(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
銅抵抗（ＲＣＵ）を有するコイルを含む共振回路（Ｌ，Ｃ，ＲＣＵ）及び仮想負性抵抗（Ｒｎ ）として接続された増幅器回路（Ｖ，Ｒ１ ，Ｒ２ ，Ｒ３ ）を含む温度安定化発振器において、コイルの銅抵抗（ＲＣＵ）を示す共振周波数の外側の成分を有する電圧（ＵＣＵ）が共振回路コイル（Ｌ）の両端に発生するように、電流源（Ｉ１ ）が共振回路（Ｌ，Ｃ，ＲＣＵ）と直列に接続され、前記発振器は、
共振回路コイル（Ｌ）の銅抵抗（ＲＣＵ）に実質的に比例するが共振回路の共振周波数の周波数を有する成分を含まない第１の電圧（ＵＶ１）を共振回路コイル（Ｌ）の両端に発生する電圧（ＵＣＵ）から得る手段と、
第１の電圧（ＵＶ１）により仮想負性抵抗（Ｒｎ ）を共振回路コイル（Ｌ）の銅抵抗（ＲＣＵ）に実質的に反比例させるように構成された制御回路（Ｖ１ ，Ｍ；Ｖ２ ，Ｖ３ ，Ｍ）と、
を含むこと特徴とする前記発振器。
【請求項２】
請求項１記載の発振器において、制御回路（Ｖ１ ，Ｍ；Ｖ２ ，Ｖ３ ，Ｍ）は、第１の電圧（ＵＶ１）の線形関数である第２の電圧（Ｕｅ２）に基づき増幅器回路（Ｖ，Ｒ１ ，Ｒ２ ，Ｒ３ ）の出力電圧（Ｕｅ１）を調整するように配置されたことを特徴とする前記発振器。
【請求項３】
請求項１記載の発振器において、前記共振回路（Ｌ，Ｃ，ＲＣＵ）に直列に接続された電流源（Ｉ１ ）は、直流電流源、脈動直流電流源または低周波交流電流源であることを特徴とする前記発振器。
【請求項４】
請求項１から３のいずれかに記載の発振器において、制御回路（Ｖ１ ，Ｍ；Ｖ２ ，Ｖ３ ，Ｍ）は、増幅器回路（Ｖ，Ｒ１ ，Ｒ２ ，Ｒ３ ）の出力電圧（Ｕｅ１）と共振回路コイル（Ｌ）の両端に発生する電圧（ＵＣＵ）の線形関数である電圧を乗算するように配置されたことを特徴とする前記発振器。
【請求項５】
請求項１から４のいずれかに記載の発振器において、前記増幅器回路は増幅器（Ｖ）と第１の抵抗器（Ｒ１ ）と第２の抵抗器（Ｒ２ ）と第３の抵抗器（Ｒ３ ）を含み、共振回路（Ｌ，Ｃ，ＲＣＵ）は、増幅器（Ｖ）の非反転入力に接続され、第１の抵抗器（Ｒ１ ）は、増幅器（Ｖ）の反転入力に接続され、第２の抵抗器（Ｒ２ ）は、増幅器（Ｖ）の反転入力とその出力との間に接続され、第３の抵抗器（Ｒ３ ）は、前記増幅器（Ｖ）の非反転入力と制御回路（Ｖ１ ，Ｍ；Ｖ２ ，Ｖ３ ，Ｍ）の出力の間に接続され、増幅器（Ｖ）の出力は、制御回路（Ｖ１ ，Ｍ；Ｖ２ ，Ｖ３ ，Ｍ）に接続されることを特徴とする前記発振器。
【請求項６】
請求項５記載の発振器において、増幅器（Ｖ）の非反転入力は、更なる増幅器（Ｖ１ ；Ｖ２ ；Ｖ３ ）を介して乗算器（Ｍ）の１つの入力に接続され、該乗算器（Ｍ）の他方の入力が増幅器（Ｖ）の出力に接続されると共に該乗算器（Ｍ）の出力が第３の抵抗器（Ｒ３ ）を介して増幅器（Ｖ）の非反転入力に接続されることを特徴とする前記発振器。
【請求項７】
請求項６記載の発振器において、低域フィルタ（Ｒ４ ，Ｃ１ ）は、増幅器（Ｖ）の一方の入力と更なる増幅器（Ｖ１ ；Ｖ２ ；Ｖ３ ）の入力の間に接続されることを特徴とする前記発振器。
【請求項８】
請求項６または７記載の発振器において、電圧源（Ｕ０ ）は、更なる増幅器（Ｖ１ ；Ｖ２ ；Ｖ３ ）の出力と電圧を付加する乗算器（Ｍ）の入力との間に接続されることを特徴とする前記発振器。
【請求項９】
請求項８記載の発振器において、電圧源（Ｕ０ ）は、更なる増幅器（Ｖ１ ；Ｖ２ ；Ｖ３ ）の出力電圧（ＵＶ１）に定電圧ｋ＊Ｕ０ を加え、ｋはＲ１ ／（Ｒ１ ＋Ｒ２ ）に等しく、Ｕ０ は乗算器（Ｍ）の基準電圧であることを特徴とする前記発振器。
【請求項１０】
請求項８または９記載の発振器において、電流源（Ｉ１ ）は、電圧源（Ｕ０ ）から得られるか又はその逆であることを特徴とする前記発振器。
【請求項１１】
請求項６から１０のいずれかに記載の発振器において、前記更なる増幅器は、非反転直流電圧増幅器（Ｖ１ ）であることを特徴とする前記発振器。
【請求項１２】
請求項６から１０のいずれかに記載の発振器において、前記更なる増幅器は、チョッパ増幅器（Ｖ１ ）であることを特徴とする前記発振器。
【請求項１３】
請求項６から１０のいずれかに記載の発振器において、前記更なる増幅器は、非反転交流電圧増幅器（Ｖ２ ）で形成され、非反転交流電圧増幅器（Ｖ２ ）によって増幅された信号の直流成分をサンプル・ホールドするサンプルホールド回路（Ｓ２ ，Ｃ２ ，Ｖ３ ）およびクロック発生器（ＴＧ）並びに電流源（Ｉ１ ）をオン・オフするスイッチ（Ｓ１ ）から成ることを特徴とする前記発振器。
【請求項１４】
請求項１から１３のいずれかに記載の発振器を含む近接スイッチ。
【請求項１５】
請求項１４記載の近接スイッチであって、標準測定板が近接すると前記発振器により発生される発振の開始および中断を決定する評価回路を有する近接スイッチ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、共振または発振器回路及び仮想負性抵抗として接続される増幅器回路を備えた抵抗安定化発振器に関する。この発明は更に、この新しい温度安定化発振器を含む近接スイッチに言及する。
【０００２】
ＬＣ共振周期を含む発振器は、例えば誘導性近接スイッチに使用され、所謂、標準測定板のアプローチは、発振器によって生成される発振の作用に影響を及ぼす。例えば、発振器の出力信号の振幅または発振の開始点が変化し、これらの変化は、近接スイッチの有益な出力信号を生成するしきい値検出器を制御することができる。
【０００３】
商用化された誘導性近接スイッチの主要な欠点は、その比較的小さな切換え距離である。この切換え距離は、増加させることができない。何故ならば、使用される発振器共振回路組合せの温度依存性は、切換え距離を増加したときに、通常受容不可能な高い温度係数につながることとなるからである。
【０００４】
図１ａは、誘導性近接スイッチの標準測定板の距離Ｓ（切換え距離）の関数として、相対的な発振器回路の品質係数Ｑ／Ｑ0 の作用を示している。距離が増加するとき、標準測定板によって引き起こされる発振器回路の品質係数Ｑの有効変化（Ｑ0 −Ｑ）は、減衰しない発振器回路の品質係数Ｑ0 に関して迅速に極めて小さい値に減少する。通常の動作範囲が選択されて、所定の切換え距離に対して、相対的な発振器回路の品質係数が５０％（動作点Ａ）であれば、図１ａの曲線は、距離が３倍大きいとき（動作点Ｂ）、相対的な発振器回路の品質係数に及ぼす標準測定板の影響は約３％に低減されることとなることを示している。
【０００５】
相対的な発振器回路の品質係数に及ぼす周囲温度Ｔの影響は、温度が上昇するにつれて関係Ｑ／Ｑ0 が減少することを示す図１ｂにおいて表わされている。図１ａとの比較によって、切換え距離がより大きくなるとき、Ｑ／Ｑ0 に及ぼす温度の影響は、標準測定板によってもたらされる変化に比して急速に大きくなることが示される。この温度の影響は、発振器回路のコイルの抵抗の温度依存性によって、その主要部分が引き起こされる。
【０００６】
【従来の技術及びその課題】
品質係数の小さな温度依存性を有するコイルの構成は、独国特許出願公開明細書第１，５８９，８２６号から既知である。コイルの品質係数に関する温度補償は、二次巻線が短絡されている変圧器の一次巻線としてコイルを接続することによって達成される。二次巻線の導電材料の固有抵抗は、一次巻線の導電材料と同一符号の温度依存性を有する。この巻線のオーミック抵抗と誘導性抵抗の比率と同様に結合係数を選択して、一次巻線の接続端部における品質係数が一次巻線のみの品質係数に比してより小さな温度依存性を有するようにする。しかしながら、この品質係数補償は、変圧器の二次巻線として接続される二次、即ち短絡巻線を要求し、絶対的なものではない補償は、品質係数の比較的高い損失を被る。
【０００７】
欧州特許出願公開明細書第０，０７０，７９６号は、発生器によって励起される発振器回路の発振振幅の、まさにこの影響によって引き起こされる劣悪な温度作用を補償するのに、発振器コイルの抵抗器の温度依存性を使用するプロセスを開示している。発振器は、発振器回路と同一の周波数を有するコイルの抵抗を通して一定の交流電流を生成する。この方法によって今までに最も大きい切換え距離が達成されている。
【０００８】
この方法では、温度依存性に関する所望の補償を得るための二本巻コイルが要求される。しかしながら、この種のコイルは、１つまたは２つの付加的ワイヤを接続しなければならないという欠点を有する。こうして、付加的コストは、電子回路に対する接続の際は勿論、コイルの製造の際に上昇する。更に、コイル及びその接続の自動製造は、極めて困難となる。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
この発明の主要で最も重要な目的は、上述した欠点を有することなく、発振器回路の発振特性に及ぼす発振器回路のコイルの抵抗の温度依存性の影響に対する有効な補償を可能にすることによって、大きな切換え距離を有する誘導性近接スイッチの簡単で低コストの製造を可能にする上述の如く概説した発振器を提供することである。
【００１０】
この発明による発振器は、発振器回路コイルの抵抗に対する尺度である信号をもたらすために発振器回路と直列に接続された電流源を備えている。発振器は、更に、仮想の負性抵抗を前記信号を用いて発振器回路コイルの抵抗と実質的に逆比例させる制御回路を備えている。
【００１１】
発振器回路コイルの抵抗の尺度である信号を検出することにより、電流源と、この信号を使用するときに前記コイルの抵抗と逆比例する負性抵抗の制御とによって、発振器回路の発振状態が発振器回路コイルの抵抗と独立するようになり、こうして温度から実質的に独立するようになる。このことによって、回路発振の開始点の温度作用が安定化すると共に、安定した発振器と、大きな切換え距離を有して大きな温度範囲で機能する簡単な近接スイッチとが得られるようになる。
【００１２】
この発明の更なる目的、利点及び特徴は、図面に示された実施例に関する以下の説明から理解されることとなる。この発明は、単に例示的なものであり、任意の方法で、この発明を制限しようとするものではない。
【００１３】
【発明の実施の形態】
図２は、仮想の負性抵抗と並列に接続されたＬＣ共振周期を有する発振器の回路図を示している。図２によるこの発振器は、既知の方法で構成されると共に、（誘導率Ｌを有する）コイルＬ及び（容量Ｃを有する）コンデンサＣによって形成される発振器回路と、この発振器回路のコイルＬの銅抵抗ＲＣＵと、負性抵抗として接続される演算増幅器Ｖとを備え、この際、接続点（Ｄ）における仮想負性抵抗Ｒｎを決定する３つの抵抗器Ｒ１，Ｒ２及びＲ３が設けられている。それぞれの抵抗器Ｒｉのオーミック抵抗を簡略化のためにＲｉと指定する。
【００１４】
抵抗器Ｒ1 は、アースと増幅器Ｖの反転入力（入力Ｎ）の間に接続されている。抵抗器Ｒ2 は、増幅器Ｖの反転入力と、その出力の間に接続されている。抵抗器Ｒ3 は、増幅器Ｖの非反転入力（入力Ｐ）と、その出力の間に接続されている。発振器回路Ｌ，Ｃ，ＲCUは、増幅器Ｖの非反転入力とアースの間に接続されている。
【００１５】
第１のキルヒホッフの法則を増幅器Ｖの入力Ｎ及びＰに適用すると、図２の電流ＩN ，Ｉp それに電圧ＵN ，ＵP 及びＵa （増幅器Ｖの出力電圧）に対して以下の等式が与えられる。
【００１６】
【数１】
−ＩN ＋（Ｕa −ＵN ）／Ｒ2 ＝０
ＩP ＋（Ｕa −ＵP ）／Ｒ3 ＝０
更に、
【００１７】
【数２】
ＵN ＝ＵP 
ＵN −ＩN ＊Ｒ1 ＝０
上式から次式が得られる。
【００１８】
【数３】
ＩN ＝（−Ｒ3 ／Ｒ2 ）＊ＩP 
ＵP ＋（Ｒ1 ＊Ｒ3 ／Ｒ2 ）＊ＩP ＝０
従って、次式が得られる。
【数４】
Ｒn ＝−Ｒ1 ＊Ｒ3 ／Ｒ2                       （１）
Ｌ，Ｃ及びＲCUを備える発振器回路は、共振時に等価共振抵抗ＲP （図示せず）を有する。この際、次式が維持される。
【００１９】
【数５】
ＲP ＝Ｌ／（Ｃ＊ＲCU）                        （２）
図２による発振器に対する発振条件は、次式の通りである。
【００２０】
【数６】
0004620188.tif 000002
回路は、周波数ＦOSC （例えば、数百ｋＨｚのオーダ）で発振する。
【００２１】
コイルＬのワイヤ材料の抵抗ＲCUは、数式（２）及び（３）に従って発振の開始点及び区切り点に影響を及ぼす比較的高い正の温度係数を有する。しかしながら、近接スイッチ発振器において、発振の開始または区切り点は、標準測定板のアプローチの結果として、本来既知の方法で処理回路によって、それぞれ決定され、近接スイッチに対する切換え点として使用される。従って、この切換え点に及ぼす如何なる温度の影響も望ましくない。主要な温度の影響は、既知の発振器における発振器回路コイルＬの抵抗ＲCUから生ずる。
【００２２】
図３は、この発明の第１の実施例による発振器の回路図を示している。定電流源Ｉ１は、発振器回路のコイルＬの温度依存性のある銅抵抗ＲＣＵを決定するのに使用される。この定電流源は、アースと演算増幅器Ｖの非反転入力の間に接続されると共に、発振器回路Ｌ，Ｃ，ＲＣＵと直列に接続されている。電流源Ｉ１は、脈動直流電流または低周波数の交流電流（周波数はＦＯＳＣに比して、はるかに低い）のソースであっても良い。この電流源は、発振器回路のコイルＬの抵抗ＲＣＵを通した電圧降下ＵＣＵを引き起こす測定電流を供給する。
【００２３】
【数７】
ＵCU＝ＲCU＊Ｉ1                               （４）
そのインピーダンスは、発振器回路Ｌ，Ｃ，ＲCUが事実上、減衰しないように高く選択される。最初、コンデンサＣ1 及び抵抗器Ｒ4 によって形成される低域フィルタを通して、電圧降下ＵCUから交流電圧部分がろ過される。接続点（Ｅ）での定電圧（直流）部分は、係数Ｇを掛けて非反転直流増幅器Ｖ1 において増幅される。銅抵抗ＲCUに比例する直流電圧ＵV1は、増幅器Ｖ1 の出力（Ｆ）において得ることができる。
【００２４】
【数８】
ＵＶ１＝ＲＣＵ＊Ｉ１ ＊Ｇ                        （５）
図３によれば、定電圧源Ｕ０ は、増幅器Ｖ１ の出力（Ｆ）と乗算器Ｍの入力のうちの１つの間に接続されている。数式を簡略化するために、定数ｋを以下の通りに定義する。
【００２５】
【数９】
ｋ＝Ｒ１ ／（Ｒ１ ＋Ｒ２ ）                      （６）
電源Ｕ０ は、出力（Ｆ）での電圧ＵＶ１に定電圧ｋ＊Ｕ０ を加算するのに使用される。これらの２つの電圧の和をＵｅ２とする。直列に接続された電源Ｕ０ を用いる代わりに、所望する電圧が加算回路によって得ることができるのは勿論である。
【００２６】
更に、既に述べた乗算器Ｍは、増幅器Ｖの出力と抵抗器Ｒ3 の間に接続されている。この電流経路は、数式（１）によれば、接続点（Ｄ）における仮想の負性抵抗Ｒn に寄与する。乗算器は、数式（７）に従ってＵm を計算する。ここで、Ｕe1は、増幅器Ｖの出力電圧である。
【００２７】
【数１０】
Ｕm ＝Ｕe1＊Ｕe2／Ｕ0                         （７）
Ｕ0 は乗算器Ｍの基準電圧である。
【００２８】
接続点（Ｄ）における仮想負性抵抗Ｒn は、増幅器Ｖの入力Ｎ及びＰに第１のキルヒホッフの法則を適用することによって再度計算することができる（電流ＩN ，ＩP 及び電圧ＵN ，ＵP は図２に示す電流及び電圧に対応するが、図３では簡略化のために表わされてはいない）。
【００２９】
【数１１】
−ＩN ＋（Ｕe1−ＵN ）／Ｒ2 ＝０
ＩP ＋（Ｕm −ＵP ）／Ｒ3 ＝０
更に、次式が得られる。
【００３０】
【数１２】
ＵN ＝ＵP 
ＵN −ＩN ＊Ｒ1 ＝０
上式から、次式が得られる。
【００３１】
【数１３】
Ｕｅ１＝ＩＮ ＊（Ｒ１ ＋Ｒ２ ）＝ＵＰ ／ｋ
ＩＰ ＝（ＵＰ −Ｕｅ１＊Ｕｅ２／Ｕ０ ）／Ｒ３ 
＝〔ＵＰ −（ＵＰ ／ｋ）＊（ＵＶ１＋ｋ＊Ｕ０ ）／Ｕ０ 〕／Ｒ３ 
＝−（ＵＰ ＊ＵＶ１）／（ｋ＊Ｕ０ ＊Ｒ３ ）
ＵＰ ＝〔−（ｋ＊Ｕ０ ＊Ｒ３ ）／ＵＶ１〕＊ＩＰ 
次いで、次式が得られる。
【数１４】
Ｒｎ ＝−ｋ＊Ｒ３ ＊Ｕ０ ／ＵＶ１                  （８）
数式（５）を数式（８）に代入して次式を得る。
【００３２】
【数１５】
Ｒn ＝−（ｋ＊Ｒ3 ＊Ｕ0 ）／（ＲCU＊Ｉ1 ＊Ｇ）        （９）
こうして、仮想負性抵抗Ｒn は、発振器回路のコイルＬの銅抵抗ＲCUに逆比例し、ＲCUによって引き起こされる、図２による発振器の発振作用の温度依存性が理想的に補償される。発振器回路コイルＬの銅抵抗ＲCUを評価すると共に、信号ＵCUまたはＵV1をそれぞれフィードバックすることによって、発振器に対する発振条件（数式３を参照）は、即ちＲCUと独立すると共に、実質的に温度には依存しない。従って、回路は、二本巻コイルを必要とすること無く、発振回路Ｌ，Ｃ，ＲCUの発振の開始点に及ぼす発振器回路コイルＬの抵抗ＲCUの温度係数の影響を補償する。発振回路のコイルＬは、コイルに関係する特別な要求も必要とすることのない、一本の巻線と２つの接続部を有する簡単なコイルである。
【００３３】
発振器回路のコイルＬの銅抵抗に逆比例する仮想負性抵抗Ｒn の制御、従って発振器の温度補償は、増幅器Ｖの出力電圧Ｕe1にコイルＬの抵抗ＲCUの線形関数がある係数を掛けることによって達成される。
【００３４】
この乗算及び適切な係数の発生は、図３による抵価格の制御回路によって得ることができて有益である。制御回路の他の実施例が可能であることは勿論である。例えば、図示の乗算器Ｍは、時分割装置で置換し得るか、または信号を先ずデジタル化して、デジタル−アナログ−トランスフォーマで逓倍することによって乗算を行っても良い。全体の制御は、また純粋にデジタル方式で、例えばデジタル信号プロセッサによって行うことができる。
【００３５】
電流源Ｉ1 は、電圧源Ｕ0 から得ることが好ましく、その逆もまた同様である。この方策によって、（数式（９）によれば、Ｕ0 は分子で、Ｉ1 は分母）負性抵抗Ｒn は、電圧源Ｕ0 または電流源Ｉ1 の可能な不安定性によって否定的には影響を受けないことが達せられる。こうして、電圧源Ｕ0 及び電流源Ｉ1 を安定化させる必要はない。
【００３６】
電圧源Ｕ0 は、除外することもできる。これによって、仮想負性抵抗Ｒn は、発振器回路のコイルＬの銅抵抗ＲCUには正確には逆比例しなくなる。温度補償も幾分低下することとなる。
【００３７】
この発明による発振器を近接スイッチに使用する場合、温度補償された発振の開始または区切り点は、それ自体既知の方法で、評価回路、例えばしきい値検出器によって、標準測定板のアプローチに基づいて、それぞれ検出され、近接スイッチの切換点として使用される。
【００３８】
発振器回路のコイルＬの銅抵抗ＲCUは、一般に数オームにしかならず、実用上有効な電流Ｉ1 は、１ｍＡのオーダである。従って、使用可能な電圧ＵCUは数ｍＶでしかない。こういった低電圧を正確に増幅するのは困難である。何よりも、増幅器Ｖ1 のオフセット電圧がじゃまをする。この問題を回避するため、増幅器Ｖ1 は、チョッパ増幅器の既知の原理に従って構成し得る。
【００３９】
図４は、この発明の別の実施例による発振器の配線回路を示している。増幅器Ｖ1 をチョッパ増幅器として構成する代わりに、電圧降下ＵCUを増幅するのにサンプルホールド回路が使用されている。電流源Ｉ1 は、数Ｈｚのオーダであり、実質的にＦOSC に比して低い周波数ＦTGでクロック発生器ＴＧ及びスイッチＳ1 によって刻時される。クロック発生器ＴＧのデューティ比は、電流源Ｉ1 によって使用される電流を低減するために低く選択することができる。
【００４０】
接続点（Ｅ）での電圧の交流電圧成分は、非反転交流電圧増幅器Ｖ2 において増幅される。直流電圧の小数部分は、スイッチＳ2 、保持コンデンサＣ2 及び電圧フォロアＶ3 から成るサンプルホールド回路によってリストアされる。増幅器Ｖ3 のオフセット電圧は、増幅器Ｖ2 で既に増幅された有効電圧ＵCCに関して何らの影響も無く残存する。
【図面の簡単な説明】
【図１】ａは、切換え距離の関数として誘導性近接スイッチの相対的品質係数の作用を示す特性図であり、ｂは、温度の関数として誘導性近接スイッチの相対的品質係数の作用を示す特性図である。
【図２】仮想負性抵抗に並列に接続され、ＬＣ共振周期を有する発振器の回路図である。
【図３】この発明の第１の実施例による発振器の回路図である。
【図４】この発明の別の実施例による発振器の回路図である。
【符号の説明】
Ｌ  コイル
Ｃ  コンデンサ
ＲCU  銅抵抗
Ｖ  増幅器
Ｒ1 ，Ｒ2 ，Ｒ3   抵抗器
Ｉ1   電流源
Ｃ1   コンデンサ
Ｒ4   抵抗器
Ｕ0   電圧源
Ｖ1   増幅器
Ｍ  乗算器
Ｓ1 ，Ｓ2   スイッチ
ＴＧ  クロック発生器
Ｃ2   コンデンサ
Ｖ2   増幅器
Ｖ3   電圧フォロア
ＵCU  信号
【図１】
0004620188.tif 000003
【図２】
0004620188.tif 000004
【図３】
0004620188.tif 000005
【図４】
0004620188.tif 000006