(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源と、
前記直流電源の直流を交流に変換するためにブリッジ接続され、夫々還流ダイオードを逆並列接続した複数個の主回路スイッチング素子と、
前記還流ダイオードの還流電流を遮断するとき、前記直流電源の電圧より小さな逆電圧を前記還流ダイオードに印加する逆電圧印加手段と
を具備し、
前記逆電圧印加手段は、
前記直流電源より電圧が低い低電圧直流電源と、前記還流ダイオードの逆回復時にオンし、前記主回路スイッチング素子より耐圧が低い逆電圧印加スイッチング素子と、
前記還流ダイオードより逆回復時間が短い補助ダイオードとの直列接続によって構成され、
前記逆電圧印加スイッチング素子は、多数キャリアが正孔である素子であることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記主回路スイッチング素子に直列にノーマリーオン型スイッチング素子を設け、
前記ノーマリーオン型スイッチング素子が前記主回路スイッチング素子のオンオフと同期してオンオフするように前記ノーマリーオン型スイッチング素子のゲートと前記主回路スイッチング素子の負極を接続したことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
直流電源と、
前記直流電源の直流を交流に変換するためにブリッジ接続され、夫々還流ダイオードを逆並列接続した複数個の主回路スイッチング素子と、
前記主回路スイッチング素子のうち負側アームの主回路スイッチング素子に夫々直列に接続され、前記負側アームの主回路スイッチング素子のオンオフと同期してオンオフするようにそのゲートと前記主回路スイッチング素子の負極とが夫々接続されたノーマリーオン型スイッチング素子と、
前記還流ダイオードのうち負側アームの還流ダイオードの還流電流を遮断するとき、前記直流電源の電圧より小さな逆電圧を前記負側アームの還流ダイオードに印加する逆電圧印加手段と
を具備し、
前記逆電圧印加手段は、
前記直流電源より電圧が低い低電圧直流電源と、前記還流ダイオードの逆回復時にオンし、前記主回路スイッチング素子より耐圧が低い逆電圧印加スイッチング素子と、
前記還流ダイオードより逆回復時間が短い補助ダイオードとの直列接続によって構成され、
前記逆電圧印加スイッチング素子は、多数キャリアが正孔である素子であることを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
前記低電圧直流電源に直列に電流抑制抵抗を接続し、
前記低電圧直流電源と前記電流抑制抵抗の直列回路に並列に高周波用コンデンサ
を接続したことを特徴とする請求項１乃至請求項３の何れか１項に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記低電圧直流電源の出力によって前記主回路スイッチング素子を駆動するようにしたことを特徴とする請求項１乃至請求項４の何れか１項に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記主回路スイッチング素子の出力電圧の時間的変化を促進するように前記主回路スイッチング素子のオフ時に当該主回路スイッチング素子のゲート駆動インピーダンスを低減させる電圧変化率促進手段を設けたことを特徴とする請求項１乃至請求項５の何れか１項に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記補助ダイオードの耐圧は前記ノーマリーオン型スイッチング素子の耐圧より低く選定し、
前記逆電圧印加手段は、前記主回路スイッチング素子に並列に接続するようにしたことを特徴とする請求項２または請求項３に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記補助ダイオードは、ワイドギャップ半導体から成ることを特徴とする請求項１乃至請求項７の何れか１項に記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記主回路スイッチング素子は、ワイドギャップ半導体から成ることを特徴とする請求項１乃至請求項８の何れか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１０】
前記ノーマリーオン型スイッチング素子はワイドギャップ半導体から成ることを特徴とする請求項２、請求項３、または請求項７に記載の電力変換装置。
【請求項１１】
前記ワイドギャップ半導体は、ＳｉＣ（シリコンカーバイド）、またはＧａＮ（ガリウムナイトライド）、またはダイアモンドから成ることを特徴とする請求項８乃至請求項１０項の何れか１項に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電力変換装置に係り、特に還流ダイオードにおける損失を低減するようにした電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
通常のインバータ装置は、直流電源からの直流を、スイッチング素子をブリッジ接続したインバータ回路によって交流に変換して交流出力を得る。この場合、負荷の力率が必ずしも１ではないため、各々のスイッチング素子に逆並列に還流ダイオードを接続する。この構成によれば、スイッチング素子がターンオフすると、負荷に蓄えられたエネルギーが還流ダイオードを通して還流することになる。
【０００３】
還流ダイオードに順方向電流が流れているときに、この還流ダイオードと逆極性のアームのスイッチング素子がオンすると、還流ダイオードの両端に直流電圧が逆バイアスとして加わる。このとき、還流ダイオードの電流は、残留電荷によって逆方向電流が流れた後遮断する。このため、直流電圧と上記逆方向電流とによって還流ダイオードに大きな損失が生じるため、インバータ装置の効率が悪化する。また、このために装置の冷却器を大型化する必要があった。
【０００４】
そこで、インバータ装置に逆電圧印加回路を設け、還流ダイオードを遮断するとき、逆電圧印加回路から還流ダイオードに小さな逆電圧を印加し、還流ダイオードの逆回復が逆電圧印加回路の低電圧直流電源によって引き起こされるようにし、還流ダイオードで生じる損失を低減するようにする提案が為されている。（例えば特許文献１参照）。
【特許文献１】特開平１０-３２７５８５号公報（第３−５頁、図１）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
特許文献１に記載された方法によれば、逆電圧印加回路は逆電圧印加用スイッチング素子を有しており、この逆電圧印加用スイッチング素子を還流ダイオードの逆回復時にオンさせて低電圧直流電圧を印加するようにしているので、低損失で還流ダイオードを逆回復することができる。
【０００６】
ところが、この方法では、逆電圧印加回路に、ダイオード及びコンデンサから成る補助電源回路を有しており、この補助電源によって、逆電圧印加スイッチング素子を駆動させている。このため、逆電圧印加回路の構成が複雑となり、逆電圧印加回路の体積も大きくなっていた。また、コンデンサを充電するためにダイオードに電流を流すように構成しているので、その電流によりダイオードに発熱損失が生じるばかりでなく、コンデンサに充電される電圧がダイオードの損失分だけ低電圧直流電圧より低下する問題があった。
【０００７】
本発明は上記に鑑みて為されたもので、簡単な回路構成で且つ低損失な逆電圧印加回路によって還流ダイオードの逆回復損失を低減することが可能な電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的を達成するため、本発明の第１の発明である電力変換装置は、直流電源と、前記直流電源の直流を交流に変換するためにブリッジ接続され、夫々還流ダイオードを逆並列接続した複数個の主回路スイッチング素子と、前記還流ダイオードの還流電流を遮断するとき、前記直流電源より小さな逆電圧を前記還流ダイオードに印加する逆電圧印加手段とを具備し、前記逆電圧印加手段は、前記直流電源の電圧より電圧が低い低電圧直流電源と、前記還流ダイオードの逆回復時にオンし、前記主回路スイッチング素子より耐圧が低い逆電圧印加スイッチング素子と、前記還流ダイオードより逆回復時間が短い補助ダイオードとの直列接続によって構成され、前記逆電圧印加スイッチング素子は、多数キャリアが正孔である素子であることを特徴としている。
【０００９】
また、本発明の第２の発明である電力変換装置は、直流電源と、前記直流電源の直流を交流に変換するためにブリッジ接続され、夫々還流ダイオードを逆並列接続した複数個の主回路スイッチング素子と、前記主回路スイッチング素子のうち負側アームの主回路スイッチング素子に夫々直列に接続され、前記負側アームの主回路スイッチング素子のオンオフと同期してオンオフするようにそのゲートと前記前記主回路スイッチング素子の負極とが夫々接続されたノーマリーオン型スイッチング素子と、前記還流ダイオードのうち負側アームの還流ダイオードの還流電流を遮断するとき、前記直流電源より小さな逆電圧を前記負側アームの還流ダイオードに印加する逆電圧印加手段とを具備し、前記逆電圧印加手段は、前記直流電源の電圧より電圧が低い低電圧直流電源と、前記還流ダイオードの逆回復時にオンし、前記主回路スイッチング素子より耐圧が低い逆電圧印加スイッチング素子と、前記還流ダイオードより逆回復時間が短い補助ダイオードとの直列接続によって構成され、前記逆電圧印加スイッチング素子は、多数キャリアが正孔である素子であることを特徴としている。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、簡単な回路構成で且つ低損失な逆電圧印加回路によって還流ダイオードの逆回復損失を低減することが可能な電力変換装置を提供することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
以下、図面を参照して本発明の実施例を説明する。
【実施例１】
【００１２】
図１は本発明の実施例１に係る電力変換装置の回路構成図である。図１において、直流電圧源１は例えば３相交流電源を整流してなるものであり、直流電圧源１の正側直流母線１ａと負側直流母線１ｂとの間には、平滑コンデンサ２及びインバータ主回路３が接続されている。インバータ主回路３は、正側アームの主回路スイッチング素子に相当する主回路スイッチング素子４ｕ、４ｖ及び４ｗ、並びに負側アームの主回路スイッチング素子４ｘ、４ｙ及び４ｚを３相ブリッジ接続してなるものであり、主回路スイッチング素子４ｕ、４ｖ、４ｗ、４ｘ、４ｙ及び４ｚの正極と負極との間には還流ダイオード５ｕ、５ｖ、５ｗ、５ｘ、５ｙ及び５ｚが夫々逆並列に接続されている。またインバータ主回路３の出力であるＡ、Ｂ及びＣ点は負荷６、例えば交流電動機に接続されている。尚、還流ダイオード５ｕ、５ｖ、５ｗ、５ｘ、５ｙ及び５ｚは、主回路スイッチング素子４ｕ、４ｖ、４ｗ、４ｘ、４ｙ及び４ｚに夫々内蔵されている場合もある。
【００１３】
各々の還流ダイオード５ｕ、５ｖ、５ｗ、５ｘ、５ｙ及び５ｚに並列に逆電圧印加回路７が接続されている。逆電圧印加回路７は、直流電源１より電圧値が低い低電圧直流電源８を有するものであり、主回路スイッチング素子４ｕ、４ｖ、４ｗ、４ｘ、４ｙ及び４ｚの正極と負極の間には低電圧直流電源８の電源ライン８ａ、８ｂが各々接続されている。以下ｕ相の還流ダイオード５ｕ用の逆電圧印加回路７についてその構成を説明する。尚、ｕ相以外の還流ダイオード用の逆電圧印加回路７は基本的にｕ相の還流ダイオード５ｕ用の逆電圧印加回路７と同一であるのでそれらの説明は省略する。
【００１４】
逆電圧印加回路７はゲートドライブ回路９を有し、ゲートドライブ回路９は低電圧直流電源８に電気的に並列に接続されており、その出力はゲート抵抗１０を介して主回路スイッチング素子４ｕのゲートに接続されている。そして図示省略のスイッチングタイミング生成回路から、ゲートドライブ回路９にドライブ信号が出力されると、ゲートドライブ回路９が低電圧直流電源８からの電圧により駆動され、主回路スイッチング素子４ｕをオンさせる。
【００１５】
逆電圧印加回路７は、低電圧直流電源８の電源ライン８ａに直列に挿入された逆電圧印加スイッチング素子１１を有している。逆電圧印加スイッチング素子１１は、低電圧直流電源８の正極から補助ダイオード１２を介して還流ダイオード５ｕのカソードに接続されている。この逆電圧印加スイッチング素子１１の耐圧は、主回路スイッチング素子４ｕの耐圧より低く選定される。逆電圧印加スイッチング素子１１は、還流ダイオード５ｕの逆回復時にオンするように動作する。ここで、この逆電圧印加スイッチング素子は、多数キャリアが正孔であるスイッチング素子であれば良く、ｐチャネルＭＯＳＦＥＴが使用されるが、ｐチャネルＭＯＳＦＥＴに限らず、例えばｐｎｐトランジスタを適用することも可能である。
【００１６】
インバータ主回路３のＡ点の電位に基づいてドライブ信号を出力する図示省略の電位判定回路から、ゲートドライブ回路１３にドライブ信号が出力されると、このゲートドライブ回路１３が作動し、逆電圧印加スイッチング素子１１をオンする。これにより、低電圧直流電源８から逆電圧印加スイッチング素子１１及び補助ダイオード１２を通して直流電源１より低い値の逆電圧が還流ダイオード５ｕに印加される。これにより還流ダイオード５ｕに電源ライン８ａを通して逆電流が供給されるので、還流ダイオード５ｕに流れる主回路電流が減少する。つまり、逆回復が逆電圧印加回路７の低電圧直流電源８の印加電圧によって行われる。
【００１７】
還流ダイオード５ｕに流れる主回路電流が減少すると、負荷６から還流ダイオード５ｕを経由し直流電源１のＰ側に流れていた主回路電流は逆電圧印加回路７に流れ込む。逆電圧印加回路７に流れ込む主回路電流は、低電圧直流電源８の電源ライン８ｂを通り、低電圧直流電源８に流れ込む。そして、逆電圧印加スイッチング素子１１と補助ダイオード１２を経由し直流電源１のＰ側に流れる。
【００１８】
その後、ｕ相と逆極性であるｘ相の主回路スイッチング素子４ｘがオンすると、逆電圧印加回路７に流れていた主回路電流は、主回路スイッチング素子４ｘに流れる。主回路スイッチング素子４ｘに主回路電流が流れると、補助ダイオード１２に逆電圧がかかり、補助ダイオード１２が逆回復した後にオフし、逆電圧印加回路７に流れていた主回路電流が流れなくなる。ここで補助ダイオード１２は、還流ダイオード５ｕより逆回復時間が短い高速ダイオードを選定しているため、補助ダイオード１２の逆回復損失は小さい。
【００１９】
尚ｕ相以外の他の相に対する逆電圧印加動作は、基本的にｕ相と同様であるため、それらの説明を省略する。
【００２０】
このように構成された実施例１においては、逆電圧印加スイッチング素子１１として多数キャリアが正孔であるｐチャネルＭＯＳＦＥＴを用いたため、逆電圧印加スイッチング素子１１を駆動するためのゲートドライブ回路１３の駆動電源を低電圧直流電源８より直接得ることが可能となる。従ってゲートドライブ用の補助電源が不要となり、逆電圧印加回路７を簡素化することができる。
【００２１】
尚、上記の説明において、インバータ主回路３は２レベルの３相出力インバータとして説明したが、３レベル以上の多レベルインバータであっても良く、また出力相は単相であっても多相であっても良い。
【実施例２】
【００２２】
図２は本発明の実施例２に係る電力変換装置の回路構成図である。この実施例２の各部について、図１の実施例１に係る電力変換装置の回路構成図の各部と同一部分は同一符号で示し、その説明は省略する。この実施例２が実施例１と異なる点は、主回路スイッチング素子４ｕ１、４ｖ１、４ｗ１、４ｘ１、４ｙ１及び４ｚ１を低耐圧素子とし、これ等の素子の正極側にこれ等の素子と直列にノーマリーオン型スイッチング素子２０ｕ、２０ｖ、２０ｗ、２０ｘ、２０ｙ及び２０ｚを夫々挿入するように構成し、ノーマリーオン型スイッチング素子２０ｕ、２０ｖ、２０ｗ、２０ｘ、２０ｙ及び２０ｚのゲートは主回路スイッチング素子４ｕ、４ｖ、４ｗ、４ｘ、４ｙ及び４ｚの負極に夫々接続する構成とした点である。
【００２３】
このように主回路を構成し、例えばｕ相の正側アームのノーマリーオン型スイッチング素子２０ｕを高耐圧に選定し、主回路スイッチング素子４ｕ１を低耐圧に選定すると、ノーマリーオン型スイッチング素子２０ｕ、主回路スイッチング素子４ｕ１及び還流ダイオード５ｕによって複合主回路素子が形成される。この複合主回路素子をカスコード素子２１ｕと呼称する。
【００２４】
ノーマリーオン型のスイッチング素子としては、例えば接合ゲート型電界効果トランジスタＪＦＥＴや静電誘導型トランジスタＳＩＴを用いることができる。ノーマリーオン型のスイッチング素子は、主回路電流を順方向、逆方向の両方に流すことができる。一般に、ノーマリーオン型のスイッチング素子は、ノーマリーオフ型のスイッチング素子、例えばＭＯＳＦＥＴよりも低抵抗であり、損失が小さい。尚、図示したようにノーマリーオン型スイッチング素子のゲート端子は、低耐圧の主回路スイッチング素子である例えばＭＯＳＦＥＴのソース端子に接続して使用する。
【００２５】
ノーマリーオン型スイッチング素子２０ｕは、そのゲート端子とソース端子の間にノーマリーオン型スイッチング素子がオフするのに十分な負の電圧が印加されるとオフし、ゲート端子とソース端子の間の電圧がゼロ以上の電圧になるととオンする。ノーマリーオン型スイッチング素子２０ｕのゲート端子は、主回路スイッチング素子４ｕ１のソース端子に接続され、ノーマリーオン型スイッチング素子２０ｕのソース端子と主回路スイッチング素子４ｕ１のドレイン端子が接続されている。従って、主回路スイッチング素子４ｕ１がオフ状態では、ノーマリーオン型スイッチング素子２０ｕのゲート端子とソース端子の間に負の電圧が印加されるため、ノーマリーオン型スイッチング素子２０ｕもオフ状態となる。また、主回路スイッチング素子４ｕ１がオン状態のとき、ノーマリーオン型スイッチング素子２０ｕのゲート端子とソース端子の間の電圧はほぼゼロになるため、ノーマリーオン型スイッチング素子２０ｕもオン状態となる。つまり、カスコード素子２１ｕは、主回路スイッチング素子４ｕ１をオン・オフすることによってカスコード素子２１ｕもこれに同期してオン・オフさせることができる。また、カスコード素子はノーマリーオフ型として動作させることができる。
【００２６】
図２において、インバータ主回路３のＡ点の電圧が検出され、カスコード素子２１ｕ内にある還流ダイオード５ｕの逆回復を行う状態であることが判定されると、ゲートドライブ回路１３にドライブ信号が出力され逆電圧印加スイッチング素子１１がオンする。これにより、低電圧直流電源８からノーマリーオン型スイッチング素子２０ｕ及び還流ダイオード５ｕに小さな逆電圧が印加され、還流ダイオード５ｕに電源ライン８ａ及びノーマリーオン型スイッチング素子２０ｕを通して逆電流が供給されるので、還流ダイオード５ｕに流れる主回路電流が減少する。つまり、逆回復が逆電圧印加回路７の低電圧直流電源８の印加電圧によって行われる。
【００２７】
還流ダイオード５ｕに流れる主回路電流が減少すると、負荷６から還流ダイオード５ｕとノーマリーオン型スイッチング素子２０ｕを経由し直流電源１のＰ側に流れていた主回路電流は逆電圧印加回路７に流れ込む。逆電圧印加回路７に流れ込む主回路電流は、低電圧直流電源８の電源ライン８ｂを通り、低電圧直流電源８に流れ込む。そして、逆電圧印加スイッチング素子１１と補助ダイオード１２を経由し直流電源１のＰ側に流れる。
【００２８】
この期間に、還流ダイオード５ｕの逆回復は完了し、還流ダイオード５ｕに主回路電流は流れなくなる。
【００２９】
その後、ｕ相と逆極性のｘ相のカスコード素子２１ｘがオンすると、逆電圧印加回路７に流れていた主回路電流は、カスコード素子２１ｘに流れる。カスコード素子２１ｘに主回路電流が流れると、補助ダイオード１２に逆電圧がかかり、補助ダイオード１２が逆回復した後にオフするため、逆電圧印加回路７に流れていた主回路電流が流れなくなる。ここで補助ダイオード１２は、還流ダイオード５より逆回復時間が短い高速ダイオードを選定しているため、補助ダイオード１２の逆回復損失は小さい。
【００３０】
このように構成された実施例２においては、高耐圧で低損失なノーマリーオン型スイッチング素子を、低耐圧の主回路スイッチング素子とのカスコード素子として使用することによって発熱損失を更に低減することができる。
【実施例３】
【００３１】
図３は本発明の実施例３に係る電力変換装置の回路構成図である。この実施例３の各部について、図２の実施例２に係る電力変換装置の回路構成図の各部と同一部分は同一符号で示し、その説明は省略する。この実施例３が実施例２と異なる点は、逆電圧印加回路７Ａの低電圧直流電源８の正極側に電流制限抵抗１５を挿入し、またこの電流制限抵抗１５と低電圧直流電源８の負極間に高周波用コンデンサ１６を設けた点である。
【００３２】
低電圧直流電源８の電圧は直流電源１の電圧の１／４以下に選定し、高周波コンデンサ１６は平滑用の電解コンデンサではなく、セラミックコンデンサやフィルムコンデンサ等の高周波用のものを使用する。また、電流制限抵抗１５は、例えば、配線基板の銅箔パターンの配線抵抗や銅板などの配線抵抗を用いることができる。
【００３３】
尚、図３において、高周波コンデンサ１６、逆電圧印加用スイッチング素子１１、補助ダイオード１２、ノーマリーオン型スイッチング素子２０ｕ及び還流ダイオード５ｕで構成される放電経路は、極力短い配線として回路インダクタンスを小さくすることが重要である。
【００３４】
更に、図３において、低耐圧となった主回路スイッチング素子４ｕ１のゲートドライブ回路９の電源として、低電圧電源８の電圧をそのまま使用することができる。この構成によって逆電圧印加回路の構成は簡素化される。
【００３５】
以上の構成によって、電流抑制抵抗１５と高周波コンデンサ１６により高周波インピーダンスの低減作用が生じ、低電圧直流電源８には、還流ダイオード５の逆回復に伴うインパルス状の電流が流れなくなるため、還流ダイオード５の逆回復時においても低電圧直流電源８の電圧変動が非常に少なくなる。
【００３６】
還流ダイオード５に逆回復電流を供給している期間中は、主回路電流（負荷電流）も逆電圧印加回路７を通るので、主回路電流による損失も増えることになる。従って、できるだけ速やかに還流ダイオード５の逆回復が完了することが望ましいが、この実施例３によれば、これが達成できる。更に、低電圧直流電源８への負担も軽減するので、低電圧直流電源８が小容量の電源で済み、低電圧直流電源８の内部発熱が低減されるため、逆電圧印加回路の小型化を達成できる。
【実施例４】
【００３７】
図４は本発明の実施例４に係る電力変換装置の回路構成図である。この実施例４の各部について、図３の実施例３に係る電力変換装置の回路構成図の各部と同一部分は同一符号で示し、その説明は省略する。この実施例４が実施例３と異なる点は、インバータ主回路３の正側アーム素子をカスコード素子２１ｕ、２１ｖ及び２１ｗに代えて主回路スイッチング素子４ｕ２、４ｖ２及び４ｗ２とし、これ等の素子の逆電圧印加回路を省いた点、負側アームのカスコード素子２１ｙ及び２１ｚ用の逆電圧印加回路７Ｂは、カスコード素子２１ｘ用の逆電圧印加回路７Ａ内の低電圧直流電源８Ａから低電圧電源の供給を受けるように構成した点である。
【００３８】
尚、図４においては簡単のため、逆電圧印加回路７Ａ及び７Ｂ内のゲートドライブ回路９及びゲートドライブ回路１３の図示を省略している。
【００３９】
ここで正側アーム用主回路スイッチング素子４ｕ２、４ｖ２及び４ｗ２には、還流ダイオードが内蔵されていないＩＧＢＴを用いているので、主回路スイッチング素子４ｕ２、４ｖ２及び４ｗ２に対し、逆回復時間が短く逆回復損失の少ない還流ダイオード５ｕ、５ｖ及び５ｗを逆並列に接続する。このように逆回復損失の少ない還流ダイオードを使用すれば、還流ダイオードの逆回復時の損失が低減するので逆電圧印加回路は省略可能な構成となる。
【００４０】
一方、負側カスコード素子２１ｘ、２１ｙ及び２１ｚには逆電圧印加回路７Ａ及び７Ｂが接続されている。逆電圧印加回路７Ａが３相分の回路に対しする共通の低電圧直流電源８を有している。これは、ｘ相、ｙ相及びｚ相の逆電圧印加回路の電源ラインは、一方は直流電圧源１の負側直流母線１ｂに、他方は低電圧直流電圧電源８の電源ライン８ａに共通化できるからである。
【００４１】
この実施例４によれば、負側カスコード素子２１ｘ、２１ｙ及び２１ｚのみに、逆電圧印加回路を適用したため、３相分の回路に対して低電圧直流電源８を各相毎に用意する必要がなく、各相共通に１個のみ持てば良い。従って逆電圧印加回路の簡素化を図ることが可能となる。
【実施例５】
【００４２】
図５は本発明の実施例５に係る電力変換装置に使用される逆電圧印加回路７Ｃの回路構成図である。この実施例５の各部について、図３の実施例３に係る電力変換装置に使用される逆電圧印加回路７Ａの回路構成図の各部と同一部分は同一符号で示し、その説明は省略する。この実施例５が実施例３と異なる点は、ゲート抵抗１０と並列に電圧変化率促進用ダイオード１７を設け、この並列回路を電圧変化率促進回路１８として動作させるように構成した点である。
【００４３】
カスコード素子２１がオフする時、ゲートドライブ回路９の動作により、主回路スイッチング素子４ｕ１のゲート端子に入力されていたゲート駆動信号が出力されなくなる。ここで、電圧変化率促進回路１８の電圧変化率促進用ダイオード１７により、オフする時はゲート抵抗１０を介さずに電圧変化率促進用ダイオード１７を介してゲート駆動信号が取り除かれる。つまり、ゲート抵抗１０よりもインピーダンスが低い電圧変化率促進用ダイオード１７を介してゲート駆動信号が取り除かれるため、ゲート抵抗１０を介してオフするより高速にオフすることができる。
【００４４】
この実施例５によれば、電圧変化率促進回路１８により、主回路スイッチング素子４ｕ１を高速にオフできるので、カスコード素子２１ｕの正負極間の電圧変化率が促進され、カスコード素子のターンオフが早くなる。よって、カスコード素子のターンオフ損失が低減できるので、更に小型で低損失な電力変換装置を提供することが可能となる。
【実施例６】
【００４５】
図６は本発明の実施例６に係る電力変換装置に使用される逆電圧印加回路７Ｄの回路構成図である。この実施例６の各部について、図５の実施例５に係る電力変換装置に使用される逆電圧印加回路７Ｃの回路構成図の各部と同一部分は同一符号で示し、その説明は省略する。この実施例６が実施例５と異なる点は、ゲート抵抗１０と並列接続される電圧変化率促進用ダイオードに代え、電圧変化率促進用トランジスタ１９をスイッチング素子４ｕ１のゲート−負極間に設けることにより電圧変化率促進回路１８Ａを構成し、この電圧変化率促進用トランジスタ１９のゲートをゲート抵抗１０の低圧電源側端子に接続する構成とした点である。
【００４６】
このように構成することにより、主回路スイッチング素子４ｕ１にゲート駆動信号を供給しているときには電圧変化率促進用トランジスタ１９はオフしているが、主回路スイッチング素子４ｕ１がオフするためにゲートドライブ回路９からゲート駆動信号が取り除かれたとき、電圧変化率促進用トランジスタ１９がオンし、ゲート抵抗１０を経由しない低インピーダンスのルートによって主回路スイッチング素子４ｕ１を高速にオフできるので、カスコード素子２１ｕの正負極間の電圧変化率が促進される。
【００４７】
従って実施例５の場合と同様、カスコード素子のターンオフ損失が低減できるので、小型で低損失な電力変換装置を提供することが可能となる。
【実施例７】
【００４８】
図７は本発明の実施例７に係る電力変換装置に使用される逆電圧印加回路７Ｅの回路構成図である。この実施例７の各部について、図６の実施例６に係る電力変換装置に使用される逆電圧印加回路７Ｄの回路構成図の各部と同一部分は同一符号で示し、その説明は省略する。この実施例７が実施例６と異なる点は、補助ダイオード１２Ａをより低耐圧なダイオードとし、この補助ダイオード１２Ａのカソードを還流ダイオード５ｕのカソードに接続するように構成した点である。
【００４９】
実施例１で述べたように、還流ダイオード５ｕに流れる主回路電流は、逆電圧印加回路７により逆回復することができる。この実施例７においては、逆電圧印加回路７Ｅに流れ込む主回路電流は、低電圧直流電源８の電源ライン８ｂを通り、低電圧直流電源８と高周波用コンデンサ１５に流れ込む。そして、逆電圧印加スイッチング素子１１、補助ダイオード１２Ａ、ノーマリーオン型スイッチング素子２０ｕを経由し直流電源１の電源ライン１ａ側に流れる。
【００５０】
ここで、ノーマリーオン型スイッチング素子２０ｕのゲート−ソース端子間には、低電圧直流電源８の電圧が印加される。しかしながらノーマリーオン型スイッチング素子２０ｕは低電圧電源８の電圧ではオフしないため、逆電圧印加回路７Ｅに流れ込んだ主回路電流を電源ライン１ａを介して直流電源１に流すことが出来る。
【００５１】
その後、ｕ相と逆極性のｘ相のカスコード素子２１ｘがオンすると、逆電圧印加回路７Ｅに流れていた主回路電流は、カスコード素子２１ｘに流れる。カスコード素子２１ｘに主回路電流が流れると、主回路スイッチング素子４ｕ１に電圧がかかり、これによりノーマリーオン型スイッチング素子２０ｕのゲート−ソース端子間にノーマリーオン型スイッチング素子２０ｕがオフするのに十分な電圧が印加され、ノーマリーオン型スイッチング素子２０ｕがオフする。ノーマリーオン型スイッチング素子２０ｕがオフすることにより、逆電圧印加回路７Ｅに流れていた主回路電流が流れなくなる。
【００５２】
補助ダイオード１２Ａには主回路スイッチング素子４ｕ１とほぼ同程度の逆電圧がかかり、補助ダイオード１２Ａが逆回復した後にオフする。一般にダイオードが逆回復したときに発生する逆回復損失と素子の耐圧はトレードオフの関係にあるため、補助ダイオード１２Ａの耐圧を低く選定することにより、逆回復時間も短くでき、補助ダイオード１２Ａの逆回復損失は低減される。また、ダイオードに電流が流れたときに発生する導通損失についても、素子の耐圧とトレードオフの関係にあるため、補助ダイオード１２Ａの耐圧を低く選定することにより、補助ダイオード１２Ａ導通損失も低減可能となる。
【００５３】
以上説明したように、実施例７によれば、補助ダイオード１２Ａを主回路スイッチング素子４ｕ１の耐圧より低く選定することにより、この逆回復損失及び導通損失が低減でき、更に小型で低損失な電力変換装置を提供することが可能となる。
【００５４】
以上の実施例１乃至実施例７において、補助ダイオード１２、１２Ａに、ワイドギャップ半導体から成る補助ダイオードを適用すると更に損失低減が可能となる。このワイドギャップ半導体としては、ＳｉＣ（シリコンカーバイド）、ＧａＮ（ガリウムナイトライド）、及びダイアモンドが適用可能である。
【００５５】
ワイドギャップ半導体から成る補助ダイオードは、シリコン半導体に比べて絶縁破壊電界強度を１桁程度大きくすることができ、補助ダイオードの高耐圧化を実現できる。例えば、シリコン半導体では補助ダイオードにバイポーラダイオードでしか使用できないような耐圧の高い補助ダイオードでも、ワイドギャップ半導体ではユニポーラダイオードが実用可能となる。
【００５６】
ユニポーラダイオードを使用すると、少数キャリアの蓄積がなく逆回復電荷が形成されないので、逆回復電流は流れず、逆回復損失が本質的にゼロとなる。ユニポーラダイオードは接合容量に蓄積する電荷があるが、その接合容量の充放電電流は僅かである。従って、補助ダイオードの損失を低減できる。
【００５７】
また、逆回復電流が逆電圧印加回路及び主回路スイッチング素子に流れ込むことがなくなるので逆回復電流による損失を低減することが可能となる。
【００５８】
このように、補助ダイオードにワイドギャップ半導体を適用すれば、逆回復電流による損失を低減することができるので更に小型で低損失な電力変換装置を提供することが可能となる。
【００５９】
また、以上の実施例１乃至実施例７において、主回路スイッチング素子及びノーマリーオン型スイッチング素子として、ワイドギャップ半導体から成るスイッチング素子を適用すると更に損失低減が可能となる。ワイドギャップ半導体としては、ＳｉＣ（シリコンカーバイド）、ＧａＮ（ガリウムナイトライド）、ダイアモンドが適用可能である。
【００６０】
ワイドギャップ半導体を利用して形成されるスイッチング素子においては、シリコン半導体に比べて絶縁破壊電界強度を１桁程度大きくすることができ、絶縁破壊耐圧を保持するためのドリフト層を１／１０程度まで薄くすることができるので、スイッチング素子の導通損失を低減することが可能となる。
【００６１】
更に、シリコン半導体に比べ、飽和電子ドリフト速度を２倍程度大きくすることができるので、１０倍程度の高周波化を実現することができる。これにより、スイッチング素子のターンオン・ターンオフ損失を低減することができる。
【００６２】
このように、主回路スイッチング素子及びノーマリーオン型スイッチング素子にワイドギャップ半導体を適用すれば、スイッチング素子の導通損失とターンオン・ターンオフ損失を低減させることができ、更に小型で低損失な電力変換装置を提供することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００６３】
【図１】本発明の実施例１に係る電力変換装置の回路構成図。
【図２】本発明の実施例２に係る電力変換装置の回路構成図。
【図３】本発明の実施例３に係る電力変換装置の回路構成図。
【図４】本発明の実施例４に係る電力変換装置の回路構成図。
【図５】本発明の実施例５に係る電力用半導体装置の逆電圧印加回路の回路構成図。
【図６】本発明の実施例６に係る電力用半導体装置の逆電圧印加回路の回路構成図。
【図７】本発明の実施例７に係る電力用半導体装置の逆電圧印加回路の回路構成図。
【符号の説明】
【００６４】
１  直流電源
２  平滑コンデンサ
３  インバータ主回路
４ｕ、４ｖ、４ｗ、４ｘ、４ｙ、４ｚ、４ｕ１、４ｖ１、４ｗ１、４ｘ１、４ｙ１、
４ｚ１、４ｕ２、４ｖ２、４ｗ２  主回路スイッチング素子
５ｕ、５ｖ、５ｗ、５ｘ、５ｙ、５ｚ  還流ダイオード
６  負荷
７、７Ａ、７Ｂ、７Ｃ、７Ｄ、７Ｅ  逆電圧印加回路
８  低電圧直流電源
９  ゲートドライブ回路
１０  ゲート抵抗
１１  逆電圧印加スイッチング素子
１２、１２Ａ  補助ダイオード
１３  ゲートドライブ回路
１４  ゲート抵抗
１５  電流制限抵抗
１６  コンデンサ
１７  ダイオード
１８  電圧変化率促進回路
１９  電圧変化率促進用トランジスタ
２０ｕ、２０ｖ、２０ｗ、２０ｘ、２０ｙ、２０ｚ  ノーマリーオン型スイッチング素子
２１ｕ、２１ｖ、２１ｗ、２１ｘ、２１ｙ、２１ｚ  カスコード素子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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