(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源と、前記交流電源から供給される交流電流を直流電流に変換する全波整流器と、前記全波整流器によって変換される直流電流を蓄積して直流電圧に変換する第１の平滑コンデンサと、前記第１の平滑コンデンサに並列に接続された第１のトランスの１次巻線と第１のスイッチ素子からなる直列回路と、前記第１のトランスの１次巻線に電磁的に結合して巻かれている２次巻線と、前記第１のトランスの２次巻線に直列に接続された第１のダイオードと、前記第１のトランスの２次巻線に生じる交流電圧の前記第１のダイオードを通る成分を充電する第２の平滑コンデンサと、前記第２の平滑コンデンサの電圧を供給する負荷と、前記第２の平滑コンデンサの電圧を一定に保つために前記第１のスイッチ素子の発振を制御する発振制御回路を備えたフライバックコンバータにおいて、１次巻線と２次巻線を有する第２のトランスを、その１次巻線の一端を前記第１の平滑コンデンサの一方の端子にまた別の一端を第２のスイッチ素子を介して前記第１の平滑コンデンサの他方の端子に各々接続し、かつ、その２次巻線の一端を第２のダイオードを介して前記第２の平滑コンデンサの一方の端子にまた別の一端を前記第２の平滑コンデンサの他方の端子に各々接続し、前記第１のトランスの１次巻線に電磁的に結合した３次巻線を巻いてその一端をインピーダンス素子を介して前記第２のスイッチ素子のゲートに接続し別の一端を前記第２のスイッチ素子のソースに接続し、前記第２のスイッチ素子のゲートとソース間にトランジスタを接続し、前記トランジスタのベースとエミッタ間にコンデンサを接続し、前記３次巻線の前記インピーダンス素子が接続されている端子と前記トランジスタのベース間に抵抗を接続したことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記第２のトランスの１次巻線の一端がセンタータップダイオードを介して前記交流電源の各々の端子に接続された請求項１記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はスイッチング電源装置に関し、より具体的には入力電流と出力電流に含まれるリップル成分を軽減する技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、スイッチング電源の入力電流と出力電流のリップル成分を軽減する手段としてハーフブリッジやフルブリッジという方式が用いられていた。
【０００３】
図５はハーフブリッジの原理図を示しているが、２つのスイッチ素子１３ａと１３ｂは交互にオン・オフを繰り返しており、２つが同時にオン状態になることはない。スイッチ素子１３ａがオンのときは直流電源２１から供給される電流は第１のトランス１２の１次巻線１２ａとコンデンサ２０ｂを通る。このとき電流は１次巻線を図の上の方から下の方に向かって流れる。スイッチ素子１３ｂがオンのときは電流は１次巻線１２ａとコンデンサ２０ａを流れるが、１次巻線には図の下の方から上の方に向かって流れる。
【０００４】
スイッチ素子１３ａと１３ｂのオン期間は周期の５０％を越えることはないが、直流電源の電流は図６に示したように導通角を１００％近くまで広げることができる。その結果直流電源２１の電流に含まれるリップル成分が小さくなる。トランスの２次巻線１２ｂと１２ｄから第２の平滑コンデンサ１６に流れる電流のリップル成分も小さくなる。
【０００５】
リップル成分が小さくなることによって、直流電源２１の直流抵抗成分によって生じる電力損失が小さくなるというメリットがある。直流電源がコンデンサとインダクタからなるフィルタ回路を有しているとき、コンデンサを流れるリップル電流も小さくなるので、コンデンサの等価直列抵抗による電力損失も小さくなる。このことは２次側の出力電流に関しても同様である。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、従来方式はスイッチ素子１３ａと１３ｂを駆動する回路が複雑になるという短所がある。
【０００７】
そこで、本発明はより簡単な回路で入力電流のリップル成分を軽減する回路を提供するものである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明においては図１に示すように、１台目のフライバックコンバータの第１の平滑コンデンサ１１と２次側の第２の平滑コンデンサ１６を各々共通にする２台目のフライバックコンバータを並列に接続し、かつ、２台目のフライバックコンバータの第２のスイッチ素子２を１台目のフライバックコンバータの第１のトランス１２の３次巻線１２ｃに生じる交流信号をもとに、適当な時定数をもっているコンデンサ５と抵抗６からなる回路と、第３のスイッチ素子４によって作り出されるパルスでオン・オフさせる。
【０００９】
【発明の実施の形態】
１台目のフライバックコンバータのスイッチ素子である第１のスイッチ素子１３と２台目のフライバックコンバータのスイッチ素子である第２のスイッチ素子２のオン期間は図３に示したように、交互になるように、３次巻線１２ｃの極性が選ばれており、また、第２のスイッチ素子２のオン期間が第１のスイッチ素子１３のオン期間と重なることがないようにコンデンサ５と抵抗６が選ばれている。
【００１０】
コンデンサ５の電圧は図４に示したように、３次巻線１２ｃに生じる電圧に対して指数関数的な変化を示す。そして、第２のスイッチ素子２のオン期間は図中のｔ２で与えられる。すなわち、コンデンサ５の電圧が第３のスイッチ素子４の制御電極のしきい値に達すると第３のスイッチ素子４がオン状態になり、第２のスイッチ素子２がターン・オフするので、第３の巻数１２ｃの電圧とコンデンサ５及び抵抗６の値を適当に選ぶことにより、第１のスイッチ素子１３がターン・オンする前に第２のスイッチ素子２をターン・オフさせることができる。
【００１１】
【実施例】
図１は請求項１記載の発明の実施例を示す回路である。
【００１２】
図１において、第１のスイッチ素子１３は発振制御回路１４が出力するパルスによってオン・オフを繰り返し、第１のトランス１２を介して負荷１７に一定の直流電圧を供給している。
【００１３】
第２のスイッチ素子２は第１のトランス１２に巻かれた３次巻線１２ｃに生じるパルスでオン・オフを繰り返すが、第１のスイッチ素子１３のオン・オフと位相が反転している。また、第２のスイッチ素子２のオン期間は第３のスイッチ素子４とコンデンサ５及び抵抗６によって制限され、第１のスイッチ素子２がターン・オンする前にターン・オフする。
【００１４】
第１のスイッチ素子１３と第２のスイッチ素子２を流れる電流は位相が反転して互いに重なることがないので入力電流の導通角が広がり、リップル成分が小さくなる。また２次側においても第１のダイオード１５と第２のダイオード７に交互に電流が流れるので導通角が広がり、リップル成分が小さくなる。
【００１５】
図１において、インピーダンス素子３は抵抗でも良いが、抵抗の他にコンデンサやインダクタを組み合わせた回路でも良い。
【００１６】
図１において、第１のスイッチ素子１３と第２のスイッチ素子２にＭＯＳＦＥＴを選び、第３のスイッチ素子４にバイポーラトランジスタを選んでいるが、これらはそれぞれ別のタイプのスイッチ素子で置き換えることが可能である。
【００１７】
図１において、発振制御回路１４は周波数固定であっても、自励発振であっても良い。
【００１８】
図２は請求項２記載の発明の実施例を示す回路図である。
【００１９】
図２において、第２のトランス１と第２のスイッチ素子２からなる回路をセンタータップダイオード９を介して交流電源８に接続した。これにより交流電流の位相の３６０°の角度にわたって電流が流れるので力率が改善される。
【００２０】
【発明の効果】
従来フライバックコンバータを応用できる電力の範囲がコストの制限から２００Ｗと考えられてきたが、本発明によって入力電流に含まれるリップル成分が大幅に削減されるので、１次側と２次側の両方の電解コンデンサの負担が減り、ハーフブリッジやフルブリッジと同じコストで２００Ｗ以上の電源に応用できるようになった。また、２次側の電圧が２４Ｖを越える場合は２次側のダイオードの耐圧の制限からむしろフライバック方式の方が好まれることがあるので、２４Ｖを越える出力電圧の電源においてハーフブリッジやフルブリッジに代わる方式として期待できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  請求項１記載の発明の実施例を示す回路図である。
【図２】  請求項２記載の発明の実施例を示す回路図である。
【図３】  図１の波形図である。
【図４】  図１の波形図である。
【図５】  従来方式の１例を示す回路図である。
【図６】  図５の波形図である。
【符号の説明】
１  第２のトランス
１ａ  １次巻線
１ｂ  ２次巻線
２  第２のスイッチ素子
３  インピーダンス素子
４  第３のスイッチ素子
５  コンデンサ
６  抵抗
７  第２のダイオード
８  交流電源
９  センタータップダイオード
１０  全波整流器
１１  第１の平滑コンデンサ
１２  第１のトランス
１２ａ  １次巻線
１２ｂ  ２次巻線
１２ｃ  ３次巻線
１２ｄ  ２次巻線
１３  第１のスイッチ素子
１３ａ  スイッチ素子
１３ｂ  スイッチ素子
１４  発振制御回路
１５  第１のダイオード
１６  第２の平滑コンデンサ
１７  負荷
１８  リアクトル
１９  ダイオード
２０ａ  コンデンサ
２０ｂ  コンデンサ
２１  直流電源
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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