(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
正相、中性相および負相を有する３線直流における正相と負相との間に接続した２直列スイッチ素子、該各スイッチ素子にそれぞれ逆並列接続されたダイオードからなる第１のハーフブリッジ型変換回路、該３線直流の正相と中性相との間に接続された正側平滑コンデンサ、および該正側平滑コンデンサに直列接続されて上記３線直流の中性相と負相との間に接続された負側平滑コンデンサを有し、交流電源からの交流を上記３線直流に変換する第１の電力変換器と、
上記３線直流の正相および負相との間に接続した２直列スイッチ素子、該各スイッチ素子にそれぞれ逆並列接続されたダイオードからなる２個の第２のハーフブリッジ型変換回路を有して、該２個の第２のハーフブリッジ型変換回路の２直列スイッチ素子の接続点をそれぞれ第１相、第２相の出力、上記３線直流の中性相を第３相の出力として、上記３線直流を３相交流に変換する第２の電力変換器と、
上記３線直流の正相と負相との間に接続した２直列スイッチ素子、該各スイッチ素子にそれぞれ逆並列接続されたダイオード、および上記２直列スイッチ素子の接続点と上記正側、負側平滑コンデンサの接続点との間に接続されたリアクトルを有した第３の電力変換器と、
上記第３の電力変換器の上記リアクトルに流れる電流を検出する電流検出手段を有して、該検出電流が電流指令に追従するようにＰＷＭ信号を生成して上記２直列スイッチ素子を制御する電流制御器とを備え、
上記電流制御器は、所定のサンプリング周期毎に、上記電流検出手段による上記検出電流と上記電流指令との差である誤差電流を導出し、所定の制御遅れ時間後における上記第３の電力変換器の２直列スイッチ素子のＰＷＭ信号を、上記誤差電流が正極性ならば正側スイッチ素子オンかつ負側スイッチ素子オフ、上記誤差電流が負極性ならば負側スイッチ素子オンかつ正側スイッチ素子オフとすることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
上記所定のサンプリング周期毎のタイミングから上記ＰＷＭ信号による上記２直列スイッチ素子の動作までの制御遅れ時間は、上記サンプリング周期よりも短いことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
上記正側平滑コンデンサと上記負側平滑コンデンサとの電圧差を検出し、該検出された電圧差を小さくするように上記電流指令を演算することを特徴とする請求項１または２記載の電力変換装置。
【請求項４】
上記第３の電力変換器の２直列スイッチ素子の双方をオフするゲートオフ手段を備え、上記正側平滑コンデンサと上記負側平滑コンデンサとの電圧差を検出し、該検出された電圧差が所定値以下の時、上記ゲートオフ手段により上記２直列スイッチ素子の双方をオフすることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項５】
上記第３の電力変換器の２直列スイッチ素子の双方をオフするゲートオフ手段を備え、上記第２の電力変換器の出力周波数が所定値以上の時、上記ゲートオフ手段により上記２直列スイッチ素子の双方をオフすることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項６】
上記第２の電力変換器の３相交流出力を３相交流電動機に接続することを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、交流電源の交流を整流回路で直流に変換し、さらにインバータ回路で交流に変換する電力変換装置に関し、特に、ハーフブリッジ型の電力変換器を採用し、直流回路が２直列の平滑コンデンサで構成される電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
整流回路やインバータ回路においてはフルブリッジ型の電力変換器が一般的であり、電源あるいは負荷の３相は全てIGBT等の半導体スイッチ素子に接続されている。これらの半導体スイッチ素子は高速でオン・オフ動作を行い、特定の電源電位に固定されることは無い。従って、回路内部の電位は大地電位に対して常に高周波で変化しており、コモンモードノイズの原因と成っている。回路内部の電位が高周波で変化する事を抑制する場合、ハーフブリッジ型の電力変換器の採用が有効である。ハーフブリッジ型の電力変換器は、直流回路が２直列の平滑コンデンサから成り、その平滑コンデンサの接続点に交流の１相が接続されている。直流の中性点電位が３相交流の内の１相の電位に固定されているため、回路内部の電位が大地に対して高周波で変化することは無く、コモンモードノイズの低減に効果がある。
【０００３】
しかし、整流回路やインバータ回路においてハーフブリッジ型の電力変換器を使用して、電源あるいは負荷の１相を直流中性点に接続する場合、直流中性点に接続した相の電流がハーフブリッジの正負平滑コンデンサに流れるため、正負平滑コンデンサの電圧アンバランスを生じるものである。このような正負平滑コンデンサの電圧アンバランスを解消する様に構成された従来の電力変換装置を以下に示す。
電力変換装置は、３相交流電源接続部と、正側平滑コンデンサと、負側平滑コンデンサと、スイッチ素子とダイオードとリアクトルとからなる第一相変換回路及びスイッチ素子とダイオードとリアクトルとからなる第三相変換回路と、中性相と第二相を接続した共通相と、正相と負相の間に接続した２直列スイッチ素子とダイオードと該スイッチ素子の中点と共通相の間に接続したリアクトルとからなる共通相変換回路とを備える。そして、正負平滑コンデンサの電圧アンバランスの原因となる直流中性点電流、あるいは正負平滑コンデンサの電圧差を検出して、共通相変換回路であるチョッパ回路で補償する。具体的には、正側平滑コンデンサおよび負側平滑コンデンサの電圧を電圧検出器でそれぞれ検出し、減算器で差を求め制御補償器を介して比較器へ入力する。比較器では、制御補償器の出力と３角波発生器の出力を比較してＰＷＭ信号を出力する。このＰＷＭ信号を入力とするIGBT駆動回路で主回路に設けた上記チョッパ回路のIGBTを交互にオン・オフする。これにより、正負平滑コンデンサの電圧に差があると、それを解消する方向に回路が動作する（例えば、特許文献１参照）。
【０００４】
【特許文献１】特開平９−２２４３７６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
このような電力変換装置では、正負平滑コンデンサの電圧アンバランスを解消するためのチョッパ回路のＰＷＭ信号を三角波比較法により生成している。このため、生成されたＰＷＭ信号は三角波の周期に同期し、三角波の周波数によりチョッパ回路の電流制御応答に制限を受ける。このチョッパ回路の電流制御応答が低い場合は、指令急変、負荷急変の過渡時において正負平滑コンデンサの電圧アンバランスを抑制する事ができないという問題点があった。同様に、チョッパ回路の動作を起動／停止する際に、起動から電圧アンバランス抑制に至るまでに時間がかかるという問題点があった。
また、チョッパ回路のIGBTの動作遅れや短絡防止時間等によりチョッパ回路自身が発生する誤差成分は、チョッパ回路の電流制御によりフィードバック的に低減されるため、電流制御応答が低いと誤差成分が充分に低減されないという問題点があった。
さらには、チョッパ回路の電流制御応答を高くするためには、三角波の周波数を高くする必要があり、チョッパ回路の損失が大きくなるという問題点もあった。
【０００６】
この発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであり、直流回路が２直列の平滑コンデンサから成り、その平滑コンデンサの接続点に交流の１相が接続されたハーフブリッジ型の電力変換器を用いた電力変換装置において、２直列の平滑コンデンサの電圧アンバランスを解消するために設けたチョッパ回路を、高速かつ低損失な制御系を構成して制御することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
この発明による電力変換装置は、交流電源からの交流を正相、中性相および負相を有する３線直流に変換する第１の電力変換器と、３相交流を出力する第２の電力変換器と、第３の電力変換器と、第３の電力変換器に流れる電流を制御する電流制御器とを備える。上記第１の電力変換器は、３線直流における正相と負相との間に接続された第１のハーフブリッジ型変換回路、該３線直流の正相と中性相との間に接続された正側平滑コンデンサ、および該正側平滑コンデンサに直列接続されて上記３線直流の中性相と負相との間に接続された負側平滑コンデンサを有し、交流電源からの交流を上記３線直流に変換する。上記第２の電力変換器は、上記３線直流の正相および負相との間に接続された２個の第２のハーフブリッジ型変換回路を有して該２個の第２のハーフブリッジ型変換回路の２直列スイッチ素子の接続点をそれぞれ第１相、第２相の出力、上記３線直流の中性相を第３相の出力として、上記３線直流を３相交流に変換する。第３の電力変換器は、上記３線直流の正相と負相との間に接続した２直列スイッチ素子、該各スイッチ素子にそれぞれ逆並列接続されたダイオード、および上記２直列スイッチ素子の接続点と上記正側、負側平滑コンデンサの接続点との間に接続されたリアクトルを有する。上記電流制御器は、上記第３の電力変換器の上記リアクトルに流れる電流を検出する電流検出手段を有して、該検出電流が電流指令に追従するようにＰＷＭ信号を生成して上記２直列スイッチ素子を制御する。そして、該電流制御器は、所定のサンプリング周期毎に、上記電流検出手段による上記検出電流と上記電流指令との差である誤差電流を導出し、所定の制御遅れ時間後における上記第３の電力変換器の２直列スイッチ素子のＰＷＭ信号を、上記誤差電流が正極性ならば正側スイッチ素子オンかつ負側スイッチ素子オフ、上記誤差電流が負極性ならば負側スイッチ素子オンかつ正側スイッチ素子オフとするものである。
【発明の効果】
【０００８】
この発明による電力変換装置は、直列接続された正負平滑コンデンサの電圧アンバランスを解消するための第３の電力変換器の２直列スイッチ素子を、所定のサンプリング周期毎に検出電流と電流指令との差である誤差電流を検出し、該誤差電流の極性に基づいて該極性を反転させるようにＰＷＭ信号を生成して制御する。このため、常に検出電流と電流指令とが一致するように第３の電力変換器の２直列スイッチ素子のオン・オフが決定され、第３の電力変換器を高速な制御系にて構成する事ができる。また、高速で電流制御応答が高いため、第３の電力変換器の動作を起動／停止する際に、起動から電圧アンバランス抑制が高速で実施できる。また、電流制御応答を高くするために従来のように三角波の周波数を高くする必要がないため、第３の電力変換器の制御は、高速で低損失な制御系となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１による電力変換装置を図について説明する。
図１はこの実施の形態１による電力変換装置を交流電動機の制御装置について示した回路図である。
図に示すように、主回路は、３相交流電源１の交流を直流に変換する第１の電力変換器としての整流回路Ａと、その直流を交流に変換して３相交流電動機２２に印加する第２の電力変換器としてのインバータ回路Ｂと、正負の平滑コンデンサ１２、１３の電圧アンバランスを解消する第３の電力変換器としてのチョッパ回路Ｃから成る。３相交流電源１は、リアクトル２、３を介して整流回路Ａに接続されている。
【００１０】
整流回路Ａは、直列接続されたIGBT４、５および各IGBT４、５に逆並列接続されたダイオード６、７で構成されるハーフブリッジ型変換回路（第１のハーフブリッジ型変換回路）から成る相と、直列接続されたIGBT８、９および各IGBT８、９に逆並列接続されたダイオード１０、１１で構成されるハーフブリッジ型変換回路（第１のハーフブリッジ型変換回路）から成る相と、直列接続された正側平滑コンデンサ１２および負側平滑コンデンサ１３とから成る。２直列スイッチング素子となるIGBT４、５およびIGBT８、９は、３線直流の正相、負相となる正側平滑コンデンサ１２の正極端子、負側平滑コンデンサ１３の負極端子の間に接続されている。そして、３相交流電源１の１相がリアクトル２を介してIGBT４、５の接続点に接続され、他の１相がリアクトル３を介してIGBT８、９の接続点に接続され、残りの１相が正負平滑コンデンサ１２、１３の接続点に接続されている。
なお、正負平滑コンデンサ１２、１３は、整流回路Ａおよびインバータ回路Ｂが共用して用いる直流回路であり、便宜上、図ではいずれにも含まれない図示となっている。
【００１１】
インバータ回路Ｂは、直列接続されたIGBT１４、１５および各IGBT１４、１５に逆並列接続されたダイオード１６、１７で構成されるハーフブリッジ型変換回路（第２のハーフブリッジ型変換回路）から成る相と、直列接続されたIGBT１８、１９および各IGBT１８、１９に逆並列接続されたダイオード２０、２１で構成されるハーフブリッジ型変換回路（第２のハーフブリッジ型変換回路）から成る相と、直列接続された正負平滑コンデンサ１２、１３とから成る。２直列スイッチ素子となるIGBT１４、１５およびIGBT１８、１９は、直列接続された正負平滑コンデンサ１２、１３の正負端子間に接続されている。そして、IGBT１４、１５の接続点と、IGBT１８、１９の接続点と、正負平滑コンデンサ１２、１３の接続点とが、３相交流電動機２２に接続されている。
また、直列接続されたIGBT２３、２４と、各IGBT２３、２４に逆並列接続されたダイオード２５、２６と、リアクトル２７とによりチョッパ回路Ｃが構成されている。２直列スイッチ素子となるIGBT２３、２４は、直列接続された正負平滑コンデンサ１２、１３の正負端子間に接続されている。IGBT２３、２４の接続点と正負平滑コンデンサ１２、１３の接続点は、リアクトル２７を介して接続されている。
【００１２】
以上のように構成される主回路は、制御回路により、整流回路Ａ、インバータ回路Ｂおよびチョッパ回路Ｃが備えるIGBT４、５、８、９、１４、１５、１８、１９、２３、２４のオン・オフを制御して、三相交流電源１の電力を３相交流電動機２２に供給する。整流回路ＡのIGBT４、５、８、９、インバータ回路ＢのIGBT１４、１５、１８、１９の制御については、一般的なハーフブリッジ型電力変換器の制御方式が適用できるため表記および説明を省略し、チョッパ回路ＣのIGBT２３、２４の制御についてのみ説明する。また、整流回路Ａまたはインバータ回路Ｂにおいて、以下に述べるチョッパ回路Ｃと同様の制御方式を適用しても良い。
【００１３】
図１に示すように、正側平滑コンデンサ１２および負側平滑コンデンサ１３の電圧を電圧検出器２８、２９でそれぞれ検出し、この電圧差を減算器３０で求め、電圧制御器３５によりリアクトル２７に流す電流の指令値ich_refが生成される。また、リアクトル２７を流れる電流は電流検出器３６で検出される。電圧制御器３５の出力であるリアクトル２７に流す電流の指令値ich_refは、電流検出器３６の出力である検出電流値ich_fbと、減算器３７で演算され、減算結果である誤差電流がパルス幅変調器３９に入力される。パルス幅変調器３９は、パルス発生器３８が発生するサンプリング周期毎に、誤差電流の正負をもとにＰＷＭ信号を生成して出力する。このＰＷＭ信号を入力とするIGBT駆動回路３４が、IGBT２３、２４をオン・オフする。これにより、電流検出器３６で検出された電流値ich_fbと指令値ich_refに差があると、それを減少させる方向に回路がフィードバック動作する。なお、ＰＷＭ信号の生成についての詳細は後述する。
【００１４】
次に、図１に示した交流電動機の制御装置の動作について、図２に基づいて以下に説明する。
図２（ａ）、図２（ｂ）は、図１で示したインバータ回路Ｂと３相交流電動機２２とを抜き出した部分回路図である。図に示すように、正負平滑コンデンサ１２、１３の接続点は３相交流電動機２２の１相に直接接続され、正負平滑コンデンサ１２、１３の接続点には３相交流電動機２２の相電流ivが流れ込む。一般的なインバータ回路Ｂの場合、３相交流電動機２２の相電流は正弦波電流となり、電流極性はその半周期毎に正負が反転する。例えば負の半周期における動作を考える場合、３相交流電動機２２の相電流ivは、図２（ａ）のように正側平滑コンデンサ１２を放電するか、図２（ｂ）のように負側平滑コンデンサ１３を充電するか、もしくは両者の合成となる。いずれの場合においても、正側平滑コンデンサ１２の電圧の方が負側平滑コンデンサ１３の電圧よりも低くなる方向に作用する。従って、３相交流電動機２２の相電流が大きくなるほど、また、周波数が低くなるほど、正負平滑コンデンサ１２、１３の電圧アンバランスは大きくなる。
なお、電流極性が正の場合は、正側平滑コンデンサ１２の電圧の方が負側平滑コンデンサ１３の電圧よりも高くなる方向に作用する。
【００１５】
図２（ｃ）は、図２（ａ）、図２（ｂ）で示した回路にチョッパ回路Ｃを追加したものである。チョッパ回路Ｃは、正負平滑コンデンサ１２、１３の電圧アンバランスを解消するために設けられた回路であり、図に示すように、３相交流電動機２２の相電流ivを、正負平滑コンデンサ１２、１３では無く、チョッパ回路Ｃのリアクトル２７に流すようにIGBT２３、２４をオン・オフ制御する。
以上の説明は、３相交流電動機２２からインバータ回路Ｂへの電流について行ったが、３相交流電源１から整流回路Ａへの電流についても同様で、正負平滑コンデンサ１２、１３の接続点に流れ込む３相交流電源１の相電流をチョッパ回路Ｃのリアクトル２７に流すように制御する。
【００１６】
なお、交流電動機の制御装置の場合、整流回路Ａの周波数は５０Ｈｚまたは６０Ｈｚであるのに対して、インバータ回路Ｂの周波数は０〜１２０Ｈｚ程度の範囲で可変周波数駆動される。従って、インバータ回路Ｂの方が正負平滑コンデンサ１２、１３の電圧アンバランスに対する影響が大きい。
【００１７】
このような正負平滑コンデンサ１２、１３の電圧アンバランスの解消のためのチョッパ回路Ｃの制御は、上述したように、正負平滑コンデンサ１２、１３の電圧差を検出して、電圧制御器３５によりリアクトル２７に流す電流の電流指令値ich_refを生成し、検出電流値ich_fbと電流指令値ich_refとに差があると、それを減少させる方向にフィードバック動作させるものである。
ここで電圧制御器３５は、正負平滑コンデンサ１２、１３の電圧アンバランスを入力とし、チョッパ回路Ｃのリアクトル２７に流す電流の指令値ich_refを出力とするものであり、正負平滑コンデンサ１２、１３の電圧アンバランスを零とするためのフィードバック制御に使用される。図３に、ＰＩ制御器で構成された電圧制御器３５の例を示す。減算器３０の出力である正負平滑コンデンサ１２、１３の電圧アンバランスは、減算器３５ａで目標値ゼロと演算される。減算器３５ａの出力はゲインＫｐの増幅器３５ｂとゲインＫｉの積分器３５ｃに入力される。増幅器３５ｂと積分器３５ｃはＰＩ制御器の構成要素であり、加算器３５ｄにより加算されてリアクトル２７に流す電流の指令値ich_refが得られる。ＰＩ制御器自体は一般的な物であるため動作の説明は省略する。なお、これと同等の機能を有する別の方法で電圧制御器を構成しても良い。
【００１８】
次に、ＰＷＭ信号を生成するパルス幅変調器３９の動作について、図４に基づいて以下に説明する。
上述したように、電流指令値ich_refと検出電流値ich_fbとの減算結果である誤差電流がパルス幅変調器３９に入力され、パルス幅変調器３９は、パルス発生器３８が発生するサンプリング周期毎に、誤差電流の極性に基づいてＰＷＭ信号を生成して出力する。以下の説明では、リアクトル２７を流れる電流ichの極性は、図１の矢印で示した方向を正としている。
【００１９】
図４に示すように、パルス発生器３８が発生するサンプリング周期Ｔｓ毎に、リアクトル２７に流す電流の指令値ich_refと、リアクトル２７に流れている電流の検出値ich_fbはサンプリングされる。
時刻ｔｎにおいて、指令値がich_ref(tn)、検出値がich_fb(tn)とすれば、誤差電流ich_err(tn)＝ich_fb(tn)−ich_ref(tn)となる。この誤差電流の極性（正負）を基にチョッパ回路Ｃの正側IGBT２３および負側IGBT２４に対するＰＷＭ信号を次式のように生成する。
ich_err(tn)＞0      ：正側IGBT２３オン、負側IGBT２４オフ
ich_err(tn)≦0      ：正側IGBT２３オフ、負側IGBT２４オン        式１
【００２０】
このＰＷＭ信号は、所定の制御遅れ時間Ｔｃ後に動作に反映される。なお、Ｔｃは制御回路の動作速度により決定され、サンプリング周期ごとのタイミングからＰＷＭ信号によりIGBT２３、２４がオン・オフするまでの遅れ時間であり、Ｔｃ＜Ｔｓであることが望ましい。この場合、時刻ｔｎでは、前回の出力も今回の出力も正側IGBT２３オン、負側IGBT２４オフであるため、時刻ｔｎ＋ＴｃにおいてＰＷＭ信号の変化は無い。正側IGBT２３オン、負側IGBT２４オフの時には、リアクトル２７の電流は正側平滑コンデンサ１２に流れ込むため、リアクトルをＬ、正側平滑コンデンサの電圧をVdc1とすると、リアクトル２７に流れる電流は次式の傾きdidt1で減少する。
didt1＝−Vdc1/L                                                式２
これは、このチョッパ回路Ｃで得られる最大の負の傾きであり、電流指令値ich_refと電流検出値ich_fbとの誤差電流ich_errは急速に減少する。
【００２１】
時刻ｔｎ＋１において、図示の通りich_fb(tn＋1)＞ich_ref(tn＋1)とすれば、再び誤差電流ich_err(tn+1)＞0となり、継続して正側IGBT２３オン、負側IGBT２４オフのＰＷＭ信号が生成されて、所定の制御遅れ時間Ｔｃ後に動作に反映される。前回の出力も今回の出力も正側IGBT２３オン、負側IGBT２４オフであるため、時刻（ｔｎ＋１）＋ＴｃにおいてＰＷＭ信号の変化は無く、このチョッパ回路Ｃで得られる最大の傾きで、指令値ich_refと検出値ich_fbとの誤差電流ich_errは減少する。
【００２２】
時刻ｔｎ＋２において、図示の通りich_fb(tn＋2)＜ich_ref(tn＋2)となるとすると、誤差電流ich_err(tn＋1)＜0となり、前回と反転した正側IGBT２３オフ、負側IGBT２４オンのＰＷＭ信号が生成されて、所定の制御遅れ時間Ｔｃ後に動作に反映される。このため、時刻（ｔｎ＋２）＋ＴｃにおいてＰＷＭ信号が反転している。正側IGBT２３オフ、負側IGBT２４オンの時には、リアクトル２７の電流は負側平滑コンデンサ１３から流れ出すため、リアクトルをＬ、正側平滑コンデンサの電圧をVdc2とすると、リアクトル２７に流れる電流は次式の傾きdidt2で増加する。
didt2＝Vdc2/L                                                  式３
これは、このチョッパ回路Ｃで得られる最大の正の傾きであり、電流指令値ich_refと電流検出値ich_fbとの差、即ち誤差電流ich_errの大きさは急速に減少する。以後、以上の動作を繰り返す。
【００２３】
以上の説明から明らかなように、パルス幅変調器３９の動作により、電流指令値ich_refと電流検出値ich_fbとの誤差が大きい時には、チョッパ回路Ｃで得られる最大の傾きを継続して電流指令値ich_refと電流検出値ich_fbとの誤差が減少させられ、電流指令値ich_refと電流検出値ich_fbとの誤差が小さい時には、誤差電流の傾きを正負で案分して誤差電流の大きさを小さく維持し、即ち、電流検出値ich_fbが電流指令値ich_ref近傍に維持される。
ここで、ＰＷＭ信号は、２つのIGBT２３、２４の内、誤差電流の正負を反転させる方向のIGBTをオンするように選択する。これにより、電流検出器３６で検出された電流検出値ich_fbと電流指令値ich_refとに差があると、それを減少させる方向に回路がフィードバック動作する。
【００２４】
このように、一定のサンプリング間隔毎にチョッパ回路Ｃの電流指令値とチョッパ回路Ｃの電流検出値を比較してＰＷＭ信号を生成することにより、常にチョッパ回路Ｃの電流指令値とチョッパ回路Ｃの電流検出値が一致するようにIGBT２３、２４のオン・オフが決定される。このため、三角波比較法のように三角波の周波数によって電流制御応答に制限を受けることはなく、損失を抑制して高速なチョッパ制御系を構成する事ができる。
【００２５】
なお、上記実施の形態では、正負の平滑コンデンサ１２、１３の電圧差を直接検出して、チョッパ回路Ｃにより電圧アンバランスを解消する形態を示したが、例えば図２（ｃ）で示した三相交流電動機２２の相電流ivを検出して、正負平滑コンデンサ１２、１３の電圧アンバランスの原因となる直流中性点電流を検出し、この電流を強制的にチョッパ回路Ｃのリアクトル２７に流すようにしても良い。この場合、直流中性点電流に基づいて電流指令値を生成し、チョッパ回路Ｃの動作は上記実施の形態と同様であり、高速なチョッパ制御系を構成する事ができる。
【００２６】
実施の形態２．
上記各実施の形態における交流電動機の制御装置において、正負平滑コンデンサ１２、１３の電圧アンバランスを解消するチョッパ回路Ｃの動作を停止させる手段を設けた場合を図５に基づいて以下に示す。
図に示すように、チョッパ回路ＣのIGBT２３、２４を駆動するIGBT駆動回路３４には、チョッパ回路Ｃの動作を停止させるゲートオフ回路４１の出力が接続されており、ゲートオフ回路４１の入力には電圧判定器４０の出力が接続されている。電圧判定器４０には、正負平滑コンデンサ１２、１３の電圧差ΔＶが入力され、電圧判定器４０内部に設定された所定値ｖ１と比較される。正負平滑コンデンサ１２、１３の電圧差ΔＶが所定値ｖ１以下の場合、電圧判定器４０はチョッパ回路Ｃを停止する信号をゲートオフ回路４１に出力し、ゲートオフ回路４１によりIGBT駆動回路３４が停止させられることで、チョッパ回路Ｃでは双方のIGBT２３、２４がオフ状態を保持して動作を停止する。
【００２７】
正負平滑コンデンサ１２、１３の電圧アンバランスは、整流回路Ａやインバータ回路Ｂの相電流、出力周波数等により、その度合いは変化するものであり、設計的に許容できる範囲が存在する。
この実施の形態では、正負平滑コンデンサ１２、１３の電圧差ΔＶが所定値以下の時にはチョッパ回路Ｃの動作を停止する手段を設けたため、正負平滑コンデンサ１２、１３の電圧アンバランスが大きくなる時のみチョッパ回路Ｃを動作させる。そして、それ以外の時にはチョッパ回路Ｃの動作を停止させることで、チョッパ回路Ｃが発生する損失を低減する事ができる。
【００２８】
また、上記実施の形態１と同様に、一定のサンプリング間隔毎にチョッパ回路Ｃの電流指令値と電流検出値とを比較してＰＷＭ信号を生成することにより高速なチョッパ制御系を構成しているため、チョッパ回路Ｃを停止して電流指令値と電流検出値とに誤差を生じても、再びチョッパ回路Ｃを起動すれば短時間に誤差を無くすことが出来る。このため、上記のようなチョッパ回路Ｃの起動／停止動作を適用することが容易となる。
【００２９】
なお、上述したように、正負平滑コンデンサ１２、１３の電圧アンバランスは、インバータ回路Ｃの出力周波数が低くなるほど大きくなる。このため、チョッパ回路Ｃの動作を停止する手段は、周波数判定器を備えて、インバータ回路Ｂの出力周波数を検出し予め設定された所定値以上の場合にチョッパ回路Ｃを停止する信号を出力させるようにしても良い。
【００３０】
上記実施の形態１、２では、この発明による電力変換装置として交流電動機の制御装置を示した。交流電動機の制御装置では、インバータ回路Ｂの周波数は０〜１２０Ｈｚ程度の範囲で可変周波数駆動されるため正負平滑コンデンサ１２、１３の電圧アンバランスに対する影響が大きい。このため、高速なチョッパ制御系を構成できるこの発明は、交流電動機の制御装置に対し特に有効なものであるが、正負平滑コンデンサ１２、１３の電圧アンバランスが生じるものであればこれに限るものではない。
【図面の簡単な説明】
【００３１】
【図１】この発明の実施の形態１による交流電動機の制御装置を示す回路図である。
【図２】この発明の実施の形態１による交流電動機の制御装置の動作説明図である。
【図３】この発明の実施の形態１による交流電動機の制御装置の電流制御器を示す回路図である。
【図４】この発明の実施の形態１による交流電動機の制御装置におけるＰＷＭ信号を生成するパルス幅変調器の動作を示す図である。
【図５】この発明の実施の形態２による交流電動機の制御装置を示す回路図である。
【符号の説明】
【００３２】
１  ３相交流電源、２，３  リアクトル、
４〜７，８〜１１  第１のハーフブリッジ型変換回路、１２  正側平滑コンデンサ、
１３  負側平滑コンデンサ、
１４〜１７，１８〜２１  第２のハーフブリッジ型変換回路、２２  ３相交流電動機、
２３，２４  IGBT(スイッチ素子)、２５，２６  ダイオード、２７  リアクトル、
２８，２９  電圧検出器、３０  減算器、３４  IGBT駆動回路、３５  電圧制御器、
３６  電流検出器、３７  減算器、３８  パルス発生器、３９  パルス幅変調器、
４０  電圧判定器、４１  ゲートオフ回路、Ａ  第１の電力変換器としての整流回路、
Ｂ  第２の電力変換器としてのインバータ回路、
Ｃ  第３の電力変換器としてのチョッパ回路、Ｔs  サンプリング周期、
Ｔc  制御遅れ時間。
【図１】
0004755504.tif 000002
【図２】
0004755504.tif 000003
【図３】
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【図４】
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【図５】
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