(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
移動する超音波散乱体により発生されるドプラ周波数シフトを推定し表示するシステムであって、
超音波を送信すると共に前記超音波散乱体により反射された超音波エコーを検出するための、多数のトランスデューサ素子を含んでおり、前記超音波散乱体が浅い所にある血管中を移動する血球である超音波トランスデューサ・アレイと、
前記トランスデューサ・アレイに結合されていて、実質的に同じ送信焦点位置に集束される１回目及び２回目の送信ファイヤリング時に、第１のコード化パルス系列により、送信開口を形成する選択されたトランスデューサ素子をパルス駆動する送信手段であって、前記第１のコード化パルス系列が基本パルス系列でコンボリューションされた第１の送信コードの関数である送信手段と、
前記トランスデューサ・アレイに結合されていて、前記１回目及び２回目の送信ファイヤリングのそれぞれの後に、受信開口を形成する選択されたトランスデューサ素子から、前記１回目及び２回目の送信ファイヤリングに夫々対応する第１及び第２のセットの信号を受信する受信手段と、
前記第１及び第２のセットの信号からそれぞれ導出される第１及び第２のビーム加算された信号を形成する手段と、
前記第１及び第２のビーム加算された信号を圧縮して、それぞれ第１及び第２の圧縮されたパルス系列を形成するデコード用フィルタ手段と、
前記第１及び第２の圧縮されたパルス系列に部分的に依存する１セットのドプラ周波数シフト・データを生成する処理手段と、
前記１セットのドプラ周波数シフト・データの関数であるスペクトル線を表示する手段、
とを具備し、
前記第１の送信コードがバーカー・コードであり、
前記フィルタ手段は、高いサイドローブ抑制及び高い信号ゲインが得られるように、前記第１の送信コードに不整合の、第１のセットのフィルタ係数によりプログラミングされていることを特徴とする、ドプラ周波数シフトを推定し表示するシステム。
【請求項２】
前記フィルタ手段は、ＦＩＲフィルタを含んでいる請求項１に記載のシステム。
【請求項３】
浅い所にある血管中を移動する血球である超音波散乱体により発生されるドプラ周波数シフトを推定し表示する方法において、基本パルス系列でコンボリューションされた第１の送信コードの関数である第１のコード化パルス系列を生成する工程と、
１回目の送信ファイヤリング時に、前記第１のコード化パルス系列により、トランスデューサ・アレイ内で送信開口を形成する第１のセットのトランスデューサ素子を駆動する工程と、
前記１回目の送信ファイヤリングの後に、前記トランスデューサ・アレイ内で受信開口を形成する第２のセットのトランスデューサ素子から第１のセットのエコー信号を受信する工程と、
前記第１のセットのエコー信号から導出される第１のビーム加算された信号を形成する工程と、
前記第１のビーム加算された信号を圧縮して第１の圧縮されたパルス系列を形成する工程と、
２回目の送信ファイヤリング時に、前記第１のコード化パルス系列により、前記送信開口を形成する前記第１のセットのトランスデューサ素子を駆動する工程であって、前記１回目及び２回目の送信ファイヤリングは、実質的に同じ送信焦点位置に集束されている工程と、
前記２回目の送信ファイヤリングの後に、前記受信開口を形成する前記第２のセットのトランスデューサ素子から第２のセットのエコー信号を受信する工程と、
前記第２のセットのエコー信号から導出される第２のビーム加算された信号を形成する工程と、
前記第２のビーム加算された信号を圧縮して第２の圧縮されたパルス系列を形成する工程と、
前記第１及び第２の圧縮されたパルス系列に部分的に依存している１セットのドプラ周波数シフト・データを収集する工程と、
前記１セットのドプラ周波数シフト・データの関数であるスペクトル線を表示する工程とを有している、ドプラ周波数シフトを推定し表示する方法であって、
前記第１の送信コードは、バーカー・コードであり、
前記圧縮する各工程は、高いサイドローブ抑制及び高い信号ゲインが得られるように、前記第１の送信コードに不整合の第１のセットのフィルタ係数を用いて前記第１及び第２のビーム加算された信号をフィルタリングすることにより実行されることを特徴とするドプラ周波数シフトを推定し表示する方法
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スペクトル・ドプラ法を用いて血流の速度を測定するために用いられるような超音波診断システムに関する。具体的には、本発明は、血流速度情報の連続的表示に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ドプラ効果に基づいて血流を検出する超音波スキャナは、広く知られている。これらのシステムは、超音波トランスデューサ・アレイを駆動して、物体内に超音波を送信すると共に物体から後方散乱する超音波エコーを受信することにより動作する。血流の特性の測定では、反射した超音波を周波数基準と比較して、血球等の流動散乱体によって反射波に付与された周波数シフトを決定する。この周波数シフトが、血流の速度に変換される。
【０００３】
最新型の超音波スキャナでは、パルス波型又は連続波（ＣＷ）型のドプラ波形が算出され、この波形は、スペクトル・パワーによって変調されたグレイ・スケールの強さ（又は色）を用いて速度対時間のグレイ・スケール・スペクトログラムとしてリアル・タイムで表示される。各々のスペクトル線のデータは、様々な周波数区間についての多数の周波数データ・ビンを含んでおり、それぞれのスペクトル線についての各々のビン内のスペクトル・パワーのデータが、表示モニタのそれぞれのピクセル（画素）列のそれぞれのピクセルに表示される。各々のスペクトル線は、血流の瞬間の測定値を表す。
【０００４】
図１は、従来のスペクトル・ドプラ・モードにおける基本的な信号処理チェーンのブロック図である。超音波トランスデューサ・アレイ２が駆動されて、長さＰの送信超音波バーストによる送信を行う。送信超音波バーストは、あるパルス繰り返し周波数（ＰＲＦ）で繰り返しファイヤリング（発射）される。ＰＲＦは典型的には、キロヘルツの範囲にある。反射ＲＦ信号は、トランスデューサ素子によって検出されると共に、ビームフォーマ４のそれぞれの受信チャネルによって受信される。ビームフォーマは、遅延されたチャネル・データを加算して、ＲＦデータか又は同相及び直角位相（Ｉ／Ｑ）データかのいずれかを出力する。後者を選択した場合を図１に示している。
【０００５】
ビームフォーマの出力は、復調器６によって周波数がシフトされる。これを達成する１つの方法は、入力信号に複素正弦ｅｘｐ（ｉ２πｆd ｔ）を乗じることであり、ここで、ｆd は要求される周波数シフトである。復調されたＩ／Ｑ成分は、特定の時間区間Ｔにわたって積分（加算）された後に、いわゆる「サム・アンド・ダンプ（sum & dump）」ブロック８によってＰＲＦでサンプリングされる。加算の区間と送信バースト長とにより、ユーザによって指定されるサンプル・ボリュームの長さが画定される。「サム・アンド・ダンプ」演算によれば、サンプル・ボリュームから後方散乱されるドプラ信号が効果的に得られる。結果として得られる「スロー・タイム(slow time) 」ドプラ信号サンプルは、ウォール(wall)フィルタ１０に通され、ウォール・フィルタは、静止している組織又は動きの極めて遅い組織に対応するあらゆるクラッタ（clutter ）を除去する。次いで、フィルタリングされた出力は、スペクトル・アナライザ１２に供給され、スペクトル・アナライザ１２は典型的には、６４〜１２８のサンプルから成る移動時間ウィンドウにわたって高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を行う。各々のＦＦＴパワー・スペクトルは圧縮され（ブロック１４）、次いでドプラ速度（周波数）対時間のスペクトログラムの中の特定の時刻における単一のスペクトル線としてモニタ１６に表示される。
【０００６】
ドプラ超音波の主な利点の１つは、この方法が血管内の血流の非侵襲的且つ定量的な測定を可能にすることである。超音波照射（insonifying ）ビームと流れ軸との間の角度をθとすると、θは通常、デュプレクス走査のＢモード画像内でカーソル線を回転させることにより指定されるものであり、このとき、速度ベクタの大きさを標準的なドプラ方程式によって決定することができる。
【０００７】
ｖ＝ｃｆd ／（２ｆ0 cos θ）
ここで、ｃは血中での音速であり、ｆ0 は送信周波数であり、ｆd は後方散乱した超音波において動きにより誘起されたドプラ周波数シフトである。ドプラ・サンプル・ボリューム又はドプラ・レンジ・セルが一般的に速度の分布を含んでおり、速度は時間につれて変化し得るので、実用上は、強度変調されたドプラ周波数対時間のスペクトログラムが表示される。
【０００８】
加算区間Ｔと送信バースト長とにより、ユーザ選択サンプル・ボリュームの軸方向感度分布が画定される。換言すると、「サム・アンド・ダンプ」演算によって、サンプル・ボリュームから後方散乱したドプラ信号が得られる。加算器は「レンジ・ゲート」としばしば呼ばれるものであるが、この加算器は本質的に、移動平均化器（moving averager ）である。この意味する所は、ドプラ感度区間の長さが、図２に示すように、送信バーストとレンジ・ゲートとのコンボリューション（畳み込み）によって与えられるということである。すると、サンプル・ボリュームの軸方向長さは、ｃ（Ｐ＋Ｔ）／２によって与えられる。この分析の目的のためには、図２の理想的な軸方向感度分布に対する有限帯域幅トランスデューサの影響は無視してよい。
【０００９】
所与のドプラ走査形状及びシステムのノイズ・フロア（noise floor ；ノイズ最低値）について、血流に対する感度は一般的には、サンプル・ボリュームの寸法（どれ位の量の血液が超音波照射されるか）、送信バーストの振幅（超音波照射の強さ）及びＰ／Ｔ比に依存する。最適検出理論によれば、所与の音波照射量について、信号対雑音比（ＳＮＲ）は、Ｐ／Ｔ＝１のとき、すなわちレンジ・ゲートが送信バーストに一致しているとき、最大になる。図２の破線で示すように、この結果、最大のピーク振幅を有する三角形のサンプル・ボリューム形状が得られる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
浅い所にある血管を調べるために大きなサンプル・ボリュームが用いられる場合、パラメータＰ、Ｔ及びＰＲＦを（Ｂモードに対して）極めて大きくすることができるので、ドプラ感度は問題にならない。実際、これらのようなケースでは、ドプラ感度はおそらく既に、規制照射量によって許容される最大値にある。一般的には、音波照射量が規制限度を下回る場合のみに感度改善の余地がある。例えば、小さなサンプル・ボリュームを用いて深部に位置する血管を調べる場合、往復時間（round-trip time ）がより長くなるので、自動的にＰＲＦがより低い値に制限される。組織の減衰定数が増大することと併せて、音波照射量は、サンプル・ボリュームの位置では規制限度を下回る可能性がある。ユーザが、隣接する血管若しくはクラッタ源からの干渉を回避したいため又は関心のある血管内の小さな関心領域（ＲＯＩ）のみを検査したいために小さなサンプル・ボリュームを選択した場合、送信バースト長Ｐもまた制限しなければならない。音波照射量を最大化するためには、送信の振幅を増加させることができるが、パルサの電圧限度が有限であるので、このことが常に可能であるとは限らない。最悪の場合には、流れの信号が弱過ぎて、検出することができない可能性がある。実用上は、このために、ユーザは、空間分解能を犠牲にして、サンプル・ボリュームの寸法を５ｍｍ又はそれよりも長くなるように増大させて、より長いＰ及びより高いパワーを有するバーストを（また、より長いレンジ・ゲートＴを用いて）送信せざるを得ない可能性もある。
【００１１】
従って、これらのような場合に、パルス・ドプラ感度及び／又はサンプル・ボリューム分解能を向上させる方法が必要である。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
本発明は、送信時にコード化励起を用いると共に受信時にパルス圧縮を用いるパルス・ドプラ法である。コード化励起は、長い送信パルスを、受信時にほとんどのエネルギが短い時間に集中するようにして圧縮することができる。この手法を用いると、大きさが小さいが深部に位置するサンプル・ボリュームに対するドプラ感度を最大化することができる。代替的には、所与の送信音波バースト長及び音波照射量について、サンプル・ボリュームを縮小して、感度を損なわずによりよい空間分解能を達成することができる。
【００１３】
本発明の基本的な概念は、長さＰの送信バースト（基本系列）に基づいた、特別に設計されたコード系列を変調することを含んでいる。送信バーストの周波数は典型的には、メガヘルツの範囲にある。Ｎ個のバーストから成るコード化パルス系列は、しばしば、Ｎチップ・コードと呼ばれている。長さＮ×Ｐを有しているコード化パルス系列によって、より大きな音波照射量を用いて流動する血液を調べることが可能になる。ビームフォーマからの出力は、デコード用の有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタを通過させることにより、時間について圧縮される。コード化された波形によっては、整合フィルタリングによって、すなわちＮチップ・コードの同一コピーである１セットのＦＩＲフィルタ係数を用いることによって、最良の状態で圧縮される。しかしながら、場合によって、Ｎ個よりも多いフィルタ係数を有しているＦＩＲフィルタ、又は元のＮチップ・コードと異なる係数を有しているＦＩＲフィルタを用いる不整合フィルタリングによって、より望ましい圧縮効果が達成されることがある。デコード用（すなわち、圧縮）フィルタの出力は、元の送信バースト長Ｐと等しいか又はこれに近い長さを有する圧縮された信号パルスであるが、その振幅は、Ｎ倍長いコード化パルス系列によって発生されたものとなる。
【００１４】
本発明の広い概念によれば、ビームフォーマの出力は、ＲＦ信号であってもよいし、そのＩ／Ｑ成分であってもよい。好ましくは、ビームフォーマの出力は、デコードされた後に復調される。復調がデコードよりも先行する場合、デコード用フィルタは、復調された信号を圧縮するように設計されなければならない。
【００１５】
【発明の実施の形態】
図３は、本発明の好ましい実施例を示す。このシステムでは、送信開口内の各々のトランスデューサ素子１８がコード化パルス系列によって駆動される。コード化パルス系列は、送信コード（例えば、バーカー（Barker）・コード）を基本系列（例えば、トーン・バースト）でコンボリューションすることによって形成されるコード化送信系列から導き出される。Ｎ桁の送信コードの場合、コード化パルス系列は、Ｎ個のチップ(chip)を含んでいる。最も単純な場合には、バイポーラ・パルサを用いて、極性コード化パルス系列を発生させることができ、このとき、１でエンコードされるパルスの位相が０°となり、−１でエンコードされるパルスの位相が１８０°となる。各々のバイポーラ・パルサ２０によって出力されるパルスの位相を制御するコード化送信系列は、送信系列メモリ２２に記憶されている。
【００１６】
バイポーラ・パルサ２０は、生成される超音波エネルギが各々の送信ファイヤリングごとに１つのビームに集束されるように、トランスデューサ・アレイ２の素子１８を駆動する。これを達成するために、コード化送信系列に応答してパルサによって出力されるそれぞれのパルス波形に対して、送信集束時間遅延２４が付与される。送信集束時間遅延を従来の方式で適切に調節することにより、超音波ビームを所望の送信焦点位置に集束させることができる。このコード化パルス系列は、パルサからそれぞれの送受信切換え（Ｔ／Ｒ）スイッチ１９を介してトランスデューサ素子に伝送される。Ｔ／Ｒスイッチ１９は典型的には、ダイオードであり、送信用電子回路によって発生する高電圧から受信用電子回路を保護する。送信信号によって、ダイオードは受信器への信号を遮断するか又は制限する。
【００１７】
各々の送信後に、トランスデューサ素子１８によって検出されたエコー信号が、やはりＴ／Ｒスイッチ１９を介して、受信ビームフォーマのそれぞれの受信チャネル２６に供給される。受信ビームフォーマは、マスタ・コントローラ（図示されていない）の指令の下にエコーを追跡する。受信ビームフォーマは、受信エコー信号に対して適正な受信集束時間遅延２８を付与すると共に、受信エコー信号を加算して、特定の送信焦点位置に対応する一連のレンジ（距離）から反射された全超音波エネルギを正確に示すエコー信号を形成する。ビームフォーマはまた、ヒルベルト帯域フィルタリングによって、ＲＦ信号をそのＩ／Ｑ成分に変換する。次いで、Ｉ／Ｑ成分を、各々の送信ファイヤリングごとに受信加算器３０で加算する。図３は、ヒルベルト帯域フィルタリングが受信チャネル２６で行われるものとして示しているが、代替的に、ヒルベルト帯域フィルタリングをビーム加算の後に行ってもよいことが理解されよう。
【００１８】
次いで、各々の送信ファイヤリングごとのＩ成分及びＱ成分が、それぞれのデコード用フィルタ３２によってデコードされ、フィルタ３２は、本発明に従って、圧縮されたパルスを出力する。送信コード、復調周波数（復調の後にデコードを行う場合）、及び受信時に行われるダウンサンプリングの量に基づいて、適当なデコード用フィルタが設計される。Ｎ桁の送信コードについては、各々のデコード用フィルタ３２は、好ましくは、Ｍ個から成る１セットのフィルタ係数をフィルタ係数メモリ３４から受け取るＭ個のフィルタ・タップを有するＦＩＲフィルタである（Ｍ≧Ｎ）。好ましい実施例によれば、フィルタ係数ｃ0 ，ｃ1 ，…，ｃM-1 はスカラ値を有しており、これらのスカラ値をＮ桁の送信コードとコンボリューションすると、圧縮された受信パルス系列が生成される。（これらのフィルタ係数は、送信及び受信の時間遅延並びにコード化送信系列と同様に、マスタ・コントローラによって供給され得る。）フィルタ３２は、復調器６に、パルス圧縮された信号を出力する（図５を参照されたい。）。
【００１９】
一例として、図４に、バーカー・コード群に属する５チップ・コード系列を示す。バーカー・コードは、Ｎ＝１３までの様々な長さを有する二相（即ち、二値）のコード系列である。（すべてのバーカー・コードのセットは、IEEE Trans Ultrasonics誌、Ferroelec., and Freq. Control のWelch 等による論文「超音波組織イメージングのためのサイドローブを抑制した広帯域パルス圧縮（Sidelobe suppressed spread spectrum pulse compression for ultrasonic tissue imaging ）」（１９９７年８月掲載受理）に開示されており、その開示内容はここに参照されるべきものである。）５ビットのバーカー・コードが、図４に示すように、整合ＦＩＲフィルタ（即ち、送信コードの各桁と同じフィルタ係数を有するフィルタ）によってデコードされる場合、達成される圧縮比はＮ＝５であり、これは、７ｄＢのＳＮＲゲインに対応する。しかしながら、図４に示すように、デコード用フィルタの出力の主パルスは、より小さな振幅のパルスに包囲されている。これらの小振幅パルスは、軸方向又は距離方向のサイドローブに対応しており、主ローブと比較して振幅が１／Ｎ倍に小さくなっている。
【００２０】
あらゆる二相コードの中で、バーカー・コードは、整合フィルタによってデコードすると最小のサイドローブが可能になるというその特性が広く知られている。しかしながら、任意の単一の送信コードについては、信号ゲインが減少したり主ローブが広がる（距離分解能が減少する）といった代償はあるが、不整合フィルタリングによってサイドローブをしばしば抑制し得ることに注意されたい。図４に示す５ビットのバーカー・コード用の不整合フィルタの一例は、以下の係数を有する１０タップのＦＩＲフィルタである。即ち、［−０．３０４，−０．００６，０．７２２，−１．２２３，０．７９８，１．２５３，０．７２２，０．０４６，−０．３０４，−０．２６０］。この不整合フィルタの係数は、ピーク・スパイクを保存するよう努めながらサイドローブを最小化するために周知の最小自乗法を用いて決定されている（例えば、Robinson等の著書「地球物理学の信号解析（Geophysical Signal Analysis ）」、Englewood Cliffs所在のPrentice-Hall 刊（１９８０年）を参照されたい。）。この特定の１０タップのデコード用フィルタによれば、図４の整合フィルタを用いて生成されるものに比べて、信号ゲインを０．５ｄＢしか低下させずに、６．５ｄＢのサイドローブ抑制が得られることがわかる。一般に、サイドローブ抑制を大きくしたいときには、より長い不整合ＦＩＲフィルタを用いればよい。後述するように、非常に長い不整合フィルタを用いる代わりに、２重送信又は多重送信相補コードを利用した強力なサイドローブ抑制も可能である。
【００２１】
同じ全送信エネルギの場合、コード化励起法はまた、１ｍｍ〜２ｍｍ（従来の限度）よりも大幅に小さいサンプル・ボリュームを発生させることが可能であり、これは、極めて小さく且つ浅い所にある血管を高周波で調べるのに有用であり得る。この手法は、ビーム軸と直交する平面で厳密なビーム制御を行うことのできる２次元トランスデューサ・アレイ用として、特に重要なものとなる可能性がある。
【００２２】
このバーカー・コード及びチャープのような標準的なコードは、パルス圧縮を実現するのに単一のファイヤリングしか要求しないものであり、従来は、Ｂモード・イメージング用として提案されていた。従来技術で、一部のコード（例えば、多相）が運動誘起ドプラ・シフトに対してより許容性があるという事実が示唆されているが、主な問題点は、圧縮後のレンジ・サイドローブが極めて高くなる可能性があり（例えば、デコーダの長さに応じて−２０ｄＢ〜−３０ｄＢ）、表示ダイナミック・レンジが典型的には６０ｄＢよりも大きいＢモード・イメージングでは、結果として得られるコントラスト分解能の劣化が許容不能になるほどであることである。この問題を扱うためには、重度にアポダイズされたチャープ式励起が従来技術で提案されている。
【００２３】
しかしながら、パルス・ドプラ分野では、−２０ｄＢを下回るレンジ・サイドローブの存在は問題にならない。なぜなら、サンプル・ボリュームの寸法が典型的には−２０ｄＢの点（又はそれより高い点）によって画定され、スペクトル表示のダイナミック・レンジが通常２５ｄＢ〜３５ｄＢの所に設定されているに過ぎないからである。その理由は、パルス・ドプラは、サンプル・ボリューム内の流速分布を測定することを目的とするのであって、空間イメージングを目的としたものではないからである。事実、図２に示すように、従来のドプラ法でのサンプル・ボリュームの形状は、Ｐ／Ｔ比に応じて、矩形又は台形から三角形にわたる様々なものであり得る。更に、比較的鋭い高域フィルタが、感度空間のサイドローブによって捕えられる可能性のある静止した又は動きの遅いクラッタを除去するためにしばしば用いられている。従って、パルス・ドプラ・イメージングには、単一ファイヤリングに基づく標準的なコードが適切であるはずである。
【００２４】
ディジタル超音波スキャナでコード化励起を実現するために、送信コードを所望の基本系列（例えば、［１，−１，１，−１］）で単純にコンボリューションすることにより、送信時のエンコーディングを実行することができる。例えば、図４に示すもののような二相コードを用いる場合、基本系列は、送信コードによって指令される可能性のある符号変化（又は１８０°の位相シフト）を伴って、単純にＮ回繰り返される。例えば、基本系列［１，−１，１，−１］に対してバーカー・コード［１，１，１，−１，１］を適用すると、コード化送信系列［１，−１，１，−１］［１，−１，１，−１］［１，−１，１，−１］［−１，１，−１，１］［１，−１，１，−１］が生成される。受信時には、復調された信号が、（図４に示すような）送信コード［１，１，１，−１，１］に厳密に整合した係数を持つことのできるデコード用ＦＩＲフィルタを介して、又は不整合フィルタリングによって、時間について圧縮される。例えば、バーカー・コード［１，１，１，−１，１］について、バーカー・コードのそれぞれの桁を受け取る５つのフィルタ・タップを有する整合ＦＩＲフィルタを用いることができ、このとき、フィルタ・タップの区間をＰに対応させる、又はダウンサンプリングが適用されていたならばデコード用フィルタの前でのチップ持続時間に対応させる。デコードの後に、図１に示すように信号処理を進行させることができ、また、用いられた実際の送信バースト長がＰであったものとして、加算器の長さＴを設定することができる。
【００２５】
デコード用ＦＩＲフィルタ３２は、ソフトウェア又はハードウェアで、図３に示すようにビームフォーマの出力において又は復調器の出力において実現することができる。後者の場合には、デコード用フィルタ係数は、復調された信号に整合しているか又は不整合であるかのいずれかでなければならない。復調器は、入力に複素正弦ｅｘｐ（ｉ２πｆd ｔ）を乗ずる。ここで、ｆd は、ベースバンドに信号スペクトルを導入するのに要求される周波数シフトである。ｎを任意の正の整数とし、ｔb を送信基本系列の持続時間として、復調器が離散周波数ｆd ＝ｎ／２ｔb だけシフトする場合には、上述の複素正弦は実数となり、Ｉ成分用及びＱ成分用の両方のデコード用フィルタに対して同じ１セットのフィルタ係数が入力され、従って、これらのデコード用フィルタは実数フィルタを形成する。ｆd ≠ｎ／２ｔb である場合には、Ｉ及びＱの各デコード用フィルタは、異なるセットのフィルタ係数を受け取り、従って、複素フィルタを形成する。後者の場合には、フィルタ係数は、それぞれの復調された信号成分に対して整合しているか不整合であるかのいずれかとなる。
【００２６】
用途によって、上述の単一ファイヤリング用コードに関連するレンジ・サイドローブが許容できないならば、ゴレイ（Golay ）コーディングとして公知の代替的な手法を利用することができる。ゴレイ・コード対の場合では、ゴレイ・コーディングは、同じビームに沿って順々にファイヤリングされる２つの相補コードから成る。具体的には、ゴレイ・コードのセットは、相補的なバーカー・コードを含んでいる。例えば、４桁のバーカー・コード［１，−１，１，１］は、サイドローブを除去することを可能にするばかりでなく、長さの長いコードの構築を可能にするという特別な特徴を有している。このコードは、２桁のバーカー・コード［１，−１］も同様であるが、相補形態を有している。１対の相補コードによって発生する対応するサイドローブは、逆の位相を有している。従って、２つの相補コードを用いて、順次送信されるパルスを交互に変調するならば、順次のパルスからの反射信号を加算すると、サイドローブが相殺される。実際の具現時には、２つの相補コードの間で交番する送信系列が、ファイヤリングされ、受信され、デコードされ、復調された後、図５に示されるような「サム・アンド・ダンプ」ブロック８に通される。この出力は、逆の極性を有するレンジ・サイドローブに関連する交番する一連の「スロー・タイム」サンプルである。これらの交番する「スロー・タイム」サンプルを加算して、フィルタ係数［０．５，０．５］を用いたＦＩＲフィルタ３６、即ち、交番するスロー・タイム・サンプルの２点移動平均を取るＦＩＲフィルタで単純にコンボリューションし、次いで、平均化器の出力を２分の１にデシメーションする（図５のブロック３８）ことにより、レンジ・サイドローブを相殺することができる。次いで、この結果をウォール・フィルタ１０に通し、次いで、ＦＦＴスペクトル分析を行う。２点移動平均化器３６は、図５のウォール・フィルタ１０の手前でソフトウェア又はハードウェアのいずれかによって実現することができる。
【００２７】
送信時のゴレイ・コード及び受信時のパルス圧縮の用法を説明するために、以下に実例を掲げる。受信時のゴレイ・コーディングは、ゴレイ・コードを所望の基本系列（例えば、［１，−１，１，−１］）で単純にコンボリューションすることにより実現することができる。ゴレイ・コードの対である［１，−１，１，１］及び［１，−１，−１，−１］を用いる場合、送信基本系列が単純に繰り返されるが、奇数番号の送信時にはゴレイ・コード［１，−１，１，１］によって記述され且つ偶数番号の送信時にはゴレイ・コード［１，−１，−１，−１］によって記述されるように符号変化（即ち、１８０°の位相シフト）を伴う。例えば、１回目の送信ファイヤリングについて、ゴレイ・コード［１，−１，１，１］を基本系列［１，−１，１，−１］に適用すると、コード化送信系列［１，−１，１，−１］［−１，１，−１，１］［１，−１，１，−１］［１，−１，１，−１］が生成される。受信時には、１回目の送信ファイヤリングによって発生されるビーム加算された信号の各々が、係数が送信コード［１，−１，１，１］に厳密に整合し得るそれぞれのデコード用ＦＩＲフィルタを介して時間について圧縮される。２回目の送信ファイヤリングについては、ゴレイ・コード［１，−１，−１，−１］を基本系列［１，−１，１，−１］に適用すると、コード化パルス系列［１，−１，１，−１］［−１，１，−１，１］［−１，１，−１，１］［−１，１，−１，１］が生成される。受信時には、２回目の送信ファイヤリングによって発生されるビーム加算された信号の各々が、係数が送信コード［１，−１，−１，−１］に厳密に整合し得るそれぞれのデコード用ＦＩＲフィルタを介して時間について圧縮される。１回目及び２回目の送信ファイヤリングから得られる圧縮された信号を平均し又は加算すると、レンジ・サイドローブが相殺される。
【００２８】
以上の好ましい実施例は、説明の目的で開示されたものである。本発明の概念の変形及び改変は、当業者には容易に明らかとなろう。具体的には、本発明は、任意のゴレイ・コード又は相補コードの使用を包含しており、相補バーカー・コードの使用のみに限定されてはいない。更に、好ましい実施例は、二値の相補コードを採用しているが、当業者には、送信パルス系列が、位相又は極性コード化するのではなく、振幅コード化してもよいことが理解されよう。加えて、二相コードの代わりに多相コードを用いることもできる。これらのような変形及び改変はすべて、特許請求の範囲に包含されるものとする。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来のスペクトル・ドプラ・イメージング・システムについての信号処理チェーンを示すブロック図であり、Ｉ及びＱはビームフォーマによって出力される同相成分及び直交成分を表している。
【図２】長さＰの送信バーストとレンジ・ゲートＴとのコンボリューションによって得られるサンプル・ボリュームの軸方向感度分布を示す概略図である。
【図３】本発明の好ましい実施例によるスペクトル・ドプラ・イメージング・システムの一部を示すブロック図である。
【図４】整合圧縮コードと二相送信コードとのコンボリューションによって得られる圧縮されたパルスを示す概略図である。
【図５】本発明のもう１つの好ましい実施例によるゴレイ・コード化励起を用いたスペクトル・ドプラ・イメージング・システムを示すブロック図である。
【符号の説明】
２    超音波トランスデューサ・アレイ
４    ビームフォーマ
６    復調器
８    「サム・アンド・ダンプ」ブロック
１０    ウォール・フィルタ
１２    スペクトル・アナライザ
１４    圧縮ブロック
１６    モニタ
１８    トランスデューサ素子
１９    送受信切換えスイッチ
２０    バイポーラ・パルサ
２２    送信系列メモリ
２４    送信集束時間遅延
２６    受信チャネル
２８    受信集束時間遅延
３０    受信加算器
３２    デコード用フィルタ
３４    フィルタ係数メモリ
３６    ２点移動平均ＦＩＲフィルタ
３８    デシメータ
【図１】
0004809958.tif 000002
【図２】
0004809958.tif 000003
【図３】
0004809958.tif 000004
【図４】
0004809958.tif 000005
【図５】
0004809958.tif 000006