(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
共振回路を含みスイッチング素子をスイッチング制御することで直流電源の直流電力を高周波電力に変換して蛍光灯に供給する電力変換部と、前記蛍光灯の調光比に応じた基準値を前記電力変換部の高周波出力と比較し該高周波出力を前記基準値に一致させる方向へスイッチング周波数を変化させて調整するフィードバック部とを備え、
該フィードバック部は、前記高周波出力に対応する検出電圧と前記基準値に対応する基準電圧との差分を増幅する誤差増幅器を有し、フィードバックの回路網関数が前記蛍光灯の熱力学特性によって数百Ｈｚのオーダーの極を生じる蛍光灯点灯装置において、
前記誤差増幅器は、反転入力端子に前記検出電圧が入力されるとともに非反転入力端子に前記基準電圧が入力されるオペアンプと、前記反転入力端子に直列接続される入力抵抗と、前記オペアンプの出力端子と前記反転入力端子との間に接続され、第２の抵抗と第２のコンデンサの並列回路からなるインピーダンス素子と、前記入力抵抗と並列に接続される第１の抵抗及び第１のコンデンサの直列回路とを具備して、前記入力抵抗と前記インピーダンス素子と前記オペアンプとにより前記高周波出力に対する前記検出電圧を積分して前記数百Ｈｚにおける位相を９０度近くまで遅れさせるとともに、前記基準電圧と比較するものであって、
前記第１の抵抗および前記第１のコンデンサの直列回路による進相回路で前記数百Ｈｚにおける位相の遅れを少なくして安定してフィードバック制御する
ことを特徴とする蛍光灯点灯装置。
【請求項２】
前記第１の抵抗の抵抗値をＲ１、第１のコンデンサの容量値をＣ１、円周率をπとしたとき、０．１ｋＨｚ≦１／（２π×Ｃ１×Ｒ１）≦１０ｋＨｚの関係を満たすように前記第１の抵抗の抵抗値及び前記第１のコンデンサの容量値が設定される
ことを特徴とする請求項１記載の蛍光灯点灯装置。
【請求項３】
前記第１の抵抗の抵抗値をＲ１、前記第２の抵抗の抵抗値をＲ２、前記入力抵抗の抵抗値をＲ３、前記第１のコンデンサの容量値をＣ１、前記第２のコンデンサの容量値をＣ２、円周率をπとしたとき、１／（２π×Ｃ２×Ｒ２）≦１／｛２π×Ｃ１×（Ｒ１＋Ｒ３）｝の関係を満たすように前記第１の抵抗、前記第２の抵抗、前記入力抵抗の各抵抗値及びに前記第１及び第２のコンデンサの容量値が設定される
ことを特徴とする請求項１記載の蛍光灯点灯装置。
【請求項４】
前記第１の抵抗の抵抗値をＲ１、前記入力抵抗の抵抗値をＲ３としたとき、０．０５≦Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ３）≦０．５の関係を満たすように前記第１の抵抗及び前記入力抵抗の各抵抗値が設定される
ことを特徴とする請求項１又は２又は３記載の蛍光灯点灯装置。
【請求項５】
前記誤差増幅器は、さらに、前記第１の入力端子とグランドの間に接続される第３のコンデンサを具備し、前記第２の抵抗の抵抗値をＲ２、前記第３のコンデンサの容量値をＣ３、円周率をπとしたとき、１／（２π×Ｒ２×Ｃ３）＞１ｋＨｚの関係を満たすように前記第２の抵抗の抵抗値及び前記第３のコンデンサの容量値が設定される
ことを特徴とする請求項１〜４の何れかに記載の蛍光灯点灯装置。
【請求項６】
前記入力抵抗の前段にローパスフィルタが設けられ、該ローパスフィルタのカットオフ周波数が１ｋＨｚよりも大きい値に設定される
ことを特徴とする請求項１〜４の何れかに記載の蛍光灯点灯装置。
【請求項７】
前記フィードバック部は、前記電力変換部の前記スイッチング素子に流れるスイッチング電流を前記高周波出力として前記基準値と比較する
ことを特徴とする請求項１〜６の何れかに記載の蛍光灯点灯装置。
【請求項８】
前記フィードバック部は、前記蛍光灯に流れるランプ電流を前記高周波出力として前記基準値と比較する
ことを特徴とする請求項１〜６の何れかに記載の蛍光灯点灯装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高周波電力を供給して蛍光灯を点灯する蛍光灯点灯装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
（従来例１）
図１４に示すように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をスイッチング制御することで直流電源Ｖdcの直流電力を高周波電力に変換して放電灯ＦＬに供給する電力変換部１と、放電灯ＦＬの調光比に応じた基準値を電力変換部１の高周波出力と比較し該高周波出力を基準値に一致させる方向へスイッチング制御の制御量を調整するフィードバック部２とを備えた放電灯点灯装置が提供されている。電力変換部１は、例えば直流電源Ｖdcの両極間に接続される一対のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、何れか一方のスイッチング素子Ｑ１又はＱ２の両端に接続されるインダクタ及びコンデンサ（何れも図示せず）の共振回路とを有するインバータ回路からなり、一対のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオン／オフ（スイッチング）することで直流電力を高周波電力に変換するものであって、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数を変化させて高周波電力を増減することにより放電灯ＦＬの調光が可能である。尚、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がバイポーラトランジスタからなる場合には、それぞれ逆方向に電流を流すためのダイオードＤ１，Ｄ２が逆並列に接続される。
【０００３】
フィードバック部２は高周波出力に対応する検出電圧Ｖｓと基準値に対応する基準電圧Ｖｄとの差分を増幅する誤差増幅器３と、Ｖ−ｆ変換器４と、ドライバ回路５とを有する。誤差増幅器３は、反転入力端子に検出電圧Ｖｓが入力されるとともに非反転入力端子に基準電圧Ｖｄが入力されるオペアンプＯＰと、反転入力端子に直列接続される入力抵抗Ｒ３と、オペアンプＯＰの出力端子と反転入力端子との間に接続される抵抗Ｒ２及びコンデンサＣ２の並列回路とを具備する。Ｖ−ｆ変換器４は誤差増幅器３の出力電圧を周波数に変換して出力し、ドライバ回路５はＶ−ｆ変換器４から出力された周波数に応じて検出電圧Ｖｓと基準電圧Ｖｄとの差分をゼロとする方向へスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数を調整する。すなわち、電力変換部１はフィードバック部２により基準値（基準電圧）に応じた高周波電力を出力するようにフィードバック制御されるのである。
【０００４】
図１５は放電灯ＦＬを抵抗負荷とみなしたときの電力変換部１の電圧−電流特性を示しており、実線イが放電灯ＦＬの静特性、破線ロが放電灯ＦＬの定格出力付近の電圧−電流特性、一点破線ハが低光束調光時の電圧−電流特性をそれぞれ表している。尚、ここでいう低光束調光は定格点灯時の光束を１００％としたときに２５％以下に光束を減少させることを意味している。電力変換部１のスイッチング周波数を一定とすると、定格点灯においては実線イと破線ロが一点Ａでのみ交わるから、基本的にはフィードバック制御を行わなくても安定点灯が可能である。ところが、低光束調光時の電圧−電流特性を表す一点破線ハと放電灯ＦＬの静特性を表す実線イとは２つの交点Ｂ１，Ｂ２を持つので、フィードバック部２によるフィードバック制御を行わなければ放電灯ＦＬのちらつきや所謂ジャンプ現象といった不安定な動作をしてしまう。これを回避するには、電力変換部１の電圧−電流特性（一点破線ハ）を定電流特性に近付けて放電灯ＦＬの静特性（実線イ）との交点を一つにすることが考えられるが、このためには電力変換部１が有する共振回路のインダクタンス値を大きくしなければならない。しかしながら、インダクタンス値を大きくすれば、定格出力を得るために直流電源Ｖdcの直流電圧を上げる必要があり、また、ストレスに耐え得るだけの直流重畳特性を得るためには共振回路のインダクタを大型化する必要があり、放電灯点灯装置のコストアップは免れないことになる。従って、上述のように電力変換部１における共振電流やランプ電流などの電気量を検出してフィードバック制御する方法が一般的に採用されている。
【０００５】
通常、上述のようなフィードバック部２におけるフィードバック制御はスイッチング周波数によって決まる一周期の電気量（電流、電力など）の安定化を図るものであるので、スイッチング周波数以上の周波数の影響をほとんど受けないように設計される。これはスイッチング周波数に比べてかなり低い周波数にフィードバックの回路網関数が極を持つようなものである。ところが、蛍光灯などの放電灯ＦＬにおける熱力学特性は動作点及び周囲温度にも依存する変化を持って数百Ｈｚオーダーの極を生じる。そのため、低光束調光時（特に低温時）において、フィードバック部２の応答性が放電灯ＦＬの挙動に追随できないと、フィードバックループ内に発振が生じてしまう。この発振はフィードバック部２の出力に現れ、その出力に応じて電力変換部１のスイッチング周波数が変調されるため、図１６に示すように放電灯ＦＬに流れるランプ電流の包絡線が発振し、結果的にランプ電流のクレストファクタが悪化し、ちらつきや、ランプ電流の低下したところでアークの消滅を引き起こす虞がある。ここで、図１６（ａ）はランプ電流の波形図、（ｂ）はドライブ回路５からスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に与えられる駆動信号の周波数の時間変化図をそれぞれ示している。
【０００６】
（従来例２）
上記従来例１の不具合を改善した放電灯点灯装置の一例を図１７に示す（特許文献１参照）。電力変換部１は電界効果トランジスタからなるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ローサイドのスイッチング素子Ｑ２の両端に直流カット用のコンデンサＣｄを介して接続されたインダクタＬｘ及びコンデンサＣｘの共振回路とで構成され、コンデンサＣｘの両端に放電灯ＦＬが接続されている。また、フィードバック部２は誤差増幅器３、Ｖ−ｆ変換器４、ドライバ回路５で構成される点は従来例１と共通であるが、誤差増幅器３がオペアンプＯＰの反転入力端子と出力端子の間にコンデンサＣ２のみが接続されるとともに反転入力端子とグランドの間にコンデンサＣ４が接続されて構成される点が従来例１と異なっている。尚、検出電圧Ｖｓはローサイドのスイッチング素子Ｑ２に直列接続された検出抵抗Ｒ１０の両端電圧からとっている。
【０００７】
図１８に従来例２における誤差増幅器３の周波数−ゲイン特性（破線ニ）と、従来例１における誤差増幅器３の周波数−ゲイン特性（一点破線ホ）とを示す（但し、周波数軸及びゲイン軸は何れも対数）。従来例１の誤差増幅器３はオペアンプＯＰの反転入力端子と出力端子の間に抵抗Ｒ２が接続されており、この抵抗Ｒ２と入力抵抗Ｒ３との比（Ｒ２／Ｒ３）によって誤差増幅器３の直流ゲインが決定される。これに対して従来例２の誤差増幅器３では、理想的なオペアンプＯＰであれば実線ヘで示すように直流ゲインが直線状になって無限大まで取り得るが、実際にはオペアンプＯＰが持つ最大ゲインＡmaxによって制限されるため、従来例１の誤差増幅器３との違いは直流ゲインの違いだけとなる。而して、このフィードバック部２では、抵抗Ｒ１０の両端電圧を入力抵抗Ｒ３とコンデンサＣ４からなる積分回路で積分した検出電圧Ｖｘと基準電圧Ｖｄの差分を誤差増幅器３で増幅し、Ｖ−ｆ変換器４とドライバ回路５を介して検出電圧Ｖｘと基準電圧Ｖｄの差分が小さくなるようにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数を制御しており、入力抵抗Ｒ３とコンデンサＣ２，Ｃ４で決まる時定数をスイッチング周波数ｆの逆数以上且つ１００μｓ以下の範囲に設定することによって従来例１の不具合を改善している。
【０００８】
（従来例３）
上記従来例１の不具合を改善した放電灯点灯装置の他の例を図１９に示す（特許文献２参照）。この従来例３と従来例２との回路構成上の相違点は、コンデンサＣ４がない点と、抵抗Ｒ１１及びコンデンサＣ１１の直列回路がコンデンサＣ２と並列に接続されている点と、放電灯ＦＬに流れるランプ電流をランプ電流検出回路６で検出した検出電圧を誤差増幅器３に入力している点とにあり、その他の構成は共通である。この従来例３では、抵抗Ｒ１１の抵抗値とコンデンサＣ１１の容量値とで決まるカットオフ周波数１／（２π×Ｒ１１×Ｃ１１）の零点を導入することにより、従来例１で説明した放電灯ＦＬの周波数特性に生じる極を打ち消して、ランプ電流の包絡線の発振を抑えるようにしている。尚、従来例３におけるコンデンサＣ２はコンデンサＣ１１に比較して遙かに小さい容量値しか持たないものであり、電力変換部１のスイッチング周波数において十分に低いゲインとするために付加されている。
【特許文献１】特開２０００−３０８８７号公報
【特許文献２】特開平６−２２３９７９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
ここで、図２０は従来例１における誤差増幅器３のボード線図を破線トで表し、従来例２における誤差増幅器３のボード線図を実線チで表している。但し、ｆｓは電力変換部１のスイッチング周波数である。実線チ上の点Ａは、入力抵抗Ｒ３とコンデンサＣ２，Ｃ４で決まる時定数がスイッチング周波数ｆの逆数以上且つ１００μｓ以下の範囲に収まるという条件を満たしており、従来例１におけるジャンプ現象等の不具合が改善可能である。しかしながら、スイッチング周波数ｆｓにおけるゲインを比較した場合、従来例１におけるゲイン（点Ｃ）よりも従来例２におけるゲイン（点Ｂ）が増加しており、スイッチング周波数ｆｓあるいはそれ以上の周波数成分の影響が大きくなり、フィードバック部２におけるフィードバック制御が不安定になる虞がある。すなわち、一般的に電力変換部１の出力を増大させる場合にはスイッチング周波数ｆｓを低くし、放電灯ＦＬの定格点灯時にスイッチング周波数ｆｓが最も低くなり、且つスイッチング周波数ｆｓが低くなるに従って誤差増幅器３のゲインが増加するので、定格点灯時にフィードバック制御が不安定になる虞がある。また放電灯ＦＬの光出力を下限まで落とした調光下限時、特に放電灯ＦＬのインピーダンス値が上昇する低温時において、放電灯ＦＬの印加電圧（電力変換部１の出力電圧）の上昇に対して放電灯ＦＬの点灯を維持するために、フィードバック部２におけるフィードバック制御のスイッチング周波数ｆｓの変化幅が定格点灯時等に比べて非常に大きくなり、電力変換部１のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に過大なストレスが加わったり、インダクタＬｘから騒音発生といった新たな問題が生じる虞があった。ここで、図２１は上述の調光下限時にフィードバック制御を行ったときのランプ電流並びにスイッチング周波数ｆｓの発振の様子を表している。
【００１０】
一方、従来例３においては、既に説明したように従来例１の不具合が改善できるとともにコンデンサＣ２によってスイッチング周波数ｆｓにおけるゲインを低くしていることから従来例２のようにフィードバック制御が不安定になることを抑えることが可能である。尚、従来例３における誤差増幅器３では直流ゲインがオペアンプＯＰが持つ最大ゲインで制約され、オペアンプＯＰのばらつきや最大ゲインの変動によりフィードバックループの極にばらつきや変動を生じることになるので、実用上は従来例１のようにコンデンサＣ２と並列に抵抗Ｒ２を接続して安定に動作するようにしている。ここで、抵抗Ｒ２を含めた誤差増幅器３の伝達関数Ｇ２（ｓ）は、下記の式１で表される。
【００１１】
【数１】
0004676685.tif 000002
【００１２】
尚、ｓはラプラス演算子を表し、基準電圧Ｖｄはゼロとしている。また比較のために従来例１における誤差増幅器３の伝達関数Ｇ１（ｓ）を求めると下記の式２で表される。
【００１３】
【数２】
0004676685.tif 000003
【００１４】
式１の右辺第２項の分子（ｓＣ１１Ｒ１１＋１）がフィードバック制御の周波数応答の零点であり、Ｃ１１Ｒ１１の値を放電灯ＦＬの動特性の極を打ち消すように選択することでランプ電流包絡線の発振を抑えることができる。しかしながら、式１の右辺第２項の分母で決まるフィードバック制御の極はＲ２，Ｃ２，Ｒ１１，Ｃ１１の４つの変数を適切に設定しなければならず、また従来例１の抵抗Ｒ２及びコンデンサＣ２の値から大きく変更することを余儀なくされる。従来の放電灯点灯装置において、種々の放電灯に対して電力変換部１や検出回路の回路定数、その他の周辺回路の回路定数がそれぞれ最適値に設定されており、さらなる低光束調光の実現に向けて従来例２の構成を採用すると、フィードバック部２（誤差増幅器３）の回路定数を一から設計し直す必要があった。
【００１５】
本発明は上記事情に鑑みて為されたものであり、その目的は、低光束調光時のランプ電流の発振を抑えてクレストファクタの低減及びちらつきや立ち消えを防止するとともに安定したフィードバック制御が可能な蛍光灯点灯装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
請求項１の発明は、上記目的を達成するために、共振回路を含みスイッチング素子をスイッチング制御することで直流電源の直流電力を高周波電力に変換して蛍光灯に供給する電力変換部と、蛍光灯の調光比に応じた基準値を前記電力変換部の高周波出力と比較し該高周波出力を前記基準値に一致させる方向へスイッチング周波数を変化させて調整するフィードバック部とを備え、該フィードバック部は、前記高周波出力に対応する検出電圧と前記基準値に対応する基準電圧との差分を増幅する誤差増幅器を有し、フィードバックの回路網関数が前記蛍光灯の熱力学特性によって数百Ｈｚのオーダーの極を生じる蛍光灯点灯装置において、前記誤差増幅器は、反転入力端子に前記検出電圧が入力されるとともに非反転入力端子に前記基準電圧が入力されるオペアンプと、前記反転入力端子に直列接続される入力抵抗と、前記オペアンプの出力端子と前記反転入力端子との間に接続され、第２の抵抗と第２のコンデンサの並列回路からなるインピーダンス素子と、前記入力抵抗と並列に接続される第１の抵抗及び第１のコンデンサの直列回路とを具備して、前記入力抵抗と前記インピーダンス素子と前記オペアンプとにより前記高周波出力に対する前記検出電圧を積分して前記数百Ｈｚにおける位相を９０度近くまで遅れさせるとともに、前記基準電圧と比較するものであって、前記第１の抵抗および前記第１のコンデンサの直列回路による進相回路で前記数百Ｈｚにおける位相の遅れを少なくして安定してフィードバック制御することを特徴とする。
【００１７】
この発明によれば、第１の抵抗の抵抗値及び第１のコンデンサの容量値を適当な値に設定することにより、低光束調光時のランプ電流の発振を抑えてクレストファクタの低減及びちらつきや立ち消えが防止できるとともに安定したフィードバック制御が可能となる。
【００１８】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記第１の抵抗の抵抗値をＲ１、第１のコンデンサの容量値をＣ１、円周率をπとしたとき、０．１ｋＨｚ≦１／（２π×Ｃ１×Ｒ１）≦１０ｋＨｚの関係を満たすように前記第１の抵抗の抵抗値及び前記第１のコンデンサの容量値が設定されることを特徴とする。
【００１９】
この発明によれば、より効果的に低光束調光時の安定点灯が実現可能となる。
【００２０】
請求項３の発明は、請求項１の発明において、前記第１の抵抗の抵抗値をＲ１、前記第２の抵抗の抵抗値をＲ２、前記入力抵抗の抵抗値をＲ３、前記第１のコンデンサの容量値をＣ１、前記第２のコンデンサの容量値をＣ２、円周率をπとしたとき、１／（２π×Ｃ２×Ｒ２）≦１／｛２π×Ｃ１×（Ｒ１＋Ｒ３）｝の関係を満たすように前記第１の抵抗、前記第２の抵抗、前記入力抵抗の各抵抗値及びに前記第１及び第２のコンデンサの容量値が設定されることを特徴とする。
【００２１】
この発明によれば、より効果的に低光束調光時の安定点灯が実現可能となる。
【００２２】
請求項４の発明は、請求項１又は２又は３の発明において、前記第１の抵抗の抵抗値をＲ１、前記入力抵抗の抵抗値をＲ３としたとき、０．０５≦Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ３）≦０．５の関係を満たすように前記第１の抵抗及び前記入力抵抗の各抵抗値が設定されることを特徴とする。
【００２３】
この発明によれば、より効果的に低光束調光時の安定点灯が実現可能となる。
【００２４】
請求項５の発明は、請求項１〜４の何れかの発明において、前記誤差増幅器は、さらに、前記第１の入力端子とグランドの間に接続される第３のコンデンサを具備し、前記第２の抵抗の抵抗値をＲ２、前記第３のコンデンサの容量値をＣ３、円周率をπとしたとき、１／（２π×Ｒ２×Ｃ３）＞１ｋＨｚの関係を満たすように前記第２の抵抗の抵抗値及び前記第３のコンデンサの容量値が設定されることを特徴とする。
【００２５】
この発明によれば、高周波出力に含まれるノイズ成分による誤動作が防止できる。
【００２６】
請求項６の発明は、請求項１〜４の何れかの発明において、前記入力抵抗の前段にローパスフィルタが設けられ、該ローパスフィルタのカットオフ周波数が１ｋＨｚよりも大きい値に設定されることを特徴とする。
【００２７】
この発明によれば、高周波出力に含まれるノイズ成分による誤動作が防止できる。
【００２８】
請求項７の発明は、請求項１〜６の何れかの発明において、前記フィードバック部は、前記電力変換部のスイッチング素子に流れるスイッチング電流を前記高周波出力として前記基準値と比較することを特徴とする。
【００２９】
請求項８の発明は、請求項１〜６の何れかの発明において、前記フィードバック部は、前記蛍光灯に流れるランプ電流を前記高周波出力として前記基準値と比較することを特徴とする。
【発明の効果】
【００３０】
本発明によれば、第１の抵抗の抵抗値及び第１のコンデンサの容量値を適当な値に設定することにより、低光束調光時のランプ電流の発振を抑えてクレストファクタの低減及びちらつきや立ち消えが防止できるとともに安定したフィードバック制御が可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３１】
（実施形態１）
本実施形態は、図１に示すように従来例１とほぼ共通の回路構成を有し、誤差増幅器３を構成するオペアンプＯＰの入力抵抗Ｒ３に抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１の直列回路を並列接続した点に特徴がある。但し、他の構成は従来例１と共通であるから、共通の構成要素には同一の符号を付して説明を省略する。
【００３２】
フィードバック部２では高周波出力に対応する検出電圧Ｖｓと基準値に対応する基準電圧Ｖｄとの差分を誤差増幅器３で増幅し、検出電圧Ｖｓが基準電圧Ｖｄよりも高ければＶ−ｆ変換器４とドライバ回路５を介してスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数を上昇方向へ制御することで電力変換部１の出力を低下させ、反対に検出電圧Ｖｓが基準電圧Ｖｄよりも低ければＶ−ｆ変換器４とドライバ回路５を介してスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数を下降方向へ制御することで電力変換部１の出力を増大させている。このようなフィードバック部２のフィードバック制御によって放電灯ＦＬへの供給電力を一定値に維持し、基準電圧Ｖｄを変化させることで放電灯ＦＬへの供給電力を増減して放電灯ＦＬを調光可能としている。
【００３３】
ここで、本発明者は従来例１における誤差増幅器３の回路定数（抵抗Ｒ２，Ｒ３の抵抗値やコンデンサＣ２）を変更して周波数特性や位相特性を求める実験を行った結果、図２０に示した誤差増幅器３の破線トで表されるボード線図の場合、図１６に示すように放電灯ＦＬに流れるランプ電流の包絡線の発振周波数が、図２０において位相が−９０ｄｅｇとなる付近の周波数、すなわち本実施形態における抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２で決まるカットオフ周波数ｆｃ（＝１／２πＣ２Ｒ２）の約１０倍付近にあることを見いだした。但し、放電灯ＦＬの出力レベルや周囲温度により、放電灯ＦＬの特性の違いに起因して上記発振周波数は変化するものと考えられる。
【００３４】
ここで２つの例のランプ電流、スイッチング周波数、ランプ電流の包絡線の発振周波数並びにカットオフ周波数ｆｃの関係を図２に示し、各例のボード線図を図３に示す。すなわち、第１例では図２に示すようにカットオフ周波数ｆｃが約４８Ｈｚであるときにランプ電流の包絡線の発振周波数が約５３０Ｈｚとなり、第２例では図２に示すようにカットオフ周波数ｆｃが約１６０Ｈｚであるときにランプ電流の包絡線の発振周波数が約１ｋＨｚとなっていた。図２から明らかなように、ランプ電流の包絡線の周波数が１ｋＨｚ付近若しくはそれ以上になると、ランプ電流の発振振幅が減少してクレストファクタが低減されているので、ちらつきが低減できるとともに一時的に電力変換部１の出力が低下して放電灯ＦＬが立ち消えを起こすこともない。つまり、１ｋＨｚ付近での位相が−９０ｄｅｇよりも大きくなるように設定すれば、ランプ電流の発振振幅を抑制してクレストファクタを低減し、ちらつきや立ち消えを抑えることが可能である。
【００３５】
ここで、本実施形態における誤差増幅器３の伝達関数Ｇ０（ｓ）を求めると下記の式３で表される。
【００３６】
【数３】
0004676685.tif 000004
【００３７】
上記式３で表される本実施形態における誤差増幅器３の伝達関数Ｇ０（ｓ）、並びに式１で表される従来例２における誤差増幅器３の伝達関数Ｇ２（ｓ）のボード線図を図４に示し、実線リがＧ０（ｓ）のゲイン及び位相、破線チがＧ１（ｓ）のゲイン及び位相、一点破線ルがＧ２（ｓ）のゲイン及び位相をそれぞれ表している。また、伝達関数Ｇ０（ｓ）をＧ１（ｓ）とＧａ（ｓ）に分けたボード線図を図５に示し、破線ヲがＧ１（ｓ）のゲイン及び位相、実線ワがＧａ（ｓ）のゲイン及び位相をそれぞれ表している。但し、放電灯ＦＬや電力変換部１の回路定数などによって誤差増幅器３に必要なゲイン（直流ゲイン）が変わるため、図４及び図５では縦軸のゲイン値を明記していない。
【００３８】
式３から明らかなように、本実施形態における誤差増幅器３の伝達関数Ｇ０（ｓ）は、従来例１における誤差増幅器３の伝達関数Ｇ１（ｓ）とＧａ（ｓ）との積で表される。これは図５のボード線図上において、ゲイン及び位相とも２つの伝達関数Ｇ１（ｓ），Ｇａ（ｓ）の和が伝達関数Ｇ０（ｓ）となることを示している。従って、伝達関数Ｇａ（ｓ）の特性のみに着目して回路定数を設定することにより、従来の放電灯点灯装置から簡単に調光下限を引き下げることが可能となる。この点において、大幅な回路定数の変更が必要となる従来例３に比較して本実施形態が設計上有利となる。また、上述のように１ｋＨｚ付近での位相が−９０ｄｅｇよりも大きくなるようにした場合、図４に示すようにスイッチング周波数ｆｓ付近での誤差増幅器３のゲインを従来例２における誤差増幅器３のゲインよりも減少させることができる。
【００３９】
而して、本実施形態における低光束調光時のランプ電流並びにスイッチング周波数を計測したところ、図６に示すようにランプ電流のクレストファクタを１．５以下にまで抑えることができ、目視によるちらつきも確認されなかった。また、スイッチング周波数ｆｓの変動幅も抑えられており、インダクタによる騒音などの不具合も問題はなかった。さらに、定格点灯時の動作確認も行ったが、従来例２のような不安定な動作も生じなかった。
【００４０】
ところで、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１で決まるカットオフ周波数ｆp2（＝１／２πＣ１Ｒ１）を変えて誤差増幅器３のゲイン特性及び位相特性を調べたところ、図７に示す結果が得られた。ここで、図７における破線ｄはカットオフ周波数ｆp2を低くした場合の伝達関数Ｇ０（ｓ）、一点破線ｅはカットオフ周波数ｆp2を高くした場合の伝達関数Ｇ０（ｓ）、実線ｆはカットオフ周波数ｆp2をその中間とした場合の伝達関数Ｇ０（ｓ）のゲイン特性及び位相特性をそれぞれ示している。上述のように従来例１〜３の課題を解決するには１ｋＨｚ付近における誤差増幅器３の位相を−９０ｄｅｇよりも大きくすることが必要であるが、カットオフ周波数ｆp2を低くすると従来例１における位相特性に近付いてしまうことから、少なくともカットオフ周波数ｆp2を０．１ｋＨｚ以上に設定する必要のあることが判った。一方、カットオフ周波数ｆp2を高くすると１ｋＨｚ付近での位相は大きくなるが、それとともにスイッチング周波数付近のゲインも上昇してしまうことから、カットオフ周波数ｆp2は少なくとも１０ｋＨｚ以下とし、好適には１ｋＨｚ以下に設定することが望ましいことが判った。すなわち、カットオフ周波数ｆp2が０．１ｋＨｚ以上且つ１０ｋＨｚ以下、好適には０．１ｋＨｚ以上且つ１ｋＨｚ以下の関係を満たすようにコンデンサＣ１の容量値及び抵抗Ｒ１の抵抗値を設定すれば、一層効果的に低光束調光時の安定点灯が実現可能となる。
【００４１】
尚、図８に示すように電力変換部１を従来例２と同様のハーフブリッジ型のインバータ回路で構成し、ローサイドのスイッチング素子Ｑ２に直列接続された検出素子Ｚ１の両端電圧（検出電圧Ｖｓ）をフィードバック部２に入力して基準電圧Ｖｄと比較する構成とすれば、放電灯ＦＬへの供給電力を安定化することが可能であり、図９に示すように従来例３と同様のランプ電流検出回路６で放電灯ＦＬに流れるランプ電流を検出した検出電圧Ｖｘをフィードバック部２に入力して基準電圧Ｖｄと比較する構成とすれば、放電灯ＦＬに流れるランプ電流を安定化することが可能である。
【００４２】
（実施形態２）
ところで実施形態１の回路構成において、入力抵抗Ｒ３とコンデンサＣ１及び抵抗Ｒ１の並列回路におけるカットオフ周波数ｆz1（＝１／２πＣ１（Ｒ１＋Ｒ３））と、オペアンプＯＰの入出力間に並列接続されているコンデンサＣ２及び抵抗Ｒ２のカットオフ周波数ｆｃとの値が近くなるように抵抗Ｒ１〜Ｒ３の抵抗値及びコンデンサＣ１，Ｃ２の容量値を設定したときの誤差増幅器３のゲイン特性及び位相特性を調べたところ、図１０に示す結果が得られた。ここで、図１０における破線ｇはスイッチング周波数付近のゲインを実施形態１とほぼ等しくした場合の伝達関数Ｇ０（ｓ）、一点破線ｈは１ｋＨｚ付近での位相を実施形態１とほぼ等しくした場合の伝達関数Ｇ０（ｓ）、実線ｉはｆz1とｆｃの値を近付けていない場合の伝達関数Ｇ０（ｓ）のゲイン特性及び位相特性をそれぞれ示している。一点破線ｈではスイッチング周波数付近のゲインが高くなっており、破線ｇでは従来例１の特性に近いものとなっている。すなわち、カットオフ周波数ｆz1を高くすれば一点破線ｈに対してゲインを抑えつつ位相を補償することが可能であり、これらのことから少なくともｆｃ≦ｆz1の関係を満たすように抵抗Ｒ１〜Ｒ３の抵抗値及びコンデンサＣ１，Ｃ２の容量値を設定すれば、より効果的に低光束調光時の安定点灯が実現可能となる。
【００４３】
（実施形態３）
実施形態１の回路構成において、カットオフ周波数ｆp2を略一定とする条件下で入力抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ１の和と、抵抗Ｒ１との比ｋ（＝Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ３））を変えて誤差増幅器３のゲイン特性及び位相特性を調べたところ、図１１に示す結果が得られた。ここで、図１１における破線ｊは上記比ｋを大きくした場合の伝達関数Ｇ０（ｓ）、一点破線ｍは上記比ｋを小さくした場合の伝達関数Ｇ０（ｓ）、実線ｎは上記比ｋをその中間とした場合の伝達関数Ｇ０（ｓ）のゲイン特性及び位相特性をそれぞれ示している。破線ｊからは比ｋを大きく、すなわち１に近付けることは抵抗Ｒ１の抵抗値を大きくすることであり、これにより従来例１の特性に近付くことが判る。そのため、１ｋＨｚ付近で望ましい位相とするために、比ｋの値に上限を設定する必要があり、実験結果などからｋ≦０．５とすることが望ましいことが判った。一方、一点破線ｍから比ｋを小さくすると、１ｋＨｚ付近での位相が大きくなるが、それとともにスイッチング周波数付近のゲインが上昇するから、ゲインをある程度制限するために比ｋの値に下限を設定する必要があり、実験結果などからｋ≧０．０５とすることが望ましいことが判った。
【００４４】
而して、上記比ｋが０．０５≦ｋ≦０．５の関係を満たすように抵抗Ｒ１，Ｒ３の抵抗値を設定すれば、より効果的に低光束調光時の安定点灯が実現可能となる。
【００４５】
（実施形態４）
本実施形態は、図１２に示すように実施形態１とほぼ共通の回路構成を有し、誤差増幅器３を構成するオペアンプＯＰの反転入力端子とグランド（基準電位）との間にコンデンサＣ３を接続するとともに、抵抗Ｒ２とコンデンサＣ３で決まるカットオフ周波数ｆp3（＝１／２πＣ３Ｒ２）が１ｋＨｚよりも大きくなるようにコンデンサＣ３の容量値を設定した点に特徴がある。但し、他の構成は実施形態１と共通であるから、共通の構成要素には同一の符号を付して説明を省略する。
【００４６】
而して、図１２に示した回路構成ではスイッチング素子Ｑ２に流れるスイッチング電流の検出電圧Ｖｓを誤差増幅器３に入力しており、この検出電圧Ｖｓに含まれる高周波成分がノイズとなってフィードバック部２が誤動作する虞があるが、本実施形態では検出電圧Ｖｓが入力するオペアンプＯＰの反転入力端とグランドの間にコンデンサＣ３を接続することで高周波成分（ノイズ）を低減し、フィードバック部２の誤動作を防止することができる。
【００４７】
一方、コンデンサＣ３は誤差増幅器３の周波数特性に影響を与え、抵抗Ｒ３，Ｒ１やコンデンサＣ１を取り外したときに上記カットオフ周波数ｆp3に極を持つことになる。位相を補償したい周波数（１ｋＨｚ）付近にこの極があるとすると、実際にはカットオフ周波数ｆp3の１０分の１の周波数から位相が遅れるので、実施形態１で説明した効果が低下し、ひいては従来例１のような不具合が現れる虞がある。このことから、カットオフ周波数ｆp3は少なくとも１ｋＨｚよりも高くする必要があり、好適には１０ｋＨｚ以上となるようにコンデンサＣ３の容量値を設定することが望ましい。そうすれば、高周波ノイズによるフィードバック部２の誤動作を防止しつつ実施形態１と同様の効果を奏し得る。
【００４８】
（実施形態５）
本実施形態は、図１３に示すように実施形態１とほぼ共通の回路構成を有し、誤差増幅器３の前段に抵抗Ｒ４とコンデンサＣ４からなるローパスフィルタ７を設けるとともに、ローパスフィルタ７のカットオフ周波数ｆｘ（＝１／２πＣ４Ｒ４）が１ｋＨｚよりも大きくなるように抵抗Ｒ４の抵抗値及びコンデンサＣ４の容量値を設定した点に特徴がある。但し、他の構成は実施形態１と共通であるから、共通の構成要素には同一の符号を付して説明を省略する。
【００４９】
而して、本実施形態も実施形態４と同様にスイッチング素子Ｑ２に流れるスイッチング電流の検出電圧Ｖｓに含まれる高周波成をローパスフィルタ７により低減し、フィードバック部２の誤動作を防止することができる。しかしながら、抵抗Ｒ４及びコンデンサＣ４が誤差増幅器３の周波数特性に影響を与え、上記カットオフ周波数ｆｘに極を持つことにより、実際にはカットオフ周波数ｆｘの１０分の１の周波数から位相が遅れるので、実施形態１で説明した効果が低下し、ひいては従来例１のような不具合が現れる虞がある。このことから、カットオフ周波数ｆｘを少なくとも１ｋＨｚよりも高くする必要があり、好適には１０ｋＨｚ以上となるように抵抗Ｒ４の抵抗値及びコンデンサＣ４の容量値を設定することが望ましい。但し、抵抗Ｒ４の抵抗値を大きくしすぎると、ローパスフィルタ７を含めたフィードバック部２の直流ゲインが小さくなって必要なゲインが得られなくなるので、入力抵抗Ｒ３に対してローパスフィルタ７の抵抗Ｒ４の抵抗値を十分に小さくしておくことが望ましい。そうすれば、高周波ノイズによるフィードバック部２の誤動作を防止しつつ実施形態１と同様の効果を奏し得る。
【図面の簡単な説明】
【００５０】
【図１】実施形態１の概略回路構成図である。
【図２】同上の動作説明図である。
【図３】同上における誤差増幅器のボード線図である。
【図４】同上における誤差増幅器のボード線図である。
【図５】同上における誤差増幅器のボード線図である。
【図６】同上におけるランプ電流の波形図及びスイッチング周波数の時間変化図である。
【図７】同上における誤差増幅器のボード線図である。
【図８】同上における他の概略回路構成図である。
【図９】同上におけるさらに他の概略回路構成図である。
【図１０】実施形態２における誤差増幅器のボード線図である。
【図１１】実施形態３における誤差増幅器のボード線図である。
【図１２】実施形態４の概略回路構成図である。
【図１３】実施形態５の概略回路構成図である。
【図１４】従来例１の概略回路構成図である。
【図１５】同上の動作説明図である。
【図１６】同上におけるランプ電流の波形図及びスイッチング周波数の時間変化図である。
【図１７】従来例２の概略回路構成図である。
【図１８】同上における誤差増幅器のボード線図である。
【図１９】従来例３の概略回路構成図である。
【図２０】従来例１，２における誤差増幅器のボード線図である。
【図２１】従来例２におけるランプ電流の波形図及びスイッチング周波数の時間変化図である。
【符号の説明】
【００５１】
１  電力変換部
２  フィードバック部
３  誤差増幅器
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３  抵抗
Ｃ１，Ｃ２  コンデンサ
【図１】
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【図２】
0004676685.tif 000006
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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