(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
並列に接続された複数の共振形ＤＣ／ＤＣコンバータと、該複数の共振形ＤＣ／ＤＣコンバータを略同一周波数で、位相をずらして駆動するタイミング制御手段と、
上記複数の共振形ＤＣ／ＤＣコンバータの一方のスイッチング動作に同期して作動し、上記複数の共振形ＤＣ／ＤＣコンバータが互いの動作周波数と位相差を保つよう、他方の上記共振形ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング動作を制御するように接続された位相誤差補正手段とを備え、
上記複数の共振形ＤＣ／ＤＣコンバータ中の１個を基準の共振形ＤＣ／ＤＣコンバータとし、
他の共振形ＤＣ／ＤＣコンバータを基準の共振形ＤＣ／ＤＣコンバータの動作に追従させる構成とし、
上記位相誤差補正手段は、上記複数の共振形ＤＣ／ＤＣコンバータの主となるＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング動作に同期して追従する側の共振形ＤＣ／ＤＣコンバータを作動する回路を備え、追従する側の共振形ＤＣ／ＤＣコンバータと所定の位相差で動作するように、上記複数の共振形ＤＣ／ＤＣコンバータの内追従する側の共振形ＤＣ／ＤＣコンバータの制御を行なうことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ装置。
【請求項２】
基準となる共振形ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング動作の周波数と位相に他の共振形ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング動作を追従させるために、
上記位相誤差補正手段は、ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ  Ｌｏｃｋｅｄ  Ｌｏｏｐ）回路を備えたことを特徴とする請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータ装置。
【請求項３】
請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータ装置と、該ＤＣ／ＤＣコンバータ装置から供給される電力を高輝度放電灯に供給するＨ型ブリッジ回路とイグナイタ回路とを備えたことを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項４】
上記共振形ＤＣ／ＤＣコンバータは、放電灯点灯装置用として連続モードでも作動し、共振駆動可能な下限周波数を固定可能としたことを特徴とする請求項３記載の放電灯点灯装置。
【請求項５】
上記共振形ＤＣ／ＤＣコンバータは、放電灯点灯装置用として非連続モードでも作動し、共振駆動可能な上限周波数を固定可能としたことを特徴とする請求項３記載の放電灯点灯装置。
【請求項６】
上記共振形ＤＣ／ＤＣコンバータは、放電灯点灯装置用として共振モードの他に連続モード及び非連続モードで作動し、連続モード及び非連続モードの駆動周波数を固定した時にも位相をずらすことを特徴とする請求項３記載の放電灯点灯装置。
【請求項７】
上記共振形ＤＣ／ＤＣコンバータは、駆動周波数または位相を微小な範囲で揺らすことを特徴とする請求項３記載の放電灯点灯装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、車両等に搭載して好適なＤＣ／ＤＣコンバータ装置およびこのＤＣ／ＤＣコンバータ装置を用いた放電灯点灯装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
この種の従来装置として、単一のＤＣ／ＤＣコンバータを構成するために、小容量のＤＣ／ＤＣコンバータを複数個並列に接続して、各々の動作位相をずらして並列運転するものがある（例えば、特許文献１参照）。
また、ＤＣ／ＤＣコンバータのトランスに通電される電流またはスイッチング素子とトランスの接続点の電圧を検出し、電流が０Ａとなる時点、あるいは電圧が０Ｖとなる時点を検出して、トランスのインダクタンスを含むコイル・コンデンサ回路の共振に同期して、ＤＣ／ＤＣコンバータを動作させるものがある（例えば、特許文献２参照）。
【０００３】
また、放電灯点灯装置を、上記特許文献２のような、共振動作を行うＤＣ／ＤＣコンバータを用いて実現し、放電灯に出力する電力をトランスの漏れリアクトルとコンデンサによる共振を使用して、ＰＦＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）によって駆動周波数を変化させて、制御することを併せて持つものがある（例えば、特許文献３参照）。
さらに、上記特許文献３の発展アイデアで、放電灯点灯装置を、上記特許文献２のような、ＰＦＭ制御の共振動作を行うＤＣ／ＤＣコンバータを用い、さらに、放電灯が点灯する前の状態では、共振による制御を解除し、通常のＤＣ／ＤＣコンバータ動作による制御を行なうものもある（例えば、特許文献４参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０００−１２２７３号公報
【特許文献２】特開平１−１１４３６５号公報
【特許文献３】特開２００２−１１７９９５号公報
【特許文献４】特開２００３−５９６８８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、上記特許文献１に記載されている従来装置の場合は、１個の三角波発振器を用い、ＰＷＭ波形を生成するため、各々１８０°位相のずれた２個のＤＣ／ＤＣコンバータ（２相のマルチフェーズＤＣ／ＤＣコンバータ）を、容易に構成でき、リプルの低減が可能で、効率も高く、ノイズも低いが、両トランスを同一の周波数で、同一Ｄｕｔｙで駆動するために、両トランスを同時に共振動作(各個の共振は、部品のばらつきによって個々に異なる)することができずに、さらに、高効率、低ノイズ化を実現する共振形ＤＣ／ＤＣコンバータへの展開はできないという問題点があった。
【０００６】
また、特許文献２に記載されている従来装置の場合は、単一のＤＣ／ＤＣコンバータであり簡単な構成で、効率も高く、ノイズも低いが、単一の構成であるが故にリプルが大きく、当リプルを軽減するために、フィルタを強化せざるを得ず、また、共振が、トランスのインダクタンスとコンデンサによって形成されるため、単純な複数の並列運転では、それぞれの周波数がばらばらになり、位相をそろえることはできないという問題点があった。
【０００７】
また、特許文献３に記載されている従来装置の場合は、単一のＤＣ／ＤＣコンバータによって、放電灯点灯装置を構成し、スイッチング損失を低減させるために共振形のＤＣ／ＤＣコンバータを採用しているが、漏れリアクトルを用いるため、そのインダクタンスはトランスの１次巻線のインダクタンスより小さくなり、共振用のコンデンサは大きくならざるを得ず、また、単一のＤＣ／ＤＣコンバータであるが故に、リプル軽減用のフィルタを大きくせざるを得ず、さらに、ＰＦＭ制御は、三角波を用いてスイッチング素子のＯＮ時間を制御するＰＷＭ制御より、回路構成が複雑で、簡素な小形バラストには好ましくないという問題点があった。
【０００８】
また、特許文献４に記載されている従来装置の場合は、上記第３の公報記載の従来装置と同様に、単一のＤＣ／ＤＣコンバータであるが故に、リプル軽減用のフィルタを大きくせざるを得ず、また、この公報が示す、点灯前のタイミング以外の、点灯直後の大電力投入時にも共振による制御の解除は必要であるという問題点があった。
また、ＤＣ／ＤＣコンバータの効率を高め、発生ノイズを軽減する為に、上記第１および第２の公報記載の装置を組み合わせるアイデアは一見容易であるが、上記第１の公報の装置からは共振動作への発展はできず、上記第２の公報の装置のまま、独立したＤＣ／ＤＣコンバータを並列運転しても、動作周波数がばらばらになり、並列動作の利点が生かされないという問題点があった。
【０００９】
この発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、特性ばらつき等により個々が別個の共振周波数を持つＤＣ／ＤＣコンバータを、位相のずれた、同一周波数で動作させ、共振動作と並列動作の利点を生かすことができるＤＣ／ＤＣコンバータ装置およびこのＤＣ／ＤＣコンバータ装置を用いた放電灯点灯装置を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
この発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータ装置は、並列に接続された複数の共振形ＤＣ／ＤＣコンバータと、該複数の共振形ＤＣ／ＤＣコンバータを略同一周波数で、位相をずらして駆動するタイミング制御手段と、上記複数の共振形ＤＣ／ＤＣコンバータの一方のスイッチング動作に同期して作動し、上記複数の共振形ＤＣ／ＤＣコンバータが互いの動作周波数と位相差を保つよう、他方の上記共振形ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング動作を制御するように接続された位相誤差補正手段とを備え、上記複数の共振形ＤＣ／ＤＣコンバータ中の１個を基準の共振形ＤＣ／ＤＣコンバータとし、他の共振形ＤＣ／ＤＣコンバータを基準の共振形ＤＣ／ＤＣコンバータの動作に追従させる構成とし、上記位相誤差補正手段は、上記複数の共振形ＤＣ／ＤＣコンバータの主となるＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング動作に同期して追従する側の共振形ＤＣ／ＤＣコンバータを作動する回路を備え、追従する側の共振形ＤＣ／ＤＣコンバータと所定の位相差で動作するように、上記複数の共振形ＤＣ／ＤＣコンバータの内追従する側の共振形ＤＣ／ＤＣコンバータの制御を行なうようにした。
また、この発明に係る放電灯点灯装置は、複数の共振形ＤＣ／ＤＣコンバータを略同一周波数で、位相をずらして駆動するタイミング制御手段と、該ＤＣ／ＤＣコンバータ装置から供給される電力を高輝度放電灯に供給するＨ型ブリッジ回路とイグナイタ回路とを備えたものである。
【発明の効果】
【００１１】
この発明は、入出力ともにリプルを減少し、フィルタ用のコンデンサ容量を少なくし、リプルにより発生するノイズを軽減することができる。また、高輝度放電灯の点灯を確実にできるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコンバータ装置を示す構成図である。
【図２】この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコンバータ装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図３】この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコンバータ装置における応用例を示す図である。
【図４】この発明の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣコンバータ装置を示す構成図である。
【図５】この発明の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣコンバータ装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図６】この発明の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣコンバータ装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図７】この発明の実施の形態３によるＤＣ／ＤＣコンバータ装置を利用した放電灯点灯装置の動作を説明する片側のＤＣ／ＤＣコンバータを示す構成図である。
【図８】この発明の実施の形態３によるＤＣ／ＤＣコンバータ装置を利用した放電灯点灯装置の動作説明をするためのタイミングチャートである。
【図９】この発明の実施の形態３によるＤＣ／ＤＣコンバータ装置を利用した放電灯点灯装置の動作説明をするためのタイミングチャートである。
【図１０】この発明の実施の形態３によるＤＣ／ＤＣコンバータ装置を利用した放電灯点灯装置の動作説明をするためのタイミングチャートである。
【図１１】この発明の実施の形態３によるＤＣ／ＤＣコンバータ装置を利用した放電灯点灯装置を示す構成図である。
【図１２】この発明の実施の形態３によるＤＣ／ＤＣコンバータ装置を利用した放電灯点灯装置の動作説明をするためのタイミングチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための最良の形態について、添付の図面に従って説明する。
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコンバータ装置を示す構成図である。
図１において、バッテリ１の両端に並列接続のコンデンサ２を介して複数のＤＣ／ＤＣコンバータ３および４が並列接続され、このＤＣ／ＤＣコンバータ３および４に対してそのスイッチング素子３２および４２のオンオフのタイミングを制御するタイミング制御手段としてのタイミング制御回路５が設けられる。そして、ＤＣ／ＤＣコンバータ３および４の出力側にコンデンサ６を介して負荷７が接続されている。
【００１４】
ＤＣ／ＤＣコンバータ３のトランス３１およびＤＣ／ＤＣコンバータ４のトランス４１の一次巻線の片側は共にバッテリ１の＋側に接続され、他側はそれぞれスイッチング素子３２および４２の正電極(ドレイン端子)側に接続されると共に、コンデンサ３３および４３を介して接地される。
また、ＤＣ／ＤＣコンバータ３のトランス３１およびＤＣ／ＤＣコンバータ４のトランス４１の二次巻線の片側はそれぞれダイオード３４および４４を介してコンデンサ６が並列接続されている負荷７に接続され、他側は接地される。また、タイミング制御回路５は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３のトランス３１およびＤＣ／ＤＣコンバータ４のトランス４１の一次巻線他側と接地間に接続されるスイッチング素子３２および４２の接続点の電圧Ｖ１，Ｖ２を信号として入力するとともにＤＣ／ＤＣコンバータ３のトランス３１およびＤＣ／ＤＣコンバータ４のトランス４１の一次巻線の他側と接地間に接続されるスイッチング素子３２および４２の制御電極（ゲート端子）に接続される。
【００１５】
次に、動作について、図２のタイミングチャートを参照して説明する。
本実施の形態では、複数の共振形ＤＣ／ＤＣコンバータを略同一周波数で、位相をずらして駆動する。ＤＣ／ＤＣコンバータ３は、図２（ａ）に示すように、タイミング制御回路５によりスイッチング素子３２がオンしてトランス３１に磁気エネルギーが期間θ１だけ注入されると、トランス３１の一次巻線の他側即ちスイッチング素子３２の正電極側には、図２（ｂ）に示すような、０Ｖの電圧Ｖ１が得られ、逆にスイッチング素子３２がオフしてトランス３１の磁気エネルギーが期間θ２だけ吐出されると、トランス３１の一次巻線の他側であるスイッチング素子３２の正電極側には、図２（ｂ）に示すような、電源電圧を超える所定レベルの電圧Ｖ１が得られる。
【００１６】
同様に、ＤＣ／ＤＣコンバータ４は、図２（ｃ）に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ３より期間θ３だけ位相をずらして、タイミング制御回路５によりスイッチング素子４２がオンしてトランス４１に磁気エネルギーが期間θ１だけ注入されると、トランス３４の一次巻線の他側即ちスイッチング素子４２の正電極側には、図２（ｄ）に示すような０Ｖの電圧Ｖ２が得られ、逆にスイッチング素子４２がオフしてトランス４１の磁気エネルギーが期間θ２だけ吐出されると、トランス４１の一次巻線の他側であるスイッチング素子４２の正電極側には、図２（ｄ）に示すような電源電圧を超える所定の電圧Ｖ２が得られる。
なお、図２（ｂ）および（ｄ）にそれぞれ破線ａおよびｂで示す波形は、所謂共振動作による波形を表しており、Ｖ１およびＶ２が共振によって０Ｖに至るときに、タイミング制御回路５によりスイッチング素子３２および４２をオフからオンに切り換える。
かくして、ＤＣ／ＤＣコンバータ３および４の出力側、即ちダイオード３４および４４の共通の出力側には、図２（ｅ）に示すような、出力電圧Ｖ３が出力される。
【００１７】
図３は、本実施の形態を、昇圧・降圧トランスあるいはチョークコイルに応用可能で、実質的に上記図１におけるＤＣ／ＤＣコンバータ装置の他の例を示したものである。
図３において、図３（ａ）は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３が図１と同様のトランス式（昇圧）の場合を示しており、ＤＣ／ＤＣコンバータ３より負荷７に対して昇圧された電圧が印加される。また、図３（ｂ）は、図１と逆のトランス式（反転）のＤＣ／ＤＣコンバータ３Ａの場合を示しており、この場合、トランス３１の２次巻線の片側にそのアノードが接続されたダイオード３４と、ダイオード３４のカソードとコンデンサ６の一端の接続点が接地され、トランス３１の２次巻線の他側とコンデンサ６の他端の接続点が負荷７に接続され、ＤＣ／ＤＣコンバータ３Ａより負荷７に対して反転された電圧が印加される。他は図（ａ）と同一構成である。
【００１８】
また、図３（ｃ）は、実質的に図３（ａ）のＤＣ／ＤＣコンバータ３のトランス３１の代わりにチョークコイル３５を用いたチョークコイル式（昇圧）のＤＣ／ＤＣコンバータ３Ｂの場合を示しており、バッテリ１の＋側とダイオード３４のアノードの間にチョークコイル３５が設けられ、ダイオード３４のアノード側は並列接続のスイッチング素子３２およびコンデンサ３３を介して接地され、ダイオード３４のカソード側はコンデンサ６を介して接地されると共に、負荷７に接続される。
【００１９】
また、図３（ｄ）は、実質的に図３（ｂ）のＤＣ／ＤＣコンバータ３Ａのトランス３１の代わりにチョークコイル３５を用いたチョークコイル式（降圧）のＤＣ／ＤＣコンバータ３Ｃの場合を示しており、チョークコイル３５の片側は、並列接続のスイッチング素子３２およびコンデンサ３３を介してバッテリ１の＋側に接続されると共に逆向きのダイオード３４を介して接地され、チョークコイル３５の他側は、コンデンサ６を介して接地されると共に、負荷７に接続される。
【００２０】
上述の如く、本実施の形態によれば、同一周波数で位相をずらして(２並列の場合、好ましくは１８０°の位相差)、ＤＣ／ＤＣコンバータを共振動作させることで、複数の並列運転により、入出力ともにリプルを減少することができ、フィルタ用のコンデンサ容量を少なくすることができ、リプルにより発生するノイズを軽減することができる。
また、ＤＣ／ＤＣコンバータの共振動作により、スイッチング素子に印加される電圧が０Ｖ、あるいは電流が０Ａの時にスイッチング素子をオン／オフするため、スイッチング損失を軽減でき、スイッチングによる急峻な電圧・電流の変化が緩和され、急峻な変化により発生するノイズを軽減できる。しかも、昇圧・降圧トランスあるいはチョークコイルにも応用可能である。
【００２１】
実施の形態２．
図４は、この発明の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣコンバータ装置を示す構成図であり、ＤＣ／ＤＣコンバータの動作位相が所定の位相に保たれるＰＬＬ回路を構成する。
図４において、トランス６０の一次巻線の片側はバッテリ１１の＋側に接続され、他側はスイッチング素子６１の正電極側に接続されると共に、比較器６２の反転の入力端子に接続される。比較器６２の非反転の入力端子は接地され、その出力端子はコンデンサ６３を介してトランジスタ６４のベースに接続され、トランジスタ６４のエミッタは接地され、コレクタは５Ｖの電源と接地間に直列接続の抵抗器６５およびコンデンサ６６の接続点に接続され、その接続点が比較器６７の反転の入力端子に接続される。比較器６７の非反転の入力端子は、出力電力調整用の電圧入力１４に接続され、比較器６７の出力端子は、スイッチング素子６１のゲート端子に接続される。また、トランス６０の二次巻線の片側はダイオード６８を介して装置の出力端子１３に接続され、トランス６０の二次巻線の他側は接地される。
【００２２】
また、トランス７０の一次巻線の片側はバッテリ１１の＋側に接続され、他側はスイッチング素子７１の正電極側に接続されると共に、比較器７２の反転の入力端子に接続される。比較器７２の非反転の入力端子は接地され、その出力端子はコンデンサ７３を介してトランジスタ７４のベースに接続され、トランジスタ７４のエミッタは接地され、コレクタは抵抗器７５を介して位相誤差補正手段としての位相誤差補正回路８０の出力側に接続されると共に、コンデンサ７６を介して接地され且つ比較器７７の反転の入力端子に接続される。比較器７７の非反転の入力端子は、出力電力調整用の電圧入力端子１４に接続され、比較器７７の出力端子は、スイッチング素子７１の制御電極に接続される。また、トランス７０の二次巻線の片側はダイオード７８を介して装置の出力端子に接続され、トランス７０の二次巻線の他側は接地される。
【００２３】
位相誤差補正回路８０は、フリップフロップ回路８１と演算増幅器８５を有し、フリップフロップ回路８１のセット端子Ｓはコンデンサ８２を介して比較器６７の出力端子に接続され、そのリセット端子はコンデンサ８３を介して比較器７７の出力端子に接続される。また、フリップフロップ回路８１の出力端子は抵抗器８４を介して演算増幅器８５の非反転の入力端子に接続され、この演算増幅器８５の反転の入力端子には、５Ｖの電源と接地間に直列接続の抵抗器６５およびコンデンサ６６の接続点（５Ｖ電源の１／２となる比較用電圧）に接続され、演算増幅器８５の非反転の入力端子と接地間にコンデンサ８８が接続される。
なお、図４において、トランス６０からダイオード６８の部分は、実質的に一方のＤＣ／ＤＣコンバータを構成し、トランス７０からダイオード７８の部分は、実質的に他方のＤＣ／ＤＣコンバータを構成している。
【００２４】
次に、動作について、図５および６のタイミングチャートを参照して説明する。
本実施の形態では、一方のＤＣ／ＤＣコンバータの動作を基準として、他方のＤＣ／ＤＣコンバータの動作周波数、および、位相を前者に追従させるもので、図５は、トランス６０からダイオード６８の部分のＤＣ／ＤＣコンバータの位相が、トランス７０からダイオード７８の部分のＤＣ／ＤＣコンバータの位相に対して進相状態の場合、図６は、トランス６０からダイオード６８の部分のＤＣ／ＤＣコンバータの位相が、トランス７０からダイオード７８の部分のＤＣ／ＤＣコンバータの位相に対して遅相状態の場合である。
【００２５】
先ず、図５においては、トランス６０の一次側より図５（ａ）に示すような信号Ｓ１が比較器６２の反転の入力端子に印加され、同様に、トランス７０の一次側より図５（ｂ）に示すような信号Ｓ２が比較器７２の反転の入力端子に印加される。比較器６２および７２は、それぞれ反転の入力端子に印加された信号Ｓ１およびＳ２をその非反転の入力端子の接地電位と比較し、その比較結果をそれぞれコンデンサ６３および７３を介してトランジスタ６４および７４に供給し、トランジスタ６４および７４は、それぞれ比較器６２および７２の出力が立ち上がるときオンし、その結果、比較器６７および７７の反転の入力端子には、それぞれ図５（ｆ）および（ｇ）に示すような信号Ｓ６およびＳ７が入力される。比較器６２および７２の出力は、それぞれスイッチング素子６１および７１のゲート端子に印加される。
【００２６】
また、比較器６２および７２の出力は、それぞれコンデンサ８２および８３を介してフリップフロップ回路８１のセット端子Ｓおよびリセット端子Ｒに、図５（ｃ）および（ｄ）にそれぞれ示すようなパルス信号Ｓ３およびＳ４として印加される。そして、フリップフロップ回路８１の出力端子Ｑからは、図５（ｅ）に示すようなパルス信号Ｓ５が出力されて演算増幅器８５の非反転の入力端子に供給され、その比較結果電圧によって抵抗器７５を介してコンデンサ７６を充電し、信号Ｓ７が生成され比較器７７の反転の入力端子に供給される。
【００２７】
従って、この場合、演算増幅器８５の非反転の入力端子に供給されるパルス信号Ｓ５の平均電圧が図５（ｅ）に一点鎖線で示すように低く、この結果抵抗７５を介して供給されるコンデンサ７６の充電電源が少なく、比較器７７の反転の入力端子に供給される信号Ｓ７の立ち上がりが、図５（ｇ）に破線で示すように緩慢となり、実質的に周期が延長されるので、信号Ｓ１に対する信号Ｓ２の図５（ｂ）に示すような位相角θ４の位相遅延が位相誤差補正回路８０によりなされる。
【００２８】
次に、図６においては、トランス６０の一次側より図６（ａ）に示すような信号Ｓ１が比較器６２の反転の入力端子に印加され、同様に、トランス７０の一次側より図６（ｂ）に示すような信号Ｓ２が比較器７２の反転の入力端子に印加される。比較器６２および７２は、それぞれ反転の入力端子に印加された信号Ｓ１およびＳ２をその非反転の入力端子の接地電位と比較し、その立ち上り出力をそれぞれコンデンサ６３および７３を介してトランジスタ６４および７４に供給し、トランジスタ６４および７４は、それぞれ比較器６２および７２の出力が立ち上るときオンし、その結果、比較器６７および７７の反転の入力端子には、それぞれ図６（ｆ）および（ｇ）に示すような信号Ｓ６およびＳ７が入力される。比較器６２および７２の出力は、それぞれスイッチング素子６１および７１のゲート端子に印加される。
【００２９】
また、比較器６２および７２の出力は、それぞれコンデンサ８２および８３を介してフリップフロップ回路８１のセット端子Ｓおよびリセット端子Ｒに、図６（ｃ）および（ｄ）にそれぞれ示すようなパルス信号Ｓ３およびＳ４として印加される。そして、フリップフロップ回路８１の出力端子Ｑからは、図６（ｅ）に示すようなパルス信号Ｓ５が出力されて演算増幅器８５の非反転の入力端子に供給され、その比較結果電圧によって抵抗器７５を介してコンデンサ７６を充電し、信号Ｓ７が生成され比較器７７の反転の入力端子に供給される。
【００３０】
従って、この場合、演算増幅器８５の非反転の入力端子に供給されるパルス信号Ｓ５の平均電圧が図６（ｅ）に一点鎖線で示すように高く、この結果抵抗７５を介して供給されるコンデンサ７６の充電電流が多く、比較器７７の反転の入力端子に供給される信号Ｓ７の立ち上がりが図６（ｇ）に破線で示すように急峻であり、実質的に周期が短縮されるので、信号Ｓ１に対する信号Ｓ２の図６（ｂ）に示すような位相角θ５の位相進相が位相誤差補正回路８０によりなされる。
【００３１】
上述の如く、本実施の形態によれば、入力端子に異なるＤＣ／ＤＣコンバータの動作信号が入力されるフリップフロップ回路８１を用い、このフリップフロップ回路８１の出力Ｄｕｔｙが５０％（フリップフロップの出力電圧平均値＝５Ｖ電源の１／２となる比較用電圧）なるように、追従するＤＣ／ＤＣコンバータの制御をする、つまり、２個のＤＣ／ＤＣコンバータの動作信号を、フリップフロップ回路８１の２入力端子（セット端子Ｓ・リセット端子Ｒ）にそれぞれ入力し、フリップフロップ回路８１の出力のＤｕｔｙが５０％（両者のタイミングが１８０゜ずれて交互に動作）となるように、追従するＤＣ／ＤＣコンバータの三角波発生用コンデンサ７６の充電時間を変化させるようにしたＰＬＬ動作により、互いの動作周波数と位相差を保つ、すなわち、一方のＤＣ／ＤＣコンバータの動作を基準として、他方のＤＣ／ＤＣコンバータの動作周波数および位相を前者に追従させることによって、両ＤＣ／ＤＣコンバータの動作周波数が略同一になり、概ね１８０°の位相差を保つことができる。
【００３２】
以上のＤＣ／ＤＣコンバータを用いればスイッチング損失を軽減でき、スイッチングによる急峻な電圧・電流の変化が緩和され、急峻な変化により発生するノイズを軽減できる。
なお、上記説明に使用した回路構成は、当ＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明するための回路構成であり、同様な動作をする他の、ディジタル回路構成あるいはマイコンによる処理等の回路構成で実現しても構わない。
【００３３】
実施の形態３．
図１１は、この発明の実施の形態３によるＤＣ／ＤＣコンバータ装置を示す構成図である。本実施の形態は、実質的に本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータ装置を放電灯点灯装置に特化した場合である。
図７は図１１の動作説明用で図１１の片側回路を示したものであり、図７において、バッテリ２１にトランス１０１の一次巻線の片側端が接続され、このトランス１０１の一次巻線の他端が、スイッチング素子１０２の正電極(ドレイン端子)側に接続されると共に、コンデンサ１０３を介して接地される。
【００３４】
また、トランス１０１の二次巻線の片側はダイオード１０４を介してコンデンサ２２およびもう一方の回路から出力電流を供給される接続点２３を経由して並列接続されている４個のスイッチング素子からなるＨ型ブリッジ回路２４に接続され、このＨ型ブリッジ回路２４の出力側にイグニッション手段としてのイグナイタ回路（ＩＧＮ）２５と高輝度放電灯（ＨＩＤ）２６が接続される。そして、Ｈ型ブリッジ回路２４の一端が抵抗器２７を介して接地される。
【００３５】
また、トランス１０１の一次巻線の他端が比較器１０５の反転の入力端子に接続され、その出力側が微分コンデンサ１０６を介してＯＲ回路１０７の一方の入力端子に接続され、その出力端子がフリップフロップ回路１０８のセット端子Ｓに接続され、フリップフロップ回路１０８の出力端子Ｑは、ＡＮＤ回路１１０の一方の入力端子に接続される。ＡＮＤ回路１１０の出力端子はエミッタ接地のトランジスタ１１１のベースに接続され、そのコレクタが比較器１１２の反転の入力端子に接続されると共に抵抗器１１３を介して５Ｖの電源に接続され、比較器１１２の出力端子は、スイッチング素子１０２のゲート端子に接続される。
【００３６】
また、トランジスタ１１１のコレクタは、コンデンサ１１７を介して接地されると共に、比較器１１４の反転の入力端子、比較器１１５および１１６の非反転の入力端子に接続される。比較器１１４の出力端子は、フリップフロップ回路１０８および１０９の各リセット端子Ｒに接続され、比較器１１５の出力端子は、フリップフロップ回路１０９のセット端子Ｓに接続され、比較器１１６の出力端子は、ＯＲ回路１０７の他方の入力端子に接続され、一例として、比較器１１４の非反転の入力端子には１Ｖの電圧が印加され、比較器１１５および１１６の反転の入力端子には、それぞれ２Ｖ、４Ｖの電圧が印加されている。また、フリップフロップ回路１０９の出力端子ＱはＡＮＤ回路１１０の他方の入力端子に接続され、また、誤差増幅器１１８の非反転の入力端子には、制御用基準値１１９が印加され、その出力端子は、比較器１１２の非反転の入力端子に接続される。
なお、端子１１９には、出力電力調整用の電圧入力が入力される。
【００３７】
次に、動作について、図８〜図１０のタイミングチャートを参照して説明する。放電灯２６を点灯させるに当たり、電流が流れない点灯開始（ブレークダウン）前の放電灯２６の電極間電圧には高い電圧を印加する必要がある。
ＤＣ／ＤＣコンバータとしての負荷が極めて軽いこの時ＤＣ／ＤＣコンバータには磁気エネルギーを蓄えないように、定常点灯の定格電圧動作時より、スイッチング素子１０２のＯＮ時間を短くする必要があるが、当タイミングにおいて、ＤＣ／ＤＣコンバータを共振動作させるのであれば周波数は定常点灯時の２倍以上になるが、高周波数での動作はスイッチング素子１０２の損失が増加し好ましくない。
従って、当タイミングにおいて、スイッチング素子１０２に負担をかけないようにするためには、ＤＣ／ＤＣコンバータを一般的な非連続モード（共振駆動可能な上限周波数を固定可能とする）で動作させる必要があり、点灯前の当タイミングにおいてはＤＣ／ＤＣコンバータの動作周波数を固定して、共振動作を中断する。
【００３８】
続いて、点灯開始（ブレークダウン）直後の放電灯２６は、電極間電圧が低いために、ＤＣ／ＤＣコンバータの蓄えた磁気エネルギーを放出するためには、定常点灯の定格電圧動作時より長い時間を要する。なおかつ、点灯直後は早急に発光量を増加させるべく、ＤＣ／ＤＣコンバータには大電力を出力させるために、スイッチング素子１０２のＯＮ時間を長くする必要がある。
従って、当タイミングにおいて、ＤＣ／ＤＣコンバータを共振動作させるのであれば、周波数は定常点灯時の１／２以下になるが、低周波数での動作はトランス１０１の大形化を伴い好ましくない。
小さな限られたサイズのトランス１０１によって、当タイミングに対応するためには、ＤＣ／ＤＣコンバータを一般的な連続モード（共振駆動可能な下限周波数を固定可能とする）で動作させる必要があり、点灯直後の当タイミングにおいてはＤＣ／ＤＣコンバータの動作周波数を固定して、共振動作を中断する。
【００３９】
図８は連続モード動作時、図９は共振モード動作時、図１０は非連続モード動作の各部の動作波形をそれぞれ示しており、図８（ａ）、図９（ａ）および図１０（ａ）は、トランジスタ１１１のコレクタ側に得られる波形をそれぞれ示している。図８（ｂ）、図９（ｂ）および図１０（ｂ）は、ＯＲ回路１０７の一方に供給される信号Ｓ１１をそれぞれ示し、図８（ｃ）、図９（ｃ）および図１０（ｃ）は、同じくＯＲ回路１０７の他方に供給される信号Ｓ１２をそれぞれ示し、図８（ｄ）、図９（ｄ）および図１０（ｄ）は、フリップフロップ回路１０８のリセット端子Ｒに供給される信号Ｓ１３をそれぞれ示し、図８（ｅ）、図９（ｅ）および図１０（ｅ）は、フリップフロップ回路１０９のセット端子Ｓに供給される信号Ｓ１４をそれぞれ示している。
【００４０】
また、図８（ｆ）、図９（ｆ）および図１０（ｆ）は、ＡＮＤ回路１１０の出力信号Ｓ１５をそれぞれ示し、図８（ｇ）、図９（ｇ）および図１０（ｇ）は、比較器１１２の出力信号Ｓ１６をそれぞれ示し、図８（ｈ）、図９（ｈ）および図１０（ｈ）は、比較器１０５に供給される信号Ｓ１７をそれぞれ示し、図８（ｉ）、図９（ｉ）および図１０（ｉ）は、バッテリ２１からトランス１０１の一次巻線に流れる電流Ｉｐをそれぞれ示し、図８（ｊ）、図９（ｊ）および図１０（ｊ）は、トランス１０１の二次巻線からダイオード１０４の方へ流れる電流Ｉｓを示している。
【００４１】
上述の如く、本実施の形態によれば、点灯直後の当タイミングにおいては、共振駆動可能な下限周波数を固定可能とし、つまり、ＤＣ／ＤＣコンバータの動作周波数を固定して、共振動作を中断する連続モードで動作させ、また、点灯前の当タイミングにおいては、共振駆動可能な上限周波数を固定可能にし、つまり、ＤＣ／ＤＣコンバータの動作周波数を固定して、共振動作を中断する非連続モードで動作させることで、高効率・低ノイズの放電灯点灯装置を得ることができる。
【００４２】
図１１は、この発明の実施の形態３によるＤＣ／ＤＣコンバータ装置を示す構成図である。本実施の形態は、実質的に本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータ装置を放電灯点灯装置に特化した場合であり、図７と対応する部分には同一符号を付し、その詳細説明を省略する。
図１１において、バッテリ２１にトランス１０１の一次巻線の片側端が接続され、このトランス１０１の一次巻線の他端が、スイッチング素子１０２の正電極(ドレイン端子)側に接続されると共に、コンデンサ１０３を介して接地される。
また、トランス１０１の二次巻線の片側はダイオード１０４を介して端子２３に接続される。
【００４３】
また、トランス１０１の一次巻線の他端がダイオード１２０およびコンデンサ１０６を介してＯＲ回路１０７の一方の入力端子に接続され、その出力端子がフリップフロップ回路１０８のセット端子Ｓに接続され、フリップフロップ回路１０８の出力端子Ｑは、ＡＮＤ回路１１０の一方の入力端子に接続される。ＡＮＤ回路１１０の出力端子はエミッタ接地のトランジスタ１１１のベースに接続され、そのコレクタが比較器１１２の反転の入力端子に接続されると共に抵抗器１１３を介して５Ｖの電源に接続され、比較器１１２の出力端子は、スイッチング素子１０２のゲート端子に接続される。
【００４４】
また、トランジスタ１１１のコレクタは、コンデンサ１１７を介して接地されると共に、比較器１１４の反転の入力端子、比較器１１５、１２１および１１６の非反転の入力端子に接続される。比較器１１４の出力端子は、フリップフロップ回路１０８および１０９の各リセット端子Ｒに接続され、比較器１１５の出力端子は、フリップフロップ回路１０９のセット端子Ｓに接続され、比較器１２１の出力端子はコンデンサ１２２を介してフリップフロップ回路１２３のセット端子Ｓに接続され、比較器１１６の出力端子は、フリップフロップ回路１２３のリセット端子Ｒに接続されると共に、ＯＲ回路１０７の他方の入力端子に接続され、一例として、比較器１１４の非反転の入力端子には１Ｖの電圧が印加され、比較器１１５の反転の入力端子には、２Ｖの電圧が印加され、比較器１２１の反転の入力端子には、２．５Ｖの電圧が印加され、比較器１１６の反転の入力端子には、４Ｖの電圧が印加されている。また、フリップフロップ回路１０９の出力端子ＱはＡＮＤ回路１１０の他方の入力端子に接続され、また、比較器１１２の非反転の入力端子には、制御用基準値１１９が印加される。
【００４５】
また、バッテリ２１にトランス１２４の一次巻線の片側端が接続され、このトランス１２４の一次巻線の他端が、スイッチング素子１２６の正電極(ドレイン端子)側に接続されると共に、コンデンサ１２５を介して接地される。
また、トランス１２４の二次巻線の片側はダイオード１２７を介して端子２３に接続され、ダイオード１０４および１２７のカソードの共通接続点と接地間にコンデンサ２２が接続される。
【００４６】
また、トランス１０１の一次巻線の他端がダイオード１２８およびコンデンサ１２９を介してＯＲ回路１３１の一方の入力端子に接続され、その出力端子がトランジスタ１３２のベースに接続され、そのコレクタが比較器１３３の反転の入力端子に接続されると共に、抵抗器１３４および１３６をそれぞれ介して位相誤差補正回路１３５および位相揺動信号発生部１３７に接続され、さらにコンデンサ１３８を介して接地される。また、比較器１３３の非反転の入力端子には、制御用基準値１１９が印加され、フリップフロップ回路１２３の出力端子ＱはＯＲ回路１３１の他方の入力端子に接続される。
【００４７】
次に、動作について、図１２のタイミングチャートを参照して説明する。
図１２（ａ）は、トランジスタ１１１のコレクタ側に得られる信号Ｓ２０、図１２（ｂ）は、ＯＲ回路１３１の他方の入力側に得られる信号（パルス）Ｓ２１、そして、図１２（ｃ）は、比較器１３３の反転の入力端子側に得られる信号Ｓ２２である。
いま、基準となる一方のＤＣ／ＤＣコンバータ側の図１２（ａ）に示すトランジスタ１１１のコレクタ側に得られる信号Ｓ２０のレベルが、比較器１２１の基準電圧２．５Ｖに達すると、フリップフロップ回路１２３がセットされて、その出力がコンデンサ１３０を介し図１２（ｂ）に示すパルス２１として追従するＤＣ／ＤＣコンバータ側のＯＲ回路１３１に供給され、トランジスタ１３２がオンし、コンデンサ１３８が放電して比較器１３３の反転の入力端子のレベルが、図１２（ｃ）に示すように低下して初期値に戻される。
上述の如く、本実施の形態では、点灯直後の大電力出力時にも、ＤＣ／ＤＣコンバータ入力のピーク電圧・ピーク電流を減らし、リプルを低減するために、複数のＤＣ／ＤＣコンバータは、交互に動作（ＯＮする）させることが好ましく、また、点灯前においては、放電灯電極間を絶縁破壊（ブレークダウン）するためのイグナイタ回路（図７）を動作させるため、イグナイタ回路用の電源を生成する必要があり、複数のＤＣ／ＤＣコンバータの交互動作は好ましい。
【００４８】
また、基準となる一方のＤＣ／ＤＣコンバータの１周期の中央で、追従するＤＣ／ＤＣコンバータを初期値に戻すことで、両者は交互に動作することができる。なお、基準となるＤＣ／ＤＣコンバータの１周期の中央は、タイミングコンデンサ１１７の充電電圧がそれぞれの最大値の１／２に上昇した時を比較器１２１により検出することで実現できる。
【００４９】
また、位相誤差補正回路１３５により、図１２（ａ）に示す信号Ｓ２０が２．５Ｖから４Ｖになるまでの位相差θ６、つまりフリップフロップ回路１２３がセットされてからリセットされるまでの間を補正する信号を操作し、コンデンサ１３８の充放電を変化させて、ＤＣ／ＤＣコンバータの駆動周波数を微小に揺らす、あるいは、位相揺動信号発生部１３７により位相を微小にずらし高調波成分の周波数を揺らし、動作周波数または高調波成分が揺動することによって、ノイズとなる周波数が分散し、ノイズのエネルギーが１周波数に集中することなく、広い周波数に分散されて、他の機器に及ぼす影響を低減できる。
かくして、本実施の形態では、駆動周波数を固定した時にも位相をずらすことで、点灯直後の大電力出力時にも、ＤＣ／ＤＣコンバータ入力のピーク電圧・ピーク電流を減らし、リプルを低減することができ、また、駆動周波数または位相を微小な範囲で揺らすことで、発生するノイズが他の機器に及ぼす影響を低減できる。
なお、上記説明に使用した回路構成は、当ＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明するための回路構成であり、同様な動作をする、例えばディジタル回路構成あるいはマイコンによる処理等の他の回路構成によって実現しても構わない。
【００５０】
以上のように、この発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータ装置および放電灯点灯装置は、車両等に搭載され、リプルおよびノイズの低減に優れ、高輝度放電灯の点灯を確実にした装置を得るのに適している。
【図１】
0004767960.tif 000002
【図２】
0004767960.tif 000003
【図３】
0004767960.tif 000004
【図４】
0004767960.tif 000005
【図５】
0004767960.tif 000006
【図６】
0004767960.tif 000007
【図７】
0004767960.tif 000008
【図８】
0004767960.tif 000009
【図９】
0004767960.tif 000010
【図１０】
0004767960.tif 000011
【図１１】
0004767960.tif 000012
【図１２】
0004767960.tif 000013