(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電力または出力電力のある範囲において前記入力電力または前記出力電力の増加に応じて利得が増加する利得拡張特性を持つ増幅器において、
前記増幅器が入力に高周波において振幅を圧縮する機構を持つことを特徴とする増幅器。
【請求項２】
入力電力または出力電力のある範囲において前記入力電力または前記出力電力の増加に応じて利得が増加する利得拡張特性を持つ増幅器において、
第１のバイポーラトランジスタより成るエミッタ接地増幅回路のベース端子が、直流を阻止しない第１のインピーダンス素子を介して入力整合回路とバイアス電圧を供給する第１のダイオードのカソードに接続されており、前記第１のダイオードのアノードは、高周波で十分低いインピーダンスとなる基凖電源に接続されていることを特徴とする増幅器。
【請求項３】
請求項２の増幅器において、
前記第１のダイオードのカソードの面積が、前記第１のバイポーラトランジスタのエミッタの面積の１０分の１以上であることを特徴とする増幅器。
【請求項４】
入力電力または出力電力のある範囲において前記入力電力または前記出力電力の増加に応じて利得が増加する利得拡張特性を持つ増幅器において、
第１のバイポーラトランジスタより成るエミッタ接地増幅回路のベース端子と、前記ベース端子にベースバイアス電圧を供給する基準電圧端子との間に、第１のダイオードを順方向に設け、前記第１のダイオードと並列に、第２のダイオードと直流を阻止しない第１のインピーダンス素子が直列に接続された回路を、前記第２のダイオードが順方向になるように設けたことを特徴とする増幅器。
【請求項５】
請求項４の増幅器において、
前記第２のダイオードを、コレクタをバイアス電源に接続されエミッタを前記第１のインピーダンス素子に接続され、ベースを基準電圧端子に接続された第３のバイポーラトランジスタのベース・エミッタ間としたことを特徴とする増幅器。
【請求項６】
請求項２乃至請求項５のいずれか１項に記載の増幅器において、
前記第１のダイオードが、コレクタをバイアス電源に接続されエミッタを前記第１のバイポーラトランジスタに接続されベースを基準電圧端子に接続された第２のバイポーラトランジスタのベース・エミッタ間であることを特徴とする増幅器。
【請求項７】
請求項２乃至請求項６のいずれか１項に記載の増幅器において、
前記第１のインピーダンス素子が容量と抵抗の並列回路であることを特徴とする増幅器。
【請求項８】
請求項２乃至請求項７のいずれか１項に記載の増幅器において、
入力端子から前記エミッタ接地増幅回路を見た高周波のインピーダンスが、入力端子からバイアス供給回路を見た高周波のインピーダンスより高いことを特徴とする増幅器。
【請求項９】
少なくとも２段以上の増幅段を備え入力電力または出力電力のある範囲において前記入力電力または前記出力電力の増加に応じて利得が増加する利得拡張特性を持つ多段増幅器において、
前記増幅段のうち終段以外の少なくとも１段が前記利得拡張特性を持つ電力範囲において、周波数の近い２波の信号を入力した際、前記２波の信号の位相が同じになる瞬間における３次相互変調歪みの位相が、前記２波の信号の位相より９０度から２７０度の範囲内で回転する出力特性となるように構成され、前記増幅段の終段が前記利得拡張特性を有する、ことを特徴とする多段増幅器。
【請求項１０】
少なくとも２段以上の増幅段が入力電力または出力電力のある範囲において前記入力電力または前記出力電力の増加に応じて利得が増加する利得拡張特性を持つ多段増幅器において、
前記増幅段のうち終段以外の少なくとも１段が入力に高周波において振幅を圧縮する機構を持つように構成され、前記増幅段の終段が前記利得拡張特性を有する、ことを特徴とする多段増幅器。
【請求項１１】
少なくとも２段以上の増幅段が入力電力または出力電力のある範囲において前記入力電力または前記出力電力の増加に応じて利得が増加する利得拡張特性を持つ多段増幅器において、
前記増幅段のうち終段以外の少なくとも１段の増幅回路において、第１のバイポーラトランジスタより成るエミッタ接地増幅回路のベース端子が入力整合回路とバイアスを供給する第１のダイオードのカソードに接続されており、前記第１のダイオードのアノードは、高周波で十分低いインピーダンスとなる基準電源に接続されていることを特徴とする多段増幅器。
【請求項１２】
請求項１１の多段増幅器において、
前記第１のダイオードのカソード面積が、前記第１のバイポーラトランジスタのエミッタ面積の１０分の１以上であることを特徴とする多段増幅器。
【請求項１３】
請求項１１または請求項１２の多段増幅器において、
前記第１のバイポーラトランジスタより成るエミッタ接地増幅回路のベース端子に直列に、直流を阻止しない第１のインピーダンス素子を設けたことを特徴とする多段増幅器。
【請求項１４】
少なくとも２段以上の増幅段が入力電力または出力電力のある範囲において前記入力電力または前記出力電力の増加に応じて利得が増加する利得拡張特性を持つ多段増幅器において、
前記増幅段のうち終段以外の少なくとも１段の増幅回路において、第１のバイポーラトランジスタより成るエミッタ接地増幅回路のベース端子と、前記ベース端子にベースバイアスを供給する基準電圧端子との間に、第１のダイオードを順方向に設け、前記第１のダイオードと並列に、第２のダイオードと第１のインピーダンス素子が直列に接続された回路を、第２のダイオードが順方向になるように設けたことを特徴とする多段増幅器。
【請求項１５】
請求項１４の多段増幅器において、
前記第２のダイオードが、コレクタをバイアス電源に接続されエミッタを前記第１のインピーダンス素子に接続されベースを基準電圧端子に接続された第３のバイポーラトランジスタのベース・エミッタ間であることを特徴とする多段増幅器。
【請求項１６】
請求項１３乃至請求項１５のいずれか１項に記載の多段増幅器において、
前記第１のインピーダンス素子が容量と抵抗の並列回路であることを特徴とする多段増幅器。
【請求項１７】
請求項１１乃至請求項１６のいずれか１項に記載の多段増幅器において、
前記第１のダイオードが、コレクタをバイアス電源に接続されエミッタを前記第１のバイポーラトランジスタに接続されベースを基準電圧端子に接続された第２のバイポーラトランジスタのベース・エミッタ間であることを特徴とする多段増幅器。
【請求項１８】
請求項１１乃至請求項１６のいずれか１項に記載の多段増幅器において、
前記入力に振幅を圧縮する機構を持つ増幅回路が、入力端子から前記エミッタ接地増幅回路を見たインピーダンスが、入力端子からバイアス供給回路を見たインピーダンスより高い増幅回路であることを特徴とする多段増幅器。
【請求項１９】
請求項１１乃至請求項１８のいずれか１項に記載の多段増幅器において、
前記入力に振幅を圧縮する機構を持つ増幅回路以降の段にある増幅段が、入力端子から前記エミッタ接地増幅回路を見たインピーダンスが、入力端子からバイアス供給回路を見たインピーダンスより低いことを特徴とする多段増幅器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、増幅器に関し、特に、広範囲の出力電力制御を行う無線通信に用いる多段に接続された複数のトランジスタによって入力電力を増幅して出力する増幅器に関する。
【背景技術】
【０００２】
エミッタ接地バイポーラトランジスタを用いた電力増幅器には、定電圧源に近い動作をするベースバイアス回路が不可欠である。バイアス回路として定電流源よりも定電圧源の方が適する理由は以下の通りである。【０００３】
定電圧源でベースにバイアスを与えたエミッタ接地バイポーラトランジスタに、ＲＦ入力を加えることを考える。入力電力が充分小さい場合、このエミッタ接地バイポーラトランジスタは小信号動作するため、そのコレクタ電流は、増幅器に信号を入力しない状態で流れるいわゆるコレクタバイアス電流にほぼ等しい。【０００４】
これに対し、入力電力を大きくして行くと、エミッタ接地バイポーラトランジスタのコレクタ電流は増加し、コレクタバイアス電流の数倍以上に達する。このコレクタ電流の増加により、より高い飽和出力と低歪みが実現される。【０００５】
一方、定電流源でベースにバイアスを与えた場合、コレクタ電流はベースバイアス電流のｈＦＥ倍に常に保たれるため、入力電力を大きくしてもコレクタ電流の増加は生じない。従って、コレクタバイアス電流を、定電圧源でベースバイアスを与えた場合と同等に設定すると、大信号動作時の利得圧縮がより低い入力電力において生じる。即ち飽和特性が劣化し、付加電力効率の低下や線形性の劣化を招く。【０００６】
また、コレクタバイアス電流を、定電圧源でベースバイアスを与えた場合でかつ入力電力が大きい場合のコレクタ電流と同等に設定すると、ＲＦ信号が入力されない場合や入力電力が小さいときにも大きなコレクタ電流が流れるため、消費電力が増加するなどの問題点が生じる。【０００７】
以上の理由により、エミッタ接地バイポーラトランジスタを用いた電力増幅器には、定電圧源に近い動作をするベースバイアス回路が不可欠である。定電圧源に近い動作をするベースバイアス回路の従来例として、特許第３３７７６７５号公報に記載されている第１の従来の増幅器がある。これを図１に示した。この回路の動作を特許第３３７７６７５号公報の実施の形態に従って説明する。【０００８】
図１（特許第３３７７６７５号公報の図１参照）は特許第３３７７６７５号公報の第１の従来の増幅器の回路図であり、図２（特許第３３７７６７５号公報の図２参照）は図１に示す回路中のトランジスタのベース及びダイオードにかかる電圧を示すグラフ、図３（特許第３３７７６７５号公報の図３参照）は、図１の回路の入出力特性を示すグラフである。バイポーラトランジスタより成るエミッタ接地増幅器を線形増幅器として使用する場合、図１に示すようにベース側のＢ１点の印加電圧は、外部の電圧源ＶＢより印加された電圧を例えば抵抗Ｒ１とＲ２による抵抗分割等で任意の電圧値に変換して、更に図中Ｂ２点からＢ１点の間にＢ１点側をダイオードのカソード端子側となるようにダイオードＤ１を挿入して与えられている。同時にＢ２点とアース電位との間にＢ２点からバイアス抵抗側を見たインピーダンスに比べ、充分小さいインピーダンス値となるようなキャパシタＣ１が挿入されている。【０００９】
図１のエミッタ接地トランジスタＴｒ１の動作点をＡ級にした場合、入力電力の電圧が図５（特許第３３７７６７５号公報の図９参照）のＶ１で示すように充分小さく、その振幅がＢ１点に与えられているバイアス電圧ＶＢ１とベース・エミッタ間のダイオードのＯＮ電圧Ｖｔｈとの電位差を越えない電圧振幅であるときは、上記トランジスタＴｒ１は線形動作状態であり、利得・入出力電力の位相偏差は共に一定である。ところが、図５のＶ２で示すように入力電力の増加につれて、Ｂ１点の電圧振幅Ｖ２が増加し、上記Ｂ１点に与えられているバイアス電圧ＶＢ１とベース・エミッタ間のダイオードのＯＮ電圧Ｖｔｈとの電位差を越えると、トランジスタＴｒ１は非線形動作状態となり、Ａ級としての動作点を保つことができず電力利得が徐々に減少していく。又、ベース・エミッタ間のダイオードのＯＮ電圧Ｖｔｈ以下の電位までＢ１点の電圧値が振れると、上記トランジスタＴｒ１のベース・エミッタ間には、オン状態の時間と、オフ状態の時間とが発生する。【００１０】
オン状態では、ベース・エミッタ間のダイオードの入力インピーダンスはＡ級動作点を保っているときと等しいが、オフ状態のときは、上記ベース・エミッタ間のダイオードの入力インピーダンスはＡ級動作点を保っているときに比べ高いインピーダンスになるので、そのときのＢ１点の電圧値は、負側に大きく振れる。Ａ級動作点を保っている場合は、時間平均ではＢ１点の電圧値はＶＢ１で一定であったが、上記のオフ状態のときは時間平均ではＶＢ１よりも小さい電圧値となる。ベース・エミッタ間ダイオードのジャンクション容量値は電圧依存性を持っている。従って、ベース・エミッタ間への印加電圧が変動すると上記ベース・エミッタ間ダイオードのジャンクション容量が変動し、エミッタ接地増幅器の入力インピーダンスが、入力電力が充分小さくＡ級動作を保っているときに比べ異なった値になる。【００１１】
一方、Ｂ２点の電位は、定電圧源の電圧値と抵抗Ｒ１、Ｒ２の分割比で決定され、入力電力の増加に影響されないので、Ｂ１点の電位が上述のように徐々に小信号動作時より下がってしまうと、図１に示すダイオードＤ１にかかる電圧値△ＶＢＥ２は、図２に示すように徐々に増加していく。そのため上記エミッタ接地のトランジスタＴｒ１のベース・エミッタ間ダイオードのジャンクション容量の変動とは、逆の変動をバイアス回路中のダイオードＤ１の持つジャンクション容量は行うことになる。従って、徐々に入力電力が増加していくと、入力電力の振幅が増加し、それに伴ってエミッタ接地トランジスタＴｒ１の入力インピーダンスが変動するが、ダイオードＤ１のインピーダンスがそれを相殺するように変動するため、上記エミッタ接地トランジスタＴｒ１の入力インピーダンスの変動を抑制し、通過位相偏差を従来回路に比べて小さくできる。更に、ダイオードＤ１にかかる電圧値が大きくなると、ダイオードＤ１を通ってトランジスタＴｒ１のベースに流れ込む電流値が増加するので、コレクタ電流が増加し、コレクタ端での出力電力の飽和を解消でき、電力利得の減少も改善することができる。【００１２】
しかしながら、入力電力が高くなり、ダイオードＤ１に流れるバイアス電流が増えると、抵抗Ｒ１による電圧降下により電圧が低下し、図２のＢ２点の電位までもが下がってきてしまうためもはや定電圧源として動作できなくなってしまう。このため、ダイオードＤ１に流れる電流が無視できるくらいに抵抗Ｒ２に流れる電流を増やさなければならないという第１の問題がある。【００１３】
この第１の問題を軽減したのが同じく特許第３３７７６７５号公報の図４に記載されている、図４の第２の従来の増幅器である。図４において、バイポーラトランジスタＴｒ２は抵抗Ｒ１、Ｒ２で電源電圧ＶＢを分割するベースバイアス回路のＢ２点とトランジスタＴｒ１のベース間に上記トランジスタＴｒ２のベース・エミッタが順方向になるように接続されており、上記トランジスタＴｒ２のコレクタには、電源電圧ＶＣが印加される。ベースバイアス回路中のＢ２点即ち上記トランジスタＴｒ２のベース端子と接地点との間には、上記ベースからバイアス用抵抗Ｒ１、Ｒ２を見たときのインピーダンスよりも充分小さいインピーダンスとなるようなキャパシタＣ１が挿入されている。【００１４】
この第２の従来の増幅器は、図１に示すベースバイアス回路に設けたダイオードＤ１のＰＮ接合を利用したものに対して、トランジスタＴｒ２のベース・エミッタ間のＰＮ接合を利用するもので、回路の動作はダイオードＤ１をベースバイアス回路に設けた図１に示す第１の従来の増幅器の場合と実質的に同じである。ただ、上記トランジスタＴｒ２は増幅回路を形成しているので、ベースバイアス電流はこのトランジスタＴｒ２によって増幅され、エミッタ接地トランジスタＴｒ１のベースに供給される。従って、上記抵抗Ｒ１、Ｒ２で構成した、もとのベースバイアスを生成するベースバイアス回路に流れる電流を低減することができる。【００１５】
しかしながら、低減されるとは言え、第２の従来の増幅器にも、第１の従来の増幅器と同様にトランジスタＴｒ２のベースに流れる電流が無視できるくらいに抵抗Ｒ２に流れる電流を増やさなければならないという第１の問題が発生するのは同様である。さらに、エミッタ接地バイポーラトランジスタは相互コンダクタンスが極めて高いため、ベースに与える電圧を厳密に与える必要があるが、その電圧を抵抗Ｒ１、Ｒ２による抵抗分割で与えている第１および第２のバイアス回路では、温度や製造ばらつきなどによるベース・エミッタ間電圧変動の影響を大きく受けるという第２の問題も生じる。【００１６】
この第１および第２の問題を軽減したのが、特開２００２-９５５９号公報に記載されている第３の従来の増幅器である。第３の従来の増幅器の回路図を図６（特開２００２-９５５９号公報の図５参照）に示す。第３の従来の増幅器では、抵抗１８を直接接地せず、バイポーラトランジスタＴｒ１９とバイポーラトランジスタＴｒ２０からなる基準電圧回路を介して接地されている。バイポーラトランジスタＴｒ１９のベースの電位は、バイポーラトランジスタＴｒ２０のＶＢＥとバイポーラトランジスタＴｒ１９のＶＢＥの和に等しくなる。【００１７】
本回路は、バイポーラトランジスタＴｒ２０のコレクタ電流密度と、パワートランジスタＴｒ２２のコレクタ電流密度が等しくなるように設計されている。従って、バイポーラトランジスタＴｒ２０のＶＢＥとパワートランジスタＴｒ２２のＶＢＥは等しい。【００１８】
パワートランジスタＴｒ２２のベース電流はバイポーラトランジスタＴｒ２１のエミッタ電流に等しく、バイポーラトランジスタＴｒ２０のベース電流はバイポーラトランジスタＴｒ１９のエミッタ電流に等しく、バイポーラトランジスタＴｒ２０のエミッタ面積はバイポーラトランジスタＴｒ１９のそれと等しく、かつパワートランジスタＴｒ２２のエミッタ面積はバイポーラトランジスタＴｒ２１のそれより大きく設定されている。従って、バイポーラトランジスタＴｒ２１のＶＢＥの方が、バイポーラトランジスタＴｒ１９のＶＢＥよりも大きくなる。抵抗１８の電圧降下は、バイポーラトランジスタＴｒ２１のＶＢＥとバイポーラトランジスタＴｒ１９のＶＢＥの差と等しくなる。【００１９】
ここで、簡単のためトランジスタの直流電流増幅率が全て等しいβであるとすると、【００２０】
【数１】
0004752509.tif 000002
ここで、バイポーラトランジスタＴｒ２０のコレクタ電流密度と、パワートランジスタＴｒ２２のコレクタ電流密度が等しくなるように設計されていることから、ＩＣＴｒ２２とＩＣＴｒ２０の関係はパワートランジスタＴｒ２２とバイポーラトランジスタＴｒ２０の面積比の関係に等しい。パワートランジスタＴｒ２２の面積をＳ２２、バイポーラトランジスタＴｒ２０の面積をＳ２０とすると、【００２１】
【数２】
0004752509.tif 000003
となり、β２≫１の場合はＩＣＴｒ２２≒（Ｓ２２／Ｓ２０）Ｉｒｅｆの電流源となる。【００２２】
この回路は、温度や製造ばらつきによるＶＢＥの変化が互いに打ち消しあうため、前述の第２の問題を軽減できる。前述の第１の問題に関しても、入力パワーの増加によるパワートランジスタＴｒ２２のＶＢＥの低下はバイポーラトランジスタＴｒ２０のＶＢＥに影響せず打ち消しあわないため、定電圧源に近い動作をすることができる。【００２３】
ここでＩｒｅｆは、【００２４】
【数３】
0004752509.tif 000004
で与えられるため、ＶＢＥ変動の影響を受ける。【００２５】
しかし、図４に示した第２の従来の増幅器のバイアス回路が、トランジスタＴｒ２のベースに流れる電流が無視できるくらいに抵抗Ｒ２に流れる電流を増やさなければならないという第１の問題を持っていたのに対し、図６の第３の従来の増幅器のバイアス回路では、面積比を大きくとればＩｒｅｆの値を小さくできるため、Ｒ１７の値を大きくすることができ、変動は小さく抑えられる。【００２６】
以上では、特許第３３７７６７５号公報の実施の形態に従い、増幅トランジスタをＡ級にバイアスする場合を考えてきた。以降では、これらの従来の増幅器を、Ｂ級もしくは、Ｂ級に近いＡＢ級でバイアスする場合について説明する。Ｗ−ＣＤＭＡなどのＣＤＭＡ携帯電話端末では、遠近問題（近い端末からの電波の影響により遠くにある端末と通信できなくなる問題）を避けるために、５０ｄＢを超える大きな出力電力制御を行っている。したがって、基地局の多い地域では低い電力で通信する頻度が増える。低い電力で送信する場合の出力電力に対する消費電力の割合は、増幅器の動作をＡ級からＢ級に近づけるほど小さくなる。つまり、増幅器をＢ級に近い状態で動作させるほど高い電力付加効率が得られる。【００２７】
ここで、Ｂ級に近い動作をするエミッタ接地増幅回路を、定電圧源に近い動作をする前述の第１乃至第３の従来の増幅器のバイアス回路でバイアスする場合を考える。Ｂ級に近い状態でバイアスしたエミッタ接地増幅回路はベース・エミッタ間ダイオードの整流作用により、入力電力の増加に伴いベース電流が増えるため図７に示すように利得拡張を起こす。【００２８】
この利得拡張特性を持つアンプにＷ−ＣＤＭＡ信号のような電力変化を伴う広帯域変調された信号を入力すると利得変動が起きるが、このため信号が歪んでしまうという第３の問題を引き起こす。この信号の歪みは図８に示すように、通信チャネルの隣にある隣接チャンネルへの妨害波となって現れる。通信チャネルの信号強度と隣接チャネルの妨害波の強度の比を隣接チャネル漏洩電力（ＡＣＰＲ）と呼ぶ。【００２９】
この第３の問題を解決するための従来例として、特開２０００-１８３６６３号公報、特開２００２−１１１４００号公報、特開２００２−１７１１４５号公報、特開平１０−１３５７５０号公報に挙げられるような歪みキャンセル手法がある。これらの手法には、図９に示すように、第２増幅段に示す利得拡張特性を持つ増幅段に対し、第１増幅段に示すもう一方の増幅段を、利得圧縮特性を持つようにすることで、両者の利得変動を打ち消し、歪み低減を図るという共通点がある。以下ではこの利得拡張増幅段と利得圧縮増幅段の歪み相殺について説明する。【００３０】
任意の増幅器の増幅特性をテイラー展開したものを、【００３１】
【数４】
0004752509.tif 000005
とする。【００３２】
この増幅器に、【００３３】
【数５】
0004752509.tif 000006
という２波の正弦波を入力すると、増幅器の非線形性により主信号および歪み成分に変化が生じる。【００３４】
（４）に（５）を代入し、ｎ＝５まで計算すると、Ｖｏｕｔの周波数ω１の成分は、【００３５】
【数６】
0004752509.tif 000007
となる。【００３６】
ｓｉｎの係数のうち、ａ１Ａは増幅率（つまり利得）、残りは利得の入力振幅に対する変動（つまり利得拡張か利得圧縮か）を表す。またＶｏｕｔの周波数成分２ω１−ω２は、【００３７】
【数７】
0004752509.tif 000008
となる。【００３８】
（７）は、Ｖｏｕｔの３次相互変調歪み（ＩＭ３）成分である。ここで、ａ１とａ３、ａ５が同符号のとき、（６）は、入力振幅Ａの広い範囲で、Ａにつれて利得が増大する利得拡張特性を示す。また、同じ条件のとき、（７）のｓｉｎの係数は、（６）のｓｉｎの係数と同じになる。この場合を基本波とＩＭ３の位相が同じであると定義する。【００３９】
通常、違う周波数の信号で位相は定義できないが、この場合入力に（５）に示した信号を用いているため、周波数（ω２−ω１）／２πだけ離れた２波の位相は、２π／（ω２−ω１）秒毎に揃う。同じく、（ω２−ω１）／２πだけ離れた基本波とＩＭ３の位相角は、２π／（ω２−ω１）秒毎に同じ角度を持つため、「位相が同じ」または「位相が逆」という言葉で定義している。（６）、（７）は入力電力の広い範囲に渡って利得拡張を起こしている場合は基本波とＩＭ３の位相が同じであることを示している。【００４０】
ここで、前段の歪みを後段が増幅したＩＭ３の位相と、後段が基本波を増幅することで発生するＩＭ３の位相が±９０度以上違っていれば歪みの相殺現象がおきる。そこで、以降では簡単のため基本波とＩＭ３の位相角が±９０度以内の場合を「位相が同じ」とし、それ以上の場合を「位相が逆」と表現する。【００４１】
図６に示した第３の従来の増幅器をＢ級に近いＡＢ級にバイアスし、解析した場合の基本波とＩＭ３信号の位相の関係を例として図１０に示す。ここでＩＭ３信号の大きさは基本波と比較して小さいため１０倍に拡大して表示している。位相の絶対値は単に入出力の遅延を表しているだけなので特に意味を持っていない。また、そのときの利得拡張の様子を図１１に示す。【００４２】
図１１には図１０に描画した入力電力範囲を矢印で示してある。多くの場合、利得拡張特性を示す増幅器では、基本波とＩＭ３の位相が同じである。図１２の利得可変増幅器と乗算器を用いた利得拡張増幅器を用いて解析を行った場合の基本波とＩＭ３信号の位相の関係の例を図１３に示す。ここでもＩＭ３の大きさは１０倍に拡大して表示している。図示されるように、基本波とＩＭ３の位相が同じである。また、そのときの利得拡張の様子を図１４に示す。図１４は利得拡張特性を示している。【００４３】
逆に、多くの場合、利得圧縮特性を示す増幅器では、基本波とＩＭ３の位相が逆である。利得拡張増幅器の場合と同じく、図１２の利得可変増幅器（利得制御端子の制御特性を逆にして用いている）と乗算器を用いた利得拡張増幅器を用いて解析を行った場合の基本波とＩＭ３信号の位相の関係の例を図１５に示す。ここでもＩＭ３の大きさは１０倍に拡大して表示している。図示されるように、基本波とＩＭ３の位相が逆である。また、そのときの利得拡張の様子を図１６に示す。図１６は利得圧縮特性を示している。【００４４】
つまり、利得拡張増幅段と利得圧縮増幅段を組み合わせて歪みを低減できる理由は、それぞれの段で基本波とＩＭ３の位相角が反転しているため、前段で出たＩＭ３を後段が増幅したものと、後段が基本波を増幅することにより発生したＩＭ３が反対の位相を持ち、相殺しているからである。【００４５】
それぞれの従来例では以下のようにして歪み低減を図っている。まず、特開２０００−１８３６６３号公報記載の従来例では、図９における第１増幅段を、利得拡張特性を持つようＦＥＴ増幅回路のゲートバイアスをＢ級に、第２増幅段を、利得圧縮特性を持つようＦＥＴ増幅回路のゲートバイアスをＡＢ級にすることにより、利得拡張特性と利得圧縮特性をキャンセルさせ歪みを低減している。【００４６】
次に、特開２００２−１１１４００号公報記載の従来例では、図９における第１増幅段を、利得拡張特性を持つようＨＢＴ増幅回路のベースバイアスをＡＢ級に、第２増幅段を、利得圧縮特性を持つようＨＢＴ増幅回路のゲートバイアスをＡ級にすることにより、利得拡張特性と利得圧縮特性をキャンセルさせ歪みを低減している。【００４７】
そして、特開２００２−１７１１４５号公報記載の従来例では、図９における第１増幅段を、利得圧縮特性を持つようＭＥＳ増幅回路のゲートバイアスをＡ級に、第２増幅段を、利得拡張特性を持つようＭＯＳ増幅回路のゲートバイアスをＡＢ級にすることにより、利得拡張特性と利得圧縮特性をキャンセルさせ歪みを低減している。【００４８】
最後に、特開平１０−１３５７５０号公報記載の従来例では、図９における第１増幅段を、利得拡張特性を持つようＨＢＴ増幅回路のベースバイアスをＡＢ級もしくはＣ級に、第２増幅段を、利得圧縮特性を持つようＨＢＴ増幅回路のゲートバイアスをＡ級にすることにより、利得拡張特性と利得圧縮特性をキャンセルさせ歪みを低減している。【００４９】
簡単のため、これらの従来例を総じて第４の従来の増幅器と呼ぶ。これら第４の従来の増幅器は、利得拡張増幅段と利得圧縮増幅段を組み合わせて歪み低減を図っているために、低出力時の電力付加効率の良い利得拡張特性を持つアンプを、全ての増幅段に適用することができないという第４の問題を持っている。【００５０】
他に、位相反転させた歪み成分を相殺させることにより歪み低減を図った従来例として、特許３３３７７６６号公報、特開２００３−３３８７１３号公報に挙げられるような、差周波数注入技術がある。【００５１】
図１７は、特許３３３７７６６号公報の図９に示された２次歪み（差周波数）注入による歪み補償の説明図である。非線形素子に差周波数を注入することにより、位相反転させた歪み成分を相殺させている。【００５２】
（４）において、入力信号を【００５３】
【数８】
0004752509.tif 000009
という２波の正弦波とその差周波を加えたものであるとして、（４）に（８）を代入しｎ＝５まで計算すると、増幅器の非線形性により生じるＶｏｕｔの基本波（ω１）の成分は、【００５４】
【数９】
0004752509.tif 000010
となる。【００５５】
またＶｏｕｔのＩＭ３（２ω１−ω２）成分は、【００５６】
【数１０】
0004752509.tif 000011
となる。【００５７】
よって、注入量Ｄを（負の）適当な値に選べばある入力振幅Ａにおいて数１０に示したＩＭ３成分を小さくできることがわかる。しかしながら、入力振幅Ａの値と独立にＩＭ３を小さくするような注入量Ｄを選べないため、フィードバックやフィードフォワードなど何らかの方法で注入量を最適にする必要が生じる。【００５８】
簡単のため、特許３３３７７６６号公報、特開２００３−３３８７１３号公報の従来例を総じて第５の従来の増幅器と呼ぶ。第５の従来の増幅器では、最適な注入量が入力振幅に依存するため、フィードバックやフィードフォワードなどによる注入量調整が必要になるという第５の問題を持っている。【００５９】
以上まとめると、従来技術には、次のような問題点がある。【００６０】
前述した第３の問題点の通り、第１乃至第３の従来の増幅器の課題は、低出力時の電力付加効率を上げるためにＢ級に近い状態でバイアスして用いると、利得拡張により信号が歪んでしまうことである。【００６１】
また、前述した第４の問題点の通り、第４の従来の増幅器の課題は、前述の第３の問題点があるために、低出力時の電力付加効率の良い増幅段を、全ての段に用いることができないということである。【００６２】
そして、前述した第５の問題点の通り、第５の従来の増幅器の課題は、差周波信号の注入は、最適な注入量が入力振幅に依存するため、フィードバックやフィードフォワードなどによる注入量調整が必要になるということである。
【発明の開示】
【００６３】
本発明の第１の目的は、利得拡張特性を持つ増幅段に対して、歪みを反転する手段を提供することにある。
【００６４】
本発明の第２の目的は、低出力時の電力付加効率の良いＢ級に近い状態でバイアスして利得拡張特性を持つ増幅段を多段増幅器の全ての段において用いる手法を提供することにある。
【００６５】
本発明の第３の目的は、Ｂ級に近い状態でバイアスして利得拡張特性を持つ増幅段を多段増幅器の全ての段において用いる手法をフィードバックやフィードフォワードなどの最適量制御をすることなく提供することにある。
【００６６】
本発明の増幅器は、入力電力または出力電力のある範囲において前記入力電力または前記出力電力の増加に応じて利得が増加する利得拡張特性を持つ増幅器において、前記増幅器に周波数の近い２波の信号を入力した際、前記２波の信号の位相が同じになる瞬間における３次相互変調歪みの位相が、前記２波の信号の位相より９０度以上回転する出力特性を持つことを特徴とする。
【００６７】
本発明によれば、多段増幅器において、各段の歪みを互いに相殺することができる。また、低出力時の電力付加効率の良いＢ級に近い状態でバイアスして利得拡張特性を持つ増幅段を多段増幅器の全ての段において用いることができる。
【図面の簡単な説明】
【００６８】
【図１】第１の従来の増幅器を説明する回路図である。
【図２】第１の従来の増幅器の入力電力に対する各点の電位差について説明する図である。
【図３】第１の従来の増幅器の入力電力に対する利得と位相の変動について説明する図である。
【図４】第２の従来の増幅器を説明する回路図である。
【図５】第１の従来の増幅器を説明する図である。
【図６】第３の従来の増幅器を説明する回路図である。
【図７】利得拡張特性について説明する回路図である。
【図８】隣接チャネル漏洩電力（ＡＣＰＲ）について説明する図である。
【図９】第４の従来の増幅器を説明する図である。
【図１０】第３の従来の増幅器をＢ級に近いＡＢ級にバイアスした場合の基本波とＩＭ３信号の位相の関係を示す。
【図１１】第３の従来の増幅器をＢ級に近いＡＢ級にバイアスした場合の入力電力と利得の関係を説明する図である。
【図１２】利得拡張増幅器について説明する回路図である。
【図１３】一般的な利得拡張増幅器における、基本波と歪みの位相関係を説明する図である。
【図１４】図１２の回路で利得拡張増幅器をつくった場合の入力電力と利得の関係を説明する図である。
【図１５】一般的な利得圧縮増幅器における、基本波と歪みの位相関係を説明する図である。
【図１６】図１２の回路で利得圧縮増幅器をつくった場合の入力電力と利得の関係を説明する図である。
【図１７】第５の従来の増幅器について説明する図である。
【図１８】第２の従来の増幅回路の基本波と歪みの位相関係を説明する図である。
【図１９】第２の従来の増幅回路の出力電力と利得の関係を説明する図である。
【図２０】第２の従来の増幅回路のトランジスタＴｒ１のベース・エミッタ間電圧とトランジスタＴｒ２のエミッタ電流との関係を説明する図である。
【図２１】第２の従来の増幅回路の基本波と歪みの位相関係を説明する図である。
【図２２】第２の従来の増幅回路の出力電力と利得の関係を説明する図である。
【図２３】第２の従来の増幅回路の基本波と歪みの位相関係を説明する図である。
【図２４】本発明の第１の実施の形態を示す図である。
【図２５】本発明の第２の実施の形態を説明する回路図である。
【図２６】本発明の第２の実施の形態における基本波と歪みの位相関係を説明する図である。
【図２７】本発明の第２の実施の形態を示す図である。
【図２８】本発明の第２の実施の形態を説明する回路図である。
【図２９】本発明の第２の実施の形態における基本波と歪みの位相関係を説明する図である。
【図３０】本発明の第３の実施の形態を示す図である。
【図３１】本発明の第４の実施の形態を示す図である。
【図３２】本発明の第５の実施の形態を示す図である。
【図３３】本発明の第６の実施の形態を示す図である。
【図３４】本発明の第６の実施の形態を説明する回路図である。
【図３５】本発明の第６の実施の形態における基本波と歪みの位相関係を説明する図である。
【図３６】本発明の第６の実施の形態におけるトランジスタ２６のエミッタ電位の瞬時地と、同じくトランジスタ２６のエミッタ供給される電流の関係を説明する図である。
【図３７】本発明の第７の実施の形態において、多段増幅器での歪み相殺の概念を示す図である。
【図３８】本発明の第７の実施の形態を示す図である。
【図３９】本発明の第７の実施の形態を説明する回路図である。
【図４０】本発明の第７の実施の形態を説明する回路図である。
【図４１】本発明の第７の実施の形態による歪み相殺を説明する図である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００６９】
まず、本発明の原理について説明する。【００７０】
本発明の増幅器は、入力電力を増幅して出力電力とし、前記入力電力または前記出力電力のある範囲において前記入力電力または前記出力電力の増加に応じて利得が増加する利得拡張特性を持つ増幅器であり、前記増幅器が入力に高周波において振幅を圧縮する機構を持つことを特徴とする。【００７１】
本発明を多段増幅器に用いる場合は、入力電力を増幅して出力電力とし、少なくとも２段以上の増幅段が前記入力電力または前記出力電力のある範囲において前記入力電力または前記出力電力の増加に応じて利得が増加する利得拡張特性を持つ多段増幅器であり、前記増幅段のうち終段以外の少なくとも１段が（利得拡張電力範囲において）、入力に高周波において振幅を圧縮する機構を持つことを特徴とする。【００７２】
第４の従来の増幅器として示した従来例では、利得拡張増幅段と利得圧縮増幅段を組み合わせて歪み低減を図っていた。多くの増幅器ではこの関係が成り立つが、利得拡増幅段と利得圧縮増幅段を組み合わせれば歪み低減できるというのは、必ずしも本質的ではない。なぜならば、数４の増幅器の特性は、入力の瞬時値が出力の瞬時値としてどういう値をとるかという関係を与えているだけであり、例えば増幅器をＢ級に近いバイアスとした場合に、入力電力の増加とともにバイアス量が増えて利得拡張するというような効果は含んでいない。【００７３】
これはつまり、平均入力電力の増加にともないバイアス量が増えて利得拡張するようなＢ級に近いバイアスの増幅器でも入力の瞬時値と出力の瞬時値の関係を変えることにより基本波とＩＭ３の位相を逆にすることが出来るということである。本発明の増幅器では、増幅器入力の瞬時振幅が圧縮するような振幅圧縮特性を持たせることによって、利得拡張特性を持ち、基本波とＩＭ３の位相が逆になる特性を持たせた増幅段と、同じく利得拡張特性を持ち、基本波とＩＭ３の位相が同じである特性を持つ通常の増幅段との間で、歪みを相殺することで、出力にあらわれる歪みを低減する。しいては、低出力時において効率の良いＢ級に近い状態にバイアスした増幅段を増幅器の全ての段に使うことができるようになる。【００７４】
作用についてさらに詳しく説明するために、図４に示した第２の従来の増幅器において、端子Ｂ２を定電圧源でバイアスした場合を例にとって説明する（前述した入力電力が上がるとＢ２の電位が下がるという第１の問題は、Ｂ２を定電圧源でバイアスすることにより回避されている。また、温度や製造ばらつきに関する第２の問題はここでは想定しない）。第２の従来の増幅器をＢ級に近いバイアスで用いた場合、ある一定の条件を満たすことにより、利得拡張領域で歪みを反転させる増幅器になり得る。【００７５】
その条件とは、増幅トランジスタＴｒ１に対して、バイアス供給トランジスタＴｒ２のサイズが１０分の１以上の大きさであり、また、入力振幅がある程度大きいことである。図１８に、Ｔｒ１の面積：Ｔｒ２の面積の比を５:１にしたものを増幅器Ａとして、増幅器Ａを解析した場合の基本波とＩＭ３の位相の関係を示す。ＩＭ３は５０倍に拡大して表示している。入力が小さいとき、ＩＭ３は最初基本波と同じ方向に生じた後反転して基本波と逆転する。図１９に、このときの出力電力対利得の関係を示す。図１８に表示した電力範囲は出力電力１６ｄＢｍ以下の利得拡張している範囲なので、利得拡張電力範囲でも基本波とＩＭ３の位相が逆になっている。【００７６】
振幅が大きなときにＩＭ３の位相が逆になる理由は以下の通りである。図２０にトランジスタＴｒ１のＶＢＥの瞬時値とトランジスタＴｒ２のエミッタから供給される電流の関係を示す。この図はトランジスタＴｒ２の内部インピーダンスを表す負荷線である。図中に示した２本の線は、２周波数を入力し、出力が１６ｄＢｍ、６ｄＢｍとなる場合の最大振幅付近（２周波がちょうど足し合わさる瞬間）の負荷線を表している。図からわかるように、小振幅時と比較して、大振幅が入った場合にはベース電位が下がったときのＴｒ２の出力インピーダンスが極端に小さくなっていることがわかる。【００７７】
このインピーダンスの変化により入力信号の一部はバイアス回路側に漏れる形になり、振幅の瞬時値は圧縮され、出力の基本波とＩＭ３の位相が逆になる。【００７８】
ここで、Ｔｒ１の面積を７.２倍拡大し、Ｔｒ１の面積：Ｔｒ２の面積の比を３６:１にしたものを増幅器Ｂとする。そして、増幅器Ｂを解析した場合の基本波とＩＭ３の位相の関係を図２１に示す。ＩＭ３は同じく５０倍に拡大して表示している。図２２に、このときの出力電力対利得の関係を示す。図２１に表示した電力範囲は出力電力１６ｄＢｍ以下の利得拡張している範囲である。この場合、基本波とＩＭ３の位相が同じになっている。これは、Ｔｒ１の面積を拡大したことによりＴｒ１のベースの入力インピーダンスが下がったため、バイアス回路のインピーダンスが変化して小さくなった場合の影響が見えにくくなったためである。これは、Ｔｒ１のベースインピーダンスが下がったことにより、同じ入力電力での電圧振幅が小さくなるため、Ｔｒ２の出力インピーダンスを下げるまで振幅を振り込むための入力電力が等価的に高くなるとも言い換えられる。【００７９】
ここで、増幅器Ａがある入力電力範囲で基本波とＩＭ３の位相が逆になり、増幅器Ｂが基本波とＩＭ３の位相が同じであるならば、増幅器Ａを前段、増幅器Ｂを後段とした２段増幅器では歪みを低減できるように見えるが、そうではない。図２２より、出力１６ｄＢｍのときの利得は約１４ｄＢだとわかるので、増幅器Ｂには２ｄＢｍの入力電力が入る。増幅器Ａの出力電力２ｄＢｍのときの基本波とＩＭ３の関係を図２３に示す。この場合、基本波とＩＭ３の位相は同じであるため、増幅器Ａで生じたＩＭ３を増幅器Ｂで増幅したものと、増幅器Ｂで生じたＩＭ３が足し合わされ、歪みは増加してしまう。【００８０】
ここで、本発明の増幅器では、入力端子から見た増幅トランジスタ側の入力インピーダンスを大きく見せることにより、増幅器歪みは、より低い入力振幅から基本波とＩＭ３が逆の位相を持つようになり、後段の基本波とＩＭ３が同じ位相である増幅器と歪みを相殺することができるようになり、しいては、低出力時において効率の良いＢ級に近い状態にバイアスした増幅段を増幅器の全ての段に使うことができるようになる。【００８１】
さらに、本発明を多段増幅器に用いる場合では、前段で発生させた歪みと後段で発生させた歪みを相殺させている。通常ＩＭ３は入力電力増加分の３倍増加するため、前段と後段の歪み量は連動して増える。そのため、本発明によれば、フィードバック、フィードフォワードなど入力電力に応じた最適制御を行なうことなしに、入力電力の広い範囲で歪み低減効果を得ることができる。【００８２】
ここで、入力部に振幅圧縮を持たせることで利得拡張増幅器の歪みを低減できる例として、主信号の３倍波を注入する場合を考える。【００８３】
（４）において、入力信号を【００８４】
【数１１】
0004752509.tif 000012
という２波の正弦波とその３倍波を加えたものであるとする。正弦波に３倍波を加えると、基本波のピーク値で３倍波が逆位相のピーク値を持つことになるので、最大振幅が圧縮される。【００８５】
（４）に（１１）を代入しｎ＝５まで計算すると、増幅器の非線形性により生じるＶｏｕｔの基本波（ω１）の成分は、【００８６】
【数１２】
0004752509.tif 000013
となる。【００８７】
またＶｏｕｔのＩＭ３（２ω１−ω２）成分は、【００８８】
【数１３】
0004752509.tif 000014
となる。【００８９】
よって、注入量Ｄを適当な値に選べばある入力振幅Ａにおいて（１３）に示したＩＭ３成分を小さくできることがわかる。この場合、（１０）とは違い、各項を独自に消すことができる。例えば、Ｄ＝０.５とすればＩＭ３のａ３の項が０になる。よって、注入量をある値に固定したままでも、比較的広い入力振幅Ａの範囲で歪みを低減できる。【００９０】
以下、具体的な実施の形態について説明していく。【００９１】
（第１の実施の形態）図２４は本発明の第１の実施の形態である基本波に対するＩＭ３の位相を逆にする増幅器を表す図である。増幅トランジスタ１はエミッタ接地増幅回路を形成し、トランジスタ１のベースはインピーダンス素子２を介して入力整合回路３とバイアス供給ダイオード４のカソードに接続されている。バイアス供給ダイオード４のアノードは高周波で十分低いインピーダンスとなる基準電源５に接続されている。トランジスタ１のコレクタは、負荷６を介してコレクタ電源７に接続され、また出力整合回路８を介して出力端子９につながれている。【００９２】
本実施の形態を表す図２４は、第１の従来例を表す図１に対応している。図２４に示す第１の実施の形態と、図１の第１の従来例を比較すると、従来技術がバイアス供給ダイオードＤ１のカソードを直接増幅トランジスタＴｒ１のベース端子に接続しているのに対し、本実施の形態では、バイアス供給ダイオード４のカソードは、インピーダンス素子２を介して増幅Ｔｒ１に接続されている。インピーダンス素子２を接続することにより、入力端子１０から見た増幅トランジスタ１の入力インピーダンスを高く見せ、基本波とＩＭ３の位相が逆になる状態を低い入力電力から達成する。ここで、バイアスはインピーダンス素子２を介して増幅トランジスタ１に供給されているため、このインピーダンス素子２は直流電流を阻止しないものである。本実施の形態は後述の実施の形態２と効果や動作がほぼ同じなので、第２の実施の形態において、まとめて説明する。【００９３】
（第２の実施の形態）図２７は本発明の第２の実施の形態である基本波に対するＩＭ３の位相を逆にする増幅器を表す図で、第２の従来例の図４に対応している。本実施の形態は、第１の実施の形態のダイオード４の代わりに、バイアス供給トランジスタ１１のベース・エミッタ間を用いている。そのため、効果や動作は第１の実施の形態と同じである。本実施例によると、基準電源５を抵抗で実現した際に、抵抗による電圧降下が起きるという前述の第２の問題点を軽減できる。本実施の形態でも、バイアスはインピーダンス素子２１を介して増幅トランジスタ１に供給されているため、このインピーダンス素子２１は直流電流を阻止しないものである。本実施の形態は前述の第１の実施の形態と効果や動作がほぼ同じなので、以下本実施の形態において、まとめて説明する。【００９４】
図２５は本発明の第２の実施の形態をより具体的な例で説明する図である。第１の実施の形態の説明に対してはバイアス供給トランジスタ１１のベース・エミッタ間をバイアス供給ダイオード４と考える。図２５はインピーダンス素子２として抵抗１３とコンデンサ容量１４の並列回路を用いたより具体的な例を示したものである。また、基準電源５として、図６に示した第３の従来の増幅器と同様の構成の基準電源３５を用いた。ただし、高周波的に十分低いインピーダンスとなるようにバイアス供給トランジスタ１１のベースを、容量１９を用いて接地した。【００９５】
解析のためのトランジスタモデルとして、ＧａＡｓヘテロ接合バイポーラトランジスタ（ＨＢＴ）を用い、増幅トランジスタ１としてエミッタ面積が１２０μｍ２の単位ＨＢＴを５個並列したものを使用し、インピーダンス素子２の抵抗１３は、トランジスタ１のバラスト抵抗も兼ねて２５０Ωの抵抗を５個並列にし、インピーダンス素子２の容量１４は０.８ｐＦのものを５個並列にして構成した。バイアス供給トランジスタ１１としてエミッタ面積を１２０μｍ２のＨＢＴを使用した。基準電源３５のトランジスタ１５、１６にはエミッタ面積３０μｍ２のＨＢＴを使用した。基準電源３５内の容量１９としては、２ｐＦの容量を用いた。負荷６としては基本波に対して１／４波長の長さとなる線路を用い、コレクタ電源７とバイアス電源１２には３.５Ｖの定電圧源を用いた。【００９６】
入力端子１０から入力信号のないときの増幅トランジスタ１のコレクタ電流が５ｍＡとなるよう基準電源３５の回路パラメータおよび制御電源２０を設定し、基本波としてｆ１＝１９４８（ＭＨｚ）、ｆ２＝１９５２（ＭＨｚ）の２波を入力し解析した場合の、出力電力２ｄＢｍのときの基本波とＩＭ３の関係を図２６に示す。ここで、ＩＭ３の大きさは５０倍に拡大して表示している。基本波に対するＩＭ３の位相が逆になっている。【００９７】
全く同じ条件で、図２５の回路図における、１．バイアス供給トランジスタ１１のエミッタとインピーダンス素子２内の容量１４を直接つないでいる配線を切断する、２．インピーダンス素子２をなくし、バイアス供給トランジスタ１１のエミッタを増幅トランジスタ１のベースに直接つなぎ、バラスト抵抗を２.２Ω（≒２５０／βΩ）にしてエミッタ側に接続する、３．基準電源３５内の容量１９を取り除く、のいずれを行った場合でも、高周波に対して入力端子１０（入力整合回路３の出口）から見た増幅トランジスタ１のベース入力インピーダンスに対するバイアス供給トランジスタ１１のエミッタ出力インピーダンスが高くなるため、出力電力２ｄＢｍのときの基本波に対するＩＭ３の位相は同じになる。【００９８】
図２８は本発明の第２の実施の形態をより具体的に説明する他の例を示した図で、インピーダンス素子２１としてインダクタ２２を用いたものである。ここでも、第１の実施の形態の説明に対してはバイアス供給トランジスタ１１のベース・エミッタ間をバイアス供給ダイオード４と考える。インピーダンス素子２１として５ｎＨのインダクタ２２を用い、バラスト抵抗を２.２Ω（≒２５０／βΩ）にしてエミッタ側に並列に接続する以外は第１の実施の形態と同じ条件で解析した場合の、出力電力２ｄＢｍのときの基本波とＩＭ３の関係を図２９に示す。ここで、ＩＭ３の大きさは５０倍に拡大して表示している。基本波に対するＩＭ３の位相が逆になっている。【００９９】
ここで、図２９に示した本実施の形態の基本波とＩＭ３の大きさの割合と、図２３に示した従来例の基本波とＩＭ３の大きさの割合を比較すると本実施例の方が基本波に対するＩＭ３の大きさの割合が大きい。このことは、本発明が多段増幅器において歪みを低減する技術であり必ずしも１段の増幅器での歪みを低減する技術ではないことを示している。【０１００】
本実施例と全く同じ条件で、図２８の回路図における、１．インピーダンス素子であるインダクタ２２をなくす、２．基準電源３５内の容量を取り除く、のいずれを行った場合でも、高周波に対して入力端子１０（入力整合回路３の出口）から見た増幅トランジスタ１のベース入力インピーダンスに対するバイアス供給トランジスタ１１のエミッタ出力インピーダンスが高くなるため、出力電力２ｄＢｍのときの基本波に対するＩＭ３の位相は同じになる。【０１０１】
（第３の実施の形態）図３０は本発明の第３の実施の形態である基本波に対するＩＭ３の位相を逆にする増幅器を表す図である。増幅トランジスタ１はエミッタ接地増幅回路を形成し、トランジスタ１のベースはバイアス供給ダイオード２３によってバイアスされている。また、同じくトランジスタ１のベースはインピーダンス素子２５を介して入力整合回路３とバイアス供給ダイオード２４に接続されている。バイアス供給ダイオード２３および２４のアノードは基準電源５に接続されている。トランジスタ１のコレクタは、負荷６を介してコレクタ電源７に接続され、また出力整合回路８を介して出力端子９につながれている。【０１０２】
本実施の形態は後述する第４から第６の実施の形態と効果や動作が同じなので、第６の実施の形態において、まとめて説明する。【０１０３】
（第４の実施の形態）図３１は本発明の第４の実施の形態である基本波に対するＩＭ３の位相を逆にする増幅器を表す図である。本実施の形態は、第３の実施の形態のダイオード２４の代わりにバイポーラトランジスタ２６のベース・エミッタ間を用いている。そのため、効果や動作は第３の実施の形態、および後述する第５から第６の実施の形態と効果や動作が同じなので、第６の実施の形態において、まとめて説明する。【０１０４】
（第５の実施の形態）図３２は本発明の第５の実施の形態である基本波に対するＩＭ３の位相を逆にする増幅器を表す図である。本実施の形態は、第３の実施の形態のダイオード２３として、バイポーラトランジスタ２７のベース・エミッタ間を用いている。そのため、効果や動作は第３の実施の形態、第４の実施の形態、および後述する第６の実施の形態と効果や動作が同じなので、第６の実施の形態において、まとめて説明する。【０１０５】
（第６の実施の形態）図３３は本発明の第６の実施の形態である基本波に対するＩＭ３の位相を逆にする増幅器を表す図である。本実施の形態は、第３の実施の形態のダイオード２３および２４として、バイアス供給トランジスタ２６、２７のベース・エミッタ間を用いている。そのため、効果や動作は上記第３から第５の実施の形態と同じである。【０１０６】
第３乃至第６の実施の形態の動作について基本波に対するＩＭ３の位相が逆になる理由は、第１乃至第２の実施の形態とほぼ同じである。本実施の形態は上記第３から第５の実施の形態と効果や動作が同じなので、以下、第６の実施の形態を例にしてまとめて説明する。【０１０７】
図３４は本発明の第６の実施の形態を説明する図である。図３４は図３３におけるインピーダンス素子２５として、抵抗３０と抵抗３１の直列回路を容量３２と並列回路にしている。また、基準電源５として、図６に示した第３の従来の増幅器と同じ構成の基準電源３６を用いた。【０１０８】
解析のためのトランジスタモデルとして、ＧａＡｓヘテロ接合バイポーラトランジスタ（ＨＢＴ）を用い、増幅トランジスタ１としてエミッタ面積が１２０μｍ２の単位ＨＢＴを５個並列したものを使用し、インピーダンス素子２５の抵抗３０は、トランジスタのバラスト抵抗も兼ねて２５０Ωの抵抗を５個平行にし、同じく抵抗３１は、１ｋΩの抵抗を用いた。インピーダンス素子２５の容量３２は０.８ｐＦのものを５個平行にして構成した。バイアス供給トランジスタ２７としてエミッタ面積を１２０μｍ２のＨＢＴを使用した。また、バイアス供給トランジスタ２６としてエミッタ面積を３０μｍ２のＨＢＴを使用した。基準電源３６のトランジスタ１５、１６にはエミッタ面積３０μｍ２のものを使用した。負荷６としては基本波に対して１／４波長の長さとなる線路を用い、コレクタ電源７とバイアス電源１２には３.５Ｖの定電圧源を用いた。【０１０９】
入力端子１０からの入力信号のないときの増幅トランジスタ１のコレクタ電流が５ｍＡとなるよう基準電源３６の回路パラメータおよび制御電源２０を設定し、基本波としてｆ１＝１９４８（ＭＨｚ）、ｆ２＝１９５２（ＭＨｚ）の２波を入力し解析した場合の、出力電力２ｄＢｍのときの基本波とＩＭ３の関係を図３５に示す。ここで、ＩＭ３の大きさは５０倍に拡大して表示している。基本波に対するＩＭ３の位相が逆になっている。【０１１０】
図３６にトランジスタ２６のエミッタ電位の瞬時値と同じくトランジスタ２６のエミッタから供給される電流の関係を示す。この図はトランジスタ２６の内部インピーダンスを表す負荷線である。図中に示した２本の線は、２周波数を入力し、出力が１０ｄＢｍ、−３ｄＢｍとなる場合の最大振幅付近（２周波がちょうど足し合わさる瞬間）の負荷線を表している。図からわかるように、小振幅時と比較して、大振幅が入った場合にはベース電位が下がったときのトランジスタ２６の出力インピーダンスが極端に小さくなっていることがわかる。【０１１１】
このインピーダンスの変化により増幅トランジスタ１に入力される振幅の瞬時値が圧縮され、出力の基本波とＩＭ３の位相が逆になる点は第１乃至第２の実施の形態と同じである。第３乃至第６の実施の形態をとる利点は、以下の通りである。第１乃至第２の実施の形態では、インピーダンス素子として抵抗と容量の並列回路などインピーダンスの実部を持つ回路を用い、入力整合を取った際に、インピーダンス実部によりエネルギーが消費されるため損失が生じる。また、抵抗は増幅トランジスタ１へのバイアス電流を供給しているためむやみに大きくできない。第３乃至第６の実施の形態をとれば増幅トランジスタ１へのバイアス電流供給はバイアス供給トランジスタ２７によって行えるため、抵抗３１の値を大きくし、高周波が抵抗側を通らないようにできる。【０１１２】
また、本実施例では基準電源を高周波的に低インピーダンスにするような工夫は特に行っていないが、バイアス供給トランジスタ２６および２７のベースを、容量を用いて接地した場合にも同様の効果が得られる。【０１１３】
（第７の実施の形態）図３７および図３８は本発明の第７の実施の形態を示す多段増幅器を表す図である。図３８において、８０、８２、８４は整合回路、８１、８３は増幅段を示す。図３８に示すように、入力電力または出力電力のある範囲において入力電力または出力電力の増加に応じて利得が増加する利得拡張特性を持つ２段以上の増幅段を持つ多段増幅器において、終段以外の段が入力に高周波における振幅圧縮機構を持つようになっている。【０１１４】
終段に振幅圧縮機構を持つ増幅段を用いない理由は、終段の増幅トランジスタのサイズは通常、全増幅トランジスタの中で最大となるため、入力インピーダンスが低くなり、基本波に対するＩＭ３の位相が逆になるよう制御するのが困難なためである。【０１１５】
図３９、図４０、および図４１は本実施の形態を説明する図である。本実施の形態は入力に高周波における振幅圧縮機構を持つ増幅段として、第１の実施の形態と同じ構成（図２５）の増幅段を用いている。初段増幅トランジスタ６１として、エミッタ面積が１８０μｍ２の単位ＨＢＴを３個並列したものを使用し、インピーダンス素子６２の抵抗４３は、トランジスタ６１のバラスト抵抗も兼ねて２５０Ωの抵抗を３個並列にし、インピーダンス素子６２の容量４４は０.８ｐＦのものを３個並列にして構成した。バイアス供給トランジスタ４２としてエミッタ面積を６０μｍ２のＨＢＴを使用した。【０１１６】
終段増幅トランジスタ７１として、エミッタ面積が１８０μｍ２の単位ＨＢＴを２４個並列したものを使用し、インピーダンス素子７２の抵抗５３は、トランジスタのバラスト抵抗も兼ねて２５０Ωの抵抗を２４個並列にし、インピーダンス素子７２の容量５４は０.８ｐＦのものを２４個並列にして構成した。バイアス供給トランジスタ５２としてエミッタ面積を１２０μｍ２のＨＢＴを２個並列に使用した。基準電源３５および４６のトランジスタには、エミッタ面積３０μｍ２のＨＢＴを使用した。基準電源３５内の容量３９としては、３ｐＦの容量を用いた。負荷６６、７６としては基本波に対して１／４波長の長さとなる伝送線路を用い、コレクタ電源６７、７７とバイアス電源３６、５６には３.５Ｖの定電圧源を用いた。【０１１７】
入力端子６０から入力信号のないときの増幅トランジスタ６１のコレクタ電流が５ｍＡ、同じく入力端子５５から入力信号のないときの増幅トランジスタ７１のコレクタ電流が１５ｍＡ、となるよう基準電源３５、４６のパラメータおよび制御電源４５、４９を設定し、Ｗ−ＣＤＭＡ信号を入力して実測した場合の出力電力に対する利得とＡＣＰＲの変化を表した図が図４１である。図４１には、比較のため、図４０に示した終段のみの増幅器を測定した場合の出力電力に対する利得とＡＣＰＲの変化もあわせて示している。【０１１８】
図４１において、出力電力１０ｄＢｍから２５ｄＢｍの範囲で終段のみの増幅器の測定した場合のＡＣＰＲより、初段＋終段の多段増幅器で測定した場合のＡＣＰＲが低く抑えられている。つまり、この電力範囲において初段と終段の歪みが相殺している。終段のみの利得と、初段＋終段の利得を比較すると、出力電力１０ｄＢｍから２５ｄＢｍの範囲で利得の差が拡大しているので、この電力範囲では初段、終段ともに利得拡張していることがわかる。【０１１９】
以上において、トランジスタとして高周波特性に優れたＧａＡｓヘテロ接合バイポーラトランジスタ（ＨＢＴ）を用いたが、ＳｉＧｅ−ＨＢＴやＳｉバイポーラなどの他のバイポーラトランジスタを用いても同様の効果が得られることは言うまでもない。【０１２０】
また、バイアス回路の基準電源として、特許第３３７７６７５号公報、特開２００２−９５５９号公報記載のものを用いたが、２段積みダイオードやアバランシェダイオードを用いた基準電源や、他のカレントミラー回路など、基準電源として働くいかなる回路を用いても同様の効果が得られることも言うまでもない。【０１２１】
また、基準電源が高周波的に十分低いインピーダンスになるように２ｐＦの容量で接地したが、異なる容量値を持たせたり、容量以外の素子（例えばアクティブキャパシタ）を用いて高周波のインピーダンスを下げたりした場合にも、同様の効果を得ることができる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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【図３６】
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【図３７】
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【図３８】
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【図３９】
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【図４０】
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【図４１】
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