(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
送受信機における送信機と受信機との間の干渉を補正する補正ユニットであって、
前記送信機より送信された信号の２乗包絡を計算する計算ユニットと、
前記受信機での前記２乗包絡の受信にかかる時間遅延を計算する同期ユニットと、
前記２乗包絡に前記時間遅延を与える遅延ユニットと、
前記時間遅延した前記２乗包絡に基づいて、前記受信機に供給する補正量を計算する推定・スケーリングユニットと、
とを備えることを特徴とする補正ユニット。
【請求項２】
前記同期ユニットは、前記受信機からのベースバンド信号および前記送信機の前記２乗包絡を受信し、相関ルーチンを実行することを特徴とする請求項１に記載の補正ユニット。
【請求項３】
信号の送受信に用いられる送受信機であって、
入力信号を受信し、その入力信号をベースバンド信号にダウンコンバートするダイレクトコンバージョン受信機と、
送信するデータを受信し、そのデータを相手先に送信するために変調する送信機と、
前記送信機で変調された前記データと、前記受信機を妨害する前記送信機からの送信信号に対して必要な時間長を示す時間遅延とを用いて前記受信機を補償する誤差補正ユニットと、
を備え、
前記誤差補正ユニットは、前記送信機で変調された前記データを用いて、前記送信機の２乗包絡を表す信号を計算し出力する計算ユニットを含む
ことを特徴とする送受信機。
【請求項４】
前記誤差修正ユニットは、更に、
前記計算ユニットの出力を受信し、前記時間遅延を計算して遅延ユニットに出力する同期ユニットを含むことを特徴とする請求項３に記載の送受信機。
【請求項５】
前記遅延ユニットは、前記送信機の２乗包絡を表す前記信号に前記時間遅延を与えることを特徴とする請求項４に記載の送受信機。
【請求項６】
前記誤差修正ユニットは、更に、
次式により定数のセットを計算し、その定数のセットに基づいて前記受信機を補償するための誤差値を計算する推定器を備えることを特徴とする請求項５に記載の送受信機。
0004718075.tif 000007
ただし、Zirx(k)およびZqrx(k)は所望のベースバンドベクトル、r2tx(k-n)は前記送信機の前記２乗包絡、nは前記時間遅延である。
【請求項７】
前記誤差修正ユニットは、更に、
前記受信機の補償に用いる前に、当該送受信機の出力パワーレベルを用いて前記誤差値のスケーリングを行うスケーリング・ユニットを備えることを特徴とする請求項６に記載の送受信機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
（背景）
本発明は、ページャ・システム等の携帯型セルラ電話システムにおけるフル・デュプレクス（全二重）送受信機に係り、具体的には、送受信機内のダイレクトコンバージョン（直接変換）受信機で受信される信号に生じるさまざまな外乱を補償するための誤差推定器に関する。
【０００２】
上記のセルラシステムおよびその他の分野における受信機は、小型、軽量、かつ、安価であることが好ましい。ハンドへルド電話機のような携帯型受信機をより小さく、そしてより安く製造するために、パーツの集積化が非常に重要になっている。ヘテロダイン受信機は一般に製造コストが高く、集積化が困難なバンドパスフィルタといった多くのパーツを要する。かかる欠点を解決するために、局部発振器の周波数が受信した無線搬送波の周波数に等しいダイレクトコンバージョン受信機の構成が開発された。このため、受信した無線信号は１ステップで直接ベースバンドにダウンコンバートされる。ダイレクトコンバージョン受信機は中間周波数（ＩＦ）ステージが不要であるので、多くのフィルタを省略でき、あるいは、簡略化することができる。
【０００３】
ダイレクトコンバージョン方式は1950年代に単側波帯受信機に導入されたが、この技術はこのようなシステムに限られなかった。ダイレクトコンバージョン方式は多くの他の変調方式に用いることが可能であり、特に、MSK（minimum shift keying）、直交振幅変調（QAM：quadrature amplitude modulation）等の今日の直交変調に好適である。ダイレクトコンバージョン受信機については、米国特許第5,530,929号（名称：“Radio Receiver”）にさまざまな観点から記載されている。
【０００４】
以下、従来のダイレクトコンバージョン受信機の動作を、図１を参照して説明する。中心周波数fc、帯域幅BWrfの無線周波数（ＲＦ）信号は、アンテナ１０により受信され、バンドパスフィルタ２０でフィルタリングされる。バンドパスフィルタより出力されるフィルタ出力信号は増幅器３０で増幅される。この増幅器３０は、受信機の総合雑音指数を向上させるために低雑音型であることが好ましい。
【０００５】
増幅器３０より出力された増幅されたフィルタ出力信号は、平衡型ミキサ４０，５０によって同相（Ｉ）チャネルおよび直交（Ｑ）チャネルのベースバンドにダウンコンバートされる。ミキサはそれぞれ、適当な分周器と移相器７０によって、局部発振器６０より発生する正弦波信号から生成されるサイン（Ｉ）信号とコサイン（Ｑ）信号のいずれかによって駆動される。ダイレクトコンバージョンの原理によれば、局部発振器信号も周波数fcを有する。
【０００６】
ミキサ４０，５０は、増幅器３０からの信号と局部発振器のＩ信号、Ｑ信号とを効率よく乗積する。各ミキサは、受信した増幅フィルタ出力信号の周波数と局部発振器信号との和の周波数および差の周波数を有する信号を生成する。差の周波数の信号（ダウンコンバートされた信号）はそれぞれ、周波数０（ＤＣ）あたりで折り返し、ＤＣから1/2BWrfまでの幅のスペクトルを有する。
【０００７】
ミキサ４０，５０で生成されたＩ信号およびＱ信号は、信号成分がＲＦ信号に近くなるように、和の信号（アップコンバートされた信号）を除去するローパスフィルタによるフィルタリングがなされる。フィルタ８０，９０は雑音帯域、すなわち、受信機における総合雑音電力を規定する。Ｉ信号およびＱ信号は増幅器１００，１１０で増幅され、復調された出力信号を生成する次段の処理コンポーネントに供給される。次段の処理には、位相復調、振幅復調、周波数復調、あるいはハイブリッド復調技術を含まれうる。
【０００８】
ダイレクトコンバージョン受信機の主な問題点は、受信機の近く位置する能動素子によって生じる妨害波の２次出力（例えば、ＲＦ通信チャネルと同一または近傍の信号）に加え、局部発振器漏れによって生じた純ＤＣ信号により、ベースバンド信号に歪みが生じることである。この歪みはベースバンドにあり、所望のベースバンド信号と干渉する。そのために、ダイレクトコンバージョン受信機の性能が劣化する。ある状況下ではこの問題によって、現在の時分割多元接続（ＴＤＭＡ）および広帯域符号分割多元接続（ＷＣＤＭＡ）ディジタルセルラシステムの高性能受信機における通信が完全に妨害されてしまう。
【０００９】
強度の強い定包絡線のＲＦ妨害波にくわえ２次非線形性によって、受信信号内にＤＣ成分が生じることになる。このようなＤＣ成分は、例えばＤＣ阻止コンデンサによって阻止できる。
【００１０】
しかし、妨害波が振幅変調（ＡＭ）されている場合には、ベースバンドでの外乱は純ＤＣ信号ではないために簡単に除去ができず、大きな問題となる。増幅器のような非線形のデバイスにおいて、入力信号Vinは出力信号Voutを生成する。送受信機内に設けられる増幅器の特性は、次式により定義できる。
Vout = c1Vin + c2Vin2 + c3Vin3 + ...
ただし、入力信号は、Vin(t) = V1(t)・cos(ω1t) である。増幅器の入力に入力信号が供給されると、出力は次式で表される。
【００１１】
0004718075.tif 000002
【００１２】
この式より、入力信号は次式で表されるベースバンドの歪み成分を生じることが分かる。
【００１３】
0004718075.tif 000003
【００１４】
ただし、定数c2は増幅器の２次インターセプト・ポイントに依存する。２次インターセプト・ポイントは、相違する周波数f1およびf2の２つの信号を増幅器に供給することで求められる。出力Poutは、第１の周波数でプロットされ、f1およびf2のいずれかの入力Pinに対する第１および第２の周波数の和である。f1およびf2のいずれかのPinに対するPoutの外挿により２次インターセプト・ポイントを生じる。ViIP2は、２次インターセプト・ポイントでの増幅器の入力電圧であり、ベースバンド電圧は次式で表される。
【００１５】
0004718075.tif 000004
【００１６】
Ｉ変調器およびＱ変調器の両方を備える装置における干渉の問題は、図２を用いて説明できる。妨害波信号ＩＦは、ＩチャネルおよびＱチャネルの両方でベースバンド干渉を生じさせるＡＭ変調信号であり、各チャネルのベースバンド電圧は次式で表される。
【００１７】
vbbI(t) = Ki・v12(t)
vbbQ(t) = KQ・v12(t)，          (4)
【００１８】
ただし、KiおよびKqは定数である。しかし、チャネル上の妨害波信号のレベルが異なるし、また、Ｉ復調器とＱ復調器とで構成が異なるので、ＩチャネルおよびＱチャネルで外乱が等しいとは限らない。その結果の信号は誤差信号となって所望の信号に混入する。誤差信号は、次のように表される。
【００１９】
εi(t) = Ki・v12(t)
εq(t) = Kq・v12(t)，          (5)
【００２０】
ＡＭ妨害波は受信機の２次非線形性と組み合わさってベースバンド誤差ベクトルを生じる。誤差ベクトルの位相は一定であるか、わずかに変動し、振幅は妨害波の２乗包絡に比例する。外乱はＩチャネルとＱチャネルとで等しいとは限らないので、Kiは一般にはKqと等しいとは限らない。したがって、誤差信号は次のように書ける。
【００２１】
ε(t) = εi(t) + jεq(t) = rε(t)ejγ，          (6)
ただし、
rε(t) = Ky・v12(t)，
ky = |Ki + jKq| ，  δ = arg(Ki + jKq)        (7)
【００２２】
ただし、yは、一定の、または、例えば温度変化によりわずかに変動する、任意の位相シフトである。
【００２３】
上述したように、入力が定包絡線を有する場合においては、ベースバンド干渉は純ＤＣ成分となりうる。単純なケースの場合にはＤＣ阻止コンデンサによって純ＤＣ成分により生じるオフセットを補償することができるし、また、Dentによる米国特許第5,241,702号に記載されているような方法でも補償することができる。しかし、一定のＲＦ干渉の補償はさらに複雑である。例えば、送受信機がフル・デュプレクス型（すなわち、同時に送受信を行う）のものである場合には、送信される信号は受信機の非常に強力な妨害波となりうる。
【００２４】
一般に、入力信号の振幅は時間関数となる。したがって、妨害波も時間関数となる。Lindquist等による米国特許第5,579,347号には、振幅変調（ＡＭ）された妨害波からの干渉を除去する２つの方法が開示されている。
【００２５】
第１に、ＧＳＭ信号のようなスイッチ妨害波（switched interferer）が、パワーのｏｎ／ｏｆｆが切り換わるたびにＤＣステップを生じさせる。ＧＳＭ妨害波に対しては、これは各タイムスロット（例えば約600μｓ）毎に生じる。Lindquistが開示した方法によれば、スイッチ妨害波により生じたＤＣステップが除去される。しかし、この方法は、妨害波が振幅変調された一般的なケースに対処できない性能限界のスロット毎に、妨害ＤＣステップが生じるシステムにおいて動作する。この問題に対処するために導入された技術もいくつかある。例えば、送受信機はデュプレクス・フィルタを使用できる。これらのフィルタは大きくて扱いにくく、送受信機の受信経路における減衰量について要求が厳しい。干渉を減少させるために、送信機および受信機を長い距離をおいて分離でき、かつ、シールドで絶縁することもできる。くわえて、送受信機は、極めて高い線形性を有するために電流を大きく消費する増幅器を受信機で使用することがある。
【００２６】
これらの技術は送受信機の効率を減少させるものであり、そのため、フル・デュプレクス送受信機におけるダイレクトコンバージョン受信機の使用は実用的ではないと考えられてきた。しかし、ビットレートの増加が要求される状況で、フル・デュプレクス送受信機によるシステムがますます一般的になってきている。例えば、広帯域ＣＤＭＡを使用する場合にかかる送受信機が要求される。広帯域ＣＤＭＡにおいては、受信機と送信機とのバンド分離が大きく（例えば130MHz）、ダイレクトコンバージョン受信機の使用が可能になる。そのため、効率よくフル・デュプレクス電話機におけるダイレクトコンバージョン受信機内の外乱補償を行う能力が必要とされる。
【００２７】
（概要）
送受信機内のダイレクトコンバージョン受信機における、ＡＭ妨害波による外乱および非線形性に関する問題を解決するために、受信信号のベースバンドに生じた誤差を減少させるための誤差推定器が使用される。誤差推定器は、送受信機内の送信機がその送受信機で受信される信号に対する最大の妨害波となるという知見を利用して、受信信号から送信機により生じた干渉を減少させることができる。さらに、これは、受信機のＩチャネルでの干渉とＱチャネルでの干渉が等しくない場合であっても達成されうる。
【００２８】
本発明の実施形態において、以下の処理を含むダイレクトコンバージョンの方法および装置を開示する。すなわち、この方法および装置は、送受信機を介した信号の送信、送受信機での入力信号（この入力信号は所望の信号に妨害波信号が混入している）の受信、妨害信号に係る時間遅延の計算および、時間遅延後の、妨害波信号を補償するための入力信号の補正を含むことを特徴としている。
【００２９】
本発明の他の実施形態は、送受信機における送信機と受信機との間の干渉を補償する装置に関するものであり、以下の構成を備える。すなわち、送信機より送信された信号の２乗包絡を計算する計算ユニットと、受信機でのその２乗包絡の受信にかかる時間遅延を計算する同期ユニットと、その２乗包絡にその時間遅延を与える遅延ユニットと、時間遅延した上記２乗包絡に基づいて、受信機に供給する補正量を計算する推定・スケーリングユニットとを備えることを特徴とする。
【００３０】
本発明の更に別の実施形態は、送信信号および受信信号に対して使用される送受信機に関するものであり、以下の構成を備える。すなわち、入力信号を受信し、その入力信号をベースバンド信号にダウンコンバートするダイレクトコンバージョン受信機と、送信するデータを受信し、そのデータを相手先に送信するために変調する送信機と、送信機からの変調データと、受信機を妨害する送信信号に対して必要な時間長を示す時間遅延とを用いて受信機を補償する誤差補正ユニットとを備えることを特徴とする。
【００３１】
（詳細な説明）
以下の記載では、本発明の理解に供するため、特定の回路およびその構成、手法等の詳細な説明を開示するが、これは説明の目的のためであって、発明がこれらに限定されるものではない。これらの特定の詳細な開示とは異なる他の実施形態が実現できることはいうまでもない。なお、本発明の説明が不明瞭にならないよう、場合によっては周知の装置、回路、方法等の詳細について説明を省略することにする。
【００３２】
以下、多数のタイムスロットを介して基地局と移動端末との通信が行われる、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）プロトコルを用いた無線通信システムの例を説明する。ただし、以下に開示する概念は、周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）、またはこれらのプロトコルのハイブリッド型といった（これらに限られるものではないが）他のプロトコルを使用可能であることは当業者には認識されよう。同様に、ＧＳＭシステムに関する具体例を実施形態として提供するが、ここに開示する技術は等しくあらゆるシステムにおける基地局および移動局に適用可能である。
【００３３】
図３は、本発明の実施形態に係る送受信機４９０の詳細なブロック図である。送受信機４９０の受信機４１０は、アンテナ（図示せず）を介して信号を受信し、その信号はバンドパスフィルタ（図示せず）によりフィルタリングされる。そのバンドパスフィルタより出力されるフィルタ信号は増幅器４１２で増幅される。この増幅器４１２は受信機４１０のＳＮＲを向上させるために低雑音型であることが好ましい。
【００３４】
増幅器４１２で増幅されたフィルタ出力信号は、平衡型ミキサ４１４および４１６で同相（Ｉ）チャネルおよび直交（Ｑ）チャネルのベースバンドにダウンコンバートされる。両ミキサはそれぞれ、適当な分周器と移相器４１８によって、局部発振器４１７より発生する正弦波信号から生成されるサイン（Ｉ）信号とコサイン（Ｑ）信号のいずれかによって駆動される。ミキサ４１４，４１６は、増幅器４１２からの信号と局部発振器のＩ信号およびＱ信号とを効率よく乗積する。各ミキサは、増幅されたフィルタ出力信号と局部発振器信号との、周波数の和および差である周波数を有する信号を生成する。ミキサで生成されたＩ信号およびＱ信号は、ＲＦ信号付近の成分およびアップコンバートされた信号を除去するローパスフィルタ４２０および４２２でフィルタリングされる。フィルタ４２０および４２２は雑音帯域を制限し、それにより受信機４１０の総合雑音パワーが定まる。そして、Ｉ信号およびＱ信号は可変増幅器４２４および４２６で増幅され、Ａ／Ｄコンバータ４２８および４３０に送られる。可変増幅器４２４および４２６の利得は受信機４１０の総合入力信号レベルによって定められる。
【００３５】
本発明によれば、Ａ／Ｄコンバータ４２８および４３０の出力は、（Ａ／Ｄコンバータの出力と誤差推定器４００の出力とを結合させる）結合器４３２および４３４を介して、さらなる処理のためにディジタル・シグナル・プロセッサ４４５に送られる。ディジタル信号処理プロセッサ４４５はビタビ等化（Viterbi equalization）、RAKE信号処理、振幅復調および位相復調等の処理を行うことが可能である。くわえて、Ａ／Ｄコンバータ４２８および４３０の出力は、自動利得制御（ＡＧＣ）４４０および誤差推定器４００に送られる。ＡＧＣ４４０は増幅器４２４および４２６の利得を決定するのに用いられる。
【００３６】
送受信機４９０の送信機４５０は、分離したチャネルによりＩ信号データおよびＱ信号データを受信し、変調フィルタ４６８および４７０を介してデータをフィルタリングする。変調フィルタ４６８および４７０の出力は誤差推定器４００および送信機のＤ／Ａコンバータ４６４，４６６に直接入力される。データはフィルタ４６０，４６２およびミキサ４５４，４５６を経由して送られる。両ミキサはそれぞれ、適当な分周器と移相器４５８によって、局部発振器４５７より発生する正弦波信号から生成されるサイン（Ｉ）信号とコサイン（Ｑ）信号のいずれかによって駆動される。そして、ミキサ出力信号は結合器４５２で結合されてアンテナ（図示せず）を介して目的地に向けて送信される。
【００３７】
移動局で図３に示したような送受信機が使用される場合、同じ送受信機によって送信されることになる信号により、受信信号に歪みが生じる。図４は、図３における送受信機４９０の一部分を示す図であり、送受信機４９０の受信機４１０と送信機４５０との信号の相互作用を詳細に説明するものである。受信機４１０で受信した信号vrx(t)は、例えば、基地局から受信することになる所望の信号である。信号stx(t)は、送信機４５０で送信される信号を表し、vtx(t)は、その信号vtx(t)の送信によって生じる受信機４１０での妨害信号を表す。所望のベースバンド信号をzrx(t)、ε(t)を妨害信号によって生じたベースバンド誤差ベクトルとする。vtxおよびZtot(t)はzrx(t)とε(t)との和である。信号xtx(t)は、送信機４５０により送信されるベースバンド信号を表す。数式中、定数K、K1およびK2は比例定数であり、τはベースバンド波形ジェネレータ（図示せず）から受信機４１０までの時間遅延である。
【００３８】
図５は、本発明の誤差推定器４００を詳細に示すブロック図である。これは、送信機４５０の信号出力が最も強力な妨害信号であるという知見を考慮したものである。送信信号が最大の妨害信号であるとみなすので、送信波形から得られる誤差信号は受信信号から減じることができる。図３から分かるように、誤差推定器４００は、送受信機４９０の受信機４１０および送信機４５０の両方からの複数の入力を使用して、受信機のベースバンドにおける歪みを補償する。上記した式(5)に示したように誤差値εiおよびεqを計算するために、定数KiおよびKqを決定することが必要である。定数KiおよびKqは低速に変化するので、受信信号における誤差を低減するために連続的に誤差値を再計算することが可能である。計算された誤差値は、結合器４３２および４３４で受信信号から減算される。
【００３９】
図５に示すように、誤差推定器４００は、送信機４５０のＩチャネルおよびＱチャネルによりそれぞれ、変調フィルタ４６８および４７０からの出力を受信する。出力は演算ユニット５１０で受信され、２乗和をとって送信機４５０の２乗包絡r2tx (t)が計算される。２乗包絡は他の手法を用いて計算または近似されうることは理解されよう。送信機による妨害信号が生じた時刻と受信系に伝搬した時刻との間にある程度の遅延があるので、この２乗包絡の値は同期ユニット５２０に送られ、妨害信号の受信機４１０への伝送における遅延が求められる。
【００４０】
２乗包絡信号に供給される時間遅延τは、同期ユニット５２０において、r2tx (t)と、受信したベースバンド信号Zi(tot)(t)のＩ成分またはＱ成分のいずれかとの相関をとることで求められる。再び図３を参照されたい。Ｉチャネルのベースバンド信号が誤差推定器４００で使用されうるように示されている。ただし、Ｑチャネルのベースバンド信号も使用されうることは理解されよう。
【００４１】
時間遅延τは相関により求められ、遅延ユニット５３０で、送信機の２乗包絡r2tx (t)に与えられる。そして遅延した信号は、εiおよびεqの値を計算する推定器５４０に供給される。誤算信号を計算する前にまず、KiおよびKqが計算される。ただし、KiおよびKqはゆっくりと変動する定数であるため、誤差推定器４００の出力の影響を受けずにこれらの定数を再計算することができる。
【００４２】
図６は、本発明に係る送受信機を補償するための方法の一例を示すフローチャートである。まず、ステップ６２０で、KiおよびKqが計算される。この計算は例えば、下記の式(8)〜(12)により行うことが可能である。受信機４１０で受信した総合入力信号は次式で表される。
【００４３】
Ztot = Zrx + Kr2tx(t-τ)eiγ          (8)
【００４４】
その結果、受信機４１０で受信した総合入力信号のＩ成分（虚部）は次式で表される。
【００４５】
Zi(tot)(t) = Zirx + Kir2tx(t-τ)          (9)
【００４６】
ただし、Zi(tot)(t)は、受信機で受信した既知の実際の入力信号、r2tx (t-τ)は、時間シフトした既知の送信信号である。よって、Zirx（所望のベースバンド信号のＩ成分）の情報によりKiを求めることが可能になる。
【００４７】
あらゆるデータ情報源は確率過程として記述できるので、すべてのシンボルは等しい確率を有する。虚数値または実数値のいずれかが平均化されると、確率分布が対称的となるのでその結果は０となる。したがって、所望の受信信号のＩ成分およびＱ成分の平均を表す次式は０となる。
【００４８】
0004718075.tif 000005
【００４９】
上記の式(9)および(10)は受信した入力信号の虚部に対するものであるが、受信した入力信号の実部に対する計算も同様に行うことができる。そして、以下の式に示されるような、ZirxおよびZqrxを０と仮定できるような十分な数のＮサンプルによる平均化によって、KiおよびKqが推定される。
【００５０】
0004718075.tif 000006
【００５１】
KiおよびKqの計算中における出力パワーは一定であることが重要である。図６のフローチャートに説明を戻す。ステップ６３０で、いったんKiおよびKqが求まると、誤差補正量が推定される。ただし、受信信号の補償を行う前に、スケーリング・ユニット５５０（図５を参照。）において出力パワーレベルを用いてεiおよびεqのスケーリングが行われる。
【００５２】
そして、ステップ６４０で、ステップ６３０で得られた推定誤差値を用いて送受信機が補償される。例えば、いったんKiおよびKqが計算されると、その後に続く受信信号サンプルは次式により補償される。
【００５３】
Zrx(k) = Ztot(k) - ε(k)          (13)
【００５４】
以上、好適な実施形態により本発明を説明したが、本発明は開示した実施形態に限定されるものではないことはいうまでもない。本発明の主旨を逸脱しない範囲において、開示した実施形態からみた種々のバリエーション、改変、均等物のみならず、他の実施形態、最適化は、本明細書および図面により明らかであるか、容易に示唆されうるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】  ダイレクトコンバージョン受信機のブロック図である。
【図２】  ダイレクトコンバージョンにおける妨害波の影響を説明するための図である。
【図３】  本発明の実施形態における送受信機および誤差推定器のブロック図である。
【図４】  本発明の送受信機の一部分を示すブロック図である。
【図５】  本発明の実施形態における誤差推定器の詳細なブロック図である。
【図６】  本発明に係る誤差修正補償ルーチンを示すフローチャートである。
【図１】
0004718075.tif 000008
【図２】
0004718075.tif 000009
【図３】
0004718075.tif 000010
【図４】
0004718075.tif 000011
【図５】
0004718075.tif 000012
【図６】
0004718075.tif 000013