(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
放電管に高周波交流電力を供給するためのインバータ式安定器であって、入力された交流電圧を整流する整流器と、該整流器の直流出力に並列に接続された第１および第２のコンデンサの直列回路と、前記整流器の直流出力を平滑する第３のコンデンサと、前記整流器の直流出力に並列に接続された第１および第２のスイッチング素子の直列回路と、該第１および第２のスイッチング素子にそれぞれ直流的に逆方向となるように並列接続された第１および第２のダイオードと、前記第１および第２のスイッチング素子をそれぞれ交互にオンオフ駆動する駆動回路と、前記整流器の交流入力の一端と前記第１および第２のスイッチング素子の接続点との間に接続された昇圧用インダクタとを有し、前記整流器の交流入力の一端と前記第１および第２のコンデンサの接続点である中性点とが接続され、前記昇圧用インダクタと並列に前記放電管が配されるインバータ式安定器において、
前記駆動回路が、１次巻線と第１および第２の２次巻線とからなるドライブトランスを有するものであって、
前記１次巻線の一方の端子が前記第１および第２のスイッチング素子の接続点と前記昇圧用インダクタの一方の端子に接続され、
前記第１の２次巻線の一方の端子が前記第１のスイッチング素子の駆動入力端子に接続されるとともに他方の端子が前記昇圧用インダクタの一方の端子に接続され、
前記第２の２次巻線の一方の端子が前記第２のスイッチング素子の駆動入力端子に接続されるとともに他方の端子が前記整流器の直流出力端子に接続され、
前記放電管が前記１次巻線を介して前記中性点と前記第１および第２のスイッチング素子の接続点との間に配されるように構成されてなることを特徴とするインバータ式安定器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電圧を整流し平滑して一旦略直流電圧に変換した後さらに高周波交流電圧に変換することにより、蛍光灯などの放電管に高周波交流電力を供給するインバータ式安定器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
家庭用蛍光灯器具や施設用蛍光灯器具においては、蛍光灯を点灯させる回路方式として、従来はチョーク限流型・漏洩変圧器型などの銅鉄型安定器と称されるものが使用されてきたが、形状・重量および効率の面で限界があることから、今日の各種蛍光灯器具には、交流電圧を整流し平滑して一旦略直流電圧に変換した後さらに高周波電圧に変換して得た高周波電力を負荷としての蛍光灯器具に供給するインバータ式安定器（高周波点灯式安定器）といわれるランプ制御装置が使用されるようになっている。
【０００３】
このインバータ式安定器は、効率がよく省電力化が図れること、ランプのチラツキや安定器の騒音を少なくできること、軽量化が図れることなどの利点があることから、蛍光灯器具のインバータ化が急激に進んでいる。なお、このようなインバータ式安定器においても、負性抵抗性を示すランプ電流を制限する手段として限流用インダクタやリーケージトランスが必要とされるが、ランプ電流が高周波となるので素子そのものは従来の銅鉄型安定器よりも小型、軽量にできる。
【０００４】
しかしながら、インバータ式安定器は、一般に整流器（ダイオード）を用い電解コンデンサで平滑して使用する全波整流のコンデンサ平滑回路方式が多く用いられており、ダイオードの非線形性に起因する歪波電流が商用電源に流れ、結果的に、商用電源側の入力電流に高調波成分（高調波電流）が流れるという問題、いわゆる電源の高調波障害という問題を生じる。
【０００５】
このため、電源のインバータ化に際しては、高調波電流を抑制するための回路技術の検討が必要とされ、例えば、交流リアクトル挿入方式・部分平滑方式・アクティブ平滑フィルタ方式（インバータ蛍光灯；電子技術,Vol.32,No3,pp.113-119参照）・ディザー整流方式（ディザー効果を用いた高力率スイッチングレギュレータ；電気学会全国大会講演論文集,No.546,pp.5-137参照）などが提案されている。
【０００６】
さらに、ディザー整流方式と同様に蛍光灯点灯用のインバータのみで商用電源側の入力電流の高調波成分の低減が図れる中性点形インバータ式安定器（中性点形電子安定器回路）の提案もなされている（“簡易高調波低減回路の一方法”；加藤義人,電気設備学会誌,Vol.12,No.10,pp.902-904、“中性点形インバータによる入力電流低歪み形電子安定器の開発”；加藤義人,照明学会誌,Vol79,No.2,pp.14-20など参照）。
【０００７】
本願出願人も、特許第２８６９３９７号において、インバータ機器の高調波障害を防止する好適な回路として従来の中性点形電子安定器回路を改良した方式を提案し、その利用形態の一例として蛍光灯を負荷とした中性点形インバータ式安定器を提案している。
【０００８】
この本願出願人が提案している中性点形インバータ式安定器は、同公報に記載のように、高調波障害の防止を図ることができまた昇圧トランスを用いることなく商用交流電圧そのものを用いて高出力且つ安定した高周波電圧を放電管などの負荷に供給できることに加えて、比較的小型の昇圧用インダクタや平滑コンデンサを用いることができるため装置の小型化を図るのに都合のよい優れたものとなっている。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、近年、省資源化への配慮より蛍光灯の管径が次第に細くなり、照明器具もより小型のものが求められており、このことにより器具内で使用するインバータ式安定器も小型化が一層強く要求されてきている。
【００１０】
ここで、前記本願出願人が提案している中性点形インバータ式安定器をより小型にする方法としては、同公報に記載のように、駆動回路を自励型にするという方法が考えられる。
【００１１】
しかしながら、同公報には、自励型にすることもできるとのみ記載され、その構成についての具体例は示されていない。
【００１２】
本発明は、上記の事情に鑑みてなされたものであり、より小型にすることのできる中性点形インバータ式安定器を提供することを目的とするものである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本発明のインバータ式安定器は、放電管に高周波交流電力を供給するためのインバータ式安定器であって、入力された交流電圧を整流する整流器と、該整流器の直流出力に並列に接続された第１および第２のコンデンサ（分圧コンデンサ）の直列回路と、整流器の直流出力を平滑する第３のコンデンサ（平滑コンデンサ）と、整流器の直流出力に並列に接続された第１および第２のスイッチング素子の直列回路と、第１および第２のスイッチング素子にそれぞれ直流的に逆方向となるように並列接続された第１および第２のダイオード（フライホイールダイオード）と、第１および第２のスイッチング素子をそれぞれ交互にオンオフ駆動する駆動回路と、整流器の交流入力の一端と第１および第２のスイッチング素子の接続点との間に接続された昇圧用インダクタとを有し、整流器の交流入力の一端と第１および第２のコンデンサの接続点である中性点とが接続され、昇圧用インダクタと並列に放電管が配されるインバータ式安定器、すなわち中性点型インバータ式安定器において、駆動回路が１次巻線と第１および第２の２次巻線とからなるドライブトランスを有するものであって、１次巻線の一方の端子が第１および第２のスイッチング素子の接続点と昇圧用インダクタの一方の端子に接続され、第１の２次巻線の一方の端子が第１のスイッチング素子の駆動入力端子に接続されるとともに他方の端子が前記昇圧用インダクタの一方の端子に接続され、第２の２次巻線の一方の端子が第２のスイッチング素子の駆動入力端子に接続されるとともに他方の端子が整流器の直流出力端子に接続され、放電管が１次巻線を介して中性点と第１および第２のスイッチング素子の接続点との間に配されるように構成されてなることを特徴とするものである。
【００１４】
なお、昇圧用インダクタの、前記第１の２次巻線の他方の端子と接続される前記一方の端子とは反対側の端子を前記中性点と接続する。このとき、該反対側の端子を直接に前記中性点と接続してもよいし、コンデンサを介して前記中性点と接続してもよい。
【００１５】
要するに、本発明のインバータ式安定器は、駆動回路をドライブトランスを用いて構成するとともに、昇圧用インダクタ、ドライブトランスの１次巻線、および第１および第２のスイッチング素子の接続点の接続態様として、昇圧用インダクタの一方の端子を、ドライブトランスの１次巻線を介することなく、第１および第２のスイッチング素子の接続点と接続するようにしたことを特徴とするものである。
【００１６】
第２の２次巻線の他方の端子が整流器の直流出力端子に接続されてなるとは、第１のスイッチング素子を第２のスイッチング素子よりも直流的に高電位側に配するとしたときには前記他方の端子を整流器の負側の直流出力端子に接続し、第１のスイッチング素子を第２のスイッチング素子よりも直流的に低電位側に配するとしたときには前記他方の端子を整流器の正側の直流出力端子に接続することを意味する。
【００１７】
【発明の効果】
本発明のインバータ式安定器によれば、ドライブトランスを用いた自励型の駆動回路とするとともに、昇圧用インダクタの一方の端子を、ドライブトランスの１次巻線を介することなく、第１および第２のスイッチング素子の接続点と接続するようにしたので、ドライブトランスの１次巻線にはランプ電流のみが流れ、昇圧電流が流れることがないので、安定した自励型の駆動回路とすることができる。すなわち、昇圧用インダクタをドライブトランスの１次巻線を介して接続する構成とした場合には、該１次巻線には放電管電流だけでなく昇圧電流も流れ、該昇圧電流が放電管電流を打ち消す方向で不安定となり、放電管を点灯する以外の信号も発生し、さらには放電管がないときに発振を停止できず安全動作が損なわれ不都合となるという問題が生じるが、本発明によれば、このような問題は生じない。
【００１８】
また、他励型ではなくドライブトランスを用いた自励型としているので、回路構成が簡易になり、小型のものとすることができ、またコストダウンを図ることもできる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明のインバータ式安定器の実施形態について詳細に説明する。
【００２０】
図１は本発明のインバータ式安定器の一実施形態の回路構成を示す図である。
【００２１】
このインバータ式安定器は、本願出願人が上記特許公報に提案しているもののうち、ランプへの電力供給をリーケージトランスを介することなく行なう形態の構成を基本としたものである。
【００２２】
最初に、回路構成について説明する。本発明のインバータ式安定器は、スイッチング素子をオンオフ駆動するドライブ（駆動）回路として、専用のドライブＩＣを用いた他励型回路を使用するのではなく、コストダウンを重視してドライブトランスを用いた自励型発振回路を使用している。
【００２３】
図１に示すように、このインバータ式安定器１は、４つのダイオードＤ１〜Ｄ４がブリッジ接続されてなり、入力された交流電圧を全波整流する整流器（電源整流ブリッジ）ＤＢと、該整流器ＤＢに並列に（具体的には２つの直流出力端子ＤＣ＋，ＤＣ−間に）接続された第１あるいは第２のコンデンサとしての２つの分圧コンデンサＣ４，Ｃ５の直列回路と、整流器ＤＢの出力信号のリップル電圧を平滑する第３のコンデンサとしての平滑コンデンサＣ３３と、整流器ＤＢの出力や平滑コンデンサＣ３３と並列に接続されたスイッチング素子としての２つのＮチャネル型のＦＥＴ（電界効果トランジスタ）Ｑ５，Ｑ７の直列回路と、該ＦＥＴＱ５，Ｑ７をそれぞれ交互にオンオフ駆動するドライブ回路ＤＲとを有している。整流器ＤＢの交流入力の一端（図中のＡＣ２点）と分圧コンデンサＣ４，Ｃ５の接続点である中性点（図中のＢ点）とが接続され、該中性点ＢとＦＥＴの接続点（図中のＳＷ点）との間には、昇圧用インダクタＬ６が接続されるとともに、この昇圧用インダクタＬ６と並列にリーケージトランスを介することなく放電管としてのランプＬＴが配される中性点型インバータ式安定器の構成となっている。
【００２４】
商用交流電圧Ｖｉは、インダクタＬｆやコンデンサＣｆからなる高調波障害防止用のノイズフィルタＬＰＦを介して整流器ＤＢの交流入力端子ＡＣ１，ＡＣ２間に入力される。
【００２５】
２つのＦＥＴＱ５，Ｑ７には、それぞれ直流的に逆方向となるように（この状態を逆並列接続された状態という）ダイオードが内包されているので該ダイオードをフライホイールダイオードとして利用することができ、スイッチング素子としてトランジスタを用いたときにはフライホイールダイオードを独立に設けなければならないのに比べて機器を小型化する上で都合がよい。
【００２６】
ドライブ回路ＤＲは、１次巻線ＮＰと２つの２次巻線ＮＳ１，ＮＳ２からなるドライブトランスＴ２を用いた自励型発振回路として構成されており、１次巻線ＮＰの一方の端子ＮＰａがＦＥＴの接続点ＳＷに接続され、２次巻線ＮＳ１の一方の端子ＮＳ１ａが抵抗Ｒ２７を介してＦＥＴＱ５のゲート端子（駆動入力端子）に接続されるとともに他方の端子ＮＳ１ｂが接続点ＳＷおよび昇圧用インダクタＬ６に接続され、また２次巻線ＮＳ２の一方の端子ＮＳ２ａが抵抗Ｒ２８を介してＦＥＴＱ７のゲート端子（駆動入力端子）に接続されるとともに他方の端子ＮＳ２ｂが整流器ＤＢの直流出力端子ＤＣ−に接続されている。
【００２７】
中性点ＢとＦＥＴの接続点ＳＷとの間には、ランプＬＴとともに全体として電気的に直列接続されるようにランプ電力制限を行なうための２つの限流用インダクタ（電流制限リアクトル）Ｌ５，Ｌ７が、ドライブトランスＴ２の１次巻線ＮＰ、および２つのコンデンサＣ７，Ｃ２３を介して接続されている。またランプＬＴと並列にコンデンサＣ１１が接続されている。コンデンサＣ７，Ｃ２３は、Ｃ１１に比較して一桁以上大きい容量に設定され、図示しない異常電圧検出回路などの直流回路との分離（直流阻止）のために設けられたものである。一方コンデンサＣ１１は、限流用インダクタＬ５＋Ｌ７との直列共振電圧によりランプを始動するとともにランプ電流が正弦波となるようにするために設けられたものである。
【００２８】
上記構成のインバータ式安定器１は共振型ハーフブリッジ構成となっている。
照明器具として長寿命化を実現するためには十分なフィラメントの予熱の後に高電圧印加によるランプ点灯が必要であるが、共振型ハーフブリッジ構成は共振電圧が発生し瞬時スタートとなるため、このままでは長寿命化を実現することはできない。本実施形態では、これを防ぐ素子としてパワーサーミスタＰＴＣ１をランプＬＴと並列接続してフィラメント予熱回路を構成している。
【００２９】
このインバータ式安定器１は、出力電力容量４０Ｗクラスのものであり、安定器の厚さを１４ｍｍ以下にするために、昇圧用インダクタＬ６や２つの限流用インダクタＬ５，Ｌ７として、従来より広く用いられている扁平型フェライトコア、例えばＴＤＫ社製のＥＰＣコアをコア材として用いる。そして、このインダクタを、ランプＬＴの長手方向に延びるように並設する。
【００３０】
なお、昇圧用インダクタＬ６や２つの限流用インダクタＬ５，Ｌ７としては、これに限らず、例えば１４０ｍｍ程度の長さの長尺且つ扁平な極薄のフェライトコアをコア材として用い、この薄く長いフェライトコアに巻線を形成したものを用い、このインダクタを、ランプＬＴの長手方向に延びるように並設することもできる。この場合、周囲の金属部材による磁気的影響を軽減するべく、磁路形成用の磁性材を前記インダクタの片サイドあるいは両サイドに、ランプＬＴの長手方向に延びるように並設することが望ましい。なお、２つの限流用インダクタＬ５，Ｌ７は、一纏めにして１つのインダクタで構成してもよい。
【００３１】
次に、上記構成のインバータ式安定器１のドライブ回路の動作について説明する。
【００３２】
図１において、電源電圧ＶｉはローパスフィルタＬＰＦを通して整流器ＤＢに印加され、整流器ＤＢと平滑コンデンサＣ３３とにより整流および平滑されて直流出力端子ＤＣ＋，ＤＣ−間に略直流電圧が発生する。この直流電圧は分圧コンデンサＣ４，Ｃ５とＦＥＴＱ５，Ｑ７の各直列回路に印加される。
【００３３】
さらに図示しないスタータ回路により、該安定器１がインバータ動作を開始するように、パルス電圧をＦＥＴＱ７のゲート端子に加えてＦＥＴＱ７をオンさせる。このＦＥＴＱ７のオンにより、ＤＣ＋，Ｃ４，Ｌ６，Ｑ７，ＤＣ−のループを経て昇圧用インダクタＬ６に電流が流れ、昇圧用インダクタＬ６にエネルギが蓄積される。さらに、ＤＣ＋，Ｃ４，Ｃ７，ＬＴ電極１（図示せず），ＰＴＣ１，ＬＴ電極２（図示せず），Ｌ５，Ｌ７，Ｃ２３，ＮＰ，Ｑ７，ＤＣ−のループで電流が流れる。
【００３４】
最初は、パワーサーミスタＰＴＣ１が低温であり、該パワーサーミスタＰＴＣ１自身の抵抗が低いためランプＬＴの両端電圧をクランプするので、ランプＬＴは点灯することなくＬＴ電極１，２を予熱する。一方、ドライブトランスＴ２の１次巻線ＮＰに電流が流れることで２次巻線ＮＳ１，ＮＳ２に電圧が発生し、ＮＳ２の電圧はＦＥＴＱ７を完全にオンとし、これと逆極性電圧のＮＳ１によりＦＥＴＱ５はオフとなる。ドライブトランスＴ２は、小型トロイダルコアを用いたトランスであり、１次巻線ＮＰを流れる電流により磁気飽和を起こし磁束の変化は鈍くなりさらには逆起電力によりＮＳ１，ＮＳ２は逆極性電圧が発生し、ＦＥＴＱ５はオン、ＦＥＴＱ７はオフとなる。これにより、Ｑ５，ＮＰ，Ｃ２３，Ｌ７，Ｌ５，ＬＴ電極２，ＰＴＣ１，ＬＴ電極１，Ｃ７，Ｃ５，ＤＣ−のループで電流が流れる。これらの繰り返しによりランプＬＴに高周波電流が流れる。
【００３５】
また、昇圧用インダクタＬ６に蓄えられたエネルギはＦＥＴＱ５を経て平滑コンデンサＣ３３を充電する。パワーサーミスタＰＴＣ１は数サイクルの間低抵抗によりランプＬＴをクランプしＬＴ電極１，２を予熱した後、パワーサーミスタＰＴＣ１自体が自己発熱して徐々に高抵抗となり、ほぼコンデンサＣ１１とインダクタＬ５，Ｌ７の定数による直列共振の高電圧（高周波電圧）がランプＬＴに印加されるので、ランプＬＴは点灯する。そしてこの高周波電圧が電源電圧に重畳され電源電圧以上の電圧で平滑コンデンサＣ３３が充電され、回路全体がインバータとして動作する。
【００３６】
ところで、昇圧用インダクタＬ６には昇圧電流が流れるため、昇圧用インダクタＬ６を端子ＮＰｂに接続すると１次巻線ＮＰにはランプ電流だけでなく昇圧電流も流れ、昇圧電流がランプ電流を打ち消す方向で不安定となり、ランプＬＴを点灯する以外の信号も発生し、さらにはランプＬＴがないときに発振を停止できず安全動作が損なわれ不都合となる。
【００３７】
これに対して、上記構成のインバータ式安定器１のドライブ回路ＤＲは、上述のようにドライブトランスＴ２を用いた自励型発振回路からなり、１次巻線ＮＰへの昇圧用インダクタＬ６の接続が端子ＮＰｂではなく端子ＮＰａとすることによって、昇圧用インダクタＬ６の一方の端子がドライブトランスＴ２の１次巻線ＮＰを介することなくＦＥＴＱ５，Ｑ７の接続点ＳＷと接続され、これによりドライブトランスＴ２の１次巻線ＮＰにはランプ電流のみを流し、昇圧電流を流さないような接続態様となっているから、上述のような問題は生じない。
【００３８】
また上記実施形態では、２次巻線ＮＳ２の他方の端子ＮＳ２ｂが整流器ＤＢの負側の直流出力端子ＤＣ−に接続された構成としていたが、これは、１次巻線ＮＰの一方の端子ＮＰａがＦＥＴＱ５，Ｑ７の接続点ＳＷに接続され、第１の２次巻線ＮＳ２の一方の端子ＮＳ２ａが第１のスイッチング素子としてのＦＥＴＱ５のゲート端子（駆動入力端子）に接続されるとともに他方の端子ＮＳ２ｂが昇圧用インダクタＬ６に接続され、第２の２次巻線ＮＳ２の一方の端子ＮＳ２ａが第２のスイッチング素子としてのＦＥＴＱ７のゲート端子（駆動入力端子）に接続されるとともに他方の端子ＮＳ２ｂが整流器ＤＢの直流出力端子に接続された構成とする場合において、第１のスイッチング素子としてのＦＥＴＱ５を第２のスイッチング素子としてのＦＥＴＱ７よりも直流的に高電位側に配する構成としたためであって、本発明は、必ずしもこのような構成のものに限定されない。
【００３９】
すなわち、図２に示すように、第１のスイッチング素子としてのＦＥＴＱ５を第２のスイッチング素子としてのＦＥＴＱ７よりも直流的に低電位側に配する構成とする場合には、２次巻線ＮＳ２の他方の端子ＮＳ２ｂが整流器ＤＢの正側の直流出力端子ＤＣ＋に接続された構成とすればよい。このとき、スイッチング素子としては、上記実施形態において使用したものと逆極性のもの（Ｎチャネル型のＦＥＴではなくＰチャネル型のＦＥＴ）を用いる。
【００４０】
また上記実施形態では、４つのダイオードＤ１〜Ｄ４が全波整流用にブリッジ接続されたものを整流器ＤＢとして用いていたが、図１に示した整流器ＤＢ内のダイオードＤ３，Ｄ４の双方を取り除くことができる。このときＤ３，Ｄ４の省略により安定器全体の回路定数、始動特性、あるいは各部波形が違ってくるので、インダクタンスつまりインダクタの巻線数あるいは直列接続の数の再調節が必要である。
【００４１】
また、上記各実施形態では、平滑コンデンサＣ３３を１つの電解コンデンサで構成していたが、より小型且つ小容量の電解コンデンサあるいはフィルムコンデンサを複数並列接続してもよい。フィルムコンデンサを用いると損失（いわゆるｔａｎδ）が小さくなる分だけ総容量を小さくでき、これによってより小型且つ小容量のものを使用できるようにもなり、安定器の形状が平滑コンデンサＣ３３の大きさに左右される度合いを軽減することができる。
【００４２】
また、中性点ＢとＦＥＴの接続点ＳＷとの間に昇圧用インダクタＬ６を接続するに際しては、図３に示すように、コンデンサＣ１２を介して接続する構成としてもよい。この場合、追加コンデンサＣ１２と昇圧用インダクタＬ６との組合せ調節によって、図１に示すように追加コンデンサＣ１２のない（当該部分をショートした状態の）１００Ｖ用回路部材をそのまま用いて、２２０Ｖ〜２４０Ｖ電源系など１００Ｖ以上の入力電圧に対応する安定器を提供できる。
【００４３】
また、上記実施形態のインバータ式安定器は、ランプへの電力供給をリーケージトランスを介することなく行なう形態の構成としていたが、これに限らず、上記特許公報に記載のように、例えばリーケージトランスを介したもの、あるいはオートトランスを介したものとするなど、種々の変更が可能である。以下、簡単に説明する。
【００４４】
第１例は、上述した中性点型インバータ式安定器における、ランプおよび限流用インダクタの接続態様を、本来の中性点型構成と異なる態様としたものにおいて、ドライブトランスを用いた自励型の駆動回路とするとともに、昇圧用インダクタの一方の端子を、ドライブトランスの１次巻線を介することなく、第１および第２のスイッチング素子の接続点と接続するようにしたことを特徴とするものである。
【００４５】
すなわち、この第１例のインバータ式安定器は、放電管に高周波交流電力を供給するためのインバータ式安定器であって、入力された交流電圧を整流する整流器と、該整流器の直流出力に並列に接続された第１および第２のコンデンサの直列回路と、前記整流器の直流出力を平滑する第３のコンデンサと、前記整流器の直流出力に並列に接続された第１および第２のスイッチング素子の直列回路と、該第１および第２のスイッチング素子にそれぞれ直流的に逆方向となるように並列接続された第１および第２のダイオードと、前記第１および第２のスイッチング素子をそれぞれ交互にオンオフ駆動する駆動回路と、前記整流器の交流入力の一端と前記第１および第２のスイッチング素子の接続点との間に接続された昇圧用インダクタとを有し、前記整流器の交流入力の一端と前記第１および第２のコンデンサの接続点である中性点とが接続され、前記整流器の直流出力（正負のいずれか一方；以下第１例において同様）と前記第１および第２のスイッチング素子の接続点との間に前記放電管が配されるインバータ式安定器において、
前記駆動回路が、１次巻線と第１および第２の２次巻線とからなるドライブトランスを有するものであって、
前記１次巻線の一方の端子が前記第１および第２のスイッチング素子の接続点と前記昇圧用インダクタの一方の端子に接続され、前記第１の２次巻線の一方の端子が前記第１のスイッチング素子の駆動入力端子に接続されるとともに他方の端子が前記昇圧用インダクタの一方の端子に接続され、前記第２の２次巻線の一方の端子が前記第２のスイッチング素子の駆動入力端子に接続されるとともに他方の端子が前記整流器の直流出力端子に接続され、前記放電管が前記１次巻線を介して前記中性点と前記第１および第２のスイッチング素子の接続点との間に配されるように構成されてなることを特徴とするものである。
【００４６】
具体的には、図１に示す、中性点ＢとＳＷ点間のランプＬＴや限流用インダクタＬ６などからなるランプ負荷回路ＲＴを、図４に示すように、ドライブトランスＴ２の１次巻線ＮＰを介してＳＷ点とＤＣ−間に接続した回路構成である。ＤＣ−に代えてＤＣ＋に接続してもよい。ただし構成部品（限流用インダクタＬ６だけに限らない）の回路定数は上記実施形態のものとは大幅に変更する必要がある。
【００４７】
第２例は、中性点型インバータ式安定器の基本となる整流器の直流出力や平滑コンデンサと並列に接続された２つの分圧コンデンサのいずれか一方を取り除いた構成において、ドライブトランスを用いた自励型の駆動回路とするとともに、昇圧用インダクタの一方の端子を、ドライブトランスの１次巻線を介することなく、第１および第２のスイッチング素子の接続点と接続するようにしたことを特徴とするものである。
【００４８】
すなわち、この第２例のインバータ式安定器は、放電管に高周波交流電力を供給するためのインバータ式安定器であって、入力された交流電圧を整流する整流器と、該整流器の直流出力を平滑する平滑コンデンサと、該平滑コンデンサと並列に接続された第１および第２のスイッチング素子の直列回路と、該第１および第２のスイッチング素子にそれぞれ直流的に逆方向となるように並列接続された第１および第２のダイオードと、前記第１および第２のスイッチング素子をそれぞれ交互にオンオフ駆動する駆動回路と、前記整流器の２つの交流入力の一端と前記第１および第２のスイッチング素子の接続点との間に接続された昇圧用インダクタと、該昇圧用インダクタを介して前記スイッチング素子の少なくとも一方に接続された中点コンデンサとを有し、該中点コンデンサと前記昇圧用インダクタとの接続点が前記整流器の交流入力の一端と接続され、前記昇圧用インダクタと並列に前記放電管が配されるインバータ式安定器において、
前記駆動回路が、１次巻線と第１および第２の２次巻線とからなるドライブトランスを有するものであって、
前記１次巻線の一方の端子が前記第１および第２のスイッチング素子の接続点と前記昇圧用インダクタの一方の端子に接続され、前記第１の２次巻線の一方の端子が前記第１のスイッチング素子の駆動入力端子に接続されるとともに他方の端子が前記昇圧用インダクタの一方の端子に接続され、前記第２の２次巻線の一方の端子が前記第２のスイッチング素子の駆動入力端子に接続されるとともに他方の端子が前記整流器の直流出力端子に接続され、前記放電管が前記１次巻線を介して前記中性点と前記第１および第２のスイッチング素子の接続点との間に配されるように構成されてなることを特徴とするものである。
【００４９】
具体的には、中性点Ａに接続され得るコンデンサＣ４，Ｃ５のどちらか一方を省略してもよく（図５に示すＣ４を取り除いた構成を参照）、このような構成であっても、発振周波数の微調整により、コンデンサＣ４，Ｃ５の両方を用いた図１に示す中性点型インバータ式安定器と同様の入力電気特性やランプ出力が得られる。ただしこの場合のＣ４またはＣ５の内の残った方のコンデンサ容量は両者をともに使用したときの２倍の容量が必要となる。
【００５０】
第３例は、上述した交流リアクトル挿入方式・部分平滑方式・アクティブ平滑フィルタ方式・ディザー整流方式など、分圧コンデンサあるいは中点コンデンサを備えていないインバータ式安定器において、ドライブトランスを用いた自励型の駆動回路とするとともに、昇圧用インダクタの一方の端子を、ドライブトランスの１次巻線を介することなく、第１および第２のスイッチング素子の接続点と接続するようにしたことを特徴とするものである。
【００５１】
すなわち、この第３例のインバータ式安定器は、放電管に高周波交流電力を供給するためのインバータ式安定器であって、入力された交流電圧を整流する整流器と、該整流器の直流出力を平滑する平滑コンデンサと、前記整流器の直流出力に並列に接続された第１および第２のスイッチング素子の直列回路と、該第１および第２のスイッチング素子にそれぞれ直流的に逆方向となるように並列接続された第１および第２のダイオードと、前記第１および第２のスイッチング素子をそれぞれ交互にオンオフ駆動する駆動回路と、前記整流器の交流入力の一端と前記第１および第２のスイッチング素子の接続点との間に接続された昇圧用インダクタとを有し、該昇圧用インダクタと並列に前記放電管が配されるインバータ式安定器において、
前記駆動回路が、１次巻線と第１および第２の２次巻線とからなるドライブトランスを有するものであって、
前記１次巻線の一方の端子が前記第１および第２のスイッチング素子の接続点と前記昇圧用インダクタの一方の端子に接続され、前記第１の２次巻線の一方の端子が前記第１のスイッチング素子の駆動入力端子に接続されるとともに他方の端子が前記昇圧用インダクタの一方の端子に接続され、前記第２の２次巻線の一方の端子が前記第２のスイッチング素子の駆動入力端子に接続されるとともに他方の端子が前記整流器の直流出力端子に接続され、前記放電管が前記１次巻線を介して前記中性点と前記第１および第２のスイッチング素子の接続点との間に配されるように構成されてなることを特徴とするものである。
【００５２】
また、上述したインバータ式安定器は負荷回路に放電管を含み、この放電管に高周波交流電力を供給するものであるが、ドライブトランスを用いた自励型の駆動回路とするとともに、昇圧用インダクタの一方の端子を、ドライブトランスの１次巻線を介することなく、第１および第２のスイッチング素子の接続点と接続するという手法は、放電管以外のものに高周波交流電力を供給するインバータ機器であれば、どのようなもにも適用できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のインバータ式安定器の一実施形態の回路構成を示す図
【図２】その他の回路構成の一例（直流出力端子との接続態様変更例）を示した回路図
【図３】その他の回路構成の一例を示した回路図（コンデンサ直列接続）
【図４】その他の回路構成の一例を示した回路図（第１例）
【図５】その他の回路構成の一例を示した回路図（第２例）
【符号の説明】
１      インバータ式安定器
ＤＢ    整流器
Ｃ４    分圧コンデンサ（第１のコンデンサ）
Ｃ５    分圧コンデンサ（第２のコンデンサ）
Ｃ３３  平滑コンデンサ（第３のコンデンサ）
Ｌ５    限流用インダクタ
Ｌ６    昇圧用インダクタ
Ｌ７    限流用インダクタ
Ｑ５    ＦＥＴ（第１のスイッチング素子）
Ｑ７    ＦＥＴ（第１のスイッチング素子）
ＤＲ    ドライブ回路
Ｔ２    ドライブトランス
ＮＰ    １次巻線
ＮＰａ  １次巻線の一方の端子
ＮＰｂ  １次巻線の他方の端子
ＮＳ１    第１の２次巻線
ＮＳ１ａ  第１の２次巻線の一方の端子
ＮＳ１ｂ  第１の２次巻線の他方の端子
ＮＳ２    第２の２次巻線
ＮＳ２ａ  第２の２次巻線の一方の端子
ＮＳ２ｂ  第２の２次巻線の他方の端子
ＬＴ    ランプ（放電管）
ＬＰＦ  ノイズフィルタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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