(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の巻線（１１−３）と第２の巻線（１１−５）とを含む変圧器、および前記第１の巻線（１１−３）と第１のスイッチング要素（１１−４）との直列の組合せを含んでいる、共振切替え電力変換器であって、前記第２の巻線（１１−５）が、整流手段（１１−６）とフィルタ手段（１１−７）とにカスケード接続され、出力部において直流電圧が得られ、第１のコンデンサ（１１−８）が前記第２の巻線（１１−５）に並列に接続されており、前記共振切替え電力変換器が、前記第１のコンデンサの共振期間の終了を前記第１のスイッチング要素の導通期間の開始と一致させるように、前記第１のスイッチング要素（１１−４）のデューティーサイクルに関して前記第１のコンデンサ（１１−８）の容量を変化させるための手段を少なくとも含むことを特徴とする、共振切替え電力変換器。
【請求項２】
前記第１のコンデンサ（１１−８）の容量を変化させるための前記手段が、前記第１のコンデンサ（１１−８）と並列に接続されていることを特徴とする、請求項１に記載の共振切替え電力変換器。
【請求項３】
前記第１のコンデンサ（１１−８）の容量を変化させるための前記手段が、第２のコンデンサ（１１−８−１）と第２のスイッチング要素（１１−８−２）との直列の組合せを含むことを特徴とする、請求項２に記載の電力変換器。
【請求項４】
前記第１のコンデンサ（１１−８）の容量が、所定の第１の容量値と所定の第２の容量値との間で変化することを特徴とする、請求項１に記載の電力変換器。
【請求項５】
前記第２のスイッチング要素（１１−８−２）が、電界効果トランジスタＭＯＳＦＥＴであり、導通期間の間、特性曲線の線形領域において動作することを特徴とする、請求項３に記載の電力変換器。
【請求項６】
前記第２のスイッチング要素（１１−８−２）が、導通期間の間、特性曲線の飽和領域またはカットオフ領域において動作することを特徴とする、請求項３に記載の電力変換器。
【請求項７】
前記共振期間の間、電流が前記変圧器を通って流れることを特徴とする、請求項１に記載の電力変換器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、入力部と出力部との間のエネルギー転送が、共振切替え（ｒｅｓｏｎａｎｔ  ｓｗｉｔｃｈｅｄ）電力変換器の一次側に位置するスイッチング要素によって支配される、単一出力共振切替え電力変換器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
この変換器の二次側は、変圧器のコアの消磁を行う共振回路を含み、これは、共振切替え電力変換器の入力部を出力部から電気的に隔離する。
【０００３】
この共振切替え電力変換器は、限定はしないが、プリント回路板にもう１つの電子構成要素として搭載されるので、低電圧および低電力消費の切替え電力変換器が必要とされる分散電源システムにおいて特に利用され、したがって高い集積密度および小さい寸法が必要とされる。
【０００４】
切替え電源変換器は、参照により本特許出願に組み込まれるＸｉａ他に許可された米国特許第５，８８６，８８１号から知られる。これは、一次側に、変圧器の一次側巻線と第１のスイッチング要素との直列の組合せを含む、単一出力順方向変換器であり、これは、直流電源によって供給される入力電圧に接続される。
【０００５】
二次側には、変圧器の二次巻線が、自己励起型同期整流器と、負荷に出力電圧を印加するフィルタとにカスケード接続される。このフィルタの出力部は、切替え電力変換器の出力部を構成する。
【０００６】
コンデンサと第２のスイッチング要素を含む直列の組合せは、第３のスイッチング要素に並列に接続され、自己励起型同期整流器の整流器ブランチを形成する。
【０００７】
第１のスイッチング要素が導通状態にある時、入力電圧は、変圧器を通じて自己励起型同期整流器の入力に印加される。この期間の間、入力部と出力部との間では直接的なエネルギー転送が行われる。
【０００８】
第１のスイッチング要素が導通していない状態にある時、第２のスイッチング要素は導通しており、磁化電流が二次巻線からコンデンサに流れ、入力電圧に比例した電圧に充電される。その結果、二次巻線の電圧は一定に維持されるか、またはクランプされ、変圧器のコアは消磁されるか、またはリセットされる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
順方向切替え電力変換器の欠点は、第１スイッチング要素の非導通期間が一定であり、したがって変圧器のコアの消磁は、第１スイッチング要素の非導通期間全体の間では行われなず、したがって入力電圧に大きな変化があった場合、自己励起型同期整流器のスイッチングに望ましくないデッドタイムが現れる。
【００１０】
こうした理由のため、広範な入力電圧を受容し、そのすべてに対して、変圧器のコアの消磁が、第１のスイッチング要素の非導通期間全体を通じて、入力電圧の全範囲にわたって自己励起型同期整流器の動作について、デッドタイムが現れないような形で行われることを保証する、切替え順方向電力変換器を開発することが必要である。これらのすべては、順方向変換器の性能を強化する一方、順方向変換器の構成と動作の両方の簡単さを維持する。
【００１１】
上述した問題を克服するため、共振期間の終了を、第１のスイッチング要素の導通期間の開始と一致させることができ、これにより、自己励起型同期整流器の動作の間の望ましくないデッドタイムを排除する、共振切替え電力変換器を提案する。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
前記の目的を達成するため、容量が、第１のスイッチング要素のデューティーサイクルにより変化するという特性を有する第１のコンデンサが加えられる。前記の目的を達成するため、第１のコンデンサは、変圧器の第２の巻線に並列に接続される。
【００１３】
第１のコンデンサの容量の値の変化は、第２のコンデンサと第２のスイッチング要素との直列の組合せを、前記第１のコンデンサに並列に加えることによって行われる。容量の値は、第１の値と第２の値の間で変化する。
【００１４】
第１のコンデンサの容量の値を制御することによって、共振期間の終了は、第１のスイッチング要素の非導通期間の終了と一致される。
【００１５】
以下で、添付の図面を参照しながら本発明についてより詳細に説明する。
【００１６】
【発明の実施の形態】
図１において、入力端子１１−１、１１−２を含み、入力端子を通じて、所定の直流電圧などの電圧を供給する電源に接続される、共振切替え電力変換器の実施形態を示す。
【００１７】
変圧器は、共振変換器の入力部と出力部の間を隔離する。この変圧器は、終端の１つが入力端子の１つ、例えば入力端子１１−１に接続され、他の終端が第１のスイッチング要素１１−４の第１の端子に接続されるような第１の巻線１１−３を有し、第１のスイッチング要素１１−４の第２端子が、電源の他の入力端子１１−２に接続される。
【００１８】
第１のスイッチング要素１１−４のデューティーサイクルは、例えば出力部に制御信号を発生するパルス幅モジュラによって制御され、この制御信号は，第１のスイッチング要素１１−４の制御端子に印加される。前述の説明は、共振切替え電力変換器の一次側の構成である。
【００１９】
共振変換器の二次側は、変圧器の第２の巻線１１−５、整流手段１１−６、およびフィルタ手段１１−７のカスケード接続によって構成される。
【００２０】
例えば、整流器１１−６は、２つの整流器ブランチ、つまり、整流を実際に行う第１のブランチ、および、フリーフローブランチである第２のブランチによって構成された自己励起型同期整流器である。フィルタ手段１１−７は、第１のインダクタと第３のコンデンサを有するフィルタである。
【００２１】
第１のコンデンサ１１−８は、第２の巻線１１−５と並列に接続され、さらに、この第１のコンデンサ１１−８に並列に、第２のコンデンサ１１−８−１と第２のスイッチング要素１１−８−２によって形成される直列の組合せが加えられる。第１のスイッチング要素１１−４と第２のスイッチング要素１１−８−２は、ともにそれぞれ電界効果トランジスタ、ＭＯＳＦＥＴである。
【００２２】
共振転換器の動作を、図１および図２に関して説明する。第１のスイッチング要素１１−４が導通状態（ＯＮ）にある時、入力端子１１−１および１１−２の間の両端間の入力電圧は、第２の巻線１１−５の電圧を含めて、第１巻線１１−３に印加される。このようにして、エネルギーは、整流器１１−６に向かって流れ、整流器１１−６の出力部においては、方形交流電圧が発生され、この電圧はフィルタ１１−７によってフィルタをかけられ、フィルタの出力部において、共振変換器の出力に対応する直流電圧を得る。
【００２３】
さらに、第１のスイッチング要素１１−４のこの導通期間（ＯＮ）の間、ある程度のエネルギーが、電流によって変圧器の自己インダクタンスに保存される。前記エネルギーは、変圧器から除かれなければ、変圧器に保存されるエネルギーの量が次第に増加し、変圧器の破壊を必然的に招くため、取り除かれるべきである。
【００２４】
この状態において、変圧器に保存された磁気エネルギーは、変圧器の自己インダクタンス、第１のコンデンサ１１−８、および第１スイッチング要素１１−４の第１および第２端子の間に形成された漂遊容量の間に構成された共振プロセスを通じて放出される。このプロセスは、第１スイッチング要素１１−４の非導通期間中に展開される。
【００２５】
導通期間（ＯＮ）の後に、第１スイッチング要素１１−４の非導通期間が続き、この非導通期間内に、フィルタ１１−７の入力の電圧はゼロであり、第１インダクタの末端の両端間の電圧は、第１インダクタの電流が減少するように、この時点で反転される。
【００２６】
さらに、この非導通期間の間、共振回路が放電路を作り出すため、変圧器の自己インダクタンスは放電される。この放電路には、変圧器を消磁し、突然妨害されるようなことのない電流が流れる。その結果、第１のコンデンサ１１−８は、負の電圧で充電を開始する。
【００２７】
共振期間または非導通期間の、例えば、中間点など、これらの期間の特定の瞬間において、この電流はゼロの値に到達し、第１のコンデンサ１１−８が負の電圧で充電されるため、電流は逆の方向に流される。したがって、第１のコンデンサ１１−８を充電するために使用されたエネルギーは、この時点で、負の電流を誘導するため、および変圧器を負の飽和点に持っていくために使用される。この第１のコンデンサ１１−８は放電され、続く第１のスイッチング要素１１−４の導通期間（ＯＮ）が開始する。
【００２８】
第１のコンデンサ１１−８の放電期間の終了に、デッドタイムＴｍの間隔が続く場合、第１スイッチング要素１１−４のスイッチングは行われず、そのため、自己励起型同期整流器１１−６のスイッチング要素のスイッチングを誘発するための十分なゲート電圧はない。図２ａを参照。
【００２９】
この状況は望ましくなく、提案される共振転換器によって取り除かれる。したがって、第１スイッチング要素１１−４の導通期間（ＯＮ）は、正確に第１コンデンサ１１−８が放電した瞬間に開始し、これは、共振期間の終了と一致する。
図２ｂを参照。
【００３０】
図１に戻り、この最後の状態に到達するために、第２のコンデンサ１１−８−１と第２のスイッチング要素１１−８−２との直列の組合せが、第１のコンデンサ１１−８と並列に加えられる。第２のスイッチング要素１１−８−２は、その特性曲線の直線領域で動作する。
【００３１】
このようにして、第２のコンデンサ１１−８−１が到達した最大容量を、次に、第１のコンデンサ１１−８の容量を固定することが可能となる。
【００３２】
したがって第１のコンデンサ１１−８の容量は、第１の値と第２の値の間で変化し、非導通期間に適合された第１のコンデンサ１１−８の共振期間が延長または短縮される。これは、後者の充電／放電時間が、その容量により変化するためである。
【００３３】
図２ａに示すように、共振期間の終了は、それに続く第１のスイッチング要素１１−４の導通期間（ＯＮ）の開始に一致される。すなわち、共振期間の継続時間は、第１のスイッチング要素１１−４のデューティーサイクル、したがって共振変換器の出力電圧により変化する。これは第１のスイッチング要素１１−４のデューティーサイクルが、出力電圧により変化するためである。
【００３４】
共振変換器の他の実施形態について説明する。第１のコンデンサ１１−８の容量を、第１のスイッチング要素１１−４のデューティーサイクルに応じて変化させる他の方法は、第２のスイッチング要素１１−８−２が、その特性曲線の以下の２つの領域、すなわち飽和領域またはカットオフ領域の１つにおいて動作するようにすることで達成される。
【００３５】
例えば、入力電圧の第１の電圧レベルから第２電圧レベルまでの特定の値に対して、第２のスイッチング要素１１−８−２は、カットオフ領域で動作する。
【００３６】
これらの電圧値に対して、第１スイッチング要素１１−４の作動時間（ＯＮ）は大きくなる。したがって、変圧器の消磁はそれより短い時間で行われる。これは、スイッチング速度が一定に保たれるためである。第２のスイッチング要素１１−８−２がカットオフ状態にあれば、共振が、変圧器の消磁に必要とする時間は最小になる。これは、変圧器の消磁が第１のコンデンサ１１−８のみで行われるためである。
【００３７】
第２の電圧レベルと第３の電圧レベルの間にある電圧レベルに対して、第１のスイッチング要素１１−４の作動時間（ＯＮ）は徐々に短縮される。したがって、これらの入力電圧レベルに対して、第２のスイッチング要素１１−８−２は、飽和領域で動作する。
【００３８】
このようにして、この例の共振は、第１のコンデンサ１１−８のみより大きい、第１のコンデンサ１１−８と第２のコンデンサ１１−８−１の合計の間で発生する。このようにして、変圧器の消磁共振はより長く継続し、この入力電圧の範囲で発生する電圧レベルに適合できる。これは、電圧レベルがより高く、同期整流器１１−６の切替えのゲート電圧に現れる望ましくないデッドタイムもないためである。
【００３９】
第１の電圧レベルは、入力電圧が取れる最低値を表し、第３の電圧レベルは、入力電圧が取れる最大の値を表す。
【００４０】
入力電圧の範囲が過剰に広い場合は、必要と考えられるだけ多くのコンデンサとスイッチング要素との直列の組合せを、前述の素子に並列に配置して、前述の考え方を繰り返すことが可能である。このようにして、入力電圧の範囲を、入力電圧のいずれの点でも、同期整流器１１−６の切替えのゲート電圧にデッドタイムが現れないことを保証するために必要な部分に分割することができる。
【００４１】
本実施形態から得られる主な利点は、実行がより容易になったことである。これは、スイッチング要素１１−８−２の線形状態を変化させることが不要であり、前記スイッチング要素を飽和またはカットオフさせるだけで済むためである。さらに、これは、切替えの線形状態に関する公差を条件とせず、切替えの線形状態に関する損失がないため、より高い信頼性を保証する。
【００４２】
しかし、主な欠点は、変圧器の消磁周期が、スイッチング要素１１−４の非導通期間に正確に適合しないことである。これは、コンデンサ１１−８の損失をわずかに増加させ、前記コンデンサの電圧がゼロに到達する前に共振に妨害をもたらす。同様に、変圧器は、考えられる飽和の最も負の点に持っていかれることがなく、この理由のために、利用可能な最大磁束は用いられない。
【００４３】
したがって、特定の用途に応じて、本共振変換器の最も好適な実施形態を選択すべきである。いずれにせよ、可変コンデンサを製造する可能な実施形態は他にも多数ある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による共振切替え電力変換器の電気回路図を示す図である。
【図２ａ】デッドタイムのある非導通期間の間の第１のスイッチング要素の２つの端子の両端間の電圧の波形を図式的に示す図である。
【図２ｂ】本発明による共振期間の間の第１のスイッチング要素の２つの端子の両端間の電圧の波形を図式的に示す図である。
【符号の説明】
１１−１、１１−２  入力端子
１１−３  第１の巻線
１１−４  第１のスイッチング要素
１１−５  第２の巻線
１１−６  整流手段
１１−７  フィルタ手段
１１−８  第１のコンデンサ
１１−８−１  第２のコンデンサ
１１−８−２  第２のスイッチング要素
【図１】
0004688346.tif 000002
【図２ａ】
0004688346.tif 000003
【図２ｂ】
0004688346.tif 000004