(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
拡散符号列と同一の符号列を用いて受信信号に逆拡散処理を施すことによって受信信号を復調するＣＤＭＡ受信装置において、
受信データ列を入力し、前記受信データ列と参照符号列の相関値がピークとなるサンプルタイミングであるパスタイミングを出力するとともに、前記パスタイミングに隣接したサンプルタイミングにおける前記相関値を隣接タイミング相関値として出力するパスサーチ部と、
前記受信データ列より、１サンプル時間未満の時間である所定サンプル時間分、時間をずらした補間受信データ列を生成する補間部を有し、前記パスタイミングにおける相関値と前記隣接タイミング相関値との比較結果に基づき、前記受信データ列または前記補間受信データ列のいずれかを切り替えて出力する補間調整部と、
前記パスタイミングにより前記補間調整部の出力を逆拡散する逆拡散部と、
を備えることを特徴とするＣＤＭＡ受信装置。
【請求項２】
拡散符号列と同一の符号列を用いて受信信号に逆拡散処理を施すことによって受信信号を復調するＣＤＭＡ受信装置において、
受信データ列を入力し、前記受信データ列と参照符号列の相関値がピークとなるサンプルタイミングであるパスタイミングを出力するとともに、前記パスタイミングに隣接したサンプルタイミングにおける前記相関値を隣接タイミング相関値として出力するパスサーチ部と、
前記受信データ列より、１サンプル時間未満の時間である所定サンプル時間分、時間をずらした補間受信データ列を生成する補間部と、を有し、前記パスタイミングにおける相関値と前記隣接タイミング相関値との比較結果に基づき、補間が必要ない場合には、前記受信データ列を出力し、それ以外は、前記補間部によって前記補間受信データ列を出力することを特徴とする補間調整部と、
前記パスタイミングにより前記補間調整部の出力を逆拡散する逆拡散部と、
を備えることを特徴とするＣＤＭＡ受信装置。
【請求項３】
前記補間調整部により切り替えて出力されたデータ列が前記パスサーチ部にフィードバックして入力され、
該パスサーチ部が、このフィードバック入力されたデータ列を前記受信データ列として用いて前記パスタイミングを決定することを特徴とする請求項１又は２に記載のＣＤＭＡ受信装置。
【請求項４】
前記補間部としてディジタルフィルタと、
該ディジタルフィルタのタップ係数を変更して前記受信データ列と前記補間受信データ列との間の切り替え制御を行うタップ係数変更部と、を備えることを特徴とする請求項１又は２に記載のＣＤＭＡ受信装置。
【請求項５】
前記受信データ列をずらして前記補間受信データ列を生成した方向と反対の方向に、前記パスタイミングをずらして前記逆拡散部に出力するパスタイミング補正部を、さらに備えることを特徴とする請求項１又は２に記載のＣＤＭＡ受信装置。
【請求項６】
拡散符号列と同一の符号列を用いて受信信号に逆拡散処理を施すことによって受信信号を復調するＣＤＭＡ受信方法において、
受信データ列を入力し、前記受信データ列と参照符号列の相関値がピークとなるサンプルタイミングであるパスタイミングを出力するとともに、前記パスタイミングに隣接したサンプルタイミングにおける前記相関値を隣接タイミング相関値として出力するパスサーチステップと、
前記受信データ列より、１サンプル時間未満の時間である所定サンプル時間分、時間をずらした補間受信データ列を生成し、前記パスタイミングにおける相関値と前記隣接タイミング相関値との比較結果に基づき、前記受信データ列または前記補間受信データ列を切り替えて出力する補間調整ステップと、
該補間調整ステップにより、切り替えて出力されたデータ列を、前記パスタイミングにより逆拡散する逆拡散ステップと、
を備えることを特徴とするＣＤＭＡ受信方法。
【請求項７】
拡散符号列と同一の符号列を用いて受信信号に逆拡散処理を施すことによって受信信号を復調するＣＤＭＡ受信方法において、
受信データ列を入力し、前記受信データ列と参照符号列の相関値がピークとなるサンプルタイミングであるパスタイミングを出力するとともに、前記パスタイミングに隣接したサンプルタイミングにおける前記相関値を隣接タイミング相関値として出力するパスサーチステップと、
前記パスタイミングにおける相関値と前記隣接タイミング相関値との比較結果に基づき、補間が必要ない場合には、前記受信データ列を出力し、それ以外は、前記受信データ列を１サンプル時間未満の時間である所定サンプル時間分、時間をずらした補間受信データ列を生成し、前記補間受信データ列を出力することを特徴とする補間調整ステップと、
該補間調整ステップにより出力されたデータ列を、前記パスタイミングにより逆拡散する逆拡散ステップと、
を備えることを特徴とするＣＤＭＡ受信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、送信データ列を拡散符号列で拡散した信号を受信し、その受信信号を所定のサンプル速度の受信データ列でディジタル信号に変換した後に、拡散符号列と同一の符号列を用いて受信信号に逆拡散処理を施し、受信信号を復調するＣＤＭＡ通信方式におけるＣＤＭＡ受信装置及びＣＤＭＡ受信方法に関する。特に本発明は、ＣＤＭＡ受信装置及びＣＤＭＡ受信方法において受信データ列に逆拡散処理を行う逆拡散タイミングを最適化するための技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、移動体通信において、所定の周波数帯域における受信電界強度が落ち込んでも、その他の帯域から情報を復元できる直接拡散符号分割多元接続（ＤＳ−ＣＤＭＡ：Direct Sequence Code Division Multiple Access）技術が採用されている。
図１は、下記特許文献１に示された従来のＣＤＭＡ受信部の概略構成図を示すブロック図である。
無線部１２は、アンテナ１１により受信した無線周波数の高周波信号を中間周波数のベースバンド信号へと周波数変換する。直交検波部１３はベースバンド信号を直交検波し、同相成分（Ｉチャネル成分）データと直交成分（Ｑチャネル成分）データを出力する。ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１４は直交検波部１３の出力信号の帯域を制限し、ＡＤ変換部（ＡＤＣ）１５は、Ｉチャネル成分信号及びＱチャネル成分信号をそれぞれ所定のサンプリング周波数、例えばチップレートでサンプリングして、ディジタル形式の受信データ列に変換する。この受信データ列は必要に応じてオーバサンプリングされた後に、パスサーチ部２０及び各フィンガー３０ａ〜３０ｄへ入力する。
なお、以下の説明において、特に説明を行わずに「サンプリング速度」、「サンプリング周波数」及び「サンプリング周期」の用語を使用した場合には、パスサーチ部２０へ入力される受信データ列のサンプリング速度、及びサンプリング周波数及びサンプリング周期を示す。【０００３】
パスサーチ部２０は、当該受信装置１に割り当てられた拡散符号を参照符号列として発生する参照符号列発生器２１と、入力した受信データ列と参照符号列との所定タイミングの相関値の演算を行う相関演算部２２と、相関電力値又は相関値の絶対値を算出する電力演算部２３と、マルチパスの各パスそれぞれについてパスタイミングを決定するタイミング決定部２４とを備えて構成される。このパスタイミングは、各フィンガー３０ａ〜３０ｄにおける後述の逆拡散部３１が、受信データ列の逆拡散処理のために受信データ列に逆拡散符号を乗ずるべき逆拡散タイミングを決定するために使用される。【０００４】
Ｉチャネル成分の参照符号列をＩｎ（ｎ＝１，２，…）とし、Ｑチャネル成分の参照符号列をＱｎとし、ＡＤ変換部１５から出力されるＩチャネル成分の受信データ列をａ（ｔｎ）とし、ＡＤ変換部１５から出力されるＱチャネル成分の受信データ列をｂ（ｔｎ）とすれば、相関演算部２２は次式（１）により相関値をサンプリング周期ごとに演算する。【０００５】
【数１】
0004724747.tif 000002
【０００６】
また電力演算部２３は、次式（２）により相関電力値をサンプリング周期ごとに演算する。【０００７】
【数２】
0004724747.tif 000003
【０００８】
相関演算部２２は、図２に示すマッチドフィルタＭＦで構成することが可能である。マッチドフィルタＭＦにおいて、シフトレジスタＳＦＲ（Ｓ０〜Ｓｎ）がＡＤ変換部より出力する受信データ列をサンプリング周波数で順次シフトする一方で、参照符号レジスタＲＳＦ（Ｃ０〜Ｃｎ）は参照符号を保持する。
乗算器（Ｍ０〜Ｍｎ）は、シフトレジスタＳＦＲ（Ｓ０〜Ｓｎ）に順次シフトされる受信データ列と参照符号レジスタＲＳＦ（Ｃ０〜Ｃｎ）に保持される参照符号列の対応データを乗算し、加算器Ａは各乗算器Ｍ０〜Ｍｎの出力を加算して出力する。
このマッチドフィルタＭＦによれば、１サンプリング周期で所定タイミングにおける受信データ列と参照符号列との間の相関値を演算でき、１サンプリング周期後の次のタイミングで１サンプリング周期だけ位相をずらした受信データ列と参照符号列との間の相関値を演算できる。以下同様にして、送信データの１ビット期間において順次１サンプリング周期ずつずらした場合の全相関値を演算する。このマッチドフィルタＭＦによれば、受信データ列と参照符号列の位相が一致した時点において相関値が大きくなる。【０００９】
パスサーチ２０にマルチパスの直接拡散信号（ＤＳ信号）が入力すると各パスの遅延時間（位相遅れ）に応じたタイミングで相関値が各々大きくなり、これらのタイミングにおいて各パスの受信電界強度に応じたピーク値を有する相関電力値が、電力演算部２３からタイミング決定部２４へと出力される。
相関電力値を入力したタイミング決定部２４は、所定の閾値より大きなピーク値を検出して、マルチパスのそれぞれのパスについて、受信データ列に逆拡散符号列を乗ずるべき逆拡散タイミングを決定して、対応するフィンガー３０ａ〜３０ｄに出力する。【００１０】
各パスに対応するフィンガー３０ａ〜３０ｄは同一構成になっている。
逆拡散回路３１は、ＡＤ変換部１５から入力した受信コード列に対して、受信復調用の逆拡散符号列を、パスサーチ部２０から指示されたパスタイミングで乗算することによって逆拡散処理を行う。また、同期検波部３２はチャネル推定を行うことにより検波信号からフェージングの影響を取り除く。各フィンガー３０ａ〜３０ｄに検波された信号は、レイク部１６によりレイク合成される。【００１１】
【特許文献１】特開２００３−１９８４２７号公報
【特許文献２】特開２０００−２４４３６７号公報
【特許文献３】特許第３３２２２４６公報
【特許文献４】特許第３４４３１１３公報
【発明の開示】
【００１２】
上述の通り、パスサーチ部２０では逆拡散を行うパスタイミングを検出する。ここで、パスサーチ部２０により検出される各タイミングは、受信データ列のサンプリング時刻に対応する離散的な時刻であり、到来した受信信号本来パスタイミングに対してタイミング誤差を有する。このタイミング誤差の大きさは、最大でサンプリング周期の半分となる。
【００１３】
通常の環境、すなわち他のセルからの電波の干渉やマルチパス干渉などがある環境では、このタイミング誤差による劣化量はそれほど大きくないが、受信品質が良く速いデータ転送速度が実現できる環境下では、このタイミング誤差が目立つことになる。
例えば、ＨＳＤＰＡ（High Speed Downlink Packet Access:高速ダウンリンクパケットアクセス）規格における受信品質測定（ＳＩＲ測定）において使用される受信品質の良否を示すＣＱＩ値が、最も高い受信品質を示す３０程度の環境下で、ＡＤ変換部１５がチップレートの４倍でオーバサンプリングしてアナログディジタル変換を行った場合を想定すると、パスサーチ部２０で検出したパスタイミングが本来のパスタイミングと一致したときと半サンプリング周期ずれた場合とで５ｄＢ以上の違いが生じる。
【００１４】
パスサーチ部２０が検出するパスタイミングと、本来のパスタイミングとの間のタイミング誤差をできるだけ小さくする方法として、受信データ列をオーバサンプリングする倍率を増大する方法が考えられる。しかしながら、サンプリング速度の増大は回路規模の増大を伴い製品デザインに対する影響が大きいため、現在のＷ−ＣＤＭＡシステムでは、チップレートの４倍が限度と考えられている。
またタイミング誤差をできるだけ小さくするために、遅延ロックループ（DLL:Delayed locked loop）を用いて、パスサーチ部２０によるパスタイミングをアナログ的に追従させる方式も考え得るがシステムが複雑になる。さらにＡＤ変換部１５のサンプルレートを増大するという手法も考えられるが、コストや消費電力が大きく増加する。
【００１５】
上記問題に鑑み本発明は、簡易な構成を用いて、パスサーチ部２０が検出する離散的なパスタイミングと、実際の受信時刻に応じて定まる最適なパスタイミングとの間のタイミング誤差を低減することを目的とする。
【００１６】
本願発明者らは、最適なパスタイミングが離散的なサンプルタイミングとサンプルタイミングの間にある場合には、受信データ列と参照符号列との間の相関値が最も大きいパスタイミングにおける相関値と、このパスタイミングに隣接するサンプルタイミングにおける相関値と、の間の差が小さくなり、最適なパスタイミングがサンプルタイミングに近い場合には、これらの相関値間の差が大きくなる事実に着目した。
【００１７】
このため、本発明ではパスタイミングにおける相関値に加えて、その隣接するサンプルタイミングにおける相関値を算出し、これらの相関値間の比較結果に基づいて最適なパスタイミングがサンプルタイミング間にあるか否かを判断し、サンプルタイミング間にある場合には、受信データ列の補間値のデータ列に対して逆拡散処理を行うこととした。
【００１８】
すなわち、本発明の第１形態に係るＣＤＭＡ受信装置は、拡散符号列と同一の符号列を用いて受信信号に逆拡散処理を施すことによって受信信号を復調するＣＤＭＡ受信装置であって、受信データ列を入力して受信データ列と参照符号列の相関値がピークとなるサンプルタイミングであるパスタイミングを出力するとともにこのパスタイミングに隣接したサンプルタイミングにおける相関値を隣接タイミング相関値として出力するパスサーチ部と、補間調整部と、上記パスタイミングで補間調整部の出力を逆拡散する逆拡散部と、を備える。そしてこの補間調整部に、受信データ列より１サンプル時間未満の時間である所定サンプル時間分時間をずらした補間受信データ列を生成する補間部を設け、補間調整部は、パスタイミングにおける相関値と隣接タイミング相関値との比較結果に基づき、受信データ列または補間受信データ列のいずれかを切り替えて出力する。
【００１９】
また、本発明の第２形態に係るＣＤＭＡ受信方法は、拡散符号列と同一の符号列を用いて受信信号に逆拡散処理を施すことによって受信信号を復調するＣＤＭＡ受信方法であって、受信データ列を入力して受信データ列と参照符号列の相関値がピークとなるサンプルタイミングであるパスタイミングを出力するとともにこのパスタイミングに隣接したサンプルタイミングにおける相関値を隣接タイミング相関値として出力するパスサーチステップと、受信データ列より１サンプル時間未満の時間である所定サンプル時間分時間をずらした補間受信データ列を生成し上記パスタイミングにおける相関値と隣接タイミング相関値との比較結果に基づき受信データ列または補間受信データ列のいずれかを切り替えて出力する補間調整ステップと、補間調整ステップにより切り替えて出力されたデータ列を上記パスタイミングにより逆拡散する逆拡散ステップと、を有する。
【００２０】
上記の受信データ列と補間受信データ列との間の切り替え制御は、パスサーチの際に検出したマルチパスに対応する複数のパスタイミングについてそれぞれ行ってもよく、これらパスタイミングのうち、少なくともパスタイミング相関値が最大となるパスタイミングについて行ってもよい。
なお、補間受信データ列及び元の受信データ列のうち逆拡散処理を施すべきデータ列として選択されたデータ列を、受信データ列としてフィードバックして、参照符号列との間の相関値を算出してパスタイミングを決定してもよい。
または、補間受信データ列及び元の受信データ列のうち逆拡散処理を施すべきデータ列として選択されたデータ列は逆拡散に用いて、パスタイミング決定は元のデータ列に基づいて行ってもよい。
【００２１】
補間受信データ列は、ディジタルフィルタを用いて受信データ列の各値の間の補間値を算出して生成することができる。このときディジタルフィルタのタップ係数を変更することにより、ディジタルフィルタからの出力データ列を補間受信データ列及び受信データ列のうち何れかを切り替えて逆拡散を施してもよい。
【００２２】
受信データ列をずらして補間受信データ列を生成した方向と反対の方向に、パスタイミングをずらして逆拡散部に出力することとしてもよい。このようにパスタイミングをずらすことにより、補間受信データ列を生成した方向と反対方向に１サンプル時間未満の時間分だけずらしたタイミングで、受信データ列に逆拡散処理を行うことが可能となる。
【００２３】
本発明によって、簡易な構成を用いて、パスサーチ部２０が検出する離散的なパスタイミングと、実際の受信時刻に応じて定まる最適なパスタイミングとの間のタイミング誤差が低減される。これによって精度の高いタイミングで、受信データ列に逆拡散符号列を乗ずることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】従来のＣＤＭＡ受信部の概略構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示す相関演算部を構成するマッチドフィルタＭＦの構成例を示す図である。
【図３】本発明によるＣＤＭＡ受信装置の基本構成を示すブロック図である。
【図４】本発明によるＣＤＭＡ受信方法を説明するフローチャートである。
【図５Ａ】本発明によるＣＤＭＡ受信方法の説明図（その１）である。
【図５Ｂ】本発明によるＣＤＭＡ受信方法の説明図（その２）である。
【図６】本発明の第１実施例によるＣＤＭＡ受信装置の概略構成を示すブロック図である。
【図７】図６に示す相関演算部の第１構成例を示すブロック図である。
【図８】図６に示す相関演算部の第２構成例を示すブロック図である。
【図９】図６に示すＣＤＭＡ受信装置における逆拡散タイミングと最適パスタイミングとの差を示す図（その１）である。
【図１０】図６に示すＣＤＭＡ受信装置の受信品質が向上したことを示すシミュレーション結果のグラフである。
【図１１Ａ】本発明によるＣＤＭＡ受信方法の説明図（その３）である。
【図１１Ｂ】本発明によるＣＤＭＡ受信方法の説明図（その４）である。
【図１２】図６に示すＣＤＭＡ受信装置における逆拡散タイミングと最適パスタイミングとの差を示す図（その１）である。
【図１３】本発明の第２実施例によるＣＤＭＡ受信装置の概略構成を示すブロック図である。
【図１４】本発明の第３実施例によるＣＤＭＡ受信装置の概略構成を示すブロック図である。
【図１５】本発明の第４実施例によるＣＤＭＡ受信装置の概略構成を示すブロック図である。
【図１６】本発明の第５実施例によるＣＤＭＡ受信装置の概略構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００２５】
１    ＣＤＭＡ受信装置
１５    ディジタルアナログ変換部
２０    パスサーチ部
３１    逆拡散部
４０    補間調整部
６０    補間部
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
以下、本発明の好適な実施例を説明する前に、本発明の基本原理を説明する。図３は本発明によるＣＤＭＡ受信装置の基本構成を示すブロック図であり、図４は本発明によるＣＤＭＡ受信方法を説明するフローチャートであり、図５Ａ及び図５Ｂは本発明によるＣＤＭＡ受信方法の説明図である。
図３に示すようにＣＤＭＡ受信装置１は、受信信号のディジタルデータ列である受信データ列と前記拡散符号列に対応する参照符号列との間の相関値（又は相関電力値でもよい。以下同様）を算出してその相関値がピークとなるサンプルタイミングであるパスタイミングを、前記逆拡散処理の逆拡散タイミングとして決定するパスサーチ部２０と、パスサーチ部２０から指示されたパスタイミングで受信復調用の逆拡散符号列を受信コード列に対して乗算することによって逆拡散処理を行う逆拡散回路３１と、を備える。
ここで受信データは、前段で受信信号をディジタルアナログ変換したままのサンプリング周期のデータ列でもよく、またそれをオーバサンプリングして、オーバサンプリングした後のサンプリング周期を有するデータ列でもよい。またパスサーチに使用する受信信号は、例えば従来どおりＣＰＩＣＨ(共通パイロット)信号としてよい。【００２７】
ここで、パスサーチ部２０は、逆拡散回路３１へ出力したパスタイミングにおける相関値（パスタイミング相関値）と、このパスタイミングに隣接する隣接タイミングにおける相関値（隣接タイミング相関値）を補間調整部４０へ出力する（図４のステップＳ１、Ｓ２）。ここでパスタイミングに隣接する隣接タイミングとは、例えば、パスタイミングがｎ番目のサンプルであった場合には、その１サンプル前のタイミングであるｎ−１番目のタイミング、及び／又は１サンプル後のタイミングであるｎ＋１番目のタイミングとしてよい。【００２８】
また、このパスタイミングに隣接するタイミングにおける相関値（及び相関電力値）は、パスタイミングにおける相関値の算出の際に乗算される受信データ列のサンプルと参照符号列のサンプルとの組合せを、前及び／又は後に１サンプルずつずらしたサンプル同士を乗算して算出した、相関値（及び相関電力値）としてよい。
例えば、受信データ列を｛Ｓ（ｔ）：ｔ＝…、−１、０、１、２、…、ｉ―１、ｉ、…｝と順次続くサンプルの列とし、参照符号列を｛Ｃ０、Ｃ１、Ｃ２、…Ｃｎ−１、Ｃｎ｝とすることとし、このとき次式（３）にて算出される相関値ＣＬ（０）が所定の閾値よりも大きなピークとなり、サンプルｔ＝０がパスタイミングであると決定するとする。【００２９】
【数３】
0004724747.tif 000004
【００３０】
このとき、このパスタイミングに隣接する、１つ前及び後のタイミングにおけるそれぞれの相関値ＣＬ（−１）及びＣＬ（１）は、次式（４）及び次式（５）により算出される相関値となる。【００３１】
【数４】
0004724747.tif 000005
【００３２】
補間調整部４０は、パスサーチ部２０から入力したパスタイミング相関値と、隣接タイミング相関値との差を算出する（図４のステップＳ３）。このとき図５Ａに示すように、パスタイミング相関値が十分に大きく隣接タイミングとの差が大きければ、パスサーチ部２０が検出したパスタイミングが実際のパスタイミングに十分近いことが予定される。
反対に、図５Ｂに示すようにパスタイミング相関値が小さく、このために隣接タイミングとの差が小さければ、実際のパスタイミングはサンプルタイミング間に存在していると推測される。【００３３】
そこで、ＣＤＭＡ受信装置１は、受信データ列の各サンプルタイミング間における補間値のデータ列である補間受信データ列を生成する補間部６０を備える。このような補間部６０は、ディジタルフィルタ（補間フィルタ）により実現可能である。そして、補間調整部４０は、パスタイミング相関値と隣接タイミング相関値との間の比較結果に従って、元の受信データ列及びこれを補間した補間受信データ列のいずれに対して逆拡散処理を施すかを選択し、これらデータ列を切り替えて逆拡散部３１へ出力する（図４のステップＳ４）。【００３４】
図３の構成では、例えば補間調整部４０は、パスタイミング相関値と隣接タイミング相関値との間の差、または比（パスタイミング相関値／隣接タイミング相関値）が所定閾値以上となる場合には、補間が必要ないと判断し元の受信データ列を逆拡散部３１へ出力する。反対に上記差又は比が所定閾値未満である場合には、実際のパスタイミングがサンプルタイミング間に存在すると判断して、補間部６０が出力する補間受信データ列を逆拡散部３１へ出力する。【００３５】
逆拡散部３１に入力する補間受信データ列を、元の受信データ列に対して１サンプリング間隔未満だけ進めた補間受信データ列とするか遅らせた補間受信データ列とするかの選択、すなわちパスサーチ部２０が検出した元のパスタイミングとその１つ前の隣接タイミングとの間の補間値、及び元のパスタイミングとその１つ後の隣接タイミングとの後の補間値のいずれを、新たなパスタイミングとするかの選択は、前後の隣接タイミングにおける相関値のうちいずれの相関値がパスタイミングの相関値に近いかにより決定することとしてよい。【００３６】
上述したＣＤＭＡ受信装置及びＣＤＭＡ受信方法によって、実際のパスタイミングが、受信信号をサンプリングしたサンプルタイミング間にある場合には、サンプルタイミング間を補完したデータ列に対して逆拡散を施すため、離散的なサンプルタイミングにおける受信信号のデータ列である受信データ列に逆拡散を施す場合に生じる、本来のパスタイミングとのタイミング誤差を低減することが可能となる。【００３７】
以下、添付する添付する図面を参照して本発明の実施例を説明する。
図６は、本発明の第１実施例によるＣＤＭＡ受信装置の概略構成を示すブロック図である。図１に示す従来のＣＤＭＡ受信装置の各構成要素と同様の構成要素に対して、同じ参照符号を付す。また同様の機能については説明を省略する。
本実施例における相関演算部２２では、それぞれ従来と各サンプルタイミングにおける受信データ列と参照符号列との間の相関値を算出するのに加えて、その１つ前のタイミングにおける相関値と１つ後のタイミングにおける相関値も併せて算出する。電力演算部２３もまた各サンプルタイミングにおける相関電力値に加えて、その１つ前のタイミングにおける相関電力値と１つ後のタイミングにおける相関電力値も合わせて算出する。【００３８】
図７は、図６に示す相関演算部２２の第１構成例を示すブロック図である。相関演算部２２には、受信データ列を１サンプルタイミング遅らせる遅延素子Ｄ１と、この遅れた受信データ列をさらに１サンプルタイミング遅らせる遅延素子Ｄ２が設けられる。
そして、元の受信データ列、１サンプルタイミング遅れた受信データ列、及び２サンプルタイミング遅れた受信データ列に対して、同じ参照符号列との相関値を算出するマッチドフィルタＭＦ１〜ＭＦ３を備えて構成してよい。
このようにして、あるタイミングにおける相関値と、このタイミングより１サンプル前のタイミングにおける相関値と、１サンプル後のタイミングにおける相関値を同時に算出することが可能となる。【００３９】
図８は、図６に示す相関演算部の第２構成例を示すブロック図である。図２のマッチドフィルタと同様のマッチドフィルタの加算器Ａの出力を１サンプルタイミング遅らせる遅延素子Ｄ１と、この遅れた出力をさらに１サンプルタイミング遅らせる遅延素子Ｄ２が設けられる。
加算器Ａからは、参照符号列と受信データ列との間のタイミングを順次１サンプリング周期ずつずらした場合の相関値が出力されるので、遅延素子Ｄ１及びＤ２によって、あるタイミングにおける相関値と、このタイミングより１サンプル前のタイミングにおける相関値と、１サンプル後のタイミングにおける相関値を同時に出力することが可能となる。【００４０】
図６に戻り、タイミング決定部２４は、当該タイミングの相関電力値及び前後タイミングにおける相関電力値のうち、当該タイミングの相関電力値が所定閾値よりも大きなピーク値となるタイミングをパスタイミングとして決定し、そのときの当該タイミングの相関電力値をパスタイミング相関電力値とし、前及び後のタイミングにおける相関電力値を、それぞれ前タイミング相関電力値及び後タイミング相関電力値とする。なお以下の説明において、これら前タイミング相関電力値及び後タイミング相関電力値を総称して「隣接タイミング相関電力値」と記すことがある。
そしてタイミング決定部２４は、フィンガー３０ａ〜３０ｄの逆拡散部にパスタイミングを出力するとともに、パスタイミング相関電力値、前タイミング相関電力値及び後タイミング相関電力値を補完調整部４０へ出力する。【００４１】
補完調整部４０は、受信データ列中の隣接するそれぞれのサンプルタイミングにおける信号値を補間して、各サンプルタイミングの中間の時刻における補間値、すなわち各サンプルタイミングから０．５サンプルずれた時刻における補間値を算出する前補間部６２及び後補間部６３とを備える。ここで前補間部６２は受信データ列に対して０．５サンプル進んだ補間受信データ列を算出するために設けられ、後補間部６２は受信データ列に対して０．５サンプル遅れた補間受信データ列を算出するために設けられる。
各補間部６２及び６３には、既知の補間フィルタのようなディジタルフィルタを使用してよい。このとき受信データ列のオーバサンプル数が充分大きければ、ディジタルフィルタのタップ数は小さくても良い。例えば２タップのディジタルフィルタを用いて、前後のタイミングの受信データを平均値をその間の時刻における補間としてもよい。【００４２】
補完調整部４０では、パスタイミング相関電力値と、前タイミング相関電力値及び後タイミング相関電力値との間を比較する。その比較結果に基づいてセレクタ６１を制御して、元の受信データ列、元の受信データ列と比べて０．５サンプル進めた補間受信データ列、及び０．５サンプル遅らせた補間受信データ列のいずれを選択し、これらデータ列を切り替えてフィンガー３０ａ〜３０ｄへ出力する。【００４３】
例えば補完調整部４０は、前タイミング及び後タイミング相関電力値のいずれかのうちの一方である前タイミング相関電力値と、パスタイミング相関電力値との間の差、または、その比（パスタイミング相関電力値／前タイミング相関電力値）が所定閾値Ｔｈ１よりも小さくなったとき、前補間部６２を介して０．５サンプル進めた補間受信データ列をフィンガー３０ａ〜３０ｄへ出力することとしてよい。
または、前タイミング及び後タイミング相関電力値のいずれかのうちの他方である後タイミング相関電力値と、パスタイミング相関電力値との間の差、または、その比（パスタイミング相関電力値／後タイミング相関電力値）が所定閾値Ｔｈ１よりも小さくなったとき、後補間部６３を介して０．５サンプル遅らせた補間受信データ列をフィンガー３０ａ〜３０ｄへ出力することとしてよい。【００４４】
そして、前タイミング及び後タイミング相関電力値のいずれについても、パスタイミング相関電力値との間の差、またはその比（パスタイミング相関電力値／前又は後タイミング相関電力値）が所定閾値Ｔｈ１以上であるとき、元の受信データ列をフィンガー３０ａ〜３０ｄへ出力することとしてよい。【００４５】
閾値Ｔｈ１は、実験、シミュレーションや理論値によって予め定めておく。ここで０．５サンプルだけずらした補間受信データ列は、受信信号を実際に受信した時刻に対応する最適なパスタイミングとタイミング決定部２４が決定した離散的なパスタイミングとが、前後いずれかの方向に０．２５〜０．５サンプル分ずれているときに、元の受信データ列よりも、参照符号との間の相関が高くなり、パスタイミングのずれが０．２５サンプル分より小さい場合には、元の受信データ列の方が参照符号との間の相関は高い。【００４６】
したがって、例えば、パスタイミング相関電力値と隣接タイミング相関電力値との間の比較の際に、隣接タイミング相関電力値とパスタイミング相関電力値との差と比較される閾値Ｔｈ１を定める場合には、予め実験等により逆拡散を行うタイミングを最適なパスタイミング（すなわち相関値が最大となるタイミング）から０．２５サンプル分ずらせた相関値を算出し、これと最大相関値との差を閾値Ｔｈ１として決定する。
また、隣接タイミング相関電力値とパスタイミング相関電力値との比と比較される閾値Ｔｈ１を定める場合には、逆拡散を行うタイミングを最適パスタイミングから０．２５サンプル分ずらせた相関値を算出し、これと最大相関値との比を閾値Ｔｈ１として決定する。【００４７】
このように閾値Ｔｈ１を決定することによって、最適パスタイミングとタイミング決定部２４が決定したパスタイミングとが、０．２５〜０．５サンプル分ずれているときに補間受信データ列に逆拡散が施されることになる。この様子を図９を参照して説明する。
図９では、横軸にタイミング決定部２４が決定したパスタイミングと最適なパスタイミングとのタイミング差を示し、縦軸に逆拡散部３１が入力データ列を逆拡散するタイミングと最適なパスタイミングとのタイミング差を示している。
図示するように、最適なパスタイミングとタイミング決定部２４が決定したパスタイミングとが、前方向に０〜０．２５サンプル分及び後方向に０〜０．２５サンプル分ずれた場合を除いた、ずれ量が０．２５〜０．７５サンプル分である場合に、逆拡散部３１に補間受信データ列が入力されることにより、逆拡散タイミングと最適パスタイミングとの差が０．２５サンプル分以下となり、補間なしの場合に比べて低減される。【００４８】
このとき元の受信データ列と、０．５サンプル進めた補間受信データ列、及び０．５サンプル遅らせた補間受信データ列との間のいずれを選択して逆拡散部３１に入力するかの切替制御は、最大パス、すなわち受信強度が最も強いパスに関するパスタイミングにおける相関電力値と及びその隣接タイミング相関電力値だけについてのみ行ってもよい。これにより回路構成を小さくすることが可能となる。
そして、このように選択されたデータ列を、検出されたマルチパスの各パスについて逆拡散を行うフィンガー３０ａ〜３０ｄの全てに入力してもよい。この場合には最大パスの以外のパスタイミングでは、補完されたタイミングが実際のパスタイミングから遠くなる可能性もある。最大パスについて逆拡散を行うフィンガーにのみ選択されたデータ列を用い、他のパスについては元の受信データ列に対して逆拡散を行うこととしてもよい。【００４９】
図１０は、図６に示すＣＤＭＡ受信装置の受信品質が向上したことを示すシミュレーション結果のグラフである。本グラフは、ＨＳＰＤＡ方式におけるＣＱＩ用のＳＩＲ測定結果であり、静的な１つのパスについて、Ｉｏｒ／Ｉｏｃ＝３０ｄＢの受信状況において、受信データ列を4倍オーバーサンプルしたデータを用いて逆拡散した場合を想定している。図示するとおり、実際のパスタイミングがサンプルタイミング間にある場合におけるＳＩＲが向上していることが分かる。【００５０】
前補間部６２及び後補間部６３が作成する補間受信データ列と元の受信データ列とのずれ量は、０．５サンプル時間に限らず１サンプル時間よりも小さい他のサンプル時間（例えば０．４サンプル時間）としてもよい。
また前補間部６２及び後補間部６３は、パスタイミング相関電力値と隣接タイミング相関電力値との間の比較結果に応じて、元受信データ列から０．５サンプル時間及び０．２５サンプル時間といった複数の時間分だけ段階的にずらした補間受信データ列を生成できるように構成してもよい。【００５１】
このとき、パスタイミング相関電力値と隣接タイミング相関電力値との間の比較の際に、隣接タイミング相関電力値とパスタイミング相関電力値との差や比と比較される閾値もまた、段階的に複数設定してもよい。
そして前補間部６２及び後補間部６３は、隣接タイミング相関電力値とパスタイミング相関電力値との間で比較したこれらの間の差や比が、段階的に設定された各閾値のいずれを超えるかにしたがって、段階的にタイミングをずらして補間受信データ列を生成することとしてよい。【００５２】
例えば前補間部６２及び後補間部６３が、元受信データ列からタイミングを０．５サンプル時間及び０．２５サンプル時間の２段階にずらして補間受信データ列を生成する場合を考える。このとき、補完調整部４０がパスタイミング相関電力値と隣接タイミング相関電力値との間で比較する際に使用する閾値もまた、閾値Ｔｈ２及びＴｈ３の２段階に複数設定する。
このような閾値Ｔｈ２及びＴｈ３は、例えば、上記説明したように逆拡散を行うタイミングを最適パスタイミングからそれぞれ０．１２５及び０．３７５サンプル分ずらせた相関値と、最大相関値とを実験などにより導出して、これらの差や比を求めることにより決定する。【００５３】
このとき図１１Ａ及び図１１Ｂに示すように、パスタイミング相関電力値と隣接タイミング相関電力値との差ΔＣは、最適パスタイミングから逆拡散を行うタイミングをからそれぞれ０．３７５サンプル時間だけずらせた場合よりも、０．１２５サンプル時間だけずらせた場合の方が大きい。したがって閾値Ｔｈ２及びＴｈ３の大小関係は、Ｔｈ２＜Ｔｈ３となる。
したがって補完調整部４０は、隣接タイミング相関電力値とパスタイミング相関電力値との間の差、または、その比（パスタイミング相関電力値／隣接タイミング相関電力値）が所定閾値Ｔｈ２以下となったとき、前補間部６２や後補間部６３を介して０．５サンプルだけ前方や後方にずらせた補間受信データ列をフィンガー３０ａ〜３０ｄへ出力することとしてよい。【００５４】
また補完調整部４０は、隣接タイミング相関電力値とパスタイミング相関電力値との間の差、または、その比が所定閾値Ｔｈ２よりも大きくＴｈ３以下のとき、前補間部６２や後補間部６３を介して０．２５サンプルだけ前方や後方にずらせた補間受信データ列をフィンガー３０ａ〜３０ｄへ出力することとしてよい。
そして、隣接タイミング相関電力値とパスタイミング相関電力値との間の差、またはその比が所定閾値Ｔｈ３以上であるとき、元の受信データ列をフィンガー３０ａ〜３０ｄへ出力することとしてよい。【００５５】
このように閾値Ｔｈ２、Ｔｈ３を決定することによって、最適パスタイミングとタイミング決定部２４が決定したパスタイミングとが、０．１２５〜０．３７５サンプル分ずれているときに０．２５サンプルだけずれた補間受信データ列に逆拡散が施され、０．３７５〜０．５サンプル分ずれているときに０．５サンプルだけずれた補間受信データ列に逆拡散が施されることになる。この様子を図１２を参照して説明する。【００５６】
図１２では、横軸にタイミング決定部２４が決定したパスタイミングと最適なパスタイミングとのタイミング差を示し、縦軸に逆拡散部３１が入力データ列を逆拡散するタイミングと最適なパスタイミングとのタイミング差を示している。
１段階（０．５サンプル）のずれ量の補間受信データ列だけを使用した場合（図９を参照）と対比すると、２段階（０．２５及び０．５サンプル）のずれ量の補間受信データ列を使用することによって、逆拡散タイミングと最適パスタイミングとの差を０．１２５サンプル分以下に低減することが可能になり、逆拡散タイミングを最適パスタイミングにより近づけることが可能となる。
また、閾値及び補間受信データ列のずらし量の段階数は、２段階に限られずさらに増やすことが可能である。段階数を増やすことによって逆拡散タイミングの補正精度をさらに上げることが可能となる。【００５７】
図１３は、本発明の第２実施例によるＣＤＭＡ受信装置の概略構成を示すブロック図である。本実施例では、パスサーチ部２０が検出したマルチパスすべてのパスタイミングについて、パスサーチ検出タイミングの前後の相関電力値を用いて、逆拡散処理を施すデータ列を、元の受信データ列と補間受信データ列との間で切り替える。
このため全てのフィンガー部３０ａ〜３０ｄのそれぞれに対して、図６と同様の補間調整部４０を設ける。そして補間調整部４０による判定結果に従って、各パスごとに、逆拡散を施すデータ列を、元の受信データ列、その前後の補間受信データ列の間で切り替える。
なお、図においてタイミング決定部２４から、各フィンガー部３０ａ〜３０ｄにそれぞれ設けられた補間調整部４０に至る信号線を省略して示しているが、各補間調整部４０は、図６を参照して上記説明した補間調整部４０と同様に、タイミング決定部２４から、パスタイミング相関電力値、前タイミング相関電力値及び後タイミング相関電力値を受信する。
本実施例は、図６の実施例に比べて回路規模が大きくなるが、特性改善量は大きい。【００５８】
図１４は、本発明の第３実施例によるＣＤＭＡ受信装置の概略構成を示すブロック図である。本実施例では、補間調整部４０による判定結果に従って、元の受信データ列及びその前後の補間受信データ列からセレクタ６１により選択されたデータ列を、パスサーチ部２０へフィードバック入力し、このデータ列を用いてパスサーチを行う。本構成によって補間されたデータ列を用いてパスタイミングを検出することが可能となり、参照符号列と間の相関値のピークを検出することを容易にする効果が期待できる。【００５９】
図１５は、本発明の第４実施例によるＣＤＭＡ受信装置の概略構成を示すブロック図である。本実施例では、受信データ列を濾過するディジタルフィルタ４２を用いて、受信データ列から補間受信データ列を生成する。そして、ディジタルフィルタ４２のタップ係数を変更することによって、ディジタルフィルタ４２からフィンガー３０ａ〜３０ｄへ出力するデータ列を、元の受信データ列、その前後にタイミングをずらせた補間受信データ列のいずれかから選択する。このためＣＤＭＡ受信装置１は、補間調整部４０による判定結果に従ってタップ係数を変更するタップ係数変更部４１を備える。ディジタルフィルタのタップ係数を変えることにより、タイミングを変える手法自体は既知である。なお、ＣＤＭＡ受信装置１では、受信帯域を制限するために予め帯域制限フィルタを実装する場合があり、この場合には予め実装された帯域制限フィルタを、本構成のディジタルフィルタ４２として使用することによって、簡易に本発明を実現することができる。【００６０】
図１６は、本発明の第５実施例によるＣＤＭＡ受信装置の概略構成を示すブロック図である。
本構成では、逆拡散部３１への入力データ列を前方にずらす場合には前補間部６２のみによる補間を行うが、後方にずらす処理を行う場合には、前補間部６２によって逆拡散部３１へ入力する受信データ列を１サンプル時間未満の所定時間だけ前方にずらすとともに、逆拡散タイミングを、パスサーチ部２０が設定したタイミングよりも１サンプル遅らせる。
このために、ＣＤＭＡ受信装置１は、補間調整部４０による判定結果に従って逆拡散部３１へ入力するパスタイミングを変更するパスタイミング補正部４３を備える。【００６１】
図６の構成では２つの補間部６２及び６３があるために、逆拡散部３１による逆拡散タイミングは、パスサーチ部２０によって検出された１つのパスタイミングに対して、前０．５サンプル及び後０．５サンプルの計１サンプル分だけ変動する可能性がある。
したがって、逆拡散タイミングがサンプルタイミングｔ１とｔ２の間の（ｔ１＋ｔ２）／２であった場合に、同じパスタイミングに対してパスサーチ部２０から異なるサンプルタイミングｔ１及びｔ２が入力されることが考えられるため、タイミングに係わる処理（例えば受信装置１が同じパスを継続した信号を受信しているか否かなど判断処理）が複雑化する。【００６２】
本実施例によれば、補間部による逆拡散タイミングの補正幅は０．５サンプルに低減されるので、同じパスタイミングに対して異なるサンプルタイミングが逆拡散部３１に入力される可能性がなくなるのでタイミングに係わる処理を行うとき複雑性が減る。また、後補間部６３を省略することができ回路規模面でも有利である。
なお、本実施例に代えて、０．５サンプル後ろにずらすための後補間部を備え、０．５サンプル前にずらす処理を行う場合には、後補間部によって逆拡散部３１へ入力する受信データ列を０．５サンプル後にずらすとともに、パスタイミング補正部４３を用いて、逆拡散タイミングを、パスサーチ部２０が設定したタイミングよりも１サンプル早めてもよい。【００６３】
また図１３〜図１６に示した各実施例においても、前補間部６２及び後補間部６３は、図１１及び図１２を参照して説明したように、受信データ列からのずらし量を段階的に変更した補間受信データ列を生成してもよい。【００６４】
以上、説明のみを目的として選択した好適な実施例を参照しながら、本発明を説明したが、当業者には本発明の趣旨および範囲から逸脱することなく、これら実施例の様々な変形、省略、および逸脱を、行なうことが可能であることは明らかである。また、クレームに使用される各用語は、明細書にて説明された実施例に記載された特定の意味に限定されるものではない。
【産業上の利用可能性】
【００６５】
本発明は、直接拡散符号分割多元接続方式のようなＣＤＭＡ通信方式を利用するＣＤＭＡ受信装置及びＣＤＭＡ受信方法に利用可能である。特に本発明は、このようなＣＤＭＡ受信装置及びＣＤＭＡ受信方法において受信データ列に逆拡散処理を行う逆拡散タイミングを最適化するための技術に好適に履行可能である。
【図１】
0004724747.tif 000006
【図２】
0004724747.tif 000007
【図３】
0004724747.tif 000008
【図４】
0004724747.tif 000009
【図５Ａ】
0004724747.tif 000010
【図５Ｂ】
0004724747.tif 000011
【図６】
0004724747.tif 000012
【図７】
0004724747.tif 000013
【図８】
0004724747.tif 000014
【図９】
0004724747.tif 000015
【図１０】
0004724747.tif 000016
【図１１Ａ】
0004724747.tif 000017
【図１１Ｂ】
0004724747.tif 000018
【図１２】
0004724747.tif 000019
【図１３】
0004724747.tif 000020
【図１４】
0004724747.tif 000021
【図１５】
0004724747.tif 000022
【図１６】
0004724747.tif 000023