(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直交周波数分割多重方式の信号を送受信し、通信先と通信する無線通信装置において、
上記通信先から受信した受信信号の各サブキャリアの信号レベルを計測する計測手段と、
上記計測手段で計測された上記受信信号の各サブキャリアの信号レベルに基づいて上記通信先が上記信号を受信した際の各サブキャリアの予測信号レベルを算出し、当該予測信号レベルと上記信号の変調方式とに基づいて算出される全サブキャリアの合計の相互情報量が、各チャネルの送信電力の増減比率の平均値を一定とする制約条件下で極大となるときの各サブキャリアの送信電力の増減比率を算出する算出手段と、
上記算出手段で算出された各サブキャリアの送信電力の増減比率を含む送信パラメータを制御する送信パラメータ制御手段と
を備える無線通信装置。
【請求項２】
上記算出手段は、下記（１）式より、上記送信電力の増減比率Ｐｔｉが０となるサブキャリアｉを特定し、それ以外のサブキャリアｉの予測信号レベルγｉを用いて、下記（１）式を再計算し、上記信号の各サブキャリアｉの送信電力の増減比率Ｐｔｉを算出する請求項１記載の無線通信装置。
【数１】
0004752523.tif 000016
ここで、Ｍはコンスタレーション数、及びｍＭ、ｈＭはそれぞれＭに依存する係数である。
【請求項３】
上記計測手段は、上記通信先から受信した受信信号のパケット誤り率を計測し、
上記算出手段は、上記計測手段で計測されたパケット誤り率と上記通信先が上記信号を受信した際の予測パケット誤り率との比較結果に基づいて平均信号減衰量を補正し、当該平均減衰量に基づいて上記予測信号レベルを補正する請求項１記載の無線通信装置。
【請求項４】
上記算出手段は、上記計測手段で計測された上記信号レベル又は上記パケット誤り率を用いて、上記信号の電力増幅率、変調方式及び誤り訂正符号率を算出する請求項３記載の無線通信装置。
【請求項５】
直交周波数分割多重方式の信号を送受信し、通信先と通信する無線通信装置において、
上記通信先から受信した受信信号の各サブキャリアの信号レベルを計測する計測手段と、
上記計測手段で計測された上記受信信号の各サブキャリアの信号レベルに基づいて上記通信先が上記信号を受信した際の各サブキャリアの予測信号レベルを算出し、当該予測信号レベルに基づいて閾値を算出し、当該閾値と上記予測信号レベルとの比較結果に基づいて上記信号の各サブキャリアの送信電力の増減比率を算出する算出手段と、
上記算出手段で算出された各サブキャリアの送信電力の増減比率を含む送信パラメータを制御する送信パラメータ送信制御手段とを備え、
上記計測手段は、上記通信先から受信した受信信号のパケット誤り率を計測し、
上記算出手段は、上記計測手段で計測されたパケット誤り率と上記通信先が上記信号を受信した際の予測パケット誤り率との比較結果に基づいて平均信号減衰量を補正し、当該平均減衰量に基づいて上記予測信号レベルを補正する無線通信装置。
【請求項６】
上記算出手段は、上記予測信号レベルが上記閾値より小さいサブキャリアの送信電力を０とし、それ以外のサブキャリアの受信電力を均一とするように各サブキャリアの送信電力の増減比率を算出する請求項５記載の無線通信装置。
【請求項７】
上記算出手段は、上記計測手段で計測された上記信号レベル又は上記パケット誤り率を用いて、上記信号の電力増幅率、変調方式及び誤り訂正符号率を算出する請求項５記載の無線通信装置。
【請求項８】
直交周波数分割多重方式の信号を送受信し、通信先と通信する無線通信方法において、
上記通信先から受信した受信信号の各サブキャリアの信号レベルを計測する計測工程と、
上記計測工程で計測された上記受信信号の各サブキャリアの信号レベルに基づいて上記通信先が上記信号を受信した際の各サブキャリアの予測信号レベルを算出し、当該予測信号レベルと上記信号の変調方式とに基づいて算出される全サブキャリアの合計の相互情報量が、各チャネルの送信電力の増減比率の平均値を一定とする制約条件下で極大となるときの各サブキャリアの送信電力の増減比率を算出する算出工程と、
上記算出工程で算出された各サブキャリアの送信電力の増減比率を含む送信パラメータを制御する送信パラメータ制御工程と
を有する無線通信方法。
【請求項９】
直交周波数分割多重方式の信号を送受信し、通信先と通信する無線通信方法において、
上記通信先から受信した受信信号の各サブキャリアの信号レベルを計測する計測工程と、
上記計測工程で計測された上記受信信号の各サブキャリアの信号レベルに基づいて上記通信先が上記信号を受信した際の各サブキャリアの予測信号レベルを算出し、当該予測信号レベルに基づいて閾値を算出し、当該閾値と上記予測信号レベルとの比較結果に基づいて各サブキャリアの送信電力の増減比率を算出する算出工程と、
上記算出工程で算出された各サブキャリアの送信電力の増減比率を含む送信パラメータを制御する送信パラメータ送信制御工程とを有し、
上記計測工程では、上記通信先から受信した受信信号のパケット誤り率を計測し、
上記算出工程では、上記計測工程で計測されたパケット誤り率と上記通信先が上記信号を受信した際の予測パケット誤り率との比較結果に基づいて平均信号減衰量を補正し、当該平均減衰量に基づいて上記予測信号レベルを補正する無線通信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直交周波数分割多重方式（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：ＯＦＤＭ）の無線通信装置及び方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇに代表される無線ＬＡＮ（Local Area Network）、また、ＩＥＥＥ８０２．１６、すなわちＷｉＭａｘ等、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）変調技術を搭載した通信機器が多く普及してきている。その多くは、バッテリー駆動型端末に搭載されているために、消費電力を必要最低限に抑えつつ、通信品質の安定化と高スループット化を同時に確保することが求められている。
【０００３】
このように相反する要件を実現するための技術として、送信電力の適応制御が注目されている。もっとも単純化した例としては、送受信端末対の伝送距離が短い場合には小電力で通信を行い、距離が大きくなるに従って必要な量だけ送信電力を追加し、送信電力を必要最小限に抑えるような方法が挙げられる。
【０００４】
実際の無線伝送路上には、壁や地面等の様々な反射物に起因されるマルチパスが存在し、周波数選択性フェージングが生じている。具体的な例を図９に示すと、ある周波数帯について均一な電力密度で送信電力を発信した場合、マルチパスによる多数の遅延波が原因で、受信スペクトラムにおいて電力密度の均一性が失われる。
【０００５】
フェージング現象がＯＦＤＭに与える影響を考えると、ＯＦＤＭは多数の狭帯域キャリア（以下、サブキャリア）で構成されているので、各サブキャリア間の信号減衰量に差異が生じることになる。そのため、各サブキャリア間の誤り特性にばらつきが生じ、全てのサブキャリアについてエラーフリーな状態を保つのは困難となる。
【０００６】
そこで、より受信感度を上げるために、送信電力を追加するか、よりエラー耐性の良い変調方式を選択し直すか、誤り符号化率の調整をするかの対処が必要になるが、いずれの場合も、消費電力の増加または周波数効率の低減を強いることとなる。
【０００７】
特許文献１には、受信側において各サブキャリアの受信レベルのばらつきが少なくなるように、送信側で各サブキャリアの送信電力の増加減制御を行い、それでも所望の受信品質が得られない場合は、全ての送信電力について均一に送信電力を追加する方法が提案されている。
【０００８】
また、特許文献２には、マルチキャリア通信において、ノイズの少ないキャリアに多くの送信電力および送信ビットを割り振り、ノイズの多いキャリアについては送信電力を抑えて送信ビット数を削減する方法が提案されている。
【０００９】
さらに、特許文献３には、マルチキャリア通信において、注水定理に基づいて、信号電力とノイズ電力の和が一定となるように、Ｓ／Ｎ比が高いキャリアについては多くの電力を割り振り、逆にＳ／Ｎ比が低いキャリアには少ない電力を割り振る方法が提案されている。また、この特許文献３では、周波数軸だけでなく、時間軸においても同様の定理にしたがって最適電力配分を行っている。
【００１０】
この特許文献２及び特許文献３の共通点は、各送信電力を最適配分し、全サブキャリアの合計チャネル容量の最大化することによって、全サブチャネルについての送信可能なビット数を最大化することである。つまり、全体の送信電力に一定とした場合であっても、この特許文献２及び特許文献３の方法を用いることによって、単位周波数および単位時間あたりの送信電力配分について最適化制御を行い、スループットを増加させることが可能になる。
【００１１】
【特許文献１】特開２００５−４５５０５号公報
【特許文献２】特開２００１−１８６１０２号公報
【特許文献３】特開２００４−２６６５８５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
ところが、実際のマルチパス伝送路には、ディープフェージングと呼ばれる大きな信号減衰量を持った帯域が存在することがある。したがって、上記特許文献１の方法では、ディープフェージングによって悪化したサブチャネルも含めて全ての受信電力のばらつきを小さくするので、多くの送信電力がこの大きく信号減衰されたサブチャネルへの充当に割り当てられることになる。さらに、多くの通信システムは誤り訂正能力を有していることから、これらディープフェージングによって生じる誤りビットが誤り訂正符号によって修正される場合を考えると、これらの割り増しされたサブキャリアの送信電力は不要に費やされたことになる。
【００１３】
また、現行の無線ＬＡＮの通信規格では、サブキャリアごとに異なったビット数を割り当てることは許されていないため、サブキャリア毎にチャネル容量に見合った最適なビット割り当てをすることができない。さらに、上記特許文献２及び特許文献３が想定する通信システムでは、現行の無線通信の通信品質を確保するための技術として、重要な役割を負っている誤り訂正符号が与える誤り率特性への影響が考慮されていない。したがって、無線ＬＡＮの現行のシステムにおいて、上述のようなチャネル容量の最大化制御は、スループットの最大化および誤り率特性の改善のための最良な方法ではない。
【００１４】
本発明は、これらの問題点を鑑みてなされたものであり、周波数選択性フェージング環境において、送信電力を増加させずにパケット誤り率を改善することができる無線通信装置及び方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
上述した課題を解決するために、本発明は、直交周波数分割多重方式の信号を送受信し、通信先と通信する無線通信装置において、上記通信先から受信した受信信号の各サブキャリアの信号レベルを計測する計測手段と、上記計測手段で計測された上記受信信号の各サブキャリアの信号レベルに基づいて上記通信先が上記信号を受信した際の各サブキャリアの予測信号レベルを算出し、当該予測信号レベルと上記信号の変調方式とに基づいて算出される全サブキャリアの合計の相互情報量が、各チャネルの送信電力の増減比率の平均値を一定とする制約条件下で極大となるときの各サブキャリアの送信電力の増減比率を算出する算出手段と、上記算出手段で算出された各サブキャリアの送信電力の増減比率を含む送信パラメータを制御する送信パラメータ制御手段とを備えることを特徴としている。
【００１６】
また、本発明は、直交周波数分割多重方式の信号を送受信し、通信先と通信する無線通信装置において、上記通信先から受信した受信信号の各サブキャリアの信号レベルを計測する計測手段と、上記計測手段で計測された上記受信信号の各サブキャリアの信号レベルに基づいて上記通信先が上記信号を受信した際の各サブキャリアの予測信号レベルを算出し、当該予測信号レベルに基づいて閾値を算出し、当該閾値と上記予測信号レベルとの比較結果に基づいて上記信号の各サブキャリアの送信電力の増減比率を算出する算出手段と、上記算出手段で算出された各サブキャリアの送信電力の増減比率を含む送信パラメータを制御する送信パラメータ送信制御手段とを備え、上記計測手段は、上記通信先から受信した受信信号のパケット誤り率を計測し、上記算出手段は、上記計測手段で計測されたパケット誤り率と上記通信先が上記信号を受信した際の予測パケット誤り率との比較結果に基づいて平均信号減衰量を補正し、当該平均減衰量に基づいて上記予測信号レベルを補正することを特徴としている。
【００１７】
また、本発明は、直交周波数分割多重方式の信号を送受信し、通信先と通信する無線通信方法において、上記通信先から受信した受信信号の各サブキャリアの信号レベルを計測する計測工程と、上記計測工程で計測された上記受信信号の各サブキャリアの信号レベルに基づいて上記通信先が上記信号を受信した際の各サブキャリアの予測信号レベルを算出し、当該予測信号レベルと上記信号の変調方式とに基づいて算出される全サブキャリアの合計の相互情報量が、各チャネルの送信電力の増減比率の平均値を一定とする制約条件下で極大となるときの各サブキャリアの送信電力の増減比率を算出する算出工程と、上記算出工程で算出された各サブキャリアの送信電力の増減比率を含む送信パラメータを制御する送信パラメータ制御工程とを有することを特徴としている。
【００１８】
また、本発明は、直交周波数分割多重方式の信号を送受信し、通信先と通信する無線通信方法において、上記通信先から受信した受信信号の各サブキャリアの信号レベルを計測する計測工程と、上記計測工程で計測された上記受信信号の各サブキャリアの信号レベルに基づいて上記通信先が上記信号を受信した際の各サブキャリアの予測信号レベルを算出し、当該予測信号レベルに基づいて閾値を算出し、当該閾値と上記予測信号レベルとの比較結果に基づいて各サブキャリアの送信電力の増減比率を算出する算出工程と、上記算出工程で算出された各サブキャリアの送信電力の増減比率を含む送信パラメータを制御する送信パラメータ送信制御工程とを有し、上記計測工程では、上記通信先から受信した受信信号のパケット誤り率を計測し、上記算出工程では、上記計測工程で計測されたパケット誤り率と上記通信先が上記信号を受信した際の予測パケット誤り率との比較結果に基づいて平均信号減衰量を補正し、当該平均減衰量に基づいて上記予測信号レベルを補正することを特徴としている。
【発明の効果】
【００１９】
本発明によれば、マルチパスが生じている伝送路においても、送信電力を増加させることなく、誤り率特性を向上させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
以下、本発明の具体的な実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。まず、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）通信の各サブキャリアへの送信電力配分について論文（E.Malkamaki and H.Leib, “Coded Diversity on Block-Fading Channels”, in IEEE Trans. Inform. Theory, vol.45, No.2, pp771781, 1999）を参照して説明する。この論文には、ランダム符号が施されたマルチキャリアシステムにおいて、フェージングにより信号が減衰した場合のパケット誤り率について記載されている。
【００２１】
図１は、マルチキャリア通信システムを模式的に示す図である。ランダム符号器１は、変調方式Ｍに応じてｋビットの入力データのビット系列ｂ１〜ｂｋを符号化率Ｒ（ｋ/ｎ）によってｎビットの符号語ｃ１〜ｃｎへ変換する。この符号語ｃ１〜ｃｎはサイズｎのパケットとされる（n=LNlog(M)）。パケットの各ビットは、マッピング２により、サブキャリア数Ｌ、パケット長Ｎへマッピングされ、サブキャリア毎にＢＰＳＫで変調され、マルチキャリア送信される。
【００２２】
伝送路において、各サブキャリアｘiの信号にはフェージングに起因する減衰率αiにて信号減衰が生じ、伝送路上のホワイトノイズｎiが重畳される。ここで、全キャリアのフェージング減衰率をベクトル表示するとα=[α1, α2,…, αL]となり、各要素αiの確立分布はRice分布に従うものとする。
【００２３】
受信された信号ｎビットは、ＢＰＳＫ復調され、最尤(Maximum likelihood)復号器３によって誤り訂正処理が行われｋビットのデータを得る。
【００２４】
このようなマルチキャリア通信システムでは、送出される１パケットのサイズ（パケット長×キャリア数）が十分に大きい場合、パケット誤り率Ｐｅは、次式により近似することができる。
【００２５】
【数１】
0004752523.tif 000002
【００２６】
ここで、ＣＬは、各サブキャリアの相互情報量Ｃ(αi)の平均値を表す。
【００２７】
【数２】
0004752523.tif 000003
【００２８】
一般に、伝送路の相互情報量はチャネル容量ｌｏｇ２(１＋ｓ／ｎ)を上限値とするが、各サブキャリアは変調方式が決定されており、相互情報量はその変調方式の送信ビット数を上限として制限される（以下、制限付情報量と呼ぶ。）。ここでは、各サブキャリアはＢＰＳＫ変調されているので、最大相互情報量は１ｂｉｔ／Ｈｚとなる。また、Ｒは伝送情報量を表すが、変調方式はＢＰＳＫであり、各サブキャリアの送信ビット数は１ビットであるため、符号化率がそのまま伝送情報量となる。つまり、（１）式は、各サブキャリアが減衰率αiで与えられたときに、このサブキャリアの条件付情報量ＣＬが伝送情報量Ｒを上回っていれば受信成功、下回っていれば受信失敗となることを意味し、パケット誤り率は、各サブキャリアについての誤り出現確率の平均値であることを表している。
【００２９】
また、論文中には、上記ランダム符号の誤り率の上界についての理論解析結果と、拘束長７の畳み込み符合（無線ＬＡＮと同等の誤り訂正技術）を用いたシミュレーション結果を比較した結果が記載されており、RicianFactorが小さいときは、理論カーブとシミュレーションカーブが良く一致し、最も差異の大きなＡＷＧＮ(Additive White Gaussian Noise：加法的白色ガウス雑音）の条件下であっても、その差異は２−３ｄＢ以内に抑えられることが記載されている。よって、畳み込み符号を用いた際にも、上記条件付情報量と誤り率特性の関係性が広く成立することが分かる。
【００３０】
本発明の具体例として示す無線通信装置は、各サブチャネルの送信電力配分を最適化することにより、全サブキャリアの合計電力を増加させることなく、パケット誤り特性を改善する。
【００３１】
（第１の実施の形態）  
図２は、第１の実施の形態に係る無線通信装置の構成を示すブロック図である。無線通信装置１０は、送受信アンテナ１１と、伝送路計測部１２と、演算処理部１３と、送信パラメータ制御部１４と、誤り訂正符号器１５と、インターリーブ処理部１６と、シリアル／パラレル(Ｓ／Ｐ)変換部１７と、サブキャリア変調器１８１〜１８Ｌと、ＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）部１９と、ＵＰコンバータ部２０と、パワーアンプ部２１とを備えて構成されている。
【００３２】
送受信アンテナ１１は、複数の搬送波（マルチキャリア）により複数の伝送パスルが周波数多重されているマルチキャリア伝送信号を送受信する。
【００３３】
伝送路計測部１２は、送受信アンテナ１１から入力されたマルチキャリア伝送信号を計測し、伝送路情報を取得する。具体的には、サブキャリア毎のＣ／Ｎを計測し、その平均Ｃ／Ｎ値を計算することにより、伝送路で生じる平均信号減衰量を取得する。また、受信したマルチキャリア伝送信号のパケット誤り率を測定する。
【００３４】
演算処理部１３は、伝送路計測部１２が取得した伝送路情報に基づいて各サブキャリアの増減比率、誤り訂正符号率、変調方式、パワーアンプ２１の出力等を算出する。例えば、各サブキャリアの増減比率は、後述するように、制限付情報量の平均値が最大となるように算出される。
【００３５】
送信パラメータ制御部１４は、演算処理部１３で算出された誤り訂正符号率、変調方式、各サブキャリアの増減比率、パワーアンプ２１の出力の送信パラメータを、サブキャリア変調１８１〜１８Ｌ、乗算器１８１１〜１８１Ｌ、パワーアンプ２１にそれぞれ出力する。
【００３６】
誤り訂正符号器１５は、入力されたベースバンドのデータを誤り訂正符号処理する。
【００３７】
インターリーブ処理部１６は、バーストノイズ等の局所的な誤りによって誤り訂正の利得が低下することを避けるために、訂正符号処理されたデータをインターリーブ処理する。
【００３８】
シリアル／パラレル(Ｓ／Ｐ)変換部１７は、インターリーブ処理されたシリアル系列のデータをサブチャネル数Ｌのパラレル信号へ変換する。
【００３９】
サブキャリア変調器１８１〜１８Ｌは、サブチャネル数Ｌのパラレル信号へ変換された各データを変調処理する。乗算器１８１１〜１８１Ｌによって、増減比率に応じたサブキャリア間の送信電力を再配分する。
【００４０】
ＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）部１９は、送信電力が再配分された複数の並列サブキャリア変調波を逆高速フーリエ変換し、１本のマルチキャリア伝送信号を生成する。
【００４１】
ＵＰコンバータ部２０は、マルチキャリア伝送信号を所定の周波数帯までアップコンバートする。
【００４２】
パワーアンプ部２１は、アップコンバートされたマルチキャリア伝送信号を所定の利得を与える。
【００４３】
データを送信する場合、ベースバンドのデータは、誤り訂正符号器１５で誤り訂正符号処理され、インターリーブ処理部１６でインターリーブ処理される。そして、Ｓ／Ｐ変換器１７によってシリアル系列のデータは、サブチャネル数Ｌのパラレル信号へ変換され、並列の各データは、サブキャリア変調器１８１〜１８Ｌによって変調処理される。これらのＬ本の並列な変調波形は、各々設定された増減比率によってサブキャリア間の送信電力が再配分される。送信電力が再配分された複数の並列サブキャリア変調波は、ＩＦＦＴ１９にて逆高速フーリエ変換され、１本のマルチキャリア伝送信号が生成される。さらに、ＵＰコンバータ２０によって、マルチキャリア伝送信号の出力波形は、実際に伝送される周波数帯までアップコンバートされ、パワーアンプ２１によって必要な利得を得て、送受信アンテナ１１から伝送路へと送出される。
【００４４】
続いて、図３に示すフローチャートを用いて最適な送信パラメータを設定する過程について説明する。
【００４５】
ステップＳ１において、伝送路計測部１２は、通信相手が送出したマルチキャリア伝送信号を送受信アンテナ１１で受信し、この受信信号を計測することで伝送路情報を入手する。具体的には、マルチキャリア伝送信号のサブキャリア毎のＣ／Ｎ値γpre(１)、γpre(２)、…、γpre(Ｌ)を計測し、その平均Ｃ／Ｎ値γpre_avgを集計する。
【００４６】
ステップＳ２において、伝送路計測部１２は、以下のいずれかの方法によって、伝送路で生じる平均信号減衰量Ｐloss(dB)を得る。１つ目の方法としては、ＩＥＥＥ８０２．１１ｈ規格に記載されているチャネル測定リクエストを実行することで、通信相手から受信結果報告パケットを受けとり、伝送路上での平均信号減衰量Ｐloss(dB)を算出する。２つ目の方法としては、送受信間において伝送路が対称であると仮定し、直接計測したＣ／Ｎ値と通信相手の送出電力レベルとの差異を算出することによって伝送路上での平均信号減衰量Ｐloss(dB)を得る。また、３つ目の方法としては、送出したパケットの誤り率とその時の変調方式とを集計することによって、通信相手の受信Ｃ／Ｎを予測し、平均信号減衰量Ｐloss(dB)を算出する。
【００４７】
演算処理部１３は、伝送路情報である平均Ｃ／Ｎ値γpre_avgより、最適な変調方式Ｍ−ＱＡＭ、誤り訂正符号率、パワーアンプの出力Ｐpa(dBm)を算出する。これらの送信パラメータの導出方法としては、平均Ｃ／Ｎ値γpre_avgと変調方式Ｍ−ＱＡＭ、誤り訂正符号率、パワーアンプの出力Ｐpaを引数にＡＷＧＮ下でのパケット誤り率についての理論式からそれぞれの予測されるパケット誤り率を算出し、各引数の計算結果を比較することで最適な送信パラメータを決定する方法ができる。また、平均Ｃ／Ｎ値、パケットエラー率等の伝送路情報を入力とした場合に、最適な送信パラメータ（変調方式Ｍ−ＱＡＭ、誤り訂正符号率、パワーアンプの出力Ｐpa）が得られるテーブルを予め演算処理部１３の内部に持つことにより、計算量を少なく、効率的に導出することができる。
【００４８】
ステップＳ３において、演算処理部１３は、後述するように伝送路計測部１２から取得した伝送路情報に基づいて各サブキャリアの送信出力について最適な増減比率を算出する。具体的には、伝送路計測部１２で計測された各サブキャリアｉのＣ／Ｎ値γpre(ｉ)及び平均Ｃ／Ｎ値γpre_avgより通信相手側の各サブキャリアの推定受信レベルγiを、（３）式によって算出し、各サブキャリアの推定受信レベルγiを用いて各サブキャリアへの送信電力の増減比率を決定する。
【００４９】
【数３】
0004752523.tif 000004
【００５０】
ステップＳ４において、演算処理部１３は、各サブキャリアのゲインレベルを調整する。ステップＳ２にて算出した平均信号減衰量Ｐloss(dB)には誤差が含まれているため、上記（３）式より算出されるγiにも誤差が含まれることとなり、当然、最終的に得られる送信電力の増減比率Ｐ(γi)にも誤差が含まれることになる。そこで、この誤差を最小化し、送信パラメータを再設定する。具体的には、伝送路計測部１２によって計測されるパケット誤り率が、予測していたよりも多かった場合には、ＰlossにΔＰlossを加算することによって修正し、逆にパケット誤り率が予測していたよりも少なかった場合は、ＰlossにΔＰlossを減算することによって修正する。そして、新しく算出したＰlossを用いて、上記（３）式により受信信号レベルγiを取得し、最終的に更新された送信電力の増減比率Ｐ(γi)を取得する。
【００５１】
このように演算処理部１３で得られた各サブキャリアの増減比率、誤り訂正符号、変調方式、パワーアンプの増幅率等は、送信パラメータ制御部１４によって各機能ブロックに伝達及び設定される。
【００５２】
次に、演算処理部１３で算出される各サブキャリアの増減比率の導出過程について説明する。図４は、第１の実施の形態における各サブキャリアへの送信電力配分を示す概念図である。上記（２）式を用いて説明したように、マルチキャリア通信における誤り率は、サブキャリアの制限付相互情報量によって決定される。別の言い方をするならば、（４）式となるように、各サブキャリアの送信電力配分を最適化し、制限付情報量の平均値を最大化することによって誤り率を削減することができる。
【００５３】
【数４】
0004752523.tif 000005
【００５４】
その結果、送信電力の合計値を一定としたままであっても、誤り率を低下させスループットを改善することが可能となる。
【００５５】
ここで、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇの通信規格では、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭの変調方式を選択可能であり、相互情報量の制限はこの変調方式に起因して決定される。具体的には、それぞれの変調方式は、ＢＰＳＫが１ビット、ＱＰＳＫが２ビット、１６ＱＡＭが４ビット、６４ＱＡＭが６ビットの最大相互情報量として、図５に示すような相互情報量を持つ。そして、この相互情報量とＳ／Ｎ比との関係は、それぞれ次式にて近似することができる。
【００５６】
【数５】
0004752523.tif 000006
【００５７】
これをさらに一般化すると、（６）式を導出することができる。
【００５８】
【数６】
0004752523.tif 000007
【００５９】
ここで、Ｍはコンスタレーション数、ｍＭ、ｈＭはＭに依存する係数とする。
【００６０】
（４）式の最大値は、Lagrangeの方程式を解くことによって求めることができる。ここで、等式制約条件ｇ(ｘ）＝０のもとで超平面関数ｆ(ｘ）の最大値を求める一般的な方法を考える。このとき、ｘoptが求めたい最適解（最大値）であると仮定すると、ｇ（ｘ）なる制約条件の下では、ｘoptを少し移動しても、ｘoptは超平面ｆ(ｘ）の極大点にあるので、ｆ(ｘ）の値は変わらないはずである。また、超平面超曲面ｇ(ｘ）＝０はｘopt点において接(超)平面を共有するから、これらの超曲面の法線ベクトルΔｆとΔｇは点ｘoptにおいて平行になる。このような場合には、適当な定数λを取り入れると、次式が成り立つことが知られている。
【００６１】
【数７】
0004752523.tif 000008
【００６２】
さらに、Lagrange方程式Ｌを（８）式のように置くと、偏微分方程式であるLagrangianが成立する。
【００６３】
【数８】
0004752523.tif 000009
【００６４】
そこで、（４）式の最大値を求めるには、まず始めに拘束項を（１０）式とし、Lagrange方程式と置くことによって、その最適解（最大値）を得ることができる。
【００６５】
【数９】
0004752523.tif 000010
【００６６】
つまり、Lagrange方程式の微分係数であるLagrangianがゼロとなるとき、そのＰ(γi)が（４）式を最大化する解となる。
【００６７】
【数１０】
0004752523.tif 000011
【００６８】
そして、最適解は、（１３）式で与えられる。
【００６９】
【数１１】
0004752523.tif 000012
【００７０】
ここで、負のＰtiは存在しないので、（１４）式の条件を適用して、電力配分がゼロとなるサブキャリアを特定する。
【００７１】
【数１２】
0004752523.tif 000013
【００７２】
そして、電力配分のあるサブキャリアについてのみ上記（１３）式を用いて最適解の再計算を行い、最終的に得られたＰ(γi)を最適なサブキャリアの増減比率とする。
【００７３】
（第２の実施の形態）  
第２の実施の形態における無線通信装置は、図３に示す第１の実施の形態と同様の構成ブロックによって実現される。したがって、送信データが誤り訂正符号器１５によって誤り符合処理を受けて、送受信アンテナ１１を介して伝送路上に放出されるまでの過程については、第１の実施の形態と同様な過程によって処理される。第２の実施の形態では、送信パラメータの設定手順に関し、第１の実施の形態よりも簡易な各サブキャリア送信電力の導出方法が演算処理部１４に用いて実装される。
【００７４】
図６は、第２の実施の形態における各サブキャリアへの送信電力配分を示す概念図である。図６に示すように第２の実施の形態では、cutoff_levelよりもＳ／Ｎ比の小さいサブキャリアへの電力配分がゼロとなるようにし、残りのサブキャリアの受信電力が均一になるように各サブキャリアの送信電力の増減比率を調整する。
【００７５】
まず始めに、伝送路計測部１２で得られた伝送路情報を基に、上記（３）式より通信相手側の各サブキャリアの推定受信レベルγiを求める。これらのサブキャリア受信レベルγiよりcutoff_levelを（１５）式のように定める。
【００７６】
【数１３】
0004752523.tif 000014
【００７７】
次に、（１６）の条件を適用して、cutoff_levelよりもS/N比の小さいサブキャリアへの電力配分がゼロとなるようにし、残りのサブキャリアの受信電力が均一になるように、各サブキャリアの送信電力の増減比率を調整する。
【００７８】
【数１４】
0004752523.tif 000015
【００７９】
なお、誤り訂正符号器１５、サブキャリア変調器１８１〜１８Ｌ、及びパワーアンプ部２１の増幅率の決定方法に関しては、上記第１の実施の形態と同様の方法である。
【００８０】
（第１の実施の形態及び第２の実施の形態のシミュレーション結果）  
上記２つの送信電力配分方法の効果を確かめるために、シミュレーションを行い、誤り率の改善について検討した。ここで、シミュレーションに使用したパラメータについて説明すると、誤り訂正符号器１５では拘束長７の畳み込み符号で符号率を１／２、２／３、又は３／４の何れかを用い、インターリーブ処理部１６では深さ４８、サブキャリア変調器１８１〜１８Ｌでは、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、又は６４ＱＡＭの何れかを用いることとした。また、伝送路上の各サブキャリアに生じるフェージング減衰αiは、Reyleigh分布（δ＝√1/2）に従うものとした。
【００８１】
図７−１及び図７−２は、第１の実施の形態又は第２の実施の形態の各サブキャリアの電力配分制御を実装した場合の制限付相互情報量を示す図である。第１の実施の形態又は第２の実施の形態の電力配分制御を実装することにより、どの変調方式でも制限付相互情報量が従来よりも増加しているのが分かる。
【００８２】
また、図８−１及び図８−２は、第１の実施の形態又は第２の実施の形態の各サブキャリアの電力配分制御を実装した場合のＢＥＲを示す図である。第１の実施の形態又は第２の実施の形態の電力配分制御を施すことにより、誤り訂正符号率を含むどの変調方式でもＢＥＲが従来よりも改善されているのが分かる。
【００８３】
以上のように、本発明を適用することにより、マルチパスが生じている伝送路においても、送信電力を増加させることなく、誤り率特性を向上させることができる。したがって、マルチパスが多く生じ、信号減衰量も大きな環境であっても、より広範囲なエリアに渡って通信を行うことができる。
【００８４】
また、無線通信装置１０の伝送路計測部１２及び各サブキャリアへの送信電力配分を算出する演算処理部１３は、既存の無線ＬＡＮ、Ｗｉｍａｘ等のプロトコルを変更することなく実装することができるので、従来のネットワークシステムへの互換性を保つことができる。
【００８５】
また、従来のＩＥＥＥ８０２．１１ｈに規定されているようなＴＰＣ（TransmitPowerControl）は、消費電力を最小限に抑えるために、伝送路ロスに適応させて送信電力を必要最低限に設定し、マルチパスが生じている通信環境でこの規格を運用する場合、ディープフェージングによって生じる誤りを補うために、より大きな送信電力を設定する必要があったが、本発明を適用することによって、より少ない送信電力の設定でも、ディープフェージングに適応できる。その結果、ＴＰＣとの組み合わせによって、より強力な省電力制御を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００８６】
【図１】マルチキャリア通信システムを模式的に示す図である。
【図２】第１の実施の形態に係る無線通信装置の構成を示すブロック図である。
【図３】各サブキャリア最適な増減比率を設定する方法を示すフローチャートである。
【図４】第１の実施の形態における各サブキャリアへの送信電力配分を示す概念図である。
【図５】相互情報量とＳ／Ｎ比との関係を示すグラフである。
【図６】第２の実施の形態における各サブキャリアへの送信電力配分を示す概念図である。
【図７−１】第１の実施の形態又は第２の実施の形態の各サブキャリアの電力配分制御を実装した場合の制限付相互情報量を示す図である（その１）。
【図７−２】第１の実施の形態又は第２の実施の形態の各サブキャリアの電力配分制御を実装した場合の制限付相互情報量を示す図である（その２）。
【図８−１】第１の実施の形態又は第２の実施の形態の各サブキャリアの電力配分制御を実装した場合のＢＥＲを示した図である（その1）。
【図８−２】第１の実施の形態又は第２の実施の形態の各サブキャリアの電力配分制御を実装した場合のＢＥＲを示した図である（その２）。
【図９】周波数選択性フェージングの例を模式的に示す図である。
【符号の説明】
【００８７】
１  ランダム符号器、２  マッピング、３  最尤復号器、１０  無線通信装置、１１  送受信アンテナ、１２  伝送路計測部、１３  演算処理部、１４  送信パラメータ制御部、１５  誤り訂正符号器、１６  インターリーブ処理部、１７  シリアル／パラレル変換部、１８１〜１８Ｌ  サブキャリア変調器、１９  逆高速フーリエ変換部、２０  ＵＰコンバータ部、２１  パワーアンプ部
【図１】
0004752523.tif 000017
【図２】
0004752523.tif 000018
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
0004752523.tif 000022
【図７−１】
0004752523.tif 000023
【図７−２】
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【図８−１】
0004752523.tif 000025
【図８−２】
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【図９】
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