(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
表面波を用いたリアクタンス素子を備えた高周波フィルタであって、
当該高周波フィルタは圧電基板に形成されており、
当該高周波フィルタは、対称的な入力側（ｉｎ）と対称的な出力側（ｏｕｔ）との間に配置されている２つの直列パス（ＳＰ１，ＳＰ２）を有しており、
第１の直列パスおよび第２の直列パスのそれぞれ一方の端子は、当該高周波フィルタの前記対称的な入力側（ｉｎ）を形成し、かつ前記第１の直列パスおよび前記第２の直列パスのそれぞれ他方の端子は、前記対称的な出力側（ｏｕｔ）を形成しており、
１つの音響トラックに配置されている４端子のリアクタンス直列素子（ＶＳ）を備え、該リアクタンス直列素子はそれぞれ２つの端子を備えた２つの幾何学的に同じであるリアクタンス素子（ＲＳ）から成っており、
前記両リアクタンス素子（ＲＳ）は前記１つの音響トラックに配置されており、該１つの音響トラックは、両リアクタンス素子（ＲＳ）を挟み込むように２つのリフレクタ（ＲＦ）が配置されることによって形成され、
ここで
それぞれのリアクタンス素子（ＲＳ）は１つのインターデジタル形変換器を有しており、それぞれのインターデジタル形変換器の一方のコンタクトバーは前記対称的な入力側に接続されており、他方のコンタクトバーは前記対称的な出力側に接続されており、
前記第１の直列パスには第１のリアクタンス素子が配置されており、前記第２の直列パスには第２のリアクタンス素子が配置されている
リアクタンス素子を備えた高周波フィルタ。
【請求項２】
前記リアクタンス直列素子（ＶＳ）は２つのリフレクタ（ＲＦ）の間に配置されているインターデジタル形変換器（ＩＤＴ）を備えている共振器であり、該インターデジタル形変換器は軸対象に２つの部分変換器（Ｔ）に分割されており、
ここでそれぞれの部分変換器に対して音響トラックのそれぞれの側において１つの接続端子が設けられておりかつ
音響トラックのそれぞれの側において反対の位相を有する２つの接続端子が設けられている
請求項１記載の高周波フィルタ。
【請求項３】
少なくとも１つの並列分岐（ＰＡ）が設けられており、該並列分岐には共振器が配置されており、該共振器は前記第１の直列パスおよび前記第２の直列パス（ＳＰ１，ＳＰ２）の間に接続されている
請求項１または２記載の高周波フィルタ。
【請求項４】
前記並列分岐（ＰＡ）における共振器は周波数が、前記リアクタンス直列素子（ＶＳ）の前記リアクタンス素子に対して離調されていて、該リアクタンス直列素子のリアクタンス素子の共振周波数が並列分岐（ＰＡ）における共振器の反共振周波数より大きいかまたは同じであるようにされている
請求項３記載の高周波フィルタ。
【請求項５】
前記リアクタンス直列素子（ＶＳ）の２つの対称的な入力側または対称的な出力側の接続端子は対称的なＤＭＳフィルタ（ＤＭＳ）の対称的な入力側または出力側にカスケード接続されている
請求項４記載の高周波フィルタ。
【請求項６】
前記リアクタンス直列素子（ＶＳ）の２つの対称的な入力側または対称的な出力側の接続端子は少なくとも１つの別のＤＭＳフィルタ（ＤＭＳ２）にカスケード接続されている
請求項５記載の高周波フィルタ。
【請求項７】
当該フィルタまたはリアクタンス直列素子（ＶＳ）の入力側または出力側の２つの接続端子に少なくとも１つのリアクタンス素子（ＲＰ）が並列に接続されている
請求項５または６記載の高周波フィルタ。
【請求項８】
前記並列接続されているリアクタンス素子（ＲＰ）は２つの共振器（ＲＰ１，ＲＰ２）の直列回路から成っている
請求項７記載のフィルタ。
【請求項９】
前記並列接続されているリアクタンス素子（ＲＰ）は２つのリフレクタ（ＲＦ）の間に配置されているインターデジタル形変換器（ＩＤＴ）を有しており、該インターデジタル形変換器の一方のコンタクトバーは軸対象に２つの部分バー（ＴＳ１，ＴＳ２）に分割されており、該部分バーはそれぞれ、直列パスの１つに接続されている
請求項７記載の高周波フィルタ。
【請求項１０】
２つの相互に周波数がシフトされているリアクタンス直列素子（ＶＳ１，ＶＳ２）を有しており、これらのリアクタンス直列素子は交差を介して１つのブリッジ回路に接続されている
請求項２記載の高周波フィルタ。
【請求項１１】
前記インターデジタル形変換器はカスケード重み付けされており、それ故に少なくとも部分的にトランスバーサルな方向において直列接続されている部分変換器から成っている
請求項１記載の高周波フィルタ。
【請求項１２】
前記インターデジタル形変換器は間引き重み付けまたはオーバラップ重み付けされている
請求項１記載のフィルタ。
【請求項１３】
前記リアクタンス素子の１つはインターデジタル形変換器およびリフレクタから選択されている２つの並置されている表面波ストラクチャを有しており、該表面波ストラクチャは相互に位相がシフトされており、ここでフィンガ周期は移行部の領域において最小値を有しておりかつ２つの側から連続的に減少していく
請求項１記載の高周波フィルタ。
【請求項１４】
リチウムタンタレートおよびリチウムナイオベートから選択されている基板上に形成されている
請求項１記載のフィルタ。
【請求項１５】
フィルタおよびリアクタンス素子は金属化部を有しており、該金属化部はアルミニウム、アルミニウムおよび銅またはアルミニウムおよびマグネシウムを含んでいる
請求項１記載の高周波フィルタ。
【請求項１６】
当該高周波フィルタの対称的な入力側および対称的な出力側（ｉｎ；ｏｕｔ）は基板上で接続パッドに接続されており、該接続パッドはバンプを介してフリップチップ技術においてベースプレートにコンタクト形成されている
請求項１記載の高周波フィルタ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
ＧＳＭ移動電話において今日大部分が表面波フィルタまたは簡単に言うとＳＡＷフィルタが使用される。これらフィルタは入力側がシングル・エンデッド（single ended）作動しかつ出力側がバランスド（balanced）作動する。その際シングル・エンデッドは、２つの接続端子の一方だけに信号が印加され、一方別の接続端子はアースに接続されていることを意味している。この接続手法は非対称形とも称される。これに対してＳＡＷフィルタのバランスド作動する入力側または出力側は２つの接続端子を有しており、これら端子における信号は理想的には相互に１８０°位相がずれている。すなわち、２つの接続端子にて絶対値が同じであって、極性だけが相異している信号を取り出すことができる。この種の対称／非対称作動はＢＡＬＵＮ機能とも呼ばれる。
【０００２】
ＥＤＧＥ，ＵＭＴＳおよびＣＤＭＡのような比較的最新の移動無線システムのために市場はますます、両方の側においてバランスド・モードにおいて作動することができるＳＡＷ高周波フィルタを要求するようになっている。部分的に、この種のフィルタは、ＡＭＰＳ，ＰＣＳおよびＰＤＣ１．５という確立されている移動無線システムに既に組み込まれてもいる。
【０００３】
ＳＡＷフィルタの作動法に対して重要な別のファクターはフィルタインピーダンスである。これまで大抵は入力側および出力側において統一して５０Ωのフィルタインピーダンスが要求されかつ提供されていたが、今やバランスド・バランスドフィルタに対してますます、１００ないし４００Ωの領域の一層高いインピーダンスも要求されるようになっている。
【０００４】
移動無線での使用において殊に、ＳＡＷ高周波フィルタは選択度および挿入損に関しても、極めて高い要求を充足できなければならない。これらの要求は特殊な新規なフィルタ構造をもってしか実現されない。
【０００５】
両方の側がバランスド・モードにおいて作動することができる公知のフィルタは例えばＥＰ−Ａ０６０５８８４号から公知である。これらは縦モード共振器フィルタ（＝デュアルモードＳＡＷ＝ＤＭＳフィルタ）をベースにしてリチウムナオベートまたはリチウムタンタレート上に実現されている。これらフィルタはトラック毎に、２つのリフレクタの間に配置されている、奇数個のインターデジタル形変換器を有している。バランスド・バランスドフィルタは例えば、それぞれ３つの変換器を備えている２つのトラックがそれぞれ真ん中の変換器を介してカスケード接続されている２トラックフィルタとして実現されている。１つのトラックのそれぞれ２つの両側の変換器は１つの入力側または出力側に接続されておりかつ位相反転部を有しているので、それぞれの入力側または出力側における対称的な作動が可能である。この種のフィルタは入力側および出力側において同じインピーダンスを有している。
【０００６】
本発明の課題は、高い選択度および低い挿入損を有している、両側においてバランスド・モードにおいて作動可能であるフィルタを使用することができるようにすることである。
【０００７】
この課題は本発明によれば、請求項１に記載の表面波フィルタによって解決される。本発明の有利な形態は従属請求項から明らかである。
【０００８】
本発明はまず、表面波を用いたリアクタンス素子を備えた両側においてバランスド・モードにおいて作動可能な高周波フィルタを構成することを提案する。その際表面波を用いたリアクタンス素子はＳＡＷ共振器として実現されていることができる。しかしリアクタンス素子の一般的な定義は、それ自体で見ればフィルタとして作用せず、相応に任意のインピーダンスエレメントによっても置換することができるインピーダンスを介してのみ作用するということである。本発明のフィルタは電気的に完全に対称的に構成されている。これは少なくとも１つの４端子のリアクタンス直列素子を有しており、その際それぞれ２つの極（＝ポート）が対称的な入力側ないし出力側を形成している。その際４端子のリアクタンス直列素子は２つの個別の幾何学的に同じ２端子のリアクタンス素子または４つの接続端子（極）を有する唯一の（４端子）リアクタンス素子から構成することができる。リアクタンス直列素子とは本発明の意味において、ＳＡＷリアクタンス素子であり、それは少なくとも１つのインターデジタル形変換器を有しており、該インターデジタル形変換器の一方のコンタクトバーは入力側に接続されており、他方のコンタクトバーは出力側に接続されているので、入力側および出力側間に直列接続（パス）が形成されており、該パスにリアクタンス直列素子が埋め込まれているのである。
【０００９】
本発明の４端子リアクタンス直列素子は、上記の課題を簡単な手法で解決する基本ＳＡＷ高周波フィルタに対する基本ストラクチャを構成している。これまでのリアクタンスフィルタは非対称の構造を有しておりかつ両側においてそれぞれ、信号を導く１つの接続端子、すなわちシングル・エンデッド接続端子しか有しておらず、一方他方の接続端子はアースに接続されている。それ故にこの種の公知のリアクタンスフィルタは信号を導く２つの接続端子を入力側および出力側において相互に接続する１つの直列パスしか有していない。アースに対する接続はこれに対して並列に接続されている共振器ないしリアクタンス素子を介して行われる。それ故に公知のリアクタンスフィルタの全体の配置は電気的にも幾何学的にも非対称である。
【００１０】
最も簡単な形態において、会わせて１つのリアクタンス直列素子を形成する２つの共振器が設けられている。これら２つの共振器のそれぞれの接続端子は入力側に接続されており、他方の接続端子はそれぞれ他方のコンタクトバーを介して出力側に接続されている。共振器は音響的にカップリングされていない。
【００１１】
本発明の別の形態において、それぞれ１つのリアクタンス素子ないし共振器を有している２つの直列パスが少なくとも１つの並列分岐を介して対称形に相互接続されているようにすることができ、その際には価値の高い高周波フィルタが得られる。最も簡単な場合これは、それに並列に接続されているＳＡＷ共振器とすることができる。
【００１２】
しかし、４端子リアクタンス直列素子の入力側または出力側を両側が対称形であるＤＭＳフィルタの対称形の入力側に接続することもできる。その場合ＤＭＳフィルタの出力側は、価値の高い本発明のフィルタの出力側ないし入力側である。
【００１３】
本発明の別の実施形態において同様に、２つの直列パスの間に１つの並列分岐が設けられており、該並列分岐には直列に接続されている２つのリアクタンス素子ないし共振器が配置されており、これらは音響的にはカップリングされていない。並列なリアクタンス素子として共振器を使用することもできる。この場合共振器の一方のコンタクトバーは軸対称に２つの部分に分割されており、２つの部分はそれぞれインターデジタル形変換器の２つの接続端子に接続されている。このようにして分割されているインターデジタル形変換器の対向しているコンタクトバーが仮想のアース点を表し、それを場合によってはアース接続端子に接続するようにしてもよい。
【００１４】
４端子の個々のリアクタンス直列素子は、表面波共振器のインターデジタル形変換器が、それぞれ２つの接続端子を有している２つの部分変換器に対称的に分割されるときにも実現される。その場合共振器の音響トラックの両側で、対称的な入力側および出力側が実現されており、これらは別の対称的なＳＡＷ構成要素と一緒に完全に機能する高度に対称性のある高周波フィルタの基本構造の入力側および出力側を表している。
【００１５】
本発明の別の実施形態において、４端子のリアクタンス直列素子を別のリアクタンス素子またはＤＭＳフィルタともカスケード接続することができる。その場合、リアクタンス直列素子にカスケード接続されているＤＭＳフィルタを別の対称的なＤＭＳフィルタとカスケード接続することができる。２つの対称的なＤＭＳフィルタをその間に挿入されている４端子のリアクタンス直列素子を介して相互に接続することもできる。その際ＤＭＳフィルタの方もそれぞれカスケード接続されていてよく、すなわちカスケード接続された複数の音響トラックを有していることができる。
【００１６】
本発明の別の形態において、電気的に対称的な接続において、２つの４端子リアクタンス素子は交差を介してブリッジ回路の形に相互に接続されている。その際第１の４端子リアクタンス素子の対称的な入力側の２つの接続端子は第２の４端子のリアクタンス素子の入力側および出力側のそれぞれの接続端子に接続される。第１のリアクタンス素子の出力側の２つの接続端子は第２のリアクタンス素子の入力側および出力側のそれぞれ他方の接続端子に接続される。このことは、幾何学的に対称な配置を表しているのではなく、電気的に対称な配置を表しているだけである。
【００１７】
本発明のリアクタンスフィルタは、２つの並置されている表面波構造がインターデジタル形変換器およびリフレクタから選択されて相互に無関係に、お互いに依存がシフトされている、ＤＭＳトラックまたは共振器を含んでいることもできる。その際２つの位相がシフトされている表面波構造間の移行は、連続的に変化されるフィンガ周期によっておよび連続的に変化するフィンガ間隔によって、または連続的に変化されるフィンガ周期によってだけ実現され、その際フィンガ周期は移行の領域において最小値を有しておりかつ両方の側から連続的に減少している。これにより高周波フィルタにおける散乱損が回避される。
【００１８】
本発明の別の形態において、個々のまたは複数のインターデジタル形変換器をリアクタンス素子または該素子と接続されているＤＭＳフィルタないしＤＭＳトラックによって重みを付けて、全体のフィルタの種々のパラメータが整合されるようにすることができる。これにより例えばフィルタの帯域幅を変え、フィルタのインピーダンスを変化させまたは選択度を高めることができる。この種の重み付けは間引き重み付けまたはオーバラップ重み付けとして実施されていることができる。すべて本発明のフィルタに使用することができる重み付けられたインターデジタル形変換器に対する別の例は例えばＤＥ−Ａ−１９７２４５９（＝９７Ｐ１７０５）から分かり、ここに記載の内容はこれを以てすべてここに参照される。
【００１９】
しかし、インターデジタル形変換器においてカスケード重み付けを実施することもできる。このためにインターデジタル形変換器の部分は、それぞれ低減されているトラック幅を有している２つまたは複数の直列に接続されている部分変換器によって置換される。その際部分変換器の直列接続は、従来のインターデジタル形変換器に取り込まれているコンタクトバーであって、フィンガ接続列が相応の変化されているコンタクトバーによって実現することができる。その際内側のコンタクトバーがインターデジタル形変換器の全長にわたって延在していないようにすることもできる。その場合には結果的に、複数の並列接続されている部分変換器に分割されているインターデジタル形変換器が実現され、その際これら部分変換器の１つはもう一度２つまたはそれ以上の沢山の直列接続された部分変換器に分割されている。すなわち簡単な手法で、インターデジタル形変換器のインピーダンス、従って入力側または出力側またはリアクタンス素子またはフィルタのインピーダンスも高められる。
【００２０】
有利には、本発明のフィルタは本発明の基板上に形成されており、その際リチウムタンタレートおよびリチウムナイオベートが推奨される。
【００２１】
この基板材料上の金属化のために、アルミニウム、アルミニウム／銅合金、アルミニウムおよび銅層、アルミニウム／マグネシウム合金またはアルミニウムおよびマグネシウム層から成る電極構造が適している。これらは例えば基板材料における良好な接着によって特徴付けられる。
【００２２】
本発明のＳＡＷ高周波フィルタは、圧電基板上に実現される場合にも、ブリッジ回路を除いて幾何学的に高度に対称的である。このことで結果的に、電気的な接続端子（極）も基板上に対称的に配置されていることになる。本発明のフィルタがフリップチップ技術において、基板がベースプレートにマウントされるとき、外寸が特別コンパクトであるフィルタが得られ、この場合ベースプレートにおいて基板はベースプレートの方の側の金属化部がはんだ球またはバンプを介してこれに接続されるのである。
【００２３】
次に本発明を実施例およびそれに対応している１４の図に基づいて詳細に説明する。
【００２４】
図１には、２つのリアクタンス素子から成る４端子リアクタンス直列素子が示されており、
図２には、４端子リアクタンス素子として実現されているリアクタンス直列素子が示されており、
図３には、２つの対称的に直列接続されている共振器が並列分岐において示されており、
図４には、１つのリアクタンス素子を有する１つの対称的な並列分岐が示されており、
図５には、対称的なＤＭＳフィルタ構造が示されており、
図６には、１つのリアクタンス素子が対称的な並列分岐において示されており、
図７には、対称的なＤＭＳフィルタとカスケード接続されている対称的なリアクタンス直列素子が示されており、
図８には、対称的なリアクタンス直列素子とカスケード接続されている対称的なＤＭＳフィルタが示されており、
図９には、２つの対称的なＤＭＳフィルタの間に接続されている対称的なリアクタンス直列素子が示されており、
図１０には、２つの直列なリアクタンス素子とこれらに並列に接続されているリアクタンス素子とが示されており、従ってこれらは１つの対称的なリアクタンスフィルタを形成しており、
図１１には、４端子の対称的なリアクタンス直列素子が示されており、それには２端子のリアクタンス素子が並列接続されているので、結果的に対称的なリアクタンスフィルタが形成され、
図１２には、２つの４端子リアクタンス直列素子から成るブリッジ回路が示されており、
図１３には、本発明のフィルタの通過特性曲線が示されており、
図１４には、高められたインピーダンスを有するリアクタンス素子に対する、部分的に１／２トラックに分割されているインターデジタル形変換器が示されている。
【００２５】
図１には、共振器として実現されている２つの幾何学的に同じリアクタンス素子ＲＳによって４端子リアクタンス直列素子が構成されている本発明の簡単な実施例が示されている。２つの２端子のリアクタンス素子ＲＳ１，ＲＳ２のそれぞれの接続端子（極）が一緒に入力側ｉｎを形成しており、一方２つの別の接続端子が出力側ｏｕｔを形成している。その際それぞれのリアクタンス素子ＲＳはインターデジタル形変換器ＩＤＴから成っており、これは２つのリフレクタＲＦの間に配置されている。第１のリアクタンス素子ＲＳ１は第１の直列パスＳＰ１を形成し、一方第２のリアクタンス素子ＲＳ２は第２の直列パスＳＰ２を形成しており、このことは図１の右側の部分にシンボリックな書き方で図示されている。２つのリアクタンス素子ＲＳは音響的には相互にカップリングされておらず、このことは図の左側において二重の波線によって示されている。
【００２６】
図２には、４つの接続端子を有するリアクタンス素子（共振器）として実現されている４端子リアクタンス直列素子が示されている。この共振器では、中央のインターデジタル形変換器は真ん中で対称的に第１の部分変換器Ｔ１と第２の部分変換器Ｔ２とに分割され、これらはそれぞれ２つの接続端子を有している。その際一方の側に存在しているそれぞれ２つの接続端子は入力側ｉｎまたは出力側ｏｕｔにまとめられる。この種の４端子リアクタンス素子は基本ＳＡＷフィルタである。ＳＡＷ素子の相反性に基づいて、このフィルタおよび本発明の別の全部のフィルタに対して、これらが反対の方向においても作動することができる、すなわち入力側ｉｎおよび出力側ｏｕｔが交換されている作動法においても作動することができることは明らかである。このことは、この種のリアクタンス直列素子とカスケード接続することができる、以下に説明する部分ストラクチャの配置構成に対しても当てはまる。
【００２７】
図３には、リアクタンス直列素子の入力側または出力側において２つの接続端子ｉｎ，ｏｕｔ間に接続することができる並列分岐ＰＡが示されている。この並列分岐では２つのリアクタンス素子ＲＰが直列に接続されている。２つのリアクタンス素子ＲＰの間に仮想のアース点Ｇが存在している。これは直列パス間の対称的な中央位置に基づいて一定の電位を有しておりかつ選択的にアースに接続されているようにすることもできる。
【００２８】
図４には、同じく並列分岐に配置されている別の構成のリアクタンス素子が示されている。これはリアクタンス直列素子の入力側または出力側の２つの接続端子の間に接続することができる。このリアクタンス素子は２つのリフレクタの間に配置されているインターデジタル形変換器を有しており、該変換器においてコンタクトバー（図では右側に示されている）が対称的に２つのサブバーＴＳ１，ＴＳ２に分割されている。結果としてインターデジタル形変換器は直列に相互接続されている２つの部分変換器に分割されている。これら部分変換器は一緒に並列分岐に対するリアクタンス素子を表している。これは図１または図２に図示されているリアクタンス直列素子の１つに接続されるようにすることができる。
【００２９】
図５には、公知の、それ自体で機能するＤＭＳフィルタが示されている。これは入力側および出力側において対称的な接続端子を有している。このために、全部で３つあるインターデジタル形変換器の真ん中のものはコンタクトバーの対称的な分割により音響トラックの一方の側に存在している２つの接続端子ｉｎを備えている。これらは対称的な入力側ｉｎを形成している。２つの外側のインターデジタル形変換器は出力側ｏｕｔと接続されている。そこでこの種の対称的なＤＭＳフィルタは−並列分岐におけるリアクタンス素子に類似して−付加的な部分ストラクチャとしてリアクタンス直列素子の入力側または出力側（図１または２参照）に接続することができるか、または別様に言えばこれとカスケード接続することができる。直列分岐にリアクタンス素子を有しているリアクタンス直列素子を備えたＤＭＳフィルタをカスケード接続することも可能である。
【００３０】
図６には、本発明のリアクタンス直列素子に接続することができる別の可能な部分ストラクチャが図示されている。ここでは並列分岐に並列リアクタンス素子ＲＰとして簡単なＳＡＷ共振器が配置されている。
【００３１】
図７には、４端子のリアクタンス直列素子ＶＳが対称的なＤＭＳフィルタＤＭＳ（例えば図５参照）もカスケード接続されている本発明の別の実施例が示されている。ＤＭＳフィルタＤＭＳの外側のインターデジタル形変換器を介して形成されている出力側はリアクタンス直列素子の入力側の２つの接続端子に接続されている。
【００３２】
図８には図７と類似の接続構成が示されているが、ここでは対称的なＤＭＳフィルタＤＭＳは真ん中のインターデジタル形変換器の２つの接続端子を介してリアクタンス直列素子ＶＳに接続されている。
【００３３】
図９には、両側がそれぞれ対称的なＤＭＳフィルタＤＭＳ１，ＤＭＳ２にカスケード接続されているリアクタンス直列素子ＶＳが示されている。図示の形態においてＤＭＳフィルタはそれぞれ外側のインターデジタル形変換器を介してリアクタンス直列素子に接続されている。しかしリアクタンス直列素子に対するＤＭＳフィルタの接続をＤＭＳフィルタの真ん中のインターデジタル形変換器の２つの接続端子を介して行うことも可能である。
【００３４】
図１０には、それぞれに２端子のリアクタンス素子ＲＳ１，ＲＳ２（共振器）が配置されている２つの直列パスが設けられている本発明のフィルタが示されている。２つの直列パスは、並列分岐に配置されている１つの別の２端子のリアクタンス素子ないし２端子の共振器によって橋絡されている。その際並列分岐における共振器（ＲＰ）の周波数は直列パスにおける共振器（ＲＳ１，ＲＳ２）に対して離調していて、直列パスにおける共振器（ＲＳ１，ＲＳ２）の共振周波数の方が並列分岐（ＰＡ）における共振器（ＲＳ）の反共振周波数より大きいかまたはそれに等しいようになっている。
【００３５】
図１１には、出力側ｏｕｔの２つの接続端子が２端子のリアクタンス素子ＲＰに並列に接続されているリアクタンス直列素子ＶＳが示されている。並列分岐のこのリアクタンス素子は図４に図示の、インターデジタル形変換器におけるコンタクトバーが分割されているリアクタンス素子に対応している。有利な実施形態においてこのフィルタでは出力側ｏｕｔに対する電気的な接続端子は並列分岐にあるリフレクタと接続されており、かつリフレクタはリアクタンス直列素子ＶＳの出力側に接続されている。このようにして、同様に金属ストラクチャから成っている電気的に不活性のリフレクタを導体路として利用することができる。これにより、フィルタを実現しているチップの表面上の付加的な導体路が節約される。
【００３６】
図１２には、２つの４端子リアクタンス直列素子ＶＳ１，ＶＳ２が交差を介してブリッジに形成されている別の本発明のフィルタが示されている。その際２つのリアクタンス直列素子の共振器ＡおよびＢは周波数に関して相互に離調されている。このことは、例えば種々のフィンガ周期またはインターデジタル形変換器と共振器のリフレクタとの間の種々の間隔によって調整設定することができる。
【００３７】
図１３には本発明のフィルタの通過曲線が示されているが、これは例えば図７に示されているように構成されているフィルタにおいて測定することができたものである。このフィルタは全体の通過域にわたって、２０ｄＢより大きい選択度および最大３ｄＢの低い挿入損を呈している。それ故にこのフィルタは移動無線システムに使用されるのみ特別良好である。というのはそれに要求されている厳格な仕様を満足しているからである。このことは実施例において説明したすべてのその他のフィルタに対しても当てはまる。
【００３８】
図１４にはそれ自体公知のカスケード重み付けされたインターデジタル形変換器が示されているが、これは本発明のフィルタのリアクタンス素子またはリアクタンス直列素子にカスケード接続されているＤＭＳフィルタに使用することができかつ相応のフィルタまたはリアクタンス素子のインピーダンスを高める。これは少なくとも部分的に付加的な真ん中のコンタクトバーＺＳを有しており、これは変換器を２つの直列に接続されている部分変換器に分割する。図にはこの種のインターデジタル形変換器が図示されており、これは３つの相互に並列に接続されている部分変換器ＴＷ１，ＴＷ２およびＴＷ３に分割され、その際真ん中の部分変換器ＴＷ３はというと付加的なコンタクトバーＺＳを介して直列に接続されている２つの部分変換器を有している。このインターデジタル形変換器は通常のインターデジタル形変換器に比べて高められたインピーダンスを有している。
【００３９】
実施例において説明してきた本発明の構成は、上に説明した個々の要素の組み合わせによって可能でありかつ表すことができる解決法の一部を示しているにすぎない。それ故に本発明は図示のストラクチャに制限されておらずかつ最も一般的な形で示されている。
【図面の簡単な説明】
【図１】  ２つのリアクタンス素子から成る４端子リアクタンス直列素子の略図である。
【図２】  ４端子リアクタンス素子として実現されているリアクタンス直列素子の略図である。
【図３】  並列分岐において示されている２つの対称的に直列接続されている共振器の略図である。
【図４】  １つのリアクタンス素子を有する１つの対称的な並列分岐の略図である。
【図５】  対称的なＤＭＳフィルタ構造の略図である。
【図６】  対称的な並列分岐において示されている１つのリアクタンス素子の略図である。
【図７】  対称的なＤＭＳフィルタとカスケード接続されている対称的なリアクタンス直列素子の略図である。
【図８】  対称的なリアクタンス直列素子とカスケード接続されている対称的なＤＭＳフィルタの略図である。
【図９】  ２つの対称的なＤＭＳフィルタの間に接続されている対称的なリアクタンス直列素子の略図である。
【図１０】  ２つの直列なリアクタンス素子とこれらに並列に接続されているリアクタンス素子とから成る１つの対称的なリアクタンスフィルタの略図である。
【図１１】  ２端子のリアクタンス素子が並列接続されている４端子の対称的なリアクタンス直列素子から成る対称的なリアクタンスフィルタの略図である。
【図１２】  ２つの４端子リアクタンス直列素子から成るブリッジ回路の略図である。
【図１３】  本発明のフィルタの通過特性曲線図である。
【図１４】  高められたインピーダンスを有するリアクタンス素子に対する、部分的に１／２トラックに分割されているインターデジタル形変換器の略図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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