(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ゲート端子と、ソース端子及びドレイン端子からなる２つの出力端子とを備え、発振素子として用いられる電界効果トランジスタと、
前記電界効果トランジスタを発振させる共振回路と、
前記共振回路に接続され、外部変化によって前記共振回路の発振状態を変化させるアンテナと、
前記２つの出力端子の一方と前記ゲート端子との間を接続して、ゲート電流を前記ゲート端子へと帰還させる帰還路と、
前記帰還路を流れる前記ゲート電流の変化を検出するゲート電流検出部と、を有し、
前記帰還路を流れる前記ゲート電流の直流成分の変化によって前記外部変化を検出する発振型近接センサにおいて、
前記２つの出力端子間に印加する電圧を変えることによって、前記帰還路を流れる前記ゲート電流の直流成分を所定値に維持する電圧制御部を備えることを特徴とする発振型近接センサ。
【請求項２】
前記電圧制御部は、
前記ゲート電流検出部により検出された前記ゲート電流の値に従って、前記２つの出力端子間への印加電圧を制御する制御信号を生成する制御信号生成回路と、
生成された前記制御信号を低域濾過するローパスフィルタと、
を備えることを特徴とする請求項１に記載の発振型近接センサ。
【請求項３】
前記電圧制御部により制御される前記２つの出力端子間の電位差の変化によって、前記外部変化を検出することを特徴とする請求項１に記載の発振型近接センサ。
【請求項４】
前記電圧制御部は、
順方向電圧の温度変化によって、前記２つの出力端子間への印加電圧の制御量を定めるダイオードと、
必要な温度補償量に応じて前記ダイオードの段数を変更するためのスイッチを備える、
ことを特徴とする請求項１に記載の発振型近接センサ。
【請求項５】
ゲート端子と、ソース端子及びドレイン端子からなる２つの出力端子とを備え、発振素子として用いられる電界効果トランジスタと、
前記電界効果トランジスタを発振させる共振回路と、
前記共振回路に接続され、外部変化によって前記共振回路の発振状態を変化させるアンテナと、
前記ゲート端子からのゲート電流を再び前記ゲート端子へと帰還させるべく、前記２つの出力端子の一方と前記ゲート端子との間を接続する帰還路と、
前記帰還路を流れる前記ゲート電流の変化を検出するゲート電流検出部と、を有し、
前記帰還路を流れる前記ゲート電流の直流成分の変化によって前記外部変化を検出する、電界効果トランジスタを用いた発振型近接センサの前記ゲート電流の制御方法であって、
前記２つの出力端子間に印加する電圧を変えることによって、前記帰還路を流れる前記ゲート電流の直流成分を所定値に維持することを特徴とする、電界効果トランジスタを用いた発振型近接センサにおけるゲート電流の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ミリ波帯若しくはマイクロ波帯の発振回路を備えて、外部変化に起因する発振状態の変化によって外部変化を検出する発振型近接センサに関し、より詳しくはそのようなセンサの検出感度を安定化させる技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、自動車の防犯などを目的とする不審者検知センサに、ミリ波帯若しくはマイクロ波帯を用いた発振型近接センサが開発されている。ミリ波帯若しくはマイクロ波帯を用いた発振型近接センサの従来の構成例を図１に示す。
発振型近接センサ１は、発振素子として接合型電界効果トランジスタ（以下「ＦＥＴ」と記す）Ｑを備えている。トランジスタＱのゲート端子は、マイクロストリップ線路２とこれに高周波的に結合する誘電体共振器３からなる共振回路４に接続され、ドレイン端子には定電位の電源電圧Ｖｄｄが印加され、ソース端子は、発振周波数に応じて長さが定められるスタブ５を有する整合回路に接続される。
【０００３】
誘電体共振器３により生じた高周波信号は、マイクロストリップ線路２を介してトランジスタＱのゲート端子に入力され、増幅された高周波信号がソース端子に出力される。
ここで、高周波周波数がマイクロ波帯又はミリ波帯の場合には、ソース端子に現れる高周波信号の一部がトランジスタＱ内部で反射してゲート端子への反射利得が生じるため、上記回路は、誘電体共振器３の共振周波数で発振する反射型発振回路となる。
【０００４】
通常、ＦＥＴを用いた図１に示すような発振回路では、ゲートソース間電圧Ｖｇｓがゲートソース間のｐｎ接合の順方向電圧よりも低くなる領域でトランジスタＱが動作するように、ゲート端子及びソース端子に逆方向バイアス電圧を印加する。
このため、従来の発振型近接センサ１では、ソース端子に現れる高周波信号を高周波阻止部６によって阻止した後に、その直流成分を抵抗Ｒ２及び可変抵抗ＶＲに分圧し、線路８を介してトランジスタＱのゲート端子にバイアス電圧として印加する自己バイアス回路を構成している。
【０００５】
図２に高周波阻止部６の等価回路の例を示す。図示するとおり高周波阻止部６は、入力の高周波成分を減衰させるチョークコイルとして働く誘導性素子と、高周波成分が減衰した信号を平滑化する容量性素子とを有し、ソース端子から入力した高周波信号を阻止し、その直流、低周波成分を抵抗Ｒ２及び可変抵抗ＶＲに出力する。ゲート端子と線路８との間にもゲート端子に加えられた高周波成分をカットするために同様の高周波阻止部７が設けられる。
【０００６】
以下、図１に示す発振型近接センサ１の動作原理を図３の（Ａ）及び（Ｂ）を参照して説明する。図３の（Ａ）及び（Ｂ）は、ゲートソース間電圧Ｖｇｓの時間変化を示す図である。
図３の（Ａ）に示すとおりゲートソース間には逆方向バイアス電圧Ｖｂが印加されるため、回路が発振状態にある場合には、ゲートソース間電圧Ｖｇｓの波形は、ゲート端子に印加される高周波信号に逆方向バイアス電圧Ｖｂを加えた交流波形となる。
ここで、図においてハッチングで示す範囲では、ゲートソース間電圧Ｖｇｓがゲートソース間の順方向電圧Ｖｆを超え、この間ゲートソース間にはゲート電流が流れる。このゲート電流は、ソース端子から流れ出して高周波阻止部６によって平滑化され、直流電流ｉｇとして上記の線路８を通ってゲート端子に帰還する。
【０００７】
そこで、マイクロストリップ線路２にアンテナ９を接続して、外部状態の変化（例えばアンテナ９への物体の接近）によって、共振回路４の内部インピーダンスが変化させる。
すると外部変化に応じて発振回路の発振状態が変化し、この発振状態の変化によってゲートソース間電圧Ｖｇｓの振幅値が変化する。外部変化によってゲートソース間電圧Ｖｇｓの振幅が大きくなった場合を図３の（Ｂ）に示す。
図３の（Ｂ）から明らかなように、ゲートソース間電圧Ｖｇｓの振幅の増大によって、ゲートソース間電圧Ｖｇｓがゲートソース間の順方向電圧Ｖｆを超える時間及び電圧値が増大し、これに伴っての線路８を流れるゲート電流ｉｇも増加する。
【０００８】
したがって、図１に示すようにゲート電流ｉｇが流れる線路８に抵抗Ｒ１を設けて、抵抗Ｒ１の端子間電圧（Ｖｇ−Ｖｓ）の変化を検出することによって、発振回路の発振状態の変化を検出し、発振状態を変化させる原因となった外部変化を検出することが可能となる。
ここに、ゲート電流ｉｇを抵抗Ｒ１の端子間電圧として検出するゲート電流検出部１０は、抵抗Ｒ１の両端の電位Ｖｓ及びＶｇの値を入力するバッファ１１及び１２と、所定の基準定電位ＶＲＥＦを基準として、抵抗Ｒ１の両端の電位差信号（Ｖｇ−Ｖｓ）＋ＶＲＥＦを演算するオペアンプ１３と、信号（Ｖｇ−Ｖｓ）＋ＶＲＥＦの交流成分のみを取り出して電位差信号Ｖｓｉｇ＝Ｖｇ−Ｖｓを得るキャパシタ１４を備えて構成される。
【０００９】
【特許文献１】特開平４−７０１２０号公報
【特許文献２】特開平４−１８８０４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかしながらゲート電流検出部１０が検出するゲート電流ｉｇは、温度変化や電源変動の影響を受けその値が変動する。そしてゲート電流ｉｇが過小又は過大な状態ではセンサ感度が低下する。図４の（Ａ）及び（Ｂ）を参照してその理由を説明する。
図４の（Ａ）はゲート電流ｉｇが過小な場合を示す。ゲート電流ｉｇが過小である場合とは、ゲートソース間電圧Ｖｇｓの振幅が過大であるか逆方向バイアスＶｂが低すぎる場合であり、ゲートソース間電圧Ｖｇｓがゲートソース間の順方向電圧Ｖｆを殆ど超えることがない。このため外部変化によって発振回路の発振状態が変化してもその変化を検出できない状態である。
【００１１】
図４の（Ｂ）はゲート電流ｉｇが過大な場合を示す。ゲート電流ｉｇが過大である場合とは、ゲートソース間電圧Ｖｇｓの振幅が過大であるか逆方向バイアスＶｂが高すぎる場合であり、こうなると発振回路の発振状態が変化してもゲート電流ｉｇが殆どその変化しない。
そこで本発明は、電界効果トランジスタＱを発振素子として有する発振回路４を備え、ソース端子又はドレイン端子の一方とゲート端子との間を接続して、ゲート電流をゲート端子へと帰還させる帰還路８を流れる電流ｉｇの変化に応じて外部変化を検出する発振型近接センサ１において、温度変化や電源変動があってもゲート電流ｉｇの値を維持して安定性の高いセンサを実現する。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記目的を達成するために、本発明では、電界効果トランジスタの２つの出力端子であるソース端子とドレイン端子との間に印加する電圧を変えることによって、上記帰還路を流れるゲート電流の直流成分を所定値に維持する。
すなわち、上述の通り帰還路を流れるゲート電流ｉｇは、ゲートソース間に印加されたバイアス電圧とゲート端子に現れる発振信号の振幅値とによって定まる。ここで、電界効果トランジスタを発振素子とする発振回路では、この電界効果トランジスタにより増幅されて出力された発振信号が制御電極であるゲート端子に反射してくるため、ゲート端子に現れる発振信号の振幅値は、出力信号の振幅値すなわちソース端子とドレイン端子との間に印加される電圧に応じて変動する。そこで本発明では、ソース端子とドレイン端子との間に印加する電圧を変えることによってゲート電流の直流成分を所定値に維持する。
【００１３】
このため、本発明の第１形態である発振型近接センサは、ゲート端子とソース端子及びドレイン端子からなる２つの出力端子とを備え発振素子として用いられる電界効果トランジスタと、電界効果トランジスタを発振させる共振回路と、共振回路に接続され外部変化によって共振回路の発振状態を変化させるアンテナと、２つの出力端子の一方とゲート端子との間を接続してゲート電流をゲート端子へと帰還させる帰還路と、帰還路を流れるゲート電流の変化を検出するゲート電流検出部と、を備えて構成して、帰還路を流れるゲート電流の直流成分の変化によって外部変化を検出し、更に、２つの出力端子間に印加する電圧を変えることによって帰還路を流れるゲート電流の直流成分を所定値に維持する電圧制御部を備えて構成する。
【００１４】
ここに、上記の電圧制御部は、ゲート電流検出部により検出されたゲート電流の値に従って、２つの出力端子間への印加電圧を制御する制御信号を生成する制御信号生成回路と、生成された制御信号を低域濾過するローパスフィルタと、を備えて構成してもよい。
電圧制御部が速い応答速度でゲート電流を修正してしまうと、常にゲート電流が平定されてしまい外部変化を検出できなくなってしまう。電圧制御部の応答速度を遅らせることによってこのような不都合を回避する。
【００１５】
さらに、電圧制御部により制御される２つの出力端子間の電位差の変化を外部変化の検出に使用してもよい。
２つの出力端子間は、ゲート電流の直流成分を所定値に維持するように、ゲート電流の変化を打ち消すように制御されるため、この電位差の変化を使用しても外部変化を検出できる。この場合には、外部変化に起因する（温度変化等に起因するゲート電流の変化に比べて）比較的速いゲート電流の変化を、電圧制御部による２つの出力端子間の電圧の制御量から直接検出することができるため、上記のようなローパスフィルタを設ける必要はない。
【００１６】
電圧制御部は、電界効果トランジスタの２つの出力端子間への印加電圧の制御量を定めるために、ダイオードの順方向電圧を使用してもよい。すなわちダイオードの順方向電圧の温度特性を利用して、温度変化に起因するゲート電流の変化を打ち消すように、１つ又は複数の直列接続したダイオードの順方向電圧に応じて電界効果トランジスタの２つの出力端子間への印加電圧の制御量を定めてもよい。
そして、必要とする温度補償量に応じて直列接続するダイオードの段数をスイッチで変更することとしてよい。例えば電界効果トランジスタの２つの出力端子間に印加する電圧に応じて温度補償量を定めてもよい。
【００１７】
また、本発明の第２形態に係る電界効果トランジスタを用いた発振型近接センサにおけるゲート電流の制御方法は、ゲート端子とソース端子及びドレイン端子からなる２つの出力端子とを備え発振素子として用いられる電界効果トランジスタと、電界効果トランジスタを発振させる共振回路と、共振回路に接続され外部変化によって共振回路の発振状態を変化させるアンテナと、ゲート端子からのゲート電流を再びゲート端子へと帰還させるべく２つの出力端子の一方とゲート端子との間を接続する帰還路と、帰還路を流れるゲート電流の変化を検出するゲート電流検出部と、を有し、帰還路を流れるゲート電流の直流成分の変化によって外部変化を検出する、電界効果トランジスタを用いた発振型近接センサにおいて使用され、２つの出力端子間に印加する電圧を変えることによって帰還路を流れるゲート電流の直流成分を所定値に維持する。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によって、温度変化や電源変動があっても安定性の高いセンサが実現する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
以下、添付する図面を参照して本発明の実施例を説明する。図５は、本発明の第１実施例による、ミリ波帯若しくはマイクロ波帯を用いた発振型近接センサの構成図である。図１に示す発振型近接センサと同じ構成要素については同じ参照番号を付して示し、説明を省略する。
図５において、ゲート端子からトランジスタＱへと流れ込んだゲート電流Ｉｇは、ソース端子から流れ出して高周波阻止部６では直流成分が通過するため直流電流ｉｇとして上記の線路８を通ってゲート端子に帰還する。ゲート電流検出部１０は、線路８に設けられた抵抗Ｒ１に直流電流ｉｇが通ることによって生じた電位差を示す電位差信号（Ｖｇ−Ｖｓ）＋ＶＲＥＦを生じる。
【００２０】
なお、本実施例ではトランジスタＱの２つの出力端子（ソース端子及びドレイン端子）のうち、ドレイン端子を定電位部（電源Ｖｄｄ）に接続してソース端子を発振信号の出力端としているが、反対にソース端子を定電位部に接続してドレイン端子を発振信号の出力端として構成してもよい。
また上述の通り、線路８はトランジスタＱの２つの出力端子の一方であるソース端子とゲート端子との間を接続してゲート電流をゲート端子へと帰還させる線路であるため、本発明の係る帰還路を成す。
【００２１】
ここで発振型近接センサ１はさらにトランジスタＱのソースドレイン間に印加する電圧を制御するための電圧制御部２０を備える。電圧制御部２０は、例えば、能動素子Ｔｒ１と、この能動素子Ｔｒ１の制御端子へ入力する制御信号を生成する制御信号生成回路３０とを備えて構成される。
電圧制御部２０の構成例として、例えば図５に示すように、能動素子Ｔｒ１をエミッタフォロワ接続されたトランジスタとし、トランジスタＴｒ１のコレクタ端子を定電位部（図５の例では接地）に接続して、エミッタ端子を抵抗Ｒ２を介してトランジスタＱのソース端子に接続する。
このように構成することにより、電圧制御部２０は、制御信号生成回路３０にて生成する制御信号の電流値に応じてソース端子と接地部との間に接続された抵抗Ｒ２に流れる電流を制御し、これによってソース端子の電位を制御することが可能である。
【００２２】
制御信号生成回路３０は、ゲート電流検出部１０が生成した電位差信号（Ｖｇ−Ｖｓ）＋ＶＲＥＦをディジタル信号に変換するアナログディジタル変換回路３１と、基準電位ＶＲＥＦをディジタル信号に変換するアナログディジタル変換回路３２と、これらディジタル信号に応じて能動素子Ｔｒ１への制御信号を演算するディジタル演算部３３と、この制御信号をアナログ信号に変換して能動素子Ｔｒ１の制御端子に入力するディジタルアナログ変換回路３４と、を備えたディジタル演算回路として構成される。
【００２３】
ディジタル演算部３３は、入力した電位差信号（Ｖｇ−Ｖｓ）＋ＶＲＥＦから基準電位ＶＲＥＦを引いて抵抗Ｒ１の端子間に生じた電位差（Ｖｇ−Ｖｓ）を算出する。そして、電位差（Ｖｇ−Ｖｓ）と所定の基準値Ｖ１との差分を求めて、その差が少なくなるように能動素子Ｔｒ１への制御信号の値を変更する。
例えば、図５の構成例では、電位差（Ｖｇ−Ｖｓ）−Ｖ１＜０、すなわちゲート電流ｉｇが過大である場合には大きな値の制御信号を生成し、トランジスタＴｒ１のエミッタコレクタ間電流を大きくしてソース端子の電位を上げ、ソースドレイン間電圧を低減する。この制御によってゲート電流ｉｇが低減する。
反対に、電位差（Ｖｇ−Ｖｓ）−Ｖ１＞０、すなわちゲート電流ｉｇが過小である場合には、小さな値の制御信号を生成することによりエミッタコレクタ間電流を小さくしてソース端子の電位を下げ、ソースドレイン間電圧を増大する。この制御によってゲート電流ｉｇを増大させる。
【００２４】
このように電圧制御部２０は、ゲート電流検出部１０が生成した電位差信号（Ｖｇ−Ｖｓ）＋ＶＲＥＦに応じて、能動素子Ｔｒ１への制御信号の値を逐次更新することによって、ゲート電流ｉｇの変動に応答してソースゲート間電圧を制御して、ゲート電流ｉｇの値を一定値（Ｖ１／Ｒ１）に維持することができる。
【００２５】
ここで、本センサ１では、ゲート電流ｉｇの変化、ゲート電流検出部１０が生成した信号Ｖｓｉｇ＝（Ｖｇ−Ｖｓ）の変化を検出することによって、外部状態の変化を検出する。したがって、電圧制御部２０がソースドレイン間電圧を制御する応答速度があまり速いと、外部変化を検出する前にゲート電流の変動が平定され外部変化の検出ができなくなってしまう。したがってディジタル演算部３３は、本センサ１が外部変化の検出に使用するゲート電流ｉｇの周波数よりも遅い周期で制御信号を生成する。例えば、本センサ１が１０〜４００Ｈｚの範囲のゲート電流変化を検出する場合には、ディジタル演算部３３は１秒に５回（５Ｈｚ）の周期で制御信号を生成することとしてよい。
【００２６】
ただし、本センサ１の使用開始時において、発振回路の発振が安定状態に至っておらずゲート電流ｉｇがまだ定常状態に至っていない場合には、できるだけ速やかにゲート電流ｉｇを定常状態にするために、ディジタル演算部３３は、制御信号の生成周期を通常使用時と比べて短くしてもよい。
【００２７】
図６は、本発明の第２実施例による発振型近接センサの構成図である。図６に示す構成では、制御信号生成回路３０がアナログ演算回路として構成される。
制御信号生成回路３０は、ゲート電流検出部１０から入力した電位差信号（Ｖｇ−Ｖｓ）＋ＶＲＥＦと、第２の基準電圧ＶＲＥＦ２とに応じて制御信号を演算するオペアンプ４１と、オペアンプ４１の出力端と能動素子Ｔｒ１の入力端の間に介在するバッファ４３とを備えて構成される。
【００２８】
オペアンプ４１から出力される制御信号により、電位差信号（Ｖｇ−Ｖｓ）＋ＶＲＥＦが基準信号ＶＲＥＦ２と等しくなるようにソースドレイン間電圧が制御され、これによってゲート電流ｉｇは、一定値（（ＶＲＥＦ−ＶＲＥＦ２）／Ｒ１）に維持される。
本実施例においても、制御信号生成回路３０は、オペアンプ４１が演算した制御信号を低域濾過するローパスフィルタ４２を備え、ソースドレイン間電圧を応答速度が速い場合に外部変化の検出ができなくなってしまうという不都合を回避する。
【００２９】
ローパスフィルタ４２によって、ソースドレイン間電圧を制御する応答速度が制限されて、本センサ１が外部変化の検出に使用するゲート電流ｉｇの周波数よりも、遅い応答速度でソースドレイン間電圧を制御する。このようなローパスフィルタ４２を、制御信号が伝搬される信号線の経路に直列接続される抵抗４４と、この信号線と定電位部（本例では接地部）との間を接続するキャパシタ４５で構成することとしてよい。
【００３０】
図７は、図６に示すローパスフィルタ４２の構成例を示す図である。上記の通り、本センサ１の使用開始時においてゲート電流ｉｇがまだ定常状態に至っていない場合にはできるだけ速やかにゲート電流ｉｇを定常状態にする必要がある。このためローパスフィルタ４２は本センサ１の使用開始時において制御信号の応答速度を速めるためにカットオフ周波数を上げる。
例えば図７に示す例では、使用開始時においてセンサ１の制御部（図示せず）により生成される測定開始信号が入力された場合に、ローパスフィルタ４２の時定数を定める抵抗４６を短絡するスイッチ５３を備えてよい。
またローパスフィルタ４２は、本センサ１の不使用時におけるキャパシタ４５の放電を防止するために、使用停止時においてセンサ１の制御部（図示せず）により生成されるインターバル信号が入力された場合に、キャパシタ４５を信号線から切断するスイッチ５１及び５２を備えてもよい。
【００３１】
図８は、本発明の第３実施例による発振型近接センサの構成図である。電圧制御部２０によって、ソースドレイン間電圧は、ゲート電流の直流成分を所定値に維持するように、すなわちゲート電流の変化を打ち消すように制御される。したがって電圧制御部２０によって外部変化に追従するように制御されるソースドレイン間電圧を、外部変化の検出に使用することが可能である。図８の例では、ソース端子の電位を外部変化の検出信号Ｖｓｉｇとして出力する。
【００３２】
このように、ソースドレイン間電圧の変化を外部変化の検出信号として出力する場合には、外部変化に起因する（温度変化等に起因するゲート電流の変化に比べて）比較的速いゲート電流の変化を、電圧制御部２０によるソースドレイン間電圧の制御量から直接検出することができるため、これまで説明した実施例のようなローパスフィルタを設ける必要はない。
【００３３】
図９は、本発明の第４実施例による発振型近接センサの構成図である。本実施例においては、図８に示した実施例と同様にソース端子の電位を外部変化の検出信号Ｖｓｉｇとして出力するとともに、制御信号生成回路３０を図５の実施例と同様のディジタル演算回路により構成した。ここでも、ゲート電流の変化が電圧制御部２０によるソースドレイン間電圧の制御量から直接検出されるので、ディジタル演算部３３は、制御信号を生成する応答速度を、図５の実施例のように遅らせる必要はない。
【００３４】
図１０は、本発明の第５実施例による発振型近接センサの構成図である。上記実施例では、ゲート電流検出部１０と電圧制御部２０とによるフィードバック制御によって、ゲート電流ｉｇを一定値に維持していた。しかし、精度を必要としない場合には、図１０に示すオープンループ制御を行う簡易な構成でも足りる。
ここで図１０に示す例では、電圧制御部２０において、能動素子Ｔｒ１として使用されるトランジスタのベース端子（制御端子）を、ダイオードＤ１〜Ｄ３を介して定電位部と接続する。この構成によって電圧制御部２０は、ダイオードＤ１〜Ｄ３の順方向電圧に応じて制御信号を生成することにより、ダイオードＤ１〜Ｄ３の順方向電圧の温度特性を利用して、温度変化に起因するゲート電流の変化を打ち消すように温度補償する。
【００３５】
例えば図１０に示す構成において温度が上昇してゲート電流ｉｇが低下した場合を考えると、ダイオードＤ１〜Ｄ３の順方向電圧が−２．３ｍＶ／°Ｃ程度の温度特性を持っているため、温度上昇にしたがってベース端子への制御信号の値が低くなり、抵抗Ｒ２を流れる電流が小さくなってトランジスタＱのソース端子の電位が下がり、ソースドレイン間電圧が増大する。その結果ゲート電流ｉｇが増大されダイオードの温度特性によって温度補償がなされる。
また同時にトランジスタＴｒのベースエミッタ間接合の順方向電圧の温度特性もまた、ゲート電流ｉｇの温度補償に供される。
【００３６】
ここで、ゲート電流ｉｇの温度変化量は、発振回路のソースドレイン間に生じさせる発振信号の振幅に比例する関係にあるため、各製品に使用される発振回路のソースドレイン間電圧に応じて補償するべき温度変化量が異なる。したがって、必要とされる温度補償量に応じて、温度変化に対する制御信号の変化量を変更する必要がある。
このため、電圧制御部２０は複数のダイオードＤ１〜Ｄ３と、当該センサ１において必要とされる温度補償量に応じて、トランジスタＴｒ１のベース端子と定電位部との間に直列接続されるダイオードＤ１〜Ｄ３の段数を変えるためのスイッチ６１及び６２を備える。
【００３７】
例えば、スイッチ６１及び６２の両方がＯＮの場合には、ダイオードＤ１〜Ｄ３は全て短絡され、トランジスタＴｒ１のベースエミッタ間接合の順方向電圧の温度特性のみを利用した温度補償が行われる。
またスイッチ６２のみがＯＮの場合には、ダイオードＤ２及びＤ３が短絡され、トランジスタＴｒ１のベースエミッタ間接合とダイオードＤ１の順方向電圧の温度特性のみを利用した温度補償が行われる。
さらにスイッチ６１のみがＯＮの場合には、ダイオードＤ１が短絡され、トランジスタＴｒ１のベースエミッタ間接合とダイオードＤ２及びＤ３の順方向電圧の温度特性のみを利用した温度補償が行われる。
最後にスイッチが全てＯＦＦの場合には、トランジスタＴｒ１のベースエミッタ間接合とダイオードＤ１〜Ｄ３の順方向電圧の温度特性を利用した温度補償が行われる。
【００３８】
例えばセンサ１を出荷後に温度補償量の設定を変更することがない場合には、スイッチ６１及び６２にジャンパーチップを使用してダイオードの段数を固定して使用してもよい。したがって本出願において、ダイオードの段数を切り替えるために使用されるスイッチ６１及び６２は、このようなジャンパーチップをも含む意味で使用される。
また、ソースドレイン間に生じさせる発振信号の振幅、すなわちソースドレイン間に印加される電圧を検出して、その検出値に応じてスイッチ６１及び６２を切り替えて接続するダイオードの段数を切り替えるダイオード段数変更部６３を設けることによって、ソースドレイン間に生じる発振信号の振幅に応じて、自動的に温度補償量を設定してもよい。
【００３９】
図１１は、本発明の第６実施例による発振型近接センサの構成図である。センサ１は、図１０に示す実施例と同様の構成によって、ダイオードＤ１〜Ｄ３の順方向電圧の温度特性を利用して、温度変化に起因するゲート電流の変化を打ち消すように温度補償するが、トランジスタＴｒ１のベース端子と定電位部との間に直列接続されるダイオードＤ１〜Ｄ３の段数を定めるためのスイッチ６１及び６２の設定を、温度試験によって求められた温度補償量に応じて定める。
【００４０】
このためセンサ１は、温度試験によって求められた温度補償量に応じてスイッチ６１及び６２の設定を行う温度補償量決定部７０と、電圧制御部２０に使用される能動素子Ｔｒ１と同等の能動素子Ｔｒ２と、温度センサ７６とを備える。
温度補償量決定部７０は、図５に示した制御信号生成回路３０と同様の構成を有しており、ゲート電流検出部１０が生成した電位差信号（Ｖｇ−Ｖｓ）＋ＶＲＥＦをディジタル信号に変換するアナログディジタル変換回路７１と、基準電位ＶＲＥＦをディジタル信号に変換するアナログディジタル変換回路７２と、これらディジタル信号に応じて能動素子Ｔｒ２への制御信号を演算するディジタル演算部７３と、この制御信号をアナログ信号に変換して能動素子Ｔｒ２の制御端子に入力するディジタルアナログ変換回路７４と、を備える。
【００４１】
スイッチ６１及び６２の設定を行う際には、まずスイッチ６４により、トランジスタＱのソース端子から電圧制御部２０を切り離し、温度試験用に設けられた能動素子Ｔｒ２に接続する。この状態で温度補償量決定部７０は、所定の温度試験期間中の間、図５に示した電圧制御部２０と同様にトランジスタＱのソースドレイン電圧の制御動作を行う。
ここで、ディジタル演算部７３は温度試験期間中に温度センサ７６によって検出された温度変化量と、この間に発生させた能動素子Ｔｒ２への制御信号の最大値及び最小値を記憶する。
【００４２】
そして温度試験が終了したときに、ディジタル演算部７３は、温度試験期間中に生じた温度変化量と制御信号の最大値及び最小値から、本センサ１に必要な温度補償量を算出する。そして電圧制御部２０による温度補償量が、算出した温度補償量に最も近くなるスイッチ６１及び６２の設定を選択して、スイッチ６１及び６２を設定する。その後、スイッチ６４等により、トランジスタＱのソース端子を電圧制御部２０に接続する。
【００４３】
ここでセンサ１は、温度補償量決定部７０と、温度試験用の能動素子Ｔｒ２と、温度センサ７６を備えて構成してもよいが、これらの構成要素は温度試験中のみセンサ１に接続して試験終了後は取り外してもよい。この場合は温度試験によって決定されたスイッチ６１及び６２の設定を保持する手段（図示せず）を別途設ける。
【００４４】
以上、本発明を特にその好ましい実施の形態を参照して詳細に説明したが、本発明の容易な理解のために、本発明の具体的な形態を以下に付記する。
【００４５】
（付記１）
ゲート端子と、ソース端子及びドレイン端子からなる２つの出力端子とを備え、発振素子として用いられる電界効果トランジスタと、
前記電界効果トランジスタを発振させる共振回路と、
前記共振回路に接続され、外部変化によって前記共振回路の発振状態を変化させるアンテナと、
前記２つの出力端子の一方と前記ゲート端子との間を接続して、ゲート電流を前記ゲート端子へと帰還させる帰還路と、
前記帰還路を流れる前記ゲート電流の変化を検出するゲート電流検出部と、を有し、
前記帰還路を流れる前記ゲート電流の直流成分の変化によって前記外部変化を検出する発振型近接センサにおいて、
前記２つの出力端子間に印加する電圧を変えることによって、前記帰還路を流れる前記ゲート電流の直流成分を所定値に維持する電圧制御部を備えることを特徴とする発振型近接センサ。（１）
【００４６】
（付記２）
前記電圧制御部は、
前記ゲート電流検出部により検出された前記ゲート電流の値に従って、前記２つの出力端子間への印加電圧を制御する制御信号を生成する制御信号生成回路と、
生成された前記制御信号を低域濾過するローパスフィルタと、
を備えることを特徴とする付記１に記載の発振型近接センサ。（２）
【００４７】
（付記３）
前記ローパスフィルタは、前記制御信号を伝搬する信号線と定電位箇所との間に設けるキャパシタを有し、
前記発振型近接センサは、不使用時に前記キャパシタを前記信号線から切断するスイッチを、さらに備えることを特徴とする付記２に記載の発振型近接センサ。
【００４８】
（付記４）
前記ローパスフィルタは、前記制御信号を伝搬する信号線の経路上に設けられる時定数回路を有し、
前記発振型近接センサは、使用開始時に、前記時定数回路の抵抗素子を短絡するスイッチを、さらに備えることを特徴とする付記２に記載の発振型近接センサ。
【００４９】
（付記５）
前記電圧制御部により制御される前記２つの出力端子間の電位差の変化によって、前記外部変化を検出することを特徴とする付記１に記載の発振型近接センサ。（３）
【００５０】
（付記６）
前記電圧制御部は、
順方向電圧の温度変化によって、前記２つの出力端子間への印加電圧の制御量を定めるダイオードと、
必要な温度補償量に応じて前記ダイオードの段数を変更するためのスイッチを備える、
ことを特徴とする付記１に記載の発振型近接センサ。（４）
【００５１】
（付記７）
前記電圧制御部は、前記２つの出力端子間への印加電圧に応じて前記ダイオードの段数を変更するダイオード段数変更部を備えることを特徴とする付記６に記載の発振型近接センサ。
【００５２】
（付記８）
前記温度補償量が、温度試験時に前記ゲート電流検出部により検出された前記ゲート電流の測定値の変化に従って定められることを特徴とする付記６に記載の発振型近接センサ。
（付記９）
ゲート端子と、ソース端子及びドレイン端子からなる２つの出力端子とを備え、発振素子として用いられる電界効果トランジスタと、
前記電界効果トランジスタを発振させる共振回路と、
前記共振回路に接続され、外部変化によって前記共振回路の発振状態を変化させるアンテナと、
前記ゲート端子からのゲート電流を再び前記ゲート端子へと帰還させるべく、前記２つの出力端子の一方と前記ゲート端子との間を接続する帰還路と、
前記帰還路を流れる前記ゲート電流の変化を検出するゲート電流検出部と、を有し、
前記帰還路を流れる前記ゲート電流の直流成分の変化によって前記外部変化を検出する、電界効果トランジスタを用いた発振型近接センサの前記ゲート電流の制御方法であって、
前記２つの出力端子間に印加する電圧を変えることによって、前記帰還路を流れる前記ゲート電流の直流成分を所定値に維持することを特徴とする、電界効果トランジスタを用いた発振型近接センサにおけるゲート電流の制御方法。（５）
【産業上の利用可能性】
【００５３】
本発明は、ミリ波帯若しくはマイクロ波帯の発振回路を備えて、外部変化に起因する発振状態の変化によって外部変化を検出する発振型近接センサに利用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００５４】
【図１】ミリ波帯若しくはマイクロ波帯を用いた発振型近接センサの従来の構成図である。
【図２】図１に示した高周波阻止部の等価回路図である。
【図３】ゲートソース間電圧の波形図である。
【図４】（Ａ）はゲート電流が過小となるゲートソース間電圧の波形図であり、（Ｂ）はゲート電流が過大となるゲートソース間電圧の波形図である。
【図５】本発明の第１実施例によるミリ波帯若しくはマイクロ波帯を用いた発振型近接センサ構成図である。
【図６】本発明の第２実施例による発振型近接センサ構成図である。
【図７】図６に示すローパスフィルタの構成例を示す図である。
【図８】本発明の第３実施例による発振型近接センサ構成図である。
【図９】本発明の第４実施例による発振型近接センサ構成図である。
【図１０】本発明の第５実施例による発振型近接センサ構成図である。
【図１１】本発明の第６実施例による発振型近接センサ構成図である。
【符号の説明】
【００５５】
１    発振型近接センサ
２    マイクロストリップ線路
３    誘電体共振器
４    共振回路
５    スタブ
８    帰還路
９    アンテナ
１０    ゲート電流検出部
２０    電圧制御部
３０    制御信号生成回路
Ｑ    電界効果トランジスタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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