(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電磁波電力の直接的な測定用のセンサーであって、当該センサーは、
平面状の金属製ストリップを有し、
該平面状の金属製ストリップは、電磁波を受けたときにその電磁波の電力を消散させ熱を発生させて自体の抵抗値が変化するように、窒化ニオブまたは白金にて形成され、かつ、該平面状の金属製ストリップは、その一端に先端の尖ったプロフィールを有し、
前記構成によって、測定すべき電磁波の電力を、前記平面状の金属製ストリップの抵抗値として測定し得るようになっている、
前記センサー。
【請求項２】
当該センサーが、さらに、電磁波電力を前記金属製ストリップに注入するための平面状の案内構造を有し、
該案内構造は、前記金属製ストリップとは別の材料からなり、該案内構造から該金属製ストリップへと移り変わる部分である移行部が、上記金属製ストリップの一端の先端の尖ったプロフィールを有する部分となっている、
請求項１記載のセンサー。
【請求項３】
当該センサーが、さらに、電磁波電力を前記金属製ストリップに注入するための平面状の案内構造を有し、
該案内構造は、前記金属製ストリップとは別の材料からなり、該案内構造から該金属製ストリップへと移り変わる部分である移行部において、該案内構造が、先端の尖ったプロフィールとなっている、請求項１記載のセンサー。
【請求項４】
前記金属製ストリップが窒化ニオブからなり、前記案内構造が白金からなる、請求項２または３に記載のセンサー。
【請求項５】
前記平面状の金属製ストリップが、基板上に、蛇行する形態として設けられている、請求項１記載のセンサー。
【請求項６】
電磁波電力を測定するためのデバイスであって、当該デバイスは、
請求項１〜５のいずれか１項に記載のセンサー（１）を有し、かつ、
該センサー（１）の金属製ストリップの抵抗の変化を測定するための測定装置を有することを特徴とする、
前記デバイス。
【請求項７】
当該デバイスが、さらに、前記センサー（１）の温度を制御するために働く素子を有することを特徴とする、請求項６記載のデバイス。
【請求項８】
前記センサー（１）の温度を制御するために働く素子が、ペルチエ効果デバイスであることを特徴とする、請求項７に記載のデバイス。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
本発明は、電磁波電力の直接的な測定用のセンサーの分野、およびそれらの製造に関する。
【０００２】
電磁波の電力を測定することは、多くの工業分野で非常に有用である。
【０００３】
全ての段階で電力レベルを知ることは、大部分のマイクロ波機器の性能にとって、その機器の設計段階の間であっても、それらの通常の使用の間であっても重要である。各コンポーネントは、上流のコンポーネントから適切な電力レベルを受け取らなければならず、かつ自体が下流のコンポーネントへ正確なレベルを送達しなければならない。電力レベルがあまりにも低すぎる場合、有用なシグナルはノイズ中にかき消される。該レベルがあまりにも高すぎる場合、歪みおよび飽和の問題が生じる。さらに、マイクロ波の周波数では、計測学者にとって、電力は明確に定義された特性であって、電圧や電流とは異なっている。
【０００４】
電磁波の電力は、一般的に、絶縁された電磁波電力センサー、あるいはこのようなセンサーを有する無線周波数（ＲＦ）および極超短波（ＵＨＦ）ワット計によって測定される。
【０００５】
該電力を測定するための、サーマルダイオードやセンサーを用いる電磁波電力センサー、例えばボロメーターや熱電対は、既に公知である。
【０００６】
ダイオードセンサーでは、ダイオードは検出セルにマウントされ、該ダイオードの上流で電力を測定するために、このセルの出力での平均電圧が用いられる。このような電力センサーの利点は、例えば、感度（−７０ｄＢｍ、即ち、０．１ｎＷ程度の低さの電力が測定され得る）、ダイナミックレンジ（代表的には５０ｄＢ）、シリコンプレーナー回路へ組込み可能であること、および速度（全体の応答時間はおおよそ１μｓ）である。しかし、これらのセンサーは、−２０ｄＢｍ（すなわち、１０μＷ）を超える電力レベルに対しては非線形である。より高い電力を測定することが可能であるためには、減衰器を測定連鎖中に配置しなければならないが、これは、測定の精度を低下させる。この場合、製造業者は、これらの非線形性を補正するために、マイクロプロセッサーおよびメモリーを有する複雑な電子回路を有するダイオードセンサーを備えることを強いられる。これは、このようなセンサーのコストを増加させる。
【０００７】
サーマルセンサーでは、２つのタイプの測定が主として用いられる。即ち、「補償形」測定、および「直接的」測定である。
【０００８】
補償形測定の場合、負荷（ロード）は、電磁波電力を吸収するが、付加されるＤＣ電流によって運ばれる電磁波電力をも吸収し、そして該負荷は、吸収される電力のレベルを調整することによって一定の温度に維持される（電磁波電力のいかなる変化も、ＤＣ電流によって運ばれる電力の反対方向の変化によって補償される）。ＤＣ電流を測定することによって、該電磁波の電磁波電力レベルが得られる。しかし、このタイプのセンサーの製造は、技術的に複雑であるという欠点を有する。
【０００９】
直接測定の場合、電磁波は整合された負荷に吸収され、熱に変換され（ボロメトリーの原理）、次いで、該構造の加熱が、サーミスターまたは熱電対を用いて測定される。このタイプのセンサーは、２つの異なる素子、すなわち整合された負荷とサーモメーターとを有し、該負荷は電力を吸収し、そしてそれを熱に変換し、該サーモメーターはサーミスターまたは熱電対であってもよい。このような熱センサーの利点は、測定の正確さ、帯域幅、および高電力測定可能という事実である。
文献 US 5 302 024 は、消散させる負荷と、該負荷に電力を伝達するための伝達ラインと、該負荷の近くに位置する感熱性ダイオード接合とを有する電力センサーを記載しており、該接合の導電率は、該負荷によって放出される熱に依存する。
【００１０】
本発明の１つの目的は、正確な測定を与え、比較的広い帯域幅を有し、かつ高電力での測定を可能としながらも、依然として低い製造コストを有する、電磁波電力の直接的な測定用のセンサーを提供することである。
【００１１】
この目的は、本発明に従って、電磁波電力の直接的な測定用のセンサーによって達成され、当該センサーは、該電力を注入するための案内構造と、消散させる（dissipative）負荷と、サーモメーターとを有し、単一の素子が、該負荷と該サーモメーターとを形成していることを特徴とする。
【００１２】
この目的のための、そのようなセンサーは温度センサーである。それ故に、このタイプのセンサーの利点を有しながらも、負荷とサーモメーターとが単一の素子を構成するという事実によって、簡素化された技術的構造およびそれゆえ低い製造コストを依然として有する。
【００１３】
案内構造は、平面（プレーナー）構造、特にマイクロストリップラインの形態が有利である。そして、センサーは、それ自体がプレーナーである構造に組み込むことができる。
【００１４】
また、案内構造と負荷との間の移行部は、先端の尖ったプロフィールで作製されるのが有利である。この移行部は、先端の尖ったプロフィールを有する負荷および／または先端の尖ったプロフィールを有する案内構造で作製されてもよい。このような技術は、テーパ化（テーパリング）とも呼ばれる。この技術によって、負荷用の入力として、ラインの５０オームの公称インピーダンスに近い特性インピーダンスを有することが可能となる。テーパ状のラインは、入射マイクロ波の電力を漸進的に吸収し、一方で、それゆえ寄生反射を最小限にする。電力は、熱の形態で消散され、それゆえラインの温度は増加し、そして結果として、ラインのＤＣ抵抗は変化する（これは、ラインの極超短波挙動に影響を与えることはない）。従って、この変化を測定することだけが必要である。
【００１５】
本明細書中で使用される用語「負荷」は、局部負荷および／または分散負荷に対応する。
【００１６】
別の態様によれば、本発明は、電磁波電力の直接的な測定用のセンサーを製造するためのプロセスであって、当該プロセスは、該電力を注入するための案内構造、消散させる負荷およびサーモメーターの製造を含み、その特徴は、該負荷および該サーモメーターが、単一の抵抗素子の形態で製造されることである。
【００１７】
次いで、このプロセスによれば、案内構造と負荷との間の移行部は、先端の尖ったプロフィールで作製されることが有利である。
【００１８】
別の態様によれば、本発明は、上記で提示したようなセンサーを有するデバイスである。
【００１９】
そして、有利には、該後者は２つの素子を有し、
そのうちの一方は、電磁波電力の直接的な測定用のセンサーであり、該センサーは、該電力を注入するための案内構造と、消散させる負荷と、サーモメーターとを有し、後者の２つのコンポーネントが単一の素子を形成し、そして、
他方は、該電磁波電力の直接的な測定用のセンサーの、温度を制御するために働く。
【００２０】
これによって、室温の変化を補償することが可能となる。１つのバージョンによれば、温度を制御するために働くデバイスは、おそらくペルチエ効果デバイスである。本発明によるデバイスの別のバージョンによれば、これは、前記センサーと同一の２つの素子を有するが、それらのうちのただ１つが、電力を測定することが望まれる電磁波に曝露される。
【００２１】
次いで、微分測定がなされ、ここでは、両方のセンサーがホイートストンブリッジ中に配置され、それらのうちの１つは電磁波に曝露されるが、他方は曝露されない。これによって、センサーの温度ドリフトがいかなるものであっても、電力の再現可能な測定が保証される。
【００２２】
本発明の他の態様、目的および利点は、以下の詳細な説明を読めばより明確に明らかになるであろう。本発明のよりよい理解は、添付の図面からも得られるであろう。
【００２３】
本発明によるセンサーでは、反射波は、最小限でなければならないだけでなく、その帰路にわたって材料によって吸収されなければならない。それは損失の多いラインでなければならない。さらに、センサーに注入される全ての電力が効率的に吸収され、かつ広範な帯域にわたって吸収されるように、反射係数は温度にも安定でかつ周波数にも安定でなければならない。本発明によるセンサーは、これらの条件を満足するよう設計される。
【００２４】
センサーの幾何学形状は、所定の周波数でのデバイスの入力インピーダンス、反射係数および定在波比によって決定される。
【００２５】
本発明によるセンサーの２つの態様を以下に詳細に記載する。
【００２６】
第１の態様によれば、本発明によるセンサーは、窒化ニオブ（ＮｂＮ）製のテーパ状の負荷センサーである。
【００２７】
この第１の態様を図１に示す。この態様によれば、センサー１は、白金マイクロ（微小）ストリップライン２と、テーパ状ＮｂＮ負荷３とを有し、該負荷は、２５０μｍの厚さを有する酸化マグネシウム（ＭｇＯ）基板４上に堆積されている（酸化マグネシウムの特性は、誘電率ε＝９．６、損失係数ｔａｎδ＝１０-4、熱伝導率は、
【００２８】
【数１】
0004769399.tif 000002
【００２９】
である）。
白金ライン２は、先端の尖ったプロフィール付けされたＮｂＮ層によって、その中央で漸進的に取って代わられている。従って、案内構造と負荷との間の移行部は、この場合、先端の尖ったプロフィールを有する負荷３で作製される。ラインの端部では、負荷３を電気的接地に接続するために、短絡５が使用される。
【００３０】
電磁波電力ＰRFは、テーパ状の負荷３の、短絡５とは反対側の端部で注入される。
【００３１】
ＮｂＮは温度に対して非常に敏感であり、これは、抵抗の測定可能な変化を生じさせるには非常に小さな電力で十分であるという利点を有する。
【００３２】
テーパ状のラインは、長さｄｚおよび幅Ｗnのラインのｎ個のセグメントの一連の組み合わせであるように設計することができる（図２）。
【００３３】
図３は、この第１の態様に対応するテーパ状のセンサーのラインセグメントの断面図である。このセグメントはトータル幅Ｗtotを有する。このセグメントのＮｂＮの幅はＷ(n)である。
【００３４】
各セグメントは、抵抗ＮｂＮセグメントと２つの白金セグメントとの平行な組み合わせとして、抵抗率の観点から考慮される。しかし、これらの２つの物質の抵抗率の比は、等価な抵抗が本質的に白金の寄与によるものであることを意味する。
【００３５】
トータル幅Ｗtotは、SuperCompact TM ソフトウェアを用いるシミュレーションによって決定してもよい。これは、センサー１へのアクセスのポイントでのマイクロストリップライン２の幅であり、白金のみからなる。それは、このアクセスポイントの特性インピーダンスが５０オームであるようでなければならない。このようなシミュレーションは、トータル幅Ｗtotが２５０μｍに等しくなければならないことを示す。
【００３６】
長さｄｚのセグメントｎについては、特性インピーダンスＺc（ｎ）と伝搬定数γ（ｎ）とを有し、かつインピーダンスＺT（ｎ）で負荷がかけられるが、入力インピーダンスは次のように書かれる。
【００３７】
【数２】
0004769399.tif 000003
【００３８】
この式に含まれる全てのパラメーターは、幅Ｗ（ｎ）の関数として、各々の新たな反復ｎにて計算される。
【００３９】
四極子ｎ＝１は、最後のＮｂＮセグメントであり、それは短絡回路５によって負荷がかけられる。従って、Ｚi（１）＝Ｚc（１）.ｔａｎ［γ（１）ｄｚ］。
【００４０】
以降、四極子ｎ＝２は、ＺT（２）の負荷インピーダンスについて、四極子ｎ＝１の入力インピーダンスＺi（１）を有し、それゆえ
【００４１】
【数３】
0004769399.tif 000004
【００４２】
等々、センサー１の全長さに対して、漸進的である。
【００４３】
このように、センサー１の幾何学形状（センサー１の長さｌおよび第１のＮｂＮセグメントの幅Ｗmin）によって定在波比を計算することが可能である。
【００４４】
図４は、センサー１の入力定在波比の曲線を示し、これは、１〜１０ＧＨｚの範囲内の種々の周波数で、以下のパラメーターを用いて得られる。
ＮｂＮの抵抗率＝１０ｍΩ.ｃｍ
白金の抵抗率＝１０μΩ.ｃｍ
金属化の厚さ＝１０００Å
【００４５】
これらの曲線は、テーパの長さが約２ｃｍよりも長い場合、定在波比の安定性が１の値に近いことを示す。たとえ工業において１．５の定在波比が普通であるとしても、１．１未満の定在波比が一般的に受け入れられる。
【００４６】
これは、センサー１の幾何学形状について選択された以下のパラメーターを導く。テーパ長さｌ＝２３ｍｍ（２３セグメント）および第１のセグメントの幅Ｗmin＝１０μｍ。
【００４７】
ラインは、１０００Åの白金の層を堆積させることによって、３００℃でスパッタリングすることによって、次いで、ＵＶフォトリソグラフィーにより、続いてイオンエッチングによりパターンを作製することによって形成される。このパターンは、蛇行の形態である（図５）。それは、第１のマスクによって形が定められる。第２のマスクによって形が定められるその補足物は、ＮｂＮ負荷３を作製するために働く。
【００４８】
蛇行パターンは、加熱の濃度を最大限にすることによって、感度を増加させつつ、全体のサイズを小さくすることを可能にする。
【００４９】
負荷３は、「リフトオフ」によって作製される（「リフトオフ」技術は、薄層として物質のパターンを作製するための手順であり、これは、パターンを規定する樹脂を既に有する基板上に薄層を堆積させること、および次いで樹脂を溶媒に溶解させることによってこの樹脂を取り除くことによってなり、その後、樹脂を有しなかった領域のみが残る）。負荷は、電気的接続を確保するために、厚さ１２００Åであり、かつ白金パターンのエッジに沿って、１０μｍにわたって白金パターンを覆う。
【００５０】
基板４は、接地面を形成するために、裏面上に金でメッキされる。
【００５１】
この第１の態様によるセンサー１は、１６０ＭＨｚと１２ＧＨｚとの間でのＯＳＬ校正（ＯＳＬは Open Short Load を表し、これは、「開路／短絡／整合負荷」を意味し、そしてこれは標準３点校正手順に対応する）の後、Hewlett Packard TM 8720B ベクトルネットワークアナライザーを用い、反射で特徴付けられたものである。このように、定在波比が広範な周波数帯域にわたって一定であることを見出すことができる。
【００５２】
この第１の態様によるセンサー１はまた、反射で特徴付けられたものである。この目的のために、Rhode ＆ Schwartz TM 偏波ティー６を介してＤＣ電流をセンサー１に注入したが、さらなる加熱を全く生じさせないような低いＲＦ電力で、該反射が測定された。これは、センサー１を加熱する高い電流の注入が抵抗を降下させる一方で、周波数の関数として反射係数の変化を与える曲線を変化させないままにしておくことをはっきり示したものである。
【００５３】
従って、注入された電磁波電力の消散が温度変化を引き起こす場合、一定の反射係数を保持するためにこのようなセンサー１を備えてもよい。
【００５４】
電磁波電力測定を、この第１の態様に従って得られるセンサー１を用いて実施した。
【００５５】
図６は、この測定に使用された実験装備を示す。この実験装備は、Hewlett Packard TM 8753C ベクトルネットワークアナライザー７の合成ソースに対応する極超短波源を有する。電磁波電力測定は、Time TM 609 ＤＣ電流源８から低ＤＣ電流を注入することによる、センサー１の抵抗ＲSCの変化を決定することによって実施される。抵抗の変化は電圧の変化を引き起こし、Hewlett Packard TM 34401 デジタル電圧計９を読み取る。
【００５６】
センサー１は、３．５ＧＨｚの周波数にて、２０ｄＢｍ（１００ｍワット）のＲＦ電力を注入され、１００Ωの抵抗変化を与える。従って、このセンサー１の感度は、１ｋΩ.Ｗ-1、即ち、相対的な量では、
【００５７】
【数４】
0004769399.tif 000005
【００５８】
である。
本発明によるセンサーの第２の態様によれば、これはテーパ状の白金ストリップセンサーである。
【００５９】
１００Ｋを超える温度について、白金の抵抗率は温度と共に直線的に変化し、抵抗率の変化の係数
【００６０】
【数５】
0004769399.tif 000006
【００６１】
は、おおよそ０．４％Ｋ-1に等しい。
【００６２】
この第２の態様によれば、センサー１は、白金の薄層から作製されたマイクロストリップライン２を有し、これは、図７に概略で示すようにテーパ状であり、かつ、５００μｍの厚さおよび５×５ｍｍ2の領域を有するアルミン酸ランタン（ＬａＡｌＯ3）基板（ＬａＡｌＯ3の熱伝導はｋth＝１２Ｗ.ｍ-1.Ｋ-1である）上に堆積されている。
【００６３】
ラインの端部では、短絡５によって、ストリップ２を電気的接地に接続させることができる。
【００６４】
ＭｇＯと比較して、ＬａＡｌＯ3はより高い誘電率（３００Ｋでεr＝２４．２）を有し、これによって、構造中に位相速度を生成することが可能となり、かつ、その結果として、案内された波長を減少させることも可能となる。
【００６５】
ラインの寸法は、５０Ωの特性インピーダンスを有することが必要とされ、SuperCompact TM ソフトウェアを用いてシミュレーションすることによって数値を求められ、テーパ状のストリップを種々の幅の一連のいくつかの抵抗マイクロストリップラインと考えて、接地された短絡５で終止する。このシミュレーションによれば、この幅は１７０μｍに等しくなければならない。
【００６６】
金属化の厚さは８００Åである。
【００６７】
テーパ化は２３ｍｍの長さにわたって作製され、幅は、ラインの開始にて１７０μｍからラインの端部にて２０μｍまで変化し、小さな領域（約５×４ｍｍ2）内に限定された蛇行プロフィール（図８）を有する。
【００６８】
この幾何学形状では、２つの隣接するラインセグメント間のカップリングは低いままである。
【００６９】
この態様によれば、ライン２は、８００Åの白金層を、２００℃でのスパッタリングにより基板４上に堆積させることによって、形成される。
【００７０】
次いで、イオンエッチングにより、テーパ状の蛇行のみを維持することが可能である。
【００７１】
この第２の態様に従って作製されるセンサー１は、１６０ＭＨｚと２０ＧＨｚとの間でのＯＳＬ校正の後、Hewlett-Packard TM 8720Bベクトルネットワークアナライザーを用い、反射で特徴付けられたものである。次いで、２．５ＧＨｚ〜１５ＧＨｚの範囲にわたって定在波比が２未満であることが示され得る。従って、このセンサー１は、広範な帯域にわたって良好に整合されている（図９）。
【００７２】
コネクターのパラメーターの抽出は、SuperCompact TM ソフトウェアによって達成され、４．５ＧＨｚ〜１２ＧＨｚの範囲にわたって定在波比が１．５未満であり得たことを示した。１．５は、工業的なワット計の定在波比の代表的な値である。
【００７３】
２．５ＧＨｚ未満では、電力測定のためにこのタイプのセンサー１を使用することは可能ではない。なぜなら、その定在波比があまりにも高くなりすぎるからであり、これはもちろん、テーパ化のまさにその原理本来のものである。
【００７４】
センサー１の定在波比は、室温および４０℃の温度にて、ベクトルネットワークアナライザーで測定した。４〜８ＧＨｚの周波数帯域にわたって、定在波比は温度変化に対して無感応のままである。８ＧＨｚと１２ＧＨｚとの間では、周波数の関数としての定在波比曲線は、わずかに異なる。１２ＧＨｚを超えると、この差異は大きくなる。しかし、この挙動は、センサー１に直接関係するファクター以外のファクターに由来するかもしれない。
【００７５】
電磁波電力測定を、上記第２の態様に従って得られるセンサー１を用いて実施した。
【００７６】
図１０は、この測定に使用される実験装備を示す。それは、以下を有する。
アナライザー７（Hewlett PackardTM  ８７２０Ｂ）；
極超短波増幅器１０（ElexienceTM CNA02082840；周波数範囲：２〜８ＧＨｚ；ゲイン：２８ｄＢ  ｍｉｎ；１ｄＢ圧縮点：１８ｄＢ  ｍｉｎ；定在波比：２）；
MTCTMで販売されているアイソレーター１１（分離：１８ｄＢ；挿入損失：０．５ｄＢ；ＳＷＲ（ＳＷＲは定在波比を意味する）：１．３５；サポートされている平均電力：２５ワット）；
TimeTM  ６０９ＤＣ電流源８および
PremaTM  ５０１７デジタル電圧計９。
【００７７】
アナライザー７は、−１０ｄＢｍの極超短波電力を送達する。次いで、これは極超短波増幅器１０によって分析される。
【００７８】
アイソレーター１１は、高電力リターンからアナライザーを保護する。２〜４ＧＨｚ範囲での測定のために、Ｆ１０５タイプのMTCTMアイソレーターを使用した。４〜８ＧＨｚ範囲での測定のために、Ｈ１０５タイプのMTCTMアイソレーターを使用した。
【００７９】
センサー１は、銅製試料ホルダーにマウントされている。電磁波は、同軸ケーブルを介して注入される。センサー１と同軸ケーブルとの間の接続は、ＳＭＡコネクターによって提供される。センサー１の接地面には、基板４用の支持体が提供され、これは、後者がマイクロ波電力を吸収する場合、熱交換を低減し、かつそれゆえテーパ状のライン２の加熱を増加させるために、銅にあけられた直径４ｍｍの穴を有する。この戦術的選択がセンサー１の応答時間を低下させることに留意すべきである。高速センサーを構築することが所望でなく、むしろ定常状態で波の電力を測定するセンサーである場合は、この問題は小さい。
【００８０】
センサー１は−３０ｄＢｍから＋２０ｄＢｍまでの電力の勾配に供され、そのＤＣ抵抗変化は、デジタル電圧計９を用いて、ＤＣ電流源８から１００μＡの小電流を注入することによって測定された。これらの測定は、６．７ＧＨｚの周波数で実施された。この周波数で、定在波比は１．４の最小値である。
【００８１】
測定システムを極超短波電力の勾配に供する前に、安定な温度に到達させる。これは、操作中、いかなる入力マイクロ波電力であっても、増幅器１０が熱くなり５４℃の温度に達するからである。
【００８２】
電力測定は、センサーがその定常状態に達した際に、抵抗の値によって与えられ、センサーの感度は、ここでは、１０Ωにて１００ｍＷ、すなわち１００Ω.Ｗ-1と評価された。
【００８３】
従って、上記第２の態様に従って作製されたセンサー１は、平面構造に案内された電磁波の電力が、１００Ω.Ｗ-1の感度で、２〜１２ＧＨｚの代表的な周波数範囲にて測定されることを可能とする。
【００８４】
本発明によるセンサーの２つの態様は、上記で詳細に記載したが、本発明による多くの他の態様が存在する。これらのうちのいくつかは、図１１〜１５に関して以下に簡単に記載する。
【００８５】
図１１ａおよび１１ｂは、ＣＰＷ（当業者に周知の構造のタイプに対応する共平面導波路態様）に対応するセンサーを示す。センサー１は、ライン２と、テーパ状の負荷３と、金属接地層１２とを有する。次いで、ＤＣ電流を用いて抵抗を測定するデバイス１４によって、電磁波電力が測定される。抵抗は、ライン２と金属接地層１２との間で測定される。図１１ａは、この態様に対応するセンサー１の断面図に対応する。図１１ｂは、図１１ａに対応するセンサー１の上面図に対応する。
【００８６】
図１２は、図１１ａおよび１１ｂに示す構造と類似の構造に対応し、ここでは、テーパ化は横方向に(トランスバースに)逆になっている。
【００８７】
図１３は、図１１および１２に示すタイプの構造に対応し、これには、基板４の裏面に接地面１３が追加されている。このタイプの構造は、ＧＣＰＷ（接地共平面導波路）態様に対応する。
【００８８】
図１４ａ、１４ｂおよび１４ｃは、非対称共平面ラインタイプの態様に対応する。図１４ａおよび１４ｂは、このタイプの構造によるセンサー１の２つの異なる態様に対応するセンサー１の断面図に対応する。図１４ｃは、図１４ｂに示すセンサー１の態様に対応するセンサー１の上面図に対応する。図１３に示す構造と同様に、図１４ａ、１４ｂおよび１４ｃに示すようなセンサー１を、基板４の裏面に接地面１３を有するように設計することも可能である。
【００８９】
図１５ａおよび１５ｂは、スロットタイプの態様に対応する。図１５ａは、この態様に対応するセンサー１の断面図に対応する。図１５ｂは、図１５ａに対応するセンサー１の上面図に対応する。負荷３はテーパ状である。電磁波は、基板４によってスロット中に案内され、負荷３中で漸進的に減衰され、該負荷は側方の接地面１２に沿って延びる。抵抗は、２つの側方の接地面１２の間で測定される。図１３に示す構造と同様に、図１５ａおよび１５ｂに示すようなセンサー１を、基板４の裏面に接地面１３を有するように設計することも可能である。
【００９０】
一般に、本発明によるセンサー１は、ＤＣ測定によってアクセス可能な、突出先端または凹部先端を有するテーパ状の分散負荷を作製するために、特に消散させる材料による部分的充填を可能とする任意のこのような平面タイプの構造の形態で作製されてもよい。案内構造自体をテーパ状にすること、すなわち、金属化を想定することも可能である。このセンサー１は、市場に現存するセンサーよりも技術的により簡単であるので低コストであり、比較的高い誘電率の誘電基板４上に堆積させた単一の金属元素のみを利用する。それは、大部分の極超短波回路に組み込むことができ、かつ従来の工業的センサーと大いに競争できる定在波比によって利益を得る。
【００９１】
このタイプのセンサー１の性能を改善するために、センサー支持体（銅製）の温度を小型ペルチエ効果システムによって制御してもよい。
【００９２】
室温の変化もまた、同一の基板上に２つの同一のセンサーを作製することによって補償してもよい。微分センサー原理に従って、両方がホイートストンブリッジ中に配置されると、一方は電磁波に曝露され、他方は曝露されない。次いで、白金の熱感度の固有の直線性は、いかなるセンサー１の温度ドリフトであっても、再現性のある電力測定を保証する。
【００９３】
従って、本発明によって、代表的に１ｍＷから１Ｗの電力範囲（センサーに電力カプラーが追加されている場合は１Ｗよりも高い）内および２ＧＨｚから１５ＧＨｚの代表的な周波数範囲内で、平面回路における案内された電磁波の電力の正確なＲＭＳ値を測定することが可能となる。場合に応じて、この測定は、次のために実施される。即ち、
−  コンピューターまたはシステムの出力電力レベルが正確であり、かつ規格または標準（設計において、製造において、および現場または遠隔メンテナンスにおいて）を満足することを確認するために、および、
−  極超短波システムを校正する目的で電力レベルを測定するためにである。
【００９４】
適用の分野は膨大である。なぜなら、極超短波システムは、非常に広範囲に及び、そして以下における極超短波の工業的ワット計の適用の分野に対応するからである。
−  電気通信およびテレビ放送（例えば、局部発振器の出力レベル、ソースの出力レベル、または位相同期ループにおける出力レベルのその場（in situ)での確認のため）において、
−  極超短波科学計測において、
−  軍事レーダー計測（機内でまたはそれ以外で）において、および、
−  電力カプラーの追加を伴う、農業−食料品工業（乾燥、ベーキングおよび冷凍）または原料の製造（紙パルプ、ゴムなど）において。
【００９５】
本発明は、以下の利点を有する。
ａ−市場に現存するセンサーよりも技術的に簡単なので、低コスト、
ｂ−センサーが配置される極超短波システムに使用される基板技術に関する汎用性（しかし、センサーが合理的な寸法を維持するのに十分な高い誘電率を有するシステムに特に専念している）、
ｃ−組み込み性、
ｄ−固有の直線性（現存するセンサーではそうではない）、
ｅ−室温の変化に対するゼロ感度、
ｆ−帯域幅、
ｇ−低ＳＷＲ、および、
ｈ−正確なＲＭＳ電力値の直接測定（任意の熱センサーと同様）。
【図面の簡単な説明】
【図１】  図１は、本発明によるセンサーの第１の態様を概略的に斜視図として示している。
【図２】  図２は、図１に示すタイプのセンサーの、テーパ状の負荷およびこの負荷のセグメントのモデルを上から見たところを概略的に示している。
【図３】  図３は、図１および２に示すタイプのセンサーを断面で概略的に示している。
【図４】  図４は、図１、２および３に示すタイプのセンサーの数値シミュレーションによって得られた定在波比を、その次数の関数として表す４つの曲線に対応している。
【図５】  図５は、図１、２および３に示すタイプのセンサーのマイクロストリップラインを上から見たところを概略的に示している。
【図６】  図６は、図１、２、３および４に示すタイプのセンサーを有する測定デバイスを概略的に示している。
【図７】  図７は、本発明によるセンサーの第２の態様を上から見たところを概略的に示している。
【図８】  図８は、図７に示すセンサーの別の形態を上から見たところを概略的に示している。
【図９】  図９は、図７および８に示すタイプのセンサーで測定した定在波比の表現である。
【図１０】  図１０は、図７および８に示すタイプのセンサーを有する測定デバイスを概略的に示している。
【図１１】  図１１ａおよび１１ｂは、本発明によるセンサーの別の形態を示し、ＣＰＷと呼ばれる態様に対応しており、図１１ａはこのセンサーの断面図に対応し、図１１ｂは図１１ａに対応するセンサーの上面図に対応する。
【図１２】  図１２は、本発明によるセンサーの別の形態を上から見たところを示しており、図１１ａおよび１１ｂに示した構造と類似の構造に対応している。ここではテーパ化は横方向に逆になっている。
【図１３】  図１３は、本発明によるセンサーの別の形態の断面図を示しており、図１１および１２に示すタイプのセンサーの構造に対応している。これには、基板の裏面に接地面が加えられている。
【図１４】  図１４ａ、１４ｂ、および１４ｃは、本発明によるセンサーの別の形態を表しており、非対称共平面ラインタイプの態様に対応する。図１４ａおよび１４ｂは、このタイプの構造に対応するセンサーの２つの異なる態様の断面図に対応し、図１４ｃは、図１４ｂに示す態様に対応するセンサーの上面図に対応する。
【図１５】  図１５は、本発明によるセンサーの別の形態を示しており、スロットタイプの態様に対応する。図１５ａは、断面図に対応し、図１５ｂは、図１５ａに示すセンサーの上面図に対応する。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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