(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流を入力し、電力半導体スイッチング素子によって３相交流に変換して負荷の同期モータを駆動するインバータと、該インバータの電力半導体スイッチング素子を駆動する駆動回路と、該駆動回路に対してインバータ駆動信号を出力するモータ制御器とを備えたモータ駆動装置において、
該モータ駆動装置が、
前記インバータの電力半導体スイッチング素子をオフレベルにする信号を発生する第１のパルス発生器と、
該第１のパルス発生器の信号を入力して、予め定めた待ち時間後に信号を発生する第２のパルス発生器と、
該第２のパルス発生器の信号を入力して、前記負荷の同期モータの端子電圧を検出する誘起電圧検出器と、
該誘起電圧検出器の出力を入力して、誘起電圧の位相を演算する位相演算器と、
該位相演算器の出力からモータの回転方向推定値を出力する回転方向推定器と、
前記誘起電圧の位相と回転方向推定値とを入力し、回転子位置推定値を前記モータ制御器に向けて出力する回転子位置演算器とを備えることを特徴とするモータ駆動装置。
【請求項２】
請求項１に記載のモータ駆動装置において、
前記誘起電圧検出器が端子電圧増幅器を介して前記同期モータの端子電圧を検出することを特徴とするモータ駆動装置。
【請求項３】
請求項２に記載のモータ駆動装置において、
前記端子電圧増幅器が、前記負荷の同期モータの固定子巻線の中性点端子と交流端との相電圧を検出することを特徴とするモータ駆動装置。
【請求項４】
請求項２に記載のモータ駆動装置において、
前記端子電圧増幅器が、前記負荷の同期モータの交流端子間の線間電圧を検出することを特徴とするモータ駆動装置。
【請求項５】
直流を入力し、電力半導体スイッチング素子によって３相交流に変換して負荷の同期モータを駆動するインバータと、該インバータの電力半導体スイッチング素子を駆動する駆動回路と、該駆動回路に対してインバータ駆動信号を出力するモータ制御器とを備えたモータ駆動装置において、
該モータ駆動装置が、
前記インバータと直流電源との間に配置した電流検出抵抗器と、
該電流検出抵抗器に流れる電流を検出する電流検出器と、
前記インバータの電力半導体スイッチング素子をオフレベルにする信号を発生する第１のパルス発生器と、
該第１のパルス発生器の信号と前記電流検出器の出力とを入力して、予め定めた待ち時間後に信号を発生する第２のパルス発生器と、
該第２のパルス発生器の信号を入力して、前記負荷の同期モータの端子電圧を検出する誘起電圧検出器と、
該誘起電圧検出器の出力を入力して、誘起電圧の位相を演算する位相演算器と、
該位相演算器の出力からモータの回転方向推定値を出力する回転方向推定器と、
前記誘起電圧の位相と回転方向推定値とを入力し、回転子位置推定値を前記モータ制御器に向けて出力する回転子位置演算器と、
を備えることを特徴とするモータ駆動装置。
【請求項６】
請求項５に記載のモータ駆動装置において、
前記誘起電圧検出器が端子電圧増幅器を介して前記同期モータの端子電圧を検出することを特徴とするモータ駆動装置。
【請求項７】
請求項５に記載のモータ駆動装置において、
前記端子電圧増幅器が、前記負荷の同期モータの固定子巻線の中性点端子と交流端との相電圧を検出することを特徴とするモータ駆動装置。
【請求項８】
請求項５に記載のモータ駆動装置において、
前記端子電圧増幅器が、前記負荷の同期モータの交流端子間の線間電圧を検出することを特徴とするモータ駆動装置。
【請求項９】
直流を入力し、電力半導体スイッチング素子によって３相交流に変換して負荷の同期モータを駆動するインバータと、該インバータの電力半導体スイッチング素子を駆動する駆動回路と、該駆動回路に対してインバータ駆動信号を出力するモータ制御器とを備えたモータ駆動装置において、
該モータ駆動装置が、
前記インバータの電力半導体スイッチング素子をオフレベルにする信号を発生する第１のパルス発生器と、
該第１のパルス発生器の信号を入力して、予め定めた待ち時間後に信号を発生する第２のパルス発生器と、
該第２のパルス発生器の信号を入力して、前記負荷の同期モータの端子電圧を検出する誘起電圧検出器と、
該誘起電圧検出器の出力から求めた誘起電圧の位相と、
該誘起電圧から求めたモータの回転方向推定値とから、回転子位置推定値と、
前記誘起電圧検出器に入力する誘起電圧から求めた負荷の同期モータの発電定数とを前記モータ制御器に入力することを特徴とするモータ駆動装置。
【請求項１０】
請求項９に記載のモータ駆動装置において、前記誘起電圧検出器が端子電圧増幅器を介して前記同期モータの端子電圧を検出し、該誘起電圧検出器が端子電圧増幅器を介して前記同期モータの端子電圧を検出することを特徴とするモータ駆動装置。
【請求項１１】
請求項９に記載のモータ駆動装置において、前記誘起電圧検出器が端子電圧増幅器を介して前記同期モータの端子電圧を検出し、該前記端子電圧増幅器が、前記負荷の同期モータの交流端子間の線間電圧を検出することを特徴とするモータ駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は同期モータの制御方式であって、特に永久磁石同期モータを、回転子位置を検出するセンサを用いずに駆動可能な同期モータの駆動システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
回転子位置を検出するセンサを用いずに永久磁石同期モータを制御する位置センサレス制御の中で、モータの端子電圧を測定し、その電圧に基づいてモータを制御する方法は、比較的電圧の低いモータの駆動装置を中心に使われてきた。ここでは、この方法を「端子電圧検出方式」と呼ぶ。
【０００３】
次に、端子電圧検出方式を説明する。特許文献１には、同期モータの簡便な駆動法である「１２０度通電駆動」での端子電圧検出方式が記載されている。１２０度通電駆動の場合、３相インバータのいずれか１相は、上側と下側の２つのスイッチ素子が、両方ともオフに固定された無通電状態になる。無通電状態になった相の端子電圧には、モータの速度起電力による電圧があらわれる。そこで、無通電状態の相の端子電圧を測定すれば、モータの速度起電力の電圧を検出でき、回転子位置を推定することができる。特許文献１では、測定した端子電圧と所定の基準電位を比較して、１２０度通電の通電相を切り替える転流タイミングを決めている。
【０００４】
特許文献２には、駆動法が「１８０度通電駆動」の場合の、端子電圧検出方式が記載されている。１８０度通電駆動の場合、３相インバータの各相のスイッチ素子は、上側か下側のどちらか一方が必ずオンしている。（ただし、上下短絡防止のために、短時間だけ上側と下側の２つのスイッチ素子をオフにするデッドタイム期間がある。）
【０００５】
このため、モータの端子電圧は、インバータ出力の電位に固定され、モータの速度起電力は検出できない。そこで、特許文献２では、モータ電流が零に近い相について、一時的に駆動法を１２０度通電駆動に切り替える。その結果、１２０度通電に切り替えた相は、一時的にスイッチ素子が上下ともオフに固定されるため、端子電圧から速度起電力の電圧を検出でき、回転子位置を求めることができる。
【０００６】
特許文献３には、端子電圧と、あらかじめ記憶していた端子電圧波形データとを比較し、回転子位置を求める技術が記載されている。先に述べた特許文献１、２の方法では、測定した端子電圧と、所定の基準電位とを比較し、２つの電位が等しくなるタイミングがある。そして、両者が等しくなれば、その時点で回転子位置が特定の値であることがわかる。しかし、この方法では、無通電期間中に端子電圧と基準電位の交点が存在しなければならず、適用できる駆動条件に制限があった。そこで、特許文献３では、測定した端子電圧と、記憶していた端子電圧波形データとを比較し、どの位相にあたるかを調べて回転子位置を推定する。これにより任意の回転子位置を求めることができる。
【０００７】
【特許文献１】特許第３６１３０６３号公報（（００３７）段落から（００５１）段落の記載。）
【特許文献２】特開２００４−３４３９１３号公報（（００３０）段落と(００３１)段落の記載。）
【特許文献３】特開２００２−９５２８３号公報（(００２１)段落と図１の記載。）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
特許文献１、２、３に開示された永久磁石同期モータの位置センサレス制御技術では、モータ電流が零の相あるいはモータ電流が零に近い相を１相選び、その相を無通電状態にして端子電圧を観測する。従って、モータの端子電圧の観測回数は、３相交流モータの場合、電気角位相の１回転中６回になる。このため、モータが低速回転になるほど、端子電圧の観測周期すなわち観測時間間隔が長くなるために、回転子位置の情報を得る周期が長くなり、急な負荷トルク変化を検出できなくなって、モータが停止してしまう問題がある。
【０００９】
また、特許文献１、２、３に開示された永久磁石同期モータの位置センサレス制御技術では、端子電圧を観測する相は、モータ電流が零であるが、他の相はモータ電流が流れている。このため、他相のモータ電流による誘導電圧が端子電圧に出てしまう。速度起電力に比べて前記誘導電圧が大きくなれば、回転子位置の算出に誤差が生じる問題がある。
【００１０】
さらに、特許文献３に開示された永久磁石同期モータの位置センサレス制御技術では、モータの速度情報に応じた端子電圧波形データを作っておき、端子電圧の観測値と比較する。この方式は、端子電圧波形データを作る際の速度情報が正確でないと正確な回転子位置が求められない。このため、速度が急激に変化するようなモータ駆動システムでは、正確な回転子位置が求められずに、モータが停止してしまう問題がある。
【００１１】
本発明の目的は、モータの端子電圧を観測する周期を短くして、急な負荷変動にも耐えうる永久磁石同期モータの駆動システムを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明のモータ駆動装置は、モータの端子電圧から回転子位置を推定する際に、端子電圧の観測周期を短くすることで、低速回転時の負荷追従の性能を向上した。
【発明の効果】
【００１３】
本発明の永久磁石同期モータの位置センサレス駆動装置は、低速回転時の大きな負荷トルクの変化にも追従できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
本願の発明者は、モータの端子電圧を観測する周期を短くするために、３相インバータの全てのスイッチ素子を任意のタイミングでオフし、全相が無通電の状態で端子電圧を測定する方式を新たに検討した。
【００１５】
しかし、全スイッチ素子をオフ状態にしても、モータ電流は直ちに零にならないため、モータ電流による誘導電圧が端子電圧に含まれる場合がある。
【００１６】
そこで、本願の発明者は、全スイッチ素子をオフ状態にした際の、モータ電流の動作を明らかにした。全スイッチ素子をオフ状態にすると、モータ電流は、環流ダイオードを通って流れる状態、（以下、環流モードと呼ぶ。）に変わる。本願の発明者は、環流モードにおけるモータ電流の挙動、具体的には、モータ電流が減少する傾きや、モータ電流が零になるまでの時間が、モータの電気定数（抵抗、インダクタンス、発電定数）、モータ電流、回転速度（速度起電力の大きさ）、直流電圧Ｅｄｃ、および環流ダイオードの電圧ドロップＶｆに依存して決まることを見出した。さらに、特定のモータ駆動システムに当てはめて計算したところ、全スイッチ素子をオフ状態にしてから、モータ電流が零になるまでの時間は１００μｓ程度であり、インバータが出力する交流電圧の一周期時間に比べて十分短いことがわかった。
【００１７】
本願の発明者は、３相インバータの全てのスイッチ素子を、任意のタイミングでオフし、オフ後に所定の待ち時間が経過してから端子電圧を測定すれば、モータ電流が零になっており、正確な速度起電力の電圧が得られることを見出した。全スイッチ素子がオフしてから電流が零になるまでの電流減少時間は、モータの電気定数や直流電圧などや、回転速度やモータ電流の大きさが決まれば推定できる。そこで、予め、回転速度や、モータ電流の全ての変動範囲での電流減少時間を求め、その最大値をもとに前記待ち時間を決めた。
【００１８】
また、３相インバータの全てのスイッチ素子をオフした後、環流モードで流れている電流は、インバータと直流電源の間を結ぶ直流母線を通る。そこで、インバータと直流電源部間に接続されているシャント抵抗の両端電圧を測定すれば、環流モードで流れるモータ電流が減少して零になる間での時間を検出できる。また、端子電圧を測定する際に、２相分以上の端子電圧を求めれば、アークタンジェント関数を用いて位相を演算することができる。誘起電圧の位相は、回転方向が反転すると位相が１８０度変化する。そこで、誘起電圧位相の変化を演算しておき、変化幅が所定の大きさを越えたら、回転方向が反転したことがわかる。停止状態から回転方向を推定する際は、求めた誘起電圧位相が増加するか減少するかによって、方向が正転か、逆転かを区別できる。また、速度起電力によって生じる誘起電圧の振幅情報が得られるので、永久磁石同期モータの発電定数を求めることができる。さらに、永久磁石同期モータの発電定数の変動分から、モータの永久磁石部分の温度を推定することができる。
【００１９】
以下、図面を参照して本発明の実施例を詳細に説明する。
【実施例１】
【００２０】
図１に本実施例の構成図を示す。図１において、直流電源１の正側端子と負側端子の間には、直流電圧平滑用のコンデンサ２が接続される。コンデンサ２の正側端子は、インバータ３の直流正側端子Ｐが接続される。コンデンサ２の負側端子は、インバータ３の直流負側端子Ｎがシャント抵抗４を介して接続される。インバータ３の交流出力端子には、制御対象である永久磁石同期モータなどの同期モータ５の交流端子Ｕ、Ｖ、Ｗが接続される。同期モータ５は、インバータ３が供給する３相交流電力によって駆動される。
【００２１】
同期モータ５の交流端子（Ｕ、Ｖ、Ｗ）、および固定子巻線の中性点端子Ｃには、端子電圧増幅器６が接続される。端子電圧増幅器６は、交流端子（Ｕ、Ｖ、Ｗ）、および中性点端子Ｃの端子間電圧に所定のゲインを乗じて、端子電圧信号として出力する。誘起電圧検出器７は、後述する誘起電圧検出信号Ｐdet の値に応じて、特定のタイミングで前記端子電圧信号の電圧値を取り込み、その値を誘起電圧信号として出力する。位相演算器８は、前記誘起電圧信号の値から誘起電圧位相θｅを演算する。回転方向推定器９は、前記誘起電圧位相θｅの変化に基づいて回転子の回転方向を推定し、回転方向推定信号ｄを出力する。回転子位置演算器１０は、回転方向推定信号ｄと、誘起電圧位相θｅとの値を入力し、回転子位置推定値θr_hatを演算し、出力する。
【００２２】
モータ制御器１１は、回転子位置推定値θr_hat に基づいて、インバータ駆動信号Ｇ１を出力する。パルス発生器１２は、全オフ制御パルス信号Ｐoff を出力する。信号処理器１３は、全オフ制御パルス信号Ｐoff の値に応じてインバータ駆動信号Ｇ１を処理し、インバータ駆動信号Ｇ２として出力する。インバータ駆動信号Ｇ２は、駆動回路１４に接続される。駆動回路１４の出力は、インバータ３を構成するＩＧＢＴあるいはパワーＭＯＳＦＥＴのような電力半導体スイッチ素子ＵＰ、ＵＮ、ＶＰ、ＶＮ、ＷＰ、ＷＮの制御端子に接続される。全オフ制御パルス信号Ｐoff は、パルス発生器１５に接続される。パルス発生器１５は、誘起電圧検出信号Ｐdetを出力する。
【００２３】
次に、本実施例の動作について説明する。まず、図２を用いて、信号処理器１３とパルス発生器１５の動作を説明する。図２は、各信号とモータ電流の関係を示したタイムチャート図である。図２（１）の全オフ制御パルス信号Ｐoff に応じて、インバータ駆動信号Ｇ２を変化させる。全オフ制御パルス信号Ｐoff がＬレベルの場合、インバータ駆動信号Ｇ１と同一の信号を、インバータ駆動信号Ｇ２として出力する。一方、全オフ制御パルス信号Ｐoff がＨレベルの場合は、インバータ駆動信号Ｇ２をオフレベルに固定することで、インバータ３の全電力半導体スイッチ素子をオフにする。なお、図２では、紙面の都合上、インバータ駆動信号Ｇ１、Ｇ２に含まれるパルス信号の１つを図示した。前述のように、インバータ駆動信号Ｇ１、Ｇ２は、インバータ３を構成する電力半導体スイッチ素子ＵＰ、ＵＮ、ＶＰ、ＶＮ、ＷＰ、ＷＮを駆動する信号であり、６個のパルス信号から成る。また、インバータ駆動信号Ｇ１は、１８０度通電駆動のための３相正弦波パルス幅変調信号である。
【００２４】
インバータ駆動信号Ｇ２により、インバータ３の電力半導体スイッチ素子を駆動すると、モータ電流は図２（４）のように変化する。まず、全オフ制御パルス信号Ｐoff がＬレベルの時は、インバータ３の出力は３相正弦波パルス幅変調された電圧であり、モータ電流が流れている。ここで、全オフ制御パルス信号Ｐoff がＨレベルに変化すると、インバータ３の全電力半導体スイッチ素子はオフになるため、モータ電流は減少し、所定の時間が経過すると零になる。
【００２５】
図３に、本実施例で動作しているときのモータ電流波形の例を示す。ここでは、全オフ制御パルス信号Ｐoffを一定周期でＨレベルにしている。全オフ制御パルス信号ＰoffがＨレベルになるとインバータ３の全電力半導体スイッチ素子はオフになり、モータ電流が一時的に零になる。本来、３相正弦波パルス幅変調された電圧で駆動すれば、モータ電流は正弦波状に流れるが、本実施例で動作させると図３のような櫛状にスリットの入った交流電流波形になる。
【００２６】
なお、図３のようなモータ電流波形では、モータ出力トルクは一定値でなくなる。これは、モータ電流が零になると、モータ出力トルクも零になるためである。このため、全オフ制御パルス信号Ｐoff をＨレベルにする周波数と同じ周波数で、モータ出力トルクも振動する。本実施例を実際に適用する場合、トルク振動がモータ駆動システムに与える影響を考慮して、全オフ制御パルス信号Ｐoff をＨレベルにする周波数を決めればよい。この全オフ制御パルス信号Ｐoff をＨレベルにする周波数は、例えばモータの駆動周波数の上限の５倍から５０倍の周波数、好ましくは、１０倍から２０倍に設定すればよい。
【００２７】
図２（５）に、誘起電圧検出信号Ｐdetの変化を示す。誘起電圧検出信号Ｐdetは、全オフ制御パルス信号Ｐoff がＨレベルに変化してから、待ち時間Ｔｗだけ遅れてＨレベルに変化する信号である。待ち時間Ｔｗは、モータ電流が零になるまでの時間Ｔｆより長い時間に設定する。待ち時間Ｔｗの決め方の詳細は後述する。
【００２８】
以下の説明で、全電力半導体スイッチ素子をオフに固定する時間Ｔoff は、待ち時間Ｔｗと、取り込み時間Ｔｓの和とする。取り込み時間Ｔｓとは、誘起電圧の取り込みに必要な時間であり、誘起電圧検出器７と位相演算器８の具体的な構成により変化する。取り込み時間Ｔｓの具体例としては、誘起電圧取り込みにＡ／Ｄ変換器を使う場合には、Ａ／Ｄ変換器のサンプル時間が挙げられる。
【００２９】
図４は、端子電圧増幅器６と誘起電圧検出器７の構成例である。図４では２つの例をあげた。図４（ａ）が相電圧検出方式、図４（ｂ）が線間電圧検出方式である。端子電圧増幅器６は３個の差動入力型の増幅器で構成されている。なお、図４では増幅器の増幅率をｇ倍とした。なお、図４（ｂ）に示す線間電圧検出方式の場合は、固定子巻線の中性点端子Ｃは必要ない。
【００３０】
誘起電圧検出器７は、誘起電圧検出信号Ｐdet がＨレベルのとき、端子電圧増幅器６が出力する端子電圧信号を検出する。その例として、図４ではサンプル・アンド・ホールド回路を用いた例を示した。通常、誘起電圧検出信号Ｐdet がＬレベル時は、サンプル・アンド・ホールド回路のスイッチ素子をオンしておき、誘起電圧検出信号Ｐdet がＨレベルになったら、スイッチ素子をオフに切り替え、その時点の端子電圧信号の電位をコンデンサに保持する。誘起電圧検出信号Ｐdet がＨレベルの時点は、モータ電流が零なので、保持された端子電圧信号は、速度起電力による誘起電圧をｇ倍した電圧になる。
【００３１】
図１に示した位相演算器８は、誘起電圧検出器７が出力する誘起電圧信号から、誘起電圧位相θｅを演算する。端子電圧増幅器６が図４（ａ）の相電圧検出方式の場合、誘起電圧信号は、相誘起電圧Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗである。Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗの値は、式（１）により表される。ここで、ωmはモータの回転角速度、ｇは増幅器の増幅率である。また、ＫEは発電定数であり、同期モータの回転角速度と速度起電力の大きさの関係を示すパラメータである。相電圧検出方式の場合、誘起電圧位相θｅを、式（２）、式（３）によって求める。
【００３２】
【数１】
0004665735.tif 000002
【００３３】
また、端子電圧増幅器６が図４（ｂ）の線間電圧検出方式の場合、誘起電圧信号は、線間誘起電圧Ｅｕｖ、Ｅｖｗ、Ｅｗｕである。Ｅｕｖ、Ｅｖｗ、Ｅｗｕの値は式（４）で表現される。線間電圧検出方式の場合、誘起電圧位相θｅを、式（５）、式（６）によって求める。
【００３４】
【数２】
0004665735.tif 000003
【００３５】
式（３）と式（６）では、式に３０度分の位相の違いを持たせた。変えた理由は、図４に示すように、端子電圧検出には、相電圧と線間電圧の２通りがあるが、位相演算器８が出力する誘起電圧位相θｅの値を同じにするためである。なお、式（３）、式（６）におけるアークタンジェント関数は、Ｘ−Ｙ座標において、Ｘ軸と、原点から点（α、β）までを結んだ直線との角度を求める関数を示す。このため、α＝０の場合でも位相角が演算できる。
【００３６】
本実施例では、インバータ３の全電力半導体スイッチ素子をオフに変えて、端子電圧信号を取り込む。この時、全ての相のモータ電流が零になっているため、３相全ての誘起電圧信号Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗ（または、Ｅｕｖ、Ｅｖｗ、Ｅｗｕ）を得ることができる。その結果、式（２）、（３）、あるいは式（５）、（６）からわかるように、観測した端子電圧の値のみを用いて誘起電圧の位相を求めることができる。本実施例では位相の推定に、駆動中のモータの速度情報を使わないため、速度が急変する場合でも位相を正確に演算できる。
【００３７】
図１に示した回転子位置演算器１０は、式（７）によって回転子位置推定値θr_hat を演算する。式（７）からわかるように、回転方向推定信号ｄが逆転である場合は、１８０度位相を反転させる。
【００３８】
【数３】
0004665735.tif 000004
【００３９】
図１に示した回転方向推定器９は、誘起電圧位相θｅの変化に基づいて回転子の回転方向を推定する。推定アルゴリズムを図５に示す。推定は、まず、回転子位置推定値θr_hatの今回値を計算し、θr_hatの今回値と前回値の差から位相変化量の絶対値δを求める。次に、演算した位相変化量の絶対値δが判定値を超えたら、回転方向が反転したと判断して、回転方向推定信号ｄの値を入れ替える。具体的には、回転方向推定信号ｄが正転なら逆転に変え、回転方向推定信号ｄが逆転なら正転に変える。一般に、永久磁石同期モータの速度起電力の位相は、回転方向が変わると１８０度変化する。このため、前記位相変化量の絶対値δが１８０度に近くなったら、回転方向の反転を検出できる。
【００４０】
なお、図５の推定アルゴリズムは、停止状態から最初に回り始めたときには適用できない。この場合は、停止状態から誘起電圧が検出されたら、誘起電圧位相θｅの変化を観測して、回転方向を判断することができる。つまり、誘起電圧位相θｅが増加していたら回転方向推定信号ｄを正転とし、誘起電圧位相θｅが減少していたら回転方向推定信号ｄを逆転とする。
【００４１】
次に、全電力半導体スイッチ素子をオフにしたときのモータ電流の減少について説明する。既に図２を用いて説明したように、全オフ制御パルスＰoff がＨレベルに変化すると、インバータ３の全電力半導体スイッチ素子はオフになるため、モータ電流は減少していく。このとき、モータ電流は、図１でインバータ３を構成する環流ダイオードＵＰＤ、ＵＮＤ、ＶＰＤ、ＶＮＤ、ＷＰＤ、またはＷＮＤの何れかを通る経路で流れる。これ以降、環流ダイオードを通してモータ電流が減少する動作状態を、環流モードと呼ぶ。
【００４２】
環流モードでの電流減少時間Ｔｆを正確に把握するため、回路動作を明らかにした。図６に同期モータの等価回路を示す。図６では、同期モータを、速度起電力相当の電圧源Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗと、抵抗Ｒ、およびインダクタンスＬから構成している。このモータに、図７に示すような波高値Ｉｍのモータ電流が流れているとする。ここでは解析の都合上、図７のタイミング（１）と、タイミング（２）の２つのタイミングを選び、それぞれで環流モードに移行した場合を考える。
【００４３】
図８に、タイミング（１）における環流モードの回路を示す。同様に、図９に、タイミング（２）における環流モードの回路を示す。なお、図８、図９における電流は、それぞれのタイミングにおける電流値から設定している。電流の波高値がＩｍの場合、タイミング（１）での各相電流値は、
【００４４】
【数４】
0004665735.tif 000005
である。同様に、タイミング（２）での各相電流値は、
【００４５】
【数５】
0004665735.tif 000006
である。
【００４６】
なお、図８、図９において、Ｅｄｃはコンデンサ２の直流電位である。図８、図９の回路について、合成回路を考えると、図１０の等価回路が得られる。ここで、Ｖｆは、環流ダイオードの順方向ドロップ電圧を表す。図１０からわかるように、等価回路中の電圧源がつくる電圧の方向は、流れている電流を減少させる向きである。図１０の等価回路から微分方程式をたて、それを解くことにより電流の解析解が求められる。等価回路の中の、電圧源の合計をＥtotal、抵抗の合計をＲtotal、合成インダクタンスをＬtotalとすれば、解析解は式（９）で表される。
【００４７】
【数６】
0004665735.tif 000007
【００４８】
式（９）と、実際のモータ駆動装置のパラメータを用いて、環流モードの電流変化をシミュレーションした結果を図１１に示す。図１１では、コンデンサ２の直流電位Ｅｄｃ＝５.０Ｖ、環流ダイオードの順方向ドロップ電圧Ｖｆ＝０.８Ｖ、誘起電圧の大きさＥｍ＝２.０Ｖ、モータの電気定数Ｒ＝１.０Ω、モータの電気定数Ｌ＝１００μＨ、直流シャント抵抗Ｒｓ＝０の条件で計算した。図１１で、グラフの実線がタイミング（１）における電流変化であり、破線がタイミング（２）における電流変化である。図１１に示すように、環流モードに移行した後、６０μｓ程度経過すると電流が零になることがわかる。
【００４９】
以上より、環流モードでの電流減少時間Ｔｆは、モータの電気定数Ｒ、Ｌ、やモータ電流Ｉｍ、誘起電圧の大きさＥｍ、直流電圧Ｅｄｃ、および環流ダイオードの電圧ドロップＶｆ等により、決定されることがわかる。
【００５０】
そこで、本発明では、電流減少時間Ｔｆの最大値Ｔfmaxをあらかじめ見積もっておき、誘起電圧検出信号Ｐdet がＨレベルに変わるまでの待ち時間Ｔｗを、式（１０）により決める。
【００５１】
Ｔｗ＝Ｔfmax＋Ｔmargin                                            …（１０）
ただし、Ｔmarginは、時間設定の余裕分である。上述のように待ち時間Ｔｗを決定すれば、誘起電圧検出信号Ｐdet がＨレベルの時に測定したモータ端子電圧は、モータ電流が零の状態での端子電圧になる。モータ電流が零のため、巻線のインピーダンス分による電圧降下や、他相からの相互誘導電圧がなく、純粋な速度起電力分の電圧を検出できる。
【００５２】
端子電圧増幅器６の出力は、高速回転時に飽和する。これは、磁石モータの誘起電圧の波高値は、回転速度に比例して大きくなるが、増幅器出力は増幅回路の電源電圧で制限されるためである。
【００５３】
図１２に、端子電圧増幅器６の出力信号が飽和した例を示す。飽和を分類すると図１２（ａ）、（ｂ）、（ｃ）の３通りに分けられる。１つの相が飽和している１相飽和、２つの相が飽和する２相飽和、全ての相が飽和する３相飽和の状態である。飽和した誘起電圧から位相を求めると、位相誤差が生じるため、増幅回路のゲインは、誘起電圧波高値の変化範囲に応じた適正な設計が必要になる。
【００５４】
なお、式（１）、式（４）より、同期モータの３相誘起電圧は、Ｅｕ＋Ｅｖ＋Ｅｗ＝０の関係、またはＥｕｖ＋Ｅｖｗ＋Ｅｗｕ＝０の関係が成り立つ。このため、２相分の誘起電圧信号を求めれば、残り１相の誘起電圧信号は推定できる。よって、２相分の誘起電圧信号から位相を求めることは、原理的に可能である。しかし、前述のように端子電圧増幅器６の出力信号が飽和する場合は、Ｅｕ＋Ｅｖ＋Ｅｗ＝０、Ｅｕｖ＋Ｅｖｗ＋Ｅｗｕ＝０は成り立たないため、３相分の誘起電圧信号を検出して位相を求めたほうがよい。
【００５５】
以上説明したように、本実施例によれば、全電力半導体スイッチ素子をオフしてモータの端子電圧を測定する周期は、任意に設定可能であるため、低速回転時でも、回転子位置情報を得る観測周期は長くならない。これにより、大きな負荷トルクの変化にも追従可能な永久磁石同期モータのセンサレス駆動システムを実現できる。
【００５６】
また、本実施例によれば、全相のモータ電流が零になった状態で端子電圧を測定するので、端子電圧には、電流による誘導電圧が含まれないので、端子電圧の測定によって正確な速度起電力の情報が得られる。これにより、回転子位置推定値に誤差が少なくなり、永久磁石同期モータの高精度のセンサレス駆動システムを実現できる。
【００５７】
さらに、本実施例によれば、全相のモータ電流が零になった状態で２相以上の端子電圧を測定し、アークタンジェント関数を用いて速度起電力による誘起電圧の位相を求める。このため、運転中の速度情報は使わずに、測定した端子電圧の値のみを用いて回転子位置を推定することができ、負荷印加によって速度が大きく変動しても、回転子位置推定値に誤差が少なくなり、安定に駆動可能な永久磁石同期モータのセンサレス駆動システムを実現できる。
【実施例２】
【００５８】
本実施例では待ち時間Ｔｗを、環流モードでの電流減少を測定して設定する。図１３に本実施例の構成図を示す。実施例１の図１と比較し、構成の相違部分のみを説明する。シャント抵抗４の両端電圧は、電流検出器１６により電流信号ＩＤＣに変換される。電流信号ＩＤＣは、パルス発生器１５に接続される。
【００５９】
前記の図１０からわかるように、環流モードでの電流経路は、シャント抵抗４を含んでいる。よって、シャント抵抗４の両端電圧を測定することで、環流モード中の電流が零になるタイミングを得ることができる。図１３におけるパルス発生器１５は、全オフ制御パルス信号Ｐoff がＨレベルに変った後、電流信号ＩＤＣの値が零になったタイミングと同時、もしくは所定の余裕時間を持たせて誘起電圧検出信号Ｐdet をＨレベルに変化させる。
【００６０】
上述のように待ち時間Ｔｗを決定すれば、誘起電圧検出信号Ｐdet がＨレベルの時に測定したモータ端子電圧は、モータ電流が零の状態での端子電圧になる。モータ電流が零のため、巻線のインピーダンス分による電圧降下や、他相からの相互誘導電圧がなく、純粋な速度起電力分の電圧を検出できる。
【実施例３】
【００６１】
本実施例では、図１、図１３に示す実施例１、実施例２のモータ駆動装置において、駆動中のモータの発電定数ＫE の値を測定し、設定値を修正しながら制御する。以下これについて説明する。
【００６２】
本実施例では、回転子位置を推定するために、駆動中の同期モータ５の誘起電圧を測定している。２相以上の誘起電圧を検出しているので、誘起電圧検出器７の出力が飽和していなければ、測定した電圧からは誘起電圧の波高値を求めることができる。
【００６３】
端子電圧増幅器６が前記図４（ａ）の相電圧検出方式の場合、式（１）により求めたα、βを用いて、相電圧での誘起電圧の波高値が求められる。
【００６４】
【数７】
0004665735.tif 000008
【００６５】
同期モータ５を駆動している際、インバータが出力する電圧の角周波数ω1 は、同期モータ５の回転角周波数ωm と等しいと考えることができる。また、端子電圧増幅器６の増幅率ｇは既知であるから、次式により、発電定数ＫEの値を求めることができる。
【００６６】
【数８】
0004665735.tif 000009
【００６７】
同様に、端子電圧増幅器６が図４（ｂ）の線間電圧検出方式の場合、式（３）により求めたα、βを用いて、線間電圧での誘起電圧の波高値と発電定数ＫEが求められる。
【００６８】
【数９】
0004665735.tif 000010
【００６９】
以上のようにすれば、運転中にも発電定数ＫE の値を演算できる。このため、特性が未知のモータを駆動する場合でも、本実施例によれば発電定数ＫE の値を測定できる。また、量産製品で個々のモータの発電定数ＫE に製造バラツキが有る場合でも、運転中に発電定数ＫE を実測して設定値を修正することで、性能のバラツキのないモータ駆動装置を実現できる。さらに、同一のモータであっても、モータの磁石温度が変わると磁束量が増減し、発電定数ＫE の値も変化する特性がある。これを利用して、運転中に求めた発電定数ＫEの値から、モータの磁石温度を推定できる。
【実施例４】
【００７０】
本実施例は、実施例１から実施例３に記載のモータ駆動装置を備えた電動工具である。本実施例の電動工具は以下に示すように、速度指令への応答性に優れ、工具の性能を上げることができる。
【００７１】
電動インパクトドライバは、内蔵されたハンマが回転して、ドライバ締め付け部に衝突すると、衝突の衝撃力によりドライバ先端に大きな締め付け力が発生する。電動インパクトドライバに、従来技術で説明した端子電圧検出方式の位置センサレス駆動を適用しても、衝突によってモータ速度が急減速するため、回転子位置の検出周期が長くなり、速度指令への応答性が悪化する。
【００７２】
一方、本実施例の電動インパクトドライバでは、モータ速度が低速になっても、回転子位置を検出する周期は変わらないため、速度指令への応答性を一定に保つことができ、低速回転時の応答性が優れている。
【００７３】
また、ハンド・グラインダーやリューターと呼ばれる工具では、先端に取り付けたドリルや砥石をモータで高速に回転させ、金属、鉱物、樹脂などの対象物を切削したり、研磨する。ハンド・グラインダーやリューターは、工具を人が手持ちで保持するため、力の加え具合によって負荷トルクが変動する。また、ドリルが対象物に噛みこんで、急激に負荷トルクが上昇する場合がある。本実施例に示したモータ駆動システムの場合、負荷トルクの急増でモータ速度が低速になっても、回転子位置を検出する周期は変わらないため、速度指令への応答性を一定に保つことができる。
【００７４】
さらに、本実施例によれば、モータの回転子位置センサを使わないため、位置信号線の配線が不要になる。このため、同期モータとコントローラであるインバータや、モータ制御器とを結ぶ電線の数を減らすことができる。このため、モータを手で保持する装置では、工具の可搬性を向上できる。
【図面の簡単な説明】
【００７５】
【図１】実施例１の永久磁石同期モータの位置センサレス駆動システムの全体制御ブロック図。
【図２】実施例１の制御信号の関係を示したタイムチャート図。
【図３】実施例１のモータ電流波形の説明図。
【図４】実施例１の端子電圧増幅器と誘起電圧検出器の説明図。
【図５】実施例１の回転方向推定のアルゴリズムのフローチャート。
【図６】永久磁石同期モータの等価回路。
【図７】実施例１のモータ電流と波高値の説明図。
【図８】実施例１の環流モードのタイミング（１）におけるインバータとモータの等価回路の説明図。
【図９】実施例１の環流モードのタイミング（２）におけるインバータとモータの等価回路の説明図。
【図１０】実施例１の環流モードの等価回路の説明図。
【図１１】実施例１でシミュレーション計算で求めた環流モードの電流変化の説明図。
【図１２】実施例１の端子電圧増幅器６の出力飽和による誘起電圧信号の説明図。
【図１３】実施例２の永久磁石同期モータの位置センサレス駆動システムの全体制御ブロック図。
【符号の説明】
【００７６】
１…直流電源、２…コンデンサ、３…インバータ、４…シャント抵抗、５…同期モータ、６…端子電圧増幅器、７…誘起電圧検出器、８…位相演算器、９…回転方向推定器、１０…回転子位置演算器、１１…モータ制御器、１２、１５…パルス発生器、１３…信号処理器、１４…駆動回路、１６…電流検出器。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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