(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
パルス幅変調信号により複数相の電動機への通電を順次転流させるインバータと、該インバータの直流側電流を検出する電流検出手段と、該電流検出手段により検出された前記直流側電流に基づいて前記電動機の相電流を推定する相電流推定手段と、該相電流推定手段により推定された前記相電流の変化量に基づき前記電動機の回転子の位置を推定する位置推定手段と、該位置推定手段により推定された前記回転子の位置に基づき前記インバータのスイッチング素子のオン／オフ状態を制御するスイッチング制御を実行する制御手段とを備える電動機の制御装置であって、
前記スイッチング素子のオン／オフ状態の比率であるデューティ指令あるいは各相毎の出力電圧指令にオフセット補正を実行し、前記直流側電流に対する単一のキャリア周期の少なくとも開始タイミングおよび終了タイミングを含む所定タイミングで各相毎のオンデューティ指令を発生させる変調手段を備え、
前記変調手段は、前記所定タイミングを、前記開始タイミングおよび前記終了タイミングから所定時間に亘る期間とし、
前記変調手段は、複数相における最小電圧相のハイサイドアームのオンディーティ指令を所定値以下に減少させ、複数相における線間電圧の電位差が所定値以上に保持されるように変調する
ことを特徴とする電動機の制御装置。
【請求項２】
パルス幅変調信号により複数相の電動機への通電を順次転流させるインバータと、該インバータの直流側電流を検出する電流検出手段と、該電流検出手段により検出された前記直流側電流に基づいて前記電動機の相電流を推定する相電流推定手段と、該相電流推定手段により推定された前記相電流の変化量に基づき前記電動機の回転子の位置を推定する位置推定手段と、該位置推定手段により推定された前記回転子の位置に基づき前記インバータのスイッチング素子のオン／オフ状態を制御するスイッチング制御を実行する制御手段とを備える電動機の制御装置であって、
前記スイッチング素子のオン／オフ状態の比率であるデューティ指令あるいは各相毎の出力電圧指令にオフセット補正を実行し、前記直流側電流に対する単一のキャリア周期の少なくとも開始タイミングおよび終了タイミングを含む所定タイミングで前記直流側電流をゼロよりも大きくさせる変調手段を備え、
前記変調手段は、前記所定タイミングを、前記開始タイミングおよび前記終了タイミングから所定時間に亘る期間とし、
前記変調手段は、複数相における最小電圧相のハイサイドアームのオンディーティ指令を所定値以下に減少させ、複数相における線間電圧の電位差が所定値以上に保持されるように変調する
ことを特徴とする電動機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電動機の制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、例えば電動機の回転子の回転角（つまり、所定の基準回転位置からのロータの磁極の回転角度）を検出するセンサを省略し、電動機を制御するインバータから電動機に通電される各相電流を検出する複数の相電流センサを備え、相電流センサの検出値に基づいて回転角を推定する制御装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。
【特許文献１】特開２００４−３４３９６３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
ところで、上記従来技術に係る装置においては、インバータから電動機に通電される各相電流を検出する複数の相電流センサを備えることから装置構成が複雑化してしまうという問題が生じる。
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、装置構成が複雑化することを抑制しつつ電動機を適切に制御することが可能な電動機の制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
上記課題を解決して係る目的を達成するために、請求項１に記載の本発明の電動機の制御装置は、パルス幅変調信号（例えば、実施の形態でのＰＷＭ信号）により複数相の電動機への通電を順次転流させるインバータ（例えば、実施の形態でのＰＷＭインバータ１４Ａ）と、該インバータの直流側電流（例えば、実施の形態でのＤＣリンク電流ＩＤＣ）を検出する電流検出手段（例えば、実施の形態での直流側電流センサ１４ｂ）と、該電流検出手段により検出された前記直流側電流に基づいて前記電動機の相電流（例えば、実施の形態での各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を推定する相電流推定手段（例えば、実施の形態での相電流推定部２６）と、該相電流推定手段により推定された前記相電流の変化量に基づき前記電動機の回転子の位置（例えば、実施の形態での回転角θ）を推定する位置推定手段（例えば、実施の形態での角度推定部２９）と、該位置推定手段により推定された前記回転子の位置に基づき前記インバータのスイッチング素子のオン／オフ状態を制御するスイッチング制御を実行する制御手段（例えば、実施の形態での制御部１５）とを備える電動機の制御装置であって、前記スイッチング素子のオン／オフ状態の比率であるデューティ指令（例えば、実施の形態でのハイ側Ｕ相オンデューティ、ハイ側Ｖ相オンデューティ、ハイ側Ｗ相オンデューティ）あるいは各相毎の出力電圧指令（例えば、実施の形態での各相出力電圧＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗ）にオフセット補正を実行し、前記直流側電流に対する単一のキャリア周期の少なくとも開始タイミングおよび終了タイミングを含む所定タイミングで各相毎のオンデューティ指令を発生させる変調手段（例えば、実施の形態でのオフセット変調部２５）を備え、前記変調手段は、前記所定タイミングを、前記開始タイミングおよび前記終了タイミングから所定時間に亘る期間とし、前記変調手段は、複数相における最小電圧相のハイサイドアームのオンディーティ指令を所定値以下に減少させ、複数相における線間電圧の電位差が所定値以上に保持されるように変調することを特徴としている。
【０００５】
上記構成の電動機の制御装置によれば、変調手段は、スイッチング素子のオン／オフ状態に対するデューティ指令あるいは各複数相毎の出力電圧指令に対して、オフセット量を設定するオフセット変調を実行し、直流側電流に対する単一のキャリア周期の少なくとも開始タイミングおよび終了タイミングを含む所定タイミングで各相毎のオンデューティ指令を発生させる。これにより、相電流の変化量を検出する際の検出区間をキャリア周期と同等の時間区間に設定することができ、回転子の位置を推定する際の推定精度を向上させることができる。
【０００６】
また、請求項２に記載の本発明の電動機の制御装置は、パルス幅変調信号（例えば、実施の形態でのＰＷＭ信号）により複数相の電動機への通電を順次転流させるインバータ（例えば、実施の形態でのＰＷＭインバータ１４Ａ）と、該インバータの直流側電流（例えば、実施の形態でのＤＣリンク電流ＩＤＣ）を検出する電流検出手段（例えば、実施の形態での直流側電流センサ１４ｂ）と、該電流検出手段により検出された前記直流側電流に基づいて前記電動機の相電流（例えば、実施の形態での各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を推定する相電流推定手段（例えば、実施の形態での相電流推定部２６）と、該相電流推定手段により推定された前記相電流の変化量に基づき前記電動機の回転子の位置（例えば、実施の形態での回転角θ）を推定する位置推定手段（例えば、実施の形態での角度推定部２９）と、該位置推定手段により推定された前記回転子の位置に基づき前記インバータのスイッチング素子のオン／オフ状態を制御するスイッチング制御を実行する制御手段（例えば、実施の形態での制御部１５）とを備える電動機の制御装置であって、前記スイッチング素子のオン／オフ状態の比率であるデューティ指令（例えば、実施の形態でのハイ側Ｕ相オンデューティ、ハイ側Ｖ相オンデューティ、ハイ側Ｗ相オンデューティ）あるいは各相毎の出力電圧指令（例えば、実施の形態での各相出力電圧＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗ）にオフセット補正を実行し、前記直流側電流に対する単一のキャリア周期の少なくとも開始タイミングおよび終了タイミングを含む所定タイミングで前記直流側電流をゼロよりも大きくさせる変調手段（例えば、実施の形態での出力電圧オフセット変調部３１）を備え、前記変調手段は、前記所定タイミングを、前記開始タイミングおよび前記終了タイミングから所定時間に亘る期間とし、前記変調手段は、複数相における最小電圧相のハイサイドアームのオンディーティ指令を所定値以下に減少させ、複数相における線間電圧の電位差が所定値以上に保持されるように変調することを特徴としている。
【０００７】
上記構成の電動機の制御装置によれば、変調手段は、スイッチング素子のオン／オフ状態に対するデューティあるいは各複数相毎の出力電圧に対して、オフセット量を設定するオフセット変調を実行し、直流側電流に対する単一のキャリア周期の少なくとも開始タイミングおよび終了タイミングを含む所定タイミングで直流側電流がゼロよりも大きくなるようにする。これにより、相電流の変化量を検出する際の検出区間をキャリア周期と同等の時間区間に設定することができ、回転子の位置を推定する際の推定精度を向上させることができる。
【０００９】
上記構成の電動機の制御装置によれば、回転子の位置を推定する際の推定精度を、より一層、向上させることができる。
【００１１】
上記構成の電動機の制御装置によれば、変調の前後において線間電圧の電位差を保持した状態で電流変化の検出区間を拡大させることができ、回転子の位置を推定する際の推定精度を、より一層、向上させることができる。
【発明の効果】
【００１２】
請求項１または請求項２に記載の本発明の電動機の制御装置によれば、相電流の変化量を検出する際の検出区間をキャリア周期と同等の時間区間に設定することができ、回転子の位置を推定する際の推定精度を向上させることができる。
さらに、回転子の位置を推定する際の推定精度を、より一層、向上させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
以下、本発明の電動機の制御装置の実施形態について添付図面を参照しながら説明する。
この実施形態による電動機の制御装置１０（以下、単に、モータ制御装置１０と呼ぶ）は、例えばハイブリッド車両に内燃機関１１と共に駆動源として搭載されるブラシレスＤＣモータ１２（以下、単に、モータ１２と呼ぶ）を駆動制御するものであって、このモータ１２は、内燃機関１１と直列に直結され、界磁に利用する永久磁石を有する回転子（図示略）と、この回転子を回転させる回転磁界を発生する固定子（図示略）とを備えて構成されている。
そして、モータ制御装置１０は、例えば図１に示すように、バッテリ１３を直流電源とするパワードライブユニット（ＰＤＵ）１４と、制御部１５とを備えて構成されている。
【００１４】
このモータ制御装置１０において、複数相（例えば、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相）のモータ１２の駆動および回生作動は制御部１５から出力される制御指令を受けてパワードライブユニット（ＰＤＵ）１４により行われる。
ＰＤＵ１４は、例えば図２に示すように、トランジスタのスイッチング素子（例えば、ＩＧＢＴ：Insulated Gate Bipolar mode Transistor）を複数用いてブリッジ接続してなるブリッジ回路１４ａと平滑コンデンサＣとを具備するパルス幅変調（ＰＷＭ）によるＰＷＭインバータ１４Ａを備え、モータ１２と電気エネルギーの授受を行う高圧系のバッテリ１３が接続されている。
【００１５】
ＰＤＵ１４に具備されるＰＷＭインバータ１４Ａは、各相毎に対をなすハイ側，ロー側Ｕ相トランジスタＵＨ，ＵＬおよびハイ側，ロー側Ｖ相トランジスタＶＨ，ＶＬおよびハイ側，ロー側Ｗ相トランジスタＷＨ，ＷＬをブリッジ接続してなるブリッジ回路１４ａと、平滑コンデンサＣとを備えて構成され、各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨはバッテリ１３の正極側端子に接続されてハイサイドアームを構成し、各トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬはバッテリ１３の負極側端子に接続されローサイドアームを構成しており、各相毎に対をなす各トランジスタＵＨ，ＵＬおよびＶＨ，ＶＬおよびＷＨ，ＷＬはバッテリ１３に対して直列に接続され、各トランジスタＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬのコレクタ−エミッタ間には、エミッタからコレクタに向けて順方向となるようにして、各ダイオードＤＵＨ，ＤＵＬ，ＤＶＨ，ＤＶＬ，ＤＷＨ，ＤＷＬが接続されている。
そして、ブリッジ回路１４ａと、バッテリ１３の負極側端子との間には、ＰＷＭインバータ１４Ａの直流側電流（ＤＣリンク電流）ＩＤＣを検出する直流側電流センサ１４ｂが備えられている。
【００１６】
そして、ＰＤＵ１４は、例えばモータ１２の駆動時等において制御部１５から入力されるスイッチング指令であるゲート信号（つまり、ＰＷＭ（パルス幅変調）信号）に基づき、ＰＷＭインバータ１４Ａにおいて各相毎に対をなす各トランジスタＵＨ，ＵＬおよびＶＨ，ＶＬおよびＷＨ，ＷＬのオン（導通）／オフ（遮断）状態を切り替えることによって、バッテリ１３から供給される直流電力を３相交流電力に変換し、３相のモータ１２の固定子巻線への通電を順次転流させることで、各相の固定子巻線に交流のＵ相電流ＩｕおよびＶ相電流ＩｖおよびＷ相電流Ｉｗを通電する。
【００１７】
制御部１５からＰＤＵ１４に入力されるゲート信号は、各相毎に対をなす各トランジスタＵＨ，ＵＬおよびＶＨ，ＶＬおよびＷＨ，ＷＬのオン／オフ状態の組み合わせに応じて、例えば下記表１および図３（ａ）〜（ｈ）に示すように、８通りの各スイッチング状態Ｓ１〜Ｓ８に応じたＰＷＭ（パルス幅変調）信号となる。
そして、ＰＷＭインバータ１４Ａの直流側には各スイッチング状態Ｓ１〜Ｓ８に応じて断続的に各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが発生し、直流側電流センサ１４ｂにより検出される直流側電流（ＤＣリンク電流）ＩＤＣは、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの何れかひとつ、あるいは、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの何れかひとつの符号が反転したもの、あるいは、ゼロとなる。
【００１８】
【表１】
0004675766.tif 000002
【００１９】
例えば、図４に示す各相出力電圧＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗに対する単一の三角波からなるキャリア信号の１周期（キャリア周期ｆｃ）での各時刻ｔ１〜時刻ｔ８において、このキャリア周期ｆｃの開始タイミングである時刻ｔ１から時刻ｔ２の期間、および、時刻ｔ７からキャリア周期ｆｃの終了タイミングである時刻ｔ８までの期間では、ブリッジ回路１４ａのハイサイドアームがオン状態かつローサイドアームがオフ状態となる第１スイッチング状態Ｓ１となり、ＤＣリンク電流ＩＤＣはゼロとなる。
そして、ハイ側Ｕ相およびＶ相トランジスタＵＨ，ＶＨとロー側Ｗ相トランジスタＷＬとがオン状態となる第２スイッチング状態Ｓ２である時刻ｔ２から時刻ｔ３の期間および時刻ｔ６から時刻ｔ７の期間では、ＤＣリンク電流ＩＤＣはＷ相電流Ｉｗの符号が反転した電流（−Ｉｗ）となる。
そして、ハイ側Ｕ相トランジスタＵＨとロー側Ｖ相およびＷ相トランジスタＵＬ，ＷＬとがオン状態となる第７スイッチング状態Ｓ７である時刻ｔ３から時刻ｔ４の期間および時刻ｔ５から時刻ｔ６の期間では、ＤＣリンク電流ＩＤＣはＵ相電流Ｉｕとなる。
そして、ハイサイドアームがオフ状態かつローサイドアームがオン状態となる第８スイッチング状態Ｓ８である時刻ｔ４から時刻ｔ５の期間では、ＤＣリンク電流ＩＤＣはゼロとなる。
【００２０】
制御部１５は、回転直交座標をなすｄｑ座標上で電流のフィードバック制御を行うものであり、例えば運転者のアクセル操作に係るアクセル開度等に応じて設定されるトルク指令ＴｒからＩｄ指令＊Ｉｄ及びＩｑ指令＊Ｉｑを演算し、Ｉｄ指令＊Ｉｄ及びＩｑ指令＊Ｉｑに基づいて各相出力電圧＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗを算出し、各相出力電圧＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗに応じてＰＤＵ１４へゲート信号であるＰＷＭ信号を入力すると共に、実際にＰＤＵ１４からモータ１２に供給される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに対する各推定値である各相推定電流Ｉｕｓ，Ｉｖｓ，ＩｗｓをＤＣリンク電流ＩＤＣから推定し、各相推定電流Ｉｕｓ，Ｉｖｓ，Ｉｗｓをｄｑ座標上に変換して得たｄ軸電流Ｉｄｓ及びｑ軸電流Ｉｑｓと、Ｉｄ指令＊Ｉｄ及びＩｑ指令＊Ｉｑとの各偏差がゼロとなるように制御を行う。
【００２１】
この制御部１５は、例えば、電流指令演算部２１と、電流制御部２２と、ｄｑ−３相変換部２３と、ＰＷＭ信号生成部２４と、オフセット変調部２５と、相電流推定部２６と、３相−ｄｑ変換部２７と、電流差分演算部２８と、角度推定部２９と、回転数演算部３０とを備えて構成されている。
そして、この制御部１５には、直流側電流センサ１４ｂにより検出される直流側電流（ＤＣリンク電流）ＩＤＣと、バッテリ１３の端子電圧（電源電圧）ＶＢを検出する電圧センサ１３ａから出力される検出値と、外部の制御装置（図示略）から出力されるトルク指令Ｔｒとが入力されている。
【００２２】
電流指令演算部２１は、例えば外部の制御装置（図示略）から入力されるトルク指令Ｔｒ（例えば、運転者によるアクセルペダルの踏み込み操作量およびモータ１２の回転数ω等に応じて必要とされるトルクをモータ１２に発生させるための指令値）と、回転数演算部３０から入力されるモータ１２の回転数ωとに基づき、ＰＤＵ１４からモータ１２に供給される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを指定するための電流指令を演算しており、この電流指令は、回転する直交座標上でのＩｄ指令＊Ｉｄ及び＊Ｉｑ指令＊Ｉｑとして電流制御部２２へ出力されている。
【００２３】
この回転直交座標をなすｄｑ座標は、例えば回転子の永久磁石による界磁極の磁束方向をｄ軸（界磁軸）とし、このｄ軸と直交する方向をｑ軸（トルク軸）としており、モータ１２の回転子の回転位相に同期して回転している。これにより、ＰＤＵ１４からモータ１２の各相に供給される交流信号に対する電流指令として、直流的な信号であるＩｄ指令＊ＩｄおよびＩｑ指令＊Ｉｑを与えるようになっている。
【００２４】
電流制御部２２は、Ｉｄ指令＊Ｉｄとｄ軸電流Ｉｄｓとの偏差ΔＩｄ、および、Ｉｑ指令＊Ｉｑとｑ軸電流Ｉｑｓとの偏差ΔＩｑを算出し、例えば回転数演算部３０から入力されるモータ回転数ωに応じたＰＩ（比例積分）動作により、偏差ΔＩｄを制御増幅してｄ軸電圧指令値＊Ｖｄを算出し、偏差ΔＩｑを制御増幅してｑ軸電圧指令値＊Ｖｑを算出する。
ｄｑ−３相変換部２３は、角度推定部２９から入力される回転子の回転角θを用いて、ｄｑ座標上でのｄ軸電圧指令値Ｖｄおよびｑ軸電圧指令値Ｖｑを、静止座標である３相交流座標上での電圧指令値であるＵ相出力電圧＊ＶｕおよびＶ相出力電圧＊ＶｖおよびＷ相出力電圧＊Ｖｗに変換する。
【００２５】
ＰＷＭ信号生成部２４は、例えば、正弦波状の各相出力電圧＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗと、単一の三角波からなるキャリア信号とに基づくパルス幅変調により、ＰＤＵ１４のＰＷＭインバータ１４Ａの各スイッチング素子をオン／オフ駆動させる各パルスからなるスイッチング指令であるゲート信号（つまり、ＰＷＭ（パルス幅変調）信号）を生成する。
そして、ＰＷＭ信号生成部２４は、生成したゲート信号のデューティＤＵＴＹつまり各スイッチング素子をオン／オフ駆動させる各パルスのオン／オフ状態の比率を算出する。
【００２６】
オフセット変調部２５は、複数相における最小電圧相のハイサイドアームのオンディーティ指令を所定値以下に減少させる、または、略零に変更し、複数相における線間電圧の電位差が所定値以上に保持されるように変調する。例えば、ＤＣリンク電流ＩＤＣに対する単一のキャリア周期の少なくとも開始タイミングおよび終了タイミングを含む所定タイミングで各相毎のオンデューティ指令を発生させるように、あるいは、ＤＣリンク電流ＩＤＣがゼロよりも大きくなるようにして、スイッチング素子のオン／オフ状態の比率であるデューティに対してオフセット変調を実行する。
例えば、オフセット変調部２５は、先ず、単一のキャリア周期ｆｃでのＤＣリンク電流ＩＤＣに対し、各相出力電圧＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗのうちの最小値に対応する相である最小電圧相、つまりＰＷＭインバータ１４Ａのハイサイドアームの各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨがオン状態となる比率であるオンデューティが最小となるオンデューティ最小相（例えば、図５に示すＷ相）を選択する。そして、このオンデューティ最小相に対して、オンデューティ指令が発生（あるいは消滅）するタイミングがこのキャリア周期ｆｃの開始時刻ｔ１および終了時刻ｔ８となるようにして、いわばこのオンデューティ最小相のオンデューティを減少させる。そして、このオンデューティ最小相と同様にして、他の相に対しても、同等の補正量によってオンデューティを減少させる。
【００２７】
これにより、例えば図５に示すように、オンデューティ最小相に対して、変調前でのオンデューティ指令の発生タイミングおよび消滅タイミングが時刻ｔ２および時刻ｔ７であるのに対して、変調後でのオンデューティ指令の発生タイミングおよび消滅タイミングがキャリア周期ｆｃの開始時刻ｔ１および終了時刻ｔ８となる。
また、例えば図５に示すように、各相出力電圧＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗのうちの最大値に対応する相である最大電圧相、つまりオンデューティが最大となるオンデューティ最大相に対して、変調前でのオンデューティ指令の発生タイミングおよび消滅タイミングが時刻ｔ３および時刻ｔ６であるのに対して、変調後でのオンデューティ指令の発生タイミングおよび消滅タイミングが、時刻ｔ３よりも前の時刻ｔｍ２、および、時刻ｔ６よりも後の時刻ｔｍ５となる。
【００２８】
相電流推定部２６は、直流側電流センサ１４ｂにより検出されたＤＣリンク電流ＩＤＣと、ＰＷＭ信号生成部２４から入力されるゲート信号とに基づき、モータ１２の各相の固定子巻線に供給される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに対する推定値である各相推定電流Ｉｕｓ，Ｉｖｓ，Ｉｗｓを推定する。
つまり、直流側電流センサ１４ｂにより検出されるＤＣリンク電流ＩＤＣは、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの何れかひとつ、あるいは、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの何れかひとつの符号が反転したもの、あるいは、ゼロとなることから、例えば上記表１に基づき、ＰＷＭインバータ１４Ａの各スイッチング状態Ｓ２〜Ｓ７において直流側電流センサ１４ｂにより検出されるＤＣリンク電流ＩＤＣを各相推定電流Ｉｕｓ，Ｉｖｓ，Ｉｗｓとして設定する。
【００２９】
例えば、図４に示す各時刻ｔ１〜時刻ｔ８に対し、第２スイッチング状態Ｓ２となる時刻ｔ２から時刻ｔ３の期間および時刻ｔ６から時刻ｔ７の期間で直流側電流センサ１４ｂにより検出されるＤＣリンク電流ＩＤＣを、負号のＷ相推定電流Ｉｗｓ（つまり、−Ｉｗｓ）として設定する。また、第７スイッチング状態Ｓ７である時刻ｔ３から時刻ｔ４の期間および時刻ｔ５から時刻ｔ６の期間で直流側電流センサ１４ｂにより検出されるＤＣリンク電流ＩＤＣを、正号のＵ相推定電流Ｉｕｓとして設定する。
【００３０】
３相−ｄｑ変換部２７は、角度推定部２９から入力される回転子の回転角θを用いて、相電流推定部２６により推定された静止座標上における電流である各相推定電流Ｉｕｓ，Ｉｖｓ，Ｉｗｓを、モータ１２の回転位相による回転座標すなわちｄｑ座標上でのｄ軸電流Ｉｄｓおよびｑ軸電流Ｉｑｓに変換する。
【００３１】
電流差分演算部２８は、例えば図６に示すように、制御部１５からＰＤＵ１４に入力されるゲート信号のデューティ（つまり、図６に示すモータ１２に対する印加電圧Ｖ０，Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３）がキャリア周期ｆｃ毎に変化することに対応して、相電流推定部２６から出力される各相推定電流Ｉｕｓ，Ｉｖｓ，Ｉｗｓ毎に、キャリア周期ｆｃ毎（例えば、図６に示す時刻Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４）の変化量（例えば、図６に示す変化量ｄＩ０，ｄＩ１，ｄＩ２、ｄＩ３）を算出する。
【００３２】
角度推定部２９は、電流差分演算部２８により算出された各相推定電流Ｉｕｓ，Ｉｖｓ，Ｉｗｓ毎の変化量に基づき、モータ１２の回転子の回転角（つまり、所定の基準回転位置からのロータの磁極の回転角度）θを推定する。
回転数演算部３０は、角度推定部２９により推定された回転角θに基づきモータ１２の回転数ωを算出する。
【００３３】
本実施形態によるモータ制御装置１０は上記構成を備えており、次に、このモータ制御装置１０の動作、特に、ゲート信号のデューティに対してオフセット変調を実行する処理について添付図面を参照しながら説明する。
【００３４】
先ず、例えば図７に示すステップＳ０１においては、単一のキャリア周期ｆｃでのＤＣリンク電流ＩＤＣに対し、各相出力電圧＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗのうちの最小値に対応する相である最小電圧相、つまりＰＷＭインバータ１４Ａのハイサイドアームの各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨがオン状態となる比率であるオンデューティが最小となるオンデューティ最小相を選択する。
次に、ステップＳ０２においては、予め設定されている所定の生成可能最小オンデューティ（例えば、ゼロ等）を、オンデューティ最小相のハイ側のスイッチング素子がオン状態となる比率であるハイ側最小相オンデューティから減算して得た値を、オフセットデューティとして設定する。
【００３５】
次に、ステップＳ０３においては、ハイ側Ｕ相トランジスタＵＨがオン状態となる比率であるハイ側Ｕ相オンデューティからオフセットデューティを減算して得た値を、新たにハイ側Ｕ相オンデューティとして設定することにより、ハイ側Ｕ相オンデューティを補正する。
次に、ステップＳ０４においては、ハイ側Ｖ相トランジスタＶＨがオン状態となる比率であるハイ側Ｖ相オンデューティからオフセットデューティを減算して得た値を、新たにハイ側Ｖ相オンデューティとして設定することにより、ハイ側Ｖ相オンデューティを補正する。
次に、ステップＳ０５においては、ハイ側Ｗ相トランジスタＷＨがオン状態となる比率であるハイ側Ｗ相オンデューティからオフセットデューティを減算して得た値を、新たにハイ側Ｗ相オンデューティとして設定することにより、ハイ側Ｗ相オンデューティを補正し、一連の処理を終了する。
【００３６】
上述したように、本実施形態による電動機の制御装置１０によれば、相電流の変化量を検出する際の検出区間をキャリア周期と同等の時間区間に設定することができ、回転子の位置を推定する際の推定精度を向上させることができる。
【００３７】
なお、上述した実施の形態において、制御部１５はオフセット変調部２５を備えるとしたが、これに限定されず、例えば図８に示す上述した実施の形態の変形例に係るモータ制御装置１０のように、オフセット変調部２５の代わりに、ＤＣリンク電流ＩＤＣに対する単一のキャリア周期の少なくとも開始タイミングおよび終了タイミングを含む所定タイミングで各相毎のオンデューティ指令を発生させるように、あるいは、ＤＣリンク電流ＩＤＣがゼロよりも大きくなるようにして、各相出力電圧＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗに対してオフセット変調を実行する出力電圧オフセット変調部３１を備えてもよい。
【００３８】
この出力電圧オフセット変調部３１の動作、つまり各相出力電圧＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗに対してオフセット変調を実行する処理では、先ず、例えば図９に示すステップＳ１１において、単一のキャリア周期ｆｃでのＤＣリンク電流ＩＤＣに対し、各相出力電圧＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗのうちの最小値に対応する相である最小電圧相、つまりＰＷＭインバータ１４Ａのハイサイドアームの各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨがオン状態となる比率であるオンデューティが最小となるオンデューティ最小相を選択する。
次に、ステップＳ１２においては、予め設定されている所定の生成可能最小電圧（例えば、ゼロ等）から、電源電圧ＶＢの１／２と、最小電圧相の各相出力電圧とを減算して得た値を、オフセット電圧として設定する。
【００３９】
次に、ステップＳ１３においては、Ｕ相出力電圧＊Ｖｕからオフセット電圧を減算して得た値を、新たにＵ相出力電圧＊Ｖｕとして設定することにより、Ｕ相出力電圧＊Ｖｕを補正する。
次に、ステップＳ１４においては、Ｖ相出力電圧＊Ｖｖからオフセット電圧を減算して得た値を、新たにＶ相出力電圧＊Ｖｖとして設定することにより、Ｖ相出力電圧＊Ｖｖを補正する。
次に、ステップＳ１５においては、Ｗ相出力電圧＊Ｖｗからオフセット電圧を減算して得た値を、新たにＷ相出力電圧＊Ｖｗとして設定することにより、Ｗ相出力電圧＊Ｖｗを補正し、一連の処理を終了する。
【図面の簡単な説明】
【００４０】
【図１】本発明の実施形態に係る電動機の制御装置の構成図である。
【図２】図１に示すＰＤＵのＰＷＭインバータの構成図である。
【図３】図２に示すＰＷＭインバータの各スイッチング状態Ｓ１〜Ｓ８を示す図である。
【図４】各相出力電圧＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗに対する単一の三角波からなるキャリア信号の１周期（キャリア周期ｆｃ）でのＰＷＭ信号および各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，ＩｗおよびＤＣリンク電流ＩＤＣの変化の一例を示すグラフ図である。
【図５】変調前および変調後での各相出力電圧＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗに対する単一の三角波からなるキャリア信号の１周期（キャリア周期ｆｃ）でのＰＷＭ信号および各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，ＩｗおよびＤＣリンク電流ＩＤＣの変化の一例を示すグラフ図である。
【図６】キャリア周期ｆｃ毎に変化する印加電圧と各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗとの一例を示すグラフ図である。
【図７】本発明の実施形態に係る電動機の制御装置の動作を示すフローチャートである。
【図８】本発明の実施形態の変形例に係る電動機の制御装置の構成図である。
【図９】本発明の実施形態の変形例に係る電動機の制御装置の動作を示すフローチャートである。
【符号の説明】
【００４１】
１０  電動機の制御装置
１２  モータ（電動機）
１４  ＰＷＭインバータ（インバータ）
１５  制御部（制御手段）
２５  オフセット変調部（変調手段）
２６  相電流推定部（相電流推定手段）
２９  角度推定部（位置推定手段）
３１  出力電圧オフセット変調部（変調手段）
【図１】
0004675766.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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