(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１電源電位と第１出力端子との間に接続された双方向導通可能であるとともに寄生ダイオード成分を有する第１スイッチ素子と、前記第１出力端子と第２電源電位との間に接続された双方向導通可能であるとともに寄生ダイオード成分を有する第２スイッチ素子とからなる第１のスイッチング手段と、
前記第１電源電位と第２出力端子との間に接続された双方向導通可能であるとともに寄生ダイオード成分を有する第１スイッチ素子と、前記第２出力端子と前記第２電源電位との間に接続された双方向導通可能であるとともに寄生ダイオード成分を有する第２スイッチ素子とからなる第２のスイッチング手段と、
前記第１電源電位と第３出力端子との間に接続された双方向導通可能であるとともに寄生ダイオード成分を有する第１スイッチ素子と、前記第３出力端子と前記第２電源電位との間に接続された双方向導通可能であるとともに寄生ダイオード成分を有する第２スイッチ素子とからなる第３のスイッチング手段と、
三角波を発生する発振器手段と、
ブラシレスモータの回転位置を検出するホール素子からの検出信号に基づいて、正弦波の位置検出信号を出力する位置信号生成手段と、
前記発振器手段の三角波と、前記位置信号生成手段の正弦波の位置検出信号とを大小比較して、ＰＷＭ信号を発生する比較器と、を備え、
前記第１、第２、及び、第３のスイッチング手段における前記第１スイッチ素子、前記第２スイッチ素子とをそれぞれ、前記ＰＷＭ信号により逆位相で動作させるとともに、前記第１スイッチ素子がオフとなったときに発生する回生電流が流れている状態で前記第２スイッチ素子をオンすることにより、前記第１スイッチ素子がオフとなることにより発生した回生電流が、オンとなっている前記第２スイッチ素子を介して前記ブラシレスモータに供給されることを特徴とするブラシレスモータ用駆動制御装置。
【請求項２】
請求項１記載のブラシレスモータ用駆動制御装置において、前記第１、第２、及び、第３のスイッチング手段における前記発振器手段の三角波の上下限値の中心電圧と、前記位置信号生成手段の正弦波の位置検出信号の上下限値の中心電圧とが、それぞれ同じ電圧であることを特徴とするブラシレスモータ用駆動制御装置。
【請求項３】
請求項１または２記載のブラシレスモータ用駆動制御装置において、前記第１、第２、及び、第３のスイッチング手段における前記第１スイッチ素子及び前記第２スイッチ素子は、それぞれＭＯＳトランジスタであることを特徴とするブラシレスモータ用駆動制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、オーディオ、ビデオ、パソコンなどのディスク駆動用モータなどに用いられるブラシレスモータの駆動制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、この種のブラシレスモータの駆動制御装置として、例えば特開平１０−１４６０８５号公報に開示されたものが知られている。この従来の駆動制御装置について、図６の構成を示す図及び図７の各部の信号の波形を示す図を参照して、説明する。
【０００３】
この従来例では、モータＭは、永久磁石回転子と、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相のアマチュアコイルを円周上に配置し、各相のアマチュアコイルの位置に各相用のロータ位置検出器を設けた固定子から構成されている。なお、図６では、説明の都合上、各相用のロータ位置検出器１１を纏めて、モータＭの外部に示している。
【０００４】
図６において、各相用のトランジスタスイッチは、正極側のＰ型ＭＯＳトランジスタQUH,QVH,QWHと、負極側のＮ型ＭＯＳトランジスタQUL,QVL,QWLで構成され、それぞれゲート制御信号にしたがって、オンオフ制御される。
【０００５】
回転子位置検出器１１は、たとえばホ−ル素子から構成されて、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相における正極の出力信号と負極の出力信号との６種の正弦波信号を出力し、各相における出力信号の位相差は１２０°（＝３６０°／３）である。
【０００６】
位置検出器／移相回路１４は、回転子位置検出器１１からの出力信号HU,HV,HWにおける各相ごとに正極と負極の各出力信号の差をとり、信号線に重畳している同相のノイズ成分を除去した上で、各出力信号HU,HV,HWの相互の差信号（HU-HV,HV-HW,HW-HU,HV-HU,HW-HV,HU-HW)を求めて、例えば３０°の位相差Δθを有する変移信号HU1, HV1, HW1（図７（ａ）〜（ｃ））を出力する。また、この変移信号HU1, HV1, HW1 とその各反転信号とを各相ごとに比較して、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相における極性判別信号UHL、VHL,WHLを出力する。
【０００７】
なお、移相した変移信号HU1, HV1, HW1を形成するのは、主に次の理由による。すなわち、回転子位置検出器１１からの信号を受けてモータＭのアマチュアに電圧を印加してから実際に電流が流れ出すまでに、アマチュアのインダクタンス成分によって時定数に応じた遅れが発生し、アマチュアに流れる電流の転流時期が正規の転流タイミングより遅れ、モータ駆動効率が悪化したりトルクむらが増大することを防止するためである。
【０００８】
全波整流器１５は、位置検出器／移相回路１４からの変移信号HU1, HV1, HW1 を全波整流して、グランド電位ＧＮＤ基準の全波整流信号HU2, HV2, HW2（図７（ｄ））を比較器１６に出力する。なお、図７では、HV2, HW2を図示省略している。
【０００９】
発振器１３は、オペアンプ、定電流源、コンデンサなどから構成される三角波発生回路を内蔵しており、例えば可聴周波数帯域（16kHz)以上の３角波の高周波基準信号OSC（図７（ｅ））を発生し、比較器１６に出力する。
【００１０】
比較器１６は、全波整流器１５からの全波整流信号HU2, HV2, HW2 と、発振器１３からの３角波発振信号OSCとを受けて、両信号を比較し、これら両信号の差からＰＷＭ信号UPWM,VPWM,WPWMを出力する。
【００１１】
各相用の前置駆動回路１７Ｕ，１７Ｖ、１７Ｗは、比較器１６からのＰＷＭ信号UPWM,VPWM,WPWMと、位置検出器／移相回路１４から比較器１６を介してあるいは直接に極性判別信号UHL,VHL,WHLを、各相ごとに受ける。そして、極性判別信号UHL,VHL,WHLにしたがって、ＰＷＭ信号UPWM,VPWM,WPWMを、切換反転して、それぞれ図７（ｆ）〜（ｋ）に示されるようなゲート制御信号VUGH,VUGL,VVGH,VVGL,VWGH,VWGLを形成し、正極側のＰ型ＭＯＳトランジスタQUH,QVH,QWHと、負極側のＮ型ＭＯＳトランジスタQUL,QVL,QWLに、供給する。
【００１２】
これらのゲート制御信号を、代表してＵ相のVUGH,VUGLについてみると、図７の前半部分では、正極側のＭＯＳトランジスタQUHがゲート制御信号VUGHによりＰＷＭ制御され、負極側のＭＯＳトランジスタQULがゲート制御信号VUGLによりオフに制御される。また、後半部分では、正極側のＭＯＳトランジスタQUHはゲート制御信号VUGHによりオフに制御され、負極側のＭＯＳトランジスタQULがゲート制御信号VGULによりＰＷＭ制御される。なお、オフ制御されている、正極側のＭＯＳトランジスタQUHまたは負極側のＭＯＳトランジスタQULのバックゲートコンタクトを介しての寄生ダイオードにより、逆方向に電流を流すようになっている。
【００１３】
トルク指令回路１２は、モータＭの回転速度が所定値になるように制御指令を出力するものであり、回転速度の設定値Vsと、実際の回転速度の測定値Vdetとを比較し、その偏差に応じて変位信号HU1，HV1、HW1の振幅を制御する。
【００１４】
以上の構成において、モータＭの実際の回転速度に比例した測定値Vdetを検知し、たとえばモータ速度が所定の設定値Vsよりも速すぎた場合、その偏差に応じた制御信号を位置検出器／移相回路１４に出力し、変位信号HU1，HV1、HW1の振幅を低下させる。したがって、全波整流器１５から出力される全波整流信号HU2，HV2，HW2の波高値が減少する。
【００１５】
全波整流信号HU2, HV2, HW2の波高値減少によって、比較器１６からのＰＷＭ信号UPWM,VPWM,WPWM におけるオン・オフデューティのパルス幅を短縮させ、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の各相用のトランジスタスイッチQUH〜QWLを介してモータＭへの通電電流を減少させ、モータを減速させる。回転速度が遅い場合にも、同様にして、モータＭへの通電電流を増加させ、モータを加速させる。このようにして、モータ速度を高精度に制御している。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、この従来の駆動制御装置においては、図７（ｆ）〜（ｋ）のゲート制御信号VUGH〜VWGLが各相のＭＯＳトランジスタスイッチQUH〜QWLに印加されるから、各相において正極側（あるいは負極側）のＭＯＳトランジスタがＰＷＭ制御されているときには、負極側（あるいは正極側）のＭＯＳトランジスタはオフに制御される。
【００１７】
図８、図９は、この状態の例をＵ相について示す図で、正極側ＭＯＳトランジスタQUHがＰＷＭ制御され、負極側ＭＯＳトランジスタQULがオフされている。正極側ＭＯＳトランジスタQUHがＰＷＭ制御でオン期間のときには図中実線で示すような方向に電流Ｉが流され、また正極側ＭＯＳトランジスタQUHがＰＷＭ制御でオフ期間のときには図中破線で示すような方向に電流Ｉが回生電流として流される。この時、負極側ＭＯＳトランジスタQULはオフ状態であるから、前記破線の電流は、バックゲートコンタクトを介しての寄生ダイオードＰｄを介して流れることになる。この状態は、正極側・負極側を逆にしても、また他のＶ相、Ｗ相についても同様である。
【００１８】
寄生ダイオードＰｄの電圧降下Ｖｆは約０．７ｖであるから、この電圧降下Ｖｆと回生電流Ｉに応じた電力ロスはかなり大きい値となり、しかもＰＷＭ制御の間は継続して発生してしまう。
【００１９】
また、従来の駆動制御装置においては、比較器１６でＰＷＭ信号UPWM,VPWM,WPWMを形成するために、全波整流器１５からの全波整流信号HU2，HV2，HW2と発振器１３からの発振信号OSCとを比較しているが、これら両信号は共にグランド電位ＧＮＤを基準としている。
【００２０】
特に、発振器１３では、オペアンプ、定電流源、コンデンサなどを用いて三角波を発生しており、その構成上、三角波の頂点（上及び下）で電流増減方向の切換制御を行うことになる。この切換において、その発振周波数によってオーバーシュート量が変わることや、ソース側とシンク側の定電流源の特性の違いや、あるいは製造プロセスのばらつきなどの原因により、三角波の発生を正確に制御出来ない場合がある。
【００２１】
この場合、発振器１３の発振出力OSCは、図１０に示されるように最小電圧がグランド電位ＧＮＤに達せずに不感帯を生じて、下側エッジがグランド電位から浮いてしまったり、あるいは図１１に示されるようにグランド電位ＧＮＤに留まり、歪んでしまうことになる。
【００２２】
このように、不感帯を生じたり、グランド電位に留まると、トルク指令が入力されているにも関わらず出力がでなかったり、出力の最小パルス幅が大きくなったりして、適切な制御が出来なくなってしまう。
【００２３】
そこで、本発明は、ブラシレスモータをＰＷＭ制御する駆動制御装置において、ＰＷＭ制御時の回生電流による電力ロスを低減すること、及びＰＷＭ制御用発振器の出力に不感帯や歪みが発生することをなくし、ＰＷＭ制御を適切に行うことを目的とする。
【００２４】
【課題を解決するための手段】
本明細書中に開示されている第１の構成のブラシレスモータ用駆動制御装置は、第１電源電位ＶＤＤと出力端子との間に接続された第１スイッチ素子と、前記出力端子と第２電源電位ＧＮＤとの間に接続された第２スイッチ素子とからなる複数組のスイッチング手段と、三角波を発生する発振器手段１３Ａと、ブラシレスモータの位置検出器１１からの検出信号に基づいて、正弦波の位置検出信号を出力する位置信号生成手段１４と、前記発振器手段の三角波と、前記位置信号生成手段の正弦波の位置検出信号とを大小比較して、ＰＷＭ信号を発生する比較器１６Ａと、を備え、前記複数組の前記第１スイッチ素子、前記第２スイッチ素子とが、前記ＰＷＭ信号により逆位相で動作されるように構成されている、ことを特徴とする。
【００２５】
上記第１の構成のブラシレスモータ用駆動制御装置によれば、第１スイッチ素子（例えばQUH）と第２スイッチ素子（例えばQUL）は、一方のスイッチ素子QUHがＰＷＭ制御されるときには、他方のスイッチ素子QULは逆位相にスイッチングされる。すなわち、ＰＷＭオンのときにはスイッチ素子QUHがオンでスイッチ素子QULがオフとなり、ＰＷＭオフのときにはスイッチ素子QUHがオフでスイッチ素子QULがオンとなる。したがって、モータの回生電流は従来のように寄生ダイオードＰｄではなく、オン状態のスイッチ素子を流れる。スイッチ素子のオン抵抗による電圧降下Ｖｏｎは、寄生ダイオードＰｄの電圧降下Ｖｆ（約０．７ｖ）に比べて著しく小さく、例えば０．１〜０．２ｖ程度に出来るから、電力ロスを低減することが出来る。
【００２６】
また、位置信号生成手段１４からの正弦波の位置検出信号を、整流することなく、正弦波のままで発振器手段の三角波と比較してＰＷＭ信号を得ているから、このＰＷＭ信号をスイッチ素子のＰ型、Ｎ型などの特性に応じて、そのままであるいは逆位相にして、第１スイッチ素子（例えばQUH）と第２スイッチ素子（例えばQUL）に印加することが出来る。この場合、従来のように極性判別信号は必要としない。
【００２７】
本明細書中に開示されている第２の構成のブラシレスモータ用駆動制御装置は、上記第１の構成のブラシレスモータ用駆動制御装置において、前記発振器手段の三角波の上下限値の中心電圧と、前記位置信号生成手段の正弦波の位置検出信号の上下限値の中心電圧とが、同じ電圧であることを特徴とする。
【００２８】
上記第２の構成のブラシレスモータ用駆動制御装置によれば、さらに、発振器手段の三角波の上下限値の中心電圧と位置信号生成手段の正弦波の位置検出信号の上下限値の中心電圧とを、同じ電圧にしているから、発振器手段の発振出力は、従来のように最小電圧がグランド電位ＧＮＤに達せずに不感帯を生じたり、グランド電位ＧＮＤに留まったりすることはなくなる。したがって、ＰＷＭ信号のデューティは０〜１００％まで出力できるから、微少回転領域も含め適切な制御が実現できる。
【００２９】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して、本発明のブラシレスモータ用駆動制御装置に係る実施の形態について説明する。
【００３０】
図１は、本発明の実施の形態に係るブラシレスモータ用駆動制御装置の構成を示す図であり、図２は図１の各部の信号の波形を示す図である。
【００３１】
図１において、従来の図６と比較して、まず、全波整流器１５が設けられていないことと、位置検出器／移相回路１４から前置駆動回路１７Ｕ〜１７Ｗへ供給されていた極性判別信号UHL，VHL，WHLが不要であることが、異なっている。次に、発振器１３、比較器１６，前置駆動回路１７Ｕ〜１７Ｗがその内部構成及び機能において変更されており、それぞれ図１において記号Ａを付加している。
【００３２】
なお、その他の回転子位置検出器１１、トルク指令回路１２、位置検出器／移相回路１４、各相用のトランジスタスイッチである、正極側のＰ型ＭＯＳトランジスタQUH，QVH，QWHと、負極側のＮ型ＭＯＳトランジスタQUL，QVL，QWLは、図６の従来例と同じである。これら、変更のないものについては再度の説明は省略する。
【００３３】
発振器１３Ａは、図３に示されるように、入力電圧を切り換える切換スイッチＳＷ１と、演算増幅器ＯＰ１と、積分用コンデンサＣ１と、ソース側定電流源Ｉ１と、シンク側定電流源Ｉ２と、電流源切換スイッチＳＷ２を有して、構成されている。
【００３４】
図３において、発振器１３Ａには、バンドギャップ型定電圧回路を内蔵する定電圧源１８から基準電圧Vrefの例えば３／２倍の定電圧（３／２Vref）と１／２倍の定電圧（１／２Vref）とが入力される。この発振動作は、図の状態で、３／２Vrefを演算増幅器ＯＰ１に入力し、ソース側定電流源Ｉ１から定電流ｉをコンデンサＣ１に充電する。コンデンサＣ１の電圧が３／２Vrefに達すると、演算増幅器ＯＰ１の出力が反転し切換スイッチＳＷ１，ＳＷ２が切り換わる。今度は、演算増幅器ＯＰ１に１／２Vrefが入力され、コンデンサｃ１の電荷がシンク側定電流源Ｉ２に引かれて定電流ｉをコンデンサＣから放電する。コンデンサＣ１の電圧が低下して１／２Vrefに達すると、逆に演算増幅器ＯＰ１の出力が反転し切換スイッチＳＷ１，ＳＷ２が切り換わる。
【００３５】
この反転切換動作が繰り返されて三角波の発振出力OSCが出力される。この発振出力OSCは、３／２Vrefを上限値とし、１／２Vrefを下限値とし、その中間値である基準電圧Vrefを中心値とする三角波となる。したがって、切換時のオーバーシュート量が変わったり、ソース側とシンク側の定電流源の特性が違ったり、あるいは製造プロセスのばらつきなどが生じたとしても、制御ゲインが多少変わるだけで制御上問題はなく、従来のように発振出力OSCに不感帯を生じたり、グランド電位ＧＮＤに留まり、歪んでしまう問題は解消されている。
【００３６】
また、この定電圧源１８からは基準電圧Vrefが位置検出器／移相回路１４に供給され、位置検出器／移相回路１４から出力される変位信号HU1，HV1，HW1は、基準電圧Vrefを中心値とする正弦波となる。
【００３７】
比較器１６Ａは、基準電圧Vrefを中心値とする正弦波の変位信号HU1，HV1，HW1と、基準電圧Vrefを中心値とする三角波の発振出力OSCが入力され、Ｕ相の変位信号HU1と発振出力OSC、Ｖ相の変位信号HV1と発振出力OSC、Ｗ相の変位信号HW1と発振出力OSCがそれぞれ比較されて、Ｕ相のＰＷＭ信号UPWM、Ｖ相のＰＷＭ信号VPWM、Ｗ相のＰＷＭ信号WPWMが形成され出力される。
【００３８】
前置駆動回路１７Ｕ〜１７Ｗは、入力されたＰＷＭ信号により正極側のトランジスタスイッチと負極側のトランジスタスイッチを逆位相にオン・オフするようなＰＷＭ駆動信号を出力する。これをＵ相についてみると、この実施の形態の図１では、正極側のトランジスタスイッチがＰ型ＭＯＳトランジスタであり、負極側のトランジスタスイッチがＮ型ＭＯＳトランジスタであるから、ＰＷＭ駆動信号VUGH，VGULとして、入力されたＰＷＭ信号UPWMを分岐して同位相で供給するだけでよい。なお、両トランジスタスイッチが共にＮ型であるなどの場合には、反転位相で供給することになる。
【００３９】
以上のように構成される本発明の実施の形態において、トルク指令回路１２は、モータＭの実際の回転速度に比例した測定値Vdetを速度検出器（図示していない）などで検出し、モータ速度の所定の設定値Vsとの偏差に応じた制御信号を位置検出器／移相回路１４に出力して、モータ速度が所定値になるように自動的に制御される。
【００４０】
位置検出器／移相回路１４では、回転子位置検出器１１からの出力信号ＨＵ,ＨＶ,ＨＷとトルク指令回路１２からの制御信号とに基づいて、所定の位相だけ移相され振幅が制御された正弦波の変位信号を、図３のように定電圧源１８からの基準電圧Vrefを中心電圧として形成する。この正弦波の変位信号HU1，HV1，HW1は、図２（ａ）（ｂ）（ｃ）に示されており、これが比較器１６Ａにそれぞれ一方の比較入力として、供給される。
【００４１】
一方、発振器１３Ａからは、図３で説明した構成にしたがって、やはり定電圧源１８からの基準電圧Vrefを中心電圧として形成された三角波の発振信号OSCが、比較器１６Ａに他方の比較入力として供給される。この基準電圧Vrefを中心電圧として形成された三角波の発振信号OSCは、図２（ｄ）に示されている。
【００４２】
この三角波の発振信号OSCと正弦波の各変位信号HU1，HV1，HW1とが、比較器１６Ａで大小比較され、各相ごとのＰＷＭ信号UPWM、VPWM、WPWMが形成されて、それぞれ各相用の前置駆動回路１７ＡＵ、１７ＡＶ、１７ＡＷに供給される。
【００４３】
ＰＷＭ信号UPWM、VPWM、WPWMが各相用の前置駆動回路１７ＡＵ、１７ＡＶ、１７ＡＷに供給され、ゲート制御信号VUGH〜VWGLをＭＯＳトランジスタQUH〜QWLのゲートに印加する。
【００４４】
この例では正極側ＭＯＳトランジスタQUH，QVH，QWHがＰ型ＭＯＳトランジスタ、負極側ＭＯＳトランジスタQUL，QVL，QWLがＮ型ＭＯＳトランジスタで構成されているから、ゲート制御信号VUGH〜VWGLは、図２（ｅ）〜（ｊ）に示されるように、各相ごとに１２０゜ずれており、且つ正極用のゲート制御信号と負極用のゲート制御信号（例えばVUGHとVGUL）は同位相で印加される。
【００４５】
なお、正極側ＭＯＳトランジスタQUH（QVH，QWH）と負極側ＭＯＳトランジスタQUL（QVL，QWL）とが、同時にオンされて貫通電流が流れることがないように、前置駆動回路１７ＡＵ，１７ＡＶ，１７ＡＷに、ゲート制御信号VUGH〜VWGLを時間幅を調整するための調整回路を備えておくことが望ましい。
【００４６】
以上の通り、本発明の駆動制御装置においては、図２（ｅ）〜（ｊ）のゲート制御信号VUGH〜VWGLが各相のＭＯＳトランジスタスイッチQUH〜QWLに印加されるから、各Ｕ，Ｖ，Ｗ相において正極側（あるいは負極側）のＭＯＳトランジスタがＰＷＭ制御されているときには、負極側（あるいは正極側）のＭＯＳトランジスタはＰＷＭ制御信号で逆位相にＰＷＭ制御される。
【００４７】
図４、図５はこの状態の例をＵ相について示す図で、正極側Ｐ型ＭＯＳトランジスタQUHがゲート制御信号VUGHでＰＷＭ制御されるとき、負極側Ｎ型ＭＯＳトランジスタQULが同位相のゲート制御信号VUGLでＰＷＭ制御される。
【００４８】
したがって、正極側ＭＯＳトランジスタQUHがＰＷＭ制御でオン期間のときには図中実線で示すような方向に電流Ｉが流され、負極側ＭＯＳトランジスタQULはＰＷＭ制御でオフ期間となっている。また、正極側ＭＯＳトランジスタQUHがＰＷＭ制御でオフ期間のときには図中破線で示すような方向に電流Ｉが回生電流として流される。
【００４９】
この時、負極側ＭＯＳトランジスタQULはＰＷＭ制御信号でオン状態となっているから、前記破線の電流は、従来のように寄生ダイオードＰｄを流れることはなく、負極側ＭＯＳトランジスタQULを介して流れることになる。この状態は、正極側・負極側を逆にしても、また他の相についても同様である。
【００５０】
ＭＯＳトランジスタのオン状態での抵抗値、即ちオン抵抗Ｒｏｎは設計により低い値に容易に設定できるから、オン状態での電圧降下Ｖｏｎ（例えば、０．１〜０．２程度）は、寄生ダイオードＰｄの電圧降下Ｖｆ（＝約０．７ｖ）に比較して低くなっている。したがって、この電圧降下Ｖｏｎと回生電流Ｉに応じた電力ロスＩ×Ｖｏｎは、従来の駆動制御回路の電力ロスＩ×Ｖｆと比較して、著しく低減することができる。
【００５１】
また、発振器１３の三角波の発振信号OSCの中心電圧と、正弦波の変位信号HU1，HV1，HW1の中心電圧とが、共に定電圧源１８からの基準電圧Vrefとされているから、発振器１３の発振出力OSCに不感帯を生じたり、下側エッジがグランド電位ＧＮＤに留まり、歪んでしまうことがなくなるほか、比較基準が安定した共通の基準電圧となり、比較器１６Ａでの比較動作が適切に行える。更に、全波整流器１５が不要となり、これに伴って極性判別信号UHL,VHL,WHLも不要となる。
【００５２】
また、図１などの実施の形態では、出力スイッチ素子として、正極側をＰ型ＭＯＳトランジスタとし、負極側をＮ型ＭＯＳトランジスタとしているが、正極側・負極側とも同一導電型例えばＮ型ＭＯＳとすることもできるし、ＭＯＳトランジスタに代えて、ＰＮＰ型とＮＰＮ型とを同様に組み合わせたバイポーラトランジスタとすることもできる。
【００５３】
また、発振器１３Ａの発振出力OSCの三角波として、鋸歯状の三角波であっても良い。
【００５４】
なお、以上の図１などの実施の形態においては、三相駆動タイプのブラシレスモータ駆動制御装置について説明したが、三相以外の単相タイプあるいは三相より多相の例えば六相タイプのブラシレスモータの駆動制御装置に適用することが出来る。
【００５５】
【発明の効果】
本明細書中に開示されている第１の構成のブラシレスモータ用駆動制御装置によれば、第１スイッチ素子と第２スイッチ素子は、一方のスイッチ素子がＰＷＭ制御されるときには、他方のスイッチ素子は逆位相にスイッチングされる。すなわち、ＰＷＭオンのときには一方のスイッチ素子がオンで他方のスイッチ素子がオフとなり、ＰＷＭオフのときには一方のスイッチ素子がオフで他方のスイッチ素子がオンとなる。したがって、モータの回生電流は従来のように寄生ダイオードではなく、オン状態のスイッチ素子を流れる。スイッチ素子のオン抵抗による電圧降下Ｖｏｎは、寄生ダイオードの電圧降下（約０．７ｖ）に比べて著しく小さく、例えば０，１〜０，２ｖ程度に出来るから、電力ロスを低減することが出来る。
【００５６】
また、位置信号生成手段からの正弦波の位置検出信号を、整流することなく、正弦波のままで発振器手段の三角波と比較してＰＷＭ信号を得ているから、このＰＷＭ信号をスイッチ素子のＰ型、Ｎ型などの特性に応じて、そのままであるいは逆位相にして、一方のスイッチ素子と他方のスイッチ素子に印加することが出来る。この場合、従来のように極性判別信号は必要としない。
【００５７】
本明細書中に開示されている第２の構成のブラシレスモータ用駆動制御装置によれば、さらに、発振器手段の三角波の上下限値の中心電圧と位置信号生成手段の正弦波の位置検出信号の上下限値の中心電圧とを、同じ電圧にしているから、発振器手段の発振出力は、従来のように最小電圧がグランド電位ＧＮＤに達せずに不感帯を生じたり、グランド電位ＧＮＤに留まったりすることはなくなる。したがって、ＰＷＭ信号のデューティは０〜１００％まで出力できるから、微少回転領域も含め適切な制御が実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態に係るブラシレスモータ用駆動制御装置の構成を示す図。
【図２】図１の各部の信号の波形を示す図。
【図３】本発明の実施の形態に係る発振器の構成を示す図。
【図４】本発明の実施の形態の作用を説明する図。
【図５】本発明の実施の形態の作用を説明する図。
【図６】従来のブラシレスモータ用駆動制御装置の構成を示す図。
【図７】図６の各部の信号の波形を示す図。
【図８】従来の駆動制御装置の作用を説明する図。
【図９】従来の駆動制御装置の作用を説明する図。
【図１０】従来の駆動制御装置の作用を説明する図。
【図１１】従来の駆動制御装置の作用を説明する図。
【符号の説明】
Ｍ  ブラシレスモータ
１１  回転子位置検出器
１２  トルク指令回路
１３Ａ  発振器
１４  位置検出器／移相回路
１６Ａ  比較器
１７ＡＵ〜１７ＡＷ  前置駆動回路
１８  定電圧源
QUH〜QWL  スイッチ素子
OSC  発振信号
HU1〜HW1  変位信号
UPWM〜WPWM  ＰＷＭ信号
VGUH〜VWGL  ゲート制御信号
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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