(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
FSK（Frequency Shift Keying）信号を入力し、該FSK信号の振幅を２値化する２値化手段と、
該２値化手段により２値化されたFSK信号を入力し該FSK信号の相関を求める相関手段と、
前記相関手段の出力を演算してFSK信号を検出して出力する演算手段とを含み、前記相関手段は、
前記FSK信号をクロックに従って順次シフトするｍ（ｍは２以上の自然数）段のシフトレジスタ手段と、
FSK変調により生成される２つの周波数成分うち一方の第１の周波数にて相関値を得る相関信号列および窓関数信号列により前記相関を求める第１の相関フィルタ手段と、
前記FSK変調により生成される２つの周波数成分のうち他方の第２の周波数にて相関値を得る相関信号列および窓関数信号列により前記相関を求める第２の相関フィルタ手段とを含み、
前記シフトレジスタ手段は、変調速度と同じ周波数の波長に相当する時間長のシフトレジスタであり、
前記演算手段は、前記シフトレジスタ手段に供給される前記クロックに従って変化する変化幅に基づいて復調データを生成し、
前記第１および第２の相関フィルタ手段の出力値からそれぞれ所定値を減算する第１および第２の減算手段と、
該第１および第２の減算手段の出力の絶対値をそれぞれ求める第１および第２の絶対値変換手段と、
該第１および第２の絶対値変換手段の出力を平均化する第１および第２のローパスフィルタ手段と、
該第１および第２のローパスフィルタ手段の出力の差を演算する第１の差算手段とを有することを特徴とするFSK信号検波器。
【請求項２】
請求項１に記載のFSK信号検波器において、該検波器は、前記２値化手段の前段に、前記FSK信号の振幅変動成分を抑圧する振幅制御手段を備えることを特徴とするFSK信号検波器。
【請求項３】
請求項１に記載のFSK信号検波器において、前記第１および第２の相関フィルタ手段は、前記シフトレジスタ手段の各段の出力０を値−1に変換し、出力１を値＋１に変換し、該変換した値に前記相関信号列を乗算する手段を備えることを特徴とするFSK信号検波器。
【請求項４】
請求項１に記載のFSK信号検波器において、前記第１および第２の相関フィルタ手段にて用いるそれぞれの相関信号列は、前記シフトレジスタ手段に供給される前記クロックに従って変化する場合の変化幅に基づいて前記FSK変調により生成される２つの周波数成分うちそれぞれの周波数の波長と同等の周期を有する相関信号列であることを特徴とするFSK信号検波器。
【請求項５】
請求項１に記載のFSK信号検波器において、前記第１および第２の相関フィルタ手段にて用いるそれぞれの相関信号列は、２値表現の相関信号列であることを特徴とするFSK信号検波器。
【請求項６】
請求項１に記載のFSK信号検波器において、前記第１および第２の相関フィルタ手段は、窓関数信号列をシフト演算することにより乗算することを特徴とするFSK信号検波器。
【請求項７】
FSK信号を入力し、該FSK信号の振幅を２値化する２値化手段と、
該２値化手段により２値化されたFSK信号を入力し該FSK信号の相関を求める相関手段と、
前記相関手段の出力を演算してFSK信号を検出して出力する演算手段とを含み、前記相関手段は、
前記FSK信号をクロックに従って順次シフトするｍ（ｍは２以上の自然数）段のシフトレジスタ手段と、
FSK変調により生成される２つの周波数成分うち一方の第１の周波数にて相関値を得る相関信号列および窓関数信号列により前記相関を求める第１の相関フィルタ手段と、
前記FSK変調により生成される２つの周波数成分のうち他方の第２の周波数にて相関値を得る相関信号列および窓関数信号列により前記相関を求める第２の相関フィルタ手段とを含み、
前記ｍは偶数であり、前記第１および第２の相関フィルタ手段にて用いるそれぞれの相関信号列は、前記シフトレジスタ手段のｍ／２段目に該当する相関信号と、前記シフトレジスタ手段のｍ／２＋１段目に該当する相関信号との仮想的中間位置に想定される信号の位相が、前記シフトレジスタ手段に供給される前記クロックに従って変化する場合の変化幅に基づいてFSK変調により生成される２つの周波数成分のうちそれぞれの位相と同位相関係もしくは180度反転した位相関係となる相関信号列であることを特徴とするFSK信号検波器。
【請求項８】
FSK信号を入力し、該FSK信号の振幅を２値化する２値化手段と、
該２値化手段により２値化されたFSK信号を入力し該FSK信号の相関を求める相関手段と、
前記相関手段の出力を演算してFSK信号を検出して出力する演算手段とを含み、前記相関手段は、
前記FSK信号をクロックに従って順次シフトするｍ（ｍは２以上の自然数）段のシフトレジスタ手段と、
FSK変調により生成される２つの周波数成分うち一方の第１の周波数にて相関値を得る相関信号列および窓関数信号列により前記相関を求める第１の相関フィルタ手段と、
前記FSK変調により生成される２つの周波数成分のうち他方の第２の周波数にて相関値を得る相関信号列および窓関数信号列により前記相関を求める第２の相関フィルタ手段とを含み、
前記ｍは偶数であり、前記第１および第２の相関フィルタ手段にて用いる窓関数信号列は、前記シフトレジスタ手段のｍ／２段目に該当する窓関数信号と、前記シフトレジスタ手段のｍ／２＋１段目に該当する窓関数信号との間の時間位置を中心とし、前後対象の数分かつシンボル時間長と同等の長さとなる数分に該当する窓関数信号のみ高い利得を与える窓関数信号とし、それ以外の前記シフトレジスタ手段に該当する窓関数信号は低い利得を与える窓関数信号とすることを特徴とするFSK信号検波器。
【請求項９】
FSK信号を入力し、該FSK信号の振幅を２値化する２値化手段と、
該２値化手段により２値化されたFSK信号を入力し該FSK信号の相関を求める相関手段と、
前記相関手段の出力を演算してFSK信号を検出して出力する演算手段とを含み、前記相関手段は、
前記FSK信号をクロックに従って順次シフトするｍ（ｍは２以上の自然数）段のシフトレジスタ手段と、
FSK変調により生成される２つの周波数成分うち一方の第１の周波数にて相関値を得る相関信号列および窓関数信号列により前記相関を求める第１の相関フィルタ手段と、
前記FSK変調により生成される２つの周波数成分のうち他方の第２の周波数にて相関値を得る相関信号列および窓関数信号列により前記相関を求める第２の相関フィルタ手段とを含み、
前記相関手段はさらに、
FSK変調により生成される２つの周波数成分うち一方の第１の周波数にて相関値を得る相関信号列および窓関数信号列により前記相関を求める第３の相関フィルタ手段と、
前記FSK変調により生成される２つの周波数成分のうち他方の第２の周波数にて相関値を得る相関信号列および窓関数信号列により前記相関を求める第４の相関フィルタ手段とを含み、
前記演算手段は、
前記第３および第４の相関フィルタ手段の出力値からそれぞれ所定値を減算する第３および第４の減算手段と、
該第３および第４の減算手段の出力の絶対値をそれぞれ求める第３および第４の絶対値変換手段と、
前記第１および第３の絶対値変換手段の出力を加算する第１の加算手段と、
前記第２および第４の絶対値変換手段の出力を加算する第２の加算手段と、
該第１および第２の加算手段の出力をそれぞれ平均化する第３および第４のローパスフィルタ手段と、
該第３および第４のローパスフィルタの出力の差を演算する第２の差算手段とを含むことを特徴とするFSK信号検波器。
【請求項１０】
FSK信号を入力し、該FSK信号の振幅を２値化する２値化手段と、
該２値化手段により２値化されたFSK信号を入力し該FSK信号の相関を求める相関手段と、
前記相関手段の出力を演算してFSK信号を検出して出力する演算手段とを含み、前記相関手段は、
前記FSK信号をクロックに従って順次シフトするｍ（ｍは２以上の自然数）段のシフトレジスタ手段と、
FSK変調により生成される２つの周波数成分うち一方の第１の周波数にて相関値を得る相関信号列および窓関数信号列により前記相関を求める第１の相関フィルタ手段と、
前記FSK変調により生成される２つの周波数成分のうち他方の第２の周波数にて相関値を得る相関信号列および窓関数信号列により前記相関を求める第２の相関フィルタ手段とを含み、
前記相関手段はさらに、
FSK変調により生成される２つの周波数成分うち一方の第１の周波数にて相関値を得る相関信号列および窓関数信号列により前記相関を求める第３の相関フィルタ手段と、
前記FSK変調により生成される２つの周波数成分のうち他方の第２の周波数にて相関値を得る相関信号列および窓関数信号列により前記相関を求める第４の相関フィルタ手段とを含み、
前記ｍは偶数であり、前記第１ないし第４の相関フィルタ手段にて用いるそれぞれの相関信号列は、ｍ段の前記シフトレジスタに供給されるクロックに従って変化する変化幅に基づいてFSK変調により生成される２つの周波数成分のそれぞれの周波数の波長に対し同等の周期となる２つの相関信号列を有し、該２つ相関信号列は、前記シフトレジスタ手段のｍ／２段目に該当する相関信号と、該シフトレジスタ手段のｍ／２＋１段目に該当する相関信号との仮想的中間位置を基準にそれぞれの周波数の波長の１／４分だけ位相のずれた配置とすることを特徴とするFSK信号検波器。
【請求項１１】
請求項９に記載のFSK信号検波器において、前記ｍは偶数であり、前記第１ないし第４の相関フィルタ手段にて用いるそれぞれの相関信号列は、前記シフトレジスタに供給される前記クロックに従って変化する場合の変化幅に基づいてFSK変調により生成される２つの異なる周波数成分に相当する相関信号列のいずれかに対し、前記シフトレジスタ手段のｍ／２段目に該当する相関信号と、該シフトレジスタ手段のｍ／２＋１段目に該当する相関信号の仮想的中間位置に想定される信号の位相が、該シフトレジスタ手段に供給される前記クロックに従って変化する場合の変化幅に基づいてFSK変調により生成される２つの周波数成分のうちそれぞれの位相と同位相関係もしくは180度反転した位相関係となる相関信号列とすることを特徴とするFSK信号検波器。
【請求項１２】
請求項９に記載のFSK信号検波器において、前記第１ないし第４の相関フィルタ手段にて用いるそれぞれの相関信号列は、２値表現の相関信号列であることを特徴とするFSK信号検波器。
【請求項１３】
請求項９に記載のFSK信号検波器において、前記第３および第４の相関フィルタ手段は、窓関数信号列をシフト演算することにより乗算することを特徴とするFSK信号検波器。
【請求項１４】
請求項９に記載のFSK信号検波器において、前記第３および第４の相関フィルタ手段は、前記シフトレジスタ手段の各段の出力０を値−1に変換し、出力１を値＋１に変換し、該変換した値に前記相関信号列を乗算する手段を備えることを特徴とするFSK信号検波器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、FSK（Frequency Shift Keying）信号を検波するFSK信号検波器に関し、特にデジタル処理によりFSK信号を検波するFSK信号検波器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、FSK信号をデジタル処理により検波するFSK信号検波器として、たとえば、受信アナログ回路の出力を２値情報とし、デジタル信号処理により周波数成分を検出し、復調するものがある。従来のFSK周波数検波器はIF周波数に変換した受信信号を入力とし、復調を可能とする。FSK周波数検波器の入力となる受信信号のIF中心周波数が以下の関係を維持した場合にこの従来の復調が可能となる。
【０００３】
IF中心周波数f0≧変調速度に相当する周波数fd×1.25  (MSK変調の場合)
Fd＝(f0−fs)×４＝(fM−f0)×４
これは、MSK変調の場合、２値情報信号により変換される２つの周波数が、IF中心周波数から変調速度に相当する周波数の1/4だけずれた２つの周波数になるが、この２つの周波数のうち、低いほうの周波数が、変調速度に相当する周波数以上となる必要がある。
【０００４】
たとえば、変調により変換された周波数のうちIF中心周波数より低い周波数fsと、IF中心周波数より高い周波数fM、に相当する周波数の周期、且つシンボル時間長と同等の長さとなる相関係数C1〜C2n、D1〜D2nを持つ相関フィルタを有する構成の場合、この相関係数の長さが長いと、相関フィルタの通過帯域幅が狭くなるため雑音除去性が高まるが、シンボル時間長を超えると隣接シンボルの変調成分が加わるため、シンボル間干渉が生じる。そのため、シンボル時間長と同等の相関係数とするのが好ましい。したがって、このシンボル時間長と、より短い波長となるfs、もしくはfMと同等の周期を持った相関係数を有するフィルタにより、復調可能となる。
【０００５】
また、FSK信号を受信する受信回路構成を簡素化させるため、受信アナログ回路の出力を２値情報とし、デジタル信号処理により周波数成分を検出し、復調するものがあった。
【特許文献１】特開平０９−２３２４８号公報
【特許文献２】特開２００３−５７２８０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、常に変調速度に相当する周波数が
(f0−fs)×4＝fd
f0＝fs＋(fd/4)
の関係を有するとすると、
f0＜fd×1.25
fs＋(fd/4)＜fd×1.25
fs＜fd
となり、中心周波数より低い周波数側に変調された周波数(fs)の波長が、シンボル時間長よりも長くなることになる。そのため、相関フィルタでは、１シンボルの時間長で変調された周波数の波長が入りきらないという問題があった。一方、相関フィルタの相関係数を長くして、１シンボルより長い時間で相関を得ようとする場合、上述のようにシンボル間干渉が生じて、受信特性が劣色するという問題が発生する。
【０００７】
これにより、従来の方法では、
IF中心周波数＜変調速度に相当する周波数×1.25(MSKの場合)
となった場合は利用することができないことがわかる。
【０００８】
本発明は、FSK信号のたとえば中心周波数より低い周波数側に変調された周波数の波長が、シンボル時間長よりも長くなる場合でも受信特性の劣化を防止することのできるFSK信号検波器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明は上述の課題を解決するために、FSK信号を入力し、FSK信号の振幅を２値化する２値化手段と、２値化手段により２値化されたFSK信号を入力しFSK信号の相関を求める相関手段と、相関手段の出力を演算してFSK信号を検出して出力する演算手段とを含み、相関手段は、FSK信号をクロックに従って順次シフトするｍ段のシフトレジスタ手段と、FSK変調により生成される２つの周波数成分うち一方の第１の周波数にて相関値を得る相関信号列および窓関数信号列により相関を求める第１の相関フィルタ手段と、FSK変調により生成される２つの周波数成分のうち他方の第２の周波数にて相関値を得る相関信号列および窓関数信号列により相関を求める第２の相関フィルタ手段とを含むことを特徴とする。
【００１０】
この場合、この検波器は、２値化手段の前段に、FSK信号の振幅変動成分を抑圧する振幅制御手段を備えるとよく、また、第１および第２の相関フィルタ手段は、シフトレジスタ手段の各段の出力０を値−1に変換し、出力１を値＋１に変換し、変換した値に相関信号列を乗算する手段を備えるとよい。
【００１１】
また、シフトレジスタ手段は、変調速度と同じ周波数の波長に相当する時間長のｍ段のシフトレジスタであり、演算手段は、シフトレジスタ手段に供給されるクロックに従って変化する変化幅に基づいて復調データを生成するとよく、この場合、演算手段は、第１および第２の相関フィルタ手段の出力値からそれぞれ所定値を減算する第１および第２の減算手段と、第１および第２の減算手段の出力の絶対値をそれぞれ求める第１および第２の絶対値変換手段と、第１および第２の絶対値変換手段の出力を平均化する第１および第２のローパスフィルタ手段と、第１および第２のローパスフィルタ手段の出力の差を演算する第１の差算手段とを有するとよい。
【００１２】
また、第１および第２の相関フィルタ手段にて用いるそれぞれの相関信号列は、シフトレジスタ手段に供給されるクロックに従って変化する場合の変化幅に基づいてFSK変調により生成される２つの周波数成分うちそれぞれの周波数の波長と同等の周期を有する相関信号列であるとよい。
【００１３】
また、前記ｍは偶数であり、第１および第２の相関フィルタ手段にて用いるそれぞれの相関信号列は、シフトレジスタ手段のｍ／２段目に該当する相関信号と、シフトレジスタ手段のｍ／２＋１段目に該当する相関信号の仮想的中間位置に想定される信号の位相が、シフトレジスタ手段に供給されるクロックに従って変化する場合の変化幅に基づいてFSK変調により生成される２つの周波数成分のうちそれぞれの位相と同位相関係もしくは180度反転した位相関係となる相関信号列であるとよい。
【００１４】
また、前記ｍは偶数であり、第１および第２の相関フィルタ手段にて用いる窓関数信号列は、シフトレジスタ手段のｍ／２段目に該当する窓関数信号と、シフトレジスタ手段のｍ／２＋１段目に該当する窓関数信号の間の時間位置を中心とし、前後対象の数分かつシンボル時間長と同等の長さとなる数分に該当する窓関数信号のみ高い利得を与える窓関数信号とし、それ以外のシフトレジスタ手段に該当する窓関数信号は低い利得を与える窓関数信号とするとよい。
【００１５】
また、第１および第２の相関フィルタ手段にて用いるそれぞれの相関信号列は、２値表現の相関信号列であるとよく、第１および第２の相関フィルタ手段は、窓関数信号列をシフト演算することにより乗算するとよい。
【００１６】
また、相関手段は、FSK変調により生成される２つの周波数成分うち一方の第１の周波数にて相関値を得る相関信号列および窓関数信号列により相関を求める前記第１の相関フィルタ手段および第３の相関フィルタ手段と、FSK変調により生成される２つの周波数成分のうち他方の第２の周波数にて相関値を得る相関信号列および窓関数信号列により相関を求める第２の相関フィルタ手段および第４の相関フィルタ手段とを含むとよく、この場合、演算手段は、第３および第４の相関フィルタ手段の出力値からそれぞれ所定値を減算する第３および第４の減算手段と、第３および第４の減算手段の出力の絶対値をそれぞれ求める第３および第４の絶対値変換手段と、第１および第３の絶対値変換手段の出力を加算する第１の加算手段と、第２および第４の絶対値変換手段の出力を加算する第２の加算手段と、第１および第２の加算手段の出力をそれぞれ平均化する第３および第４のローパスフィルタ手段と、第３および第４のローパスフィルタの出力の差を演算する第２の差算手段と含むとよい。
【００１７】
また、前記ｍは偶数であり、第１ないし第４の相関フィルタ手段にて用いるそれぞれの相関信号列は、ｍ段のシフトレジスタに供給されるクロックに従って変化する場合の変化幅に基づいてFSK変調により生成される２つの周波数成分うちそれぞれの周波数の波長に対し同等の周期となる２つの相関信号列を有し、２つの相関信号列は、シフトレジスタ手段のｍ／２段目に該当する相関信号と、シフトレジスタ手段のｍ／２＋１段目に該当する相関信号の仮想的中間位置を基準にそれぞれの周波数の波長の１／４分だけ位相のずれた配置とするとよい。
【００１８】
また、前記ｍは偶数であり、第１ないし第４の相関フィルタ手段にて用いるそれぞれの相関信号列は、シフトレジスタに供給されるクロックに従って変化する場合の変化幅に基づいてFSK変調により生成される２つの異なる周波数成分に相当する相関信号列のいずれかに対し、シフトレジスタ手段のｍ／２段目に該当する相関信号と、シフトレジスタ手段のｍ／２＋１段目に該当する相関信号の仮想的中間位置に想定される信号の位相が、シフトレジスタ手段に供給されるクロックに従って変化する場合の変化幅に基づいてFSK変調により生成される２つの周波数成分のうちそれぞれの位相と同位相関係もしくは180度反転した位相関係となる相関信号列とするとよい。
【００１９】
また、第１ないし第４の相関フィルタ手段にて用いるそれぞれの相関信号列は、２値表現の相関信号列であるとよく、また、第３および第４の相関フィルタ手段は、窓関数信号列をシフト演算することにより乗算するとよい。また、第３および第４の相関フィルタ手段は、シフトレジスタ手段の各段の出力０を値−1に変換し、出力１を値＋１に変換し、変換した値に相関信号列を乗算する手段を備えるとよい。
【発明の効果】
【００２０】
本発明によれば、FSK信号のたとえば中心周波数より低い周波数側に変調された周波数の波長が、シンボル時間長よりも長くなるような場合でも受信特性の劣化を防止することができる。たとえば、IF中心周波数＜変調速度に相当する周波数×1.25(MSK方式の場合)となった場合でもFSK信号を良好に検波することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
次に添付図面を参照して本発明によるFSK信号検波器の実施例を詳細に説明する。図１を参照すると、本実施例のFSK信号検出器10は、FSK信号12をデジタル処理により周波数検波して復調データ14を出力するものであり、FSK信号12を入力するリミッタアンプ20と、リミッタアンプ20の出力22と入力24とが接続されたコンパレータ26とを含む。なお、図１において、接続線に付した参照符号は同接続線に現れる信号を表わす。
【００２２】
コンパレータの出力28には相関器30が接続される。この相関器30の一方の出力32は、所定値を減算する加算器34、絶対値変換部36およびデジタルLPF（ローパスフィルタ） 38が順に直列接続されて一系統の処理回路が形成されている。相関器30の他方の出力40にはさらに所定値を減算する加算器42、絶対値変換部44およびデジタルLPF 46が直列接続されて、他方の処理系統が形成されている。デジタルLPF 38,46の各出力78,80には差算器50が接続され、差算器50の出力52には復調データ14を出力する極性判定部54が接続される。
【００２３】
リミッタアンプ20には、高周波の受信信号から数MHzのIF受信信号にダウンコンバートされたFSK信号12が入力される。リミッタアンプ20は、FSK信号12の振幅を一定に制限してその振幅変動成分を抑圧する振幅制限回路である。これにより、振幅変動の影響を受けることなく周波数検波を行うことができる。リミッタアンプ20は、振幅変動成分を抑圧した信号をFSK信号22として出力する。
【００２４】
リミッタアンプ12に接続されているコンパレータ26は、リミッタアンプ20から出力されるFSK信号22の振幅を２値化する２値化回路である。具体的には、FSK信号12の中点レベルに略等しい中点電位が入力24に供給され、コンパレータ26は、この中点電位24とFSK信号12とを比較し、FSK信号12の振幅が中点電位24より大きい場合には”1”の値となり、小さい場合には”0”の値となるFSK信号28を生成して出力する。これにより、コンパレータ26以降の回路では、FSK信号を振幅が”1”,”0”の２値化信号として取り扱うことができる。
【００２５】
コンパレータ26の出力28に接続された相関器30は、所定の規則性を有する相関信号系列との相関を求める回路である。相関器30の内部構成例を図２に示す。図示するように、相関器30は、ｍ段（ｍは２以上の自然数）のシフトレジスタ200と、シフトレジスタ200の各段の保持値をそれぞれ入力する２つの相関フィルタ200,202とを有している。
【００２６】
相関フィルタ200は、シフトレジスタ200の各段の保持値と相関係数列(G1,Gm/2,Gm/2+1,...,Gm)とを演算するｍ個（ｍは２以上の自然数）の演算器210と、窓関数を掛け合わせるための窓関数信号列(W1,Wm/2,Wm/2+1,...,Wm)を乗算するｍ個の乗算器212と、各乗算器212の演算結果を加算する加算器214とを含み、加算器214の出力32を形成している。本実施例における演算器210はシフトレジスタ200の各段の保持値(0,1)をそれぞれ一旦、値(-1,1)に変換し、変換された値(-1,1)に対し相関係数列(G1,Gm/2,Gm/2+1,...,Gm)をそれぞれ乗算するように形成されている。
【００２７】
他方の相関フィルタ202は、シフトレジスタ200の各段の保持値と相関係数列(I1,Im/2,Im/2+1,...,Im)とをそれぞれ演算するｍ個の演算器220と、窓関数を掛け合わせるための窓関数信号列(W1,Wm/2,Wm/2+1,...,Wm)を乗算するｍ個の乗算器222と、各乗算器222の演算結果を加算する加算器224とを含み、加算器224の出力40を形成している。この演算器220についてもシフトレジスタ200の各段の保持値(0,1)をそれぞれ一旦、値(-1,1)に変換し、変換された値(-1,1)に対し相関係数列(I1,Im/2,Im/2+1,...,Im)をそれぞれ乗算するように形成されている。
【００２８】
相関器30内にて用いる２つの相関係数列(G1〜Gm,I1〜Im)は、図３に相関係数列および窓関数信号列の規則性それぞれ示すように、それぞれ１シンボル時間長Tsより長い列とし、２つの所望の周波数と同等の周期を持つ信号列をそれぞれ１つずつ有するものとする。
【００２９】
相関係数列はｍ個の数列である。ｍはIF中心周波数より低い周波数fsの波長と同等の時間長となる数列の数とする。また、これら相関係数列は０もしくは１のいずれかの数値を有する数列である。
【００３０】
IF中心周波数より低い周波数fsを希望の周波数とする相関フィルタの相関係数列I1〜Imは、ｍを１周期とした列である。IF中心周波数より高い周波数fMを希望の周波数とする相関フィルタの相関係数列GI〜Gmは、fMに相当する周波数の波長と同等の長さを１周期とした列であり、この周期にて０もしくは１のいずれかの値になるよう継続し、ｍ個の数列とする。
【００３１】
相関係数列G1〜Gmおよび相関係数列I1〜Imは、相関係数列Gm/2と相関係数列Gm/2+1との間および相関係数列Im/2と相関係数列Im/2+1との間にて数値が０から１、もしくは１から０に変わるような位相関係とする。
【００３２】
次に窓関数信号列について説明する。１シンボルあたりの時間長に相当する長さをTsとすると、窓関数信号列の中心位置から前後対象の数分、Tsと同等の長さとなる数分だけ値“b”を持つ窓関数信号を有し、それ以外の窓関数信号は値“a”を持つものである。また、値“b”と値“a”はｂ＞ａの関係を有するものとする。これにより、希望の周波数をTsより長い波長を持つfsとした相関係数列を有する相関フィルタ200,202を実現しながら、窓関数信号列によりシンボル間干渉の影響を抑えることを可能とする。
【００３３】
図１に戻って、相関器30の出力32には加算器32,42が接続され、加算器32,42は、相関器30の出力にそれぞれ-ｎを加算する加算回路である。加算器32,42の出力70,72には、絶対値変換部36,44が接続され、絶対値変換部36,44の出力74,76にはそれぞれデジタルLPF 38,46がそれぞれ接続され、デジタルLPF 38,46の各出力78,80は差算器50に接続されている。
【００３４】
加算器34は、相関器30から出力される周波数検波出力32に−ｎを加算する加算回路であり、周波数検波出力32からｎを減算して、その演算結果を周波数検波出力70として出力する。これにより、周波数検波出力70は、変化幅の中点を０とする波形に変換される。
【００３５】
加算器34の出力70に接続された絶対値変換部36は、加算器34から出力される周波数検波出力70の絶対値を算出し、これを周波数検波出力74として出力する。
【００３６】
絶対値変換部36の出力74に接続されたデジタルLPF 38は、絶対値変換部36から出力される周波数検波出力74をFSK信号の１シンボル時間Tsで１シンボル区間幅の移動平均をとるローパスフィルタである。デジタルLPF 38は、周波数検波出力74を振幅がFSK信号の周波数偏移に応じて変化する周波数検波信号に変換して出力78に出力する。デジタルLPF 38の出力78は差算器50のプラス（＋）側入力に接続されている。
【００３７】
他方の加算器42の出力72には同様に絶対値変換部44が接続され、絶対値変換部44は周波数検波出力72の絶対値を算出し、これを周波数検波出力76として出力する。絶対値変換部44の出力76にはデジタルLPF 46が接続され、デジタルLPF 46は、周波数検波出力76をFSK信号の周波数偏移に応じて振幅が変化する周波数検波信号に変換して出力80に出力する。デジタルLPF 46の出力80は差算器50のマイナス（−）側入力に接続されている。
【００３８】
差算器50は、デジタルLPF 38から出力される周波数検波信号をプラス（＋）側入力78に入力し、デジタルLPF 46から出力される周波数検波信号をマイナス（−）側入力80に入力し、これら２つの周波数検波信号78,80の差を求める演算回路である。差算器50は、求めた値を出力52に出力する。
【００３９】
差算器50の出力52は極性判定部54に接続され、極性判定部54は、差算器50の出力値の極性（＋または−）を判定し、判定に応じた復調データを生成する。極性判定部54は、判定により生成した復調データを出力14に出力する。つまり、図２に示す相関フィルタ200,202を有することにより、IF中心周波数が変調速度に相当する周波数×1.25(MSK変調の場合)よりも小さくなった場合であっても受信特性を大幅に劣化させることなく復調データ14が得られる。
【００４０】
次にFSK信号検波器の他の実施例を図４を参照して説明すると、図示するように本実施例におけるFSK信号検出器400は、４系統の相関フィルタを有する相関器410と、相関器410の４系統の出力のうち２系統の出力の420,422にそれぞれ加算器424,426が接続され、加算器424,426のそれぞれの出力に絶対値変換部428,430が接続されている。さらに絶対値変換部34,428の出力は加算器432に接続され、絶対値変換部44,430の出力が加算器434に接続されて、各加算器432,434の出力がデジタルLPF 38,46に接続されている。その他の同一参照符号で示す各構成については図１に示した構成要素と同様の構成でよいのでその説明を省略する。
【００４１】
本実施例におけるFSK信号検波器400は、相関器410は、４つの相関係数列を用いる構成としている。相関器410の内部構成を図５に示す。図示するように、相関器410は、図２に示した相関フィルタ200,202に加えてさらに相関フィルタ500,502を備えて、相関フィルタ500,502の出力は相関器410のそれぞれ出力420,422をそれぞれ形成している。なお、図５において、図２に示した参照符号と同一参照符号で示す各構成については図１に示した構成要素と同様の構成でよい。
【００４２】
相関フィルタ500は、シフトレジスタ200の各段の保持値にそれぞれ相関係数列(H1,Hm/2,Hm/2+1,...,Hm)を加算するｍ個の演算器210と、窓関数を掛け合わせるための窓関数信号列(W1,Wm/2,Wm/2+1,...,Wm)を乗算するｍ個の乗算器212と、各乗算器212の演算結果を加算する加算器214とを含む。
【００４３】
他方の相関フィルタ502は、シフトレジスタ200の各段の保持値にそれぞれ相関係数列(J1,Jm/2,Jm/2+1,...,Jm)を加算するｍ個の演算器210と、窓関数を掛け合わせるための窓関数信号列(W1,Wm/2,Wm/2+1,...,Wm)を乗算するｍ個の乗算器222と、各乗算器222の演算結果を加算する加算器224とを含む。
【００４４】
４つの相関係数列(G1〜Gm、H1〜Hm、I1〜ImおよびJ1〜Jm)を１シンボル時間長より長い列とし、所望の周波数と同等の周期を持った信号列をそれぞれ２ずつ有し、同等の周期となる相関係数列の位相は、号列の中心を基準に90°相当の位相ずれを有するものとする。
【００４５】
図４に戻って、相関器410の出力420,422は、それぞれ加算器424,426に接続されている。加算器36,424,42、426は、相関器30の出力にそれぞれ-Ｕを加算する加算回路である。加算器36,42の出力70,440,72、442には、絶対値変換部38,428,44,430が接続され、絶対値変換部38,428の出力74,444は加算器432に接続され、絶対値変換部44,430の出力76,446は加算器434が接続されている。これら加算器432,434の出力450,452がそれぞれデジタルLPF 38,46に接続される。
【００４６】
次に相関係数列の例を図６に示す。本実施例では、第１の実施例と同様に相関係数列は、fsの波長と同じ時間長となる数列の数ｍとし、これら相関係数列は０もしくは１の数値を有する数列である。また、fsを希望の周波数とする相関フィルタの相関係数列I1〜Imと相関係数列J1〜Jmとの２つを有し、これら相関係数列はそれぞれｍを１周期とした列である。また、相関係数列I1〜Imと相関係数列J1〜Jmとの位相関係は90°の差に相当するように、ｍ／４相当ずれた相関信号配置とする。
【００４７】
fMを希望の周波数とする相関フィルタの相関係数列G1〜Gmと相関係数列H1〜Hmとは、fMに相当する周波数の波長と同等の長さを１周期とした列であり、この周期にて０もしくは１のいずれかの値になるよう継続し、ｍ個の数列とする。また、相関係数列G1〜Gmと相関係数列H1〜Hmとの位相関係は90°の差に相当するよう、λfm/4相当ずれた相関信号配置とする。さらに相関係数列G1〜Gmおよび相関係数列I1〜Imは相関係数列、相関係数列Gm/2と相関係数列Gm/2+1との間、および相関係数列Im/2と相関係数列Im/2+1の間にて数値が０から１、もしくは１から０に変わるような位相関係とする。なお、これら相関係数列を２で除算する場合のｍは偶数の場合である。
【００４８】
ここで仮に、相関係数列が希望する周波数に対し１つずつのみ用意される場合、図７で示すように、デジタルLPFの出力波形に不要な周波数成分が発生してしまう。これはデジタルLPFの入力である絶対値変換部の出力波形に存在する周波数成分が出力信号に影響してしまうためである。これを積極的に除去するようデジタルLPFの特性を変更すると、変調成分そのものも除去されてしまう。デジタルLPFの出力波形に不要な周波数成分が発生すると、この波形により変調情報を判定する際の判定時間位置によっては、２値変調信号の中間位置（図７中、デジタルLPF出力波形図の閾値th）に近づいたところで判定してしまう場合が生じ、雑音による復調誤りが生じやすくなる。そのため、この不要な周波数成分は受信特性を劣化させる要因に成り得る。
【００４９】
これに対し本実施例では、図８に示すように、相関係数列を希望する周波数に対し２つずつ有し、それぞれを位相が90°相当の時間差を持つように配置し、この相関係数列を用いて得られた絶対値変換部38,428の出力信号を加算器432にて加算し、絶対値変換部44,430の出力信号を加算器434にて加算することにより、デジタルLPF38,46の入力信号そのものの不要な周波数成分を取り除くことができる。これにより受信特性の劣化が防止される。
【００５０】
図４に示した第２の実施例における相関器410内の各相関フィルタ500,502（図５）は、それぞれ乗算回路を備える構成としたがこれに限らず、たとえば図９に示すように各乗算回路212,222に代えてそれぞれ乗算器の出力をシフト演算するシフト演算回路912,922を備えるように構成してもよい。
【図面の簡単な説明】
【００５１】
【図１】本発明が適用されたFSK信号検出器の実施例を示すブロック図である。
【図２】相関器の構成例を示すブロック図である。
【図３】相関係数列および窓関数信号列の例を示す図である。
【図４】FSK信号検出器の他の実施例を示すブロック図である。
【図５】相関器の他の構成例を示すブロック図である。
【図６】相関係数列の例を示す図である。
【図７】相関器出力とデジタルLPF出力の例を示す図である。
【図８】実施例における相関器出力とデジタルLPF出力の例を示す図である。
【図９】相関器の他の構成例を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００５２】
10  FSK信号検出器
20  リミッタアンプ
26  コンパレータ
30  相関器
32,42  加算器
36,44  絶対値変換部
38,46  デジタルLPF
50  差算器
54  極性反転部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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