(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源の各相と出力側の各相とが双方向性の交流スイッチにより直接接続され、前記交流スイッチのオンオフ動作により、交流電源電圧を任意の大きさ及び周波数の交流電圧に直接変換する交流−交流直接電力変換器において、
各相の電源電圧が入力されて最大電圧相、中間電圧相及び最小電圧相を判別する手段と、
各相の出力電圧指令値が入力されて最大電圧出力相、中間電圧出力相及び最小電圧出力相を判別する手段と、
出力電圧の大きさに関わらず、前記最大電圧出力相の交流スイッチを電源側の前記最大電圧相及び前記中間電圧相に接続して前記最小電圧相に接続しないスイッチングパターンを作成し、前記最小電圧出力相の交流スイッチを電源側の前記中間電圧相及び前記最小電圧相に接続して前記最大電圧相に接続しないスイッチングパターンを作成する手段と、
を備えたことを特徴とする交流−交流直接電力変換器の制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載した交流−交流直接電力変換器の制御装置において、
電源電圧を検出する手段と、出力電圧指令値を演算する手段と、前記電源電圧及び前記出力電圧指令値から前記交流スイッチのオンデューティを演算する手段と、を備えたことを特徴とする交流−交流直接電力変換器の制御装置。
【請求項３】
請求項２に記載した交流−交流直接電力変換器の制御装置において、
前記電源電圧に基づいて電源電流指令値を演算する手段を備え、この電源電流指令値を前記オンデューティの演算に用いることを特徴とする交流−交流直接電力変換器の制御装置。
【請求項４】
請求項２に記載した交流−交流直接電力変換器の制御装置において、
前記電源電圧に基づいて電源電圧位相角を検出する手段と、前記電源電圧位相角及び電源力率指令値から電源電流指令値を演算する手段とを備え、この電源電流指令値を前記オンデューティの演算に用いることを特徴とする交流−交流直接電力変換器の制御装置。
【請求項５】
請求項２に記載した交流−交流直接電力変換器の制御装置において、
前記電源電圧に基づいて電源電圧位相角の余弦値及び正弦値を演算する手段と、これらの余弦値、正弦値及び電源力率指令値から電源電流指令値を演算する手段とを備え、この電源電流指令値を前記オンデューティの演算に用いることを特徴とする交流−交流直接電力変換器の制御装置。
【請求項６】
請求項４または請求項５に記載した交流−交流直接電力変換器の制御装置において、
前記電力変換器の出力電流または出力電圧に応じて前記電源力率指令値を調節する手段を備えたことを特徴とする交流−交流直接電力変換器の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、コンデンサ等の大形のエネルギーバッファを用いることなく、半導体スイッチング素子を用いて多相交流電圧を任意の大きさ及び周波数の多相交流電圧に直接変換する交流−交流直接電力変換器に関し、特に、出力電圧の高調波低減、スイッチング回数の低減、入力力率調整、ノイズ抑制に特徴を有する交流−交流直接電力変換器の制御装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図４は、交流−交流直接電力変換器の一例であるマトリクスコンバータの簡略モデルである。実際のマトリクスコンバータでは、その入力側にスイッチングに伴う高調波電流抑制用のＬＣフィルタが必要とされるが、説明を容易にするため、図４ではこのＬＣフィルタを無視し、また、負荷を三相電流源ｉｕｖ，ｉｖｗ，ｉｗｕによって模擬している。なお、Ｓｒｕ，Ｓｓｕ，Ｓｔｕ，Ｓｒｖ，Ｓｓｖ，Ｓｔｖ，Ｓｒｗ，Ｓｓｗ，Ｓｔｗは、電流を双方向に通流可能な交流スイッチである。
いま、電源を対称三相電源とし、線間電圧実効値をＥ、電源角周波数をω、電源位相角をθとすると、相電圧ｅｒ，ｅｓ，ｅｔは数式１，２により与えられる。
【０００３】
【数１】
0004747252.tif 000002
【０００４】
【数２】
0004747252.tif 000003
【０００５】
ここでは、スイッチング周期２Ｔにおける電源電圧ｅｒ，ｅｓ，ｅｔ及び負荷電流ｉｕｖ，ｉｖｗ，ｉｗｕをそれぞれ一定値として近似するものとする。また、電源電圧はｅｒ＞０＞ｅｓ＞ｅｔ（０≦θ≦π／６）、出力相電圧指令値はｖｕ＊＞ｖｖ＊＞ｖｗ＊（線間電圧指令値ｖｕｖ＊，ｖｖｗ＊，ｖｗｕ＊）とする。
スイッチング半周期Ｔ間の転流回数は、９個の交流スイッチ全てに導通期間を設けると６回であるが、転流回数を４回に低減すると共に、電源力率を１に制御し、また、出力電圧をスイッチング半周期Ｔの平均値として指令値通りの電圧に制御する従来技術について、９個の交流スイッチＳｒｕ〜ＳｔｗのオンデューティＤｒｕ〜Ｄｔｗの決め方を以下に説明する。
【０００６】
従来方式１として、電源電圧絶対値が最大値であるｒ相と出力電圧が最大値であるｕ相とを、スイッチング半周期Ｔにわたって導通し続ける方式がある。このときの各オンデューティＤｒｕ〜Ｄｔｗは数式３で与えられる。
【０００７】
【数３】
0004747252.tif 000004
【０００８】
図１７（ａ）は、従来方式１の動作を示したオンデューティ（スイッチングパターン）及び出力線間電圧を示すもので、全ての線間電圧波形において零電圧と電源の最大線間電圧であるｅｔｒが存在する。
なお、この従来方式１に相当するスイッチング方法が、非特許文献１に記載されている。  
【０００９】
従来方式１において、出力電圧指令値が低い場合に電源の最大線間電圧であるｅｔｒを用いない方式として、非特許文献２に記載された従来方式２が知られている。
この従来方式２の出力電圧最大値は、電源電圧の１／２である。従来方式２では、各パルスパターンの組み合わせに対するデューティＤＡ〜ＤＥが相電圧実効値Ｅｍ＝Ｅ／√３を用いて定義されており、それぞれ数式４で与えられる。
【００１０】
【数４】
0004747252.tif 000005
【００１１】
図１７（ｂ）は、従来方式２の動作を示したオンデューティ（スイッチングパターン）及び出力線間電圧のものであり、電源の最大線間電圧ｅｔｒを使用しない方式である。
【００１２】
【非特許文献１】石黒章夫，古橋武，石田宗秋，大熊繁，「入力線間電圧瞬時値に基づくＰＷＭ制御サイクロコンバータの出力電圧制御法」，電気学会論文誌Ｄ，１１１巻３号，平成３年，pp.201-207
【非特許文献２】原英則，山本栄治，善家充彦，姜俊求，久米常生，「低電圧領域におけるマトリクスコンバータの電圧改善の一方策」，平成１６年電気学会産業応用部門大会講演論文集Ｉ−４８，pp.313-316
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
従来方式１では、出力電圧指令値の大きさに関わらず、電源電圧の最大線間電圧と零電圧とを用いているため、スイッチング周期における電圧リプルが増大する。電圧リプルの増大に伴って変換器が発生するノイズが大きくなり、他の装置の誤動作を招く恐れがあるため好ましくない。また、ノイズを除去するフィルタを新たに取り付けることはコスト上昇や体積の増加を招くという問題がある。
【００１４】
従来方式２によれば、電圧リプルは低減できるが、ＰＷＭ制御可能な範囲の電圧が電源電圧の１／２と低いため、高い出力電圧を得るためには制御を切り替える必要がある。しかし、制御の切替を行うとシーケンス処理が増加するため、演算装置が複雑化する恐れがある。また、制御の切替を行わない場合は出力電圧がＰＷＭ制御可能な範囲外となり、出力電圧に歪みが発生する。出力電圧の歪みは、負荷に電動機が接続されているとトルク脈動を引き起こし、電動機の損失増大や過熱などの原因となって好ましくない。
【００１５】
また、従来方式１，２共に、電源力率を１とする場合の制御方式である。このように電源力率１制御を行った場合には、変換器の入力側のＬＣフィルタにより交流電源から進み電流が流れ、実際には電源力率が進み力率になる。この進み電流による電流の増加や損失の増大により、入力リアクトルの大型化やコスト上昇を招くという問題がある。
【００１６】
本発明は、上述した従来技術の欠点を解決するためになされたものであり、その目的とするところは、交流−交流直接電力変換器のスイッチング周期における出力電圧リプルを低減し、発生ノイズを低減すると共に、複雑な制御の切替なども必要としない安価な制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、交流電源の各相と出力側の各相とが双方向性の交流スイッチにより直接接続され、前記交流スイッチのオンオフ動作により、交流電源電圧を任意の大きさ及び周波数の交流電圧に直接変換する交流−交流直接電力変換器において、
各相の電源電圧が入力されて最大電圧相、中間電圧相及び最小電圧相を判別する手段と、
各相の出力電圧指令値が入力されて最大電圧出力相、中間電圧出力相及び最小電圧出力相を判別する手段と、
出力電圧の大きさに関わらず、前記最大電圧出力相の交流スイッチを電源側の前記最大電圧相及び前記中間電圧相に接続して前記最小電圧相に接続しないスイッチングパターンを作成し、前記最小電圧出力相の交流スイッチを電源側の前記中間電圧相及び前記最小電圧相に接続して前記最大電圧相に接続しないスイッチングパターンを作成する手段と、を備えたものである。
【００１８】
請求項２に記載した発明は、請求項１に記載した交流−交流直接電力変換器の制御装置において、
電源電圧を検出する手段と、出力電圧指令値を演算する手段と、前記電源電圧及び前記出力電圧指令値から前記交流スイッチのオンデューティを演算する手段と、を備えたものである。
【００１９】
請求項３に記載した発明は、請求項２に記載した交流−交流直接電力変換器の制御装置において、
前記電源電圧に基づいて電源電流指令値を演算する手段を備え、この電源電流指令値を前記オンデューティの演算に用いるものである。
【００２０】
請求項４に記載した発明は、請求項２に記載した交流−交流直接電力変換器の制御装置において、
前記電源電圧に基づいて電源電圧位相角を検出する手段と、前記電源電圧位相角及び電源力率指令値から電源電流指令値を演算する手段とを備え、この電源電流指令値を前記オンデューティの演算に用いるものである。
【００２１】
請求項５に記載した発明は、請求項２に記載した交流−交流直接電力変換器の制御装置において、
前記電源電圧に基づいて電源電圧位相角の余弦値及び正弦値を演算する手段と、これらの余弦値、正弦値及び電源力率指令値から電源電流指令値を演算する手段とを備え、この電源電流指令値を前記オンデューティの演算に用いるものである。
【００２２】
請求項６に記載した発明は、請求項４または請求項５に記載した交流−交流直接電力変換器の制御装置において、
前記電力変換器の出力電流または出力電圧に応じて前記電源力率指令値を調節する手段を備えたものである。
【発明の効果】
【００２３】
本発明によれば、低電圧から高電圧まで切替のない連続的な制御が可能であると共に、電源力率の調整により入力側ＬＣフィルタの進み電流を補償し、また、スイッチング回数を減少させて損失の低減、コモンモードノイズ及び高調波電流の抑制が可能である。
これにより、制御装置自体の構成を簡略化すると共に、入力フィルタや放熱フィン、ノイズフィルタ等の小型化によってコストを低減させ、負荷の高効率化に伴う負荷装置の温度抑制等によって信頼性を向上させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
以下、図に沿って本発明の実施の形態を説明する。なお、以下の説明において参照する各図において、他の図と同等部分については同一符号によって示してある。
【００２５】
まず、図１は本発明の第１実施形態の構成を示すブロック図であり、請求項１，２の発明に相当する。以下の説明では、交流−交流直接電力変換器として三相−三相の直接変換を行うマトリクスコンバータを用いている。なお、図１の主回路において、１０は三相交流電源、２０はマトリクスコンバータ、２１はリアクトルＬ及びコンデンサＣからなる入力フィルタ、３０は負荷をそれぞれ示す。
【００２６】
第１実施形態の制御装置４０Ａは、三相交流電源１０に接続された電源電圧検出手段４１と、出力電圧指令演算手段４２と、電源電圧及び出力電圧指令値からマトリクスコンバータ２０の交流スイッチのオンデューティを演算するオンデューティ演算手段４００とを備えており、最終出力として各交流スイッチのＰＷＭパルスＧｒｕ，Ｇｓｕ，Ｇｔｕ，Ｇｒｖ，Ｇｓｖ，Ｇｔｖ，Ｇｒｗ，Ｇｓｗ，Ｇｔｗを出力する。
【００２７】
電源電圧検出手段４１では、例えば、三相電源端子ｒ，ｓ，ｔから入力される各相電源電圧を星形結線した抵抗等により分圧し、電源１０の各相電圧ｅｒ，ｅｓ，ｅｔを検出する。
図２は、図１における出力電圧指令演算手段４２のブロック図であり、負荷３０としての誘導電動機を可変速制御する場合のものである。図２において、誘導電動機の速度指令値に相当する一次角周波数指令値ωＬ＊を与え、Ｖ／ｆテーブル４２１により一次角周波数指令値ωＬ＊に応じた線間電圧指令値ＶＬ＊を得る。また、一次角周波数指令値ωＬ＊を積分器４２２に入力して時間積分により誘導電動機の電気角θＬ＊を得る。上記線間電圧指令値ＶＬ＊と電気角θＬ＊とに基づき、三相発振器４２３によって数式５により出力相電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊が与えられる。
【００２８】
【数５】
0004747252.tif 000006
【００２９】
図３は、図１におけるオンデューティ演算手段４００の構成を示すブロック図である。
まず、第１実施形態の基本動作であるところの、出力電圧の大きさに関わらず出力最大相の電圧は電源の最大相と中間相の電圧からパルス幅変調し、出力最小相の電圧は電源の中間相と最小相の電圧からパルス幅変調すること、言い換えれば、最大電圧を出力させる相の交流スイッチに対しては電源側の最大電圧相及び中間電圧相に接続されるようにスイッチングパターンを決定し、最小電圧を出力させる相の交流スイッチに対しては電源側の中間電圧相及び最小電圧相に接続されるようにスイッチングパターンを決定する点について説明する。
【００３０】
前述した図４のマトリクスコンバータ２０を制御する場合、出力線間電圧ｖｕｖ，ｖｖｗ，ｖｗｕ及び電源力率cosψをそれぞれ指定値通りに制御するために、数式６に従って、スイッチング半周期Ｔにおける９個のスイッチＳｒｕ〜ＳｔｗのオンデューティＤｒｕ〜Ｄｔｗ及びスイッチング時間Ｔｔｕ〜Ｔｔｗを決めている。
【００３１】
【数６】
0004747252.tif 000007
【００３２】
オンデューティの条件として、マトリクスコンバータ２０の負荷電流の連続性から、数式７が成立しなければならない。
【００３３】
【数７】
0004747252.tif 000008
【００３４】
例えば、ｕ相においては、スイッチＳｒｕ，Ｓｓｕ，Ｓｔｕの何れか１つだけが常にオンしなければならない。
スイッチングパターンを考えるにあたって、スイッチング周波数は電源や負荷電圧の周波数に比較して十分高く、また、誘導性負荷を前提にして、スイッチング周期２Ｔにおける電源電圧ｅｒ，ｅｓ，ｅｔ及び負荷電流ｉｕｖ，ｉｖｗ，ｉｗｕをそれぞれ一定値として近似する。また、電源電圧はｅｒ＞ｅｓ＞ｅｔ 、出力電圧指令値はｖｕ＊＞ｖｖ＊＞ｖｗ＊という条件のもとで説明する。
【００３５】
図５は、本実施形態におけるオンデューティ（スイッチングパターン）及び出力線間電圧を示している。各相スイッチの導通期間をオンデューティＤｒｕ〜Ｄｔｗによりそれぞれ示し、前半の半周期と後半の半周期では折り返しのパターンとしている。
このスイッチングパターンは、最大出力電圧指令ｖｕ＊のｕ相の交流スイッチについては、電源の最大電圧ｅｒ（最大電圧相であるｒ相）及び中間電圧ｅｓ（中間電圧相であるｓ相）のみに接続して最小電圧ｅｔ（最小電圧相であるｔ相）には接続せず、また、最小出力電圧指令値ｖｗ＊のｗ相の交流スイッチについては、電源の中間電圧ｅｓ及び最小電圧ｅｔのみに接続して最大電圧ｅｒには接続しないＰＷＭパターンであり、このようなＰＷＭパターンを用いることは、同図（ａ）の高出力電圧時、同図（ｂ）の低出力電圧時の何れも変わりがない。すなわち、出力電圧の大きさに関わらず、最大電圧を出力させる相の交流スイッチに対しては電源側の最大電圧相及び中間電圧相に接続されるようにスイッチングパターンを決定し、最小電圧を出力させる相の交流スイッチに対しては電源側の中間電圧相及び最小電圧相に接続されるようにスイッチングパターンを決定する。
スイッチング半周期Ｔの転流回数は、本実施形態ではスイッチＳｔｕ，Ｓｒｗを導通しない（Ｄｔｕ＝０，Ｄｒｗ＝０）ので、従来方式１，２と同様に４回に低減できている。また、最大電圧と最小電圧との間の直接の切替がないので、スイッチング損失及びノイズを低減でき、全ての相で中間電圧が使用されるため、負荷中性点の電位変化を抑制することができる。
【００３６】
本実施形態では、図５に示すように必ず線間電圧指令値と同符号の電圧パルスで線間電圧を構成することができ（例えば、線間電圧ｖｕｖについては、その指令値ｖｕｖ＊と同極性の電圧パルスｅｒｓ，ｅｓｔにより線間電圧ｖｕｖが構成される）、更に、指令値の絶対値が最大となる線間電圧波形ｖｗｕについては、同図（ａ）に示すように出力電圧が高い場合には零電圧が出力されず、同図（ｂ）に示すように出力電圧が低い場合には最大の電圧パルスｅｔｒが出力されないので、出力電圧高調波を抑制することができる。
【００３７】
次に、図１におけるオンデューティ演算手段４００について説明する。
図６は、出力電圧指令値が最大値のｕ相と最小値のｗ相との間の負荷電流ｉｗｕのみを考慮した接続関係を示している。このとき、図５のように、ｕ相スイッチＳｒｕ，Ｓｓｕとｗ相スイッチＳｓｗ，Ｓｔｗとをそれぞれ導通してスイッチング半周期Ｔのパターンを発生する。
【００３８】
図６において、電源力率１を実現するために、電源から見た負荷側インピーダンスを抵抗Ｒｗｕと考えると、スイッチング半周期Ｔの平均電源電流ｉｒｗｕ，ｉｓｗｕ，ｉｔｗｕは数式８により得られる（明細書本文中では記号「−」を付記できないため、以下では、各数式における電流ｉ，電力Ｐの上方に記号「−」を付して平均値を示す）。
【００３９】
【数８】
0004747252.tif 000009
【００４０】
これにより、スイッチング半周期Ｔの電源の平均電力Ｐｗｕは数式９で与えられる。
【００４１】
【数９】
0004747252.tif 000010
【００４２】
数式９の平均Ｐｗｕが負荷の消費電力に等しいことから、ｗ，ｕ間の電流源ｉｗｕは数式１０によって表される。
【００４３】
【数１０】
0004747252.tif 000011
【００４４】
最大出力電圧相であるｕ相は、最大電源電圧相のｒ相及び中間電源電圧相のｓ相のみに接続され、最小電源電圧相のｔ相には接続されないので、数式１１が成り立つ。
【００４５】
【数１１】
0004747252.tif 000012
【００４６】
また、ｒ相電流ｉｒｗｕは、スイッチＳｒｕをオンしたときだけ−ｉｗｕが流れるので、数式８，１０より、オンデューティＤｒｕは数式１２のようになる。
【００４７】
【数１２】
0004747252.tif 000013
【００４８】
数式７から、オンデューティＤｓｕは数式１３により得られる。
【００４９】
【数１３】
0004747252.tif 000014
【００５０】
ｗ相については、最大電源電圧相のｒ相には接続されず、また、ｔ相電流ｉｔｗｕは、スイッチＳｔｗをオンしたときだけｉｗｕが流れることから、オンデューティＤｒｗ，Ｄｔｗ，Ｄｓｗはそれぞれ数式１４〜数式１６によって得られる。
【００５１】
【数１４】
0004747252.tif 000015
【００５２】
【数１５】
0004747252.tif 000016
【００５３】
【数１６】
0004747252.tif 000017
【００５４】
次いで、中間電圧相のｖ相のスイッチングパターンを考える。
図７は、出力電圧指令値が最大値のｕ相と中間値のｖ相との間の負荷電流ｉｕｖのみを考慮した接続関係を示している。図７において、電源力率１を実現するために、電源から見た負荷側インピーダンスを抵抗Ｒｕｖと考えると、電源電流ｉｒｕｖ，ｉｓｕｖ，ｉｔｕｖは数式１７により表される。
【００５５】
【数１７】
0004747252.tif 000018
【００５６】
また、スイッチング半周期Ｔにおける電源平均電力Ｐｕｖが負荷電力に等しいことから、電流源ｉｕｖは数式１８によって与えられる。
【００５７】
【数１８】
0004747252.tif 000019
【００５８】
図７において、ｔ相電流ｉｔｕｖは、スイッチＳｔｖをオンしたときだけ、−ｉｕｖが流れるので、オンデューティＤｔｖは数式１９により得られる。
【００５９】
【数１９】
0004747252.tif 000020
【００６０】
また、図８は、出力電圧指令値が中間値のｖ相と最小相のｗ相間の負荷電流ｉｖｗのみを考慮した接続関係を示している。図８において、電源力率１を実現するために、電源から見た負荷側インピーダンスを抵抗Ｒｖｗと考えると、電源電流ｉｒｖｗ，ｉｓｖｗ，ｉｔｖｗは数式２０によって表される。
【００６１】
【数２０】
0004747252.tif 000021
【００６２】
また、スイッチング半周期Ｔの電源平均電力Ｐｖｗが負荷電力に等しいことから、電流源ｉｖｗは数式２１によって与えられる。
【００６３】
【数２１】
0004747252.tif 000022
【００６４】
図８において、ｒ相電流ｉｒｖｗは、スイッチＳｒｖをオンしたときだけｉｖｗが流れるので、オンデューティＤｒｖは数式２２により得られる。
【００６５】
【数２２】
0004747252.tif 000023
【００６６】
数式７，１９，２２より、オンデューティＤｓｖは数式２３により得られる。
【００６７】
【数２３】
0004747252.tif 000024
【００６８】
上記では、電源電圧がｅｒ＞ｅｓ＞ｅｔ、出力電圧指令値がｖｕ＊＞ｖｖ＊＞ｖｗ＊の場合の各スイッチのオンデューティを導出した。
以下に、入出力電圧の任意の大小関係におけるスイッチングパターン発生時のオンデューティ演算手段４００の作用を説明する。
【００６９】
図３に示したオンデューティ演算手段では、電源電圧大小関係の情報を得るために、電源電圧の相／線間変換ブロック４０１において、電源電圧ｅｒ，ｅｓ，ｅｔから線間電圧ｅｒｓ，ｅｓｔ，ｅｔｒを数式２４により求める。
【００７０】
【数２４】
0004747252.tif 000025
【００７１】
電源大小判別ブロック４０２では、表１に従って、線間電圧の符号から電源モードｍｓ（１〜６）を判別し、電源の最大電圧ｅ１、中間電圧ｅ２、最小電圧ｅ３を得る。ここで、添字１，２，３は、電源電圧の最大、中間、最小をそれぞれ意味する。
【００７２】
【表１】
0004747252.tif 000026
【００７３】
電源大小判別ブロック４０２の出力は、最大電圧ｅ１、中間電圧ｅ２、最小電圧ｅ３と、大小関係を表す３ビットの信号ｒ１，ｓ１，ｒ２ｓ３である。信号ｒ１，ｓ１は、それぞれｅｒ，ｅｓが最大電圧のときにのみ“１”になり、信号ｒ２ｓ３は、ｅｒが中間電圧またはｅｓが最小電圧のときにのみ“１”になる信号である。
【００７４】
図３の出力電圧の相／線間変換ブロック４０３は、出力電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊から線間電圧指令値ｖｕｖ＊，ｖｖｗ＊，ｖｗｕ＊を数式２５により求める。
【００７５】
【数２５】
0004747252.tif 000027
【００７６】
出力大小判別ブロック４０４では、表２に従って、線間電圧指令値の符号から出力電圧モードｍＬ（１〜６）を判別し、出力相電圧指令値の最大電圧ｖａ＊、中間電圧ｖｂ＊、最小電圧ｖｃ＊を得る。ここで、添字ａ，ｂ，ｃは、出力電圧の最大、中間、最小をそれぞれ意味する。
【００７７】
【表２】
0004747252.tif 000028
【００７８】
更に、電圧指令の相／線間変換ブロック４０５により、線間電圧指令値ｖａｂ＊，ｖｂｃ＊，ｖｃａ＊を数式２６により演算する。
【００７９】
【数２６】
0004747252.tif 000029
【００８０】
図３のオンデューティ演算ブロック４０６では、電源の最大電圧ｅ１、中間電圧ｅ２、最小電圧ｅ３及び線間電圧指令値ｖａｂ＊，ｖｂｃ＊，ｖｃａ＊を用いて、出力電圧指令値の最大電圧相ａ相、中間電圧相ｂ相、最小電圧相ｃ相がそれぞれ電源電圧の最大電圧相１相、中間電圧相２相、最小電圧相３相に接続されるスイッチのオンデューティＤ１ａ〜Ｄ３ｃに関して、数式２７を演算する。
【００８１】
【数２７】
0004747252.tif 000030
【００８２】
相判別ブロック４０７では、表３に従って、出力大小判別ブロック４０４から受ける出力電圧モードｍＬから出力電圧指令値の最大電圧相ａ相、中間電圧相ｂ相、最小電圧相ｃ相がそれぞれｕ相、ｖ相、ｗ相の何れに対応するかを判断し、対応した相のＰＷＭ発生部に数式２７のオンデューティを出力する。
例えばｍＬ＝１の場合には、表３によれば出力中間電圧相ｂ相がｖ相であるから、Ｄ１ｖ＝Ｄ１ｂ，Ｄ１２ｖ＝Ｄ１２ｂとして、Ｄ１ｖ，Ｄ１２ｖをｖ相比較回路ブロック４１０に出力する。
【００８３】
【表３】
0004747252.tif 000031
【００８４】
図３においてＰＷＭパルスを発生するための各相比較回路ブロック４０９〜４１１及びＰＷＭ発生ブロック４１２〜４１４は、三相とも同様の回路であり、その具体的なＰＷＭ発生原理図を図９に示す。
【００８５】
図９はｖ相についてのＰＷＭ発生原理図であり、出力相電圧指令が中間電圧の場合（ｖｂ＊＝ｖｖ＊）である。
同図（ａ）では、０，１間で変化する三角波キャリアとオンデューティＤ１ｖ，Ｄ１２ｖ（＝Ｄ１ｖ＋Ｄ２ｖ）とを比較し、信号Ｑ１ｖ，Ｑ１２ｖが得られる。同図（ｂ）に示す論理回路により、信号Ｑ１ｖ，Ｑ１２ｖからスイッチング信号Ｇ１ｖ，Ｇ２ｖ，Ｇ３ｖを得て、更に、これらをｒ，ｓ，ｔ相に振り分けることによりＰＷＭパルスＧｒｖ，Ｇｓｖ，Ｇｔｖを発生する。この振り分けにおいては、表１から得られる信号ｒ１（ｅ１＝ｅｒ信号）、信号ｓ１（ｅ１＝ｅｓ信号）、信号ｒ２ｓ３（ｅ２＝ｅｒまたはｅ３＝ｅｓ信号）を用いて、電源ｒ，ｓ相がそれぞれ最大電圧相、中間電圧相、最小電圧相の何れであるかを判断しＰＷＭパルスＧｒｖ，Ｇｓｖを作成する。電源ｔ相のＰＷＭパルスＧｔｖは、Ｇｒｖ，Ｇｓｖが共にオフ状態のときにオンする論理として得られる。
【００８６】
なお、本実施形態における電源電圧検出手段４１または出力電圧指令演算手段４２はあくまで一例であり、電源電圧検出手段４１については、電源１０の相電圧を検出する以外に線間電圧を検出してもよいし、電源電圧の振幅は一定とみなして電源電圧の正負を検出することでも実現可能である。また、出力電圧指令演算手段４２については、Ｖ／ｆ制御以外にベクトル制御でも実現可能である。
【００８７】
次に、図１０は本発明の第２実施形態を示すブロック図であり、請求項３の発明に相当する。この実施形態に係る制御装置４０Ｂは、図１の制御装置４０Ａに電源電流指令演算手段４３を追加したものであり、この演算手段４３は電源電圧ｅｒ，ｅｓ，ｅｔから電源電流指令値ｉｒ＊，ｉｓ＊，ｉｔ＊を演算し、オンデューティ演算手段４００に出力する。
【００８８】
以下では、電源力率を１に制御する場合について説明する。
電源電流指令値ｉｒ＊，ｉｓ＊，ｉｔ＊は電源電圧ｅｒ，ｅｓ，ｅｔに比例した値であり、比例定数を１／Ｒｓとして数式２８により与えられる。なお、Ｒｓは電源からみたマトリクスコンバータのインピーダンス（抵抗）である。
【００８９】
【数２８】
0004747252.tif 000032
【００９０】
図１１は、電源電流指令値ｉｒ＊，ｉｓ＊，ｉｔ＊を新たな入力として加えた場合のオンデューティ演算手段４００のブロック図である。
図４に示したマトリクスコンバータの簡易モデルにおいて、電源電圧はｅｒ＞ｅｓ＞ｅｔ、出力電圧指令値はｖｕ＊＞ｖｖ＊＞ｖｗ＊とし、スイッチング周期２Ｔにおける電源電圧ｅｒ，ｅｓ，ｅｔ及び負荷電流ｉｕｖ，ｉｖｗ，ｉｗｕをそれぞれ一定値として近似する。その後、各スイッチＳｒｕ〜ＳｔｗのオンデューティＤｒｕ〜Ｄｔｗの演算式を導出する。
【００９１】
数式２８より、電源電圧ｅｒ，ｅｓ，ｅｔは、電源電流指令値ｉｒ＊，ｉｓ＊，ｉｔ＊を用いて数式２９により表される。
【００９２】
【数２９】
0004747252.tif 000033
【００９３】
数式２９を数式１１〜１６，１９，２２，２３に代入することにより、各オンデューティＤｒｕ〜Ｄｔｗを数式３０によって得ることができる。
【００９４】
【数３０】
0004747252.tif 000034
【００９５】
以上により、マトリクスコンバータ２０の９個の交流スイッチＳｒｕ〜ＳｔｗのオンデューティＤｒｕ〜Ｄｔｗが決められた。これらのオンデューティの演算式は、数式２８における比例定数１／Ｒｓを含んでおらず、Ｒｓに依存しないことがわかる。従って、実際の電源電流ｉｒ，ｉｓ，ｉｔは、電源電流指令値ｉｒ＊，ｉｓ＊，ｉｔ＊にそれぞれ比例した電流となり、電源電流の位相（入力力率）が指令値通りに制御され、電源電流の大きさは負荷電流により決まる。
【００９６】
上記の説明では、電源電圧がｅｒ＞ｅｓ＞ｅｔ、出力電圧指令値がｖｕ＊＞ｖｖ＊＞ｖｗ＊の場合の各スイッチのオンデューティを導出した。
以下に、入出力電圧の任意の大小関係におけるスイッチングパターン発生時のオンデューティ演算手段４００の作用を説明する。
【００９７】
図１１におけるオンデューティ演算手段の電源大小判別ブロック４０２では、既に図３の説明で述べたように表１に従って電源電圧ｅｒ，ｅｓ，ｅｔの最大電圧ｅ１、中間電圧ｅ２、最小電圧ｅ３を判別する。図１１では、電源大小判別ブロック４０２に電源電流指令値ｉｒ＊，ｉｓ＊，ｉｔ＊が新たに入力されており、表１に従って、電源電圧の最大電圧ｅ１、中間電圧ｅ２、最小電圧ｅ３とそれぞれ同じ相の電流指令値をｉ１＊，ｉ２＊，ｉ３＊として出力する。例えば、ｅ１＝ｅｒであれば、電流指令値の大小関係に関わらずにｉ１＊＝ｉｒ＊である。
【００９８】
図１１における出力電圧に関係したブロック４０３〜４０５による演算では、既に図３の説明で述べたように、出力電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊から線間電圧指令値ｖａｂ＊，ｖｂｃ＊，ｖｃａ＊が得られる。
【００９９】
また、オンデューティ演算ブロック４０６では、電源の最大電圧ｅ１、中間電圧ｅ２、最小電圧ｅ３、電源電流指令値ｉ１＊，ｉ２＊，ｉ３＊及び線間電圧指令値ｖａｂ＊，ｖｂｃ＊，ｖｃａ＊を用いて、出力電圧指令値の最大電圧相ａ相、中間電圧相ｂ相、最小電圧相ｃ相がそれぞれ電源電圧の最大電圧１相、中間電圧２相、最小電圧３相に接続されるオンデューティＤ１ａ〜Ｄ３ｃに関して、数式３１を演算する。
【０１００】
【数３１】
0004747252.tif 000035
【０１０１】
オンデューティ演算ブロック４０６は、相判別ブロック４０７に数式３１のオンデューティを出力する。相判別ブロック４０７以降のＰＷＭパルスが出力されるまでの各ブロックの構成及び動作は、図３の説明で述べた通りである。
【０１０２】
図１２は、本発明の第３実施形態の構成を示すブロック図であり、請求項４の発明に相当する。
この実施形態に係る制御装置４０Ｃでは、図１０の制御装置４０Ｂに電源電圧位相検出手段４４を追加し、電源電流指令演算手段４３が、電源電圧位相角θ及び電源力率指令値ψ＊から電源電流指令値ｉｒ＊，ｉｓ＊，ｉｔ＊を演算するようにしたものである。
図１２において、電源電圧位相検出手段４４及び電源電流指令演算手段４３以外については図１０と同様であるため、以下では異なる部分について説明する。
【０１０３】
図１３は、電源電圧位相検出手段４４の構成例であり、ＰＬＬ（Phase Locked Loop：位相同期回路）を用いた場合のものである。
図１３において、波形整形回路４４１は、電源電圧ｅｒ，ｅｓ，ｅｔの零クロスを検知し、π／３ごとに変化する電源１周期で３パルスの信号θ０を発生する。また、電源位相角検出値θから、θ０に対応した信号θｐを発生する。位相比較器４４４は、信号θ０とθｐとの位相角誤差Δθを検出し、この位相角誤差Δθが減少するように発振器４４２の出力パルスｐの周波数を調整する。前記発振器４４２の出力パルスｐをカウンタ４４３により計数することで、カウンタ４４３の出力値が電源位相角θとなる。
【０１０４】
次いで、図１２における電源電流指令演算手段４３の作用を説明する。電源位相角θ及び電源力率角指令値ψ＊から、電源電流指令値ｉｒ＊，ｉｓ＊，ｉｔ＊を数式３２により演算する。
【０１０５】
【数３２】
0004747252.tif 000036
【０１０６】
数式３２において電流指令値の振幅を１としているのは、既に述べたように実際の電源電流ｉｒ，ｉｓ，ｉｔは電源電流指令値ｉｒ＊，ｉｓ＊，ｉｔ＊にそれぞれ比例した電流となり、電源電流指令値の振幅に依存しないためである。従って、実際の電流と電流指令値との比例関係により、電源力率角指令値ψ＊通りの電源力率を実現することができる。
【０１０７】
図１４は、本発明の第４実施形態の構成を示すブロック図であり、請求項５の発明に相当する。
この実施形態における制御装置４０Ｄは、図１０の制御装置４０Ｂに電源電圧位相角θの余弦値及び正弦値を演算する余弦・正弦演算手段４５を追加したものであり、電源電流指令演算手段４３が、上記の余弦値cosθ、正弦値sinθ及び電源力率角指令値ψ＊から電源電流指令値ｉｒ＊，ｉｓ＊，ｉｔ＊を演算するようになっている。
図１４において余弦・正弦演算手段４５及び電源電流指令演算手段４３以外については図１０，図１２と同様であるため、以下では異なる部分について説明する。
【０１０８】
図１４の余弦・正弦演算手段４５において、電源電圧ｅｒ，ｅｓ，ｅｔは数式１の対称三相電圧とし、電源電圧を数式３３のように静止座標（α−β座標）変換して、二相の電源電圧ｅα，ｅβを得る。
【０１０９】
【数３３】
0004747252.tif 000037
【０１１０】
数式３３より、cosθ，sinθはそれぞれ数式３４によって得られる。
【０１１１】
【数３４】
0004747252.tif 000038
【０１１２】
図１４の電源電流指令演算手段４３では、数式３４のcosθ，sinθ及び電源力率角指令値ψ＊から、電源電流指令値ｉｒ＊，ｉｓ＊，ｉｔ＊をそれぞれ数式３５〜数式３７により演算する。
【０１１３】
【数３５】
0004747252.tif 000039
【０１１４】
【数３６】
0004747252.tif 000040
【０１１５】
【数３７】
0004747252.tif 000041
【０１１６】
次いで、図１５は本発明の第５実施形態を示すブロック図であり、請求項６の発明に相当する。
この実施形態における制御装置４０Ｅは、図１２の制御装置４０Ｃに負荷電流検出手段４６及び力率角指令演算手段４７を追加して構成されており、負荷電流に応じて電源力率角指令値ψ＊を調節するようになっている。
【０１１７】
上記の各実施形態では、マトリクスコンバータ２０の入力側のＬＣフィルタ２１を無視して説明しているが、実際に制御している電源電流指令値はＬＣフィルタ２１を通過した後のコンバータ入力電流である。
以下では、ＬＣフィルタ２１に流れ込む進相電流が無視できなくなる軽負荷時などを想定して、力率角指令演算手段４７により電源力率を１に制御する方式を説明する。
【０１１８】
図１６（ａ）にマトリクスコンバータ入力部の一相分等価回路を、同図（ｂ）にそのベクトル図をそれぞれ示す。なお、以下において、明細書本文中ではベクトルを示す「・」（ドット）を付記することができないため、これを省略する。
図１６（ａ）では、マトリクスコンバータに流れ込む電流指令値Ｉｍ＊を電流源で表している。Ｉｍ＊＝０としたとき、ＬＣフィルタ２１のコンデンサ電流ＩＣは数式３８により与えられる。
【０１１９】
【数３８】
0004747252.tif 000042
【０１２０】
通常、ＬＣフィルタの共振周波数は電源周波数より十分高いので、ωＬ−１／ωＣ＜０の関係が得られ、Ｉｑ＞０となるので、コンデンサ電流ＩＣは進み電流となる。図１６（ｂ）に示すように、電源電流Ｉｓを数式３９のごとくマトリクスコンバータ２０が必要とする有効電流成分Ｉｐのみとする。
【０１２１】
【数３９】
0004747252.tif 000043
【０１２２】
この時、電源力率１を実現するためには、マトリクスコンバータ２０の入力電流指令値Ｉｍ＊を数式４０のように与えればよい。
【０１２３】
【数４０】
0004747252.tif 000044
【０１２４】
すなわち、図１６（ｂ）に示す力率角指令値ψ＊を与えることで、電源力率１を実現することができる。
図１５の制御装置４０Ｅにおいて、電源電圧位相検出手段４４による線間電圧実効値Ｅの演算、負荷電流検出手段４６、力率角指令演算手段４７以外については前記各実施形態と同様であるため、以下では異なる部分について説明する。
【０１２５】
線間電圧実効値Ｅの値については、使用電源が既定されていればコントローラ内で定数として持つこともできる。また、実効値Ｅが一定値とは限らない場合には、電源電圧位相検出手段４４により、電源電圧ｅｒ，ｅｓ，ｅｔを用いて数式３３の二相の電源電圧ｅα，ｅβから、実効値Ｅを数式４１により演算することができる。
【０１２６】
【数４１】
0004747252.tif 000045
【０１２７】
図１５における負荷電流検出手段４６は、負荷電流ｉｕ，ｉｖをホールＣＴを用いて検出し、残りのｗ相電流ｉｗを数式４２により得る。
【０１２８】
【数４２】
0004747252.tif 000046
【０１２９】
次に、図１５における力率角指令演算手段４７の作用を説明する。マトリクスコンバータのスイッチング半周期Ｔの平均出力電力Ｐｏｕｔは、負荷電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ及び出力電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊を用いて数式４３から求めることができる。
【０１３０】
【数４３】
0004747252.tif 000047
【０１３１】
損失を無視すれば、マトリクスコンバータの入出力電力は等しいので、電源側の有効電流Ｉｐは、数式４４により得ることができる。
【０１３２】
【数４４】
0004747252.tif 000048
【０１３３】
なお、損失を考慮する場合には、損失分に相当した有効電流を数式４４の右辺に加算して対応すればよい。一方、線間電圧実効値Ｅと数式３８との関係から、コンデンサに流れる無効電流Ｉｑは数式４５によって得られる。
【０１３４】
【数４５】
0004747252.tif 000049
【０１３５】
数式４４の有効電流Ｉｐ、数式４５の無効電流Ｉｑを用いて、図１６（ｂ）のベクトル図から、力率角指令値ψ＊は数式４６によって与えられる。
【０１３６】
【数４６】
0004747252.tif 000050
【０１３７】
または、力率角指令演算手段４２が、力率角指令値ψ＊の代わりに数式４７によりcosψ＊，sinψ＊を演算し、図１５の電源電流指令値手段４３が、これらのcosψ＊，sinψ＊を用いて数式３５〜３７により電源電流指令値ｉｒ＊，ｉｓ＊，ｉｔ＊を演算することもできる。
【０１３８】
【数４７】
0004747252.tif 000051
【０１３９】
なお、この実施形態では負荷電流（マトリクスコンバータ２０の出力電流）ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに基づいて力率角指令値ψ＊を演算しているが、マトリクスコンバータ２０の出力電圧に基づいて力率角指令値ψ＊を調節するように構成しても良い。
また、この第５実施形態のように出力電流や出力電圧に応じて力率角指令値ψ＊を調節する着想は、図１４に示した第４実施形態の制御装置４０Ｄにも適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【０１４０】
【図１】本発明の第１実施形態の構成を示すブロック図である。
【図２】図１における出力電圧演算手段の構成を示すブロック図である。
【図３】図１におけるオンデューティ演算手段の構成を示すブロック図である。
【図４】マトリクスコンバータの簡略モデルを示す図である。
【図５】第１実施形態におけるオンデューティ（スイッチングパターン）と出力線間電圧を示す図であり、図５（ａ）は高出力電圧時の動作例、図５（ｂ）は低出力電圧時の動作例である。
【図６】最大・最小出力電圧相の接続図である。
【図７】最大・中間出力電圧相の接続図である。
【図８】中間・最小出力電圧相の接続図である。
【図９】ＰＷＭパターン発生原理図であり、図９（ａ）は三角波キャリア及びスイッチング信号の波形図、図９（ｂ）はスイッチング信号及びＰＷＭパルス発生回路の回路図である。
【図１０】本発明の第２実施形態の構成を示すブロック図である。
【図１１】電源電流指令値を追加したオンデューティ演算手段の構成を示すブロック図である。
【図１２】本発明の第３実施形態の構成を示すブロック図である。
【図１３】ＰＬＬを用いた電源電圧位相角検出手段の構成図である。
【図１４】本発明の第４実施形態の構成を示すブロック図である。
【図１５】本発明の第５実施形態の構成を示すブロック図である。
【図１６】図１６（ａ）はマトリクスコンバータの入力部の一相分等価回路図、図１６（ｂ）はベクトル図である。
【図１７】従来技術におけるオンデューティ（スイッチングパターン）と出力線間電圧を示す図であり、図１７（ａ）は従来方式１、図１７（ｂ）は従来方式２（低電圧出力のみ）の動作例である。
【符号の説明】
【０１４１】
１０：三相交流電源
２０：マトリクスコンバータ
２１：入力フィルタ
３０：負荷
４０Ａ，４０Ｂ，４０Ｃ，４０Ｄ，４０Ｅ：制御装置
４００：オンデューティ演算手段
４１：電源電圧検出手段
４２：出力電圧指令演算手段
４２１：Ｖ／ｆテーブル
４２２：積分器
４２３：三相発振器
４３：電源電流指令演算手段
４４：電源電圧位相検出手段
４５：余弦・正弦演算手段
４６：負荷電流検出手段
４７：力率角指令演算手段
【図１】
0004747252.tif 000052
【図２】
0004747252.tif 000053
【図３】
0004747252.tif 000054
【図４】
0004747252.tif 000055
【図５】
0004747252.tif 000056
【図６】
0004747252.tif 000057
【図７】
0004747252.tif 000058
【図８】
0004747252.tif 000059
【図９】
0004747252.tif 000060
【図１０】
0004747252.tif 000061
【図１１】
0004747252.tif 000062
【図１２】
0004747252.tif 000063
【図１３】
0004747252.tif 000064
【図１４】
0004747252.tif 000065
【図１５】
0004747252.tif 000066
【図１６】
0004747252.tif 000067
【図１７】
0004747252.tif 000068