(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流モータを制御するための車載用モータ制御装置において、
上位制御装置からのトルク指令に基づいて、ｄ軸電流及びｑ軸電流（ここで、ｄ軸方向はモータの回転子の磁束方向、ｑ軸方向はモータの回転子の磁束方向に直交する方向を示す）の電流指令を演算するメイン制御部と、
前記交流モータのｄ軸方向及びｑ軸方向の電流を前記ｄ軸方向及びｑ軸方向の電流指令に対してフィードバックし、前記ｄ軸電流及びｑ軸電流を制御する電流制御演算部と、を備え、
前記電流制御演算部は、前記交流モータの回転情報を受け当該交流モータの回転速度を算出する速度演算部を有し、当該算出された交流モータの回転速度および前記電流指令に基づき前記ｄ軸電流及びｑ軸電流を制御し、
さらに当該電流制御演算部は、前記メイン制御部とは異なる演算周期で演算を実行する演算装置として、前記メイン制御部から独立したＬＳＩで構成され、
前記ＬＳＩは、演算周期が前記メイン制御部の演算周期よりも速く、
前記電流制御演算部は、車両に搭載されたバッテリコントローラの信号に基づき、前記モータに流す電流量あるいは前記制御装置の出力電圧あるいは前記電流制御の制御パラメータを変更し、
複数の交流モータに対応した複数の前記ＬＳＩを有することを特徴とする車載用モータ制御装置。
【請求項２】
請求項１記載の車載用モータ制御装置において、
前記電流制御演算部は制御レジスタを有し、
前記制御レジスタには電流制御定数もしくはモータ定数が設定されている、
ことを特徴とする車載用モータ制御装置。
【請求項３】
請求項１記載の車載用モータ制御装置において、
前記電流制御演算部は、前記交流モータの電流、及びバッテリの電圧を検出するためのＡＤ変換器を有している、ことを特徴とする車載用モータ制御装置。
【請求項４】
請求項１記載の車載用モータ制御装置において、
前記電流制御演算部は、ベクトル制御に必要な座標変換演算部を有し、当該座標変換部はアナログ回路で構成された演算モジュールである、ことを特徴とする車載用モータ制御装置。
【請求項５】
請求項１記載の車載用モータ制御装置において、
前記バッテリ制御装置を内蔵した、ことを特徴とする車載用モータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、車載用モータ制御装置に係り、特に、ＤＣブラシレスモータ（交流モータ）の制御に用いるに好適な車載用モータ制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
最近、自動車に搭載されているアクチュエータの電動化に伴い、ＥＰＳ（電動パワーステアリングシステム）や電動ブレーキシステム等の車載用モータ制御装置は、急速に需要が伸びている。この車載用モータ制御装置においては、従来の油圧アクチュエータの置き換えということもあり、非常に早い制御応答性が要求されており、 ＤＣブラシレスモータ（ＤＣＢＬモータ）が用いられている。そして、早い制御応答の要求に対応するためには、例えば、特開２００１−３１５６５７号公報に記載されているように、外乱電圧オブザーバを構成し、高応答なトルク制御を実現するものが知られている。また、例えば、特開平４−３４０３９０号公報に記載されているように、１２０度通電用の電流制御演算部を別のハードで構成したものが知られている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００１−３１５６５７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、特開２００１−３１５６５７号公報に記載のように、外乱オブザーバを構成して高応答なトルク（電流）制御を実現しようとした場合、マイコン等で構成される制御装置の演算周期以上に制御応答性を速くすることはできない。また、この演算周期についても、制御装置では電流制御のほかシステム・通信・保護など様々な演算を行うため、それほど演算周期を短くできないといったものである。
【０００５】
そこで、より速い応答性能を実現するためには、トルク（電流）制御演算を上記システム制御や通信、保護などの演算とは別の独立した演算装置を備え、より短い演算周期で演算することが考えられる。特開平４−３４０３９０号公報では、電流制御演算部を別のハードで構成したものが記載されているが、特開平４−３４０３９０号公報に記載のものは１２０度通電用であり、ベクトル制御を用い高応答かつ高精度にモータを制御できるではないものである。
【０００６】
本発明の目的は、ＤＣブラシレスモータを高応答かつ高精度に制御することができるコントローラを有する車載用モータ制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記目的を達成するために、本発明の代表的な構成は、交流モータを制御するための車載用モータ制御装置において、上位制御装置からのトルク指令に基づいて、ｄ軸電流及びｑ軸電流（ここで、ｄ軸方向はモータの回転子の磁束方向、ｑ軸方向はモータの回転子の磁束方向に直交する方向を示す）の電流指令を演算するメイン制御部と、前記交流モータのｄ軸方向及びｑ軸方向の電流を前記ｄ軸方向及びｑ軸方向の電流指令に対してフィードバックし、前記ｄ軸電流及びｑ軸電流を制御する電流制御演算部と、を備え、前記電流制御演算部は、前記交流モータの回転情報を受け当該交流モータの回転速度を算出する速度演算部を有し、当該算出された交流モータの回転速度および前記電流指令に基づき前記ｄ軸電流及びｑ軸電流を制御し、さらに当該電流制御演算部は、前記メイン制御部とは異なる演算周期で演算を実行する演算装置として、前記メイン制御部から独立したＬＳＩで構成され、前記ＬＳＩは、演算周期が前記メイン制御部の演算周期よりも速く、前記電流制御演算部は、車両に搭載されたバッテリコントローラの信号に基づき、前記モータに流す電流量あるいは前記制御装置の出力電圧あるいは前記電流制御の制御パラメータを変更し、複数の交流モータに対応した複数の前記ＬＳＩを有するものである。  
かかる構成により、ＤＣブラシレスモータを高応答かつ高精度に制御し得るものとなる。
【０００８】
かかる構成により、ＤＣブラシレスモータを高応答かつ高精度に制御し得るものとなる。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、ＤＣブラシレスモータを高応答かつ高精度に制御することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】図１は、ＤＣＢＬモータの制御系の一般的な構成を示すブロック図である。
【図２】図２は、ＤＣＢＬモータの制御に用いるｄ−ｑ座標の座標系の説明図である。
【図３】図３は、ＤＣＢＬモータの制御系に用いる電流制御部の構成を示すブロック図である。
【図４】図４は、車載用モータ制御装置における応答性の説明図である。
【図５】図５は、本発明の第１の実施形態による車載用モータ制御装置の構成を示すシステム構成図である。
【図６】図６は、本発明の第１の実施形態による車載用モータ制御装置に用いる電流制御専用ＬＳＩの構成図である。
【図７】図７は、本発明の第２の実施形態による車載用モータ制御装置に用いる電流制御専用ＬＳＩの構成図である。
【図８】図８は、本発明の第３の実施形態による車載用モータ制御装置の構成を示すブロック図である。
【図９】図９は、本発明の第４の実施形態による車載用モータ制御装置の構成を示すブロック図である。
【図１０】図１０は、本発明の第５の実施形態による車載用モータ制御装置の構成を示すブロック図である。
【図１１】図１１は、本発明の第６の実施形態による車載用モータ制御装置の構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、図１〜図６を用いて、本発明の第１の実施形態による車載用モータ制御装置の構成について説明する。
【００１２】
最初に、図１及び図２を用いて、ＤＣＢＬモータの制御系置の一般的な構成について説明する。
【００１３】
図１は、ＤＣＢＬモータの制御系の一般的な構成を示すブロック図である。図２は、ＤＣＢＬモータの制御に用いるｄ−ｑ座標の座標系の説明図である。
【００１４】
近年、電動パワーステアリングシステムや電動ブレーキシステムに代表されるような車載用アクチュエータの電動化に伴い、車載用モータ制御装置は急速に需要が伸びている。さらに最近では、適用する車種の大型化に伴いモータの負荷が大きくなり、小型で高効率なＤＣＢＬ（ＤＣブラシレス）モータがそれまで主流であったＤＣ（直流）モータに代わって用いられはじめている。
【００１５】
ＤＣＢＬモータ制御系において、コントローラ１００は、上位コントローラでのシステム制御により演算されたトルク指令Ｔｒ＊を入力して、ＤＣＢＬモータＭが指令通りのトルクを発生するように、ＰＷＭ信号をＰＷＭインバータＩＮＶに対し出力する。
【００１６】
コントローラ１００は、電流指令発生部ｆ１０と、電流制御部ｆ２０と、３相変換部ｆ３０と、ＰＷＭ信号発生部ｆ４０と、ゲートドライバｆ５０と、電流検出部ｆ６０と、ｄ−ｑ変換部ｆ７０と、速度演算部ｆ８０と、位置検出部ｆ９０とを備えている。
【００１７】
電流指令発生部ｆ１０は、トルク指令Ｔｒ＊とモータ速度ωｍ＾を入力し、現在の動作点での最高効率となるような電流指令ｉｑ＊，ｉｄ＊を決定し、出力する。ここで、ｉｄ＊はモータ回転子の磁束方向（ｄ軸）の電流指令であり、ｉｑ＊はモータ回転子の磁束方向に直交する方向（ｑ軸）の電流指令である。
【００１８】
図２に示すように、ｄ−ｑ座標は回転座標系であり、静止座標系α−β軸（Ｕ−Ｖ−Ｗ相を２相変換した座標）に対して、モータ角速度ωで回転する。このとき、基準となるα軸（０°方向）からモータの磁束方向（ｄ軸）までの位相を磁極位置（磁束方向）θとする。
【００１９】
電流制御部ｆ２０は、回転座標ｄ−ｑ軸上での電流制御演算を行い、ｄ−ｑ軸での電圧指令Ｖｄｃ，Ｖｑｃを決定する。このようにｄ−ｑ座標での電流制御を行うことにより、磁束方向の電流とそれに直交する（トルクに作用する）電流をそれぞれ高精度に制御することができる。その結果、モータのトルク、ならびに磁束が高精度に制御可能となる。
【００２０】
３相変換部ｆ３０は、ｄ−ｑ軸からＵ−Ｖ−Ｗ相への座標変換を行い、３相の交流電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を出力する。ＰＷＭ信号発生部ｆ４０は、交流電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊をＰＷＭ信号に変換し、このＰＷＭ信号をゲートドライバｆ５０を介して、インバータＩＮＶに対し出力する。
【００２１】
また、電流制御に使用されるフィードバック値ｉｄ＾，ｉｑ＾は、次のようにして検出する。まず、３相の電流センサＤＩｕ，ＤＩｖ，ＤＩｗから検出されたモータ電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗをＡＤ変換器等で構成される電流検出部ｆ６０で取り込み、ｄ−ｑ変換部ｆ７０においてｄ−ｑ軸の検出電流ｉｄ＾，ｉｑ＾を演算し、電流制御部ｆ２０にフィードバックする。
【００２２】
この制御系では、上述のように、ｄ−ｑ座標電圧指令からＵ−Ｖ−Ｗ相電圧指令、またはＵ−Ｖ−Ｗ相電流からｄ−ｑ座標電流を得るための座標変換演算に磁極位置θが必要となる。このため、モータＭに位置検出器ＰＳを設けてコントローラ１００内の位置検出部ｆ９０とともにＤＣＢＬモータＭの回転子磁極位置検出値θｃを検出する。また、電流指令発生部ｆ１０および電流制御部ｆ２０において必要なモータ角速度ωｍは、速度演算部ｆ８０において回転子磁極位置検出値θｃの時間変化量として求められる。（速度演算部ｆ８０においては、位置センサＰＳからの回転パルスをコントローラのカウンタで計測し、その計測値によりモータ速度を演算する方法もある。）
なお、上述の制御系は、ＤＣＢＬモータの一般的な制御系であり、本願内容の適用範囲はこの制御方式に限定されるものではない。
【００２３】
次に、図３を用いて、ＤＣＢＬモータの制御系に用いる電流制御部ｆ２０の構成例について説明する。
【００２４】
図３は、ＤＣＢＬモータの制御系に用いる電流制御部の構成を示すブロック図である。
【００２５】
電流制御部ｆ２０の構成は、ｄ−ｑ座標での電流フィードバック制御である。それぞれｄ軸，ｑ軸上において、電流指令値ｉｄ＊，ｉｑ＊に対して電流検出値ｉｄ＾，ｉｑ＾をフィードバックする。そして、比例・積分演算部ｆ２２，ｆ２４により、その偏差量に対して補償演算を行い、さらに、非干渉制御部ｆ２６により各ｄ軸，ｑ軸の誘起電圧による干渉成分（補償量Ｖｄ１、Ｖｑ１）を演算し、補償することにより、ｄ軸電圧指令値Ｖｄｃ，ｑ軸電圧指令値Ｖｑｃを算出する。ｄ軸電圧指令値Ｖｄｃ，ｑ軸電圧指令値Ｖｑｃは、３相変換部ｆ３０により３相変換演算され、３相交流電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に変換され、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の電圧指令を出力される。
【００２６】
以上述べてきたモータ制御部は、通常、マイクロコンピュータ（マイコン）を用いてディジタル的に処理が行われる。マイコンではモータ制御部分のみならず、より上位のシステム制御・通信・異常監視や保護機能など様々な処理を行うため、ＣＰＵの処理負荷が大きくなり、速い演算周期の場合でもおおよそ１００μｓｅｃ程度の演算周期で処理が行われる。
【００２７】
ここで、図４を用いて、車載用モータ制御装置における応答性について説明する。
図４は、車載用モータ制御装置における応答性の説明図である。
【００２８】
ＥＰＳなどの車載用モータ制御装置では、従来の油圧アクチュエータからの置き換えということもあり、非常に速い制御応答性が要求される。その例を図４に示す。例えば電流指令値に対する電流検出値の所要応答時定数が１ｍｓ程度とされる場合がある。加えて車載用として適用されるＤＣＢＬモータは大容量で小型化されたものであり、巻き線抵抗が数ｍΩと非常に小さく、モータケーブルの長さにより抵抗成分が大きく変動し、容易に制御応答性が変動することが考えられる。このとき、仮にモータケーブルが短くなり抵抗成分が非常に小さくなった場合、結果的に電流制御系の設定ゲインが実際の抵抗成分に対し非常にハイゲインになることによって電流応答が速くなり、制御装置の演算周期が電流制御系の安定性に影響を与える場合がある。このようなときには図４に示すように応答が振動系となる。また、このような現象を避けようと、応答を下げた場合には、システムが所要の性能を発揮できないことになる。
【００２９】
次に、図５及び図６を用いて、本実施形態による車載用モータ制御装置の構成について説明する。
【００３０】
図５は、本発明の第１の実施形態による車載用モータ制御装置の構成を示すシステム構成図である。図６は、本発明の第１の実施形態による車載用モータ制御装置に用いる電流制御専用ＬＳＩの構成図である。なお、図１と同一符号は、同一部分を示している。
【００３１】
上述の応答性の問題を回避するためには、所要の電流応答性に対して十分短い制御周期で制御演算を行うことが有効であると考えられる。しかしながら、このような車載用モータ制御装置のコントローラはモータの電流制御演算のほか、システム・通信・保護など様々な演算を行うため、それほど短くできないのが現状である。
【００３２】
そこで、本実施形態では、コントローラ１００は、所要の制御応答速度に対してモータの電流制御演算周期を十分に短くできるように、電流制御以外の処理を行うメイン制御部１２０と、電流制御処理のみを行う電流制御演算ＬＳＩ１４０とに分けている。このようにすることで、電流制御処理を行う演算部（電流制御演算ＬＳＩ１４０）は、ＣＰＵ負荷が大幅に減り、従来に比べ数倍〜十倍程度の演算周期で処理を行うことが可能となる。実際には電流制御演算モジュールをマイコン内に別途設けるか、もしくは電流制御専用ＬＳＩをコントローラ内に設ける。
【００３３】
図５に示す例では、演算部として、電流制御演算ＬＳＩ１４０をコントローラ１００の内部に設けている。電流制御演算ＬＳＩ１４０は、図１に示した構成要件の中で、電流制御部ｆ２０と、３相変換部ｆ３０と、ＰＷＭ信号発生部ｆ４０と、ゲートドライバｆ５０と、電流検出部ｆ６０と、ｄ−ｑ変換部ｆ７０と、速度演算部ｆ８０と、位置検出部ｆ９０との機能を有している。メイン制御部１２０は、図１の構成要件の中で電流指令発生部ｆ１０の機能並びに上位のシステム制御・通信・異常監視や保護機能など様々な機能を有している。メイン制御部１２０は、例えば、２ｍｓや５ｓｍの演算周期で動作するのに対して、演算部１４０は、１００μｓ〜数十μｓの演算周期で動作する。メイン制御部１２０においては、今まで処理していた高速の電流制御処理を行わないため、通常の安価な汎用マイコンにより実現することが可能となる。なお、速度演算部ｆ８０については、メイン制御部１２０に機能を持たせてもよいものである。
【００３４】
以上のように構成をすることで、電流制御演算周期を従来に比べ数倍〜十倍程度とすることができ、安定な電流制御系を実現することができる。また、図５では電流制御演算部分を専用ＬＳＩとしておいた場合の構成を示したが、電流制御演算部分をモジュール化し、メイン制御演算を実現する汎用マイコン内の１つの周辺モジュールとして構成することも可能である。
【００３５】
次に、図６を用いて、電流制御専用ＬＳＩの構成について説明する。電流制御専用ＬＳＩ１４０は、上位コントローラ（図５のメイン制御部１２０）からの電流指令を通信によりＲＡＭ１４２に格納する。また、バッテリー電圧仕様，制御応答時間，ドライブするモータの定数等の電流制御に必要なパラメータは、制御レジスタ１４４に設定可能とする。実際の制御ロジックは、ＲＯＭ１４６に書かれており、これにしたがって演算装置１４８が処理演算を進める。
【００３６】
また、電流制御に必要なフィードバック信号のうち、モータの回転子位置は位置センサからの信号をタイマカウンタ１５０で検出する。位置検出部分は、位置センサの種類に応じて構成が異なる。例えば、位置センサがレゾルバであるならば、この位置検出部分がデータバスで構成される場合、もしくは回転パルス（Ａ相，Ｂ相）入力するカウンタで構成される場合もある。
【００３７】
さらに、モータ電流は専用の高速Ａ／Ｄ変換器１５２で検出される。ここで、高速Ａ／Ｄ変換器１５２は、２相もしくは３相電流を同時にサンプリングできるように検出電流の数だけサンプルホルダを設けている。高速Ａ／Ｄ変換器１５２は、電流制御の出力調整に必要なバッテリー電圧値も検出できるものである。
【００３８】
また、専用ＬＳＩ１４０はｄ−ｑ座標上で制御を行うため、３相変換部１５４と、ｄ−ｑ変換部１５６を備えている。３相変換部１５４，ｄ−ｑ変換部１５６は既に定まった演算であり、今後変更することがないアルゴリズムである。そこで、この３相変換部１５４，ｄ−ｑ変換部１５６はオペアンプなどのアナログ素子でハード的に構成する。このようにすることにより、より高速に電流制御演算を行うことができるようになる。
【００３９】
以上の構成で演算された電圧指令はＰＷＭタイマ１５８でＰＷＭ信号にパルス幅変調され、ゲートドライバ１６０を介して、ＰＷＭインバータに出力される。このとき、ゲートドライバ１６０も専用ＬＳＩ１４０内に設ければ、より部品点数を減らすことができる。
【００４０】
なお、以上の説明では、電流制御部分を専用ＬＳＩとして説明したが、前述のようにマイコンの周辺モジュールとして構成してもよいものである。さらに電流制御方法について、本実施例ではｄ−ｑ座標での電流フィードバック方式を前提としたが、３相交流での電流フィードバック制御も実現可能である。
【００４１】
以上説明したように、本実施形態によれば、電流制御のための演算部として専用の電流制御専用ＬＳＩを設け、このＬＳＩにＤＣブラシレスモータの電流フィードバック制御機能を設け、１８０度通電用の電流制御演算部としては、ＤＣブラシレスモータの電流をモータ回転子の磁束方向であるｄ軸とそれに直交するｑ軸の方向に座標変換するｄ−ｑ変換部や、ｄ軸電圧指令値Ｖｄｃ，ｑ軸電圧指令値ＶｑｃをＵ，Ｖ，Ｗ相の３相交流電圧指令に変換する３相変換部の機能を備え、ｄ軸方向の電流とｑ軸方向の電流をそれぞれフィードバック制御するようにしているので、ＤＣブラシレスモータを高応答かつ高精度に制御することができるものとなる。
【００４２】
次に、図７を用いて、本発明の第２の実施形態による車載用モータ制御装置の構成について説明する。
【００４３】
図７は、本発明の第２の実施形態による車載用モータ制御装置に用いる電流制御専用ＬＳＩの構成図である。なお、図６と同一符号は、同一部分を示している。
【００４４】
本発明の一実施形態の電流制御専用ＬＳＩ１４０Ａは、図６の演算装置１４８，３相変換部１５４，ｄ−ｑ変換部１５６に替えて、演算部分を再構築可能演算装置１６２としている。再構築可能演算装置１６２は、基本的なアナログ回路が複数組用意されているアナログ素子群を示し、プログラミングにより配線を変更することが可能な装置である。このような装置を用いれば、電流制御の構成を自由に変更することも可能である。
【００４５】
本実施形態によれば、ＤＣブラシレスモータを高応答かつ高精度に制御することができるとともに、電流制御の構成を自由に変更できるものとなる。
【００４６】
次に、図８を用いて、本発明の第３の実施形態による車載用モータ制御装置の構成について説明する。
【００４７】
図８は、本発明の第３の実施形態による車載用モータ制御装置の構成を示すブロック図である。なお、図５と同一符号は、同一部分を示している。
【００４８】
本実施形態では、メイン制御部１２０に対して、複数の電流制御専用ＬＳＩ１４０，１４０−１を有している。電流制御専用ＬＳＩ１４０，１４０−１の構成は、図６若しくは図７に示した構成となっている。電流制御専用ＬＳＩ１４０，１４０−１は、それぞれ、ＰＷＭインバータＩＮＶ，ＩＮＶ１を制御して、ＤＣＢＬモータＭ，Ｍ１を駆動制御する。
【００４９】
従来は、演算時間に余裕がないなどの理由により、一つのマイコンで２つのモータを高応答に制御することは非常に困難であったが、本実施形態のような構成すると、一つのメイン制御部１２０で複数モータＭ，Ｍ１，インバータＩＮＶ，ＩＮＶ１を駆動することができる。複数の電流制御専用ＬＳＩ１４０，１４０−１は同時に動作させることができるため、一つのメイン制御部１２０のみでも高応答に複数のモータを制御することが可能となる。
【００５０】
車載用モータ制御装置の中では、電動ブレーキシステムはこのように複数のモータを同時に、かつそれぞれを独立に高応答制御する必要があるため、このようなシステムに本実施形態は好適である。
【００５１】
本実施形態によれば、ＤＣブラシレスモータを高応答かつ高精度に制御することができるとともに、複数のモータを同時に独立に制御することができるものとなる。
【００５２】
次に、図９を用いて、本発明の第４の実施形態による車載用モータ制御装置の構成について説明する。
【００５３】
図９は、本発明の第４の実施形態による車載用モータ制御装置の構成を示すブロック図である。なお、図５と同一符号は、同一部分を示している。
【００５４】
本実施形態では、電流制御専用ＬＳＩ１４０Ｂに、図６や図６に示した電流制御専用ＬＳＩ１４０，１４０Ａの機能に加えて監視機能を持たせ、汎用マイコン等で実現されているメイン制御部１２０Ｂと電流制御専用ＬＳＩ１４０Ｂの間で相互監視を行うようにする。
【００５５】
通常、車載用コントローラにはいわゆる「監視マイコン」が搭載されており、制御用のメインマイコンの異常を常に監視している。この場合、監視用マイコンとして、別途ＬＳＩを用意する必要があり、コスト的に不利である。
【００５６】
それに対して、上述のように構成することにより、新たに「監視マイコン」を追加する必要がなく、部品数も低減でき、コスト的に有利となる。
【００５７】
本実施形態によれば、ＤＣブラシレスモータを高応答かつ高精度に制御することができるとともに、相互監視機能を容易に実現できるものとなる。
【００５８】
次に、図１０を用いて、本発明の第５の実施形態による車載用モータ制御装置の構成について説明する。
【００５９】
図１０は、本発明の第５の実施形態による車載用モータ制御装置の構成を示すブロック図である。なお、図５と同一符号は、同一部分を示している。
【００６０】
本実施形態では、コントローラ１００Ｃ内に、バッテリーＶＢの状態を監視し、適正な充放電となるように制御するバッテリーコントローラ１６０を有している。バッテリーコントローラ１６０によりバッテリーＶＢの電圧、ならびに充放電量を制御し、得られた制御操作量を電流制御専用ＬＳＩ１４０Ｃに送る。電流制御専用ＬＳＩ１４０Ｃでは、この制御操作量に基づいて電流制御の出力を調整する。
【００６１】
このような構成とすることで、汎用ＣＰＵにソフト的な負担をかけることなくバッテリーコントローラと電流制御ＬＳＩによるバッテリーの長寿命化が図れ、最適なバッテリーコントロールが可能となる。
【００６２】
本実施形態によれば、ＤＣブラシレスモータを高応答かつ高精度に制御することができるとともに、バッテリーの長寿命化が図れるものとなる。
【００６３】
次に、図１１を用いて、本発明の第６の実施形態による車載用モータ制御装置の構成について説明する。
【００６４】
図１１は、本発明の第６の実施形態による車載用モータ制御装置の構成を示すブロック図である。なお、図５と同一符号は、同一部分を示している。
【００６５】
本実施形態では、複数のメイン制御部１２０，１２０−１と、複数の電流制御専用ＬＳＩ１４０，１４０−１と、ＰＷＭ信号切替部Ｐ−ＳＷとを備えている。各メイン制御部１２０，１２０−１や、各電流制御専用ＬＳＩ１４０，１４０−１の基本構成や機能は、図５に示したメイン制御部１２０や、各電流制御専用ＬＳＩ１４０と同様である。
【００６６】
第１のメイン制御部１２０は、運転者の操作に基づいたシステム制御演算を行い、ＤＣＢＬモータＭの電流指令値ｉｄ＊１，ｉｑ＊１を出力する。第２のメイン制御部１２０−１は、自動車の前方，後方，あるいは側方を検知するレーダやカメラからの信号に基づいてシステム制御演算を行い、ＤＣＢＬモータＭの電流指令値ｉｄ＊２，ｉｑ＊２を出力する。第１のメイン制御部１２０及び第２のメイン制御部１２０−１は、それぞれ、電流制御専用ＬＳＩ１４０，１４０−１に接続されており、それぞれ独立してＤＣＢＬモータＭを制御可能である。
【００６７】
ＰＷＭ信号切替部Ｐ−ＳＷは、電流制御専用ＬＳＩ１４０，１４０−１の出力信号を切り替えて、ＰＷＭインバータＩＮＶに出力する。ＰＷＭ信号切替部Ｐ−ＳＷは、通常は、運転者の操作に基づいたシステム制御演算を行う第１のメイン制御部１２０の出力により、ＤＣＢＬモータＭを駆動するように判断する。しかし、障害物の接近等でアラームが発信されたにもかかわらず運転者の反応がない場合に限り、衝突回避動作として第２のメイン制御部１２０−１の出力により、ＤＣＢＬモータＭを駆動する。なお、第２のメイン制御部１２０−１の出力により、ＤＣＢＬモータＭが駆動されている場合でも、運転者の反応があれば、第１のメイン制御部１２０の駆動に切り替える。このような動作の場合、メイン制御部は早い演算処理が必要であるため、２つ以上の異なった信号に対して同一のＣＰＵでの処理は困難である。そこで、本実施形態のように２つのメイン制御部及び２つの電流制御専用ＬＳＩを設けるようにしている。
【００６８】
本実施形態によれば、ＤＣブラシレスモータを高応答かつ高精度に制御することができるとともに、衝突回避等の動作を行うことができるものとなる。
【００６９】
以上説明したように、各実施形態によれば、電流制御専用ＬＳＩを新たに設けることにより、メイン制御を行うマイコンにソフト的な負担をかけることなく制御応答性が向上し、かつコストを上げることなく信頼性を確保することができる。したがって、安定でかつ、高応答制御性を有する車載用モータ制御装置を得ることができる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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