(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力増幅器を有する送信回路および低雑音増幅器を有する受信回路を備え、前記送信回路による送信動作および前記受信回路による受信動作を同時に実行する無線通信装置において、
前記電力増幅器の送信電力を検波する送信電力検波器と、
前記送信電力検波器の検波出力電圧に応じて前記低雑音増幅器の動作電流を連続的に可変制御する電流制御回路と、
を有することを特徴とする無線通信装置。
【請求項２】
電力増幅器を有する送信回路および低雑音増幅器を有する受信回路を備え、前記送信回路による送信動作および前記受信回路による受信動作を同時に実行する無線通信装置において、
前記電力増幅器に送信電力に応じて電源電圧を印加するＤＣ／ＤＣコンバータと、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータから前記電力増幅器に印加される電源電圧に応じて前記低雑音増幅器の動作電流を連続的に可変制御する電流制御回路と、
を有することを特徴とする無線通信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、双方向通信を行なう携帯電話端末や無線モジュール、あるいはＬＡＮカード等のカード端末などの無線通信装置、特に同時に送受信が可能な無線通信装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、携帯電話端末等の無線通信装置においては、端末の小型化、高機能化に伴って、部品の小型化、高機能化が進んできている。このように、部品の小型化が進むと、それぞれの回路の距離が接近して、干渉する恐れがある。特に、ＣＤＭＡ方式等の送受信を同時に行なうような携帯電話端末においては、送信回路と受信回路とのアイソレーションが不十分となって、送信回路からの送信電力が受信回路へ回り込んで、受信回路の受信感度および対妨害波特性を劣化させる恐れがある。
【０００３】
このような問題を解決するものとして、例えば無線基地局との間で送信電力と受信電力との関係を一定に保つ電力制御が行われる携帯電話端末において、受信回路の初段に設けられるＧａ−Ａｓ型ＦＥＴを有する低雑音増幅器（ＬＮＡ）のソース電流を、受信信号レベルが基準値より大きいときは第１ソース電流とし、受信信号レベルが基準値以下のときは第１ソース電流より大きい第２ソース電流とするように制御することにより、ＬＮＡの歪み特性を表す入力側３次インターセプトポイント（ＩＩＰ３）を改善して、送信電力の受信回路への回り込みによる受信感度および対妨害波特性の劣化を防止するようにしたものが知られている（例えば、特許文献１参照）。
【０００４】
図９は、係る従来の携帯電話端末における受信回路部分の構成を示すものである。この携帯電話端末では、送信回路（Ｔｘ）からの送信電力が、送受信信号を分離するデュープレクサ（Ｄｕｐ）１０１を経てアンテナ（Ａｎｔ）から送信され、アンテナでの受信信号が、デュープレクサ１０１を経て受信回路に供給されるようになっている。
【０００５】
受信回路に供給される受信信号は、入力整合回路１０２を経てＧａ−Ａｓ型ＦＥＴを有する低雑音増幅器１０３のゲート端子（Ｇ）に入力されて増幅され、そのドレイン端子（Ｄ）から得られる出力は、出力整合回路１０４およびバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）からなる受信フィルタ１０５を経てベースバンド部１０６に供給されて処理されるようになっている。
【０００６】
この携帯電話端末では、送信電力の受信回路への回り込みによる受信感度および対妨害波特性の劣化を防止するため、低雑音増幅器１０３のソース端子（Ｓ）に、抵抗Ｒ１０１と、この抵抗Ｒ１０１と協働してソース電流を制御するバイアス回路１０８を接続している。
【０００７】
バイアス回路１０８は、抵抗Ｒ１０１に並列に接続した、抵抗Ｒ１０２とＦＥＴスイッチ１１１との直列回路を有しており、ＦＥＴスイッチ１１１は、そのゲート端子がＦＥＴスイッチ１１２を介して接地されて、ベースバンド部１０６からのＩＤＬＥ信号に基づいて抵抗Ｒ１０３を介してオン・オフ制御され、ＦＥＴスイッチ１１２は、ベースバンド部１０６からのＬＮＡ制御信号に基づいて抵抗Ｒ１０４を介してオン・オフ制御されるようになっている。なお、図９において、Ｃ１０１〜Ｃ１０５は、高周波成分のバイパスコンデンサを示している。
【０００８】
ここで、ＦＥＴスイッチ１１１を制御するＩＤＬＥ信号は、携帯電話端末の動作状態を表すもので、待ち受け受信状態ではＬレベルとなり、送受信を行う通信状態ではＨレベルとなる。また、ＦＥＴスイッチ１１２を制御するＬＮＡ制御信号は、携帯電話端末に設けられた受信信号レベルと基準値とを比較する図示しないＭＳＭ（Mobil Station MODEM）での判定結果に基づいて、受信信号レベルが基準値よりも大きいとき（送信出力が所定電力よりも小さいとき）はＨレベルとなり、受信信号レベルが基準値以下のとき（送信出力が所定電力以上のとき）はＬレベルとなる。
【０００９】
すなわち、図９に示す受信回路においては、携帯電話端末が待ち受け受信状態にあるときや、通信状態にあって受信信号レベルが基準値よりも大きいときは、ＦＥＴスイッチ１１１をオフ、ＦＥＴスイッチ１１２をオンとして、低雑音増幅器１０３のソース電流を抵抗Ｒ１０１によって決まる比較的低い第１ソース電流として低消費電力化を図り、携帯電話端末が通信状態にあって、受信信号レベルが基準値以下のときは、ＦＥＴスイッチ１１１をオン、ＦＥＴスイッチ１１２をオフとして、抵抗Ｒ１０１に抵抗Ｒ１０２を並列接続して合成抵抗値を小さくすることにより、ソース電流を第１ソース電流よりも大きい第２ソース電流として、低雑音増幅器１０３のＩＩＰ３を改善して、送信電力の受信回路への回り込みによる受信感度および対妨害波特性の劣化を防止するようにしている。
【００１０】
【特許文献１】特開２００２−２１７７７４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
しかしながら、本発明者による実験検討によると、上記の特許文献１に開示された携帯電話端末にあっては、以下に説明するような改良すべき点があることが判明した。
【００１２】
すなわち、上記の携帯電話端末にあっては、ベースバンド部１０６からバイアス回路１０８を制御するため、ベースバンド部１０６にバイアス回路１０８の制御信号を出力する回路や制御ポートを設ける必要がある。また、バイアス回路１０８においては、抵抗Ｒ１０２を２個のＦＥＴスイッチ１１１，１１２を用いて選択するようにしているため、２個のＦＥＴスイッチ１１１，１１２に応じて、それらのゲート電流制限用の抵抗Ｒ１０３，Ｒ１０４や、バイパスコンデンサＣ１０４，Ｃ１０５を設ける必要がある。このため、追加部品が多くなって、コストアップを招くとともに、実装面積の増加による端末の大型化を招くことが懸念される。
【００１３】
また、回路基板には、ベースバンド部１０６からバイアス回路１０８に制御信号を供給するための制御ラインの配線パターンを形成する必要があるため、その配線パターンの引き回しによって、ベースバンド部１０６のノイズが低雑音増幅器１０３に回り込んで、受信感度を劣化させることが懸念される。
【００１４】
さらに、現在の受信信号レベルと基準値とを比較する処理が必要となるため、ソフトウェアに負担がかかることも懸念される。
【００１５】
また、消費電力の更なる低減を図るために、通信状態に応じてソース電流を多段階に切り替え制御しようとすると、同様の構成のバイアス回路１０８を切り替え段数に応じて設ける必要があるため、上記の問題は更に著しくなるとともに、多段のバイアス回路１０８を設ける分、消費電力が増加して初期の目的を充分達成できなくなる。
【００１６】
したがって、かかる事情に鑑みてなされた本発明の目的は、少ない追加部品で、送信電力の回り込みによる受信感度および対妨害波特性の劣化を防止できるとともに、不所望なノイズの回り込みによる受信感度の劣化も防止できて無線性能を向上でき、低価格化、小型化および低消費電力化が図れる無線通信装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
上記目的を達成する請求項１に係る発明は、電力増幅器を有する送信回路および低雑音増幅器を有する受信回路を備え、前記送信回路による送信動作および前記受信回路による受信動作を同時に実行する無線通信装置において、
前記電力増幅器の送信電力を検波する送信電力検波器と、
前記送信電力検波器の検波出力電圧に応じて前記低雑音増幅器の動作電流を連続的に可変制御する電流制御回路と、
を有することを特徴とするものである。
【００１９】
さらに、上記目的を達成する請求項２に係る発明は、電力増幅器を有する送信回路および低雑音増幅器を有する受信回路を備え、前記送信回路による送信動作および前記受信回路による受信動作を同時に実行する無線通信装置において、
前記電力増幅器に送信電力に応じて電源電圧を印加するＤＣ／ＤＣコンバータと、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータから前記電力増幅器に印加される電源電圧に応じて前記低雑音増幅器の動作電流を連続的に可変制御する電流制御回路と、
を有することを特徴とするものである。
【発明の効果】
【００２１】
本発明によれば、電力増幅器の送信電力の検波出力電圧、あるいはＤＣ／ＤＣコンバータから電力増幅器に印加される電源電圧を直接用いて、電流制御回路により受信回路の低雑音増幅器の動作電流を制御するので、電流制御回路を少ない部品点数で簡単に構成することができる。したがって、低価格化、小型化および低消費電力化が図れるとともに、送信電力の回り込みによる受信感度および対妨害波特性の劣化のみならず、不所望なノイズの回り込みによる受信感度の劣化も防止でき、無線性能を飛躍的に向上することができる。
【００２２】
なお、本明細書において、低雑音増幅器の動作電流とは、低雑音増幅器で使用される増幅素子がＧａ−Ａｓ型ＦＥＴや高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ）等のＦＥＴ（電界効果型トランジスタ）からなる場合には、ソース電流を表し、ＮＰＮ型やＰＮＰ型のバイポーラトランジスタからなる場合には、エミッタ電流を表すものである。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
以下、本発明の実施の形態について、図を参照して説明する。
【００２４】
（第１実施の形態）
図１は、本発明の第１実施の形態に係る無線通信装置の要部の回路構成図である。この無線通信装置は、例えばＣＤＭＡ方式の携帯電話端末のような送信動作と受信動作とを同時に実行可能なもので、ベースバンド部１０で生成された送信信号は、送信回路において、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）からなる送信フィルタ１１を経て電力増幅器１２で増幅された後、電力増幅器１２の負荷を安定させるアイソレータ（Ｉｓｏ）１３および送受信信号を分離するデュープレクサ（Ｄｕｐ）１４を経てアンテナ（Ａｎｔ）から送信されるようになっている。
【００２５】
なお、電力増幅器１２の電源電圧は、バッテリ（Ｂａｔｔ）電圧を入力電圧とするＤＣ／ＤＣコンバータ１５から印加されるようになっており、このＤＣ／ＤＣコンバータ１５の出力電圧すなわち電力増幅器１２の電源電圧は、ベースバンド部１０からの制御信号によって送信電力に応じて制御されるようになっている。
【００２６】
一方、アンテナで受信される受信信号は、デュープレクサ１４を経て受信回路に供給され、入力整合回路１６を経て低雑音増幅器１７で増幅された後、出力整合回路１８およびバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）からなる受信フィルタ１９を経てベースバンド部１０に供給されて処理されるようになっている。
【００２７】
本実施の形態では、低雑音増幅器１７を、例えばＧａ−Ａｓ型ＦＥＴやＨＥＭＴ等のＦＥＴからなる増幅素子を用いて構成し、その動作電流であるソース電流を、電力増幅器１２の送信電力の検波出力電圧で直接制御する。
【００２８】
このため、低雑音増幅器１７のソース端子（Ｓ）には、抵抗Ｒ１と、この抵抗Ｒ１と協働してソース電流を制御する電流制御回路２０を接続する。また、電力増幅器１２の出力端子には、送信電力検波器（ＤＥＴ）２１を接続して電力増幅器１２の送信電力を検波し、その検波出力電圧を電流制御回路２０に入力する。
【００２９】
電流制御回路２０には、抵抗Ｒ１と並列に接続されるように、ソース端子に抵抗Ｒ２の一端を接続して、この抵抗Ｒ２の他端をＮＰＮ型のトランジスタ２５のコレクタ−エミッタ通路を経て接地し、このトランジスタ２５のベース端子を、抵抗Ｒ３を経て送信電力検波器２１の出力端子に接続する。なお、低雑音増幅器１７のソース端子に接続されたＣ１〜Ｃ３は、高周波成分のバイパスコンデンサを示している。
【００３０】
ここで、電流制御回路２０のトランジスタ２５は、例えば図２に示すような、ベース電流対エミッタ（Ｅ）−コレクタ（Ｃ）間抵抗特性を有し、送信電力検波器２１は、例えば図３に示すような、送信電力対検波出力電圧特性を有するものとする。
【００３１】
本実施の形態において、送信電力が＋１５〔ｄＢｍ〕の場合には、送信電力検波器２１の検波出力電圧は、図３から０．７〔Ｖ〕となる。ここで、トランジスタ２５のＥ−Ｂ間電圧を０．５〔Ｖ〕、抵抗Ｒ３を１０Ｋ〔Ω〕とすると、トランジスタ２５のベース電流Ｉｂは、
Ｉｂ＝（０．７−０．５）／１０Ｋ＝０．０２〔ｍＡ〕    ・・・（１）
となり、この時のＥ−Ｃ間抵抗Ｒｅｃは、図２から、
Ｒｅｃ＝５００〔Ω〕  ・・・（２）
となる。
【００３２】
低雑音増幅器１７のソース抵抗をＲｓとすると、Ｒｓは、
Ｒｓ＝（（Ｒｅｃ＋Ｒ２）×Ｒ１）／（（Ｒｅｃ＋Ｒ２）＋Ｒ１）    ・・・（３）
で与えられるので、Ｒ２＝２５０〔Ω〕とし、Ｒ１＝５００〔Ω〕とすると、送信電力が＋１５〔ｄＢｍ〕の場合のソース抵抗Ｒｓは、
Ｒｓ＝（（５００＋２５０）×５００））／（（５００＋２５０）＋５００））
＝ ３００〔Ω〕    ・・・（４）
となる。
【００３３】
また、低雑音増幅器１７のソース電圧をＶｓとすると、ソース電流Ｉｓは、
Ｉｓ＝Ｖｓ／Ｒｓ    ・・・（５）
で与えられるので、Ｖｓ＝２．５〔Ｖ〕とすると、送信電力が＋１５〔ｄＢｍ〕の場合のソース電流Ｉｓは、
Ｉｓ＝２．５／３００＝０．００８３３〔Ａ〕＝８．３３〔ｍＡ〕    ・・・（６）
に制御されることになる。
【００３４】
同様に、送信電力が＋１７．５〔ｄＢｍ〕の場合には、
Ｉｂ＝（０．９−０．５）／１０Ｋ＝０．０４〔ｍＡ〕    ・・・（７）
となり、図２から、
Ｒｅｃ＝１００〔Ω〕    ・・・（８）
となり、（３）および（８）式から、
Ｒｓ＝（（１００＋２５０）×５００））／（（１００＋２５０）＋５００））
＝２０５．９〔Ω〕    ・・・（９）
となる。したがって、この場合には、（５）および（９）式から、ソース電流Ｉｓは、
Ｉｓ＝２．５／２０５．９＝０．０１２１〔Ａ〕＝１２．１〔ｍＡ〕  ・・・（１０）
に制御されることになる。
【００３５】
同様に、送信電力が＋２０．０〔ｄＢｍ〕、＋２２．５〔ｄＢｍ〕、＋２５．０〔ｄＢｍ〕、＋１２．５〔ｄＢｍ〕の場合には、
Ｉｓ＝１３．８〔ｍＡ〕：送信電力２０．０〔ｄＢｍ〕    ・・・（１１）
Ｉｓ＝１４．３〔ｍＡ〕：送信電力２２．５〔ｄＢｍ〕    ・・・（１２）
Ｉｓ＝１４．４〔ｍＡ〕：送信電力２５．０〔ｄＢｍ〕    ・・・（１３）
Ｉｓ＝  ６．４〔ｍＡ〕：送信電力１２．５〔ｄＢｍ〕    ・・・（１４）
にそれぞれ制御されることになる。
【００３６】
なお、送信電力が１０．０〔ｄＢｍ〕以下の場合は、検波出力電圧が０．５〔Ｖ〕以下で、トランジスタ２５がオフ状態となるため、ソース抵抗Ｒｓは、
Ｒｓ＝Ｒ１    ・・・（１５）
となる。したがって、このような場合には、
Ｉｓ＝２．５／５００＝０．００５〔Ａ〕＝５．０〔ｍＡ〕    ・・・（１６）
に制御されることになる。
【００３７】
図４は本実施の形態による送信電力に対する低雑音増幅器１７のソース電流変化（実線）と図９に示した従来例による低雑音増幅器１０３のソース電流変化（一点鎖線）とを比較して示す図であり、図５は本実施の形態による低雑音増幅器１７の歪特性（ＩＩＰ３）の一例を示している。
【００３８】
図４および図５から明らかなように、本実施の形態によれば、低雑音増幅器１７のソース電流を、電力増幅器１２の送信電力に応じて連続的に可変して歪特性（ＩＩＰ３）を改善することができるので、従来のように段階的に制御する場合と比較して、消費電流を効率良く削減することができる。
【００３９】
また、ベースバンド部１０からの制御を必要としないとともに、電流制御回路２０および送信電力検波器２１も少ない部品で簡単に構成できるので、低価格化および小型化が図れるとともに、制御ラインの配線パターンの引き回しによるベースバンドノイズの低雑音増幅器１７への回り込みも排除できて受信感度劣化を防ぐことができ、無線性能を飛躍的に向上することができる。さらに、現在の受信信号レベルや送信電力と閾値とを比較する処理も必要ないので、ソフトウェアの負荷を軽減することもできる。
【００４０】
（第２実施の形態）
図６は、本発明の第２実施の形態に係る無線通信装置の要部の回路構成図である。本実施の形態は、第１実施の形態において送信電力検波器２１を省略し、電力増幅器１２の電源電圧すなわちＤＣ／ＤＣコンバータ１５の出力電圧を電流制御回路２０に入力して、低雑音増幅器１７のソース電流を制御するようにしたもので、その他の構成は第１実施の形態と同様である。
【００４１】
本実施の形態では、ＤＣ／ＤＣコンバータ１５を、ベースバンド部１０からの制御信号によって、その出力電圧を電力増幅器１２の送信電力に応じて、例えば図７に示すように、送信電力が高くなると、出力電圧も高くなるように３段階に制御し、その出力電圧を電力増幅器１２に電源電圧として印加するとともに、電流制御回路２０に供給する。また、Ｒ１＝５００〔Ω〕、Ｒ２＝２２０〔Ω〕、Ｒ３＝５０Ｋ〔Ω〕とする。
【００４２】
本実施の形態によると、ＤＣ／ＤＣコンバータ１５の出力電圧が１．５〔Ｖ〕の時は、トランジスタ２５のＥ−Ｂ間電圧を０．５〔Ｖ〕とすると、トランジスタ２５のベース電流Ｉｂは、
Ｉｂ＝（１．５−０．５）／５０Ｋ＝０．０２〔ｍＡ〕    ・・・（１７）
となり、この時のＥ−Ｃ間抵抗Ｒｅｃは、図２から、
Ｒｅｃ＝５００〔Ω〕    ・・・（１８）
となる。したがって、ソース抵抗Ｒｓは、（３）および（１８）式から、
Ｒｓ＝（（５００＋２２０）×５００））／（（５００＋２２０）＋５００））
＝２９５〔Ω〕    ・・・（１９）
となるので、ソース電流Ｉｓは、Ｖｓ＝２．５〔Ｖ〕とすると、（５）および（１９）式から、
Ｉｓ＝２．５／２９５＝０．００８４７〔Ａ〕＝８．４７〔ｍＡ〕  ・・・（２０）
に制御されることになる。
【００４３】
同様に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１５の出力電圧がバッテリ電圧の時は、バッテリ電圧を３．５〔Ｖ〕とすると、
Ｉｂ＝（３．５−０．５）／５０Ｋ＝０．０６〔ｍＡ〕    ・・・（２１）
となり、図２から、
Ｒｅｃ＝４５〔Ω〕    ・・・（２２）
となる。したがって、（３）および（２２）式から、
Ｒｓ＝（（４５＋２２０）×５００））／（（４５＋２２０）＋５００））
＝１７３．２〔Ω〕    ・・・（２３）
となるので、ソース電流Ｉｓは、（５）および（２３）式から、
Ｉｓ＝２．５／１７３．２＝０．０１４４〔Ａ〕＝１４．４〔ｍＡ〕  ・・・（２４）
に制御されることになる。
【００４４】
なお、ＤＣ／ＤＣコンバータ１５の出力電圧が１．０〔Ｖ〕の時は、トランジスタ２５のベース電流Ｉｂが小さく、Ｅ−Ｃ間抵抗Ｒｅｃが高抵抗となるので、ソース抵抗Ｒｓは、
Ｒｓ≒Ｒ１    ・・・（２５）
となる。したがって、ソース電流Ｉｓは、
Ｉｓ＝２．５／５００＝０．００５〔Ａ〕＝５．０〔ｍＡ〕    ・・・（２６）
に制御されることになる。
【００４５】
図８は、本実施の形態による送信電力に対する低雑音増幅器１７のソース電流変化（実線）と図９に示した従来例による低雑音増幅器１０３のソース電流変化（一点鎖線）とを比較して示す図である。
【００４６】
図８から明らかなように、本実施の形態によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータ１５から電力増幅器１２に印加される電源電圧を用いて低雑音増幅器１７のソース電流を制御することで、電力増幅器１２の送信電力に応じて低雑音増幅器１７のソース電流を制御して歪特性（ＩＩＰ３）を改善することができるので、第１実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【００４７】
なお、本発明は、上記実施の形態に限定されるものではなく、幾多の変形または変更が可能である。例えば、上記実施の形態では、低雑音増幅器１７の増幅素子をＦＥＴとしたが、ＮＰＮ型やＰＮＰ型のバイポーラトランジスタを用いる場合にも、本発明を有効に適用することができる。この場合には、動作電流として、バイポーラトランジスタのエミッタ電流を制御すればよい。
【００４８】
また、本発明はＣＤＭＡ方式の携帯電話端末に限らず、同時に送受信が可能な無線モジュールや、カード端末などの携帯型の無線通信装置、あるいは基地局や中継局等の固定の無線通信装置に広く適用することができる。さらに、上記実施の形態では、送信回路と受信回路とでアンテナを共用して、デュープレクサ１４により送信信号と受信信号とを分離するようにしたが、デュープレクサを用いることなく、送信用アンテナおよび受信用アンテナを設けて送信回路と受信回路とを独立させた無線通信装置にも、本発明を有効に適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４９】
【図１】本発明の第１実施の形態に係る無線通信装置の要部の回路構成図である。
【図２】図１に示す電流制御回路のトランジスタのベース電流対エミッタ−コレクタ間抵抗特性を示す図である。
【図３】図１に示す送信電力検波器における送信電力対検波出力電圧特性を示す図である。
【図４】第１実施の形態によるソース電流変化と従来例によるソース電流変化とを比較して示す図である。
【図５】第１本実施の形態による低雑音増幅器の歪特性の一例を示す図である。
【図６】本発明の第２実施の形態に係る無線通信装置の要部の回路構成図である。
【図７】図６に示すＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧制御例を示す図である。
【図８】第２実施の形態によるソース電流変化と従来例によるソース電流変化とを比較して示す図である。
【図９】従来の携帯電話端末における受信回路部分の構成を示す図である。
【符号の説明】
【００５０】
１０  ベースバンド部
１１  送信フィルタ
１２  電力増幅器
１３  アイソレータ
１４  デュープレクサ
１５  ＤＣ／ＤＣコンバータ
１６  入力整合回路
１７  低雑音増幅器
１８  出力整合回路
１９  受信フィルタ
２０  電流制御回路
２１  送信電力検波器
２５  トランジスタ
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３  抵抗
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３  バイパスコンデンサ
【図１】
0004688722.tif 000002
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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