(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも１つの中間タップ（１１−３−１）を有するように少なくとも２つの部分に分割された第１の巻線（１１−３）と、整流手段（１２）およびフィルタ手段（１３）に縦続接続された第２の巻線（１１−９）とを備える変圧器を有する、汎用切換え電力変換器であって、入力端子（１１−１、１１−２）間に印加される入力電圧が第１の所定電圧値に近く、第２のスイッチング素子（１１−６）が導通状態である場合に、第１の電流が、第１の入力端子（１１−１）に接続された前記第１の巻線（１１−３）の端と前記中間タップ（１１−３−１）との間に含まれた前記第１の巻線（１１−３）の部分を通って、そして前記中間タップ（１１−３−１）に接続された第２のスイッチング素子（１１−６）を通って、第２の入力端子（１１−２）へ流れるように構成され、
前記第２のスイッチング素子（１１−６）が非導通状態である場合に、第２の電流が、前記第１の入力端子（１１−１）に接続された前記第１の巻線（１１−３）の端と前記中間タップ（１１−３−１）との間に含まれた前記第１の巻線（１１−３）の部分を通って、そして前記第１の入力端子（１１−１）に接続された前記第１の巻線（１１−３）の端と前記中間タップ（１１−３−１）との間に含まれた前記第１の巻線（１１−３）の前記部分と並列に接続された、第３のスイッチング素子（１１−８）および第１のコンデンサ（１１−７）の直列結合を通って流れるように構成され、
前記入力端子（１１−１および１１−２）間に印加される入力電圧が、第２の所定電圧値に近く、前記第１の所定電圧値より大きく、かつ第１のスイッチング素子（１１−５）が導通状態である場合に、第３の電流が、前記第１の入力端子（１１−１）に接続された前記第１の巻線（１１−３）の端と、前記第２の入力端子（１１−２）に接続された前記第１のスイッチング素子（１１−５）と直列に連続して接続されたダイオード（１１−４）に接続された前記第１の巻線（１１−３）の端との間に含まれた、前記第１の巻線（１１−３）の少なくとも２つの部分を通って流れるように構成されていることを特徴とする、汎用切換え電力変換器。
【請求項２】
第１のスイッチング素子（１１−５）が非導通状態である場合に、第４の電流が、前記第１の入力端子（１１−１）に接続された前記第１の巻線（１１−３）の端と前記中間タップ（１１−３−１）との間に含まれた前記第１の巻線（１１−３）の部分を通って、そして前記第１の入力端子（１１−１）に接続された前記第１の巻線（１１−３）の端と前記中間タップ（１１−３−１）との間に含まれた前記第１の巻線（１１−３）の前記部分と並列に接続された、第３のスイッチング素子（１１−８）および前記第１のコンデンサ（１１−７）の前記直列結合を通って流れるように構成されていることを特徴とする、請求項１に記載の切換え変換器。
【請求項３】
前記第１のスイッチング素子（１１−５）が切り換えられる場合に、前記第２のスイッチング素子（１１−６）が切り換えられないように、および前記第２のスイッチング素子（１１−６）が切り換えられる場合に、前記第１のスイッチング素子（１１−５）が切り換えられないように、前記第１のスイッチング素子（１１−５）および前記第２のスイッチング素子（１１−６）のデューティサイクルを駆動するように構成された制御段を備えることを特徴とする、請求項１または２に記載の切換え変換器。
【請求項４】
前記第１のスイッチング素子（１１−５）および前記第２のスイッチング素子（１１−６）のいずれも非導通状態である場合に、前記第３のスイッチング素子（１１−８）が導通状態であるように、前記第３のスイッチング素子（１１−８）のデューティサイクルを駆動するように前記制御段が構成されていることを特徴とする、請求項３に記載の切換え変換器。
【請求項５】
前記制御段が、パルス幅変調器（ＰＷＭ）を備えることを特徴とする、請求項４に記載の切換え変換器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、整流された交流（ＡＣ）電圧源から来る高い直流（ＤＣ）電圧と、バックアップ電力を供給する電池から来る低い直流（ＤＣ）電圧の両方の、広範囲の電圧レベルを受け取ることが可能であり、受け取った電圧を、少なくとも１つの負荷に供給するのに適した調整された別の電圧レベルに変換する、汎用切換え電力変換器（Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ  Ｓｗｉｔｃｈｅｄ  Ｐｏｗｅｒ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）に関する。
【０００２】
このように、汎用切換え電力変換器は、非常に用途が広く、全体の効率が高く、その動作および制御とも簡単明瞭である。
【０００３】
【従来の技術】
交流（ＡＣ）電力ラインまたは直流（ＤＣ）電圧源に区別なく接続され、かつ受け取った電圧を負荷に対して適切な電圧に変換する切換え電力変換器は、本出願に参照によって組み込まれる、米国特許第５，４１４，６１０号から知られる。
【０００４】
この文献で提案される電力変換器によれば、該電力変換器は、電圧をＡＣ電源から受け取る第１の対の入力端子と、電圧をＤＣ電圧源から受け取る第２の対の入力端子とを備え、受け取った電圧を負荷に対して適切な電圧レベルに変換する。
【０００５】
前述の対の入力端子の各々が、スイッチングデバイスを含む１次側回路にそれぞれ接続され、制御手段が、両方のスイッチングデバイスの導通期間に変圧器の少なくとも１つの１次巻線にエネルギーを蓄積するために、同時に切り換えられる、すなわちそれらの導通および非導通期間が一致する、２つのスイッチングデバイスのスイッチングを駆動し、前記エネルギーは、前記スイッチングデバイスの非導通期間にその電圧レベルを負荷に供給するために、変圧器の２次巻線に放出される。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
米国特許第５，４１４，６１０号によって提案された電力変換器では、スイッチングデバイスの動作モードが原因で変圧器が非効率である。
【０００７】
したがって、電力変換器の全体効率が低く、サイズの小さい高性能のデバイスが要求される応用に対して欠点を表す。
【０００８】
それゆえに、少ない数のスイッチング素子を備え、全体効率が高い切換え電力変換器を開発する必要がある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明の汎用切換え電力変換器は、電圧源から１つまたは複数の負荷にとって望まれる出力電圧へ、広範囲の入力電圧の変換を行う。前記変換は、フォワードトポロジ（ｆｏｒｗａｒｄ  ｔｏｐｏｌｏｇｙ）を有するので、高い全体効率で行われる。
【００１０】
汎用切換え電力変換器は、中間タップを有する２つの部分に分割される第１の巻線と、整流手段およびフィルタ手段に縦続接続された第２の巻線とを備える変圧器を有する。
【００１１】
電源から受け取る電圧レベルによって、電圧は、第１の巻線の一部を通して、または第１の巻線全体を通して印加される。それゆえに、入力電圧が第１の所定電圧値に近く、第２のスイッチング素子が導通状態である場合に、第１の電流が、第１の入力端子に接続された第１の巻線の端と中間タップとの間に含まれた第１の巻線の部分を通って、そして中間タップに接続された第２のスイッチング素子を通って、第２の入力端子へ流れる。
【００１２】
入力端子間に印加される入力電圧が第２の所定電圧値に近く、第１のスイッチング素子が導通状態である場合に、第３の電流が、第１の入力端子に接続された１次巻線の端と、第２の入力端子に接続された第１のスイッチング素子と直列に連続して接続された第１の切換え可能素子に接続された１次巻線の端との間に含まれた、第１の巻線の２つの部分を通って流れる。
【００１３】
第２の所定電圧値は、第１の所定電圧値より大きいことに注目されるべきである。簡単に言えば、電源から受け取った電圧レベルに応じて、電圧が第１の巻線の共通部分、または第１の巻線全体に印加される。
【００１４】
本発明のより詳細な説明が、添付図面にもとづいて次に記述される。
【００１５】
【発明の実施の形態】
図１が、汎用切換え電力変換器の第１に実施形態に相当する回路の詳細な電気的図である。
【００１６】
前記切換え変換器は、第１の入力端子１１−１と第２の入力端子１１−２とで電源から受け取った電圧を、出力端子１４−１および１４−２に接続された１つまたは複数の負荷に供給されるのに適当である出力電圧に変換する。
【００１７】
電圧源は、電圧を供給するＡＣ源またはＤＣ源であり得る。電源はＡＣである場合に、電力変換器は、整流された正弦波電圧を、ＡＣ源に接続された整流ブリッジから受け取る。第２の入力端子１１−２は、汎用切換え電力変換器の共通基準電圧レベルを表す。
【００１８】
汎用切換え電力変換器は、切換え変換器の入力と出力との間の分離を与える変圧器を有する。
【００１９】
変圧器は、２つの部分に分割される第１の巻線１１−３を有し、その結果、分路または中間タップ１１−３−１を有する。各部分に含まれる巻数が同じである必要はない、すなわち、第１の巻線１１−３の１つの部分が、他の部分より大きい巻数を有し得る。
【００２０】
第１の入力端子１１−１は、第１の巻線１１−３の一端に接続され、他端が、第１の切換え可能素子１１−４の第１の端子に接続される。
【００２１】
第１の切換え可能素子１１−４の第２の端子が、第１のスイッチング素子１１−５の第１の端子に接続され、同様に、同じスイッチング素子１１−５の第２の端子が、第２の入力端子１１−２に接続される。
【００２２】
第１の巻線１１−３の中間タップ１１−３−１は、第２のスイッチング素子１１−６の第１の端子に接続され、同様に、同じスイッチング素子１１−６の第２の端子が、第２の入力端子１１−２に接続される。
【００２３】
第３のスイッチング素子１１−８の第１の端子が、中間タップ１１−３−１に接続され、前記第３のスイッチング素子１１−８の第２の端子が、第１のコンデンサ１１−７の一端に接続され、そしてその他端が、切換え変換器の第１の入力端子１１−１に接続される。
【００２４】
切換え電力変換器の別の実施形態において、中間タップ１１−３−１は、第１のコンデンサ１１−７の一端に接続されることができ、その他端は、第３のスイッチング素子１１−８の第１の端子に接続され、その第２の端子が、切換え変換器の入力端子１１−１に接続される。
【００２５】
さて、第１の実施形態に戻り、図１を見ると、切換え変換器の２次側が、変圧器の２次巻線１１−９、整流手段１２、およびフィルタ手段１３の縦続接続によって形成される。
【００２６】
例えば、整流器１２は、２つの整流分岐により形成される自己駆動同期整流器であって、第１の分岐が、整流を実際に行う分岐であり、第２の分岐が自由流れ分岐（ｆｒｅｅ  ｆｌｏｗ  ｂｒａｎｃｈ）であり、フィルタ手段１３は、第１のインダクタおよび第２のコンデンサを有するＬＣフィルタである。
【００２７】
第１のスイッチング素子１１−５、第２のスイッチング素子１１−６、および第３のスイッチング素子１１−８のデューティサイクルが、例えば、パルス幅変調器ＰＷＭを有する制御段によって制御される。制御段は、入力端子１１−１、１１−２間に印加される電圧レベルを表す信号を受け取り、同様に、制御段は、出力端子１４−１、１４−２間に印加される電圧レベルを表す信号を受け取って、第１の出力に、第１のスイッチング素子１１−５の制御端子に印加される第１の制御信号Ｓ１を生成する。
【００２８】
また、制御段は、第２の出力に、第２のスイッチング素子１１−６の制御端子に印加される第２の制御信号Ｓ２を生成し、第３の出力に、第３のスイッチング素子１１−８の制御端子に印加される第３の制御信号Ｓ３を生成する。
【００２９】
第１のスイッチング素子１１−５、第２のスイッチング素子１１−６、および第３のスイッチング素子１１−８が、それぞれ電界効果トランジスタＭＯＳＦＥＴであり得る。
【００３０】
以下に、汎用切換え電力変換器の動作の説明が与えられる。例えば、入力電圧が、第２の所定電圧レベルに近い場合に、入力電圧は、１次巻線１１−３の両端間に含まれる１次巻線全体に印加されて、電圧が２次巻線１１−９に誘起される。
【００３１】
第２の所定電圧レベルは、電源から供給される第１の所定電圧レベルより大きい。簡単に言えば、第１の電圧レベルは、入力電圧が呈する最小値を表し、第２の電圧レベルは、入力電圧が呈する最大値を表す。
【００３２】
それから、第１のスイッチング素子１１−５は、第１の制御信号Ｓ１によって切り換えられる。すなわち、第１のスイッチング素子１１−５は、導通状態と非導通状態を連続して経る。第２のスイッチング素子１１−６は切り換えられない。すなわち、第２のスイッチング素子１１−６は、永続的に非導通すなわちオフ状態である。
【００３３】
第１のスイッチング素子１１−５の各導通期間に、エネルギーは、整流器１２に流入し、その出力に、フィルタ１３によって平滑化される電圧が生成されて、調整された出力電圧が、出力端子１４−１および１４−２間に得られ、これは汎用切換え電力変換器の出力に相当する。その結果、第１のスイッチング素子１１−５が切り換えられる場合に、汎用切換え電力変換器はフォワードトポロジを有する。
【００３４】
その結果として、第１のスイッチング素子１１−５の導通状態の間に、いくらかのエネルギーが、電流によって変圧器の自己インダクタンスに蓄積される。
【００３５】
第１のスイッチング素子１１−５の導通期間の後に非導通期間が続き、ここで２次巻線１１−９に加わる電圧が逆転されて、整流を実際に行う整流器１２の分岐を阻止する。電流は、整流器１２の自由流れ分岐を導通させる負荷の方へ流れ続ける。
【００３６】
さて、フィルタ１３の第１のインダクタに加わる電圧が、第１のインダクタの電流が減少するように逆転され、これは第１のインダクタの電流の放出を意味し、そのため電流を負荷に供給し続ける。
【００３７】
この非導通期間に、変圧器鉄心に蓄積された磁化エネルギーが、第３のスイッチング素子１１−８および第１のコンデンサ１１−７を通して放出されるだろう。第３のスイッチング素子１１−８が導通状態にある場合に、変圧器を減磁する第４の電流が流れる放電経路が与えられる。前記電流は、第１の入力端子１１−１に接続された第１の巻線１１−３の端とその中間タップ１１−３−１との間に含まれた巻線を通して流れる。
【００３８】
このエネルギーは、変圧器から取り出される、さもないと、それは変圧器に蓄積され、段々に増加し、前記変圧器の破壊に不可避的につながるだろう。
【００３９】
変圧器鉄心を最初の状態に戻す減磁処理が、第１のスイッチング素子１１−５の各非導通期間に展開される。
【００４０】
入力電圧の値が、第１の所定電圧レベルに近い場合に、第１のスイッチング素子１１−５はオフ、すなわち非導通のままであり、第２のスイッチング素子１１−６は、第２の制御信号Ｓ２が、導通期間および非導通期間を通して連続して通過するように、第２の制御信号Ｓ２によって切り換えられる。
【００４１】
同じように、第２のスイッチング素子１１−６の導通期間に、入力端子１１−１および１１−２間に加わる入力電圧が、第１の入力端子１１−１に接続された第１の巻線１１−３の端とその中間タップ１１−３−１との間に含まれた巻線に印加されて、電圧が第２の巻線１１−９に誘起される。
【００４２】
このように、エネルギーは整流器１２を通って流れ、この出力に、フィルタ１３によって平滑化された電圧が生成されて、出力電圧が、出力端子１４−１および１４−２間に得られる。その結果、第２のスイッチング素子１１−６が切り換えられる場合に、汎用切換え電力変換器もまたフォワードトポロジを有する。
【００４３】
同様に、第２のスイッチング素子１１−６のこの導通期間に、いくらかのエネルギーが、電流によって変圧器の自己インダクタンスに蓄積される。
【００４４】
第１の切換え可能素子１１−４は、第２のスイッチング素子１１−６が切り換えられる場合に、第１のスイッチング素子１１−５が導通するのを防止する。
【００４５】
第２のスイッチング素子１１−６の導通期間の後に非導通期間が続き、ここで２次巻線１１−９に加わる電圧が逆転されて、整流を実際に行う整流器１２の分岐を阻止する。電流は、整流器１２の自由流れ分岐を導通させる負荷の方へ流れ続ける。
【００４６】
さて、フィルタ１３の第１のインダクタに加わる電圧が、第１のインダクタの電流が減少するように逆転され、これは第１のインダクタの電流の放出を意味し、そのため電流を負荷に供給し続ける。
【００４７】
この非導通期間に、変圧器鉄心に蓄積された磁化エネルギーが、同様に、第３のスイッチング素子１１−８および第１のコンデンサ１１−７を通して放出される。第３のスイッチング素子１１−８が導通状態にある場合に、変圧器を減磁する第２の電流が流れる放電経路が与えられる。
【００４８】
減磁処理は、第２のスイッチング素子１１−６の各非導通期間に展開される。
【００４９】
第２の減磁電流および第４の減磁電流の両方が、第１の入力端子１１−１に接続された第１の巻線１１−３の端とその中間タップ１１−３−１との間に含まれた、変圧器の第１の巻線１１−３を通って流れることが指摘されるべきである。
【００５０】
制御段を介する出力電圧ループバックが、出力端子１４−１、１４−２間の電圧レベルを調整するために、第１のスイッチング素子１１−５および第２のスイッチング素子１１−６のデューティサイクルにそれぞれ適応する。同じように、それは、入力端子１１−１に接続されたスイッチング素子の非導通期間に変圧器を減磁するために、第３のスイッチング素子１１−８のデューティサイクルを制御して、その鉄心の飽和を防止する。
【００５１】
この結果、第２のスイッチング素子１１−６が切り換えられる場合に、第１のスイッチング素子１１−５は切り換えられず、逆の場合も同様である。第３のスイッチング素子１１−８は両方の場合に切り換えられることが指摘されるべきである。
【００５２】
そして、汎用切換え電力変換器は、電源から受け取る電圧レベルとは無関係に、フォワードトポロジをいつも有するという事実のために、汎用切換え電力変換器は、全体性能が高く、高密度に集積化され（サイズがコンパクト）、そのコストが従来の２段変換器と比較して低い。前記のすべてが、変換器の効率を大幅に改善し、広範囲の入力電圧レベルで動作できるようにすることによって、大きな動作柔軟性を与える。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による汎用切換え電力変換器の実施形態を示す図である。
【符号の説明】
１１−１  第１の入力端子
１１−２  第２の入力端子
１１−３  １次巻線
１１−３−１  中間タップ
１１−４  第１の切換え可能素子
１１−５  第１のスイッチング素子
１１−６  第２のスイッチング素子
１１−７  第１のコンデンサ
１１−８  第３のスイッチング素子
１１−９  ２次巻線
１２  整流器
１３  フィルタ
１４−１、１４−２  出力端子
Ｓ−１  第１の制御信号
Ｓ−２  第２の制御信号
Ｓ−３  第３の制御信号
【図１】
0004688358.tif 000002