(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
Ｉ−Ｑプレーンの４つのクォドラントのうちの１つにある連続するデータポイントを表すヒエラキカルＱＡＭ信号を受信する入力部と、
受信データポイントに応答し、受信データポイントのＩ−Ｑプレーンにおけるクォドラントを検出するレベル１デコーダと、
前記入力部に接続した回路であって、検出されたクォドラントの中心点がＩ−Ｑプレーンの原点近傍に変換されるように、Ｉ−Ｑプレーン内の受信データポイントを変換する変換回路と、
変換されたデータポイントに応答し、変換されたデータポイントのクォドラントを検出するレベル２デコーダと
を備えたＱＡＭレシーバにおいて、
本ＱＡＭレシーバは、前記入力部に接続した回路であって、クォドラント内の連続する受信データポイントの重心のＩ−Ｑプレーンにおける位置を計算する計算回路を備え、
前記変換回路は、計算された重心の位置がＩ−Ｑプレーンの原点に変換されるように、Ｉ−Ｑプレーン内の受信データポイントを変換する回路をさらに備えた、ＱＡＭレシーバ。
【請求項２】
請求項１において、
前記入力部は、Ｉ−Ｑプレーン内の連続するデータポイントのそれぞれのＩおよびＱコンポーネントを表す信号を発生するように適合されており、
前記計算回路は、
前記Ｉコンポーネントに応答し、Ｉ−Ｑプレーンのクォドラント内の連続する受信データポイントの重心のＩコンポーネントを計算する第１ローパスフィルタと、
前記Ｑコンポーネントに応答し、Ｉ−Ｑプレーンのクォドラント内の連続する受信データポイントの重心のＱコンポーネントを計算する第２ローパスフィルタと、
前記第１ローパスフィルタおよび第２ローパスフィルタに接続した回路であって、Ｉ−Ｑプレーンのクォドラントの重心のマグニチュードを計算するマグニチュード計算回路と
を備え、
前記変換回路は、計算されたマグニチュードと等しい距離だけ受信データポイントを変換するように適合されている、ＱＡＭレシーバ。
【請求項３】
請求項２において、前記第１ローパスフィルタおよび第２ローパスフィルタは、ＩＩＲフィルタである、ＱＡＭレシーバ。
【請求項４】
請求項２において、前記第１ローパスフィルタおよび第２ローパスフィルタは、スライディング移動平均値を計算する回路を備えた、ＱＡＭレシーバ。
【請求項５】
請求項４において、前記マグニチュード計算回路は、マグニチュード
【数１】
0004677160.tif 000003
ただし、ｒi［ｎ］はｎ個の点に関するＩコンポーネントのスライディング移動平均値であり、ｒq［ｎ］はｎ個の点に関するＱコンポーネントのスライディング移動平均値である。
を計算するように適合されている、ＱＡＭレシーバ。
【請求項６】
請求項４において、前記スライディング移動平均値は、５００個の点について計算される、ＱＡＭレシーバ。
【請求項７】
請求項１において、
本ＱＡＭレシーバは、前記入力部と前記計算回路の間に接続したローテータであり、連続する受信データポイントのそれぞれのクォドラントを所定の１つのクォドラントに回転させるローテータを備え、
前記計算回路は、前記Ｉ−Ｑプレーンの所定のクォドラントに回転された連続する受信データポイントの重心の位置を計算するように適合されている、ＱＡＭレシーバ。
【請求項８】
請求項１において、前記入力部は、ヒエラキカルＱＡＭ信号を搬送する衛星信号を受信するように構成した衛星受信アンテナを備えた、ＱＡＭレシーバ。
【請求項９】
ＱＡＭレシーバにおける信号処理方法であって、
Ｉ−Ｑプレーンの４つのクォドラントのうちの１つにある連続するデータポイントを表すヒエラキカルＱＡＭ信号を受信するステップと、
第１レベルにおいて、受信データポイントの前記Ｉ−Ｑプレーンにおけるクォドラントを検出するステップと、
前記Ｉ−Ｑプレーンの受信データポイントを含むクォドラントの中心点がＩ−Ｑプレーンの原点近傍に変換されるように、前記受信データポイントを変換するステップと、
第２レベルにおいて、変換されたデータポイントのクォドラントを検出するステップと
を備えた信号処理方法において、
あるクォドラントの連続する受信データポイントの重心のＩ−Ｑプレーンにおける位置を計算するステップと、
該計算するステップに応答し、検出されたクォドラントの計算された重心がＩ−Ｑプレーンの原点に変換されるように、Ｉ−Ｑプレーン内の受信データポイントを変換するステップとを備えた、信号処理方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
（発明の分野）
本発明は、ヒエラキカルＱＡＭ（quadrature amplitude modulation）伝送システムに関する。
【０００２】
（発明の背景）
ヒエラキカルＱＡＭ伝送システムは周知のものである。例えば、米国特許第5,966,412号は、発明者がRamaswamyで、１９９９年１０月１２日に特許されたものであり、旧型のＱＰＳＫ（quadrature phase shift keyed）レシーバと下位互換であるとともに、より高速のデータレート、又はより高精度のデータを供給するための、より高機能のレシーバによって受信可能なさらなるデータストリームをさらに可能にする変調方式を開示している。図１は上記米国特許第5,966,412号に開示されたヒエラキカルＱＡＭ伝送方式を示すブロック図である。図１は伝送チャネル２００を介してデータレシーバ３００に接続されたデータトランスミッタ１００を示す。
【０００３】
図１を説明する。第１入力端子ＤＡＴＡ１は第１データ信号源（図示せず）に接続されており、第２の入力端子ＤＡＴＡ２は第２データ信号源（図示せず）に接続されている。第１および第２データ信号は個別で独立したデータを表すことができ、あるいは、関連するデータ信号、例えば、（この伝送システムのスループットを高めるために）同一データ信号の個別のコンポーネント搬送する信号か、（現存する旧型のレシーバとの下位互換性を維持しつつ、エンハンスド（enhanced）信号を送信するために、これについては後述する）同一データ信号の基本ポーションと補足ポーションを搬送する信号を表すこともできる。第１入力端子ＤＡＴＡ１は第１誤り検出／訂正エンコーダ１０２の入力端子に接続されている。第１エンコーダ１０２の出力端子はレベル１ＱＰＳＫ変調器１０４の入力端子に接続されている。レベル１ＱＰＳＫ変調器１０４の出力端子は信号コンバイナ（signal combiner）１０６の第１入力端子に接続されている。
【０００４】
第２入力端子ＤＡＴＡ２は第２誤り検出／訂正エンコーダ１０８の入力端子に接続されている。第２エンコーダ１０８の出力端子はレベル２ＱＰＳＫ変調器１１０の入力端子に接続されている。レベル２ＱＰＳＫ変調器１１０は利得Ｇを有する可変利得増幅器１１１の入力端子に接続されている。可変利得増幅器１１１の出力端子は信号コンバイナ１０６の第２入力端子に接続されている。信号コンバイナ１０６の出力端子は、結合され変調された信号を生成するものであり、伝送チャネル２００に接続されている。この図示の例では、この伝送チャネルは直接衛星テレビ信号伝送システムであり、この伝送チャネルには、トランスミッタ１００における地上送信局（破線で表す送信アンテナで示す）と、この地上送信局からデータを受信し、そのデータを複数の地上受信局に再放送するための通信衛星（図示せず）とが含まれている。これら複数の地上受信局のうちの１つの地上局３００を図１に示すが、これは、破線で示す受信アンテナで示すように、再放送されたデータ信号を受信し処理するものである。
【０００５】
伝送チャネル２００の出力部はレベル１ＱＰＳＫ復調器３０２の入力端子に接続されている。レベル１復調器３０２の出力端子は第１誤り検出／訂正デコーダ３０４と遅延回路３０６のそれぞれの入力端子に接続されている。第１データコーダ３０４の出力端子は出力端子ＤＡＴＡ１′に接続され、リエンコーダ３０８の入力端子に接続されている。リエンコーダ３０８の出力端子は減算器３１０の減数入力端子に接続されている。遅延回路３０６の出力端子は減算器３１０の被減数入力端子に接続されている。減算器３１０の差分出力端子は第２誤り検出／訂正デコーダ３１２の入力端子に接続されている。第２デコーダ３１２の出力端子は第２データ出力端子ＤＡＴＡ２′に接続されている。
【０００６】
第１エンコーダ１０２は、動作中、第１データ信号ＤＡＴＡ１を符号化し、周知の方法により誤り検出／訂正する。周知の誤り検出／訂正符号はどれもエンコーダ／デコーダ対１０２／３０４、１０８／３１２によってインプリメントすることができ、これら周知の誤り検出／訂正符号は、上記米国特許第5,966,412号に記載されているように、連結（concatenate）することができる。第１エンコーダ１０２は、符号化された第１データ信号ＤＡＴＡ１を表す符号化されたビットのストリームを生成する。レベル１変調器１０４は、周知の方法で、４つのクォドラント（quadrant）のうちの１つのクォドラントに位置するＱＰＳＫ信号を生成するため、連続する２組の２つの符号化されたデータビットを処理する。なお、各組はシンボルと称される。同様に、第２エンコーダ１０８は、周知の方法で、誤り検出／訂正するため、第２データ信号ＤＡＴＡ２を符号化する。レベル２変調器１１０も、４つのクォドラントの１つに位置するＱＰＳＫ信号を生成するため、２つの符号化されたデータビットの組を処理する。当業者にとって当然のことであるが、付加的なデータ信号（ＤＡＴＡ３など）は付加的なエンコーダによってそれぞれ誤り検出／訂正符号化することができ、また、付加的なＱＰＳＫ変調器（レベル３など）は付加的なＱＰＳＫ信号を生成するため、２つの符号化されたデータビットのそれぞれの付加的な組に応答することができる。レベル１変調器１０４からのＱＰＳＫ信号には重み１が与えられ、レベル２変調器１１０からのＱＰＳＫ信号には、可変利得増幅器１１１によって重みまたは利得０．５が与えられ、レベル３変調器には重み０．２５が与えられる、という具合である。ついで、すべての重み付けされたＱＰＳＫ信号は、信号コンバイナ１０６によって結合されて単一の変調信号にされて、伝送チャネル２００を介して送信される。
【０００７】
レベル１ＱＰＳＫ変調器１０４は、第１エンコーダ１０２からの２つの符号化されたデータビットの組に応答して、その結合された信号を４つのクォドラントのうちの１つのクォドラントに位置させる。そして、各クォドラントは４つのサブクォドラントに分割されていると考えることができる。レベル２ＱＰＳＫ変調器１１０は、第２エンコーダ１０８からの２つの入力データビットの組に応答して、その接続された信号をレベル１ＱＰＳＫ変調器１０４によって、選択されたクォドラントの４つのサブクォドラントのうちの１つのサブクォドラントに位置させる。そのサブクォドラントは、さらに４つのサブサブクォドラントに分割されるものと考えることができ、第３のエンコーダ（図示せず）からの２つの入力データの組に応答して、その接続された信号を４つのサブサブクォドラントのうちの１つのサブサブクォドラントに位置させる、という具合である。
【０００８】
旧型のレシーバ（図１に破線３００′で示す）は、受信した信号がＩ−Ｑプレーンのどこに位置するかを検出することができるレベル１ＱＰＳＫ復調器３０２のみを含んでいる。この情報から、誤り検出／訂正デコーダ３０４は、受信した第１データストリーム内の対応する２つの符号化されたビットを決定することができる。誤り検出／訂正デコーダ３０４は、元の第１データ信号ＤＡＴＡ１を表す受信したデータ信号ＤＡＴＡ１′を生成するため、伝送チャネルによって生じたいかなる誤りもさらに訂正することができる。したがって、このようなレシーバは、付加的に変調されたデータ信号ＤＡＴＡ２、（ＤＡＴＡ３）、等々がある場合に、第１データ信号ＤＡＴＡ１を適切に受信し復号し処理することができる。このようなレシーバにとって、レベル２（およびレベル３等）ＱＰＳＫ変調器によって組み込まれた信号は、単なるノイズとみえる。
【０００９】
一方、高機能のレシーバ３００は、受信した変調信号がどのクォドラントに位置するかを検出することができ、したがって第１データ信号ＤＡＴＡ１を表す２つのデータビットの連続する組を受信し、復号し処理することができる。ついで、高機能のレシーバ３００のリエンコーダ３０８は、指示されたクォドラントの中央に位置する理想信号を再生成し、それは受信した変調信号から減算される。この操作により、送信された信号クォドラントの中心点が原点に変換される。減算した残りがＱＰＳＫ変調信号であって、０．５で重み付けされ、第２データ信号ＤＡＴＡ２を表している。ついで、この信号がこの信号に対応する２ビットの組を示すどのサブクォドラントに位置するかを決定するため、この信号が第２デコーダ３１２によって復号される。したがって、第２データ信号ＤＡＴＡ２を表す２つの受信したデータビットの連続する組が受信され、復号され、処理される、という具合である。このような伝送システムは、許容されるシンボルのコンステレーションとみられるものに対してクゥドラチャ（quadrature）に、搬送波を変調することによってオペレートするものであり、ＱＡＭ（quadrature amplitude modulation）の一形式である。このような方式は、ヒエラキカル（hierachical）ＱＡＭ伝送システムと称される。というのは、このシステムは、旧型のレシーバと下位互換性を保ちながら、別のレベルのデータ信号を送信するためか、単一信号で別のレベルのディテール（detail）を送信するために、使用することができるからである。
【００１０】
図２ａはヒエラキカル１６ＱＡＭ伝送システムにおいて許容されるシンボルのＩ−Ｑプレーンにおけるコンステレーションを示す図であり、上記米国特許第5,966,412号で示すようなものである。図２ａでは、２ビットよりなる第１組は、生成されたシンボルがどのクォドラントに位置するかを決定する。これら２ビットが「００」である場合、そのシンボルは右上のクォドラント内に位置し、レベル１変調器１０４はＩ＝１、Ｑ＝１のようなＩ−Ｑ信号を生成する。これら２ビットが「０１」である場合、そのシンボルは左上のクォドラント内に位置し、レベル１変調器１０４はＩ＝−１、Ｑ＝１のようなＩ−Ｑ信号を生成する。これら２ビットが「１０」である場合、そのシンボルは右下のクォドラント内に位置し、レベル１変調器１０４はＩ＝１、Ｑ＝−１のようなＩ−Ｑ信号を生成する。これら２ビットが「１１」である場合、そのシンボルは左下のクォドラント内に位置し、レベル１変調器１０４はＩ＝−１、Ｑ＝−１のようなＩ−Ｑ信号を生成する。これは、関連するクォドラントの中央にある適切なビット対によって図２ａに示されている。
【００１１】
上述したが、図２ａの右上のクォドラントに示すように、各クォドラントはそれ自体がサブクォドラントに分割されるものと考えることができる。２ビットよりなる第２組は、そのシンボルがどのサブクォドラント内に位置するかを決定する。サブクォドラントを決定するために、上述したクォドラントを決定するのと同じマッピングが使用される。すなわち、これら２ビットが「００」である場合、そのシンボルは右上のサブクォドラント内に位置し、レベル２変調器はＩ＝１、Ｑ＝１のようなＩ−Ｑ信号を生成する。これら２ビットが「０１」である場合、そのシンボルは左上のサブクォドラント内に位置し、レベル２変調器はＩ＝−１、Ｑ＝１のようなＩ−Ｑ信号を生成する。これら２ビットが「１０」である場合、そのシンボルは右下のサブクォドラント内に位置し、レベル２変調器はＩ＝１、Ｑ＝−１のようなＩ−Ｑ信号を生成する。これら２ビットが「１１」である場合、そのシンボルは左下のサブクォドラント内に位置し、レベル２変調器はＩ＝−１、Ｑ＝−１のようなＩ−Ｑ信号を生成する。可変利得増幅器１１１（図１）は、レベル２変調器１１０からの信号に０．５の重みによって重み付けし、したがって、サブクォドラント内の点はそのクォドラントの中心点に対して±０．５に位置する。これらの位置のそれぞれを図２ａの黒丸で示す。なお、４ビットの２進数は、第１組の２ビットを右側のビット対、第２組の２ビットを左側のビット対として、２ビットの第１組と第２組の組み合わせを示している。
欧州特許公開第0 594 505 A1号は、１９９４年４月２７日に公開されたもので、同様のヒエラキカルＱＡＭシステムが開示されている。この明細書において、ヒエラキカルＱＡＭトランスミッタが図４ｂに示され、図３ｄに示すような６４ＱＡＭコンステレーションを生成する。対応するレシーバが図５ｃに示されている。このレシーバには、送信されたヒエラキカルＱＡＭ信号を受信する入力部が含まれている。このレシーバは、受信したシンボルが存在するクォドラント、すなわち、レベル１ビットをViterbiデコーダ８を用いて検出する（第１５欄第４４行〜５８行）。検出されたレベル１ビットに対応する理想（ideal）シンボルは、検出されたクォドラントの中央部において、マルチプレクサ９０によって再生成される（第１６欄第８行〜１２行）。このマルチプレクサ９０は、その入力端子から、この検出されたクォドラントの理想中心のＩ−Ｑプレーンにおける位置に対応する値を受信するものである。コンステレーション内のポイントの位置が前もって知られているから、コンステレーションポイントの加重平均すなわち重心が事前に計算される。事前に計算されたクォドラントの中心をＩ−Ｑプレーンの原点に変換するため、減算器９１によって、この理想シンボルの位置が、受信されたシンボルから減算される（第１６欄第８行〜１２行）。
欧州特許公開第0 366 159号は、１９９０年５月２日に公開されたもので、通信チャネルの種々の特性を検出しモニタするノンヒエラキカル（non-hierachical）ＱＡＭレシーバを示す。例えば、シンボル周波数ドリフト（symbol frequency drift）とジッターと振幅ジッター（amplitude jitter）は、すべて分析され解析に利用される。開示された信号処理ループは周波数ドリフトおよびジッターを補償するものであるが、他方で、振幅制御に関しては、コモンアナログ利得オートレンジング（common analog gain auto-ranging）のみが開示されている（第４頁第３９行〜４０行）。
【００１２】
周知のことであるが、個々のデータストリームにおけるビット誤り率のパフォーマンスは、上述したようなヒエラキカルＱＡＭシステムの異なる各レベルにおいて、異なる。一般に、レベル１データストリームのビット誤り率は、レベル２（以上）のデータストリームのビット誤り率よりも良好である。しかし、ヒエラキカルＱＡＭ伝送システムの全体的なパフォーマンスは、異なる各レベルにおいて、それぞれのデータストリームのビット誤り率が同一であるときに、最適化される。したがって、伝送システム全体のビット誤り率を最適化するだけではなく、伝送システムの異なるレベルのそれぞれのビット誤り率をより密に一致させることが望ましい。
【００１３】
（発明の概要）
本発明者は、受信した信号を復号するとき、コンステレーション内の受信したポイントの値が、正確に検出される適正な範囲内にあるように、利得を適正に制御するべきである、ことを理解している。しかし、受信したコンステレーションを理想コンステレーションと比較し、これら２つのコンステレーションを最大限に一致させるため利得を調整する標準的な方法は、直接衛星テレビ伝送システムに固有の非線形性があることに起因し、また、パフォーマンスを高めるため、コンステレーション内のデータポイントの位置を意図的に歪ませるというプラクティスに起因して、最適にオペレートしない。
【００１４】
本発明の原理によれば、ＱＡＭレシーバには、ヒエラキカルＱＡＭ信号を受信する入力部が含まれる。受信したＱＡＭ信号はＩ−Ｑプレーンの連続するデータポイントを表し、各データポイントは４つのクォドラントのうちの１つに配置される。レベル１デコーダは受信データポイントのＩ−Ｑプレーンにおけるクォドラントを検出する。ヒエラキカルＱＡＭ信号入力部に接続した回路は、検出されたクォドラントの中心点がＩ−Ｑプレーンの原点付近に変換されるように、Ｉ−Ｑプレーン内の受信データポイントを変換する。レベル２デコーダは、変換されたデータポイントのクォドラントを検出する。このシステムの特徴は、ヒエラキカルＱＡＭ信号入力部に接続した回路であって、クォドラント内の連続する受信データポイントの重心のＩ−Ｑプレーンにおける位置を計算する回路にある。さらに、この変換回路は、計算された重心の位置がＩ−Ｑプレーンの原点に変換されるように、Ｉ−Ｑプレーンの受信データポイントを変換する回路をさらに備えている。
【００１５】
このようなシステムは、伝送チャネルが非線形であることに起因してコンステレーションのデータポイントに歪が生じても、または、送信されたコンステレーションに歪が意図的に導入されても、それにも関らず、受信したコンステレーションに適合させることができる。
【００１６】
（詳細な説明）
図３ａおよび図３ｃは、図１に示す伝送システムの各部をより詳細に示すブロック図であり、grayコードマッパーをさらに含んでいる。図３ｂは、図３ａおよび図３ｃに示すgrayコードマッパーのオペレーションを示すテーブルである。まず、図２ｂを説明する。図２ｂはすべてのロケーションにおける隣接ポイントが１ビットポジションだけ異なるデータ値を表すコンステレーションを示す。このコンステレーションを生成するため、符号化されたレベル２データ信号の２ビットの組をサブクォドラントのロケーションにマッピングするかどうかは、当該サブクォドラントがどのクォドラントに存在するかに依存する。図２ｂの右上のクォドラント（００）は、図２ａ内のクォドラントと同一である。しかし、左上のクォドラントでは、左右の列が入れ替わっている。右下のクォドラントでは、上下の行が入れ替わり、左下のクォドラントでは、左右の列が入れ替わるとともに上下の行が入れ替わっている。これら入れ替えは、トランスミッタ１００で単純なマッピングオペレーションによって行うことができ、その後、符号化された第２データ信号ＤＡＴＡ２は変調され、ついで、受信した符号化されたデータ信号が復調され、その後、レシーバ３００内で単純なデマッピングオペレーションが行われる。
【００１７】
図３ａはトランスミッタ１００の一部を示す。レベル１シンボル（図１の第１エンコーダ１０２からの２ビット）は、レベル１変調器１０４のそれぞれの入力端子とgrayコードマッパー１１２とに接続されている。レベル１変調器１０４からのＩ（in-phase）信号は、第１加算器１０６（Ｉ）の第１入力端子に接続されており、レベル１変調器１０４からのＱ（quadrature）信号は、第２加算器１０６（Ｑ）の第１入力端子に接続されている。第１加算器１０６（Ｉ）と第２加算器１０６（Ｑ）とを組み合わせることにより、図１の信号コンバイナ１０６が構成される。レベル２シンボル（第２エンコーダ１０８からの２ビット）は、レベル２変調器１１０の入力端子に接続されている。レベル２変調器１１０のＩ出力端子は、grayコードマッパー１１２のＩ入力端子に接続されており、レベル２変調器１１０のＱ出力端子はgrayコードマッパー１１２のＱ入力端子に接続されている。grayマッパー１１２のＩ出力端子は、第１加算器１０６（Ｉ）の第２入力端子に接続されており、grayマッパー１１２のＱ出力端子は、第２加算器１０６（Ｑ）の第２入力端子に接続されている。可変利得増幅器１１１は、減衰係数が０．５になるように調整され、grayコードマッパー１１２と信号コンバイナ１０６との間に接続されているが、図を簡略にするため図示しない。
【００１８】
動作中、２つの符号化されたデータビットによって表されるレベル１シンボルが、レベル１エンコーダ１０２（図１）から受信される。レベル１シンボルは、周知の方法で変調された信号のクォドラントを表すＩおよびＱコンポーネント信号の組を生成するため、レベル１変調器１０４によってＱＰＳＫ変調される。例えば、シンボルが０である場合、すなわち２ビットが００である場合、右上のクォドラントが示される（Ｉ＝１、Ｑ＝１）。シンボルが１である場合、すなわち２ビットが０１である場合、左上のクォドラントが示される（Ｉ＝−１、Ｑ＝１）。シンボルが２である場合、すなわち２ビットが１０である場合、右下のクォドラントが示される（Ｉ＝１、Ｑ＝−１）。シンボルが３である場合、すなわち２ビットが１１である場合、左下のクォドラントが示される（Ｉ＝−１、Ｑ＝−１）。同様にして、レベル２シンボルは、周知の方法で変調された信号のサブクォドラントを表すＩとＱコンポーネント信号の組を生成するため、レベル２変調器１１０によってＱＰＳＫ変調される。レベル２変調器は、レベル１変調器１０４と全く同様の方法で変調された信号を生成する。すなわち、２ビットが００（０）である場合、右上のサブクォドラントが示される（Ｉ＝１、Ｑ＝１）。２ビットが０１（１）である場合、左上のサブクォドラントが示される（Ｉ＝−１、Ｑ＝１）。２ビットが１０（２）である場合、右下のサブクォドラントが示される（Ｉ＝−１、Ｑ＝１）。２ビットが１１（３）である場合、左下のサブクォドラントが示される（Ｉ＝−１、Ｑ＝−１）。ついで、この変調信号は、０．５によって重み付けされる（図示しない）。
【００１９】
これらの２つの変調信号の組み合わせによって生じるコンステレーションは、図２ａに示されるようなものになる。grayコードマッパー１１２は、図２ｂに示されるコンステレーションを生成するため、レベル２変調器１１０からのＩおよびＱ信号をオペレーションする。図３ｂはgrayコードマッパー１１２によって適用されるマッピングを示す。レベル１シンボルが０であり、右上のクォドラントを示す場合、サブクォドラントは不変であり、すなわちレベル２変調器からのＩ出力信号とＱ出力信号は変化しない。したがって、Ｉ出力信号、すなわちgrayコードマッパー１１２からのＩoutは、Ｉ入力信号Ｉinと同一であり（Ｉout＝Ｉin）、grayコードマッパー１１２からのＱ出力信号Ｑoutは、Ｑ入力信号Ｑinと同一である（Ｑout＝Ｑin）。しかし、レベル１シンボルが１であり、左上のクォドラントを示す場合、図２から分かるように、列が入れ替わっている。すなわち、正のＩ値が負のＩ値になり、負のＩ値が正のＩ値になる。したがって、レベル１シンボルが１である場合、Ｉ出力信号は負のＩ入力信号であり（Ｉout＝−１in）、Ｑ出力信号はＱ入力信号と同じままである（Ｑout＝Ｉout）。レベル１シンボルが２であり、右下のクォドラントを示す場合、行が入れ替わる。すなわち、正のＱ値が負のＱ値になり、負のＱ値が正のＱ値になる。したがって、レベル１シンボルが２のとき、Ｉ出力信号はＩ入力信号と同一であり（Ｉout＝Ｉin）、Ｑ出力信号は負のＱ入力信号である（Ｑout＝−Ｑin）。レベル１信号が３であり、左下のクォドラントを示す場合、列が入れ替わるとともに行が入れ替わる。すなわち、正のＩ値が負になり、正のＱ値が負になり、負のＩ値が正になり、負のＱ値が正になる。したがって、レベル１シンボルが３である場合、Ｉ出力信号が負のＩ入力信号であり（Ｉout＝−Ｉout）、Ｑ出力信号が負のＱ入力信号である（Ｑout＝−Ｑin）。grayコードマッパー１１２によりこの機能が提供される。grayコードマッパー１１２によるＩとＱの値は、上記のように重み０．５によって重み付けされ（図を簡略にするため図示しない）、信号コンバイナ１０６によって、レベル１シンボルを表すＩおよびＱの値と結合される。その結果生じるコンステレーションを図２ｂに示す。
【００２０】
このようなマッピングは、同様のgrayコードマッパーを使用するレシーバ３００では、可逆である。図３ｃは、そのようなgrayコードマッパー３１４を含めてレシーバ３００の一部を示す。図３ｃでは、リエンコーダ３０８の出力端子は、grayコードマッパー３１４の入力端子に接続されている。減算器３１０（図１）からのＩ信号は、grayコードマッパー３１４のＩ入力端子に接続されおり、減算器３１０からのＱ信号は、grayコードマッパー３１４のＱ入力端子に接続されている。grayコードマッパー３１４のＩ出力端子は、第２データコーダ３１２のＩ入力端子に接続されており、grayコードマッパー３１４のＱ出力端子は第２デコーダ３１２のＱ入力端子に接続されている。
【００２１】
動作中、リエンコーダ３０８は、受信したレベル１シンボルの理想的な表現である信号を生成する。すなわち、受信したレベル１信号が右上のクォドラント内に位置すると判定された場合は、リエンコーダ３０８は値０を有する信号を生成し、左上のクォドラント内に位置すると判定された場合は値１、右下のクォドラント内に位置すると判定された場合は値２、左下のクォドラント内に位置すると判定された場合は値３を生成する。このシンボルはgrayコードマッパー３１４に供給される。減算器３１０からのＩ信号およびＱ信号は、図３ｂに示すが、上記と同様の方法でgrayコードマッパー３１４によって処理される。当業者にとって当然のことであるが、レシーバ３００内のgrayコードマッパー３１４は、図３ａのgrayコードマッパー１１２と同一の方法でオペレートし、トランスミッタ１００とは逆の機能をパフォームする。
【００２２】
トランスミッタ１００およびレシーバ３００内のgrayコードマッパー（１１２および３１２）を使用すると、図３ａについて上述した方法によって、図２ｂに示すようなコンステレーションを使用することができる。上記のgrayコードマッパー機能を使用する伝送システムは、隣接するコンステレーションポイントが高々１ビット異なるコンステレーションを生成するため、そのシステムのビット誤り率を増加させることになる。上記のようにgrayコーディングを使用すると、レベル２ビット誤りの数が半減することを、シミュレーションは示している。よって、約１／４ｄＢというＳＮＲ（signal to noise）に余分にマージンが提供される。この改善は僅かであるが、他にも強化されるので、この伝送システムのパフォーマンスは全体として改善されることになる。
【００２３】
図４は図１の伝送システムの一部をより詳細に示すブロック図であり、異なるレベルに対して異なる誤り検出／訂正符号をオペレートすることを示す。上述したように、ＱＰＳＫ変調のレベルが異なると、衛星放送で採用される非線形高出力増幅器によってより高レベルの変調でコンステレーションポイント間の距離が圧縮されることに起因する劣化（degradation）のレベルも異なる。具体的にいうと、ビット誤りは、本質的には、低レベルのヒエラキカル変調においてよりも、高レベルのヒエラキカル変調において生じる。レベル１とレベル２信号のビット誤り率をより密に一致させるために、異なるパフォーマンス特性を有する誤り検出／訂正符号が個別のデータストリームで使用されている。具体的にいうと、より高いデータストリームではより強力な誤り検出／訂正コード化が使用され、より低レベルのデータストリームではあまり強力でない誤り検出／訂正コード化が使用されることになる。であるから、この伝送システムの全体的なパフォーマンスおよび情報伝送能力が最適化されることになる。
【００２４】
図４において、図１と同一要素は同一番号を付してあり、これら同一要素の説明は省略する。図４において、トランスミッタ１００の第１誤り検出／訂正エンコーダ１０２は、外部エンコーダ１０２（Ｏ）と内部エンコーダ１０２（Ｉ）に区分し直列接続してある。同様に、第２誤り検出／訂正エンコーダ１０８は、外部エンコーダ１０８（Ｏ）と内部エンコーダ１０８（Ｉ）に区分し直列接続してある。他方で、レシーバ３００の第１誤り検出／訂正デコーダ３０４は、内部デコーダ３０４（Ｉ）と外部デコーダ３０４（Ｏ）に区分し直列接続してある。同様に、第２誤り検出／訂正デコーダ３１２は、内部デコーダ３１２（Ｉ）と内部エンコーダ３１２（Ｏ）に区分し直列接続してある。上記米国特許第5,966,412号に開示されたように、外部エンコーダ／デコーダの対は、ブロック符号化技術、例えば、Hamming符号、Hadamard符号、巡回符号、Reed-Solomon（ＲＳ）符号をインプリメントし、一方、内部エンコーダ／デコーダの対は畳み込み符号をインプリメントしている。
【００２５】
図４において、レベル２データストリームに使用される符号化は、レベル１データストリームに使用される符号化よりも強力である。具体的にいうと、レベル２データストリームの内部エンコーダ／デコーダの対で使用される畳み込み符号は、レベル１データストリームの内部エンコーダ／デコーダの対で使用される畳み込み符号よりも強力である。例えば、好ましい実施の形態では、第１内部エンコーダ／デコーダの対はレベル１のデータストリームを処理するが、レート（１／２）をインプリメントし、レート［］にパンクチャー（puncture）した、拘束長７の畳み込み符号をインプリメントしている。レベル２のデータストリームを処理する第２内部エンコーダ／デコーダの対は、パンクチャーせずに、レート（１／２）の畳み込み符号をインプリメントしている。レベル２のデータストリームの符号化は、レベル１のデータストリームの符号化よりも強力である。であるから、レベル１およびレベル２のデータストリームのビット誤り率のパフォーマンスがより密に一致し、伝送システムのパフォーマンスが全体的に最適化する。
【００２６】
上述しまた図１に示したように、レベル１復調器３０２およびデコーダ３０４は、受信したコンステレーションからＤＡＴＡ１信号を協働して検出する。この検出されたＤＡＴＡ１信号を表す信号であって、リエンコーダ３０８からの再構築された理想信号が、受信したコンステレーションから減算され、その結果、検出されたクォドラント内のサブクォドラントに別のコンステレーションを形成するため、受信したコンステレーションを変換するのが理想的である。しかし、この変換オペレーションは、受信したクォドラントの実際の「中心点」と、リエンコーダ３０８によって仮定される（レベル１のコンステレーションの原点から±１だけずれた）理想中心点との間に生じる不一致に、非常にセンシティブである。受信したコンステレーションのサイズと、理想コンステレーションのサイズが一致しないと、受信したクォドラントの実際の中心ポイントが、仮定した中心点からずれる。また、受信したコンステレーションがリエンコーダ３０８および減算器３１０によって変換されるとき、サブクォドラントの実際の中心点が、第２デコーダ３１２によって仮定される原点からずれる。したがって、サブクォドラントの中心点を適正な位置（原点）に配置して、第２デコーダ３１２によって正確に復号されるために、受信したチャネルの利得に適正に適合させなければならない。
【００２７】
公知の伝送システムでは、この伝送システムの利得は、受信されたデータポイントのコンステレーションを、データポイントの公知の理想コンステレーションと比較することによって、決定される。しかし、この方法で利得を正確に維持する上で幾つかの問題点がある。第１に、幾つかの伝送システムでは、コンステレーションポイントの位置がその理想位置から意図的に歪められる場合がある。その結果、生じたコンステレーションでは、図２に示されるように、ポイントが等間隔にならない。第２に、伝送チャネルは一定ではなく、非線形の程度が変化しノイジー（noisy）になる可能性がある。４つのクォドラントの中心点の位置を決定するため、すなわち、このようなシステムでは、利得を決定するため、４つのクォドラントのすべてのデータポイントの重心が決定される。
【００２８】
図７は受信データポイントのコンステレーションのクォドラントの重心を決定する回路のブロック図である。図７において、ローテータ（rotator）３２１は、レベル１復調器３０２（図１）からの連続する受信データポイントのＩおよびＱコンポーネントを表すＩおよびＱ値を受信する。ローテータ３２１のＩ出力端子は、Ｉ  ＬＰＦ（low pass filter）３２０の入力端子に接続してある。ローテータ３２１のＱ出力端子は、Ｑ  ＬＰＦ３２２の入力端子に接続してある。Ｉ  ＬＰＦおよびＱ  ＬＰＦの各出力端子３２０および３２２は、マグニチュード計算回路３２４の対応する入力端子に接続してある。マグニチュード計算回路３２４の出力端子はリエンコーダ３０８に接続してある。
【００２９】
動作中、ローテータ３２１は、受信した全ての値を、それらの値が受信されたクォドラントから、周知の方法で、右上のクォドラントに回転する。図５は受信したコンステレーションを示し、複数の連続する受信した変調データポイントの位置を示す。受信データポイントは、４つのクォドラントすべての受信したコンステレーションポイントの仮定した位置の近傍にそれぞれ分散される。図６は、受信したコンステレーションの右上のクォドラントを示し、そのクォドラントのすべてのデータポイントは、ローテータ３２１によってこの右上のクォドラントに回転されたものである。図６のクォドラントは、送信されたコンステレーションポイントが事前に意図的に歪まされたコンステレーション、及び／又は、伝送チャネル２００のオペレーションによって歪まされたコンステレーションを示す。ローテータ３２１からの、回転されたデータポイントのＩコンポーネントは、ｎ個のポイントのスライディング移動平均値でＬＰＦ３２０においてローパスフィルタリングされる。本実施の形態では、スライディング移動平均値は先行する５００個のデータポイントを使用して計算される。ローテータ３２１からの回転されたデータポイントのＱコンポーネントも、同様にスライディング移動平均値でローパスフィルタリングされる。当業者にとって当然のことであるが、ローパスフィルタ３２０、３２２はそれぞれのＩＩＲデジタルフィルタを使用して構築することもできる。このローパスフィルタリングのオペレーションにより、当該クォドラントにおいて、受信データポイントの重心のＩおよびＱコンポーネントをそれぞれ生成する。重心のマグニチュードの推定値は、マグニチュード計算回路３２４で計算される。例えば、仮にｒi［ｎ］がフィルタリングされたインフェーズ（in-phase）Ｉコンポーネントであり、ｒq［ｎ］がフィルタリングされたクォドラチャ（quadrature）Ｑコンポーネントであるとすれば、重心のマグニチュードは、
【００３０】
【数２】
0004677160.tif 000002
【００３１】
から計算される。重心Ｍのマグニチュードは、理想的には√２＝１．４であるべきである。リエンコーダ３０８からの再構築された理想信号のマグニチュードは、計算された重心Ｍのマグニチュードに応じて調整される。リエンコーダ３０８からの再構築された理想信号のマグニチュードを適正に調整することによって、受信したクォドラントのそれぞれの中心点は、減算器３１０によって原点に適正に変換され、これによってレベル２以上のデータ信号を正確に復号することができる。
【００３２】
図７の回路は、線形、非線形に関わらず、伝送方法とは無関係にオペレートすることになる。この回路は、事前に歪んだ伝送コンステレーションが存在する場合にも適正にオペレートし、非標準グループ化係数（次に詳細に説明する）を用いても適正にオペレートする。この回路が線形チャネルを介してヒエラキカル１６ＱＡＭ伝送システムに対して使用されても、クォドラントの中心点の位置の正確な知識と比較して、測定できるほどの劣化はなく、この回路は良好にオペレートする、ことが判明している。この回路はノイズが存在しても良好にオペレートする。具体的には、この回路は、直接衛星テレビ信号伝送システムに見られるような、非線形チャネルによって生じるチャネル歪みのある場合にも良好にオペレートする。このような回路によれば、高レベルのデータストリームのパフォーマンスが改善される。すなわち、伝送システム全体のパフォーマンスが改善される。
【００３３】
再度、図１を説明する。周知のヒエラキカルＱＡＭ伝送システムでは、レベル２変調器１１０によって生成されたコンステレーションは、可変利得増幅器１１１において係数０．５で重み付けされた後にレベル１変調器１０４によって生成されたコンステレーションと、信号コンバイナ１０６において、結合される。重み係数０．５は、グループ化係数と称され、次に詳述するように、レベル１およびレベル２のデータストリームの相対的なパフォーマンスを変えるために変更することができる。図２ａを説明する。結果的に得られたコンステレーションは、等間隔のコンステレーションポイントにより構成される。
【００３４】
上述したように、そのように編成（arrangement）することにより、伝送システムは、レベル１データストリームのパフォーマンスが、ビット誤り率の観点から、レベル２データストリームのパフォーマンスよりも良好になる。グループ化係数を変更することによって、レベル１およびレベル２のデータストリームの相対的なパフォーマンスをより密に一致させることができる。
【００３５】
図８ａを説明する。可変利得増幅器の利得（図１の１１１）は０．３に調整される。その結果得られるコンステレーションポイントは、クォドラントの中心点から０．３だけ離れて配置される。当業者であれば分かることであるが、図２ａに示すコンステレーションにおいてよりも、図８ａに示すコンステレーションにおいては、あるクォドラント内のコンステレーションポイントが、他のクォドラント内のコンステレーションポイントからより離れている。これに対して、あるクォドラント内におけるコンステレーションポイントは、図２ａに示すコンステレーションポイントよりも互に近づいている。このようなシステムによれば、レベル１データ信号がどのクォドラントに入っているかの決定の正確性をより高くすることができるが、その反面、当該クォドラント内のレベル２データ信号のコンステレーションポイントの決定の正確性がより低くなるという犠牲をともなっている。したがって、図２ａのシステムと比較すると、レベル１データストリームのパフォーマンスは向上するが、レベル２データストリームのパフォーマンスが低下する。
【００３６】
図８ｂを説明する。可変利得増幅器（図１の１１１）の利得は、０．７になるように調整されている。その結果得られるコンステレーションポイントは、クォドラントの中心点から０．７だけ離れる。当業者にとって当然のことであるが、図２ａのコンステレーションにおけるよりも、図８ｂのコンステレーションにおいては、クォドラント内のコンステレーションポイントは、他のクォドラント内のコンステレーションポイントに近づいている。これに対して、クォドラント内におけるコンステレーションポイントは、図２ａのコンステレーションポイントよりも離れている。このようなシステムによれば、クォドラント内におけるレベル２データ信号のコンステレーションポイントをより正確に決定することができるが、これは、レベル１データ信号がどのクォドラントに入っているかの決定の正確性が低くなるという犠牲を伴う。したがって、図２ａのシステムと比較すると、レベル２データストリームのパフォーマンスは高くなり、レベル１データストリームのパフォーマンスが低くなる。
【００３７】
可変利得増幅器１１１（図１）の利得を適正に設定すれば、コンステレーションポイントのクラスタごとのグループ化を最適にして、レベル１およびレベル２データストリームのパフォーマンスにより密に一致させることができる。これは確定的なことであるが、非線形直接衛星テレビジョンチャネルを介して送信される１６ＱＡＭ伝送システムについては、約０．６から約０．７までのグループ化係数は、レベル１およびレベル２のデータストリームのビット誤り率のパフォーマンスにより密に一致する。これは、伝送システムのパフォーマンスを全体的に向上させることになる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の原理による伝送システムのブロック図である。
【図２】  ヒエラキカル１６ＱＡＭ伝送システムのための許可シンボルのコンステレーションを示す図である。
【図３ａ】  grayコードマッパーをさらに含む、図１に示す伝送システムのそれぞれの部分のより詳細なブロック図である。
【図３ｂ】  grayコードマッパーのオペレーションを制御するデータを含むテーブルである。
【図３ｃ】  grayコードマッパーをさらに含む、図１に示す伝送システムのそれぞれの部分のより詳細なブロック図である。
【図４】  異なるレベルに対する異なる誤り検出／訂正符号のオペレーションを示す、図１に示す伝送システムの一部のより詳細なブロック図である。
【図５】  受信したコンステレーションの図である。
【図６】  伝送チャネルによって歪んだ受信したコンステレーションの１つのクォドラントを示す図である。
【図７】  コンステレーションの受信したコンステレーションのクォドラントの重心を決定する回路のブロック図である。
【図８】  ヒエラキカルＱＡＭ信号の異なるレベル信号の相対的ビットレートのパフォーマンスを変更するグループ化係数の使用を示すコンステレーションの図である。
【図１】
0004677160.tif 000004
【図２】
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【図３ａ】
0004677160.tif 000006
【図３ｂ】
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【図３ｃ】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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