(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源に複数のスイッチング素子をブリッジ接続してなるインバータ回路を介して接続された回転子と固定子巻線を有するブラシレスＤＣモータを前記インバータ回路のスイッチング素子をオン・オフさせて回転させる制御装置において、
前記直流電源からインバータ回路に供給される電流値の変化率を転流周期のあらかじめ定められた第１および第２のタイミングにおける電流値の比を電流変化率として算出し、電流変化率と固定子巻線に印加する電圧との位相との相関をあらかじめ記憶し、前記第１のタイミングにおける電流は、転流タイミングから転流周期の４分の１の時間が経過した時刻における第１の電流値とし、前記第２のタイミングにおける電流は、転流タイミングから転流周期の４分の３の時間が経過した時刻における第２の電流値として求め、前記あらかじめ記憶された相関により前記ブラシレスＤＣモータの前記固定子巻線に誘起される誘起電圧に対する前記固定子巻線に印加する電圧との位相を推定する位相推定手段と、前記位相推定手段によって推定した位相があらかじめ定められた目標位相に追従するように転流タイミングを決定する転流タイミング決定手段を有することを特徴とするブラシレスＤＣモータの制御装置。
【請求項２】
直流電源に複数のスイッチング素子をブリッジ接続してなるインバータ回路を介して接続された回転子と固定子巻線を有するブラシレスＤＣモータを前記インバータ回路のスイッチング素子をオン・オフさせて回転させる制御装置において、前記直流電源からインバータ回路に供給される電流値の変化率を転流周期のあらかじめ定められた第１および第２のタイミングにおける電流値の比を電流変化率として算出し、電流変化率と固定子巻線に印加する電圧との位相との相関と転流周期のあらかじめ定められた第３および第４のタイミングにおける電流値の比を電流変化率として算出し、電流変化率と固定子巻線に印加する電圧との位相との第２の相関とをあらかじめ記憶し、前記第１のタイミングにおける電流は、転流タイミングから転流周期の４分の１の時間が経過した時刻、または、転流タイミングから転流周期の４分の２の時間が経過した時刻に求め、前記第２のタイミングにおける電流は、転流タイミングから転流周期の４分の３の時間が経過した時刻、または、転流タイミングから転流周期の４分の４の時間が経過した時刻に求め、前記４分の１に対する前記４分の３の比を第１の電流変化率とし、前記４分の２に対する前記４分の４の比を第２の電流変化率として算出し、前記あらかじめ記憶された相関により前記ブラシレスＤＣモータの前記固定子巻線に誘起される誘起電圧に対する前記固定子巻線に印加する電圧との位相を推定する位相推定手段と、前記位相推定手段によって推定した位相が遅れ位相のときは、第１の電流変化率により得られた位相により通電タイミングを決定し、一方、進み位相のときは、第２の電流変化率により得られた位相により転流タイミングを決定する転流タイミング決定手段を有するブラシレスＤＣモータの制御装置。
【請求項３】
直流電源に複数のスイッチング素子をブリッジ接続してなるインバータ回路を介して接続された回転子と固定子巻線を有するブラシレスＤＣモータを前記インバータ回路のスイッチング素子をオン・オフさせて回転させる制御装置において、前記直流電源からインバータ回路に供給される電流値の変化率に基づいてあらかじめ記憶された前記ブラシレスＤＣモータの前記固定子巻線に誘起される誘起電圧に対する前記固定子巻線に印加する電圧との位相を推定する位相推定手段と、前記位相推定手段によって推定した位相があらかじめ定められた目標位相に追従するように転流タイミングを決定する転流タイミング決定手段を有し、転流タイミング決定手段は、前回の転流周期を４分割し、あらかじめ定められた４分の１の時間区間のみを目標位相と実際の位相との位相差に応じて時間補正することを特徴とするブラシレスＤＣモータの制御装置。
【請求項４】
直流電源に複数のスイッチング素子をブリッジ接続してなるインバータ回路を介して接続された回転子と固定子巻線を有するブラシレスＤＣモータを前記インバータ回路のスイッチング素子をオン・オフさせて回転させる制御装置において、前記直流電源からインバータ回路に供給される電流値の変化率に基づいてあらかじめ記憶された前記ブラシレスＤＣモータの前記固定子巻線に誘起される誘起電圧に対する前記固定子巻線に印加する電圧との位相を推定する位相推定手段と、前記位相推定手段によって推定した位相があらかじめ定められた目標位相に追従するように転流タイミングを決定する転流タイミング決定手段を有し、転流タイミング決定手段は、目標位相と実際の位相と比較し、あらかじめ定められた位相差よりも大きいときは、前回の転流周期から目標位相と実際の位相との位相差に応じて時間補正を行い、次回の転流周期を演算し、転流タイミングを決定し、一方、小さいときは、あらかじめ定められた転流周期の４分の１の時間区間のみを時間補正することを特徴とするブラシレスＤＣモータの制御装置。
【請求項５】
転流タイミング決定手段は、目標位相と実際の位相と比較し、あらかじめ定められた位相差よりも小さいとき、転流周期の４分の１の時間区間のみを時間補正し、次回得られた位相が前回の位相と同じであることを検出した回数が、あらかじめ定められた回数以上となるときは、前回の転流周期から、目標位相と実際の位相との位相差に応じて時間補正を行い、次回の転流周期を演算することを特徴とする請求項４記載のブラシレスＤＣモータの制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、換気扇やレンジフード等のブラシレスＤＣモータ、携帯基地局等の機器冷却に使用される熱交換型冷却機のブラシレスＤＣモータの制御装置に係り、位置センサーを用いることなくセンサレス制御によりモータ電流の転流タイミングを好適に制御することに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、この種の換気送風装置、例えば熱交換型冷却機は、発熱体収納箱内の空気を取込んだ後、熱交換素子内を通過させて熱交換させ、再び発熱体収納箱内に戻し循環させる内気風路と、外気を取込み、熱交換素子内を通過させて熱交換させた後、再び外気に排出する外気風路を有しこれら両風路は仕切板にて独立しており、それぞれの風路内には、それぞれの空気を搬送する送風機が設置されたものが知られている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
通常このような構成の熱交換型冷却機は、携帯基地局等の冷却に使用され、携帯基地局本体側から、熱交換型冷却機に直流の低圧電源が供給され、ブラシレスＤＣモータを搭載した送風機等を駆動している。
【０００４】
以下、その熱交換型冷却機の動作について、図１７を参照しながら説明する。
【０００５】
図に示すように、発熱体収納箱１０１内の熱せられた空気（以下、これを内気と称する）は熱交換型冷却機１０２の内気吸込口１０３より、室内側ブラシレスＤＣモータ１０４を搭載した室内側送風機１０５によって吸込まれ、熱交換素子１０６を通過したのち、内気吐出口１０７より発熱体収納箱１０１内に戻る循環風路を循環している。一方、室外側ブラシレスＤＣモータ１０８を搭載した室外側送風機１０９によって、外気吸込口１１０より吸込まれた外気は、熱交換素子１０６を通過したのち、外気吹出口１１１より、外気に再度排出されている。内気風路と外気風路は仕切板１１２によって両風路が独立するよう略気密状態に仕切られ、また内気風路と外気風路の交点には外気と内気の顕熱を交換する熱交換素子１０６が配置されている。上記構成により、熱交換型冷却機１０２は、低温外気を取り入れ、発熱体収納箱１０１内部の暖かい空気との間で熱交換素子１０６にて熱交換をおこない、暖かくなった外気は排気し、冷たくなった空気を箱内に給気する。
【０００６】
また、室内側ブラシレスＤＣモータ１０４および室外側ブラシレスＤＣモータ１０８は、通常ホール素子等の磁極センサーを内蔵したブラシレスＤＣモータを使用し、そのブラシレスＤＣモータを駆動する制御装置１１３は、基地局を設置する場所の低温外気や粉塵の影響を受けないように、熱交換型冷却機１０２の内気風路内に設置され、外気にさらされる室外側ブラシレスＤＣモータ１０８とは、長い中継の動力リード線１１４とセンサー信号リード線１１５とで接続されていた。制御装置１１３には、発熱体収納箱１０１内等に設置された低圧の直流電源１１６より、駆動電力が供給されている。
【０００７】
ブラシレスＤＣモータのセンサレス制御は、モータ駆動中の固定子巻線に誘起される誘起電圧と界磁との相関に着目して、誘起電圧に基づいてモータの転流タイミングを決定する制御方式や直流電源からインバータ回路に供給される電流値の時間に対する変化率に基づいて回転子の磁極位置を推定することによって、モータの転流タイミングを決定するセンサレス制御方式が知られている（例えば、特許文献２参照）。
【０００８】
以下、そのブラシレスＤＣモータの制御装置の動作について、図１８を参照しながら説明する。
【０００９】
図１８に示すように、インバータ回路１１７は３相インバータブリッジの構成であり、Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３はそれぞれＵ、Ｖ、Ｗ相の上アームスイッチング素子であり、同様にＱ４、Ｑ５、Ｑ６はそれぞれＵ、Ｖ、Ｗ相の下アームスイッチング素子である。各スイッチング素子には、それぞれ並列に還流ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６を接続する。ブラシレスＤＣモータ１１８は回転子１１９と固定子１２０から構成され、固定子１２０には電気角で１２０度の位相差を持つように固定子巻線Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３が配置される。直流電源１１６とスイッチング素子の間には、図示するように直流電源１１６の出力電流を検出する電流検出抵抗１２１を配置する。電流検出抵抗１２１の端子間電圧をマイクロコンピュータ１２２に内蔵されているＡ／Ｄ変換器１２３に入力する。演算器１２４はＡ／Ｄ変換器１２３でデジタル化した電流値を参照してモータ電流の相転流タイミングを計算し、インバータを制御するスイッチング信号、Ｕ＋、Ｖ＋、Ｗ＋、Ｕ−、Ｖ−、Ｗ−を出力する。ドライブ回路１２５は演算器１２４から出力されるスイッチング信号に基づいて、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６をそれぞれ１２０度毎に通電して駆動されている。
【００１０】
直流電源１１６から出力される電流の時間に対する変化率の極性を検出し、この極性が変化した時刻に基づいて回転子の磁極位置を推定し、該検出信号に基づいて極性の反転時刻を計測し、該時刻から回転子の磁極位置の推定を行い、転流タイミングを得るものである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】特開２００１−１５６４７８号公報
【特許文献２】特開平８−１２６３７９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
このような従来の構成では、磁気センサーを搭載する場合は、室外側ブラシレスＤＣモータの内蔵する磁気センサーと制御装置を長い中継リード線で接続するため、センサー信号の中継リード線がノイズの影響を受け易く、誤動作しやすくなるとともに、磁気センサーの使用温度範囲による設置場所の温度条件の制約があり、また、熱交換型冷却機内の配線作業も複雑で手間がかかり、高コストの冷却機になるという課題があり、また、センサレス駆動のブラシレスＤＣモータの場合は、電流値が極小、すなわち誘起電圧が最大となるところと等しいとして、磁極位置を推定して転流タイミングを決定しているため、外乱等により急激な負荷変動があった場合、誘起電圧との位相差が大きくなり、電流値が極小となる点がみいだせない状況に陥り、磁極位置を正確に把握することが困難となるため、脱調を引き起こし、モータ停止する可能性が大きくなるという課題があった。
【００１３】
本発明は、このような従来の課題を解決するもので、ノイズの影響を排除し、外乱等により負荷変動が大きい場合においても、脱調することなく、信頼性が高く、高効率なブラシレスＤＣモータの制御装置を実現することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置は、上記目的を達成するために、直流電源に複数のスイッチング素子をブリッジ接続してなるインバータ回路を介して接続された回転子と固定子巻線を有するブラシレスＤＣモータを前記インバータ回路のスイッチング素子をオン・オフさせて回転させる制御装置において、前記直流電源からインバータ回路に供給される電流値の変化率を転流周期のあらかじめ定められた第１および第２のタイミングにおける電流値の比を電流変化率として算出し、電流変化率と固定子巻線に印加する電圧との位相との相関をあらかじめ記憶し、前記第１のタイミングにおける電流は、転流タイミングから転流周期の４分の１の時間が経過した時刻における第１の電流値とし、前記第２のタイミングにおける電流は、転流タイミングから転流周期の４分の３の時間が経過した時刻における第２の電流値として求め、前記あらかじめ記憶された相関により前記ブラシレスＤＣモータの前記固定子巻線に誘起される誘起電圧に対する前記固定子巻線に印加する電圧との位相を推定する位相推定手段と、前記位相推定手段によって推定した位相があらかじめ定められた目標位相に追従するように転流タイミングを決定する転流タイミング決定手段を有することを特徴とするブラシレスＤＣモータの制御装置としたものである。
【００１５】
この手段により、転流周期内における位相の推定において、電流変化が比較的大きく変化する位置で電流値をサンプリングすることが可能となり、より大きな電流変化率を得ることができ、位相の推定精度を向上できる信頼性の高いブラシレスＤＣモータの駆動装置が得られる。
【００１６】
また、他の手段は、直流電源に複数のスイッチング素子をブリッジ接続してなるインバータ回路を介して接続された回転子と固定子巻線を有するブラシレスＤＣモータを前記インバータ回路のスイッチング素子をオン・オフさせて回転させる制御装置において、前記直流電源からインバータ回路に供給される電流値の変化率を転流周期のあらかじめ定められた第１および第２のタイミングにおける電流値の比を電流変化率として算出し、電流変化率と固定子巻線に印加する電圧との位相との相関と転流周期のあらかじめ定められた第３および第４のタイミングにおける電流値の比を電流変化率として算出し、電流変化率と固定子巻線に印加する電圧との位相との第２の相関とをあらかじめ記憶し、前記第１のタイミングにおける電流は、転流タイミングから転流周期の４分の１の時間が経過した時刻、または、転流タイミングから転流周期の４分の２の時間が経過した時刻に求め、前記第２のタイミングにおける電流は、転流タイミングから転流周期の４分の３の時間が経過した時刻、または、転流タイミングから転流周期の４分の４の時間が経過した時刻に求め、前記４分の１に対する前記４分の３の比を第１の電流変化率とし、前記４分の２に対する前記４分の４の比を第２の電流変化率として算出し、前記あらかじめ記憶された相関により前記ブラシレスＤＣモータの前記固定子巻線に誘起される誘起電圧に対する前記固定子巻線に印加する電圧との位相を推定する位相推定手段と、前記位相推定手段によって推定した位相が遅れ位相のときは、第１の電流変化率により得られた位相により通電タイミングを決定し、一方、進み位相のときは、第２の電流変化率により得られた位相により転流タイミングを決定する転流タイミング決定手段を有するものである。
【００１７】
これにより、位相に応じてより正確な電流変化率を検出することができ、位相の推定精度を向上できると共に負荷の変動に対する追従性が向上できる信頼性の高いブラシレスＤＣモータの駆動装置が得られる。
【００１８】
また、他の手段は、直流電源に複数のスイッチング素子をブリッジ接続してなるインバータ回路を介して接続された回転子と固定子巻線を有するブラシレスＤＣモータを前記インバータ回路のスイッチング素子をオン・オフさせて回転させる制御装置において、前記直流電源からインバータ回路に供給される電流値の変化率に基づいてあらかじめ記憶された前記ブラシレスＤＣモータの前記固定子巻線に誘起される誘起電圧に対する前記固定子巻線に印加する電圧との位相を推定する位相推定手段と、前記位相推定手段によって推定した位相があらかじめ定められた目標位相に追従するように転流タイミングを決定する転流タイミング決定手段を有し、転流タイミング決定手段は、前回の転流周期を４分割し、あらかじめ定められた４分の１の時間区間のみを目標位相と実際の位相との位相差に応じて時間補正することを特徴とするものである。
【００１９】
これにより、負荷変動に対して転流周期毎に常に最適な転流タイミングを得ることができ、負荷の変動に対する追従性が向上できる信頼性の高いブラシレスＤＣモータの制御装置が得られる。
【００２０】
また、他の手段は、直流電源に複数のスイッチング素子をブリッジ接続してなるインバータ回路を介して接続された回転子と固定子巻線を有するブラシレスＤＣモータを前記インバータ回路のスイッチング素子をオン・オフさせて回転させる制御装置において、前記直流電源からインバータ回路に供給される電流値の変化率に基づいてあらかじめ記憶された前記ブラシレスＤＣモータの前記固定子巻線に誘起される誘起電圧に対する前記固定子巻線に印加する電圧との位相を推定する位相推定手段と、前記位相推定手段によって推定した位相があらかじめ定められた目標位相に追従するように転流タイミングを決定する転流タイミング決定手段を有し、転流タイミング決定手段は、目標位相と実際の位相と比較し、あらかじめ定められた位相差よりも大きいときは、前回の転流周期から目標位相と実際の位相との位相差に応じて時間補正を行い、次回の転流周期を演算し、転流タイミングを決定し、一方、小さいときは、あらかじめ定められた転流周期の４分の１の時間区間のみを時間補正することを特徴とするものである。
【００２１】
これにより、負荷の変動の大きさを検出することが可能となり、転流タイミング毎に負荷変動に応じた最適な通電タイミングを得ることができ、負荷変動に対する追従性が向上できる信頼性の高いブラシレスＤＣモータの制御装置が得られる。
【００２２】
また、他の手段は、目標位相と実際の位相と比較し、あらかじめ定められた位相差よりも小さいとき、転流周期の４分の１の時間区間のみを時間補正し、次回得られた位相が前回の位相と同じになることを検出した回数が、あらかじめ定められた回数以上となるときは、前回の転流周期から、目標位相と実際の位相との位相差に応じて時間補正を行い、次回の転流周期を演算するものとしたものである。
【００２３】
これにより、推定した位相が正確に検出することができるため、推定した位相が同じであるということは脱調しかかっていると判断することが可能となり、次回の転流周期の時間補正量をかえることによって脱調の発生を軽減することができる信頼性の高いブラシレスＤＣモータの制御装置が得られる。
【発明の効果】
【００２４】
本発明によれば、軽負荷、重負荷など負荷の大きさが変化しても、負荷に応じた常に最適な位相にすることが可能となり、ノイズの影響を排除し、外乱等により負荷変動が大きい場合においても、脱調することなく、信頼性が高く、高効率なブラシレスＤＣモータの制御装置を提供できる。
【００２５】
また、軽負荷、重負荷など負荷の大きさが変化しても、負荷に応じた常に最適な位相にすることが可能となり、常に高効率で運転することができるという効果のあるブラシレスＤＣモータの制御装置を提供できる。
【００２６】
また、外乱等により負荷変動が大きい場合においても、脱調することがないという効果のある信頼性の高いブラシレスＤＣモータの制御装置を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【００２７】
【図１】本発明の実施の形態１のブラシレスＤＣモータの制御装置のブロック図
【図２】同位相推定手段による位相推定方法の説明図（（ａ）目標位相時の電流波形を示す図、（ｂ）進み位相時の電流波形を示す図、（ｃ）遅れ位相時の電流波形を示す図）
【図３】同位相と電流変化率を示す相関特性図
【図４】同位相と電流変化率を簡略化した相関図
【図５】本発明の実施の形態２の位相推定手段による位相推定方法の説明図（目標位相時の電流波形を示す図）
【図６】本発明の実施の形態３の位相推定手段による位相推定方法の説明図（目標位相時の電流波形を示す図）
【図７】同位相と電流変化率を示す相関特性図
【図８】本発明の実施の形態４の位相推定手段による位相推定方法の説明図
【図９】本発明の実施の形態５の位相推定手段による位相推定方法の説明図
【図１０】本発明の実施の形態６の位相推定手段による位相推定方法の説明図（（ａ）進み位相時の電流波形を示す図、（ｂ）遅れ位相時の電流波形を示す図）
【図１１】本発明の実施の形態７の転流タイミング決定手段による転流タイミングの決定方法の説明図（目標位相時の電流波形を示す図）
【図１２】同位相と電流変化率を簡略化した相関図
【図１３】本発明の実施の形態８の転流タイミング決定手段による転流タイミングの決定方法の説明図（（ａ）転流タイミングを早めて位相を進めるときの電流波形を示す図、（ｂ）転流タイミングを遅くして位相を遅らすときの電流波形を示す図）
【図１４】同位相と電流変化率を簡略化した相関図
【図１５】本発明の実施の形態１１の転流タイミング決定手段による転流タイミングの決定方法を示す図
【図１６】本発明の実施の形態１２のブラシレスＤＣモータの制御装置を搭載した換気送風装置の構造を示す概略断面図
【図１７】従来の熱交換型冷却機の構造を示す概略断面図
【図１８】従来のブラシレスＤＣモータの制御装置のブロック図
【発明を実施するための形態】
【００２８】
本発明の請求項１記載の発明は、直流電源に複数のスイッチング素子をブリッジ接続してなるインバータ回路を介して接続された回転子と固定子巻線を有するブラシレスＤＣモータを前記インバータ回路のスイッチング素子をオン・オフさせて回転させる制御装置において、前記直流電源からインバータ回路に供給される電流値の変化率を転流周期のあらかじめ定められた第１および第２のタイミングにおける電流値の比を電流変化率として算出し、電流変化率と固定子巻線に印加する電圧との位相との相関をあらかじめ記憶し、前記第１のタイミングにおける電流は、転流タイミングから転流周期の４分の１の時間が経過した時刻における第１の電流値とし、前記第２のタイミングにおける電流は、転流タイミングから転流周期の４分の３の時間が経過した時刻における第２の電流値として求め、前記あらかじめ記憶された相関により前記ブラシレスＤＣモータの前記固定子巻線に誘起される誘起電圧に対する前記固定子巻線に印加する電圧との位相を推定する位相推定手段と、前記位相推定手段によって推定した位相があらかじめ定められた目標位相に追従するように転流タイミングを決定する転流タイミング決定手段を有するものであり、インバータ回路に流れる電流を検出して位相を推定することができ、ノイズの影響を排除し、脱調することなく、確実な磁極の位置検出が可能になるブラシレスＤＣモータの制御装置が実現できる。
【００２９】
また、転流周期内における位相の推定において、電流変化が比較的大きく変化する位置で電流値をサンプリングすることが可能となり、より大きな電流変化率を得ることができ、位相の推定精度を向上した信頼性の高い駆動を実現できる。
【００３０】
本発明の請求項２記載の発明は、直流電源に複数のスイッチング素子をブリッジ接続してなるインバータ回路を介して接続された回転子と固定子巻線を有するブラシレスＤＣモータを前記インバータ回路のスイッチング素子をオン・オフさせて回転させる制御装置において、前記直流電源からインバータ回路に供給される電流値の変化率を転流周期のあらかじめ定められた第１および第２のタイミングにおける電流値の比を電流変化率として算出し、電流変化率と固定子巻線に印加する電圧との位相との相関と転流周期のあらかじめ定められた第３および第４のタイミングにおける電流値の比を電流変化率として算出し、電流変化率と固定子巻線に印加する電圧との位相との第２の相関とをあらかじめ記憶し、前記第１のタイミングにおける電流は、転流タイミングから転流周期の４分の１の時間が経過した時刻、または、転流タイミングから転流周期の４分の２の時間が経過した時刻に求め、前記第２のタイミングにおける電流は、転流タイミングから転流周期の４分の３の時間が経過した時刻、または、転流タイミングから転流周期の４分の４の時間が経過した時刻に求め、前記４分の１に対する前記４分の３の比を第１の電流変化率とし、前記４分の２に対する前記４分の４の比を第２の電流変化率として算出し、前記あらかじめ記憶された相関により前記ブラシレスＤＣモータの前記固定子巻線に誘起される誘起電圧に対する前記固定子巻線に印加する電圧との位相を推定する位相推定手段と、前記位相推定手段によって推定した位相が遅れ位相のときは、第１の電流変化率により得られた位相により通電タイミングを決定し、一方、進み位相のときは、第２の電流変化率により得られた位相により転流タイミングを決定する転流タイミング決定手段を有するものであり、インバータ回路に流れる電流を検出して位相を推定することができ、ノイズの影響を排除し、脱調することなく、確実な磁極の位置検出が可能になるブラシレスＤＣモータの制御装置が実現できる。
【００３１】
また、位相に応じてより正確な電流変化率を検出することができ、位相の推定精度を向上できると共に負荷の変動に対する追従性が向上できる信頼性の高い駆動を実現できる。
【００３２】
本発明の請求項３記載の発明は、直流電源に複数のスイッチング素子をブリッジ接続してなるインバータ回路を介して接続された回転子と固定子巻線を有するブラシレスＤＣモータを前記インバータ回路のスイッチング素子をオン・オフさせて回転させる制御装置において、前記直流電源からインバータ回路に供給される電流値の変化率に基づいてあらかじめ記憶された前記ブラシレスＤＣモータの前記固定子巻線に誘起される誘起電圧に対する前記固定子巻線に印加する電圧との位相を推定する位相推定手段と、前記位相推定手段によって推定した位相があらかじめ定められた目標位相に追従するように転流タイミングを決定する転流タイミング決定手段を有し、転流タイミング決定手段は、前回の転流周期を４分割し、あらかじめ定められた４分の１の時間区間のみを目標位相と実際の位相との位相差に応じて時間補正することを特徴とするものであり、インバータ回路に流れる電流を検出して位相を推定することができ、ノイズの影響を排除し、脱調することなく、確実な磁極の位置検出が可能になるブラシレスＤＣモータの制御装置が実現できる。
【００３３】
また、負荷変動に対して転流周期毎に常に最適な転流タイミングを得ることができ、負荷の変動に対する追従性が向上できる信頼性の高い駆動を実現できる。
【００３４】
本発明の請求項４記載の発明は、直流電源に複数のスイッチング素子をブリッジ接続してなるインバータ回路を介して接続された回転子と固定子巻線を有するブラシレスＤＣモータを前記インバータ回路のスイッチング素子をオン・オフさせて回転させる制御装置において、前記直流電源からインバータ回路に供給される電流値の変化率に基づいてあらかじめ記憶された前記ブラシレスＤＣモータの前記固定子巻線に誘起される誘起電圧に対する前記固定子巻線に印加する電圧との位相を推定する位相推定手段と、前記位相推定手段によって推定した位相があらかじめ定められた目標位相に追従するように転流タイミングを決定する転流タイミング決定手段を有し、転流タイミング決定手段は、目標位相と実際の位相と比較し、あらかじめ定められた位相差よりも大きいときは、前回の転流周期から目標位相と実際の位相との位相差に応じて時間補正を行い、次回の転流周期を演算し、転流タイミングを決定し、一方、小さいときは、あらかじめ定められた転流周期の４分の１の時間区間のみを時間補正することを特徴とするものであり、インバータ回路に流れる電流を検出して位相を推定することができ、ノイズの影響を排除し、脱調することなく、確実な磁極の位置検出が可能になるブラシレスＤＣモータの制御装置が実現できる。
【００３５】
また、負荷の変動の大きさを検出することが可能となり、転流タイミング毎に負荷変動に応じた最適な通電タイミングを得ることができ、負荷変動に対する追従性が向上できる信頼性の高い駆動を実現できる。
【００３６】
本発明の請求項５記載の発明は、目標位相と実際の位相と比較し、あらかじめ定められた位相差よりも小さいとき、転流周期の４分の１の時間区間のみを時間補正し、次回得られた位相が前回の位相と同じになることを検出した回数が、あらかじめ定められた回数以上となるときは、前回の転流周期から、目標位相と実際の位相との位相差に応じて時間補正を行い、次回の転流周期を演算するものであり、推定した位相が正確に検出することができるため、推定した位相が同じであるということは脱調しかかっていると判断することが可能となり、次回の転流周期の時間補正量をかえることによって脱調の発生を軽減することができる信頼性の高い駆動を実現できる。
【００３７】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
【００３８】
（実施の形態１）
図１に示すように、インバータ回路１は３相インバータブリッジの構成であり、Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３はそれぞれＵ、Ｖ、Ｗ相の上アームスイッチング素子であり、同様にＱ４、Ｑ５、Ｑ６はそれぞれＵ、Ｖ、Ｗ相の下アームスイッチング素子である。各スイッチング素子には、それぞれ並列に還流ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６を接続する。ブラシレスＤＣモータ２は回転子３と固定子４から構成され、固定子４には電気角で１２０度の位相差を持つように固定子巻線Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３が配置される。直流電源５とスイッチング素子の間には、図示するように直流電源５の出力電流を検出する電流検出抵抗６を配置する。電流検出抵抗６の端子間電圧をマイクロコンピュータ７に内蔵されているＡ／Ｄ変換器８に入力する。位相推定手段９はＡ／Ｄ変換器８でデジタル化した電流値から電流の時間に対する電流変化率を演算し、あらかじめ記憶しておいたインバータ回路１に供給される電流値の電流変化率と固定子巻線に誘起される誘起電圧に対する固定子巻線に印加する電圧との位相関係から、位相を推定する。転流タイミング決定手段１０は、位相推定手段９から得られた位相と目標位相を比較し、位相差に基づいてモータ電流の相転流タイミングを計算し、インバータを制御するスイッチング信号、Ｕ＋、Ｖ＋、Ｗ＋、Ｕ−、Ｖ−、Ｗ−を出力する。ドライブ回路１１は転流タイミング決定手段１０から出力されるスイッチング信号に基づいて、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６をそれぞれ１２０度毎に通電して駆動されている。
【００３９】
位相推定手段９、転流タイミング決定手段１０、ドライブ回路１１はマイクロコンピュータ７に内蔵されている。
【００４０】
制御装置１２は、インバータ回路１、電流検出抵抗６、マイクロコンピュータ７からなる。
【００４１】
次に位相推定の方法について説明する。図２（ａ）は１２０度通電における電流波形を示している。図において、転流周期の任意の２点、すなわちＩ１、Ｉ２における電流値をＡ／Ｄ変換し、Ｉ１の電流値に対してＩ２の電流値の比を電流変化率Ｉｈｉとして、式１により求める。
【００４２】
Ｉｈｉ＝Ｉ２の電流値／Ｉ１の電流値・・・（式１）
トルクを一定にして、固定子巻線に誘起される誘起電圧に対する固定子巻線に印加する電圧との位相を例えば−３０度から３０度まで変化させた時の電流変化率を式１により求めると、図３のような電流変化率と固定子巻線に印加する電圧との位相関係が得られる。
【００４３】
この位相関係から、演算処理の負担を軽減するために、図４に示すような電流変化率と固定子巻線に印加する電圧との位相関係に簡略化し、これをあらかじめ記憶しておく。したがって、式１で得られた電流変化率から図４を用いて現在の位相を得ることができる。
【００４４】
図２（ｂ）は、目標とする位相に対して転流タイミングが早い時の電流波形を示している。この場合において、式１により得られた電流変化率Ｉｈｉを１．２２３とすると、図４から−５度の位相であると推定でき、目標位相を０度とすると、目標位相に対する位相差は−５度であり、目標位相に対して進み位相であると判別できる。その位相差に応じて、次回の転流タイミングを遅らすことによって、電流波形を破線に近づけ、目標位相での運転を可能にする。
【００４５】
一方、図２（ｃ）は、目標とする位相に対して転流タイミングが遅い時の電流波形を示している。破線は目標としている位相の場合の電流波形を示している。この場合において、式１により得られた電流変化率Ｉｈｉを１．２５５とすると、図４から５度の位相であるいと推定でき、目標位相を０度とすると、目標位相に対する位相差は５度であり、目標位相に対して遅れ位相であると判別でき、その位相差に応じて、次回の転流タイミングを早めることによって、電流波形を破線の波形に近づけ、目標位相での運転を可能にする。
【００４６】
これによって、インバータ回路１に流れる電流を検出して位相を推定することが可能となり、モータと制御装置が離れていて、モータリード線が長くなっても、リード線による電圧降下の影響を受けない信頼性の高いセンサレス駆動が可能になる。また、本実施例のように、発熱体が携帯基地局のような場合には、直流電源は２４Ｖや４８Ｖのような低圧の直流電源の場合が多く、その場合は、電流が多い状態で駆動されるので、電流検出の信頼性が高くなり、位相推定の精度もさらに高くなる。
【００４７】
なお、本実施例においては、１２０度通電方式における電流変化率によるセンサレス駆動の方法を説明したが、通電方式は１２０度通電である必要はなく、１５０度でも１８０度でもその他の通電方式でもよく、その作用効果に差異を生じない。
【００４８】
また、あらかじめ記憶する位相を−３０度から３０度の範囲としたが、モータに合わせて設定すればよく、その作用効果に差異を生じない。
【００４９】
（実施の形態２）
図５は、１２０度通電における電流波形を示している。図において、転流周期のあらかじめ定められた第１および第２のタイミングの領域における任意の２点、すなわちＩ１、Ｉ２における電流値をＡ／Ｄ変換し、Ｉ１の電流値に対してＩ２の電流値の比を電流変化率Ｉｈｉとして、式１により求める。
【００５０】
同様にして、トルクを一定にして、固定子巻線に誘起される誘起電圧に対する固定子巻線に印加する電圧との位相を変化させた時の電流変化率を式１により求め、電流変化率と固定子巻線に印加する電圧との位相関係に簡略化し、これをあらかじめ記憶しておき、得られた位相に基づいて、転流タイミングを早めたり、遅らせたりすることにより、目標位相での運転を可能にする。
【００５１】
これによって、相関曲線をあらかじめ記憶することにより、得られた電流変化率から現在の位相を容易に得ることができ、複雑な演算を必要とせずに位相の検出ができ、安価なマイコンを使用することが可能となり、低価格で信頼性の高いブラシレスＤＣモータの制御装置が製造できる。
【００５２】
（実施の形態３）
図６は、１２０度通電における電流波形を示している。図において、前回の転流タイミングをｔ０、今回の転流タイミングをｔ１とし、ｔ０からｔ１までの転流周期をＴ１とする。転流周期Ｔ１を４分割した時刻をＴ１ａとすると、転流タイミングｔ０から転流周期の４分の１の時間が経過した時刻ｔ１１における第１の電流値Ｉ１と転流タイミングｔ０から転流周期の４分の３の時間が経過した時刻ｔ１３における第２の電流値Ｉ２をＡ／Ｄ変換し、Ｉ１の電流値に対してＩ２の電流値の比を電流変化率Ｉｈｉとして、式１により求める。
【００５３】
この時の各位相における電流変化率との関係を図７の実線に示す。また、点線の曲線は転流タイミングｔ０から転流周期の４分の２の時間が経過した時刻ｔ１２における第１の電流値Ｉ１と転流タイミングｔ０から転流周期の４分の４の時間が経過した時刻ｔ１４における第２の電流値Ｉ２をＡ／Ｄ変換し、Ｉ１の電流値に対してＩ２の電流値の比を電流変化率Ｉｈｉとして、式１により求めた各位相における電流変化率との関係を示す。
【００５４】
したがって、実線で示した特性の方が各位相において電流変化率が大きくなっている。これにより、電流変化率が大きい方が位相の推定誤差がより少なくなるということがわかる。
【００５５】
これによって、転流周期内における位相の推定において、電流変化が比較的大きく変化する位置で電流値をサンプリングすることが可能となり、より大きな電流変化率を得ることができ、位相の推定精度を向上できる信頼性の高い駆動を可能にする。
【００５６】
なお、本実施例においては、転流周期の４分の１および４分の３経過した時刻における電流値から電流変化率を求め、位相を推定しているが、転流周期の４分の２および４分の４経過した時刻における電流値でもよい。要は電流の変化が大きくなる時刻で電流変化率を求めればよく、その作用効果に差異は生じない。
【００５７】
（実施の形態４）
図８は、負荷変動がなく一定回転数で駆動していた時の１２０度通電における電流波形を示している。図において、スイッチング素子のばらつき、回転子の磁石のばらつき、負荷のアンバランスなどの影響により、電流波形の振幅にばらつきがあらわれる。これらの電流のばらつきは周期性をもっており、機械角で１回転毎に繰り返されている。
【００５８】
したがって、機械角で１回転分の電流変化率を記憶して、その平均値を電流変化率として用い、位相を推定する。
【００５９】
例えば、８極１２スロットのブラシレスＤＣモータの場合、機械角で１回転に相当する通電切替えは、２４回である。よって、２４回分の電流変化率を記憶し、その平均値Ｉｈｉａを式２により求める。
【００６０】
Ｉｈｉａ＝（Ｉｈｉ１＋Ｉｈｉ２＋Ｉｎｉ３＋  ・・・  ＋Ｉｈｉ２４）／２４・・・（式２）
これによって、スイッチング素子のばらつきや、回転子の磁石のばらつき、負荷のアンバランスによるばらつき等による、電流のばらつきの影響を軽減でき、位相の推定精度を向上できる信頼性の高い駆動を可能にする。
【００６１】
なお、本実施例においては、機械角で１回転分の電流変化率を記憶し、その平均値により、位相を推定することとしたが、２回転分や０．５回転分でもよい。要は、ばらつきによる影響を小さくできれば良く、その作用効果に差異は生じない。
【００６２】
（実施の形態５）
図９は、負荷が徐々に重くなっていく時の１２０度通電における電流波形を示している。
【００６３】
図において、転流周期毎に負荷が重くなっているため、位相が徐々に遅れ位相になっている。これに機械角で１回転前の電流波形（破線で示す）を重ねると電流波形の形が次第に遅れ位相となり、転流周期が遅くなっていることがより顕著にわかる。
【００６４】
したがって、電流変化率を機械角で１回転の期間記憶して、１回転の電流変化率の平均値を式２により求め、最新の電流変化率と１回転前の電流変化率を比較する。この差があらかじめ定められた値、例えば、電流変化率が±０．０２よりも小さい時は、負荷変動が小さいと判断し、１回転の電流変化率の平均値から位相を推定する。一方、電流変化率が±０．０２よりも大きい時は、負荷変動が大きいと判断し、最新の電流変化率から位相を推定する。
【００６５】
例えば、最新の電流変化率が１．２５５の時、電流変化率の平均値が１．２２０とする。
【００６６】
両者の差は、０．０３５となり、あらかじめ定められたしきい値±０．０２よりも大きいことから、負荷変動が大きいと判断し、最新の電流変化率から位相を推定する。一方、最新の電流変化率が、１．２３０の時、同様にして両者の差は、０．０１であり、負荷変動が少ないと判断し、電流変化率の平均値から位相を推定することになる。
【００６７】
これによって、負荷変動の大きさを検出することができ、負荷変動に応じてより正確な電流検出率が得られ、位相の推定精度を向上できる信頼性の高いブラシレスＤＣモータの制御装置が得られる。
【００６８】
なお、本実施例においては、最新の電流変化率と１回転前の電流変化率との差を±０．０２としたが、モータ負荷に応じて数値を決めればよく、±０．０１や±０．０３であってもその作用効果に差異は生じない。
【００６９】
（実施の形態６）
図１０（ａ）、（ｂ）に基づいて位相を推定する方法について説明する。
【００７０】
前回の転流タイミングをｔ０、今回の転流タイミングをｔ１とし、ｔ０からｔ１までの転流周期をＴ１とする。転流周期Ｔ１を４分割した時刻をＴ１ａとし、転流タイミングｔ０からＴ１ａ時刻が経過する毎に電流値をＡ／Ｄ変換する。転流タイミングｔ０から転流周期の４分の１時刻が経過した時刻ｔ１１における第１の電流値Ｉ１と転流タイミングｔ０から転流周期の４分の３の時間が経過した時刻ｔ１３における第２の電流値Ｉ２をＡ／Ｄ変換し、Ｉ１の電流値に対してＩ２の電流値の比を電流変化率Ｉｈｉとして、式１により求める。
【００７１】
同様にして、電流変化率から固定子巻線に印加する電圧との位相を推定し、得られた位相が、遅れ位相または目標位相の時は、推定した位相を採用し、進み位相の時は、転流タイミングｔ０から転流周期の４分の２時刻が経過した時刻ｔ１２における第１の電流値Ｉ１と転流タイミングｔ０から転流周期の４分の４の時間が経過した時刻ｔ１４における第２の電流値Ｉ２をＡ／Ｄ変換し、Ｉ１の電流値に対してＩ２の電流値の比を電流変化率Ｉｈｉとして、式１により求める。
【００７２】
同様にして、電流変化率から固定子巻線に印加する電圧との位相を推定し、得られた位相を採用する。
【００７３】
例えば、図４において、転流タイミングｔ０から転流周期の４分の１時刻が経過した時刻ｔ１１における電流値Ｉ１と転流タイミングｔ０から転流周期の４分の３の時間が経過した時刻ｔ１３における第２の電流値Ｉ２の電流変化率が、１．２５５の時、位相は５度であり、目標位相を０度とした場合、遅れ位相であることが判別できる。したがって、位相は５度であるとして、目標位相０度に近づけるように、転流タイミングを早めるように制御を行う。
【００７４】
一方、電流変化率が、１．２２３の時、位相は−５度であり、目標位相を０度とした場合、進み位相であることが判別できる。したがって、転流タイミングｔ０から転流周期の４分の２時刻が経過した時刻ｔ１２における第１の電流値Ｉ１と転流タイミングｔ０から転流周期の４分の４の時間が経過した時刻ｔ１４における第２の電流値Ｉ２から電流変化率を求め、このときの電流変化率が、１．２３４の時、位相は−５度であり、この位相に基づいて、目標位相に近づけるように、転流タイミングを遅らせるように制御を行う。
【００７５】
このようにして得られた位相に基づいて、今回の転流タイミングｔ１を早めたり、遅らせたりすることにより、目標位相での運転を可能にする。
【００７６】
これによって、進み位相、遅れ位相など、位相に応じてより正確な電流変化率を検出することができ、位相の推定精度を向上できると共に負荷の変動に対する追従性が向上できる信頼性の高いブラシレスＤＣモータの駆動装置が得られる。
【００７７】
（実施の形態７）
図１１に基づいて、今回の転流タイミングから次回の転流タイミングを決定する方法について説明する。
【００７８】
前回の転流タイミングをｔ０、今回の転流タイミングをｔ１とし、ｔ０からｔ１までの転流周期をＴ１とする。電流変化率から固定子巻線に印加する電圧との位相を図１２に基づき位相推定を行い、得られた位相から補正値αを得る。次回の転流タイミングをｔ２とすると、次回の転流タイミングまでの転流周期Ｔ２を式３により求める。
【００７９】
Ｔ２＝Ｔ１＋α×Ｔ１・・・（式３）
例えば、転流周期Ｔ１が１ｍｓ、位相が５度の時の補正値αは−１／１６となり、式３より転流周期Ｔ２は、０．９３７５ｍｓとなり、次回の転流タイミングｔ２を今回の転流タイミングｔ１よりも早めることにより目標位相に近づけるように制御を行う。
【００８０】
一方、位相が−５度の時の補正値αは１／１６となり、同様に式３により転流周期Ｔ２は、１．０６２５ｍｓとなり、次回の転流タイミングｔ２を今回の転流タイミングよりも遅らせることにより目標位相に近づけるように制御を行う。
【００８１】
このようにして得られた補正値に基づいて、次回の転流タイミングを早めたり、遅らせたりすることにより、目標位相での運転を可能にする。
【００８２】
これによって、負荷変動に対して転流周期毎に常に最適な転流タイミングを得ることができ、負荷の変動に対する追従性が向上できる信頼性の高いブラシレスＤＣモータの制御装置が得られる。
【００８３】
なお、本実施例においては、図１２に示すような電流変化率と固定子巻線に印加する電圧との位相関係および補正値αに簡略化したが、これらの数値はモータの特性に合わせて決めれば良く、その作用効果に差異は生じない。
【００８４】
（実施の形態８）
図１３に基づいて、今回の転流タイミングから次回の転流タイミングを決定する方法について説明する。
【００８５】
図１３（ａ）は、転流タイミングを早めて位相を進める時の電流波形を示している。図１３（ｂ）は、転流タイミングを遅らせて位相を遅らす時の電流波形を示している。破線は目標位相における電流波形を示している。前回の転流タイミングをｔ０、今回の転流タイミングをｔ１とし、ｔ０からｔ１までの転流周期をＴ１、転流周期Ｔ１を４分割した時刻をＴ１ａとする。図１４に基づき、電流変化率から固定子巻線に印加する電圧との位相を推定し、得られた位相に基づいて、補正値βを取得する。
【００８６】
次回の転流タイミングをｔ２とすると、次回の転流タイミングまでの転流周期Ｔ２を式４により求める。
【００８７】
Ｔ２＝３×Ｔ１ａ＋（Ｔ１ａ＋β×Ｔ１ａ）・・・（式４）
このとき、転流タイミングから転流周期Ｔ１の４分の３が経過してから４分の４経過するまでのＴ１ａ時間を補正することにより、次回の転流タイミングｔ２を早めたり、遅らせたりすることにより、目標位相での運転を可能にする。
【００８８】
例えば、転流周期Ｔ１が１ｍｓ、位相が５度の時の補正値βは−１／３２となり、式４より転流周期Ｔ２は、０．９９２ｍｓとなり、次回の転流タイミングｔ２を今回の転流タイミングｔ１よりも早めることにより目標位相に近づけるように制御を行う。
【００８９】
一方、位相が−５度の時の補正値βは１／３２となり、同様に式４により転流周期Ｔ２は、１．００８ｍｓとなり、次回の転流タイミングｔ２を今回の転流タイミングよりも遅らせることにより目標位相に近づけるように制御を行う。
【００９０】
このようにして得られた補正値に基づいて、次回の転流タイミングを早めたり、遅らせたりすることにより、目標位相での運転を可能にする。
【００９１】
これによって、負荷変動に対して転流周期毎に常に最適な転流タイミングを得ることができ、負荷の変動に対する追従性が向上できる信頼性の高いブラシレスＤＣモータの制御装置が得られる。
【００９２】
なお、本実施例においては、図１４に示すような電流変化率と固定子巻線に印加する電圧との位相関係および補正値βに簡略化したが、これらの数値はモータの特性に合わせて決めれば良く、その作用効果に差異は生じない。
【００９３】
（実施の形態９）
今回の転流タイミングから次回の転流タイミングを決定する方法について説明する。
【００９４】
目標位相と実際の位相と比較し、あらかじめ定められた位相差よりも大きい時は、前回の転流周期から目標位相と実際の位相との位相差に応じて、式３により次回の転流周期を演算し、時間補正を行い転流タイミングを決定する。一方、位相差よりも小さい時は、式４により次回の転流周期を演算し、転流タイミングから転流周期の４分の３が経過してから４分の４経過するまでの時間を補正し、次回の転流タイミングを早めたり、遅らせたりすることにより、目標位相での運転を可能にする。
【００９５】
例えば、目標位相と実際の位相差が１０度よりも大きい時は、式３により演算を行い、位相差が１０度未満の時は、式４により次回の転流周期を求める。したがって、目標位相との位相差が１０度ある時、転流周期Ｔ１が１ｍｓ、位相が１０度の時の補正値αは−１／１６となり、式３より転流周期Ｔ２は、０．９３７５ｍｓとなり、次回の転流タイミングｔ２を今回の転流タイミングｔ１よりも早めることにより目標位相に近づけるように制御を行う。
【００９６】
一方、目標位相との位相差が１０度未満の時、転流周期Ｔ１が１ｍｓ、位相が５度の時の補正値βは−１／３２となり、式４より転流周期Ｔ２は、０．９９２ｍｓとなり、次回の転流タイミングｔ２を今回の転流タイミングｔ１よりも早めることにより目標位相に近づけるように制御を行う。
【００９７】
このようにして得られた補正値に基づいて、次回の転流タイミングを早めたり、遅らせたりすることにより、目標位相での運転を可能にする。
【００９８】
これによって、負荷の変動の大きさを検出することが可能となり、転流タイミング毎に負荷変動に応じた最適な通電タイミングを得ることができ、負荷変動に対する追従性が向上できる信頼性の高いブラシレスＤＣモータの制御装置が得られる。
【００９９】
（実施の形態１０）
今回の転流タイミングから次回の転流タイミングを決定する方法について説明する。
【０１００】
目標位相と実際の位相と比較し、あらかじめ定められた位相差よりも小さい時、式４により次回の転流周期を演算し、転流タイミングから転流周期の４分の３が経過してから４分の４経過するまでの時間を補正する。次回得られた位相が前回の位相と異なることが、あらかじめ定められた回数以上となるい時は、前回の転流周期から、目標位相と実際の位相との位相差に応じて式３により転流周期を演算し、時間補正を行い、次回の転流周期を演算することにより、次回の転流タイミングを早めたり、遅らせたりすることにより、目標位相での運転を可能にする。
【０１０１】
例えば、目標位相との位相差が１０度未満の時、転流周期Ｔ１が１ｍｓ、位相が５度の時の補正値βは−１／３２となり、式４より転流周期Ｔ２は、０．９９２ｍｓとなり、次回の転流タイミングｔ２を今回の転流タイミングｔ１よりも早めることにより目標位相に近づけるように制御を行う。
【０１０２】
一方、転流周期を早めるように制御を行い、目標位相に近づけるように制御を行ったにも関わらず、得られた位相がかわらないことが、３回以上続いた場合は、同様に転流周期Ｔ１が１ｍｓ、位相が５度の時の補正値αは−１／１６となり、式３より転流周期Ｔ２は、０．９３７５ｍｓとなり、次回の転流タイミングｔ２を今回の転流タイミングｔ１よりも早めることにより目標位相に近づけるように制御を行うようにする。
【０１０３】
このようにして得られた補正値に基づいて、次回の転流タイミングを早めたり、遅らせたりすることにより、目標位相での運転を可能にする。
【０１０４】
これによって、推定した位相が正確に検出することができるため、推定した位相が同じであるということは脱調しかかっていると判断することができ、次回の転流周期の時間補正量をかえることによって脱調の発生を軽減することができる信頼性の高いブラシレスＤＣモータの制御装置が得られる。
【０１０５】
（実施の形態１１）
図１５に基づいて、今回の転流タイミングから次回の転流タイミングを決定する方法について説明する。
【０１０６】
起動時と運転時では、図１５に示すように補正値αを変えることにより、目標位相に追従するように転流タイミングを補正することとしたものである。
【０１０７】
例えば、起動時において、転流周期Ｔ１が１ｍｓ、位相が１０度の時の補正値αは−２／１６となり、式３より転流周期Ｔ２は、０．８７５ｍｓとなり、次回の転流タイミングｔ２を今回の転流タイミングｔ１よりも早めることにより目標位相に近づけるように制御を行う。
【０１０８】
一方、運転時において、位相が１０度の時の補正値αは１／１６となり、同様に式３により転流周期Ｔ２は、０．９３７５ｍｓｍｓとなり、次回の転流タイミングｔ２を今回の転流タイミングよりも早めることにより目標位相に近づけるように制御を行う。
【０１０９】
このようにして得られた補正値に基づいて、次回の転流タイミングを早めたり、遅らせたりすることにより、目標位相での運転を可能にする。
【０１１０】
これによって、起動時は回転が不安定であるため、位相推定に誤差が生じやすく、起動時と運転時とで時間補正値を変えることにより、回転の不安定さや脱調を引き起こすことを軽減でき、負荷変動に対する追従性が向上できる信頼性の高いブラシレスＤＣモータの制御装置が得られる。
【０１１１】
なお、本実施例においては、図１５に示すような電流変化率と固定子巻線に印加する電圧との位相関係および補正値αに簡略化したが、これらの数値はモータの特性に合わせて決めれば良く、その作用効果に差異は生じない。
【０１１２】
（実施の形態１２）
図１６に示すように、ブラシレスＤＣモータの制御装置を換気送風装置に搭載したものである。
【０１１３】
図において、２は室外側のセンサレスＤＣブラシレスモータで、室外側送風機１３を回転させることにより、携帯電話の交換基地局等の発熱体収納箱１４が設置された周囲の外気を、熱交換型冷却機１５の下部の外気吸込口１６より吸い込み、熱交換素子１６を通過させた後、熱交換型冷却機１５の上部の外気吐出口１８より吐き出している。１９は室内側のブラシレスＤＣモータで、室内側送風機２０を回転させることにより、発熱体収納箱４内部の熱せられた内気を、熱交換型冷却機１５の上部の内気吸込口２１より吸い込み、熱交換素子１７を通過させた後、熱交換型冷却機１５の下部の内気吐出口２２より吐き出している。室外側送風機１３の回転による外気の動きを実線の矢印で、室内側送風機２０の回転による室内空気の動きを破線の矢印で示している。熱交換素子１７内を冷えた外気と熱せられた室内空気が通過するときに熱交換され、外気は熱せられて大気中に排出され、室内空気は冷やされて室内側に還流されるので、発熱体収納箱１４内の冷却が可能になる。熱交換素子１７内では外気風路と内気風路は遮断されており、熱交換型冷却機１５の内気風路内に外気風路の空気が流入することは無い。制御ボックス２３は熱交換型冷却機１５の内気風路内に設置されて、その内部には、室外側センサレスＤＣブラシレスモータ２を駆動するための制御装置１２が設置されている。制御装置１２には、発熱体収納箱１５内に設置された低圧の直流電源５より、低圧の直流電力が供給され、制御装置１２から駆動用リード線２４を通して室外側のセンサレスＤＣブラシレスモータ２を駆動している。又、制御ボックス２３内には、室内側のブラシレスＤＣモータ１９を駆動する室内側インバータ回路（図示せず）も備え、室内側送風機２０を運転している。
【０１１４】
これによって、内気風路側に設置された制御装置との接続に使用するセンサー信号の中継リード線や磁気センサーが不要になるので、センサー信号線へのノイズによる誤動作の影響がなく、設置場所の温度条件の制約がなくなる信頼性の高いブラシレスＤＣモータの制御装置とすることができるとともに、リード線が不要になり、中継線を接続する作業もなくなるので、低価格の熱交換型冷却機が得られる。
【０１１５】
なお、本実施例においては、ブラシレスＤＣモータの制御装置を熱交換型冷却機に搭載した例を示したが、換気扇やレンジフード等に搭載しても良く、その作用効果に差異は生じない。
【符号の説明】
【０１１６】
１    インバータ回路
２    ブラシレスＤＣモータ
３    回転子
４    固定子
５    直流電源
６    電流検出抵抗
７    マイクロコンピュータ
８    Ａ／Ｄ変換器
９    位相推定手段
１０  転流タイミング決定手段
１１  ドライブ回路
１２  制御装置
【図１】
0004742776.tif 000002
【図２】
0004742776.tif 000003
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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