(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源と、前記直流電源の直流電力を交流電力に変換する複数のインバータ回路と、前記複数のインバータ回路の少なくとも１つのインバータ回路の出力電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段の出力信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換手段と、前記複数のインバータ回路を三角波、あるいは鋸歯状波の信号よりなる複数のキャリヤ信号発生手段より構成される複数のＰＷＭ制御手段によりＰＷＭ制御する制御手段とを備え、前記制御手段は、前記複数のインバータ回路のＰＷＭ周期が同一あるいは整数倍となるように前記複数のキャリヤ信号発生手段のピークあるいは谷を同期させ、キャリヤ信号に同期して前記Ａ／Ｄ変換手段によりＡ／Ｄ変換するようにし、前記複数のインバータ回路により複数のモータをそれぞれ同時に駆動させるようにしたモータ駆動装置。
【請求項２】
制御手段は、Ａ／Ｄ変換手段が、ＰＷＭ周期に同期して同時あるいは交互に動作させるようにした請求項１記載のモータ駆動装置。
【請求項３】
制御手段は、複数のインバータ回路を同時にＰＷＭ制御する複数のＰＷＭ制御手段と、複数のインバータ回路の電流を同時あるいは交互に検出するＡ／Ｄ変換手段と、マイクロコンピュータ、あるいは、ディジタルシグナルプロセッサ等よりなる少なくとも一つの高速プロセッサにより構成されるようにした請求項１記載のモータ駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数のインバータ回路により複数のモータを同時に駆動するモータ駆動装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、この種のモータ駆動装置の制御手段は、複数のインバータ回路および複数のモータをそれぞれ別個に制御するようにしていた（例えば、特許文献１参照）。
【特許文献１】特開２００２−１６５４７６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかし、従来方式のモータ制御手段は、複数のインバータ回路のＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ（以下、ＰＷＭと略す）周期がそれぞれ独立して制御され、モータ電流検出タイミングが異なるため、インバータ回路のスイッチングノイズによる電流検出誤差が大きくなり、広範囲なベクトル制御、あるいは、電流検出によるロータ位置推定が困難となる課題があった。
【０００４】
本発明は、上記従来の課題を解決するもので、電流検出時におけるスイッチングノイズの影響を無くすことにより、電流検出精度を向上させ、さらに、安価なシャント抵抗方式により電流検出が可能となり、広範囲なベクトル制御、あるいは、電流検出によるロータ位置推定を正確に行うことができ、また信頼性を向上させることができるモータ駆動装置を提供することを目的とするものである。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
上記従来の課題を解決するために、本発明のモータ駆動装置は、直流電源の直流電力を複数のインバータ回路により交流電力に変換して複数のモータを同時に駆動させ、少なくとも１つのインバータ回路の出力電流を検出する電流検出手段と、電流検出手段の出力信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換手段と、複数のインバータ回路を三角波、あるいは鋸歯状波の信号よりなる複数のキャリヤ信号発生手段より構成される複数のＰＷＭ制御手段によりＰＷＭ制御する制御手段とを備え、制御手段により複数のインバータ回路が同一あるいは整数倍となるように前記複数のキャリヤ信号発生手段のピークあるいは谷を同期させ、キャリヤ信号に同期して前記Ａ／Ｄ変換手段によりＡ／Ｄ変換するようにしたものである。
【０００６】
これによって、複数のインバータ回路全てのトランジスタのスイッチングノイズが発生しないオン期間あるいはオフ期間に電流検出できるので、電流検出時におけるスイッチングノイズの影響を無くすことができ、電流検出精度を向上させることができる。
【発明の効果】
【０００７】
本発明のモータ駆動装置は、複数のインバータ回路全てのトランジスタのスイッチングノイズが発生しないオン期間あるいはオフ期間に電流検出できるので、電流検出時におけるスイッチングノイズの影響を無くすことができ、電流検出精度を向上させることができ、安価で高性能・高効率のモータ駆動装置を実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
第１の発明は、直流電源と、前記直流電源の直流電力を交流電力に変換する複数のインバータ回路と、前記複数のインバータ回路の少なくとも１つのインバータ回路の出力電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段の出力信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換手段と、前記複数のインバータ回路を三角波、あるいは鋸歯状波の信号よりなる複数のキャリヤ信号発生手段より構成される複数のＰＷＭ制御手段によりＰＷＭ制御する制御手段とを備え、前記制御手段は、前記複数のインバータ回路のＰＷＭ周期が同一あるいは整数倍となるように前記複数のキャリヤ信号発生手段のピークあるいは谷を同期させ、キャリヤ信号に同期して前記Ａ／Ｄ変換手段によりＡ／Ｄ変換するようにし、前記複数のインバー
タ回路により複数のモータをそれぞれ同時に駆動させるようにしたモータ駆動装置とすることにより、１つの直流電源と１つのプロセッサにより複数のインバータ回路を同時に駆動してもスイッチングノイズの影響を受けずに電流検出できるので、シャント抵抗方式による安価で高精度の電流検出が可能となり、ベクトル制御や位置センサレス正弦波駆動可能なモータ駆動装置を実現できる。
【０００９】
また、Ａ／Ｄ変換手段のＡ／Ｄ変換タイミングをＰＷＭ周期が同一あるいは整数倍となるように複数のキャリヤ信号発生手段のピークあるいは谷を同期させるので、複数のインバータ回路全てのトランジスタのスイッチングノイズか発生しないオン、あるいはオフ期間に電流検出できるので、スイッチングノイズによる電流検出誤差を無くすことができ、電流検出精度向上、あるいは、シャント抵抗による安価な電流検出手段を実現できる。
【００１０】
第２の発明は、第１の発明におけるモータ駆動装置の制御手段は、Ａ／Ｄ変換手段が、ＰＷＭ周期に同期して同時あるいは交互に動作させるようにしたものであり、インバータ回路の下アームトランジスタの導通期間中にインバータ回路出力電流を同時に、あるいは交互に検出することができるので、スイッチングノイズの影響を無くし、電流検出アルゴリズムが簡単になり、複数のインバータ回路交互に座標変換、あるいはベクトル演算を実行させることによりプロセッサのタスクを減らすことができる。
【００１１】
第３の発明は、第１の発明におけるモータ駆動装置の制御手段は、複数のインバータ回路を同時にＰＷＭ制御する複数のＰＷＭ制御手段と、複数のインバータ回路の電流を同時あるいは交互に検出するＡ／Ｄ変換手段と、マイクロコンピュータ、あるいは、ディジタルシグナルプロセッサ等よりなる少なくとも一つの高速プロセッサにより構成されるようにしたことにより、電流検出精度を向上させることができ、安価で高性能・高効率のモータ駆動装置を実現することができる。
【００１２】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
【００１３】
（実施の形態１）
図１は、本発明の第１の実施の形態におけるモータ駆動装置のブロック図を示すものである。図１において、交流電源１より全波整流回路２０と電解コンデンサ２１ａ、２１ｂより構成される直流電源２に交流電力を加えて直流電力に変換し、インバータ回路３Ａ、３Ｂにより直流電力を３相交流電力に変換してモータ４Ａ、４Ｂを駆動する。インバータ回路３Ａ、３Ｂの負電圧端子側には、電流検出手段５Ａ、５Ｂを接続し、インバータ回路３Ａ、３Ｂの３相各下アームに流れる電流を検出することによりインバータ回路３Ａ、３Ｂの出力電流、すなわち、モータ４Ａ、４Ｂの各相電流を検出する。
【００１４】
制御手段６は、インバータ回路３Ａ、３ＢをＰＷＭ制御するＰＷＭ制御手段を複数個有するマイクロコンピュータ、あるいは、ディジタルシグナルプロセッサ（略してＤＳＰと称す）等の高速プロセッサにより構成され、第１のインバータ回路３Ａと第２のインバータ回路３Ｂを同時に制御するもので、第１のモータ４Ａと第２のモータ４Ｂをそれぞれ異なる回転数で制御する。
【００１５】
第１のインバータ回路３Ａは、第１のモータ４Ａをベクトル制御するものであり、第１のモータ４Ａの位置センサ４０ａによりロータの永久磁石の位置を検出し、第１の電流検出手段５Ａにより第１のモータ４Ａの相電流を検出して、ロータ永久磁石のｄ軸方向と直角のｑ軸方向のベクトルに座標変換（ｄ−ｑ変換）して、ベクトル制御する。
【００１６】
第２のインバータ回路３Ｂは、第２のモータ４Ｂを位置センサレス制御するものであり
、第２のモータ４Ｂに正弦波電流を流して電流制御、あるいはモータ印加電圧や仮想のロータ位置に対する電流位相を検出して制御するものである。
【００１７】
電流検出手段５Ａは、いわゆる３シャント方式と呼ばれるもので、第１のインバータ回路３Ａ、の各下アームトランジスタのエミッタ端子Ｎｕａ、Ｎｖａ、Ｎｗａに接続されたシャント抵抗５０ｕａ、５０ｖａ、５０ｗａと、シャント抵抗５０ｕａ、５０ｖａ、５０ｗａのそれぞれに流れる電流を検知し、制御手段６のプロセッサに内蔵されるＡ／Ｄ変換手段が検出できる正の直流電圧レベルにレベルシフトする、あるいは、レベルシフト増幅するレベルシフト回路５１Ａより構成され、出力信号Ｖｓａは制御手段６のＡ／Ｄ変換手段の入力端子に接続される。電流検出手段５Ｂは、電流検出手段５Ａと同様の構成であり、説明を省略する。
【００１８】
図２は、制御手段６のＡ／Ｄ変換手段６０とＰＷＭ制御手段６１Ａ、６１Ｂのブロック図である。Ａ／Ｄ変換手段６０は、電流検出手段５Ａ、５Ｂのアナログ出力信号Ｖｓａ、Ｖｓｂを選択的に出力するマルチプレクサ６０ａと、アナログ信号をディジタル信号に高速変換する複数のＡ／Ｄ変換回路６０ｂ、６０ｃ、６０ｄより構成される。Ａ／Ｄ変換開始信号Ｃｔにより第１のインバータ回路３Ａの電流検出手段５Ａの出力信号Ｖｓｕａ、Ｖｓｖａ、Ｖｓｗａをマルチプレクサ６０ａがＡ／Ｄ変換回路６０ｂ、６０ｃ、６０ｄに選択的に出力し、Ａ／Ｄ変換した後、第２のインバータ回路３Ｂの電流検出手段５Ｂの出力信号Ｖｓｕｂ、Ｖｓｖｂ、Ｖｓｗｂをマルチプレクサ６０ａがＡ／Ｄ変換回路６０ｂ、６０ｃ、６０ｄに選択的に出力し、Ａ／Ｄ変換することにより、複数のインバータ回路の出力電流を数マイクロ秒で検出できる。なお、図２におけるＣｓはマルチプレクサ６０ａの入力選択信号である。
【００１９】
第１のＰＷＭ制御手段６１Ａは、第１のインバータ回路３Ａを制御するもので、三角波、あるいは鋸歯状波の信号を発生する第１のキャリヤ信号発生手段６１０Ａと、Ｕ相ＰＷＭ回路６１１ｕａ、Ｖ相ＰＷＭ回路６１１ｖａおよびＷ相ＰＷＭ回路６１１ｗａとより構成される。Ｕ相ＰＷＭ回路６１１ｕａは、比較手段６１２ｕａ、出力電圧設定手段６１３ｕａおよび相補信号発生手段６１４ｕａより構成され、比較手段６１２ｕａはキャリヤ信号発生手段６１０Ａの出力信号Ｃａと出力電圧設定手段６１３ｕａの出力信号を比較してＰＷＭ信号を発生させ、相補信号発生手段６１４ｕａにより反転信号とデッドタイム挿入等の波形成形処理を行い、Ｕ相上アーム制御信号Ｇｕｐａ、Ｕ相下アーム制御信号Ｇｕｎａを出力する。Ｖ相ＰＷＭ回路６１１ｖａ、Ｗ相ＰＷＭ回路６１１ｗａもＵ相ＰＷＭ回路６１１ｕａと同様の動作をするので説明を省略する。
【００２０】
第２のＰＷＭ制御手段６１Ｂは、第２のインバータ回路３Ｂを制御するもので、三角波、あるいは鋸歯状波の信号を発生する第２のキャリヤ信号発生手段６１０Ｂと、Ｕ相ＰＷＭ回路６１１ｕｂ、Ｖ相ＰＷＭ回路６１１ｖｂ、Ｗ相ＰＷＭ回路６１１ｗｂより構成される。
【００２１】
第２のＰＷＭ制御手段６１Ｂも第１のＰＷＭ制御手段６１Ａと同様の動作をするので説明を省略する。
【００２２】
第１のＰＷＭ制御手段６１Ａと第２のＰＷＭ制御手段６１Ｂ間の同期をとるには、第１のキャリヤ信号発生手段６１０Ａと第２のキャリヤ信号発生手段６１０Ｂ間で同期をとればよいので、キャリヤ信号発生手段６１０Ａ、６１０ＢのクロックパルスＣｐを同じにし、タイマカウンタの初期値とオーバーフロー（あるいはアンダーフロー）設定値を同じにすることにより、同一周期で同じ波形となる。例えば、キャリヤ信号発生手段６１０Ｂのタイマカウンタ初期値Ｃｏをキャリヤ信号発生手段６１０Ａに転送し、キャリヤ信号発生手段６１０ＢよりＡ／Ｄ変換開始信号ＣｔをＡ／Ｄ変換手段６０に加えることにより、第
１のインバータ回路３Ａと第２のインバータ回路３ＢのＰＷＭ周期を同じにして、スイッチングノイズの影響無しに電流検出手段５Ａ、５Ｂにて電流検出できる。
【００２３】
図３は、第１の実施の形態における各インバータ回路のＰＷＭ周期と電流検出タイミングのタイミングチャートを示している。図３において、各インバータ回路のＰＷＭ周期と電流検出タイミングが同一のタイミングであり、Ａ／Ｄ変換手段６０、および、第１のＰＷＭ制御手段６１Ａと第２のＰＷＭ制御手段６１Ｂの各部波形を示す。
【００２４】
各部波形記号は、図２に示すＡ／Ｄ変換手段６０とＰＷＭ制御手段６１Ａ、６１Ｂのブロック図に示された記号に対応する。キャリヤ信号波形Ｃａ、Ｃｂは三角波を示すが、鋸歯状波でも基本的に同じである。Ｖａｉは出力電圧設定手段６１３ｕａの瞬時出力設定信号で、Ｖｂｉは出力電圧設定手段６１３ｕｂの瞬時出力設定信号とする。Ｖａｉが大きくなると上アーム制御信号ＧｐａのＰＷＭデューティが増加し、下アーム制御信号ＧｎａのＰＷＭデューティが減少し、インバータ出力電圧が上昇する。Ｃｔはキャリヤ信号と同期したＡ／Ｄ変換開始信号で、Ｄｉａは第１のインバータ回路３Ａの出力電流信号をＡ／Ｄ変換するタイミング期間で、Ｄｉｂは第２のインバータ回路３Ｂの出力電流信号をＡ／Ｄ変換するタイミング期間であり、下アームトランジスタがオンの時に必ずＡ／Ｄ変換される。Ｖｍは出力電圧限界設定信号で、後ほど詳細に述べるようにＡ／Ｄ変換期間にトランジスタがスイッチングしないように設定するもので、下アーム制御信号Ｇｎｂの最小パルス幅を制限する。
【００２５】
図３において、Ａ／Ｄ変換開始信号Ｃｔは三角波キャリヤ信号Ｃａ、Ｃｂのピークのタイミングで１回しか出力されていないが、実際には、第１のインバータ回路３Ａの電流検出手段５Ａの出力信号Ｖｓｕａ、Ｖｓｖａ、Ｖｓｗａをマルチプレクサ６０ａがＡ／Ｄ変換回路６０ｂ、６０ｃ、６０ｄに選択的に出力し、１回目のＡ／Ｄ変換開始信号ＣｔによりＡ／Ｄ変換動作し、次に、第２のインバータ回路３Ｂの電流検出手段５Ｂの出力信号Ｖｓｕｂ、Ｖｓｖｂ、Ｖｓｗｂをマルチプレクサ６０ａがＡ／Ｄ変換回路６０ｂ、６０ｃ、６０ｄに選択的に出力し、２回目のＡ／Ｄ変換開始信号ＣｔによりＡ／Ｄ変換を行う。Ａ／Ｄ変換回路が図２に示すように２ユニット以上あれば、マルチプレクサ６０ａと連動してＡ／Ｄ変換動作を連続実行させることにより複数のインバータ回路の出力電流を１キャリヤ内でほぼ同時に検出できる。
【００２６】
図４は、第１の実施の形態におけるモータ駆動装置を用いたドラム式洗濯乾燥機の構成を示すブロック図である。
【００２７】
図４において、１つの直流電源２Ａの出力側に第１のインバータ回路３Ａを接続し、メインモータ４Ａのモータ電流を第１の電流検出手段５Ａにより検出し、位置センサ４０ａによりメインモータ４Ａのロータ位置を検出して制御手段６Ａによりメインモータ４Ａをベクトル制御することにより、洗濯兼脱水ドラム７を回転駆動する。
【００２８】
同様に、直流電源２Ａの出力側に第２のインバータ回路３Ｂを接続し、モータ４Ｂのモータ電流を第２の電流検出手段５Ｂにより検出し、第２のインバータ回路３Ｂと制御手段６Ａによりモータ４Ｂをセンサレス正弦波制御することにより、乾燥ファン８を回転駆動する。
【００２９】
さらに、第２のインバータ回路３Ｂの出力端子側に切換手段９を設け、排水行程において第２のインバータ回路３Ｂの出力を切換信号Ｒｙにより切換えて、乾燥ファン８に代えて、排水ポンプモータ４Ｃを駆動するようにしている。日本国内に於いては、排水ポンプよりも風呂水給水ポンプの使用頻度が高いので、排水ポンプの代わりに風呂水給水ポンプを接続して、給水行程にて風呂水ポンプモータを駆動してもよい。
【００３０】
また、モータ低騒音化のために、インバータ回路３Ａ、３Ｂのキャリヤ周波数はそれぞれ１５ｋＨｚ以上の超音波周波数に設定し、図４に示すように、インバータ回路３Ａ、３ＢのＰＷＭ周期を同期させ、キャリヤ交互にそれぞれのモータ電流を検出し、モータ電流検出と３相／２相変換、座標変換、ｑ軸電流、ｄ軸電流検出、逆変換等のベクトル演算をキャリヤ周期交互に実行させて、モータ制御のオーバーヘッドを減らすことで、プロセッサの負担を減らしている。
【００３１】
メインモータ４Ａの位置センサ４０ａは、ロータの電気角６０度毎の信号、およびｑ軸（あるいはｄ軸）信号を出力し、座標変換の基準時間信号として用いている。
【００３２】
図５は、本実施の形態におけるセンサレス正弦波駆動方式の制御ベクトル図を示す。
【００３３】
モータ４Ｂの制御方式は、ロータ位置センサを無くして信頼性を向上させ、安価なモータを採用するために無効電流一定方式による位置センサレス正弦波駆動を行うものである。本実施の形態における位置センサレス正弦波駆動方式は、インバータ出力電流をキャリヤ信号毎に検出してインバータ出力電圧Ｖａ軸に座標変換し、インバータ出力電圧軸（ａ軸）と同方向ベクトルの有効電流成分Ｉａと、直角方向の無効電圧軸（ｒ軸）の無効電流成分Ｉｒに分解し、無効電流成分Ｉｒが所定値Ｉｒｓとなるように印加電圧Ｖａを比例積分制御するもので、回転数一定制御で、駆動周波数と印加電圧の比はほぼ一定となり、Ｖ／ｆ制御と同様の動作特性を示す。
【００３４】
無効電流一定方式は、負荷トルクが変動しても内部操作角δ（モータ誘起電圧Ｅｍと印加電圧Ｖａの位相）、および、モータ電流Ｉと印加電圧Ｖａの電流位相φが自動的に変化がし、周波数一定でモータ駆動可能である。すなわち、トルクが減少すると内部相差角δは小さくなり、電流位相φは９０度に近づき、モータ電流Ｉとｑ軸との位相γは大きくなるので、トルク変動に対する特別な制御は必要としない。また、有効電流Ｉａを検出することにより負荷トルクを検出でき、排水ポンプの排水完了検知、あるいは、エア噛み検知が可能となる。
【００３５】
以上述べたように、洗濯兼脱水ドラム７を駆動するメインモータ４Ａをベクトル制御するので、ｑ軸からの位相制御が容易となり、トルク制御や衣類のアンバランスによるトルク変動検出が容易となる。さらに、ベクトル制御によりｄ軸電流を増加させるだけで進角制御が容易となり、脱水運転時の進角制御により高速運転が容易となる。また、乾燥ファンモータ４Ｂ、あるいは、排水ポンプモータ４Ｃの駆動は無効電流一定制御によるセンサレス正弦波駆動なので、位置センサ省略による安価なモータを採用できモータ騒音の低減が可能となる。さらに、無効電流一定方式においては、モータ負荷が軽くなると有効電流Ｉａが減少することより負荷検知が容易となり、排水完了検知や、風呂水ポンプにおいては風呂水給水完了検知が可能となる特長がある。
【００３６】
（実施の形態２）
図６は、第２の実施の形態における各インバータ回路のＰＷＭ周期と電流検出タイミングのタイミングチャート、図７は、同時に駆動するインバータ回路のＰＷＭ制御を同期させキャリヤ信号交互に電流検出とベクトル演算を行うフローチャートを示している。図６および図７において、第１のインバータ回路３Ａと第２のインバータ回路３Ｂは、そのＰＷＭ周期が同一で、電流検出手段５Ａ、５Ｂによる電流検出のタイミングを交互に行うものである。他の構成は、第１の実施の形態と同一であり、同一符号を付し、説明を省略する。
【００３７】
ここで、図７を用いて、同時に駆動するインバータ回路のＰＷＭ制御を同期させキャリ
ヤ信号交互に電流検出とベクトル演算を行うフローを説明する。
【００３８】
図７において、三角波のピークにてキャリヤ信号割り込み信号が発生し、ステップ６００にてキャリヤ信号割り込みサブルーチンが開始する。ステップ６０１にて第１のインバータ回路３Ａと第２のインバータ回路３Ｂの制御フラグを判別し、第１のインバータ回路３Ａの制御フラグが立っていると、ステップ６０２に進み、第１のインバータ回路３Ａの電流検出とＡ／Ｄ変換を実行し、ステップ６０３に進んで３相／２相変換とｄ−ｑ軸変換を行い、ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑを求める。次にステップ６０４に進んで、Ｉｄ、Ｉｑをメモリに格納する。求めたｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑは、モータ制御のメインフローで使用し、メインフローでｑ軸電流指令値Ｉｑｓとの誤差信号を検出してｑ軸電圧指令値Ｖｑを演算する。次にステップ６０５に進んで、メインフローで求めたｑ軸電圧指令値Ｖｑ、ｄ軸電圧指令値Ｖｄを呼び出し、ステップ６０６で逆変換して第１のインバータ回路３Ａの各相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを求める。次にステップ６０７に進んでインバータ回路制御フラグを反転させ、次回キャリヤ信号割り込み時には、第２のインバータ回路３Ｂの電流検出とベクトル演算を設定し、ステップ６０８に進んで第１のインバータ回路３Ａ、第２のインバータ回路３Ｂの各相電圧の位相に対応したＰＷＭ制御設定電圧を出力電圧設定手段６１３に設定し、ステップ６０９に進んでサブルーチンをリターンする。
【００３９】
インバータ回路制御フラグがＢに設定されていた場合には、ステップ６１０に進み、インバータ回路Ａで説明されたフローとほぼ同様のフローにより第２のインバータ回路３Ｂを制御する。ファンモータ４Ｂの制御は前述したように、無効電流一定方式を用いたセンサレス正弦波駆動なので、ステップ６１０にて第２のインバータ回路３Ｂの電流検出とＡ／Ｄ変換を実行し、ステップ６１１に進んで３相／２相変換と、印加電圧軸（ａ−ｒ軸）への座標変換を行い、有効電流成分Ｉａと無効電流成分Ｉｒを演算し、ステップ６１２にてＩａ、Ｉｒをメモリする。メインフローでは、無効電流Ｉｒと設定値Ｉｒｓとの誤差信号を検出して印加電圧Ｖａを比例積分制御する。次に、ステップ６１３に進んでメインフローで求めた印加電圧設定値Ｖａｓを呼び出し、ステップ６１４で逆変換して３相各相印加電圧を演算し、ステップ６０７に進んでインバータ制御フラグを反転し、ステップ６０８に進む。
【００４０】
複数のインバータ回路の出力電流を１キャリヤ内で同時に検出したとしても、電流検出後の座標変換等のベクトル演算に時間がかかるので、プロセッサのタスクが増加して１キャリヤ内で複数のインバータ回路のベクトル演算が終了しない可能性が生じる。そこで、上記の本実施の形態２のように、キャリヤ交互に電流検出すれば、Ａ／Ｄ変換速度が遅い場合、あるいは、１キャリヤ内における電流検出時間が長くなっても、下アームトランジスタの導通時間幅下限値内で電流検出可能である。また、１キャリヤで１つのインバータ回路の電流検出と座標変換を行うことによりプロセッサのタスクを軽減でき、モータ制御のオーバーヘッドを軽減できる。
【００４１】
また、同時に制御するインバータ回路が３ヶ以上に増加しても、１つのキャリヤ周期内で電流検出と座標変換を割り当てることにより、第１の実施の形態の図３に比べて、モータ制御タスクが増加して１キャリヤ内でタスクが終了しない問題が発生しなくなり、ＰＷＭ制御手段とマルチプレクサの選択数を増加させるだけで、チップサイズ占有面積の大きいＡ／Ｄ変換回路を増加させずに制御インバータ回路数を増加できる特長がある。
【００４２】
（実施の形態３）
図８は、第３の実施の形態における各インバータ回路のＰＷＭ周期と電流検出タイミングのタイミングチャートを示している。図８において、第１のインバータ回路３Ａと第２のインバータ回路３ＢのＰＷＭ周期が同一で、それらのＰＷＭ周期を互いに１８０度ずらした場合の電流検出のタイミングを示している。他の構成は、第１の実施の形態と同一で
あり、同一符号を付し、説明を省略する。
【００４３】
三角波キャリヤ信号のカウントアップとカウントダウン期間を同じにすることにより、１８０度の位相ずれを容易に実現でき、１８０度位相ずれのＰＷＭ制御が可能となり、第１のインバータ回路３Ａの下アームトランジスタが導通時（Ｇｎａがハイ）には、第２のインバータ回路３Ｂの上アームアームトランジスタが導通（Ｇｐｂがハイ）しており、第２のインバータ回路３Ｂの下アームトランジスタが導通時（Ｇｎｂがハイ）には、第１のインバータ回路３Ａの上アームアームトランジスタが導通（Ｇｐａがハイ）しており、スイッチングノイズが発生しない期間にて交互に電流検出可能である。
【００４４】
図８に示すようにキャリヤ周期をずらすことによりインバータ個別にＡ／Ｄ変換を実行でき、Ａ／Ｄ変換時間によるＰＷＭ幅最小値を第２の実施の形態の図７に示す方法と同様に小さくでき、また、電流検出周期は第１の実施の形態の図３に示す方法と同様に短くできるので、ベクトル演算のタスクが増加するが、制御速度を早くできる特長がある。
【００４５】
（実施の形態４）
図９は、第４の実施の形態における各インバータ回路のＰＷＭ周期と電流検出タイミングのタイミングチャートを示している。図９において、第１のインバータ回路３ＡのＰＷＭ周期が、第２のインバータ回路３ＢのＰＷＭ周期の奇数倍であり、Ａ／Ｄ変換手段６０、および、第１のＰＷＭ制御手段６１Ａと第２のＰＷＭ制御手段６１Ｂの各部波形を示す。他の構成は、第１の実施の形態と同一であり、同一符号を付し、説明を省略する。
【００４６】
第１のインバータ回路３ＡのＰＷＭ周期は、第２のインバータ回路３Ｂのちょうど５倍の周期で同期する場合を示している。キャリヤ信号がそれぞれ三角波の場合、三角波の谷を合わせて三角波のピークでＡ／Ｄ変換を同時に行う場合、奇数倍の周期となる。
【００４７】
Ａ／Ｄ変換動作は、キャリヤ信号Ｃａ１の三角波ピークで同期をとるようにするとスイッチングノイズの影響を受けずに電流検出可能である。
【００４８】
（実施の形態５）
図１０は、第５の実施の形態における各インバータ回路のＰＷＭ周期と電流検出タイミングのタイミングチャートを示している。図１０において、第１のインバータ回路３ＡのＰＷＭ周期が、第２のインバータ回路３ＢのＰＷＭ周期の偶数倍であり、キャリヤ信号Ｃａ１とキャリヤ信号Ｃｂの周期比はちょうど４：１となっている。他の構成は、第１の実施の形態と同一であり、同一符号を付し、説明を省略する。
【００４９】
偶数倍の場合には、キャリヤ信号のピークと谷で同期をとる必要が生じることがわかる。同期の取り方で奇数、偶数いずれも実現可能である。
【００５０】
（実施の形態６）
図１１は、第６の実施の形態における各インバータ回路のＰＷＭ周期と電流検出タイミングのタイミングチャートを示している。図１１において、第２のインバータ回路３Ｂのキャリヤ信号を鋸歯状波にしている。他の構成は、第１の実施の形態と同一であり、同一符号を付し、説明を省略する。
【００５１】
少なくとも、一方のキャリヤ信号を鋸歯状波にした場合には、キャリヤ信号Ｃａ１とキャリヤ信号Ｃｂ１間の同期をとるタイミングは、偶数の場合は鋸歯状波のピークからピークとなり、奇数の場合は、鋸歯状のセンター値からセンター値となる（図示せず）。図示していないが、複数のキャリヤ信号とも鋸歯状波にすると偶数奇数無関係となり同期タイミングは非常に簡単になる。しかし、キャリヤ信号を鋸歯状波にすると出力電流波形の側
波帯の影響で高調波が増加し、キャリヤ周波数が低い場合には可聴周波数の騒音が増加するので、図１１に示すようにキャリヤ周波数の高い方のキャリヤ信号を超音波の鋸歯状波に設定し、低い方のキャリヤ信号は三角波にすると騒音を減らすことができる。第４の実施の形態の図９あるいは第５の実施の形態の図１０に示すように、複数のキャリヤ信号全て三角波にすると最も騒音を減らすことができる。
【００５２】
本発明によれば、１つの制御手段により複数のインバータ回路と複数のモータを同時に駆動でき、少なくとも１つのモータをベクトル制御、あるいは、センサレス正弦波駆動できるので、モータ騒音を減らし、位置センサレスを省略することにより信頼性向上と安価なモータ駆動装置を実現できる。
【００５３】
（実施の形態７）
図１２は、第７の実施の形態におけるＡ／Ｄ変換回路のタイミングチャートを示している。図１２において、１つのＡ／Ｄ変換回路は、複数の信号をＡ／Ｄ変換している。他の構成は、第１の実施の形態と同一であり、同一符号を付し、説明を省略する。
【００５４】
上アームゲート信号Ｇｐｂと下アームゲート信号Ｇｎｂともローの期間ｔｄはデッドタイムであり、上下アーム同時導通による短絡防止期間である。キャリヤ信号ＣｂがピークのタイミングでＡ／Ｄ変換開始信号Ｃｔを発生し、時間ｔｏより１つのＡ／Ｄ変換回路を用いて、出力信号Ｖｓｕａ、Ｖｓｖａ、ＶｓｗａをカスケードにＤｉｕ、Ｄｉｖ、Ｄｉｗの順にＡ／Ｄ変換することにより、Ａ／Ｄ変換回路があたかも３個あるかの如き動作を行わせる。下アーム導通期間最小値は、出力電圧上限設定値Ｖｍにより制限され、Ａ／Ｄ変換時間ｔｅがｔｐｍｉｎよりも小さくなるように高速Ａ／Ｄ変換すればスイッチングノイズの影響を受けない。
【００５５】
以上のように、本実施の形態１〜７によれば、同時に動作する複数のインバータ回路のＰＷＭ周期を同期させ、複数のインバータ回路全てのトランジスタのスイッチングノイズか発生しないオン、あるいはオフ期間に電流検出するものであり、電流検出時におけるスイッチングノイズの影響を無くすことができ、安価なシャント抵抗方式による電流検出が可能となり、同時に駆動する複数のインバータ回路の少なくとも１つをベクトル制御したり、あるいは、位置センサレス正弦波駆動することができる。さらに、複数のインバータ回路を同時にベクトル制御、あるいは、位置センサレス正弦波駆動でき、洗濯乾燥機の洗濯兼脱水槽駆動モータと乾燥ファン駆動モータ、あるいは、空気調和機のヒートポンプ駆動モータと冷却ファン駆動モータを１つのプロセッサにより同時に位置センサレス正弦波駆動することができ、安価で高性能・高効率のモータ駆動装置を実現することができる。
【産業上の利用可能性】
【００５６】
以上のように、本発明にかかるモータ駆動装置は、スイッチングノイズの影響を受けずに安価なシャント抵抗方式により高精度の電流検出が可能となり、安価で高性能のベクトル制御やセンサレス正弦波駆動をすることが可能となるので、洗濯乾燥機に限らず、洗濯機のメインモータと排水ポンプの同時駆動、空気調和機や冷蔵庫のコンプレッサモータと冷却ファンモータの同時駆動、あるいは、複数のファンモータやポンプモータのセンサレス正弦波駆動等の用途にも適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００５７】
【図１】本発明の実施の形態１におけるモータ駆動装置のブロック図
【図２】同モータ駆動装置の制御手段のＡ／Ｄ変換手段とＰＷＭ制御手段のブロック図
【図３】同モータ駆動装置の各インバータ回路のＰＷＭ周期と電流検出タイミングのタイミングチャート
【図４】同モータ駆動装置を用いたドラム式洗濯乾燥機の構成図
【図５】同モータ駆動装置のセンサレス正弦波駆動方式の制御ベクトル図
【図６】本発明の実施の形態２におけるモータ駆動装置の各インバータ回路のＰＷＭ周期と電流検出タイミングのタイミングチャート
【図７】同モータ駆動装置の同時に駆動するインバータ回路のＰＷＭ制御を同期させキャリヤ信号交互に電流検出とベクトル演算を行うフローチャート
【図８】本発明の実施の形態３におけるモータ駆動装置の各インバータ回路のＰＷＭ周期と電流検出タイミングのタイミングチャート
【図９】本発明の実施の形態４におけるモータ駆動装置の各インバータ回路のＰＷＭ周期と電流検出タイミングのタイミングチャート
【図１０】本発明の実施の形態５におけるモータ駆動装置の各インバータ回路のＰＷＭ周期と電流検出タイミングのタイミングチャート
【図１１】本発明の実施の形態６におけるモータ駆動装置の各インバータ回路のＰＷＭ周期と電流検出タイミングのタイミングチャート
【図１２】本発明の実施の形態７におけるモータ駆動装置のＡ／Ｄ変換回路のタイミングチャート
【符号の説明】
【００５８】
２  直流電源
３  インバータ回路
４  モータ
５  電流検出手段
６  制御手段
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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