(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
通信機器によって発生された同相成分及び直交成分を有するベースバンド信号に適応的に前歪み処理を行う装置であって、
クリップされた信号を生成するために前記ベースバンド信号にクリップ処理を施すクリッピングモジュール、
フィルタ処理された信号を生成するために前記クリップされた信号の高周波成分を除去するよう前記クリップされた信号をフィルタ処理するフィルタモジュール、
アップサンプリング信号を得るために前記フィルタ処理された信号のサンプリングレートを上昇するサンプリングモジュール、
前記ベースバンド信号の前記同相成分及び直交成分に基づいてインデックス値を計算するインデックス計算モジュール、
前記インデックス値に基づいて抽出可能なパラメータを内部に記憶しているルックアップテーブル、
前記ルックアップテーブルから抽出されたパラメータ及び前記アップサンプリング信号に基づいて出力信号を生成する処理を行う出力モジュール、及び
前記出力信号に基づいて生成されたＲＦ信号のサンプルを抽出する処理を行うレシーバを備え、前記レシーバは、狭帯域のＲＦ電力を測定するために前記出力信号のキャリア周波数からオフセットされた少なくとも１つの特定周波数にチューニングされており、並びに、
前記サンプルに基づいて前記ルックアップテーブルに対して適応的フィードバックを供給する処理を行うプロセッサを備え、前記適応的フィードバックが、前記パラメータの係数の最適化を進ませるシンプレックス・ベースのルーチンに基づいている、装置。
【請求項２】
前記インデックス値が前記同相成分及び直交成分の２乗の和によって計算される、請求項１記載の装置。
【請求項３】
前記インデックス値がベースバンド信号の瞬時電力エンベロープである、請求項１記載の装置。
【請求項４】
前記パラメータが、前記係数を有する複素数の式から導き出される、請求項１記載の装置。
【請求項５】
前記パラメータをＡ及びＢとして定義し、前記複素数の式が、
Ｐ＝（Ｉ２＋Ｑ２）を瞬時エンベロープ電力、Ａｍを飽和しないための最大値、ＰｂをＢパラメータが１つの複素数の式から他の複素数の式に遷移するときのブレークポイント、Ｂｂ１及びＢｂ２を第１の複素数の式及び第２の複素数の式を用いる場合のＰ＝ＰｂのときのそれぞれのＢの値、Ｃ０からＣ９を前記係数とした場合に、
Ａ≦Ａｍのとき、Ａ＝Ｃ０＋Ｃ１Ｐ＋Ｃ２Ｐ２＋Ｃ３Ｐ３
その他の場合で、Ａ＝Ａｍ
Ｐ≦Ｐｂのとき、Ｂ＝Ｃ４Ｐ＋Ｃ５Ｐ２＋Ｃ６Ｐ３
Ｐ＞Ｐｂのとき、Ｂ＝（Ｂｂ１−Ｂｂ２）＋Ｃ７Ｐ＋Ｃ８Ｐ２＋Ｃ９Ｐ３
である、請求項４記載の装置。
【請求項６】
同相成分及び直交成分を有するベースバンド信号に適応的に前歪み処理を行う方法であって、
通信機器によってベースバンド信号を発生するステップ、
クリップされた信号を生成するために前記ベースバンド信号をクリップするステップ、
フィルタ処理された信号を生成するために前記クリップされた信号の高周波成分を除去するよう前記クリップされた信号をフィルタ処理するフィルタステップ、
アップサンプリング信号を得るために前記フィルタ処理された信号のサンプリングレートを上昇するステップ、
前記ベースバンド信号の同相成分及び直交成分に基づいてインデックス値を計算し、それに基づいてパラメータ値を抽出することによって、前歪みパラメータを獲得するステップ、
前記前歪みパラメータ及び前記アップサンプリング信号に基づいて出力信号を出力するステップ、及び
狭帯域の特定周波数におけるＲＦ電力を測定するために前記出力信号に基づいてＲＦ信号をサンプリングするステップを含み、前記特定周波数は前記出力信号のキャリア周波数からオフセットされており、並びに、
前記サンプリングに基づいて適応的フィードバックを供給するステップを含み、前記適応的フィードバックが、前記パラメータの係数の最適化を進ませるシンプレックス・ベースのルーチンに基づいている、方法。
【請求項７】
前記サンプリングレートの上昇ステップが、前記サンプリングレートを４倍に上昇させるステップを含む、請求項６記載の方法。
【請求項８】
前記パラメータの獲得ステップが、前記同相成分及び直交成分の２乗の和によってインデックス値を計算するステップを含む、請求項６記載の方法。
【請求項９】
前記獲得するステップが、ルックアップテーブルからパラメータを抽出するステップをさらに含む、請求項８記載の方法。
【請求項１０】
前記係数を有する複素数の式から前記パラメータを導き出すステップをさらに含む、請求項６記載の方法。
【請求項１１】
前記パラメータをＡ及びＢとして定義し、前記複素数の式を、
Ｐ＝（Ｉ２＋Ｑ２）を瞬時エンベロープ電力、Ａｍを飽和しないための最大値、ＰｂをＢパラメータが１つの複素数の式から他の複素数の式に遷移するときのブレークポイント、Ｂｂ１及びＢｂ２を第１の複素数の式及び第２の複素数の式を用いる場合のＰ＝ＰｂのときのそれぞれのＢの値、Ｃ０からＣ９を前記係数とした場合に、
Ａ≦Ａｍのとき、Ａ＝Ｃ０＋Ｃ１Ｐ＋Ｃ２Ｐ２＋Ｃ３Ｐ３
その他の場合で、Ａ＝Ａｍ
Ｐ≦Ｐｂのとき、Ｂ＝Ｃ４Ｐ＋Ｃ５Ｐ２＋Ｃ６Ｐ３
Ｐ＞Ｐｂのとき、Ｂ＝（Ｂｂ１−Ｂｂ２）＋Ｃ７Ｐ＋Ｃ８Ｐ２＋Ｃ９Ｐ３
と編集することによって、前記パラメータが導き出される、請求項１０記載の方法。
【請求項１２】
前記出力モジュールに入力するアップサンプリング信号を遅延するステップをさらに含む、請求項６記載の方法。
【請求項１３】
同相成分及び直交成分を有するベースバンド信号に適応的に前歪み処理を行う方法であって、
前記ベースバンド信号の同相成分及び直交成分に基づいてインデックス値を計算し、それに基づいてパラメータ値を抽出することによって、同相成分及び直交成分に基づいた前歪みパラメータを獲得するステップを含み、
前記パラメータが、係数を有する複素数の式から導き出され、
前記パラメータをＡ及びＢとして定義し、前記複素数の式を、
Ｐ＝（Ｉ２＋Ｑ２）を瞬時エンベロープ電力、Ａｍを飽和しないための最大値、ＰｂをＢパラメータが１つの複素数の式から他の複素数の式に遷移するときのブレークポイント、Ｂｂ１及びＢｂ２を第１の複素数の式及び第２の複素数の式を用いる場合のＰ＝ＰｂのときのそれぞれのＢの値、Ｃ０からＣ９を前記係数とした場合に、
Ａ≦Ａｍのとき、Ａ＝Ｃ０＋Ｃ１Ｐ＋Ｃ２Ｐ２＋Ｃ３Ｐ３
その他の場合で、Ａ＝Ａｍ
Ｐ≦Ｐｂのとき、Ｂ＝Ｃ４Ｐ＋Ｃ５Ｐ２＋Ｃ６Ｐ３
Ｐ＞Ｐｂのとき、Ｂ＝（Ｂｂ１−Ｂｂ２）＋Ｃ７Ｐ＋Ｃ８Ｐ２＋Ｃ９Ｐ３
と編集することによって、前記パラメータが導き出され、さらに、
前記前歪みパラメータに基づいて出力信号を出力するステップ、
狭帯域の特定周波数におけるＲＦ電力を測定するために前記出力信号に基づいて生成されたＲＦ信号をサンプリングするステップを含み、前記特定周波数は前記出力信号のキャリア周波数からオフセットされており、さらに、
前記サンプリングに基づいて適応的フィードバックを供給するステップを含む、方法。
【請求項１４】
通信機器によってベースバンド信号を発生するステップ、
クリップされた信号を生成するために前記ベースバンド信号をクリップするステップ、
フィルタ処理された信号を生成するために前記クリップされた信号の高周波成分を除去するよう前記クリップされた信号をフィルタ処理するフィルタステップ、及び
アップサンプリング信号を得るために前記フィルタ処理された信号のサンプリングレートを上昇するステップをさらに含み、前記出力するステップは前記アップサンプリング信号にも基づく、請求項１３記載の方法。
【請求項１５】
前記パラメータの獲得ステップが、前記同相成分及び直交成分の２乗の和によってインデックス値を計算するステップを含む、請求項１３記載の方法。
【請求項１６】
前記獲得するステップが、ルックアップテーブルからパラメータを抽出するステップをさらに含む、請求項１５記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、無線通信における隣接チャネル電力を低減する方法及び装置に関し、特に、補正処理を施す信号にデジタル的に適用できるように前もって歪みを与えて増幅器に入力し、その増幅器によって発生する予想歪みと等価で逆向きの補正をするシステムに関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、無線通信システムにおいては、隣接チャネル電力（ＡＣＰ）を厳しく制御して、隣接するチャネル間の干渉を回避することが要求されている。この要求のために基地局の送信電力増幅器に重い役割をもたせて、チャネル外に放射するスプリアスの発生を防止するために高いリニアリティを要求するとともに、温度上昇を最小にし、信頼性を最大にする効率的な電力の維持を要求している。このような制約はＣＤＭＡシステムにおいて特に厳しく、このシステムでは信号の疑似ランダム性質の結果、最大電力が１０倍以上平均電力を超過する。
【０００３】
相応の電力効率を達成するために、基地局の増幅器はＡＢ級モードで動作するように通常は設計されている。しかしながら、増幅器の変換特性は、ＡＢ級モードにおいてはリニア動作から大きくはずれてしまう。この結果、容認できない高い隣接チャネル電力（ＡＣＰ）が発生する。従来のリニア化の方法では、増幅器に適応できる効果的なフィードフォワードを用いている。この結果、大幅にコストが上昇している。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の課題は、上記問題及びその他の問題を解決するものであり、無線通信における隣接チャネル電力を低減する新しい方法及び装置を提供する。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
無線通信システムにおいて隣接チャネルの電力を低減する装置及び方法を提供する。このシステムは、、同相成分及び直交成分を有するベースバンド信号にデジタルで適応できるように前歪み処理を行う。そのベースバンド信号は通信機器によって発生される。
【０００６】
本発明による無線通信における隣接チャネル電力低減装置は、
Ａ）クリップされた信号を生成するために前記ベースバンド信号にクリップ処理を施すクリッピングモジュールと、
Ｂ）フィルタ処理された信号を生成するために前記クリップされた信号の高周波成分を除去するフィルタ処理を施すフィルタモジュールと、
Ｃ）アップサンプリング信号を得るために前記フィルタ処理された信号のサンプリングレートを上昇するサンプリングモジュールと、
Ｄ）前記ベースバンド信号の前記同相成分及び直交成分に基づいてインデックスの値の計算処理を行うインデックス計算モジュールと、
Ｅ）前記インデックス値に基づいて抽出可能なパラメータを内部に記憶しているルックアップテーブルと、
Ｆ）前記ルックアップテーブルから抽出されたパラメータ及び前記アップサンプリング信号に基づいて出力信号を生成する処理を行う出力モジュールと、
Ｇ）前記出力信号に基づいて生成されたＲＦ信号のサンプルを抽出する処理を行うレシーバと、
Ｈ）前記サンプルに基づいて前記ルックアップテーブルに対して適応できるフィードバックを供給する処理を行うプロセッサと、
を備えたものである。
【０００７】
本発明による無線通信における隣接チャネル電力低減装置において、前記アップサンプリングモジュールは、サンプリングレートを４倍に上昇することを特徴とするものである。
【０００８】
本発明による無線通信における隣接チャネル電力低減装置において、前記インデックス値は、前記同相成分及び直交成分の２乗の和によって計算されることを特徴とするものである。
【０００９】
本発明による無線通信における隣接チャネル電力低減装置において、前記インデックス値は、ベースバンド信号の瞬時電力エンベロープであることを特徴とするものである。
【００１０】
本発明による無線通信における隣接チャネル電力低減装置において、前記パラメータは、係数をもつ複素数の式から導き出されることを特徴とするものである。
【００１１】
この場合において、前記パラメータはＡ及びＢとして定義され、並びに、前記複素数の式は下記のように定義されることを特徴するものである。
Ａ＝Ｃ0＋Ｃ1Ｐ＋Ｃ2Ｐ2＋Ｃ3Ｐ3（Ａ≦Ａmのとき）
Ａ＝Ａm（上記以外）
Ｂ＝Ｃ4Ｐ＋Ｃ5Ｐ2＋Ｃ6Ｐ3（Ｐ≦Ｐbのとき）
Ｂ＝（Ｂb1−Ｂb2）＋Ｃ7Ｐ＋Ｃ8Ｐ2＋Ｃ9Ｐ3（Ｐ＞Ｐbのとき）
ここで、Ｐ＝（Ｉ2＋Ｑ2）は、瞬時エンベロープ電力である。Ａmは増幅器が飽和しないための最大値である。ＰbはＢパラメータが１つの複素数の式から他の複素数の式に遷移するときのブレークポイントである。Ｂb1及びＢb2は第１の複素数の式及び第２の複素数の式を用いる場合のＰ＝ＰbのときのそれぞれのＢの値である。Ｃ0乃至Ｃ9は、固有の増幅器ごとに関係する係数であり、温度や増幅器の構成要素の経年変化等によって変化する。
【００１２】
また、この場合において、前記適応できるフィードバックは、前記係数を最適化することを特徴とするものである。
【００１３】
本発明による装置において、前記サンプリングモジュールと前記出力モジュールとの間にさらに遅延モジュールが配置されることを特徴とするものである。
【００１４】
本発明による無線通信における隣接チャネル電力低減方法は、
Ａ）通信機器によってベースバンド信号を発生するステップと、
Ｂ）クリップされた信号を生成するために前記ベースバンド信号をクリップするステップと、
Ｃ）フィルタ処理された信号を生成するために前記クリップされた信号の高周波成分を除去するフィルタステップと、
Ｄ）アップサンプリング信号を得るために前記フィルタ処理された信号のサンプリングレートを上昇するステップと、
Ｅ）前歪みパラメータを獲得するステップと、
Ｆ）前記前歪みパラメータ及び前記アップサンプリング信号に基づいて出力信号を出力するステップと、
Ｇ）前記出力信号に基づいてＲＦ信号をサンプリングするステップと、
Ｈ）前記サンプリングに基づいて適応できるフィードバックを供給するステップと、
を有するものである。
【００１５】
本発明による無線通信における隣接チャネル電力低減方法において、前記サンプリングレートの上昇ステップは、前記サンプリングレートを４倍に上昇するステップであることを特徴とするものである。
【００１６】
本発明による無線通信における隣接チャネル電力低減方法において、前記パラメータの獲得ステップは、前記同相成分及び直交成分の２乗の和によってインデックス値を計算するステップを有することを特徴とするものである。
【００１７】
この場合において、前記獲得するステップは、ルックアップテーブルからパラメータを抽出するステップをさらに有することを特徴とするものである。
【００１８】
本発明による無線通信における隣接チャネル電力低減方法において、係数をもつ複素数の式から前記パラメータを導き出すステップをさらに有することを特徴とするものである。
【００１９】
この場合において、前記パラメータは、Ａ及びＢとしてパラメータを定義すること、並びに、前記複素数の式を下記のように編集することによって導き出されることを特徴とするものである。
Ａ＝Ｃ0＋Ｃ1Ｐ＋Ｃ2Ｐ2＋Ｃ3Ｐ3（Ａ≦Ａmのとき）
Ａ＝Ａm（上記以外）
Ｂ＝Ｃ4Ｐ＋Ｃ5Ｐ2＋Ｃ6Ｐ3（Ｐ≦Ｐbのとき）
Ｂ＝（Ｂb1−Ｂb2）＋Ｃ7Ｐ＋Ｃ8Ｐ2＋Ｃ9Ｐ3（Ｐ＞Ｐbのとき）
ここで、Ｐ＝（Ｉ2＋Ｑ2）は、瞬時エンベロープ電力である。Ａmは増幅器が飽和しないための最大値である。ＰbはＢパラメータが１つの複素数の式から他の複素数の式に遷移するときのブレークポイントである。Ｂb1及びＢb2は第１の複素数の式及び第２の複素数の式を用いる場合のＰ＝ＰbのときのそれぞれのＢの値である。Ｃ0乃至Ｃ9は係数である。
【００２０】
本発明による無線通信における隣接チャネル電力低減方法において、前記出力モジュールに入力するアップサンプリング信号を遅延するステップをさらに有することを特徴とするものである。
【００２１】
本発明による無線通信における隣接チャネル電力低減システムは、
Ａ）通信機器によってベースバンド信号を発生する手段と、
Ｂ）クリップされた信号を生成するために前記ベースバンド信号をクリップする手段と、
Ｃ）フィルタ処理された信号を生成するために前記クリップされた信号の高周波成分を除去するフィルタ処理を施す手段と、
Ｄ）アップサンプリング信号を得るために前記フィルタ処理された信号のサンプリングレートを上昇する手段と、
Ｅ）前記同相成分及び直交成分に基づいてインデックス値を計算する手段と、
Ｆ）前記インデックス値に基づいてルックアップテーブルからパラメータを抽出する手段と、
Ｇ）前記ルックアップテーブルから抽出された前記パラメータ及び前記アップサンプリング信号に基づいて出力信号を出力する手段と、
Ｈ）前記出力信号に基づいて発生されるＲＦ信号をサンプリングする手段と、
Ｉ）前記サンプリングに基づいて適応できるフィードバックを前記ルックアップテーブルに供給する手段と、
を備えたものである。
【００２２】
本発明による無線通信における隣接チャネル電力装置は、
Ａ）アップサンプリング信号を得るためにサンプリングレートを上昇するサンプリングモジュールと、
Ｂ）前歪み処理されたパラメータを計算する処理を行うモジュールと、
Ｃ）前記前歪み処理されたパラメータ及び前記アップサンプリング信号に基づいて出力信号を発生する処理を行う出力モジュールと、
Ｄ）前記出力信号に基づいて発生されたＲＦ信号のサンプルを抽出する処理を行うレシーバと、
Ｅ）前記サンプルに基づいて適応のフィードバックを提供する処理を行うプロセッサと、
を備えたものである。
【００２３】
本発明による無線通信における隣接チャネル電力装置において、前記ベースバンド信号をクリップする処理を行うクリッピングモジュールをさらに備えたことを特徴とするものである。
【００２４】
この場合において、クリッピング処理された後の前記ベースバンド信号にフィルタ処理を施すフィルタモジュールをさらに備えたことを特徴とするものである。
【００２５】
本発明による無線通信における隣接チャネル電力装置において、前記パラメータは、係数をもつ複素数の式から導き出されることを特徴とするものである。
【００２６】
【発明の実施の形態】
以下、図を参照して本発明の実施形態について説明する。図１は、本発明の全体のシステムを示している。図に示すように、システム１０は、入力信号を受信するデジタル前歪み発生器又は前歪みモジュール１２、モジュール１２の出力に接続されたＩＱ変調器１４、モジュール１２の出力に接続された増幅器１６、及び、結合器１７を介して増幅器の出力に結合され、モジュール１２にフィードバックされるたレシーバ１８を備えている。
【００２７】
これらの構成要素は、通信機器によって生成されたベースバンド信号（例えば、ＣＤＭＡ信号、広帯域ＣＤＭＡ信号、ＴＤＭＡ信号、移動通信展開のためのグローバルシステムを通したエンハンストデータレート；ＥＤＧＥの信号、又は、平均電力比よりかなり大きい最大電力をもつあらゆる信号）に対して補正を施すように構成されている。このような通信機器としては、例えば無線通信データを送信する基地局がある。その無線通信データは、入力信号として前歪みモジュール１２に供給される。このシステムはまた、補正を最適にするレシーバ１８を介した適切なフィードバックを備えている。
【００２８】
さらに特徴的なことに、本発明によるデジタル前歪みの手法は、デジタルベースバンド信号に対して補正を施すことで構成されている。この補正は増幅器１６に入力される前の信号に施され、増幅器１６によって発生する歪みと等価でかつ逆向きの補正である。このようにして、補正と増幅器の歪みとが互いに打ち消し合い、その結果、システムは全体としてリニア変換特性をもつことになる。この信号補正が有利であるのは、高周波信号（ＲＦ）に変換される前のデジタルベースバンド信号に対して実行されるので、デジタル回路の精度及びローコストを利用するからである。
【００２９】
本発明によれば、上記した増幅器の非リニアリティを補正するためには、信号の振幅及び位相がともに前歪みされる。振幅及び位相の両方の補正は、瞬時電力（例えば、エンベロープ電力）によって変化する。このため、前歪み発生器には、その機能を実行するために、増幅器における電力レベルによる振幅及び位相の変化についての正確な記述が要求される。以下に記載するように、要求される（電力レベルに対する）補正の機能的な表現は、ルックアップテーブルから抽出される多項式のの形式になる。
【００３０】
さらに特徴的なことに、デジタルベースバンド信号は、同相成分（Ｉ）及び直交成分（Ｑ）の離散的時間サンプルで構成され、デジタルからアナログへの変換後に、ベクトルＩＱ変調器１４に供給されてＲＦ信号が生成される。ベースバンド信号における各サンプルは、複素数表記法の（Ｉ＋ｊＱ）として表すことができる。ここで、ｊはルート（−１）である。したがって前歪み演算は次のように表すことができる。
Ｉ’＋ｊＱ’＝（Ｉ＋ｊＱ）（Ａ＋ｊＢ）
Ｉ’＝ＩＡ−ＱＢ
Ｑ’＝ＱＡ＋ＩＢ
ここで、Ｉ’及びＱ’は前歪みされた同相信号及び直交信号であり、Ａ及びＢは前歪みパラメータであり、これらは瞬時エンベロープ電力の関数である。便利なように、Ａ及びＢはルックアップテーブル（これについては後述する）にストアされ、（Ｉ2＋Ｑ2）によって与えられる瞬時エンベロープ電力のインデックスになっている。
【００３１】
図２について説明する。この図は、本発明による前歪みモジュール１２の構成を示している。モジュール１２は、上記の同相成分及び直交成分で構成された信号を受信する等化フィルタ２０を備えている。等価フィルタは、周知の構成であり、クリップモジュール２２に接続されている。このクリップモジュール２２は、等価フィルタからの信号を所定の閾値でクリップして、クリップされた信号を生成する。クリップモジュール２２の出力はローパスフィルタモジュール２４に供給され、クリップ処理によって発生した高周波成分を除去する。
【００３２】
ローパスフィルタモジュール２４は、フィルタされた信号を生成し、その出力はサンプリングモジュール２６に接続されている。サンプリングモジュール２６は、アップサンプリングされた信号をインデックス計算モジュールに供給する（例えば、２倍から８倍へサンプリングレートを増加する）。インデックスの値は、ベースバンド信号の同相成分及び直交成分に基づいて計算される。インデックス計算モジュールは、ストアされたパラメータを中にもつルックアップテーブル３０に接続されている。そのパラメータは、計算されたインデックスの値に基づいて抽出される。
【００３３】
ルックアップテーブル３０の前歪みパラメータＡ及びＢは、増幅器の特性をリニアライズするに必要な補正に極めて近似した１組の複素数の式から導き出される。なぜなら、ＡＢ級増幅器の特性の複雑な性質は、Ａパラメータについての１つの複素数の式に対してＢパラメータについての複数の複素数の式からなる一対の式を使用する得ることによって有利な結果になるからである（近い表現としては、Ａパラメータは増幅器の振幅歪みを補正し、Ｂパラメータは増幅器の位相歪みを補正すると言うことができる）。
【００３４】
これらの複素数の式は下記のように表現できる。
Ａ＝Ｃ0＋Ｃ1Ｐ＋Ｃ2Ｐ2＋Ｃ3Ｐ3（Ａ≦Ａmのとき）
Ａ＝Ａm（上記以外）
Ｂ＝Ｃ4Ｐ＋Ｃ5Ｐ2＋Ｃ6Ｐ3（Ｐ≦Ｐbのとき）
Ｂ＝（Ｂb1−Ｂb2）＋Ｃ7Ｐ＋Ｃ8Ｐ2＋Ｃ9Ｐ3（Ｐ＞Ｐbのとき）
ここで、Ｐ＝（Ｉ2＋Ｑ2）は、瞬時エンベロープ電力であり、Ａmは増幅器が飽和しないための最大値である。ＰbはＢパラメータが１つの複素数の式から他の複素数の式に遷移するときのブレークポイントである。Ｂb1及びＢb2は第１の複素数の式及び第２の複素数の式を用いる場合のＰ＝ＰbのときのそれぞれのＢの値である。Ｃ0乃至Ｃ9は、固有の増幅器ごとに関係する係数であり、温度や増幅器の構成要素の経年変化等によって変化する。Ａパラメータ及びＢパラメータについての２つの式を使用できるのは、もちろん適切な環境下でなければならない。
【００３５】
係数の時間変化の性質に適応するためには、本発明による適切な理論体系を用いる。本発明によれば、係数の値は常に最適にされ（あるいは最適になるように作用されて）、ＡＣＰを最小又は低減された状態にしている。図１に示したように、増幅器１６の出力における結合器１７はその出力のサンプルと取り、レシーバ１８は、ＡＣＰを低減若しくは最小化すべき周波数範囲に変換されて、受信電力に比例した電圧を発生する。
【００３６】
複数の周波数においてＡＣＰをサンプリングするためには、マルチレシーバを用いればよい。又は、関係する複数の周波数を順に処理する単一のレシーバを用いてもよい。異なる複数の周波数において得られた電圧は１つの量に結合され、その値は低減若しくは最小化すべきである。２つの周波数が用いられた場合、一般的には２つの使用で十分であるが、合成された電圧であるＶ1及びＶ2は、以下のように結合することができる。
Ｖ＝Ｖ1＋Ｖ2＋｜（Ｖ1−Ｖ2）｜
ここで、｜（Ｖ1−Ｖ2）｜は、（Ｖ1−Ｖ2）の絶対値である。このような絶対値を用いることによって、単に２つの値の加算値を用いた場合よりも、Ｖ1及びＶ2を共に低減若しくは最小化することができる。
【００３７】
Ｖを低減若しくは最小化する、したがってＡＣＰを低減若しくは最小化する係数の値を見出すための適切なアルゴリズムとしては、よく知られたシンプレックスアルゴリズムがある。このシンプレックスアルゴリズムは、Ｎｅｌｄｅｒ及びＭｅａｎによって、”Ａ  Ｓｉｍｐｌｅｘ  Ｍｅｔｈｏｄ  Ｆｏｒ  Ｆｕｎｃｔｉｏｎ  Ｍｉｎｉｍａｎｉｚａｔｉｏｎ”のタイトルで、Ｃｏｍｐｕｔｅｒ  Ｊｏｕｒｎａｌ，Ｖｏｌ．７，ｐｐ．３０８−３１３（１９６５）に記述されている。このアルゴリズムは、この明細書中に組み込まれている。後述するように、このアルゴリズムは修正された形式に改良されている。
【００３８】
再び図２を参照して説明する。修正されたシンプレックスアルゴリズムは、プロセッシングモジュール３２によって実行される。プロセッシングモジュール３２は、マイクロプロセッサ、デジタルシグナルプロセッサ、あるいはＦＰＧＡ（書換可能ゲートアレイ）を用いたプロセッシング回路を有する様々な形態をとることができるように充当すべきである。さらに、シンプレックスアルゴリズムは、ハードウェア及びソフトウェアの適切な組み合わせを利用したあらゆる適切な方法で実現できるように充当すべきである。そのハードウェア及びソフトウェアの適切な組み合わせについては、この明細書の中でその優れた技術が明らかになる。当然のことであるが、このアルゴリズムを実行するために用いるデバイス（この実施形態の場合には、モジュール３２である）は、このアルゴリズムを実行するに必要なコード及びデータを保存しかつ維持するに十分な記憶容量を持っていなければならない。
【００３９】
各繰り返しにおいて、アルゴリズムによって導き出される係数の値は、上記のＡ及びＢについての式の中で用いられ、次の繰り返しのために、アルゴリズムによってテーブルが生成される。アルゴリズムは、時間超過を発生するいかなる変化にも係数値が追従するように、連続的に実行することができる。
【００４０】
Ｎｅｌｄｅｒ及びＭｅａｎによって開発されたシンプレックス最適アルゴリズムは、関数値を最小若しくは低減するものであって、その関数値は数学的な計算によって得られたものであった。この動作モードの重要なことは、計算が何回繰り返された場合でも、同じ関数値が得られることである。これは、ノイズや変動によって必然的に異なる測定値の結果を生じるハードウェアの動作によって得られた値とは対照的である。この相違が重要な結果をもつのは、ハードウェア上でシンプレックスアルゴリズムをリアルタイムで動作させようとするときである。
【００４１】
シンプレックスアルゴリズムの真髄は、各繰り返しにおいて、最悪の関数値と結合した係数の組が、より良好な関数値をもたらす新たな係数の組に置き換えられることである。この新たな値が、そのときまでに得られた最高の関数値よりも良くても悪くても、アルゴリズムが進行するにつれて、次第により良い関数値が得られることが期待できる。測定においてノイズや変動の結果が例外的に良いものだとしても、それは誤った値が得られるに過ぎない。その後に得られた値がすべて誤った値よりも悪い場合には、アルゴリズムはその誤った値に収束することになる。このように、従来の形式においては、この場合のように最適化され操作された量の中に相当な変動が存在する状況では、アルゴリズムの使用は適切ではない。
【００４２】
この困難性を回避するために、シンプレックスアルゴリズムは本発明に関連した形式に修正されて使用される。繰り返しの最後において、以前の最高の値が比較的に良い値に置き換えられた場合でも、アルゴリズムは次の繰り返しに進む。しかしながら、新しく最高の値が生じない場合でも、存在している最高のポイントは再評価されて、以前の値の代わりに新しい値が用いられる。このように、このアルゴリズムは、変動した測定による誤ったデータを修復することができる。このような変動は、所望のポイント（できれば最適なポイント）に達するに必要な繰り返し数が大きくなる結果になるだろうが、その所望のポイントに達するのは避けられないだろう。
【００４３】
シンプレックスアルゴリズムの他の修正が必要であるのは、連続した動作ができるようにするため、及び、温度変化、部品の経年変化、あるいはその他の外乱によって発生する増幅器の特性に変化に追従できるようにするためである。従来のアルゴリズムの実行においては、ある１つの出口基準が設定され（その基準はシンプレックスの最悪及び最高のポイントの間の関数値の関数的変化に関係する）、その基準を満足したときにアルゴリズムは終了する。所望のあるいは最適なポイントに近づくと、アルゴリズムはシンプレックスのサイズを低減する。一般的にシンプレックスのサイズは、所望のポイントに達するときまでに、非常に小さくなっている。
【００４４】
一度この状態になると、アルゴリズムはもはや増幅器の特性の変化に反応することはできない。本発明の実行においては、各繰り返しの最初においてシンプレックスサイズをある１つの値、例えばプリセットした最小値と比較することによって、シンプレックスサイズがその値よりも小さくなった場合にはその値までサイズを増加して、シンプレックスサイズが小さくなり過ぎないようにしている。その値は、アルゴリズムが増幅器の特性の変化に追従できるに十分なほど大きい値で、かつ、所望の（あるいは最適な）ポイントに達することができないほどは大きくない値に選択される。適当な値としては、シンプレックスの最悪のポイントにおける係数の値が、最高のポイントにおける値に一致する値とは５乃至１０パーセント異なる場合の値である。
【００４５】
図２において、ルックアップテーブル３０は、このようにして十分なフィードバックをプロセッシングモジュール３２から受信する。サンプリングモジュール２６の出力は遅延回路３４にも接続され、遅延回路３４の出力もまた出力モジュール３６に接続されている。出力モジュール３６は、ルックアップテーブルから抽出されたパラメータ及びサンプリングされた信号に基づいて、出力信号を生成するように動作する。
【００４６】
図２の一部を選択したフィールドプログラマブル・ゲートアレイの具体例８００を図８に示す。Ｉデータ経路及びＱデータ経路は、８０２、８０４に示すように、２乗されてＩ2及びＱ2が生成される。これら２つの値は８０６において加算され、ルックアップテーブル３０のインデックスアドレスの形式になる。このルックアップテーブル３０は、２つの分離したデュアルポートＲＡＭメモリのブロック８０８及び８１０の形態を採っており、それぞれＡパラメータ及びＢパラメータを持っている。
【００４７】
２つのメモリブロックから出力されたパラメータは、遅延されたＩの値及びＱの値と８１２、８１４、８１６及び８１８において乗算され、４つの値Ｉ×Ａ、Ｉ×Ｂ、Ｑ×Ａ、及びＱ×Ｂが生成される。これらは加算器及び減算器のブロック８２０及び８２２によって合成され、（ＩＡ−ＱＢ）及び（ＱＡ＋ＩＢ）が生成される。これら２つの値は、Ｉ’及びＱ’として出力される。
【００４８】
さらに回路８２４は、デュアルポートメモリのブロック８０８，８１０に、プロセッシングモジュール３２において標準メモリインターフェース信号を用いて生成されたパラメータデータをロードする。デュアルポートメモリを使用することで、前歪み処理によるパラメータのアクセスを中断させることなくパラメータをロードできる。
【００４９】
理解されるべきことは、ルックアップテーブルがここにある形態である必要はないことである。例えば、プロセッシングモジュールは、必要に応じて、Ａ及びＢパラメータを得ることのできる十分な処理速度を持つ。この場合、プロセッシングモジュールは適当な係数を計算し、その後にＡ及びＢパラメータはプロセッシングモジュールによって必要又は求めに応じて計算され、ルックアップテーブル内にそのようなパラメータを格納する必要はない。
【００５０】
図１において、デジタル前歪み適応ループにおけるレシーバ１８は、指定周波数における狭帯域のＲＦ電力を測定するのに用いられる。このチューニングされた周波数は、例えばメインＣＤＭＡキャリア周波数からオフセットされ、ＡＣＰが最適アルゴリズムによって最小化される周波数である。
【００５１】
単一チャネルの単一変換レシーバ１８を図３に示す。特にこのレシーバ１８は、周波数シンセサイザ５０を備え、それはミキサ５２に接続されている。ミキサ５２の出力はローパスフィルタ５４に接続され、さらにローパスフィルタ５４の出力は中間周波数（ＩＦ）チェーン５６に接続されている。チェーン５６の出力はアナログ／デジタルコンバータ５８に接続され、図２に示すように、アナログ／デジタルコンバータ５８はプロセッシングモジュール３２に入力を供給する。
【００５２】
このブロックダイアグラムで重要な３つの周波数は、高周波（ＲＦ）、局発周波数（ＬＯ）、中間周波数（ＩＦ）であり、高周波（ＲＦ）は瞬時電力レベルを測定するためのものである。局発周波数（ＬＯ）はレシーバをチューニングするために必要に応じて変化する。中間周波数（ＩＦ）はこれらが混合されたものである。必要とされるＬＯ周波数は、ＬＯ＝ＲＦ−ＩＦにより求められる。
【００５３】
特に、レシーバ１８のＲＦ入力は電力増幅器１６の出力で分割される。広帯域ＲＦ信号はミキサ５２で中間周波数（IＦ）にダウンコンバートされ、そこではＩＦ＝ＲＦ−ＬＯとなる。ミキサ５２におけるＬＯはフェーズ・ロック・ループ（ＰＬＬ）周波数シンセサイザ５０によって生成される。このＬＯは、マイクロプロセッサからの（デジタル）チューニングコマンドによって設定される。
【００５４】
ローパスフィルタ５４は、ＲＦ＋ＬＯ周波数成分をＲＦ及びＬＯフィードスルーと同様にフィルタ処理するため、また、ミキサ５２で生成されたあらゆる高い周波数成分をフィルタ処理するために用いられる。レシーバＩＦチェーン５６は、図３における単一のブロックとして表される。レシーバＩＦチェーン５６に実際に含まれるのは、１つの形態においては、複数の増幅器及び１つの狭帯域バンドパスフィルタであり、このフィルタは、測定された電力がチューニングされた周波数における真の電力であること、及び、例えばＣＤＭＡキャリアからの電力を含んでいないことを保証する。
【００５５】
ＩＦチェーン５６はまた、受信信号強度インジケータ（ＲＳＳＩ）出力を生成する。この電圧はＩＦ電力に比例し、ＩＦ電力もまたＲＦ電力に比例し、それはアナログ／デジタルコンバータ（ＡＤＣ）でサンプリングされる。ＡＤＣ出力は、最適アルゴリズムによって使用されるデジタルワード（これはチューニングされた周波数における電力レベルに相当する）である。
【００５６】
ある具体例においては、最適アルゴリズムは周波数多重ポイントにおけるＡＣＰを監視し、このため単一チャネルレシーバは一定に再チューニングされる必要がある。この再チューニングは以下のような手順で行うことができる。
・マイクロプロセッサ（例えば、プロセッシングモジュール３２）はチューニングコマンドを周波数シンセサイザに送出する。これはＬＯ周波数（及び、それ故にレシーバのチューニングされた周波数）を設定することになる。
・マイクロプロセッサはＰＬＬ及びＲＳＳＩが安定するのを待つ。
・デジタル化されたＲＳＳＩの値がマイクロプロセッサによって読み出される。平均のＲＳＳＩが必要な場合には、多重読み出しが行われる。
・これらのステップは次の周波数で繰り返される。
【００５７】
図４に示す動作において、本発明によるシステムは、ベースバンド信号を得る（ステップ４０２）。これらのＩ及びＱベースバンド信号は最初に等価フィルタを通過する。この等価フィルタはＣＤＭＡの基準であるＩＳ−９５において定義された特性を持つ、よく知られたフィルタである。
【００５８】
これらの信号はクリップされ（ステップ４０４）、次にフィルタ処理される（ステップ４０６）。ベースバンド信号のサンプル（例えば、Ｉ成分）Ｔ１、Ｔ２、及びＴ３は、図５において時間領域の中で示され、この図でＴ１はクリップされる前の信号であり、Ｔ２はクリップされた後でフィルタ処理される前の信号であり、Ｔ３はローパスフィルタ処理された後に信号である。ベースバンドＣＤＭＡ信号Ｆ１のサンプルは図６において周波数領域の中で示されている。クリップされた信号Ｆ２及びフィルタ処理された信号Ｆ３もまた図６において周波数領域の中で示されている。
【００５９】
この示されているベースバンド信号は、クリップされ及びフィルタ処理された後の信号で、アップサンプリング及び歪ませる前の信号である。電力レベルが増大すると増幅器の利得は小さくなる。すなわち、増幅器は高い電力レベルの信号を抑圧する。この抑圧を補正するには、前歪み発生器が信号を拡大すること、すなわち（Ｉ2＋Ｑ2）が高い値に場合の信号レベルを増大させることが必要である。このため、信号の最大電力は前歪み発生器によって増加され、前歪み発生器は増幅器の非直線性を高い電力範囲においてさらに大きくするように駆動する。
【００６０】
この影響を緩和するために有利な方法は、信号が前歪みされる前に、信号の最大電力と平均電力との比率を低減することであり、このことは信号のピークが閾値を超えるときは常にその信号をクリップすることによって可能となる。クリッピング動作によって生成されるＡＣＰは、図６に示すようにフィルタによって除去される。
【００６１】
このときクリップされフィルタ処理された信号は、元々の２倍レートから８倍レートまでアップサンプリングされる（ステップ４０８）。アップサンプリングが必要な理由は、チャネル成分の出力（増幅器によって生成されるものと等しくかつ逆向きの成分）を生成することによって、非直線性の動作である前歪みが信号の帯域を拡げるからであり、これによりナイキスト周波数の上昇が必要になる。
【００６２】
アップサンプリングの後、インデックスの値又は瞬時エンベロープ電力は、（Ｉ2＋Ｑ2）の値を計算することによって得られる。この値はルックアップテーブルに対するインデックスとして用いられる（ステップ４１０）。パラメータＡ及びＢはこのとき得られるか、あるいは、計算されたインデックスの値を用いてルックアップテーブル３０から抽出される（ステップ４１２）。
【００６３】
そして、上記した式によるＩ及びＱの遅延サンプルを導くことによって、出力ベースバンド信号Ｉ’及びＱ’を発生するために用いられる（ステップ４１４）。遅延ブロック３４（図２）は、（Ｉ2＋Ｑ2）を計算するために必要な時間を補償するとともに、Ｉ及びＱサンプルがＡ及びＢと同時に出力ブロック３６に到達するように、Ａ及びＢをルックアップテーブルから抽出するために必要な時間を補償する。
【００６４】
出力信号はその後出力されて、レシーバ１８によってサンプリングされる（ステップ４１６）。レシーバは、プロセッシングモジュール３２を通った修正シンプレックスアルゴリズムの実行を経た十分なフィードバックをルックアップテーブルに供給する。このように歪みパラメータは、システムの最適なＡＣＰ低減ができるように十分に修正される。
【００６５】
対応するＣＤＭＡ周波数スペクトル７００を図７に示す。図に示すように、典型的なスペクトルの再増加領域Ｒ１及びＲ２が発生している。さらに、２つの狭帯域周波数Ｎ１及びＮ２が、レシーバ１８を用いて測定することができ、サンプリングすることができるＡＣＰ（又は、スペクトル増加電力）のところに見られる。グラフ上に示されている２つの点の実際の帯域幅を測る必要はない。
【００６６】
前に述べたように、本発明による方法は、前歪みによって増幅器の非直線性を可能な限り補正するように設計されている。その前歪みは、ベースバンド信号の振幅（主にパラメータＡによってなされる）及び位相（主にパラメータＢによってなされる）の両方でなされる。しかしながら、増幅器の非直線性がいくらでも補正できる訳ではないので、（単一チャネルＣＤＭＡシステムのように最大電力と平均電力との比が１に近い）信号の特性が振幅の実質的な拡大を与えないところで適応性がある。これらの適用において、位相を完全に（パラメータＢを介して）補正すること、及びＡm値の適切な設定によって振幅を部分的に補正することにより、多くの具体例が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるシステムの全体ブロックダイアグラムの図。
【図２】本発明によるデジタル前歪み発生器のブロックダイアグラムの図。
【図３】本発明によるレシーバのブロックダイアグラムの図。
【図４】本発明による方法を示すフローチャートの図。
【図５】ベースバンド波形を示すグラフの図。
【図６】本発明による信号変化を周波数領域において示すグラフの図。
【図７】本発明によって発生されたＣＤＭＡ信号を示すグラフの図。
【図８】図２の一部を示すブロックダイアグラムの図。
【符号の説明】
１２  前歪みモジュール
１４  ＩＱ変調器
１６  増幅器
１７  結合器
１８  レシーバ
２０  等価フィルタ
２２  クリッピングモジュール
２４  ローパスフィルタモジュール
２６  サンプリングモジュール
２８  インデックス計算モジュール
３０  ルックアップテーブル
３２  プロセッシングモジュール
３４  遅延ブロック
３６  出力モジュール
５０  周波数シンセサイザ
５２  ミキサ
５４  ローパスフィルタ
５６  ＩＦチェーン
５８  アナログ／デジタルコンバータ
８００  フィールドプログラマブル・ゲートアレイ
８０２、８０４、８１２、８１４、８１６、８１８  乗算器
８０６、８２０  加算器
８０８、８１０  デュアルポートランダムアクセスメモリ
８２２  減算器
８２４  ＣＰＵ／ＲＡＭ インターフェース
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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