(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
検出対象たる圧力を受けて変位するダイアフラムと、
交流信号で励磁されるセンサ用コイルを配置してなるコイル部及び該コイル部に対して相対的に変位する磁気応答物質を含み、該コイル部に対する該磁気応答物質の相対的位置が前記ダイアフラムの変位に連動して変位する検出部と、
前記センサ用コイルに直列接続された温度補償用コイルと、
前記センサ用コイルと前記温度補償用コイルとの接続点より、前記センサ用コイルのインピーダンス変化に基づき変化する該センサ用コイルの出力電圧を取り出す回路と、
交流信号からなる基準電圧を発生する回路と、
前記センサ用コイルの出力電圧と前記基準電圧と演算することで、所定の周期的振幅関数を振幅係数として持つ交流出力信号を少なくとも２つ生成する演算回路であって、前記各交流出力信号の前記周期的振幅関数はその周期特性において所定位相だけ異なっており且つそれぞれの振幅係数は前記ダイアフラムの変位量を表わしている前記演算回路と
を具え、前記生成された少なくとも２つの前記交流出力信号における前記振幅係数が表わす前記ダイアフラムの変位量に基づき前記検出対象たる圧力が検出されることを特徴とする圧力計。
【請求項２】
検出対象たる圧力を受けて変位するダイアフラムと、
交流信号で励磁されるセンサ用コイルを配置してなるコイル部及び該コイル部に対して相対的に変位する磁気応答物質を含み、該コイル部に対する該磁気応答物質の相対的位置が前記ダイアフラムの変位に連動して変位する検出部と、
交流信号からなる基準電圧を発生する回路と、
前記センサ用コイルの出力電圧と前記基準電圧と演算することで、所定の周期的振幅関数を振幅係数として持つ交流出力信号を少なくとも２つ生成する演算回路であって、前記各交流出力信号の前記周期的振幅関数はその周期特性において所定位相だけ異なっており且つそれぞれの振幅係数は前記ダイアフラムの変位量を表わしている前記演算回路と
を具え、前記生成された少なくとも２つの前記交流出力信号における前記振幅係数が表わす前記ダイアフラムの変位量に基づき前記検出対象たる圧力が検出されることを特徴とする圧力計。
【請求項３】
前記基準電圧を発生する回路は、交流信号が印加されるように直列接続された２つのコイルを含み、該コイルの接続点より前記基準電圧を取り出すようにした請求項１又は２に記載の圧力計。
【請求項４】
前記基準電圧を発生する回路は、第１及び第２の基準電圧を発生し、
前記演算回路は、前記センサ用コイルの出力電圧と前記第１及び第２の基準電圧とを用いて所定の第１の演算及び第２の演算をそれぞれ行うことで、第１の振幅関数を振幅係数として持つ第１の交流出力信号と、第２の振幅関数を振幅係数として持つ第２の交流出力信号とをそれぞれ生成するものである請求項１又は２に記載の圧力計。
【請求項５】
前記第１及び第２の基準電圧は、前記第１及び第２の交流出力信号における前記第１及び第２の振幅関数の周期特性における特定の位相区間を定めるものであり、この第１及び第２の基準電圧を可変することで、該特定の位相区間と前記相対的位置の変化範囲との対応関係を可変できることを特徴とする請求項４に記載の圧力計。
【請求項６】
前記基準電圧を発生する回路は、交流信号が印加されるように直列接続された２つのコイルを含む第１の回路と、交流信号が印加されるように直列接続された２つのコイルを含む第２の回路とを含み、該第１の回路のコイルの接続点より前記第１の基準電圧を取り出し、該第２の回路のコイルの接続点より前記第２の基準電圧を取り出すようにした請求項４に記載の圧力計。
【請求項７】
前記直列接続された２つのコイルは磁性体コアを有し、該２つのコイルのそれぞれに対する磁性体コアの配置を調整することで、コイルのインピーダンスを調整し、もって該２つのコイルの接続点より取り出される基準電圧のレベルを調整できるようにした請求項３又は６に記載の圧力計。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、圧力計に関し、特に、１相の交流信号による励磁に基づき複数相の振幅関数特性を示す出力交流信号を検出対象位置に応じて出力するタイプの位置検出装置を利用したものに関し、さらに詳しくはセンサ用コイルを含む検出部の構成を簡単化したものに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より知られた誘導型直線位置検出装置としては差動トランスがある。差動トランスは、１つの１次巻線を１相で励磁し、差動接続された２つの２次巻線の各配置位置において検出対象位置に連動する鉄心コアの直線位置に応じて差動的に変化するリラクタンスを生ぜしめ、その結果として得られる１相の誘導出力交流信号の電圧振幅レベルが鉄心コアの直線位置を示すようにしたものである。この差動トランスにおいては、誘導電圧が差動的に変化するように設けられた２つの２次巻線が設けられた範囲において、該誘導電圧値が対直線位置に関して直線性を示す範囲でしか、直線位置を検出することができないものであり、該誘導電圧値の対直線位置の変化の関数が周期関数（例えばサイン関数のような三角関数）の１サイクルにわたって変化することはない。従って、検出可能範囲を拡張するには巻線長とコア長を長くするしかなく、自ずと限度があると共に、装置の大型化をもたらす。また、検出対象直線位置に相関する電気的な位相を示す出力を得ることが不可能である。また、誘導出力信号の電圧振幅レベルは、鉄心コアの直線位置のみならず、温度変化等の周辺環境の影響を受けやすいので、精度に難点がある。
【０００３】
これに対して、検出対象直線位置に相関する電気的位相角を持つ交流信号を出力するようにした位相シフトタイプの誘導型直線位置検出装置も知られている。例えば、特開昭４９−１０７７５８号、特開昭５３−１０６０６５号、特開昭５５−１３８９１号、実公平１−２５２８６号などに示されたものがある。この種の従来知られた位相タイプの誘導型直線位置検出装置においては、検出対象位置に連動する可動鉄心コアの直線変位方向に関して互いにずらして配置された例えば２つの１次巻線を互いに電気的位相のずれた２相の交流信号（例えばsin ωｔとcos ωｔ）でそれぞれ励磁し、各１次巻線による２次側誘導信号を合成して１つの２次出力信号を生成するようにしている。励磁用の交流信号に対するこの２次出力信号における電気的位相ずれが、検出対象位置に連動する鉄心コアの直線位置を示している。また、実公平１−２５２８６号に示されたものにおいては、複数の鉄心コアを所定ピッチで断続的に繰り返し設け、１次及び２次巻線が設けられた範囲よりも広い範囲にわたる直線位置検出を可能にしている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
上述した従来の位相シフトタイプの誘導型直線位置検出装置は、差動トランスに比べて多くの点で利点を持っているが、少なくとも２相の交流信号（例えばsin ωｔとcos ωｔ）を用意しなければならないため、励磁回路の構成が複雑になるという問題点があった。また、温度変化等によって１次及び２次巻線のインピーダンスが変化すると、２次出力信号における電気的位相ずれに誤差が生じるという欠点もあった。更に、複数の鉄心コアを所定ピッチで断続的に繰り返し設け、１次及び２次巻線が設けられた範囲よりも広い範囲にわたる直線位置検出を可能にした場合において、１次及び２次巻線を設ける範囲を可動鉄心コアの１ピッチの長さよりも長い範囲で設けねばならないため、巻線アセンブリ全体のサイズが大きくなってしまい、検出装置の小型化に限度があった。すなわち、鉄心コアの１ピッチの長さをＰとすると、４相タイプの場合、各相巻線の配置間隔を最小でも「３Ｐ／４」としなければならず、全体ではその４倍の「４×（３Ｐ／４）＝３Ｐ」の配置領域が必要であり、従って最小でも可動鉄心コアの３ピッチ分の長さの範囲にわたって巻線アセンブリを設けなければならない。
【０００５】
上述した従来の装置は検出器の構成が複雑であった。この問題を解決するために本出願人は位置検出装置を利用した圧力計に係るものとして、特開平１０−１７０３７２号に係わる特許出願をすでに行った。しかし、この先願に示された圧力計においては位置検出装置のコイル構成として１次コイル及び２次コイルの両方が必要であったため、小型化を促進するためにはさらに改善の余地があった。また、コイル出力電圧が温度変化に従って変動してしまう温度ドリフト対策が十分とはいえなかった。
【０００６】
本発明は上述の点に鑑みてなされたもので、小型かつシンプルな構造を持つと共に、温度特性の補償も容易な、圧力計を提供することを目的とする。また、検出対象の変位が微小でも高分解能での検出が可能な、圧力計を提供しようとするものである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明に係る圧力計は、検出対象たる圧力を受けて変位するダイアフラムと、交流信号で励磁されるセンサ用コイルを配置してなるコイル部及び該コイル部に対して相対的に変位する磁気応答物質を含み、該コイル部に対する該磁気応答物質の相対的位置が前記ダイアフラムの変位に連動して変位する検出部と、前記センサ用コイルに直列接続された温度補償用コイルと、前記センサ用コイルと前記温度補償用コイルとの接続点より、前記センサ用コイルのインピーダンス変化に基づき変化する該センサ用コイルの出力電圧を取り出す回路と、交流信号からなる基準電圧を発生する回路と、前記センサ用コイルの出力電圧と前記基準電圧と演算することで、所定の周期的振幅関数を振幅係数として持つ交流出力信号を少なくとも２つ生成する演算回路であって、前記各交流出力信号の前記周期的振幅関数はその周期特性において所定位相だけ異なっており且つそれぞれの振幅係数は前記ダイアフラムの変位量を表わしている前記演算回路とを具え、前記生成された少なくとも２つの前記交流出力信号における前記振幅係数が表わす前記ダイアフラムの変位量に基づき前記検出対象たる圧力が検出されることを特徴とする。
【０００８】
磁気応答物質は、典型的には、磁性体（強磁性体）及び非磁性・良導電体（反磁性体）の少なくとも一方を含んでなるものであってよい。磁気応答物質が磁性体からなる場合は、該部材のセンサ用コイルに対する近接の度合いが増すほど、該コイルの自己インダクタンスが増加して、該コイルの電気的インピーダンスが増加し、該センサ用コイルに生じる電圧、つまり端子間電圧（若しくは電圧降下）、が増加する。反対に、該磁気応答物質のコイルに対する近接の度合いが減少するほど、該センサ用コイルのインダクタンスが減少して、該センサ用コイルの電気的インピーダンスが減少し、該コイルに生じる電圧、つまり端子間電圧、が減少する。こうして、検出対象の変位に伴い、センサ用コイルに対する磁気応答部材の相対的位置が所定の範囲にわたって変化する間で該コイルに生じる電圧、つまり端子間電圧は、増加若しくは減少変化することになる。ダイアフラムそのものの材質が磁気応答物質からなっていてよく、その場合は、上記検出部における磁気応答物質とはダイアフラムのことを指す。ダイアフラムの材質が磁気応答物質からなっていない場合は、上記検出部において格別の磁気応答物質を設けるものとする。
【０００９】
本発明においては、センサ用コイルに直列接続された温度補償用コイルを具備し、前記センサ用コイルと前記温度補償用コイルとの接続点より、前記センサ用コイルのインピーダンス変化に基づき変化する該センサ用コイルの出力電圧を取り出すようにしているので、同じコイルであることにより温度ドリフトを適正に相殺し、温度ドリフト補償済みの出力電圧を取り出すことができる。よって、温度ドリフト補償した圧力検出データを容易に得ることができる。
【００１０】
本発明の別の観点に従う圧力計は、検出対象たる圧力を受けて変位するダイアフラムと、交流信号で励磁されるセンサ用コイルを配置してなるコイル部及び該コイル部に対して相対的に変位する磁気応答物質を含み、該コイル部に対する該磁気応答物質の相対的位置が前記ダイアフラムの変位に連動して変位する検出部と、交流信号からなる基準電圧を発生する回路と、前記センサ用コイルの出力電圧と前記基準電圧と演算することで、所定の周期的振幅関数を振幅係数として持つ交流出力信号を少なくとも２つ生成する演算回路であって、前記各交流出力信号の前記周期的振幅関数はその周期特性において所定位相だけ異なっており且つそれぞれの振幅係数は前記ダイアフラムの変位量を表わしている前記演算回路とを具え、前記生成された少なくとも２つの前記交流出力信号における前記振幅係数が表わす前記ダイアフラムの変位量に基づき前記検出対象たる圧力が検出されることを特徴とする。
【００１１】
例えば、典型的には、ダイアフラムつまり磁気応答物質の相対的位置が所定の範囲にわたって変化する間で該コイルに生じる電圧が示す漸増変化カーブは、サイン関数における０度から９０度までの範囲の関数値変化になぞらえることができる。ここで、交流信号成分をｓｉｎωｔで示し、センサ用コイルの端子間電圧が示す漸増変化カーブにおける適当な区間の始まりの位置に対応して得られるセンサ用コイル出力電圧Ｖｘの振幅係数レベル値をＰａとすると、該区間の始まりの位置に対応するコイル出力電圧Ｖｘは、Ｐa ｓｉｎωｔと表わせる。そして、該区間の終わりの位置に対応して得られるセンサ用コイル出力電圧Ｖｘの振幅係数レベル値をＰｂとすると、該区間の終わりの位置に対応するセンサ用コイル出力電圧は、Ｐb ｓｉｎωｔと表わせる。ここで、始まりの位置に対応するコイル出力電圧Ｖｘの値Ｐa ｓｉｎωｔと同じ値の交流電圧を基準電圧Ｖａと定めて、これをセンサ用コイル出力電圧Ｖｘから減算すると、センサ用コイル出力電圧Ｖｘの振幅係数を関数Ａ（ｘ）で示すと、
0004688268.tif 000002
となる。前記区間の始まりの位置では、Ａ（ｘ）＝Ｐａであることから、この演算結果の振幅係数「Ａ(ｘ) −Ｐa 」は「０」となる。一方、前記区間の終わりの位置では、Ａ（ｘ）＝Ｐｂであることから、この演算結果の振幅係数「Ａ(ｘ)−Ｐa 」は「Ｐb −Ｐa 」となる。よって、この演算結果の振幅係数「Ａ(ｘ) −Ｐa 」は、前記区間の範囲内において、「０」から「Ｐb −Ｐa 」まで漸増する関数特性を示す。ここで、「Ｐb −Ｐa 」は最大値であるから、これを等価的に「１」と考えると、前記式（１）に従う交流信号の振幅係数「Ａ(ｘ) −Ｐa 」は、前記区間の範囲内において、「０」から「１」まで変化することになり、この振幅係数の関数特性は、サイン関数の第１象限（つまり０度から９０度の範囲）の特性になぞらえることができる。よって、前記式（１）に従う交流信号の振幅係数「Ａ(ｘ) −Ｐa 」は、等価的にｓｉｎθ（ただし、大体、０°≦θ≦９０°）と表わせる。
【００１２】
好ましい一実施形態は、前記基準電圧を発生する回路は、第１及び第２の基準電圧を発生し、前記演算回路は、前記センサ用コイルの出力電圧と前記第１及び第２の基準電圧とを用いて所定の第１の演算及び第２の演算をそれぞれ行うことで、第１の振幅関数を振幅係数として持つ第１の交流出力信号と、第２の振幅関数を振幅係数として持つ第２の交流出力信号とをそれぞれ生成するものである。この場合、コイル部は、１次コイルのみでよいので、構成を最小限に簡略化することができる。上記第１の基準電圧として上記Ｖａを使用することで、上記第１の振幅関数として、サイン関数のほぼ第１象限（つまり０度から９０度の範囲）の特性を持つものを得ることができる。
【００１３】
また、前記区間の終わりの位置に対応するコイル出力電圧Ｖｘの値Ｐb ｓｉｎωｔと同じ値の交流電圧を第２の基準電圧Ｖｂと定め、これとコイル出力電圧Ｖｘとの差を求めると、
0004688268.tif 000003
となる。前記区間の始まりの位置では、Ａ（ｘ）＝Ｐａであることから、この演算結果の振幅係数「Ｐb −Ａ(ｘ) 」は「Ｐb −Ｐa 」となる。一方、前記区間の終わり位置では、Ａ（ｘ）＝Ｐｂであることから、この演算結果の振幅係数「Ｐb −Ａ(ｘ) 」は「０」となる。よって、この演算結果の振幅係数「Ｐb −Ａ(ｘ) 」は、前記区間の範囲内において、「Ｐb −Ｐa 」から「０」まで漸減する関数特性を示す。前記と同様に、「Ｐb −Ｐa 」を等価的に「１」と考えると、前記式（２）に従う交流信号の振幅係数「Ｐb −Ａ(ｘ) 」は、前記区間の範囲内において、「１」から「０」まで変化することになり、この振幅係数の関数特性は、コサイン関数の第１象限（つまり０度から９０度の範囲）の特性になぞらえることができる。よって、前記式（２）に従う交流信号の振幅係数「Ｐb −Ａ(ｘ) 」は、等価的にｃｏｓθ（ただし、大体、０°≦θ≦９０°）と表わせる。なお、式（２）の減算は「Ｖｘ−Ｖｂ」であってもよい。
【００１４】
こうして、２次コイルを用いることなく、検出対象たる圧力によるダイアフラムの変位に応じてサイン及びコサイン関数特性に従う振幅をそれぞれ示す２つの交流出力信号を生成することができる。例えば、検出対象たるダイアフラムの変位を所定の検出可能範囲を３６０度分の位相角に換算した場合の位相角θにて示すと、概ね、サイン関数特性を示す振幅を持つ交流出力信号は、ｓｉｎθｓｉｎωｔで示すことができるものであり、コサイン関数特性を示す振幅を持つ交流出力信号は、ｃｏｓθｓｉｎωｔで示すことができるものである。これは、レゾルバといわれる位置検出器の出力信号の形態と同様のものであり、極めて有用なものである。例えば、前記演算回路で生成された前記２つの交流出力信号を入力し、該２つの交流出力信号における振幅値の相関関係から該振幅値を規定する前記サイン及びコサイン関数における位相値を検出し、検出した位相値に基づき前記検出対象の位置検出データを生成する振幅位相変換部を具備するようにするとよい。なお、上記サイン及びコサイン関数は、ほぼ１象限分（９０度）の範囲の特性を示すので、検出可能な位置範囲がほぼ９０度の範囲の位相角に換算されて検出されることになる。
【００１５】
一例として、前記基準電圧を発生する回路は、交流信号が印加されるように直列接続された２つのコイルを含み、該コイルの接続点より前記基準電圧を取り出すようにしたものである。これにより、基準電圧の温度ドリフト補償も行なうことができ、出力電圧及び基準電圧が共に温度ドリフト補償された正確なアナログ演算を行なうことができる。
【００１６】
なお、磁気応答物質として、銅のような良導電体を使用した場合は、渦電流損によってコイルの自己インダクタンスが減少し、磁気応答物質のコイルに対する近接に伴い該コイルの端子間電圧が漸減することになる。この場合も、上記と同様に検出することが可能である。なお、磁性体（強磁性体）と非磁性・良導電体（反磁性体）とを組み合わせたハイブリッドタイプであってもよい。
【００１７】
別の実施形態として、磁気応答物質として永久磁石を含み、コイルは磁性体コアを含むようにしてもよい。この場合は、コイルの側の磁性体コアにおいて永久磁石の接近に応じて対応する箇所が磁気飽和又は過飽和となり、該磁気応答物質すなわち永久磁石のコイルに対する相対的変位に応じて該コイルの端子間電圧が漸減することになる。
【００１８】
かくして、この発明によれば、１次コイルのみを設ければよく、２次コイルは不要であるため、小型かつシンプルな構造の位置検出装置を提供することができる。また、出力電圧及び基準電圧が共に温度ドリフト補償された正確なアナログ演算を行なうことができ、温度変化の影響を排除した相対的位置検出を容易に行うことができる。勿論、基準電圧を発生する回路は、コイルに限らず、抵抗等、その他適宜の構成からなる電圧生成回路を使用してよい。なお、コイルと基準電圧の数は１又は２に限定されず、それ以上であってもよく、これに伴い、利用可能な位相角範囲を、ほぼ１象限（９０度）分に限らず、更に拡大することも可能である。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照してこの発明の実施の形態を詳細に説明しよう。図１は、本発明に係わる圧力計の一実施例を示す断面図である。この圧力計３００は、検出対象たる圧力Ｐを受けて変位するダイアフラム３０１の個所に設けられており、該ダイアフラム３０１の膜面の膨張及び収縮変位を、非接触的な磁気結合方式で検出することで、該圧力Ｐを測定するものである。すなわち、ダイアフラム３０１の膜面の変位を検出し、その検出データを等価的に圧力検出データとする。圧力計３００の検出部は、ダイアフラム３０１の膜面に非接触的に近接して固定配置されるコイル部３０２と、ダイアフラム３０１の膜面に連動して変位する磁気応答物質１１とを含む。コイル部３０２は、所定の基準交流信号で励磁される少なくとも１つのセンサ用コイルＬ１を含む。
【００２０】
磁気応答物質１１は、例えば鉄のような磁性体（強磁性体）からなり、該磁気応答物質１１のセンサ用コイルＬ１に対する近接の度合いが増すほど、該コイルＬ１の自己インダクタンスが増加して、該コイルＬ１の電気的インピーダンスが増加し、該センサ用コイルＬ１に生じる電圧、つまり端子間電圧（若しくは電圧降下）、が増加する。反対に、該磁気応答物質１１のコイルＬ１に対する近接の度合いが減少するほど、該センサ用コイルＬ１のインダクタンスが減少して、該センサ用コイルＬ１の電気的インピーダンスが減少し、該コイルＬ１に生じる電圧、つまり端子間電圧、が減少する。こうして、検出対象の変位に伴い、センサ用コイルＬ１に対する磁気応答物質１１の相対的位置が所定の範囲にわたって変化する間で該コイルＬ１に生じる電圧、つまり端子間電圧は、増加若しくは減少変化することになる。ダイアフラム３０１そのものの材質が磁気応答物質１１からなっていてよく、その場合は、格別の磁気応答物質１１を付加することなく、ダイアフラム３０１そのものを磁気応答物質１１として使用する。ダイアフラム３０１の材質が磁気応答物質１１からなっていない場合は、該ダイアフラム３０１の表面に格別の磁気応答物質１１を貼付る。
【００２１】
コイル部１０においては、センサ用コイルＬ１の近傍に温度補償用コイルＬ２が設けられるが、両コイルは磁気的にシールドして、磁気応答物質１１の変位の影響が温度補償用コイルＬ２に及ぼされないようにする。
図２に示すように、センサ用コイルＬ１は、交流発生源３０から発生される所定の１相の交流信号（仮にｓｉｎωｔで示す）によって定電圧又は定電流で励磁される。上述のように、センサ用コイルＬ１のインダクタンスはダイアフラム３０１の位置ｘに応じた磁気応答物質１１の変位に応じて変化するため、図２の回路では等価的に可変インダクタンス要素として示している。温度補償用コイルＬ２がセンサ用コイルＬ１に直列接続されており、その接続点からセンサ用コイルＬ１の出力電圧Ｖｘが取り出される。前述のとおり、温度補償用コイルＬ２は、磁気応答物質１１の変位には応答せず、一定のインピーダンス（インダクタンス）を示すものであるので、図２の回路では等価的に固定インダクタンス要素として示している。温度補償用コイルＬ２は、できるだけセンサ用コイルＬ１と同等の温度ドリフト特性を示すように、センサ用コイルＬ１とできるだけ同一条件のコイル素子であることが好ましく、また、できるだけ同一環境下に配置されることが好ましい。センサ用コイルＬ１と温度補償用コイルＬ２の分圧比により、センサ用コイルＬ１の出力電圧Ｖｘが取り出されるので、両コイルＬ１，Ｌ２の温度ドリフト特性が相殺され、センサ用コイルＬ１の出力電圧Ｖｘは正確に温度補償されたものとなる。
【００２２】
図３（Ａ）は、検出対象たる圧力Ｐによるダイアフラム３０１の変位（横軸ｘ）に対応してセンサ用コイルＬ１に生じる電圧（たて軸）を例示するグラフである。横軸ｘに記したａ，ｂは、検出可能範囲の始まりと終わりの位置に対応している。ダイアフラム３０１の変位量は微小であるため、この検出可能範囲は例えば１乃至数ｍｍ程度の非常に僅かな範囲である。位置ａは、ダイアフラム３０１の膜面がセンサ用コイルＬ１から最も離れた位置であり、この位置ではセンサ用コイルＬ１のインピーダンスが最小のため、コイルＬ１に生じる電圧は最小レベル（最小振幅係数）である。位置ｂは、ダイアフラム３０１の膜面がセンサ用コイルＬ１から最も近づいた位置であり、この位置ではセンサ用コイルＬ１のインピーダンスが最大のため、コイルＬ１に生じる電圧は最大レベル（最大振幅係数）である。
【００２３】
このように、センサ用コイルＬ１に生じる電圧は、ダイヤフラム３０１つまり磁気応答物質１１が位置ａからｂまで動く間で、最小値から最大値まで漸増変化する。位置ａにおいて最小値をとるコイルＬ１の出力電圧ＶｘがＰa ｓｉｎωｔであるとすると（Ｐaは最小インピーダンス）、これを第１の基準電圧Ｖａとして設定する。すなわち、
Ｖａ＝Ｐa ｓｉｎωｔ
である。また、位置ｂにおいて最大値をとるコイルＬ１の出力電圧ＶｘがＰb ｓｉｎωｔであるとすると（Ｐbは最大インピーダンス）、これを第２の基準電圧Ｖｂとして設定する。すなわち、
Ｖｂ＝Ｐb ｓｉｎωｔ
である。なお、各基準電圧Ｖａ，Ｖｂは可変設定できる。これによって、検出対象範囲ａ〜ｂを可変設定できる。
【００２４】
図２において、各基準電圧Ｖａ，Ｖｂを発生するための回路として、２つのコイルＬａ１，Ｌａ２を直列接続した回路と、２つのコイルＬｂ１，Ｌｂ２を直列接続した回路とが設けられており、これらは交流発生源３０からの交流信号によって駆動される。基準電圧ＶａはコイルＬａ１，Ｌａ２の接続点から取り出され、基準電圧ＶｂはコイルＬｂ１，Ｌｂ２の接続点から取り出される。コイルＬａ１，Ｌａ２，コイルＬｂ１，Ｌｂ２の各対は、所望の基準電圧Ｖａ，Ｖｂが得られるように、そのインピーダンス（インダクタンス）が適切に調整される。コイルＬａ１，Ｌａ２の分圧比により基準電圧Ｖａが取り出されるので、コイルＬａ１，Ｌａ２の温度ドリフト特性が相殺され、基準電圧Ｖａは正確に温度補償されたものとなる。同様に、コイルＬｂ１，Ｌｂ２の分圧比により基準電圧Ｖｂが取り出されるので、コイルＬｂ１，Ｌｂ２の温度ドリフト特性が相殺され、基準電圧Ｖｂは正確に温度補償されたものとなる。
【００２５】
演算回路３１Ａは、センサ用コイルＬ１の出力電圧Ｖｘから第１の基準電圧Ｖａを減算するもので、前記式（１）のように、コイルの出力電圧の振幅係数を関数Ａ（ｘ）で示すと、
0004688268.tif 000004
なる演算を行う。第１の基準電圧Ｖａによって設定した検出対象区間の始まりの位置ａでは、Ａ（ｘ）＝Ｐａであることから、この演算結果の振幅係数「Ａ(ｘ)−Ｐa 」は「０」となる。一方、該検出対象区間の終わりの位置ｂでは、Ａ（ｘ）＝Ｐｂであることから、この演算結果の振幅係数「Ａ(ｘ) −Ｐa 」は「Ｐb−Ｐa 」となる。よって、この演算結果の振幅係数「Ａ(ｘ) −Ｐa 」は、該検出対象区間の範囲内において、「０」から「Ｐb −Ｐa 」まで漸増する関数特性を示す。ここで、「Ｐb −Ｐa 」は最大値であるから、これを等価的に「１」と考えると、前記式に従う交流信号の振幅係数「Ａ(ｘ) −Ｐa 」は、検出対象区間の範囲内において、図３の（Ｂ）に示すように、「０」から「１」まで変化することになり、この振幅係数の関数特性は、図３の（Ｃ）に示すようなサイン関数ｓｉｎθの第１象限（つまり０度から９０度の範囲）の特性になぞらえることができる。よって、前記式に従う交流信号の振幅係数「Ａ(ｘ) −Ｐa 」は、等価的にｓｉｎθ（ただし、大体、０°≦θ≦９０°）を用いて表わせる。なお、図３（Ｂ），（Ｃ）では、位置ｘに対するサイン関数特性の振幅係数のカーブｓｉｎθのみを示しているが、実際の演算回路３１Ａの出力はこの振幅係数ｓｉｎθに対応する振幅レベルを持つ交流信号ｓｉｎθｓｉｎωｔである。
【００２６】
演算回路３１Ｂは、センサ用コイルＬ１の出力電圧Ｖｘと第２の基準電圧Ｖｂとの差を求めるもので、前記式（２）のように、
0004688268.tif 000005
なる演算を行う。検出対象区間の始まりの位置ａでは、Ａ（ｘ）＝Ｐａであることから、この演算結果の振幅係数「Ｐb −Ａ(ｘ) 」は「Ｐb −Ｐa 」となる。一方、第２の基準電圧Ｖｂによって設定した該区間の終わり位置ｂでは、Ａ（ｘ）＝Ｐｂであることから、この演算結果の振幅係数「Ｐb −Ａ(ｘ) 」は「０」となる。よって、この演算結果の振幅係数「Ｐb −Ａ(ｘ) 」は、該検出対象区間の範囲内において、「Ｐb −Ｐa 」から「０」まで漸減する関数特性を示す。前記と同様に、「Ｐb −Ｐa 」を等価的に「１」と考えると、前記式に従う交流信号の振幅係数「Ｐb −Ａ(ｘ) 」は、検出対象区間の範囲内において、図３（Ｂ）に示すように、「１」から「０」まで変化することになり、この振幅係数の関数特性は、図３（Ｃ）に示すようなコサイン関数の第１象限（つまり０度から９０度の範囲）の特性になぞらえることができる。よって、前記式に従う交流信号の振幅係数「Ｐb −Ａ(ｘ) 」は、等価的にｃｏｓθ（ただし、大体、０°≦θ≦９０°）を用いて表わせる。この場合も、図３（Ｂ），（Ｃ）では、位置ｘに対するコサイン関数特性の振幅係数のカーブｃｏｓθのみを示しているが、実際の演算回路３１Ｂの出力はこの振幅係数ｃｏｓθに対応する振幅レベルを持つ交流信号ｃｏｓθｓｉｎωｔである。なお、演算回路３１Ｂでの減算は「Ｖｘ−Ｖｂ」であってもよい。
【００２７】
こうして、ダイアフラム３０１の変位つまり検出対象位置ｘに応じてサイン及びコサイン関数特性に従う振幅をそれぞれ示す２つの交流出力信号ｓｉｎθｓｉｎωｔとｃｏｓθｓｉｎωｔを生成することができる。これは一般にレゾルバといわれる位置検出器の出力信号の形態と同様のものであり、有効に活用することができる。例えば、演算回路３１Ａ，３１Ｂで生成されたレゾルバタイプの２つの交流出力信号を位相検出回路（若しくは振幅位相変換手段）３２に入力し、該２つの交流出力信号における振幅値の相関関係から該振幅値を規定する前記サイン及びコサイン関数ｓｉｎθ及びｃｏｓθの位相値θを計測することで、検出対象位置をアブソリュートで検出することができる。この位相検出回路３２としては、例えば本出願人の出願に係わる特開平９−１２６８０９号公報に示された技術を用いて構成するとよい。例えば、第１の交流出力信号ｓｉｎθｓｉｎωｔを電気的に９０度位相シフトすることで、交流信号ｓｉｎθｃｏｓωｔを生成し、これと第２の交流出力信号ｃｏｓθｓｉｎωｔを加減算合成することで、ｓｉｎ（ωｔ＋θ）およびｓｉｎ（ωｔ−θ）なる、θに応じて進相および遅相方向に位相シフトされた２つの交流信号（位相成分θを交流位相ずれに変換した信号）を生成し、その位相θを測定することで、ストローク位置検出データを得ることができる。位相検出回路３２は、専用回路（例えば集積回路装置）で構成してもよいし、プログラム可能なプロセッサまたはコンピュータを使用して所定のソフトウェアを実行することにより位相検出処理を行うようにしてもよい。あるいは、公知のレゾルバ出力を処理するために使用されるＲ−Ｄコンバータを、この位相検出回路３２として使用するようにしてもよい。また、位相検出回路３２における位相成分θの検出処理は、ディジタル処理に限らず、積分回路等を使用したアナログ処理で行ってもよい。また、ディジタル位相検出処理によって回転位相θを示すディジタル検出データを生成した後、これをアナログ変換して回転位置θを示すアナログ検出データを得るようにしてもよい。勿論、位相検出回路３２を設けずに、演算回路３１Ａ，３１Ｂの出力信号ｓｉｎθｓｉｎωｔ及びｃｏｓθｓｉｎωｔをそのまま出力するようにしてもよい。
【００２８】
なお、図３（Ｂ）に示すように、サイン及びコサイン関数特性の交流出力信号ｓｉｎθｓｉｎωｔ及びｃｏｓθｓｉｎωｔにおける振幅特性は、位相角θと検出対象位置ｘとの対応関係が線形性を持つものとすると、図３（Ｃ）に示すような真のサイン及びコサイン関数特性を示していない。しかし、位相検出回路３２では、見かけ上、この交流出力信号ｓｉｎθｓｉｎωｔ及びｃｏｓθｓｉｎωｔをそれぞれサイン及びコサイン関数の振幅特性を持つものとして位相検出処理する。その結果、検出した位相角θは、検出対象位置ｘに対して、線形性を示さないことになる。しかし、位置検出にあたっては、そのように、検出出力データ（検出した位相角θ）と実際の検出対象位置との非直線性はあまり重要な問題とはならない。つまり、所定の反復再現性をもって位置検出を行なうことができればよいのである。また、必要とあらば、位相検出回路３２の出力データを適宜のデータ変換テーブルを用いてデータ変換することにより、検出出力データと実際の検出対象位置との間に正確な線形性を持たせることが容易に行なえる。よって、本発明でいうサイン及びコサイン関数の振幅特性とは、真のサイン及びコサイン関数特性を示していなければならないものではなく、図３（Ｂ）に示されるように、実際は三角波形状のようなものであってよいものであり、要するに、そのような傾向を示していればよい。つまり、サイン等の三角関数に類似した関数であればよい。なお、図３（Ｂ）の例では、観点を変えて、その横軸の目盛をθと見立ててその目盛が所要の非線形目盛からなっているとすれば、横軸の目盛をｘと見立てた場合には見かけ上三角波形状に見えるものであっても、θに関してはサイン関数またはコサイン関数ということができる。
【００２９】
ここで、更なる温度ドリフト特性の補償について説明する。前述した通りセンサ用コイルＬ１の出力電圧Ｖｘと基準電圧Ｖａ，Ｖｂはそれぞれ温度ドリフト補償されているものであるが、演算回路３１Ａ，３１Ｂにおける差演算によって、同一方向のレベル変動誤差がもしあったとしてもこれも相殺されることになり、温度ドリフト特性がより一層確実に補償されることになる。
【００３０】
基準電圧発生用の各コイルＬａ１，Ｌａ２，Ｌｂ１，Ｌｂ２は、センサ用コイルＬ１と同等の特性のコイルを使用し、かつ、これらのコイルＬａ１，Ｌａ２，Ｌｂ１，Ｌｂ２とセンサ用コイルＬ１と同様の温度環境に置く（つまりセンサ用コイルＬ１の比較的近くに配置する）のがよいが、これに限らず、別の配置でもよい。何故ならば、図２のような各対のコイルの直列接続とその接続点からの電圧取り出しによって、温度ドリフト補償が達成されているからである。よって、基準電圧発生用の各コイルＬａ１，Ｌａ２，Ｌｂ１，Ｌｂ２は、演算回路３１Ａ，３１Ｂの回路基板側に設けてもよい。
【００３１】
センサ用コイルＬ１に直列接続する温度補償用コイルＬ２を省略する実施態様もありうる。図４はその一例を示す回路図であり、図２において基準電圧Ｖａ，Ｖｂを発生する回路及びセンサ用コイルＬ１の出力電圧Ｖｘを発生させる回路を変更した例であり、コイルＬ２に代えて抵抗素子Ｒ１が設けられており、コイルＬａ２、コイルＬｂ２に代えて抵抗素子Ｒａ、Ｒｂが設けられている。この場合も、センサ用コイルＬ１の出力電圧Ｖｘと基準電圧Ｖａ，Ｖｂとを演算することで、図３と同様の動作で検出を行なうことができる。
【００３２】
図５は、図２の変形例であり、１つの基準電圧Ｖｂを発生し、センサ用コイルＬ１の出力電圧Ｖｘと演算するようにした例である。基準電圧ＶＮを発生するための回路として、２つのコイルＬｂ１，Ｌｂ２を直列接続した回路を用いる。演算回路３３Ａで、センサ用コイルＬ１の出力電圧Ｖｘと基準電圧Ｖｂとを加算し、演算回路３３Ｂで、センサ用コイルＬ１の出力電圧Ｖｘから基準電圧Ｖｂを減算する。これによって、演算回路３３Ａにおける加算結果Ｖｘ＋Ｖｂとして、サイン関数ｓｉｎθの９０°未満の狭い範囲での振幅特性に等価的になぞらえることができる振幅係数ｓｉｎθを持つ出力交流信号ｓｉｎθｓｉｎωｔが得られる。また、演算回路３３Ｂにおける減算結果Ｖｘ−Ｖｂとして、コサイン関数ｓｉｎθの９０°未満の狭い範囲での振幅特性に等価的になぞらえることができる振幅係数ｃｏｓθを持つ出力交流信号ｃｏｓθｓｉｎωｔが得られる。図５においても、温度補償用コイルＬ２，Ｌｂ２に代えて抵抗素子を用いる変形例があり得る。
【００３３】
図６は、ダイアフラム３０１の膜面から垂直に突出した針形状からなる磁気応答物質１１を用いる実施例を示す。この場合、センサ用コイルＬ１の内部空間内に侵入する針状の磁気応答物質１１の侵入量に応じたインピーダンスがセンサ作用コイルＬ１に生じる。磁気応答物質１１の形状、配置等はこのほか適宜設計してよい。勿論、磁気応答物質１１を固定し、センサ用コイルＬ１の方がダイアフラム３０１と共に動くようにしてもよい。
【００３４】
上記各実施例において、位置検出データを得るための構成は、図２等に示したような位相検出回路３２を用いるものに限らず、図７（Ａ）に示すように、電圧検出回路４０を用いるようにしてもよい。図７（Ａ）において、電圧検出回路４０以外の構成は図２に示したものと同様である。要するに、電圧検出回路４０では、演算回路３１Ａから出力される等価的にサイン関数の振幅特性を持つ交流信号ｓｉｎθｓｉｎωｔを整流回路４１に入力し、交流信号成分を除去し、振幅電圧成分ｓｉｎθのみに応答する直流の検出電圧Ｖ１を発生する。また、演算回路３１Ｂから出力される等価的にコサイン関数の振幅特性を持つ交流信号ｃｏｓθｓｉｎωｔを整流回路４２に入力し、交流信号成分を除去し、振幅電圧成分ｃｏｓθのみに応答する直流の検出電圧Ｖ２を発生する。図７（Ｂ）は、検出対象位置ｘに対して示す各検出電圧Ｖ１，Ｖ２の特性例を示す。このような特性が得られる理由は図３（Ｂ）を参照して既に説明した通りである。このようにちょうど逆特性の２種類の検出電圧Ｖ１，Ｖ２をアナログで得ることができる。検出対象位置ｘの検出のためには、どちらか一方の検出電圧Ｖ１，Ｖ２のみを得るように一系列の整流回路だけで構成すれば足りるが、逆特性の２種類の検出電圧Ｖ１，Ｖ２を並列的に発生するようにすることにより、冗長性をもたせることができる。すなわち、どちらか一方の検出系列で何らかの故障が生じた場合に、適切に対処することができる。
【００３５】
図８は、位相検出用アナログ回路３２Ａと電圧検出回路４０とを併設し、位相検出と電圧検出のどちらでも採用できるようにした構成例を示す。図８は、図７（Ａ）において位相検出用アナログ回路３２Ａが付加されたものと同じである。よって、位相検出用アナログ回路３２Ａ以外の構成についての説明は、図２及び図７（Ａ）の説明を援用する。
位相検出用アナログ回路３２Ａにおいて、演算回路３１Ａから出力された等価的にサイン関数の振幅特性を持つ交流信号Ａ＝ｓｉｎθｓｉｎωｔは、位相シフト回路１９に入力され、その電気的位相が所定量位相シフトされ、例えば９０度進められて、位相シフトされた交流信号Ａ’＝sinθ・cosωｔが得られる。また、位相検出用アナログ回路３２Ａにおいては加算回路１５と減算回路１６とが設けられており、加算回路１５では、位相シフト回路１９から出力される上記位相シフトされた交流信号Ａ’＝sinθ・cosωｔと、演算回路３１Ｂから出力される等価的にコサイン関数の振幅特性を持つ交流信号Ｂ＝ｃｏｓθｓｉｎωｔとが加算され、その加算出力として、Ｂ＋Ａ’＝cosθ・sinωｔ＋sinθ・cosωｔ＝sin（ωｔ＋θ）なる略式で表わせる第１の電気的交流信号Ｙ１が得られる。減算回路１６では、上記位相シフトされた交流信号Ａ’＝sinθ・cosωｔと上記演算回路３１Ｂから出力交流信号Ｂ＝cosθ・sinωｔとが減算され、その減算出力として、Ｂ−Ａ’＝cosθ・sinωｔ−sinθ・cosωｔ＝sin（ωｔ−θ）なる略式で表わせる第２の電気的交流信号Ｙ２が得られる。このようにして、検出対象位置（ｘ）に対応して正方向にシフトされた電気的位相角（＋θ）を持つ第１の電気的交流出力信号Ｙ１＝sin（ωｔ＋θ）と、同じ前記検出対象位置（ｘ）に対応して負方向にシフトされた電気的位相角（−θ）を持つ第２の電気的交流出力信号Ｙ２＝sin（ωｔ−θ）とが、電気的処理によって夫々得られる。
【００３６】
加算回路１５及び減算回路１６の出力信号Ｙ１，Ｙ２は、夫々ゼロクロス検出回路１７，１８に入力され、それぞれのゼロクロスが検出される。ゼロクロスの検出の仕方としては、例えば、各信号Ｙ１，Ｙ２の振幅値が負極性から正極性に変化するゼロクロスつまり０位相を検出する。各回路１７，１８で検出したゼロクロス検出パルスつまり０位相検出パルスは、ラッチパルスＬＰ１，ＬＰ２として出力される。ラッチパルスＬＰ１，ＬＰ２は、図示しない位相ずれ測定装置に入力される。この位相ずれ測定装置では、基準交流信号源３０から発生される基準交流信号ｓｉｎωｔの０位相時点から各ラッチパルスＬＰ１，ＬＰ２の発生時点（立ち上がりトリガ時点）までの時間差をカウントし、ラッチパルスＬＰ１に対応するカウント値を正方向にシフトされた位相角（＋θ）の位相データとして検出し、ラッチパルスＬＰ２に対応するカウント値を負方向にシフトされた位相角（−θ）の位相データとして検出する。これらの正方向及び負方向にシフトされた位相角＋θ及び−θの位相検出データの利用方法については、前述した本出願人の出願に係る先願明細書に記載されているので、それと同様の手法で利用すればよい。
【００３７】
なお、基準交流発生源３０の発振回路そのものをコイル部１０の側に設けた場合は、図８に示すように、基準交流発生源３０から発生される基準交流信号を方形波変換回路２０に入力し、基準交流信号ｓｉｎωｔに同期する方形波信号（パルス信号）を形成し、これを上記位相ずれ測定装置に入力してやる。その場合、位相ずれ測定装置では、入力された基準交流信号ｓｉｎωｔに同期する方形波信号（パルス信号）の立ち上がりに同期してクロックパルスカウントを行ない、各ラッチパルスＬＰ１，ＬＰ２の発生時点（立ち上がりトリガ時点）でそのカウント値をラッチする構成を採用することで、上記のように正方向及び負方向にシフトされた位相角＋θ及び−θの位相検出データをそれぞれ得ることができる。勿論、これに限らず、上記位相ずれ測定装置の側で、基準交流信号ｓｉｎωｔに同期する方形波信号（パルス信号）を発生し、この方形波信号（パルス信号）に基づきコイル部１０の回路側でアナログフィルタ処理等をかけることで、アナログの基準交流信号ｓｉｎωｔを発生するようにしてもよい。その場合は、位相ずれ測定装置の側では、出力した基準交流信号ｓｉｎωｔに同期する方形波信号（パルス信号）の立ち上がりに同期してクロックパルスカウントを行ない、各ラッチパルスＬＰ１，ＬＰ２の発生時点（立ち上がりトリガ時点）でそのカウント値をラッチする構成を採用すればよい。上記位相ずれ測定装置としては、ＣＰＵのようなソフトウェアプログラム処理可能なプロセッサを使用するとよい。なお、図７の回路において、電圧検出回路４０の整流回路４１に入力する信号として、演算回路３１Ａの出力信号Ａ＝ｓｉｎθｓｉｎωｔに代えて、位相シフト回路１９からの出力信号Ａ’＝ｓｉｎθｃｏｓωｔを入力するようにしてもよい。
【００３８】
なお、磁気応答物質１１として、強磁性体の代わりに、銅のような非磁性・良導電体（つまり反磁性体）を使用してもよい。その場合は、渦電流損によってコイルのインダクタンスが減少し、磁気応答部材１１の近接に応じてコイルの端子間電圧が減少することになる。この場合も、上記と同様に位置検出動作することが可能である。また、磁気応答部材として、強磁性体と非磁性・良導電体（つまり反磁性体）を組合わせたハイブリッドタイプのものを用いてもよい。また、磁気応答部材１１の形状は任意であり、例えば、適宜の漸減又は漸増形状であってよく、また所定の基材の表面上にめっき等で適宜の漸減又は漸増形状からなるパターンを形成したものであってもよい。また、センサ用コイルＬ１の数は１個に限らず、複数であってもよい。
【００３９】
【発明の効果】
以上のとおり、この発明によれば、１次コイルのみを設ければよく、２次コイルは不要であるため、小型かつシンプルな構造の位置検出装置を提供することができると共に、センサ用コイルに直列接続された温度補償用コイルを具備し、前記センサ用コイルと前記温度補償用コイルとの接続点より、前記センサ用コイルのインピーダンス変化に基づき変化する該センサ用コイルの出力電圧を取り出すようにしているので、同じコイルであることにより温度ドリフトを適正に相殺し、温度ドリフト補償済みの出力電圧を取り出すことができ、検出対象圧力に応じたダイアフラムの微小な変位を正確に検出することができる、という優れた効果を奏する。
【００４０】
また、検出対象圧力に応じたダイアフラムの微小な変位に応じて生じるコイル出力電圧の漸増（又は漸減）変化特性を利用し、これを基準電圧と演算して組み合わせることにより、検出対象位置に応じて所定の周期関数特性に従う振幅をそれぞれ示す複数の交流出力信号（例えばサイン及びコサイン関数特性に従う振幅をそれぞれ示す２つの交流出力信号）を容易に生成し、これによっても、検出対象圧力に応じたダイアフラムの微小な変位を正確に検出することができる、という優れた効果を奏する。また、基準電圧の発生にあたっては、交流信号が印加されるように直列接続された２つのコイルを含み、該コイルの接続点より基準電圧を取り出すようにすることにより、基準電圧の温度ドリフト補償も行なうことができ、出力電圧及び基準電圧が共に温度ドリフト補償された正確なアナログ演算を行なうことができることとなり、温度変化の影響を排除した位置検出を容易に行うことができる。更に、これら複数の交流出力信号における振幅値の相関関係から該振幅値を規定する所定周期関数（例えばサイン及びコサイン関数）における位相値を検出することで、検出対象の変位が微小でも高分解能での位置検出が可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明に係わる圧力計の一実施例を示す縦断面略図。
【図２】  本発明の一実施例に係わる圧力計のセンサ用コイルに関連する電気回路図。
【図３】  図１の実施例の検出動作説明図。
【図４】  本発明の一実施例に係わる圧力計の変更例を示すセンサ用コイルに関連する電気回路図。
【図５】  本発明の一実施例に係わる圧力計の別の変更例を示すセンサ用コイルに関連する電気回路図。
【図６】  本発明に係わる圧力計における磁気応答部材の別の構成例を示す断面略図。
【図７】  検出位置に応じたアナログ直流電圧を発生するように構成してなる本発明に係る圧力計のセンサ用コイルに関連する電気回路図。
【図８】  電圧検出と位相検出の両機能を具備した本発明に係る圧力計のセンサ用コイルに関連する電気回路図。
【符号の説明】
１１  磁気応答物質
３０  交流発生源
３１Ａ，３１Ｂ，３３Ａ，３３Ｂ  アナログ演算回路
３２  位相検出回路
３００  圧力計
３０１  ダイアフラム
３０２  コイル部
Ｌ１  センサ用コイル
Ｌ２  温度補償用コイル
Ｌａ１，Ｌａ２，Ｌｂ１，Ｌｂ２  基準電圧発生用コイル
４０  電圧検出回路
４１，４２  整流回路
【図１】
0004688268.tif 000006
【図２】
0004688268.tif 000007
【図３】
0004688268.tif 000008
【図４】
0004688268.tif 000009
【図５】
0004688268.tif 000010
【図６】
0004688268.tif 000011
【図７】
0004688268.tif 000012
【図８】
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