(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
トランスの二次側の整流ダイオードを二次巻線の接地側に設け、該整流ダイオードのカソード側に発生するトランス電圧の一部を、チャージポンプ用のコンデンサと該コンデンサに蓄積される電荷に重畳させる他の電源との間に接続される昇圧トランジスタのゲート駆動電圧として利用するように構成されたことを特徴とするスイッチング電源のチャージポンプ回路。
【請求項２】
前記他の電源は直流電源であり、前記昇圧トランジスタのドレインに該直流電源が接続されたことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源のチャージポンプ回路。
【請求項３】
前記他の電源は、前記トランス他の二次巻線から取るように構成されたことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源のチャージポンプ回路。
【請求項４】
前記昇圧トランジスタのゲートにコンデンサを介してバイポーラトランジスタのエミッタが接続され、前記整流ダイオードのカソード側に前記バイポーラトランジスタのコレクタが接続されたことを特徴とする請求項３に記載のスイッチング電源のチャージポンプ回路。
【請求項５】
前記整流ダイオードは同期型整流ＦＥＴであることを特徴とする請求項４に記載のスイッチング電源のチャージポンプ回路。
【請求項６】
前記トランスの二次巻線の出力電圧側と昇圧出力電圧との間に用いられるダイオードをトランジスタに置き換えたことを特徴とする請求項３〜５のいずれか１項に記載のスイッチング電源のチャージポンプ回路。
【請求項７】
前記トランジスタはｎチャネル型ＦＥＴであることを特徴とする請求項６に記載のスイッチング電源のチャージポンプ回路。
【請求項８】
前記トランジスタのソース側を前記トランスの二次巻線の出力電圧側に接続したことを特徴とする請求項６または請求項７に記載のスイッチング電源のチャージポンプ回路。
【請求項９】
前記トランジスタのドレイン側を前記トランスの二次巻線の出力電圧側に接続し、前記昇圧出力電圧を前記出力電圧と前記他の電源の差の電圧としたことを特徴とする請求項６または請求項７に記載のスイッチング電源のチャージポンプ回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング電源のチャージポンプ回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
スイッチング電源に用いられるチャージポンプ回路はコイルや制御ＩＣが使用されている（例えば、特許文献１など）。
チャージポンプ回路を用いた従来のスイッチング電源の電圧変換回路の一例について、図面を参照して以下説明する。図１は、従来のスイッチング電源の昇圧型電圧変換回路の一例を示す回路図である。
【０００３】
図１に示すように、従来のスイッチング電源の電圧変換回路１００は、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータであり、トランスＴの一次側において、一端に電源電圧Ｖｃｃが供給される一次巻線Ｎ１の他端には、ｎチャネル型ＦＥＴ（電界効果型トランジスタ）のスイッチングトランジスタＱ１０１のドレインが接続されている。一方、トランスＴの二次側において、二次巻線Ｎ２の一端には、直列に接続されたダイオードＤ１０１と昇圧用のコイルＬを介してトランジスタＱ１０２のドレインが接続されている。また、アノード側がコイルＬ及びトランジスタＱ１０２のドレインに接続されたダイオードＤ１０２と、昇圧出力電圧Ｖ２を平滑するコンデンサＣ１０２が接続され、昇圧出力電圧Ｖ２を一定に保つように昇圧トランジスタＱ１０２を制御する制御ＩＣ１０２を備えている。
【特許文献１】特開平９−２１５２３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、従来のスイッチング電源におけるチャージポンプ回路は、スイッチング電源の複数の二次整流出力より高い出力電圧を得る場合において、トランスＴに巻線追加が困難な時、上記のような昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータを使用するのが一般的である。
このような昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータは、上記のようにコイルＬや制御ＩＣ１０２が必要であり、このため高価かつスペースを必要とすると言う問題点がある。また、このコイルＬによる電力損失が大きいという問題点もある。
なお、コイルを使用しないチャージポンプ回路用の制御ＩＣ（集積回路）も一般に市販されているが、このようなチャージポンプ回路用の制御ＩＣによる出力電流は、１００〜２００ｍＡ程度であり、大きな電流を取り出すことができないと言う問題点がある。
【０００５】
本発明が解決しようとする課題としては、スイッチング電源の電圧変換回路においてコイルＬ制御ＩＣが必要であり、このため高価かつスペースを必要とするという問題点や、このコイルによる電力損失が大きいという問題点、チャージポンプ回路用の制御ＩＣでは大きな電流を取り出すことができないと言う問題点が、それぞれ一例として挙げられる。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
請求項１に記載のスイッチング電源のチャージポンプ回路は、トランスの二次側の整流ダイオードを二次巻線の接地側に設け、該整流ダイオードのカソード側に発生するトランス電圧の一部を、チャージポンプ用のコンデンサと該コンデンサに蓄積される電荷に重畳させる他の電源との間に接続される昇圧トランジスタのゲート駆動電圧として利用するように構成されたことを特徴とする。 
【発明を実施するための最良の形態】
【０００７】
本発明に係るスイッチング電源のチャージポンプ回路の実施の形態は、トランスの二次側の整流ダイオードを二次巻線の接地側に設け、この整流ダイオードのカソード側に発生するトランス電圧の一部を、チャージポンプ用のコンデンサと該コンデンサに蓄積される電荷に重畳させる他の電源との間に接続される昇圧トランジスタのゲート駆動電圧として利用するように構成されたものである。
すなわち、チャージポンプ回路においてコイルを使用していないので、コイル損失がなく、また、チャージポンプ回路用の制御ＩＣを必要とせず、簡単に２つの電圧の和を昇圧電圧出力として取り出すことができ、また、比較的大きな電流（例えば、１Ａ以上）を出力できるものである。
【０００８】
以下、本発明に係るスイッチング電源のチャージポンプ回路の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
【０００９】
（第１の実施の形態）
図２は、本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源のチャージポンプ回路の回路図である。
図２に示すように、スイッチング電源のチャージポンプ回路１０は、トランスＴの一次側において、一端に電源電圧Ｖｃｃが供給される一次巻線Ｎ１の他端には、ｎチャネル型ＦＥＴのスイッチングトランジスタＱ１のドレインが接続されている。
【００１０】
一方、トランスＴの二次側において、二次巻線Ｎ２の一端（出力電圧Ｖ１側）には、二次側出力電圧Ｖ１を平滑する電解コンデンサＣ１とダイオードＤ２のアノードが接続され、このダイオードＤ２のカソードは、ダイオードＤ３のアノードに接続され、ダイオードＤ３のカソードが昇圧出力電圧Ｖ２に接続されている。また、ダイオードＤ２のカソードには電解コンデンサＣ２が接続され、ダイオードＤ３のカソードには電解コンデンサＣ３が接続されている。
【００１１】
また、ダイオードＤ２のカソードは、電解コンデンサＣ２を介して、ｎチャネル型ＦＥＴの昇圧トランジスタＱ２のソース及びダイオードＤ４のアノードに接続されている。トランジスタＱ２のドレインには、直流電源Ｖ３が接続され、ゲートにはアノードが接地されたツェナーダイオードＤ５のカソードが接続され抵抗ＲＧを介してトランスＴの二次巻線Ｎ２の他端に接続されている。また、トランスＴの二次巻線Ｎ２の他端（接地側）には、整流ダイオードＤ１及びダイオードＤ４のカソードが接続されている。
このチャージポンプ回路１０により、二次側の昇圧出力電圧Ｖ２として、Ｖ２＝Ｖ１＋Ｖ３の電圧が得られる。
【００１２】
図３は、本発明の第１の実施の形態に係るチャージポンプ回路におけるトランスＴの他端の電圧ＶＴ、トランジスタＱ２のゲート電圧ＶＧ、電解コンデンサＣ３に充電する電流ｉＳ、コンデンサＣ２に充電する電流ｉｃの各波形の実測値の波形の一例である。
図３に示すＶＴの波形において、トランジスタＱ１のオン期間の前の凹凸は、トランスＴの一次巻線Ｎ１の一次インダクタンスとトランジスタＱ１のドレイン容量との共振の影響によるものである。
また、トランジスタＱ１のオン期間始めの凹凸は、リーケージインダクタンスの影響である。
【００１３】
なお、Ｖ３は直流電源でなくてもよく、後述する第２〜第４の実施の形態のようにトランスＴの他の二次巻線から直流電源をとるように構成された整流手段が接続されるようにしてもよい。
【００１４】
（第２の実施の形態）
図４は、本発明の第２の実施の形態に係るスイッチング電源のチャージポンプ回路の回路図である。
図４に示すように、スイッチング電源のチャージポンプ回路２０は、トランスＴの一次側は、第１の実施の形態と同様に、一端に電源電圧Ｖｃｃが供給される一次巻線Ｎ１の他端には、スイッチングトランジスタＱ１のドレインが接続されている。
【００１５】
一方、トランスＴの二次側において、二次巻線Ｎ２１の一端（出力電圧Ｖ１側）には、二次側出力電圧Ｖ１を平滑する電解コンデンサＣ２１とダイオードＤ２２のアノードが接続され、ダイオードＤ２２のカソードは、ダイオードＤ２３のアノードに接続され、ダイオードＤ２３のカソードが昇圧出力電圧Ｖ２に接続されている。
【００１６】
また、ダイオードＤ２２のカソードには電解コンデンサＣ２２が接続され、ダイオードＤ２３のカソードには電解コンデンサＣ２３が接続されている。
【００１７】
また、ダイオードＤ２２のカソードは、電解コンデンサＣ２２を介して、ｎチャネル型ＦＥＴの昇圧トランジスタＱ２２のソースに接続され、また、ダイオードＤ２４のアノード及びダイオードＤ２６のカソードに接続されている。昇圧トランジスタＱ２２のゲートにはコンデンサＣ２Ｇを介してｎｐｎ型バイポーラトランジスタＱ２３のエミッタ及びダイオードＤ２５のアノードに接続されている。また、昇圧トランジスタＱ２２のゲート−ソース間には、抵抗Ｒ２２とダイオードＤ２７とが直列接続されるとともに、抵抗Ｒ２３が並列接続されている。
【００１８】
また、トランジスタＱ２３のコレクタは抵抗Ｒ２１を介してトランスＴの二次巻線Ｎ２１の他端（接地側）に接続されている。トランジスタＱ２３のベースはスイッチＳＷを介してトランスＴの二次巻線Ｎ２１の一端に接続されている。また、ダイオードＤ２４、Ｄ２５のカソードは二次巻線Ｎ２１の他端（接地側）に接続されている。
【００１９】
そして、昇圧トランジスタＱ２２のドレインは、トランスＴの他の二次巻線Ｎ２２からとられた電源電圧Ｖ３が接続されている。この電源電圧Ｖ３は、他の二次巻線Ｎ２２の一端に整流ダイオードＤ２８のアノードが接続され、この整流ダイオードＤ２８のカソードから電源電圧Ｖ３が出力される。なお、この電源電圧Ｖ３を平滑するために電解コンデンサＣ２４が二次巻線Ｎ２２の他端（接地側）との間に接続されている。
【００２０】
この第２の実施の形態では、トランジスタＱ２３は、昇圧トランジスタＱ２２のゲート電圧が過大とならないように、低損失でＶＧＳをクランプする。また、昇圧トランジスタＱ２２の動作をスイッチＳＷによって制御できるので、スイッチング電源が待機状態のときに、昇圧トランジスタＱ２２に対して、スイッチＳＷをオフ状態にすることにより電力ロスをゼロにすることができる。
【００２１】
この第２の実施の形態において、例えば、Ｖ１＝１２Ｖ、Ｖ３＝６．５Ｖとすると、Ｖ２＝１７Ｖとなる。また、このＶ２の出力電流も１Ａ以上が可能である。
【００２２】
また、昇圧トランジスタＱ２２のゲートを直接トランジスタＱ２３のエミッタに接続せずに、コンデンサＣＧによる容量結合とすることにより、昇圧トランジスタＱ２２に異常があったときの安全性を確保している。
なお、整流ダイオードＤ２１は同期型整流ＦＥＴであってもよい。
また、ダイオードＤ２６はコンデンサＣ２２の放電用であり、このダイオードＤ２６が無くとも回路動作には支障はない。
【００２３】
（第３の実施の形態）
図５は、本発明の第３の実施の形態に係るスイッチング電源のチャージポンプ回路の回路図である。
この第３の実施の形態は、前述の第２の実施の形態におけるダイオードＤ２２、Ｄ２３、Ｄ２４をそれぞれ（ｎチャネル型ＦＥＴ）トランジスタＱ３４、Ｑ３５、Ｑ３６に置き換えたものである。
【００２４】
図５に示すように、スイッチング電源のチャージポンプ回路３０は、トランスＴの一次側は、第１の実施の形態と同様に、一端に電源電圧Ｖｃｃが供給される一次巻線Ｎ１の他端には、スイッチングトランジスタＱ１のドレインが接続されている。
【００２５】
一方、トランスＴの二次側において、二次巻線Ｎ２１の一端（出力電圧Ｖ１側）には、二次側出力電圧Ｖ１を平滑する電解コンデンサＣ３１とトランジスタＱ３４のソースが接続され、このトランジスタＱ３４のドレインは、トランジスタＱ３５のソースが接続され、このトランジスタＱ３５のドレインが昇圧出力電圧Ｖ２に接続されている。
【００２６】
また、トランジスタＱ３４のドレインには電解コンデンサＣ３２が接続され、トランジスタＱ３５のドレインには電解コンデンサＣ３３が接続されている。
また、トランジスタＱ３４のドレインは、コンデンサＣ３２を介して、昇圧トランジスタＱ３２のソースに接続され、また、トランジスタＱ３６のドレインに接続されている。
昇圧トランジスタＱ３２のゲートには、（ｎｐｎ型バイポーラ）トランジスタＱ３３のエミッタ及びダイオードＤ３２のアノードと、トランジスタＱ３５のゲートが接続されている。
【００２７】
また、トランジスタＱ３３のベースは、直列接続されたスイッチＳＷ及び抵抗Ｒ３２を介してトランスＴの二次巻線Ｎ２１の他端に接続されている。トランジスタＱ３３のコレクタは抵抗Ｒ３１を介してトランスＴの二次巻線Ｎ２１の他端（接地側）に接続されている。ダイオードＤ３１、Ｄ３２のカソードは二次巻線Ｎ２１の他端（接地側）に接続されている。トランジスタＱ３５、Ｑ３６のゲートはゲート駆動回路３１によって駆動される。
【００２８】
そして、昇圧トランジスタＱ３２のドレインは、トランスＴの他の二次巻線Ｎ２２からとられた電源電圧Ｖ３が接続されている。この電源電圧Ｖ３は、他の二次巻線Ｎ２２の一端に整流ダイオードＤ３４のアノードが接続され、この整流ダイオードＤ３４のカソードから電源電圧Ｖ３が出力される。なお、この電源電圧Ｖ３を平滑するために電解コンデンサＣ３４が二次巻線Ｎ２２の一端（接地側）と電源電圧Ｖ３との間に接続されている。
【００２９】
本実施の形態では、第２の実施の形態におけるダイオードＤ２２、Ｄ２３、Ｄ２４をそれぞれ（ｎチャネル型ＦＥＴ）トランジスタＱ３４、Ｑ３５、Ｑ３６に置き換えたので、ダイオードロスを無くして高効率化が実現できる。さらに、大きな出力電流を取り出すことができる。なお、ここでは、トランジスタＱ３２、Ｑ３４、Ｑ３５、Ｑ３６は、全てｎチャネル型ＦＥＴである。
【００３０】
トランジスタＱ３４のゲート駆動電圧は、Ｖ１より５Ｖ以上高くなるように設定され、トランジスタＱ３５のゲート駆動電圧は、Ｖ２より５Ｖ以上高くなるように設定される。また、トランジスタＱ３４、Ｑ３６のゲート駆動タイミングは、ダイオードＤ３１のオンのタイミングに等しくなるように、ゲート駆動回路３１によって駆動される。
なお、ゲート駆動回路３１が構成できない場合は、トランジスタＱ３４、Ｑ３６を図４のダイオードＤ２２、Ｄ２４に置き換えても良い。
【００３１】
（第４の実施の形態）
図６は、本発明の第４の実施の形態に係るスイッチング電源のチャージポンプ回路の回路図である。
図６に示すように、スイッチング電源のチャージポンプ回路４０は、トランスＴの一次側は、第１の実施の形態と同様に、一端に電源電圧Ｖｃｃが供給される一次巻線Ｎ１の他端には、スイッチングトランジスタＱ１のドレインが接続されている。
【００３２】
一方、トランスＴの二次側において、二次巻線Ｎ２１の一端（出力電圧Ｖ１側）には、二次側出力電圧Ｖ１を平滑する電解コンデンサＣ４１とトランジスタＱ４４のドレインが接続され、このトランジスタＱ４４のソースは、トランジスタＱ４５のドレインが接続され、このトランジスタＱ４５のソースが昇圧出力電圧Ｖ２に接続されている。
また、トランジスタＱ４４のソースには電解コンデンサＣ４２が接続され、トランジスタＱ４５のソースには電解コンデンサＣ４３が接続されている。トランジスタＱ４４のソースは、コンデンサＣ４２を介して、昇圧トランジスタＱ４２のドレインに接続され、また、トランジスタＱ４６のソースに接続されている。
【００３３】
昇圧トランジスタＱ４２のゲートには、（ｎｐｎ型バイポーラ）トランジスタＱ４３のエミッタ及びダイオードＤ４２のアノードと、トランジスタＱ４５のゲートが接続されている。トランジスタＱ４３のベースは、直列接続されたスイッチＳＷ及び抵抗Ｒ４２を介してトランスＴの二次巻線Ｎ２１の他端（接地側）に接続されている。トランジスタＱ４３のコレクタは抵抗Ｒ４１を介してトランスＴの二次巻線Ｎ２１の他端（接地側）に接続されている。ダイオードＤ４１、Ｄ４２のカソードは二次巻線Ｎ２１の他端（接地側）に接続されている。
トランジスタＱ４５、Ｑ４６のゲートは、ゲート駆動回路４１によって駆動される。
【００３４】
そして、昇圧トランジスタＱ４２のソースは接地されている。
また、トランジスタＱ４６のドレインは電源電圧Ｖ３に接続されている。また、二次巻線Ｎ２２の一端は接地され、一方他端は整流ダイオードＤ４４のアノードが接続され、この整流ダイオードＤ４４のカソードから電源電圧Ｖ３が出力される。なお、この電源電圧Ｖ３を平滑するために電解コンデンサＣ４４が二次巻線Ｎ２２の一端（接地側）と電源電圧Ｖ３との間に接続されている。
【００３５】
本実施の形態では、第３の実施の形態におけるトランジスタＱ３６のドレインをＶ３に接続し、Ｑ３２、Ｑ３４、Ｑ３５、Ｑ３６のソース−ドレイン電極をそれぞれ逆に接続したものであり、これにより、出力電圧Ｖ２は、Ｖ１とＶ３の差の電圧、すなわちＶ２＝Ｖ１−Ｖ３の出力電圧が得られる。
【００３６】
以上、詳述したように、本発明の各実施の形態に係るチャージポンプ回路は、トランスＴの二次側の整流ダイオードＤ１（Ｄ２１，Ｄ３１，Ｄ４１）を二次巻線Ｎ２（Ｎ２１）の接地側に設け、この整流ダイオードＤ１（Ｄ２１，Ｄ３１，Ｄ４１）のカソード側に発生するトランス電圧の一部を、チャージポンプ用のコンデンサＣ２（Ｃ２２，Ｃ３２，Ｃ４２）と該コンデンサＣ２（Ｃ２２，Ｃ３２，Ｃ４２）に蓄積される電荷に重畳させる他の電源との間に接続される昇圧トランジスタＱ２（Ｑ２２、Ｑ３２、Ｑ４２）のゲート駆動電圧として利用するように構成されたものである。
すなわち、チャージポンプ回路においてコイルを使用していないので、コイル損失がなく、また、チャージポンプ回路用の制御ＩＣを必要とせず、簡単に２つの電圧の和を昇圧電圧出力として、または、２つの電圧の差を降圧電圧出力として取り出すことができ、また、比較的大きな電流（例えば、１Ａ以上）を出力できる。
【図面の簡単な説明】
【００３７】
【図１】従来のスイッチング電源の電圧変換回路の回路図である。
【図２】本発明の第１の実施形態に係るスイッチング電源のチャージポンプ回路の回路図である。
【図３】本発明の第１の実施形態に係るスイッチング電源のチャージポンプ回路における実測値の波形の一例である。
【図４】本発明の第２の実施形態に係るスイッチング電源のチャージポンプ回路の回路図である。
【図５】本発明の第３の実施形態に係るスイッチング電源のチャージポンプ回路の回路図である。
【図６】本発明の第４の実施形態に係るスイッチング電源のチャージポンプ回路の回路図である。
【符号の説明】
【００３８】
１０、２０、３０、４０  スイッチング電源のチャージポンプ回路
Ｃ１〜Ｃ３、Ｃ２１〜Ｃ２４、Ｃ２Ｇ、Ｃ３１〜Ｃ３４、Ｃ４１〜Ｃ４４  コンデンサ
Ｄ１〜Ｄ５、Ｄ２１〜Ｄ２８、Ｄ３１〜Ｄ３３、Ｄ４１〜Ｄ４３  ダイオード
Ｑ１  スイッチングトランジスタ
Ｑ２、Ｑ２２、Ｑ３２、Ｑ４２  昇圧トランジスタ
Ｑ２３、Ｑ３３〜Ｑ３６、Ｑ４３〜Ｑ４６  トランジスタ
Ｔ  トランス
ＳＷ  スイッチ
３１、４１  ゲート駆動回路
【図１】
0004669341.tif 000002
【図２】
0004669341.tif 000003
【図３】
0004669341.tif 000004
【図４】
0004669341.tif 000005
【図５】
0004669341.tif 000006
【図６】
0004669341.tif 000007