(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力端と出力端との間に介設され、所定バイアス電圧に応答してオン状態になるＰＩＮダイオードと、
前記ＰＩＮダイオードに並列接続され、オフ状態にある前記ＰＩＮダイオードの寄生キャパシタンスと第１周波数帯で共振する第１共振素子と、前記ＰＩＮダイオード及び前記第１共振素子の双方に並列接続され、前記オフ状態にある前記ＰＩＮダイオードの寄生キャパシタンスと前記第１周波数帯とは異なる第２周波数帯で共振する第２共振素子と、前記ＰＩＮダイオードに並列接続されると共に前記第１共振素子に直列接続され、前記第２周波数帯の信号が前記第１共振素子を通過するのを阻止する第２周波数帯帯域阻止フィルタと、前記ＰＩＮダイオードに並列接続されると共に前記第２共振素子に直列接続され、前記第１周波数帯の信号が前記第２共振素子を通過するのを阻止する第１周波数帯帯域阻止フィルタと、から構成される共振回路と、
を有することを特徴とする高周波スイッチ回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高周波スイッチ回路に関し、特に、スイッチング素子としてＰＩＮダイオードを利用した高周波スイッチ回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、高周波数帯を扱う通信機器においては、ＰＩＮダイオードを利用した高周波スイッチ回路が多用されている。図１９（Ａ）は、この種の従来の高周波スイッチを示す回路図であり、図１９（Ｂ）は、図１９（Ａ）の高周波スイッチのオフ状態における等価回路図である。図２０は、図１９の高周波スイッチのオン状態及びオフ状態における周波数特性図である。
【０００３】
図１９（Ａ）に示すように、この高周波スイッチは、所定の高周波信号が入力する入力端ＩＮとこれを出力する出力端ＯＵＴとの間に介設され、順方向の所定バイアス電圧に応答してオフ状態からオン状態、又はオン状態からオフ状態に変移するＰＩＮダイオードＤを有する。入力端ＩＮとＰＩＮダイオードＤとの間、及びＰＩＮダイオードＤと出力端ＯＵＴとの間にはそれぞれ、直流阻止用のコンデンサＣ１及びＣ２が直列接続されている。
【０００４】
また、オンオフ用のバイアス電圧＋Ｖが印加される制御端子とＰＩＮダイオードＤとの間、及びＰＩＮダイオードＤと接地端子との間にはそれぞれ、インダクタＬ１及びＬ２が直列接続されている。ＰＩＮダイオードＤは、バイアス電圧＋Ｖが印加さていないとき、すなわち、オフ状態においては、図１９（Ｂ）のＤ′で示すように、寄生キャパシタンスＣｖ′及び抵抗Ｒｖ′により、等価的に表すことができる。この寄生キャパシタンスＣｖ′を積極的に利用して、特定の周波数帯ｆ１でのアイソレーションを高めるために、キャパシタンスＣｖ′と並列共振するためのインダクタＬｖがＰＩＮダイオードＤに並列接続されている。なお、Ｃｖは、直流阻止用コンデンサである。
【０００５】
このような構成において、ＰＩＮダイオードＤに所定のバイアス電圧＋Ｖが印加されているときには、ＰＩＮダイオードＤはオン状態になり、図２０の太線で示すような周波数特性を呈する。これに対して、ＰＩＮダイオードＤにバイアス電圧＋Ｖが印加されていないときには、ＰＩＮダイオードＤはオフ状態になり、図２０の細線で示すような周波数特性を呈する。すなわち、特定の周波数帯ｆ１において、図１９（Ｂ）のＤ′に含まれる寄生キャパシタンスＣｖ′と、インダクタＬｖとが共振することにより、この周波数帯ｆ１における、アイソレーション（オン状態での出力とオフ状態での出力の比）が確保される。なお、このような従来の高周波スイッチは、下記特許文献１においても示されている。
【特許文献１】特開昭６３−１３４１８号公報
【特許文献２】特願２００２−８３０８５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
上記従来の高周波スイッチは、１周波数帯だけを使用する通信機器等の切替制御には好適である。ところで、近年、１周波数帯のみならず、図６を用いて後述するが、２周波数帯以上の多周波数帯を使用する通信機器等における切替制御にも、ＰＩＮダイオードを用いた高周波スイッチを採用することが試みられている。しかしながら、上記従来の高周波スイッチでは、周波数帯ｆ１におけるアイソレーションは確保できるものの、この周波数帯ｆ１以外の特定の周波数帯、例えば、図２０中の１．６ＧＨｚ帯や２．５ＨｚＧ帯では、ＰＩＮダイオードのオン状態及びオフ状態における通過損失の差がなく、すなわち、十分なアイソレーションが確保できない。
【０００７】
したがって、周波数帯ｆ１に加えて、これら１．６ＧＨｚ帯や２．５ＨｚＧ帯等を使用する装置やシステムにおいては、これらの周波数帯の信号が、予期しない部位に混入するという問題が発生する。
【０００８】
また、近年、このような高周波スイッチが通信機器等の量産品に利用されることが多くなり、多周波数対応の高周波スイッチを大量生産することが必要になっている。このため、各高周波スイッチに対して、バラツキのない均一な周波数帯特性且つ好適なアイソレーション特性を有すること、仕様に応じて帯域幅調整が容易であること、設計及び調整が容易であること等、がより求められる傾向にある。
【０００９】
よって本発明は、上述した現状に鑑み、多周波数帯に対するアイソレーション特性に秀れ、通信機器等の量産品における周波数切替制御に好適な高周波スイッチ回路を提供することを課題としている。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記課題を解決するためになされた請求項１記載の高周波スイッチ回路は、入力端と出力端との間に介設され、所定バイアス電圧に応答してオン状態になるＰＩＮダイオードと、前記ＰＩＮダイオードに並列接続され、オフ状態にある前記ＰＩＮダイオードの寄生キャパシタンスと第１周波数帯で共振する第１共振素子と、前記ＰＩＮダイオード及び前記第１共振素子の双方に並列接続され、前記オフ状態にある前記ＰＩＮダイオードの寄生キャパシタンスと前記第１周波数帯とは異なる第２周波数帯で共振する第２共振素子と、前記ＰＩＮダイオードに並列接続されると共に前記第１共振素子に直列接続され、前記第２周波数帯の信号が前記第１共振素子を通過するのを阻止する第２周波数帯帯域阻止フィルタと、前記ＰＩＮダイオードに並列接続されると共に前記第２共振素子に直列接続され、前記第１周波数帯の信号が前記第２共振素子を通過するのを阻止する第１周波数帯帯域阻止フィルタと、から構成される共振回路と、を有することを特徴とする。
【００１１】
請求項１記載の発明によれば、共振回路は、ＰＩＮダイオードの寄生キャパシタンスと第１周波数帯で共振する第１共振素子と、この寄生キャパシタンスと第２周波数帯で共振する第２共振素子と、第２周波数帯の第１共振素子への通過を阻止する第２周波数帯帯域阻止フィルタと、第１周波数帯の第２共振素子への通過を阻止する第１周波数帯帯域阻止フィルタと、から構成される。これにより、ＰＩＮダイオードのオフ状態において、第１周波数帯の信号が入力してきたときには、第２共振素子の影響を受けることなく第１共振素子がＰＩＮダイオードの寄生キャパシタンスと共振し、第２周波数帯の信号が入力してきたときには、第１共振素子の影響を受けることなく第２共振素子がＰＩＮダイオードの寄生キャパシタンスと共振する。これにより、第１周波数帯及び第２周波数帯の両周波数帯において、好適なアイソレーションが確保される。
【発明の効果】
【００３１】
請求項１記載の発明によれば、共振回路は、ＰＩＮダイオードの寄生キャパシタンスと第１周波数帯で共振する第１共振素子と、この寄生キャパシタンスと第２周波数帯で共振する第２共振素子と、第２周波数帯の第１共振素子への通過を阻止する第２周波数帯帯域阻止フィルタと、第１周波数帯の第２共振素子への通過を阻止する第１周波数帯帯域阻止フィルタと、から構成される。これにより、ＰＩＮダイオードのオフ状態において、第１周波数帯の信号が入力してきたときには、第２共振素子の影響を受けることなく第１共振素子がＰＩＮダイオードの寄生キャパシタンスと共振し、第２周波数帯の信号が入力してきたときには、第１共振素子の影響を受けることなく第２共振素子がＰＩＮダイオードの寄生キャパシタンスと共振する。これにより、第１周波数帯及び第２周波数帯の両周波数帯において、好適なアイソレーションが確保可能となり、近年、増加傾向にある多周波数をしようとする通信機器等における切替制御が非常に有用となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４１】
[第１実施形態]
図１は、本発明の第１実施形態の高周波スイッチを示す回路図である。図２は、図１の高周波スイッチのオン状態及びオフ状態における周波数特性図である。ここで、この高周波スイッチは、例えば、５．８ＧＨｚ帯及び１．６ＧＨｚ帯を使用する通信装置又は通信システムに用いられ、入力端ＩＮ側に入力する両周波数帯の信号を出力端ＯＵＴ側に通過させるか、或いは通過阻止するかを切替制御するために利用されるものとする。
【００４２】
図１に示すように、第１実施形態の高周波スイッチは、例えば、５．８ＧＨｚ帯及び１．６ＧＨｚ帯の信号が入力する入力端ＩＮとこれを出力する出力端ＯＵＴとの間に介設され、順方向の所定バイアス電圧に応答してオフ状態からオン状態、又はオン状態からオフ状態に変移するＰＩＮダイオードＤを有する。入力端ＩＮとＰＩＮダイオードＤとの間、及びＰＩＮダイオードＤと出力端ＯＵＴとの間にはそれぞれ、直流阻止用のコンデンサＣ１及びＣ２が直列接続されている。
【００４３】
また、オンオフ用のバイアス電圧＋Ｖが印加される制御端子とＰＩＮダイオードＤとの間、及びＰＩＮダイオードＤと接地端子との間にはそれぞれ、インダクタＬ１及びＬ２が直列接続されている。ＰＩＮダイオードＤは、バイアス電圧＋Ｖが印加さていないとき、すなわち、オフ状態においては、図１９（Ｂ）のＤ′で示したような等価回路で表すことができる。
【００４４】
更に、ＰＩＮダイオードＤには、オフ状態におけるＰＩＮダイオードＤの寄生キャパシタンスＣｖと、５．８ＧＨｚ帯及び１．６ＧＨｚ帯において共振する共振回路１１が並列接続されている。この共振回路１１は、並列接続された５．８ＧＨｚ帯共振用インダクタＬ１１ａ及び１．６ＧＨｚ帯共振用インダクタＬ１１ｂを含んで構成される。この５．８ＧＨｚ帯共振用インダクタＬ１１ａには、１．６ＧＨｚ帯帯域素子フィルタＢＲＦ１１ｂが直列接続され、１．６ＧＨｚ帯共振用インダクタＬ１１ｂには、５．８ＧＨｚ帯帯域素子フィルタＢＲＦ１１ａが直列接続されている。なお、Ｃ３は直流阻止用コンデンサである。
【００４５】
５．８ＧＨｚ帯共振用インダクタＬ１１ａは、オフ状態にあるＰＩＮダイオードＤの寄生キャパシタンスと５．８ＧＨｚ帯で共振し、１．６ＧＨｚ帯共振用インダクタＬ１１ｂは、オフ状態にあるＰＩＮダイオードＤの寄生キャパシタンスと１．６ＧＨｚ帯で共振する。また、５．８ＧＨｚ帯帯域素子フィルタＢＲＦ１１ａは、５．８ＧＨｚ帯の信号が１．６ＧＨｚ帯共振用インダクタＬ１１ｂを通過するのを阻止し、１．６ＧＨｚ帯帯域素子フィルタＢＲＦ１１ｂは、１．６ＧＨｚ帯の信号が５．８ＧＨｚ帯共振用インダクタＬ１１ａを通過するのを阻止する。
【００４６】
５．８ＧＨｚ帯帯域素子フィルタＢＲＦ１１ａは、周知のように、並列接続されたインダクタＬ１１３及びコンデンサＣ１１３から構成され、上述のように５．８ＧＨｚ帯の信号を通過阻止するような値になっている。１．６ＧＨｚ帯帯域素子フィルタＢＲＦ１１ｂも、周知のように、並列接続されたインダクタＬ１１１及びコンデンサＣ１１１から構成され、上述のように１．６ＧＨｚ帯の信号を通過阻止するような値になっている。
【００４７】
このような構成において、ＰＩＮダイオードＤに所定のバイアス電圧＋Ｖが印加されているときには、ＰＩＮダイオードＤはオン状態になり、図２の太線で示すような周波数特性を呈する。このときには、入力端ＩＮに入力する５．８ＧＨｚ帯及び１．６ＧＨｚ帯の信号とも、ほぼ損失無く、出力端ＯＵＴ側に通過することができる。
【００４８】
これに対して、ＰＩＮダイオードＤにバイアス電圧＋Ｖが印加されていないときには、ＰＩＮダイオードＤはオフ状態になり、図２の細線で示すような周波数特性を呈する。すなわち、５．８ＧＨｚ帯の信号は、５．８ＧＨｚ帯域阻止フィルタＢＲＦ１１ａによって１．６ＧＨｚ帯共振用インダクタＬ１１ｂ側への通過が阻止されるので、ＰＩＮダイオードＤはオフ状態においては、１．６ＧＨｚ帯共振用インダクタＬ１１ｂの影響を受けることなく、ＰＩＮダイオードＤの寄生キャパシタンスと５．８ＧＨｚ帯共振用インダクタＬ１１ａとが共振する。これにより、図２中、ｆ１で示すように、５．８ＧＨｚ帯の信号に対しては、−２５ｄＢ〜−２０ｄＢ程度の通過損失が発生する。５．８ＧＨｚ帯におけるオン状態の通過損失と比較すれば明らかなように、十分なアイソレーションが確保されていることがわかる。
【００４９】
また、１．６ＧＨｚ帯の信号は、１．６ＧＨｚ帯域阻止フィルタＢＲＦ１１ｂによって５．８ＧＨｚ帯共振用インダクタＬ１１ａ側への通過が阻止されるので、ＰＩＮダイオードＤはオフ状態においては、５．８ＧＨｚ帯共振用インダクタＬ１１ａの影響を受けることなく、ＰＩＮダイオードＤの寄生キャパシタンスと１．６ＧＨｚ帯共振用インダクタＬ１１ｂとが共振する。これにより、図２中、ｆ２で示すように、１．６ＧＨｚ帯の信号に対しても、−２５ｄＢ〜−２０ｄＢ程度の損失が発生する。１．６ＧＨｚ帯におけるオン状態の通過損失と比較すれば明らかなように、上記２つの周波数帯において、十分なアイソレーションが確保されていることがわかる。
【００５０】
このように、第１実施形態によれば、使用する周波数帯に応じた共振用インダクタンスと、帯域阻止フィルタとを組み合わせることにより、３周波数帯以上を使用する通信機器や通信システムにも同様に適用可能となる。帯域阻止フィルタは、上記実施形態で例示したように、共振用インダクタの片端のみならず、両端に直列接続するようにしてもよい。また、上記実施形態では、５．８ＧＨｚ帯及び１．６ＧＨｚ帯への適用を例示しているが、他の周波数帯の組み合わせであっても同様である。
【００５１】
なお、この第１実施形態は請求項１、２に対応する。詳しくは、この実施形態１の５．８ＧＨｚ帯及び１．６ＧＨｚ帯はそれぞれ、請求項２の第１周波数帯及び第２周波数帯に対応し、５．８ＧＨｚ帯共振用インダクタＬ１１ａ及び１．６ＧＨｚ帯共振用インダクタＬ１１ｂはそれぞれ、請求項２の第１共振素子及び第２共振素子に対応し、５．８ＧＨｚ帯域阻止フィルタＢＲＦ１１ａ及び１．６ＧＨｚ帯域阻止フィルタＢＲＦ１１ｂはそれぞれ、請求項２の第１周波数帯帯域阻止フィルタ及び第２周波数帯帯域阻止フィルタに対応する。
【００５２】
［第１参考例］
図３は、第１参考例の高周波スイッチを示す回路図である。ここでも、この高周波スイッチは、例えば、５．８ＧＨｚ帯及び１．６ＧＨｚ帯を使用する通信装置又は通信システムに用いられ、入力端ＩＮ側に入力する両周波数帯の信号を出力端ＯＵＴ側に通過させるか、或いは通過阻止するかを切替制御するために利用されるものとする。
【００５３】
図３に示すように、第１参考例の高周波スイッチは、上記図１の第１実施形態の高周波スイッチにおける共振回路１１が、共振回路１２に置換された構成になっている。したがって、ここでは、図１と共通する部分には、同一の符号を付し、重複する説明は省略する。
【００５４】
第１参考例の高周波スイッチにおいて、共振回路１２は、ＰＩＮダイオードＤに並列接続されたＬＣ梯子型回路により構成されている。すなわち、この共振回路１２は、インダクタＬ１２ａに対して、コンデンサＣ１２ｂ及びインダクタＬ１２ｂが並列接続された回路が、直列接続されて構成されている。なお、Ｃ１２ａは、直流阻止用コンデンサである。
【００５５】
このようなＬＣ梯子型回路において、各コンデンサ及びインダクタの値を適宜に調整することにより、ＰＩＮダイオードＤのオフ状態における寄生キャパシタンスを利用して５．８ＧＨｚ帯及び１．６ＧＨｚ帯で共振させることができる。このようなＬＣ梯子型回路により構成される共振回路１２が、この参考例においてはアイソレーション特性の向上のために用いられている。
【００５６】
このような構成において、ＰＩＮダイオードＤに所定のバイアス電圧＋Ｖが印加されているときには、ＰＩＮダイオードＤはオン状態になり、第１実施形態と同様、図２の太線で示したような周波数特性を呈する。このときには、入力端ＩＮに入力する５．８ＧＨｚ帯及び１．６ＧＨｚ帯の信号とも、ほぼ損失無く、出力端ＯＵＴ側に通過することができる。
【００５７】
これに対して、ＰＩＮダイオードＤにバイアス電圧＋Ｖが印加されていないときには、ＰＩＮダイオードＤはオフ状態になり、第１実施形態と同様、図２の細線で示したような周波数特性を呈する。すなわち、ＰＩＮダイオードＤの寄生キャパシタンスと、上記ＬＣ梯子型回路で構成される共振回路１２とが、５．８ＧＨｚ帯及び１．６ＧＨｚ帯で共振する。これにより、図２中、ｆ１及びｆ２で示すように、５．８ＧＨｚ帯及び１．６ＧＨｚ帯の信号に対して、−２５ｄＢ〜−２０ｄＢ程度の通過損失が発生する。これらの周波数帯におけるオン状態の通過損失と比較すれば明らかなように、上記２つの周波数帯において、十分なアイソレーションが確保されていることがわかる。
【００５８】
このように、第１参考例によれば、上記ＬＣ梯子型回路で構成される共振回路１２を利用することにより、簡易な構成でありながら、５．８ＧＨｚ帯及び１．６ＧＨｚ帯において、好適なアイソレーションが確保できる。上記参考例では、５．８ＧＨｚ帯及び１．６ＧＨｚ帯への適用を例示しているが、他の周波数帯の組み合わせであっても同様である。このような第１参考例の高周波スイッチは、例えば、２周波数帯を使用する通信機器や通信システムに適用可能となる。
【００５９】
[第２参考例]
図４は、本発明の第２参考例の高周波スイッチを示す回路図である。図５は、図４の高周波スイッチのオン状態及びオフ状態における周波数特性図である。ここで、この高周波スイッチは、例えば、５．８ＧＨｚ帯、２．５ＧＨｚ帯及び１．６ＧＨｚ帯を使用する通信装置又は通信システムに用いられ、入力端ＩＮ側に入力する両周波数帯の信号を出力端ＯＵＴ側に通過させるか、或いは通過阻止するかを切替制御するために利用されるものとする。
【００６０】
図４に示すように、第２参考例の高周波スイッチは、上記図３の第１参考例の高周波スイッチにおける、ＬＣ梯子型回路で構成される共振回路１２が、３周波数帯対応のＬＣ梯子型回路で構成される共振回路１３に置換された構成になっている。したがって、ここでも重複する説明は省略する。
【００６１】
第２参考例の高周波スイッチにおいて、共振回路１３は、ＰＩＮダイオードＤに並列接続された３周波数帯対応のＬＣ梯子型回路により構成されている。すなわち、この共振回路１３は、図３の共振回路１２のＬＣ梯子型回路に、コンデンサＣ１３ｃ及びインダクタＬ１３ｃの並列接続回路が一段だけ増設されたＬＣ梯子型回路により構成されている。なお、Ｃ１３ａ及びＣ１３ｂはコンデンサ（Ｃ１３ａは直流阻止用コンデンサ）を示し、Ｌ１３ａ及びＬ１３ｂはインダクタを示す。
【００６２】
このようなＬＣ梯子型回路において、各コンデンサ及びインダクタの値を適宜に調整することにより、ＰＩＮダイオードＤのオフ状態における寄生キャパシタンスを利用して５．８ＧＨｚ帯、２．５ＧＨｚ帯及び１．６ＧＨｚ帯で共振させることができる。このようなＬＣ梯子型回路により構成される共振回路１３が、この参考例においてはアイソレーション特性の向上のために用いられている。
【００６３】
このような構成において、ＰＩＮダイオードＤに所定のバイアス電圧＋Ｖが印加されているときには、ＰＩＮダイオードＤはオン状態になり、第１実施形態及び第１参考例と同様、図５の太線で示すような周波数特性を呈する。このときには、入力端ＩＮに入力する５．８ＧＨｚ帯、２．５ＧＨｚ帯及び１．６ＧＨｚ帯の信号とも、ほぼ損失無く、出力端ＯＵＴ側に通過することができる。
【００６４】
これに対して、ＰＩＮダイオードＤにバイアス電圧＋Ｖが印加されていないときには、ＰＩＮダイオードＤはオフ状態になり、図５の細線で示すような周波数特性を呈する。すなわち、ＰＩＮダイオードＤの寄生キャパシタンスと、上記ＬＣ梯子型回路で構成される共振回路１３とが、５．８ＧＨｚ帯、２．５ＧＨｚ帯及び１．６ＧＨｚ帯で共振する。これにより、図５中、ｆ１及びｆ２で示すように、５．８ＧＨｚ帯及び１．６ＧＨｚ帯の信号に対しては、−２５ｄＢ〜−２０ｄＢ程度の通過損失が発生し、ｆ３で示すように、２．５ＧＨｚ帯の信号に対しても、−１５ｄＢ程度の通過損失が発生する。これらの周波数帯におけるオン状態の通過損失と比較すれば明らかなように、上記３つの周波数帯において、十分なアイソレーションが確保されていることがわかる。
【００６５】
このように、第２参考例によれば、上記ＬＣ梯子型回路で構成される共振回路１３を利用することにより、簡易な構成でありながら、５．８ＧＨｚ帯、２．５ＧＨｚ帯及び１．６ＧＨｚ帯において、好適なアイソレーションが確保できる。上記参考例では、５．８ＧＨｚ帯、２．５ＧＨｚ帯及び１．６ＧＨｚ帯への適用を例示しているが、他の周波数帯の組み合わせであっても同様である。このような第２参考例の高周波スイッチは、例えば、以下の図６に示すような３周波数帯を使用する通信機器や通信システムに適用可能となる。
【００６６】
[第３参考例]
図６は、上記第２参考例の高周波スイッチを利用した車載通信システムを示すブロック図である。図７は、図６の車載通信システムにおける高周波スイッチ回路部を示す回路図である。
【００６７】
図６に示すように、この車載通信システムは、高周波スイッチ回路部１を経由して、３周波アンテナ（３周波数帯対応アンテナ）２が、１．６ＧＨｚ帯受信器３、２．５ＧＨｚ帯受信器４、及び５．８ＧＨｚ帯受信器５ａ、並びに５．８ＧＨｚ帯送信機５ｂに接続されている。なお、アンテナ共用器等は省略されている。ここで、１．６ＧＨｚ帯受信器３はＧＰＳ（全地球測位システム）受信器を想定し、２．５ＧＨｚ帯受信器４はＶＩＣＳ（道路交通情報通信システム）受信器を想定し、５．８ＧＨｚ帯受信器５ａ及び５．８ＧＨｚ帯送信機５ｂはＤＳＲＣ（狭域通信）／ＥＴＣ（自動料金収受システム）送受信器を想定している。
【００６８】
１．６ＧＨｚ帯受信器３としてのＧＰＳ受信器は、１．６ＧＨｚ帯の受信専用器であり、この周波数帯の受信信号を復調して、測位に必要な情報や時刻情報を抽出する。２．５ＧＨｚ帯受信器４としてのＶＩＣＳ受信器は、２．５ＧＨｚ帯の受信専用器であり、この周波数帯の受信信号を復調して、渋滞、事故、交通規制、駐車場等の交通情報を抽出する。５．８ＧＨｚ帯受信器５ａ及び５．８ＧＨｚ帯送信機５ｂとしてのＤＳＲＣ／ＥＴＣ送受信器は、５．８ＧＨｚ帯の送受信器であり、この周波数帯を使用して、料金収受等に係る各種制御信号の変復調を行う。なお、これら送受信器は周知である。
【００６９】
３周波数アンテナ２は、例えば、上記特許文献２に示されるアンテナであり、１．６ＧＨｚ帯無線波、２．５ＧＨｚ帯無線波及び５．８ＧＨｚ帯無線波を共に実用的なレベルで送受信可能である。１．６ＧＨｚ帯無線波は、ＧＰＳ衛星から送信されてくる測位用のＧＰＳ信号を含む。２．５ＧＨｚ帯無線波は、路側器からのビーコンやＦＭ多重放送等を使って送信されてくる、渋滞、事故、交通規制、駐車場等の交通情報を含む。５．８ＧＨｚ帯無線波は、ＩＴＳ（高度道路交通システム）等で想定される電波の到達距離が数メートルの狭域通信にて利用される信号を含み、特に、自動車が高速道路等の料金所を通過する際、ゲート側の路側機と車両側の車載機との間で通信を行うための制御信号を含む。
【００７０】
高周波スイッチ回路部１は、図７に示すように、一対の高周波スイッチから構成される。図中、左側の高周波スイッチは、上記図４の第２参考例の高周波スイッチで構成され、コンデンサＣ１ａ、Ｃ２ａ、インダクタＬ１ａ、Ｌ２ａ、ＰＩＮダイオードＤａはそれぞれ、図４のコンデンサＣ１、Ｃ２、インダクタＬ１、Ｌ２、ＰＩＮダイオードＤと同等である。したがって、重複説明は省略するが、共振回路１３を構成する各コンデンサ及びインダクタは、図４を用いて説明した通り、５．８ＧＨｚ帯、２．５ＧＨｚ帯及び１．６ＧＨｚ帯に対応するような値になっている。
【００７１】
また、図中、右側の高周波スイッチもまた、上記図４の高周波スイッチで構成され、コンデンサＣ１ｂ、Ｃ２ｂ、インダクタＬ１ｂ、Ｌ２ｂ、ＰＩＮダイオードＤｂはそれぞれ、図４のコンデンサＣ１、Ｃ２、インダクタＬ１、Ｌ２、ＰＩＮダイオードＤと同等である。但し、この右側の高周波スイッチは、送信部分、すなわち、５．８ＧＨｚ帯送信器５ｂに係るものであるため、共振回路１３なしとしてもよい。この理由は、大電力信号を出力する送信部分に微弱の受信信号が混入しても、さほど問題にならないためである。しかしながら、これは送信部分の設計に依存してシステムによって変わることもあるので、ここにも共振回路１３を接続する方がより好ましい。
【００７２】
また、バイアス電圧＋Ｖａ及び＋Ｖｂは、端子１ｃを端子１ａと接続するか、或いは、端子１ｂと接続するかを制御するものである。
【００７３】
このような構成の車載通信システムにおいて、３周波数アンテナ２にて受信された１．６ＧＨｚ帯、２．５ＧＨｚ帯及び／又は５．８ＧＨｚ帯の受信信号は、実線矢印で示すように、高周波スイッチ回路部１を経由して、１．６ＧＨｚ帯受信器３、２．５ＧＨｚ帯受信器４、及び５．８ＧＨｚ帯受信器５ａ、に入力して、それぞれの処理が行われる。
【００７４】
詳しくは、このとき、バイアス電圧＋Ｖａのみが印加されており、バイアス電圧＋Ｖｂは０Ｖとなっている。このため、３周波数アンテナ２からの受信信号は、ほとんど損失することなく端子１ａに伝送されるのに対して、端子１ｂに対してはほとんど伝送されない。
【００７５】
一方、５．８ＧＨｚ帯送信器５ｂからの５．８ＧＨｚ帯の送信信号は、点線矢印で示すように、高周波スイッチ回路部１を経由して、３周波数アンテナ２に至り、所定の路側器等に送信される。
【００７６】
詳しくは、このとき、バイアス電圧＋Ｖｂのみが印加されており、バイアス電圧＋Ｖａは０Ｖとなっている。このため、端子１ｂからの送信信号は、ほとんど損失することなく３周波数アンテナ２に伝送されるのに対して、端子１ａに対してはほとんど伝送されない。
【００７７】
このように第３参考例によれば、近年、共存して車載されることが多くなった、ＧＰＳ受信器、ＶＩＣＳ受信器及びＤＳＲＣ／ＥＴＣ送受信器を含んで構成される車載通信システムにおいて、各機器の使用周波数帯において、好適なアイソレーションが確保できる。特に、送信機能も有するＤＳＲＣ／ＥＴＣ送受信器からの送信信号が、ＧＰＳ受信器等の他の受信器に混入するのを効果的に防止することができる。
【００７８】
[第４参考例]
図８は、本発明の第４参考例の高周波スイッチを示す平面回路図である。図９（Ａ）及び図９（Ｂ）は、１．６ＧＨｚ帯におけるバラツキ改善例を示すグラフである。図１０（Ａ）及び図１０（Ｂ）は、２．５ＧＨｚ帯におけるバラツキ改善例を示すグラフである。図１１（Ａ）及び図１１（Ｂ）は、５．８ＧＨｚ帯におけるバラツキ改善例を示すグラフである。図１２は、本発明の第４参考例の高周波スイッチの変形例を示す平面回路図である。
【００７９】
上記図４に示したような、高周波スイッチは、複数の所望の周波数帯において、それぞれ好適なアイソレーション特性を有するもの、ＬＣ梯子型回路を構成するインダクタ及びコンデンサを全て集中定数としているため、大量生産時に共振周波数にバラツキが発生するという改善点が残されている。通常、集中定数のインダクタ及びコンデンサにはそれぞれ、±１０％及び±５％のバラツキが発生することがわかっている。
【００８０】
このような集中定数のインダクタ及びコンデンサを用いた図４に示したような高周波スイッチの１０個の試作品によると、例えば、１．６ＧＨｚ帯においては、図９（Ｂ）に示すように、１３０ＭＨｚのバラツキ、２．５ＧＨｚ帯においては、図１０（Ｂ）に示すように、２３０ＭＨｚのバラツキ、５．８ＧＨｚ帯においては、図１１（Ｂ）に示すように、２２０ＭＨｚのバラツキが発生していることがわかる。
【００８１】
このようなバラツキを縮小するために、第４参考例では、ＬＣ梯子型回路を構成するインダクタのみを、マイクロストリップ構造の平面回路として構成する。すなわち、図８に示すように、例えば、図４に示したような高周波スイッチのインダクタのみを、例えば、基板裏面に、マイクロストリップ構造の平面回路として形成する。インダクタのみを、マイクロストリップ構造の平面回路とする理由は、バラツキを縮小しつつ、小型化の観点からさほど不利にならないようにするためである。
【００８２】
例えば、インダクタ及びコンデンサを共に、マイクロストリップ構造の平面回路とすると必然的に基板が大型化することになるが、上述のようによりコンデンサに比べて大きなバラツキを有するインダクタのみをマイクロストリップ構造の平面回路とすることにより、バラツキを縮小し、かつ、基板の大型化を適度に抑えている。補足すると、基板の誘電体の比誘電率が低い場合にコンデンサをマイクロストリップ構造の平面回路とすると、より基板を大型化する必要がでてくるが、インダクタのみをマイクロストリップ構造の平面回路とすることにより、これを回避している。
【００８３】
なお、図８において、マイクロストリップ構造の平面回路の等価インダクタンスをＬＥとすると、その値は以下の式で近似することができる。
【００８４】
ＬＥ＝Ｚ０×Ｌ／ｖｇ
【００８５】
上式において、Ｚ０はマイクロストリップ構造の平面回路の特性インピーダンス、Ｌはマイクロストリップ構造の平面回路の長さ、ｖｇはマイクロストリップ構造の平面回路における群速度である。
【００８６】
図８に示したような高周波スイッチの１０個の試作品によると、例えば、１．６ＧＨｚ帯においては、図９（Ａ）に示すように、３０ＭＨｚのバラツキ、２．５ＧＨｚ帯においては、図１０（Ａ）に示すように、６０ＭＨｚのバラツキ、５．８ＧＨｚ帯においては、図１１（Ａ）に示すように、５０ＭＨｚのバラツキに縮小されていることがわかる。すなわち、いずれの周波数帯域においても、バラツキは２５％程度に縮小していることがわかる。
【００８７】
なお、図１２の変形例に示すように、ＬＣ梯子型回路を構成するインダクタ及びコンデンサを共に、マイクロストリップ構造の平面回路として構成することも可能である。但し、この場合には、基板の必要以上の大型化を防止するため、インダクタ及びコンデンサをそれぞれ、基板の裏面及び表面に分けて形成する。なお、インダクタ及びコンデンサと、基板の裏面及び表面との関係は、逆であってもよい。
【００８８】
なお、図１２において、マイクロストリップ構造の平面回路の等価インダクタンスをＬＥとすると、その値は以下の式で近似することができる。
【００８９】
ＬＥ＝Ｚ０×Ｌ／ｖｇ
【００９０】
上式において、Ｚ０はマイクロストリップ構造の平面回路の特性インピーダンス、Ｌはマイクロストリップ構造の平面回路の長さ、ｖｇはマイクロストリップ構造の平面回路における群速度である。
【００９１】
また、マイクロストリップ構造の平面回路の等価キャパシタンスをＣＥとすると、その値は以下の式で近似することができる。
【００９２】
ＣＥ＝εｒ×Ａ／ｄ
【００９３】
上式において、εｒは基板の誘電体の比誘電率、Ａはキャパシタンスの面積、ｄは基板の厚さである。
【００９４】
図１２に示したような高周波スイッチの１０個の試作品によると、インダクタ及びコンデンサの両方のバラツキを縮小できるので、１．６ＧＨｚ帯、２．５ＧＨｚ帯及び５．８ＧＨｚ帯共に、図９（Ａ）、図１０（Ａ）及び図１１（Ａ）に示した以上に、バラツキを縮小することができる。
【００９５】
このように第４参考例によれば、大量生産時において各高周波スイッチ回路の共振周波数のバラツキを縮小させることができる。したがって、均一な周波数帯で好適なアイソレーションを確保可能になり、高周波スイッチ回路及びこれを用いた製品の大量生産に有利となる。また、インダクタのみをマイクロストリップ構造の平面回路としたり、マイクロストリップ構造の平面回路のインダクタ及びコンデンサをそれぞれ基板の表面又は裏面のいずれかに分けて形成することにより、小型化の点でもさほど不利にはならない。なお、図３に示すような高周波スイッチに対しても、同様に、インダクタ及び／又はコンデンサのマイクロストリップ構造の平面回路として構成することにより、上記と同等の効果を得ることができる。
【００９６】
[第５参考例]
図１３及び図１４は、本発明の第５参考例を説明するための図である。図１５及び図１６は、本発明の第５参考例を説明するためのグラフである。なお、図１３及び図１４はそれぞれ、第５参考例をより簡潔に理解するために、図３及び図４に示した回路図に対して、別符号を付したものである。
【００９７】
上記図４に示したような高周波スイッチは、複数の所望の周波数帯において、それぞれ好適なアイソレーション特性を有するものの、各周波数帯における帯域幅の調整方法については、確立された方法はなかった。例えば、上記図６及び図７に示したような車載通信システムにおいて、仕様により、ＧＰＳ受信器に対応する１．６ＧＨｚ帯を狭くし、ＤＳＲＣ／ＥＴＣ送受信器に対応する２．５ＧＨｚ帯を広めにしたい場合がある。このような場合、従来、試行錯誤的に、インダクタ及びコンデンサ等の値を変更することにより各周波数帯の帯域幅を調整するしかなかったため、多大な時間を要していた。第５参考例はこの問題を解決する。
【００９８】
図１３及び図１４に示すような、高周波スイッチ回路に含まれる、Ｎ周波数帯対応ＬＣ梯子型回路のインピーダンスＺＮは、一般的に下記式（１）で表現できる。ここで、図１３及び図１４における、ＣＰは計算の利便性により、Ｃ１と表記している。
【００９９】
【数１】
0004641388.tif 000002
【０１００】
図１３及び図１４にそれぞれ示すような、２周波数帯対応ＬＣ梯子型回路のインピーダンスＺ２及び３周波数帯対応ＬＣ梯子型回路のインピーダンスＺ３はそれぞれ、上記式（１）の特殊ケースとして、下記式（２）及び式（３）のように表すことができる。
【０１０１】
【数２】
0004641388.tif 000003
【０１０２】
【数３】
0004641388.tif 000004
【０１０３】
ここで、式（２）及び式（３）の分母は、それぞれω２に関する２次方程式及び３次方程式となっていることがわかる。このことから、式（２）及び式（３）の分母を０とする、すなわち、インピーダンスを無限大にする（オフ時のアイソレーションを高くする）周波数は、それぞれ、２つ及び３つあることがわかり、複数の周波数において、このようなＬＣ梯子型回路を用いた高周波スイッチが高いアイソレーション特性を持つことが示される。また、式（２）及び式（３）の分母に含まれるパラメータ（各素子の値）のうち、パラメータＣ１＝ＣＰはＰＩＮダイオードにより決定される固有値であるが、この他に自由に調整可能なパラメータがそれぞれ、式（２）の分母では３つ及び式（３）の分母では５つあることがわかる。したがって、求める解の数よりも、パラメータの数の方が多いので、アイソレーション周波数（上記共振周波数に対応）を固定した場合に、パラメータの取り方に自由度がある。
【０１０４】
具体的な計算方法を図１５及び図１６を用いて説明する。図１５は、図１３の回路に対応し、２周波数帯用の計算結果である。図１５においては、アイソレーション周波数を１．６ＧＨｚ帯及び５．８ＧＨｚ帯に固定して計算した。３つのパラメータＣ２、Ｌ１、Ｌ２のうちのパラメータＣ２を可変させ、アイソレーション周波数を固定するために、他の２つのパラメータＬ１、Ｌ２を調整した、３つの計算例を図１５のグラフの上に示している。
【０１０５】
図１５からわかるように、パラメータＣ２を小さくすると、１．６ＧＨｚ帯が広くなり、５．８ＧＨｚ帯が狭くなる。パラメータＣ２を大きくすると、逆に、１．６ＧＨｚ帯が狭くなり、５．８ＧＨｚ帯が広くなる。このように各周波数帯の帯域幅はトレードオフの関係にあるため、仕様に応じて各周波数の帯域幅の割り当てを容易に設計できることがわかる。
【０１０６】
また、図１６は、図１４の回路に対応し、３周波数帯用の計算結果である。図１６においては、アイソレーション周波数を１．６ＧＨｚ帯、２．５ＧＨｚ帯及び５．８ＧＨｚ帯に固定して計算した。５つのパラメータＣ２、Ｃ３、Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３のうちのパラメータＣ２を可変させ、アイソレーション周波数を固定するために、他の４つのパラメータＣ３、Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３を調整した、３つの計算例を図１６のグラフの上に示している。
【０１０７】
図１６からわかるように、パラメータＣ２を小さくすると、１．６ＧＨｚ帯が狭くなり、５．８ＧＨｚ帯が広くなる。パラメータＣ２を大きくすると、逆に、１．６ＧＨｚ帯が広くなり、５．８ＧＨｚ帯が狭くなる。このように各周波数帯の帯域幅はトレードオフの関係にあるため、仕様に応じて各周波数の帯域幅の割り当てを容易に設計できることがわかる。なお、ここでは、１．６ＧＨｚ帯と５．８ＧＨｚ帯との間の調整を一例として示したが、３つの周波数帯のうちの任意の２つについても同様の調整が可能である。
【０１０８】
このように第５参考例によれば、多周波数帯対応ＬＣ梯子型回路を構成するインダクタ及びコンデンサのうちのいずれかひとつの値を制御することにより、各周波数帯の帯域幅を調整するようにしているので、仕様に応じた帯域幅調整を容易に行うことができる。また、多周波数帯の帯域幅を調整するために、インダクタ及びコンデンサのうちのいずれかひとつの値を制御するだけでよいので、より多周波数帯を使用する通信機器等における切替制御にも有用となる。
【０１０９】
[第６参考例]
図１７は、本発明の第６参考例の高周波スイッチを示す回路図である。図１８は、図１７の高周波スイッチのオン状態及びオフ状態における周波数特性図である。ここで、この高周波スイッチは、例えば、５．８ＧＨｚ帯及び１．６ＧＨｚ帯を使用する通信装置又は通信システムに用いられ、入力端ＩＮ側に入力する両周波数帯の信号を出力端ＯＵＴ側に通過させるか、或いは通過阻止するかを切替制御するために利用されるものとする。
【０１１０】
図１７に示すように、第６参考例の高周波スイッチは、例えば、５．８ＧＨｚ帯及び１．６ＧＨｚ帯の信号が入力する入力端ＩＮとこれを出力する出力端ＯＵＴとの間に介設され、順方向の所定バイアス電圧に応答してオフ状態からオン状態、又はオン状態からオフ状態に変移する第１ＰＩＮダイオードＤ２１及び第２ＰＩＮダイオードＤ２２を有する。入力端ＩＮと第１ＰＩＮダイオードＤ２１との間、及び第２ＰＩＮダイオードＤ２２と出力端ＯＵＴとの間にはそれぞれ、直流阻止用のコンデンサＣ２１及びＣ２２が直列接続されている。
【０１１１】
また、オンオフ用のバイアス電圧＋Ｖが印加される制御端子と第１ＰＩＮダイオードＤ２１との間、及び第２ＰＩＮダイオードＤ２２と接地端子との間にはそれぞれ、インダクタＬ２１及びＬ２２が直列接続されている。第１ＰＩＮダイオードＤ２１及び第２ＰＩＮダイオードＤ２２は、バイアス電圧＋Ｖが印加さていないとき、すなわち、オフ状態においては、図１９（Ｂ）のＤ′で示したような等価回路で表すことができる。
【０１１２】
また、第１ＰＩＮダイオードＤ２１には、１．６ＧＨｚ帯（請求項の第１周波数帯に対応）でのアイソレーションを高めるために、オフ状態における第１ＰＩＮダイオードＤ２１の寄生キャパシタンスと、１．６ＧＨｚ帯で共振するインダクタＬ２１ｖ（請求項の第１共振素子に対応）が並列接続されている。なお、Ｃ２１ｖは、直流阻止用のコンデンサである。
【０１１３】
更に、第２ＰＩＮダイオードＤ２２には、５．８ＧＨｚ帯（請求項の第２周波数帯に対応）でのアイソレーションを高めるために、オフ状態における第２ＰＩＮダイオードＤ２２の寄生キャパシタンスと、５．８ＧＨｚ帯で共振するインダクタＬ２２ｖ（請求項の第２共振素子に対応）が並列接続されている。なお、Ｃ２２ｖは、直流阻止用のコンデンサである。
【０１１４】
すなわち、１．６ＧＨｚ帯で共振する回路と５．８ＧＨｚ帯で共振する回路とがカスケード接続されていることがわかる。
【０１１５】
このような構成において、ＰＩＮダイオードＤに所定のバイアス電圧＋Ｖが印加されているときには、ＰＩＮダイオードＤはオン状態になり、図１８の太線で示すような周波数特性を呈する。このときには、入力端ＩＮに入力する５．８ＧＨｚ帯及び１．６ＧＨｚ帯の信号とも、ほぼ損失無く、出力端ＯＵＴ側に通過することができる。
【０１１６】
これに対して、第１ＰＩＮダイオードＤ２１及び第２ＰＩＮダイオードＤ２２にバイアス電圧＋Ｖが印加されていないときには、第１ＰＩＮダイオードＤ２１及び第２ＰＩＮダイオードＤ２２は共にオフ状態になり、図１８の細線で示すような周波数特性を呈する。
【０１１７】
すなわち、オフ状態にある第１ＰＩＮダイオードＤ２１の寄生キャパシタンスとインダクタＬ２１ｖとが１．６ＧＨｚ帯で共振して、オフ時における入力端ＩＮから出力端ＯＵＴへの１．６ＧＨｚ帯の信号の通過が阻止される。また、オフ状態にある第２ＰＩＮダイオードＤ２２の寄生キャパシタンスとインダクタＬ２２ｖとが５．８ＧＨｚ帯で共振して、オフ時における入力端ＩＮから出力端ＯＵＴへの５．８ＧＨｚ帯の信号の通過が阻止される。図１８に示すように、両周波数帯におけるアイソレーション特性がより広帯域になっていることがわかる。
【０１１８】
このように、第６参考例によれば、簡易な構成でありながら多周波数帯においてのアイソレーションが確保可能となる。また、簡易な構成であるので、設計及び調整が容易である。更に、アイソレーション特性がより広帯域になる。したがって、近年、増加傾向にある多周波数帯を使用する通信機器等における切替制御に非常に有用となる。なお、上記参考例では、５．８ＧＨｚ帯及び１．６ＧＨｚ帯への適用を例示しているが、他の周波数帯の組み合わせであっても同様の効果を得ることができる。また、３周波数帯に適用しても同様の効果を得ることができる。
【０１１９】
以上のように、上記本発明の実施形態によれば、多周波数帯対応の高周波スイッチにおいて、バラツキが少なく且つ好適なアイソレーションが確保可能になり、更に、帯域幅調整も容易になる。したがって、近年、増加傾向にある多周波数帯を使用する通信機器等における切替制御に非常に有用となる。
【０１２０】
なお、本発明の高周波スイッチ回路は、上述のように車載通信システムに適用されて特に有用となるが、必ずしも車載される必要はない。また、本発明の高周波スイッチ回路は、例示した周波数帯以外の周波数帯にも適用可能である。本発明は、その主旨を逸脱しない範囲で変更されたものも含む。
【図面の簡単な説明】
【０１２１】
【図１】本発明の第１実施形態の高周波スイッチを示す回路図である。
【図２】図１の高周波スイッチのオン状態及びオフ状態における周波数特性図である。
【図３】本発明の第１参考例の高周波スイッチを示す回路図である。
【図４】本発明の第２参考例の高周波スイッチを示す回路図である。
【図５】図４の高周波スイッチのオン状態及びオフ状態における周波数特性図である。
【図６】第２参考例の高周波スイッチを利用した車載通信システムを示すブロック図である。
【図７】図６の車載通信システムにおける高周波スイッチ回路部を示す回路図である。
【図８】本発明の第４参考例の高周波スイッチを示す平面回路図である。
【図９】図９（Ａ）及び図９（Ｂ）は、１．６ＧＨｚ帯におけるバラツキ改善例を示すグラフである。
【図１０】図１０（Ａ）及び図１０（Ｂ）は、２．５ＧＨｚ帯におけるバラツキ改善例を示すグラフである。
【図１１】図１１（Ａ）及び図１１（Ｂ）は、５．８ＧＨｚ帯におけるバラツキ改善例を示すグラフである。
【図１２】本発明の第４参考例の高周波スイッチの変形例を示す平面回路図である。
【図１３】本発明の第５参考例を説明するための図である。
【図１４】本発明の第５参考例を説明するための図である。
【図１５】本発明の第５参考例を説明するためのグラフである。
【図１６】本発明の第５参考例を説明するためのグラフである。
【図１７】本発明の第６参考例の高周波スイッチを示す回路図である。
【図１８】図１７の高周波スイッチのオン状態及びオフ状態における周波数特性図である。
【図１９】図１９（Ａ）は、この種の従来の高周波スイッチを示す回路図であり、図１９（Ｂ）は、図１９（Ａ）の高周波スイッチのオフ状態における等価回路図である。
【図２０】図１９の高周波スイッチのオン状態及びオフ状態における周波数特性図である。
【符号の説明】
【０１２２】
１  高周波スイッチ回路部
２  ３周波数アンテナ
３  １．６ＧＨｚ帯受信器
４  ２．５ＧＨｚ帯受信器
５ａ  ５．８ＧＨｚ帯受信器
５ｂ  ５．８ＧＨｚ帯送信器
１１、１２、１３  共振回路
【図１】
0004641388.tif 000005
【図２】
0004641388.tif 000006
【図３】
0004641388.tif 000007
【図４】
0004641388.tif 000008
【図５】
0004641388.tif 000009
【図６】
0004641388.tif 000010
【図７】
0004641388.tif 000011
【図８】
0004641388.tif 000012
【図９】
0004641388.tif 000013
【図１０】
0004641388.tif 000014
【図１１】
0004641388.tif 000015
【図１２】
0004641388.tif 000016
【図１３】
0004641388.tif 000017
【図１４】
0004641388.tif 000018
【図１５】
0004641388.tif 000019
【図１６】
0004641388.tif 000020
【図１７】
0004641388.tif 000021
【図１８】
0004641388.tif 000022
【図１９】
0004641388.tif 000023
【図２０】
0004641388.tif 000024