(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力された直流電圧をスイッチングして出力するスイッチング手段と、
インダクタンスが変更可能な電磁誘導回路及び容量素子を備え、かつ前記スイッチング手段からの出力を平滑化して出力する平滑化回路と、
前記平滑化回路に接続された負荷に流れる電流の変動を検出する負荷電流変動検出回路と、
前記負荷電流変動検出回路で検出された前記電流の変動量が所定量未満のときに前記電磁誘導回路のインダクタンスが所定値になるように前記電磁誘導回路を制御し、前記電流の変動量が所定量以上のときに前記電磁誘導回路のインダクタンスが前記所定値未満になるように前記電磁誘導回路を制御する制御回路と、
前記制御回路によって前記電磁誘導回路のインダクタンスが前記所定値未満になるように前記電磁誘導回路を制御するときであって、かつ、前記負荷電流変動検出回路によって、前記電流が増加方向に変動していることが検出されたときに、前記容量素子の前記負荷に接続された一端と反対側の他端に所定の正電圧を印加し、
前記制御回路によって前記電磁誘導回路のインダクタンスが前記所定値未満になるように前記電磁誘導回路を制御するときであって、かつ、前記負荷電流変動検出回路によって、前記電流が減少方向に変動していることが検出されたときに、前記容量素子の前記他端に所定の負電圧を印加する電圧印加回路と、
を含むスイッチング電源回路。
【請求項２】
前記制御回路によって前記電磁誘導回路のインダクタンスが前記所定値未満になるように制御する状態を、所定時間保持させる保持回路を更に含む請求項１記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】
前記保持回路を、スイッチング素子及びローパスフィルタ回路で構成した請求項２記載のスイッチング電源回路。
【請求項４】
前記電磁誘導回路を、第１のコイルと、第２のコイルと前記制御回路によってオンオフされるスイッチとを並列接続して構成されると共に前記第１のコイルに直列接続された並列回路とを含んで構成し、前記スイッチがオフのときの合成インダクタンスが前記所定値になるようにした請求項１〜請求項３の何れか１項記載のスイッチング電源回路。
【請求項５】
前記電磁誘導回路を、インダクタンスが前記所定値の第１のコイルと、第２のコイルと前記制御回路によってオンオフされるスイッチとを直列接続して構成されると共に前記第１のコイルに並列接続された直列回路とを含んで構成した請求項１〜請求項３の何れか１項記載のスイッチング電源回路。
【請求項６】
前記電磁誘導回路を、インダクタンスが前記所定値の第１のコイルと、インダクタンスが前記所定値未満の第２のコイルと、一端が前記スイッチング手段の出力端に接続され、かつ前記制御回路による切換によって他端が前記第１のコイル及び第２のコイルのいずれかに接続されるスイッチとを含んで構成した請求項１〜請求項３の何れか１項記載のスイッチング電源回路。
【請求項７】
前記負荷電流変動検出回路を、前記負荷に流れる電流に応じた電流が誘導される検出コイルと、前記検出コイルに流れる電流が通電される抵抗とを含んで構成した請求項１〜請求項６のいずれか１項記載のスイッチング電源回路。
【請求項８】
前記負荷電流変動検出回路を、前記負荷に流れる電流に応じた電流が誘導される検出コイルと、カソードが共通接続され一方のアノードが前記検出コイルの一端に接続されかつ他方のアノードが前記検出コイルの他端に接続された第1の一対のダイオードと、アノードが共通接続され一方のカソードが前記検出コイルの一端に接続されかつ他方のカソードが前記検出コイルの他端に接続された第２の一対のダイオードと、一端が前記第1の一対のダイオードのカソードに接続され、かつ他端が前記第２の一対のダイオードのアノードに接続された抵抗と、を含んで構成した請求項１〜請求項７のいずれか１項記載のスイッチング電源回路。
【請求項９】
前記スイッチを、ＮＭＯＳトランジスタを含んで構成すると共に、
前記制御回路を、前記抵抗に印加される電圧が非反転入力端に入力される非反転増幅器で構成し、前記非反転増幅器の出力端をＮＭＯＳトランジスタのゲートに接続した請求項７又は８記載のスイッチング電源回路。
【請求項１０】
前記負荷に流れる電流に応じたパルス幅変調によって前記スイッチング手段をスイッチングさせるパルス幅変調回路を更に含む請求項１〜請求項９のいずれか１項記載のスイッチング電源回路。
【請求項１１】
入力された直流電圧をスイッチングして出力するスイッチング手段と、
電磁誘導回路及び容量素子を備え、かつ前記スイッチング手段からの出力を平滑化して出力する平滑化回路と、
前記平滑化回路に接続された負荷に流れる電流の変動を検出する負荷電流変動検出回路と、
前記負荷電流変動検出回路で検出された前記電流の変動量が所定量以上であるか否かを判定する判定回路と、
前記判定回路によって、前記電流の変動が所定量以上であると判定されたときであって、かつ、前記負荷電流変動検出回路によって、前記電流が増加方向に変動していることが検出されたときに、前記容量素子の前記負荷に接続された一端と反対側の他端に所定の正電圧を印加し、
前記判定回路によって、前記電流の変動が所定量以上であると判定されたときであって、かつ、前記負荷電流変動検出回路によって、前記電流が減少方向に変動していることが検出されたときに、前記容量素子の前記他端に所定の負電圧を印加する電圧印加回路と、
を含むスイッチング電源回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング電源回路に係り、特に、負荷に流れる電流に応じた電源を供給するスイッチング電源回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、スイッチング電源回路は、マイクロプロセッサ用電源回路として用いられており、マイクロプロセッサの性能向上に伴い、負荷電流が増大し、また、負荷電流の変動も大きくなっている。
【０００３】
大電流を必要とするマイクロプロセッサに流れる負荷電流の変動に対して適切な電力を提供するスイッチモード生成ＤＣ電力コンピュータシステムが知られている（特許文献１）。
【０００４】
ここで、負荷電流の増大により、負荷電流の変動がないときには、スイッチング電源回路が出力する電源のリップル電圧を低下させることが要求され、負荷電流の変動が生じたときには、高速に過渡応答することが要求される。
【０００５】
リップル電圧を低下させるために、電圧を平滑化するための平滑化回路において、インダクタンスが大きい電磁誘導素子を用いることが知られており、また、負荷電流の変動に対して高速に過渡応答するために、平滑化回路においてインダクタンスが小さい電磁誘導素子を用いることが知られている。
【特許文献１】特表２００３−５３３７５４
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、この低リップル電圧と高速な過渡応答とは、電磁誘導素子における相反する性能であるため、同時に実現することができない、という問題がある。
【０００７】
本発明は、上記の問題点を解決するためになされたもので、低リップル電圧であり、かつ、負荷電流の変動に高速に過渡応答することができるスイッチング電源回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記の目的を達成するために第１の発明のスイッチング電源回路は、入力された直流電圧をスイッチングして出力するスイッチング手段と、インダクタンスが変更可能な電磁誘導回路及び容量素子を備え、かつ前記スイッチング手段からの出力を平滑化して出力する平滑化回路と、前記平滑化回路に接続された負荷に流れる電流の変動を検出する負荷電流変動検出回路と、前記負荷電流変動検出回路で検出された前記電流の変動量が所定量未満のときに前記電磁誘導回路のインダクタンスが所定値になるように前記電磁誘導回路を制御し、前記電流の変動量が所定量以上のときに前記電磁誘導回路のインダクタンスが前記所定値未満になるように前記電磁誘導回路を制御する制御回路と、前記制御回路によって前記電磁誘導回路のインダクタンスが前記所定値未満になるように前記電磁誘導回路を制御するときであって、かつ、前記負荷電流変動検出回路によって、前記電流が増加方向に変動していることが検出されたときに、前記容量素子の前記負荷に接続された一端と反対側の他端に所定の正電圧を印加し、前記制御回路によって前記電磁誘導回路のインダクタンスが前記所定値未満になるように前記電磁誘導回路を制御するときであって、かつ、前記負荷電流変動検出回路によって、前記電流が減少方向に変動していることが検出されたときに、前記容量素子の前記他端に所定の負電圧を印加する電圧印加回路と、を含んで構成されている。
【０００９】
第１の発明のスイッチング電源回路によれば、スイッチング手段によって、入力された直流電圧をスイッチングして出力し、平滑化回路によってスイッチング手段からの出力を平滑化して出力する。そして、負荷電流変動検出回路によって、平滑化回路に接続された負荷に流れる電流の変動を検出し、制御回路によって、負荷電流変動検出回路で検出された電流の変動量が所定量未満のときに電磁誘導回路のインダクタンスが所定値になるように電磁誘導回路を制御し、電流の変動量が所定量以上のときに電磁誘導回路のインダクタンスが所定値未満になるように電磁誘導回路を制御する。
【００１０】
従って、平滑化回路にインダクタンスが変更可能な電磁誘導回路を備え、制御回路によって、電流の変動量が所定量未満のときに電磁誘導回路のインダクタンスが所定値になるように電磁誘導回路を制御し、電流の変動量が所定量以上のときに電磁誘導回路のインダクタンスが所定値未満になるように電磁誘導回路を制御することにより、低リップル電圧であり、かつ、負荷電流の変動に高速に過渡応答することができる。
【００１１】
また、第１の発明に係るスイッチング電源回路は、制御回路によって電磁誘導回路のインダクタンスが所定値未満になるように制御する状態を、所定時間保持させる保持回路を更に含むことができる。これにより、保持回路によって、電磁誘導回路のインダクタンスが所定値未満になる時間を調整することができる。
【００１２】
また、第１の発明に係る保持回路を、スイッチング素子及びローパスフィルタ回路で構成することができる。
【００１３】
また、第１の発明に係るスイッチング電源回路は、制御回路によって電磁誘導回路のインダクタンスが所定値未満になるように電磁誘導回路を制御するときであって、かつ、負荷電流変動検出回路によって、電流が増加方向に変動していることが検出されたときに、容量素子の負荷に接続された一端と反対側の他端に所定の正電圧を印加し、制御回路によって電磁誘導回路のインダクタンスが所定値未満になるように電磁誘導回路を制御するときであって、かつ、負荷電流変動検出回路によって、電流が減少方向に変動していることが検出されたときに、容量素子の他端に所定の負電圧を印加する電圧印加回路を更に含む。
【００１４】
この構成によれば、電流の変動が所定量以上となり、制御回路によって電磁誘導回路のインダクタンスが所定値未満になるように電磁誘導回路を制御するときであって、かつ、負荷電流変動検出回路によって、電流が増加方向に変動していることが検出されたときに、容量素子の負荷に接続された一端と反対側の他端に所定の正電圧を印加して、容量素子から負荷へ電荷を供給する。
【００１５】
また、電流の変動が所定量以上となり、制御回路によって電磁誘導回路のインダクタンスが所定値未満になるように電磁誘導回路を制御するときであって、かつ、負荷電流変動検出回路によって、電流が減少方向に変動していることが検出されたときに、容量素子の他端に所定の負電圧を印加して、負荷から容量素子に電荷を吸収する。
【００１６】
従って、負荷変動が起こり、電流が増加方向に変動した場合や、減少方向に変動した場合に、容量素子と負荷との間で電荷の供給又は吸収を行って、振動電圧を抑えることができるため、低リップル電圧を実現することができ、また、負荷電流の変動に高速に過渡応答することができる。
【００１７】
第１の発明に係る電磁誘導回路を、第１のコイルと、第２のコイルと制御回路によってオンオフされるスイッチとを並列接続して構成されると共に第１のコイルに直列接続された並列回路とを含んで構成し、スイッチがオフのときの合成インダクタンスが所定値になるようにすることができる。これにより、スイッチのオンオフによって、電磁誘導回路のインダクタンスを制御することができる。
【００１８】
また、第１の発明に係る電磁誘導回路を、インダクタンスが所定値の第１のコイルと、第２のコイルと制御回路によってオンオフされるスイッチとを直列接続して構成されると共に第１のコイルに並列接続された直列回路とを含んで構成することができる。これにより、スイッチのオンオフによって、電磁誘導回路のインダクタンスを制御することができる。
【００１９】
また、第１の発明に係る電磁誘導回路を、インダクタンスが所定値の第１のコイルと、インダクタンスが所定値未満の第２のコイルと、一端がスイッチング手段の出力端に接続され、かつ制御回路による切換によって他端が第１のコイル及び第２のコイルのいずれかに接続されるスイッチとを含んで構成することができる。これにより、スイッチを切り換えることによって、電磁誘導回路のインダクタンスを制御することができる。
【００２０】
第１の発明に係る負荷電流変動検出回路を、負荷に流れる電流に応じた電流が誘導される検出コイルと、検出コイルに流れる電流が通電される抵抗とを含んで構成することができる。これにより、負荷に流れる電流の変動を検出することができ、電流の変動に応じて電磁誘導回路のインダクタンスを制御することができる。
【００２１】
また、第１の発明に係る負荷電流変動検出回路を、負荷に流れる電流に応じた電流が誘導される検出コイルと、カソードが共通接続され一方のアノードが検出コイルの一端に接続されかつ他方のアノードが検出コイルの他端に接続された第1の一対のダイオードと、アノードが共通接続され一方のカソードが検出コイルの一端に接続されかつ他方のカソードが検出コイルの他端に接続された第２の一対のダイオードと、一端が第1の一対のダイオードのカソードに接続され、かつ他端が第２の一対のダイオードのアノードに接続された抵抗と、を含んで構成することができる。これにより、負荷に流れる電流の変動を検出することができ、電流の変動に応じて電磁誘導回路のインダクタンスを制御することができる。また、電流の変動の絶対値を検出することができる。
【００２２】
上記のスイッチを、ＮＭＯＳトランジスタを含んで構成すると共に、制御回路を、抵抗に印加される電圧が非反転入力端に入力される非反転増幅器で構成し、非反転増幅器の出力端をＮＭＯＳトランジスタのゲートに接続することができる。
【００２３】
また、第１の発明に係るスイッチング電源回路は、負荷に流れる電流に応じたパルス幅変調によってスイッチング手段をスイッチングさせるパルス幅変調回路を更に含んで構成することができる。これにより、負荷に流れる電流に応じて、適切な電圧を出力することができる。
【００２４】
また、第２の発明に係るスイッチング電源回路は、入力された直流電圧をスイッチングして出力するスイッチング手段と、電磁誘導回路及び容量素子を備え、かつ前記スイッチング手段からの出力を平滑化して出力する平滑化回路と、前記平滑化回路に接続された負荷に流れる電流の変動を検出する負荷電流変動検出回路と、前記負荷電流変動検出回路で検出された前記電流の変動量が所定量以上であるか否かを判定する判定回路と、前記判定回路によって、前記電流の変動が所定量以上であると判定されたときであって、かつ、前記負荷電流変動検出回路によって、前記電流が増加方向に変動していることが検出されたときに、前記容量素子の前記負荷に接続された一端と反対側の他端に所定の正電圧を印加し、前記判定回路によって、前記電流の変動が所定量以上であると判定されたときであって、かつ、前記負荷電流変動検出回路によって、前記電流が減少方向に変動していることが検出されたときに、前記容量素子の前記他端に所定の負電圧を印加する電圧印加回路と、を含んで構成されている。
【００２５】
第２の発明に係るスイッチング電源回路によれば、スイッチング手段によって、入力された直流電圧をスイッチングして出力し、平滑化回路によってスイッチング手段からの出力を平滑化して出力する。そして、負荷電流変動検出回路によって、平滑化回路に接続された負荷に流れる電流の変動を検出し、判定回路によって、負荷電流変動検出回路で検出された電流の変動量が所定量以上であるか否かを判定する。
【００２６】
そして、判定回路によって、電流の変動が所定量以上であると判定されたときであって、かつ、負荷電流変動検出回路によって、電流が増加方向に変動していることが検出されたときに、電圧印加回路によって、容量素子の負荷に接続された一端と反対側の他端に所定の正電圧を印加する。また、判定回路によって、電流の変動が所定量以上であると判定されたときであって、かつ、負荷電流変動検出回路によって、電流が減少方向に変動していることが検出されたときに、電圧印加回路によって、容量素子の他端に所定の負電圧を印加する。
【００２７】
従って、負荷変動が起こり、電流の変動量が所定量以上である場合であって、電流が増加方向に変動した場合や、減少方向に変動した場合に、容量素子に正電圧又は負電圧を印加することにより、容量素子と負荷との間で電荷の供給又は吸収を行って、振動電圧を抑えることができるため、低リップル電圧を実現することができ、また、負荷電流の変動に高速に過渡応答することができる。
【発明の効果】
【００２８】
以上説明したように、第１の発明のスイッチング電源回路によれば、平滑化回路にインダクタンスが変更可能な電磁誘導回路を備え、制御回路によって、電流の変動量が所定量未満のときに電磁誘導回路のインダクタンスが所定値になるように電磁誘導回路を制御し、電流の変動量が所定量以上のときに電磁誘導回路のインダクタンスが所定値未満になるように電磁誘導回路を制御するため、低リップル電圧であり、かつ、負荷電流の変動に高速に過渡応答することができる。また、第２の発明のスイッチング電源回路によれば、負荷変動が起こり、電流の変動量が所定量以上である場合であって、電流が増加方向に変動した場合や、減少方向に変動した場合に、容量素子に正電圧又は負電圧を印加することにより、容量素子と負荷との間で電荷の供給又は吸収を行って、振動電圧を抑えることができるため、低リップル電圧を実現することができ、また、負荷電流の変動に高速に過渡応答することができる、という効果が得られる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２９】
以下、本発明の第１の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
【００３０】
図１に示すように、第１の実施の形態に係るスイッチング電源回路１０は、直流電源を供給するＤＣ電源１２を備えており、ＤＣ電源１２の出力端には、直流電源電圧をスイッチングして出力するスイッチング回路１４の一方の入力端が接続されている。また、スイッチング回路１４の出力端は、インダクタンスが変更可能な電磁誘導回路を備え、かつスイッチングされた直流電源電圧を平滑化して出力するための平滑化回路１６の入力端に接続されており、平滑化回路１６の出力端は、マイクロプロセッサに流れる負荷電流の変動を検出する負荷電流変動検出回路２０の入力端に接続されており、負荷電流変動検出回路２０の一方の出力端が、後述する制御回路２６の入力端に接続され、制御回路２６の出力端が平滑化回路１６の入力端に接続されている。負荷電流変動検出回路２０において検出された負荷電流の変動量が所定量以上であると、制御回路２６からの出力によって平滑化回路１６に備えられた電磁誘導回路のインダクタンスが変更されるようになっている。また、負荷電流変動検出回路２０の他方の出力端は、電源出力端１８を介して、負荷（図示省略）に接続されており、例えば、マイクロプロセッサに接続されている。
【００３１】
また、電源出力端１８は、スイッチング電源回路１０から負荷に流れる電流に応じたパルス幅変調を行って、変調されたパルス幅を示す信号を出力するパルス幅変調回路２２の入力端に接続されており、パルス幅変調回路２２の出力端は、パルス幅変調回路２２からの信号に基づいて、スイッチング回路１４をスイッチングさせるドライブ回路２４の入力端に接続されている。そして、ドライブ回路２４の出力端は、スイッチング回路１４の他方の入力端に接続されている。
【００３２】
ここで、スイッチング電源回路における平滑化回路の電磁誘導回路のインダクタンスと、負荷電流の変動に対する出力電圧の応答特性との関係によると、電磁誘導回路のインダクタンスが大きい場合、負荷電流の変動に対する過渡応答の期間が長く、リップル電圧が低くなり、一方、インダクタンスが小さい場合、負荷電流の変動に対する過渡応答の期間が短く、リップル電圧が高くなる。
【００３３】
次に、本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源回路１０の回路構成について図２を用いて説明する。
【００３４】
ＤＣ電源１２は、一方が接地されており、他方がスイッチング回路１４の入力端に接続され、例えば５Ｖの直流電源電圧を出力するようになっている。また、スイッチング回路１４は、ＰＭＯＳトランジスタ３０とＮＭＯＳトランジスタ３２とから構成され、ＰＭＯＳトランジスタ３０のドレイン（図２のＤ）がスイッチング回路１４の一方の入力端に接続されており、ＰＭＯＳトランジスタ３０のソース（図２のＳ）がスイッチング回路１４の出力端に接続され、ＰＭＯＳトランジスタ３０のゲート（図２のＧ）がスイッチング回路１４の他方の入力端に接続されている。また、ＮＭＯＳトランジスタ３２のソースが接地されており、ＮＭＯＳトランジスタ３２のドレインがスイッチング回路１４の出力端に接続され、ＮＭＯＳトランジスタ３２のゲートがスイッチング回路１４の他方の入力端に接続されている。なお、上記のスイッチング回路１４の一方の入力端は、ＤＣ電源１２に接続され、他方の入力端は、ドライブ回路２４の出力端に接続されている。
【００３５】
また、平滑化回路１６は、電磁誘導回路３４とコンデンサ３６とから構成され、電磁誘導回路３４は、インダクタンスが比較的小さい（例えば、Ｌ＝１００μＨ）第１のコイル３８と並列回路４０とが直列に接続されて構成され、並列回路４０は、インダクタンスが比較的大きい（例えば、Ｌ＝９００μＨ）第２のコイル４２とＮＭＯＳトランジスタから構成されるＭＯＳスイッチ４４とが並列に接続されて構成されている。第１のコイル３８の一端は、平滑化回路１６の一方の入力端に接続され、ＭＯＳスイッチ４４のゲートは、平滑化回路１６の他方の入力端に接続されている。なお、上記の平滑化回路１６の一方の入力端は、スイッチング回路１４の出力端に接続され、他方の入力端は、制御回路２６の出力端に接続されている。
【００３６】
また、並列回路４０の出力端は、平滑化回路１６の出力端及びコンデンサ３６の一端に接続されており、コンデンサ３６の他端は接地されている。
【００３７】
負荷電流変動検出回路２０は、トランス４６を備えており、トランス４６の１次側コイル４６Ａの一端は、負荷電流変動検出回路２０の入力端に接続されており、１次側コイル４６Ａの他端は、負荷電流変動検出回路２０の一方の出力端に接続されている。なお、負荷電流変動検出回路２０の一方の出力端は、電源出力端１８に接続されている。
【００３８】
また、負荷に流れる電流に応じた電流が誘導される検出コイルとしてのトランス４６の２次側コイル４６Ｂには、第１の一対のダイオード４８、５０が接続されており、２次側コイル４６Ｂの一端には、ダイオード４８のアノードが接続され、他端には、ダイオード５０のアノードが接続されており、ダイオード４８、５０のカソードは共通接続されている。さらに、２次側コイル４６Ｂには、第２の一対のダイオード５２、５４が接続されており、２次側コイル４６Ｂの一端には、ダイオード５２のカソードが接続され、他端には、ダイオード５４のカソードが接続されており、ダイオード５２、５４のアノードは共通接続されている。また、抵抗５６の一端が、第１の一対のダイオード４８、５０のカソードに接続されるとともに、負荷電流変動検出回路２０の他方の出力端に接続されており、抵抗５６の他端が、第２の一対のダイオード５２、５４のアノードに接続されるとともに、接地されている。
【００３９】
制御回路２６は、オペアンプ５８を用いた非反転増幅器を構成しており、オペアンプ５８の非反転入力端が制御回路２６の入力端に接続され、負荷電流変動検出回路２０の抵抗５６に印加される電圧が非反転入力端に入力されるようになっている。また、オペアンプ５８の出力端が制御回路２６の出力端に接続され、ＭＯＳスイッチ４４のゲートに接続されている。非反転増幅器である制御回路２６の増幅率は、負荷電流の変動量が所定量以上になったとき、オペアンプ５８からの出力電圧がＭＯＳスイッチ４４をオンにするような電圧になるように増幅率となっており、この増幅率となるように、抵抗６０及び抵抗６２の各抵抗値が決定されている。
【００４０】
次に、本実施の形態における作用について説明する。なお、スイッチング電源回路１０に接続された負荷が変動して、負荷へ流れる電流Ｉｏｕｔが０ｍＡから１００ｍＡに変動し、そして、１００ｍＡから０ｍＡに変動する場合を例に説明する。
【００４１】
まず、ＤＣ電源１２から出力された直流電源電圧が、スイッチング回路１４によってスイッチングされ、スイッチング回路１４からの出力が平滑化回路１６によって平滑化され、電源出力端１８から負荷電流が電源出力端１８に接続されている負荷に流れる。このとき、負荷電流Ｉｏｕｔが０ｍＡであり、負荷電流に変動がない場合には、負荷電流変動検出回路２０の１次側コイル４６Ａに流れる電流が変化しないため、２次側コイル４６Ｂが誘電されないため、負荷電流変動検出回路２０から出力される電圧が０となり、制御回路２６から電磁誘導回路３４のＭＯＳスイッチ４４のゲートには電圧が出力されずオフとなり、電磁誘導回路３４のインダクタンスは、第１のコイル３８のインダクタンスと第２のコイル４２のインダクタンスとの合成インダクタンスとなる。従って、平滑化回路１６の電磁誘導回路３４のインダクタンスは大きくなり、リップル電圧が低くなる。
【００４２】
次に、電源出力端１８に接続されている負荷が小さくなり、負荷電流Ｉｏｕｔが１００ｍＡに変動すると、負荷電流変動検出回路２０の１次側コイル４６Ａに流れる電流が変動し、２次側コイル４６Ｂが誘電されて、電流が発生し、図３Ａに示すように、電流がダイオード４８、抵抗５６、ダイオード５２、２次側コイル４６Ｂの順に流れ、負荷電流変動検出回路２０から所定の電圧が出力される。そして、この所定の電圧がオペアンプ５８に入力され、増幅された電圧（図２ではＶｃｏｎｔ）が制御回路２６から電磁誘導回路３４のＭＯＳスイッチ４４のゲートに入力され、所定の電圧がゲートに入力されると、ＭＯＳスイッチ４４のドレイン・ソース間が通電されてオンになるため、電磁誘導回路３４のインダクタンスは、第１のコイル３８のインダクタンスと等しくなる。従って、平滑化回路１６の電磁誘導回路３４のインダクタンスは小さくなる。
【００４３】
そして、パルス幅変調回路２２では、変動した負荷電流に基づいて、ドライブ回路２４を介して、スイッチング回路１４のスイッチングのパルス幅を狭小化させる。パルス幅が狭小化された出力を平滑化回路１６で平滑化するときに、電磁誘導回路３４のインダクタンスが小さくなっているため、負荷電流の変動に対して高速に過渡応答して、負荷に流れる電流の電圧（図２ではＶｏｕｔ）を低下させる。
【００４４】
そして、電源出力端１８に接続されている負荷が大きくなり、負荷電流Ｉｏｕｔが１００ｍＡから０ｍＡに変動すると、負荷電流変動検出回路２０の１次側コイル４６Ａに流れる電流が変動し、２次側コイル４６Ｂが誘電されて、電流が発生し、図３Ｂに示すように、電流がダイオード５０、抵抗５６、ダイオード５４、２次側コイル４６Ｂの順に流れ、負荷電流変動検出回路２０から所定の電圧が出力される。そして、この所定の電圧がオペアンプ５８に入力され、増幅された電圧Ｖｃｏｎｔが制御回路２６から電磁誘導回路３４のＭＯＳスイッチ４４のゲートに入力され、ＭＯＳスイッチ４４のドレイン・ソース間が通電されてオンになるため、電磁誘導回路３４のインダクタンスは、第１のコイル３８のインダクタンスと等しくなり、平滑化回路１６の電磁誘導回路３４のインダクタンスは小さくなる。
【００４５】
そして、パルス幅変調回路２２では、変動した負荷電流に基づいて、ドライブ回路２４を介して、スイッチング回路１４のスイッチングのパルス幅を広大化させる。パルス幅が広大化された出力を平滑化回路１６で平滑化するときに、電磁誘導回路３４のインダクタンスが小さくなっているため、負荷電流の変動に対して高速に過渡応答して、負荷に流れる電流の電圧Ｖｏｕｔを上昇させる。
【００４６】
次に、負荷電流が変動した場合に、制御回路２６から出力される電圧Ｖｃｏｎｔの変化のシミュレーション結果について図４Ａ及び図４Ｂを用いて説明する。図４Ａに示すように、０ｍＡから１００ｍＡに離散的に変動した場合には、電圧Ｖｃｏｎｔもほぼ離散的に変動しており、これによって、電磁誘導回路３４のインダクタンスを小さくし、平滑化回路１６の出力の高速な過渡応答を実現している。また、図４Ｂに示すように、０ｍＡから１００ｍＡに徐々に変動した場合には、電圧Ｖｃｏｎｔも徐々に変動しており、これによって、電磁誘導回路３４のインダクタンスを小さくし、平滑化回路１６の出力の高速な過渡応答を実現している。
【００４７】
次に、負荷電流が変動した場合に、スイッチング電源回路１０から出力された電圧の応答特性のシミュレーション結果について、図５を用いて説明する。電磁誘導回路３４のインダクタンスＬが１００μＨの場合、負荷電流が変動してからの応答時間（負荷電流の変動から電圧の変動がリップル電圧以内に収束するようになるまでにかかる時間）は１．４５ｍｓであり、電磁誘導回路３４のインダクタンスＬが１ｍＨの場合２．４５ｍｓである。一方、本実施の形態にかかるスイッチング電源回路１０において、負荷電流の変動を負荷電流変動検出回路２０で検出し、制御回路２６によってＭＯＳスイッチ４４がオンになり、電磁誘導回路３４のインダクタンスが１００μＨとなった場合、負荷電流が変動してからの応答時間は１．５４ｍｓであり、インダクタンスが固定的に小さい場合と同程度に短い過渡応答時間を確保している。
【００４８】
また、スイッチング電源回路１０から出力された電圧におけるリップル電圧の特性のシミュレーション結果について、図６を用いて説明する。電磁誘導回路３４のインダクタンスＬが１ｍＨの場合、リップル電圧は０．９４ｍＶｐｐ（ｍＶ ｐｅａｋ−ｔｏ−ｐｅａｋ：電圧波形における極小から極大までの電圧）であり、インダクタンスＬが１００μＨの場合、リップル電圧は３．２ｍＶｐｐである。一方、本実施の形態にかかるスイッチング電源回路１０において、負荷電流の変動がなく、制御回路２６によってＭＯＳスイッチ４４がオフとなり、電磁誘導回路３４の合成インダクタンスが１ｍＨとなった場合には、リップル電圧は２．８ｍＶｐｐであり、インダクタンスが固定的に大きい場合より、リップル電圧を低くすることができる。
【００４９】
以上説明したように、本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源回路によれば、平滑化回路にインダクタンスが変更可能な電磁誘導回路を備え、制御回路によって、負荷電流の変動量が所定量未満のときに電磁誘導回路のインダクタンスが大きくなるように電磁誘導回路を制御し、電流の変動量が所定量以上のときに電磁誘導回路のインダクタンスが小さくなるように電磁誘導回路を制御することにより、低リップル電圧であり、かつ、負荷電流の変動に対し高速に過渡応答することができる。
【００５０】
また、電磁誘導回路のＭＯＳスイッチをオンオフすることにより、電磁誘導回路のインダクタンスを制御することができる。
【００５１】
また、負荷電流変動検出回路により、負荷に流れる電流の変動を検出することができ、電流の変動に応じて電磁誘導回路のインダクタンスを制御することができる。
【００５２】
また、パルス幅変調回路によって、負荷に流れる電流に応じて、適切な電圧を出力することができる。
【００５３】
次に、本発明の第２の実施の形態について説明する。なお、第１の実施の形態と同様の部分については、同一の符号を付して説明を省略する。第２の実施の形態では、平滑化回路の電磁誘導回路の回路構成が第１の実施の形態とは異なっている。図７に示すように、第２の実施の形態に係るスイッチング電源回路１１０の平滑化回路１１６に設けられた電磁誘導回路１３４は、インダクタンスが比較的大きい（例えば、インダクタンスが１ｍＨ）第１のコイル１３８と直列回路１４０とが並列に接続されて構成されている。直列回路１４０は、第２のコイル１４２とＮＭＯＳトランジスタで構成されるＭＯＳスイッチ１４４とが直列に接続されて構成されており、ＭＯＳスイッチ１４４のドレインは電磁誘導回路１３４の一方の入力端に接続されており、ソースが第２のコイル１４２の一端と接続されている。また、ゲートが電磁誘導回路１３４の他方の入力端を介して、負荷電流変動検出回路２０の出力端に接続されている。なお、他の構成については、第１の実施の形態と同様であるので、説明を省略する。
【００５４】
次に、第２の実施の形態の作用について説明する。まず、負荷電流Ｉｏｕｔが０ｍAであり、負荷電流に変動がない場合には、負荷電流変動検出回路２０から出力される電圧が０となり、制御回路２６から電磁誘導回路１３４のＭＯＳスイッチ１４４のゲートには電圧が出力されず、ＭＯＳスイッチ１４４はオフとなり、電磁誘導回路１３４のインダクタンスは、第１のコイル１３８のインダクタンスと等しくなる。従って、平滑化回路１１６の電磁誘導回路１３４のインダクタンスは大きくなり、リップル電圧が低くなる。
【００５５】
次に、電源出力端１８に接続されている負荷が小さくなり、負荷電流Ｉｏｕｔが１００ｍAに変動すると、負荷電流変動検出回路２０から所定の電圧が出力され増幅された電圧Ｖｃｏｎｔが制御回路２６から電磁誘導回路１３４のＭＯＳスイッチ１４４のゲートに入力され、ＭＯＳスイッチ１４４のドレイン・ソース間が通電されてオンになるため、第１のコイル１３８のインダクタンスをＬ１、第２のコイル１４２のインダクタンスをＬ２とすると、電磁誘導回路１３４のインダクタンスは、以下の式によって求められる。
Ｌ＝１／(１／Ｌ１+１／Ｌ２)
従って、平滑化回路１１６の電磁誘導回路１３４のインダクタンスは小さくなる。
【００５６】
そして、パルス幅変調回路２２では、変動した負荷電流に基づいて、ドライブ回路２４を介して、スイッチング回路１４のスイッチングのパルス幅を狭小化させる。パルス幅が狭小化された出力を平滑化回路１６で平滑化するときに、電磁誘導回路１３４のインダクタンスが小さくなっているため、負荷電流の変動に対して高速に過渡応答して、負荷に流れる電流の電圧Ｖｏｕｔを低下させる。
【００５７】
次に、電源出力端１８に接続されている負荷が大きくなり、負荷電流Ｉｏｕｔが１００ｍＡから０ｍＡに変動すると、負荷電流変動検出回路２０から所定の電圧が出力され、増幅された電圧Ｖｃｏｎｔが制御回路２６から電磁誘導回路１３４のＭＯＳスイッチ１４４のゲートに入力され、ＭＯＳスイッチ１４４のドレイン・ソース間が通電されてオンになるため、電磁誘導回路３４のインダクタンスは、上記の式によって求められるインダクタンスとなり、平滑化回路１１６の電磁誘導回路１３４のインダクタンスは小さくなる。
【００５８】
そして、パルス幅変調回路２２では、変動した負荷電流に基づいて、ドライブ回路２４を介して、スイッチング回路１４のスイッチングのパルス幅を広大化させ、平滑化回路１１６では、電磁誘導回路１３４のインダクタンスが小さくなっているため、負荷電流の変動に対して高速に過渡応答して、負荷に流れる電流の電圧Ｖｏｕｔを低下させる。
【００５９】
以上説明したように、第２の実施の形態に係るスイッチング電源回路によれば、平滑化回路にインダクタンスが変更可能な電磁誘導回路を備え、制御回路によって、負荷電流の変動量が所定量未満のときに電磁誘導回路のインダクタンスが大きくなるように電磁誘導回路を制御し、電流の変動量が所定量以上のときに電磁誘導回路のインダクタンスが小さくなるように電磁誘導を制御することにより、低リップル電圧であり、かつ、負荷電流の変動に対し高速に過渡応答することができる。
【００６０】
次に、本発明の第３の実施の形態について説明する。なお、第１の実施の形態と同様の部分については、同一の符号を付して説明を省略する。第３の実施の形態では、平滑化回路の電磁誘導回路の回路構成が第１の実施の形態とは異なっている。図８に示すように、第３の実施の形態に係るスイッチング電源回路２１０の平滑化回路２１６に設けられた電磁誘導回路２３４は、切換スイッチ２３８とインダクタンスが比較的小さい（例えば、インダクタンスＬ＝１００μＨ）第１のコイル２４４と第１のコイル２４４のインダクタンスより大きいインダクタンス（例えば、インダクタンスＬ＝１ｍＨ）である第２のコイル２４８とから構成されている。切換スイッチ２３８は、ＮＭＯＳトランジスタ２４２とＰＭＯＳトランジスタ２４６とから構成されており、ＮＭＯＳトランジスタ２４２及びＰＭＯＳトランジスタ２４６のドレインは電磁誘導回路２３４の一方の入力端に接続されており、ＮＭＯＳトランジスタ２４２のソースが第１のコイル２４４に接続され、ＰＭＯＳトランジスタ２４６のソースが第２のコイル２４８に接続されている。また、ＮＭＯＳトランジスタ２４２及びＰＭＯＳトランジスタ２４６のゲートが電磁誘導回路２３４の他方の入力端を介して、負荷電流変動検出回路２０の出力端に接続されている。なお、他の構成については、第１の実施の形態と同様であるので、説明を省略する。
【００６１】
次に、第３の実施の形態の作用について説明する。まず、負荷電流Ｉｏｕｔが０ｍＡであり、負荷電流に変動がない場合には、負荷電流変動検出回路２０から出力される電圧が０となり、制御回路２６から電磁誘導回路２３４のＮＭＯＳトランジスタ２４２及びＰＭＯＳトランジスタ２４６のゲートには電圧が出力されないため、ＰＭＯＳトランジスタ２４６のドレイン・ソース間のみが通電されて、ＰＭＯＳトランジスタ２４６がオンになり、ＮＭＯＳトランジスタ２４２がオフになるため、電磁誘導回路２３４のインダクタンスは、第２のコイル２４４のインダクタンスと等しくなる。従って、平滑化回路２１６の電磁誘導回路２３４のインダクタンスは大きくなり、リップル電圧が低くなる。
【００６２】
次に、電源出力端１８に接続されている負荷が小さくなり、負荷電流Ｉｏｕｔが１００ｍAに変動すると、負荷電流変動検出回路２０から所定の電圧が出力され増幅された電圧Ｖｃｏｎｔが制御回路２６から電磁誘導回路２３４のＮＭＯＳトランジスタ２４２及びＰＭＯＳトランジスタ２４６のゲートに入力され、ＮＭＯＳトランジスタ２４２のドレイン・ソース間のみが通電されて、ＮＭＯＳトランジスタ２４２がオンになり、ＰＭＯＳトランジスタ２４６がオフになるため、電磁誘導回路２３４のインダクタンスは、第１のコイル２４４のインダクタンスと等しくなる。従って、平滑化回路２１６の電磁誘導回路２３４のインダクタンスは小さくなる。
【００６３】
そして、パルス幅変調回路２２では、変動した負荷電流に基づいて、ドライブ回路２４を介して、スイッチング回路１４のスイッチングのパルス幅を狭小化させる。パルス幅が狭小化された出力を平滑化回路２１６で平滑化するときに、電磁誘導回路２３４のインダクタンスが小さくなっているため、負荷電流の変動に対して高速に過渡応答して、負荷に流れる電流の電圧Ｖｏｕｔを低下させる。
【００６４】
次に、電源出力端１８に接続されている負荷が大きくなり、負荷電流Ｉｏｕｔが１００ｍＡから０ｍＡに変動すると、負荷電流変動検出回路２０から所定の電圧が出力され、増幅された電圧Ｖｃｏｎｔが制御回路２６から電磁誘導回路２３４のＮＭＯＳトランジスタ２４２及びＰＭＯＳトランジスタ２４６のゲートに入力され、ＮＭＯＳトランジスタ２４２のドレイン・ソース間のみが通電されてオンになり、ＰＭＯＳトランジスタ２４６のドレイン・ソース間は通電されずにオフになるため、電磁誘導回路２３４のインダクタンスは、第１のコイル２４４のインダクタンスと等しくなる。従って、平滑化回路２１６の電磁誘導回路２３４のインダクタンスは小さくなる。
【００６５】
そして、パルス幅変調回路２２では、変動した負荷電流に基づいて、ドライブ回路２４を介して、スイッチング回路１４のスイッチングのパルス幅を広大化させ、平滑化回路２１６では、電磁誘導回路２３４のインダクタンスが小さくなっているため、負荷電流の変動に対して高速に過渡応答して、負荷に流れる電流の電圧Ｖｏｕｔを低下させる。
【００６６】
以上説明したように、第３の実施の形態に係るスイッチング電源回路によれば、平滑化回路にインダクタンスが変更可能な電磁誘導回路を備え、制御回路によって、負荷電流の変動量が所定量未満のときに電磁誘導回路のインダクタンスが大きくなるように電磁誘導回路を制御し、電流の変動量が所定量以上のときに電磁誘導回路のインダクタンスが小さくなるように電磁誘導回路を制御することにより、低リップル電圧であり、かつ、負荷電流の変動に対し高速に過渡応答することができる。
【００６７】
また、電磁誘導回路のＰＭＯＳトランジスタ及びＮＭＯＳトランジスタのオンオフにより、電磁誘導回路のインダクタンスを変更することができる。
【００６８】
次に、第４の実施の形態について説明する。なお、第１の実施の形態と同様の部分については、同一符号を付して説明を省略する。
【００６９】
第４の実施の形態では、ＭＯＳスイッチのオン時間が所定時間継続するように調整された構成となっている点が第１の実施の形態と異なっている。
【００７０】
図９に示すように、第４の実施の形態に係るスイッチング電源回路３１０の制御回路３２６と平滑化回路１６との間に、保持回路３２８が設けられている。保持回路３２８は、スイッチ素子としてのＮＭＯＳトランジスタ３７０と、ＤＣ電源３７２と、コンデンサ３７４及び抵抗３７６から構成されるローパスフィルタ回路３７８とを備えている。
【００７１】
ＮＭＯＳトランジスタ３７０のゲートは、オペアンプ５８の出力端に接続され、ドレインは、ＤＣ電源３７２に接続され、ソースは、コンデンサ３７４の一端に接続されている。また、コンデンサ３７４の一端は、ＭＯＳスイッチ４４のゲートに接続されており、他端は、接地されている。また、抵抗３７６の一端は、ＭＯＳスイッチ４４のゲート及びコンデンサ３７４の一端に接続されており、他端は、接地されている。
【００７２】
次に、第４の実施の形態の作用について説明する。まず、電源出力端１８に接続されている負荷が小さくなり、負荷電流Ｉｏｕｔが０ｍＡから１００ｍＡに変動すると、負荷電流変動検出回路２０の１次側コイル４６Ａに流れる電流が変動し、２次側コイル４６Ｂが誘電されて、電流が発生し、負荷電流変動検出回路２０から所定の電圧が出力され、この所定の電圧がオペアンプ５８に入力されて増幅される。そして、増幅された電圧がオペアンプ５８からＮＭＯＳトランジスタ３７０のゲートに入力され、所定の電圧がゲートに入力されると、ＮＭＯＳトランジスタ３７０のドレイン・ソース間が通電されるため、ＤＣ電源３７２からコンデンサ３７４に所定電圧が印加されて、コンデンサ３７４が蓄電される。
【００７３】
そして、コンデンサ３７４に蓄電された電荷の電圧（図９のＶｃｏｎｔ）が、保持回路３２８の出力端から電磁誘導回路３４のＭＯＳスイッチ４４のゲートに入力され、所定の電圧がゲートに入力されると、ＭＯＳスイッチ４４のドレイン・ソース間が通電されてオンになるため、電磁誘導回路３４のインダクタンスは、第１のコイル３８のインダクタンスと等しくなり、平滑化回路１６の電磁誘導回路３４のインダクタンスは小さくなる。
【００７４】
そして、コンデンサ３７４に蓄電された電荷が抵抗３７６に放電され、コンデンサ３７４に蓄電された電荷の電圧Ｖｃｏｎｔが、所定電圧未満となると、ＭＯＳスイッチ４４のドレイン・ソース間がオフになり、通電しなくなるため、電磁誘導回路３４のインダクタンスは、第１のコイル３８のインダクタンスと第２のコイル４２のインダクタンスとの合成インダクタンスとなり、平滑化回路１６の電磁誘導回路３４のインダクタンスは大きくなる。従って、保持回路３２８によって、ＭＯＳスイッチ４４のドレイン・ソース間がオンになる状態が所定時間保持される。
【００７５】
次に、負荷電流が変動した場合に、保持回路３２８から出力される電圧Ｖｃｏｎｔ及びスイッチング電源回路３１０から出力された電圧の応答特性のシミュレーション結果について、図１０を用いて説明する。図１０に示すように、負荷電流が０ｍＡから１００ｍＡに離散的に変動した場合には、コントロール電圧Ｖｃｏｎｔもほぼ離散的に変動し、その後、徐々に電圧Ｖｃｏｎｔが低下している。これによって、電磁誘導回路３４のインダクタンスが小さくなる状態を所定時間保持する。なお、コンデンサ３７４の容量Ｃと抵抗３７６の抵抗値Ｒとによって、電圧Ｖｃｏｎｔが徐々に低下するときの傾きを調整して、保持時間を調整することができる。
【００７６】
また、負荷電流が変動してからの応答時間（負荷電流の変動から電圧の変動がリップル電圧以内に収束するようになるまでにかかる時間）は、電磁誘導回路のインダクタンスＬが固定的に低い場合（例えば３μＨの場合）とほぼ同等であり、また、負荷電流が変動した場合の振動電圧は、電磁誘導回路のインダクタンスＬが固定的に高い場合（例えば１００μＨの場合）よりも、小さくなっている。
【００７７】
具体的には、図１１Ａに示すように、電磁誘導回路３４のインダクタンスＬが１００μＨの場合、負荷電流が変動してからの応答時間は２．０ｍｓであり、一方、本実施の形態にかかるスイッチング電源回路３１０において、負荷電流の変動を負荷電流変動検出回路２０で検出し、制御回路３２６及び保持回路３２８によってＭＯＳスイッチ４４がオンになり、電磁誘導回路３４のインダクタンスが例えば３μＨとなった場合、図１１Ｂに示すように、負荷電流が変動してからの応答時間は１．２０ｍｓであり、インダクタンスが固定的になっている場合よりも短い過渡応答時間を確保している。
【００７８】
また、電磁誘導回路のインダクタンスＬが固定的に１００μＨの場合、負荷電流が変動したときの振動電圧は４０ｍＶであり、一方、本実施の形態にかかるスイッチング電源回路３１０において、負荷電流の変動を負荷電流変動検出回路２０で検出し、制御回路３２６及び保持回路３２８によってＭＯＳスイッチ４４がオンになり、電磁誘導回路３４のインダクタンスが例えば３μＨとなった場合の振動電圧は２３ｍＶであり、インダクタンスが固定的な場合より、振動電圧を低くすることができる。
【００７９】
また、スイッチング電源回路３１０から出力された電圧におけるリップル電圧の特性のシミュレーション結果について、図１２を用いて説明する。電磁誘導回路３４のインダクタンスＬが１００μＨの場合、リップル電圧は０．９ｍＶｐｐであり、インダクタンスＬが３μＨの場合、リップル電圧は４．７ｍＶｐｐである。一方、本実施の形態にかかるスイッチング電源回路３１０において、負荷電流の変動がなく、制御回路３２６及び保持回路３２８によってＭＯＳスイッチ４４がオフとなり、電磁誘導回路３４の合成インダクタンスが１００μＨとなった場合には、リップル電圧は１．２ｍＶｐｐであり、インダクタンスが固定的に大きい場合と同様に、リップル電圧を低くすることができる。
【００８０】
以上説明したように、第４の実施の形態に係るスイッチング電源回路によれば、保持回路によって、電磁誘導回路のインダクタンスが低くなるように制御する状態を、所定時間保持することができるため、電磁誘導回路のインダクタンスが低くなる時間を調整することができる。
【００８１】
なお、上記の実施の形態では、複数のコイルを組み合わせてインダクタンスを変更させる場合を例に説明したが、ＭＥＭＳ技術を用いたインダクタンスが可変なインダクタをスイッチング電源回路に用いて、インダクタンスを変更するようにしてもよい。
【００８２】
次に、第５の実施の形態について説明する。なお、第１の実施の形態と同様の構成となる部分については同一符号を付して説明を省略する。
【００８３】
第５の実施の形態では、負荷電流変動検出回路で検出された電流の変動に応じて、平滑化回路のコンデンサへ所定の電圧を印加するようになっている点が第１の実施の形態と異なっている。
【００８４】
マイクロプロセッサ用電源回路には、負荷電流の増大による低リップル（安定性）の要求、及び負荷電流の変動の増大による高速応答の要求がある。特に負荷の変動が生じた場合に高速応答が第一に要求されるが、低リップルも求められる。それらの要求から、従来の回路では困難であった負荷変動時における低リップルを実現する手法を本実施の形態では説明する。
【００８５】
図１３に示すように、第５の実施の形態に係るスイッチング電源回路４１０では、負荷電流変動検出回路４２０の３つの出力端のうち一つが、後述する電圧印加回路４２８の入力端に接続され、負荷電流変動検出回路４２０のもう一つの出力端が判定回路としての制御回路４２６の入力端に接続され、制御回路４２６の出力端が、電圧印加回路４２８の一方の入力端に接続されている。
【００８６】
また、電圧印加回路４２８の出力端が平滑化回路４１６の一方の入力端に接続されており、負荷電流変動検出回路４２０において検出された負荷電流の変動に応じて、電圧印加回路４２８から平滑化回路４１６に備えられたコンデンサに所定の電圧が印加されるようになっている。
【００８７】
次に、本発明の第５の実施の形態に係るスイッチング電源回路４１０の回路構成について図１４を用いて説明する。
【００８８】
平滑化回路４１６は、電磁誘導回路４３４とコンデンサ４３６とから構成され、電磁誘導回路４３４は、コイル４３８によって構成されている。コイル４３８の一端は、コンデンサ４３６の一端及び平滑化回路４１６の一方の入力端に接続され、コイル４３８の他端は、平滑化回路４１６の出力端に接続されている。また、平滑化回路４１６の他方の入力端は、コンデンサ４３６の他端に接続されている。
【００８９】
また、制御回路４２６は、オペアンプ５８を用いた非反転増幅器で構成されており、オペアンプ５８の非反転入力端が電圧印加回路４２８の一方の入力端に接続され、負荷電流変動検出回路４２０の抵抗５６に印加される電圧が非反転入力端に入力されるようになっており、また、オペアンプ５８の出力端が電圧印加回路４２８の一方の入力端に接続されている。
【００９０】
電圧印加回路４２８は、オペアンプ４７０を用いた非反転増幅器と、インバータ４７２とを備えており、オペアンプ４７０の非反転入力端が、電圧印加回路４２８の一つの入力端を介して、負荷電流変動検出回路４２０の２次側コイル４６Ｂの一端に接続されており、２次側コイル４６Ｂにおいて電流を発生したときの２次側コイル４６Ｂの一端の電圧が非反転入力端に入力されるようになっている。また、オペアンプ４７０の出力端がインバータ４７２の一方の入力端に接続されており、オペアンプ５８の出力端がインバータ４７２の他方の入力端に接続されている。
【００９１】
また、インバータ４７２の出力端は、オペアンプ４７４の非反転入力端に接続されており、オペアンプ４７４の出力端が、平滑化回路４１６のコンデンサ４３６の他端に接続されている。
【００９２】
なお、オペアンプ５８の増幅率は、抵抗６０及び抵抗６２の各抵抗値によって決定され、オペアンプ４７０の増幅率は、抵抗４７６及び抵抗４７８の各抵抗値によって決定される。
【００９３】
次に、第５の実施の形態に係るスイッチング電源回路４１０の作用について説明する。まず、電源出力端１８に接続されている負荷が小さくなり、負荷電流Ｉｏｕｔが０ｍＡから１００ｍＡに変動すると、出力電圧Ｖｏｕｔが大きく振動する。このとき、負荷電流変動検出回路２０の１次側コイル４６Ａに流れる電流が変動し、２次側コイル４６Ｂが誘電されて、電流が発生し、オペアンプ４７０の非反転入力端に正電圧が入力され、オペアンプ４７０から正電圧が増幅されてインバータ４７２に出力される。
【００９４】
また、負荷電流変動検出回路４２０から制御回路４２６に所定の電圧が出力され、この所定の電圧がオペアンプ５８に入力されて増幅されて、インバータ４７２に入力される。
【００９５】
そして、図１５に示すように、電流の増加方向の変動に合わせて、インバータ４７２は、オペアンプ４７４を介して、コンデンサ４３６の一端に正の電圧を印加する。
【００９６】
このとき、図１６Ａに示すように、コンデンサ４３６の一端の電圧を持ち上げることで、Ｑ＝ＣＶの関係により、コンデンサ４３６に蓄えられていた電荷が負荷に供給され、負荷での電圧ドロップを減少させる。
【００９７】
次に、電源出力端１８に接続されている負荷が大きくなり、負荷電流Ｉｏｕｔが１００ｍＡから０ｍＡに変動すると、出力電圧Ｖｏｕｔが大きく振動する。このとき、負荷電流変動検出回路２０の１次側コイル４６Ａに流れる電流が変動し、２次側コイル４６Ｂが誘電されて、電流が発生し、オペアンプ４７０の非反転入力端に負電圧が入力され、オペアンプ４７０から負電圧が増幅されてインバータ４７２に出力される。
【００９８】
また、負荷電流変動検出回路４２０から制御回路４２６に所定の電圧が出力され、この所定の電圧がオペアンプ５８に入力されて増幅されて、インバータ４７２に入力される。
【００９９】
そして、図１７に示すように、電流の減少方向の変動に合わせて、インバータ４７２は、オペアンプ４７４を介して、コンデンサ４３６の一端に負の電圧を印加する。
【０１００】
このとき、図１６Ｂに示すように、コンデンサ４３６の一端の電圧を持ち下げることで、Ｑ＝ＣＶの関係より、負荷に余分に溜まっている電荷をコンデンサ４３６で吸収し、負荷での電圧ドロップを減少させる。
【０１０１】
上記の動作により、負荷における電荷量の変化を抑制し、負荷変動時の振動電圧、つまりリップル電圧を減少させることができる。ここで、負荷電流Ｉｏｕｔが増加方向に変動した場合におけるコンデンサ４３６の一端に印加する電圧Ｖｒ及び出力電圧Ｖｏｕｔの変化のシミュレーション結果について図１８を用いて説明する。
【０１０２】
負荷電流Ｉｏｕｔが０Ａから５００ｍＡまで変化した時に、コンデンサに電圧を印加しない場合、振動電圧が２５３ｍＶとなっている。一方、コンデンサ４３６の一端の電圧を０Ｖから０．１Ｖに持ち上げた場合、振動電圧が１８０ｍＶとなっている。これにより、コンデンサ４３６の一端の電圧を持ち上げると、振動電圧が小さくなることがわかる。特に、負荷変動直後の出力電圧Ｖｏｕｔは、コンデンサに電圧を印加しない場合には、２．３１Ｖまで下がるのに対し、コンデンサ４３６の一端の電圧を持ち上げた場合には、２．３５Ｖと４０ｍＶ程度高くなることがわかる。
【０１０３】
また、負荷電流Ｉｏｕｔが減少方向に変動した場合におけるコンデンサ４３６に印加する電圧Ｖｒ及び出力電圧Ｖｏｕｔの変化のシミュレーション結果について図１９を用いて説明する。
【０１０４】
負荷電流Ｉｏｕｔが５００ｍＡから０Ａまで変化した時に、コンデンサに電圧を印加しない場合、振動電圧が２５６ｍＶとなっている。一方、コンデンサ４３６の一端の電圧を０Ｖから−０．１Ｖに持ち下げた場合、振動電圧が１８０ｍＶとなっている。これにより、コンデンサ４３６の一端の電圧を持ち下げると、振動電圧が小さくなることがわかる。特に、負荷変動直後の出力電圧Ｖｏｕｔは、コンデンサに電圧を印加しない場合には、２．６９Ｖまで上がるのに対し、コンデンサ４３６の一端の電圧を持ち下げた場合には、２．６４Ｖと５０ｍＶ程度低くなることがわかる。
【０１０５】
以上説明したように、第５の実施の形態に係るスイッチング電源回路によれば、負荷変動が起こり、電流が増加方向に大きく変動した場合や、減少方向に大きく変動した場合に、コンデンサに正電圧又は負電圧を印加して、コンデンサの一端の電圧を持ち上げたり、持ち下げたりすることにより、コンデンサと負荷との間で電荷の供給又は吸収を行って、負荷における電荷量の変動を抑えて、振動電圧を抑えることができるため、低リップル電圧を実現することができる。
【０１０６】
なお、上記の実施の形態では、負荷電流が変動する時にコンデンサに電圧を印加する場合を例に説明したが、ＭＥＭＳ技術を用いた容量が可変なキャパシタをスイッチング電源回路に用いて、負荷からの電荷への供給と吸収とを行うようにしてもよい。
【０１０７】
次に、第６の実施の形態について説明する。なお、第１の実施の形態、第４の実施の形態、及び第５の実施の形態と同一の構成については、同一符号を付して説明を省略する。
【０１０８】
第６の実施の形態では、ＭＯＳスイッチがオンされる状態が所定時間保持されるように調整された構成となっている点と、電磁誘導回路が、コイルとスイッチ付きのコイルとを直列に接続して構成されている点とが第５の実施の形態と異なっている。
【０１０９】
図２０に示すように、第６の実施の形態に係るスイッチング電源回路５１０は、制御回路５２６と平滑化回路５１６との間に、保持回路３２８が設けられており、また、負荷電流変動検出回路４２０の３つの出力端のうち１つは、電圧印加回路４２８の入力端に接続され、負荷電流変動検出回路４２０のもう一つの出力端は、制御回路５２６の入力端に接続されている。
【０１１０】
なお、他の構成は、第１の実施の形態、第４の実施の形態、及び第５の実施の形態と同一であるため、説明を省略する。
【０１１１】
次に、第６の実施の形態に係るスイッチング電源回路５１０の作用について説明する。まず、電源出力端１８に接続されている負荷が小さくなり、負荷電流Ｉｏｕｔが０ｍＡから１００ｍＡに変動すると、負荷電流変動検出回路４２０の２次側コイル４６Ｂが誘電されて、オペアンプ４７０から正電圧が増幅されてインバータ４７２に出力される。また、負荷電流変動検出回路４２０から制御回路５２６に所定の電圧が出力され、この所定の電圧がオペアンプ５８に入力されて増幅されて、インバータ４７２に入力される。
【０１１２】
そして、負荷電流の増加方向の変動に合わせて、インバータ４７２は、オペアンプ４７４を介して、コンデンサ４３６の一端に正の電圧を印加する。
【０１１３】
また、増幅された電圧がオペアンプ５８からＮＭＯＳトランジスタ３７０のゲートに入力され、ＮＭＯＳトランジスタ３７０のドレイン・ソース間が通電されると、所定の電圧Ｖｃｏｎｔが保持回路３２８の出力端から電磁誘導回路３４のＭＯＳスイッチ４４のゲートに入力されて、ＭＯＳスイッチ４４がオンになり、電磁誘導回路３４のインダクタンスは、第１のコイル３８のインダクタンスと等しくなり、平滑化回路５１６の電磁誘導回路３４のインダクタンスは小さくなる。
【０１１４】
そして、コンデンサ３７４に蓄電された電荷が抵抗３７６に放電され、コンデンサ３７４に蓄電された電荷の電圧Ｖｃｏｎｔが、所定電圧未満となると、ＭＯＳスイッチ４４のドレイン・ソース間がオフになり、通電しなくなり、平滑化回路５１６の電磁誘導回路３４のインダクタンスは大きくなる。
【０１１５】
また、電源出力端１８に接続されている負荷が大きくなり、負荷電流Ｉｏｕｔが１００ｍＡから０ｍＡに変動すると、負荷電流変動検出回路２０の２次側コイル４６Ｂが誘電されて、オペアンプ４７０の非反転入力端に負電圧が入力され、オペアンプ４７０から負電圧が増幅されてインバータ４７２に出力される。
【０１１６】
また、負荷電流変動検出回路４２０から制御回路４２６に所定の電圧が出力され、この所定の電圧がオペアンプ５８に入力されて増幅されて、インバータ４７２に入力されて、電流の減少方向の変動に合わせて、インバータ４７２は、オペアンプ４７４を介して、コンデンサ４３６の一端に負の電圧を印加する。
【０１１７】
また、増幅された電圧がオペアンプ５８からＮＭＯＳトランジスタ３７０のゲートに入力され、ＮＭＯＳトランジスタ３７０のドレイン・ソース間が通電されると、所定の電圧Ｖｃｏｎｔが、保持回路３２８の出力端から電磁誘導回路３４のＭＯＳスイッチ４４のゲートに入力されて、ＭＯＳスイッチ４４がオンとなり、電磁誘導回路３４のインダクタンスは、第１のコイル３８のインダクタンスと等しくなり、平滑化回路５１６の電磁誘導回路３４のインダクタンスは小さくなる。
【０１１８】
そして、コンデンサ３７４に蓄電された電荷が抵抗３７６に放電され、コンデンサ３７４に蓄電された電荷の電圧Ｖｃｏｎｔが、所定電圧未満となると、ＭＯＳスイッチ４４のドレイン・ソース間がオフになり、通電しなくなり、平滑化回路５１６の電磁誘導回路３４のインダクタンスは大きくなる。
【０１１９】
次に、負荷電流が増加方向に変動した場合に、スイッチング電源回路５１０から出力された電圧の応答特性のシミュレーション結果について、図２１を用いて説明する。電磁誘導回路３４のインダクタンスＬが３０μＨの場合、負荷電流が変動してからの応答時間は２．４ｍｓであり、電磁誘導回路３４のインダクタンスＬが０．５μＨの場合、０．５ｍｓである。一方、本実施の形態にかかるスイッチング電源回路５１０において、負荷電流の変動を負荷電流変動検出回路４２０で検出し、制御回路５２６及び保持回路３２８によってＭＯＳスイッチ４４がオンになり、電磁誘導回路３４のインダクタンスが１．５μＨとなり、また、電圧印加回路４２８によってコンデンサ４３６の電圧を持ち上げた場合、負荷電流が変動してからの応答時間は２ｍｓであり、インダクタンスが固定的に大きい場合よりも短い過渡応答時間を確保している。
【０１２０】
また、スイッチング電源回路５１０から出力された電圧におけるリップル電圧の特性のシミュレーション結果について、図２２を用いて説明する。電磁誘導回路３４のインダクタンスＬが３０μＨの場合、リップル電圧は１．８ｍＶｐｐであり、インダクタンスＬが０．５μＨの場合、リップル電圧は７ｍＶｐｐである。一方、本実施の形態にかかるスイッチング電源回路５１０において、負荷電流の変動がなく、制御回路５２６及び保持回路３２８によってＭＯＳスイッチ４４がオフとなり、電磁誘導回路３４の合成インダクタンスが３０μＨとなった場合には、リップル電圧は０．６ｍＶｐｐであり、インダクタンスが固定的に大きい場合より、リップル電圧を低くすることができる。
【０１２１】
次に、負荷電流が減少方向に変動した場合に、スイッチング電源回路５１０から出力された電圧の応答特性のシミュレーション結果について、図２３を用いて説明する。電磁誘導回路３４のインダクタンスＬが３０μＨの場合、負荷電流が変動してからの応答時間は２．６ｍｓであり、電磁誘導回路３４のインダクタンスＬが０．５μＨの場合、０．５ｍｓである。一方、本実施の形態にかかるスイッチング電源回路５１０において、負荷電流の変動を負荷電流変動検出回路４２０で検出し、制御回路５２６及び保持回路３２８によってＭＯＳスイッチ４４がオンになり、電磁誘導回路３４のインダクタンスが０．５μＨとなり、また、電圧印加回路４２８によってコンデンサ４３６の電圧を持ち下げた場合、負荷電流が変動してからの応答時間は２．２ｍｓであり、インダクタンスが固定的に大きい場合よりも短い過渡応答時間を確保している。
【０１２２】
また、スイッチング電源回路５１０から出力された電圧におけるリップル電圧の特性のシミュレーション結果について、図２４を用いて説明する。電磁誘導回路３４のインダクタンスＬが３０μＨの場合、リップル電圧は０．７ｍＶｐｐであり、インダクタンスＬが０．５μＨの場合、リップル電圧は８ｍＶｐｐである。一方、本実施の形態にかかるスイッチング電源回路５１０において、負荷電流の変動がなく、制御回路５２６及び保持回路３２８によってＭＯＳスイッチ４４がオフとなり、電磁誘導回路３４の合成インダクタンスが３０μＨとなった場合には、リップル電圧は０．５ｍＶｐｐであり、インダクタンスが固定的に大きい場合より、リップル電圧を低くすることができる。
【０１２３】
以上説明したように、第６の実施の形態に係るスイッチング電源回路によれば、負荷変動が起こり、電流が増加方向に大きく変動した場合や、減少方向に大きく変動した場合に、コンデンサの一端の電圧を持ち上げたり、持ち下げたりすることにより、コンデンサと負荷との間で電荷の供給又は吸収を行って、振動電圧を抑えることができるため、低リップル電圧を実現することができる。
【０１２４】
また、保持回路によって、電磁誘導回路のインダクタンスが低くなるように制御する状態を、所定時間保持することができるため、電磁誘導回路のインダクタンスが低くなる時間を調整することができる。
【０１２５】
なお、上記の実施の形態では、複数のコイルを組み合わせてインダクタンスを変更させると共に、負荷電流が変動する時にコンデンサに電圧を印加する場合を例に説明したが、ＭＥＭＳ技術を用いたインダクタンスが可変なインダクタとＭＥＭＳ技術を用いた容量が可変なキャパシタとをスイッチング電源回路に用いて、インダクタンスの変更及び負荷からの電荷への供給と吸収とを実現するようにしてもよい。
【産業上の利用可能性】
【０１２６】
マイクロプロセッサ用の電源装置に適用することによって、マイクロプロセッサ用の電源装置を制御することができる。
【図面の簡単な説明】
【０１２７】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源回路の構成を示す概略図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【図３Ａ】負荷電流が増加した場合における本発明の第１の実施の形態に係る負荷電流変動検出回路及び制御回路の動作を示す回路図である。
【図３Ｂ】負荷電流が減少した場合における本発明の第１の実施の形態に係る負荷電流変動検出回路及び制御回路の動作を示す回路図である。
【図４Ａ】負荷電流が離散的に変動した場合における本発明の第１の実施の形態に係る負荷電流変動検出回路のシミュレーション結果を示すグラフである。
【図４Ｂ】負荷電流が徐々に変動した場合における本発明の第１の実施の形態に係る負荷電流変動検出回路のシミュレーション結果を示すグラフである。
【図５】本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源回路の応答特性を示すグラフである。
【図６】本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源回路のリップル電圧特性を示すグラフである。
【図７】本発明の第２の実施の形態に係るスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【図８】本発明の第３の実施の形態に係るスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【図９】本発明の第４の実施の形態に係るスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【図１０】本発明の第４の実施の形態に係るスイッチング電源回路の負荷電流変動、コントロール電圧、及び出力電圧の変化を示すグラフである。
【図１１Ａ】従来回路の応答特性を示すグラフである。
【図１１Ｂ】本発明の第４の実施の形態に係るスイッチング電源回路の応答特性を示すグラフである。
【図１２】本発明の第４の実施の形態に係るスイッチング電源回路のリップル電圧特性を示すグラフである。
【図１３】本発明の第５の実施の形態に係るスイッチング電源回路の構成を示す概略図である。
【図１４】本発明の第５の実施の形態に係るスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【図１５】本発明の第５の実施の形態に係る電圧印加回路のシミュレーション結果を示すグラフである。
【図１６Ａ】負荷電流が増加方向に変動した場合における本発明の第５の実施の形態に係る電圧印加回路及びコンデンサの動作を示す回路図である。
【図１６Ｂ】負荷電流が減少方向に変動した場合における本発明の第５の実施の形態に係る電圧印加回路及びコンデンサの動作を示す回路図である。
【図１７】本発明の第５の実施の形態に係る電圧印加回路のシミュレーション結果を示すグラフである。
【図１８】本発明の第５の実施の形態に係るスイッチング電源回路において、負荷電流が増加方向に変動したときの負荷電流変動、コントロール電圧、及び出力電圧の変化を示すグラフである。
【図１９】本発明の第５の実施の形態に係るスイッチング電源回路において、負荷電流が減少方向に変動したときの負荷電流変動、コントロール電圧、及び出力電圧の変化を示すグラフである。
【図２０】本発明の第６の実施の形態に係るスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【図２１】本発明の第６の実施の形態に係るスイッチング電源回路において、負荷電流が増加方向に変動したときの負荷電流変動及び出力電圧の変化を示すグラフである。
【図２２】本発明の第６の実施の形態に係るスイッチング電源回路において、負荷電流が増加方向に変動したときのリップル電圧特性を示すグラフである。
【図２３】本発明の第６の実施の形態に係るスイッチング電源回路において、負荷電流が減少方向に変動したときの負荷電流変動及び出力電圧の変化を示すグラフである。
【図２４】本発明の第６の実施の形態に係るスイッチング電源回路において、負荷電流が減少方向に変動したときのリップル電圧特性を示すグラフである。
【符号の説明】
【０１２８】
１０、１１０、２１０、３１０、４１０、５１０ スイッチング電源回路
１２ ＤＣ電源
１４ スイッチング回路
１６、１１６、２１６、４１６、５１６ 平滑化回路
２０、４２０ 負荷電流変動検出回路
２２ パルス幅変調回路
２４ ドライブ回路
２６、３２６、４２６、５２６ 制御回路
３０ ＰＭＯＳトランジスタ
３２ ＮＭＯＳトランジスタ
３４、１３４、２３４、４３４ 電磁誘導回路
３６、４３６ コンデンサ
３８、１３８、２４４ 第１のコイル
４０ 並列回路
４２、１４２、２４８ 第２のコイル
４４、１４４ ＭＯＳスイッチ
４６ トランス
４６Ａ １次側コイル
４６Ｂ ２次側コイル
４８、５０、５２、５４ ダイオード
５６ 抵抗
５８ オペアンプ
１４０ 直列回路
２３８ 切換スイッチ
２４２ ＮＭＯＳトランジスタ
２４６ ＰＭＯＳトランジスタ
３２８ 保持回路
３７０ ＮＭＯＳトランジスタ
３７２ ＤＣ電源
３７４ コンデンサ
３７６ 抵抗
３７８ ローパスフィルタ回路
４２８ 電圧印加回路
４７０ オペアンプ
４７２ インバータ
【図１】
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【図２】
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【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
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【図４Ａ】
0004644826.tif 000006
【図４Ｂ】
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【図５】
0004644826.tif 000008
【図６】
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【図７】
0004644826.tif 000010
【図８】
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【図９】
0004644826.tif 000012
【図１０】
0004644826.tif 000013
【図１１Ａ】
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【図１１Ｂ】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
0004644826.tif 000018
【図１５】
0004644826.tif 000019
【図１６Ａ】
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【図１６Ｂ】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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