(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
正弦波励起型永久磁石自動車モータからトルクを提供するための電圧モード制御方法であって、
前記モータのローターの角度位置を測定し、
前記モータのローターの角速度を決定し、
所望のモータトルクを示すトルク指令信号を設定し、
前記ローターの角度位置、該ローターの角速度及び前記トルク指令信号に応答して、前記モータの負荷角度を計算し、これによって、前記トルク指令信号に対応する滑らかなモータトルクを生成するためのモータ電圧指令信号を発生し、
前記トルクを生成するため、前記モータ電圧指令信号に応答して前記モータに位相電圧を印加する、各工程を含み、
前記モータ電圧指令信号を生成する工程は、方程式
【数１】
0004624619.tif 000012
ここで、
V＝前記モータの入力位相電圧の振幅
Ｋ1＝Ｒ／３Ｋｅ
Ｋ2＝（Ｐ・Ｌａ／３Ｋｅ）2
Ｋe＝Ｅ／ωm
ωm＝ロータ角速度
Ｔcmd＝トルク指令信号
Ｅ＝ステーター位相逆起電力
Ｒ＝ステーター位相抵抗
Ｌａ＝ステーター位相インダクタンス
Ｐ＝極対の数、
に従って、前記モータの入力位相電圧の振幅を計算する工程を備える、
方法。
【請求項２】
前記モータ電圧指令信号を発生する工程は、前記モータの位相電流を逆起電力と同位相であるように制御する工程を含む、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記モータ指令信号を発生する工程は、前記モータに印加された電圧の位相を該モータの夫々の逆起電力の位相と同位相であるように制御する工程を含む、請求項２に記載の方法。
【請求項４】
前記モータに印加された電圧を制御する工程は、インバータを制御するためパルス幅変調信号を生成する工程を備え、該インバータは、前記モータに位相電圧を印加するため電源及びコントローラの間に連結される、請求項３に記載の方法。
【請求項５】
正弦波励起型永久磁石自動車モータからトルクを提供するためのシステムであって、
前記モータの前記ローターの角度位置を測定し、該モータのローターの角度位置を示す角度位置信号を出力として提供するため、該モータに連結されたセンサーと、
前記モータのローターの角速度を決定し、該モータのローターの角速度を示す角速度信号を出力として提供するため、前記センサーに連結された速度測定回路と、
前記ローターの角度位置、該ローターの角速度及びトルク指令信号に応答して、前記モータの負荷角度を計算し、これによって、該トルク指令信号に対応する前記モータトルクを生成するようにモータ電圧指令信号を発生するコントローラと、
前記トルク指令信号に対応する滑らかなモータトルクを生成するため前記モータ電圧指令信号に応答して前記モータに位相電圧を印加するように電源及び前記コントローラの間に連結されたインバータと、を含み、
前記コントローラは、方程式
【数２】
0004624619.tif 000013
ここで、
V＝前記モータの入力位相電圧の振幅
Ｋ1＝Ｒ／３Ｋｅ
Ｋ2＝（Ｐ・Ｌａ／３Ｋｅ）2
Ｋe＝Ｅ／ωm
ωm＝ロータ角速度
Ｔcmd＝トルク指令信号
Ｅ＝ステーター位相逆起電力
Ｒ＝ステーター位相抵抗
Ｌａ＝ステーター位相インダクタンス
Ｐ＝極対の数、
に従って、前記モータの入力位相電圧の振幅を計算する、
システム。
【請求項６】
正弦波励起型永久磁石自動車モータからトルクを提供するためのシステムであって、
前記モータの前記ローターの角度位置を測定し、該モータのローターの角度位置を示す角度位置信号を出力として提供するため、該モータに連結されたセンサーと、
前記モータのローターの角速度を決定し、該モータのローターの角速度を示す角速度信号を出力として提供するため、前記センサーに連結された速度測定回路と、
前記ローターの角度位置、該ローターの角速度及びトルク指令信号に応答して、前記モータの負荷角度を計算し、これによって、該トルク指令信号に対応する前記モータトルクを生成するためモータ電圧指令信号を発生するコントローラと、
前記トルク指令信号に対応するモータトルクを生成するため前記モータ電圧指令信号に応答して前記モータに位相電圧を印加するように電源及び前記コントローラの間に連結されたインバータと、を含み、
前記コントローラは、方程式
【数３】
0004624619.tif 000014
ここで、
V＝前記モータの入力位相電圧の振幅
Ｋ1＝Ｒ／３Ｋｅ
Ｋ2＝（Ｐ・Ｌａ／３Ｋｅ）2
Ｋe＝Ｅ／ωm
ωm＝ロータ角速度
Ｔcmd＝トルク指令信号
Ｅ＝ステーター位相逆起電力
Ｒ＝ステーター位相抵抗
Ｌａ＝ステーター位相インダクタンス
Ｐ＝極対の数、
に従って、前記モータの入力位相電圧の振幅を計算する、
システム。
【請求項７】
パワーステアリングアシストシステムであって、
ステアリングホイール及びコラムと、
モータコントローラを備え、前記ステアリングコラムに回転力を与えるようになった、電子モータと、
前記ステアリングホイールのオペレータにパワーステアリングアシストを提供する上で効果的な態様で前記電子モータを制御するようになった、パワーステアリングコントローラと、
を含み、
前記電子モータのコントローラは、請求項６に記載の方法により作動する、前記パワーステアリングアシストシステム。
【請求項８】
正弦波励起型永久磁石自動車モータでトルクリップルを減少させるための電圧モード制御方法であって、
前記モータのローターの角度位置を測定し、
前記モータのローターの角速度を決定し、
所望のモータトルクを示すトルク指令信号を設定し、
前記ローターの角度位置、該ローターの角速度及び前記トルク指令信号に応答して、前記モータの負荷角度を計算し、これによって、前記トルク指令信号に対応するモータトルクを生成するためのモータ電圧指令信号を発生し、
前記トルクを生成するため、前記モータ電圧指令信号に応答して前記モータに位相電圧を印加する、各工程を含み、
前記モータ電圧指令信号を生成する工程は、方程式
【数４】
0004624619.tif 000015
ここで、
V＝前記モータの入力位相電圧の振幅
Ｋ1＝Ｒ／３Ｋｅ
Ｋ2＝（Ｐ・Ｌａ／３Ｋｅ）2
Ｋe＝Ｅ／ωm
ωm＝ロータ角速度
Ｔcmd＝トルク指令信号
Ｅ＝ステーター位相逆起電力
Ｒ＝ステーター位相抵抗
Ｌａ＝ステーター位相インダクタンス
Ｐ＝極対の数、
に従って、前記モータの入力位相電圧の振幅を計算する工程を備える、
方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
本出願は、１９９９年９月１７日に出願された、米国仮特許出願番号６０／１５４，６１３号、１９９９年９月１７日に出願された、米国仮特許出願番号６０／１５４，６８１号、及び、２０００年２月１７日に出願された、６０／１８３，３０１号に基づいて、それらの利益を請求する。これら３つの出願の全ての開示内容は、参照することによって、それらの全体が本明細書中に組み込まれる。
【０００２】
【発明の属する技術分野】
本発明は、自動車用の永久磁石（ＰＭ）ブラシレス電子モータに関する。
【０００３】
【従来技術】
永久磁石ブラシレス電子モータの分野では、位相電流（phase current）を逆起電力（back-emf）と整列させることにより、トルクを制御することが知られている。電子モータにより分配されるトルクは、位相電流に正比例し、このため、該トルクは、整列された位相電流を単に制御することによって容易に制御される。これは、一般に、「電流モード制御」として称される。この欠点は、電流センサーが該電流がどれ位であるか決定することを必要とされるということである。これらのセンサーは、必然的に、小さいけれども有限である、トルクリップルをモータに誘起するｄｃ電圧降下を有する。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
一例としての実施形態は、従来の電流モード制御方法に類似しているが、任意の特定の位相において電流がどの位であるかを決定するための電流センサーを必要としない、電子モータのトルクを制御する方法である。その代わりに、位相電流情報は、ローターの位置及び回転率の知識から計算される。この情報は、必要とされる電圧、及び、ユーザー特有のトルクを得るため必要とされる電子的角度オフセットを計算するため使用される。計算された電圧及びオフセットは、既知の手段、通常はインバーターにより電子モータの入力パワーに追加される。
【０００５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の好ましい実施形態を、図１及び図２を参照して説明する。
図１を参照すると、フェーザーダイアグラムが示されている。正弦波逆起電力を備えた永久磁石（ＰＭ）シンクロナス装置では、トルク制御は、位相電流を調整し、それらを夫々の逆起電力と整列することによって、典型的には、負荷角度δでモータ入力に位相電圧を加えることによって、達成される。これらの条件下では、トルクは、位相電流に正比例する。これは、図１のフェーザーダイアグラムで示されている。ここで、
Ｅ＝ステーター位相逆起電力
Ｖ＝ステーター位相ターミナル電圧
Ｉ＝ステーター位相電流
Ｒ＝ステーター位相抵抗
Ｘ＝ωe・Ｌａ＝ステーター位相リアクタンス
ωe＝電気角周波数、ｒａｄ／秒
Ｌａ＝ステーター位相インダクタンス
δ＝逆起電力及びステーター位相ターミナル電圧の間の負荷角度
Ψｆ＝磁束鎖交数
である。
【０００６】
装置の電磁トルクは次式により与えられる。
【０００７】
【数２】
0004624619.tif 000002
【０００８】
ここで、ωm＝Ｐ・ωe＝ｒａｄ／秒単位の機械的角周波数、及び、Ｐ＝極対の数である。（１）式は、逆起電力定数Ｋｅの項で次式の通りに書くことができる。
【０００９】
【数３】
0004624619.tif 000003
【００１０】
ここで、Ｋｅ＝Ｅ／ωm、Ｖ（機械的ｒａｄ／ｓ）である。トルクは、電流モードコントローラにおいて位相電流に正比例するので、それは、位相電流を測定するための２つの電流センサーを要求する。
【００１１】
電流モード制御の欠点は、電流センサーの電流測定においてｄｃオフセットにより引き起こされる低周波数トルクリップルの生成である。これは、コラムアシスト電子パワーステアリングの場合において望ましくない。正弦波ＰＭモータは、トルク援助を提供するためステアリングコラム内に直接連結される。
【００１２】
図１のフェーザーダイアグラムは、与えられたトルクコマンドTcmdに対する、要求された位相電圧を演算するため使用される。即ち、
【００１３】
【数４】
0004624619.tif 000004
【００１４】
である。ここで、ｊは−１の平方根である虚数であり、従って、
【００１５】
【数５】
0004624619.tif 000005
【００１６】
となる。（２）式から
【００１７】
【数６】
0004624619.tif 000006
【００１８】
となる。（５）式を（４）式に代入すると、
【００１９】
【数７】
0004624619.tif 000007
【００２０】
となる。
（６）式は、
【００２１】
【数８】
0004624619.tif 000008
【００２２】
のように簡単化することができる。
ここで、Ｋ1＝Ｒ／３Ｋｅ、Ｋ2＝（Ｐ・Ｌa／３Ｋｅ）2である。位相電圧は、計算時間を減少させるため、Ｖ2対Ｖルックアップテーブルからも得ることができる。
【００２３】
図１から、負荷角度δは、次式のように既知のパラメータの項で得られる。
【００２４】
【数９】
0004624619.tif 000009
【００２５】
及び、従って、
【００２６】
【数１０】
0004624619.tif 000010
【００２７】
ここで、Ｋ3＝Ｐ・Ｌa／３Ｋｅである。
負荷角度δは、計算時間を減少するため、Ｖ・ｓｉｎδ対δルックアップテーブルから計算することができ、並びに、Ｖ-1は、Ｖ2対Ｖ-1ルックアップテーブルから得ることができる。従って、入力位相電圧は、
【００２８】
【数１１】
0004624619.tif 000011
【００２９】
である。
図２を参照すると、一例としての実施形態のシステムは、ＰＭモータ１０８に連結されたローター位置エンコーダー１１０を備える。エンコーダ１１０は、モータのロータの角度位置θを測定するべく作動し、該位置θを示す位置信号１１２を出力として提供する。角速度ｄθ／ｄｔ＝ωmを決定し、該角速度を示す速度信号１１６を該回路からの出力として提供するため、速度測定回路１１４が位置エンコーダ１１０に接続されている。位置信号１１２及び角速度信号１１６、並びに、所望のモータトルクを示すトルク指令信号Ｔcmd１１８が、コントローラ２００に印加される。コントローラ２００は、位置信号１１２及び角速度信号１１６、並びに、トルク指令信号１１８に応答して、入力位相電圧２１４及びモータ電圧指令信号２１８を生成する。ブロック２０２、２０８、２１２及び２１６は、コントローラ２００により実行される処理を示す。所望のモータトルクを発展させるべくモータ電圧指令信号２１８に応答してモータ１０８に位相電圧１０６を印加するため、インバータ１０４が電源１０２及びコントローラ２００の間に連結される。平均正弦波形状の位相電圧１０６を生成するため、インバータ１０４に特有のスイッチング装置が、特定のロータ角度位置θで特定の期間に亘って、オンオフを切り替えなければならない。平均正弦波形状の位相電圧１０６を発生するためのインバータ１０４の制御は、任意の適切なパルス幅変調（ＰＷＭ）スキーム２１６を使用して実行することができる。空間ベクトル変調（ＳＶＭ）が、より高い出力電圧、低い高調波歪曲（harmonic distortion）、低いスイッチングパワー損失（switching power losses）及びマイクロプロセッサの容易な実行といった利点を有するので、ＳＶＭベースの制御を選択することができる。
【００３０】
一例としての方法は、ロータの角度位置θを検出し、その角速度ｄθ／ｄｔ＝ωmを決定する工程を備える。ロータの位置θ及び角速度ωmに応答し、更にトルク指令信号Ｔcmd１１８に応答して、コントローラ２００は、所望のモータトルクを生成するため必要とされる電圧を示すモータ電圧指令信号２１８を生成する。位相電圧１０６は、所望のモータトルクを発展させるためモータ電圧指令信号２１８に応答してモータ巻き線に亘って適用される。特に、２０２では、コントローラ２００は、トルク指令信号Ｔcmd１１８、角速度信号１１６及び既知のパラメータに応答して、上記（７）式に従ってＶを計算する。その代わりに、Ｖは、Ｖ2対Ｖ、又は、Ｖ2対Ｖ-1ルックアップテーブルを使用することによって決定してもよい。２０８では、コントローラ２００は、Ｖ及び既知のパラメータに対する計算値に基づいて、上記（９）式に従ってδを計算する。その代わりに、δは、ｓｉｎδ対δのルックアップテーブルを使用することによって決定されてもよい。２１２では、Ｖに対する計算値、δに対する計算値及び角度位置δに基づいて、コントローラ２００は、入力位相電圧Ｖａ、Ｖｂ及びＶｃを計算し、２１４で出力する。２１６では、２１４の入力位相電圧Ｖａ、Ｖｂ及びＶｃは、パルス幅変調（ＰＷＭ）スキームを受ける。所望のモータトルクを生成するため必要とされる電圧を示し且つ平均的な正弦波形状を有するパルス幅変調信号の形態にあるモータ電圧指令信号２１８がインバータ１０４に印加され、必要なスイッチングが、モータ１０８への印加に対して実行される。電流センサーを使用することなしにトルクを制御することによって、トルクリップルが減少され、トルクのより滑らかな印加を生じさせる。
【００３１】
本発明が好ましい実施形態を参照することにより説明されたが、多数の変形を本発明に対してなすことができることが理解されるべきである。従って、本発明は開示された実施形態に限定されるものではなく、請求の範囲の記載により可能とされる全ての範囲及び精神を保有することが意図される。
【図面の簡単な説明】
【図１】  図１は、永久磁石モータ用の位相図である。
【図２】  図２は、正弦波励起型永久磁石モータのトルクを制御するためのシステムの概略表現である。
【図１】
0004624619.tif 000016
【図２】
0004624619.tif 000017