(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源の正極と負極間に第１スイッチ素子と第２スイッチ素子との直列回路を接続し、トランスの一次巻線を直流電源の正極側スイッチ素子に並列に接続するとともに、トランスの一次巻線と直列に共振用コンデンサと共振用インダクタとの直列回路を接続し、前記第１スイッチ素子と第２スイッチ素子とをスイッチング周波数の一周期で交互にオン・オフさせることにより、トランスの二次巻線に発生する正負の電圧を整流して直流出力を得る共振コンバータにおいて、
前記共振用コンデンサと共振用インダクタとの接続点と直流電源の負極側との間に補助コンデンサを接続し、この補助コンデンサに流れる共振電流を検出することを特徴とする共振コンバータにおける電流検出方式。
【請求項２】
前記共振用インダクタは前記トランスの漏れインダクタンスで代用することを特徴とする請求項１に記載の共振コンバータにおける電流検出方式。
【請求項３】
前記補助コンデンサと直列に電流検出用抵抗を接続し、この電流検出用抵抗と並列にダイオードを接続し、共振電流の一方極性の電流のみ検出することを特徴とする請求項１または２に記載の共振コンバータにおける電流検出方式。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、スイッチング電源として用いられる共振コンバータ、特にその共振コンデンサに流れる電流の検出方式に関する。
【背景技術】
【０００２】
図５に一般的な電流共振形コンバータの例を示す。
これは、直流電源Ｖｓの正極と負極間に第１スイッチ素子Ｑ1と第２スイッチ素子Ｑ2との直列回路を接続し、トランスＴの一次巻線Ｎｐを第２スイッチ素子Ｑ2に並列に接続し、トランスの一次巻線Ｎｐと直列に、共振用コンデンサＣｒと共振用インダクタＬｒとの直列回路を接続し、前記第１スイッチ素子Ｑ1と第２スイッチ素子Ｑ2とをスイッチング周波数の一周期で交互にオン・オフさせることによりトランスの二次巻線Ｎｓに発生する正負の電圧を整流して直流出力を得るものである。トランスＴの一次巻線Ｎｐのリーケージインダクタンスが大きい場合には、このリーケージインダクタンスを共振用インダクタＬｒに代替することができる。
【０００３】
トランスＴの二次側には２つの巻線Ｎｓを備え、ダイオードＤ1，Ｄ2とコンデンサからなる整流平滑回路を有している。また、平滑化された直流出力電圧ＶOを一定に保つため、その出力電圧を検出し、フォトカプラ等の絶縁回路を介して制御・駆動回路１にフィードバックするようにしている。制御・駆動回路１には、フィードバック信号ＶＤを所定の値と比較する比較回路、その比較結果に基づいてスイッチ素子Ｑ1，Ｑ2のゲートパルスを生成するパルス生成回路などが設けられている。
【０００４】
上記のようなコンバータでは、過負荷や負荷短絡時に過大な電流がダイオードやスイッチ素子に流れるので、これら半導体素子の破壊防止のために過電流保護回路を備えているのが一般的である（図５の制御・駆動回路１の電流入力ＣＤ参照）。例えば、過電流を検出するとスイッチ素子のオン時間を短くし、素子に流れる電流を制限して破壊から防ぐようにしている。共振回路に流れる電流ｉrは正弦波形であり、この電流は出力電流ＩOに比例する。従って、出力電流ＩOを直接検出して入力側の過電流保護回路へ帰還するより、共振回路に流れる電流ｉrを入力側で検出する方が経済的である。
【０００５】
しかし、共振電流ｉrは電力用のスイッチ素子に流れるが、その電流値は大きいので上記過電流保護回路では低抵抗の抵抗器またはカレントトランスなどを必要とする。さらに、流れる電流が大きいので過電流保護回路の検出電圧を大きくすることはできず、最低でも１００ｍＶ程度が限界である。このため、ノイズによる影響が問題となる場合もある。そこで、例えば特許文献１に示すように、共振コンデンサに並列に補助コンデンサを接続し、この補助コンデンサに流れる電流を検出する方法が提案されている。
【０００６】
図６に特許文献１に開示されている例を示す。
図示のように、共振コンデンサＣｒと並列に補助コンデンサＣｓと抵抗Ｒｓが接続されている。共振電流はコンデンサＣｒとＣｓの両方に流れ、Ｒｓの電圧降下を無視すると、それぞれのコンデンサに流れる電流値はその静電容量に比例する。例えば、ＣｓをＣｒの１００分の１にすると、Ｃｒに流れる電流値の１００分の１の電流がＣｓに流れることになる。こうして、共振コンデンサの電流に比例する電流を抵抗Ｒｓにて検出することができる。このとき、Ｒｓに流れる電流は小さいので、Ｒｓに低抵抗の抵抗器を使用する必要はなく、安価なものを採用することができる。
【０００７】
図７は共振コンバータの別の例を示す構成図である。
これは、制御・駆動回路１を入力電源のＬｏｗ−ｓｉｄｅ（マイナス側）に設けてスイッチ素子Ｑ1を駆動し、一方のスイッチ素子Ｑ2は、トランスＴの巻線Ｎｄに発生する電圧により駆動回路２を介して駆動するものである。つまり、スイッチ素子Ｑ1のオン時間は制御するが、トランスの巻線を介して駆動されるＱ2は制御していない。このため、最初にＱ1がオンとなり、Ｑ1がオフになった後にＱ2がオンとなって、トランスＴに巻線電圧が発生するような回路構成でなければならない。
【０００８】
すなわち、図６の回路ではスイッチ素子Ｑ1，Ｑ2とも制御・駆動回路により駆動される回路方式であるため、トランスＴはＨｉｇｈ−ｓｉｄｅ（入力電源のプラス側），Ｌｏｗ−ｓｉｄｅのどちらに設けられても問題はない。共振コンデンサの電流を補助コンデンサで検出し易いように、トランスＴをＬｏｗ−ｓｉｄｅに設けただけである。しかし、図７ではトランスＴがＨｉｇｈ−ｓｉｄｅにあるので、共振コンデンサに並列に補助コンデンサを接続し、その電流を抵抗で検出してもその検出電圧は入力電圧のプラス側にあるので、制御・駆動回路１に伝達するためにはレベルシフトなどが必要となり、このため経済的効果が低減（低コスト化）することになる。
【０００９】
【特許文献１】特許第３０１３６９７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
したがって、この発明の課題は、共振コンバータのトランスがＨｉｇｈ−ｓｉｄｅにある場合でも、共振電流を低コストに検出し得るようにすることにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
このような課題を解決するため、請求項１の発明では、直流電源の正極と負極間に第１スイッチ素子と第２スイッチ素子との直列回路を接続し、トランスの一次巻線を直流電源の正極側スイッチ素子に並列に接続するとともに、トランスの一次巻線と直列に共振用コンデンサと共振用インダクタとの直列回路を接続し、前記第１スイッチ素子と第２スイッチ素子とをスイッチング周波数の一周期で交互にオン・オフさせることにより、トランスの二次巻線に発生する正負の電圧を整流して直流出力を得る共振コンバータにおいて、
前記共振用コンデンサと共振用インダクタとの接続点と直流電源の負極側との間に補助コンデンサを接続し、この補助コンデンサに流れる共振電流を検出することを特徴とする。
【００１２】
上記請求項１の発明においては、前記共振用インダクタは前記トランスの漏れインダクタンスで代用することができる（請求項２の発明）。
請求項１また２の発明においては、前記補助コンデンサと直列に電流検出用抵抗を接続し、この電流検出用抵抗と並列にダイオードを接続し、共振電流の一方極性の電流のみ検出することができる（請求項３の発明）。
【発明の効果】
【００１３】
この発明によれば、トランスがＨｉｇｈ−ｓｉｄｅにある場合でも、共振電流を低コストに検出することが可能となる利点がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
図１はこの発明の原理を説明するための構成図で、図２はその動作を説明するための各部波形図である。
図１に示すものは、図５に示す従来例に対しコンデンサＣｒをＣr1とＣr2の２つに分け、Ｃr1をＨｉｇｈ−ｓｉｄｅのスイッチ素子Ｑ2と並列に、Ｃr2をＬｏｗ−ｓｉｄｅのスイッチ素子Ｑ1と並列にそれぞれ接続したもので、コンデンサ容量はＣr1とＣr2の和になる。また、Ｃr1とＣr2の容量は、コンデンサＣｒの１／２としている。
【００１５】
いま、図１に示すように各共振コンデンサＣr1とＣr2に流れる電流と両端の電圧をそれぞれｉ1，ｖ1およびｉ2，ｖ2とすると、これら諸量の間には次式のような関係式が成立する。
ｖ1＋ｖ2＝Ｖｓ                                                        （１）
ｉ1−ｉ2＝ｉr                                                          （２）
Ｃr1・ｄｖ1／ｄｔ＝ｉ1                                                （３）
Ｃr2・ｄｖ2／ｄｔ＝ｉ2                                                （４）
【００１６】
式（１）を時間ｔで微分し（３），（４）式を代入して整理すると、
ｉ1／Ｃr1＝−ｉ2／Ｃr2                                                （５）
が得られ、（５）式に（２）式を代入すると、
ｉ2＝−Ｃr1・ｉr／（Ｃr1＋Ｃr2）                                      （６）
となる。すなわち、（５）式のように共振コンデンサＣr1，Ｃr2のそれぞれの電流と静電容量との比は等しく、また、（６）式のようにＣr2に流れる電流ｉ2は共振電流ｉrに比例する。従って、共振コンデンサＣr2に流れる電流を測れば、共振電流に比例する電流を検出することができる。
【００１７】
図２は図１の動作を説明する波形図である。ＶDSは各スイッチ素子のドレイン・ソース間電圧、ＩDは各スイッチ素子のドレイン電流、ｖ1，ｉ1は共振コンデンサＣr1の電圧，電流、ｖ2，ｉ2は共振コンデンサＣr2の電圧，電流を示す。共振コンデンサＣr2の電圧，電流ｖ2，ｉ2は共振コンデンサＣr1の電圧，電流ｖ1，ｉ1に対して位相が１８０度異なるだけで、大きさは同じである。
【００１８】
図３はこの発明の実施の形態を示す構成図である。
同図のＣrが共振コンデンサであり、Ｃｓは共振電流検出のために挿入された補助の共振コンデンサで、その静電容量はＣrに比べて極めて小さいものにしている。ＣｓをＣｒに比して極めて小さいものにしているので、Ｌｒとの共振周波数等への影響は無視できる。また、ＲｓはＣｓに流れる電流を検出するための抵抗である。
ここで、例えばＣrに流れる電流のピーク値を１Ａとし、Ｃｓの静電容量をＣrの１００分の１にすると、Ｃｓにはピーク値１０ｍＡの電流が流れる。Ｒｓを１００Ωにすれば、過電流の検出電圧は１Ｖとなり、過電流の検出電圧を高くできることになり、過電流の検出精度を高くすることができる。
【００１９】
図４は図３の変形例を示す構成図である。
これは、図３に示すものに対し、抵抗Ｒｓと並列にダイオードＤ３を接続した点が特徴である。図２の波形から分かるように、スイッチ素子Ｑ1がオン（Ｑ1のＶDSがゼロ）のときＣｓに流れる電流ｉ2はマイナスの向きである。従って、ダイオードＤ3により、マイナス向きの電流のみ検出するようにする。ここで、ｉ2のプラス側電流はＱ2に流れる電流に比例し、マイナス側電流はＱ1電流に比例する。これにより、抵抗Ｒｓに発生するマイナス電圧のみを検出することができる。抵抗Ｒｓに発生するマイナスの電圧のみを検出できるので、電流の制御を司るスイッチ素子Ｑ1に流れる電流に比例する電流を検出することができる。なお、図１の共振コンデンサＣr2と図3，図４の共振コンデンサＣｓとは表記記号は異なるものの、互いに同じものと言える。従って、共振コンデンサＣｓの電流波形は、図２に共振コンデンサＣr2の電流波形として示す電流ｉ2の波形と同じになる。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】この発明の原理構成図
【図２】図１の動作説明図
【図３】この発明の実施の形態を示す構成図
【図４】この発明の別の実施の形態を示す構成図
【図５】電流共振コンバータの一般的な例を示す構成図
【図６】電流共振インバータにおける電流検出方式の従来例を示す構成図
【図７】電流共振コンバータの別の例を示す構成図
【符号の説明】
【００２１】
１…制御・駆動回路、２…駆動回路、Ｖｓ…入力（直流）電源、Ｑ1，Ｑ2…スイッチ素子、Ｔ…トランス、Ｎｐ…トランス一次巻線、Ｎｓ…トランス二次巻線、Ｃｒ，Ｃr1，Ｃr2…共振コンデンサ、Ｃｓ…補助コンデンサ、Ｒｓ…電流検出抵抗、Ｌｒ…共振インダクタ、Ｄ1，Ｄ2，Ｄ3…ダイオード。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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