(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
永久磁石同期電動機を駆動する電力変換器の出力電圧が所定値となるようにｄ軸電流指令値を演算するベクトル制御装置において、
制御の基準軸とモータの基準軸との偏差である位相誤差又は前記位相誤差の正弦信号と、ｄ軸電流指令値又はｄ軸電流検出値との乗算値で、ｑ軸電流指令値を修正することを特徴とする永久磁石同期電動機の弱め界磁ベクトル制御装置。
【請求項２】
永久磁石同期電動機を駆動する電力変換器の出力電圧が所定値となるようにｄ軸電流指令値を演算するベクトル制御装置において、
速度指令値と速度演算値の偏差である速度誤差の微分演算値と、ｄ軸電流指令値又はｄ軸電流検出値との乗算値で、ｑ軸電流指令値を修正することを特徴とする永久磁石同期電動機の弱め界磁ベクトル制御装置。
【請求項３】
請求項１において、
電力変換器の出力電圧指令値は、第１のｄ軸およびｑ軸の電流指令値と電流検出値から演算した第２の電流指令値，電動機定数および周波数演算値とにより演算することを特徴とする永久磁石同期電動機の弱め界磁ベクトル制御装置。
【請求項４】
請求項２において、
電力変換器の出力電圧指令値は、第１のｄ軸およびｑ軸の電流指令値と電流検出値から演算した第２の電流指令値，電動機定数および周波数演算値とにより演算することを特徴とする永久磁石同期電動機の弱め界磁ベクトル制御装置。
【請求項５】
請求項１において、
電力変換器の出力電圧指令値は、ｄ軸およびｑ軸の電流指令値と電流検出値とから演算することを特徴とする永久磁石同期電動機の弱め界磁ベクトル制御装置。
【請求項６】
請求項２において、
電力変換器の出力電圧指令値は、ｄ軸およびｑ軸の電流指令値と電流検出値とから演算することを特徴とする永久磁石同期電動機の弱め界磁ベクトル制御装置。
【請求項７】
請求項１において、
前記位相誤差とは、ｄ軸およびｑ軸の電圧指令値と検出した電動機電流とにより演算することを特徴とする永久磁石同期電動機の弱め界磁ベクトル制御装置。
【請求項８】
請求項２において、
前記速度誤差とは、ｄ軸およびｑ軸の電圧指令値と検出した電動機電流とにより位相誤差を推定し、前記位相誤差が零となるように求めた演算値と速度指令値との偏差であることを特徴とする永久磁石同期電動機の弱め界磁ベクトル制御装置。
【請求項９】
請求項１において、
電動機電流は、電力変換器の入力直流母線電流検出値から電動機電流を再現した電流であることを特徴とする永久磁石同期電動機の弱め界磁ベクトル制御装置。
【請求項１０】
請求項２において、
電動機電流は、電力変換器の入力直流母線電流検出値から電動機電流を再現した電流であることを特徴とする永久磁石同期電動機の弱め界磁ベクトル制御装置。
【請求項１１】
永久磁石同期電動機を駆動する電力変換器の出力電圧が所定値となるようにｄ軸電流指令値を演算するベクトル制御装置において、制御の基準軸とモータの基準軸との偏差である位相誤差又は前記位相誤差の正弦信号と、ｄ軸電流指令値又はｄ軸電流検出値との乗算値で、ｑ軸電流指令値を修正することを特徴とする永久磁石同期電動機の弱め界磁ベクトル制御装置と、
直流を交流に変換する電力変換器とを有することを特徴とするモジュール。
【請求項１２】
請求項２の前記ベクトル制御装置と、直流を交流に変換する電力変換器とを有することを特徴とするモジュール。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、永久磁石同期電動機の弱め界磁域のベクトル制御方式に関する。
【背景技術】
【０００２】
弱め界磁域のベクトル制御方式の従来の技術としては、特開平８−１８２３９８号公報記載のｄ軸電流指令値をテーブル化してｄ軸およびｑ軸の電流制御を比例演算方式にする方法や、特開２００２−９５３００号公報記載のように、ｄ軸およびｑ軸の電流制御部から電動機の端子電圧を求め、端子電圧の指令値と前記端子電圧の偏差を比例・積分演算で、前記ｄ軸電流指令値を演算する方法がある。
【０００３】
【特許文献１】特開平８−１８２３９８号公報
【特許文献２】特開２００２−９５３００号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、特開平８−１８２３９８号公報記載の方法では、電流制御が比例演算方式であるため、電流指令値通りの電流が発生せず、トルク精度が劣化し、特開２００２−９５３００号公報記載の方法では、ｄ軸電流指令の発生が遅いことから、トルク応答が劣化する傾向がある。
【０００５】
本発明の目的は、弱め界磁制御域においても、高精度・高応答・高安定なトルク制御を実現できる永久磁石同期電動機の弱め界磁ベクトル制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明は、弱め界磁制御によって演算されるｄ軸電流指令値あるいは電流検出値と、制御の基準軸とモータの基準軸との偏差である位相誤差の正弦信号あるいは位相誤差との乗算値で、ｑ軸電流指令値を修正することである。
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、弱め域界磁においても、高精度・高応答・高安定なトルク制御を実現できる永久磁石同期電動機の弱め界磁ベクトル制御装置を提供できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
以下、図面を用いて本発明の実施例を詳細に説明する。
【０００９】
（第１の実施例）
図１は、本発明の一実施例である永久磁石同機電動機の弱め界磁ベクトル制御装置の構成例を示す。
１は永久磁石同期電動機、
２は３相交流の電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ* に比例した電圧を出力する電力変換器、
２１は直流電源、
３は３相交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出できる電流検出器、
４は電動機の位置θを検出できるホールＩＣやホール素子を用いた位置検出器、
５は回転位相指令θｃ*と位置検出値θの偏差である軸誤差Δθから周波数指令値ω1*を演算する周波数演算部、
６は周波数指令値ω1*を積分演算して電動機の回転位相指令θｃ*を出力する位相演算部、
７は前記３相交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの検出値Ｉｕｃ，Ｉｖｃ，Ｉｗｃと回転位相指令θｃ*からｄ軸およびｑ軸の電流検出値Ｉｄｃ，Ｉｑｃを出力する座標変換部、
８は速度指令値ωr*と周波数指令値ω1*の偏差から第１のｑ軸電流指令値Ｉｑ* を演算する速度制御演算部、
９は弱め界磁域における出力電圧指令Ｖ1*refと出力電圧Ｖ1* の偏差から第１のｄ軸電流指令値Ｉｄ*を演算する弱め界磁指令演算部、
１０は第１のｄ軸電流指令値Ｉｄ*と前記軸誤差Δθの正弦信号からｑ軸電流指令値Ｉｑ*を補正する信号ΔＩｑ*1を出力する安定化演算部、
１１は第１のｑ軸電流指令値Ｉｑ*から前記ΔＩｑ*1を減算した新しいｑ軸電流指令値
Ｉｑ*′ とｑ軸電流検出値Ｉｑｃの偏差に応じて第２のｑ軸電流指令値Ｉｑ**を出力するｑ軸電流指令演算部、
１２は第１のｄ軸電流指令値Ｉｄ* とｄ軸電流検出値Ｉｄｃの偏差に応じて第２のｄ軸電流指令値Ｉｄ**を出力するｄ軸電流指令演算部、
１３は電動機１の電気定数と第２の電流指令値Ｉｄ**，Ｉｑ**および周波数指令値ω1*に基づいて電圧指令値Ｖｄｃ*，Ｖｑｃ*を演算する電圧ベクトル演算部、
１４は電圧指令値Ｖｄｃ*，Ｖｄｃ*から電力変換器の出力電圧Ｖ1*を演算する出力電圧演算部、
１５は電圧指令値Ｖｄｃ*，Ｖｄｃ*と回転位相指令θｃ*から３相交流の電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を出力する座標変換部である。
【００１０】
最初に、本発明の特徴である安定化演算部１０を用いたベクトル制御方式の電圧制御と位相制御の基本動作について説明する。
【００１１】
電圧制御では、図１中の出力電圧演算部１４において、（数１）で示すように、ｄ軸およびｑ軸の電圧指令値Ｖｄｃ*，Ｖｑｃ*を用いて、出力電圧Ｖ1*が演算される。
【００１２】
【数１】
0004655871.tif 000002
【００１３】
弱め界磁指令演算部９では、出力電圧Ｖ1*が、界磁弱め域における出力電圧指令値
Ｖ1*refに一致するように、第１のｄ軸電流指令値Ｉｄ*を演算する。
【００１４】
また、電圧ベクトル演算部１３では、第２のｄ軸およびｑ軸の電流指令値Ｉｄ**，
Ｉｑ**とモータ定数を用いて、ｄ軸およびｑ軸の電圧指令値Ｖｄｃ*，Ｖｑｃ*を、(数２)に従い演算し、変換器出力電圧を制御する。
【００１５】
【数２】
0004655871.tif 000003
ここに、
Ｒ*    ：抵抗の設定値
Ｋｅ*  ：誘起電圧定数の設定値
Ｌｄ*  ：ｄ軸インダクタンスの設定値    
Ｌｑ*  ：ｑ軸インダクタンスの設定値
【００１６】
一方、位相制御では、位置検出器４において、モータの位置を検出し、位置検出値θを得る。周波数演算部５では、回転位相指令θｃ* と位置検出値θの偏差である軸誤差Δθ（＝θｃ*−θ）が零となるように、比例・積分演算を行い周波数指令値ω1* を演算する。位相演算部６では、周波数指令値ω1*を積分演算して回転位相指令θｃ* を制御する。
【００１７】
以上が、電圧制御と位相制御の基本動作である。
【００１８】
次に、安定化演算部１０について説明する。
【００１９】
安定化演算部１０では、（数３）に従いｄ軸電流指令値Ｉｄ*と軸誤差Δθの正弦信号との乗算値である安定化信号ΔＩｑ*1を出力する。
【００２０】
【数３】
0004655871.tif 000004
【００２１】
次に、本発明のもたらす作用効果について、本実施例により説明する。
【００２２】
図１の制御装置において、弱め界磁指令演算部９により、ｄ軸電流指令値Ｉｄ* を発生させた制御特性のみについて考える「安定化演算なしの場合（ΔＩｑ*1＝０）」。
【００２３】
図２に、安定化演算なしの場合（ΔＩｑ*1＝０）における運転特性を示す。図２では、低速度域から最高回転数まで加速し、１００［％］の負荷トルクを与えると、弱め界磁域のＡ領域において、モータ速度ωr に振動が発生している。
【００２４】
また、この状態で回転数を下げると、弱め界磁域から抜けて、振動が無くなる様子がわかる。この振動が原因で、「騒音」や「過電流による運転停止」に至る問題がある。
【００２５】
次に、この原因について説明する。モータと機械負荷の合成イナーシャ値が小さい場合、多少のトルク変動でも、モータの位置は変動する。
【００２６】
回転位相指令θｃ*と位置検出値θの偏差である軸誤差Δθ（＝θｃ*−θ）が存在する場合、モータ軸（ｄ−ｑ）から制御側（ｄｃ−ｑｃ）への座標変換行列は、（数４）となり、
【００２７】
【数４】
0004655871.tif 000005
【００２８】
ｄ軸およびｑ軸の電流検出値Ｉｄｃ，Ｉｑｃは（数５）で示すことができる。
【００２９】
【数５】
0004655871.tif 000006
【００３０】
(数５）より、ｑ軸電流検出値Ｉｑｃには、モータ軸上のｄ軸電流Ｉｄの情報が入っていることがわかる。
【００３１】
ここで、軸誤差Δθが存在する場合において、速度指令値ωr*から周波数指令値ω1*までの閉ループ伝達関数Ｇasr（ｓ）を求めると、
【００３２】
【数６】
0004655871.tif 000007
ここに、
Ｋｓｐ  ：速度制御比例ゲイン、        Ｋｓｉ：速度制御積分ゲイン
Ｋｃｐ  ：周波数演算部比例ゲイン、    Ｋｃｉ：周波数演算部積分ゲイン
Ｐｍ  ：極対数、                    Ｋｔ  ：トルク係数
ωACR   ：電流制御応答角周波数、      Ｊ    ：イナーシャ値    
【００３３】
（数６）において、このフィードバックループが安定であるための安定条件は、(数７)となる。（数７）の１，２行目は常に「正極性」であるが、
【００３４】
【数７】
0004655871.tif 000008
３行目のｄ軸電流Ｉｄは、弱め界磁域では、「負極性」となるので、安定であるための条件は（数８）のようになる。
【００３５】
【数８】
0004655871.tif 000009
【００３６】
周波数演算部５の積分ゲインＫｃｉを、（数９）のように設定したとする。
【００３７】
【数９】
0004655871.tif 000010
ここで、Ｎは周波数演算部５の比例・積分ゲインの折れ点比である。
【００３８】
（数８）,（数９）より制御応答周波数ＦPLLについて整理すると、（数１０）を得ることができる。
【００３９】
【数１０】
0004655871.tif 000011
【００４０】
つまり、フィードバックループが安定であるためには、最大のｄ軸電流Ｉｄを見込んで、周波数演算部５に設定する制御応答周波数ＦPLL を、（数１０）を満足するように設定する必要がある。
【００４１】
しかし、イナーシャＪが小さい場合は、制御応答周波数ＦPLL を大きく設定する必要があり、マイコンの演算周期時間などの関係から無限に大きくすることは不可能である。
【００４２】
そこで、周波数演算部５に設定する制御応答周波数ＦPLL とは無関係に、弱め界磁域の安定化を実現できる安定化演算部１０を設ける。
【００４３】
安定化演算部１０では、軸誤差Δθが発生した場合におけるｄ軸電流Ｉｄの成分値をｑ軸の電流指令値Ｉｑ*から予め減算し、ｑ軸電流指令演算部１１への入力指令信号Ｉｑ*′とする。
【００４４】
入力信号Ｉｑ*′は、（数１１）に示すようになる。
【００４５】
【数１１】
0004655871.tif 000012
【００４６】
すると、ｑ軸電流指令演算部１１には、（数１２）で示すように、Ｉｑ*′とＩｑｃの偏差信号が入力されるようになる。
【００４７】
【数１２】
0004655871.tif 000013
【００４８】
ｄ軸電流指令演算部１２では、ｄ軸電流検出値Ｉｄｃが指令値Ｉｄ* に一致するように制御されるので、Ｉｄ*＝Ｉｄｃ。また、Δθの振動成分について着目し、cosΔθ≒０，sinΔθ≒Δθの近似を用いると、
【００４９】
【数１３】
0004655871.tif 000014
【００５０】
（数１３）からわかるように、モータ軸上のｄ軸電流Ｉｄの情報をキャンセルできている。
【００５１】
つまり、（数１１）の演算を行うことにより、（数６）で示すループは消滅し、安定な弱め界磁制御を実現することができる。
【００５２】
この安定化補償を行った場合の特性を図３に示す。
【００５３】
本安定化補償を追加することにより、弱め界磁域でも、安定に動作している様子がわかる。
【００５４】
本実施例では、安定化演算部１０において、ｄ軸電流指令値Ｉｄ* と軸誤差Δθの正弦信号を用いて、安定化信号ΔＩｑ*1を演算しているが、この代わりに、ｄ軸電流検出値
Ｉｄｃや軸誤差Δθをそのまま用いても、同様の効果を得ることができる。
【００５５】
（第２の実施例）
図４は、本発明の他の実施例を示す。
【００５６】
第１の実施例では、安定化演算部に、軸誤差Δθとｄ軸電流指令値Ｉｄ*を用いたが、本実施例では、速度偏差（ωr*−ω1*）とｄ軸電流指令値Ｉｄ* を用いた方式の永久磁石同機電動機のベクトル制御装置である。
【００５７】
図において、１〜９，１１〜１５，２１は、図１のものと同一物である。１０′は、速度指令値ωr*と周波数指令値ω1*の偏差である速度偏差（ωr*−ω1*）とｄ軸電流指令値Ｉｄ*からｑ軸電流指令値Ｉｑ*を修正する安定化演算部である。
【００５８】
軸誤差Δθの微分値が速度偏差（ωr*−ω1*）と考えると、安定化演算部１０′では、（数１４）に示すように、周波数演算部５の比例・積分ゲインＫｃｐ，Ｋｃｉを用いて、安定化信号ΔＩｑ*2を演算する。
【００５９】
【数１４】
0004655871.tif 000015
【００６０】
次に、（数１５）で示すように、第１のｑ軸電流指令値から安定化信号ΔＩｑ*2を減算し、ｑ軸電流指令演算部１１への入力信号Ｉｑ*″として電流指令演算を行う。
【００６１】
【数１５】
0004655871.tif 000016
【００６２】
これにより、軸誤差Δθを用いなくても、弱め界磁域の安定化を実現することができる。
【００６３】
本実施例では、安定化演算部１０′において、ｄ軸電流指令値Ｉｄ* を演算に用いているが、この代わりにｄ軸電流検出値Ｉｄｃを用いても、同様の効果を得ることができる。
【００６４】
（第３の実施例）
図５は、本発明の他の実施例を示す。
【００６５】
本実施例は、ｄ軸およびｑ軸の電圧指令演算部を設けた場合の永久磁石同機電動機の弱め界磁ベクトル制御装置に、安定化演算を適用しているものである。
【００６６】
図において、構成要素の１〜１０，１４，１５，２１は、図１のものと同一物である。
【００６７】
１１ａは、安定化補償出力ΔＩｑ*1で修正したｑ軸電流指令値Ｉｑ*′とｑ軸電流検出Ｉｑｃのと偏差からｑ軸電圧指令値Ｖｑｃ*を演算するｑ軸電圧指令演算部、１２ａは、ｄ軸電流指令値Ｉｄ*とｄ軸電流検出値Ｉｄｃのと偏差からｄ軸電圧指令値Ｖｄｃ*を演算するｄ軸電圧指令演算部、この方式を用いることでも、第１の実施例と同様な効果を得ることができる。
【００６８】
また、本実施例では、安定化演算部に、図１の方式を用いているが、図４に用いている方式においても同様の効果が得られる。
【００６９】
（第４の実施例）
図６は、本発明の他の実施例を示す。
【００７０】
本実施例は、ｄ軸およびｑ軸の電圧指令値と電流検出値およびモータ定数を用いて軸誤差を演算した場合の永久磁石同機電動機の弱め界磁ベクトル制御装置に、安定化演算を適用してものである。
【００７１】
図において、１〜３，５〜１５，２１は、図１のものと同一物である。軸誤差演算部
１６では、（数１６）に示すように、軸誤差Δθｃを演算する。
【００７２】
【数１６】
0004655871.tif 000017
【００７３】
安定化演算部１５では、（数１７）に示すように、軸誤差演算値Δθｃを用いて、安定化信号ΔＩｑ*1を演算する。
【００７４】
【数１７】
0004655871.tif 000018
【００７５】
このような位置センサレス制御方式でも前記実施例と同様に動作し、同様の効果が得られることは明らかである。
【００７６】
また、本実施例では、安定化演算部に、図１の方式を用いているが、図４に用いている方式においても同様の効果が得られる。
【００７７】
（第５の実施例）
上記の第１〜第４の実施例までは、高価な電流検出器３で検出した３相の交流電流Ｉｕ〜Ｉｗを検出する方式であったが、安価な電流検出を行う制御装置においても適用することができる。
【００７８】
図７に、この実施例を示す。
【００７９】
図において、１，２，５〜１６，２１は、図１のものと同一物である。１７は電力変換器の入力母線に流れる直流電流ＩDCから、電動機１に流れる３相の交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを推定する電流推定部である。
【００８０】
この推定電流値Ｉｕ＾，Ｉｖ＾，Ｉｗ＾を用い、座標変換部７において、ｄ軸及びｑ軸の電流検出値Ｉｄｃ，Ｉｑｃを演算する。
【００８１】
このような電流センサレス制御方式でも、Ｉｄ*とＩｄｃ、Ｉｑ*とＩｑｃが各々一致することから、前記実施例と同様に動作し、同様の効果が得られることは明らかである。
【００８２】
また、本実施例では、安定化演算部に、図１の方式を用いているが、図４に用いている方式においても同様の効果が得られる。
【００８３】
（第６の実施例）
図８を用いて本発明をモジュールに適用した例について説明する。本実施例は、第１実施例の実施形態を示すものである。
【００８４】
ここで、周波数演算部５，位相演算部６，座標変換部７，速度制御演算部８，弱め界磁指令演算部９，安定化演算部１０，ｑ軸電流指令演算部１１，ｄ軸電流指令演算部１２，電圧ベクトル演算部１３，出力電圧演算部１４，座標変換部１５は１チップマイコンを用いて構成している。
【００８５】
また、前記１チップマイコンと電力変換器は、同一基板上で構成される１モジュール内に納められている形態となっている。ここでいうモジュールとは「規格化された構成単位」という意味であり、分離可能なハードウェア／ソフトウェアの部品から構成されているものである。尚、製造上、同一基板上で構成されていることが好ましいが、同一基板に限定はされない。これより、同一筐体に内蔵された複数の回路基板上に構成されても良い。他の実施例においても同様の形態構成をとることができる。
【００８６】
以上により、本発明によれば、弱め域界磁においても、高精度・高応答・高安定なトルク制御を実現できる永久磁石同期電動機の弱め界磁ベクトル制御装置を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【００８７】
【図１】本発明の一実施例を示す永久磁石同期電動機の弱め界磁ベクトル制御装置の構成図。
【図２】安定化演算部１０がない場合の弱め界磁制御域の制御特性。
【図３】安定化演算部１０を入れた場合の弱め界磁制御域の制御特性。
【図４】本発明の他の実施例を示す永久磁石同期電動機の弱め界磁ベクトル制御装置の構成図。
【図５】本発明の他の実施例を示す永久磁石同期電動機の弱め界磁ベクトル制御装置の構成図。
【図６】本発明の他の実施例を示す永久磁石同期電動機の弱め界磁ベクトル制御装置の構成図。
【図７】本発明の他の実施例を示す永久磁石同期電動機の弱め界磁ベクトル制御装置の構成図。
【図８】本発明の実施形態を示す構成図の一例。
【符号の説明】
【００８８】
１…永久磁石同期電動機、２…電力変換器、３…電流検出器、４…位置検出器、５…周波数演算部、６…位相演算部、７…座標変換部、８…速度制御演算部、９…弱め界磁指令演算部、１０…安定化演算部、１１…ｑ軸電流指令演算部、１１ａ…ｑ軸電圧指令演算部、１２…ｄ軸電流指令演算部、１２ａ…ｄ軸電圧指令演算部、１３…電圧ベクトル演算部、１４…出力電圧演算部、１５…座標変換部、１６…軸誤差演算部、１７…電流推定部、２１…直流電源、ＩDC…入力直流母線電流検出値、Ｉｄ*…第１のｄ軸電流指令値、Ｉd**…第２のｄ軸電流指令値、Ｉｑ* …第１のｑ軸電流指令値、Ｉｑ**…第２のｑ軸電流指令値、Ｖ1*ref…弱め界磁域における出力電圧指令値、Ｖ1*…出力電圧値、θｃ* …回転位相指令、ω1*…周波数指令値、ΔＩｑ*1，ΔＩｑ*2…安定化信号。
【図１】
0004655871.tif 000019
【図２】
0004655871.tif 000020
【図３】
0004655871.tif 000021
【図４】
0004655871.tif 000022
【図５】
0004655871.tif 000023
【図６】
0004655871.tif 000024
【図７】
0004655871.tif 000025
【図８】
0004655871.tif 000026