(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信アナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換部と、このディジタル信号の帯域制限をなす帯域制限部と、この帯域制限後にディジタル信号処理をなすディジタル信号処理部と、このディジタル信号処理部内の信号レベルに基づいて前記受信アナログ信号のレベル制御のための利得制御をなす利得制御部とを含む受信機における受信振幅補正回路であって、
前記帯域制限部の直前の平均振幅を計算する第１の計算部と、前記帯域制限部の直後の平均振幅を計算する第２の計算部と、前記帯域制限部の直前の平均振幅と前記帯域制限部の直後の平均振幅とを比較して、その比較結果に応じて前記帯域制限部の直後の振幅の補正をなす振幅補正部と、を有する補正部を備えることを特徴とする受信振幅補正回路。
【請求項２】
前記振幅補正部は、前記帯域制限部の直前の平均振幅と前記帯域制限部の直後の平均振幅との比の逆数を算出する算出部と、前記比の逆数またはこの逆数の所定倍数を前記帯域制限部の出力に乗算する乗算器とを有することを特徴とする請求項１に記載の受信振幅補正回路。
【請求項３】
受信アナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換部と、このディジタル信号の帯域制限をなす帯域制限部と、この帯域制限後にディジタル信号処理をなすディジタル信号処理部と、このディジタル信号処理部内の信号レベルに基づいて前記受信アナログ信号のレベル制御のための利得制御をなす利得制御部とを含む受信機における受信振幅補正回路であって、
前記帯域制限部の直後に設けられた乗算器と、前記帯域制限部の直前の平均振幅を計算する第１の計算部と、前記乗算器の直後の平均振幅を計算する第２の計算部と、前記帯域制限部の直前の平均振幅と前記乗算器の直後の平均振幅とを比較して、その比較結果に応じて前記乗算器の乗数を算出する乗数算出部と、を有する補正部を備えることを特徴とする受信振幅補正回路。
【請求項４】
前記乗数算出部は、前記帯域制限部の前記直前の平均振幅と前記乗算器の前記直後の平均振幅との比の逆数を算出し、前記比の逆数またはこの逆数の所定倍数に対して、直前の平均区間の乗数を掛けたものを、その平均区間の乗数とすることを特徴とする請求項３に記載の受信振幅補正回路。
【請求項５】
前記補正部は、通信フレームの最小単位であるスロット期間を平均区間とすることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の受信振幅補正回路。
【請求項６】
受信アナログ信号をディジタル信号に変換し、このディジタル信号に対して帯域制限部により帯域制限を行い、この帯域制限後にディジタル信号処理部によりディジタル信号処理を行い、このディジタル信号処理部内の信号レベルに基づいて前記受信アナログ信号のレベル制御のための利得制御をなすようにした受信機における受信振幅補正方法であって、
前記帯域制限部の直前の平均振幅と直後の平均振幅とを比較して、その比較結果に応じて前記帯域制限部の直後の振幅の補正をなす補正ステップを含むことを特徴とする受信振幅補正方法。
【請求項７】
前記補正ステップは、前記帯域制限部の前記直前の平均振幅と前記帯域制限部の前記直後の平均振幅との比の逆数を算出し、前記比の逆数またはこの逆数の所定倍数を前記帯域制限部の出力に乗算することを特徴とする請求項６に記載の受信振幅補正方法。
【請求項８】
受信アナログ信号をディジタル信号に変換し、このディジタル信号に対して帯域制限部により帯域制限を行い、この帯域制限後にディジタル信号処理部によりディジタル信号処理を行い、このディジタル信号処理部内の信号レベルに基づいて前記受信アナログ信号のレベル制御のための利得制御をなすようにした受信機における受信振幅補正方法であって、
前記帯域制限部の直前の平均振幅と前記帯域制限部の直後に設けられた乗算器の直後の平均振幅とを比較して、その比較結果に応じて前記乗算器の乗数を算出する補正ステップを含むことを特徴とする受信振幅補正方法。
【請求項９】
前記補正ステップは、前記帯域制限部の前記直前の平均振幅と前記乗算器の前記直後の平均振幅との比の逆数を算出し、前記比の逆数またはこの逆数の所定倍数に対して、直前の平均区間の乗数を掛けたものを、その平均区間の乗数とすることを特徴とする請求項８に記載の受信振幅補正方法。
【請求項１０】
前記補正ステップは、通信フレームの最小単位であるスロット期間を平均区間とすることを特徴とする請求項６〜９のいずれか１項に記載の受信振幅補正方法。
【請求項１１】
請求項１〜５のいずれか１項に記載の受信振幅補正回路を備えたことを特徴とする受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は受信振幅補正回路及び受信振幅補正方法並びにそれを用いた受信機に関し、特にＡＧＣ機能を有しダイレクトコンバージョン方式の受信方式を採用した無線通信装置に用いて好適な受信振幅補正回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信装置における受信機には、図１に示すようなダイレクトコンバージョン方式のものがある。図１を参照すると、アンテナ２０１で受信された高周波信号は、低雑音増幅器（以下、ＬＮＡと略称する）２０２により増幅される。実際には、アンテナ２０１とＬＮＡ２０２との間には、デュプレクサや高周波フィルタ（チャンネル帯域制限用ではない広帯域のフィルタ）などが設けられているが、図示は省略している。
【０００３】
ＬＮＡ２０２で増幅された信号は、高周波バンドパスフィルタ（以下、ＲＦ  ＢＰＦと略称する）２０３により受信帯域全体（チャンネルではない）の受信成分が抽出され、受信帯域以外の、例えば装置自体が送信する送信信号などが抑圧される。ＲＦ  ＢＰＦ２０３の出力は直交復調回路２０４に入力される。直交復調回路２０４は入力信号を復調し、同相成分であるＩ成分と、直交成分であるＱ成分とを出力する。
【０００４】
直交復調回路２０４は、バッファアンプ２２１と、バランスドミキサである乗算器２２２及び２２３と、直交信号発生器２２４と、ローカル発振器２２５とからなる。この種の構成は周知であるので、詳しい説明は省略する。直交復調回路２０４により復調されたＩ成分，Ｑ成分は、ベースバンドフィルタ（以下、ＢＢ  ＢＰＦと略称する）２０５，２０６へ入力されて、それぞれ帯域制限される。ＢＢ  ＢＰＦ２０５，２０６はバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）である。これは、直交復調回路２０４で発生するＤＣオフセットを除去するために隣接チャンネル成分を抑圧するのみならず、非常に直流に近い低周波成分をも抑圧するためである。以下、この種のフィルタをチャンネルフィルタと呼ぶ。
【０００５】
チャンネルフィルタ２０５，２０６により帯域制限されたＩ成分，Ｑ成分は、ベースバンド回路２０７に入力される。ベースバンド回路２０７は、可変利得増幅器（以下、ＶＧＡと略称する）２０８，２０９，２１０及び２１１，２１２，２１３、Ａ／Ｄ変換器２１５，２１６、利得制御部２１４からなっている。ベースバンド回路２０７においては、帯域制限されたＩ成分，Ｑ成分がそれぞれＶＧＡ２０８〜２１０、２１１〜２１３により、後段のＡ／Ｄ変換器２１５，２１６において最適な変換処理が可能な所定レベルまで増幅される。図１では、ＶＧＡを３段構成としているが、１段以上の構成であれば良い。また、チャンネルフィルタ２０５，２０６とＶＧＡ２０８〜２１０、２１１〜２１３の位置関係も、図１の例に限られるものではない。更に、チャンネルフィルタ２０５，２０６がそれぞれ複数段に分割されてＶＧＡの間に配置される構成でも良い。
【０００６】
ＶＧＡの最終段のＩ成分出力，Ｑ成分出力は、それぞれＡ／Ｄ変換器２１５，２１６においてＡ／Ｄ変換されてディジタルＩ信号，Ｑ信号として後段のディジタル信号処理回路（図２参照）へ送られる。
【０００７】
図２はディジタル信号処理回路１００を示す図である。ディジタル振幅計算器３０３は、図１のベースバンド回路２０７から送られてきたディジタルＩ信号，Ｑ信号から、例えばＣＤＭＡやＴＤＭＡにおける１スロット間の平均振幅を計算する。続いて、平均振幅の計算結果と目標とする基準振幅との差が、減算器３０２で算出される。算出された差はディジタル利得制御データ発生器３０１へ入力される。ディジタル利得制御データ発生器３０１は、算出された差からＶＧＡの利得を制御するための利得制御データを発生する。
【０００８】
利得制御データは、図１に示した利得制御部２１４へ送られる。利得制御部２１４は利得制御データをもとにＶＧＡ２０８〜２１０、２１１〜２１３の利得制御を行う。この場合、利得制御データはアナログ信号であってもディジタル信号であっても良い。また、ＶＧＡは、図１では、すべてベースバンド回路２０７に集中して設けられているが、ＬＮＡ２０２やバッファアンプ２２１もＶＧＡとして用いることが可能である。その場合には、ＬＮＡ２０２やバッファアンプ２２１も、利得制御部２１４からの利得制御データによって利得制御されることは勿論である。
【０００９】
以上の構成及び動作によって、Ａ／Ｄ変換器２１５，２１６への入力信号レベルが、Ａ／Ｄ変換器２１５，２１６のダイナミックレンジに最適に収まるように、Ｉ成分，Ｑ成分の信号レベルが自動的に調整（ＡＧＣ）されることになる。
【００１０】
なお、この様な受信機におけるＡＧＣの一例は、特許文献１（特開２００１−１６８６６４号公報）に開示されている。
【００１１】
図１に示したダイレクトコンバージョン方式の受信機は、ＣＤＭＡやＷ−ＣＤＭＡなどの既存の通信方式においては問題なく機能している。しかし、近年、より高速の伝送方式である、例えば３ＧＰＰ（Third Generation Partnership Project）におけるＨＳＤＰＡ（High Speed Downlink Packet Access）方式の導入が進められている。ＨＳＤＰＡ方式では、ＱＰＳＫ復調方式のみならず１６値ＱＡＭなどの下り変調方式が採用され、しかも拡散率が極めて小さい高速データ伝送が要求されている。このような要求に対処するためには、通信端末装置の受信側の復調精度を厳しくする必要がある。
【００１２】
例えば、従来は１５〜２０％程度のＥＶＭ（Error Vector Magnitude）で良かったが、ＨＳＤＰＡ方式では、５％以下のＥＶＭが必要になると考えられる。このような高精度の復調を行うには、アナログチャンネルフィルタを用いたのでは、実現が困難である。例えば、アナログチャンネルフィルタを構成している部品における特性のバラツキや経年変化などによって、ＥＶＭを５％以下に維持することは容易ではない。
【００１３】
そこで、チャンネルフィルタをディジタルフィルタで構成し、Ａ／Ｄ変換器の後段に設けるという方法が考えられる。ディジタルフィルタであれば、部品における特性のバラツキや経年変化が発生しないので、高精度の復調が可能である。
【００１４】
チャンネルフィルタをディジタルフィルタとした例を図３に示す。図３において、図１と同等部分は同一符号により示している。
【００１５】
図３は、図１におけるチャンネルフィルタ２０５，２０６をそれぞれディジタルフィルタ（ＤＬＰＦ）２１７，２１８に置き換え、これらをＡ／Ｄ変換器２１５，２１６の後段に配置した例を示している。ここでは、ディジタル処理によるチャンネルフィルタは、ローパスフィルタとしているが、ＤＣオフセットを除去するためのハイパスフィルタとしても良い。また、Ａ／Ｄ変換に伴うエイリアジングを防止するためのローパスフィルタを、Ａ／Ｄ変換器２１５，２１６の前段に残すことも考えられる。
【００１６】
図４は、ディジタルフィルタ２１７，２１８の周波数特性の例を示している。図４に示す如く、受信すべき希望チャンネルの帯域はできる限りそのまま通過させ、隣接チャンネルを含む残余のチャンネルの帯域は抑圧する周波数特性となっている。ＥＶＭを小さく抑えるために、通常は、周波数特性をルートコサインロールオフ特性に限りなく近い特性とする必要があり、現にそのような設計は可能である。
【００１７】
図５Ａ及び図５Ｂは、図４に示した周波数特性を有するディジタルフィルタを通過した場合の希望波と隣接チャンネルの妨害波とのレベル変化の例を示している。図５Ａに示すように、ディジタルチャンネルフィルタ２１７，２１８の入力側では、隣接チャンネルの妨害波が希望波に比べて非常に大きい場合であっても、ディジタルチャンネルフィルタ２１７，２１８を通過した後では、図５Ｂに示すように、その周波数特性によって妨害波は大幅に抑圧されるので、希望波よりも妨害波のレベルは小さくなる。
【００１８】
このように、ディジタルチャンネルフィルタ２１７，２１８の前後では、妨害波のレベルが大きく変化する。妨害波の抑圧されたディジタルＩ信号、Ｑ信号を図２のディジタル信号処理回路１００へ入力すると、ディジタル振幅計算器３０３は、Ａ／Ｄ変換器２１５，２１６の直後よりも、妨害波を過小に見積った値で平均振幅を算出する。これは、算出された平均振幅と基準振幅との差が実際よりも小さくなってしまうことを意味する。その結果、ディジタル信号処理回路１００では過大な利得制御データが生成され、よってＶＧＡの利得が過大になる。
【００１９】
このとき問題になるのは、Ａ／Ｄ変換器２１５，２１６の入力における振幅が、隣接チャンネルの妨害波によって、Ａ／Ｄ変換器２１５，２１６の適正な入力レンジを逸脱してしまうことである。このような状況になると、Ａ／Ｄ変換器２１５，２１６の正常な動作は期待できなくなり、結果的に受信機として正常に機能しなくなる。
【００２０】
なお、特許文献１に開示された受信機においては、ＡＧＣ制御のために、ディジタルチャンネルフィルタの入力信号の平均振幅を検出して、検出された平均振幅と基準値との差に応じてＡＧＣ制御信号を生成するものであり、ディジタルチャンネルフィルタの出力信号の平均振幅を検出して、ＡＧＣ制御を行うものではない。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２１】
本発明の目的は、チャンネルフィルタとしてディジタルチャンネルフィルタを用い、このディジタルチャンネルフィルタの出力信号の平均振幅に応じてＡＧＣ制御を行う場合にも、Ａ／Ｄ変換器が正常な動作を行うようにして、受信機としての機能を維持可能な受信振幅補正回路及び受信振幅補正方法並びにそれを用いた受信機を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００２２】
上述した従来技術における問題の発生原因は、希望波とそれ以外の妨害波が存在する場合に、ディジタルチャンネルフィルタの入出力レベルが一致しないか、または所定レベル差にないことである。そこで、本発明では、ディジタルチャンネルフィルタの入出力レベルが平均的にほぼ一致、あるいは所定レベル差になるような構成を採用するようにしている。
【００２３】
本発明による受信振幅補正回路は、受信アナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換部と、このディジタル信号の帯域制限をなす帯域制限部と、この帯域制限後にディジタル信号処理をなすディジタル信号処理部と、このディジタル信号処理部内の信号レベルに基づいて受信アナログ信号のレベル制御のための利得制御をなす利得制御部とを含む受信機に適用される。本受信振幅補正回路は、前記帯域制限部の直前の平均振幅を計算する第１の計算部と、前記帯域制限部の直後の平均振幅を計算する第２の計算部と、前記帯域制限部の直前の平均振幅と前記帯域制限部の直後の平均振幅とを比較して、その比較結果に応じて前記帯域制限部の直後の振幅の補正をなす振幅補正部と、を有する補正部、又は、前記帯域制限部の直後に設けられた乗算器と、前記帯域制限部の直前の平均振幅を計算する第１の計算部と、前記乗算器の直後の平均振幅を計算する第２の計算部と、前記帯域制限部の直前の平均振幅と前記乗算器の直後の平均振幅とを比較して、その比較結果に応じて前記乗算器の乗数を算出する乗数算出部と、を有する補正部を備えることを特徴とする。
【００２４】
本発明による受信振幅補正方法は、受信アナログ信号をディジタル信号に変換し、このディジタル信号に対して帯域制限部により帯域制限を行い、この帯域制限後にディジタル信号処理部によりディジタル信号処理を行い、このディジタル信号処理部内の信号レベルに基づいて受信アナログ信号のレベル制御のための利得制御をなすようにした受信機に適用される。本受信振幅補正方法は、前記帯域制限部の直前の平均振幅と直後の平均振幅とを比較して、その比較結果に応じて前記帯域制限部の直後の振幅の補正をなす補正ステップ、又は、前記帯域制限部の直前の平均振幅と前記帯域制限部の直後に設けられた乗算器の直後の平均振幅とを比較して、その比較結果に応じて前記乗算器の乗数を算出する補正ステップを含むことを特徴とする。
【００２５】
本発明による受信機は、上記の受信振幅補正回路を含むことを特徴とする。
【発明の効果】
【００２６】
本発明によれば、チャンネルフィルタであるディジタルフィルタにより妨害波を抑圧する前と後とで、ディジタル信号の振幅を平均的にほぼ等しくするか、あるいは一定差になるようにすることにより、Ａ／Ｄ変換部の入力において、信号レベルがＡ／Ｄ変換範囲（Ａ／Ｄ変換部のダイナミックレンジ）を逸脱する事態を防止できる。
【図面の簡単な説明】
【００２７】
【図１】従来のダイレクトコンバージョン方式による受信機の一例を示すブロック図である。
【図２】図１に示されたベースバンド回路の後段に設けられるディジタル信号処理回路のブロック図である。
【図３】従来のダイレクトコンバージョン方式による受信機の他の例を示すブロック図である。
【図４】図３に示されたディジタルローパスフィルタの周波数特性を示す図である。
【図５Ａ】図３に示されたディジタルローパスフィルタの通過前の信号のレベル変化を示す図である。
【図５Ｂ】図３に示されたディジタルローパスフィルタの通過後の信号のレベル変化を示す図である。
【図６】本発明の実施形態による受信機の構成を示すブロック図である。
【図７Ａ】図６の回路における各部の信号のレベルを示す図である。
【図７Ｂ】図６の回路における各部の信号のレベルを示す図である。
【図７Ｃ】図６の回路における各部の信号のレベルを示す図である。
【図８】本発明の他の実施形態による受信機の構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００２８】
以下、図面を用いて本発明の実施形態について説明する。図６は本発明による受信振幅補正回路の実施形態を示すブロック図であり、図３に示した受信機に適用することができる。受信振幅補正回路は、図３に示したチャンネルフィルタであるディジタルローパスフィルタ（ＤＬＰＦ）２１７，２１８の直前（入力）のＩデータ，Ｑデータを入力として、それらの平均振幅を計算する振幅計算回路１０１（第１の計算部）と、ディジタルローパスフィルタ（ＤＬＰＦ）２１７，２１８の直後（出力）のＩデータ，Ｑデータを入力として、それらの平均振幅を計算する振幅計算回路１０２（第２の計算部）とを備えている。振幅の平均を計算する期間は、通信フレームを構成する最小単位であるスロットを用いるのが望ましいが、これに限定されない。
【００２９】
振幅計算回路１０１，１０２の出力は、利得差計算回路１０３（算出部）へ入力される。利得差計算回路１０３は、振幅計算回路１０１，１０２で計算された平均振幅に基いて乗算器１０４，１０５での乗数αを算出する。乗数αとチャンネルフィルタ２１７，２１８の各出力とが乗算器１０４，１０５においてそれぞれ乗算され、これら乗算結果がディジタルＩ信号，Ｑ信号としてディジタル信号処理回路へ導出される。上記以外の構成は図３の構成と同じで良く、詳しい説明は省略する。また、ディジタル信号処理回路も図２で説明したディジタル信号処理回路１００と同じで良い。なお、振幅計算回路１０１，１０２、利得差計算回路１０３、乗算器１０４，１０５はまとめて補正部と呼ばれても良い。また、利得差計算回路１０３、乗算器１０４，１０５はまとめて振幅補正部と呼ばれても良い。
【００３０】
かかる構成において、１スロットに含まれるＩデータ，Ｑデータのサンプル数をそれぞれＮとし、チャンネルフィルタ２１７，２１８の直前のＩサンプル値，Ｑサンプル値をそれぞれＩinj ，Ｑinj とし、チャンネルフィルタ２１７，２１８の直後のＩサンプル値，Ｑサンプル値をそれぞれＩoutj，Ｑoutjとする。この場合、あるスロットにおけるチャンネルフィルタ２１７，２１８の直前、直後の平均振幅Ａin，Ａoutは、以下の数式（１）、（２）で表される。
【００３１】
【数１】
0004737458.tif 000002
【００３２】
【数２】
0004737458.tif 000003
【００３３】
利得差計算回路１０３は、これらの平均振幅Ａin，Ａout を用いて次のスロットで採用する乗算器１０４，１０５の乗数αを算出する。乗数αは、以下の数式（３）で表される。
【００３４】
α＝Ａin／Ａout                      （３）
【００３５】
次のスロットで、算出された乗数αとチャンネルフィルタ２１７，２１８の各出力とが乗算器１０４，１０５で乗算される。これら乗算結果が、ディジタルＩ信号，Ｑ信号として、ディジタル信号処理回路へ出力される。
【００３６】
すなわち、チャンネルフィルタ２１７，２１８の直前の平均振幅と直後の平均振幅の比（Ａout／Ａin）の逆数（Ａin／Ａout）を乗数αとして算出し、この乗数αをチャンネルフィルタ２１７，２１８の出力に乗算する。これにより、スロット間の微小な揺らぎはやむをえないとしても、チャンネルフィルタ２１７，２１８の直前の振幅と、乗算器１０４，１０５の直後の振幅とをほぼ同じ値にすることができる。なお、乗数αの代りに、α・ｋ（ｋは１以上の定数とする）を用いて乗算を行えば、定数ｋに対応する所定のレベル差を与えることができる。
【００３７】
図７Ａ〜図７Ｃは図６の回路における希望波と妨害波とのレベルの変化を示したものである。図７Ａはディジタルチャンネルフィルタ２１７，２１８の直前（入力）での希望波と妨害波のレベル、図７Ｂはディジタルチャンネルフィルタ２１７，２１８の直後（出力）での希望波と妨害波のレベル、図７Ｃは乗算器１０４，１０５によりレベル補正された後のディジタル信号のレベルを、それぞれ示している。
【００３８】
図８は本発明による受信振幅補正回路の他の実施形態のブロック図であり、図６と同等部分は同一符号により示している。チャンネルフィルタ２１７，２１８の直前のＩデータ，Ｑデータの平均振幅を振幅計算回路１０１（第１の計算部）で計算することは、先の実施形態と同じである。本実施形態と先の実施形態の違いは、乗算器１０４，１０５の直後のＩデータ，Ｑデータの平均振幅を、振幅計算回路１０２（第２の計算部）で計算するようにした点にある。
【００３９】
これら振幅計算回路１０１，１０２で計算された平均振幅が利得差計算回路１０３（乗数算出部）へ入力され、利得差計算回路１０３で乗算器１０４，１０５に与える乗数αが算出される。この乗数αとチャンネルフィルタ２１７，２１８の各出力とが乗算器１０４，１０５によりそれぞれ乗算され、これら乗算結果が、ディジタルＩ信号，Ｑ信号としてディジタル信号処理回路（図２）へ導出される。他の構成は、図３と同じである。なお、振幅計算回路１０１，１０２、利得差計算回路１０３、乗算器１０４，１０５はまとめて補正部と呼ばれても良い。
【００４０】
かかる構成において、平均振幅を算出する平均区間を、先の実施形態と同じく、通信フレームの最小単位であるスロットとし、ディジタルチャンネルフィルタ２１７，２１８の直前のＩサンプル値，Ｑサンプル値を、それぞれＩinj，Ｑinjとし、また乗算器１０４，１０５の直後のＩサンプル値，Ｑサンプル値を、それぞれＩoutj，Ｑoutjとする。あるスロットにおけるディジタルチャンネルフィルタ２１７，２１８の直前及び乗算器１０４，１０５の直後の平均振幅Ａin，Ａoutは、上記式（１），（２）と同一となる。
【００４１】
利得差計算回路１０３では、次のスロットで採用する乗算器１０４，１０５の乗数をαとし、１つ前のスロットでの乗数をα-1とすると、乗数αは以下の数式（４）で表される。
【００４２】
α＝（Ａout／Ａin）×α-1                （４）
よって、当該スロットで、この乗数αとディジタルチャンネルフィルタ２１７，２１８の出力とを、乗算器１０４，１０５にて乗算し、これらの乗算結果をディジタルＩ信号，Ｑ信号としてディジタル信号処理回路へ導出する。
【００４３】
こうすることにより、本実施形態においても、スロット間の微小な揺らぎはやむをえないものの、ディジタルチャンネルフィルタの直前の振幅と、乗算器の直後の振幅とをほぼ同じにすることができる。なお、乗数αの代りに、定数ｋをαに掛けた値α・ｋを乗数として用いても良い。この場合には、定数ｋに対応する所定のレベル差を、フィルタ直前と乗算器直後の各レベルに対して与えることができる。
【００４４】
従って、本実施形態でも、チャンネルフィルタにおいて妨害波を抑圧する前と後とで、振幅を平均的にほぼ同じにするか、あるいは所定定数倍にすることができる。このような機能を図２のディジタル信号処理回路１００の前段に設けてレベル補正を行えば、Ａ／Ｄ変換器２１５，２１６（図３）の入力において、信号レベルがＡ／Ｄ変換範囲を逸脱するような事態を防止することができる。
【図１】
0004737458.tif 000004
【図２】
0004737458.tif 000005
【図３】
0004737458.tif 000006
【図４】
0004737458.tif 000007
【図５Ａ】
0004737458.tif 000008
【図５Ｂ】
0004737458.tif 000009
【図６】
0004737458.tif 000010
【図７Ａ】
0004737458.tif 000011
【図７Ｂ】
0004737458.tif 000012
【図７Ｃ】
0004737458.tif 000013
【図８】
0004737458.tif 000014