(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信信号をアナログ／ディジタル変換手段によりディジタル化してディジタル信号処理するようにした移動通信端末における信号処理システムであって、
前記受信信号のデータレートに対応する受信品質に応じて前記アナログ／ディジタル変換手段の入出力線形特性とサンプリング周波数の変更制御及びディジタルフィルタの動作周波数を変更制御する制御手段を含むことを特徴とする信号処理システム。
【請求項２】
受信信号をアナログ／ディジタル変換手段によりディジタル化してディジタル信号処理するようにした移動通信端末における信号処理システムであって、
前記受信信号のデータレートに対応する受信品質及び入力レベルに応じて前記アナログ／ディジタル変換手段の入出力線形特性とサンプリング周波数の変更制御及びディジタルフィルタの動作周波数を変更制御する制御手段を含むことを特徴とする信号処理システム。
【請求項３】
前記制御手段は、前記入出力線形特性を変更制御するために、前記アナログ／ディジタル変換手段内の回路に対する電源の降圧または昇圧回路を有することを特徴とする請求項１または２記載の信号処理システム。
【請求項４】
請求項１〜３いずれか記載の信号処理システムを含むことを特徴とする移動通信端末。
【請求項５】
受信信号をアナログ／ディジタル変換手段によりディジタル化してディジタル信号処理するようにした移動通信端末における信号処理方法であって、
前記受信信号のデータレートに対応する受信品質に応じて前記アナログ／ディジタル変換手段の入出力線形特性とサンプリング周波数の変更制御及びディジタルフィルタの動作周波数を変更制御する制御ステップを含むことを特徴とする信号処理方法。
【請求項６】
受信信号をアナログ／ディジタル変換手段によりディジタル化してディジタル信号処理するようにした移動通信端末における信号処理方法であって、
前記受信信号のデータレートに対応する受信品質及び入力レベルに応じて前記アナログ／ディジタル変換手段の入出力線形特性とサンプリング周波数の変更制御及びディジタルフィルタの動作周波数を変更制御する制御ステップを含むことを特徴とする信号処理方法。
【請求項７】
前記制御ステップは、前記入出力線形特性を変更制御するために、前記アナログ／ディジタル変換手段内の回路に対する電源の降圧または昇圧をなすステップを有することを特徴とする請求項５または６記載の信号処理方法。
【請求項８】
受信信号をアナログ／ディジタル変換手段によりディジタル化してディジタル信号処理するようにした移動通信端末における信号処理方法をコンピュータにより実行させるためのプログラムであって、
前記受信信号のデータレートに対応する受信品質に応じて前記アナログ／ディジタル変換手段の入出力線形特性とサンプリング周波数の変更制御及びディジタルフィルタの動作周波数を変更制御する制御処理を含むことを特徴とするプログラム。
【請求項９】
受信信号をアナログ／ディジタル変換手段によりディジタル化してディジタル信号処理するようにした移動通信端末における信号処理方法をコンピュータにより実行させるためのプログラムであって、
前記受信信号のデータレートに対応する受信品質及び入力レベルに応じて前記アナログ／ディジタル変換手段の入出力線形特性とサンプリング周波数の変更制御及びディジタルフィルタの動作周波数を変更制御する制御処理を含むことを特徴とするプログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は移動通信端末における信号処理システム及びその方法並びにそれを用いた移動通信端末に関し、特に受信信号をアナログ／ディジタル変換手段によりディジタル化してディジタル信号処理するようにした移動通信端末における消費電力削減のための信号処理方式に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、ＨＳＤＰＡ（High Speed Downlink Packet Access ）といった高速通信レートの通信方式に未対応の移動通信端末においては、ＲＦ（Radio Freqency）ＩＣ内蔵のアナログベースバンドフィルタで帯域外ノイズを低減し、その出力を通常のＡＤ変換（並列型や逐次変換型）する方法を採用している。この場合、現状では、アナログベースバンドフィルタのカットオフ周波数の精度が悪い上、そもそも理想的なナイキストフィルタの実現は困難であるために、ＥＶＭ（エラーベクターマグニチュード）は１２％前後程度となる。
【０００３】
一方、ＨＳＤＰＡ通信方式において、例えば、データレート１４．４ＭＨｚという高速レートで伝送する場合、復調方式として１６ＱＡＭ方式が採用され、約５％といった良好なＥＶＭが要求されている。かかる要求を達成するためには、極力、アナログにて希望波信号を劣化させない状態で、デルタシグマＡＤＣでＡＤ変換後に、ディジタルフィルタで帯域外ノイズを低減する方法が考えられている。
【０００４】
【特許文献１】特開２０００−０４９７６３号公報
【特許文献２】特開２０００−２３２３６２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、良好なＥＶＭを得るためには、デルタシグマＡＤＣのオーバーサンプリング周波数を極力大きくする必要があり、その結果、高速通信レートでないときも消費電力が大きくなる問題がある。また、アナログにて希望波信号を劣化させないために、通常のアナログベースバンドフィルタを用いない場合には、今まで低減されていた大きな妨害波がそのままデルタシグマＡＤＣに入力されることになる。そのために、デルタシグマＡＤＣにおいて信号が飽和しないように、常にダイナミックレンジを大きく、かつ入出力線形特性を良くする必要があり、そのために消費電力が大きくなる問題もある。
【０００６】
なお、特許文献１では、オーバーサンプリング周波数を低減させて消費電力を削減する方法が提案されているが、プリアンブル信号と通常のデータ信号とで回路動作を切り換えることにより、消費電力の削減を図っており、本発明が目的とするＳＩＲやデータレートに応じて、オーバーサンプリング周波数やディジタルフィルタ動作周波数を変更するものではない。
【０００７】
また、特許文献２では、伝送路歪みやデータレートに応じて、ビタビ復号器の動作周波数を低くすることにより、演算量が膨大なビタビ復号演算での消費電力を削減する方法が提案されているが、やはり、本発明が目的とするオーバーサンプリング周波数やディジタルフィルタ動作周波数を変更するものではない。
【０００８】
本発明の目的は、ＳＩＲやデータレートに応じて、オーバーサンプリング周波数やディジタルフィルタ動作周波数を変更したり、デルタシグマＡＤＣに供給する電圧を変更したりすることにより、消費電力をより低減できる移動通信端末における消費電力制御システム及びその方法を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明による第一の信号処理システムは、
受信信号をアナログ／ディジタル変換手段によりディジタル化してディジタル信号処理するようにした移動通信端末における信号処理システムであって、
前記受信信号のデータレートに対応する受信品質に応じて前記アナログ／ディジタル変換手段の入出力線形特性とサンプリング周波数の変更制御及びディジタルフィルタの動作周波数を変更制御する制御手段を含むことを特徴とする。
【００１２】
本発明による第二の信号処理システムは、
受信信号をアナログ／ディジタル変換手段によりディジタル化してディジタル信号処理するようにした移動通信端末における信号処理システムであって、
前記受信信号のデータレートに対応する受信品質及び入力レベルに応じて前記アナログ／ディジタル変換手段の入出力線形特性とサンプリング周波数の変更制御及びディジタルフィルタの動作周波数を変更制御する制御手段を含むことを特徴とする。
【００１５】
本発明による第一の信号処理方法は、
受信信号をアナログ／ディジタル変換手段によりディジタル化してディジタル信号処理するようにした移動通信端末における信号処理方法であって、
前記受信信号のデータレートに対応する受信品質に応じて前記アナログ／ディジタル変換手段の入出力線形特性とサンプリング周波数の変更制御及びディジタルフィルタの動作周波数を変更制御する制御ステップを含むことを特徴とする。
【００１６】
本発明による第二の信号処理方法は、
受信信号をアナログ／ディジタル変換手段によりディジタル化してディジタル信号処理するようにした移動通信端末における信号処理方法であって、
前記受信信号のデータレートに対応する受信品質及び入力レベルに応じて前記アナログ／ディジタル変換手段の入出力線形特性とサンプリング周波数の変更制御及びディジタルフィルタの動作周波数を変更制御する制御ステップを含むことを特徴とする。
【００１９】
本発明による第一のプログラムは、
受信信号をアナログ／ディジタル変換手段によりディジタル化してディジタル信号処理するようにした移動通信端末における信号処理方法をコンピュータにより実行させるためのプログラムであって、
前記受信信号のデータレートに対応する受信品質に応じて前記アナログ／ディジタル変換手段の入出力線形特性とサンプリング周波数の変更制御及びディジタルフィルタの動作周波数を変更制御する制御処理を含むことを特徴とする。
【００２０】
本発明による第二のプログラムは、
受信信号をアナログ／ディジタル変換手段によりディジタル化してディジタル信号処理するようにした移動通信端末における信号処理方法をコンピュータにより実行させるためのプログラムであって、
前記受信信号のデータレートに対応する受信品質及び入力レベルに応じて前記アナログ／ディジタル変換手段の入出力線形特性とサンプリング周波数の変更制御及びディジタルフィルタの動作周波数を変更制御する制御処理を含むことを特徴とする。
【００２１】
本発明の作用を述べる。ＨＳＤＰＡなどの高速通信レート対応の移動通信端末のデルタシグマＡＤＣのオーバーサンプリング周波数や、ディジタルフィルタ動作周波数を、外部制御により変更可能とし、希望信号と干渉波（妨害波）信号の比（ＳＩＲ）などの受信品質が劣化した場合、オーバーサンプリング周波数やディジタルフィルタ動作周波数を上げることにより、量子化ノイズをより低減させて、結果として受信特性を向上させる。逆に、ＳＩＲが良好で、高速通信レートでない場合には、デルタシグマＡＤＣのオーバーサンプリング周波数やディジタルフィルタ動作周波数を、許容されるＳＩＲ程度まで下げ、また、ある程度の量子化ノイズを許容することにより、消費電力を削減させる。
【００２２】
例えば、高速通信レート時には、より良好な受信特性を要求されるため、デルタシグマＡＤＣのオーバーサンプリング周波数を高くして、量子化ノイズを極力低減させる対処を行い、結果として高速通信レートでない時にも、消費電力が大きくなっているが、本発明では、デルタシグマＡＤＣのオーバーサンプリング周波数やディジタルフィルタ動作周波数を、外部制御により変更する仕組みを持たせて、ディジタル信号処理装置がＳＩＲの状態やデータレートに応じて、オーバーサンプリング周波数やディジタルフィルタ動作周波数を変更する。よって、受信特性を維持しつつ、消費電力を極力低減することができることになる。
【発明の効果】
【００２３】
本発明による第一の効果は、ＳＩＲが良好な場合、デルタシグマＡＤＣ装置のオーバーサンプリング周波数やディジタルフィルタの動作周波数がを下げるようにしたので、消費電流を削減できることである。
【００２４】
また、本発明による第二の効果は、通信レートが高速でない場合、デルタシグマ装置のオーバーサンプリング周波数やディジタルフィルタの動作周波数を下げるようにしたので、消費電流を削減できることである。
【００２５】
更に本発明による第三の効果は、ＳＩＲが良好な場合、デルタシグマＡＤＣ装置に内蔵された入出力線形特性制御回路をオフするようにしたので、消費電流を削減できることである。
【００２６】
更にはまた、本発明による第四の効果は、入力レベルが上下限範囲内ならば、デルタシグマＡＤＣ装置に内蔵された入出力線形特性制御回路をオフするようにしたので、消費電流を削減できることである。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２７】
以下に、図面を参照しつつ本発明の実施例につき説明する。図１を参照すると、本発明の実施例が適用される移動通信端末の概略機能ブロック図であり、ＣＰＵ装置１０と、その基本的制御下にあるディジタル信号処理装置１１と、アナログ信号処理装置１２と、ＲＦ装置１３と、メモリ装置１４と、電源装置１５と、バッテリ１６と、アンテナ１７とから構成されている。
【００２８】
本発明に必要な受信システムのみ限定して説明すると、ＣＰＵ装置１０は、ディジタル信号処理装置１１、アナログ信号処理装置１２、ＲＦ装置１３、メモリ装置１４、電源装置１５の制御を行い、またディジタル信号処理装置１１との間でデータの授受をなすものである。
【００２９】
ＲＦ装置１３は無線信号の復調を行うものであり、アナログ信号処理装置１２は、ＲＦ装置１３からの信号をデルタシグマＡＤ変換してディジタル信号処理装置１１へ送出するものである。ディジタル信号処理装置１１は、ディジタル信号処理を行い復号してＣＰＵ装置１０へ送り、またＳＩＲを測定し、その値に応じて、ＲＦ装置１３に制御信号を送り、更には、データレートに応じてＲＦ装置１３に制御信号を送るものである。また、受信信号のタイミング管理をも行っている。
【００３０】
メモリ装置１４は、制御情報などが書き込まれており、ＣＰＵ装置１０が制御に応じて読み書きするものである。電源装置１５は、ＣＰＵ装置１０からの制御に従い、ＣＰＵ装置１０、ディジタル信号処理装置１１、アナログ信号処理装置１２、ＲＦ装置１３、メモリ装置１４の電源供給を行うものである。バッテリ１６は電源装置経由で装置全体に電圧を供給するものである。アンテナ１７は基地局からの信号を受信するものとである。
【００３１】
図２は図１のＲＦ装置１３の受信システムのみに限定して示した図である。ＲＦ装置１３は、通常、使用するアンテナを切り替えるアンテナスイッチ１３１、送信信号と受信信号を分離するフィルタであるデュプレクサ１３２、ノイズを極力抑えて信号増幅可能なアンプＬＮＡ（低雑音増幅器）１３３、受信信号以外を減衰させるＢＰＦ（バンドパスフィルタ）１３４、信号の復調回路やＰＬＬシンセサイザからなるＲＦＩＣ１３５から構成されている。
【００３２】
図３は図１のアナログ信号処理装置１２の受信システムのみに限定して示した図である。アナログ信号処理装置１２は、オーバーサンプリング周波数やディジタルフィルタ動作周波数、デシメーションフィルタ周波数を供給し、かつ周波数可変自在なＰＬＬシンセサイザ回路１２１、高いレートでサンプリングすることで帯域内の量子化ノイズを低減可能なデルタシグマＡＤＣ回路１２２、帯域外量子化ノイズを除去するディジタルフィルタ回路１２３、出力レートを間引くデシメーションフィルタ回路１２４、制御回路１２５から構成されている。
【００３３】
図４は図３のデルタシグマＡＤＣ回路１２２の構成を示す図である。デルタシグマＡＤＣ回路１２２は、差動のオペアンプからなるバッファ１２２１、オペアンプ、抵抗、コンデンサからなる積分器１２２２、１ビット出力するコンパレータ１２２３、ＤＡＣ１２２４、バッファや積分器に供給する電源電圧を変更できる降圧回路１２２５から構成されている。
【００３４】
図５には、降圧回路１２２５の一例を示すが、これに限定されない。図５において、ＳＷ１〜ＳＷ３はスイッチ、Ｄはダイオード、Ｌはコイル、Ｃはコンデンサを、それぞれ示している。なお、この降圧回路に代えて、昇圧回路、昇降圧回路を使用してもよい。
【００３５】
先ず、ＳＩＲの求め方を説明する。ここでは、例として３ＧＰＰ（第三世代携帯電話通信方式を策定するためのパートナーシッププロジェクト）で承認された通信方式であるＷＣＤＭＡの場合で示す。ＷＣＤＭＡ方式の場合、復調後Ｉ信号とＱ信号とに分かれ、Ｉ信号とＱ信号は直交しているために、複素平面上で表すとシンボル点ができるが、理想的には、１点にシンボル点が集まるが、実際には干渉波の影響でその点は広がりを持つ。この様子を図６に示す。
【００３６】
理想的なシンボル点までの強さを希望波平均信号電力（ＲＳＣＰ）と称し、これは逆拡散後の信号の電力である。広がりの強さ（シンボル点の分散）を干渉波（妨害波とも言う）信号平均電力（ＩＳＣＰ）と称し、逆拡散前と逆拡散後のシンボル点の差とも言える。そして、ＳＩＲとは、希望波平均信号電力と干渉波信号平均電力との比で導出される。すなわち、ＳＩＲ＝ＲＳＣＰ÷ＩＳＣＰとなり、干渉波が大きい程値は小さくなる。
【００３７】
また、逆拡散前帯域内全電力（ＲＳＳＩ）とＲＳＣＰより、ビット辺りの希望信号エネルギーとノイズの比であるＥｃ÷Ｎｏ（＝ＲＳＣＰ÷ＲＳＳＩ）をＳＩＲの代わりに使うこともできる。一般的には、ＳＩＲやＥｃ／Ｎｏなど、受信品質を示す値であれば良いものである。この受信品質を求める処理は、全てディジタル信号処理装置１１で行われる。
【００３８】
次に、オーバーサンプリング周波数と量子化ノイズとの関係を図７に示す。図７に示すように、オーバーサンプリング周波数が大きい程、量子化ノイズの総和は変わらないが、量子化ノイズの広がりが大きくなるため、帯域内の量子化ノイズは小さくなる。例えば、Ｋ倍オーバーサンプリング周波数が高くなると、１０Log （Ｋ）分だけ量子化ノイズが改善する。つまり、オーバーサンプリング周波数が高くなればなるほど、帯域内の量子化ノイズが改善するが、その分消費電力が大きくなる。
【００３９】
以上のＳＩＲの求め方と、オーバーサンプリング周波数と量子化ノイズの関係とに基づき、図８の制御フローチャートを参照して本発明の第一の実施例の動作を説明する。先ず、携帯電話機の電源を立ち上げ後、ＣＰＵ装置１０は、メモリ装置１４から、ＳＩＲ閾値を読み込み、ディジタル信号処理装置１１にこのＳＩＲ閾値を設定する（ステップＡ１）。
【００４０】
次に、ディジタル信号処理装置１１は、初期設定として、アナログ信号処理装置１２内のＰＬＬシンセサイザ回路１２１のオーバーサンプリング周波数を最大に設定する。同時に、ディジタルフィルタ動作周波数も同じに設定する（ステップＡ２）。次に、受信動作を開始する（ステップＡ３）。
【００４１】
そして、ディジタル信号処理装置１１は、受信信号のＳＩＲを測定する（ステップＡ４）。次に、ディジタル信号処理装置１１は、測定したＳＩＲとＳＩＲ閾値とを比較する（ステップＡ５）。測定ＳＩＲがＳＩＲ閾値以上で、かつオーバーサンプリング周波数が最小でないならば（ステップＡ６でＮＯ）、ディジタル信号処理装置１１は、オーバーサンプリング周波数を下げる（ステップＡ７）。同時に、ディジタルフィルタ動作周波数も下げる。
【００４２】
一方、ＳＩＲ閾値未満で（ステップＡ５でＮＯ）、かつオーバーサンプリング周波数が最大でないならば（ステップＡ８でＮＯ）、ディジタル信号処理装置１１は、オーバーサンプリング周波数を上げる（ステップＡ９）。同時に、ディジタルフィルタ動作周波数も上げる。そして、受信を継続するならば（ステップＡ１０でＹＥＳ）、再度ディジタル信号処理装置１１は、受信信号のＳＩＲを測定し、継続しないならば、制御を終了する（ステップＡ１１）。
【００４３】
次に、本発明の第二の実施例について、図９の制御フローチャートを参照して説明する。本実施例では、データレート毎に対応したＳＩＲ閾値を設け、その閾値と現状のＳＩＲ値とを比較して、オーバーサンプリング周波数の変更を可能とする点で上記の実施例と異なる。
【００４４】
先ず、携帯電話機の電源を立ち上げ後、ＣＰＵ装置１０は、メモリ装置１４から、データレートに対応したＳＩＲ閾値を読み込む。ＷＣＤＭＡでは、データレートとして、１．２Ｍｂｐｓ、１．８Ｍｂｐｓ、３．６Ｍｂｐｓ、７．２Ｍｂｐｓ、１０．２Ｍｂｐｓ、１４．４Ｍｂｐｓが、それぞれに規定されており、その場合、これら６つデータレートに対応したＳＩＲ閾値を読み込む。（ステップＢ１）。次に、ディジタル信号処理装置１１は、初期設定として、アナログ信号処理装置１２内のＰＬＬシンセサイザ回路１２１のオーバーサンプリング周波数を最大に設定する。同時に、ディジタルフィルタ動作周波数も同じに設定する（ステップＢ２）。そして、受信動作を開始する（ステップＢ３）。
【００４５】
次に、ディジタル信号処理装置１１は、受信信号のＳＩＲを測定する（ステップＢ４）。次に、ディジタル信号処理装置１１は、測定したＳＩＲと現状のデータレートに対応するＳＩＲ閾値とを比較する（ステップＢ５）。ここで、ディジタル信号処理装置１１は、上位レイヤーから報告される復調方式（ＱＰＳＫや１６ＱＡＭ）や、通信を行うブロックの大きさや、ＴＴＩ（Transmission Time Interval）で現状のデータレートを認識する。例えば、復調方式１６ＱＡＭ、ブロックサイズ２８７７６、ＴＴＩ＝１ｍｓならば、データレートは１４．４Ｍｂｐｓとなる。
【００４６】
次に、測定ＳＩＲがＳＩＲ閾値以上で、かつオーバーサンプリング周波数が最小でないならば（ステップＢ６でＮＯ）、ディジタル信号処理装置１１はオーバーサンプリング周波数を下げる（ステップＢ７）。同時に、ディジタルフィルタ回路１２３の動作周波数も同じく下げる。
【００４７】
一方、ＳＩＲ閾値未満で（ステップＢ５でＮＯ）、かつオーバーサンプリング周波数が最大でないならば（ステップＢ８でＮＯ）、ディジタル信号処理装置１１はオーバーサンプリング周波数を上げる（ステップＢ９）。同時に、ディジタルフィルタ回路１２３の動作周波数も同じく上げる。そして、受信を継続するならば（ステップＢ１０でＹＥＳ）、再度ディジタル信号処理装置１１は受信信号のＳＩＲを測定し、継続しないならば、制御を終了する（ステップＢ１１）。
【００４８】
次に、本発明の第三の実施例について、図１０の制御フローチャートを参照して説明する。図１１に示すように、従来、ＲＦＩＣ１３５内にアナログベースバンドフィルタがあり、妨害波をある程度減衰させているために、ＡＤＣに大きな妨害波が入力されることはない（図１１（Ａ））。一方、高速通信レートを達成するために、極力アナログにて希望波信号を劣化させないために、アナログフィルタの減衰特性は緩やかになり、妨害波を十分低減できない（図１１（Ｂ））。そのために、デルタシグマＡＤＣ回路１２２にあるバッファや積分回路に希望波と一緒に大きな妨害波が入力されてしまう可能性があるので、常にバッファや積分回路は良好な入出力線形特性や広いダイナミックレンジを有している必要がある。
【００４９】
この第三の実施例では、ＳＩＲが良好な場合、アナログ信号処理装置１２内のデルタシグマＡＤＣ回路１２２にあるバッファや積分回路に供給する電圧を下げ、入出力線形特性を多少劣化させ消費電力削減を図り、ＳＩＲが劣化した場合、供給する電圧を元に戻し、バッファや積分回路の入出力線形特性を改善させ、妨害波信号を含むＲＦ信号が歪み、受信特性を劣化させることを回避する点で、先の各実施例と異なる。
【００５０】
先ず、携帯電話機の電源を立ち上げ後、ＣＰＵ装置１０は、メモリ装置１４から、データレートに対応したＳＩＲ閾値を読み込む。ＷＣＤＭＡでは、データレートとして、１．２Ｍｂｐｓ、１．８Ｍｂｐｓ、３．６Ｍｂｐｓ、７．２Ｍｂｐｓ、１０．２Ｍｂｐｓ、１４．４Ｍｂｐｓが規定されており、その場合、６つのデータレートに対応したＳＩＲ閾値を読み込む（ステップＣ１）。
【００５１】
次に、ディジタル信号処理装置１１は、初期設定として、アナログ信号処理装置１２内のＰＬＬシンセサイザ回路１２１のオーバーサンプリング周波数を最大に設定する。同時に、ディジタルフィルタ動作周波数も同じに設定する。また、降圧回路１２２５をオフに設定する（ステップＣ２）。そして、受信動作を開始する（ステップＣ３）。
【００５２】
次に、ディジタル信号処理装置１１は受信信号のＳＩＲを測定する（ステップＣ４）。そして、ディジタル信号処理装置１１は測定したＳＩＲと現状のデータレートに対応するＳＩＲ閾値とを比較する（ステップＣ５）。測定ＳＩＲがＳＩＲ閾値以上ならば、ディジタル信号処理装置１１は、アナログ信号処理装置１２内の降圧回路１２２５をオン、つまりバッファや積分回路に供給する電圧を下げ、入出力線形特性を劣化させる（ステップＣ６）。
【００５３】
一方、ＳＩＲ閾値未満で、アナログ信号処理装置１２内の降圧回路１２２５をオフ、つまりバッファや積分回路に供給する電圧を通常に戻し、入出力線形特性を改善させる（ステップＣ７）。次に、ディジタル信号処理装置１１は受信信号のＳＩＲを再測定する（ステップＣ８）。
【００５４】
次に、ディジタル信号処理装置１１は測定したＳＩＲと現状のデータレートに対応するＳＩＲ閾値とを比較する（ステップＣ９）。測定ＳＩＲがＳＩＲ閾値以上で、かつオーバーサンプリング周波数が最小でないならば（ステップＣ１０でＮＯ）、ディジタル信号処理装置１１はオーバーサンプリング周波数を下げる（ステップＣ１１）。同時に、ディジタルフィルタ回路１２３の動作周波数も下げる。
【００５５】
一方、ＳＩＲ閾値未満で（ステップＣ９でＮＯ）、かつオーバーサンプリング周波数が最大でないならば（ステップＣ１２でＮＯ）、ディジタル信号処理装置１１はオーバーサンプリング周波数を上げる（ステップＣ１３）。同時に、ディジタルフィルタ回路１２３の動作周波数も上げる。して、受信を継続するならば（ステップＣ１４でＹＥＳ）、再度ディジタル信号処理装置１１は、受信信号のＳＩＲを測定し、継続しないならば、制御を終了する（ステップＣ１５）。
【００５６】
次に、本発明の第四の実施例について、図１２の制御フローチャートを参照して説明する。本実施例は、図１３に示すように、ＳＩＲの代替として、供給電圧とバッファや積分回路の線形領域の関係が既知ならば、ＡＤ変換値の上限と下限の閾値を設け、それ上下限の範囲内ならば、バッファや積分回路に供給する電圧を下げ、入出力線形特性を多少劣化させ、消費電力削減を図る。また、上下限の範囲外ならば、供給する電圧を元に戻し、バッファや積分回路の入出力線形特性を改善させ、妨害波信号を含むＲＦ信号が歪み、受信特性を劣化させることを回避する点で、先の各実施例とは異なる。
【００５７】
先ず、携帯電話機の電源を立ち上げ後、ＣＰＵ装置１０は、メモリ装置１４からデータレートに対応したＳＩＲ閾値を読み込む。ＷＣＤＭＡでは、データレートとして、１．２Ｍｂｐｓ、１．８Ｍｂｐｓ、３．６Ｍｂｐｓ、７．２Ｍｂｐｓ、１０．２Ｍｂｐｓ、１４．４Ｍｂｐｓが規定されており、その場合、６つのデータレートに対応したＳＩＲ閾値と、ＡＤ変換の上下限閾値を読み込む（ステップＤ１）。
【００５８】
次に、ディジタル信号処理装置１１は、初期設定として、アナログ信号処理装置１２内のＰＬＬシンセサイザ回路１２１のオーバーサンプリング周波数を最大に設定する。同時に、ディジタルフィルタ動作周波数も同じに設定する。また、降圧回路１２２５をオフに設定する（ステップＤ２）。そして、受信動作を開始する（ステップＤ３）。
【００５９】
次に、ディジタル信号処理装置１１は受信信号のＡＤ変換値を測定する（ステップＤ４）。この時、アナログ信号処理装置１２は、図１４のようになり、ＡＤ変換測定専用としてディジタルフィルタ回路１２３の経路を通らず、デルタシグマＡＤＣ回路１２２とデシメーションフィルタ回路１２６だけの経路を設け、ディジタル信号処理装置１１に入力する構成とする。これは、ディジタルフィルタ回路１２３を通ると、妨害波成分が減衰されてしまうためであり、正確なバッファや積分回路の入力レベルが分からないためである。
【００６０】
そして、ディジタル信号処理装置１１は、測定したＡＤ変換値とＡＤ変換の上下限閾値を比較する（ステップＤ５）。なお、ステップＤ４において、受信信号のＡＤ変換値を測定するとは、以下の処理をいう。通常、デルタシグマＡＤＣ回路１２２の出力は１ビットであるが、この出力を時間軸で測定すると、信号が大きくなると“１”が出力される回数が多くなる。逆に、信号が小さくなると、“０”が出力される回数が多くなる。従って、この出力値を常時積算する（出力が“１”ならば＋１、出力が“０”ならば−１）ことにより、ＡＤ変換の出力レベルを測定することができる。
【００６１】
そして、ステップＤ５で、このＡＤ変換値と上下限値と比較する際には、次の様に行う。例えば、積算された値が６に達した時を上限閾値、２に達した時を下限閾値とした場合、“０１１１１１１１００００”という出力のときには、−１＋１＋１＋１＋１＋１＋１＋１＝６となる７番目で上限値に達する。また、−１＋１＋１＋１＋１＋１＋１＋１−１−１−１−１＝２となる１１番目で下限値に達することになる。
【００６２】
そして、ＡＤ変換値が上下限閾値内ならば（ステップＤ５でＮＯ）、ディジタル信号処理装置１１は、アナログ信号処理装置１２内の降圧回路１２２５をオン、つまり、バッファや積分回路に供給する電圧を下げ（ステップＤ６）、入出力線形特性を劣化させ、上下限閾値外ならば（ステップＤ５でＹＥＳ）、アナログ信号処理装置１２内の降圧回路１２２５をオフ、つまり、バッファや積分回路に供給する電圧を通常に戻し（ステップＤ７）、入出力線形特性を改善させる。
【００６３】
次に、ディジタル信号処理装置１１は、受信信号のＳＩＲを測定する（ステップＤ８）。そして、ディジタル信号処理装置１１は、測定したＳＩＲと現状のデータレートに対応するＳＩＲ閾値とを比較する（ステップＤ９）。測定ＳＩＲがＳＩＲ閾値以上で（ステップＤ９でＹＥＳ）、かつオーバーサンプリング周波数が最小でないならば（ステップＤ１０でＮＯ）、ディジタル信号処理装置１１はオーバーサンプリング周波数を下げる（ステップＤ１１）。同時に、ディジタルフィルタ動作周波数も下げる。
【００６４】
一方、ＳＩＲ閾値未満で（ステップＤ９でＮＯ）、かつオーバーサンプリング周波数が最大でないならば（ステップＤ１２でＮＯ）、ディジタル信号処理装置１１はオーバーサンプリング周波数を上げる（ステップＤ１３）。同時に、ディジタルフィルタ動作周波数も上げる。受信を継続するならば（ステップＤ１４でＹＥＳ）、再度ディジタル信号処理装置１１は受信信号のＳＩＲを測定し、継続しないならば、制御を終了する（ステップＤ１５）。
【００６５】
以上述べた各実施例では、携帯電話機について述べたが、これに限定されることなく、移動通信端末に広く適用可能である。また、各実施例の動作を示す制御フローチャートは、予めこれらの制御動作をプログラムとしてＲＯＭなどの記録媒体に記録しておき、これをコンピュータにより読み取らせて実行させることができることは明白である。
【図面の簡単な説明】
【００６６】
【図１】本発明が適用される携帯電話機の概略機能ブロック図である。
【図２】図１のＲＦ装置１３の受信部の例を示す図である。
【図３】図１のアナログ処理装置１２の例を示す図である。
【図４】図３のデルタシグマＡＤＣ回路の例を示す図である。
【図５】図４の降圧回路１２２５の例を示す図である。
【図６】ＳＩＲを説明する図である。
【図７】オーバーサンプリング周波数と量子化ノイズレベルとの関係を説明する図である。
【図８】本発明の第一の実施例の動作を示すフローチャートである。
【図９】本発明の第二の実施例の動作を示すフローチャートである。
【図１０】本発明の第三の実施例の動作を示すフローチャートである。
【図１１】ＡＤＣ前のアナログフィルタ特性を、従来の場合（Ａ）と高速通信レート対応の場合（Ｂ）とでそれぞれ示す図である。
【図１２】本発明の第四の実施例の動作を示すフローチャートである。
【図１３】本発明の第四の実施例におけるアナログ回路の電圧と線形領域との関係を示す図である。
【図１４】本発明の第四の実施例におけるアナログ信号処理回路１２の例を示す図である。
【符号の説明】
【００６７】
１０  ＣＰＵ装置
１１  ディジタル信号処理装置
１２  アナログ信号処理装置
１３  ＲＦ装置
１４  メモリ装置
１５  電源装置
１６  バッテリ
１７  アンテナ
１２１  ＰＬＬシンセサイザ回路
１２２  デルタシグマＡＤＣ回路
１２３  ディジタルフィルタ回路
１２４，１２６  デシメーションフィルタ回路
１２５  制御回路
１３１  アンテナスイッチ
１３２  デュプレクサ
１３３  ＬＮＡ
１３４  ＢＰＦ
１３５  ＲＦＩＣ
１２２１  バッファ
１２２２  積分回路
１２２３  コンパレータ
１２２４  ＤＡＣ
１２２５  降圧回路                                              
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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