(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定の温度特性を有する出力電圧を生成して出力する温度検出回路において、
ドレインが所定の電源電圧に接続され、ゲートがソースに接続されると共にサブストレートゲートが接地電圧に接続された、デプレッション型のｎチャネル型電界効果トランジスタである第１の電界効果トランジスタと、
ドレインが該第１の電界効果トランジスタのソースに接続され、ゲートがソースに接続されると共にサブストレートゲートが接地電圧に接続された、高濃度ｎ型ゲートを有する第２の電界効果トランジスタと、
ドレインが該第２の電界効果トランジスタのソースに接続され、ゲートがドレインに接続されると共にソース及びサブストレートゲートがそれぞれ接地電圧に接続された、高濃度ｐ型ゲートを有する第３の電界効果トランジスタと、
を備え、
前記第２及び第３の各電界効果トランジスタの接続部から前記出力電圧が出力され、前記第１の電界効果トランジスタは、ソース電圧がＺＴＣ点に設定されることを特徴とする温度検出回路。
【請求項２】
所定の温度特性を有する出力電圧を生成して出力する温度検出回路において、
ドレインが所定の電源電圧に接続され、ゲートがソースに接続されると共にサブストレートゲートが接地電圧に接続された、デプレッション型のｎチャネル型電界効果トランジスタである第１の電界効果トランジスタと、
ドレインが該第１の電界効果トランジスタのソースに接続され、ゲート及びサブストレートゲートがそれぞれソースに接続された、高濃度ｎ型ゲートを有する第２の電界効果トランジスタと、
ドレインが該第２の電界効果トランジスタのソースに接続され、ゲートがドレインに接続されると共にソース及びサブストレートゲートがそれぞれ接地電圧に接続された、高濃度ｐ型ゲートを有する第３の電界効果トランジスタと、
を備え、
前記第２及び第３の各電界効果トランジスタの接続部から前記出力電圧が出力され、前記第１の電界効果トランジスタは、ソース電圧がＺＴＣ点に設定されることを特徴とする温度検出回路。
【請求項３】
前記第２及び第３の各電界効果トランジスタは、導電型の極性が異なるポリシリコンゲートを有すると共にチャネル長が等しいことを特徴とする請求項１又は２記載の温度検出回路。
【請求項４】
前記第２及び第３の各電界効果トランジスタは、導電型の極性が異なるポリシリコンゲートを有すると共にチャネル長が異なることを特徴とする請求項１又は２記載の温度検出回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、低電圧動作や低消費電力動作を行うことができる高精度な温度検出回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、電界効果トランジスタを用いた温度検出回路は、図４で示すように、Ｎチャネル型の第１〜第３の各電界効果トランジスタＭ１０１〜Ｍ１０３で構成されていた。
図４において、第１の電界効果トランジスタＭ１０１は、デプレッション型の電界効果トランジスタであり、ゲートとソースが接続され、サブストレートゲートは接地電圧ＧＮＤに接続されている。第２及び第３の各電界効果トランジスタＭ１０２，Ｍ１０３は、基板やチャネルドープの不純物濃度は等しく、第２の電界効果トランジスタＭ１０２のサブストレートゲートはソースに、第３の電界効果トランジスタＭ１０３のサブストレートゲートは接地電圧ＧＮＤにそれぞれ接続されている。また、第２の電界効果トランジスタＭ１０２は高濃度ｎ型ゲートを有し、第３の電界効果トランジスタＭ１０３は高濃度ｐ型ゲートを有している。第２の電界効果トランジスタＭ１０２は、ゲートとソースが接続されて定電流源をなしている。
【０００３】
定電流源をなす第２の電界効果トランジスタＭ１０２には電流ｉｄｓが流れ、第３の電界効果トランジスタＭ１０３は、第２の電界効果トランジスタＭ１０２と直列に接続されていることから、第２の電界効果トランジスタＭ１０２と同様に電流ｉｄｓが流れる。第２の電界効果トランジスタＭ１０２と第３の電界効果トランジスタＭ１０３のゲート電圧Ｖｇの差が出力電圧ＶＯＵＴになる。したがって、プロセスの変動により、基板やチャネルドープの不純物濃度がばらついても、第２及び第３の各電界効果トランジスタＭ１０２，Ｍ１０３の各不純物濃度も同様に変動するので、第２及び第３の各電界効果トランジスタＭ１０２，Ｍ１０３のしきい値電圧Ｖｔｈの差分は維持されたままでゲート電圧Ｖｇとドレイン電流ｉｄとの関係を示したＶｇ−ｉｄ特性は左右にずれるだけであり、出力電圧ＶＯＵＴの絶対値にはほとんど影響を与えず、安定した出力電圧ＶＯＵＴを得ることができる。
【０００４】
ここで、第１の電界効果トランジスタＭ１０１を使用した目的は、第２及び第３の各電界効果トランジスタＭ１０２，Ｍ１０３で構成された温度検出回路の電源電圧に相当する第２の電界効果トランジスタＭ１０２のドレイン電圧、すなわち第１の電界効果トランジスタＭ１０１のソース電圧を固定することにより、出力電圧ＶＯＵＴの電源電圧依存性をなくすことにある。このため、第１の電界効果トランジスタＭ１０１のサブストレートゲートを接地電圧ＧＮＤに接続して基板バイアス電圧Ｖｂを発生させ、第１の電界効果トランジスタＭ１０１のソース電圧Ｖｓとの間の電圧Ｖｂｓをある一定の電圧に固定している。所望の電圧Ｖｂｓへの調整は、第１の電界効果トランジスタＭ１０１のサイズを調整して行う。
【０００５】
具体的には、第１の電界効果トランジスタＭ１０１のサイズを決める前提条件としては、次の２つがある。まず、第１の電界効果トランジスタＭ１０１は、定電流源である第２の電界効果トランジスタＭ１０２で決まる電流と同一の電流を流さなければならない。次の条件は、第１の電界効果トランジスタＭ１０１のソース電圧に関するものであり、下記（ａ）式に示すように、第１の電界効果トランジスタＭ１０１のソース電圧ＶｓＭ１０１は、第２及び第３の各電界効果トランジスタＭ１０２，Ｍ１０３のそれぞれのドレイン−ソース間電圧ＶｄｓＭ１０２，ＶｄｓＭ１０３の合計と等しいか又は大きくなければならない。
ＶｓＭ１０１≧ＶｄｓＭ１０２＋ＶｄｓＭ１０３………………（ａ）
【０００６】
なお、図４で示した第１の電界効果トランジスタＭ１０１と同様の働きをする電界効果トランジスタを使用した基準電圧発生回路もあった（例えば、特許文献１参照。）。
【特許文献１】特開２００５−７１１７２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
図５は、温度変化による第１の電界効果トランジスタＭ１０１のソース電圧Ｖｓとドレイン電流ｉｄｓとの関係例を示した特性図である。
図５において、第１の電界効果トランジスタＭ１０１のしきい値電圧Ｖｔｈは−０.５Ｖであり、サイズはゲート幅Ｗ／ゲート長Ｌ＝５μｍ／１５μｍであり、温度範囲は−５０℃〜１５０℃であり、第２の電界効果トランジスタＭ１０２で決まる電流は０.５μＡである条件においての結果である。図５から分かるように、第１の電界効果トランジスタＭ１０１の特性は温度依存性を持つため、ある一定の電流条件においてソース電圧Ｖｓは温度変化に伴って変動する。
【０００８】
例えば、第１の電界効果トランジスタＭ１０１と第２の電界効果トランジスタＭ１０２とのドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓの合計が１.６Ｖである場合、−５０℃〜１５０℃のすべての温度範囲で前記（ａ）式を満足させる必要があるため、第１の電界効果トランジスタＭ１０１のソース電圧Ｖｓは１.６Ｖ〜２.２Ｖの範囲で変化する。すなわち、所望の１.６Ｖ以上の超過分である約０.６Ｖがマージンとして発生する。したがって、図４の回路の最低動作電圧Ｖｍｉｎは、本来下記（ｂ）式に示すように第１〜第３の各電界効果トランジスタＭ１０１〜Ｍ１０３におけるそれぞれのドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓの合計で決まるが、ソース電圧Ｖｓの温度依存性により下記（ｃ）式のようにＶマージンとして示したマージン電圧が加わることになり、結果的に動作電圧の上昇をもたらすという問題があった。
Ｖｍｉｎ＝ＶｄｓＭ１０１＋ＶｄｓＭ１０２＋ＶｄｓＭ１０３………（ｂ）
Ｖｍｉｎ＝（ＶｄｓＭ１０１＋Ｖマージン）＋ＶｄｓＭ１０２＋ＶｄｓＭ１０３………………（ｃ）
【０００９】
本発明は、上記のような問題を解決するためになされたものであり、第１の電界効果トランジスタのソース電圧をＺＴＣ点に設定することにより、低電圧動作が可能な温度検出回路を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
この発明に係る温度検出回路は、所定の温度特性を有する出力電圧を生成して出力する温度検出回路において、
ドレインが所定の電源電圧に接続され、ゲートがソースに接続されると共にサブストレートゲートが接地電圧に接続された、デプレッション型のｎチャネル型電界効果トランジスタである第１の電界効果トランジスタと、
ドレインが該第１の電界効果トランジスタのソースに接続され、ゲートがソースに接続されると共にサブストレートゲートが接地電圧に接続された、高濃度ｎ型ゲートを有する第２の電界効果トランジスタと、
ドレインが該第２の電界効果トランジスタのソースに接続され、ゲートがドレインに接続されると共にソース及びサブストレートゲートがそれぞれ接地電圧に接続された、高濃度ｐ型ゲートを有する第３の電界効果トランジスタと、
を備え、
前記第２及び第３の各電界効果トランジスタの接続部から前記出力電圧が出力され、前記第１の電界効果トランジスタは、ソース電圧がＺＴＣ点に設定されるものである。
【００１１】
また、この発明に係る温度検出回路は、所定の温度特性を有する出力電圧を生成して出力する温度検出回路において、
ドレインが所定の電源電圧に接続され、ゲートがソースに接続されると共にサブストレートゲートが接地電圧に接続された、デプレッション型のｎチャネル型電界効果トランジスタである第１の電界効果トランジスタと、
ドレインが該第１の電界効果トランジスタのソースに接続され、ゲート及びサブストレートゲートがそれぞれソースに接続された、高濃度ｎ型ゲートを有する第２の電界効果トランジスタと、
ドレインが該第２の電界効果トランジスタのソースに接続され、ゲートがドレインに接続されると共にソース及びサブストレートゲートがそれぞれ接地電圧に接続された、高濃度ｐ型ゲートを有する第３の電界効果トランジスタと、
を備え、
前記第２及び第３の各電界効果トランジスタの接続部から前記出力電圧が出力され、前記第１の電界効果トランジスタは、ソース電圧がＺＴＣ点に設定されるものである。
【００１２】
具体的には、前記第２及び第３の各電界効果トランジスタは、導電型の極性が異なるポリシリコンゲートを有すると共にチャネル長が等しくなるようにした。
【００１３】
また、前記第２及び第３の各電界効果トランジスタは、導電型の極性が異なるポリシリコンゲートを有すると共にチャネル長が異なるようにしてもよい。
【発明の効果】
【００１４】
本発明の温度検出回路によれば、温度検出を行う第２及び第３の各電界効果トランジスタに電源供給を行う第１の電界効果トランジスタのソース電圧を、温度上昇に伴ってしきい値電圧Ｖｔｈが低下してドレイン−ソース間電流が上昇する効果と、移動度が低下してドレイン−ソース間電流が低下する効果が相殺されるＺＴＣ点に設定することにより、第１の電界効果トランジスタのドレイン−ソース間電圧のマージン電圧をなくすことができるため、温度変動に強い安定した低電圧動作の温度検出回路を得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
次に、図面に示す実施の形態に基づいて、本発明を詳細に説明する。
第１の実施の形態．
図１は、本発明の第１の実施の形態における温度検出回路の回路例を示した図である。
図１において、温度検出回路１は、ｎチャネル型の電界効果トランジスタＭ１〜Ｍ３で構成され、電源電圧ＶＤＤと接地電圧ＧＮＤとの間に、電界効果トランジスタＭ１〜Ｍ３が直列に接続されている。なお、電界効果トランジスタＭ１は第１の電界効果トランジスタを、電界効果トランジスタＭ２は第２の電界効果トランジスタを、電界効果トランジスタＭ３は第３の電界効果トランジスタをそれぞれなす。
【００１６】
電界効果トランジスタＭ１は、デプレッション型トランジスタであり、ドレインが電源電圧ＶＤＤに接続されると共にゲートとソースが接続され、サブストレートゲートが接地電圧ＧＮＤに接続されている。電界効果トランジスタＭ２及びＭ３は、基板やチャネルドープの不純物濃度は等しく、電界効果トランジスタＭ２は高濃度ｎ型ゲートを持ち、電界効果トランジスタＭ３は高濃度ｐ型ゲートを持つ。電界効果トランジスタＭ２及びＭ３の接続部に電界効果トランジスタＭ２及びＭ３の各ゲートが接続され、該接続部が出力電圧ＶＯＵＴを出力する出力端をなす。電界効果トランジスタＭ２及びＭ３の各サブストレートゲートはそれぞれ接地電圧ＧＮＤに接続されている。
【００１７】
電界効果トランジスタＭ２は、ソースとゲートが接続されているため、定電流源となり電流ｉｄｓが流れる。電界効果トランジスタＭ３は、電界効果トランジスタＭ２に直列に接続されているため、電界効果トランジスタＭ２と同様に電流ｉｄｓが流れ、２つの電界効果トランジスタＭ２及びＭ３のゲート電圧Ｖｇの電圧差が出力電圧ＶＯＵＴになる。したがって、ある一定の温度において、プロセスの変動により基板やチャネルドープの不純物濃度がばらついても、電界効果トランジスタＭ２とＭ３の各濃度も同様に変動することから、電界効果トランジスタＭ２とＭ３のゲート電圧Ｖｇの差分は維持されたままで出力電圧ＶＯＵＴの絶対値にはほとんど影響を与えることなく、安定した出力電圧ＶＯＵＴを発生させる温度検出回路１を得ることができる。
【００１８】
一方、電界効果トランジスタＭ１は、ソース電圧ＶｓがＺＴＣ（Zero Temperature Coefficient）点になるように設定されている。
ここで、ＺＴＣ点について説明する。
一般に、ＭＯＳトランジスタにおいて、ドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓが、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓからしきい値電圧Ｖｔｈを減算した値よりも大きい（Ｖｄｓ＞Ｖｇｓ−Ｖｔｈ）場合、飽和領域で動作するときのドレイン−ソース間電流ｉｄｓは、下記（１）式のように表される。
ｉｄｓ＝（１／２）×（Ｗ／Ｌ）×μ×Ｃｏｘ×（Ｖｇｓ−Ｖｔｈ）２………………（１）
なお、μはキャリアの移動度を、Ｃｏｘは酸化膜中の単位面積当たりの静電容量を、Ｗはチャネル幅を、Ｌはチャネル長をそれぞれ示している。
【００１９】
前記（１）式で、温度依存性を持っているのはキャリアの移動度μとしきい値電圧Ｖｔｈの２つのパラメータであり、以下にそれぞれの温度依存性について考える。
まず、しきい値電圧Ｖｔｈは、下記（２）式のように表される。
Ｖｔｈ＝φｍｓ−Ｑｆ／Ｃｏｘ＋２×φｆ＋ＱＤ／Ｃｏｘ………………（２）
なお、φｍｓはゲートの仕事関数と基板の仕事関数との差を、Ｑｆは酸化膜中の固定電荷を、φｆは基板のフェルミレベルを、ＱＤは反転層と基板間の空乏層内の単位面積当たりの電荷を、Ｃｏｘは単位面積当たりの酸化膜の静電容量をそれぞれ示している。
【００２０】
したがって、しきい値電圧Ｖｔｈの温度依存性を知るためには、前記（２）式を構成するそれぞれのパラメータの温度特性を調べればいいが、一般に周囲温度変化によるしきい値電圧Ｖｔｈの変動は、下記（３）式のように表すことができる。
Ｖｔｈ（Ｔ）＝Ｖｔｈ（Ｔ０）−α×（Ｔ−Ｔ０）………………（３）
なお、Ｖｔｈ（Ｔ）は温度Ｔのときのしきい値電圧を、Ｖｔｈ（Ｔ０）は温度Ｔ０のときのしきい値電圧をそれぞれ示し、αは、基板のドーピングレベルや注入量等のプロセスに依存するパラメータであり、通常のＣＭＯＳプロセスの場合約１〜２ｍＶ／℃である。前記（３）式は、２００〜４００Ｋの温度範囲で有効であり、前記（３）式から、しきい値電圧Ｖｔｈは温度Ｔに対して反比例の関係にあることが分かる。このことは、温度が上昇するとしきい値電圧Ｖｔｈが低下し、同じゲート−ソース間電圧Ｖｇｓの条件では、前記（１）式のドレイン−ソース間電流ｉｄｓが上昇することを意味する。
【００２１】
次に、キャリアの移動度について説明する。
キャリアの移動度μは温度に対して強い依存性を持っており、下記（４）式のように表される。
μ（Ｔ）＝μ０×（Ｔ０／Ｔ）ｎ………………（４）
なお、μ（Ｔ）は温度Ｔのときのキャリアの移動度を、μ０は温度Ｔ０のときのキャリアの移動度をそれぞれ示し、ｎの値は１〜２.５程度であり、酸化膜の成長条件や温度範囲に依存する。前記（４）式から分かるように、キャリアの移動度μの温度依存性はＴ−ｎに比例するため、温度上昇に伴ってキャリアの移動度μが低下し、その結果同じゲート−ソース間電圧Ｖｇｓの条件では、前記（１）式のドレイン−ソース間電流ｉｄｓは低下する。
【００２２】
したがって、ドレイン−ソース間電流ｉｄｓの温度特性は、与えられたバイアス条件で、しきい値電圧Ｖｔｈとキャリアの移動度μのどちらが支配的になるかによって決まる。前記したように、しきい値電圧Ｖｔｈとキャリアの移動度μの各温度係数は、ドレイン−ソース間電流ｉｄｓに対してそれぞれ反対の働きをするため、あるバイアス点でキャンセルされる傾向があり、これら２つの効果が相殺されるバイアス点が、ＺＴＣ点になる。該ＺＴＣ点は、トランジスタのサイズ、しきい値電圧、酸化膜厚や移動度の温度係数等に依存する。
【００２３】
次に、図１の電界効果トランジスタＭ１のソース電圧をＺＴＣ点に設定する方法について説明する。
電界効果トランジスタＭ１のしきい値電圧Ｖｔｈは基板バイアスがかかっているため下記（５）式のように表される。
Ｖｔｈ＝Ｖｔｈ０＋γ×｛（２×Φ−Ｖｓ）１／２−（２×Φ）１／２｝………………（５）
なお、Ｖｔｈ０は基板バイアスが零のときのしきい値電圧を、γは基板バイアス効果係数をそれぞれ示している。したがって、基板バイアスを考慮した、飽和領域で動作する電界効果トランジスタＭ１のドレイン−ソース間電流ｉｄｓは、前記（５）式を前記（１）式に代入することにより、下記（６）式のようになる。
ｉｄｓ＝（１／２）×（Ｗ／Ｌ）×μ×Ｃｏｘ×［Ｖｇｓ−｛Ｖｔｈ０−γ×（（２×Φ−Ｖｓ）１／２−（２×Φ）１／２）｝］２………………（６）
【００２４】
前記（６）式において、酸化膜厚やキャリアの移動度等はプロセス条件や材料によりほぼ決まるため、制御しやすい項としてはドレイン−ソース間電流ｉｄｓ、トランジスタサイズＷ／Ｌ、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ、しきい値電圧Ｖｔｈ０、ソース電圧Ｖｓである。ここで、ドレイン−ソース間電流ｉｄｓは、定電流源である電界効果トランジスタＭ２のサイズによって決まる。また、ソース電圧Ｖｓは電界効果トランジスタＭ２とＭ３のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓの合計値によって決まり、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓは、電界効果トランジスタＭ１のゲートとソースが接続されているため零になる。最終的に、電界効果トランジスタＭ１のソース電圧をＺＴＣ点に設定する上で、自由に制御することができるのはトランジスタサイズＷ／Ｌとしきい値Ｖｔｈ０である。
【００２５】
図２は、−５０℃〜１５０℃の温度範囲での電界効果トランジスタＭ１のソース電圧Ｖｓとドレイン電流ｉｄｓとの関係例を示した図である。
図２では、トランジスタサイズとしきい値電圧を調整して、ドレイン−ソース間電流ｉｄｓが０.５μＡ、ソース電圧Ｖｓが１.６Ｖである条件のところにＺＴＣ 点を設定した結果であり、そのときのしきい値電圧Ｖｔｈは−０.７Ｖ、トランジスタサイズＷ／Ｌは５μｍ／８０μｍである。図２から分かるように、−５０℃〜１５０℃のすべての温度範囲においてソース電圧Ｖｓは１.６Ｖに固定されるため、最低動作電圧を表す電界効果トランジスタＭ１のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓのマージン電圧が零になり、該マージン電圧分（約０.６Ｖ）だけ動作電圧を低減させることができる。
【００２６】
次に、前記（ｃ）式を用いて最終的な最低動作電圧を求めてみる。
従来例の場合は前記（ｃ）式より、最低動作電圧Ｖｍｉｎは下記のようになる。
Ｖｍｉｎ＝（ＶｄｓＭ１０１＋Ｖマージン）＋ＶｄｓＭ１０１＋ＶｄｓＭ１０２＝（０.５＋０.６）＋１.６＝２.７Ｖ
これに対して、図１の温度検出回路１の場合の最低動作電圧Ｖｍｉｎは、下記のようになる。
Ｖｍｉｎ＝（ＶｄｓＭ１＋Ｖマージン）＋ＶｄｓＭ２＋ＶｄｓＭ３＝（０.７＋０）＋１.６＝２.３Ｖ
前記の結果から分かるように、−５０℃〜１５０℃の温度範囲で安定動作するための最低動作電圧Ｖｍｉｎは、従来の場合２.７Ｖであるのに対して、図１の場合では２.３Ｖになり、結果的に約０.４Ｖの動作電圧低減効果がある。
【００２７】
図３は、本発明の第１の実施の形態における温度検出回路の他の回路例を示した図である。なお、図３では、図１と同じもの又は同様のものは同じ符号で示し、ここではその説明を省略すると共に図１との相違点のみ説明する。
図３における図１との相違点は、図１の電界効果トランジスタＭ２のサブストレートゲートを電界効果トランジスタＭ２のソースに接続したことにある。
図３においても、図１の場合と同様、電界効果トランジスタＭ２は定電流源をなしており、最低動作電圧Ｖｍｉｎも、図１と同様であるため、電界効果トランジスタＭ１のソース電圧をＺＴＣ点に設定することにより、温度変動に強い安定した低電圧動作が可能な温度検出回路を得ることができる。
【００２８】
また、前記図１及び図３において、導電型の極性が異なるポリシリコンゲートを有する電界効果トランジスタＭ２，Ｍ３の各チャネル長Ｌを等しくすることにより、電界効果トランジスタＭ２，Ｍ３の各しきい値電圧Ｖｔｈの温度特性から、周囲温度変化に対して負の温度係数を有する温度検出回路を得ることができる。
また、前記図１及び図３において、導電型の極性が異なるポリシリコンゲートを有する電界効果トランジスタＭ２，Ｍ３の各チャネル長Ｌを異なるようにすることにより、電界効果トランジスタＭ２，Ｍ３のチャネル長Ｌが等しいときを１とすると、電界効果トランジスタＭ２，Ｍ３のチャネル長比が１より小さいときは正の温度係数の方向になり、該チャネル長比が１より大きいときは、更に負の温度係数を有する温度検出回路を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】本発明の第１の実施の形態における温度検出回路の回路例を示した図である。
【図２】電界効果トランジスタＭ１のソース電圧Ｖｓとドレイン電流ｉｄｓとの関係例を示した図である。
【図３】本発明の第１の実施の形態における温度検出回路の他の回路例を示した図である。
【図４】電界効果トランジスタを用いた従来の温度検出回路の回路例を示した図である。
【図５】電界効果トランジスタＭ１０１のソース電圧Ｖｓとドレイン電流ｉｄｓとの関係例を示した特性図である。
【符号の説明】
【００３０】
１  温度検出回路
Ｍ１〜Ｍ３  電界効果トランジスタ
【図１】
0004781863.tif 000002
【図２】
0004781863.tif 000003
【図３】
0004781863.tif 000004
【図４】
0004781863.tif 000005
【図５】
0004781863.tif 000006