(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の直流電圧源に接続され、前記複数の直流電圧源のそれぞれの出力電圧から出力電圧パルスを生成し合成することで交流モータの駆動電圧を生成する電力変換装置であって、
前記電力変換装置は、前記複数の直流電圧源から出力電圧パルスを生成する電圧生成手段と、
前記電圧生成手段のスイッチの駆動信号を制御する電圧生成手段制御装置とを有し、
前記電圧生成手段制御装置は、複数の直流電圧源のそれぞれに対応したPWMキャリアと、電圧指令値を比較し、複数の直流電圧源に対応した直流電圧源から負荷への、先にオンする第１の出力電圧パルスと、後にオンする第２の出力電圧パルスのオン時間が互いに連続するような、一方の直流電圧源の出力電圧に対応する第１のPWMパルスと、他方の直流電圧源の出力電圧に対応する第２のPWMパルスとを生成するPWMパルス生成手段を有し、
前記PWMパルス生成手段は、前記出力電圧パルスのオン時間が連続するときに、前記交流モータを含む負荷から少なくともひとつの前記直流電圧源への電流経路を確保する経路確保制御手段を備えることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記PWMパルス生成手段は、
複数の直流電圧源から負荷の方向に開通するスイッチの切り換えのときのオン時間が連続するようにオンさせることを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
請求項１または２に記載の電力変換装置において、
前記PWMパルス生成手段は、
一方の直流電圧源のPWMパルスを生成するための第１のノコギリ波キャリアと、
他方の直流電圧源のPWMパルスを生成するための第２のノコギリ波キャリアとを備え、
前記出力電圧パルスのオン時間が連続する時に、前記第１の出力電圧パルスの立ち上がりと前記第２の出力電圧パルスの立ち下りに、電位の異なる極間経路の短絡を防止した短絡防止時間を付加するとともに、
前記第１のノコギリ波キャリアと前記第２のノコギリ波キャリアは、それぞれ対称波形であって、それらのノコギリ波の頂点が一致していることを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
請求項１または２に記載の電力変換装置において、
前記PWMパルス生成手段は、
一方の直流電圧源のPWMパルスを生成するための第１のノコギリ波キャリアと、
他方の直流電圧源のPWMパルスを生成するための第２のノコギリ波キャリアとを備え、
前記出力電圧パルスのオン時間が連続する時に、前記第１の出力電圧パルスの立ち上がりと前記第２の出力電圧パルスの立ち下りに、電位の異なる極間経路の短絡を防止した短絡防止時間を付加するとともに、
前記第１のノコギリ波キャリアと前記第２のノコギリ波キャリアは、それぞれ対象波形であって、出力電圧パルスのオン時間が重なるように、それらノコギリ波が短絡防止時間に相応する位相差を持つことを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】
請求項１または２に記載の電力変換装置において、
前記PWMパルス生成手段は、
一方の直流電圧源のPWMパルスを生成するための第１のノコギリ波キャリアと、
他方の直流電圧源のPWMパルスを生成するための第２のノコギリ波キャリアとを備え、
前記出力電圧パルスのオン時間が連続する時に、前記第１の出力電圧パルスの立ち下がりと前記第２の出力電圧パルスの立ち上がりに、電位の異なる極間経路の短絡を防止した短絡防止時間を付加するとともに、
前記第１のノコギリ波キャリアと前記第２のノコギリ波キャリアは、それぞれ対称波形であって、それらノコギリ波が短絡防止時間に相応する位相差を持つことを特徴とする電力変換装置。
【請求項６】
請求項１または２に記載の電力変換装置において、
前記PWMパルス生成手段は、
一方の直流電圧源のPWMパルスを生成するための第１の三角波キャリアと、
他方の直流電圧源のPWMパルスを生成するための第２の三角波キャリアとを備え、
前記出力電圧パルスのオン時間が連続するときに、前記第１の出力電圧パルスの立ち上がりと前記第２の出力電圧パルスの立ち上がりに、電位の異なる極間経路の短絡を防止した短絡防止時間を付加するとともに、
前記第１の三角波キャリアと前記第２の三角波キャリアは、それら三角波が位相差を持つことを特徴とする電力変換装置。
【請求項７】
請求項５または６に記載の電力変換装置において、
前記第１、第２のノコギリ波と前記第１、第２の三角波に、前記出力電圧パルスのオン時間が重なるように、それらノコギリ波と三角波がそれぞれ短絡防止時間に相当する位相差をさらに設けることを特徴とする電力変換装置。
【請求項８】
請求項１〜７のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
前記経路確保制御手段は、
前記電位の異なる極間経路の短絡を防止した短絡防止時間を付加するPWMパルス指令信号と、
前記複数の直流電圧源の電圧値の大小比較に基づいて、
極間短絡時に過大な電流が流れない高電位側への同極間短絡を許可するPWMパルス指令信号とを選択する手段を備え、
前記出力電圧パルスのオン時間連続時に、前記交流モータを含む負荷から少なくともひとつの直流電圧源への電流経路を確保することを特徴とする電力変換装置。
【請求項９】
請求項８に記載の電力変換装置において、
前記短絡を防止したパルス指令信号と、前記同極間短絡を許可したパルス指令信号とを選択して出力する手段は、
前記直流電圧源の電圧値の大小比較から選択を行う際に、ヒステリシスを設けることを特徴とする電力変換装置。
【請求項１０】
請求項１〜９に記載の電力変換装置において、
複数の直流電源電圧値と、相電流の符号とから、
配分した電圧指令値を修正する補正電圧値を演算し、
前記補正電圧値を、それぞれ配分した電圧指令値に加算して修正することを特徴とする電力変換装置。
【請求項１１】
請求項１０に記載の電力変換装置において、
短絡を防止するために設けた短絡防止時間と、パルスを生成するスイッチング周波数とから、それぞれの電源電圧値に対応した補正電圧値を演算し、
相電流が負であるときに、二つの直流電源のうちの電圧値の小さい電源に対応する
補正電圧値の符号を負として出力し、それ以外の場合には正の値を出力し、
直流電源に対応した前期補正電圧値を、それぞれ配分した電圧指令値に
加算して修正することを特徴とする電力変換装置。
【請求項１２】
請求項１０に記載の電力変換装置において、
相電流符号の符号と直流電源電圧値の大小から、
配分した電圧指令値を修正する補正電圧値を選択し、
前記補正電圧値を、配分した電圧指令値に加算して修正することを特徴とする電力変換装置。
【請求項１３】
請求項１〜９に記載の電力変換装置において、
相電流符号の符号と二つの直流電源の電圧値と、
短絡を防止するために設けた短絡防止時間と、パルスを生成する
スイッチング周波数とから、それぞれの電源に対応した補正変調率を演算し、
相電流が負であるときに、二つの直流電源のうちの電圧値の小さい電源に対応する
補正変調率の符号を負として出力し、それ以外の場合には正として出力し、
直流電源に対応した前記補正変調率を、それぞれ配分した電圧指令値を各々の
電源電圧値で規格化した変調率指令値に加算して修正することを特徴とする電力変換装置。
【請求項１４】
請求項１〜９に記載の電力変換装置において、
相電流符号の符号と二つの直流電源の電圧値と、予め用意した補正変調率とから、
相電流が負であるときに、二つの直流電源のうちの電圧値の小さい電源に対応する
補正変調率の符号を負として出力し、それ以外の場合には正として出力し、
直流電源に対応した前期補正変調率を、それぞれ配分した電圧指令値を各々の
電源電圧値で規格化した変調率指令値に加算して修正することを特徴とする電力変換装置。
【請求項１５】
請求項１〜９に記載の電力変換装置において、
モータの駆動電圧を複数の直流電源電力に各々対応した
電圧指令値に配分する電圧配分比率の指令値を入力とし、
複数の直流電源電圧値に基づいて、電圧配分比率の指令値を修正する手段を備え、
前記修正した電圧配分比率を用いてモータの駆動電圧を配分することを特徴とする電力変換装置。
【請求項１６】
複数の直流電圧源に接続され、これら直流電圧源のそれぞれの出力電圧から出力電圧パルスを生成・合成することで交流モータの駆動電圧を生成する電力変換装置の制御方法であって、
複数の直流電圧源のそれぞれに対応したPWMキャリアと、電圧指令値を比較し、複数の
直流電圧源に対応した直流電圧源から負荷への、先にオンする第１の出力電圧パルスと後にオンする第２の出力電圧パルスのオン時間が互いに連続するように、一方の直流電圧源の出力電圧に対応するPWMパルスと、他方の直流電圧源の出力電圧に対応するPWMパルスと、を生成するPWMパルス生成ステップと、
前記出力電圧パルスのオン時間が連続する時に、前記交流モータを含む負荷から少なくともひとつの直流電圧源への電流経路を各相で確保するように電圧生成手段のスイッチを制御する信号を生成するステップとを備えることを特徴とする電力変換装置の制御方法。
【請求項１７】
請求項１〜７のいずれかに記載の電力変換装置において、
前記PWMパルス生成手段は、
前記電位の異なる極間経路の短絡を防止する短絡防止時間を付加した、負荷から一方の直流電圧源の方向へ導通させるスイッチに対応する第3のPWMパルスと、負荷から他方の直流電圧源の方向へ導通させるスイッチに対応する第4のPWMパルスとを生成し、
前記経路確保制御手段は、
前記第3のPWMパルスと前記第4のPWMパルスとが同時に生成されない時間を包含するオーバーラップ時間を設定し、
前記オーバーラップ時間の開始時に、前記一方の直流電圧源の電圧値が前記他方の直流電圧源の電圧値よりも大きい場合、前記第３のPWMパルスのオン時間に前記オーバーラップ時間を付加し第５のPWMパルスを生成し、前記第4のPWMパルスと前記第5のPWMパルスとを選択すると共に、前記第5のPWMパルスのオン時間継続中に、前記一方の直流電圧源の電圧値が前記他方の直流電圧源の電圧値より小さくなっても、前記第５のPWMパルスのオン時間を維持する一方、前記オーバーラップ時間の開始時に、前記一方の直流電圧源の電圧値が前記他方の直流電圧源の電圧値よりも小さい場合、前記第４のPWMパルスのオン時間に前記オーバーラップ時間を付加し第６のPWMパルスを生成し、前記第３のPWMパルスと前記第６のPWMパルスとを選択すると共に、前記第６のPWMパルスのオン時間継続中に、前記一方の直流電圧源の電圧値が前記他方の直流電圧源の電圧値より大きくなっても、前記第６のPWMパルスのオン時間を維持することを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電力変換装置の制御方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、燃料電池を主電源として高効率にモータを駆動する技術が開示されている（特許文献１を参照されたい）。この例では、バッテリーがDCDCコンバータを介して燃料電池と並列に接続されており、DCDCコンバータの出力電圧を制御することで、電源の出力効率を改善することを狙ったものである。
【特許文献１】特開２００２−１１８９８１号広報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかしながら、前記の従来技術においては、DCDCコンバータを使っているため、電源と電力変換装置、モータをすべて含めたシステム全体の体積が大きくなるとともに、バッテリーを充放電するためにはDCDCコンバータを通過するために損失が発生する。
【０００４】
本発明は、DCDCコンバータを介さずに、燃料電池とバッテリーの組み合わせに限らず、複数の電源電力を利用・配分し、全体の体積・損失を低減可能な電力変換装置を提供するものである。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
前記した諸課題を解決すべく、第１の発明による電力変換装置は、複数の直流電圧源に接続され、これら直流電圧源のそれぞれの出力電圧から出力電圧パルスを生成・合成することで交流モータの駆動電圧を生成する電力変換装置であって、
前記電力変換装置は、前記複数の直流電圧源から出力電圧パルスを生成する電圧生成手段と、
前記電圧生成手段のスイッチの駆動信号を制御する電圧生成手段制御装置とからなり、
前記電圧生成手段制御装置は、複数の直流電圧源のそれぞれに対応したPWMキャリアと、電圧指令値を比較し、複数の直流電圧源に対応したそれぞれの出力電圧パルスのオン時間が互いに連続するように、
一方の直流電圧源の出力電圧に対応する第１のPWMパルスと、
他方の直流電圧源の出力電圧に対応する第２のPWMパルスと、
を生成するPWM生成手段と、
前記出力電圧パルスのオン時間が連続する時に、前記交流モータを含む負荷から少なくともひとつの直流電圧源への電流経路を各相で確保する経路確保制御手段と、
を備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【０００６】
第１の発明では、複数の直流電源の電力配分を操作することが可能であり、直流電圧を調節するDCDCコンバータを用いずに、電源電力を配分することができる。このため、装置全体の小型化・高効率化することができるようになる。
【０００７】
また、当該電力変換装置を動作させる場合に、出力電圧のオンパルスを連続的に生成させているので、一方の電源を使用しない場合も、交流モータに印加される電圧パルスの周波数は変化せず、二つの電源を使用しているときと、可聴音周波数が変化しない。このことにより、作業者・運転者が不快に感じる電磁騒音の急激な増加を防止することができる。
【０００８】
また、オンパルスを連続的に生成させることにより、電力変換装置の電源と出力に接続されたスイッチに生じる電圧変化を低減することができ、このため、スイッチの電力損失をさらに低減することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
以下、諸図面を参照しつつ、本発明の実施様態を詳細に説明する。
【実施例１】
【００１０】
第１の実施例を説明する。図１は、複数の電圧源を入力とする電力変換装置の回路図を示している。
【００１１】
直流電圧源a１１の負極と、直流電圧源b１２の負極を共通負極母線１６に接続する。共通負極母線１６とモータ２のU相３３、V相３４、W相３５の各相端子間には、一般的に知られているインバータの下アームと同様に、半導体スイッチ１０７a,１０８a,１０９aとダイオード１０７b,１０８b,１０９bの組を接続する。直流電圧源a１１の正極母線１５とモータ２の各相端子間とは、双方向の導通を制御可能な半導体スイッチ１０１a/１０１b,１０２a/１０２b,１０３a/１０３bでそれぞれ接続する。また、直流電圧源b１２の正極母線１７とモータ２の各相端子間にも双方向の導通を制御可能な半導体スイッチ１０４a/１０４b,１０５a/１０５b,１０６a/１０６bをそれぞれ接続する。
【００１２】
直流電圧源a１１の正極母線１５と共通負極母線１６の間には平滑コンデンサ１３を接続し、直流電圧源b１２の正極母線１７と共通負極母線１６の間にも平滑コンデンサ１４を接続する。
【００１３】
電力変換器３は、共通負極母線１６と直流電圧源a１１の正極母線１５と直流電圧源b１２の正極母線１７、以上の３つの電位をもとに、モータ２に印加する電圧を生成する直流−交流電力変換器である。各相に設けられた半導体スイッチが、交流モータの各相に出力する電圧を生成するスイッチ手段であり、電圧生成手段３を構成する。また前記半導体スイッチが前記複数の電位の中から択一的に接続し、その接続する時間の割合を変化させることで、モータに必要な電圧を供給する。
【００１４】
図２を用いて、制御装置４の構成を説明する。
トルク制御手段４１は、外部より与えられるトルク指令Te*とモータ回転速度ωから、交流モータのd軸電流の指令値id*とq軸電流の指令値iq*を演算する手段である。トルク制御手段４１では、予め作成されたTe*,ωを軸としたマップを参照し、id*,iq*を出力する。
電流制御手段４２では、d軸電流指令値id*,q軸電流指令値iq*と３相/dq変換４８からのd軸電流値id、q軸電流値iqとから、これらを実現するための電流制御を行う。この制御によって、三相交流の各相の電圧指令値vu*,vv*,vw*を出力する。
【００１５】
図３を用いて、電流制御手段４２の詳細について説明する。
電流制御器４２１では、トルク制御手段４１からのid*,iq*に３相/dq変換４８からのid,iqが追従するように、それぞれPI制御によるフィードバック制御を行って、d軸電圧指令値vd*、q軸電圧指令値vq*を出力する。ここで、id、iqは３相/dq変換手段４８により、電流センサで検出したＵ相電流iu、V相電流iv及びiu,ivから求めたW相電流iwを変換して求められる。ｄq/３相変換手段４２２は、dq軸電圧を３相電圧指令に変換する手段であり、dq軸電圧指令値vd*,vq*を入力とし、Ｕ相電圧指令値vu*、V相電圧指令値vv*、W相電圧指令値vw*を出力する。
【００１６】
図２に戻って、電力制御・変調率演算手段４５では、直流電圧源a１１と直流電圧源b１２から供給される電力の分配目標値（rto_pa,rto_pb）を用いて電力制御を行う。電力の
分配目標値は、直流電圧源a１１と直流電圧源b１２の電力の比率を意味しており、電源の出力効率を改善を向上させることを目的として、図示しない外部コントローラから与えられる。電力の分配目標値rto_pa,rto_pbは次の関係を持つ。
【００１７】
rto_pa＋rto_pb＝１
このため、一方の電力分配目標値が得られれば，上の関係から、もう一方の電力分配目標値を求めることができる。図２では、電力制御・変調率演算手段４５の入力としてrto_paのみを記しており、電力制御・変調率演算手段４５内部での演算によって、上式に基づいて、rto_pbを演算する。
【００１８】
図４を用いて、電力制御・変調率演算手段４５の詳細を説明する。
乗算器４５１aでは、vu*,vv*,vw*に、それぞれrto_paを乗じて、直流電圧源a１１側の電圧指令値であるvu_a*,vv_a*,vw_a*を演算する。以下、直流電圧源a１１から生成する電圧の指令を直流電圧源a１１分電圧指令、直流電圧源b１２から生成する電圧の指令を直流電圧源b１２分電圧指令と記す。
【００１９】
vu_a*= vu*・rto_pa
vv_a*= vv*・rto_pa
vw_a*= vw*・rto_pa
一方、直流電圧源b１２側の電圧指令値は、モータ電流制御の制御電圧から得られた電圧指令値vu*,vv*,vw*から、直流電圧源a１１側の電圧指令値vu_a*、vv_a*、vw_a*を減算器４５１bで減算して求める。
【００２０】
vu_b*= vu*−vu_a*
vv_b*= vv*−vv_a*
vw_b*= vw*−vw_a*
以下の変調率演算とＰＷＭパルス生成の説明はＵ相についてのみ行うが、Ｖ相、Ｗ相についても同様の操作を行う。
【００２１】
図４の変調率演算手段４５２はそれぞれ直流電圧源a１１の電圧Ｖdc_a、直流電圧源ｂ１２の電圧Ｖdc_bを入力し、正規格化した電圧指令である瞬時変調率指令mu_a*,mu_b*,mv_a*, mv_b*, mw_a*, 
mw_b*を生成する変調率演算手段である。
変調率演算手段４５２
図４における点線部は、変調率演算手段４５２であり、乗算器４５２a、４５２bによって構成されている。ここでは、Ｕ相の直流電圧源a１１分電圧指令ｖu_a*、直流電圧源b１２分電圧指令vu_b *をそれぞれの直流電圧の半分の値で正規化することで直流電圧源a１１分瞬時変調率指令ｍu_a*、直流電圧源b１２分瞬時変調率指令ｍu_b*を求める。
【００２２】
ｍu_a*＝ｖu_a*／(Ｖdc_a／２)
ｍu_b*＝ｖu_b*／(Ｖdc_b／２)
変調率補正手段４５３、変調率オフセット演算器４５４
図４における別の点線部は、変調率補正手段４５３である。この変調率補正手段では、得られた変調率を出力するために、PWM周期の時間幅を配分し、最終的な変調率指令値の演算を行う。
【００２３】
まず、変調率オフセット演算器４５４で電源電圧Vdc_a、Vdc_bとrto_paから、次の変調率オフセットma_offset０,mb_offset０を演算する。ここでrto_pbは、前記の式をもとに演算する。
【００２４】
rto_pb=１−rto_pa
得られた変調率オフセットma_offset０,mb_offset０は、加算器４５３aと４５３bで、それぞれ直流電圧源a１１分瞬時変調率指令mu_a*、直流電圧源b１２分瞬時変調率指令mu_b*と加算する。
【００２５】
最終的な変調率指令mu_a_c*、mu_b_c*を以下のように求める。
【００２６】
mu_a_c*= mu_a*+ma_offset*−１
mu_b_c*= mu_b*+mb_offset*−１
図２に戻り、PWMパルス生成手段４７では前記の分瞬時変調率指令とキャリアとを比較し、それに基づき各スイッチの動作を決定する手段であり、各スイッチに対して駆動信号を出力する。
図５はPWMパルス生成手段４７の構成を示したブロック図である。以下、各ブロックの動作の詳細を説明する。
PWMパルス生成手段４７
図６において、直流電圧源a１１用キャリアは、直流電圧源a１１の電圧Ｖdc_aから電圧パルスを出力するために、各スイッチを駆動するＰＷＭパルスを生成するためのノコギリ波キャリアであり、同様に、直流電圧源b１２用キャリアとしてノコギリ波を設ける。これら二つのノコギリ波キャリアは、上限が＋１、下限が―１の値をとり、位相差を持たない対称波形とする。
【００２７】
図５に記載の比較器４７１では、前記電力制御・変調率演算４５で得られた最終変調率指令mu_a_c*、mu_b_c*と、前記キャリアを比較し、さらにデッドタイムHdsを付加し、以下の各駆動信号を生成する。
【００２８】
図７をもとに、Ｕ相の各スイッチを駆動する信号を次のようにおく。
【００２９】
Ａ：直流電圧源a１１から出力端子の方向へ導通するスイッチの駆動信号
Ｂ：出力端子から負極の方向へ導通するスイッチの駆動信号
Ｃ：出力端子から直流電圧源a１１の方向へ導通するスイッチの駆動信号
Ｄ：直流電圧源b１２から出力端子の方向へ導通するスイッチの駆動信号
Ｅ：出力端子から直流電圧源b１２の方向へ導通するスイッチの駆動信号
ここで、駆動信号Ａ、Ｄは前記比較器４７１で生成された信号であるが、駆動信号Ｂ、Ｃ、Ｅはさらに論理回路４７２を経て生成する。
【００３０】
図７において、直流電圧源a１１から電圧パルスを出力する際のパルス生成方法について述べる。直流電圧源a１１からＰＷＭパルスを出力する際に、Ａをオンする必要がある。通常、図６の回路においては電流が流れる際に、Ｅはダイオードの代わりとして、交流モータを含む負荷から直流電圧源への電流経路を確保するために常にオンしているが、正極と正極の間に電位差があり、Ｖdc_a＞Ｖdc_bである時、ＡとＥがともにオンしていると、正極間を短絡する電流が流れることになるのでＡをオンするときにはＥをオフする必要がある。しかし、同時にＡをオンからオフへ、Ｅをオフからオンへ信号を切り換えた場合にも、Ａが完全にオフするまでに時間を要するため、Ｅのオン時と重なり、ともにオンする時間が生じ、短絡電流が流れ、この経路に設置された半導体スイッチの発熱量が増加する。このような発熱の増加を予防するために、駆動信号ＡとＥがともにオフする時間を経過した後に、Ｅをオフからオンへ切り換えるようにする。このように駆動信号に短絡防止時間（デッドタイム）付加したパルス生成を行う。
【００３１】
このＡとＥの駆動信号にデッドタイムを付加するのと同様に、ＤとＣにデッドタイムを付加し、さらに、正極と負極の短絡防止のためには、ＡとＢ、ＤとＢにデッドタイムを付加する。
【００３２】
図８を用いて、ＡとＥの駆動信号のデッドタイムを付加する方法を以下に説明する。
【００３３】
ここでは、最終的なEの駆動信号を出力する前に、信号E０をノコギリ波キャリアとの比較によって生成する。
【００３４】
デッドタイムを付加した駆動信号を生成するため、mu_a_c*から下方向にデッドタイム分オフセットしたmu_a_c_down*を次にように求める。
【００３５】
mu_a_c_down*=mu_a_c*−Hds
また、Aの駆動信号のオン時にデッドタイムを付加するために、m０*を次のように設定する。
【００３６】
m０*=１−Hds
キャリアとmu_a_c*,mu_a_c_down*,m０*の比較を行って、駆動信号ＡとＥ０を次のルールに従って求める。
【００３７】
mu_a_c_down*  ＜直流電圧源a１１用キャリア  ならばＡ=ＯＦＦ
mu_a_c_down* ≧直流電圧源a１１用キャリア  ならばＡ＝ＯＮ
mu_a_c*  ≦直流電圧源a１１用キャリア≦m０*  ならばＥ０＝ＯＮ
mu_a_c*  ＞直流電圧源a１１用キャリア        ならばＥ０＝ＯＦＦ
このように、駆動信号を生成することで、AとE０の間にはTdのデッドタイムを設けることができ、Eの駆動信号にE０を用いることで、正極間の短絡を防止することができる。
【００３８】
また、直流電圧源b１２から電圧パルスを出力する際のパルス生成方法は、直流電圧源a１１の場合と同様であり、次のmu_b_c_down*を求め、直流電圧源b１２用キャリアとの比較を行う。
【００３９】
mu_b_c_down*= mu_b_c*−Hds
キャリアとmu_b_c*, mu_b_c_down*, m０*の比較を行って、駆動信号ＤとC０を次のルールに従って求める。
【００４０】
mu_b_c_down*  ＜直流電圧源b１２用キャリア  ならばD=ＯＦＦ
mu_b_c_down* ≧直流電圧源b１２用キャリア ならばD＝ＯＮ
mu_b_c*  ≦直流電圧源b１２用キャリア≦m０*  ならばC０＝ＯＮ
mu_b_c*  ＞直流電圧源b１２用キャリア        ならばC０＝ＯＦＦ
このようにして、DとC０の間にもTｄのデッドタイムを設けることができ、Cの駆動信号にC０を用いることで、正極間の短絡を防止することができる。
【００４１】
図８に示す駆動信号Ｂは、図５・図９に示した論理回路４７２を用いて、比較器４７１で生成された信号Ｅ０とＣ０のＡＮＤから生成する。
【００４２】
B=E０・C０
図８に示したように、駆動信号AとDを見ると、それら信号は時間軸で接するようになり、直流電圧源a１１から出力される電圧パルスと直流電圧源b１２から出力される電圧パルスは、連続した電圧パルスになる。
【００４３】
本実施例のようにしてデッドタイムを付加した駆動信号を生成すると、駆動信号E０とC０が共にオフとなる区間が現れる。この駆動信号をE、Cにそのまま適用すると、モータから電源の方向へ電流が流れている場合、これらのスイッチが共にオフになる際に、モータのインダクタンスと電流の微分値によって、端子に電圧が発生する。このように半導体スイッチが共にオフとなる駆動信号を与える場合には、半導体スイッチの耐圧を、この電圧も想定した値のものを使用せざるを得ない。
【００４４】
本発明では、モータから直流電圧源の方向へ流れる経路を半導体スイッチのオン・オフ制御によって常に確保し、端子に発生する電圧を抑え、半導体スイッチのコスト低減を次のように図る。図５・図９において駆動信号E０、C０を補正し、EとCが同時にオフとならないように、補正する信号OVRと電源電圧の大小を判定する信号R_SWを生成し、E０、C０、OVR、R_SWの論理演算を行って駆動信号EとCを生成する。
【００４５】
図１０に示したように、信号OVRは、次のm_ovr*を設定し、直流電圧源a１１、直流電圧源b１２のキャリア双方と比較して生成する。
【００４６】
m_ovr*=−１＋２・Hds
直流電圧源b１２用キャリア≦m_ovr*
または  、
直流電圧源a１１用キャリア≦m_ovr*
このとき、OVR=ON
上記以外の条件の時に、OVR=OFF
このOVR信号は、E０とC０が同時にオフとなる区間を包含し、同時オフ時間以上にONとなるように生成する。
ここで、OVR・R_SWは便宜上ON・OFFと記しており、実際にOVRというスイッチをON・OFFさせるわけではない。
【００４７】
また、電源電圧の大小を判定する信号R_SWは、図２に示す電圧比較器４９で生成し、直流電圧源a１１の電圧Vdc_aと直流電圧源b１２の電圧Vdc_bを検出し、Vdc_b＞Vdc_aでR_SWをONとする。この判別の際にヒステリシスを設け、電圧センサの信号に重畳されたノイズによる判別信号の切り換えを防ぐ。ヒステリシス幅をVhsとすると、電圧判別信号は次に
ように生成する。
【００４８】
Vdc_b＞Vdc_a+Vhs  ならば  R_SW  OFFをONへ切り換え
Vdc_b＜Vdc_a−Vhs  ならば  R_SW  ONをOFFへ切り換え
ヒステリシス幅Vhsは、電圧信号のノイズの大きさを観測して決定するが、ノイズの影響が小さい場合には、ヒステリシスを設けなくともよい。
【００４９】
このようにして生成された信号を図５・図９の論理回路に入力し、駆動信号E、Cを生成する。R_SW信号とOVR信号との論理積を求め、この信号出力とE０との論理和をとってEとして出力する。一方で、R_SWも論理反転した信号と、OVR信号の論理積を求めた後に、C０と論理和を求めてCを出力する。
【００５０】
図１１においては、R_SW信号がONであるとき、すなわち、Vdc_b＞Vdc_aであるときに、この論理回路を通じて出力される駆動信号の一例である。この結果、CとEが同時にOFFすることはなく、モータから直流電源の方へ流れる経路を半導体スイッチのオン・オフ制御によって常に確保し、スイッチの端部に発生する電圧を抑え、半導体スイッチのコスト低減を図ることが可能となる。また、駆動信号AとEが同時にOnとなるが、Vdc_b＞Vdc_aの条件では、この経路は半導体スイッチによって阻止され、短絡電流は流れない。
【００５１】
同様に図１２においても、R_SW信号がOFFであるとき、すなわち、Vdc_b＜Vdc_aであるときのみ、駆動信号DとCが同時にONとなるが、Vdc_b＜Vdc_aの条件では短絡電流は流れない。
【００５２】
本実施例では、図１３に、位相差を持たない対称波形の２つのノコギリ波キャリアと変調率指令値から出力電圧パルスを生成した場合の実験結果を示す。図１３は、負極母線１６を基準としたときのU相の出力電圧である。出力電圧パルスは、直流電圧源a１１と直流電圧源b１２の出力を連続して出力できている。
【００５３】
また、パルスの指令信号を生成する際に、短絡防止を考慮した信号と同極性の極間短絡を許可した信号を生成し、同極性の極間短絡を認めることで、負荷から直流電源の方向へ流れる経路の開通時間を増やすことができ、負荷から直流電源の方向へ流れる経路を各相で確保することが可能になる。
【００５４】
さらにまた、同極性の極簡短絡を防止する場合と、許可する場合を選択して出力することで、短絡電流による回路素子の損失を防ぐと共に、電流の経路を確保することができる。
【００５５】
さらにまた、前記２種類の信号を選択して出力するときに、電源電圧の大小判別を行い出力することで、短絡電流による回路素子の損失を防ぐと共に、電流の経路を確保することができる。
【００５６】
さらにまた、電源電圧の大小判別を行い、同極性の極間短絡を許可したときに、過大な短絡電流が流れない経路の信号を選択して出力することで、短絡電流による回路素子の損失を防ぐと共に、電流の経路を確保することができる。
【００５７】
さらにまた、電圧の大小比較にヒステリシスを設けることで、電圧センサで検出した電圧信号に重畳されるノイズによる比較判別の頻繁な切り換えを防ぐことができ、スイッチのオン・オフ切り換えの損失を低減することができる。
【００５８】
従来、ノコギリ波キャリアの位相差を単純に０に設定した場合、スイッチのオン・オフは理論上同時に行われるが、デッドタイムの付加の仕方によっては、図７のようにスイッチDがオフした後にスイッチBに並列に接続したダイオード１０７bを電流が流れ、その後、スイッチAがオンしていた。このため、各スイッチには電源電圧分の電圧変化が生じている。スイッチDがオフするとき、また、スイッチAがオンするときにそれぞれのスイッチに生じる電圧変化はΔV=｜Vdc_b−Vdc_a｜となり、U相出力電圧パルスは図１４のようになっていた。
【００５９】
しかし、本発明によって、ノコギリ波キャリアを用いて、Aのオンパルスの立ち下りとDのオンパルスの立ち上がりにデッドタイムを付加した場合でも、短絡防止を行いつつ、図１３に示すような出力電圧パルスを連続させ電圧変化ΔVを小さくすることを可能とすることで、素子の電圧変化と通過する電流に依存するスイッチング損失、すなわち半導体素子の電力損失を低減することが可能となる。
【００６０】
このようにして駆動する電力変換器３は、直流電圧源a１１と直流電圧源b１２の電力配分を操作することが可能であり、直流電圧を調整するDCDCコンバータを用いずに、電源電力を配分制御することができる。このため、装置全体を小型化・高効率化することができるようになる。
【実施例２】
【００６１】
第２の実施例では、図２に示す、PWMパルス生成手段４７における実施例１との差異を以下に説明する。
【００６２】
図１５において、直流電圧源a１１用キャリアは、直流電圧源a１１の電圧Ｖdc_aから電圧パルスを出力するために、各スイッチを駆動するＰＷＭパルスを生成するためのノコギリ波キャリアであり、同様に、直流電圧源b１２用キャリアとしてノコギリ波を設ける。
これら二つのノコギリ波キャリアは、上限が＋１、下限が―１の値をとり、位相差を持つ対称波形とする。
【００６３】
図１６を用いて、ＡとＥの駆動信号にデッドタイムを付加する方法を以下に説明する。
【００６４】
ここでは、最終的なEの駆動信号を出力する前に、信号E０をノコギリ波キャリアとの比較によって生成する。
【００６５】
デッドタイムを付加した駆動信号を生成するため、mu_a_c#からデッドタイム分オフセットしたmu_a_c_up#を次にように求める。
【００６６】
mu_a_c_up#=mu_a_c#+Hds
ここで、Hdsはノコギリ波の振幅（底辺から頂点まで）Hsawと周期Tsaw、デッドタイムTdから次のように求める。
【００６７】
Hds=Td・Hsaw/Tsaw
また、図１７において、Aの駆動信号のオン時にデッドタイムを付加するために、m０#を次のように設定する。
【００６８】
m０#=−１+Hds
キャリアとmu_a_c#,mu_a_c_up#,m０#の比較を行って、駆動信号ＡとＥ０を次のルールに従って求める。
【００６９】
mu_a_c#  ≦直流電圧源a１１用キャリア            ならばＡ=ＯＦＦ
m０#   ≦直流電圧源a１１用キャリア＜mu_a_c#  ならばＡ＝ＯＮ
mu_a_c_up#  ≦直流電圧源a１１用キャリア            ならばＥ０＝ＯＮ
mu_a_c_up#  ＞直流電圧源a１１用キャリア            ならばＥ０＝ＯＦＦ
このように、駆動信号を生成することで、AとE０の間にはTdのデッドタイムを設けることができ、Eの駆動信号にE０を用いることで、正極間の短絡を防止することができる。
【００７０】
また、図７において、直流電圧源b１２から電圧パルスを出力する際のパルス生成方法
は、直流電圧源a１１の場合と同様であり、次のｍu_b_c_up#を求め、直流電圧源b１２用
キャリアとの比較を行う。
【００７１】
mu_b_c_up# = ｍu_b_c# ＋ Hds
キャリアとmu_b_c#,mu_b_c_up#,m０#の比較を行って、駆動信号ＤとＣ０を次のルールに従って求める。
【００７２】
mu_b _c#  ≦直流電圧源b１２用キャリア            ならばD=ＯＦＦ
m０#   ≦直流電圧源b１２用キャリア＜mu_b_c#   ならばＤ＝ＯＮ
mu_b_c_up#  ≦直流電圧源b１２用キャリア    ならばC０＝ＯＮ
mu_b_c_up#  ＞直流電圧源b１２用キャリア    ならばC０＝ＯＦＦ
このようにして、DとC０の間にもTｄのデッドタイムを設けることができ、Cの駆動信号にC０を用いることで、正極間の短絡を防止することができる。
【００７３】
図１６に示す駆動信号Ｂは、図５・図９に示す論理回路４７２を用いて、比較器４７１で生成された信号E０とC０のＡＮＤから生成する。
【００７４】
B=E０・C０
本実施例のように、デッドタイムを付加すると、AとDのオンパルスは連続しない。そこで、図１５・図１６のノコギリ波では、位相差をデッドタイムTd×２の時間相当を設定する。この結果直流電圧源a１１のキャリアの値が−１になる時間から、２Tdの時間を経過した後に、直流電圧源b１２のキャリアの値が１になる。このような位相差に設定すると、図１６に示したように、駆動信号AとDを見ると、それら信号は時間軸で接するようになり、直流電圧源a１１から出力される電圧パルスと直流電圧源b１２から出力される電圧パルスは、連続した電圧パルスになる。信号OVRは次のm_ovr#を設定し、図１７に示したように、直流電圧源a１１、直流電圧源b１２のキャリア双方と比較して生成する。
m_ovr#=−１+３・Hds
直流電圧源b１２用キャリア≦m_ovr#
または  、
直流電圧源a１１用キャリア≦m_ovr#
このとき、OVR=ON
上記以外の条件の時に、OVR=OFF
以降、第一の実施例と同様にしてパルスを生成し、電力変換器３を駆動する。
【００７５】
本実施例では、位相差を持つ対象波形の２つのノコギリ波キャリアと変調率指令値の比較によって出力電圧パルスを生成することで、出力電圧パルスの直流電圧源a１１と直流電圧源b１２の出力を連続して出力できている。
【００７６】
また、キャリアに少なくとも短絡防止時間の２倍の位相差を持たせることで、本実施例のようにAのオンパルスの立ち上がりとDのオンパルスの立ち下りにデッドタイムを設けても出力電圧パルスを連続的に生成することができる。これにより、半導体素子の電力損失を低減することが可能となる。
【実施例３】
【００７７】
第３の実施例では、図２に示す、PWMパルス生成手段４７における実施例１との差異を以下に説明する。
【００７８】
図１８において、直流電圧源a１１用キャリアは、直流電圧源a１１の電圧Ｖdc_aから電圧パルスを出力するために、各スイッチを駆動するＰＷＭパルスを生成するための三角波キャリアであり、同様に、直流電圧源b１２用キャリアとして三角波キャリアを設ける。
これら二つの三角波キャリアは、上限が＋１、下限が―１の値をとり、位相差を持つ。
図１９を用いて、ＡとＥの駆動信号のデッドタイムを付加する方法を以下に説明する。
【００７９】
デッドタイムを付加した駆動信号を生成するため、mu_a_c*からデッドタイム分オフセットしたmu_a_c_up*,mu_a_c_down*を次にように求める。
mu_a_c_up*=mu_a_c*+Hd
mu_a_c_down*=mu_a_c*-Hd
ここで、Hdは三角波キャリアの底辺から頂点までの振幅Htrと周期Ttr、デッドタイムTdから次のように求める。
【００８０】
Hd=２Td・Htr/Ttr
キャリアとmu_a_c*,mu_a_c_up*, mu_a_c_down*の比較を行って、駆動信号ＡとＥ０を次のルールに従って求める。
【００８１】
mu_a_c_down*  ≧直流電圧源a１１用キャリア      ならばＡ=ＯN
mu_a_c*        ≦直流電圧源a１１用キャリア     ならばＡ＝ＯFF
mu_a_c*  ≧直流電圧源a１１用キャリア            ならばＥ０＝ＯFF
mu_a_c_up*  ≦直流電圧源a１１用キャリア        ならばＥ０＝ＯN
このように、駆動信号を生成することで、AとE０の間にはTdのデッドタイムを設けることができ、Eの駆動信号にE０を用いることで、正極間の短絡を防止することができる。
【００８２】
また、図６において、直流電圧源b１２から電圧パルスを出力する際のパルス生成方法は、直流電圧源a１１の場合と同様であり、次のｍu_b_c_up* ,mu_b_c_down*を求め、図２０に示すように直流電圧源b１２用キャリアとの比較を行う。
【００８３】
mu_b_c_up* = ｍu_b_c* ＋ Hd
mu_a_c_down*= ｍu_b_c* ＋ Hd
キャリアとmu_b_c*,mu_b_c_up*, mu_a_c_down*の比較を行って、駆動信号ＤとＣ０を次のルールに従って求める。
【００８４】
mu_b_c_down*  ≧直流電圧源b１２用キャリア      ならばD=ＯN
mu_b_c*        ≦直流電圧源b１２用キャリア     ならばD＝ＯFF
mu_b_c*  ≧直流電圧源b１２用キャリア            ならばＥ０＝ＯFF
mu_b_c_up*  ≦直流電圧源b１２用キャリア        ならばC０＝ＯN
このようにして、DとC０の間にもTｄのデッドタイムを設けることができ、Cの駆動信号にC０を用いることで、正極間の短絡を防止することができる。
【００８５】
駆動信号Ｂは、図５・図９に示した論理回路４７２を用いて、比較器４７１で生成された信号Ｅ０とＣ０のＡＮＤから生成する。
【００８６】
B=E０・C０
図２１において、三角波キャリアの位相差Ttr_sは、直流電圧源b１２用キャリアが増加している区間において、直流電圧源b１２用キャリアとmu_b_c_up*とが一致する点に、直流電圧源a１１用キャリアの谷部が一致するように設定する。
【００８７】
本実施例のようにしてデッドタイムを付加した駆動信号を生成すると、駆動信号E０とC０が共にオフとなる区間が現れる。第１の実施例と同様に、駆動信号E０、C０を補正し、EとCが同時にオフとならないように、補正する信号OVRと電源電圧の大小を判定する信号R_SWを生成し、E０、C０、OVR、R_SWの論理演算を行って駆動信号EとCを生成する。
【００８８】
前記OVR信号を生成するために、次のmu_b_c_up２*を演算する。
【００８９】
mu_b_c_up２*=mu_b_c *+２Hd
これと、前記のmu_a_c_up*と二つのキャリアから、次のようなOVR信号を生成する。
【００９０】
直流電圧源a１１用キャリア≦mu_a_c_up*
かつ、
直流電圧源b１２用キャリア≦mu_b_c_up２*
ならば、  OVR=ON
上記以外の条件の時に、OVR=OFF
以降、R_SW信号を求め、図５・図９の論理回路を用いて第一の実施例と同様に駆動信号を演算する。図２２にVdc_b＞Vdc_aであるときの駆動信号CとEを、図２３にVdc_b＜Vdc_aであるときの駆動信号CとEを示す。
【００９１】
本実施例では、位相差を持つ二つの三角波キャリアと変調率指令値との比較によって、AとDのオンパルスの立ち上がりにそれぞれデッドタイムを設けても電圧源のオンパルスを連続的に生成することができる。これにより、半導体素子の電力損失を低減することが可能となる。
【実施例４】
【００９２】
第４の実施例では、図２に示す、PWMパルス生成手段４７における実施例１との差異を以下に説明する。図２４に示すノコギリ波キャリアを用いて出力電圧パルスを生成するが、PWM生成手段４７における位相差の設定と、演算が実施例１とは以下のように異なる。
【００９３】
図２４のノコギリ波キャリアでは、位相差をデッドタイムTd×２よりも大きなTdsの時間を設定する。図２４ではTds=Td×３の値を設定している。この結果、直流電圧源a１１のキャリアの値が−１になる時間から、Tdsの時間を経過した後に、直流電圧源b１２のキャリアの値が１になる。このような位相差に設定すると、図２４に示したように、駆動信号AとDを見ると、それら信号は時間軸で重なるようになり、直流電圧源a１１から出力される電圧パルスと直流電圧源b１２から出力される電圧パルスは、連続したパルスになる。
【００９４】
信号OVRは、次のm_ovr*を設定し、図２３に示したように、直流電圧源a１１、直流電圧源b１２のキャリア双方と比較して生成する。
【００９５】
m_ovr*=−１+４・Hds
直流電圧源b１２用キャリア≦m_ovr*
または、直流電圧源a１１用キャリア≦m_ovr*
このとき            OVR=ON
上記以外の時          OVR=OFF
以降、第１の実施例と同様にしてパルスを生成し、電力変換器３を駆動する。
【００９６】
本実施例では、位相差を持つ対称波形の２つのノコギリ波キャリアと変調率指令値の比較によって出力電圧パルスを生成し、駆動信号AとDを時間軸で重なるようにオンパルスを生成するため、スイッチAのオンが駆動信号に対して遅れを持つ場合でも、直流電圧源a１１から出力される電圧パルスと直流電圧源b１２から出力される電圧パルスは、連続した電圧パルスにすることができる。また、本実施例で得られる効果は、前記実施例１においては、少なくともデッドタイム分位相差を設けることで、また実施例２と実施例３においては、少なくともデッドタイム分さらに位相差を設けることで、A、Dのオンパルスは少なくともデッドタイム分重なるので同様の効果を得られる。これにより、半導体素子の電力損失を低減することが可能となる。
【実施例５】
【００９７】
第５の実施例では、第１実施例〜第４実施例の図４に変えて、図２５に示す変調率演算器４５ａを用いる。図４と同様の構成については図４と同じ番号を用いて説明を省略するが、図２５では新たに補正電圧演算器４６１を備えている。
【００９８】
補正電圧演算器４６１は電圧指令値vu_a*、vv_a*、vw_a*、vu_b*、vv_b*、vw_b*に補正電圧演算器４６１で演算したvu_a_dt、vv_a_dt、vw_a_dt、vu_b_dt、vv_b_dt、vw_b_dtを加算もしくは減算し、vu_a’、vv_a’、vw_a’、vu_b’、vv_b’、vw_b’を求める。当該vu_a’、vv_a’、vw_a’、vu_b’、vv_b’、vw_b’に基づいて変調率演算手段４５２にて瞬時変調率ｍu_a*、ｍv_a*、ｍw_a*、ｍu_b*、ｍv_b*、ｍw_b*を演算する。
【００９９】
補正電圧演算器４６１では図２６の表に基づいて表１に基づいて補正値を求めているが表１の補正式について、図２７、図２８を用いて説明する。
【０１００】
図２７、図２８は第１実施例〜第４実施例のいずれかから生成したＵ相の出力電圧パルスを示している。
【０１０１】
図２７はＶdc_b＞Ｖdc_a、図２８はＶdc_b＜Ｖdc_aであるときの、Ｕ相の各スイッチの駆動信号と、電源a,電源bから出力されるＵ相出力端子と負極母線の間の電圧をＶUNとし
て示している。
【０１０２】
デッドタイム期間中は、出力電流の向きによって電流経路が決定され、それに応じた電圧が出力される。ここで、一般的な電力変換器の電流符号の定義と同様に、電力変換器のＵ相出力端子から出力する方向を電流の正としている。
【０１０３】
また、デッドタイム時間を付加する前の駆動信号をスイッチAに対応するA０,スイッチDに対応するD０として示した。電流が正のとき、図３０３、図３０４ともに、デッドタイムが付加される前の駆動信号A０,D０に対して、電源aから出力されるパルス電圧、電源ｂから出力される電圧パルスは、それぞれデッドタイム時間Ｔｄ分短くなる。
【０１０４】
元の電圧指令ｖu_a*, ｖu_b*のときに、負極母線に対する出力電圧ｖun_a*,ｖun_b*は、キャリア周期区間での平均電圧指令となっているため、電源電圧Ｖdc_a, Ｖdc_bと、パルスの出力時間Ta,Tb、キャリア周波数Ｔｃとは次のような関係になる。
【０１０５】
ｖun_a* = Ｔa・Ｖdc_a / Ｔc
ｖun_b* = Ｔb・Ｖdc_b / Ｔc
これに対して、デッドタイムが付加された場合に、電流が正のときの電源aからの出力電圧ｖun_a, 電源bからのｖun_bは、
ｖun_a = (Ｔa−Ｔd)・Ｖdc_a / Ｔc
ｖun_b = (Ｔb−Ｔd)・Ｖdc_b / Ｔc
よって、電圧指令に対する出力電圧誤差Δｖu_a,Δｖu_bは
Δｖu_a =ｖun_a* −ｖun_a = Ｔd・Ｖdc_a / Ｔc
Δｖu_b =ｖun_b* −ｖun_b = Ｔd・Ｖdc_b / Ｔc
出力電流が負の場合、ＣとＥが同時にオンとなる時間では、電源電圧の低い経路へ電流が流れることになる。Ｖdc_b＞Ｖdc_aの条件下では、Ｃを通して電流は流れ、出力電圧はＣの接続された電源aの電圧Ｖdc_aとなる。
【０１０６】
よって、出力電圧ｖun_a, 電源bからのｖun_bは、
ｖun_a = (Ｔa−Ｔd)・Ｖdc_a / Ｔc
ｖun_b = (Ｔb＋Ｔd)・Ｖdc_b / Ｔc
出力電圧誤差Δｖu_a,Δｖu_bは
Δｖu_a =ｖun_a* −ｖun_a = Ｔd・Ｖdc_a / Ｔc
Δｖu_b =ｖun_b* −ｖun_b = −Ｔd・Ｖdc_b / Ｔc
このように、デッドタイム時間と電流の経路を確保するために設けたＯＶＲ信号の時間によって、電圧指令に対して出力電圧誤差となる。
【０１０７】
補正電圧演算器４６１では、電流の符号、電源電圧の大小関係を元に前述の出力電圧誤差の計算式を切り換えて、予め設定されたデッドタイム時間とキャリア周波数fc(=１/Tc)と電源電圧の大きさを用いて演算する。
【０１０８】
演算された出力電圧誤差をそれぞれの補正電圧として出力する。例えば、前述の例で、Ｖdc_b＞Ｖdc_a、Ｕ相電流指令値Iu*が負であるとき
vu_a_dt = Δｖu_a = Ｔd・Ｖdc_a / Ｔc
vu_b_dt = Δｖu_b = −Ｔd・Ｖdc_b / Ｔc
を出力する。同様に、Ｖ、Ｗ相も演算する。
【０１０９】
また、ここでは出力電流の符号を相電流指令値から判別している。相電流指令値はid*,iq*から３相への変換を演算することで得る。また、電流センサで検出した電流値を用い
て符号の判別を行っても良い。
【０１１０】
この計算式の電流の符号・電圧の大小からの切換は、表１を参照することによって行う。
【０１１１】
このようにして駆動する電力変換器３は、出力電圧の誤差を補償して、電源aと電源bの電力の分配目標値に追従させ、高精度に電力の分配をすることが可能になる。
【実施例６】
【０１１２】
第６実施例では第５実施例の表１に変えて、図２９に記載の表２を用いる。
【０１１３】
補正電圧演算器４６１の演算方法は、表２に示したように行う。
【０１１４】
例えば、Ｖdc_b＞Ｖdc_a、Ｕ相電流指令値Iu*が負であるとき
vu_a_dt = Δｖu_a = Ｋａ・Ｖdc_a 
vu_b_dt = Δｖu_b = −Ｋｂ・Ｖdc_b
から演算する。ここでＫａ，Ｋｂは、補正電圧を演算するためのゲインであり、予め実験的に出力電圧誤差が小さくなるように調整された値を用いる。
【０１１５】
このようにして補正電圧演算器を構成することにより、設定したデッドタイム時間と、スイッチングの遅れなどによって実際のデッドタイムに誤差が生じる場合などにも、出力電圧誤差を補償して、電源aと電源bの電力の分配目標値に追従させ、高精度に電力の分配をすることが可能になる。
【実施例７】
【０１１６】
第７の実施例では、第１実施例〜第４実施例の図４に変えて、図３０に示す変調率演算器４５ｂを用いる。図４と同様の構成については図４と同じ番号を用いて説明を省略するが、図３０では新たに補正変調率演算器４６２を備えている。
補正変調率演算器４６２は最終的な変調率指令mu_a_c*、mv_a_c*、mw_a_c*、mu_b_c*、mv_b_c*、mw_b_c*を求める前に補正電圧演算器４６１で演算したvu_a_dt、vv_a_dt、vw_a_dt、vu_b_dt、vv_b_dt、vw_b_dtを加算もしくは減算している。
補正変調率演算器４６２では図３１の表３に基づいて補正値を求めている
例えば、Ｒ＿ＳＷがＯＮのときにはＶdc_b＞Ｖdc_aであって、Ｕ相電流指令値Iu*が負であるとき
mu_a_dt = ２Δvu_a /Ｖdc_a = ２Ｔd / Ｔc
mu_b_dt = ２Δvu_b /Ｖdc_b = −２Ｔd / Ｔc
上述のように、補正変調率をデッドタイムとキャリア周波数から演算する。この演算はＲ＿ＳＷと電流指令値の符号を元に、表３のように計算式を切り換えて行う。
【０１１７】
演算した補正変調率mu_a_dt,mu_b_dtは、それぞれ次の演算を行って最終的な変調率の指令値ｍu_a_c*,ｍu_b_c*を求める。
【０１１８】
ｍu_a_c* =  ｍu_a* + ma_offset*−１ + mu_a_dt
ｍu_b_c* =  ｍu_b* + mb_offset*−１ + mu_b_dt
このように補正変調率を演算して、変調率演算を行う事で、出力電圧の誤差を補償することができ、電源aと電源bの電力の分配目標値に追従させ、高精度に電力の分配をすることが可能になる。
【実施例８】
【０１１９】
第８実施例では、第７実施例の表３に変えて表４を用いる。
【０１２０】
補正変調率演算器４６２の演算方法は、表４に示したように行う。
【０１２１】
Ｒ＿ＳＷがＯＮのときにはＶdc_b＞Ｖdc_aであって、Ｕ相電流指令値Iu*が負であるとき
mu_a_dt = Ｋa’
mu_b_dt = −Ｋb’
ここでＫａ’，Ｋｂ’は、補正電圧を演算するための値であり、予め実験的に出力電圧誤差が小さくなるように調整された値を用いる。
【０１２２】
このようにして補正変調率演算器を構成することにより、設定したデッドタイム時間と、スイッチングの遅れなどによって実際のデッドタイムに誤差が生じる場合などにも、出力電圧誤差を補償して、電源aと電源bの電力の分配目標値に追従させ、高精度に電力の分配をすることが可能になる。
【実施例９】
【０１２３】
第９の実施例では、第１〜第４実施例の図２に変えて図３２を用いる。図３２では図２に加えて分配目標値補正器４６３を備える。その他は第１〜第４実施例と同し為、説明を省略する。分配目標値補正器４６３は、分配目標値rto_paを入力とし、補正した分配目標値rto_paを出力する。この補正目標値の演算は、図３３に示したグラフのような関数から導出し、補正値の大きさは電源電圧の大小関係によって異なる。この補正値は、出力電圧の誤差によって生じる電力配分誤差を予め実験的に測定しておくことで得る。
【０１２４】
このようにして電力の分配目標値を補正して電力分配を行い、電圧の配分を行う事で、電源の電源aと電源bの電力の分配目標値に追従させ、高精度に電力の分配をすることが可能になる。
【実施例１０】
【０１２５】
第１０の実施例では、実施例１の図２に示す電圧比較器４９に変えて、図３５に示す電圧比較器４９を用いる。なお、実施例１に記載されている記号の説明は省略する。電圧比較器４９は、電圧値保持器４９１、４９２と比較器４９３とを備える。電圧値保持器４９１、４９２は、図３８に示す時刻Ｔ０で信号ＯＶＲ（オーバーラップ時間に相当する）＝ＯＮの入力があった時点（オーバーラップ時間の開始時に相当する）での電源電圧の電圧値Ｖｄｃ＿ａ、Ｖｄｃ＿ｂを、図38に示す時刻Ｔ２で信号ＯＶＲ＝ＯＮの入力が解除されるまで保持し、その値をＶｄｃ＿ａ’、Ｖｄｃ＿ｂ’として比較器４９３に出力する。また、電圧値保持器４９１、４９２は、信号ＯＶＲ＝ＯＮでないときは、入力される電圧値Ｖｄｃ＿ａ、Ｖｄｃ＿ｂをＶｄｃ＿ａ’、Ｖｄｃ＿ｂ’として比較器４９３に出力する。なお、図３８の詳細は後述する。
【０１２６】
比較器４９３は、電圧値Ｖｄｃ＿ａ’、Ｖｄｃ＿ｂ’を比較し、その結果を以下のように出力する。
【０１２７】
Ｖｄｃ＿ｂ’＞Ｖｄｃ＿ａ’ならばＲ＿ＳＷ＝ＯＮを出力し、
Ｖｄｃ＿ｂ’＜Ｖｄｃ＿ａ’ならばＲ＿ＳＷ＝ＯＦＦを出力し、
Ｖｄｃ＿ｂ’＝Ｖｄｃ＿ａ’ならばＲ＿ＳＷは回生可能な電源へ優先的に電流経路を確保するよう決定する。そして、以上の出力を図９の論理回路に入力する。
【０１２８】
ここで、図３８を参照し本実施例の効果を詳細に説明する。
【０１２９】
なお、以下説明する上で、本実施例は図９に示す論理演算を基本とし、電圧値Ｖｄｃ＿ａ、Ｖｄｃ＿ｂの大小を比較し、高電圧側の直流電圧源に負荷から導通させるスイッチに対応する駆動信号に、信号ＯＶＲを付加することを前提とする。
【０１３０】
図３８は、実施例１における図１１を基にしており、駆動信号E0、C0（第３のＰＷＭまたは第４のＰＷＭパルスに相当する）のうち低電圧側の駆動信号C0は、変更することなく最終的な駆動信号Cとし、また、高電圧側の駆動信号E0は、駆動信号E0に信号ＯＶＲを付加し最終的な駆動信号E（第５のＰＷＭまたは第６のＰＷＭパルスに相当する）としている。
【０１３１】
すなわち、駆動信号E0、C0のうち、低電圧側の駆動信号はC0をそのまま最終的な駆動信号Cとし、高電圧側の駆動信号はE0のオン時間をオーバーラップ時間が経過するまで延長し最終的な駆動信号Eとしている。
【０１３２】
図３８において、例えば時刻Ｔ０から時刻Ｔ２の間（第５のPWMパルスのオン時間継続中、第６のPWMパルスのオン時間継続中に相当する）で、ある時刻Ｔ１（一点鎖線）に、電圧値Ｖｄｃ＿ａ、Ｖｄｃ＿ｂの大小が入れ替わると、信号ＯＶＲの付加先がE0からC0に変更し、時刻Ｔ１から時刻Ｔ２のE0のオン時間延長分が短縮され、その短縮分C0のオン時間が延長される。このような状態が生じると、駆動信号E'、C'のように、駆動信号E、Cが変化してしまう。なお、E'、C'は問題点を説明する上で設定した駆動信号である。
【０１３３】
このように時刻Ｔ０から時刻Ｔ２の間で、電圧値Ｖｄｃ＿ａ、Ｖｄｃ＿ｂの大小に変更が生じると、その時刻Ｔ１から信号ＯＶＲの付加先が駆動信号E0とC0との間で入れ替わり、その入れ替わりの際に駆動信号E'の立ち下がりと駆動信号C'の立ち上がりが同時に生じてしまう。
【０１３４】
通常、駆動信号E、CにはスイッチE、Cの応答性、すなわち駆動信号に対する半導体素子の応答遅れを考慮し、予めデッドタイムを設定しているため、駆動信号E、Cのオン・オフ切り換えに対しスイッチE、Cの応答に遅れが生じても、スイッチE、Cのいずれか一方は必ずオンする状態を確保できるようにしている。つまり、負荷からいずれか一方の直流電圧源への経路（還流経路）を必ず確保することができる。
【０１３５】
しかし、上述する駆動信号E'、C'のように、時刻Ｔ１で駆動信号の同時切り換えが生じると、スイッチE、Cの応答の遅れにより、スイッチE、Cの同時オフが生じてしまう。つまり、負荷から直流電圧源への経路（還流経路）を確保できない状態を招いてしまう。
【０１３６】
そこで、本実施例では、時刻Ｔ０で一旦オーバーラップ時間が高電圧側の駆動信号E0のオン時間に付加されると、時刻Ｔ０から時刻Ｔ２の間で、時刻Ｔ１で電圧値Ｖｄｃ＿ａ、Ｖｄｃ＿ｂの大小が入れ替わったとしても、時刻Ｔ０でオーバーラップ時間の付加を開始した時点での電圧値Ｖｄｃ＿ａ、Ｖｄｃ＿ｂを比較器４９３に入力するようにする。これにより、オーバーラップ時間が継続している間は常にオーバーラップ時間を駆動信号E0のオン時間に付加しつづけるようにし駆動信号Eのオン時間を維持する。
【０１３７】
こうすることで、負荷から直流電圧源への経路（還流経路）確保することを可能とする。なお、本実施例においては、図１１を基に説明したが、上記制御を適用することで図１２においても同様の効果を得る。
【０１３８】
本実施例に記載の発明は、電力変換器に接続された複数電源の電圧値がノイズを超える大きな変動をするような運転状況下であっても、不要なスイッチ切り換えを防止し、負荷から直流電源の方向へ流れる経路すなわち還流経路を各相で確保することが可能になる。また、このような電圧の比較を行うことにより、短絡時に過大な電流が流れない経路のスイッチをオンさせることができる。これにより、素子にかかる電圧の急峻な変動を抑えることができ、低耐圧素子選定が可能となることで装置全体の小型化、高効率化が可能となる。
【実施例１１】
【０１３９】
第１１の実施例では、実施例１０との差異のみ説明する。
【０１４０】
図３５に示す電圧比較器４９に変えて図３６に示す電圧比較器４９を用いる。本実施例における電圧比較器４９は、比較器４９３のみを備えるが、比較器４９３での比較の方法が実施例１０と異なる。
【０１４１】
比較器４９３は、図３８に示す時刻Ｔ０で信号ＯＶＲ（オーバーラップ時間に相当する）＝ＯＮの入力があった時点（オーバーラップ時間の開始時刻の相当する）での電圧値Ｖｄｃ＿ａ、Ｖｄｃ＿ｂの値を比較し、その比較結果を図３８に示す時刻Ｔ２で信号ＯＶＲ＝ＯＮの入力が解除されるまで保持し、その結果をＲ＿ＳＷとして出力する。上記の期間（時刻Ｔ０〜時刻Ｔ２）以外では、随時電源電圧値を比較し、結果を出力する。出力信号は以下のとおりである。
【０１４２】
Ｖｄｃ＿ｂ＞Ｖｄｃ＿ａならばＲ＿ＳＷ＝ＯＮを出力し、
Ｖｄｃ＿ｂ＜Ｖｄｃ＿ａならばＲ＿ＳＷ＝ＯＦＦを出力し、
Ｖｄｃ＿ａ＝Ｖｄｃ＿ｂならばＲ＿ＳＷは回生可能な電源に優先的に経路を確保するよう決定する。なお、本実施例ではＲ＿ＳＷ＝ＯＦＦを出力することとする。そして以上の出力を図９に示す論理回路に入力する。
【０１４３】
本実施例では、時刻Ｔ０で一旦オーバーラップ時間が高電圧側の駆動信号E0のオン時間に付加されると、時刻Ｔ０から時刻Ｔ２の間（第５のPWMパルスのオン時間継続中、第６のPWMパルスのオン時間継続中に相当する）で、時刻Ｔ１で電圧値Ｖｄｃ＿ａ、Ｖｄｃ＿ｂの大小が入れ替わったとしても、時刻Ｔ０でオーバーラップ時間の付加を開始した時点での電源電圧Ｖｄｃ＿ａ、Ｖｄｃ＿ｂの比較結果に基づきＲ＿ＳＷを出力するようにする。これにより、オーバーラップ時間が継続している間は常にオーバーラップ時間を駆動信号E0のオン時間に付加しつづけるようにし駆動信号Eのオン時間を維持する。
【０１４４】
こうすることで、負荷から直流電圧源への経路（還流経路）確保することを可能とする。なお、本実施例においては、図１１を基に説明したが、上記制御を適用することで図１２においても同様の効果を得る。
【０１４５】
本実施例に記載の発明は、電力変換器に接続された複数電源の電圧値がノイズを超える大きな変動をするような運転状況下であっても、不要なスイッチ切り換えを防止し、負荷から直流電源の方向へ流れる経路すなわち還流経路を各相で確保することが可能になる。また、このような電圧の比較を行うことにより、短絡時に過大な電流が流れない経路のスイッチをオンさせることができる。これにより、素子にかかる電圧の急峻な変動を抑えることができ、低耐圧素子選定が可能となることで装置全体の小型化、高効率化が可能となる。
【実施例１２】
【０１４６】
第１２の実施例では、図９に示す論理回路に変えて図３７に示す論理回路を用いる。なお、図３７は、電圧比較器４９を含めた図となっている。
【０１４７】
本実施例における論理回路は、信号ＯＶＲ（オーバーラップ時間に相当する）付加先選択器５０を備える。なお、下記説明の通り、電圧比較器４９における比較は、基本的には実施例１と同様である。
【０１４８】
電圧比較器４９は、電圧値Ｖｄｃ＿ａ、Ｖｄｃ＿ｂを比較し、その結果をＲ＿ＳＷとして以下のように出力する。
Ｖｄｃ＿ｂ＞Ｖｄｃ＿ａならばＲ＿ＳＷ＝ＯＮを出力し、
Ｖｄｃ＿ｂ＜Ｖｄｃ＿ａならばＲ＿ＳＷ＝ＯＦＦを出力し、
Ｖｄｃ＿ｂ＝Ｖｄｃ＿ａならばＲ＿ＳＷは回生可能な電源に優先的に経路を確保するよう決定する。なお本実施例ではＲ＿ＳＷ＝ＯＦＦを出力することとする。
【０１４９】
信号ＯＶＲ付加先選択器５０は、図３８に示す時刻Ｔ０で信号ＯＶＲ＝ＯＮの入力があった時点（オーバーラップ時間の開始時刻に相当する）でのＲ＿ＳＷ信号を参照し、信号ＯＶＲ付加先を決定する。また、図３８に示す時刻Ｔ２で信号ＯＶＲ＝ＯＮの入力が解除されるまで、信号ＯＶＲ＝ＯＮの入力があった時点(時刻Ｔ０)での信号ＯＶＲ付加先を変更しない。信号ＯＶＲ付加先は以下の通りに決定する。
Ｒ＿ＳＷ＝ＯＮならばスイッチ駆動信号Ｅ０にＯＶＲを付加する。
【０１５０】
Ｒ＿ＳＷ＝ＯＦＦならばスイッチ駆動信号Ｃ０にＯＶＲを付加する。
【０１５１】
本実施例では、実施例１０に記載の問題を未然に防ぐように、時刻Ｔ０で一旦オーバーラップ時間が高電圧側の駆動信号E0のオン時間に付加されると、時刻Ｔ０から時刻Ｔ２の間（第５のPWMパルスのオン時間継続中、第６のPWMパルスのオン時間継続中に相当する）で、時刻Ｔ１で電圧値Ｖｄｃ＿ａ、Ｖｄｃ＿ｂの大小が入れ替わったとしても、時刻Ｔ０でオーバーラップ時間の付加を開始した時点でのオーバーラップ時間の付加先を変更しないようにする。これにより、オーバーラップ時間が継続している間は常にオーバーラップ時間を駆動信号E0のオン時間に付加しつづけるようにし駆動信号Eのオン時間を維持する。
【０１５２】
こうすることで、負荷から直流電圧源への経路（還流経路）確保することを可能とする。なお、本実施例においては、図１１を基に説明したが、上記制御を適用することで図１２においても同様の効果を得る。
【０１５３】
本実施例に記載の発明は、電力変換器に接続された複数電源の電圧値がノイズを超える大きな変動をするような運転状況下であっても、不要なスイッチ切り換えを防止し、負荷から直流電源の方向へ流れる経路すなわち還流経路を各相で確保することが可能になる。また、このような電圧の比較を行うことにより、短絡時に過大な電流が流れない経路のスイッチをオンさせることができる。これにより、素子にかかる電圧の急峻な変動を抑えることができ、低耐圧素子選定が可能となることで装置全体の小型化、高効率化が可能となる。
（参考例）
図３９は図７における直流電圧源a１１および直流電圧源ｂ１２を三相交流電源ｃ１３に変更し、下アームダイオード１０７ｂを半導体スイッチ１０７ｂ'に変更した、多相インバータの一相分を取り出した図である。このような三相交流電源ｃ１３を用いた場合においても、負荷から電源への電流経路を変更する際に、第１０実施例〜第１２実施例を適応させることで還流経路のオン時間を確実に確保することができる。これにより、素子にかかる電圧の急峻な変動を抑えることができ、低耐圧素子選定が可能となることで装置全体の小型化、高効率化が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【０１５４】
【図１】実施例１における電力変換器の構成
【図２】電力変換装置
【図３】電流制御４２の詳細を示すブロック図
【図４】電力制御・変調率演算手段４５の詳細を示すブロック図
【図５】PWMパルス生成手段４７の詳細を示すブロック図
【図６】実施例１のPWMパルス生成手段で用いる位相差を持たないノコギリ波キャリア
【図７】図１からU相のみを抜き出した構成図
【図８】実施例１の電圧指令値とノコギリ波キャリアとの比較による駆動信号生成例
【図９】スイッチの駆動信号を処理する論理回路
【図１０】実施例１におけるOVR信号の生成例
【図１１】電源電圧源の大小比較に基づく、駆動信号EとCの生成例
【図１２】電源電圧源の大小比較に基づく、駆動信号EとCの生成例
【図１３】本実施例における連続した出力電圧波形
【図１４】本実施例適用前の連続していない出力電圧波形
【図１５】実施例２のPWMパルス生成手段で用いる位相差を持つノコギリ波キャリア
【図１６】実施例２の電圧指令値とノコギリ波キャリアとの比較による駆動信号生成例
【図１７】実施例２におけるOVR信号の生成例
【図１８】実施例３のPWMパルス生成手段で用いる位相差を持つ三角波キャリア
【図１９】電圧指令値と三角波キャリアとの比較による駆動信号AとE０のパルス生成
【図２０】電圧指令値と三角波キャリアとの比較による駆動信号DとC０のパルス生成
【図２１】実施例３で用いる三角波キャリアの位相差の設定を示す図
【図２２】電源電圧源の大小比較に基づく、駆動信号EとCの生成例
【図２３】電源電圧源の大小比較に基づく、駆動信号EとCの生成例
【図２４】実施例４の電圧指令値とノコギリ波キャリアとの比較による駆動信号生成例
【図２５】実施例５の電力制御・変調率演算手段４５の詳細を示すブロック図
【図２６】実施例５の補正電圧演算器のテーブル
【図２７】Ｕ相の出力電圧パルスの生成例１
【図２８】Ｕ相の出力電圧パルスの生成例２
【図２９】実施例６の補正電圧演算器のテーブル
【図３０】実施例７の電力制御・変調率演算手段４５の詳細を示すブロック図
【図３１】実施例７の補正変調率演算器のテーブル
【図３２】実施例８の補正変調率演算器のテーブル
【図３３】実施例９の電力変換装置
【図３４】実施例９の分配目標値補正器のグラフ
【図３５】実施例１０における電圧比較器４９
【図３６】実施例１１における電圧比較器４９
【図３７】実施例１２におけるスイッチの駆動信号を処理する論理回路
【図３８】電源電圧源の大小比較に基づく、駆動信号EとCの生成例
【図３９】参考例におけるU相のみの構成図
【図１】
0004752736.tif 000002
【図２】
0004752736.tif 000003
【図３】
0004752736.tif 000004
【図４】
0004752736.tif 000005
【図５】
0004752736.tif 000006
【図６】
0004752736.tif 000007
【図７】
0004752736.tif 000008
【図８】
0004752736.tif 000009
【図９】
0004752736.tif 000010
【図１０】
0004752736.tif 000011
【図１１】
0004752736.tif 000012
【図１２】
0004752736.tif 000013
【図１３】
0004752736.tif 000014
【図１４】
0004752736.tif 000015
【図１５】
0004752736.tif 000016
【図１６】
0004752736.tif 000017
【図１７】
0004752736.tif 000018
【図１８】
0004752736.tif 000019
【図１９】
0004752736.tif 000020
【図２０】
0004752736.tif 000021
【図２１】
0004752736.tif 000022
【図２２】
0004752736.tif 000023
【図２３】
0004752736.tif 000024
【図２４】
0004752736.tif 000025
【図２５】
0004752736.tif 000026
【図２６】
0004752736.tif 000027
【図２７】
0004752736.tif 000028
【図２８】
0004752736.tif 000029
【図２９】
0004752736.tif 000030
【図３０】
0004752736.tif 000031
【図３１】
0004752736.tif 000032
【図３２】
0004752736.tif 000033
【図３３】
0004752736.tif 000034
【図３４】
0004752736.tif 000035
【図３５】
0004752736.tif 000036
【図３６】
0004752736.tif 000037
【図３７】
0004752736.tif 000038
【図３８】
0004752736.tif 000039
【図３９】
0004752736.tif 000040