(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信ラジオ信号の周波数を低く変換し、直角出力信号を供給するために直角組合せ回路に周波数二分割器を介して接続され得る電圧制御発振器、並びに前記組合せ回路に接続される検出及び音声再生手段を具備するラジオFM受信機であり、更に周波数三分割器、及び前記二分割器又は該三分割器のいずれか一方により前記発振器に混合器素子を接続するスイッチング手段が含まれており、前記発振器は、前記周波数三分割器により前記組合せ回路に接続され、前記周波数三分割器は、VCO信号の毎３周期に対して、n=1,...,6且つΔt=VCOの半周期の期間である場合にVn(t)= V1(t-(n-1)Δt)が成り立つn個の周期的出力信号Vn(t)を供給する分割器回路を具備し、各々において前記周期的出力信号が、直角分を得るために設計された所定の重み係数と組み合わされる２つの加算回路網を具備し、その後、このようにして得られた組合せ信号は、低域通過フィルタを介して伝えられることを特徴とするラジオFM受信機。
【請求項２】
最初の直角分を得るための前記重み係数は、(-2, +2, +4, +2, -2, -4)の相互比を持ち、他の直角分を得るための前記重み係数は、(-3, -3, 0, +3, +3, 0)の相互比を持つことを特徴とする請求項１に記載のラジオFM受信機。
【請求項３】
前記分割器回路と、前記加算回路網と、可能ならば前記低域通過フィルタとが共に、集積ユニットを形成することを特徴とする請求項１又は２に記載のラジオFM受信機。
【請求項４】
前記周波数三分割器は、各々が３つのスイッチングトランジスタを制御することが出来る、前記VCO信号によりトリガされる２つの制御トランジスタ、及び前記スイッチングトランジスタのコレクタ抵抗を有する抵抗回路網を具備し、前記抵抗回路網により、電流が、VCOの毎半周期において、付随するコレクタ抵抗を持つ前記スイッチングトランジスタのうちの１つを介して流れ、前記電流が流れる間に、段階的に減少し、増大する電流が、他のコレクタ抵抗を介して流れ、その後のVCOの各半周期において、周期的に連続して毎度、次のスイッチングトランジスタが電流を通すことを特徴とする請求項１、２又は３に記載のラジオFM受信機。
【請求項５】
前記三分割器の出力信号は、共に正の重み係数を持つコレクタ電流が加えられたポイントと、共に負の重み係数を持つコレクタ電流が加えられたポイントとの間の電圧差から導き出されることを特徴とする請求項４に記載のラジオFM受信機。
【請求項６】
請求項１乃至５のいずれか一項に記載のラジオFM受信機において用いるのに適した周波数分割器であり、前記周波数分割器は、発振器信号の毎n/2周期に対して、nが整数であり、Δtが発振器の半周期の期間であるVn(t)= V1(t-(n-1)Δt)が成り立つn個の周期的出力信号Vn(t)を供給する分割器回路を具備し、前記周期的出力信号が所定の重み係数と組み合わされる少なくとも１つの加算回路網を具備し、その後、このようにして得られた組合せ信号は、低域通過フィルタを介して伝えられることを特徴とする周波数分割器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、受信ラジオ信号の周波数を低く変換し、直角出力信号(quadrature output signal)を供給するために直角組合せ回路（quadrature combination circuit）に周波数二分割器(frequency 2-divider)を介して接続され得る電圧制御発振器、並びに前記組合せ回路に接続される検出及び音声再生手段を具備するラジオFM受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
シンセサイザは、電子的に同調されるラジオにおいて電圧制御発振器(VCO)を所望の受信チャネルに同調させるために用いられる。実際には、VCO信号は、バッファに直接供給され、その後、組合せ回路に供給される。しかしながら、イメージ周波数の抑制のための一体化されている手段を持つ受信機構成においては、VCOが、しばしば、所望のチャネルに同調させるのに必要な周波数より高い周波数に同調される。斯様な状況においては、イメージ周波数の抑制を可能にする直角組合せ回路のために働く、周波数分割器、とりわけ周波数二分割器を発振器の後に置く。次いで、前記周波数分割器の出力信号は、２つのバッファに供給され、その後、これらのバッファに接続され、同一周波数で動作する組合せ回路に直角位相ごと(quadrature basis)に供給され得る。
【０００３】
斯様なラジオFM受信機は、例えば米国特許第US-A-5,761,615号から既知である。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
形式名がTEA6840であるカーラジオICが近年開発された。このICの更なる開発の目的は、ICの基本構成への影響を最小にするような方法で機能を付加する、又はブロックを交換する可能性を提供することにより、機能を拡張することにある。
【０００５】
所謂日本帯域(Japanese band)の受信は、欧州／米国帯域(European/American band)に合わせられているTEA6840ICが改善を必要としている点の一つである。同調部における変更が、機能を拡張するために必要とされる。上記のように、斯様な変更は、ICの基本構成における変更をもたらしてはならない。即ち、VCOの周波数の同調範囲が変らないようにしなければならない。
【０００６】
欧州及び米国における通常のFMモードにおいては、所望の受信チャネルが87.3MHzと108.3MHzとの間にある。しかしながら、日本においては、所望の受信チャネルが76MHzと90Mhzとの間にある。下記の表１は、欧州／米国における状況(EU/US)、二分割器を使用する日本における状況(2-JP)、及び日本における伝統的状況(1-JP)に対する、受信チャネルの周波数帯域、発振器の周波数範囲、組合せ周波数、得られる中心周波数(obtained center frequency)、及び発振器の同調電圧範囲(tuning voltage range)を一覧表示している。
【表１】
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周波数二分割器は、発振器周波数fVCOが196MHz乃至238MHzの範囲にある場合に98MHzから119MHzまでの範囲内の組合せ周波数fEUを持つ信号を供給する。その場合に、欧州／米国帯域に対して同調する間に混合器素子において得られる中心周波数は10.7MHzにある。この場合に発振器に対する同調電圧は、ほぼ2Vから5.5Vまで変動し得る。(76MHzから90MHzまでの（表１における2-JP参照）)日本帯域に対して、同じ周波数二分割器が、173.4MHzから201.4MHzまでの範囲内の発振器周波数を持つ10.7MHzの中心周波数を得るために用いられ得る。その場合に、発振器に対する同調電圧は、ほぼ1Vから2.5Vまで変動し得る。この状況は、実際に起こる同調の問題のために望ましくない。上記の状況においては、前記ユニットが同調される周波数が、組合せ周波数より下にある。しかしながら、日本における伝統的状況(表１における1-JP)においては、組合せ周波数が、前記ユニットが同調される周波数より下にある。その場合に、欧州／米国帯域と日本帯域との両方に適した世界共通受信機(universal receiver)の製造においてイメージ周波数の抑制の問題が生じる。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
従って、本発明の目的は、上記の問題が回避されている、欧州及び米国並びに日本におけるラジオ受信に適するラジオFM受信機を提供することにある。
【０００８】
本発明により、冒頭の段落に記載のラジオFM受信機は、この目的のために、更に周波数三分割器、及び二分割器又は該三分割器のいずれか一方により発振器に混合器素子を接続するスイッチング手段が含まれており、前記発振器は、前記周波数三分割器により組合せ回路に接続され得ることを特徴とする。
【０００９】
例えば、発振器周波数fVCOが196MHzから238MHzまでの範囲内にあるとすると、二分割器は、98MHzから119MHzまでの範囲内の組合せ周波数fEUを持つ信号を供給し、三分割器は、65.3MHzから79.3MHzまでの範囲内の組合せ周波数fJPを持つ信号を供給するであろう。その場合に、欧州／米国帯域と日本帯域との両方に対して、同調する間に混合器素子において得られる中心周波数は、10.7MHzにあるであろう。本発明による対策は、欧州／米国と日本とに対する周波数帯域における差から生じる問題及び付随するイメージ周波数抑制の問題、並びにVCO同調電圧における差から生じる問題を回避することを可能にする（表２参照）。
【表２】
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周波数二分割器しか用いられない場合、即ち、欧州／米国の周波数帯域と日本の周波数帯域とを組み合わせる必要がない場合に、VCO信号のフランク(flanks)におけるスイッチングによって、50%のデューティサイクル(duty cycle)を持つ直角信号が容易に得られ得る。しかしながら、この方法において50%のデューティサイクルを持つ周波数三分割器を得ることは出来ない。直角信号の１つのフランクが前記VCO信号のフランクと一致する場合に、他の直角信号のフランクは、前記VCO信号におけるパルスの中心と合致するであろう。即ち、その場合には、前記VCO信号のフランクにおけるスイッチングによって後者の直角信号を得ることは出来ない。また、明らかに、第１直角信号を９０°の位相シフトさせることで第２直角信号を生成することが可能である。しかしながら、これは、ここで検討中の周波数帯域に対して、許容できない高さである±３°のオーダーの誤差をもたらすであろう。
【００１０】
この問題を解決するために、ラジオFM受信機は、更に周波数三分割器が、VCO信号の毎３周期に対して、n=1,...,6且つΔt=VCOの半周期の期間である場合にVn(t)= V1(t-(n-1)Δt)が成り立つn個の周期的出力信号Vn(t)を供給する分割器回路を具備し、各々において前記周期的出力信号が、直角分を得るために設計された所定の重み係数と組み合わされる２つの加算回路網を具備し、その後、このようにして得られた組合せ信号は、低域通過フィルタを介して伝えられることを特徴とする。直角信号の生成において非常に正確である周波数三分割器は、このようにして可能となり、このことは、ラジオFM受信機を欧州／米国帯域と日本帯域との両方における受信に適するようにするためにラジオFM受信機内に二分割器と共に前記周波数三分割器を含むことがまた意味をなすことを示す。
【００１１】
好ましい実施例において、最初の直角分を得るための重み係数は、 (-2, +2, +4, +2, -2, -4) という相互比を持ち、他の直角分を得るための重み係数は、(-3, -3, 0, +3, +3, 0) という相互比を持つ。周期的な交換(cyclical interchange)は、その中に含まれるべきである。
【００１２】
本発明は、ラジオFM受信機のみならず、上記の請求項のいずれか一項に記載のラジオFM受信機に用いられ得る周波数分割器にも関する。本発明により、前記周波数分割器は、発振器信号の毎n/2周期に対して、nが整数であり、Δtが発振器の半周期の期間であるVn(t)= V1(t-(n-1)Δt)が成り立つn個の周期的出力信号Vn(t)を供給する分割器回路を具備し、前記周期的出力信号が所定の重み係数と組み合わされる少なくとも１つの加算回路網を具備し、その後、このようにして得られた組合せ信号が低域通過フィルタを介して伝えられる。上記のラジオFM受信機において用いる比較的単純な三分割器は、２つの加算回路網を持ち、n=6である場合に得られる。別の値のnも可能である。二分割器の場合には、nが2と等しいかもしれない。また、前記重み係数を適応させることにより、任意の個数の発振器周期から、ある一定の周波数を持つ信号を形成することが可能である。即ち、この場合に、発振器周期の個数と形成されるべき周波数との間の直接的関係は避け難いものではない。
【００１３】
以下に、添付図を参照してより詳細に本発明を説明する。
【００１４】
【発明の実施の形態】
図１においてブロック図として示されているラジオFM受信機は、アンテナ１、ラジオ周波数受信機部２、中心周波数の直角信号IとQとを得るための２つの混合器ユニット(mixer unit)４と５とから構成される組合せ回路３、並びに組合せ回路３に接続される検出及び音声再生手段６を有する。電圧制御発振器(VCO)７が含まれており、VCO７の発振器制御範囲は、この周波数の二分割が、欧州及び米国において通常の受信チャネルによるラジオ信号の受信のための組合せ周波数に対する制御範囲に適用されるのに対し、この周波数の三分割が、日本において通常のチャネルを介するラジオ信号の受信のための組合せ周波数に対する制御範囲に適用されるようにする。上記のような、例えば196MHzから238MHzまでの範囲内にある発振器周波数fVCOにより、二分割器は98MHzから119MHzまでの範囲内の組合せ周波数fEUを持つ信号を供給し、三分割器は65.3MHzから79.3MHzまでの範囲内の組合せ周波数fJPを持つ信号を供給するであろう。その場合に、同調中に混合器ユニットにおいて得られる中心周波数は、欧州／米国帯域(98乃至119MHz)と日本帯域(65.3乃至79.3MHz)との両方に対して10.7MHzにあるであろう。
【００１５】
二分割器８は、周波数の二分割のためにVCO７に接続され、三分割器９は周波数の三分割のためにVCO７に接続される。二分割器８の出力信号又は三分割器９の出力信号のいずれかが、即ちスイッチング手段１０を介して、混合器ユニット４及び５に供給される。混合器ユニット４及び５における組み合わせの後に得られる中心周波数の直角信号I及びQは、続いて検出及び音声再生手段６に供給される。後者のユニットはまた、前記VCO及びスイッチング手段１０を制御する制御手段を有する。
【００１６】
50%のデューティサイクルを持つ種々の既知のタイプの二分割器が、VCOに接続される二分割器８として用いられ得る。しかしながら、50%のデューティサイクルを持つ正確な三分割器は、今まで知られていなかった。斯様な三分割器の実施例は、図２のブロック図において示されている。
【００１７】
図２において示されている三分割器は、VCO信号の毎３周期に対して、この実施例においてn=1,...,6であり、ΔtはVCOの半周期の期間である場合にVn(t)= V1(t-(n-1)Δt)が成り立つｎ個の周期的出力信号Vn(t)を供給する分割器回路１１を有し、各々において前記周期的出力信号が、直角分を得るために設計された所定の重み係数と組み合わされる２つの加算回路網１２及び１３を有し、その後、このようにして得られた組合せ信号は、各々の低域通過フィルタ１４又は１５を介して伝えられる。
【００１８】
VCO信号は、図３Ａにおいて示されている。VCO信号から導き出される信号Vn(t)は、図３Ｂにおいて図示されている。加算回路網１２におけるこれらの信号Vn(t)の各々の重み係数-2、+2、+4、+2、-2及び-4との乗算並びにその後の加算は、図３Ｃにおいて示されているような信号をもたらし、前記信号は、低域通過フィルタ１４においてフィルタをかけた後には信号sin(1/3.ωt)をもたらす。加算回路網１３における信号Vn(t)の各々の重み係数-3、-3、0、+3、+3及び0との乗算並びにその後の加算は、図３Ｄにおいて示されているような信号をもたらし、前記信号は、低域通過フィルタ１５においてフィルタをかけた後には信号cos(1/3.ωt)をもたらす。得られるこれらの信号は、VCOの周波数の1/3である周波数を持つが、９０°の位相差を持つ。即ち、これらの信号により混合器ユニット４及び５において直角信号I及びQを得ることが出来る。
【００１９】
分割器回路及び２つの加算回路網のより詳細な実施例は、図４において示されている。この回路は、抵抗回路網、VCOの半周期の間連続的に導通状態にされるスイッチングトランジスタQ1、Q2、…、Q6、並びに１８０°の位相差を持つVCO信号によりトリガされる２つの制御トランジスタQc11及びQc12から構成される。コレクタ抵抗Rc1、Rc2、…、Rc6の両端の電圧は、参照符合V_c1、V_c2、…、V_c6を付けられている。Q1及びQc11が電流を通すと仮定すると、図５に示されているように、V_c1が最も高くなるが故に、V_c2、…、V_c6は、段階的に減少し、増大する値を持つであろう。タップ電圧値V_T4及びV_T5が、Q1及びQ2のベースを「ハイ」にする一方で、他のタップ電圧値は、他のトランジスタQ3乃至Q6のベースを「ロー」に保つであろう。次いで、Q2及びQc12がまた、VCOの次の半周期において電流を通すであろう。この場合に、図５に示されているように、V_c2が最も高く、V_c3、…、V_c6、V_c1は、段階的に減少し、増大するであろう。タップ電圧値V_T5及びV_T6は、Q2及びQ3のベースを「ハイ」にし、故に、Q3及びQc11は、VCOの次の半周期において電流を通すことが出来るであろう。斯くして、周期的電圧勾配(cyclical voltage gradient)がV_c1、…、V_c6に対して得られる。抵抗回路網は、重みづけと加算とを同時に達成する。換言すると、分割器回路１１と２つの加算回路網１２及び１３とが、一体化されている。２つの直角信号を、コレクタ電圧及びタップ電圧から導き出すことが出来る。斯くして、例えば、一方の直角信号は、Q4のコレクタとQ5のコレクタとの間の電圧差から導き出されるかもしれず、他方の直角信号は、タップ電圧V_T4とタップ電圧V_T3との間の差から導き出されるかもしれない。
【００２０】
図６は、スイッチングトランジスタのベースがエミッタフォロワから制御される改善された実施例を示す。導通しているスイッチングトランジスタの零と等しくないベース電流に起因する問題は、これにより回避される。更に、スイッチングトランジスタのコレクタ電圧が、該トランジスタが飽和状態に入るリスクなしに上げられ得る。更に、この場合には、一方の直角信号が、Q3のコレクタとQ6のコレクタとの間の電圧差から導き出される一方で、他方の直角信号がタップ電圧V_T5とタップ電圧V_T2との間の差から導き出される。これにより、より対称的な直角信号が得られる。
【００２１】
図７は、完全三分割器の実施例のより詳細な概略図である。この回路は、重み係数を含み、トランジスタ回路QC1a、QC1b、QC2a、QC2b、…、QC6a、QC6bにより形成される２つの別個の電流加算回路網、並びに前記電流加算回路網に接続される、抵抗器RcosA、RcosB、RsinA及びRsinBと個々の加算回路網におけるトランジスタの寄生容量とにより形成される低域通過フィルタで強化された図６に示されている回路を表わしている。重み係数-2, +2, +4, +2, -2, -4で得られる一方のフィルタをかけられた直角信号は、ポイントＡとポイントＢとの間の電圧差から導き出され、ポイントＡにおける電圧は、Q2、Q3及びQ4を介する電流により構成されており、ポイントＢにおける電圧は、Q1、Q5及びQ6を介する電流により構成されている。他方のフィルタをかけられた直角信号は、ポイントＣとポイントＤとの間の電圧差から導き出され、ポイントＣにおける電圧は、Q1及びQ2を介する電流により構成されており、ポイントＤにおける電圧は、Q4及びQ5を介する電流により構成されている。後者の場合には、Q3及びQ6を介する電流をポイントＣにおける電圧及びポイントＤにおける電圧の決定に含めないことで係数0による重みづけが実現される。従って、この方法においては、三分割器の出力信号が、共に正の重み係数を持つコレクタ電流が加えられたポイントと共に負の重み係数を持つコレクタ電流が加えられたポイントとの間の電圧差から導き出される。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるラジオFM受信機のブロック図である。
【図２】図１のラジオFM受信機において用いられる本発明による周波数三分割器を示す。
【図３Ａ】図２の三分割器の動作を説明するための図である。
【図３Ｂ】図２の三分割器の動作を説明するための図である。
【図３Ｃ】図２の三分割器の動作を説明するための図である。
【図３Ｄ】図２の三分割器の動作を説明するための図である。
【図４】周波数三分割器における分割器回路及び２つの加算回路網のより詳細な実施例を示す。
【図５】図４において示されている実施例の動作を明らかにするのに有用である多数の概略図を示す。
【図６】周波数三分割器における分割器回路及び２つの加算回路網のより詳細な第２実施例を示す。
【図７】完全周波数三分割器のより詳細な実施例を示す。
【図１】
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【図２】
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【図３Ａ−Ｂ】
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【図３Ｃ】
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【図３Ｄ】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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