(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
２値変調された受信信号とローカル信号を掛け合わせてＩ信号を生成するとともに前記受信信号と９０度位相をシフトしたローカル信号を掛け合わせてＱ信号を生成し、このＩ信号及びＱ信号から２値データを生成する直交復調器において、
前記Ｉ信号の直流成分を除去するＩ信号直流成分除去部と、
前記Ｉ信号の周波数より高い周波数成分を除去するＩ信号ローパスフィルタと、
前記Ｉ信号直流成分除去部とＩ信号ローパスフィルタを通過したＩ信号を二乗するＩ信号二乗部と、
前記Ｑ信号の直流成分を除去するＱ信号直流成分除去部と、
前記Ｑ信号の周波数より高い周波数成分を除去するＱ信号ローパスフィルタと、
前記Ｑ信号直流成分除去部とＱ信号ローパスフィルタを通過したＱ信号を二乗するＱ信号二乗部と、
前記Ｉ信号二乗部の出力とＱ信号二乗部の出力を加算する加算部と、
前記加算部から出力される信号が、所定の閾値以上となる毎に信号レベルを反転させ、又は、所定の閾値以下となる毎に信号レベルを反転させ、２値データを生成するデータ生成部を具備することを特徴とする直交復調器。
【請求項２】
請求項１記載の直交復調器において、さらに、
Ｉ信号二乗部の前段にＩ信号可変利得増幅器を設け、
Ｑ信号二乗部の前段にＱ信号可変利得増幅器を設けたことを特徴とする直交復調器。
【請求項３】
Ｉ信号可変利得増幅器とＱ信号可変利得増幅器は、利得を加算部から出力される信号の振幅値に応じて制御することを特徴とする請求項２記載の直交復調器。
【請求項４】
請求項１記載の直交復調器において、さらに、
加算部から出力される信号の振幅値に基づいてキャリアセンスするキャリアセンス手段を設けたことを特徴とする直交復調器。
【請求項５】
所定の閾値を、加算部から出力される信号の連続した一定期間の振幅値の平均値としたことを特徴とする請求項１記載の直交復調器。
【請求項６】
請求項１記載の直交復調器において、さらに、
Ｉ信号二乗部の前段にＩ信号アナログ／デジタル・コンバータを設け、
Ｑ信号二乗部の前段にＱ信号アナログ／デジタル・コンバータを設け、
前記各アナログ／デジタル・コンバータのサンプリング時間間隔を、受信信号のレベルが変化しない最短時間の１／２よりも短い時間としたことを特徴とする直交復調器。
【請求項７】
請求項１記載の直交復調器を有する受信部と、
変調波及び無変調波を送信する送信部と、
前記受信部及び送信部に共用されるアンテナを具備したことを特徴とする質問器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、受信した信号を復調するときに、ベースバンドのＩ信号とＱ信号を作成する直交復調器及びこの直行復調器を備えた質問器に関する。
【背景技術】
【０００２】
質問器は、無線タグ、あるいはＲＦＩＤ(radio frequency identification)タグと呼ばれる応答器との間で無線通信する無線通信装置である。質問器は、変調無線信号を使用してＲＦＩＤタグへ情報を伝送し、情報の伝送終了後は無変調信号を送信し続け、これに対し、ＲＦＩＤタグは、質問器からの無変調信号の反射量を変化させてバックスキャッタ変調をすることにより、質問器に対して情報を送信する。質問器は、バックスキャッタ変調波を受信してＲＦＩＤタグの情報を読取る。
【０００３】
質問器は、送信部と受信部を備え、送信側では、変調器で情報を変調し、増幅器で増幅してアンテナから送信する。受信側では、アンテナで受信した信号を、ダイレクトコンバージョンの直交復調器で高周波信号からベースバンド信号を取り出し、復調し情報を取り出す。
【０００４】
ダイレクトコンバージョンの直交復調器は、受信信号の搬送波と同じ周波数のローカル信号と受信信号をミキサに入力してベースバンドのＩ(in-phase)信号を作り、ローカル信号の９０度位相のずれた信号と受信信号をミキサに入力してベースバンドのＱ(quadrature-phase)信号を作る。
【０００５】
I信号とＱ信号の振幅は、受信信号とローカル信号との位相差によって決まり、Ｉ信号の振幅が最大になるときはＱ信号の振幅が最小になり、Ｉ信号の振幅が最小になるときはＱ信号の振幅が最大になる。Ｑ信号の振幅が最小の０のときは、Ｉ信号の振幅が最大であるため、このＩ信号を使用すれば受信データを再生することができる。逆に、Ｉ信号の振幅が最小の０のときは、Ｑ信号の振幅が最大であるため、このＱ信号を使用すれば受信データを再生することができる。また、受信信号とローカル信号の位相差によっては、Ｉ信号とＱ信号の位相が反転することがある。
【０００６】
このような、ダイレクトコンバージョンの直交復調器を使用して受信データを再生する方法として、Ｉ信号とＱ信号の振幅を比較して大きな方の信号を選択して受信データを再生する方法が知られている（例えば、特許文献１参照）。
【特許文献１】ＵＳＰ  US 6,501,807 B1公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
特許文献１に記載されている再生方法は、Ｉ信号とＱ信号の振幅を比較して大きな方の信号を選択して受信データを再生するので、Ｉ信号の振幅とＱ信号の振幅が大きく異なるときは選択した信号の振幅が大きいので再生に支障が生じることはない。しかし、Ｉ信号の振幅とＱ信号の振幅がほぼ同じ場合は、いずれを選択してもよいが、受信信号の半分の振幅で受信データの再生を行わなければならない。このため、受信信号のレベルが小さい時にはノイズの影響を受け易くなり、ノイズによる受信データの誤再生が頻繁に生じるという問題があった。  
そこで、本発明は、たとえ、受信信号のレベルが小さくなってもノイズの影響を極力防止でき、ノイズによる受信データの誤再生の発生を低減できる直交復調器及びこの直行復調器を備えた質問器を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明は、２値変調された受信信号とローカル信号を掛け合わせてＩ信号を生成するとともに受信信号と９０度位相をシフトしたローカル信号を掛け合わせてＱ信号を生成し、このＩ信号及びＱ信号から２値データを生成する直交復調器において、Ｉ信号の直流成分を除去するＩ信号直流成分除去部と、Ｉ信号の周波数より高い周波数成分を除去するＩ信号ローパスフィルタと、Ｉ信号直流成分除去部とＩ信号ローパスフィルタを通過したＩ信号を二乗するＩ信号二乗部と、Ｑ信号の直流成分を除去するＱ信号直流成分除去部と、Ｑ信号の周波数より高い周波数成分を除去するＱ信号ローパスフィルタと、Ｑ信号直流成分除去部とＱ信号ローパスフィルタを通過したＱ信号を二乗するＱ信号二乗部と、Ｉ信号二乗部の出力とＱ信号二乗部の出力を加算する加算部と、加算部から出力される信号が、所定の閾値以上となる毎に信号レベルを反転させ、又は、所定の閾値以下となる毎に信号レベルを反転させ、２値データを生成するデータ生成部を具備する直交復調器にある。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、たとえ、受信信号のレベルが小さくなってもノイズの影響を極力防止でき、ノイズによる受信データの誤再生の発生を低減できる直交復調器及びこの直行復調器を備えた質問器を提供できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
以下、本発明の実施の形態を、図面を参照して説明する。  
（第１の実施の形態）
図１は、質問器と応答器であるＲＦＩＤタグからなるシステムの概略構成を示すブロック図である。質問器１はアンテナ２を備えている。前記アンテナ２は、送信時に高周波信号を電波として放射し、受信時は電波を受信して高周波信号に変換する動作を行う。
【００１１】
前記アンテナ２から放射された電波は、ＲＦＩＤタグ３-1，３-2，３-3に到達し、それぞれのＲＦＩＤタグが受信を行う。各ＲＦＩＤタグ３-1，３-2，３-3は、それぞれ固有の識別番号を記憶している。
【００１２】
前記質問器１が問い合わせのための信号を送信すると、ＲＦＩＤタグ３-1，３-2，３-3は問い合わせのための信号に対応した動作をする。例えば、問い合わせのための信号がＲＦＩＤタグ３-1に対応する識別番号宛てのデータだけ含んでいる場合は、ＲＦＩＤタグ３-1だけ応答を返し、ＲＦＩＤタグ３-2，３-3は応答しない。
【００１３】
前記質問器１は、ＲＦＩＤタグに問い合わせのための信号を送信するときは、その送信信号で変調をした高周波信号をアンテナ２から放射する。送信信号が終了すると、搬送波のみの無変調の高周波信号を送信し続ける。ＲＦＩＤタグ３-1は、質問器１で変調された高周波信号を受信すると、応答する信号に従って搬送波を変調する。すなわち、受信する搬送波に対してバックスキャッタ変調を行い、応答する信号を前記質問器１に送り返す。
【００１４】
前記質問器１は、無変調の搬送波を送信しながら、バックスキャッタ変調された信号を受信し、ＲＦＩＤタグ３-1からの情報を受け取る。このようにして、質問器とＲＦＩＤタグからなるシステムでは互いの情報のやり取りを行っている。
【００１５】
図２は、前記質問器１とＲＦＩＤタグ３-1，３-2，３-3の通信フォーマットを示す図で、(a)は質問器１から送信する信号のフォーマットを示し、(b)はＲＦＩＤタグから送信する信号のフォーマットを示している。
【００１６】
前記質問器１は、先ず、周囲の質問器から電波が放射されていないかを調べるためにキャリアセンスを行う。これは混信を避けるためである。そして、周囲の質問器から電波が放射されていないことを確認すると、前記質問器１は、無変調波を送信する。前記質問器１から無変調波が送信されると、ＲＦＩＤタグ３-1，３-2，３-3は受信した無変調波を電源として起動する。
【００１７】
質問器１は、無変調波に続けて、ＲＦＩＤタグ３-1，３-2，３-3へのコマンドを送信し、コマンドの送信が終了すると続けて無変調波を再び送信する。コマンドによって指定されたＲＦＩＤタグは、受信したコマンドに対応した応答情報を、無変調波にバックスキャッタ変調をかけることにより質問器１へ送信する。質問器１は、ＲＦＩＤタグから応答情報を受信すると、無変調波の送信を停止する。ＲＦＩＤタグは質問器１から送信される電波が無くなると、動作を停止する。
【００１８】
前記質問器１は、図３に示す構成になっている。すなわち、制御部１１、デジタル信号処理部１２、基準クロックを発生する発振器１３、この発振器１３からの基準クロックを入力し、前記制御部１１から設定される値に応じたローカル周波数を出力するＰＬＬ(phase locked loop)部１４、このＰＬＬ部１４からのローカル信号の位相を９０度シフトさせる９０度位相シフト器１５、送信部１６、受信部１７、コンパレータ１８及びサーキュレータ１９を設け、前記送信部１５の出力端と前記受信部１６の入力端を前記サーキュレータ１９に接続している。前記サーキュレータ１９は前記アンテナ２に接続されている。
【００１９】
前記送信部１６は、ＤＡＣ（デジタル／アナログ・コンバータ）２１、第１のＬＰＦ（ローパスフィルタ）２２、第１のミキサ２３、パワーアンプ２４によって構成されている。  
前記受信部１７は、第２、第３のミキサ３１，３２、第２、第３、第４、第５のＬＰＦ（ローパスフィルタ）３３，３４，３５，３６、第１、第２、第３、第４のコンデンサ３７，３８，３９，４０、Ｉ信号可変利得増幅器４１、Ｑ信号可変利得増幅器４２、乗算器からなるＩ信号二乗部４３、乗算器からなるＱ信号二乗部４４、加算器からなる加算部４５、ＡＤＣ（アナログ／デジタル・コンバータ）４９及びＤＡＣ（デジタル／アナログ・コンバータ）５０によって構成される。
【００２０】
前記第４のＬＰＦ３５はＩ信号の周波数より高い周波数成分を除去するＩ信号ＬＰＦを構成し、前記第５のＬＰＦ３６はＱ信号の周波数より高い周波数成分を除去するＱ信号ＬＰＦを構成している。また、前記第１、第３のコンデンサ３７，３９はいずれがＩ信号の直流成分を除去してもよく、直流成分を除去する機能を果たすときはＩ信号直流成分除去部を構成し、前記第２、第４のコンデンサ３８，４０はいずれがＱ信号の直流成分を除去してもよく、直流成分を除去する機能を果たすときはＱ信号直流成分除去部を構成している。  
前記受信部１７、コンパレータ１８及びデジタル信号処理部１２は直交復調器を構成している。
【００２１】
前記制御部１１は、ＣＰＵ(中央処理ユニット)やメモリを含んでおり、予め記憶されたプログラムに従って動作するようになっている。前記制御部１１は、デジタル信号処理部１２とバスライン４６を介して接続され、送信データをデジタル信号処理部１２に出力し、また、デジタル信号処理部１２から出力される受信データを取込むことでＲＦＩＤタグとのデータのやり取りを行う。
【００２２】
また、前記制御部１１は、ＰＬＬ部１４を制御し搬送波周波数と同じ周波数のローカル周波数を出力させる。また、前記制御部１１は、図示しないがパソコン等の上位機器と有線通信をする機能を有している。
【００２３】
前記デジタル信号処理部１２は、前記制御部１１から出力されるシリアルデータである送信データを符号化してパラレルデータに変換し、ＦＩＲ(finite impulse response)フィルタ等のデジタルフィルタで帯域制限をしたデータを作成し、前記ＤＡＣ２１に出力する。また、前記デジタル信号処理部１２は、前記コンパレータ１８から入力されたシリアルデータを信号処理して復号化し、前記制御部１１にシリアルの受信データとして出力する。さらに、前記デジタル信号処理部１２は、前記加算部４５から出力される信号をＡＤＣ４９でデジタル化して入力し、この信号の振幅に従ってＤＡＣ５０の出力電圧を制御して前記各可変利得増幅器４１，４２の利得を制御する。
【００２４】
また、前記デジタル信号処理部１２は、前記ＡＤＣ４９から出力されるデジタル信号を入力すると前記制御部１１にその信号を出力する。前記制御部１１はキャリアセンス手段４７を設け、前記可変利得増幅器４１，４２の増幅率と前記ＡＤＣ４９からの信号の振幅から、受信した信号の受信信号電界強度であるＲＳＳＩ(received signal strength indicator)値を取得し、このＲＳＳＩ値によって周囲の電波状況を検出するキャリアセンスを行うようになっている。
【００２５】
送信時においては、前記ＤＡＣ２１は、入力されたパラレルデータをアナログベースバンド信号に変換して前記第１のＬＰＦ２２に出力する。第１のＬＰＦ２２は、入力された信号から、ＤＡＣ２１で使用されるサンプリング周波数成分を除去した信号を前記第１のミキサ２３に出力する。
【００２６】
第１のミキサ２３は、第１のＬＰＦ２２から出力された信号と前記ＰＬＬ部１４から出力されるローカル信号を掛け合わせることにより変調し、この変調した信号をパワーアンプ２４に出力する。前記パワーアンプ２４は、変調信号を電力増幅して前記サーキュレータ１９に出力する。前記サーキュレータ１９は変調信号をアンテナ２へ出力し、前記アンテナ２は変調信号を電波として空間に放射する。
【００２７】
受信時においては、ＲＦＩＤタグでバックスキャッタ変調された信号がアンテナ２で受信される。この受信信号は、サーキュレータ１９を通って、第２、第３のミキサ３１，３２にそれぞれ入力される。
【００２８】
第２のミキサ３１は、バックスキャッタ変調された受信信号とＰＬＬ部１４からのローカル信号を掛け合わせてＩ信号を出力する。このI信号は第２のＬＰＦ３３に入力され、このＬＰＦ３３で高周波成分が取り除かれて図４の(a)に示すベースバンド信号Ｉaが出力される。第３のミキサ３２は、バックスキャッタ変調された受信信号と９０度位相シフト器１５によってローカル信号を９０度位相シフトされた信号を掛け合わせてＱ信号を出力する。このＱ信号は第３のＬＰＦ３４に入力され、このＬＰＦ３４で高周波成分が取り除かれて図４の(b)に示すベースバンド信号Ｑaが出力される。
【００２９】
ここで、ベースバンド信号ＩaとＱaは、信号の位相が反転しているが、受信信号とローカル信号の位相差により、信号ＩaとＱaは位相が同じになるときもある。また、ここでは信号Ｉaの振幅が信号Ｑaの振幅より大きくなっているが、受信信号とローカル信号の位相差により、信号Ｑaの振幅が信号Ｉaの振幅より大きくなることもある。
【００３０】
第２のＬＰＦ３３からの信号Ｉaは、第１のコンデンサ３７で直流成分が除去されて図４の(c)に示す信号Ｉbとなる。信号Ｉbは、Ｉ信号可変利得増幅器４１で増幅され、さらに、第３のコンデンサ３９で前記増幅器４１の直流オフセット成分が除去され、第４のＬＰＦ３５で隣接チャネル以上離れた周波数成分が除去される。そして、第４のＬＰＦ３５から図４の(e)に示す信号Ｉcが出力される。信号Ｉcは分岐されてＩ信号二乗部４３に入力され、このＩ信号二乗部４３で信号Ｉcが二乗されて図４の(g)に示す信号Ｉdが出力される。
【００３１】
また、第３のＬＰＦ３４からの信号Ｑaは、第２のコンデンサ３８で直流成分が除去されて図４の(d)に示す信号Ｑbとなる。信号Ｑbは、Ｑ信号可変利得増幅器４２で増幅され、さらに、第４のコンデンサ４０で前記増幅器４２の直流オフセット成分が除去され、第５のＬＰＦ３６で隣接チャネル以上離れた周波数成分が除去される。そして、第５のＬＰＦ３６から図４の(f)に示す信号Ｑcが出力される。信号Ｑcは分岐されてＱ信号二乗部４４に入力され、このＱ信号二乗部４４で信号Ｑcが二乗されて図４の(h)に示す信号Ｑdが出力される。
【００３２】
信号Ｉdと信号Ｑdは、加算部４５で加算され図４の(i)に示す信号Ｓ1となる。信号Ｓ1は、前記コンパレータ１８に入力され、このコンパレータ１８で閾値Ｔ1と比較されることで２値化され、図４の(j)に示す信号Ｓ2が出力される。信号Ｓ2は、デジタル信号処理部１２に入力される。前記デジタル信号処理部１２はデータ生成部４８を設け、このデータ生成部４８において信号Ｓ2の立ち上がりで信号レベルを反転する処理を行い、図４の(k)に示す信号Ｓ3を生成する。こうして得られた信号Ｓ3が、アンテナ２で受信したバックスキャッタ変調した受信信号の復調信号である。
【００３３】
このように、Ｉ信号をＩ信号二乗部４３で二乗して信号を正符号にし、また、Ｑ信号をＱ信号二乗部４４で二乗して信号を正符号にし、これを加算部４５で加算し、この加算部４５で加算した信号Ｓ1をコンパレータ１８で閾値Ｔ1と比較するようにしている。従って、Ｉ信号の振幅とＱ信号の振幅が大きく異なっても、また、両者の振幅が略等しくなっても、両者の振幅を加算して閾値Ｔと比較するので、このときの受信信号レベルは大きくなる。例えば、両者の振幅が略等しいときに何れかを選択する場合に比べて比較時の受信信号の振幅は２倍になる。
【００３４】
このように、この直交復調器は、Ｉ信号をＩ信号二乗部４３で二乗し、Ｑ信号をＱ信号二乗部４４で二乗し、これを加算部４５で加算し、この加算部４５からの信号Ｓ1をコンパレータ１８で閾値Ｔと比較して信号Ｓ2を得、さらに、デジタル信号処理部１２のデータ生成部４８で信号Ｓ2の立ち上がり毎に信号レベルを反転する処理を行うことで受信データを復調している。従って、たとえ、受信信号のレベルが小さくなってもノイズの影響を極力防止でき、ノイズによる受信データの誤再生の発生を低減できる。換言すれば、受信信号のレベルが小さくなっても受信データを確実に復調することができる。
【００３５】
なお、質問器１とＲＦＩＤタグ３-1，３-2，３-3間で、応答情報の先頭のバックスキャッタ変調した信号が必ず“Ｌ”レベルになるように予め決めておけば、質問器１は無変調波を送信したときの受信レベルを“Ｈ”レベルにしておくことにより、バックスキャッタ変調信号と復調信号の位相が同じになる。そのため、復調後の信号を予め決められたプリアンブル等のデータと比較して、データを反転するような処理をする必要がない。
【００３６】
また、受信したバックスキャッタ変調信号が小さく、信号Ｓ1の振幅が閾値Ｔより低いレベルでデジタル信号処理部１２に入力される場合は、デジタル信号処理部１２から各可変利得増幅器４１，４２の利得を高くするように制御する。受信したバックスキャッタ変調信号が大きく、信号Ｓ1の振幅が閾値Ｔより低いレベルになる時間が非常に短く、デジタル信号処理部１２で信号Ｓ1をサンプリングする間隔より短い場合は、デジタル信号処理部１２から各可変利得増幅器４１，４２の利得を低くするように制御する。
【００３７】
なお、この実施の形態では、高周波信号を除去する第２、第３のＬＰＦ３３，３４と、隣接チャネル以上離れた周波数成分を除去する第４、第５のＬＰＦ３５，３６を別個に配置したものについて述べたがこれに限定するものではなく、第４、第５のＬＰＦ３５，３６のみを配置したものであってもよい。また、この実施の形態では、第１、第２のコンデンサ３３，３４と第３、第４のコンデンサ３９，４０を別個に配置したものについて述べたがこれに限定するものではなく、第３、第４のコンデンサ３９，４０のみを配置するものであってもよい。
【００３８】
また、この実施の形態では、コンパレータ１８で２値化する際に予め設定された閾値Ｔを使用して２値化を行ったがこれに限定するものではなく、オペアンプを使用したフローティングスライス回路を使用して閾値Ｔを生成して２値化を行ってもよい。フローティングスライス回路は、コンデンサ等の時定数を利用して信号Ｓ1のレベルをアナログ的に平均化した値を閾値Ｔとして生成するものである。
【００３９】
さらに、この実施の形態では、データ生成部４８は、コンパレータ１８からの信号Ｓ2の立ち上がり毎に信号レベルを反転する処理を行って受信データを再生したが必ずしもこれに限定するものではなく、信号Ｓ2の立ち下り毎に信号レベルを反転する処理を行って受信データを再生することもできる。
【００４０】
（第２の実施の形態）
第１の実施の形態では、Ｉ信号とＱ信号の乗算と加算をアナログ回路で行う場合について説明したが、本実施の形態では、Ｉ信号とＱ信号の乗算等の演算をデジタル回路で行う場合について述べる。なお、第１の実施の形態と同一の動作をする部分には同じ符号を付け、詳細な説明は省略する。
【００４１】
図５は、質問器１の構成を示す概略ブロック図である。送信側とローカル信号生成の部分は第１の実施の形態と同じである。また、受信側のＩ信号とＱ信号の処理も第４，第５のＬＰＦ３５，３６までは第１の実施の形態と同じである。また、デジタル信号処理部１２１については、送信側の動作は第１の実施の形態と同じである。
【００４２】
前記第４のＬＰＦ３５からの信号Ｉcを第１のＡＤＣ(アナログ／デジタル・コンバータ)５１に供給し、前記第５のＬＰＦ３６からの信号Ｑcを第２のＡＤＣ(アナログ／デジタル・コンバータ)５２に供給している。前記各ＬＰＦ３５，３６は、隣接チャネル以上離れた周波数成分を除去することに加えて、前記第１、第２のＡＤＣ５１，５２のサンプリング周波数の整数倍の周波数成分を除去するためのアンチエイリアシング(anti-aliasing)フィルタとしての機能も兼ねている。
【００４３】
前記第４のＬＰＦ３５からの信号Ｉcを前記第１のＡＤＣ５１でデジタル信号に変換した後前記デジタル信号処理部１２１に供給し、また、前記第５のＬＰＦ３６からの信号Ｑcを前記第２のＡＤＣ５２でデジタル信号に変換した後前記デジタル信号処理部１２１に供給している。
【００４４】
前記デジタル信号処理部１２１は集積回路で、図６に示すように、内部に前記第１のＡＤＣ５１からのデジタル信号を二乗処理するＩ信号二乗部５３、前記第２のＡＤＣ５２からのデジタル信号を二乗処理するＱ信号二乗部５４、前記各二乗部５３，５４の出力を加算処理する加算部５５及びこの加算部５５から出力される信号が所定の閾値以上となる期間ハイレベルとなる信号を作成し、さらに、この信号の立ち上がり毎に信号レベルを反転させて２値データを生成するデータ生成部５６を設けている。
【００４５】
図７は、前記質問器１の受信データの再生時の各部の出力波形を示す図で、第４のＬＰＦ３５からは図７の(a)に示す信号Ｉcが出力され、第１のＡＤＣ５１でサンプリングされてデジタルデータに変換され、図７の(c)に示す信号Ｉhとなる。また、第５のＬＰＦ３６からは図７の(b)に示す信号Ｑcが出力され、第２のＡＤＣ５２でサンプリングされてデジタルデータに変換され、図７の(d)に示す信号Ｑhとなる。
【００４６】
前記第１、第２のＡＤＣ５１，５２のサンプリング時間間隔は、変調された受信信号からデータを確実に取り出すために、変調された受信信号のレベルが変化しない最短時間の２分の１より短い時間に設定する必要がある。ここでは、サンプリング時間間隔を変調された受信信号のレベルが変化しない最短時間の４分の１の時間としている。換言すれば、変調された受信信号のレベルが変化しない最小周波数の４倍のサンプリング周波数に設定している。
【００４７】
前記第１、第２のＡＤＣ５１，５２からの信号Ｉh，Ｑhは、前記デジタル信号処理部１２１に入力されてデジタル信号処理が行われる。前記デジタル信号処理部１２１は、信号ＩhをＩ信号二乗部５３で二乗して図７の(e)に示す信号Ｉｊに変換し、また、信号ＱhをＱ信号二乗部５４で二乗して図７の(f)に示す信号Ｑjに変換する。そして、前記加算部５５で信号Ｉjと信号Ｑjを加算し、図７の(g)に示す信号Ｓ4を作成する。
【００４８】
前記デジタル信号処理部１２１は、続いて、前記データ生成部５６で信号Ｓ4を閾値Ｔ1で２値化する。すなわち、閾値Ｔ1以下のときは“Ｌ”レベルとし、閾値Ｔ1より大きいときは“Ｈ”レベルとして、図７の(h)に示す信号Ｓ5を作る。さらに、信号Ｓ5の立ち上がりで信号レベルを反転する処理を行い、図７の(i)に示す信号Ｓ6を生成する。こうして、アンテナ２で受信したバックスキャッタ信号の復調信号Ｓ6を得る。
【００４９】
前記デジタル信号処理部１２１は、前記加算部５５からの信号Ｓ4の振幅が閾値Ｔ1より低いレベルのときは、ＤＡＣ５０の出力電圧を制御して各可変利得増幅器４１，４２の利得を高くするように制御する。また、信号Ｓ4の振幅が閾値Ｔ1より低いレベルになる期間が無い場合は、ＤＡＣ５０の出力電圧を制御して各可変利得増幅器４１，４２の利得を低くするように制御する。また、前記デジタル信号処理部１２１は、各可変利得増幅器４１，４２の増幅率と信号Ｓ4の振幅から、受信した信号のＲＳＳＩ値を取得し、これにより、制御部１１はキャリアセンスを行うようになっている。
【００５０】
このように、Ｉ信号二乗部５３、Ｑ信号二乗部５４、加算部５５及びデータ生成部５６を内部に設けたデジタル信号処理部１２１を使用し、要部をデジタル処理するものにおいても、バックスキャッタ変調された信号から受信データを再生する直交復調器を構成することができ、前述した実施の形態と同様に、受信信号のレベルが小さくなってもノイズの影響を極力防止して受信データを確実に復調することができる。
【００５１】
なお、この実施の形態では、デジタル信号処理部１２１において、信号Ｓ4から２値の信号Ｓ5を作成し、さらに、この信号Ｓ5から復調信号Ｓ6を生成する処理を行ったがこれに限定するものではなく、信号Ｓ4が閾値Ｔ1以下から閾値Ｔ1より大きくなる立ち上がりで信号レベルを反転する処理を行って復調信号Ｓ6を生成してもよい。
【００５２】
また、この実施の形態ではＡＤＣ５１，５２のサンプリング周波数を変調された受信信号のレベルが変化しない最小周波数の４倍としたが、サンプリング周波数を高くすることにより、変調された受信信号の周波数成分とサンプリング周波数の周波数差を広げることができるため、アンチエイリアシングフィルタの作成が容易になる利点がある。
【００５３】
また、この実施の形態では予め設定した閾値Ｔ1を使用して２値化し信号Ｓ4を作成したがこれに限定するものではない。閾値Ｔ1を２値化する時間以前のデータを利用して作成してもよい。図８の(a)に示すように、信号Ｓ4に対して、２値化する時間の５サンプリング前のデータから２値化するサンプリングデータまでの連続する６サンプリングデータを平均した値から作成した閾値Ｔ2を使用して２値化してもよい。
【００５４】
このようにすれば、閾値Ｔ2は、時間とともに変化する信号Ｓ4の値によって変動する。そして、信号Ｓ4は閾値Ｔ2を基準として２値化される。すなわち、信号Ｓ4が閾値Ｔ2以下のときは“Ｌ”レベルとし、閾値Ｔ2より大きいときは“Ｈ”レベルとして２値化し、図８の(b)に示す信号Ｓ51を作る。そして、信号Ｓ51の立ち上がりで信号レベルを反転して信号Ｓ61を生成する。こうして、アンテナ２で受信したバックスキャッタ信号の復調信号Ｓ61を得ることができる。
【００５５】
なお、ここにおける平均値を算出する連続するサンプリング数は、各ＡＤＣ５１，５２でサンプリングされた値が連続して最大値を取るサンプリング数に１を加えた数以上にする必要がある。そして、平均値を算出するサンプリング数をより多くすることにより、閾値Ｔ2のレベル変動を小さくできる。
【００５６】
なお、この実施の形態では、高周波信号を除去する第２、第３のＬＰＦ３３，３４と、隣接チャネル以上離れた周波数成分を除去する第４、第５のＬＰＦ３５，３６を別個に配置したものについて述べたがこれに限定するものではなく、第４、第５のＬＰＦ３５，３６のみを配置したものであってもよい。この場合、第４、第５のＬＰＦ３５，３６でＡＤＣ５１，５２のサンプリング周波数の整数倍の周波数を除去するようにし、デジタル信号処理部１２１の内部で隣接チャネル以上離れた周波数成分を除去するデジタルフィルタリングを行えばよい。  
なお、前述した各実施の形態において、サーキュレータ１９と第２、第３のミキサ３１，３２間に低雑音増幅器を挿入しても良い。
【図面の簡単な説明】
【００５７】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係るシステムの概略構成を示すブロック図。
【図２】同実施の形態における質問器とＲＦＩＤタグの通信フォーマットを示す図。
【図３】同実施の形態に係る質問器の構成を示すブロック図。
【図４】同実施の形態に係る質問器の直交復調器による復調処理を説明するための各部の出力信号の波形図。
【図５】本発明の第２の実施の形態に係る質問器の構成を示すブロック図。
【図６】同実施の形態の質問器におけるデジタル処理部の要部構成を示すブロック図。
【図７】同実施の形態に係る質問器の直交復調器による復調処理を説明するための各部の出力信号の波形図。
【図８】同実施の形態における加算処理後の２値化に使用する閾値設定の他の例を説明するための波形図。
【符号の説明】
【００５８】
１１…制御部、１２…デジタル信号処理部、１７…受信部、１８…コンパレータ、３１，３１…ミキサ、３３，３４，３５，３６…ＬＰＦ（ローパスフィルタ）、３７，３８，３９，４０…コンデンサ、４１…Ｉ信号可変利得増幅器、４２…Ｑ信号可変利得増幅器、４３…Ｉ信号二乗部、４４…Ｑ信号二乗部、４５…加算部、４８…データ生成部。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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