(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
基地局が複数ユーザ端末のチャネル情報を取得する第１ステップと、
前記複数ユーザ端末のチャネル情報をチャネル行列に変える第２ステップと、
前記チャネル行列に基づいて、前記チャネル行列に乗算した結果がブロック対角直交行列となる変換行列を求める第３ステップと、
前記ブロック対角直交行列の対角線上にあるエレメントの平方を取ることによって、各ユーザ端末の標準化因子を求める第４ステップと、
前記標準化因子によって、送信する各ユーザのシンボルに対して標準化処理を行う第５ステップと、
前記ブロック対角直交行列の共役転置行列及び前記変換行列を、標準化されたシンボルに左から順番に乗算して処理後のシンボルを得る第６ステップと、
時空間ブロック符号則により、前記処理後のシンボルを送信する第７ステップと、
を有し、
前記基地局がすべてのユーザに対して２個のアンテナを使用する、ダウンリンクマルチユーザ時空間ブロック符号のプレコーディング方法。
【請求項２】
前記第１ステップは、ＦＤＤの場合、前記基地局が各ユーザ端末のフィードバック情報に基づいてチャネル情報を取得し、ＴＤＤの場合、基地局がチャネル対称性を用いて直接チャネル情報を取得する請求項１記載のダウンリンクマルチユーザ時空間ブロック符号のプレコーディング方法。
【請求項３】
前記第２ステップは、時空間符号の特徴を利用して、前記各ユーザ端末のチャネル情報をチャネル行列に変える請求項１記載のダウンリンクマルチユーザ時空間ブロック符号のプレコーディング方法。
【請求項４】
前記第５ステップは、送信する各ユーザのシンボルで対応する標準化因子を割る請求項１記載のダウンリンクマルチユーザ時空間ブロック符号のプレコーディング方法。
【請求項５】
４個のアンテナを備える基地局と二つのユーザ端末に対して、第１、２アンテナが第１ユーザに使用され、第３、４アンテナが第２ユーザに使用され、処理後のシンボルｚがｚ＝（ｚ１,ｚ２, ｚ３, ｚ４）Ｔであり、第１シンボル周期において、第１、２アンテナによりをｚ１, ｚ２送信し、第３、４アンテナによりをｚ３, ｚ４送信して、第２シンボル周期において、第１、２アンテナによりを−ｚ２, ｚ１送信し、第３、４アンテナによりを−ｚ４, ｚ３送信する請求項１記載のダウンリンクマルチユーザ時空間ブロック符号のプレコーディング方法。
【請求項６】
請求項５記載のダウンリンクマルチユーザ時空間ブロック符号のプレコーディング方法で符号化されたシンボルの復調方法であって、
第１シンボル周期において受信したデータを直接復調するステップと、
第２シンボル周期において受信したデータを共役を取ってから復調するステップと、
を有する復調方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、マルチユーザＭＩＭＯ通信における、ＳＴＢＣ（時空間ブロック符号）のマルチユーザ向け時空間ブロックプレコーディングに関する。
【背景技術】
【０００２】
ＳＴＣ（時空間符号化）は、近年研究されている移動通信領域における新しい符号化と信号処理技術であり、送信側と受信側が同時に複数のアンテナを用いて送信及び受信を行い、異なるアンテナの送信信号の間に時間領域と空間領域相関を導入して、時間領域と空間領域との二次元情報を併用し、受信側でダイバーシチ受信を行う技術である。時空間符号化を使わないシステムと比べて、時空間符号化はバンド幅を変えずにより高い符号化利得が得られる。受信機の構成が簡易である場合、時空間符号化の時空間構成が無線システムの容量を有効に高めることができる。
【０００３】
図１は、通常採用される時空間符号化システム構成を示す図である。基地局１０では、送信するデータが時空間符号器１０１により処理されて、送信アンテナ１０２から送信される。移動端末２０では、受信アンテナ２０１がデータを受信し、受信されたデータに基づいてチャネル推定モジュール２０２がチャネル行列Ｈを推定し、チャネル推定モジュール２０２により推定されたチャネル行列Ｈに基づいて時空間復号器２０３が、時空間符号の復号化を行って、推定されたデータを出力する。
【０００４】
＜Alamouti時空間ブロック符号（Space Time Block Code）＞
Alamoutiは、復号化の複雑度を下げることを考慮して、２本の送信アンテナを使用する伝送方法を提案した。図２は、時空間ブロック符号原理のブロック図である。まず、基地局１０では、データが変調モジュール１０４によりコンステレーションにマッピングされ、送信シンボルになる。そして、送信シンボルが時空間ブロック符号器１０１により一組二つのシンボル[c1,c2]に分けられる。時空間ブロック符号化後、二つのシンボル周期内に、２本のアンテナが同時に二つのシンボルを送信する。第１周期では、アンテナ１がc1を送信し、アンテナ２がc2を送信する。第２周期では、アンテナ１が-c2＊を送信し、アンテナ２がc1＊を送信する（上付き「＊」は複数共役を取ることである）。符号化行列のすべての列のシンボルが異なるアンテナから同時に送信され、１本のアンテナから送信されるコンステレーションポイントシンボルと、他の任意のアンテナから送信されるシンボルとは直交である。具体的に、表１で示す。
【表１】
0004709209.tif 000002
【０００５】
移動端末２０では、１本のアンテナだけで、確実な検出ができる（この二つのキャラクタの時間内チャネルが変化しないとし、受信アンテナ数を１とする）。なお、式（１）において、Ｔはシンボル周期である。
【数１】
0004709209.tif 000003
【０００６】
隣接するキャラクタの間の受信信号がｒ１、ｒ２である場合、受信信号は次式（２）で示すことができる。
【数２ａ】
0004709209.tif 000004
【数２ｂ】
0004709209.tif 000005
【０００７】
式（２）において、η1とη2はＡＷＧＮ（加法的白色ガウス騒音）を表し、受信信号r=[r1  r2＊]Ｔ（Ｔは転置を示す）、符号化シンボルベクトルc=[c1  c2＊]Ｔ、雑音ベクトルη=[η1  η2＊]Ｔとすると、式（２）を次式（３）に書き換えることができる。
【数３】
0004709209.tif 000006
【０００８】
式（３）において、チャネル行列Ｈを次式（４）のように定義する。
【数４】
0004709209.tif 000007
【０００９】
Ｈは直交行列であり、次式（５）を満たす。
【数５】
0004709209.tif 000008
式（５）において、p=|h1|2+|h2|2、ＩＮは行と列がともにＮである単位行列を示す（上付き「Ｈ」は共役転置を示す）。
【００１０】
式（３）を参照して、Ｃをすべて可能なシンボル対（c1,c2）の集合と定義すると、最良な最大尤度デコーダーは、次式（６）で示すものとなる。
【数６】
0004709209.tif 000009
【００１１】
Ｈは直交行列であるため、式（６）の復号則をさらに簡略化することができる。r~=ＨＨr、η~=ＨＨηと定義し、式（３）の両辺に左からＨＨを乗算すると、次式（７）が得られる。
【数７】
0004709209.tif 000010
【００１２】
このとき、式（６）の復号ルールが次式（８）となる。
【数８】
0004709209.tif 000011
【００１３】
これにより、二次元の最大尤度決定問題が二つの一次元の決定問題と変わる。
【００１４】
受信側の処理過程において、受信アンテナ２０１が信号を受信し、チャネル推定モジュール２０２がチャネルｈ１、ｈ２を推定し、最大尤度線形復号器２０４が二つ隣接する時刻の受信信号ｒ１、ｒ２を得る。そして、復調モジュール２０５がこの二つの時刻の信号をr=[r1  r2＊]Ｔに変え、ｒに左からＨＨを乗算して、式（８）によりc^を得て、このc^をビットストリームにマッピングして出力する。
【００１５】
上記の方法をＭ個のアンテナを用いる場合にも適用できる。この場合、ｍ番目の受信アンテナの受信ベクトルを次式（９）で示す。
【数９】
0004709209.tif 000012
【００１６】
式（９）に左からＨｍＨを乗算して、ｍの和を求め、ＲＭ＝ΣＨｍｒｍ（m=1,2,…M）と定義すると、最大尤度決定が簡略化され、次式（１０）となる。
【数１０】
0004709209.tif 000013
【００１７】
式（１０）において、p~=Σpｍ（m=1,2,…M）、pｍ=|h(m)1|2+|h(m)2|2である。
【００１８】
＜ＤＳＴＴＤ方法＞
Alamouti方法では、送信アンテナ数が２であるため、ユーザ数は１と限定される。３ＧＰＰプロトコルにおいて、ＤＳＴＴＤ（Double Space Transmitting Diversity）は端末側では２本のアンテナを用いて、送信側がAlamouti方法に基づき、複数のユーザが同時送信できる。基地局側では、干渉キャンセル法と最大尤度法とを組み合わせた方法を用いて、複数ユーザの信号を分離することができる。ユーザ数はＫであるため、基地局の受信アンテナがＭ≧Ｋであれば、干渉を除去することができる。例えば、ユーザ数が２である場合は（すべてのユーザの送信アンテナ数は２である）、基地局のアンテナ数が２であれば十分である。これにより、送信アンテナ数が４で、受信アンテナ数が２のシステムが構成される。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１９】
しかしながら、ユーザ端末が複数である場合、ＤＳＴＴＤ方法は、ダウンリンクにおいて自身のチャネルしか知らず、他のユーザの信号が知らないため、ダウンリンクに適用できず、アップリンクにしか適用できない。ダウンリンクの場合、ＤＳＴＴＤ方法がシングルユーザの場合しか適用できない。
【００２０】
本発明の目的は、マルチユーザのＭＩＭＯダウンリンク通信において、時空間コードの特徴によりダウンリンクの性能を高める時空間ブロックコードのマルチユーザプレコーディング方法を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
本発明の一つの態様は、基地局が複数ユーザ端末のチャネル情報を取得する第１ステップと、前記複数ユーザ端末のチャネル情報をチャネル行列に変える第２ステップと、前記チャネル行列に基づいて、前記チャネル行列に乗算した結果がブロック対角直交行列となる変換行列を求める第３ステップと、前記ブロック対角直交行列の対角線上にあるエレメントの平方を取ることによって、各ユーザ端末の標準化因子を求める第４ステップと、前記標準化因子によって、送信する各ユーザのシンボルに対して標準化処理を行う第５ステップと、前記ブロック対角直交行列の共役転置行列及び前記変換行列を、標準化されたシンボルに左から順番に乗算して処理後のシンボルを得る第６ステップと、時空間ブロック符号則により、前記処理後のシンボルを送信する第７ステップと、を有し、前記基地局がすべてのユーザに対して２個のアンテナを使用するようにした。
【００２２】
また、本発明もう一つの目的は、前記方法により符号化されたシンボルを復調する方法を提供することである。
【発明の効果】
【００２３】
上記の構成によれば、時空間ブロックプレコーディング方法を利用して、マルチユーザ向けのダウンリンク伝送を行うため、システムのスループット量の向上を図ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
図３は、本発明の構成図である。
【００２５】
まず、移動端末２０Ａと２０Ｂの受信アンテナ３０４がデータを受信し、チャネル推定モジュール３０５のチャネル推定により、チャネル情報が得られ、得られたチャネル情報がフィードバックチャネル３０７を介して基地局１０にフィードバックされる。
【００２６】
基地局側では、マルチユーザ時空間ブロックプレエンコーダ３０２は、データソースモジュール３０１から各ユーザのデータを取得して、時空間ブロックプレコーディングを行い、プレコーディングされたデータが送信アンテナ３０３から送信される。ユーザの移動端末２０Ａと２０Ｂ側では、受信アンテナ３０４より信号の受信を行い、受信された信号がチャネル推定モジュール３０５を経由して、復調モジュール３０６に送られ、直接自身のデータを復調して送信する。
【００２７】
図４は基地局側のマルチユーザ時空間ブロックプレエンコーダ３０２のフローチャートである。以下、具体的な例を用いて説明する。
【００２８】
まず、ユーザ数Ｋ＝２とし、ユーザが１本のアンテナ有し、基地局のアンテナ数が４であり、各ユーザに２本ずつ分配する。例えば、基地局の第１、２アンテナをユーザ１に分配し、基地局の第３、４アンテナをユーザ２に分配する。
【００２９】
ステップＳ４０１では、各ユーザのチャネルを取得して、チャネル行列Ｈに組み合わせる。以下のように詳しく説明する。
【００３０】
ユーザ１にとって、ｈ１１は基地局第１アンテナとユーザ１の受信アンテナとの間のチャネルであり、ｈ２１は基地局第２アンテナとユーザ１の受信アンテナとの間のチャネルであり、ｇ１１は基地局第３アンテナとユーザ１の受信アンテナとの間のチャネルであり、ｇ２１は基地局第４アンテナとユーザ１の受信アンテナとの間のチャネルである。同様に、ｈ１２、ｈ２２、ｇ１２、ｇ２２はそれぞれ基地局の送信アンテナがユーザ２と対応するチャネルである。ここで、得られた８つのチャネル値は以下の式（１１）、（１２）に示すように変化する。式（１１）、（１２）において、Ｈ１、Ｈ２、Ｇ１、Ｇ２はすべて直交行列である。
【数１１ａ】
0004709209.tif 000014
【数１１ｂ】
0004709209.tif 000015
【数１２】
0004709209.tif 000016
【００３１】
ステップＳ４０２では、チャネル行列Ｈに基づいて、変換行列Ｗを得る。次式（１３）で説明する。
【数１３】
0004709209.tif 000017
【００３２】
ステップＳ４０３では、Ｔ＝ＨＷとし、Ｔに基づいて各ユーザの標準化因子ｆを得る。次式（１４）で説明する。
【数１４】
0004709209.tif 000018
【００３３】
変換後のT１=H１-G１G２−１H２が直交行列（２×２）であり、T２=G２-H２H１−１G１が直交行列（２×２）であるため、Ｔも直交行列（４×４）である。そして、次式（１５）により標準化因子ｆを求める。
【数１５】
0004709209.tif 000019
【００３４】
式（１５）のdiagは対角線元素を求める意味である。例えばｆ＝(１.２４９２，１.２４９２，２.０４０３，２.０４０３)。実際に、ｆ１＝ｆ２はＴ１の第１行（又は第２行）の行基準値の平方、ｆ３＝ｆ４はＴ２の第１行（又は第２行）の行基準値の平方である。
【００３５】
ステップＳ４０４では、ｆに基づいて送信するシンボルの標準化を行って、ｙを得る。以下のように詳しく説明する。
【００３６】
すべてのユーザに二つの送信シンボルを分配し、全部で４個である。x=(x1，x2，x3，x4)Tと定義し、x1，x2がユーザ１に分配され、x3，x4がユーザ２に分配される。標準化ルールは次式（１６）で示される。式（１６）において、y＝(y1，y2，y3，y4)Tは列ベクトルである。
【数１６】
0004709209.tif 000020
【００３７】
ステップＳ４０５では、z＝W×TH×yとし、ｚを送信する。次式（１７）で示すようにｙを変換してｚを得る。
【数１７】
0004709209.tif 000021
式（１７）において、z＝(z1，z2，z3，z4)Tであり、Alamouti時空間ブロックコードによる送信方法は、表２で示される。
【表２】
0004709209.tif 000022
【００３８】
図５はマルチユーザ時空間ブロックプレコーディング受信のフローチャートであり、具体的に以下のように示す。
【００３９】
ステップＳ５０１では、図３の復調モジュール３０６と対応して、データを受信し、復調して出力する。すべてのユーザにとって、シンボル周期１において受信したデータに対して、直接復調する。シンボル周期２において受信したデータに対して、共役を求めてから、復調する。
【００４０】
以下、例を挙げて、プロセスの全体を説明する（仮説条件は実施の形態を参照する）。変調方式が１６ＱＡＭとし、チャネルが以下のように示される。
ｈ11＝0.5334−0.3459i    ｈ21＝−0.0478＋0.6270i
ｇ11＝0.1472−0.7205i    ｇ21＝0.3572−0.1999i
ｈ12＝0.0296＋0.4290i    ｈ22＝−0.4162−0.7969i
ｇ12＝−0.6681＋0.2856i  ｇ22＝0.8118＋0.3450i
【００４１】
式（１１）、（１２）、（１３）、（１４）、（１５）によって、Ｔ、Ｗ，ｆを得る。ただし、ｆ＝（1.2492, 1.2492, 2.0403, 2.0403）。送信シンボルは下記に示される。
ｘ＝（ｘ1,ｘ2,ｘ3, ｘ4）
ｘ1＝−0.3162−0.3162i,   ｘ2＝0.9487−0.3162i,
ｘ3＝−0.9487＋0.3162i,   ｘ4＝0.3162−0.3162i
【００４２】
ｘ１、ｘ２はユーザ１のデータであり、ｘ３、ｘ４はユーザ２でデータである。ｘ１、ｘ２の値をｆ１で割り、ｘ３、ｘ４の値をｆ３で割ると、下記のような結果が得られる：
ｙ1＝0.2531−0.2531i     ｙ2＝0.7594−0.2531i  
ｙ3＝−0.4650＋0.1550i    ｙ4＝0.1550−0.1550i
ｙ＝（ｙ1,ｙ2,ｙ3,ｙ4）T
【００４３】
ｙを変換するとｚ＝Ｗ×ＴＨ×Ｙが得られる。
ｚ＝（ｚ1,ｚ2,ｚ3,ｚ4）T
ｚ1＝0.0538＋0.2057i   ｚ2＝0.5658＋0.5266i   
ｚ3＝1.2980−0.3580i   ｚ4＝−0.1157＋0.5337i
【００４４】
第１シンボル周期では、基地局がユーザ１に分配した２本のアンテナからそれぞれｚ１、ｚ２を送信し、基地局がユーザ２に分配した２本のアンテナからそれぞれｚ３、ｚ４を送信する。第２シンボル周期では、基地局がユーザ１に分配した２本のアンテナからそれぞれ-z2＊, z1＊を送信し、基地局がユーザ２に分配した２本のアンテナからそれぞれ-z4＊, z3＊を送信する。
【００４５】
受信アンテナに雑音がない場合、ユーザ１が周期１で受信した信号がｒ11＝ｈ11ｚ1＋ｈ21ｚ2＋ｇ11ｚ3＋ｇ21ｚ4＝−0.3162−0.3162i＝x1であり、ユーザ１が周期２で受信した信号がｒ12＝−ｈ11z2＊＋ｈ21z1＊−ｇ11z4＊＋ｇ21z3＊＝0.9487＋0.3162i＝x2＊である。
【００４６】
ユーザ２が受信した信号に対する処理はユーザ１の受信信号と同様であり、シンボル周期１では、直接受信信号ｒ２１に対して復調を行い、シンボル周期２では、受信信号ｒ２２の共役を取ってから、復調を行う。
【００４７】
＜Ｋ個のユーザが同時に時空間コーディング時の拡張＞
実施の形態において、Ｋ＝２とされたが、ここでＫ≧２の場合の実施の形態を説明する。ユーザ数をＫとして、各ユーザ側は１本の受信アンテナを有する。基地局側は２Ｋ本のアンテナを有し、つまり各ユーザに２本のアンテナを使用する。
【００４８】
すべてのユーザの送信方式はAlamouti方式であり、表３に示される。表３においてｚ１、ｚ２はプレコーディングされたシンボルである。
【表３】
0004709209.tif 000023
【００４９】
まず、Ｋ＝２とする。ｒ１１はユーザ１がシンボル周期１における受信信号で、ｒ１２はユーザ１がシンボル周期２における受信信号で、ｒ２１はユーザ２がシンボル周期１における受信信号で、ｒ２２はユーザ２がシンボル周期１における受信信号であることを想定する。次式（１８）で定義する。
【数１８】
0004709209.tif 000024
【００５０】
ユーザ１が送信したプレコーディングシンボルをｃ１、ｃ２、ユーザ２が送信したプレコーディングシンボルｓ１、ｓ２とすると、受信信号ｒは次式（１９）になる。
【数１９】
0004709209.tif 000025
【００５１】
式（１９）において、Ｈの意味は式（１２）を参照し、ｎはホワイトノイズである。式（１２）によれば、Ｈ１、Ｈ２、Ｇ１、Ｇ２はすべて直交行列である。データシンボルに対してウェート行列がＷとすると、Ｗは次式（２０）を満足する。なお、式（２０）において、Ｔ１、Ｔ２は式（４）のような直交行列である。
【数２０】
0004709209.tif 000026
【００５２】
Ｗを次式（２１）のようにすると、式（２０）から、次式（２２）になる。
【数２１】
0004709209.tif 000027
【数２２ａ】
0004709209.tif 000028
【数２２ｂ】
0004709209.tif 000029
【数２２ｃ】
0004709209.tif 000030
【数２２ｄ】
0004709209.tif 000031
【００５３】
式（２２）の等式はＴ１、Ｔ２が直交行列であることを条件とする。式（２２）において、Ｔ１、Ｔ２、Ｗ１、Ｗ２、Ｗ３、Ｗ４が未知であるため、式（２２）の答えは唯一ではない。以下、Ｗの求め方について説明する。
【００５４】
式（４）のように、Ｈは２×２の直交行列であり、以下の性質を有する。
１．Ａ、Ｂが式（４）のような直交行列であれば、Ｃ＝Ａ±Ｂは式（４）のような直交行列である。
２．Ａ、Ｂが式（４）のような直交行列であれば、Ｃ＝Ａ×Ｂは次式（２３）である。
【数２３】
0004709209.tif 000032
３．Ａ、Ｂ、Ｄが式４のような直交行列であれば、Ｅ＝Ａ×Ｂ×Ｄは式（４）のような直交行列である。
４．Ａが式（４）のような直交行列であれば、Ｂ＝Ａ−１は式（４）のような直交行列である。
【００５５】
式（２２ｃ）では、Ｈ１Ｗ１、Ｇ１Ｗ３が式（４）のような直交行列であれば、Ｔ１も同様である。Ｈ１Ｗ１が式（４）を満たすには、Ｗ１＝Ｉ２が単位行列であればよい。同様に、式（２２ｄ）によれば、Ｗ４＝Ｉ２とすると、式（２２）は４つの方程式となり、４つの未知行列であるため、唯一の答えがある。次式（２４）で示す。
【数２４ａ】
0004709209.tif 000033
【数２４ｂ】
0004709209.tif 000034
【数２４ｃ】
0004709209.tif 000035
【数２４ｄ】
0004709209.tif 000036
【００５６】
性質１と４によれば、Ｔ１Ｔ２は式（４）のような直交行列であるため、ＴＴＨは対角行列である。ｊ番目の対角線エレメントはｊ個のデータの振幅を増強するため、ステップＳ４０４が必要となる。これによって、受信側に到達したものは元の送信シンボルとなる。次式（２５）を定義すると、プレコーディングの行列が図６に示すようになる。また、データシンボルをＸとすると、プレコーディングされたシンボルＺは次式（２６）で示される。
【数２５】
0004709209.tif 000037
【数２６】
0004709209.tif 000038
【００５７】
違う角度から見れば、Ｙ＝ＦＸ、Ｑ＝ＴＨ×Ｙ、Ｚ＝ＷＱとすると、上記のプレコーディングを以下のように示すことができる。
【００５８】
１.Ｙ＝ＦＸ
Ｆ（Ｆは対角行列）が標準化することを示す。これにより、送信側に到達したものは元の情報シンボルとなる。ＷはもうひとつのＳＴＴＤの干渉を除去するものである。同時に、ＨＷ＝Ｔ（Ｔは式（１４）に示すようなブロック対角行列である）を計算することによって、Ｔ１、Ｔ２が得られるためＴ１、Ｔ２においてＳＴＴＤ構成を保持することができる。チャネルを通った後、ＴＴＨの対角行列を得るため、ＦＸに左からＴＨを乗算する。これによって、プレコーディングされたシンボルが受信側に到達して、干渉されずに復元することができる。
【００５９】
２．Ｑ＝ＴＨ×Ｙ
Ｑを得る目的はチャネル特性に基づいて、時空間コートに対してプレ変調効果を得ることである。受信信号がｒ＝ＨＷ、Ｑ＝ＴＴＨ×Ｙであり、ＴＴＨは対角行列であるため、ｒの各エレメントがＹの各エレメントとの対応関係は１倍(ＴＴＨ対角線が対応するエレメント)の差があるということである。
【００６０】
３．Ｚ＝ＷＱ
受信信号ｒ＝ＨＷ、Ｑ＝ＴＱである。Ｔは式（１４）のようなブロック対角行列である。Ｗによって、ＳＴＴＤもう一つの干渉が除去される。
【００６１】
ユーザ数Ｋ＞２の場合、例えばＫ＝３、同様の方法によって、次式（２７）、（２８）、（２９）が得られる。
【数２７】
0004709209.tif 000039
【数２８】
0004709209.tif 000040
【数２９】
0004709209.tif 000041
【００６２】
Ｔｉ（２×２）を式（４）のような直交行列とすると、Ｗｉにとって、６つの未知数があり、６つの方程式があるため、Ｗｉを解ける。また、Ｔｉを求める場合、すべてＴｉ＝Ａ＋Ｂ（Ａ、Ｂは直交行列である）の形式に変換できる。性質（１）によれば、Ｔｉも直交行列である。ユーザ数がＫであるシステムにとって、Ｗを式（２８）に示すようなブロック対角エレメントが単位行列になるようにすれば、要求に満たすＷが得られる。Ｋ個のユーザにとって、未知のＷと方程式はともにＫ（Ｋ−１）である。Ｗが得られると式（２９）によれば、Ｔが得られる。図６の行列は任意のＫの値（式（２６））に適用できることを示す。
【００６３】
図７はAlamouti時空間符号と本発明の時空間プレコーディングとを比較する図である。シミュレーションでは、本発明のユーザ数は２である。図７では、Ｅｓは送信シンボルの平均電力であり、Ｎ０は雑音電力である。図７から明らかのように、本発明のコード誤り率と性能はAlamouti時空間符号の性能と同様であるので、スループット量が倍になっている。このため、本発明は時空間プレコーディング方法によって、ダウンリンクにおけるマルチユーザ伝送に適用することができ、システムのスループット量を向上し、時空間コードの特徴を利用して性能を向上することができる。
【図面の簡単な説明】
【００６４】
【図１】時空間符号システムの構成
【図２】Alamouti時空間ブロック符号システムの構成
【図３】本発明の構成図
【図４】マルチユーザ時空間ブロックプレコーディングのフローチャート（基地局側）
【図５】マルチユーザ時空間ブロックプレコーディングの受信フローチャート（受信側端末）
【図６】マルチユーザ時空間ブロックプレコーディングの行列を示す図
【図７】Alamouti時空間ブロック符号化と本発明の時空間ブロックプレコーディングとの比較を示す図
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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