(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
外部からの入力信号の位相を反転して位相反転信号を生成する位相反転手段と、
前記位相反転手段で位相が反転される前の入力信号である位相非反転信号と該位相反転手段で位相が反転された後の位相反転信号とのそれぞれに対して、同一の信号による変調を加えて第１の変調信号と第２の変調信号を生成する変調手段と、
前記第１の変調信号と前記第２の変調信号とのそれぞれを歪ませることにより第１の歪み信号と第２の歪み信号とを生成する歪み信号生成手段と、
前記第１の歪み信号と前記第２の歪み信号とのうちのいずれか一方の歪み信号の位相を反転して相互に加算する位相反転加算手段と
を備えたことを特徴とする効果装置。
【請求項２】
前記位相反転加算手段からの出力信号のレベルを検出するレベル検出手段を備え、
前記変調手段は、前記レベル検出手段で検出されたレベルに応じて変調深さを制御するものであることを特徴とする請求項１記載の効果装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、効果装置に関し、特にエレキギターから供給された信号に音楽上の効果を与えて出力する効果装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般にエレキギター演奏では、エレキギターとエレキギターの音が放音されるスピーカとの間にアンプを置き、ギターから出力された信号をこのアンプで増幅した後楽音としてスピーカから出力している。
【０００３】
このようにして行われるエレキギター演奏では、アンプを演奏家たちが選んでいる。演奏家達の中には自分が選ぶアンプを通してスピーカから楽音を発音させて聴衆を魅了することを行う人がいる。特にそのような人達が好んで利用するアンプの中に真空管アンプが在る。真空管アンプでは入力された信号を歪ませて出力されるように作られており、この歪まされる音が聴衆だけでなく演奏家達の興味も惹いている。
【０００４】
そこで本出願人はこの真空管アンプに代わるものとしてその人達の要求を満足させようとする信号処理装置を特開平７−８６８４０号明細書で開示している。
開示された信号処理装置では真空管を使用せずにディジタルシグナルプロセッサ（以下、ＤＳＰという）によって真空管アンプの動作が模擬される。
【０００５】
この開示された信号処理装置では真空管のバイアス変動からもたらされるクロスオーバ歪みやオーバードライブされることによりもたらされる信号波形の歪みが模擬される。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
このように特開平７−８６８４０号明細書で開示されたものでは、真空管のオーバードライブによる歪みおよびバイアス電圧の変動によるクロスオーバ歪みは模擬されたものの、真空管アンプから出力される信号で生成される楽音が完全には模擬しきれなておらず今一歩の感がある。
【０００７】
本発明は上記事情に鑑みて為されたものであって、特開平７−８６８４０号明細書で開示されたものよりもさらに真空管アンプに近い特性を持たせることのできる効果装置を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明の効果装置は、
外部からの入力信号の位相を反転して位相反転信号を生成する位相反転手段と、
前記位相反転手段で位相が反転される前の入力信号である位相非反転信号と該位相反転手段で位相が反転された後の位相反転信号とのそれぞれに変調を加えて第１の変調信号と第２の変調信号を生成する変調手段と、
前記第１の変調信号と前記第２の変調信号とのそれぞれを歪ませることにより第１の歪み信号と第２の歪み信号とを生成する歪み信号生成手段と、
前記第１の歪み信号と前記第２の歪み信号とのうちのいずれか一方の歪み信号の位相を反転して相互に加算する位相反転加算手段とを備えたことを特徴とする。
【０００９】
従来ではオーバドライブによる歪みおよびクロスオーバ歪みについては模擬されたが、電源のリップル信号によってもアンプに入力された信号が歪まされることに本出願人は気が付いていなかった。そこで本出願人は上記第１の効果装置で電源のリップル信号を模擬することを行っている。
【００１０】
上記効果装置においては、上記変調手段によって位相非反転信号と位相反転信号とに変調を加えることを行うと電源のリップルを模擬した信号を作ることができ、より一層真空管アンプで得られる信号に近づけることができる。
【００１１】
また、本発明の効果装置において、上記効果装置には前記位相反転加算手段からの出力信号のレベルを検出するレベル検出手段が備えられて上記変調手段はレベル検出手段で検出されたレベルに応じて変調深さを制御するものであることが好ましい。
【００１２】
上記効果装置によれば、レベル検出手段によって出力レベルを検出してこの出力レベルに応じて変調を加えることができ、安定した信号を出力できる。
【００１３】
【発明の実施の形態】
本発明の効果装置の実施形態を図１〜図１２によって説明する。
【００１４】
まず本発明の効果装置が模擬する真空管アンプの動作を図１２を用いて説明する。図１２は本発明の効果装置が模擬する２段型プッシュプル増幅回路の構成を示す図である。
【００１５】
入力段の真空管Ｕ１１０で反転信号と非反転信号とに分岐される。これは真空管のカソードとプレートにそれぞれ抵抗器Ｒ１１０、Ｒ１１１が接続され、この接続された抵抗器Ｒ１１０、Ｒ１１１それぞれの一端から出力信号が出力されることにより為される。この真空管Ｕ１１０では位相反転が行われるだけとしている。
【００１６】
増幅回路となるのは一対の真空管Ｕ１２０，Ｕ１２１を基に構成される部分１２０と一対の真空管Ｕ１３０、Ｕ１３１を基に構成される部分１３０である。それぞれの真空管Ｕ１２０，Ｕ１２１、Ｕ１３０、Ｕ１３１では、真空管のグリッドに供給される信号が真空管の静特性に基づいて増幅されて真空管のプレートから出力される。
【００１７】
ここでは静特性について説明を行う。真空管の静特性とは真空管の直流特性である。つまり、静特性とは真空管のプレートとカソードにそれぞれ動作に必要な或る電圧が加えられた場合、真空管のグリッドの電圧が変えられると真空管のプレートとカソード間にどの程度の電流が流れるかが示されている。このような真空管では静特性によって真空管のグリッドに加えられる電圧の動作範囲が限定されている。ここで真空管のグリッドに加えられる電圧が静特性で示される動作範囲を超える場合には、真空管のプレートとカソードの間に飽和電流が流れ続けるか、あるいはプレートとカソードの間に電流が流れないという状況が引き起こされる。したがって、一般的には真空管を増幅器として動作させる場合には真空管のグリッドに予め、上記動作範囲の中央付近となる負の電圧を供給して置き、グリッドに入力される信号の中心をその負の電圧として動作させている。こうすると真空管のグリッドに入力された信号が予め供給されている負の電位を中心に振れる信号となって真空管のカソードに対してバイアスを加えるため、プレートからカソードへ向けて入力信号のすべての電位に対応した電流が流れる。これをＡ級増幅という。Ａ級増幅は、入力された信号波形を歪ませずに増幅させるときに使用される。これに対し、図１２で示されるプッシュプル増幅回路では入力される信号波形をそのまま増幅させて出力するのではなく、信号の主要な成分を含んだ形で歪ませて増幅させる、いわゆるＢ級増幅が行われる。
【００１８】
このような場合にはグリッドに負の電圧は供給されていない。
【００１９】
Ｂ級で動作させる場合には、図１２で示すような自己バイアス法が用いられる。
【００２０】
ここで自己バイアス法について少し触れておく。自己バイアス法では真空管のカソードに抵抗を接続しておいて真空管のプレートからカソードへ流れる電流を利用してバイアスを行っている。つまり、カソードの電圧を上昇させて真空管が動作するために必要なグリッドとカソード間の電位差を生じさせることによりバイアスを行う。
【００２１】
図１２中、中間段１２０および出力段１３０に使用されている真空管Ｕ１２０、Ｕ１２１、Ｕ１３０、Ｕ１３１はすべて同じバイアス状況となっているのでその中の一つＵ１２０を例に挙げて説明する。
【００２２】
図１２では真空管Ｕ１２０のグリッドは抵抗Ｒ１２０を介して接地されている。したがって、入力された信号の振れの中心を決める電位が当初は接地レベル近傍となる。しかし、入力された信号の波形が接地レベルを中心として振れた場合に、一方の振れによって真空管Ｕ１２０の動作が誘引される。このとき真空管Ｕ１２０のプレートからカソードに電流が流れ込む。そうすると、真空管Ｕ１２０のカソードの電位が上昇して真空管Ｕ１２０のグリッドのバイアス電位が深くなっていく状況が起こる。こうしてバイアスがどんどんと深くなっていくと入力信号が深いバイアスで動作させられることになる。このとき、その深いバイアス電圧が供給された電位を中心として入力された信号が振れるため、入力された信号の一方の振れに対しては電流が流れず、他方の振れに対しては振れに対応した電流が流れるようになる。したがって、波形が歪まされる。なお、真空管Ｕ１２０のカソードの上昇が起こる場合には真空管Ｕ１２０のプレート電圧の下降も起こるため、双方の振れが飽和してしまい、歪みが加えられる。このような歪みをクリップと言う。これが後述するＤＳＰを用いた効果装置で模擬される。後述する本発明の効果装置の実施形態ではＢ級のバイアスが設定されて真空管の増幅動作が行なわれるところが模擬される。
【００２３】
また、それぞれ真空管Ｕ１２０、Ｕ１２１、Ｕ１３０、Ｕ１３１の入力部に設けられた直流阻止コンデンサＣ１２０、Ｃ１２１、Ｃ１３０、Ｃ１３１では直流信号が入力された信号に付加されるのを防止する。
【００２４】
これらの直流阻止コンデンサＣ１２０、Ｃ１２１、Ｃ１３０、Ｃ１３１とグリッドに接続された抵抗器Ｒ１２０、Ｒ１２１、Ｒ１３０、Ｒ１３１とが組み合わされてハイパスフィルタが構成される。このハイパスフィルタの遮断周波数は抵抗Ｒ１２０、Ｒ１２１、Ｒ１３０、Ｒ１３１とコンデンサＣ１２０、Ｃ１２１、Ｃ１３０、Ｃ１３１とで固定的に決められる。しかし、過大な入力信号が供給された場合には通常では流れないグリッドとカソードの間に電流が流れ、等価的に抵抗器が接続されたのと同じ格好になり、このことによりハイパスフィルタの遮断周波数の上昇がもたらされる。
【００２５】
したがって、この遮断周波数の上昇によってもバイアスの変動がもたらされることになり、入力された信号がハイパスフィルタを通過するときにも歪まされる。この歪まされた入力信号は振幅の中心に対して非対称性な信号となるため、直流阻止コンデンサに電荷が蓄積される結果を招く。これが、バイアスの変動をもたらしてクロスオーバ歪みが発生する。後述する本発明の実施形態ではこの動作も模擬される。
【００２６】
なお、カソードに接続されたそれぞれのコンデンサＣ１２２、Ｃ１２３、Ｃ１３２、Ｃ１３３によって交流的に接地されているが直流的には静特性に基づく動作が行われることが示されている。
【００２７】
また、図１２で示された真空管アンプ１２０はＢ級のプッシュプル増幅器として動作するように抵抗の値などが選択されているため、上記の如く歪まされた信号が出力される。
【００２８】
ここまでは特開平７−８６８４０号明細書で既に開示している。本願では、さらに電源回路の変動も波形に歪みが加えられる原因として捉えてこれを模擬する手段を付加している。ここで本願の特徴部分となる電源回路１４０の動作を説明する。
【００２９】
電源回路１４０には交流電源ＰＳ４１が備えられており、この交流電源ＰＳ４１から電源トランスＴＲ４１へ伝送された信号が整流器にて脈流のある直流信号へと変換される。この変換された信号が平滑回路さらにＬＰＦを介して出力される。電源トランスＴＲ４１では２次側のコイルに設けられたセンタータップＴＰ４１が接地されており、電源トランスＴＲ４１の２次側コイルの一方がダイオードＤ４１のアノードへ他方がもう一つのダイオードＤ４２のアノードへ接続される。これらのダイオードＤ４１、Ｄ４２で構成される部分が整流回路となる。つまり、交流電源ＰＳ４１から出力された信号の内、半周期ごとの信号がそれぞれ、各々ダイオードのスイッチング作用に基づいて出力される。
【００３０】
例えば、接地レベルを基準としてプラス側にある半周期分の信号が出力されているときには、一方のダイオードＤ４１が動作しそのまま出力され、マイナス側にある半周期分の信号が出力されているときには他方のダイオードＤ４２が動作して出力される。このときマイナス側にある半周期分の信号は位相が反転され出力される。したがって、出力される信号はプラス側だけの信号として出力される。これは全波整流と呼ばれる整流方法である。
【００３１】
整流された整流信号が次の平滑回路へと供給される。平滑回路は一端が接地されて他端が整流回路の出力部に接続されたコンデンサＣ４１と、そのコンデンサＣ４１の一端に接続された抵抗Ｒ４１と、一端が接地されて他端が抵抗Ｒ４１の出力部に接続されたコンデンサＣ４２とから成る。平滑回路ではコンデンサＣ４１、Ｃ４２に電荷が蓄積されて整流信号の振幅が平坦に近い振幅を持つ信号へと変換される。あくまでも平坦に近い信号であり、脈流のある信号が出力される。この脈流のある信号は電源周波数の２倍の周波数を持つ信号であるのでさらにこの脈流のある信号はフィルタ回路１４１にて平坦な信号へと変換される。フィルタ回路１４１では電源周波数の２倍の周波数が遮断される周波数を持つ遮断周波数が抵抗Ｒ４２とコンデンサＣ４３とで設定されている。
【００３２】
ここで平滑回路およびフィルタ回路１４１で平坦な信号に変換しようとしても出力電圧が完全に平坦にはならない。本願の特徴となる部分であり、後述するＤＳＰでのシミュレーションではこの電源の動作が模擬される手段が開示された特願平７−８６８４０号明細書で示したものに付加されている。
【００３３】
一般的には中間段１２０に在る一対の真空管に入力される信号は小さくて真空管内の消費電力が少なくて済むのでどちらかというとノイズの発生が抑制されることが着目されて電源１４０のリップルが極力抑えられたフィルタ回路１４１からの出力が供給される。出力段１３０に在る一対の真空管に入力される信号は中間段に比べ大きく真空管の消費電力が非常に大きいので電源からのロスが小さくなることが着目されて少々リップルが大きくても整流された直後の電源信号が供給される。
【００３４】
図１は本発明の第1の実施形態を示す図である。
【００３５】
図１には真空管増幅回路を模擬するための原理が示される。図１にはＤＳＰでシミュレートする場合の要素がそれぞれブロックとして示されている。以下、順を追って説明する。
【００３６】
図示しないエレキ−ギターからの信号が入力端子１ａに供給される。入力端子１ａに供給された信号は、同じ位相および振幅を持つ２つの信号に分岐され、一方が第１の加算ブロック２へ、他方が位相反転ブロック３を介して第２の加算ブロック４へ出力される。この部分で図１２の入力段１１０に在るトランジスタＵ１１０の動作が模擬される。双方の加算ブロック２、４にはリップルブロック５からのリップル信号が供給されており、ここでリップル信号とそれぞれの入力信号とが加算されて入力された信号とは異なる周波数および位相を持つ信号に変調される。これらの変調された変調信号がそれぞれ出力される。リップルブロック５と加算ブロック２、４で図１２で示す電源部１４０が模擬される。
【００３７】
さらに出力されたそれぞれの変調信号はそれぞれ歪ブロック６、７へ供給されて歪みが付加される。一方の変調信号はそのまま第３の加算ブロック８へ供給され、他方の変調信号は位相反転ブロック９により位相が反転されてから第３の加算ブロック８へ供給される。
【００３８】
第３の加算ブロック８では双方の変調信号が相互に加算されてこの加算された変調信号が出力端子１ａから出力される。ここの部分が図１２に示された真空管の増幅回路１２０および１３０に対応する。図１２は２段プッシュプル増幅回路であるがここでは原理を説明するため、一段のプッシュプル増幅回路として表記している。
【００３９】
図２は本発明の効果装置における第２の実施形態を示す図である。
【００４０】
図２では図１２で示される各回路の機能がそれぞれブロック化されており、そのブロック化された部分がＤＳＰで模擬される。
【００４１】
図１２の入力段の真空管で示された位相反転部がまず、点線で囲まれた部分１０に示されている。ここでは入力された信号が分岐され、位相反転信号と、位相非反転信号とがそれぞれ生成される。位相反転ブロック１１は係数器で構成される。それぞれの信号は後段のＩｇブロック２１、２２へと供給される。このＩｇブロックからＩｐ／Ｅｇブロック２０までが図１２の中間段１２０に対応する。
【００４２】
Ｉｇブロックでは、図１２の直流阻止コンデンサＣ１２０、Ｃ１２１、Ｃ１３０、Ｃ１３１と、抵抗Ｒ１２０、Ｒ１２１、Ｒ１３０、Ｒ１３１と過大な入力信号に伴いグリッドとカソードとの間で生成される抵抗とで構成されるハイパスフィルタが模擬される。上記の如く入力信号に非対称性が現われ、バイアスが深くなるところが模擬される。
【００４３】
Ｉｇブロックの具体的な構成を図３で説明する。
【００４４】
図３は図２に在るＩｇブロックの詳細を示す図である。図２では位相反転信号および位相非反転信号双方共Ｉｇブロックへそれぞれ供給されているのでここでは位相非反転信号側のＩｇブロック２１についてのみ説明する。
【００４５】
Ｉｇブロック２１では位相非反転信号が加算ブロック２１１へと導かれる。加算ブロック２１１には遅延回路からの負帰還信号も供給されており、加算ブロック２１１でそれぞれの信号の減算が行われる。減算された信号は乗算ブロック２１２へ供給される。加算ブロック２１１にて減算された信号はＩｇブロックの出力信号ｙとしても出力されている。
【００４６】
乗算ブロック２１２には制御ブロック２２０から定数Ｋが供給されており、加算ブロック２１１からの信号と制御ブロック２１９からの信号とが乗算ブロックで乗算される。乗算ブロック２１２の出力信号は加算ブロック２１３へと供給され、さらに後段に設けられる遅延ブロック２１４へと供給される。
【００４７】
加算ブロック２１３には遅延ブロック２１４からの信号が帰還されており、乗算ブロックからの信号とこの帰還信号とが加算される。
【００４８】
遅延ブロック２１４の出力信号は入力段の加算ブロック２１１にも位相が反転されて帰還されており、この帰還信号が負帰還信号となる。ここでハイパスフィルタが構成される。上記の如く、入力信号の大きさによって、ハイパスフィルタの遮断周波数が変わるところが制御ブロックで模擬される。
【００４９】
ここでハイパスフィルタの遮断周波数が演算される制御ブロックの動作について説明する。
【００５０】
制御ブロック２１９には、加算ブロック２１１からの信号が供給されており、これが比較ブロック２１６へと導かれる。一方比較ブロックには定数Ｖも供給ｓれており、ここで加算ブロックからの値と、定数Ｖとの比較が行われる。この比較の結果が後段の選択ブロックへと供給されて選択回路２１８内のスイッチを動作させる。加算ブロック２１１からの値がＶよりも大きい場合には選択ブロック２１８内のスイッチは乗算器２１７側に接続される。そうでなければ反対側に接続される。
【００５１】
また、加算ブロック２１１からの信号は制御ブロック２１９内の加算ブロック２１５へも供給されており、ここで予め、与えられた値Ｖとの減算が行われる。この減算が行われた結果が制御ブロック２１９内の乗算ブロック２１７へ導かれて予め与えられた定数Ｋ１・Ｃとの乗算が行われる。乗算が行われた結果が次段の選択ブロック２１８へと供給される。この選択ブロック２１８では、前記比較ブロック２１６の比較結果に基づいて選択が行われており、加算ブロック２１１から供給された信号が予め設定された値Ｖよりも大きいと判定された場合には過大な入力信号が供給されたとしてＫ１・Ｃ＋Ｋ０の値が乗算ブロックへ供給される。これで、ハイパスフィルタの遮断周波数が高くなるところが模擬される。
【００５２】
一方、比較ブロックで予め設定された値Ｖよりも小さいと判定された場合には、小さな入力信号として真空管を動作させなければならないので定数Ｋ０だけが乗算ブロック２１２へと送られる。
【００５３】
このとき選択ブロック２１８では制御ブロック２２０内の乗算ブロック２１７とは反対の方へスイッチが切り替えられている。したがって制御ブロック２２０内の加算ブロック２１９で加算が行われずにＫ０だけが乗算ブロック２１２へと供給される。
【００５４】
このようにして入力信号の大きさに応じて図１２で示される直流阻止コンデンサＣ１２０，Ｃ１２１、Ｃ１３０、Ｃ１３１と抵抗Ｒ１２０、Ｒ１２１、Ｒ１３０、Ｒ１３１と真空管Ｕ１２０、Ｕ１２１、Ｕ１３０、Ｕ１３１とで構成されるハイパスフィルタが模擬される。つまり、過大な入力信号が供給された場合には真空管Ｕ１２０、Ｕ１２１、Ｕ１３０、Ｕ１３１のグリッドとカソードの間に電流が流れて抵抗が並列に接続されたのと等価となることがハイパスフィルタの遮断周波数を高くすることで模擬される。
【００５５】
同様に加算ブロック２１１からの信号が予め設定された値Ｖよりも小さい場合には選択ブロック２１８が切り離され、予め設定された値Ｋ０だけが乗算ブロック２１２へと供給されてハイパスフィルタが模擬される。これは図１２で示した抵抗器Ｒ１２０とコンデンサＣ１２０とで固定的に決められる遮断周波数にを模擬する。
【００５６】
これらの処理が位相反転信号側でも行われ、それぞれ加算ブロック２３、２４へ供給される。ここまでは開示された特開平７−８６８４０号明細書で示されている。
【００５７】
さらに本願では特開平７−８６８４０号明細書で示す効果装置に加えて、以下に示す電源ブロック４０を付け加えている。このブロックでは図１２の電源部１４０が模擬される。
【００５８】
この電源ブロック４０には、リップルブロック４１とローパスフィルタ（以下、ＬＰＦという）ブロック４２とが備えられており、この電源ブロック４０から出力されたリップル信号が加算ブロック２３、２４へ供給されている。このためＩｇブロック２１、２２から出力された信号に電源ブロック４０から供給された信号が加算され変調される。電源ブロック４０では図１２の電源回路１４０が模擬されており、電源が持つリップル信号が模擬されて出力されている。
【００５９】
リップルとは図４に示したように直流電源から出力される信号に在るうねりである。図４は図１２の電源部の出力波形を示す図である。上記の如く交流電源が整流され、平滑されて出力されることに基づくものであり、交流電源の２倍の周波数を持つ信号の周期でうねりがある。これを模擬するのがリップルブロック４１である。
【００６０】
図５は電源ブロック４０の一実施形態を示す図である。ここでは発振器４１ａからの信号に対してＬＰＦブロックで周波数の制限を加えている。ＬＰＦブロック４２ａではこのＬＰＦブロック４２ａ内を通過した信号が出力されるときには帯域に制限が加えられるとともに通過した信号が出力されるときには時間的な遅れが生じさせられる。
【００６１】
この時間的な遅れがいわゆる位相シフトである。ここではＬＰＦブロック４２ａで時間、周波数特性双方共変化を持たせられるように動作させている。
【００６２】
また、図６は電源ブロック４０の別の構成を示す図である。ここで示す電源ブロック４０ではホワイトノイズ発生ブロック４１ｂとローパスフィルタまたはバンドパスフィルタ４２ｂとオールパスフィルタまたはディレイ４３とが備えられる。ホワイトノイズは白色雑音と呼ばれ、すべての周波数に渡って振幅が一様な信号が出力されることで知られている。
【００６３】
この信号はＬＰＦあるいはＢＰＦ４２ｂにより通過する周波数の帯域が制限された後ディレイまたはオールパスフィルタで時間的な遅れが生じさせられる。
【００６４】
交流電源１４０には多くの周波数を持つ信号が重畳された雑音が付加されていることが知られている。ここではこれを模擬するため、このような構成としおり、ランダム信号がより一層ランダムな特性を有する信号に変更されている。これがＤＳＰにより模擬される。図５、図６で示す電源ブロック４０を使用した場合にどのような結果が得られるかについては後述する。
【００６５】
ここで図２に話を戻して加算ブロック２３、２４以降の説明を行う。
【００６６】
加算ブロックで変調された信号はＩｐ／Ｅｇブロック２５、２６へ供給される。ここで信号が歪まされる。ここではオーバードライブされた信号がクリップされる状況がＤＳＰで模擬される。
【００６７】
この歪まされた信号が出力段３０へと供給される。出力段３０の構成は中間段２０の構成と同様であるが中間段２０と出力段３０とでは設定されるパラメータが異なる。これは図１２の回路において使用される真空管の特性に若干違いがあることと真空管のバイアス状況が異なることによるものである。
【００６８】
中間段２０と出力段３０とで入力された信号が歪まされた後、位相非反転信号および位相反転信号が共に歪まされてそれぞれ出力される。
【００６９】
そして位相反転信号に対応する信号は位相反転ブロック３７で位相が反転されて加算ブロック３８へ供給される。この加算ブロック３８ではそれぞれの信号が相互に加算されて出力端子１ｂから出力される。
【００７０】
図１２ではトランスＴＲ１３０に設けられたセンタータップＴＰ１３１で行われた位相反転がここでは位相反転ブロック３７によって行われている。
【００７１】
以上のような構成にすれば真空管の動作に近づけられる。しかし図１２に示す２段プッシュプルアンプ１００では位相反転信号および位相非反転信号とが通る経路にそれぞれ電源部１４０からの信号が供給されている。特に出力トランスＴＲ１３０のセンタータップＴＰ１３１を通して真空管Ｕ１３０、Ｕ１３１のプレートへ電源電圧を供給している部分では位相反転信号および位相非反転信号と電源部１４０からの信号とが相互に関連してあっている。そこで実際のプッシュプルアンプにより一層近づけるため、レベル検出ブロックを出力段に付加して伝送トランスＴＲ１３０を介して電源電圧が供給されるところを模擬しようとしたのが図７である。
【００７２】
図７は本発明の第２の効果装置における別の実施形態を示す図である。
【００７３】
出力端１ｂへ繋がる経路に別の経路を設けてレベル検出ブロック５０を付加して、この出力レベルを検出した信号をリップルブロック４１へ帰還している。
このようにすれば相互に関連しあっている電源信号と位相反転信号および位相非反転信号とが図１２の動作に近づけられて模擬される。
【００７４】
図７のレベル検出ブロック５０にはたとえば絶対値回路とＬＰＦとで構成されるものがある。
【００７５】
このレベル検出ブロック５０で検出された信号がリップルブロック５０へ供給され、リップルブロック４１からの出力信号の振幅が変えられる。したがって、出力信号の大きさによってリップルの大きさが変わるため加算ブロック２３および２４、３３および３４へ供給される信号が出力信号のレベルに応じて変わり、出力信号に応じて変調の深さが変えられる。このようにして相互に関連して作用しあう電源信号と位相反転信号および位相非反転とを関連づけようとするものである。
【００７６】
さらに図１２の２段の真空管プッシュプルアンプでは出力段１３０の動作の方が中間段１２０よりバイアスの変動が大きく歪みが大きくなることが真空管に入力される信号の大きさから分かる。そこで出力段１３０に対してさらにバイアスの変動を加えられるバイアス付加ブロック６０を設けたものを図８に示す。
【００７７】
図８は第二の実施形態の効果装置にバイアスブロック６０を加えた図である。
【００７８】
図１２で説明したように出力段１３０の真空管に入力される信号の方が大きい。したがってより大きな変調が加えられるようにバイアスを付加するバイアスブロック６０を設けている。ここでは直流的な信号が付加される。したがって、図３で説明した直流阻止コンデンサで見られたようなバイアスの変動がさらに付加される。これは出力段１３０には中間段１２０に比べて過大な入力信号が供給されることによるものである。
【００７９】
したがって実際には中間段１２０よりも出力段１３０の真空管で大きく信号の特性が変更される。これを模擬しようとするものである。したがってより一層実際の真空管アンプの特性に近づけられる。
【００８０】
ここで図９を参照して本効果装置の効果を説明する。
【００８１】
図９は本発明の効果装置から出力される信号のスペクトラムを示す図である。
【００８２】
図９には本効果装置の電源ブロック４０には図５の電源ブロック４０ａを使用した場合の出力結果が示されている。この出力結果には信号の持つ周波数の成分が示されており、スペクトラムアナライザで観測した結果が示されている。
【００８３】
この出力例では線スペクトルが数多く出力されている。変調された信号では側波帯というものが数多く発生される。リップルが付加されることにより、図９に示すような出力信号が得られる。これは歪みのある信号に振幅変調が加えられたものと同じスペクトラムの分布である。元々楽器から出力される信号には歪みがあるため、これをアンプに通すとさらに歪み、あたかも振幅変調が加えられたようなスペクトラムになる。これが本効果装置にて模擬される。このように出力信号にサイドバンドが生じることによって、入力された音は真空管アンプ特有の「太い音」となる。特に過大入力信号が供給され、オーバドライブされるとリップルの変動が大きくなるとともにクリップされた信号波形となるのでこれに伴う入力信号の歪みの割合が大きくなり、サイドバンドのレベルが大きくなる。
【００８４】
６００Ｈｚは入力信号のもつ周波数である。図９は６００Ｈｚの入力信号の倍音のスペクトルを中心にリップル１２０Ｈｚ（６０×２）のスペクトルが現われている。ここで、周波数を６００Ｈｚとしているのは、発生手段から発生される信号の周波数は電源の周波数でなくても良いことを意味する。つまり、本効果装置を使用すれば、真空管アンプにより近づけることができるばかりでなくエレキギターからの信号に音色のバリエーションを持たせて出力することもできる訳である。真空管アンプの音を模擬できるばかりでなく、模擬される音色にバリエーションを持たせられる他の例を図１０に示す。図１０では、リップルではなくホワイトノイズを発生させる手段で変調を加えている。
【００８５】
図１０も本発明の効果装置から出力される信号のスペクトラムを示す図である。図１０には図６で示す電源ブロックを使用した場合の出力結果が示される。図１０では、中心周波数の脇に連続的に存在する帯状の側波帯が観測されている。これは図６で示される電源ブロック４０ｂにホワイトノイズ部４１ｂを設けているからであり、これはスペクトラム拡散方式で観測されるスペクトラムの拡散状態に似ている。つまりランダム信号で変調された信号が帯状のスペクトラムを持つことを利用している。ただここでは基音および倍音となる信号の側波帯の拡がりを持たせることだけが行われ、スペクトラム拡散方式のように拡散された帯域で振幅が一様となるような変調を目的とはしていない。このようにすると真空管アンプが使用される場合と同様の「太い音」を模擬できるばかりでなくランダム信号の特性を種々変更することによってバリエーションのある音色を持つ音への変更も可能となる。
【００８６】
最後に本発明の効果装置を実際の増幅回路に適用した場合の例を図１１に示す。図１１は本発明の効果装置の他に効果装置の入力側にヘッドアンプ７０、プリアンプ８０、イコライザ９０が設けられている。リップルブロック４０は図６に示されたオールパスフィルタまたはディレイ４３、４４、４５が複数接続されている。そして各加算ブロック７２、８２へ複数設けられたそれぞれのオールパスフィルタあるいはディレイから信号が供給される。オールパスフィルタもディレイも時間的な遅れを持たせるために設けられており、入力された信号の位相がシフトする。
【００８７】
上述した本効果装置の他にヘッドアンプ７０、プリアンプ８０へも変調が加えられる。これは実際に使用されるアンプの構成例であり、本発明の効果装置を実際のアンプに適用してさらに実際のアンプに近づけようとした例である。
【００８８】
ヘッドアンプ７０は入力された信号を後の処理装置へ導くためにインピーダンス整合などを含めた緩衝部として設けられる。その後のプリアンプ８０で後段の増幅回路での動作に必要な最小のレベルがある信号に変換される。前置増幅器と呼ばれている。このプリアンプ８０から本発明の効果装置へと信号が供給され、所定の値まで増幅された信号が外部たとえばＤＡコンバータへ出力される。
【００８９】
また、ヘッドアンプ７０とプリアンプ８０との間にあるフィルタ９０および振幅調節器９１はヘッドアンプ７０から出力された信号に周波数の制限を加えるとともに信号の振幅調節を行うために設けられている。さらにプリアンプ８０の出力側に設けられたイコライザ９２と振幅調節器９３も同様の機能を有する。イコライザ９２は等価器と呼ばれており、信号が持つそれぞれの周波数の振幅がそれぞれ変えられる。
【００９０】
演奏家達がイコライザを調整し、発音したい音の様々な周波数を持つ信号の中で特に強調したい周波数を持つ信号があるときに使用される。これらの調節が行われた信号が本効果装置へ入力されて入力された信号が歪まされてから外部たとえばＤＡコンバータへと出力される。このように構成するとプッシュプル増幅回路だけでなくギターアンプ全体が模擬される。
【００９１】
なお、本発明ではリップルを生成するリップル発生手段を発振器およびノイズ発生器にて構成したが、本発明はこれに依らずメモリに記憶された適当な波形を読み出して変調を加えるような構成であっても良い。
【００９２】
また、本発明の効果装置では模擬される整流回路を全波整流回路としているが、半波整流回路の場合もあるので、リップル発生手段からの出力波形は半波整流回路を模擬したものでも良い。また、平滑回路を抵抗とコンデンサとで構成される回路としたがチョークコイルを用いた２次のＬＰＦの回路もあるのでリップル発生手段の出力信号およびフィルタ手段の通過特性はこれを模擬するものであればどのようなものでも良い。
【００９３】
また、本発明ではレベル検出器によって出力レベルを検出し、検出された信号のレベルに応じて変調の深さを変えているが、本発明はこれに依らず検出器のレベルに応じて電源ブロックのＬＰＦのパラメータを制御しても良い。
【００９４】
さらに本発明では入力された信号に電源ブロックからのリップル信号を加算して変調を加えているが、本発明はこれに依らず、乗算器によって振幅変調あるいは周波数変調を加えても良い。
【００９５】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば真空管アンプで生成される楽音信号に限りなく近い楽音信号を模擬することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第1の実施形態を示す図である。
【図２】本発明における第２の実施の形態を示すブロック図である。
【図３】図２のＩｇブロックの構成を示す図である。
【図４】本発明で模擬される図１２の電源の出力波形を示す図である。
【図５】本発明のリップル発生部の構成を示す図である。
【図６】本発明におけるリップル発生部の別の構成を示す図である。
【図７】本発明における第２の実施形態の1例を示すブロック図である。
【図８】本発明における第２の実施形態の別例を示すブロック図である。
【図９】図５のリップル発生部を使用した場合における本発明の効果装置の出力波形を示す図である。
【図１０】図６のリップル発生部を使用した場合における本発明の効果装置の出力波形を示す図である。
【図１１】本発明の効果装置をギターアンプに適用した図である。
【図１２】本発明の効果装置が模擬する２段型プッシュプル増幅回路の構成を示す図である。
【符号の説明】
４０    電源ブロック
４１    リップルブロック
４１ａ    発振ブロック
４１ｂ    ノイズ発生ブロック
４２    ＬＰＦブロック
４２ａ  フィルタブロック
４２ｂ    ＬＰＦまたはＢＰＦブロック
４３    オールパスフィルタまたは遅延ブロック
２３    加算ブロック
２４    加算ブロック
３３    加算ブロック
３４    加算ブロック
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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