(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
温度レベルが所定の温度しきい値（ＴLIMIT ）よりも高いか、又は低いかを表わす温度信号を生成するように配置された温度レベル検出回路であって、前記回路が、
第１の供給端子（Ｖdd）に接続されて第１の電流（I1)を生成する第１の電流生成手段（１１）と、前記第１の供給端子に接続されて前記第１の電流（I1)よりも小さい第２の電流（I2）を生成する第２の電流生成手段（１２）、
第２の供給端子（ＶSS）に接続された第１の手段（Ｂ１）であって、前記第１の手段（Ｂ１）を前記第１の電流（I1)が流れた時に第１のダイオード電圧（ＶBE1）を生成し、前記第１の手段（Ｂ１）を前記第２の電流（I2)が流れた時に第２のダイオード電圧（ＶBE2）を生成する第１の手段（Ｂ１）、
前記第１と第２の電流生成手段の内の１つを、選択的かつ逐次的に前記第１の手段（Ｂ１）に接続する第１のスイッチ手段（ＳＷ１）、
その１つの端子が前記第１の手段（Ｂ１）の１つの端子に接続され、前記第１の電流または前記第２の電流が流れる第１の容量性素子（５１）、
前記第１の供給端子に接続されて第３の電流（I3)を生成する第３の電流生成手段（２１）、
前記第２の供給端子に接続され、前記第３の電流（I3)が流れた時に第３のダイオード電圧（ＶBE3）を生成する第２の手段（Ｂ２）、
選択的かつ逐次的に前記第３の電流を前記第２の手段（Ｂ２）あるいは前記第２の供給端子を通じて供給する第２のスイッチ手段（ＳＷ２）、
その１つの端子が前記第２の手段（Ｂ２）の１つの端子に接続され、前記第３の電流が流れる第２の容量性素子（５２）、
前記第１の供給端子に接続されて第４の電流（I4)を生成する第４の電流生成手段（３１）と、前記第１の供給端子に接続されて前記第４の電流（I4)よりも大きい第５の電流（I5）を生成する第５の電流生成手段（３２）、
前記第２の供給端子に接続された第３の手段（Ｂ３）であって、前記第３の手段（Ｂ３）を前記第４の電流（I4)が流れた時に第４のダイオード電圧（ＶBE4）を生成し、前記第３の手段（Ｂ３）を前記第５の電流（I5)が流れた時に第５のダイオード電圧（ＶBE5）を生成する第３の手段（Ｂ３）、
前記第４と第５の電流生成手段の内の１つを、選択的かつ逐次的に前記第３の手段（Ｂ３）に接続する第３のスイッチ手段（ＳＷ３）、
その１つの端子が前記第３の手段（Ｂ３）の１つの端子に接続され、前記第４の電流または第５の電流が流れる第３の容量性素子（５３）、及び
その入力端子が前記第１、第２及び第３の容量性素子（５１〜５３）に接続されると共に、出力端子が前記入力端子に接続されるか又は切断されることを可能にする第４のスイッチ手段（ＳＷ４）を備える前記温度信号を生成する計算手段（９）を含み、
第１の段階では、前記第１のスイッチ手段（ＳＷ１）は前記第１の電流生成手段（１１）を前記第１の手段（Ｂ１）に接続し、前記第２のスイッチ手段（ＳＷ２）は前記第２の手段（Ｂ２）に前記第３の電流生成手段（２１）を接続せず、前記第３のスイッチ手段（ＳＷ３）は前記第４の電流生成手段（３１）を前記第３の手段（Ｂ３）に接続し、前記第４のスイッチ手段（ＳＷ４）は前記出力端子を前記計算手段（９）の入力端子に接続し、
前記第１の段階の後の第２の段階では、第１から第３の容量性素子（５１〜５３）から前記計算手段（９）の入力端子に供給される合計電荷は、等式α１（ＶBE2 −ＶBE1 ）＋α2 （ＶBE3＋α3 （ＶBE5 −ＶBE4 ））で表され、そして、
前記温度しきい値（ＴLIMIT ）は前記等式がゼロとなる温度値として定義付けされ、この式中α1 ，α2 及びα3 は、前記容量性素子の値によって決定される第１，第２及び第３の比例係数であり、
温度が前記しきい値温度と異なる場合、前記計算手段（９）に入力される合計電荷が前記計算手段（９）によって増幅されて出力され、回路を保護するための制御信号として使用されることを特徴とする温度レベル検出回路。
【請求項２】
請求項１に記載の検出回路であって、前記計算手段が以下を生成するように配置されていることを特徴とするもの、
第１及び第２のダイオード電圧（ＶBE1 及びＶBE2 ）の間の差異と前記第１の比例係数α1 との積を表わす、温度に依存した第１の信号(α１（ＶBE2 −ＶBE1 ）)、及び
前記第３のダイオード電圧（ＶBE3 ）と前記第２の比例係数α2 の積、及び前記第４及び第５のダイオード電圧（ＶBE4 及びＶBE5 ）の間の差と前記第３の比例係数α3 の積の和を表わす、温度と独立した第２の信号（α2 （ＶBE3＋α3 （ＶBE5 −ＶBE4 ））。
【請求項３】
請求項２に記載の検出回路であって、前記計算手段が、以下を生成するように配置されていることを特徴とするもの、
前記第２の比例係数α2と前記第３のダイオード電圧（ＶBE3 ）の積を表わす第３の信号（α2ＶBE3）、及び、
前記第２及び第３の比例係数α2 及びα3 と、前記第４及び第５のダイオード電圧（ＶBE4 及びＶBE5 ）の間の差との積を表わす第４の信号（α2α3（ＶBE5 −ＶBE4 ））、
そして、これらの第３及び第４の信号は前記第２の信号（α2 （ＶBE3＋α3 （ＶBE5 −ＶBE4 ））を生成するべく加算されているもの。
【請求項４】
請求項３に記載の検出回路であって、以下を特徴とするもの、
前記第１の容量性素子（５１）が、前記第１の信号を生成するための、前記第１の比例係数α1 に実質的に等しいキャパシタンスを持ち、
前記第２の容量性素子（５２）が、前記第３の信号を生成するための、前記第２の比例係数α2 に実質的に等しいキャパシタンスを持ち、かつ
前記第３の容量性素子（５３）が、前記第４の信号を生成するための、前記第２及び第３の比例係数α2 及びα3 の積に実質的に等しいキャパシタンスを持つ。
【請求項５】
請求項１に記載の検出回路であって、前記ダイオード電圧（ＶBE1 〜ＶBE5 ）を生成するための前記第１、第２及び第３の手段（Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３）が、電流源と直列に接続され、そのベースがコレクタに接続されているバイポーラトランジスタであることを特徴とするもの。
【請求項６】
請求項４に記載の検出回路であって、前記ダイオード電圧（ＶBE1 〜ＶBE5 ）を生成するための前記第１、第２及び第３の手段（Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３）が、コレクタに接続されたベースをもつ３つのバイポーラトランジスタ（Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３）であり、
第１の手段（Ｂ１）の第１のトランジスタが第１と第２の電流生成手段（１１，１２）の何れかと選択的に直列接続され、
第３の手段（Ｂ３）の第３のトランジスタが第４と第５の電流生成手段（３１，３２）の何れかと選択的に直列接続され、
第２の手段（Ｂ２）の第２のトランジスタが第３の電流生成手段（２１）と選択的に直列接続され、
第２及び第３のトランジスタ（Ｂ２，Ｂ３）が実質的に同一であることを特徴とするもの。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、温度レベル検出回路に関し、特に、所定の温度しきい値よりも高い温度か、又は低い温度かを表わす温度信号を生成する検出回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、温度が安定している基準電圧に対して１つの電圧を比較する回路は、当業者にとっては公知のものである。特に、スイス特許第６３９５２１号は、特に電子、又は電気機械式計時器用のバッテリの寿命の終りが近づいていることを表示するために使用される電圧レベル検出回路を開示している。
【０００３】
この特許に開示されている電圧レベル検出器回路は、入力電圧、即ち、バッテリ端子を横切る電圧を基準レベルと比較し、一方では電流源と直列のバイポーラダイオードで接続されたトランジスタによって形成された第１，第２、及び第３のダイオード電圧を生成するための手段を含んでおり、そして他方では、容量性素子、及び第１と第２の段階の間に、容量性素子をダイオード電圧生成手段及び入力電圧が印加される回路の入力端子に対する選択的かつ逐次的に接続するための切換え用素子を含む計算手段を含んでいる。この計算手段は、第２の段階中に、第２と第３のダイオード電圧の間の差と所定の係数の積、及び第１のダイオード電圧の合計から定義付けされた基準レベルと入力電圧の間の差を表わす信号を提供する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、温度が安定していない基準電圧に対して１つの電圧を比較する回路は、これまで提案されていなかった。
本発明による検出回路は、特にバッテリ保護回路内で使用することを意図されたものである。
【０００５】
本発明の目的は、回路温度を表わす電圧を基準レベルと比較できるようにする温度しきい値検出回路を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
前記目的を達成する本発明は、温度レベルが所定の温度しきい値よりも高いか、又は低いかを表わす温度信号を生成するように配置された温度レベル検出回路であって、ダイオード電圧を生成するための手段、及び、温度信号を生成するための計算手段であって、容量性素子及び、この計算手段が第２段階中に温度信号を生成するように、第１及び第２段階の間にダイオード電圧を生成するための手段に対し容量性素子を選択的にかつ逐次的に接続するように配置された切換手段を含む計算手段を含み、温度しきい値は等式α１（ＶBE2 −ＶBE1 ）＋α2 （ＶBE3 ＋α3 （ＶBE5 −ＶBE4 ））がゼロとなる温度値として定義付けされ、この式中α1 ，α2 及びα3 は、容量性素子の値によって決定される第１，第２及び第３の比例係数であり、ＶBE1 〜ＶBE5 は第１，第２，第３，第４及び第５のダイオード電圧であり、第３のダイオード電圧は、その他のダイオード電圧のうちのいずれか１つと等しくなることができることを特徴としている。
【０００７】
本発明の１つの利点は、本発明による検出回路の温度しきい値を容易にかつ正確に調整することができるということにある。
【０００８】
【発明の実施の形態】
本発明のその他の特徴及び利点は、限定を意味しない例として示されている添付図面を参照しながら以下の詳細な説明により、さらに明確になるであろう。
本発明の検出回路の全般的動作原理について、図１を用いて以下に簡単に説明する。図１は、中を通過する電流の３つの値Ｉ1 ，Ｉ2 及びＩ3 についてバイポーラトランジスタのベース−エミック接合により形成されたダイオードの端子を横断する電圧ＶD の、温度の関数としての推移を示している。
【０００９】
この電圧はしたがって、負の温度係数をもつ線形推移の特徴を有する。すなわち、これは温度が上昇した時点で線形に減少する。Ｔが０°Ｋに向かう場合、ダイオード電圧は、禁止帯幅の値と呼称される値ＶBGに向かう。シリコンの場合、この禁止帯幅値は約１２０５ボルトに等しい。このダイオード電圧は実質的に次のものに等しい。
【００１０】
ＶD ＝ＶBG−ｋＴ／ｅＩｎ（ＩO ／Ｉ）                  （１）
ここで式中、ｋはボルツマン定数であり、ｅは電子の電荷、ＩO は特にデバイスの表面積、及びドープされた材料の導電性及び電子価状態の等価濃度に依存する値である。
値ＩO はダイオードを通過する電流よりもはるかに大きい、それはトランジスタの製造技術、そしてわずかながら温度によって左右されるものの、与えられた電流Ｉについて因子Ｉn （ＩO / Ｉ）がつねに実質的に一定であり続けると考えることができるからである。
【００１１】
２つの異なる電流ＩI 及びＩ2 を、同じ温度において、連続して同じダイオードに流した場合、又は２つの同一ダイオードに流した場合、その複数の端子又はそれらの端子を横断して現われる電圧の間の差は、次のものに等しい。
△Ｖ21＝Ｖ2 −Ｖ1 ＝ｋＴ／ｅＩn （Ｉ2 ／Ｉ1 ）          （２）
この差は直接温度に左右され、電流Ｉ2 が電流Ｉ1 よりも大きいか又は小さいかに応じて正又は負の温度係数を持つ。
【００１２】
その上、この差に正比例する電圧を電流Ｉ3 の通過によって生成されたダイオード電圧Ｖ3 に付加することにより、同じ温度について、以下が得られる。
Ｖ3 ＋αΔＶ21＝ＶBG−ｋＴ／ｅ(In (Io ／Ｉ3)−αＩn (I2/Ｉ1)) （３）
Ｉn （Ｉo ／Ｉ3 ）−αＩn （Ｉ2 ／Ｉ1 ）＝０                （４）
となるように比例係数αを適切に選択することによって、Ｖ3 ＋αＶ21の数量をこのように温度とは独立したものとすることができ、そのときこれは、禁止帯幅の値ＶBGに等しくなる。
【００１３】
図２は、本発明による温度レベル検出回路の第１の実施例を示すものである。この回路は、ダイオード状態に接続された、すなわち、以下の記述では検出回路のアースを形成するものとみなされることになる電位ＶSSが印加されている回路の供給端子の１つにそれ自体が接続されている、そのベースとコレクタが互いに接続されている３つのバイポーラＰＮＰ型トランジスタＢ１，Ｂ２，Ｂ３を含んでいる。バイポーラトランジスタＢ２及びＢ３は実質的に同一であるように選択される。
【００１４】
それぞれ電流Ｉ1及びＩ2を生成する第１及び第２の電流源１１及び１２が、トランジスタＢ１のエミッタと、正の電位Ｖddが印加される回路のもう一方の供給端子の間に配置されている。これらの電流源１１及び１２は、スイッチＳＷ１が実線で表わされた位置「Ｉ」にあるか、又は点線により表わされた位置「II」にあるとき、トランジスタＢ１のベース−エミッタ接合の中を電流Ｉ1又はＩ2が選択的に通過するようにスイッチＳＷ１を用いて選択的にトランジスタＢ１のエミッタに接続される。第１及び第２のダイオード電圧ＶBE1 及びＶBE2 がこのようにして連続的に生成される。
【００１５】
電位Ｖddが印加される回路の供給端子とトランジスタＢ２のエミッタの間に、第３の電流源２１が配置される。この電流源２１は、トランジスタＢ２のベース−エミッタ接合を通して定電流Ｉ3 を維持する。トランジスタＢ２のエミッタと回路のアースの間には、さらにスイッチＳＷ２が配置されている。このスイッチＳＷ２が「Ｉ」の位置にあるとき、トランジスタＢ２のエミッタは回路のアースに接続される。これとは逆に、このスイッチＳＷ２が「II」の位置にあるとき、電流Ｉ3 はベース−エミッタ接合を通過し、第３のダイオード電圧ＶBE3 が生成される。
【００１６】
電流Ｉ4 及びＩ5 をそれぞれ生成する第４及び第５の電流源３１及び３２も同様に、回路の端子ＶddとトランジスタＢ３のエミッタの間に配置されている。これらの電流源３１及び３２は、スイッチＳＷ３が「Ｉ」又は「II」の位置にあるとき電流Ｉ4 又はＩ5 がトランジスタＢ３のベース−エミッタ接合を選択的に通過するような形で、スイッチＳＷ３を用いてトランジスタＢ３のエミッタに選択的に接続される。このようにして、第４及び第５のダイオード電圧ＶBE4 、 及びＶBE5 が連続的に生成される。
【００１７】
電流Ｉ1 及びＩ5 は、それらがそれぞれ電流Ｉ2 及びＩ4 よりも大きくなるように決定される。
図２の回路はさらに、３つの容量性素子５１，５２及び５３を含んでおり、これらの端子のうちの１つはそれぞれトランジスタＢ１，Ｂ２及びＢ３のエミッタに対して接続されている。容量性素子５１，５２及び５３のその他の端子は、一緒に、利得の非常に高い増幅器９の反転入力端子においてノードＡに接続されている。スイッチＳＷ４は、増幅器９の出力端子がその入力端子に接続されるか、又はそこから切断されることを可能にする。容量性素子５１，５２，５３はそれぞれ、キャパシタンス値Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３を有する。
【００１８】
第１段階では、スイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４は、図に実線で示されている位置「Ｉ」になっている。その後、増幅器９は全体的にカウンターリアクションとなり、安定した作動点で自動的に分極し、そのときその入力電圧ＶE はその出力電圧及びその最大利得に等しい。このようにして容量性素子５１，５２，５３はそれぞれ電圧（ＶE −ＶBE1 ），ＶE 及び（ＶE −ＶBE4 ）でチャージされる。
【００１９】
第２段階では、スイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４が、図に破線で示されている位置「II」になった時点で、容量性素子５１，５２，５３は増幅器９の入力ノードＡ内に、Ｃ１（ＶBE2 −ＶBE1 ），Ｃ２ＶBE3 、及びＣ３（ＶBE5 −ＶBE4 ）にそれぞれ等しい電荷を、フローティング状態で、注入し、ここで素子５１により注入される電荷は素子５２及び５３により注入される電荷と反対の正負符号を持つ。
【００２０】
ノードＡ内に注入される合計電荷は、以下の形で表現できる。
α1 （ＶBE2 −ＶBE1 ）＋α2 （ＶBE3 ＋α3 （ＶBE5 −ＶBE4 ))  （５）
ここで式中、α1 ＝Ｃ１，α2 ＝Ｃ２及びα3 ＝Ｃ３／Ｃ２である。
以上で記述した原理に従って（α＝α3 ＝Ｃ３/ Ｃ２で等式（３）及び（４）に従って）容量性素子５２及び５３の値Ｃ２及びＣ３を適正に選択することにより、等式の第２の部分を温度とは独立したものにし、かつ値α2 ＶBGに等しくすることができる。このとき等式（５）は、次のように表現できる。
【００２１】
α2 ＶBG−βＴ                            （６）
ここで式中、βは、
β＝α1 ｋ／ｅＩn （Ｉ1 ／Ｉ2 ）                  （７）
という値を有し、トランジスタＢ１のベース−エミッタ接合を通過する電流Ｉ1 及びＩ2 の対数比によって基本的に決定される正に定義付けされた温度係数である。
【００２２】
図３は、上述の等式（６）に対応する温度Ｔの一関数としての増幅器９の入力ノードＡ内に伝送された電荷の推移を例示する図である。
この図では、増幅器９のノードＡ内に伝送された合計電荷が、係数α1 とα2 、特に容量性素子５１及び５２の値Ｃ１及びＣ２、並びに既に述べた通りトランジスタＢ１のベース−エミッタ接合を通過する電流１1 及び１2 の対数比に左右される禁止帯幅ＶBG、及び係数βの値によって定義付けされる温度ＴLIMIT でゼロとなるということに注意されたい。その結果、温度がＴLIMIT に等しいとき増幅器９の入力端子には如何なる信号も現われない。
【００２３】
換言すると、温度がしきい値温度ＴLIMIT のものと異なる場合、入力ノードＡ内に注入された合計電荷の符号をその極性が表わしている電圧変動が、増幅器９の入力端子に現われる。この信号は増幅器９により増幅され逆転され、この増幅器は、その入力端子に印加される信号よりもはるかに大きい振幅出力信号を提供する。このようにして、例えば、過度に高い動作温度によってひき起こされる破損に対し回路を保護するための制御信号として、論理レベルの増幅器９からのこの入力信号を使用することができる。
【００２４】
さらに以上のことから、本発明による回路が、容易かつ正確に検出回路の温度しきい値ＴLIMIT を調整することができるという利点を有するということにも注意されたい。実際、ＭＯＳ技術を用いると、容量性素子のための非常に正確なキャパシタンス比を作り出すことはきわめて容易である。
一方では、上述の等式（６）及び（７）から明らかであるように、電流比Ｉ1 とＩ2 の比を操作することによって温度しきい値ＴLIMIT を調整することも可能である。実際、以上の等式（６）に現われる係数βの値は、電流源１１及び１２により送り出される電流Ｉ1 及びＩ2 の対数比に直接左右される。このようにして、電流源１１又は１２により送り出される電流を調整することが可能である限りにおいて、容量性素子５１，５２及び５３をプログラミングした後でさえ温度しきい値ＴLIMIT を適合させることが可能である。このようにして、本発明による検出回路を用いると、温度しきい値ＴLIMIT の値を調整する上で多大な柔軟性が得られる。
【００２５】
本発明による回路は、さらに非常に高速で作動し、計算及び比較に必要な時間は基本的に容量性素子をチャージし、増幅器を分極させる段階に振り向けることができる。
その上、増幅器９は、出力信号がもう１つの回路を適切に駆動できるように、入力ノードＡに現われる信号を充分に増幅するためのみに使用される。このようにして、そのドレーンが互いに接続されている共通のソースを伴って取付けられた２つの相補的トランジスタにより、インバータの形で形成された単段増幅器を単に使用することができる。
【００２６】
以上のことから、３つの電圧ＶBE3 ，ＶBE4 、及びＶBE5 を実際に生成する必要がなく、２つの電圧で充分であるということがわかる。このことから、トランジスタＢ２を削減することが可能であり、第３のダイオード電圧ＶBE3 として第２段階中にトランジスタＢ３によって生成されたダイオード電圧ＶBE5 を使用することが可能である。
【００２７】
図４は、トランジスタＢ２及び付随する電流源２１が削除されたこのような回路の例を示すものである。この例では、このようにして容量性素子５２がスイッチＳＷ２を介してまず最初に第１段階の間は回路のアースに接続され、次に第２段階の間はトランジスタＢ３のエミッタに接続されている。
【００２８】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、回路温度を表わす電圧を基準レベルと比較できるようにする温度しきい値検出回路が提供され、検出回路の温度しきい値を容易にかつ正確に調整することができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による検出回路の全般的作動原理を説明できるようにする、温度の一関数としてのダイオード電圧の推移を示す図である。
【図２】本発明による検出回路の一実施例の回路図である。
【図３】図２の検出回路の作動を説明できるようにする温度の一関数としての推移を示す図である。
【図４】本発明による検出回路のもう１つの実施例の回路図である。
【符号の説明】
９…増幅器
１１，１２，２１，３１，３２…電流源
５１，５２，５３…容量性素子
【図１】
0004662603.tif 000002
【図２】
0004662603.tif 000003
【図３】
0004662603.tif 000004
【図４】
0004662603.tif 000005