(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号を入力電流に変換する入力段と、
各基準電流源を通って流れる電流の和が上記入力電流と一致するように配置された基準電流源の系列と、
上記基準電流源を制御するために上記基準電流源と直列に配置された第１のスイッチと、
上記基準電流源それぞれを通って流れる電流が流れ、各出力電流源を通って流れる電流の和が出力電流と一致するように配置された出力電流源の系列と、
上記出力電流源を制御するために上記出力電流源と直列に配置された第２のスイッチと、
上記出力電流を出力信号に変換する出力段とを有し、
上記第１のスイッチ及び上記第２のスイッチの開閉は、デジタル信号に基づいて制御論理回路によって作成された２値命令により制御され、
閉じられた上記第１のスイッチの個数は、上記第２のスイッチのうちの閉じられたスイッチの個数と反比例し、閉じられたスイッチの上記個数は、可変利得増幅器の利得を定めることを特徴とする、デジタル信号によって制御される可変利得増幅器。
【請求項２】
上記基準電流源はＰチャネルのＭＯＳトランジスタを備え、上記ＰチャネルのＭＯＳトランジスタのゲート全て及びドレイン全てが互いに接続され、上記ＰチャネルのＭＯＳトランジスタのソースが上記第１の制御スイッチに接続され、上記出力電流源はＰチャネルのＭＯＳトランジスタを備え、上記ＰチャネルのＭＯＳトランジスタのゲート全てが互いに接続され、上記基準電流源の上記ゲート及び上記ドレインの共通点に接続され、上記ＰチャネルのＭＯＳトランジスタのソースが上記第２の制御スイッチに接続されることを特徴とする、請求項１記載のデジタル信号によって制御される可変利得増幅器。
【請求項３】
上記基準電流源を制御するスイッチのうちの閉じられたスイッチの個数は、上記出力電流源を制御するスイッチのうちの閉じられたスイッチの個数と反比例することを特徴とする、請求項１又は２に記載のデジタル信号によって制御される可変利得増幅器。
【請求項４】
デジタル制御信号はＮビットを使用して符号化され、上記出力電流源のスイッチのうちの閉じられたスイッチの個数ｎが１からＮに変動する一方、上記基準電流源を制御するスイッチのうちの閉じられたスイッチの個数ｍがＮから１に、等式ｍ＝Ｎ−ｎ＋１に応じて変動することを特徴とする、請求項３記載のデジタル信号によって制御される可変利得増幅器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、利得がデジタル的に制御される増幅器と、光ディスク読み取り装置の読み取りヘッドによって出力された信号を処理する回路へのこの増幅器の適用とに関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１を参照するに、光ディスク１に記録された情報は、従来技術において知られているように、レーザダイオード２によって出力された光ビーム３をディスクの反射面に投射することにより読み取られる。反射ビーム４は、フォトダイオードＡ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅ及びＦによって検出され、フォトダイオードによって検出された信号は、特に、光ディスクに記録された信号を復号化するため使用される。フォトダイオードＡ〜Ｆは、レーザダイオード２と共に、装置の読み取りヘッド又は光学式ピックアップと呼ばれる光学機械組立体５の一部を形成する。この光学機械組立体は本発明の課題ではないので、これ以上の詳細な説明は行わない。
【０００３】
フォトダイオードＡ及びＣにより出力された信号は、処理される前に加えられる。フォトダイオードＢ及びＤの出力信号も同様に加算される。４種類の信号Ｓ０〜Ｓ３は、読み取りヘッド５が適当な処理回路によって処理、復号化できるようにする。この例の場合、信号Ｓ０〜Ｓ３は、フォトダイオードを流れる電流に対応する。これらの電流は、例えば、（ディスクのクリーン状態に応じた）ディスクの表面の反射率、或いは、レーザ発光ダイオード２のパワーのような数個の要因の関数として変化する。
【０００４】
固定利得型の電流／電流増幅器１０乃至１３は、信号Ｓ０乃至Ｓ３を受け、マルチプレクサ１５の４個の入力Ｅ０乃至Ｅ３に供給する。マルチプレクサ１５の出力は抵抗１６及びアナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）１８の入力に接続される。この抵抗１６は電流を電圧に変換する。アナログ／デジタル変換器１８は、６ビットを使用して符号化されたデジタル信号を、フォトダイオードによって放出された信号を処理、復号化するデジタル回路２５に供給する。
【０００５】
アナログ／デジタル変換器１８のダイナミックレンジを最大限に利用し、高品質信号を回路２５に送出するため、変換器１８に入力される信号は十分な振幅を有する必要がある。しかし、この振幅は、フォトダイオードＡ〜Ｆによってピックアップされる電流そのものに依存する。使用される読み取りヘッドのタイプに依存して、アナログ／デジタル変換器１８によって受信される信号の振幅は１〜４倍に変化し得る。これらの大きい変化は、抵抗１６の値を使用される読み取りヘッドの関数として変更することによって補正される。このため、読み取りヘッド５によって出力された信号を処理する回路が集積回路の形で製作される場合、適切な値の外部抵抗１６を読み取りヘッドに接続するため、ピンが回路に設けられる。
【０００６】
しかし、抵抗１６の値は、読み取りヘッドのタイプ毎に固定されるので、フォトダイオードによって出力された電流が光ディスク１の一様ではない表面条件（例えば、指紋）、或いは、装置が使用される環境（温度、背景照明など）に起因して変化した場合に、この変化を補正し得ない。この問題を解決するため、従来技術において、レーザダイオード２に流れる電流を、レーザダイオードの電流を増加させることによりフォトダイオードによって出力される電流の減少を補正し、或いは、その逆に補正するように、アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）１８の出力で得られるデジタル信号の関数として修正することが提案されている。このため、変換器１８によって出力されたデジタル信号は、デジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）２０の入力に送られ、デジタル／アナログ変換によって得られたアナログ信号８は、レーザダイオード２の電流を制御するため使用される。
【０００７】
しかし、この装置は以下の理由から不十分である。第１に、組立体のサイズを大きくさせるデジタル／アナログ変換器２０を付加する必要がある。第２に、レーザダイオードの電流の変化は、レーザダイオード自体の寿命を著しく短縮させる。また、アナログ／デジタル処理システムの場合に、入来するアナログ信号の振幅を、処理システムで使用されるアナログ／デジタル変換器のダイナミックレンジに整合させるため、利得調節段を使用することが知られている。
【０００８】
図２の（ａ）乃至（ｃ）には、増幅器の利得を調整する種々の方法が示されている。これらの方法の場合、増幅器は電圧制御型である。図２の（ａ）において、入力信号ＶIN1  は、２ゲートＭＯＳＦＥＴトランジスタ３６の一方のゲートに供給され、このＭＯＳＦＥＴトランジスタ３６のドレインは抵抗３４を介して電源ＶDDに接続され、ソースは接地されている。トランジスタ３６のドレインは、フォロワーモードに設定された演算増幅器３７に接続され、演算増幅器３７の出力はアナログ／デジタル変換器３８の入力に接続され、アナログ／デジタル変換器３８はデジタル信号をデジタル処理回路３５に送出する。変換器３８に入る信号の振幅を調節するため、トランジスタ３６の相互コンダクタンスは、帰還ループから来る制御電圧ＶCOM1をトランジスタの第２のゲートに印加することにより修正される。帰還ループは、回路３５から出力されてデジタル／アナログ変換器３９に供給されるデジタル信号により形成される。デジタル／アナログ変換器３９の出力は、フォロワーモードでセットアップされた演算増幅器３７'に接続される。演算増幅器３７'は制御電圧ＶCOM1を出力に送出する。この装置の問題点は、利得が、利得の調節レンジ全域で制御電圧の関数として線形に変化しないことである。
【０００９】
図２の（ｂ）において、図２の（ａ）に示された素子と同じ素子には同じ参照番号が付けられている。図２の（ｂ）の装置の場合、入力信号ＶIN2  は演算増幅器４７の第１の非反転入力に供給され、この演算増幅器の反転入力は抵抗４４を介して接地される。演算増幅器４７は、その出力が三極管モードでセットアップされたＭＯＳトランジスタ４６を介して反転入力に接続される帰還ループを有する。演算増幅器４７の利得は、演算増幅器３７'の出力から得られた制御電圧ＶCOM2によって変更され、この制御電圧ＶCOM2はＭＯＳトランジスタ４６により形成された抵抗の値を変更する。この装置は、より線形性のある利得の変化を実現することが可能であるが、ＭＯＳトランジスタによって形成されたフィードバックループに起因した安定性の問題がある。
【００１０】
さらに、図２の（ａ）の場合と同様に、利得を制御する電圧は、特に、組立体が集積回路の形で生成される場合に、大きい空間を占有するデジタル／アナログ変換器３９から得られる。図２の（ｃ）の場合に、抵抗５６の回路網は、入力信号ＶIN3  を受ける増幅器５７の帰還路に設けられる。抵抗５５は、デジタル処理回路３５によって出力されたデジタル信号ＶCOM3により直接的に制御されるスイッチング装置５９を用いて並列に接続してもよい。利得は帰還路に適当な数の抵抗を接続することによって調節される。この図２の（ｃ）に示された装置は、図２の（ａ）又は（ｂ）に示された装置と比較して、デジタル／アナログ変換器３９を使用しなくても済む点で有利である。しかし、この装置には、帰還ループの存在に起因する安定性の問題が生ずる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
上記の種々の問題点のため、従来技術による利得制御型増幅器は、図１に示された信号Ｓ０〜Ｓ３を処理するシステムに使用した場合に、マルチプレクサ１５、すなわち、アナログ／デジタル変換器１８に供給される信号の振幅を調節するために十分な結果が得られない。
【００１２】
本発明の目的は、上記の種々の問題点の解決を目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
上記本発明の目的を達成するため、本発明によるデジタル信号によって制御される可変利得増幅器は、入力信号を入力電流に変換する入力段と、各基準電流源を流れる電流の和が上記入力電流と一致するように配置された第１の基準電流源の系列と、上記第１の基準電流源を流れる電流が２倍にされ、各出力電流源を流れる電流の和が出力電流と一致するように配置された第２の出力電流源の系列と、上記出力電流を出力信号に変換する出力段とを有する。
【００１４】
本発明によれば、第１の基準電流源の系列及び第２の出力電流源の系列内に接続されている電流源の個数は、上記デジタル信号によって制御され、可変利得増幅器の利得を決める。本発明の増幅器は、帰還ループをもたないので完全に安定であるため、増幅器の利得はデジタル信号によって直接的に制御される。
【００１５】
本発明は、光ビームを出射するレーザダイオードと、装置内に収容された光ディスクによって反射された光ビームをピックアップするよう設計されたフォトダイオードとを有し、フォトダイオードによって出力された信号はアナログ／デジタル変換器に送られる前に処理システム内で処理され、上記アナログ／デジタル変換器の出力はデジタル回路に接続されている、光ディスクの読み取り装置であって、上記処理システムは、上記アナログ／デジタル変換器の入力に与えられる信号を上記アナログ／デジタル変換器のダイナミックレンジに適合させるように、上記デジタル回路により出力されたデジタル信号によって制御される可変利得増幅器を有することを特徴とする。
【００１６】
本発明の他の面によれば、上記光ディスクの読み取り装置のレーザダイオードを流れる電流は、略一定である。そのため、レーザダイオードの寿命は延長される。本発明の他の特徴及び利点は、以下の添付図面を参照した本発明の複数の実施例の説明から明らかになるであろう。
【００１７】
【発明の実施の形態】
図３には、入力として電流ＩINを受け、出力としてデジタル信号２００の関数である電流ＩOUT  を送出する電流／電流型増幅器が示されている。入力電流ＩINは、ＮチャネルのＭＯＳトランジスタ２０１及び２０２により形成された電流ミラー回路に供給される。より詳細には、電流ＩINは、トランジスタ２０１のドレインに供給され、このトランジスタ２０１のドレインはゲートに接続され、トランジスタ２０１のゲートはトランジスタ２０２のゲートに接続される。トランジスタ２０２のドレイン−ソース間電流は、入力電流ＩINと一致する。
【００１８】
ＰチャネルのＭＯＳトランジスタＴ71、Ｔ72、．．．、Ｔ7Mにより構成されたＭ個の電流源の第１の系列は、これらの電流源の電流の和が電流ＩINと一致するように配置される。トランジスタＴ71乃至Ｔ7Mのすべてのゲートは、同じトランジスタのドレインにそれぞれ接続され、これらのトランジスタはトランジスタ２０２のドレインに接続される。トランジスタＴ71乃至Ｔ7Mのすべてのソースは、スイッチ１７１、１７２、．．．、１７Ｍの系列を介して電源電圧ＶCCに接続される。スイッチ１７１、１７２、．．．、１７Ｍは、制御論理回路２１０によってデジタル制御信号２００に基づいて構成された対応した２値命令ａ１、ａ２、．．．、ａＭにより制御される。
【００１９】
電流ＩINと一致するトランジスタ２０２のドレイン−ソース間電流は、Ｍ個の電流源の間で分割される。すべてのスイッチ１７１乃至１７Ｍが閉じている場合に、各トランジスタＴ71乃至Ｔ7Mを流れるソース−ドレイン間電流は、ＩIN／Ｍと一致する。これに対し、Ｍ個のスイッチの中の２個のスイッチでけが閉じている場合、対応したトランジスタを流れる電流は、ＩIN／２と一致する。
【００２０】
ＰチャネルＭＯＳトランジスタＴ81、Ｔ82、．．．、Ｔ8Nにより構成されるＮ個の電流源の第２の系列は、Ｍ個の電流源の第１の系列と電流ミラー回路を形成するように配置される。したがって、すべてのトランジスタＴ81乃至Ｔ8Nのゲートは、第１のトランジスタＴ71乃至Ｔ7Mのゲート及びドレインの共通点に接続される。トランジスタＴ81乃至Ｔ8Nのソースは電源電圧ＶCCに接続され、これらのトランジスタのドレインは対応したスイッチ１８１、１８２、．．．、１８Ｎの第１の端子に接続され、すべてのスイッチ１８１乃至１８Ｎの第２の端子は一つに接続され、増幅器の出力電流ＩOUT  を送出する配線２０５が接続されるノードを形成する。スイッチ１８１乃至１８Ｎは、制御論理回路２１０によりデジタル制御信号２００に基づいて作成された対応した２値命令ｂ１、ｂ２、．．．、ｂＮにより制御される。
【００２１】
電流源の第１の系列（Ｔ71乃至Ｔ7M）（以下、基準電流源と称する）を流れる電流は、第２の系列の各電流源（以下、出力電流源と称する）を流れる。基準電流源を制御するｍ個のスイッチが閉じている場合、各基準源を流れる電流は、ＩIN／ｍと一致し、この電流は出力電流源を流れる。出力電流源を制御するｎ個のスイッチが閉じている場合、増幅器の出力に送出される電流は、以下の式（１）によって表される。
【００２２】
【数１】
0004755743.tif 000002
【００２３】
数値ｍ及びｎを適当に変更することにより、増幅器の利得の変化が得られる。従来技術の増幅器（特に、図２の（ｂ）及び（ｃ）に記載されている増幅器）と比較して、本発明の増幅器は、帰還ループを含まないので、安定性の問題が生じない。本発明の利得制御型増幅器の目的は、増幅器への入力信号の振幅とは無関係に、増幅器の出力側に配置されたアナログ／デジタル変換器のダイナミックレンジを最大限に利用できる最適値に対応した略一定の振幅を有する信号を出力することであることに注意する必要がある。
【００２４】
図３に示された例の場合に、入力電流ＩINの値とは無関係に、出力電流ＩOUTを略一定に保つことが必要である。入力電流ＩINが小さい場合に、増幅器の利得は高くする必要があり、式（１）からわかるように、ｎはｍよりも大きくする必要がある。しかし、入力電流ＩINが大きい場合、増幅器の利得は小さくする必要があり、ｎはｍよりも小さくなるように選択される。基準電流源を制御するスイッチ１７１乃至１７Ｍの中で閉じられたスイッチの個数は、出力電流源を成業するスイッチ１８１乃至１８Ｎの中で閉じられたスイッチの個数に反比例して変化する。
【００２５】
また、出力電流ＩOUT  が最適値付近にあるとき、デジタル制御信号２００の２個の連続した符号に対し得られた出力電流ＩOUT  の２個の異なる値の間の増分量は略一定に保つことが望ましい。しかし、出力電流ＩOUT  の最小変化増分量（変化率）は、出力電流源Ｔ81乃至Ｔ8Nの中の何れかの出力電流源を流れる電流と一致し、基準電流源を制御するスイッチの中のｍ個のスイッチが閉じられているとき、電流ＩIN／ｍと一致する。入力電流ＩINが変化するとき、出力電流ＩOUT  の略一定の最小変化増分量を保つため、ｍを変更することが可能である。また、システムが、特に、利得の最適設定値の付近にあるとき、変化増分量は小さくすることが重要である。
【００２６】
本発明の利点は、出力信号の最小変化増分量を制御し得る点である。その理由は、従来技術の増幅器の場合に、この増分量が製造工程に依存し、制御できないことが多いためである。特に、図２の（ｂ）に示された例の場合に、この増分量は、帰還路に設けられたＭＯＳトランジスタ４６によって形成された抵抗の値の変化に依存し、その精度は必ずしも十分であるとは限らない。
【００２７】
次に、基準電流源及び出力電流源を制御するスイッチの種々の制御モードを説明する。第１の制御モードにおいて、デジタル制御信号２００は、ＮC  ビットを使用して符号化された信号である。出力電流源の制御スイッチの中で閉じているスイッチの個数ｎは、１からＮC  の間を線形に変化する。基準電流源を制御するスイッチの中で閉じているスイッチの個数ｍは、ｎとは反対に、式：ｍ＝ＮC  −ｎ＋１に従って、ＮC  から１の間を変化する。このとき、増幅器の出力電流は、次式（２）で表される。
【００２８】
【数２】
0004755743.tif 000003
【００２９】
増幅器のアプリケーションの中には、出力電流ＩOUT  が、ＩOUT  ＝Ｉ0であることが望ましい場合がある。この値を、入力側で受信された電流ＩINの関数として得ることができる数値ｎ0  は、以下の式（３）によって得られる。
【００３０】
【数３】
0004755743.tif 000004
【００３１】
数値ｎ0  は自然数であることを考慮すると、式（３）によって与えられるこの数の整数部が選ばれる。命令のビット数ＮC  は、達成されるべき精度に依存して、入力電流ＩINのダイナミックレンジの関数として適合される。命令符号ｎの関数としての出力電流の変化は、式（４）によって表される。
【００３２】
【数４】
0004755743.tif 000005
【００３３】
所望の出力電流の値ＩOUT  ＝Ｉ0  に対し、入力電流の関数としての出力電流の変化増分量は、式（４）におけるｎに、式（３）で与えられる数値ｎ0  を代入することによって次式（５）の通り得られる。
【００３４】
【数５】
0004755743.tif 000006
【００３５】
本発明の一実施例によって作成された計算式によれば、信号ＩINがＩ0  に阿智視−２０ｄＢから＋２０ｄＢ（すなわち、０．０１から１００）の範囲で変化するとき、ＮC  ＝６、かつ、Ｉ0  ＝１となるように選択することによって、出力電流の変化増分量は最大２ｄＢに制限される。第２の制御モードの場合に、６ビットを使用して符号化され、６４通りの値を取ることができるデジタル信号２００が使用される。基準電流源の個数は６４（Ｍ＝６４）であり、スイッチ１７１乃至１７Ｍは、温度測定的に、すなわち、受信された符号が１ずつ増加するとき、閉じられるスイッチの個数が１ずつ減少するように、制御される。符号＜＜０＞＞が受信されたとき、すべての基準電流源は接続され（すべてのスイッチ１７ｘ（ｘはドントケア）が閉じられ）、符号＜＜６３＞＞が受信されたとき、１個の基準電流源だけが接続される（スイッチ１７１だけが閉じられる）。
【００３６】
出力電流源の個数Ｎが６（Ｎ＝６）であるとき、各出力電流源は制御信号２００のビットの中の１ビットで制御され、制御ビットの重要度の関数としてサイズに重みが付けられた出力電流源が使用される。すなわち、出力電流源を生成するため、Ｗ及びＬがＭＯＳトランジスタゲートの幅及び長さを表わす場合に、チャネル幅Ｗ／Ｌが制御ビットの重要度の関数として変化するＭＯＳトランジスタＴ81乃至Ｔ8Nが使用される。ＭＯＳトランジスタを通過する電流はそのチャネルの幅に比例するので、各出力電流源Ｔ8x（ｘはドントケア）を流れる電流は、ＩIN／ｍが各基準電流源を流れる電流であると仮定すると、２X  ＩIN／ｍと一致する。これは、以下の表１に要約される。
【００３７】
【表１】
0004755743.tif 000007
【００３８】
最後に、基準電流源及び出力電流源を信号２００内で受信された符号の関数として制御する戦略を以下の表２に要約する。表２において、２値命令ａ１乃至ａＭ及びｂ１乃至ｂＮは、制御するスイッチを閉じるときに値＜＜１＞＞をとり、スイッチを開くときに値＜＜０＞＞をとる。
【００３９】
【表２】
0004755743.tif 000008
【００４０】
最大符号は、電流ＩINが最小であり増幅する必要があるときに使用され、最小符号は、電流ＩINが大きいときに使用され、実際上、符号＜＜０＞＞は使用されない。他の制御モードについても考察する。特に、基準電流源の個数は、回路の面積を最小限に抑え、制御を簡単化するため、削減される場合がある。一定数の基準電流源は常に接続された状態に保たれる。実際上、回路に期待される仕様（期待出力電流ＩOUT  、出力電流の変化に許容される最大増分量など）と、回路のサイズとの間で、入力電流のダイナミックレンジの関数として妥協点を見つけることが要求される。
【００４１】
図３を参照して説明した増幅器は、電流／電流型増幅器であるが、本発明の原理は、電圧／電圧型の増幅器にそのまま適用できる。図４には、入力電圧ＶINを受け、出力側にデジタル制御信号２００の関数である出力電圧ＶOUT  を送出する電圧／電圧型増幅器が示されている。図３に示された素子と同一の素子には、同じ参照番号が付けられ、以下では重複して説明しない。図３の増幅器と図４の増幅器は、入力段及び出力段に違いがある。
【００４２】
電圧ＶINは演算増幅器２０３の非反転入力に供給される。増幅器の出力はＮチャネルＭＯＳトランジスタ２０４のゲートに接続され、増幅器の反転入力はトランジスタ２０４のソース及び抵抗２０６の第１の端子に接続される。抵抗２０６の第２の端子は接地される。電圧ＶINは抵抗２０６の両端子間に現れ、電圧ＶINに比例した電流Ｉ'INが抵抗２０６を流れ、この電流Ｉ'INはトランジスタ２０４のドレイン−ソース間電流と一致する。このトランジスタ２０４は、図３に示された増幅器のトランジスタ２０２と同じ機能を実行する。
【００４３】
出力側で、電流Ｉ'OUT  は抵抗２０７を通る。抵抗２０７の一方の端子は、もう一方の端子で出力電圧ＶOUT  が発生されるように接地される。その他の点に関して、図４に示された増幅器は図３に示された増幅器と同じように動作する。図５には、図３に示された増幅器を有利的に組み込む光ディスク読み取り装置の一部が示されている。図１に示された既に説明した素子と類似した素子には同じ参照番号が付けられ、重複した説明は行わない。
【００４４】
読み取りヘッド５は、フォトダイオードＡ乃至Ｆによって出力された電流に対応する４個の信号Ｓ'０、Ｓ'１、Ｓ'２及びＳ'３を送出する。これらの信号は、４個の同じ形の処理システムで処理され、マルチプレクサ１１５の４個の入力Ｅ'０、Ｅ'１、Ｅ'２及びＥ'３を生ずる。各処理システムには、固定利得の電流／電流型増幅器１１０乃至１１３と、その後に続く図３に関して説明した利得制御型増幅器３０乃至３３と、利得制御型増幅器の出力に配置され信号のオフセットを制御する回路４０乃至４３と、電圧を供給するため電流を電圧に変換することができる抵抗５０乃至５３と、フォロワーモードでセットアップされ抵抗５０乃至５３から電圧を供給される演算増幅器６０乃至６３と、演算増幅器の出力が入力Ｅ'０乃至Ｅ'３に接続されたマルチプレクサ１１５とが設けられる。電圧信号であるマルチプレクサ１１５の出力は、アナログ／デジタル変換器１１８の入力に送出され、アナログ／デジタル変換器１１８は６ビットを使って符号化されたデジタル信号を、フォトダイオードによって出力された信号を処理、復号化するデジタル回路１２５に供給する。
【００４５】
信号Ｓ'０乃至Ｓ'３を処理するためシステムの端に設けられた演算増幅器６０乃至６３は、マルチプレクサ１１５のチャネル間のミキシング又はクロストークを防止するためバッファ機能を実現する。図１に示された従来技術による装置と比較すると、信号Ｓ'０乃至Ｓ'３の電流／電圧変換は、信号が多重化される前に実行されることがわかる。その理由は、可変利得増幅器３０乃至３３が、処理システム内で信号の振幅を直接的に変更することを許容するので、読み取りヘッドのタイプに依存して値が選択される外部抵抗を設ける必要が無くなるからである。これにより以下のような幾つかの利点が得られる。第１に、装置を製造するため必要とされる抵抗基準の数が制限され、第２に、回路の内部グランドと外部グランドとの間のグランド電位差によって生ずる信号のノイズは、抵抗が外部に設けられた従来の装置よりも制限される。
【００４６】
利得制御型増幅器３０乃至３３は、使用される読み取りヘッドのタイプの違い、並びに、光ディスク１の表面条件若しくは他の要因に起因した信号Ｓ'０乃至Ｓ'３の振幅の変化を補正することができる。増幅器３０乃至３３は、アナログ／デジタル変換器１１８から受信された信号の関数として回路１２５により作成されたデジタル制御信号１０８によって直接的に制御されるので、余分なデジタル／アナログ変換器を設ける必要が無くなり、レーザダイオード２を流れる電流を変化させる必要も無くなる。したがって、回路はより小型化され、電流が一定に保たれるレーザダイオード２は、従来技術の場合よりも寿命が長くなる。
【００４７】
勿論、本発明は、上記の実施例に限定されることはなく、あらゆる変形を包含する。特に、図３に記載されたデジタル利得制御型増幅器は、光ディスク読み取り装置の読み取りヘッドによって出力された信号を処理する回路以外の他のアプリケーションに適用され得る。特に、本発明は、チューナーによって出力されたビデオ信号又はオーディオ信号の処理にも使用され得る。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来技術による光ディスク読み取り装置の一部の略構成図である。
【図２】（ａ）乃至（ｃ）は、利得調節段を有する従来技術のアナログ／デジタル処理システムの３通りの例を表わす図である。
【図３】本発明の第１の実施例による利得デジタル可制御型増幅器の構成図である。
【図４】本発明の第２の実施例による利得デジタル可制御型増幅器の構成図である。
【図５】本発明を実現する光ディスク読み取り装置の一部の構成図である。
【符号の説明】
１  光ディスク
２  レーザダイオード
３  光ビーム
４  反射ビーム
５  読み取りヘッド
３０〜３３  利得制御型増幅器
４０〜４３  オフセット制御回路
５０〜５３，２０６，２０７  抵抗
６０〜６３，２０３  演算増幅器
１１０〜１１３  電流／電流型増幅器
１１５  マルチプレクサ
１２５  デジタル回路
１７１，１７２，．．．，１７Ｍ  スイッチ
１８１，１８２，．．．，１８Ｎ  スイッチ
２００  デジタル信号
２０１，２０２  ＮチャネルＭＯＳトランジスタ
２０４  トランジスタ
２１０  制御論理回路
Ｔ71，Ｔ72，．．．，Ｔ7M  ＰチャネルＭＯＳトランジスタ
Ｔ81，Ｔ82，．．．，Ｔ8N  ＰチャネルＭＯＳトランジスタ
【図１】
0004755743.tif 000009
【図２】
0004755743.tif 000010
【図３】
0004755743.tif 000011
【図４】
0004755743.tif 000012
【図５】
0004755743.tif 000013