(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
磁気ディスクを回転させる第１モータと、磁気ディスク上の記憶トラックに対して情報のリードを行う磁気ヘッドと、上記第１モータの駆動電流を制御する第１モータ駆動制御回路とを有する磁気ディスク記憶装置であって、
上記第１モータは多相ブラシレスモータであり、該多相ブラシレスモータのセンタータップの電位はフローティングにされ、
上記第１モータ駆動制御回路は、上記何れか１つの相のコイルを印加電圧が電源電圧となる振幅で駆動し、第２の相のコイルをサイン波形の電流が導出されるよう漸次変化電圧で駆動し、第３の相のコイルを全コイルに流れる総電流が所定の電流値となるように制御するフィードバック制御で駆動するように構成されていることを特徴とする磁気ディスク記憶装置。
【請求項２】
上記第１モータ駆動制御回路は、サイン波形の電流が導出されるよう漸次変化電圧で駆動する信号を所定の演算によって生成する演算回路を備えていることを特徴とする請求項１に記載の磁気ディスク記憶装置。
【請求項３】
上記第１モータ駆動制御回路は、サイン波形の電流が導出されるよう漸次変化電圧で駆動する信号をＰＷＭ信号として生成することを特徴とする請求項１または２に記載の磁気ディスク記憶装置。
【請求項４】
上記第１モータ駆動制御回路は、上記フィードバック制御で駆動する信号をＰＷＭ信号として生成することを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の磁気ディスク記憶装置。
【請求項５】
上記第１モータ駆動制御回路によって各相のコイルに流されるコイル電流は、コイルに誘起される逆起電圧の位相よりも、コイルのインダクタンスおよび内部抵抗に応じた所定の電気角だけ位相が早くなるように形成されることを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の磁気ディスク記憶装置。
【請求項６】
上記第１モータ駆動制御回路は、相の切換えタイミングが上記逆起電圧のゼロクロス位置からずれるように各相のコイルの駆動を行なう特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の磁気ディスク記憶装置。
【請求項７】
上記第１モータ駆動制御回路は、サイン波形の電流が導出されるよう漸次変化電圧で駆動する信号を、該信号で駆動する相が異なっても同一の演算によって生成することを特徴とする請求項１〜６のいずれかに記載の磁気ディスク記憶装置。
【請求項８】
上記第１モータ駆動制御回路および上記第１モータ駆動制御回路を制御するコントローラを備え、上記第１モータ駆動制御回路は上記各相のコイルに流される電流の総和が上記コントローラから供給される電流指令値と一致させるような制御を行なうように構成され、上記各相のコイルに流される電流がサイン波形に従って変化されることにより発生する上記総電流の変動を見越して上記電流指令値を補正する電流指令値補正回路を備えていることを特徴とする請求項１〜７のいずれかに記載の磁気ディスク記憶装置。
【請求項９】
上記第１モータは、３相ブラシレスモータであることを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の磁気ディスク記憶装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ブラシレスモータの駆動制御技術さらにはモータの回転駆動電流波形の形成に適用して有効な技術に関するものであって、たとえばハードディスク（ハード・ディスク・ドライブ）装置のようなディスク型記憶媒体を回転駆動するスピンドルモータの駆動制御装置に利用して有効な技術に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
ハードディスク装置は、磁気ディスクに対する情報の書込／読み取りができるだけ高速で行なえること、つまりアクセスの高速化に対する要求が強いが、そのためにはディスク回転の高速化が重要である。従来、ハードディスク装置における磁気ディスクの回転には、一般にスピンドルモータと呼ばれるブラシレスの直流多相モータが用いられており、スピンドルモータで磁気ディスクを高速で回転させ、この回転している磁気ディスクにリード／ライト用の磁気ヘッドを磁気ディスクの表面に近接させて径方向へ移動させながら情報の書込みまたは読み取りを行なっている。
【０００３】
従来のスピンドルモータの回転駆動制御においては、駆動回路によって各相のコイルに対して互いに位相の異なる図１５に示すような矩形波状のパルス電流を流すことでロータを回転させるようにしていた。なお、図１５には３相のいずれか１つの相に流される電流波形が示されており、他の２つの相には図１５の波形と位相が１２０度ずつずれた波形を有する電流が流される。かかる矩形波状のパルス電流による回転駆動方式にあっては、電流の形成が容易であるという利点がある反面、トルクリップルが発生して回転むらや騒音が生じる原因となる。ところで、ブラシレスモータを回転むらや騒音を伴うことなく回転させるには、駆動電流波形をサイン波形にすると良いことが知られている。そこで、各相のコイルにサイン波状のパルス電流を流すことでロータを円滑に回転させるようにした発明が提案されている（特開平９−３７５８４号公報）。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した技術においては、形成する電流波形の１周期分の波形情報を、モータの負荷に応じて複数分ＲＯＭ（リードオンリメモリ）に記憶させておいて、ユーザーがそのうち一つを選択指定すると、指定された波形情報を順次読み出しながらコイルの駆動電流を制御することで、所望のサイン波形の電流を出力するように構成されている。そのため、ハードウェアの量が大きくなってしまうとともに、モータの負荷が変化してもコイル駆動波形を形成する基本クロックのデューティは一定のままであるため、出力電流が増加または減少したときに出力電流の相切換えが円滑に行なえないという課題のあることが本発明者らによって明らかとされた。
【０００５】
本発明の目的は、比較的規模の小さな回路でサイン波形の電流をコイルに流すことができ、これによって回転むらが少なく高密度の磁気記憶が可能になるとともに、低騒音で回転するスピンドルモータを備えた磁気ディスク装置を提供することにある。
【０００６】
本発明の他の目的は、モータの負荷が変化したときにそれに応じて出力電流を円滑に変化させることができ、これによって回転むらが少なく高密度の磁気記憶が可能になるとともに、低騒音で回転するスピンドルモータを備えた磁気ディスク装置を提供することにある。
【０００７】
本発明の前記ならびにそのほかの目的と特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下記のとおりである。
【０００９】
すなわち、磁気ディスクを回転させる第１モータと、磁気ディスク上の記憶トラックに対して情報のリードを行う磁気ヘッドと、上記第１モータの駆動電流を制御する第１モータ駆動制御回路とを有する磁気ディスク記憶装置であって、上記第１モータは多相ブラシレスモータであり、該多相ブラシレスモータのセンタータップの電位はフローティングにされ、上記第１モータ駆動制御回路は、上記何れか１つの相のコイルを印加電圧が電源電圧となるフル振幅で駆動し、第２の相のコイルをサイン波形の電流が導出されるよう漸次変化電圧で駆動し、第３のコイルを全コイルに流れる総電流が所定の電流値となるように制御するフィードバック制御で駆動するように構成したものである。
【００１０】
上記した手段によれば、モータのコイルを、電力損失を生じることなくサイン波形に従って変化する電流で駆動することができ、これによってディスクの回転むらが少なくなり、高密度の磁気記憶が可能になるとともに低騒音で回転させることができるようになる。
【００１１】
また、望ましくは、上記第１モータ駆動制御回路には、サイン波形の電流が導出されるよう漸次変化電圧で駆動する信号を所定の演算によって生成する演算回路を設ける。これによって、サイン波形に対応する全データをメモリに保持しておく方式に比べて回路規模を小さくして、装置の小型化を図ることが可能となる。
【００１２】
さらに、上記第１モータ駆動制御回路は、サイン波形の電流が導出されるよう漸次変化電圧で駆動する信号をＰＷＭ信号として生成するように構成する。ＰＷＭ信号による駆動方式とすることにより、リニアに変化する電流による駆動方式に比べて電力損失を減らすことができる。
【００１３】
また、上記第１モータ駆動制御回路は、上記フィードバック制御で駆動する信号をＰＷＭ信号として生成するように構成する。ＰＷＭ信号とすることにより電力損失を減らすことができるとともに、負荷が変化してもそれに応じた電流で駆動することができるためディスクの回転むらを一層少なくすることが可能となる。
【００１４】
さらに、上記第１モータ駆動制御回路によって各相のコイルに流されるコイル電流は、コイルに誘起される逆起電圧の位相よりも、コイルのインダクタンスおよび内部抵抗に応じた所定の電気角だけ位相が早くなるように形成する。これにより、最大の駆動トルクでモータを回転させることができる。
【００１５】
さらに、上記第１モータ駆動制御回路は、相の切換えタイミングが上記逆起電圧のゼロクロス位置からずれるように各相のコイルの駆動を行なうようにする。これにより、逆起電圧のゼロクロス位置を検出して相切換え制御を行なう場合に、相切換えでコイルに発生したノイズにより誤ったゼロクロス位置の検出を防止して精度の高い回転制御を行なうことができる。
【００１６】
また、上記第１モータ駆動制御回路は、サイン波形の電流が導出されるよう漸次変化電圧で駆動する信号を、該信号で駆動する相が異なっても同一の演算によって生成するようにする。同一の演算ですべての相の駆動制御信号を生成することにより、回路の構成および演算プログラムを簡単にすることができる。
【００１７】
さらに、上記第１モータ駆動制御回路および上記第１モータ駆動制御回路を制御するコントローラを備えている磁気ディスク記憶装置において、上記第１モータ駆動制御回路は上記各相のコイルに流される電流の総和が上記コントローラから供給される電流指令値と一致させるような制御を行なうように構成し、上記各相のコイルに流される電流がサイン波形に従って変化されることにより発生する上記総電流の変動を見越して上記電流指令値を補正する電流指令値補正回路を設ける。これにより、モータをサイン波で駆動することに伴なって生じるコイル電流のリップルに対する制御系の反応を鈍くさせることができ、その結果、トルクリップルを低減させ、一層回転むらを小さくすることができる。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の好適な実施態様を、図面を参照しながら説明する。
【００１９】
本発明の具体的な実施形態について説明する前に、本発明によるモータコイルの駆動原理を、図１〜図３を用いて説明する。図１は、３相ブラシレスモータにおける駆動回路とモータの等価回路を示す。図１において、Ｌm(U)，Ｌm(V)，Ｌm(W)は、それぞれモータＭＴのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３つの相のステータコイル、Ｒm(U)，Ｒm(V)，Ｒm(W)は各相コイルＬm(U)，Ｌm(V)，Ｌm(W)の内部抵抗、Ｂ-emf(U)，Ｂ-emf(V)，Ｂ-emf(W)は各相コイルＬm(U)，Ｌm(V)，Ｌm(W)の逆起電圧源を表わしたものである。また、Ｒon(U)，Ｒon(V)，Ｒon(W)は上記各コイルＬm(U)，Ｌm(V)，Ｌm(W)に電流を流す相電流出力回路を構成する出力トランジスタのオン抵抗、Ｖinput(U)，Ｖinput(V)，Ｖinput(W)は各コイルに印加する駆動電圧の電圧源を表わしたものである。
【００２０】
図３は、図１の等価回路における各コイルＬm(U)，Ｌm(V)，Ｌm(W)に発生する逆起電圧Ｂ−ＥＭＦと、コイルの両端に印加されるコイル電圧Ｖcoilと、コイル駆動電圧源Ｖinput(U)，Ｖinput(V)，Ｖinput(W)による印加電圧Vinputの波形との位相関係を示す。コイルには逆起電圧Ｂ−ＥＭＦと同位相で交流駆動電流を流したときに最も大きなトルクが得られる。
【００２１】
しかし、逆起電圧Ｂ−ＥＭＦと同位相でコイルに駆動電圧を印加したとしても、コイルの有する内部抵抗によって実際にコイルに流れる電流Ｉcoilには位相遅れが発生する。そこで、図３に示されているように、コイルＬm(U)，Ｌm(V)，Ｌm(W)に発生する逆起電圧Ｂ−ＥＭＦの位相に対して、各相のコイル電圧ＶcoilはΔθcoilだけ位相が早くになるように印加し、コイル電流Ｉcoilの位相を逆起電圧Ｂ−ＥＭＦの位相に一致させるのが望ましい。また、コイルの外から駆動電圧源Ｖinput(U)，Ｖinput(V)，Ｖinput(W)により印加される電圧Ｖinputの位相と各相のコイル電圧Ｖcoilの位相もずれるので、その位相差を考慮して駆動電圧源Ｖinput(U)，Ｖinput(V)，Ｖinput(W)の位相を決定する必要がある。
【００２２】
ここで、逆起電圧Ｂ−ＥＭＦの位相に対するコイル電圧Ｖcoilの位相進み量Δθcoilは、次式（１）
Δθcoil＝ｔａｎ-1（ω・Ｌｍ／Ｒon＋Ｒｍ）
＝ｔａｎ-1｛（２π・fB-EMF）・Ｌｍ／（Ｒon＋Ｒｍ）｝……（１）
により表わせる。ただし、Δθcoilは使用するモータによって異なる値をとる。式（１）において、Ｌｍはコイルのインダクタンス、fB-EMFは逆起電圧Ｂ−ＥＭＦの周波数すなわちモータの所望回転数である。
【００２３】
次に、コイルの逆起電圧Ｂ−ＥＭＦの位相と駆動電圧源Ｖinput(U)，Ｖinput(V)，Ｖinput(W)の位相との差をΔθとすると、上記印加電圧Ｖinputは、図２に示すように、ベクトルで表わされたコイル電圧Ｖcoilと逆起電圧Ｂ−ＥＭＦとの合成ベクトルとして与えられる。従って、使用するモータからコイルのインダクタンスＬｍと内部抵抗Ｒｍが決まれば、上記式（１）から位相差Δθcoilを求めることができ、図２のベクトル図からΔθを得ることができる。よって、コイルの逆起電圧Ｂ−ＥＭＦよりもΔθだけ位相が早くになるように、駆動電圧源Ｖinput(U)，Ｖinput(V)，Ｖinput(W)の位相を設定して駆動波形を形成してやれば、最大のトルクを得ることができる。また、各コイルに発生する逆起電圧Ｂ−ＥＭＦの位相は、逆起電圧のゼロクロス点を検出することで知ることができる。
【００２４】
以下に述べる実施例のモータ駆動回路においては、上記のような位相関係の駆動電圧波形がコイルに印加されるように出力トランジスタの制御が行なわれる。しかも、この出力トランジスタの制御をＰＷＭ（パルス幅変調）方式で行なう、つまりＰＷＭ制御された信号（パルス）で出力トランジスタのゲート端子を制御することで、上記のような位相関係の駆動電圧波形がコイルに印加されるように構成される。
【００２５】
ところで、コイルに印加する駆動電圧波形はサイン波形が望ましくその位相は図２のようなタイミングが望ましいことは説明したが、仮に上記のような条件を満足するようにコイルを駆動したとしても、図３（Ｃ）に示す駆動電圧波形を形成する際に、３相のコイルの共通接続端子であるセンタータップＣＴの電位ＶCTを一定にして、この電位ＶCTを中心電位としたサイン波形を形成して印加したとすると、図３（Ｃ）にハッチングが付されている部分が電力損失となってしまう。
【００２６】
そこで、この電力損失を減らすため、センタータップＣＴの電位ＶCTを固定せずにフローティングにして、各相の駆動波形が最大振幅に振れる辺りのコイル駆動電圧を、電源電圧Ｖｃｃまたは接地電位ＧＮＤ（＝０Ｖ）に強制的に張りつかせることを考えた。図４（Ａ）は各相の駆動波形が最大振幅に振れる辺りのコイル駆動電圧を電源電圧ＧＮＤ（＝０Ｖに張りつかせた場合の波形を、また図４（Ｂ）は各相の駆動波形が最大振幅に振れる辺りのコイル駆動電圧を電源電圧Ｖｃｃ）に張りつかせた場合の波形を示す。
【００２７】
図４より、（Ａ）の場合は図２（Ｃ）における下側のハッチング部分の電力損失分がなくなり、（Ｂ）の場合は図２（Ｃ）における上側のハッチング部分の電力損失分がなくなることが分かる。よって、図４（Ａ）または（Ｂ）のいずれかの駆動波形を用いることで、センタータップＣＴの電位ＶCTを固定して図２（Ｃ）のようなサイン波形で駆動する場合に比べて電力効率を高くすることができる。なお、図４（Ａ），（Ｂ）においては、ＶｃｃまたはＧＮＤに張りついていない部分の波形は一見するとサイン波形になっていないように見えるが、これはセンタータップＣＴの電位ＶCTが変動するためである。センタータップＣＴの電位ＶCTを基準に考えると、つまりセンタータップＣＴの電位ＶCTと各波形との電位差を見ると、サイン波形に従って変化していることが分かる。
【００２８】
本実施例においては、上記のような駆動方式をさらに一歩進めて、図４（Ｃ）に示されているような波形で駆動する方式を採用することとした。この方式を採用することにより、ハードウェア的な構成の簡単化を図ることができる。なお、図４（Ｃ）の波形は、図４（Ａ）から０〜３７．５度，９７．５〜１５７．５度，２１７．５〜２７７．５度，３３７．５〜３６０度の部分の波形を、また図４（Ｂ）から３７．５〜９７．５度，１５７．５〜２１７．５度，２７７．５〜３３７．５度の部分の波形をそれぞれ切り出して組み合わせたものである。
【００２９】
０〜６０度，６０〜１２０度，１２０〜１８０度，１８０〜２４０度……のような６０度単位での切出しとしなかったのは、図１からも分かるように６０度，１２０度，１８０度，２４０度，３００度は、それぞれコイルの逆起電圧のゼロクロス点であり、本実施例においては後述のように、コイルの逆起電圧のゼロクロス点を検出して駆動制御を行なうため、このようなところで各相の電流を切換えると電流の切換えにより逆起電力にノイズが発生して、ゼロクロス点の検出が正確に行えなくなるためである。
【００３０】
次に、図４（Ｃ）のような駆動波形を形成する具体的な方法の一例を説明する。図４（Ｃ）において、各相の波形の近傍に付記されている「ＳＰ」と「ＰＷＭ」と「Ｆ」なる符号は各波形の形成方法の種別を示している。符号が異なることは形成方法が違うことを意味している。以下、それぞれの波形の形成方法を順に説明する。
【００３１】
先ず、符号「Ｆ」が付されている波形は、強制的にフル振幅レベルになるように出力トランジスタを駆動することにより形成される。つまり、符号「Ｆ」が付されている波形に対応する相のコイルを駆動する出力トランジスタは、そのゲート端子に所定時間（Ｆの波形の長さに相当）だけ連続してハイレベルの制御信号が印加されることで、Ｖｃｃ（例えば１２Ｖ）またはＧＮＤ（０Ｖ）をコイルの駆動側端子に印加する。
【００３２】
次に、「ＳＰ」が付された波形は、演算回路における演算によって生成されＰＷＭ制御された信号によって出力トランジスタが駆動されることにより形成される。図４より「ＳＰ」が付された波形は、前述のように切り出された電気角６０度の範囲に、右上がりの部分と右下がりの部分それぞれ２つずつ存在するが、同一もしくは上下対象の形状である。従って、演算によって生成するようにすれば演算式は２つで済む。また、この右上がりの部分と右下がりの部分の波形のみ演算で形成すれば、他の波形若しくは波形の一部は電流検出に基づくフィードバック制御または出力トランジスタのフル振幅駆動で形成することができる。
【００３３】
これより、３６０度すべての波形をＲＯＭのデータに従って形成する従来方式に比べて本実施例の方式の方が波形の形成が容易となり、ハードウェアの量を少なくできることが分かる。なお、演算回路による演算方法の具体例については後に詳しく説明するが、「ＳＰ」が付された波形も電気角６０度の範囲内では１６または３２個のパルスによって出力トランジスタをオン、オフ制御するＰＷＭ信号が形成される。具体的には、右上がりの部分ではパルス幅が次第に広くなるように、右下がりの部分ではパルス幅が次第に狭くなるように制御される。
【００３４】
図５（Ｂ）には、逆起電力Ｂ-EMFが（Ａ）のように変化するＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３つの相のコイルを駆動する出力トランジスタが、各タイミングで「Ｆ」、「ＰＷＭ」、「ＳＰ」のうちどれに対応した方法で波形を形成するかを示す。図において、「上アーム」とは各相の出力トランジスタのうち電源電圧Ｖｃｃ側のトランジスタを、また「下アーム」とはＧＮＤ側の出力トランジスタを意味する。「上アーム」と「下アーム」にまたがって記され「Ｄ」なる符号が表示されているボックスは、Ｖｃｃ側の出力トランジスタとＧＮＤ側の出力トランジスタの両方をオフ状態にすることを意味している。このように、Ｖｃｃ側とＧＮＤ側の両出力トランジスタをオフ状態にする期間を設けているのは、逆起電圧のゼロクロス点を検出する際にコイルに印加される駆動電圧の影響をなくし、純粋に逆起電圧のみを観測してゼロクロス点を検出するためである。
【００３５】
図６（Ａ）には、０〜３６０度の範囲について示している図５のうち、９０〜２７０度の部分についてこの間における電流検出に基づくフィードバック制御されるＰＷＭ相の出力トランジスタを駆動する信号のパルスのデューティ変化と、演算回路による演算で制御されるＳＰ相の出力トランジスタを駆動する信号のパルスのデューティ変化を拡大して示す。このデューティ制御は一律のものではなく、出力電流の大きさに応じて自動的に位相が矢印Ａのように調整される。そして、この位相調整は、直前の６０度の範囲において検出されたコイルの電流値に基づいて行なわれる。また、図６（Ｂ）は、０〜３６０度の範囲について波形形成方法のタイミングを示している図５（Ｂ）のうち、９０〜２７０度の部分を拡大して示す。
【００３６】
次に、「ＰＷＭ」が付された波形は、実施例のモータ駆動制御回路が備えている電流検出と電流比較に基づいて形成される。具体的には、本実施例のモータ駆動制御回路には、３つのコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに流れる総電流を検出するためそれらを加算した電流が流れるように電流検出用抵抗ＲNFとこの電流検出用抵抗ＲNFの両端子間の電位差を検出して電流の大きさを検出する電流検出用差動アンプとが設けられており、電流検出用差動アンプにより検出されたコイルの電流値と図外のコントローラ（ＣＰＵ）から供給される電流指示値との差を検出し、この差が「０」となるように出力トランジスタを駆動するＰＷＭ信号が生成されてコイルに流される出力電流の制御が行われる。
【００３７】
例えば検出された電流が電流指示値よりも少ないときは、ＰＷＭ信号のデューティが大きくされてより多くの電流をコイルに流すように制御が行なわれ、検出された電流が電流指示値よりも多いときは、ＰＷＭ信号のデューティが小さくされてコイルに流す電流を減らすように制御が行なわれ、これを繰り返すことにより符号「ＰＷＭ」が付された波形が形成される。そして、このＰＷＭ信号のデューティの制御は、前の周期で検出された出力電流の大きさに基づいて行なわれる。これによって、ＰＷＭ信号のデューティ制御の位相すなわち図６（Ａ）の鋸刃状の波形の位相も前の周期で検出された出力電流に応じて自動的に調整される。
【００３８】
さらに、この実施例においては、電気角６０度の範囲の波形は例えば１６個のＰＷＭパルスで形成されるようにされる。つまり、ロータが電気角で６０度回転する間に形成される１６個のパルスによって出力トランジスタが１６回オン、オフ制御され、その１６個のパルスのそれぞれ幅が前記検出された電流値に応じて変化されることで符号「ＰＷＭ」が付された波形が形成される。このような電流検出に基づく駆動パルスのフィードバック制御は、従来のＰＷＭ制御方式のモータ駆動制御回路においても行なわれていたものであるので、従来と同様な回路と手順で、３つの相のいずれか１つのコイルに印加される駆動波形を形成することができる。
【００３９】
図７は、本発明を適用して有効なハードディスク記憶装置に用いられるスピンドルモータの駆動制御回路に適用した場合の実施例を示す。図７に示されている回路は、モータのコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗを除きすべて単結晶シリコンのような１個の半導体基板上に形成される。
【００４０】
図７において、１１は３相ブラシレスモータのコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに順次電流を流す電流出力回路、１２は該電流出力回路１１に対して出力電流を制御するＰＷＭ信号を生成し供給する出力電流制御回路、ＲNFは３つのコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに流れる総電流を検出するためそれらを加算した電流が流れるように電流出力回路１１に接続された電流検出用抵抗、１３はこの電流検出用抵抗ＲNFの両端子間の電位差を検出して電流の大きさを検出する電流検出用差動アンプ、１４はこの電流検出用差動アンプ１３の出力電圧をＡＤ変換してディジタル信号に変換するＡＤ変換回路である。
【００４１】
１５は電流出力回路１１の出力端子ｕ，ｖ，ｗとセンタータップＣＴに現われるコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの逆起電圧を検出してゼロクロス点を示す信号を出力する逆起電圧検出回路、１６は該逆起電圧検出回路１５から出力される逆起電圧のゼロクロス点を示す信号と上記出力電流制御回路１２から出力される出力電流のゼロ点を示す信号の位相差を検出する位相差検出回路、１７は本系の位相補償を行なうループフィルタ、１８はループフィルタ１７の値（ディジタルコード）に応じた周波数（約１００ｋＨｚ）で発振する発振回路であり、この発振回路１８の出力が上記出力電流制御回路１２における前記ＰＷＭ信号を生成する際の基準クロックとして利用される。
【００４２】
また、上記位相差検出回路１６とループフィルタ１７と発振回路１８と出力電流制御回路１２と該出力電流制御回路１２から位相差検出回路１６へのフィードバック経路によりＰＬＬ（フェーズロックドループ）が形成される。このＰＬＬは、逆起電圧検出回路１５から出力される逆起電圧のゼロクロス点を示す信号の位相と出力電流制御回路１２から出力される信号の位相とが一致するように発振回路１８の発振動作を制御することで、コイルの印加電圧波形の周波数（１〜２ｋＨｚ）をロックする。
【００４３】
また、１９は上記逆起電圧検出回路１５から出力される逆起電圧をＡＤ変換するＡＤ変換回路、２０はＡＤ変換回路１９の出力に基づいてモータ静止時に電流出力回路１１によりいずれかの相から他の相に向かってロータが反応しないような短いパルス電流を流した時に非通電相に誘起され逆電圧検出回路１５により検出された逆起電圧に基づいて通電開始相を決定する通電開始制御回路、２１は図外のマイクロコンピュータ（ＣＰＵ）などとの間でデータの送受信を行なうシリアルポートである。
【００４４】
このシリアルポート２１は、ＣＰＵから供給されるシリアルクロックＳＣＬＫやスピンドルモータの電流指示値、動作モードなどに関する情報を受け取ったり、受信したモード情報に基づいて駆動制御回路内部の制御信号を生成する機能を有する。
【００４５】
さらに、２２はこの図７に示されている回路全体を制御するシーケンサ、２３は前記実施例で説明した「ＳＰ」相の駆動波形を形成するデューティ制御のための信号を生成する演算回路、２４は前記電流検出用差動アンプ１３により検出されたコイルの電流値とＣＰＵからシリアルポート２１を介して供給された電流指示値との差を検出する電流差検出回路、２５は位相補償をしつつ前記電流差検出回路２４の出力に基づいて検出された電流差に応じた値を発生するフィルタで、このフィルタ２５から出力される電流差情報および前記演算回路２３で生成された波形情報が前記出力電流制御回路１２に供給され、出力トランジスタを駆動するＰＷＭ信号が生成されて電流出力回路１１に供給され、コイルに流される出力電流の制御が行われる。
【００４６】
出力電流Ｉoutは、ＰＷＭ信号のデューティ（１周期に対するパルスの幅の割合）をDuty、コイルの逆起電圧をBemf、コイルの抵抗をＲLとおくと、次式
Ｉout＝｛（Ｖcc×Duty）−Bemf｝／ＲL
で表わされるので、ＰＷＭ信号のデューティDutyが変化されると、コイルの出力電流Ｉoutは上記式に従って制御される。
【００４７】
次に、図４（Ｃ）において符号ＳＰが付されている波形（以下、ＳＰ相の波形と称する）のより具体的な生成の仕方を、図８を用いて説明する。
【００４８】
先ず、コイルの逆起電力Ｂ−ＥＭＦとコイル電圧Ｖcoilの位相がずれていない場合を考える。また、出力電流とＣＰＵからの電流指示値とが一致しており、図４（Ｃ）において符号ＰＷＭが付されている波形（以下、ＰＷＭ相の波形と称する）を生成するための制御信号のデューティは一定（例えば７０％）である場合を想定する。図８（Ａ），（Ｂ）には、その場合の逆起電力Ｂ−ＥＭＦとＳＰ相の波形を生成するための制御信号のデューティとの関係を示す。なお、図８（Ａ）においては、左側のスケールにＰＷＭ相のデューティを表示し、また右側のスケールにＳＰ相のデューティをＰＷＭ相と逆向きに表示して、それぞれのスケールに対応してＰＷＭ相のデューティ（一定）とＳＰ相のデューティ変化を表わす。
【００４９】
図８において、電気角９０度に着目すると、Ｕ相の逆起電力はゼロであり、Ｖ相とＷ相の逆起電力のちょうど中間である。このときＶ相がＰＷＭ相で、Ｕ相がＳＰ相、Ｖ相はフル振幅駆動される相（以下、Ｆ相と称する）。従って、このときＳＰ相であるＵ相のデューティは、ＰＷＭ相であるＶ相のデューティＤ０（＝７０％）のちょうど半分であるＤ０／２の１００％に対する補数Ｄ１（＝１００−Ｄ０／２）である６５％となる。Ｕ相の波形は９０度から１２０度にかけてはフル振幅に向かって変化するので、デューティは６５％から１００％へ変化させれば良い。この実施例では、このときのデューティ変化を直線的に行なったとしても誤差は小さいので、制御が簡単な直線的な変化で代行することとした。
【００５０】
Ｕ相の波形が１２０度でデューティ１００％に達したならばその後Ｕ相はフル振幅駆動されるＦ相に切り換えるとともに、それまでＦ相であったＷ相をＳＰ相に切り換えて、その制御信号のデューティを１００％から６５％に向かって直線的に変化させる。そして、電気角１５０度で再び相の切り換えを行ない、それまでＰＷＭ相であったＶ相をＳＰ相に切り換えてその制御信号のデューティを６５％から１００％に向かって直線的に変化させるとともに、ＳＰ相であったＷ相をＦ相に、またＦ相であったＵ相をＰＷＭ相に切り換え、これを電気角１８０度まで続ける。そして、電気角１８０度では、それまでＦ相であったＷ相をＳＰ相に切り換えてその制御信号のデューティを１００％から６５％に向かって直線的に変化させるとともに、ＳＰ相であったＶ相をＦ相に切り換える。なお、このときＵ相はＰＷＭ相のままとする。
【００５１】
なお、上記波形は、コイルの逆起電力Ｂ−ＥＭＦとコイル電圧Ｖcoilの位相がずれていない場合のものである。逆起電力Ｂ−ＥＭＦとコイル電圧Ｖcoilの位相ずれを考慮した場合には、各波形は図８（Ｃ）のようになる。すなわち、図８（Ｂ）における各ＳＰ相のデューティの変化の傾きと同じ傾きとし、開始点を位相Δθだけ早くして各ＳＰ相のデューティを制御する。これにより、各相のコイル電圧Ｖcoilの位相を逆起電圧Ｂ−ＥＭＦの位相よりも早くさせ、コイル電流Ｉcoilの位相を逆起電圧Ｂ−ＥＭＦの位相に一致させて、最大のトルクを発生させることができる。
【００５２】
ところで、図８（Ｂ）の場合には、電気角で３０度、９０度、１５０度、２１０度、２７０度および３３０度のところでそれぞれ相の切り換えが行なわれることになるが、これらのポイントは逆起電圧Ｂ−ＥＭＦのゼロクロス点に相当する。そのため、このようなポイントで相切り換えを行なうと相切り換えに伴なって逆起電圧にノイズが乗ってしまい、ゼロクロスポイントを正確に検出できなくなるおそれがある。そこで、図８（Ｄ）のように相切り換えのタイミングを、Δoffset（例えば電気角で７．５度）だけ遅らせるようにデューティを制御するのが望ましい。
【００５３】
図８（Ｄ）のＶ字状の波形と図４（Ｃ）の１００〜１６０度の範囲のＳＰ相の波形とを比べると非常によく似ていることから、上記のようなデューティ制御方法で所望の波形（センタータップから見るとサイン波形）と類似した波形を生成することができることが分かる。なお、他の部分のＳＰ相の波形は上下対象であるので、上記デューティ制御を正負逆にして行なうことで実現できることが容易に類推できる。図７の実施例のモータ駆動制御回路では、上記デューティ制御を演算回路２３と出力電流制御回路１２内のＰＷＭ制御回路との共同で実現している。
【００５４】
次に、上記ＳＰ相の波形を生成するための演算回路２３における演算の手順を、図９のフローチャートを用いて説明する。なお、このフローチャートによる手順の中で使用される変数の意味は、図１０に示されている。図１０を参照すると分かるように、このフローチャートに従ったＰＷＭ制御は、連続的ではなく、１通電期間（電気角で６０度）の１６個のＰＷＭパルスに応じて１６段階で行なわれる。なお、１通電期間のＰＷＭパルスの数は任意である。
【００５５】
ＰＷＭ制御回路は、各相の通電期間にそれぞれＰＷＭパルスを所定数（例えば１６個）生成し出力トランジスタに印加するが、１通電期間の１６個ＰＷＭパルスのオン時間（例えばハイレベルの期間）を順次加算してトータルオン時間Ｔon-totalを求めて行き、相切換え時にパルス数ＤＩＶで割って平均値ＰＷＭave.（＝Ｔon-total÷ＤＩＶ）を算出する（ステップＳ１）。また、１通電期間のＡＤ変換回路１４の出力値を順次加算して行き、相切換え時にパルス数ＤＩＶで割ってトータル出力電流の平均値Ｉtotalave.を算出する（ステップＳ２）。
【００５６】
次に、シリアルポートを介してＣＰＵより入力される係数ＣIADJ（＝Δθ／Ｉtotal）と、ステップＳ２で算出された平均出力電流Ｉtotalave.とを掛け合わせることで、コイルの印加電圧Ｖinputの位相進み量Δθ１を求める（ステップＳ３）。なお、ＣＰＵからは係数ＣIADJとして与える代わりに、ΔθとＩtotalとを与え、モータ駆動制御回路の側で演算によって係数を得るようにしても良い。
【００５７】
次のステップＳ４では、ステップＳ３で求めた位相進み量Δθ１から、予めゼロクロス点からの相切換えタイミングの遅延量Δoffsetを差し引いた値Δθ２（＝Δθ１−Δoffset）を算出する。また、ステップＳ１で算出したＰＷＭパルスのトータルオン時間の平均値ＰＷＭave.をパルス数ＤＩＶで割ってＰＷＭパルス１個当たりの平均デューティ変化量Δndown（＝ＰＷＭave.÷ＤＩＶ）を求める（ステップＳ５）。そして、次のステップＳ６では、ステップＳ５で求めた平均デューティ変化量ΔndownにステップＳ４で得られたΔθ２を掛け合わせることで、ＰＷＭパルスのトータルオン時間の平均値ＰＷＭave.からの減少量ΔＣＮＴを求める。
【００５８】
それから、ＰＷＭパルスのトータルオン時間の平均値ＰＷＭave.を１／２にすることで、位相遅れがないと仮定した場合の前記ＳＰ相の折り返し点デューティ（図８（Ｂ）のＤ１）を求め、この値からステップＳ６で求めた減少量ΔＣＮＴを引くことで、相切換え後最初のＳＰ相へ印加するＰＷＭパルスのデューティＳＳN0を算出する（ステップＳ７）。その後、２回目以降のＰＷＭパルスのデューティすなわちオン時間ＳＳNdは、前回のＰＷＭパルスのオン時間ＳＳNd-1よりステップＳ５で求めた変化量Δndownを引くことで決定する（ステップＳ８）。
【００５９】
次のステップＳ９では、ステップＳ８で決定したオン時間ＳＳNdが「０」以下になったか否かを判定し「０」以下になるまでステップＳ８へ戻って繰り返すことで、図１０に符号Ｔdownで示すＳＰ相の下降期間のデューティを順次出力する。そして、オン時間ＳＳNdが「０」以下になったならばステップＳ１０へ移行して、前回のＰＷＭパルスのオン時間ＳＳNu-1に所定の変化量Δndown1を加算して次のＰＷＭパルスのデューティすなわちオン時間ＳＳNuを決定する。
【００６０】
次のステップＳ１１では、生成したパルスの数Ｎが１通電期間のパルス数ＤＩＶに達したか否かを判定し、ＮとＤＩＶが一致するまでステップＳ１０へ戻って繰り返すことで、図１０に符号Ｔupで示すＳＰ相の上昇期間のデューティを順次出力する。なお、図１０に破線Ａで示されている線は、位相遅れがないと仮定した場合のＳＰ相のデューティ変化線で、図８（Ｂ）の波形に相当する。なお、上記ステップＳ８およびＳ１０で算出されたデューティＳＳNdおよびＳＳNuはすべて１の補数すなわち（１−ＳＳNd）または（１−ＳＳNu）として出力される。図８の左側のスケールで算出されたデューティを右側のスケールに変換するためである。
【００６１】
図１１（Ａ）には、図９のステップＳ８で算出されたデューティＳＳNdに基づいて生成された図１０のＳＰ相の下降期間ＴdownにおけるＰＷＭパルスが、また図１１（Ｂ）には、図１０のＳＰ相の上昇期間ＴupにおけるＰＷＭパルスが示されている。
【００６２】
図１１（Ａ）のＰＷＭパルスは、図４（Ｃ）の３７．５〜５５度の期間においてはＳＰ相となるコイル（Ｌｖ）を駆動するＶｃｃ側の出力トランジスタ（Ｎ−ＭＯＳの場合）のゲート端子に印加される。この出力トランジスタがＰ−ＭＯＳの場合には、図１１（Ａ）のＰＷＭパルスの反転信号がゲート端子に印加される。また、図１１（Ａ）のＰＷＭパルスは、図４（Ｃ）の９７．５〜１１５度の期間においてはＳＰ相となるコイル（Ｌｕ）を駆動するＧＮＤ側の出力トランジスタ（Ｎ−ＭＯＳの場合）のゲート端子に印加される。
【００６３】
さらに、図１１（Ｂ）のＰＷＭパルスは、図４（Ｃ）の５５〜９７．５度の期間においてはＳＰ相となるコイル（Ｌｕ）を駆動するＶｃｃ側の出力トランジスタ（Ｎ−ＭＯＳの場合）のゲート端子に印加される。この出力トランジスタがＰ−ＭＯＳの場合には、図１１（Ｂ）のＰＷＭパルスの反転信号がゲート端子に印加される。また、図１１（Ｂ）のＰＷＭパルスは、図４（Ｃ）の１１５〜１５７．５度の期間においてはＳＰ相となるコイル（Ｌｗ）を駆動するＧＮＤ側の出力トランジスタ（Ｎ−ＭＯＳの場合）のゲート端子に印加される。以上により、ＳＰ相の上下対称波形を同一の値を用いて同一の手順で形成することができる。
【００６４】
図１２は、本発明を適用した第２の実施例におけるモータ駆動制御回路の要部の構成を示す。
【００６５】
前述したように、第１の実施例のモータ駆動制御回路においては、３つのコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに流れる総電流を検出するための電流検出用抵抗ＲNFと差動アンプ１３とが設けられており、検出されたコイルの電流値と図外のコントローラ（ＣＰＵ）から供給される電流指示値との差を検出し、この差が「０」となるように出力トランジスタを駆動するＰＷＭ信号が生成されてコイルに流される出力電流のフィードバック制御が行われる。一方、実施例のモータ駆動制御回路はモータの３相コイルをそれぞれ位相が１２０度ずれた３つのサイン波で駆動するため、モータに流れるトータルの電流Ｉtotalは変動し、図１３に太線Ｂで示すようにリップルをもった波形となる。
【００６６】
そして、このトータル電流が電流検出用抵抗ＲNFと差動アンプ１３で検出されてＣＰＵから与えられる電流指令値SPNCRNT（短い時間内では一定）と比較されると、誤差が生じていると判断して出力電流制御回路１２のフィードバック制御系はリップルに反応して出力電流を変化させてしまう。しかも、この電流制御系には遅れがあるため、トルクリップルを悪化させてしまうこととなる。
【００６７】
そこで、図１２の実施例においては、ＣＰＵから与えられる電流指令値SPNCRNTに係数を掛けて電流指令値を補正する補正用演算回路２６とセレクタ２７とが、誤差電流検出回路２４に設けられている。電流指令値SPNCRNTに掛け合わされる係数は、出力電流の平均変動率に応じて例えば１．１のような値とされる。セレクタ２７は、電流指令値SPNCRNTに係数を掛けた値と掛けない値のいずれかを選択して、ＡＤ変換回路１４の出力との差分をとる加算回路２８に供給する。
【００６８】
上記セレクタ２７の切換えタイミングは、出力電流制御回路１２の相切換えタイミングから自動的に得ることができる。具体的には、制御系の遅延を考慮して、ＡＤ変換回路１４が図１３（Ｂ）に示されているトータル電流Ｉtotalの山の部分に相当する電流値を出力するタイミングに合わせて、図１３（Ａ）のように電流指令値SPNCRNTに係数を掛けた値を選択し、トータル電流Ｉtotalの谷の部分に相当する電流値を出力するタイミングに合わせて、電流指令値SPNCRNTに係数を掛けない値を選択するようにセレクタ２７を切換え制御すると良い。電流指令値SPNCRNTに掛け合わされる係数として「１」よりも小さな例えば０．９のような値を設定し、上記と逆のタイミングでセレクタを切り換えるようにしても良い。
【００６９】
この実施例のように、コイルのトータル電流Ｉtotalの変動に応じて電流指令値SPNCRNTを追随変化させることで、コイル電流のリップルに対する制御系の反応を鈍くさせることができ、その結果、モータをサイン波で駆動することに伴なって生じるトルクリップルを低減させることができる。なお、この実施例では、電流指令値SPNCRNTを２段階に変化させているが、電流指令値SPNCRNTに係数を掛けて電流指令値を補正する補正用演算回路２６を複数設けてセレクタ２７でトータル電流Ｉtotalの変動に合わせて適宜選択することで電流指令値SPNCRNTを３段階以上に変化させるようにすることも可能である。
【００７０】
図１４は、本発明を適用したモータ駆動制御回路を用いたスピンドルモータ制御系および磁気ヘッド駆動制御系を含む磁気ディスクシステムの一例としてのハードディスク装置全体の一構成例をブロック図で示したものである。
【００７１】
図１４において、２１０は図７に示されているような構成を備え上記スピンドルモータ３１０の駆動制御を行なうスピンドルモータ駆動制御回路であり、磁気ディスクを所定の速度で回転駆動させる。このスピンドルモータ駆動制御回路２１０は、マイクロコンピュータからなるコントローラ２６０から供給される電流指令値SPNCRNTなどの制御信号に従って動作し、磁気ヘッドの相対速度を一定にするようにスピンドルモータ３１０をサーボ制御する。
【００７２】
また、３２０は先端に磁気ヘッド（書込み磁気ヘッドおよび読出し磁気ヘッドを含む）ＨＤを有するアーム、３３０はこのアーム３２０を回動可能に保持するキャリッジで、前記ボイスコイルモータ３４０はキャリッジ３３０を移動させることで磁気ヘッドを移動させるとともに、磁気ヘッドの中心をトラックの中心に一致させるようにＶＣＭ駆動回路１００がボイスコイルモータ３４０のサーボ制御を行なう。
【００７３】
２２０は上記磁気ヘッドＨＤによって検出された磁気の変化に応じた電流を増幅して読出し信号を信号処理回路（データチャネルプロセッサ）２３０へ送信したり、信号処理回路２３０からの書込みパルス信号を増幅して磁気ヘッドＨＤの駆動電流を出力するリード・ライトＩＣである。また、２４０は信号処理回路２３０から送信されてくる読出しデータを取り込んで誤り訂正処理を行なったりホストからの書込みデータに対して誤り訂正符号化処理を行なって信号処理回路２３０へ出力したりするハードディスク・コントローラである。上記信号処理回路２３０は、ディジタル磁気記録に適した変調／復調処理や磁気記録特性を考慮した波形整形等の信号処理を行なうとともに、上記磁気ヘッドＨＤの読出信号から位置情報を読み取る。
【００７４】
２５０は本システムと外部装置との間のデータの受渡しおよび制御等を行なうインタフェース・コントローラで、上記ハードディスク・コントローラ２４０はインタフェース・コントローラ２５０を介してパソコン本体のマイクロコンピュータなどのホストコンピュータに接続される。２７０は磁気ディスクから高速で読み出されたリードデータを一時的に記憶するバッファ用のキャッシュメモリである。マイクロコンピュータからなるシステムコントローラ２６０は、ハードディスク・コントローラ２４０からの信号に基づいて、いずれの動作モードか判定し、動作モードに対応してシステム各部の制御を行なうとともに、ハードディスク・コントローラ２４０から供給されるアドレス情報に基づいてセクタ位置などを算出する。
【００７５】
以上、本発明者によってなされた発明を実施態様にもとづき具体的に説明したが、本発明は上記実施態様に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。例えば、上記実施例のモータ駆動回路では、逆起電圧を検出することでロータの静止位置を検出して通電開始相を決定するセンサレス方式を採用したものを説明したが、ホールセンサなどを用いてロータの静止位置を検出するように構成することも可能である。また、モータは３相でなく多相のモータであっても良い。
【００７６】
また、実施例においては、ＳＰ相の波形を演算回路による演算で生成するようにしているが、波形に対応したデータを記憶するメモリを設けておいて該メモリから順次データを読み出しながら波形を生成させるように構成しても良い。さらに、実施例においては、出力トランジスタとしてＭＯＳトランジスタが用いられているものとして説明したが、出力トランジスタとしてバイポーラトランジスタを使用することも可能である。さらに、実施例においては、全波駆動方式を説明したが、半波駆動方式にも本発明を適用することができる。
【００７７】
また、以上の説明では主として、本発明者によってなされた発明をその背景となった利用分野であるハードディスク記憶装置のモータドライバ装置に適用した場合について説明したが、それに限定されるものではなく、例えばレーザビームプリンタのポリゴンミラーを回転させるモータや軸流ファンモータなどのブラシレスモータを駆動するモータ駆動制御装置に広く利用することができる。
【００７８】
【発明の効果】
本願において開示される発明のうち、代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、下記のとおりである。
【００７９】
すなわち、本発明に従うと、比較的規模の小さな回路でサイン波形の電流をコイルに流すことができ、これによって回転むらが少なく高密度の磁気記憶が可能になるとともに、低騒音で回転するスピンドルモータを備えた磁気ディスク装置を実現することができるという効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を適用して有効な３相ブラシレスモータにおける駆動回路とモータの等価回路図である。
【図２】印加電圧Ｖinputとコイル電圧Ｖcoilと逆起電圧Ｂ−ＥＭＦをベクトル表示した説明図である。
【図３】図１の等価回路における各コイルＬm(U)，Ｌm(V)，Ｌm(W)に発生する逆起電圧Ｂ−ＥＭＦと、コイルの両端に印加されるコイル電圧Ｖcoilと、コイル駆動電圧源Ｖinput(U)，Ｖinput(V)，Ｖinput(W)による印加電圧Vinputの波形との位相関係を示す波形図である。
【図４】本発明を適用したモータ駆動制御回路により３相ブラシレスモータの各相のコイルに印加する駆動波形例を示す波形図である。
【図５】３相モータの各相のコイルの駆動態様の相互関係と切換えタイミングを示すタイミング図である。
【図６】図５のうち９０〜２７０度の範囲を拡大して示す各相のコイルの駆動態様の相互関係と切換えタイミングおよびＳＰ相のデューティの変化の様子を示すタイミング図である。
【図７】本発明を適用した３相ブラシレスモータの駆動制御回路の一実施例を示すブロック図である。
【図８】図７の実施例のモータ駆動制御回路におけるＳＰ相のデューティ生成パターンを示すパターン図である。
【図９】図８のパターンに従ってＳＰ相のデューティを生成する手順の一例を示すフローチャートである。
【図１０】図９の手順に従って生成されるＳＰ相のデューティの変化の様子を示す説明図である。
【図１１】図９の手順に従って生成されるＳＰ相のコイルを駆動する出力トランジスタに供給されるＰＷＭ信号の波形を示す波形図である。
【図１２】本発明を適用した３相ブラシレスモータ駆動制御回路の第２の実施例の要部を示すブロック図である。
【図１３】本発明を適用した３相ブラシレスモータ駆動制御回路の第２の実施例における電流指令値とモータのコイルをサイン波形の電流で駆動したときに生じる電流変動との関係を示すタイミング図である。
【図１４】本発明を適用したモータ駆動制御回路を用いたシステムの一例としてのハードディスク装置の一構成例を示すブロック図である。
【図１５】従来の３相ブラシレスモータの駆動制御回路により各相のコイルに印加する駆動波形例を示す波形図である。
【符号の説明】
Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗ  コイル
１１  電流出力回路
１２  出力電流制御回路
１３  電流検出用差動アンプ
１４  ＡＤ変換回路
１５  逆起電圧検出回路
１６  位相比較回路
１７  ループフィルタ
１８  ディジタルコード制御発振回路
１９  ＡＤ変換回路
２０  通電開始相検出回路
２１  シリアルポート
２２  シーケンサ
２３  デューティ制御用演算回路
２４  誤差電流検出回路
２５  フィルタ
２６  補正回路
２７  セレクタ
２８  加算回路
Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗ  コイル
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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