(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
振動磁界発生装置と、部品を入れる部品受入部と、前記部品受入部から入れられた部品を溝に整列させながら移動させるパーツ移送路と、前記パーツ移送路に沿って移送されてきた部品を１個ずつ供給する部品供給部と、前記パーツ移送路を搭載し前記振動磁界発生装置から振動磁界を受けて前記パーツ移送路に振動を付与する振動台とを有する本体部とを備えるパーツフィーダーであって；
前記振動磁界発生装置は、電磁石と前記電磁石を駆動する電磁石駆動回路を備え；
前記電磁石はインダクタンスＬと抵抗値ｒを有し；
前記電磁石駆動回路は、前記電磁石に励磁電流を供給する直流電源に接続するための端子と、前記励磁電流をオンオフ制御するスイッチング素子と、前記スイッチング素子がオフの時に、前記電磁石に蓄積されたエネルギーを放出する電磁エネルギー放出回路と、前記スイッチング素子に供給するパルス信号を発生するパルス発生手段とを有し；
前記電磁エネルギー放出回路は、ダイオードと前記抵抗値ｒに比較して大きい抵抗値Ｒの抵抗器とを直列接続した回路が、前記電磁石に並列に接続され；
前記パルス信号を前記スイッチング素子に周期的に供給することにより、前記電磁石に前記パルス信号の周期を有する振動磁界を発生させ；
前記振動磁界が前記振動台及び前記パーツ移送路に振動を付与することにより、前記部品を前記パーツ移送路の前記溝に沿って整列させながら移動させる；
パーツフィーダー。
【請求項２】
前記パーツ移送路は前記溝の両側に斜面を有し；
前記部品はおよそ中心軸に対して対称な形状で、その本体部分が前記溝に入り、頭部のみ前記溝上に出る形状に形成されており、前記部品収納箱から前記パーツ移送路に落下供給された部品は、前記パーツ移送路の前記斜面を転がって、前記パーツ移送路に設けられた前記溝に落下して１列に整列するように構成されている；
請求項１に記載のパーツフィーダー。
【請求項３】
前記パーツ移送路は前記振動台に固定的に搭載され、前記振動台の下に前記電磁石が配置され、前記振動台の下面にアマーチュアが取付けられ、前記振動台の支脚には前記振動台を前記電磁石から引き離すように付勢された板ばねが使用され；
前記電磁石駆動回路により前記電磁石のコイルに流れる駆動電流をオンオフ制御すると、前記振動磁界が発生し、オン時には前記電磁石が励磁されて、前記板ばねを撓めて前記アマーチュアを前記振動台ごと引き付け、オフ時には前記電磁石が消磁されて、前記板ばねの力で前記振動台を元に戻し、オンオフを繰り返すことにより、前記振動磁界が前記振動台及び前記パーツ移送路に振動を付与する；
請求項１又は請求項２に記載のパーツフィーダー。
【請求項４】
前記振動磁界発生装置は、前記第１のスイッチング素子を絶縁ゲート型素子で構成し、前記パルス発生手段は、前記スイッチング素子に供給するスイッチング用パルスの周期を定める第１のタイミング発生器と、前記スイッチング用パルスの高レベル側の幅を定める第２のタイミング発生器とを有する；
請求項１乃至請求項３のいずれか１項に記載のパーツフィーダー。
【請求項５】
前記本体部及び前記振動磁界発生装置に電力を供給する電源を備える；
請求項１乃至請求項４のいずれか１項に記載のパーツフィーダー。
【請求項６】
前記振動磁界の周波数を自己の振動機構の固有振動数に合致させるように調整可能である；
請求項１乃至請求項５のいずれか１項に記載のパーツフィーダー。
【請求項７】
請求項１乃至請求項６のいずれか１項に記載のパーツフィーダーを備える；
自動免疫測定装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は振動磁界発生装置及び電磁石駆動回路、並びにそれらを用いるパーツフィーダーに関する。詳しくは、共振型パーツフィーダーに振動を与える振動磁界発生装置とその一部である電磁石駆動回路、及びそれらを用い、振動の周期に合わせて部品を供給する共振型パーツフィーダーに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来は、チップ、キュベット、カートリッジ等の免疫測定用の部品を、測定装置にセットするには、大量の部品を手作業で箱から取り出し、それを並べて測定装置にセットしていた。【０００３】
そこで、発明者達は、測定装置に部品を供給する処理を自動化するためのパーツフィーダーの開発を進めてきた。【０００４】
他方、電磁石で振動を発生させる方法として、電磁石のスイッチのオンオフを周期的に繰り返す方法が挙げられる。ところで、電磁石のコイルは比較的大きなインダクタンスＬと比較的小さい抵抗値ｒを有している。このようなコイルのスイッチをオンオフする場合の駆動電流（コイル電流ともいい、励磁時の励磁電流と電磁石に蓄積されたエネルギー放出時（消磁時）のエネルギー放出電流に別けられる。）の立ち上がり、立ち下りの速度を決める時定数はＬ／ｒと大きくなる。【０００５】
電磁石用コイル等の誘導性負荷の蓄積エネルギー放出時の時定数を小さくして電流応答性を高めた誘導性負荷制御装置が開示されている。（特許文献１参照）
図８にこの誘導性負荷制御装置の回路構成の概略を示す。図８において、直流電源５１に、誘導性負荷５２、電流検出センサの検出コイル５３、インピーダンス素子５４を直列接続した回路を接続し、さらにスイッチング素子ＳＷ１を通じてグランド５７に接続している。上記直列接続回路にダイオード５５（逆方向に接続）とコンデンサ５６とを並列に接続し、さらにインピーダンス素子５４にスイッチング素子ＳＷ２を並列に接続している。スイッチング素子ＳＷ１がＰＷＭ（パルス幅変調）信号でオン、オフ制御される時には、スイッチング素子ＳＷ２がオン状態となり、スイッチング素子ＳＷ１がオン状態となった時は、直流電源５１から誘導性負荷５２、電流検出センサの検出コイル５３、スイッチング素子ＳＷ２、スイッチング素子ＳＷ１、グランド５７を通じて誘導性負荷５２に電流Ｉ１が流れ、スイッチング素子ＳＷ１がオフ状態となった時は、蓄積エネルギーが、電流検出センサの検出コイル５３、スイッチング素子ＳＷ２、ダイオード５５を通じて電流Ｉ２として流れ、直流電源５１に帰還する。コンデンサ５６はダイオード５５に電流が流れる時に発生するサージを吸収するためのものである。ＰＷＭ信号出力がオフになり、スイッチング素子ＳＷ１がオフ状態となった時は、スイッチング素子ＳＷ２もオフ状態となり、蓄積エネルギーが、電流検出センサの検出コイル５３、インピーダンス素子５４、ダイオード５５を通じて直流電源５１に帰還するが、誘導性負荷５２にインピーダンス素子５４が直列接続されて回路時定数が小さくなっているため、その時の電流は急激に減衰し、誘導性負荷５２の応答性が向上する。電流検出センサの検出コイル５３は、誘導性負荷５２に流れる電流を検出して、指定電流値と比較することによりＰＷＭ信号出力を制御するものである。【０００６】
【特許文献１】特開平７−１４３７９３号公報（段落［００３６］〜［００４５］、図１〜図４等）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
発明者達が開発を進めてきた共振型パーツフィーダーは、部品を移動させる部品移送路を振動させて部品を整列させ、振動に合わせて部品を１個ずつ継続的にかつ自動的に供給するパーツフィーダーであり、パーツフィーダーの振動機構の固有振動数と駆動回路の周波数を合わせる事によって、小電力で大きな振幅を得られ、効率的に部品を供給できると言う長所を有するが、その反面、温度変化・組み立て調整・衝撃・経時変化などにより固有振動数が変わると共振が外れてしまい、振幅が減少してしまうと言う欠点があった。【０００８】
この不安定対策として、パーツフィーダーの振動機構の固有振動数をモニターして駆動周波数を補正する共振確保手段を採用することもできるが、駆動回路が複雑で大掛かりになる。これに対して、共振確保手段を採用しないパーツフィーダーでは、駆動回路が単純かつ簡単になるという長所を有するが、その一方、振動が不安定であるため、部品の供給能力が不安定であり、しばしば装置全体の故障に至ることもあった。【０００９】
共振型パーツフィーダーには、振動を与える振動素子として例えば電磁石を使用するが、安定な動作を望むためには、電磁石の発熱を抑える事が有効であり、そのため電磁石のコイルは小さな抵抗値ｒと比較的大きなインダクタンスＬを持つものが採用される。【００１０】
かかる電磁石を用いた場合の振動磁界発生装置については、後に比較例について説明するように、励磁時には、励磁電流の立ち上がりが速いので問題が生じていないが、電磁エネルギー放出時には、エネルギー放出電流の立ち下がりの時定数が長いため、コイル電流がなかなか下がらず振動周波数を高く設定できないという問題があった。また、周波数を上げると、電流が十分に下がる前に次のオン動作が始まり、振動に寄与しない無駄な電流が流れつづけてしまい、この無駄な電流は全てコイルの発熱になって消費されるという問題があった。また、かかる簡便な駆動回路を採用する振動磁界発生装置では、電磁石に蓄積されたエネルギーは全て電磁石オフの間にコイルの発熱となって消費され、電磁石の温度が上昇して、電磁石の駆動の周期を乱し、パーツフィーダーの振動を不安定にするという問題があった。【００１１】
また、従来例の誘導性負荷制御装置における技術をそのまま振動磁界発生装置に適用したとしても、ＰＷＭ信号でオン、オフ制御される時には、蓄積エネルギーがインピーダンス素子を流れないので、時定数は小さくならず、上記問題を解決できない。そこで、オン、オフ制御される時にも蓄積エネルギーがインピーダンス素子を流れるように電磁石駆動回路の構成を改善する必要があった。【００１２】
本発明は、上記簡便な駆動回路を採用する振動磁界発生装置及び上記誘導性負荷制御装置に改良を加え、電磁エネルギー放出回路の時定数を減少させ、また、電磁石内の発熱を抑制して、振動磁界を安定化させることを目的とする。また、かかる簡便な駆動回路を採用する振動磁界発生装置をパーツフィーダーに適用して、安定な振動を介して安定な自動部品供給ができるようにすることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記課題を解決するために、本発明に係る振動磁界発生装置は、例えば図３に示すように、電磁石４と電磁石４を駆動する電磁石駆動回路５を備える振動磁界発生装置であって、電磁石４はインダクタンスＬと抵抗値ｒを有し、電磁石駆動回路５は、電磁石４に励磁電流を供給する直流電源１１に接続するための端子Ａ、Ｄと、励磁電流をオンオフ制御するスイッチング素子１２と、スイッチング素子１２がオフの時に、電磁石４に蓄積されたエネルギーを放出する電磁エネルギー放出回路と、スイッチング素子１２に供給するパルス信号を発生するパルス発生手段１０とを有し、電磁エネルギー放出回路は、ダイオード１３と抵抗値ｒに比較して大きい抵抗値Ｒの抵抗器１４とを直列接続した回路が、電磁石４に並列に接続され、パルス信号をスイッチング素子１２に周期的に供給することにより、電磁石４にパルス信号の周期を有する振動磁界を発生させる。【００１４】
ここにおいて、電磁石駆動回路５は、直流電源１１に接続して使用されるが、市場での流通時等は直流電源に接続されていても良く、接続されていなくても良い。また、電磁石駆動回路５の端子Ａ、Ｄをそれぞれ直流電源１１の正極、負極に接続する場合に、図３に示すように、電磁石４を端子Ａに接続し、スイッチング素子１２を電磁石４の端子Ａとは反対側にある端子Ｂと端子Ｄとの間に接続しても良く、又は電磁石４を端子Ｄに接続し、スイッチング素子１２を電磁石４の端子Ｄとは反対側にある端子と端子Ａとの間に接続しても良い。またダイオード１３は典型的には逆方向に、すなわち、カソードを端子Ａ側に、アノードを端子Ｂ側に接続して使用される。このように構成すると、電磁石駆動回路５において、電磁エネルギー放出回路の時定数を減少させ、また、電磁石４内の発熱を抑制して、振動磁界を安定化できる。【００１５】
時定数は、電磁石４のインダクタンスＬと抵抗値ｒで決まり、インダクタンスＬが大きいのでＬ／ｒと比較的大きくなる。本発明は電磁エネルギー放出回路に大きな抵抗値Ｒを挿入して、時定数を減少させ、また発熱を抑制することにより振動磁界の安定化を可能としたもので、試作実験を重ねて、大きな効果が得られることを確認できたものである。【００１６】
また、本発明に係る振動磁界発生装置の好ましい態様によれば、スイッチング素子１２を絶縁ゲート型素子で構成し、パルス発生手段１０は、スイッチング素１２子に供給するスイッチング用パルスの周期を定める第１のタイミング発生器１８と、スイッチング用パルスの高レベル側の幅を定める第２のタイミング発生器１９とを有する。このように構成すると、パルスの周期と、高レベル（Ｈレベル）側のパルス幅と低レベル（Ｌレベル）側のパルス幅の比率とを独立に調整できるので、所望の周波数で所望のデュウティレートのスイッチングパルスを生成し易くなる。
【００１７】
また、本発明に係る電磁石駆動回路は、例えば図３に示すように、インダクタンスＬと抵抗値ｒを有する電磁石４を駆動する電磁石駆動回路５であって、電磁石４に励磁電流を供給する直流電源１１に接続するための端子Ａ、Ｄと、励磁電流をオンオフ制御するスイッチング素子１２と、スイッチング素子１２がオフの時に、電磁石４に蓄積されたエネルギーを放出する電磁エネルギー放出回路と、スイッチング素子１２に供給するパルス信号を発生するパルス発生手段１０とを有し、電磁エネルギー放出回路は、ダイオード１３と抵抗値ｒに比較して大きい抵抗値Ｒの抵抗器１４とを直列接続した回路が、電磁石４に並列に接続され、パルス信号をスイッチング素子１２に周期的に供給することにより、電磁石４にパルス信号の周期を有する振動磁界を発生させる。本発明に係る振動磁界発生装置に対応する電磁石駆動回路の発明である。【００１８】
また、本発明に係るパーツフィーダーは、例えば図１に示すように、本発明に係る振動磁界発生装置１２０と、多数の部品６を取り込む部品取込部１０１と、部品取込部１０１から取り込まれた部品６を整列させながら移動させるパーツ移送路１と、パーツ移送路１に沿って移送されてきた部品６を１個ずつ供給する部品供給部１０２と、パーツ移送路１を搭載し振動磁界発生装置１２０から振動磁界を受けてパーツ移送路１に振動を付与する振動台２とを有する本体部１１０とを備え、振動磁界発生装置１２０が発生する振動磁界によりパーツ移送路１に振動を付与することにより、部品６をパーツ移送路１に沿って整列させながら移動させる。
このように構成すると、本発明による振動磁界発生装置をパーツフィーダーに適用することにより、共振確保手段が取られていない、簡便な電磁石駆動回路で、安定な振動を介して安定な自動部品供給が可能なパーツフィーダーを提供できる。
【００１９】
また、本発明に係るパーツフィーダーの好ましい態様によれば、例えば図１に示すように、本体部１１０及び振動磁界発生装置１２０に電力を供給する電源１３０を備える。このように構成すると、電源と一体的に管理・搬送でき、便宜である。  【００２０】
また、本発明に係るパーツフィーダーの好ましい態様によれば、振動磁界の周波数を自己の振動機構の固有振動数に合致させるように調整可能である。このように構成すると、パーツフィーダー１００の振動機構の固有振動数に合致した共振振動に調整して電磁石４を駆動することにより、安定な共振振動を持続でき、パーツフィーダーの供給処理を効率化できる。調整は例えば第１のタイミング発生器１８で可能である（図５参照）。【００２１】
また、本発明に係る自動免疫測定装置は、本発明に係るパーツフィーダーを備える。このように構成すると、自動的に部品供給が行われ、自動測定が可能な自動免疫測定装置を提供できる。なお、自動免疫測定装置は、典型的には、酵素免疫測定法に基き、キュベットなどの反応容器内で、測定対象物を特異的に認識して結合する固相試薬、標識試薬および検体とを混合して、検体中の測定対象物を検出する装置である。
【発明の効果】
【００２２】
本発明によれば、共振確保手段が取られていない、簡便な駆動回路を採用する振動磁界発生装置において、電磁エネルギー放出回路の時定数を減少させ、また、電磁石内の発熱を抑制して、振動磁界を安定化できる。また、本発明による振動磁界発生装置をパーツフィーダーに適用して、安定な振動を介して安定な自動部品供給が可能なパーツフィーダーを提供できる。【００２３】
この出願は、日本国で２００４年９月３０日に出願された特願２００４−２８７６８３号に基づいており、その内容は本出願の内容として、その一部を形成する。
本発明は以下の詳細な説明によりさらに完全に理解できるであろう。本発明のさらなる応用範囲は、以下の詳細な説明により明らかとなろう。しかしながら、詳細な説明及び特定の実例は、本発明の望ましい実施の形態であり、説明の目的のためにのみ記載されているものである。この詳細な説明から、種々の変更、改変が、本発明の精神と範囲内で、当業者にとって明らかであるからである。出願人は、記載された実施の形態のいずれをも公衆に献上する意図はなく、改変、代替案のうち、特許請求の範囲内に文言上含まれないかもしれないものも、均等論下での発明の一部とする。
本明細書あるいは請求の範囲の記載において、名詞及び同様な指示語の使用は、特に指示されない限り、または文脈によって明瞭に否定されない限り、単数及び複数の両方を含むものと解すべきである。本明細書中で提供されたいずれの例示または例示的な用語（例えば、「等」））の使用も、単に本発明を説明しやすくするという意図であるに過ぎず、特に請求の範囲に記載しない限り、本発明の範囲に制限を加えるものではない。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】共振型フィーダーの構成の概要を例示する図である。
【図２】共振型パーツフィーダーの振動機構を説明するための図である。
【図３】本発明の実施の形態による振動磁界発生装置の構成例を示す図である。
【図４】本発明の実施の形態による振動磁界発生装置における電流特性の例を示す図である。
【図５】本発明の実施の形態による電磁石駆動回路の構成例を示す図である。
【図６】比較例の振動磁界発生装置の構成例を示す図である。
【図７】比較例の振動磁界発生装置における電流特性の例を示す図である。
【図８】従来の誘導性負荷制御装置の回路構成の概略を示す図である。
【符号の説明】
【００２５】
１    パーツ移送路
２    振動台
２Ａ  アマーチュア
３    板ばね
４    電磁石
５    電磁石駆動回路
６    部品
７    部品収納箱
８    斜面
９    溝
１０  パルス発生手段
１１  直流電源
１２  スイッチング素子
１３  ダイオード
１４  抵抗器
１５  ヒューズ
１６  レギュレータ
１７  ＤＣバス
１８  第１のタイミング発生器
１９  第２のタイミング発生器
２０  フォトカプラー
５１  直流電源
５２  誘導性負荷
５３  電流検出センサの検出コイル
５４  インピーダンス素子
５５  ダイオード
５６  コンデンサ
５７  グランド
１００  共振型パーツフィーダー
１０１  部品受入部
１０２  部品供給部
１１０  本体部
１２０  振動磁界発生装置
１３０  電源
Ａ，Ｂ，Ｄ  端子
Ｃ１〜Ｃ４  コンデンサ
Ｅ    直流電源の供給電圧
ｉ（ｔ）、Ｉ  コイル電流
Ｌ    電磁石４のインダクタンス
Ｎ１〜Ｎ７  端子
ｒ    電磁石４の抵抗値
Ｒ    抵抗１４の抵抗値
Ｒ１，Ｒ２  可変抵抗器
Ｒ３〜Ｒ６  抵抗器
ＳＷ１，ＳＷ２  スイッチング素子
Ｔ    パルス信号の周期
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
まず、比較例として、開発時にプロトタイプの共振型フィーダーに使用した電磁石の駆動について説明する。【００２７】
図６に、比較例の振動磁界発生装置の構成例を示す。比較例は共振型パーツフィーダーの振動素子として電磁石を用いる場合で、共振確保手段が取られていない簡便な駆動回路を採用する例である。電磁石４のコイルは、比較的大きなインダクタンスＬと比較的小さい抵抗値ｒを有する。電磁石４の一方の端子Ａは直流電源１１の正極に接続され、電磁石４の他方の端子ＢはパワーＭＯＳＦＥＴ（絶縁ゲート電界効果トランジスタ）等のスイッチング素子１２に接続され、スイッチング素子１２の他方の端子は直流電源１１の負極Ｄに接続されている。また、端子Ａと端子Ｂ間に電磁石４に並列に、電磁エネルギー放出回路として、ダイオード１３が逆方向に、すなわち、カソードを端子Ａ側に、アノードを端子Ｂ側にして接続されている。スイッチング素子１２のゲートにパルス発生手段１０が接続されている。【００２８】
励磁時には、パルス発生手段１０からスイッチング素子１２のゲートにＨレベルのパルス信号が供給されて、スイッチング素子１２がオンになり、直流電源１１の正極→電磁石４→スイッチング素子１２→直流電源１１の負極Ｄのルートで電流が流れる。ダイオード１３には逆方向の電圧がかかるので電流が流れない。これにより、電磁石４が励磁されて、振動台２に取付けられたアマーチュア（可動片）２Ａを磁化して引き付ける（図２参照）。【００２９】
電磁エネルギー放出時には、パルス発生手段１０からスイッチング素子１２のゲートにＬレベルのパルス信号が供給されて、スイッチング素子１２がオフになり、直流電源１１は電磁石４から遮断される。電磁石４に蓄積されたエネルギーは、電磁石４の端子Ｂ→ダイオード１３→電磁石４の端子Ａの電磁エネルギー放出回路を通る電流となって電磁石４に還流される。すなわち、電磁石４→ダイオード１３→電磁石４の電磁エネルギー放出ループができる。電磁石４内においては、内部抵抗ｒの部分でジュール熱となって発熱、消費される。
【００３０】
図７に、比較例の振動磁界発生装置における電流特性の例を示す。図７（ａ）はスイッチング素子１２のゲートに供給されるパルス信号を示し、図７（ｂ）に電磁石４に流れる電流（励磁電流とエネルギー放出電流の繰り返し）を示す。【００３１】
励磁時、すなわち、電磁石をオンにする時の、コイル電流は（式１）で表される。（式１）において、ｉ（ｔ）は時間ｔの関数としてのコイル電流、Ｅは直流電源１１の供給電圧、εはエクスポネンシャル（ε＝２．７１８２８・・・）を表す。図７（ｂ）では、励磁時には、電流の立ち上りが早いので、特に問題は生じていない。【００３２】
ｉ（ｔ）＝Ｅ／ｒ（１−ε（−ｒｔ／Ｌ））・・・（式１）
【００３３】
これに対して、電磁エネルギー放出時には、時定数が長いため、コイル電流がなかなか下がらず振動周波数を高く設定できないという問題があった。また、周波数を上げると、図７（ｂ）に示すように電流が十分に下がる前に次のオン動作が始まり、振動に寄与しない無駄な電流が流れつづけてしまい（最低電流値が０にならず、最低電流値以下の電流は無駄な電流となる。）、この無駄な電流は全てコイルの発熱になって消費されるという問題があった。【００３４】
また、かかる簡便な駆動回路では、電磁石４オンの間にコイルには（ＬＩ２／２）（Ｉはコイル電流）のエネルギーが蓄えられるが、このエネルギーは全て電磁石４オフの間にコイルの発熱となって消費され、電磁石４の温度が上昇するという問題があった。【００３５】
また、比較例における共振型パーツフィーダーでは、このように電磁石の発熱が大きいため、振動が共振状態からはずれて不安定になり、装置の故障に至ることも多い等の問題もあった。【００３６】
以下に図面に基づき本発明の実施の形態について説明する。【００３７】
図１に、共振型パーツフィーダーの構成の概要を例示する。１００は共振型パーツフィーダーで、本体部１１０と振動磁界発生装置１２０と電源１３０で構成される。本体部１１０は、多数の部品６を取り込む部品取込部１０１と、部品取込部１０１から取り込まれた部品６を整列させながら移動させるパーツ移送路１と、パーツ移送路１に沿って移送されたきた部品６を１個ずつ供給する部品供給部１０２とを有する。また、パーツ移送路１を搭載し、振動磁界発生装置１２０から振動磁界を受けてパーツ移送路１に振動を付与する振動台２を有する。振動磁界発生装置１２０は、振動磁界を発生する電磁石４と電磁石４を駆動する電磁石駆動回路５を有する。電源１３０は、本体部１１０及び振動磁界発生装置１２０（電磁石４及び電磁石駆動回路５）に電力を供給する。【００３８】
図２に、共振型パーツフィーダーの振動機構を説明するための図を示す。図２（ａ）は振動機構の概念を示す図であり、図２（ｂ）はパーツ移送路を概念的に示す拡大斜視図である。パーツ移送路１は振動台２のステージに固定的に搭載され、振動台２の下面に、該下面の下に配置された電磁石４の吸着部の近傍にアマーチュア２Ａとしての鉄板が取付けられている。振動台２の支脚３には板ばねが使用され、振動台２を電磁石から引き離すように付勢されている。アマーチュア２Ａ及び支脚３は振動台２に含まれる。電磁石駆動回路５により電磁石４のコイルに流れる駆動電流（コイル電流ともいい、オン状態で励磁電流、オフ状態でエネルギー放出電流と区別して称される）をオンオフ制御すると、オン時には電磁石４が励磁されて、板ばね３を撓めてアマーチュア２Ａをステージごと引き付け、オフ時には電磁石４が消磁されて、板ばねの力で振動台２は元に戻る。オンオフを繰り返すことにより、振動台２及びパーツ移送路１が振動する。
【００３９】
パーツ移送路１の上方に部品受入部１０１としての部品収納箱７が設けられ、チップ、キュベット、カートリッジ等の多数の部品６（通常はその１種類）がその中に収納される。部品収納箱７の底を開口すると、部品収納箱７から多数の部品６がパーツ移送路１に落下供給され、パーツ移送路１の斜面８を転がって、パーツ移送路１に設けられた溝９に落下して整列するように構成されている。部品６はおよそ中心軸に対して対称な円筒形や円錐形で、その本体部分が溝９に入り、頭部のみ溝９上に出る形状に形成されており、溝９の幅は部品６が溝９に沿って１列に整列するように部品の本体部分より広く、頭部より狭く形成されている。電磁石４をオンオフすると振動磁界が発生し、振動台２を介してパーツ移送路１に振動が伝達される。振動は、斜面８に落ちた部品６を動かして溝９に落下させ溝９に沿って１列に整列させると共に、振動に合わせて溝９に整列した部品６を１個分ずつパーツ移送路１の前方方向に移動させる。パーツ移送路１を前方に移動した部品６は、図示されない部品供給部１０２に到達し、部品が供給される所定の処理装置の動作に同調して１個ずつピックアップされ、所定の処理装置に供給される。【００４０】
所定の処理装置としては、例えば自動免疫測定装置が挙げられる。かかるパーツフィーダーを自動免疫測定装置に組み込んで使用する場合には試薬分注部等が該当する。これらの処理装置には、パーツフィーダーから自動的に部品が供給されるので、自動処理が可能になる。なお、自動免疫測定装置は、典型的には、酵素免疫測定法に基き、キュベットなどの反応容器内で測定対象物を特異的に認識して結合する固相試薬、標識試薬および検体とを混合して、検体中の測定対象物を検出する装置である。【００４１】
図３に、本発明の実施の形態による振動磁界発生装置の主要部分の構成例を示す。電磁石４のコイルは、比較的大きいインダクタンスＬと比較的小さい抵抗値ｒを有する。電磁石４の一方の端子Ａは直流電源１１の正極に接続され、電磁石４の他方の端子Ｂはスイッチング素子１２としてのパワーＭＯＳＦＥＴのドレインに接続され、パワーＭＯＳＦＥＴ１２のソースは直流電源１１の負極Ｄに接続されている。また、端子Ａと端子Ｂ間に電磁石４に並列に、電磁エネルギー放出回路として、ダイオード１３と抵抗値ｒに比して大きい抵抗値Ｒの抵抗器１４が直列に接続されており、ダイオード１３は逆方向に、すなわち、カソードを端子Ａ側に、アノードを端子Ｂ側にして接続されている。スイッチング素子１２のゲートにパルス発生手段１０が接続されている。なお、ダイオード１３の抵抗値Ｒｄは、抵抗値（Ｒ＋ｒ）と比較して非常（十分）に小さいため、各種エネルギー計算を行う上で無視することができる。また、端子Ａ，Ｂ，Ｄは電磁石駆動回路５の端子でもあり、電磁石駆動回路５は、端子Ａで電磁石４と直流電源１１に接続され、端子Ｂで電磁石４に接続され、また、端子Ｄは直流電源１１の負極側と接続されている。図６の比較例とは、電磁エネルギー放出回路に抵抗器１４が追加されている点のみが異なる。【００４２】
また、図８の従来例に比して、誘導性負荷（電磁石に相当）とスイッチング素子ＳＷ１間に接続されていたインピーダンスの代わりに、抵抗器１４がダイオード１３と直列接続されて電磁エネルギー放出回路を構成し、スイッチング素子ＳＷ２が省略されてスイッチング素子が１つになり、サージ電流吸収用コンデンサも省略されている。これにより、スイッチング素子１２のオフ時のエネルギー放出電流は抵抗器１４を通じて流れるようになり、電磁エネルギー放出回路の時定数が小さくなるので、エネルギー放出電流を早く減衰できる。【００４３】
励磁時には、パルス発生手段１０からスイッチング素子１２のゲートにＨレベルのパルス信号が供給されて、スイッチング素子１２がオンになり、直流電源１１の正極→電磁石４→スイッチング素子１２→直流電源１１の負極Ｄのルートで電流が流れる。ダイオード１３には逆方向の電圧がかかるので電流が流れない。これにより、電磁石４が励磁されて、振動台２のアマーチュア２Ａを磁化して引き付ける。【００４４】
電磁エネルギー放出時には、パルス発生手段１０からスイッチング素子１２のゲートにＬレベルのパルス信号が供給されて、スイッチング素子１２がオフになり、直流電源１１は電磁石４から遮断される。電磁石４に蓄積されたエネルギーは、電磁石４の端子Ｂ→ダイオード１３→抵抗器１４→電磁石４の端子Ａの電磁エネルギー放出回路を通る電流となって電磁石４に還流される。すなわち、電磁石４→ダイオード１３→抵抗器１４→電磁石４のエネルギー放出ループができる。【００４５】
図４に、図３の振動磁界発生装置における電流特性の例を示す。図４（ａ）はスイッチング素子１２のゲートに供給されるパルス信号を示し、図４（ｂ）に電磁石４のコイルに流れる電流（励磁電流とエネルギー放出電流の繰り返し）を示す。【００４６】
励磁時、すなわち、電磁石をオンにする時は、電流の立ちあがりは図７と同様に早い。これに対して、電磁エネルギー放出時には、エネルギー放出ループの抵抗値が（ｒ＋Ｒ）となるので、時定数がインダクタンスＬと抵抗値（ｒ＋Ｒ）によりＬ／（ｒ＋Ｒ）と、従来のＬ／ｒに比して短くなるため、エネルギー放出電流が早く０に近づく。なお、ダイオード１３の抵抗値Ｒｄは抵抗値（Ｒ＋ｒ）と比較して十分小さいので、時定数の計算を行う際無視できる。したがって、オフ状態からオン状態に早めに切り替えることが可能になり、パルス信号の周波数を高くすることができる。【００４７】
また、図４（ｂ）に示すように、電流が十分に下がってから次の電磁石４のオン動作を開始でき、振動に寄与しない無駄な定常電流が少なくなる。図４（ｂ）は電磁エネルギー放出回路に挿入した抵抗値Ｒが電磁石４の内部抵抗値ｒの約２倍の時の電流波形の例である。また、この例では、インダクタンス及び抵抗の値として、Ｌ＝４８ｍＨ、ｒ＝２．４Ω、Ｒ＝５Ωを用いた。抵抗値Ｒとして比較的小さい値を使用したが、図７（ｂ）と比較して駆動電流は０．４Ａ程度低電流側にシフトしており、より少ない駆動電流で済み、無駄な定常電流が減少している。【００４８】
さらに、ジュール熱（ＬＩ２／２）のうちのＲ／（ｒ＋Ｒ）が抵抗器１４で消費され、電磁石４内で消費される分はｒ／（ｒ＋Ｒ）と少なくなり、電磁石４の発熱により消費される熱量を大幅に減少でき、電磁石４の温度上昇を抑制できる。ここでも、ダイオード１３の抵抗値Ｒｄは抵抗値（Ｒ＋ｒ）と比較して十分小さいので、前記ジュール熱の計算を行う際無視できる。これにより、電源投入後の振動磁界発生装置１２０の振動磁界及びパーツフィーダ１００の振動動作を大いに安定化できる。【００４９】
抵抗器１４の抵抗値Ｒは大きいほど効果があるが、抵抗器１４の両端に抵抗値Ｒにコイル最大電流値Ｉｍａｘを乗じた逆電圧が発生するため、スイッチング素子１２の耐圧が許す範囲内で適度な値に設定する。このため、抵抗値Ｒとして抵抗値ｒの２倍から１０倍が好適である。このように構成すると、時定数を１／３以下に減少でき、電磁石の発熱も１／３以下（コイル電流自体も減少できるので、さらに減少できる）に抑制できるので、振動磁界発生装置１２０が発生する振動磁界及びパーツフィーダー１００の振動を大いに安定化できる。抵抗値の下限は時定数の減少量が小さくなって前記振動磁界及びパーツフィーダー１００の振動の安定性に影響しない値であり、上限は抵抗器１４に発生する逆電圧が影響しない値である。また、抵抗器１４の最大電流値Ｉｍａｘはコイルの最大電流と同一であり、最大消費電力は電磁石オン時にコイルに蓄えられる電力のＲ／（ｒ＋Ｒ）に周波数を乗じた値になる。【００５０】
図５に本発明の実施の形態による電磁石駆動回路の構成例を示す。図３と同じ部品については同一の符号を付して説明を省略する。図３の構成と同様であるが、電磁石駆動回路保護用のヒューズ１５を介して直流電源１１に接続されている点、パルス発生手段１０がスイッチング素子１２に抵抗器Ｒ４を介して接続されている点が異なる。直流電源１１の供給電圧は、十分に大きな振動（又は振動磁界）が得られる電流を供給できるように、例えば２４Ｖに設定される。【００５１】
１６はシリーズレギュレータであり、２４Ｖの電圧を５Ｖに減少する。シリーズレギュレータ１６の入力側に接続されるコンデンサＣ１及びシリーズレギュレータ１６の出力側に接続されるコンデンサＣ２は電圧を平滑にするためのものである。シリーズレギュレータ１６の出力端子はＤＣバス１７に接続されて、ＤＣバス１７を介してパルス発生手段１０に５Ｖの電圧を供給する。【００５２】
パルス発生手段１０は第１のタイミング発生器１８及び第２のタイミング発生器１９を有し、第１のタイミング発生器１８と第２のタイミング発生器１９はそれぞれＤＣバス１７から５Ｖの電圧を供給され、協働してスイッチング素子１２に供給する電磁石駆動用のパルス信号を発生する。パルス信号をスイッチング素子１２に周期的に供給することにより、電磁石４にパルス信号の周期Ｔを有する振動磁界を発生させる。【００５３】
第１のタイミング発生器１８には、可変抵抗器Ｒ１がＤＣバス１７と第１のタイミング発生器１８の端子Ｎ１間に接続され、抵抗器Ｒ３が端子Ｎ１と端子Ｎ２の間に接続され、コンデンサＣ３が端子Ｎ２と接地端子Ｄ間に接続されている。第１のタイミング発生器１８は例えばタイマー回路の無安定動作を利用した単純な発信回路であり、電磁石オン／オフの頻度（周波数）、すなわち、スイッチング素子１２のゲート信号の周期Ｔ（Ｈレベル時間幅＋Ｌレベル時間幅）を決定する。この時間は、抵抗器Ｒ１、抵抗器Ｒ３、コンデンサＣ３の組合わせで設定される。ここでは簡単のため、ここでは、これらの抵抗値、容量をＲ１，Ｒ３，Ｃ３とする。【００５４】
出力のＨレベル時間幅Ｔｈ１とＬレベル時間幅Ｔｌ１は次式で表される。
Ｔｈ１＝Ｌｎ２×（Ｒ１＋Ｒ３）×Ｃ３…（式２）
Ｔｌ１＝Ｌｎ２×Ｒ３×Ｃ３          …（式３）
合計の周期Ｔは次式で表される。
Ｔ＝Ｔｈ１＋Ｔｌ１＝Ｌｎ２×（Ｒ１＋２×Ｒ３）×Ｃ３…（式４）
周波数ｆは周期の逆数になる。
ｆ＝１／Ｔ＝１．４４／（（Ｒ１＋２×Ｒ３）×Ｃ３）…（式５）
【００５５】
例えば抵抗値Ｒ１を１５０ＫΩから１．１５ＭΩまで可変とし、容量Ｃ３及び抵抗値Ｒ３を適当に（ここでは、Ｃ３＝０．１μＦ、Ｒ３＝２ｋΩとする）選択すると、周波数ｆ＝１２Ｈｚ〜９４Ｈｚが得られ、Ｌレベル時間幅Ｔｌ１は抵抗値Ｒ１の設定とは独立に０．１４ｍＳとなり、Ｈレベル時間幅Ｔｈ１は抵抗値Ｒ１の設定に依存して１０ｍＳ〜８３ｍＳまで変更可能となる。これは、設計段階で１０〜１００Ｈｚを目標にしていたため、妥当な値である。なお、抵抗値Ｒ１の範囲及び抵抗値Ｒ３、容量Ｃ３を変更することにより、周波数範囲を変更可能である。【００５６】
回路の周波数ｆをパーツフィーダーの固有振動数に一致させると、共振状態が得られ、エネルギー伝達が効率的に行われるので好適である。パーツフィーダーの固有振動数は例えば設計値として６０Ｈｚに設定する。しかし製品ごとに微妙にその固有振動数にばらつきがある。そこで、出荷時又は設置時に各パーツフィーダーの固有振動数と回路の周波数とを一致させる微調整が行われる。また、仕様変更によりパーツフィーダーの固有振動数が変更される場合も有り得る。そこで、約１０〜１００Ｈｚの範囲で調整可能とし、パーツフィーダーの固有振動数に回路の周波数を一致させられるようにした。
第１のタイミング発生器１８の出力端子Ｎ３は第２のタイミング発生器１９の入力端子Ｎ６に接続される。【００５７】
第２のタイミング発生器１９には、可変抵抗器Ｒ２がＤＣバス１７と端子Ｎ４間に接続され、コンデンサＣ４が端子Ｎ４と接地Ｄ間に接続されている。タイミング発生器１９は例えばタイマー回路の単安定動作を利用した１ショットマルチバイブレーターと呼ばれる回路であり、Ｈレベル時間幅Ｔｈ２とＬレベル時間幅Ｔｈ２の比率を設定する。この比率は抵抗器Ｒ２とコンデンサＣ４にて決定される。ここでは簡単のため、これらの抵抗値、容量をＲ２，Ｃ４とする。周波数ｆは不変で、第１のタイミング発生器１８から出力される周波数を維持する。出力信号は出力端子Ｎ７から出され、抵抗器Ｒ４を介してスイッチング素子１２のゲートに入力される。【００５８】
タイミング発生器１９は、入力信号の立ち下がりをトリガーとして一定時間出力をＨレ
ベルに保持する。Ｈレベルの時間幅Ｔｈ２は次式で表される。
Ｔｈ２＝１．１×Ｒ２×Ｃ４…（式６）
例えば、抵抗値Ｒ２（１０〜１１０ＫΩ）、容量Ｃ４（０．０６８μＦ）を代入して計算すると、Ｈレベル時間幅Ｔｈ２は、０．７５ｍｓ〜８．２ｍｓとなる。これは、設計段階で１〜８ｍｓ程度を目標にしていたため、妥当な値である。例えば４ｍｓ周辺に設定可能である。
Ｌレベル時間幅Ｔｌ２は抵抗値Ｒ１及び抵抗値Ｒ２に依存し、次式で表わされる。
Ｔｌ２＝（１／ｆ−Ｔｈ２）…（式７）
【００５９】
Ｎ５はリセット信号の入力端子で、Ｌレベルに維持されると出力がＬレベルに固定され、電磁石４はオフの状態で、振動台２に振動を付与しない。端子Ｎ８と端子Ｎ９との間に２４Ｖの制御信号が加わると、抵抗器Ｒ５、モニター用の発光ダイオード（ＬＥＤ）Ｄ２、フォトカプラー２０の発光ダイオードＤ３の順に電流が流れ、発光ダイオードＤ２が点灯する。発光ダイオードＤ３に電流が流れるとフォトトランジスタＴ２はオンになり、入力端子Ｎ５はＨレベルになり、第２のタイミング発生器１９が稼動する。この状態にて、電磁石４がオンオフ駆動され、パーツフィーダーに振動を付与する。【００６０】
他方、端子Ｎ８と端子Ｎ９との間に２４Ｖの制御信号が無くなると、発光ダイオードＤ２が消灯し、フォトトランジスタＴ２がオフとなり、入力端子Ｎ５はＬレベルになり、第２のタイミング発生器１９がリセットされ、動作を停止する。この状態では出力端子Ｎ７はＬレベルに維持され、スイッチング素子１２はオフに保たれる。フォトカプラー２０（Ｄ３−Ｔ２）を使用したのは、制御信号と駆動系電源を絶縁し、パルス発生手段１０へのノイズの混入を防止するためである。
また、抵抗器Ｒ４はスイッチング素子１２のゲート入力容量のために過大な電流が流れないように、回路を保護するためのものである。【００６１】
以上、本発明の実施の形態について説明したが、本発明は上記の実施の形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で実施の形態に種々変更を加えられることは明白である。【００６２】
例えば、本実施の形態では、スイッチング素子１２にパワーＭＯＳＦＥＴを使用する例を説明したが、ＪＦＥＴ（ジャンクショントランジスタ）を用いても良く、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスト）を用いても良い。バイポーラトランジスタを用いても良いが、制御用のＩＣやトランジスタを多く使用する必要があり、発熱量も多くなるので、絶縁ゲート型素子を使用するのが好ましい。また、２４Ｖ電圧を５Ｖ電圧に変換するのにシリーズレギュレータ１６を使用する例を示したが、シリーズレギュレータ１６に代えてＤＣ−ＤＣコンバータを使用しても良い。ただし、ＤＣ−ＤＣコンバータはノイズ源となる可能性があるので、シリーズレギュレータを使用するのが好ましい。【００６３】
また、電磁石駆動用（２４Ｖ）電源とタイミング発生回路用（５Ｖ）電源を別に設けても良い。また、抵抗値Ｒを挿入するために１個の抵抗器１４を使用する例を説明したが、抵抗値Ｒを得られる等価回路であれば複数の抵抗器を直列、並列に接続して使用しても良く、例えばダイオード１３の上下に分けて２個の抵抗器を配置しても良い。また、逆方向にしたダイオード１３に代えてスイッチング素子１２オフ時に連動してオンになり、オン時に連動してオフになるスイッチを設けても良い。また、スイッチング素子１２を制御するパルス発生手段の構成も種々変更可能である。
【産業上の利用可能性】
【００６４】
本発明は、共振型パーツフィーダーに振動を付与する振動磁界発生装置等に利用される。また、振動磁界発生装置を組み込んだ共振型パーツフィーダーを自動免疫測定装置等に利用される。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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