(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子のオンオフ動作によって電源電圧を直流電圧に変換する電力変換装置の、前記スイッチング素子のオンオフのタイミングをキャリア信号とパルス幅指令値とを大小比較して決定する電力変換装置のＰＷＭ制御回路において、
スイッチング素子オンのタイミングを固定周期とし、そのオフのタイミングをパルス幅制御する第１の制御手段と、スイッチング素子オフのタイミングを固定周期とし、そのオンのタイミングをパルス幅制御する第２の制御手段と、前記第１，第２の制御手段のいずれを有効にするかの信号を入力する信号入力端子とを設けたことを特徴とする電力変換装置のＰＷＭ制御回路。
【請求項２】
前記第１，第２の制御手段および信号入力端子を集積化することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置のＰＷＭ制御回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、電力変換装置におけるスイッチング素子のパルス幅変調（ＰＷＭ）制御回路、特にＥＭＩ（電磁妨害：ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ  ｉｎｔｅｒｆｅｒｒｅｎｃｅ）ノイズを低減するための制御回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
図５に、昇圧チョッパ型の力率改善回路とその制御回路の例を示す。この回路は、出力端１０，１１の両端電圧を一定に制御しつつ、交流電源１に流れる電流を正弦波状に制御することで、交流電源１に流れる電流高調波を低減するものである。
図５の回路の制御動作について、以下に概略説明する。
出力端１０，１１の両端電圧を抵抗１４，１５で分圧した信号と、出力電圧指令値となる基準電圧Ｖｒとの誤差をオペアンプ（電圧誤差増幅器）１８で増幅する。その電圧誤差増幅のゲイン，位相は抵抗１６，１９およびコンデンサ２０などで設定する。
【０００３】
オペアンプ１８の出力信号と、ダイオードブリッジ３の出力端電圧を抵抗１２，１３で分圧した信号とを乗算器２１で乗算し、この乗算器２１の出力を電流指令値とする。この電流指令値と電流検出抵抗９に流れる電流の誤差を、電流誤差増幅器２３で増幅する。その電流誤差増幅のゲイン，位相は抵抗２２，２４およびコンデンサ２５，２６などで設定する。電流誤差増幅器２３の出力はパルス幅の指令値となり、これとキャリア信号発生回路３０で生成される鋸歯状波信号とをコンパレータ５２で大小比較し、ゲートドライバ５３を介してスイッチング素子６のゲートを駆動する。
【０００４】
図６にキャリア信号発生回路の具体例を示す。
図６では、定電流回路３２と３４により、コンデンサ３１を充放電し、鋸歯状波のキャリア信号を生成する。定電流回路３２の出力電流は、定電流回路３４の出力電流より十分に小さく設定される。コンデンサ３１の充電時にはスイッチ素子３３はオフしており、コンデンサ３１の電圧は緩やかに上昇する。コンデンサ３１の電圧がその上限を設定する基準電圧Ｖｕを超えると、コンパレータ３７の出力はハイ（Ｈ）レベルとなってフリップフロップ回路３９をセットし、その出力（Ｑ）はＨレベルとなりスイッチ素子３３をオンする。その結果、コンデンサ３１は定電流回路３４の出力電流と定電流回路３２の出力電流との差電流で、急速に放電される。
【０００５】
コンデンサ３１の電圧がその下限を設定する基準電圧Ｖｂを下回ると、コンパレータ３８の出力はＨレベルとなってフリップフロップ回路３９をリセットし、その出力（Ｑ）はロー（Ｌ）レベルとなりスイッチ素子３３をオフする。
以後、コンデンサ３１の電圧は、基準電圧ＶｕとＶｂで設定される電圧の間で充放電を繰り返す。キャリア信号の周波数は、定電流回路３２，３４の出力電流値とコンデンサ３１の静電容量値で定まる。
【０００６】
図５の場合、パルス幅指令値がキャリア信号を上回るとスイッチング素子６がオンすることになる。キャリア信号の周波数はスイッチング素子６のスイッチング周波数と等しくなるが、オンのタイミングが固定周波数となりオフのタイミングがパルス幅制御される。
仮に、オンのタイミングで発生するＥＭＩノイズレベルがオフのタイミングで発生するものよりも大きいとすると、スイッチング周波数付近のＥＭＩノイズレベルが大きく発生することになり、図５に記号２で示すノイズフィルタが大形化することになる。
【０００７】
上記のような問題を解決するため、キャリア周波数をランダムまたは連続的に変化させることで、スイッチング周波数付近のＥＭＩノイズレベルを分散させ、ノイズ成分のピーク値を低減する技術が、例えば特許文献１，２に開示されている。
【特許文献１】特開平０７−２６４８４９号公報
【特許文献２】特開２００２−０６４９７９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、上記特許文献１，２のような制御方式の場合、スイッチング周波数が低くなるタイミングで、トランスやインダクタなどの磁気部品が飽和する可能性があり、これを回避するため最低周波数で飽和しないように設計しようとすると、磁気部品が大形化しコスト高になるという問題が生じる。
したがって、この発明の課題は、従来の固定周波数での設計のまま、簡単かつ安価にＥＭＩノイズレベルを低減することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
このような課題を解決するため、請求項１の発明では、スイッチング素子のオンオフ動作によって電源電圧を直流電圧に変換する電力変換装置の、前記スイッチング素子のオンオフのタイミングをキャリア信号とパルス幅指令値とを大小比較して決定する電力変換装置のＰＷＭ制御回路において、
スイッチング素子オンのタイミングを固定周期とし、そのオフのタイミングをパルス幅制御する第１の制御手段と、スイッチング素子オフのタイミングを固定周期とし、そのオンのタイミングをパルス幅制御する第２の制御手段と、前記第１，第２の制御手段のいずれを有効にするかの信号を入力する信号入力端子とを設けたことを特徴とする。
この請求項１の発明においては、前記第１，第２の制御手段および信号入力端子を集積化することができる（請求項２の発明）。
【発明の効果】
【００１０】
この発明によれば、キャリア周波数は変えずにＥＭＩノイズレベルを低減できるので、キャリア周波数をランダムまたは連続的に変化させる従来方式に比べ、トランスやインダクタなどの磁気部品を小形にでき、その結果ノイズフィルタも小型化できるという利点が得られる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
図１はこの発明の実施の形態を示す回路図である。これは、先の図６に示すものに対し、定電流回路４４，４７、スイッチ素子４５，４６、ノット回路４９およびアンド回路５０，５１などを付加して構成される。ここで、定電流回路４０の出力電流は、定電流回路４３の出力電流より十分小さく設定するものとする。また、定電流回路４４の出力電流は定電流回路４３の出力電流とほぼ等しく、定電流回路４７の出力電流は定電流回路４０の出力電流とほぼ等しく設定するものとする。そして、信号入力ＩＮをＨレベルにすると、スイッチ素子４１はオンとなる。また、ノット回路４９の出力はＬレベルとなりスイッチ素子４６はオフする。さらに、アンド回路５０の出力はＬレベルとなりスイッチ素子４５はオフする。これにより、図６の場合と全く同じ動作を行なうことになる。
【００１２】
図１において、信号入力ＩＮをＬレベルにするとスイッチ素子４１はオフし、アンド回路５１の出力はＬレベルとなりスイッチ素子４２はオフする。また、ノット回路４９の出力はＨレベルとなり、スイッチ素子４６はオンする。
ここで、スイッチ素子４５がオンするとコンデンサ３１は急速に充電され、その上限を設定する基準電圧Ｖｕを超えると、コンパレータ３７の出力はハイ（Ｈ）レベルとなってフリップフロップ回路３９をセットし、その出力ＱＢはＬレベルとなりスイッチ素子４５をオフする。
【００１３】
その結果、コンデンサ３１は定電流回路４７の出力電流で、緩やかに放電される。コンデンサ３１の電圧がその下限を設定する基準電圧Ｖｂを下回ると、コンパレータ３８の出力はコンデンサ３１の電圧がその下限を設定する基準電圧Ｖｄを下回ると、コンパレータ３８の出力はＨレベルとなってフリップフロップ回路３９をリセットし、その出力（ＱＢ）はＨレベルとなりスイッチ素子４５をオンする。
以後、コンデンサ３１の電圧は、基準電圧ＶｕとＶｄで設定される電圧の間で充放電を繰り返す。キャリア信号の周波数は、定電流回路４４，４７の出力電流値とコンデンサ３１の静電容量値で定まる。
【００１４】
以上より、信号入力ＩＮをＨレベルにすれば、キャリア信号は立上りが緩やかで立下りが急峻となる。逆に、信号入力ＩＮをＬレベルにすれば、キャリア信号は立上りが急峻で立下りが緩やかとなる。
その結果、図１の回路では信号入力ＩＮをＨレベルにすることで、図２（ａ）に示すようにオンのタイミングが固定周期となり、オフのタイミングがパルス幅制御される。逆に、信号入力ＩＮをＬレベルにすることで、図２（ｂ）に示すようにオフのタイミングが固定周期となり、オンのタイミングがパルス幅制御されることになる。
【００１５】
従って、図３（ａ）に示すように、オフのタイミングのノイズレベルが大きい場合には、信号入力ＩＮをＨレベルとしオフの周期が変化するようにすることで、図４の実線のようなノイズのピークレベルが、点線のように低減することになる。
また、図３（ｂ）に示すように、オンのタイミングのノイズレベルが大きい場合には、信号入力ＩＮをＬレベルとしオンの周期が変化するようにすることで、上記と同様にノイズのピークレベルが低減する。
なお、図３のＧはゲート信号波形を、Ｎはノイズ波形をそれぞれ示す。
【００１６】
なお、図５に示すような昇圧チョッパ型の力率改善回路では、入力交流電圧の瞬時値が連続的に変化するためパルス幅も連続的に変化し、従来のキャリア周波数変化方式と同様の効果が得られるが、ＤＣ／ＤＣコンバータなどで一定入力電圧かつ一定負荷の条件下では、オンもオフも同じタイミングとなるため、ノイズ低減効果も得られないが、力率改善回路の出力を入力電源電圧とするようなＤＣ／ＤＣコンバータでは、入力電源電圧が交流電源周波数の２倍の周波数で変動するのに伴いパルス幅指令値も同一周波数で変動するため、ノイズ低減効果が得られるようになる。
【００１７】
また、オンとオフのタイミングでどちらがノイズレベルが大きいかを予め調べる必要があるが、その方法としてはノイズを測定するスペクトラムアナライザーの入力信号と、スイッチング素子のゲート駆動信号またはスイッチング波形などをオシロスコープで同時に測定することで判別できる。この点について、電源回路を最終的に製品に組み込んだ状態でノイズを測定し、その負荷に対してオン固定かオフ固定かを選択することにより、その製品が発生するノイズを効果的に抑制することができる。あるいは、オンタイミング固定とオフタイミング固定の２ケースでノイズを測定し、いずれかノイズの小さい方を選択するようにしても良い。なお、図１の回路は集積回路化することで、より低コスト化が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】この発明の実施の形態を示す回路図
【図２】ＰＷＭ方式を説明する波形図
【図３】図１，図５の動作説明図
【図４】この発明の効果を説明する説明図
【図５】従来例を示す回路図
【図６】図５で用いられるキャリア信号発生回路を示す回路図
【符号の説明】
【００１９】
１…交流電源、２…ノイズフィルタ、３…ダイオードブリッジ、４…フィルタコンデンサ、５…インダクタ、６…スイッチング素子、７…ダイオード、８…平滑コンデンサ、９…電流検出抵抗、１０，１１…出力端子、１２，１３，１４，１５，１６，１９，２２，２４，２８，２９…抵抗、１８…電圧誤差増幅器（オペアンプ）、２０，２５，２６…コンデンサ、２１…乗算器、２３…電流誤差増幅器（オペアンプ）、３０，３０ａ，３０ｂ…キャリア信号発生回路、３７，３８，５２…コンパレータ、３９…フリップフロップ回路、４０，４３，４４，４７…定電流回路、４１，４２，４５，４６…スイッチ素子、４９…ノット（ＮＯＴ）回路、５０，５１…アンド（ＡＮＤ）回路、５３…ゲートドライバ、Ｖｃ…制御基準電圧、Ｖｒ，Ｖｕ，Ｖｂ…基準電圧。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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