(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の受信通信路を有するディジタル通信システム用の等化器装置であって、該等化器装置は、正規動作では、各受信通信路に対する第１のトランスバーサルフィルタ、該受信通信路を加算するものであって前記第１のトランスバーサルフィルタに接続される加算手段、および第１の位相修正器と、その前方枝路に単独のリカーシブフィルタおよび判定回路を備えた第１のリカーシブ部分とを備えた、該加算手段より下流のシステム、を含む第１の構造を与え、前記等化器装置は、その性能を該等化器装置からの出力信号の関数として評価し、トラッキングモードもしくは易受信モードとも呼ばれる正規動作モードに対応する前記第１の構造から、難受信モードとも呼ばれる収束動作モードに対応する第２の構造への、またはその逆への切り換えによって前記評価の結果に応答するための判定取得手段を備えており、第２の構造は各受信通信路に純リカーシブフィルタを備える第２のリカーシブ部分を含み、当該純リカーシブフィルタは第２のトランスバーサルフィルタの上流にあり、この等化器装置の特徴は、第２の構造は収束モードに対応し、前記複数の受信通信路の各純リカーシブフィルタは同一であって下記式に示される費用関数を最小化することにより適応される：
【数１】
0004736297.tif 000037
ここで、ｕｉ（ｋ）は、第２の構造のｉ番目の受信通信路における第２のリカーシブ部分からの出力信号である。
【請求項２】
等化器装置が正規モードと収束または難受信モードのいずれで動作中であるかに応じて、第１および第２のトランスバーサルフィルタおよび第１および第２のリカーシブ部分を更新するための等化器装置の判定基準を変更する手段を備えることを特徴とする、請求項１記載の装置。
【請求項３】
収束または難受信モードにおいて、第２のリカーシブ部分は２次の判定基準を用いて更新され、第２のトランスバーサルフィルタは、２より大きな次数の統計学的判定基準を用いて更新されることを特徴とする、請求項２記載の装置。
【請求項４】
トラッキングまたは易受信モードにおいて、推定平均２次誤りを最小化するように装置を制御する手段を備えることを特徴とする、請求項２または３記載の装置。
【請求項５】
装置の性能レベルを平均２次誤りの推定値の関数として決定することを特徴とする、請求項１〜４のいずれかに記載の装置。
【請求項６】
収束モードにおいて、第１の位相修正器が判定取得手段にすぐ隣接して配置されることを特徴とする、請求項１〜５のいずれかに記載の装置。
【請求項７】
自動利得制御手段を備えることを特徴とする、請求項１〜６のいずれかに記載の装置。
【請求項８】
トラッキングまたは易受信モードにおいて、自動利得制御手段が第１のトランスバーサルフィルタを構成する手段によって構成されることを特徴とする、請求項７記載の装置。
【請求項９】
収束モードにおいて、自動利得制御手段が第２のリカーシブフィルタより上流に位置することを特徴とする、請求項７記載の装置。
【請求項１０】
受信データがシンボル持続時間当たり１回サンプリングされる同期型の等化器装置であって、請求項１〜９のいずれかに記載の装置により構成されることを特徴とする装置。
【請求項１１】
連続流のデータを伝送するシステムであって、請求項１〜10のいずれか１項に記載の等化器装置を備えることを特徴とするシステム。
【請求項１２】
パケットのデータを伝送するシステムであって、請求項１〜10のいずれか１項に記載の等化器装置を備え、データのブロックが引き続く反復により処理され、新たな反復ごとに前回の反復の最後での推定値の関数として装置のパラメータが初期化されることを特徴とするシステム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の一般分野と従来技術の説明】
本発明は、マルチチャネル (多重通信路) ディジタル通信システムの受信機用の等化器装置 (または「イコライザ」) に関する。
【０００２】
現在の通信システムでは、受信機は、復調、即ち、受信信号からベースバンドへのシフト、等化、同期 (クロック周波数および搬送波) 、意思決定、および通信路復号 (デコーディング) 、を含む多様な機能を果たす。
【０００３】
等化とは、その時間域バージョンでは本質的に、通信システムが全体的にはいわゆる「ナイキスト」判定基準を満たさないことに伴う現象である、符号間干渉 (ＩＳＩ) を低減することにある。符号間干渉は、不十分なフィルタリング戦略、サンプリング瞬間の不十分な選択、または多重経路伝搬の現象の結果として起こりうる。これは特に、移動体無線通信路、電離層もしくは対流圏通信路、ならびに海底音声通信路にあてはまる。
【０００４】
参考として、通信システムは、有限サイズのアルファベットから取られる値を持つ離散シンボルを出し、それらを等価離散通信路上で速度１／Ｔで伝送するソース (発信源) であるとモデル化することができることが想起される。この速度は変調速度と呼ばれ、ボーで表される。ここで、Ｔは、２つの引き続くシンボルの伝送間の時間間隔を意味する。
【０００５】
歴史的には、ＩＳＩ現象と戦った最初の装置は、Lucky により下記刊行物に紹介された：
[1] R.W. Lucky「ディジタル通信の自動等化」BSTJ 44, pp. 547-588. 1965年４月。
【０００６】
その装置は本質的に「同期型」 (シンボル持続時間当たり１つのサンプルを使用) である線形トランスバーサルフィルタを含み、伝送通信路の経時的な変動の様子により適応が必要となる場合は適応性である。フィルタ係数は、ゼロＩＳＩの拘束により雑音を最小化するという判定基準 (ゼロ強制 <forcing zero> と呼ばれる) を用いて更新された。この手法は「等化」されたフォールデッド (folded) スペクトルとなり、そのため、この用語が使用された。
【０００７】
図１は、トランスバーサルフィルタの原理を示すブロック線図であり、図中、フィルタ１は伝達関数Ｂ(z) を有することが示されており、該フィルタ１より下流に配置された、２で示される判定回路を伴っている。
【０００８】
その後にはじめて、平均２次誤り (mean quadratic error, ＭＱＥ) の最小化を最適化判定基準として用いた適応等化器が出現した。難通信路 (difficult channel)では、ゼロ強制ＩＳＩは等化器からの出力雑音の非常な増大を生じて、性能のひどい劣化の原因となって終わるのに対し、ＭＱＥを最小化するという判定基準は、雑音を著しく増大させずにＩＳＩの顕著な減少を達成するという賢明なバランスを与える結果となった。
【０００９】
一般的観点から、適応等化は従来より２段階で行われてきた。第１段階では、収束を保証するのに十分な長さのトレーニング系列を用いて装置を動作させ、次に第２段階では装置は自己適応性になる、即ち、装置自体の判定に基づいて自己制御するようになり、その戦略 (手法) に内在する全ての危険が付随する。
【００１０】
より最近になって、図２に示すように、Ａ(z) と書かれた伝達関数を有し、フィルタの巡回 (リカーシブ) プロトンを構成する帰還フィルタ３に判定データを再注入する、非線形の巡回式判定帰還型 (recursive decision feedback)等化器について、下記刊行物に提案がなされた：
[2] C.A. Belfiore, J.H. Park「判定帰還型等化」Proceedings of the IEEE 67(8), 1979年８月。
【００１１】
この手法によって、線形等化器を用いて得られる性能より極めて明らかに優れた性能を達成することが可能になる。残念ながら、そのような装置は判定誤りにも極めて敏感となることがあるため、時に誤り伝搬現象が起こり、その程度が、装置の出力が伝送データに対して全く適切性を持たなくなるように装置を逸脱させてしまうまで進むことがある。
【００１２】
従って、このような状況下では、装置を定期的に監督することが必要となるが、それにより少なくとも周波数利用効率の著しい低下が起こる。
換言すると、等化器の異常動作を防止するように、装置の挙動を定期的に (より良好には連続的に) 監視しなければならない。
【００１３】
本発明の一般的な目的は、その問題を鮮やかに解決することができる技術を提案することである。
別の観点からは、判定帰還型等化器 (ＤＦＥ) が、誤りの可能性を最小化するという判定基準 (最大事後判定基準に等しい) に関して最適ではないというのは本当であるが、下記に記載された最適受信機は、インパルス応答の長さが大きくなった時にはすぐに達成が不可能になるというのも、なおそのままである：
[3] G.D. Forney, Jr.「符号間干渉の存在下でのディジタル系列の最尤(ユウ)系列推定量」IEEE Trans. on Information Theory, Vol. IT-18n, pp. 6363-6378, 1972年５月。このような装置は、最初に伝送通信路のインパルス応答を推定した後、全ての可能な送信系列の中から、こうして推定された通信路から真に利用可能な (ベクトル) 観測に最も近い (ベクトル) 信号で出力されるらしい系列を探す。
【００１４】
現在、このような受信機の実施には、下記に記載されるように、ビタビアルゴリズムが利用されている：
[4] G.D. Forney, Jr.「ビタビアルゴリズム」Proc. IEEE, Vol. 61, pp. 268-278, 1973年３月。その主な利点は、最適性を失わずに「進行中」に判定を下すことができることである。換言すると、シンボルの最も可能性の高い系列に関して判定を開始する前にメッセージを完全に受信する必要がない。
【００１５】
しかし、１例として、離散インパルス応答が長さ15 (15Ｔのオーダーの時間広がり) の通信路で伝送された４位相状態で変調された信号について、このようなシステムに付随するトレリスは10億の可能な状態を有する。そのため、事実上、この種の受信機は、少なくともリアルタイム用途においては実際に不可能となる。海底音声通信路、電離層通信路、および電話線 (対より線) にあてはまるように、用途によっては、このような時間広がり (time spreading) はごく普通であり、これは、一般的見地からは、指定周波数帯内でのデータ率が著しく増大した場合、全ての伝送通信路にあてはまることがある。
【００１６】
この種の通信路にはますます高いデータ率を搬送する試みが常になされていることは明らかであり、それによりインパルス応答の時間スパンは容赦なく長くなる。離散インパルス応答のサイズが大きくなった時に、判定帰還型等化器が最適受信機に代わる有利な代替品となるのは、この意味においてである。例えば、現在のＧＳＭ標準移動体無線通信では、時間広がりは６Ｔのオーダーであり、これは二元 (binary) 変調では64の状態を意味し、従って、最適受信法の使用に非常に適している。インライン・データ率の増大という当然の理由のために四元変調に変化すべきことになった場合、および変調速度を倍増させることも望ましくなった場合、状態の数は１千７百万のオーダーとなり、これは明らかに重すぎる。これが、なぜ判定帰還型等化器 (ＤＦＥ) が、理論的には次善であっても、複雑さと性能とのバランスに関して明らかに大きな利点があるという理由であり、異常原因となる可能性がある性能を管理下に保持できるからである。
【００１７】
上に述べたように、難通信路で従来より使用されてきた方法は、必要に応じてＤＦＥをリセットする状態となるように定期的にトレーニング系列を送信することからなる。これは、それによりひどく影響を受けることがある周波数利用効率に有害である。これが、ブラインド (blind)等化 (自己学習型、監督なし) に対して多量の研究が現在行われている背景にある基本的な理由である。その目的は、トレーニング系列を使用せずに装置をその最適解答に収束させる、即ち、ソースから送信された信号に関する統計学的知識だけに基づいて特異的にそうすること、である。
【００１８】
この主題については、これまでに下記を含む何名かの研究者が無視できない報告をしている：
[5] Y. Sato 「多段振幅変調のための自己再生等化法」IEEE Trans. on Com., COM-23, pp. 679-682, 1975年６月;
[6] D.N. Godard 「二次元データ通信システムにおける自己再生等化および搬送波トラッキング」IEEE Trans. on Com., COM-28, pp. 1867-1875, 1980年11月; [7] A. Benveniste, M. Goursat 「ブラインド等化器」IEEE Trans. on Com., Vol. 32, 1984, pp. 871-883;
[8] O. Shalvi & E. Weinstein「非最小位相システム (通信路) のブラインド・デコンボリューションのための新規判定基準」IEEE Trans. on IT, Vol. 36, No. 2, 1990年３月, pp. 312-321;
[9] C.A.F. Da Rocha, O. Macchi and J.M.T. Romano「自己学習等化用の適応非線形ＩＩＲフィルタ」ITC 94, ブラジル, リオデジャネイロ, pp. 6-10, 1994;
[10] B. Porat, B. Friedlander 「高次モーメントを用いたディジタル通信チャネルのブラインド等化」Trans. on SP, Vol. 39, pp. 522-526, 1991年２月;
[11] V. Shtrom & H. Fan 「ブラインド等化における新規種類のゼロ強制費用関数」IEEE Trans. on SP, Vol. 46, No. 10, 1998年10月, pp. 2674-2683。
【００１９】
それらのアルゴリズムの全てが、２より高次の (３次以上の) 統計処理に暗に言及している。これは、最小位相通信路を反転させるためにそのようなモーメントを使用する必要があることに付随する。その種の最初の等化器は一般に線形でトランスバーサル、即ち、有限のインパルス応答を持つものであった。
【００２０】
ごく最近になって、鮮やかで特に効果的な解決策が、Labat らにより下記刊行物中に提唱された：
[12] J. Labat, C. Laot & O. Macchi「ディジタル通信システム用の適応等化器装置」フランス特許No. 95/10832;
[13] J. Labat, O. Macchi & C. Laot「判定帰還型適応等化: トレーニング期間をスキップできるか?」IEEE Trans. on COM, Vol. 46, No. 7, pp. 921-930, 1998年７月。
【００２１】
以下に簡単に説明する、その新時代の等化器は、伝送通信路の過酷度 (severity) に適応した２つの動作モード (mode of operation)を有する。「収束 (convergence)」モードと呼ばれる初期モードでは、図３に示すように、装置は、純リカーシブ(purely recursive)白色化フィルタ４、トランスバーサルフィルタ５、自動利得制御 (ＡＧＣ) ６、および位相修正器７のカスケード (縦続) 接続により構成される。この装置の独創性は、各段階を特定の判定基準を用いて適応させることにより、収束に対しエラー強さ (誤りへの適応能力) とスピードの両者を付与した点に付随する。等化プロセスが十分に進展したなら (これは、受信機が取得した判定に基づいて推定された平均２次誤り (mean quadratic error, ＭＱＥ) を検査することにより評価できる) 、等化器を適応させるための構造および判定基準を、装置が従来型の判定帰還型等化器 (ＤＦＥ) になるように変更する (図４) 。この変更の可逆的性質により、従来のＤＦＥとは違って逸脱の危険性を伴わずに、可能な時にはいつでもそれ自体の判定を利用するという実質的な利点が、上記の新規等化器に与えられる。伝送条件が突然変化した場合には、この新規等化器はその初期形態に戻り、こうして等化器を新たな状況に再適応させることができる。このような条件下では、この新規等化器はこれがより良い性能を達成することができる形態を常に選択することができることから、線形装置とＤＦＥ型等化器との間の選択の問題は全く起こらない。
【００２２】
【発明の要約】
本発明の目的は、特に良好な性能を与えるマルチチャネル等化器、特に時空等化器 (即ち、複数の並列センサにより同時に捕えられた信号を利用することができる等化器) を提案することである。
【００２３】
この目的のために、本発明は、複数の受信通信路 (受信チャネル) を有するディジタル通信システム用の等化器（イコライザ）装置を提案する。この装置は、正規動作 (normal operation) では、各受信通信路に対してトランスバーサルフィルタを形成する手段、該複数の通信路を加算する加算手段、および位相修正手段と、その前方枝路に判定手段を備えたむ純リカーシブフィルタとを備えた、該加算手段より下流のシステムを含む構造を与え、前記等化器装置は、その性能を該装置からの出力信号の関数として評価し、かつトラッキングモードもしくは易受信モードとも呼ばれる正規動作モードに対応する構造から、難受信モードとも呼ばれる収束動作モードに対応する構造への、またはその逆への切り換えによって前記評価の結果に応答するための判定取得手段を備えている。本発明の等化器装置は、収束および／または難受信モードにおいて、各受信通信路ごとに１つの純リカーシブフィルタを備える構造を与え、この純リカーシブフィルタが前記加算手段より下流のシステムには存在しないことを特徴とする。
【００２４】
かかる装置は、下記の各種の特徴を、単独または任意の技術的に可能な組合わせで伴うことが有利である：
・装置が正規モードと収束または難受信モードのいずれで動作中であるかに応じて、装置のトランスバーサル部分およびリカーシブ部分を更新するための装置の判定基準を変更する手段を備える；
・収束または難受信モードにおいて、リカーシブフィルタは２次の判定基準を用いて更新され、トランスバーサルフィルタは２より大きな次数 (３次以上) の統計学的判定基準を用いて更新される；
トラッキングまたは易受信モードにおいて、推定平均２次誤りを最小化するように装置を制御する手段を備える；
・装置の性能レベルを平均２次誤りの推定値の関数として決定する；
・収束モードにおいて、位相修正手段が判定取得手段にすぐ隣接して配置される；
・装置が自動利得制御手段を備える；
・トラッキングまたは易受信モードにおいて、自動利得制御手段がトランスバーサルフィルタを構成する手段により構成される；および
・収束モードにおいて、自動利得制御手段がリカーシブフィルタより上流に位置する。
【００２５】
本発明また、受信データが複数の通信路にわたって分数的に離間される分数離間型 (fractionally-spaced)の等化器装置であって、上記種類の装置により構成されることを特徴とする装置も提供する。
【００２６】
本発明はまた、連続流データ伝送システムまたはパケット伝送システムであって、上記種類の等化器装置を備えることを特徴とするシステムも提供する。
このような時空等化器は、判定帰還型の多様な形態の自己学習を行う。推定平均２次誤り、または等化器からの出力信号の尖度 (とがり) 、またはより一般的には任意の関連する費用関数 (Godard [6], Shalvi & Weinstein [8], Shtrom & Fan [11], ...) といった、インライン (ライン内) で発生した信号の関数として、等化器はその構造および最適化判定基準に関して「最適」となるようにその構造を自分で形作る。「収束」モードと呼ばれる、その初期の動作モードでは、装置は線形でリカーシブ (巡回型) であるのに対し、「トラッキング」モードと呼ばれる、その正規動作モードでは、装置はそれ自体の判定によって制御される従来の時空ＤＦＥになる。それら２つの形態の一方から他方への切り換えは完全に可逆的であり、これは安定しない (定常的ではない) 通信路では特に魅力的である。その結果、本発明により提案された装置では、収束とトラッキングの両方に関して最も有利な性能を達成することが可能となる。この不可欠な特性により、従来技術の慣用の等化器とは異なり、過酷な状況での通信路の変動に適応させることが可能となる。この観点から、本発明により提案された装置は、移動体無線通信路、電離層通信路、対流圏通信路、および海底音声通信路といった、安定しない通信路に特に適応する。
【００２７】
本発明の他の特徴および利点は、下記の説明からさらに明らかとなる。この説明は純粋に例示であり、制限するものではない。以下の説明は添付図面を参照しながら読むべきである。
【００２８】
【発明の態様の説明】
一般説明
本発明により提案されたマルチチャネル等化器装置は、これが収束モード (モード１) であるか、またはトラッキングモード (モード２) 、即ち、正規動作条件下であるか、に応じて２つの異なる構造を与える。これらの２つの構造は図５および６に示してある。
【００２９】
収束モード時に使用する構造 (図５) では、この時空等化器が使用するＰ個の受信通信路のそれぞれにおいて、１個の純リカーシブフィルタ８がトランスバーサルフィルタ９に先行する。さらに下流側では、加算回路10の後に、ＡＧＣ (自動利得制御) 11および位相修正12の両方が存在すべきである。これらの要素の全てが「ブラインド (blind)」判定基準、即ち、その統計学的特性に関する事前知識以外には、伝送データに関する知識を全く必要としない判定基準、に基づいて適応される。
【００３０】
トラッキングモードでは、装置が慣用の時空ＤＦＥの形になるように、トランスバーサルフィルタとリカーシブフィルタの位置が変更される (図６) 。それにより、全体の最適化判定基準は平均２次誤り (ＭＱＥ) の推定値を最小化するという判定基準になる。この動作モードでは、ＡＧＣは一般に禁制される、即ち、構造を変化させる前にそれが示していた値に固定される。このように構造を変化させる時、最適化判定基準も並行して変化させる。通信路の過酷度に応じて、かつ２次誤り、尖度 (累積、４次) 、出力信号ｗ(k) 、または他の何らかのインライン推定費用関数 (Godard [6], Shalvi & Weinstein [8], Shtrom & Fan [11], ...) といった、装置の性能を測定するためのインラインで発生した信号を使用して、図５に示したような線形の自己学習型リカーシブ (巡回型) 構造から、図６に示したような非線形の時空ＤＦＥ構造に、または逆に判定制御ＤＦＥ型構造から線形の自己学習型リカーシブ構造に、装置が切り替わる。対応する構造を、収束モードとトラッキングモードの両方に関して以下に説明する。
【００３１】
当然、収束モードでは、装置は線形であるので、時空ＤＦＥを構成する各種要素の位置は変更することができる。この変更は、システム内でいくつかの位置に配置できるＡＧＣに特に関係し、ＡＧＣは恐らく省略することも可能であり (g=1 にセットすることになる) 、その場合にはトランスバーサルフィルタがＡＧＣ機能も引き受ける。こうして、制限ではないが例示の様式では、ＡＧＣは位相修正器のすぐ上流または下流に、さらには純リカーシブフィルタの上流または下流に位置させることができる。純粋に理論的な観点からは、キャリヤ (搬送波) 再生機能を果たす位相修正器はシステムのどの位置に配置することも可能であるが、その理想的は位置は判定回路のすぐ隣りであることは明らかである。これは、適応に一般に用いられる判定基準、即ち、推定平均２次誤りを最小化するという判定基準に伴うものである。但し、本技術分野で利用可能な技術を使用した他のよりエラー強さのある技術も使用できよう。
【００３２】
(1) モード１：収束モードおよび／または受信が困難な期間
図５に示す収束形態に対応する構造は、Ｐ個のアンテナセンサに対応するＰ個の受信通信路を有し、各通信路は、伝達関数 1/[1+A(z)] の同一の純リカーシブフィルタ８と、i = 1, 2, ..., Pについてそれぞれ伝達関数Bi(z) のトランスバーサルフィルタ９を備える。この構造はさらに、加算回路10、自動利得制御装置 (ＡＧＣ) 11、および位相修正器12を有する。
【００３３】
まず、ＡＧＣと位相修正器 (キャリヤ再生) のそれぞれの位置は、少なくとも非適応戦略においては、理論的に重要ではない。即ち、ＡＧＣ (ｇで特徴づけられる) は、純リカーシブフィルタの上流もしくは下流に、さらには位相修正装置の上流もしくは下流に配置することができ、またはこれを省略することもできる。１つの適当な位置は、図５に示した位置である。
【００３４】
２次判定基準 (quadratic criterion)のリカーシブフィルタおよび単一判定基準 (single criterion) のトランスバーサルフィルタが２より大きな次数 (３次以上) の統計処理を含むため、ＡＧＣ装置11の利得ｇはブラインド判定基準を用いて更新される。トランスバーサルフィルタの係数を更新するには、いくつかのアルゴリズム、特にGodard [6], Shalvi & Weinstein [8], Shtrom & Fan [11],等のもの、を使用することができる。
【００３５】
搬送波または修正用位相の再生、即ち、位相誤りの推定と、
【００３６】
【数１】
0004736297.tif 000002
【００３７】
での複素乗算によるその補償は、例えば、推定平均２次誤りを最小化するという判定基準を用いて行われる。得られた誤り信号を次に、２次装置 (または必要なら２より大きな次数の装置) に後退するようにフィルタにかけることができる。この装置もまた、システムの線形性のためにシステムの多様な位置に配置することができる。但し、実際には、少なくとも考慮する判定基準のために、これを等化器より下流に配置するのが賢明なようである。この収束モードでは、位相修正は、送信された信号配座 (signal constellation) の対称性を利用した判定によって (よりエラー強さの大きい他の判定基準を用いて構想することも可能ではあるが) 制御することができる。いずれにしても、残りの他の関数は、適当な装置 (閾値回路) が取得した判定には全く依存しない判定基準に基づいて最適化される。従って、この第１工程は完全に自己学習型 (ブラインド型、非監督型) である。また、その構成装置のそれぞれは適当な最適化判定基準を有し、それにより装置全体に対して非常にエラー強い性質を付与する。
【００３８】
(2) モード２：トラッキングモードおよび／または受信が容易な期間
推定ＭＱＥ、尖度または任意の他の費用関数 (Godard [6], Shalvi & Weinstein [8], Shtrom & Fan [11], ...) の観察により推論することができるように、通信路がほぼ等化されたなら、伝達関数 1/[1+A(z)] を有する複数の線形の純リカーシブフィルタ８を、図６に示すように異なる位置に配置された、同じ伝達関数を有する１つのフィルタ13に交替させ、このフィルタには今度は、14で示される装置の判定回路により取得された判定
【００３９】
【数２】
0004736297.tif 000003
【００４０】
が供給される。当然、この機能を実行するには、収束モード１において、時空ＤＦＥのＰ個の通信路の全てについて同一のリカーシブフィルタを有する必要がある。得られた新たな構造は、推定平均２次誤りを最小化するという判定基準を用いた判定により制御される従来の時空ＤＦＥの構造である。また、判定されたデータ項目の尤度 (見込み) が低いと判断される場合には、判定されたデータ項目
【００４１】
【数３】
0004736297.tif 000004
【００４２】
の代わりに、判定回路14の入力部の信号ｗ(k) をフィルタＡ(z) に再注入して、これと取り替えるように選択することも可能である。
リカーシブフィルタＡ(z) に雑音の多いデータｗ(k) を注入する方が、尤度の低い (従って、間違っている可能性の高い) 判定データ
【００４３】
【数４】
0004736297.tif 000005
【００４４】
をそれに注入する危険をとるより、一時的には良好であると考えられる。この進行方式は、トラッキングモードにおける装置のエラー強さを高めることができ、この点において、これは時空ＤＦＥの可能性を秘めた改善となる。さらに、このトラッキングモードにおいて、ＡＧＣは、ｇをその先行値に固定することによりトランスバーサルフィルタBi(z) において積分することができる。
【００４５】
こうして、この時空等化器は、異なる構造および最適化判定基準に伴う２つの異なる動作モードを与えることが理解されよう。
この新規な装置の本質的な特徴の１つは、この構造変更が完全に可逆的であることである。このような特性は有利であり、過酷な条件下では収束モード、即ち、非常にエラー強い動作モードに戻すことができる。一方、通信路の過酷度が小さくなると、これは付随する平均２次誤りの減少を生じ、システムは、トラッキングモード、即ち、判定帰還型構造の等化器に戻るように切り換わり、以後も同様である。この点において、この装置は独創的で特に魅力的な特徴を与える。
【００４６】
この構造の切り換えと並行して、トランスバーサル部分とリカーシブ部分の係数を更新するのに用いる判定基準を変化させる。モード１では、これらの判定基準は、ソースにより伝送された信号の統計処理に関する事前知識だけに依存するのに対し、トラッキングモードでは、最適化判定基準は推定ＭＱＥを最小化するという判定基準である。
【００４７】
態様の詳細な説明
本発明の時空等化器装置の１態様に関して以下に詳細に説明する。
(1) 収束モードおよび／または難受信期間
1.1 - 演算式
装置の動作を支配する演算式は、下記の通りである： i = 1, 2, ..., P について、次式が適用される：
【００４８】
【数５】
0004736297.tif 000006
【００４９】
ここで、si(k) は時間ｋにおける通信路ｉの入力時の信号を意味し、ui(k) は通信路ｉのフィルタ８による出力信号を意味し、ここで：
【００５０】
【数６】
0004736297.tif 000007
【００５１】
である。下記もまた適用される：
【００５２】
【数７】
0004736297.tif 000008
【００５３】
ここで、vi(k) は通信路ｉのトランスバーサルフィルタ９からの出力信号を意味し、ここで：
【００５４】
【数８】
0004736297.tif 000009
【００５５】
であり、下記も適用される。
【００５６】
【数９】
0004736297.tif 000010
【００５７】
１例として、ベクトル Bi は、Bi(0)=[0,0,...,1/P,0,0]T により初期化することができ、C(0)はＮ次元のゼロベクトルである。
1.2 - 収束モードにおけるパラメータ更新
1.2.1 - 純リカーシブフィルタ
リカーシブフィルタを適応させるのに使われる最適化判定基準は、下記の費用関数を最小化することである：
【００５８】
【数１０】
0004736297.tif 000011
【００５９】
これは、回帰的最小二乗型または「確率勾配 (stochastic gradient)」型のアルゴリズム法を用いて行うことができる。下記で与えられる更新演算式は、確率勾配アルゴリズムから得られる：
【００６０】
【数１１】
0004736297.tif 000012
【００６１】
ここで、μa は適当な適応段 (adaptation step)である。
1.2.3 - トランスバーサルフィルタ
信号v(k) は、より簡潔には下記のように書くことができる：
【００６２】
【数１２】
0004736297.tif 000013
【００６３】
但し、
【００６４】
【数１３】
0004736297.tif 000014
【００６５】
更新に用いる判定基準は、これ以外も可能であるが、Godard [6]のもの、Shalvi & Weinstein [8]のもの、またはShtrom & Fan [11] のものである。純粋に表示のためであるが、Godardにより規定された費用関数は下記の通りであることを想起されたい：
【００６６】
【数１４】
0004736297.tif 000015
【００６７】
実際には、パラメータｐは２に等しいと選択されるが、他の値も可能である。
Shalvi & Weinsteinにより提案された判定基準は次の通りである：
【００６８】
【数１５】
0004736297.tif 000016
【００６９】
ShtromおよびFan は、トランスバーサルフィルタの更新にも使用することができる、[11]に十分に説明されている多様な費用関数を提案した。一般に、これらの判定基準に由来するアルゴリズムは、少なくともそれらの確率勾配バージョンにおいては、参考文献として引用した論文に説明されている。純粋に例示の目的として、p=2 に対するGodardのアルゴリズムに由来する更新の関係式は、i = 1, 2, ...,P に対して、次の通りであることを想起されたい：
【００７０】
【数１６】
0004736297.tif 000017
【００７１】
ここで、μb は適当な適応段である。
既述のように、純粋に表示として、基準係数 (reference coefficient)はフィルタ Bi のそれぞれについて1/P に等しいと選択することができ、その位置は自由にされる。実際には、等化器のペイバック(payback) 遅延を決める、これらの係数の位置は、これらのフィルタがいくらか抗因果的 (anticausal) となる傾向があるように選択される。
【００７２】
1.2.4 - 位相修正
１つの可能な判定基準は、推定ＭＱＥを最小化すること (判定されたデータに基づいて) である。明らかに、この判定基準はその後、判定により制御されることになるので、エラー強さが小さい。これが、なぜこの装置を、上流段階の混乱を避けるようにシステムの下流端に配置するかという理由である。そうなると、費用関数は次のように表される：
【００７３】
【数１７】
0004736297.tif 000018
【００７４】
これから派生する更新アルゴリズムは次の通りである：
【００７５】
【数１８】
0004736297.tif 000019
【００７６】
但し、
【００７７】
【数１９】
0004736297.tif 000020
【００７８】
は適当な適応段である。
1.2.5 - 自動利得制御
自動利得制御装置は必須ではないが、場合によってはこれを設けることが有利となりうる。この場合も、構造の線形性を考慮して、この装置の位置を自由に選択することができる。１つの適当な位置は図５に示した位置である。この場合、利得ｇを更新するための１つの可能なアルゴリズムは下記の更新式に対応し：
【００７９】
【数２０】
0004736297.tif 000021
【００８０】
但し、G(0) = 1であり、μg は適当な適応段であり、一方
【００８１】
【数２１】
0004736297.tif 000022
【００８２】
はソースにより送信されたデータの分散 (variance) を意味する。
安定性に関して有利でもある別の解決策は、ｇで特徴づけられるＡＧＣを、伝達関数 1/[1+A(z)] を有する純リカーシブフィルタより上流に配置することである。その時、利得ｇを更新するための１つの可能なアルゴリズムは下記の更新式に対応する：
【００８３】
【数２２】
0004736297.tif 000023
【００８４】
(2) 切り換え規則
どの動作モード (収束またはトラッキング) を使用すべきか決めるため、等化器の性能を評価する信号をインラインで発生させる。こうするために、例えば、推定ＭＱＥのMDD(k)を、下記アルゴリズムを用いて：
【００８５】
【数２３】
0004736297.tif 000024
【００８６】
または、同じ原理で作成された任意の他の費用関数、例えば、この概念を例示するために、次式のように推定されたGodardの関数[6] を用いて、決めることができる：
【００８７】
【数２４】
0004736297.tif 000025
【００８８】
ここで、λは忘却因子 (forgetting factor)を意味する。
推定ＭＱＥを制御信号として使用する場合、下記アルゴリズムを実行することにより形態 (動作モード) が選択される：
【００８９】
【数２５】
0004736297.tif 000026
【００９０】
換言すると、推定ＭＱＥのMDD(k)が閾値 M0 より大きい場合には、等化器は収束モードとなり、これが閾値 M0 より小さい場合には等化器はトラッキングモードとなる。
【００９１】
このような状況下では、推定ＭＱＥは真のＭＱＥに非常に近くなることがわかる。ＤＦＥモードへの安全な移行を確実にするため、閾値は十分に小さく選択しなければならない。また、一般に、ＭＱＥが減少すると、誤りの可能性も減少する。従って、等化器の異常原因となる挙動を避けるように、典型的には0.02程度の十分に小さい二元誤り率(binary error rate, ＢＥＲ) に対応する閾値を決めるのが適当である。その収束モードで等化器がゼロ強制型のものであると仮定すると、ＢＥＲはＭＱＥの関数として表すことができる。こうすると、４準位直交振幅変調 (4-ＱＡＭ) では、このような定数は閾値 M0=0.25 (−6 dB) を選択することになる。このような状況下では、推定ＭＱＥは一般に真のＭＱＥに近いので、この点で推定ＭＱＥは、等化器が使用する動作モードを制御するための性能の良好な指数となる。
【００９２】
(3) トラッキングモードおよび／または易受信期間
この動作モードは、推定ＭＱＥのようなインラインで発生した信号が、使用した変調に調和した閾値 (例、４相ディジタル位相変調 <ＱＰＳＫ> では0.25) と交差した時に始まる。このような状況下で、トランスバーサルフィルタとリカーシブフィルタの位置が、従来の時空ＤＦＥとなるように入れ替わる。換言すると、等化器は、コンテクストの過酷度の関数として、線形のリカーシブ構造から非線形のリカーシブ構造へ、またはその逆に切り替わる。そうなった時、この動作モードでは、判定基準は一意的、即ち、推定ＭＱＥを最小化することである。この判定基準を用いて、回帰的最小二乗型または確率勾配型のアルゴリズムあるいは現状技術における他の任意の対応するアルゴリズムを用いて、等化器のパラメータの全てを更新する。ｇで特徴づけられる自動利得制御は、一般にはその以前の値に固定され、その後、この機能は自動的に各トランスバーサルフィルタにより実行される。一方、位相修正器は動作し続けるが、その位置は同様に、図６の図に示したように変更することができる。
【００９３】
3.1 - 演算式
この動作モードを支配する演算式は次の通りである：
【００９４】
【数２６】
0004736297.tif 000027
【００９５】
但し、
【００９６】
【数２７】
0004736297.tif 000028
【００９７】
および
【００９８】
【数２８】
0004736297.tif 000029
【００９９】
但し、
【０１００】
【数２９】
0004736297.tif 000030
【０１０１】
3.2 - トラッキングモードにおけるパラメータ更新
3.2.1 - トランスバーサルフィルタ
そうなると、時空等化器のフィルタBi(z) を更新するための式は次のようになる：
【０１０２】
【数３０】
0004736297.tif 000031
【０１０３】
3.2.2 - リカーシブフィルタ
【０１０４】
【数３１】
0004736297.tif 000032
【０１０５】
3.2.3 - 位相修正器
更新アルゴリズムは、適当な適応段μg で、次の通りである：
【０１０６】
【数３２】
0004736297.tif 000033
【０１０７】
特殊な場合
２相ディジタル位相変調 (ＢＰＳＫ) では、最適２次判定基準は下記の費用関数を最小化することであるのを認めることは重要である：
【０１０８】
【数３３】
0004736297.tif 000034
【０１０９】
その後、そこから派生した式を、特に困難を伴わずに、直接演繹することができる。ＢＰＳＫでは、この判定基準の方が２次判定基準より適切である。また、収束モードでは、リカーシブフィルタのベクトルＡを適応させるための適切な判定基準は、このベクトルの係数を実数に制約するという条件下で、下記の費用関数を最小化することである：
【０１１０】
【数３４】
0004736297.tif 000035
【０１１１】
それから派生する式を直接得ることができる。残りの判定基準は、ＭＱＥbpskを最小化する位相修正に関するものを除いて、全ての点で前述した判定基準と同様である。
【０１１２】
本発明の可能な別の態様を構成する自己学習型の時空ＤＦＥの両方の動作モードは上に説明されている。上述した更新の実行は、確率勾配アルゴリズムから得られる。もちろん、これらを最小二乗型もしくは高速 (fast) 最小二乗型の方法、または現状技術に対応する他の任意の方法を用いて得ることもできよう。
【０１１３】
通信路が劣化した状況になると、装置は自動的に収束モードの形態になるので、この装置が達成する性能レベルは顕著である。一方、通信路がよくなると (これはインライン信号から検出される) 、この装置はトラッキングモードの形態になり、その後も同様である。
【０１１４】
最後に、本発明の主題をなす上述した等化器の原理は、分数離間型の等化器、即ち、Ｔより小さい単位時間間隔 (例、T/2)で時間が離間しているサンプルを使用する等化器、に拡張することができる。
【０１１５】
このような等化器は図７および８の図により十分に開示されている。この目的のため、非常に普及しているやり方に対応する、2/T のレートでとったサンプルを使用する分数離間等化器について考察すると、信号 si,j(k) は次のように定義される：
s1,1(k) = s1[kT]
s1,2(k) = s1[kT-T/2]
sp,1(k) = sp[kT]
sp,2(k) = sp[kT-T/2]
図７および８に現れる残りの信号に関し、表記法は上記と同じ原理に基づく。
【０１１６】
トラッキングモードでは、更新用の式は現状技術に対応する慣用の分数離間型ＤＦＥのものである。収束モードでは、中間サンプル sn,2(k) = sn[kT-T/2]を別のセンサから来るとして考慮することで十分であり、そうすると前述した式がこの新たな装置に十分に当てはまり、一般的観点からは、2Pセンサを有する時空ＤＦＥを構成すると考えることができる。
【０１１７】
応用
上述した装置は、連続流のデータで動作または演算する通信システムおよびパケット方式 (ブロック、バースト) で動作または演算する伝送システムにそのまま適用できる。パケット伝送方式では、この装置は、必要なだけ頻繁にブロック等化プロセスを反復するので十分である。その場合、基本概念は非常に単純である。第１回のパスが問題のブロック (パケット) 上で行われる。かかる条件下では、このパスの最後に推定された (等化器) パラメータはそれらの最終値により近くなる。その結果、その後の反復パス (iteration)は、前回の反復パスの最後に推定された値に対して装置のパラメータを初期化することにより行われ、以後も同様である。ある数のパス、典型的には４または５回、を行うことにより、最も例外的な結果が得られる。この動作方法によりパケット方式伝送システムに使用することが可能となり、例えば、ＢＰＳＫでは、この「ブラインド」戦略に必要な最小ブロックサイズは約150 シンボルであり、これは非常に有利で、現在の標準規格で規定さている要件と合致する。この手順は、多くの今日のシステムが時分割多元接続 (ＴＤＭＡ) を利用していることから、応用にとって非常に有利である。
【０１１８】
本発明がカバーする分野は、これ以外にもあるが、マイクロ波電気通信、移動体無線、対流圏および電離層無線、ならびに海底音声通信である。これらの難通信路は全て、非常に不安定という特別の特性を示し、一般に、シンボル時間Ｔに比べて長いインパルス応答を有するため、G.D. Forney [3] が報告した種類の最適受信器を使用することが事実上は不可能となる。また、電話機や電話ケーブルも本発明の装置が関係することがあり、P=1 (１センサだけ) に設定し、分数離間戦略を選択するので十分であり：このような状況下では、この装置は２センサの時空ＤＦＥであると考えることができる。対より線による「高データ率」伝送 (ＸＤＳＬ, ＨＤＳＬ, ＶＤＳＬ等、ここでＤＳＬは「ディジタル加入者線」を表す) に対する現在の提案は、この新規装置に対する可能な用途を構成する。
【０１１９】
本発明が関係する変調の種類は、全て線形型の変調であり、特に振幅変調 (パルス振幅変調) 、直交する２つの搬送波の振幅変調 (ＱＡＭ) 、位相変調 (ＭＰＳＫ) 、およびある種の周波数変調 (ガウス型最小偏位変調 <ＧＭＳＫ> 等) である。全体的にみて、この新規な装置は、現在使われているほぼ全ての種類の変調に適応させることができる。
【０１２０】
この新規な等化器は、既に海底音声通信信号について成功裏に試験された。結果は、パケット方式での伝送を含めて、非常にうなずけるものである。現在の科学界では、ブラインド処理は、有望ではあるが、パケット方式での伝送への現在の応用からみて許容されない収束時間になる技術であると、不当に考察されることが多い。実際は、本発明の時空等化器により、適度のサイズのブロックについて最も有利な性能を得ることが可能になる。これらの点を海底音声通信に関して例示するため、我々は、莫大である、60Ｔ近くにひろがるインパルス応答の時間スパンで、25 kbit/s のデータ率の４相ディジタル位相変調 (ＱＰＳＫ) 信号における1000シンボルのブロックを成功裏に処理した。このような結果が、特に交換する情報量が小さい時もある海底音声通信の分野で、ある種のプラクティスを変化させることになるのは疑いない。このような用途では、現在実施されている技術は、パケット方式伝送を使用する時に、コヒーレント受信技術、即ち、より高性能の技術を構想することが完全に可能であっても、非コヒーレント受信機を一般に利用している。もちろん、パケットの持続時間は、伝送通信路がこの範囲内で安定していると考えることができるように選択しなければならない。
【０１２１】
適用の１例
本発明の新規装置の性能を例示するため、従来のエントレインド (entrained)型の時空等化器と上述した種類の時空等化器とを使用して、海底音声通信で得られた各種の結果で比較を行う。使用した変調はＱＰＳＫ型のものであり、搬送波周波数は62 kHz、ビット伝送速度は33 kbit/s であった。伝送通信路の離散インパルス応答の時間スパンは約60Ｔであり、従って、最尤 (最大の尤度) の点で最適の受信技術は全くありえないことになる。
【０１２２】
この位相時間等化器を用いて、同期型および分数離間型の方策を、エントレインド方式と「ブラインド」方式の両方において十分に検討した。トレーニング系列のシンボル数は1000であった。いくつかのグラフは、特に推定ＭＱＥの値が判定されたデータに基づいてどのように変動したかを示す。並行して、各形態について、１、２または４個のセンサを使用した場合に、判定されたデータ
【０１２３】
【数３５】
0004736297.tif 000036
【０１２４】
を、送信系列 (2047シンボルからなる最大長の白色系列) に適応させた相関器を通過させることによって得られた信号を示す。最後に第３の種類のグラフは、等化器が１、２または４個のセンサを備える場合の、等化器の入力および出力配座を示す。
【０１２５】
結果は図９〜20に示す。これらの図から、同期型と分数離間型のいずれであろうと、「ブラインド」方策の方がエントレインド方策より非常に優れていることがわかる。
【０１２６】
センサ４個の分数離間型 (図16) においてすら、エントレインド方式の時空等化器は結果を生ずることができない。これに対して、１個のセンサを用いた場合で、分数離間型の「ブラインド」等化器からの出力は、相関器からの出力にピークが存在する (それらのピークは送信されたメッセージの認識を反映している) ことからわかるように、何らかの適切さを示している (図19) 。
【０１２７】
この傾向は、２個のセンサを用いた場合にはかなり強くなり、４個のセンサを用いた場合には、さらに一層はっきり確認される。
こうして、実際のデータファイルを用いたこれらのいくつかの結果に基づいて、本発明の時空ＤＦＥは、最も過酷な伝送通信路について最も有利な性能を与える革新的な技術であることがわかる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  線形トランスバーサル時間等化器のブロック線図である。
【図２】  判定帰還型の時間等化器のブロック線図である。
【図３】  既に提案された時間等化器[12]の収束モードでの構造を示す図である。
【図４】  同じ時間等化器のトラッキングモードでの構造を示す図である。
【図５】  本発明の可能な態様に従った時空等化器の収束モード構造を示す図である。
【図６】  本発明の可能な態様に従った時空等化器のトラッキングモード構造を示す図である。
【図７】  本発明の可能な態様に従った分数離間型の時空等化器の収束モード構造を示す図である。
【図８】  本発明の可能な態様に従った分数離間型の時空等化器の収束モード構造を示す図である。
【図９】  １、２および４受信通信路について同期型エントレインド式の判定帰還型等化器に対する平均２次誤りの曲線をプロットしたグラフである。
【図１０】  同じく相関器からの出力をプロットしたグラフである。
【図１１】  同じく入力および出力配座をプロットしたグラフである。
【図１２】  １、２および４受信通信路について同期型自己学習式の判定帰還型等化器に対する平均２次誤りの曲線をプロットしたグラフである。
【図１３】  同じく相関器からの出力をプロットしたグラフである。
【図１４】  同じく入力および出力配座をプロットしたグラフである。
【図１５】  １、２および４受信通信路について分数離間型エントレインド式の判定帰還型等化器に対する平均２次誤りの曲線をプロットしたグラフである。
【図１６】  同じく相関器からの出力をプロットしたグラフである。
【図１７】  同じく入力および出力配座をプロットしたグラフである。
【図１８】  １、２および４受信通信路について分数離間型自己学習式の判定帰還型等化器に対する平均２次誤りの曲線をプロットしたグラフである。
【図１９】  同じく相関器からの出力をプロットしたグラフである。
【図２０】  同じく入力および出力配座をプロットしたグラフである。
【図１】
0004736297.tif 000038
【図２】
0004736297.tif 000039
【図３】
0004736297.tif 000040
【図４】
0004736297.tif 000041
【図５】
0004736297.tif 000042
【図６】
0004736297.tif 000043
【図７】
0004736297.tif 000044
【図８】
0004736297.tif 000045
【図９】
0004736297.tif 000046
【図１０】
0004736297.tif 000047
【図１１】
0004736297.tif 000048
【図１２】
0004736297.tif 000049
【図１３】
0004736297.tif 000050
【図１４】
0004736297.tif 000051
【図１５】
0004736297.tif 000052
【図１６】
0004736297.tif 000053
【図１７】
0004736297.tif 000054
【図１８】
0004736297.tif 000055
【図１９】
0004736297.tif 000056
【図２０】
0004736297.tif 000057