(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
移動体の移動経路に沿って敷設された給電線と、
前記移動体に固定され、前記給電線と磁気的に結合する２次巻線を有するピックアップと、
インバータと、リアクトルと、同調フィルタとにより構成され、前記インバータにより発生させられた交流電圧を、前記リアクトルおよび前記同調フィルタを介して前記給電線に供給する交流電源と、
前記ピックアップの２次巻線と、給電対象である前記移動体上の負荷と、コンデンサとを直列接続してなる直列共振回路と
を具備し、
前記リアクトルのインピーダンス値は、前記給電線側の交流換算値である前記負荷の抵抗値の１／２以下であることを特徴とする非接触給電装置。
【請求項２】
前記インバータは、周波数が一定であり、かつ、電圧が一定である交流電圧を発生することを特徴とする請求項１に記載の非接触給電装置。
【請求項３】
前記交流電源は、
前記インバータに直流電圧を供給するチョッパと、
前記給電線に流れる電流を検出するセンサと、
前記センサによって検出される電流が一定になるように、前記チョッパから前記インバータに供給される電源電圧を制御する制御部と、
を具備することを特徴とする請求項１に記載の非接触給電装置。
【請求項４】
前記交流電源は、
交流電圧を出力するとともにその出力電圧の制御が可能なインバータと、
前記給電線に流れる電流を検出するセンサと、
前記センサによって検出される電流が一定になるように、前記インバータの出力電圧を制御する制御部と
を具備することを特徴とする請求項１に記載の非接触給電装置。
【請求項５】
複数の前記ピックアップを直列接続して構成され、前記負荷への給電を行う回路を前記移動体に設けたことを特徴とする請求項１に記載の非接触給電装置。
【請求項６】
複数の前記ピックアップを並列接続して構成され、前記負荷への給電を行う回路を前記移動体に設けたことを特徴とする請求項１に記載の非接触給電装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明が属する技術分野】
この発明は、移動体に接触することなく移動体上の負荷に給電を行う非接触給電装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
移動体内の負荷に外部の地上装置から給電を行う給電装置として、ケーブルベア方式やトロリー方式などの接触式給電装置がある。しかし、ケーブルベア方式の給電装置には移動体の移動距離に関する制約があり、トロリー方式の給電装置には防爆や感電の問題がある。また、接触式給電装置全般の問題として、地上装置と移動体との接触部分が摩耗するため発塵が生じるという問題、そのような摩耗が生じるため寿命が短いという問題があった。このため非接触方式の給電装置が要求されている。
【０００３】
図４３は、このような要求に応えるべく開発された非接触給電装置の構成例を示す回路図である。この非接触給電装置は、移動体６００およびこれに配置された各種の装置と、移動体６００の移動経路に沿って敷設された給電線を主要な構成要素とする給電線部５００と、地上側に固定配置され、給電線に対して高周波電流を流す高周波電源４００とにより構成されている。
【０００４】
図４３に示すように、高周波電源４００は、チョッパ４１０と、インバータ４２０と、同調フィルタ４３０とを有している。
【０００５】
チョッパ４１０の電源入力端子ＰおよびＮには、直流電圧Ｅが与えられる。この電源入力端子ＰおよびＮ間には、トランジスタＱｃとダイオードＤｃとが直列に介挿されている。また、トランジスタＱｃのエミッタおよびダイオードＤｃのカソードの接続点とインバータ４２０との間にはインダクタンスＬ１が介挿されている。ここで、トランジスタＱｃがｏｎ状態であるときには、電源入力端子ＰおよびＮ間の直流電圧Ｅにより、電源入力端子Ｐ→トランジスタＱｃ→インダクタンスＬ１→インバータ４２０および電源入力端子Ｎという経路を介して電流が流れる。一方、トランジスタＱｃがｏｎ状態からｏｆｆ状態になると、その時点においてインダクタンスＬ１に蓄積された電気エネルギーにより、インダクタンスＬ１→インバータ４２０→ダイオードＤｃという経路を介して電流が流れる。インバータ４２０に供給される平均的な電流の量は、トランジスタＱｃをｏｎ状態とする期間に依存して大きくなる。制御部４１１は、トランジスタＱｃをｏｎ状態とするパルスを周期的に出力するとともにこのパルスの幅を変調することによりインバータ４２０に対する出力電流を制御する装置である。
【０００６】
インバータ４２０は、トランジスタＱＡ、ＱＢ、ＱＣおよびＱＤと、ダイオードＤＡ、ＤＢ、ＤＣおよびＤＤとを図示のように接続してなるブリッジ回路である。このような構成において、トランジスタＱＡおよびＱＤをｏｎ状態とし、トランジスタＱＢおよびＱＣをｏｆｆ状態とする動作と、トランジスタＱＡおよびＱＤをｏｆｆ状態とし、トランジスタＱＢおよびＱＣをｏｎ状態とする動作とが交互に繰り返される。
【０００７】
このスイッチング動作により、トランジスタＱＡおよびＱＢの接続点とトランジスタＱＣおよびＱＤの接続点との間に介挿された同調フィルタ４３０に矩形波交流電流が通電される。
【０００８】
同調フィルタ４３０は、矩形波交流電流の基本波成分を共振増幅するフィルタであり、インダクタンスＬ２とコンデンサＣ２とにより構成されている。同調フィルタ４３０の出力電流は、正弦波となり、給電線部５００の給電線に流れる。上述したチョッパ４１０内の制御部４１１は、この給電線に流れる電流を電流センサＣＴにより検知し、その電流値が目標値となるようにトランジスタＱｃをｏｎ状態とするパルスの幅の制御を行うものである。
【０００９】
既に述べたように、給電線部５００は、移動体６００の移動経路に沿って敷設された給電線を主要な構成要素とするものである。図４４には、この給電線部５００の給電線５００Ｌが図示されている。この給電線５００Ｌには、図４３における同調フィルタ４３０を介して正弦波電流が流される。図４３におけるインダクタンスＬ３はこの給電線５００Ｌのインダクタンスである。また、この給電線５００Ｌに接近し、かつ、非接触状態を保ち、図４３におけるピックアップ６１０が位置している。このピックアップ６１０は、移動体６００とともに給電線５００Ｌに沿って移動可能である。
【００１０】
図４５は、図４４に示すピックアップ６１０のＩ−Ｉ’線断面図である。図４５に示すように、ピックアップ６１０は、給電線５００Ｌによって発生される磁界の磁路をなすヨーク６１１と、このヨーク６１１に巻回された２次巻線６１２とを有している。この２次巻線６１２と、給電線５００Ｌとが磁気的に結合して、図４３におけるトランスＴ４が構成されている。
【００１１】
図４３に示すように、移動体６００には、このピックアップ６１０と、昇圧チョッパ６２０とが設けられている。
【００１２】
ピックアップ６１０において、トランスＴ４の２次巻線６１２にはヒューズ６１３が直列接続されており、２次巻線６１２およびヒューズ６１３には、コンデンサＣ４が並列接続されている。
【００１３】
ここで、ピックアップ６１０の特性について説明する。ピックアップ６１０における２次巻線６１２とコンデンサＣ4は、インバータ４２０が出力する矩形波の基本波周波数に相当する周波数で並列共振する。この場合、ピックアップ６１０の等価回路は、図４６（ａ）〜（ｃ）に示すように単純化される。ここで、ｉは１次巻線（給電線５００Ｌ）に流れる電流、Ｍ４は１次巻線（給電線５００Ｌ）および２次巻線６１２間の相互インダクタンス、Ｌ４は２次巻線６１２の漏れインダクタンス、Ｍ４＋Ｌ４は２次巻線６１２の自己インダクタンス、ωはインバータ４２０が出力する矩形波の基本波角周波数、Ｒは移動体６００上の給電対象である負荷抵抗である。したがって、ピックアップ６１０の出力特性は、
出力電圧  Ｖｔ＝Ｒ’×ｉ          ……（１）
出力電力  Ｐ＝Ｖｔ×ｉ            ……（２）
となる。ただし、Ｒ’は、上記の単純化に伴って、負荷抵抗Ｒと、インダクタンスＭ４およびＬ４と、コンデンサとに基づいて作成された合成抵抗である。
【００１４】
ここで、給電線の電流ｉは、高周波電源４００によって、基準値に一定制御されているので、図４７に示すように、ピックアップ６１０の出力電圧Ｖｔは出力電力Ｐに比例して増加する。つまり、ピックアップ６１０の出力特性は、電流源（一定電流を出力する電源）と等価となる。
しかし、一般的に移動体６００上の負荷Ｒには、その負荷変動によらず、一定電圧を供給する必要があるから、ピックアップ６１０の出力特性を電圧源の出力特性に変換する必要がある。そこで、図４３に示す非接触給電装置では、昇圧チョッパ６２０を用いて、ピックアップ６１０の電流源特性を電圧源の特性に変換している。
【００１５】
図４３に示す昇圧チョッパ６２０において、全波整流回路６２１は、ピックアップ６１０の出力交流電圧を全波整流する。インダクタンスＬ５、ダイオードＤ５およびコンデンサＣ５は、全波整流回路６２１から得られる全波整流波形からリップルを除去する平滑回路を構成している。この平滑回路におけるコンデンサＣ５から負荷Ｒに直流電圧が供給される。全波整流回路６２１およびインダクタンスＬ５には、チョッパ制御のためのトランジスタＱ５が並列接続されている。電圧制御部６２２は、トランジスタＱ5をｏｎ状態にするパルスを周期的に発生するとともに、負荷Ｒに対する供給電圧が基準値になるように、トランジスタＱ5に供給するパルスの幅を制御する。
【００１６】
【発明が解決しょうとする課題】
ところで、上述した従来の非接触給電装置には、以下の問題があった。
（１）移動体側の装置の部品点数、サイズ、重量に関する問題
移動体側に設ける回路を極力簡素化し、小型し、軽量化することが求められる。何故ならば、移動体の小型軽量化は、消費エネルギーの低減、移動体に載せて搬送することが可能な搬送物の容積および重量を拡大するのに有効だからである。しかるに上述した従来の非接触給電装置は、図４３に示されるように、多くの部品からなる回路を移動体側に実装する必要があり、この要請に十分に応えていなかった。
【００１７】
（２）給電効率に関する問題
非接触給電装置は、移動体側の負荷に効率的に電力を供給することが求められる。しかるに上述した従来の非接触給電装置は、移動体側に昇圧チョッパ６２０を設ける必要があり、この昇圧チョッパにおいて損失が生じていた。通常、この昇圧チョッパ６２０の効率は９０％程度であるから、例えば１０ｋＷを給電する場合、昇圧チョッパ６２０の損失は１０００Ｗ程度になる。この損失を低減すれば、効率を改善でき、給電電力を拡大できる。また、損失は回路を加熱するため、冷却機構が必要である。したがって、効率を改善することは、冷却機構の小型軽量化に寄与できる。
【００１８】
（３）故障に関する問題
昇圧チョッパ６２０の電圧制御部６２２は、出力電圧の検出端子からトランジスタＱ5の制御端子に至るまで、多数の部品で構成されている。このように部品点数が大きいため、従来の非接触給電装置は故障の確率が高いという問題があった。また、電圧制御部６２２が故障し、トランジスタＱ5が開放状態になると、昇圧チョッパ６２０の機能が停止する。この場合、昇圧チョッパ６１０を用いないでピックアップ６１２をそのまま負荷Ｒに接続したのと同じことになり、負荷Ｒに対する出力特性は電流源のものと同じになる。この場合に負荷Ｒに与えられる出力電圧Ｖは、負荷の抵抗Ｒによって決まり、
Ｖ＝Ｒ×ｉ                        ……（３）
となる。ここで、ｉは、ピックアップの出力電流で、負荷抵抗の大きさに関わりなく、常に、一定の値になる。したがって、Ｒが大きいとＶも大きくなり、無負荷状態では、移動体側の構成部品が過電圧で破損し、焼損に至る。この過電圧を防止するため、前掲図４３の従来の非接触給電装置では、過電圧保護回路として、スイッチＳＷを整える必要があった。この過電圧保護回路は、過電圧を検出し、スイッチＳＷをｏｎにすることによって、ピックアップ６１０の負荷抵抗を０Ωにし、過電圧を防止する。しかし、この過電圧保護回路も多数の部品によって構成されているので、故障確率を０％にすることは不可能である。そこで、過電圧保護回路が故障したときの歯止めとして、前掲図４３の非接触給電装置では、ピックアップ６１０にヒューズ６１３が設けられている。ここで、ピックアップ６１０の２次巻線６１２の出力電圧が過電圧になるのは、２次巻線６１２とコンデンサＣ4の共振電流が過電流になるからであり、この過電流によりヒューズ６１３が溶断すれば、過電圧状態の継続による火災が防止される。しかしながら、故障確率がより低く、保護回路を省略できる回路が理想的である。
【００１９】
（４）給電線の電流制御の困難性に関する問題
高周波電源４００は、制御対象が共振回路であるため、安定化が難しい。制御の応答を下げることで安定化を図れるが、逆に負荷変動に対する安定性が低下する。このため、給電線の距離や負荷の特性に合わせ、都度、最適化調整が必要である。究極的には、給電線の電流制御をなくしても、非接触給電が可能なシステム構成としたい。
【００２０】
（５）インバータのコストに関する問題
市場に出ているインバータの大多数は電圧形の主回路構成であるため、主素子（トランジスタ）も電圧形インバータを製作し易い回路構成でモジュール化されて市販されている。市販されている主素子は、トランジスタに逆並列にダイオードが接続されている。
【００２１】
電流形インバータの主素子は、電流の方向を順方向に制限するため、トランジスタに直列にダイオードを接続する必要がある。このダイオードが、電圧形と比較し、余分に必要である。また、配線も多くなり、電流形インバータのコストは割高となる。
コストダウンを図るため、低価格の電圧形インバータを適用でき、かつ、シンプルな回路構成としたい。
【００２２】
（６）非接触給電の長距離化に関する問題
距離的に長い移動経路に沿って移動する移動体に非接触給電を行うことが求められる場合がある。しかし、現状の非接触給電システムでは、必要電力を移動体に非接触給電するために、給電線の電流を５０Ａ／１０ｋＨｚとしている。また、給電線のインダクタンスは給電線の長さに比例し、その比例定数は１．５μＨ／１ｍである。従って、例えば移動経路が１０ｋｍであると、給電線の電圧は４７ｋＶ（特別高圧）になり、絶縁対策や安全性に問題がでてくる。このため、現状の非接触給電装置において実用的な移動距離は、１００ｍ程度に制約されている。
【００２３】
（７）同調フィルタの現地調整に関する問題
非接触給電装置では、給電線とこれに接続される同調フィルタからなる同調回路の同調周波数を高周波電源のインバータの出力交流波形の基本波周波数に一致させる必要がある。ここで、給電線は、移動体の移動経路に沿って敷設されるので、その長さは個々の非接触給電装置毎に区々になる。従って、これまで非接触給電装置を設置するときには、給電線の長さに応じて同調フィルタにおけるリアクトルのインダクタンスやコンデンサの容量値を変え、同調フィルタおよび給電線からなる同調回路の同調周波数を所定の基本波周波数に一致させる調整作業が必要であった。また、非接触給電装置の設置後において、移動体の移動経路が延長され、それに伴って給電設備を追加し、給電線を延長する場合がある。そのような場合にも同様な同調フィルタの現地調整作業が必要であった。しかし、給電線の敷設後において、このような調整作業を行うのは甚だ面倒である。さらに詳述すると、この調整作業では、給電線の長さ（インダクタンス）に応じて、同調フィルタのリアクトルのインダクタンスやコンデンサの容量値を調整する。このため、専用の調整機器と専門知識を有する人員を現地へ派遣する必要がある。また、環境（作業スペース、安全性）や時間などの制約により、現地では十分に調整を行うのが困難な場合がある。
【００２４】
この発明は、以上列挙した諸問題に鑑みてなされたものであり、これらの問題を解決し、経済的かつ効率的であり、信頼性が高く、安定して移動体上に負荷に給電を行うことができる非接触給電装置を提供することを目的としている。
【００２５】
【課題を解決するための手段】
この発明は、移動体の移動経路に沿って敷設された給電線と、前記移動体に固定され、前記給電線と磁気的に結合する２次巻線を有するピックアップと、インバータと、リアクトルと、同調フィルタとにより構成され、前記インバータにより発生させられた交流電圧を、前記リアクトルおよび前記同調フィルタを介して前記給電線に供給する交流電源と、前記ピックアップの２次巻線と、給電対象である前記移動体上の負荷と、コンデンサとを直列接続してなる直列共振回路とを具備し、前記リアクトルのインピーダンス値は、前記給電線側の交流換算値である前記負荷の抵抗値の１／２以下であることを特徴とする非接触給電装置を提供するものである。
【００２７】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照し、この発明の実施形態について説明する。
【００２８】
Ａ．第１実施形態
図１はこの発明の第１実施形態である非接触給電装置の構成を示す回路図である。図１において、高周波電源１００は地上に設置されており、給電線２００は移動体３００の移動経路に沿って敷設されている。
【００２９】
高周波電源１００は、インバータ１１０と、同調フィルタ１２０と、これらの両者間に介挿された電流制限用のリアクトルＬ１を有している。インバータ１１０は、直流電圧Ｅを受け取るための電源入力端子ＰおよびＮを有している。これらの電源入力端子ＰおよびＮ間には、トランジスタＱｐおよびＱｎが直列に介挿されるとともに、これと並列に、コンデンサＣｐおよびＣｎが直列に介挿されている。トランジスタＱｐおよびＱｎは、各々周期的に発生されるパルスにより交互にｏｎ状態とされる。このトランジスタＱpおよびＱnのｏｎ／ｏｆｆ制御により、図２(a)に示すように各々１８０度の導通角でトランジスタＱｐおよびＱｎ間の端子Uを電源入力端子Ｐに接続する動作と電源入力端子Ｎに接続する動作とが繰り返される。また、直流電圧Ｅは、コンデンサＣｐおよびＣｎによって分圧され、端子Ｃの電圧は図２（ｂ）に示すようにＥ／２となる。この結果、図２（ｃ）に示すように振幅Ｅ／２の矩形波電圧Ｖ１が端子ＵおよびＣ間に発生する。この矩形波電圧は、電流制限用のリアクトルＬ１を介して同調フィルタ１２０へ供給される。
【００３０】
給電線部２００は、前掲図４３の給電線部５００と同様、移動体３００の移動経路に沿って敷設された給電線を主要な構成要素とするものである。図１におけるインダクタンスＬ３はこの給電線のインダクタンスである。
【００３１】
移動体３００にはピックアップ３１０が設けられている。このピクアップ３１０は、前掲図４５に示されたものと同様な構成を有しており、給電線部２００の給電線と磁気的に結合してトランスＴ４を構成する２次巻線３１２を有している。そして、２次巻線３１２にはコンデンサＣ４が直列接続されている。２次巻線３１２に発生する交流電圧は、コンデンサＣ４を介して負荷Ｒに供給される。
【００３２】
次に図３を参照し、本実施形態の動作を説明する。まず、図１に示す回路は、図３（ａ）に示す第１の等価回路に変換することができる。ここで、Ｍ４はトランスＴ4の１次巻線（給電線）と２次巻線３１２間の相互インダクタンスであり、Ｌ4は２次巻線３１２の漏れインダクタンス、Ｍ4＋Ｌ4は２次巻線３１２の自己インダクタンスである。
【００３３】
図１に示す非接触給電装置では、トランスＴ4の２次巻線３１２（自己インダクタンスＭ4＋Ｌ4）とコンデンサＣ4とからなる直列共振回路が、インバータ１１０によって出力される矩形波の基本波周波数に同調して共振するように、各インダクタンスおよびコンデンサの値が選択されている。このため、第１の等価回路を図３（ｂ）に示す第２の等価回路に変換することができる。図３（ｂ）においてＲ’は合成負荷抵抗であり、基本波角周波数をωとすると、次式により与えられる。
Ｒ’＝ω2Ｍ４2／Ｒ                          ……（４）
【００３４】
第２等価回路におけるインダクタンスL2、L３およびM4と合成負荷抵抗Ｒ'の直列回路は、図３（ｃ）に示すように合成インダクタンスＬ２３４と合成負荷抵抗Ｒ’’とが並列接続された第３の等価回路に変換することができる。この第３の等価回路において、合成インダクタンスＬ２３４は、インダクタンスＬ２、Ｌ３およびＭ４と合成負荷抵抗Ｒ’から合成されたインダクタンスである。また、合成負荷抵抗Ｒ’’は、次式により与えられる。
Ｒ’’＝（Ｌ２＋Ｌ３＋Ｍ４）2Ｒ／Ｍ４2      ……（５）
【００３５】
また、本実施形態では、コンデンサＣ2と合成インダタンスＬ234とからなる並列共振回路がインバータ１１０から出力される矩形波の基本波周波数に同調して共振するようにコンデンサＣ２と各インダクタンスの値が決められている。このため、図３（ｃ）に示す第３の等価回路は図３（ｄ）に示すように極めて簡素な構成の第４の等価回路に変換することができる。
【００３６】
この第４の等価回路において、インバータ１１０の出力電圧Ｖ１は、負荷抵抗Ｒ’’に発生する電圧Ｖ2と、インダクタンスＬ１に発生する電圧とをベクトル合成したものになる。電圧Ｖ1、Ｖ2のベクトルを表すと図４に示す通りである。図４に示すように、インバータ１１０の出力電圧Ｖ１のベクトルを直径とする円を描くと、負荷抵抗Ｒ’’に発生する電圧Ｖ2のベクトルの始点は電圧Ｖ１のベクトルの始点に位置し、電圧Ｖ２のベクトルの終点は円周上に位置する。また、インダクタンスＬ１に発生する電圧のベクトルは、電圧Ｖ２のベクトルの終点と同じ位置にあり、同ベクトルの終点は電圧Ｖ１のベクトルの終点と同じ位置にある。そして、合成負荷Ｒ’’が変動すると、負荷抵抗Ｒ’’に発生する電圧ベクトルの終点およびインダクタンスＬ１に発生する電圧ベクトルの始点は図４に示す円周上を移動する。図４には負荷Ｒが重い場合におけるインダクタンスＬ１の電圧ベクトルＶＬ１および負荷Ｒの電圧ベクトルと、負荷Ｒが軽い場合におけるインダクタンスＬ１の電圧ベクトルＶＬ１および負荷Ｒの電圧ベクトルが例示されている。ここで、インダクタンスＬ１のインピーダンスを合成負荷抵抗Ｒ’’に対し充分に小さく設定すれば、合成負荷抵抗Ｒ’’に発生する電圧Ｖ2はインバータ１１０の出力Ｖ1と概略一致する。そして、前掲式（５）から明らかなように合成負荷抵抗Ｒ’’と実際の負荷抵抗Ｒは比例関係にある。したがって、インバータ１１０の出力電圧をＶ1を一定にすれば、負荷抵抗Ｒの端子電圧も概略一定にすることができる。
【００３７】
インダクタンスＬ１のインピーダンス値と、負荷抵抗Ｒ’’の抵抗値と、電圧Ｖ１と電圧Ｖ２の比Ｖ２／Ｖ１との関係を下表に示す。
Ｌ１のインピーダンス値  負荷抵抗Ｒ’’の抵抗値  電圧比Ｖ２／Ｖ１
0004770052.tif 000002
【００３８】
負荷抵抗Ｒ’’の抵抗値は、重負荷時に小さくなり、軽負荷時に大きくなる。
従って、インダクタンスＬ１のインピーダンス値を負荷抵抗Ｒ’’の抵抗値に対して小さくするほど、電圧Ｖ２は電圧Ｖ１に近づく。
負荷抵抗Ｒ’’の抵抗値は、負荷の状態によって変動する。この変動によって発生する電圧Ｖ２の変動を１０％以下に抑制したい場合、インダクタンスＬ１のインピーダンス値を負荷抵抗Ｒ’’の抵抗値の１／２以下に設定する。
【００３９】
以上説明したように、本実施形態によれば、移動体側において、ピックアップトランスの２次巻線３１２と給電対象である負荷抵抗ＲとコンデンサＣ４とを直列接続して、地上側のインバータの基本波周波数に同調して共振する直列共振回路を構成し、かつ、給電線側のインダクタンスＬ１のインピーダンス値を負荷の１／２以下とすることにより、負荷抵抗Ｒが変動した場合においても、負荷抵抗Ｒへの供給電圧を一定にすることができる。
【００４０】
なお、一般的に、非接触給電装置は、ピックアップを小型軽量化するため、基本波周波数を高く設計している。しかし、ピックアップが出力する高周波電圧を直接受電できない負荷が移動体に載せられる場合もあり得る。図５はそのような場合に好適な本実施形態の変形例を示すものである。この変形例では、ピックアップ３１０から出力される交流電圧が整流回路３２１および平滑コンデンサＣ５によって直流電圧に変換され、負荷Ｒに供給される。
【００４１】
Ｂ．第２実施形態
図６はこの発明の第２実施形態である非接触給電装置の構成を示す回路図である。上記第１実施形態（図１）の回路構成においては受電電圧Ｅが変動すると、インバータ１１０の出力電圧Ｖ1が変動する。この影響を受け、負荷Ｒへの供給電圧が変動する。非接触給電装置の給電対象となる負荷Ｒには、この電圧変動を抑制することが必要なものもあり得る。本実施形態は、そのような負荷への給電に好適な非接触給電装置を提供するものである。
【００４２】
本実施形態に係る非接触給電装置は、図６に示すように、インバータ１１０の前段にチョッパ１３０が配置されている。このチョッパ１３０は、既に図４３を参照して説明したものと同様なトランジスタＱｃ、インダクタンスＬｃ、コンデンサＣｃおよびダイオードＤｃと制御部１３１を有している。制御部１３１は、トランジスタＱｃをｏｎ状態にするパルスを周期的に発生するとともに、インバータ１１０への出力電圧Ｅを検出し、これを基準電圧に一致させるようにトランジスタＱｃをｏｎ状態にするパルスの幅を変調して、出力電圧Ｅを調整している。したがって、受電電圧が変動しても、インバータ１１０の出力電圧Ｖ1を一定に制御することができ、負荷Ｒへの供給電圧を一定にすることができる。
【００４３】
図６に示す非接触給電装置に用いられているチョッパ１３０は、出力電圧Ｅを受電電圧より低い値に制御する降圧チョッパである。出力電圧Ｅを受電電圧より高い値にしたい場合は、このチョッパ１３０の代わりに、図７に示す昇圧チョッパを採用すればよい。
【００４４】
また、商用電源（交流）から受電する場合、図８に示す整流回路の出力端子をインバータ１１０もしくはチョッパ１３０の入力端子に接続して対応すればよい。この整流回路を付加した構成によれば、商用電源からの交流電圧が直流電圧に変換され、インバータ１１０もしくはチョッパ１３０に供給される。
【００４５】
Ｃ．第３実施形態
図９はこの発明の第３実施形態である非接触給電装置の構成を示す回路図である。
【００４６】
本実施形態の技術的意義を理解するためには、図１におけるピックアップ３１０の特性について理解する必要がある。そこで、以下その詳細について述べる。
【００４７】
まず、図１に示す構成において、仮にピックアップトランスの１次巻線（給電線）に流れる電流ｉが一定になるように制御されるとすると、ピックアップトランスから負荷Ｒに至るまでの部分の等価回路は、図１０（ａ）に示すものとなる。
【００４８】
次にピックアップトランスの１次巻線（給電線）に流れる電流をｉ、２次巻線の起電力をｅ、１次巻線と２次巻線間の相互インダクタンスをＭ４、２次巻線の漏れインダクタンスをＬ４、インバータ１１０から得られる交流電圧の基本波角周波数をωとすると、図１０（ａ）に示す等価回路は図１０（ｂ）に示すように単純化される。
【００４９】
そして、インダクタンスＭ４およびＬ４とコンデンサＣ４からなる直列共振回路がインバータ１１０から出力される矩形波の基本波角周波数ωに同調して共振するように、各インダクタンスおよびコンデンサの値が決められている場合には、図１０（ｂ）に示す等価回路はさらに図１０（ｃ）に示すように簡単化される。この最も簡単化された等価回路において、ピックアップの出力電圧Ｖｔは、
Ｖｔ＝ｅ＝Ｍ４・ｄｉ／ｄｔ                  ……（６）
となる。
【００５０】
ところが、上記第１実施形態（図１）では、給電線の電流ｉを制御していないので、負荷の大小によって、電流ｉが若干変動する。この電流ｉの変動により、ピックアップ３１０の出力電圧Ｖｔが若干変動し、負荷Ｒの端子電圧が若干変動する。この電圧変動は、前掲図３および図４を参照して説明したように、インダクタンスＬ１のインピーダンスを負荷抵抗Ｒ’’に対し充分に小さく設定すれば、ある程度まで抑制可能である。
【００５１】
しかし、用途によっては、それ以上に負荷Ｒの電圧変動を抑制することが必要な場合もある。本実施形態に係る非接触給電装置は、そのような要請に応えるために提供されたものである。図９に示す本実施形態に係る非接触給電装置は、上記第２実施形態に係る非接触給電装置（図６）に対して、ピックアップトランスの１次巻線（給電線）に流れる電流ｉを検出するセンサＣＴを追加し、このセンサＣＴの出力信号がチョッパ１３０の制御部１３１に供給されるように構成されている。この非接触給電装置において、チョッパ１３０の制御部１３１は、センサＣＴによって検出される電流値が一定になるように、トランジスタＱｃをｏｎにするパルスの幅を調整してインバータ１１０に供給する直流電圧Ｅを調整し、給電線に流れる電流を一定にする。この結果、ピックアップ３１０の出力電圧Ｖｔは、図１１に示すように負荷Ｒの大小によらず一定に制御される。
【００５２】
また、このように給電線に流れる電流ｉを一定に制御する以外に、同調フィルタ１２０のコンデンサＣ２の端子電圧Ｖ2を一定に制御しても、同じ効果が得られる。つまり、図９において、コンデンサＣ２の端子電圧Ｖ2を検出し、制御部１３１がこれを基準値と比較し、トランジスタＱｃをｏｎ状態にする時間幅を調整して直流電圧Ｅ（インバータ１１０の入力電圧Ｅ）を調整する。この直流電圧Ｅを調整することによって、インバータ１１０から出力される矩形波電圧Ｖ1の振幅が調整され、端子電圧Ｖ2が基準値に制御される。この結果、ピックアップ３１０の出力電圧が、負荷Ｒの大小によらず一定に制御される。
【００５３】
なお、チョッパ１３０については、図９に示した降圧チョッパの代わりに、図７の昇圧チョッパを採用してもよい。
【００５４】
Ｄ．第４実施形態
図１２はこの発明の第４実施形態である非接触給電装置の構成を示す回路図である。この非接触給電装置は、図５に示す第１実施形態に係る非接触給電装置において、インバータ１１０を図１２に示すインバータ１１０Ａに置き換えたものである。
【００５５】
インバータ１１０Ａは、４個のトランジスタＱｕｐ、Ｑｕｎ、ＱｖｐおよびＱｖｎと各トランジスタのコレクタおよびエミッタ間に介挿された４個のダイオードとにより構成されている。ここで、トランジスタＱｕｐおよびＱｕｎは電源入力端子ＰおよびＮ間に直列に介挿されており、同様にトランジスタＱｖｐおよびＱｖｎも電源入力端子ＰおよびＮ間に直列に介挿されている。各トランジスタＱｕｐ、Ｑｕｎ、ＱｖｐおよびＱｖｎは、各々同一周期を有するが波形および位相の異なった周期的なパルスによりｏｎ／ｏｆｆ切り換えが行われる。そして、トランジスタＱｕｐおよびＱｕｎ間の接続点ＵとトランジスタＱｖｐおよびＱｖｎ間の接続点Ｖとの間の線間電圧がインバータ１１０Ａの出力電圧Ｖ１として同調フィルタ１２０に供給される。
【００５６】
図１３は本実施形態の動作を示すタイミングチャートである。図示しない制御部は、一定周期のクロックＣＫ１とこのクロックＣＫ１を任意の時間Ｔｄだけ遅延させたクロックＣＫ２を生成する（図１３（ａ）（ｂ））。また、制御部は、クロックＣＫ１を分周して分周パルスＡを生成し、クロックＣＫ２を分周して分周パルスＢを生成する。そして、制御部は、図示しないＡＮＤゲートにより分周パルスＡおよびＢの両方のレベルがＨレベルのときにＨレベルとなるパルスＰ１を生成し、図示しないＮＯＲゲートにより分周パルスＡおよびＢの両方のレベルがＬレベルのときにＨレベルとなるパルスＰ２を生成する（図１３（ｅ）（ｆ））。そして、制御部は、パルスＰ１に対応した波形の電流をトランジスタＱｕｐに流し、パルスＰ１を反転した波形の電流をトランジスタＱｕｎに流す。また、制御部は、パルスＰ２に対応した波形の電流をトランジスタＱｖｐに流し、パルスＰ２を反転した波形の電流をトランジスタＱｖｎに流す。この結果、Ｕ点の電圧波形は図１３（ｇ）に示す波形となり、Ｖ点の電圧波形は図１３（ｈ）に示す波形となり、インバータ１１０Ａの出力電圧Ｖ１の波形は図１３（ｉ）に示すものとなる。このインバータ１１０Ａでは、制御部により、上記遅延時間Ｔｄが調整され、これによりトランジスタＱupおよびＱvpのｏｎ期間TpとトランジスタＱunおよびＱvnのｏｎ期間Tnの時間比率が調整される。ここで、時間比率Tp/Tnを大きくするとインバータ１１０Ａの出力電圧Ｖ1の実効値が大きくなり、逆に、時間比率Tp/Tnを小さくすると出力電圧Ｖ1の実効値が小さくなる。したがって、このインバータ１１０Ａによれば、前段にチョッパを設けてインバータ１１０Ａの受電電圧Ｅを調整しなくても、出力電圧Ｖ1の実効値を調整することができる。
【００５７】
本実施形態の技術思想を取り入れることにより、上記第２実施形態および上記第３実施形態を改良することが可能である。
【００５８】
＜本実施形態の技術思想を取り入れた第２実施形態の改良例＞
この改良例では、上記第２実施形態（図６）において、チョッパ１３０およびインバータ１１０の代わりに、図１２に示すインバータ１１０Ａを用いる。この構成において、インバータ１１０Ａの受電電圧Ｅを検出し、これに応じてインバータ１１０Ａの時間比率Tp／Tnを調整し、インバータ１１０Ａの出力電圧Ｖ1を一定に制御する。
【００５９】
＜本実施形態の技術思想を取り入れた第３実施形態の改良例＞
上記第３実施形態（図９）において、チョッパ１３０およびインバータ１１０の代わりに図１２に示すインバータ１１０Ａを用いる。この構成において、給電線に流れる電流を検出し、基準値と比較し、インバータ１１０Ａの時間比率Tp／Tnを調整し、給電線の電流を一定に制御する。または、同じ構成において、同調フィルタ１２０の端子電圧Ｖ2を検出し、基準値と比較し、インバータの時間比率Tp／/Tnを調整し、同調フィルタ１２０の端子電圧Ｖ2を一定に制御する。
【００６０】
Ｅ．第５実施形態
図１４はこの発明の第５実施形態に係る非接触給電装置の構成を示す回路図である。既に図１０および図１１を参照して説明したように、ピックアップ３１０は、起電力ｅの電圧源とみなすことができる。そして、よく知られているように、複数の電圧源を直列接続して１つの電圧源を構成することも可能である。本実施形態は、このような考えに従ってなされたものである。
【００６１】
図１４に示す本実施形態に係る非接触給電装置は、例えば上記第４実施形態（図１２）における１個のピックアップ３１０の代わりに３個のピックアック３１０Ａ、３１０Ｂおよび３１０Ｃが設けられている。これらの各ピックアッップの２次巻線には各々から得られる交流電圧を直流電圧に変換する整流回路３２１Ａ、３２１Ｂおよび３２１Ｃが各々接続されている。そして、整流回路３２１Ａ、３２１Ｂおよび３２１Ｃは、直列接続されており、この直列接続された整流回路と平滑コンデンサＣ５により得られる直流電圧が負荷Ｒに供給される。
【００６２】
このように複数のピックアップを直列に接続して多重化することによって、負荷Ｒに対する出力電圧を拡大し、出力電力を大容量化できる。
また、本実施形態によれば、ピックアップの容量を規格化し、ピックアップの機種を少なくしても、複数のピックアップを組み合わせて直列多重化することによって、多様な出力電圧や出力容量の要求に対応した非接触給電装置を構成することができる。
【００６３】
Ｆ．第６実施形態
図１５はこの発明の第６実施形態に係る非接触給電装置の構成を示す回路図である。既に図１０および図１１を参照して説明したように、ピックアップ３１０は、起電力ｅの電圧源とみなすことができる。しかしながら、銅損（巻線の電気抵抗によって発生する損失）や鉄損（巻線の磁界によって発生する損失）の影響によって、出力電力が増加すると、ピクアップ３１０の出力電圧が若干低下する傾向にある。つまり、実際のピックアップには、損失に起因する内部インピーダンスがあり、この分の電圧降下によって、出力電圧が垂下する。複数のピックアップの２次巻線を並列に接続した場合に、各２次巻線に内部インピーダンスによる垂下特性があるので、各２次巻線に流れる電流をバランスさせることができる。また、各ピックアップの内部インピーダンスＭ４，Ｌ４，Ｃ4を意図的に若干同調点から外せば、各ピックアップの内部インピーダンスが残り、電流バランスがさらに向上する。したがって、ピックアップの出力を並列に接続して使用できる。本実施形態は、このような考えに従ってなされたものである。
【００６４】
図１５に示す本実施形態に係る非接触給電装置は、例えば上記第４実施形態（図１２）において、１個のピックアップ３１０の代わりに３個のピックアック３１０Ａ、３１０Ｂおよび３１０Ｃが設けられている。これらの各ピックアッップの２次巻線には各々から得られる交流電圧を直流電圧に変換する整流回路３２１Ａ、３２１Ｂおよび３２１Ｃが各々接続されている。そして、整流回路３２１Ａ、３２１Ｂおよび３２１Ｃは、並列接続されており、この並列接続された整流回路と平滑コンデンサＣ５により得られる直流電圧が負荷Ｒに供給される。
【００６５】
このように複数のピックアップを並列に接続して多重化することによって、負荷Ｒに対する出力電流を拡大し、出力電力を大容量化できる。
また、ピックアップの容量を規格化し、ピックアップの機種を少なくしても、複数のピックアップを組み合わせて並列多重化することによって、多様な出力電流や出力容量の要求に対応した非接触給電装置を提供することができる。
【００６６】
Ｇ．第７実施形態
上述した従来技術および既に述べた各実施形態では、単相交流の形態で負荷に対する非接触給電を行った。これに対し、本実施形態では、三相交流の形態で非接触給電を行う。
【００６７】
はじめに、三相交流の形態で非接触給電する利点について説明する。
一般的に、非接触給電装置は、ピックアップを小型軽量化するため、基本波周波数を高く設計し、高周波で給電している。このため、ピックアップの出力電圧を全波整流し、直流電圧に変換して負荷に供給していることが多い。
【００６８】
ここで、図１６に示すように単相交流電圧の全波整流を行って負荷に出力電圧Ｖdcを給電する場合と、図１８に示すように三相交流電圧の全波整流を行って出力電圧Ｖｄｃを給電する場合とを比較する。
【００６９】
図１７および図１９において、実線は負荷Ｒが接続されていない状態において全波整流回路から得られる電圧波形の波高値Ｖpを表しており、破線はコンデンサＣ5がない場合の電圧波形（波高値Ｖp）を表しており、一点鎖線はコンデンサＣ5がない場合の平均電圧を表している。そして、図１７は図１６に示すように単相交流電圧の全波整流を行って負荷に出力電圧Ｖdcを給電する場合の各電圧波形を表しており、図１９は図１８に示すように三相交流電圧の全波整流を行って出力電圧Ｖｄｃを給電する場合の各電圧波形を表している。
【００７０】
この場合、出力電圧Ｖdcは、負荷の大小によって、図２０に示すように変化するが、単相交流電圧を全波整流して給電したときに負荷が受ける出力電圧Ｖｄｃの最低値は０．６４Ｖpであるのに対し、三相交流電圧を全波整流して給電したときに負荷が受ける出力電圧Ｖｄｃの最低値は０．９５Ｖpとなる。しがたって、三相交流の形態で負荷へ給電すると、負荷の大小によって発生する出力電圧の変動を大幅に改善することができる。
【００７１】
また、三相化によって、出力電力を大容量化できる。例えば、単相給電と同じピックアップを３個使用して三相給電すれば、出力電力を３倍に拡大することができる。
【００７２】
この発明の第７実施形態に係る非接触給電装置は、以上のような考えに基づいて提供されるものである。図２１は本実施形態に係る非接触給電装置の一具体例を示す回路図である。図２２は本実施形態において用いられる給電線とピックアップを示す斜視図である。図２３は図２２に示されるピックアップのＩ−Ｉ’線断面図である。
【００７３】
本実施形態において、地上側に設置される高周波電源１００は、トランジスタＱｕｐ、Ｑｕｎ、Ｑｖｐ、Ｑｖｎ、ＱｗｐおよびＱｗｎと、これらの各トランジスタのコレクタおよびエミッタ間に介挿された各ダイオードによって構成された３相インバータ１１０Ｍを有している。この３相インバータ１１０Ｍにおいて、トランジスタＱｕｐおよびＱｕｎの共通接続点ＵはＵ相電圧の出力端子である。また、トランジスタＱｖｐおよびＱｖｎの共通接続点ＶはＶ相電圧の出力端子である。そして、トランジスタＱｗｐおよびＱｗｎの共通接続点ＷはＷ相電圧の出力端子である。
【００７４】
三相インバータ１１０Ｍの出力電圧波形を図２４に示す。本インバータは、図示のごとく、相電圧Ｕ，Ｖ，Ｗを１８０度導通の三相矩形波電圧とするように、各トランジスタのｏｎ／ｏｆｆをパターン制御し、三相交流電圧（線間電圧UV,VW,WU）を出力する。なお、この３相インバータ１１０Ｍは、図１２を参照して説明したインバータ１１０Ａを三相交流電圧の発生に適した構成にしただけのものであるので詳細な説明は省略する。
【００７５】
また、高周波電源１００は、上記第１実施形態における同調フィルタ１２０を３個含んだ同調フィルタ１２０Ｍを有している。３相インバータ１１０ＭのU相およびＶ相との相間電圧ＵＶと、Ｖ相およびＷ相との相間電圧ＶＷと、Ｗ相およびＵ相との相間電圧ＷＵは、各々リアクトルＬ１を介し、同調フィルタ１２０Ｍに含まれる３個の同調フィルタに各々供給される。すなわち、高周波電源１００内において、同調フィルタ１２０Ｍに含まれる３個の同調フィルタの各入力部はデルタ接続されている。
【００７６】
図２２に示すように、移動体の移動経路に沿って３系統の給電線２００Ｌ１、２００Ｌ２および２００Ｌ３が敷設されている。そして、同調フィルタ１２０Ｍを介することにより、給電線２００Ｌ１には相間電圧ＵＶに対応した電流が流され、給電線２００Ｌ２には相間電圧ＶＷに対応した電流が流され、給電線２００Ｌ３には相間電圧ＷＵに対応した電流が流される。移動体には図２２に示す３個のピックアップ３１０−１、３１０−２および３１０−３が取り付けられている。これらのピックアップは、３系統の給電線の各々に接近し、かつ、非接触状態を保ちながら、移動体とともに移動する。
【００７７】
図２３に示すように、ピックアップ３１０−１は、給電線２００Ｌ１によって発生される磁界の磁路をなすヨーク３１１−１と、このヨーク３１１−１に巻回された２次巻線３１２―１とを有している。同様にピックアップ３１０−２は、給電線２００Ｌ２によって発生される磁界の磁路をなすヨーク３１１−２と、このヨーク３１１−２に巻回された２次巻線３１２―２とを有し、ピックアップ３１０−３は、給電線２００Ｌ３によって発生される磁界の磁路をなすヨーク３１１−３と、このヨーク３１１−３に巻回された２次巻線３１２―３とを有している。
【００７８】
図２１に示すように、移動体側において３個のピックアップ３１０−１〜３１０−３の２次巻線３１２−１〜３１２−３はスター接続されており、各々がU相、Ｖ相およびＷ相の相電圧を発生する電圧源をなしている。移動体には、ブリッジ接続されたダイオードＤａ、Ｄｂ、Ｄｃ、Ｄｄ、ＤｅおよびＤｆと平滑コンデンサＣ５により構成された３相全波整流回路が設けられている。そして、２次巻線３１２−１から得られるＵ相電圧はコンデンサＣ４を介してダイオードＤａおよびＤｂの共通接続点に供給され、２次巻線３１２−２から得られるＶ相電圧は別のコンデンサＣ４を介してダイオードＤｃおよびＤｄの共通接続点に供給され、２次巻線３１２−３から得られるＷ相電圧はさらに別のコンデンサＣ４を介してダイオードＤｅおよびＤｆの共通接続点に供給される。この結果、Ｕ、ＶおよびＷの３相交流電圧を全波整流した直流電圧が負荷Ｒに供給される。
【００７９】
本実施形態によれば、移動体の負荷に三相交流の形態で給電しているので、負荷の大小によって発生する出力電圧の変動を大幅に改善できる。また、三相化によって、出力電力を大容量化できる。
【００８０】
Ｈ．第８実施形態
三相の結線方法として、スター結線とデルタ結線がある。移動体の負荷に三相交流の形態で給電する本発明の実施形態は、これらの組合せによって、以下のように４通りの構成に分類することができる。
【００８１】
0004770052.tif 000003
【００８２】
上記の表において、各構成における出力電圧比は、同一の同調フィルタ、給電線、ピックアップを使用した場合における地上側のインバータの出力電圧と移動体上の負荷Ｒに対する出力電圧の比である。上記表に掲げられたもののうち構成ａについては、第７実施形態において図２１を参照して説明した。構成ｂの回路構成を図２５に、構成ｃの回路構成を図２６に、構成ｄの回路構成を図２７に各々示す。これらの構成ａ〜ｄを適宜選択することにより、出力電圧比を所望の値にすることができる。
【００８３】
Ｉ．第９実施形態
上記第７実施形態および第８実施形態では、３相交流電圧の形態で給電を行う非接触給電装置に本発明を適用した例を挙げた。この発明の第９実施形態では、これらの実施形態において採用された三相結線をＶ結線に変更する。
【００８４】
図２８は本実施形態に係る非接触給電装置の構成を示す回路図である。図２９は同実施形態における給電線とピックアップの構成を示す斜視図である。
【００８５】
上記第７実施形態では、図２２に示されるように３系統の給電線を敷設し、各給電線に対し、図２１〜図２３に示されるように、インバータ１１０Ｍから出力されるＵＶ相間電圧、ＶＷ相間電圧およびＷＵ相間電圧を各々印加した。また、移動体側では３個のピックアップによりこれらの三相の交流電圧を取得し、全波整流を行った。
【００８６】
これに対し、本実施形態では、図２９に示されるように、三相のうちＷＵ相間電圧を伝送する給電線が除去されており、移動体にはＵＶ相間電圧およびＶＷ相間電圧を取得するための２個のピックアップ３１０−１および３１０−２のみが設けられている。そして、図２８から理解されるように、三相インバータ１１０Ｍから得られるＵＶ相間電圧およびＶＷ相間電圧に相当する二相の電圧が移動体側のピックアップ３１０−１および３１０−２により取得され、その全波整流が行われ、負荷Ｒに直流電圧が給電される。
【００８７】
このように給電線のピックアップをＶ結線としても、等価的に三相交流での非接触給電が可能である。
【００８８】
この場合、一相分の同調フィルタ、給電線、ピックアップを省略できるメリットがある。特に、給電線は、移動体が移動する距離・区間に合わせて敷設するため、用途によっては、長距離化することがある。このため、給電線のスペースが一相分省略できるメリットは大きい。
【００８９】
Ｊ．第１０実施形態
図３０はこの発明の第１０実施形態に係る非接触給電装置の構成を示す回路図である。図３１は同非接触給電装置における給電線とピックアップの構成を示す斜視図である。図３２は図３１に示されるピックアップのＩ−Ｉ’線断面図である。
【００９０】
上記第７実施形態では、図２２に示されるように各々往路および復路からなる３系統の給電線を敷設し、各給電線に対し、図２１〜図２３に示されるように、インバータ１１０Ｍから出力されるＵＶ相間電圧、ＶＷ相間電圧およびＷＵ相間電圧を各々印加した。
【００９１】
これに対し、本実施形態では、図３１に示されるように、３系統の給電線２００Ｌ１、２００Ｌ２および２００Ｌ３は各々往路に対応した部分のみが敷設されており、復路に対応した部分は敷設されていない。これらの３系統の給電線２００Ｌ１、２００Ｌ２および２００Ｌ３はピックアップの移動経路上の所定の地点において共通接続されており、この共通接続点が３相の中性点を構成している。各給電線２００Ｌ１、２００Ｌ２および２００Ｌ３から３相交流電圧を取得するピックアップとしては、図３２に示されるように一体化されたピックアップ３１０ａが用いられている。
【００９２】
また、図３０に示すように、３相分の同調フィルタ１２０Ｍのコモン（中性点）と給電線のコモン（中性点）とは切り離されている。
【００９３】
本実施形態によれば、上記第７実施形態と同様に、３相交流での非接触給電を行うことができる。しかも、本実施形態においては、上記第７実施形態において各相毎に敷設されていた往路および復路からなる給電線を往路のみの給電線に変更することができる。給電線は、移動体が移動する距離・区間に合わせて敷設するため、用途によっては、長距離化することがある。このため、本実施形態において給電線の長さを低減できるメリットは大きい。
【００９４】
なお、上記構成は一例であり、下記のごとく、変更しても同様の効果が得られる。
変形例１：ピックアップトランスのコアは、各相ごとに分割してもよい。この場合の断面構造を図３３に示す。
変形例２：ピックアップの２次巻線は、デルタ結線としてもよい。
変形例３：同調フィルタのコンデンサＣ２は、デルタ結線としてもよい。
【００９５】
Ｋ．第１１実施形態
上記第２実施形態では、インバータの前段にチョッパを配置し、直流電圧を一定に制御することによって、受電電圧が変動しても、移動体の負荷電圧を一定にできることを説明した。この技術思想は、三相交流での給電を行う非接触給電装置についても適用可能であり、適用した場合には上記第２実施形態と同じ効果を期待することができる。
【００９６】
そこで、この発明の第１１実施形態では、図２１、図２５、図２６、図２７、図２８または図３０に示す三相インバータの前段に図６または図７に示すチョッパを配置し、直流電圧Ｅを一定に制御する。これにより、３相インバータの受電電圧が変動しても、移動体の負荷電圧を一定にすることができる。
【００９７】
Ｌ．第１２実施形態
上記第３実施形態では、インバータの前段にチョッパを配置し、給電線の電流（または、同調フィルタのコンデンサＣ２の端子電圧Ｖ2）を一定に制御することによって、負荷が変動しても、ピックアップの出力電圧を一定にできることを説明した。この技術思想は、三相交流での給電を行う非接触給電装置にも適用可能であり、適用した場合には上記第３実施形態と同じ効果を期待することができる。
【００９８】
そこで、この発明の第１２実施形態では、図２１、図２５、図２６、図２７、図２８または図３０に示す各非接触給電装置における三相インバータの前段に図６または図７に示すチョッパを配置し、給電線の電流（または、同調フィルタのコンデンサＣ２の端子電圧Ｖ2）を一定に制御する。これにより、負荷が変動しても、ピックアップの出力電圧を一定にすることができる。
【００９９】
Ｍ．第１３実施形態
上記第５実施形態では、ピックアップを直列に接続して多重化することによって、出力電圧を拡大し、出力電力を大容量化できることを説明した。この技術思想は、三相交流での給電を行う非接触給電装置についても適用可能であり、適用した場合には上記第５実施形態と同じ効果を期待することができる。
【０１００】
そこで、この発明の第１３実施形態では、図２１、図２５、図２６、図２７、図２８または図３０に示す非接触給電装置におけるピックアップを直列に接続して多重化する。これににより、出力電圧を拡大し、出力電力を大容量化することができる。
【０１０１】
Ｎ．第１４実施形態
上記第６実施形態では、ピックアップを並列に接続して多重化することによって、出力電流を拡大し、出力電力を大容量化できることを説明した。この技術思想は、三相交流での給電を行う非接触給電装置についても適用可能であり、適用した場合には上記第６実施形態と同じ効果を期待することができる。
【０１０２】
そこで、この発明の第１２実施形態では、図２１、図２５、図２６、図２７、図２８または図３０に示す非接触給電装置におけるピックアップを並列に接続して多重化する。これにより出力電流を拡大し、出力電流を大容量化することができる。
【０１０３】
Ｏ．第１５実施形態
この発明の第１５実施形態に係る非接触給電装置は、二相交流での給電を行う。
【０１０４】
はじめに、二相交流での非接触給電を行うメリットについて説明する。
ピックアップの出力を全波整流する場合、出力電圧Ｖdcは負荷の大小によって変化する。ここで、ピックアップ出力電圧の波高値をＶｐとすると、単相給電を行った場合には負荷に対する出力電圧の最低値は０．６４Ｖpになるが、二相給電を行った場合にはの負荷に対する出力電圧の最低値は０．９０Ｖpとなる。このように二相交流での給電を行うと、負荷の大小によって発生する出力電圧の変動を大幅に改善することができる。本実施形態は、このような考えに従ってなされたものである。
【０１０５】
本実施形態に係る非接触給電装置は、図３４に示すように、地上側の高周波電源１００内に二相インバータ１１０Ｗを有している。この二相インバータ１１０Ｗの出力電圧波形を図３５に示す。この二相インバータ１１０Ｗでは、図３５に示すように、相電圧U、V、ＸおよびＹとして所望の導通角の二相矩形波電圧が得られるように、各トランジスタＱｕｐ、Ｑｕｎ、Ｑｖｐ、Ｑｖｎ、Ｑｘｐ、Ｑｘｎ、ＱｙｐおよびＱｙｎのｏｎ／ｏｆｆのパターン制御が行われ、二相交流電圧（線間電圧ＵＶ、ＸＹ）が出力される。また、本インバータ１１０Ｗでは、トランジスタＱｕｐ、ＱｘｐおよびＱｙｐのｏｎ期間ＴｐとトランジスタＱｕｎ、Ｑｖｎ、ＱｘｎおよびＱｙｎのｏｎ期間Ｔｎの時間比率を調整することができる。ここで、時間比率Ｔｐ／Ｔｎを大きくすると出力電圧Ｖ1（線間電圧ＵＶ、ＸＹ）の実効値が大きくなり、逆に、時間比率Ｔｐ／Ｔｎを小さくすると出力電圧Ｖ1（線間電圧ＵＶ、ＸＹ）の実効値が小さくなる。したがって、受電電圧Ｅによらず、出力電圧Ｖ1（線間電圧UＶ、ＸＹ）の大きさを調整することができる。すなわち、本実施形態によれば、チョッパを使用しなくても、出力電圧Ｖ1（線間電圧ＵＶ、ＸＹ）の大きさを調整することができる。
【０１０６】
また、図３４に示す非接触給電装置において、二相インバータ１１０Ｗの受電電圧Ｅを検出し、インバータ１１０Ｗにおいて時間比率Ｔｐ／Ｔｎを調整し、出力電圧Ｖ1を一定に制御するようにしてもよい。
この場合、受電電圧が変動しても、移動体の負荷電圧を一定にすることができる。
【０１０７】
また、図３４に示す非接触給電装置において、給電線の電流を検出し、基準値と比較し、インバータ１１０Ｗにおいて時間比率Ｔｐ／Ｔｎを調整し、給電線の電流を一定に制御するようにしてもよい。または、同調フィルタの端子電圧Ｖ2を検出し、基準値と比較し、インバータ１１０Ｗにおいて時間比率Ｔｐ／Ｔｎを調整し、同調フィルタの端子電圧Ｖ2を一定に制御するようにしてもよい。
この場合、負荷が変動しても、ピックアップの出力電圧を一定にすることができる。
【０１０８】
Ｐ．第１６実施形態
以上、単相給電、二相給電、三相給電の３種類の給電方法を挙げ、各方法に対応した非接触給電装置の実施形態を開示した。しかし、本発明は、これ以上の多相の給電方法により給電を行う非接触給電装置に適用可能であることは言うまでもない。
【０１０９】
多相交流での非接触給電を行うことのメリットは次の通りである。まず、ピックアップの出力電圧を全波整流する場合、出力電圧Ｖdcは負荷の大小により変化する。そして、ピックアップの出力電圧の波高値をＶｐとすると、負荷に対する出力電圧の最低値は、単相給電の場合には0.637Ｖp、二相給電の場合には0.900Ｖp、三相給電の場合には0.955Ｖp、四相給電の場合には0.974Ｖp、…、Ｎ相給電の場合には（2N/π）sin（π/2N）となる。このように相数を増やしていくと、出力電圧Ｖdcの最低値がＶpに近づく。したがって、多相交流による給電を行うと、負荷の大小によって発生する出力電圧の変動を大幅に改善することができる。
【０１１０】
Ｑ．第１７実施形態
図３６はこの発明の第１７実施形態に係る非接触給電装置の構成を示す回路図である。上述した第７実施形態〜第１６実施形態は、２相以上の多相交流による非接触給電装置に関するものであったが、これらの非接触給電装置における移動体側では、ピックアップの２次巻線とコンデンサと負荷とを直列接続して直列共振回路を構成した。
【０１１１】
これに対し、本実施形態では、図３６に示すように、ピックアップの２次巻線３１２−ｉ（ｉ＝１，２，３）とコンデンサＣ４と負荷Ｒを並列接続して並列共振回路を構成している。
【０１１２】
本実施形態によれば、三相交流により非接触給電を行うことにより、出力電力を大容量化することができる利点がある。例えば単相給電に用いたものと同じピックアップを３個使用して非接触給電を行うと、出力電力を３倍に拡大することができる。
【０１１３】
図３７は本実施形態の変形例の構成を示す回路図である。この変形例では、ピックアップ３１０−ｉ（ｉ＝１、２、３）と負荷Ｒとの間に昇圧チョッパ３５０が介挿されている。昇圧チョッパ３５０自体は周知の回路であるのでその説明は省略する。
【０１１４】
なお、以上の説明では三相交流での非接触給電を行う場合を例に挙げたが、二相または四相以上の多相交流での非接触給電に本実施形態を適用しても同様の効果を期待することができる。
【０１１５】
Ｒ．第１８実施形態
既に説明したように、従来技術の下では、給電線の設置後に、その長さに応じて同調フィルタにおけるリアクトルのインダクタンスやコンデンサの容量値を変え、同調フィルタおよび給電線からなる同調回路の同調周波数を所定の基本波周波数に一致させる調整作業が必要であり、これが甚だ面倒なものであった。この発明の第１８実施形態に係る非接触給電装置は、かかる問題に鑑みて提供されたものである。
【０１１６】
本実施形態では、図３８に示される給電線２００Ｌ、ピックアップ３１０および同調フィルタ１２０により１つの給電線モジュールが構成される。また、本実施形態では、給電線２００Ｌの長さが規格化されており、例えば給電線２００Ｌの長さが単位長Ｌ１である第１モジュール、給電線２００Ｌの長さが単位長Ｌ２である第２モジュール、…という具合に様々な単位長の給電線２００Ｌに対応した各種の給電線モジュールが用意される。
【０１１７】
各モジュールでは、同調フィルタ１２０および給電線２００Ｌからなる同調回路の同調周波数が高周波電源内のインバータの出力交流波形の基本波周波数に一致するように、同調フィルタ１２０におけるコイルのインダクタンスやコンデンサの容量値が選定されている。
【０１１８】
従って、非接触給電装置の施工者は、給電線の長さの異なった各種のモジュールの中から移動体の移動経路長に適したものを選択し、移動経路上に設置すればよい。この場合において、設置後における同調フィルタの調整は不要である。
【０１１９】
また、本実施形態では、図３８に示すように、給電線２００Ｌは、移動体の移動区間の両端に相当する各位置において、ピクアップ３１０のある側とは反対側に折り返されている。
【０１２０】
従って、例えば非接触給電装置のメンテナンスなどの場合に、移動体のピックアップ３１０を給電線２００Ｌに接触させることなく、移動体を移動させ、移動経路から取り外すことができる。
【０１２１】
リニアガイドによって支持されている移動体は、軌道から取り外せる構造が要求されるが、本実施形態によればこの要求に応えることができる。
【０１２２】
なお、以上説明した本実施形態は、単相交流での非接触給電を例に挙げて説明したが、２相以上の多相交流による非接触給電に適用した場合においても同様の効果を期待することができる。
【０１２３】
Ｓ．第１９実施形態
長距離に及ぶ移動経路に沿って移動する移動体に非接触給電を行うことが求められる場合がある。また、非接触給電装置の設置後に、給電線の延長や追加が必要になる場合もある。この発明の第１９実施形態はこれらの要求に応えるものである。
【０１２４】
本実施形態では、図３９や図４０に例示するように、複数の給電線モジュールＭＤＬが適当に組み合わされ、非接触給電装置が構成される。さらに詳述すると、図３９または図４０に例示された非接触給電装置では、最初の給電線モジュールＭＤＬ−１の給電線２００Ｌに２番目の給電線モジュールＭＤＬ−２の給電線２００Ｌが継ぎ足され、さらにこれに３番目の給電線モジュールＭＤＬ−３の給電線２００Ｌが継ぎ足され、という具合に、複数の給電線モジュールＭＤＬ−ｋ（ｋ＝１〜Ｍ）の給電線２００Ｌが順次継ぎ足されて、長距離に及ぶ移動体の移動経路が構成されている。なお、最初から図示のような長距離の移動経路に対応した非接触給電装置を設置する以外に、例えばＭ−１個の給電線モジュールＭＤＬ−ｋ（ｋ＝１〜Ｍ−１）により構成された非接触給電装置が既に設置されている場合において、Ｍ番目の給電線モジュールＭＤＬ−Ｍを継ぎ足すことにより移動体の移動経路の延長を図ってもよい。
【０１２５】
ここで、各給電線モジュールＭＤＬ−ｋは、既に第１８実施形態において説明したように、同調フィルタ１２０および給電線２００Ｌからなる同調回路の同調周波数が高周波電源内のインバータの出力交流波形の基本波周波数に一致するように、同調フィルタ１２０におけるリアクトルのインダクタンスやコンデンサの容量値が選定されている。従って、各給電線モジュールの設置後における同調フィルタの現地調整は不要である。
【０１２６】
また、上記第１８実施形態と同様、各給電モジュールの給電線２００Ｌは、各々が受け持っている移動区間の始点および終点に相当する位置において、ピックアップ３１０のある側とは反対側に折り返されている。
従って、本実施形態によれば、あるモジュールＭＤＬ−ｋ内の給電線２００Ｌに沿って移動している移動体は、そのピックアップ３１０を給電線２００Ｌに接触することなく、そのモジュ−ルＭＤＬ−ｋを去り、隣りのモジュールＭＤＬ−ｋ＋１の給電線２００Ｌに乗り換えて非接触給電を受けることができる。
【０１２７】
図４１には各給電線モジュールＭＤＬ−ｋ（ｋ＝１〜Ｍ）に交流電圧を供給するインバータ１１０を含めて、本実施形態に係る非接触給電装置が図示されている。なお、図示を省略した電流制限用のリアクトルは、各同調フィルタ１２０の入力側に挿入してもよく、インバータ１１０の出力側に各同調フィルタに共用のものを設けてもよい。
【０１２８】
図４１に示す構成において、インバータ１１０は、上記第１実施形態において説明したように、電圧源として動作し、各給電線モジュールＭＤＬ−ｋ（ｋ＝１〜Ｍ）の給電線２００Ｌを乗り継いで移動するピックアップの負荷に応じて電力を供給する。
【０１２９】
さらに詳述すると、例えば給電線モジュールＭＤＬ−１の給電線２００Ｌに移動体のピックアップが対向しているとき、前掲図３（ｄ）に例示される負荷Ｒ’’のインピーダンスに応じた電流が給電線ＭＤＬ−１の同調フィルタ１２０に流れ込む。一方、他の給電線モジュールＭＤＬ−２〜ＭＤＬ−Ｍの給電線２００Ｌには移動体のピックアップは対向していないので、これらの給電線モジュールの同調フィルタ１２０に接続された負荷のインピーダンスは無限大である。従って、インバータ１１０からこれらの給電線モジュールＭＤＬ−２〜ＭＤＬ−Ｍの同調フィルタ１２０に流れ込む電流はない。従って、本実施形態によれば、インバータ１１０の出力容量は、給電線モジュールを移動する移動体の要求電力に合わせて選定すればよく、給電線モジュールの接続数量には影響されない。
【０１３０】
以上、給電線の単位でモジュール化を行う実施形態を説明したが、階層的なモジュール化を行ってもよい。図４２に示す実施形態では複数の給電線モジュールＭＤＬとこれらに並列に給電を行う１個のインバータとにより１個の給電装置モジュールＤＭＤＬが構成されている。そして、このような給電装置モジュールＤＭＤＬが複数組み合わされて１個の非接触給電装置が構成されている。このようなモジュールの連結により、移動経路についての制限のない長距離化、制限のない設備追加が可能になる。配電線の電圧は各給電装置モジュールのインバータの受電仕様に合わせ、直流電圧でもよく、また、交流電圧（商用電源）でもよい。
【０１３１】
なお、以上説明した本実施形態は、単相交流での非接触給電を例に挙げて説明したが、２相以上の多相交流による非接触給電に適用した場合においても同様の効果を期待することができる。
【０１３２】
【発明の効果】
以上説明したように、この発明に係る非接触給電装置によれば、負荷変動がある場合でも負荷に給電する電圧を一定にすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  この発明の第１実施形態である非接触給電装置の構成を示す回路図である。
【図２】  同実施形態におけるインバータの出力波形を示す図である。
【図３】  同実施形態の等価回路を示す回路図である。
【図４】  同実施形態における各部の電圧ベクトルを示す図である。
【図５】  同実施形態の変形例の構成を示す回路図である。
【図６】  この発明の第２実施形態である非接触給電装置の構成を示す回路図である。
【図７】  同実施形態におけるチョッパの他の例を示す回路図である。
【図８】  同実施形態において用いられる整流回路を示す回路図である。
【図９】  この発明の第３実施形態である非接触給電装置の構成を示す回路図である。
【図１０】  同実施形態の等価回路を示す回路図である。
【図１１】  同実施形態におけるピックアップの出力特性を示す図である。
【図１２】  この発明の第４実施形態である非接触給電装置の構成を示す回路図である。
【図１３】  同実施形態の動作を示すタイミングチャートである。
【図１４】  この発明の第５実施形態である非接触給電装置の構成を示す回路図である。
【図１５】  この発明の第６実施形態である非接触給電装置の構成を示す回路図である。
【図１６】  この発明の第７実施形態である非接触給電装置において三相交流での給電を行う意義を説明する図である。
【図１７】  この発明の第７実施形態である非接触給電装置において三相交流での給電を行う意義を説明する図である。
【図１８】  この発明の第７実施形態である非接触給電装置において三相交流での給電を行う意義を説明する図である。
【図１９】  この発明の第７実施形態である非接触給電装置において三相交流での給電を行う意義を説明する図である。
【図２０】  この発明の第７実施形態である非接触給電装置において三相交流での給電を行う意義を説明する図である。
【図２１】  この発明の第７実施形態である非接触給電装置の構成を示す回路図である。
【図２２】  同実施形態における給電線とピックアップを示す斜視図である。
【図２３】  図２２に示されたピックアップのＩ−Ｉ’線断面図である。
【図２４】  同実施形態における三相インバータの出力電圧波形を示す図である。
【図２５】  三相給電に対応した他の実施形態を示す図である。
【図２６】  三相給電に対応した他の実施形態を示す図である。
【図２７】  三相給電に対応した他の実施形態を示す図である。
【図２８】  この発明の第９実施形態である非接触給電装置の構成を示す回路図である。
【図２９】  同実施形態における給電線とピックアップを示す斜視図である。
【図３０】  この発明の第１０実施形態である非接触給電装置の構成を示す回路図である。
【図３１】  同実施形態における給電線とピックアップを示す斜視図である。
【図３２】  図３１に示されたピックアップのＩ−Ｉ’線断面図である。
【図３３】  同実施形態におけるピックアップの他の構成例を示す断面図である。
【図３４】  この発明の第１５実施形態である非接触給電装置の構成を示す回路図である。
【図３５】  同実施形態における二相インバータの出力電圧波形を示す図である。
【図３６】  この発明の第１７実施形態である非接触給電装置の構成を示す回路図である。
【図３７】  同実施形態の変形例を示す回路図である。
【図３８】  この発明の第１８実施形態である非接触給電装置を構成するモジュールを示す図である。
【図３９】  この発明の第１９実施形態である非接触給電装置を示す図である。
【図４０】  同実施形態の他の例を示す図である。
【図４１】  同実施形態における給電系統をインバータを含めて示した図である。
【図４２】  同実施形態の他の例を示す図である。
【図４３】  従来の非接触給電装置の構成を示す回路図である。
【図４４】  同非接触給電装置における給電線とピックアップを示す斜視図である。
【図４５】  図４４に示されたピックアップのＩ−Ｉ’線断面図である。
【図４６】  同非接触給電装置の等価回路を示す回路図である。
【図４７】  同非接触給電装置のピックアップの出力特性を示す図である。
【符号の説明】
１００……高周波電源、１１０……インバータ、１２０……同調フィルタ、２００……給電線部、３００……移動体、３１０……ピックアップ、３１２……２次巻線、Ｃ４……コンデンサ、Ｒ……負荷。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
0004770052.tif 000007
【図５】
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【図６】
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【図７】
0004770052.tif 000010
【図８】
0004770052.tif 000011
【図９】
0004770052.tif 000012
【図１０】
0004770052.tif 000013
【図１１】
0004770052.tif 000014
【図１２】
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【図１３】
0004770052.tif 000016
【図１４】
0004770052.tif 000017
【図１５】
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【図１６】
0004770052.tif 000019
【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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【図３６】
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【図３７】
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【図３８】
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【図３９】
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【図４０】
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【図４１】
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【図４２】
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【図４３】
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【図４４】
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【図４５】
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【図４６】
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【図４７】
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