(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
マルチキャリア符号分割多重伝送における復調方法であって、
SF個のサブキャリアを１組とし、そのサブキャリアの受信電力の違いを求め、前記受信電力の違いが所定の閾値以下であるか否かを判断し、前記所定の閾値以下であれば逆拡散により通信路値を求め、前記所定の閾値より大きければ多次元復調により通信路値を求めることを特徴とする復調方法。
【請求項２】
マルチキャリア符号分割多重伝送における復調方法であって、SF個のサブキャリアを１組とし、そのサブキャリアに該当するSF箇所の受信電力のうち１箇所でも所定の閾値を下回るものが含まれている組については逆拡散により通信路値を求め、それ以外の組については多次元復調して通信路値を求めることを特徴とする復調方法。
【請求項３】
受信信号をデータ信号とパイロット信号とに分離する分離手段と、
前記データ信号を周波数領域のデータ信号に変換する変換手段と、
前記変換手段によって変換されたデータ信号を多次元復調するための第１復調手段と、
前記変換手段によって変換されたデータ信号を逆拡散して復調するための第２復調手段と、
前記変換手段と前記第１及び第２復調手段との間に接続され、前記変換手段により変換されたデータ信号を前記第１復調手段および前記第２復調手段の何れかに選択的に転送するスイッチ手段と、
前記パイロット信号を周波数領域の信号に変換し、該信号から伝送路を推定する推定手段と、
前記推定手段の推定結果に基づき伝送路を評価し、該評価の結果に基づき前記スイッチ手段を制御する評価制御手段とを備え、
前記評価制御手段は、拡散率（SF）に相当する個数のサブキャリアを１組とし、その１組内の各サブキャリアの受信電力の違いを求め、前記受信電力の違いが所定の閾値以下であるか否かを判断し、前記所定の閾値以下であれば、前記変換手段により変換されたデータ信号を前記第２復調手段に転送させるように前記スイッチ手段を制御し、前記所定の閾値より大きければ、前記変換手段により変換されたデータ信号を前記第１復調手段に転送させるように前記スイッチ手段を制御する受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、マルチキャリア符号分割多重伝送方式における復調時の演算量を削減する方法及び受信機に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
新世代移動通信システムに採用される通信方式として、マルチキャリア伝送方式が注目されている。マルチキャリア伝送方式の代表的なものとして、OFDM（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）方式と、MC-CDM（Multi-Carrier-Code Division Multiplexing：マルチキャリア符号分割多重）方式が挙げられる。MC-CDMによれば、変調シンボルを複数のサブキャリアに拡散し、多重化して送信することにより、周波数ダイバーシチが得られると共に、セル間干渉を均一にすることができる。
【０００３】
しかしながら、周波数選択性伝送路において符号間干渉が発生するため、逆拡散後の信号対雑音電力比および干渉エネルギー比が劣化することが報告されている（非特許文献１参照）。この対策として、逆拡散せずに信号を復調する多次元復調(Multi-Dimensional Demodulator)が検討されている（非特許文献２参照）。
【０００４】
図６に、多次元復調方式を採用する従来のMC-CDM通信システムのブロック図を示す。同図に示すように、この通信システムは送信機５１００と受信機５４００とから構成される。送信機５１００は、情報ビットの処理系として、伝送路符号化器５１０１、パンクチャ処理部５１０２、ビットインタリーバ５１０３、変調器５１０４、シリアル／パラレル変換器５１０５、拡散器５１０６、逆フーリエ変換器５１０７、パラレル／シリアル変換器５１０８、サイクリック・プリフィックス挿入器５１０９を備え、また、パイロットシンボルの処理系として、シリアル／パラレル変換器５１１０、逆フーリエ変換器５１１１、パラレル／シリアル変換器５１１２、サイクリック・プリフィックス挿入部５１１３を備え、更に、上述の情報ビット処理系の出力信号とパイロットシンボル処理系の出力信号とを時間多重する時間多重器５１１４を備える。この送信機５１００の出力信号は、周波数選択性伝送路５２００および加法性白色ガウス雑音伝送路５３００を経て受信機５４００に受信される。
【０００５】
受信機５４００は、受信信号をデータ信号とパイロット信号とに分離する時間多重分離部５４０１を備え、また、データ信号の処理系として、サイクリック・プリフィックス除去部５４０２、シリアル／パラレル変換器５４０３、フーリエ変換器５４０４、等化器５４０５、パラレル／シリアル変換器５４０６、最尤推定用シンボル生成器５４０７、多次元復調器５４０８、復号器５４０９を備え、更に、パイロット信号の処理系として、サイクリック・プリフィックス除去器５４１０、シリアル／パラレル変換器５４１１、フーリエ変換器５４１２、伝送路推定器５４１３を備える。
【０００６】
次に、上述のMC-CDM送受信システムの動作を説明する。
ここでは、説明の簡単のため、すべての情報ビットは一つのMC-CDMシンボルで送信できるものとする。
まず、送信機５１００は、送信すべき情報ビットに対し、伝送路符号化処理、パンクチャリング処理、インターリービング処理を施した後、これを変調部５１０４により変調し、ｎｍ番目の変調シンボルＭｔ（ｎｍ）を得る。その後、拡散のため、変調シンボルは拡散符号の占有帯域と等しい帯域を持つｉｄ番目の周波数バンドに割り当て、シリアル／パラレル変換器５１０５によりシリアル／パラレル変換する。ｉｄ番目の周波数バンドに割り当てられた
【０００７】
【数１】
0004606993.tif 000002
【０００８】
は、拡散部５１０６によって変調シンボルごとに異なる拡散符号を用いて拡散され、多重されてデータサブキャリアとなる。
ここで、拡散率をＮｗ、符号多重数をＭｗ、データサブキャリア数をＮｄとすると、
【０００９】
【数２】
0004606993.tif 000003
【００１０】
との間には以下の関係が成り立つ。
【００１１】
【数３】
0004606993.tif 000004
【００１２】
【数４】
0004606993.tif 000005
【００１３】
一般に、MC-CDMでは、拡散符号としてウォルシュ符号などの直交符号が用いられ、直交符号は以下のような特性を持つ。
【００１４】
【数５】
0004606993.tif 000006
【００１５】
よって、同じ符号間の相関値はその系列長となり、異なる符号間の相関値は「0」となる。その後、データサブキャリアは、逆フーリエ変換器５１０７によって逆フーリエ変換されて時間領域の信号に変換され、パラレル／シリアル変換器５１０８によってパラレル／シリアル変換された後、サイクリック・プリフィックス挿入器５１０９によってサイクリック・プリフィックスが挿入されて時間多重器５１１４に与えられる。
【００１６】
一方、パイロットシンボルは、シリアル／パラレル変換器５１１０、逆フーリエ変換器５１１１、パラレル／シリアル変換器５１１２、サイクリック・プリフィックス挿入器５１１３による各処理が施されて時間多重器５１１４に与えられる。
最後に、時間多重部５１１４によってデータサブキャリアはパイロット信号と時間多重されて送信される。送信機５１００から送信された信号は、周波数選択性伝送路５２００において
【００１７】
【数６】
0004606993.tif 000007
【００１８】
の周波数選択性を受けると共に、加法性白色ガウス雑音伝送路５３００において雑音電力密度Ｎ０の雑音が付加され、受信機５４００に受信される。
【００１９】
受信機５４００に受信された信号は、まず、時間多重分離部５４０１によりパイロット信号とデータ信号に分割され、各信号は、サイクリック・プリフィックス除去器５４０２，５４１０によりサイクリック・プリフィックスが取り除かれる。サイクリック・プリフィックスが取り除かれた信号は、シリアル／パラレル変換器５４０３，５４１１によりシリアル／パラレル変換された後、フーリエ変換器５４０４，５４１２におけるフーリエ変換により、パイロットサブキャリアとデータサブキャリアに変換される。このうち、パイロットサブキャリアからは伝送路推定器５４１３により伝送路変動が推定され、その推定結果に基づいて等化器５４０５においてデータサブキャリアを等化（位相回転補償）する。等化後のデータサブキャリアは、次式より求められる。
【００２０】
【数７】
0004606993.tif 000008
【００２１】
その後、等化後のデータサブキャリアはパラレル／シリアル変換器５４０６によりパラレル／シリアル変換され、最尤推定用シンボル生成器５４０７により最尤推定用のシンボルに変換される。
【００２２】
【数８】
0004606993.tif 000009
【００２３】
最後に、式（７）の処理により、受信変調シンボルMr(nm)を得る。
【００２４】
【数９】
0004606993.tif 000010
【００２５】
図７に、上述の最尤推定用シンボル生成器５４０７における拡散率が2の場合の最尤推定用シンボル生成処理の原理を示す。
以上により、逆拡散することなく多次元復調を行って通信路値を得る。
【非特許文献１】N. Miyazaki and T. Suzuki, “A Study on Forward Link Capacity in MC-CDMA Cellular System with MMSEC Receiver”, IEICE Trans. Commun., Vol. E88-B, No. 2, pp. 585-593, Feb. 2005.
【非特許文献２】3GPP TSG RAN WG1#42 bis, R1-051261, ”Enhancement of Distributed Mode for Maximizing Frequency Diversity”, Oct. 2005
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２６】
しかしながら、多次元復調に要する演算量は、最尤推定のために受信信号点との二乗距離を測定するための基準信号点の数が、符号多重数と変調次数を指数とする、べき乗で増大するという課題を有している。
本発明は、多次元復調の良好な特性を保ったまま演算量を削減することができる復調方法及び該方法を用いた受信機を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２７】
本発明に係る復調方法は、マルチキャリア符号分割多重伝送方式において、伝送路推定値を観察し逆拡散しても直交性崩れによる特性劣化が生じないサブキャリアについては、逆拡散により通信路値を求め、直交性崩れによる特性劣化が発生するサブキャリアについては、多次元復調により通信路値を求める。これにより、多次元復調の良好な特性を保ったまま、演算量を削減する。
【００２８】
本発明に係る受信機は、受信信号をデータ信号とパイロット信号とに分離する分離手段（時間多重分離器５４０１）と、前記データ信号を周波数領域の信号に変換する変換手段（サイクリック・プリフィックス除去器５４０２〜フーリエ変換器５４０４）と、前記変換手段によって変換されたデータ信号を多次元復調するための第１復調手段（等化器５４０５〜多次元復調器５４０８））と、前記変換手段によって変換されたデータ信号を逆拡散して復調するための第２復調手段（等化器１２００〜復調器１５００）と、前記変換手段と前記第１及び第２復調手段との間に接続され、前記変換手段により変換されたデータ信号を前記第１復調手段および前記第２復調手段の何れかに選択的に転送するスイッチ手段（スイッチ１１００）と、前記パイロット信号を周波数領域の信号に変換し、該信号から伝送路を推定する推定手段（サイクリック・プリフィックス除去器５４１０〜伝送路推定器５４１３）と、前記推定手段の推定結果に基づき伝送路を評価し、該評価の結果に基づき前記スイッチ手段を制御する評価制御手段（伝送路評価器１８００）とを備え、前記評価制御手段は、拡散率（SF）に相当する個数のサブキャリアを１組とし、その１組内の各サブキャリアの受信電力の違いを求め、前記受信電力の違いが所定の閾値以下であるか否かを判断し、前記所定の閾値以下であれば、前記変換手段により変換されたデータ信号を前記第２復調手段に転送させるように前記スイッチ手段を制御し、前記所定の閾値より大きければ、前記変換手段により変換されたデータ信号を前記第１復調手段に転送させるように前記スイッチ手段を制御する。
【発明の効果】
【００２９】
本発明によれば、マルチキャリア符号分割多重伝送方式において、演算量は少ないが直交性崩れによる特性劣化が発生する逆拡散を、直交性崩れが少ないサブキャリアに限定的に利用することで、特性劣化を抑えながら演算量を削減することが期待できる。更に、無駄な処理が減るために実装時のシステムの低消費電力化、及び処理を終えるまでのクロックサイクル数の削減により処理遅延時間の低減を行うことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３０】
図１に、本発明の実施形態に係るマルチキャリア符号分割多重伝送方式の通信システムの構成を示す。
同図に示すように、この通信システムは、送信機５１００と受信機１０００とから構成され、このうち、送信機５１００は、前述の図７に示す送信機５１００と同一であり、その構成および動作に関する説明は省略する。
【００３１】
本実施形態に係る受信機１０００は、前述の図７に示した受信機５４００に比較して、スイッチ１１００、等化器１２００、逆拡散器１３００、パラレル／シリアル変換器１４００、復調器１５００、マルチプレクサ１６００、ＭＭＳＥ等化重み算出器１７００、伝送路評価器１８００を更に備える。ここで、スイッチ１１００は、フーリエ変換器５４０４と、等化器５４０５，１２００との間に接続され、伝送路評価器１８００の制御の下に、フーリエ変換された周波数領域のデータ信号を等化器５４０５および等化器１２００の何れかに選択的に転送するものである。伝送路評価器１８００は、伝送路の推定結果に基づき伝送路を評価するためのものであり、この評価結果に基づきスイッチ１１００を制御して、データ信号の転送先を切り替える。
【００３２】
マルチキャリア符号分割多重伝送における受信機１０００の復調処理の流れ（復調方法）は次の通りである。
送信機５１００から受信された受信信号は、時間多重分離器５４０１によりデータ信号とパイロット信号に分離される。このうち、データ信号は、サイクリック・プリフィックス除去器５４０２、シリアル／パラレル変換器５４０３、フーリエ変換器５４０４で処理され、パイロット信号は、サイクリック・プリフィックス除去器５４１０、シリアル／パラレル変換器５４１１、フーリエ変換器５４１２で処理される。その後、伝送路推定器５４１３は、フーリエ変換されたパイロット信号を用いて伝送路推定値と雑音電力密度推定値を求める。このうち、伝送路推定値は、伝送路評価器１８００、等化器５４０５、及びMMSE等化重み算出器１７００へ出力され、雑音出力密度推定値はMMSE等化重み算出器１７００へ出力される。
【００３３】
伝送路評価器１８００は、SF（拡散率）個のサブキャリアを一つの組として、各サブキャリアの組を逆拡散しても直交性崩れによる特性劣化が発生しないかどうかを判断する。直交性崩れによる特性劣化がないと判断されれば、スイッチ１１０を制御し、このスイッチ１１００を介してそのサブキャリアを等化器１２００へ転送させ、そうでなければ等化器５４０５へ転送させる。等化器５４０５へ転送されたデータは、前述の図６と同じ手順で、パラレル／シリアル変換器５４０６および最尤推定用シンボル生成器５４０７の各処理を経た後、多次元復調器５４０８により多次元復調され、その結果として得られる通信路値がマルチプレクサ１６００へ入力される。
【００３４】
これに対し、等化器１２００へ送られたデータは、MMSE等化重み算出器１７００の出力により等化された後、逆拡散器１３００による逆拡散処理、パラレル／シリアル変換器１４００によるパラレル／シリアル変換処理を経て、復調器１５００により通信路値が求められ、この通信路値がマルチプレクサ１６００へ入力される。マルチプレクサ１６００は、この逆拡散により得られた通信路値と、前述の多次元復調により得られた通信路値を、伝送路評価器１８００の評価情報に基づいて混ぜ合わせ、そのデータを復号器５４０９へ入力し、これにより元の情報ビットが復号される。
【００３５】
次に、図２を参照して、上述の伝送路評価器１８００の動作について詳述する。
図２は、サブキャリアの周波数と電力との関係を示す。伝送路評価器１８００は、SF個のサブキャリアを一つの組とし、各組が逆拡散しても直交性崩れによる特性劣化が発生しないかどうかを、サブキャリアの受信電力の違いに基づいて判断する。このサブキャリアの受信電力の「違い」なる用語は、サブキャリアの受信電力の「差」および「比」を含む広い概念であり、各サブキャリアの受信電力の違いを数学的に表現し得る全ての概念を包含するが、本実施形態では、「差」を例として説明する。
【００３６】
上述の直交性崩れによる特性劣化が発生しないかどうかの判断基準としては、以下のものがある。
第１に、各サブキャリア間の受信電力の「差」に着目した判断基準がある。即ち、図２に示すようにサブキャリアの一つの組の中で、受信信号の電力の差が所定の閾値aよりも小さければ直交性崩れはなく、閾値aよりも大きければ直交性崩れは発生する。そこで、第１の判断基準としては、サブキャリアの一つの組の中で、受信信号の電力の差が所定の閾値aよりも小さいかどうかが挙げられる。
【００３７】
第２に、各サブキャリアの受信電力の値（振幅）そのものに着目した判断基準がある。SF個のサブキャリアを１組とし、そのサブキャリアに該当する部分のSF箇所の受信信号の電力のうち1箇所でも受信電力の値そのものが所定の閾値bを下回るものが含まれている組については逆拡散により通信路値を求めても多次元復調により通信路値を求めても、直交性崩れは発生する。そこで、第２の判断基準としては、SF個のサブキャリアを１組とし、そのサブキャリアに該当する部分のSF箇所の受信信号の電力のうち1箇所でも所定の閾値bを下回るものが含まれている組があるかどうかが挙げられる。
【００３８】
伝送路評価器１８００は、上述の第１及び第２の判断基準（条件）のいずれか又は両方を用いて、直交性崩れによる特性劣化が発生するかどうかを判断する。
上述の各閾値は、サブキャリアあたりの雑音電力との差または比に基づき適切に設定される。即ち、必要とされる通信品質に応じて適切に設定される。特に図示しないが、本受信機１０００は、上記雑音電力を測定するための測定手段を備えている。
【００３９】
次に、次の測定条件下での本実施形態による効果の一例を示す。
＜測定条件＞
拡散率；２
変調方式；ＱＰＳＫ
伝送路モデル；16パス準静的マルチパスレイリーモデル
測定条件；閾値a=0.1, 0.5, 1 （閾値bは無視）
【００４０】
図３に、上記測定条件と“多次元復調”、“逆拡散”の特性を示す。同図において、横軸は信号対雑音比(Es/No)であり、縦軸はパケットエラーレート(PER)である。また、図４に、上記測定条件において、全サブキャリアのうちどのくらいの割合のサブキャリアが逆拡散により復調されているかを示す。同図において、横軸は信号対雑音比(Es/No)であり、縦軸は全サブキャリアのうち逆拡散されたサブキャリアの割合である。更に、図５に、上記測定条件と“多次元復調”、“逆拡散”の浮動小数点演算回数を示す。同図において、横軸は、信号対雑音比(Es/No)であり、縦軸は、浮動小数点演算回数である。
【００４１】
図５より、測定条件を閾値a=0.5とした場合には、およそ50％のサブキャリアが逆拡散により復調されていることがわかる。また、図６より、“逆拡散”を基準とした演算量の増加量は、“多次元復調”に比べて半分に減少していることがわかる。さらに、図４より、特性劣化は、“多次元復調”を基準として約0.05dBに抑えられているのがわかる。
従って、本実施形態によれば、多次元復調の良好な特性を保ったまま、演算量を有効に削減できる。
【００４２】
なお、本発明において適用可能な誤り訂正符号は、特に限定されるものではない。
但し、繰り返し復号が可能な誤り訂正符号の適用の場合には、本発明により、演算量削減の効果が一層高まる。繰り返し復号が可能な誤り訂正符号としては、例えば、ターボ符号、低密度パリティ検査符号（Low-Density Parity-Check Codes；ＬＤＰＣ符号）などが挙げられる。また、ターボ符号の復号器として、ツインターボ復号器を用いる場合には、ターボ符号の復号特性の向上とともに演算量削減の効果が得られる。ツインターボ復号器に関しては、例えば文献「T. Suzuki, N. Miyazaki, Y. Hatakawa, “A Proposal of Twin Turbo Detector and Its Evaluation for M-QAM OFDM”, 信学通ソ, B-5-6, Sep. 2005」において提案されている。
【図面の簡単な説明】
【００４３】
【図１】本発明の実施形態に係るMC-CDM通信システムのブロック図である。
【図２】本発明の実施形態に係る直交性崩れが起きる場合と起きない場合の受信電力−周波数特性を示す特性図である。
【図３】本発明の実施形態による演算量削減によるパケットエラーレートの変化を示す特性図である。
【図４】本発明の実施形態に係る各測定条件において全サブキャリアのうち逆拡散されたサブキャリアの割合を示す図である。
【図５】本発明の実施形態に係る各測定条件における演算量の違いを示す特性図である。
【図６】多次元復調を用いた従来のＭＣ−ＣＤＭ通信システムのブロック図である。
【図７】拡散率が2の場合の最尤推定用シンボル生成処理の原理図である。
【符号の説明】
【００４４】
１０００  受信機
１１００  スイッチ
１２００  等化器
１３００  逆拡散器
１４００  パラレル／シリアル変換器
１５００  復調器
１６００  マルチプレクサ
１７００  ＭＭＳＥ等化重み算出器
１８００  伝送路評価器
５１００  送信機
５２００  周波数選択性伝送路
５３００  加法性白色ガウス雑音伝送路
５４０１  時間多重分離器
５４０２，５４０９  サイクリック・プリフィックス除去器
５４０３，５４１０  シリアル／パラレル変換器
５４０４，５４１１  フーリエ変換器
５４０５  等化器
５４０６  パラレル／シリアル変換器
５４０７  最尤推定用シンボル生成器
５４０８  多次元復調器
５４０９  復号器
５４１２伝送路推定器
【図１】
0004606993.tif 000011
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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