(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
それぞれ複数のスイッチ素子と直流電圧源とを備えて該直流電圧源の直流電力を交流電力に変換する複数台の単相インバータの交流側を直列接続し、上記複数台の単相インバータの各発生電圧の総和により出力電圧を制御して負荷に電力供給する電力変換装置において、
上記複数台の単相インバータの内、少なくとも１台が、複数の上記直流電圧源を有し、上記複数のスイッチ素子のオンオフの組み合わせによって上記各直流電圧源を正負いずれかの極性で交流側出力端子間に接続して多レベルの電圧出力を可能にした多レベルインバータであり、
該多レベルインバータは、上記複数の直流電圧源を、外部電源から電力供給されて電圧が最大である第１の直流電圧源とそれ以外の第２の直流電圧源とで構成し、該第１の直流電圧源および第２の直流電圧源の双方から上記交流側出力端子間に電圧出力されるとき、上記第１、第２の直流電圧源は上記複数のスイッチ素子のオンオフの組み合わせによって互いに逆極性にて直列接続されて上記第１、第２の直流電圧源の差電圧が出力されることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
上記多レベルインバータを、上記第１、第２の直流電圧源と、該第１の直流電圧源の正負端子間にそれぞれ接続された上記複数のスイッチ素子である４直列のスイッチ素子および２直列のスイッチ素子と、該各スイッチ素子に逆並列に接続されたダイオードとで構成し、上記４直列のスイッチ素子内の中央の２直列スイッチ素子の両端子間に上記第２の直流電圧源を接続し、該４直列のスイッチ素子の中点と上記２直列のスイッチ素子の中点とを上記交流側出力端子としたことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
上記複数台の単相インバータの内、上記多レベルインバータ以外の単相インバータは、上記第１の直流電圧源の電圧より小さな電圧の第３の直流電圧源を上記直流電圧源として有し、上記複数のスイッチ素子である２組の２直列スイッチ素子を備えたフルブリッジ型インバータであることを特徴とする請求項１または２記載の電力変換装置。
【請求項４】
上記多レベルインバータは、上記第１、第２の直流電圧源を各１個備えた１台の単相インバータで、上記第１〜第３の直流電圧源の各電圧比を４：２：１としたことを特徴とする請求項３記載の電力変換装置。
【請求項５】
上記多レベルインバータは、上記第１、第２の直流電圧源を各１個備えた１台の単相インバータで、上記第１〜第３の直流電圧源の各電圧比を６：３：１としたことを特徴とする請求項３記載の電力変換装置。
【請求項６】
上記複数台の単相インバータが有する上記複数の直流電圧源の中から選択された所定の組み合わせによる出力パターンを決定して、該出力パターンに応じて上記各単相インバータが有する上記複数のスイッチ素子のオンオフの組み合わせにより上記各単相インバータの出力電圧および極性を変化させ、上記複数の直流電圧源の内、上記第１の直流電圧源以外の各直流電圧源は、該各直流電圧源の充電または放電動作による電力授受をバランスさせて電圧が制御されることを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項７】
最大出力電圧を上記第１の直流電圧源の電圧で制限することを特徴とする請求項６記載の電力変換装置。
【請求項８】
出力電圧および出力電流の互いの極性関係に基づいて上記出力パターンを決定することを特徴とする請求項６または７記載の電力変換装置。
【請求項９】
上記各直流電圧源に電圧検出手段と、該各検出電圧が所定の閾値幅内かどうかを検出するコンパレータとを備え、上記各検出電圧が該コンパレータの閾値幅内となるように上記出力パターンを決定することを特徴とする請求項６〜８のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項１０】
上記出力パターンを決定する処理の最大動作周波数に上限を設けることを特徴とする請求項９に記載の電力変換装置。
【請求項１１】
充電用抵抗を備えた切り換え回路を有し、上記負荷へ電力供給するに先立って上記充電用抵抗に電流経路を切り換え、上記各単相インバータが有する上記複数のスイッチ素子のオンオフの組み合わせにより上記各単相インバータの出力電圧および極性を変化させて、上記複数の直流電圧源間の電力授受により、上記複数の直流電圧源の内、上記第１の直流電圧源以外の各直流電圧源を初期充電することを特徴とする請求項１〜１０のいずれかに記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数のインバータを組み合わせて、階調制御により所望の出力波形を得ることが可能な電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来の電力変換装置は、３つの単相インバータを直列接続された単相多重変換器から成る。各単相インバータは、系統からトランスを通して引き込まれる３相交流電力を整流して直流電力に変換する３相コンバータ部と、その直流電力を平滑するコンデンサと、該コンデンサを直流電源として直流電力を交流電力に変換する単相インバータ部とを備える。このように構成される各単相インバータは、それぞれコンデンサに充電される電圧Ｖa、Ｖb、Ｖcを電圧源として電圧を出力するが、Ｖa、Ｖb、Ｖcの関係は、それぞれ異なる値（Ｖa＜Ｖb＜Ｖc）で、１：２：４、１：３：４、１：３：５、１：３：６、１：３：７、１：３：８、１：３：９のいずれかの関係となる。３つの単相インバータの発生電圧の組み合わせにより、非常に滑らかな出力階調電圧が得られる（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
また、従来の別例による電力変換装置では、フライングキャパシタを用いた多レベルインバータがあり、３つのコンデンサの電圧比が１：２：３のフライングキャパシタ構成としている（例えば、非特許文献１参照）。
【０００４】
【特許文献１】特開２００４−００７９４１号公報
【非特許文献１】“Multicell Converters: Active Control and Observation of Flying-Capacitor Voltages”, IEEE Trans. Ind. Electron. vol. 49, No.5, pp. 998-1008, 2002.
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
上記特許文献１に示される電力変換装置、例えばＶa、Ｖb、Ｖcの関係が１：２：４である３つの単相インバータから成る電力変換装置では、１２個のスイッチング素子および３個のコンデンサで最大片側７レベル出力（ゼロ出力を含まない）が可能となる。しかしながら、大きな出力レベル数で動作させるためには、各単相インバータのコンデンサに電力供給する電源が必要になり、また、出力レベル数を例えば片側４レベル程度に抑えても、スイッチング素子の数は低減できないものであった。
【０００６】
一方、上記非特許文献１に示される電力変換装置では、少ないスイッチング素子の数で片側3レベル出力（ゼロ出力を含まない）が可能となり、また各コンデンサに電力供給する電源が必要なくなる。しかし、出力レベル数に対するコンデンサの数が大きいという問題点があった。
【０００７】
この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、複数の単相インバータを階調制御する電力変換装置において、少ないスイッチング素子数およびコンデンサ数で、多レベル出力を可能にすると共に、各コンデンサに電力供給する電源やコンバータを省略可能にして、装置構成の簡略化および高効率化を図ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
この発明に係る電力変換装置は、それぞれ複数のスイッチ素子と直流電圧源とを備えて該直流電圧源の直流電力を交流電力に変換する複数台の単相インバータの交流側を直列接続し、上記複数台の単相インバータの各発生電圧の総和により出力電圧を制御して負荷に電力供給する。上記複数台の単相インバータの内、少なくとも１台が、複数の上記直流電圧源を有し、上記複数のスイッチ素子のオンオフの組み合わせによって上記各直流電圧源を正負いずれかの極性で交流側出力端子間に接続して多レベルの電圧出力を可能にした多レベルインバータである。そして。該多レベルインバータは、上記複数の直流電圧源を、外部電源から電力供給されて電圧が最大である第１の直流電圧源とそれ以外の第２の直流電圧源とで構成し、該第１の直流電圧源および第２の直流電圧源の双方から上記交流側出力端子間に電圧出力されるとき、上記第１、第２の直流電圧源は上記複数のスイッチ素子のオンオフの組み合わせによって互いに逆極性にて直列接続されて上記第１、第２の直流電圧源の差電圧が出力されるものである。
【発明の効果】
【０００９】
このような電力変換装置では、従来のものより少ない数のスイッチ素子および直流電圧源で多レベル出力を可能にする。また、複数の直流電圧源の内、多レベルインバータ内の電圧が最大である第１の直流電圧源以外の直流電圧源に電力供給する電源やコンバータを省略でき、装置構成の簡略化および高効率化が図れる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１について説明する。
図１は、この発明の実施の形態１による電力変換装置の主回路構成を示した図である。図に示すように、電力変換装置３は、複数台（この場合２台）の単相インバータ４１、４２の交流側を直列に接続して構成される。各単相インバータ４１、４２はそれぞれ独立した直流電圧源５（５１〜５３）からの直流電力を交流電力に変換し、各単相インバータ４１、４２の発生電圧を組み合わせることによって、その総和として所定の電圧を出力し、出力フィルタ６を介して出力端２ａ、２ｂから負荷に接続される。なお、出力電圧の波形ひずみが問われない用途の場合には出力フィルタ６は省略してもよい。
各単相インバータ４（４１、４２）は、ダイオードを逆並列に接続した複数個のＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等の自己消弧型半導体スイッチング素子（以下、スイッチ素子と称す）７ａ〜７ｊで構成される。スイッチ素子７ａ〜７ｊはＩＧＢＴ以外にも、ＧＣＴ、ＧＴＯ、トランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ等でもよい。また、自己消弧機能がないサイリスタ等でも強制転流動作が可能であればよい。
【００１１】
一方の単相インバータ４１は、２組の２直列スイッチ素子（７ａ，７ｂ）、（７ｃ，７ｄ）を備えたフルブリッジ型インバータで、第３の直流電圧源としてのコンデンサ５１の直流電圧をＶ１とした場合、スイッチ素子７ａ〜７ｄのオンオフの組み合わせによって｛−Ｖ１、０、Ｖ１｝のいずれかの電圧を単相インバータ４１の出力端子間に印加することができる。
【００１２】
他方の単相インバータ４２は、互いに絶縁された第１の直流電圧源としてのコンデンサ５３と第２の直流電圧源としてのコンデンサ５２とを直流電力の入力とした多レベルインバータ４２である。この多レベルインバータ４２は、コンデンサ５３の正負端子間にそれぞれ接続された４直列のスイッチ素子７ｅ〜７ｈおよび２直列のスイッチ素子７ｉ、７ｊを備え、４直列のスイッチ素子７ｅ〜７ｈ内の中央の２直列スイッチ素子７ｆ、７ｇの両端子間にコンデンサ５２を接続し、４直列のスイッチ素子７ｅ〜７ｈの中点と２直列のスイッチ素子７ｉ、７ｊの中点とを多レベルインバータ４２の交流側出力端子とする。
多レベルインバータ４２のコンデンサ５２、５３の電圧をＶ２、Ｖ３とした場合、図２に示すようなスイッチ素子７ｅ〜７ｊのオンオフの組み合わせによって、｛−Ｖ３、−Ｖ３+Ｖ２、−Ｖ２、０、Ｖ２、Ｖ３−Ｖ２、Ｖ３｝のいずれかの電圧を出力端子間に印加することができる。ここで、コンデンサ５２、５３の双方から電圧出力されるときは、コンデンサ５２、５３は互いに逆極性にて直列接続されて差電圧（−Ｖ３+Ｖ２、Ｖ３−Ｖ２）が出力されることが分かる。
【００１３】
３つのコンデンサ５１〜５３の電圧は、コンデンサ５３の電圧Ｖ３が最大であり、このコンデンサ５３は、外部の電源１から電力供給され電圧制御される。なお、８１〜８３は各コンデンサ５１〜５３の電圧を検出する電圧センサである。また、第１〜第３の直流電圧源には、コンデンサ５１〜５３以外にも直流電力を貯蔵できるものを用いることができる。
ここで、コンデンサ５１、５２、５３に初期充電される電圧の比を、Ｖ１：Ｖ２：Ｖ３＝１：２：４に設定する。Ｖ１＝Ｖ０、Ｖ２＝２Ｖ０、Ｖ３＝４Ｖ０、とすると、電力変換装置３は単相インバータ４１および多レベルインバータ４２の各発生電圧の和により出力するため、最大片側５レベル出力（ゼロ出力を含まない）が可能となる。電力変換装置３の出力（Ｖｏｕｔ）は、３個のコンデンサ５１〜５３の中から選択された所定の組み合わせによる出力パターンを決定して、単相インバータ４１および多レベルインバータ４２を出力制御することで得られるもので、半周期の出力パターンを図３に示す。また、図３の各出力パターンＡ〜Ｋにおけるゲート論理テーブル、即ち各スイッチ素子７ａ〜７ｊのオンオフの組み合わせを図４に示す。
【００１４】
電力変換装置３は、図５に示すような制御装置を備えて各単相インバータ４１、４２を制御し、制御動作について以下に説明する。
各コンデンサ５１〜５３の電圧Ｖ１〜Ｖ３は、電圧センサ８１〜８３によってモニタされ、各電圧センサ８１〜８３の出力はコンパレータ群１０に入力される。コンパレータ群１０は各電圧センサ８１〜８３出力に対してそれぞれ閾値となる直流電圧上下限値９１ａ，９１ｂ〜９３ａ，９３ｂを設定する。ここで、９１ａ〜９３ａは上限値を示し、９１ｂ〜９３ｂは下限値を示す。各電圧Ｖ１〜Ｖ３が設定した上限値９１ａ〜９３ａを超えた場合、または下限値９１ｂ〜９３ｂを下回った場合には、コンパレータ群１０の出力がＬからＨに変わる。コンパレータ群１０での判定出力は同期ユニット１１に入力され、同期ユニット１１の出力は出力パターン選択部１２に入力される。
【００１５】
同期ユニット１１では所定の間隔にて入力状態を出力側に伝える。この所定の間隔を適当に設定することにより、例えばコンパレータ群１０の出力が高頻度で変化した時でも、出力パターン選択部１２が出力する出力パターンが高頻度に変化することが抑えられる。この同期ユニット１１はハードウェアのサンプルホールド回路やソフトウェア処理時の割り込み周波数を制定すること等により実現することが出来る。
また、電力変換装置３の出力電流はモニタされ、出力指令電圧１３および出力電流モニタ値１４は極性判定用コンパレータ１５（１５ａ、１５ｂ）に入力される。極性判定用コンパレータ１５の後段にＸＯＲロジック１６が設けられ、出力電圧および出力電流の互いの極性関係が同一か否かを判定し、同じく出力パターン選択部１２に入力する。
【００１６】
例えば、出力電圧と出力電流が同極性で、電力変換装置３が電圧Ｖ０を出力する場合、図３に示すように３通りのパターン（パターンＢ、Ｃ、Ｄ）がある。この場合、コンデンサ５１の電圧Ｖ１が上限値９１ａを超えて上限値信号１７１ａが出力パターン選択部１２に入力されると、出力パターン選択部１２ではコンデンサ５１を放電させるパターンＢを選択する。
ここで、出力電圧と出力電流が同極性の場合、図３に示す各コンデンサ５１〜５３から出力される電圧の極性符号が＋はコンデンサエネルギの放電を、−はコンデンサエネルギの充電を意味する。
【００１７】
また、コンデンサ５１の電圧Ｖ１において下限値信号１７１ｂが出力パターン選択部１２に入力されると、出力パターン選択部１２ではコンデンサ５１を充電させるパターンＣまたはパターンＤを選択する。この時、コンデンサ５２の電圧Ｖ２において上限値信号１７２ａが入力されていればパターンＣを選択し、下限値信号１７２ｂが入力されていればパターンＤを選択する。
電圧Ｖ３のコンデンサ５３には電源１が接続されており、電圧Ｖ３は上下限値９３ａ，９３ｂの中央値にほぼ固定されると考えられる場合には上下限値信号１７３ａ、１７３ｂは無視できる。また、各上限値信号１７１ａ〜１７３ａと下限値信号１７１ｂ〜１７３ｂがいずれも出力パターン選択部１２に入力されていない場合、即ち各コンデンサ５１〜５３の電圧Ｖ１〜Ｖ３が上下限値９１ａ，９１ｂ〜９３ａ，９３ｂによる閾値幅内にあるとき、いずれのパターンを選択しても構わない。
【００１８】
このように、単相インバータ４１および多レベルインバータ４２の出力による充放電にて電力授受をバランスさせて制御する。コンデンサ５１、５２の電圧Ｖ１、Ｖ２が上限値９１ａ、９２ａを超えた場合にはコンデンサエネルギを放電して電圧を下げ、反対に下限値９１ｂ、９２ｂを下回った場合には充電してコンデンサ電圧を上げることで、コンデンサ５１、５２の電圧Ｖ１、Ｖ２を外部電源からの電力供給無しに閾値幅内に保つことが出来る。
このようにして選択された出力パターン指令１８はインバータ駆動制御部１９に入力され、単相インバータ４１および多レベルインバータ４２のスイッチ素子７ａ〜７ｊを駆動するゲート駆動信号２０が出力され、各インバータ４１、４２が動作する。
【００１９】
また、上記説明ではコンデンサ５１の電圧Ｖ１に関する上下限値信号１７１ａ、１７１ｂを優先させて出力パターンを決定したが、出力パターン決定時の優先順序はこれに限ったものではなく、コンデンサ５２の電圧Ｖ２に関する上下限値信号１７２ａ、１７２ｂまたは、コンデンサ５３の電圧Ｖ３に関する上下限値信号１７３ａ、１７３ｂを優先させてもほぼ同じ効果が得られる。
また、出力電圧と出力電流が異極性の場合、図３に示す各コンデンサ５１〜５３から出力される電圧の極性符号の＋および−の意味が反転する。すなわち＋がコンデンサエネルギの充電を、−が放電を意味することになる。
【００２０】
以上、電力変換装置３が電圧Ｖ０を出力する場合について述べたが、出力電圧２Ｖ０以上についても同様に、各コンデンサ５１〜５３の電圧の上下限値判定に応じて出力パターンを選択することで、各コンデンサ電圧が設定された閾値幅内になるように制御する。
【００２１】
この実施の形態では、電力変換装置３は、３個のコンデンサ５１〜５３に対して１０個のスイッチ素子７ａ〜７ｊを備える。そして、最大の電圧Ｖ３を有するコンデンサ５３のは外部の電源１から電力供給されるが、他のコンデンサ５１、５２は単相インバータ４１および多レベルインバータ４２の出力による充放電にて電力授受をバランスさせて電圧制御する。このため、従来のものより少ない数のスイッチ素子およびコンデンサで多レベル出力を可能にすると共に、コンデンサ５１、５２に電力供給する電源やコンバータを省略でき、装置構成の簡略化および高効率化が図れる。
【００２２】
また、各コンデンサ５１〜５３の電圧Ｖ１〜Ｖ３が設定された閾値幅内にあるかどうかの判定をコンパレータを用いて行うため、Ａ／Ｄ変換を必要とせず、制御系を簡素化することができる。
さらに、電力変換装置３の出力パターンを決定する処理において、最大動作周波数をハードウェアのサンプルホールド回路やソフトウェア処理時の割り込み周波数等により制限するようにしたため、出力パターン選択部１２が出力する出力パターンが高頻度に変化することが抑えられスイッチング周波数の増加が防止できる。
【００２３】
なお、最大片側５レベル出力（ゼロ出力を含まない）が可能であるが、出力電圧のピーク値が最大のコンデンサ電圧Ｖ３に概ね等しくなるように、即ち片側４レベル出力（ゼロ出力を含まない）とすることで、図３に示すように各出力電圧Ｖｏｕｔに対して、電圧Ｖ１、Ｖ２のコンデンサ５１、５２は＋も−も選択できる。これにより、任意の負荷接続に対して各コンデンサ電圧を信頼性良く閾値幅内に制御することが可能となる。
【００２４】
また、上記説明では出力指令電圧１３および出力電流モニタ値１４の極性に基づいて、出力パターンを選択したが、あらかじめ負荷力率が想定できる場合などには、極性判定を省略し、上限値信号１７１ａ〜１７３ａ、下限値信号１７１ｂ〜１７３ｂのみから出力パターンを選定しても良く、制御の簡素化を図ることが出来る。
【００２５】
また、この実施の形態では、１台の単相インバータ４１と１台の多レベルインバータ４２を接続したが、単相インバータ４１は複数台接続しても良く、また、多レベルインバータ４２も複数台を接続しても良い。また、多レベルインバータ４２のコンデンサは、外部電源に接続される最大電圧の１つのコンデンサ５３と、その他の複数のコンデンサ５２とで構成しても良く、最大電圧コンデンサがバッテリ等の電圧源の場合には外部電源は省略される。
【００２６】
実施の形態２．
図６は、この発明の実施の形態２による電力変換装置の主回路構成を示した図であり、図１で示した電力変換装置３に、初期充電用の切り替え回路を設けたものである。図に示すように、電力変換装置３の交流出力側に充電用抵抗２２および出力切り替えスイッチ２１から成る切り替え回路を備える。
次に起動時の初期充電方法について説明する。
まず初期立ち上げ時には出力切り替えスイッチ２１を充電用抵抗２２側に接続しておく。電源１の電力はコンデンサ５３へ供給される。この時、コンデンサ５１、５２は充電されていない。そして、単相インバータ４１および多レベルインバータ４２を出力制御して交流出力させ、充電用抵抗２２を通してコンデンサ５１、５２を以下のように充電する。
【００２７】
電力変換装置３の通常出力時と同様の出力電圧の目標値に対して、図３で示した出力パターンＤ、Ｆ、Ｈ、Ｉを組み合わせて出力させる。これによりコンデンサ５３のエネルギを使ってコンデンサ５１およびコンデンサ５２を充電することができる。
初期充電の開始時にはコンデンサ５１、５２の電圧は０なので、充電用抵抗２２の両端電圧波形は図７に示すようになる。充電とともにコンデンサ５１、５２の各電圧は上昇するので、充電用抵抗２２の両端電圧は図８に示すような波形となる。図８において、斜線部分はコンデンサ５１、５２を充電することによって削られた波形を表している。
Ｖ１：Ｖ２：Ｖ３＝１：２：４を定常状態とすると、充電用抵抗２２の両端電圧波形が図９に示す状態となった時に満充電となる。すべてのコンデンサ５１、５２が満充電になった後、出力切り替えスイッチ２１を充電用抵抗２２側から出力端２ａ、２ｂ側に切り替え、上記実施の形態１で示した定常動作に移行する。
【００２８】
上記のように充電用抵抗２２を備えた切り替え回路を用いて初期充電することにより、初期充電用の電源を別途用意する必要が無くなり、装置を簡素に構成することができる。また、初期充電時は出力端２ａ、２ｂに電圧が発生しないため、異常な電圧を出力せず負荷機器を安定に動作させることができる。
【００２９】
実施の形態３．
上記実施の形態１で示した電力変換装置３では、各コンデンサ５１〜５３の電圧比はＶ１：Ｖ２：Ｖ３＝１：２：４としたが、この実施の形態３では、Ｖ１：Ｖ２：Ｖ３＝１：３：６とした場合について説明する。
Ｖ１＝Ｖ０、Ｖ２＝３Ｖ０、Ｖ３＝６Ｖ０、とすると、電力変換装置３は単相インバータ４１および多レベルインバータ４２の各発生電圧の和により出力するため、最大片側７レベル出力（ゼロ出力を含まない）が可能となり、この場合の半周期の出力パターンを図１０に示す。
【００３０】
この実施の形態では、上記実施の形態１と同様の構成である、３個のコンデンサ５１〜５３と１０個のスイッチ素子７ａ〜７ｊとにより、さらに多レベルの出力が可能になり、高精度な出力制御が可能になる。
【００３１】
なお、図１０に示すように、コンデンサ５２の電圧Ｖ２は選択した出力パターンに応じて充放電を制御することが可能であるが、コンデンサ５１の電圧Ｖ１は、電力変換装置３の各出力電圧レベルに対して充放電が一意に確定する。従って、コンデンサ５１の充放電量がバランスせずコンデンサ電圧を設定された閾値幅内に制御できない場合がある。そこで図１１に示すように補助電源２３を設け、変動電圧分の電力を供給することでコンデンサ５１の電圧Ｖ１を保つことができる。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】この発明の実施の形態１による電力変換装置を示す構成図である。
【図２】この発明の実施の形態１による多レベルインバータの出力とスイッチング制御との関係を示す図である。
【図３】この発明の実施の形態１による電力変換装置の出力パターンを示す図である。
【図４】この発明の実施の形態１による電力変換装置のゲート論理テーブルを示す図である。
【図５】この発明の実施の形態１による電力変換装置の制御装置を示す図である。
【図６】この発明の実施の形態２による電力変換装置を示す構成図である。
【図７】この発明の実施の形態２による電力変換装置の初期充電動作を説明する図である。
【図８】この発明の実施の形態２による電力変換装置の初期充電動作を説明する図である。
【図９】この発明の実施の形態２による電力変換装置の初期充電動作を説明する図である。
【図１０】この発明の実施の形態３による電力変換装置の出力パターンを示す図である。
【図１１】この発明の実施の形態３の別例による電力変換装置を示す構成図である。
【符号の説明】
【００３３】
１  電源、２ａ，２ｂ  出力端、３  電力変換装置、７ａ〜７ｊ  スイッチ素子、
４１  単相インバータ、４２  多レベルインバータ、
５１  第３の直流電圧源としてのコンデンサ、
５２  第２の直流電圧源としてのコンデンサ、
５３  第１の直流電圧源としてのコンデンサ、８１〜８３  電圧センサ、
９１ａ，９１ｂ〜９３ａ，９３ｂ  直流電圧上下限値、１０  コンパレータ群、
１１  同期ユニット、１２  出力パターン選択部、１３  出力指令電圧、
１４  出力電流モニタ値、１５ａ，１５ｂ  極性判定用コンパレータ、
１６  ＸＯＲロジック、１８  出力パターン指令、１９  インバータ駆動制御部、
２０  ゲート駆動信号、２１  出力切り替えスイッチ、２２  充電用抵抗。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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