(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
多相交流により回転駆動する電動機と、
複数のスイッチング素子のスイッチング操作により前記多相交流の周期の矩形波からなる多相交流電力を前記電動機に供給可能なインバータ回路と、
前記インバータ回路の正極母線と負極母線とに接続された第１の電源と、
前記インバータ回路の正極母線および負極母線のうちのいずれか一方の母線と前記電動機の中性点とに接続された第２の電源と、
前記第１の電源の電圧と前記第２の電源の電圧とに基づいて前記電動機に印加する多相交流の各相における中性点の電位に対する正負の割合が所定の割合となるよう前記インバータ回路の前記複数のスイッチング素子のスイッチングを制御する割合制御手段と
を備え、
前記第１および第２の電源は充放電可能な電源であり、前記インバータにおけるスイッチング素子のスイッチング操作によって、中性点電流を制御し、前記第１電源と、前記第２電源間との電力のやり取りを制御する動力出力装置。
【請求項２】
前記第１の電源は、前記第２の電源からの電力を用いて充電可能な蓄電手段である請求項１記載の動力出力装置。
【請求項３】
多相交流により回転駆動する電動機と、
複数のスイッチング素子のスイッチング操作により前記多相交流の周期の矩形波からなる多相交流電力を前記電動機に供給可能なインバータ回路と、
前記インバータ回路の正極母線と前記電動機の中性点とに接続された第１の電源と、
前記インバータ回路の負極母線と前記電動機の中性点とに接続された第２の電源と、
前記第１の電源の電圧と前記第２の電源の電圧とに基づいて前記電動機に印加する多相交流の各相における中性点の電位に対する正負の割合が所定の割合となるよう前記インバータ回路の前記複数のスイッチング素子のスイッチングを制御する割合制御手段と
を備え、
前記インバータにおけるスイッチング素子のスイッチング操作によって、中性点電流を制御し、前記第１電源と、前記第２電源間との電力のやり取りを制御する動力出力装置。
【請求項４】
前記第１の電源は、前記第２の電源からの電力を用いて充電可能な蓄電手段である請求項３記載の動力出力装置。
【請求項５】
前記第２の電源は、前記第１の電源からの電力を用いて充電可能な蓄電手段である請求項３記載の動力出力装置。
【請求項６】
前記インバータ回路の正極母線と負極母線とに接続された充放電可能な母線間蓄電手段を備える請求項３ないし５いずれか記載の動力出力装置。
【請求項７】
前記割合制御手段は、前記所定の割合として、前記各相における正のパルスの電圧の時間積分値と負のパルスの電圧の時間積分値の絶対値との偏差が所定値となる割合を用いて制御する手段である請求項１ないし６いずれか記載の動力出力装置。
【請求項８】
前記割合制御手段は、前記所定値としてゼロを用いて制御する手段である請求項７記載の動力出力装置。
【請求項９】
前記割合制御手段は、前記所定値としてゼロと異なる数値を用いて前記電動機の中性点に所定方向の電流が流れるよう制御する手段である請求項７記載の動力出力装置。
【請求項１０】
前記割合制御手段は、前記偏差が所定値となるよう前記各相における正のパルスの時間と負のパルスの時間との比を調節する手段である請求項７ないし９いずれか記載の動力出力装置。
【請求項１１】
前記割合制御手段は、前記偏差が所定値となるよう前記各相に印加する正のパルスおよび負のパルスのうちの一方のパルスの実効電圧を調節する手段である請求項７ないし９いずれか記載の動力出力装置。
【請求項１２】
請求項１ないし１１いずれか記載の動力出力装置であって、前記電動機は、動力の入力により発電可能な発電電動機であり、前記電動機を発電機として駆動すると共に該電動機により発電された電力を前記第１の電源および／または前記第２の電源に充電するよう前記インバータ回路の前記複数のスイッチング素子のスイッチングを制御する充電制御手段を備える動力出力装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、動力出力装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、この種の動力出力装置としては、電動機に三相交流を印加するインバータ回路の正極母線と負極母線とに接続されたコンデンサとインバータ回路の正極母線または負極母線と電動機の中性点とに接続された直流電源とを備えるものが提案されている（例えば、特開平１０−３３７０４７号公報や特開平１１−１７８１１４号公報など）。この装置では、電動機の各相のコイルとインバータの各相のスイッチング素子とからなる回路を直流電源の電圧を昇圧してコンデンサに電荷を蓄える昇圧チョッパ回路とみなすと共にこの蓄電されたコンデンサを直流電源とみなして電動機を駆動する。電動機の駆動制御とコンデンサへの蓄電制御は、電動機に三相交流を印加する際になされるインバータ回路のスイッチング素子のスイッチング動作によって同時に行なっている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、こうした動力出力装置では、電動機がトルク脈動を生じたり、銅損を大きくしたりする場合がある。前述の動力出力装置はインバータ回路の正極母線または負極母線と電動機の中性点とに直流電源が接続されているから、電動機の中性点の電位は正極母線あるいは負極母線の電位に対して固定されている。コンデンサの端子間電圧、即ちインバータ回路の正極母線と負極母線との電位差は、直流電源の電圧を昇圧しているから、直流電源の電圧よりも高い電圧に設定することができる。モータ電気角と同じ周波数の矩形波をモータに入力して駆動する矩形波制御を行なう場合、コンデンサの端子間電圧が直流電源の電圧の丁度２倍であれば、インバータ回路により生成される矩形波三相交流の各相の中性点の電位に対する正負の割合は同一になるが、コンデンサの端子間電圧が直流電源の電圧の丁度２倍にならないときには、矩形波三相交流の各相の中性点の電位に対する正負の割合は同一にならない。この場合、電動機の巻線に直流成分の電流が流れ、電動機にトルク脈動を生じさせる。コンデンサを電源の一つに用いる上述の動力出力装置では、コンデンサの端子間電圧を制御可能であるから、上述の問題をコンデンサの端子間電圧の制御により回避することができるが、コンデンサに代えて通常の直流電源を用いる場合には、用いる直流電源の電圧を制御することができないばかりか、用いる直流電源の経年使用による電圧の変化や製品バラツキなどにより上述の問題を解決することができない。
【０００４】
本発明の動力出力装置は、電動機の中性点の電位がインバータ回路の正極母線と負極母線の中間電位にないときでも電動機にトルク脈動を生じさせないことを目的の一つとする。また、本発明の動力出力装置は、電動機の中性点に所望の方向の電流を流すことを目的の一つとする。
【０００５】
【課題を解決するための手段およびその作用・効果】
本発明の動力出力装置は、上述の目的の少なくとも一部を達成するために以下の手段を採った。
【０００６】
本発明の第１の動力出力装置は、
多相交流により回転駆動する電動機と、
複数のスイッチング素子のスイッチング操作により多相交流電力を前記電動機に供給可能なインバータ回路と、
前記インバータ回路の正極母線と負極母線とに接続された第１の電源と、
前記インバータ回路の正極母線および負極母線のうちのいずれか一方の母線と前記電動機の中性点とに接続された第２の電源と、
前記第１の電源の電圧と前記第２の電源の電圧とに基づいて前記電動機に印加する多相交流の各相における中性点の電圧に対する正負の割合が所定の割合となるよう前記インバータ回路の前記複数のスイッチング素子のスイッチングを制御する割合制御手段と
を備えることを要旨とする。
【０００７】
この本発明の第１の動力出力装置では、割合制御手段が、第１の電源の電圧と第２の電源の電圧とに基づいて電動機に印加する多相交流の各相における中性点の電圧に対する正負の割合が所定の割合となるようインバータ回路の複数のスイッチング素子のスイッチングを制御する。この制御を、前記所定の割合として、前記各相における正のパルスの電圧の時間積分値と負のパルスの電圧の時間積分値の絶対値との偏差が所定値となる割合を用いて行なうものとし、所定値としてゼロを用いるものとすれば、電動機の中性点に電流が流れないようにして電動機にトルク脈動が生じるのを抑制することができる。また、所定値としてゼロと異なる数値を用いるものとすれば、電動機の中性点に所定方向の電流を生じさせることができる。
【０００８】
こうした本発明の第１の動力出力装置において、前記第１の電源は、前記第２の電源からの電力を用いて充電可能な蓄電手段であるものとすることもできる。
【０００９】
本発明の第２の動力出力装置は、
多相交流により回転駆動する電動機と、
複数のスイッチング素子のスイッチング操作により多相交流電力を前記電動機に供給可能なインバータ回路と、
前記インバータ回路の正極母線と前記電動機の中性点とに接続された第１の電源と、
前記インバータ回路の負極母線と前記電動機の中性点とに接続された第２の電源と、
前記第１の電源の電圧と前記第２の電源の電圧とに基づいて前記電動機に印加する多相交流の各相における中性点の電圧に対する正負の割合が所定の割合となるよう前記インバータ回路の前記複数のスイッチング素子のスイッチングを制御する割合制御手段と
を備えることを要旨とする。
【００１０】
この本発明の第２の動力出力装置では、割合制御手段が、第１の電源の電圧と第２の電源の電圧とに基づいて電動機に印加する多相交流の各相における中性点の電圧に対する正負の割合が所定の割合となるようインバータ回路の複数のスイッチング素子のスイッチングを制御する。この制御を、前記所定の割合として、前記各相における正のパルスの電圧の時間積分値と負のパルスの電圧の時間積分値の絶対値との偏差が所定値となる割合を用いて行なうものとし、所定値としてゼロを用いるものとすれば、電動機の中性点に電流が流れないようにして電動機にトルク脈動が生じるのを抑制することができる。また、所定値としてゼロと異なる数値を用いるものとすれば、電動機の中性点に所定方向の電流を生じさせることができる。
【００１１】
こうした本発明の第２の動力出力装置において、前記第１の電源は前記第２の電源からの電力を用いて充電可能な蓄電手段であるものとしたり、前記第２の電源は前記第１の電源からの電力を用いて充電可能な蓄電手段であるものとすることもできる。
【００１２】
また、本発明の第２の動力出力装置において、前記インバータ回路の正極母線と負極母線とに接続された充放電可能な母線間蓄電手段を備えるものとすることもできる。
【００１３】
正のパルスの時間積分値と負のパルスの時間積分値の絶対値との偏差が所定値となる割合を用いる態様の本発明の第１または第２の動力出力装置において、前記割合制御手段は、前記偏差が所定値となるよう前記各相における正のパルスの時間と負のパルスの時間との比を調節する手段であるとすることもできる。
【００１４】
また、正のパルスの時間積分値と負のパルスの時間積分値の絶対値との偏差が所定値となる割合を用いる態様の本発明の第１または第２の動力出力装置において、前記偏差が所定値となるよう前記各相に印加する正のパルスおよび負のパルスのうちの一方のパルスの実効電圧を調節する手段であるものとすることもできる。この態様の本発明の第１または第２の動力出力装置において、前記パルスの実効電圧をパルス幅変調により調節する手段であるものとすることもできる。
【００１５】
こうした本発明の第１または第２の動力出力装置において、前記電動機は動力の入力により発電可能な発電電動機であり、前記第１の電源および／または前記第２の電源は充放電可能な電源であり、前記電動機を発電機として駆動すると共に該電動機により発電された電力を前記第１の電源および／または前記第２の電源に充電するよう前記インバータ回路の前記複数のスイッチング素子のスイッチングを制御する充電制御手段を備えるものとすることもできる。
【００１６】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施の形態を実施例を用いて説明する。図１は、本発明の一実施例である動力出力装置２０の構成の概略を示す構成図である。実施例の動力出力装置２０は、図示するように、三相交流により回転駆動するモータ２２と、直流電力を三相交流電力に変換してモータ２２に供給可能なインバータ回路２４と、インバータ回路２４の正極母線２６と負極母線２８とに接続された第１直流電源３０と、インバータ回路２４の負極母線２８とモータ２２の中性点とに接続された第２直流電源３２と、装置全体をコントロールする電子制御ユニット４０とを備える。
【００１７】
モータ２２は、例えば外表面に永久磁石が貼り付けられたロータと三相コイルが巻回されたステータとから構成される発電可能な同期発電電動機として構成されている。モータ２２の回転軸は実施例の動力出力装置２０の出力軸となっており、この回転軸から動力が出力される。なお、実施例のモータ２２は発電電動機として構成されているから、モータ２２の回転軸に動力を入力すれば、モータ２２により発電できるようになっている。
【００１８】
インバータ回路２４は、６個のトランジスタＴ１〜Ｔ６と６個のダイオードＤ１〜Ｄ６とにより構成されている。６個のトランジスタＴ１〜Ｔ６は、それぞれ正極母線２６と負極母線２８とに対してソース側とシンク側となるよう２個ずつペアで配置され、その接続点にモータ２２の三相コイル（ｕｖｗ）の各々が接続されている。したがって、正極母線２６と負極母線２８とに電圧が作用している状態で対をなすトランジスタＴ１〜Ｔ６のオン時間の割合を制御すれば、モータ２２の三相コイルにより回転磁界を形成し、モータ２２を回転駆動することができる。
【００１９】
第１直流電源３０と第２直流電源３２は、例えばニッケル水素系やリチウムイオン系の二次電池として構成されており、第１直流電源３０の端子間電圧Ｖ１が第２直流電源３２の端子間電圧Ｖ２の約２倍となるように調製されている。
【００２０】
電子制御ユニット４０は、ＣＰＵ４２を中心とするマイクロプロセッサとして構成されており、処理プログラムを記憶したＲＯＭ４４と、一時的にデータを記憶するＲＡＭ４６と、入出力ポート（図示せず）とを備える。この電子制御ユニット４０には、モータ２２の三相コイルのｕｖｗの各相に取り付けられた電流センサ５２〜５６からの各相の電流やモータ２２の中性点に取り付けられた電流センサ５８からの中性点電流，モータ２２の回転軸に取り付けられた回転角センサ６０からのモータ２２の回転子の回転角，第１直流電源３０に取り付けられた電圧センサ６２からの第１直流電源３０の端子間電圧Ｖ１，第２直流電源３２に取り付けられた電圧センサ６４からの第２直流電源３２の端子間電圧Ｖ２，モータ２２の動作に関する指令値などが入力ポートを介して入力されている。また、電子制御ユニット４０からは、インバータ回路２４のトランジスタＴ１〜Ｔ６のスイッチング制御を行なうための制御信号などが出力ポートを介して出力されている。
【００２１】
次に、こうして構成された実施例の動力出力装置２０の動作、特に矩形波電圧駆動時における矩形波制御について説明する。図２は、インバータ回路２４によりモータ２２を矩形波駆動する際に実施例の動力出力装置２０の電子制御ユニット４０により実行される矩形波制御ルーチンの一例を示すフローチャートである。このルーチンは、所定時間毎に繰り返し実行される。
【００２２】
矩形波制御ルーチンが実行されると、電子制御ユニット４０のＣＰＵ４２は、まず、電圧センサ６２，６４により検出される第１直流電源３０の電圧Ｖ１と第２直流電源３２の電圧Ｖ２とを読み込む処理を実行する（ステップＳ１００）。続いて、読み込んだ電圧Ｖ１，Ｖ２に基づいて正負割合係数βを次式（１）により計算する（ステップＳ１０２）。ここで、正負割合係数βは、モータ２２の三相コイルに印加される矩形波における負電圧の時間Ｔ１と正電圧の時間Ｔ２との比（式（２））である。
【００２３】
β＝Ｖ２／（Ｖ１−Ｖ２）    （１）
β＝Ｔ２／Ｔ１              （２）
そして、モータ２２の三相コイルに印加される矩形波における負電圧の時間Ｔ１と正電圧の時間Ｔ２との比が正負割合係数βとなるよう矩形波制御を行なって（ステップＳ１０４）、本ルーチンを終了する。矩形波制御は、矩形波の正電圧の時間Ｔ１と負電圧の時間Ｔ２との比が異なる点を除いて通常の制御と同様であり、例えば矩形波の周波数については回転角センサ６０からのロータの回転角に基づいて計算される回転数によって設定されている。
【００２４】
図３は、正負割合係数βを用いて矩形波を制御している様子を説明する説明図である。図３（ａ）は正負割合係数βを用いないときのｕ相の矩形波の時間変化を示し、図３（ｂ）は正負割合係数βを用いたときのｕ相の矩形波の時間変化を示す。モータ２２の中性点電位を０Ｖとすれば、矩形波の負電圧Ｖ−は、中性点に第２直流電源３２が接続されているから、第２直流電源３２の電圧Ｖ２のマイナス値となり、矩形波の正電圧Ｖ＋は、第１直流電源３０の電圧Ｖ１から電圧Ｖ２を減じた値となる。正負割合係数βを用いないときには、矩形波は負電圧Ｖ−の時間も正電圧Ｖ＋の時間も同一の時間Ｔとなり、負電圧Ｖ−と正電圧Ｖ＋とが等しいときには、何ら問題は生じない。しかし、負電圧Ｖ−と正電圧Ｖ＋とが等しくないときには、正負割合係数βを用いない矩形波では、その平均値が値０にならず、モータ２２の三相コイルに直流成分となり得る電流が流れる。一方、正負割合係数βを用いる矩形波では、負電圧Ｖ−の時間Ｔ１と正電圧Ｖ＋の時間Ｔ２との比（Ｔ２／Ｔ１）が正負割合係数βとなるように調節される。上述の式（１）および式（２）からβを消去すると、Ｖ２・Ｔ１＝（Ｖ１−Ｖ２）・Ｔ２となる。これは、図３（ｂ）にハッチングして示した負電圧Ｖ−の領域の時間積分値の絶対値である面積Ａと正電圧Ｖ＋の領域の時間積分値である面積Ｂとが等しいことを意味している。こうすれば、矩形波の平均値は値０となり、モータ２２の三相コイルに直流成分となり得る電流が流れることを防止することができる。なお、図３にはｕ相の矩形波を示したが、ｖ相およびｗ相も位相が異なるだけで同様に調節される。
【００２５】
図２の矩形波制御ルーチンでは、第１直流電源３０の電圧Ｖ１と第２直流電源３２の電圧Ｖ２とに基づいて矩形波の負電圧Ｖ−の時間Ｔ１と正電圧Ｖ＋の時間Ｔ２との比として正負割合係数βを計算し、モータ２２の三相コイルに直流成分となる電流が流れないようにしたが、モータ２２の三相コイルに所望の直流成分の電流が流れるように制御することもできる。この制御は、図２に例示する矩形波制御ルーチンに代えて図４に例示する矩形波制御ルーチンを実行すればよい。
【００２６】
この図４の矩形波制御ルーチンが実行されると、電子制御ユニット４０のＣＰＵ４２は、まず、図２の矩形波制御ルーチンのステップＳ１００およびＳ１０２の処理と同一の処理、即ち第１直流電源３０および第２直流電源３２の電圧Ｖ１，Ｖ２を読み込んで正負割合係数βを計算する処理を実行する（ステップＳ１１０，Ｓ１１２）。続いて、モータ２２の三相コイルに所望の直流成分となる電流を生じ得る矩形波の平均電圧Ｖａに基づいて直流成分係数αを計算する（ステップＳ１１４）。ここで、矩形波の平均電圧Ｖａは、直流成分となる電流と相関関係を有するから、直流成分となる電流の向きとその大きさとから求めることができる。なお、矩形波の平均電圧Ｖａと直流成分となる電流の値との相関関係は、モータ２２の構造や第１直流電源３０や第２直流電源３２の電圧Ｖ１，Ｖ２などにより定まる。また、直流成分係数αは、モータ２２の三相コイルに印加される矩形波における負電圧Ｖ−と正電圧Ｖ＋とが等しいときの各々の時間Ｔ３と時間Ｔ４との比（α＝Ｔ４／Ｔ３）である。
【００２７】
図５は、直流成分係数αを用いて矩形波を制御している様子を説明する説明図である。図５（ａ）は負電圧Ｖ−と正電圧Ｖ＋とが等しいときの通常のｕ相の矩形波の時間変化を示し、図５（ｂ）は負電圧Ｖ−と正電圧Ｖ＋とが等しいときに直流成分係数αを用いたときのｕ相の矩形波の時間変化を示す。図５（ｂ）に示すように、負電圧Ｖ−の時間Ｔ３と正電圧Ｖ＋の時間Ｔ４とが異なるように矩形波を制御すると、負電圧Ｖ−の領域の時間積分値の絶対値である面積Ｃと正電圧Ｖ＋の領域の時間積分値である面積Ｄとは等しくならず、Ｖａ＝（Ｄ−Ｃ）／（Ｔ３＋Ｔ４）で計算される平均電圧Ｖａが生じる。この平均電圧Ｖａは、前述したようにモータ２２の三相コイルに直流成分となる電流と相関関係を有するから、モータ２２の三相コイルには平均電圧Ｖａに応じた直流成分の電流が流れることになる。なお、図５にはｕ相の矩形波を示したが、ｖ相およびｗ相も位相が異なるだけで同様に調節することができる。
【００２８】
直流成分係数αを計算すると、モータ２２の三相コイルに印加される矩形波の負電圧Ｖ−の時間Ｔ５と正電圧Ｖ＋の時間Ｔ６との比（Ｔ５／Ｔ６）が直流成分係数αと正負割合係数βとの積となるよう矩形波制御を行なって（ステップＳ１１６）、本ルーチンを終了する。ここで、矩形波の負電圧Ｖ−の時間Ｔ５と正電圧Ｖ＋の時間Ｔ６との比（Ｔ５／Ｔ６）が直流成分係数αと正負割合係数βとの積となるようにするのは、負電圧Ｖ−と正電圧Ｖ＋とが等しくないときにモータ２２の三相コイルに直流成分となる電流が流れないようにするためには矩形波の正負の時間割合を正負割合係数βによって定め、モータ２２の三相コイルに直流成分となる電流が流れない状態から所望の直流成分の電流を流すためには矩形波の正負の時間割合を直流成分係数αによって定めればよいことに基づく。即ち、図３（ｂ）の状態に対して直流成分係数αを考慮すればよいからである。
【００２９】
以上説明した実施例の動力出力装置２０によれば、第１直流電源３０の電圧Ｖ１が正確に第２直流電源３２の電圧Ｖ２の２倍とならないときでも、モータ２２の三相コイルに直流成分となる電流が流れないようにすることができる。この結果、モータ２２の三相コイルに直流成分となる電流が流れることに基づくモータ２２のトルク脈動を抑制することができる。また、実施例の動力出力装置２０によれば、モータ２２の三相コイルに所望の直流成分の電流を流すことができる。即ち、モータ２２の三相コイルにおける直流成分の電流を制御することができる。
【００３０】
実施例の動力出力装置２０では、インバータ回路２４の負極母線２８とモータ２２の中性点とを接続するよう第２直流電源３２を取り付けたが、インバータ回路２４の正極母線２６とモータ２２の中性点とを接続するよう第２直流電源３２を取り付けるものとしてもよい。この場合、正電圧Ｖ＋が第２直流電源３２の電圧Ｖ２に相当するから、正負割合係数βはβ＝（Ｖ１−Ｖ２）／Ｖ２によって計算すればよい。
【００３１】
実施例の動力出力装置２０では、インバータ回路２４の正極母線２６と負極母線２８とを接続する第１直流電源３０を備える構成としたが、正極母線２６と負極母線２８とを第１直流電源３０と並列に接続する平滑用のコンデンサを備えるものとしてもよい。
【００３２】
実施例の動力出力装置２０では、インバータ回路２４の正極母線２６と負極母線２８とを接続する第１直流電源３０を備えるものとしたが、図６の変形例の動力出力装置２０Ｂに示すように、第１直流電源３０に代えてコンデンサ３０Ｂを備えるものとしてもよい。図７は、モータ２２の三相コイルのｕ相に着目した変形例の動力出力装置２０Ｂの回路図である。いま、インバータ回路２４のｕ相のトランジスタＴ２をオンとした状態を考えると、この状態では、図中破線矢印で示す短絡回路が形成され、モータ２２の三相コイルのｕ相はリアクトルとして機能する。この状態からトランジスタＴ２をオフすると、リアクトルとして機能している三相コイルのｕ相に蓄えられたエネルギは、図中実線矢印で示す充電回路によりコンデンサ３０Ｂに蓄えられる。その際の電圧は、第２直流電源３２の供給電圧より高くすることができる。一方、この回路でコンデンサ３０Ｂの電位を用いて第２直流電源３２を充電することもできる。したがって、この回路は、第２直流電源３２のエネルギをコンデンサ３０Ｂに昇圧して蓄えると共にコンデンサ３０Ｂの電位を用いて第２直流電源３２を充電可能な昇降圧チョッパ回路とみなすことができる。モータ２２の三相コイルのｖｗ相も、ｕ相と同様に昇降圧チョッパ回路とみなすことができるから、トランジスタＴ２，Ｔ４，Ｔ６をオンオフすることによりコンデンサ３０Ｂを充電したり、コンデンサ３０Ｂの電位を用いて第２直流電源３２を充電することができる。
【００３３】
こうした充電によりコンデンサ３０Ｂの端子間には電位差が生じるが、その電位差はコンデンサ３０Ｂに蓄えられる電荷の量、即ちリアクトルに流す電流を調節することにより制御することができる。したがって、コンデンサ３０Ｂの端子間電圧Ｖｃを第２直流電源３２の電圧Ｖ２の２倍にすることもできる。このように、コンデンサ３０Ｂの端子間電圧Ｖｃを第２直流電源３２の電圧Ｖ２の２倍にすれば、図６に例示する変形例の動力出力装置２０Ｂでは、正極母線２６と負極母線２８にコンデンサ３０Ｂによる端子間電圧Ｖｃが作用する状態、即ち実施例の動力出力装置２０の第１直流電源３０に相当する直流電源が接続された状態となり、実施例の動力出力装置２０と同様に矩形波制御によってモータ２２を駆動することができる。矩形波制御では、矩形波の平均電圧Ｖａを自由に制御することができるから、モータ２２の三相コイルに流れる直流成分の電流を調節することによってモータ２２を駆動制御しながらコンデンサ３０Ｂの端子間電圧Ｖｃを調節することができる。
【００３４】
以上の説明から、変形例の動力出力装置２０Ｂでも実施例の動力出力装置２０と同様に図２に例示する矩形波制御ルーチンや図４に例示する矩形波制御ルーチンを実施することができる。
【００３５】
次に、本発明の第２実施例の動力出力装置１２０について説明する。図８は、第２実施例の動力出力装置１２０の構成の概略を示す構成図である。第２実施例の動力出力装置１２０は、インバータ回路２４の正極母線２６と負極母線２８とを第１直流電源３０で接続していない点とインバータ回路２４の正極母線２６とモータ２２の中性点とを第１直流電源１３０で接続している点とを除いて第１実施例の動力出力装置２０と同一の構成をしている。したがって、第２実施例の動力出力装置１２０の構成のうち第１実施例の動力出力装置２０の構成と同一の構成については同一の符号を付して、その説明は省略する。
【００３６】
第２実施例の動力出力装置１２０は、図示するように、インバータ回路２４の正極母線２６とモータ２２の中性点とを接続する第１直流電源１３０と、インバータ回路２４の負極母線２８とモータ２２の中性点とを接続する第２直流電源３２とを備える。第１直流電源１３０と第２直流電源３２は、インバータ回路２４の正極母線２６と負極母線２８とを直列に接続するから、第１直流電源１３０の電圧Ｖ１と第２直流電源３２の電圧Ｖ２の和の電圧の直流電源をインバータ回路２４の正極母線２６と負極母線２８とを接続するよう取り付けると共に第２直流電源３２をインバータ回路２４の負極母線２８とモータ２２の中性点とを接続するよう取り付けた構成、即ち第１実施例の動力出力装置２０と同一の構成とみなすことができる。
【００３７】
こうした説明から解るように、第２実施例の動力出力装置１２０は、第１実施例の動力出力装置２０と等価な構成であるから、第１実施例の動力出力装置２０と同様に図２や図４に例示する矩形波制御を行なうことができる。ただし、正負割合係数βはβ＝Ｖ２／Ｖ１で計算される。
【００３８】
以上説明した第２実施例の動力出力装置１２０によれば、第１実施例の動力出力装置２０と等価な構成であるから、第１実施例の動力出力装置２０が奏する効果、即ち第１直流電源１３０の電圧Ｖ１が正確に第２直流電源３２の電圧Ｖ２と同一にならないときでもモータ２２の三相コイルに直流成分となる電流が流れないようにしてモータ２２のトルク脈動を抑制することができる効果やモータ２２の三相コイルに所望の直流成分の電流を流すことができる効果を奏することができる。
【００３９】
第２実施例の動力出力装置１２０では、インバータ回路２４の正極母線２６と負極母線２８とに第１直流電源１３０と第２直流電源３２とを直列に接続したが、この構成に加えてインバータ回路２４の正極母線２６と負極母線２８とに平滑用のコンデンサを設けるものとしてもよい。
【００４０】
第２実施例の動力出力装置１２０では、インバータ回路２４の正極母線２６とモータ２２の中性点とを接続するよう第１直流電源１３０を取り付けたが、図９の変形例の動力出力装置１２０Ｂに示すように、インバータ回路２４の正極母線２６とモータ２２の中性点とを接続するようコンデンサ１３０Ｂを取り付けるものとしてもよい。図１０は、モータ２２の三相コイルのｕ相に着目した変形例の動力出力装置１２０Ｂの回路図である。いま、トランジスタＴ２をオンとした状態を考えると、この状態では、図中破線矢印で示す短絡回路が形成され、モータ２２の三相コイルのｕ相はリアクトルとして機能する。この状態からトランジスタＴ２をオフすると、リアクトルとして機能している三相コイルのｕ相に蓄えられたエネルギは、図中実線矢印で示す充電回路によりコンデンサ１３０Ｂに蓄えられる。一方、この回路でトランジスタＴ１をオンとした状態からオフとすることにより同様にコンデンサ１３０Ｂの電位を用いて第２直流電源３２を充電することもできる。この回路は、第２直流電源３２のエネルギをコンデンサ１３０Ｂに蓄えると共にコンデンサ１３０Ｂの電位を用いて第２直流電源３２を充電可能なチョッパ回路とみなすことができる。モータ２２の三相コイルのｖｗ相も、ｕ相と同様にチョッパ回路とみなすことができるから、トランジスタＴ１〜Ｔ６をオンオフすることにより、コンデンサ１３０Ｂを充電したり、コンデンサ１３０Ｂの電位を用いて第２直流電源３２を充電することができる。
【００４１】
こうした充電によりコンデンサ１３０Ｂの端子間には電位差が生じるが、その電位差はコンデンサ１３０Ｂに蓄えられる電荷の量、即ちリアクトルに流す電流を調節することにより制御することができる。したがって、コンデンサ１３０Ｂの端子間電圧Ｖｃを第２直流電源３２の電圧Ｖ２と同一にすることもできる。このように、コンデンサ１３０Ｂの端子間電圧Ｖｃを第２直流電源３２の電圧Ｖ２とすれば、図９に例示する変形例の動力出力装置１２０Ｂでは、正極母線２６とモータ２２の中性点にコンデンサ１３０Ｂによる端子間電圧Ｖｃが作用する状態、即ち第２実施例の動力出力装置１２０の第１直流電源１３０に相当する直流電源が接続された状態となり、第２実施例の動力出力装置１２０と同様に矩形波制御によってモータ２２を駆動することができる。矩形波制御では、矩形波の平均電圧Ｖａを自由に制御することができるから、モータ２２の三相コイルに流れる直流成分の電流を調節することによってモータ２２を駆動制御しながらコンデンサ３０Ｂの端子間電圧Ｖｃを調節することができる。
【００４２】
以上の説明から、変形例の動力出力装置１２０Ｂでも第２実施例の動力出力装置１２０と同様に図２に例示する矩形波制御ルーチンや図４に例示する矩形波制御ルーチンを実施することができる。
【００４３】
この変形例の動力出力装置１２０Ｂでは、インバータ回路２４の正極母線２６とモータ２２の中性点とを接続するようコンデンサ１３０Ｂを取り付けると共にインバータ回路２４の負極母線２８とモータ２２の中性点とを接続するよう第２直流電源３２を取り付けたが、インバータ回路２４の正極母線２６とモータ２２の中性点とを接続するよう第２直流電源３２を取り付けると共にインバータ回路２４の負極母線２８とモータ２２の中性点とを接続するようコンデンサ１３０Ｂを取り付けるものとしてもよい。
【００４４】
第１実施例の動力出力装置２０や第２実施例の動力出力装置１２０およびその変形例では、矩形波の負電圧Ｖ−の時間Ｔ１と正電圧Ｖ＋の時間Ｔ２、あるいは負電圧Ｖ−の時間Ｔ３と正電圧Ｖ＋の時間Ｔ４の比を調節することによりモータ２２の三相コイルに直流成分となる電流が流れないようにしたり、所望の直流成分となる電流が流れるようにしたりして直流成分の電流を制御するものとしたが、矩形波の負電圧Ｖ−および正電圧Ｖ＋のうちの一方の実効電圧を調節することにより直流成分となる電流を制御するものとしてもよい。即ち、矩形波の負電圧Ｖ−側のパルス（負のパルス）および正電圧Ｖ＋側のパルス（正のパルス）のうちの一方のパルスの実効電圧をインバータ回路２４のトランジスタＴ１〜Ｔ６のスイッチングにより調節することにより、負のパルスの実効領域の時間積分値である面積と正のパルスの実行領域の時間積分値である面積との偏差を調節して直流成分の電流を制御するのである。まず、モータ２２の三相コイルに直流成分となる電流が流れないようにする場合を考える。
【００４５】
図１１は矩形波の実効電圧を調節する様子を説明する説明図である。図１１（ａ）は実効電圧を調節しないときのｕ相の矩形波の時間変化を示し、図１１（ｂ）は実効電圧を調節するときのｕ相の矩形波の時間変化を示す。いま、通常の矩形波制御を行なっている場合、即ち負電圧Ｖ−の時間と正電圧Ｖ＋の時間とが同一の時間である時間Ｔで矩形波制御している場合を考えると、負電圧Ｖ−と正電圧Ｖ＋とが等しくないときにはその電圧平均値は値０とならずモータ２２の三相コイルに直流成分となる電流が流れてしまう。そこで、インバータ回路２４のトランジスタＴ１〜Ｔ６のスイッチングにより負のパルスおよび正のパルスのうちの一方のパルスの形状を均等間隔の櫛歯形状にして図１１（ｂ）の波線で示される実効領域をもつ矩形パルスとなるように調節する。このとき、モータ２２に印加する負のパルスの実効電圧と正のパルスの実効電圧とが等しくなるようにパルスの形状を調節すれば、図１１（ｂ）にハッチングして示した負のパルスの領域の時間積分値である面積Ｅと正のパルスの領域の時間積分値である面積Ｆとが等しくなり、モータ２２の三相コイルに直流成分となる電流が流れるのを防止することができる。なお、図１１にはｕ相の矩形波を示したが、ｖ相およびｗ相も位相が異なるだけで同様に調節される。こうした手法によりモータ２２の三相コイルに直流成分となる電流が流れるのを防止するには、図２の矩形波制御ルーチンに代えて図１２の矩形波制御ルーチンを実行すればよい。以下、この図１２のルーチンを図１３に示す矩形波の実効電圧の調節過程を説明する説明図と共に説明する。
【００４６】
この図１２の矩形波制御ルーチンが実行されると、電子制御ユニット４０のＣＰＵ４２は、まず、第１直流電源３０および第２直流電源３２の電圧Ｖ１，Ｖ２とモータ２２のロータの回転角θとを入力し（ステップＳ２００）、入力されたロータの回転角θに基づいて基準矩形波を生成する処理を行なう（ステップＳ２０２，図１３（ａ））。ここで、基準矩形波は、その振幅の設定を除いて通常の矩形波制御により生成される矩形波と同様の矩形波であり、例えば、基準矩形波における負のパルスの時間および正のパルスの時間についてはそれぞれ同一の時間Ｔとし、その周波数については回転角θに基づいて算出されるモータ２２のロータの回転数に基づいて設定される。基準矩形波の振幅については、正のパルスおよび負のパルスのうちの一方のパルスの実効電圧を調節するために用いられる搬送波（例えば、図１３（ｂ）の三角波など）の振幅に基づいて設定（例えば、搬送波の振幅の大きさと同一の大きさの振幅に設定）される。こうして基準矩形波が生成されると、入力された第１直流電源３０の電圧Ｖ１と第２直流電源３２の電圧Ｖ２とに基づいて基準矩形波の搬送波に対するオフセット量Ｏを算出し（ステップＳ２０４）、このオフセット量Ｏに基づいてオフセットされた基準矩形波と搬送波との比較により矩形波の形状の制御を行なって（ステップＳ２０６，図１３（ｃ），（ｄ））本ルーチンを終了する。この矩形波の形状の制御は、パルス幅変調制御により行なうことができる。これにより、櫛歯状に制御された矩形波の制御信号をインバータ回路２４のトランジスタＴ１〜Ｔ６に出力してモータ２２を回転駆動することができる。ここで、オフセット量Ｏは、正のパルスまたは負のパルスの実効電圧を調節するため、具体的には搬送波による周期的な正電圧Ｖ＋と負電圧Ｖ−との割合を調節するために設定されるものである。実施例では、搬送波の上のピーク値と下のピーク値との偏差（搬送波の振幅の２倍の大きさ）に対する搬送波の上のピーク値と基準矩形波の上のピーク値との偏差（あるいは、搬送波の下のピーク値と基準矩形波の下のピーク値との偏差）の比率として設定される。以下、このオフセット量Ｏを第１直流電源３０および第２直流電源３２の電圧Ｖ１，Ｖ２に基づいて算出する過程について説明する。
【００４７】
図１４は、第１直流電源３０および第２直流電源３２の電圧Ｖ１，Ｖ２とオフセット量Ｏとの関係を説明する説明図である。いま、図１４に示すように第１直流電源３０の電圧Ｖ１から第２直流電源３２の電圧Ｖ２を減じた値Ｖ１−Ｖ２が第２直流電源３２の電圧Ｖ２よりも大きい場合、即ち正電圧Ｖ＋が負電圧Ｖ−よりも大きい場合を考える。この場合、モータ２２の三相コイルに直流成分となる電流が流れないようにするには、正のパルスの実効領域の面積と負のパルスの実効領域の面積とが等しくなるように、即ち正のパルスの実効電圧と負のパルスの実効電圧とが等しくなるようにオフセット量Ｏを算出すればよい。これを搬送波の上のピークから下のピークまでの単位区間ｔ１＋ｔ２で考えると、図１４に示すようにオフセット量Ｏだけオフセットした基準矩形波の正のパルスと搬送波との比較により生成される矩形波は、時間ｔ１の区間では負電圧Ｖ−となり、時間ｔ２の区間では正電圧Ｖ＋となる。負電圧Ｖ−と正電圧Ｖ＋とはそれぞれ電圧Ｖ２と電圧Ｖ１−Ｖ２と等価であるから、単位区間ｔ１＋ｔ２における正のパルスの実効領域の面積としては値（Ｖ１−Ｖ２）ｔ２−Ｖ２・ｔ１となる。一方、基準矩形波の負のパルスと搬送波との比較により生成される矩形波は、基準矩形波のオフセットにより負のパルスが搬送波に対して常に小さくなっているから、単位区間ｔ１＋ｔ２全域に亘って負電圧Ｖ−となる。即ち、負のパルスの実効領域の面積としては値Ｖ２（ｔ１＋ｔ２）となる。したがって、単位区間ｔ１＋ｔ２における正のパルスの実効領域の面積を負のパルスの領域の面積と等しくするためには式（３）が成立すればよい。これを、負のパルスの実効電圧と正のパルスの実効電圧との関係で言い換えると、式（４）が成立すればよいことが解る。
【００４８】
Ｖ２（ｔ１＋ｔ２）＝（Ｖ１−Ｖ２）ｔ２−Ｖ２・ｔ１        （３）
Ｖ２＝（（Ｖ１−Ｖ２）ｔ２−Ｖ２・ｔ１）／（ｔ１＋ｔ２）  （４）
一方、搬送波の振幅の２倍を単位量とすると、オフセット量Ｏは時間ｔ１，ｔ２により次式で示すことができる。
【００４９】
Ｏ＝ｔ１／（ｔ１＋ｔ２）      （５）
また、式（５）から式（６）が成立する。
【００５０】
１−Ｏ＝ｔ２／（ｔ１＋ｔ２）  （６）
したがって、式（４）に式（５）および式（６）を代入して時間ｔ１，ｔ２を消去すると次式に示すオフセット量Ｏが導出される。
【００５１】
Ｏ＝（Ｖ１−２・Ｖ２）／Ｖ１  （７）
したがって、第１直流電源３０および第２直流電源３２の電圧Ｖ１，Ｖ２から式（７）を用いてオフセット量Ｏを計算し、このオフセット量Ｏに基づいて基準矩形波を搬送波に対してオフセットして矩形波の形状を制御すれば、モータ２２の三相コイルに直流成分となる電流が流れるのを防止できるのである。なお、負の電圧Ｖ−が正の電圧Ｖ＋よりも大きい場合でも同様の計算により式（７）によりオフセット量を算出することができる。
【００５２】
モータ２２の三相コイルに所望の直流成分の電流が流れるようにするには、直流成分となる電流を流す方向やその量に応じて、式（７）で算出されたオフセット量Ｏを中心としてプラス側またはマイナス側に増減させればよい。これは、オフセット量Ｏは負のパルスの実効領域の面積と正のパルスの実効領域の面積との偏差、即ち平均電圧と相関関係を有し、この平均電圧はモータ２２の三相コイルに流れる直流成分の電流と相関関係を有することに基づいている。
【００５３】
したがって、この変形例でも実施例の動力出力装置２０や第２実施例の動力出力装置１２０と同様の効果、即ちモータ２２の中性点に直流成分となる電流が流れないようにしたり、逆に所望の直流成分の電流を流したりことができる効果を奏することができる。また、モータ２２の三相コイルに印加するパルスの電圧調節をインバータ回路２４のトランジスタＴ１〜Ｔ６のスイッチングにより行なうから、その分スイッチングの間隔が狭くなり、モータ２２の中性点に流れる電流の脈動を抑制することができる。なお、この変形例では、搬送波に対して基準矩形波をオフセットするものとしたが、基準矩形波に対して搬送波をオフセットするものとしても構わない。
【００５４】
こうした第１実施例の動力出力装置２０や第２実施例の動力出力装置１２０の変形例では、負のパルスまたは正のパルスを均等間隔の櫛歯形状、即ち矩形波状の実効領域をもつパルスとなるように調節したが、負のパルスおよび正のパルスのうちの一方のパルスの実効電圧を調節できれば、パルスを如何なる形状、例えば、正弦波状の実効領域をもつパルスとなるように制御するものとしても構わない。図１５は矩形波の実効電圧を調節する様子を説明する説明図である。いま、図１５（ａ）に示すように負電圧Ｖ−の時間と正電圧Ｖ＋の時間とが同一の時間である時間Ｔで矩形波制御している場合を考えると、負電圧Ｖ−と正電圧Ｖ＋とが等しくないときには、矩形波の電圧平均値は値０とならず、モータ２２の三相コイルに直流成分となる電流が流れてしまう。そこで、インバータ回路２４のトランジスタＴ１〜Ｔ６のスイッチングにより負のパルスおよび正のパルスのうちの一方のパルスの形状を図１５（ｂ）に示すようにパルスの中心に向かって時間間隔が大きくなるような櫛歯形状に制御し、図１５（ｂ）の波線で示される実効領域となる正弦波状のパルスとなるように調節する。このとき、モータ２２の三相コイルに印加される負のパルスの実効電圧と正のパルスの実効電圧とが等しくなるようにパルスの形状を調節すれば、負のパルスの領域の時間積分値である面積Ｇと正のパルスの実効領域の時間積分値である面積Ｈとが等しくなり、モータ２２の三相コイルに直流成分となる電流が流れるのを防止することができる。この手法により直流成分となる電流が流れないようにするには、図１２の矩形波制御ルーチンに代えて図１６の矩形波制御ルーチンを実行すればよい。以下、図１６のルーチンを図１７に示す矩形波の実効電圧の調節過程を説明する説明図と共に説明する。
【００５５】
この図１６の矩形波制御ルーチンが実行されると、電子制御ユニット４０のＣＰＵ４２は、まず、図１２のルーチンのステップＳ２００と同様に第１直流電源３０および第２直流電源３２の電圧Ｖ１，Ｖ２と回転角θとを入力し（ステップＳ２１０）、入力された回転角θに基づいて基準正弦波を生成する処理を行なう（ステップＳ２１２，図１７（ａ））。ここで、基準正弦波は、搬送波（例えば、図１７（ｂ）の三角波など）との比較によりモータ２２に印加する矩形波の形状を制御するための基準波であり、その周波数については入力された回転角θに基づいて算出されるモータ２２のロータの回転数などに基づいて設定される。
【００５６】
こうして基準正弦波が生成されると、入力された第１直流電源３０および第２直流電源３２の電圧Ｖ１，Ｖ２から算出される負電圧Ｖ−および正電圧Ｖ＋に基づいて基準正弦波のオフセット位置と振幅とを設定する処理を行ない（ステップＳ２１４）、設定された基準正弦波と搬送波との比較により矩形波の形状の制御を行なって（ステップＳ２１６，図１７（ｃ），（ｄ））、本ルーチンを終了する。この矩形波の形状の制御は、パルス幅変調制御により行なうことができる。これにより、櫛歯状に制御された矩形波の制御信号をインバータ回路２４のトランジスタＴ１〜Ｔ６に出力してモータ２２を回転駆動することができる。ここで、基準正弦波のオフセット位置を設定する処理は、負電圧Ｖ−と正電圧Ｖ＋のうち高い方の電圧のパルスの形状のみを櫛歯形状にしてそのパルスの実効電圧を調節するために行なわれる処理である。実施例では、基準正弦波の平均が搬送波のピークに一致するようにオフセット、即ち、正電圧Ｖ＋が負電圧Ｖ−よりも大きい場合は基準正弦波の平均を搬送波の下のピークと一致するように基準正弦波のオフセット位置を設定し、正電圧Ｖ＋が負電圧Ｖ−よりも小さい場合は基準正弦波の平均を搬送波の上のピークと一致するように基準矩形波のオフセット位置を設定するものとした。勿論、基準矩形波に対して搬送波をオフセットするものとしてもよい。また、基準矩形波の振幅を設定する処理は、モータ２２に印加する負のパルスの領域の時間積分値である面積と正のパルスの領域の時間積分値である面積とを等しくする処理である。以下、この基準矩形波の振幅を設定する処理について説明する。
【００５７】
いま、正電圧Ｖ＋が負電圧Ｖ−よりも大きい場合を考える。この場合、基準正弦波の平均と搬送波の下のピークとを一致させると、基準正弦波の負のパルスは搬送波に対して常に小さくなるから、搬送波との比較により生成される矩形波の負のパルスの電圧は、常に負電圧Ｖ−となる。一方、基準正弦波の正のパルスは搬送波よりも大きい部分と小さい部分とが生じるから、搬送波との比較により生成される矩形波の正のパルスの電圧は、搬送波よりも大きい部分については正電圧Ｖ＋となり小さい部分については負電圧Ｖ−となる。基準正弦波は正弦波であるから、矩形波の正のパルスは、パルスの中心に向かって正電圧Ｖ＋の時間間隔が長くなるような形状を有し、正弦波状の実効領域を有する。このとき、正のパルスの実効電圧は、基準正弦波の振幅の大小によって変動するから、負のパルスの電圧（負電圧Ｖ−）とちょうど等しくなるポイントで基準正弦波の振幅を定めれば、負のパルスの領域の時間積分値である面積と正のパルスの実行領域の時間積分値である面積とが等しくなり、モータ２２の中性点に直流成分となる電流が流れないようにすることができる。こうした基準正弦波の振幅は、例えば、第１直流電源３０および第２直流電源３２の電圧Ｖ１，Ｖ２や搬送波の振幅などに基づいて計算またはマップにより導出される。なお、負電圧Ｖ−が正電圧Ｖ＋よりも大きい場合も同様にして振幅を設定することができる。また、負電圧Ｖ−と正電圧Ｖ＋とが等しい場合は、通常の矩形波制御により生成される矩形波と同一の矩形波が生成されるように基準正弦波と搬送波とが基準正弦波の平均のポイント以外では交わらないように振幅値が設定される。
【００５８】
モータ２２の三相コイルに所望の直流成分となる電流を流すようにするには、ステップＳ２１４により算出された基準正弦波の振幅を中心としてプラス側またはマイナス側に増減すればよい。これは、基準正弦波の振幅は負のパルスの実効領域の面積と正のパルスの実効領域の面積と偏差、即ちパルスの平均電圧と相関関係を有し、この平均電圧はモータ２２の三相コイルに流れる直流成分の電流と相関関係を有することに基づいている。
【００５９】
したがって、この変形例においても第１実施例の動力出力装置２０や第２実施例の動力出力装置１２０と同様の効果、即ちモータ２２の中性点に直流成分となる電流が流れないようにしたり、逆に所望の直流成分の電流が流れるようにする効果を奏することができる。また、パルスの電圧の調節をインバータ回路２４のトランジスタＴ１〜Ｔ６のスイッチングにより行うから、その分スイッチングの間隔が狭くなり、モータ２２の中性点に流れる電流の脈動を低減することができる。
【００６０】
第１実施例の動力出力装置２０や第２実施例の動力出力装置１２０およびその変形例では、モータ２２として三相交流の矩形波電圧駆動する同期発電電動機を用いたが、多相交流の矩形波電圧駆動する如何なるタイプの電動機を用いるものとしてもよい。
【００６１】
以上、本発明の実施の形態について実施例を用いて説明したが、本発明はこうした実施例に何等限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施し得ることは勿論である。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の一実施例である動力出力装置２０の構成の概略を示す構成図である。
【図２】  実施例の動力出力装置２０の電子制御ユニット４０により実行される矩形波制御ルーチンの一例を示すフローチャートである。
【図３】  正負割合係数βを用いて矩形波を制御している様子を説明する説明図である。
【図４】  モータ２２の三相コイルに直流成分の電流が流れるように制御する際に電子制御ユニット４０で実行される矩形波制御ルーチンの一例を示すフローチャートである。
【図５】  直流成分係数αを用いて矩形波を制御している様子を説明する説明図である。
【図６】  変形例の動力出力装置２０Ｂの構成の概略を示す構成図である。
【図７】  モータ２２の三相コイルのｕ相に着目した変形例の動力出力装置２０Ｂの回路図である。
【図８】  本発明の第２実施例の動力出力装置１２０の構成の概略を示す構成図である。
【図９】  変形例の動力出力装置１２０Ｂの構成の概略を示す構成図である。
【図１０】  モータ２２の三相コイルのｕ相に着目した変形例の動力出力装置１２０Ｂの回路図である。
【図１１】  矩形波の実効電圧を調節している様子を説明する説明図である。
【図１２】  モータ２２の三相コイルに直流成分の電流が流れるように制御する際に電子制御ユニット４０で実行される矩形波制御ルーチンの一例を示すフローチャートである。
【図１３】  矩形波の実効電圧を調節する過程を説明する説明図である。
【図１４】  第１直流電源３０および第２直流電源３２の電圧Ｖ１，Ｖ２とオフセット量Ｏとの関係を説明する説明図である。
【図１５】  矩形波の実効電圧を調節している様子を説明する説明図である。
【図１６】  モータ２２の三相コイルに直流成分の電流が流れるように制御する際に電子制御ユニット４０で実行される矩形波制御ルーチンの他の例を示すフローチャートである。
【図１７】  矩形波の実効電圧を調節する過程を説明する説明図である。
【符号の説明】
２０，２０Ｂ，１２０，１２０Ｂ  動力出力装置、２２  モータ、２４  インバータ回路、２６  正極母線、２８  負極母線、３０，１３０  第１直流電源、３０Ｂ，１３０Ｂ  コンデンサ、３２  第２直流電源、４０  電子制御ユニット、４２  ＣＰＵ、４４  ＲＯＭ、４６  ＲＡＭ、５２〜５８  電流センサ、６０回転角センサ、６２，６４  電圧センサ、Ｔ１〜Ｔ６  トランジスタ、Ｄ１〜Ｄ６  ダイオード。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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