(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源の電源電圧を所望の直流電圧に変換するＤＣ／ＤＣ変換回路と、ＤＣ／ＤＣ変換回路の直流出力を調整して負荷に供給する負荷回路とを備え、ＤＣ／ＤＣ変換回路は、トランスと、直流電源からトランスの１次巻線に流れる電流を断続するスイッチング素子と、トランスの２次巻線に整流素子を介して接続される平滑コンデンサとを具備したバックブーストコンバータからなり、直流電源と１次巻線とスイッチング素子により１次側閉回路が形成され、少なくとも２次巻線と２次巻線の両端にそれぞれ接続される第１及び第２のダイオードと平滑コンデンサからなる直列回路を含む２次側閉回路が形成されるとともに、前記スイッチング素子がオフしているときは直流電源が切り離され、少なくとも１次巻線と第２のダイオードと第２のコンデンサからなる直列回路を含む第３の閉回路が形成され、第３の閉回路のインダクタンス成分をトランスの１次巻線のみとしてなることを特徴とする電源装置。
【請求項２】
前記２次側閉回路内にトランスの１次巻線を直列に接続してなることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項３】
前記第３の閉回路内に平滑コンデンサを直列に接続してなることを特徴とする請求項１又は２記載の電源装置。
【請求項４】
前記スイッチング素子をオン・オフ制御してＤＣ／ＤＣ変換回路の直流出力を可変する制御回路を備えたことを特徴とする請求項１〜３の何れかに記載の電源装置。
【請求項５】
請求項１〜請求項４に記載された負荷を放電灯としたことを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項６】
前記負荷回路は、ＤＣ／ＤＣ変換回路の直流出力を交番して放電灯に供給するインバータ回路を具備することを特徴とする請求項５記載の放電灯点灯装置。
【請求項７】
前記負荷回路は、放電灯に始動用の高電圧を印可する始動回路を具備することを特徴とする請求項５又は６記載の放電灯点灯装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流電源を電圧変換して所望の直流出力を得る電源装置、並びにこのような電源装置を用いて放電灯を点灯する放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の電源装置の一例（以下、「従来例１」と呼ぶ）を図５に示す。この従来例１は、バッテリのような直流電源１の出力を電圧変換するＤＣ／ＤＣ変換回路２と、ＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力を制御する出力制御回路６１と、負荷５０を含む負荷回路５とを備えている。ＤＣ／ＤＣ変換回路２は従来周知の昇圧コンバータ（ブーストコンバータ）で構成され、バッテリのように低電圧の電源（直流電源１）から放電灯のような負荷５０が必要とする電圧まで昇圧するものである。
【０００３】
上記従来例１の出力は主にＤＣ／ＤＣ変換回路２で調整され、出力電流及び出力電圧をＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力端で検出し、電力指令値発生回路６０１から出力される電力指令値に基づいて、負荷電圧（ランプ電圧）の検出値に応じた負荷電流（ランプ電流）の制御目標値を電流指令値演算部６０２で演算し、フィードバック制御を行っている。ＤＣ／ＤＣ変換回路２が具備するスイッチング素子２２のオン・オフ制御信号は誤差増幅器６０３の出力と三角波発振器６０４の出力をコンパレータ６０５で比較する三角波比較方式により得ており、スイッチング信号は周波数一定でオンデューティ比を可変することで出力調整を行うＰＷＭ信号となる。
【０００４】
一方、図６に示すように負荷５１を放電灯とし、ＤＣ／ＤＣ変換回路２をフライバックコンバータとして構成した従来例（以下、「従来例２」と呼ぶ）もある。この従来例２は、直流電源１、フライバックコンバータから構成されるＤＣ／ＤＣ変換回路２並びに負荷回路５を備え、この負荷回路５はＤＣ／ＤＣ変換回路２によって得られた直流電圧より放電灯５１に交番電圧を供給するためのインバータ回路３、及び消灯状態の放電灯５１を始動させるために高電圧を印可する始動回路４を具備する。ここで、放電灯５１はランプ電圧が直流電源１の電源電圧に比べて低い条件から高い条件まで変化するものであるから、このような負荷に対応するにはＤＣ／ＤＣ変換回路２をフライバックコンバータで構成することが望ましい。すなわち、このフライバックコンバータからなるＤＣ／ＤＣ変換回路２では、スイッチング素子２２がオンすると直流電源１からトランス２１の１次巻線に電流Ｉ１が流れて、トランス２１にエネルギが蓄積される。スイッチング素子２２がオフするとトランス２１の蓄積エネルギによる逆起電力によりダイオード２３がオンとなり、２次巻線からコンデンサ２４に電流Ｉ２が流れて、出力コンデンサ２４が充電される。スイッチング素子２２のオン期間とオフ期間を制御することにより、出力コンデンサ２４の電圧は直流電源１の電源電圧に比べて低い条件から高い条件まで変化させることができる。なお、同様の機能を実現する昇降圧コンバータとして、バックブーストコンバータ（極性反転型チョッパ回路）がある。
【０００５】
ところで、従来例２の出力制御回路６２は従来例１と同様に一定周波数のＰＷＭ制御でもよいが、電圧変動の大きいバッテリなどを直流電源１に使用して放電灯５１のように出力電圧変動の大きい負荷を駆動するために、出力制御回路６が以下のような制御を行っている。
【０００６】
まず、電力指令値発生回路６０１は、ＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力電力を決定するための電力指令値を発生し、電流指令値演算部６０２が電力指令値発生回路６０１から与えられた電力指令値とコンデンサ２４の両端電圧とからＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力電流の制御目標となる電流指令値を演算する。そのために、ＤＣ／ＤＣ変換回路２のコンデンサ２４の両端電圧は出力電圧検出手段により検出されて、アンプ６０７を介して電流指令値演算部６０２に入力される。電流指令値演算部６０２で演算された電流指令値は、誤差増幅器６０３の一方の入力となる。誤差増幅器６０３の他方の入力には、ＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力とインバータ回路３の入力の間に設けられた出力電流検出手段により検出された出力電流がアンプ６０６を介して入力されている。誤差増幅器６０３では、電流指令値演算部６０２から与えられた電流指令値とアンプ６０６を介して入力された出力電流の検出値とから１次側ピーク電流指令を作成し、コンパレータ６１０の反転入力端子に入力する。
【０００７】
ＤＣ／ＤＣ変換回路２のトランス２１の１次側電流Ｉ１の検出値と２次側電流Ｉ２の検出値は、出力制御回路６に入力されている。１次側電流Ｉ１の検出値は、コンパレータ６１０の非反転入力端子に入力されており、その検出値が１次側ピーク電流指令よりも大きくなると、発振回路６０８のリセット端子にリセット信号を送る。また、２次側電流Ｉ２の検出値は、コンパレータ６０９の反転入力端子に入力されている。コンパレータ６０９の非反転入力端子は回路のグランドに接続されている。したがって、２次側電流Ｉ２の検出値が略ゼロになると、コンパレータ６０９から発振回路６０８のセット端子にセット信号が送られる。発振回路６０８はセット・リセットフリップフロップを含んで構成されており、そのＱ出力によりＤＣ／ＤＣ変換回路２のスイッチング素子２２をオン・オフ制御する。
【０００８】
すなわち、従来例２の出力制御回路６では、出力調整値として働く誤差増幅器６０３の出力をトランス２１の１次側に流れる電流Ｉ１のピーク指令値とし、この指令値と１次側電流Ｉ１の検出値をコンパレータ６１０で比較し、検出値が指令値を越えると、発振回路６０８のＱ出力はＬレベルになり、スイッチング素子２２をオフさせる。スイッチング素子２２がオフした後、トランス２１のエネルギが全て２次側に吐き出され、２次側電流Ｉ２が略ゼロになったことをコンパレータ６０９で検出し、発振回路６０８の出力をＨレベルにしてスイッチング素子２２をオンさせる。つまり、図７に示すようにトランス２１の２次側電流Ｉ２が略ゼロとなったときにトランス２１の１次側電流Ｉ１を制御するスイッチング素子２２をオンさせる動作モードを電流境界モードと呼び、この電流境界モードで動作させることによってトランス２１の利用率を上げることができる。また、発振回路６０８においては、図８に示すようにスイッチング素子２２の最大オフ期間に制限値を設けて２次側電流Ｉ２がゼロになる前にスイッチング素子２２をオフさせる場合があり、例えば放電灯５１が冷えている状態のようにランプ電圧が低く、２次側電流Ｉ２の波形の傾きが小さい場合にスイッチング素子２２のスイッチング周波数低下に伴うピーク電流の上昇を防止するため、最大オフ期間の上記制限値を状態に応じて調整する機能を有している。なお、出力制御回路６では、スイッチング素子２２をオフする１次側ピーク電流値を、従来例１と同様のフィードバック制御によって調整することで出力制御を行っている。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、従来例２のようなフライバックコンバータ、あるいは従来例１のようにトランス２１を用いたチョッパ型のコンバータからなるＤＣ／ＤＣ変換回路２では、図９に示すようにトランス２１に存在する漏れインダクタンスＬ１LK，Ｌ２LKのためにスイッチング素子２２のスイッチング動作時にスイッチング素子２２にサージ電圧が発生する。通常、スイッチング素子２２には上記サージ電圧に耐え得るような耐圧を有する素子を使用するとともに、トランス２１やスイッチング素子２２の両端には図１０に示すようなスナバ回路２９を設けている。しかしながら、このスナバ回路２９はサージ電圧を損失としてしまうために回路効率の低下を招くという問題がある。
【００１０】
本発明は上記事情に鑑みて為されたものであり、その目的とするところは、低損失でサージ電圧の抑制が可能な電源装置及び放電灯点灯装置を提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、上記目的を達成するために、直流電源の電源電圧を所望の直流電圧に変換するＤＣ／ＤＣ変換回路と、ＤＣ／ＤＣ変換回路の直流出力を調整して負荷に供給する負荷回路とを備え、ＤＣ／ＤＣ変換回路は、トランスと、直流電源からトランスの１次巻線に流れる電流を断続するスイッチング素子と、トランスの２次巻線に整流素子を介して接続される平滑コンデンサとを具備したバックブーストコンバータからなり、直流電源と１次巻線とスイッチング素子により１次側閉回路が形成され、少なくとも２次巻線と２次巻線の両端にそれぞれ接続される第１及び第２のダイオードと平滑コンデンサからなる直列回路を含む２次側閉回路が形成されるとともに、前記スイッチング素子がオフしているときは直流電源が切り離され、少なくとも１次巻線と第２のダイオードと第２のコンデンサからなる直列回路を含む第３の閉回路が形成され、第３の閉回路のインダクタンス成分をトランスの１次巻線のみとしてなることを特徴とし、スイッチング素子がオフする際に発生するサージ電圧を第３の閉回路に含まれる第２のダイオード及び第２のコンデンサにてクランプするとともに、第２のコンデンサに蓄積されるサージエネルギを２次側閉回路の平滑コンデンサに送り、最終的に負荷回路に供給することによって低損失でサージ電圧の抑制が可能となる。
【００１２】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記２次側閉回路内にトランスの１次巻線を直列に接続してなることを特徴とし、請求項１の発明と同様の作用を奏する。
【００１３】
請求項３の発明は、請求項１又は２の発明において、前記第３の閉回路内に平滑コンデンサを直列に接続してなることを特徴とし、請求項１又は２の発明と同様の作用を奏する。
【００１４】
請求項４の発明は、請求項１〜請求項３の何れかの発明において、前記スイッチング素子をオン・オフ制御してＤＣ／ＤＣ変換回路の直流出力を可変する制御回路を備えたことを特徴とし、請求項１〜請求項３の何れかの発明と同様の作用を奏する。
【００１５】
請求項５の発明は、上記目的を達成するために、請求項１〜請求項４に記載された負荷を放電灯としたことを特徴とし、低損失でサージ電圧の抑制が可能な放電灯点灯装置が提供できる。
【００１６】
請求項６の発明は、請求項５の発明において、前記負荷回路は、ＤＣ／ＤＣ変換回路の直流出力を交番して放電灯に供給するインバータ回路を具備することを特徴とし、請求項５の発明と同様の作用を奏する。
【００１７】
請求項７の発明は、請求項５又は６の発明において、前記負荷回路は、放電灯に始動用の高電圧を印可する始動回路を具備することを特徴とし、請求項５又は６の発明と同様の作用を奏する。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施形態を詳細に説明する。但し、下記の各実施形態では負荷５１を放電灯とした従来例２の負荷回路５と同一構成の負荷回路５を備えているが、負荷回路５並びに負荷５１を実施形態のものに限定する趣旨ではなく、他の構成を有する負荷回路５や放電灯以外の負荷５１を具備する負荷回路５を備える場合であっても本発明の技術的思想が適用可能である。
【００１９】
（実施形態１）
図１に本実施形態の電源装置（放電灯点灯装置）の概略回路構成図を示す。本実施形態は、バッテリのような直流電源１の電源電圧を所望の直流電圧に変換するＤＣ／ＤＣ変換回路２と、ＤＣ／ＤＣ変換回路２の直流出力を調整して負荷（図示せず）に供給する負荷回路５とを備える。但し、本実施形態の基本構成は従来例２と共通であるから、共通する構成については同一の符号を付して説明を省略する。
【００２０】
ＤＣ／ＤＣ変換回路２は、トランス２１と、直流電源１からトランス２１の１次巻線Ｌ１に流れる電流Ｉ１を断続するスイッチング素子２２と、トランス２１の２次巻線Ｌ２に整流素子を介して接続される平滑コンデンサ２４とを具備したトランス構成のバックブーストコンバータである。また、直流電源１の両端にトランス２１の１次巻線Ｌ１とスイッチング素子２２を直列に接続して１次側閉回路を形成している。トランス２１の２次巻線Ｌ２の一端を第１のダイオード２３のカソードに接続し、２次巻線Ｌ２の他端を第２のダイオード２８を介してスイッチング素子２２と１次巻線Ｌ１の接続点に接続し、第１のダイオード２３のアノードに平滑コンデンサ２４の一端と負荷回路５の一方の入力端を接続するとともに、平滑コンデンサ２４の他端を負荷回路５の他方の入力端とトランス２１の１次巻線Ｌ１の他端及び直流電源１の負極に接続して２次側閉回路を形成している。さらに、第２のダイオード２８のアノードとトランス２１の１次巻線Ｌ１の他端及び平滑コンデンサ２４の接続点との間にサージ吸収用の第２のコンデンサ２６を接続して、トランス２１の１次巻線Ｌ１と第２のダイオード２８と第２のコンデンサ２６の直列回路からなる第３の閉回路を形成している。なお、第３の閉回路のインダクタンス成分はトランス２１の１次巻線Ｌ１のみとしてある。
【００２１】
また、制御回路６は例えば従来例１又は従来例２の制御回路と共通の回路構成を有するものであって、ＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力電流及び出力電圧を検出し、それらの検出値が所望の値となるようにスイッチング素子２２のオンデューティ比を可変するＰＷＭ制御（従来例１参照）や、あるいは定常時に電流境界モードで動作させる制御（従来例２参照）を行う。但し、制御回路６の構成はこれに限定されるものではなく、他の制御を行うものであっても良い。
【００２２】
ところで、トランス構成のバックブーストコンバータは、通常、第２のコンデンサ２６及び第２のダイオード２８を具備しておらず、トランス２１の１次巻線Ｌ１と２次巻線Ｌ２を直接接続する構成が一般的であり、その回路動作は下記のようになる。
【００２３】
まず、スイッチング素子２２がオンすると直流電源１からトランス２１の１次巻線Ｌ１に電流Ｉ１が流れてトランス２１にエネルギが蓄積される。スイッチング素子２２がオフするとトランス２１に蓄積されたエネルギが１次巻線Ｌ１と２次巻線Ｌ２の直列回路で整流用のダイオード（第１のダイオード）２３を介して平滑コンデンサ２４に放電される。すなわち、スイッチング素子２２のオン・オフを繰り返すことにより、ＤＣ／ＤＣ変換回路２にて直流電源１の電源電圧を所望のレベルの直流電圧に変換して負荷回路５に供給する。
【００２４】
ここで、スイッチング素子２２がオフするときに発生するサージ電圧は、トランス２１の１次側の漏れインダクタンスに蓄積されたサージエネルギの行き場がないことに加え、トランス２１に蓄積したエネルギを２次側に放出する際に２次側の漏れインダクタンスによって２次側電流Ｉ２が急には増加しないことに起因している。
【００２５】
そこで、本発明はトランス２１の１次側の漏れインダクタンスに蓄積されたサージエネルギをバイパスする経路を設けるとともにサージエネルギをコンデンサに蓄積し、このコンデンサに蓄積したエネルギを平滑コンデンサに送り、最終的に負荷回路５に供給することによって、低損失でサージ電圧の抑制を可能としている。
【００２６】
而して、本実施形態においては、トランス２１の両端に第２のダイオード２８と第２のコンデンサ２６を直列に接続してなる第３の閉回路によって上記経路を形成しており、スイッチング素子２２をオフするときに発生するサージ電圧を第２のダイオード２８を介して第２のコンデンサ２６にクランプし、２次側電流Ｉ２が流れるときに第２のコンデンサ２６に蓄積されたサージエネルギを第１のダイオード２３と２次巻線Ｌ２を介して平滑コンデンサ２４に放電する。これにより、サージ電圧を抑制することができるとともにスナバ回路による損失を回避することができる。
【００２７】
なお、図２に示すように第２のダイオード２８と第２のコンデンサ２６とを入れ換え、トランス２１の１次巻線Ｌ１と２次巻線Ｌ２を第２のコンデンサ２６を介して接続するとともに、２次巻線Ｌ２の極性を反転しても同様の作用効果を奏する。この場合、平滑コンデンサ２４の両端電圧（出力電圧）の極性は図１の回路構成と逆になる。
【００２８】
また、図３に示すように第２のコンデンサ２６を第１及び第２のダイオード２３、２８のアノード間に接続することで第３の閉回路内に平滑コンデンサ２４を直列に接続したり、さらには、図４に示すように第２のダイオード２８と第２のコンデンサ２６とを入れ換え、トランス２１の１次巻線Ｌ１と２次巻線Ｌ２を第２のコンデンサ２６を介して接続するとともに、２次巻線Ｌ２の極性を反転しても同様の作用効果を奏する。
【００２９】
【発明の効果】
請求項１の発明は、直流電源の電源電圧を所望の直流電圧に変換するＤＣ／ＤＣ変換回路と、ＤＣ／ＤＣ変換回路の直流出力を調整して負荷に供給する負荷回路とを備え、ＤＣ／ＤＣ変換回路は、トランスと、直流電源からトランスの１次巻線に流れる電流を断続するスイッチング素子と、トランスの２次巻線に整流素子を介して接続される平滑コンデンサとを具備したバックブーストコンバータからなり、直流電源と１次巻線とスイッチング素子により１次側閉回路が形成され、少なくとも２次巻線と２次巻線の両端にそれぞれ接続される第１及び第２のダイオードと平滑コンデンサからなる直列回路を含む２次側閉回路が形成されるとともに、前記スイッチング素子がオフしているときは直流電源が切り離され、少なくとも１次巻線と第２のダイオードと第２のコンデンサからなる直列回路を含む第３の閉回路が形成され、第３の閉回路のインダクタンス成分をトランスの１次巻線のみとしてなることを特徴とし、スイッチング素子がオフする際に発生するサージ電圧を第３の閉回路に含まれる第２のダイオード及び第２のコンデンサにてクランプするとともに、第２のコンデンサに蓄積されるサージエネルギを２次側閉回路の平滑コンデンサに送り、最終的に負荷回路に供給することによって低損失でサージ電圧の抑制が可能となるという効果がある。
【００３０】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記２次側閉回路内にトランスの１次巻線を直列に接続してなることを特徴とし、請求項１の発明と同様の効果を奏する。
【００３１】
請求項３の発明は、請求項１又は２の発明において、前記第３の閉回路内に平滑コンデンサを直列に接続してなることを特徴とし、請求項１又は２の発明と同様の効果を奏する。
【００３２】
請求項４の発明は、請求項１〜請求項３の何れかの発明において、前記スイッチング素子をオン・オフ制御してＤＣ／ＤＣ変換回路の直流出力を可変する制御回路を備えたことを特徴とし、請求項１〜請求項３の何れかの発明と同様の効果を奏する。
【００３３】
請求項５の発明は、請求項１〜請求項４に記載された負荷を放電灯としたことを特徴とし、低損失でサージ電圧の抑制が可能な放電灯点灯装置が提供できるという効果がある。
【００３４】
請求項６の発明は、請求項５の発明において、前記負荷回路は、ＤＣ／ＤＣ変換回路の直流出力を交番して放電灯に供給するインバータ回路を具備することを特徴とし、請求項５の発明と同様の効果を奏する。
【００３５】
請求項７の発明は、請求項５又は６の発明において、前記負荷回路は、放電灯に始動用の高電圧を印可する始動回路を具備することを特徴とし、請求項５又は６の発明と同様の効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施形態１を示す概略回路構成図である。
【図２】同上の他の構成を示す概略回路構成図である。
【図３】同上のさらに他の構成を示す概略回路構成図である。
【図４】同上のさらにまた他の構成を示す概略回路構成図である。
【図５】従来例１を示す概略回路構成図である。
【図６】従来例２を示す概略回路構成図である。
【図７】同上の電流境界モードの場合における動作波形図である。
【図８】同上の電流連続モードの場合における動作波形図である。
【図９】同上におけるトランスの概略構成図である。
【図１０】同上におけるＤＣ／ＤＣ変換回路の他の構成を示す概略回路構成図である。
【符号の説明】
１ 直流電源
２ ＤＣ／ＤＣ変換回路
５ 負荷回路
２１ トランス
Ｌ１ １次巻線
Ｌ２ ２次巻線
２２ スイッチング素子
２３ 第１のダイオード
２４ 平滑コンデンサ
２６ 第２のコンデンサ
２８ 第２のダイオード
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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