(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
単相整流回路（２）と３相インバータ（３）とを含み、単相整流回路（２）の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、単相整流回路（２）の出力端子間に接続されるコンデンサの容量を設定し、３相インバータ（３）の出力電圧または出力電流をモータ（４）に供給すべく３相インバータ（３）を制御する方法であって、ｄ軸電流を略一定に保持し、ｑ軸電流を電源周波数の２倍周波で脈動させることを特徴とするインバータ制御方法。
【請求項２】
ｄ−ｑ軸電流を制御するに当たって、インバータ線間電圧を制御すべくＰＷＭを行う請求項１に記載のインバータ制御方法。
【請求項３】
ＰＷＭ制御で得られた各パルスを、その幅が１／ｍ（ｍは正の整数）になるように分割し、分割されたパルス幅に基づいて３相インバータの各トランジスタをスイッチング制御する請求項１に記載のインバータ制御方法。
【請求項４】
ＰＷＭ制御で得られた各パルスを、その幅が１／ｍ（ｍは正の整数）になるように分割し、分割されたパルス幅に基づいて３相インバータの各トランジスタをスイッチング制御する請求項２に記載のインバータ制御方法。
【請求項５】
ｄ軸電流およびｑ軸電流の偏差に比例ゲインを乗算してｄ−ｑ軸電圧指令を算出し、算出されたｄ−ｑ軸電圧指令に基づいて３相インバータをＰＷＭ制御する請求項１から請求項４の何れかに記載のインバータ制御方法。
【請求項６】
単相整流回路（２）と３相インバータ（３）とを含み、単相整流回路（２）の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、単相整流回路（２）の出力端子間に接続されるコンデンサの容量を設定し、３相インバータ（３）の出力電圧または出力電流をモータ（４）に供給すべく３相インバータ（３）を制御する方法であって、モータ（４）の高速回転時には、ｄ軸電流を略一定に保持し、ｑ軸電流を電源周波数の２倍周波で脈動させるべく３相インバータ（３）を制御することを特徴とするインバータ制御方法。
【請求項７】
単相整流回路（２）と３相インバータ（３）とを含み、単相整流回路（２）の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、単相整流回路（２）の出力端子間に接続されるコンデンサの容量を設定し、３相インバータ（３）の出力電圧または出力電流をモータ（４）に供給すべく３相インバータ（３）を制御する装置であって、ｄ軸電流を略一定に保持するｄ軸電流保持手段（５４）（５６）と、ｑ軸電流を電源周波数の２倍周波で脈動させるｑ軸電流脈動手段（５３）（５５）とを含むことを特徴とするインバータ制御装置。
【請求項８】
ｄ−ｑ軸電流を制御するに当たって、インバータ線間電圧を制御すべくＰＷＭを行う制御手段を含む請求項７に記載のインバータ制御装置。
【請求項９】
前記ＰＷＭ制御手段は、ＰＷＭ制御で得られた各パルスを、その幅が１／ｍ（ｍは正の整数）になるように分割し、分割されたパルス幅に基づいて３相インバータの各トランジスタをスイッチング制御するものである請求項７に記載のインバータ制御装置。
【請求項１０】
前記ＰＷＭ制御手段は、ＰＷＭ制御で得られた各パルスを、その幅が１／ｍ（ｍは正の整数）になるように分割し、分割されたパルス幅に基づいて３相インバータの各トランジスタをスイッチング制御するものである請求項８に記載のインバータ制御装置。
【請求項１１】
前記ｄ軸電流保持手段（５４）（５６）およびｑ軸電流脈動手段（５３）（５５）は、ｄ軸電流およびｑ軸電流の偏差に比例ゲインを乗算してｄ−ｑ軸電圧指令を算出し、算出されたｄ−ｑ軸電圧指令に基づいて３相インバータをＰＷＭ制御するものである請求項７から請求項１０の何れかに記載のインバータ制御装置。
【請求項１２】
単相整流回路（２）と３相インバータ（３）とを含み、単相整流回路（２）の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、単相整流回路（２）の出力端子間に接続されるコンデンサの容量を設定し、３相インバータ（３）の出力電圧または出力電流をモータ（４）に供給すべく３相インバータ（３）を制御する装置であって、モータ（４）の高速回転時には、ｄ軸電流を略一定に保持し、ｑ軸電流を電源周波数の２倍周波で脈動させるべく３相インバータ（３）を制御するｄ−ｑ軸電流制御手段を含むことを特徴とするインバータ制御装置。
【請求項１３】
単相整流回路（２）と３相インバータ（３）とを含み、単相整流回路（２）の出力電圧を電源周波数の２倍周波で大きく脈動させ、３相インバータ（３）の出力電圧または出力電流をモータ（４）に供給すべく３相インバータ（３）を制御する方法であって、所定の電流位相に応答して、ｄ軸電流を略一定に保持するためのｄ軸電流指令を演算することを特徴とするインバータ制御方法。
【請求項１４】
単相整流回路（２）と３相インバータ（３）とを含み、単相整流回路（２）の出力電圧を電源周波数の２倍周波で大きく脈動させ、３相インバータ（３）の出力電圧または出力電流をモータ（４）に供給すべく３相インバータ（３）を制御する方法であって、電源電圧と直流電圧とに応答して、ｄ軸電流を略一定に保持するためのｄ軸電流指令を補正することを特徴とするインバータ制御方法。
【請求項１５】
単相整流回路（２）と３相インバータ（３）とを含み、単相整流回路（２）の出力電圧を電源周波数の２倍周波で大きく脈動させ、３相インバータ（３）の出力電圧または出力電流をモータ（４）に供給すべく３相インバータ（３）を制御する方法であって、所定の電流位相に応答して、ｄ軸電流を略一定に保持するためのｄ軸電流指令を演算する処理、並びに電源電圧と直流電圧とに応答して、ｄ軸電流を略一定に保持するためのｄ軸電流指令を補正する処理を行うことを特徴とするインバータ制御方法。
【請求項１６】
単相整流回路（２）と３相インバータ（３）とを含み、単相整流回路（２）の出力電圧を電源周波数の２倍周波で大きく脈動させ、３相インバータ（３）の出力電圧または出力電流をモータ（４）に供給すべく３相インバータ（３）を制御する装置であって、所定の電流位相に応答して、ｄ軸電流を略一定に保持するためのｄ軸電流指令を演算する演算手段（７５）を含むことを特徴とするインバータ制御装置。
【請求項１７】
単相整流回路（２）と３相インバータ（３）とを含み、単相整流回路（２）の出力電圧を電源周波数の２倍周波で大きく脈動させ、３相インバータ（３）の出力電圧または出力電流をモータ（４）に供給すべく３相インバータ（３）を制御する装置であって、電源電圧と直流電圧とに応答して、ｄ軸電流を略一定に保持するためのｄ軸電流指令を補正する補正手段（７５ａ）（７５ｂ）を含むことを特徴とするインバータ制御装置。
【請求項１８】
単相整流回路（２）と３相インバータ（３）とを含み、単相整流回路（２）の出力電圧を電源周波数の２倍周波で大きく脈動させ、３相インバータ（３）の出力電圧または出力電流をモータ（４）に供給すべく３相インバータ（３）を制御する装置であって、所定の電流位相に応答して、ｄ軸電流を略一定に保持するためのｄ軸電流指令を演算する演算手段（７５）、並びに電源電圧と直流電圧とに応答して、ｄ軸電流を略一定に保持するためのｄ軸電流指令を補正する補正手段（７５ａ）（７５ｂ）（７５ａ１）（７５ａ２）（７５ａ３）（７５ｂ）を含むことを特徴とするインバータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、単相整流回路と３相インバータで構成されたシステムにおいて、電源に接続された整流回路の入力波形を高効率化し、高調波を低減するための方法およびその装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来から知られているように、インバータ回路はトランジスタのスイッチング制御により直流電源を可変周波数、可変電圧の交流電力に高効率に変換する回路である。
【０００３】
そして、インバータ回路は、例えば、モータの回転数やトルクを制御する必要のある家電機器や産業機器に広く応用されている。
【０００４】
また、一般には、交流電源を直流電源に変換するために回路構成が簡単なダイオードブリッジ回路が採用され、整流後の電圧リプルを除去するために大容量の平滑用コンデンサが使用されている。
【０００５】
そして、この場合には、電源側の力率低下や高調波の増大などの不都合が発生するため、このような不都合の発生を防止し、もしくは抑制するために、ダイオードブリッジ回路の入力側もしくは直流側にインダクタンスの大きな力率改善リアクトルを接続する（図１４参照）。
【０００６】
また、最近では、電源力率や電源高調波に対する特性の高性能化を目的として、スイッチングトランジスタおよびダイオードなどからなるチョッパをダイオードブリッジ回路の直流側に設けることが提案されている（図１５参照）。
【０００７】
このようなインバータ回路を採用した場合には、大容量の平滑用コンデンサ、力率改善リアクトルが必要であり、これらを採用することに伴ってサイズが大型化し、しかもコストアップを招いてしまうという不都合がある。
【０００８】
また、電源高調波特性の高性能化を達成するためにはチョッパ回路が必要であり、さらなるコストアップを招いてしまうという不都合がある。
【０００９】
さらに、大容量の平滑用コンデンサとしては一般的に電解コンデンサが採用されるので、電解コンデンサの寿命が短いことに起因してダイオードブリッジ回路を含むインバータ回路の寿命が短くなり、しかも電解コンデンサの温度特性に起因してダイオードブリッジ回路を含むインバータ回路の使用環境が制約されるという不都合がある。
【００１０】
このような不都合を解消するために、整流部の大容量な平滑用コンデンサを省略し、ｄ軸電流を電源周波数の２倍周波で変化させ、弱め界磁制御によりモータ端子電圧を低下させ、これにより、直流電圧が脈動し、大きく低下した場合にも、モータ電流を流し込めるようにし、インバータ入力（整流回路入力）の電流通電幅を広げることによって、高入力力率化、および電源高調波特性の高性能化を達成するようにしたインバータ制御方法（「高入力力率のダイオード整流回路を持つＰＭモータのインバータ制御法」、高橋勲、平成１２年電気学会全国大会、ｐ１５９１参照、以下、論文１と略称する）が提案されている。
【００１１】
また、より具体化した方法として、ｄ軸電流を正弦波状とするとともに、ｑ軸電流指令とｑ軸電流フィードバック量との偏差に基づくＰＩ制御を行ってｑ軸電圧指令を得る方法（「ＰＭモータの高速弱め界磁法による単相ダイオード整流回路の高入力力率化」、芳賀仁、高橋勲、平成１２年電気学会産業応用部門全国大会、ｐ１１２５参照、以下、論文２と略称する）、および弱め界磁条件の式からｄ軸電流指令値を求め、ｄ軸電流フィードバック量との偏差に基づくＰＩ制御を行ってｄ軸電圧指令を得るとともに、回転数偏差（速度偏差）に基づくＰＩ制御を行い、入力側のリプルに合わせて電源周波数の２倍周波で振動している電流指令の絶対値を乗算してｑ軸電流指令値を得、ｑ軸電流フィードバック量との偏差に基づくＰＩ制御を行ってｑ軸電圧指令を得る方法（「ＰＭモータの高速弱め界磁を用いたダイオード整流回路の高力率化」、芳賀仁、高橋勲、平成１２年電気学会半導体電力変換研究会ＳＰＣ−００−６４参照、以下、論文３と略称する）が提案されている。
【００１２】
さらに、「ＩＰＭモータの弱め界磁を利用した高効率インバータ制御方法」、芳賀仁、高橋勲、平成１３年電気学会全国大会、ｐ．１２１４（以下、論文４と略称する）も提案されている。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
論文１、２に記載の方法を採用した場合には、界磁方向の磁束を電源周波数の２倍周波で脈動させるために鉄損が増加するという不都合がある。
【００１４】
また、論文３の方法を採用した場合には、ｄ軸電流、ｑ軸電流を共に電源周波数の２倍周波で脈動させるための電圧をインバータ出力に重畳する必要があり、より大きい電圧が必要になるという不都合がある。
【００１５】
さらに、論文１〜３においては、電流制御を行うために必要なインバータ出力電圧や直流電圧の関係が詳述されていない。そのため、インバータ直流電圧を最大限に利用するためにモータに供給すべき出力電圧または出力電流の制御方法が不明である。
【００１６】
さらにまた、所望のｄ−ｑ軸電流の制御を行うには、実電流と指令電流により所望のｄ−ｑ軸電圧指令を演算するとともに、このｄ−ｑ軸電圧指令を数１により３相電圧指令に変換し、３相電圧指令を信号波としてこれと三角波などの搬送波を比較することによりＰＷＭする方法が一般的に採用される。
【００１７】
【数１】
0004718041.tif 000002
【００１８】
しかし、この方法では、３相インバータは線間電圧を最大Ｖｄｃまで出力できるにも拘わらず、３相インバータの線間電圧の振幅を原理的に０．８６×Ｖdcまでしか線形に制御できない（「半導体電力変換方式調査専門委員会編：半導体電力変換回路」、電気学会、１９８９年、ｐ１２５参照）。
【００１９】
平滑用の大容量コンデンサを設けることなく単相整流回路の出力電圧を３相インバータに供給する構成では、直流電圧を大きく脈動させることになるため、１００％直流電圧を利用する方式を採用することが望まれる。
【００２０】
これを実現する方式として、各相電圧指令に３ｎ次（ここで、ｎは正の整数）の高調波を重畳する方式が知られているが、瞬時電流のフィードバックにより常時電圧が変化する（すなわち、振幅や周波数が絶えず変わっている）ような制御系では３ｎ次調波を決定することが困難になるので、上記の要望を簡単には実現することができず、ひいては電圧利用率を十分には高めることができない。
【００２１】
また、インバータの制御をマイコンにより行う場合において、キャリア周波数を高周波化すれば、電圧指令演算処理、ＰＷＭ演算などの処理をより短時間で行うことが必要になるので、高速処理が可能なマイコンやＤＳＰを採用しなければならず、コストを重視する家電機器などにはこれらのマイコン、ＤＳＰを採用することが困難である。そして、高速処理可能なマイコン、ＤＳＰを採用しても、電流制御演算やＰＷＭ演算の所要時間は５０μｓを越えるので、キャリア周波数を２０ｋＨｚ未満にしかできない。
【００２２】
さらに、従来は、電流偏差に基づいてＰＩ制御演算を行って電圧指令を算出するようにしている。
【００２３】
したがって、整流部の平滑用コンデンサの容量を０もしくは極めて小さくした場合には、整流回路の出力電圧（直流電圧）が電源電圧のゼロクロス近傍では極めて小さくなり、実電流を電流指令に追従させるための所望の電圧を３相インバータから出力できなくなる期間が必ず発生する。
【００２４】
そして、実電流が電流指令に追従しない場合には、ＰＩ制御演算部の積分部にはその期間の偏差が絶えず加算され、ひいては制御系全体が不安定になってしまう（ワインドアップ現象が起こる）。
【００２５】
また、図１６に示すように、ダイオード整流回路の出力端子間に小容量フィルムコンデンサ（例えば、従来のインバータに用いられるコンデンサの１／１００程度の容量のコンデンサ）を接続するとともに、３相分のインバータ主回路を接続してなるインバータ（以下、コンデンサレスインバータと略称する）を制御し、所望の性能を得るために論文４に示された制御方法を実施するためのインバータ制御装置は、図１７に示す構成を有する。
【００２６】
このインバータ制御装置は、速度指令ωm＊とモータ実速度ωmとの偏差を入力としてＰＩ演算（比例・積分演算）を行って値｜ｉq＊｜を出力するＰＩ演算部１１１と、電源電圧Ｖ1を入力として、これに同期した信号ｓｉｎ2θ1を出力するｓｉｎ2θ1発生部１１２と、信号ｓｉｎ2θ1と値｜ｉq＊｜との積をとり、ｑ軸電流指令ｉq＊として出力する乗算器１１３とを含むｑ軸電流指令演算部１１０を有している。
【００２７】
そして、直流電圧Ｖdc、ｑ軸電流ｉq、モータ実速度ωmを入力として数２の演算を行ってｄ軸電流指令ｉd＊を出力するｉｄ＊演算部１１４と、ｄｑ軸電流指令ｉd＊、ｉq＊とｄｑ軸実電流ｉd、ｉqとの偏差を入力としてＰＩ演算を行って第１のｄｑ軸電圧指令Ｖd＊’、Ｖq＊’を出力するｄ軸用、ｑ軸用のＰＩ演算部１１５、１１６と、第１のｄｑ軸電圧指令Ｖd＊’、Ｖq＊’を入力として数３の演算を行って第２のｄｑ軸電圧指令Ｖd＊、Ｖq＊を出力する非干渉制御部１１７とを有している。なお、λaは速度起電圧定数、Ｌdはｄ軸インダクタンス、Ｌqはｑ軸インダクタンス、ｎは極対数である。
【００２８】
【数２】
0004718041.tif 000003
【００２９】
【数３】
0004718041.tif 000004
【００３０】
上記の構成のインバータ制御装置においては、ｄ軸電流指令ｉd＊を数２により算出している。しかし、以下の不都合を生じてしまう。
【００３１】
（１）ｄ軸電流指令ｉd＊は端子電圧に対する制約から決められているため、モータ効率については適切なものになっていない。
【００３２】
例えば、モータの速度低下と共に磁石磁束が発生する速度起電圧が下がった場合、これを補償し、モータ端子電圧を増加させるべくｄ軸電流指令が演算される。すなわち、ｄ軸電流は正の値に向かって増加する。そして、ｄ軸電流指令が正の値に達するとリラクタンストルクは磁石トルクと逆方向（ブレーキ）に作用する。この結果、モータトルク−電流比が低下し、モータ効率が悪化してしまう。
【００３３】
（２）制御演算式が複雑な上、磁気飽和が原因で電流の増大（出力の増大）と共に変化するｑ軸インダクタンスを演算に用いているので、所定のｄ軸電流指令を精度よく算出するためには、予め電流に対するｑ軸インダクタンスＬqの変化を測定し、それをデータテーブルとして持つなどの必要が生じる。
【００３４】
【発明の目的】
この発明は上記の問題点に鑑みてなされたものであり、整流部の平滑用コンデンサの容量を０もしくは極めて小さくすることにより装置の信頼性向上、小型化やコストダウンを達成するとともに、モータに発生する鉄損の増加を防止し、さらには制御を安定化し、ひいては、電源側の力率向上や電源高調波の低減を達成することができ、さらには、モータ電流の増加による効率の低下を解消することができるインバータ制御方法およびその装置を提供することを目的としている。
【００３５】
【課題を解決するための手段】
請求項１のインバータ制御方法は、単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、単相整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサの容量を設定し、３相インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御するに当たって、ｄ軸電流を略一定に保持し、ｑ軸電流を電源周波数の２倍周波で脈動させる方法である。
【００３６】
請求項２のインバータ制御方法は、ｄ−ｑ軸電流を制御するに当たって、インバータ線間電圧を制御すべくＰＷＭを行う方法である。
【００３８】
請求項３及び請求項４のインバータ制御方法は、ＰＷＭ制御で得られた各パルスを、その幅が１／ｍ（ｍは正の整数）になるように分割し、分割されたパルス幅に基づいて３相インバータの各トランジスタをスイッチング制御する方法である。
【００３９】
請求項５のインバータ制御方法は、ｄ軸電流およびｑ軸電流の偏差に比例ゲインを乗算してｄ−ｑ軸電圧指令を算出し、算出されたｄ−ｑ軸電圧指令に基づいて３相インバータをＰＷＭ制御する方法である。
【００４０】
請求項６のインバータ制御方法は、単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、単相整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサの容量を設定し、３相インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御するに当たって、モータの高速回転時には、ｄ軸電流を略一定に保持し、ｑ軸電流を電源周波数の２倍周波で脈動させるべく３相インバータを制御する方法である。
【００４１】
請求項７のインバータ制御装置は、単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、単相整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサの容量を設定し、３相インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御する装置であって、ｄ軸電流を略一定に保持するｄ軸電流保持手段と、ｑ軸電流を電源周波数の２倍周波で脈動させるｑ軸電流脈動手段とを含むものである。
【００４２】
請求項８のインバータ制御装置は、ｄ−ｑ軸電流を制御するに当たって、インバータ線間電圧を制御すべくＰＷＭを行う制御手段を含むものである。
【００４４】
請求項９及び請求項１０のインバータ制御装置は、前記ＰＷＭ制御手段として、ＰＷＭ制御で得られた各パルスを、その幅が１／ｍ（ｍは正の整数）になるように分割し、分割されたパルス幅に基づいて３相インバータの各トランジスタをスイッチング制御するものを採用するものである。
【００４５】
請求項１１のインバータ制御装置は、前記ｄ軸電流保持手段およびｑ軸電流脈動手段として、ｄ軸電流およびｑ軸電流の偏差に比例ゲインを乗算してｄ−ｑ軸電圧指令を算出し、算出されたｄ−ｑ軸電圧指令に基づいて３相インバータをＰＷＭ制御するものを採用するものである。
【００４６】
請求項１２のインバータ制御装置は、単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、単相整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサの容量を設定し、３相インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御する装置であって、モータの高速回転時には、ｄ軸電流を略一定に保持し、ｑ軸電流を電源周波数の２倍周波で脈動させるべく３相インバータを制御するｄ−ｑ軸電流制御手段を含むものである。
【００４７】
請求項１３のインバータ制御方法は、単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力電圧を電源周波数の２倍周波で大きく脈動させ、３相インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御するに当たって、
所定の電流位相に応答して、ｄ軸電流を略一定に保持するためのｄ軸電流指令を演算する方法である。
【００４８】
請求項１４のインバータ制御方法は、単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力電圧を電源周波数の２倍周波で大きく脈動させ、３相インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御するに当たって、
電源電圧と直流電圧とに応答して、ｄ軸電流を略一定に保持するためのｄ軸電流指令を補正する方法である。
【００４９】
請求項１５のインバータ制御方法は、単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力電圧を電源周波数の２倍周波で大きく脈動させ、３相インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御するに当たって、
所定の電流位相に応答して、ｄ軸電流を略一定に保持するためのｄ軸電流指令を演算する処理、並びに電源電圧と直流電圧とに応答して、ｄ軸電流を略一定に保持するためのｄ軸電流指令を補正する処理を行う方法である。
【００５０】
請求項１６のインバータ制御装置は、単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力電圧を電源周波数の２倍周波で大きく脈動させ、３相インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御するものであって、
所定の電流位相に応答して、ｄ軸電流を略一定に保持するためのｄ軸電流指令を演算する演算手段を含むものである。
【００５１】
請求項１７のインバータ制御装置は、単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力電圧を電源周波数の２倍周波で大きく脈動させ、３相インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御するものであって、
電源電圧と直流電圧とに応答して、ｄ軸電流を略一定に保持するためのｄ軸電流指令を補正する補正手段を含むものである。
【００５２】
請求項１８のインバータ制御装置は、単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力電圧を電源周波数の２倍周波で大きく脈動させ、３相インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御するものであって、
所定の電流位相に応答して、ｄ軸電流を略一定に保持するためのｄ軸電流指令を演算する演算手段、並びに電源電圧と直流電圧とに応答して、ｄ軸電流を略一定に保持するためのｄ軸電流指令を補正する補正手段を含むものである。
【００５３】
【作用】
請求項１のインバータ制御方法であれば、単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、単相整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサの容量を設定し、３相インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御するに当たって、ｄ軸電流を略一定に保持し、ｑ軸電流を電源周波数の２倍周波で脈動させるのであるから、構成を簡単化するとともに、制御を簡単化し、鉄損の増加を防止し、しかも電源力率を向上させることができるとともに、電源高調波を低減することができる。
【００５４】
さらに説明する。
【００５５】
上述のとおり整流回路の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するようにコンデンサの容量を設定したインバータシステムをコンデンサレスインバータと称する。
【００５６】
コンデンサレスインバータにおいて、入力波形の高力率化、高調波レス化（電源電流の正弦波化）のためにモータトルクを電源周波数の２倍周波で脈動させるために、ｄ軸電流を略一定にするとともに、ｑ軸電流を電源周波数の２倍周波で脈動させることによって、インバータ直流側電圧に必要な電圧がコンデンサレスインバータの直流電圧と略一致することを見出し、本願発明を完成させたのである。
【００５７】
そして、この場合には、界磁方向の磁束を脈動させないのであるから、界磁の脈動制御に伴う鉄損増加を防止することができる。
【００５８】
また、所望の電流を得るためのインバータ直流電圧が電源周波数で０〜２1/2Ｖ１（Ｖ１は電源電圧の実効値）で脈動するコンデンサレスインバータの直流電圧と略一致するので、１００％インバータの直流電圧を利用した電流制御を行うことができ、モータ出力を極大化することができる。
【００５９】
請求項２のインバータ制御方法であれば、単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、単相整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサの容量を設定し、３相インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御する場合に、ｄ−ｑ軸電流を制御するに当たって、インバータ線間電圧を制御すべくＰＷＭを行うのであるから、電源力率を向上させることができるとともに、電源高調波を低減することができ、しかも直流電圧の利用率を著しく高めることができる。
【００６０】
さらに説明する。
【００６１】
コンデンサレスインバータにおいて、常時電圧が変化する相電圧指令を線間電圧制御が可能な諸量に変換し、これに基づいて３相インバータを制御することによって、インバータ直流電圧を１００％利用してモータ端子電圧を制御することができ、この結果、従来のＰＷＭ制御に比べて広範囲なトルク−速度範囲での運転が可能になることを見出し、本願発明を完成させたのである。
【００６３】
請求項３及び請求項４のインバータ制御方法であれば、ＰＷＭ制御で得られた各パルスを、その幅が１／ｍ（ｍは正の整数）になるように分割し、分割されたパルス幅に基づいて３相インバータの各トランジスタをスイッチング制御するのであるから、請求項１または請求項２の作用に加え、データ処理の演算処理時間を殆ど増加させることなくキャリア周波数を高めることができる。
【００６４】
さらに説明する。
【００６５】
単相整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサは３相インバータのスイッチング時に発生する電流リプル成分を吸収するためのものであり、このリプル電流により生ずるコンデンサの電圧リプルの大きさがキャリア周波数に逆比例するとともに、コンデンサ容量にも逆比例することを見出し、本願発明を完成させたのである。
【００６６】
そして、キャリア周波数を高めることによりコンデンサ容量を小さくすることができ、ひいては、小型化、コストダウン、入力特性の高性能化を達成することができる。
【００６７】
請求項５のインバータ制御方法であれば、ｄ軸電流およびｑ軸電流の偏差に比例ゲインを乗算してｄ−ｑ軸電圧指令を算出し、算出されたｄ−ｑ軸電圧指令に基づいて３相インバータをＰＷＭ制御するのであるから、請求項１から請求項４の何れかの作用に加え、応答性を高めることができるとともに、制御を安定化することができる。
【００６８】
さらに説明する。
【００６９】
ＰＩ制御演算に代えて比例制御演算を採用すれば、積分部が存在していないので、偏差が加算されることによる不安定化を防止することができ、しかもＰＩ制御演算に比べて比例ゲインを高く設定でき、電流制御の応答性を高めることができることを見出し、本願発明を完成させたのである。
【００７０】
請求項６のインバータ制御方法であれば、単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、単相整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサの容量を設定し、３相インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御するに当たって、モータの高速回転時には、ｄ軸電流を略一定に保持し、ｑ軸電流を電源周波数の２倍周波で脈動させるべく３相インバータを制御するのであるから、構成を簡単化するとともに、制御を簡単化し、モータの速度起電力が高くなる高速回転時においても、電流を広い範囲でモータに流し込むことができ、出力を極大化できる。しかも電源力率を向上させることができるとともに、電源高調波を低減することができる。
【００７１】
請求項７のインバータ制御装置であれば、単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、単相整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサの容量を設定し、３相インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御するに当たって、ｄ軸電流保持手段によって、ｄ軸電流を略一定に保持し、ｑ軸電流脈動手段によって、ｑ軸電流を電源周波数の２倍周波で脈動させることができる。
【００７２】
したがって、構成を簡単化するとともに、制御を簡単化し、鉄損の増加を防止し、しかも電源力率を向上させることができるとともに、電源高調波を低減することができる。
【００７３】
請求項８のインバータ制御装置であれば、単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、単相整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサの容量を設定し、３相インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御する場合に、制御手段によって、ｄ−ｑ軸電流を制御するに当たって、インバータ線間電圧を制御すべくＰＷＭを行うことができる。
【００７４】
したがって、電源力率を向上させることができるとともに、電源高調波を低減することができ、しかも直流電圧の利用率を著しく高めることができる。
【００７６】
請求項９及び請求項１０のインバータ制御装置であれば、前記ＰＷＭ制御手段として、ＰＷＭ制御で得られた各パルスを、その幅が１／ｍ（ｍは正の整数）になるように分割し、分割されたパルスに基づいて３相インバータの各トランジスタをスイッチング制御するものを採用するのであるから、請求項７または請求項８の作用に加え、データ処理の演算処理時間を殆ど増加させることなくキャリア周波数を高めることができる。そして、キャリア周波数を高めることによりコンデンサ容量を小さくすることができ、ひいては、小型化、コストダウンや入力特性の高性能化を達成することができる。
【００７７】
請求項１１のインバータ制御装置であれば、前記ｄ軸電流保持手段およびｑ軸電流脈動手段として、ｄ軸電流およびｑ軸電流の偏差に比例ゲインを乗算してｄ−ｑ軸電圧指令を算出し、算出されたｄ−ｑ軸電圧指令に基づいて３相インバータをＰＷＭ制御するものを採用するのであるから、請求項７から請求項１０の何れかの作用に加え、応答性を高めることができるとともに、制御を安定化することができる。
【００７８】
請求項１２のインバータ制御装置であれば、単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、単相整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサの容量を設定し、３相インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御するに当たって、ｄ−ｑ軸電流制御手段によって、モータの高速回転時には、ｄ軸電流を略一定に保持し、ｑ軸電流を電源周波数の２倍周波で脈動させるべく３相インバータを制御することができる。
【００７９】
したがって、構成を簡単化するとともに、制御を簡単化し、モータの速度起電力が高くなる高速回転時においても、電流を広い範囲でモータに流し込むことができ、出力を極大化できる。しかも電源力率を向上させることができるとともに、電源高調波を低減することができる。
【００８０】
請求項１３のインバータ制御方法であれば、単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力電圧を電源周波数の２倍周波で大きく脈動させ、３相インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御するに当たって、所定の電流位相に応答して、ｄ軸電流を略一定に保持するためのｄ軸電流指令を演算するのであるから、入力力率を向上するとともに、簡単な制御演算で、しかも、モータ電流の増加を防止し、モータ回転数に拘わらず効率を最大化することができる。
【００８１】
請求項１４のインバータ制御方法であれば、単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力電圧を電源周波数の２倍周波で大きく脈動させ、３相インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御するに当たって、電源電圧と直流電圧とに応答して、ｄ軸電流を略一定に保持するためのｄ軸電流指令を補正するのであるから、負荷の変化に伴う力率の低下を防止することができる。
【００８２】
請求項１５のインバータ制御方法であれば、単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力電圧を電源周波数の２倍周波で大きく脈動させ、３相インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御するに当たって、モータ効率を最大にする電流位相に応答して、ｄ軸電流を略一定に保持するためのｄ軸電流指令を演算する処理、並びに電源電圧と直流電圧とに応答して、ｄ軸電流を略一定に保持するためのｄ軸電流指令を補正する処理、もしくは電源電圧と直流電圧との偏差に基づいてｄ軸電流指令の補正を行う処理を行うのであるから、入力力率を向上するとともに、簡単な制御演算で、しかも、モータ電流の増加を防止し、モータ回転数に拘わらず効率を最大化することができ、しかも、ｄ軸電流を略一定に保持する場合であっても、負荷の変化に伴う力率の低下を防止することができ、もしくは通電幅を確実に拡大して高力率化を達成することができる。
【００８３】
請求項１６のインバータ制御装置であれば、単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力電圧を電源周波数の２倍周波で大きく脈動させ、３相インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御するに当たって、演算手段によって、モータ効率を最大にする電流位相に応答して、ｄ軸電流を略一定に保持するためのｄ軸電流指令を演算することができる。
【００８４】
したがって、入力力率を向上するとともに、簡単な制御演算で、しかも、モータ電流の増加を防止し、モータ回転数に拘わらず効率を最大化することができる。
【００８５】
請求項１７のインバータ制御装置であれば、単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力電圧を電源周波数の２倍周波で大きく脈動させ、３相インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御するに当たって、補正手段によって、電源電圧と直流電圧とに応答して、ｄ軸電流を略一定に保持するためのｄ軸電流指令を補正することができる。
【００８６】
したがって、負荷の変化に伴う力率の低下を防止することができる。
【００８７】
請求項１８のインバータ制御装置であれば、単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力電圧を電源周波数の２倍周波で大きく脈動させ、３相インバータの出力電圧または出力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御するに当たって、演算手段によって、モータ効率を最大にする電流位相に応答して、ｄ軸電流を略一定に保持するためのｄ軸電流指令を演算し、第１補正手段によって、電源電圧と直流電圧とに応答して、ｄ軸電流を略一定に保持するためのｄ軸電流指令を補正し、もしくは第２補正手段によって、電源電圧と直流電圧との偏差に基づいてｄ軸電流指令の補正を行うことができる。
【００８８】
したがって、入力力率を向上するとともに、簡単な制御演算で、しかも、モータ電流の増加を防止し、モータ回転数に拘わらず効率を最大化することができ、しかも、負荷の変化に伴う力率の低下を防止することができ、もしくは通電幅を確実に拡大して高力率化を達成することができる。
【００８９】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照して、この発明のインバータ制御方法およびその装置の実施の態様を詳細に説明する。
【００９０】
図１はこの発明のインバータ制御方法が適用されたモータ制御装置の構成を示すブロック図である。
【００９１】
このモータ制御装置は、交流電源１を入力とするダイオードブリッジ整流回路２と、ダイオードブリッジ整流回路２の出力端子間に接続された小容量のコンデンサ（スイッチングリプルを除去するためのコンデンサ）３ａと、ダイオードブリッジ整流回路２の出力端子間に接続された３相インバータ３と、３相インバータ３の出力端子間にＹ結線された固定子巻線４ａを有するモータ｛永久磁石が回転子の内部に装着されたブラシレスＤＣモータ（以下、ＩＰＭと称する）｝４と、電源電圧を検出する絶縁アンプ１ａと、検出された電源電圧のゼロクロスを検出するコンパレータ１ｂと、ゼロクロス検出信号を制御マイコン５に供給するフォトカプラ１ｃと、モータ４の回転子４ｂと連結されたパルスエンコーダ４ｃと、パルスエンコーダ４ｃからのパルスを計数してモータ回転位置角として制御マイコン５に供給するカウンタ４ｄと、ｕ相電流、ｗ相電流を検出する電流検出器４ｅｕ、４ｅｗと、ダイオードブリッジ整流回路２の出力端子電圧（直流電圧）を検出する絶縁アンプ２ａと、検出された直流電圧、ｕ相電流およびｗ相電流をデジタル値に変換して制御マイコン５に供給するＡＤ変換器４ｆとを有している。
【００９２】
以下において、このように大容量の平滑用コンデンサを含まないインバータ制御装置をコンデンサレスインバータと称する。
【００９３】
図２は制御マイコンの内部構成を示すブロック図である。
【００９４】
この制御マイコン５は、ｕ相電流ｉu、ｗ相電流ｉwを入力とし、モータ回転位置角θeに基づいてｄ−ｑ座標変換を行ってｄ軸検出電流、ｑ軸検出電流を出力するｄ−ｑ座標変換部５１と、電源電圧のゼロクロスを入力として位相を発生する位相発生部５２と、発生された位相を入力としてｑ軸電流指令を生成するｑ軸電流指令演算部５３と、ｄ軸電流指令発生部５４と、ｑ軸電流指令とｑ軸検出電流との差分に基づく比例制御を行ってｑ軸電圧指令を算出するｑ軸比例制御部５５と、ｄ軸電流指令とｄ軸検出電流との差分に基づく比例制御を行ってｄ軸電圧指令を算出するｄ軸比例制御部５６と、ｑ軸比例制御部５５からの出力およびｄ軸比例制御部５６からの出力を入力として線間電圧振幅を演算する線間電圧振幅演算部５７と、ｑ軸比例制御部５５からの出力およびｄ軸比例制御部５６からの出力を入力として電圧位相を演算する電圧位相演算部５８と、線間電圧振幅および直流電圧Ｖdcを入力として変調率を演算する変調率演算部５９と、モータ回転位置角と電圧位相との和および変調率を入力として各相パルス幅を演算するＰＷＭ演算部６０と、各相パルス幅がセットされるＰＷＭタイマ部６１とを有している。なお、前記ＰＷＭ演算部６０は、変調率が所定値を越えないように制限する変調率リミッタ部６０ａを含んでいる。
【００９５】
前記ｄ−ｑ座標変換部５１における処理は次のとおりである。
【００９６】
３相／ｄ−ｑ座標間の変換行列は、対称３相動作では零相分が０となるため、これを省略して、数４となる。
【００９７】
【数４】
0004718041.tif 000005
【００９８】
ここで、Ｃは数５と記すことができる。
【００９９】
【数５】
0004718041.tif 000006
【０１００】
そして、演算負荷を少なくするために、ｉu＋ｉw＝−ｉvの関係を用いて数４の変換を行うと、
ｉd＝２1/2｛−ｉu・ｓｉｎ（θe−π／３）−ｉw・ｓｉｎθe｝
ｉq＝２1/2｛−ｉu・ｃｏｓ（θe−π／３）−ｉw・ｃｏｓθe｝
の関係を得ることができる。この結果、電流検出器、ＡＤ変換の必要数を削減することができる。
【０１０１】
したがって、ｄ−ｑ座標変換部５１においては、
ｉd＝２1/2｛−ｉu・ｓｉｎ（θe−π／３）−ｉw・ｓｉｎθe｝
ｉq＝２1/2｛−ｉu・ｃｏｓ（θe−π／３）−ｉw・ｃｏｓθe｝
の演算を行ってｄ軸電流（界磁電流）、ｑ軸電流を検出することができる。
【０１０２】
前記位相発生部５２は、電源電圧のゼロクロスに基づいてリセットされる電源位相タイマを含み、電源位相タイマの値に基づいて、電源電圧のゼロクロスを基準とする電源位相φ1（＝ω1・ｔ）（ただし、ω1は電源角周波数）を発生する。
【０１０３】
前記ｑ軸電流指令演算部５３は、
ｉq＊＝Ｉqm・ｓｉｎ2ω1・ｔ
（ただし、ω1は電源角周波数、Ｉqmはｑ軸電流の振幅）
の演算を行ってｑ軸電流指令ｉq＊を算出する。
【０１０４】
前記ｄ軸電流指令発生部５４は、
ｉd＊＝−Ｉd
（ただし、Ｉdは一定）
により定まるｄ軸電流指令ｉd＊を出力する。
【０１０５】
このように、ｄ軸電流指令値を一定にすることが「ｄ軸電流を略一定に保持する」ことに該当することはもちろんであるが、実際のｄ軸電流値を一定にすることも「ｄ軸電流を略一定に保持する」ことに該当する。
【０１０６】
前記ｑ軸比例制御部５５は、
ｖq＊＝Ｋpq・εq
（ただし、ｑ軸電流偏差εq＝ｉq＊−Ｉq、Ｋpqは比例定数）
の演算を行ってｑ軸電圧指令を算出する。
【０１０７】
前記ｄ軸比例制御部５６は、
ｖd＊＝Ｋpd・εd
（ただし、ｄ軸電流偏差εd＝ｉd＊−Ｉd、Ｋpdは比例定数）
の演算を行ってｄ軸電圧指令を算出する。
【０１０８】
したがって、ＰＩ制御を行う場合と比較して、応答性を高めることができるとともに、制御を安定化することができる。
【０１０９】
前記線間電圧振幅演算部５７は、
Ｖm＝（ｖq＊2＋ｖd＊2）1/2
の演算を行って、線間電圧振幅２1/2・Ｖmを算出する。
【０１１０】
前記電圧位相演算部５８は、
δ＝ｔａｎ-1（ｖq＊／ｖd＊）
の演算を行って電圧位相δを算出する。
【０１１１】
前記変調率演算部５９は、
Ｋs＝２1/2・Ｖm／Ｖdc
の演算を行って変調率Ｋsを算出する。
【０１１２】
前記Ｋｓリミッタ部６０ａは、変調率Ｋsが１を越えた場合に、変調率Ｋsを１に制限する。換言すれば、電圧振幅指令値２1/2・Ｖmが直流電圧Ｖdcを越えた場合に、電圧振幅指令をＶdcにクランプする。
【０１１３】
前記ＰＷＭ演算部６０は、
τ4／Ｔc＝Ｋs・ｓｉｎ（π／３−φ0）
τ6／Ｔc＝Ｋs・ｓｉｎφ0
τ0／Ｔc＝１−Ｋs・ｓｉｎ（π／３＋φ0）
（ただし、０≦（φ0＝φ）≦π／３、０≦φ0≦６０°、Ｔc＝τ0＋τ4＋τ6）の演算を行って各相のパルス幅を演算する。ここで、ＴcはＰＷＭのキャリア周期である。
【０１１４】
ここで、領域をインバータ出力電圧位相φによりＩ：０以上π／３未満、ＩＩ：π／３以上２π／３未満、ＩＩＩ：２π／３以上π未満、ＩＶ：π以上４π／３未満、Ｖ：４π／３以上５π／３未満、ＶＩ：５π／３以上２π未満のＩ〜ＶＩに分けて、位相φ0＝φ−（π／３）・（ｎ−１）（ｎは領域を表す番号）の演算を行う。
【０１１５】
前記ＰＷＭタイマ部６１は、算出されたパルス幅に対応させて表１に示すように、各相のタイマにトランジスタスイッチ状態を”１”から”０”、もしくは”０”から”１”に切り換える時間を設定する。ここで、スイッチ状態”１”は上アームトランジスタオン、下アームトランジスタオフを、スイッチ状態”０”は上アームトランジスタオフ、下アームトランジスタオンを、それぞれ示す。
【０１１６】
【表１】
0004718041.tif 000007
【０１１７】
なお、Ｖ0、Ｖ7の定義は後述する。
【０１１８】
図３は制御マイコンにおける処理を説明するフローチャートである。なお、このフローチャートの処理は、キャリア割り込み毎に行われる。すなわち、キャリア周期Ｔcで処理が開始される。
【０１１９】
ステップＳＰ１において、ｕ相電流ｉuおよびｗ相電流ｉwを入力し、ステップＳＰ２において、モータ回転位置角θe、ｕ相電流ｉuおよびｗ相電流ｉwに基づいてｄ−ｑ座標変換を行ってｄ軸電流ｉdおよびｑ軸電流ｉqを算出し、ステップＳＰ３において、ｄ軸電流指令ｉd＊およびｑ軸電流指令ｉq＊を出力し、ステップＳＰ４において、ｄ軸電流偏差εdおよびｑ軸電流偏差εqを算出し、ステップＳＰ５において、ｄ軸電圧指令ｖd＊およびｑ軸電圧指令ｖq＊を算出し、ステップＳＰ６において、線間電圧振幅２1/2・Ｖmおよび電圧位相δを算出し、ステップＳＰ７において、直流電圧Ｖdcおよびモータ回転位置角θeを入力し、ステップＳＰ８において、変調率Ｋsを算出し、ステップＳＰ９において、変調率Ｋsが１よりも大きいか否かを判定する。
【０１２０】
そして、変調率Ｋsが１よりも大きいと判定された場合には、ステップＳＰ１０において、変調率を制限し、Ｋs＝１に設定する。
【０１２１】
ステップＳＰ９において変調率Ｋsが１以下であると判定された場合、またはステップＳＰ１０の処理が行われた場合には、ステップＳＰ１１において、モータ回転位置角θeと電圧位相δとを加算してインバータ出力電圧位相φを算出し、ステップＳＰ１２において、各相パルス幅を算出し、ステップＳＰ１３において、ＰＷＭタイマにおいて各相のタイマにタイマ値をセット（場合によっては各相トランジスタの初期スイッチ状態を再設定）し、そのまま元の処理に戻る。
【０１２２】
この結果、モータトルクを電源周波数の２倍で変動するように制御することができ、電源電流（すなわち、整流回路の入力電流）を正弦波化し、入力力率＝１の制御を達成することができる。
【０１２３】
さらに説明する。
【０１２４】
整流部の平滑用コンデンサの容量を０もしくは極めて小さくした場合（当然のことながらリアクトルも接続しない）、整流回路の入力からインバータ出力までの間にエネルギー蓄積要素がなくなるため、モータ効率をηM、インバータ効率をηINVとすれば、インバータ瞬時入力ＰI（整流回路でのロスを無視すれば、整流回路の入力と等しい）とモータ瞬時出力ＰMとの間に、
Ｐ1・ηINV＝ＰM・ηM
∵
Ｐ1＝ｖ1・ｉ1＝２／Ｖ1・Ｉ1・ｓｉｎ2（ω1・ｔ）
ｖ1＝２1/2・Ｖ1・ｓｉｎ（ω1・ｔ）
ｉ1＝２1/2・Ｉ1・ｓｉｎ（ω1・ｔ）
ＰM＝ωM・τM
ここで、Ｖ1は電源電圧実効値、Ｉ1は入力電流実効値
の関係が成り立つ。ここで、モータ効率ηM、インバータ効率ηINV（整流回路の効率も含む）はインバータの波形制御法やモータ出力に応じて変化するが、各動作点では一定である。そして、それぞれを１００％と仮定するとともに、モータ回転数を一定と仮定すれば、
τM＝ＴM・ｓｉｎ2θ1＝（１／２）・ＴM・（１−ｃｏｓ２θ1）
ここで、θ1＝ω1・ｔ
のようにモータトルクを電源周波数の２倍で変動するように制御することができれば、Ｐ1＝ＰMの関係からインバータに接続された整流回路の入力電流波形を正弦波とし、かつ力率＝１の制御を達成することができる（図４参照）。
【０１２５】
なお、電源周波数の２倍周波のトルクリプルに伴う速度リプルが発生するが、イナーシャの効果によりその大きさは高速回転時には無視できる程に小さくなる。
【０１２６】
一例として、小型空気調和機用として用いられている圧縮機メカとモータの慣性モーメント：０．５×１０3ｋｇｍ2について電源周波数５０Ｈｚの場合で試算してみれば、平均トルク２Ｎｍ（すなわち、トルクリプル振幅ＴM／２＝２Ｎｍ）において速度リプルの振幅は１ｒｐｓとなる。モータ回転数を６０ｒｐｓに制御した場合の速度リプルωrippleは約１．６％である（図５参照）。したがって、モータ速度を一定と仮定することができる。
【０１２７】
もちろん、モータ速度を落とせば速度リプル率は増加するが、空気調和機などでは１０ｒｐｓ以下で運転する必要性がないので、それほど大きな問題とはならない。
【０１２８】
一方、モータとしてＩＰＭを採用する場合、そのトルクτMはｄ軸電流ｉd、ｑ軸電流ｉqを用い、数６と記すことができるので、数６を基に制御すべき電流を定めることができる。
【０１２９】
【数６】
0004718041.tif 000008
【０１３０】
ここで、ｎは極対数、λaは逆起電力定数、Ｌdはｄ軸インダクタンス、Ｌqはｑ軸インダクタンスである。
ｄ軸電流を一定として、ｑ軸電流のみを変動させる場合には、数７となる。
【０１３１】
【数７】
0004718041.tif 000009
【０１３２】
この電流制御に必要なモータ端子電圧（すなわち、インバータ出力電圧）について考える。
【０１３３】
ＩＰＭのｄ−ｑ軸電圧方程式は、数８となる。
【０１３４】
【数８】
0004718041.tif 000010
【０１３５】
ここで、Ｒは巻線抵抗、ωMは回転角速度、ｐは微分演算子である。
【０１３６】
これに数７を代入すると、数９の関係を得る。
【０１３７】
【数９】
0004718041.tif 000011
【０１３８】
そして、インバータ３から出力すべき相電圧は、数１となる。
【０１３９】
適当なＩqm、Ｉdにおけるｄ−ｑ軸電圧Ｖd、Ｖqとこのｄ−ｑ軸電圧を出力するために必要な直流電圧波形２1/2・Ｖmの計算例を図６に示す。また、図中のＶdcは整流回路を介して電源側から得られる電圧波形を示している。インバータはＰＷＭ制御により直流電圧以下の電圧を出力できる。すなわち、２1/2・Ｖmに比べＶdcが高い場合に所定のｄ−ｑ軸電流を得ることができる。ここで、２1/2・Ｖmの大きさは回転数に比例する速度起電力に応答して、高速回転になればなるほど大きくなる。
【０１４０】
なお、計算に用いた電気的定数は表２のとおりであり、中大型ルームエアコンの単相２００Ｖインバータ機に使われているＩＰＭである。
【０１４１】
【表２】
0004718041.tif 000012
【０１４２】
そして、インバータ出力電圧の制約（Ｖdc＞２1/2・ＶM）を加味し、ｄ軸電流を略一定に保持するとともに、ｑ軸電流を電源周波数の２倍周波で脈動させ、図７中（Ａ）にＢに示す最大出力ラインを得た。図７中（Ａ）には、大容量電解コンデンサを有する図１４の従来のインバータ｛Ｖdc＝２６０Ｖ一定｝での最大出力ラインを併記している｛図７中（Ａ）のＡ参照｝。
【０１４３】
また、最大出力ラインＡ、Ｂ上の同じ回転数でのトルク波形を図７中（Ｂ）にそれぞれＡ、Ｂで示している。なお、図７中（Ｂ）のＣはｄ軸電流、ｑ軸電流を共に脈動させた場合のトルク波形を、図７中（Ｂ）のＢ１はＢのトルク波形の平均トルクを、それぞれ示している。
【０１４４】
ｄ軸電流を略一定に保持するとともに、ｑ軸電流を電源周波数の２倍周波で脈動させるようにインバータを制御する場合のモータトルクは、電源入力波形を改善するために電源周波数の２倍周波で脈動｛図７中（Ｂ）のＢ参照｝しているが、その最大値は、直流電圧がほぼ電源電圧波高値で、一定な従来のインバータの最大トルクに概ね一致し、制御の有効性（トルクをフルに引き出すこと）が確認できる。
【０１４５】
なお、図７中（Ａ）から分かるように、従来インバータに比べ高速回転時のトルクが減少しているのは、同一仕様のＩＰＭを採用したためである。ただし、このトルクの減少はモータの巻線を少なくすることで解決することができるので、特に不都合とはならない。
【０１４６】
さらに説明する。
【０１４７】
表２の機器定数のモータを採用し、モータ回転数を８０ｒｐｓに設定し、数１、数８の演算式を用いて、ｄ軸電流およびｑ軸電流を共に脈動させるインバータ制御装置とｄ軸電流を略一定に保持させるとともに、ｑ軸電流を脈動させるインバータ制御装置とのシミュレーション結果を図８中（Ａ）（Ｂ）に示す。そして、数６によりトルクを算出し、モータ１回転中の平均トルクを求めた結果、前者のインバータ装置におけるモータ平均トルクは０．７Ｎｍ、後者のインバータ装置におけるモータ平均トルクは２．６Ｎｍである。
【０１４８】
なお、図８中、Ｖdcが単相コンデンサレスインバータの直流電圧を、２1/2・Ｖmが所望の電流制御を行うために必要とされる直流電圧を、εvが両電圧の差分を、それぞれ示している。差分εvが負の範囲では、直流電圧に比べ電流制御に必要なインバータ直流電圧が低いため、所望の電流制御ができる。
【０１４９】
図８中（Ａ）と図８中（Ｂ）とを比較すると、ｄ軸電流およびｑ軸電流を共に脈動させるインバータ制御装置では所望の電圧が得られない、差分εv（＝２1/2・Ｖm−Ｖdc）が正となる範囲が広くあるのに対して、ｄ軸電流を略一定に保持させるとともに、ｑ軸電流を脈動させるインバータ制御装置によれば、それが殆どなくなっていることが分かる。
【０１５０】
ひいては、入力波形の高力率化、高調波レス化（電源電流の正弦波化）を実現できる。
【０１５１】
また、出力できるトルクも、ｄ軸電流を略一定に保持させるとともに、ｑ軸電流を脈動させるインバータ制御装置による方が４倍程度大きい。
【０１５２】
また、図１のインバータ制御装置においては、比例制御を用いているため、定常偏差はあるものの、電源周波数の２倍周波でトルクを変動させる動作を行うことができる。また、モータトルクは所定の振幅で変動するが、モータ回転数が高速な場合、その速度変動は十分小さい。
【０１５３】
さらに説明する。
【０１５４】
ダイオードブリッジ整流回路２の出力電圧は電源電圧のゼロクロス近傍では極めて小さくなり、実電流を電流指令に追従させるための所望の電圧を３相インバータ３が出力できなくなる期間が必ず発生する。
【０１５５】
そして、検出電流と指令電流との差分（偏差）に対して比例ゲインを乗算するとともに、偏差を積分した結果に対して積分ゲインを乗算し、これら乗算結果の和に基づいて電圧指令を算出するＰＩ制御演算を行うと、実電流が電流指令に追従しない場合には、ＰＩ制御演算部の積分部にはその期間の偏差が絶えず加算され、これに起因して制御系全体が不安定になってしまう（ワインドアップ現象）。
【０１５６】
しかし、ＰＩ制御演算部に代えて比例制御部を採用すれば、偏差が絶えず加算されることに起因するワインドアップ現象の発生を防止でき、制御系を安定化することができる。
【０１５７】
そして、比例制御では、ＰＩ制御に比べ比例ゲインを高く設定でき、電流制御の応答性をさらに高めることができ、脈動するｑ軸電流指令に正確に（位相遅れなく）追従させることができ、ひいては、インバータ回路に接続された整流回路の入力力率を高め、電源電流波形の正弦波化を実現することができる。
【０１５８】
なお、積分動作がないため、略一定に制御するｄ軸電流に定常偏差が発生するが、これは定常偏差を勘案し、ｄ軸電流指令を高めに設定することで解決することができる。
【０１５９】
次いで、電圧制御を説明する。
【０１６０】
図１のインバータ制御装置において、常時電圧が変化する（すなわち、振幅や周波数が絶えず変わっている）相電圧指令を線間電圧制御が可能な諸量に変換し、これに基づきインバータを制御することが好ましく、インバータ直流電圧を１００％利用してモータ端子電圧を制御することができ、この結果、従来のＰＷＭ制御に比べて広範囲なトルク−速度範囲での運転が可能となる。
【０１６１】
さらに説明する。
【０１６２】
数１の相電圧を便宜的に複素平面上に、αを数１０で与えた場合に、数１１により投影する。
【０１６３】
【数１０】
0004718041.tif 000013
【０１６４】
【数１１】
0004718041.tif 000014
【０１６５】
そして、変換して得られたｖｐの時間積を数１２により演算する。
【０１６６】
【数１２】
0004718041.tif 000015
【０１６７】
この結果、数１で表される電圧の時間積軌跡は、電圧振幅Ｖm、並びに電源周波数ωが一定の場合には、複素平面上で、半径Ｖm／ω、接線速度Ｖmで回転する円軌跡を描くことが分かる（図９参照）。
【０１６８】
一方、３相インバータ出力の相電圧は直流電圧Ｖdcの中点の電位を基準に、インバータ端子電位ｖｕ’、ｖｖ’、ｖｗ’、並びにモータ中性点電位ｖnに対し、数１１を用い、数１３の関係を得る。
【０１６９】
【数１３】
0004718041.tif 000016
【０１７０】
そして、この関係から各トランジスタのオン状態によりインバータ電圧ｖp’として、表３の関係を得る。
【０１７１】
【表３】
0004718041.tif 000017
【０１７２】
また、表３のとおり、３相インバータのスイッチング状態を電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７として表記する。
【０１７３】
ｖpとｖp’とを対比して分かるように、前者のベクトルが連続して変化するのに対して、後者は図１０に示すような離散的なベクトル｛長さが（２／３）1/2・Ｖdcの６種のベクトルと、大きさが０の２種のベクトル｝となる。
【０１７４】
ここで、電圧ベクトルを用い数１の正弦波電圧を実現するための各電圧ベクトルの出力時間（パルス幅）を時間積軌跡により導出する。従来は各相毎の信号波と搬送波との比較によりパルス幅を算出していたのに対し、３相のトランジスタスイッチング状態を示す（すなわち、線間電圧情報を含む）電圧ベクトルを用いパルス幅を導出することで、線間電圧制御が可能なＰＷＭ制御を実現できる。
【０１７５】
図１１は電源位相φが０〜π／３についてｖpの時間積λpの微小区間を拡大して示している。そして、仮に、電圧ベクトルＶ4、Ｖ6、並びにＶ0を適宜配置している。
【０１７６】
図１１中のＰ０からＰ１に至る時間をＴcとすると、Ｐ０Ｐ１＝Ｖ1・Ｔcの近似式が成り立つ。そして、電圧ベクトルで構成した三角形△Ｐ０ｑＰ１に着目し、正弦定理を適用すると、数１４の関係が成り立つ。
【０１７７】
【数１４】
0004718041.tif 000018
【０１７８】
数１４に基づき、Ｔc＝τ0＋τ4＋τ6（ここで、τxは電圧ベクトルＶｘの出力時間）に留意して、数１５の関係を得ることができる。
【０１７９】
【数１５】
0004718041.tif 000019
【０１８０】
ここで、Ｋs＝２1/2・Ｖm／Ｖdcの関係にあり、数１５が負にならない条件からＫsは０〜１の範囲を可変できる。
【０１８１】
したがって、線間電圧振幅２1/2・ＶmをＶdcまで線形に制御できる。従来の線間電圧振幅２1/2・Ｖmを０．８６×Ｖdcまでしか線形に制御できない場合に比べ、２４％直流電圧を有効に利用できることが分かる。
【０１８２】
また、数１５の導出過程では便宜上、電圧振幅Ｖm、並びに電源周波数ωを一定としたが、数１５によるパルス幅演算では、
（１）  電源周波数ωの情報が不要、
（２）  図１１の微小区間（微小時間Ｔc間）で出力すべき平均電圧を高速に制御可能（通常、Ｔcは主にトランジスタのオンオフ応答時間に基づいて定まり、ＩＧＢＴ素子では２００μｓ以下に設定できる）、
であり、常時電圧が変化するような電流制御系に採用することが可能なＰＷＭ制御であることが分かる。
【０１８３】
なお、上記以外の位相角においては、３相交流波の対称性を使って、トランジスタを表４のように読み替えればよい。
【０１８４】
【表４】
0004718041.tif 000020
【０１８５】
ここで、各領域の位相範囲は、Ｉ：０以上π／３未満、ＩＩ：π／３以上２π／３未満、ＩＩＩ：２π／３以上π未満、ＩＶ：π以上４π／３未満、Ｖ：４π／３以上５π／３未満、ＶＩ：５π／３以上２π未満であり、数１５の位相φ0はφ0＝φ−（π／３）・（ｎ−１）（ｎは領域を示す番号）である。
【０１８６】
前記小容量のコンデンサ３ａは、３相インバータ３のスイッチング時に発生する電流リプル成分を吸収するために設けられている。
【０１８７】
そして、このコンデンサ３ａの容量を極小化することができれば、全体としての小型化、コストダウン、入力特性の高性能化（電源力率の向上、電源電流の正弦波化）をより高めることができる。
【０１８８】
図１２は３相インバータをスイッチング制御（ＰＷＭ）し、ｕ相電流として波高値Ｉmが負荷に供給されている時の直流部の電流波形を模式的に示している。
【０１８９】
ここで、この電流波形のキャリア周波数ｆc（＝１／Ｔc）成分の電流波高値Ｉhは、ＰＷＭデューティーが５０％（トランジスタのオン期間とオフ期間とが等しい）の時、最大値となり、概ね
Ｉh＝Ｉm／２
となる。
【０１９０】
コンデンサ３ａの容量をＣとすれば、直流部に発生する電圧リプルの大きさＥrを、
Ｅr＝Ｉh／（２π・ｆc・Ｃ）＝Ｉm／（４π・ｆc・Ｃ）
と求めることができる。
【０１９１】
具体的には、Ｉm＝２０Ａ、ｆc＝２ｋＨｚ、Ｃ＝２０μＦの場合、リプル電圧Ｅrは２０Ｖになる。そして、このリプル電圧は電源周波数の２倍周波で脈動する直流電圧に重畳されるため、この値が大きくなると、
（１）  ３相インバータの電流制御系が不安定になる、
（２）  トランジスタ素子やコンデンサの耐圧を越え、回路を破損する、
などの不都合が発生する。
【０１９２】
しかし、電圧リプルの演算式から分かるように、キャリア周波数ｆcを高めることができれば、リプル電圧を上昇させることなくコンデンサ３ａの容量を小さくすることができる。
【０１９３】
そこで、図１３中（Ａ）に示すインバータ出力電圧の時間積軌跡△Ｐ１ｑＰ０を、所望の電圧を得るために必要な軌跡Ｐ１→Ｐ０から外れないように、図１３中（Ｂ）のように、相似形の三角形にｍ分割（ｍは正の整数）する。
【０１９４】
これにより、電圧ベクトルを切り替える頻度（すなわち、キャリア周波数）を、分割した三角形の数ｍだけ高めることができる。
【０１９５】
この処理は、数１５により得た各パルス幅τに対して、
τ’＝τ／ｍ
の簡単な演算を行うだけで実現することができる。
【０１９６】
特に、ｍを２n（ｎは正の整数）に選べば、単なるシフト演算を使うことができ、ＰＷＭ演算時間を殆ど増加させることなくキャリア周波数をｍ倍に高めることができる。
【０１９７】
この結果、安価なマイコンを用いる場合でもコンデンサ３ａの容量を低減することができる。そして、高速なマイコンやＤＳＰを用いれば、コンデンサ３ａの容量を極小化することができる。ひいては、装置全体のさらなる小型化を実現することができる。
【０１９８】
以上の説明から明らかなように、上記のインバータ制御装置は、インバータ直流電圧を１００％利用して、モータ出力を最大限発揮させるものである。換言すれば、特にモータに対して高速回転が要求される運転状態（モータが回転により発生する速度起電圧が高くなる状態）で効果を発揮する。
【０１９９】
なお、上記の実施態様において、直流電圧が概ね０になるまで、電流が制御できるようにｄ軸電流を制御することもできる。
【０２００】
図１８はこの発明のインバータ制御装置の他の実施態様を示すブロック図である。
【０２０１】
このインバータ制御装置は、速度指令ωm＊とモータ実速度ωmとの偏差を算出する第１減算部７１と、速度指令ωm＊とモータ実速度ωmとの偏差を入力としてＰＩ演算（比例・積分演算）を行って値｜ｉq＊｜｛脈動するｑ軸電流の平均値（直流分）に相当する値｜ｉq＊｜｝を出力するＰＩ演算部７２とを含む速度制御部７０と、電源電圧ｖ1を入力として、これに同期した信号ｓｉｎ2θ1を出力するｓｉｎ2θ１発生部７３と、信号ｓｉｎ2θ1と値｜ｉq＊｜との積をとり、ｑ軸電流指令ｉq＊として出力する乗算器７４と、電流位相指令β＊および値｜ｉq＊｜を入力として数１６の演算を行ってｄ軸電流指令ｉd＊を出力するｄ軸電流演算部７５と、ｄｑ軸電流指令ｉd＊、ｉq＊とｄｑ軸実電流ｉd、ｉqとの偏差を算出する第２、第３減算部７６、７７と、ｄｑ軸電流指令ｉd＊、ｉq＊とｄｑ軸実電流ｉd、ｉqとの偏差を入力としてＰＩ演算を行って第１のｄｑ軸電圧指令ｖd＊’、ｖq＊’を出力するｄ軸用、ｑ軸用のＰＩ演算部７８、７９と、第１のｄｑ軸電圧指令ｖd＊’、ｖq＊’を入力として数３の演算を行って第２のｄｑ軸電圧指令ｖd＊、ｖq＊を出力する非干渉制御部８０とを有している。
【０２０２】
【数１６】
0004718041.tif 000021
【０２０３】
図１９は記憶した電流位相指令β＊をデータテーブルから参照するための位相指令発生部の構成の一例を示すブロック図である。
【０２０４】
この位相指令発生部は、ｄ軸電流ｉdを入力として移動平均を出力する移動平均部８１と、移動平均および値｜ｉq＊｜を入力として数６によりトルク演算を行ってモータトルクτmを出力するトルク演算部８２と、モータ実速度ωmおよびモータトルクτmを入力として該当する電流位相指令β＊を出力する電流位相指令テーブル部８３とを有している。
【０２０５】
ここでは、ｄ軸電流の移動平均処理を行い電流位相指令β＊に伴うｄ軸電流指令の変化による不安定現象を回避している。
【０２０６】
なお、図１８中の速度制御部のＰＩ演算出力である｜ｉq＊｜をインバータの３相電流振幅指令｜Ｉm＊｜とするとともに、｜ｉq＊｜＝（３／２）1/2・｜Ｉm＊｜・ｃｏｓβ＊、｜ｉd＊｜＝−（３／２）1/2・｜Ｉm＊｜・ｓｉｎβ＊の演算を行うようにしてもよい。
【０２０７】
この方法によれば、ＰＩ演算出力にリミッタを設けることで電流振幅制限を容易に行うことができ、ひいては、インバータのスイッチング素子の電流容量とのマッチングを簡単に行うことができる。
【０２０８】
また、前記電流位相指令β＊としては、各負荷条件毎に実機試験によりデータを作成しておき、これらを記憶すればよい。このときに用いる電流位相指令β＊として従来のインバータのものを用いることが可能である（この場合には、従来のインバータとの間でデータを共有化することができる）が、図１８のインバータ制御装置によって効率を最大にする電流位相指令β＊を測定し、測定結果を用いることが好ましい。
【０２０９】
上記の構成のインバータ制御装置の作用は次のとおりである。
【０２１０】
図２０は従来のインバータ（直流電圧が一定に制御されるインバータ）を用いて制御を行った場合に、永久磁石を回転子の内部に埋め込んでなるブラシレスＤＣモータ（以下、ＩＰＭモータと称する）が最大効率となる電流位相βを示す図である。ここで、トルクは一定、かつｄ−ｑ軸電流は一定になるような制御を行い、モータ回転数を５０ｒｐｓに設定している。また、ＩＰＭモータの機器定数は表５に示すとおりであった。
【０２１１】
【表５】
0004718041.tif 000022
【０２１２】
図２０から分かるように、定格トルク以下では電流位相βは約３０°で余り大きな変化がなく、定格トルクよりも大きい場合にはトルクの増加に伴って４０°程度まで電流位相βが増大する。
【０２１３】
コンデンサレスインバータにおいてはｑ軸電流ｉqが電源位相に同期して大きく脈動するが、脈動するｑ軸電流の平均値（直流分）に相当する値｜ｉq＊｜に対して数１６の演算を行って略一定のｄ軸電流指令ｉd＊を得ることができ、しかもほぼ最大効率近傍でＩＰＭモータを駆動できることが本件発明者による実機試験の結果分かった。なお、βは電気角であり、電圧との位相関係を図２１に示すように設定している。
【０２１４】
そして、図１８に示す構成のインバータ制御装置を用いれば、ｄ軸電流演算部７５において数１６の演算を行って略一定のｄ軸電流指令ｉd＊を得ることができる。このようにして得られたｄ軸電流指令ｉd＊、ｑ軸電流指令ｉq＊、ｄ−ｑ軸電流ｉd、ｉqに基づいてＰＩ演算、非干渉制御などを行ってｄ軸、ｑ軸電圧指令ｖd＊、ｖq＊を出力することができ、ほぼ最大効率近傍でＩＰＭモータを駆動することができる。
尚、効率が許容範囲内であれば、最大効率が得られる電流位相βに所定値△βを加算もしくは減算した値を電流位相指令β＊として採用することができる。
さらに、インバータ素子容量の観点からモータに供給する電流を極小にする目的でモータの力率が略１となるような電流位相を指令値として採用することもできる。
【０２１５】
図２２はこの発明のインバータ制御装置のさらに他の実施態様の要部を示すブロック図である。
【０２１６】
このインバータ制御装置が図１８のインバータ制御装置と異なる点は、入力電圧ｖ1および直流電圧ｖdcを入力としてｄ軸電流指令補正値を算出するｄ軸電流指令補正値演算部７５ａと、ｄ軸電流演算部７５から出力されるｄ軸電流指令値Ｉd＊にｄ軸電流指令補正値を加算して補正後のｄ軸電流指令ｉd＊を出力し、第２減算部７６に供給する加算部７５ｂをさらに設けた点のみである。
【０２１７】
上記の構成のインバータ制御装置の作用は次のとおりである。
【０２１８】
図２３は負荷に応じてｄ軸電流ｉdが変化した場合の直流電圧ｖdcの波形を示す図である。なお、図２３中（ａ）がｄ軸電流が大きい場合を、（ｂ）がｄ軸電流が小さい場合を、それぞれ示している。
【０２１９】
図２３から分かるように、ｑ軸電流ｉqが負荷とともに小さくなり、その結果、ｄ軸電流ｉdが小さくなるとｖmin（直流電圧ｖdcの最小値）が上昇し、ひいては電源電流ｉ1の通流幅θが狭まる。また、電源力率は、論文１に示されるように、ｃｏｓΦ＝｛（θ＋ｓｉｎθ）／π｝1/2により算出できる。したがって、通流幅θの縮小に伴って電源力率が低下する。
【０２２０】
しかし、図２２のインバータ制御装置を採用した場合には、ｄ軸電流指令補正値演算部７５ａと加算部７５ｂとによってｄ軸電流指令を増加させるべく補正処理を行うので、直流電圧ｖdcの最小値ｖminを下降させることができる。
【０２２１】
この結果、ｄ軸電流を略一定に保持する制御を行う場合であっても、通流幅θを拡大することができ、ひいては電源力率の低下を防止することができる。
【０２２２】
図２４は図２２のインバータ制御装置を具体化して示すブロック図である。
【０２２３】
このインバータ制御装置においては、入力電圧ｖ1を入力として絶対値｜ｖ1｜を演算する絶対値演算部７５ａ１と、演算された絶対値｜ｖ1｜から直流電圧ｖdcを減算して偏差を算出する減算部７５ａ２と、偏差に比例ゲインＫを乗算してｄ軸電流指令補正値を出力する比例ゲイン部７５ａ３とでｄ軸電流指令補正値演算部７５ａを構成している。
【０２２４】
この構成のインバータ制御装置を採用した場合には、入力電圧ｖ1の絶対値｜ｖ1｜と直流電圧ｖdcとの偏差を算出し、この偏差に比例ゲインＫを乗算してｄ軸電流指令補正値を得、ｄ軸電流指令補正値を加算することにより、与えられたｄ軸電流指令を補正することができる。
【０２２５】
図２５は図２４のインバータ制御装置の作用を説明する波形図である。なお、図２５中（ａ）が直流電圧ｖdcおよび電源電流ｉ1を、（ｂ）がｄ軸電流を、それぞれ示している。
【０２２６】
ｄ軸電流を電流位相指令β＊のみに基づいて決定した場合には、直流電圧ｖdcの最小値ｖmin’が大きく、電源電流ｉ1の通流幅が小さいのであるが、この実施態様では、入力電圧ｖ1の絶対値｜ｖ1｜と直流電圧ｖdcとの偏差に基づいてｄ軸電流指令を補正することにより、直流電圧ｖdcの最小値ｖminを小さくし、電源電流ｉ1の通流幅を拡大して高力率化を達成することができる。
【０２２７】
図２６はこの発明のインバータ制御方法が適用されるＩＰＭモータ制御システムの構成を示す図である。
【０２２８】
このＩＰＭモータ制御システムは、交流電源９１の端子間にダイオード全波整流回路９２を接続し、ダイオード全波整流回路９２の出力端子間に、小容量のフィルムコンデンサ（従来の大容量電解コンデンサの容量の１／１００程度の容量のフィルムコンデンサ）９３を接続するとともに、３相インバータ９４を接続し、３相インバータ９４の出力をＩＰＭモータ９５の固定子巻線９５ａに供給している。
【０２２９】
そして、ＩＰＭモータ９５の回転子９５ｂの回転位置（磁極位置）を検出する従来公知の位置検出器９６と、ダイオード全波整流回路９２の入力電圧を検出する入力電圧検出部９７と、ダイオード全波整流回路９２の出力電圧（直流電圧）を検出する直流電圧検出部９８と、入力電圧のゼロクロスを検出するゼロクロス検出部９９と、モータ電流を検出するモータ電流検出部１００と、検出されたモータ電流、回転位置、ゼロクロス、入力電圧、直流電圧、および略一定値に保持されるｄ軸電流指令Ｉd＊、速度指令ω＊もしくはｑ軸電流振幅指令Ｉqm＊を入力として所定の処理を行い、スイッチング指令を出力する制御マイコン１０１と、スイッチング指令を入力として３相インバータ９４の各スイッチングトランジスタに供給すべきスイッチング信号を出力するベース駆動回路１０２とを有している。
【０２３０】
図２７は電源位相同期処理を説明するフローチャートであり、電源電圧の立ち上がり（入力電圧のゼロクロス検出信号の立ち上がり）に応答して処理が開始し、ステップＳＰ１において、位相θ1（ｊ）を０にセットし、そのまま元の処理に戻る。
【０２３１】
なお、ここで、および以下において、添え字（ｊ）はサンプル点を識別するものである。
【０２３２】
図２８は電源位相発生処理を説明するフローチャートであり、所定の割込周期Ｔｓで起動され、ステップＳＰ１において、前回の位相角θ1（ｋ−１）を入力し、ステップＳＰ２において、前回の位相角θ1（ｋ−１）に所定の定数Δθを加算して現在の位相角θ1（ｋ）を算出し、そのまま元の処理に戻る。
【０２３３】
なお、前記定数Δθは、例えば、次のように設定する。
【０２３４】
電源周波数ｆ1＝５０Ｈｚの場合、ｓｉｎ演算処理上、θ1＝３６００を電源位相３６０°とし、割込周期Ｔsを２００μｓとすれば、Δθ（＝θ・ｆ1・Ｔs）は３６となる。
【０２３５】
図２９は電流制御処理を説明するフローチャートであり、所定の割込周期Ｔs毎に行われる。
【０２３６】
ステップＳＰ１において、回転位置信号θm（ｎ）、回転速度ωm（ｎ）、直流電圧ｖdc（ｎ）、モータ電流ｉu（ｎ）、ｉv（ｎ）、ｉw（ｎ）を入力し（なお、ｎは処理毎にインクリメントされる整数である）、ステップＳＰ２において、３相→ｄｑ座標変換演算処理を行ってｄｑ軸電流ｉd（ｎ）、ｉq（ｎ）を算出し、ステップＳＰ３において、ｄｑ軸指令電流演算処理を行い、ステップＳＰ４において、ｄｑ軸電流指令Ｉd（ｎ）＊、ｉq（ｎ）＊を入力し、ステップＳＰ５において、εd（ｎ）＝ｉd（ｎ）＊−ｉd（ｎ）、εq（ｎ）＝ｉq（ｎ）＊−ｉq（ｎ）の演算を行ってｄｑ軸電流偏差εd（ｎ）、εq（ｎ）を算出し、ステップＳＰ６において、ｖd’（ｎ）＝Ｋpd・εd（ｎ）＋Ｋid・Σεd（ｎ）、ｖq’（ｎ）＝Ｋpq・εq（ｎ）＋Ｋiq・Σεq（ｎ）の演算を行ってｄｑ軸電圧をＰＩ演算し、ステップＳＰ７において、非干渉制御演算［ｖd（ｎ）＝ｖd’（ｎ）−Ｌq・ｉq（ｎ）・ｎ・ωm、およびｖq（ｎ）＝ｖq’（ｎ）＋｛λa＋Ｌd・ｉd（ｎ）｝・ｎ・ωm］を行ってｄｑ軸電圧指令ｖd（ｎ）、ｖq（ｎ）を算出し、ステップＳＰ８において、ｄｑ→３相座標変換演算処理を行って各相電圧指令ｖu（ｎ）＊、ｖv（ｎ）＊、ｖw（ｎ）＊を算出し、ステップＳＰ９において、数１７の演算を行って各相パルス幅τu（ｎ＋１）、τv（ｎ＋１）、τw（ｎ＋１）を算出し、ＰＷＭタイマに記憶し、そのまま元の処理に戻る。
【０２３７】
【数１７】
0004718041.tif 000023
次いで、図２９のステップＳＰ３の処理を説明する。
【０２３８】
図３０は図２９のステップＳＰ３の従来の処理を説明するフローチャートである。
【０２３９】
ステップＳＰ１において、電源位相θ1（ｎ）、およびｑ軸電流平均値指令｜ｉq（ｎ）＊｜を入力し、ステップＳＰ２において、ｉq（ｎ）＊＝｜ｉq（ｎ）＊｜・ｓｉｎ2θ1（ｎ）の演算を行ってｑ軸電流指令ｉq（ｎ）＊を算出し、ステップＳＰ３において、ｉd（ｎ）＊＝−λa／Ｌd＋（１／Ｌd）［｛ｖdc／ｎ／ωm（ｎ）｝2−｛Ｌq・ｉq（ｎ）｝2］1/2の演算を行ってｄ軸電流指令ｉd（ｎ）＊を算出し、そのまま元の処理に戻る。
【０２４０】
したがって、演算が複雑である。
【０２４１】
図３１はこの発明による図２９のステップＳＰ３の処理の一例を説明するフローチャートである。
【０２４２】
ステップＳＰ１において、電源位相θ1（ｎ）、電流位相指令β＊、およびｑ軸電流平均値指令｜ｉq（ｎ）＊｜を入力し、ステップＳＰ２において、ｉq（ｎ）＊＝｜ｉq（ｎ）＊｜・ｓｉｎ2θ1（ｎ）の演算を行ってｑ軸電流指令ｉq（ｎ）＊を算出し、ステップＳＰ３において、ｉd（ｎ）＊＝−｜ｉq（ｎ）＊｜・ｔａｎβ＊の演算を行ってｄ軸電流指令ｉd（ｎ）＊を算出し、そのまま元の処理に戻る。
【０２４３】
したがって、演算を簡単化することができるとともに、モータ効率が最大値となるような電流位相指令β＊を用いているため、モータ効率を極大化することができる。
【０２４４】
図３２はこの発明による図２９のステップＳＰ３の処理の他の例を説明するフローチャートである。
【０２４５】
ステップＳＰ１において、電源位相θ1（ｎ）、電源電圧ｖ1（ｎ）、電流位相指令β＊、およびｑ軸電流平均値指令｜ｉq（ｎ）＊｜を入力し、ステップＳＰ２において、ｉq(n)＊＝｜ｉq（ｎ）＊｜・ｓｉｎ2θ1（ｎ）の演算を行ってｑ軸電流指令ｉq（ｎ）＊を算出し、ステップＳＰ３において、ｉd（ｎ）＊＝−｜ｉq（ｎ）＊｜・ｔａｎβ＊−Ｋpv・｛ｖdc（ｎ）−ｖ1（ｎ）｝の演算を行ってｄ軸電流指令ｉd（ｎ）＊を算出し、そのまま元の処理に戻る。
【０２４６】
したがって、負荷と共にｑ軸電流が小さくなり、それに応答して一定に設定されるｄ軸電流指令の大きさが小さくなった場合にも、直流電圧と入力電圧（電源電圧）との偏差に応答して、ｄ軸電流の大きさを増大すべく補正が働き、モータ端子電圧を下げることができる。さらに、ｄ軸電流を制御する系を採用しているため、モータのインダクタンスの影響により電流に対する制御遅れが絶えず生じる電圧制御系（電流の検出を行わない制御系）を採用する場合に比べて、端子電圧を安定かつ、高速に制御することができる。そして、ひいては、入力電流の通電幅θを拡大でき、入力力率（電源力率）を向上できる。
【０２４７】
【発明の効果】
請求項１の発明は、構成を簡単化するとともに、制御を簡単化し、鉄損の増加を防止し、しかも電源力率を向上させることができるとともに、電源高調波を低減することができるという特有の効果を奏する。
【０２４８】
請求項２の発明は、電源力率を向上させることができるとともに、電源高調波を低減することができ、しかも直流電圧の利用率を著しく高めることができるという特有の効果を奏する。
【０２５０】
請求項３及び請求項４の発明は、請求項１または請求項２の効果に加え、データ処理の演算処理時間を殆ど増加させることなくキャリア周波数を高め、コンデンサ容量を小さくできることができるという特有の効果を奏する。
【０２５１】
請求項５の発明は、請求項１から請求項４の何れかの効果に加え、応答性を高めることができるとともに、制御を安定化することができるという特有の効果を奏する。
【０２５２】
請求項６の発明は、構成を簡単化するとともに、制御を簡単化し、高速回転時において、鉄損の増加を防止し、しかも電源力率を向上させることができるとともに、電源高調波を低減することができるという特有の効果を奏する。
【０２５３】
請求項７の発明は、構成を簡単化するとともに、制御を簡単化し、鉄損の増加を防止し、しかも電源力率を向上させることができるとともに、電源高調波を低減することができるという特有の効果を奏する。
【０２５４】
請求項８の発明は、電源力率を向上させることができるとともに、電源高調波を低減することができ、しかも直流電圧の利用率を著しく高めることができるという特有の効果を奏する。
【０２５６】
請求項９及び請求項１０の発明は、請求項７または請求項８の効果に加え、データ処理の演算処理時間を殆ど増加させることなくキャリア周波数を高め、コンデンサ容量を小さくできることができるという特有の効果を奏する。
【０２５７】
請求項１１の発明は、請求項７から請求項１０の何れかの効果に加え、応答性を高めることができるとともに、制御を安定化することができるという特有の効果を奏する。
【０２５８】
請求項１２の発明は、構成を簡単化するとともに、制御を簡単化し、高速回転時において、鉄損の増加を防止し、しかも電源力率を向上させることができるとともに、電源高調波を低減することができるという特有の効果を奏する。
【０２５９】
請求項１３の発明は、入力力率を向上するとともに、簡単な制御演算で、しかも、モータ電流の増加を防止し、モータ回転数に拘わらず効率を最大化することができるという特有の効果を奏する。
【０２６０】
請求項１４の発明は、ｄ軸電流を略一定に保持する場合であっても、負荷の変化に伴う力率の低下を防止することができるという特有の効果を奏する。
【０２６１】
請求項１５の発明は、入力力率を向上するとともに、簡単な制御演算で、しかも、モータ電流の増加を防止し、モータ回転数に拘わらず効率を最大化することができ、しかも、ｄ軸電流を略一定に保持する場合であっても、負荷の変化に伴う力率の低下を防止することができ、もしくは通電幅を確実に拡大して高力率化を達成することができるという特有の効果を奏する。
【０２６２】
請求項１６の発明は、入力力率を向上するとともに、簡単な制御演算で、しかも、モータ電流の増加を防止し、モータ回転数に拘わらず効率を最大化することができるという特有の効果を奏する。
【０２６３】
請求項１７の発明は、ｄ軸電流を略一定に保持する場合であっても、負荷の変化に伴う力率の低下を防止することができるという特有の効果を奏する。
【０２６４】
請求項１８の発明は、入力力率を向上するとともに、簡単な制御演算で、しかも、モータ電流の増加を防止し、モータ回転数に拘わらず効率を最大化することができ、しかも、ｄ軸電流を略一定に保持する場合であっても、負荷の変化に伴う力率の低下を防止することができ、もしくは通電幅を確実に拡大して高力率化を達成することができるという特有の効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明のインバータ制御方法が適用されたモータ制御装置の構成を示すブロック図である。
【図２】制御マイコンの内部構成を示すブロック図である。
【図３】制御マイコンにおける処理を説明するフローチャートである。
【図４】コンデンサレスインバータによる入力波形の改善を説明する原理図である。
【図５】速度リプルを説明する図である。
【図６】インバータ端子電圧と直流部の電圧波形の一例を示す図である。
【図７】最大出力時のシミュレーション結果を示す図である。
【図８】電流制御に必要な直流電圧のシミュレーション結果を示す図である。
【図９】複素平面上における円軌跡を説明する図である。
【図１０】インバータ電圧ベクトルを説明する図である。
【図１１】電圧時間積に着目してパルス幅を設定する処理を説明する概略図である。
【図１２】３相インバータをスイッチング制御し、ｕ相電流として波高値Ｉmが負荷に供給されている時の直流部の電流波形を模式的に示す図である。
【図１３】キャリアの高周波化を説明する図である。
【図１４】整流後の電圧リプルを除去するために大容量の平滑用コンデンサを有するインバータ制御装置の構成を示す電気回路図である。
【図１５】平滑用コンデンサおよびチョッパ回路を有するインバータ制御装置の構成を示す電気回路図である。
【図１６】ダイオード整流回路の出力端子間に小容量フィルムコンデンサを接続するとともに、３相分のインバータ主回路を接続してなるインバータを示す電気回路図である。
【図１７】図１６に示すインバータを制御し、所望の性能を得るために論文４に示された制御方法を実施するためのインバータ制御装置の構成を示すブロック図である。
【図１８】この発明のインバータ制御装置の他の実施態様を示すブロック図である。
【図１９】記憶した電流位相指令β＊をデータテーブルから参照するための位相指令発生部の構成の一例を示すブロック図である。
【図２０】従来のインバータを用いて制御を行った場合に、ＩＰＭモータが最大効率となる電流位相βを示す図である。
【図２１】フェーザ図である。
【図２２】この発明のインバータ制御装置のさらに他の実施態様の要部を示すブロック図である。
【図２３】負荷に応じてｄ軸電流ｉｄが変化した場合の直流電圧ｖｄｃの波形を示す図である。
【図２４】図２２のインバータ制御装置を具体化して示すブロック図である。
【図２５】図２４のインバータ制御装置の作用を説明する波形図である。
【図２６】この発明のインバータ制御方法が適用されるＩＰＭモータ制御システムの構成を示す図である。
【図２７】電源位相同期処理を説明するフローチャートである。
【図２８】電源位相発生処理を説明するフローチャートである。
【図２９】電流制御処理を説明するフローチャートである。
【図３０】図２９のステップＳＰ３の従来の処理を説明するフローチャートである。
【図３１】この発明による図２９のステップＳＰ３の処理の一例を説明するフローチャートである。
【図３２】この発明による図２９のステップＳＰ３の処理の他の例を説明するフローチャートである。
【符号の説明】
１  交流電源    ２  ダイオードブリッジ整流回路
３  インバータ    ４  モータ
５３  ｑ軸電流指令演算部    ５４  ｄ軸電流指令発生部
５５  ｑ軸比例制御部    ５６  ｄ軸比例制御部
７５  ｄ軸電流演算部    ７５ａ  ｄ軸電流指令補正値演算部
７５ａ１  絶対値演算部    ７５ａ２  減算部
７５ａ３  比例ゲイン部    ７５ｂ  加算
【図１】
0004718041.tif 000024
【図２】
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【図３】
0004718041.tif 000026
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
0004718041.tif 000039
【図１７】
0004718041.tif 000040
【図１８】
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【図１９】
0004718041.tif 000042
【図２０】
0004718041.tif 000043
【図２１】
0004718041.tif 000044
【図２２】
0004718041.tif 000045
【図２３】
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【図２４】
0004718041.tif 000047
【図２５】
0004718041.tif 000048
【図２６】
0004718041.tif 000049
【図２７】
0004718041.tif 000050
【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
0004718041.tif 000053
【図３１】
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【図３２】
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