(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
データビット周期を有するデジタルデータ信号を提供するステップと、
前記データビット周期内の間隔で発生するエッジを有するコードを使用して、前記デジタルデータ信号を符号化するステップと、
前記符号化されたデジタルデータ信号の前記エッジを表すそれぞれのパルスを生成するステップと、
補助データ信号を提供するステップと、
前記間隔中の前記それぞれのパルスに対応する搬送波パルスを有し、そうでなければ補助データ信号によって変調される搬送波信号を生成するステップとを特徴とする、デジタルデータ変調方法。
【請求項２】
前記コードが可変アパーチャパルス幅コードであることを特徴とする、請求項1に記載の変調方法。
【請求項３】
データビット周期を有するデジタルデータ信号の発生源(IN)と、
前記データビット周期内の間隔で発生するエッジを有する可変パルス幅コードを使用して、前記デジタルデータを符号化するためのエンコーダ(10)と、
前記符号化されたデジタルデータ信号の前記エッジを表すそれぞれのパルスを生成する、パルス信号生成器(20、25)と、
補助データ信号の発生源(AUX)と、
前記間隔中の前記それぞれのパルスに対応する搬送波パルスを有し、そうでなければ前記補助データ信号によって変調される、搬送波信号(OUT)を生成するための搬送波信号生成器(30、40)とを特徴とする、デジタルデータ変調器。
【請求項４】
前記変調器が、前記パルス信号生成器(20、25)に結合された第1のデータ入力端子と、前記補助データ信号発生源(AUX)に結合された第2のデータ入力端子と、前記搬送波信号生成器(30、40)に結合された出力端子とを有し、前記第1の間隔中に前記搬送は信号生成器(30、40)に前記パルス信号生成器(20、25)を結合し、そうでなければ前記搬送は信号生成器(30、40)に前記補助データ信号発生源(AUX)を結合するように条件付けられた、マルチプレクサ(404)をさらに含むことを特徴とする、請求項3に記載の変調器。
【請求項５】
さらに前記補助データ発生源と前記マルチプレクサ(404)との間に結合された先入れ先出し(FIFO)バッファ(402)を特徴とする、請求項4に記載の変調器。
【請求項６】
前記可変パルス幅コードが可変アパーチャコードであることを特徴とする、請求項3に記載の変調器。
【請求項７】
前記エンコーダ(10)が、立上りおよび立下りを有する符号化デジタルデータ信号を生成し、
前記パルス信号生成器(20、25)が、デジタルデータ信号の立上りに応答して正のパルスを生成し、デジタルデータ信号の立下りに応答して負のパルスを生成し、
前記搬送波信号生成器(30、40)が、正のパルスに応答して第1の位相を有し、負のパルスに応答して第2の位相を有する、搬送波パルスを生成することを特徴とする、請求項3に記載の変調器。
【請求項８】
前記第1の位相と前記第2の位相が、ほぼ180度位相がずれていることを特徴とする、請求項7に記載の変調器。
【請求項９】
前記パルス信号生成器が、
前記エンコーダに結合された微分器(20)と、
前記微分器に結合されたレベル検出器(25)を含むことを特徴とする、請求項3に記載の変調器。
【請求項１０】
前記搬送波信号生成器が、
搬送波発振器(40)と、
前記パルス信号生成器(20、25)に結合された第1の入力端子と前記搬送波発振器(40)に結合された第2の入力端子とを有するミキサ(30)とを含むことを特徴とする、請求項3に記載の変調器。
【請求項１１】
前記ミキサ(30)の出力端子に結合されたバンドパスフィルタ(50)をさらに特徴とする、請求項10に記載の変調器。
【請求項１２】
それぞれが、可変パルス幅符号化デジタルデータ信号を表すように、他の搬送波パルスから間隔を置いて配置された、搬送波パルスを含む第1の間隔と、前記搬送波が補助データ信号によって変調される第2の間隔とを有する、連続するビット周期を含む変調信号の発生源(IN)と、
前記第1の間隔中に受け取った搬送波パルスに応答した可変パルス幅符号化信号と、前記第2の間隔中に補助データ信号とを生成するために、前記変調された信号を復調するための検出器(140)と、
前記可変パルス幅符号化信号を復号して前記デジタルデータ信号(OUT)を生成するデコーダ(150)とを特徴とする、デジタルデータ復調器。
【請求項１３】
前記検出器(140)に結合された入力端子と、前記デコーダ(150)に結合された第1の出力端子と、第3の出力端子とを有し、前記第1の出力端子での前記可変パルス幅符号化信号と、前記第2の出力端子での前記補助データ信号とを生成するように条件付けられた、制御可能スイッチ(406)をさらに特徴とする、請求項12に記載の復調器。
【請求項１４】
さらに前記第2の出力端子に結合された先入れ先出しバッファ(408)を特徴とする、請求項13に記載の復調器。
【請求項１５】
前記可変パルス幅コードが可変アパーチャコードであることを特徴とする、請求項12に記載の復調器。
【請求項１６】
前記搬送波パルスが第1の位相および第2の位相のうちの1つを有することを特徴とする、請求項12に記載の復調器。
【請求項１７】
前記第1の位相が、前記第2の位相とほぼ180度位相がずれていることを特徴とする、請求項16に記載の変調器。
【請求項１８】
前記変調信号の発生源と前記検出器との間で、
バンドパスフィルタ(110)と、
積分器(120)と、
制限増幅器(130)とが結合されることを特徴とする、請求項12に記載の復調器。
【請求項１９】
前記検出器(140)と前記制御可能スイッチ(406)との間に結合され、前記第1の間隔中に第1の状態を有し前記第2の間隔中に第2の状態を有するウィンドウィング信号を生成するウィンドウィングタイマ(160)を特徴とし、
前記制御可能スイッチ(406)が前記ウィンドウィング信号に応答して選択的に、前記第1の間隔中に前記検出器(140)を前記デコーダ(150)に結合し、前記第2の間隔中に前記検出器を前記第2の出力端子に結合することを特徴とする、請求項12に記載の復調器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
本発明は、帯域制限チャネルを介して高速データレート信号、および補助データ信号を提供する変調技法に関する。
【０００２】
帯域幅が制限されたチャネルを介する場合、高速のデータレートでデータを提供することが常に望ましい。チャネルを介したデータレートを上げるために、これまでにも多くの変調技法が開発されてきた。たとえば、M-ary位相シフトキー(PSK)および直交振幅変調(QAM)技法は、伝送されるそれぞれの符号で複数のデータビットを符号化することによって圧縮を可能にする。こうしたシステムには、それらに関連付けられた制約がある。第1に、こうしたシステムに関連付けられたハードウェアは高価である。これは、これらの技法が適切に動作するには、高水準のチャネル線形性を必要とするためである。したがって、搬送波トラッキング、記号回復、補間、および信号成形のために、大規模な信号処理を実行しなければならない。第2に、こうした技法はマルチパス効果に敏感である。これらの効果は、受信機内では補償される必要がある。第3に、これらのシステムは、所望のデータレートを得るために、一部のアプリケーション(たとえばインバンドオンチャネル放送FM副搬送波サービス)で使用可能なものよりも上の帯域幅を必要とすることが多い。
【０００３】
また、チャネルを介していくつかのデータ信号を提供することも望ましい。一部の変調技法がチャネルを完全に使用すると、他の技法はそのチャネルを使用しないことになる。周波数領域多重化および時間領域多重化は、複数の信号間で1つのチャネルを共用するための2つの技法である。この方法でチャネルを共用することによって、チャネルを介した全体のスループットが向上する。
【０００４】
本発明の原理によれば、デジタルデータ変調器は、データビット周期を有するデジタルデータ信号の発生源および補助データ信号の発生源に結合される。エンコーダは、データビット周期内の間隔で発生するエッジを有する可変パルス幅コードを使用して、デジタルデータを符号化する。パルス信号生成器は、符号化されたデジタルデータ信号のエッジを表すそれぞれのパルスを生成する。搬送波信号生成器は、間隔中にそれぞれのパルスに対応する搬送波パルスを有し、そうでなければ補助データ信号によって変調される、搬送波信号を生成する。
【０００５】
本発明の他の態様によれば、デジタルデータ復調器は、それぞれが搬送波パルスを含み、可変パルス幅符号化デジタルデータ信号を表すために他の搬送波パルスを基準として間隔を置いて配置された第1の間隔と、補助データ信号によって搬送波が変調される第2の間隔とを有する、連続するビット周期を含む変調信号の発生源に結合される。検出器は、第1の間隔中に受け取った搬送波パルスに応答して可変パルス幅符号化信号と前記第2の間隔中に補助データ信号とを生成するために、変調信号を復調する。デコーダは、デジタルデータ信号を生成するために、可変パルス幅符号化信号を復号する。
【０００６】
本発明の原理に従った技法は、高速データレート信号および補助信号が単一のチャネルを介して同時に伝送されるためのものである。本発明に従ったシステムは、比較的安価な回路を使用して実施することが可能であり、マルチパス干渉に敏感でなく、かなりの帯域幅圧縮を提供するものである。
【０００７】
図1は、データレートが速く帯域幅の狭い信号を生成するための変調器を示す構成図である。図1では、入力端子INがデジタル信号を受け取る。入力端子INは、エンコーダ10の入力端子に結合される。エンコーダ10の出力端子は、微分器20の入力端子に結合される。微分器20の出力端子は、レベル検出器25の入力端子に結合される。レベル検出器25の出力端子は、ミキサ30の第1の入力端子に結合される。ローカル発振器40は、ミキサ30の第2の入力端子に結合される。ミキサ30の出力端子は、バンドパスフィルタ(BPF)50の入力端子に結合される。BPF 50の出力端子は出力端子OUTに結合され、これが入力端子INでのデジタル信号を表す変調された信号を生成する。
【０００８】
図2は、図1に示された変調器のオペレーションを理解するのに役立つ波形図である。図2は、波形をより明確に図示するようにスケーリングするために描かれたものではない。例示された実施形態では、入力端子INでのデジタル信号は、非ゼロ復帰(NRZ)フォーマットの2層信号である。この信号は、図2で一番上の波形として示されている。NRZ信号は連続するビットを搬送し、このビットのそれぞれが、NRZ信号で破線によって示されたビット周期と呼ばれる所定の周期の間持続し、ビットレートと呼ばれる対応する周波数を有する。すべての知られた方法では、NRZ信号のレベルはそのビットの値を表す。エンコーダ10は、可変パルス幅コードを使用してNRZ信号を符号化するように動作する。例示された実施形態では、可変パルス幅コードは可変アパーチャコードである。可変アパーチャコーディングについては、1999年3月11日付け出願のChandra Mohanの国際特許出願PCT/US99/05301に詳細に記載されている。この特許出願では、NRZ信号は以下の方法で位相符号化される。
【０００９】
NRZ信号の各ビット周期は、符号化信号の遷移としてコード化される。ビットレートの倍数Mでの符号化クロックが、NRZ信号を位相符号化するために使用される。上述の特許出願では、符号化クロックはビットレートの9倍であるレートMで動作する。NRZ信号が論理「1」レベルから論理「0」レベルへ遷移する場合、遷移は前の遷移から符号化信号8符号化クロックサイクル(M-1)で実行される。NRZ信号が論理「0」レベルから論理「1」レベルへ遷移する場合、遷移は前の遷移から符号化信号10符号化クロックサイクル(M+1)で実行される。NRZ信号が遷移しない場合、すなわち連続するビットが同じ値を有する場合、遷移は最後の遷移から符号化信号9符号化クロックサイクル(M)で実行される。可変アパーチャコード化信号(VAC)は、図2で第2の波形として示されている。
【００１０】
可変アパーチャコード化信号(VAC)は、VAC信号の遷移と位置合わせされた一連のパルス時間を生成するために、微分器20によって微分される。微分器はVAC変調信号に対して90度の位相シフトも与える。すべての知られた方法で、立上り遷移は正方向パルスを生成し、立下り遷移は負方向パルスを生成する。微分されたVAC信号
【００１１】
【数１】
0004798931.tif 000002
【００１２】
は、図2で第3の信号として示されている。
【００１３】
【数２】
0004798931.tif 000003
【００１４】
は、一定の振幅を有する一連の3層パルスを生成するために、レベル検出器25によってレベルが検出される。すべての知られた方法で、微分されたVAC信号
【００１５】
【数３】
0004798931.tif 000004
【００１６】
が正のしきい値よりも大きな値を有する場合、レベル信号は高い値を有して生成され、負のしきい値よりも小さな値を有する場合、レベル信号は低い値を有して生成され、そうでなければ中心値を有する。レベル信号は、図2で第4の信号(LEVEL)として示されている。
【００１７】
LEVEL信号は、ミキサ30でローカル発振器40からの搬送波信号を変調する。正のパルスは第1の位相を有する搬送波信号のパルスを生成し、負のパルスは第2の位相を有する搬送波信号のパルスを生成する。第1および第2の位相は、好ましくはほぼ180度位相がずれている。この搬送波信号パルスは、好ましくはほぼ1つのコーディングクロック周期長さであり、例示された実施形態では、NRZビット周期のほぼ1/9の持続時間を有する。ローカル発振器40信号の周波数は、好ましくは搬送波信号パルス時間周期中に少なくとも10サイクルのローカル発振器信号が発生できるように選択される。図2では、搬送波信号CARRは一番下の波形として示されており、搬送波信号はそれぞれの矩形包絡線内の縦のハッチングで表される。図2に示されたCARR信号では、正方向のLEVELパルスに応答して生成された搬送波パルスの位相は「+」で表され、負方向のLEVELパルスに応答して生成された搬送波パルスの位相は「-」で表されている。「+」および「-」はほぼ180度の位相差のみを表すものであり、任意の絶対位相を表すことを意図するものではない。
【００１８】
BPF 50は、CARR信号内のすべての「帯域外」フーリエ構成要素、ならびに搬送波構成要素それ自体および側波帯のうち1つをフィルタリングし、単一の側波帯のみを残す。BPF 50からの出力信号OUTは、単側波帯(SSB)位相または入力端子INでのNRZデータ信号を表す周波数変調済み信号である。この信号は、多くの知られた伝送技法のうちいずれかによって受信機に伝送することができる。
【００１９】
図3は、図1および2に示された変調器によって変調された信号を受け取ることができる受信機を示す構成図である。図3では、入力端子INが、図1および2を参照しながら上記で述べたように変調される信号の発生源に結合される。入力端子INは、BPF 110の入力端子に結合される。BPF 110の出力端子は、積分器120の入力端子に結合される。積分器120の出力端子は、制限増幅器130の入力端子に結合される。制限増幅器130の出力端子は、検出器140の入力端子に結合される。検出器140の出力端子は、デコーダ150の入力端子に結合される。デコーダ150の出力端子は、入力端子INで変調済み信号によって表されるNRZ信号を再生し、出力端子OUTに結合される。
【００２０】
オペレーション時には、前述のように、BPF 110が帯域外信号をフィルタリングし、変調済みSSB信号のみを渡す。積分器120は、微分器20(図1)によって導入される90度位相シフトを逆転させる。制限増幅器130は、積分器120からの信号の振幅を一定の振幅に制限する。制限増幅器130からの信号は、図2に示された搬送波パルス信号CARRに対応する。検出器140は、FM弁別器または位相ロックループ(PLL)のいずれかであり、それぞれFMまたはPM変調された搬送波パルス信号を復調するのに使用される。検出器140は、搬送波パルスを検出し、位相およびそれら位相のタイミングによって表される遷移を有する2層信号を生成する。検出器140の出力は、図2のVAC信号に対応する可変ビット幅信号である。デコーダ150はエンコーダ10(図1)の逆のオペレーションを実行し、出力端子OUTで、図2のNRZ信号に対応するNRZ信号を生成する。前述の米国特許出願(RCA第88945号)は、図3で使用することのできるデコーダ150について記載している。出力端子OUTのNRZ信号は、その後、使用回路(図示せず)によって処理される。
【００２１】
搬送波パルス(図2の信号CARR)は相互に明確な時間に発生し、それらパルスの持続時間が制限されていることから、パルスが予測される時点にのみ検出器140を実行可能にすることができる。たとえば例示された実施形態では、上記で詳細に述べたように、各パルスの持続時間はNRZ信号遷移間の時間のほぼ1/9である。先行する搬送波パルス以降、NRZ信号遷移間の時間の8/9で搬送波パルスが受け取られた後(立下りを表す)、そのパルスからのNRZ信号遷移間の時間の9/9(遷移なし)または10/9(立上り)でのみ、後続のパルスが予測される。同様に、先行する搬送波パルス以降、NRZ信号遷移間の時間の10/9で搬送波パルスが受け取られた後(立上りを表す)、そのパルスからのNRZ信号遷移間の時間の8/9(立下り)または9/9(遷移なし)でのみ、後続のパルスが予測される。検出器140は、搬送波パルスが予測されたとき、および予測されたパルスの持続期間の時間的近傍でのみ、実行可能になればよい。
【００２２】
図3に破線160で示されたウィンドウィングタイマは、検出器140の状況出力端子に結合された入力端子と、検出器140のイネーブル入力端子に結合された出力端子とを有する。ウィンドウィングタイマ160は検出器140からの信号を監視し、前述のように搬送波パルスが予測される場合のみ、およびそのパルスの持続時間の時間的近傍でのみ、検出器を実行可能にする。
【００２３】
例示された実施形態では、変調済み信号内のエネルギーは、主としてビットレートの0.44(8/18)倍と0.55(10/18)倍との間にあり、したがってビットレートの0.11倍の帯域幅を有する。その結果、帯域幅を介するデータレートは9倍に増加する。他の圧縮率は、当分野の技術者であれば容易に理解するであろう兼ね合いおよび制約によって、符号化クロック対ビットレートの比率を変えることで容易に達成される。
【００２４】
前述のシステムは、送信機および受信機のどちらにおいても、M-ary PSKまたはQAM変調技法のいずれかよりも精巧でない回路で実施することができる。より具体的に言えば、受信機では、変調済み信号が抽出された後に、より安価かつ省電力の制限増幅器(たとえば130)を使用することができる。さらにNRZ信号の符号化および復号はどちらも、名目上高速のプログラム可能論理デバイス(PLD)を使用して実行することができる。こうしたデバイスは比較的安価(現在は1-2ドル)である。さらに、このシステムには記号間干渉がないため、波形成形は不要である。さらに、クロック回復ループを除き、トラッキングループも不要である。
【００２５】
前述のように、搬送波伝送はビット境界上でのみ発生し、ビット周期全体にわたって継続するものではないため、パルスが予測される場合にのみ受け取った搬送波パルスを検出する目的で、受信機内で時間ウィンドウィングを使用することができる。したがって、本システムにはマルチパスの問題はない。
【００２６】
前述の変調技法に関する一応用例は、CD品質のデジタル音楽を、FMのモノラル放送オーディオ信号とステレオ放送オーディオ信号と同時に伝送することである。図4は、図1および2に示された変調技法のこの応用例を理解する際に役立つスペクトル図である。図4aは、米国のFM放送信号に関する出力包絡線を示す図である。図4aでは、水平線が周波数を表し、およそ88MHzから107MHzの間あたりのVHF帯域の一部を表す。信号強度は垂直方向で表される。2つの隣接する放送信号スペクトルの許可された包絡線が図示される。それぞれの搬送波が垂直の矢印で図示される。それぞれの搬送波を中心とするのが、搬送波で変調された放送信号FMを搬送する側波帯である。
【００２７】
米国では、FM無線局がモノラルおよびステレオオーディオを、搬送波の100kHz範囲内の側波帯で、フル出力で放送することができる。図4aでは、これらの側波帯がハッチングなしで図示される。放送会社は他の情報を100kHzから200kHzの側波帯で放送することができるが、この帯域内で伝送される出力はフル出力よりも30dB低くなければならない。これらの側波帯はハッチングで図示される。(同じ地理的領域内にある)隣接局は、少なくとも400kHz離れていなければならない。
【００２８】
図4aで周波数の低い方の放送信号の搬送波の上方側波帯が、図4bのスペクトル図に図示されている。図4bでは、垂直方向が変調率を表す。図4bでは、モノラルオーディオ信号L+Rが0から15kHzの側波帯内で変調レベル90%で伝送される。L-Rオーディオ信号は、38kHzの抑制副搬送波周波数を中心とする両側波帯搬送波抑制信号として変調レベル45%で伝送される。下方側波帯(lsb)は23kHzから38kHzであり、上方側波帯(usb)は38kHzから53kHzである。19kHzパイロットトーン(抑制搬送波周波数の半分)も、主搬送波を中心とする側波帯に含まれる。したがって、主搬送波を中心とする上方側波帯(図4b)および下方側波帯(図示せず)の両方で、放送会社がフル出力で追加情報を放送するために、依然として47kHzが使用可能である。前述のように、100kHzから200kHzまでの伝送出力は、フル出力よりも30dB低くなければならない。
【００２９】
前述の図1および2に示された変調技法を使用して、MP3 CD品質オーディオ信号を含む毎秒128キロビット(kbps)信号を、20kHz未満の帯域幅で符号化および伝送することができる。このデジタルオーディオ信号は、上方側波帯(たとえば)の53kHzから100kHzの間に配置し、図4bに示されるように、副搬送波信号として通常の放送ステレオオーディオ信号と共に伝送することができる。図4bでは、デジタルオーディオ信号は70kHzを中心とする前述のSSB信号であり、およそ60kHzから80kHzまでを通っている。この信号は主搬送波の100kHz範囲内にあるため、フル出力で伝送することができる。
【００３０】
図5は、図1から3を参照しながら上記で説明した変調技法に従って実施される、インバンドオンチャネルデジタル伝送チャネルを組み込んだ、FM放送送信機を示す構成図である。図5では、図1に示されたものと同じ要素は「図1」とラベル表示された破線の四角形で囲まれ、同じ参照番号が指定されており、以下では詳細に記述していない。エンコーダ10、微分器20、レベル検出器25、ミキサ30、発振器40、およびBPF 50の組合せによって、デジタル入力信号(図2のNRZ)を表すSSB位相または周波数変調信号(図2のCARR)が生成され、これらはすべて図1および2を参照しながら上記で述べたとおりである。BPF 50の出力端子は増幅器60の入力端子に結合される。増幅器60の出力端子は、第2のミキサ70の第1の入力端子に結合される。第2の発振器80は、第2のミキサ70の第2の入力端子に結合される。第2のミキサ70の出力端子は、第1のフィルタ/増幅器260の入力端子に結合される。第1のフィルタ/増幅器260の出力端子は、信号コンバイナ250の第1の入力端子に結合される。
【００３１】
放送ベースバンド信号処理装置210の出力端子は、第3ミキサ220の第1の入力端子に結合される。第3発振器230は、第3ミキサ220の第2の入力端子に結合される。第3ミキサ220の出力端子は、第2のフィルタ/増幅器240の入力端子に結合される。第2のフィルタ/増幅器240の出力端子は、信号コンバイナ250の第2の入力端子に結合される。信号コンバイナ250の出力端子は、伝送アンテナ280に結合された出力増幅器270の入力端子に結合される。
【００３２】
オペレーション時には、エンコーダ10がデジタルオーディオ信号を表すデジタル信号を受け取る。好ましい実施形態では、この信号はMP3準拠のデジタルオーディオ信号である。より具体的に言えば、デジタルオーディオデータストリームは、リードソロモン(RS)符号を使用して符号化された符号化前進型誤信号訂正(FEC)である。その後FEC符号化データストリームはパケット化される。その後このパケット化されたデータは、上記で詳細に述べたように、図1に示された回路によってSSB信号に圧縮される。
【００３３】
発振器40によって生成される信号の周波数は10.7MHzとなるように選択されるため、エンコーダ10からのデジタル情報は10.7MHzの中心周波数を中心として変調される。変調周波数は任意の周波数であってよいが、より実用的には、既存の低コストBPFフィルタの周波数に対応するように選択される。たとえば、典型的なBPFフィルタは、6MHz、10.7MHz、21.4MHz、70MHz、140MHzなどの中心周波数を有する。例示された実施形態では、変調周波数に10.7MHzが選択され、BPF 50は既存の10.7MHzフィルタのうちの1つとして実施される。BPF 50からフィルタリングされたSSB信号は増幅器60によって増幅され、第2ミキサ70と第2発振器80の組合せによってアップコンバートされる。例示された実施形態では、第2発振器80が77.57MHzで信号を生成し、SSBが88.27MHzにアップコンバートされる。この信号がフィルタリングされ、第1のフィルタ/増幅器260によってさらに増幅される。
【００３４】
放送ベースバンド信号処理装置210は、すべて知られた方法で、ステレオオーディオ信号(図示せず)を受け取り、ベースバンドでのL+R信号、38kHzの(抑制)搬送波周波数での両側波帯搬送波抑制L-R信号、および19kHzのパイロットトーンを含む、ベースバンド複合ステレオ信号を形成するのに必要な信号処理を実行する。その後この信号は、FM局の割り当てられた周波数で搬送波信号に変調される。第3発振器230は、例示された実施形態では88.2MHzである割り当てられた放送周波数で、搬送波信号を生成する。第3ミキサ220は、図4bに示されるように、ベースバンド複合モノラルおよびステレオオーディオ信号を使用して変調された、変調済み信号を生成する。その後変調済み信号は、搬送波周波数88.2MHzで図4bに示された標準の放送オーディオ側波帯を使用して、第2のフィルタ/増幅器240によってフィルタリングおよび増幅される。この信号は、複合信号を形成するために、第1のフィルタ/増幅器260からの中心周波数88.27MHzで、SSB変調済みデジタル信号と組み合わされる。したがってこの複合信号には、88.2MHzで搬送波上で変調された標準放送ステレオオーディオ側波帯と、図4bに示されるように、搬送波(88.27MHz)より上で70kHzを中心とするデジタルオーディオ信号を搬送するSSB変調済み信号の、両方を含む。その後この複合信号は、出力増幅器270によって出力が増幅され、FMラジオ受信機に伝送するために送信アンテナ280に供給される。
【００３５】
図6は、図5に示されたFM放送送信機によって変調された信号を受け取ることのできる、FM放送受信機を示す構成図である。図6では、図3に示されたものと同じ要素は「図3」とラベル表示された破線の四角形で囲まれ、同じ参照番号が指定されており、以下では詳細に記述していない。図6では、受信アンテナ302がRF増幅器304に結合される。RF増幅器304の出力端子は第1ミキサ306の第1の入力端子に結合される。第1発振器308の出力端子は第1ミキサ306の第2の入力端子に結合される。第1ミキサ306の出力端子は、BPF 310および同調可能BPF 110のそれぞれの入力端子に結合される。BFP 310の出力端子は、中間周波数(IF)増幅器312の入力端子に結合されるが、これは制限増幅器であってよい。IF増幅器312の出力端子は、FM検出器314の入力端子に結合される。FM検出器314の出力端子は、FMステレオデコーダ316の入力端子に結合される。
【００３６】
オペレーション時には、RF増幅器304が受信アンテナ304からのRF信号を受け取って増幅する。第1発振器308は、98.9MHzで信号を生成する。第1発振器308と第1ミキサ306の組合せによって、88.2MHzの主搬送波信号を10.7MHzに、88.27MHzからのSSBデジタルオーディオ信号を10.63MHzにダウンコンバートする。BPF 310は、知られた方法で、10.7MHzを中心とする53kHzのFMステレオ信号側波帯(L+RおよびL-R)のみを渡す。IF増幅器312はこの信号を増幅し、これをベースバンド複合ステレオ信号を生成するFM検出器314に提供する。FMステレオデコーダ316は、すべて知られた方法で、伝送されたオーディオ信号を表すモノラルおよび/またはステレオのオーディオ信号(図示せず)を生成するために、ベースバンド複合ステレオ信号を復号する。
【００３７】
例示された実施形態では、同調可能BPF 110は中心周波数10.63MHzに同調され、その周波数を中心として20kHzのデジタルオーディオ信号のみを渡す。例示された実施形態では、BPF 110の通過帯域は10.53MHzから10.73MHzである。BPF 110、積分器120、制限増幅器130、検出器140、デコーダ150、およびウィンドウィングタイマ160の組合せが、図3を参照しながら上記で述べた方法で、変調済みのデジタルオーディオ信号を抽出し、デジタルオーディオ信号を再生成するためにその信号を復調および復号するように動作する。デコーダ150からのデジタルオーディオ信号は、伝送されたデジタルオーディオ信号に対応するオーディオ信号を生成するために、他の回路(図示せず)によって適切な方法で処理される。より具体的に言えば、信号はパケット解除され、伝送中に導入された誤りがあれば検出および修正される。その後、修正されたビットストリームは、すべて知られた方法でステレオオーディオ信号に変換される。
【００３８】
前述の実施形態は、1024 QAMシステムと等価の圧縮性能を提供する。ただし、実際には、配置間隔が狭いことにより生じるノイズおよびマルチパス記号間干渉の修正が困難であることから、QAMシステムは256 QAM周辺に制限される。間隔を広く空けて配置される幅の狭い搬送波パルスによって、上記システムにはISI問題はない。手短に言えば、より高速のデータレートで、QAMなどの他の技法に関連付けられた問題なしに、より狭い帯域幅チャネル内を伝送することができる。
【００３９】
図2を再度参照すると、CARR信号では、何の搬送波信号も伝送されない搬送波パルス間のギャップが比較的広いことがわかる。これらのギャップを本発明に従って利用することができる。図7は、本発明による変調器のオペレーションを理解するのに役立つCARR信号のより詳細な波形図である。前述のように、図1に示されたエンコーダ10では、符号化クロック信号がNRZ信号のビット周期の9分の1の周期を有する。図7の破線の垂直線は、符号化クロック信号周期を表す。図7では、1ビット周期中に9つのクロック周期があることを示すために、ビット周期が時間t1から時間t10で示される。ただし、このビット周期は必ずしもNRZ入力信号と時間合わせする必要はなく、NRZ信号を基準に遅延される可能性が最も高い。
【００４０】
搬送波パルスの許可された時間位置は、破線の四角形で表される。搬送波パルスは、前の搬送波パルスから8、9、または10クロックパルス後に発生することができる。したがって搬送波パルスは、3つの隣接するクロック周期のうちいずれか1つで発生することができる。搬送波パルスAは前の搬送波パルスから8クロックパルスであり、搬送波パルスBは前の搬送波パルスから9クロックパルスであり、搬送波パルスCは前の搬送波パルスから10クロックパルスであると想定される。
【００４１】
前述のように、搬送波パルスが前の搬送波パルスから8クロックパルスである(A)場合、これはNRZ信号の立下りを示し、その直後に続くことのできるのは、NRZ信号に何の変化もないことを表す9クロックパルス間隔(D)、またはNRZ信号の立上りを表す10クロックパルス間隔(E)のいずれかのみである。同様に、搬送波パルスが前の搬送波パルスから10クロックパルスである(C)場合、これはNRZ信号の立下りを示し、その直後に続くことのできるのは、NRZ信号の立上りを表す8クロックパルス間隔(E)、またはNRZ信号に何の変化もないことを表す9クロックパルス間隔(F)のいずれかのみである。搬送波パルスが前の搬送波パルスから9クロックパルスである(B)場合、これはNRZ信号に何の変化もないことを示し、その直後には、NRZ信号の立下りを表す8クロックパルス間隔(D)、NRZ信号に何の変化もないことを表す9クロックパルス間隔(E)、またはNRZ信号の立上りを表す10クロックパルス間隔(F)のいずれかが続くことができる。これは、図7にすべて図示されている。NRZビット周期中の9つの符号化クロック周期のうち、ビット周期の第1の間隔は3つの隣接するクロック周期(t1-t4)のうちの1つからなり、潜在的に搬送波パルスを含むことが可能であるが、第2の間隔は他の6つのクロック周期(t4-t10)からなり、搬送波パルスを有することができないことは明らかである。
【００４２】
CARR信号内に何の搬送波パルスも生成できない間隔中には、搬送波信号上で他の補助データを変調することができる。これは図7で、縦のハッチングを使用した丸みのある四角形(AUX DATA)として示される。それぞれの保護周期Δtは、第1がビット周期中の最後の潜在的搬送波パルス(C)の後であり、第2がこのギャップを囲む次のビット周期中の次に続く潜在的搬送波パルス(D)の前であって、デジタルオーディオ信号を搬送する搬送波パルス(A)-(F)と補助データを搬送する搬送波変調(AUX DATA)との間の潜在的干渉を最小限にするために維持される。
【００４３】
図8は、変調済み復号データストリームに補助データを含めることを実施できる、変調システムの実施形態を示す構成図である。図8では、図1に示されたものと同じ要素は同じ参照番号によって指定されており、以下では詳細に記述していない。図8では、補助データ(AUX)の発生源(図示せず)が先入れ先出し(FIFO)バッファ402の入力端子に結合される。FIFOバッファ402の出力端子はマルチプレクサ404の第1のデータ入力端子に結合される。マルチプレクサ404の出力端子は、ミキサ30の入力端子に結合される。レベル検出器25の出力端子は、マルチプレクサ404の第2のデータ入力端子に結合される。エンコーダ10のタイミング出力端子は、マルチプレクサ404の制御入力端子に結合される。
【００４４】
例示された実施形態では、補助データ信号は搬送波信号を直接変調できる状態にあると想定される。当分野の技術者であれば、その信号の特徴に最も適した方法で搬送波を符号化および/または変調するための信号を準備する方法を理解されよう。さらに、例示された実施形態では、補助データ信号はデジタル形式であると想定される。ただし必ずしもそうである必要はない。補助データ信号はアナログ信号であってもよい。
【００４５】
オペレーション時には、エンコーダ10がパルスの相対タイミングを制御する内部タイミング回路(図示せず)を含む。このタイミング回路は、パルスが潜在的にCARR信号内で発生可能な場合3つの隣接する符号化クロック周期t1-t4中に第1の状態を有し、残りの符号化クロック周期t4-t10中に第2の状態を有する信号を生成するために、当分野の技術者であれば理解される方法で修正することができる。この信号は、パルスが発生可能な周期Δt1-t4中にはレベル検出器25の出力端子をミキサ30の入力端子に結合し、それ以外のΔt4-t10中にはFIFOバッファ402の出力端子をミキサ30に結合するように、マルチプレクサ404を制御する際に使用することができる。レベル検出器25の出力端子がミキサ30に結合される周期Δt1-t4中は、図8の回路は図1に示された構成であり、上記で詳細に説明したように動作する。
【００４６】
(保護帯域Δtを考慮した)FIFOバッファ402がミキサ30に結合される周期(t4+Δtからt10-Δt)中に、FIFOバッファ402からのデータは発振器40からの搬送波信号を変調する。FIFOバッファ402は、一定のビットレートでデジタル補助データ信号を受け入れ、搬送波パルス(A)-(C)を生成することができる時間周期(t1-t4)中に信号をバッファリングするように動作する。その後FIFOバッファ402は、格納された補助データを、補助データが伝送される時間周期(t4+Δtからt10-Δt)中に、より高速のビットレートでのバーストとしてミキサ30に提供する。CARR信号を介した補助データのバーストのネットスループットは、補助データ信号発生源(図示せず)からの補助データの一定のネットスループットと一致しなければならない。当分野の技術者であれば、すべて知られた方法で、スループットを一致させる方法ならびにオーバーランおよびアンダーランに備える方法を理解されよう。
【００４７】
図9は、図8に示されたシステムによって生成された信号を受け取ることのできる受信機を示す構成図である。図9では、図3に示されたものと同じ要素は同じ参照番号によって指定されており、以下では詳細に記述していない。図9では、検出器140の出力端子が制御可能スイッチ406の入力端子に結合される。制御可能スイッチ406の第1の出力端子は、デコーダ150の入力端子に結合される。制御可能スイッチ406の第2の出力端子は、FIFO 408の入力端子に結合される。FIFO 408の出力端子は、補助データ(AUX)を生成する。ウィンドウィングタイマ160の出力端子は、図3のように検出器140のイネーブル入力端子ではなく、制御可能スイッチ406の制御入力端子に結合される。
【００４８】
オペレーション時には、図9の検出器140は常に実行可能である。ウィンドウィングタイマ160からのウィンドウィング信号は、図8のエンコーダ10で生成されるタイミング信号に対応する。ウィンドウィング信号は、搬送波パルス(A)-(C)が潜在的に生じる可能性のある周期(t1-t4)中に第1の状態を有し、そうでない場合(t4-t10)には第2の状態を有する。搬送波パルス(A)-(C)が潜在的に生じる可能性のある周期(t1-t4)中に、ウィンドウィングタイマ160は、検出器140をデコーダ150に結合するように制御可能スイッチ406を条件付ける。この構成は図3で図示されたものと同一であり、上記で詳細に述べたように動作する。
【００４９】
残りのビット周期(t4-t10)中、検出器140はFIFO 408に結合される。この周期中、変調済みの補助データは復調され、FIFO 408に供給される。(図8の)FIFO 402に対応する方法で、FIFO 408は検出器140から補助データバーストを受け取り、一定のビットレートで補助データ出力信号AUXを生成する。補助データ信号は補助データを、搬送波を変調するために符号化されたものとして表す。受け取った補助データ信号を所望のフォーマットに復号するために、他の処理(図示せず)が必要になる場合もある。
【図面の簡単な説明】
【図１】  比較的帯域幅が狭く比較的データレートが高速の信号を生成するための変調器を示す構成図である。
【図２】  図1に示された変調器のオペレーションを理解するのに役立つ波形図である。
【図３】  図1に示したように変調された信号を受け取ることのできる受信機を示す構成図である。
【図４】  図1および2に示された変調技法の適用を理解するのに役立つスペクトル図である。
【図５】  図1および2に示された変調技法を使用して実施されるインバンドオンチャネルデジタル伝送チャネルを組み込んだ、FM放送送信機を示す構成図である。
【図６】  図5に示されたFM放送送信機によって変調された信号を受け取ることのできるFM放送受信機を示す構成図である。
【図７】  本発明の原理に従った変調器のオペレーションを理解するのに役立つ波形図である。
【図８】  本発明の原理に従った変調器を示す構成図である。
【図９】  本発明に従って、図8に示された変調器によって生成された信号を受け取ることのできる受信機を示す構成図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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