(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入出力間の信号経路とグランドとの間に配置され、並列共振回路用可変容量素子で共振周波数を変えることができる２つの並列共振回路と、
前記２つの並列共振回路間を結合する第１リアクタンスと、
前記入出力間に接続された第２リアクタンスと、
前記第１リアクタンスと前記２つの並列共振回路との接続点のそれぞれを可変容量素子で前記入力と前記出力にそれぞれ接続し、前記共振周波数の通過周波数帯域近傍でディップを生じるように、前記可変容量素子の容量を可変することができる帯域制御回路用可変容量素子と、
前記並列共振回路用可変容量素子と前記帯域制御回路用可変容量素子の容量の比を一定に保ったまま容量変化するよう制御する制御手段と、を有するフィルタ回路。
【請求項２】
前記制御手段は、前記並列共振回路用可変容量素子と前記帯域制御回路用可変容量素子を同一制御電圧で容量変化させる、請求項１記載のフィルタ回路。
【請求項３】
前記第１リアクタンスはインダクタであり、前記第２リアクタンスはキャパシタである、請求項１記載のフィルタ回路。
【請求項４】
前記第１リアクタンスはキャパシタであり、前記第２リアクタンスはインダクタである、請求項１記載のフィルタ回路。
【請求項５】
前記第１リアクタンスがトランスの相互インダクタンスである、請求項１記載のフィルタ回路。
【請求項６】
前記並列共振回路は、キャパシタと前記並列共振回路用可変容量素子の直列回路をインダクタと並列接続して構成されている、請求項１記載のフィルタ回路。
【請求項７】
前記並列共振回路は、キャパシタと前記並列共振回路用可変容量素子の直列回路をインダクタ及びキャパシタと並列接続して構成されている、請求項１記載のフィルタ回路。
【請求項８】
前記並列共振回路用可変容量素子及び前記帯域制御回路用可変容量素子は、バラクタダイオードである、請求項１記載のフィルタ回路。
【請求項９】
前記並列共振回路用可変容量素子及び前記帯域制御回路用可変容量素子は、ＭＥＭＳ可変容量素子である、請求項１記載のフィルタ回路。
【請求項１０】
前記並列共振回路用可変容量素子及び前記帯域制御回路用可変容量素子は、強誘電体の誘電率の電圧依存性の非線形性を利用した素子である、請求項１記載のフィルタ回路。
【請求項１１】
入力から出力に信号を伝達するフィルタ回路であって、
並列共振回路用可変容量素子をそれぞれ含む２つの並列共振回路を第１リアクタンスで直列接続し、該接続点を帯域制御回路用可変容量素子を介してそれぞれ前記入力と前記出力に接続して構成され、前記並列共振回路は、前記並列共振回路用可変容量素子で共振周波数を変えることができ、前記帯域制御回路用可変容量素子は、前記共振周波数の近傍で通過周波数帯域にディップを生じるように変化することができる、第１信号伝達パスと、
前記入力と前記出力の間に第２リアクタンスを前記第１信号伝達パスと並列に接続して構成された第２信号伝達パスと、
前記並列共振回路用可変容量素子と前記帯域制御回路用可変容量素子の容量の比を一定に保ったまま容量変化するよう制御する制御手段と、を有するフィルタ回路。
【請求項１２】
前記制御手段は、前記並列共振回路用可変容量素子と前記帯域制御回路用可変容量素子を同一制御電圧で容量変化させる、請求項１１記載のフィルタ回路。
【請求項１３】
前記第１リアクタンスはインダクタであり、前記第２リアクタンスはキャパシタである、請求項１１記載のフィルタ回路。
【請求項１４】
前記第１リアクタンスはキャパシタであり、前記第２リアクタンスはインダクタである、請求項１１記載のフィルタ回路。
【請求項１５】
前記第１リアクタンスがトランスの相互インダクタンスである、請求項１１記載のフィルタ回路。
【請求項１６】
前記並列共振回路は、キャパシタと前記並列共振回路用可変容量素子の直列回路をインダクタと並列接続して構成されている、請求項１１記載のフィルタ回路。
【請求項１７】
前記並列共振回路は、キャパシタと前記並列共振回路用可変容量素子の直列回路をインダクタ及びキャパシタと並列接続して構成されている、請求項１１記載のフィルタ回路。
【請求項１８】
前記並列共振回路用可変容量素子及び前記帯域制御回路用可変容量素子は、バラクタダイオードである、請求項１１記載のフィルタ回路。
【請求項１９】
前記並列共振回路用可変容量素子及び前記帯域制御回路用可変容量素子は、ＭＥＭＳ可変容量素子である、請求項１１記載のフィルタ回路。
【請求項２０】
前記並列共振回路用可変容量素子及び前記帯域制御回路用可変容量素子は、強誘電体の誘電率の電圧依存性の非線形性を利用した素子である、請求項１１記載のフィルタ回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、フィルタ回路に関し、特に、通過周波数特性を変化可能な周波数可変フィルタ回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話に代表されるような最近の携帯用無線システムでは、複数の搬送周波数を用いるマルチバンド動作が求められつつある。また、将来は、その要求がますます強まるものと予想される。例えば、一般消費者向けの無線システムにおいてもデュアルバンドサポートの機器が普及しつつある。例えば、国内の携帯電話では、８００ＭＨｚ帯と１．５ＧＨｚ帯のＰＤＣ（Personal Digital Cellular）端末、あるいは２ＧＨｚ帯Ｗ−ＣＤＭＡ（Wideband Code Division  Multiple Access）と８００ＭＨｚ帯ＰＤＣなどのデュアルバンド端末があり、無線ＬＡＮでは２．４ＧＨｚ帯のＩＥＥＥ８０２．１１ｂ／ｇと５．２ＧＨｚ帯ＩＥＥＥ８０２．１１ａの３モードの端末がある。将来、さらに多くの周波数（バンド）をサポートするためには、無線端末内で使用されるフィルタ回路あるいはフィルタ素子（以下フィルタと記す）において連続的にその周波数特性を変化させる必要がある。フィルタは、無線端末内で、送信時には決められた範囲外の電波を放射しないために使用され、受信時には所望波以外の入力による通信品質の悪化を抑制するために使用される、重要な部品あるいは回路である。【０００３】
このような周波数特性を変化可能なフィルタ（以下、周波数可変フィルタと記す）を実現する回路が、特開２００２−９５７３号公報（第１の従来技術）に記載されている。このフィルタの回路を図１に示す。１は入力端子、２は出力端子、３は信号線、４は並列共振回路、５は帯域制御回路、６,１３は直流電流カット用のキャパシタ、７は共振インダクタ、８,９は共振キャパシタ、１０はバラクタダイオードを使用した可変容量素子、１１は並列共振回路４用の周波数制御端子、１２は並列共振回路４の周波数制御電圧入力用バイアス抵抗、１４はバラクタダイオードを使用した帯域制御回路５用の可変容量素子、１５は帯域制御回路５用の周波数制御端子、１６は帯域制御回路５の周波数制御電圧入力用バイアス抵抗である。【０００４】
この第１の従来技術は、通過周波数帯域を並列共振回路４で規定し、通過周波数帯域幅の広がりを帯域制御回路５で抑制する回路である。並列共振回路４および帯域制御回路５は、周波数制御端子１１、１５から入力される制御電圧によって静電容量を変化可能な可変容量素子１０、１４（バラクタダイオード）を有している。そして、並列共振回路４および帯域制御回路５が容量値を変えることによって、共振周波数を変化させながら通過周波数帯域幅をほぼ一定に保っている。しかしながら、この従来回路は、その周波数特性を示す図２（横軸；周波数、縦軸；ゲイン）のように、通過周波数帯域特性の幅が広くなってしまい、抑制したい非所望波を十分抑圧できるとは言い難い。【０００５】
この課題を解決可能な回路が、Keisuke  Kageyama,  Kohki  Saito,  Hisanori  Murase,  Hideki  Utaki,  and  Toshishige  Yamamoto,「Tunable  Active  Filters  Having  Multilayer  Structure  Using  LTCC」,  IEEE  TRANSACTIONS  ON  MICROWAVE  THEORY  AND  TECHNIQUES,  VOL.49,  NO.12,  December  2001,  P.2421-2424に紹介されている。この第２の従来例の回路を図３に示す。２１は入力端子、２２は出力端子、２３は並列共振回路２４,２５用の周波数制御端子である。２６,２７は各並列共振回路２４,２５用の可変容量素子、２８,２９は各可変容量素子２６,２７と直列接続された、各並列共振回路２４,２５用の共振キャパシタである。３０,３１は各並列共振回路２４,２５用の共振インダクタである。これら可変容量素子２６,２７、共振キャパシタ２８,２９、および共振インダクタ３０,３１は各々に並列共振回路２４,２５を形成している。共振インダクタ３０,３１は電磁的に結合し相互インダクタンスを有するトランス３２を形成している。３５,３６は直流電流カット用のキャパシタ、３７は結合キャパシタである。これら直流電流カット用キャパシタ３５,３６および結合キャパシタ３７で帯域制御回路（マルチパス回路）３８を形成している。３３,３４は各並列共振回路２４,２５の周波数制御電圧入力用バイアス抵抗である。【０００６】
この第２の従来例は、２つの並列共振回路２４,２５をトランス３２で結合させるとともに、このトランス３２を通過する信号経路とは別に結合キャパシタ３７を通過する信号経路も有している。このように２個の信号経路を有する回路はマルチパス回路と呼ばれる。マルチパス回路によれば、２つの経路を通過した信号間の位相差が１８０度のときに信号が互いに打ち消し合うことでフィルタの周波数特性にディップが生じ、その遮断特性を急峻にできる。このフィルタの周波数特性を図４に示す（横軸；周波数、縦軸；ゲイン）。第１の従来例の特性を示した図２と比べて急峻な遮断特性が得られていることが良くわかる。
【発明の開示】
【０００７】
しかしながら、従来技術の問題点は、共振周波数を変化させたときに通過周波数帯域特性が変化してしまうことである。例えば、第２の従来例の周波数特性を示した図４のように、共振周波数を高めることにより通過周波数帯域を高周波側に変化させるに従って、低周波側の遮断特性（周波数特性の傾き）が緩やかになる。これはマルチパス回路の周波数特性が変化しないことに起因している。
【０００８】
本発明の目的は、上記従来技術の問題点を解決し、周波数変化時の遮断特性の変化が小さな周波数可変フィルタ回路を提供することにあり、また、これによりマルチバンド端末の小型化を実現することにある。
【０００９】
上記目的を達成するために、この発明のフィルタ回路は、入出力間の信号経路とグランドの間に配置され並列共振回路用可変容量素子で共振周波数を変えることができる２つの並列共振回路と、前記２つの並列共振回路間を結合した第１リアクタンスとを備えたフィルタ回路である。そして、このフィルタ回路は、前記入出力間に接続された第２リアクタンスと、前記第１リアクタンスと前記２つの並列共振回路との接続点のそれぞれを前記入力と前記出力に接続し、前記共振周波数の通過周波数帯域近傍でディップを生じるように可変することができる帯域制御回路用可変容量素子とを備えている。
【００１０】
また、この発明の他のフィルタ回路は、入力から出力に信号を伝達する第１信号伝達パスおよび第２信号伝達パスを備えたフィルタ回路である。このフィルタ回路において、前記第１信号伝達パスは、並列共振回路用可変容量素子をそれぞれ含む２つの並列共振回路を第１リアクタンスで直列接続し、それら接続した点を帯域制御回路用可変容量素子を介してそれぞれ前記入力と前記出力に接続した構成である。また、前記第２信号伝達パスは、前記入力と前記出力間に第２リアクタンスを前記第１信号伝達パスと並列に接続した構成である。さらに、前記並列共振回路は、前記並列共振回路用可変容量素子で共振周波数を変えることができる。前記帯域制御回路用可変容量素子は、前記共振周波数の近傍で通過周波数帯域にディップを生じるように変化させることができる。
【００１１】
また、上述した本発明のフィルタ回路は、前記並列共振回路用可変容量素子と前記帯域制御回路用可変容量素子の容量の比を一定に保ったまま容量変化するよう制御する手段を更に有していてもよい。
【００１２】
また、上述した本発明のフィルタ回路は、前記並列共振回路用可変容量素子と前記帯域制御回路用可変容量素子を同一制御電圧で容量変化させることとしてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】第１の従来例を示す回路図
【図２】第１の従来例の周波数特性を示すグラフ
【図３】第２の従来例を示す回路図
【図４】第２の従来例の周波数特性を示すグラフ
【図５】本発明の原理を説明するための回路図
【図６】本発明の第１の実施の形態を示す回路図
【図７】本発明の第２の実施の形態を示す回路図
【図８】本発明の第３の実施の形態を示す回路図
【図９】本発明の第４の実施の形態を示す回路図
【図１０】本発明の第５の実施の形態を示す回路図
【図１１】本発明の第６の実施の形態を示す回路図
【図１２】本発明の第７の実施の形態を示す回路図
【図１３】本発明の周波数特性を示すグラフ
【図１４】本発明の作用を説明するための周波数特性を示すグラフ
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
本発明は、従来のような可変容量素子を用いた並列共振回路で共振周波数を変化させ通過周波数帯域を変化させるのに加え、マルチパス回路にも可変容量素子を導入することでマルチパス回路の周波数特性をも変化させることで、周波数の変化に伴うフィルタ回路の遮断特性の変化を抑えている。【００１５】
本発明の原理は、それぞれの可変容量素子を変化させたときの遮断特性の傾きの変化が逆方向であることを利用したものである。まず、並列共振回路の遮断特性は、背景技術の説明にて図４に示したように、通過周波数帯域を高周波側に変化させると傾きが緩くなる。これに対して、マルチパス回路中の可変容量素子のみの容量を変化させたときには、図１４に示した発明者の解析結果のように、通過周波数帯域を高周波側に変化させるに従って遮断特性の傾きは急峻になる。本発明によれば、この２つの相殺効果によって周波数の変化に伴う遮断特性の変化を抑制できる。【００１６】
本発明の原理における遮断特性変化の条件について更に詳しく説明する。図５のフィルタ回路を参照すると、フィルタの通過帯域の中心周波数ｆｃは、共振回路を構成するインダクタＬと容量Ｃにより決定され、次の式（１）で与えられる。【００１７】
【数１】
0004655038.tif 000002
また、通過帯域幅Δｆは、マルチパス回路の容量Ｃｍ、入出力容量Ｃｃ、結合インダクタンスＬｍ、および共振回路容量Ｃを用いて、次の式（２）で近似的に与えられる。【００１８】
【数２】
0004655038.tif 000003
この式（２）から、ＬｍとＣｍ一定の元で、入出力容量Ｃｃと共振回路容量Ｃの比を一定に保ちつつ、これらの容量を変化させれば、通過帯域幅を変化させることなく中心周波数を変化させることができることがわかる。本発明による周波数可変特性の例を図１４に示す。遮断特性の傾きと通過帯域幅を一定に保ちながら中心周波数を変化させており、通過帯域を一定に保つことが、遮断特性の傾きを一定に保つことに対応していると言える。【００１９】
入出力容量Ｃｃと共振回路容量Ｃの比を一定に保つための方法は、この比が一定になるように各可変容量素子への制御電圧を制御するだけでなく、２つの可変容量を同一の電圧で制御することでも実現できる。このとき入出力容量Ｃｃと共振回路容量Ｃの比は可変容量素子の並列数または素子の面積で与えられる。【００２０】
以下、実施の形態により具体的な説明をする。
（第１の実施の形態）
本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。図６は本発明の第１の実施の形態を示す回路図である。
<構成の説明>
図６を参照すると、本発明の実施の形態は、２つの並列共振回路４４,４５、それを結合する結合インダクタ５３、及びマルチパス回路４６などから構成されている。そして、２つの並列共振回路４４,４５はそれぞれ、可変容量素子５１,５２と共振キャパシタ４９,５０の直列回路、及びこの直列回路に並列接続された共振インダクタ４７,４８で構成される。また、マルチパス回路４６は、結合キャパシタ５６、及びこの結合キャパシタ５６と並列共振回路４４,４５間に挿入された可変容量素子５４,５５から構成される。【００２１】
さらに、入出力端子４１,４２と可変容量素子５４,５５の間にキャパシタ６１,６２がそれぞれ直列に接続されている。可変容量素子５１、５２、５４、５５の直流的にグランド６３に接続されていない端子（可変容量素子５１、５２、５４、５５であるバラクタダイオードのアノード側は、共振インダクタ４７、４８を介して直流的にグランド６３に接続されている）は、それぞれ周波数制御電圧入力用のバイアス抵抗５７〜６０を介して周波数制御端子４３に接続されている。この端子は単一の制御電圧で制御されている。
<動作の説明>
本回路は次のように動作する。２つの並列共振回路４４,４５は、周波数制御端子４３から入力される制御電圧によって静電容量を変化可能な可変容量素子５１,５２（バラクタダイオードなど）をそれぞれ有し、その共振周波数においてハイインピーダンスとなり開放に見える。そのため、入力端子４１からの入力信号は、信号経路からグランド６３に流れる成分が小さくなり、ほぼ１００％が並列共振回路４４、４５間の結合インダクタ５３の経路、またはマルチパス回路４６の結合キャパシタ５６の経路のいずれかを通過して出力端子４２に伝達される。従って、この共振周波数が通過周波数帯域を決定する。この共振周波数は、周波数制御端子４３からの制御電圧を変化させて並列共振回路４４、４５における可変容量素子５１、５２の容量を変化させることにより、変化させることができる。一方、周波数が共振周波数から離れるに従って、並列共振回路４４、４５のインピーダンスが低下し、グランド６３へ流れる割合が増加し、入力端子４１から入力された信号は出力端子４２に伝達されなくなる。【００２２】
ここで、通過周波数帯域近傍の周波数で、結合キャパシタ５６を通過する信号と結合インダクタ５３を通過する信号との位相差が１８０度となるように設計しておけば、その周波数で、この２つの経路の信号同士が打ち消しあって相殺され、周波数特性にディップを作ることができる。このディップによって遮断特性を急峻にできる。ここで、このディップが生じる周波数は、周波数制御端子４３から入力される制御電圧を変えてマルチパス回路４６における可変容量素子５４,５５の容量を変えることにより、変化させることができる。【００２３】
これらの可変容量素子５１,５２,５４,５５を変化させるとき、共振回路の可変容量素子５１,５２とマルチパス回路の可変容量素子５４，５５を同一制御電圧で変化させて容量比を一定に保つことで遮断特性の変化を抑制している。通過周波数帯域を高周波側に変化させたとき、マルチパス回路４６では図１４に示したように傾斜が急峻になり、並列共振回路４４、４５では図４に示したように逆に緩くなる。この２つの遮断特性の傾きの変化の相殺により、本発明のフィルタ回路では、図１３に示した周波数特性のように、通過周波数帯域が変化しても遮断特性はほぼ一定の形状に保たれる。
（第２の実施の形態）
次に、本発明の他の実施の形態として、第２の実施の形態を説明する。【００２４】
図７は本発明の第２の実施の形態を示す回路図である。図７において、図６と同一符号のものは同じものを示している。この実施の形態は、並列共振回路６４,６５において、可変容量素子５１,５２をグランド６３側に接続し、共振キャパシタ４９,５０を信号経路側に接続したことが第１の実施の形態と異なっている。バイアス電圧による可変容量素子５１,５２の容量変化を第１の実施の形態と同じにするため、可変容量素子５１,５２は、バラクタダイオードのアノード側が直流的にグランド６３に接続される向きとなっている。これ以外の構成および動作は第１の実施の形態と同一であるため説明は省略する。
（第３の実施の形態）
次に、本発明の第３の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。図８は本発明の第３の実施の形態を示す回路図である。図８において図６と同一符号のものは同じものを示している。【００２５】
図８を参照すると、本実施の形態は、２つの並列共振回路７４,７５、およびマルチパス回路４６などから構成されている。そして、２つの並列共振回路７４,７５はそれぞれ、可変容量素子５１,５２と共振キャパシタ４９,５０の直列回路、及びこの直列回路に並列接続された共振インダクタ７１,７２で構成されている。２つの共振インダクタ７１,７２は電磁的に結合してトランス７３を構成し、その相互インダクタンスにより入出力を結合している。また、マルチパス回路４６は、結合キャパシタ５６と、結合キャパシタ５６と並列共振回路７４,７５の間に挿入された可変容量素子５４,５５と、から構成される。【００２６】
さらに、入出力端子４１,４２と可変容量素子５４,５５の間にキャパシタ６１,６２が直列に接続されている。可変容量素子５１,５２,５４,５５の直流的にグランド６３に接続されていない端子はそれぞれ周波数制御電圧入力用のバイアス抵抗５７〜６０を介して周波数制御端子４３に接続されている。【００２７】
本回路は次のように動作する。２つの並列共振回路７４,７５は、周波数制御端子４３から入力される制御電圧によって静電容量を変化可能な可変容量素子５１,５２（バラクタダイオードなど）を有し、その共振周波数においてハイインピーダンスとなり開放に見える。このとき入力端子４１からの入力信号は、信号経路からグランド６３に流れる成分が小さくなり、ほぼ１００％がトランス７３の相互インダクタンスの経路、またはマルチパス回路４６の結合キャパシタ５６の経路のいずれかを通過して出力端子４２に伝達される。従って、この共振周波数が通過周波数帯域を決定する。この共振周波数は、並列共振回路７４,７５における可変容量素子５１,５２の容量を変化させることで、変化させることができる。一方、周波数が共振周波数から離れるに従って、並列共振回路７４,７５のインピーダンスが低下し、グランド６３へ流れる割合が増加し、入力端子４１からの入力信号は出力端子４２に伝達されなくなる。【００２８】
さらに、通過周波数帯域近傍の周波数において、結合キャパシタ５６を通過する信号とトランス７３を通過する信号の位相差が１８０度となるように設計しておけば、その周波数で、この２つの経路の信号同士が打ち消しあって相殺され、周波数特性にディップを作ることができる。このディップによって遮断特性を急峻にできる。ここで、このディップが生じる周波数は、周波数制御端子４３からの制御電圧を変化させマルチパス回路中の可変容量素子５４,５５の容量を変化させることで、変化させることができる。【００２９】
これらの可変容量素子５１,５２,５４,５５を変化させたとき、共振回路の可変容量素子５１,５２とマルチパス回路の可変容量素子５４，５５を同一制御電圧で変化させて容量比を一定に保つことで遮断特性の変化を抑制している。通過周波数帯域を高周波側に変化させたとき、マルチパス回路４６では図１４に示したように傾斜が急峻になり、並列共振回路７４,７５では図４に示したように逆に緩くなる。この２つの遮断特性の傾きの変化の相殺により、本発明のフィルタ回路では、図１３に示した周波数特性のように、通過周波数帯域が変化しても遮断特性はほぼ一定の形状に保たれる。
（第４の実施の形態）
次に本発明の第４の実施の形態を説明する。図９は本発明の第４の実施の形態を示す回路図である。図９において、図８と同一符号のものは同じものを示している。【００３０】
この実施の形態は、並列共振回路７６,７７において、可変容量素子５１,５２をグランド６３側に、共振キャパシタ４９,５０を信号経路側に接続したことが第３の実施の形態と異なっている。可変容量素子５１,５２のバイアス電圧による容量変化を第３の実施の形態と同じにするため、可変容量素子５１,５２は、バラクタダイオードのアノード側が直流的にグランド６３に接続される向きとされている。これ以外の構成および動作は第３の実施の形態と同一であるため説明は省略する。
（第５の実施の形態）
次に、本発明の第５の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。図１０は本発明の第５の実施の形態を示す回路図である。図１０において、図６と同一符号のものは同じものを示している。【００３１】
図１０を参照すると、本実施の形態は、２つの並列共振回路４４,４５、マルチパス回路７８、及び結合キャパシタ５６などから構成されている。これら２つの並列共振回路４４,４５はそれぞれ、可変容量素子５１,５２と共振キャパシタ４９,５０の直列回路、及びこの直列回路に並列接続された共振インダクタ４７,４８で構成されている。また、マルチパス回路７８は、結合インダクタ５３、及びこの結合インダクタ５３と並列共振回路４４,４５の間にそれぞれ挿入された可変容量素子５４,５５から構成される。【００３２】
さらに、入出力端子４１,４２と可変容量素子５４,５５間にキャパシタ６１,６２が直列に接続されている。可変容量素子５１,５２,５４,５５の直流的にグランドに接続されていない端子は、それぞれバイアス抵抗５７〜６０を介して、周波数制御端子４３に接続されている。【００３３】
本回路は次のように動作する。２つの並列共振回路４４,４５は、周波数制御端子４３からの制御電圧によって静電容量を変化可能な可変容量素子５１,５２（バラクタダイオードなど）を有し、その共振周波数においてハイインピーダンスとなり開放に見える。そのため、このとき入力端子４１からの信号は、信号経路からグランド６３に流れる成分が小さくなり、ほぼ１００％がマルチパス回路７８の結合インダクタ５３の経路、または並列共振回路４４,４５間の結合キャパシタ５６の経路のいずれかを通過して出力端子４２に伝達される。従って、この共振周波数が通過周波数帯域を決定する。この共振周波数は、並列共振回路４４,４５における可変容量素子５１,５２の容量を変化させることにより、変化させることができる。一方、周波数が共振周波数から離れるに従って、並列共振回路４４,４５のインピーダンスが低下し、グランド６３へ流れる割合が増加し、入力信号は出力端子４２に伝達されなくなる。【００３４】
ここで、通過周波数帯域近傍の周波数において、結合キャパシタ５６を通過する信号と結合インダクタ５３を通過する信号の位相差が１８０度となるように設計しておけば、その周波数で２つの経路の信号同士が打ち消しあって相殺され周波数特性にディップを作ることができる。このディップによって遮断特性を急峻にできる。ここで、このディップが生じる周波数は、周波数制御端子４３からの制御電圧を変化させマルチパス回路７８における可変容量素子５４,５５の容量を変化させることで、変化させることができる。【００３５】
これらの可変容量素子５１,５２,５４,５５を変化させたとき、共振回路の可変容量素子５１,５２とマルチパス回路の可変容量素子５４，５５を同一制御電圧で変化させて容量比を一定に保つことで遮断特性の変化を抑制している。通過周波数帯域を高周波側に変化させたとき、マルチパス回路７８では図１４に示したように傾斜が急峻になり、並列共振回路４４、４５では図４に示したように逆に緩くなる。この２つの遮断特性の傾きの変化の相殺により、本発明のフィルタ回路では、図１３に示した周波数特性のように通過周波数帯域が変化しても遮断特性はほぼ一定の形状に保たれる。
（第６の実施の形態）
次に本発明の第６の実施の形態を説明する。図１１は本発明の第６の実施の形態を示す回路図である。図１１において、図１０と同一符号のものは同じものを示している。【００３６】
この実施の形態は、並列共振回路４４,４５において、可変容量素子５１,５２をグランド側に接続し、共振キャパシタ４９,５０を信号経路側に接続したことが第５の実施形態と異なっている。バイアス電圧による容量変化を第５の実施の形態と同じとするため、可変容量素子５１,５２,５４,５５は、バラクタダイオードのアノード側が直流的にグランド６３に接続される向きとされている。これ以外の構成および動作は第５の実施の形態と同一であるため説明は省略する。【００３７】
以上、第１から第６の実施の形態について説明してきたが、本発明を実施するにあたって、可変容量素子５１,５２,５４,５５にはバラクタダイオードを使用することができる。バラクタダイオードは、ダイオードのＰＮ接合あるいはショットキー接合の逆方向容量が印加電圧によって変化することを応用した素子である。図６〜図１１に示した実施の形態においてバラクタダイオードを使用した場合には、周波数制御端子に正の電圧を印加し、その電圧値を変えることで本発明の目的となる動作が実現できる。【００３８】
また、バラクタダイオードに代えて、図１２に示したように、ＭＥＭＳ（Micro
Electro Mechanical Systems）技術を用いた可変容量素子や、強誘電体の誘電率の非線形性を利用した可変容量素子も使用できる。図１２は、本発明の第７の実施の形態を示す回路図である。図１２において、図６と同一符号のものは同じものを示している。この実施の形態は、並列共振回路８４,８５とマルチパス回路８６において、ＭＥＭＳ技術で形成した可変容量素子１５１,１５２および１５４,１５５を使用したことが第１の実施の形態と異なっている。これ以外の構成および動作は第１の実施の形態と同一であるため説明は省略する。このようなＭＥＭＳ技術で作成した可変容量素子は第２から第６の実施形態にも適用できることは言うまでもない。【００３９】
また、所望の周波数特性を得るために並列共振回路４４,４５,６４,６５,７４〜７７,８４,８５にさらに並列の容量を加えること、あるいはマルチパス用可変容量素子５４,５５と直列に容量を接続することも可能である。【００４０】
また、本発明の実施において、容量としてチップコンデンサ、インダクタとしてチップインダクタを使用しても良い。また、プリント基板あるいはセラミック基板の基板中あるいは基板上に形成した容量、スパイラルインダクタ、電気長が１／４波長以下の伝送線路を使用することもできる。【００４１】
また、並列共振回路が２つの構成に限らず、更に増設し、これら並列共振回路間をリアクタンスで接続したものとすることもできる。【００４２】
また、本発明は、複数の並列共振回路間をリアクタンス（キャパシタ、インダクタ、トランスなど）で結合して第１の信号伝達パスを形成し、この第１の信号伝達パスと並列にリアクタンス（キャパシタ、インダクタ、トランスなど）を接続して第２の信号伝達パス（マルチパス回路）を形成した構成である。そして、共振周波数を変化させる際に、通過周波数帯域近傍の周波数で、これら２つのパスを通過する信号の位相差が１８０度となるように、可変容量素子を変化させて周波数特性にディップを作る。しかも、これら第１の信号伝達パスと第２の信号伝達パスのマルチパス回路とにおける遮断特性の変化の傾きの変化の相殺により、共振周波数を変化させて通過周波数帯域が変化しても遮断特性はほぼ一定の形状に保つようにしている。したがって、本発明は上記実施の形態に限定されず、本発明のこのような技術思想の範囲において適宜変更され得ることは明らかである。
【産業上の利用可能性】
【００４３】
本発明の活用例として、８００ＭＨｚ帯から２ＧＨｚ帯をカバーするマルチバンドの携帯電話、８００ＭＨｚ帯の携帯電話の周波数から５ＧＨｚ帯の無線ＬＡＮの周波数をカバーするマルチバンドの携帯データ通信端末などへの応用が期待できる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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