(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線送信装置における増幅器の非線形歪み補償回路であって、
前記増幅器の非線形歪みの補償のための逆特性を３次または５次の単項式からなる近似式として生成する近似式生成手段と、
前記増幅器の出力の復調信号の歪み量に基づいて、前記近似式の次数及びその係数を適応的に更新制御する制御手段と、
前記制御手段により得られた前記近似式に応じて前記非線形歪み補償をなす歪み補償手段とを含み、
無線送信装置の変調信号は多値ＱＡＭ信号であり、
前記制御手段は、前記多値ＱＡＭ信号の復調信号の最外郭信号の誤差信号に基づいて前記歪み量の判定を行って、この歪み量に基づき前記近似式の次数を制御することを特徴とする非線形歪み補償回路。
【請求項２】
無線送信装置における増幅器の非線形歪み補償回路であって、
前記増幅器の非線形歪みの補償のための逆特性を３次または５次の単項式からなる近似式として生成する近似式生成手段と、
前記増幅器の出力の復調信号の歪み量に基づいて、前記近似式の次数及びその係数を適応的に更新制御する制御手段と、
前記制御手段により得られた前記近似式に応じて前記非線形歪み補償をなす歪み補償手段とを含み、
無線送信装置の変調信号は多値ＱＡＭ信号であり、
前記制御手段は、前記多値ＱＡＭ信号の復調信号の全信号の平均誤差信号に基づいて前記歪み量の判定を行って、この歪み量に基づき前記近似式の次数を制御することを特徴とする非線形歪み補償回路。
【請求項３】
無線送信装置における増幅器の非線形歪み補償回路であって、
前記増幅器の非線形歪みの補償のための逆特性を３次または５次の単項式からなる近似式として生成する近似式生成手段と、
前記増幅器の出力の復調信号の歪み量に基づいて、前記近似式の次数及びその係数を適応的に更新制御する制御手段と、
前記制御手段により得られた前記近似式に応じて前記非線形歪み補償をなす歪み補償手段とを含み、
無線送信装置の変調信号は多値ＱＡＭ信号であり、
前記近似式生成手段は、前記近似式として３次と５次の多項式をも生成し、
前記制御手段は、前記多値ＱＡＭ信号の復調信号の最外郭信号の平均誤差信号に基づいて前記歪み量の判定を行って、この歪み量に基づき前記近似式の次数を制御することを特徴とする非線形歪み補償回路。
【請求項４】
前記制御手段は、前記平均誤差信号が閾値を所定期間連続して超えた場合には、前記近似式として３次の単項式から前記多項式へ切り替えることを特徴とする請求項３記載の非線形歪み補償回路。
【請求項５】
無線送信装置における増幅器の非線形歪み補償方法であって、
前記増幅器の非線形歪みの補償のための逆特性を３次または５次の単項式からなる近似式として生成する近似式生成ステップと、
前記増幅器の出力の復調信号の歪み量に基づいて、前記近似式の次数及びその係数を適応的に更新制御する制御ステップと、
前記制御ステップにより得られた前記近似式に応じて前記非線形歪み補償をなす歪み補償ステップとを含み、
無線送信装置の変調信号は多値ＱＡＭ信号であり、
前記制御ステップは、前記多値ＱＡＭ信号の復調信号の最外郭信号の誤差信号に基づいて前記歪み量の判定を行って、この歪み量に基づき前記近似式の次数を制御することを特徴とする非線形歪み補償方法。
【請求項６】
無線送信装置における増幅器の非線形歪み補償方法であって、
前記増幅器の非線形歪みの補償のための逆特性を３次または５次の単項式からなる近似式として生成する近似式生成ステップと、
前記増幅器の出力の復調信号の歪み量に基づいて、前記近似式の次数及びその係数を適応的に更新制御する制御ステップと、
前記制御ステップにより得られた前記近似式に応じて前記非線形歪み補償をなす歪み補償ステップとを含み、
無線送信装置の変調信号は多値ＱＡＭ信号であり、
前記制御ステップは、前記多値ＱＡＭ信号の復調信号の全信号の平均誤差信号に基づいて前記歪み量の判定を行って、この歪み量に基づき前記近似式の次数を制御することを特徴とする非線形歪み補償方法。
【請求項７】
無線送信装置における増幅器の非線形歪み補償方法であって、
前記増幅器の非線形歪みの補償のための逆特性を３次または５次の単項式からなる近似式として生成する近似式生成ステップと、
前記増幅器の出力の復調信号の歪み量に基づいて、前記近似式の次数及びその係数を適応的に更新制御する制御ステップと、
前記制御ステップにより得られた前記近似式に応じて前記非線形歪み補償をなす歪み補償ステップとを含み、
無線送信装置の変調信号は多値ＱＡＭ信号であり、
前記近似式生成ステップは、前記近似式として３次と５次の多項式をも生成し、
前記制御ステップは、前記多値ＱＡＭ信号の復調信号の最外郭信号の平均誤差信号に基づいて前記歪み量の判定を行って、この歪み量に基づき前記近似式の次数を制御することを特徴とする非線形歪み補償方法。
【請求項８】
前記制御ステップは、前記平均誤差信号が閾値を所定期間連続して超えた場合には、前記近似式として３次の単項式から前記多項式へ切り替えることを特徴とする請求項７記載の非線形歪み補償方法。
【請求項９】
請求項１〜４いずれか記載の非線形歪み補償回路を用いたことを特徴するデジタル無線送信システム。
【請求項１０】
無線送信装置における増幅器の非線形歪み補償方法をコンピュータに実行させためのプログラムであって、
前記増幅器の非線形歪みの補償のための逆特性を３次または５次の単項式からなる近似式として生成する近似式生成処理と、
前記増幅器の出力の復調信号の歪み量に基づいて、前記近似式の次数及びその係数を適応的に更新制御する制御処理と、
前記制御処理により得られた前記近似式に応じて前記非線形歪み補償をなす歪み補償処理とを含み、
無線送信装置の変調信号は多値ＱＡＭ信号であり、
前記制御処理は、前記多値ＱＡＭ信号の復調信号の最外郭信号の誤差信号に基づいて前記歪み量の判定を行って、この歪み量に基づき前記近似式の次数を制御することを特徴とするプログラム。
【請求項１１】
無線送信装置における増幅器の非線形歪み補償方法をコンピュータに実行させためのプログラムであって、
前記増幅器の非線形歪みの補償のための逆特性を３次または５次の単項式からなる近似式として生成する近似式生成処理と、
前記増幅器の出力の復調信号の歪み量に基づいて、前記近似式の次数及びその係数を適応的に更新制御する制御処理と、
前記制御処理により得られた前記近似式に応じて前記非線形歪み補償をなす歪み補償処理とを含み、
無線送信装置の変調信号は多値ＱＡＭ信号であり、
前記制御処理は、前記多値ＱＡＭ信号の復調信号の全信号の平均誤差信号に基づいて前記歪み量の判定を行って、この歪み量に基づき前記近似式の次数を制御することを特徴とするプログラム。
【請求項１２】
無線送信装置における増幅器の非線形歪み補償方法をコンピュータに実行させためのプログラムであって、
前記増幅器の非線形歪みの補償のための逆特性を３次または５次の単項式からなる近似式として生成する近似式生成処理と、
前記増幅器の出力の復調信号の歪み量に基づいて、前記近似式の次数及びその係数を適応的に更新制御する制御処理と、
前記制御処理により得られた前記近似式に応じて前記非線形歪み補償をなす歪み補償処理とを含み、
無線送信装置の変調信号は多値ＱＡＭ信号であり、
前記近似式生成処理は、前記近似式として３次と５次の多項式をも生成し、
前記制御処理は、前記多値ＱＡＭ信号の復調信号の最外郭信号の平均誤差信号に基づいて前記歪み量の判定を行って、この歪み量に基づき前記近似式の次数を制御することを特徴とするプログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は非線形歪み補償回路及びその方法並びにそれを用いた無線送信システムに関し、特にディジタル無線通信システムにおける増幅器の非線形歪みを、復調信号から検出した歪みの度合いに基づいて適応的に補償制御するようにした非線形歪み補償方式に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
ディジタル無線通信システムにおける変復調回路は、従来からＲＦ（Radio Frequency ）帯の信号を増幅する際に生じる非線形歪み補償が行われており、その概略ブロックを図１に示している。なお、この図１の構成は、本発明のそれと同等であ、この非線形歪みを補償するため回路は、非線形歪み補償部１１、直交変調器１２、高出力増幅器１３、直交復調器１４、非線形歪み補償係数演算部１５から構成される。
【０００３】
なお、このシステムは、多値直交変調（ＱＡＭ：Quadrature Amplitude Modulation ）を想定しており、ディジタル復調方式としては、一般的なベースバンド準同期方式が適用されるものとし、同相と直交の各成分（チャネル）に対して、一般的な表記Ｉｃｈ、Ｑｃｈが用いられているものとする。
【０００４】
直交変調器１２は、非線形歪み補償が行われたベースバンド信号Ｉｃｈ、Ｑｃｈを直交変調して、直交変調信号を出力する。高出力増幅器１３は、直交変調信号を増幅し変調信号として外部に出力する。直交復調器１４は、高出力増幅器１３から出力された直交変調信号を直交復調することによって生成した直交復調信号Ｉ’ｃｈ、Ｑ’ｃｈを出力する。非線形歪み補償部１１は、ベースバンド信号Ｉｃｈ、Ｑｃｈに非線形歪み補償係数を乗算して、プリディストーション（非線形歪みの逆特性を付加）を行うことにより、非線形歪み補償を実行する。
【０００５】
ここで、ＲＦ帯の高出力増幅器１３で生じる非線形歪みについて説明する。なお、高出力増幅器１３に関する特性は、デシベル（ｄＢ）で表すものとする。高出力増幅器１３の入力電力をＰi 、出力電力をＰo 、増幅利得をＧ、飽和出力電力をＰsat と定義する。増幅器が理想的な特性を有しているとすると、出力電力Ｐo が、飽和出力電力Ｐsat 以上にならない限り、入力電力Ｐi に増幅利得Ｇを足した値が出力される。そのため、入出力特性は以下の式（１ａ），（１ｂ）で表される。
【０００６】
ＰO ＝Ｐi ＋Ｇ      （ＰO ＜Ｐsat ）                ……（１ａ）
または、
ＰO ＝Ｐsat         （ＰO ≧Ｐsat ）                ……（１ｂ）
【０００７】
ところが、実際の電気回路で送信増幅器を構成した場合には、出力電力Ｐ0 が飽和出力電力Ｐsat に近づくにしたがって徐々に圧縮され、実際の増幅器と理想の増幅器との特性差が大きくなる（非特許文献１参照）。
【０００８】
この非特許文献１によると、この圧縮効果をふまえた増幅器の入出力特性は、以下の式（２）で近似することができる。
ＰO ＝Ｐi ＋Ｇ−Ｋ・log 10｛１＋１０(Pi+G-Psat)/K  ｝……（２）
【０００９】
Ｋは正の数であり、増幅器の特性を示す振幅圧縮係数である。Ｋが大きいほど増幅器の特性は悪化し、Ｋが０に近づくほど、先の理想増幅器の特性に近づく。さらに、式（２）に対して、飽和出力電力Ｐsat を基準点（０ｄＢ）とし、Ｐi ＋Ｇを増幅器の動作点Ｐopと定義すると、高出力増幅器の動作点と出力電力の関係は以下の式（３）で表される。
ＰO ＝Ｐop−Ｋ・log 10｛１＋１０Pop/K ｝            ……（３）
【００１０】
図６は、Ｋ→０，Ｋ＝３，５，７とした場合の増幅器の動作点対出力電力特性を示したものである。横軸は増幅器の動作点を示し、縦軸は出力電力を示す。同図より、理想的な増幅器（Ｋ→０）の場合には、動作点が飽和出力になるまで線形に動作し、飽和出力に達すると直ちに出力が飽和点にクリップされることが分かる。また、振幅圧縮係数Ｋが大きくなるにつれて、理想的な増幅器との特性差は大きくなり、動作点が飽和点を越える以前に、線形補償動作を行わなければならなくなる度合いが大きくなることがわかる。
【００１１】
出力電力Ｐo を増幅器の動作点Ｐopの関数
Ｐo ＝ｆ（Ｐop）
とすると、式（３）に示すように、パラメータＫが固定されたとき、Ｐo とＰopの関係は１対１に対応しているため、Ｐo ＝ｆ（Ｐop）の逆関数
Ｐop＝ｆ-1（Ｐo ）
と表現することができる。
【００１２】
図７は、出力電力Ｐo ［ｄＢ］に対する増幅器の動作点Ｐop［ｄＢ］の特性を示したものである。同図より、横軸の出力電力は非線形歪み補償部１１への入力電力に相当し、縦軸である動作点電力はプリディストーション実行後の出力電力に対応する。
【００１３】
さらに、出力電力と動作点電力との振幅比を振幅補償率Ｒe として定義し、出力電力の振幅を直交復調器の入力振幅にした場合、直交復調器１４の入力振幅に対する振幅補償率特性を図８のように表すことができる。図８の横軸は、増幅器の飽和電力の振幅に対する比率がデシベル表示されているので、高出力増幅器１３の出力信号の動作点を推定することができれば、非線形歪み補償部１１への入力電力をデシベル表現に変換することにより、振幅補償率が求まる。
【００１４】
以上より、多値直交変調信号の平均信号電力の動作点を適応動作によって追従させ、検出した動作点と非線形歪み補償部１１への入力振幅より振幅補償率を導出し、入力信号に振幅補償率を乗じることによって振幅歪みの影響を補償することができる。
【００１５】
図４は、従来方式の非線形歪み補償係数演算部１５の構成を示すブロック図である。同図より、非線形歪み補償係数演算部１５は、２乗和根計算回路２１と振幅補償率演算表処理回路４１と、平均動作点推定回路４２と、補償極性検出回路４３と、判定回路２４とを備えている。２乗和根計算回路２１は、入力されたベースバンド信号Ｉｃｈ、Ｑｃｈのそれぞれの振幅における２乗和根を計算した結果を出力する。判定回路２４は、直交復調信号Ｉ’ｃｈ、Ｑ’ｃｈに基づいて送信シンボルを判定し、データ信号と誤差信号とを生成して出力する。補償極性検出回路４３は、入力された誤差信号のベクトルがデータ信号のベクトルと直角となる境界線で規定される補償極性領域に基づいて振幅歪み補償における補償量を調整するための制御信号を生成して出力する。
【００１６】
図９は、信号点配置より歪みの影響を検出するための補償極性検出領域の一例を示したものである。同図は、１６ＱＡＭ変調信号の正規信号点配置において、その第一象限のみを取り出したものである。＋印が信号点の正規位置を示す。同図より、補償極性検出回路４３は、信号点配置の原点０と正規の信号点位置（＋印）とを直線で結び、その直線と直角に交わる直線を境界線とし、境界線の内側（斜線なし）を正の非線形歪みを受けた領域と判定し、境界線の外側（斜線あり）を負の非線形歪みの影響を受けた領域と判定し、両判定領域が等確率で発生するような適応動作が行われる。
【００１７】
平均動作点推定回路４２は、補償極性検出回路４３から出力された制御信号に従って平均信号電力の動作点推定値を適応変化した上で生成して出力する。振幅補償率演算表処理回路４１は、この動作点推定値と入力振幅とを代入することによって、振幅補償率導出可能な振幅補償率演算表テーブルを有しており、そのテーブルより導出された振幅補償率を出力する。
【００１８】
図５は、非線形歪み補償部１１を示したものである。同図より、非線形歪み補償部１１は、２つの乗算器５１から構成される。各乗算器５１は、ベースバンド信号Ｉｃｈ，Ｑｃｈと非線形歪み補償係数演算部１５から出力された振幅補償率とをそれぞれ乗算して出力する。
【００１９】
なお、歪み補償に関する従来例として下記の特許文献１〜３などがある。
【非特許文献１】Behavioral Modeling Of Nonlinear RF and Microwave Devices, Artech House
【特許文献１】特開２００５−２７１１７３号公報
【特許文献２】特開２００４−３６３７１３号公報
【特許文献２】特開２００４−１１２１５１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２０】
ところで、以上に述べた非線形歪み補償動作は、高出力増幅器１３の期待特性に基づいて数値計算で求めた結果をテーブルとして利用するため、テーブルを保存するための膨大なメモリが必要になる。さらに、多値ＱＡＭ変調信号において各信号点の動作点（振幅補償率）は、原点からの信号点間距離によって異なるため、各々信号点に対して最適な振幅補償率をテーブルから選択するための回路構成が必要になり、回路規模が増大するという問題がある。
【００２１】
本発明の目的は、歪み補償を少ない回路規模で実現できる非線形歪み補償回路及びその方法並びにそれを用いた無線送信システム、プログラムを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００２２】
本発明による非線形歪み補償回路は、
無線送信装置における増幅器の非線形歪み補償回路であって、
前記増幅器の非線形歪みの補償のための逆特性を３次または５次の単項式からなる近似式として生成する近似式生成手段と、
前記増幅器の出力の復調信号の歪み量に基づいて、前記近似式の次数及びその係数を適応的に更新制御する制御手段と、
前記制御手段により得られた前記近似式に応じて前記非線形歪み補償をなす歪み補償手段とを含み、
無線送信装置の変調信号は多値ＱＡＭ信号であり、
前記制御手段は、前記多値ＱＡＭ信号の復調信号の最外郭信号の誤差信号に基づいて前記歪み量の判定を行って、この歪み量に基づき前記近似式の次数を制御することを特徴とする。
本発明による他の非線形歪み補償回路は、
無線送信装置における増幅器の非線形歪み補償回路であって、
前記増幅器の非線形歪みの補償のための逆特性を３次または５次の単項式からなる近似式として生成する近似式生成手段と、
前記増幅器の出力の復調信号の歪み量に基づいて、前記近似式の次数及びその係数を適応的に更新制御する制御手段と、
前記制御手段により得られた前記近似式に応じて前記非線形歪み補償をなす歪み補償手段とを含み、
無線送信装置の変調信号は多値ＱＡＭ信号であり、
前記制御手段は、前記多値ＱＡＭ信号の復調信号の全信号の平均誤差信号に基づいて前記歪み量の判定を行って、この歪み量に基づき前記近似式の次数を制御することを特徴とする。
本発明による更に他の非線形歪み補償回路は、
無線送信装置における増幅器の非線形歪み補償回路であって、
前記増幅器の非線形歪みの補償のための逆特性を３次または５次の単項式からなる近似式として生成する近似式生成手段と、
前記増幅器の出力の復調信号の歪み量に基づいて、前記近似式の次数及びその係数を適応的に更新制御する制御手段と、
前記制御手段により得られた前記近似式に応じて前記非線形歪み補償をなす歪み補償手段とを含み、
無線送信装置の変調信号は多値ＱＡＭ信号であり、
前記近似式生成手段は、前記近似式として３次と５次の多項式をも生成し、
前記制御手段は、前記多値ＱＡＭ信号の復調信号の最外郭信号の平均誤差信号に基づいて前記歪み量の判定を行って、この歪み量に基づき前記近似式の次数を制御することを特徴とする。
【００２３】
本発明による非線形歪み補償方法は、
無線送信装置における増幅器の非線形歪み補償方法であって、
前記増幅器の非線形歪みの補償のための逆特性を３次または５次の単項式からなる近似式として生成する近似式生成ステップと、
前記増幅器の出力の復調信号の歪み量に基づいて、前記近似式の次数及びその係数を適応的に更新制御する制御ステップと、
前記制御ステップにより得られた前記近似式に応じて前記非線形歪み補償をなす歪み補償ステップとを含み、
無線送信装置の変調信号は多値ＱＡＭ信号であり、
前記制御ステップは、前記多値ＱＡＭ信号の復調信号の最外郭信号の誤差信号に基づいて前記歪み量の判定を行って、この歪み量に基づき前記近似式の次数を制御することを特徴とする。
本発明による他の非線形歪み補償方法は、
無線送信装置における増幅器の非線形歪み補償方法であって、
前記増幅器の非線形歪みの補償のための逆特性を３次または５次の単項式からなる近似式として生成する近似式生成ステップと、
前記増幅器の出力の復調信号の歪み量に基づいて、前記近似式の次数及びその係数を適応的に更新制御する制御ステップと、
前記制御ステップにより得られた前記近似式に応じて前記非線形歪み補償をなす歪み補償ステップとを含み、
無線送信装置の変調信号は多値ＱＡＭ信号であり、
前記制御ステップは、前記多値ＱＡＭ信号の復調信号の全信号の平均誤差信号に基づいて前記歪み量の判定を行って、この歪み量に基づき前記近似式の次数を制御することを特徴とする。
本発明による更に他の非線形歪み補償方法は、
無線送信装置における増幅器の非線形歪み補償方法であって、
前記増幅器の非線形歪みの補償のための逆特性を３次または５次の単項式からなる近似式として生成する近似式生成ステップと、
前記増幅器の出力の復調信号の歪み量に基づいて、前記近似式の次数及びその係数を適応的に更新制御する制御ステップと、
前記制御ステップにより得られた前記近似式に応じて前記非線形歪み補償をなす歪み補償ステップとを含み、
無線送信装置の変調信号は多値ＱＡＭ信号であり、
前記近似式生成ステップは、前記近似式として３次と５次の多項式をも生成し、
前記制御ステップは、前記多値ＱＡＭ信号の復調信号の最外郭信号の平均誤差信号に基づいて前記歪み量の判定を行って、この歪み量に基づき前記近似式の次数を制御することを特徴とする。
【００２４】
本発明によるデジタル無線送信システムは、上記の非線形歪み補償回路を用いたことを特徴とする。
【００２５】
本発明によるプログラムは、
無線送信装置における増幅器の非線形歪み補償方法をコンピュータに実行させためのプログラムであって、
前記増幅器の非線形歪みの補償のための逆特性を３次または５次の単項式からなる近似式として生成する近似式生成処理と、
前記増幅器の出力の復調信号の歪み量に基づいて、前記近似式の次数及びその係数を適応的に更新制御する制御処理と、
前記制御処理により得られた前記近似式に応じて前記非線形歪み補償をなす歪み補償処理とを含み、
無線送信装置の変調信号は多値ＱＡＭ信号であり、
前記制御処理は、前記多値ＱＡＭ信号の復調信号の最外郭信号の誤差信号に基づいて前記歪み量の判定を行って、この歪み量に基づき前記近似式の次数を制御することを特徴とする。
本発明による他のプログラムは、
無線送信装置における増幅器の非線形歪み補償方法をコンピュータに実行させためのプログラムであって、
前記増幅器の非線形歪みの補償のための逆特性を３次または５次の単項式からなる近似式として生成する近似式生成処理と、
前記増幅器の出力の復調信号の歪み量に基づいて、前記近似式の次数及びその係数を適応的に更新制御する制御処理と、
前記制御処理により得られた前記近似式に応じて前記非線形歪み補償をなす歪み補償処理とを含み、
無線送信装置の変調信号は多値ＱＡＭ信号であり、
前記制御処理は、前記多値ＱＡＭ信号の復調信号の全信号の平均誤差信号に基づいて前記歪み量の判定を行って、この歪み量に基づき前記近似式の次数を制御することを特徴とする。
本発明による更に他のプログラムは、
無線送信装置における増幅器の非線形歪み補償方法をコンピュータに実行させためのプログラムであって、
前記増幅器の非線形歪みの補償のための逆特性を３次または５次の単項式からなる近似式として生成する近似式生成処理と、
前記増幅器の出力の復調信号の歪み量に基づいて、前記近似式の次数及びその係数を適応的に更新制御する制御処理と、
前記制御処理により得られた前記近似式に応じて前記非線形歪み補償をなす歪み補償処理とを含み、
無線送信装置の変調信号は多値ＱＡＭ信号であり、
前記近似式生成処理は、前記近似式として３次と５次の多項式をも生成し、
前記制御処理は、前記多値ＱＡＭ信号の復調信号の最外郭信号の平均誤差信号に基づいて前記歪み量の判定を行って、この歪み量に基づき前記近似式の次数を制御することを特徴とする。
【００２６】
本発明の作用を述べる。振幅補償率を３次または５次の単項式で近似し、直交復調信号に基づいて推定される歪み補償の適正度に応じて、単項式次数の最適値を選択し、なおかつ単項式係数を適応的に制御する。高出力増幅器で加わる非線形歪みは、ＩＭ３（３次歪み）による影響が支配的であるが、歪みの大きさによっては３次だけではなく、５次の歪み成分も無視できなくなるため、歪みの逆特性を表現する振幅補償率を３次または５次の単項式で近似するようにして、上記目的を達成している。
【発明の効果】
【００２７】
本発明によれば、ディジタル無線通信システムの送信装置側で使用され、一般に用いられるＲＦ帯の増幅器で生じる非線形歪みを補償するための歪み補償手段として、増幅器の歪み特性の逆特性を３次または５次の単項式からなる近似式で表現し、復調信号の歪み量に基づいて、近似式次数の最適値を選択し、近似式係数を適応動作により更新しながら歪み補償を行う。これにより、増幅器の入出力特性をテーブルに格納する必要がなくなるので、従来方式よりも、簡素な回路構成で送信側のみで充分な補償効果が得られる非線形歪み補償機能を構築することができるという効果が得られる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２８】
以下に、本発明の実施の形態について図面を参照しつつ詳細に説明する。以下の本発明の説明において、変調方式は多値直交変調（ＱＡＭ）を想定しており、ディジタル復調方式としては、一般的なベースバンド準同期方式が適用されるものとし、同相と直交の各成分（チャネル）に対して、一般的な表記Ｉｃｈ，Ｑｃｈが用いられているものとする。また、図１において、本発明の実施例の構成が従来方式の構成に対して異なる点は、非線形歪み補償係数演算部１５の内部構成のみであるため、その部分を重点的に説明する。
【００２９】
図２は、図１における本発明の非線形歪み補償係数演算部１５の構成の一例を示したものである。図２において、非線形歪み補償係数演算部１５は、２乗和根計算回路２１と判定回路２４とに加えて、本発明の特徴である振幅補償率演算部２２と、振幅補償率近似式係数制回路２３と、振幅補償率近似式次数選択回路２５と、最外郭（最大振幅）信号点判定部２６とが設けられている。
【００３０】
２乗和根計算回路２１は、入力されたベースバンド信号Ｉｃｈ、Ｑｃｈのそれぞれの振幅における２乗和根を計算した結果を出力する。判定回路２４は、直交復調信号Ｉ’ｃｈ，Ｑ’ｃｈに基づいて送信シンボルを判定し、データ信号と誤差信号とを生成して出力する。すなわち、図１０に示す信号点配置（コンスタレーション）上の信号点において、入力される直交復調信号と最も距離が近い信号点が判定値であるデータ信号とされ、直交復調信号とこの判定値との差分が誤差信号となる。
【００３１】
振幅補償率近似式係数制御回路２３は、従来方式と同様に、入力されるデータ信号と誤差信号とを用いて、図９に示される判定領域から歪み補償の極性を検出し、この極性に基づいて近似式係数を調整する。最外郭信号点判定部２６は、入力されるデータ信号に基づいて当該信号点の位置が最外郭か否かを判定し、判定結果を出力する。
【００３２】
振幅補償率近似式次数選択回路２５は、最外郭信号点判定部２６から入力される判定結果と、判定回路２４から入力される誤差信号とに基づいて、最外郭信号点における歪み補償の適正度を検出し、近似式次数選択信号を出力する。
【００３３】
図３は、振幅補償率演算部２２の構成を示したものである。図３は、乗算器３４と３乗回路３１と、５乗回路３２と、セレクタ（ＳＥＬ）３３と、加算器３５から構成される。セレクタ（ＳＥＬ）３３は、近似式次数選択信号の極性に応じて３乗回路３１の演算結果と５乗回路３２の演算結果を選択して出力する。乗算器３４は、セレクタ（ＳＥＬ）３３の出力結果に近似式係数を乗じて出力する。加算器３５は、その出力結果に１を足し合わせる。
【００３４】
以下、本発明の歪み補償動作について説明する。図１０は、１６値直交変調信号の非線形歪みの影響に係わる信号点配置（コンスタレーション）の変遷を模式的に示したものである。同図において、信号点Ａ点、Ｂ点、Ｃ点、Ｄ点の正規位置を＋印で表し、非線形歪みを受けた各々の信号点の位置を黒丸印で表す。図１１は、振幅圧縮係数Ｋを７としたときの増幅器の振幅補償率特性と、非線形歪みの影響に係わる振幅補償率特性近似式の変遷を示したものである。
【００３５】
同図において、増幅器の平均動作点はＸ点で運用されているものとし、信号点Ａ点、Ｂ点、Ｃ点、Ｄ点の振幅補償率は、それぞれＸＡ点、ＸＢ点、ＸＣ点、ＸＣ点であるものとする。ＸＢ点は、Ｘ点に対して、平均振幅に対するＢ点の瞬時振幅との比率（約２．５ｄＢ）の分だけ離れた場所に位置する。また、図１０（ａ）、図１１（ａ）は、非線形歪み影響大の場合に関するもの、図１０（ｂ）、図１１（ｂ）は、非線形歪み影響小の場合に関するもの、図１０（ｃ）、図１１（ｃ）は、非線形歪み影響なしの場合に関するもの、図１０（ｄ）、図１１（ｄ）は、非線形歪み過補償の場合に関するものである。
【００３６】
本システム初期時において、振幅補償率近似式係数制御回路２３で調整される近似式係数は０に、振幅補償率近似式次数選択回路２５で選択される近似式次数は３に設定されているので、振幅補償率近似式は、図１１（ａ）で示されるように入力振幅によらず、常に“１”となる（図３の加算器３５の“１”加算による）。これにより、振幅補償動作は行われず直交変調信号は非線形歪みの影響を強く受けるので、信号点配置は図１０（ａ）で示されるように非線形歪みの影響大の場合となる。
【００３７】
このとき、振幅補償率近似式係数制御回路２３は、直交復調信号Ｉ’ｃｈ、Ｑ’ｃｈのデータ信号と誤差信号から、直交復調信号が図９に示される補償極性領域の斜線しなしの位置にある、すなわち、正の歪みを受けていることを検出し、近似式次数は３のままで、近似式係数を大きくする。その結果として、図１１（ｂ）に示されるように振幅補償率が大きくなり、信号点配置は、図１０（ｂ）に示されるように少しばかり非線形歪が補償された非線形歪み影響小の場合の信号点配置となる。このときの非線形歪みの逆特性を示す単項式は、ａ・ｘ3 となる。ａは近似式係数である。
【００３８】
引き続き、振幅補償率近似式係数制御回路２３が近似式係数を大きくする方向へ調整すると、図１１（ｃ）に示されるように近似曲線が増幅器の振幅補償率特性に近づくため、信号点配置は図１０（ｃ）で示されるように非線形歪みの影響無しの場合となる。
【００３９】
更に、振幅補償率近似式係数制御回路２３が近似式係数を大きくして過制御し、図１１（ｄ）に示されるように近似曲線が増幅器の振幅補償率特性を超えてしまった場合、信号点配置は図１０（ｄ）で示されるように過補償の場合の信号点配置となる。このとき、振幅補償率近似式係数制御回路２３は、直交復調信号Ｉ’ｃｈ、Ｑ’ｃｈのデータ信号と誤差信号とから、直交復調信号が図９に示される補償極性領域の斜線部分にある、すなわち負の歪みを受けている（過補償の状態である）ことを検出し、近似式係数を小さくする。
【００４０】
その結果として、振幅補償率が小さくなり、再び図１０（ｃ）に示されるように非線形歪み影響無しの場合の信号点配置に戻される。このような帰還制御を繰り返すことにより、近似曲線を高出力増幅器１４の期待特性に近づけ、振幅補償率を適切な値に収束させることができる。
【００４１】
一方、増幅器の振幅補償率特性が３次で近似できない場合について説明する。図１３は、振幅圧縮係数Ｋを３としたときの増幅器の振幅補償率特性と、非線形歪みの影響に係わる振幅補償率特性の近似式の変遷を示したものである。同図において、増幅器の平均動作点（Ｘ点）は前記よりも高いレベルで運用されているものとし、信号点Ａ点、Ｂ点、Ｃ点、Ｄ点の振幅補償率は、それぞれＸＡ点、ＸＢ点、ＸＣ点、ＸＤ点であるものとする。図１２は、１６値直交変調信号の非線形歪みの影響に係わる信号点配置の変遷を模式的に示したものである。
【００４２】
前記同様、本システム初期時において、振幅補償率近似式係数は０に、次数は３に設定される。歪み補償の過程において、振幅補償率が図１３（ａ）に示されるように近似された場合、最外郭信号点（Ｂ点）の推定振幅補償率が、正規の値であるＸＢ点に対して下方に位置し、Ａ点、Ｃ点における推定振幅補償率が、正規の値であるＸＡ点、ＸＣ点に対して上方に位置する。
【００４３】
信号点配置は、図１２（ａ）で示されるように、Ｂ点に対しては非線形歪み影響を受けた場合の信号点配置となり、Ａ点、Ｃ点に対しては歪み過補償の場合の信号点配置となる。振幅補償率近似式係数制御回路２３は、全信号点に対して歪による誤差が最小となる方向へ制御するため、最外郭の信号点Ｂ点に対しては、近似式係数を大きくし歪み補償を強めようとするが、Ａ点、Ｃ点に対しては近似式係数を小さくし歪み補償を弱める方向へ制御する。
【００４４】
このように振幅補償率と近似曲線との差が不一致の状態で、各信号点における制御の方向が異なってしまうと、振幅補償率を適切な値に収束させることができず、誤差の抑圧が期待値を満たさなくなる。このときは、最も歪みの影響を受けやすい最外郭信号に着目する。振幅補償率近似式次数選択回路２５は、最外郭信号点判定部２６から入力される判定結果と、判定回路２４から入力される直交復調信号Ｉ’ｃｈ、Ｑ’ｃｈの誤差信号とに基づいて、最外郭信号点の平均誤差信号を計算する。この平均誤差信号がシステム初期時に固定値として与えられる閾値を長期にわたって連続して超えている場合、歪み補償が不充分であるとみなして近似式次数を３次から５次に変更する。
【００４５】
本例では、図１２（ａ）より、最外郭信号点が歪みを受けたままの状態であり、誤差信号が抑圧されないため、近似式次数が３次から５次へ変更される。なお、近似式次数を３次から５次に変更したとき、閾値を、近似式次数３次のときに計算した最外郭信号点の平均誤差信号に更新する。このときの非線形歪みの逆特性を示す単項式は、ｂ・ｘ5  となる。ｂは近似式係数である。
【００４６】
近似式次数を５次に変更した後、振幅補償率近似式次数選択回路２５は、前と同様、最外郭信号点の平均誤差信号を計算する。この平均誤差信号が閾値（３次のときの平均誤差信号）を超えない場合には、近似式次数を５次のままとする。一方、閾値を長期にわたって連続して超える場合は、近似式次数３次が最適と判断して次数を５次から３次へ変更する。図１３（ｂ）は、近似式次数を３次から５次に変更したときの、近似曲線を示したものである。
【００４７】
本例では、近似式次数を３次から５次へ変更することにより、最外郭信号点の誤差信号が抑圧されているため近似式次数は５のままとなる。図１２（ｂ）はこのときの信号点配置を示したものである。最外郭信号点（Ｂ点）において、歪みの影響が抑圧されている。
【００４８】
この後は、前記と同様、振幅補償率近似式係数制御回路２３が近似式係数を調整することにより、近似曲線を図１３（ｃ）で示されるように増幅器の振幅補償率特性に収束させる。この結果、信号点配置は図１３（ｃ）で示されるように非線形歪みの影響無しの場合の配置に戻される。
【００４９】
図１４は、本発明の他の実施例を示したものである。平均誤差計算回路２７は、最外郭信号だけではなく、判定回路２４から入力される全ての信号から平均誤差信号を計算して出力する。振幅補償率近似式次数選択回路２５は、入力される平均誤差信号から最適な近似単項式の次数を選択する。
【００５０】
図１５、図１６は本発明の更に他の実施例を示したものである。図１５は非線形歪み補償係数演算部を、図１６は振幅補償率演算部を示したものである。図１５において、最外郭信号点判定部２６は、ベースバンド信号から最外郭信号を判定し、その判定結果を振幅補償率近似式制御回路３０へ出力する。振幅補償率近似式制御回路３０は、誤差信号と最外郭信号点判定部２６から入力される判定結果から最外郭信号点の平均誤差信号を監視する。
【００５１】
この回路の動作は振幅補償率近似式次数選択回路２５と同様で、最外郭信号点の平均誤差信号が閾値を長期にわたって連続して超えている場合、振幅補償率の近似式を３次の単項式から３次と５次の多項式に切り替えるように制御する。振幅補償率近似式係数制御回路２３は、最外郭信号点のデータ信号と誤差信号から５次の近似式係数を調整する。
【００５２】
なお、この回路は、入力された近似式制御信号の極性が３次と５次の多項式を示すときのみ動作する。この３次と５次の多項式は、
ａ・ｘ3 ＋ｂ・ｘ5 
となる。振幅補償率近似式係数制御回路２３は全ての信号点のデータ信号と誤差信号から３次の近似式係数を調整する。
【００５３】
図１６は、振幅補償率演算部２９の構成を示したものである。振幅補償率演算部２９は、ベースバンド信号の振幅値と、振幅補償率近似式係数制御回路２３から入力される３次の近似式係数と、振幅補償率近似式係数制御回路２３から入力される５次の近似式係数から、振幅補償率を計算する。
【００５４】
なお、この回路は、最外郭信号点判定部２８から入力される判定結果に基づいて、ベースバンド信号が最外郭信号点のときは、３次と５次の多項式から振幅補償率を計算し、その他の信号点のときは３次の単項式から計算する。
【００５５】
本システム初期時において、３次と５次の近似単項式の係数はともに０である。また、近似式制御係数は３次に設定されているので、振幅補償率近似式係数制御回路２３は動作しない。これより、まずは全信号点に対して３次の近似曲線から求めた振幅補償率で歪み補償が行われる。ここで、振幅補償率近似式制御回路３０が最外郭信号点の誤差信号が抑圧されないと判断し、近似式を３次の単項式ではなく、３次と５次の多項式（加算器３５Ａによる）に変更するよう制御信号を出力したとき、振幅補償率近似式係数制御回路２３が５次の近似係数を調整し始める。
【００５６】
このとき、最外郭信号点に対して、今まで３次の近似単項式から求めた歪み補償量に加えて、５次の単項式から求めた歪み補償量を追加した振幅補償率で歪み補償が行われる。その他の信号点に対しては、今までどおり３次の近似単項式で歪み補償が行われる。
【００５７】
このように、本実施例は、回路規模が多少大きくなるものの、近似式次数を３次から５次へ変更する場合と比較して、近似曲線をスムーズに変化させながら所要の振幅補償率特性へ収束させる特徴をもつ。本発明は、ディジタル無線通信を行う送信装置全般に適用可能である。
【００５８】
上記各実施の形態における動作は、予めその動作手順をプログラムとしてＲＯＭなどの記録媒体に格納しておき、これをコンピュータ（ＣＰＵ）により読み取らせて実行させるようにすることも可能であることは勿論である。
【図面の簡単な説明】
【００５９】
【図１】本発明の実施の形態（従来技術にも適用される）における全体システムブロック図である。
【図２】本発明の実施の形態における図１の非線形歪み補償係数演算部の例を示す図である。
【図３】図２の振幅補償率演算部の例を示す図である。
【図４】従来の非線形歪み補償係数演算部の例を示す図である。
【図５】従来の非線形歪み補償部の例を示す図である。
【図６】増幅器の動作点対出力レベル特性図の一例である。
【図７】増幅器の出力レベル対動作点特性図である。
【図８】増幅器の動作点対出力レベル特性図の他の例である。
【図９】復調信号の信号点配置（コンスタレーション）より歪みの影響を検出するための補償極性検出領域の例を示す図である。
【図１０】１６ＱＡＭ信号の非直線歪みの影響に係わる信号点配置の変遷を模式的に示した図である。
【図１１】振幅圧縮係数Ｋを７としたときの増幅器の振幅補償率特性と、非線形歪みの影響に係わる振幅補償率特性近似式の変遷を示した図である。
【図１２】１６ＱＡＭ信号の非直線歪みの影響に係わる信号点配置の変遷を模式的に示した図である。
【図１３】振幅圧縮係数Ｋを３としたときの増幅器の振幅補償率特性と、非線形歪みの影響に係わる振幅補償率特性近似式の変遷を示した図である。
【図１４】本発明の実施の形態における図１の非線形歪み補償係数演算部の他の例を示す図である。
【図１５】本発明の実施の形態における図１の非線形歪み補償係数演算部の更に他の例を示す図である。
【図１６】図１５の振幅補償率演算部の他の例を示す図である。
【符号の説明】
【００６０】
１１  非線形歪み補償部
１２  直交変調器
１３  高出力増幅器
１４  直交復調器
１５  非線形歪み補償係数演算部
２１  ２乗和根計算回路
２２，２９  振幅補償率演算部
２３  振幅補償率近似式係数制御回路
２４  判定回路
２５  振幅補償率近似式次数選択回路
２６，２８  最外郭信号点判定部
２７  平均誤差計算回路
３１  ３乗回路
３２  ５乗回路
３３  選択回路
３４  乗算器
３５  加算器
【図１】
0004720468.tif 000002
【図２】
0004720468.tif 000003
【図３】
0004720468.tif 000004
【図４】
0004720468.tif 000005
【図５】
0004720468.tif 000006
【図６】
0004720468.tif 000007
【図７】
0004720468.tif 000008
【図８】
0004720468.tif 000009
【図９】
0004720468.tif 000010
【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
0004720468.tif 000014
【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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