(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
被検体に対して同一方向に複数回の超音波の送受波し、前記同一方向に関する複数の超音波データからなるデータ列を収集するデータ収集手段と、
前記受信における受信順序に従う順方向に関するフィルタ処理と、前記順方向とは逆順序に従う逆方向に関するフィルタ処理とを、前記データ列に対して所定の成分を有する行列を作用させることで実行し、前記データ列から血流情報を取り出すマトリクス型フィルタと、
を具備することを特徴とする超音波診断装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、カラードプラ診断法に対応の超音波診断装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
超音波診断装置は、超音波を用いて生体組織等の断層像、動き、血流情報等を画像としてリアルタイム表示するものである。他の診断装置（例えば、Ｘ線診断装置、Ｘ線ＣＴ装置、ＭＲＩおよび核医学診断装置など）に比べて、無侵襲な検査が可能であること、装置が小型で安価、Ｘ線などの被曝がなく安全性が高い等の特徴を有している。このため循環器（心臓）、腹部（肝臓、腎臓など）、乳腺、甲状腺、泌尿器、および産婦人科などで広く使用されている。
【０００３】
この超音波診断装置による血流の二次元的表示法として、カラードプラ法がある。このカラードプラ法による撮影動作は、次のようである。まず、被検体内の同じ方向に複数回の超音波ビームの送受波を行う。受波した超音波ビームは、複数の等しい深度でのデータ列（以下、アンサンブルデータと称する）に対して、ウォールフィルタと呼ばれるハイパスフィルタを掛けることで組織からのエコー信号（クラッタ）を除去し、血流のみの信号を抽出し、所定の処理を施すことでドプラ画像を得ることができる。
【０００４】
ところで、上述のウォールフィルタにはＩＩＲ（アイ・アイ・アール：Ｉｎｆｉｎｉｔｅ  Ｉｍｐｕｌｓｅ  Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタが使用されることがある。このＩＩＲは、無限長のデータ列に対するフィルタとしては非常に優れている。しかしながら、有限長のデータ列に適応する場合には、データ入力以前は０のデータが入っているという条件を仮定するため、初期段階に入力したデータにリンギングが生じるという過渡応答の問題が発生する。
【０００５】
この対策として、Ｓｔｅｐ−Ｉｎｉｔｉａｌｉｚａｔｉｏｎと称される方法がある（以下、ＳＩ法と称する）。この方法は、時系列の一番目のデータを全てのデータから引くことで、上記条件を設定する方法である。しかしながら、当該ＳＩ法によっても過渡応答は残ってしまう。ＳＩ法を行った場合の二次のバタワーズ型ＨＰＦでは、最初の４データ分はリンギングが多くなり、使用できないからである。
【０００６】
すなわち、ＩＩＲフィルタの最大の問題点は、フィルタの過渡応答であり、この問題はＳＩ法によって完全に解決されるものではない。これらの問題点、或いは、ウォールフィルタの種類、ＳＩ法を行ったＩＩＲフィルタの問題点等については、種々の文献で詳説されている。現段階でのＩＩＲフィルタの過渡応答問題に対する唯一の解決方法は、過渡応答のある最初の数データを血流速度の推定等に使用しないことである。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、フレームレートを早くする為には、アンサンブル数を少なくする必要がある。例えば、上述の様にリンギングの多い最初の４つのデータを使用しないとすると、自己相関演算には有効なデータ（リンギングが少なく、診断情報として使用可能なデータ）が２個以上必要であるから、最小でも６個のアンサンブルが必要となる。
【０００８】
しかしながら、通常アンサンブル数の減少は、有効データの減少を伴う。有効データ数が少ないと、速度推定精度が低下し、分散は極端に精度が下がり、パワーのＳ／Ｎ比は低下する。また、カラードプラ法による撮影では、血流の有無はパワーの下限値や速度の下限値によって判別される。そのため、アンサンブル数が少ないと、判別ミスによるカラーノイズが増えてくる。
【０００９】
すなわち、従来の超音波診断装置によれば、フレームレートの向上とカラーノイズの低減を両立させることは困難である。フレームレートの向上を図る為にはアンサンブル数を少なくする必要があり、一方、有効データを信頼のおける数だけ確保するためには、アンサンブル数をある程度確保する必要があるからである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記事情に鑑みてなされたもので、少ないアンサンブル数であっても多くの有効なデータ数を確保することができ、その結果フレームレートの向上とカラーノイズの低減を実現できる超音波診断装置を提供することを目的としている。
【００１１】
請求項１に記載の発明は、  被検体に対して同一方向に複数回の超音波の送受波し、前記同一方向に関する複数の超音波データからなるデータ列を収集するデータ収集手段と、
前記受信における受信順序に従う順方向に関するフィルタ処理と、前記順方向とは逆順序に従う逆方向に関するフィルタ処理とを、前記データ列に対して所定の成分を有する行列を作用させることで実行し、前記データ列から血流情報を取り出すマトリクス型フィルタと、を具備することを特徴とする超音波診断装置である。
【００１５】
このような構成によれば、少ないアンサンブル数であっても多くの有効なデータ数を確保することができ、その結果フレームレートの向上とカラーノイズの低減を実現できる。
【００１６】
本発明に係る実施の形態には種々の段階の発明が含まれており、開示される複数の構成用件における適宜な組み合わせにより種々の発明が摘出され得る。例えば、実施の形態に示される全構成要素から幾つかの構成要件が省略されることで発明が抽出された場合、その抽出された発明を実施する場合には省略部分が周知慣用技術で適宜補われるものである。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の第１実施形態及び第２実施形態を図面に従って説明する。なお、以下の説明において、略同一の機能及び構成を有する構成要素については、同一符号を付し、重複説明は必要な場合にのみ行う。
【００１８】
まず、本発明に係る超音波診断装置のブロック構成を、図１を参照しながら説明する。
【００１９】
図１は、本発明に係る超音波診断装置１０のブロック構成図を示している。
【００２０】
超音波診断装置１０は、プローブ１０１、送信回路１０３、受信回路１０５、Ｂモード処理系１０７、カラードプラ処理系１０９、座標変換回路１１１、画像合成回路１１３，表示モニタ１１５を有している。
【００２１】
プローブ１０１は、被検体（患者）内に撮影用超音波を照射し、当該被検体からの反射波を受波するための探触子（プローブ）であり、圧電素子等で形成されている。
【００２２】
送信回路１０３は、図示していないトリガ発生器、遅延回路およびパルサ回路を有しており、パルス状の超音波を生成しプローブの振動素子に送ることで収束超音波パルスを生成する。該送信回路１０３によって生成された超音波は、プローブ１０１を介して被検体内に照射され、当該被検体の組織で散乱したエコー信号として再びプローブ１０１で受信される。
【００２３】
受信回路１０５は、図示していないプリアンプ、Ａ／Ｄ変換器、受信遅延回路、加算器を有している。プローブ１１の素子毎に受信回路１４に出力されるエコー信号は、プリアンプによってチャンネル毎に増幅され、Ａ／Ｄ変換器によりＡ／Ｄ変換される。そして、Ａ／Ｄ変換後のエコー信号は、受信遅延回路により整相加算される。この加算後のエコー信号は、受信指向性に応じた方向からの反射成分が強調されたものとなる。
【００２４】
Ｂモード処理系１０７は、エコーフィルタ１０７ａ、検波回路１０７ｂ、ＬＯＧ圧縮回路１０７ｃを有している。
【００２５】
エコーフィルタ１０７ａは、帯域通過フィルタ（バンドパスフィルタ）であり、エコー信号の周波数成分のうち必要な周波数のみ抽出する回路である。
【００２６】
検波回路１０７ｂは、エコーフィルタ１０７ａによって抽出された成分の振幅を検波する回路である。
【００２７】
ＬＯＧ圧縮回路１０７ｃは、所定の対数圧縮度により入力されたエコー信号を圧縮する。
【００２８】
カラードプラ処理系１０９は、バッファ回路１０９ａ、ウォールフィルタ１０９ｂ、自己相関回路１０９ｃを有している。
【００２９】
バッファ回路１０９ａは、入力したカラードプラによるデータ列を一時的に記憶する装置である。バッファ回路１０９ａに記憶されたデータ列は、所定の順番にてウォールフィルタ回路１０９ｂに出力される。
【００３０】
ウォールフィルタ回路１０９ｂは、本発明の特徴的な部分であり、後述する構成を有している。このウォールフィルタ１０９ｂは、ドプラモード等によって撮影された心筋等からの不要な強い反射（クラッタ）を除去するハイパスフィルタである。
【００３１】
自己相関回路１０９ｃは、位相の異なる複数のエコー信号に基づいて各信号間の相関を演算し、平均周波数を算出する回路である。この自己相関回路１０９ｃによって、カラードプラにおける血流速度等が算出される。
【００３２】
座標変換回路１１１は、Ｂモード処理系１０７或いはカラードプラ処理系１０９からの出力信号を受け取り、超音波スキャンの走査線信号列から、テレビなどに代表される一般的なビデオフォーマットの走査線信号列に変換する回路である。
【００３３】
画像合成回路１１３は、種々の設定パラメタの文字情報、目盛、または後述するガイダンス画像等を一フレームに合成し、ビデオ信号として表示モニタ１１５に出力する。
【００３４】
表示モニタ１１５は、ＣＲＴ等からなるモニタであり、入力したビデオ信号に基づいて被検体組織形状を表す断層像を表示する。
【００３５】
次に、本発明に係る超音波診断装置が実行する双方向フィルタ処理について説明する。なお、以下の説明では、送信回路から発信する送信パルスの同一方向へのアンサンブルサイズＮをＮ＝６とした場合について説明する。
【００３６】
図２（ａ）、（ｂ）、（ｃ）は、超音波診断装置１０が実行する双方向フィルタ処理の概念を説明するための図である。矢印は、受信データのベクトル量を模式的に示したものである。
【００３７】
図２（ａ）は、例えば６個のアンサンブルデータ列に対する従来のＩＩＲ型ウォールフィルタをかける順序である。最初に受信したデータ１ａから順番にデータ６ａまでフィルタ処理を実行する（以下、受信した順序に従って実行されるフィルタ処理を「順方向フィルタ処理」と称する）。また、ＳＩとしては、最初のデータ１ａから全てのデータから減算する。そして、減算した値に対してＨＰＦをかける。二次のバタワーズ型ＨＰＦの場合、過渡応答は最初の４データに存在する。従って、最初の４データは診断情報として使用せず、最後の２データのみ後続の自己相関回路に出力される。なお、図２（ａ）においては、データ１ａ〜４ａについては診断情報として使用しないことを意味する×を、データ５ａ、６ａについては診断情報として使用することを意味する○を付してある。
【００３８】
また、本発明に係る超音波診断装置１０は、図２（ａ）に示した順方向フィルタ処理を行うとともに、次に述べる逆方向フィルタ処理を行う。
【００３９】
図２（ｂ）は、超音波診断装置１０が実行する逆方向フィルタ処理を説明するための図である。図２（ａ）と同様、矢印は、受信データのベクトル量を模式的に示したものである。
【００４０】
図２（ｂ）に示すように、逆方向フィルタ処理では、最後に入力したデータ６ａからフィルタ処理を実行する。従って、最後のデータ６ａから逆順にウォールフィルタをかけた場合、データ２ａ及びデータ１ａの２データのみ有効データとされ、後続の自己相関回路に出力される。
【００４１】
図２（ｃ）は、上述した双方向フィルタ処理によって得られたデータに対する処理手順を示した図である。
【００４２】
図２（ｃ）に示すように、順方向フィルタ処理によって得られたデータ５ａ、６ａにて自己相関演算が実行されるとともに、逆方向フィルタ処理によって得られたデータ１ａ、２ａにて自己相関演算が実行される。これらの自己相関演算は、図１に示した自己相関回路１０９ｃにて行われるが、その順番に限定はない。
【００４３】
また、順方向フィルタ処理によって得られたデータ５ａ、６ａ及び逆方向フィルタ処理によって得られたデータ１ａ、２ａからの平均を計算することで、パワーが求められる。
【００４４】
従って、本発明に係る超音波診断装置１０が実行する双方向フィルタ処理によれば、自己相関データ数及びパワー演算のためのデータ数を２倍にすることができ、速度・分散の推定精度をい向上させることができる。その結果、Ｓ／Ｎ比を向上させることができる。
【００４５】
次に、上述した双方向のフィルタ処理を実現するウォールフィルタ回路１０９ｂの構成について詳説する。
【００４６】
図３は、ウォールフィルタ回路１０９ｂの構成を示した図であり、遅延素子を用いた２次ＩＩＲフィルタの構成図を示している。
【００４７】
図３において、例えばｆｃ＝０．１５６の二次バタワース型ハイパスフィルタを構成するには、ａ０＝０．４９０４、ａ１＝−０．９８０８、ａ２＝０．４９０４、ｂ１＝−０．７０１７、ｂ２＝０．２６００という係数を設定すればよい。
【００４８】
超音波診断装置１０が実行する双方向フィルタ処理では、受信したデータ列を順方向に入力させる順方向フィルタ処理と受信したデータ列を逆方向に入力させる逆方向フィルタ処理とが実行される。従って、図３に示したウォールフィルタ回路１０９ｂは二組設けられており、順方向及び逆方向のフィルタ処理は並列に実行される。また、ウォールフィルタ回路１０９ｂを一つだけ有する構成とし、順方向、逆方向の順に高速に処理する構成であってもよい。なお、ウォールフィルタ回路１０９ｂへのデータ列の入力順序は、バッファ回路１０９ａにて調節される。
【００４９】
このような構成によれば、順方向と逆方向とからウォールフィルタ処理が実行されるから、受信するデータ数を増加させなくとも診断に使用できるデータ数を増やすことができる。従って、速度推定精度や感度を向上させることができ、、また、アンサンブル数を減少させることができる。その結果、従来の受信データ数にてフレームレートを向上させることができる。
【００５０】
（第２実施形態）
第２の実施形態では、第１の実施形態で述べた双方向フィルタ処理を、マトリクス型のウォールフィルタにて実行する例を説明する。本第２の実施形態によれば、装置の構成をより簡略化することが可能である。
【００５１】
マトリクス型のウォールフィルタとは、入力データ列Ｄに対してマトリクスＷを作用させることで、フィルタ後のデータ列Ｙを得るものである。従って、該フィルタによるフィルタ処理は、Ｙ＝ＷＤという式で表現できる。このフィルタは、時変型（ｔｉｍｅ  ｖａｒｉａｎｔ）のＦＩＲフィルタと言える。
【００５２】
次に示す式１は、第１の実施形態と同様、アンサンブル数Ｎ＝６とした場合のマトリクスフィルタの例である。
【００５３】
【数１】
0004723712.tif 000002
【００５４】
有限長データに対するＩＩＲフィルタは、このマトリックスフィルタによっても実現することができる。すなわち、ｔ≦０の入力を０とすれば、ｔ＝ｎにおけるＩＩＲフィルタは、ＩＩＲフィルタのインパルスレスポンスの最初からｎ個の値を係数に持つＦＩＲフィルタと等価である。なお、ｔ＞ｎの係数は０である。更に、ＳＩを行うには、アンサンブル数が６の場合には、次に述べる式２の行列ＳをＷに掛ければよい。
【００５５】
【数２】
0004723712.tif 000003
【００５６】
すなわち、Ｙ＝（ＳＷ）Ｄという式で表現されることになる。ここで、式２の右辺の行列Ｓと行列Ｗとの積（ＳＷ）は、６×６のマトリクスで表現される。従って、当該積算を予め実行することで、式２は式１と同じ形にて表現することができる。
【００５７】
二次バタワーズ型ハイパスフィルタ（ｆｃ＝０．１５６）でＳＩを行ったアンサンブル数が６の場合のマトリクスは、例えば次のようである。
【００５８】
【数３】
0004723712.tif 000004
【００５９】
ここで、過渡応答対策のために、順方向にＩＩＲフィルタをかけた場合の５番目の結果と６番目の結果、および逆方向にＩＩＲフィルタをかけた場合の５番目の結果と６番目の結果だけを出力するようにするためには、次のようなマトリックスフィルタとすればよい。
【００６０】
【数４】
0004723712.tif 000005
【００６１】
ｙ１には逆からかけたＩＩＲフィルタ出力の６番目の結果、ｙ２には５番目の結果が入る。ｙ３とｙ４は出力が０である。ｙ５には、順方向からかけたＩＩＲフィルタ出力の５番目の結果、ｙ６には６番目の結果が入る。
【００６２】
この後に、自己相関演算を行う。本実施形態で実行される自己相関演算は、複素数ｙｎをｙｎ＝Ｒｎ＋ｊＩｎと表現した場合に、次の式にて表現される。
【００６３】
ｃｎ＝ｙｎ―１ｙｎ＊＝Ｒｎ―１Ｒｎ＋Ｉｎ―１Ｉｎ＋ｊ（ＲｎＩｎ―１−Ｒｎ―１Ｉｎ）  （式５）
なお、アステリスクは複素共役を表す。式４のｙに対して、式５に示した自己相関演算を実行すると、ｙ３、ｙ４がともに０であるから、演算後のデータ列は、（ｃ１，０，０，０，ｃ５）となる。すなわち、逆方向のフィルタと順方向のフィルタとの間に、すべての係数を持つ行を１行以上挿入すれば、自己相関演算において、両者間で演算を行うことを防ぐことができる。
【００６４】
次に、この平均値を計算する。予め３つのデータは０であることがわかっているので、全体の和を２で割る平均化を行う。その結果をＣと定義すれば、パワーに関しては、ｐｎ＝ｙｎｙｎ＊なる計算によって（ｐ１，ｐ２，０，０，ｐ５，ｐ６）という結果を得る。パワー平均は、当該結果の各成分の平均演算にて求めることができる。
【００６５】
次に、アンサンブル平均のＣとＰのデータに対して、空間的なフィルタをかける。具体的には、現在の超音波ビームの隣接する距離方向と隣接する超音波ビームのデータ間で、Ｃ、Ｐそれぞれ空間フィルタをかける。
【００６６】
最後に速度・分散推定を行う速度推定置は式６、分散推定値は式７によって求められる。
【００６７】
Ｖ＝ａｔａｎ（ｉｍａｇ（Ｃ′）／ｒｅａｌ（Ｃ′））      （式６）
σ＝１−|Ｃ′|／Ｐ                                    （式７）
なお、パワー表示では、ＰはＬＯＧ圧縮して使用される。
【００６８】
以上述べた構成によれば、以下の効果を得ることができる。
【００６９】
第１に、Ｐに関しては、従来の２倍のデータ量を得ることができる。従って、Ｓ／Ｎ比も２１／２倍となり、３ｄＢ改善することができる。
【００７０】
第２に、分散の演算において、データが１組から二組に増えるから、分散の精度を向上させることができる。なお、従来では、分散に関しては、時間的な変動パラメータであるから、本来１組でのパルスペアで正しく求められるものではなかった。
【００７１】
第３に、自己相関関数の平均値を距離方向および隣接する超音波ビーム間で二次元的に平滑化することで、空間的な変動を観測できる。例えば、うずのような血流の場合、流速の時間変動と空間変動は同時に生じるので、少ないデータで分散を精度良く求めるのに、空間フィルタは有効である。
【００７２】
以上、本発明を実施形態に基づき説明したが、本発明の思想の範疇において、当業者であれば、各種の変更例及び修正例に想到し得るものであり、それら変形例及び修正例についても本発明の範囲に属するものと了解される。例えば以下に示すように、その要旨を変更しない範囲で種々変形可能である。
【００７３】
第２の実施形態においては、マトリックス型フィルタを使用してアンサンブル数Ｎ＝６のフィルタ処理を行う場合について説明した。しかしながら、本発明は、アンサンブル数Ｎが６以上の場合であっても有効である。以下、アンサンブル数Ｎ＝１０の場合を例として説明する。
【００７４】
アンサンブル数Ｎ＝１０の場合には、マトリクス演算は次に示す式８の様になる。
【００７５】
【数５】
0004723712.tif 000006
【００７６】
式８に示すように、マトリクスサイズは、１３×１０である。１０データ中、最初の４データを過渡応答のために使用せずに後半の６データを使用する。順方向フィルタ出力、逆方向フィルタ出力のそれぞれ６データを使用して、間には０のデータを挿入する。その結果、１３個のデータが出力される。この１３個のデータに対して、前述のように、自己相関演算、平均化、空間フィルタ、速度・分散推定を行う。
【００７７】
このアンサンブル数Ｎ＝１０とする構成によれば、パワーにおいて、６データ平均から１２データ平均となるから、３ｄＢのＳ／Ｎ改善が期待できる。分散においては、５データから１０データのばらつきを観測することになり、精度の向上を実現することができる。
【００７８】
なお、アンサンブル数が大きくなる場合には、以下の点に留意すべきである。
【００７９】
すなわち、アンサンブル数が大きくなるほど、順方向と逆方向との相関は強くなる。例えば、式８において、ｙ１とｙ１３との相関が高いため、平均化してもノイズ低減等の効果は低い。そのため、例えば式８において、１乃至３行目の演算を行わない構成とすることで、マトリクスサイズをアンサンブルと同じ１０×１０サイズとすることも可能である。
【００８０】
【発明の効果】
以上本発明によれば、少ないアンサンブル数であっても多くの有効なデータ数を確保することができ、その結果フレームレートの向上とカラーノイズの低減を実現できる超音波診断装置を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は、本発明に係る超音波診断装置１０のブロック構成図を示している。
【図２】図２（ａ）、（ｂ）、（ｃ）は、超音波診断装置１０が実行する双方向フィルタ処理の概念を説明するための図である。
【図３】図３は、ウォールフィルタ回路１０９ｂのハード構成を示した図であり、遅延素子を用いた２次ＩＩＲフィルタの構成図を示している。
【符号の説明】
１０…超音波診断装置
１０１…プローブ
１０３…送信回路
１０５…受信回路
１０７…Ｂモード処理系
１０７ａ…エコーフィルタ
１０７ｂ…検波回路
１０７ｃ…ＬＯＧ圧縮回路
１０９…カラードプラ処理系
１０９ａ…バッファ回路
１０９ｂ…ウォールフィルタ
１０９ｃ…自己相関回路
１１１…座標変換回路
１１３…画像合成回路
１１５…表示モニタ
【図１】
0004723712.tif 000007
【図２】
0004723712.tif 000008
【図３】
0004723712.tif 000009