(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流を三相交流に、あるいは三相交流を直流に変換する電力変換器と、
該電力変換器の交流側の電流を検出する手段と、
前記電力変換器の交流側の電流指令を与える手段と、
該電流指令と、電流検出値が一致するように、前記電力変換器の交流側の電圧指令を演算する電流制御器と、
前記電圧指令に基づいて、前記電力変換器をパルス幅変調によって制御するパルス幅変調手段とを有する電力変換装置において、
電流制御器で使用する三相の電流検出値のうち、少なくとも１相に対して前記交流側の電流を検出する手段により検出された電流検出値を用い、前記電流検出値を用いない残りの少なくとも１相に対して前記電流検出値の代わりに前記電流指令を用いる、電力変換装置。
【請求項２】
前記電流指令から、前記電力変換器の交流側の電圧指令を直接的に演算するフィードフォワード演算器を備え、
該演算値を前記電流制御器の出力に加算する、請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記電流検出値の代わりに、前記電流指令を用いる際に、該電流指令に対して、遅れ要素を介したものを用いる、請求項１記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記遅れ要素として、一次遅れ要素を用いるものとし、さらに、該一次遅れ要素の時定数は、前記電流制御器の制御応答時間に相当する時定数である、請求項３記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記電流検出値の代わりに、前記電流指令を用いる相を選択する条件として、各相の電圧指令の絶対値を比較し、該絶対値の最大となる相を除く２つの相のうち、少なくとも１相を選択する、請求項１記載の電力変換装置。
【請求項６】
三相交流電動機と、該電動機によって駆動される負荷装置と、前記電動機を駆動する請求項１記載の電力変換装置からなるモータ駆動システム。
【請求項７】
前記負荷装置が、ファン，電動ポンプ，自動車のステアリングのアシスト機構、又は洗濯機あるいは洗濯乾燥機の攪拌ファンあるいは洗濯槽である、請求項６記載のモータ駆動システム。
【請求項８】
直流を三相交流に、あるいは三相交流を直流に変換する電力変換器と、
該電力変換器の直流母線電流を検出する検出手段と、
該直流母線電流に基づいて、演算処理によって前記電力変換器の交流側の電流値を算出する電流値算出手段と、
前記電力変換器の交流側の電流指令を与える手段と、
該電流指令と、該電流値算出手段により算出された電流値が一致するように、前記電力変換器の交流側の電圧指令を演算する電流制御器と、
前記電圧指令に基づいて、前記電力変換器をパルス幅変調によって制御するパルス幅変調手段とを有する電力変換装置において、
前記直流母線電流より演算処理によって求める交流側の電流のうち、前記電圧指令の絶対値最大相を含む少なくとも１相に対して前記検出手段により検出された電流値を用い、前記電流値を用いない残りの少なくとも１相に対して前記電流値の代わりに前記電流指令を用いる、電力変換装置。
【請求項９】
電流検出値の代わりとして、前記電流指令を用いる場合に、前記電圧指令，電圧変調率，モータの駆動周波数，電流指令の大きさの何れかに基づいて、電流検出値を用いるか、あるいは、その代わりに電流指令を用いるかを判断し、切り替える手段を備える、請求項８記載の電力変換装置。
【請求項１０】
前記電流指令から、前記電力変換器の交流側の電圧指令を直接的に演算するフィードフォワード演算器を備え、
該演算値を前記電流制御器の出力に加算する、請求項８記載の電力変換装置。
【請求項１１】
前記電流検出値の代わりに、前記電流指令を用いる際に、該電流指令に対して、遅れ要素を介して用いる、請求項８記載の電力変換装置。
【請求項１２】
前記遅れ要素として、一次遅れ要素を用いるものとし、さらに、該一次遅れ要素の時定数は、前記電流制御器の制御応答時間に相当する時定数である、請求項１１記載の電力変換装置。
【請求項１３】
三相交流電動機と、該電動機によって駆動される負荷装置と、前記電動機を駆動する請求項１１記載の電力変換装置からなるモータ駆動システム。
【請求項１４】
前記負荷装置が、ファン，電動ポンプ，自動車のステアリングのアシスト機構、又は洗濯機あるいは洗濯乾燥機の攪拌ファンあるいは洗濯槽である、請求項１３記載のモータ駆動システム。
【請求項１５】
直流を三相交流に、あるいは三相交流を直流に変換する電力変換器と、
該電力変換器の交流側の電流を検出する手段と、
前記電力変換器の交流側の電流指令を与える手段と、
該電流指令と、電流検出値が一致するように、前記電力変換器の交流側の電圧指令を演算する電流制御器と、
前記電圧指令に基づいて、前記電力変換器をパルス幅変調によって制御するパルス幅変調手段とを有する電力変換装置において、
電流制御器で使用する三相の前記電流検出値を、１相に前記電流を検出する手段で検出した値を用い、当該検出した値を用いない残りの２相に対して前記電流指令を用いる、電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置における交流電流の検出方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
電力変換装置では、所望の電圧指令値をパルス幅変調（以下、ＰＷＭと略す）したスイッチング信号により、ＩＧＢＴ等の半導体素子を駆動している。このＰＷＭにより、交流電流は基本波成分に、スイッチングにともなう脈動成分が重畳された波形となる。しかし、電流制御を行うには、脈動成分の影響を小さく抑え、基本波成分のみを抽出して検出することが望ましい。そこで、交流電流センサを用い、電圧ゼロ区間（交流出力電圧がゼロとなる区間）で、かつ、その中点近傍に対応するタイミングで、交流電流を検出する技術が発案されている（特許文献１）。
【０００３】
特許文献１では、ＰＷＭの搬送波である三角波キャリア信号の振幅が最大及び最小となる時点が、電圧ゼロ区間、かつ、その中点近傍に対応するタイミングであることに注目し、三相の電流Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相を順次検出している。
【０００４】
【特許文献１】特開平６−１８９５７８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
特許文献１による方法は、１つのＡ／Ｄコンバータとマルチプレクサを用いて、三相交流電流の各相を順次選択し、検出している。そのため、三相交流電流を同時に検出することができずに、検出タイミングのズレがわずかだが発生する。このズレは、基本波成分の周波数、つまり、モータの駆動周波数が十分に低ければ問題ないが、駆動周波数が高くなるにつれて位相誤差として問題になってくる。将来的には、モータの駆動周波数は益々高くなる傾向にあり、この検出誤差による影響は無視できない。また、特許文献１による方法では、交流電流センサを用いるため、高価であり、低コスト化の要求に応えるのは難しい。さらに同様の理由で、Ａ／Ｄコンバータを２つ以上用いて交流電流を同時に検出する方法を適用することも、困難である。
【０００６】
本発明の目的は、検出の位相誤差を極小に抑えることができ、高速域まで安定したモータの駆動を実現することである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
前記課題を解決するため、例えば、特許請求の範囲の記載の如く構成すればよい。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、検出の位相誤差を極小に抑えることができ、高速域まで安定したモータの駆動を実現できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
以下、図を参照しながら、本発明の詳細を説明する。
【００１０】
〔第１実施形態〕
図１の構成図を用いて、本発明の第１の実施形態について説明する。図１のモータ駆動システムは、電力変換器１と、その電力変換器１により駆動されるモータ２と、モータの交流電流を検出する電流検出手段３と、交流の電圧指令にもとづいてＰＷＭ（Pulse Width Modulation）を行うパルス幅変調手段４と、ｄｑ座標軸と三相交流座標軸を相互に変換する座標変換手段５と、前記電圧指令を与える電流制御器６と、本発明の特徴部分である電流切替え手段７、ならびに電流選択手段８とを備える。
【００１１】
座標変換手段５は、ｄｑ座標軸と三相交流座標軸を、二相交流座標軸を介して相互に変換する。その変換には、モータ２の回転子位置（位相）が必要であり、一般にはエンコーダやレゾルバなどの回転子位置センサから得られる検出位相θdcを用いる。また、前記回転子位置センサを使用せずに、電力変換器１の状態量から演算によりθdcを求める位置センサレス制御により検出位相θdcを求めても良い。
【００１２】
座標変換手段５で用いる三相交流座標ｕｖｗから二相交流座標αβへの変換行列Ｃuvw-αβを式（１）に、二相交流座標αβからｄｑ座標への変換行列Ｃαβ-dqを式（２）に示す。式（１）及び（２）は逆行列を用いることで、相互に座標変換を行うことができる。
【００１３】
【数１】
0004637148.tif 000002
【００１４】
【数２】
0004637148.tif 000003
【００１５】
パルス幅変調手段４は、三相の電圧指令とキャリア信号を比較することで、電力変換器１を駆動するスイッチング信号を発生する。電力変換器１は、直流電源１０１と、主回路部１０２から構成されており、前記スイッチング信号にもとづいて、主回路部１０２の半導体素子Ｓｕｐ〜Ｓｗｎの６つのスイッチング素子をスイッチすることで、三相交流電圧を出力する。この結果、正弦波状の電流がモータに流れる。電流検出手段３は、カレントトランスなどを用いることで、モータ２に流れる三相電流を検出することができる。
【００１６】
検出された電流は、座標変換手段５によって、ｄｑ軸上の電流Ｉdc，Ｉqcへ変換され、各々の指令電流であるＩd*，Ｉq*に一致するように、電流制御器６にて制御される。θdcが、モータ２の励磁軸（磁石モータの場合は、磁石のある軸）に一致していれば、Ｉqcがトルク電流成分、Ｉdcが励磁電流成分となり、ベクトル制御が実現できる。
【００１７】
次に、本発明の特徴部分である電流切替え手段７、ならびに電流選択手段８について説明する。図１において、電流選択手段８にて、電圧指令Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*の大小関係から判断し、制御器内部に取り込むべき電流（三相のうち、どの相を取り込むか？）を判断し、相切替えスイッチ７１、ならびに、検出・指令切替えスイッチ７３ｕ，７３ｖ，７３ｗを切り替える。相切替えスイッチ７１では、制御器内部に取り込む電流を、三相の中から１相のみを選択し、Ａ／Ｄコンバータ７２にてデジタル量に変換する。一方で、ｄｑ軸上の電流指令Ｉd*，Ｉq*から、交流軸上の電流指令Ｉu*，Ｉv*，Ｉw*を作成しておく。検出・指令切替えスイッチ７３ｕ，７３ｖ，７３ｗは、Ａ／Ｄコンバータによって読み込まれた電流検出値を用いるのか、あるいは、相電流指令を検出の代わりに用いるのか切り替える。図１の実施例では、１相のみが電流検出値を用い、他の２相は電流指令を検出の代わりに用いている。
【００１８】
この時、電流選択手段８では、電圧指令絶対値の最も大きな相を選択して、その相の電流のみを検出値として制御器内部に取り込むようにしている。電圧絶対値が最大となる相と、その時の相電流の関係を図２に示す。「相電圧の絶対値が大きな相の電流」とは、すなわち、「有効電流に最も寄与している相の電流」と考えることができる。図２は電流位相がやや遅れ（力率がやや低い）であるが、この相の電流を検出することは、変換器を制御する上で重要となる有効電力を優先的に検出していることに相当する。よって、絶対値最大相の電流だけを検出しても、モータの出力を制御することは可能である。
【００１９】
次に、本発明の効果を、従来技術と比較して説明する。
【００２０】
図３は、モータの相電流の一部を拡大したものである。実際のモータ電流には、図に示すような三角波状のリプル電流が伴っている。このリプルを含む電流は、電力変換器１のスイッチングによって生じるものであり、理想的には、あるタイミング（ＰＷＭを行う場合のキャリア波のピークに合わせたタイミング）にて、三相を同時にサンプリングし、制御器内部に取り込む必要がある（図３（ａ））。これに対し、一般的な電流検出回路は、図４のような構成になっている。Ａ／Ｄコンバータを１個だけ用いて、各相を順次デジタル量に変換し、メモリ７４にそれぞれを記憶させておく。そのため、三相電流を同時にサンプルすることができず、微妙なタイミングのずれが発生する（図３（ｂ））。このずれは、モータの駆動周波数が十分低ければ問題ないが、駆動周波数が上昇するにつれて、位相誤差として問題になってくる。モータは、小型・軽量化のためには、回転数を上げることが有効であり、将来的には益々駆動周波数が高くなる傾向にある。その場合、従来型の検出方法では、検出誤差による影響が問題になる。
【００２１】
これに対し、図１における本発明では、三相電流のうち、最も出力に寄与する相（電圧指令の絶対値最大相）のみを検出し、それ以外を電流指令値に置き換えることで、この問題を解決している。よって、より高速域まで、モータの安定駆動が可能となる。
【００２２】
なお、本実施例では、電圧指令の絶対値最大相の電流のみを検出し、それ以外を電流指令値に置き換えており、それが好ましいが、電圧指令の絶対値最大相以外の電流を検出し、それ以外を電流指令値に置き換えても本発明の目的は達成できる。
【００２３】
また、１相のみを検出し、その他の少なくとも１相のみを電流指令値で置き換え、もう１相の相を前記検出値と前記電流指令値とから求めても良い。
【００２４】
また、従来例の別方式としては、図５のように、Ａ／Ｄコンバータを２個用い、３相交流のうち２相を同時検出し、残り一相を演算で求める方法もある。しかし、この場合は、高価なＡ／Ｄコンバータが２個必要であり、コストアップになる。また、回路面積も大きくなり、消費電力量も増えるという問題がある。図１における本発明では、この問題も解決できる。
【００２５】
本実施例により、検出の位相誤差を極小に抑えることができ、高速域まで安定したモータの駆動を実現できるという効果がある。
【００２６】
〔第２実施形態〕
図６の構成図を用いて、本発明の第２の実施形態について説明する。図６におけるほとんどの構成要素は、図１のものと同一のものである。本実施形態の新たな特徴部分は、電流検出手段３Ｂ，電流切替え手段７Ｂ，電流選択手段８Ｂである。
【００２７】
本実施形態では、図１における電流検出手段３を削除し、１個のシャント抵抗である電流検出手段３Ｂを用いて、電力変換器１の直流母線電流ＩＤＣを検出する。本実施形態では、直流母線電流ＩＤＣを検出できれば良いので、図のようにシャント抵抗の両端電圧から検出しても良いし、あるいはホール素子を用いた電流センサ（ＤＣＣＴ）を用いても良い。
【００２８】
一般的に、直流母線電流であるＩＤＣを検出できれば、モータの交流側の電流Ｉu，Ｉv，Ｉwも検出できることが知られている。まず初めに、その原理について、簡単に説明する。図７に、三角波キャリアと三相交流電圧指令Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*との比較によるＰＷＭの様子を示す。
【００２９】
図７（ａ）のＶu*，Ｖv*，Ｖw*と三角波キャリア信号の比較によって、図７（ｂ）に示すゲートパルス信号が得られる。電力変換器１を駆動するゲートパルス信号は、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の順に、ＧＰｕ，ＧＰｖ，ＧＰｗであり、各相共に「１」の時に上アーム（Ｓｕｐなど）がオン、「０」の時に下アーム（Ｓｕｎなど）がオンとなる排他制御を行う。図７（ｃ）に直流母線電流ＩＤＣの波形を示す。この条件では、ＩＤＣの波形には、ＩuとＩwが時分割で発生している。
【００３０】
直流母線にて検出できる相電流は、電圧指令が最大となっている相（図７の場合は、Ｖu*が最大なので、Ｕ相）と、最小となっている相（図７では、Ｖw*が最小なので、ｗ相）である。モータの相電流は、図７（ｃ）に示すように、時分割で発生するので、それぞれＵ相電流、ならびにＷ相電流が流れているタイミングを見計らって、直流母線電流のサンプリングを行えば、２相の電流検出が可能である。このタイミングのトリガは、Ａ／Ｄ起動タイミング発生器７５にて発生させている。
【００３１】
しかし、直流母線による相電流検出方式には、大きな課題がある。実際の直流母線電流には、図７右側に描かれているように、スイッチングに伴う「リンギング」が発生する。このリンギングが継続する状態で電流をサンプリングすると、誤検出の原因となる。その他、パルスの立ち上がり時間，立下り時間，デッドタイムなどの時間を確保する必要がある。よって、パルス幅が狭い場合には、検出困難となる（図７では、Ｗ相の電流通電幅が短く、検出が難しい）。そのため、キャリア周波数を下げる、意図的にパルス幅を広げて、電流の通流期間を増やす、などの方法が提案されている。しかし、キャリアを下げることは、電磁騒音を増加させることになり、また、パルス幅を広げることも、電流ひずみやトルク脈動を増やす要因となり問題である。
【００３２】
本実施形態では、これらの問題が解決できる。
【００３３】
図６における電流検出手段８Ｂにて、電圧指令の中から、絶対値最大相を選択し、その相が直流母線電流に発生するタイミングを、Ａ／Ｄ起動タイミング発生器７５に設定する。同時に、検出・指令切替えスイッチを操作し、絶対値最大相に検出電流が選ばれるようにし、他の相は電流指令を選択するようにする。この結果、狭いパルス幅の相は検出されなくなり、電流の誤検出，誤動作などの問題は解決される。また、キャリアを下げることによるノイズの発生や、電流脈動の増加も防止できるようになる。さらに、少なくとも１つのＡ／Ｄコンバータで構成可能になり、マイコンの選択や回路基板設計の自由度が増すメリットもある。
【００３４】
なお、検出する一つの相に対して、すでに公知であるパルスの補正（例えば、特願２００６−３１５１２０号に記載の技術）を同時に行うこともできる。本発明と組み合わせれば、１相のみに補正を行えばよいので、電流ひずみの増加や精度の劣化が抑制できる。
【００３５】
本実施例により、検出の位相誤差を極小に抑えることができ、高速域まで安定したモータの駆動を実現できるという効果がある。
【００３６】
また、最大相のみを検出し、その他の少なくとも１相のみを電流指令値で置き換え、もう１相の相を前記検出値と前記電流指令値とから求めても良い。
【００３７】
〔第３実施形態〕
図８の構成図を用いて、本発明の第３の実施形態について説明する。図８は、図６の構成のものに対して、電流切替え手段７Ｂを７Ｃに、また、電流選択手段８Ｂを８Ｃに置き換えたものであり、それ以外の部分は図６と同一であり、一部のブロックを省略している。
【００３８】
本実施形態においても、図６と同様に、直流母線電流の検出による相電流検出を実施する。図６との違いは、パルス幅が十分広く、従来通りの直流母線電流からの２相電流検出が可能な場合にはそれを実施し、パルスが狭い条件においてのみ、検出電流の代わりに電流指令を用いるようにしたものである。
【００３９】
図８において、直流母線電流ＩＤＣは、図７に示す原理に基づき、キャリア波の半周期間において、２相の電流検出を、２つのＡ／Ｄコンバータ７２によって実施する。そのＡ／Ｄコンバータの起動トリガは、Ａ／Ｄ起動タイミング発生器７５Ｃで発生させる。２つのＡ／Ｄコンバータによって、電圧最大相の電流値と、電圧最小相の電流値が検出され、その２つの値から、残りの電圧中間相の電流値も演算される。これらの電流検出値は、３つのメモリ７４Ｃに保存される。
【００４０】
検出電流選択器７６では、電圧指令の大小関係から、メモリ上の値がどの相の電流であるかを判断し、スイッチ７１Ｃを切り替えて、検出電流Ｉuc′，Ｉvc′，Ｉwc′を求める。最後に、電流選択手段８Ｃによって、電流検出値を用いるのか、あるいは、電流指令値を用いるのかを判断し、制御内部で用いる電流値Ｉuc，Ｉvc，Ｉwcを決定する。電流選択手段８Ｃでは、三相電圧指令の大小関係から、最小パルス幅を演算し、実際の相電流が利用可能な条件であれば、検出・指令切替えスイッチをすべて０側にして、従来方式の直流母線電流による交流電流再現演算をそのまま実施する。逆に、パルス幅が狭く、検出値の精度に問題があると判断した場合には、その相の検出・指令切替えスイッチを１側にし、交流指令を利用する。
【００４１】
この時の判別条件としては、電圧指令の大小関係から判断するのが原理的に最も有効であるが、例えば、変調率や、モータの駆動周波数，電流指令の大きさ等もパルス幅に綿密な関係があるため、判断材料として用いてもよい。一例として、モータの駆動周波数が低く、電流指令が小さい場合には、パルス幅が狭くなる。
【００４２】
本発明を用いれば、パルス幅の広い領域では、直流母線電流を直接検出する従来型の電流検出が実現でき、電流制御精度は従来通りとなり、同時に、低速度域における性能の劣化（電磁ノイズの増加，電流脈動の増加）を、抑制することが可能となる。
【００４３】
〔第４実施形態〕
図９の構成図を用いて、本発明の第４の実施形態について説明する。図９は、図６の構成のものに対して、電流指令Ｉd*，Ｉq*から、直接モータに加える印加電圧を演算するブロックであるフィードフォワード演算器９を加えたものであり、それ以外の部分は図６と同一である。
【００４４】
フィードフォワード演算器９は、モータの逆モデル演算によって、直接的に電圧指令を演算する。本発明の大きな特徴は、これまでの実施例で示したように、電流検出値の代わりに電流指令を用いることであるが、このことは、その相に関しては無制御であることを意味している。よって、Ｉd*やＩq*の指令に変化があっても、それが電圧指令に反映されない相が発生する。この結果誤差が生じることになるが、前述したような「少なくとも１相」の検出は行われているため、電流制御器６の動作によって、最終的には誤差は減少するが、そこに至るまでの応答に時間がかかることになる。
【００４５】
そこで、本実施形態のように、電流指令Ｉd*，Ｉq*から、モータの逆モデル演算によって、フィードフォワードとして、電圧指令演算を実施すれば、結果的には応答特性が改善することになる。
【００４６】
よって、本実施形態によれば、過渡応答特性が改善されるモータドライブシステムが実現可能となる。尚、本実施形態におけるフィードフォワード演算器９は、他の実施形態（例えば、図１，図８など）に組み合わせて用いても全く問題ない。
【００４７】
〔第５実施形態〕
図１０の構成図を用いて、本発明の第４の実施形態について説明する。図１０は、図９の構成のものを一部改造したものである。図９に対して、電流指令Ｉd*，Ｉq*に遅れ要素手段１０を介してから、電流検出値に代わる交流電流指令Ｉu*，Ｉv*，Ｉw*を作成するものである。
【００４８】
これまでの実施例で説明した通り、本発明は、三相交流電流を検出する際、三相すべてを検出するのではなく、その一部（少なくとも一相）を検出し、他の相は指令で置き換えることに大きな特徴を持っている。
【００４９】
このような構成とした場合、検出電流には、電気的な過渡現象が発生するため、通常は「遅れ」の要素が含まれて応答するが、電流指令の方には、その遅れ要素が何もないことになる。
【００５０】
この結果、電流指令の変化時は、検出電流と指令の挙動に差異が発生し、不要な振動現象が発生する可能性がある。この問題を解決するため、検出相電流の代わりとして用いる電流指令に対しては、意図的に遅れ要素手段１０を設けることにする（図１０）。この結果、三相全体のバランスが取られ、安定した制御系が実現できる。過渡時の振動現象もなく、特性が大きく改善される。
【００５１】
具体的な遅れ要素手段としては、一次遅れとするのが最もシンプルであるが、電流制御器の設計法に合わせるとよい。また、一次遅れとする際の時定数Ｔａは、電流制御器６の制御応答時間に合わせておけば、三相すべてのフィードバック（実際の電流を検出した相と、電流指令から作成した相）が、原理的には同じ時定数で変化することになり、三相の過渡的なバランスが保たれることになり、理想的な応答になる。
【００５２】
尚、本実施形態における遅れ要素手段１０は、他の実施形態（例えば、図１，図８など）に組み合わせても全く問題ない。
【００５３】
〔第６実施形態〕
図１１の構成図を用いて、本発明の第６の実施形態について説明する。本実施形態は、これまでの実施形態のモータ駆動システムを、電源コンバータシステムに応用展開したものである。
【００５４】
図１１は、三相交流電源１１から、交流リアクトル１２を介して交流を入力し、交流を直流に変換する電力変換器１Ｄと、その制御部分から構成されている。
【００５５】
全体の動きは、これまでの実施形態と同様であり、モータの代わりに電源１１と交流リアクトル１２が接続されたものである。電力変換器１Ｄにおける直流電圧出力Ｖ０が、本システムの制御対象ということになる。
【００５６】
電力変換器１Ｄは、基本構成は、これまでの電力変換器１Ｂと同じであるが、直流側には電源ではなく、平滑コンデンサ１０３が接続され、ここに発生する直流電圧を自動的に調整することが、本システムの目標である。
【００５７】
電流検出に関する動作は、これまでのモータを対象とした実施形態と全く同じである。実施形態５までの各々の手法が適用可能である。直流電圧Ｖ０が所定値になるように、電流指令Ｉq*を与えれば、本システムは機能する。また、これまでの実施例同様に、電流検出値の代わりに、電流指令値を用いることで、三相のサンプル誤差によるアンバランスの問題や、１シャント電流検出における誤検出の問題が解決され、高性能な電源コンバータシステムが実現できる。
【００５８】
〔第７実施形態〕
図１２の構成図を用いて、本発明の第７の実施形態について説明する。図１２は、本発明におけるモータ駆動システム３００を、ファン３０１の駆動に適用した模式図である。モータ駆動システム３００は、第１乃至第４の実施形態で述べたモータ駆動システムに一致する構成である。ファン３０１を駆動することで、放熱フィンや熱交換器などの冷却対象３０２の冷却や、集塵フィルタを用いた集塵を行う。
【００５９】
本実施形態によれば、少なくとも１つのＡ／Ｄコンバータで構成可能になり、安価なマイコンでトルク性能を従来よりも向上させることができる。また、低速度域における電磁ノイズの増加や電流脈動の増加といった性能の劣化を、抑制することが可能となる。
【００６０】
〔第８実施形態〕
図１３の構成図を用いて、本発明の第８の実施形態について説明する。図１３は、本発明におけるモータ駆動システム４００を、電動ポンプシステム４０１に適用した模式図である。モータ駆動システム４００は、第１及び第２実施形態におけるモータ駆動システムに一致し、電力変換器１を含むモータ制御装置４０２とモータ４０３を備えた構成であり、モータ４０３がポンプ４０４を駆動する。モータ駆動システム４００とポンプ４０４を合わせて電動ポンプシステム４０１となる。ポンプ４０４は、水圧ポンプであっても、油圧ポンプであっても良い。ポンプ４０４が油圧ポンプである場合、配管４０６で油圧回路４１０に接続される。油圧回路４１０は、油圧を設定値以下に保つリリーフバルブ４０７と、油圧回路を切り替えるソレノイドバルブ４０８と、油圧アクチュエータとして動作するシリンダ４０９と、油を貯蔵するタンク４０５で構成される。油圧ポンプは、油圧アクチュエータなどの油圧装置が動作する圧油（高圧な油）を送りだすのに用い、モータ駆動システム４００はその駆動源になる。
【００６１】
油圧回路ではソレノイドバルブ４０８により回路が切り替わることで、ポンプ４０４の負荷が変わり、モータ駆動システム４００に負荷外乱が発生する。本実施形態によれば、安価なマイコンで負荷外乱に対して優れたトルク応答性能を得ることができる。また、低速度域における電磁ノイズの増加や電流脈動の増加といった性能の劣化を、抑制することが可能になる。
【００６２】
〔第９実施形態〕
図１４の構成図を用いて、本発明の第７の実施形態について説明する。図１４は、本発明におけるモータ駆動システム５００を、パワーステアリングと一般に呼ばれる車両のステアリングアシスト機構に適用した模式図である。モータ駆動システム５００は、第１及び第２実施形態におけるモータ駆動システムに一致し、電力変換器１を含むモータ制御装置５０１とモータ５０２を備えた構成である。ステアリングアシスト機構は、ハンドル５０３の操舵角から、トルクセンサ５０４でアシスト力を検出し、モータ駆動システム５００へ入力する。モータ駆動システムは、アシスト力にもとづいてモータ５０２を駆動して、ステアリングアシスト機構５０７に伝える。ステアリングアシスト機構５０７により、ステアリング機構５０６を作動させ、タイヤ５０５の操作を行う。
【００６３】
ステアリング機構５０６は、ハンドル５０３の操舵角に対して応答良くタイヤ５０５を操作することで高い操舵性能を得られる。本実施形態によれば、ステアリングアシスト機構５０７を十分なトルク応答特性で制御することができ、高い操舵性能を得ることができる。また、低速度域における電磁ノイズの増加や電流脈動の増加といった性能の劣化を、抑制することが可能になる。
【００６４】
〔第１０実施形態〕
図１５の構成図を用いて、本発明の第１０の実施形態について説明する。図１５は、本発明におけるモータ駆動システム６００を、洗濯機６０１に適用した模式図である。モータ駆動システム６００は、第１及び第２実施形態におけるモータ駆動システムに一致し、電力変換器１を含むモータ制御装置６０２と駆動用モータ６０３を備えた構成である。洗濯機６０１は、水受け槽６０７の中に、洗濯槽６０６と攪拌翼（パルセータ）６０５がある構成となっており、洗濯槽６０６と攪拌翼６０５を駆動用モータ６０３で駆動する。洗濯槽６０６と攪拌翼６０５のどちらを駆動するかは、洗濯工程中にクラッチ部６０４によって切り替える。なお、クラッチ部６０４は減速機構が有る構成と無い構成のいずれでもよい。
【００６５】
洗濯機の特徴として、負荷トルクや慣性モーメントが大幅に変化する点がある。これは、洗濯工程が「洗い」「すすぎ」「脱水」「乾燥」に大別され、また、洗濯物の量や布質によっても大きく変化するためである。本実施形態によれば、このような負荷トルクなどの変化に対して、十分な応答特性を得ることができ、洗濯性能の向上や洗濯時間の短縮が可能となる。また、低速度域における電磁ノイズの増加や電流脈動の増加といった性能の劣化を、抑制することが可能になり、洗濯中の静音化に効果がある。
【００６６】
〔第１１実施形態〕
本発明の第１１の実施形態について説明する。本実施形態は、第１乃至第１０の実施形態で述べた構成図において、電力変換器の交流側の電流を検出する手段もしくは直流母線電流を検出する電流検出手段の少なくとも一方を備え、前記電流検出手段としてＡ／Ｄコンバータを備えるものとする。図１６は、三角波のキャリア信号とＡ／Ｄコンバータを起動する起動タイミングを示す関係図である。Ａ／Ｄコンバータは、キャリア信号の１周期Ｔｃ間に１回以下の回数で起動し、かつ、印加相電圧の絶対値が最大となる相の電流を検出するタイミングで起動する。絶対値が最大となる相は、図２に示す電圧指令と同様に、電気角１周期に対し６０°毎に切り替わる。よって、この６０°の期間では、Ａ／Ｄコンバータの起動が、１つの相の電流を検出するタイミングとなる。ここで、印加相電圧は電力変換器が出力する交流電圧であり、電力変換器は電圧指令Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*とキャリア信号とでＰＷＭ変調して得られるゲートパルス信号により駆動される。電力変換器が出力する交流電圧は、ＰＷＭ変調により櫛状の波形になるが、キャリア信号の周波数ｆｃ以上の高周波成分をロー・パス・フィルタ（ＬＰＦ）などにより除去すれば、交流電圧指令に略一致した波形となる。
【００６７】
次に、負荷外乱が入力される場合を考える。電力変換装置に負荷外乱を入力すると、電力変換器が出力する交流電流が外乱に応じて変化する。この交流電流は、電流制御器の働きにより、電流指令値に追従するよう制御される。
【００６８】
よって、本発明の実施形態によれば、従来は高価なＡ／Ｄコンバータを２個用いたのに対し、１個で構成でき安価になる。また、図３で示したサンプルタイミングのズレによる電流検出誤差がなく、負荷外乱に対して交流電流を制御して、駆動周波数を高速まで動作させることが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００６９】
【図１】第１実施形態における構成図。
【図２】絶対値最大相の関係図。
【図３】電流リプルと検出タイミングの関係図。
【図４】電流検出回路の構成図。
【図５】従来の電流検出回路の構成図。
【図６】第２実施形態における構成図。
【図７】ＰＷＭと直流母線電流の関係図。
【図８】第３実施形態における構成図。
【図９】第４実施形態における構成図。
【図１０】第５実施形態における構成図。
【図１１】第６実施形態における構成図。
【図１２】本発明を適用したファンの模式図の一例。
【図１３】本発明を適用した電動ポンプシステムの模式図の一例。
【図１４】本発明を適用したパワーステアリングの模式図の一例。
【図１５】本発明を適用した洗濯機の模式図の一例。
【図１６】Ａ／Ｄコンバータの起動タイミングの説明図。
【符号の説明】
【００７０】
５  座標変換手段
７１  相切替えスイッチ
７２  Ａ／Ｄコンバータ
７３ｕ  Ｕ相の検出・指令切替えスイッチ
７３ｖ  Ｖ相の検出・指令切替えスイッチ
７３ｗ  Ｗ相の検出・指令切替えスイッチ
７４  メモリ
１０１  直流電源
１０２  主回路部
１０３  コンデンサ
６００  モータ駆動システム
６０１  洗濯機
６０３  駆動用モータ
６０４  クラッチ部
６０６  洗濯槽
６０７  水受け槽
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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