(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電動機からの多相交流を入力しモータへ多相交流を出力する電力変換器の制御方法であって、高回転の場合は力率を０方向に可変させることで入力電圧を高め、高電圧を必要としない場合には力率を１近くに可変させるように力率角指令値を生成し、入力電圧値と前記力率角指令値とから電圧配分比を演算し、出力電圧指令値を生成し、前記電圧配分比と前記出力電圧指令値と前記入力電圧値とから仮想PWM信号を生成し、入力電圧値の大小関係に基づき生成されたMode信号と前記仮想PWM信号とから合成PWM信号を生成し、求められた合成PWM信号によって電力変換器を運転させることを特徴とする電力変換器の制御方法。
【請求項２】
力率角指令値を生成する工程は、出力トルク指令値と出力回転角速度に基づいて生成することを特徴とする請求項１に記載の電力変換器の制御方法。
【請求項３】
力率角指令値を生成する工程は、入力電流を座標変換して変換電流を生成し、変換電流指令値を生成し、変換電流と変換電流指令値の差に基づいて力率角指令値１を生成することを特徴とする請求項１に記載の電力変換器の制御方法。
【請求項４】
変換電流指令値を生成する工程は、入力電流の振幅と力率角指令値の三角関数との積に基づいて変換電流指令値を生成することを特徴とする請求項３に記載の電力変換器の制御方法。
【請求項５】
力率角指令値を生成する工程は、前記力率角指令値と前記力率角指令値１の和に基づいて力率各指令値２を生成することを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換器の制御方法。
【請求項６】
電圧配分比を求める工程は、電圧配分比と入力電圧値と力率角指令値に基づいて式より生成することを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換器の制御方法。
【請求項７】
出力電圧指令値と電圧配分比の積に基づき入力電圧値ごとの電圧指令値を生成し、前記入力電圧値ごとの電圧指令値を入力電圧値で規格化した規格化電圧指令を生成し、前記規格化電圧指令から三角波比較によって仮想PWM信号を生成することを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力変換器の制御方法。
【請求項８】
合成PWMを生成する工程は、前記仮想PWM信号と、前記Mode信号に基づいてマップにより求めることを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の電力変換器の制御方法。
【請求項９】
請求項１〜８のいずれか１項に記載の電力変換器の制御方法を実施する、電動機から多相交流を入力しモータへ多相交流を出力する電力変換器と、入力電圧値の大小関係に基づきMode信号を生成する手段と、力率角指令値を生成する手段と、入力電圧値と前記力率角指令値とから電圧配分比を演算する手段と、出力電圧指令値を生成する手段と、前記電圧配分比と前記出力電圧指令値と前記入力電圧値とから仮想PWM信号を生成する手段と、前記Mode信号と前記仮想PWM信号とから合成PWM信号を生成する手段と、を備えることを特徴とするハイブリッド電力変換システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、多相交流を入力し多相交流を出力する電力変換器の制御方法およびその制御方法を用いた電力変換器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、交流電動機を可変速駆動する電力変換装置、特に、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御方式の電力変換装置は、種々の構成のものが知られている（例えば、特許文献１参照）。
特許文献１に開示された電力変換装置では、三相交流電圧を入力としてモータを制御するマトリクスコンバータの制御方法が記載されている。
【特許文献１】特開２００２−３５４８１５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
上述した電力変換装置では、入力電流の位相と、正相分電流と、逆相分電流とから入力電流指令値を演算し、入力電流指令値から入力電流配分比を計算している。また、入力電圧を検出し、入力電圧の大小関係から線間電圧二つを選び、この二つの線間電圧と入力電流配分比から演算によってPWMパルスを生成している。しかしながら、本構成によれば入力力率角指令を出力の状態に合わせて調整する機能を持っておらず、出力側が高回転のときなどに適切に入力力率を制御することができず、モータを高回転領域で回すことができなかった。
【０００４】
本発明の目的は上述した問題点を解消して、出力側が高回転のときなどでも適切に入力力率を制御することができ、モータを高回転領域で回すことができる電力変換器の制御方法および電力変換器を提供しようとするものである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明に係る電力変換器の制御方法は、電動機からの多相交流を入力しモータへ多相交流を出力する電力変換器の制御方法であって、高回転の場合は力率を０方向に可変させることで入力電圧を高め、高電圧を必要としない場合には力率を１近くに可変させるように力率角指令値を生成し、入力電圧値と前記力率角指令値とから電圧配分比を演算し、出力電圧指令値を生成し、前記電圧配分比と前記出力電圧指令値と前記入力電圧値とから仮想PWM信号を生成し、入力電圧値の大小関係に基づき生成されたMode信号と前記仮想PWM信号とから合成PWM信号を生成し、求められた合成PWM信号によって電力変換器を運転させることを特徴とするものである。
【０００７】
また、本発明のハイブリッド電力変換システムは、上述した電力変換器の制御方法を実施する、電動機から多相交流を入力しモータへ多相交流を出力する電力変換器と、入力電圧値の大小関係に基づきMode信号を生成する手段と、力率角指令値を生成する手段と、入力電圧値と前記力率角指令値とから電圧配分比を演算する手段と、出力電圧指令値を生成する手段と、前記電圧配分比と前記出力電圧指令値と前記入力電圧値とから仮想PWM信号を生成する手段と、前記Mode信号と前記仮想PWM信号とから合成PWM信号を生成する手段と、を備えることを特徴とするものである。
【発明の効果】
【０００８】
本発明の第１発明によれば、入力力率を調整することによって入力電圧を昇圧することができる。従って、モータ高回転時に必要な高い電圧を安定して供給することができるため、モータを高回転で制御できる。さらに、入力電圧を昇圧するリアクトルやコンバータを必要としないため、リアクトルやコンバータの分コストを低減することができるとともに、リアクトルの鉄損や銅損、コンバータ損失などが発生しないので、システムとして低損失化できる。
【０００９】
本発明の第２発明によれば、力率角指令値に基づいて電圧配分比を演算することにより、入力力率を制御することができる。従って、入力力率が制御できることによる昇圧効果やコスト低減、低損失化に加えて、計算量を減らすことができるので、制御系を安価に構成できる。
【００１０】
なお、本発明の第２発明に係る電力変換器の制御方法として、Mode信号を生成する手段は、入力電圧値の大小関係に基づいてMode信号を生成よう構成することができる。このように構成することで、Mode信号を入力電圧の大小関係によって求めるので、入力電圧が時間によって変化する場合であってもMode移行が失敗することがなく、安定に制御できる。
【００１１】
また、本発明の第２発明に係る電力変換器の制御方法として、力率角指令値を生成する手段は、出力トルク指令値と出力回転角速度に基づいて生成するよう構成することができる。このように構成することで、力率角指令値を出力トルクと出力回転速度に基づいて求めるので、モータ高回転時に力率を制御することで電圧を上昇させることができるため、高効率かつ安定的にモータを駆動できる。
【００１２】
さらに、本発明の第２発明に係る電力変換器の制御方法として、力率角指令値を生成する手段は、入力電流を座標変換して変換電流を生成する手段と、変換電流指令値を生成する手段とを備え、変換電流と変換電流指令値の差に基づいて力率角指令値１を生成するよう構成することができる。このように構成することで、変換電流指令値と入力電流を座標変換した変換電流とから力率角指令値を補正することにより、さらに高精度に入力力率を制御できる。
【００１３】
さらにまた、本発明の第２発明に係る電力変換器の制御方法として、変換電流指令値を生成する手段は、入力電流の振幅と力率角指令値の三角関数との積に基づいて変換電流指令値を生成するよう構成することができる。力率角指令値と入力電流振幅とから変換電流指令値を求めることで、入力電流振幅が変動する場合であっても力率角指令値に追従する変換電流指令値を求めることができる。
【００１４】
また、本発明の第２発明に係る電力変換器の制御方法として、力率角指令値を生成する手段は、前記力率角指令値と前記力率角指令値１の和に基づいて力率各指令値２を生成するよう構成することができる。このように構成することで、力率各指令値をフィードフォワードで補正しているので、力率角指令に対する入力力率の応答を高速化することができるので、モータの出力指令値が急峻に変化するような場合であっても出力の高い応答性を発揮できる。
【００１５】
さらに、本発明の第２発明に係る電力変換器の制御方法として、電圧配分比を求める手段は、電圧配分比と入力電圧値と力率角指令値に基づいて式より生成するよう構成することができる。このように構成することで、電圧配分比を入力電圧値と力率角指令値から生成することによって、入力電圧が変動した場合でも力率指令に基づいて入力電流を安定的に制御することができる。
【００１６】
さらにまた、本発明の第２発明に係る電力変換器の制御方法として、出力電圧指令値と電圧配分比の積に基づき入力電圧値ごとの電圧指令値を生成する手段と、前記入力電圧値ごとの電圧指令値を入力電圧値で規格化した規格化電圧指令を生成する手段とを備え、前記規格化電圧指令から三角波比較によって仮想PWM信号を生成するよう構成することができる。このように構成することで、入力電圧で規格化した電圧指令値と三角波の比較によって仮想PWMパルスを生成している。従って、入力電圧が変動しやすい発電機であっても検出してきた入力電圧値で規格化しているので、安定したパルス生成を行える。
【００１７】
また、本発明の第２発明に係る電力変換器の制御方法として、合成PWMを生成する手段は、前記仮想PWM信号と、前記Mode信号に基づいてマップにより求めるよう構成することができる。このように構成することで、モードごとに仮想電圧パルスと実際の回路スイッチを対応させる表によって合成パルスが作られている。従って、仮想スイッチにより構成された図６の回路がモードごとに作られていることになる。従って、短絡パターンや開放パターンが限定され、故障診断や保守点検の際に有利である。
【００１８】
本発明の電力変換器によれば、上述した電力変換器の制御方法を好適に実施することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
以下に、この発明の実施の形態を、図面に基づき詳細に説明する。以下の例において、第１の実施形態としてハイブリッド電力変換システムの例を示し、第２の実施形態として力率角補正部を追加したハイブリッド電力変換システム１の例を示し、第３の実施形態として力率角補正部を追加したハイブリッド電力変換システム２の例を示し、第４の実施形態として電動車両システムの例を示す。
【００２０】
＜ハイブリッド電力変換システム（実施例１）＞
１．ハード構成
図１および図２はそれぞれ本発明の電力変換器の制御方法の一例としてハイブリッド電力変換システムのハード構成の一例を説明するための図である。図１に示す例において、１は永久磁石同期電動機で、回転軸がエンジンと機械的に接続されている。２は永久磁石同期電動機、３はR相、S相、T相を入力とし、U相、V相、W相を出力とする電力変換器、４は制御装置、６−１〜６−３はコンデンサ、８はエンジンである。３の電力変換器は、図２に示すような回路構成をしており, R相とU相をつなぐスイッチはSru、S相とU相をつなぐスイッチはSsu、T相とU相をつなぐスイッチはStu、R相とV相をつなぐスイッチはSrv、S相とV相をつなぐスイッチはSsv、T相とV相をつなぐスイッチはStv、R相とW相をつなぐスイッチはSrw、S相とW相をつなぐスイッチはSsw、T相とW相をつなぐスイッチはStwである。以上が本実施例のハード構成である。
【００２１】
２．制御構成
図１に示す制御装置４において、４−１はパラメータ変換部、４−２は電圧選択部、４−３は力率角指令生成部、４−４は電圧配分比生成部、４−５は出力電圧指令生成部、４−６は電圧配分部、４−７は規格化電圧指令、４−８はPWMパルス生成部、４−９は論理合成部である。また、各パラメータについて図１の左上から説明すると、Vrsはs相から見たr相の電圧、VstはT相から見たS相の電圧、Tm*は永久磁石同期電動機２のトルク指令、θmは永久磁石同期電動機２の回転位置、ivはV相電流、iuはU相電流、Vr,Vs,Vtは永久磁石同期電動機１の電気的中性点から見たR相、S相、T相の相電圧、Mode信号は選択された電圧モードを示す信号、Vdc_a、Vdc_bは電圧選択部４−２で選択された入力線間電圧Vdc_a,線間電圧Vdc_b、Vmax,Vmid,VgndはR相、S相、T相電圧の最大値、中間値、基準値、φ*は力率角指令値、γは電圧配分比、Vu*,Vv*,Vw*は出力のU相、V相、W相への電圧指令値、Vu_a*は線間電圧Vdc_aを使ったU相への電圧指令値、Vu_b*は線間電圧Vdc_bを使ったU相への電圧指令値、Vv_a*は線間電圧Vdc_aを使ったV相への電圧指令値、Vv_b*は線間電圧Vdc_bを使ったV相への電圧指令値、Vw_a*は線間電圧Vdc_aを使ったW相への電圧指令値、Vw_b*は線間電圧Vdc_bを使ったW相への電圧指令値である。mu_a* ,mu_b*, mv_a*, mv_b*, mw_a*, mw_b*は規格化電圧指令である。
【００２２】
次に、図３の仮想回路の構成を説明する。この仮想回路は、Vdc_a,Vdc_bを電源とし、U相、V相、W相を出力とする電力変換器で、仮想スイッチUA〜UF,VA〜VF,WA〜WFにより構成される。図１に戻ってパラメータの説明を続けると、Vu_pwmA〜FはVu_pwmA, Vu_pwmB, Vu_pwmC, Vu_pwmD, Vu_pwmE, Vu_pwmFからなり、Vu_pwmAは仮想スイッチUAの開閉を決めるPWMパルス、Vu_pwmBは仮想スイッチUB、Vu_pwmCは仮想スイッチUC、Vu_pwmDは仮想スイッチUD、Vu_pwmEは仮想スイッチUE、Vu_pwmFは仮想スイッチUFの開閉を決める。V相、W相のPWMパルスについても同様の形式で表記する。また、iSru1は図２のスイッチSru1の開閉を決めるPWMパルス、iSsu1はSsu1、iStu1はStu1、iSrv1はSrv1、iSsv1はSsv1、iStv1はStv1、iSrw1はSrw1、iSsw1はSsw1、iStw1はStw1の開閉を決めるPWMパルスである。  iSru2〜iStw2についても、同様の形式で駆動パルスとスイッチを割り当てている。以下、制御ブロック4-1〜4-9の構成を説明する。
【００２３】
２．１パラメータ変換部４−１
パラメータ変換部４−１では、Vrs,Vstを入力し、パラメータ変換を行って、Vr,Vs,Vtを出力する。Vr,Vs,Vtは以下の式に基づいて演算する。
Vr = -1/3・(-Vst - 2Vrs)
Vs = -1/3・(Vrs - Vst)
Vt = -1/3・(2Vst + Vrs)
【００２４】
２．２電圧選択部４−２
電圧選択部４−２は、Vr,Vs,Vtを入力し、入力された電位の中から電位の選択を行い、Vmax,Vmid,Vgnd,Vdc_a,Vdc_b,Mode信号を出力する。電位の選択方法として、Vmax、Vmid,Vgnd、Mode信号を、図４に示すフローチャートによって演算することで選択する。また、図４中の最小電位フィルタは、Vr,Vs,Vt, -Vr,-Vs,-Vt,のうち、最小のものをVminとするようなフィルタである。また、Vdc_a,Vdc_bは以下の式に基づいて計算する。
Vdc_a = Vmax - Vgnd
Vdc_b = Vmid - Vgnd
【００２５】
２．３力率角指令生成部４−３
力率角指令生成部４−７では、Tm*とθmを入力し、図５に示すような、Tm*と、出力側の回転数位置θmを時間微分したωmとのマップによって、適切な力率角指令φ*を出力する。ここで、適切な力率角指令φ*の導出方法を説明する。まず前提条件を以下に示す。
１．入力側の平均発電電力Pin は出力側の平均消費電力Poutによって決まる。
２．入力発電電力Pin一定のもとで、力率を変えた場合、入力電圧実効値と入力電流実効値は図８のように変化する。
【００２６】
それぞれについて説明する。まず１であるが、このハイブリッドシステムにおいては、出力側に必要な電力を入力側の永久磁石同期電動機で発電する。従って、この系において入力側の平均発電電力Pinは、出力側の平均消費電力と絶対値が等しくなる。次に２であるが、平均発電電力Pinは入力交流電流の実効値Irmsと入力交流電圧の実効値Vrmsと力率cosφの積で以下のように表される。
Pin = Irms・Vrms・cosφ    (1)
また、入力電力の無効分Pin varは
Pin var = Irms・Vrms・sinφ (2)
また、皮相電力Pin aは
Pin a = Irms・Vrms = √Pin^2 + Pin var^2        (3)
また、入力インピーダンスをZとするとIrmsとVrmsには
Vrms = Z・Irms        (4)
なる関係がある。ここで、(1),(4)式をもとに力率と入力電圧実効値、入力電流実効値の関係を示したのが図８である。入力力率を０方向に可変させると入力電圧を大きくすることができる。また、１近くに可変させると入力電流を小さくすることができる。
【００２７】
この条件のもとで適切な力率角指令φ*を求めるには、出力電力ごとに図８のようなグラフを用いて考えるのが良い。例えば、出力側永久磁石同期電動機が高回転のときは永久磁石によって発生する誘起電圧が高くなるので、入力側の電圧も高くする。そこで、入力電圧が高くなるように力率角指令値を設定する。また、出力側に高い電圧を必要としない場合にはより効率よく発電するため力率を１に近く設定する。すなわち、出力側に必要な電圧を与え、かつ入力電流が小さくなるような力率を選ぶ。以上の原理に基づいて最適なφ*を求める。
【００２８】
２．４電圧配分比生成部４−４
電圧配分比生成部４−４では、φ*,Vmax,Vmid,Vgndを入力し、入力力率を補正する適切な電圧配分比γを出力する。入力力率角指令φ*と電圧配分比γには以下のような関係があり、以下の式に基づいてγを演算する。
【数１】
0004839844.tif 000002
【００２９】
２．５出力電圧指令生成部４−５
図１に戻って、出力電圧指令生成部４−５は、iu,iv,θm,Tm*を入力し、Vu*,Vv*,Vw*を出力する。Vu*,Vv*,Vw*はPI制御、およびベクトル演算に基づいて計算する。
【００３０】
２．６電圧配分部４−６
電圧配分部４−６は、γとVu*, Vv*, Vw*を入力し、Vu_a*, Vu_b*, Vv_a*, Vv_b*, Vw_a*, Vw_b*を出力する。Vu_a*, Vu_b*, Vv_a*, Vv_b*, Vw_a*, Vw_b*は以下の式に基づいて演算する。
Vu_a* = γ・Vu*
Vu_b* = (1-γ)・Vu*
Vv_a* = γ・Vv*
Vv_b* = (1-γ)・Vv*
Vw_a* = γ・Vw*
Vw_b* = (1-γ)・Vw*
【００３１】
２．７規格化電圧司令部４−８
規格化電圧司令部４−８は、Vu_a*, Vu_b*, Vv_a*, Vv_b*, Vw_a*, Vw_b*とVdc_a,Vdc_bからmu_a* ,mu_b*, mv_a*, mv_b*, mw_a*, mw_b*を出力する。mu_a* ,mu_b*, mv_a*, mv_b*, mw_a*, mw_b*は以下の式に基づいて演算する。
mu_a* = Vu_a*/(2・Vdc_a)
mu_b* = Vu_b*/(2・Vdc_b)
mv_a* = Vv_a*/(2・Vdc_a)
mv_b* = Vv_b*/(2・Vdc_b)
mw_a* = Vw_a*/(2・Vdc_a)
mw_b* = Vw_b*/(2・Vdc_b)
【００３２】
２．８ＰＷＭパルス生成部４−９
PWMパルス生成部４−３では、mu_a* ,mu_b*, mv_a*, mv_b*, mw_a*, mw_b*から三角波比較法によってVu_pwmA〜Vu_pwmF, Vv_pwmA〜Vv_pwmF, Vw_pwmA〜Vw_pwmF,を出力する。例えば、mu_a* ,mu_b*からVu_pwmA〜Vu_pwmFを三角波比較法によって求める方法は、従来から知られており、本出願人が先に出願した特願２００５−２４９４５３号などに詳細に開示されている方法を利用することができる。
【００３３】
２．９論理合成部４−１０
論理合成部４−１０は、Vu_pwmA〜F,Vv_pwmA〜F,Vw_pwmA〜Fと、Mode信号を入力し、iSru1〜iStw2を出力する。ISru1〜iStw2は以下の表に基づいてモードごとにVu_pwmA〜Vw_pwmFを割り当てる。なお、表１においてUAはVu_pwmAのu,Aをとって簡略化した記号である。例えば、表１中UAはVu_pwmA、UBはVu_pwmBを示している。
【００３４】
【表１】
0004839844.tif 000003
【００３５】
実施例１に係る本発明では、少ない演算量で入力力率を操作することにより、永久磁石モータの高い誘起電圧に対しても十分な電圧を安定して印加することができ、モータを高回転化できる。さらに、入力電圧を昇圧するリアクトルやコンバータを必要としないため、リアクトルやコンバータの分コストを低減することができるとともに、リアクトルの鉄損や銅損、コンバータ損失などが発生しないので、システムとして低損失化できる。また、Mode信号、電圧配分比γ、規格化電圧指令を入力電圧に基づいて決定するので、入力電圧が変動する場合でもモータ、入力電流ともに安定的に制御できる。さらに、Mode信号に基づいて仮想電圧パルスと実際の回路スイッチを対応させる表によって合成パルスが作られている。従って、仮想スイッチにより構成された図３の回路がモードごとに作られていることになる。従って、短絡パターンや開放パターンが限定され、故障診断や保守点検の面で有利である。
【００３６】
＜力率角補正部を追加したハイブリッド電力変換システム１（実施例２）＞
図７に第２の実施例を示す。本構成は、実施例１の力率角指令φ*を補正するブロックを追加し、より高精度に入力力率を制御できるよう構成されたものである。
【００３７】
１．ハード構成
図７に本実施例のハード構成を示す。１は永久磁石同期電動機で、回転軸がエンジンと機械的に接続されている。２は永久磁石同期電動機、３はR相、S相、T相を入力とし、U相、V相、W相を出力とする電力変換器、４-aは制御装置、６−１〜６−３はコンデンサ、８はエンジンである。
【００３８】
２．制御構成
制御構成を図７のブロック４-aに基づいて説明する。４−１〜４−３、４−５〜４−９までのブロックは実施例１と同じなので省略し、電圧配分比生成部４−４−a、力率角補正部４−１０のみ説明する。
【００３９】
２．１力率角補正部４−１０
力率角補正部４−１０では、入力相電流ir,is,入力側回転角位置θg、力率角指令φ*を入力し、入力電流の帰還によって力率角指令を補正し、補正された力率角指令φ１*を出力する。力率角補正部４−１０は図８に示すような構成になっており、座標変換部4-10-a,力率角補正値生成部4-10-b、補正力率角生成部4-10-cからなる。以下、それぞれについて説明を行う。
【００４０】
２．１．１座標変換部４−１０−ａ
座標変換部４−１０−aでは、ir,is,θgを入力し、ir,isをθgに同期した座標系に変換し、θgに同期した電流であるigqを出力する。igqは以下のように計算する。
igq = -√(2/3){Ir sinθg+Is sin (θg-2/3π)+(-ir-is) sin (θg+2/3π)}
【００４１】
２．１．２電流指令値生成部４−１０−ｂ
電流指令値生成部4-10-bでは、力率角指令φ*とir,is、θgを入力し、電流指令値igq*を生成する。Igq*は以下の式に基づいて計算する。
Igq* = I・sin(-φ*)
ただし、
I = √（igq^2 + igd^2）
Igd = √(2/3){Ir cosθg+Is cos (θg-2/3π)+(-ir-is) cos (θg+2/3π)}
【００４２】
２．１．３補正力率角生成部４−１０−ｃ
力率補正値生成部4-10-cでは、igqとigq*を入力しPI制御を行って力率角指令φ１*を出力する。
【００４３】
２．２電圧配分比生成部
電圧配分比生成部４−４−aでは、補正された力率角指令φ1*に対して以下の式に基づいて電圧配分比を生成する。
【数２】
0004839844.tif 000004
【００４４】
以上の実施例２の構成では、力率角補正部４−１０を追加したことで、実施例１での効果に加えて、入力力率をさらに高精度に制御できるため、実施例１で述べたモータ高回転化、高効率化、低損失化する効果を高めることができる。
【００４５】
＜力率角補正部を追加したハイブリッド電力変換システム２（実施例３）＞
図９に第３の実施例を示す。本構成は、実施例２の力率角指令φ１*に力率角指令φ*を加算して補正することで、入力力率の応答性をさらに向上させたたものである。
【００４６】
１．ハード構成
図９に本実施例のハード構成を示す。１は永久磁石同期電動機で、回転軸がエンジンと機械的に接続されている。２は永久磁石同期電動機、３はR相、S相、T相を入力とし、U相、V相、W相を出力とする電力変換器、４-bは制御装置、６−１〜６−３はコンデンサ、８はエンジンである。
【００４７】
２．制御構成
制御構成を図９のブロック４-bに基づいて説明する。実施例２からの変更点である、加算器4-11,電圧配分比生成部4-4-bについてのみ説明する。
【００４８】
２．１加算器４−１１
加算器４−１１は、φ*とφ１*を加算し、φ２*を生成する。
【００４９】
２．２電圧配分比生成部４−４−ｂ
電圧配分比生成部４−４−aでは、補正された力率角指令φ2*に対して以下の式に基づいて電圧配分比を生成する。
【数３】
0004839844.tif 000005
【００５０】
以上の実施例３に係る構成により、実施例１，２の効果に加えて、力率角指令φ*をフィードフォワードでφ１*に加算することにより、より高速に入力力率を制御でき、急峻なトルク指令値の変化にも対応できるようになる。
【００５１】
＜電動車両システム（実施例４）＞
１．構成
図１０に第４の実施例である電動車両システムを示す。本構成は、実施例１、２、３を電動車に応用し、4輪駆動走行をモータのエネルギーとエンジンのエネルギーで行うものである。１は永久磁石同期電動機で、回転軸がエンジンと機械的に接続されている。２は永久磁石同期電動機、３はR相、S相、T相を入力とし、U相、V相、W相を出力とする電力変換器、４は制御装置、６−１〜６−３はコンデンサ、８はエンジンである。９−１は車体、９−２は前輪、９−３は後輪、９−４は前輪ドライブシャフトで、エンジンの駆動力を前輪に伝える。９−５は後輪ドライブシャフトで、永久磁石同期電動機２の駆動力を後輪に伝える。
【００５２】
実施例４では、電動車両に実施例１、２、３の力率制御を適用することにより、エンジンに接続された発電機の力率を高精度かつ高速に制御でき、これによって発電機の電圧、電流を制御できる。また、入力電圧が変動する場合であっても、Mode信号、電圧配分比γ、規格化電圧指令を入力電圧に基づいて決定するので、出力電圧、入力電流ともに安定的に制御できる。従って、後輪を高回転で駆動する場合に発生する高い誘起電圧に対しても安定的に、かつ高効率に後輪側モータに電圧を供給でき、高効率化、低燃費化、高回転化を図ることができる。また、モードごとに仮想回路を生成することで短絡パターンや開放パターンが限定され、故障診断など、保守、点検の際に有利である。
【００５３】
＜三相交流電源を用いたマトリクスコンバータシステム（実施例５）＞
１．構成
図１１に第５の実施例である三相交流電源を用いたマトリクスコンバータシステムを示す。本構成は、実施例１、２、３の力率制御を、三相交流電源を用いたマトリクスコンバータに応用し、高い電圧が必要なモータの駆動を変圧器などの昇圧装置なしで行うものである。２は永久磁石同期電動機、３はR相、S相、T相を入力とし、U相、V相、W相を出力とする電力変換器、４は制御装置、６−１〜６−３はコンデンサ、８はエンジンである。１１は三相交流電源、１２−１〜１２−３はリアクトルである。６−１〜６−３のコンデンサと１２−１〜１２−３のリアクトルは、半導体スイッチング素子のスイッチング周波数成分を除去するフィルタとしての役割がある。
【００５４】
実施例５では、三相交流電源を用いたマトリクスコンバータシステムに、実施例１、２、３の力率制御を適用することにより入力側の力率を高精度かつ高速に制御し、高効率な運転が可能となる。さらに、入力電圧を向上することができるので、モータの高回転時に必要な高い電圧を安定供給でき、モータを高回転化できるなど、モータの動作範囲を拡大することができる。さらに、変圧器などの昇圧装置を使用しないので、その分コストダウンできることに加え、昇圧装置での損失がないので高効率化できる。また、モードごとに仮想回路を生成することで短絡パターンや開放パターンが限定され、故障診断など、保守、点検の際に有利である。
【産業上の利用可能性】
【００５５】
本発明の電圧変換器の制御方法および電圧変換器によれば、入力力率角指令を出力の状態に合わせて調整することができ、出力側が高回転のときなどに適切に入力力率を制御することができ、モータを高回転領域で回すことができる。そのため、このような電力変換器を使用するハイブリッド電力変換システム、電動車両システム、三相交流電源を用いたマトリクスコンバータシステムなどに好適に利用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５６】
【図１】本発明の電力変換器の制御方法の一例としてハイブリッド電力変換システムのハード構成の一例を説明するための図である。
【図２】本発明の制御対象となる電力変換器の一例を説明するための図である。
【図３】本発明の制御方法の対象となる電力変換器の仮想回路の構成を説明するための図である。
【図４】本発明の電力変換器の制御方法における電圧選択部での選択操作の一例を示すフローチャートである。
【図５】本発明の電力変換器の制御方法における力率角指令生成部で用いるマップの一例を示す図である。
【図６】本発明の電力変換器の制御方法における力率と入力電圧実効値、入力電流実効値との関係を示すグラフである。
【図７】本発明の電力変換器の制御方法の他の例としてハイブリッド電力変換システムのハード構成の他の例を説明するための図である。
【図８】本発明の電力変換器の制御方法における力率角補正部の一例の構成を説明するための図である。
【図９】本発明の電力変換器の制御方法のさらに他の例としてハイブリッド電力変換システムのハード構成のさらに他の例を説明するための図である。
【図１０】本発明の電力変換器の制御方法を用いた電動車両システムのハード構成の一例を説明するための図である。
【図１１】本発明の電力変換器の制御方法を用いたマトリクスコンバータシステムのハード構成の一例を説明するための図である。
【符号の説明】
【００５７】
１、２  永久磁石同期電動機
３  電力変換器
４、４−ａ、４−ｂ  制御装置
４−３  力率角指令生成部
４−１０  力率角補正部
４−１１  加算器
８  エンジン
９−１  車体
９−２  前輪
９−３  後輪
９−４  前輪ドライブシャフト
９−５  後輪ドライブシャフト
１１  三相交流電源
１２−１〜１２−３  リアクトル
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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