(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ベースバンド信号から生成された高周波信号を所定の送信パワーに増幅するパワーアンプで必要となるバックオフ値の推定値を、ベースバンド信号の振幅の確率密度の２次モーメントの三乗と前記確率密度関数の６次のモーメントとの比から計算する波形分析手段と、
前記波形分析手段により計算された推定値に基づいて、前記パワーアンプに入力される高周波電力の振幅及び前記パワーアンプの電源電力の少なくとも一方を制御して、隣接チャンネル漏洩電力の増大を防止する制御手段と
を備えることを特徴とする歪み制御装置。
【請求項２】
前記制御手段は、高周波信号を増幅して前記パワーアンプへ出力する可変利得アンプの利得を制御する制御信号を、前記波形分析手段により計算された推定値に基づいて生成する利得制御手段を備えることを特徴とする請求項１記載の歪み制御装置。
【請求項３】
前記制御手段は、前記波形分析手段により計算された推定値に基づいて、ベースバンド信号の振幅を減衰させるレベル制御手段を備えることを特徴とする請求項１記載の歪み制御装置。
【請求項４】
前記制御手段は、前記波形分析手段により計算された推定値に基づいて、前記パワーアンプの電源電圧を制御する電源制御手段を備えることを特徴とする請求項１記載の歪み制御装置。
【請求項５】
前記波形分析手段は、ＣＭ（Cubic Metric）法を用いて推定値を計算することを特徴とする請求項１記載の歪み制御装置。
【請求項６】
前記波形分析手段は、ベースバンド信号の振幅データから振幅の確率密度関数にかかわる変数を求め、この変数からバックオフ値の推定値を計算し出力することを特徴とする請求項１記載の歪み制御装置。
【請求項７】
前記波形分析手段は、確率密度関数の６次のモーメントを、確率密度関数の２次のモーメントの三乗で割った値を電力のｄＢ値で表したものを変数として求め、この変数の値から所定のオフセット値を引いた後、所定の定数で割ったものを推定値として出力することを特徴とする請求項６記載の歪み制御装置。
【請求項８】
ベースバンド信号を構成する複数のコードチャンネルの重み付け相対値の組み合わせから、バックオフ値の推定値を計算することを特徴とする請求項１記載の歪み制御装置。
【請求項９】
ベースバンド信号から生成された高周波信号を前記パワーアンプで所定の送信パワーに増幅して送信する送信機に用いられることを特徴とする請求項１記載の歪み制御装置。
【請求項１０】
ベースバンド信号を変換して高周波信号を生成する周波数変換器と、
前記周波数変換器から出力された高周波信号を増幅する可変利得アンプと、
前記可変利得アンプから出力された高周波信号を所定の送信パワーに増幅するパワーアンプと、
前記パワーアンプから出力された高周波信号を送信するアンテナと、
前記パワーアンプにおける送信パワーの歪みを制御する歪み制御装置とを備え、
前記歪み制御装置は、
ベースバンド信号の振幅の確率密度の２次モーメントの三乗と前記確率密度関数の６次のモーメントとの比から前記パワーアンプで必要となるバックオフ値の推定値を計算する波形分析手段と、
前記波形分析手段により計算された推定値に基づいて、前記パワーアンプに入力される高周波電力の振幅及び前記パワーアンプの電源電力の少なくとも一方を制御して、隣接チャンネル漏洩電力の増大を防止する制御手段と
を備えることを特徴とする送信機。
【請求項１１】
波形分析手段と制御手段とを含む歪み制御装置を用いた歪み制御方法であって、
前記波形分析手段が、ベースバンド信号から生成された高周波信号を所定の送信パワーに増幅するパワーアンプで必要となるバックオフ値の推定値を、ベースバンド信号の振幅の確率密度の２次モーメントの三乗と前記確率密度関数の６次のモーメントとの比から計算するステップと、
前記制御手段が、計算された推定値に基づいて、前記パワーアンプに入力される高周波電力の振幅及び前記パワーアンプの電源電力の少なくとも一方を制御して、隣接チャンネル漏洩電力の増大を防止するステップと
を備えることを特徴とする歪み制御方法。
【請求項１２】
制御するステップは、高周波信号を増幅して前記パワーアンプへ出力する可変利得アンプの利得を制御する制御信号を、計算された推定値に基づいて生成するステップを備えることを特徴とする請求項１１記載の歪み制御方法。
【請求項１３】
制御するステップは、計算された推定値に基づいて、ベースバンド信号の振幅を減衰させるステップを備えることを特徴とする請求項１１記載の歪み制御方法。
【請求項１４】
制御するステップは、計算された推定値に基づいて、前記パワーアンプの電源電圧を制御するステップを備えることを特徴とする請求項１１記載の歪み制御方法。
【請求項１５】
計算するステップは、ＣＭ（Cubic Metric）法を用いて推定値を計算するステップを備えることを特徴とする請求項１１記載の歪み制御方法。
【請求項１６】
計算するステップは、
ベースバンド信号の振幅データから振幅の確率密度関数にかかわる変数を求めるステップと、
求められた変数からバックオフ値の推定値を計算し出力するステップと
を備えることを特徴とする請求項１１記載の歪み制御方法。
【請求項１７】
求めるステップは、確率密度関数の６次のモーメントを、確率密度関数の２次のモーメントの三乗で割った値を電力のｄＢ値で表したものを変数として求めるステップを備え、
出力するステップは、変数の値から所定のオフセット値を引いた後、所定の定数で割ったものを推定値として出力するステップを備えることを特徴とする請求項１６記載の歪み制御方法。
【請求項１８】
ベースバンド信号を構成する複数のコードチャンネルの重み付け相対値の組み合わせから、バックオフ値の推定値を計算するステップを更に備えることを特徴とする請求項１１記載の歪み制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本願は、２００６年５月１７日に出願された日本出願特願２００６−１３７１４９号を基礎とする優先権を主張し、その日本出願の開示は参照によりすべてここに取り込まれる。【０００２】
本発明は、歪み制御装置及び方法に関するものである。
【背景技術】
【０００３】
図９を参照し、一般的なＷ−ＣＤＭＡ方式の移動端末装置の送信側回路構成を説明する。ベースバンド信号は、直交変調における同相成分（Ｉ信号とする）と直交成分（Ｑ信号とする）とからなり、デジタルベースバンドユニット１１２で生成される。Ｉ，Ｑ信号は、波形整形のためのＲＲＣ（Raised Root Cosine）ロールオフフィルタ１１０，１１１で帯域制限される。ここまではディジタル信号処理である。【０００４】
その後、Ｉ，Ｑ信号はそれぞれＤ／Ａ変換器１０８，１０９でアナログ信号に変換される。そして、周知の直交変調器１０６において、これらアナログ信号によりローカル信号の直交変調が行われる。その結果生成される高周波信号は、可変利得アンプ（ＶＧＡ：Variable Gain Amp ）１０５へ入力されて、デジタルベースバンドユニット１１２により出力される利得制御信号、もしくはこの利得制御信号がＤ／Ａ変換器１０７でアナログ化された信号に応じて、所定のレベルに増幅される。【０００５】
可変利得アンプ５により増幅された高周波信号は、多くのスプリアス成分を含んでいる。バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１０４によりこれらスプリアス成分が除去された後、高周波信号はパワーアンプ（ＰＡ）１０２で増幅されてアンテナ１０１から送信される。なお、パワーアンプ１０２は電源１０３で駆動されているが、図９では電源１０３の電圧は固定として示している。【０００６】
図１０に、現在商用化されているＷ−ＣＤＭＡ（Ｒ９９：Release 99と呼ぶ）移動端末装置においてベースバンド信号を生成する回路の構成を示す。ＤＰＣＣＨは制御チャンネルであり、±１のバイナリ信号である。この信号に、乗算器１３３で拡散コードＣc （これも±１のバイナリ信号）を乗じた後、乗算器１３４で重み係数βc をかける。一方、ＤＰＤＣＨはデータチャンネルであり、ＤＰＣＣＨと同様に±１のバイナリ信号である。この信号に、乗算器１３０で拡散コードＣd （これも±１のバイナリ信号）を乗じた後、乗算器１３１で重み係数βd をかける。【０００７】
Ｒ９９システムでは、ベースバンド信号は事実上この２系統の信号だけで構成されており、これにスクランブラ１３８でスクランブルコードが乗算された後、実数成分はＩ信号として、虚数成分はＱ信号として、それぞれ出力される。なお、１３２，１３５は合成器を、１３６は虚数を示すｊを乗算する乗算器を、１３７は実数成分と虚数成分とを加算する加算器を、それぞれ示している。【０００８】
ＲＲＣロールオフフィルタ１１０，１１１を通った後のベースバンド信号のコンステレーション（ＩＱ平面上の軌跡）を図１１Ａに示す。この図における重み係数β値の比は、βc ＝８／１５、βd ＝１５／１５である。コンステレーション図中の白色点線の円は、信号振幅のＲＭＳ（root mean square）値を半径とする円である。黒色実線の円は、ピーク値を半径とする円である。Ｒ９９では、ベースバンドを構成するコードチャンネルの数が、ＤＰＣＣＨとＤＰＤＣＨの２つしかないために、ピーク値とＲＭＳ値の比（ＰＡＲ：Peak Average Ratio）は小さく、ｄＢで表すと、せいぜい３．３ｄＢ程度である。【０００９】
次に、近々実用化が予想されるＨＳＤＰＡ（High Speed Downlink Packet Access ）（Ｒ５：Release 5 ）方式のベースバンド信号を生成する回路の構成を図１２に示す。図１２において、図１０と同等部分は同一符号で示す。このRelease 5 では、下りの高速データチャンネルに対する応答用のチャンネルとして、図１２に示すように、新しい制御チャンネルであるＨＳ（High Speed）−ＤＰＣＣＨが追加されている。ＨＳ−ＤＰＣＣＨ信号はＨＳＤＰＡの上り制御チャンネルであり、±１のバイナリ信号である。この信号に、乗算器１３９で拡散コードＣhs（これも±１のバイナリー信号）を乗じた後、乗算器１４０で重み係数βhsをかける。このＨＳ−ＤＰＣＣＨの追加により、ＰＡＲは５ｄＢ程度まで増加する。【００１０】
更に、将来採用が予定されているＨＳＵＰＡ（High Speed Uplink Packet Access ）（Ｒ６:Release 6）では、コードチャンネルの数は、図１３のように大幅に増加する。図１３において図１２と同等部分は同一符号により示す。ＤＰＤＣＨに加えて、高速のデータチャンネルＥ−ＤＰＤＣＨ１〜４が追加され、それぞれ固有の拡散コードＣed,1-4で拡散され（乗算器１４１，１４３，１４５，１４７）、固有の重み係数βed,1-4で重み付けされる（乗算器１４２，１４４，１４６，１４８）。【００１１】
更に、これらの通信の制御をするための制御チャンネルＥ−ＤＰＣＣＨが追加になっており、この制御チャンネルＥ−ＤＰＣＣＨは固有の拡散コードＣecで拡散され（乗算器１４９）、固有の重み係数βecで重み付けされる（乗算器１５０）。重み係数の比が、βc=βhs＝βec＝８／１５、βd ＝０、βed1 ＝βed2 ＝１５／１５、βed3 ＝βed4 ＝１１／１５の場合のコンステレーションを、図１１Ｂに示す。Ｒ９９に比べると、ピーク値とＲＭＳ値の乖離が大きく、ＰＡＲは約７ｄＢになっている。すなわち、Ｒ９９に比べてＰＡＲが４．６ｄＢも大きい。【００１２】
従って、ＨＳＵＰＡはＲ９９に比べて、同じアンプで増幅する場合、送信パワーを下げないと、振幅がピークのところで大きな歪みが発生するため、隣接チャンネル漏洩電力規格を満足できないことになる。隣接チャンネル漏洩電力規格を満足するために、どれだけ送信パワーを下げるべきかをｄＢ値で表したものを、バックオフと呼ぶ。現在、Ｒ９９が実用化されているため、Ｒ９９に比べてどれだけ送信パワーを下げれば、Ｒ９９と同じ隣接チャンネル漏洩電力になるかを示すｄＢ値をＲ９９に対するバックオフと呼ぶ。今後は、これを単にバックオフと呼ぶことにする。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
ＰＡＲ値はバックオフを類推する指標ではあるが、必ずしも一致するわけではない。ピーク値の確率分布によって、バックオフは変化するからである。バックオフ値は、ほぼβ（重み係数）の組み合わせによって決まる。但し、Ｒ９９やＨＳＤＰでは、βの組合せの数はそう多くはないが、ＨＳＵＰＡでは、コードチャンネル数が大幅に増加しているために、数百万通りの組み合わせがある。このすべてに対してバックオフ値を計算し、テーブルを作ることは不可能である。【００１４】
文献１（特開２００５−２５２３８８）に開示の技術は、３ＧＰＰ（3rd Generation Partnership Project）におけるＨＳＤＰＡ対応の技術である。この技術は、図１２に示したように、３チャンネルまでしか考慮されておらず、しかも、単純にゲインファクタの比に基づいて最大送信パワーを複数段階に低減するようになっている。この場合におけるゲインファクタが、図１２におけるβd ，βc ，βhsである。この技術は、これらの組み合わせに応じて、複数の低減量を定め、これにより送信パワーを下げてＡＣＬＲ（Adjacent Channel Leakage Power Ratio）を改善するものであり、上記のゲインファクタの組み合わせに対応する低減量を定めたテーブルを用いる方式である。【００１５】
よって、ＨＳＵＰＡの場合には、上述したように、コードチャンネル数が大幅に増加しているために、数百万通りの組み合わせが必要であり、テーブルを作ることは不可能であるという問題がある。文献２（特開２００５−３１８２６６）に開示の技術についても、同様であり、ＨＳＵＰＡのようにコードチャンネル数が大幅に増加している場合には、不適である。【００１６】
本発明は、このような課題を解決するためになされたものであり、その目的は、ＡＣＬＲを改善するための送信パワーの制御を、テーブルを用いることなく簡単に行い得るようにした歪み制御装置及び方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
本発明による歪み制御装置は、ベースバンド信号から生成された高周波信号を所定の送信パワーに増幅するパワーアンプで必要となるバックオフ値の推定値を、ベースバンド信号の波形を分析して計算する波形分析手段と、前記波形分析手段により計算された推定値に基づいて、前記パワーアンプに入力される高周波電力の振幅及び前記パワーアンプの電源電力の少なくとも一方を制御する制御手段とを備える。【００１８】
本発明による歪み制御方法は、ベースバンド信号から生成された高周波信号を所定の送信パワーに増幅するパワーアンプで必要となるバックオフ値の推定値を、ベースバンド信号の波形を分析して計算するステップと、計算された推定値に基づいて、前記パワーアンプに入力される高周波電力の振幅及び前記パワーアンプの電源電力の少なくとも一方を制御するステップとを備える。
【発明の効果】
【００１９】
本発明では、ベースバンド信号の波形を分析してバックオフ値の推定値を計算するので、コードチャンネルの組み合わせ毎にバックオフ値を予め計算し、テーブルを作っておく必要がない。従って、本発明はコードチャンネル数が大幅に増加した場合にも適用でき、これらのコードチャンネルを多重化した信号による隣接チャンネル漏洩電力の増大を有効に防止することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】図１は、本発明の一実施例の構成を示すブロック図である。
【図２】図２は、図１における波形分析部の構成例を示すブロック図である。
【図３】図３は、図１における最大パワー低減回路の動作を説明するための図である。
【図４】図４は、本発明の他の実施例の構成を示すブロック図である。
【図５】図５は、図１におけるデジタルベースバンドユニットの要部構成を示すブロック図である。
【図６】図６は、パワーアンプの電源制御を行なう送信機の一構成例を示すブロック図である。
【図７】図７は、図６に示した送信機に本発明を適用した場合の本発明の別の実施例の構成を示すブロック図である。
【図８】図８は、図７に示す実施例の効果を説明するための図である。
【図９】図９は、一般的なＷ−ＣＤＭＡ方式の移動端末装置の送信側回路の構成を示すブロック図である。
【図１０】図１０は、Ｗ−ＣＤＭＡ（Ｒ９９）方式の移動端末装置においてベースバンド信号を生成する回路のブロック図である。
【図１１Ａ】図１１Ａは、Ｗ−ＣＤＭＡ（Ｒ９９）方式のベースバンド信号のＩ，Ｑ平面上の軌跡であるコンステレーションを示す図である。
【図１１Ｂ】図１１Ｂは、ＨＳＵＰＡ（Ｒ６）方式のベースバンド信号のＩ，Ｑ平面上の軌跡であるコンステレーションを示す図である。
【図１２】図１２は、ＨＳＤＰＡ（Ｒ５）方式の移動端末装置においてベースバンド信号を生成する回路のブロック図である。
【図１３】図１３は、ＨＳＵＰＡ（Ｒ６）方式の移動端末装置においてベースバンド信号を生成する回路のブロック図である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
まず、本発明の実施例の原理を説明する。上述したようなテーブルを使わない方法として、本発明の実施例では、Cubic Metric（以下、単にＣＭと記す）という手法を用いる。このＣＭ法による計算方法は下記のとおりである。【００２２】
送信波形ｘ（ｔ）を、
ｘ（ｔ）＝Ｖ（ｔ）・ｃｏｓ｛ωc  ・ｔ＋φ（ｔ）｝
とする。Ｖ（ｔ）は振幅を、φ（ｔ）は位相を表す。ＣＭでは振幅のみを用いる。【００２３】
まず、ＲＣＭ（Raw Cubic Metric）を定義する。
ＲＣＭ＝２０・ｌｏｇ10｛ｒｍｓ［Ｖ3 norm（ｔ）］｝
ここで、Ｖnorm（ｔ）は、
Ｖnorm（ｔ）＝｜Ｖ（ｔ）｜／ｒｍｓ［Ｖ（ｔ）］
である。これにより、ＲＣＭは、次のようになる。【００２４】
【数１】
0004811463.tif 000002
【００２５】
ｌｏｇの中の分子は、振幅の確率密度関数の６次のモーメントであり、分母は平均電力（２次のモーメント）の３乗である。従って、ＲＣＭは振幅の確率密度関数さえ決まれば求まる変数である。ＣＭは、これより次のように求める。
ＣＭ＝｛ＲＣＭ（Target）−ＲＣＭ（R99 ）｝／κ【００２６】
ここで、ＲＣＭ（Target）は、ＣＭを計算したいベースバンド構成のＲＣＭであり、ＲＣＭ（R99 ）は、Ｒ９９システムのＲＣＭである。ＲＣＭ（R99 ）は、ほぼ１．５２という値になる。κの値は、実験的に最適な値に決められる。例えば、ベースバンドの構成によって、κ＝１．５６とκ＝１．８８を切り替えるようにしてもよい。このようにして計算されたＣＭ値は、Ｒ９９に対するバックオフ値として非常に良い近似を示すので、本発明の実施例では、この値を用いて、バックオフの制御を行い、歪みの低減を行う。【００２７】
以下、図面を参照しつつ、上述したＣＭ法を用いた本発明の実施例について具体的に説明する。図１に本発明の一実施例であるＷ−ＣＤＭＡ方式の移動端末装置における送信機の構成を示している。この送信機は、アンテナ１と、パワーアンプ（ＰＡ）２と、電源３と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）４と、可変利得アンプ５と、直交変調器（周波数変換器）６と、Ｄ／Ａ変換器７，８，９と、ＲＲＣロールオフフィルタ１０，１１と、デジタルベースバンドユニット１２と、波形分析部１３と、最大パワー低減回路（最大パワーリデューサ、利得制御手段）１４とを備えている。波形分析部１３と最大パワー低減回路１４とにより、本実施例の特徴である歪み制御装置６０が構成される。【００２８】
ベースバンド信号は、直交変調における同相成分（Ｉ信号とする）と直交成分（Ｑ信号とする）とからなり、デジタルベースバンドユニット１２で生成される。Ｉ，Ｑ信号は、波形整形のためのＲＲＣロールオフフィルタ１０，１１で帯域制限される。ここまではディジタル信号処理である。【００２９】
その後、Ｉ，Ｑ信号はそれぞれＤ／Ａ変換器８，９でアナログ信号に変換される。そして、周知の直交変調器６において、これらアナログ信号によりローカル信号の直交変調が行われる。その結果生成される高周波信号は、可変利得アンプ５へ入力されて、デジタルベースバンドユニット１２から歪み制御装置６０及びＤ／Ａ変換器７を経由して可変利得アンプ５へ与えられる利得制御信号に応じて、所定のレベルに増幅される。【００３０】
可変利得アンプ５により増幅された高周波信号は、多くのスプリアス成分を含んでいる。バンドパスフィルタ４によりこれらスプリアス成分が除去された後、高周波信号はパワーアンプ２で所定の送信パワーに増幅されてアンテナ１から送信される。パワーアンプ２とアンテナ１の間には、実際には、アイソレータやデュープレクサ、アンテナスイッチなどの回路が配置されるが、これらは本実施例とは直接関わりがないので、図１では省略している。なお、パワーアンプ２は、電源３で駆動されているが、図１では電源３の電圧は固定として示している。【００３１】
歪み制御装置６０について更に説明する。上述したように歪み制御装置６０は、波形分析部１３と最大パワー低減回路１４を備えている。波形分析部１３は、ＲＲＣロールオフフィルタ１０，１１から出力されるＩ，Ｑベースバンド信号を入力として波形分析し、その結果としてＲ９９に対する所要バックオフの推定値を算出し出力するものである。算出の方法としては、この例では、ＣＭ法を用いており、その具体的実現方法について図２を用いて説明する。【００３２】
図２の左側から入力されたＩ，Ｑ信号をそれぞれ二乗回路（Square）２０，２１で二乗し、これら二信号（Ｉ2，Ｑ2）を加算器（Add ）２２で加算し、振幅の二乗であるＶ2（Ｉ2＋Ｑ2）を求める。この値を、平均回路（Mean）２３で、例えばＷ−ＣＤＭＡの１スロット分平均し、三乗回路（Cube）２５で三乗する。その結果が、Ｅ［Ｖ2］3である。この値は、振幅の確率密度関数の２次のモーメントの三乗である。ここで、Ｅ［ｘ］はｘの期待値を表すものである。【００３３】
一方、Ｖ2を先に三乗回路２４で三乗し、平均回路２６で、例えばＷ−ＣＤＭＡの１スロット分平均する。その結果は、Ｅ［Ｖ6］となる。この値は、振幅の確率密度関数の６次のモーメントである。除算器（C=A/B）２７において、上記のＥ［Ｖ6］をＥ［Ｖ2］3で割る。得られた値Ｃは
Ｃ＝Ｅ［Ｖ6］／Ｅ［Ｖ2］3
となる。【００３４】
推定値計算部２８において、Ｃの値の電力のｄＢ値を求め、Ｒ９９の場合の同様の値（オフセット値）ｒｅｆを減じて、所定の定数κで割った値をバックオフの推定値（ｄＢ）として出力する。実際には、この結果を０．５ｄＢ単位に切り上げた後、１を引いた値をＭＰＲ（Maximum Power Reduction ）値として用いる。１を引いた結果が負になる場合は０ｄＢとする。なお、ｒｅｆは上述したＲＣＭ（R99 ）≒１．５２に相当する。【００３５】
最大パワー低減回路１４は、波形分析部１３から出力されるバックオフ値若しくは、ＭＰＲ値を入力し、図３に示すように、デジタルベースバンドユニット１２から出力される利得制御信号の値が、最大値からＭＰＲ値を引いた値を超えないように制限した結果を、実際の利得制御信号として出力する。図３では、Ａ1maxが波形分析部１３に入力される利得制御信号の最大値（最大利得）、Ａ2maxが波形分析部１３から出力される利得制御信号の最大値（減少最大利得）、Ｒが波形分析部１３で引き下げられる最大幅（利得減少最大幅）をそれぞれ表している。なお、別の方法として、単純に利得制御信号をＭＰＲ値だけ引き下げるようにしてもよい。【００３６】
このようにすることにより、可変利得アンプ５の利得が、最大値よりＭＰＲ値だけ低い値以下に制限されることになる。この機能によって、パワーアンプ２の出力が、最大出力より、ＭＰＲ値分だけ少ない値に制限されるので、パワーアンプによる送信パワーの歪みを原因とした、多数のコードチャンネルを多重化した信号による隣接チャンネル漏洩電力の増大が防止できることになる。【００３７】
次に、本発明の実施例について説明する。図４に本発明の他の実施例であるＷ−ＣＤＭＡ方式の移動端末装置における送信機の構成を示している。この図において、図１と同等部分は同一符号にて示す。本実施例の送信機は、最大パワー低減回路１４を有しない代わりに、図５に示すように、デジタルベースバンドユニット１２ａの内部に、Ｉ，Ｑ信号の振幅を制御する機能を有するベースバンド信号生成部（レベル制御手段）１８を備えている。本実施例では、波形分析部１３とベースバンド信号生成部１８とにより、歪み制御装置が構成される。【００３８】
波形分析部１３の出力するＭＰＲ値は、ベースバンド信号生成部１８に入力される。ベースバンド信号生成部１８は、Ｉ，Ｑ信号を本来出力される予定のレベルより下記レベルだけ減衰させて出力する。
減衰量＝ＭＡＸ｛出力予定レベル−（最大レベル−ＭＰＲ），０）｝ｄＢ
但し、ＭＡＸ｛Ａ，Ｂ｝はＡ，Ｂのうち大きい方を出力する関数とする。また、減衰量を、単純に、減衰量＝ＭＰＲとすることも可能である。【００３９】
これによって、図１に示した実施例と同等の効果を得られる。本実施例のメリットは、パワーアンプ２だけでなく、可変利得アンプ５による送信パワーの歪みにも対応できる点である。なお、図１における最大パワー低減回路１４と図５におけるベースバンド信号生成部１８とは、パワーアンプ２に入力される高周波電力の振幅を減衰させる制御を行う点で共通している。【００４０】
以上の２つの実施例では、ベースバンドの波形を分析してバックオフ値、若しくは、ＭＰＲ値を計算し、送信パワーをその値に見合う分だけ引き下げることにより、歪みによる隣接チャンネル漏洩電力を防止するものである。従って、送信パワーは必ず小さくなる。この場合、基地局がサービスするセルの半径が小さくなることになる。【００４１】
例えば、１ｄＢパワーが減った場合、自由空間伝播を前提にすれば、セルの半径は０．８９倍になる。面積で言えば、０．７９倍、すなわち約２０％の減少になる。従って、最大送信パワーが１ｄＢ下がることは、セルの面積２０％減少を意味し、逆に２０％余分に基地局を設置する必要が生じる。オペレータは余分な支出が必要になり、結局その分は利用者の通話料金に跳ね返ることになる。故に、できれば送信パワーを下げずに歪み制御を行うことが望ましい。【００４２】
図６に、パワーアンプの電源制御を行なう送信機の一構成例を示す。この図において、図１と同等部分は同一符号にて示す。電源を可変電圧電源３ａとする。デジタルベースバンドユニット１２ｂが送信パワー（ｄＢ）に応じた制御信号を出力し、電源制御部１５で、制御信号を電源の制御特性に合った信号に変換し、Ｄ／Ａ変換器１６で制御信号をデジタル信号からアナログ信号に変換する。このようにして得られた制御信号で可変電圧電源３ａの電圧を制御する。この制御の目的は、本来は、送信パワーを歪みなく出せる必要最低限の電源電圧をパワーアンプ２に供給することであり、これによってパワーアンプ２の消費電力を減らすことである。この手法を用いれば、特に低パワー出力時に電流を大きく減らすことができる。【００４３】
図７に、この図６の送信機を基にした、歪み制御機能を有する送信機の構成を示す。図７において、図１と図６と同等部分は同一符号により示している。本実施例では、波形分析部１３と加算器１７と電源制御部１５とにより、歪み制御装置６１が構成される。デジタルベースバンドユニット１２が出力する送信パワー（ｄＢ）に応じた制御信号に、波形分析部１３が出力するバックオフ値若しくはＭＰＲ値を加算器１７で加算し、得られた加算信号を用いて電源制御部１５により可変電圧電源３ａを制御するようになっている。【００４４】
図８は本実施例による効果を示す図である。図８の横軸はデジタルベースバンドユニット１２ｂが出力する送信パワー（ｄＢ）を表し、縦軸は制御された電源電圧を示す。実線が通常の場合である。波形分析部１３が出力するバックオフ値若しくはＭＰＲ値を加算した場合は、点線で示すような制御になる。このようにして、矢印で示す必要なバックオフ分だけパワーアンプ２の電源電圧を高めにすることが可能である。これによって、パワーアンプ２に流す電流を増やし、送信パワーの歪みを低減し、結果として隣接チャンネル漏洩電力を下げることができる。【００４５】
本実施例の問題は、電流が増えるということだが、前の２つの実施例とは異なりパワーが減らないので、セルの面積が減るデメリットはない。また、可変電圧電源３ａとして、電圧の昇降圧が可能なＤＣ／ＤＣコンバータが市販されているので、これを利用することが可能である。【００４６】
以上で述べた３つ実施例は単独で実施することも可能だが、組み合わせて実施することもできる。すなわち、図１に示した実施例と図７に示した実施例との組み合わせや、図４に示した実施例と図７に示した実施例との組み合わせが可能である。例えば、ＭＰＲ値が、１ｄＢ若しくは０．５ｄＢ単位で離散的に厳密に定められて義務付けられている場合には、その離散値を用いて、図１や図４の方法で送信パワーを減らし、不足する端数部分を図７の方法で補うことができる。【００４７】
なお、上述した実施例は、ベースバンド信号を構成する複数のコードチャンネルの重み付け相対値βの組み合わせから、バックオフ値の推定値を計算する機能を更に備えていてもよい。
【図１】
0004811463.tif 000003
【図２】
0004811463.tif 000004
【図３】
0004811463.tif 000005
【図４】
0004811463.tif 000006
【図５】
0004811463.tif 000007
【図６】
0004811463.tif 000008
【図７】
0004811463.tif 000009
【図８】
0004811463.tif 000010
【図９】
0004811463.tif 000011
【図１０】
0004811463.tif 000012
【図１１Ａ】
0004811463.tif 000013
【図１１Ｂ】
0004811463.tif 000014
【図１２】
0004811463.tif 000015
【図１３】
0004811463.tif 000016