(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
双方向に電流を通流可能とした交流スイッチとスナバ回路とを備えた交流スイッチ回路において、
半導体スイッチング素子を少なくとも２個、順方向に直列接続したスイッチングレグと、
ダイオードを少なくとも２個、順方向に直列接続したダイオードレグと、
スナバコンデンサを少なくとも２個、直列接続したコンデンサレグと、を並列に接続し、
前記スイッチングレグ内の前記スイッチング素子同士の接続点と前記ダイオードレグ内の前記ダイオード同士の接続点とを交流スイッチの入出力端子とし、
前記ダイオードレグ内の前記ダイオード同士の接続点と前記コンデンサレグ内の前記スナバコンデンサ同士の接続点との間に抵抗を接続したことを特徴とする交流スイッチ回路。
【請求項２】
請求項１に記載した交流スイッチ回路において、
出力電流の極性または入力電圧の極性に応じて前記スイッチング素子をオンオフすることにより、前記スナバコンデンサに蓄積されたエネルギーを入力側または出力側に回生することを特徴とする交流スイッチ回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、双方向に電流を通流可能な交流スイッチとこの交流スイッチに付属するスナバ回路とを備えた交流スイッチ回路に関し、特に、大型のエネルギーバッファを用いずに交流電力を直接、交流電力に変換する交流交流直接変換器に適用して好適な交流スイッチ回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図７は、この種の直接変換器の代表例であるマトリクスコンバータを周辺回路と共に示したものであり、後述する特許文献１に記載された従来技術と実質的に同一のものである。
図７において、マトリクスコンバータ１００は、出力側の相数（図７では三相）と同数の相モジュール１００Ｕ，１００Ｖ，１００Ｗを有し、例えばＵ相モジュール１００Ｕは、入力側の相数と同数であって両方向に電流を通流可能な交流スイッチ１０１Ｒ，１０１Ｓ，１０１Ｔを備え、これらの各一端を電源側の入力フィルタ３００に接続すると共に各他端を一括して負荷４００側に接続した構成となっている。
【０００３】
このマトリクスコンバータ１００は、上記交流スイッチのスイッチング動作により、三相交流電源２００から供給された三相交流電圧を所望の振幅及び周波数の三相交流電圧に変換して負荷４００へ供給する。図７において、Ｒ，Ｓ，Ｔは交流入力端子、Ｕ，Ｖ，Ｗは交流出力端子を示す。
【０００４】
なお、スイッチングに伴う高周波電流が電源２００側に流れるのを防止するため、電源２００とマトリクスコンバータ１００との間には入力フィルタ３００が接続されている。
また、通流時に配線のインダクタンスに蓄積されたエネルギーは、交流スイッチのオフ時にサージ電圧として交流スイッチの両端に現れ、これを破壊するおそれがあるため、例えば交流スイッチ１０１Ｒ，１０１Ｓ，１０１Ｔの両端には、上記エネルギー吸収用にスナバ回路１０２Ｒ，１０２Ｓ，１０２Ｔがそれぞれ接続されている。
なお、１０３は、交流スイッチ及びスナバ回路からなる交流スイッチモジュールを示している。
上述したＵ相モジュール１００Ｕの回路構成は、他のＶ相モジュール１００Ｖ，Ｗ相モジュール１００Ｗについても同様である。
【０００５】
更に、各スナバ回路１０２Ｒ，１０２Ｓ，１０２Ｔに設けられた正極端子Ｐ及び負極端子Ｎは全ての相モジュール間で共通接続され、正極端子Ｐ０及び負極端子Ｎ０として自動電圧調整器５００に接続されている。そして、この自動電圧調整器５００の交流側端子Ｒ１，Ｓ１，Ｔ１は、電源２００側の交流入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔに接続されている。
【０００６】
ここで、図８は、特許文献１に開示されている交流スイッチ及びスナバ回路であり、図７における交流スイッチモジュール１０３に相当する回路構成を示している。
図８において、交流スイッチは、それぞれ逆直列接続された二個のＩＧＢＴ１１１ａ，１１１ｂとダイオード１１２ａ，１１２ｂとからなり、これらの逆直列回路の中点間にはサージ電圧吸収用のスナバコンデンサ１１３が接続されている。このスナバコンデンサ１１３の両端は前記正極端子Ｐ及び負極端子Ｎとなっており、自動電圧調整器５００の正極端子Ｐ０及び負極端子Ｎ０にそれぞれ接続されている。自動電圧調整器５００は、スナバコンデンサ１１３の電圧が大きく上昇したときに動作し、コンデンサ１１３の電圧を一定に保つように動作するものである。
【０００７】
図９は、自動電圧調整器５００の構成例であり、５０１は前記交流側端子Ｒ１，Ｓ１，Ｔ１に各一端が接続される抵抗、５０２は回生コンバータ、５０３は前記正極端子Ｐ０及び負極端子Ｎ０に両端が接続される電圧クランプ用のコンデンサである。
図８に示したスナバコンデンサ１１３の電圧は図９のコンデンサ５０３によりクランプされ、このコンデンサ５０３に蓄積されたサージ分のエネルギーは回生コンバータ５０２のスイッチング動作により、抵抗５０１を介して電源２００へ回生される。なお、コンデンサ５０３の電圧検出回路を含む回生コンバータ５０２の制御回路は、図示を省略してある。
【０００８】
また、図９に示したような回生コンバータ５０２を用いずに、スナバコンデンサ１１３またはコンデンサ５０３の両端に放電用抵抗や放電用チョッパを設けてサージ分のエネルギーを消費する方式も知られている。
【０００９】
【特許文献１】特開平１１−２６２２６４号公報（段落［００１０］〜［００１２］、図１，図２（ｂ），図３等）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
図８に示したような従来の交流スイッチモジュールでは、半導体スイッチング素子としてＩＧＢＴを逆直列に接続しているため、汎用のパワーモジュールを使用することができない。
また、スナバコンデンサのエネルギーを回生するために、回生コンバータ５０２を有する自動電圧調整器５００が必要であり、これらがコスト上昇や大型化の要因となっている。
更に、放電用抵抗や放電用チョッパを用いる場合には、スナバ回路に蓄えたエネルギーを回生できないため、損失が増加し、効率の低下や装置の大型化等の問題が生じる。
【００１１】
そこで本発明の解決課題は、汎用のパワーモジュールを用いて交流スイッチを構成すると共に、スナバ回路により吸収したエネルギーを上記交流スイッチを利用して電源側または負荷側に回生可能とした、小型かつ安価な交流スイッチ回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、双方向に電流を通流可能とした交流スイッチとスナバ回路とを備えた交流スイッチ回路において、
半導体スイッチング素子を少なくとも２個、順方向に直列接続したスイッチングレグと、
ダイオードを少なくとも２個、順方向に直列接続したダイオードレグと、
スナバコンデンサを少なくとも２個、直列接続したコンデンサレグと、を並列に接続し、
前記スイッチングレグ内の前記スイッチング素子同士の接続点と前記ダイオードレグ内の前記ダイオード同士の接続点とを交流スイッチの入出力端子とし、
前記ダイオードレグ内の前記ダイオード同士の接続点と前記コンデンサレグ内の前記スナバコンデンサ同士の接続点との間に抵抗を接続したものである。
【００１３】
請求項２に記載した発明は、請求項１に記載した交流スイッチ回路において、
出力電流の極性または入力電圧の極性に応じて前記スイッチング素子をオンオフすることにより、前記スナバコンデンサに蓄積されたエネルギーを入力側または出力側に回生するものである。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、少なくとも２個の半導体スイッチング素子が順方向に接続された汎用モジュールを用いて交流スイッチを構成することができる。
また、スナバ回路の構成も簡単であると共に、回生コンバータ等を用いずに前記交流スイッチを構成するスイッチング素子のオンオフによってスナバ回路のエネルギーを電源側または負荷側に回生できるので、構成の簡略化、小型化、低価格化及び高効率化を実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、本発明の第１実施形態を示す交流スイッチモジュール６００の回路図である。図１において、ＳＬはスイッチングレグ、ＣＬはコンデンサレグ、ＤＬはダイオードレグであり、これら三つのレグＳＬ，ＣＬ，ＤＬは全て並列に接続されている。
【００１６】
まず、スイッチングレグＳＬにおいて、６０１ａ，６０１ｂは、環流ダイオード６０２ａ，６０２ｂが内蔵されたＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子であり、これらのスイッチング素子６０１ａ，６０１ｂは順方向に直列接続されている。上記スイッチング素子６０１ａ，６０１ｂ及び環流ダイオード６０２ａ，６０２ｂは、汎用の２in１モジュールとして一モジュールに実装されており、安価に入手可能なものである。
【００１７】
コンデンサレグＣＬは二個のスナバコンデンサ（以下、単にコンデンサともいう）６０３ａ，６０３ｂを直列に接続して構成され、ダイオードレグＤＬは二個のダイオード６０５ａ，６０５ｂを順方向に直列接続して構成されている。
なお、ダイオード６０５ａ，６０５ｂを流れる電流方向はスイッチング素子６０１ａ，６０１ｂを流れる電流方向と一致している。
更に、コンデンサレグＣＬの中点（コンデンサ６０３ａ，６０３ｂ同士の接続点）とダイオードレグＤＬの中点（ダイオード６０５ａ，６０５ｂ同士の接続点）との間には、抵抗６０４が接続されている。
【００１８】
上記のように構成された交流スイッチモジュール６００は、スイッチングレグＳＬの中点に接続された端子６０６とダイオードレグＤＬの中点に接続された端子６０７とを、モジュール６００の入出力端子として使用される。
【００１９】
次に、図２はこの実施形態の動作説明図である。
この交流スイッチモジュール６００を例えばマトリクスコンバータ等の直接変換器に使用する場合には交流電圧源に接続されることになるが、ここでは動作説明を簡略化するため、図２に示すように交流スイッチモジュール６００の入出力端子６０６，６０７が負荷７０３を介して直流電源７０１に接続される場合について説明する。なお、図２において、７０２は配線インダクタンスである。
【００２０】
図２において、電流が交流スイッチモジュール６００を介して電源７０１から負荷７０３に向かって流れるとき、この電流はオン状態のスイッチング素子６０１ｂ及びダイオード６０５ｂを通って流れる（経路ｉ１）。このとき、スイッチング素子６０１ｂをオフにすると、配線インダクタンス７０２に蓄積されたエネルギーは、環流ダイオード６０２ａ及びダイオード６０５ｂを介してコンデンサ６０３ａ,６０３ｂに吸収される（経路ｉ２）。
【００２１】
次に、スイッチング素子６０１ａをオンすることにより、コンデンサ６０３ａが抵抗６０４を介して放電する（経路ｉ３）ことにより、コンデンサ６０３ａに蓄積されたエネルギーが電源７０１側に回生される。また、コンデンサ６０３ｂに蓄積されたエネルギーは、スイッチング素子６０１ｂが再びオンしたときに、コンデンサ６０３ｂが抵抗６０４を介して放電することにより負荷７０３側に回生されることになる。
【００２２】
次に、図３は本発明の第２実施形態を示す回路図であり、図１の交流スイッチモジュールを２個用いて交流チョッパを構成した例である。
図２において、６２０，６４０は前記交流スイッチモジュール６００と同一構成の交流スイッチモジュールであり、６２１ａ，６２１ｂ，６４１ａ，６４１ｂは半導体スイッチング素子、６２２ａ，６２２ｂ，６４２ａ，６４２ｂは環流ダイオード、６２３ａ，６２３ｂ，６４３ａ，６４３ｂはスナバコンデンサ、６２４，６４４は抵抗、６２５ａ，６２５ｂ，６４５ａ，６４５ｂはダイオード、６２６，６２７，６４６，６４７は端子、７１０は交流電源（電圧をｖｓとし、矢印を正方向とする）、７２０は誘導性負荷（負荷電流をｉとし、矢印を正方向とする）である。
【００２３】
図４は、図３におけるスイッチング素子６２１ａ，６２１ｂ，６４１ａ，６４１ｂのスイッチングパターンである。
本実施形態では、誘導性負荷７２０の還流経路の確保、及び、電源７１０の短絡防止、スナバコンデンサ６２３ａ，６２３ｂ，６４３ａ，６４３ｂの短絡防止の観点から、下記（１）〜（５）のようなスイッチングの制約すなわち禁止条件がある。
【００２４】
・禁止条件
（１）スイッチング素子６２１ａ，６２１ｂの同時オン、及び、スイッチング素子６４１ａ，６４１ｂの同時オン
（２）ｖｓ＜０のときにスイッチング素子６２１ａ，６４１ｂの同時オン
（３）ｖｓ＞０のときにスイッチング素子６２１ｂ，６４１ａの同時オン
（４）ｉ＜０のときにスイッチング素子６２１ａ，６４１ａの同時オフ
（５）ｉ＞０のときにスイッチング素子６２１ｂ，６４１ｂの同時オフ
【００２５】
これらの禁止条件を考慮して、例えば負荷電流（出力電流）ｉの方向に応じてスイッチングパターンを決定すると、図４のようになる。
すなわち、電流ｉの方向が正の時は、スイッチング素子６２１ｂ，６４１ｂの間でスイッチングを行い、電流ｉの方向が負の時は、同６２１ａ，６４１ａの間でスイッチングを行う。これらのスイッチングを行う際には、誘導性負荷７２０の還流経路を確保するために、図示するごとく２個のスイッチング素子が同時にオンとなるようなオーバーラップタイムを設ける。
図４に示すスイッチングパターンにより、図３におけるコンデンサ、例えばコンデンサ６２３ａは、負荷電流ｉの極性が反転するたびに放電されることになる。
【００２６】
次いで、図５はスイッチング素子６２１ａ，６２１ｂ，６４１ａ，６４１ｂに対するゲートパルス発生回路の構成図であり、図４に示したスイッチングパターンを発生させるためのものである。
ＰＷＭ指令を否定回路８０１に入力して反転信号を生成し、元のＰＷＭ指令と反転信号とをそれぞれオフディレイ付加手段８０２，８０３に入力することにより、図４に示す如くオフ時間を遅らせたパルスを生成してセレクタ８０５に入力する。一方、電流極性判別手段８０４により負荷電流ｉの方向を判別し、その判別結果に基づいて、前記セレクタ８０５により各スイッチング素子６２１ａ，６２１ｂ，６４１ａ，６４１ｂに対するゲートパルスを分配すれば良い。
【００２７】
図６は、本発明の第３実施形態を説明するためのものであり、図４と同様にスイッチング素子６２１ａ，６２１ｂ，６４１ａ，６４１ｂのスイッチングパターンのみを示してある。
図４の例において、スナバコンデンサは負荷電流ｉの極性が反転しないと放電されないため、コンデンサ容量が増加する。そこで、本実施形態では、電源電圧（入力電圧）の極性に応じて、スナバコンデンサのエネルギーを回生可能な状態であれば、当該交流スイッチモジュール内の所定のスイッチング素子をオンする放電パルスをスイッチングパターンに挿入することとした。
【００２８】
以下では、図３の交流スイッチモジュール６２０内のコンデンサ６２３ａ，６２３ｂを例にとり、これらの放電パターンを図６に基づいて説明する。
図３におけるスイッチング素子６４１ｂがオンしている期間は、電源電圧ｖｓが正であれば、スイッチング素子６２１ａをオンしても電源短絡が発生しないことに着目し、図６に示すように、スイッチング素子６４１ｂがオンしている期間内でスイッチング素子６２１ａをオンし、スナバコンデンサ６２３ａを放電させてエネルギーを電源７１０側に回生する。
【００２９】
電源電圧ｖｓが負のときは、スイッチング素子６４１ａがオンしている期間に同６２１ｂをオンしても電源短絡が発生しないことに着目し、図６に示すように、スイッチング素子６４１ａがオンしている期間内で同６２１ｂをオンし、スナバコンデンサ６２３ｂを放電させてエネルギーを負荷７２０側に回生する。
この結果、スイッチング毎にコンデンサの電圧を放電させて回生動作を行うことができ、負荷電流の極性に依存して回生動作を行わせる場合に比べてコンデンサ容量を低減することができる。
なお、上記の放電パターンは、他方の交流スイッチモジュール６４０内のコンデンサ６４３ａ，６４３ｂについても同様である。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】本発明の第１実施形態を示す回路図である。
【図２】第１実施形態の動作説明図である。
【図３】本発明の第２実施形態を示す構成図である。
【図４】図３におけるスイッチング素子のスイッチングパターンを示す図である。
【図５】図４に示したスイッチングパターンを発生させるためのゲートパルス発生回路の構成図である。
【図６】本発明の第３実施形態におけるスイッチング素子のスイッチングパターンを示す図である。
【図７】特許文献１に記載されたマトリクスコンバータ及び周辺回路の構成図である。
【図８】特許文献１に記載された交流スイッチ及びスナバ回路の回路図である。
【図９】特許文献１に記載された自動電圧調整器の回路図である。
【符号の説明】
【００３１】
ＳＬ：スイッチングレグ
ＣＬ：コンデンサレグ
ＤＬ：ダイオードレグ
６００，６２０，６４０：交流スイッチモジュール
６０１ａ，６０１ｂ，６２１ａ，６２１ｂ，６４１ａ，６４１ｂ：半導体スイッチング素子
６０２ａ，６０２ｂ，６２２ａ，６２２ｂ，６４２ａ，６４２ｂ：環流ダイオード
６０３ａ，６０３ｂ，６２３ａ，６２３ｂ，６４３ａ，６４３ｂ：スナバコンデンサ
６０４，６２４，６４４：抵抗
６０５ａ，６０５ｂ，６２５ａ，６２５ｂ，６４５ａ，６４５ｂ：ダイオード
６０６，６０７，６２６，６２７，６４６，６４７：端子
７０１：直流電源
７０２：配線インダクタンス
７０３：負荷
７１０：交流電源
７２０：誘導性負荷
８０１：否定回路
８０２，８０３：オフディレイ付加手段
８０４：電流極性判別手段
８０５：セレクタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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