(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
並列に配置された複数の入力変換部を有し，
前記複数の入力変換部の各々が，インダクタと，インダクタの一端に接続されたキャパシタと，インダクタとキャパシタとの間のノードに一端が接続されたスイッチング素子および整流素子とを備え，
前記複数の入力変換部のうちの１つをデューティ制御によりハードスイッチング操作し，残りの複数の入力変換部をソフトスイッチング操作する制御部とを有し，
前記制御部は，
負荷への出力に基づいて，ハードスイッチング操作のデューティ比の調整と，ソフトスイッチング操作される入力変換部のうち実際に稼働するものと休止するものとの決定とを行い，
出力が高いほど，ソフトスイッチング操作される入力変換部のうち実際に稼働するものの数を多くすることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて，前記制御部は，
ソフトスイッチング操作される入力変換部を定周波制御することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
インダクタと，インダクタの一端に接続されたキャパシタと，インダクタとキャパシタとの間のノードに一端が接続されたスイッチング素子および整流素子とを備え，デューティ制御によるハードスイッチングを行うハードスイッチング入力変換部と，
前記ハードスイッチング入力変換部に対して並列に配置され，インダクタと，インダクタの一端に接続されたキャパシタと，インダクタとキャパシタとの間のノードに一端が接続されたスイッチング素子および整流素子とを備え，ソフトスイッチングを行う，複数のソフトスイッチング入力変換部と，
負荷への出力に基づいて，前記ハードスイッチング入力変換部のデューティ比の調整と，前記複数のソフトスイッチング入力変換部が実際に稼働するか否かの決定とを行い，出力が高いほど，前記複数のソフトスイッチング入力変換部のうち実際に稼働するものの数を多くする制御部とを有することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
請求項３に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて，前記制御部は，
前記ソフトスイッチング入力変換部を定周波制御することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】
請求項２または請求項４に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて，
前記制御部におけるハードスイッチングのデューティ制御の周波数とソフトスイッチングの周波数とが整数比の関係にあることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項６】
並列に配置された複数の入力変換部を有し，前記複数の入力変換部の各々が，インダクタと，インダクタの一端に接続されたキャパシタと，インダクタとキャパシタとの間のノードに一端が接続されたスイッチング素子および整流素子とを備えるＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法において，
前記複数の入力変換部の１つをデューティ制御によりハードスイッチング操作し，残りの複数の入力変換部をソフトスイッチング操作するとともに，
負荷への出力に基づいて，ハードスイッチング操作のデューティ比の調整と，ソフトスイッチング操作される入力変換部のうち実際に稼働するものの決定とを行い，
出力が高いほど，ソフトスイッチング操作される入力変換部のうち実際に稼働するものの数を多くすることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。
【請求項７】
請求項６に記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法において，
ソフトスイッチング操作される入力変換部を定周波制御することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は，ＤＣ入力を受けてこれと異なるＤＣ出力を負荷に供給するＤＣ−ＤＣコンバータに関する。さらに詳細には，スイッチング素子の両端電圧がゼロとなるタイミングでスイッチング動作を行う自然転流方式を利用しつつ，低出力から高出力に至る広範な出力範囲における安定な動作の実現を図ったＤＣ−ＤＣコンバータおよびその制御方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来から，ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて，ゼロ電圧もしくはゼロ電流にてスイッチングを行うソフトスイッチング方式が用いられている（例えば特許文献１）。この種のＤＣ−ＤＣコンバータは，インダクタとキャパシタとスイッチング素子とを有している。それらの接続により昇圧型，降圧型等の種類に分類される。昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータの基本構成の１例を図７に示す。この構成では，スイッチング素子Ｔｒ１のオンオフにより，入力電圧Ｖinを変換した出力電圧Ｖout を得る。スイッチング素子Ｔｒ２は，整流を目的とするものであり，スイッチング素子Ｔｒ１のオンオフと逆向きに操作される。スイッチング素子Ｔｒ２を単なるダイオードで置き換えることも可能である。
【０００３】
ソフトスイッチング方式を用いる自然転流型のＤＣ−ＤＣコンバータでは，スイッチング素子のスイッチング損失は原理的にゼロである。そのため高周波化が容易で，構成部品のインダクタＬやキャパシタＣは小型のもので済む。出力のコントロールは，スイッチング信号の周波数の高低により行う。すなわち，低出力時は高周波（図３）で，高出力時は低周波（図４）で操作する。このことは，昇圧型以外の他の種類のＤＣ−ＤＣコンバータでも基本的には同様である。
【特許文献１】特開２００２−２０９３７７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら前記した従来の自然転流型のＤＣ−ＤＣコンバータには，次のような問題点があった。すなわち，低出力時の効率がよくないことである。その原因は前述のように，低出力時には高周波でのスイッチング操作を要することにある。したがって，操作側での損失が大きい。このため結局，スイッチング素子のスイッチング損失はゼロであっても，トータルでの効率はよくないのである。
【０００５】
この点につき原理的には，図７中の共振用キャパシタＣｒとして大容量のものを用いることにより対処可能である。すなわち共振用キャパシタＣｒの容量が大きいと，図５に示すように，インダクタ電流ＩＬの波形における転流区間Ｂの面積が大きくなる。これにより，低周波での低出力が可能なのである。出力ゼロも可能である。なお，図３あるいは図４の電流波形においても，実際には小さいながらも転流区間はある。
【０００６】
しかし共振用キャパシタＣｒとして大容量のものを用いると，高出力時の損失が逆に増大してしまう。この場合には図６に示すように正流区間Ｆ，転流区間Ｂともに，図５の低出力の場合に比して大面積となる。このため，正流区間Ｆのピーク電流値Ｉmax が大きい。これにより高出力時の損失が大きいのである。したがって，高出力時の効率を考慮すると一般的には，出力下限が存在することになる。
【０００７】
また，自然転流型のＤＣ−ＤＣコンバータの場合必然的に，電流ＩＬがゼロクロスするように操作しなければならない。このため，共振用キャパシタＣｒの容量が小さい場合でも，高出力時の電流ＩＬの振幅はかなり大きい。このことによる定常損失（ＲＩ2 ）を低減するためには最大電流を抑制する必要がある。このためには，複数のユニットを並列接続することが考えられる。そして，負荷への出力の大小に応じてユニットの稼働数を変更するのである。しかしこの場合には，ユニットの稼働数が切り替わる際に動作周波数が急激に変化することになる。このため出力電圧が不安定になりやすい。
【０００８】
本発明は，前記した従来のＤＣ−ＤＣコンバータが有する問題点を解決するためになされたものである。すなわちその課題とするところは，広い出力範囲にわたり高い効率が得られ，出力電圧の安定性も高いＤＣ−ＤＣコンバータおよびその制御方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
この課題の解決を目的としてなされた本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは，並列に配置された複数の入力変換部を有し，複数の入力変換部の各々が，インダクタと，インダクタの一端に接続されたキャパシタと，インダクタとキャパシタとの間のノードに一端が接続されたスイッチング素子および整流素子とを備え，複数の入力変換部のうちの１つをデューティ制御によりハードスイッチング操作し，残りの複数の入力変換部をソフトスイッチング操作する制御部とを有し，制御部は，負荷への出力に基づいて，ハードスイッチング操作のデューティ比の調整と，ソフトスイッチング操作される入力変換部のうち実際に稼働するものと休止するものとの決定とを行い，出力が高いほど，ソフトスイッチング操作される入力変換部のうち実際に稼働するものの数を多くしている。
【００１０】
したがってこのＤＣ−ＤＣコンバータでは，複数の入力変換部のうちの１つがハードスイッチング動作により入力変換を行い，残りの入力変換部はソフトスイッチング動作により入力変換を行う。そしてそれらの総出力が負荷へ供給される。ハードスイッチング操作される入力変換部は，デューティ制御されることにより，その出力が負荷への出力に合わせて調整されることになる。また，負荷への出力に応じて，ソフトスイッチング操作される入力変換部のうち，実際に稼働するものと休止するものとが決定される。具体的には，稼働するものの個数が決定される。こうして，このＤＣ−ＤＣコンバータの全体としては，ソフトスイッチング操作で実際に稼働する入力変換部の個数と，ハードスイッチング操作される入力変換部のデューティ比とにより，総出力の調整がなされる。そのために，ソフトスイッチング操作される入力変換部は，複数個存在するものとしている。
【００１１】
ここにおいて制御部は，ソフトスイッチング操作される入力変換部を定周波制御することが望ましい。
【００１２】
ソフトスイッチング操作される入力変換部については，定周波制御されることにより，操作周波数の変更の必要がない。
【００１３】
本発明のＤＣ−ＤＣコンバータはあるいは，インダクタと，インダクタの一端に接続されたキャパシタと，インダクタとキャパシタとの間のノードに一端が接続されたスイッチング素子および整流素子とを備え，デューティ制御によるハードスイッチングを行うハードスイッチング入力変換部と，ハードスイッチング入力変換部に対して並列に配置され，インダクタと，インダクタの一端に接続されたキャパシタと，インダクタとキャパシタとの間のノードに一端が接続されたスイッチング素子および整流素子とを備え，ソフトスイッチングを行う，複数のソフトスイッチング入力変換部と，負荷への出力に基づいて，ハードスイッチング入力変換部のデューティ比の調整と，複数のソフトスイッチング入力変換部が実際に稼働するか否かの決定とを行い，出力が高いほど，複数のソフトスイッチング入力変換部のうち実際に稼働するものの数を多くする制御部とを有するものであってもよい。
【００１４】
むろんこの場合にも，ソフトスイッチング入力変換部を定周波制御することが望ましい。
【００１５】
本発明のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては，制御部におけるハードスイッチングのデューティ制御の周波数とソフトスイッチングの周波数とが整数比の関係にあることが望ましい。両周波数が無作為に設定されていると，低周波のビートが発生する。その抑制のためには，大型のフィルタを要することになる。両周波数が整数比の関係にあればビートが発生しない。このため，フィルタを備えるにしても小型のもので十分である。
【００１６】
また，本発明は，並列に配置された複数の入力変換部を有し，複数の入力変換部の各々が，インダクタと，インダクタの一端に接続されたキャパシタと，インダクタとキャパシタとの間のノードに一端が接続されたスイッチング素子および整流素子とを備えるＤＣ−ＤＣコンバータにおいて，複数の入力変換部の１つをデューティ制御によりハードスイッチング操作し，残りの複数の入力変換部をソフトスイッチング操作するとともに，負荷への出力に基づいて，ハードスイッチング操作のデューティ比の調整と，ソフトスイッチング操作される入力変換部のうち実際に稼働するものの決定とを行い，出力が高いほど，ソフトスイッチング操作される入力変換部のうち実際に稼働するものの数を多くするＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法にも及ぶ。
【００１７】
制御方法の本発明においてもむろん，ソフトスイッチング操作される入力変換部を定周波制御することが望ましい。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によれば，広い出力範囲にわたり高い効率が得られ，出力電圧の安定性も高いＤＣ−ＤＣコンバータおよびその制御方法が提供されている。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
以下，本発明を具体化した最良の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータについて，添付図面を参照しつつ詳細に説明する。本形態のＤＣ−ＤＣコンバータは，図１に示すように構成されている。図１のＤＣ−ＤＣコンバータ１は基本的に，複数の要素コンバータＥ１〜Ｅ４を並列に配置してなるものである。以下，各要素コンバータＥ１〜Ｅ４を区別しない場合には，添え数字を省いて「要素コンバータＥ」ということがある。その入力側および出力側には，コイルやキャパシタからなるフィルタ２，３が配置されている。さらに，要素コンバータＥ１〜Ｅ４を操作する制御部４が設けられている。むろん，要素コンバータＥの個数は「４」には限らない。
【００２０】
各要素コンバータＥは，昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータである。すなわち，入力電圧をより高い電圧に変換して出力するユニットである。このうちの１つである要素コンバータＥ１は，ハードスイッチング操作されるものである。要素コンバータＥ１以外の要素コンバータＥ２〜Ｅ４は，ソフトスイッチング操作されるものである。ソフトスイッチング操作される要素コンバータＥ２〜Ｅ４は，図７に示したものと同様の回路構成のものである。
【００２１】
ハードスイッチング操作される要素コンバータＥ１は，図７に示したものから共振用キャパシタＣｒを除去した回路構成のものである。ただし，インダクタＬやキャパシタＣは，要素コンバータＥ２〜Ｅ４のものと比較して大型である。この構成により，１２Ｖの入力電圧Ｖinを受けて４２Ｖの出力電圧Ｖout を出力するようになっている。制御部４は，出力電圧Ｖoutをモニタリングしている。
【００２２】
図１のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて，ハードスイッチング操作される要素コンバータＥ１は，制御部４によりＰＷＭ制御される。ここでは，ＰＷＭ制御の周波数は１００ｋＨｚである。要素コンバータＥ１は，そのデューティ比が高い場合に高出力であり，デューティ比が低い場合に低出力である。これにより要素コンバータＥ１は，０〜２００Ｗの範囲内で連続的に出力の調整が可能である。要素コンバータＥ１における高出力時および低出力時のインダクタ電流ＩＬの波形の例を図２に示す。なお，要素コンバータＥの個数が「４」より多い場合でも，そのうちハードスイッチング操作されるものは１つだけでよい。
【００２３】
一方，要素コンバータＥ２〜Ｅ４は，制御部４によりソフトスイッチング操作される。各要素コンバータＥ２〜Ｅ４は，周波数５００ｋＨｚで操作された場合には２００Ｗを出力し（図４に相当），周波数１ＭＨｚで操作された場合には１００Ｗを出力する（図３に相当）。すなわち要素コンバータＥ２〜Ｅ４自体の機能としては，少なくとも１００〜２００Ｗの範囲内で連続的に出力の調整が可能である。しかし本形態では，制御部４は周波数を低い方の５００ｋＨｚに固定してソフトスイッチング操作を行うようになっている。これにより各要素コンバータＥ２〜Ｅ４は，上記の出力範囲内の最大値である２００Ｗを出力する。ただし，要素コンバータＥ２〜Ｅ４のすべてが常時稼働するわけではない。負荷への出力の高低に応じてその稼働ユニット数が変更される。
【００２４】
これより，次の表１に示される制御をすることで，０〜８００Ｗの範囲内で負荷への総出力を調節できる。
【００２５】
【表１】
0004626576.tif 000002
【００２６】
すなわち本形態では，０〜８００Ｗの出力可能範囲が，２００Ｗ幅の刻みで４つの小範囲に分割されている。そして，出力値がどの小範囲に属するかによって，稼働する要素コンバータＥの数が決まる。つまり，出力値が高いほど，稼働する要素コンバータＥの数が多い。より詳しくいうと，ハードスイッチング操作される要素コンバータＥ１は常時稼働しており，ソフトスイッチング操作される要素コンバータＥ２〜Ｅ４のうちの稼働数が出力に応じて「０」から「３（ソフトスイッチング操作される要素コンバータＥの総数）」までの範囲で変動する。要素コンバータＥ２〜Ｅ４の出力は，０（休止）または２００Ｗ（稼働）のいずれかであり，小範囲の中での出力の微調整は要素コンバータＥ１のデューティ比による。
【００２７】
言い替えると，１つの要素コンバータＥで対応可能な出力範囲（０〜２００Ｗ）についてはハードスイッチング操作される要素コンバータＥ１のみで対応する。このとき，ソフトスイッチング操作される要素コンバータＥ２〜Ｅ４の稼働数は「０」である。２００Ｗを超える出力が必要な場合は，出力に応じて，要素コンバータＥ２〜Ｅ４のうちの稼働数が決定される。すなわち稼働数は，要素コンバータＥ２〜Ｅ４の総出力が必要な出力を超えない範囲内で最大の数とされる。それで不足する分の出力を，ハードスイッチング操作される要素コンバータＥ１が担当する。
【００２８】
ここで，すべての要素コンバータＥをソフトスイッチング操作する場合との比較を考える。むろんこの場合には，すべての要素コンバータＥが図７中の共振用キャパシタＣｒを備えている必要がある。この場合の制御は，次の表２のように行うことになる。
【００２９】
【表２】
0004626576.tif 000003
【００３０】
表１と表２との比較から，次のことがいえる。まず，本形態の制御（表１）では，０Ｗ近辺の極低出力にも無理なく対応できる。ソフトスイッチング操作される要素コンバータＥ２〜Ｅ４をすべてオフさせておけば，ＰＷＭ制御のデューティ比を下げることにより容易に極低出力を実現できるからである。これに対し表２の制御では，１００Ｗ以下は通常の操作方法では実現できない。要素コンバータＥの稼働数を「１」にして操作周波数を最高の１ＭＨｚにしても１００Ｗが限界だからである。このために間欠駆動という特殊な方法を用いざるを得ない。
【００３１】
また，表１に示す本形態の制御では，全出力範囲を通じて操作周波数の変更がない。［００２２］，［００２３］で述べたように，ＰＷＭ制御の操作周波数，ソフトスイッチング操作の周波数がともに固定だからである。このため制御部４は，周波数を変更する機能を持つ必要がない。また，要素コンバータＥの稼働数の切替時においても出力電圧の安定性が高い。切替時においても操作周波数の変更がないからである。切替時には，稼働数の他に，ＰＷＭ制御のデューティ比が急激に変更される（約０％←→約１００％）ことになる。しかしこれは，出力電圧の不安定を引き起こすものではない。
【００３２】
これに対し表２の制御では，要素コンバータＥの稼働数の切替時に操作周波数が急激に変更されることになる。例えば出力２００Ｗの近傍での切替時には，要素コンバータＥ１の操作周波数が５００ｋＨｚと１ＭＨｚとの間で急激に変更される。このため切替時には出力電圧の安定性が悪い。操作周波数の変更は出力電圧の不安定を引き起こす要因だからである。
【００３３】
また，本形態の制御（表１）では，ソフトスイッチング操作の固定周波数として，最も低い５００ｋＨｚを使用している。このことは，ソフトスイッチング操作を行うための制御部４での損失が最小で済むことを示している。このため要素コンバータＥ２〜Ｅ４からの出力の効率は，ソフトスイッチング操作としての最高効率である９８％程度が見込まれる。
【００３４】
一方，ハードスイッチング操作の出力効率は，デューティ比に関わらず９０％程度である。これより表１の本形態では，出力２００Ｗ以下での効率は９０％程度であるが，出力６００Ｗ以上では９６％程度の高い効率を発揮する。ハードスイッチング操作による出力は全体の４分の１程度に過ぎないからである。これは，表２の制御における２００Ｗのすぐ上の出力で見込まれる効率である９２％を凌いでおり，８００Ｗで見込まれる９８％に比してもさほど見劣りしない効率である。ソフトスイッチング操作される要素コンバータＥをもっと多くした場合の高出力域ではさらに有利である。よって本形態のＤＣ−ＤＣコンバータは，大出力用途に特に適しているといえる。
【００３５】
また，回路のサイズの点でも有利である。ハードスイッチング操作される要素コンバータＥ１は，インダクタＬやキャパシタＣとして大型のものを要する点で，ソフトスイッチングより不利であることは否めない。しかし本形態では，要素コンバータＥのうちハードスイッチング型のものは１つだけなので，この点での不利は軽微である。回路全体として見れば，総最高出力８００Ｗ級としては比較的小型にまとめることができる。
【００３６】
また，本形態では，ハードスイッチング型の要素コンバータＥ１を１つ含んでいることにより，その回生動作を利用できるという利点もある。すなわち，ハードスイッチング型の要素コンバータＥ１は，スイッチタイミングの操作により，負出力の実現も可能だからである。これは例えば，ソフトスイッチング操作される要素コンバータＥ２〜Ｅ４間のばらつきの調整に用いることができる。製造ばらつき等の要因により要素コンバータＥ２等の出力が２００Ｗを上回っている場合がある。この場合に，要素コンバータＥ１の回生動作でその余剰分を吸収できるのである。
【００３７】
さらに本形態は，ソフトスイッチング操作とハードスイッチング操作との周波数の関係にも特徴を有している。前述のように本形態では両周波数は固定されている。そして，［００２２］，［００２３］で述べたように両者は，１００ｋＨｚ（ハード）と５００ｋＨｚ（ソフト）という整数比の関係にある。このために両操作周波数間でビートが発生しないのである。このため，入力側および出力側のフィルタ２，３が小型のもので済むのである。
【００３８】
そもそもフィルタ２，３のサイズは，抑制しようとする周波数成分が低周波であるほど大きい必要がある。ビートが発生しなければ，両操作周波数のうち低い方の周波数を抑制できるようにフィルタ２，３のサイズを定めればよい。しかしビートが発生すると，その周波数はさらに低い。そのためにさらに大型のフィルタ２，３が必要となってしまうのである。
【００３９】
両操作周波数が同一であればビートは発生しない。しかしながらハードスイッチングとソフトスイッチングを併用する場合には，同一の操作周波数を用いることは現実的ではない。スイッチングロスのあるハードスイッチングでは操作周波数をあまり上げられないが，ソフトスイッチングでは高周波化にそれほど支障はない。さらに，操作側の負担が過度にならない範囲内であれば，高周波化した方が小型化できるメリットがある。そして，操作側の負担が問題になるのは，ハードスイッチングで現実的な周波数の範囲よりもずっと高周波の領域でのことである。このため本形態でも両操作周波数は同一でなく，ソフトスイッチングの方が高周波となっている。
【００４０】
ここで，両スイッチング操作の周波数を無作為に設定すると，ビートが発生してしまう。例えば，ハードスイッチングの操作周波数を１０５ｋＨｚとし，ソフトスイッチングの操作周波数を５００ｋＨｚとした場合を考える。この場合，ハードスイッチング周波数の高調波であって最もソフトスイッチング周波数に近いのは，５倍高調波の５２５ｋＨｚである。よってこの場合に発生する最も顕著なビートは，５００ｋＨｚと５２５ｋＨｚとの差である２５ｋＨｚである。このため，２５ｋＨｚという低い周波数のビートを抑制するような大型のフィルタが必要となってしまう。
【００４１】
これに対し本形態では，前述のように両操作周波数を整数比の関係としている。このためビートが発生しない。したがって，１００ｋＨｚ（ハード周波数）を抑制できる程度の小型のフィルタ２，３で十分なのである。
【００４２】
以上詳細に説明したように本形態によれば，広範な周波数領域にわたって操作周波数の切り替えなく対応できるＤＣ−ＤＣコンバータが実現されている。本形態のＤＣ−ＤＣコンバータは，要素コンバータの稼働数変更時にも動作が安定している。本形態のＤＣ−ＤＣコンバータは，実用域での効率，コンパクト性の点でも優れている。本形態のＤＣ−ＤＣコンバータはまた，入出力のフィルタも小型のもので済んでいる。
【００４３】
なお，本形態は単なる例示であり，本発明を何ら限定するものではない。よって本発明は当然に，その趣旨から逸脱することなく種々の改良・変形が可能である。例えば，本形態では昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータを例に挙げて説明した。しかしこれに限らず，降圧型や反転型のＤＣ−ＤＣコンバータにも本発明の適用が可能である。また，要素コンバータの回路構成は，図示したものに限られない。例えばスイッチング素子Ｔｒ２をダイオードで置き換える等の変形が可能である。
【図面の簡単な説明】
【００４４】
【図１】最良の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。
【図２】ＰＷＭ制御される要素コンバータの高出力時および低出力時の電流波形図である。
【図３】ＤＣ−ＤＣコンバータにおける低出力時の電流波形図である。
【図４】ＤＣ−ＤＣコンバータにおける高出力時の電流波形図である。
【図５】共振用キャパシタの容量が大きい場合の低出力時の電流波形図である。
【図６】共振用キャパシタの容量が大きい場合の高出力時の電流波形図である。
【図７】従来のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【符号の説明】
【００４５】
１          ＤＣ−ＤＣコンバータ
４          制御部
Ｅ１〜Ｅ４  要素コンバータ
【図１】
0004626576.tif 000004
【図２】
0004626576.tif 000005
【図３】
0004626576.tif 000006
【図４】
0004626576.tif 000007
【図５】
0004626576.tif 000008
【図６】
0004626576.tif 000009
【図７】
0004626576.tif 000010