(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
被検体に超音波信号を送信して得たエコー信号を処理して得た複素信号で成るデジタル量のドプラ信号から、当該ドプラ信号を呈する運動体の動き方向を分離する分離手段を備えた超音波ドプラ診断装置において、
前記分離手段に、
前記ドプラ信号にゼロ値を挿入してデータ数を時間軸方向にＮ倍長（Ｎは正の整数：Ｎ≧２）にするゼロ挿入手段と、
前記動き方向夫々に割り付けられ、且つ、前記ドプラ信号に前記ゼロ値を挿入する前のサンプリング周波数の前記Ｎ倍をサンプリング周波数として、前記ゼロ値が挿入されたドプラ信号を複素バンドバスフィルタリングに処する２個の複素ＢＰＦ（Ｂａｎｄｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ）とを、備えたことを特徴とする超音波ドプラ診断装置。
【請求項２】
請求項１に記載の超音波ドプラ診断装置において、
前記２個の複素ＢＰＦ夫々により複素バンドバスフィルタリングされた信号を、前記動き方向を分離したドプラ音として出力するドプラ音出力手段を備えた超音波ドプラ診断装置。
【請求項３】
請求項１又は２に記載の超音波ドプラ診断装置において、
前記超音波信号の前記被検体への送信及び前記エコー信号の前記被検体からの受信を担う超音波プローブを備え、
前記動き方向は、前記運動体が前記超音波プローブに向かって移動する方向及び前記超音波プローブから遠ざかる方向の両方である超音波ドプラ診断装置。
【請求項４】
請求項１乃至３の何れか一項に記載の超音波ドプラ診断装置において、
前記整数倍は２倍である超音波ドプラ診断装置。
【請求項５】
請求項１乃至４の何れか一項に記載の超音波ドプラ診断装置において、
前記エコー信号に基づいてドプラスペクトラム表示を行う表示手段と、このドプラスペクトラム表示の画面上で折返し部分を無くするためのベースラインをシフト可能なベースライン制御手段と、前記ベースラインをシフトさせたときには、そのシフト量に応じて前記２個の複素ＢＰＦのフィルタリング特性を変える特性変更手段とを備えた超音波ドプラ診断装置。
【請求項６】
請求項５に記載の超音波ドプラ診断装置において、
前記特性変更手段は、前記２個の複素ＢＰＦ夫々のフィルタ係数を前記シフト量に応じて変更する手段である超音波ドプラ診断装置。
【請求項７】
請求項６に記載の超音波ドプラ診断装置において、
前記２個の複素ＢＰＦ夫々はデジタルフィルタとして形成され、且つ、前記特性変更手段はソフトウェア処理により機能的に形成されている超音波ドプラ診断装置。
【請求項８】
被検体に超音波信号を送信して得たエコー信号を処理して得た複素信号で成るドプラ信号に、ゼロ値を挿入して当該信号を時間軸方向に整数倍長にした後、前記ドプラ信号を呈する運動体の動き方向の夫々に割り付けられ、且つ、前記ドプラ信号に前記ゼロ値を挿入しないときのサンプリング周波数を前記整数倍した周波数で、前記ゼロ値の挿入の処理を受けたドプラ信号を倍速サンプリングして複素バンドバスフィルタリングに付し、この複素バンドバスフィルタリングに付された信号を前記動き方向を分離したドプラ音として出力するドプラ音発生方法。
【請求項９】
被検体に超音波信号を送信して得たエコー信号を処理して得た複素信号で成るドプラ信号に、ゼロ値を挿入して当該信号を時間軸方向に整数倍長にした後、前記ドプラ信号を呈する運動体の動き方向の夫々に割り付けられ、且つ、前記ドプラ信号に前記ゼロ値を挿入しないときのサンプリング周波数を前記整数倍した周波数で、前記ゼロ値の挿入の処理を受けたドプラ信号を倍速サンプリングして複素バンドバスフィルタリングに付し、
前記複素信号で成る前記ドプラ信号を前記複素バンドパスフィルタリングの処理に付す複素バンドパスフィルタのフィルタ係数を、ドプラスペクトラム表示の画面上で折返し部分を無くするために行ったベースラインのシフト量に応じて変更するドプラ信号の処理方法。
【請求項１０】
請求項９に記載のドプラ信号の処理方法において、
前記フィルタ係数の変更は、所定バンド幅で且つ中心周波数＝０の複素バンドパスフィルタのフィルタ係数を、
【数１】
Ｚ´＝Ｚ＊ｅｘｐ（−ｊ＊ＦＢＣ）
（ここで、所定バンド幅を有する複素ＢＰＦのシフト前の伝達関数＝Ｈ（Ｚ）、中心周波数をＦＢＣだけシフトさせた所定バンド幅のＢＰＦの伝達関数＝Ｈ（Ｚ´）＝Ｈ´（Ｚ）、Ｚ＝ｅｘｐ（ｊ＊ｗ）、ＦＢＣ：複素ＢＰＦの中心周波数のシフト量、ｗ：角周波数である。）
の演算により行うドプラ信号の処理方法。
【請求項１１】
請求項１０に記載のドプラ信号の処理方法において、
前記所定バンド幅で且つ中心周波数＝０の複素バンドパスフィルタのフィルタ係数は、
【数２】
0004718715.tif 000010
（ここで、Ｎ：フィルタ次数、ａｉ，ｂｉ：係数）
の演算に拠る係数列［ａｉ，ｂｉ］として得られるドプラ信号の処理方法。
【請求項１２】
コンピュータに、請求項１１に記載のドプラ信号の処理のための手順を実行させるためのプログラム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、超音波ドプラ診断装置に係り、特に、血流などの動きのある対象からのドプラ音を、その方向を分離して出力する機能を備えた超音波ドプラ診断装置、及び、この装置で用いるドプラ信号の処理方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来から、超音波ドプラ診断の分野では、血流の動き方向に応じて収集されたドプラ信号をドプラ音して出力する手法が一つの有効な診断ツールになっている。
【０００３】
このドプラ音を生成する従来技術として、例えば米国特許第５，６７６，１４８号に記載のものが知られている。この特許公報には、折返し現象を排除して、血流が順流（Ｆｏｒｗａｒｄ）であるか逆流（Ｒｅｖｅｒｓｅ）であるかの方向分離法が示されている。
【０００４】
図１１には、この方向分離法の概要を示す。ドプラ直交信号（ＩＱ  Ｉｎｐｕｔ）は順流側と逆流側の回路に並列に入力され、夫々の回路で最初に、バンド幅に応じて１段目の変調器１００Ａ，１００Ｂにより変調され、これにより周波数が持ち上げられる。このドプラ直交信号は次いでゼロ・インサータ１０１Ａ，１０１Ｂでゼロ挿入（Ｚｅｒｏ  Ｉｎｓｅｒｔｉｏｎ）され、ＬＰＦ１０２Ａ，１０２Ｂで処理されて帯域制限される。このドプラ直交信号は更に２段目の復調器１０３Ａ，１０３Ｂで復調され、実数部セレクタ１０４Ａ，１０４Ｂを介して実部信号が抽出される。これら２つの回路から夫々抽出される実数信号が順流側及び逆流側のドプラ音信号となる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した従来の方向分離法は、これをハードウェアで行うにしても、ソフトウェアで行うにしても、構成や処理の規模が大きくなり過ぎるという問題があり、装置全体として相当な負担になっている。
【０００６】
実際に、上述した方向分離法をハードウェアで実現するには、４つの複素乗算器及び４つの実部ＬＰＦが必要になる。また、ソフトウェアで実現しようとする場合にも、同様なリアルタイム処理と、２段の変調器とＬＰＦのゼロシフト量に応じた係数設定の処理とが必要になる。
【０００７】
本発明は、このような従来のドプラ信号の方向分離法に鑑みてなされたもので、ハードウェア構成を簡素化して、又は、ソフトウェアによる演算処理を軽減してドプラ信号に対する方向分離を行うことができ、方向分離演算の高速化及び軽量化を図ることを、その目的とする。
【０００８】
また本発明は、上記目的を達成すると同時に、ドプラスペクトラム表示の画面においてベースラインシフト（ゼロシフト）を行った場合でも、ドプラ信号の方向分離に関して常にドプラスペクトラム表示画面と整合されたドプラ音を発生させることを、別の目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上述した目的を達成するために、本発明の１つの態様によれば、被検体に超音波信号を送信して得たエコー信号を処理して得た複素信号で成るデジタル量のドプラ信号から、当該ドプラ信号を呈する運動体の動き方向を分離する分離手段を備えた超音波ドプラ診断装置において、前記分離手段に、前記ドプラ信号にゼロ値を挿入してデータ数を時間軸方向にＮ倍長（Ｎは正の整数：Ｎ≧２）にするゼロ挿入手段と、前記動き方向夫々に割り付けられ、且つ、前記ドプラ信号に前記ゼロ値を挿入する前のサンプリング周波数の前記Ｎ倍をサンプリング周波数として、前記ゼロ値が挿入されたドプラ信号を複素バンドバスフィルタリングに処する２個の複素ＢＰＦ（Ｂａｎｄｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ）とを、備えたことを特徴とする。
【００１０】
この本発明の方向分離によれば、基本的に、ゼロ挿入手段と２個の複素ＢＰＦ（Ｃｏｍｐｌｅｘ  ＢＰＦ：ＣＢＰＦ）で構成できるので、これをハードウェアで実現する場合でも、ソフトウェアで実現する場合でも、処理が簡単で、演算負荷を軽減できる。これにより、超音波ドプラ診断装置のダウンサイジング、コストダウン、省エネ、及び処理の高速化が推進される。
【００１１】
例えば、前記２個の複素ＢＰＦ夫々により複素バンドバスフィルタリングされた信号を、前記動き方向を分離したドプラ音として出力するドプラ音出力手段を備える。これにより、ドプラ音の分離方向に関して、常に、ドプラ音とドプラスペクトラム表示との間で整合性がある。
【００１２】
また例えば、前記超音波信号の前記被検体への送信及び前記エコー信号の前記被検体からの受信を担う超音波プローブを備え、前記動き方向は、前記運動体が前記超音波プローブに向かって移動する方向及び前記超音波プローブから遠ざかる方向の両方である。好適には、前記整数倍は２倍である。
【００１３】
さらに好適な態様として、前記エコー信号に基づいてドプラスペクトラム表示を行う表示手段と、このドプラスペクトラム表示の画面上で折返し部分を無くするためのベースラインをシフト可能なベースライン制御手段と、前記ベースラインをシフトさせたときには、そのシフト量に応じて前記２個の複素ＢＰＦのフィルタリング特性を変える特性変更手段とを備える。例えば、前記２個の複素ＢＰＦ夫々のフィルタ係数を前記シフト量に応じて変更する手段である。
【００１４】
また、本発明の別の態様に拠れば、被検体に超音波信号を送信して得たエコー信号を処理して得た複素信号で成るドプラ信号に、ゼロ値を挿入して当該信号を時間軸方向に整数倍長にした後、前記ドプラ信号を呈する運動体の動き方向の夫々に割り付けられ、且つ、前記ドプラ信号に前記ゼロ値を挿入しないときのサンプリング周波数を前記整数倍した周波数で、前記ゼロ値の挿入の処理を受けたドプラ信号を倍速サンプリングして複素バンドバスフィルタリングに付し、この複素バンドバスフィルタリングに付された信号を前記動き方向を分離したドプラ音として出力するドプラ音発生方法が提供される。
【００１５】
更に、本発明の別の態様によれば、被検体に超音波信号を送信して得たエコー信号を処理して得た複素信号で成るドプラ信号に、ゼロ値を挿入して当該信号を時間軸方向に整数倍長にした後、前記ドプラ信号を呈する運動体の動き方向の夫々に割り付けられ、且つ、前記ドプラ信号に前記ゼロ値を挿入しないときのサンプリング周波数を前記整数倍した周波数で、前記ゼロ値の挿入の処理を受けたドプラ信号を倍速サンプリングして複素バンドバスフィルタリングに付し、前記複素信号で成る前記ドプラ信号を前記複素バンドパスフィルタリングの処理に付す複素バンドパスフィルタのフィルタ係数を、ドプラスペクトラム表示の画面上で折返し部分を無くするために行ったベースラインのシフト量に応じて変更するドプラ信号の処理方法が提供される。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係る１つの実施の形態を図１〜１０に基づき説明する。
【００１７】
図１に、本発明に係る超音波ドプラ診断装置の概略構成を示す。
【００１８】
まず、この超音波ドプラ診断装置の構成要素を概説する。この超音波ドプラ診断装置は、被検体への超音波信号の送信及び当該被検体からのエコー信号の受信を担う超音波プローブ（以下、プローブと呼ぶ）１１と、このプローブに接続されて各種の画像や血流ドプラ情報を得る装置本体１２とを備える。
【００１９】
装置本体１２は、プローブ１１に接続された送受信部２１と、この送受信部２１が有する受信器に接続された包絡線検波器２２及び直交位相検波器２３とを備える。また、装置本体１２は直交位相検波器２３に接続されたＣＦＭモード処理ブロック２４及びスペクトラムドプラ処理ブロック２５と、包絡線検波器２２及び両処理ブロック２４，２５に接続されたＤＳＣ（デジタルスキャンコンバータ）２６とを備える。このＤＳＣ２６は更にカラー処理器２７を介してモニタ２８に電気的に接続されており、このカラー処理器２７及びモニタ２８も装置本体１２の一部を成している。
【００２０】
更に、装置本体１２には、スペクトラムドプラ処理ブロック２５の一部から信号を取り出したドプラ音処理ブロック２９と、このブロック２９にパワーアンプ３０を介して接続されたスピーカ３１とが設けられている。パワーアンプ３０及びスピーカ３１は夫々、左右の２チャンネル分のアンプ及びスピーカから成る。
【００２１】
更に、装置本体１２には、ユーザが手動で操作するベースラインシフトスイッチ３２、このスイッチ３２からの信号に応答して起動するベースラインコンソールコード発生器３３、及び、この発生器３３の発生コードに応じて、後述する複素ＢＰＦ（Ｃｏｍｐｌｅｘ  ＢａｎｄＰａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ：ＣＢＰＦ）の係数を演算するＣＢＰＦ係数演算器３４が設けられている。
【００２２】
上述した各構成要素の内、スペクトラムドプラ処理ブロック２５及びドプラ音処理ブロック２９はＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）のソフトウェア処理により機能的に構成される。また、ＣＢＰＦ係数演算器３４はＤＳＰ又は図示しないホスト計算機のソフトウェア処理により機能的に構成される。更に、ベースラインコントロールコード発生器３３は図示しないホスト計算機のソフトウェア処理により機能的に構成される。なお、これらの構成要素２５，２９，３４，３３はハードウェア回路により構成してもよい。
【００２３】
上述した構成要素の夫々を更に詳述する。送受信部２１は、Ｂモード又はＣＦＭモードに応じた駆動信号（電気量のＲＦ信号）でプローブ１１を駆動して超音波ビーム信号を被検体内に送信させるとともに、プローブ１１が被検体から受信したエコー信号（電気量のＲＦ信号）を受け入れ、このエコー信号に受信時の遅延加算処理を行う。この遅延加算によりビームフォーカスされたエコー信号は包絡線検波器２２及び直交位相検波器２３に送られる。
【００２４】
なお、本実施形態では、送受信部２３の受信器及びその後の信号処理系統はデジタル型に構成されている。従って、受信器から出力されるエコー信号はデジタル信号に変換されている。
【００２５】
包絡線検波器２２は、このエコー信号に包絡線検波を施してＢモードの画像データを生成し、この画像データをＤＳＣ２６に送る。
【００２６】
一方、直交位相検波器２３は、実部成分及び虚部成分に夫々対応してデジタル方式のミキサ及びローパルフィルタを２チャンネル分ずつ備え、上記エコー信号を直交位相検波する。これにより、直交位相検波器２３は、直交位相検波されたデジタル量のエコー信号を出力する。この検波によりエコー信号から、ベースバンドのドプラ信号（実部成分及び虚部成分：ＩＱ信号）が抽出される。このドプラ信号はＣＦＭ処理ブロック２４及びスペクトラムドプラ処理部２５に夫々送出される。
【００２７】
ＣＦＭ処理ブロック２４には、その信号入力側から順に、ＣＴバッファ４１、ウォールフィルタ４２、自己相関器４３、及びＣＦＭ演算器４４が設けられている。ＣＦＭ演算器４４の出力はＤＳＣ２６に送られるようになっている。
【００２８】
これにより、ドプラ信号はＣＴバッファ４１の処理、ウォールフィルタ４２の処理、自己相関器４３の演算、ＣＦＭ演算器４４のＣＦＭ（Ｃｏｌｏｒ  Ｆｌｏｗ  Ｍａｐｐｉｎｇ）処理を順に経て、２次元の血流情報に変換される。
【００２９】
具体的には、ＣＴバッファ４１は、ドプラ信号に対して、“Ｃｏｒｎｅｒ  Ｔｕｒｎｉｎｇ  Ｂｕｆｆｅｒ”と呼ばれる超音波スキャンラスタのバッファリングと、次段処理へのデータのパケット化を行う。ウォールフィルタ４２は、ドプラ信号の低周波の壁などに因るクラッタ成分を除去するハイパスフィルタである。このウォールフィルタ４２により、ドプラ信号から、かかるクラッタ成分が除去される。
【００３０】
自己相関器４３は、ドプラ信号に自己相関（Ａｕｔｏ  Ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）処理を実行する。つまり、パルスペアと呼ばれる自己相関処理により、次段の血流情報演算の元になる複素の自己相関係数とその微分値とがエコー信号から演算される。ＣＦＭ演算器４４は、前段の自己相関値に基づいてドプラ信号の速度Ｖ、パワーＰ、分散Ｔの推定値を計算するとともに、アンギオ処理を行う。アンギオ処理は、主にパワーの時間的な平滑を行い、血流の検出感度を向上させる。
【００３１】
この速度Ｖ、パワーＰ、及び分散Ｔの情報はスキャン断面のサンプル点毎に演算されて、２次元の血流情報を成す。この血流情報はＤＳＣ２６に送出される。
【００３２】
ＤＳＣでは、Ｂモード画像データ及び２次元血流情報の超音波スキャンから標準ＴＶスキャンへの座標変換、Ｂモード像（グレイスケールの断層像）への２次元血流情報の合成処理などが行われる。この血流情報を合成させた画像のデータは、カラー処理器２７に送られ、ＲＧＢのルックアップテーブル（ＬＵＴ）を参照して色付け処理される。これにより、最終的なＣＦＭ（カラーフローマッピング）像のデータが生成され、このＣＦＭ像がモニタ２８に表示される。
【００３３】
一方、スペクトラムドプラ処理ブロック２５は、その入力側から順に図１に示す如く、ウォールフィルタ５１、ＣＩＮＥバッファ５２、ＦＦＴ５３、及びポスト演算器５４を備える。
【００３４】
これにより、前述したデジタル量のドプラ信号（ＩＱ信号）はウォールフィルタ５１にも送出され、心臓壁などのクラッタ成分が除去される。このドプラ信号は、シネ再生用のＣＩＮＥバッファ５２に一時的に蓄えられた後、ＦＦＴ５３により高速フーリエ変換される。具体的には、ＦＦＴ５３の高速フーリエ変換により、時間軸のドプラ信号に窓関数が掛けられ、周波数軸のデータ（スペクトラムデータ）に変換される。このスペクトラムデータはポスト演算器５４に送られ、この演算器でスペクトラムがパワーの次元に変換され、スペクトラムの平均処理、メディアンフィルタ処理、表示レンジに対応した圧縮処理などが行われる。
【００３５】
このように後処理されたスペクトラムデータは、ＤＳＣ２６に送られる。このＤＳＣ２６は、ＳＣ（Ｂモード像の走査変換）処理と  “Ｔｒａｃｅ  Ｄｉｓｐ（ドプラのトレース表示）”処理を行う一方で、前述した血流情報のマッピング像と共に１フレームの画像データを生成する。この画像データは前述したカラー処理器２７を介してモニタ２８に送られ、これにより、スペクトラムデータは２次元ペリオドグラムとして表示される。
【００３６】
更に、図１に示す如く、スペクトラムドプラ処理ブロック２５にはドプラ音処理ブロック２９が併設されている。
【００３７】
このドプラ音処理ブロック２９は、スペクトラムドプラ処理ブロック２５のＣＩＮＥバッファ５２の出力データを入力する方向分離器６１を備える。また、この分離器６１の出力側には、ピッチ変換器６２及びポスト演算器６３を順に備える。
【００３８】
方向分離器６１は、ウォールフィルタ５１を通過したドプラ信号のプローブ１１に対する方向（プローブ１１に向かって流れてくる血流か、プローブ１１から遠ざかって流れている血流か）を分離する。具体的には、方向分離器６１によって、ドプラ信号（ＩＱ信号）が正側周波数成分（Ｆｏｒｗａｒｄ成分）と負側周波数成分（Ｒｅｖｅｒｓｅ成分）とに分離される。この分離された両方の周波数成分は、次段のピッチ変換器６２により、必要に応じて、聞き易い音声ピッチの周波数に変換される。
【００３９】
このオーディオ信号は、更に、次段のポスト演算器６３により、ミューティング処理、オーバサンプリングフィルタの処理、及びＤ／Ａ変換に付される。オーバサンプリングフィルタは、オーディオ音のスキャン系のサンプルレートをＤ／Ａ変換用の高速サンプリング周波数に変換し、オーディオ信号を平滑化（高周波雑音除去）する処理である。
【００４０】
このように後処理されたアナログ量のオーディオ信号は、パワーアンプ３０でパワー増幅され、左右のスピーカ３１にＦｏｒｗａｒｄ成分／Ｒｅｖｅｒｓｅ成分として割り付ける。これにより、左右のスピーカ３１から順流側のドプラ音及び逆流側のドプラ音が発せられるので、プローブ１１に向かって流れてくる血流と、プローブ１１から遠ざかる血流の判別が音から可能になる。
【００４１】
このドプラ音処理ブロック２９は、スペクトラムドプラ処理ブロック２５の構成を一部利用し、ＣＩＮＥバッファ５２よりも後段で処理している。このため、シネメモリに蓄えたドプラ信号を表示するとともに、そのドプラ音を再生することができる。
【００４２】
一方、ベースラインシフトスイッチ３２は、スペクトラムドプラ表示のゼロラインを調整する操作パネル上のスイッチであり、本実施形態ではオペレータにより手動で操作される。
【００４３】
オペレータがベースラインシフト（この操作はゼロシフトとも呼ばれる）を行うべく、ベースラインシフトスイッチ３２を操作すると、このスイッチ信号は次段のベースラインコントロールコード発生器３３に出力される。このコード発生器３３では、かかるスイッチ入力に応答して、ベースラインコントロールコードを発生するソフトウェアが起動する。この起動によってベースラインをコントロールするコード信号がＤＳＣ２６に出力される。ＣＦＭモードのときには、スイッチ入力に応じてＲＧＢ  ＬＵＴのＶ（平均流速）コードの色付けテーブルが更新され、スペクトラムドプラモードのときには、Ｙ方向の表示位置が変更される。
【００４４】
ＣＦＭモードやスペクトラムドプラモードの場合、超音波パルスはＰＲＦ（パルス繰返し周波数）を基準にして送受信される。このため、ドプラ信号のＦＦＴによる周波数解析は、サンプリング時間間隔に因る制約を受ける。基本的にサンプリング周波数の１／２がナイキスト周波数になるため、これを超える周波数成分はベースバンドに折り返って表示される。この現象はエリアシングと呼ばれている。
【００４５】
ドプラ信号は複素数信号であるため、基本的にドプラ信号の周波数の観測範囲はサンプリング周波数の「−１／２〜＋１／２」の範囲になる。エリアシングが生じている場合でも、ベースラインシフトスイッチ３２を操作して、周波数＝ゼロ（中心）の位置を読み変えることにより、見掛け上、エリアシングを無くし、１／２の周波数を超える折返し成分との間で繋がりの良いスペクトラムドプラ画像を表示させることができる。
【００４６】
上述したベースラインをコントロールするコード信号は、発生器３３からＣＢＰＦ係数演算器３４にも出力される。この演算器３４は、そのコード信号に対応して、方向分離器６１を成す複素ＢＰＦ（ＣＢＰＦ）の係数を後述するアルゴリズムに基づいて演算し、分離器６１に出力する。これにより、複素ＢＰＦの係数が変更される。
【００４７】
この結果、それまで、エリアシングが生じて、ドプラ音についても左右のスピーカ３１から順流側、逆流側が反対に（ひっくり返って）聞こえていたものが、折返し表示を無くするために、上記ベースラインシフト処理を行うと、上記の係数変更により、折返しの無い表示に一致した、左右のスピーカ３１でひっくり返らないドプラ音が出力される。なお、このドプラ音の場合には、ナイキスト周波数以上の周波数成分の出力が必要になるため、処理後の出力周波数は入力時のサンプル周波数よりも高くなる。
【００４８】
この超音波ドプラ診断装置におけるドプラ音処理ブロック２９及びＣＢＰＦ係数演算器３４の概要は以上のようであるが、この両構成要素は本発明の主題に関わる構成を成すものであるから、その構成及び動作を以下に詳述する。
【００４９】
（オーディオ方向分離の構成及び動作）
図２に、前述した方向分離器６１の構成を示す。この方向分離器６１は、複素数信号であるドプラ信号（ＩＱ信号）を入力する実部成分用及び虚部成分用の２チャンネル分の回路から成るゼロ挿入器６１Ａと、この挿入器６１Ａの出力を受ける２つの複素バンドパスフィルタ（Ｃｏｍｐｌｅｘ  ＢＰＦ：ＣＢＰＦ）６１Ｂ，６１Ｃとを備える。一方のＣＢＰＦ６１Ｂは順流側に、もう一方のＣＢＰＦ６１Ｃは逆流側に割り当てられている。この構成は、従来の方向分離器の一例を示す図１１の構成に比べて、構成が大幅に簡略化されていることが一見される。
【００５０】
ゼロ挿入器６１Ａは、ドプラ信号を入力し、且つ、その信号値の相互間にゼロ（０）を挿入する。これは、ゼロ挿入によって、ドプラ信号の時系列方向の長さが整数Ｎ倍（Ｎ＝２，３，…）となるように、実部チャンネル及び虚部チャンネル毎になされる。例えば、２倍（Ｎ＝２）にするときには、ドプラ信号の実部信号及び虚部信号夫々に対して、各信号値間にゼロを挿入する。この一例を図３（ａ），（ｃ）に示す。信号値＝ゼロを１つ置きに挿入することによって、同図（ａ）に示す元のドプラ信号（例えば虚部チャンネル）の波形が同図（ｃ）に示す如く、ゼロ、信号値、ゼロ、信号値、…の順に時系列方向に並ぶ。これにより、ドプラ信号の波形は時間軸方向に２倍になる。
【００５１】
このゼロ挿入器６１Ａは、下記式（１）の計算アルゴリズムの元で上述のゼロ挿入の演算をソフトウェア的に実行する。なお、同式は擬似コードを用いて示されている。
【００５２】
【数３】
0004718715.tif 000002
【００５３】
いま、上述のゼロ挿入をＮ＝２で行うものとすると、図３（ａ）で現されるゼロ挿入前の、元のドプラ信号（例えば虚部チャンネル）のパワースペクトラムは、図３（ｂ）に示すように表される。これに対して、ゼロ挿入によって得られる同図（ｃ）のドプラ信号のパワースペクトラムは同図（ｄ）のように表される。つまり、元のスペクトラム成分が低くなり（圧縮されたイメージ）、その代わりに負側に別のスペクトラム成分が現れる。
【００５４】
このゼロ挿入されたドプラ信号はＣＢＰＦ６１Ｂ，６１Ｃに夫々送られ、バンドパスフィルタリングの処理に付される。このバンドパスフィルタリングに際し、ＣＢＰＦ６１Ｂ，６１Ｃ夫々の係数がベースラインのシフト量に応じて制御されている。このシフト量の情報はベースラインコントロールコード発生器３３からＣＢＰＦ係数演算器３４に渡される。
【００５５】
この係数制御されたＣＢＰＦ６１Ｂ，６１Ｃはドプラ信号をフィルタリングし、これにより、実質上、ナイキストを超えて方向分離されたドプラ音に関するオーディオ信号が得られる。
【００５６】
このフィルタ係数の演算を含む一連の処理を詳述する。
【００５７】
図４（ａ），（ｂ）に、ドプラスペクトラム表示を行ったところ、折返し部分（同図（ａ）中の（Ａ）部分）が発生したので、オペレータはベースラインシフトスイッチ３２を操作して、ドプラスペクトラム画像のベースラインＢＬをシフトさせた例を示す。このベースラインＢＬを−０．２５だけシフトさせることで（つまり、ベースラインシフト量ＢＬＳ＝−０．２５）、同図（ｂ）に示す如く、折返し部分（Ａ）がナイキスト周波数を超えて移動し、表示上、繋がりの良いドプラスペクトラムが得られる。
【００５８】
このドプラスペクトラムの表示に並行して、ベースラインコントロールコード発生器３３では、上述したベースラインのシフト量に応じてＣＢＰＦ６１Ｂ，６１Ｃのバンド幅及び中心周波数を設定する。この設定は、ゼロ挿入の倍数Ｎ及びＣＢＰＦ６１Ｂ，６１Ｃのサンプリング周波数の倍数Ｎに対応して行われる。
【００５９】
いま、順流（Ｆｏｒｗａｒｄ）側のＣＢＰＦ６１Ｂのバンド幅及び中心周波数を夫々ＦＢ、ＦＢＣとし、逆流（Ｒｅｖｅｒｓｅ）側のＣＢＰＦ６１Ｃのバンド幅及び中心周波数を夫々ＲＢ、ＲＢＣとするとき、Ｎ＝２、即ち、２倍のゼロ挿入及び「２・ｆｓ」のサンプリング周波数であるときの、ベースラインシフトＢＬＳの量に応じたそれらの値は、表１のようになる。
【００６０】
【表１】
0004718715.tif 000003
【００６１】
なお、実際の設計においては、バンド幅はフィルタの遮断特性を考慮して小さめに設定される。
【００６２】
このＣＢＰＦ６１Ｂ，６１Ｃのバンド幅及び中心周波数の演算アルゴリズムは擬似コードを用いて式（２）のように表される。
【００６３】
【数４】
0004718715.tif 000004
【００６４】
このように演算された順流側及び逆流側のＣＢＰＦ６１Ｂ，６１Ｃのバンド幅及び中心周波数のシフト量に対応すべく、ＣＢＰＦ６１Ｂ，６１Ｃの係数演算がＣＢＰＦ係数演算器３４によりソフトウェアにより行われる。
【００６５】
まず、図５（ａ）に、バンド幅ＦＢの複素ＢＰＦを示し、同図（ｂ）に、同図（ａ）の複素ＢＰＦのバンド幅をＦＢＣだけシフトした様子を示す。  同図（ａ）のモデルの伝達関数をＨ（Ｚ）とし、ＺをＺ＝ｅｘｐ（ｊ＊ｗ）、（ｗ：角周波数）とすると、同図（ｂ）のモデルの伝達関数は、ＺをＺ´に変換してＨ（Ｚ´）＝Ｈ´（Ｚ）になる。同図（ａ）のモデルに対する入力をＸ（Ｚ）及びその出力をＹ（Ｚ）とする。夫々の伝達関数Ｈ（Ｚ）及びＨ´（Ｚ）は式（３）により演算される。
【００６６】
【数５】
0004718715.tif 000005
ここで、係数列ａｉ，ｂｉは、例えば
【数６】
［Ｂ，Ａ］＝ＢＵＴＴＥＲ（Ｎ，ｆｃ）
等のカットオフ周波数＝ｆｃ、次数＝Ｎのバターワース（ｂｕｔｔｅｒｗｏｒｔｈ）フィルタの関数として得られる。ＢＵＴＴＥＲ関数は、市販されている数学ソフト“Ｍａｔｌａｂ”（マトラボ）のライブラリ関数であって、Ｎ次のローパスフィルタの係数を求める関数である。このＢＵＴＴＥＲ関数を用いてフィルタの係数列Ｂ，Ａが求められる。
【００６７】
このように一例として、複素バンドパスフィルタは、係数列［ａｉ，ｂｉ］を有する関数［Ｂ，Ａ］＝ＢＵＴＴＥＲ（Ｎ，ｆｃ）で表されるバターワース（ｂｕｔｔｅｒｗｏｒｔｈ）フィルタである。この複素バンドパスフィルタは、この他に、ベッセル、チェビシェフ、エリプティックなど、遮断特性を自由に選択できるフィルタを用いるようにしてもよい。
【００６８】
このようにフィルタ係数が計算された、図５（ａ）のモデルで示す複素ＢＰＦの中心周波数を“ＦＢＣ”だけシフトさせ、同図（ｂ）のモデルで示す帯域特性を持たせるには、
【数７】
0004718715.tif 000006
の演算を行えばよい。ここで角周波数ｗは、サンプリング周波数で正規化した周波数ｆで表すと、ｗ＝２πｆである。
【００６９】
上述に示す次数Ｎのフィルタ係数及びその中心周波数シフトに対する演算アルゴリズムは擬似コードを用いて、以下の式（４）で表される。
【００７０】
【数８】
0004718715.tif 000007
【００７１】
この式（４）で得られた順流側／逆流側の係数列［Ｂｆｄ，Ａｆｄ］，［Ｂｒｄ，Ａｒｄ］のＣＢＰＦ６１Ｂ，６１Ｃにより、ゼロ挿入器６１Ａによるゼロ挿入後の出力ＸがＮ倍（例えば２倍）のサンプリング周波数でサンプリングされ、複素フィルタリングされる。このフィルタの演算アルゴリズムを擬似コードを用いて、以下の式（５）に示す。
【００７２】
【数９】
0004718715.tif 000008
【００７３】
ゼロ挿入後の出力Ｘは複素数であるが、ＣＢＰＦ６１Ｂ，６１Ｃは複素フィルタリングした信号のうち、実部チャンネル側の信号Ｒｅａｌ（Ｙ１）、Ｒｅａｌ（Ｙ２）を、入力と同じＮ倍（例えば２倍）のサンプリング周波数で順流側及び逆流側のオーディオ信号として夫々出力する。
【００７４】
以上の処理の作用効果を、ゼロ挿入を実行しないときのドプラ音の方向分離と対比して説明する。
【００７５】
前述したゼロ挿入を行わないときの、ドプラ音の方向分離とドプラスペクトラム表示との間に生じる矛盾を図６に示す。図４（ａ），（ｂ）に示すベースラインをシフトさせただけであって、ゼロ挿入を行わずに、ＦＦＴ５３のサンプリング周波数もＮ倍（例えばＮ＝２）にしていない状態の場合、ドプラスペクトラム表示とオーディオ音分離との対応関係は、図６（ａ），（ｃ）のように模式的に表される（同図（ｂ）はベースラインシフトを行わない場合を示す）。
【００７６】
同図（ａ）のパワースペクトラムのうち、正側周波数帯域を順流側（Ｆｏｒｗａｒｄ）に且つ負側周波数帯域を逆流側（Ｒｅｖｅｒｓｅ）に夫々割り付けていると、折返し部分（Ａ）のドプラ音は逆流側のナイキスト周波数内のオーディオ成分として出力される。このときのドプラスペクトラム表示は図４（ｂ）のように、折返し部分はナイキスト周波数を超えて順流側で連続的に表示されている。つまり、折返し部分（Ａ）を成す血流のプローブ１１に対する運動方向がドプラ音とドプラスペクトラム表示との間に食い違いが生じ、オペレータを困惑させる。この矛盾は、かかる状況の元では、ドプラ音の順流側及び逆流側の割付方を反対にしても変わらない。
【００７７】
しかしながら、本実施形態のドプラ音の方向分離に拠れば、前述した如く、ゼロ挿入とＣＢＰＦとを組み合わせた手法を採用している。このときのドプラ音の方向分離とドプラスペクトラム表示との間の対応関係は図７のように表される。この図７の例は、前述した図３に示す如く、ゼロ挿入器６１ＡにおけるＮ＝２のゼロ挿入とＣＢＰＦ６１Ｂ，６１Ｃにおける２倍のサンプリング周波数２・ｆｓでのサンプリングとの場合を示す。
【００７８】
この場合、図７（ａ）に示すパワースペクトラムは前述した図３（ｄ）に示す如く、正側及び負側の帯域に２つのスペクトルを有し、且つその周波数成分はゼロ挿入前よりも低下する。順流側及び逆流側のドプラ音の分離方向は前述と同様に割り付けるとする。この場合、ベースラインＢＬがシフトされた図４（ｂ）のドプラスペクトラム表示において、その折返し部分（Ａ）の周波数成分は順流側のナイキスト周波数以上に及ぶため、図７（ｃ）に示す如く、順流（Ｆｏｒｗａｒｄ）方向のドプラ音として出力される。
【００７９】
このため、図４に示すゼロラインシフトを行った場合でも、図４（ｂ）のドプラスペクトラム表示における、ナイキストを超えて表示された部分（Ａ）とその部分の順流側のスピーカから聞こえるドプラ音との間で、整合性が確保される。
【００８０】
ここで、本発明者が行った本発明に基づくシミュレーション結果を図８〜１０に示す。
【００８１】
まず、前提条件として、実際の生体から得られるドプラ信号を模したクラッタ成分（周波数：−０．０８＊ｆｓ、パワー：０ｄＢ）、血流成分（周波数：＋０．２４＊ｆｓ、パワー：−１０ｄＢ）、及びホワイトノイズ（パワー：−６０ｄＢ程度）を設定した。この条件下で、図２に示す方向分離器６１の信号処理のパラメータとして、ゼロ挿入によるサンプル倍率＝２、フィルタ次数＝８を設定した。
【００８２】
このときの入力信号波形（実部チャンネル、虚部チャンネル）、そのパワースペクトラム、及びゼロ挿入後の信号スペクトラムを図８に示す。入力信号には、−０．０８と＋０．２４に２つのピークが確認できる。ゼロ挿入後のスペクトラムには、−０．０８と＋０．２４以外に、それらのエリアス成分である＋０．９２と−０．７６とに合計４つのピークが確認できる。ここで、ゼロ挿入後の信号は２倍のサンプリング周波数で信号処理されるため、図８に示すゼロ挿入後のスペクトラムは−１〜＋１の周波数レンジを持つ表示となる。
【００８３】
また、図９に、ベースラインシフト（ＢＬＳ）がゼロのときの方向分離後の順流側（Ｆｏｒｗａｒｄ）及び逆流側（Ｒｅｖｅｒｓｅ）の波形及びパワースペクトラムを示す。この場合には、順流側では＋０．２４成分が通過し、−０．０８成分は３０ｄＢ程度減衰する一方で、逆流側では−０．０８成分が通過していることが分かる。
【００８４】
さらに、図１０に、ベースラインシフト（ＢＬＳ）が＋０．４のときの方向分離後の順流側及び逆流側の波形及びパワースペクトラムを示す。この場合、ベースラインが＋０．４まで移動し、＋０．４から＋０．５までの帯域が順流側になることから、この帯域には信号が存在せず、ドプラ音は発生されない。反対に、逆流側の帯域が＋０．４から−０．５に広がるため、−０．０８成分は元より、＋０．２４成分のエリアス成分である−０．７６成分がドプラ音として発生されることが分かる。
【００８５】
本発明の方向分離回路は、基本的に２個の複素ＢＰＦ（Ｃｏｍｐｌｅｘ  ＢＰＦ：ＣＢＰＦ）で構成できるので、これをハードウェアで実現する場合でも、ソフトウェアで実現する場合でも、処理が簡単で、負荷を軽減できる。
【００８６】
表２には、前述した従来法である図１１の構成に拠るアルゴリズムと、本発明に係る図２の構成に拠るアルゴリズムとを信号処理量の点で比較した。この信号処理は、リアルタイム性の観点から、超音波ドプラ診断装置のパラメータ（例えばＰＲＦ（Ｐｕｌｓｅ  Ｒｅｐｉｔｉｔｉｏｎ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）、ベースラインシフト量、ドプラの順逆方向の切替など）の設定変更が発生したときの非リアルタイム計算処理と、ドプラ音を出力するためのリアルタイム計算処理との２種類に分けられる。何れの処理も負荷という点では変わりは無いが、前者はソフトウェアの処理がメインで、後者はハードウェアの処理がメインになる。
【００８７】
本発明に係る方向分離法の場合、複素数のフィルタリングを用いるので、アーキテクチャに拠っては負荷の重たさに違いはあるが、表２から分かるように、非リアルタイム性処理及びリアルタイム性処理共に負荷量が従来法に比べて約半分に減少する。
【００８８】
【表２】
0004718715.tif 000009
【００８９】
これにより、本発明に基づく超音波ドプラ診断装置は、従来の超音波ドプラ診断装置に比べて、大幅にダウンサイジング、コストダウン、省エネ、及び処理の高速化が図られる。
【００９０】
なお、本発明に係る超音波ドプラ診断装置の構成は、上述した実施形態の構成に限定されるものではなく、当業者であれば、特許請求の範囲に記載した発明の要旨の範囲内で適宜に変形可能であり、それらの形態も本発明に含まれる。例えば、前述した式（１）〜（５）に係る演算はＤＳＰなどの信号処理チップのソフトウェア処理としても実行できるし、ＡＳＣＩやＦＰＧＡなどのハードウェアデバイスによる処理としても実行できる。
【００９１】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明に係る超音波ドプラ診断装置によれば、ハードウェア構成を簡素化して、又は、ソフトウェアによる演算処理を軽減してドプラ信号に対する方向分離を行うことができ、方向分離演算の高速化及び軽量化を図ることができる。また、これと同時に、ドプラスペクトラム表示の画面においてベースラインシフト（ゼロシフト）を行った場合でも、ドプラ信号の方向分離に関して常にドプラスペクトラム表示画面と整合されたドプラ音を発生させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態に係る超音波ドプラ診断装置の概略構成を示すブロック図。
【図２】方向分離器を中心とする回路構成を示すブロック図。
【図３】ドプラ信号へのゼロ挿入とパワースペクトラムを説明する図。
【図４】ドプラスペクトラム表示における折返しを説明する画面図。
【図５】バンド幅＝ＦＢのＢＰＦのパワースペクトラムと、その中心周波数を“ＦＢＣ”だけシフトさせたＢＰＦのパワースペクトラムを示す図。
【図６】ゼロ挿入を行わないときの方向分離処理を説明する図。
【図７】ゼロ挿入を行ったとき（Ｎ＝２）の方向分離処理を説明する図。
【図８】シミュレーション結果を示すグラフ。
【図９】シミュレーション結果を示すグラフ。
【図１０】シミュレーション結果を示すグラフ。
【図１１】従来のオーディオ方向分離の一例を示す概略ブロック図。
【符号の説明】
１１  プローブ
１２  装置本体
２１  送受信部
２３  直交位相検波器
２４  ＣＦＭ処理ブロック
２５  スペクトラムドプラ処理ブロック
２６  ＤＳＣ
２７  カラー処理器
２８  モニタ
２９  ドプラ音処理ブロック
３０  パワーアンプ（左右）（本発明のドプラ音出力手段に相当）
３１  スピーカ（左右）（本発明のドプラ音出力手段に相当）
３２  ベースラインシフトスイッチ（本発明のベースライン制御手段に相当）
３３  ベースラインコントロールコード発生器（本発明のベースライン制御手段に相当）
３４  ＣＢＰＦ係数演算器（本発明の特性変更手段に相当）
６１  方向分離器
６１Ａ  ゼロ挿入器（本発明のゼロ挿入手段に相当）
６１Ｂ，６１Ｃ  複素ＢＰＦ
【図１】
0004718715.tif 000011
【図２】
0004718715.tif 000012
【図３】
0004718715.tif 000013
【図４】
0004718715.tif 000014
【図５】
0004718715.tif 000015
【図６】
0004718715.tif 000016
【図７】
0004718715.tif 000017
【図８】
0004718715.tif 000018
【図９】
0004718715.tif 000019
【図１０】
0004718715.tif 000020
【図１１】
0004718715.tif 000021