(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
変化する電圧をトランジスタの入力電圧とし、該トランジスタから負荷に出力される電圧を該トランジスタに接続されるフィードバック回路で前記入力電圧より低い所定電圧に制御するレギュレータ回路において、前記入力電圧が低下し前記所定電圧より所定値だけ高い電圧に降下するまでは前記トランジスタを５極管動作させ、前記入力電圧が前記所定電圧より前記所定値だけ高い電圧以下に降下したときは該入力電圧が前記所定電圧に低下するまで前記トランジスタを３極管動作させ、
前記トランジスタを前記５極管動作させるときは位相補償コンデンサを前記トランジスタの出力に接続し、前記トランジスタを前記３極管動作させるときは該位相補償コンデンサを前記トランジスタから切り離し前記フィードバック回路の前記トランジスタへの入力端に前記位相補償コンデンサを接続することを特徴とするレギュレータ回路。
【請求項２】
前記変化する電圧を検出して前記位相補償コンデンサの接続切替を行うことを特徴とする請求項１に記載のレギュレータ回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は入力電圧を所定電圧に制御して出力するレギュレータ回路に係り、特に、入出力電圧差が小さく入力電圧が低下したときでも使用できるレギュレータ回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
図５は、従来のカメラ付携帯電話機に搭載されるＣＣＤカメラモジュールの代表的なブロック構成図である。ＣＣＤイメージセンサ１には撮像レンズ２によって被写体の光像が結像され、ＣＣＤイメージセンサ１はこの光像の画像データを光電変換し、電気信号として撮像画像データがＣＣＤイメージセンサ１から出力される。
【０００３】
ＣＣＤイメージセンサ１から出力された電気信号はアナログフロントエンド（ＡＦＥ）３によって信号処理がなされ、最終的にアナログ信号からデジタル信号へと変換され、デジタル画像処理ＬＳＩであるデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）４に出力される。
【０００４】
ＡＦＥ３はアナログ回路であり、ダイナミックレンジが必要なことから、２．９Ｖ程度で数１０ｍＡの電源電圧ＶＤＤを必要とする場合が多い。また、ＤＳＰ４は、完全なロジックＬＳＩであるため、例えば０．１３μｍルールなど微細化されたプロセスで作られ、その電源電圧は１．５Ｖ程度であることが多い。このＤＳＰ４用の電源電圧ＶＤＳＰ（１．５Ｖ）は、装置本体である携帯電話機内のベースバンドでも使われるため、携帯電話機本体の電源回路５で生成され供給されると共に、ＤＳＰ４も本体装置側に設けられることが多い。
【０００５】
一方、ＣＣＤイメージセンサ１を駆動するためには、Ｈ電極（水平レジスタ用の転送電極）駆動用にＨ電極ドライバ（ＨＤＲ）６と、Ｖ電極（垂直レジスタ用の転送電極）駆動用にＶ電極ドライバ（ＶＤＲ）７が必要となる。
【０００６】
ＣＣＤイメージセンサ１を駆動するためのＨＤＲ６は、ＣＣＤイメージセンサ１の水平レジスタを転送駆動するためのドライバであり、ＣＣＤイメージセンサ１によって必要な電圧が決まるが、３．２Ｖで数ｌ０ｍＡ程度の電源電圧ＶＨＤが要求されることが多い。
【０００７】
また、垂直レジスタは、ＶＨ，ＶＭ，ＶＬという３値で駆動する必要があるため、その３つの電源電圧を必要とするが、ＶＭは０Ｖで使うことが一般的なため、ＶＤＲ７で必要な電源電圧としては、ＶＨ（＋１５Ｖ，数ｍＡ程度）とＶＬ（−７．５Ｖ，数ｍＡ程度）が必要となる。この電源電圧ＶＨは、水平レジスタ出力段に設けられるアンプにも供給される。
【０００８】
以上の構成装置のうち、ＤＳＰ４はカメラモジュールとして必ずしもＣＣＤイメージセンサ１の近傍にある必要はないが、ＡＦＥ３，ＨＤＲ６，ＶＤＲ７はカメラモジュール構成装置としてＣＣＤイメージセンサ１近傍に配置されるため、カメラモジュール用の専用の電源装置（ＰＷＲ）８を設けるのが普通である。
【０００９】
このＰＷＲ８は、装置本体に装着されるバッテリ９からバッテリ電圧ＶＢＡＴ（３．２Ｖ〜４．３Ｖ程度）をもらい、上述したＶＨ（＋１５Ｖ），ＶＬ（−７．５Ｖ），ＶＤＤ（２．９Ｖ），ＶＨＤ（３．２Ｖ）を生成し、カメラモジュール各構成装置に供給する様になっている。
【００１０】
図６は、ＰＷＲ８のブロック構成図である。ＰＷＲ８は、バッテリ電圧ＶＢＡＴを入力としＶＤＤ電圧である２．９Ｖを出力する第１シリーズレギュレータ１１と、第１シリーズレギュレータ１１の出力電圧を取り込み６倍に昇圧する第１チャージポンプ回路１２と、第１チャージポンプ回路１２の出力電圧（２．９Ｖ×６＝１７．４Ｖ）を取り込みＶＨ電圧である＋１５Ｖを出力する第２シリーズレギュレータ１３と、第１シリーズレギュレータ１１の出力電圧を取り込み−３倍に昇圧する第２チャージポンプ回路１４と、第２チャージポンプ回路１４の出力電圧（２．９Ｖ×（−３）＝−８．７Ｖ）を取り込みＶＬ電圧である−７．５Ｖを出力する第３シリーズレギュレータ１５と、第１シリーズレギュレータ１１の出力電圧を取り込み１．５倍に昇圧する第３チャージポンプ回路１６と、第３チャージポンプ回路１６の出力電圧（２．９Ｖ×（１．５）＝４．３５Ｖ）を取り込みＶＨＤ電圧である３．２Ｖを出力する第４シリーズレギュレータ１７とを備える。
【００１１】
ＡＦＥ３が必要とする電源電圧ＶＤＤ（＝２．９Ｖ）は、常に、バッテリ電圧ＶＢＡＴよりも低いため、第１シリーズレギュレータ１１で発生させることができるが、それ以外の電源電圧ＶＨ，ＶＬ，ＶＨＤはＶＢＡＴ電圧以上の電圧であるため、昇圧回路１２，１４，１６とシリーズレギュレータ１３，１５，１７との組み合わせとなる。
【００１２】
昇圧回路として、トランスやコイルを用いたスイッチング電源を用いても良いが、下記特許文献１記載の様に、携帯電話機等で高い電圧が必要となる場合にコイルを用いたスイッチングレギュレータでは周囲に磁束が漏れてノイズを撒き散らす不具合があるため、コンデンサで実現できるチャージポンプ回路を昇圧回路として用いることが多い。
【００１３】
バッテリ９から供給される電圧ＶＢＡＴは、第１シリーズレギュレータ１１に入力されて２．９Ｖが生成され、これがＡＦＥ３に供給される。一方、この２．９Ｖは各チャージポンプ回路１２，１４，１６に入力され、それぞれ昇圧がなされた後に、シリーズレギュレータ１３，１５，１７で電圧をドロップさせて所望の電源電圧ＶＨ，ＶＬ，ＶＨＤが得られる。
【００１４】
チャージポンプ回路１２，１４，１６は、負荷による出力電圧変動およびクロック動作により出力電圧にリップルを発生させるため、後段にシリーズレギュレータ１３，１５，１７を設けると、リップルが除去され、電源電圧ＶＨ，ＨＬ，ＶＨＤの安定化を図ることができる。
【００１５】
なお、チャージポンプ回路１２，１４，１６に、バッテリ電圧ＶＢＡＴを直接入力させないのは、チャージポンプ回路１２，１４，１６で使用するＭＯＳトランジスタの耐圧を考慮しているためである。チャージポンプ回路１２，１４，１６では、最大で入力電圧の２倍の電圧が各トランジスタに印加されるが、コンベンショナルなＣＭＯＳプロセスでは６Ｖ程度の耐圧を設定している場合が多く、バッテリの最大電圧である４．３Ｖが入力されると、ＭＯＳトランジスタに定格以上の電圧が印加されるので、レギュレーションされた電圧が必要となる。
【００１６】
一方で、一般的なシリーズレギュレータで生じる電圧降下量は０．２〜０．３Ｖ程度であり、両者の兼ね合いから、第１シリーズレギュレータ１１の出力を２．９Ｖに設定している。チャージポンプ回路の段数は、それに接続されるレギュレータの出力電圧（Ｖｏｕｔ）と、レギュレータにおける入出力電圧差（△Ｖｓｒ）、およびチャージポンプ回路の出力抵抗と負荷電流で決まる電圧降下分（△Ｖｃｐ）によって、
ＶＤＤ×ｎ  ＞  Ｖｏｕｔ＋△Ｖｃｐ＋△Ｖｓｒ
となるように定められる。
【００１７】
この右辺と左辺の差（ＶＤＤ×ｎ−Ｖｏｕｔ−△Ｖｃｐ−△Ｖｓｒ）が大きくなると、その差分は電力損失になるため、ｎとして最適値を選択する必要がある。
【００１８】
電圧ＶＨやＶＬは、その消費電流が少ないことから、ｎが整数であってもその損失分は無視できるオーダーである。しかし、大電流が流れる水平レジスタの駆動電圧（ＶＨＤ）に関しては、整数倍してしまうと、電力損失が無視できなくなるほど大きくなる。そこで、従来は、特許文献２に記載されている１．５倍のチャージポンプ回路を使用するのが普通になっている。
【００１９】
しかし、もともとチャージポンプ回路は大電流（数１０ｍＡ以上）を取り出す用途には不向きであり、従来の携帯電話機用ＣＣＤモジュールが画素数が少なく、消費電流的にもデジタルカメラに比べて少なかったために、チャージポンプ回路で間に合っていた。
【００２０】
しかるに、近年のＣＣＤイメージセンサの画素数の多画素化に伴い、必要とされる電流も大きくなってきている。特に水平レジスタの転送電極（Ｈ電極）については、画素数の増大に伴いそれだけ高いフレームレートが要求され、消費電流も増大する傾向にある。この結果、１．５倍チャージポンプ回路１６（図６）には極めて低い出力抵抗が要求されるに至っている。
【００２１】
このため、水平レジスタの駆動電圧ＶＨＤを発生させるチャージポンプ回路１６は、そのサイズが増大し、チャージポンプ回路１６を形成するチップのコストを高くする原因になっている。
【００２２】
水平レジスタの駆動電圧ＶＨＤを発生させるためにチャージポンプ回路が必要なのは、次の理由による。即ち、レギュレータ回路での入出力電圧差は、一般的なＣＭＯＳシリーズレギュレータの場合に０．２〜０．３Ｖ程度が必要となり、水平レジスタ駆動電圧をバッテリ電圧（３．２Ｖ〜４．３Ｖ）ＶＢＡＴから、直接、シリーズレギュレータで発生させることができないためである。
【００２３】
しかし、言い換えると、バッテリ電圧ＶＢＡＴが、ＶＨＤ＋０．３Ｖ以上の場合にはチャージポンプは不要であり、直接、バッテリ電圧ＶＢＡＴからのレギュレーションで電圧ＶＨＤを発生させることが可能である。
【００２４】
また、バッテリ電圧ＶＢＡＴの最低電圧（３．２Ｖ）と電圧ＶＨＤ（３．２Ｖ）とは等しいため、特許文献３に記載されている様に、バッテリ電圧ＶＢＡＴが〔ＶＨＤ＋０．３Ｖ〕を下回ったとき、入力と出力をシャントして入力電圧とほぼ等しい出力電圧を得ることができる。これを図７で説明する。
【００２５】
図７に示すレギュレータ回路は、ＰＭＯＳトランジスタ（出力トランジスタ）１のソースにバッテリ電圧ＶＢＡＴが入力電圧として印加され、ゲートにオペアンプで構成される誤差アンプ２の出力が接続され、ドレインが出力端子３を介して負荷４に接続される。
【００２６】
出力端子３すなわち出力トランジスタ１のドレインとアースとの間には抵抗５，６が直列に接続され、抵抗５と抵抗６との接続点すなわち出力トランジスタ１の出力電圧を抵抗５，６で分圧した電圧が誤差アンプ２の正入力端子にフィードバックされ、誤差アンプ２の負入力端子に参照電圧Ｖｒｅｆが入力される。
【００２７】
バッテリ電圧ＶＢＡＴを監視する電圧検出回路７は、バッテリ電圧ＶＢＡＴが３．４Ｖまで下がっていないときはＬ（ロー）信号を出力し、３．４Ｖ以下に下がったときＨ（ハイ）信号を出力するが、この電圧検出回路７の出力がＮＭＯＳトランジスタ８のゲートに接続され、ドレインがＰＭＯＳトランジスタ１のゲートと誤差アンプ２の出力との接続点に接続され、ソースがアースに接続される。
【００２８】
斯かる構成の従来のレギュレータ回路では、バッテリ電圧ＶＢＡＴが３．４Ｖ以上のとき、ＮＭＯＳトランジスタ８は非導通（開放）になっている。出力トランジスタ１のゲートには誤差アンプ２の出力電圧が印加されてオン状態になっており、抵抗５，６は出力電圧Ｖｏｕｔを抵抗分圧して誤差アンプ２の正入力端子にフィードバックしている。
【００２９】
このとき、例えば出力電圧Ｖｏｕｔが高くなったとすると、誤差アンプ２の正入力も高くなり、誤差アンプ２の出力すなわち出力トランジスタ１のゲート電圧も高くなる。このため、誤差アンプ２の出力と入力電圧（ＶＢＡＴ）との差すなわち出力トランジスタ１のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓが小さくなり、出力トランジスタ１を流れる電流が減少し、抵抗５および抵抗６に流れる電流も減少し、出力電圧Ｖｏｕｔを低くする方向の制御がかかり、出力電圧Ｖｏｕｔは一定に制御される。
【００３０】
ここで、バッテリが消耗しバッテリ電圧ＶＢＡＴが３．４Ｖを下回ると、電圧検出回路７がＨ信号を出力する。これにより、ＮＭＯＳトランジスタ８が導通状態となって出力トランジスタ１のゲートにアース電位が印加され、出力トランジスタ１はショート状態すなわちバッテリ電圧ＶＢＡＴが出力端子３に直接印加される状態となる。
【００３１】
図８（ａ）は、図７に示す従来のレギュレータ回路の動作を説明するグラフであり、図８（ｂ）は出力トランジスタ１の各部の電圧，電流を示す図である。出力電圧Ｖｏｕｔを３．２Ｖ、出力トランジスタ１の飽和電圧を０．２Ｖとしている。バッテリ電圧ＶＢＡＴが３．４Ｖ以上のとき、出力トランジスタ１の動作点は５極管領域にあり、出力トランジスタ１は定電流源素子とし動作している。
【００３２】
５極管領域では、バッテリ電圧ＶＢＡＴが低くなるに伴い、出力トランジスタ１の動作点は、図中の矢印Ａで示す様に変化する。バッテリ電圧ＶＢＡＴが３．４Ｖ以下になると、電圧検出回路７が、シャント動作用のＮＭＯＳトランジスタ８のゲート電圧を最大にすると共に出力トランジスタ１のゲート電圧を０Ｖとし、バッテリ電圧ＶＢＡＴと出力電圧Ｖｏｕｔを同通させる。バッテリ電圧ＶＢＡＴが３．４Ｖ以下のときは出力トランジスタ１は３極管領域に入り、この時の出力トランジスタ１の動作点の動きは図中の矢印Ｂで示す様に変化し、出力トランジスタ１は単なる定抵抗素子として動作する。即ち、図７に示すレギュレータ回路は、バッテリ電圧ＶＢＡＴが３．４Ｖ以下になると、電圧をレギュレートする機能を持たなくなる。
【００３３】
【特許文献１】特開２００１―２３１２４９号公報
【特許文献２】特開２００１―１６９５３７号公報
【特許文献３】特開２００３―３４８８２１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００３４】
図９（ａ）は、図７のレギュレータ回路でシャント用のＮＭＯＳトランジスタ８を設けない場合の出力電圧ＶＨＤ（出力電圧Ｖｏｕｔを、この例では、水平レジスタの駆動電圧ＶＨＤとしている。）の変化を示す図である。この場合には、バッテリ電圧ＶＢＡＴが満充電時の４．３Ｖから３．４Ｖに低下するまでは、出力電圧ＶＨＤは３．２Ｖに制御されるが、バッテリ電圧ＶＢＡＴが３．４Ｖ以下に低下すると、出力電圧ＶＨＤもバッテリ電圧ＶＢＡＴの低下と共に低下し、３．２Ｖ以下になってしまう。
【００３５】
図９（ｂ）は、図７に示すレギュレータ回路における出力電圧ＶＨＤの変化を示す図である。バッテリ電圧ＶＢＡＴが４．３Ｖから徐々に低下し、３．４Ｖになるまでは、レギュレータ回路の出力電圧ＶＨＤは、３．２Ｖに制御される。そして、バッテリ電圧ＶＢＡＴが３．４Ｖに低下した時点で、ＮＭＯＳトランジスタ８が導通してバッテリ電圧ＶＢＡＴをそのまま出力電圧ＶＨＤとして出力するため、出力電圧ＶＨＤは一旦３．４Ｖまで上昇し、以後、バッテリ電圧ＶＢＡＴの低下と共に出力電圧ＶＨＤは低下する。即ち、図７のレギュレータ回路を用いると、バッテリ電圧ＶＢＡＴが３．４Ｖ〜３．２Ｖの範囲で、出力電圧ＶＨＤは３．２Ｖを超える電圧になってしまう。
【００３６】
図９（ｃ）は、図７に示すレギュレータ回路において、ＮＭＯＳトランジスタ８のシャント動作電圧を３．３Ｖにしたときの出力電圧ＶＨＤの変化を示す図である。この場合には、バッテリ電圧ＶＢＡＴが３．４Ｖ以下に低下し３．３Ｖに達するまでは出力電圧ＶＨＤは３．２Ｖから低下し、バッテリ電圧ＶＢＡＴが３．３Ｖに低下したとき、バッテリ電圧ＶＢＡＴがそのまま出力電圧ＶＨＤとなるために出力電圧ＶＨＤは３．３Ｖに上昇し、以後、バッテリ電圧ＶＢＡＴの低下と共に出力電圧ＶＨＤは低下する。
【００３７】
この図９（ｃ）の場合は、図９（ａ）（ｂ）よりも出力電圧ＶＨＤの規定電圧３．２Ｖからの変化幅は小さくなるが、出力電圧ＶＨＤが規定電圧３．２Ｖから変化するため、ＣＣＤイメージセンサの動作に影響を与える虞があるのは図９（ａ）（ｂ）と同様である。
【００３８】
本発明の目的は、入力電圧と出力電圧との差を極めて小さくすることができるレギュレータ回路を提供し、例えばＣＣＤカメラモジュール用電源装置のチャージポンプ回路を不要にして消費電力の低減を図り、しかもチップサイズも小さくしてコストの低減も図ることができる様にする。
【課題を解決するための手段】
【００３９】
本発明のレギュレータ回路は、変化する電圧をトランジスタの入力電圧とし、該トランジスタから負荷に出力される電圧を該トランジスタに接続されるフィードバック回路で前記入力電圧より低い所定電圧に制御するレギュレータ回路において、前記入力電圧が低下し前記所定電圧より所定値だけ高い電圧に降下するまでは前記トランジスタを５極管動作させ、前記入力電圧が前記所定電圧より前記所定値だけ高い電圧以下に降下したときは該入力電圧が前記所定電圧に低下するまで前記トランジスタを３極管動作させることを特徴とする。
【００４０】
本発明のレギュレータ回路は、前記トランジスタを前記５極管動作させるときは位相補償コンデンサを前記トランジスタの出力に接続し、前記トランジスタを前記３極管動作させるときは該位相補償コンデンサを前記トランジスタから切り離し前記フィードバック回路の前記トランジスタへの入力端に前記位相補償コンデンサを接続することを特徴とする。
【００４１】
本発明のレギュレータ回路は、前記変化する電圧を検出して前記位相補償コンデンサの接続切替を行うことを特徴とする。
【発明の効果】
【００４２】
本発明によれば、入力電圧が高い場合はトランジスタを５極管領域で動作させ、入力電圧が低い場合は３極管領域で動作させるため、その動作モードを切り換えることによって、より広い入力電圧範囲で電圧制御を行うことが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４３】
以下、本発明の一実施形態について、図面を参照して説明する。
【００４４】
図１は、本発明の一実施形態に係るシリーズレギュレータ回路の回路図である。このシリーズレギュレータ回路は、例えば、図６のチャージポンプ回路１６及びシリーズレギュレータ１７の代わりに用いられ、入力電圧は、シリーズレギュレータ１１の出力ではなく、その入力電圧（バッテリ電圧ＶＢＡＴ）を入力する構成となる。
【００４５】
本実施形態のレギュレータ回路は、ＰＭＯＳトランジスタを出力トランジスタ１０とし、そのソースにバッテリ電圧ＶＢＡＴを入力電圧として印加し、ゲートに、オペアンプでなる誤差アンプ１１の出力を接続し、ドレインに出力端子１２を接続する。
【００４６】
出力端子１２とアースとの間に、負荷１３と、直列接続された抵抗１４，１５が並列に接続される。抵抗１４，１５の接続点が誤差アンプ１１の正入力端子に接続されて、誤差アンプ１１の負入力端子に参照電圧Ｖｒｅｆが入力される。
【００４７】
バッテリ電圧ＶＢＡＴを検出する電圧検出回路１８は、バッテリ電圧ＶＢＡＴが３．４Ｖまで低下するまではＬ信号を出力し、３．４Ｖ以下に低下したときＨ信号を出力するが、この電圧検出回路１８の出力が、ＮＭＯＳトランジスタ１９のゲートとインバータ２０の入力端子とに接続される。
【００４８】
ＮＭＯＳトランジスタ１９のソースはＰＭＯＳトランジスタ１０のゲートに接続され、ＮＭＯＳトランジスタ１９のドレインは、位相補償コンデンサ２１が接続されている端子２２に接続される。
【００４９】
インバータ２０の出力端子は、ＮＭＯＳトランジスタ２３のゲートに接続され、ＮＭＯＳトランジスタ２３のソースは出力端子１２に接続され、そのドレインは端子２２に接続される。
【００５０】
誤差アンプ１１の利得は、４０ｄＢから８０ｄＢとする。抵抗１４，１５が出力電圧Ｖｏｕｔ（この例ではＶｏｕｔ＝ＶＨＤ）を分圧して誤差アンプ１１の正入力にフィードバックし、負入力に参照電圧を印加しているため、図７で説明したと同様に、入力電圧（バッテリ電圧ＶＢＡＴ）が変動しても、出力トランジスタ１０の出力電圧Ｖｏｕｔは規定電圧３．２Ｖに制御される。
【００５１】
ここで、バッテリ電圧ＶＢＡＴが、出力電圧Ｖｏｕｔ＋０．２Ｖ以上ある場合について説明する。出力トランジスタ１０のドレイン・ソース間電圧が０．２Ｖ以上あるので、出力トランジスタ１０は、図２に示す５極管領域で動作している。
【００５２】
この場合、電圧検出回路１８からはＬ信号が出力され、スイッチ用のトランジスタ１９のゲートにＬ信号が印加されるので、トランジスタ１９のドレイン・ソース間が開放となり、誤差アンプ１１の出力と位相補償コンデンサ２１とは電気的に分離される。
【００５３】
インバータ２０にもＬ信号が入力されるので、インバータ２０の出力はＨ信号になり、スイッチ用のトランジスタ２３のゲートにはＨ信号が印加される。これにより、トランジスタ２３のドレイン・ソース間は短絡し、出力トランジスタ１０の出力端子１２に位相補償コンデンサ２１が接続される。
【００５４】
このとき、誤差アンプ１１の出力抵抗（数１００ＫΩから数１０ＭΩ）と、寄生コンデンサ（高々数ｐＦ）２５とで構成される時定数が、セカンドポール（２ｎｄ  Ｐｏｌｅ）を構成し（周波数で数１０ＭＨｚ）、ファーストポール（１ｓｔ  Ｐｏｌｅ）は、出力トランジスタ１０の出力抵抗（数１００ＫΩ〜数ＭΩの値）と位相補償コンデンサ２１とで構成される時定数となる。
【００５５】
位相補償コンデンサ２１の値は、図３に示すボード線図のように、例えば、ゲインが０ｄＢになる周波数での位相の回転が１２０度（位相余裕が６０度）を超えないように決める。通常、この値は、数μＦであるので、ファーストポールの周波数は数１０Ｈｚとなる場合が多い。このように構成することで、図１に示すシリーズレギュレータ回路は、安定に動作する。
【００５６】
出力トランジスタ１０の飽和電圧を０．２Ｖ、出力電圧Ｖｏｕｔを３．２Ｖとすると、バッテリ電圧ＶＢＡＴが３．４Ｖ以上の場合には、出力トランジスタ１０は図２に示す５極管領域で動作する。この５極管領域では、バッテリ電圧ＶＢＡＴが低くなってきても、ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ（＝Ｖｃｏｎｔ−Ｖｂａｔ）は略一定となり、動作点は、バッテリ電圧ＶＢＡＴ低下に伴い、図２の矢印Ａに示す様に変化する。ドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓが変化しても、ドレイン・ソース間電流Ｉｄｓはほとんど変化しないので、ドレイン・ソース間の小信号抵抗（ｒｄｓ）は非常に大きな値を示す。
【００５７】
バッテリ電圧ＶＢＡＴが、Ｖｏｕｔ＋０．２Ｖ以下に低下した場合には、電圧検出回路１８からはＨ信号が出力され、スイッチ用のトランジスタ１９のゲートにＨ信号が印加されるので、トランジスタ１９のドレイン・ソース間が短絡し、誤差アンプ１１の出力端子と位相補償コンデンサ２１とが電気的に接続される。
【００５８】
インバータ２０にもＨ信号が入力されるので、インバータ２０の出力はＬ信号になり、スイッチ用のトランジスタ２３のゲートにＬ信号が印加される。これにより、トランジスタ２３のドレイン・ソース間は開放となり、出力トランジスタ１０の出力端子１２と位相補償コンデンサ２１とが電気的に分離される。
【００５９】
本実施形態では、バッテリ電圧ＶＢＡＴがＶｏｕｔ＋０．２Ｖ以下に低下した場合でも、従来の図７に示すレギュレータ回路の様に誤差アンプ１１の出力がスイッチ用トランジスタ１９によって強制的にアース電位になることがないため、誤差アンプ１１によるフィードバック制御が機能し、図４に示す様に、位相補償コンデンサ２１の切替後であっても出力電圧ＶＨＤは規定電圧３．２Ｖにフィードバック制御される。
【００６０】
バッテリ電圧ＶＢＡＴがＶｏｕｔ＋０．２Ｖ以下に低下すると、出力トランジスタ１０は、図２に示す３極管領域で動作するため、その出力抵抗が小さくなり（数１０Ω〜数１００Ω）、位相補償コンデンサ２１と共に構成する時定数が小さくなる。
【００６１】
即ち、ファーストポールの周波数が高くなるため、位相余裕がとれなくなる。さらには、位相余裕が０°以下になり発振する可能性が生じる。しかし、本実施形態では、以下に述べる様に、バッテリ電圧ＶＢＡＴがＶｏｕｔ＋０．２Ｖ以下に低下した場合でも、レギュレータ回路は発振せず安定に動作する。
【００６２】
バッテリ電圧ＶＢＡＴがＶｏｕｔ＋０．２Ｖ以下に低下し、位相補償コンデンサ２１が出力端子１２から切り離されて誤差アンプ１１の出力に接続された場合、誤差アンプ１１の出力抵抗（数１００ＫΩから数１０ＭΩ）と位相補償コンデンサ（数μＦ）２１で構成される時定数がファーストポールを構成し、セカンドポールは、出力トランジスタ１０の出力抵抗（数１００ＫΩ〜数ＭΩの値）と寄生コンデンサ（高々数ｐＦ）２６で構成される時定数（周波数で数１０ＭＨｚ）となる。
【００６３】
本実施形態では、スイッチ用のトランジスタ１９，２３を使って位相補償コンデンサ２１の接続先を切り替えるため、接続先の切替前におけるファーストポールと切替後のセカンドポールがほぼ同じ周波数に位置し、接続先の切替前におけるセカンドポールが切替後のファーストポールとほぼ同じ周波数に位置するため、利得が０ｄＢになる周波数が動かず、設定された位相余裕（６０°以上）を満足し、安定な動作を維持することができる。
【００６４】
バッテリ電圧ＶＢＡＴが３．４Ｖより小さいとき、出力トランジスタ１０は、図２に示す３極管領域で動作する。この３極管領域では、バッテリ電圧ＶＢＡＴが低くなるのに伴い、出力トランジスタ１０のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓが高くなって、図２に矢印Ｃで示す様に一定の電流が流れ、ドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓが変化するとドレイン・ソース間電流ｌｄｓも変化し、この３極管領域では、小信号抵抗（ｒｄｓ）は小さな値を示す。
【００６５】
この様に、出力トランジスタ１０を３極管で動作させると、その出力抵抗が小さくなるが、このことは、出力トランジスタ１０のドレイン・ソース間の電位変動に対する出力電流変動が大きくなることを意味し、出力電流が負荷抵抗で電圧に変換されることを加味すると、ソース・ドレイン間の電圧変動によるシリーズレギュレータの出力電圧変動が大きくなることを意味する。
【００６６】
すなわち、ＰＳＲＲ（Ｐｏｗｅｒ  Ｓｕｐｐｌｙ  Ｒｅｊｅｃｔｉｏｎ  Ｒｅｔｉｏ）が劣化する。このため、常時、出力トランジスタ１０を３極管領域で動作させることは好ましくなく、バッテリ電圧ＶＢＡＴが低下した場合のみ、３極管で動作させる必要がある。
【００６７】
本実施形態では、バッテリ電圧ＶＢＡＴがＶｏｕｔ＋０．２Ｖ（第１閾値）の時に位相補償コンデンサ２１の接続先の切り替えを行っているが、これはバッテリ電圧ＶＢＡＴが低下した場合であり、周囲温度の影響などでバッテリ電圧ＶＢＡＴが上昇した場合には、第１閾値より高い電圧（例えばＶｏｕｔ＋０．３Ｖ）で切り替えを行う。何故ならば、バッテリ電圧ＶＢＡＴが第１閾値近傍で揺らいだ場合、連続した切り替え動作が発生し、安定なレギュレーションの妨げになるためである。このように、閾値電圧にヒステリシスを持たせることが好ましい。
【００６８】
以上述べた実施形態によれば、チャージポンプ回路を用いなくても所要の電圧を低消費電力で発生させることができ、また、レギュレータ回路を搭載するチップ面積も小さくできるため、ＣＣＤカメラモジュール用の精度の高い電源回路を安価に構成することができる。
【産業上の利用可能性】
【００６９】
本発明に係るレギュレータ回路は、チャージポンプ回路を用いなくても所要の電圧を低消費電力で発生させることができ、また、レギュレータ回路を搭載するチップ面積も小さくできるため、ＣＣＤカメラモジュール用の精度の高い電源回路に適用すると有用である。
【図面の簡単な説明】
【００７０】
【図１】本発明の一実施形態に係るレギュレータ回路の構成図である。
【図２】図１に示すレギュレータ回路の５極管動作領域と３極管動作領域を示す図である。
【図３】図１に示すレギュレータ回路のボード線図である。
【図４】図１に示すレギュレータ回路の出力電圧ＶＨＤとバッテリ電圧ＶＢＡＴとの関係を示す図である。
【図５】従来のカメラモジュール搭載装置のカメラモジュール周りのブロック構成図である。
【図６】図５に示すカメラモジュール側電源回路のブロック構成図である。
【図７】従来のレギュレータ回路の構成図である。
【図８】図７に示す従来のレギュレータ回路の５極管動作領域の説明図である。
【図９】従来のレギュレータ回路の動作説明図である。
【符号の説明】
【００７１】
１０  出力トランジスタ
１１  誤差アンプ
１２  出力端子
１３  負荷
１４，１５  抵抗
１８  バッテリ電圧検出回路
１９，２３  スイッチ用のトランジスタ
２０  インバータ
２１  位相補償コンデンサ
２５，２６  浮遊容量
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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