(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号を周波数変換し、中間周波数信号を生成する周波数変換手段と、
サンプリング周波数がＦｓ１の第１アナログ・デジタル変換手段と、
サンプリング周波数が上記Ｆｓ１よりも低いＦｓ２である第２アナログ・デジタル変換手段と、
上記中間周波数信号から上記第１アナログ・デジタル変換手段の第ｎナイキスト領域中の第１帯域を通過させて得られる出力信号を上記第１アナログ・デジタル変換手段に供給する第１フィルタ手段と、
上記中間周波数信号から上記第２アナログ・デジタル変換手段の第ｋナイキスト領域中の第２帯域を通過させて得られる出力信号を上記第２アナログ・デジタル変換手段に供給する第２フィルタ手段とを具え、
上記第ｎ及びｋナイキスト領域の次数ｎ及びｋは整数であって、ｋはｎより大きく、上記第ｋナイキスト領域中の上記第２帯域は上記第ｎナイキスト領域中の上記第１帯域内に設定され、上記第ｎナイキスト領域中の上記第１帯域は上記中間周波数信号の帯域内に設定されることを特徴とするアナログ・デジタル変換システム。
【請求項２】
上記第ｎナイキスト領域の次数ｎが２以上の整数であることを特徴とする請求項１記載のアナログ・デジタル変換システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、アナログ・デジタル変換システムに関し、特に、高いダイナミック・レンジと広帯域を両立させつつ、周波数変換回路の簡素化を実現するアナログ・デジタル変換システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
シグナル・アナライザは、携帯電話等の無線機器で使用される信号を時間及び周波数領域の２つの観点から分析するために使用される。シグナル・アナライザでは、被測定信号をアナログ・デジタル変換し、デジタル演算でＦＦＴ処理することにより、周波数領域のデータを生成する。
【０００３】
シグナル・アナライザには、より高いダイナミック・レンジと広帯域が求められている。その鍵は、アナログ・デジタル変換において、高いダイナミック・レンジと広帯域を両立することである。
【０００４】
しかし、現実のアナログ・デジタル変換回路において、高いダイナミック・レンジ（＝ビット数の多さ）と広帯域（＝サンプリング周波数の高さ）を両立することは極めて難しい。例えば、米国リニア・テクノロジー社製ＬＴＣ２２４２−１２型１２ビット・アナログ・デジタル変換回路（ＡＤＣ）では、サンプリング周波数が２５０ＭＨｚである。一方、同社製ＬＴＣ２２０８型１６ビットＡＤＣは、サンプリング周波数が１３０ＭＨｚである。このように、ビット数が多ければ、一般にサンプリング周波数は低くなる。
【０００５】
そこで、シグナル・アナライザでは、複数のアナログ・デジタル変換回路を、一方はダイナミックレンジに最適化し、他方は帯域幅すなわち高いサンプリング周波数に特化して併用する方法が用いられている。例えば、日本特許第３４３３７２４号は、こうした発明を開示する。
【０００６】
図１は、日本特許第３４３３７２４号が開示する発明のブロック図である。第１パスは、狭帯域ではあるが高ダイナミック・レンジであり、第２パスはダイナミック・レンジは低いが広帯域である。
【非特許文献１】LTC2242-12 12bit 250Msps ADC データ・シート, 米国リニア・テクノロジー社［平成１９年７月２４日検索］URL:http://www.linear.com/pc/downloadDocument.do?navId=H0,C1,C1155,C1001,C1150,P19597,D13659
【非特許文献２】LTC2208 16bit 130Msps ADC データ・シート, 米国リニア・テクノロジー社［平成１９年７月２４日検索］URL:http://www.linear.com/pc/downloadDocument.do?navId=H0,C1,C1155,C1001,C1150,P13693,D9659
【特許文献１】日本特許第３４３３７２４号
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
上述した複数のアナログ・デジタル変換回路を用いる方法では、これらに供給すべき信号の帯域が異なるため、それぞれに周波数変換回路が必要となる。図１の例では、第１及び第２パス夫々に適した帯域の信号を生成するため、第１及び第２ミキサ６及び８が夫々設けられている。このため、周波数変換回路の増加によって回路が複雑になり、コストがかかるという問題があった。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明によるアナログ・デジタル変換システムによれば、異なるサンプリング周波数及びビット数の第１及び第２アナログ・デジタル変換手段を組み合わせて使用し、低ダイナミック・レンジながら広帯域のデジタル・データと、狭帯域ながら高ダイナミック・レンジのデジタル・データを生成しながら、これらに入力信号から生成した中間周波数信号を供給する周波数変換手段は共通のものを使用できる。なお、第１アナログ・デジタル変換手段のサンプリング周波数をＦｓ１とし、Ｆｓ１より低い第２アナログ・デジタル変換手段のサンプリング周波数をＦｓ２とする。第１フィルタ手段は、中間周波数信号から第１アナログ・デジタル変換手段の第ｎナイキスト領域中の第１帯域を通過させて得られる出力信号を第１アナログ・デジタル変換手段に供給する。また、第２フィルタ手段は、中間周波数信号から第２アナログ・デジタル変換手段の第ｋナイキスト領域中の第２帯域を通過させて得られる出力信号を第２アナログ・デジタル変換手段に供給する。なお、ｎ及びｋは、ナイキスト領域の次数を示す整数であって、ｋはｎより大きい。
【０００９】
このとき、本発明では、第ｋナイキスト領域中の第２帯域を第ｎナイキスト領域中の第１帯域内に設定し、第ｎナイキスト領域中の第１帯域を中間周波数信号の帯域内に設定する。より好ましくは、第ｋナイキスト領域中の第２帯域を第ｎナイキスト領域中の第１帯域の中央部に設定し、第ｎナイキスト領域中の第１帯域を中間周波数信号の帯域の中央部に設定する。具体的には、第ｎ及びｋナイキスト領域の次数ｎ及びｋを整数とし、（２ｎ−１）Ｆｓ１＝（２ｋ−１）Ｆｓ２の関係式を満たすｎ、ｋ、Ｆｓ１及びＦｓ２を選択して使用すれば、第ｎナイキスト領域と第ｋナイキスト領域の中心周波数が一致するので、これらを基準に調整した値を使用しても良い。言い換えると、（２ｎ−１）Ｆｓ１＝（２ｋ−１）Ｆｓ２の関係式をほぼ（又はおおよそ）満たす値（完全に満たす値も含む）を選択して使用するのが良い。
【００１０】
更には、第１及び第２帯域の中心周波数をほぼ同じ（同じを含む）にすると良い。これによって、第１及び第２アナログ・デジタル変換手段は、中間周波数信号の帯域の中央部分を使用することになり、最も良い特性を得ることができる。また、回路設計の都合を考慮すれば、第１アナログ・デジタル変換手段の第ｎナイキスト領域の次数ｎを２以上の整数とし、これに伴って第１アナログ・デジタル変換手段より低いサンプリング周波数Ｆｓ２を使用する第２アナログ・デジタル変換手段の第ｋナイキスト領域の次数ｋを３以上のｎより大きな整数とするのが良い。
【００１１】
以上によれば、サンプリング周波数が高い（広帯域）ながらビット数が少ない（ダイナミック・レンジが小さい）アナログ・デジタル変換手段と、サンプリング周波数が低い（狭帯域）ながらビット数が多い（ダイナミック・レンジが大きい）アナログ・デジタル変換手段とを組み合わせながら、これらに中間周波数信号を供給する周波数変換手段に共通のものを使用できる。よって、高ダイナミック・レンジと広帯域を共有しつつ、高周波回路は簡素化し、コストを下げることができる。また、アナログ・デジタル変換手段を組み合わせを変えることで、目的にあったアナログ・デジタル変換システムを容易に構成できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
図２は、本発明によるアナログ・デジタル変換システム３２を含むシグナル・アナライザ３０のブロック図である。図示せずも、パソコンで周知のＣＰＵ、ハードディスクドライブ、マウスなども装備されている。ユーザは、操作パネル（図示せず）を介して、シグナル・アナライザ３０に入力信号Ｓｉｎ中の測定したい帯域の中心周波数及び周波数スパンといった必要な設定を行うことができる。
【００１３】
周波数変換部３４は、入力信号Ｓｉｎを受けて、ユーザが設定した入力信号Ｓｉｎ中の測定したい周波数帯域の中心周波数及び周波数スパンで定まる帯域と、後述のアナログ・デジタル変換回路で使用する帯域に応じて、適切な帯域を有する中間周波数（ＩＦ）信号Ｓｉｆを生成する。図１の例では、直流から高周波数まで、つなぎ目なく任意の帯域を取り出せるようにするため、ミキサ３８及び局部発振器４０によって、高い周波数へと一旦アップコンバートする。ローパス・フィルタ３６は、このアップコンバートで不要な成分が生じないように、不要な高周波数成分をカットする。次にバンドパス・フィルタ（ＢＰＦ）４２によって、必要な帯域を抽出する。そして、ミキサ４４及び局部発振器４６によって、アナログ・デジタル変換回路５４及び５６の特性に合わせて、抽出された帯域を低い周波数へとダウンコンバートする。
【００１４】
スプリッタ４８は、ＩＦ信号Ｓｉｆを受けて、第１及び第２ＢＰＦ５０及び５２に分配する。
【００１５】
第１及び第２ＢＰＦ５０及び５２は、夫々対応する第１及び第２アナログ・デジタル（ＡＤ）変換回路５４及び５６の特性に合わせた帯域を入力信号Ｓｉｆから抽出し、第１及び第２ＡＤ変換回路５４及び５６に供給する。具体的には、夫々対応する第１及び第２ＡＤ変換回路５４及び５６夫々のサンプリング周波数の２分の１（ナイキスト周波数）の帯域幅内に収まるように入力信号Ｓｉｆをろ波する。
【００１６】
第１及び第２ＡＤ変換回路５４及び５６は、これらの組み合わせでダイナミック・レンジ及び帯域幅を最適化すべく、使用するナイキスト領域の次数が設定される。以下の説明では、第１ＡＤ変換回路５４のサンプリング周波数をＦｓ１とし、Ｆｓ１より低い第２ＡＤ変換回路５６のサンプリング周波数をＦｓ２とする。
【００１７】
ＤＳＰ６２及び６４は、夫々対応するＡＤ変換回路５４及び５６からのデジタル・データを演算処理し、メモリ６６へ供給する。メモリ６６は、データを蓄積し、必要に応じて表示装置６８へ表示のためにデータを供給する。
【００１８】
図３は、ナイキスト領域の次数を説明する図である。ＡＤ変換回路のサンプリング周波数をＦｓとすると、Ｆｓ／２毎にナイキスト領域が定められる。ここで、第１ナイキスト領域であれば次数が１、第２ナイキスト領域であれば次数が２である（以降同様）。
【００１９】
なお、２次以上のナイキスト領域を用いた場合、ナイキスト周波数であるＦｓ／２を超えているので、生成されるデジタル・データはエイリアスとなる。しかし、対応するフィルタでＡＤ変換回路の入力信号の周波数帯域を同じナイキスト領域内に納めれば、入力信号と生成されるデジタル・データの周波数関係は単純な式で示される。例えば、第３ナイキスト領域を使用した場合、生成されるデジタル・データの周波数は「入力信号の周波数−サンプリング周波数Ｆｓ」の式に従って周波数変換されたエイリアスとして現れる。よって、ＡＤ変換回路が直接生成するデジタル・データがエイリアスであっても、ＤＳＰでの演算によってＡＤ変換回路の入力信号の周波数を正しく示すデジタル・データを生成できる。
【００２０】
シグナル・アナライザでは、一般に第２ナイキスト領域を使用することが多い。第１ナイキスト領域を使用すると直流を含むために直流増幅回路が必要なる一方、第２ナイキスト領域であれば、全帯域を交流回路で処理できると同時に、３次以上のナイキスト領域に比較して比較的性能の高いアナログ・デジタル変換ＩＣの入手が容易だからである。
【００２１】
しかしながら、サンプリング周波数が比較的低いＡＤ変換ＩＣでは、３次以上のナイキスト領域でも良い性能を示すものが存在している。例えば、上述の米国リニア・テクノロジー社製ＬＴＣ２２０８型１６ビット１３０ＭｓｐｓＡＤ変換ＩＣは、同社製ＬＴＣ２２４２−１２型１２ビット２５０ＭｓｐｓＡＤ変換ＩＣに比較してサンプリング周波数は低いものの、非特許文献２の第１頁にＳＦＤＲ（スプリアス・フリー・ダイナミック・レンジ）が２５０ＭＨｚで８３ｄＢとあり、少なくともサンプリング周波数１３０ＭＨｚの２倍（第４ナイキスト領域の上限）近くまで、十分な性能が得られることが示されている。
【００２２】
図４は、第１及び第２ＡＤ変換回路５４及び５６で使用する第１及び第２帯域並びにナイキスト領域の関係の一例を示す図である。この例では、第１ＡＤ変換回路５４には、第１ＢＰＦ５０が中間周波数信号Ｓｉｆから第２ナイキスト領域内の使用する帯域（以下、第１帯域と呼ぶ）を通過させた信号を供給する。また、第２ＡＤ変換回路５６には、第２ＢＰＦ５２が中間周波数信号Ｓｉｆから第３ナイキスト領域内の使用する帯域（以下、第２帯域と呼ぶ）を通過させた信号を供給する。
【００２３】
第１及び第２ＡＤ変換回路５４及び５６で、共通の中間周波数信号Ｓｉｆを使用する観点から見れば、第２帯域は第１帯域内にあれば良い。しかし、周波数変換回路３４でもフィルタを使用しているので、中間周波数信号Ｓｉｆの帯域中でも、中央部分が最も良い特性を示す。この点を考慮すれば、第１及び第２帯域の中心周波数を一致させるのが良い特性を得る上で好ましい。このためには、第１及び第２帯域を含むナイキスト領域夫々の中心周波数が一致するようにサンプリング周波数とナイキスト領域の次数を選択すれば良い。
【００２４】
図４の例では、第１帯域を含む第１ＡＤ変換回路５４の第２ナイキスト領域と、第２帯域を含む第２ＡＤ変換回路５６の第３ナイキスト領域の中心周波数が夫々３／４Ｆｓ１及び５／４Ｆｓ２であるから、３／４Ｆｓ１＝５／４Ｆｓ２の関係式を満たすサンプリング周波数Ｆｓ１及びＦｓ２を選択すれば良い。
【００２５】
一般的には、第１及び第２ＡＤ変換回路５４及び５６夫々で使用するナイキスト領域の次数をｎ及びｋ（ｎ及びｋは整数）とすれば、図３からわかるように、夫々の中心周波数は（２ｎ−１）Ｆｓ１／４及び（２ｋ−１）Ｆｓ２／４で夫々示されるので、（２ｎ−１）Ｆｓ１＝（２ｋ−１）Ｆｓ２の関係式を満たすサンプリング周波数Ｆｓ１及びＦｓ２並びにナイキスト領域の次数ｎ及びｋを選択すれば良いことがわかる。ただし、上述の如く、これは最も良い特性を得やすくするための条件であるから、この条件式を利用して選択した値を基準に、それらを調整した値を用いても良い。即ち、（２ｎ−１）Ｆｓ１＝（２ｋ−１）Ｆｓ２の関係式をほぼ（又はおおよそ）満たす値を使用すれば良い。
【００２６】
なお、回路設計の都合を考慮すれば、上述のように、第１ＡＤ変換回路５４の第ｎナイキスト領域の次数ｎを２以上の整数とするのが良い。これに伴って第１ＡＤ変換回路５４より低いサンプリング周波数Ｆｓ２を使用する第２ＡＤ変換回路５６の第ｋナイキスト領域の次数ｋは、３以上のｎより大きな整数とするのが良い。
【００２７】
以上のように、本発明によれば、サンプリング周波数が高い（広帯域）ながらビット数が少ない（ダイナミック・レンジが小さい）アナログ・デジタル変換回路と、サンプリング周波数が低い（狭帯域）ながらビット数が多い（ダイナミック・レンジが大きい）アナログ・デジタル変換回路とを組み合わせながら、これらに共通の中間周波数信号を供給できる。よって、優れたダイナミック・レンジと広帯域を共有しつつ、ＲＦ回路を簡素化し、コスト削減ができる。また、目的に応じてアナログ・デジタル変換回路の組み合わせを変更したシステムを容易に構成できる。なお、上述の例では、アナログ・デジタル変換回路が２個の例を示したが、３個以上でも同様である。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】従来のアナログ・デジタル変換回路を含むシグナル・アナライザの一例のブロック図である。
【図２】本発明によるアナログ・デジタル変換システムを含むシグナル・アナライザの一例のブロック図である。
【図３】ナイキスト領域の次数について説明する図である。
【図４】第１及び第２ＡＤ変換回路５４及び５６で使用する第１及び第２帯域並びにナイキスト領域の関係の一例を示す図である。
【符号の説明】
【００２９】
３０      シグナル・アナライザ
３２      アナログ・デジタル変換システム
３４      周波数変換部
４８      スプリッタ
５２      第１バンドパス・フィルタ
５４      第２バンドパス・フィルタ
５６      第１アナログ・デジタル変換回路
５８      第２アナログ・デジタル変換回路
【図１】
0004792595.tif 000002
【図２】
0004792595.tif 000003
【図３】
0004792595.tif 000004
【図４】
0004792595.tif 000005