(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
マルチキャリア伝送方式の復調方法であって、少なくともＮ−Ｍ本（Ｍ＜Ｎ）のサブキャリアがヌルキャリアである信号を受信し、復調するマルチキャリア復調方法において、
Ｎ本のサブキャリアを全て復調できるＮ点のディジタル信号を得て、
当該Ｎ点のディジタル信号から、予め設定されたＭ点をとりだし、
前記Ｎ−Ｍ本のヌルキャリア以外のＭ本のサブキャリアの番号と前記取り出されたサンプル点の番号を基に、前記Ｍ点のサンプル点から前記Ｎ−Ｍ本のヌルキャリア以外のＭ本のサブキャリアのうち所望のＬ本のサブキャリア（Ｌ≦Ｍ）を復調するための行列を用意しておき、
当該用意された行列と、Ｍ点のサンプル点から成るベクトルとの積から前記Ｎ−Ｍ本のヌルキャリア以外のＭ本のサブキャリアのうち所望のＬ本のサブキャリアを復調することを特徴とするマルチキャリア復調方法。
【請求項２】
前記マルチキャリア伝送方式は、逆離散フーリエ変換を用いて変調する方式であり、
前記ディジタル信号は、Ｎ本のサブキャリアの隣り合う周波数間隔をΔｆとしてサンプリング間隔１／（ＮΔｆ）、δ／（ＮΔｆ）、但し、０＜δ＜１、又は、１／（νＮΔｆ）、但し、νは２以上の自然数、で直交復調されたＮ点の複素ディジタル信号であることを特徴とする請求項１に記載のマルチキャリア復調方法。
【請求項３】
前記Ｍ点の複素ディジタル信号は、１シンボル中の初めのＭ点であることを特徴とする請求項２に記載のマルチキャリア復調方法。
【請求項４】
マルチキャリア伝送方式の復調装置であって、少なくともＮ−Ｍ本（Ｍ＜Ｎ）のサブキャリアがヌルキャリアである信号を受信し、復調するマルチキャリア復調装置において、
Ｎ本のサブキャリアを全て復調できるＮ点のディジタル信号を得るサンプリング装置と、
当該Ｎ点のディジタル信号から、Ｍ点をとりだす抽出装置と、
前記Ｎ−Ｍ本のヌルキャリア以外のＭ本のサブキャリアの番号と前記抽出装置で取り出されたサンプル点の番号を基に、前記抽出装置でとりだしたＭ点のサンプル点から前記Ｎ−Ｍ本のヌルキャリア以外のＭ本のサブキャリアのうち所望のＬ本のサブキャリア（Ｌ≦Ｍ）を復調するための行列と、Ｍ点のサンプル点から成るベクトルとの積から前記Ｎ−Ｍ本のヌルキャリア以外のＭ本のサブキャリアのうち所望のＬ本のサブキャリア（Ｌ≦Ｍ）を復調する演算装置とを有することを特徴とするマルチキャリア復調装置。
【請求項５】
前記マルチキャリア伝送方式は、逆離散フーリエ変換を用いて変調する方式であり、
前記ディジタル信号は、Ｎ本のサブキャリアの隣り合う周波数間隔をΔｆとしてサンプリング間隔１／（ＮΔｆ）、δ／（ＮΔｆ）、但し、０＜δ＜１、又は、１／（νＮΔｆ）、但し、νは２以上の自然数、で直交復調された複素ディジタル信号であることを特徴とする請求項４に記載のマルチキャリア復調装置。
【請求項６】
前記抽出装置の取りだすＭ点の複素ディジタル信号は、１シンボル中の初めのＭ点であることを特徴とする請求項５に記載のマルチキャリア復調装置。
【請求項７】
逆離散フーリエ変換を用い、少なくともＮ−Ｍ本（Ｍ＜Ｎ）のサブキャリアがヌルキャリアである信号を送信するマルチキャリア変調方法により得られる信号であって、Ｎ点の逆離散フーリエ変換に相当する有効シンボルのうちの初めのＭ点を送信することで、Ｎ本のキャリアの隣り合う周波数間隔をΔｆとして、有効シンボル長を、１／ΔｆからＭ／（ＮΔｆ）として、送信された信号を受信し、復調するマルチキャリア復調方法において、
Ｎ本のサブキャリアの隣り合う周波数間隔をΔｆとしてサンプリング間隔１／（ＮΔｆ）、δ／（ＮΔｆ）、但し、０＜δ＜１、又は、１／（νＮΔｆ）、但し、νは２以上の自然数、で直交復調されたＭ点の複素ディジタル信号を得て、
前記Ｎ−Ｍ本のヌルキャリア以外のＭ本のサブキャリアの番号とＭ点の前記複素ディジルタ信号のサンプル点の番号を基に、前記Ｍ点のサンプル点から前記Ｎ−Ｍ本のヌルキャリア以外のＭ本のサブキャリアのうち所望のＬ本のサブキャリア（Ｌ≦Ｍ）を復調するための行列を用意しておき、
当該用意された行列と、Ｍ点のサンプル点から成るベクトルとの積から前記Ｎ−Ｍ本のヌルキャリア以外のＭ本のサブキャリアのうち所望のＬ本のサブキャリアを復調することを特徴とするマルチキャリア復調方法。
【請求項８】
逆離散フーリエ変換を用い、少なくともＮ−Ｍ本（Ｍ＜Ｎ）のサブキャリアがヌルキャリアである信号を送信するマルチキャリア変調方法により得られる信号であって、Ｎ点の逆離散フーリエ変換に相当する有効シンボルのうちの初めのＭ点を送信することで、Ｎ本のキャリアの隣り合う周波数間隔をΔｆとして、有効シンボル長を、１／ΔｆからＭ／（ＮΔｆ）として、送信された信号を受信し、復調するマルチキャリア復調装置において、  Ｎ本のサブキャリアの隣り合う周波数間隔をΔｆとしてサンプリング間隔１／（ＮΔｆ）、δ／（ＮΔｆ）、但し、０＜δ＜１、又は、１／（νＮΔｆ）、但し、νは２以上の自然数、で直交復調されたＭ点の複素ディジタル信号を得るサンプリング及び直交復調装置と、
前記Ｎ−Ｍ本のヌルキャリア以外のＭ本のサブキャリアの番号とＭ点の前記複素ディジルタ信号のサンプル点の番号を基に、前記Ｍ点のサンプル点から前記Ｎ−Ｍ本のヌルキャリア以外のＭ本のサブキャリアのうち所望のＬ本のサブキャリア（Ｌ≦Ｍ）を復調するための行列と、Ｍ点のサンプル点から成るベクトルとの積から前記Ｎ−Ｍ本のヌルキャリア以外のＭ本のサブキャリアのうち所望のＬ本のサブキャリアを復調する演算装置と
を有することを特徴とするマルチキャリア復調装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数のサブキャリアをそれぞれ変調し、１シンボル長で当該複数の変調信号を送信可能とするマルチキャリア伝送方式の、復調方法及び復調装置に関する。本発明は例えば直交周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division Multiplex, OFDM）方式により変調された信号を受信する復調装置に特に有効である。
【０００２】
【従来の技術】
例えばOFDM方式においては、変調側ではガードインターバルを除いた１シンボル長に、Ｎ本のキャリアの周波数間隔をΔｆとしてサンプリング間隔１／（ＮΔｆ）で並んだＮ個の複素ディジタル信号を、逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）により形成していた。また、復調側では、ガードインターバルを除いた１シンボル長から、Ｎ本のキャリアの周波数間隔をΔｆとしてサンプリング間隔１／（ＮΔｆ）でサンプリングしたＮ個の複素ディジタル信号を用いて離散フーリエ変換（ＤＦＴ）により復調を行っていた。この演算に用いる複素ディジタル信号を減らす、即ち１シンボル長を１／２にしてしまう技術が最近報告されている（2000年10月第23回情報理論とその応用シンポジウム、pp.101-104）。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、一般に、変調側でＮ点ＩＤＦＴ（Ｎ点逆離散フーリエ変換）の入力（サブキャリアに乗せる信号）のうち、常に０であるヌルキャリアが多数含まれている。本発明は、この点に着目し、復調側で必ずしもＮ点ＤＦＴを用いる必要がないことから、ガードインターバルを除く１シンボル長のＮ個のディジタル複素信号全てを用いないでヌルキャリア以外の有効キャリアの復調を可能とするものである。また、変調側において、ヌルキャリア以外の有効キャリアの復調が可能なだけ（ガードインターバルを付加するならばガードインターバルを除く）１シンボル長を短くした変調とするもの及びそれに対応した復調を行うものである。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
請求項１に係る発明は、マルチキャリア伝送方式の復調方法であって、少なくともＮ−Ｍ本（Ｍ＜Ｎ）のサブキャリアがヌルキャリアである信号を受信し、復調するマルチキャリア復調方法において、Ｎ本のサブキャリアを全て復調できるＮ点のディジタル信号を得て、当該Ｎ点のディジタル信号から、予め設定されたＭ点をとりだし、Ｎ−Ｍ本のヌルキャリア以外のＭ本のサブキャリアの番号と取り出されたサンプル点の番号を基に、Ｍ点のサンプル点からＮ−Ｍ本のヌルキャリア以外のＭ本のサブキャリアのうち所望のＬ本のサブキャリア（Ｌ≦Ｍ）を復調するための行列を用意しておき、当該用意された行列と、Ｍ点のサンプル点から成るベクトルとの積からＮ−Ｍ本のヌルキャリア以外のＭ本のサブキャリアのうち所望のＬ本のサブキャリアを復調することを特徴とする。ここで「少なくともＮ−Ｍ本（Ｍ＜Ｎ）のサブキャリアがヌルキャリアである」とは、当該サブキャリアは常に情報が０であるようなガードバンド、キャリアホール等に当たるものを言う。変調は、複素変調でも、また、振幅又は位相のみの変調でも良い。Ｎ本のサブキャリアが複素変調されている場合はＮ点のディジタル信号は複素信号とすべきことは当然である。いずれの場合も、何等かの手段で同期がとられることが前提であるが、本発明はその同期をとる手段に左右されない。
【０００５】
また、請求項２に係る発明は、請求項１の発明において、マルチキャリア伝送方式は、逆離散フーリエ変換を用いて変調する方式であり、ディジタル信号は、Ｎ本のサブキャリアの隣り合う周波数間隔をΔｆとしてサンプリング間隔１／（ＮΔｆ）、δ／（ＮΔｆ）、但し、０＜δ＜１、又は、１／（νＮΔｆ）、但し、νは２以上の自然数、で直交復調されたＮ点の複素ディジタル信号であることを特徴とする。ここで、直交復調とサンプリングは、アナログ直交復調ののちアナログ／ディジタル変換する場合も、アナログ／ディジタル変換ののちディジタル直交する場合も、どちらも本願発明に包含される。ここで逆離散フーリエ変換の点数はＮ点に限定されない。また、請求項３に係る発明は、Ｍ点の複素ディジタル信号は、１シンボル中の初めのＭ点であることを特徴とする。
【０００６】
【０００７】
【０００８】
請求項４乃至請求項６に係る発明は、請求項１乃至請求項３に係るマルチキャリア復調方法を採用したマルチキャリア復調装置である。特許請求の範囲における用語の説明もほぼ同様である。
【０００９】
請求項７に係る発明は、逆離散フーリエ変換を用い、少なくともＮ−Ｍ本（Ｍ＜Ｎ）のサブキャリアがヌルキャリアである信号を送信するマルチキャリア変調方法により得られる信号であって、Ｎ点の逆離散フーリエ変換に相当する有効シンボルのうちの初めのＭ点を送信することで、Ｎ本のキャリアの隣り合う周波数間隔をΔｆとして、有効シンボル長を、１／ΔｆからＭ／（ＮΔｆ）として、送信された信号を受信し、復調するマルチキャリア復調方法において、Ｎ本のサブキャリアの隣り合う周波数間隔をΔｆとしてサンプリング間隔１／（ＮΔｆ）、δ／（ＮΔｆ）、但し、０＜δ＜１、又は、１／（νＮΔｆ）、但し、νは２以上の自然数、で直交復調されたＭ点の複素ディジタル信号を得て、Ｎ−Ｍ本のヌルキャリア以外のＭ本のサブキャリアの番号とＭ点の複素ディジルタ信号のサンプル点の番号を基に、Ｍ点のサンプル点からＮ−Ｍ本のヌルキャリア以外のＭ本のサブキャリアのうち所望のＬ本のサブキャリア（Ｌ≦Ｍ）を復調するための行列を用意しておき、当該用意された行列と、Ｍ点のサンプル点から成るベクトルとの積からＮ−Ｍ本のヌルキャリア以外のＭ本のサブキャリアのうち所望のＬ本のサブキャリアを復調することを特徴とする。本発明は１シンボルのガードインターバルを含まない部分を部分的に削除するのであるから、発信されるＭ／（ＮΔｆ）の長さの信号は、そもそもシンボル長１／Δｆの一部であり、全体を短時間に発信するものではない。ここで逆離散フーリエ変換の点数はＮ点に限定されない。
【００１０】
また、本発明においても、直交復調とサンプリングは、アナログ直交復調ののちアナログ／ディジタル変換する場合も、アナログ／ディジタル変換ののちディジタル直交する場合も、どちらも本発明に包含される。
【００１１】
【００１２】
【００１３】
請求項８に係る発明は、請求項７に係るマルチキャリア復調方法を採用したマルチキャリア復調装置である。特許請求の範囲における用語の説明もほぼ同様である。
【００１４】
【作用及び発明の効果】
請求項１乃至請求項６に係るマルチキャリア復調方法又はマルチキャリア復調装置は、ヌルキャリアを含めたＮ本のサブキャリアの情報を本来Ｎ点のサンプリング点の複素信号等で復調すべきものを、少なくともＮ−Ｍ本（Ｍ＜Ｎ）のサブキャリアがヌルキャリアである（常に情報が０である、ガードバンド、キャリアホール等）場合は、残りのＭ本のサブキャリアは、一定の制限のもと、Ｍ点のサンプリング点（Ｍ＜Ｎ）で復調することが可能であることに基づく。当然、Ｍ本のサブキャリアのうち所望のＬ本（Ｌ＜Ｍ）のサブキャリアは、一定の制限のもと、Ｍ点のサンプリング点（Ｍ＜Ｎ）で復調することが可能である。更に、当該Ｍ本のサブキャリアのうちＭ−Ｌ本がヌルキャリアである場合でも所望のＬ本（Ｌ＜Ｍ）のサブキャリアは、一定の制限のもと、Ｍ点のサンプリング点（Ｍ＜Ｎ）で復調することが可能である。そのようなことを可能とするための方策及び制限は後述する。これにより、サンプリングされたＮ点の信号のうち、Ｎ−Ｍ個までは使用せずに、残りのＭ点のサンプリング点から有効キャリアを全て含むＭ本のサブキャリアのいずれもが復調可能となる。即ち、Ｎ点のサンプリング点からの復調よりも高速な復調が可能となる（請求項１、４）。
【００１５】
特に、逆離散フーリエ変換を用いて変調された、例えばＯＦＤＭ系の信号を受信する復調方法又は復調装置として有効である。これは、逆離散フーリエ変換を用いて変調された、例えばＯＦＤＭ系の変調信号は設計方法が画一的であるからである。即ち、ヌルキャリアでないサブキャリアのキャリア番号、演算に用いるＭ点のサンプリング番号から、Ｍ点の複素信号からの復調のための行列（線形演算）を容易に求めることができる（請求項２、５）。１シンボルのＮ点からＭ点の選択が１シンボルの初めのＭ点であれば、もっとも高速に復調が可能となる（請求項３、６）。
【００１６】
さらに、アナログ直交復調によりベースバンド信号を得たのちディジタルサンプリングする場合、そのサンプリング間隔は１／（ＮΔｆ）（ただしΔｆはサブキャリアの周波数間隔）よりも狭くすることが可能であり、その際復調は更に高速となる。サンプリング間隔を１／（ＮΔｆ）の整数分の１とするなら、直交復調とサンプリングの前後は問われない。
【００１７】
本復調方法及び復調装置で受信される信号の送信側の変調においては、１シンボル長（ガードバンドを付加する場合はガードバンドを除く）がＮ個の複素信号で形成される部分をＭ個とすることで、１シンボル長（ガードバンドを付加する場合はガードバンドを除く）を１／Δｆから、Ｍ／（ＮΔｆ）まで削減することができ、高速且つ高密度な通信方法とすることができる。
【００１８】
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を可能とするキャリア番号とサンプリング点番号について、ＯＦＤＭを例にして説明する。尚、後述するとおり、本発明はＯＦＤＭに限定されない。以下の説明は、Ｎ点逆離散フーリエ変換を示すＮ行Ｎ列の行列から取り出したＭ行Ｍ列の行列に対し、階数（ｒａｎｋ）がＭであること（逆行列が存在すること）を対角化等の直接計算により求めることなく確かめることを目的とする。
【００２０】
〔本発明を可能とするキャリア番号とサンプリング点番号について〕
まず、ＯＦＤＭ系のキャリア、即ち波形が第ｎ点（ｎ＝０からＮ−１までの整数）で、次の式（１）を満たすものを考える。
【数１】
0004724993.tif 000002
【００２１】
ここで、キャリアが、ｋ＝０からＮ−１までの全数を使っていないとき、有効シンボルキャリアを全数含むＭ個のキャリアが、ｎ＝０からＮ−１までのＮ個のサンプル点のうちＭ個のサンプル点で復調可能な場合の条件を求める。これを次のように表す。
【数２】
0004724993.tif 000003
【００２２】
式（２）において、Σは、Ｍ個の整数から成る集合｛kp｝について取る。また、集合｛nq｝は、Ｍ個の整数から成る。ここで1≦p,q≦M、0≦kp,nq≦N-1、kp＜kp+1、nq＜nq+1とする。式（２）は、Ｍ個の複素数ｘ(nq)から成るベクトルが、ｑ行ｐ列がexp(2πjkpnq／N)から成る行列とＭ個の複素数Ｘ(kp)から成るベクトルとの積であることを示している。すると、Ｍ個の複素数ｘ(nq)から成るベクトルが得られた場合、Ｍ個の複素数Ｘ(kp)から成るベクトルを算出できるかどうかは、ｑ行ｐ列がexp(2πjkpnq／N)から成る行列が逆行列を有するかどうかと等価である。
【００２３】
ｑ行ｐ列がexp(2πjkpnq／N)である行列について、集合｛kp｝、｛nq｝がどちらも０以上Ｎ−１以下の整数Ｎ個の集合と一致する場合は式（１）に帰着する。逆行列は、ＷN＝exp(-2πj／N)として、ｋ＋１行ｎ＋１列がＷNknのＮ行Ｎ列の行列である（ただし０≦ｋ≦Ｎ−１、０≦ｎ≦Ｎ−１、ＩＤＦＴ（Ｎ点逆離散フーリエ変換）とＤＦＴ（Ｎ点離散フーリエ変換）の関係）。一方、ｑ行ｐ列がexp(2πjkpnq／N)である行列が逆行列を有するよう、０以上Ｎ−１以下の、互いに異なるＭ個の整数から成る集合｛kp｝、｛nq｝を選ぶ方法は極めて広範囲である。しかし、次のようにして、当該集合｛kp｝、｛nq｝が、ｑ行ｐ列がexp(2πjkpnq／N)である行列が逆行列を有しないものを判断すること、即ち、逆行列を有するよう設定することが可能である。
【００２４】
〔逆行列の有無にいて〕
ｑ行ｐ列がexp(2πjkpnq／N)（各々Ｍ個の整数から成る集合｛kp｝、｛nq｝は、1≦p,q≦M、0≦kp,nq≦N-1、kp＜kp+1、nq＜nq+1）のＭ行Ｍ列の行列が逆行列を有するか（行列式が０でないか）どうかについては、次の変換をした行列の行列式が０かどうかと等価である。即ち、第ｑ'行と第ｐ'列に着目し、全要素をexp(2πjkp'nq'／N)で除したのち、第ｐ列（ｐ≠ｐ'）をexp(2πj(kp-kp')nq'／N)で除し第ｑ行（ｑ≠ｑ'）をexp(2πjkp'(nq-nq')／N)で除すことである。これにより、第ｑ'行と第ｐ'列の要素をすべて１にすることができる。ここで、行について、Ｎの約数ｂ（Ｎ＝ａｂ）をとり、ｂによる剰余系で元の数が最も多くなる｛nq｝の剰余系（その元の数をＢとする）を選ぶ。列については第１列の成分を全て１に、前記ｂにより選んだ｛nq｝の剰余系に対応する行のうちの１行の成分を全て１にする。
【００２５】
これについて実例を上げる。Ｎ＝１２、ｑ行ｐ列がexp(πjkpnq／６)、｛kp｝＝｛０，１，４，５，８｝、｛nq｝＝｛０，１，２，３，６｝とする。ｂ＝３（即ち、ａ＝４）による｛nq｝の剰余系は｛０，３，６｝と｛１｝と｛２｝で、元の最多となるものは｛０，３，６｝。当該行列は、次のものである。
【数３】
0004724993.tif 000004
【００２６】
数３の行列は、第１列の成分が全て１となっており、｛nq｝＝｛０，１，２，３，６｝のうち、ｂ＝３による剰余系で元の数が最も多くなる行｛nq｝＝｛０，３，６｝のうち、nq＝０となる第１行の成分が全て１となっている。
【００２７】
行列式の０か否かについては、行の交換、列の交換に影響されない。今、ｂによる剰余系で元の数が最も多くなる行を第１行乃至第Ｂ行に置き替える。さらに、第１列（ｐ＝１）がすべて１、第１行（ｑ＝１）がすべて１となるというにする。数３の行列においては、元の最多となる｛０，３，６｝に対応する行を、第１行乃至第３行（即ちＢ＝３）に置き替ればよく、次のとおりとなる。
【数４】
0004724993.tif 000005
【００２８】
ここまでの作業は、問題となっている行列について、Ｎの約数ｂによる整数の集合｛nq｝の剰余系を勘案したのち、元の数が最多（その数をＢ）となる剰余系に対応する行を第１行乃至第Ｂ行に置き替え、全要素をexp(2πjk1n1／N)で除したのち、第ｐ列（ｐ≠１）をexp(2πj(kp-k1)n1／N)で除し第ｑ行（ｑ≠１）をexp(2πjk1(nq-n1)／N)で除すことで得られる。これらはいわゆる行列の基本変形であり、このような変形の前後の行列について、行列式が０か否かは入れ代わることが無い。
【００２９】
すると、列｛kp｝について、ａによる剰余系の種類の数をＡとおくと、第１乃至第Ｂ行は、Ａ通りの成分配置しかない。実際、数３の行列において、｛kp｝＝｛０，１，４，５，８｝のａ＝４についての剰余は、２種類（即ちＡ＝２）で｛０，４，８｝と｛１，５｝である。これを変形した（行列式が０かどうかには関係しない）数４において、第１乃至第３行の成分のパターンは、第１、３、５列と第２、４列の２種類しかない。
【００３０】
このように考えると、次のことが明らかである。
〔１〕Ａ＜Ｂならば、変形後の行列式に対応する行列を下三角行列化した際、対角成分はＡ＋１行Ａ＋１列乃至Ｂ行Ｂ列まで０が並び、そもそも元の行列式が０である。例えばＡ＝２、Ｂ＝３である上記数４の行列を下三角化すると、第３行第３列の成分が０となる。
〔２〕Ａ≧Ｂが、Ｎの１とＮ以外の約数ａ、ｂの全ての対について言える（ただし、行と列を入れ換え、行｛nq｝の剰余系の種類の数と列｛kp｝の剰余系で元の数が最多のものも検討した上で）なら、変形後の行列式に対応する行列は必ず対角化可能。即ち、元の行列式は０とならない。
【００３１】
よって、Ｎが素数なら常に逆行列を有する。Ｎが素数でないなら、Ｍ個の整数から成る集合｛kp｝、｛nq｝を、Ｎ＝ａｂとなる、Ｎの１とＮ以外の約数ａ、ｂの全ての対に関する剰余系につて検討し、｛kp｝のａによる剰余系の種類の数Ａが、｛nq｝のによる剰余系の元の数の最大値Ｂより小さいようなＮの約数の対ａ，ｂがあれば、当該行列式は０。そのようなＮの約数の対ａ，ｂが全くなければ（ただし、行と列を入れ換え、行｛nq｝の剰余系の種類の数と列｛kp｝の剰余系で元の数が最多のものも検討した上で）、当該行列式は０でない。
【００３２】
また、ｑ行ｐ列がexp(2πjkpnq／N)（ただし、各々Ｍ個の整数から成る集合｛kp｝、｛nq｝は、1≦p,q≦M、0≦kp,nq≦N-1、kp＜kp+1,nq＜nq+1とする）のＭ行Ｍ列の行列が逆行列を有するか（行列式が０でないか）どうかは、ｑ'行ｐ'列がexp(2πjkp'nq'／N)（ただし1≦p',q'≦N-M、0≦kp',nq'≦N-1、kp'＜kp'+1,nq'＜nq'+1、kp'≠kp、nq'≠nq）のＮ−Ｍ行Ｎ−Ｍ列の行列が逆行列を有するか（行列式が０でないか）どうかと等価であることも明らかである。当該２つの行列は、Ｎ点ＩＤＦＴの行列（逆行列はＤＦＴの行列）から、互いに異なるＭ行Ｍ列の行列とＮ−Ｍ行Ｎ−Ｍ列の行列を取り出したものの関係にあるからである。これはＭがＮ／２より大きい場合に、より少ない集合の剰余系を検討できる点で特に有効である。
【００３３】
また、Ｍ個の連続した整数から成る集合｛kp｝に対し、どんなＭ個の互いに異なる整数から成る集合｛nq｝をとってもｑ行ｐ列がexp(2πjkpnq／N)のＭ行Ｍ列の行列は逆行列を有する。逆に、Ｍ個の連続した整数から成る集合｛nq｝に対し、どんなＭ個の互いに異なる整数から成る集合｛kp｝をとってもｑ行ｐ列がexp(2πjkpnq／N)のＭ行Ｍ列の行列は逆行列を有する。これらは互いに等価である。このうち後者の証明の概略は次のようである。即ち、Ｍ個の連続した整数から成る集合｛nq｝の上記ｂ（Ｎ＝ａｂ）による剰余系の元の数の最大値Ｂは、−[−Ｍ／ｂ]である。ただし[Ｒ]はガウスの記号で、実数Ｒを越えない最大の整数を表す。Ｍ個の互いに異なる整数から成る集合｛kp｝のａによる剰余系の種類Ａの最小値を求めると、ａによる剰余系には最大ｂ＝Ｎ／ａ個までしか元が無いのであるから、−[−Ｍ／ｂ]となる。即ち、Ｍ個の連続した整数から成る集合｛nq｝の上記ｂによる剰余系の元の数の最大値Ｂは、Ｍ個の互いに異なる整数から成る集合｛kp｝のａによる剰余系の種類Ａの最小値に等しい。このとき、ＢはＡを越えることが無い。
【００３４】
さらに、Ｎ＝ｃm（ｃは素数、ｍは２以上の整数）であれば、Ｍ個の連続した整数から成る集合｛kp｝と、ｃm'（ｍ'＝[logcＭ]、[Ｒ]はガウスの記号で、実数Ｒを越えない最大の整数）による剰余系（剰余の種類と各々の元の個数）が完全一致するＭ個の整数から成る集合｛kp｝に対し、どんなＭ個の互いに異なる整数から成る集合｛nq｝をとってもｑ行ｐ列がexp(2πjkpnq／N)のＭ行Ｍ列の行列は逆行列を有する。これは｛nq｝と｛kp｝を逆にしても成立する。ｃm'とは（ｍ'＝[logcＭ]）、Ｍに等しいか、又はＭを越えない最大の、Ｎの唯一の素因数の階乗である。｛kp｝と、ｃm'による剰余系が完全一致するとは、Ｍ個の連続した整数の任意の各kpに対し、kp±ｃm'、kp±２ｃm'、kp±３ｃm'、…、kp±(ｃm−ｃ)（ただし、０以上Ｎ−１以下の範囲外にあたるものは一切除外するものとする）のうちのひとつに置き替えた（置き換えによる重複は許されない）、０以上Ｎ−１以下のＭ個の互いに異なる整数の集合を意味する。
【００３５】
〔逆行列についてまとめ〕
１．Ｎが素数であれば当該行列は逆行列を有する。
２．｛nq｝と｛kp｝の少なくとも一方が、連続したＭ個の整数から成る集合であれば、ｑ行ｐ列がexp(2πjkpnq／N)のＭ行Ｍ列の行列は逆行列を有する。
３．Ｎ＝ｃm（ｃは素数、ｍは２以上の整数）であれば、上述の通り、連続したＭ個の整数の集合でなくても、｛nq｝と｛kp｝の少なくとも一方が、連続したＭ個の整数の集合とｃm'（ｍ'＝[logcＭ]）による剰余系について剰余の種類と各々の元の個数が一致する集合であれば当該行列は逆行列を有する。
４．その他の｛nq｝と｛kp｝であっても、Ｎの１とＮ以外の約数ａ、ｂの全ての対に関する剰余系につて検討し、｛kp｝のａによる剰余系の種類の数Ａが、｛nq｝のｂによる剰余系の元の数の最大値Ｂより小さいようなＮの約数の対ａ，ｂが全くなく、且つ、｛nq｝のａによる剰余系の種類の数Ａが、｛kp｝のｂによる剰余系の元の数の最大値Ｂより小さいようなＮの約数の対ａ，ｂが全くないならば、当該行列は逆行列を有する。
【００３６】
ところで上記逆行列はＭ行Ｍ列であるが、そこから所望のＬ行を取り出したＬ行Ｍ列の行列（Ｌ≦Ｍ）を用いれば、Ｍ本のサブキャリアから任意のＬ本のキャリアをＭ個のサンプル点から求めるための行列となることは自明である。即ち、本願発明うち復調方法及び復調装置の実施に使われる行列は正方行列に限定されない。
【００３７】
また、ここまでの議論が、Ｍ本のサブキャリアにヌルキャリア含まれていたとてしても成立することは明らかである。すると、Ｍ本のサブキャリアの中に更にＭ−Ｌ本（Ｌ＜Ｍ）のヌルキャリアがあったとして、残りＬ本のキャリアをＭ個のサンプル点から求めるための行列は、上記議論におけるｑ行ｐ列がexp(2πjkpnq／N)のＭ行Ｍ列の行列の逆行列であるＭ行Ｍ列の行列から当該Ｌ本のキャリアを復調ために必要なＬ行を取り出したもので良いことは明らかである。即ち、Ｌ本のキャリアに対応するkpの他に、Ｍ−Ｌ個の任意のkp（Ｌ本のキャリアに対応するkpを除く）を仮に用いたＭ行Ｍ列の行列を構成してその逆行列を求め、そこからＬ本のキャリアに対応するＬ行Ｍ列の行列（Ｌ＜Ｍ）を取りだせば良い。簡単な考察から、このようなＬ行Ｍ列の行列は無数に構成することができる。
【００３８】
〔他のマルチキャリアについて〕
上記はＯＦＤＭを代表例に、等周波数間隔のＮ本のサブキャリアから成る通信方法について説明したが、上記説明から明らかなように、本発明の本質は等周波数間隔のＮ本のサブキャリアから成る通信方法に限定されない。即ち、周波数間隔比が整数比であれば、上記逆行列の有無を検討した内容をそのまま考慮することで、Ｍ点のサンプリング点の選択が可能である。この際、Ｍ点のサンプリング点の選択において、「Ｎ本のサブキャリアを復調できるＮ点」が、そもそも等間隔でない場合であっても、上記逆行列の有無を検討した内容をそのまま考慮することで、Ｍ点のサンプリング点の選択が可能である。このことは、周波数間隔比が整数比であるＮ本のサブキャリアから成る通信方法は、等周波数間隔のＮ’本のサブキャリアから成る通信方法であってＮ’−Ｎ本がヌルキャリアであるものと同等と考えることができるからである。
【００３９】
〔より高いサンプリング周波数を使用することについて〕
サンプリング周波数がより高くなるということは、サンプリング間隔Δｔ＝Ｔ／Ｎに対し、Δｔ'＝ｄＴ／Ｄ（ｄとＤは互いに素の自然数で、ｄ／Ｄ＜Ｎ、即ちＮ≦ｄＮ＜Ｄ）でサンプリングすることと同等である。これにより連続するＭ個のサンプリングにより、ｑ行ｐ列がexp(2πjｄkpnq／Ｄ)（nqは０以上Ｍ−１以下の整数）から成る行列が逆行列を有するかどうかを考えることは、上記と全く同等に考えることができる。即ち、Ｄが約数を有するならば、それら約数についてのキャリア番号｛kp｝、サンプリング番号｛nq｝の剰余系を検討すれば良い。
【００４０】
〔第１実施例〕
図１は、本発明の具体的な第１の実施例に係るマルチキャリア復調装置１０００の構成を示したブロック図である。マルチキャリア復調装置１０００は、請求項１乃至３、請求項４乃至６の実施例に相当する。本実施例においては、ガードインターバルを有する、Ｎ本のサブキャリアから成り、うちＬ本が有効キャリアであるＯＦＤＭ変調信号を受信してアナログ直交復調するマルチキャリア復調装置１０００を示した。
【００４１】
図１のマルチキャリア復調装置１０００は、同期回路１０１、発振器１０２、位相器１０２１、乗算器１０３Ｉ及び１０３Ｑ、ＬＰＦ１０４Ｉ及び１０４Ｑ、選択Ａ／Ｄ１０５Ｉ及び１０５Ｑ、ＧＩ除去回路１０６Ｉ及び１０６Ｑ、Ｓ／Ｐ１０７Ｉ及び１０７Ｑ、複素線形演算回路１０８、デマッピング回路１０９、Ｐ／Ｓ１１０から構成される。このうち、ＲＣＶと示した部分がサンプリング装置及び抽出装置、又はサンプリング及び直交復調装置並びに抽出装置に当たる。また、複素線形演算回路１０８は、Ｌ本のサブキャリアを復調する演算器に当たる。
【００４２】
明示していない同期用のパイロットシンボルにより、同期回路１０１が同期信号を発する。まず、発振器１０２が同期回路１０１の同期信号により、主搬送波と同期した正弦波を発生させる。この正弦波は、乗算器１０３Ｉと１０３Ｑにより受信波との直交復調に用いられる。なおこの際、一方（図１で乗算器１０３Ｉ側）は位相器１０２１により位相がπ／２補正される。次に乗算器１０３Ｉと１０３Ｑの出力が各々低域濾波器（ＬＰＦ）１０４Ｉ及び１０４Ｑで高周波が除かれ、アナログ直交復調された同相成分ＩAと直交成分ＱAとして、各々選択アナログ／ディジタル変換器（選択Ａ／Ｄ）１０５Ｉ及び１０５Ｑに出力される。
【００４３】
選択Ａ／Ｄ１０５Ｉ及び１０５Ｑでは、Ｎ本のサブキャリアの周波数間隔をΔｆとしたとき、サンプリングレート１／（ＮΔｆ）でサンプリングを行う。次に、ガードインターバルでない、有効シンボル長のＮ個のサンプル点のうち、後ろのＮ−Ｍ個（サンプル番号Ｍ乃至Ｎ−１）についてはここで消去される。即ち、ガードインターバル部分のサンプル点と、有効シンボル長のＮ個のサンプル点のうち、前のＭ個（サンプル番号０乃至Ｍ−１）がガードインターバル除去回路（ＧＩ除去回路）１０６Ｉ、１０６Ｑに出力される。尚、Ｌ、Ｍ、Ｎの関係はＬ≦Ｍ＜Ｎである。
【００４４】
ＧＩ除去回路１０６Ｉ、１０６Ｑは、選択Ａ／Ｄ１０５Ｉ及び１０５Ｑの出力のうちガードインターバルに当たるサンプル点を除去したＭ個のサンプル点について、各々直並列変換器（Ｓ／Ｐ）１０７Ｉ及び１０７Ｑに出力する。Ｓ／Ｐ１０７Ｉ及び１０７Ｑの２Ｍ個の出力は、Ｍ個の複素ディジタル信号を意味し、複素線形演算回路１０８に出力される。
【００４５】
複素線形演算回路１０８には、Ｌ本の有効キャリアの番号を含むＭ本のサブキャリアの番号を要素とする集合｛kp｝、サンプル番号０乃至Ｍ−１を要素とする集合｛nq｝について、ｑ行ｐ列がexp(2πjkpnq／N)である行列の逆行列から取り出したＬ行Ｍ列の行列が記憶されている。これを用い、Ｓ／Ｐ１０７Ｉ及び１０７Ｑの出力による、Ｍ個の複素ディジタル信号ｘ(nq)を要素とする複素ベクトルと当該逆行列の積から、Ｌ本の有効キャリアが有する情報Ｘ(kp)を演算する。尚、本実施例では複素線形演算回路１０８の作用をソフトウエア的な構成としたが、ＦＩＲによりハードウエア的構成としても良い。こうして復調された情報はデマッピング回路１０９によりデマッピングされ、並直列変換器（Ｐ／Ｓ）１１０により所望の信号列として出力される。
【００４６】
本実施例のマルチキャリア復調装置１０００は、１シンボル長のＡ／Ｄ変換（ガードインターバル除いてＮ個の複素信号の抽出）を行う前により短いＡ／Ｄ変換（ガードインターバルを除いてＭ個の複素信号の抽出、Ｍ＜Ｎ）ののち次のステップに移行し、Ｍ個の複素ディジタル信号を用いて演算を行うので、１シンボル当たりの復調を高速に行うことができる。
【００４７】
〔第２実施例〕
図２は、本発明の具体的な第２の実施例に係るマルチキャリア復調装置２０００の構成を示したブロック図である。マルチキャリア復調装置２０００は、請求項２及び請求項５の発明の変形例の実施例に相当する。
【００４８】
図２のマルチキャリア復調装置２０００の構成要素のうち、動作周波数又は動作タイミングを除いて、図１のマルチキャリア復調装置１０００と同じ作用をするものは同じ番号が付してある。図２のマルチキャリア復調装置２０００は、同期回路２０１、発振器１０２、位相器１０２１、乗算器１０３Ｉ及び１０３Ｑ、ＬＰＦ１０４Ｉ及び１０４Ｑ、選択Ａ／Ｄ２０５Ｉ及び２０５Ｑ、Ｓ／Ｐ１０７Ｉ及び１０７Ｑ、複素線形演算回路２０８、デマッピング回路１０９、Ｐ／Ｓ１１０から構成される。このうち、ＲＣＶと示した部分がアナログ復調装置に、選択Ａ／Ｄ２０５Ｉ及び２０５Ｑがサンプリング装置に、複素線形演算回路１０８が演算器に当たる。
【００４９】
同期回路２０１から発振器１０２へ出力される同期信号は、図１のマルチキャリア復調装置の同期回路１０１から発振器１０２へ出力される同期信号と同様である。以下、第１実施例同様低域濾波器（ＬＰＦ）１０４Ｉ及び１０４Ｑで高周波が除かれ、アナログ直交復調された同相成分ＩAと直交成分ＱAとして、各々選択アナログ／ディジタル変換器（選択Ａ／Ｄ）２０５Ｉ及び２０５Ｑに出力される。
【００５０】
選択Ａ／Ｄ２０５Ｉ及び２０５Ｑでは、Ｎ本のサブキャリアの周波数間隔をΔｆとしたとき、サンプリングレートδ／（ＮΔｆ）でサンプリングを行う。尚、δは１より小さい正の値である。このとき、サンプリング開始及びサンプリング終了タイミングを同期回路２０１から指示を受ける。即ち同期回路２０１は発振器１０２への同期信号とは異なるサンプリング開始及び終了信号を選択Ａ／Ｄ２０５Ｉ及び２０５Ｑへ出力する。サンプリング開始信号により、選択Ａ／Ｄ２０５Ｉ及び２０５Ｑは、ガードインターバルを除いた有効シンボルからサンプリングを始める。時間差δＭ／（ＮΔｆ）をおいて、サンプリング終了信号を受けるまでに、選択Ａ／Ｄ２０５Ｉ及び２０５Ｑは、各々Ｍ個のディジタル信号から成る信号列ＩRとＱRを取り出し、各々直並列変換器（Ｓ／Ｐ）１０７Ｉ及び１０７Ｑに出力する。Ｓ／Ｐ１０７Ｉ及び１０７Ｑの２Ｍ個の出力は、Ｍ個の複素ディジタル信号を意味し、複素線形演算回路２０８に出力される。
【００５１】
複素線形演算回路２０８には、Ｌ本の有効キャリアの番号を含むＭ本の有効キャリアの番号を要素とする集合｛kp｝、サンプル番号０乃至Ｍ−１を要素とする集合｛nq｝について、ｑ行ｐ列がexp(2πjδkpnq／N)である行列の逆行列から取り出したＬ行Ｍ列の行列が記憶されている。これを用い、Ｓ／Ｐ１０７Ｉ及び１０７Ｑの出力による、Ｍ個の複素ディジタル信号ｘ(nq)を要素とする複素ベクトルと当該逆行列の積から、Ｌ本の有効キャリアが有する情報Ｘ(kp)を演算する。尚、本実施例では複素線形演算回路２０８の作用をソフトウエア的な構成としたが、ＦＩＲによりハードウエア的構成としても良い。こうして復調された情報はデマッピング回路１０９によりデマッピングされ、並直列変換器（Ｐ／Ｓ）１１０により所望の信号列として出力される。
【００５２】
本実施例のマルチキャリア復調装置２０００は、１シンボル長（時間１／ΔｆのＡ／Ｄ変換を行う前により短いＡ／Ｄ変換（時間δＭ／（ＮΔｆ）、Ｍ＜Ｎ）ののち次のステップに移行し、Ｍ個の複素ディジタル信号を用いて演算を行うので、１シンボル当たりの復調を更に高速に行うことができる。
【００５３】
〔第３実施例〕
図３は、本発明の具体的な第３の実施例に係るマルチキャリア復調装置３０００の構成を示したブロック図である。マルチキャリア復調装置３０００は、請求項２及び請求項５の発明の別の変形例の実施例に相当する。本実施例のマルチキャリア復調装置３０００も、ガードインターバルを有する、Ｎ本のサブキャリアから成り、うちＬ本が有効キャリアであるＯＦＤＭ変調信号を受信してアナログ直交復調する。
【００５４】
図３のマルチキャリア復調装置３０００の構成要素のうち、動作周波数又は動作タイミングを除いて、図１のマルチキャリア復調装置１０００と同じ作用をするものは同じ番号が付してある。図３のマルチキャリア復調装置３０００は、同期回路１０１、発振器１０２、位相器１０２１、乗算器１０３Ｉ及び１０３Ｑ、ＬＰＦ１０４Ｉ及び１０４Ｑ、選択Ａ／Ｄ３０５Ｉ及び３０５Ｑ、ＧＩ除去回路３０６Ｉ及び３０６Ｑ、Ｓ／Ｐ１０７Ｉ及び１０７Ｑ、複素線形演算回路３０８、デマッピング回路１０９、Ｐ／Ｓ１１０から構成される。このうち、ＲＣＶと示した部分がディジタルサンプリング及び復調装置に、複素線形演算回路３０８が演算器に当たる。
【００５５】
同期回路１０１から発振器１０２への同期信号に始まり、第１実施例同様低域濾波器（ＬＰＦ）１０４Ｉ及び１０４Ｑで高周波が除かれ、アナログ直交復調された同相成分ＩAと直交成分ＱAとして、各々選択アナログ／ディジタル変換器（選択Ａ／Ｄ）３０５Ｉ及び３０５Ｑに出力される。
【００５６】
選択Ａ／Ｄ３０５Ｉ及び３０５Ｑでは、Ｎ本のサブキャリアの周波数間隔をΔｆとしたとき、サンプリングレート１／（νＮΔｆ）でサンプリングを行う。尚、νは２以上の自然数である。次に、ガードインターバルと、有効シンボル長の前のＭ個（サンプル番号０乃至Ｍ−１）がガードインターバル除去回路（ＧＩ除去回路）３０６Ｉ、３０６Ｑに出力される。ガードインターバルは、サンプリングレートの整数倍であるので、有効シンボルの開始点（サンプル番号０）から、（Ｍ−１）／（νＮΔｆ）（サンプル番号Ｍ−１）までのＭ−１個がのちの演算に用いられる。
【００５７】
複素線形演算回路３０８には、Ｌ本の有効キャリアの番号を含むＭ本の有効キャリアの番号を要素とする集合｛kp｝、サンプル番号０乃至Ｍ−１を要素とする集合｛nq｝について、ｑ行ｐ列がexp(2πjkpnq／νN)である行列の逆行列から取り出したＬ行Ｍ列の行列が記憶されている。これを用い、Ｓ／Ｐ１０７Ｉ及び１０７Ｑの出力による、Ｍ個の複素ディジタル信号ｘ(nq)を要素とする複素ベクトルと当該逆行列の積から、Ｌ本の有効キャリアが有する情報Ｘ(kp)を演算する。尚、本実施例では複素線形演算回路３０８の作用をソフトウエア的な構成としたが、ＦＩＲによりハードウエア的構成としても良い。こうして復調された情報はデマッピング回路１０９によりデマッピングされ、並直列変換器（Ｐ／Ｓ）１１０により所望の信号列として出力される。
【００５８】
本実施例のマルチキャリア復調装置３０００は、１シンボル長（時間１／ΔｆのＡ／Ｄ変換を行う前により短いＡ／Ｄ変換（時間Ｍ／（νＮΔｆ）、Ｍ＜νＮ）ののち次のステップに移行し、Ｍ個の複素ディジタル信号を用いて演算を行うので、１シンボル当たりの復調を更に高速に行うことができる。
【００５９】
〔第４実施例〕
図４は、本発明の具体的な第４の実施例に係るマルチキャリア変調装置４０００の構成を示したブロック図である。マルチキャリア変調装置４０００は、請求項７及び請求項９の実施例に相当する。本実施例においては、ガードインターバルを付加し、Ｎ本のサブキャリアから成り、少なくともＮ−Ｍ本がヌルキャリアであるＯＦＤＭ変調信号を逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）により生成し、アナログ直交変調により送信するマルチキャリア変調装置４０００を示した。
【００６０】
図４のマルチキャリア変調装置４０００は、Ｓ／Ｐ４０１、マッピング回路４０２、ＩＤＦＴ４０３、Ｐ／Ｓ４０４Ｉ及び４０４Ｑ、ＧＩ挿入回路４０５Ｉ及び４０５Ｑ、セレクタ４０６Ｉ及び４０６Ｑ、Ｄ／Ａ４０７Ｉ及び４０７Ｑ、ＬＰＦ４０８Ｉ及び４０８Ｑ、発振器４０９、位相器４０９１、乗算器４１０Ｉ及び４１０Ｑ、加算器４１１から構成される。
【００６１】
図４のマルチキャリア変調装置４０００の作用は、セレクタ４０６Ｉ及び４０６Ｑの作用及びそれ以降の信号におけるセレクタ４０６Ｉ及び４０６Ｑの作用のと影響以外の部分については通常のアナログ直交変調によるＯＦＤＭ変調装置の作用と同一である。即ち、１シンボル中に送信すべき信号列を、直並列変換器（Ｓ／Ｐ）４０１により並列信号としたのち、マッピング回路４０２によりＮ個の複素シンボルを示すＡ0、Ａ1、…、ＡN-1、Ｂ0、Ｂ1、…、ＢN-1にマッピングする。尚、Ｎ個の複素シンボルのうち、有効シンボルはＭ個以下である。これをＮ点逆離散フーリエ変換器（ＩＤＦＴ）４０３によりＮ個の複素ディジタル信号を示すＩ0、Ｉ1、…、ＩN-1、Ｑ0、Ｑ1、…、ＱN-1に変換する。これを並直列変換器（Ｐ／Ｓ）４０４Ｉ及び４０４Ｑにより並直列変換したのち、所望の長さのガードインターバルがガードインターバル挿入回路（ＧＩ挿入回路）４０５Ｉ及び４０５Ｑにより挿入される。
【００６２】
次に、ガードインターバル部分を除いて各々Ｎ個のディジタル信号から成る、ＧＩ挿入回路４０５Ｉ及び４０５Ｑの出力ＩD及びＱDから、末尾Ｎ−Ｍ個がセレクタ４０６Ｉ及び４０６Ｑにてそれぞれ削除される。こうして、ガードインターバルと、Ｍ個のディジタル信号から成る有効シンボル部分を有する信号列Ｉ'D及びＱ'Dがディジタル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ）４０７Ｉ、４０７Ｑに出力され、Ｄ／Ａ変換されてアナログ信号となる。この際、サンプリングレートは１／（ＮΔｆ）である。これを低域濾波器（ＬＰＦ）４０８Ｉ及び４０８Ｑにより低域濾波して、所望の主搬送波の周波数で発信する発振器４０９の正弦波と、位相器４０９１でπ／２位相の修正された正弦波との２つの直交する正弦波により乗算器４１０Ｉ及び４１０Ｑでアナログ直交変調され、加算器４１１で加算されたのち出力される。
【００６３】
本実施例のマルチキャリア変調装置４０００は、ガードインターバルを除いて、有効シンボル部分の長さがＭ／（ＮΔｆ）（Ｍ＜Ｎ）と、通常のＯＦＤＭの有効シンボル長１／Δｆより短く、高速且つ高密度な通信方法とすることができる。尚、マルチキャリア変調装置４０００と組み合わせるべき復調装置は以下の第５実施例乃至第７実施例に示す。
【００６４】
〔第５実施例〕
図５は、本発明の具体的な第５の実施例に係るマルチキャリア復調装置５０００の構成を示したブロック図である。マルチキャリア復調装置５０００は、請求項８及び請求項１０の実施例に相当し、図４に示す第４実施例に係るマルチキャリア４０００との組み合わせにより通信を行うことができるものである。
【００６５】
図５のマルチキャリア復調装置５０００の構成要素のうち、動作周波数又は動作タイミングを除いて、図１のマルチキャリア復調装置１０００と同じ作用をするものは同じ番号が付してある。図５のマルチキャリア復調装置５０００は、同期回路１０１、発振器１０２、位相器１０２１、乗算器１０３Ｉ及び１０３Ｑ、ＬＰＦ１０４Ｉ及び１０４Ｑ、Ａ／Ｄ５０５Ｉ及び５０５Ｑ、ＧＩ除去回路５０６Ｉ及び５０６Ｑ、Ｓ／Ｐ１０７Ｉ及び１０７Ｑ、複素線形演算回路１０８、デマッピング回路１０９、Ｐ／Ｓ１１０から構成される。このうち、ＲＣＶと示した部分がディジタルサンプリング及び復調装置に、複素線形演算回路１０８が演算器に当たる。
【００６６】
図４に示す第４実施例に係るマルチキャリア変調装置４０００からは、ガードインターバルを除いて、有効シンボル部分の長さがＭ／（ＮΔｆ）（Ｍ＜Ｎ）の変調波が送信され、図５のマルチキャリア復調装置５０００はそれを受信する。主搬送波によりアナログ直交復調したのち、アナログディジタル変換器（Ａ／Ｄ）５０５Ｉ及び５０５Ｑではサンプリングレート１／（ＮΔｆ）でサンプリングする。これにより、ガードインターバル部分と、Ｍ個の有効シンボル部分の複素ディジタル信号に対応するディジタル信号列ＩDとＱDが各々ＧＩ除去回路５０６Ｉ及び５０６Ｑに出力される。ＧＩ除去回路５０６Ｉ及び５０６Ｑでは当該ガードインターバル部分を除き、Ｍ個の複素ディジタル信号に対応するディジタル信号列ＩRとＱRが直並列変換器（Ｓ／Ｐ）１０７Ｉ及び１０７Ｑに出力される。Ｍ個の複素ディジタル信号に対応するディジタル信号列ＩRとＱRから所望の信号列を復調する方法は第１実施例と全く同様である。このように、本実施例の復調装置は、第４実施例の変調装置と組み合わせることで、実質的にＯＦＤＭ通信であって有効シンボル長を短くした通信を行うことができるので、高速且つ高密度な通信とすることができる。
【００６７】
〔第６実施例〕
図６は、本発明の具体的な第６の実施例に係るマルチキャリア復調装置６０００の構成を示したブロック図である。マルチキャリア復調装置６０００は、請求項８及び請求項１０の発明の変形例の実施例に相当し、図２のマルチキャリア復調装置２０００で示した請求項２及び請求項５の発明の変形例の実施例に対応する。マルチキャリア復調装置６０００は、図４に示す第４実施例に係るマルチキャリア４０００との組み合わせにより通信を行うことができるものである。
【００６８】
図６のマルチキャリア復調装置６０００の構成要素のうち、動作周波数又は動作タイミングを除いて、図２のマルチキャリア復調装置２０００と同じ作用をするものは同じ番号が付してある。図６のマルチキャリア復調装置２０００は、同期回路２０１、発振器１０２、位相器１０２１、乗算器１０３Ｉ及び１０３Ｑ、ＬＰＦ１０４Ｉ及び１０４Ｑ、選択Ａ／Ｄ６０５Ｉ及び６０５Ｑ、Ｓ／Ｐ１０７Ｉ及び１０７Ｑ、複素線形演算回路２０８、デマッピング回路１０９、Ｐ／Ｓ１１０から構成される。このうち、ＲＣＶと示した部分がアナログ復調装置に、選択Ａ／Ｄ６０５Ｉ及び６０５Ｑがサンプリング装置に、複素線形演算回路２０８が演算器に当たる。
【００６９】
図４に示す第４実施例に係るマルチキャリア変調装置４０００からは、ガードインターバルを除いて、有効シンボル部分の長さがＭ／（ＮΔｆ）（Ｍ＜Ｎ）の変調波が送信され、図６のマルチキャリア復調装置６０００はそれを受信する。主搬送波によりアナログ直交復調したのち、選択アナログ／ディジタル変換器（選択Ａ／Ｄ）６０５Ｉ及び６０５Ｑではサンプリングレートδ／（ＮΔｆ）（０＜δ＜１）でサンプリングする。尚、同期回路２０１からサンプリング開始及び終了信号が出力されるのは第２実施例のマルチキャリア復調装置２０００と同様である。これにより、Ｍ個の有効シンボル部分の複素ディジタル信号に対応するディジタル信号列ＩRとＱRが直並列変換器（Ｓ／Ｐ）１０７Ｉ及び１０７Ｑに出力される。Ｍ個の複素ディジタル信号に対応するディジタル信号列ＩRとＱRから所望の信号列を復調する方法は第２実施例と全く同様である。このように、本実施例の復調装置は、第４実施例の変調装置と組み合わせることで、実質的にＯＦＤＭ通信であって有効シンボル長を短くした受信波から、更に短いサンプリングののち復調する通信を行うことができるので、更に高速且つ高密度な通信とすることができる。
【００７０】
〔第７実施例〕
図７は、本発明の具体的な第７の実施例に係るマルチキャリア復調装置７０００の構成を示したブロック図である。マルチキャリア復調装置７０００は、請求項８及び請求項１０の発明の別の変形例の実施例に相当し、図３のマルチキャリア復調装置３０００で示した請求項２及び請求項５の発明の別の変形例の実施例に対応する。マルチキャリア復調装置７０００は、図４に示す第４実施例に係るマルチキャリア４０００との組み合わせにより通信を行うことができるものである。
【００７１】
図７のマルチキャリア復調装置７０００の構成要素のうち、動作周波数又は動作タイミングを除いて、図３のマルチキャリア復調装置３０００と同じ作用をするものは同じ番号が付してある。図７のマルチキャリア復調装置７０００は、同期回路１０１、発振器１０２、位相器１０２１、乗算器１０３Ｉ及び１０３Ｑ、ＬＰＦ１０４Ｉ及び１０４Ｑ、選択Ａ／Ｄ７０５Ｉ及び７０５Ｑ、ＧＩ除去回路７０６Ｉ及び７０６Ｑ、Ｓ／Ｐ１０７Ｉ及び１０７Ｑ、複素線形演算回路３０８、デマッピング回路１０９、Ｐ／Ｓ１１０から構成される。このうち、ＲＣＶと示した部分がディジタルサンプリング及び復調装置に、複素線形演算回路３０８が演算器に当たる。
【００７２】
図４に示す第４実施例に係るマルチキャリア変調装置４０００からは、ガードインターバルを除いて、有効シンボル部分の長さがＭ／（ＮΔｆ）（Ｍ＜Ｎ）の変調波が送信され、図７のマルチキャリア復調装置７０００はそれを受信する。主搬送波によりアナログ直交復調したのち、選択アナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）７０５Ｉ及び７０５Ｑではサンプリングレート１／（νＮΔｆ）（νは２以上の自然数）でサンプリングする。次に、ガードインターバルと、有効シンボル長の前のＭ個（サンプル番号０乃至Ｍ−１）がガードインターバル除去回路（ＧＩ除去回路）７０６Ｉ、７０６Ｑに出力される。ガードインターバルは、サンプリングレートの整数倍であるので、有効シンボルの開始点（サンプル番号０）から、（Ｍ−１）／（νＮΔｆ）（サンプル番号Ｍ−１）までのＭ−１個がのちの演算に用いられる。これにより、ガードインターバル部分と、Ｍ個の有効シンボル部分の複素ディジタル信号に対応するディジタル信号列ＩDとＱDが各々ＧＩ除去回路７０６Ｉ及び７０６Ｑに出力される。ＧＩ除去回路７０６Ｉ及び７０６Ｑでは当該ガードインターバル部分を除き、Ｍ個の複素ディジタル信号に対応するディジタル信号列ＩRとＱRが直並列変換器（Ｓ／Ｐ）１０７Ｉ及び１０７Ｑに出力される。Ｍ個の複素ディジタル信号に対応するディジタル信号列ＩRとＱRから所望の信号列を復調する方法は第３実施例と全く同様である。このように、本実施例の復調装置は、第４実施例の変調装置と組み合わせることで、実質的にＯＦＤＭ通信であって有効シンボル長を短くした通信を行うことができるので、高速且つ高密度な通信とすることができる。
【００７３】
上記実施例では、いずれもアナログ直交復調又はアナログ直交変調によるものを説明したが、ディジタル直交復調又はディジタル変調によるものも本願発明に包含される。その際、変調時にはサンプリングレートを例えば４倍として数値制御発振器により周波数１／ＮΔｆの正弦波／余弦波と直交変調して、周波数帯１／２ＮΔｆ乃至３／２ＮΔｆとしたのち周波数コンバートするものとして良い。また、復調時にはサンプリングレートを例えば４倍として数値制御発振器により周波数１／ＮΔｆの正弦波／余弦波と直交復調して周波数帯１／２ＮΔｆ乃至３／２ＮΔｆの複素信号としたのちダウンサンプラによりＮ個の複素信号とするものでも良い。この際、本願の実施例３、７をディジタル直交復調にする場合、当該実施例３、７で示した特殊なサンプリングレートを基準に４倍サンプリングすることは当然である。尚、変調側を逆離散フーリエ変換により行う場合、Ｎ点逆離散フーリエ変換としても良く、２Ｎ点、４Ｎ点逆離散フーリエ変換による方法でＮ本のサブキャリアから成る変調波を生成するものとしても良い。
【００７４】
上記実施例では、ガードインターバルを有するＯＦＤＭによる信号を受信及び送受信する例を挙げたが、ガードインターバルは本発明の実施に必須ではなく、また、通信方法もＯＦＤＭに限定されない。
【００７５】
本実施例では、通常の復調のための複素線形演算回路を示したが、本願との組合せにより、より少ないキャリアのみを使用するパイロット信号を有するシンボルの復調について別の複素線形演算回路を加えた復調装置としても良い。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の具体的な第１の実施例に係るマルチキャリア復調装置の構成を示したブロック図。
【図２】  本発明の具体的な第２の実施例に係るマルチキャリア復調装置の構成を示したブロック図。
【図３】  本発明の具体的な第３の実施例に係るマルチキャリア復調装置の構成を示したブロック図。
【図４】  本発明の具体的な第４の実施例に係るマルチキャリア変調装置の構成を示したブロック図。
【図５】  本発明の具体的な第５の実施例に係るマルチキャリア復調装置の構成を示したブロック図。
【図６】  本発明の具体的な第６の実施例に係るマルチキャリア復調装置の構成を示したブロック図。
【図７】  本発明の具体的な第７の実施例に係るマルチキャリア復調装置の構成を示したブロック図。
【符号の説明】
｛ｋp｝  キャリア番号の集合
｛ｎq｝  サンプリング番号の集合
１０８、２０８、３０８  複素線形演算回路
１０５Ｉ、２０５Ｉ、３０５Ｉ、６０５Ｉ、７０５Ｉ  選択アナログ／ディジタル変換器
５０５Ｉ  アナログ／ディジタル変換器
【図１】
0004724993.tif 000006
【図２】
0004724993.tif 000007
【図３】
0004724993.tif 000008
【図４】
0004724993.tif 000009
【図５】
0004724993.tif 000010
【図６】
0004724993.tif 000011
【図７】
0004724993.tif 000012