(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
生体に対して超音波を送波し、生体内からの反射波を受波する送受波器と、
前記送受波器に対し、第１符号系列を互いに異なる２つの周波数ｆ１，ｆ２をもった２つの正弦波で表してなる第１コード化送信信号と第２符号系列を互いに異なる２つの周波数ｆ３，ｆ４をもった２つの正弦波で表してなる第２コード化送信信号との加算によって生成された合成波形信号を供給し、これにより前記送受波器から前記第１及び第２コード化送信信号に対応した波形をもった超音波を送波させる送信部と、
前記送受波器からの受信信号に対し、前記第１コード化送信信号の波形を表す第１参照信号と前記第２コード化送信信号の波形を表す第２参照信号を用いて、圧縮演算を実行する圧縮演算部と、
前記圧縮演算後の信号を利用して超音波画像を形成する画像形成部と、
を含み、
前記各周波数ｆ１，ｆ２，ｆ３，ｆ４は前記送受波器の動作帯域内に設定され且つ互いに相違し、前記第１符号系列と前記第２符号系列は相違し、
前記第１及び第２コード化送信信号においては隣り合う正弦波が連続し、これによって前記送受波器に供給するコード化送信信号の周波数帯域が狭められた、ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項２】
請求項１記載の装置において、
前記圧縮演算部は、前記第１及び第２参照信号と前記受信信号との相互相関演算を行う回路であることを特徴とする超音波診断装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は超音波診断装置に関し、特にパルス圧縮技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
超音波診断に当たっては、超音波パルスが生体内へ送波され、生体内からのエコーが受波される。その受信信号に基づいて、超音波断層画像や超音波ドプラ画像などの超音波画像が形成される。一般に、超音波は生体内での伝搬距離に応じて減衰するが、その減衰は周波数に依存する。つまり、周波数が高いほど減衰が大きくなる。よって、生体内の深部の計測を行う場合には、超音波の中心周波数を低くするのが望ましいが、その場合には空間分解能が低下するという問題がある。
【０００３】
米国特許第５，０１４，７１２号には、送信信号をコード化（符号化）し、そのコードを用いて受信信号に対する圧縮（相関演算）を行う技術を応用した超音波診断装置が開示されている。ここで、送信信号は、コードそのものを表す矩形のパルス列であって、それが超音波振動子に供給されている（直接コード方式）。よって、送信信号に多くの高調波が含まれていることから、動作可能な周波数帯域が極めて広い超音波振動子を使用しなければ、送信信号のパルス波形を超音波パルスとして再現できないという問題がある。その再現性は受信信号処理時の相関演算精度に大きく影響を与える。ちなみに、この公報には多段送信フォーカスなどについても言及されている。
【０００４】
特公平７−８１９９２号公報には非破壊検査などに用いられる超音波測定装置が開示されている。この装置において、サイン波の位相の組み合わせによりコードが表され、それが送信信号とされている。つまり、１つの送信周波数を用い、位相変調方式を採用したものである。しかし、位相が異なるサイン波の連結点が屈曲するため、すなわち滑らかに各サイン波がつなげられていないために、高調波が発生し、上記同様の問題が指摘される。なお、米国特許第４，７８８，９８１号公報、特開平１１−３０９１４５号公報、特開平１１−３０９１４６号公報にも関連する技術が開示されている。
【０００５】
本発明は、上記従来の課題に鑑みなされたものであり、その目的は、空間分解能を損なうことなく、超音波画像の画質（特に深部の画質）を向上することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
（１）上記目的を達成するために、本発明は、超音波の送受波を行う送受波器と、前記送受波器に対し、所定の符号系列を互いに異なる周波数をもった複数の波で表してなるコード化送信信号を供給し、これにより前記送受波器から前記コード化送信信号に対応した波形をもった超音波を送波させる送信部と、前記送受波器からの受信信号に対し、前記コード化送信信号の波形を表す参照信号を用いて、圧縮演算を実行する圧縮演算部と、前記圧縮演算後の信号を利用して超音波画像を形成する画像形成部と、を含むことを特徴とする。
【０００７】
上記構成によれば、所定の符号系列に従って送信信号が周波数変調され、受信信号が当該所定の符号系列に基づいて圧縮される。これにより、空間分解能を向上でき、ひいては超音波画像の画質を向上できる。本発明によれば、コード化送信信号が複数の周波数をもった波の組み合わせとして表されているため、高調波の発生が軽減される。
【０００８】
望ましくは、前記圧縮演算部は、前記参照信号と前記受信信号との相互相関演算を行う回路である。望ましくは、前記圧縮演算部は、前記受信信号を構成する各エコーデータを時系列順で順次格納する複数のメモリ素子と、前記複数のメモリ素子から並列出力されるエコーデータ列に対して、前記参照信号としての係数列を乗算する複数の乗算器と、前記複数の乗算器の乗算結果を加算する加算器と、を含む。
【０００９】
望ましくは、前記圧縮演算部は、前記受信信号を周波数軸上の信号に変換する変換器と、前記周波数軸上に変換された受信信号と前記参照信号を周波数軸上に表した信号とを乗算する乗算器と、前記乗算後の信号を時間軸上の信号に戻す逆変換器と、を含む。すなわち、圧縮演算（相互相関演算）は、時間軸上において行ってもよいが、周波数軸上において行ってもよい。
【００１０】
望ましくは、前記複数の周波数は前記送受波器の動作帯域内に設定される。正弦波を要素としてコード化送信信号が構成されているため、一般的な使用帯域をもった送受波器を利用して、超音波の送受信を行うことができ、広帯域の送受波器を特別に用意する必要がない。
【００１１】
望ましくは、前記所定の符号系列は、その自己相関値がある一点で最大となる符号系列である。その符号系列としては、公知の各種の系列を利用可能である。
【００１２】
（２）また、上記目的を達成するために、本発明は、前記送受波器に対し、所定の符号系列を複数個の周波数で表してなりかつ符号間で波形がつなげられたコード化送信信号を供給し、これにより前記送受波器から前記コード化送信信号に対応する波形をもった超音波を送波させる送信部と、前記送受波器からの受信信号に対し、前記コード化送信信号の波形を表す参照信号を用いて圧縮演算を実行する圧縮演算部と、前記圧縮演算後の信号を利用して超音波画像を形成する画像形成部と、を含むことを特徴とする。
【００１３】
上記構成によれば、コード化送信信号において各符号間で波形がつなげられているため高調波の発生を抑制できる。
【００１４】
望ましくは、前記コード化送信信号は、複数の周波数をもった正弦波を組み合わせて前記所定の符号系列を表したものであり、先行正弦波の後端と後続正弦波の前端とが滑らかに連続するように、各正弦波の位相が調整される。
【００１５】
かかる構成によれば、正弦波が符号要素とされ、しかも各正弦波のつなぎ目にエッジが生じないように位相調整がなされているので（いわゆるシフトキーイングに相当）、高調波の発生を極めて抑制できる。
【００１６】
（３）また、上記目的を達成するために、本発明は、複数の振動素子からなり、超音波の送受波を行う送受波器と、前記送受波器に対し、第１符号系列を第１周波数グループを構成する複数の周波数の組み合わせで表してなる第１コード化送信信号と、第２符号系列を第２周波数グループを構成する複数の周波数で表してなる第２コード化送信信号と、を同時に供給し、これにより前記送受波器において複数の送信ビームを同時に形成させる複数の送信部と、複数の受信ビームを同時に形成する手段であって、前記送受波器から出力される複数の受信信号に対して各受信ビームごとに整相加算を実行する複数の受信部と、前記複数の受信部からの整相加算後の受信信号に対して、前記第１コード化送信信号の波形を表した第１参照信号を用いた相互相関演算及び前記第２コード化送信信号の波形を表した第２参照信号を用いた交互相関演算を実行する複数の相互相関演算部と、前記相関演算後の各信号に基づいて超音波画像を形成する画像形成部と、を含むことを特徴とする。
【００１７】
上記構成によれば、複数の送信ビーム及び複数の受信ビームを同時形成してビーム走査方向の空間分解能の向上あるいはフレームレートの向上を達成できる。第１コード化送信信号と第２コード化送信信号は、送信後の受信信号処理において、互いに識別（弁別）可能であればよく、少なくとも、符号系列及び送信周波数の組み合わせの一方が異なるものである。
【００１８】
（４）本発明の基本原理は、パルス圧縮技術を超音波診断に応用し、一般には観測困難である深部領域についても空間分解能を向上させることにある。本発明の好適な態様では、１又は０（あるいは−１）の二値で構成される符号系列（所定コード）を正弦波（サイン波）からなる２周波数の組み合わせで表現する際に、先行正弦波の後端と後続正弦波の前端とが滑らかに連続するように各正弦波について位相調整を行い、それにより生成されたコード化送信信号を送受波器へ供給して、そのコード化送信信号に対応する波形をもった超音波が生体内へ送波される。生体内からの反射波（超音波）は、送受波器で受波され、反射波の波形に対応する受信信号が取得される。その受信信号に対して、前記コード化送信信号の波形を表す参照信号を利用して相互相関演算を実行し、これにより受信信号が圧縮される。つまり、超音波のエネルギーを圧縮し、ＳＮＲ（信号対ノイズの比）を向上させるものである。そして、その圧縮後の受信信号に基づいて、Ｂモード画像やドプラ画像などの超音波画像が構成される。上記構成においては、送信波に対する変調と受信波に対する復調とを行って、高い空間分解能を維持しながら検出感度を高められるとともに、符号要素として位相調整がなされた正弦波を利用しているので、信号波形の不連続点あるいはエッジに起因する高調波の発生を効果的に抑制できる。その結果、送受波器における帯域の問題を解消できるとともに、超音波画像の画質を向上可能である。所定コードとしては、自己相関値がある１点で最大となるような公知の各種のものを利用可能である。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の好適な実施形態を図面に基づいて説明する。
【００２０】
まず、本発明の原理について説明する。自己相関値がある１点でのみ最大となる符号系列を考える。このような符号系列としては、Barker系列，Gold系列，Ｍ系列など多種提案されている。以下は、Maximum Length Shift Register系列（Ｍ系列と呼ばれている）について説明する。この系列は、例えば、図１に示すような簡単な回路で発生することができ、具体的には、シフトレジスタ４，５，６と排他論理和回路７とを利用してサイクリックに発生させることができる。符号系列の長さは、シフトレジスタ４，５，６の段数をｋとすると2k-1となる。図１の例ではｋ＝３なので、その回路から生成される符号系列長は７となる。図１において、全てのシフトレジスタ４，５，６の初期値を１とすると｛1,1,1,0,0,1,0｝の系列が繰り返し発生される。
【００２１】
この｛1,1,1,0,0,1,0｝のパターンを２つ用意し、それらの位置関係をずらしながらその自己相関値R(τ)を以下の式(1)に従って演算すると、図２に示す通りとなる。但し、自己相関演算時には０を−１として計算した。その結果、７ポイントごとにピークが発生し、他は全て−１をとる。
【００２２】
【数１】
0004698003.tif 000002
ここで、p(t)：符号系列、t1：自己相関演算の開始時刻である。
【００２３】
このように、自己相関演算を行なうと、パターンが完全にフィッティングした場合に、鋭いピークが発生する。符号系列の振幅は±１であるのに、符号系列長に相当する７倍の振幅が得られている。これは一種のエネルギー圧縮に相当し、パルス圧縮と呼ばれている。これを応用すれば、低いＳＮＲの波形から、信号成分のみを効果的に抽出することができる。
【００２４】
一般に、従来方式での信号成分電力をS1、雑音成分をN1、パルス圧縮を行なった後の信号成分電力をS2、雑音成分をN2とし、信号時間長の拡大比（前記では符号系列長に相当）をMとすると、以下の式(2)となり、SNRをM倍に改善することができる。
【００２５】
【数２】
0004698003.tif 000003
本発明の好適な実施形態では、符号系列の各符号値に固有の周波数を割り付け、この割り付けられた周波数の正弦波をバースト送波する。つまり、符号値から周波数への変換を行なう。そして、バースト送波で得られた反射信号と、送波された正弦波列との相互相関演算を行ない、これによりパルス圧縮が実行される。その前提として、さらに、正弦波列内の隣合う波形の位相が連続となるように各符号に対する波形の位相調整を行なわれる。このことを図３を用いて説明する。
【００２６】
図３において、（ａ）は符号系列を示しており、（ｂ）は各符号に対して単純に（位相調整なしに）周波数ｆ１，ｆ２を割り当てた場合の信号波形を示している。（ｃ）は（ｂ）の信号波形において、隣接する正弦波間で波形が滑らかとなるように位相調整を行った結果の信号波形が示されている。
【００２７】
具体的には、（ａ）に示す符号系列は、符号系列長が７のＭ系列符号である。この符号系列は＋１と−１の２値をとるものである。なお、符号系列の１区間の時間をToとする。
【００２８】
次に、＋１に対し周波数ｆ１を割り当て、−１に対し周波数ｆ２を割り当てる。それが（ｂ）に示す波形である。この例ではｆ１＝５＊（ｆ２）／４である。もちろんこれ以外の関係でもよい。こうして得られた正弦波列を超音波診断装置の送信繰返し周期でバースト送波することができる。
【００２９】
（ｂ）の波形s(t)を式で表現すると以下の式(3)となる。
【００３０】
【数３】
0004698003.tif 000004
ここで、ω1=2*π*f1であり、ω2=2*π*f2であり、n(i)=[1,1,1,0,0,1,0]  （但し、i=0,1,…,6）であり、θ1i：初期位相、θ2i：初期位相である。
【００３１】
（ｂ）の波形においては、各正弦波の境界が不連続であり、その部分で高調波が発生する。そこで、隣接する正弦波間で波形を連続させたものが（ｃ）に示す波形である。その波形においては、時間的に先行する正弦波の後端に後続する正弦波の前端がつながるように、後続する正弦波の位相が調整される。
【００３２】
具体的には、（ｂ）の波形では、ｉ＝０と１の境界で不連続が発生しているため、ｉ＝１の領域の波形の位相を＋π／２シフトする。同様に、ｉ＝２の領域の波形の位相を＋π、ｉ＝３の領域の波形の位相を＋３＊π／２、ｉ＝４の領域の波形の位相を＋３＊π／２、そしてｉ＝５の領域の波形の位相を＋３＊π／２だけシフトする。
【００３３】
この（ｃ）に示すような波形をもったバースト信号（コード化送信信号）を超音波振動子へ供給すれば、高調波歪みが少ない超音波を生成することが可能となる。その場合、受信信号と（ｃ）の波形をもった参照信号との間で相互相関演算が実行され、これにより超音波の信号エネルギーが圧縮される。
【００３４】
図４には、図３の（ｂ）に示した波形のスペクトルが細線で表され、図３の（ｃ）に示した波形のスペクトルが太線で表されている。なお、図４の横軸は周波数に相当し、0から2*f1までの範囲が表されている。縦軸は対数表示であり、各周波数成分のパワーを表している。細線のスペクトラムを見ると、折返し周波数付近で盛り上がりが認められる。これは、図３の（ｂ）の波形には、不連続な部分が存在し、それに起因して高調波が発生しているためである。
【００３５】
一般に、超音波振動子の周波数帯域幅は、−６ｄＢ比帯域が６０％程度と広くないため、送信波形を忠実に送波して受波するためには、送信波形の持つ周波数帯域幅はできるだけ狭い方が有利である。そこで、送信波形の不連続性を回避し、送信波形の持つ周波数帯域幅を狭くしたのが、上記の図３の（ｃ）の波形である。
【００３６】
図４の太線で示されている（ｃ）の波形のスペクトラムを見ると、細線のスペクトラムに比べて、高い周波数成分が大きく減衰していることが分かる。こうすることにより、信号の周波数帯域幅を狭くすることが可能となり、通常の振動子でも十分に送受信を行うことが可能となる。
【００３７】
図５には、本発明に係る超音波診断装置の好適な実施形態が示されており、図５はその全体構成を示すブロック図である。
【００３８】
図５において、アレイ振動子１０は、複数の振動素子１０ａからなるものである。送信部１２は、本実施形態において、送信信号生成部１６と、各振動素子１０ａ（チャンネル）ごとに設けられた複数の送信アンプ１８とで構成されている。
【００３９】
ここで、送信信号生成部１６は、後に図６を用いて説明するように、各チャンネルごとに設けられた送信波形発生器を有するものである。
【００４０】
受信部１４は、各チャンネルごとに設けられた複数の入力保護器２０と、各チャンネルごとに設けられた複数の受信アンプ２２と、受信ビームフォーマー２４と、で構成される。入力保護器２０は、送信信号の回り込みを阻止し、受信部１４を保護するための回路である。受信ビームフォーマー２４は、後に図７を用いて説明するように、各チャンネルごとの受信信号に対して整相加算を行って電子的に受信ビームを形成するための回路である。
【００４１】
受信ビームフォーマー２４から出力された整相加算後の受信信号は、圧縮演算器２６に入力される。この圧縮演算器２６は後に図８を用いて説明するように、受信信号とコード化送信信号の波形を表した参照信号とについて相互相関演算を行う回路である。圧縮演算器２６から出力された受信信号は、後に図９を用いて説明するビーム処理器２８に入力され、そのビーム処理器２８から出力される受信信号は、スキャン変換器３０に入力される。このスキャン変換器３０は座標変換機能や補間機能などを有しており、このスキャン変換器３０の作用により例えばＢモード画像などの超音波画像が形成され、その画像が表示装置３２に表示される。
【００４２】
図６には図５に示した送信信号生成部１６の具体的な構成例が示されている。送信信号生成部１６は、この図６に示す例において、タイミング制御部３６と、各チャンネルごとに設けられた送信波形生成器３４とで構成されている。送信波形生成器３４は、メモリテーブル３８と、ＤＡ変換器４０と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）４２と、減衰器４４と、で構成されている。メモリテーブル３８内には、図３（ｃ）に示した送信波形がデジタルデータとして格納されている。これに関しては、送信ビームを形成し、かつその送信ビームを変更するために、設定された時間だけ遅延された送信波形のデジタルデータが格納されている。そのメモリテーブル３８から読み出された波形データはＤＡ変換器４０に入力され、そのＤＡ変換器４０の作用によりアナログ信号としての送信波形が生成される。これは図３（ｃ）に示した波形に相当するものである。ローパスフィルタ４２は、メモリテーブル３８からの読み出しレートに相当する周波数成分を除去するものである。減衰器４４は、開口制御のためのオンオフ制御、超音波ビーム特性を改善するための重み付け、あるいは全体的な送信振幅制御のための振幅制御などを行うための回路である。この送信波形生成器３４から出力される送信信号（コード化送信信号）は図５に示した送信アンプ１８を介して振動素子１０ａに供給される。
【００４３】
タイミング制御部３６は、各送信波形生成器３４が有するメモリテーブル３８に対する読み出しタイミングの制御を行っている。その読み出しタイミングを適宜調整することにより送信ビームのフォーカシングや送信ビームの偏向などを行うことができる。あるいは、異なる送信条件を記憶する複数のメモリテーブル３８を要し、それらのメモリテーブル３８の中からいずれかのメモリテーブル３８を選択することにより、送信条件を変更するようにしてもよい。このような送信制御に関しては公知の各種の手法を利用することができる。また、本実施形態では、各チャンネルごとにメモリテーブル３８を設けたが、単一のメモリテーブル３８を設け、そこから生成される送信波形の信号に対する遅延量を各チャンネルごとに調整することにより、個々のチャンネルの送信信号を生成するようにしてもよい。
【００４４】
図７には、図５に示した受信ビームフォーマー２４の具体的な構成例が示されている。この受信ビームフォーマー２４は、各チャンネルごとに設けられたローパスフィルタ（ＬＰＦ）５０と、各チャンネルごとに設けられた複数のＡＤ変換器５２と、各チャンネルごとに設けられたデータ補間器５４及びディレーライン５６と、遅延後の受信信号を加算する加算器５８とで構成される。ローパスフィルタ５０は、不要な高域成分を除去するためのフィルタであり、ＡＤ変換器５２は例えば４＊ｆ2などのサンプリングレートを有している。すなわち、受信信号成分にエリアシングが発生しないようなサンプリングレートを設定するのが望ましい。データ補間器５４は、サンプリング後の受信信号に対する補間処理を実行するものであり、ディレーライン５６は各チャンネルごとに所定の遅延量を付与し、これによって整相加算を実現するための回路である。
【００４５】
図８には、図５に示した圧縮演算器２６の具体的な構成例が示されている。この圧縮演算器２６は、大別してＦＩＲフィルタ６３と、メモリ６４とで構成されるものである。メモリ６４上には、例えば、図３（ｃ）に示した波形を４＊ｆ2でサンプリングしたものが格納されており、具体的には、４＊７＝２８個のサンプリングデータがセル６４−１〜６４−ｎに格納されている。このサンプリングデータは参照波形（参照信号）として利用されるものである。
【００４６】
一方、ＦＩＲフィルタ６３は、直列接続されたｎ個のディレーライン６０−１〜６０−ｎで構成されるものであり、各ディレーラインは４＊ｆ2の１波長に相当する分の遅延時間を有している。各ディレーラインはそれぞれ１ワードの記憶容量を有している。ここで、１ワードは受信ビームフォーマー２４の出力デジタル信号が有するビット長で、例えば１６ビット等である。
【００４７】
各ディレーラインの前後端及び中間から引き出されたデータはｎ個設けられた乗算器６２−１〜６２−ｎの一方の端子に入力されており、それらの乗算器６２−１〜６２−ｎの他方の入力端子には、メモリ６４を構成する複数のセル６４−１〜６４−ｎから出力されたビットデータが入力されている。すなわち、これらの乗算器において２つの信号の乗算を行うことにより、受信信号と参照信号の相互相関演算を行うことができ、その乗算結果は加算器６６において加算される。これによりパルス圧縮演算が実現されている。もちろん、相互相関演算の方式としては各種の方式を利用することが可能である。
【００４８】
いずれにしても、受信信号に対して図３（ｃ）に示した波形を有する参照信号を利用して相互相関演算を行える限りにおいて各種の構成例を採用することができる。図２に示したように、このような相関演算を行えば、符号系列のパターンが一致する時点で強いピークが生成され、これにより高い空間分解能を維持しながら、検出感度を大きく向上することが可能である。
【００４９】
次に、図９には、図５に示したビーム処理器２８の具体的な構成例が示されている。変換器６８は圧縮演算器２６から出力された信号に対して対数関数に従った信号振幅の圧縮を行う回路である。すなわち、表示装置３２における表示ダイナミックレンジに信号の振幅を合わせるためにこのような対数変換が行われている。
【００５０】
加算器７０は、変換器６８から出力される信号に対して係数αを加算する回路であり、ゲイン調整に相当している。また、乗算器７２は、加算器７０から出力される信号に対して係数βを乗算する回路であり、これはコントラスト調整に相当している。ローパスフィルタ７４及びデシメータ７６は、間引き処理を実現する回路であり、１ビーム当たりのデータ数が過剰である場合に、それをそのまま表示することができないため、データ間引きのためのリサンプリングを行う回路である。
【００５１】
以上のように、図５に示した超音波診断装置によれば、周波数変調と受信信号の圧縮とによって特に深部における検出感度を向上できると共に、図３（ｃ）に示したように正弦波を要素としつつ各正弦波間における繋がりが良好にされた送信波形が利用されているため、不要な高調波の発生を効果的に防止し、これによって信号の弁別精度を向上できるという利点がある。
【００５２】
図１０には、他の実施形態に係る超音波診断装置の全体構成がブロック図として示されている。なお、図５に示した構成と同様の構成には同一符号を付しその説明を省略する。この図１０に示す構成例では、圧縮演算器２６の出力が直交検波器８２に入力されており、受信信号が複素信号に変換されている。フィルタ部８４は、複素信号を構成する実数部の信号及び虚数部の信号のそれぞれに対して所定のフィルタリングを実行し、そのフィルタリング後の複素信号がカラードプラ演算器８６及びスペクトラムドプラ演算器８８に入力されている。カラードプラ演算器８６は例えば自己相関演算などを利用して血流の平均速度や分散の情報を演算するものである。スペクトラムドプラ演算器８８は例えばＦＦＴ演算などを実行し、断層画像上に設定されるサンプルボリュームについてのエコーデータに関し、周波数解析を行う回路である。カラードプラ演算器８６及びスペクトラムドプラ演算器８８の出力はスキャン変換器３０に入力され、必要に応じて断層画像上にそれらのドプラ情報が合成される。また、それらのドプラ情報を表すドプラ画像がスキャン変換器３０によって生成される。それらの画像は表示装置３２に表示される。
【００５３】
図１１には、図１０に示した直交検波器８２の構成例が示されており、ミキサ９０においては受信信号とπ／２位相シフタ９４を介して９０度位相がシフトされた検波用信号とがミキシングされており、そのミキサ９０の出力が低域通過フィルタ９６に入力されている。また、ミキサ９２においては受信信号に対して検波用信号がミキシングされ、そのミキサ９２の出力信号が低域通過フィルタ９８に入力されている。ここで、検波用信号は送信パルスの繰り返し周波数の整数倍に相当するものである。
【００５４】
図１２には、フィルタ部８４の具体的な構成例が示されており、この例では実数部及び虚数部ごとに高域通過フィルタ１００，１０２が設けられている。すなわち、これらの高域通過フィルタ１００，１０２はいわゆるウォールモーションフィルタとして機能するものであり、例えば心臓壁などの静止部の強大なエコー成分を除去するものである。もちろん、心臓壁などの組織の運動を積極的に画像表示する場合には、この高域通過フィルタ１００，１０２に代えて低域通過フィルタを設ければよい。あるいはフィルタ係数の切換によって、それらの両者に対応するようにしてもよい。
【００５５】
図１３には、さらに他の実施形態における圧縮演算器１０４の要部構成が示されている。上述した各実施形態においては時間軸上において相互相関演算が実現されていたが、この図１３に示されるように、周波数軸上において、相互相関演算を行うこともできる。パルス圧縮フィルタ係数発生器１０８には、周波数上における参照信号を発生しており、受信信号はＦＦＴ回路１０６において周波数軸上の信号に変換され、その周波数軸において受信信号と参照信号とが乗算されている。すなわち相関演算が実行されている。その演算結果はＩＦＦＴ回路１１２すなわち逆フーリエ変換を行う回路に入力され、元の周波数軸上の信号に戻されている。
【００５６】
図１４には、さらに他の実施形態が示されている。
【００５７】
第１送信部１１６及び第２送信部１１８は、それぞれ図５に示した送信部１２と同様の構成を有しているものである。但し、第１送信部１１６は、周波数ｆ１及びｆ２を用いて図３（ｃ）に示した波形を生成している。一方、第２送信部１１８は、周波数ｆ３及びｆ４を用いて図３（ｃ）に示した波形に相当するものを生成している。但し、それらの周波数を互いに異ならせてもよいし、あるいは、第１送信部１１６で使用する符号系列と第２送信部１１８で使用する符号系列が異なればf1=f3，f2=f4でもよい。
【００５８】
アレイ振動子１２０は複数の振動素子１２０ａによって構成され、それらの複数の振動素子１２０ａはこの例においてＡグループ及びＢグループに区分されている。そして、Ｂグループには第１送信部１１６が接続され、Ａグループには第２送信部１１８が接続されている。よって、Ｂグループによって周波数ｆ１及びｆ２を有する周波数変調された超音波が生体内に送波され、これと同様に、Ａグループによって周波数ｆ３及び周波数ｆ４による周数波変調された超音波が生体内に送波されることになる。このように符号系列が同じであっても、周波数を異ならせることによって、同時に２つの送信ビームを形成しても、後に各送信ビームに対応する受信信号の弁別を行うことが可能となる。
【００５９】
第１受信部１２２及び第２受信部１２４は、それぞれ図５に示した受信部１４と同様の構成を有している。ここで、第１受信部１２２は、Ｂグループに接続されており、第２受信部１２４はＡグループに接続されている。それぞれの受信部１２２，１２４において受信ビームを形成するための整相加算処理が実行され、その処理後の受信信号がそれぞれ圧縮演算器１２６及び圧縮演算器１２８に入力されている。
【００６０】
これらの圧縮演算器１２６，１２８は、図８に示した圧縮演算器２６と同様の構成を有しており、但し、圧縮演算器１２６においては周波数ｆ１及びｆ２に対応する相互相関演算が実行されており、圧縮演算器１２８においては周波数ｆ３及びｆ４に対応する相互相関演算が実行されている。それらの圧縮演算後の信号に基づいて超音波画像が形成される。
【００６１】
よって、図１４に示す実施形態によれば、周波数を異ならせることによって一度に２つの送信ビーム及び２つの受信ビームを形成することができ、その結果空間分解能を向上し、あるいはフレームレートを向上することが可能となる。また、このような実施形態においても、基本的には図３（ｃ）に示した波形が利用されており、高調波の発生を効果的に抑制しつつ特に生体深部における検出感度の向上を達成することができる。
【００６２】
図１５及び図１６には、更に他の実施形態が示されている。図１４に示した実施形態では、アレイ振動子１２０が２つのグループに区分されていたが、図１５及び図１６に示す実施形態では、そのようなグループ分けはなされていない。なお、図１５及び図１６において、図１４に示した構成と同様の構成には同一符号を付してある。
【００６３】
図１５において、第１送信部１１６及び第２送信部１１８から出力された各チャンネルの送信信号は、加算器１３０で各チャンネルごとに加算され、その加算後の送信信号が、アレイ振動子１２０を構成する各チャンネルの振動素子に供給される。一方、アレイ振動子１２０から出力される各チャンネルの受信信号は、それぞれ並列的に第１受信部１２２及び第２受信部に入力される。この構成によれば、アレイ振動子１２０上に形成される送受信開口（１回の送受信で使用される振動素子数（チャンネル数）に相当）を大きくできるので、検出感度及び空間分解能をより高められる。
【００６４】
図１６の実施形態では、１系統の送信部１１７のみが使用される。かかる送信部１１７は、２つの送信信号の波形を加算した合成波形を出力する。つまり、互いに異なる２つの送信周波数又は互いに異なる２つの符号化系列をもった信号をアレイ振動子１２０に供給する点では、図１５に示した実施形態と同じであるが、図１５の実施形態で生成される加算後の送信信号を最初から発生させる点が図１５に示した実施形態と異なる。受信信号の処理に関する構成は、図１５の実施形態と同じである。
【００６５】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば超音波画像の画質を向上することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  符号系列の生成を行う基本回路構成を説明するための図である。
【図２】  符号系列に対する自己相関値を示す図である。
【図３】  本発明に係るコード化送信信号を説明するための図である。
【図４】  位相調整を行う場合と行わない場合におけるスペクトルの違いを表す図である。
【図５】  超音波診断装置の全体構成を示すブロック図である。
【図６】  送信信号生成部の具体的な構成例を示すブロック図である。
【図７】  受信ビームフォーマーの具体的な構成例を示す図である。
【図８】  圧縮演算器の具体的な構成例を示すブロック図である。
【図９】  ビーム処理器の具体的な構成例を示すブロック図である。
【図１０】  他の実施形態に係る超音波診断装置の構成例を示すブロック図である。
【図１１】  直交検波器の構成例を示すブロック図である。
【図１２】  フィルタ部の具体的な構成例を示すブロック図である。
【図１３】  他の実施形態に係る要部構成を示すブロック図である。
【図１４】  圧縮演算器の他の実施形態を示すブロック図である。
【図１５】  他の実施形態に係る要部構成を示すブロック図である。
【図１６】  他の実施形態に係る要部構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１０  アレイ振動子、１２  送信部、１４  受信部、１６  送信信号生成部、１８  送信アンプ、２０  入力保護器、２２  受信アンプ、２４  受信ビームフォーマー、２６  圧縮演算器、２８  ビーム処理器、３０  スキャン変換器、３２  表示装置。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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