(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の電流経路と第２の電流経路を有する第１のカレントミラー回路を備え、絶対温度に比例した電流を第１の電流として出力する、第１の電流源と、
第３の電流経路と第４の電流経路を有する第２のカレントミラー回路を備え、温度に対して略一定の電流を第２の電流として出力する、第２の電流源と、
前記第１の電流と前記第２の電流とが入力され、前記第１の電流と前記第２の電流との差に比例した電流を第３の電流として出力する第３のカレントミラー回路と、
前記第３の電流を第１の抵抗に流すことで電圧に変換する読み出し回路と、
を具備し、
前記第１の電流経路を流れる電流は第２の抵抗を流れ、
前記第３の電流経路を流れる電流は第３の抵抗を流れ、
前記第１の抵抗、前記第２の抵抗及び前記第３の抵抗の温度特性は合っていることを特徴とする温度検出回路。
【請求項２】
前記第２の電流源が出力する電流を制御する制御電圧を生成する制御電圧生成回路を更に具備することを特徴とする請求項１に記載の温度検出回路。
【請求項３】
前記第３のカレントミラー回路は、
ソースが電源電圧端子に接続された第１のＭＯＳトランジスタと、
ソースが前記電源電圧端子に接続され、ゲートが前記第１のＭＯＳトランジスタのゲートに接続されたＭＯＳトランジスタであって、トランジスタサイズが前記第１のＭＯＳトランジスタのm倍である第２のＭＯＳトランジスタと、
ソースが前記第１のＭＯＳトランジスタのドレインに接続され、ドレインが前記第１のＭＯＳトランジスタ及び前記第２のＭＯＳトランジスタのゲートに接続されたＭＯＳトランジスタであって、トランジスタサイズが前記第１のＭＯＳトランジスタの１/n2倍である第３のＭＯＳトランジスタと、
ソースが前記第２のＭＯＳトランジスタのドレインに接続され、ドレインが出力端子に接続され、ゲートが前記第３のＭＯＳトランジスタのゲートに接続されたＭＯＳトランジスタであって、トランジスタサイズが前記第１のＭＯＳトランジスタのm/n2倍である第４のＭＯＳトランジスタと、
ソースが前記電源電圧端子に接続され、ドレインとゲートが前記第３のＭＯＳトランジスタ及び前記第４のＭＯＳトランジスタのゲートに接続されたＭＯＳトランジスタであって、トランジスタサイズが前記第１のＭＯＳトランジスタの1/(n+1)2倍である第５のＭＯＳトランジスタと、
から構成され、
前記第１のカレントミラー回路の出力は、前記第３のＭＯＳトランジスタのドレイン及び前記第５のトランジスタのドレインに接続され、
前記第２のカレントミラー回路の出力は、前記第３のＭＯＳトランジスタのドレイン及び前記第５のトランジスタのドレインに接続され、
前記第３のＭＯＳトランジスタ及び前記第５のＭＯＳトランジスタのドレインにはそれぞれ同じ大きさの電流が供給されることを特徴とする請求項１又は２に記載の温度検出回路。（ただし、前記mとnはそれぞれ正の整数）
【請求項４】
請求項２に記載の温度検出回路と、
前記温度検出回路からの出力をデジタル信号に変換するアナログ／デジタルコンバータと、
前記アナログ／デジタルコンバータからのデジタル信号に基づき、前記制御電圧生成回路で生成する制御電圧を補正する補正信号を生成するＣＰＵと、
前記補正信号の生成に用いられるパラメータを格納するメモリと、
前記補正信号をアナログ信号に変換し、前記制御電圧生成回路に供給するデジタル／アナログコンバータと、
を具備することを特徴とする温度検出装置。
【請求項５】
被検出体に係る観測信号を出力するセンサ部と、
前記センサ部の近傍の温度を検出する請求項４に記載の温度検出装置と、
前記温度検出部からの出力に基づき、前記観測信号を補正する補正部と、
を具備することを特徴とする光電変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は温度検出回路に関し、特に低い電源電圧で高い温度係数を達成し、高精度な温度検出を可能にする温度検出回路、このような温度検出回路を用いる温度検出装置、また、このような温度検出装置を用いて得た温度情報をもとに温度に対し安定なセンサ信号を得ることの出来る光電変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、半導体素子の温度特性を利用して温度を検出する温度検出回路がある。その例が特許文献１において提案されている。その構成は、エミッタ面積の異なる第１及び第２のバイポーラトランジスタと、抵抗と第１、第２、及び第３のＭＯＳトランジスタから成るカレントミラー回路とで構成される絶対温度に比例した電流を生成する第１の電流源と、この第１の電流源の出力電流を抵抗にて電圧に変換して出力する回路とから成るものである。さらに特許文献２では前記第１の電流源を低い電源電圧で駆動することを可能にする技術が提案されている。図７に特許文献２に提案されている第１の電流源を用いた温度検出回路を示す。
【０００３】
温度検出回路710は、コレクタとベースとを共通接続して接地したエミッタ面積比がN:1のバイポーラトランジスタ704、706と、一端がバイポーラトランジスタ704のエミッタに接続され、他端が演算増幅器701の反転入力端子に接続された抵抗値R1の抵抗703と、ドレインとゲートが共通に演算増幅器701の反転入力端子に接続されると共に、ソースが演算増幅器701の出力端子と電流源707とに接続されたＭＯＳトランジスタ702と、ゲートがＭＯＳトランジスタ702のゲートに接続され、ソースがＭＯＳトランジスタ702のソースと電流源707とに接続され、ドレインが演算増幅器701の非反転入力端子とバイポーラトランジスタ706のエミッタとに接続されたＭＯＳトランジスタ705と、ゲートがＭＯＳトランジスタ702及びＭＯＳトランジスタ705のゲートに接続され、ソースがＭＯＳトランジスタ702及びＭＯＳトランジスタ705のソースに共通に接続され、ドレインが出力端子711と抵抗709の一端とに接続されたＭＯＳトランジスタ708とから第１の電流源が形成されている。この第１の電流源からは、絶対温度比例電流が生成され、他端が接地された抵抗値がRxの抵抗709において電圧に変換されて出力される。また、電流源707は、各素子へ電流を供給する電流源であり、例えば電源電圧VDDなどの電圧源に結合されたカレントミラー回路として実現することが出来る。ＭＯＳトランジスタ702及びＭＯＳトランジスタ705は、カレントミラー回路を構成するように接続されており、それぞれのトランジスタサイズを調整することにより、それぞれのＭＯＳトランジスタを流れる電流I1とI2の電流比を調整することが出来る。また、接点V1とV2の電位は、演算増幅器の仮想接地により同電位になっている。ここで、バイポーラトランジスタ704とバイポーラトランジスタ706の逆飽和電流が等しいとすると、抵抗703とバイポーラトランジスタ704、バイポーラトランジスタ706に関する電圧方程式は式（１）で表すことが出来る。
【数１】
0004642364.tif 000002
【０００４】
ここで、VTはバイポーラトランジスタの熱電圧、IＳはバイポーラトランジスタの逆飽和電流である。また、ＭＯＳトランジスタのサイズにより決まる電流比I2/I1をMとすると式（１）より電流I1は式（２）で表すことが出来る。
【数２】
0004642364.tif 000003
【０００５】
また、ＭＯＳトランジスタ702とＭＯＳトランジスタ708のサイズで決まる電流比I3/I1をGとすると出力端子711の電圧VPTATは式（３）で表すことが出来る。
【数３】
0004642364.tif 000004
【０００６】
ここで、VT、ボルツマン定数k、絶対温度T、素電荷qの間にVT=kT/qという関係があることから、出力電圧VPTATと絶対温度Ｔとの関係は式（４）で表すことが出来る。
【数４】
0004642364.tif 000005
【０００７】
式（４）は、括弧内の式でも示したように、電流I1が絶対温度Tに比例して変化するI1(T)で表せることを意味している。
【０００８】
また、特許文献２ではさらに、低い電源電圧で動作させるために、演算増幅器701をＰ．ＧｒａｙおよびＲ．Ｍｅｙｅｒによるテキスト“Ａｎａｌｙｓｉｓ ａｎｄ Ｄｅｓｉｇｎ ｏｆ Ａｎａｌｏｇ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ  （Second Edition）”の７５２−７５５ページに記述されている折りたたみ型カスコード演算増幅器で構成するようにしている。
【特許文献１】特開平１０−３３２４９４号公報
【特許文献２】特開平８−２３４８５３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
高精度な温度検出を実現するためには、単位温度あたりの出力電圧の変化である温度係数（Ｖ／℃）を高くすることが必要である。しかし、特許文献２では低い電源電圧での第１の電流源を使った温度検出に関しては考慮されているが、次のような課題がある。即ち、絶対温度Tと摂氏温度tとの間に、T=t+273の関係があることから、式（４）を出力電圧Vと温度tの式で表現すると式（５）に示すようになる。  
【数５】
0004642364.tif 000006
【００１０】
ここで、式（５）は、括弧内の式で示したように、絶対温度に比例して変化する電流I1が、温度tに比例して変化するI1（t）成分と温度tに対して一定なオフセット成分Offsetとで表されることを意味している。
【００１１】
図８は式（５）の関係を温度に対する出力電圧の変化として表したグラフである。ここで、図８の参照符号803は温度検出回路710の電源電圧レベルを、参照符号804は温度検出回路710の使用温度範囲を示している。式（５）の第１項は図８のグラフの傾き、第２項はオフセットに相当している。式（５）から分かるように、同じ係数が温度tと定数273とに係っているため、図８における傾きに相当する温度係数とオフセットとをそれぞれ独立に調整することは出来ない。即ち、抵抗比Rx/R1、バイポーラトランジスタのサイズ比N：１、電流比M、Gを変えて温度係数を高くしようとすると、オフセットも大きくなってしまう。結果として高い温度係数を実現しようとすると、図８の破線で表した特性曲線802から実線で示した特性曲線801へと変化する。その結果、温度検出回路710の使用温度範囲内で出力電圧が飽和してしまい、使用温度範囲内での温度検出が出来なくなる。このように温度係数を高くしようとして使用温度範囲内において出力電圧が飽和してしまう現象は、同じ温度係数を実現する場合には電源電圧を低くするほどより顕著になる。
【００１２】
さらに、半導体素子の温度特性を利用した温度検出回路では製造時の特性ばらつきや電池の消耗、ノイズ等による電源電圧の変動により出力電圧が変動し、温度検出誤差が発生する問題がある。特性ばらつきや電源電圧の変動による影響は、低い電源電圧、高い温度係数の下ではより顕著になるため、その影響による温度検出の誤差を補正して安定に温度検出をすることが重要である。
【００１３】
本発明は前記の事情に鑑みてなされたものであり、低い電源電圧でも高い温度係数で温度を検出することが可能な温度検出回路、このような温度検出回路を用いた温度検出装置、及びこのような温度検出検出装置を用いて得た温度情報をもとに温度に対し安定なセンサ信号を得ることの出来る光電変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
前記の目的を達成するために、本発明の第１の態様による温度検出回路は、第１の電流経路と第２の電流経路を有する第１のカレントミラー回路を備え、絶対温度に比例した電流を第１の電流として出力する、第１の電流源と、第３の電流経路と第４の電流経路を有する第２のカレントミラー回路を備え、温度に対して略一定の電流を第２の電流として出力する、第２の電流源と、前記第１の電流と前記第２の電流とが入力され、前記第１の電流と前記第２の電流との差に比例した電流を第３の電流として出力する第３のカレントミラー回路と、前記第３の電流を第１の抵抗に流すことで電圧に変換する読み出し回路と、具備し、前記第１の電流経路を流れる電流は第２の抵抗を流れ、前記第３の電流経路を流れる電流は第３の抵抗を流れ、前記第１の抵抗、前記第２の抵抗及び前記第３の抵抗の温度特性は合っていることを特徴とする。
【００１５】
この第１の態様によれば、絶対温度に比例する第１の電流から温度に対して略一定の電流の差分をとることにより、使用温度範囲内で温度係数を高くすることができる。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、低い電源電圧でも高い温度係数で温度を検出することが可能な温度検出回路、このような温度検出回路を用いた温度検出装置、及びこのような温度検出検出装置を用いて得た温度情報をもとに温度に対し安定なセンサ信号を得ることの出来る光電変換装置を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。
【００１８】
［第１の実施形態］
まず、本発明の第１の実施形態に係る温度検出回路の概念的な構成について説明する。図１は、第１の実施形態に係る温度検出回路のブロック図である。
【００１９】
即ち、図１の温度検出回路は、絶対温度比例電流を生成する第１の電流源101と、温度安定電流を生成する第２の電流源103と、第２の電流源103を制御するための制御電圧を生成する制御電圧生成回路102と、第１の電流源101と第２の電流源103とからそれぞれ生成した電流を合成する、出力抵抗が高く出力電圧のダイナミックレンジが広いカレントミラー回路104と、カレントミラー回路104の出力電流を電圧に変換する読み出し回路105とから構成されている。
【００２０】
以上のような構成において、絶対温度比例電流をIPTAT、温度安定電流をIconst、読み出し回路に抵抗を用い、その抵抗値をR、カレントミラー回路104の電流増幅率をG3とすると出力電圧VPTATは式（６）で表すことが出来る。  
【数６】
0004642364.tif 000007
【００２１】
ここで、式（６）は、式（５）からも分かるように、温度t（℃）に比例して変化するIPTAT（t）と温度tに対して一定なOffsetとの和から、温度tに対して一定なIconstを引いた形で表せることを意味している。ここで、Iconstの大きさは、制御電圧生成回路102の制御電圧によって制御することが出来る。
【００２２】
図２に式（６）の関係に基づく、温度（℃）に対する出力電圧の変化のグラフを示す。式（６）において、括弧内の第２項の温度安定電流Iconstの大きさを制御することにより、出力電圧VPTATを、式（６）の第１項の絶対温度比例電流IPTATとは独立に調整することが出来る。そのため、出力電圧が使用温度範囲204内で電源電圧203を超えて飽和している特性曲線201は、温度安定電流Iconstを適切に制御することで特性曲線202へとレベルシフトさせることができる。結果として使用温度範囲内で出力電圧が飽和することなく高い温度係数で温度を検出することが可能である。
【００２３】
さらに図１のカレントミラー回路104は、出力抵抗が高く且つ広ダイナミックレンジで動作するものであるので、電源電圧が低い場合でも安定して高精度に絶対温度比例出力電圧VPTATを得ることが出来る。
【００２４】
次に図１の構成について、より詳細に説明する。図３は、図１の構成の電気回路図である。図３には、第1の電流源101と、制御電圧生成回路102と、第２の電流源103と、カレントミラー回路104と、読み出し回路105とが設けられている。また、第１の電流源101には温度検出回路の動作点を安定動作点で動作させるためのスタートアップ回路301が接続されている。このスタートアップ回路301には、電源電圧端子329と、グランド端子330と、第１の電流源101内部のＭＯＳトランジスタ304のドレインとが接続されている。
【００２５】
また、第１の電流源101は、ベース及びコレクタが電源電圧端子329に接続されたバイポーラトランジスタ302、305と、一端がバイポーラトランジスタ305のエミッタに接続された抵抗値がR6の抵抗306と、ソースがバイポーラトランジスタ302のエミッタに接続されたＭＯＳトランジスタ303と、ソースが抵抗306の他端に接続されゲート及びドレインがＭＯＳトランジスタ303のゲートに接続され、トランジスタサイズがＭＯＳトランジスタ303と同一であるＭＯＳトランジスタ307と、ゲート及びドレインがＭＯＳトランジスタ303のドレインに接続され、ソースがグランド端子330に接続されたＭＯＳトランジスタ304と、ドレインがＭＯＳトランジスタ307のドレインと接続され、ゲートがＭＯＳトランジスタ304のゲートに接続され、ソースがグランド端子330に接続され、トランジスタサイズがＭＯＳトランジスタ304と同一であるＭＯＳトランジスタ308と、ゲートがＭＯＳトランジスタ308のゲートに接続され、ソースがグランド端子330に接続されたＭＯＳトランジスタ325と、ゲートがＭＯＳトランジスタ325のゲートと接続され、ソースがグランド端子330に接続されたＭＯＳトランジスタ322と、から構成されている。
【００２６】
また、制御電圧生成回路102は、一端が基準電圧端子331に接続された抵抗値がR10の抵抗309と、一端が抵抗309の他端と演算増幅器314の非反転入力端子とに接続され、他端がグランド端子330に接続された抵抗値がR12の抵抗310と、一端が抵抗310の一端に接続され、他端が演算増幅器314の反転入力端子に接続された抵抗値がR11の抵抗312と、一端が補正信号入力端子332に接続され、他端が演算増幅器314の反転入力端子に接続された抵抗値がR8の抵抗311と、一端が抵抗311の他端に接続され、他端が演算増幅器314の出力端子に接続され、抵抗値がR9の抵抗313と、から構成されている。この制御電圧生成回路102からは制御電圧VREF_INが生成される。
【００２７】
制御電圧生成回路102において生成された制御電圧VREF_INは、第２の電流源103に入力される。第２の電流源103は、非反転入力端子が演算増幅器314の出力端子に接続された演算増幅器315と、ゲートが演算増幅器315の出力端子に接続され、ソースが演算増幅器315の非反転入力端子に接続されたＭＯＳトランジスタ317と、一端がＭＯＳトランジスタ317のソースに接続され、他端がグランド端子330に接続された抵抗値がR13の抵抗318と、ドレインとゲートがＭＯＳトランジスタ317のドレインに接続され、ソースが電源電圧端子329に接続されたＭＯＳトランジスタ316と、ゲートがＭＯＳトランジスタ316のゲートに接続され、ドレインがＭＯＳトランジスタ325のドレインに接続され、トランジスタサイズがＭＯＳトランジスタ316と同一であるＭＯＳトランジスタ319と、ゲートがＭＯＳトランジスタ319のゲートに接続され、ソースが電源電圧端子329に接続され、ドレインがＭＯＳトランジスタ322のドレインに接続され、トランジスタサイズがＭＯＳトランジスタ319と同一であるＭＯＳトランジスタ320と、から構成されている。
【００２８】
また、カレントミラー回路104は、ソースが電源電圧端子329に接続されたＭＯＳトランジスタ323と、ソースがＭＯＳトランジスタ323のソースに接続され、ゲートがＭＯＳトランジスタ323のゲートに接続されたＭＯＳトランジスタ326と、ソースがＭＯＳトランジスタ323のドレインに接続され、ドレインがＭＯＳトランジスタ323のゲートとＭＯＳトランジスタ325のドレインに接続され、トランジスタサイズがＭＯＳトランジスタ323と同一であるＭＯＳトランジスタ324と、ソースがＭＯＳトランジスタ326のドレインに接続され、ゲートがＭＯＳトランジスタ324のゲートに接続され、ドレインが絶対温度比例電圧出力端子333に接続されたＭＯＳトランジスタ327と、ソースが電源電圧端子329に接続され、ゲートとドレインがＭＯＳトランジスタ322のドレインに接続され、トランジスタのゲート幅がＭＯＳトランジスタ324のトランジスタのゲート幅の1/4であって、ゲート長がＭＯＳトランジスタ324と同一である（即ちトランジスタサイズがＭＯＳトランジスタ324の1/4である）ＭＯＳトランジスタ321と、から構成されている。
【００２９】
このカレントミラー回路104は、出力抵抗を高くし且つダイナミックレンジを広く保つためにＭＯＳトランジスタのサイズ等を調整している。即ち、第１の実施形態では、第２のＭＯＳトランジスタであるＭＯＳトランジスタ326のトランジスタサイズを第１のＭＯＳトランジスタであるＭＯＳトランジスタ323のm倍（第１の実施形態ではm=１）とし、第３のＭＯＳトランジスタであるＭＯＳトランジスタ324のトランジスタサイズをＭＯＳトランジスタ323の１/n2倍（第１の実施形態ではn=1）とし、第４のＭＯＳトランジスタであるＭＯＳトランジスタ327のトランジスタサイズをＭＯＳトランジスタ323のm/n2倍（=１倍）とし、第５のＭＯＳトランジスタであるＭＯＳトランジスタ321のトランジスタサイズをＭＯＳトランジスタ323の1/(n+1)2倍（=1/4倍）としている。
【００３０】
このようにトランジスタサイズを調整することにより、カレントミラー回路104の電流増幅率G3を変えて温度係数を調整することが可能である。即ち、使用温度範囲内において低い電源電圧でも高い温度係数で温度検出することが可能になり、高精度な温度検出を達成することが出来る。また、第１の実施形態では第１の電流源101の出力と第２の電流源103の出力の差分を取る回路としてカレントミラー104を用いているので、それぞれの電流源の出力を電圧に変換することなく回路を構成することができ、演算増幅器等により差動回路を構成するよりも回路構成が簡素化する。
【００３１】
また、読み出し回路105は、一端が絶対温度比例電圧出力端子333に接続され、他端がグランド端子330に接続された抵抗値がR16の抵抗328から構成されている。
【００３２】
ここで、ミラー接続されているＭＯＳトランジスタ304、308のトランジスタサイズは同一であるので、バイポーラトランジスタ302、ＭＯＳトランジスタ303、及びＭＯＳトランジスタ304で形成される経路と、バイポーラトランジスタ305、抵抗306、ＭＯＳトランジスタ307、及びＭＯＳトランジスタ308で形成される経路とには、それぞれ同じ大きさの電流IPTATが生成される。また、ＭＯＳトランジスタ303とＭＯＳトランジスタ307とはトランジスタサイズが同一であるので、それぞれのＭＯＳトランジスタのゲート−ソース間電圧Vgsが等しくなる。したがって、バイポーラトランジスタ305、抵抗306、ＭＯＳトランジスタ307、ＭＯＳトランジスタ308、ＭＯＳトランジスタ304、ＭＯＳトランジスタ303、バイポーラトランジスタ302のループにおいて電圧方程式を立てると式（７）のようになる。  
【数７】
0004642364.tif 000008
【００３３】
ここで、バイポーラトランジスタ302、305のエミッタ面積比はN：1であるとする。
【００３４】
式（７）から、絶対温度比例電流IPTATは式（８）で表せる。  
【数８】
0004642364.tif 000009
【００３５】
なお、ＭＯＳトランジスタ304、308、322、325で形成されるカレントミラー回路の電流増幅率をG1とする。また、制御電圧生成回路102は、抵抗309〜313と演算増幅器314で構成された抵抗分割回路と加算回路との組み合わせで構成されているので、演算増幅器314の出力、即ち制御電圧生成回路102で生成される制御電圧VREF_INは、式（９）で表せる。  
【数９】
0004642364.tif 000010
【００３６】
また、第２の電流源103において、演算増幅器315と、ＭＯＳトランジスタ317と、抵抗318とで構成される定電流回路の温度安定電流Iconstは、式（１０）で表される。  
【数１０】
0004642364.tif 000011
【００３７】
なお、ＭＯＳトランジスタ316、319、320で形成されるカレントミラー回路の電流増幅率をG2とする。また、ＭＯＳトランジスタ321、323、324、326、327で構成されたカレントミラー回路104の電流増幅率をG3とする。このとき、式（８）で表された絶対温度比例電流IPTATと式（１０）で表された温度安定電流Iconstとがカレントミラー回路104に入力されて合成され、カレントミラー回路104からの電流出力が読み出し回路105の抵抗328で電圧に変換されて読み出される。このときの絶対温度比例出力電圧VPTATは、式（１１）で表される。  
【数１１】
0004642364.tif 000012
【００３８】
したがって、式（６）と同様に括弧内式の第２項の温度安定電流により、第１項のオフセット成分をレベルシフトすれば、低い電源電圧で高い温度係数にしても使用温度範囲内で出力電圧が飽和することなく温度検出が可能な温度検出回路として動作させることが可能である。即ち、低い電源電圧でも高精度な温度検出を実現できる。
【００３９】
さらに、第１の実施形態では、式（１１）にあるようにR16とR6、R16とR13がそれぞれ分数の分子と分母の形で表されているため、設計時に抵抗の温度特性を合わせることにより、それぞれ抵抗の温度特性が温度によって変化する効果を打ち消し合うことが出来る。つまり、温度変化による抵抗の特性変化が及ぼす出力電圧の誤差を取り除くことが出来る。
【００４０】
なお、第１の実施形態では、バイポーラトランジスタを寄生バイポーラトランジスタで形成することにより、標準的なＣＭＯＳプロセスで製造することが可能である。また、図３の回路全体の極性を逆にしても同様の作用・効果が得られることは言うまでもない。また、上記したm、nの値は一例であり、変更可能である。
【００４１】
［第２の実施形態］
次に本発明の第２の実施形態について説明する。本発明の第２の実施形態は図３の温度検出回路を用いた温度検出装置である。図４に、本温度検出装置の構成を示す。
【００４２】
図４の温度検出装置400は、第１の電流源101と、補正信号VREF_ADを入力とし制御電圧VREF_INを生成する制御電圧生成回路102と、制御電圧VREF_INにより制御され温度安定電流を生成する第２の電流源103と、第１の電流源101と第２の電流源103の出力電流とを合成するカレントミラー回路104と、カレントミラー回路104の出力電流を電圧に変換する読み出し回路105とから形成される温度検出回路405と、温度検出回路405からの出力信号を出力する出力端子406と、温度検出回路405の出力信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータ404と、Ａ／Ｄコンバータ404の出力に接続されたＣＰＵ401と、ＣＰＵ401と接続され必要な情報を記録するメモリ402と、ＣＰＵ401と温度検出回路405内の制御電圧生成回路102とに接続され、ＣＰＵ401からの出力信号をアナログ信号に変換して補正信号VREF_AD を出力するＤ／Ａコンバータ403とから構成されている。
【００４３】
以上のような構成の温度検出装置において、設定温度に管理された環境下で得た温度検出回路の出力信号をもとに、温度検出装置の製造ばらつき等を補正する手法について説明する。
【００４４】
即ち、この場合には、設定温度に管理された環境下に温度検出回路405を置いた状態で、温度検出回路405の出力信号はＡ／Ｄコンバータ404でデジタル信号に変換されてＣＰＵ401に入力される。そして、ＣＰＵ401ではＡ／Ｄコンバータ404からの出力信号とメモリ402に記録しておいた標準出力とが比較され、補正値が計算される。その後、計算された補正値がＤ／Ａコンバータ403によりアナログの補正信号に変換されて制御電圧生成回路102に入力される。制御電圧生成回路102では、第２の電流源103を制御するための制御電圧VREF_INが生成される。この生成された制御電圧VREF_INにより、第２の電流源103では温度に対して一定な温度安定電流が生成される。この生成された温度安定電流と第１の電流源101にて生成された絶対温度比例電流とがカレントミラー回路104で合成され、読み出し回路105にて電流電圧変換された後、出力端子406にて絶対温度比例電圧として出力される。
【００４５】
このように、第２の実施形態では、カレントミラー回路104によって、第１の電流源101において生成された絶対温度比例電流から第２の電流源103において生成された温度安定電流を差し引くことにより、使用温度範囲内で出力電圧が飽和せずに温度検出をすることが可能である。さらに、標準状態、例えば温度２５℃、電源電圧５Ｖの状態での出力電圧を標準出力としてメモリ402に記憶しておき、標準出力と温度検出回路の出力とを比較して補正信号VREF_ADを制御し、レベルシフト量を調節して補正することにより、複数の温度検出装置の間の製造ばらつきや電源電圧の変動による温度検出の誤差を補正することも出来る。
【００４６】
なお、より精度を求める場合には前記の補正に加えてもう一つの管理された温度環境下、例えば温度５０℃、電源電圧５Ｖでの出力を取得し、この出力と２５℃のときの出力とから温度係数を求め、温度検出の際には、求めた温度係数に基づいて補正を行うことにより、温度検出回路の温度係数の製造ばらつきと電源電圧依存性とをより正確に補正することが出来る。
【００４７】
次に、複数の温度検出装置の間の製造ばらつきや電源電圧の変動による温度検出の誤差の補正手法についてさらに詳しく説明する。図５（ａ）は１点の温度に対する出力のみを測定して補正を行う手法（温度一点補正法と称する）の処理手順を示すフローチャートであり、図５（ｂ）は２点の温度に対する出力を測定して補正を行う手法（温度二点補正法と称する）の処理手順を示すフローチャートである。
【００４８】
まず、図５（ａ）を参照して温度一点補正法の処理について説明する。まず、温度検出回路405の電源電圧端子を安定化電源に接続し、電源電圧を標準電圧、例えば５Ｖに設定する。さらに恒温層などに温度検出回路405を置いて標準温度、例えば２５℃にする。そして、制御電圧生成回路102に入力する補正信号VREF_ADをゼロにする（ステップＳ１）。
【００４９】
次に、Ａ／Ｄコンバータ404によって出力端子406の出力信号をデジタル信号に変換してＣＰＵ401に入力し、この出力デジタル信号とメモリ402に記憶していた標準出力との差分ΔVを求める（ステップＳ２）。次に、差分ΔVが事前に設定しておいたＡ／Ｄコンバータ404及びＤ／Ａコンバータ403の最小分解能である１LSB以下か否かを判断する（ステップＳ３）。このステップＳ３の判断において、差分ΔVが１LSBよりも大きい場合には、差分ΔVから補正電圧VREF_ADを計算する（ステップＳ４）。次に、計算で求めた補正電圧VREF_ADを一つ前の補正電圧VREF_ADの値と足し合わせる（ステップＳ５）。そして、この足し合わせた値をＤ／Ａコンバータ403においてＤ／Ａ変換して補正信号を制御電圧生成回路102に入力する（ステップＳ６）。以後、ステップＳ２に戻り、ΔVが１LSB以下になるまでステップＳ２からステップＳ６の処理を繰り返す。
【００５０】
一方、ステップＳ３の判断において、差分ΔVが１LSBより小さい値ならば、最終的に計算して足し合わせて求めたVREF_ADの値をメモリ402に記憶する。また、このVREF_ADの値をＤ／Ａコンバータ403においてＤ／Ａ変換して制御電圧生成回路102に入力し、温度検出回路405を動作させる（ステップＳ７）。
【００５１】
次に、図５（ｂ）を参照して温度二点補正法の処理について説明する。まず、図５（ａ）で説明した温度一点補正法によって補正信号VREF_ADを求める（ステップＳ１１）。次に、温度検出回路405を前記標準温度とは別の温度、例えば５０℃に設定した恒温層に入れ、出力端子406からの出力電圧をＡ／Ｄ変換する（ステップＳ１２）。
【００５２】
その後、２５℃のときに得られた最終的な出力電圧と５０℃のときの出力電圧とから温度係数（Ｖ/℃）を求め、この値でメモリ402の標準温度係数の値を更新する（ステップＳ１３）。最後に更新した温度係数を用いて温度検出を行う（ステップＳ１４）。
【００５３】
以上に述べた温度検出回路405の補正法を用いて温度検出を行うことで、低い電源電圧でも高い温度係数を実現でき、さらに電源電圧変動と製造ばらつきをも補正することができる。結果として低い電源電圧で高精度な温度検出が可能になる。
【００５４】
［第３の実施形態］
次に本発明の第３の実施形態について説明する。本発明の第３の実施形態は図３の温度検出回路又は図４の温度検出装置を用いた光電変換装置である。この光電変換装置の構成を図６に示す。
【００５５】
図６の光電変換装置600は、例えばイメージセンサ、測距センサ、測光センサなどから形成され被検出体に係る観測信号を出力するセンサ部601と、図４の温度検出装置から構成された温度検出部602と、温度検出部602から得られた温度情報をもとにセンサ部601の温度変化による特性の変化を補正して最終的な出力を得る補正部603とから構成されている。
【００５６】
例えばオートフォーカスカメラ等で用いられる測距センサにおいては、撮影レンズや鏡枠等が、温度によって膨張収縮したりすること、もしくはセンサ信号の暗電流が温度によって変化することからセンサ信号が変動してしまい、正しい距離検出が出来なくなることがある。第３の実施形態では、センサ信号もしくはセンサ信号を用いて検出される情報が温度の変化によって変化しても、センサ信号等を温度検出部602から得られた温度情報に基づいて補正することにより、特性変化を補正した高精度な距離検出が可能になる。特に昨今は消費電力削減の目的でセンサ部601の電源電圧を低くすることが望まれているが、図４のような温度検出装置を温度検出部602に適用することにより、低い電源電圧で高い温度係数の温度検出が可能になり、更にセンサ部601の温度変化による特性の変化を、高精度に補正することが可能である。
【００５７】
以上実施形態に基づいて本発明を説明したが、本発明は上記した実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨の範囲内で種々の変形や応用が可能なことは勿論である。
【００５８】
さらに、上記した実施形態には種々の段階の発明が含まれており、開示される複数の構成要件の適当な組合せにより種々の発明が抽出され得る。例えば、実施形態に示される全構成要件からいくつかの構成要件が削除されても、発明が解決しようとする課題の欄で述べた課題が解決でき、発明の効果の欄で述べられている効果が得られる場合には、この構成要件が削除された構成も発明として抽出され得る。
【図面の簡単な説明】
【００５９】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る温度検出回路の概念構成について示すブロック図である。
【図２】本発明の第１の実施形態に係る温度検出回路の温度に対する出力電圧の変化のグラフを示す図である。
【図３】本発明の第１の実施形態に係る温度検出回路の電気回路図である。
【図４】本発明の第２の実施形態に係る温度検出装置の構成図である。
【図５】本発明の第２の実施形態に係る温度検出装置の温度補正の手法について説明するためのフローチャートであって、図５（ａ）は温度一点補正法の処理について示すフローチャートであり、図５（ｂ）は温度二点補正法の処理について示すフローチャートである。
【図６】本発明の第３の実施形態に係る光電変換装置の構成図である。
【図７】従来の温度検出回路の電気回路図である。
【図８】従来例の温度検出回路の温度に対する出力電圧の変化のグラフを示す図である。
【符号の説明】
【００６０】
１０１…第１の電流源、１０２…制御電圧生成回路、１０３…第２の電流源、１０４…カレントミラー回路、１０５…読み出し回路、３２１〜３２７…ＭＯＳトランジスタ、４０１…ＣＰＵ、４０２…メモリ、４０３…Ｄ／Ａコンバータ、４０４…Ａ／Ｄコンバータ、４０５…温度検出回路、４０６…出力端子、６０１…センサ部、６０２…温度検出部、６０３…補正部
【図１】
0004642364.tif 000013
【図２】
0004642364.tif 000014
【図３】
0004642364.tif 000015
【図４】
0004642364.tif 000016
【図５】
0004642364.tif 000017
【図６】
0004642364.tif 000018
【図７】
0004642364.tif 000019
【図８】
0004642364.tif 000020