(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源と、当該直流電源に一端を接続された第１のインダクタと、当該第１のインダクタの他端と、１次巻き線にセンタータップを備えたトランスの当該センタータップとが接続され、前記トランスの前記１次巻き線の両端はそれぞれが交互にスイッチングする第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子に接続され、並列共振のためのコンデンサが前記トランスの１次巻き線と並列に設けられており、前記トランスの２次巻き線は整流回路を経由して平滑手段で平滑される電源装置において、前記整流回路と前記平滑手段との間に第２のインダクタを挿入し、前記第１のインダクタと前記第２のインダクタが同一磁気回路でもって直流磁束をキャンセルする向きに結合することを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
直流電源と、当該直流電源に一端を接続された第１のインダクタと、当該第１のインダクタの他端と、１次巻き線にセンタータップを備えたトランスの当該センタータップとが接続され、前記トランスの前記１次巻き線の両端はそれぞれが交互にスイッチングする第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子に接続され、並列共振のためのコンデンサが前記トランスの１次巻き線と並列に設けられており、前記トランスの２次巻き線は交流負荷に接続される電源装置において、前記トランスの２次巻き線と前記交流負荷との間に整流器と第２のインダクタを設け、前記第２のインダクタには整流された１方向の電流が流れるように接続され、前記第１のインダクタと前記第２のインダクタが同一磁気回路でもって直流磁束をキャンセルする向きに結合することを特徴とするスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はスイッチングノイズが少ない必要がある電源に関するものであり、特にオーディオ機器や照明機器にとって最適な電源装置に関する。また、スイッチングノイズが少なくなればＹコンデンサーを小さくすることにより漏洩電流を下げられるので医療機器にも好ましい。
【背景技術】
【０００２】
従来、オーディオ機器や医療機器など、スイッチングノイズが少ない必要がある場合には以下のソフトスイッチング電源が用いられてきた。ＰＳ電源、ＳＭＺ電源、部分共振電源、擬似共振電源、また、インバータ式の照明機器においては共振形ロイヤ・コンバータ方式がよく使われている。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
ＰＳ電源やＳＭＺ電源や部分共振電源の電圧共振は共振時間が部分的なのでトランスに加わる電圧波形は台形状となる。台形状の斜めの部分が電圧共振をしている時間である。後述する理由により、オーディオ用途には電圧波形がサイン波状になるような電圧共振がより好ましく、まだ十分とは言えない。また、これらはハーフブリッジ構成のためＡＣ２３０Ｖ地域に容易に対応できるメリットはあるものの、ハイサイドのスイッチ駆動は面倒である。このため、民生機器ではコスト面からも好ましくはない。
擬似共振コンバータは、ターンオン時はソフトスイッチングであるが、ターンオフ時はハードスイッチングなので、ノイズの削減効果そのものが十分ではない。【０００４】
共振形のロイヤ・コンバータは直流を出力しない照明機器ではスイッチングノイズが少なく、まことに都合が良い。しかし主にバイポーラトランジスタによる自励発振が使われ、この場合は素子のストレージタイムにより現時点では周波数を高くすることが困難である。周波数を高く出来ないなら後述する理由によりオーディオ用としては十分でない。
ＭＯＳＦＥＴは高速動作が可能であるが自励発振をさせる場合はサイン波に近い波形でゲートを駆動することになるので、同時オフ期間が出来やすく損失が増えてしてしまう。さらにＭＯＳＦＥＴで自励発振をさせる場合は、スタート時に２つのスイッチが同時オンとなってスイッチング素子そのものを破壊する恐れもある。【０００５】
バイポーラトランジスタもＭＯＳＦＥＴもいずれにせよ自励発振では高い周波数で最適なタイミングにすることは難しい。また、共振形のロイヤ・コンバータで直流を出力する場合は、電源投入時に出力の平滑コンデンサへの突入電流が発生し、この時に１次側のインダクタが飽和しやすいといった問題も存在する。【０００６】
ところで、オーディオ用途にて第１に要求されるのは、スイッチングノイズを極めて少なくする必要がある。後述するように仮に出るとしても８８ｋＨｚ以上１５０ｋＨｚ以下の範囲のスイッチング周波数が好ましい。経験によれば、さらにノーマルモードよりもコモンモードの特に高周波ノイズを少なくする必要がある。コモンモードノイズの主な原因はトランスの１次２次間の静電容量に起因するので、静電容量を少なくするとともに電圧波形も高調波が少なくなる波形、すなわちサイン波に近くなるよう全周期が電圧共振する方式がいっそう好ましい。【０００７】
第２の要求は応答である。もしもＢ級のオーディオアンプに１ｋＨが入ると、１秒間に１０００回もの負荷変動が生じてしまう。応答の悪い例としては０％と１００％を繰り返す負荷変動においてリンギングを生じ、しかも耳につきやすい２ｋＨｚ付近のリンギングが生じるといったものである。リンギングを生じるとアンプの電源端子が揺すられることになり、これによってアンプのＳＶＲＲ（Ｓｕｐｐｌｙ  Ｖｏｌｔａｇｅ  ＲｅｊｅｃｔｉｏｎＲｅｒｉｏ）を通じて悪影響を受け、特有の響きがついてしまう。事実、応答まで考慮していないノートＰＣ用のスイッチング電源でカーオーディオ用のパワーＩＣを駆動すると「リンギングらしい響き」がよく付きまとう。【０００８】
したがって制御をするなら、きわめて高速な応答をさせるか、出力に大きな平滑コンデンサを持たせ、早い音楽変動はこれで吸収し、ゆっくりした制御をするかのどちらかが好ましい。つまり、聴覚に影響の少ない周波数変動に追いやるというものである。【０００９】
第３は小型であっても瞬間的なピーク電流に対応可能なことである。オーディオにおいては瞬時に刻々と変化する音楽信号、なかでも特に打楽器系の音に追従するためには応答のみならず、その瞬発力も非常に重要である。音楽信号においては平均電流に対してピーク電流は非常に大きいからである。【００１０】
共振型ロイヤ・コンバータの１次インダクタには直流成分が流れるため、磁気飽和しないようギャップを大きくする必要がある。するとインダクタンスは小さくなってしまう。しかし、インダクタンスは大きくしないと１次インダクタやスイッチや整流器の実効電流が増えてしまい効率が低下する。かといって巻き線のターン数を増やせば銅損が増えてしまう。結局のところ、より大きなコアサイズが必要になってしまう。それでも電源投入時には非常に大きな突入電流が流れ、コアが飽和すれば、さらに大きな過電流が流れ、スイッチング素子が破壊する恐れもある。【００１１】
過電流が流れてＯＣＰ（Ｏｖｅｒ  Ｃｕｒｒｅｎｔ  Ｐｒｏｔｅｃｔｉｏｎ）が動作するとなればスイッチをオフにする。交互にスイッチングしている一方をオフにするので２つのスイッチが同時にオフになる。するとインダクタの電流は行き場が無くなり、出力側の電圧が上昇しすぎ、スイッチング素子に過電圧が加わってやはり破壊する恐れがある。【００１２】
また、電解コンデンサのメーカーから高音質用電解コンデンサが発売されているが、しかしながらこれらはスイッチング用途と異なり、スイッチング周波数での抵抗分が必ずしも少なくなっている訳では決して無い。このため好きな音質のオーディオ用コンデンサを選ぼうと思っても、一般のスイッチング電源の場合は高周波特性が良いことの制約が生じてしまい自由に選ぶことが出来ない。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明は、共振形のロイヤ・コンバータの、スイッチングノイズが少なくハイサイドドライバが不要であるメリットに着目し、これをベースとしてオーディオ機器用への改良に関するものである。図１はその共振形のロイヤ・コンバータの基本回路である。【００１４】
従来、聴覚は２０ｋＨｚまでしか聞こえないとされていた。これによりＣＤやＢＳなどはサンプリング周波数を４４．１ｋＨｚや４８ｋＨｚに決定した。しかしオーディオマニアからは音が悪いとしつこく言われてきた。これによって更なる聴覚の研究がなされ、最新の報告によれば人は音楽において９０ｋＨｚ付近までは聴覚に影響があると認識されるようになってきた。そのため９０ｋＨｚ付近まで再生可能なＳＡＣＤやＤＶＤａｕｄｉｏが出現するに至った。【００１５】
本発明は以上の知見に基づきオーディオ用のスイッチング電源としてはノイズが少ないと同時に、出るとしても聴覚に影響を与えない９０ｋＨｚ付近以上が好ましい。ここではＣＤのサンプリング周波数の倍以上ということで８８ｋＨｚ以上を目標とした。また、ＥＭＩノイズ規格では１５０ｋＨｚ以上には規制があるのでスイッチング周波数は結局のところ８８ｋＨｚから１５０ｋＨｚの範囲が好ましい
さらにこの共振形のロイヤ・コンバータで好ましいのは、制御無しでも出力電圧自体に定電圧特性を持っている。そのため制御無しで使った場合、本質的に応答に対して不安定な要因が存在しない点にある。
殆どのスイッチング電源は、２次以上の位相遅れ要素を持っているので、制御をかけると本質的に不安定な要因が内在することになる。【００１６】
本願第１発明は、直流電源と、当該直流電源に一端を接続された第１のインダクタと、当該第１のインダクタの他端と、１次巻き線にセンタータップを備えたトランスの当該センタータップとが接続され、前記トランスの前記１次巻き線の両端はそれぞれが交互にスイッチングする第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子に接続され、前記トランスの２次巻き線は整流回路を経由して平滑手段で平滑される電源装置において、前記整流回路と前記平滑手段との間に第２のインダクタを挿入し、前記第１のインダクタと前記第２のインダクタが同一磁気回路でもって直流磁束をキャンセルする向きに結合することを特徴とする。【００１７】
このように直流磁束をキャンセルするように接続することでインダクタのギャップを無くすことが出来る。すると少ないターン数でも大きなインダクタンスが得られ、スイッチング素子に流れる電流は方形波に近くなって実効電流が減るので損失が少なくなる。平滑手段には２つの方形波が交互に合成されるので直流に近くなって等価直列抵抗（ＥＳＲ）や等価直列インダクタンス（ＥＳＬ）の影響が少なくなる。出力電流が直流に近くなると入力電流も直流に近くなって全体のノイズが減る。【００１８】
電解コンデンサメーカーから高音質用の電解コンデンサが発売されている。しかしこれらはスイッチング用途 は異なり、スイッチング周波数での抵抗分が少なくなっている訳では無い。しかし、本方式は出力電流が連続性を持っていて直流に近く、スイッチング周波数において抵抗分があってもロスが少ないので好きな音質のオーディオ用コンデンサを高周波特性が良いことの制約無しに自由に選ぶことができる。【００１９】
本願第２発明は、直流電源と、当該直流電源に一端を接続された第１のインダクタと、当該第１のインダクタの他端と、１次巻き線にセンタータップを備えたトランスの当該センタータップとが接続され、前記トランスの前記１次巻き線の両端はそれぞれが交互にスイッチングする第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子に接続され、前記トランスの２次巻き線は交流負荷に接続される電源装置において、前記トランスの２次巻き線と前記交流負荷との間に整流器と第２のインダクタを設け、前記第２のインダクタには整流された１方向の電流が流れるように接続され、前記第１のインダクタと前記第２のインダクタが同一磁気回路でもって直流磁束をキャンセルする向きに結合することを特徴とする。【００２０】
本願第３発明は、前記トランスの１次巻き線数と２次巻き数線の比を第１インダクタの巻き数と第２インダクタの巻き数の比に等しくすることで直流磁束をより厳密にキャンセルすることを特徴とする。
このように巻き数比を設定することで理論的にはトランスも結合チョークも負荷電流が増加したことによって磁気飽和を起こすことはなくなる。つまり、電源投入時においても、音楽のピークにおいてもコアが飽和することが無いので、大きな瞬発力を得ることができる。【００２１】
本願第４発明は、直流電源と、当該直流電源に一端を接続されたインダクタと、当該インダクタの他端と、１次巻き線にセンタータップを備えたトランスの当該センタータップとは接続され、前記トランスの前記１次巻き線の両端はそれぞれが交互にスイッチングする第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子に接続される電源装置において、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子が同時にオフになった場合に、前記インダクタの他端の電圧が上昇し過ぎないよう前記インダクタに更なる巻き線とダイオードとを設け、インダクタに溜まったエネルギを電源に回生するように接続することでインダクタ他端の電圧上昇を制限することを特徴とする。
このことによりＯＣＰが働いた場合でもスイッチング素子に過電圧が加わって破壊することの無いように工夫した。【００２２】
本願第５発明は、直流電源と、当該直流電源に一端を接続されたインダクタと、当該インダクタの他端と、１次巻き線にセンタータップを備えたトランスの当該センタータップとが接続され、前記トランスの前記１次巻き線の両端はそれぞれが交互にスイッチングする第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子に接続され、前記トランスの２次巻き線は整流回路を経由して平滑手段で平滑するか、直接に交流負荷に供給される電源装置において、同期信号入力端子か発振周波数を決定する端子を備えた制御用ＩＣを用いて第１と第２のスイッチング素子を駆動させ、前記トランスのセンタータップ電圧か、もしくは前記トランスに３次巻き線を設置し、前記３次巻き線を整流した電圧のいずれかを用いて、前記制御用ＩＣの前記同期信号入力用の端子、または前記発振周波数を決定する端子に注入することにより、次のサイクルのオンタイミングを決めることで、実質的に自励発振動作をさせることを特徴とする。【００２３】
また、オーディオ用ではスイッチングノイズは極めて少なくする必要があるし、後述する理由で出るとしても８８ｋＨｚ以上１５０ｋＨｚ以下が望ましい。
このような高い周波数だとＦＥＴでなくては高い性能は望み難い。また、ＦＥＴを使った場合に起りうる起動時での同時オンとなってスイッチング素子を破壊する問題も生じないよう、本発明では他励ＩＣを使い、最適なタイミングでもって駆動するとともに８８ｋＨｚ以上１５０ｋＨｚでの高効率化を目指したものである。このように汎用ＩＣを利用してスイッチング素子を駆動すると、ヒステリシス特性でもって起動するので起動時の不安定さがない。ＯＣＰが簡単。といったいくつかのメリットがある。【００２４】
本願第６発明は、本願第５発明の電源装置がトランスのセンタータップ電圧か３次巻き線を整流した電圧のいずれかを、比較器を用いて波形整形をすることを特徴とする。【００２５】
本願第７発明は、本願第６発明の電源装置の比較器がＰＮＰまたはＰｃｈＦＥＴを使い、トランスのセンタータップ電圧または３次巻き線を整流した電圧と、３次巻き線の電圧を整流平滑した電圧または基準電圧、との間で比較することを特徴とする。
このようにＰＮＰまたはＰｃｈＦＥＴを比較器とすることで高速の比較器が安価で簡単にしかも安定に構成することができる。【００２６】
本願第８発明は、本願第５発明ないし本願第７発明の電源装置が比較器の出力信号を微分して同期信号入力用の端子、または発振周波数を決定する端子に注入することを特徴とする。
汎用ＩＣの同期信号入力用の端子、または発振周波数を決定する端子は次のサイクルに入った場合はローレベルになっていなくては正確な動作が期待できない。そこで簡単に次のサイクル前にローレベルにするために微分機能を用いた。【００２７】
本願第９発明は、本願第５発明ないし本願第８発明の電源装置において、制御用ＩＣとスイッチング素子の間に駆動時間調整用としてダイオードと抵抗の並列接続したもの、またはトランジスタと抵抗の並列接続したものを用い、オン時間を長くする向きに挿入することを特徴とする。
共振型ロイヤのコンバータを最適な動作をさせるには時比率を５０％に調整しなくてはならない。しかしながら、本発明に適した汎用のＩＣは４９％が最大の時比率であるため、すこしだけオン時間を長くしなくてはならないからである。【００２８】
本願第１０発明は、本願第１発明ないし本願第９発明の電源装置における動作周波数が８８ｋＨｚ以上１５０ｋＨｚ以下にすることを特徴とする。【００２９】
本願第１１発明は、本願第１発明ないし本願第１０発明の電源装置を使用することを特徴とするオーディオ機器。
【発明の効果】
【００３０】
スイッチングノイズが少なく、応答が素直、磁気コアが飽和することなく瞬発力がありオーディオ用には最適である。さらに、ハイサイドドライバが不要で安価なため、民生器に最適な電源装置が構成できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３１】
図２の説明であるが、交流電源１００は整流器１０１ないし１０４で整流され、平滑コンデン１０５で平滑されて直流電源となる。この直流電源は結合インダクタ１０６の巻き線１０６ａを経由し、トランス１０８の１次巻き線１０８ａと１０８ｂの交点であるセンタータップに供給される。１次巻き線１０８ａと１０８ｂの両端は共振用コンデンサ１３０に接続されると共に、２つのスイッチング素子１０９ａと１０９ｂにも接続される。この共振コンデンサは１次側だけでも２次側だけでもあるいは両方に分けても良い。【００３２】
２つのスイッチング素子はＺＶＳ動作となるよう交互にスイッチング動作をするので、電圧波形は非常にきれいなサイン波の半波になる。なお、１０９ｃは過電流検出用の抵抗である。トランスの２次巻き線１０８ｃと１０８ｄに流れる電流は整流器１１１ａと１１１ｂで整流され、結合インダクタ１０６の巻き線１０６ｃを経由して平滑コンデンサ１１２で平滑され、出力となる。ここで分かりやすいようトランス１０８の巻き線１０８ａ、１０８ｂ、１０８ｃ、１０８ｄと結合インダクタ１０６の巻き線１０６ａ、１０６ｃのターン数が全て同じで、理想的に動作をすると仮定すればＸ点とＹ点の電圧波形は完全に一致し、１次と２次は対称的な動作となる。【００３３】
ここで非常に重要なことは巻き線１０６ａと巻き線１０６ｃの交流磁束は加算する向きになっていて、直流磁束は打ち消す向きになっているので、電源投入時で大きな突入電流が流れる場合であってもコアは飽和しない点である。このため結合インダクタ１０６にはギャップが不要となり、少ない巻き数で銅損を抑えても、大きなインダクタンスを得ることが出来る。結合インダクタ１０６のインダクタンスを大きくすると、これに流れる電流は一定電流に近づくので、スイッチング素子１０９ａと１０９ｂに流れる電流は方形波に近くなって実効電流の増加を抑えて、損失を少なくすることが出来る。結合インダクタ１０６のインダクタンスが小さいと、スイッチング素子１０９ａと１０９ｂに流れる電流にスイッチング周波数の２倍成分の電流が重畳し、実効電流が増えるので損失も増えてしまう。【００３４】
なお、結合インダクタ１０６の巻き線１０６ｂとダイオード１０７は２つのスイッチング素子１０９ａと１０９ｂの過電流保護回路が働いた異常時で同時オフになった場合に、Ｘ点の電位が上がり過ぎて、スイッチング素子１０９ａと１０９ｂを破壊しないために設置している。
制御回路であるがここでは制御用ＩＣ１２５はＳＧ３５２５Ａの場合の例について説明する。抵抗１１４ａから１１４ｃとトランジスタ１１４ｄは起動回路であり、コンデンサ１１３の電圧が上がり制御用ＩＣが起動すると、トランス１０８の巻き線１０８ｅと１０８ｆ（３次巻き線）の電流はダイオード１３１、１３２から１３３を経由しコンデンサ１１３に供給され、正常電圧に達すると起動電流が激減する構成になっている。抵抗１３４は後述するＺ点の電圧波形を整えるためのものである。
抵抗１１６とコンデンサ１１５によって正常動作時よりも若干低い周波数で発振させることで起動をさせる。【００３５】
起動後はトランジスタ１１９と負荷抵抗である抵抗１２０で構成される比較器でもってトランス１０８の１次巻き線１０８ａと１０８ｂの交点の電位（Ｘ点）を抵抗１１７と１１８で分圧したものと、３次巻き線の電圧を整流平滑した電圧すなわち制御用ＩＣ１２５のＶＣＣ電圧を抵抗１４０、１４１で分圧し、トランジスタ１４２を経由したものとを比較し、これをコンデンサ１２１で微分したものを制御用ＩＣ１２５の同期用入力に注入している。ここでＸ点とＺ点は同じ波形になるのでＺ点で代用することも出来る。【００３６】
微分をするのは次のオン信号までには同期用信号をローレベルにしなくてはならないからである。同期用信号により次のサイクルへ切り替えることで、他励用の制御用ＩＣを使うにもかかわらず自励発振以上に正確なＺＶＳ動作をさせることが出来る。なお、スイッチング素子１０９ａと１０９ｂのゲートに挿入されている抵抗とコンデンサ１１０ａから１１０ｄはオン時間を若干長くするための工夫である。制御用ＩＣ１２５のＳＧ３５２５Ａは最大時比率が４９％で狭い同時オフ期間が生じてしまうのでこの補正用である。ダイオードをトランジスタに置き換えた回路でもかまわない。ノイズを少なくするために挿入されている一般的な回路とはダイオードの向きが反対になっている。
また、トランスを実際に巻いた場合に巻き線１０８ａと巻き線１０８ｂの層が異なれば、同じターン数巻いてもインダクタンスは同じにはならない。コンデンサ１３５はこういった場合でも共振の様子を対称にするための工夫である。共振を対称にすることで軽負荷時の電圧上昇が少なくなって、レギュレーションが向上し音質が良くなる。【００３７】
図３は図２をベースとして照明機器など直流に変換しない負荷に供給する場合の回路例であり、主に２次側に変更を加えたものである。トランス１０８の巻き線１０８ｃに発生した電圧はダイオード１１１ａから１１１ｄでブリッジ整流され、結合インダクタ１０６の巻き線１０６ｃを同一方向に電流が流れるように構成することで、１０６ａに流れる電流で発生する磁束をキャンセルするものである。なお、トランジスタ１１９のエミッターはＶｒｅｆの５Ｖに接続することで回路を簡略化している。
【図面の簡単な説明】
【００３８】
【図１】図１は、従来の共振型ロイヤ・コンバータの基本回路図である。
【図２】図２は、本発明の電源装置の第１の実施形態を示す回路図である。
【図３】図３は、本発明の電源装置の第２の実施形態を示す回路図である。
【符号の説明】
【００３９】
１００    交流電源
１０５ａ    直流電源
１０９ｃ、１０９ｄ、１１０ａ、１１０ｃ、１１４ａ、１１４ｂ、１１４ｃ、１１６、１１７、１１８、１２０、１３４、１４０，１４１    抵抗
１０６    インダクタ
１０８    トランス
１０６ａ、１０６ｂ、１０６ｃ、１０８ａ、１０８ｂ、１０８ｃ，１０８ｄ，１０８ｅ、１０８ｆ、    巻き線
１０１、１０２、１０３、１０４、１０７、１１０ｂ、１１０ｄ、１１１ａ、１１１ｂ、１１１ｃ、１１１ｄ、１３１、１３２、１３３    ダイオード
１０５、１０８ｅ、１１２、１１３、１１５、１２１、１３０、１３５    コンデンサ
１０９ａ、１０９ｂ    スイッチ
１１４ｄ、１１９、１４２    トランジスタ
１２５    制御ＩＣ
１４０    交流負荷
【図１】
0004769714.tif 000002
【図２】
0004769714.tif 000003
【図３】
0004769714.tif 000004