(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
光信号を生成する半導体レーザダイオードと、前記半導体レーザダイオードの光信号を電流に変換する受光素子と、前記受光素子から出力される前記電流に基づいて前記光信号の強度をモニタするモニタ回路とを備える光送信器において、
前記モニタ回路は、
電流源回路と、
前記受光素子及び前記電流源回路のうちのいずれか一方が接続された第１の入力端子と、
前記受光素子及び前記電流源回路のうちの他方が接続された第２の入力端子と、
前記光信号の強度のモニタ信号を出力する出力端子と、
エミッタが前記第１の入力端子に接続され、ベースが前記第２の入力端子に接続された第１のトランジスタと、
ベースが前記第１のトランジスタのエミッタに接続され、エミッタが定電圧源に接続され、コレクタが前記第１のトランジスタのベースに接続された第２のトランジスタと、
エミッタが前記第２のトランジスタのエミッタに接続され、ベースとコレクタとが互いに接続された第３のトランジスタと、
エミッタが前記第３のトランジスタのコレクタに接続され、ベースが前記第２のトランジスタのコレクタに接続され、コレクタが前記出力端子に接続された第４のトランジスタと、
前記第４のトランジスタのコレクタに接続された抵抗性負荷素子と、
を有することを特徴とする光送信器。
【請求項２】
光信号を生成する半導体レーザダイオードと、前記半導体レーザダイオードの光信号を電流に変換する受光素子と、前記受光素子から出力される前記電流に基づいて前記光信号の強度をモニタするモニタ回路とを備える光送信器において、
前記モニタ回路は、
電流源回路と、
前記受光素子及び前記電流源回路のうちのいずれか一方が接続された第１の入力端子と、
前記受光素子及び前記電流源回路のうちの他方が接続された第２の入力端子と、
前記光信号の強度のモニタ信号を出力する出力端子と、
ソースが前記第１の入力端子に接続され、ゲートが前記第２の入力端子に接続された第１のＦＥＴと、
ゲートが前記第１のＦＥＴのソースに接続され、ソースが定電圧源に接続され、ドレインが前記第１のＦＥＴのゲートに接続された第２のＦＥＴと、
ソースが前記第２のＦＥＴのソースに接続され、ゲートとドレインとが互いに接続された第３のＦＥＴと、
ソースが前記第３のＦＥＴのドレインに接続され、ゲートが前記第２のＦＥＴのドレインに接続され、ドレインが前記出力端子に接続された第４のＦＥＴと、
前記第４のＦＥＴのドレインに接続された抵抗性負荷素子と、
を有することを特徴とする光送信器。
【請求項３】
前記電流源回路は、
前記抵抗性負荷素子と同一集積回路上において、前記抵抗性負荷素子と同一の集積回路製造プロセスによって形成された第２の抵抗性負荷素子と、
前記第２の抵抗性負荷素子に接続されて、前記第２の抵抗性負荷素子の抵抗値の温度変化に対して反比例する温度変化を有する電圧を出力する電圧源回路と、
を有することを特徴とする請求項１又は２記載の光送信器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光通信において光信号を送信する光送信器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
光通信において用いられる光送信器においては、通常、内蔵するレーザダイオード（以下、ＬＤと言う）から出力される光信号の光出力を一定にするために、ＬＤと同じ筐体に内蔵されたモニタ用フォトダイオード（以下、ＰＤと言う）から出力される電流が一定になるようにＬＤ駆動電流を制御する。最近では、ＬＤ駆動電流の制御の自由度を高めるために、ＰＤ電流をＡＤＣ（Ａ／Ｄコンバータ）でデジタル信号に変換してＣＰＵに出力し、ＣＰＵ上に記憶されたソフトウェアを用いてＬＤ駆動電流を制御する方式が用いられている。この方式における一般的な光送信器の構成を図５に示す。同図に示す光送信器９１０では、ＰＤ９１１に直列に検出抵抗９１２が接続され、検出抵抗９１２を流れるＰＤ電流がＩ−Ｖ変換されてＡＤＣ９１３経由でモニタ値としてＣＰＵ９１４に出力される。
【０００３】
このような従来の光送信器で問題となるのは、定常状態におけるＰＤ電流の個体ばらつきが非常に大きいということである。同じ光出力のＬＤを対象にした場合、光送信器の個体差（製造ばらつき）により、ＬＤが適正な光を出力している場合のＰＤ電流には２０倍の差が生じることもある。このようなＰＤ電流における差はそのままモニタ誤差につながるため、一般的には次のような対策を取る。個々のＰＤ電流のばらつきに応じて検出抵抗を交換する（対策その１）。また、ＰＤに接続している検出抵抗を、図６（ａ）に示すように、可変抵抗に置換するか、又は、図６（ｂ）に示すように複数の検出抵抗を切り替え可能に並列接続することによって、ＰＤ電流のばらつきを吸収する（対策その２）。また、図７（ａ）に示すように、検出抵抗は固定的に接続して、その後段に可変利得アンプ（ＰＧＡ:Programmable Gain Amplifier）を挿入するか、又は、図７（ｂ）に示すように増幅率の異なる複数のアンプを切り替え可能に並列接続することによって、ＰＤ電流のばらつきを吸収する（対策その３）。
【０００４】
一方、下記特許文献１には、対数増幅器（ログアンプ）を用いた光検出回路が開示されている。この光検出回路９２０では、ＰＤ電流を直接ログアンプ９２２に入力し、広い範囲のＰＤ電流を対数変換することで、ＡＤＣ９１３の入力電圧の変化を小さくする（図８参照）。この場合、ＰＤ電流のばらつきが２０倍に達したとしても、ＡＤＣの入力電圧のばらつきはlog(20)=約1.3倍に小さくなる。
【特許文献１】特開２００４−２００３５５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
上述したＰＤ電流の個体ばらつきに対処する従来の方法においては、以下のような傾向があった。上記の対策その１による方法では、個々のＬＤに対して適切な特性を有する抵抗に交換する必要があるため製造効率が低下するとともに、はんだにより実装される部品の付け替えは信頼性の面で好ましくない。上記の対策その２及びその３による方法では、回路規模が比較的大きくなる。特に、ＡＤＣやＣＰＵを用いずにアナログ回路だけでモニタ用回路を実現したい場合に、回路規模の大規模化が顕著となる。さらに、デジタルポテンショメータ等の可変抵抗、可変利得アンプ等を用いた場合はコストアップを招くことにもなる。
【０００６】
また、上述したログアンプを用いた光検出回路においては、ログアンプの増幅率のばらつきや温度変化による増幅率の変動が大きいためモニタ誤差が大きくなる場合があり、その結果、光出力強度の安定した測定が困難である。光検出回路に含まれるＩＣに補償回路を組み込むことで、ログアンプの増幅率のばらつきや温度変化による変動を抑えることは可能であるが、その場合は回路構成の複雑化によるコストアップを招くこととなる。
【０００７】
そこで、本発明は、光出力強度の安定したモニタリングを可能にするとともに、低コスト化及び小規模化を実現する光送信器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記課題を解決するため、本発明の光送信器は、光信号を生成する半導体レーザダイオードと、半導体レーザダイオードの光信号を電流に変換する受光素子と、受光素子から出力される電流に基づいて光信号の強度をモニタするモニタ回路とを備える光送信器において、モニタ回路は、電流源回路と、受光素子及び電流源回路のうちのいずれか一方が接続された第１の入力端子と、受光素子及び電流源回路のうちの他方が接続された第２の入力端子と、光信号の強度のモニタ信号を出力する出力端子と、エミッタが第１の入力端子に接続され、ベースが第２の入力端子に接続された第１のトランジスタと、ベースが第１のトランジスタのエミッタに接続され、エミッタが定電圧源に接続され、コレクタが第１のトランジスタのベースに接続された第２のトランジスタと、エミッタが第２のトランジスタのエミッタに接続され、ベースとコレクタとが互いに接続された第３のトランジスタと、エミッタが第３のトランジスタのコレクタに接続され、ベースが第２のトランジスタのコレクタに接続され、コレクタが出力端子に接続された第４のトランジスタと、第４のトランジスタのコレクタに接続された抵抗性負荷素子とを有する。
【０００９】
このような光送信器においては、半導体レーザダイオードからの光信号を受光する受光素子と、その受光素子から出力される電流を測定するためのモニタ回路とが備えられ、このモニタ回路により、受光素子からの電流が光信号の強度に対応するモニタ信号に変換されて出力される。ここで、第１〜第４のトランジスタ、電流源回路、及び抵抗性負荷素子を含むような簡易な構成のモニタ回路により、受光素子の電流におけるばらつきや温度変化が発生した場合でも、それらに起因するばらつきが抑えられたモニタ信号として出力される。これにより、集積化が容易な小さな回路規模で安定した光信号強度のモニタリングが可能になるとともに、装置の低コスト化が実現される。
【００１０】
或いは、本発明の光送信器は、光信号を生成する半導体レーザダイオードと、半導体レーザダイオードの光信号を電流に変換する受光素子と、受光素子から出力される電流に基づいて光信号の強度をモニタするモニタ回路とを備える光送信器において、モニタ回路は、電流源回路と、受光素子及び電流源回路のうちのいずれか一方が接続された第１の入力端子と、受光素子及び電流源回路のうちの他方が接続された第２の入力端子と、光信号の強度のモニタ信号を出力する出力端子と、ソースが第１の入力端子に接続され、ゲートが第２の入力端子に接続された第１のＦＥＴと、ゲートが第１のＦＥＴのソースに接続され、ソースが定電圧源に接続され、ドレインが第１のＦＥＴのゲートに接続された第２のＦＥＴと、ソースが第２のＦＥＴのソースに接続され、ゲートとドレインとが互いに接続された第３のＦＥＴと、ソースが第３のＦＥＴのドレインに接続され、ゲートが第２のＦＥＴのドレインに接続され、ドレインが出力端子に接続された第４のＦＥＴと、第４のＦＥＴのドレインに接続された抵抗性負荷素子とを有する。
【００１１】
このような光送信器においては、半導体レーザダイオードからの光信号を受光する受光素子と、その受光素子から出力される電流を測定するためのモニタ回路とが備えられ、このモニタ回路により、受光素子からの電流が光信号の強度に対応するモニタ信号に変換されて出力される。ここで、第１〜第４のＦＥＴ、定電圧源、電流源回路、及び抵抗性負荷素子を含むような簡易な構成のモニタ回路により、受光素子の電流におけるばらつきや温度変化が発生した場合でも、それらに起因するばらつきが抑えられたモニタ信号として出力される。これにより、集積化が容易な小さな回路規模で安定した光信号強度のモニタリングが可能になるとともに、装置の低コスト化が実現される。
【００１２】
電流源回路は、抵抗性負荷素子と同一集積回路上において、抵抗性負荷素子と同一の集積回路製造プロセスによって形成された第２の抵抗性負荷素子と、第２の抵抗性負荷素子に接続されて、第２の抵抗性負荷素子の抵抗値の温度変化に対して反比例する温度変化を有する電圧を出力する電圧源回路とを有することが好ましい。かかる電流源回路を備えれば、モニタ回路全体の集積化がさらに容易となると同時に、温度変化によるモニタ信号の変動を相殺することにより、温度変化に起因する光出力強度のモニタ値の変動を効果的に低減することができる。
【発明の効果】
【００１３】
本発明の光送信器によれば、光出力強度の安定したモニタリングを可能にするとともに、低コスト化及び小規模化を実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
以下、図面を参照しつつ本発明に係る光送信器の好適な実施形態について詳細に説明する。なお、図面の説明においては同一又は相当部分には同一符号を付し、重複する説明を省略する。
【００１５】
図１は、本発明の好適な一実施形態である光送信器１０の構成を示す図である。同図に示す光送信器１０は、光通信に用いられ、光伝送ケーブル等に光信号を送信するデバイスであり、光信号Ｏｏｕｔを生成する半導体レーザダイオード（以下、ＬＤという）１１と、ＬＤ１１から発せられた出力光信号Ｏｏｕｔを受光してその強度に応じた電流ＩＰｄに変換するフォトダイオード（以下、ＰＤという）１２と、ＰＤ１２から出力された電流ＩＰｄに基づいて出力光信号Ｏｏｕｔの強度をモニタするモニタ回路１３と、モニタ回路１３から出力された制御信号ＳＣに応じてＬＤ１１に供給する駆動電流を生成する駆動電流源回路１４とを備えて構成されている。
【００１６】
モニタ回路１３は、ＰＤ１２のアノード端子に接続された変換回路１５と、変換回路１５から出力されたアナログ信号であるモニタ信号Ｖｏｕｔをデジタル信号Ｓｄに変換するＡ／Ｄコンバータ（以下、ＡＤＣという）１６と、デジタル信号Ｓｄに基づいてＰＤ１２から出力される電流ＩＰｄが一定となるように駆動電流源回路１４の駆動電流を制御するＣＰＵ１７とが直列に接続されて構成されている。このＣＰＵ１７からは、駆動電流源回路１４の駆動電流を制御する制御信号ＳＣが出力されて、駆動電流源回路１４に入力される。以下、変換回路１５の構成について詳細に説明する。
【００１７】
図２は、変換回路１５を含む光送信器１０の主要部分を示す回路図である。同図に示すように、変換回路１５は、４つの同一特性を有するＰＮＰバイポーラトランジスタであるトランジスタ１８ａ，１８ｂ，１８ｃ，１８ｄと、電流源回路１９と、抵抗素子（抵抗性負荷素子）２０とを備えており、２つの入力端子２１，２２と１つの出力端子２３とを有している。
【００１８】
より詳細には、変換回路１５においては、入力端子２１にＰＤ１２のアノードが接続されて、ＰＤ１２における受光強度に応じた電流ＩＰｄが入力端子２１に入力される。一方、入力端子２２には電流源回路１９が接続され、電流源回路１９によって入力端子２２からアースに流れる電流Ｉｃが生成される。さらに、出力端子２３にはＡＤＣ１６の入力が接続されている。
【００１９】
この変換回路１５における各素子の電気的接続関係について説明すると、入力端子２１には、トランジスタ１８ａのエミッタが接続され、そのベースは入力端子２２に、そのコレクタはアースに、それぞれ接続されている。また、トランジスタ１８ｂのベースは、トランジスタ１８ａのエミッタ及び入力端子２１に接続されるとともに、トランジスタ１８ｂのエミッタが定電圧源２４に、トランジスタ１８ｂのコレクタがトランジスタ１８ａのベース及び入力端子２２に、それぞれ、接続されている。さらに、トランジスタ１８ｃのエミッタは、トランジスタ１８ｂのエミッタ及び定電圧源２４に接続され、トランジスタ１８ｃのベースとコレクタとは互いに接続されている。また、トランジスタ１８ｄのエミッタは、トランジスタ１８ｃのベース及びコレクタに接続され、トランジスタ１８ｄのベースが、トランジスタ１８ｂのコレクタ、トランジスタ１８ａのベース、及び入力端子２２に、トランジスタ１８ｄのコレクタが出力端子２３に、それぞれ接続されている。出力端子２３には、抵抗素子２０の一方の端子が接続され、抵抗素子２０の他方の端子はアースに接続されている。
【００２０】
以下、上記のように構成された変換回路１５の動作について説明する。
【００２１】
今、トランジスタ１８ａ，１８ｂ，１８ｃ，１８ｄのベース−エミッタ間電圧を、それぞれ、Ｖｂｅ１、Ｖｂｅ２、Ｖｂｅ３、Ｖｂｅ４とし、コレクタ電流をＩｃ１、Ｉｃ２、Ｉｃ３、Ｉｃ４と仮定する。なお、トランジスタ１８ｃとトランジスタ１８ｄとはエミッタ電流が同じなのでＶｂｅ３とＶｂｅ４とは等しくなっている。
【００２２】
ここで、直流電流増幅率ｈｆｅを無限大とすると、ＰＤ１２から出力される電流ＩＰｄ、電流源回路１９で生成される電流Ｉｃ、及び抵抗素子２０を流れる電流Ｉｍｏｎは、下記式（１）〜（３）により与えられる。
Ｉｐｄ＝Ｉｃ１≒ＩＳ・ｅｘｐ（−Ｖｂｅ１／Ｖｔ）        …（１）
Ｉｃ＝Ｉｃ２≒ＩＳ・ｅｘｐ（−Ｖｂｅ２／Ｖｔ）          …（２）
Ｉｍｏｎ＝Ｉｃ３＝Ｉｃ４≒ＩＳ・ｅｘｐ（−Ｖｂｅ４／Ｖｔ）  …（３）
上記式（１）〜（３）中、ＩＳは定数、Ｖｔは、Ｖｔ＝ｋＴ／ｅ（ｋ：ボルツマン定数、Ｔ：絶対温度、ｅ：電気素量）で計算される数を表している。
【００２３】
また、Ｖｂｅ４＋Ｖｂｅ３＝Ｖｂｅ１＋Ｖｂｅ２の関係が成立するので、式（１）〜（３）を用いて下記式（４）〜（６）が導かれる。
Ｉｐｄ≒ＩＳ・ｅｘｐ｛−（２Ｖｂｅ４−Ｖｂｅ２）／Ｖｔ｝      …（４）
Ｉｐｄ・ＩＳ・ｅｘｐ（−Ｖｂｅ２／Ｖｔ）≒ＩＳ２・ｅｘｐ（−２Ｖｂｅ４／Ｖｔ）…（５）
Ｉｐｄ・Ｉｃ＝Ｉｍｏｎ２                            …（６）
【００２４】
つまり、抵抗素子２０には、上記式（６）の関係を満たす電流Ｉｍｏｎが流れる。ここで、電流源回路１９が定電流源である場合は、Ｉｍｏｎ＝（Ｉｐｄ・Ｉｃ）０．５＝ａ・Ｉｐｄ０．５（ａは定数）となり、温度によらずＩｐｄの平方根に比例した電流が抵抗素子２０に流れることになり、入力Ｉｐｄに対して出力端子２３から出力される電圧信号であるモニタ信号Ｖｏｕｔのレンジ、換言すればモニタ信号Ｖｏｕｔの最大値と最小値の比を圧縮することができる。
【００２５】
例えば、Ｉｐｄが５０μＡ〜１，０００μＡ、つまりＰＤ１２から出力される電流の最大値と最小値の比が２０倍であり、電流源回路１９で生成される電流Ｉｃが１，０００μＡである場合は、電流Ｉｍｏｎの変化は、２２３．６μＡ〜１，０００μＡとなり、最大値と最小値の比が５倍以下に抑えられている。
【００２６】
また、このような変換回路１５によれば、出力光のモニタにおける測定誤差も小さくなる。今、後段のＡＤＣ１６の入力範囲を０〜１Ｖ、誤差を１０ｍＶとし、抵抗素子２０の抵抗値Ｒｍｏｎ＝１ｋΩとすると、図５の従来の線形回路では、電流ＩＰｄ＝１０００μＡの時にＡＤＣ１６によって測定される最大誤差を有する電流は、Ｉｍｏｎ＝（１０００ｍＶ−１０ｍＶ）／１ｋΩ＝９９０μＡで測定誤差は１％となり、電流ＩＰｄ＝５０μＡの時にＡＤＣ１６によって測定される最大誤差を有する電流は、Ｉｍｏｎ＝（５０ｍＶ−１０ｍＶ）／１ｋΩ＝４０μＡで測定誤差は２０％にも達する。一方、変換回路１５では、電流源回路１９での電流Ｉｃを（１０００μＡ・Ｉｃ）０．５・１ｋΩ＝１０００ｍＶを満たす値に設定すると、電流ＩＰｄ＝１０００μＡの時にＡＤＣ１６によって測定される最大誤差を有する電流は、Ｉｍｏｎ＝｛（１０００ｍＶ−１０ｍＶ）／１ｋΩ｝２／Ｉｃ＝９８０μＡで測定誤差は２％となり、電流ＩＰｄ＝５０μＡの時にＡＤＣ１６によって測定される最大誤差を有する電流は、Ｉｍｏｎ＝｛（２２３．６ｍＶ−１０ｍＶ）／１ｋΩ｝２／Ｉｃ＝４５．６μＡで測定誤差は９％となる。このように、変換回路１５では、入力が小さな時の測定誤差を従来に比較して約半分に低減することができる。
【００２７】
なお、上述した変換回路では、トランジスタの特性のばらつきや直流電流増幅率ｈｆｅの影響を無視しているが、これらの影響を考慮してもＩｍｏｎはＩｐｄ０．５に近い単調増加の関数によって決定される。従って、このような場合でも、出力が入力に対して再現性良く単調増加するものとなるとともに、温度変化や素子の特性ばらつき等によるズレが平方根によって計算されるズレに低減されるので、ＬＤの制御回路としての有用性を損なうことはない。
【００２８】
次に、変換回路１５における電流源回路１９の好適な構成例について説明する。
【００２９】
図３に示す電流源回路１９の構成は、ＡＤＣに入力するモニタ信号Ｖｏｕｔにおける抵抗素子の温度変化の影響を小さくするためのものである。一般に、ＩＣ内ではバンドギャップ回路などで温度変化の影響の少ない一定電圧を生成することは容易であるが、電流は抵抗素子の温度変化の影響を受ける。図５の従来の回路では、抵抗の温度変化ΔＲｍｏｎに対して、モニタ信号Ｖｏｕｔの温度変化ΔＶｏｕｔは、下記式（７）；
ΔＶｏｕｔ／Ｖｏｕｔ＝ΔＲｍｏｎ／Ｒｍｏｎ    …（７）
で与えられ、抵抗の変化をそのまま受けることになる。
【００３０】
一方、図３に示す電流源回路１９を備える変換回路１５では、簡単な構成で抵抗の温度変化の影響を軽減することができる。すなわち、電流源回路１９は、参照電圧Ｖｒｅｆを出力する電圧源回路２５と、一方の端子がアースに接続された抵抗素子（抵抗性負荷素子）２６と、電圧源回路２５の出力及び抵抗素子２６の他方の端子に接続され、抵抗素子２６における電圧降下が電圧源回路２５の参照電圧Ｖｒｅｆに等しくなるように抵抗素子２６に流れる電流Ｉｃを生成する電流生成部２７とを備えている。ここで、この電流源回路１９は、変換回路１５が搭載される集積回路と同一の集積回路上に形成されており、抵抗素子２６は、抵抗素子２０と同一の形成プロセスで形成され、温度変化特性等の特性がほぼ同一とされている。
【００３１】
今、参照電圧Ｖｒｅｆを温度変化によらず一定とし、抵抗素子２６の抵抗値をｒとすると、モニタ信号Ｖｏｕｔは、下記式（８）；
Ｖｏｕｔ＝Ｒｍｏｎ・｛（Ｖｒｅｆ・Ｉｐｄ）／ｒ｝０．５  …（８）
で与えられる。さらに、抵抗値ｒとＲｍｏｎは温度変化に比例するから、モニタ信号Ｖｏｕｔの温度変化ΔＶｏｕｔは、下記式（９）；
ΔＶｏｕｔ／Ｖｏｕｔ≒ΔＲｍｏｎ／（２Ｒｍｏｎ）  …（９）
となり、温度変化の影響は１／２となる。
【００３２】
また、電圧源回路２５は、参照電圧Ｖｒｅｆを、抵抗素子２０又は抵抗素子２６の温度変化に対して反比例する温度変化を持つように生成することが好適である。具体的には、電圧源回路２５は、Ｒｍｏｎが温度変化に比例する場合は、参照電圧Ｖｒｅｆを温度変化に反比例するように生成する。こうすれば、モニタ信号Ｖｏｕｔにおける抵抗素子の温度変化の影響が相殺されることになる。一般に、電圧源回路は生成電圧をバンドギャップ電圧からはずしていけば、数％程度までは任意の温度係数が得られるので、予め使用する抵抗素子の温度係数を測定することによってこのような電圧源回路２５を実現することが可能である。
【００３３】
以下、以上説明した光送信器１０の作用効果について説明する。
【００３４】
光送信器１０においては、ＬＤ１１からの光信号Ｏｏｕｔを受光するＰＤ１２と、そのＰＤ１２から出力される電流Ｉｐｄを測定するためのモニタ回路１３とが備えられ、このモニタ回路１３により、ＰＤ１２からの電流Ｉｐｄが光信号の強度に対応するモニタ信号Ｖｏｕｔに変換されて出力される。ここで、トランジスタ１８ａ，１８ｂ，１８ｃ，１８ｄ、電流源回路１９、及び抵抗素子２０を含むような簡易な構成のモニタ回路１３により、ＰＤの電流におけるばらつきや温度変化が発生した場合でも、それらに起因するばらつきが抑えられたモニタ信号として出力される。これにより、集積化が容易な小さな回路規模で、入力ダイナミックレンジの大きく、かつ安定した光信号強度のモニタリングが可能になるとともに、装置の低コスト化が実現される。
【００３５】
ここで、光送信器の全回路が正電源で動作する場合、特殊な構成のものを覗けば、通常のＡＤＣやオペアンプは入力電圧が１００〜２００ｍＶ以下は動作不良となるため、別に入力電圧シフト用の電流源回路や電圧源回路を用意して、最低入力電圧を大きくするのが普通である。しかしながら、これは回路規模を大きくする上に、入力電圧シフト用の回路によってモニタ誤差も大きくなる。これに対して、光送信器１０における変換回路１５では入力電圧が小さいときは利得が大きくなるため、入力電圧シフト用の回路が不要となるので、回路規模も不要に大きくならず、かつ入力電圧シフト用の回路に起因するモニタ誤差の増加もない。
【００３６】
また、光送信器１０においては、ＰＤ電流のばらつきに対処するための抵抗等の回路素子の付け替えが必要ないため、従来方式と比較して信頼性が高く、コストや調整工数の点でも従来より有利である。さらに、光送信器１０では、特殊な素子を使用せず、回路規模も小さいため、集積化が容易である。一方、従来のデジタルポテンショメータや可変ゲインアンプを使う方式では、レンジ調整のための煩多な制御が必要な上に高コスト化を招くことになる。
【００３７】
なお、本発明は、前述した実施形態に限定されるものではない。例えば、光送信器１０においては、電流源回路１９とＰＤ１２を入れ替えても良い。この場合は、ＬＤ１１やＰＤ１２が収容されたサブアセンブリのケースの電位がＧＮＤの場合に、ＰＤ１２のカソードをケースに落とすことにより、サブアセンブリにおけるリードピンを減らすことができる。
【００３８】
また、変換回路１５においては、トランジスタとしてＰ型電圧効果トランジスタ（以下、ＦＥＴという）を用いても良い。図４は、このような場合の本発明の変形例である変換回路１１５の回路図である。この変換回路１１５は、Ｐ型ＦＥＴである４つのトランジスタ１１８ａ，１１８ｂ，１１８ｃ，１１８ｄを備えている。より詳細には、入力端子２１には、トランジスタ１１８ａのソースが接続され、そのゲートは入力端子２２に、そのドレインはアースに、それぞれ接続されている。また、トランジスタ１１８ｂのゲートは、トランジスタ１１８ａのソース及び入力端子２１に接続されるとともに、トランジスタ１１８ｂのソースが定電圧源２４に、トランジスタ１１８ｂのドレインがトランジスタ１１８ａのゲート及び入力端子２２に、それぞれ、接続されている。さらに、トランジスタ１１８ｃのソースは、トランジスタ１１８ｂのソース及び定電圧源２４に接続され、トランジスタ１１８ｃのゲートとドレインとは互いに接続されている。また、トランジスタ１１８ｄのソースは、トランジスタ１１８ｃのゲート及びドレインに接続され、トランジスタ１１８ｄのゲートが、トランジスタ１１８ｂのドレイン、トランジスタ１１８ａのゲート、及び入力端子２２に、トランジスタ１１８ｄのドレインが出力端子２３に、それぞれ接続されている。
【００３９】
また、変換回路１５における４つのトランジスタとしては、ＮＰＮバイポーラトランジスタ又はＮ型ＦＥＴを用いても良い。但し、この場合の変換回路の構成は、図４における回路極性を上下反転させた状態の構成となる。さらに、他の回路からの制約などからＰＤ１２とトランジスタ１８ａ，１８ｂとの間に１以上のカレントミラー回路を設けてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００４０】
【図１】本発明の好適な一実施形態である光送信器の構成を示す図である。
【図２】図１の変換回路を含む光送信器の主要部分を示す回路図である。
【図３】図２の電流源回路１９の回路図である。
【図４】本発明の変形例である変換回路を含む光送信器の主要部分を示す回路図である。
【図５】従来の光送信器の構成を示す図である。
【図６】従来の光送信器の構成を示す図である。
【図７】従来の光送信器の構成を示す図である。
【図８】従来の光送信器の構成を示す図である。
【符号の説明】
【００４１】
１０…光送信器、１１…ＬＤ（半導体レーザダイオード）、１２…ＰＤ（受光素子）、１３…モニタ回路、１５，１１５…変換回路、１８ａ，１８ｂ，１８ｃ，１８ｄ，１１８ａ，１１８ｂ，１１８ｃ，１１８ｄ…トランジスタ、１９…電流源回路、２０…抵抗素子（抵抗性負荷素子）、２１，２２…入力端子、２３…出力端子、２４…定電圧源、２５…電圧源回路、２６…抵抗素子（第２の抵抗性負荷素子）。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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