(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ハンドル操舵トルクを検出する操舵トルク検出手段と、ステアリング系に補助トルクを付与するモータと、前記モータの回転角を検出するモータ回転角検出手段と、前記モータに通電されるモータ電流を検出するモータ電流検出手段と、少なくとも前記操舵トルク検出手段および前記モータ回転角検出手段および前記モータ電流検出手段の出力する信号に基づき前記モータをＰＷＭ駆動制御するモータ制御手段とを備えた電動パワーステアリング装置であって、
前記モータ制御手段はマイクロコンピュータで構成されており、
前記モータはブラシレスモータであるとともに、前記モータ回転角検出手段はレゾルバを含んで構成され、
前記マイクロコンピュータに出力信号を供給して前記ブラシレスモータをＰＷＭ駆動させる発振器の、前記出力信号を直接ＲＤ変換部に入力して前記レゾルバの励磁及びＲＤ変換による前記回転角の出力を行い、前記ブラシレスモータを駆動制御する前記ＰＷＭ駆動周波数と前記レゾルバの励磁周波数のうちいずれか一方を他方の整数倍にすることを特徴とする電動パワーステアリング装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電動パワーステアリング装置に関し、特に、自動車のステアリング装置において、モータの動力をステアリング系に付与して、運転者の操舵力負担を軽減する電動パワーステアリング装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
電動パワーステアリング装置は、ハンドル操舵トルクを検出する操舵トルク検出部および、車速を検出する車速検出部等の出力する信号に基づき、モータ制御部により、モータを駆動制御し操舵力の軽減を行っている。そのモータにブラシレスモータを用いた電動パワーステアリング装置は知られているところである。
【０００３】
ブラシレスモータを用いた電動パワーステアリング装置は、ブラシとコミテータ間の電圧降下によるモータ出力の低下や変動がないため、安定した操舵補助力が得られる。また、モータの慣性モーメントが、ブラシ付きモータと比較して小さいため、高速直進時やハンドルの切り替えし時に良好な操舵フィーリングが得られる。
【０００４】
しかしながら、モータにブラシレスモータを用いた場合には、ブラシとコミテータに代わり、モータの回転角に応じてモータ電流の通電量を制御することが必要となるため、モータの回転角を検出するモータ回転角検出部および、モータ電流検出部を設け、モータ回転角検出部およびモータ電流検出部の出力信号に基づいて、ブラシレスモータをＰＷＭ駆動制御する。
【０００５】
図５は、ブラシレスモータの回転を制御するためのモータ制御部を示すブロック構成図である。ブラシレスモータ１０１には、ブラシレスモータ１０１の回転角を検出するためのレゾルバ１０２が取り付けられている。
【０００６】
ブラシレスモータ１０１の回転角を制御するためのモータ制御部１００は、位相補正部１０３、イナーシャ補正部１０４およびダンパー補正部１０５を備えている。
【０００７】
位相補正部１０３は、操舵トルク検出部１０６からの操舵トルク信号Ｔを車速検出部１０７からの車速信号ｖに基づいて位相補正をして、補正操舵トルク信号Ｔ’を目標電流設定部１０８に出力する。イナーシャ補正部１０４は、操舵トルク検出部１０６からの操舵トルク信号Ｔおよび車速検出部１０７からの車速信号ｖと、回転角速度ωに対応する信号を微分処理部１２１ｄで微分することにより得られた角加速度に対応する信号からイナーシャ補正をするためのイナーシャ補正信号ｄｉを生成し、そのイナーシャ補正信号ｄｉを加算演算子１０９に出力する。ダンパー補正部１０５は、操舵トルク検出部１０６からの操舵トルク信号Ｔおよび車速検出部１０７からの車速信号ｖと回転角速度ωに対応する信号からダンパー補正をするためのダンパー補正信号ｄｄを生成し、そのダンパー補正信号ｄｄを減算演算子１１０に出力する。
【０００８】
目標電流設定部１０８は、補正操舵トルク信号Ｔ’と車速信号ｖに基づいて、２相目標電流Ｉｄ１，Ｉｑ１を計算し出力する。目標電流Ｉｄ１，Ｉｑ１は、ブラシレスモータ１０１の回転子上の永久磁石が作り出す回転磁束と同期した回転座標系において、永久磁石と同一方向のｄ軸およびこれに直交したｑ軸にそれぞれ対応するもので、これらの目標電流Ｉｄ１，Ｉｑ１をそれぞれ「ｄ軸目標電流」および「ｑ軸目標電流」という。
【０００９】
目標電流Ｉｄ１，Ｉｑ１には、加算演算部１０９において、イナーシャ補正信号ｄｉが加算され、イナーシャ補正後目標電流Ｉｄ２，Ｉｑ２が出力される。イナーシャ補正後目標電流Ｉｄ２，Ｉｑ２は、減算演算部１１０において、ダンパー補正信号ｄｄで減算され、ダンパー補正後目標電流Ｉｄ３，Ｉｑ３が出力される。このダンパー補正後目標電流Ｉｄ３，Ｉｑ３をそれぞれ「ｄ軸最終目標電流Ｉｄ*」，「ｑ軸最終目標電流Ｉｑ*」と呼ぶこととする。
【００１０】
それらのｄ軸およびｑ軸の最終目標電流Ｉｄ*，Ｉｑ*は偏差演算部１１１において、ｄ軸およびｑ軸の最終目標電流Ｉｄ*，Ｉｑ*からｄ軸およびｑ軸の検出電流Ｉｄ，Ｉｑをそれぞれ減算することにより偏差ＤＩｄ，ＤＩｑを計算して、ＰＩ設定部１１２に出力する。
【００１１】
ＰＩ設定部１１２は偏差ＤＩｄ，ＤＩｑを用いた演算の実行により、ｄ軸およびｑ軸の検出電流Ｉｄ，Ｉｑがｄ軸およびｑ軸の最終目標電流に追従するようにｄ軸およびｑ軸の目標電圧Ｖｄ，Ｖｑをそれぞれ計算する。ｄ軸およびｑ軸の目標電圧Ｖｄ，Ｖｑは、非干渉化制御部１１３および演算部１１４により、ｄ軸およびｑ軸の補正目標電圧Ｖｄ’，Ｖｑ’に補正されてｄｑ−３相変換手段１１５に出力される。
【００１２】
上記において、図５では図示の便宜上１組の加算演算部１０９と減算演算部１１０と偏差演算部１１１とＰＩ設定部１１２と演算部１１４が示されているが、実際上これらの回路要素の組は２つの目標電流Ｉｄ１，Ｉｄ２のそれぞれについて個別に設けられる。
【００１３】
非干渉化制御部１１３は、ｄ軸およびｑ軸の検出電流Ｉｄ，Ｉｑおよび回転子の回転角速度ωに基づいて、ｄ軸およびｑ軸の目標電圧Ｖｄ，Ｖｑのための非干渉化制御補正値を計算する。
【００１４】
演算部１１４は、ｄ軸およびｑ軸の目標電圧Ｖｄ，Ｖｑから非干渉化制御補正値をそれぞれ減算することにより、ｄ軸およびｑ軸の補正目標電圧Ｖｄ’，Ｖｑ’を算出して、ｄｑ−３相変換手段１１５に出力する。
【００１５】
ｄｑ−３相変換手段１１５は、ｄ軸およびｑ軸の補正目標電圧Ｖｄ’，Ｖｑ’を３相目標電圧Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に変換して、３相目標電圧Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*をモータ駆動部１１６に出力する。
【００１６】
モータ駆動部１１６は、ＰＷＭ電圧発生部とインバータ回路を含む。モータ駆動部１１６は、モータ駆動部１１６の中の図示しないＰＷＭ電圧発生部によって３相目標電圧Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に対応したＰＷＭ制御電圧信号ＵＵ，ＶＵ，ＷＵを生成してモータ駆動部１１６の中の図示しないインバータ回路に出力する。インバータ回路は、ＰＷＭ制御電圧信号ＵＵ，ＶＵ，ＷＵに対応した３相の交流駆動電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを発生し、これらを３相の駆動電流路１１７を介してブラシレスモータ１０１にそれぞれ供給する。３相の交流駆動電流Ｉｕ，Ｉｖ，ＩｗはそれぞれブラシレスモータをＰＷＭ駆動するための正弦波電流である。
【００１７】
３相の駆動電流路１１７のうちの２つにはモータ電流検出部１１８，１１９が設けられ、各モータ電流検出部１１８，１１９は、ブラシレスモータ１０１に対し供給される３相の駆動電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗのうちの２つの駆動電流Ｉｕ，Ｉｗを検出して３相−ｄｑ変換部１２０に出力する。この３相−ｄｑ変換部１２０では、検出駆動電流Ｉｕ，Ｉｗに基づいて残りの駆動電流Ｉｖも計算される。３相−ｄｑ変換部１２０は、これらの３相検出駆動電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを２相のｄ軸およびｑ軸の検出電流Ｉｄ，Ｉｑに変換する。
【００１８】
レゾルバ１０２からの信号は、ＲＤ（レゾルバデジタル）変換部１２１に連続的に供給されている。ＲＤ変換部１２１は、ブラシレスモータ１０１における回転子の固定子に対する角度（回転角）θを計算して、計算された角度θに対応する信号をｄｑ−３相変換部１１５と３相−ｄｑ変換部１２０に供給する。また、ＲＤ変換部１２１は、ブラシレスモータ１０１における回転子の固定子に対する回転角速度ωを計算して、計算された回転角速度ωに対応する信号をダンパー補正部１０５と微分処理部１２１ｄと非干渉化制御部１１３に供給する。上記のレゾルバ１０２とＲＤ変換部１２１によってモータ回転角検出部１０２Ａが形成される。
【００１９】
上記構成のモータ制御部１００は、図６で示すように、各種センサおよびインバータ回路を除いて電子回路ユニット内に収められており、マイクロコンピュータ１２２により構成されている。そして、電子回路ユニット内の各部は、プログラム処理により各機能が実現されるようになっている。
【００２０】
図６において、インターフェース回路１２３は、操舵トルク検出部１０６によって得られる操舵トルク信号Ｔと車速検出部１０７からの車速信号ｖとエンジン回転検出部１２４からのエンジン回転信号ｒのアナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータを備え、入力されたそれらのアナログ信号をデジタル信号に変換してマイクロコンピュータ１２２に入力する。
【００２１】
インターフェース回路１２５は、モータ電流検出部１１８，１１９によって検出される駆動電流Ｉｕ，Ｉｗをデジタル信号に変換してマイクロコンピュータ１２２に入力する。インターフェース回路１２６は、ＲＤコンバータ１２７からの励磁電流をレゾルバ１０２に送り、レゾルバ１０２からの出力信号をＲＤコンバータ１２７に送る。ＲＤコンバータ１２７は、後に述べるように、レゾルバ１０２からの出力信号から角度信号を出力し、マイクロコンピュータ１２２に送る。モータ駆動部１１６は、プリドライブ回路１２８と、６つのパワーＦＥＴを備えたインバータ回路からなる。
【００２２】
マイクロコンピュータ１２２には、水晶発振子１２９とコンデンサ１３０，１３１が外付けで接続されており、マイクロコンピュータ１２２では、水晶発振子１２９の発振周波数が分周され、ブラシレスモータ１０１を駆動するためのＰＷＭ信号の周波数（ＰＷＭ周波数）ｆPWMが生成される。
【００２３】
ＲＤコンバータ１２７には、水晶発振子１３２とコンデンサ１３３，１３４が接続されており、ＲＤコンバータ１２７では、水晶発振子１３２の発振周波数が分周され、ＶＲレゾルバ１０２の励磁信号の周波数（励磁周波数）ｆRESが生成される。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２４】
滑らかな操舵フィーリングを有する電動パワーステアリング装置を得るためには、滑らかなブラシレスモータの出力が必要となる。このため、上述したようにモータ回転検出部およびモータ電流検出部の出力信号に基づき、モータ制御部にてブラシレスモータをベクトル制御し、正弦波電流をモータ電流として通電することにより、トルク変動の小さい出力を得ることが考えられる。
【００２５】
また、ブラシレスモータへの正弦波電流の通電は、ＦＥＴ等のスイッチング素子および周辺回路によって構成された、モータ駆動部（インバータ）を介して行われる。そのようなスイッチング素子は、可聴範囲外の周波数ｆPWMにて駆動され、ブラシレスモータ１０１に電力を供給する。
【００２６】
さらに、ベクトル制御にはブラシレスモータの回転絶対角度が必要であるため、レゾルバ等のモータ回転角（その他、角速度、角加速度）検出部が用いられる。レゾルバはロータ鉄心のギャップ変化を検出することにより、回転角を検出するものである。
【００２７】
図７は、レゾルバの原理を示す模式図である。回転子Ｒの付近に励磁側のコイルとしてコイルＡがあり、その反対側に互いに直角をなす２つの出力側のコイルとしてコイルＢ、Ｃがある。コイルＡに流れる電流による磁場がコイルＢ、Ｃの内部を通り、電流は時間的に変化するのでファラデーの法則によりコイルＢ、Ｃに誘導起電力が発生する。
【００２８】
すなわち、励磁側の端子Ｒ１，Ｒ２に１相励磁として、（１）式の角周波数ωEの電圧を印加する。
【００２９】
【数１】
0004755631.tif 000002
【００３０】
それにより、回転子Ｒが角度θのとき、コイルＢの端子Ｓ１，Ｓ３には、（２）式で表される電圧が出力され、コイルＣの端子Ｓ２，Ｓ４には、（３）式で表される電圧が出力される。
【００３１】
【数２】
0004755631.tif 000003
【００３２】
【数３】
0004755631.tif 000004
【００３３】
図８は、ＲＤコンバータ１２７におけるＲＤ変換の原理を示す。ＲＤコンバータ１２７において入力された出力電圧ＥS1-S3は、演算部１３５により、内部ＲＯＭの角度φの正弦ｓｉｎφとの積を計算する。また、演算部１３６により出力電圧ＥS2-S4と内部ＲＯＭの角度φの余弦ｃｏｓφとの積を計算する。演算部１３７により（４）式で表される差Ｄ１を求める。
【００３４】
【数４】
0004755631.tif 000005
【００３５】
この差Ｄ１は、次の（５）式のように変形される。
【００３６】
【数５】
0004755631.tif 000006
【００３７】
この差Ｄ１の信号を同期検波部１３８において、励磁入力電圧と同期検波する。それにより、（６）式で表される信号Ｄ２が出力される。
【００３８】
【数６】
0004755631.tif 000007
【００３９】
この信号Ｄ２をＶＣＯ部１３９とカウンタ１４０により、信号Ｄ２が常にゼロとなるようにφの値を増減させ、角度θを出力する。
【００４０】
このように、１相を（１）式で示す正弦波にて励磁し、（２）式および（３）式で示す正弦波、余弦波に変調された２相（正弦波、余弦波）出力を得る。そして、この２相出力を上述のＲＤ変換をすることにより角度出力を得る。ここで、励磁の駆動周波数ｆRESは、おおむね１０ｋＨｚである。
【００４１】
このとき、レゾルバ出力にＰＷＭ駆動によるスイッチングノイズが乗ってしまった場合、ＲＤコンバータ１２７の出力にＰＷＭ周波数ｆPWMと励磁周波数ｆRESの差の周波数ｆ１＝ｆPWM−ｆRES、もしくはそれぞれの高次の周波数の差の周波数ｆ２＝ｎｘｆPWM−ｍｘｆRES（ｎ＝１，２，・・・、ｍ＝１，２，・・）の出力変動が生じ、その結果ブラシレスモータの出力にもｆ１（Ｈｚ）もしくはｆ２（Ｈｚ）の出力変動が生じる。この出力変動は、図６に示す従来のモータ制御手段においては、たとえ、ＰＷＭ周波数ｆPWMと励磁周波数ｆRESを同じ周波数に取ったとしても、次の理由により生じてしまう。
【００４２】
図６において、ＰＷＭ信号の周波数ｆPWMは、マイクロコンピュータ１２２での水晶発振子１２９の発振周波数が分周され、生成される。また、励磁電圧の周波数ｆRESは、ＲＤコンバータ１２７での水晶発振子１３２の発振周波数が分周され、生成される。このように、ＰＷＭ周波数ｆPWMと励磁周波数ｆRESは、それぞれ、２つの異なる水晶発振回路から生成されるため、水晶発振子のばらつきやコンデンサ１３０，１３１、コンデンサ１３３，１３４などのばらつきにより、負荷容量にばらつきが生じ、たとえ、周波数が安定な水晶発振であっても２つの異なる水晶発振回路から生成される信号の周波数には差が生じる。そのため、ＰＷＭ周波数ｆPWMと励磁周波数ｆRESを全く同じにすることは困難であった。上記のことから、ＲＤコンバータ１２７の出力に変動が生じ、その結果、操舵補助力にも変動が生じるため、ステアリングハンドルの振動となり操舵フィーリングを阻害するという問題点がある。
【００４３】
本発明の目的は、上記問題を解決するため、ブラシ摩耗や回転子慣性モーメントによるフィーリング低下のないブラシレスモータを用いた場合において、ブラシレスモータの出力変動がなく、操舵補助力の変動のない、滑らかな操舵フィーリングをする電動パワーステアリング装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００４４】
本発明に係る電動パワーステアリング装置は、上記の目的を達成するために、次のように構成される。
【００４５】
第１の電動パワーステアリング装置（請求項１に対応）は、ハンドル操舵トルクを検出する操舵トルク検出手段と、ステアリング系に補助トルクを付与するモータと、モータの回転角を検出するモータ回転角検出手段と、モータに通電されるモータ電流を検出するモータ電流検出手段と、少なくとも操舵トルク検出手段およびモータ回転角検出手段およびモータ電流検出手段の出力する信号に基づきモータをＰＷＭ駆動制御するモータ制御手段とを備えた電動パワーステアリング装置であって、モータ制御手段はマイクロコンピュータで構成されており、モータはブラシレスモータであるとともに、モータ回転角検出手段はレゾルバを含んで構成され、マイクロコンピュータに出力信号を供給してブラシレスモータをＰＷＭ駆動させる発振器の、出力信号を直接ＲＤ変換部に入力してレゾルバの励磁及びＲＤ変換による前記回転角の出力を行い、ブラシレスモータを駆動制御するＰＷＭ駆動周波数とレゾルバの励磁周波数のうちいずれか一方を他方の整数倍にすることで特徴づけられる。
【発明の効果】
【００４８】
以上の説明で明らかなように本発明によれば、次の効果を奏する。
請求項１に係る発明によれば、マイクロコンピュータに出力信号を供給してブラシレスモータをＰＷＭ駆動させる発振器の、出力信号を直接ＲＤ変換部に入力してレゾルバの励磁及びＲＤ変換による前記回転角の出力を行い、ブラシレスモータを駆動制御するＰＷＭ駆動周波数ｆPWMとレゾルバの励磁周波数ｆRESのうちいずれか一方を他方の整数倍にしたので、ｆ１＝ｆPWM−ｆRESまたはｆ２＝ｎｘｆPWM−ｍｘｆRESは０Ｈｚあるいは励磁周波数ｆRESと一致あるいは整数倍となり、ブラシレスモータの出力変動が生じることが無くなり、操舵補助力にも変動が生じることがなくなり、滑らかな操舵フィーリングを得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４９】
以下、本発明の好適な実施形態を添付図面に基づいて説明する。
【００５０】
図１は、本発明に係る電動パワーステアリング装置の全体構成図であり、左端部および右端部を断面して表したものである。この図は、電動パワーステアリング装置１０のラック軸１１を、車幅方向（図左右方向）に延びるハウジング１２に軸方向へスライド可能に収容したことを示す。その構成要素である１３は、ギヤボックス、１４は操舵トルク検出部、１５はモータ制御部、１６はモータであるブラシレスモータである。ラック軸１１は、ハウジング１２から突出した長手方向両端にボールジョイント１７をねじ結合し、これらのボールジョイント１７に左右のタイロッド１８を連結した軸である。ハウジング１２は、図示せぬ車体に取り付けるためのブラケット１９を備えるとともに、長手方向両端部にストッパ２０を取り付けたものである。また、８０はイグニションスイッチであり、８１はバッテリであり、８２はＡＣＧである。
【００５１】
ラック軸１１が右へ所定量だけスライドすると、左のボールジョイント１７の当接端面（ラックエンド）２１がストッパ２０に当たる。ラック軸１１が左へ所定量だけスライドすると、右のボールジョイント１７の当接端面（ラックエンド）２１がストッパ２０に当たる。このようにしてラック軸１１の移動量を規制することで、図示せぬ左右の操舵輪の最大操舵角を制限することができる。すなわち、ラック軸１１が移動終端まで移動したときに、左右の操舵輪の操舵角は最大になる。図中、２２はダストシール用ブーツである。
【００５２】
図２は、図１の４−４線断面図であり、電動パワーステアリング装置１０の縦断面構造を示す。電動パワーステアリング装置１０は、入力軸２３、ラックアンドピニオン機構２４、操舵トルクセンサ２５、トルクリミッタ、歯車式減速機構２６をハウジング１２に収納し、このハウジング１２の上部開口をリッド２７で塞いだものである。操舵トルクセンサ２５は、ハウジング１２またはリッド２７に取り付けたものである。
【００５３】
ハウジング１２は、入力軸２３の下端部および長手中央部を、上下２個の軸受け２８，２９を介して回転可能に支持することで、縦置きにセットしたものであり、ラックガイド３０を備える。３１はリッド取り付けボルト、３２は止め輪である。
【００５４】
ピニオン３３並びにラック３４は鋳造品（転造品を含む）等の塑性加工品であることを特徴とする。具体的には、入力軸２３は、下部にピニオン３３を一体に形成し、さらに下端部にねじ部３５を形成するとともに、上端部をリッド２７から外方へ突出したピニオン軸である。ラック３４は、ラック軸１１に一体に形成したものである。ねじ部３５にナット３６をねじ込むことで、入力軸２３の長手方向（軸方向）の移動を規制することができる。３７は袋ナット、３８はオイルシール、３９はスペーサである。
【００５５】
ラックガイド３０は、ラック３４と反対側からラック軸１１に当てるガイド部４０と、このガイド部４０を圧縮ばね（調整ばね）４１を介して押す調整ボルト４２とからなる。このようなラックガイド３０によれば、ハウジング１２にねじ込んだ調整ボルト４２にて、圧縮ばね４１を介してガイド部４０を適切な押圧力で押すことで、ガイド部４０でラック３４に予圧を与えて、ラック３４をピニオン３３に押し付けることができる。４３はラック軸１１の背面を滑らせる当て部材、４４はロックナットである。
【００５６】
図３は、図２の５−５線断面図であり、入力軸２３と電動機１６とトルクリミッタ４５と歯車式減速機構２６との関係を示す。電動機１６は、出力軸４６を横向きにしてハウジング１２に取り付け、ハウジング１２内に出力軸４６を延ばしたものである。
【００５７】
歯車式減速機構２６は、電動機１６で発生した補助トルクを入力軸２３に伝達するトルク伝達手段であって、駆動ギヤと従動ギヤの組み合わせ構造である、ウォームギヤ機構からなる。詳しくは、歯車式減速機構２６は、電動機１６の出力軸４６にトルクリミッタ４５を介して連結した伝動軸４７と、伝動軸４７に形成したウォーム４８と、ウォーム４８に噛み合うと共に入力軸２３に結合したウォームホイール４９とからなる。電動機１６の補助トルクを、入力軸２３を介してラック・ピニオン機構に伝達することができる。
【００５８】
伝動軸４７は、出力軸４６と同心上に配置し、２個の軸受け５０，５１を介してハウジング１２にて回転可能に支持した軸である。ハウジング１２は、出力軸４６に近い位置にある第１軸受け５０を軸方向移動不能に取り付け、出力軸４６から遠い位置にある第２軸受け５１を軸方向移動可能に嵌合したものである。さらには、第２軸受け５１の外輪の端面を、板ばね５２を介して調整ボルト５３で出力軸４６側に押している。調整ボルト５３と薄板円盤状の板ばね５２の押圧力にて、第１、第２軸受け５０，５１に予圧を与えることで、伝動軸４７の軸方向の遊びがないように調整する、すなわち、ガタ取りすることができる。しかも、ウォーム４８の軸方向変位を調整して、ウォーム４８とウォームホイール４９の噛み合いを適切ね摩擦を保ちつつガタがないように調整することができる。また、板ばね５２の弾力性により、伝動軸４７の軸方向の熱膨張等を吸収することができる。５４はロックナット、５５は止め輪である。
【００５９】
図２，３において、ギヤボックス１３の入力軸２３は軸受け２８，２９により回転自在に支持され、図示しないハンドル、自在継ぎ手、コラム軸などを介して回転自在に連結される。ハンドルからの入力軸２３の回転は、ピニオンギヤ２４とラックギヤ３４を介してラック軸１１の軸方向変位に変換し、この軸方向変位によりタイロッド１８を介して図示されない前輪を揺動して車両の舵取りを行う。
【００６０】
入力軸２３のピニオンギヤ２４の上方にウォームホイール４９が固定されている。このウォームホイール４９は、図３に示すように軸受け５０，５１により回転自在に支持されるウォームギヤ４８が噛み合わされる。
【００６１】
入力軸２３の内周にはセレーション５６が設けられ、このセレーション５６にブラシレスモータ１６の出力軸４６の外周面に設けられたセレーション５７が勘合し、ブラシレスモータ１６の出力がクラッチ５８を介してウォームギヤに伝達される。
【００６２】
前述のモータ制御部１５は、基本的には、図５，６において説明したものと同様であり、図４で示すように、１チップマイコンおよび周辺回路、プリドライブ回路、ＦＥＴブリッジ、電流センサ、リレー、ＲＤコンバータ等により構成される。図４において、従来のモータ制御部で説明した要素と同一要素には同一符号を付している。各種センサおよびインバータ回路を除いて電子回路ユニット内に収められており、マイクロコンピュータ１２２により構成されている。そして、電子回路ユニット内の各部は、プログラム処理により各機能が実現されるようになっている。また、従来は、モータ制御部においてマイクロコンピュータ１２２に接続した水晶発振子１２９と、ＲＤコンバータ１２７に接続した水晶発振子１３２の２つの水晶発振子を用いていたが、本実施形態においては、１つの水晶発振子をマイクロコンピュータ１２２とＲＤコンバータ１２７の両方に接続している。
【００６３】
図４において、インターフェース回路１２３は、操舵トルク検出部１０６によって得られる操舵トルク信号Ｔと車速検出部１０７からの車速信号ｖとエンジン回転検出部１２４からのエンジン回転信号ｒのアナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータを備え、入力されたそれらのアナログ信号をデジタル信号に変換してマイクロコンピュータ１２２に入力する。
【００６４】
インターフェース回路１２５は、モータ電流検出部１１８，１１９によって検出される励磁電流Ｉｕ，Ｉｗをデジタル信号に変換してマイクロコンピュータ１２２に入力する。インターフェース回路１２６は、ＲＤコンバータ１２７からの励磁電流をレゾルバ１０２に送り、レゾルバ１０２からの出力信号をＲＤコンバータ１２７に送る。ＲＤコンバータ１２７は、後に述べるように、レゾルバ１０２からの出力信号から角度信号を出力し、マイクロコンピュータ１２２に送る。モータ駆動部１１６は、プリドライブ回路１２８と、６つのパワーＦＥＴを備えたインバータ回路からなる。
【００６５】
マイクロコンピュータ１２２には、水晶発振子７０とコンデンサ７１，７２が外付けで接続されており、マイクロコンピュータ１２２では、水晶発振子７０の発振周波数が分周され、ブラシレスモータ１０１を駆動するためのＰＷＭ信号の周波数（ＰＷＭ周波数）ｆPWMが生成される。
【００６６】
水晶発振子７０とコンデンサ７１，７２は、マイクロコンピュータ１２２と並列にＲＤコンバータ１２７にも接続されている。ＲＤコンバータ１２７では、水晶発振子７０の発振周波数が分周され、ＶＲレゾルバ１０２の励磁信号の周波数（励磁周波数）ｆRESが生成される。
【００６７】
次に本実施形態の作用について説明する。ハンドルの操舵トルクを、操舵トルク検出部１０６により検出し、操舵トルク検出部１０６の出力する操舵トルク信号が、モータ制御部１に出力される。モータ制御部１においては、操舵トルク検出部１０６の出力する操舵トルク信号および車速等に基づき、モータ通電目標電流（ｄ軸およびｑ軸の最終目標電流Ｉｄ*，Ｉｑ*）が演算される。
【００６８】
モータ通電目標電流とモータ電流検出部１１８，１１９が発生するモータ電流（駆動電流Ｉｕ，Ｉｗ）およびモータ回転角検出部が発生するモータ回転角信号に基づきブラシレスモータ１０１を駆動するＰＷＭデューティー比が演算され、モータ駆動部１１６内のプリドライブ回路１２８、ＦＥＴブリッジを介してブラシレスモータ１０１の巻線に正弦波電流（駆動電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を通電しベクトル制御を行う。モータ回転角検出部１１８，１１９はＶＲレゾルバ１０２およびＲＤコンバータ１２７とその周辺回路により構成されている。
【００６９】
ブラシレスモータ１０１を駆動するＰＷＭ周波数は可聴範囲外の周波数であり、マイクロコンピュータ１２２に接続された水晶発振子７０の発振周波数をマイクロコンピュータ１２２内にて分周し生成される。また、この水晶発振子７０はマイクロコンピュータ１２２と並列にモータ回転角検出部の一要素であるＲＤコンバータ１２７にも接続されており、ＶＲレゾルバ１０２の励磁周波数は水晶発振子７０の発振周波数をＲＤコンバータ１２７内にて分周し生成される。
【００７０】
ここでＰＷＭ周波数ｆPWMは２０ｋＨｚ、レゾルバ励磁周波数ｆRESは１０ｋＨｚであるが、これらの周波数は、同一の水晶発振回路から生成されるため、ＰＷＭ周波数ｆPWMは、正確に励磁周波数ｆRESの整数倍となっている。そのため、差の周波数ｆ１＝ｆPWM−ｆRESは、正確に１０Ｈｚとなり、励磁周波数ｆRESと一致する。また、高次の周波数の差の周波数ｆ２＝ｎｘｆPWM−ｍｘｆRES（ｎ＝１，２・・，ｍ＝１，２，・・）は０Ｈｚまたは励磁周波数ｆRESと一致あるいは整数倍となる。それゆえ、図８で示したＲＤ変換のときの同期検波部１３８における同期検波後の出力ｓｉｎ（θ−φ）に変動が生ぜず、ＲＤコンバータによる出力に差の周波数ｆ１あるいはｆ２の変動は現れない。その結果、ブラシレスモータの出力変動が発生することはない。従って、操舵補助力が低周波の変動を伴うことがない、滑らかな操舵フィーリングを有する電動パワーステアリング装置を得ることができる。
【産業上の利用可能性】
【００７２】
本発明は、乗用自動車等において、操舵系の操舵力をアシストする電動パワーステアリング装置で操舵補助力に変動が生じない装置として利用される。
【図面の簡単な説明】
【００７３】
【図１】本発明に係る電動パワーステアリング装置の全体構成図である。
【図２】図１の４−４線断面図である。
【図３】図２の５−５線断面図である。
【図４】本発明に係る電動パワーステアリング装置の電動機制御手段を示す回路図である。
【図５】従来の電動パワーステアリング装置の電動機制御手段を示すブロック構成図である。
【図６】従来の電動パワーステアリング装置の電動機制御手段を示す回路図である。
【図７】レゾルバの原理を示す模式図である。
【図８】ＲＤコンバータにおけるＲＤ変換の原理を示す図である。
【符号の説明】
【００７４】
１０          電動パワーステアリング装置
１３          ギヤボックス
１４          操舵トルク検出部
１５          モータ制御部
１６          ブラシレスモータ
７０          水晶発振子
７１          コンデンサ
７２          コンデンサ
１０２        レゾルバ
１２２        マイクロコンピュータ
１２３        インターフェース回路
１２４        インターフェース回路
１２５        インターフェース回路
１２６        ＲＤコンバータ
【図１】
0004755631.tif 000008
【図２】
0004755631.tif 000009
【図３】
0004755631.tif 000010
【図４】
0004755631.tif 000011
【図５】
0004755631.tif 000012
【図６】
0004755631.tif 000013
【図７】
0004755631.tif 000014
【図８】
0004755631.tif 000015