(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
パワーをランプ（ＤＢＤ）へ入力する誘導変圧器（Ｌｐ，Ｌｓ）と、該変圧器に電流（Ｉｐ）を供給する線路内に配置されたスイッチングトランジスタ（Ｔ）と、該スイッチングトランジスタを介した電圧を検出して所定の閾値を上回る電圧が検出された場合にランプ駆動を阻止し、さらにランプ駆動が阻止された状態で変圧器からエネルギが入力されることによってスイッチングトランジスタ（Ｔ）が破壊されるのを防止する過電圧保護回路（Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｄ，Ｃ）とを有する
誘電体バリア放電ランプの駆動回路において、
ランプ駆動の新たなスタートの際にまずスイッチングトランジスタ（Ｔ）が破壊されないようにきわめて小さく選定された少なくとも１つのテストパワーパルスが変圧器（Ｌｐ，Ｌｓ）へ印加され、過電圧保護回路はランプ（ＤＢＤ）が接続されていない場合に前記テストパワーパルスによってスイッチングトランジスタ（Ｔ）で形成された電圧に応答し、ランプが接続されている場合には応答しないように構成されている
ことを特徴とする誘電体バリア放電ランプの駆動回路。
【請求項２】
変圧器（Ｌｐ，Ｌｓ）はフライバック変圧器方式にしたがって動作する、請求項１記載の回路。
【請求項３】
スイッチングトランジスタ（Ｔ）の制御入力側を駆動するためのモノフロップ（Ｍ）が設けられている、請求項１または２記載の回路。
【請求項４】
スイッチングトランジスタ（Ｔ）を通る電流（Ｉｐ）と基準値とを比較するための比較器（Ｋ）が設けられており、該比較器において基準値を調整することによりテストパワーパルスの大きさが定められる、請求項１から３までのいずれか１項記載の回路。
【請求項５】
基準値を調整するマイクロコントローラが設けられている、請求項４記載の回路。
【請求項６】
変圧器（Ｌｐ，Ｌｓ）をクロック制御するマイクロコントローラが設けられている、請求項１から５までのいずれか１項記載の回路。
【請求項７】
マイクロコントローラはモノフロップ（Ｍ）のイネーブル入力側（ｅ）を介して変圧器（Ｌｐ，Ｌｓ）をクロック制御する、請求項３または６記載の回路。
【請求項８】
過電圧保護回路（Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｄ，Ｃ）はローパス特性（Ｃ，Ｒ４）を備えたピーク値整流器（Ｒ２，Ｒ３，Ｄ，Ｃ）を有する、請求項１から７までのいずれか１項記載の回路。
【請求項９】
請求項１から８までのいずれか１項記載の駆動回路と相応の誘電体バリア放電ランプ（ＤＢＤ）とから成ることを特徴とする照明装置。
【請求項１０】
ランプ（ＤＢＤ）は平面形光源である、請求項９記載の装置。
【請求項１１】
平面形光源の画面サイズは少なくとも２０インチである、請求項１０記載の装置。
【請求項１２】
後方照明のために請求項９から１１までのいずれか１項記載の照明装置を備えていることを特徴とするモニタ。
【請求項１３】
請求項１から８までのいずれか１項記載の駆動回路を用いた誘電体バリア放電ランプ（ＤＢＤ）の点弧方法において、
ランプ駆動の新たなスタートの際にまずスイッチングトランジスタ（Ｔ）が破壊されないようにきわめて小さく選定された少なくとも１つのテストパワーパルスを変圧器（Ｌｐ，Ｌｓ）へ印加し、過電圧保護回路（Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｄ，Ｃ）はランプ（ＤＢＤ）が接続されていない場合に前記テストパワーパルスによってスイッチングトランジスタ（Ｔ）で形成された電圧に応答し、ランプが接続されている場合には応答せず、
ランプが接続されている場合にのみ駆動回路により点弧パワーを入力してランプを点弧する
ことを特徴とする誘電体バリア放電ランプの点弧方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、誘電体バリア放電ランプの駆動回路、照明装置、モニタ、および誘電体バリア放電ランプの点弧方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
誘電体バリア放電ランプそのものは公知であり、点弧および放電の維持に使用される電極の少なくとも一部が誘電体層を介して放電媒体から分離されていることが特徴である。このランプは“静式放電ランプ”とも称される。この種の放電ランプは電子点灯装置または一般的な駆動回路を介して点弧され駆動される。したがって点弧には大きな電圧が必要であり、電力の入力の際には駆動を持続させるよりも大きな振幅が必要となる。
【０００３】
この種のランプの駆動回路は一般にランプへ電力を入力するためのコンバータまたはインバータを有する。基本的にこのような放電ランプは種々のタイプの交流電圧電力で駆動されるが、特には時間的に分離された電力入力フェーズごとのパルス駆動が効率の増大のために重要である。ただし本発明は基本的には誘電体バリア放電ランプ用の任意の駆動回路に関する。コンバータに電流を供給する線路にスイッチングトランジスタを接続し、そのスイッチング動作によって点弧過程をオンにしたり、パルス駆動の場合には本来のランプ駆動をオンにしたりすることが知られている。使用されるコンバータは一般に誘導特性を有しており、これは具体的には前述のスイッチングトランジスタにより電流を印加される１次巻線を備えた変圧器である。
【０００４】
同様に、ランプが正しく接続されていないのに所定の駆動モードが試みられたとき、スイッチングトランジスタを保護すべきことが知られている。このときコンバータすなわち変圧器の１次巻線のインダクタンスには、少なくとも部分的にランプへは収容されず、スイッチングトランジスタへ吸収されるエネルギが発生する。この場合には過電圧保護回路が使用される。これはトランジスタを介した電圧（例えばＦＥＴのドレインソース電圧）を測定して閾値が上方超過される場合にランプ駆動を終了するものである。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本発明の課題は、誘導性の変圧器とスイッチングトランジスタ用の過電圧保護回路とを備えた誘電体バリア放電ランプの駆動回路およびこうした誘電体バリア放電ランプの点弧方法を提供して、ランプが接続されていないにもかかわらず駆動開始要求があった場合の特性を改善することである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
この課題は、ランプ駆動の新たなスタートの際にまずスイッチングトランジスタが破壊されないようにきわめて小さく選定された少なくとも１つのテストパワーパルスが変圧器へ印加され、過電圧保護回路はランプが接続されていない場合にテストパワーパルスによってスイッチングトランジスタで形成された電圧に応答し、ランプが接続されている場合には応答しないように構成されている駆動回路により解決される。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００７】
本発明の発明者はスイッチングトランジスタを介した電圧の前述の監視が実際にはあまり充分でないことに気づいた。特にランプ電力が大きいとき、および／または回路に起因して変圧器のインダクタンスへ蓄積されるべきエネルギの吸収が１つのスイッチングトランジスタでしか起こらないときには、前述の過電圧保護回路が対応しきれないほどのはやさでスイッチングトランジスタが早期に破壊されることがある。したがって本発明は実際にランプが正しく接続されているか否かを確認する前に、スイッチングトランジスタにとって臨界的なエネルギが変圧器のインダクタンスに生じないようにする。ランプの点弧を準備するフェーズではまずテストパワーパルスと称されるパワーパルスを変圧器へ印加する。ランプが接続されていなければ、インダクタンスはランプが接続されている場合よりも大きな誘導電圧を形成し、スイッチングトランジスタには大きな電流または損失電力または電圧降下が生じる。こうしてエネルギの大部分がインダクタンスから差し引かれる。
【０００８】
ここで注意すべきは、場合によりスイッチングトランジスタが大電流または大電力または大電圧によって破壊されうるということである。本発明の発明者によればこのうち特に大電流による破壊の問題が重大である。ただし本発明では厳密な破壊のメカニズムの相違にはこだわらず、とにかく、大きな電力結合からスイッチングトランジスタを保護する手段を考察する。テストパワーパルスは予測される個々の破壊のメカニズムに依存して、電圧的・電流的・電力的に、後の点弧パワーパルスまたは駆動パワーパルスから区別される。
【０００９】
その際にそれ自体は基本的に公知の過電圧保護回路が、小さいほうの閾値への適合化の後、２つの異なるケースを区別するために使用される。基本的にはそのためにテストパワーパルス、有利には複数のテストパワーパルスが送出される。
【００１０】
有利な実施例では、変圧器はフライバック変圧器として動作するように構成されている。つまり所定のフェーズではインダクタンスを通る電流によりエネルギが蓄積され、電流が阻止されるとこれが放電ランプへ送出される。この場合スイッチングトランジスタはエネルギ蓄積フェーズで導通し、エネルギ入力フェーズで阻止される。ランプが接続されずエネルギ入力が行われない場合、スイッチングトランジスタが破壊されるおそれが生じる。例えばＭＯＳＦＥＴでは、許容駆動領域を上回るアバランシェブレークダウン（すなわちアバランシェセーブ動作領域を超えるドレイン‐ソース電流が流れたとき）が発生しかねない。このことは特にいわゆるクラスＥ変圧器で発生しやすい。
【００１１】
スイッチングトランジスタの制御入力側（例えばゲート）を駆動するために、有利にはディジタルモノフロップが使用される。これは設定された時間にわたって入力に応答して１つの出力状態を取る単安定トリガ回路である。所定の時間が経過した後、このフロップは再び安定な基本状態へ戻る。このことについては後に実施例に即して説明する。
【００１２】
前述のテストパワーパルスの大きさは例えば比較器の基準値を調整することにより制御される。ここでの比較器はスイッチングトランジスタを通る電流と当該の基準値とを比較する。フライバック変圧器の場合、比較器は、変圧器インダクタンスおよびスイッチングトランジスタを通って流れる電流がいつ充分に大きな値に達したかを求め、これによりテストパワーパルスに適する変圧器インダクタンス内のエネルギ量を定める。このことについても後に実施例に即して説明する。
【００１３】
基準値は有利にはマイクロコントローラを介して調整される。本発明の駆動回路では、有利には、変圧器のクロック制御がマイクロコントローラを介して行われる。変圧器のクロック制御はモノフロップのイネーブル入力側を介して行われる。このことについても後に実施例に即して説明する。
【００１４】
上述の基本的に公知の過電圧保護回路は、有利には、ピーク値整流器、分圧器回路、ダイオード、キャパシタ、およびローパス技術によるキャパシタンスと共同作用するオーミックインピーダンスによって構成されている。
【００１５】
本発明は前述のような駆動回路とこれに適した誘電体バリア放電ランプとから構成された照明装置のセットにも関する。ここでの照明装置は接続されていない状態、つまり分離されてパッキングされた状態であっても本発明の対象となる。
【００１６】
本発明はさらに有利にはいわゆるフラットパネル用の平面形光源にも関している。これは平面形の放電管から成り、しばしばモニタの後方照明に使用される。ただし本発明はこれのみに限定されるものではない。本発明の“モニタ”という概念はＥＤＶモニタおよびＴＶ画面および他のタイプのディスプレイパネルを含むモニタも含む。本発明のフラットパネル用の光源において重要なのは、その画面サイズが２０インチ以上のフォーマットを有することである。
【００１７】
以下に本発明を実施例に則して詳細に説明する。以下に開示される特徴は単独でも任意に組み合わせても本発明の対象となりうる。またその他の箇所に記載された装置および方法の全ての特徴も同様に重要である。
【実施例】
【００１８】
図１には誘電体バリア放電ランプＤＢＤが示されており、このランプは変圧器の２次巻線Ｌｓの２次回路に接続されている。変圧器は１次巻線Ｌｐを有しており、この１次巻線には電圧源ＵＺＫ、すなわち公知の従来の変圧器の中間回路電圧が供給される。矢印およびシンボルＩｐによって示されている電流は１次巻線Ｌｐを通る電流であり、１次巻線Ｌｐに対して直列に接続されているスイッチングトランジスタＴとシャント抵抗Ｒ１とを介してアースへ流れる。ＭＯＳＦＥＴのうち左方に示されているゲート入力側はモノフロップＭにより駆動される。モノフロップＭは入力側ｘ、出力側ｙ、およびイネーブル入力側ｅを有する。モノフロップＭの入力側ｘは比較器Ｋによって駆動され、この比較器の非反転入力側にはアースに対する基準電圧Ｕ０がかかっており、反転入力側にはトランジスタのソース端子とシャント抵抗Ｒ１とのあいだの電圧がかかっている。１次巻線ＬｐとスイッチングトランジスタＴとのあいだで取り出される電圧は分圧器回路Ｒ２，Ｒ３を介して分圧され、ダイオードＤを介して他方側がアースへ接続されたコンデンサＣへ印加される。コンデンサＣに対して並列に抵抗Ｒ４が接続されている。
【００１９】
回路の機能は主として次のようなものである。スイッチングトランジスタＴが導通しているとき、電流は１次巻線Ｌｐを通って流れ、この巻線を誘導的に充電する。スイッチングトランジスタＴが阻止されると、２次巻線Ｌｓに急激な誘導電圧が生じ、これは誘電体バリア放電ランプＤＢＤのパワー入力パルスとなる。これに対して２次巻線Ｌｓの誘導電圧は充電フェーズ中ランプＤＢＤでの放電に必要な閾値を下回る。
【００２０】
スイッチングトランジスタＴのゲート入力側はモノフロップＭによって駆動され、このモノフロップはほぼ図２に即して説明したのと同様に動作する。相応に図２の上方に示されている入力信号ｘの立ち下がりエッジでモノフロップＭの出力ｙはハイレベルからローレベルへ変換され、固定の時間範囲ｔａｕｓにわたってローレベルにとどまる。そののちモノフロップはハイレベルの出力を有する安定状態へ戻る。この過程は入力信号ｘの立ち下がりエッジにのみ応答する。図２の上方に示されているように、入力信号ｘの２つの異なる特性形状により変化し、入力信号が時間範囲ｔａｕｓの終了前または終了後に再び立ち上がりエッジでハイレベルへ戻るか否かには全く関係ない。
【００２１】
このようにモノフロップＭは変圧器Ｌｐ／Ｌｓのパワー入力フェーズの長さを定義している。パワー入力フェーズは入力ｘによってトリガされる。またモノフロップＭの出力側はイネーブル入力側ｅがローレベルである場合はつねにローレベルである。イネーブル入力側ｅのハイレベル状態によりモノフロップＭの前述の動作がイネーブルされる。
【００２２】
こうして固定の基準値Ｕ０では、シャント抵抗Ｒ１で降下する電圧がアースに対して値Ｕ０となり、比較器Ｋの出力の符号が反転するまで、１次電流Ｉｐをともなう中間回路電圧ＵＺＫが変圧器Ｌｐ／Ｌｓの１次巻線ＬｐをスイッチングトランジスタＴおよびシャント抵抗Ｒ１を介して充電する。この立ち下がりエッジによりモノフロップＭがトリガされ、スイッチングトランジスタＴが時間範囲ｔａｕｓにわたって阻止されて、パワー入力フェーズが開始される。放電ランプＤＢＤが欠落している場合または正しく接触していない場合、２次巻線Ｌｓは開放されているのでパワーは低下せず、１次巻線Ｌｐの誘導電圧は相対的に大きくなる。ランプＤＢＤが点弧されず容量的にしか作用しなくとも、２次巻線Ｌｓがパワーを収容すれば、１次巻線Ｌｐでの誘導電圧は格段に小さくなるはずである。この電圧は分圧器Ｒ２／Ｒ３とダイオードＤおよびコンデンサＣから成るピーク値整流器とローパス特性の抵抗Ｒ４とを介して問い合わされる。ただしこの手段は従来技術とは異なり、基準電圧Ｕ０の大きさによって定義された小さなテストパワーパルスで行われるので、スイッチングトランジスタＴはランプＤＢＤが接続されていなくても破壊されるおそれがない。したがっていずれの場合にもスイッチングトランジスタＴは許容領域内のアバランシェブレークダウンにいたる。
【００２３】
ランプが接続されていないことが検出されると、抵抗Ｒ４を介した電圧をアースに対して取り出すマイクロコントローラはさらなる動作を中断し、場合によっては警報信号を送出する。
【００２４】
ランプＤＢＤが接続されていることが確認されると、マイクロコントローラは基準値Ｕ０をハイレベルへセットする。これによりきわめて大きなパワーパルスが形成され、周知のようにパルス束の形態で送出されてランプＤＢＤの点弧が行われる。点弧が行われたのち、または定められた点弧フェーズが経過した後、基準値Ｕ０はマイクロコントローラにより再び低下し、ランプＤＢＤは最初よりも大きく点弧フェーズ中よりも小さい値の基準値Ｕ０で維持される（持続動作）。マイクロコントローラはもちろんモノフロップ内部の電圧閾値によりモノフロップＭの時間ｔａｕｓの長さを制御することもできる。
【００２５】
図３，図４は時間特性図であり、図３は従来技術のものである。時間軸はどちらもｔで表されている。上方に垂直方向でイネーブル信号ｅが示されており、下方に垂直方向で基準値Ｕ０が示されている。図３にはイネーブル信号のハイレベルの反復されるフェーズに相応する点弧パルス束（“点弧バースト”）が示されており、これは特に大画面の平面形光源での平面的な点弧にとって重要である。そののち基準値Ｕ０は持続的にハイレベルを取るイネーブル信号のために図に見られるような持続動作の状態へ低下する。
【００２６】
図４は図３に関連して、本発明の方法を示している。図３の点弧フェーズはきわめて小さい基準値Ｕ０で予め行われ、テストパワーパルスを含むパルス束が印加される。
【図面の簡単な説明】
【００２７】
【図１】本発明の駆動回路の基本図である。
【００２８】
【図２】図１のモノフロップの動作図である。
【００２９】
【図３】従来技術の回路の時間特性図である。
【００３０】
【図４】図１の回路の時間特性図である。
【符号の説明】
【００３１】
ＤＢＤ  放電ランプ
Ｔ  スイッチングトランジスタ
Ｒ１  シャント抵抗
Ｒ２，Ｒ３  分圧回路
Ｒ４  抵抗
Ｃ  コンデンサ
Ｄ  ダイオード
Ｍ  モノフロップ
ｘ  入力側
ｙ  出力側
ｅ  イネーブル入力側
Ｋ  比較器
ＬＰ  １次巻線
ＬＳ  ２次巻線
Ｕｚｋ  電圧源
Ｕ０  基準電圧
Ｉｐ  電流
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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