(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
Ｍを２以上の整数としたとき、
周波数ｆ（１）からｆ（Ｍ）のＭ個の局部発振信号の和信号である第１の信号を生成するＬＯ信号生成回路と、
前記第１の信号と受信信号とを周波数混合するミキサと、
前記ミキサから出力されるベースバンド信号が供給される低域通過型フィルタと、
前記ベースバンド信号をアナログ信号からディジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、
を有し、
前記Ｍ個の局部発振信号の周波数ｆ（１）からｆ（Ｍ）が各々等間隔であり、
前記低域通過型フィルタのカットオフ周波数が、前記ベースバンド信号の周波数帯域の２Ｍ倍よりも低く、
前記Ａ／Ｄコンバータは、前記Ｍ個の局部発振信号の周波数間隔の自然数倍の周波数をサンプリング周波数として用い、
前記ＬＯ信号生成回路は、
前記Ｍ個の局部発振信号相互の位相関係を変化させるための位相変化手段を有する受信装置。
【請求項２】
前記位相変化手段は、
前記Ｍ個の局部発振信号それぞれについて、９０度ずつ位相がずれた４相信号を発生する４相信号発生器と、
前記Ｍ個の局部発振信号それぞれについて、前記４相信号から位相が１８０度異なる差動信号を出力する複数のスイッチと、
を有する請求項１記載の受信装置。
【請求項３】
前記位相変化手段は、
Ｐを自然数としたとき、
前記Ｍ個の局部発振信号それぞれについて、３６０／Ｐ度ずつ位相がずれたＰ相信号を発生するＰ相信号発生器と、
前記Ｍ個の局部発振信号それぞれについて、前記Ｐ相信号から位相が１８０度異なる差動信号を出力する複数のスイッチと、
を有する請求項１記載の受信装置。
【請求項４】
前記ＬＯ信号生成回路は、
複数の分周器及びシングルサイドバンドミキサを備え、
前記分周器のうち、少なくとも一つにデュアルモジュラス型分周器を用い、
前記デュアルモジュラス型分周器で設定可能な分周比のうち、一方の分周比を定常受信状態で用い、他方の分周比を前記位相変化手段として用いる請求項１記載の受信装置。
【請求項５】
周波数ｆ（１）からｆ（Ｍ）のＭ個の搬送波を一つのベースバンド信号で変調した信号を受信すると、
前記Ｍ個の搬送波の位相が揃うタイミングと、前記Ｍ個の局部発振信号の位相が揃うタイミングとを前記位相変化手段を用いて同期させるための位相同期手段を有する請求項１記載の受信装置。
【請求項６】
前記Ｍ個の局部発振信号の周波数が等間隔であり、かつｆｄを前記Ｍ個の局部発振信号の最小周波数間隔とし、ＫとＬを０以上の整数としたとき、
周波数ｆ（１）−ｆｄ×（Ｋ＋１／２）からｆ（Ｍ）+ｆｄ×（Ｌ＋１／２）の（Ｍ＋Ｋ＋Ｌ＋１）個の搬送波を一つのベースバンド信号で変調した信号を受信すると、
前記（Ｍ＋Ｋ＋Ｌ＋１）個の搬送波の位相が揃うタイミングと、前記Ｍ個の局部発振信号の位相が揃うタイミングとを前記位相変化手段を用いて同期させるための位相同期手段を有する請求項１記載の受信装置。
【請求項７】
前記位相同期手段は、
前記Ｍ個の前記局部発振信号の位相を各々変化させる位相変化手段と、
ベースバンド信号の信号強度を検出するレベル検出器と、
前記ベースバンド信号の信号強度が最大となるように前記位相変化手段から出力される前記Ｍ個の前記局部発振信号の位相をそれぞれ設定する制御部と、
を有する請求項５記載の受信装置。
【請求項８】
前記位相同期手段は、
前記Ｍ個の前記局部発振信号の位相を各々変化させる位相変化手段と、
ベースバンド信号の信号強度を検出するレベル検出器と、
前記ベースバンド信号の信号強度が最大となるように前記位相変化手段から出力される前記Ｍ個の前記局部発振信号の位相をそれぞれ設定する制御部と、
を有する請求項６記載の受信装置。
【請求項９】
請求項１記載の受信装置と、
Ｍを２以上の整数としたとき、
周波数ｆ（１）からｆ（Ｍ）のＭ個の搬送波を一つのベースバンド信号で変調した信号を送信する送信装置と、
を有し、
前記送信装置は、
位相差の組み合わせが異なるＭ個の局部発振信号から成る、互いに異なる複数の搬送波を用いて複数のベースバンド信号を変調して送信し、
前記受信装置は、
前記送信装置で搬送波として用いる、位相差の組み合わせが異なるＭ個の局部発振信号から成る、互いに異なる複数の信号を用いて複数のベースバンド信号をそれぞれ復調するデータ通信方式。
【請求項１０】
請求項１記載の受信装置と、
Ｍを２以上の整数、Ｋ及びＬを０以上の整数とし、複数の搬送波間の最小周波数間隔をｆｄとしたとき、
周波数ｆ（１）−ｆｄ×（Ｋ＋１／２）からｆ（Ｍ）＋ｆｄ×（Ｌ＋１／２）の（Ｍ＋Ｋ＋Ｌ＋１）個の搬送波を一つのベースバンド信号で変調した信号を送信する送信装置と、
を有するデータ通信方式。
【請求項１１】
前記送信装置は、
前記Ｍ個の搬送波の最小周波数間隔の１／２以下の周波数帯域幅を有する前記ベースバンド信号を生成する請求項９記載のデータ通信方式。
【請求項１２】
前記送信装置は、
前記複数の搬送波の最小周波数間隔の１／２以下の周波数帯域幅を有する前記ベースバンド信号を生成する請求項１０記載のデータ通信方式。
【請求項１３】
前記送信装置は、
位相差の組み合わせが異なる（Ｍ＋Ｋ＋Ｌ＋１）個の局部発振信号から成る、互いに異なる複数の搬送波を用いて複数のベースバンド信号を変調して送信し、
前記受信装置は、
前記送信装置で搬送波として用いる、位相差の組み合わせが異なる（Ｍ＋Ｋ＋Ｌ＋１）個の局部発振信号から成る、互いに異なる複数の信号を用いて複数のベースバンド信号をそれぞれ復調する請求項１０記載のデータ通信方式。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はスペクトル拡散通信方式で用いる受信装置及びデータ通信方式に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から用いられている直接拡散方式によるスペクトル拡散通信方式（以下、直接スペクトル拡散通信方式と称す）について図２９〜３２を用いて簡単に説明する。
【０００３】
図２９は直接スペクトル拡散通信方式の送信装置の構成を示すブロック図である。
【０００４】
図２９に示すように、直接スペクトル拡散通信方式の送信装置は、Ｄ／Ａコンバータ１１、アンチエリアスフィルタ１２、プログラマブルゲインベースバンドアンプ１３、変調器１４、電力増幅器１５及びアンテナ装置１６を備えた構成である。
【０００５】
直接スペクトル拡散通信方式の送信装置では、情報信号の拡散処理を不図示のディジタル信号処理部によって行う。すなわち、図２９に示すＤ／Ａコンバータ１１からは拡散処理後のデータが出力される。Ｄ／Ａコンバータ１１から出力された信号（ベースバンド信号）は、アンチエリアスフィルタ１２によって不要帯域のノイズが除去された後、プログラマブルゲインベースバンドアンプ１３によって増幅され、変調器１４のベースバンドポートへ供給される。変調器１４は、ローカルポート（ＬＯ）から供給される局部発信信号（以下、ＬＯ信号と称す）とベースバンド信号を周波数混合することで、ＬＯ信号をベースバンド信号で変調し、ベースバンド信号を無線周波数信号へアップコンバージョンする。
【０００６】
変調器１４から出力された無線周波数信号は、電力増幅器１５で増幅された後、アンテナ装置１６を介して送信される。このとき、送信信号のスペクトルは、図３０に示すようにＬＯ信号１の周波数の両側帯に、拡散された情報信号２、３が付随する特性となる。
【０００７】
図３１は直接スペクトル拡散通信方式の受信装置の構成を示すブロック図である。
【０００８】
図３１に示すように、直接スペクトル拡散通信方式の受信装置は、アンテナ装置２６、ＬＮＡ（ローノイズアンプ）２５、ミキサ２４、プログラマブルゲインベースバンドアンプ２３、チャネル選択フィルタ２２及びＡ／Ｄコンバータ２１を備えた構成である。
【０００９】
アンテナ装置２６で受信した信号（無線信号）は、ＬＮＡ２５により増幅された後、ミキサ２４へ供給される。ミキサ２４は、無線周波数信号とローカルポートから供給されるＬＯ信号とを周波数混合することで、無線周波数信号を復調しベースバンド信号へダウンコンバージョンする。このとき、ミキサ２４から出力されたベースバンド信号のスペクトルは図３２に示すようになる。チャネル選択フィルタ２３は、ミキサ２４によりダウンコンバージョンされた信号（ベースバンド信号）から所望波成分４（図３２参照）のみを取り出し、Ａ／Ｄコンバータ２１へ出力する。
【００１０】
図２９に示した送信装置及び図３１に示した受信装置を有する直接スペクトル拡散通信方式では、情報信号を広い周波数帯域に拡散して通信するため、送信装置のＤ／Ａコンバータ１１、アンチエリアスフィルタ１２、プログラマブルゲインベースバンドアンプ１３、変調器１４のベースバンドポートの動作周波数、並びに受信装置のＡ／Ｄコンバータ２１、チャネル選択フィルタ２２、プログラマブルゲインベースバンドアンプ２３、ミキサ２４のベースバンドポートの動作周波数を、拡散後の情報信号に対応して広帯域化する必要がある。これは、送信装置及び受信装置の消費電力の増大を招くと共に、回路を広い周波数帯域で動作させなければならないため製造上の困難性が高くなる問題がある。
【００１１】
そこで、一つの情報信号を複数のＬＯ信号に重畳して送信することで、情報信号を拡散すると共に、送信装置が有する各構成要素の動作周波数の狭帯域化を実現した技術が特許文献１に記載されている。
【特許文献１】特開平１１−１６３８０７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
上述したように、直接スペクトル拡散通信方式では、送信装置及び受信装置の各構成要素の動作周波数を、拡散された情報信号に対応して広帯域化する必要があり、消費電力の増加や製造上の困難性が高くなる問題がある。
【００１３】
一方、特許文献１に記載された通信システムでは、送信装置のＤ／Ａコンバータ、アンチエリアスフィルタ、プログラマブルゲインベースバンドアンプ、変調器のベースバンドポートを情報信号の周波数帯域内でのみ動作させればよいため、消費電力低減や製造上の困難性の低下が期待できる。しかしながら、特許文献１に記載された通信システムでは、受信装置が複数のＬＯ信号毎に復調器を備える構成であるため、回路規模が大きくなって消費電力の増加や製造上の困難性が高くなる問題を解決できるものではなかった。
【００１４】
本発明は上記したような従来の技術が有する問題点を解決するためになされたものであり、情報信号のスペクトルを所望の帯域に拡散した通信を実現可能にすると共に、消費電力の増加や製造上の困難性を抑制できる、簡易な回路構成の受信装置及びデータ通信方式を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
上記目的を達成するため本発明の受信装置は、Ｍを２以上の整数としたとき、
周波数ｆ（１）からｆ（Ｍ）のＭ個の局部発振信号の和信号である第１の信号を生成するＬＯ信号生成回路と、
前記第１の信号と受信信号とを周波数混合するミキサと、
前記ミキサから出力されるベースバンド信号が供給される低域通過型フィルタと、
前記ベースバンド信号をアナログ信号からディジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、
を有し、
前記Ｍ個の局部発振信号の周波数ｆ（１）からｆ（Ｍ）が各々等間隔であり、
前記低域通過型フィルタのカットオフ周波数が、前記ベースバンド信号の周波数帯域の２Ｍ倍よりも低く、
前記Ａ／Ｄコンバータは、前記Ｍ個の局部発振信号の周波数間隔の自然数倍の周波数をサンプリング周波数として用い、
前記ＬＯ信号生成回路は、
前記Ｍ個の局部発振信号相互の位相関係を変化させるための位相変化手段を有する。
【００１６】
一方、本発明のデータ通信方式は、上記受信装置と、
Ｍを２以上の整数としたとき、
周波数ｆ（１）からｆ（Ｍ）のＭ個の搬送波を一つのベースバンド信号で変調した信号を送信する送信装置と、
を有する構成である。
【００１７】
または、上記受信装置と、
Ｍを２以上の整数、Ｋ及びＬを０以上の整数とし、複数の搬送波間の最小周波数間隔をｆｄとしたとき、
周波数ｆ（１）−ｆｄ×（Ｋ＋１／２）からｆ（Ｍ）＋ｆｄ×（Ｌ＋１／２）の（Ｍ＋Ｋ＋Ｌ＋１）個の搬送波を一つのベースバンド信号で変調した信号を送信する送信装置と、
を有する構成である。
【００１８】
上記のような受信装置では、周波数ｆ（１）からｆ（Ｍ）のＭ個の局部発振信号の和信号である第１の信号と受信信号とを周波数混合し、ベースバンド信号を復調することで、Ａ／Ｄコンバータやチャネル選択フィルタ等を比較的狭い帯域で動作させることが可能であり、かつ特許文献１のように複数の復調器を備えることなく、所望の帯域にスペクトルを拡散した通信を実現できる。
【００１９】
また、上記のようなデータ通信方式では、受信装置だけでなく、送信装置のＤ／Ａコンバータ、アンチエリアスフィル、プログラマブルゲインベースバンドアンプ及び変調器のベースバンドポートを拡散処理する前の情報信号に対応する比較的狭い帯域で動作させることが可能であり、情報信号のスペクトルを所望の帯域に拡散した通信を実現できる。
【発明の効果】
【００２０】
本発明の受信装置によれば、Ａ／Ｄコンバータやチャネル選択フィルタ等を比較的狭い帯域で動作させることが可能であり、かつ特許文献１のように複数の復調器を備えることなく、所望の帯域にスペクトルを拡散した通信を実現できる。そのため、受信装置の消費電力を低減でき、かつ製造上の困難性が低い、簡易な回路構成で受信装置を実現できる。
【００２１】
また、本発明のデータ通信方式によれば、送信装置のＤ／Ａコンバータ、アンチエリアスフィル、プログラマブルゲインベースバンドアンプ及び変調器のベースバンドポートを拡散処理する前の情報信号に対応する比較的狭い帯域で動作させることが可能であり、情報信号のスペクトルを所望の帯域に拡散した通信を実現できる。そのため、送信装置の消費電力を低減でき、かつ製造上の困難性が低い、簡易な回路構成の送信装置を実現できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
次に本発明について図面を参照して説明する。
【００２３】
（第１の実施の形態）
まず本発明のデータ通信方式の第１の実施の形態について図面を用いて説明する。
【００２４】
図１は第１の実施の形態のデータ通信方式が有する送信装置の構成を示すブロック図である。
【００２５】
図１に示すように、第１の実施の形態の送信装置は、Ｄ／Ａコンバータ３１、アンチエリアスフィルタ３２、プログラマブルゲインベースバンドアンプ３３、変調器３４、電力増幅器３５及びアンテナ装置３６を備える構成である。
【００２６】
第１の実施の形態の送信装置では、情報信号の拡散処理を変調器３４にて実行する。したがって、Ｄ／Ａコンバータ３１からは拡散前の情報信号が出力される。Ｄ／Ａコンバータ３１から出力された情報信号（ベースバンド信号）は、アンチエリアスフィルタ３２、プログラマブルベースバンドアンプ３３を通して変調器３４のベースバンドポートに供給される。したがって、変調器３４のベースバンドポートには、図２に示すようなスペクトルを有するベースバンド信号が供給される。
【００２７】
また、第１の実施の形態の送信装置では、変調器３４のローカルポートに、図３に示すように、周波数が互いに異なる、複数のＬＯ信号（図３では３つのＬＯ信号（第１のＬＯ信号１０２、第２のＬＯ信号１０３及び第３のＬＯ信号１０４））の和信号を供給する。第１のＬＯ信号１０２、第２のＬＯ信号１０３及び第３のＬＯ信号１０４の周波数間隔はそれぞれ等間隔とする。
【００２８】
このとき、変調器３４からは、図４に示すように変調信号１０５，１０６、１０７の和信号である無線周波数信号が出力される。図４に示す変調信号１０５は図２に示したベースバンド信号１０１を図３に示した第１のＬＯ信号１０２で振幅変調した信号である。また、図４に示す変調信号１０６は図２に示したベースバンド信号１０１を図３に示した第２のＬＯ信号１０３で振幅変調した信号であり、図４に示す変調信号１０７は図２に示したベースバンド信号１０１を図３に示した第３のＬＯ信号１０４で振幅変調した信号である。変調器３４から出力された無線周波数信号は、電力増幅器３５で増幅された後、アンテナ装置３６から送信される。
【００２９】
なお、ベースバンド信号は複数のＬＯ信号（搬送波）の最小周波数間隔の１／２以下の周波数帯域幅であることが望ましい。
【００３０】
第１の実施の形態の送信装置では、Ｄ／Ａコンバータ３１、アンチエリアスフィルタ３２、プログラマブルゲインベースバンドアンプ３３、及び変調器３４のベースバンドポートが、図２に示したベースバンド信号１０１（情報信号）の周波数帯域でのみ動作すればよい。一方、アンテナ装置３６から放射される送信信号（無線周波数信号）の帯域は、図４に示したようにベースバンド信号１０１の帯域のおよそ６倍に拡散されている。すなわち、第１の実施の形態で示した送信装置によれば、変調器３４によりスペクトル拡散が実現できる。
【００３１】
したがって、送信装置のＤ／Ａコンバータ３１、アンチエリアスフィルタ３２、プログラマブルゲインベースバンドアンプ３３及び変調器３４のベースバンドポートを拡散処理する前の情報信号に対応する比較的狭い帯域で動作させつつ、情報信号のスペクトルを所望の帯域に拡散した通信を実現できる。そのため、送信装置の消費電力を低減でき、かつ製造上の困難性が低い、簡易な回路構成の送信装置を実現できる。
【００３２】
なお、Ｄ／Ａコンバータ１１からは不図示のディジタル信号処理部によってスペクトルが拡散された信号を出力してもよい。その場合、ディジタル信号処理部によるスペクトル拡散と、上述した変調器３４によるスペクトル拡散との２段階の拡散処理を実施することになる。但し、ディジタル信号処理部によって情報信号を広い帯域まで拡散すると、直接スペクトル拡散通信方式と同様に消費電力の増大や製造上の困難性が高くなる問題が発生する。したがって、ディジタル信号処理部で拡散する帯域は比較的狭くすることが望ましい。
【００３３】
（第２の実施の形態）
次に本発明のデータ通信方式の第２の実施の形態について図面を用いて説明する。
【００３４】
第２の実施の形態は、第１の実施の形態または後述する第３の実施の形態の送信装置から送信された信号を受信する受信装置に関する。受信信号は、図４に示した送信信号に非所望波成分１０８、１０９が加わった図５に示すようなスペクトルを有する信号である。
【００３５】
図６は第２の実施の形態のデータ通信方式で用いる受信装置の構成を示すブロック図である。
【００３６】
図６に示すように、第２の実施の形態の受信装置は、アンテナ装置４６、ＬＮＡ（ローノイズアンプ）４５、ミキサ４４、プログラマブルゲインベースバンドアンプ４３、チャネル選択フィルタ４２及びＡ／Ｄコンバータ４１を備える構成である。
【００３７】
第２の実施の形態では、図６に示すミキサ４４のローカルポートに、図７に示すように、周波数が異なる３つのＬＯ信号（第１のＬＯ信号１１０、第２のＬＯ信号１１１、第３のＬＯ信号１１２）の和信号を供給する。第１のＬＯ信号１１０の周波数は図３に示した第１のＬＯ信号１０２の周波数と等しく、第２のＬＯ信号１１１の周波数は図３に示した第２のＬＯ信号１０３の周波数と等しく、第３のＬＯ信号１１２の周波数は図３に示した第３のＬＯ信号１０４の周波数と等しい値に設定する。このとき、ミキサ４４からは、図８に示すようなスペクトルを有するベースバンド信号が出力される。
【００３８】
図８に示す信号成分１１３は、受信信号に含まれる変調信号１０５が第１のＬＯ信号１１０によりダウンコンバージョンされた信号、受信信号に含まれる変調信号１０６が第２のＬＯ信号１１１によりダウンコンバージョンされた信号及び受信信号に含まれる変調信号１０７が第３のＬＯ信号１１２によりダウンコンバージョンされた信号の和信号である。
【００３９】
また、図８に示す信号成分１１４は、受信信号に含まれる変調信号１０５が第２のＬＯ信号１１１によりダウンコンバージョンされた信号、受信信号に含まれる変調信号１０６が第１のＬＯ信号１１０によりダウンコンバージョンされた信号、受信信号に含まれる変調信号１０６が第３のＬＯ信号１１２によりダウンコンバージョンされた信号及び受信信号に含まれる変調信号１０７が第２のＬＯ信号１１１によりダウンコンバージョンされた信号の和信号である。
【００４０】
また、図８に示す信号成分１１５は、受信信号に含まれる変調信号１０５が第３のＬＯ信号１１２によりダウンコンバージョンされた信号及び受信信号に含まれる変調信号１０７が第１のＬＯ信号１１０によりダウンコンバージョンされた信号の和信号である。
【００４１】
なお、図８に示す非所望波成分１１６は、図５に示した受信信号に含まれる非所望波成分１０８、１０９が第１のＬＯ信号１１０、第２のＬＯ信号１１１及び第３のＬＯ信号１１２によりダウンコンバージョンされた信号である。
【００４２】
ミキサ４４から出力されるベースバンド信号は、これら信号成分１１３〜１１５及び非所望波成分１１６の和信号となる。ここで、第１のＬＯ信号１１０、第２のＬＯ信号１１１、第３のＬＯ信号１１２は、ダウンコンバージョンされた信号成分１１３〜１１５の信号強度が互いに強め合うような位相関係に設定する。
【００４３】
チャネル選択フィルタ（ローパスフィルタ）４２は、ミキサ４４から出力されたベースバンド信号から図９に示すようなスペクトルを有する所望波成分１１７のみを出力する。
【００４４】
したがって、第２の実施の形態の受信装置によれば、Ａ／Ｄコンバータ４１やチャネル選択フィルタ４２を拡散処理する前の情報信号に対応する比較的狭い帯域で動作させつつ、かつ特許文献１のように複数の復調器を備えることなく、所望の帯域にスペクトルを拡散した通信を実現できる。そのため、受信装置の消費電力を低減でき、かつ製造上の困難性が低い、簡易な回路構成で受信装置を実現できる。
【００４５】
なお、図８では、ミキサ４４から出力される信号成分１１３、１１４、１１５をほぼ同じ信号強度でそれぞれ記載しているが、ミキサ４４のベースバンドポートは低域通過型フィルタの特性を備えていてもよい。その場合、ミキサ４４から出力される信号成分１１４の信号強度は信号成分１１３よりも低減され、信号成分１１５の信号強度は信号成分１１４よりも低減される。
【００４６】
また、図９では低域通過型フィルタであるチャネル選択フィルタ４２により所望波成分１１７のみを取り出す例を示しているが、チャネル選択フィルタ４２の通過帯域をより広く設定し、Ａ／Ｄコンバータ４１の出力側に接続される不図示のディジタル信号処理部により所望波成分１１７を取り出す処理を行ってもよい。但し、ミキサ４４から出力される信号成分１１３、１１４、１１５を全てそのまま通過させたのでは直接スペクトル拡散通信方式と同様にＡ／Ｄコンバータ４１を広い帯域で動作させることになるため、チャネル選択フィルタ４２のカットオフ周波数は、ベースバンド信号の周波数帯域の２Ｍ倍よりも低く設定する。ここで、Ｍは復調に用いるＬＯ信号の数であり、２以上の整数である。
【００４７】
また、チャネル選択フィルタ４２のカットオフスロープを緩やかに設定し、かつＡ／Ｄコンバータ４１のサンプリング周波数をダウンコンバージョンされた信号成分１１４の中心周波数、すなわち、複数のＬＯ信号の周波数間隔の自然数倍の周波数に設定してもよい。その場合、チャネル選択フィルタ４２の緩やかなカットオフスロープにより信号成分１１４及び非所望波成分１１６は減衰された後にＡ／Ｄ変換される。このようにすると、信号成分１１４はナイキスト周波数で折り返され、所望の信号成分１１３に加算される。すなわち、信号成分１１４が信号成分１１３の信号強度を高めるように作用する。
【００４８】
上述した第１の実施の形態では図３に示した３つのＬＯ信号を用いて変調処理を行い、第２の実施の形態では該ＬＯ信号と同じ周波数の３つのＬＯ信号を用いて復調処理を行う例を示したが、第１の実施の形態で示した送信装置はＭ個（Ｍを２以上の整数）のＬＯ信号を用いて変調処理を行ってもよく、第２の実施の形態で示した受信装置は送信装置で用いたＬＯ信号と同じ周波数のＭ個（Ｍを２以上の整数）のＬＯ信号を用いて復調処理を行ってもよい。さらに、第２の実施の形態で示した受信装置は、送信装置の変調処理に用いた周波数のＬＯ信号から１つ以上間引いた周波数のＬＯ信号を用いて復調処理を行ってもよい。
【００４９】
また、第１の実施の形態及び第２の実施の形態では、図３または図７に示したように、周波数が等間隔の３つのＬＯ信号を用いる例を示したが、送信装置と受信装置で同じ周波数のＬＯ信号を用いれば、各ＬＯ信号の周波数は等間隔である必要はない。
【００５０】
さらに、第１の実施の形態及び第２の実施の形態では、情報信号を複数のＬＯ信号を用いて振幅変調または振幅復調する例を示したが、送信装置及び受信装置は複数のＬＯ信号を用いて情報信号を直交変調または直交復調する構成であってもよい。
【００５１】
（第３の実施の形態）
次に本発明のデータ通信方式の第３の実施の形態について図面を用いて説明する。
【００５２】
図１０は第３の実施の形態のデータ通信方式が有する送信装置の構成を示すブロック図である。
【００５３】
図１０に示すように、第３の実施の形態の送信装置は、第１の実施の形態と同様に、Ｄ／Ａコンバータ３１、アンチエリアスフィルタ３２、プログラマブルゲインベースバンドアンプ３３、変調器３４、電力増幅器３５及びアンテナ装置３６を備える構成である。
【００５４】
第３の実施の形態の送信装置では、不図示のディジタル信号処理部により図１１に示すようなスペクトルを有するベースバンド信号を生成する。図１１の２０１は所望波成分（情報信号）であり、２０２、２０３は所望波成分２０１の折り返し周波数成分である。
【００５５】
また、第３の実施の形態の送信装置では、変調器３４のローカルポート（ＬＯ）に、図１２に示すスペクトルを有するＬＯ信号２０４を供給する。このとき、変調器３４から出力される送信信号の周波数スペクトルは図１３に示すようになる。
【００５６】
図１３に示す変調信号２０７は、図１２に示したＬＯ信号２０４を図１１に示した信号成分２０１で振幅変調した信号である。また、図１３に示す変調信号２０６は図１２に示したＬＯ信号２０４を図１１に示した信号成分２０２で振幅変調した信号であり、図１３に示す変調信号２０５は図１２に示したＬＯ信号２０４を図１１に示した信号成分２０３で振幅変調した信号である。すなわち、第３の実施の形態の送信装置でも、第１の実施の形態と同様に、変調器３４の処理によりスペクトル拡散が実現できる。
【００５７】
なお、第３の実施の形態の送信装置では、Ｄ／Ａコンバータ３１、アンチエリアスフィルタ３２、プログラマブルゲインベースバンドアンプ３３、及び変調器３４のベースバンドポートが、図１１に示したスペクトルを有するベースバンド信号の周波数帯域で動作する必要がある。そのため、第１の実施の形態の送信装置に比べてこれらの装置の動作帯域を広くする必要がある。しかしながら、直接スペクトル拡散通信方式に比べて情報信号の拡散帯域を広く設定する必要がないため、消費電力の増大や製造上の困難性が高くなる問題は抑制される。
【００５８】
第３の実施の形態の送信装置によれば、変調器３４へ供給するＬＯ信号の数を低減できるため、第１の実施の形態の送信装置よりもＬＯ信号を生成するＬＯ信号生成回路の回路規模を縮小できる。
【００５９】
なお、第３の実施の形態では、１つのＬＯ信号（搬送波）を図１１に示したベースバンド信号で変調する例を示したが。ＬＯ信号の数は複数であってもよい。その場合、Ｍを２以上の整数、Ｋ及びＬを０以上の整数とし、ＬＯ信号間の最小周波数間隔をｆｄとしたとき、周波数がｆ（１）−ｆｄ×（Ｋ＋１／２）からｆ（Ｍ）＋ｆｄ×（Ｌ＋１／２）のＭ＋Ｋ＋Ｌ＋１）個のＬＯ信号を用いればよい。
【００６０】
（第４の実施の形態）
次に本発明のデータ通信方式の第４の実施の形態について図面を用いて説明する。
【００６１】
第４の実施の形態は、第１の実施の形態または第３の実施の形態の送信装置から送信された信号を受信する受信装置に関する。受信信号は、第２の実施の形態と同様に、図４に示した送信信号に非所望波成分１０８、１０９が加わった図５に示したスペクトルを有する信号である。
【００６２】
図１４は第４の実施の形態のデータ通信方式が有する受信装置の構成を示すブロック図である。
【００６３】
図１４に示すように、第４の実施の形態の受信装置は、第２の実施の形態と同様に、アンテナ装置４６、ＬＮＡ（ローノイズアンプ）４５、ミキサ４４、プログラマブルゲインベースバンドアンプ４３、チャネル選択フィルタ４２及びＡ／Ｄコンバータ４１を備える構成である。
【００６４】
第４の実施の形態の受信装置では、図１４に示すミキサ４４のローカルポートに、図１５に示すように、周波数が異なる２つのＬＯ信号２１０、２１１の和信号を供給する。ＬＯ信号２１０の周波数は、図３に示した送信装置で用いる第１のＬＯ信号１０２と第２のＬＯ信号１０３の中間周波数に設定する。また、ＬＯ信号２１１の周波数は、送信装置で用いる第２のＬＯ信号１０３と第３のＬＯ信号１０３の中間周波数に設定する。このときミキサ４４からは、図１６に示すようなスペクトルを有するベースバンド信号が出力される。
【００６５】
図１６に示す信号成分２１２は、受信信号に含まれる変調信号１０５（図４参照）が第１のＬＯ信号２１０によりダウンコンバージョンされた信号、受信信号に含まれる変調信号１０６（図４参照）が第１のＬＯ信号２１０によりダウンコンバージョンされた信号、受信信号に含まれる変調信号１０６が第２のＬＯ信号２１１によりダウンコンバージョンされた信号及び受信信号に含まれる変調信号１０７（図４参照）が第２のＬＯ信号２１１によりダウンコンバージョンされた信号の和信号である。
【００６６】
図１６に示す信号成分２１３は、受信信号に含まれる変調信号１０５が第１のＬＯ信号２１０によりダウンコンバージョンされた信号、受信信号に含まれる変調信号１０６が第１のＬＯ信号２１０によりダウンコンバージョンされた信号、受信信号に含まれる変調信号１０６が第２のＬＯ信号２１１によりダウンコンバージョンされた信号、信信号に含まれる変調信号１０７が第２のＬＯ信号２１１によりダウンコンバージョンされた信号、受信信号に含まれる変調信号１０５が第２のＬＯ信号２１１によりダウンコンバージョンされた信号及び受信信号に含まれる変調信号１０７が第１のＬＯ信号２１０によりダウンコンバージョンされた信号の和信号である。
【００６７】
図１６に示す信号成分２１４は、受信信号に含まれる変調信号１０５が第２のＬＯ信号２１１によりダウンコンバージョンされた信号及び受信信号に含まれる変調信号１０７が第１のＬＯ信号２１０によりダウンコンバージョンされた信号の和信号である。
【００６８】
また、図１６に示す非所望波成分２１５は、図５に示した受信信号に含まれる非所望波成分１０８、１０９が第１のＬＯ信号２１０及び第２のＬＯ信号２１１でダウンコンバージョンされた信号である。
【００６９】
ミキサ４４から出力されるベースバンド信号は、これら信号成分２１２〜２１４及び非所望波成分２１５の和信号となる。なお、第１のＬＯ信号２１０及び第２のＬＯ信号２１１は、ダウンコンバージョンされた信号成分２１２〜２１４の信号強度を互いに強め合うような位相関係に設定する。
【００７０】
このベースバンド信号をチャネル選択フィルタ４２に通すことで、第２の実施の形態と同様に所望波成分のみを取り出すことができる。このとき、チャネル選択フィルタ４２の通過帯域を、例えばベースバンド信号の２倍の帯域に設定すると、図１７に示すようなスペクトルを有する信号成分２１６が得られる。
【００７１】
Ａ／Ｄコンバータ４１は、ベースバンド信号の帯域をナイキスト周波数としてＡ／Ｄ変換を行う。その場合、信号成分２１６は中央の周波数で折り返される。このとき折り返された周波数成分は、折り返されない周波数成分の信号強度を強めるように作用するので、受信信号の信号強度を高めることができる。
【００７２】
なお、Ａ／Ｄコンバータ４１のナイキスト周波数はベースバンド信号の２倍以上の帯域にしてもよい。その場合、ベースバンド信号の１倍以上２倍以下の周波数成分を不図示のディジタル信号処理部で遮断してもよい。また、ベースバンド信号の１倍以上２倍以下の周波数成分と、ベースバンド信号の１倍以下の周波数成分とをディジタル信号処理部により合成してもよい。
【００７３】
また、チャネル選択フィルタ４２の通過帯域をベースバンド信号の帯域と等しくしてもよい。その場合、チャネル選択フィルタ４２からは図１８に示すようなスペクトルを有する信号成分２１７が得られる。
【００７４】
第４の実施の形態では、２つのＬＯ信号を復調処理に用いる例を示したが、復調処理に用いる複数のＬＯ信号を、送信装置の変調処理で用いるＬＯ信号の周波数のそれぞれ中間周波数に設定すれば、Ｍ個（Ｍを２以上の整数）のＬＯ信号を用いて復調処理を行ってもよい。
【００７５】
本実施形態の受信装置によれば、第２の実施の形態と同様に、Ａ／Ｄコンバータ４１やチャネル選択フィルタ４２の動作帯域を比較的狭い帯域のままで、かつ特許文献１のように複数の復調器を備えることなく、所望の帯域にスペクトルを拡散した通信を実現できる。
【００７６】
さらに、第４の実施の形態の受信装置によれば、ミキサ４４へ供給するＬＯ信号の数を低減できるため、ＬＯ信号を生成するＬＯ信号生成回路の回路規模を縮小できる。
【００７７】
（第５の実施の形態）
第５の実施の形態は、第１の実施の形態及び第３の実施の形態で示した送信装置が備える変調器、または第２の実施の形態及び第４の実施の形態で示した受信装置が備えるミキサのローカルポートに供給するＬＯ信号を生成するＬＯ信号生成回路の例である。
【００７８】
図１９は第５の実施の形態のデータ通信方式で用いるＬＯ信号生成回路の構成を示すブロック図である。
【００７９】
図１９に示すように、第５の実施の形態のＬＯ信号生成回路は、異なる周波数の信号を生成する３つのＶＣＯ３０１、３０２、３０３と、ＶＣＯ３０１、３０２、３０３の出力信号の周波数を１／２に分周し、位相が９０度ずつ異なる４相信号を出力する１／２分周器（４相信号発生器）３０４、３０５、３０６と、１／２分周器３０４、３０５、３０６から出力された４相信号から、位相が１８０度異なる差動信号を出力する４入力２出力のスイッチ３０７、３０８、３０９と、スイッチ３０７、３０８、３０９の出力信号を加算する加算回路３１０とを備えた構成である。
【００８０】
加算回路３１０の出力信号は出力ポート３１１を介して送信装置が備える変調器、または受信装置が備えるミキサのローカルポートへ供給される。
【００８１】
このような構成では、スイッチ３０７、３０８、３０９から出力される差動信号の組み合わせにより、出力ポート３１１から取り出せる、加算された３つのＬＯ信号の位相関係を変化させることができる。すなわち、１／２分周器（４相信号発生器）３０４、３０５、３０６と、スイッチ３０７、３０８、３０９とが複数のＬＯ信号相互の位相関係を変化させるための位相変化手段として機能する。したがって、例えば第２の実施の形態で示した、ダウンコンバージョンされた各信号成分どうしを強め合うように、３つのＬＯ信号１１０、１１１、１１２の位相をそれぞれ調整できる。
【００８２】
なお、第５の実施の形態では、３組のＶＣＯ、１／２分周器及びスイッチを用いて３つの周波数信号を得る例を示したが、これらは４組以上備えていてもよく、２組備えた構成であってもよい。
【００８３】
また、第５の実施の形態のＬＯ信号生成回路は、１／２分周器３０４、３０５、３０６、及びスイッチ３０７、３０８、３０９をそれぞれ省略した構成であってもよい。
【００８４】
（第６の実施の形態）
第６の実施の形態は、第１の実施の形態及び第３の実施の形態で示した送信装置が備える変調器、または第２の実施の形態及び第４の実施の形態で示した受信装置が備えるミキサのローカルポートに供給する信号を生成するＬＯ信号生成回路の他の例である。
【００８５】
図２０は第６の実施の形態のデータ通信方式で用いるＬＯ信号生成回路の構成を示すブロック図である。
【００８６】
図２０に示すように、第６の実施の形態のＬＯ信号生成回路は、ＶＣＯ３０１と、ＶＣＯ３０１の出力信号の周波数を１／Ｎに分周する１／Ｎ分周器３１２と、１／Ｎ分周器３１２の出力信号の周波数をさらに１／２に分周する１／２分周器３１３と、１／Ｎ分周器３１２の出力信号とＶＣＯ３０１の出力信号の和周波数信号を出力する第１のＳＳＢミキサ３１４と、１／２分周器３１３の出力信号とＶＣＯ３０１の出力信号の和周波数信号を出力する第２のＳＳＢミキサ３１５と、ＶＣＯ３０１、第１のＳＳＢミキサ３１４及び第２のＳＳＢミキサ３１５の出力信号の周波数を１／２に分周し、位相が９０度異なる４相信号を出力する１／２分周器３０４、３０５、３０６と、１／２分周器３０４、３０５、３０６から出力された４相信号から、位相が１８０度異なる差動信号を出力する４入力２出力のスイッチ３０７、３０８、３０９と、スイッチ３０７、３０８、３０９の出力信号を加算する加算回路３１０とを備えた構成である。
【００８７】
図２０に示すように、第６の実施の形態のＬＯ信号生成回路はＶＣＯ３０１を１個だけ備えた構成である。この出力信号の周波数を１／Ｎ分周器３１２で１／Ｎに分周し、その出力信号とＶＣＯ３０１の出力信号の和周波数信号を第１のＳＳＢミキサ（シングルサイドバンドミキサ）３１４で得ている。また、１／Ｎ分周器３１２の出力信号を、さらに１／２分周器３１３で１／２分周し、その出力信号とＶＣＯ３０１の出力信号の和和周波数信号を第２のＳＳＢミキサ３１５で得ている。その他の構成は第５の実施の形態で示したＬＯ信号生成回路と同様であるため、ここではその説明を省略する。
【００８８】
このような構成においても、スイッチ３０７、３０８、３０９から出力される信号の組み合わせにより、出力ポート３１１から取り出せる加算された３つのＬＯ信号の位相関係を調整できる。すなわち、１／Ｎ分周器３１２と、１／２分周器３１３と、第１のＳＳＢミキサ３１４と、第２のＳＳＢミキサ３１５と、１／２分周器３０４、３０５、３０６と、スイッチ３０７、３０８、３０９とが複数のＬＯ信号相互の位相関係を変化させるための位相変化手段として機能する。したがって、例えば第２の実施の形態で示した、ダウンコンバージョンされた各信号成分どうしが強め合うように、３つのＬＯ信号１１０、１１１、１１２の位相関係を設定することが可能になる。
【００８９】
なお、第６の実施の形態では、第１のＳＳＢミキサ３１４により１／Ｎ分周器３１２の出力信号とＶＣＯ３０１の出力信号の和周波数信号を取得し、第２のＳＳＢミキサ３１５により１／２分周器３１３の出力信号とＶＣＯ３０１の出力信号の和周波数信号を取得する例を示しているが、第１のＳＳＢミキサ３１４により１／Ｎ分周器３１２の出力信号とＶＣＯ３０１の出力信号の差周波数信号を取得し、第２のＳＳＢミキサ３１５により１／２分周器３１３の出力信号とＶＣＯ３０１の出力信号の差周波数信号を取得する構成であってもよい。また、第６の実施の形態のＬＯ信号生成回路は、１／２分周器３０４、３０５、３０６、及びスイッチ３０７、３０８、３０９をそれぞれ省略した構成であってもよい。また、第１のＳＳＢミキサ３１４及び第２のＳＳＢミキサ３１５に代わってＤＳＢミキサを用いてもよい。
【００９０】
さらに、第６の実施の形態では、ＶＣＯ３０１の出力信号を１／Ｎ分周器、１／２分周器３１３、第１のＳＳＢミキサ３１４及び第２のＳＳＢミキサ３１５を用いて３つの周波数信号を得る例を示しているが、同様の構成を用いてＶＣＯ３０１の出力信号から４つ以上あるいは２つの周波数信号を得る構成であってもよい。その場合、１／２分周器及びスイッチは得られた周波数信号の数に応じて備えていればよい。
【００９１】
第５の実施の形態及び第６の実施の形態では、周波数が異なる複数の信号（ＬＯ信号）各々から１／２分周器（４相信号発生器）を用いて位相が９０度ずつ異なる４相信号を出力する例を示したが、１／２分周器に代えて位相が３６０／Ｐ（Ｐは自然数）度ずつ異なるＰ相信号を出力するＰ相信号発生器を用いてもよい。Ｐが大きいＰ相信号発生器を用いた場合、複数のＬＯ信号の位相関係をより微細に調整することが可能になる。
【００９２】
（第７の実施の形態）
次に本発明のデータ通信方式の第７の実施の形態について図２１を用いて説明する。
【００９３】
図２１に示すように、第７の実施の形態は、第５の実施の形態または第６の実施の形態で示したＬＯ信号生成回路を受信装置に備えた例である。なお、以下では第６の実施の形態で示したＬＯ信号生成回路を用いる場合で説明する。
【００９４】
図２１に示すように、アンテナ装置で受信した受信信号（無線周波数）はＬＮＡで増幅された後、ミキサ３５１でベースバンド信号の周波数までダウンコンバージョンされる。
【００９５】
チャネル選択フィルタ３５２は、ベースバンド信号から所望波成分のみを取り出し、Ａ／Ｄコンバータへ供給する。Ａ／Ｄコンバータは所望波成分をＡ／Ｄ変換し、上述したディジタル信号処理部及び信号レベルを検出するレベル検出器３５３へそれぞれ供給する。
【００９６】
レベル検出器３５３による受信信号のレベル検出結果は制御部３５４へ供給される。
【００９７】
制御部３５４は、信号バス３５５を通してスイッチ３０７、３０８、３０９の接続組み合わせを制御する。
【００９８】
レベル検出器３５３は、制御部３５４で設定したスイッチ３０７、３０８、３０９の接続の組み合わせ毎に受信信号の信号強度を検出し、制御部３５４は、受信信号の信号強度が最大となるようにスイッチ３０７、３０８、３０９の接続の組み合わせを設定する。このとき、受信信号に含まれる搬送波の位相が揃うタイミングと、複数のＬＯ信号の位相が揃うタイミングとが同期する。すなわち、第７の実施の形態の受信装置が有するＬＯ信号生成回路、レベル検出器３５３及び制御部３５４は、第１の実施の形態または第３の実施の形態で示した送信信号に含まれる搬送波の位相が揃うタイミングと、複数のＬＯ信号の位相が揃うタイミングとを同期させる位相同期手段として機能する。
【００９９】
以上の処理（同期動作）を図２６のフローチャートで示す。
【０１００】
図２２は図２１に示した制御部の処理手順を示すフローチャートである。なお、図２２及び以下に記載する「位相の組み合わせ」とは、図２１に示したスイッチ３０７、３０８、３０９の接続の組み合わせに相当する。
【０１０１】
図２２に示すように、制御部３５４は、同期動作を開始すると、まず位相の組み合わせを初期値に設定する（ステップＳ１）。次に、レベル検出器３５３で検出された受信信号の信号強度（受信信号レベル）を取り込み（ステップＳ２）、その値を最大値として記録する（ステップＳ３）。
【０１０２】
続いて、位相の組み合わせを更新し（ステップＳ４）、更新後にレベル検出器３５３で検出された受信信号の信号強度（受信信号レベル）を再び取り込む（ステップＳ５）。そして、ステップＳ５で取り込んだ受信信号レベルと最大値とを比較し、ステップＳ５で取り込んだ受信信号レベルが最大値よりも大きいか否かを判定する（ステップＳ６）。
【０１０３】
ステップＳ５で取り込んだ受信信号レベルが最大値よりも大きい場合は、最大値をステップＳ５で取り込んだ受信信号レベルの値で更新し（ステップＳ７）、位相の組み合わせを全て試行したか否かを判定する（ステップＳ８）。ステップＳ６の処理において、ステップＳ５で取り込んだ受信信号レベルが最大値よりも小さい場合も、ステップＳ８の処理に移行する。
【０１０４】
位相の組み合わせを全て試行していない場合は、ステップＳ４の処理に戻ってステップＳ４〜Ｓ８の処理を繰り返す。また、位相の組み合わせを全て試行している場合は、最大値となる位相の組み合わせにセットし（ステップＳ９）、同期動作を終了する。
【０１０５】
本実施形態の受信装置によれば、受信強度が最大となるようにミキサ３５１へ供給する複数のＬＯ信号の位相関係を容易に設定できる。
【０１０６】
（第８の実施の形態）
次に本発明のデータ通信方式の第８の実施の形態について図２３を用いて説明する。
【０１０７】
図２３に示すように、第８の実施の形態は、第５の実施の形態または第６の実施の形態で示したＬＯ信号生成回路を受信装置に備えた例である。なお、以下では第６の実施の形態で示したＬＯ信号生成回路を用いる場合で説明する。但し、図２０に示した１／Ｎ分周器３１２に代えて１／Ｎ分周と１／（Ｎ＋１）分周の切り替えが可能なデュアルモジュラスプリスケーラ３６１を備え、スイッチ３０７〜３０９を削除した構成を用いる。
【０１０８】
図２３に示すように、アンテナ装置で受信した受信信号（無線周波数）はＬＮＡで増幅された後、ミキサ３５１でベースバンド信号の周波数までダウンコンバージョンされる。
【０１０９】
チャネル選択フィルタ３５２は、ベースバンド信号から所望波成分のみを取り出し、Ａ／Ｄコンバータへ供給する。Ａ／Ｄコンバータは所望波成分をＡ／Ｄ変換し、上述したディジタル信号処理部及び信号レベルを検出するレベル検出器３５３へそれぞれ供給する。
【０１１０】
レベル検出器３５３による受信信号のレベル検出結果は制御部３６２へ供給される。
【０１１１】
本実施形態の受信装置が備える制御部３６２は、信号バス３６３を通してデュアルモジュラスプリスケーラ３６１の分周比を制御する。
【０１１２】
制御部３６２は、まずデュアルモジュラスプリスケーラ３６１の分周比を１／Ｎとし、レベル検出器３５３で受信信号の信号強度を検出する。次に、制御部３６２はデュアルモジュラスプリスケーラ３６１の分周比を、所定の時間だけ１／（Ｎ＋１）分周に切り替え、その後、分周比を１／Ｎに戻す。これにより、ミキサ３５１のローカルポートに供給される３つの周波数信号の位相が変化する。
【０１１３】
そして、レベル検出器３５３で受信信号の信号強度を再び検出する。以上の処理を繰り返すことにより、受信信号のレベルが最大となる位相の組み合わせを探し出す。その場合、受信信号に含まれる搬送波の位相が揃うタイミングと、複数のＬＯ信号の位相が揃うタイミングとが同期する。すなわち、第８の実施の形態の受信装置が有するデュアルモジュラスプリスケーラ３６１を備えたＬＯ信号生成回路、レベル検出器３５３及び制御部３５４は、第７の実施の形態と同様に、第１の実施の形態または第３の実施の形態で示した送信信号に含まれる搬送波の位相が揃うタイミングと、複数のＬＯ信号の位相が揃うタイミングとを同期させる位相同期手段として機能する。
【０１１４】
なお、以上の処理（同期動作）は、図２２に示したフローチャートで示すことができる。但し、本実施形態では、図２２に示す「位相の組み合わせ」を、デュアルモジュラスプリスケーラ３６１の分周比の切り替えに置きかえればよい。
【０１１５】
（第９の実施の形態）
次に本発明のデータ通信方式の第９の実施の形態について図面を用いて説明する。
【０１１６】
図２４は第９の実施の形態の送信装置が備える変調器のローカルポートに供給する信号を周波数成分毎に示した波形図であり、図２５は図２４に示した各信号の和信号の信号波形を示す波形図である。また、図２６は第９の実施の形態の送信装置が備える変調器のローカルポートに供給する他の信号を周波数成分毎に示した波形図であり、図２７は図２６に示した各信号の和信号の信号波形を示す波形図である。
【０１１７】
本実施形態のデータ通信方式では、送信装置が備える変調器のローカルポートに、図２４に示すｆ１からｆ８までの８つの周波数信号を加算した信号（図２５参照）を供給する。
【０１１８】
図２４に示すように、図２５に示す信号波形の時刻０における各周波数成分ｆ１〜ｆ８の値に着目すると、全て０であり、かつ各成分の傾きは正である。
【０１１９】
また、本実施形態のデータ通信方式では、送信装置が備える変調器のローカルポートに、図２６に示すｆ１からｆ８までの８つの周波数信号を加算した信号（図２７参照）を供給する。
【０１２０】
図２６に示すように、図２７に示す信号波形の時刻０における各周波数成分ｆ１〜ｆ８の値に着目すると、周波数ｆ１からｆ８の各値は全て０であり、かつ各成分の傾きは、周波数成分ｆ１から順に、正、正、正、負、負、正、負、負である。すなわち、周波数成分ｆ１、ｆ２、ｆ３、ｆ６は、図２４に示したそれと同位相であり、かつ周波数成分ｆ４、ｆ５、ｆ７、ｆ８は、図２４に示したそれと逆位相である。
【０１２１】
したがって、図２５に示した信号と図２７に示した信号とは相関が低いため、図２５に示した信号を用いて変復調を行う通信と、図２７に示した信号を用いて変復調を行う通信とを多重化することが可能になる。したがって、例えば、第７の実施の形態で示したＬＯ信号生成回路、レベル検出器３５３及び制御部３５４、または第８の実施の形態で示したデュアルモジュラスプリスケーラ３６１を備えたＬＯ信号生成回路、レベル検出器３５３及び制御部３５４をそれぞれ複数有し、位相差の組み合わせが異なる複数のＬＯ信号から成る、互いに異なる複数の搬送波を各ベースバンド信号にそれぞれ割り当てて送受信すれば、複数種類のデータを同時に送受信することができる。
【０１２２】
図２８に図２５に示した信号と図２７に示した信号の相関の計算結果を示す。
【０１２３】
図２８に示す相関出力１は、図２５に示した信号と、遅延を持たせた図２５に示した信号とを乗算して積分した結果である。図２８の横軸は遅延時間である。相関出力１では、図２５に示した信号波形と同様に、相関の値に周期的に鋭いピークが現れている。
【０１２４】
一方、相関出力２は、図２７に示した信号に、遅延を持たせた図２５に示した信号を乗算して積分した結果である。図２８の横軸は遅延時間である。相関出力２では、明確な相関のピークが検出されず、かつ相関の値が相関出力１に比べて低いことが分かる。
【０１２５】
相関の値は図２４と図２６に示した各周波数成分どうしの位相差の組み合わせにより決まる。
【０１２６】
第９の実施の形態で示した多重化方法は、図２４と図２６に示した周波数成分をさらに増やした場合、あるいは周波数成分を減らした場合にも同様に適用できる。
【０１２７】
なお、第９の実施の形態で示した通信方法は、無線通信のみならず、有線電気通信、光通信、磁気を用いた通信、容量性の結合を用いた通信等にも適用することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【０１２８】
【図１】第１の実施の形態のデータ通信方式が有する送信装置の構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示した変調器のベースバンドポートに供給されるベースバンド信号のスペクトル例を示す周波数特性図である。
【図３】図１に示した変調器のローカルポートに供給するＬＯ信号のスペクトル例を示す周波数特性図である。
【図４】図１に示した変調器から出力される無線周波数信号のスペクトル例を示す周波数特性図である。
【図５】本発明のデータ通信方式が有する受信装置が受信する受信信号のスペクトル例を示す周波数特性図である。
【図６】第２の実施の形態のデータ通信方式が有する受信装置の構成を示すブロック図である。
【図７】図６に示したミキサのローカルポートに供給するＬＯ信号のスペクトル例を示す周波数特性図である。
【図８】図６に示したミキサから出力されるベースバンド信号のスペクトル例を示す周波数特性図である。
【図９】図６に示したチャネル選択フィルタから出力される信号のスペクトル例を示す周波数特性図である。
【図１０】第３の実施の形態のデータ通信方式が有する送信装置の構成を示すブロック図である。
【図１１】図１０に示したＤ／Ａコンバータから出力されるベースバンド信号のスペクトル例を示す周波数特性図である。
【図１２】図１０に示した変調器のローカルポートに供給するＬＯ信号のスペクトル例を示す周波数特性図である。
【図１３】図１０に示した変調器から出力される無線周波数信号のスペクトル例を示す周波数特性図である。
【図１４】第４の実施の形態のデータ通信方式が有する受信装置の構成を示すブロック図である。
【図１５】図１４に示したミキサのローカルポートに供給するＬＯ信号のスペクトル例を示す周波数特性図である。
【図１６】図１４に示したミキサから出力されるベースバンド信号のスペクトル例を示す周波数特性図である。
【図１７】図１４に示したチャネル選択フィルタから出力される信号のスペクトル例を示す周波数特性図である。
【図１８】図１４に示したチャネル選択フィルタから出力される信号の他のスペクトル例を示す周波数特性図である。
【図１９】第５の実施の形態のデータ通信方式で用いるＬＯ信号生成回路の構成を示すブロック図である。
【図２０】第６の実施の形態のデータ通信方式で用いるＬＯ信号生成回路の構成を示すブロック図である。
【図２１】第７の実施の形態のデータ通信方式が有する受信装置の構成を示すブロック図である。
【図２２】図２１に示した制御部の処理手順を示すフローチャートである。
【図２３】第８の実施の形態のデータ通信方式が有する受信装置の構成を示すブロック図である。
【図２４】第９の実施の形態の送信装置が備える変調器のローカルポートに供給する信号を周波数成分毎に示した波形図である。
【図２５】図２４に示した各信号の和信号の信号波形を示す波形図である。
【図２６】第９の実施の形態の送信装置が備える変調器のローカルポートに供給する他の信号を周波数成分毎に示した波形図である。
【図２７】図２６に示した各信号の和信号の信号波形を示す波形図である。
【図２８】図２５に示した信号と図２７に示した信号の相関関係を示すグラフである。
【図２９】直接スペクトル拡散通信方式の送信装置の構成を示すブロック図である。
【図３０】図２９に示した送信装置から出力される送信信号のスペクトルを示す周波数特性図である。
【図３１】直接スペクトル拡散通信方式の受信装置の構成を示すブロック図である。
【図３２】図３１に示したミキサから出力されたベースバンド信号のスペクトルを示す周波数特性図である。
【符号の説明】
【０１２９】
３１    Ｄ／Ａコンバータ
３２    アンチエリアスフィルタ
３３、４３    プログラマブルゲインベースバンドアンプ
３４    変調器
３５    電力増幅器
３６、４６    アンテナ装置
４１    Ａ／Ｄコンバータ
４２、３５２    チャネル選択フィルタ
４４、３５１    ミキサ
４５    ＬＮＡ
３０１、３０２、３０３    ＶＣＯ
３０４、３０５、３０６、３１３    １／２分周器
３０７、３０８、３０９    スイッチ
３１０    加算回路
３１１    出力ポート
３１２    １／Ｎ分周器
３１４    第１のＳＳＢミキサ
３１５    第２のＳＳＢミキサ
３５３    レベル検出器
３５４、３６２    制御部
３５５、３６３    信号バス
３６１    デュアルモジュラスプリスケーラ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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