(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
周波数Ｆの測定対象信号を当該周波数Ｆの２倍以上高い周波数Ｆ１の第１のクロックに同期してサンプリングしてサンプリングデータに変換するＡ／Ｄ変換部と、前記サンプリングデータを順次記憶しつつ当該記憶したサンプリングデータを前記周波数Ｆ１よりも低い周波数Ｆ２の第２のクロックに同期して出力するメモリと、当該メモリから出力された前記サンプリングデータをそのデータ値に対応した振幅のインパルス状信号に変換するＤ／Ａ変換部と、前記インパルス状信号をアナログ信号に復元するナイキストフィルタ部と、前記アナログ信号を所定周波数の第３のクロックに同期してサンプリングしてディジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換部とを備えたことを特徴とするサンプリング装置。
【請求項２】
周波数Ｆの測定対象信号を当該周波数Ｆの２倍以上高い周波数Ｆ１の第１のクロックに同期してサンプリングしてサンプリングデータに変換する第１のディジタル化ステップと、前記サンプリングデータを順次記憶しつつ当該記憶した当該サンプリングデータを前記周波数Ｆ１よりも低い周波数Ｆ２の第２のクロックに同期して出力する伸長ステップと、前記第２のクロックに同期して出力された前記サンプリングデータをそのデータ値に対応した振幅のインパルス状信号に変換するパルス化ステップと、前記インパルス状信号をナイキストフィルタによってアナログ信号に復元する復元ステップと、前記アナログ信号を所定周波数の第３のクロックに同期してサンプリングしてディジタルデータに変換する第２のディジタル化ステップとを実行することを特徴とするサンプリング方法。
【請求項３】
周波数Ｆの試験用交流電流を生成して測定対象体に供給する電流生成部と、前記測定対象体に供給される前記試験用交流電流の電流値を電圧に変換した変換電圧を生成する電流／電圧変換部と、前記試験用交流電流が前記測定対象体に供給された際に当該測定対象体の両端間に発生する交流電圧を検出電圧として検出する電圧検出部と、前記変換電圧に基づいて生成された第１のディジタルデータおよび前記検出電圧に基づいて生成された第２のディジタルデータに基づいて前記測定対象体の交流インピーダンスを演算する演算部とを備えた交流インピーダンス測定装置であって、
前記変換電圧を前記周波数Ｆの２倍以上高い周波数Ｆ１の第１のクロックに同期してサンプリングして第１のサンプリングデータに変換する第１のＡ／Ｄ変換部と、前記検出電圧を前記第１のクロックに同期してサンプリングして第２のサンプリングデータに変換する第２のＡ／Ｄ変換部と、前記第１のサンプリングデータを順次記憶しつつ当該記憶した第１のサンプリングデータを前記周波数Ｆ１よりも低い周波数Ｆ２の第２のクロックに同期して出力する第１のメモリと、前記第２のサンプリングデータを順次記憶しつつ当該記憶した第２のサンプリングデータを前記第２のクロックに同期して出力する第２のメモリと、前記第１のメモリから出力された前記第１のサンプリングデータをそのデータ値に対応した振幅の第１のインパルス状信号に変換する第１のＤ／Ａ変換部と、前記第２のメモリから出力された前記第２のサンプリングデータをそのデータ値に対応した振幅の第２のインパルス状信号に変換する第２のＤ／Ａ変換部と、前記第１のインパルス状信号を伸長変換電圧としての交流信号に復元する第１のナイキストフィルタ部と、前記第２のインパルス状信号を伸長検出電圧としての交流信号に復元する第２のナイキストフィルタ部と、前記伸長変換電圧を所定周波数の第３のクロックに同期してサンプリングして前記第１のディジタルデータに変換する第３のＡ／Ｄ変換部と、前記伸長検出電圧を前記第３のクロックに同期してサンプリングして前記第２のディジタルデータに変換する第４のＡ／Ｄ変換部とを備えたことを特徴とする交流インピーダンス測定装置。
【請求項４】
周波数Ｆの試験用交流電流を生成し測定対象体に供給する電流供給ステップと、前記測定対象体に供給される前記試験用交流電流の電流値を変換電圧に変換する電圧変換ステップと、前記試験用交流電流を前記測定対象体に供給した際に当該測定対象体の両端間に発生する交流電圧を検出電圧として検出する電圧検出ステップと、前記変換電圧に基づいて生成された第１のディジタルデータおよび前記検出電圧に基づいて生成された第２のディジタルデータに基づいて前記測定対象体の交流インピーダンスを演算する演算ステップとを実行する交流インピーダンス測定方法であって、
前記変換電圧を前記周波数Ｆの２倍以上高い周波数Ｆ１の第１のクロックに同期してサンプリングして第１のサンプリングデータに変換すると共に前記検出電圧を前記第１のクロックに同期してサンプリングして第２のサンプリングデータに変換する第１のディジタル化ステップと、前記第１および第２のサンプリングデータを順次記憶しつつ当該記憶した両サンプリングデータを前記周波数Ｆ１よりも低い周波数Ｆ２の第２のクロックに同期してそれぞれ出力する伸長ステップと、前記第２のクロックに同期してそれぞれ出力された前記第１および第２のサンプリングデータを当該各サンプリングデータのデータ値に対応した振幅の第１および第２のインパルス状信号にそれぞれ変換するパルス化ステップと、前記第１のインパルス状信号をナイキストフィルタによって伸長変換電圧としての交流信号に復元すると共に前記第２のインパルス状信号をナイキストフィルタによって伸長検出電圧としての交流信号に復元する復元ステップと、前記伸長変換電圧および前記伸長検出電圧を所定周波数の第３のクロックに同期してサンプリングして前記第１のディジタルデータおよび前記第２のディジタルデータにそれぞれ変換する第２のディジタル化ステップとをさらに実行することを特徴とする交流インピーダンス測定方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、測定対象信号をサンプリングするサンプリング装置およびサンプリング方法、並びに、測定対象体の交流インピーダンスを測定する交流インピーダンス測定装置および交流インピーダンス測定方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
この種の測定対象体の交流インピーダンスを測定する従来の交流インピーダンス測定装置２１は、図４に示すように、電流生成部２、電圧検出部３、電流／電圧（Ｉ／Ｖ）変換部４、等価サンプリング部２２、およびＣＰＵ１１を備えている。この場合、電流生成部２は、所定の周波数Ｆ下における測定対象体３１の交流インピーダンスＺを測定する際に、この所定の周波数Ｆの試験用交流電流（正弦波）Ｉを生成して測定対象体３１に供給する。電圧検出部３は、試験用交流電流Ｉが供給された際に測定対象体３１の両端間に発生する交流電圧ＶO を検出すると共に所定の利得で増幅して検出電圧ＶM として出力する。電流／電圧（Ｉ／Ｖ）変換部４は、試験用交流電流Ｉの電流値を電圧に変換して変換電圧ＶC として出力する。
【０００３】
等価サンプリング部２２は、２つのＡ／Ｄコンバータ、水晶発振器、クロック生成部、クロック切替部、メモリおよびデータ処理部（いずれも図示せず）を備えて構成され、等価サンプリング方式により、変換電圧ＶC をサンプリングしてサンプリングデータＤSP11として出力すると共に検出電圧ＶM をサンプリングしてサンプリングデータＤSP12として出力する。この場合、水晶発振器は、図５に示すクロックＣＬＫを生成する。クロック生成部は、クロックＣＬＫに基づいて互いの位相がそれぞれクロックＣＬＫの１周期分ずつずれた５つのサンプリングクロックＡＤＣＬＫ１〜ＡＤＣＬＫ５（以下、区別しないときには「サンプリングクロックＡＤＣＬＫ」ともいう）を生成する。クロック切替部は、予め決められた一定の周期（サンプリングクロックＡＤＣＬＫの周期よりも十分に長い周期）でこれら５つのサンプリングクロックＡＤＣＬＫ１〜ＡＤＣＬＫ５をその順序で順次切り替えると共に切り替えたサンプリングクロックＡＤＣＬＫを２つのＡ／Ｄコンバータに同時に供給する。Ａ／Ｄコンバータの一方は、クロック切替部から供給されるサンプリングクロックＡＤＣＬＫに同期して、図５の最上段に示すように、変換電圧ＶC の各部位における電圧をサンプリングしてサンプリングデータを生成し、他方は、検出電圧ＶM の各部位における電圧をサンプリングしてサンプリングデータを生成する。なお、実際には、測定対象体３１の種類（コンデンサやインダクタ）に応じて、変換電圧ＶC の位相と検出電圧ＶM の位相とは互いに位相ずれを生じるが、本明細書では、理解を容易にするために、測定対象体３１として抵抗のインピーダンス（抵抗値）を測定する例について説明するものとする。このため、同図では、両者の位相を同位相として示す。また、各Ａ／Ｄコンバータは、サンプリングによって生成されたサンプリングデータを各サンプリングクロックＡＤＣＬＫ１〜ＡＤＣＬＫ５毎にグループ分けしてメモリにそれぞれ記憶させる。
【０００４】
データ処理部は、各Ａ／Ｄコンバータによるサンプリング動作の終了後、各サンプリングクロックＡＤＣＬＫ１〜ＡＤＣＬＫ５毎にグループ分けしてメモリに記憶されているサンプリングデータを並び替えることによってサンプリングデータＤSP11とサンプリングデータＤSP12とを生成して出力する。例えば、変換電圧ＶC （および検出電圧ＶM ）に対して、サンプリングクロックＡＤＣＬＫ１に同期してサンプリングされたデータがＤ11，Ｄ12，Ｄ13，・・・、サンプリングクロックＡＤＣＬＫ２に同期してサンプリングされたデータがＤ21，Ｄ22，Ｄ23，・・・、サンプリングクロックＡＤＣＬＫ３に同期してサンプリングされたデータがＤ31，Ｄ32，Ｄ33，・・・、サンプリングクロックＡＤＣＬＫ４に同期してサンプリングされたデータがＤ41，Ｄ42，Ｄ43，・・・、サンプリングクロックＡＤＣＬＫ５に同期してサンプリングされたデータがＤ51，Ｄ52，Ｄ53，・・・の場合、図５の最下段に示すように、Ｄ11，Ｄ21，Ｄ31，Ｄ41，Ｄ51，Ｄ12，Ｄ22，Ｄ32，Ｄ42，Ｄ52，・・・の順序で並び替えることにより、クロックＣＬＫに同期してサンプリングするのと等価の各サンプリングデータＤSP11（およびサンプリングデータＤSP12）をそれぞれ生成してＣＰＵ１１に出力する。なお、ＣＰＵ１１が測定対象体３１の交流インピーダンスＺを精度よく演算するためには、変換電圧ＶC および検出電圧ＶM の１周期に含まれる各サンプリングデータＤSP11，ＤSP12が多数ほど望ましく、通常は数十個程度となるようにクロックＣＬＫの周波数を変換電圧ＶC および検出電圧ＶM の周波数（つまり試験用交流電流Ｉの周波数Ｆ）に対して十分に高く（数十倍程度）設定されている。
【０００５】
ＣＰＵ１１は、等価サンプリング部２２によって等価的にクロックＣＬＫに同期してサンプリングされた変換電圧ＶC のサンプリングデータＤSP11と検出電圧ＶM のサンプリングデータＤSP12との間の位相差に関する位相情報を算出すると共に、算出した位相情報、サンプリングデータＤSP11、およびサンプリングデータＤSP12に基づいて、測定対象体３１の交流インピーダンスＺを公知の手法で演算する。
【０００６】
この交流インピーダンス測定装置２１では、電流生成部２が、周波数Ｆの試験用交流電流Ｉを生成して測定対象体３１に供給する。次いで、電圧検出部３が、試験用交流電流Ｉが供給された際に測定対象体３１の両端間に発生する交流電圧ＶO を検出して検出電圧ＶM として等価サンプリング部２２に出力する。同時に、電流／電圧変換部４が、試験用交流電流Ｉの電流値を電圧に変換して変換電圧ＶC として出力する。次いで、等価サンプリング部２２が、変換電圧ＶC を等価サンプリングしてサンプリングデータＤSP11を生成すると共に検出電圧ＶM を等価サンプリングしてサンプリングデータＤSP12を生成する。続いて、ＣＰＵ１１が、等価サンプリング部２２によってクロックＣＬＫの周波数と同じ周波数で等価的にサンプリングされたサンプリングデータＤSP11とサンプリングデータＤSP12とに基づいて、測定対象体３１の交流インピーダンスＺを演算する。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、この従来の交流インピーダンス測定装置２１、およびそのサンプリング方法には、以下の問題点がある。すなわち、従来の交流インピーダンス測定装置２１では、等価サンプリング方式により、Ａ／Ｄコンバータの最高サンプリングレートよりも高速なサンプリングが行われている。しかし、ＣＰＵ１１が精度よく交流インピーダンスＺを演算するためには、各サンプリングクロックＡＤＣＬＫ１〜ＡＤＣＬＫ５の基となるクロックＣＬＫの周波数を測定対象体３１に供給する試験用交流電流Ｉの周波数Ｆよりも十分に高く規定する必要がある。このため、従来の交流インピーダンス測定装置２１、およびそのサンプリング方法には、周波数Ｆが高い周波数の場合、正確な周波数のクロックＣＬＫを生成するのが困難となるという問題点がある。また、正確な周波数のクロックＣＬＫを生成できたとしても、クロックＣＬＫの高周波化に伴う不要輻射ノイズが発生するという問題点もある。
【０００８】
本発明は、かかる問題点に鑑みてなされたものであり、測定対象信号について十分に低い周波数のクロックを用いて十分な数のサンプリングデータを取得し得るサンプリング装置を提供することを主目的とする。また、このサンプリング装置を利用して、十分に低い周波数のクロックを用いて交流インピーダンスを正確に測定し得る交流インピーダンス測定装置を提供することを主目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成すべく請求項１記載のサンプリング装置は、周波数Ｆの測定対象信号を当該周波数Ｆの２倍以上高い周波数Ｆ１の第１のクロックに同期してサンプリングしてサンプリングデータに変換するＡ／Ｄ変換部と、前記サンプリングデータを順次記憶しつつ当該記憶したサンプリングデータを前記周波数Ｆ１よりも低い周波数Ｆ２の第２のクロックに同期して出力するメモリと、当該メモリから出力された前記サンプリングデータをそのデータ値に対応した振幅のインパルス状信号に変換するＤ／Ａ変換部と、前記インパルス状信号をアナログ信号に復元するナイキストフィルタ部と、前記アナログ信号を所定周波数の第３のクロックに同期してサンプリングしてディジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換部とを備えたことを特徴とする。
【００１０】
請求項２記載のサンプリング方法は、周波数Ｆの測定対象信号を当該周波数Ｆの２倍以上高い周波数Ｆ１の第１のクロックに同期してサンプリングしてサンプリングデータに変換する第１のディジタル化ステップと、前記サンプリングデータを順次記憶しつつ当該記憶した当該サンプリングデータを前記周波数Ｆ１よりも低い周波数Ｆ２の第２のクロックに同期して出力する伸長ステップと、前記第２のクロックに同期して出力された前記サンプリングデータをそのデータ値に対応した振幅のインパルス状信号に変換するパルス化ステップと、前記インパルス状信号をナイキストフィルタによってアナログ信号に復元する復元ステップと、前記アナログ信号を所定周波数の第３のクロックに同期してサンプリングしてディジタルデータに変換する第２のディジタル化ステップとを実行することを特徴とする。
【００１１】
請求項３記載の交流インピーダンス測定装置は、周波数Ｆの試験用交流電流を生成して測定対象体に供給する電流生成部と、前記測定対象体に供給される前記試験用交流電流の電流値を電圧に変換した変換電圧を生成する電流／電圧変換部と、前記試験用交流電流が前記測定対象体に供給された際に当該測定対象体の両端間に発生する交流電圧を検出電圧として検出する電圧検出部と、前記変換電圧に基づいて生成された第１のディジタルデータおよび前記検出電圧に基づいて生成された第２のディジタルデータに基づいて前記測定対象体の交流インピーダンスを演算する演算部とを備えた交流インピーダンス測定装置であって、前記変換電圧を前記周波数Ｆの２倍以上高い周波数Ｆ１の第１のクロックに同期してサンプリングして第１のサンプリングデータに変換する第１のＡ／Ｄ変換部と、前記検出電圧を前記第１のクロックに同期してサンプリングして第２のサンプリングデータに変換する第２のＡ／Ｄ変換部と、前記第１のサンプリングデータを順次記憶しつつ当該記憶した第１のサンプリングデータを前記周波数Ｆ１よりも低い周波数Ｆ２の第２のクロックに同期して出力する第１のメモリと、前記第２のサンプリングデータを順次記憶しつつ当該記憶した第２のサンプリングデータを前記第２のクロックに同期して出力する第２のメモリと、前記第１のメモリから出力された前記第１のサンプリングデータをそのデータ値に対応した振幅の第１のインパルス状信号に変換する第１のＤ／Ａ変換部と、前記第２のメモリから出力された前記第２のサンプリングデータをそのデータ値に対応した振幅の第２のインパルス状信号に変換する第２のＤ／Ａ変換部と、前記第１のインパルス状信号を伸長変換電圧としての交流信号に復元する第１のナイキストフィルタ部と、前記第２のインパルス状信号を伸長検出電圧としての交流信号に復元する第２のナイキストフィルタ部と、前記伸長変換電圧を所定周波数の第３のクロックに同期してサンプリングして前記第１のディジタルデータに変換する第３のＡ／Ｄ変換部と、前記伸長検出電圧を前記第３のクロックに同期してサンプリングして前記第２のディジタルデータに変換する第４のＡ／Ｄ変換部とを備えたことを特徴とする。
【００１２】
請求項４記載の交流インピーダンス測定方法は、周波数Ｆの試験用交流電流を生成し測定対象体に供給する電流供給ステップと、前記測定対象体に供給される前記試験用交流電流の電流値を変換電圧に変換する電圧変換ステップと、前記試験用交流電流を前記測定対象体に供給した際に当該測定対象体の両端間に発生する交流電圧を検出電圧として検出する電圧検出ステップと、前記変換電圧に基づいて生成された第１のディジタルデータおよび前記検出電圧に基づいて生成された第２のディジタルデータに基づいて前記測定対象体の交流インピーダンスを演算する演算ステップとを実行する交流インピーダンス測定方法であって、前記変換電圧を前記周波数Ｆの２倍以上高い周波数Ｆ１の第１のクロックに同期してサンプリングして第１のサンプリングデータに変換すると共に前記検出電圧を前記第１のクロックに同期してサンプリングして第２のサンプリングデータに変換する第１のディジタル化ステップと、前記第１および第２のサンプリングデータを順次記憶しつつ当該記憶した両サンプリングデータを前記周波数Ｆ１よりも低い周波数Ｆ２の第２のクロックに同期してそれぞれ出力する伸長ステップと、前記第２のクロックに同期してそれぞれ出力された前記第１および第２のサンプリングデータを当該各サンプリングデータのデータ値に対応した振幅の第１および第２のインパルス状信号にそれぞれ変換するパルス化ステップと、前記第１のインパルス状信号をナイキストフィルタによって伸長変換電圧としての交流信号に復元すると共に前記第２のインパルス状信号をナイキストフィルタによって伸長検出電圧としての交流信号に復元する復元ステップと、前記伸長変換電圧および前記伸長検出電圧を所定周波数の第３のクロックに同期してサンプリングして前記第１のディジタルデータおよび前記第２のディジタルデータにそれぞれ変換する第２のディジタル化ステップとをさらに実行することを特徴とする。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照して、本発明に係るサンプリング装置およびこの装置を用いた交流インピーダンス測定装置の好適な実施の形態について説明する。なお、従来の交流インピーダンス測定装置２１と同一の機能を有する構成要素については同一の符号を付し、重複する説明を省略する。
【００１４】
最初に、交流インピーダンス測定装置１の構成について、図１を参照して説明する。
【００１５】
同図に示すように、交流インピーダンス測定装置１は、電流生成部２、電圧検出部３、電流／電圧変換部４、サンプリング部１０およびＣＰＵ（演算部）１１を備えて構成されている。この交流インピーダンス測定装置１は、等価サンプリング部２２に代えてサンプリング部１０を備えている点が従来の交流インピーダンス測定装置２１とは相違する。
【００１６】
サンプリング部１０は、同一の構成要素で形成される２つのサンプリング系１０ａ，１０ｂを備えて構成されている。この場合、各サンプリング系１０ａ，１０ｂがそれぞれ本発明に係るサンプリング装置を構成し、サンプリング系１０ａは、測定対象信号としての変換電圧ＶC をサンプリングして第３のサンプリングデータＤSP1 を生成する。一方、サンプリング系１０ｂは、測定対象信号としての検出電圧ＶM をサンプリングして第４のサンプリングデータＤSP2 を生成する。
【００１７】
具体的には、サンプリング系１０ａは、第１のＡ／Ｄ変換部（ＡＤＣ１）５ａ、第１のＦＩＦＯ（ＦＩＦＯ１）６ａ、第１のＤ／Ａ変換部（ＤＡＣ１）７ａ、第１のナイキストフィルタ部８ａおよび第３のＡ／Ｄ変換部（ＡＤＣ３）９ａを備えて構成されている。この場合、第１のＡ／Ｄ変換部５ａは、電流／電圧変換部４から出力される変換電圧ＶC を例えば２０ＭＨｚの周波数Ｆ１（≧Ｆ（例えば１０ＭＨｚとする）×２）の第１のクロックＣＬＫ１に同期してサンプリングして第１のサンプリングデータＤSPA を生成する。第１のＦＩＦＯ６ａは、本発明における第１のメモリに相当し、第１のサンプリングデータＤSPA を第１のＡ／Ｄ変換部５ａから出力される順序で順次記憶すると共に、記憶している第１のサンプリングデータＤSPA を例えば５ＭＨｚの周波数Ｆ２（＜Ｆ１）の第２のクロックＣＬＫ２に同期して出力する。第１のＤ／Ａ変換部７ａは、第１のＦＩＦＯ６ａから出力された第１のサンプリングデータＤSPA をその各データ値に対応した振幅（極性も含む）の第１のインパルス状信号ＳA に変換する。
【００１８】
第１のナイキストフィルタ部８ａは、第２のクロックＣＬＫ２の周波数Ｆ２の１／２の帯域を有してナイキストの第１基準を満たす仕様のナイキストフィルタ（例えばコサイン・ロールオフフィルタ）で構成され、第１のインパルス状信号ＳA を標本化定理に基づいて伸長変換電圧ＶA としての交流信号に復元する。
この場合、伸長変換電圧ＶA は、その振幅が変換電圧ＶC とほぼ等しく、かつ、その周波数が（周波数Ｆ×周波数Ｆ２／周波数Ｆ１＝２．５ＭＨｚ）の交流信号として復元される。具体的には、第１のナイキストフィルタ部８ａは、離散データとしての各第１のインパルス状信号ＳA をアナログ信号に復元すると共に、復元した各第１のインパルス状信号ＳA のアナログ信号を時間軸上で加算する。この場合、加算後のアナログ信号は、各アナログ信号が十分にそれぞれ遅延することにより、周波数Ｆの変換電圧ＶC の波形に対して、その波形（周期）が（周波数Ｆ１／周波数Ｆ２）倍に伸長された正弦波となる。また、加算後のアナログ信号は、第１のナイキストフィルタ部８ａによって所定の利得で増幅されて変換電圧ＶC の振幅とほぼ同一振幅の波形となる。第３のＡ／Ｄ変換部９ａは、伸長変換電圧ＶA を所定周波数Ｆ３の第３のクロックＣＬＫ３に同期してサンプリングして第３のサンプリングデータＤSP1 （本発明における第１のディジタルデータ）を生成する。なお、交流インピーダンス測定装置１では、一例として第１のクロックＣＬＫ１を第３のクロックＣＬＫ３としても使用する構成を採用している。
【００１９】
一方、サンプリング系１０ｂは、第２のＡ／Ｄ変換部（ＡＤＣ２）５ｂ、第２のＦＩＦＯ（ＦＩＦＯ２）６ｂ、第２のＤ／Ａ変換部（ＤＡＣ２）７ｂ、第２のナイキストフィルタ部８ｂおよび第４のＡ／Ｄ変換部（ＡＤＣ４）９ｂを備えて構成されている。この場合、第２のＡ／Ｄ変換部５ｂは、電圧検出部３から出力される検出電圧ＶM を第１のクロックＣＬＫ１に同期してサンプリングして第２のサンプリングデータＤSPB を生成する。第２のＦＩＦＯ６ｂは、本発明における第２のメモリに相当し、第２のサンプリングデータＤSPB を第２のＡ／Ｄ変換部５ｂから出力される順序で順次記憶すると共に、記憶している第２のサンプリングデータＤSPB を第２のクロックＣＬＫ２に同期して出力する。第２のＤ／Ａ変換部７ｂは、第２のＦＩＦＯ６ｂから出力された第２のサンプリングデータＤSPB をその各データ値に対応した振幅（極性も含む）の第２のインパルス状信号ＳB に変換する。第２のナイキストフィルタ部８ｂは、第１のナイキストフィルタ部８ａと同一仕様で構成され、第２のインパルス状信号ＳB を標本化定理に基づいて伸長検出電圧ＶB としての交流信号に復元する。この場合、伸長検出電圧ＶB は、伸長換算電圧ＶA と同様にして、その振幅が検出電圧ＶM とほぼ等しく、かつ、その周波数が（周波数Ｆ×周波数Ｆ２／周波数Ｆ１＝２．５ＭＨｚ）の正弦波交流信号として復元される。第４のＡ／Ｄ変換部９ｂは、伸長検出電圧ＶB を第３のクロックＣＬＫ３に同期してサンプリングして第４のサンプリングデータＤSP2 （本発明における第２のディジタルデータ）を生成する。
【００２０】
次に、交流インピーダンス測定装置１による例えば抵抗のインピーダンス（抵抗値）を測定する測定処理について、図２，３を参照して説明する。
【００２１】
まず、電流生成部２が、周波数Ｆの試験用交流電流Ｉを生成し、測定対象体３１に供給する（電流供給ステップ）。次いで、電圧検出部３が、試験用交流電流Ｉを測定対象体３１に供給した際に測定対象体３１の両端間に発生する交流電圧ＶO を図２に示す検出電圧ＶM として検出する（電圧検出ステップ）。同時に、電流／電圧変換部４が、測定対象体３１に供給される試験用交流電流Ｉの電流値を電圧に変換して図２に示す変換電圧ＶC を生成する（電圧変換ステップ）。
【００２２】
次いで、サンプリング系１０ａでは、第１のＡ／Ｄ変換部５ａが、図２に示すように、変換電圧ＶC を第１のクロックＣＬＫ１に同期してサンプリングすることにより第１のサンプリングデータＤSPA （ＤA1，ＤA2，・・）を生成する（第１のディジタル化ステップ）。次に、第１のＦＩＦＯ６ａが、第１のサンプリングデータＤSPA を第１のＡ／Ｄ変換部５ａから出力される順序で順次記憶すると共に、図３に示すように、記憶している第１のサンプリングデータＤSPA を第２のクロックＣＬＫ２に同期して出力する（伸長ステップ）。続いて、第１のＤ／Ａ変換部７ａが、同図に示すように、第１のＦＩＦＯ６ａから出力された第１のサンプリングデータＤSPA をその各データ値（ＤA1，ＤA2，・・）にそれぞれ対応した振幅の第１のインパルス状信号ＳA に変換して出力する（パルス化ステップ）。次いで、第１のナイキストフィルタ部８ａが、同図に示すように、第１のインパルス状信号ＳA を振幅が変換電圧ＶC とほぼ同一で、かつ周波数が（Ｆ×Ｆ２／Ｆ１）の伸長変換電圧ＶA としての交流信号に復元する（復元ステップ）。次いで、第３のＡ／Ｄ変換部９ａが、同図に示すように、伸長変換電圧ＶA を第３のクロックＣＬＫ３に同期してサンプリングすることにより第３のサンプリングデータＤSP1 （ＤA1，ＤA2，・・）を生成し、生成した第３のサンプリングデータＤSP1 をＣＰＵ１１に出力する（第２のディジタル化ステップ）。
【００２３】
一方、サンプリング系１０ｂでもサンプリング系１０ａと同時に、第２のＡ／Ｄ変換部５ｂが、図２に示すように、検出電圧ＶM を第１のクロックＣＬＫ１に同期してサンプリングすることにより第２のサンプリングデータＤSPB （ＤB1，ＤB2，・・）を生成する（第１のディジタル化ステップ）。次に、第２のＦＩＦＯ６ｂが、第２のサンプリングデータＤSPB を第２のＡ／Ｄ変換部５ｂから出力される順序で順次記憶すると共に、図３に示すように、記憶している第２のサンプリングデータＤSPB を第２のクロックＣＬＫ２に同期して出力する（伸長ステップ）。続いて、第２のＤ／Ａ変換部７ｂが、同図に示すように、第２のＦＩＦＯ６ｂから出力された第２のサンプリングデータＤSPB をその各データ値（ＤB1，ＤB2，・・）にそれぞれ対応した振幅の第２のインパルス状信号ＳB に変換して出力する（パルス化ステップ）。次いで、第２のナイキストフィルタ部８ｂが、同図に示すように、第２のインパルス状信号ＳB を振幅が検出電圧ＶM とほぼ同一で、かつ周波数が（Ｆ×Ｆ２／Ｆ１）の伸長検出電圧ＶB としての交流信号に復元する（復元ステップ）。次いで、第４のＡ／Ｄ変換部９ｂが、同図に示すように、伸長検出電圧ＶB を第３のクロックＣＬＫ３に同期してサンプリングすることにより第４のサンプリングデータＤSP2 （ＤB1，ＤB2，・・）を生成し、生成した第４のサンプリングデータＤSP2 をＣＰＵ１１に出力する（第２のディジタル化ステップ）。
【００２４】
この後、ＣＰＵ１１が、これら第３のサンプリングデータＤSP1 と第４のサンプリングデータＤSP2 とに基づいて測定対象体３１の抵抗値（交流インピーダンスＺ）を演算する（演算ステップ）。
【００２５】
このように、各サンプリング系１０ａ，１０ｂは、標本化定理を利用して周波数Ｆの変換電圧ＶC と検出電圧ＶM をそれぞれ時間軸上で伸長して生成した伸長変換電圧ＶA と伸長検出電圧ＶB とをさらにサンプリングすることにより、例えば第３のクロックＣＬＫ３として第１のクロックＣＬＫ１を使用した場合、変換電圧ＶC および検出電圧ＶM の１周期当たり（Ｆ１／Ｆ２）個のサンプリングデータＤSP1 ，ＤSP2 を生成することができる。したがって、この交流インピーダンス測定装置１によれば、交流インピーダンスＺを精度よく測定することができる。また、最も高い周波数である第１のクロックＣＬＫ１の周波数Ｆ１でも、変換電圧ＶC および検出電圧ＶM の周波数Ｆ（試験用交流電流Ｉの周波数と等しい）の少なくとも２倍の周波数であれば十分である。したがって、交流インピーダンス測定装置２１とは異なり、試験用交流電流Ｉの周波数Ｆに対して数十倍という極めて高い周波数のクロックＣＬＫを使用する必要がないため、正確な周波数のクロックを容易に生成することができると共に、高周波による不要輻射ノイズの発生を抑制することができる。
【００２６】
なお、本発明は、本発明の実施の形態に限定されず、その構成や測定方法の手順を適宜変更することができる。例えば、本発明の実施の形態では、測定対象体３１としての抵抗の抵抗値を測定する例について説明したが、コンデンサやインダクタについても同じようにして、そのインピーダンスＺを精度よく測定することができるのは勿論である。また、第３のクロックＣＬＫ３としては、第１のクロックＣＬＫ１とは異なる周波数のクロックを用いることもできる。この場合、不要輻射ノイズの発生を抑制するという観点からは、第３のクロックＣＬＫ３として第１のクロックＣＬＫ１よりも低い周波数のクロックを用いることが好ましい。また、第２のクロックＣＬＫ２の周波数も上記した周波数に限定されず、適宜変更が可能である。この場合、第２のクロックＣＬＫ２の周波数を下げるほど、変換電圧ＶC および検出電圧ＶM に対するサンプリングの分解能を高くすることができる。また、サンプリング部１０は、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）若しくはアナログ回路、またはこれらを組み合わせて構成することが可能である。
【００２７】
【発明の効果】
以上のように、請求項１，２記載のサンプリング装置およびサンプリング方法によれば、標本化定理を利用して周波数Ｆの測定対象信号をサンプリングして生成したサンプリングデータを時間軸上で伸長して生成したサンプリングデータをさらにサンプリングすることにより、測定対象信号の周波数Ｆよりも十分に高い周波数のクロックを用いることなく、より低い周波数のクロックを用いて十分な数のサンプリングデータを取得することができる。したがって、正確な周波数のクロックを容易に生成することができると共に、高周波による不要輻射ノイズの発生を確実に抑制することができる。
【００２８】
また、請求項３，４記載の交流インピーダンス測定装置および交流インピーダンス測定方法によれば、標本化定理を利用して周波数Ｆの変換電圧と検出電圧とをサンプリングして生成したサンプリングデータをそれぞれ時間軸上で伸長して生成した伸長変換電圧と伸長検出電圧とをさらにサンプリングすることにより、試験用交流電流の周波数Ｆよりも十分に高い周波数のクロックを用いることなく、より低い周波数のクロックを用いて測定対象体の交流インピーダンスを正確に測定することができる。したがって、正確な周波数のクロックを容易に生成することができると共に、高周波による不要輻射ノイズの発生を確実に抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態に係る交流インピーダンス測定装置１の構成を示すブロック図である。
【図２】周波数Ｆの変換電圧ＶC （または検出電圧ＶM ）を標本化定理に基づいて周波数Ｆ１（≧２Ｆ）の第１のクロックＣＬＫ１に同期してサンプリングして第１のサンプリングデータＤSPA （または第２のサンプリングデータＤSPB ）を生成する動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図３】周波数Ｆの変換電圧ＶC （または検出電圧ＶM ）を（Ｆ１／Ｆ２）倍に伸長して生成した伸長変換電圧ＶA （または伸長検出電圧ＶB ）をサンプリングして第３のサンプリングデータＤSP1 （または第４のサンプリングデータＤSP2 ）を生成する動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図４】従来の交流インピーダンス測定装置２１の構成を説明するためのブロック図である。
【図５】交流インピーダンス測定装置２１による等価サンプリングの動作を説明するためのタイミングチャートである。
【符号の説明】
１  交流インピーダンス測定装置
２  電流生成部
３  電圧検出部
４  電流／電圧変換部
５ａ  第１のＡ／Ｄ変換部
５ｂ  第２のＡ／Ｄ変換部
６ａ  第１のＦＩＦＯ
６ｂ  第２のＦＩＦＯ
７ａ  第１のＤ／Ａ変換部
７ｂ  第２のＤ／Ａ変換部
８ａ  第１のナイキストフィルタ部
８ｂ  第２のナイキストフィルタ部
９ａ  第３のＡ／Ｄ変換部
９ｂ  第４のＡ／Ｄ変換部
１０  サンプリング部
１１  ＣＰＵ
３１  測定対象体
ＤSP1   第３のサンプリングデータ
ＤSP2   第４のサンプリングデータ
ＤSPA   第１のサンプリングデータ
ＤSPB   第２のサンプリングデータ
Ｉ  試験用交流電流
Ｒ  交流インピーダンス
ＳA   第１のインパルス状信号
ＳB   第２のインパルス状信号
ＶA   伸長変換電圧
ＶB   伸長検出電圧
ＶC   変換電圧
ＶM   検出電圧
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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