(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
単一ユーザのための重み決定方法であって、
アンテナ素子のアレイのそれぞれのアンテナ素子を介してスマート・アンテナ処理信号を受信するステップと、そして
適応型スマート・アンテナ処理のために、それぞれの前記アンテナ素子により受信された前記スマート・アンテナ処理信号から重みベクトルを決定するステップと
を含む方法において、
前記重みベクトルを決定するステップが、
前記重みベクトルを第１の重みベクトル値で初期化するステップと、
前記アレイのそれぞれのアンテナ素子により受信された前記スマート・アンテナ処理信号のそれぞれからコピー信号を決定するステップであって、前記第１の重みベクトル値に基づいて決定する、ステップと、
前記コピー信号のタイミング・オフセットを修正することにより前記コピー信号を修正するステップと、
前記修正コピー信号のＳＩＮＲを推定するステップと、
前記推定ＳＩＮＲが閾値を超えるまで前記重みベクトルを反復的に修正するステップであって、コスト関数を最小化する適応型方法にしたがって反復的に修正するステップと、
前記閾値が前記推定ＳＩＮＲを超えるときに前記修正コピー信号の周波数オフセットを修正するステップと、そして
出力信号を生成するために前記修正周波数オフセット信号に基づいて決定に基づく方法（ＤＤ法）を反復的に実行するステップと
を含む、
方法。
【請求項２】
前記スマート・アンテナ処理信号が、バースト毎にそれぞれのアンテナ素子で受信される請求項１に記載の方法。
【請求項３】
重みベクトルの決定がブラインドである請求項１に記載の方法。
【請求項４】
重みベクトルの決定が、少なくとも１つのディジタル信号プロセッサを介して実行される請求項１に記載の方法。
【請求項５】
前記受信スマート・アンテナ処理信号が、ＴＤＭＡ信号を含む請求項１に記載の方法。
【請求項６】
前記受信スマート・アンテナ処理信号が、パーソナル・ハンディ・フォン・システム（ＰＨＳ）信号に準拠する請求項５に記載の方法。
【請求項７】
前記閾値が、反復の、特定の第１の数Ｎ1である請求項１に記載の方法。
【請求項８】
前記適応型方法が部分プロパティ復元法である請求項１に記載の方法。
【請求項９】
前記適応型方法がコンスタント・モジュール法である請求項１に記載の方法。
【請求項１０】
前記コスト関数が、重み信号と、コピー信号から形成されたコンスタント・モジュール基準信号との差分項の二乗を含む請求項１に記載の方法。
【請求項１１】
マルチユーザのための重み決定方法であって、
アンテナ素子のアレイのそれぞれのアンテナ素子を介してスマート・アンテナ処理信号を複数のユーザから受信するステップと、そして
それぞれのアンテナ素子により受信されたスマート・アンテナ処理信号から適応型スマート・アンテナに対する重みベクトルを前記マルチユーザの各ユーザに対して決定するステップと
を含み、
前記各ユーザに対して重みベクトルを決定するステップが、
前記重みベクトルを第１の重みベクトル値で初期化するステップと、
前記アレイのそれぞれのアンテナにより受信された前記スマート・アンテナ処理信号のそれぞれからコピー信号を決定するステップであって、前記決定が前記第１の重みベクトル値に基づいている、ステップと、
前記コピー信号のタイミング・オフセットを修正することにより前記コピー信号を修正するステップと、
前記修正コピー信号のＳＩＮＲを推定するステップと、そして
前記推定ＳＩＮＲが閾値を超えるまで前記重みベクトルを反復的に修正するステップであって、コスト関数を最小化する適応型方法にしたがって反復的に修正するステップと
前記閾値が前記推定ＳＩＮＲを超えるときに前記修正コピー信号の周波数オフセットを修正するステップと、
出力信号を生成するために前記修正周波数オフセット信号に基づいて決定に基づく方法（ＤＤ法）を反復的に実行するステップと、そして
マルチユーザの干渉ユーザを決定するために前記出力信号を分類するステップと
を含む、
方法。
【請求項１２】
前記閾値が、反復の、特定の第１の数Ｎ1である請求項１１に記載の方法。
【請求項１３】
前記適応型方法が部分プロパティ復元法である請求項１１に記載の方法。
【請求項１４】
前記適応型方法がコンスタント・モジュール法である請求項１１に記載の方法。
【請求項１５】
１人または複数のユーザからスマート・アンテナ処理信号を受信するために、アンテナ素子を有するアンテナのアレイと結合された受信機と、
前記スマート・アンテナ処理信号から重みベクトルを決定するために、前記重みベクトルを第１の重みベクトル値で初期化するように前記受信機と結合された初期化手段と、
第１のコスト関数を最小化するように第１の反復法にしたがって前記重みベクトルを反復的に修正するために前記初期化手段と結合された第１の反復手段と、
第２のコスト関数を最小化するように第２の適応型法を介して前記第１の反復手段から前記重みベクトルを反復的に修正するための第２の反復手段と、
前記第１の反復手段からのコピー信号のＳＩＮＲが閾値を超えるときに、前記第１の反復手段から前記第２の反復手段に切り換えるための制御手段と、そして
前記第２の反復手段により修正された前記重みベクトルを介して出力信号を生成するためのプロセッサと
を備え、
前記第１の反復法が部分プロパティ復元法の適応型方法であり、前記第２の適応型法が決定に基づく方法（ＤＤ法）の適応型方法である
装置。
【請求項１６】
前記閾値が、反復の、特定の第１の数Ｎ1である請求項１５に記載の装置。
【請求項１７】
前記第１の反復手段の出力で前記ＳＩＮＲを推定するためのＳＩＮＲ推定器をさらに備える請求項１５に記載の装置。
【請求項１８】
前記第１の反復法がコンスタント・モジュール法である請求項１５に記載の装置。
【請求項１９】
それぞれの反復手段がコピー生成ステップを含み、そして
前記第２のコスト関数が、重み信号と、追跡メカニズムを介して前記コピー信号から形成された決定に基づく基準信号との差分項を含む、
請求項１５に記載の装置。
【請求項２０】
それぞれの反復法がコピー生成ステップを含み、そして
第１のコスト関数が、重み信号と、前記コピー信号から形成されたコンスタント・モジュール基準信号との差分項の二乗を含む、
請求項１５に記載の装置。
【請求項２１】
それぞれのアンテナが１シーケンスのバーストとして信号を受信する請求項１５に記載の装置。
【請求項２２】
前記受信スマート・アンテナ処理信号が、ＴＤＭＡ信号を含む請求項１５に記載の装置。
【請求項２３】
前記受信スマート・アンテナ処理信号が、パーソナル・ハンディ・フォン・システム（ＰＨＳ）信号に準拠する請求項１５に記載の装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
（発明の属する技術分野）
本発明は、無線通信システムに関し、より詳細には、アンテナ素子のアレイと適応型スマート・アンテナの処理手段とを備える無線通信受信機における適応型スマート・アンテナの処理に対する重みの決定に関する。
【０００２】
（背景）
アンテナ・アレイと適応型スマート・アンテナの処理手段とを備える通信局を有する無線通信システムが周知である。このような通信局を、スマート・アンテナ通信局と呼ぶことがある。加入者ユニットから信号を受信した場合、アンテナ・アレイ素子のそれぞれが受信した信号は、適応型スマート・アンテナ処理手段と結合して、特定の加入者ユニットが受信した信号の推定値を供給する。線形空間処理を有するスマート・アンテナ処理により、アンテナ素子が受信した、複素数値（すなわち、同相Ｉと直交Ｑ成分とを含む）信号のそれぞれが、重み係数により振幅および位相の点で重み付けされ、次いで、その重み付けされた信号を合計して推定値を得る。したがって、適応型スマート・アンテナ処理手段を、それぞれのアンテナ素子に対して１つずつ、１組の複素数値重みによって記述することができる。これらの複素数値重みは、ｍ素子の単一複素数値ベクトルとして記述することができる。ここで、ｍは、アンテナ素子の数である。これは、さらに時空処理も含むことができる。ここで、それぞれのアンテナ素子の信号は、振幅および位相で単に重み付けされるのではなく、通常は時間等化用に、いくつかの複素数値フィルタによってフィルタリングされる。それぞれのフィルタは、複素数値伝達関数または畳み込み関数によって記述することができる。次いで、すべての素子の適応型スマート・アンテナ処理は、ｍ複素数値畳み込み関数の複素数値ｍベクトルによって記述することができる。
【０００３】
受信信号の重みベクトルを決定するためのいくつかの方法が周知である。これらの中には、加入者ユニットからの信号の到着方向を決定する方法と、加入者ユニットの空間特性、たとえば、空間シグネチャを使用する方法とが含まれる。たとえば、到着方向を使用する方法については、Ｒｏｙらによる、米国特許第５，５１５，３７８号および第５，６４２，３５３号、「ＳＰＡＴＩＡＬ  ＤＩＶＩＳＩＯＮ  ＭＵＬＴＩＰＬＥ  ＡＣＣＥＳＳ  ＷＩＲＥＬＥＳＳ  ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮ  ＳＹＳＴＥＭＳ」と、空間シグネチャを使用する方法については、Ｂａｒｒａｔｔらによる、米国特許第５，５９２，４９０号、「ＳＰＥＣＴＲＡＬＬＹ  ＥＦＦＩＣＩＥＮＴ  ＨＩＧＨ  ＣＡＰＡＣＩＴＹ  ＷＩＲＥＬＥＳＳ  ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮ  ＳＹＳＴＥＭＳ」、およびＯｔｔｅｒｓｔｅｎらによる、米国特許第５，８２８，６５８号、「ＳＰＥＣＴＲＡＬＬＹ  ＥＦＦＩＣＩＥＮＴ  ＨＩＧＨ  ＣＡＰＡＣＩＴＹ  ＷＩＲＥＬＥＳＳ  ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮ  ＳＹＳＴＥＭＳ  ＷＩＴＨ  ＳＰＡＴＩＯ−ＴＥＭＰＯＲＡＬ  ＰＲＯＣＥＳＳＩＮＧ」を参照されたい。いわゆる「ブラインド」法では、信号自体からの重みを決定するが、トレーニング信号には頼らない。つまり、どの重みが周知のシンボル・シーケンスを最も的確に推定できるかを決定しない。このような方法は、通常、加入者ユニットから送信される信号のいくつかの周知の特性を使用して、このプロパティを有するよう推定値に制約を加えることにより使用すべき最適の重みを決定する。したがって、プロパティ復元法と呼ばれる。プロパティ復元法は２つのグループに分類できる。「部分」プロパティ復元法は、変調受信信号を完全に再構築しないで、たとえば、復調した後に再変調することにより、信号の、通常単純な１つまたは複数のプロパティを復元する。「決定に基づく（decision directed）」（ＤＤ）方法では、受信信号をシンボル決定（たとえば、復調）することにより信号の正確なコピーを構築する。
【０００４】
第１のグループ、つまり部分復元法の一例に、コンスタント・モジュラス（ＣＭ：Constant Modulus）法がある。これは、たとえば、位相変調（ＰＭ）、周波数変調（ＦＭ）、位相シフト・キーイング（ＰＳＫ）、周波数シフト・キーイング（ＦＳＫ）を含む、ＣＭを有する変調方式を使用する通信システムに適用できる。たとえば、Ｊ．Ｒ．Ｔｒｅｉｃｈｌｅｒ、Ｍ．Ｌ．Ｌａｒｉｍｏｒｅによる、１９８５年４月、「Ｎｅｗ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ  Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ  Ｂａｓｅｄ  ｏｎ  ｔｈｅ  Ｃｏｎｓｔａｎｔ  Ｍｏｄｕｌｕｓ  Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ」ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ａｃｏｕｓｔｉｃｓ，Ｓｐｅｅｃｈ，ａｎｄ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ、ｖｏｌ．ＡＳＳＰ−３３、Ｎｏ．２、ｐｐ．４２０〜４３１を参照されたい。その他の部分プロパティ復元技術には、スペクトル自己コヒーレンスなどの、信号のスペクトル・プロパティを復元する技術が含まれる。スペクトル・コヒーレンス復元技術は、アンテナ・アレイで受信した信号の、周知のスペクトル・コヒーレンス・プロパティを使用する。たとえば、特定の状況下において、信号が周期定常性である、すなわち、周期的自己相関関数を有すると想定される。その他の方法には、たとえば、モーメントやキュミュラントなどの、高順序統計量を復元する方法が含まれる。たとえば、Ｂ．Ａｇｅｅ、Ｓ．Ｓｃｈｅｌｌ、Ｗ．Ｇａｒｄｎｅｒによる、「Ｓｐｅｃｔｒａｌ  Ｓｅｌｆ−Ｃｏｈｅｒｅｎｃｅ  Ｒｅｓｔｏｒａｌ：Ａ  Ｎｅｗ  Ａｐｐｒｏａｃｈ  ｔｏ  Ｂｌｉｎｄ  Ａｄａｐｔｉｖｅ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｅｘｔｒａｃｔｉｏｎ  Ｕｓｉｎｇ  Ａｎｔｅｎｎａ  Ａｒｒａｙｓ」、ＩＥＥＥ議事録、ｖｏｌ．７８、Ｎｏ．４、１９９０年４月、およびＧａｒｄｎｅｒらによる米国特許第５，２６０，９６８号、「ＭＥＴＨＯＤ  ＡＮＤ  ＡＰＰＡＲＡＴＵＳ  ＦＯＲ  ＭＵＬＴＩＰＬＥＸＩＮＧ  ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＳ  ＳＩＧＮＡＬＳ  ＴＨＲＯＵＧＨ  ＢＬＩＮＤ  ＡＤＡＰＴＩＶＥ  ＳＰＡＴＩＡＬ  ＦＩＬＴＥＲＩＮＧ」、およびＧａｒｄｎｅｒらによる、米国特許第５，２５５，２１０号、「ＳＥＬＦ−ＣＯＨＥＲＥＮＣＥ  ＲＥＳＴＯＲＩＮＧ  ＳＩＧＮＡＬ  ＥＸＴＲＡＣＴＩＯＮ  ＡＰＰＡＲＡＴＵＳ  ＡＮＤ  ＭＥＴＯＨＤ」を参照されたい。
【０００５】
決定に基づく方法（decision directed method）は、送信された加入者ユニット信号の変調方式が周知であるという事実を利用し、必要な変調方式を有する信号（「基準信号」）を生成する重みを決定し、そして遠隔ユーザから送信された場合は、実際に受信した信号に「近い」アレイのアンテナ素子で信号を生成する。その基準信号を生成することには、シンボル決定が含まれる。決定に基づく重み決定を使用したシステムの説明については、たとえば、Ｂａｒｒａｔｔらによる米国特許出願第０８／７２９，３９０号、「ＭＥＴＨＯＤ  ＆  ＡＰＰＡＲＡＴＵＳ  ＦＯＲ  ＤＥＣＩＳＩＯＮ  ＤＩＲＥＣＴＥＤ  ＤＥＭＯＤＵＬＡＴＩＯＮ  ＵＳＩＮＧ  ＡＮＴＥＮＮＡ  ＡＲＲＡＹＳ  ＆  ＳＰＡＴＩＡＬ  ＰＲＯＣＥＳＳＩＮＧ」（１９９６年１０月１１日出願）、およびＰｅｔｒｕｓらによる、第０９／１５３，１１０号、「ＭＥＴＨＯＤ  ＦＯＲ  ＲＥＦＥＲＥＮＣＥ  ＳＩＧＮＡＬ  ＧＥＮＥＲＡＴＩＯＮ  ＩＮ  ＴＨＥ  ＰＲＥＳＥＮＣＥ  ＯＦ  ＦＲＥＱＵＥＮＣＹ  ＯＦＦＳＥＴＳ  ＩＮ  Ａ  ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＳ  ＳＴＡＴＩＯＮ  ＷＩＴＨ  ＳＰＡＴＩＡＬ  ＰＲＯＣＥＳＳＩＢＧ」（１９９８年９月１５日出願）を参照されたい。
【０００６】
たとえば、ＣＭ法などの、部分復元法を含むいくつかの反復法は、通信システム内で遭遇する可能性のある、低信号対雑音比（ＳＮＲ）、低ＳＩＮＲ（Signal-to-interference-plus-noise-ratio）、高フェージング状況に対しても収束することが周知である。この場合、加入者ユニットの流動性が高い。本明細書では、このような方法を、「良い収束プロパティを有する反復重み決定法」と呼ぶ。しかし、良い収束プロパティを有する方法は収束するため何度も反復を行う。ＣＭ法は、たとえば、収束するため何度も反復を行うため、実際のシステムにおいては収束するのが遅くなる。たとえば、高流動性システムにおいては、電流バーストのデータから導出される電流バースト上の重みベクトルを使用することが望ましい。このことは、重みの計算が速いことを意味し、これはＣＭ法では不可能であろう。他方、決定に基づく方法は、初期の状態が、たとえば、初期の信号対雑音比（ＳＮＲ）、およびＳＩＮＲが高いか、または初期の重みベクトルが正しい値に十分に近い場合、急速に収束する部類の方法の一例である。初期の重みベクトルが正しい値に十分に近い場合に急速に収束する方法を、本明細書では、「急速収束反復重み決定法」と呼ぶ。ＤＤ法などの急速収束法は、スマート・アンテナをベースとした通信局において、ますます広範囲に使用されるようになってきている。このような方法が故障した場合、たとえば、低ＳＩＮＲまたは高フェージング状況では、この方法では収束しない。この問題は、高い共チャネル干渉の存在下で多くのユーザを有する通信システムにおいて、つまり、特定の加入者ユニットから信号を受信した時に、他の加入者ユニットからの従来型チャネル内の信号からの干渉が高い場合に、ますます深刻になってきている。このような他の加入者ユニットは、いくつかの受信通信局を含み、それぞれが、そのセル内にある１組の加入者ユニットと通信している、セルラ・システムの場合、同じセルまたは近接セルからのものである。
【０００７】
理論上は、同じ従来型チャネルを共有する加入者ユニットが空間的に（または空間および時間的に）分解できる限り、適応型スマート・アンテナ処理により、１を超える通信リンクが単一の「従来型」通信チャネル内に存在することができる。従来型チャネルには、周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）システム内の周波数チャネルと、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）システム内のタイムスロット（これは通常、ＦＤＭＡも含み、正確には、従来型チャネルは時間および周波数スロットである）と、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）システム内の符号とが含まれる。次いで、従来型チャネルは１つまたは複数の「空間」チャネルに分割され、従来型チャネル毎に１を超える空間チャネルが存在する場合は、多重方式を、空間分割多元接続（ＳＤＭＡ）と呼ぶ。本明細書では、ＳＤＭＡは、従来型チャネル毎に１つおよび１を超える空間チャネルの両方を有する適応型スマート・アンテナ処理を含むことを意味する。
【０００８】
従来型チャネル毎に１を超える空間チャネルを有するＳＤＭＡシステム内に高い共チャネル干渉が存在する場合、決定に基づく方法などの急速収束法は故障する。
【０００９】
したがって、当技術分野では、従来型チャネル毎に１つの空間チャネルを有するＳＤＭＡシステムについて、また従来型チャネル毎に複数の空間チャネルを有するＳＤＭＡシステムについて、低いＳＩＮ環境（low signal-to-interference plus noise environment）または高いフェージング環境下で、適応型スマート・アンテナ処理の重みを効率的に決定する適応型スマート・アンテナの処理方法が必要とされている。
【００１０】
したがって、当技術分野では、低ＳＩＮＲおよび高フェージング状況下でうまく実施され、また急速に収束する、すなわち、反復回数の少ない重み決定法が必要とされている。
【００１１】
したがって、当技術分野では、良い収束プロパティと急速な収束プロパティとを結合した方法が必要とされている。
【００１２】
したがって、当技術分野では、良い収束プロパティ（ＳＩＮＲが低い場合に収束）と急速な収束とを結合した「ブラインド」法（すなわち、トレーニング・データを使用しない方法）が必要とされている。
【００１３】
【特許文献１】
米国特許第５，５１５，３７８号
【特許文献２】
米国特許第５，６４２，３５３号
【特許文献３】
米国特許第５，５９２，４９０号
【特許文献４】
米国特許第５，８２８，６５８号
【特許文献５】
米国特許出願第０８／７２９，３９０号
【特許文献６】
米国特許出願第０９／１５３，１１０号
【非特許文献１】
Ｊ．Ｒ．Ｔｒｅｉｃｈｌｅｒ、Ｍ．Ｌ．Ｌａｒｉｍｏｒｅによる、１９８５年４月、「Ｎｅｗ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ  Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ  Ｂａｓｅｄ  ｏｎ  ｔｈｅ  Ｃｏｎｓｔａｎｔ  Ｍｏｄｕｌｕｓ  Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ」ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ａｃｏｕｓｔｉｃｓ，Ｓｐｅｅｃｈ，ａｎｄ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ、ｖｏｌ．ＡＳＳＰ−３３、Ｎｏ．２、ｐｐ．４２０〜４３１
【非特許文献２】
１９８８年、Ｊ．ＬｕｎｄｅｌｌおよびＢ．Ｗｉｄｒｏｗによる「ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ  ｏｆ  ｃｏｎｓｔａｎｔ  ｍｏｄｕｌｕｓ  ａｄａｐｔｉｖｅ  ｂｅａｍｆｏｒｍｅｒ  ｔｏ  ｃｏｎｓｔａｎｔ  ａｎｄ  ｎｏｎ−ｃｏｎｓｔａｎｔ  ｍｏｄｕｌｕｓ  ｓｉｇｎａｌｓ」１９８８年のＡｓｉｌｏｍａｒ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ  ｏｎ  Ｓｉｇｎａｌｓ，Ｓｙｓｔｅｍｓ  ａｎｄ  Ｃｏｍｐｕｔｅｒｓ（ＡＣＳＳＣ−１９８８）、ｐｐ．４３２〜４３６の議事録
【００１４】
（要旨）
本発明の一目的は、良い収束プロパティを有する方法の利点と急速に収束する方法の利点とを結合した重み決定法を提供することである。
【００１５】
本発明の他の目的は、低ＳＩＮＲおよび高フェージング状況下でうまく実施され、また急速に収束する、すなわち、反復回数の少ない「ブラインド」重み決定法および装置を提供することである。
【００１６】
他の目的は、従来型チャネル毎に１つの空間チャネルを有するＳＤＭＡシステムについて、低ＳＩＮＲ環境または高フェージング環境下で、適応型スマート・アンテナ処理の重みを効率的に決定する適応型スマート・アンテナ処理法および装置を提供することである。
【００１７】
他の目的は、従来型チャネル毎に複数の空間チャネルを有するＳＤＭＡシステムについて、低ＳＩＮ環境または高フェージング環境下で、適応型スマート・アンテナ処理の重みを効率的に決定する適応型スマート・アンテナの処理法および装置を提供することである。
【００１８】
本発明の他の目的は、データの電流バーストで使用する適応型スマート・アンテナ処理の重みを決定する適応型スマート・アンテナ処理法および装置を提供することであり、その重みは電流バーストからのデータにより決定されることによりデータの電流バーストに適合する。
【００１９】
本発明は、本発明の詳細な好ましい実施形態からより十分に理解されるであろうが、本発明を特定の実施形態に限定するものととらえてはならず、これらは単に説明のため、また理解を容易にするためのものである。実施形態については、以下の図を参照して説明する。
【００２０】
（好ましい実施形態の詳細な説明）
基地局アーキテクチャ
好ましい実施形態の方法および装置は、アンテナ・アレイ内にｍアンテナ素子を有する通信受信機、特に、図１に示すようなＰＨＳベースのアンテナ・アレイ通信局（トランシーバ）内に実装される。特定の実施形態ではｍ＝４である。図１に示したものと似たシステムが先行技術にあるであろうが、本発明の態様を実施するプログラミングまたはハードワイヤードされた素子を備えた図１に示すシステムは先行技術にはない。また、本発明は、決してＰＨＳエア・インターフェイスまたはＴＤＭＡシステムの使用に限るものではなく、適応型スマート・アンテナ処理手段を備えるどの通信受信機でも使用できる。図１では、アンテナ・アレイ１０３の１つまたは複数の素子を、送信モードの場合には送信電子機器１１３に、そして受信モードの場合には受信電子機器１２１に選択的に接続するため、送信／受信（「ＴＲ」）スイッチ１０７が、ｍアンテナ・アレイ１０３と、送信電子機器１１３（１つまたは複数の送信信号プロセッサ１１９とｍ送信機１２０とを含む）および受信電子機器１２１（ｍ受信機１２２と１つまたは複数の受信信号プロセッサ１２３とを含む）の両方との間に接続される。スイッチ１０７の可能な実装形態の２つは、周波数分割多重（ＦＤＤ：frequency division duplex）システム内の周波数デュプレクサとして、また時分割多重（ＴＤＤ:time division duplex）システム内のタイム・スイッチである。本発明によるＰＨＳの好ましい実施形態では、ＴＤＤを使用している。送信機１２０および受信機１２２は、アナログ電子機器、ディジタル電子機器、またはこれら２つの組み合わせを使用して実装できる。好ましい実施形態の受信機１２２は、１つまたは複数の信号プロセッサ１２３に送られるディジタル化した信号を発生させる。信号プロセッサ１１９および１２３は、静的（常に同じ）、動的（所望の方向性によって変化する）、またはスマート（受信信号によって変化する）であり、好ましい実施形態では適応型である。信号プロセッサ１１９および１２３は、受信用と送信用に異なるようにプログムした１つまたは複数の同じＤＳＰデバイス、または異なるＤＳＰデバイス、またはいくつかの機能については異なるデバイスで、その他の機能については同じデバイスである。
【００２１】
図１は、受信用と送信用に同じアンテナ素子が使用されているトランシーバを示しているが、受信用と送信用に別々のアンテナを備えることもでき、また受信用だけや送信用だけでも可能であり、また受信と送信の両方が適応型スマート・アンテナ処理を有することもできることが明らかであることに留意されたい。
【００２２】
たとえば、電波産業会（ＡＲＩＢ日本）仮標準、バージョン２、ＲＣＲ  ＳＴＤ２８に記述されているＰＨＳ（Personal HandyPhone System）、およびＰＨＳ覚書（Memorandum of Understanging）グループ（PHS MoU、http://www.phsmou.or.jpを参照）の技術標準に記述されている変形形態は、真の時分割多重（ＴＤＤ）を有する８スロット時分割多元接続（ＴＤＭＡ）システムである。したがって、８タイムスロットは、４つの送信（ＴＸ）タイムスロットと４つの受信（ＲＸ）タイムスロットとに分割される。このことは、どの特定チャネルについても、受信周波数が送信周波数と同じであることを意味する。また、受信タイムスロットと送信タイムスロット間の加入者ユニットの動きが最小であることを想定した場合、ダウンリンク（基地局からユーザの遠隔端末へ）とアップリンク（ユーザの遠隔端末から基地局へ）の両方の交互作用、すなわち、伝搬経路が同じであることも意味する。好ましい実施形態で使用されるＰＨＳシステムの周波数帯域は、１８９５〜１９１８．１ＭＨｚである。８タイムスロットのそれぞれの長さは６２５マイクロ秒である。ＰＨＳシステムは、呼の開始を行う制御チャネルのための専用周波数およびタイムスロットを有する。いったんリンクが確立されると、その呼は、通常の通信のためサービス・チャネルに引き渡される。フルレートと呼ぶ３２キロビット毎秒（ｋｂｐｓ）のいずれのチャネルでも通信が起きる。フルレート未満の通信も可能であり、本明細書に記述した実施形態をフルレート未満の通信に修正する方法の詳細については、当業者には明らかであろう。
【００２３】
好ましい実施形態で使用されるＰＨＳにおいて、バーストは、単一タイムスロット中に電波にのって送信または受信される有限時間のＲＦ信号と定義される。グループは、１組の４ＴＸおよび４ＲＸタイムスロットと定義される。グループは、常に最初のＴＸタイムスロットから開始し、その持続時間は、８×０．６２５＝５ｍｓｅｃである。
【００２４】
ＰＨＳシステムは、ベースバンド信号用に、π／４差動クォタナリ（または直角（クワッドラチャ））位相シフト・キーイング（／４ＤＱＰＳＫ）変調を使用する。ボー・レートは、１９２キロボーである、つまり、毎秒１９２，０００シンボルがある。
【００２５】
図２は、適応型スマート・アンテナ処理を有し、本発明による一実施形態が実装されるＰＨＳ基地局を示す、より詳細ではあるがまだ単純化したブロック図である。繰り返すが、図２に示すものと似たアーキテクチャを備えるシステムが先行技術にあるであろうが、本発明の態様を実施するようにプログラムされまたはハードワイヤードされた素子を備えた図２に示すシステムは先行技術にはない。図２では、複数のｍアンテナ１０３が使用されており、ここで、ｍ＝４である。これより少ないまたは多い数のアンテナ素子を使用することも可能である。アンテナの出力部はデュプレクサ・スイッチ１０７に接続されている。このＴＤＤシステムのスイッチ１０７はタイム・スイッチである。受信する場合は、アンテナ出力部はスイッチ１０７を介して受信機２０５に接続され、ＲＦ受信機係数２０５により、搬送波周波数（およそ１．９ＧＨｚ）から中間周波数（「ＩＦ」）へアナログでミックスダウンされる。次いで、この信号は、アナログ／ディジタル・コンバータ（「ＡＤＣ」）２０９によってディジタル化（サンプリング）される。次いで、これは、ディジタル・ダウンコンバータ２１３によってディジタル的にダウンコンバートされて、４倍オーバーサンプリングされた複素数値（同相Ｉおよび直角位相Ｑ）にサンプリングされた信号を生成する。したがって、素子２０５、２０９、２１３は、図１の受信機１２２に対応する。ｍ受信タイムスロットのそれぞれについては、ｍアンテナからのｍダウンコンバートされた出力は、ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）デバイス２１７（以後、「タイムスロット・プロセッサ」と呼ぶ）に送られて、さらなる処理が行われる。好ましい実施形態では、商用のＤＳＰデバイスが、受信タイムスロット毎に１つずつ、タイムスロット・プロセッサとして使用されている。
【００２６】
タイムスロット・プロセッサ２１７は、以下のものを含むいくつかの機能を実行する。すなわち、受信信号電力監視、周波数オフセット推定／訂正およびタイミング・オフセット推定／訂正、本発明による一態様に従った方法を使用する特定の遠隔ユーザからの信号を決定するためのそれぞれのアンテナ素子に対する重み決定を含むスマート・アンテナ処理、決定した信号の復調である。
【００２７】
タイムスロット・プロセッサ２１７の出力は、ｍ（＝４）受信タイムスロットのそれぞれに対する復調データ・バーストである。このデータはホストＤＳＰプロセッサ２３１に送信される。このプロセッサの主要機能は、システムのすべての素子を制御し、かつより高レベルの処理とのインターフェイスをとることである。この高レベル処理は、ＰＨＳ通信プロトコルで定義された、すべての異なる制御チャネルおよびサービス通信チャネル内の通信にはどの信号が必要であるかを取り扱う処理である。好ましい実施形態では、ホストＤＳＰ２３１も、商用のＤＳＰデバイスである。さらに、タイムスロット・プロセッサが、決定された受信重みをホストＤＳＰ２３１に送信する。
【００２８】
ＲＦ制御手段２３３が、ＲＦシステムとインターフェイスをとることが、ブロック２４５として示してあり、これもまた、ＲＦシステムおよびモデムによって使用されるいくつかのタイミング信号を生成する。ＲＦ制御手段２３３が、ホストＤＳＰ２３１からそれぞれのバーストに対して、そのタイミング・パラメータおよびその他の設定を受信する。
【００２９】
送信制御手段／変調器２３７は、ホストＤＳＰ２３１から送信データを受信する。送信制御手段はこのデータを使用して、ＲＦ送信機（ＴＸ）モジュール２４５に送信されるアナログＩＦ出力を生成する。送信制御手段／変調器２３７が実施する特定オペレーションには、複素数値π／４ＤＱＰＳＫ変調信号へのデータ・ビットの変換、ＩＦ周波数へのアップコンバート、ホストＤＳＰ２３１から得られた複素数値送信重みによる重み付け、送信モジュール２４５に送信されるアナログ送信波形へディジタル／アナログ・コンバータ（「ＤＡＣ」）を使用しての信号の変換が含まれる。送信モジュール２４５が、送信周波数に信号をアップコンバートし、その信号を増幅する。増幅された送信信号出力は、デュプレクサ／タイム・スイッチ１０７を介してｍアンテナ１０３に連結する。
【００３０】
表記法
以下の表記法を使用する。ｍアンテナ素子（好ましい実施形態では、ｍ＝４）があり、ダウンコンバージョン後の、つまり、ベースバンドの、そしてサンプリング（好ましい実施形態では、４倍のオーバーサンプリング）後の、第１、第２・・・ｍ番目のアンテナ素子の複素数値応答（つまり、同相Ｉおよび直交Ｑ成分を有する）を、それぞれ、ｚ1（ｔ）、ｚ2（ｔ）・・・ｚm（ｔ）とする。上述の表記法では、本発明では必ずしもその必要はないが、ｔは計数値である。これらのｍ回のサンプリング量は、単一のｍベクトルｚ（ｔ）で表され、ｚ（ｔ）のｉ番目の行はｚi（ｔ）で表すことができる。それぞれのバーストについては、サンプルの有限数、たとえばＮを収集して、ｚ1（ｔ）、ｚ2（ｔ）・・・ｚm（ｔ）を、それぞれ、Ｎ行ベクトルで表し、ｚ（ｔ）を、Ｎ行列Ｚによるｍで表すことができる。以降、発明の詳細な説明では、サンプルの有限数を組み込みむことの詳細の大部分については省くこととするが、それらの詳細は当業者には明らかであろう。
【００３１】
いくつかの信号が、いくつかの、たとえばＮsの遠隔ユーザから基地局に送信されるとする。具体的には、当該加入者ユニットが信号ｓ（ｔ）を送信するとする。適応型スマート・アンテナ処理には、送信信号ｓ（ｔ）の推定値を抽出するため、受信信号ｚ1（ｔ）、ｚ2（ｔ）・・・ｚm（ｔ）のＩ値およびＱ値の特定の組み合わせが含まれる。このような重みは、ｉ番目の素子ｗriを含む複素数値重みベクトルｗrによって表示される、この特定加入者ユニットに対する受信重みベクトルによって表すことができる。次いで、送信された信号の推定値は、
【数１】
0004674030.tif 000002
上式で、ｗ’riはｗriの複素共役であり、ｗrHは受信重みベクトルｗrのエルミート転置（つまり、転置および複素共役）である。時空処理を含む実施形態では、受信重みベクトル内のそれぞれの素子は時間の関数であり、そのため重みベクトルは、ｉ番目の素子ｗri（ｔ）を有するｗr（ｔ）として表示される。次いで、その信号の推定値は、以下のように表現される。
【数２】
0004674030.tif 000003
上式で、オペレータ「＊」は畳み込みオペレーションである。時空処理(spatio-temporal processing)は、たとえば、時間等化と空間処理とを結合し、特に広帯域信号に有用である。時空処理を使用する信号の推定値の形成は、同様に、周波数（フーリエ変換）領域内で行うことができる。Ｓ＾（ｋ）（注：本明細書に置いて「＾」はその前の文字に付くことを表している）、Ｚi（ｋ）、Ｗi（ｋ）と、それぞれ、ｓ＾（ｔ）、ｚi（ｔ）、ｗri（ｔ）との周波数領域の表示は、
【数３】
0004674030.tif 000004
で表され、上式で、ｋは計数周波数値である。
【００３２】
時空処理について、数式（２）の畳み込みオペレーションは、通常、有限であり、サンプリングしたデータに行われ、等化器タップの有限数を有する時間領域等化器を使用して、空間処理を時間等化に結合したものに等しい。つまり、ｗri（ｔ）のそれぞれが、ｔの値の有限数を有し、同様に、周波数領域内で、ｗi（ｋ）のそれぞれがｋ値の有限数を有する。次いで、畳み込み関数ｗri（ｔ）の長さがｎの場合、複素数値ｍ重みベクトルｗrを決定するのではなく、列がｗr（ｔ）のｎ値である、複素数値ｍ×ｎ行列ｗrを決定する。
【００３３】
残りの説明部分では、複素数値受信重みベクトルｗrまたはその素子について記述する場合は必ず、重み行列ｗrの決定について上述したように、空間処理、または時空処理を組み込むよう一般化するものと理解されたい。したがって、空間処理と、時空処理は、本明細書では、適応型スマート・アンテナ処理を指すものとする。
【００３４】
空間重みの決定
適応型スマート・アンテナ処理に対する重みを決定するための「ブラインド」法は、再構築すべきトレーニング・データを必要としない方法である。本発明による方法は、殆どのブラインド法と同様に、元々の送信信号の形式についての知識を使用しており、出力信号に１つまたは複数の周知の入力信号プロパティを持たせる。そのプロパティは、振幅特性の場合もあり、また、エントロピまたは周期定常性(cycro-stationaryity)、正しい変調方式、または正確なレプリカの再構築などの統計特性などである。このような方法を、「プロパティ復元」と呼ぶ場合がある。
【００３５】
良い収束プロパティを有する方法
良い収束プロパティを有する方法には、部分プロパティ復元法が含まれる。すなわち、ビット・ストリームを決定し、信号を再構築することにより、正確なレプリカを再生しようと試みることなく、１つまたは複数のプロパティを再生する方法である。この種類には、信号の振幅（係数）、エントロピ、スペクトル・コヒーレンス（たとえば、周期定常性）を保存する方法が含まれる。
【００３６】
コンスタント・モジュラス（ＣＭ）法は、結果として一定の振幅信号を生じる方式により変調された信号に適用できる非常に簡単で効果的な技術である。これらの中には、好ましい実施形態で使用されるＰＨＳシステムの差動位相シフト・キーイング変調を含むすべての形式の位相および周波数変調が含まれる。以下に記述するように、ＣＭ法はまた、非ＣＭ信号にも適用可能である。ＣＭ法では、ａ）信号の一定振幅（ＣＭ）プロパティを復元し、ｂ）遠隔ユーザにより送信された場合には、実際に受信した信号に「近い」アレイのアンテナ素子に信号を生成する信号を生成して、重みを決定する。振幅の変動が、これらの変調方式での干渉、フェージング、タイミング・オフセットによって導入され、ＣＭプロパティは、たとえば、好ましい実施形態のＤＱＰＳＫ変調方式を含む、正確なタイミング・オフセット訂正に依存し、ＣＭプロパティは、ボー・ポイントでのみ保持する。共チャネル干渉者の存在下では、ＣＭ法は、所望の信号または共チャネル干渉者のいずれかの強力な方の信号を選び取る傾向がある。所望の信号強度がどの干渉者の強度より０．５ｄＢより大きければ、ＣＭ法は、強力な方の信号、すなわち、所望の信号を正しく選び取る。つまり、ＣＭ法は、非常に良い収束プロパティを有する。
【００３７】
ＣＭ法には、多くの変形形態がある。これらは、通常、一般式のコスト関数を最小化する。すなわち、
【数４】
0004674030.tif 000005
上式で、Ｅ（．）は、統計的期待値オペレーションを表示し、ｐおよびｑは、正の整数、通常１または２である。実際には、統計的オペレーションは、いくつかの形式のサンプル平均化または累算（たとえば、１組のサンプルの合計により、これは、好ましい実施形態では、バースト内のすべてのサンプルの部分集合であるが）に置き換わることが、当業者には明らかであろう。また、数式（４）のコスト関数内にさらに項を追加することも、明らかであり、また本発明の範囲内に入る。たとえば、重みベクトルの大きさを制限する項が追加できる。このような追加項を含むコスト関数（ＣＭコスト関数ではない）の例については、上述の米国出願第０８／７２９，３９０号を参照されたい。信号ｓref（ｔ）は、コスト関数で使用される正規化コピー信号（「基準信号」と呼ぶ）である。つまり、重みを決定する基準信号は、次いで正規化される受信アンテナ信号の重み付け合計である。重み決定は、数式（４）内のコスト関数を最小化する１組の重みを決定する。
【００３８】
ＣＭ法はまた、非ＣＭ信号にも適用可能である。たとえば、１９８８年、Ｊ．ＬｕｎｄｅｌｌおよびＢ．Ｗｉｄｒｏｗによる「ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ  ｏｆ  ｃｏｎｓｔａｎｔ  ｍｏｄｕｌｕｓ  ａｄａｐｔｉｖｅ  ｂｅａｍｆｏｒｍｅｒ  ｔｏ  ｃｏｎｓｔａｎｔ  ａｎｄ  ｎｏｎ−ｃｏｎｓｔａｎｔ  ｍｏｄｕｌｕｓ  ｓｉｇｎａｌｓ」１９８８年のＡｓｉｌｏｍａｒ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ  ｏｎ  Ｓｉｇｎａｌｓ，Ｓｙｓｔｅｍｓ  ａｎｄ  Ｃｏｍｐｕｔｅｒｓ（ＡＣＳＳＣ−１９８８）、ｐｐ．４３２〜４３６の議事録、を参照されたい。ＬｕｎｄｅｌｌとＷｉｄｒｏｗは、ｐ＝ｑ＝２を有する（これは、２−２ＣＭ法と呼ばれる）数式（４）と同様のコスト関数を使用し、いずれのＣＭおよび非ＣＭ信号も、第２のモーメントの２乗に対する第４のモーメントの割合（この割合を尖度と呼ぶ）が２未満である限り、このような２−２ＣＭ法を用いて回復できることを示している。たとえば、Ｍ直角位相振幅変調信号（Ｍ−ＱＡＭ）は、おおよそ１．４〜１．２／（Ｍ−１）の尖度を有することが周知であり、したがって、いずれのＱＡＭ信号の尖度も常に１．４より小さい。したがって、ＣＭ法は、このような信号に適用可能である。
【００３９】
良い収束プロパティを有する特定の方法、ＣＭ方法、の少なくとも１回の反復が、好ましい実施形態で使用されている。ＣＭ法の実施では、数式（４）内のｐには１、ｑには２の値を使用している。本発明を非ＣＭ信号に適用し、そしてＣＭ法を使用した場合、ｐおよびｑに対する他の値、たとえば、ｐ＝ｑ＝２を使用することができる。好ましい実装形態も、ブロックをベースとした方法である。つまり、アンテナ受信信号のブロックを重み付けし、その重みを、データのこのブロックを使用して決定する。ブロックは、バースト内のサンプルの部分集合である。特に、１２０ＰＨＳバースト・シンボルの７５サンプルを使用することが好ましい。ここで、この７５シンボルは、ＰＨＳバーストの中央のペイロード内にある。ペイロードからのデータを使用すると、好都合なことに、いずれかの１人の遠隔ユーザに対する重み計算に使用するデータが、別の加入者ユニットに対するデータと同じではないことを確認することができる。ＰＨＳバースト内には最大８８のこのようなペイロードのサンプルがある。
【００４０】
ｐ＝１およびｑ＝２を有する、この方法を、最小二乗ＣＭ法と呼び、以下のステップが含まれる。
１．重みベクトルを開始する。たとえば、ｗr,initial＝［１００・・・０］’を使用する。ここで、ｘ’は、ｘの転置を表示する。改良した実施形態では、Ｚの最大特異値に対応するＲzz＝ＺＺHの最大固有ベクトルを使用する。さらに他の実施形態では、前のバーストからの重みベクトルを使用する。
２．当該サンプルについては、コピー信号を実施し、正規化する。
【数５】
0004674030.tif 000006
３．最小二乗手順を使用して重みベクトルｗrを計算する。つまり、
【数６】
0004674030.tif 000007
上式で、Ｎは、計算で使用したサンプル数である。数式（６）の解は、
【数７】
0004674030.tif 000008
である。上式で、Ｒzz＝ＺＺH、
【数８】
0004674030.tif 000009
そして、Ｎは、使用したサンプル数である。
４．収束に達するまでステップ２と３を繰り返す。
【００４１】
ステップ３の計算において、実際には、全体のスケール・ファクタは重要ではないことに留意されたい。重みのためのすべてのスケール・ファクタが、システム内の利得として組み合わせて適用されるのが好ましい。
【００４２】
ＣＭ法を時空処理に拡張できることに留意されたい。１つの周知の方法では、２−２ＣＭ法を使用し、実際に通常起きる特定の仮定における空間および時間重み決定（すなわち、重み行列決定）のためのＣＭ法は、必ず収束することを示している。１９９６年、ＩＥＥＥ第４６回車両技術会議（Ｖｅｈｉｃｕｌａｒ  Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ）議事録の８６〜９０ページの、Ｃ．Ｂ．ＰａｐａｄｉａｓおよびＡ．Ｐａｕｌｒａｊによる、「Ａ  ｓｐａｃｅ−ｔｉｍｅ  ｃｏｎｓｔａｎｔ  ｍｏｄｕｌｕｓ  ａｌｇｏｒｉｔｈｍ  ｆｏｒ  ＳＤＭＡ  ｓｙｓｔｅｍｓ」を参照されたい。しかし、Ｐａｐａｄｉａｓらによる方法は、ブロック・データがベースではない。しかし、空間重み決定法は、異なるサイズの行列およびベクトルで問題を再表示することにより、重み行列に従って容易に時空処理に修正できる。この説明全体にわたり、ｍはアンテナ素子の数、Ｎはサンプルの数とする。ｎは、アンテナ素子毎の時間等化器タップの数とする。（ｍ×Ｎ）受信信号行列ＺのＮサンプルのそれぞれの行ベクトルは、第１の行のシフトしたバージョンのｎ行として書き換えて、サイズ（ｍｎ×Ｎ）の受信信号行列Ｚを生成し、サイズ（ｍｎ×１）の重みベクトルのエルミート転置により予め乗算されていた場合、Ｎサンプルの推定受信信号行ベクトルを生成する。したがって、空間および時間的な問題は、重みベクトル決定の問題として再表現されている。ＣＭ法については、数式（７）で、たとえば、重みベクトルは、サイズ（ｍｎ×１）の「長い」重みベクトルで、ＲZZは、サイズ（ｍｎ×ｍｎ）の行列で、ｒzsは、サイズ（ｍｎ×１）の長いベクトルである。項を再配置することにより、必要な（ｍ×ｎ）重み行列が得られる。
【００４３】
好ましい実施形態では、ＣＭプロパティを保持するため、サンプリングしたデータは、おおよそオン・ボー（on-baud）である必要があるので、ステップ２を行う場合、タイミング・オフセット推定と訂正を実施するが、この場合、アンテナ・アレイ１０３のそれぞれのアンテナ素子からの受信信号のサンプルがオーバーサンプリングされ、いくつかのタイミング・オフセットを含む可能性があるため、時間でのデシメーションおよび補間を含むことがある。したがって、数式（５）および（７）の変数ｔは、そのサンプルに対しておおよそオン・ボー時間を表す。明らかなことであり、また上述の米国特許出願第０９／１５３，１１０号にも記述してあるように、タイミング・オフセット推定／訂正（デシメーション／補間を含むことができる）は、信号コピー・オペレーションの前にｍ信号で、または信号コピー・オペレーションの後にその信号上で実行される。
【００４４】
シミュレーションを実行して、タイミング・オフセット／ボー・ポイント推定の精度レベルを決定する。図８は、その結果を示す図である。シミュレーションでは、正確にはボー・ポイントでなく、１／８ボーの段階毎に−１／２から＋１／２ボーまで変化するタイミング・オフセットによる理想的なボー・ポイントからのオフセットで、信号がサンプリングされた時、ＣＭ重みを使用して得られた出力ＳＩＮＲが計算される。その結果が、１ボーの±１／８分オフセットされた信号についてさえも、出力ＳＩＮＲは、０．６ｄＢ分だけ低下することを示す。この数は、示したテストケースに特有のものであるが、その結論は、ＣＭ法に対するタイミング・オフセット訂正の精度は、高い必要がないというものである。したがって、オフセット訂正／デシメーション／補間には簡単な方法を使用して、近似ボー整列したサンプルを生成することができる。
【００４５】
また、オーバーサンプリングした信号のタイミング・オフセット訂正（デシメーション／補間を含む）は、ＣＭプロパティを有するすべての変調方式に必ずしも必要ではないことに留意されたい。たとえば、ＤＥＣＴ（the Digital European Cordless Telecommunications）標準およびＧＳＭ（Global System for Mobile Communications）標準は、ガウス最小シフトキー（ＧＭＳＫ）信号を使用しているが、これは常にＣＭを有し、したがって、これらの場合には、ＣＭ法に対してタイミング・オフセット訂正は必要ではない。
【００４６】
最小二乗ＣＭ重み決定法の実行はかなり簡単である。復調が起きないため、周波数オフセット推定および訂正、そして復調が必要ではない。本発明による一実施形態では、ＣＭ法を実施する場合、必要ではないが、周波数オフセット訂正を行う。ＣＭ法などの簡単なプロパティ復元法のさらなる特徴としては、非常に低いＳＩＮＲ値の下でも収束が起きることである。
【００４７】
簡単なプロパティ復元法などの、良い収束プロパティを有する方法の主な欠点は、収束するための反復回数が多いことである。代表的なシステムにおいては、ＤＳＰ処理電力などの処理電力が、非常に制限されており、したがって、ＣＭ法を使用した場合の収束が、たとえば、電流バースト内で重みベクトルを使用するための、一定時間中に起きない可能性がある。
【００４８】
急速収束法
部分プロパティ復元方法とは異なり、決定に基づく方法などの急速収束法は非常に素早く収束する。決定に基づく方法では、復元されるプロパティは、正しい変調方式を有する元の送信信号の完全なレプリカである。つまり、数式（１）などの信号コピー・オペレーションが受信信号を推定し、その信号が復調され、正しいビット・ストリームを有する基準信号が構築される。うまく機能させるためには、基準信号を構築する時に、周波数とタイミング・オフセットを訂正する必要がある。正しい重みは、送信信号に近い基準信号を生成する重みである。この方式では、「最適の」重みを得るため１回または複数回の反復を行う。タイミング・オフセット訂正（いずれかのデシメーションを含む）および周波数オフセット訂正が、信号コピー・オペレーションの後に起きるものとして以下に示してあるが、信号コピー・オペレーションの前に、これらを１回または複数回行うことができることは明らかである。信号コピーの前後に起きるこれらのオペレーションの例、および決定に基づく方法の詳細な説明については、上述した共同所有の米国特許出願第０８／７２９，３９０号および第０９／１５３，１１０号を参照されたい。最小二乗基準を使用した場合、一般的な方法として、以下のステップが含まれる。
【００４９】
１．重みベクトルを開始する。たとえば、ｗr,initial＝［１００・・・０］’を使用する。ここで、ｘ’はｘの転置を表示する。改良した実施形態では、最大特異値に対応するＲzz＝ＺＺHの特異ベクトルを使用する。さらに他の実施形態では、前のバーストからの重みベクトルを使用する。以下に記述するように、本発明による一態様は、部分プロパティ法を使用した後に決定に基づく方法を使用することを含む。このような場合、本発明によるいずれかの実施形態を実施する場合に、最後に得られた重みベクトル（すなわち、部分プロパティ復元法を使用する）を使用する。
【００５０】
２．信号コピーを実施する。
【数９】
0004674030.tif 000010
サンプルが元々オーバーサンプリングされていた場合、デシメーション／補間が後に続く（代替形態では、デシメーション／補間は、コピー信号オペレーションの前に起きる可能性がある）。
【００５１】
３．タイミングおよび周波数オフセットを推定して、正しいタイミングと周波数オフセットを有する信号を生成する。
【００５２】
４．シンボル決定（すなわち、復調）をすることによって基準信号ｓref（ｔ）を決定し、ｓref（ｔ）が、正しいビット・ストリームと同じ変調方式、および特定のユーザから受信機に送信された信号と同じタイミングと周波数オフセットを有するようにする。
【００５３】
５．ｗrを超える最小二乗最小化によって重みベクトルを計算する。つまり、
【数１０】
0004674030.tif 000011
これには、解があり、
【数１１】
0004674030.tif 000012
上式で、Ｒzz＝ＺＺH、および
【数１２】
0004674030.tif 000013
【００５４】
６．収束に達するまでステップ２、３、４、５を繰り返す。
【００５５】
ステップ２、３、４では、信号を周波数とタイミング・オフセットの訂正をして、正しい復調決定がステップ４でなされるようにし、ステップ５では、一般に、正しい周波数とタイミング・オフセットを再導入して、コスト関数の基準信号とコピー信号が同じタイミングと周波数オフセットを有するようにする必要があることに留意されたい。また、ＣＭについて上述したように、また上述の米国出願第０８／７２９，３９０号に記述したように、数式（９）の最小化には、重みベクトルのノルムに制約を課すための重みベクトル項の重みノルムなど、その他の項も含まれることにも留意されたい。また、基準信号（ステップ（４））の決定方法の詳細な説明については、上述の共同所有の米国特許出願第０８／７２９，３９０号および第０９／１５３、１１０号も参照されたい。このことについては、また図４を参照しながら、以下に説明する。
【００５６】
決定に従う方法は、たとえば、ＣＭ法について本明細書に上述したように項を再配置することにより、そして当業者には明らかなその他の方法により、時空処理のための重み行列を決定するため、容易に拡張できることに留意されたい。したがって、本発明は、時空処理のための重みベクトルおよび重み行列を決定する方法をも包含する。
【００５７】
したがって、決定に基づく方法は、受信機に送信されたと想定される信号の正確なレプリカを再生し、部分プロパティ復元法は、正しい振幅などの、１つまたは複数の簡単なプロパティを再生する。決定に基づくシステムは、非常に上手く機能し、適度に高いＳＩＮＲ環境下で非常に少ない反復回数で収束する。しかし、これらの方法は、初期状態に対して過敏であり、初期のＳＩＮＲが低い場合には収束しない可能性がある。この状況は、流動性の高いセルラ・システムおよびフェージングを呈するその他のシステムで一般的なことである。
【００５８】
ＣＭ法の反復は、一般に、決定に基づく方法の反復に比べ、計算上コストがかからず、周波数オフセット訂正や復調も必要としないことに留意されたい。
【００５９】
好ましい方法：単一ユーザ
本発明による一態様は、部分プロパティ復元法、好ましくはＣＭ法などの、良い収束プロパティを有する反復重み決定法の反復回数Ｎ1を、決定に基づく方法などの、急速収束法の反復の第２の回数Ｎ2とを両方結合し、そしてこの順序で行って、急速収束を有する良い収束プロパティの利点を得ることを含む重み決定法である。Ｎ1ＣＭ反復は、決定に基づく方法のＮ2反復のための開始条件を、決定に基づく方法の急速な収束が最も確実である領域にもたらす。好ましい実施形態では、決定に基づく方法の１回の反復（Ｎ2＝１）を使用し、代替形態では、２回の反復（Ｎ2＝２）を使用する。この方法は、切り換え基準に合致するまで良い収束プロパティを有する反復重み決定法の反復を行い、次いで、良い収束プロパティを有する方法で得られた重みから開始し、急速収束法のいくつかの反復を行うことと、言いかえることができる。ある場合には、切り換え基準は、反復の明示的定義数Ｎ1である。他の、好ましい実施形態では、Ｎ1は、明示的に指定されていない。むしろ、切り換え基準は、コピー信号のＳＩＮＲ閾値であり、決定に基づく方法に対する切り換えは、ＳＩＮＲ推定値が閾値と同じかまたはそれを超える場合に起きる。この方式で、さらにＮ2の反復のみで、決定に基づく方法の収束を確実にするのに十分なＳＩＮＲを得るため、ＣＭ反復の十分な回数Ｎ1が使用される。
【００６０】
ＳＩＮＲ推定値を決定するため多くの方法を使用することができる。好ましい実施形態では、使用方法が、Ｙｕｎによる米国特許出願第０９／０２０，０４９号、「ＰＯＷＥＲ  ＣＯＮＴＲＯＬ  ＷＩＴＨ  ＳＩＧＮＡＬ  ＱＵＡＬＩＴＹ  ＥＳＴＩＭＡＴＩＯＮ  ＦＯＲ  ＳＭＡＲＴ  ＡＮＴＥＮＮＡ  ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮ  ＳＹＳＴＥＭＳ（１９９８年２月６日出願）に記述されている。信号品質の推定方法の実装形態について、以下に記述する。
【００６１】
推定値に使用するバーストのサンプル数をＮで表示する。サンプリングした係数情報は、最初に、同相の二乗と直角位相信号の合計（信号ｓ（ｔ）の実数部分と虚数部分）を形成することによって抽出される。次いで、期待オペレーションのためのサンプルの数の平均を使用して、平均電力および平均二乗電力を決定する。
【数１３】
0004674030.tif 000014
【数１４】
0004674030.tif 000015
【００６２】
いったん瞬時電力Ｒ2（ｔ）＝Ｉ2（ｔ）＋Ｑ2（ｔ）が決定すると、二乗電力Ｒ4（ｔ）＝［Ｒ2（ｔ）］2の決定には、サンプル毎に単一の追加乗算のみが必要となり、好ましくは、
【数１５】
0004674030.tif 000016
を使用するせいぜい１つの平方根オペレーションで、推定ＳＩＮＲが決定する。割合、
【数１６】
0004674030.tif 000017
と、数量Ａの両方を尖度と呼ぶことがある。信号品質推定の、この好ましい方法は、周波数オフセットに対して過敏でなく、したがって、これも周波数オフセットに過敏でないＣＭ法とともに使用するのに特に魅力的な方法である。
【００６３】
事後コピー・オペレーション信号の品質を決定するその他の方法はまた、本発明による代替形態で使用可能である。
【００６４】
単一ユーザのための重み決定法が、図３のフローチャートで示してある。初期の重みベクトルが、３０３で形成される。これは、［１００・・・０］’、または改良した実施形態では、最大特異値に対応するＲzz＝ＺＺHの特異ベクトルが使用される。さらに他の実施形態では、前のバーストからの重みベクトルが使用される。ここで、コピー・オペレーション３０５を数式（１）に従って実施するが、好ましい実施形態では、バーストの中央部分のみを使用し、好ましくは、バーストの中央にあるペイロード部分から７５シンボル（３００サンプル）だけを使用する。タイミング・オフセット３０７に対して出力を訂正する。どのようなタイミング・オフセット訂正方法も使用可能である。本明細書で上述したように、タイミング・オフセット訂正は、それ程正確である必要はない。好ましい方法は、上述の米国特許出願第０９／１５３，１１０号に記述した通りである。コピー・オペレーションおよびタイミング・オフセット訂正オペレーションは結合することができる。タイミング・オフセット訂正オペレーションには固有であるが、図３で明示的に示していないものに、必要なデシメーションおよび補間があり、したがって、ステップ３０７の後、データには、電流バーストの中央からおおよそ７５シンボルのボー・ポイントに７５複素数値（ＩおよびＱ）サンプルが含まれる。コピー信号のＳＩＮＲは、本明細書で上述したように、好ましくは尖度を使用して３０９と推定される。ステップ３１１で、ＳＩＮＲが閾値ＳＮＲを超えているかどうか判断される。超えていない場合は、上述の数式（６）および（７）で記述したように最小二乗コスト関数基準を使用して、ステップ３１３で、ＣＭ法の反復が実施される。次いで、この方法では、別の反復のため、ステップ３０５のコピー・オペレーションに戻る。他方、ステップ３１１でＳＩＮＲ閾値を超えていると判断された場合は、ステップ３１５および３１７で、周波数オフセット訂正３１５を含み、決定に基づく方法のＮ2反復が実施される。どのような周波数オフセット訂正法でも使用可能であり、その好ましい方法が、上述の米国特許出願第０９／１５３，１１０号に記述されている。同様に、基準信号の発生を含む決定に基づく適応については、どのような方法も使用可能であり、好ましい実施形態では、上述の米国特許出願第０９／１５３，１１０号に記述されている方法を使用している。好ましい実施形態では、重みが決定すると、それぞれのバースト内のサンプルの部分集合のみが使用される。したがって、最後に決定された重みベクトルが、全バースト上でコピー・オペレーションおよび復調ステップ３１８で使用される。この実施形態では、好ましくは、図４を参照しながら以下に記述するアーキテクチャを使用して、ステップ３１８が、タイミングおよび周波数オフセット決定および訂正、復調を含む。決定に基づく適応の出力は信号３１９である。
【００６５】
決定に基づく適応ステップ３１７（バースト・データの一部を使用する）の一部であり、ステップ３１８ですべてのバースト・データを復調するため使用される基準信号生成のための好ましい実施形態は、基準信号生成アーキテクチャを使用し、かつ、前の基準信号サンプルから同じサンプル・ポイントのコピー信号の位相に向かって理想的に進む信号の位相を緩和することにより、サンプル・ポイントで基準信号の位相を形成する、好ましくは、サンプル毎の追跡メカニズムを含む方法とを使用することが好ましい。そのコピー信号は、受信アンテナ信号から成形される。基準信号は、同じサンプル・ポイントのコピー信号から理想的な信号サンプルを構築することにより、それぞれのサンプル・ポイントで構築され、その理想的な信号サンプルが、サンプル・ポイントのコピー信号から決定される位相を有し、初期のシンボル・ポイントでの理想的な信号サンプルの位相が、初期の理想的な信号位相に設定され、コピー信号サンプル位相に向かう理想的な信号サンプルの位相を緩和して、基準信号の位相を生成する。理想的な信号の位相は、その位相を決定するための前のサンプル・ポイントの基準信号の位相から、そしてコピー信号に基づく決定から決定される。一実装形態では、基準信号は順時間方向で決定され、他の実装形態では、基準信号サンプルは逆時間方向で決定される。あるバージョンでは、コピー信号ｂN（ｎ）の位相に向かう理想的な信号サンプルの位相を緩和するステップは、コピー信号位相と理想的な信号位相との間の差のフィルタリングしたバージョンを追加することに対応する。他のバージョンでは、コピー信号の位相に向かう理想的な信号サンプルの位相を緩和するステップは、コピー信号と理想的な信号との間の差のフィルタリングしたバージョンを理想的な信号サンプルに追加することにより基準信号サンプルを形成することに対応する。
【００６６】
図４を参照しながら、一例として／４ＤＱＰＳＫ  ＰＨＳ信号を使用して、詳細に説明していくこととする。その他の変調方式の修正は当業者には明らかであろう。位相検出器ユニット４０３が、コピー信号４０１（タイミングおよび周波数オフセット用に訂正済み）と前の基準信号４１７の間の位相差４０５を検出する。位相差信号４０５は、スライサ４０７に送られて、決定位相差４１９を発生させる。／４ＤＱＰＳＫのための正しい位相差は、（２ｉ−１）／４、ｉ＝１、２、３または４であり、前の基準信号サンプルと理想的な信号の間の位相差である。これは、ブロック４０９で実際の位相差４０５から減算されて、誤差信号４１１を発生させる。この誤差信号は、フィルタ４１３でフィルタリングされて、フィルタリングされた誤差信号４１５を発生させる。これが、実際の位相差４０５に近くなるよう位相差４１９を調節するために使用されるフィルタリングされた誤差信号である。次いで、訂正された位相差４２１が、周波数合成器／位相アキュムレータ４２３内で使用されて、基準信号４２９を発生させる。これが、位相検出器４０３により使用される基準信号４２９の前のサンプル値４１７であり、したがって、単位時間遅延４２５がこれらの信号間に示される。信号４３０（Ｎ2反復後の信号３１９）のシンボルがブロック４２７で決定される。数学上、ｂR（ｔ）がボー・ポイントｔの基準信号複素サンプル値を表示し、そして位相を表示する場合、位相アキュムレータ４２３に対する入力、ｂR（ｔ）−ｂR（ｔ−１）、は、
filter[dideal(n)-decide[dideal(n)]]+decide[dideal(n)]
上式で、ｄｅｃｉｄｅ｛ｄideal（ｎ）｝は、スライサ４０７の出力であり、（２ｉ−１）／４に等しく、／４  ＤＱＰＳＫに対し、ｉ＝１、２、３または４である。ここで、「理想的な」複素数値サンプル・ポイントｂideal（ｔ）は、以下のように定義される。
bideal(0)=bR(0)=b(0)
上式で、ｂ（ｔ）は入力信号４０１のサンプルであり、ｄideal（ｔ）は、現在の入力サンプルと前の基準信号サンプルの間の位相差である。
【数１７】
0004674030.tif 000018
上式で、＊は複素共役を表す。「理想的な」信号は、理想的な量だけ進められた位相を有する基準信号であり、その量は、ｄideal（ｔ）に従った決定に依存する。つまり、
bideal(t)=bR(t-1)+(2i-1)/4、  ｉ＝１、２、３、または４
基準信号を得るためには、ｂideal（ｔ）の位相を、数量［ｂ（ｔ）−ｂideal（ｔ）］、（ｂ（ｔ）とｂideal（ｔ）の位相誤差）をフィルタリングし、そのフィルタリングした数量をｂideal（ｔ）の位相に加算することによって、ｂ（ｔ）の位相の方に緩和する。代替実施形態では、位相誤差ではなく、数量（ｂ（ｔ）−ｂideal（ｔ））をフィルタリングする。フィルタは、好ましくは、比例定数である。高次フィルタが求められる場合がある。数学上、一実施形態では、
bR(t)=bideal(t)+filter[b(t)-bideal(t)]
そして、他の実施形態では、図４のアーキテクチャが、
bR(t)=bideal(t)+filter[b(t)-bideal(t)]
を使用するため、やや修正される場合がある。
【００６７】
追跡基準信号発生器を含む好ましい実施形態では、図３のフローチャートに示す方法が、信号プロセッサ（ＤＳＰ）デバイスであるタイムスロット・プロセッサ２１７のための１組の命令として実行される。
【００６８】
図３に示す方法のシミュレーションを記述したシステムについて行うが、初期の重みベクトルを最大固有値に対応するＲzz＝ＺＺHの固有ベクトルとして行う。４つのアンテナ素子を有し、図２に示すＰＨＳ基地局について、シミュレーションを行った。それぞれのアンテナの入力信号は、１１．９ｄＢの信号対雑音比（ＳＮＲ）を有していた。入力搬送波対干渉波比（ＣＩＲ）は、１．１ｄＢで、０．８ｄＢの初期コピー信号ＳＩＮＲに対応する。通常のＰＨＳバーストは１２０シンボルを有するが、中心の７５シンボルのみが重み計算に使用された。ＭＡＴＬＡＢ環境（Ｔｈｅ  Ｍａｔｈｗｏｒｋｓ，Ｉｎｃ．、Ｎａｔｉｃｋ、ＭＡ）を使用し、オフラインですべての計算を行った。その結果が、図５Ａ、５Ｂ、５Ｃに示してあり、これらの図では、決定に基づく方法、最小二乗ＣＭ法、低ＳＩＮＲ条件下での本発明による混合方法（この場合、初期の重みベクトルで最初のコピー・オペレーション後に約０．８ｄＢの事後コピーＳＩＮＲ）の収束特性を比較している。それぞれの反復後の出力ＳＩＮＲ（ｄＢ）を、ＳＩＮＲ推定法を使用して測定しプロットする。示してある最初のＳＩＮＲ値は、初期の重みベクトル（Ｒzzの第１の特異ベクトル）でコピー・オペレーションを行った後にＳＩＮＲを推定した時のものである。このことは、３方法のすべてについて同じである。図５Ａに示すように、決定に基づく方法は、１０回の反復後でさえも収束しない。図５Ｂは、ＣＭ法が、ゆっくりと収束し、出力（推定）ＳＩＮＲが、反復が進むにつれて、確実に上昇していくことを示す。最適ＳＩＮＲは１８ｄＢで、ＣＭ法では、この最適値に収束するまで１０回以上の反復をする。図５Ｃは、７．５ｄＢの切り換え出力ＳＩＮＲ閾値で動作する本発明による方法を示す図である。その結果は、図５Ｂに示すものと同様に開始するが、次いで、決定に基づく方法に切り換え後発散することに留意されたい（図５Ｂに示す結果が、切り換え後の破線で示してある）。決定に基づく方法が開始した後、この方法は、決定に基づく方法の反復を２回だけ行うことで最適なＳＩＮＲに達するが、決定に基づく方法の反復を１回だけ行ったときに既に最適値に非常に近くなる。全般的にみて、図３のフローチャートに示す方法は、５回以内の反復で収束し、それに対して、ＣＭ法のみを使用した場合は１０回を超える反復を行う。
【００６９】
マルチポート・アーキテクチャ
同じ従来のチャネル内の、セル内およびセル外の両方に、いくつかの、たとえばＮsの加入者ユニット（すなわち、共チャネル・ユーザ）がある場合、本発明による好ましい実施形態では、マルチポート・アーキテクチャを使用する。それぞれの「ポート」は、別個にコピー信号を形成し、Ｎs加入者ユニットのただ１つを追跡する。したがって、どのポートの加入者ユニットも、他のＮs加入者ユニットおよびそれに対応するポートに対する共チャネル干渉者である。ある雑音下限以上であるアンテナ素子で受信された信号成分を有する共チャネル・ユーザのみが、このような追跡を受ける。このようなユーザの数が推定できる。いずれかのバースト（行列Ｚ）がある場合、Ｒzz＝ＺＺHの固有値を調べて、順序推定を実施できる。どの順序推定法も使用可能である。たとえば、ＲｉｓｓａｎｅｎのＭＤＬ（Rissanen minimum descriptive length）基準、または赤池の情報理論（Akaike information theoretic）基準が周知である。有効共チャネル・ユーザの数を決定するための技術の調査については、１９９６年１月、バージニア科学技術機関（Ｖｉｒｇｉｎｉａ  Ｐｏｌｙｔｅｃｈｎｉｃ  Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ）、ブラッドリー電気工学部（Ｂｒａｄｌｅｙ  Ｄｅｐａｒｔｍｅｎｔ  ｏｆ  Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ  ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ）、移動および携帯無線研究グループ（Ｍｏｂｉｌｅ  ａｎｄ  Ｐｏｒｔａｂｌｅ  Ｒａｄｉｏ  Ｒｅｓｅａｒｃｈ  Ｇｒｏｕｐ）、技術報告書ＭＰＲＧ−ＴＲ−９６−０３、Ｒｉａｓ  ＭｕｈａｍｅｄおよびＴ．Ｓ．Ｒａｐｐａｐｏｒｔによる「Ｄｉｒｅｃｔｉｏｎ  ｏｆ  ａｒｒｉｖａｌ  ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ  ｕｓｉｎｇ  ａｎｔｅｎｎａ  ａｒｒａｙｓ」の第３．８項（また、Ｒｉａｓ  Ｍｕｈａｍｅｄによる、米国、バージニア州２４０６１、ブラックスバーグ（Ｂｌａｃｋｓｂｕｒｇ）、バージニア科学技術州立大学（Ｖｉｒｇｉｎｉａ  Ｐｏｌｙｔｅｃｈｎｉｃ  Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ  ａｎｄ  Ｓｔａｔｅ  Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ）、ブラッドリー電気工学部、修士論文、「Ｄｉｒｅｃｔｉｏｎ  ｏｆ  ａｒｒｉｖａｌ  ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ  ｕｓｉｎｇ  ａｎｔｅｎｎａ  ａｒｒａｙｓ」）を参照されたい。好ましい実施形態では、ＭＤＬ基準を使用している。
【００７０】
好ましい実施形態には、すべての「有効」共チャネル・ユーザの推定、次いで、追跡が含まれる。他の実施形態では、「良い」無線設計環境が想定される。つまり、同じ基地局と通信していない共チャネル・ユーザは遠くにいると想定され、したがって、有効な共チャネル・ユーザのみが、同じ従来のチャネルを共有し基地局と通信するユーザである。つまり、従来のチャネル内の異なる空間チャネルである加入者ユニットである。このような場合、Ｎsは周知である。
【００７１】
たとえば、環境内に（推定により、または認識しているため）２人の周知の共チャネル・ユーザ（すなわち、Ｎs＝２）がいる場合を考えてみよう。加入者ユニットの１つを追跡する場合、他の加入者ユニットは干渉者である。したがって、このアーキテクチャでは、所望の信号および同じ従来の通信チャネル内で通信している有効干渉者が、同時に追跡される。遭遇するフェージング環境では、たとえば、加入者ユニットが急速に移動する場合、ＣＩＲは非常に低く、瞬時ＣＩＲは広い範囲にわたって変動する。したがって、いずれの時点においても、どのような所与のバーストでも、所望の信号は、その干渉者のどれよりも弱く、そして所望の信号のポートは、干渉波にロックされる可能性がある。つまり、これにより、所望の遠隔ユーザより干渉者の追跡を開始する可能性がある。
【００７２】
図６は、好ましい実施形態のマルチポート適応型スマート・アンテナ処理装置を示すブロック図である。それぞれのポートにおいて、アンテナ素子１０３からの受信機１２２のオーバーサンプリングされた出力６０５は、それぞれ、第１・・・Ｎ番目のポートに対して、初期の重みベクトル６３１−ｉ、ｉ＝１・・・Ｎsを最初に使用して、信号コピー・オペレーション６０７内で結合される。これらの初期の重みは重みイニシャライザ６２１によって供給される。その結果生じるコピー信号はタイミング・オフセット修正器ユニット６０９により修正されるタイミング・オフセットである。このユニットは、デシメーション／補間をして、１組のほぼボー整列したサンプル（ＣＭ法の反復のため）または実質的にボー整列したサンプル（決定に基づく方法の反復のため）を生成する。ボー整列したサンプルはＳＩＮＲ推定器６１３に送られ、その出力は、重み計算機および復号器６１５に送られる。ここで、ボー・ポイント整列したサンプルおよび／またはアンテナ信号６０５を使用して、本明細書に記述した本発明による方法に従って基準信号と１組の重みを決定する。決定に基づく方法の少なくとも１回の反復が重み計算機および復号器６１５内で使用されるため、その出力は復調信号６１７である。この方式で、Ｎs加入者ユニットに対するＮs復調信号が決定される。多重ポートを備えることにより、いずれかの所望の加入者ユニット送信信号と、いずれかの共チャネル干渉者の両方が追跡できるようになる。以下にさらに記述する適応型方法は、フェージング環境下で所望のユーザと干渉者との間の切り換え機能を有する。したがって、Ｎsポートを使用することにより、Ｎsユーザが同時に追跡され、いずれかのユーザの信号が、あるポートから別のポートにジャンプした場合、これはフェージング環境で起きる可能性があるが、ポートの出力がユーザ分類機６２３で分類されて、所望のユーザを干渉波から分離し、そしてＮs復調信号６２５を正しく出力する。
【００７３】
他のマルチポート・アーキテクチャが知られているが、本明細書に記述した適応型方法では使用しない。ＣＭ法のためのマルチポート・アーキテクチャについては、たとえば、１９８９年、ＩＥＥＥ、ニューヨーク、Ｂ．Ｇ．Ａｇｅｅによる、「Ｂｌｉｎｄ  ｓｅｐａｒａｔｉｏｎ  ａｎｄ  ｃａｐｔｕｒｅ  ｏｆ  ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  ｓｉｇｎａｌｓ  ｕｓｉｎｇ  ａ  ｍｕｌｔｉｔａｒｇｅｔ  ｃｏｎｓｔａｎｔ  ｍｏｄｕｌｕｓ  ｂｅａｍｆｏｒｍｅｒ」１９８９軍事通信会議（１９８９  ＩＥＥＥ  Ｍｉｌｉｔａｒｙ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ）（「ＭＩＬＣＯＭ  ８９」）、ｖｏｌ．２、ｐｐ．３４０〜３４６を参照されたい。Ａｇｅｅの方法は、たとえば、１）重み開始方法、２）それぞれのポートでどのような計算が行われるかなど、いくつかの点で、本明細書に記述した方法とは異なっている。Ａｇｅｅの方法は、反復のそれぞれの段階で、すべての重みベクトルを共同で直交化させるが、これはコンピュータ計算が多くかかり、一方、本発明による好ましい実施形態では、それぞれのポートを共同で開始した後に、それぞれのポートが、独自に、３）重みベクトルの決定法が異なることに適応できる。将来、計算電力がより容易に使用可能となることが予想されるため、代替実施形態では、それぞれのポートの重みベクトルは、直交にしてあることに留意されたい。
【００７４】
好ましい重み決定法：マルチユーザ
図７は、重みおよび出力信号６２５を決定するための好ましい方法を示すフローチャートである。まず最初に、ＲZZ行列の固有ベクトルを使用して開始コピーを実施する。ステップ７０３で、最大特異値に対応する固有ベクトル６３１−１で、「＃１」のラベルの付いたポートを、次ぎの固有ベクトル６３１−２で第２のポートを・・・Ｎs番目の固有ベクトル６３１−ＮsでＮsポートを開始する。これらの固有ベクトルは、線形独立性のあることが保証されており、そして、一般に、最初の好ましい値でもある。あるいは、いずれかの実質的に独立性のある初期重みベクトルも使用可能である。たとえば、代替実施形態では、ポート＃１がベクトル［１００・・・０］’、ポート＃２がベクトル［０１００・・・０］’等々で開始される。それぞれのポートでは、開始後、この方法は、図３のフローチャートに示す単一ユーザの場合に対して、それぞれのポートで進む。つまり、ステップ３０５は、最初に、初期値で実施されるコピー・オペレーションである。その結果得られる信号は、ステップ３０７では、訂正されたタイミング・オフセット（最初にオーバーサンプリングされた場合デシメーション／補間を含む）であり、実質的にボー整列されたサンプルを生成し、これが信号品質推定器に送られ、ステップ３０９で実質的にボー・ポイントでＳＩＮＲを推定する。ステップ３１１で、重み適応に対してＣＭ法を選択するか決定に基づく方法を選択するかを決定する。ＳＩＮＲが予め定義したＳＩＮＲ閾値より低い場合は、部分プロパティ復元法（好ましくはＣＭ法）に基づく最適化をステップ３１３で行い、この方法は、別の反復をするためステップ３０５に戻り、このポートについて最後に決定された重みベクトルで開始する。ＳＩＮＲが閾値より高い場合は、次いでステップ３１５で周波数オフセット訂正を行い、決定に基づく適応反復をステップ３１７で１回行う。ステップ３０７でタイミング・オフセット訂正が近似にすぎない場合は、決定に基づく方法に対してより正確な訂正が必要となるが、このような修正に関しては、当業者には明らかであろう。好ましい実施形態では、決定に基づく反復を１回のみ行う。あるいは、決定に基づく反復を１回を超える回数行うこともある。重みを決定すると、好ましい実施形態で、それぞれのバースト内のサンプルの部分集合のみを使用すると、それぞれのポートに対する最終決定された重みベクトルが、バースト全体にわたってコピー・オペレーションおよび復調ステップで使用される。好ましい実施形態では、このコピー・オペレーションには、タイミングおよび周波数オフセット決定および訂正、復調、好ましくは、図４に示すアーキテクチャを使用する復調が含まれる。それぞれのポートに対する結果が復調信号６１７である。
【００７５】
単一ユーザおよびマルチユーザの両方の場合における本発明の一特徴が、電流バーストに対する信号を決定するための電流バーストのデータを使用して得られる重みを使用していることに留意されたい。加入者ユニットが動き回り、そしてその他にフェージングおよび低ＳＩＮＲ環境がある場合は、前のバーストからの重みベクトルを使用することは、良い結果をもたらさない可能性がある。
【００７６】
最終ステップは、いずれかの出力ポートが干渉波にロックされたかどうかを判断するための、これらの出力の分類である。ＰＨＳバースト、たとえば、トラフィック・チャネル・バーストには、ペイロードのためのフィールド、すべての加入者ユニットに周知のユニーク・ワード（ＵＷ）、誤差検出周期冗長検査（ＣＲＣ）フィールドが含まれる。他のプロトコルには、特定のメッセージが特定の加入者ユニットからのものか、または特定の基地局に対してのものがどうか判断するために使用されるような、やや異なるフィールドが含まれる。好ましい実施形態では、干渉ロッキングを判断するための考え方は、システムに有効な波形を送信している所望の加入者ユニットを、これもまたシステムに有効な波形を送信している干渉加入者ユニットから区別することである。つまり、「有効な」加入者ユニット波形、たとえば、その加入者ユニットのための、必要なデータおよび変調フォーマットを有し特定キーでスクランブルされた波形を定義するための手段が存在する。干渉ユニットにも、同様に、それ自体の有効性、たとえば、その加入者ユニットのための、必要なデータおよび変調フォーマットを有し、それとは異なる特定キーでスクランブルされた波形を定義する手段が含まれる。好ましいＰＨＳの実装形態では、干渉者ロッキングを検出するための一方法には、ユニーク・ワード（ＵＷ）およびＣＲＣの両方の監視が含まれる。それぞれのバースト内のデータ・ビットが、下位９ビットのセル局識別符号（ＣＳＩＤ）を使用して発生するビット・パターンでスクランブルされることが規定されている。バースト・ペイロードと関連ＣＲＣの両方を暗号化するために使用される、この９ビットのワードは、スクランブリング・キーと呼ばれる。通信システム、たとえば、セルラ・システムを設計する場合、近接通信局（基地局）が、それぞれ、異なるスクランブリング・キーを有することを確認することが望ましい。ＰＨＳの仕様では、基地局または通信局をセル局と呼ぶことに留意されたい。
【００７７】
好ましい実施形態に基づく干渉者ロッキング検出法には、以下のステップが含まれることが周知である。
【００７８】
特定のポート、つまり、特定の加入者ユニットについて、
１  加入者ユニットについて決定した受信重みを使用して受信した信号を復調する。そしてその加入者ユニットについてのＣＳＩＤベースのキーを使用してバースト・ペイロードを逆スクランブルする。
【００７９】
２  受信ＣＲＣを、バースト・ペイロードの復調し逆スクランブルしたビット・シーケンスから計算したＣＲＣと比較する。
【００８０】
３  送信エラーまたはキーが誤りであることを表示する、両方が大きく異なっているかどうか、一方ではＵＷがエラーなしを示しているかどうかを判断する。そして条件が合っていればカウンタをトリガする。重み「追跡」が含まれており、条件が合っていない場合は、通信は、干渉波にロックされていないと考えられ、加入者ユニット（または加入者ユニット空間シグネチャ）から受信するため使用される重みが、その加入者ユニットのための「良い」値として保存（「追跡」）される。
【００８１】
４  特定数の連続バーストが、ステップ３に記載されている条件に合った場合は、カウンタによって決定される通りに、ポートが干渉者にロックされていると決定されていると判断される。
【００８２】
現在のＰＨＳ仕様では、ユニーク・ワードおよびＣＲＣを使用して、共チャネル・ユーザが同じ従来のチャネル内のすべての異なる空間チャネルである場合、干渉ロッキングが働かないと判断する。なぜなら、ＣＳＩＤは、同じ従来のチャネルのすべての加入者ユニットに対して同じであるからである。共チャネル・ユーザが、同じ従来のチャネルの空間チャネルである場合の干渉者ロッキングの判断は、共チャネル・ユーザについて空間シグネチャ履歴を維持することによって行うことができる。
【００８３】
出力を分類した後の結果は、それぞれのポートからの１組の出力信号である。
【００８４】
装置
図９は、本発明による一態様を実施する装置を示すブロック図である。特定の加入者ユニットによって送信された特定の信号を受信するための重みベクトルを決定する装置は、第１の初期ベクトル値で開始するための開始手段９０２と、第１のコスト関数を最小化する第１の反復方法に従って重みベクトルを反復的に修正するための第１の反復手段９０５とを含む。第１の反復方法は、良い収束プロパティを有する反復重み決定法、好ましくは、本明細書に記述したように実施されるＣＭ法である。この装置はまた、第２のコスト関数を最小化する第２の適応型方法に従って重みベクトルを反復的に修正するための第２の反復手段９０７を含む。その第２の適応型方法は、急速収束反復重み決定法、好ましくは、本明細書に記述した決定に基づく方法である。イニシャライザ９０２、第１の反復手段９０５、第２の反復手段９０７が制御手段９１１の制御下にある。その制御手段は、第１の適応型方法の最終反復の後の最終重みベクトルが第２のベクトル値である切り換え基準に合致するまで、開始手段９０２によって供給される第１の初期ベクトル値から開始する第１の反復手段９０５を駆動し、かつ重みベクトル９０９を決定するために第２のベクトル値から開始する第２の反復手段９０７を駆動するようにプログラムされている。重みベクトル９０９が、空間プロセッサおよび復調器９１５に使用されて、制御手段９１１の管理下にある場合、復調信号を生成し、空間プロセッサが、アンテナ・アレイ１０３で受信機１２２を介し受信した信号を使用する。それぞれの反復方法には、コピー信号の決定が含まれる。装置は、好ましくは、第１の反復手段９０５によって決定された重みベクトルを使用する第１の反復手段コピー信号内の事後コピーＳＩＮＲを推定するＳＩＮＲ推定器９１３を備え、そして、切り換え基準が、好ましくは、ＳＩＮＲ閾値を超えるＳＩＮＲ推定値である。
【００８５】
重み決定装置は、好ましくは、基地局に少なくとも１つのディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）デバイスを有し、素子、９０２、９０５、９０７、９０９、９１１、９１３、９１５が、好ましくは、１つまたは複数のＤＳＰ内のプログラムとして実行される。当業者には理解されるであろうが、専門家であれば、本発明の趣旨および範囲から逸脱することなく、上述した本方法および装置のさまざまな変更形態を作成することができるであろう。たとえば、本方法を実施した通信局が、多くのプロトコルの１つを使用することができる。さらに、これらの局のアーキテクチャも可能である。多くの変形形態も可能である。本発明の真の趣旨および範囲は、以下の特許請求の範囲に記載した内容にのみ限定されるものとする。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の態様に従って、受信重み決定子を含むことのできるマルチアンテナ・トランシーバ・システムを示す機能ブロック図である。
【図２】  本発明の態様に従って、１組の命令を走行する時に受信重み決定子を実行する信号プロセッサを含むトランシーバを示す詳細ブロック図である。
【図３】  本発明による重み決定法の一実施形態を示すフローチャートである。
【図４】  本発明による好ましい実施形態で使用される追跡基準信号発生器および復号器を示すブロック図である。
【図５】  本発明の態様に従って、それぞれ、ＣＭ法、決定に基づく方法、混合方法の実行の性能を示す図である。
【図６】  本発明による好ましい実施形態に従って、マルチポート重み決定子および空間プロセッサを示すブロック図である。
【図７】  本発明によるマルチユーザ重み決定法の好ましい実施形態を示すフローチャートである。
【図８】  ＣＭ法の性能に対するタイミング・オフセットの影響を示す図である。
【図９】  本発明の一態様を実行する装置を示すブロック図である。
【図１】
0004674030.tif 000019
【図２】
0004674030.tif 000020
【図３】
0004674030.tif 000021
【図４】
0004674030.tif 000022
【図５】
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【図６】
0004674030.tif 000024
【図７】
0004674030.tif 000025
【図８】
0004674030.tif 000026
【図９】
0004674030.tif 000027