(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源と負荷である放電灯との間に接続されて、放電灯に供給する電力を調整するチョッパ回路と、
チョッパ回路内に設けた検出点の電圧を微分する微分回路と、
微分回路の出力に基づいてチョッパ回路を構成するスイッチング素子のオフ時電圧が略最小電圧になったタイミングを判定する判定回路と、
判定回路による判定結果を受けて前記スイッチング素子をオンさせる駆動回路とを備えることを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項２】
請求項１の放電灯点灯装置と、該放電灯点灯装置により点灯される放電灯と、この放電灯からの光を透過または反射する画像表示手段と、画像表示手段を介する透過光または反射光をスクリーンに投射する光学系とを備えることを特徴とする画像表示装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はチョッパ回路の出力により放電灯を点灯させる放電灯点灯装置及びこれを用いた画像表示装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
一般に高圧放電灯、特に水銀灯やメタルハライドランプの管電圧は、始動直後は低く、その後、ランプ内温度の上昇に従って、管電圧が上昇しながら安定するという固有の時間的変化特性がある。また、プロジェクタ、リアプロジェクションテレビなどに使用する超高圧ショートアーク放電灯は、さらに安定した後の管電圧が使用中の電極磨耗により大きく変動するという特徴がある。
【０００３】
この種の放電灯の点灯装置の一例として、図５に示す構成のものがある。以下、その回路構成について説明する。スイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ１、インダクタＬ１は降圧チョッパ回路２を構成しており、直流電源１から負荷である放電灯３へ供給される電力は、スイッチング素子Ｑ１のオン／オフにより制御される。スイッチング素子Ｑ１は、例えばパワーＭＯＳＦＥＴよりなり、制御回路６の出力により高周波でオン／オフされる。
【０００４】
制御回路６は、検出回路４と駆動回路５を有している。検出回路４と駆動回路５には制御用電源Ｅから直流低電圧が供給されている。この直流低電圧は、トーテムポール接続されたバイポーラトランジスタＱ２，Ｑ３の直列回路に印加されている。トランジスタＱ３の両端には、カップリングコンデンサＣ２を介して駆動トランスＴ１の１次巻線が接続されている。駆動トランスＴ１の２次巻線は抵抗Ｒ２を介してスイッチング素子Ｑ１の制御端子に接続されている。トランジスタＱ２，Ｑ３の制御端子は抵抗Ｒ３を介してＤフリップフロップ５３のＱ出力端子に接続されている。Ｄフリップフロップ５３のＱ出力端子がＨｉｇｈレベルになると、トランジスタＱ２がオン、トランジスタＱ３がオフとなり、チョッパ回路２のスイッチング素子Ｑ１はオン状態となる。また、Ｄフリップフロップ５３のＱ出力端子がＬｏｗレベルになると、トランジスタＱ２がオフとなり、カップリングコンデンサＣ２を電源として、トランジスタＱ３がオンとなり、チョッパ回路２のスイッチング素子Ｑ１はオフ状態となる。
【０００５】
Ｄフリップフロップ５３の電源端子Ｖｄｄとグランド端子Ｖｓｓは、制御用電源Ｅの正極と負極にそれぞれ接続されている。Ｄフリップフロップ５３のデータ入力端子Ｄは、制御用電源Ｅのレベルに接続されており、クロック入力端子ＣＬＫに立下りトリガ（ダウンエッジ信号）が入力されると、Ｑ出力端子がＨｉｇｈレベルとなる。また、リセット入力端子ＲｓｔがＨｉｇｈレベルになると、Ｑ出力端子はＬｏｗレベルとなる。リセット入力端子Ｒｓｔには、オン時間決定用の比較器５２の出力端子が接続されており、この出力端子は抵抗Ｒ４により制御用電源Ｅのレベルにプルアップされている。比較器５２の＋入力端子には、チョッパ電流検出用の抵抗Ｒ１の検出電圧が入力されており、−入力端子には演算回路５１から出力される目標電圧が入力されている。演算回路５１は放電灯３に供給される負荷電圧Ｖｌａを検出し、その負荷電圧Ｖｌａに応じて最適のランプ電力が供給されるように、チョッパ電流の目標ピーク電流値に応じた電圧を比較器５２の−入力端子に供給する。
【０００６】
チョッパ用のスイッチング素子Ｑ１がオンすると、直流電源１→スイッチング素子Ｑ１→インダクタＬ１→平滑用のコンデンサＣ１（及び放電灯３）→電流検出用の抵抗Ｒ１の経路で漸増電流が流れる。これにより抵抗Ｒ１の検出電圧は増大して行き、比較器５２の＋入力端子の検出電圧が−入力端子の目標電圧に達すると、比較器５２の出力はオフ（高インピーダンス状態）となり、抵抗Ｒ４によりプルアップされるので、Ｄフリップフロップ５３のリセット入力端子ＲｓｔがＨｉｇｈレベルとなり、Ｑ出力端子はＬｏｗレベルとなる。これによりスイッチング素子Ｑ１はオフ状態となる。
【０００７】
次に、スイッチング素子Ｑ１のオフ時電圧の監視について説明する。検出回路４は、チョッパ回路２を構成するスイッチング素子Ｑ１のオフ時電圧を監視しており、オフ時電圧が略最小電圧になったことを検出すると、駆動回路５にスイッチング素子Ｑ１を再びオンさせるための検出信号を出力する。図５の回路では、チョッパの回生電流通電用のダイオードＤ１のカソードの電位Ｖｒを検出することで、実質的にスイッチング素子Ｑ１の両端電圧ＶQ1（＝Ｖｉｎ−Ｖｒ）を監視している。
【０００８】
スイッチング素子Ｑ１がオフすると、スイッチング素子Ｑ１→インダクタＬ１のルートに流れていた電流は、ダイオードＤ１→インダクタＬ１のルートに転流し、スイッチング素子Ｑ１がオンしている間にインダクタＬ１に蓄えたエネルギーの放出を終えた時点で、ダイオードＤ１はオフする。ダイオードＤ１がオフすると、コンデンサＣ１からインダクタＬ１を通じ、ダイオードＤ１の接合容量に充電するから、ダイオードＤ１の逆方向電圧Ｖｒが上昇する。
【０００９】
検出回路４は、チョッパ回路２内に設けた検出点の電圧（ダイオードＤ１の逆方向電圧Ｖｒ）が比較基準値以上となったときに、立下りトリガ（ダウンエッジ信号）を出力する比較器４２を有している。この比較器４２は、オープンコレクタもしくはオープンドレイン出力のコンパレータよりなり、出力端子を抵抗Ｒ５により制御用電源Ｅのレベル（Ｈｉｇｈレベル）にプルアップされている。比較器４２の−入力端子には、抵抗Ｒｘを介してダイオードＤ１のカソードの電位Ｖｒに応じた電圧が印加されており、＋入力端子には基準電圧が印加されている。比較器４２の−入力端子の検出電圧が＋入力電圧の基準電圧を越えると、比較器４２の出力はオン（グランドと短絡）となり、立下りトリガ（ダウンエッジ信号）を駆動回路５に与える。
【００１０】
駆動回路５のＤフリップフロップ５３では、データ入力端子Ｄが制御用電源Ｅのレベル（Ｈｉｇｈレベル）に接続されているので、クロック入力端子ＣＬＫに立下りトリガ（ダウンエッジ信号）が入力されると、Ｑ出力端子がＨｉｇｈレベルとなる。これにより、スイッチング素子Ｑ１は再びオン状態となる。以下、このサイクルを繰り返すことによりスイッチング素子Ｑ１はオン／オフし、負荷電力を安定制御する。（なお、一定時間以上待っても検出回路４からダウンエッジ信号が得られない場合や電源投入直後の発振開始時には演算回路５１などからＤフリップフロップ５３のセット入力端子ＳｅｔにＨｉｇｈレベルの信号を与えて、強制的にスイッチング素子Ｑ１をオンさせるようにしても良い。）
【００１１】
なお、放電灯点灯装置の電子安定器に用いる高周波Ｄ級電力増幅回路において、スイッチング素子の端子間電圧の時間微分係数がほぼ０となるタイミングを検出してスイッチング素子を制御する技術は特許文献１に開示されている。
【特許文献１】特許第３４３０６２９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
図５の従来例において、制御回路６がスイッチング素子Ｑ１の次のオンを指示しない時のダイオードＤ１の逆方向電圧Ｖｒ（＝Ｖｉｎ−ＶQ1）を図６に示す。ｔｏｎの期間ではスイッチング素子Ｑ１を介してインダクタＬ１に電流が流れる。ｔｏｆｆの期間ではダイオードＤ１を介してインダクタＬ１のエネルギーが放出される。ダイオードＤ１に流れる電流が無くなり、スイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ１ともにオフすると、スイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ１の容量成分により、ダイオードＤ１の逆方向電圧Ｖｒは振動しながら負荷電圧Ｖｌａへと収束する。
【００１３】
Ｖｒ＝Ｖｌａ・〔１−ｅｘｐ（−αｔ）・｛ｃｏｓβｔ＋（α／β）・ｓｉｎβｔ｝〕  …（１）式
ただし、
α＝Ｒ／２Ｌ
β＝√（４Ｌ／Ｃ−Ｒ2 ）／２Ｌ
Ｒ2 ≪４Ｌ／Ｃ
【００１４】
上式において、ＲはインダクタＬ１の内部抵抗及びコンデンサＣ１、スイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ１の内部抵抗その他の内部抵抗並びに銅箔抵抗などである。ＬはインダクタＬ１の内部誘導成分及びコンデンサＣ１、スイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ１、銅箔等の誘導成分である。Ｃはスイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ１の容量成分並びに図示しないが雑音対策などでスイッチング素子Ｑ１又はダイオードＤ１に並列配置するスナバ回路の容量成分である。なお、負荷電圧Ｖｌａは連続スイッチングする周期の時間オーダーでは一定であると見なせるものとする。
【００１５】
収束時減衰率は抵抗成分により変わるので、振動ループに流れる電流、周波数によって変化し、特にインダクタＬ１の設計に依存する。振動の中心Ｖｒｃは以下となる。
Ｖｒｃ≒Ｖｌａ｛１−ｅｘｐ（−ｔ・Ｒ／２Ｌ）｝
【００１６】
振動電圧Ｖｒのピークは、負荷電圧Ｖｌａに応じて増減し、例えば図６に示すように、負荷電圧ＶｌａがＶｌａＡ（大）の時には、振動電圧Ｖｒのピークは高く（スイッチング素子Ｑ１の電圧は低く）、逆に負荷電圧ＶｌａがＶｌａＢ（小）の時には、振動電圧Ｖｒのピークは低く（スイッチング素子Ｑ１の電圧は高く）なる。
【００１７】
減衰振動周期Ｔは、Ｔ＝２π・２Ｌ／√（４Ｌ／Ｃ−Ｒ2 ）≒２π√（Ｌ・Ｃ）となる。よって、減衰振動周期Ｔが小さく、且つＲ／Ｌが小さいと、Ｖｒのピークは大きく、スイッチング素子Ｑ１のピーク電圧は低くなる。
【００１８】
スイッチング素子Ｑ１のターンオンタイミングによりスイッチングロスは異なり、ターンオン直前のスイッチング素子Ｑ１の電圧が小であれば、スイッチング素子Ｑ１のターンオン時のスイッチングロスは小さい。
【００１９】
従来は、出力が小さい場合はスイッチングロスの絶対値は小さいので、図５の検出回路４における比較器４２の比較基準値は略０Ｖに設定することが多かった。しかし、出力を大きくとり、スイッチング素子Ｑ１のスイッチングロスが大きい場合には、その低減を図る必要がある。このような場合、従来は図５の例で示す検出回路４の比較基準値を０Ｖよりも大きい固定値に設定し、ターンオンを遅らせることにより、スイッチング素子Ｑ１のスイッチングロスの低減を図っていた。
【００２０】
しかし、図６に示すように、検出回路４の比較基準値を大きくすると、次のスイッチング素子Ｑ１のターンオンを指示できない場合が生じ得るので、比較基準値は負荷電圧が最小であるＶｌａＢの時の閾値Ｖｂ以下に設定する必要がある。
【００２１】
比較基準値として図６の閾値Ｖｂを設定した時、負荷電圧が低いＶｌａＢのとき、ターンオン・タイミングはｂであり、スイッチングロスは小さいが、負荷電圧が高いＶｌａＡの場合のターンオンタイミングはａとなるので、本来設定したいタイミングｃからずれることになり、その結果、スイッチング素子Ｑ１のスイッチングロスは大きくなる。
【００２２】
本発明はこのような問題を解決しようとするものであり、管温度の上昇や電極の磨耗により管電圧が変動する放電灯をチョッパ回路の出力により点灯せしめる放電灯点灯装置において、負荷電圧が高い場合でも低い場合でもスイッチング素子のスイッチングロスを低減可能とすることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２３】
本発明によれば、上記の課題を解決するために、図１に示すように、直流電源１と負荷である放電灯３との間に接続されて、放電灯３に供給する電力を調整するチョッパ回路２と、チョッパ回路２内に設けた検出点の電圧Ｖｒを微分する微分回路７と、微分回路７の出力に基づいてチョッパ回路２を構成するスイッチング素子Ｑ１のオフ時電圧が略最小電圧になったタイミングを判定する判定回路（コンパレータＣＰ１）と、判定回路による判定結果を受けて前記スイッチング素子Ｑ１をオンさせる駆動回路９とを備えることを特徴とするものである。
【発明の効果】
【００２４】
本発明によれば、負荷電圧が高い場合でも低い場合でもスイッチング素子のオフ時電圧が略最小電圧となったタイミングでスイッチング素子をオンさせることができるから、スイッチングロスを確実に低減でき、様々な要因によって管電圧が変動する放電灯を常に効率良く点灯させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２５】
（実施の形態１）
図１は本発明の実施の形態１の回路図である。以下、その回路構成について説明する。直流電源１は、例えば昇圧チョッパ回路よりなる直流安定化電源回路であり、商用交流電圧を安定した直流電圧Ｖｉｎに変換して出力する。直流電源１の負出力端子は接地されており、正出力端子はスイッチング素子Ｑ１の一端に接続されている。スイッチング素子Ｑ１は、例えばパワーＭＯＳＦＥＴよりなり、駆動回路９の出力により高周波でオン／オフされる。スイッチング素子Ｑ１の他端には、チョッパ用のインダクタＬ１の一端とダイオードＤ１のカソードが接続されている。インダクタＬ１の他端には、平滑用のコンデンサＣ１の正極が接続されている。平滑用のコンデンサＣ１の負極はダイオードＤ１のアノードに接続されている。ダイオードＤ１のアノードは、チョッパ電流検出用の低抵抗Ｒ１を介して直流電源１の負出力端子に接続されている。平滑用のコンデンサＣ１の両端には、負荷である放電灯３が接続されている。放電灯３は、例えば水銀灯やメタルハライドランプなどの高輝度高圧放電灯（ＨＩＤランプ）である。スイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ１、インダクタＬ１よりなるチョッパ回路２は、入力直流電圧Ｖｉｎを任意の負荷電圧Ｖｌａに降圧して出力する降圧チョッパ回路を構成している。
【００２６】
駆動回路９はフリップフロップのようなラッチ回路を備え、オンタイミング判定用のコンパレータＣＰ１の出力によりセットされて、スイッチング素子Ｑ１をオン状態とし、オフタイミング判定用のコンパレータＣＰ２の出力によりリセットされて、スイッチング素子Ｑ１をオフ状態とする。図５の従来例のように駆動トランスＴ１を用いた構成としても良いことは言うまでもない。
【００２７】
チョッパ用のスイッチング素子Ｑ１がオンすると、直流電源１→スイッチング素子Ｑ１→インダクタＬ１→平滑用のコンデンサＣ１（及び放電灯３）→電流検出用の抵抗Ｒ１の経路で漸増電流が流れる。これにより抵抗Ｒ１の検出電圧は増大して行き、コンパレータＣＰ２の入力電圧が増大する。コンパレータＣＰ２には演算回路８から目標ピーク電流値に相当する基準電圧が入力されており、抵抗Ｒ１の検出電圧が基準電圧に達すると、コンパレータＣＰ２の出力は反転し、駆動回路２をリセットするから、スイッチング素子Ｑ１はオフ状態となる。
【００２８】
チョッパ用のスイッチング素子Ｑ１がオフすると、スイッチング素子Ｑ１→インダクタＬ１のルートに流れていた電流は、ダイオードＤ１→インダクタＬ１のルートに転流し、スイッチング素子Ｑ１がオンしている間にインダクタＬ１に蓄えたエネルギーの放出を終えた時点で、ダイオードＤ１はオフする。ダイオードＤ１がオフすると、コンデンサＣ１からインダクタＬ１を通じ、ダイオードＤ１の接合容量に充電するから、ダイオードＤ１の逆方向電圧Ｖｒが上昇する。
【００２９】
図１の回路では、ダイオードＤ１の電流が０になった後のダイオードＤ１の逆方向電圧Ｖｒの振動をコンデンサＣｘ、抵抗Ｒｘよりなる微分回路７により微分し、その微分結果をコンパレータＣＰ１により判定する。微分回路７の抵抗Ｒｘは、電流検出が目的であるので、一般的には数百Ω以下の低抵抗が用いられる。ダイオードＤ１の電圧Ｖｒの時間微分値が最初に正から負に反転するタイミングでコンパレータＣＰ１の出力を反転させて、駆動回路２をセットする。これにより、スイッチング素子Ｑ１はオン状態となる。以下、このサイクルを繰り返すことによりスイッチング素子Ｑ１はオン／オフし、負荷電力を安定制御する。
【００３０】
ダイオードＤ１の電圧Ｖｒの時間微分値が正から負に反転するタイミングでは、スイッチング素子Ｑ１の両端電圧ＶQ1の時間変化もほぼ０となり、且つ、スイッチング素子Ｑ１がオフした後、ダイオードＤ１の電圧Ｖｒの時間微分値が最初に正から負に反転するタイミングにおいて、スイッチング素子Ｑ１のオフ時電圧は略最小となるので、このタイミングでスイッチング素子Ｑ１をオンさせることにより、スイッチング素子Ｑ１のスイッチングロスは最小となる。
【００３１】
図２は本実施の形態１の動作波形図であり、（ａ）はダイオードＤ１の電流が０になった後のダイオードＤ１の逆方向電圧Ｖｒの振動波形、（ｂ）は電圧ＶｒをコンデンサＣｘ、抵抗Ｒｘよりなる微分回路７によりで微分した結果である抵抗Ｒｘの電圧であり、（ｃ）はダイオードＤ１に流れる順方向電圧である。ダイオードＤ１がオフとなり、ダイオードＤ１の逆方向電圧Ｖｒが上昇すると、微分用のコンデンサＣｘを充電し、その電流検出用抵抗Ｒｘの両端に正の電圧を生じる。この電流は、電圧Ｖｒの上昇カーブが緩やかになると減少し、電圧Ｖｒが上昇から下降に転じる際、抵抗Ｒｘの電圧は、正から負に反転する。このタイミングでスイッチング素子Ｑ１をオンさせれば、スイッチング素子Ｑ１のオフ時電圧ＶQ1＝Ｖｉｎ−Ｖｒが最小のタイミングでスイッチング素子Ｑ１をオンさせることができるから、スイッチングロスを最小化できる。
【００３２】
図２（ａ）に示されるように、ダイオードＤ１の逆方向電圧Ｖｒは時間の経過に伴なって、減衰振動を伴いながら、最終的には負荷電圧Ｖｌａに収束するから、負荷電圧Ｖｌａが増減すると、電圧Ｖｒの振動ピーク値も変動するが、ダイオードＤ１がオフした後、最初に、電圧Ｖｒの時間微分値が正から負に反転するタイミングでは、常に電圧Ｖｒがピーク値に達している。したがって、本実施の形態１によれば、負荷電圧Ｖｌａが変動しても適切なターンオン・タイミングを失することがなく、負荷電圧Ｖｌａが高い場合でも低い場合でもスイッチング素子Ｑ１のオフ時電圧が略最小電圧となったタイミングでスイッチング素子Ｑ１をオンさせることができるから、スイッチングロスを確実に低減でき、管温度の上昇や電極の磨耗により管電圧が変動する放電灯を常に効率良く点灯させることができる。
【００３３】
（実施の形態２）
図３は本発明の実施の形態２の要部回路図である。本実施の形態２では、実施の形態１の微分回路７として、チョッパ回路２のスイッチングノイズを低減するフィルター回路を兼用する、あるいは、チョッパ回路２の電流検出回路を兼用するものである。
【００３４】
図３（ａ）のＣＲ微分回路あるいは図３（ｂ）に示すＣＲＤ微分回路は、チョッパ回路２のスイッチングノイズ発生箇所に接続されて、スイッチングノイズを吸収するフィルター回路（ノイズ・アブソーバ）を構成している。これらのフィルター回路は、チョッパ回路２内のスイッチングノイズ発生箇所（したがって、スイッチング素子Ｑ１の両端電圧ＶQ1の時間変化を反映して電圧変動する箇所）に設けられるので、それらの回路を、実施の形態１の微分回路７として兼用すれば、部品点数も増えることがなく好適である。
【００３５】
また、図３（ｃ）に示すように、チョッパ回路２の回生電流通電用のダイオードＤ１と直列に電流検出用の低抵抗Ｒ１を挿入する場合、ダイオードＤ１はオフ状態では、容量成分となるので、ＣＲ微分回路またはＣＲＤ微分回路のコンデンサＣｘとして兼用することが出来、電流検出用の低抵抗Ｒ１と共に微分回路を構成すると、部品点数も増えることがなく好適である。
【００３６】
前述の説明は、チョッパ回路２が降圧チョッパ回路の構成である場合について説明したが、入力電圧変動幅など設計条件によっては、降圧チョッパ回路でなく、昇圧チョッパ回路や昇降圧チョッパ回路を用いる場合もある。そのような場合にも、本発明を適用できることは言うまでもない。
【００３７】
（実施の形態３）
上述の各実施の形態の放電灯点灯装置は、プロジェクタやリアプロジェクションテレビのような画像表示装置の光源となる放電灯の点灯に用いられる。ここでは、プロジェクタに実装する場合を例示する。図４は画像表示装置３０の内部構成を示す概略構成図である。図中、３１は投光窓、３２は電源部、３３ａ，３３ｂ，３３ｃは冷却用ファン、３４は外部信号入力部、３５は光学系、３６はメイン制御基板、４０は放電灯点灯装置、３は放電灯である。破線で示した枠内にメイン制御基板３６が実装されている。光学系３５の途中には、放電灯３からの光を透過または反射する画像表示手段（透過型液晶表示板または反射型画像表示素子）が設けられており、この画像表示手段を介する透過光または反射光をスクリーンに投射するように光学系３５が設計されている。このように、放電灯点灯装置４０は放電灯３と共に画像表示装置３０の内部に実装されているが、本発明の放電灯点灯装置４０を採用することにより、従来よりもスイッチングロスを低減できるので、大きな放熱（冷却）効果を求める必要がなく、冷却用ファンの静音化や装置の小型化、低価格化などが実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００３８】
【図１】本発明の実施の形態１の放電灯点灯装置の回路図である。
【図２】本発明の実施の形態１の動作波形図である。
【図３】本発明の実施の形態２の要部構成を示す回路図である。
【図４】本発明の実施の形態３に係る画像表示装置の内部構成を示す概略構成図である。
【図５】従来の放電灯点灯装置の回路図である。
【図６】従来の放電灯点灯装置の動作波形図である。
【符号の説明】
【００３９】
１    直流電源
２    チョッパ回路
３    放電灯
７    微分回路
８    演算回路
９    駆動回路
Ｑ１  スイッチング素子
ＣＰ１  コンパレータ（判定手段）
【図１】
0004710590.tif 000002
【図２】
0004710590.tif 000003
【図３】
0004710590.tif 000004
【図４】
0004710590.tif 000005
【図５】
0004710590.tif 000006
【図６】
0004710590.tif 000007