(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
1セットの広帯域信号符号化パラメータから1つの符号化された広帯域信号を復号する際に利得平滑化されたコードベクトルを生成する方法であって、
前記セットの少なくとも1つの第１の広帯域信号符号化パラメータとの関係において1つのコードベクトルを探索する段階と、
前記セットの少なくとも1つの第２の広帯域信号符号化パラメータに応答して広帯域信号内の有声化を表す第１の係数を計算する段階と、
前記セットの少なくとも1つの第３の広帯域信号符号化パラメータに応答して前記広帯域信号の安定性を表す第２の係数を計算する段階と、
前記第１及び第２の係数を用いて平滑化利得を計算する段階と、
前記平滑化利得を用いて探索されたコードベクトルを増幅し、それによって前記利得平滑化されたコードベクトルを生成する段階と、
を含んで成る方法。
【請求項２】
コードベクトルを探索する段階には、前記少なくとも1つの第１の広帯域信号符号化パラメータとの関係において斬新的コードブック内の斬新的コードベクトルを探索する段階が含まれており、
前記平滑化利得計算には、同様に前記セットの第４の広帯域信号符号化パラメータを形成する斬新的コードブック利得との関係において平滑化利得を計算することも含まれている、
請求項１に記載の利得平滑化されたコードベクトルを生成する方法。
【請求項３】
コードベクトルを探索する段階には、前記少なくとも1つの第１の広帯域信号符号化パラメータとの関係においてコードブック内のコードベクトルを探索することが含まれ、
前記少なくとも1つの第１の広帯域信号符号化パラメータが斬新的コードブックインデックスを含む、
請求項1に記載の利得平滑化されたコードベクトルを生成する方法。
【請求項４】
コードベクトルを探索する段階には、前記少なくとも1つの第１の広帯域信号符号化パラメータとの関係において斬新的コードブックの中の斬新的コードベクトルを探索する段階が含まれており、
前記少なくとも1つの第２の広帯域信号符号化パラメータには、
広帯域信号の符号化中に計算されたピッチ利得と、
広帯域信号の符号化中に計算されたピッチ遅延と、
広帯域信号の符号化中に選択され、広帯域信号の符号化中に計算されたピッチコードベクトルに適用された低域通過フィルタのインデックスjと、
広帯域信号の符号化中に計算された斬新的コードブックインデックスと、
が含まれている、請求項1に記載の利得平滑化されたコードベクトルを生成する方法。
【請求項５】
前記少なくとも1つの第３の広帯域信号符号化パラメータが、広帯域信号の符号化中に計算された線形予測フィルタの係数を含んで成る、請求項1に記載の利得平滑化されたコードベクトルを生成する方法。
【請求項６】
コードベクトルを探索する段階には、前記斬新的コードブックのインデックスkとの関係において斬新的コードブック内の斬新的コードベクトルを探索することが含まれ、前記インデックスkが、前記少なくとも1つの第１の広帯域信号符号化パラメータを形成しており、
第１の係数を計算する段階には、
rv=(Ev-Ec)/(Ev+Ec)
という関係式を用いて、有声化係数rvを計算することが含まれ、ここで、
Evは、基準化された適応コードベクトルbvTのエネルギーであり、
Ecは、基準化された斬新的コードベクトルgckのエネルギーであり、
bは、広帯域信号の符号化中に計算されたピッチ利得であり、
Tは、広帯域信号の符号化中に計算されたピッチ遅延であり、
vTは、ピッチ遅延Tでの適応コードブックベクトルであり、
gは、広帯域信号の符号化中に計算された斬新的コードブック利得であり、
kは、広帯域信号の符号化中に計算された斬新的コードブックのインデックスであり、
ckは、インデックスkでの前記斬新的コードブックの斬新的コードベクトルである、
請求項1に記載の利得平滑化されたコードベクトルを生成する方法。
【請求項７】
前記有声化係数rvが-1から1の間にある値を有し、１という値が純粋な有声信号に対応し、-1という値が純粋な無声信号に対応する、請求項６に記載の利得平滑化されたコードベクトルを生成する方法。
【請求項８】
平滑化利得を計算する段階には、
λ=0.5(1-rv)
という関係式を用いて係数λを計算する段階が含まれている、請求項７に記載の利得平滑化されたコードベクトルを生成する方法。
【請求項９】
係数λ=0が純粋有声信号を表し、係数λ=1が純粋無声信号を表す、請求項６に記載の利得平滑化されたコードベクトルを生成する方法。
【請求項１０】
第２の係数を計算する段階には、前記広帯域信号の符号化中に計算された隣接して続く線形予測フィルタの間の類似性を与える距離尺度を決定する段階が含まれている、請求項1に記載の利得平滑化されたコードベクトルを生成する方法。
【請求項１１】
前記広帯域信号が符号化に先立ってサンプリングされ、符号化及び復号の際にフレームごとに処理され、距離尺度を決定する段階には、前記広帯域信号の現在のフレームnのイミタンススペクトル対と前記広帯域信号の過去のフレームn-1のイミタンススペクトル対の間のイミタンススペクトル対距離尺度を、
【数１】
0004662673.tif 000016
という関係式によって計算する段階が含まれ、ここで、pは前記線形予測フィルタの次数である、請求項１０に記載の利得平滑化されたコードベクトルを生成する方法。
【請求項１２】
第２の係数を計算する段階には、0≦θ≦1を限定条件として、
θ=1.25-DS/400000.0
という関係式によって前記第２の係数θに対しイミタンススペクトル対距離尺度DSをマッピングする段階が含まれている、請求項１１に記載の利得平滑化されたコードベクトルを生成する方法。
【請求項１３】
平滑化利得を計算する段階には、
Sm=λθ
という関係式によって第１の係数λ及び第２の係数θ双方を用いて利得平滑化係数Smを計算する段階が含まれている、請求項１に記載の利得平滑化されたコードベクトルを生成する方法。
【請求項１４】
前記係数Smが、無声の安定した広帯域信号について1に近づく値を、又純粋有声広帯域信号又は不安定な広帯域信号については0に近づく値を有する、請求項１３に記載の利得平滑化されたコードベクトルを生成する方法。
【請求項１５】
コードベクトルを探索する段階には、前記少なくとも1つの第１の広帯域信号符号化パラメータとの関係において斬新的コードブック内の斬新的コードベクトルを探索する段階が含まれており、
前記広帯域信号が符号化に先立ってサンプリングされ、符号化及び復号の際にフレーム及びサブフレームごとに処理され、
平滑化利得を計算する段階には、
g<g-1である場合、g0≦g-1を限定条件として、g0=g×1.19であり、
g≧g-1である場合、g0≧g-1を限定条件として、g0=g/1.19であるように前記広帯域信号の符号化中に計算された斬新的コードブック利得gを過去のサブフレームからの初期修正された利得g-1により与えられた閾値と比較することによって前記初期修正された利得g0を計算する段階が含まれている、
請求項１に記載の利得平滑化されたコードベクトルを生成する方法。
【請求項１６】
平滑化利得を計算する段階には、
前記第１の係数λ及び前記第２の係数θ双方を用いて利得平滑化係数Sｍを、
Sm=λθ
という関係式によって計算する段階と、
gs=Sm*g0+(1-Sm)*g
という関係式によって前記平滑化利得を決定する段階と、
が含まれる、請求項１５に記載の利得平滑化されたコードベクトルを生成する方法。
【請求項１７】
1セットの信号符号化パラメータから1つの符号化された広帯域信号を復号する際に利得平滑化されたコードベクトルを生成する方法であって、前記信号が定常背景雑音を含み、
前記セットの少なくとも1つの第１の信号符号化パラメータとの関係において1つのコードベクトルを探索する段階と、
前記セットの少なくとも1つの第２の信号符号化パラメータに応答して信号内の定常背景雑音を表す少なくとも1つの係数を計算する段階と、
前記雑音を表す係数を用いて、平滑化利得を計算する段階と、
前記平滑化利得を用いて探索されたコードベクトルを増幅し、それによって前記利得平滑化されたコードベクトルを生成する段階と、
を含んで成り、
前記広帯域信号が符号化に先立ってサンプリングされ、符号化及び復号の際にフレーム及びサブフレームごとに処理され、
前記平滑化利得を計算する段階には、
g<g-1である場合、g0≦g-1を限定条件として、g0=g×1.19であり、
g≧g-1である場合、g0≧g-1を限定条件として、g0=g/1.19であるように前記広帯域信号の符号化中に計算された斬新的コードブック利得gを過去のサブフレームからの初期修正された利得g-1により与えられた閾値と比較することによって前記初期修正された利得g0を計算する段階が含まれている、
方法。
【請求項１８】
1セットの広帯域信号符号化パラメータから1つの符号化された広帯域信号を復号する際に利得平滑化されたコードベクトルを生成する方法であって、
前記セットの少なくとも1つの第１の広帯域信号符号化パラメータとの関係において1つのコードベクトルを探索する段階と、
前記セットの少なくとも1つの第２の広帯域信号符号化パラメータに応答して前記広帯域信号内の有声化を表す係数を計算する段階と、
前記有声化を表す係数を用いて、平滑化利得を計算する段階と、
前記平滑化利得を用いて探索されたコードベクトルを増幅し、それによって前記利得平滑化されたコードベクトルを生成する段階と、
を含んで成り、
前記広帯域信号が符号化に先立ってサンプリングされ、符号化及び復号の際にフレーム及びサブフレームごとに処理され、
前記平滑化利得を計算する段階には、
g<g-1である場合、g0≦g-1を限定条件として、g0=g×1.19であり、
g≧g-1である場合、g0≧g-1を限定条件として、g0=g/1.19であるように前記広帯域信号の符号化中に計算された斬新的コードブック利得gを過去のサブフレームからの初期修正された利得g-1により与えられた閾値と比較することによって前記初期修正された利得g0を計算する段階が含まれている、
方法。
【請求項１９】
1セットの広帯域信号符号化パラメータから1つの符号化された広帯域信号を復号する際に利得平滑化されたコードベクトルを生成する方法であって、
前記セットの少なくとも1つの第１の広帯域信号符号化パラメータとの関係において1つのコードベクトルを探索する段階と、
前記セットの少なくとも1つの第２の広帯域信号符号化パラメータに応答して前記広帯域信号の安定性を表す係数を計算する段階と、
前記安定性を表す係数を用いて、平滑化利得を計算する段階と、
前記平滑化利得を用いて探索されたコードベクトルを増幅し、それによって前記利得平滑化されたコードベクトルを生成する段階と、
を含んで成り、
前記広帯域信号が符号化に先立ってサンプリングされ、符号化及び復号の際にフレーム及びサブフレームごとに処理され、
前記平滑化利得を計算する段階には、
g<g-1である場合、g0≦g-1を限定条件として、g0=g×1.19であり、
g≧g-1である場合、g0≧g-1を限定条件として、g0=g/1.19であるように前記広帯域信号の符号化中に計算された斬新的コードブック利得gを過去のサブフレームからの初期修正された利得g-1により与えられた閾値と比較することによって前記初期修正された利得g0を計算する段階が含まれている、
方法。
【請求項２０】
1セットの広帯域信号符号化パラメータから1つの符号化された広帯域信号を復号する際に利得平滑化されたコードベクトルを生成するためのデバイスであって、
前記セットの少なくとも1つの第１の広帯域信号符号化パラメータが供給されており、かつ前記少なくとも1つの第１の広帯域信号符号化パラメータとの関係において探索されたコードベクトルを供給するコードベクトル探索器と、
前記セットの少なくとも1つの第２の広帯域信号符号化パラメータが供給されており、かつ前記少なくとも1つの第２の広帯域信号符号化パラメータに応答して広帯域信号内の有声化を表す第１の係数を供給する有声化係数計算器と、
前記セットの少なくとも1つの第３の広帯域信号符号化パラメータが供給されており、かつ前記少なくとも1つの第３の広帯域信号符号化パラメータに応答して前記広帯域信号の安定性を表す第２の係数を供給する安定性係数計算器と、
第１及び第２の係数が供給され、かつ前記第１及び第２の係数を用いて平滑化利得を供給する平滑化利得計算器と、
前記探索されたコードベクトル及び前記平滑化利得の両方が供給されており、かつ前記平滑化利得で前記探索されたコードベクトルを増幅し、それによって前記利得平滑化されたコードベクトルを生成する増幅器と、
を含んで成るデバイス。
【請求項２１】
1セットの広帯域信号符号化パラメータから1つの符号化された広帯域信号を復号する際に利得平滑化されたコードベクトルを生成するためのデバイスであって、
前記セットの少なくとも1つの第１の広帯域信号符号化パラメータとの関係において1つのコードベクトルを探索するための手段と、
前記セットの少なくとも1つの第２の広帯域信号符号化パラメータに応答して広帯域信号内の有声化を表す第１の係数を計算するための手段と、
前記セットの少なくとも1つの第３の広帯域信号符号化パラメータに応答して前記広帯域信号の安定性を表す第２の係数を計算するための手段と、
前記第１及び第２の係数を用いて平滑化利得を計算するための手段と、前記平滑化利得を用いて前記探索されたコードベクトルを増幅し、それによって前記利得平滑化されたコードベクトルを生成するための手段と、
を含んで成るデバイス。
【請求項２２】
前記コードベクトルを探索するための手段には、前記少なくとも1つの第１の広帯域信号符号化パラメータとの関係において斬新的コードブック内の斬新的コードベクトルを探索するための手段が含まれており、
前記平滑化利得計算手段には、同様に前記セットの第４の広帯域信号符号化パラメータを形成する斬新的コードブック利得との関係において前記平滑化利得を計算する手段も含まれている、
請求項２１に記載の利得平滑化されたコードベクトルを生成するためのデバイス。
【請求項２３】
前記コードベクトルを探索するための手段には、前記少なくとも1つの第１の広帯域信号符号化パラメータとの関係においてコードブック内のコードベクトルを探索する手段が含まれ、
前記少なくとも1つの第１の広帯域信号符号化パラメータが斬新的コードブックインデックスを含む、
請求項２１に記載の利得平滑化されたコードベクトルを生成するためのデバイス。
【請求項２４】
前記コードベクトルを探索するための手段には、前記少なくとも1つの第１の広帯域信号符号化パラメータとの関係において斬新的コードブックの中の斬新的コードベクトルを探索するための手段が含まれており、
前記少なくとも1つの第２の広帯域信号符号化パラメータには、
前記広帯域信号の符号化中に計算されたピッチ利得と、
前記広帯域信号の符号化中に計算されたピッチ遅延と、
前記広帯域信号の符号化中に選択され、広帯域信号の符号化中に計算されたピッチコードベクトルに適用された低域通過フィルタのインデックスjと、
広帯域信号の符号化中に計算された斬新的コードブックインデックスと、
が含まれている、請求項２１に記載の利得平滑化されたコードベクトルを生成するためのデバイス。
【請求項２５】
前記少なくとも1つの第３の広帯域信号符号化パラメータが、広帯域信号の符号化中に計算された線形予測フィルタの係数を含んで成る、請求項２１に記載の利得平滑化されたコードベクトルを生成するためのデバイス。
【請求項２６】
前記コードベクトルを探索するための手段には、前記斬新的コードブックのインデックスkとの関係において斬新的コードブック内の斬新的コードベクトルを探索する手段が含まれ、
前記インデックスkが、前記少なくとも1つの第１の広帯域信号符号化パラメータを形成しており、
前記第１の係数を計算するための手段には、
rv=(Ev-Ec)/(Ev+Ec)
という関係式を用いて、有声化係数rvを計算する手段が含まれ、ここで、
Evは、基準化された適応コードベクトルbvTのエネルギーであり、
Ecは、基準化された斬新的コードベクトルgckのエネルギーであり、
bは、広帯域信号の符号化中に計算されたピッチ利得であり、
Tは、広帯域信号の符号化中に計算されたピッチ遅延であり、
vTは、ピッチ遅延Tでの適応コードブックベクトルであり、
gは、広帯域信号の符号化中に計算された斬新的コードブック利得であり、
kは、広帯域信号の符号化中に計算された前記斬新的コードブックのインデックスであり、
ckは、インデックスkでの前記斬新的コードブックの斬新的コードベクトルである、
請求項２１に記載の利得平滑化されたコードベクトルを生成するためのデバイス。
【請求項２７】
前記有声化係数rvが-1と1の間にある値を有し、1という値が純粋な有声信号に対応し、-1という値が純粋な無声信号に対応する、請求項２６に記載の利得平滑化されたコードベクトルを生成するためのデバイス。
【請求項２８】
前記平滑化利得を計算するための手段には、
λ=0.5(1-rv)
という関係式を用いて係数λを計算する手段が含まれている、請求項２７に記載の利得平滑化されたコードベクトルを生成するためのデバイス。
【請求項２９】
係数λ=0が純粋有声信号を表し、係数λ=1が純粋無声信号を表す、請求項２８に記載の利得平滑化されたコードベクトルを生成するためのデバイス。
【請求項３０】
前記第２の係数を計算するための手段には、広帯域信号の符号化中に計算された隣接して続く線形予測フィルタの間の類似性を与える距離尺度を決定する手段が含まれている、請求項２１に記載の利得平滑化されたコードベクトルを生成するためのデバイス。
【請求項３１】
前記広帯域信号が符号化に先立ってサンプリングされ、符号化及び復号の際にフレームごとに処理され、
前記距離尺度を決定する手段には、広帯域信号の現在のフレームn内のイミタンススペクトル対と広帯域信号の過去のフレームn-1のイミタンススペクトル対の間のイミタンススペクトル対距離尺度を、
【数２】
0004662673.tif 000017
という関係式によって計算する手段が含まれ、ここで、pは線形予測フィルタの次数である、請求項３０に記載の利得平滑化されたコードベクトルを生成するためのデバイス。
【請求項３２】
前記第２の係数を計算するための手段には、0≦θ≦1を限定条件として、
θ=1.25-DS/400000.0
という関係式によって前記第２の係数θに対しイミタンススペクトル対距離尺度DSをマッピングする手段が含まれている、請求項３１に記載の利得平滑化されたコードベクトルを生成するためのデバイス。
【請求項３３】
前記平滑化利得を計算するための手段には、
Sm=λθ
という関係式によって第１の係数λ及び第２の係数θ双方を用いて利得平滑化係数Smを計算する手段が含まれている、請求項２１に記載の利得平滑化されたコードベクトルを生成するためのデバイス。
【請求項３４】
前記係数Smが、無声で安定した広帯域信号について1に近づく値を、又純粋有声広帯域信号又は非安定広帯域信号については0に近づく値を有する、請求項３３に記載の利得平滑化されたコードベクトルを生成するためのデバイス。
【請求項３５】
前記コードベクトルを探索するための手段には、前記少なくとも1つの第１の広帯域信号符号化パラメータとの関係において斬新的コードブック内の斬新的コードベクトルを探索する手段が含まれており、
前記広帯域信号が符号化に先立ってサンプリングされ、符号化及び復号の際にフレーム及びサブフレームごとに処理され、
前記平滑化利得を計算するための手段には初期修正された利得g0を計算する手段が含まれ、該手段には、
g<g-1である場合、g0≦g-1を限定条件として、g0=g×1.19であり、
g≧g-1である場合、g0≧g-1を限定条件として、g0=g/1.19であるように前記広帯域信号の符号化中に計算された斬新的コードブック利得gを過去のサブフレームからの前記初期修正された利得g-1により与えられた閾値と比較する手段が含まれている、
請求項２１に記載の利得平滑化されたコードベクトルを生成するためのデバイス。
【請求項３６】
前記平滑化利得を計算するための手段には、
前記第１の係数λ及び前記第２の係数θ双方を用いて利得平滑化係数Sｍを、
Sm=λθ
という関係式によって計算する手段と、
gs=Sm*g0+(1-Sm)*g
という関係式によって前記平滑化利得を決定する手段と、
が含まれている、請求項３５に記載の利得平滑化されたコードベクトルを生成するデバイス。
【請求項３７】
1セットの信号符号化パラメータから1つの符号化された広帯域信号を復号する際に利得平滑化されたコードベクトルを生成するためのデバイスであって、
前記信号が定常背景雑音を含み、前記セットの少なくとも1つの第１の信号符号化パラメータとの関係において1つのコードベクトルを探索するための手段と、
前記セットの少なくとも1つの第２の信号符号化パラメータに応答して前記信号内の定常背景雑音を表す少なくとも1つの係数を計算するための手段と、
前記雑音を表す係数を用いて、平滑化利得を計算するための手段と、
前記平滑化利得を用いて探索されたコードベクトルを増幅し、それによって前記利得平滑化されたコードベクトルを生成するための手段と、
を含んで成り、
前記広帯域信号が符号化に先立ってサンプリングされ、符号化及び復号の際にフレーム及びサブフレームごとに処理され、
前記平滑化利得を計算するための手段には、
g<g-1である場合、g0≦g-1を限定条件として、g0=g×1.19であり、
g≧g-1である場合、g0≧g-1を限定条件として、g0=g/1.19であるように前記広帯域信号の符号化中に計算された斬新的コードブック利得gを過去のサブフレームからの初期修正された利得g-1により与えられた閾値と比較することによって前記初期修正された利得g0を計算するための手段が含まれている、
デバイス。
【請求項３８】
1セットの広帯域信号符号化パラメータから1つの符号化された広帯域信号を復号する際に利得平滑化されたコードベクトルを生成するためのデバイスであって、
前記セットの少なくとも1つの第１の広帯域信号符号化パラメータとの関係において1つのコードベクトルを探索するための手段と、
前記セットの少なくとも1つの第２の広帯域信号符号化パラメータに応答して広帯域信号の有声化を表す係数を計算するための手段と、
前記有声化を表す係数を用いて、平滑化利得を計算するための手段と、
前記平滑化利得を用いて探索されたコードベクトルを増幅し、それによって前記利得平滑化されたコードベクトルを生成するための手段と、
を含んで成り、
前記広帯域信号が符号化に先立ってサンプリングされ、符号化及び復号の際にフレーム及びサブフレームごとに処理され、
前記平滑化利得を計算するための手段には、
g<g-1である場合、g0≦g-1を限定条件として、g0=g×1.19であり、
g≧g-1である場合、g0≧g-1を限定条件として、g0=g/1.19であるように前記広帯域信号の符号化中に計算された斬新的コードブック利得gを過去のサブフレームからの初期修正された利得g-1により与えられた閾値と比較することによって前記初期修正された利得g0を計算するための手段が含まれている、
デバイス。
【請求項３９】
1セットの広帯域信号符号化パラメータから1つの符号化された広帯域信号を復号する際に利得平滑化されたコードベクトルを生成するためのデバイスであって、
前記セットの少なくとも1つの第１の広帯域信号符号化パラメータとの関係において1つのコードベクトルを探索するための手段と、
前記セットの少なくとも1つの第２の広帯域信号符号化パラメータに応答して前記広帯域信号の安定性を表す係数を計算するための手段と、
前記安定性を表す係数を用いて、平滑化利得を計算するための手段と、
前記平滑化利得を用いて探索されたコードベクトルを増幅し、それによって前記利得平滑化されたコードベクトルを生成するための手段と、
を含んで成り、
前記広帯域信号が符号化に先立ってサンプリングされ、符号化及び復号の際にフレーム及びサブフレームごとに処理され、
前記平滑化利得を計算するための手段には、
g<g-1である場合、g0≦g-1を限定条件として、g0=g×1.19であり、
g≧g-1である場合、g0≧g-1を限定条件として、g0=g/1.19であるように前記広帯域信号の符号化中に計算された斬新的コードブック利得gを過去のサブフレームからの初期修正された利得g-1により与えられた閾値と比較することによって前記初期修正された利得g0を計算するための手段が含まれている、
デバイス。
【請求項４０】
複数のセルに分割された大きな地理的エリアにサービスを提供するためのセルラ通信システムであって、
移動送信機/受信機ユニットと、
それぞれ前記セル内に位置づけされたセルラ基地局と、セルラ基地局間の通信を制御するための手段と、
1つのセル内に位置づけされた各々の移動ユニットと前記1つのセルのセルラ基地局の間の双方向無線通信サブシステムであって、移動ユニットとセルラ基地局の両方の中に(a)広帯域信号を符号化するための符号器及び符号化された広帯域信号を伝送するための手段を含む送信機及び(b)伝送された、符号化された広帯域信号を受信するための手段及び受信した、符号化された広帯域信号を復号するための復号器を含む受信機を備えた双方向無線通信サブシステムと、
を含んで成るセルラ通信システムにおいて、
前記復号器が、受信された、符号化された広帯域信号を復号するため1セットの広帯域信号符号化パラメータに対して応答する手段を含み、
前記広帯域信号復号手段が、前記セットの広帯域信号符号化パラメータからの前記符号化された広帯域信号の復号の際に利得平滑化されたコードベクトルを生成するための請求項２１に記載のデバイスを含んでいる、セルラ通信システム。
【請求項４１】
前記コードベクトルを探索するための手段には、前記少なくとも1つの第１の広帯域信号符号化パラメータとの関係において斬新的コードブック内の斬新的コードベクトルを探索するための手段が含まれており、
前記平滑化利得計算手段には、同様に前記セットの第４の広帯域信号符号化パラメータを形成する斬新的コードブック利得との関係においても平滑化利得を計算する手段が含まれている、
請求項４０に記載のセルラ通信システム。
【請求項４２】
前記コードベクトルを探索するための手段には、前記少なくとも1つの第１の広帯域信号符号化パラメータとの関係においてコードブック内のコードベクトルを探索する手段が含まれ、
前記少なくとも1つの第１の広帯域信号符号化パラメータが斬新的コードブックインデックスを含む、
請求項４０に記載のセルラ通信システム。
【請求項４３】
前記コードベクトルを探索するための手段には、前記少なくとも1つの第１の広帯域信号符号化パラメータとの関係において斬新的コードブックの中の斬新的コードベクトルを探索するための手段が含まれており、
前記少なくとも1つの第２の広帯域信号符号化パラメータには、
前記広帯域信号の符号化中に計算されたピッチ利得と、
前記広帯域信号の符号化中に計算されたピッチ遅延と、
前記広帯域信号の符号化中に選択され、広帯域信号の符号化中に計算されたピッチコードベクトルに適用された低域通過フィルタのインデックスjと、
広帯域信号の符号化中に計算された斬新的コードブックインデックスと、
が含まれている、請求項４０に記載のセルラ通信システム。
【請求項４４】
前記少なくとも1つの第３の広帯域信号符号化パラメータが、広帯域信号の符号化中に計算された線形予測フィルタの係数を含んで成る、請求項４０に記載のセルラ通信システム。
【請求項４５】
前記コードベクトルを探索するための手段には、前記斬新的コードブックのインデックスkとの関係において斬新的コードブック内の斬新的コードベクトルを探索する手段が含まれ、
前記インデックスkが、前記少なくとも1つの第１の広帯域信号符号化パラメータを形成しており、
前記第１の係数を計算するための手段には、
rv=(Ev-Ec)/(Ev+Ec)
という関係式を用いて、有声化係数rvを計算する手段が含まれ、ここで、
Evは、基準化された適応コードベクトルbvTのエネルギーであり、
Ecは、基準化された斬新的コードベクトルgckのエネルギーであり、
bは、広帯域信号の符号化中に計算されたピッチ利得であり、
Tは、広帯域信号の符号化中に計算されたピッチ遅延であり、
vTは、ピッチ遅延Tでの適応コードブックベクトルであり、
gは、広帯域信号の符号化中に計算された斬新的コードブック利得であり、
kは、広帯域信号の符号化中に計算された斬新的コードブックのインデックスであり、
ckは、インデックスkでの前記斬新的コードブックの斬新的コードベクトルである、
請求項４０に記載のセルラ通信システム。
【請求項４６】
前記有声化係数rvが-1から1の間にある値を有し、1という値が純粋な有声信号に対応し、-1という値が純粋な無声信号に対応する、請求項４５に記載のセルラ通信システム。
【請求項４７】
前記平滑化利得を計算するための手段には、
λ=0.5(1-rv)
という関係式を用いて係数λを計算する手段が含まれている、請求項４６に記載のセルラ通信システム。
【請求項４８】
係数λ=0が純粋有声信号を表し、係数λ=1が純粋無声信号を表す、請求項４７に記載のセルラ通信システム。
【請求項４９】
前記第２の係数を計算するための手段には、広帯域信号の符号化中に計算された隣接して続く線形予測フィルタの間の類似性を与える距離尺度を決定する手段が含まれている、請求項４０に記載のセルラ通信システム。
【請求項５０】
広帯域信号が符号化に先立ってサンプリングされ、符号化及び復号の際にフレームごとに処理され、
前記距離尺度を決定する手段には、広帯域信号の現在のフレームn内のイミタンススペクトル対と広帯域信号の過去のフレームn-1のイミタンススペクトル対の間のイミタンススペクトル対距離尺度を、
【数３】
0004662673.tif 000018
という関係式によって計算する手段が含まれ、ここで、pは線形予測フィルタの次数である、請求項４９に記載のセルラ通信システム。
【請求項５１】
前記第２の係数を計算するための手段には、0≦θ≦1を限定条件として、
θ=1.25-DS/400000.0
という関係式によって前記第２の係数θに対し前記イミタンススペクトル対距離尺度DSをマッピングする手段が含まれている、請求項５０に記載のセルラ通信システム。
【請求項５２】
前記平滑化利得を計算するための手段には、
Sm=λθ
という関係式によって第１の係数λ及び第２の係数θ双方を用いて利得平滑化係数Smを計算する手段が含まれている、請求項４０に記載のセルラ通信システム。
【請求項５３】
前記係数Smが、無声で安定した広帯域信号について1に近づく値を、又純粋有声広帯域信号又は不安定広帯域信号については0に近づく値を有する、請求項５２に記載のセルラ通信システム。
【請求項５４】
前記コードベクトルを探索するための手段には、前記少なくとも1つの第１の広帯域信号符号化パラメータとの関係において斬新的コードブック内の斬新的コードベクトルを探索する手段が含まれており、
前記広帯域信号が符号化に先立ってサンプリングされ、符号化及び復号の際にフレームとサブフレームごとに処理され、
前記平滑化利得を計算する手段には初期修正された利得g0を計算する手段が含まれ、該初期修正された利得を計算する手段には、
g<g-1である場合、g0≦g-1を限定条件として、g0=g×1.19であり、
g≧g-1である場合、g0≧g-1を限定条件として、g0=g/1.19であるように前記広帯域信号の符号化中に計算された斬新的コードブック利得gを過去のサブフレームからの前記初期修正された利得g-1により与えられた閾値と比較する手段が含まれている、
請求項４０に記載のセルラ通信システム。
【請求項５５】
前記平滑化利得を計算するための手段には、
前記第１の係数λ及び前記第２の係数θ双方を用いて利得平滑化係数Sｍを、
Sm=λθ
という関係式によって計算する手段と、
gs=Sm*g0+(1-Sm)*g
という関係式によって前記平滑化利得を決定する手段と、
が含まれている、請求項５４に記載のセルラ通信システム。
【請求項５６】
(a)広帯域信号を符号化するための符号器及び符号化された広帯域信号を伝送するための手段を含む送信機及び(b)伝送された、符号化された広帯域信号を受信するための手段及び受信した、符号化された広帯域信号を復号するための復号器を含む受信機を含んで成るセルラネットワーク構成要素において、
前記復号器が、受信された、符号化された広帯域信号を復号するため1セットの広帯域信号符号化パラメータに対して応答する手段を含み、
前記広帯域信号復号手段が、前記セットの広帯域信号符号化パラメータからの符号化された広帯域信号の復号の際に利得平滑化されたコードベクトルを生成するための請求項２１に記載のデバイスを含んでいる、
セルラネットワーク構成要素。
【請求項５７】
前記コードベクトルを探索するための手段には、前記少なくとも1つの第１の広帯域信号符号化パラメータとの関係において斬新的コードブック内の斬新的コードベクトルを探索するための手段が含まれており、
前記平滑化利得計算手段には、同様に前記セットの第４の広帯域信号符号化パラメータを形成する斬新的コードブック利得との関係において平滑化利得を計算する手段も含まれている、請求項５６に記載のセルラネットワーク構成要素。
【請求項５８】
前記コードベクトルを探索するための手段には、前記少なくとも1つの第１の広帯域信号符号化パラメータとの関係においてコードブック内のコードベクトルを探索する手段が含まれ、
前記少なくとも1つの第１の広帯域信号符号化パラメータが斬新的コードブックインデックスを含む、
請求項５６に記載のセルラネットワーク構成要素。
【請求項５９】
前記コードベクトルを探索するための手段には、前記少なくとも1つの第１の広帯域信号符号化パラメータとの関係において斬新的コードブック内の斬新的コードベクトルを探索するための手段が含まれており、
前記少なくとも1つの第２の広帯域信号符号化パラメータには、
前記広帯域信号の符号化中に計算されたピッチ利得と、
前記広帯域信号の符号化中に計算されたピッチ遅延と、
前記広帯域信号の符号化中に選択され、前記広帯域信号の符号化中に計算されたピッチコードベクトルに適用された低域通過フィルタのインデックスjと、
前記広帯域信号の符号化中に計算された斬新的コードブックインデックスと、
が含まれている、請求項５６に記載のセルラネットワーク構成要素。
【請求項６０】
前記少なくとも1つの第３の広帯域信号符号化パラメータが、広帯域信号の符号化中に計算された線形予測フィルタの係数を含んで成る、請求項５６に記載のセルラネットワーク構成要素。
【請求項６１】
前記コードベクトルを探索するための手段には、前記斬新的コードブックのインデックスkとの関係において斬新的コードブック内の斬新的コードベクトルを探索する手段が含まれ、
前記インデックスkが、前記少なくとも1つの第１の広帯域信号符号化パラメータを形成しており、
前記第１の係数を計算するための手段には、
rv=(Ev-Ec)/(Ev+Ec)
という関係式を用いて、有声化係数rvを計算する手段が含まれ、ここで
Evは、基準化された適応コードベクトルbvTのエネルギーであり、
Ecは、基準化された斬新的コードベクトルgckのエネルギーであり、
bは、前記広帯域信号の符号化中に計算されたピッチ利得であり、
Tは、前記広帯域信号の符号化中に計算されたピッチ遅延であり、
vTは、ピッチ遅延Tでの適応コードブックベクトルであり、
gは、前記広帯域信号の符号化中に計算された斬新的コードブック利得であり、
kは、前記広帯域信号の符号化中に計算された前記斬新的コードブックのインデックスであり、
ckは、インデックスkでの前記斬新的コードブックの前記斬新的コードベクトルである、
請求項５６に記載のセルラネットワーク構成要素。
【請求項６２】
前記有声化係数rvが-1から1の間にある値を有し、1という値が純粋な有声信号に対応し、-1という値が純粋な無声信号に対応する、請求項６１に記載のセルラネットワーク構成要素。
【請求項６３】
前記平滑化利得を計算するための手段には、
λ=0.5(1-rv)
という関係式を用いて係数λを計算する手段が含まれている、請求項６２に記載のセルラネットワーク構成要素。
【請求項６４】
係数λ=0が純粋有声信号を表し、係数λ=1が純粋無声信号を表す、請求項６３に記載のセルラネットワーク構成要素。
【請求項６５】
前記第２の係数を計算するための手段には、前記広帯域信号の符号化中に計算された隣接して続く線形予測フィルタの間の類似性を与える距離尺度を決定する手段が含まれている、請求項５６に記載のセルラネットワーク構成要素。
【請求項６６】
前記広帯域信号が符号化に先立ってサンプリングされ、符号化及び復号の際にフレームごとに処理され、
前記距離尺度を決定する手段には、前記広帯域信号の現在のフレームnのイミタンススペクトル対と前記広帯域信号の過去のフレームn-1のイミタンススペクトル対の間のイミタンススペクトル対距離尺度を、
【数４】
0004662673.tif 000019
という関係式によって計算する手段が含まれ、ここで、pは線形予測フィルタの次数である、請求項６５に記載のセルラネットワーク構成要素。
【請求項６７】
前記第２の係数を計算するための手段には、0≦θ≦1を限定条件として
θ=1.25-DS/400000.0
という関係式によって前記第２の係数θに対し前記イミタンススペクトル対距離尺度DSをマッピングする手段が含まれている、請求項６６に記載のセルラネットワーク構成要素。
【請求項６８】
前記平滑化利得を計算するための手段には、
Sm=λθ
という関係式によって第１の係数λ及び第２の係数θ双方を用いて利得平滑化係数Smを計算する手段が含まれている、請求項５６に記載のセルラネットワーク構成要素。
【請求項６９】
前記係数Smが、無声で安定した広帯域信号について1に近づく値を、又純粋有声広帯域信号又は非安定広帯域信号については0に近づく値を有する、請求項６８に記載のセルラネットワーク構成要素。
【請求項７０】
前記コードベクトルを探索するための手段には、前記少なくとも1つの第１の広帯域信号符号化パラメータとの関係において斬新的コードブック内の斬新的コードベクトルを探索する手段が含まれており、
前記広帯域信号が符号化に先立ってサンプリングされ、符号化及び復号の際にフレーム及びサブフレームごとに処理され、
前記平滑化利得を計算する手段には初期修正された利得g0を計算する手段が含まれ、該初期修正された利得を計算する手段には、
g<g-1である場合、g0≦g-1を限定条件として、g0=g×1.19であり、
g≧g-1である場合、g0≧g-1を限定条件として、g0=g/1.19であるように前記広帯域信号の符号化中に計算された斬新的コードブック利得gを過去のサブフレームからの前記初期修正された利得g-1により与えられた閾値と比較する手段が含まれている、
請求項５６に記載のセルラネットワーク構成要素。
【請求項７１】
前記平滑化利得を計算するための手段には、
前記第１の係数λ及び前記第２の係数θ双方を用いて利得平滑化係数Sｍを、
Sm=λθ
という関係式によって計算する手段と、
gs=Sm*g0+(1-Sm)*g
という関係式によって前記平滑化利得を決定する手段と、
が含まれている、請求項７０に記載のセルラネットワーク構成要素。
【請求項７２】
(a)広帯域信号を符号化するための符号器及び符号化された広帯域信号を伝送するための手段を含む送信機及び(b)伝送された、符号化された広帯域信号を受信するための手段及び受信した、符号化された広帯域信号を復号するための復号器を含む受信機を含んで成る、セルラ移動送信機/受信機ユニットにおいて、
前記復号器が、受信された、符号化された広帯域信号を復号するため1セットの広帯域信号符号化パラメータに対して応答する手段を含み、前記広帯域信号復号手段が、前記1セットの広帯域信号符号化パラメータからの符号化された広帯域信号の復号の際に利得平滑化されたコードベクトルを生成するための請求項２１に記載のデバイスを含んでいる、セルラ移動送信機/受信機ユニット。
【請求項７３】
前記コードベクトルを探索するための手段には、前記少なくとも1つの第１の広帯域信号符号化パラメータとの関係において斬新的コードブック内の斬新的コードベクトルを探索するための手段が含まれており、
前記平滑化利得計算手段には、同様に前記セットの第４の広帯域信号符号化パラメータを形成する斬新的コードブック利得との関係において前記平滑化利得を計算する手段も含まれている、請求項７２に記載のセルラ移動送信機/受信機ユニット。
【請求項７４】
前記コードベクトルを探索するための手段には、前記少なくとも1つの第１の広帯域信号符号化パラメータとの関係においてコードブック内のコードベクトルを探索する手段が含まれ、
前記少なくとも1つの第１の広帯域信号符号化パラメータが斬新的コードブックインデックスを含む、請求項７２に記載のセルラ移動送信機/受信機ユニット。
【請求項７５】
前記コードベクトルを探索するための手段には、前記少なくとも1つの第１の広帯域信号符号化パラメータとの関係において斬新的コードブックの中の斬新的コードベクトルを探索するための手段が含まれており、
前記少なくとも1つの第２の広帯域信号符号化パラメータには、
前記広帯域信号の符号化中に計算されたピッチ利得と、
前記広帯域信号の符号化中に計算されたピッチ遅延と、
前記広帯域信号の符号化中に選択され、前記広帯域信号の符号化中に計算されたピッチコードベクトルに適用された低域通過フィルタのインデックスjと、
前記広帯域信号の符号化中に計算された斬新的コードブックインデックスと、
が含まれている、請求項７２に記載のセルラ移動送信機/受信機ユニット。
【請求項７６】
前記少なくとも1つの第３の広帯域信号符号化パラメータが、前記広帯域信号の符号化中に計算された線形予測フィルタの係数を含んで成る、請求項７２に記載のセルラ移動送信機/受信機ユニット。
【請求項７７】
前記コードベクトルを探索するための手段には、前記斬新的コードブックのインデックスkとの関係において斬新的コードブック内の斬新的コードベクトルを探索する手段が含まれ、
前記インデックスkが、前記少なくとも1つの第１の広帯域信号符号化パラメータを形成しており、
前記第１の係数を計算するための手段には、
rv=(Ev-Ec)/(Ev+Ec)
という関係式を用いて、有声化係数rvを計算する手段が含まれ、ここで、
Evは、基準化された適応コードベクトルbvTのエネルギーであり、
Ecは、基準化された斬新的コードベクトルgckのエネルギーであり、
bは、前記広帯域信号の符号化中に計算されたピッチ利得であり、
Tは、前記広帯域信号の符号化中に計算されたピッチ遅延であり、
vTは、ピッチ遅延Tでの適応コードブックベクトルであり、
gは、前記広帯域信号の符号化中に計算された斬新的コードブック利得であり、
kは、前記広帯域信号の符号化中に計算された前記斬新的コードブックのインデックスであり、
ckは、インデックスkでの前記斬新的コードブックの斬新的コードベクトルである、
請求項７２に記載のセルラ移動送信機/受信機ユニット。
【請求項７８】
前記有声化係数rvが-1から1の間にある値を有し、1という値が純粋な有声信号に対応し、-1という値が純粋な無声信号に対応する、請求項７７に記載のセルラ移動送信機/受信機ユニット。
【請求項７９】
前記平滑化利得を計算するための手段には、
λ=0.5(1-rv)
という関係式を用いて係数λを計算する手段が含まれている、請求項７８に記載のセルラ移動送信機/受信機ユニット。
【請求項８０】
係数λ=0が純粋有声信号を表し、係数λ=1が純粋無声信号を表す、請求項７９に記載のセルラ移動送信機/受信機ユニット。
【請求項８１】
第２の係数を計算するための手段には、広帯域信号の符号化中に計算された隣接して続く線形予測フィルタの間の類似性を与える距離尺度を決定する手段が含まれている、請求項７２に記載のセルラ移動送信機/受信機ユニット。
【請求項８２】
前記広帯域信号が符号化に先立ってサンプリングされ、符号化及び復号の際にフレームごとに処理され、
前記距離尺度を決定する手段には、広帯域信号の現在のフレームnのイミタンススペクトル対と広帯域信号の過去のフレームn-1のイミタンススペクトル対の間のイミタンススペクトル対距離尺度を、
【数５】
0004662673.tif 000020
という関係式によって計算する手段が含まれ、ここで、pは線形予測フィルタの次数である、請求項８１に記載のセルラ移動送信機/受信機ユニット。
【請求項８３】
前記第２の係数を計算するための手段には、0≦θ≦1を限定条件として、
θ=1.25-DS/400000.0
という関係式によって前記第２の係数θに対し前記イミタンススペクトル対距離尺度DSをマッピングする手段が含まれている、請求項８２に記載のセルラ移動送信機/受信機ユニット。
【請求項８４】
前記平滑化利得を計算するための手段には、
Sm=λθ
という関係式によって第１の係数λ及び第２の係数θ双方を用いて利得平滑化係数Smを計算する手段が含まれている、請求項７２に記載のセルラ移動送信機/受信機ユニット。
【請求項８５】
前記係数Smが、無声で安定した広帯域信号について1に近づく値を、又純粋有声広帯域信号又は非安定広帯域信号については0に近づく値を有する、請求項８４に記載のセルラ移動送信機/受信機ユニット。
【請求項８６】
前記コードベクトルを探索するための手段には、前記少なくとも1つの第１の広帯域信号符号化パラメータとの関係において斬新的コードブック内の斬新的コードベクトルを探索する手段が含まれており、
前記広帯域信号が符号化に先立ってサンプリングされ、符号化及び復号の際にフレーム及びサブフレームごとに処理され、
前記平滑化利得を計算する手段には初期修正された利得g0を計算する手段が含まれ、該初期修正された利得を計算する手段には、
g<g-1である場合、g0≦g-1を限定条件として、g0=g×1.19であり、
g≧g-1である場合、g0≧g-1を限定条件として、g0=g/1.19であるように前記広帯域信号の符号化中に計算された斬新的コードブック利得gを過去のサブフレームからの前記初期修正された利得g-1により与えられた閾値と比較する手段が含まれている、
請求項７２に記載のセルラ移動送信機/受信機ユニット。
【請求項８７】
前記平滑化利得を計算するための手段には、
前記第１の係数λ及び前記第２の係数θ双方を用いて利得平滑化係数Sｍを、
Sm=λθ
という関係式によって計算する手段と、
gs=Sm*g0+(1-Sm)*g
という関係式によって前記平滑化利得を決定する手段と、
が含まれている、請求項８６に記載のセルラ移動送信機/受信機ユニット。
【請求項８８】
移動送信機/受信機ユニット、それぞれセル内に位置づけされたセルラ基地局、及びセルラ基地局間の通信を制御するための手段を含む、複数のセルに分割された大きな地理的エリアにサービスを提供するためのセルラ通信システム内で、
1つのセル内に位置づけされた各々の移動ユニットと前記1つのセルのセルラ基地局の間の双方向無線通信サブシステムであって、移動ユニットとセルラ基地局の両方の中に(a)広帯域信号を符号化するための符号器及び符号化された広帯域信号を伝送するための手段を含む送信機及び(b)伝送された、符号化された広帯域信号を受信するための手段及び受信した、符号化された広帯域信号を復号するための復号器を含む受信機を含んで成る双方向無線通信サブシステムにおいて、
前記復号器が、受信された符号化された広帯域信号を復号するため1セットの広帯域信号符号化パラメータに対して応答する手段を含み、前記広帯域信号復号手段が、前記1セットの広帯域信号符号化パラメータからの前記符号化された広帯域信号の復号の際に利得平滑化されたコードベクトルを生成するための請求項２１に記載のデバイスを含んでいる、双方向無線通信サブシステム。
【請求項８９】
前記コードベクトルを探索するための手段には、前記少なくとも1つの第１の広帯域信号符号化パラメータとの関係において斬新的コードブック内の斬新的コードベクトルを探索するための手段が含まれており、
前記平滑化利得計算手段には、同様に前記セットの第４の広帯域信号符号化パラメータを形成する斬新的コードブック利得との関係において前記平滑化利得を計算する手段も含まれている、
請求項８８に記載の双方向無線通信サブシステム。
【請求項９０】
前記コードベクトルを探索するための手段には、前記少なくとも1つの第１の広帯域信号符号化パラメータとの関係においてコードブック内のコードベクトルを探索する手段が含まれ、
前記少なくとも1つの第１の広帯域信号符号化パラメータが斬新的コードブックインデックスを含む、
請求項８８に記載の双方向無線通信サブシステム。
【請求項９１】
前記コードベクトルを探索するための手段には、前記少なくとも1つの第１の広帯域信号符号化パラメータとの関係において斬新的コードブックの中の斬新的コードベクトルを探索するための手段が含まれており、
前記少なくとも1つの第２の広帯域信号符号化パラメータには、
前記広帯域信号の符号化中に計算されたピッチ利得と、
前記広帯域信号の符号化中に計算されたピッチ遅延と、
前記広帯域信号の符号化中に選択され、該広帯域信号の符号化中に計算されたピッチコードベクトルに適用された低域通過フィルタのインデックスjと、
前記広帯域信号の符号化中に計算された斬新的コードブックインデックスと、
が含まれている、請求項８８に記載の双方向無線通信サブシステム。
【請求項９２】
前記少なくとも1つの第３の広帯域信号符号化パラメータが、前記広帯域信号の符号化中に計算された線形予測フィルタの係数を含んで成る、請求項８８に記載の双方向無線通信サブシステム。
【請求項９３】
前記コードベクトルを探索するための手段には、前記斬新的コードブックのインデックスkとの関係において斬新的コードブック内の斬新的コードベクトルを探索する手段が含まれ、
前記インデックスkが、前記少なくとも1つの第１の広帯域信号符号化パラメータを形成しており、前記第１の係数を計算するための手段には、
rv=(Ev-Ec)/(Ev+Ec)
という関係式を用いて、有声化係数rvを計算する手段が含まれ、ここで
Evは、基準化された適応コードベクトルbvTのエネルギーであり、
Ecは、基準化された斬新的コードベクトルgckのエネルギーであり、
bは、前記広帯域信号の符号化中に計算されたピッチ利得であり、
Tは、前記広帯域信号の符号化中に計算されたピッチ遅延であり、
vTは、ピッチ遅延Tでの適応コードブックベクトルであり、
gは、前記広帯域信号の符号化中に計算された斬新的コードブック利得であり、
kは、前記広帯域信号の符号化中に計算された前記斬新的コードブックのインデックスであり、
ckは、インデックスkでの前記斬新的コードブックの斬新的コードベクトルである、
請求項８８に記載の双方向無線通信サブシステム。
【請求項９４】
前記有声化係数rvが-1から1の間にある値を有し、1という値が純粋な有声信号に対応し、-1という値が純粋な無声信号に対応する、請求項９３に記載の双方向無線通信サブシステム。
【請求項９５】
前記平滑化利得を計算するための手段には、
λ=0.5(1-rv)
という関係式を用いて係数λを計算する手段が含まれている、請求項９４に記載の双方向無線通信サブシステム。
【請求項９６】
係数λ=0が純粋有声信号を表し、係数λ=1が純粋無声信号を表す、請求項９５に記載の双方向無線通信サブシステム。
【請求項９７】
第２の係数を計算するための手段には、前記広帯域信号の符号化中に計算された隣接して続く線形予測フィルタの間の類似性を与える距離尺度を決定する手段が含まれている、請求項８８に記載の双方向無線通信サブシステム。
【請求項９８】
前記広帯域信号が符号化に先立ってサンプリングされ、符号化及び復号の際にフレームごとに処理され、
前記離尺度を決定する手段には、広帯域信号の現在のフレームnのイミタンススペクトル対と広帯域信号の過去のフレームn-1のイミタンススペクトル対の間のイミタンススペクトル対距離尺度を、
【数６】
0004662673.tif 000021
という関係式によって計算する手段が含まれ、ここで、pは線形予測フィルタの次数である、請求項９７に記載の双方向無線通信サブシステム。
【請求項９９】
前記第２の係数を計算するための手段には、0≦θ≦1を限定条件として、
θ=1.25-DS/400000.0
という関係式によって前記第２の係数θに対し前記イミタンススペクトル対距離尺度DSをマッピングする手段が含まれている、請求項９８に記載の双方向無線通信サブシステム。
【請求項１００】
前記平滑化利得を計算するための手段には、
Sm=λθ
という関係式によって第１の係数λ及び第２の係数θ双方を用いて利得平滑化係数Smを計算する手段が含まれている、請求項８８に記載の双方向無線通信サブシステム。
【請求項１０１】
前記係数Smが、無声で安定した広帯域信号について1に近づく値を、又純粋有声広帯域信号又は非安定広帯域信号については0に近づく値を有する、請求項１００に記載の双方向無線通信サブシステム。
【請求項１０２】
前記コードベクトルを探索するための手段には、前記少なくとも1つの第１の広帯域信号符号化パラメータとの関係において斬新的コードブック内の斬新的コードベクトルを探索する手段が含まれており、
前記広帯域信号が符号化に先立ってサンプリングされ、符号化及び復号の際にフレーム及びサブフレームごとに処理され、
前記平滑化利得を計算する手段には初期修正された利得g0を計算する手段が含まれ、該初期修正された利得を計算する手段には、
g<g-1である場合、g0≦g-1を限定条件として、g0=g×1.19であり、
g≧g-1である場合、g0≧g-1を限定条件として、g0=g/1.19であるように前記広帯域信号の符号化中に計算された斬新的コードブック利得gを過去のサブフレームからの前記初期修正された利得g-1により与えられた閾値と比較する手段が含まれている、
請求項８８に記載の双方向無線通信サブシステム。
【請求項１０３】
前記平滑化利得を計算するための手段には、
前記第１の係数λ及び前記第２の係数θ双方を用いて利得平滑化係数Sｍを、
Sm=λθ
という関係式によって計算する手段と、
gs=Sm*g0+(1-Sm)*g
という関係式によって前記平滑化利得を決定する手段と、
が含まれている、請求項１０２に記載の双方向無線通信サブシステム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
〔発明の背景〕
(1.発明の分野)
本発明は、広帯域信号符号器の中で実現される利得平滑化方法及びデバイスに関する。
(2.先行技術の簡単な説明)
優れた主観的品質とビットレートの折り合いをもつ効率の良いデジタル広帯域信号音声/オーディオ符号化技術に対する需要は、オーディオ/ビデオ電子会議、マルチメディア及び無線応用分野ならびにインターネット及びパケットネットワーク応用分野といったような数多くの応用分野について増大しつつある。最近まで、音声符号化応用分野では主として200〜3400Hzの範囲内で濾波される電話帯域幅が使用されていた。しかしながら、音声信号の了解度及び自然度を増大させるため、広帯域信号音声応用分野についての需要が増大している。対面状態の音声品質を供給するには、50〜7000Hzの範囲内の帯域幅で充分であることがわかっている。オーディオ信号については、この範囲でも許容可能なオーディオ品質を提供するが、それでもなお20〜20000Hzの範囲で動作するCDの品質よりも低いものである。
【０００２】
音声符号器は、音声信号を、通信チャンネル上で伝送される(又は記憶媒体内に記憶される)デジタルビットストリームへと変換する。音声信号はデジタル化され(通常1サンプルあたり16ビットでサンプリングされ量子化される)、音声符号器は、優れた主観的音声品質を維持しながらより少ないビット数でこれらのデジタルサンプルを表現する役目をもつ。音声復号器又は合成器は、伝送された又は記憶されたビットストリームを処理してもとの音響信号、例えば音声/オーディオ信号へ変換して戻す。
【０００３】
優れた品質とビットレートの折り合いを達成することのできる最良の従来技術の1つは、いわゆる、コード励振線形予測(CELP)技術である。この技術によると、サンプリングされた音声信号は、Lを或る予め定められた数字(10〜30msの音声に対応する)であるものとして、通常フレームと呼ばれるL個のサンプルの連続的ブロックの形で処理される。CELPでは、線形予測(LP)合成フィルタが計算され、フレーム毎に伝送される。次にLサンプルフレームは、サイズNのサンプルのサブフレームと呼ばれるさらに小さいブロックに分割され、ここでL=kNとしkを1フレーム内のサブフレーム数とする(Nは通常4〜10msの音声に対応する)。励振信号は、通常2つの成分、すなわち過去の励振(ピッチ寄与又は適応コードブックとも呼ばれる)からの成分と、斬新的(innovative)コードブック(固定コードブックとも呼ばれる)からの成分から成る励振信号が各サブフレーム内で決定される。この励振信号は、合成音声を得るためにLP合成フィルタの入力として伝送され復号器において使用される。
【０００４】
CELPの状況下での斬新的コードブックは、N次元コードベクトルと呼ばれることになるインデックスの付されたNサンプル長のシーケンスのセットである。各コードブックシーケンスは、Mが、往々にしてビット数bとして表現されるコードブックのサイズを表わす(なおM=2b)1〜Mの範囲内の整数kによって索引を付けられる。
【０００５】
CELP技術に従って音声を合成するためには、Nサンプルの各ブロックが、音声信号のスペクトル特性をモデル化する時間変化フィルタを通して斬新的コードブックから適切なコードベクトルを濾波することによって合成される。符号器端部では合成出力は、斬新的コードブックからのコードベクトルの全て又はサブセットについて計算される(コードブック検索)。保持されるコードベクトルは、知覚的に重みづけされた歪み尺度に従ってもとの音声信号に最も近い合成出力を生成するコードベクトルである。この知覚重みづけは、通常LP合成フィルターから得られるいわゆる知覚重みづけフィルタを用いて実施される。
【０００６】
CELPモデルは、電話帯域の音響信号を符号化する上で大きな成功をおさめてきており、広範囲の応用分野で、特にデジタルセルラ応用分野でいくつかのCELPベースの規準が存在している。電話帯域においては、音響信号は200〜3400Hzに帯域制限され、8000サンプル/秒でサンプリングされる。広帯域信号音声/オーディオ応用分野では、音響信号は50〜7000Hzに帯域制限され、16000サンプル/秒でサンプリングされる。
【０００７】
電話帯域の最適化されたCELPモデルを広帯域信号に応用する場合には、いくつかの問題点が発生し、高品質の広帯域信号を得るためにそのモデルに対し付加的な機能を加える必要がある。広帯域信号は、電話帯域信号に比べはるかに広いダイナミックレンジを示し、その結果、アルゴリズムの不動点実現(fixed-point implementations)が必要とされる場合(これは無線の応用分野では不可欠である)、精度の問題が発生する。その上、CELPモデルは往々にして、その符号化ビットの大部分を、通常より高いエネルギーの内容をもつ低周波領域上で費やし、その結果、低域通過出力信号がもたらされる。
【０００８】
合成音声信号において認められる問題点は、背景雑音がサンプリングされた音声信号内に存在するときの復号器性能の低下にある。復号器端では、CELPモデルは、知覚された合成信号を改善するために、後置濾波及び後処理技術を使用する。これらの技術は、広帯域信号に対処するようにされる必要がある。
〔発明の要約〕
先行技術の上述の問題を克服するため、本発明は、1セットの信号符号化パラメータからの符号化された信号の復号化中に利得平滑化されたコードベクトルを生成するための方法を提供している。信号は、定常背景雑音を含み、該方法は、該セットの少なくとも1つの第1の信号符号化パラメータとの関係において1つのコードベクトルを探索する段階、該セットの少なくとも1つの第2の信号符号化パラメータに応答して信号内の定常背景雑音を表わす少なくとも1つの係数を計算する段階、非線形操作を用いて雑音を表わす係数との関係において平滑化利得を計算する段階、及び平滑化利得を用いて探索されたコードベクトルを増幅し、それによって利得平滑化されたコードベクトルを生成する段階、を含んで成る。
【０００９】
本発明はまた、1セットの広帯域信号符号化パラメータから1つの符号化された広帯域信号を復号化する間に利得平滑化されたコードベクトルを生成する方法に関し、
該セットの少なくとも1つの第1の広帯域信号符号化パラメータとの関係において1つのコードベクトルを探索する段階、
該セットの少なくとも1つの第2の広帯域信号符号化パラメータに応答して広帯域信号内の有声化を表わす係数を計算する段階と、
非線形操作を用いて、有声化を表わす係数との関係において平滑化利得を計算する段階と
平滑化利得を用いて探索されたコードベクトルを増幅し、それによって前記利得平滑化されたコードベクトルを生成する段階と、
を含んで成る方法にも関する。
【００１０】
本発明はさらに、1セットの広帯域信号符号化パラメータから1つの符号化された広帯域信号を復号化する間に利得平滑化されたコードベクトルを生成する方法に関する。この方法は、該セットの少なくとも1つの第1の広帯域信号符号化パラメータとの関係において1つのコードベクトルを探索する段階、該セットの少なくとも1つの第2の広帯域信号符号化パラメータに応答して広帯域信号の安定性を表わす係数を計算する段階、非線形な関係を用いて安定性を表わす係数との関係において平滑化利得を計算する段階、及び平滑化利得を用いて探索されたコードベクトルを増幅し、それによって前記利得平滑化されたコードベクトルを生成する段階、を含んで成る。
【００１１】
さらに本発明に従うと、1セットの広帯域信号符号化パラメータから1つの符号化された広帯域信号を復号化する間に利得平滑化されたコードベクトルを生成する方法が提供され、
該セットの少なくとも1つの第1の広帯域信号符号化パラメータとの関係において1つのコードベクトルを探索する段階、該セットの少なくとも1つの第2の広帯域信号符号化パラメータに応答して広帯域信号内の有声化を表わす第1の係数を計算する段階、該セットの少なくとも1つの第3の広帯域信号符号化パラメータに応答して広帯域信号の安定性を表わす第2の係数を計算する段階、該第1及び第2の係数との関係において平滑化利得を計算する段階、及び平滑化利得を用いて探索されたコードベクトルを増幅し、それによって利得平滑化されたコードベクトルを生成する段階、を含んで成る方法が提供されている。
【００１２】
従って、本発明は、特にサンプリングされた広帯域信号内の背景雑音の存在下で高品質の再生された信号(合成信号)を得ることを考慮して、特に(ただし排他的にではなく)CELPタイプの符号化技術によって効率よく広帯域信号(50〜7000Hz)を符号化するために利得平滑化機能を使用している。
【００１３】
利得平滑化されたコードベクトル生成方法の好適実施例に従うと、
コードベクトルを探索する段階には、前記少なくとも1つの第1の広帯域信号符号化パラメータとの関係において斬新的コードブック内の斬新的コードベクトルを探索する段階が含まれており、
平滑化利得計算には、同様に該セットの第4の広帯域信号符号化パラメータを形成する斬新的コードブック利得との関係において平滑化利得を計算することも含まれており、
第1の広帯域信号符号化パラメータは斬新的コードブックインデックスを含んでおり、
少なくとも1つの第2の広帯域信号符号化パラメータには、
広帯域信号の符号化中に計算されたピッチ利得、
広帯域信号の符号化中に計算されたピッチ遅延、
広帯域信号の符号化中に選択され、広帯域信号の符号化中に計算されたピッチコードベクトルに適用された低域通過フィルタのインデックスj、及び
広帯域信号の符号化中に計算された斬新的コードブックインデックス、
といったパラメータが含まれており、
少なくとも1つの第3の広帯域信号符号化パラメータは、広帯域信号の符号化中に計算された線形予測フィルタの係数を含んで成り、
斬新的コードベクトルは、該斬新的コードブックのインデックスkとの関係において斬新的コードブック内で探索され、該インデックスkが、第1の広帯域信号符号化パラメータを形成しており、
第1の係数を計算する段階には、
rv=(Ev-Ec)/(Ev+Ec)
を用いて、有声化係数rvを計算することが含まれ、ここで
Evは、基準化された適応コードベクトルbvTのエネルギーであり、
Ecは、基準化された斬新的コードベクトルgckのエネルギーであり、
bは、広帯域信号の符号化中に計算されたピッチ利得であり、
Tは、広帯域信号の符号化中に計算されたピッチ遅延であり、
vTは、ピッチ遅延Tでの適応コードブックベクトルであり、
gは、広帯域信号の符号化中に計算された斬新的コードブック利得であり、
kは、広帯域信号の符号化中に計算された斬新的コードブックのインデックスであり、
ckは、インデックスkでの前記斬新的コードブックの斬新的コードベクトルであり、
有声化係数rvは、-1から1の間にある値を有し、1という値が純粋な有声信号に対応し、-1という値が純粋な無声信号に対応し、
平滑化利得を計算する段階には、
λ=0.5(1-rv)
という関係式を用いて係数λを計算する段階が含まれており、
係数λ=0は、純粋な有声信号を表わし、係数λ=1は純粋な無声信号を表わし、
第2の係数を計算する段階には、広帯域信号の符号化中に計算された隣接して続く線形予測フィルタの間の類似性を与える距離尺度を決定する段階が含まれており、
広帯域信号は符号化に先立ってサンプリングされ、符号化及び復号化の間にフレームによって処理され、距離尺度を決定する段階には、広帯域信号の現在のフレームnのイミタンススペクトル対と広帯域信号の過去のフレームn-1のイミタンススペクトル対の間のイミタンススペクトル対距離尺度を、
【００１４】
【数７】
0004662673.tif 000002
【００１５】
という関係式によって計算する段階が含まれ、式中、pは線形予測フィルタの次数であり、
第2の係数を計算する段階には、0≦θ≦1を限定条件として、
θ=1.25-Ds/400000.0
という関係式によって第2の係数θに対しイミタンススペクトル対距離尺度Dsをマッピングする段階が含まれ、
平滑化利得を計算する段階には、
Sm=λθ
という関係式によって第1のλ及び第2のθ係数の両方に基づき利得平滑化係数Smを計算する段階が含まれ、
係数Smは、無声で安定した広帯域信号について1に近づく値を、又純粋な有声広帯域信号又は不安定な広帯域信号については0に近づく値を有し、
平滑化利得を計算する段階には、
g<g-1である場合、g0≦g-1を限定条件として、g0=g×1.19であり、
g≧g-1である場合、g0≧g-1を限定条件として、g0=g/1.19であるように広帯域信号の符号化中に計算された斬新的コードブック利得gを過去のサブフレームからの初期修正された利得g-1により与えられた閾値と比較することによって初期修正された利得g0を計算する段階が含まれており、
平滑化利得を計算する段階には、
gs=Sm*g0+(1-Sm)*g
という関係式によってこの平滑化利得を決定する段階が含まれている。
【００１６】
本発明はさらに、
前述の方法を実現するための、1セットの広帯域信号符号化パラメータから1つの符号化された広帯域信号を復号化する間に利得平滑化されたコードベクトルを生成するためのデバイス、及び
広帯域信号符号化パラメータセットからの1つの符号化された広帯域信号を復号化する間に利得平滑化されたコードベクトルを生成するための上述のデバイスを内蔵する、セルラ通信システム、セルラネットワーク構成要素、セルラ移動送信機/受信機ユニット及び双方向無線通信サブシステムに関する。
【００１７】
本発明の上述の及びその他の目的、利点及び特長は、添付図面を参考にして例示のみを目的として示されているその好適実施例についての以下の非制限的な記述を読むことによってさらに明白になるであろう。
〔好適実施例の詳細な説明〕
当業者にとっては周知である通り、401(図4参照)のようなセルラ通信システムは広い地理的エリアをより小さな一定数Cのセルに分割することによりその広いエリア全体にわたり電子通信サービスを提供する。このC個のより小さなセルは、各セルに無線シグナリング、オーディオ及びデータチャンネルを提供するべくそれぞれのセルラ基地局4021,4022,…402Cのサービスを受けている。
【００１８】
セルラ基地局402の有効範囲エリア(セル)の限界内で403といったような移動無線電話(移動送信機/受信機ユニット)をページングするため及び基地局のセルの内部又は外部のいずれかにあるその他の無線電話403又は、公衆交換電話網(PSTN)404といったようなもう1つのネットワークに発呼するために、無線シグナリングチャンネルが用いられる。
【００１９】
無線電話403がひとたび発呼又は着呼に成功したならば、この無線電話403とそれの位置しているセルに対応するセルラ基地局の間にオーディオ又はデータチャンネルが確立され、基地局402と無線電話403の間の通信がそのオーディオ又はデータチャンネル上で行なわれる。無線電話403は同様に、呼が進行している間にシグナリングチャンネル上で制御又はタイミング情報を受信することもできる。
【００２０】
無線電話403が呼の進行中に1つのセルから離れもう1つの隣接セルに入った場合、それは、新しいセルの基地局402の利用可能なオーディオ又はデータチャンネルに呼をハンドオーバする。無線電話403が、いかなる呼も進行中でない間に1つのセルを離れもう1つの隣接するセルに入った場合、無線電話403は、新しいセルの基地局402にログインするべくシグナリングチャンネル上で制御メッセージを送る。このやり方で、広い地理的エリアにわたる移動通信が可能となる。
【００２１】
セルラ通信システム401はさらに、例えば無線電話403とPSTN404の間又は第1のセル内にある無線電話403と第2のセル内にある無線電話403の間の通信中に、セルラ基地局402とPSTN404の間の通信を制御するために、制御端末405を含んでいる。
【００２２】
当然のことながら、1つのセル内の基地局402とそのセル内にある無線電話403の間にオーディオ又はデータチャンネルを確立するためには、双方向無線通信サブシステムが必要とされる。図4で非常に簡略化された形で示されているように、かかる双方向無線通信サブシステムは典型的には、無線電話403内に、
音声を符号化するための符号器407及び
符号器407から409といったアンテナを介して符号化された音声を送信するための送信回路408、
を含む送信機406、及び
通常同じアンテナ409を介して送信された符号化された音声を受信するための受信回路411、及び
受信回路411からの受信した符号化された音声を復号化するための復号器412、
を含む受信機410を備えている。
【００２３】
無線電話403はさらに、符号器407及び復号器412が接続されそこからの信号を処理するためのその他の従来の無線電話回路413を含んで成るが、この回路413は当業者にとっては周知のものであり、従って、本明細書ではさらに詳述しない。
【００２４】
同様に、かかる双方向無線通信サブシステムは典型的に、各基地局402内に、
音声を符号化するための符号器415及び
417といったようなアンテナを介して符号器415からの符号化された音声を送信するための送信回路416、
を含む送信機414、及び
同じアンテナ417を介して、送信された符号化された音声を受信するための受信回路419、及び
受信回路419からの受信した符号化された音声を復号化するための復号器420、
を含む受信機418を備えている。
【００２５】
基地局402はさらに、典型的には、制御端末405と送信機414及び受信機418の間の通信を制御するため、その付属するデータベース422と共に基地局コントローラ421を含んで成る。
【００２６】
当業者にとっては周知のとおり、双方向無線通信サブシステムを横断して、すなわち無線電話403と基地局402の間で音響信号例えばスピーチといったような音声信号を伝送するのに必要な帯域幅を低減させるためには、音声符号化が必要とされる。
【００２７】
コード励振線形予測(CELP)符号器といったような典型的には13kビット/秒以下で動作するLP音声符号器(例えば415及び407)は、典型的には音声の短期スペクトル包絡線をモデル化するためLP合成フィルタを使用する。LP情報は典型的には10又は20ms毎に復号器(例えば420及び412)に伝送され、復号器端で抽出される。
【００２８】
本仕様書に開示されている新しい技術は、異なるLPベースの符号器に適用できる。しかしながら、これらの技術の非制限的な例を示す目的で好適実施例においては、CELPタイプの符号器が使用される。同じやり方で、かかる技術は、スピーチ及び音声以外の音響信号ならびにその他のタイプの広帯域信号でも使用可能である。
【００２９】
図1は、広帯域信号によりうまく対処するべく修正されたCELPタイプの音声符号器100の全体的なブロック図を示す。
【００３０】
サンプリングされた入力音声信号114は、「フレーム」と呼ばれる連続的なL個のサンプルブロックに分割される。各フレーム期間に、そのフレーム内の音声信号を表わす異なるパラメータが計算され、符号化され、送信される。LP合成フィルタを表わすLPパラメータは、通常、各フレーム毎に一回計算される。フレームはさらに、N個のサンプルのさらに小さなブロックに分割され、この中で励振パラメータ(ピッチ及び斬新(innovation))が決定される。CELPの文献中では、これらの長さNのブロックは「サブフレーム」と呼ばれ、サブフレーム内のNサンプル信号はN次元ベクトルと呼ばれる。この好適実施例においては、長さNは5msに、一方長さLは20msに対応し、これはすなわちフレームが4つのサブフレームを含むことを意味している(16kHzのサンプリングレートでN=80,12.8kHzへのダウンサンプリング後は64)。符号化手順にはさまざまなN次元ベクトルが関与する。図1及び2に現われるベクトルのリストならびに伝送されたパラメータのリストを、以下に示す。
【００３１】
主なN次元ベクトルのリスト
s    広帯域信号入力音声ベクトル(ダウンサンプリング、前処理及びプリエンファシスの後の)
sw   重みづけされた音声ベクトル
s0   重みづけされた合成フィルタのゼロ入力応答
sp   ダウンサンプリングされた前処理された信号
オーバーサンプリングされた合成音声信号
s′  デエンファシス前の合成信号
sd   デエンファシスされた合成信号
sh   デエンファシス及び後処理の後の合成信号
x    ピッチ検索のための目標ベクトル
x′  斬新的検索のための目標ベクトル
h    重みづけされた合成フィルタインパルス応答
vT   遅延Tでの適応(ピッチ)コードブックベクトル
yT   濾波されたピッチコードブックベクトル(hで畳み込まれたvT)
ck   インデックスkでの斬新的コードベクトル(斬新的コードブックからのk番目のエントリ)
cf   増強された、基準化された斬新的コードベクトル
u    励振信号(基準化された斬新的及びピッチコードベクトル)
u′  増強された励振、
z    帯域通過雑音シーケンス
w′  白色雑音シーケンス
w    基準化された雑音シーケンス
伝送されたパラメータのリスト
STP  短期予測パラメータ(A(z)を規定)
T    ピッチ遅れ(又はピッチコードブックインデックス)
b    ピッチ利得(又はピッチコードブック利得)
j    ピッチコードベクトルに適用される低域通過フィルタのインデックス
k    コードベクトルインデックス(斬新的コードブックエントリ)
g    斬新的コードブック利得
この好適実施例においては、STPパラメータはフレーム毎に1度伝送され、残りのパラメータは、1フレームあたり4回(サブフレーム毎に)伝送される。
〔符号器100〕
サンプリングされた音声信号は、それぞれ101〜111の参照番号が付された11個のモジュールに分解される図1の符号器100により、ブロック毎を原則に符号化される。
【００３２】
入力音声は、フレームと呼ばれる前述のLサンプルブロックへと処理される。
【００３３】
図1を参照すると、サンプリングされた入力音声信号114は、ダウンサンプリングモジュール101内でダウンサンプリングされる。例えば、信号は、当業者にとって周知の技術を用いて16kHzから12.8kHzまでダウンサンプリングされる。当然のことながら12.8kHz以外の周波数へのダウンサンプリングも考えられる。ダウンサンプリングは、より小さな周波数帯域幅が符号化されることから、符号化効率を増大させる。これは又、1つのフレーム内のサンプル数が減少することから、アルゴリズムの複雑性を低減させる。ダウンサンプリングの使用は、ビットレートが16kbit/秒以下に低下させられる場合には有意であるが、16kbit/秒以上ではダウンサンプリングは不可欠ではない。
【００３４】
ダウンサンプリングの後、20msの320サンプルフレームは、256サンプルフレームまで削減される(4/5のダウンサンプリング比)。
【００３５】
入力されたフレームは次に、オプションの前処理ブロック102に供給される。前処理ブロック102は、50Hzの遮断周波数をもつ高域通過フィルタから構成されていてよい。高域通過フィルタ102は、50Hz未満の望ましくない音響成分を除去する。
【００３６】
ダウンサンプリングされた前処理された信号は、sp(n),n=0,1,2,…,L-1で記され、ここでLはフレームの長さである(12.8kHzのサンプリング周波数で256)。プリエンファシスフィルタ103の好適実施例においては、信号sp(n)は、次の伝達関数、
P(z)=1-μz-1
を用いてプリエンファシスされ、ここで、μは、0と1の間の値(典型的な値はμ=0.7)をもつプリエンファシス係数である。高次フィルタを使用することもできる。より効率の良い不動点実現を得るため高域通過フィルタ102とプリエンファシスフィルタ103を交換することができるということも指摘すべきである。
【００３７】
プリエンファシスフィルタ103の機能は、入力信号の高周波の内容を強化することにある。これは又、入力音声信号のダイナミックレンジを低減させ、そのため不動点実現のためにはより適切なものにしている。プリエンファシスがない場合、単精度演算を用いた不動点でのLP分析は実現がむずかしい。
【００３８】
プリエンファシスは同様に、音響の質を改善するのに貢献する量子化誤差の適切な全体的知覚重みづけを達成する上で重要な役割を果たす。これについては、以下でさらに詳細に説明する。
【００３９】
プリエンファシスフィルタ103の出力は、s(n)と記されている。この信号は、計算器モジュール104内でLP分析を実施するために使用される。LP分析は、当業者にとって周知の技術である。この好適実施例においては、自己相関アプローチが使用される。自己相関アプローチでは、信号s(n)はまず最初にハミング窓(通常約30〜40msの長さをもつ)を用いて窓操作される。自己相関は窓操作された信号から計算され、i=1,…pでpが広帯域符号化では典型的には16であるLP次数であるLPフィルタ係数、aiを計算するためにレビンソン-ダービン(Levinson-Durbin)の再帰が用いられる。パラメータaiは、次の関係式、
【００４０】
【数８】
0004662673.tif 000003
【００４１】
により与えられたLPフィルタの伝達関数の係数である。
【００４２】
LP分析は、LPフィルタ係数の量子化及び補間をも実施する計算器モジュール104内で実施される。LPフィルタ係数はまず、量子化及び補間の目的により適した別の1つの等価ドメインへと変換される。線スペクトル対(LSP)及びイミタンススペクトル対(ISP)ドメインは、量子化及び補間を効率良く実施できる2つのドメインである。16のLPフィルタ係数aiを、分割又は多段量子化又はそれらの組合せを用いて約30〜50ビットで量子化することができる。補間の目的は、フレームごとにLPフィルタ係数を一回伝送する間にサブフレーム毎にLPフィルタ係数を更新することを可能にし、それによってビットレートを増大させることなく符号器の性能を改善させることにある。LPフィルタ係数の量子化及び補間は、別の形で当業者にとって周知のものであると考えられ、従って本明細書ではこれ以上記述しない。
【００４３】
【外１】
0004662673.tif 000004
【００４４】
(知覚重みづけ)
合成による分析符号器においては、知覚的に重みづけされたドメイン内で入力音声と合成音声の間の平均2乗誤差を最小にすることによって、最適なピッチ及び斬新的パラメータを検索する。これは、重みづけされた入力音声と重みづけされた合成音声の間の誤差を最小にすることと等価である。
【００４５】
重みづけされた信号sw(n)は、知覚重みづけフィルタ105内で計算される。従来、重みづけされた信号sw(n)は、
W(z)=A(z/γ1)/A(z/γ2)      ここで0<γ2<γ1＜1
という形の伝達関数W(z)をもつ重みづけフィルタによって計算されてきた。
【００４６】
当業者には周知であるように、先行技術の合成による分析(AbS)符号器においては、分析により、量子化誤差が知覚重みづけフィルタ105の伝達関数の逆数である伝達関数W-1(z)によって重みづけされるということが示されている。この結果については、B.S.Atal及びM.R.Schroeder が「音声の予測符号化及び主観的誤差基準(Predictive coding of speech and subjective error criteria)」IEEE Transaction ASSP,第27巻,No.3,p247〜254,1979年6月の中で充分に記述している。伝達関数W-1(z)は、入力音声信号のフォルマント構造の一部を示す。、それによって、人間の耳のマスキング特性は、フォルマント領域内に存在する強い信号エネルギーによりマスキングされることになるフォルマント領域内でより多くのエネルギーを有するように量子化誤差を整形することによって活用される。重みづけの量は、係数γ1及びγ2によって制御される。
【００４７】
上述の従来の知覚重みづけフィルタ105は、電話帯域信号についてうまく働く。しかしながら、この従来の知覚重みづけフィルタ105は、広帯域信号の効率の良い知覚重みづけには適さないことがわかった。同様に、従来の知覚重みづけフィルタ105が、フォルマント構造及び所要スペクトル傾斜(spectral tilt)を同時にモデル化する上で固有の制限をもつこともわかった。スペクトル傾斜は、低周波数と高周波数の間の広いダイナミックレンジのせいで、広帯域信号においてより多く述べられている。先行技術では、広帯域信号入力信号の傾斜及びフォルマント重みづけを別々に制御するためW(z)内に傾斜フィルタを付加することが、提案されてきた。
【００４８】
この問題に対する新しい解決法は、入力端でプリエンファシスフィルタ103を導入し、プリエンファシスされた音声s(n)に基づいてLPフィルタA(z)を計算し、その分母を固定することにより修正されたフィルタW(z)を使用するということにある。
【００４９】
LPフィルタA(z)を得るため、プリエンファシスされた信号s(n)についてモジュール104内でLP分析が実施される。同様に、固定された分母を伴う新しい知覚重みづけフィルタ105が使用される。知覚重みづけフィルタ105のための伝達関数の一例が、次の関係式、
W(z)=A(z/γ1)/(1-γ2z-1)      ここで0<γ2<γ1＜1
から求められる。
【００５０】
分母にはより高い次数を用いることができる。この構造は、フォルマント重みづけを傾斜から分離させる。
【００５１】
A(z)はプリエンファシスされた音声信号s(n)に基づいて計算されることから、フィルタ1/A(z/γ1)の傾斜は、A(z)が原音声に基づいて計算される場合に比べてさほど述べられないという点に留意されたい。デエンファシスは
P-1(z)=1/(1-μz-1)
という伝達関数をもつフィルタを用いて復号器端で実施されることから、量子化誤差スペクトルは、伝達関数W-1(z)P-1(z)をもつフィルタにより整形される。γ2をμに等しく設定した場合(これが典型的ケースである)、量子化誤差のスペクトルは、A(z)がプリエンファシスされた音声信号に基づいて計算されるものとして、その伝達関数が1/A(z/γ1)であるフィルタによって整形される。主観的リスニングにより、プリエンファシス及び修正された重みづけ濾波の組合せによる誤差整形達成のためのこの構造が、不動点アルゴリズム実現の容易さという利点に加えて広帯域信号を符号化するために非常に効率の良いものであるということが示された。
(ピッチ分析)
ピッチ分析を簡略化するため、重みづけされた音声信号sw(n)を用いて開ループピッチ検索モジュール106内で開ループピッチ遅れTOLがまず最初に推定される。このとき、サブフレームベースで閉ループピッチ検索モジュール107内で実施される閉ループピッチ分析は、LTPパラメータT及びb(それぞれピッチ遅れ及びピッチ利得)の検索上の複雑性を著しく低減させる開ループピッチ遅れTOLのまわりに制限される。開ループピッチ分析は通常、当業者にとって周知の技術を用いて10ms(2サブフレーム)毎に一回、モジュール106内で実施される。
【００５２】
LTP(長期予測)分析のための標的ベクトルxがまず最初に計算される。これは通常、重みづけされた音声信号sw(n)から重みづけされた合成フィルタW(z)/^A(z)のゼロ入力応答s0を減算することによって行なわれる。このゼロ入力応答s0は、ゼロ入力応答計算器108によって計算される。より具体的には、次の関係式、
x=sw-s0
を用いて、目標ベクトルxが計算される。
【００５３】
ここで、xはN次元の目標ベクトルであり、swはサブフレーム内の重みづけされた音声ベクトルであり、s0は、その初期状態による組合せフィルタW(z)/^A(z)の出力であるフィルタ-W(z)/^A(z)のゼロ入力応答である。ゼロ入力応答計算器108は、フィルタ-W(z)/^A(z)のゼロ入力応答s0(入力をゼロに等しく設定することによって決定されるような初期状態に起因する応答の一部分)を計算するために、LP分析、量子化及び補間計算器モジュール104からの量子化された補間されたLPフィルタ^A(z)及びメモリーモジュール111内に記憶された重みづけされた合成フィルタW(z)/^A(z)の初期状態に対して応答する。ここでも又、この動作は当業者にとって周知のものであり、従ってここでこれ以上記述することはしない。
【００５４】
当然のことながら、標準ベクトルxを計算するために代替的なただし数学的に等価のアプローチを使用することもできる。
【００５５】
重みづけされた合成フィルタW(z)/^A(z)のN次元インパルス応答ベクトルhは、モジュール104からのLPフィルタ係数A(z)及び^A(z)を用いて、インパルス応答発生器モジュール109内で計算される。ここでも又、この動作は当業者にとって周知のものであり、従ってここでこれ以上記述することはしない。
【００５６】
閉ループピッチ(又はピッチコードブック)パラメータb、T、及びjは、入力として目標ベクトルx,インパルス応答ベクトルh及び開ループピッチ遅れTOLを用いる閉ループピッチ検索モジュール107内で計算される。従来、ピッチ予測は、次の伝達関数、
1/(1-bz-1)
をもつピッチフィルタによって表現されてきた。
【００５７】
なお式中、bはピッチ利得であり、Tはピッチ遅延すなわち、遅れである。この場合、励振信号u(n)に対するピッチ貢献は、bu(n-T)によって求められ、ここで合計励振は、gを斬新的コードブック利得,ck(n)をインデックスkにおける斬新的コードベクトルとして、次の式、
u(n)=bu(n-T)+gCk(n)
により求められる。
【００５８】
この表現には、ピッチ遅れTがサブフレーム長Nよりも短かい場合に制限がある。他の1つの表現では、ピッチ貢献は、過去の励振信号を含むピッチコードブックとして見ることができる。一般にピッチコードブック内の各ベクトルは、先行するベクトルの1シフトバージョン(1つのサンプルを捨て新しいサンプルを1つ加える)である。ピッチ遅れT>Nについて、ピッチコードブックは、フィルタ構造1/(1-bz-T)と等価であり、ピッチ遅れTにおけるピッチコードブックベクトルvT(n)は次の式により求められる。
【００５９】
vT(n)=u(n-T)、        n=0,…,N-1
Nよりも短かいピッチ遅れTについて、そのベクトルが完成するまで過去の励振からの利用可能なサンプルを反復することによって、ベクトルvT(n)が構築される(これはフィルタ構造と等価ではない)。
【００６０】
近年の符号器では、有声セグメントの品質を著しく向上するさらに高いピッチ分解能が用いられる。これは、多相補間フィルタを用いて過去の励振信号をオーバーサンプリングすることによって達成される。この場合、ベクトルvT(n)は通常過去の励振の補間されたバージョンに対応し、ピッチ遅れTは非整数遅延(例えば50.25)である。
【００６１】
ピッチ検索は、目標ベクトルxと基準化された濾波された過去の励振の間の平均2乗された重みづけ誤差Eを最小にする最良のピッチ遅れT及び利得bを探索することから成る。誤差Eは、以下のように表わされる。
【００６２】
E=‖x-byT‖2
ここで、yTはピッチ遅れTにおける濾波されたピッチコードブックベクトルであり、次の式で表わされる。
【００６３】
【数９】
0004662673.tif 000005
【００６４】
誤差Eは、tがベクトル転置を表わすものとして、
【００６５】
【数１０】
0004662673.tif 000006
【００６６】
という検索基準を最大にすることによって最小化される。
【００６７】
本発明の好適実施例においては、1/3のサブサンプルピッチ分解能が使用され、ピッチ(ピッチコードブック)検索は3段階で構成されている。
【００６８】
第1段階では、開ループピッチ遅れTOLが重みづけされた音声信号sw(n)に応答して開ループピッチ検索モジュール106内で推定される。前述した通り、この開ループピッチ分析は通常、当業者にとって周知の技術を用いて、10ms(2サブフレーム)毎に実施される。
【００６９】
第2段階では、推定された開ループピッチ遅れTOL(通常±5)の前後の整数ピッチ遅れについて、閉ループピッチ検索モジュール107の中で検索基準Cが検索され、こうして検索手順は著しく簡略化される。全てのピッチ遅れについて畳み込みを計算する必要性なく、濾波されたコードベクトルyTを更新するために単純な手順を使用することができる。
【００７０】
第2段階でひとたび最適な整数ピッチ遅れが探索されたならば、検索(モジュール107)の第3段階では、その最適な整数ピッチ遅れに近い端数がテストされる。
【００７１】
T>Nのピッチ遅れについての有効な仮定である1/(1-bz-T)の形のフィルタによってピッチ予測器が表わされる場合、ピッチフィルタのスペクトルは、高調波周波数が1/Tに関係づけされている状態で、全周波数範囲にわたる高調波構造を示す。広帯域信号の場合、この構造は、広帯域信号内の高調波構造が拡張されたスペクトル全体をカバーしないことから、さほど効率の良いものではない。高調波構造は、音声セグメントに応じて、或る周波数までしか存在しない。従って、広帯域信号音声の有声セグメントでのピッチ貢献の効率の良い表現を達成するためには、ピッチ予測フィルタは、広帯域信号スペクトル全体にわたり周期性の量を変動させる柔軟性をもつ必要がある。
【００７２】
本明細書では、過去の励振に対しいくつかの形の低域通過フィルタを適用し、より高い予測利得をもつ低域通過フィルタを選択する、広帯域信号の音声スペクトルの高調波構造の効率の良いモデル化を達成する新しい方法が開示されている。
【００７３】
サブサンプルピッチ分解能が用いられる場合、より高いピッチ分解能を得るために使用される補間フィルタに、低域通過フィルタを内蔵することができる。この場合、選択された整数ピッチ遅れに近い端数がテストされるピッチ検索の第3段階が、異なるローパス特性をもついくつかの補間フィルタについて反復され、検索基準Cを最大にするフィルタインデックスと端数が選択される。
【００７４】
より単純なアプローチは、或る周波数応答をもつ1つの補間フィルタのみを用いて最適な端数ピッチ遅れを決定するべく前述の3段階での検索を完了し、かつ選択されたコードブックベクトルvTに異なる予め定められた低域通過フィルタを適用することによって最後に最適な低域通過フィルタ形状を選択し、ピッチ予測誤差を最小にする低域通過フィルタを選択することにある。このアプローチについて、以下で詳細に論述する。
【００７５】
図3は、提案されているアプローチの好適実施例の概略的ブロック図を示している。
【００７６】
メモリモジュール303においては、過去の励振信号u(n),n<0が記憶される。ピッチコードブック検索モジュール301は、前述の検索基準Cを最小にするよう、ピッチ(ピッチコードブック)検索を行なうためメモリーモジュール303からの目標ベクトルx,開ループピッチ遅れTOL、過去の励振信号u(n)(n<0)に対して応答する。モジュール301内で実施された検索の結果から、モジュール302は、最適なピッチコードブックベクトルvTを生成する。サブサンプルピッチ分解能が使用される(端数ピッチ)ことから、過去の励振信号u(n)(n<0)は補間されピッチコードブックベクトルvTはこの補間された過去の励振信号に対応する、という点に留意のこと。この好適実施例においては、補間フィルタ(モジュール301内、ただし図示せず)は、7000Hzより大きい周波数内容を除去する低域通過フィルタ特性を有する。
【００７７】
好ましい1実施形態においては、Kフィルタ特性が使用され、これらのフィルタ特性は、低域通過又は帯域通過フィルタ特性でありうる。最適なコードベクトルvTがひとたび決定され、ピッチコードベクトル発生器302により供給されたならば、コードベクトルvTのK個の濾波されたバージョンがそれぞれ305(j)(なおここでj=1,2,…k)といったK個の異なる周波数整形フィルタを用いて計算される。これらの濾波されたバージョンはvf(j)と記され、ここでj=1,2…,kである。異なるベクトルvf(j)は、ベクトルy(j)(ここでj=0,1,2,…,k)を得るためインパルス応答hでそれぞれのモジュール304(j)(ここでj=0,1,2…k)内で畳み込みされる。各ベクトルy(j)について平均2乗された予測誤差を計算するためには、対応する増幅器307(j)を用いて利得bを値y(j)に乗算し、対応する減算器308(j)を用いて目標ベクトルxからby(j)を減算する。セレクタ309は、平均2乗されたピッチ予測誤差、
e(j)=‖x-b(j)y(j)‖2          j=1,2,…,K
を最小にする周波数整形フィルタ305(j)を選択する。
【００７８】
平均2乗ピッチ予測誤差e(j)をy(j)の各々の値について計算するためには、対応する増幅器307(j)を用いて値y(j)に利得bを乗じ、減算器308(j)を用いて目標ベクトルxから値b(j)y(j)を減算する。各々の利得b(j)は、インデックスjでの周波数整形フィルタと共に対応する利得計算器306(j)で次の関係式を用いて、計算される。
【００７９】
b(j)=xty(j)/‖y(j)‖2
セレクタ309内では、平均2乗ピッチ予測誤差eを最小にするvT又はvf(j)に基づいて、パラメータb,T,及びjが選択される。
【００８０】
再び図1を参照すると、ピッチコードブックインデックスTが符号化され、マルチプレクサ112に伝送される。ピッチ利得bは量子化され、マルチプレクサ112に伝送される。この新しいアプローチでは、マルチプレクサ112で、選択された周波数整形フィルタのインデックスjを符号化するのに、追加情報が必要とされる。例えば、3つのフィルタが使用される場合(j=0,1,2,3)には、この情報を表現するのに、2つのビットが必要である。フィルタインデックス情報jは、ピッチ利得bと合わせて符号化することもできる。
(斬新的コードブック検索)
ひとたびピッチ又はLTP(長期予測)パラメータb,T及びjが決定されたならば、次のステップは、図1の検索モジュール110を用いて最適な斬新的励振を検索することである。まず第1に、目標ベクトルxはLTP貢献を減算することで更新される。
【００８１】
x′=x-byT
ここで、bはピッチ利得であり、yTは濾波されたピッチコードブックベクトル(選択された低域通過フィルタで濾波され、図3を参照にして記述されている通りインパルス応答で畳み込みされた遅延Tでの過去の励振)である。
【００８２】
CELPにおける検索手順は、目標ベクトルと、基準化された濾波されたコードベクトルの間の次の式で表わされる平均2乗誤差Eを最小にする最適な励振コードベクトルck及び利得gを探索することによって実施される。
【００８３】
E=‖x′-gHck‖
ここで、Hは、インパルス応答ベクトルhから導出された下三角畳み込み行列である。
【００８４】
本発明の好適実施例においては、斬新的コードブック検索は、1995年8月22日に発行された米国特許第5,444,816号(Adoul et al.);1997年12月17日付でAdoul et al., に対し付与された第5,699,482号;1998年5月19日付でAdoul et al.に付与された第5,754,976号;及び1997年12月23日付の第5,701,392号(Adoul et al.) に記述されている代数コードブックを用いて、モジュール110内で実施される。
【００８５】
最適な励振コードベクトルck及びその利得gがモジュール110によってひとたび選択されたならば、コードブックインデックスk及び利得gが符号化され、マルチプレクサ112に伝送される。
【００８６】
図1を参照すると、パラメータb,T,j,^A(z),k及びgは通信チャンネルを通して伝送される前に、MX112によって多重化される。
(メモリー更新)
メモリーモジュール111(図1)では、重みづけされた合成フィルタW(z)/^A(z)の状態が、この重みづけされた合成フィルタを通して励振信号u=gck+bvTを濾波することにより更新される。この濾波の後、フィルタの状態は記憶され、計算器モジュール108でゼロ入力応答を計算するための初期状態として次のサブフレームで使用される。
【００８７】
目標ベクトルxの場合と同様に、フィルタ状態を更新するのに、当業者にとって周知のその他の代替的、ただし数学的に等価のアプローチを使用することも可能である。
〔復号器200〕
図2の音声復号化デバイス200は、デジタル入力222(デマルチプレクサ217への入力ストリーム)と出力のサンプリングされた音声223(加算器221の出力)の間で実施されるさまざまなステップを示している。
【００８８】
デマルチプレクサ217は、デジタル入力チャンネルから受信した2進情報から合成モデルパラメータを抽出する。各々の受信した2進情報から、抽出されたパラメータは、短期予測パラメータ(STP)^A(z)(フレームあたり1回)、長期予測(LTP)パラメータT,b及びj(各フレームについて)及び斬新(innovation)コードブックインデックスk及び利得g(各サブフレームについて)である。
【００８９】
現在の音声信号は、以下で説明する通り、これらのパラメータに基づいて合成される。
【００９０】
斬新的コードブック218は、増幅器224を通して復号化された利得係数gによって基準化される斬新コードベクトルckを生成するべくインデックスkに対して応答する。好適実施例においては、斬新的コードベクトルckを表わすために、前述の米国特許第5,444,816号、5,699,482号、5,754,976号及び5,701,392号で記述されている通りの斬新的コードブック218が使用される。
【００９１】
増幅器224の出力端で生成された基準化されたコードベクトルgckは、斬新フィルタ205を通して処理される。
(利得平滑化)
図2の復号器200において、背景雑音性能を改善するため斬新的コードブック利得gに対し、非線形利得平滑化技術が適用される。広帯域信号の音声セグメントの定常性(安定性)及び有声化に基づいて、斬新的コードブック218の利得gは、定常信号の場合の励振のエネルギー変動を低減させるため、平滑化される。こうして定常背景雑音の存在下でのコーデック性能が改善される。
【００９２】
好適実施例においては、2つのパラメータが平滑化量を制御するために使用される。すなわち、共に広帯域信号内の定常背景雑音を表わすものである広帯域信号のサブフレームの有声化とLP(線形予測)フィルタ206の安定性である。
【００９３】
サブフレーム内の有声化の度合を推定するために異なる方法を使用することができる。
【００９４】
ステップ501(図5):
好適実施例においては、次の関係式を用いて有声化係数発生器204内で有声化係数rvが計算される。
【００９５】
rv=(Ev-Ec)/(Ev+Ec)
ここでEvは、基準化されたピッチコードベクトルbvTのエネルギーであり、Ecは、基準化された斬新的コードベクトルgckのエネルギーである。すなわち、
【００９６】
【数１１】
0004662673.tif 000007
【００９７】
と
【００９８】
【数１２】
0004662673.tif 000008
【００９９】
である。
【０１００】
有声化係数rvの値は-1と1の間にあり、ここで1という値は純粋有声信号に対応し、-1という値は純粋無声信号に対応するという点に留意のこと。
【０１０１】
ステップ502(図5):
係数λが、次の関係式によってrvに基づき、利得平滑化計算器228の中で計算される。
【０１０２】
λ=0.5(1-rv)
ここで係数λが無声化量に関係すること、すなわち純粋有声セグメントについてはλ=0であり、純粋無声セグメントについてはλ=1であることに留意のこと。
【０１０３】
ステップ503(図5):
隣接するLPフィルタの類似性を与える距離尺度に基づいて、安定性係数発生器230で安定性係数θが計算される。異なる類似性尺度を使用することができる。この好適実施例においては、LP係数が量子化され、イミタンススペクトル対(ISP)で補間される。従って、ISPドメインで距離尺度を導出するのが適切である。代替的には、LPフィルタの線スペクトル周波数(LSF)表示を用いて隣接するLPフィルタの類似性距離を見い出すこともできる。先行技術では、Itakwra尺度といったようなその他の尺度も同じく使用されてきた。
【０１０４】
好適実施例においては、現行フレームnと過去フレームn-1のISP間のISP距離尺度は、安定性係数発生器230で計算され、次の関係式によって求められる。
【０１０５】
【数１３】
0004662673.tif 000009
【０１０６】
ここで、pは、LPフィルタ206の次数である。ここで使用されている最初のp-1個のISPが、0〜8000Hzの範囲内の周波数であることに留意のこと。
【０１０７】
ステップ504(図5):
ISP距離尺度は、0〜1の範囲内の安定性係数θに対し、利得平滑化計算器228内でマッピングされ、0≦θ≦1を限定条件として以下の式から導出される。
【０１０８】
θ=1.25-Ds/400000.0
ここで、θのより大きな値が、より安定した信号に対応することに留意のこと。
【０１０９】
ステップ505(図5):
次に有声化及び安定性の両方に基づく利得平滑化係数Smが利得平滑化計算器228で計算され、以下の式によって求められる。
【０１１０】
Sm=λθ
無声の及び安定した信号についてSmの値は1に近づき、これは、定常背景雑音信号の場合に言えることである。純粋有声信号又は不安定な信号については、Smの値は0に近づく。
【０１１１】
ステップ506(図5):
過去のサブフレームからの初期修正された利得g-1により与えられる閾値と斬新的コードブック利得gを比較することにより、利得平滑化計算器228で初期修正された利得g0が計算される。gがg-1以上である場合には、g0≧g1を限定条件として、gを1.5dBだけ減少させることによって、g0が計算される。gがg-1未満である場合には、g0≦g-1を限定条件として、gを1.5dBだけ増加させることによって、g0が計算される。ここで、利得を1.5dBだけ増加させることは、1.19を乗じることと等価であるという点に留意のこと。換言すると、
g<g-1である場合、g0≦g-1を限定条件として、g0=g*1.19であり、
g≧g-1である場合、g0≧g-1を限定条件として、g0=g/1.19である。
【０１１２】
ステップ507(図5):
最後に、次の式から、利得平滑化計算器228で平滑化された固定コードブック利得gsが計算される。
【０１１３】
gs=Sm*g0+(1-Sm)*g
次に平滑化された利得gsは、増幅器232で斬新的コードベクトルckを基準化するために使用される。
【０１１４】
ここで、上述の利得平滑化手順が広帯域信号以外の信号に適用できるということを一言つけ加えておく。
(周期性増強)
増幅器224の出力端にある生成された、基準化されたコードベクトルは、周波数依存型ピッチ増強装置205により処理される。
【０１１５】
励振信号uの周期性を増強すると、有声セグメントの場合、品質が改善される。これは過去においては、εが導入された周期性の量を制御する0.5未満の係数であるものとして1/(1-εbz-T)という形のフィルタを通して斬新的コードブック(固定コードブック)218からの斬新的ベクトルを濾波することによって行なわれた。このアプローチは、スペクトル全体にわたる周波数を導入することから、広帯域信号の場合にさほど効率が良くない。その周波数応答が低い方の周波数よりも高い方の周波数をさらにいっそうエンファシスする斬新フィルタ205(F(z))を通して斬新的(固定)コードブックからの斬新的コードベクトルckを濾波することにより周期性増強が達成される、本発明の一部を成す新しい代替的アプローチが開示される。F(z)の係数は、励振信号uの周期性の量に関係づけられる。
【０１１６】
有効な周期性係数を得るために、当業者にとって既知の数多くの方法が、利用可能である。例えば、利得bの値は、周期性の表示を提供する。すなわち、利得bが1に近い場合、励振信号uの周期性は高く、利得bが0.5未満である場合、周期性は低い。
【０１１７】
好適実施例において使用されるフィルタF(z)の係数を導出するためのもう1つの効率の良い方法は、係数を合計励振信号u内のピッチ貢献量に関係づけすることである。こうして、より高い周波数がより高いピッチ利得についてより強くエンファシスされる(より強い全体的傾斜)、サブフレームの周期性に応じた周波数応答が結果としてもたらされる。斬新フィルタ205は、励振信号uがより周期的であるとき低周波数で斬新的コードベクトルckのエネルギーを低下させる効果をもち、こうして、高い方の周波数よりも低い方の周波数で励振信号uの周期性が増強されることになる。斬新フィルタ205について提案される形態は、
(1)  F(z)=1-σz-1  又は  (2)  F(z)=-αz+1-αz-1
であり、ここで、σ又はαは、励振信号uの周期性のレベルから導出された周期性係数である。
【０１１８】
好適実施例においては、第2の3項の形態のF(z)が使用される。周期性係数αは有声化係数発生器204において計算される。励振信号uの周期性に基づいて周期性係数αを導出するのにいくつかの方法を使用することができる。以下では、2つの方法を紹介する。
【０１１９】
方法1:
合計励振信号uに対するピッチ貢献の比が、まず次の以下の式により有声化係数発生器204内で計算される。
【０１２０】
【数１４】
0004662673.tif 000010
【０１２１】
ここでvTは、ピッチコードブックベクトル、bはピッチ利得、uは、次の式により加算器219の出力端において与えられた励振信号uである。
【０１２２】
u=gck+bvT
ここで、bvTという項は、その源を、メモリー203に記憶されたピッチ遅れT及びuの過去値に応じてピッチコードブック(適応コードブック)201内に有することに留意のこと。このときピッチコードブック201からのピッチコードベクトルvTは、デマルチプレクサ217からのインデックスjを用いてその遮断周波数が調整される低域通過フィルタ202を通して処理される。結果として得られるコードベクトルvTは次に、信号bvTを得るために増幅器226を通して、デマルチプレクサ217からの利得bにより乗算される。
【０１２３】
係数αは、α<qを限定条件として、α=qRqという式から、有声化係数発生器204で計算され、ここでqは、増強の量を制御する係数である(qは、この好適実施例において、0.25に設定される)。
【０１２４】
方法2:
周期性係数αを計算するために本発明の好適実施例において使用されるもう1つの方法について以下で論述する。
【０１２５】
まず第1に、有声化係数rvが次の式により有声化係数発生器204で計算される。
【０１２６】
rv=(Ev-Ec)/(Ev+Ec)
なおここでEvは、基準化されたピッチコードベクトルbvTのエネルギーであり、Ecは基準化された斬新的コードベクトルgckのエネルギーである。すなわち、
【０１２７】
【数１５】
0004662673.tif 000011
【０１２８】
及び
【０１２９】
【数１６】
0004662673.tif 000012
【０１３０】
である。
【０１３１】
ここで、rvの値が-1と1の間にある(1は純粋有声信号に対応し、-1は純粋無声信号に対応する)ことに留意のこと。
【０１３２】
この好適実施例においては、係数σはこのとき、
σ=0.125(1+rv)
という式により有声化係数発生器204で計算され、これは、純粋無声信号については0という値に対応し、純粋有声信号については0.25という値に対応する。
【０１３３】
第1の2項形態のF(z)では、周期性係数σは前述の方法1及び2においてσ=2αを使用することによって近似され得る。このような場合、周期性係数σは、前述の方法1では、σ<2qを限定条件として、次のように計算される。
【０１３４】
σ=2qRp
方法2では、周期性係数σは、次のように計算される。
【０１３５】
σ=0.25(1+rv)
従って増強された信号cfは、斬新フィルタ205(F(z))を通して基準化された斬新的コードベクトルgckを濾波することによって計算される。
【０１３６】
増強された励振信号u′は、加算器220に次の通りに計算される。
【０１３７】
u′=cf+bvT
ここでこのプロセスが符号器100では実施されないことに留意のこと。それによって、符号器100と復号器200の間の同期を保つためには増強なしで励振信号uを用いてピッチコードブック201の内容を更新することが不可欠である。従って、励振信号uは、ピッチコードブック201のメモリ203を更新するために用いられ、増強された励振信号u′は、LP合成フィルタ206の入力端で使用される。
(合成及びデエンファシス)
合成信号s′は、^A(z)が現在のサブフレーム内の補間されたLPフィルタであるものとして1/^A(z)の形態をもつLP合成フィルタ206を通して増強された励振信号u′を濾波することによって計算される。図2を見ればわかるように、デマルチプレクサ217からのライン225上の量子化されたLP係数^A(z)は、LP合成フィルタ206に供給されてLP合成フィルタ206のパラメータをそれに応じて調整する。デエンファシスフィルタ207は図1のプリエンファシスフィルタ103の逆である。デエンファシスフィルタ207の伝達関数は、次の式により得られる。
【０１３８】
D(z)=1/(1-μz-1)
ここで、μは、0と1の間にある値(典型値はμ=0.7)をもつプリエンファシス係数である。高次フィルタも同様に使用可能である。
【０１３９】
ベクトルs′は、望ましくない50Hz未満の周波数を除去しさらにshを得るために高域通過フィルタ208の中を通過させられるベクトルsdを得る目的で、デエンファシスフィルタD(z)(モジュール207)を通して濾波される。
(オーバーサンプリング及び高周波数再生)
【外２】
0004662673.tif 000013
【０１４０】
オーバーサンプリングされた合成^S信号は、符号器100でダウンサンプリング処理(図1のモジュール101)によって失なわれたより高い周波数の成分を含まない。このため合成された音声信号に対する低域通過知覚が得られる。もとの信号の全帯域を回復するために、高周波数生成手順が開示されている。この手順は、モジュール210〜216,及び加算器221で実施され、有声化係数発生器204からの入力を必要とする(図2)。
【０１４１】
この新しいアプローチにおいては、励振ドメイン内で適切に基準化された白色雑音をスペクトルの上部部分に充てんすることによって高周波数の内容が生成され、次に、好ましくは、ダウンサンプリングされた信号^Sを合成するのに用いられたものと同じLP合成フィルタでそれを整形することにより音声ドメインに変換される。
【０１４２】
高周波数生成手順について以下で記述する。
【０１４３】
ランダム雑音発生器213は、当業者にとっては周知の技術を用いて、全周波数帯域幅にわたり平坦なスペクトルをもつ白色雑音シーケンスw′を生成する。生成されたシーケンスは、もとのドメイン内のサブフレーム長である長さN′を有する。ここでNがダウンサンプリングされたドメイン内のサブフレーム長であることに留意のこと。この好適実施例においては、N=64及びN′=80であり、これは5msに対応する。
【０１４４】
白色雑音シーケンスは、利得調整モジュール214で適切に基準化される。利得調整には、以下のステップが含まれる。まず第1に、生成された雑音シーケンスw′のエネルギーを、エネルギー計算モジュール210により計算された増強された励振信号u′のエネルギーに等しく設定し、結果として得られた基準化雑音シーケンスを次の式から求める。
【０１４５】
【数１７】
0004662673.tif 000014
【０１４６】
利得基準化における第2のステップは、有声セグメントの場合に(無声セグメントに比べて高い周波数で存在するエネルギーが低い)、生成される雑音のエネルギーを低減させるべく、有声化係数発生器204の出力端で合成された信号の高周波の内容を考慮に入れることにある。この好適実施例においては、スペクトル傾斜(tilt)計算器212によって合成信号の傾斜(tilt)を測定しそれに応じてエネルギーを低減させることによって高周波の内容の測定が実現される。ゼロ交差測定といったようなその他の測定も同じく使用することができる。傾斜(tilt)が非常に強い場合、これは有声セグメントに対応するが、雑音エネルギーはさらに低減される。傾斜(tilt)係数は、合成信号shの第1の相関係数としてモジュール212の中で計算され、tilt≧0及びtilt≧rvを条件として、次の式から得られる。
【０１４７】
【数１８】
0004662673.tif 000015
【０１４８】
ここで、有声化係数rvは次の式によって得られる。
【０１４９】
rv=(Ev-Ec)/(Ev+Ec)
ここでEvは、基準化されたピッチコードベクトルbvTのエネルギーであり、Ecは、前述の通り、基準化された斬新的コードベクトルgckのエネルギーである。有声化係数rvは傾斜(tilt)より小さいことが最も多いが、この条件は、傾斜(tilt)値が負であり、rvの値が高い高周波数トーンに対する予防策として導入されたものである。従って、この条件は、かかるトーン信号に対する雑音エネルギーを低減させる。
【０１５０】
傾斜(tilt)値は、平坦なスペクトルの場合0であり、強く有声化された信号の場合1であり、より多くのエネルギーが高周波数で存在する無声信号の場合負である。
【０１５１】
高周波の内容の量から、基準化係数gtを導出するために異なる方法を使用することができる。本発明においては、前述の信号の傾斜(tilt)に基づいて2つの方法が示されている。
【０１５２】
方法1:
基準化係数gtは、次の式により、傾斜(tilt)から導出される。0.2≦gt≦1.0を限定条件として、
gt=1-tilt
傾斜(tilt)が1に接近する強く有声化された信号については、gtは0.2であり、強く無声化された信号については、gtは1.0となる。
【０１５３】
方法2:
傾斜(tilt)係数gtを、まず最初にゼロ以上となるよう制限し、次に基準化係数を傾斜(tilt)から次に式により導出する。
【０１５４】
gt=10-0.6tilt
従って、利得調整モジュール214で生成される基準化された雑音シーケンスwgは、次の式により得られる:
wg=gtw
傾斜(tilt)がゼロに近い場合、基準化係数gtは1に近く、その結果エネルギーが減少することはない。傾斜(tilt)値が1である場合、基準化係数gtは、生成された雑音のエネルギーの12dBの削減を結果としてもたらす。
【０１５５】
雑音がひとたび適切に基準化されたならば(wg),それをスペクトル整形器215を用いて音声ドメイン内にもっていく。好適実施例においては、これは、ダウンサンプリングされたドメイン内で使用されるものと同じLP合成フィルタ(1/^A(z/0.8))の帯域幅が拡張されたバージョンを通して雑音wgを濾波することによって達成される。
【０１５６】
対応する帯域幅拡張LPフィルタ係数を、スペクトル整形器215で計算する。
【０１５７】
その後、濾波された、基準化された雑音シーケンスwfは、帯域通過フィルタ216を用いて回復すべき所要周波数範囲まで帯域通過濾波される。好適実施例においては、帯域通過フィルタ216は、周波数範囲5.6〜7.2kHzに雑音シーケンスを制限する。結果として得られた帯域通過濾波された雑音シーケンスzは、出力端223上で最終的音響信号soutを得るべく、オーバーサンプリングされた合成音声信号s′に対し加算器221で加算される。
【０１５８】
本発明について以上でその好適実施例を用いて記述してきたが、この実施例は、本発明の精神及び性質から逸脱することなく、特許請求の範囲内で随意に修正することができる。好適実施例では、広帯域信号音声信号の使用について論述されているものの、当業者にとっては、本発明が広帯域信号全般を用いるその他の実施例にも向けられること、そして必ずしも音声の利用分野に制限されるものではないことは明白である。
【図面の簡単な説明】
【図１】  広帯域符号器の略ブロック図を示す図である。
【図２】  本発明による利得平滑化方法及びデバイスを具体化する広帯域復号器の略ブロック図を示す図である。
【図３】  ピッチ分析デバイスの略ブロック図を示す図である。
【図４】  図2の広帯域復号器の形で具体化された利得平滑化方法の略フローチャートを示す図である。
【図５】  図1の広帯域符号器及び図2の広帯域信号復号器を使用することのできるセルラ通信システムの簡略化された略ブロック図を示す図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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