(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
パルス幅変調信号により複数相の電動機への通電を順次転流させるインバータと、該インバータの直流側電流を検出する第１電流検出手段と、前記インバータのスイッチング素子に具備されるマルチエミッタ端子のマルチエミッタ電流を検出する第２電流検出手段と、前記第１電流検出手段により検出された前記直流側電流に基づいて前記電動機の相電流を推定する第１相電流推定手段と、前記第２電流検出手段により検出された前記マルチエミッタ電流に基づいて前記電動機の相電流を推定する第２相電流推定手段と、前記電動機の運転状態に応じて、前記第１相電流推定手段および前記第２相電流推定手段の何れか一方を選択し、該選択した何れか一方により推定された前記相電流に基づき前記インバータの前記スイッチング素子のオン／オフ状態を制御するスイッチング制御を実行する制御手段とを備え、
前記制御手段は、前記電動機の回転数に応じて、前記第１相電流推定手段および前記第２相電流推定手段の何れか一方を選択し、該選択した何れか一方により推定された前記相電流に基づき前記スイッチング制御を実行し、
前記制御手段によって、前記電動機の回転数に応じて、前記第１相電流推定手段および前記第２相電流推定手段の何れか一方が選択される際の選択結果が変更されるタイミングを、少なくとも前記電動機に対するトルク指令および前記スイッチング制御のスイッチング周波数の何れか一方により補正する回転数補正手段を備えることを特徴とする電動機の制御装置。
【請求項２】
前記第２電流検出手段は、前記インバータにおいて前記スイッチング素子を複数用いてブリッジ接続してなるブリッジ回路の負極側端子に接続された前記スイッチング素子からなるローサイドアームに設けられていることを特徴とする請求項１に記載の電動機の制御装置。
【請求項３】
前記第２電流検出手段により検出された前記マルチエミッタ電流を、前記スイッチング素子あるいは前記スイッチング素子周辺の温度により補正する第１補正手段と、
前記第２電流検出手段により検出された前記マルチエミッタ電流を、前記複数の前記スイッチング素子の状態に係る所定補正値により補正する第２補正手段とを備えることを特徴とする請求項２に記載の電動機の制御装置。
【請求項４】
前記直流側電流において前記電動機の相電流を所定時間以上に亘って検出可能か否かを判定する判定手段を備え、
前記制御手段は、前記判定手段により検出不可能であると判定された場合に、前記第２相電流推定手段により推定された前記相電流に基づき前記スイッチング制御を実行することを特徴とする請求項１から請求項３の何れかひとつに記載の電動機の制御装置。
【請求項５】
前記所定時間を、前記電流検出手段による検出状態が所定の安定状態に到達するのに要する検出安定時間に基づき設定する所定値設定手段を備えることを特徴
ことを特徴とする請求項４に記載の電動機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電動機の制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、例えば電動機をパルス幅変調（ＰＷＭ）により制御するインバータと、電動機の各相電流を検出する電流センサの代わりにインバータの直流側電流を検出する電流センサとを備え、電流センサにより検出した直流側電流から電動機の各相電流を推定する制御装置が知られている（例えば、特許文献１、特許文献２参照）。
【特許文献１】特開平８−１９２６３号公報
【特許文献２】特許第２７１２４７０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
ところで、上記従来技術に係る制御装置において、インバータの直流側電流に各相電流が断続的に発生する期間はインバータに入力されるゲート信号のデューティに応じて変化し、例えば電動機の運転状態等に応じて、各相出力電圧の振幅（あるいは実効値）が極端に減少した場合やキャリア周波数が増大した場合には、直流側電流に各相電流が発生する持続時間が短くなり、電流センサによる検出が困難となる虞がある。
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、電動機の各相電流を直接検出する電流センサを省略した状態で装置構成が複雑化することを抑制しつつ適切に電動機を制御することが可能な電動機の制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
上記課題を解決して係る目的を達成するために、請求項１に記載の本発明の電動機の制御装置は、パルス幅変調信号（例えば、実施の形態でのＰＷＭ信号）により複数相の電動機への通電を順次転流させるインバータ（例えば、実施の形態でのＰＷＭインバータ１４Ａ）と、該インバータの直流側電流（例えば、実施の形態でのＤＣリンク電流ＩＤＣ）を検出する第１電流検出手段（例えば、実施の形態での直流側電流センサ１４ｂ）と、前記インバータのスイッチング素子に具備されるマルチエミッタ端子のマルチエミッタ電流を検出する第２電流検出手段（例えば、実施の形態での素子電流換算部１４Ｂ）と、前記第１電流検出手段により検出された前記直流側電流に基づいて前記電動機の相電流を推定する第１相電流推定手段（例えば、実施の形態でのステップＳ１７）と、前記第２電流検出手段により検出された前記マルチエミッタ電流に基づいて前記電動機の相電流を推定する第２相電流推定手段（例えば、実施の形態でのステップＳ１４）と、前記電動機の運転状態に応じて、前記第１相電流推定手段および前記第２相電流推定手段の何れか一方を選択し、該選択した何れか一方により推定された前記相電流に基づき前記インバータの前記スイッチング素子のオン／オフ状態を制御するスイッチング制御を実行する制御手段（例えば、実施の形態での制御部１５）とを備え、前記制御手段は、前記電動機の回転数に応じて、前記第１相電流推定手段および前記第２相電流推定手段の何れか一方を選択し、該選択した何れか一方により推定された前記相電流に基づき前記スイッチング制御を実行し、前記制御手段によって、前記電動機の回転数に応じて、前記第１相電流推定手段および前記第２相電流推定手段の何れか一方が選択される際の選択結果が変更されるタイミングを、少なくとも前記電動機に対するトルク指令および前記スイッチング制御のスイッチング周波数の何れか一方により補正する回転数補正手段（例えば、実施の形態でのステップＳ１１）を備えることを特徴としている。
【０００５】
上記構成の電動機の制御装置によれば、電動機の運転状態に応じて、第１相電流推定手段および第２相電流推定手段の何れか一方を選択して相電流を推定することから、例えばインバータの直流側電流から所望精度の相電流を検出することが困難となった場合であっても、マルチエミッタ電流に基づいて相電流を推定することにより、適切に電動機を制御することができる。
さらに、例えば電動機の回転数が低下することに伴って、各相出力電圧の振幅（あるいは実効値）が過剰に減少することで、インバータの直流側電流から所望精度の相電流を検出することが困難となった場合であっても、マルチエミッタ電流に基づいて相電流を推定することにより、適切に電動機を制御することができる。
さらに、電動機の運転状態に応じて、第１相電流推定手段および第２相電流推定手段の何れか一方を適切に選択することができる。
【０００６】
さらに、請求項２に記載の本発明の電動機の制御装置では、前記第２電流検出手段は、前記インバータにおいて前記スイッチング素子を複数用いてブリッジ接続してなるブリッジ回路（例えば、実施の形態でのブリッジ回路１４ａ）の負極側端子に接続された前記スイッチング素子からなるローサイドアームに設けられていることを特徴としている。
【０００７】
上記構成の電動機の制御装置によれば、装置構成が複雑化することを抑制しつつ適切に電動機を制御することができる。
【０００８】
さらに、請求項３に記載の本発明の電動機の制御装置は、前記第２電流検出手段により検出された前記マルチエミッタ電流を、前記スイッチング素子あるいは前記スイッチング素子周辺の温度により補正する第１補正手段（例えば、実施の形態での温度補正部３１）と、前記第２電流検出手段により検出された前記マルチエミッタ電流を、前記複数の前記スイッチング素子の状態に係る所定補正値により補正する第２補正手段（例えば、実施の形態での特性補正部３２）とを備えることを特徴としている。
【０００９】
上記構成の電動機の制御装置によれば、第２電流検出手段により検出されたマルチエミッタ電流を、スイッチング素子あるいは前記スイッチング素子周辺の温度により補正すると共に、例えば複数のスイッチング素子の個体差等に係る所定補正値により補正することにより、マルチエミッタ電流に基づく相電流の推定精度および推定処理の信頼度を向上させることができる。
【００１４】
さらに、請求項４に記載の本発明の電動機の制御装置は、前記直流側電流において前記電動機の相電流を所定時間以上に亘って検出可能か否かを判定する判定手段を備え、前記制御手段は、前記判定手段により検出不可能であると判定された場合に、前記第２相電流推定手段により推定された前記相電流に基づき前記スイッチング制御を実行することを特徴としている。
【００１５】
上記構成の電動機の制御装置によれば、直流側電流において電動機の相電流を所定時間以上に亘って検出可能か否かを判定することにより、第１相電流推定手段および第２相電流推定手段の何れか一方を適切に選択することができる。
【００１６】
さらに、請求項５に記載の本発明の電動機の制御装置は、前記所定時間を、前記電流検出手段による検出状態が所定の安定状態に到達するのに要する検出安定時間に基づき設定する所定値設定手段（例えば、実施の形態でのステップＳ０１、ステップＳ０４）を備えることを特徴としている。
【００１７】
上記構成の電動機の制御装置によれば、第１相電流推定手段および第２相電流推定手段の何れか一方を、より一層、適切に選択することができる。
【発明の効果】
【００１８】
請求項１に記載の本発明の電動機の制御装置によれば、電動機の運転状態に応じて、第１相電流推定手段および第２相電流推定手段の何れか一方を選択して相電流を推定することから、例えばインバータの直流側電流から所望精度の相電流を検出することが困難となった場合であっても、マルチエミッタ電流に基づいて相電流を推定することにより、適切に電動機を制御することができる。
さらに、例えば電動機の回転数が低下することに伴って、各相出力電圧の振幅（あるいは実効値）が過剰に減少することで、インバータの直流側電流から所望精度の相電流を検出することが困難となった場合であっても、マルチエミッタ電流に基づいて相電流を推定することにより、適切に電動機を制御することができる。
さらに、電動機の運転状態に応じて、第１相電流推定手段および第２相電流推定手段の何れか一方を適切に選択することができる。
さらに、請求項２に記載の本発明の電動機の制御装置によれば、装置構成が複雑化することを抑制しつつ適切に電動機を制御することができる。
【００１９】
さらに、請求項３に記載の本発明の電動機の制御装置によれば、マルチエミッタ電流に基づく相電流の推定精度および推定処理の信頼度を向上させることができる。
【００２０】
さらに、請求項４に記載の本発明の電動機の制御装置によれば、直流側電流において電動機の相電流を所定時間以上に亘って検出可能か否かを判定することにより、第１相電流推定手段および第２相電流推定手段の何れか一方を適切に選択することができる。
さらに、請求項５に記載の本発明の電動機の制御装置によれば、第１相電流推定手段および第２相電流推定手段の何れか一方を、より一層、適切に選択することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
以下、本発明の電動機の制御装置の実施形態について添付図面を参照しながら説明する。
この実施形態による電動機の制御装置１０（以下、単に、モータ制御装置１０と呼ぶ）は、例えばハイブリッド車両に内燃機関１１と共に駆動源として搭載されるブラシレスＤＣモータ１２（以下、単に、モータ１２と呼ぶ）を駆動制御するものであって、このモータ１２は、内燃機関１１と直列に直結され、界磁に利用する永久磁石を有する回転子（図示略）と、この回転子を回転させる回転磁界を発生する固定子（図示略）とを備えて構成されている。
そして、モータ制御装置１０は、例えば図１に示すように、バッテリ１３を直流電源とするパワードライブユニット（ＰＤＵ）１４と、制御部１５とを備えて構成されている。
【００２２】
このモータ制御装置１０において、複数相（例えば、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相）のモータ１２の駆動および回生作動は制御部１５から出力される制御指令を受けてパワードライブユニット（ＰＤＵ）１４により行われる。
ＰＤＵ１４は、例えば図２に示すように、マルチエミッタ端子を具備するトランジスタのスイッチング素子（例えば、マルチエミッタ型ＩＧＢＴ：Insulated Gate Bipolar mode Transistor）を複数用いてブリッジ接続してなるブリッジ回路１４ａと平滑コンデンサＣとを具備するパルス幅変調（ＰＷＭ）によるＰＷＭインバータ１４Ａと、素子電流換算部１４Ｂを備え、モータ１２と電気エネルギーの授受を行う高圧系のバッテリ１３が接続されている。
【００２３】
ＰＤＵ１４に具備されるＰＷＭインバータ１４Ａは、各相毎に対をなすハイ側，ロー側Ｕ相トランジスタＵＨ，ＵＬおよびハイ側，ロー側Ｖ相トランジスタＶＨ，ＶＬおよびハイ側，ロー側Ｗ相トランジスタＷＨ，ＷＬをブリッジ接続してなるブリッジ回路１４ａと、平滑コンデンサＣとを備えて構成され、各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨはバッテリ１３の正極側端子に接続されてハイサイドアームを構成し、各トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬはバッテリ１３の負極側端子に接続されローサイドアームを構成しており、各相毎に対をなす各トランジスタＵＨ，ＵＬおよびＶＨ，ＶＬおよびＷＨ，ＷＬはバッテリ１３に対して直列に接続され、各トランジスタＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬのコレクタ−エミッタ間には、エミッタからコレクタに向けて順方向となるようにして、各ダイオードＤＵＨ，ＤＵＬ，ＤＶＨ，ＤＶＬ，ＤＷＨ，ＤＷＬが接続されている。
【００２４】
また、各トランジスタＵＨ，ＵＬおよびＶＨ，ＶＬおよびＷＨ，ＷＬは、各エミッタに比べて接合面積が小さく設定された各マルチエミッタ端子を具備し、各マルチエミッタ端子は、シャント抵抗を介して各エミッタに接続されている。
さらに、ローサイドアームを構成する各トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬのエミッタ−マルチエミッタ端子間には、エミッタ−マルチエミッタ端子間の電圧差を増幅し、マルチエミッタ電流として素子電流換算部１４Ｂに出力する各アンプＵＡ，ＶＡ，ＷＡが接続されている。
また、ローサイドアームを構成する各トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬには、各トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬの温度または各トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬ周辺の温度（スイッチング素子温度）を検出する各温度センサＵＴ，ＶＴ，ＷＴが備えられ、各温度センサＵＴ，ＶＴ，ＷＴの検出結果は素子電流換算部１４Ｂに出力されている。
そして、ブリッジ回路１４ａと、バッテリ１３の負極側端子との間には、ＰＷＭインバータ１４Ａの直流側電流（ＤＣリンク電流）ＩＤＣを検出する直流側電流センサ１４ｂが備えられている。
【００２５】
素子電流換算部１４Ｂは、例えば図３に示すように、ローサイドアームを構成する各トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬ毎に温度補正部３１および特性補正部３２およびミラー比増幅部３３を備えて構成されている。
温度補正部３１は、各トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬのスイッチング素子温度に応じて各トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬの各マルチエミッタ電流を補正する。
特性補正部３２は、温度補正部３１により補正された各マルチエミッタ電流を、後述する相電流推定部２５から入力される所定の電流補正値に応じて補正する。
ミラー比増幅部３３は、特性補正部３２により補正された各マルチエミッタ電流を、所定のミラー比、つまり各トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬ毎のエミッタに流れる電流とマルチエミッタ端子に流れる電流との比率により増幅し、各相毎のスイッチング素子電流として出力する。
【００２６】
そして、ＰＤＵ１４は、例えばモータ１２の駆動時等において制御部１５から入力されるスイッチング指令であるゲート信号（つまり、ＰＷＭ（パルス幅変調）信号）に基づき、ＰＷＭインバータ１４Ａにおいて各相毎に対をなす各トランジスタＵＨ，ＵＬおよびＶＨ，ＶＬおよびＷＨ，ＷＬのオン（導通）／オフ（遮断）状態を切り替えることによって、バッテリ１３から供給される直流電力を３相交流電力に変換し、３相のモータ１２の固定子巻線への通電を順次転流させることで、各相の固定子巻線に交流のＵ相電流ＩｕおよびＶ相電流ＩｖおよびＷ相電流Ｉｗを通電する。
【００２７】
制御部１５からＰＤＵ１４に入力されるゲート信号は、各相毎に対をなす各トランジスタＵＨ，ＵＬおよびＶＨ，ＶＬおよびＷＨ，ＷＬのオン／オフ状態の組み合わせに応じて、例えば下記表１および図４（ａ）〜（ｈ）に示すように、８通りの各スイッチング状態Ｓ１〜Ｓ８に応じたＰＷＭ（パルス幅変調）信号となる。
そして、ＰＷＭインバータ１４Ａの直流側には各スイッチング状態Ｓ１〜Ｓ８に応じて断続的に各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが発生し、直流側電流センサ１４ｂにより検出される直流側電流（ＤＣリンク電流）ＩＤＣは、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの何れかひとつ、あるいは、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの何れかひとつの符号が反転したもの、あるいは、ゼロとなる。
【００２８】
【表１】
0004628941.tif 000002
【００２９】
例えば、図５に示す各相出力電圧＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗに対する単一の三角波からなるキャリア信号の１周期（キャリア周期ｆｃ）での各時刻ｔ１〜時刻ｔ８において、このキャリア周期ｆｃの開始タイミングである時刻ｔ１から時刻ｔ２の期間、および、時刻ｔ７からキャリア周期ｆｃの終了タイミングである時刻ｔ８までの期間では、ブリッジ回路１４ａのハイサイドアームがオン状態かつローサイドアームがオフ状態となる第１スイッチング状態Ｓ１となり、ＤＣリンク電流ＩＤＣはゼロとなる。
そして、ハイ側Ｕ相およびＶ相トランジスタＵＨ，ＶＨとロー側Ｗ相トランジスタＷＬとがオン状態となる第２スイッチング状態Ｓ２である時刻ｔ２から時刻ｔ３の期間および時刻ｔ６から時刻ｔ７の期間では、ＤＣリンク電流ＩＤＣはＷ相電流Ｉｗの符号が反転した電流（−Ｉｗ）となる。
そして、ハイ側Ｕ相トランジスタＵＨとロー側Ｖ相およびＷ相トランジスタＵＬ，ＷＬとがオン状態となる第７スイッチング状態Ｓ７である時刻ｔ３から時刻ｔ４の期間および時刻ｔ５から時刻ｔ６の期間では、ＤＣリンク電流ＩＤＣはＵ相電流Ｉｕとなる。
そして、ハイサイドアームがオフ状態かつローサイドアームがオン状態となる第８スイッチング状態Ｓ８である時刻ｔ４から時刻ｔ５の期間では、ＤＣリンク電流ＩＤＣはゼロとなる。
【００３０】
制御部１５は、回転直交座標をなすｄｑ座標上で電流のフィードバック制御を行うものであり、例えば運転者のアクセル操作に係るアクセル開度等に応じて設定されるトルク指令ＴｒからＩｄ指令＊Ｉｄ及びＩｑ指令＊Ｉｑを演算し、Ｉｄ指令＊Ｉｄ及びＩｑ指令＊Ｉｑに基づいて各相出力電圧＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗを算出し、各相出力電圧＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗに応じてＰＤＵ１４へゲート信号であるＰＷＭ信号を入力すると共に、実際にＰＤＵ１４からモータ１２に供給される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに対する各推定値である各相推定電流Ｉｕｓ，Ｉｖｓ，ＩｗｓをＤＣリンク電流ＩＤＣから推定し、各相推定電流Ｉｕｓ，Ｉｖｓ，Ｉｗｓをｄｑ座標上に変換して得たｄ軸電流Ｉｄｓ及びｑ軸電流Ｉｑｓと、Ｉｄ指令＊Ｉｄ及びＩｑ指令＊Ｉｑとの各偏差がゼロとなるように制御を行う。
【００３１】
この制御部１５は、例えば、電流指令演算部２１と、電流制御部２２と、ｄｑ−３相変換部２３と、ＰＷＭ信号生成部２４と、相電流推定部２５と、３相−ｄｑ変換部２６と、回転数演算部２７と、スイッチング周波数演算部２８とを備えて構成されている。
そして、この制御部１５には、直流側電流センサ１４ｂにより検出される直流側電流（ＤＣリンク電流）ＩＤＣと、バッテリ１３の端子電圧（電源電圧）ＶＢを検出する電圧センサ１３ａから出力される検出値と、モータ１２の回転子の回転角（つまり、所定の基準回転位置からのロータの磁極の回転角度）θを検出する回転センサ１２ａから出力される検出信号と、外部の制御装置（図示略）から出力されるトルク指令Ｔｒとが入力されている。
【００３２】
電流指令演算部２１は、例えば外部の制御装置（図示略）から入力されるトルク指令Ｔｒ（例えば、運転者によるアクセルペダルの踏み込み操作量およびモータ１２の回転数ω等に応じて必要とされるトルクをモータ１２に発生させるための指令値）と、回転数演算部２７から入力されるモータ１２の回転数ωとに基づき、ＰＤＵ１４からモータ１２に供給される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを指定するための電流指令を演算しており、この電流指令は、回転する直交座標上でのＩｄ指令＊Ｉｄ及び＊Ｉｑ指令＊Ｉｑとして電流制御部２２へ出力されている。
【００３３】
この回転直交座標をなすｄｑ座標は、例えば回転子の永久磁石による界磁極の磁束方向をｄ軸（界磁軸）とし、このｄ軸と直交する方向をｑ軸（トルク軸）としており、モータ１２の回転子の回転位相に同期して回転している。これにより、ＰＤＵ１４からモータ１２の各相に供給される交流信号に対する電流指令として、直流的な信号であるＩｄ指令＊ＩｄおよびＩｑ指令＊Ｉｑを与えるようになっている。
【００３４】
電流制御部２２は、Ｉｄ指令＊Ｉｄとｄ軸電流Ｉｄｓとの偏差ΔＩｄ、および、Ｉｑ指令＊Ｉｑとｑ軸電流Ｉｑｓとの偏差ΔＩｑを算出し、例えば回転数演算部２７から入力されるモータ回転数ωに応じたＰＩ（比例積分）動作により、偏差ΔＩｄを制御増幅してｄ軸電圧指令値＊Ｖｄを算出し、偏差ΔＩｑを制御増幅してｑ軸電圧指令値＊Ｖｑを算出する。
ｄｑ−３相変換部２３は、回転センサ１２ａから入力される回転子の回転角θを用いて、ｄｑ座標上でのｄ軸電圧指令値Ｖｄおよびｑ軸電圧指令値Ｖｑを、静止座標である３相交流座標上での電圧指令値であるＵ相出力電圧＊ＶｕおよびＶ相出力電圧＊ＶｖおよびＷ相出力電圧＊Ｖｗに変換する。
【００３５】
ＰＷＭ信号生成部２４は、例えば、正弦波状の各相出力電圧＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗと、単一の三角波からなるキャリア信号と、後述するスイッチング周波数演算部２８により演算されたスイッチング周波数とに基づくパルス幅変調により、ＰＤＵ１４のＰＷＭインバータ１４Ａの各スイッチング素子をオン／オフ駆動させる各パルスからなるスイッチング指令であるゲート信号（つまり、ＰＷＭ（パルス幅変調）信号）を生成する。
そして、ＰＷＭ信号生成部２４は、生成したゲート信号のデューティＤＵＴＹつまり各スイッチング素子をオン／オフ駆動させる各パルスのオン／オフ状態の比率を算出する。
【００３６】
相電流推定部２５は、直流側電流センサ１４ｂにより検出されたＤＣリンク電流ＩＤＣと、ＰＷＭ信号生成部２４から入力されるデューティＤＵＴＹと、ＰＤＵ１４の素子電流換算部１４Ｂから出力される各相毎のスイッチング素子電流と、トルク指令Ｔｒと、回転数演算部２７により演算されるモータ１２の回転数ωと、スイッチング周波数とに基づき、モータ１２の各相の固定子巻線に供給される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに対する推定値である各相推定電流Ｉｕｓ，Ｉｖｓ，Ｉｗｓを推定する。
【００３７】
この相電流推定部２５は、例えば図６に示すように、相電流検出可否判定部４１と、推定処理選択部４２と、相電流抽出部４３と、電流補正値記憶部４４とを備えて構成されている。
相電流検出可否判定部４１は、直流側電流センサ１４ｂにより検出されたＤＣリンク電流ＩＤＣと、ＰＷＭ信号生成部２４から入力されるデューティＤＵＴＹとに基づき、ＤＣリンク電流ＩＤＣから各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出可能であるか否かを判定する。
つまり、ＤＣリンク電流ＩＤＣは、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの何れかひとつ、あるいは、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの何れかひとつの符号が反転したもの、あるいは、ゼロとなることから、相電流検出可否判定部４１は、例えば、直流側電流センサ１４ｂにより検出されたＤＣリンク電流ＩＤＣが、少なくとも上記表１に示すＰＷＭインバータ１４Ａの各スイッチング状態Ｓ２〜Ｓ７に対応した値であるか否かを判定する。
【００３８】
推定処理選択部４２は、相電流検出可否判定部４１による判定結果と、トルク指令Ｔｒと、モータ１２の回転数ωと、スイッチング周波数とに基づき、直流側電流センサ１４ｂにより検出されたＤＣリンク電流ＩＤＣから各相推定電流Ｉｕｓ，Ｉｖｓ，Ｉｗｓを推定する第１推定処理、または、ＰＷＭインバータ１４Ａのローサイドアームのマルチエミッタ電流から各相推定電流Ｉｕｓ，Ｉｖｓ，Ｉｗｓを推定する第２推定処理の何れか一方の推定処理を選択する。
【００３９】
例えばモータ１２の回転数ωが低下あるいはトルク指令Ｔｒが増大することに伴って、図７に示すように、各相出力電圧＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗの振幅（あるいは実効値）が減少すると、各相出力電圧＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗ同士間の電圧差が低下傾向に変化する。これに伴い、単一のキャリア周期ｆｃにおけるＤＣリンク電流ＩＤＣでの各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの持続時間である電流持続時間、つまり各相毎にオンデューティとなる持続時間は短縮傾向に変化することから、各相出力電圧＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗ同士間の電圧差が所定値以下となる状態では、直流側電流センサ１４ｂによる各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの所望精度での検出が困難となる虞がある。
【００４０】
また、例えば図８に示すように、スイッチング周波数に係るキャリア周波数が増大すると、キャリア周期が減少傾向に変化（例えば、図８に示すキャリア周期ｆｃ１からキャリア周期ｆｃ２（＜ｆｃ１）およびキャリア周期ｆｃ２からキャリア周期ｆｃ３（＜ｆｃ２）へと変化）することから、各キャリア周期におけるＤＣリンク電流ＩＤＣでの各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの電流持続時間の絶対値が低下傾向に変化し、キャリア周波数が所定値以下となる状態では、直流側電流センサ１４ｂによる各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの所望精度での検出が困難となる虞がある。
【００４１】
このため、推定処理選択部４２は、例えば図９に示すように、モータ１２の回転数ωに対して、ロー側判定閾値Ａと、このロー側判定閾値Ａに所定値αを加算して得たハイ側判定閾値（Ａ＋α）とを設定し、例えば回転数ωが増大傾向に変化してハイ側判定閾値（Ａ＋α）よりも大きくなった場合には、直流側電流センサ１４ｂにより検出されたＤＣリンク電流ＩＤＣから各相推定電流Ｉｕｓ，Ｉｖｓ，Ｉｗｓを推定する第１推定処理を選択することを示す相電流推定選択フラグのフラグ値に「１」を設定する。一方、回転数ωが減少傾向に変化してロー側判定閾値Ａよりも小さくなった場合には、マルチエミッタ電流から各相推定電流Ｉｕｓ，Ｉｖｓ，Ｉｗｓを推定する第２推定処理を選択するようにして、電流推定選択フラグのフラグ値にゼロを設定する。
【００４２】
なお、ロー側判定閾値Ａは、例えばスイッチング周波数に応じた変数Ｋ１と、トルク指令Ｔｒに応じた変数Ｋ２と、所定値Ａ０との積（Ａ＝Ｋ１×Ｋ２×Ａ０）として設定されている。
そして、変数Ｋ１は、所定の第１スイッチング周波数ｆ１以下で所定値＃Ｋ１（＜１）とされ、かつ、所定の第２スイッチング周波数ｆ２以上で１とされ、スイッチング周波数が第１スイッチング周波数ｆ１から第２スイッチング周波数ｆ２まで増大することに伴い、増大傾向に変化するように設定されている。
また、変数Ｋ２は、所定の第１トルク指令Ｔｒ１以下で１とされ、かつ、所定の第２トルク指令Ｔｒ２以上で所定値＃Ｋ２（＜１）とされ、トルク指令Ｔｒが第１トルク指令Ｔｒ１から第２トルク指令Ｔｒ２まで増大することに伴い、減少傾向に変化するように設定されている。
【００４３】
相電流抽出部４３は、推定処理選択部４２により設定された相電流推定選択フラグのフラグ値に応じて第１推定処理または第２推定処理の何れか一方を選択し、各相推定電流Ｉｕｓ，Ｉｖｓ，Ｉｗｓを推定する。
この第１推定処理では、相電流抽出部４３は、上記表１に基づき、ＰＷＭインバータ１４Ａの各スイッチング状態Ｓ２〜Ｓ７において直流側電流センサ１４ｂにより検出されるＤＣリンク電流ＩＤＣを各相推定電流Ｉｕｓ，Ｉｖｓ，Ｉｗｓとして設定する。
例えば、相電流抽出部４３は、図５に示す各時刻ｔ１〜時刻ｔ８に対し、第２スイッチング状態Ｓ２となる時刻ｔ２から時刻ｔ３の期間および時刻ｔ６から時刻ｔ７の期間で直流側電流センサ１４ｂにより検出されるＤＣリンク電流ＩＤＣを、負号のＷ相推定電流Ｉｗｓ（つまり、−Ｉｗｓ）として設定する。また、第７スイッチング状態Ｓ７である時刻ｔ３から時刻ｔ４の期間および時刻ｔ５から時刻ｔ６の期間で直流側電流センサ１４ｂにより検出されるＤＣリンク電流ＩＤＣを、正号のＵ相推定電流Ｉｕｓとして設定する。
また、第２推定処理では、相電流抽出部４３は、ＰＤＵ１４の素子電流換算部１４Ｂから出力される各相毎のスイッチング素子電流を各相推定電流Ｉｕｓ，Ｉｖｓ，Ｉｗｓとして設定する。
【００４４】
また、電流補正値記憶部４４は、ＰＷＭインバータ１４Ａのローサイドアームを構成する各トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬの個体差に応じたマルチエミッタ電流の検出誤差を補正するための所定の電流補正値を記憶している。
【００４５】
３相−ｄｑ変換部２６は、回転センサ１２ａから入力される回転子の回転角θを用いて、相電流推定部２５により推定された静止座標上における電流である各相推定電流Ｉｕｓ，Ｉｖｓ，Ｉｗｓを、モータ１２の回転位相による回転座標すなわちｄｑ座標上でのｄ軸電流Ｉｄｓおよびｑ軸電流Ｉｑｓに変換する。
【００４６】
回転数演算部２７は、回転センサ１２ａから出力される検出信号、つまりモータ１２の回転子の回転角度に基づきモータ１２の回転数ωを算出する。
【００４７】
本実施形態によるモータ制御装置１０は上記構成を備えており、次に、このモータ制御装置１０の動作、特に、ＰＤＵ１４に具備されるＰＷＭインバータ１４Ａのローサイドアームを構成する各トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬ毎の各マルチエミッタ電流または直流側電流センサ１４ｂにより検出されるＤＣリンク電流ＩＤＣから各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを推定する処理について添付図面を参照しながら説明する。
【００４８】
以下に、ＤＣリンク電流ＩＤＣから各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出可能であるか否かを判定する処理について説明する。
先ず、例えば図１０に示すステップＳ０１においては、各相出力電圧＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗのうちの最大値に対応する相である最大電圧相、つまりＰＷＭインバータ１４Ａのハイサイドアームの各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨがオン状態となる比率であるオンデューティが最大となる相（例えば、図１１でのＵ相）と、この最大電圧相および各相出力電圧＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗのうちの最小値に対応する相である最小電圧相、つまりＰＷＭインバータ１４Ａのハイサイドアームの各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨがオン状態となる比率であるオンデューティが最小となる相（例えば、図１１でのＷ相）以外の相である中間電圧相（例えば、図１１でのＶ相）とのオンデューティの差が所定時間以上であるか否かを判定する。
【００４９】
ステップＳ０１の判定結果が「ＹＥＳ」の場合には、ステップＳ０２に進み、このステップＳ０２においては、例えば上記表１を参照して、最大電圧相のスイッチング素子がオン状態、かつ、中間電圧相および最小電圧相の各スイッチング素子がオフ状態となるスイッチング状態（例えば、図１１での第７スイッチング状態Ｓ７）においてＤＣリンク電流ＩＤＣとなる第１相電流Ｉ１（例えば、図１１でのＵ相電流Ｉｕ）の検出が可能であると判定する。
一方、ステップＳ０１の判定結果が「ＮＯ」の場合には、ステップＳ０３に進み、このステップＳ０３においては、第１相電流Ｉ１（例えば、図１１でのＵ相電流Ｉｕ）の検出が不可能であると判定する。
【００５０】
なお、ステップＳ０１において、最大電圧相と中間電圧相とのオンデューティの差に対する判定閾値である所定時間は、例えば直流側電流センサ１４ｂの出力応答の時間特性および直流側電流センサ１４ｂの検出動作のサンプリング時間等に応じた値であって、例えば図１１に示す時刻ｔ３から時刻ｔ３ａの期間および時刻ｔ５から時刻ｔ５ａの期間のように直流側電流センサ１４ｂによる実際の検出状態が所定の安定状態に到達するのに要する検出安定時間に対し、少なくとも検出安定時間よりも長い時間とされている。
【００５１】
そして、ステップＳ０４においては、最小電圧相と、中間電圧相とのオンデューティの差が所定時間以上であるか否かを判定する。
この判定結果が「ＹＥＳ」の場合には、ステップＳ０５に進み、このステップＳ０５においては、例えば上記表１を参照して、最大電圧相および中間電圧相の各スイッチング素子がオン状態、かつ、最小電圧相のスイッチング素子がオフ状態となるスイッチング状態（例えば、図１１での第２スイッチング状態Ｓ２）においてＤＣリンク電流ＩＤＣとなる第２相電流Ｉ２（例えば、図１１での−Ｗ相電流Ｉｗ）の検出が可能であると判定し、一連の処理を終了する。
一方、この判定結果が「ＮＯ」の場合には、ステップＳ０６に進み、このステップＳ０６においては、第２相電流Ｉ２（例えば、図１１での−Ｗ相電流Ｉｗ）の検出が不可能であると判定し、一連の処理を終了する。
【００５２】
以下に、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを推定する処理について説明する。
先ず、例えば図１２に示すステップＳ１１においては、トルク指令Ｔｒと、モータ１２の回転数ωと、スイッチング周波数とに基づき、相電流推定選択フラグのフラグ値を設定する。
次に、ステップＳ１２においては、相電流推定選択フラグのフラグ値が「１」であるか否かを判定する。
この判定結果が「ＹＥＳ」の場合には、後述するステップＳ１５に進む。
一方、この判定結果が「ＮＯ」の場合には、ステップＳ１３に進む。
【００５３】
そして、ステップＳ１３においては、ＰＷＭインバータ１４Ａのローサイドアームを構成する各トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬのマルチエミッタ電流を検出する。
そして、ステップＳ１４においては、各トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬのマルチエミッタ電流から各相のスイッチング素子電流を算出し、各相推定電流Ｉｕｓ，Ｉｖｓ，Ｉｗｓとして設定して、一連の処理を終了する。
【００５４】
また、ステップＳ１６においては、ＤＣリンク電流ＩＤＣを検出する。
そして、ステップＳ１７においては、検出されたＤＣリンク電流ＩＤＣを、ＰＤＵ１４のＰＷＭインバータ１４Ａのスイッチング状態に応じて各相推定電流Ｉｕｓ，Ｉｖｓ，Ｉｗｓとして設定し、一連の処理を終了する。
【００５５】
上述したように、本実施形態による電動機の制御装置１０によれば、モータ１２の運転状態に応じて、ＤＣリンク電流ＩＤＣおよびマルチエミッタ電流の何れか一方を選択して各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを推定することから、例えばＤＣリンク電流ＩＤＣから所望精度の各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出することが困難となった場合であっても、マルチエミッタ電流に基づいて各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを推定することにより、装置構成が複雑化することを抑制しつつ適切にモータ１２を制御することができる。
【００５６】
なお、上述した実施の形態においては、ＰＷＭ信号生成部２４においてゲート信号に基づきデューティＤＵＴＹが算出されるとしたが、これに限定されず、デューティＤＵＴＹは、例えばゲート信号に応じてタイマ等により計測されてもよいし、例えば各相出力電圧＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗおよび電圧センサ１３ａにより検出される電源電圧ＶＢおよびＰＷＭ周期に基づき算出されてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００５７】
【図１】本発明の実施形態に係る電動機の制御装置の構成図である。
【図２】図１に示すＰＤＵのＰＷＭインバータの構成図である。
【図３】図２に示すＰＤＵの素子電流換算部の構成図である。
【図４】図２に示すＰＷＭインバータの各スイッチング状態Ｓ１〜Ｓ８を示す図である。
【図５】各相出力電圧＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗに対する単一の三角波からなるキャリア信号の１周期（キャリア周期ｆｃ）でのＰＷＭ信号および各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，ＩｗおよびＤＣリンク電流ＩＤＣの変化の一例を示すグラフ図である。
【図６】図１に示す相電流推定部の構成図である。
【図７】各相出力電圧＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗの振幅に応じて変化する単一のキャリア周期ｆｃにおけるＤＣリンク電流ＩＤＣでの各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの電流持続時間の例を示す図である。
【図８】キャリア周波数に応じて変化する単一のキャリア周期ｆｃにおけるＤＣリンク電流ＩＤＣでの各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの電流持続時間の例を示す図である。
【図９】回転数ωと、スイッチング周波数と、トルク指令Ｔｒとに応じて変化する相電流推定選択フラグのフラグ値を示すグラフ図である。
【図１０】ＤＣリンク電流ＩＤＣから各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出可能であるか否かを判定する処理を示すフローチャートである。
【図１１】各相出力電圧＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗに対する単一の三角波からなるキャリア信号の１周期（キャリア周期ｆｃ）でのＰＷＭ信号およびＤＣリンク電流ＩＤＣ（理論値および実際値）の変化の一例を示すグラフ図である。
【図１２】各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを推定する処理を示すフローチャートである。
【符号の説明】
【００５８】
１０  電動機の制御装置
１２  モータ
１４Ａ  ＰＷＭインバータ（インバータ）
１４ａ  ブリッジ回路（ブリッジ回路）
１４ｂ  直流側電流センサ（第１電流検出手段）
１４Ｂ  素子電流換算部（第２電流検出手段）
１５  制御部（制御手段）
３１  温度補正部（第１補正手段）
３２  特性補正部（第２補正手段）
ステップＳ０１、ステップＳ０４  所定値設定手段
ステップＳ１１  回転数補正手段
ステップＳ１４  第２相電流推定手段
ステップＳ１７  第１相電流推定手段
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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