(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源に接続された第一のスイッチ素子と第二のスイッチ素子との第一の直列回路と、
一方の接合点が前記第一の直列回路の接続点に接続された、第一のインダクタと第三のコンデンサからなる第一の直列共振回路と、第二のインダクタと第四のコンデンサからなる第二の直列共振回路で構成される並列回路と、
交流端子の一方が前記並列回路の他方の接合点に接続され、交流端子の他方が前記直流電源の一端に接続され、前記２つの直列共振回路の電流を整流するダイオードブリッジと、
前記ダイオードブリッジの出力を平滑する第五のコンデンサと、
前記第一のスイッチ素子と第二のスイッチ素子を双方同時にオフとなる短い期間を挟んで、交互にオン、オフさせるとともに、動作周波数を変化させ前記第五のコンデンサの電圧を制御する回路とを有し、
第一の直列共振回路の共振周波数と、第二の直列共振回路の共振周波数が異なる値になるように設定してある事を特徴とする共振形コンバータ。
【請求項２】
直流電源に接続された第一のスイッチ素子と第二のスイッチ素子との第一の直列回路と、
一方の端子が前記直流電源のどちらか一方の端子に接続された第一及び第二の一次コイルと、二次コイルとを設けたトランスと、
前記第一の直列回路の接続点と前記第一の一次コイルの他方の端子間に接続された第一のインダクタと第三のコンデンサとからなる第一の直列共振回路と、
前記第一の直列回路の接続点と前記第二の一次コイルの他方の端子間に接続された第二のインダクタと第四のコンデンサからなる第二の直列共振回路と、
前記二次コイルを入力とし、二次コイルを流れる電流を整流するダイオードブリッジと、
前記ダイオードブリッジの出力を平滑する第五のコンデンサと、
前記第一のスイッチ素子と第二のスイッチ素子を双方同時にオフとなる短い期間を挟んで、交互にオン、オフさせるとともに、動作周波数を変化させ前記第五のコンデンサの電圧を制御する回路とを有し、
第一の直列共振回路の共振周波数と、第二の直列共振回路の共振周波数が異なる値になるように設定してある事を特徴とする共振形コンバータ。
【請求項３】
前記トランスは二脚又は三脚のコアの一脚に第一及び第二の一次コイルと前記一脚または他の一脚に二次コイルが巻回されたことを特徴とする請求項２記載の共振形コンバータ。
【請求項４】
第一のスイッチ素子が、第一のダイオード及び第一のコンデンサとそれぞれ並列に接続された第一の並列回路と、第二のスイッチ素子が、第二のダイオード及び第二のコンデンサとそれぞれ並列に接続された第二の並列回路とを有することを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の共振形コンバータ。
【請求項５】
前記第一及び第二のインダクタは、前記トランスの漏れインダクタンスをその一部又は全部としていることを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の共振形コンバータ。
【請求項６】
前記第一及び／又は第二のダイオード、並びに、前記第一及び／又は第二のコンデンサは前記第一及び／又は第二のスイッチ素子の寄生要素として有することを特徴とする請求項１乃至５のいずれかに記載の共振形コンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング電源装置に使用される共振形コンバータ及びその制御方式に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
ＤＣ−ＤＣコンバータではスイッチング素子のターンオン、ターンオフ時にノイズと電流・電圧の重なりによる電力損失が発生する。この問題点の改善手段として、各種の共振形コンバータが研究されてきた。共振形コンバータの代表的なものに直列共振形コンバータがある。このコンバータの原形は回路例を図１０に示すように良く知られたものである。これをある条件のもとで動作させると前記問題点の改善がなされるが、入力電圧変動、負荷変動の条件下で出力を制御する場合、全ての動作点では改善が難しい。
【０００３】
図１１は図１０に示した回路の入力電圧が高く、出力電圧が低い場合の動作波形例である。図１１でａは共振回路の電流、ｂはハイサイド側のＤ１の電流、ｃはローサイドのコンデンサＣ２，ダイオードＤ２，及び第二のスイッチ素子Ｑ２の合計電流、ｄは第二のスイッチ素子Ｑ２の電圧である。なお、Ｃ１，Ｄ１は第一のスイッチ素子Ｑ１の寄生要素、Ｃ２，Ｄ２は第二のスイッチ素子Ｑ２の寄生要素である。
【０００４】
図１１で時間t0にてスイッチ素子Ｑ２がターンオン、第一のスイッチ素子Ｑ１がターンオフし、共振電流irはコンデンサＣｒを放電する方向（矢印と逆方向）に増加して行く、コンデンサＣｒ及びインダクタＬｒの共振により共振電流irは減少に転じ、t1でゼロとなるが、コンデンサＣｒの放電が続き、共振電流irは逆（矢印）方向に増加する。この時第二のスイッチ素子Ｑ２のオン電圧がダイオードＤ２の順電圧より高いと、ダイオードＤ２が導通する。t2で第一のスイッチ素子Ｑ１がターンオンし、第二のスイッチ素子Ｑ２がターンオフする。この瞬間にダイオードＤ２の逆リカバリー電流と、コンデンサＣ２の充電電流が流れ、スイッチング損失が大きく、ノイズ発生の原因となる。いわゆる進み位相で、ゼロボルトスイッチング（以下「ＺＶＳ」という。）も難しい状態になる。t3で再び次のサイクルに移行するが、この際にも同様な問題が発生する。
【０００５】
この対策についても多くの提案がされている（一例として、特許文献１参照）。コンデンサ電圧クランプ形直列共振コンバータがある。図１２はその一例を示すもので、図１３は動作波形例である。なお、図１２、図１３を用いて動作を説明する。図１２でコンデンサＣ１，Ｃ２、ダイオードＤ１，Ｄ２はスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２の寄生要素を示している。図１３でａはインダクタＬｒの電流、ｂはコンデンサＣｒの電圧、ｃはコンデンサＣ１、ダイオードＤ１及びスイッチ素子Ｑ１の合計電流、ｄはスイッチ素子Ｑ１の電圧である。
【０００６】
t0でスイッチ素子Ｑ１がターンオフする。トランスの励磁電流によりコンデンサＣ１の充電、コンデンサＣ２の放電が短時間に行われ、スイッチ素子Ｑ１の電圧は入力電圧にスイッチ素子Ｑ２の電圧はゼロボルトになる。その時点でスイッチ素子Ｑ２をターンオンさせることでＺＶＳとなる。その後コンデンサＣｒとインダクタＬｒの共振により、コンデンサＣｒが放電されt1でゼロボルトになり、ダイオードＤ４が導通する。インダクタＬｒの電圧が出力電圧とトランスの巻数比で決る電圧に固定されるので、インダクタＬｒの電流は直線的に減少し、t2でゼロとなる。コンデンサＣｒの電圧はダイオードＤ４でクランプされているので、インダクタＬｒの電流はマイナス側には流れず、t2以降もゼロを保持するのでダイオードＤ２には電流が流れない。t3でスイッチ素子Ｑ２がターンオフするとトランスの励磁電流によりコンデンサＣ２の充電、コンデンサＣ１の放電が短時間で行われ、スイッチ素子Ｑ１の電圧はゼロボルトになる。その直後、スイッチ素子Ｑ１をターンオンすることでＺＶＳとなる。t4までは同様の動作となり、次のサイクルに移行する。この様にスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２の切替え時、ボディダイオードに電流が流れないため、ボディダイオードの逆リカバリー電流によるスイッチング損失がなく、またＺＶＳも容易である。
【０００７】
ところで、直列共振形コンバータでは一サイクル毎に共振電流が出力される。図１２ではコンデンサＣｒの充放電電流は入力電圧、出力電圧とインダクタＬｒ、コンデンサＣｒによって決まるため、例えば出力電圧を一定値に制御している場合、軽負荷になると周波数を大幅に下げることになり、入力電圧、負荷の変動に対する動作周波数の変動幅が非常に大きくなる。動作周波数の大幅な変動はトランスのサイズを大きくしたり、出力の周波数特性を悪くするなどの問題を生む。
【０００８】
動作周波数の変動を少なくする対策の例として前記特許文献１に紹介されている様な、直列共振回路と直列に並列共振回路を接続したものがある。図１４にその一例を示す。図１５は動作周波数の変動を少なくする原理を示したものである。図１４の共振インダクタＬｐと共振コンデンサＣｐの並列回路が並列共振回路で、インダクタＬｒと直列に接続されている。その他は図１２と同じである。並列共振回路の共振周波数fpはインダクタＬｒとコンデンサＣｒからなる直列共振周波数frより低く設定される。動作周波数が直列共振周波数frに近い値の場合は並列共振回路内の電流は小さく、直列共振回路の電流が共振コンデンサＣｐを介して流れ、図１３とほぼ同様な動作となる。動作周波数が並列共振回路の共振周波数fpにほぼ等しくなると並列共振回路の電圧が急激に高くなり、直列共振回路にかかる電圧が制限され、直列共振回路の電流が小さくなる。つまり、一サイクルあたりの電力が少なくなり出力が低下する。動作周波数が直列共振周波数frに等しい場合が出力電力最高であるので、動作周波数を直列共振周波数frと並列共振回路の共振周波数fpの間で変化することにより出力を制御することが出来る。
【特許文献１】特開平３−１０３０７０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかし、動作周波数が並列共振回路の共振周波数fpに近づくと、並列共振回路内の電流が急激に増加する。加えて、並列共振周波数は低めに設定されるので共振インダクタＬｐ、共振コンデンサＣｐのインダクタンス、キャパシタンスが大きくなり、最大通過電流が大きいことと重なり、共振インダクタＬｐ，共振コンデンサＣｐは体積が大きな物となる。また軽負荷時に並列共振回路の電流が大きくなり、このため損失が増加し、効率が低下する。
【００１０】
本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、共振形コンバータ本来の利点である低損失、低ノイズの利点を生かしながら、制御時に遅れ位相を保ち、動作周波数の変動が少ないかつ各部位の電流が小さい直列共振形コンバータを提供するもので、電源装置の小型化、高性能化に寄与するものである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記課題を解決するため、本発明の共振形コンバータは、直流電源に接続された第一のスイッチ素子と第二のスイッチ素子との第一の直列回路と、一方の接合点が前記第一の直列回路の接続点に接続された、第一のインダクタと第三のコンデンサからなる第一の直列共振回路と、第二のインダクタと第四のコンデンサからなる第二の直列共振回路で構成される並列回路と、交流端子の一方が前記並列回路の他方の接合点に接続され、交流端子の他方が前記直流電源の一端に接続され、前記二つの直列共振回路の電流を整流するダイオードブリッジと、前記ダイオードブリッジの出力を平滑する第五のコンデンサと、前記第一のスイッチ素子と第二のスイッチ素子を双方同時にオフとなる短い期間を挟んで、交互にオン、オフさせるとともに、動作周波数を変化させ前記第五のコンデンサの電圧を制御する回路とを有し、第一の直列共振回路の共振周波数と、第二の直列共振回路の共振周波数が異なる値になるように設定してある事を特徴とする。
【００１２】
直流電源に接続された第一のスイッチ素子と第二のスイッチ素子との第一の直列回路と、一方の端子が前記直流電源のどちらか一方の端子に接続された第一及び第二の一次コイルと、二次コイルとを設けたトランスと、前記第一の直列回路の接続点と前記第一の一次コイルの他方の端子間に接続された第一のインダクタと第三のコンデンサとからなる第一の直列共振回路と、前記第一の直列回路の接続点と前記第二の一次コイルの他方の端子間に接続された第二のインダクタと第四のコンデンサからなる第二の直列共振回路と、前記二次コイルを入力とし、二次コイルを流れる電流を整流するダイオードブリッジと、前記ダイオードブリッジの出力を平滑する第五のコンデンサと、前記第一のスイッチ素子と第二のスイッチ素子を双方同時にオフとなる短い期間を挟んで、交互にオン、オフさせるとともに、動作周波数を変化させ前記第五のコンデンサの電圧を制御する回路とを有し、第一の直列共振回路の共振周波数と、第二の直列共振回路の共振周波数が異なる値になるように設定してある事を特徴とする。
【００１３】
前記トランスは二脚又は三脚のコアの一脚に第一及び第二の一次コイルと前記一脚または他の一脚に二次コイルが巻回されたことを特徴とする。
また、第一のスイッチ素子が、第一のダイオード及び第一のコンデンサとそれぞれ並列に接続された第一の並列回路と、第二のスイッチ素子が、第二のダイオード及び第二のコンデンサとそれぞれ並列に接続された第二の並列回路とを有することを特徴とする。
また、前記第一及び第二のインダクタは、前記トランスの漏れインダクタンスをその一部又は全部としていることを特徴とする。
また、前記第一及び／又は第二のダイオード、並びに、前記第一及び／又は第二のコンデンサは前記第一及び／又は第二のスイッチ素子の寄生要素として有することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、動作周波数fsを第一の直列共振回路の共振周波数fr1と第二の直列共振回路の共振周波数fr2との間で制御することにより、入力および負荷の変動に対して出力を一定に保つなどの制御が可能であり、周波数の変動範囲を狭くすることが出来る。特に後述する様に、fr1とfr2の中間点近くに存在する、出力が最低になる周波数fvとfr1とfr2の内低い方の共振周波数間で制御することにより、共振電流の加算されたものはスイッチング周期に対して遅れ位相となり、スイッチング素子のＺＶＳが容易となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
図１は本発明を実施するための最良の形態を示すものである。図１に示す共振形コンバータは、非絶縁型の共振形コンバータであって、第一のスイッチ素子ＳＷ１と第二のスイッチ素子ＳＷ２とを直列接続して第一の直列回路を構成し、直流電源Ｖｉに接続してある。第一のスイッチ素子ＳＷ１は第一のダイオードＤ１並びに第一のコンデンサＣ１とそれぞれ並列に接続し、第二のスイッチ素子ＳＷ２は第二のダイオードＤ２並びに第二のコンデンサＣ２とそれぞれ並列に接続してある。
【００１６】
第一のインダクタＬ１と第三のコンデンサＣ３とで第一の直列共振回路を構成し、第二のインダクタＬ２と第四のコンデンサＣ４とで第二の直列共振回路を構成し、これらを並列に接続し、この並列回路の一方の接合点を第一のスイッチ素子ＳＷ１と第二のスイッチ素子ＳＷ２との接続点に接続してある。また、  本実施例に係る共振形コンバータでは、ダイオードブリッジＤ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６を備え、このダイオードブリッジＤ３〜Ｄ６の交流端子の一方を前記並列回路の他方の接合点に接続し、交流端子の他方を前記直流電源Ｖｉの一端に接続してある。また、ダイオードブリッジＤ３〜Ｄ６の直流端子をダイオードブリッジＤ３〜Ｄ６の出力を平滑する第五のコンデンサＣ５に接続してある。
【００１７】
本実施例に係る共振形コンバータは、第一のスイッチ素子ＳＷ１と第二のスイッチ素子ＳＷ２を双方同時にオフとなる短い期間を挟んで、交互にオン、オフさせるとともに、動作周波数を変化させ第五のコンデンサの電圧を制御する回路を有する。第一の直列共振回路Ｌ１，Ｃ３の共振周波数をfr1とし、第二の直列共振回路Ｌ２，Ｃ４の共振周波数をfr2とし、fr1＜fr2のように、fr1とfr2とを異なる値に設定してある。なお、fr1÷fr2＝1.3〜3が好ましい。
【００１８】
以上のように構成してある共振形コンバータは以下のように作用する。先ず、二つの直列共振回路は並列になっているので、これらの回路の電流の和が入力から出力される。動作周波数をfsとすると、fs＝fr1の場合は第一のの直列共振回路Ｌ１，Ｃ３の電流が、第二の直列共振回路Ｌ２，Ｃ４の電流より大幅に大きく、出力は第一の直列共振回路Ｌ１，Ｃ３の特性が支配する。fs＝fr2の場合は逆に第二の直列共振回路Ｌ２，Ｃ４の特性が支配することになる。動作周波数をfr1とfr2との間で変化させると第一、第二の直列共振回路の電流の振幅と位相差により出力が変化する。例えば、振幅がほぼ等しく位相差が１８０°になれば二つの直列共振回路の電流の和はゼロに近づくため、出力をほぼゼロに低下させることが出来る。この原理によれば入力変動、負荷変動に対して、出力電圧を一定に保つなどの制御が可能になる。
【００１９】
図１には示してないが、出力電圧を検出し、出力電圧が一定となるように周波数を制御する制御回路部により制御した場合の波形例を図２、図３に示す。図２は入力電圧が低く、負荷電流が大きい場合で、動作周波数fsは第一の直列共振回路Ｌ１，Ｃ３の共振周波数fr1より少し高い値で動作している。図２のａは第一のインダクタＬ１の電流、ｂは第二のインダクタＬ２の電流、ｃはダイオードブリッジＤ３〜Ｄ６の入力電流、ｄは第一の並列回路ＳＷ１，Ｄ１，Ｃ１の合計電流、ｅは第一のスイッチ素子ＳＷ１の電圧波形を示している。
【００２０】
図２図示ａに比べｂの振幅は極めて小さいため、ｃはほぼａに等しい状態で、出力は第一の直列共振回路Ｌ１，Ｃ３に支配されている。t0で第一のスイッチ素子ＳＷ１がターンオフする。共振回路の電流はスイッチングのタイミングに対して遅れ位相にあり、この電流が第一のコンデンサＣ１の充電と第二のコンデンサＣ２の放電を行う。t1で第二のコンデンサＣ２の放電が完了し、電圧がゼロになった後、第二のスイッチ素子ＳＷ２をターンオンすることでＺＶＳとなる。t2で第二のスイッチ素子ＳＷ２をターンオフさせると共振電流は第二のコンデンサＣ２の充電、及ぶ、第一のコンデンサＣ１の放電を行う。第一のコンデンサＣ１の電圧がゼロになった直後、第一のスイッチ素子ＳＷ１をターンオンすることでＺＶＳとなる。t4で次のサイクルに移行する。
【００２１】
図３は入力電圧が高く、負荷電流が定格の１０％時の波形である。ａ〜ｅは図２と同じ部位の波形を示している。動作周波数fsは高くなり、時間軸はより細かくなっている。ａは動作周波数fsが共振周波数frより高い方向に変化しているので、図２の状態に比べ振幅が小さくなり、位相遅れが大きくなっている。ｂは動作周波数fsが第二の直列共振回路Ｌ２，Ｃ４の共振周波数fr2により近くなったので多少振幅が大きくなっているが、まだ進み位相である。ａとｂの振幅が近づき、位相差が１８０°に向かって大きくなりａとｂの和であるｃが減少し、出力電流の減少に対応している。ｃは遅れ位相にあり、ＺＶＳについては図２と同様である。
【００２２】
図４は入出力条件を固定し、動作周波数fsを変化させた場合の出力電圧を示したもので、動作周波数fsが第一の直列共振回路Ｌ１，Ｃ３の共振周波数fr1から高周波側に変化して行くと出力電圧は減少し、ある点から増加に転じ、第二の直列共振回路Ｌ２，Ｃ４の共振周波数fr2でまた最大値になることを示している。出力電圧が谷点となる周波数をfvとすると、fsがfvの低域側と高域側で制御が可能であるが、高域側は電流ｃが進み位相になりＺＶＳの点で好ましくない。そこで、fr1＜fs＜fvの領域で制御することになる。
【００２３】
この様に動作周波数fsを第一の共振周波数fr1と出力電圧が谷点となる周波数fv間で制御することにより、入力および負荷の変動に対して出力を一定に保つなどの制御が可能であり、周波数の変動範囲を狭くすることが出来る。図３に戻って、図３は動作周波数fsが出力電圧が谷点となる周波数fvに近づいた状態であるが、ａの振幅は減少し、ｂの振幅はまだ小さい状態であり、回路の電流は出力電流に応じて小さくなっているので、既存技術による実施例のようにトランス、コンデンサなどサイズを大きくすることなく前記問題点の対策が可能となる。
【００２４】
また、fs＜fvで制御することで共振回路の合計電流は遅れ位相にあり、ＺＶＳは容易でありスイッチング損失の低減、ノイズの低減が可能である。また、図４で分る様に動作周波数fsがほぼ出力電圧が谷点になる周波数fvに等しい条件では出力電圧をゼロ近くまで低下させることができるので、動作周波数fsを制御することで出力短絡まで保護することが可能である。
【００２５】
以上の様に本発明によれば巻線部品やコンデンサを大きくすること無く、直列共振形コンバータの問題点の対策が可能であるほか、ＺＶＳ、出力過電流保護が容易にできるため、スイッチング電源装置の小型、低コスト、低ノイズ化に効果が発揮できる。
【００２６】
図５は図１図示共振形コンバータの第一変形例を示すものである。この共振形コンバータは、以下の構成を有することに特徴を有する。先ず、一方の端子が直流電源Ｖｉの一方の端子に接続された第一及び第二の一次コイルＮ１，Ｎ２と、二次コイルＮ３とを設けたトランスＴを備えてある。
【００２７】
また、第一のスイッチ素子ＳＷ１と第二のスイッチ素子ＳＷ２とを直列接続して構成する第一の直列回路の接続点と第一の一次コイルＮ１の他方の端子間に接続された第一のインダクタＬ１と第三のコンデンサＣ３とからなる第一の直列共振回路と、前記第一の直列回路の接続点と第二の一次コイルＮ２の他方の端子間に接続された第二のインダクタＬ２と第四のコンデンサＣ４からなる第二の直列共振回路とを備えてある。また、二次コイルＮ３を入力とし、二次コイルＮ３を流れる電流を整流するダイオードブリッジＤ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６を備えてある。その他の構成については、図１図示実施形態とほぼ同様である。
【００２８】
以上の構成より、トランスＴの漏れインダクタンスを共振回路のインダクタＬ１，Ｌ２の全部又は一部とすることができる。なお、作用については、図１図示実施形態とほぼ同様であるため省略する。以下の変形例についても同様である。
【００２９】
図６は図１図示共振形コンバータの第二変形例を示すものである。この共振形コンバータは、図５の変形例とほぼ同様であるが、この変形例はスイッチをＭＯＳＦＥＴ、Ｑ１，Ｑ２としていることに特徴を有する。また、第一及び第二のダイオードＤ１，Ｄ２、並びに、第一及び第二のコンデンサＣ１，Ｃ２はそれぞれＭＯＳＦＥＴ、Ｑ１，Ｑ２の寄生要素として有することにも特徴を有する。なお、第一及び第二のダイオードＤ１，Ｄ２、並びに、第一及び第二のコンデンサＣ１，Ｃ２をＭＯＳＦＥＴ、Ｑ１，Ｑ２の外部部品を使用しても良い。
【００３０】
図７は図１図示共振形コンバータの第三変形例を示すものである。この共振形コンバータはトランスの出力をセンタータップ整流方式としたもので、出力電圧が低い場合に有効である。
【００３１】
図８は前記第一乃至第三変形例に使用可能なトランスの構成の第一実施例を示す。このトランスは、三脚鉄心を有し、中央の一脚に二つの一次コイルＮ１，Ｎ２と二次コイルＮ３を巻回したもので、一次コイルＮ１，Ｎ２と二次コイルＮ３間の漏れインダクタンスを共振用として使用することができる。
【００３２】
図９は前記第一乃至第三変形例に使用可能なトランスの構成の第二実施例を示す。このトランスは、三脚鉄心を有し、一端の第一脚に第一の一次コイルＮ１と二次コイルＮ３とを巻回し、他端の第二脚に第二の一次コイルＮ２を巻回したものである。中央の第三脚により第二の一次コイルＮ２と二次コイルＮ３間の漏れインダクタンスを調整できるので、本発明の様に共振周波数が異なる２つの共振回路を漏れインダクタンスで構成する場合は有効である。
【００３３】
なお、図８及び図９に示すトランスは磁気回路・電気回路変換による等価回路にて本発明に有用であることが証明されるが。これらトランスは単なる実施例であり、例えば二脚鉄心の使用するなど、トランスの構成は問わない。また、本発明は図１乃至図７で説明した実施の形態に係る共振形コンバータに限定されるものではない。例えば、二次コイルを複数設け、多出力の電源装置に適用しても良い。また、スイッチ素子はＭＯＳＦＥＴに限らず、ＩＧＢＴやＢｉＴｒなどその他のスイッチ素子に適用できるものである。また、ハーフブリッジ回路をフルブリッジ回路にしたり、出力整流ダイオードをＳＲＭＯＳに置き換えることなども可能である。また、トランスを有する場合、ＺＶＳは共振電流の他、トランスの励磁電流の作用によることも可能である。
【産業上の利用可能性】
【００３４】
本発明によれば、この様に動作周波数fsを第一の直列共振周波数fr1と出力電圧が谷点となる周波数fvとの間で制御することにより、ＺＣＳなどの直列共振形コンバータの利点を活かしたまま、入力および負荷の変動に対して出力を一定に保つなどの制御が可能であり、周波数の変動範囲を狭くすることが可能となる他、スイッチング素子のＺＶＳが容易であるなど、産業上利用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】本発明の最良の実施形態の回路構成図である。
【図２】図１図示実施形態における全負荷時の動作波形図である。
【図３】図１図示実施形態における軽負荷時の動作波形図である。
【図４】図１図示実施形態における動作周波数を変化させた場合の出力電圧を示した図である。
【図５】第一変形例を示した回路構成図である。
【図６】第二変形例を示した回路構成図である。
【図７】第三変形例を示した回路構成図である。
【図８】本発明に係るトランスの第一実施例を示した構成図である。
【図９】同じくトランスの第二実施例を示した構成図である。
【図１０】従来の共振形コンバータの一例を示す回路構成図である。
【図１１】図１０図示従来例における動作波形図である。
【図１２】図１０図示従来例とは別の従来例を示す回路構成図である。
【図１３】図１２図示従来例における全負荷時の動作波形図である。
【図１４】上記従来例とは別の従来例を示す回路構成図である。
【図１５】動作周波数の変動を少なくする原理を示す波形図である。
【符号の説明】
【００３６】
Ｖｉ  直流電源
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５，Ｃｒ  コンデンサ
Ｃｐ  コンデンサ
Ｌ１，Ｌ２，Ｌｒ  インダクタ
Ｌｐ  インダクタ
ＳＷ１，ＳＷ２  スイッチ素子
Ｑ１，Ｑ２  ＭＯＳＦＥＴ
Ｔ  トランス
Ｎ１  コイル
Ｎ２  コイル
Ｎ３，Ｎ４  コイル
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６  ダイオード
Ｄ３〜Ｄ６，ＤＢ  ダイオードブリッジ
【図１】
0004657062.tif 000002
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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