050
0004774543.tif 000051
確率計算部５７は、被試験信号の周期ジッタのＲＭＳ値ＪＲＭＳを受け取る。そし
0004774543.tif 000052
また、他の例において、確率推定部５４は、最悪値推定部４１の出力を受け取り、確率を推定してもよい。この場合、確率計算部５７は、周期ジッタのＲＭＳ
0004774543.tif 000053
して、確率計算部５７は（２）式、つまり次式により被試験信号の周期ジッタの
0004774543.tif 000054
0004774543.tif 000055
そして、確率計算部５７は、被試験信号の周期ジッタのピーク値Ｊｐが設定値
0004774543.tif 000056
算部５７は、周期ジッタのＲＭＳ値σＪ及び４倍部４６において算出された
0004774543.tif 000057
図１７は、周期ジッタ推定部５１の構成を示す。周期ジッタ推定部５１は、間隔算出部５１ａと、計算部５１ｂと、補正部５１ｃと、遅延部５１ｄとを有する。間隔算出部５１ａは、ゼロクロス検出部５８からゼロクロスサンプリングパルスを受け取る。そして間隔算出部５１ａは、隣接する各ゼロクロスサンプリングパルスのエッジ間の間隔、例えばｋ番目とｋ＋１番目のエッジの間隔Ｔｋ・ｋ＋１を算出する。
また、計算部５１ｂは、ゼロクロスサンプラ４３から被試験信号において隣接するエッジのタイミングジッタ、例えばｋ番目のタイミングジッタΔφ［ｋ］及びｋ＋１番目のタイミングジッタΔφ［ｋ＋１］を受け取る。そして計算部５１ｂは、式（２１）により周期ジッタ系列Ｊ［ｋ］を算出する。また、計算部５１ｂは、算出された周期ジッタ系列Ｊ［ｋ］に対して、Ｔ０／２πを乗算することにより、周期ジッタ系列Ｊ［ｋ］の単位を変換する。
補正部５１ｃは、間隔算出部５１ａにおいて算出された間隔Ｔｋ・ｋ＋１及び計算部５１ｂにおいて算出された周期ジッタ系列Ｊ［ｋ］を受け取る。そして、補正部５１ｃは、式（２２）により、つまり周期ジッタ系列に対して補正項Ｔ０／Ｔｋ・ｋ＋１を乗算することにより補正された周期ジッタ系列Ｊ［ｋ］を算出する。補正部５１ｃにおいて算出された周期ジッタ系列Ｊ［ｋ］は、周期ジッタ推定部５１から出力されると共に、遅延部５１ｄに供給される。遅延部５１ｄは、受け取った周期ジッタ系列Ｊ［ｋ］を１周期分、遅延させて出力する。
このように、式（２２）により、即ち、補正項を用いて周期ジッタ系列Ｊ［ｋ］を算出する補正部５１ｃを有することにより、周期ジッタのピークツゥピーク値
0004774543.tif 000058
次に、被試験信号のサイクルツゥサイクル周期ジッタＪｃｃのピークツゥピー
0004774543.tif 000059
イクルツゥサイクル周期ジッタ推定部５２は、周期ジッタ推定部５１において算出された隣接する周期ジッタＪ［ｋ］、Ｊ［ｋ＋１］を順次受け取る。そして、サイクルツゥサイクル周期ジッタ推定部５２は、式（２５）により隣接する周期ジッタの差分値Ｊｃｃ［ｋ］を算出する。
0004774543.tif 000060
そしてサイクルツゥサイクル周期ジッタ推定部５２は、サイクルツゥサイクルジッタ系列Ｊｃｃ「ｋ］を出力する。
サイクルツゥサイクル周期ジッタＪｃｃのピークツゥピーク値Ｊｃｃ，ｐｋが設定
0004774543.tif 000061
ル周期ジッタ推定部５２と確率推定部５４とを接続する。そして、確率推定部５４は、サイクルツゥサイクル周期ジッタ推定部５２から出力されたサイクルツゥサイクルジッタ系列Ｊｃｃ［ｋ］を受け取る。
ＲＭＳ検出部５５は、式（２６）に基づいて、サイクルツゥサイクルジッタ系列Ｊｃｃ［ｋ］から被試験信号のサイクルツゥサイクル周期ジッタのＲＭＳ値Ｊｃｃ，ＲＭＳを算出する。
0004774543.tif 000062
確率計算部５７は、被試験信号の周期ジッタのＲＭＳ値Ｊｃｃ，ＲＭＳを受け取る。そして、確率計算部５７は、式（１０）に基づいて、ＲＭＳ値Ｊｃｃ，ＲＭＳ及び設
0004774543.tif 000063
本実施例のジッタ推定装置においてメモリ５６は、ジッタのピーク値が所定の値を超える確率を算出するための種々の設定値を格納してもよい。この場合、確率計算部５７は、測定すべき各種ジッタに応じてメモリ５６から所望の設定値を読み出し、式（２）によりジッタのピーク値が当該設定値を超える確率を算出する。
また、各種ジッタのピークツゥピーク値が設定値を超える確率を算出する場合に、確率推定部５４は、ＲＭＳ検出部５５で算出された各種ジッタのＲＭＳ値を２Ｋ倍（Ｋは正の定数）する定数乗算手段を更に有してもよい。この場合、確率
0004774543.tif 000064
式（１０）により各種ジッタのピークツゥピーク値が設定値を超える確率を算出する。
また、各種ジッタのピーク値が設定値を超える確率を算出する場合に、確率推定部５４は、ＲＭＳ検出部５５で算出された各種ジッタのＲＭＳ値をＫ倍（Ｋは正の定数）する定数乗算手段を更に有してもよい。この場合、確率計算部５７は、
0004774543.tif 000065
より各種ジッタのピークツゥピーク値が設定値を超える確率を算出する。
ジッタ推定装置は、波形クリッパ６７を更に備えてもよい。波形クリッパ６７は、被試験ＰＬＬ１１から出力された被試験信号を受け取り、当該被試験信号の信号波形を整形し、整形された被試験信号をＡ／Ｄ変換部２２に供給する。ジッタ推定装置は、波形クリッパ６７を備えることにより、被試験信号の振幅を略一定に保つことができる。即ち、振幅変調により位相雑音波形Δφ（ｔ）が受ける影響を大幅に低減させることができ、ひいては、ジッタを極めて精度よく測定することができる。また、他の例においては、波形クリッパ６７の処理と同様の処理を、Ａ／Ｄ変換部２２が行ってもよい。
また、ジッタ推定装置は、位相雑音波形Δφ（ｔ）を受け取り、当該位相雑音波形Δφ（ｔ）から低周波数成分を除去する低周波成分除去部９８を更に備えてもよい。この場合、スイッチ４２は、低周波成分除去部９８及びゼロクロスサンプラ４３のいずれかと、最悪値推定部４１とを接続するのが好ましい。また、スイッチ５３は、低周波成分除去部９８、ゼロクロスサンプラ４３，周期ジッタ推定部５１、及びサイクルツゥサイクル周期ジッタ推定部のいずれかと、確率推定部５４とを接続するのが好ましい。ジッタ推定装置は、低周波成分除去部９８を有することにより、被試験信号ｘｃ（ｔ）の周波数に対して十分低い周波数成分を除去することができ、ひいてはピークツゥピークジッタが過大評価されることを防ぐことができる。
図１８は、本発明のジッタ推定装置により推定したマイクロプロセッサが出力するクロック信号（被試験信号）のタイミングジッタΔφのピークツゥピーク値とイベント数との関係を示す。図１８（ａ）は休止モードの場合、また、図１８（ｂ）は雑音モードの場合を示す。また、縦軸はピークツゥピーク値Δφｐｐを、横軸はイベント数を示す。
図１８において実線の曲線は、タイミングジッタの理論曲線を示し、また、○印は本発明のジッタ推定装置により推定したタイミングジッタを示す。図１８より本発明のジッタ推定装置は、精度よくタイミングジッタを推定できることが分かる。実際にマイクロプロセッサを使用する場合においては、雑音モードにおけるジッタが特に問題になるため、雑音モードにおいて精度よくジッタを推定できることが好ましい。本発明によるジッタ推定装置は、マイクロプロセッサが雑音モードで動作している場合であっても、極めて精度よくタイミングジッタの発生確率を推定することができるのが分かる。
図１９は、本発明のジッタ推定装置により推定したマイクロプロセッサが出力するクロック信号（被試験信号）の周期ジッタＪｐのピークツゥピーク値とイベント数との関係を示す。図１９（ａ）は休止モードの場合、また、図１９（ｂ）は雑音モードの場合を示す。また、縦軸はピークツゥピーク値Ｊｐｐを、横軸はイベント数を示す。
図１９において実線の曲線は、周期ジッタの理論曲線を示し、また、○印は本発明のジッタ推定装置により推定した周期ジッタを示す。図１９より本発明のジッタ推定装置は、精度よく周期ジッタの発生確率を推定できることが分かる。
図２０は、本発明のジッタ推定装置により推定したマイクロプロセッサが出力するクロック信号（被試験信号）のサイクルツゥサイクル周期ジッタＪｐのピークツゥピーク値とイベント数との関係を示す。図１８（ａ）は休止モードの場合、また、図１８（ｂ）は雑音モードの場合を示す。また、縦軸はピークツゥピーク値Ｊｐｐを、横軸はイベント数を示す。
図２０において実線の曲線は、周期ジッタの理論曲線を示し、また、○印は本発明のジッタ推定装置により推定した周期ジッタを示す。図２０より本発明のジッタ推定装置は、精度よくサイクルツゥサイクル周期ジッタの発生確率を推定できることが分かる。
図２１は、周期ジッタを推定するゼロクロス点の数を示す。曲線６５ａ、６５ｂは、式（２）から算出した確率の逆数から算出した理論値を示す。曲線６５ａのゼロクロス点数は下の横軸に示し、曲線６５ｂのゼロクロス点数は上の横軸に示す。△印は、Δφ法により算出した休止モードの周期ジッタのピーク値を、また、▼印は、タイムインターバルアナライザにより算出した休止モードの周期ジッタのピーク値を示す。○印は、Δφ法により算出した雑音モードの周期ジッタのピーク値を、また、■印は、タイムインターバルアナライザにより算出した雑音モードの周期ジッタのピーク値を示す。破線６６は、Δφ法により４Δφｍａｘを最悪値Ｊ’ｐｐとし、これを２σＪで割った値を示す。
Δφ法により算出された周期ジッタのピーク値は、ほぼ理論値と一致しており、周期ジッタのピーク値がＲａｙｌｅｉｇｈ分布に従っているのが分かる。また、タイムインターバルアナライザによると、雑音モードにおいてのみ周期ジッタの最悪値が１０５で得られている。しかしながら、本発明のΔφ法によれば、ゼロクロス点が１０３付近で測定値が理論値である曲線６５ａに一致していることが分かる。そしてこの場合における周期ジッタの最悪値が破線６６である。
即ち、従来のタイムインターバルアナライザ法によれば、雑音モードとしても周期ジッタの最悪値を求めるためには１０５のゼロクロス点を必要としたが、本発明によるΔφ法によれば、１０３のゼロクロス点で求めることができる。即ち、被試験信号のジッタ推定を極めて短時間で行うことができる。
図２２は、タイムインターバルアナライザ及びΔφ法により測定したジッタの測定値を示す。タイムインターバルアナライザ法によるピークツゥピーク値Ｊｐｐ、並びに本発明のΔφ法によるタイミングジッタピーク値Δφｐ、周期ジッタの最悪値Ｊｐｐ、確率Ｐｒ（Ｊｐ）を休止モード、雑音モードにおける値と測定に使用したゼロクロス数を示す。また、Δφ法の値は、ジッタによる位相変調が生じた被試験信号に、振幅変調が生じていない場合（ＰＭ）と、振幅変調が生じている場合（ＰＭ＋ＡＭ）とを示す。
Δφ法によれば周期ジッタのピークツゥピークの最大値（最悪値）を９９７のゼロクロス点で求めることができるが、従来のタイムインターバルアナライザ法によれば１０２０００のゼロクロス点を要することが分かる。また、タイムインターバルアナライザ法では、ゼロクロス数が５００の場合と１０２０００の場合とでＪｐｐの値が著しく異なり、５００点の測定ではＪｐｐを正しく求めることができない。以上からも、本発明のΔφ法によるジッタ推定装置は、極めて短時間で精度よくジッタを推定することができる。
図２３は、本発明のジッタ推定装置の他の実施例を示す。図１５における構成と同一の符号を付した構成は、図１５における構成と同一又は同様の機能を有する。
本実施例において確率推定部５４は、ＲＭＳ検出部５５と、ピークツゥピーク検出部６１と、確率計算部５７とを有する。また、スイッチ５３は、リニア位相除去部２７、ゼロクロスサンプラ４３、周期ジッタ推定部５１、及びサイクルツゥサイクル周期ジッタ推定部５２のいずれかと、確率推定部５４に含まれるＲＭＳ検出部５５及びピークツゥピーク検出部６１とを接続する。
位相雑音波形Δφ（ｔ）がピークツゥピーク値Δφｐｐの発生する確率を求める場合に、スイッチ５３は、リニア位相除去部２７と確率推定部５４とを接続する。そして、ＲＭＳ検出部５５及びピークツゥピーク検出部６１は、リニア位相除去部２７から出力された位相雑音波形Δφ（ｔ）を受け取る。
ＲＭＳ検出部５５は、位相雑音波形Δφ（ｔ）に基づいて、位相雑音波形Δφ（ｔ）のＲＭＳ値ΔφＲＭＳを算出する。また、ピークツゥピーク検出部６１は、位相雑音波形Δφ（ｔ）のピークツゥピーク値Δφｐｐを算出する。
確率計算部５７は、位相雑音波形Δφ（ｔ）のＲＭＳ値ΔφＲＭＳ及びピークツゥピーク値Δφｐｐを受け取る。そして、確率計算部５７は、位相雑音波形Δφ（ｔ）のＲＭＳ値ΔφＲＭＳ及びピークツゥピーク値Δφｐｐに基づいて、位相雑音波形Δφ（ｔ）のピークツゥピーク値Δφｐｐの発生する確率を算出する。
タイミングジッタΔφ［ｋ］のピークツゥピーク値Δφｐｐの発生する確率を求める場合に、スイッチ５３は、ゼロクロスサンプラ４３と確率推定部５４とを接続する。そして、ＲＭＳ検出部５５及びピークツゥピーク検出部６１は、ゼロクロスサンプラ４３から出力されたタイミングジッタΔφ［ｋ］を受け取る。
ＲＭＳ検出部５５は、タイミングジッタΔφ［ｋ］に基づいて、式（１７）によりタイミングジッタΔφ［ｋ］のＲＭＳ値ΔφＲＭＳを算出する。また、ピークツゥピーク検出部６１は、式（１６）によりタイミングジッタΔφ［ｋ］のピークツゥピーク値Δφｐｐを算出する。
確率計算部５７は、タイミングジッタΔφ系列［ｋ］のＲＭＳ値ΔφＲＭＳ及びピークツゥピーク値Δφｐｐを受け取る。そして、確率計算部５７は、タイミングジッタ系列Δφ［ｋ］のＲＭＳ値ΔφＲＭＳ及びピークツゥピーク値Δφｐｐに基づいて、タイミングジッタΔφ［ｋ］のピークツゥピーク値Δφｐｐの発生する確率を算出する。
周期ジッタＪｐのピークツゥピーク値Ｊｐｐの発生する確率を求める場合に、スイッチ５３は、周期ジッタ推定部５１と確率推定部５４とを接続する。そして、ＲＭＳ検出部５５及びピークツゥピーク検出部６１は、周期ジッタ推定部５１から出力された周期ジッタ系列Ｊ［ｋ］を受け取る。
ＲＭＳ検出部５５は、周期ジッタＪ［ｋ］に基づいて、式（２３）により周期ジッタＪ［ｋ］のＲＭＳ値ＪＲＭＳを算出する。また、ピークツゥピーク検出部６１は、式（２４）により周期ジッタＪ［ｋ］のピークツゥピーク値Ｊｐｐを算出する。
確率計算部５７は、周期ジッタＪ［ｋ］のＲＭＳ値ＪＲＭＳ及びピークツゥピーク値Ｊｐｐを受け取る。そして、確率計算部５７は、周期ジッタＪ［ｋ］のＲＭＳ値ＪＲＭＳ及びピークツゥピーク値Ｊｐｐに基づいて、周期ジッタＪ［ｋ］がピークツゥピーク値Ｊｐｐを超える確率を算出する。
サイクルツゥサイクル周期ジッタＪｃｃのピークツゥピーク値Ｊｃｃ，ｐｐの発生する確率を求める場合に、スイッチ５３は、サイクルツゥサイクル周期ジッタ推定部５２と確率推定部５４とを接続する。そして、ＲＭＳ検出部５５及びピークツゥピーク検出部６１は、サイクルツゥサイクル周期ジッタ推定部５２から出力されたサイクルツゥサイクル周期ジッタＪｃｃを受け取る。
ＲＭＳ検出部５５は、サイクルツゥサイクル周期ジッタＪｃｃに基づいて、式（２６）によりサイクルツゥサイクル周期ジッタＪｃｃのＲＭＳ値Ｊｃｃ，ＲＭＳを算出する。また、ピークツゥピーク検出部６１は、式（２７）によりサイクルツゥサイクル周期ジッタＪｃｃのピークツゥピーク値Ｊｃｃ，ｐｐを算出する。
確率計算部５７は、サイクルツゥサイクル周期ジッタＪｃｃのＲＭＳ値Ｊｃｃ，ＲＭＳ及びピークツゥピーク値Ｊｃｃ，ｐｐを受け取る。そして、確率計算部５７は、サイクルツゥサイクル周期ジッタＪｃｃのＲＭＳ値Ｊｃｃ，ＲＭＳ及びピークツゥピーク値Ｊｃｃ，ｐｐに基づいて、サイクルツゥサイクル周期ジッタＪｃｃのピークツゥピーク値Ｊｃｃ，ｐｐの発生する確率を算出する。
本実施例におけるジッタ推定装置は、各種ジッタのピーク値の発生する確率を求めることもできる。この場合、確率推定部５４は、当該ジッタ系列のピーク値を算出するピーク検出部を有する。そして、確率計算部５７は、ピーク検出部が算出したピーク値を受け取り、式（２）によりジッタの当該ピーク値の発生する確率を算出する。
図１５及び図２３において示したジッタ推定装置の例においてジッタ系列推定部６２は、ゼロクロスサンプラ４３、周期ジッタ推定部５１、及びサイクルツゥサイクル周期ジッタ推定部５２のうち、ゼロクロスサンプラ４３のみ又はゼロクロスサンプラ４３と周期ジッタ推定部５１の２つの構成を有するだけでもよい。この場合、スイッチ５３は、ジッタ系列推定部６２に含まれる構成のいずれかと、確率推定部５４とを接続する。
ジッタ推定装置は、リニア位相除去部２７、ゼロクロスサンプラ４３、周期ジッタ推定部５１、及びサイクルツゥサイクル周期ジッタ推定部５２のうちのいずれか、又は２つもしくは３つと、確率推定部５４とを接続するようにスイッチ５３を備えてもよい。また、ジッタ推定装置は、リニア位相除去部２７、ゼロクロスサンプラ４３、周期ジッタ推定部５１、及びサイクルツゥサイクル周期ジッタ推定部５２のそれぞれの出力に対して、確率推定部５４を備えてもよい。更にＲＭＳ検出部５５は、ＲＭＳ検出部５５において開平演算する前の値、例えば下式で示す値を確率計算部５７に供給してもよい。
0004774543.tif 000066
ジッタ推定装置は、波形クリッパ６７を更に備えてもよい。波形クリッパ６７は、被試験ＰＬＬ１１から出力された被試験信号を受け取り、当該被試験信号の信号波形を整形し、整形された被試験信号をＡ／Ｄ変換部２２に供給する。ジッタ推定装置は、波形クリッパ６７を備えることにより、被試験信号の振幅を略一定に保つことができる。即ち、振幅変調により位相雑音波形Δφ（ｔ）が受ける影響を大幅に低減させることができ、ひいては、ジッタを極めて精度よく推定することができる。また、他の例においては、波形クリッパ６７の処理と同様の処理を、Ａ／Ｄ変換部２２が行ってもよい。
また、ジッタ推定装置は、位相雑音波形Δφ（ｔ）を受け取り、当該位相雑音波形Δφ（ｔ）から低周波数成分を除去する低周波成分除去部９８を更に備えてもよい。この場合、スイッチ５３は、低周波成分除去部９８、ゼロクロスサンプラ４３、周期ジッタ推定部５１、及びサイクルツゥサイクル周期ジッタ推定部のいずれかと、確率推定部５４とを接続するのが好ましい。ジッタ推定装置は、低周波成分除去部９８を有することにより、被試験信号ｘｃ（ｔ）の周波数に対して十分低い周波数成分を除去することができ、ひいてはピークツゥピークジッタが過大評価されることを防ぐことができる。
図２４は、解析信号変換部２３の一例を示す。解析信号変換部２３は、周波数領域変換部７１と、帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）７２と、時間領域変換部７３とを有する。周波数領域変換部７１は、Ａ／Ｄ変換部２２において変換された被試験信号を受け取り、例えば高速フーリエ変換（ＦＦＴ）により、当該被試験信号を周波数領域の両側スペクトル信号に変換する。
帯域通過フィルタ７２は、両側スペクトル信号が有する所定の周波数成分を遮蔽する。本実施例において帯域通過フィルタ７２は、両側スペクトル信号が有する負の周波数成分を遮蔽すると共に、被試験信号が有する正の基本周波数近傍の周波数成分を抽出する。また、帯域通過フィルタ７２は、抽出した当該周波数成分を含む被試験信号のレベルを増大させてもよい。時間領域変換部７３は、帯域通過フィルタ７２から供給された被試験信号を、例えば逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）することにより、解析信号ｚｃ（ｔ）に変換して出力する。
ジッタ推定装置は、被試験ＰＬＬ１１から出力された被試験信号の周波数を分周する分周器８５を更に有してもよい。分周器８５を有することにより、被試験信号の周波数を下げることができる。また、ジッタ推定装置は、実質的にジッタを有しない局部信号と被試験信号との差周波数を有する信号を生成し、解析信号変換部２３に供給する周波数変換部（図示せず）を備えてもよい。
また、ジッタ推定装置は、Ａ／Ｄ変換部２２に代えて比較器８４を有してもよい。この場合、比較器８４は、被試験信号を受け取り、比較器８４に供給された基準電圧ＶＲに基づいて、被試験信号をＨ論理又はＬ論理に変換して、つまり１ビットのディジタルデータに変換して解析信号変換部２３に供給する。
図２５は、解析信号変換部２３の他の例を示す。解析信号変換部２３は、周波数混合部８１と、低域通過フィルタ８２と、Ａ／Ｄ変換部８３とを有する。周波数混合部８１は、被試験信号ｘｃ（ｔ）と所定の周波数成分を有する信号とを混合する。本実施例において周波数混合部８１ａ及び８１ｂは、それぞれ被試験信号ｘｃ（ｔ）と、ｃｏｓ（２π（ｆｃ＋Δｆ）ｔ＋θ）及びｓｉｎ（２π（ｆｃ＋Δｆ）ｔ＋θ）とを周波数混合する。
低域通過フィルタ８２ａ及び８２ｂは、周波数混合部８１ａ及び８１ｂにおいてそれぞれ周波数混合された信号の差周波数成分を抽出することにより、次式の解析信号を算出する。
0004774543.tif 000067
そしてＡ／Ｄ変換部８３ａ及び８３ｂは、上記解析信号ｚｃ（ｔ）の実数部及び虚数部をそれぞれＡ／Ｄ変換して、瞬時位相推定部２６に供給する。また、他の例において解析信号変換部２３は、Ａ／Ｄ変換部８３の代わりに比較部８４を有してもよい。比較部８４は、受け取った解析信号ｚｃ（ｔ）の実数部及び虚数部のそれぞれを、比較器８４に供給された基準電圧ＶＲに基づいて、被試験信号をＨ論理又はＬ論理に変換して、つまり１ビットのディジタルデータに変換して瞬時位相推定部２６に供給する。
ジッタ推定装置は、被試験ＰＬＬ１１から出力された被試験信号の周波数を分周する分周器８５を更に有してもよい。分周器８５を有することにより、被試験信号の周波数を下げることができる。また、ジッタ推定装置は、実質的にジッタを有しない局部信号と被試験信号との差周波数を有する信号を生成し、解析信号変換部２３に供給する周波数変換部（図示せず）を備えてもよい。
図２６は、解析信号変換部２３の他の実施例を示す。解析信号変換部２３は、バッファメモリ９１と、信号取出部９２と、窓関数乗算部９３と、周波数領域変換部９４と、帯域制限部９５と、時間領域変換部９６と、振幅補正部９７とを有する。
バッファメモリ９１は、Ａ／Ｄ変換部２２（図１５及び２３参照）によりディジタル化された被試験信号を受け取り格納する。信号取出部９２は、バッファメモリ９１に格納された被試験信号を取り出す。信号取出部９２は、バッファメモリ９１に格納された被試験信号を取り出す場合に、前回取り出した被試験信号の一部とデータを重複させて取り出すのが望ましい。
窓関数乗算部９３は、信号取出部９２が取り出した信号に対して窓関数を乗算する。周波数領域変換部９４は、窓関数が乗算された信号を、高速フーリエ変換により周波数領域の両側スペクトル信号に変換する。帯域制限部９５は、両側スペクトル信号の帯域を制限する。本実施例において帯域制限部９５は、負の周波数成分が略ゼロとされた片側スペクトル信号に対し、被試験信号の基本周波数近傍の周波数成分を抽出する。
時間領域変換部９６は、帯域制限部９５から出力された信号を、逆高速フーリエ変換することにより時間領域信号に変換する。振幅補正部９７は、時間領域信号に逆窓関数を乗算することにより解析信号を算出し出力する。
図２７は、本発明のジッタ推定方法の一例を示すフローチャートである。図１５を参照してジッタ推定方法について説明する。まず、メモリ５６に、例えば
0004774543.tif 000068
号変換部２３により被試験信号を帯域制限された解析信号に変換する（Ｓ２０２）。次に、解析信号を用いて瞬時位相推定部２６により、被試験信号の瞬時位相を推定する（Ｓ２０３）。
リニア位相除去部２７により、得られた瞬時位相からリニア位相成分を除去して、被試験信号の位相雑音波形Δφ（ｔ）を推定する（Ｓ２０４）。次に、スイッチ５３を切り替えることにより、リニア位相除去部２７と確率推定部５４とを接続し、位相雑音波形Δφ（ｔ）のＲＭＳ値をＲＭＳ検出部５５により算出する（Ｓ２０５）。そして、算出されたＲＭＳ値とＳ２０１において設定された設定値とに基づいて、確率計算部５７により位相雑音波形Δφ（ｔ）のピークツゥピーク値が設定値を超える確率を算出する（Ｓ２０６）。
続いて、ゼロクロスサンプラ４３により位相雑音波形Δφ（ｔ）をサンプリングすることにより、タイミングジッタ系列を算出する（Ｓ２０７）。この場合に、位相雑音波形Δφ（ｔ）のゼロクロスタイミングに近いデータをサンプリングするのが好ましい。次に、スイッチ５３を切り替えることにより、ゼロクロスサンプラ４３と確率推定部５４とを接続し、タイミングジッタ系列のＲＭＳ値をＲＭＳ検出部５５により算出する（Ｓ２０８）。そして、算出されたＲＭＳ値とＳ２０１において設定された設定値（ピークツゥピーク値）とに基づいて、確率計算部５７によりタイミングジッタのピークツゥピーク値が設定値を超える確率を算出する（Ｓ２０６）。
続いて、周期ジッタ推定部５１により、タイミングジッタ系列の差分から周期ジッタ系列を算出する（Ｓ２１０）。次に、スイッチ５３を切り替えることにより、周期ジッタ推定部５１と確率推定部５４とを接続し、周期ジッタ系列のＲＭＳ値をＲＭＳ検出部５５により算出する（Ｓ２１１）。そして、算出されたＲＭＳ値とＳ２０１において設定された設定値（ピークツゥピーク値）とに基づいて、確率計算部５７により周期ジッタのピークツゥピーク値が設定値を超える確率を算出する（Ｓ２１２）。
続いて、サイクルツゥサイクル周期ジッタ推定部５２により、周期ジッタ系列の差分からサイクルツゥサイクル周期ジッタ系列を算出する（Ｓ２１３）。次に、スイッチ５３を切り替えることにより、サイクルツゥサイクル周期ジッタ推定部５２と確率推定部５４とを接続し、サイクルツゥサイクル周期ジッタ系列のＲＭＳ値をＲＭＳ検出部５５により算出する（Ｓ２１４）。そして、算出されたＲＭＳ値とＳ２０１において設定された設定値（ピークツゥピーク値）とに基づいて、確率計算部５７によりサイクルツゥサイクル周期ジッタのピークツゥピーク値が設定値を超える確率を算出する（Ｓ２１５）。
また、本発明によるジッタ推定方法は、各種ジッタのピーク値が設定値を超える確率を算出することもできる。この場合に、Ｓ２０１において、メモリ５６に各種ジッタのピーク値が所定の値を超える確率を求めるためのピーク値を格納する。そして、Ｓ２０６、Ｓ２０９、Ｓ２１２、及びＳ２１５においてそれぞれのジッタのＲＭＳ値と、メモリ５６に格納されたピーク値とに基づいて、確率計算部５７によりそれぞれのジッタのピーク値が上記設定値を超える確率を計算する。
図２８は、ジッタ推定方法の他の例のフローチャートを示す。図２３を参照してジッタ推定方法について説明する。また、図２７と対応するステップには同一の符号を付しており、図２７において説明したジッタ推定方法の例と異なるステップについて説明する。
本実施例におけるジッタ推定方法は、ピークツゥピーク値を算出するため、メモリ５６（図１５参照）に設定値を格納するステップ（Ｓ２０１）を有しなくてよい。Ｓ２０５において位相雑音波形のＲＭＳ値を算出した後、位相雑音波形の最大値と最小値との差分に基づいて、ピークツゥピーク検出部６１によりピークツゥピーク値を算出する（Ｓ３０１）。そしてＳ２０６において、ＲＭＳ値とＳ３０１において算出されたピークツゥピーク値とに基づいて、確率計算部５７により位相雑音波形のピークツゥピーク値の発生する確率を算出する。
また、Ｓ２０８においてタイミングジッタ系列のＲＭＳ値を算出した後、タイミングジッタの最大値と最小値との差分に基づいて、ピークツゥピーク検出部６１によりピークツゥピーク値を算出する（Ｓ３０２）。そしてＳ２０９において、ＲＭＳ値とＳ３０２において算出されたピークツゥピーク値とに基づいて、確率計算部５７によりタイミングジッタのピークツゥピーク値の発生する確率を算出する。
また、Ｓ２１１において周期ジッタ系列のＲＭＳ値を算出した後、周期ジッタの最大値と最小値との差分に基づいて、ピークツゥピーク検出部６１によりピークツゥピーク値を算出する（Ｓ３０３）。そしてＳ２０９において、ＲＭＳ値とＳ３０３において算出されたピークツゥピーク値とに基づいて、確率計算部５７により周期ジッタのピークツゥピーク値の発生する確率を算出する。
また、Ｓ２１４においてサイクルツゥサイクル周期ジッタ系列のＲＭＳ値を算出した後、サイクルツゥサイクル周期ジッタの最大値と最小値との差分に基づいて、ピークツゥピーク検出部６１によりピークツゥピーク値を算出する（Ｓ３０４）。そしてＳ２１５において、ＲＭＳ値とＳ３０４において算出されたピークツゥピーク値とに基づいて、確率計算部５７によりサイクルツゥサイクル周期ジッタのピークツゥピーク値の発生する確率を算出する。
また、本発明によるジッタ推定方法は、各種ジッタのピーク値が設定値を超える確率を算出することもできる。この場合、Ｓ３０１、Ｓ３０２、Ｓ３０３、及びＳ３０４において、それぞれのジッタのピーク値を算出することができるピーク検出部により、それぞれのジッタのピーク値を算出する。そして、Ｓ２０６、Ｓ２０９、Ｓ２１２、及びＳ２１５においてそれぞれのジッタのＲＭＳ値と、算出されたピーク値とに基づいて、確率計算部５７によりそれぞれのジッタがピーク値を超える確率を計算する。
図２９は、リニア位相除去部２７の他の例を示す。本例におけるリニア位相除去部２７は、瞬時位相推定部２６と連続位相変換部２８との間、又は連続位相変換部２８とリニア位相評価部２９との間にゼロクロスサンプラ４３を有する。このように、瞬時位相推定部２６又は連続位相変換部２８から出力された信号を、近似ゼロクロス点でサンプリングすることにより、タイミングジッタ系列Δφ［ｎ］を算出してもよい。
図３０は、図２９におけるリニア位相除去部２７を用いてジッタを推定するジッタ推定方法のフローチャートの一部を示す。Ｓ２０３において被試験信号の瞬時位相を推定した後、連続位相変換部２８により、当該瞬時位相を連続瞬時位相に変換する（Ｓ２０４ａ）。そして、リニア位相推定部２９により、連続瞬時位相から瞬時リニア位相を算出する（Ｓ２０４ｂ）。次に、引算部３１により、連続瞬時位相から瞬時リニア位相を除去することにより雑音位相波形Δφ（ｔ）を算出する。
図２９に示すように、瞬時位相推定部２６と連続位相変換部２８との間にゼロクロスサンプラ４３を設けた場合、Ｓ２０３において推定された瞬時位相を近似ゼロサンプリングすることにより、瞬時位相のサンプル系列を算出する（Ｓ４０１）。そしてＳ２０４ａにおいて、当該サンプル系列に基づいて連続瞬時位相を算出する。次に、Ｓ２０４ｂにおいて連続瞬時リニア位相を算出し、Ｓ２０４ｃにおいてサンプル系列から連続瞬時リニア位相を除去することによりタイミングジッタ系列Δφ［ｎ］を算出する。
また、連続位相変換部２８とリニア位相評価部２９との間にゼロクロスサンプラ４３が設けられた場合、Ｓ２０４ａにおいて算出された連続瞬時位相を近似ゼロクロスサンプリングすることにより、連続瞬時位相のサンプル系列を算出する。次に、Ｓ２０４ｂにおいて連続瞬時リニア位相を算出し、Ｓ２０４ｃにおいてサンプル系列から連続瞬時リニア位相を除去することによりタイミングジッタ系列Δφ［ｎ］を算出する。
本発明によるジッタ推定装置及び方法は、被試験信号としてマイクロプロセッサのクロック信号のみならず、他の機器に用いられるクロック信号や、正弦波信号等の周期性のある信号のジッタの推定についても使用できる。また、各実施例において説明したジッタ推定方法は、各ステップに対応するモジュールを有するプログラムにより実行されてよい。また、当該プログラムは記録媒体に格納されてよく、例えばコンピュータにより記録媒体に格納された当該プログラムを読み出し、実行することによりジッタ推定装置を制御してもよい。
本発明によれば、極めて短時間で精度よくジッタの最悪値を推定することができる。また、ピークジッタ及びピークツゥピークジッタが、ピーク値及びピークツゥピーク値等の所定値を超える確率を算出することができる。
以上発明の実施の形態を説明したが、本出願に係る発明の技術的範囲は上記の実施の形態に限定されるものではない。上記実施の形態に種々の変更を加えて、特許請求の範囲に記載の発明を実施することができる。そのような発明が本出願に係る発明の技術的範囲に属することもまた、特許請求の範囲の記載から明らかである。
産業上の利用可能性
以上の説明から明らかなように、本発明によれば極めて短時間で精度よく信号のジッタを推定することができる。
【図面の簡単な説明】
図１は、クロック信号のジッタを示す。
図２は、タイムインターバルアナライザを用いた従来のジッタ推定装置を示す。
図３は、タイムインターバルアナライザにより測定された周期のヒストグラムを示す。
図４は、ディジタルオシロスコープを用いたジッタ推定装置を示す。
図５は、ディジタルオシロスコープ１４内のジッタ測定装置の構成を示す。
図６は、ディジタルオシロスコープにより測定された被試験信号及び周期ジッタを示す。
図７は、コンピュータのマイクロプロセッサのクロック信号を高速フーリエ変換することにより求めたパワースペクトルを示す。
図８は、クロック信号のジッタ（クロックジッタ）Ｊ［ｎ］の確率密度関数（ヒストグラム）を示す。
図９は、Ｒａｙｌｅｉｇｈ確率密度関数を示す。
0004774543.tif 000069
図１１は、本発明の一実施形態に係るジッタ推定装置の一例を示す。
図１２は、サイン波ジッタを持つ被試験信号の周期ジッタのＲＭＳ値ＪＲＭｓ、及びピークツゥピーク値Ｊｐｐを示す。
図１３は、周期ジッタのヒストグラムを示す。
図１４は、イベント数、周期ジッタのＲＭＳ値、及び周期ジッタのピークツゥピーク値を示す。
図１５は、本発明のジッタ推定装置の他の例を示す。
図１６は、解析信号ｚｃ（ｔ）の実数部ｘｃ（ｔ）、位相雑音波形Δφ（ｔ）、及び周期ジッタＪｐ（ｔ）を示す。
図１７は、周期ジッタ推定部５１の構成を示す。
図１８は、本発明のジッタ推定装置により測定したマイクロプロセッサが出力するクロック信号（被試験信号）のタイミングジッタΔφのピークツゥピーク値Δφｐｐイベント数との関係を示す。
図１９は、本発明のジッタ推定装置により測定したマイクロプロセッサが出力するクロック信号（被試験信号）の周期ジッタＪｐのピークツゥピーク値Ｊｐｐとイベント数との関係示す。
図２０は、本発明のジッタ推定装置により測定したマイクロプロセッサが出力するクロック信号（被試験信号）のサイクルツゥサイクル周期ジッタＪｃｃのピークツゥピーク値Ｊｃｃ，ｐｐ９９とイベント数との関係を示す。
図２１は、周期ジッタのピーク値を推定するために必要なゼロクロス点の数を示す。
図２２は、タイムインターバルアナライザ及びΔφ法により測定したジッタの測定値を示す。
図２３は、本発明のジッタ推定装置の他の実施例を示す。
図２４は、解析信号変換部２３の一例を示す。
図２５は、解析信号変換部２３の他の例を示す。
図２６は、解析信号変換部２３の他の例を示す。
図２７は、本発明のジッタ推定方法の一例を示すフローチャートである。
図２８は、ジッタ推定方法の他の例のフローチャートを示す。
図２９は、リニア位相除去部２７の他の例を示す。
図３０は、図２９におけるリニア位相除去部２７を用いてジッタを測定するジッタ推定方法のフローチャートの一部を示す。
【図１】
0004774543.tif 000070
【図２】
0004774543.tif 000071
【図３】
0004774543.tif 000072
【図４】
0004774543.tif 000073
【図５】
0004774543.tif 000074
【図６】
0004774543.tif 000075
【図７】
0004774543.tif 000076
【図８】
0004774543.tif 000077
【図９】
0004774543.tif 000078
【図１０】
0004774543.tif 000079
【図１１】
0004774543.tif 000080
【図１２】
0004774543.tif 000081
【図１３】
0004774543.tif 000082
【図１４】
0004774543.tif 000083
【図１５】
0004774543.tif 000084
【図１６】
0004774543.tif 000085
【図１７】
0004774543.tif 000086
【図１８】
0004774543.tif 000087
【図１９】
0004774543.tif 000088
【図２０】
0004774543.tif 000089
【図２１】
0004774543.tif 000090
【図２２】
0004774543.tif 000091
【図２３】
0004774543.tif 000092
【図２４】
0004774543.tif 000093
【図２５】
0004774543.tif 000094
【図２６】
0004774543.tif 000095
【図２７】
0004774543.tif 000096
【図２８】
0004774543.tif 000097
【図２９】
0004774543.tif 000098
【図３０】
0004774543.tif 000099