(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ポーラ変調によって振幅成分と位相成分とを合成し、ベクトル変調波を生成して送信する送信装置であって、
入力信号に基づいて振幅成分変調信号と位相成分変調信号とを形成する極座標成分変調信号発生部と、
前記振幅成分変調信号と前記位相成分変調信号との遅延時間差を変化させる遅延時間調整部と、
前記位相成分変調信号によって搬送波が位相変調された位相変調波を形成する位相変調部と、
前記位相変調波が自己の信号入力端子へ入力され、かつ前記振幅成分変調信号が自己の電源電圧端子へ印加され、前記振幅成分変調信号によって前記位相変調波が振幅変調されたベクトル変調波を形成する増幅部と、
前記ベクトル変調波を同期復調して同期復調信号を形成する同期復調部と、
前記同期復調信号が有する特定の周波数成分の信号を抽出して出力する帯域濾波部と、
前記帯域濾波部の出力信号のレベルを小さくするように前記遅延時間調整部を制御する制御部と、
を具備し、
前記極座標成分変調信号発生部は、同相成分変調信号と直交成分変調信号とを形成する同相・直交成分変調信号発生部と、前記同相成分変調信号と前記直交成分変調信号とに基づいて振幅成分変調信号と位相成分変調信号とを形成する座標変換部と、を具備し、
前記同相・直交成分変調信号発生部は、前記同相成分変調信号として、第１の周波数ｆ１でかつ第１の位相角ｐ１を有する第１の正弦波信号を形成すると共に、前記直交成分変調信号として、前記第１の周波数ｆ１と同じ周波数でかつ前記第１の位相角ｐ１との差が９０度の整数倍でない第２の位相角ｐ２を有する第２の正弦波信号を形成し、
前記帯域濾波部は、前記第１の周波数ｆ１をｎ倍した値で表される第２の周波数ｆ２である周波数成分の信号を抽出し、
前記ｎの値が３以上の奇数である、
送信装置。
【請求項２】
ポーラ変調によって振幅成分と位相成分とを合成し、ベクトル変調波を生成して送信する送信装置であって、
入力信号に基づいて振幅成分変調信号と位相成分変調信号とを形成する極座標成分変調信号発生部と、
前記振幅成分変調信号と前記位相成分変調信号との遅延時間差を変化させる遅延時間調整部と、
前記位相成分変調信号によって搬送波が位相変調された位相変調波を形成する位相変調部と、
前記位相変調波が自己の信号入力端子へ入力され、かつ前記振幅成分変調信号が自己の電源電圧端子へ印加され、前記振幅成分変調信号によって前記位相変調波が振幅変調されたベクトル変調波を形成する増幅部と、
前記ベクトル変調波を同期復調して同期復調信号を形成する同期復調部と、
前記同期復調信号が有する特定の周波数成分の信号を抽出して出力する帯域濾波部と、
前記帯域濾波部の出力信号のレベルを小さくするように前記遅延時間調整部を制御する制御部と、
を具備し、
前記極座標成分変調信号発生部は、同相成分変調信号と直交成分変調信号とを形成する同相・直交成分変調信号発生部と、前記同相成分変調信号と前記直交成分変調信号とに基づいて振幅成分変調信号と位相成分変調信号とを形成する座標変換部と、を具備し、
前記同相・直交成分変調信号発生部は、前記同相成分変調信号として、第１の周波数ｆ１でかつ第１の位相角ｐ１を有する第１の正弦波信号と、第２の周波数ｆ２でかつ前記第１の位相角ｐ１を有する第２の正弦波信号とを加算した信号を形成すると共に、前記直交成分変調信号として、前記第１の周波数ｆ１と同じ周波数でかつ前記第１の位相角ｐ１との差が９０度の奇数倍の第２の位相角ｐ２を有する第３の正弦波信号と、前記第２の周波数ｆ２と同じ周波数でかつ前記第２の位相角ｐ２を有する第４の正弦波信号とを加算した信号を形成し、
前記帯域濾波部は、前記第１の周波数ｆ１をｎ倍した値と前記第２の周波数ｆ２を（ｎ＋１）倍した値との和で表される第３の周波数ｆ３である周波数成分の信号を抽出し、
前記ｎの値が１以上の整数である、
送信装置。
【請求項３】
ポーラ変調によって振幅成分と位相成分とを合成し、ベクトル変調波を生成して送信する送信装置であって、
入力信号に基づいて振幅成分変調信号と位相成分変調信号とを形成する極座標成分変調信号発生部と、
前記振幅成分変調信号と前記位相成分変調信号との遅延時間差を変化させる遅延時間調整部と、
前記位相成分変調信号によって搬送波が位相変調された位相変調波を形成する位相変調部と、
前記位相変調波が自己の信号入力端子へ入力され、かつ前記振幅成分変調信号が自己の電源電圧端子へ印加され、前記振幅成分変調信号によって前記位相変調波が振幅変調されたベクトル変調波を形成する増幅部と、
前記ベクトル変調波が有する特定の周波数成分の信号を抽出して出力する帯域濾波部と、
前記帯域濾波部の出力信号のレベルを小さくするように前記遅延時間調整部を制御する制御部とを具備し、
前記極座標成分変調信号発生部は、同相成分変調信号と直交成分変調信号とを形成する同相・直交成分変調信号発生部と、前記同相成分変調信号と前記直交成分変調信号とに基づいて振幅成分変調信号と位相成分変調信号とを形成する座標変換部と、を具備し、
前記同相・直交成分変調信号発生部は、前記同相成分変調信号として、第１の周波数ｆ１でかつ第１の位相角ｐ１を有する第１の正弦波信号を形成すると共に、前記直交成分変調信号として、前記第１の周波数ｆ１と同じ周波数でかつ前記第１の位相角ｐ１との差が９０度の整数倍でない第２の位相角ｐ２を有する第２の正弦波信号を形成し、
前記帯域濾波部は、前記第１の周波数ｆ１をｎ倍した値で表される第２の周波数ｆ２である周波数成分の信号を抽出し、
前記ｎの値が３以上の奇数である、
送信装置。
【請求項４】
ポーラ変調によって振幅成分と位相成分とを合成し、ベクトル変調波を生成して送信する送信装置であって、
入力信号に基づいて振幅成分変調信号と位相成分変調信号とを形成する極座標成分変調信号発生部と、
前記振幅成分変調信号と前記位相成分変調信号との遅延時間差を変化させる遅延時間調整部と、
前記位相成分変調信号によって搬送波が位相変調された位相変調波を形成する位相変調部と、
前記位相変調波が自己の信号入力端子へ入力され、かつ前記振幅成分変調信号が自己の電源電圧端子へ印加され、前記振幅成分変調信号によって前記位相変調波が振幅変調されたベクトル変調波を形成する増幅部と、
前記ベクトル変調波が有する特定の周波数成分の信号を抽出して出力する帯域濾波部と、
前記帯域濾波部の出力信号のレベルを小さくするように前記遅延時間調整部を制御する制御部とを具備し、
前記極座標成分変調信号発生部は、同相成分変調信号と直交成分変調信号とを形成する同相・直交成分変調信号発生部と、前記同相成分変調信号と前記直交成分変調信号とに基づいて振幅成分変調信号と位相成分変調信号とを形成する座標変換部と、を具備し、
前記同相・直交成分変調信号発生部は、前記同相成分変調信号として、第１の周波数ｆ１でかつ第１の位相角ｐ１を有する第１の正弦波信号と、第２の周波数ｆ２でかつ前記第１の位相角ｐ１を有する第２の正弦波信号とを加算した信号を形成すると共に、前記直交成分変調信号として、前記第１の周波数ｆ１と同じ周波数でかつ前記第１の位相角ｐ１との差が９０度の奇数倍の第２の位相角ｐ２を有する第３の正弦波信号と、前記第２の周波数ｆ２と同じ周波数でかつ前記第２の位相角ｐ２を有する第４の正弦波信号とを加算した信号を形成し、
前記帯域濾波部は、前記第１の周波数ｆ１をｎ倍した値と前記第２の周波数ｆ２を（ｎ＋１）倍した値との和で表される第３の周波数ｆ３である周波数成分の信号を抽出し、
前記ｎの値が１以上の整数である、
送信装置。
【請求項５】
請求項１から４のいずれか一項に記載の送信装置を搭載した通信機器。
【請求項６】
請求項１から４のいずれか一項に記載の送信装置を搭載した移動無線機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ポーラ変調を行ってベクトル変調波を生成する送信装置などに関し、特に、振幅成分変調信号と位相変調波とを合成してベクトル変調波を生成して送信する送信装置、及びこの送信装置を搭載した通信機器と移動無線機に関する。
【背景技術】
【０００２】
通常、無線通信システムにおける送信装置の出力部に設けられる電力増幅器は、低歪みと高効率の両立が要求されている。このような用途に供される電力増幅器には、トランジスタを電流源として使うかスイッチとして使うかという分類がある。トランジスタを電流源として使う増幅器には、Ａ級増幅器、ＡＢ級増幅器、Ｂ級増幅器及びＣ級増幅器などがある。また、トランジスタをスイッチとして使う増幅器には、Ｄ級増幅器、Ｅ級増幅器及びＦ級増幅器などがある。
【０００３】
従来、包絡線変動成分を含む変調波を増幅する高周波電力増幅器には、包絡線変動成分を線形に増幅するためにＡ級ないしはＡＢ級の線形増幅器が用いられている。しかし、線形増幅器の電力効率はＣ級ないしＥ級などの非線形増幅器に比べ電力効率が劣るという欠点がある。このため、従来の線形増幅器を、電池を電源とする携帯電話機や携帯情報端末装置などの携帯型の無線装置として用いた場合は、消費電力の大きいＡ級ないしはＡＢ級の線形増幅器を用いているために使用時間が短くなるという欠点がある。また、従来の線形増幅器を、大電力の送信装置を複数設置する移動体通信システムの基地局装置に用いる場合は、送信装置の大型化や発熱量の増大を招くという欠点がある。
【０００４】
そこで、高効率の送信機能を有する送信装置として、振幅位相成分抽出部、振幅信号処理部、位相変調部、及び非線形増幅部などを備えていてポーラ変調を行う送信装置が知られている。このような送信装置として、非線形増幅部に一定の包絡線レベルの信号を受けて高周波増幅器として効率の良い非線形増幅器を使用する構成としたＥＥＲ(Envelope Elimination and Restoration)送信装置が提案されている。また、送信装置として、負帰還により非線形増幅器の包絡線信号の非線形性を補償して振幅歪みを抑圧するものも知られている（例えば、非特許文献１参照）。
【０００５】
図１は、従来のＥＥＲ送信装置の構成例を示すブロック図である。このＥＥＲ送信装置は、送信データ信号入力端子１１、振幅位相成分抽出部１２、振幅信号処理部１３、位相変調部１４、非線形増幅部１５、及び送信出力端子１６を備えた構成となっている。図１において、送信データ信号入力端子１１より入力される送信データ信号Ｓｉ（ｔ）を次の式（１）のように定義する。
Ｓｉ（ｔ）＝ａ（ｔ）×ｅｘｐ［ｊ×φ（ｔ）］                            （１）
但し、ａ（ｔ）は振幅成分変調信号、φ（ｔ）は位相成分変調信号である。
【０００６】
送信データ信号Ｓｉ（ｔ）が上記の式（１）のように定義されると、振幅位相成分抽出部１２によって、送信データ信号Ｓｉ（ｔ）から振幅成分変調信号ａ（ｔ）と位相成分変調信号φ（ｔ）とが抽出される。そして、この振幅成分変調信号ａ（ｔ）により、振幅信号処理部１３を介して非線形増幅部１５の電源電圧値が設定される。一方、位相変調部１４により、角周波数ωｃを有する搬送波を位相成分変調信号φ（ｔ）で位相変調させた位相変調波Ｓｃ（ｔ）が生成され、非線形増幅部１５に入力される。このときの位相変調波Ｓｃ（ｔ）は次の式（２）で表わされる。
Ｓｃ（ｔ）＝ｅｘｐ［ωｃ×ｔ＋φ（ｔ）］                              （２）
【０００７】
そして、非線形増幅部１５の出力には、非線形増幅部１５の電源電圧値ａ（ｔ）と位相変調部８０４の出力信号である位相変調波Ｓｃ（ｔ）とを掛け合わせた信号が、非線形増幅部１５の利得Ｇだけ増幅され、ＲＦ（Radio Frequency）のベクトル変調波Ｓｒｆ（ｔ）として出力される。このときのベクトル変調波Ｓｒｆ（ｔ）は次の式（３）で表わされる。
Ｓｒｆ（ｔ）＝Ｇ×ａ（ｔ）×Ｓｃ（ｔ）
＝Ｇ×ａ（ｔ）×ｅｘｐ［ωｃ×ｔ＋φ（ｔ）］            （３）
【０００８】
以上のように、非線形増幅部１５に入力される位相変調波Ｓｃ（ｔ）は、一定の包絡線レベルの変調波である位相変調波であるため、高周波増幅器として効率のよい非線形増幅器を使用できるので、結果的に、高効率かつ低歪みな送信装置とすることができる。
【０００９】
ところが、図１に示すような送信装置において、振幅成分と位相成分が非線形増幅部１５へ到達する経路において遅延時間の差が存在する場合は、非線形増幅部１５の出力信号であるベクトル変調波Ｓｒｆ（ｔ）に歪みが生じる。例えば、振幅成分を伝送する信号は振幅成分変調信号ａ（ｔ）、位相成分を伝送する信号は位相成分変調信号φ（ｔ）や位相変調波Ｓｃ（ｔ）であり、それらの信号が伝わる経路における遅延時間が問題となる。
【００１０】
図２は、図１に示す送信装置におけるベクトル変調波の周波数と振幅との関係を示す特性図であり、図２Ａは遅延時間に差がない場合、図２Ｂは遅延時間に差がある場合を示している。つまり、図２は、図１の送信装置における非線形増幅部１５の出力信号であるベクトル変調波Ｓｒｆ（ｔ）の周波数スペクトラムを示すグラフである。振幅成分と位相成分が非線形増幅部１５へ到達する経路において遅延時間に差がなければ、図２Ａに示すように周波数スペクトラムには広がりは見られない。しかし、振幅成分と位相成分が非線形増幅部１５へ到達する経路において遅延時間に差があると、図２Ｂに示すようにベクトル変調波Ｓｒｆ（ｔ）の歪みが周波数スペクトラムの広がりとして観測される。周波数軸上に複数のチャネルを配置した周波数分割多重通信システムにおいて、このような周波数スペクトラムの広がりは隣接チャネルへの妨害となるので望ましくない。
【００１１】
そこで、このようなベクトル変調波Ｓｒｆ（ｔ）の歪みをなくすための技術が提案されている（例えば、特許文献１参照）。図３は、ベクトル変調波の歪みを改善した特許文献１などの従来のＥＥＲ送信装置の構成を示すブロック図である。つまり、図３は、振幅成分と位相成分が非線形な電力増幅部２８へ到達する経路において生じる遅延時間の差を補正する機能を備えた送信装置の構成を示すブロック図である。この送信装置は、送信データ入力端子２１、振幅成分と位相成分の変調信号を形成する極座標成分変調信号発生部２２、タイミング補正部２３、帯域制限フィルタ２４，２５、振幅制御部２６、位相変調部２７、電力増幅部２８、送信出力端子２９、位相角度測定部３０、振幅測定部３１、及び補正データ格納部３２を備えて構成される。
【００１２】
次に、図３に示す送信装置の動作について説明する。この送信装置は、図１に示す送信装置と同様の動作に加え、電力増幅部２８の出力信号であるベクトル変調波Ｓｒｆ（ｔ）の振幅成分と位相成分を参照した結果に応じて補正データを選択し、振幅制御部２６及び位相変調部２７を補正制御する。すなわち、ベクトル変調波Ｓｒｆ（ｔ）から振幅成分と位相成分とを再び抽出して参照することにより、振幅成分と位相成分との間の遅延時間差を知り、その差の補正に相当する制御を振幅制御部２６及び位相変調部２７に加える。また、タイミング補正部２３を補正制御し、振幅成分変調信号ａ（ｔ）と位相成分変調信号φ（ｔ）との間の時間関係を直接調整することもできる。
【００１３】
以上のような補正制御により、振幅成分と位相成分が電力増幅部２８へ到達する経路において生じる遅延時間の差を相殺するように調整して、電力増幅部２８の出力であるベク
トル変調波Ｓｒｆ（ｔ）の歪みを低減することができる。
【特許文献１】米国特許第６，３６６，１７７Ｂ１号明細書
【非特許文献１】Peter B．Kenington,「HIGH-LINEARITY RF AMPLIFIER DESIGN」第1版,ARTECH HOUSE,INC.,2000年,p.426-443
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
しかしながら、図３に示すような従来の送信装置においては、位相角度測定部３０と振幅測定部３１との間では、それぞれの機能が本質的に異なるために、測定の処理時間に差が生じる。その結果、振幅成分と位相成分との間の遅延時間差を高精度に測定することができないなどの不具合が生じる。
【００１５】
位相角度測定部３０は、ＰＭ(Phase Modulation)変調波やＦＭ(Frequency Modulation)変調波の復調器である周波数弁別器としての機能が必要とされるため、例えば、パルスカウント検波回路とローパスフィルタ回路などによって構成される。これに対して、振幅測定部３１は、ＡＭ(Amplitude Modulation)変調波の復調器である包絡線検波器としての機能が必要されるため、例えば、ダイオード検波回路とローパスフィルタ回路などによって構成される。そのため、両者の回路構成の違いによって測定の処理時間に差を生じてしまい、遅延時間差を高精度に測定することができない。
【００１６】
このように、位相角度測定部３０と振幅測定部３１との間には、回路構造の違いや要求性能の違いなどに起因する、測定の処理時間差が生じる。したがって、振幅成分と位相成分との間の遅延時間差を正確に測定することができない。そのため、電力増幅部２８の出力であるベクトル変調波Ｓｒｆ（ｔ）の歪みを十分に小さいレベルにまで低減することは難しい。
【００１７】
本発明の目的は、振幅成分と位相成分との遅延時間差を適正に調整して、送信出力であるベクトル変調波Ｓｒｆ（ｔ）の歪みを十分に小さいレベルまで低減することができる送信装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
本発明の送信装置の一つの態様は、ポーラ変調によって振幅成分と位相成分とを合成し、ベクトル変調波を生成して送信する送信装置であって、入力信号に基づいて振幅成分変調信号と位相成分変調信号とを形成する極座標成分変調信号発生部と、振幅成分変調信号と位相成分変調信号との遅延時間差を変化させる遅延時間調整部と、位相成分変調信号によって搬送波が位相変調された位相変調波を形成する位相変調部と、位相変調波が自己の信号入力端子へ入力され、かつ振幅成分変調信号が自己の電源電圧端子へ印加され、振幅成分変調信号によって位相変調波が振幅変調されたベクトル変調波を形成する増幅部と、ベクトル変調波を同期復調して同期復調信号を形成する同期復調部と、同期復調信号が有する特定の周波数成分の信号を抽出して出力する帯域濾波部と、帯域濾波部の出力信号のレベルを小さくするように遅延時間調整部を制御する制御部とを備える構成を採る。
【００１９】
このような構成によれば、変調波から振幅成分と位相成分を分けて抽出することをせず、変調波を同期復調することによって、振幅成分と位相成分との遅延時間差によって生じる変調波の歪みを検出して、この検出結果に基づいて振幅成分変調信号と位相成分変調信号との遅延時間差の補正制御を行うため、変調波の歪みを十分に小さいレベルまで低減させることができる。
【００２０】
また、本発明の送信装置の一つの態様は、前記極座標成分変調信号発生部は、同相成分変調信号と直交成分変調信号とを形成する同相・直交成分変調信号発生部と、前記同相成分変調信号と前記直交成分変調信号とに基づいて振幅成分変調信号と位相成分変調信号とを形成する座標変換部と、を具備し、同相・直交成分変調信号発生部は、同相成分変調信号として、第１の周波数ｆ１でかつ第１の位相角ｐ１を有する第１の正弦波信号を形成すると共に、直交成分変調信号として、第１の周波数ｆ１と同じ周波数でかつ第１の位相角ｐ１との差が９０度の整数倍でない第２の位相角ｐ２を有する第２の正弦波信号を形成し、帯域濾波部は、第１の周波数ｆ１をｎ倍した値で表される第２の周波数ｆ２である周波数成分の信号を抽出し、ｎの値が３以上の奇数であることを特徴とする。
【００２１】
このような構成によれば、極座標成分変調信号発生部によって、振幅成分変調信号と位相成分が増幅部へ到達する経路において遅延時間に差があった場合に第１の周波数ｆ１をｎ（ｎは３以上の奇数）倍した値で表される第２の周波数ｆ２である周波数成分に歪み成分が現れるような信号を発生させ、帯域濾波部によって、第２の周波数ｆ２を抽出し、制御部によって、帯域濾波部の出力信号のレベルを小さくするように遅延時間調整部を制御するので、振幅成分変調信号と位相成分が増幅部へ到達する経路において遅延時間に差があった場合に、振幅成分変調信号と位相成分変調信号との遅延時間差を確実に補正制御することができるようになる。
【００２２】
また、本発明の送信装置の一つの態様は、前記極座標成分変調信号発生部は、同相成分変調信号と直交成分変調信号とを形成する同相・直交成分変調信号発生部と、前記同相成分変調信号と前記直交成分変調信号とに基づいて振幅成分変調信号と位相成分変調信号とを形成する座標変換部と、を具備し、同相・直交成分変調信号発生部は、同相成分変調信号として、第１の周波数ｆ１でかつ第１の位相角ｐ１を有する第１の正弦波信号と、第２の周波数ｆ２でかつ前記第１の位相角ｐ１を有する第２の正弦波信号とを加算した信号を形成すると共に、直交成分変調信号として、第１の周波数ｆ１と同じ周波数でかつ第１の位相角ｐ１との差が９０度の奇数倍の第２の位相角ｐ２を有する第３の正弦波信号と、第２の周波数ｆ２と同じ周波数でかつ第２の位相角ｐ２を有する第４の正弦波信号とを加算した信号を形成し、帯域濾波部は、第１の周波数ｆ１をｎ倍した値と第２の周波数ｆ２を（ｎ＋１）倍した値との和で表される第３の周波数ｆ３である周波数成分の信号を抽出し、ｎの値が１以上の整数であることを特徴とする。
【００２３】
このような構成によれば、極座標成分変調信号発生部によって、振幅成分変調信号と位相成分が増幅部へ到達する経路において遅延時間に差があった場合に第１の周波数ｆ１をｎ倍した値と第２の周波数ｆ２を（ｎ＋１）倍した値との和で表される第３の周波数ｆ３である周波数成分に歪み成分が現れるような信号を発生させ、帯域濾波部によって、第３の周波数ｆ３を抽出し、制御部によって、帯域濾波部の出力信号のレベルを小さくするように遅延時間調整部を制御するので、振幅成分変調信号と位相成分が増幅部へ到達する経路において遅延時間に差があった場合に、振幅成分変調信号と位相成分変調信号との遅延時間差を確実に補正制御することができるようになる。
【００２４】
また、上述した本発明のいずれかの送信装置を通信機器や移動無線機に搭載することができる。
【００２５】
このようにすれば、送信装置において振幅成分変調信号と位相成分変調信号との遅延時間差を適正に補正することができるので、この送信装置を搭載した通信機器や移動無線機は、歪み成分の少ない高品質信号を送信可能な機器を提供することが可能となる。
【発明の効果】
【００２６】
本発明の送信装置によれば、変調波から同期復調によって歪みを検出することによって
振幅成分変調信号と位相成分変調信号との遅延時間差を補正制御するため、ベクトル変調波の歪みを十分に小さいレベルまで低減することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２７】
以下、図面を用いて、本発明における送信装置の実施の形態の幾つかを詳細に説明する。尚、各実施の形態に用いる図面において、対応する構成要素は同一の符号を付し、かつ重複する説明は可能な限り省略する。
【００２８】
（実施の形態１）
図４は、本発明の実施の形態１に係る送信装置の構成を示すブロック図である。図４に
示す送信装置１００は、送信データ信号を入力する送信データ信号入力端子１０１と、入力された送信データ信号に基づいて振幅成分変調信号と位相成分変調信号とを形成する極座標成分変調信号発生部１０２と、振幅成分変調信号と位相成分変調信号との遅延時間差を変化させる遅延時間調整部１０３と、位相成分変調信号によって搬送波が位相変調された位相変調波を形成する位相変調部１０４と、位相変調波が自己の信号入力端子へ入力され、振幅成分変調信号が自己の電源電圧端子へ印加され、振幅成分変調信号によって位相変調波が振幅変調されたベクトル変調波を形成する増幅部１０５と、ベクトル変調波を出力する送信出力端子１０６と、ベクトル変調波を同期復調し同期復調信号を形成する同期復調部１０７と、同期復調信号が有する特定の周波数成分の信号を抽出し出力する帯域濾波部１０８と、帯域濾波部１０８の出力信号のレベルを小さくするように遅延時間調整部１０３を制御する制御部１０９とを備えた構成となっている。
【００２９】
次に、図４に示す実施の形態１における送信装置１００の動作について説明する。極座標成分変調信号発生部１０２は、送信データ信号入力端子１０１から入力された送信データ信号に基づいて振幅成分変調信号と位相成分変調信号とを形成し、振幅成分変調信号を遅延時間調整部１０３を介して増幅部１０５へ電源電圧として供給する。一方、位相成分変調信号は、遅延時間調整部１０３を介して位相変調部１０４へ入力される。すると、位相変調部１０４は、位相成分変調信号によって搬送波を位相変調することで位相変調波を形成し、この位相変調波を増幅部１０５へ送出する。
【００３０】
増幅部１０５は半導体増幅素子を備えていて高周波増幅器を構成するものである。したがって、この増幅部１０５では、位相変調部１０４からの位相変調波と、電源電圧である振幅成分変調信号とが掛け合わされ、所定の利得だけ増幅されたＲＦ信号が送信出力端子１０６よりベクトル変調波として出力される。このとき、増幅部１０５は、入力信号が一定の包絡線レベルの位相変調波であるので効率のよい非線形増幅を行うことができる。
【００３１】
同期復調部１０７は、増幅部１０５から出力されたベクトル変調波を同期復調して同期復調信号を形成する。つまり、同期復調部１０７は、増幅部１０５から出力されるベクトル変調波と、ベクトル変調波の中心周波数に等しい周波数を有する局部発振信号（ローカル信号）とをミキサ回路によって掛け合わせることにより、基底帯域（ベースバンド）へ周波数変換された同期復調信号を形成し、この同期復調信号を帯域濾波部１０８へ送出する。
【００３２】
図５は、図４の送信装置における同期復調部１０７から出力される同期復調信号の周波数スペクトラムを示す特性図であり、横軸に周波数（ＭＨｚ）を表わし、縦軸に同期復調信号の振幅（ｄＢ）を表わしている。つまり、振幅成分と位相成分が増幅部１０５へ到達する経路において遅延時間に差があると、前述の図２Ｂに示したベクトル変調波が同期復調された場合と同様に、図５に示すような特性の同期復調信号となる。
【００３３】
図５からわかるように、同期復調部１０７から出力される同期復調信号は、振幅成分と位相成分が増幅部１０５へ到達する経路において遅延時間に差がある場合、増幅部１０５から出力されるベクトル変調波に生じる歪み（つまり、図５に示すような周波数スペクトラムの広がり）の情報を維持している。
【００３４】
そこで、帯域濾波部１０８が、同期復調部１０７より出力された同期復調信号から歪みの周波数成分の信号を抽出し、制御部１０９が、帯域濾波部１０８によって抽出された歪み成分の信号を参照し、その歪み成分の信号レベルを小さくするように遅延時間調整部１０３を制御し、振幅成分変調信号と位相成分変調信号との間の遅延時間差を調整する。
【００３５】
例えば、制御部１０９が遅延時間調整部１０３を制御して振幅成分変調信号の遅延時間
を少しずつ変化させながら、帯域濾波部１０８によって抽出された歪み成分の信号レベルを最も小さくする遅延時間の値を随時メモリに記憶し、記憶した値を、遅延時間をある一定の範囲で変化させ終わった時点で遅延時間調整部１０３へ与える遅延時間の値として設定することにより、遅延時間の調整目的は達成される。
【００３６】
つまり、増幅部１０５が振幅成分変調信号と位相変調波とに基づいてベクトル変調波を生成するが、振幅成分と位相成分が増幅部１０５へ到達する経路において遅延時間に差がある場合、同期復調部１０７がベクトル変調波を検出して同期復調信号を形成して帯域濾波部１０８へ送出する。すると、帯域濾波部１０８が、同期復調部１０７より入力された同期復調信号から歪みの周波数成分の信号を抽出し、制御部１０９が、帯域濾波部１０８によって抽出された歪み成分の信号を参照して歪み成分の信号レベルを小さくするように遅延時間調整部１０３を制御し、振幅成分変調信号と位相変調信号との間の遅延時間差を調整して変調波の歪みを低減させる。これによって、送信出力であるベクトル変調波の歪みを十分に小さいレベルまで低減させることができる。
【００３７】
このように、本発明の実施の形態１における送信装置においては、ベクトル変調波から振幅成分と位相成分を分けて抽出することをせず、ベクトル変調波を同期復調することによって、振幅成分と位相成分との間の遅延時間差によって生じる変調波の歪みを検出し、この検出結果に基づいて振幅成分変調信号と位相成分変調信号との間の遅延時間差を補正制御するため、ベクトル変調波の歪みを十分に小さいレベルにまで低減することができる。
【００３８】
（実施の形態２）
図６は、本実施の形態の送信装置の構成を示すブロック図である。図６では、実施の形態１で説明した図４と同じ構成要素は同一の符号を付し、その説明は省略する。本実施の形態の送信装置３００の極座標成分変調信号発生部３１０は、同相・直交成分変調信号発生部３１１と、極座標変換部３０２とを有する。また同相・直交成分変調信号発生部３１１は、正弦波発生部３０１と、移相部３０３とを有する。
【００３９】
本実施の形態の場合、同相・直交成分変調信号発生部３１１は、正弦波発生部３０１及び移相部３０３を用いて、同相成分変調信号として、第１の周波数ｆ１でかつ第１の位相角ｐ１を有する第１の正弦波信号を形成すると共に、直交成分変調信号として、第１の周波数ｆ１と同じ周波数でかつ第１の位相角ｐ１との差が９０度の整数倍でない第２の位相角ｐ２を有する第２の正弦波信号を形成する。
【００４０】
具体的には、同相・直交成分変調信号発生部３１１は、正弦波発生部３０１で発生した周波数ｆ１の第１の正弦波を同相成分変調信号として座標変換部３０２に送出すると共に、正弦波発生部３０１で発生した周波数ｆ１の正弦波を移相部３０３によって位相をずらして直交成分変調信号として座標変換部３０２に送出する。このとき移相部３０３は、直交成分変調信号の位相角ｐ２と同相成分変調信号の位相角ｐ１との差が９０度の整数倍とならないように、正弦波の位相をずらす。
【００４１】
座標変換部３０２は、同相成分変調信号と直交成分変調信号とから振幅成分変調信号と位相成分変調信号とを形成し、これらを遅延時間調整部１０３に送出する。
【００４２】
次に、図６に示す実施の形態２における送信装置３００の動作について説明する。座標変換部３０２に入力される同相成分変調信号Ｉ（ｔ）、直交成分変調信号Ｑ（ｔ）はそれぞれ、一般に、Ｉ(Inphase)成分変調信号、Ｑ(Quadrature)成分変調信号と呼ばれるものである。同相成分変調信号Ｉ（ｔ）及び直交成分変調信号Ｑ（ｔ）は、送信データ信号Ｓｉ（ｔ）をデカルト座標の形で表現した信号である。デカルト座標は、ＩＱ座標またはＸ
Ｙ座標などと呼ばれることもある。
【００４３】
座標変換部３０２は、デカルト座標の形で表現された同相成分変調信号Ｉ（ｔ）と直交成分変調信号Ｑ（ｔ）とから、極座標の形で表現された振幅成分変調信号ａ（ｔ）と位相成分変調信号φ（ｔ）とを形成する。このとき、振幅成分変調信号ａ（ｔ）は次の式（４）で表わされ、位相成分変調信号φ（ｔ）は次の式（５）で表わされる。
ａ（ｔ）＝〔｛Ｉ（ｔ）｝２＋｛Ｑ（ｔ）｝２〕１／２                      （４）
φ（ｔ）＝ｔａｎ−１｛Ｑ（ｔ）／Ｉ（ｔ）｝                              （５）
【００４４】
本実施の形態における同相・直交成分変調信号発生部３１１は、同相成分変調信号Ｉ（ｔ）として、周波数ｆ１及び位相角ｐ１を有する正弦波信号であって次の式（６）で表わされる信号を形成する。また直交成分変調信号Ｑ（ｔ）として、周波数ｆ１及び位相角ｐ２を有する正弦波信号であって次の式（７）で表わされる信号を形成する。
Ｉ（ｔ）＝ｓｉｎ（２π×ｆ１×ｔ＋ｐ１）                                （６）
Ｑ（ｔ）＝ｓｉｎ（２π×ｆ１×ｔ＋ｐ２）                                （７）
【００４５】
ここで、位相角ｐ１及び位相角ｐ２は、それらの値の差が９０度の整数倍でない値を有する。もし、位相角ｐ１と位相角ｐ２との差が例えば９０度である場合には、座標変換部３０２から出力される振幅成分変調信号ａ（ｔ）は一定の値となる。したがって、振幅成分変調信号ａ（ｔ）と位相成分変調信号φ（ｔ）との間の時間関係が変化しても、増幅部１０５において位相変調波は常に一定の値である振幅成分変調信号と掛け合わされることになるため、増幅部１０５から出力されるベクトル変調波には変化が起こらず、結果的に歪みも生じない。これを考慮して、本実施の形態においては、位相角ｐ１と位相角ｐ２との差が９０度の整数倍でない値となるようにする。
【００４６】
図７は、本実施の形態における極座標成分変調信号発生部３１０の動作を説明するための一特性図である。図７は、本実施の形態との比較例として、本発明の実施の形態２における送信装置の特徴を説明するために、本発明の実施の形態２とは異なる条件である、位相角ｐ１と位相角ｐ２との差、すなわち（ｐ２−ｐ１）が例えば９０度である場合の同相成分変調信号Ｉ（ｔ）及び直交成分変調信号Ｑ（ｔ）を示した特性図である。図７Ａは、横軸に時間［μＳ］を表わし、縦軸に同相成分変調信号Ｉ（ｔ）及び直交成分変調信号Ｑ（ｔ）の電圧（Ｖ）を表わし、Ｉ（ｔ）及びＱ（ｔ）の時間波形を示している。また、図７Ｂは、横軸に同相成分変調信号Ｉ（ｔ）の電圧（Ｖ）を表わし、縦軸に直交成分変調信号Ｑ（ｔ）の電圧（Ｖ）を表わし、Ｉ（ｔ）とＱ（ｔ）とによって描かれるコンスタレーションを示している。図７Ｂのような特性図は、信号空間ダイヤグラムなどと呼ばれることもある。
【００４７】
振幅成分変調信号ａ（ｔ）は、前述の式（４）からも明らかなように、図７Ｂのようなコンスタレーションにおける、原点（円の中心）と座標（Ｉ（ｔ），Ｑ（ｔ））との間の距離に相当する。図７Ｂのコンスタレーションでは、同相成分変調信号Ｉ（ｔ）と直交成分変調信号Ｑ（ｔ）との位相差が９０度であるので座標（Ｉ（ｔ），Ｑ（ｔ））の軌跡は円を描いており、振幅成分変調信号ａ（ｔ）が常に一定の値であることがわかる。本実施の形態における送信装置３００では、正弦波発生部３０１と移相部３０３とによって、位相角ｐ１と位相角ｐ２の差が９０度の整数倍でない同相成分変調信号と直交成分変調信号を形成する。
【００４８】
図８は、本実施の形態における極座標成分変調信号発生部３１０の動作を説明するため特性図である。図８は、本実施の形態における同相・直交成分変調信号発生部３１１が、位相角ｐ１と位相角ｐ２との差が９０度の整数倍でない値の場合の同相成分変調信号Ｉ（ｔ）及び直交成分変調信号Ｑ（ｔ）を示した特性図である。図８では、位相角ｐ１と位相
角ｐ２との差、すなわち（ｐ２−ｐ１）が例えば６０度である場合を示している。
【００４９】
図８Ａは、横軸に時間［μＳ］を表わし、縦軸にＩ（ｔ）及びＱ（ｔ）の電圧（Ｖ）を表わし、Ｉ（ｔ）及びＱ（ｔ）の時間波形を示している。また、図８Ｂは、横軸にＩ（ｔ）の電圧（Ｖ）、縦軸にＱ（ｔ）の電圧（Ｖ）を表わし、Ｉ（ｔ）とＱ（ｔ）とによって描かれるコンスタレーションを示している。つまり、図８Ｂのコンスタレーションでは、同相成分変調信号Ｉ（ｔ）と直交成分変調信号Ｑ（ｔ）との位相差が６０度であるので座標（Ｉ（ｔ），Ｑ（ｔ））の軌跡は楕円を描いており、振幅成分変調信号ａ（ｔ）は時間とともに値が変化していることがわかる。
【００５０】
図９は、本実施の形態に係る送信装置３００の同期復調部１０７の動作を説明するための特性図である。具体的には、図９は、同期復調部１０７の出力信号である同期復調信号の周波数スペクトラムを示した特性図である。振幅成分変調信号と位相成分が増幅部１０５へ到達する経路において遅延時間に差がないと、図９Ａに示すように、１ＭＨｚの成分のみが現れ、歪み成分は生じない。しかし、振幅成分変調信号と位相成分が増幅部１０５へ到達する経路において遅延時間に差があると、図９Ｂに示すように、正弦波発生部３０１が発生する正弦波の周波数１ＭＨｚに対して、３ＭＨｚ、５ＭＨｚ、７ＭＨｚで歪み成分が生じている。つまり、この歪みの周波数成分の値は、正弦波発生部３０１が発生する正弦波の周波数ｆ１に対して、３以上の奇数倍の値を有している。
【００５１】
帯域濾波部１０８は、周波数ｆ１をｎ倍した値で表される周波数ｆ２である周波数成分の信号を抽出する。ｎの値は、３以上の奇数である値のうちのいずれか一つの値を有すればよい。この帯域濾波部１０８は、同期復調部１０７から出力された同期復調信号に生じた歪みの周波数成分のうちのいずれか一つである単一周波数ｆ２の成分を抽出し、他の歪み成分や周波数ｆ１の信号成分を抑圧する、いわゆる帯域通過フィルタにより構成されている。他の歪み成分や周波数ｆ１の信号成分は、周波数ｆ２の成分から離れた周波数に存在するため、十分低いレベルまで抑圧することができる。したがって、周波数ｆ２の歪み成分のみを精度よく抽出することが可能となる。
【００５２】
このように、本実施の形態における送信装置３００においては、同相・直交成分変調信号発生部３１１によって、同相成分変調信号として、第１の周波数ｆ１でかつ第１の位相角ｐ１を有する第１の正弦波信号を形成すると共に、直交成分変調信号として、第１の周波数ｆ１と同じ周波数でかつ第１の位相角ｐ１との差が９０度の整数倍でない第２の位相角ｐ２を有する第２の正弦波信号を形成し、帯域濾波部１０８によって、第１の周波数ｆ１をｎ倍（ｎは３以上の奇数）した値で表される第２の周波数ｆ２である周波数成分の信号を抽出するようにしたことにより、変調波の歪みを精度よく検出して十分に小さいレベルまで低減することができる。
【００５３】
（実施の形態３）
図１０に、本実施の形態の送信装置の構成を示す。本実施の形態の送信装置４００が、図６に示す実施の形態２の送信装置３００と異なるところは、同相・直交成分変調信号発生部４１１が、正弦波発生部３０１及び移相部３０３に代えて、正弦波発生部４０１、４０２、移相部４０３、４０４及び加算部４０５、４０６を有する点である。
【００５４】
正弦波発生部４０１は、周波数ｆ１の正弦波を発生し、これを移相部４０３及び加算部４０５に送出する。正弦波発生部４０２は、周波数ｆ１とは異なる周波数ｆ２の正弦波を発生し、これを移相部４０４及び加算部４０５に送出する。
【００５５】
移相部４０３は、入力された正弦波と、出力する正弦波の位相角の差が９０度の奇数倍となるように、入力された正弦波の位相をずらして出力する。同様に、移相部４０４は、
入力された正弦波と、出力する正弦波の位相角の差が９０度の奇数倍となるように、入力された正弦波の位相をずらして出力する。
【００５６】
これにより、加算部４０５からは、同相成分変調信号として、周波数ｆ１でかつ位相角ｐ１を有する正弦波信号と、周波数ｆ２でかつ位相角ｐ１を有する正弦波信号とが加算された信号が出力される。また加算部４０６からは、直交成分変調信号として、周波数ｆ１でかつ位相角ｐ１との差が９０度の奇数倍の位相角ｐ２を有する正弦波信号と、周波数ｆ２でかつ位相角ｐ２を有する正弦波信号とが加算された信号が出力される。
【００５７】
つまり、同相・直交成分変調信号発生部４１１は、同相成分変調信号Ｉ（ｔ）として、次の式（８）で表わされる信号を形成する。
Ｉ（ｔ）＝ａ１×ｓｉｎ（２π×ｆ１×ｔ＋ｐ１）
＋ａ２×ｓｉｎ（２π×ｆ２×ｔ＋ｐ１）                      （８）
また、同相・直交成分変調信号発生部４１１は、直交成分変調信号Ｑ（ｔ）として、次の式（９）で表わされる信号を形成する。
Ｑ（ｔ）＝ａ１×ｓｉｎ（２π×ｆ１×ｔ＋ｐ２）
＋ａ２×ｓｉｎ（２π×ｆ２×ｔ＋ｐ２）                      （９）
なお、位相角ｐ１及び位相角ｐ２は、それらの値の差が９０度である値を有する。
【００５８】
図１１は、本実施の形態の極座標成分変調信号発生部４１０の動作を説明するための特性図である。図１１は、同相成分変調信号Ｉ（ｔ）及び直交成分変調信号Ｑ（ｔ）を示したグラフである。図１１では、周波数ｆ１と周波数ｆ２との比が７：９、振幅ａ１と振幅ａ２との比が２：１である場合を示している。図１１Ａは、横軸に時間［μＳ］を表わし、縦軸にＩ（ｔ）及びＱ（ｔ）の電圧を表わし、Ｉ（ｔ）及びＱ（ｔ）の時間波形を示している。また、図１１Ｂは、横軸にＩ（ｔ）の電圧（Ｖ）を表わし、縦軸にＱ（ｔ）の電圧（Ｖ）を表わし、Ｉ（ｔ）とＱ（ｔ）とから描かれるコンスタレーションを示している。
【００５９】
振幅成分変調信号ａ（ｔ）は、図１１Ｂのコンスタレーションにおける、原点と座標（Ｉ（ｔ），Ｑ（ｔ））との間の距離に相当する。図１１Ｂでは、座標（Ｉ（ｔ），Ｑ（ｔ））の軌跡が原点より遠ざかったり原点に近づいたりすることから、振幅成分変調信号ａ（ｔ）は時間と共に値が大きく変化することがわかる。つまり、増幅部１０５の出力信号であるベクトル変調波の包絡線レベルが大きく変化することになる。
【００６０】
高周波増幅器では包絡線レベルの異なる信号を出力させようとする場合に、その通過特性が異なる場合がある。一般的に、包絡線レベルに応じて変化する利得特性をＡＭ−ＡＭ特性、包絡線レベルに応じて変化する位相特性をＡＭ−ＰＭ特性と呼ぶ。また、通常は、送信装置によって情報を伝送しようとする場合の送信データ信号はランダム性を有し、そのような動作条件下では、送信装置の出力信号であるベクトル変調波もランダムに振る舞い、包絡線レベルが大きく変化する。
【００６１】
本実施の形態の送信装置４００では、極座標成分変調信号発生部４１０が出力する振幅成分変調信号ａ（ｔ）の値が時間と共に大きく変化するため、増幅部１０５から出力されるベクトル変調波の包絡線レベルも大きく変化し、送信装置の通常の動作条件下に近い振る舞いを示す。したがって、増幅部１０５がＡＭ−ＡＭ特性やＡＭ−ＰＭ特性のような通過特性を有しても、増幅部１０５には送信装置の通常の動作条件下に近い通過特性が維持される。その結果、増幅部１０５から出力されるベクトル変調波に生じる歪みも、送信装置の通常動作の条件下で生じるものに近い歪みとして観測される。これにより、通常の送信動作時（データ送信時）に生じる歪みに近い信号に基づいて、遅延時間調整を行うこと
ができるようになるので、通常の送信動作時においても遅延時間調整の精度が維持されるように、振幅成分と位相成分との時間調整を一段と良好に行うことができるようになる。この結果、データ送信時に一段と歪みの少ないベクトル変調波を得ることができる。
【００６２】
図１２は、本実施の形態の送信装置４００の同期復調部１０７の動作を説明するための特性図である。具体的には、図１２は、同期復調部１０７の出力信号である同期復調信号の周波数スペクトラムを示したグラフである。図１２Ａに示すように、振幅成分と位相成分が増幅部１０５へ到達する経路において遅延時間に差がないと歪み成分は生じないが、図１２Ｂに示すように、振幅成分変調信号と位相変調波が増幅部１０５へ到達する経路において遅延時間に差があると歪み成分を生じる。この歪みの周波数成分の値は、正弦波発生部４０１が発生する正弦波の周波数ｆ１をｎ倍した値と正弦波発生部４０２が発生する正弦波の周波数ｆ２を（ｎ＋１）倍した値との和で表される値となる。なお、ｆ１とｆ２の大小関係は、特に限定されない。
【００６３】
帯域濾波部４１２は、周波数ｆ１をｎ倍した値と周波数ｆ２を（ｎ＋１）倍した値との和で表される周波数ｆ３である周波数成分の信号を抽出する。このとき、ｎの値は１以上の整数である値のうちのいずれか一つの値を有すればよい。
【００６４】
このように、本実施の形態の送信装置４００においては、同相・直交成分変調信号発生部４１１によって、同相成分変調信号として、第１の周波数ｆ１でかつ第１の位相角ｐ１を有する第１の正弦波信号と、第２の周波数ｆ２でかつ第１の位相角ｐ１を有する第２の正弦波信号とを加算した信号を形成すると共に、直交成分変調信号として、第１の周波数ｆ１と同じ周波数でかつ第１の位相角ｐ１との差が９０度の奇数倍の第２の位相角ｐ２を有する第３の正弦波信号と、第２の周波数ｆ２と同じ周波数でかつ第２の位相角ｐ２を有する第４の正弦波信号とを加算した信号を形成し、帯域濾波部４１２によって、第１の周波数ｆ１をｎ倍（ｎは１以上の整数）した値と第２の周波数ｆ２を（ｎ＋１）倍した値との和で表される第３の周波数ｆ３である周波数成分の信号を抽出するようにしたことにより、変調波の歪みを精度よく検出して十分に小さいレベルまで低減することができる。
【００６５】
加えて、実施の形態２と比較して、通常の送信動作時（データ送信時）に生じる歪みに近い信号に基づいて、遅延時間調整を行うことができるようになるので、通常の送信動作時においても遅延時間調整の精度が維持されるように、振幅成分と位相成分との時間調整を一段と良好に行うことができるようになる。この結果、データ送信時に一段と歪みの少ないベクトル変調波を得ることができる。
【００６６】
なお、実施の形態３の説明では、同相・直交成分変調信号発生部４１１を、正弦波発生部、移相部、及び加算部有する構成としたが、必ずしも、正弦波発生部、移相部、及び加算部によって構成する必要はない。同相・直交成分変調信号発生部は、正弦波発生部、移相部、及び加算部が設けられていなくても、正弦波の移相と加算である式（８）、式（９）で表されるような同相成分変調信号及び直交成分変調信号を形成することができる構成であれば、どのような構成を採用しても同様の効果を得ることができる。
【００６７】
（実施の形態４）
図４との対応部分に同一符号を付して示す図１３に、本実施の形態の送信装置の構成を示す。本実施の形態の送信装置５００が、図１に示す実施の形態１の送信装置１００と異なるところは、同期復調部１０７が省略されていることと、帯域濾波部５０１及び制御部５０２の構成が帯域濾波部１０８及び制御部１０９と異なる点である。
【００６８】
つまり、実施の形態１の送信装置１００においては、ＲＦ帯のベクトル変調波を同期復調部１０７によってベースバンドへ周波数変換した後に、帯域濾波部１０８によって同期
復調信号からベクトル変調波の歪み成分を抽出し、制御部１０９が帯域濾波部１０８によって抽出された歪み成分の信号を参照して歪み成分の信号レベルを小さくするように遅延時間調整部１０３を制御する場合について説明した。
【００６９】
これに対して、本実施の形態の送信装置５００は、ＲＦ帯のベクトル変調波を帯域濾波部５０１に直接入力し、帯域濾波部５０１によってベクトル変調波の歪み成分を直接抽出し、制御部５０２が帯域濾波部５０２によって抽出された歪み成分の信号を参照して歪み成分の信号レベルを小さくするように遅延時間調整部１０３を制御する。
【００７０】
ここで、帯域濾波部５０１は、ＲＦ帯のベクトル変調波のうち、搬送波周波数近傍の周波数を通過させる高周波バンドパスフィルタで構成されている。具体的には、例えば図２Ｂに示すようなＲＦ帯のベクトル変調波を入力した場合、帯域濾波部５０１は、１．９３５ＧＨｚ〜１．９４５ＧＨｚまたは１．９５５ＧＨｚ〜１．９６５ＧＨｚ（すなわち搬送波周波数である１．９５ＧＨｚ近傍の周波数）を通過させる。つまり、帯域濾波部５０１は、増幅部１０５へ到達する経路において遅延時間に差があった場合にベクトル変調波の歪みが周波数スペクトラムの広がりとして現れる部分の周波数成分を通過させる。
【００７１】
制御部５０２は、帯域濾波部５０１から入力されたベクトル変調波の周波数スペクトラムの広がりを観測し、周波数スペクトラムの広がりが小さくなるように遅延時間調整部１０３を調整する。すなわち、図２Ｂのようなベクトル変調波が、図２Ａのようなベクトル変調波となるように、遅延時間調整部１０３を調整する。
【００７２】
このように、本実施の形態における送信装置５００においては、増幅部１０５によって形成されたベクトル変調波の特定の周波数成分の信号を抽出する帯域濾波部５０１と、帯域濾波部５０１によって抽出されたベクトル変調波の周波数スペクトラムの広がりが小さくなるように遅延時間調整部１０３を制御する制御部５０２とを設けたことにより、ベクトル変調波から振幅成分と位相成分を分けて抽出することをせずに、ベクトル変調波の歪みを十分に小さいレベルにまで低減することができるようになる。
【００７３】
（実施の形態５）
図６との対応部分に同一符号を付して示す図１４に、本実施の形態の送信装置の構成を示す。本実施の形態の送信装置６００が、図６に示す実施の形態２の送信装置３００と異なるところは、同期復調部１０７が省略されていることと、帯域濾波部６０１及び制御部６０２の構成が帯域濾波部１０８及び制御部１０９と異なる点である。
【００７４】
先ず、構成を詳しく説明する前に、本実施の形態に至った着目点を述べる。図１５は、増幅部１０５の出力信号であるベクトル変調波の周波数スペクトラムを示した特性図である。横軸は、ベクトル変調波と搬送波周波数（中心周波数）との差を表しており、０ＭＨｚが搬送波周波数に相当する。振幅成分変調信号と位相変調波が増幅部１０５に到達する経路において遅延時間に差がないと、図１５Ａに示すように、搬送波周波数との差が１ＭＨｚの成分のみが現れ、歪み成分は生じない。しかし、振幅成分変調信号と位相変調波が増幅部１０５に到達する経路において遅延時間に差があると、図１５Ｂに示すように、搬送波周波数との差が、正弦波発生部３０１が発生する正弦波の周波数１ＭＨｚに対して、３ＭＨｚ、５ＭＨｚ、７ＭＨｚで歪み成分が現れる。つまり、この歪みの周波数成分の値の搬送波周波数との差は、正弦波発生部３０１が発生する正弦波の周波数ｆ１に対して、３以上の奇数倍の値を有している。
【００７５】
このような考察の下、送信装置６００の帯域濾波部６０１は、搬送波周波数との差が、周波数ｆ１（正弦波発生部３０１が発生する正弦波の周波数）をｎ倍した値で表されるｆ２である周波数成分の信号を抽出するように構成されている。ここでｎの値は、３以上の
奇数である値のうちのいずれか一つの値である。実際上、帯域濾波部６０１は、増幅部１０５から出力されたベクトル変調波に生じた歪みの周波数成分のうちのいずれか一つである、搬送波周波数との差がｆ２の成分を抽出し、他の歪み成分や搬送波周波数との差がｆ１の信号成分を抑圧する、帯域通過フィルタで構成すればよい。ここで、他の歪み成分や搬送波周波数との差がｆ１の信号成分は、搬送波周波数との差がｆ２の成分から離れた周波数に存在するため、十分低いレベルまで抑圧することができる。したがって、帯域濾波部６０１は、搬送波周波数との差がｆ２の歪み成分のみを精度良く抽出することが可能である。なお、搬送波周波数とｆ２の大小関係は、特に限定されるものではない。
【００７６】
制御部６０２は、帯域濾波部６０１から入力された搬送波周波数との差がｆ２の成分を観測し、当該ｆ２の成分のレベルが小さくなるように遅延時間調整部１０３を調整する。
【００７７】
このように、本実施の形態における送信装置６００においては、同相成分変調信号として、第１の周波数ｆ１でかつ第１の位相角ｐ１を有する第１の正弦波信号を形成すると共に、直交成分変調信号として、第１の周波数ｆ１と同じ周波数でかつ第１の位相角ｐ１との差が９０度の整数倍でない第２の位相角ｐ２を有する第２の正弦波信号を形成する同相・直交成分変調信号発生部３１１と、増幅部１０５によって形成されたベクトル変調波のうち、搬送波周波数との差が、周波数ｆ１（正弦波発生部３０１が発生する正弦波の周波数）をｎ（３以上の奇数である値のうちのいずれか一つの値）倍した値で表されるｆ２である周波数成分の信号を抽出する帯域濾波部６０１と、帯域濾波部６０１によって抽出された搬送波周波数との差がｆ２の成分を観測し、当該ｆ２の成分のレベルが小さくなるように遅延時間調整部１０３を調整する制御部６０２とを設けたことにより、ベクトル変調波から振幅成分と位相成分を分けて抽出することをせずに、ベクトル変調波の歪みを十分に小さいレベルにまで低減することができるようになる。
【００７８】
（実施の形態６）
図１０との対応部分に同一符号を付して示す図１６に、本実施の形態の送信装置の構成を示す。本実施の形態の送信装置７００が、図１０に示す実施の形態３の送信装置４００と異なるところは、同期復調部１０７が省略されていることと、帯域濾波部７０１及び制御部７０２の構成が帯域濾波部１０８及び制御部１０９と異なる点である。
【００７９】
先ず、構成を詳しく説明する前に、本実施の形態に至った着目点を述べる。図１７は、増幅部１０５の出力信号であるベクトル変調波の周波数スペクトラムを示した特性図である。横軸は、ベクトル変調波と搬送波周波数（中心周波数）との差を表しており、０ＭＨｚが搬送波周波数に相当する。振幅成分変調信号と位相変調波が増幅部１０５に到達する経路において遅延時間に差がないと、図１７Ａに示すように歪み成分は生じないが、振幅成分変調信号と位相変調波が増幅部１０５に到達する経路において遅延時間に差があると、図１７Ｂに示すように歪み成分が現れる。この歪みの周波数成分の値は、搬送波周波数との差が、正弦波発生部４０１が発生する正弦波の周波数ｆ１をｎ倍した値と正弦波発生部４０２が発生する周波数ｆ２を（ｎ＋１）倍した和で表される値である。ここでｎは、１以上の整数である。
【００８０】
このような考察の下、送信装置７００の帯域濾波部７０１は、搬送波周波数との差が、周波数ｆ１（正弦波発生部４０１が発生する正弦波の周波数）をｎ倍した値と周波数ｆ２（正弦波発生部４０２が発生する正弦波の周波数）を（ｎ＋１）倍した値との和で表される周波数ｆ３の周波数成分の信号を抽出するように構成されている。但し、ｎの値は、１以上の整数のうちいずれか一つの値である。なお、ｆ１とｆ２の大小関係、搬送波周波数とｆ３の大小関係は、特に限定されるものではない。
【００８１】
制御部７０２は、帯域濾波部７０１から入力された周波数ｆ３の周波数成分を観測し、
当該ｆ３の成分のレベルが小さくなるように遅延時間調整部１０３を調整する。
【００８２】
このように、本実施の形態における送信装置７００においては、同相成分変調信号として、第１の周波数ｆ１でかつ第１の位相角ｐ１を有する第１の正弦波信号と、第２の周波数ｆ２でかつ第１の位相角ｐ１を有する第２の正弦波信号とを加算した信号を形成すると共に、直交成分変調信号として、第１の周波数ｆ１と同じ周波数でかつ第１の位相角ｐ１との差が９０度の奇数倍の第２の位相角ｐ２を有する第３の正弦波信号と、第２の周波数ｆ２と同じ周波数でかつ第２の位相角ｐ２を有する第４の正弦波信号とを加算した信号を形成する同相・直交成分変調信号発生部４１１と、増幅部１０５によって形成されたベクトル変調波のうち、搬送波周波数との差が、周波数ｆ１をｎ（ｎは１以上の整数）倍した値と周波数ｆ２を（ｎ＋１）倍した値との和で表される周波数ｆ３の周波数成分の信号を抽出する帯域濾波部７０１と、帯域濾波部７０１によって抽出された周波数ｆ３の成分を観測し、当該ｆ３の成分のレベルが小さくなるように遅延時間調整部１０３を調整する制御部７０２とを設けたことにより、ベクトル変調波から振幅成分と位相成分を分けて抽出することをせずに、ベクトル変調波の歪みを十分に小さいレベルにまで低減することができるようになる。
【００８３】
また、上述した各実施形態の送信装置は、通信機器や移動無線機に搭載することができる。このようにすれば、送信装置において振幅成分変調信号と位相成分変調信号との遅延時間差を適正に補正することができるので、この送信装置を搭載した通信機器や移動無線機は、歪成分の少ない高品質信号を送信可能な機器を提供することが可能となる。
【００８４】
本明細書は、２００５年３月２２日出願の特願２００５−８１７１７に基づく。その内容は、全てここに含めておく。
【産業上の利用可能性】
【００８５】
本発明の送信装置は、振幅成分と位相成分とを合成したベクトル変調波の歪みを十分に小さくすることができ、通信機器や移動無線機などに広く適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００８６】
【図１】従来のＥＥＲ送信装置の構成例を示すブロック図
【図２】ベクトル変調波Ｓｒｆ（ｔ）の周波数スペクトラムを示す特性図であり、図２Ａは遅延時間に差がない場合の周波数スペクトラムを示す特性図、図２Ｂは遅延時間に差がある場合の周波数スペクトラムを示す特性図
【図３】ベクトル変調波の歪みを改善する従来のＥＥＲ送信装置の構成を示すブロック図
【図４】本発明の実施の形態１に係る送信装置の構成を示すブロック図
【図５】図４の送信装置における同期復調部から出力される同期復調信号の周波数スペクトラムを示す特性図
【図６】本発明の実施の形態２に係る送信装置の構成を示すブロック図
【図７】図６の極座標成分変調信号発生部３１０の動作を説明するための比較例であり、図７Ａは位相角の差が９０度の場合のＩ（ｔ）及びＱ（ｔ）の時間波形を示す図、図７Ｂは位相角の差が９０度の場合のＩ（ｔ）とＱ（ｔ）とによって描かれるコンスタレーションを示す図
【図８】図６の極座標成分変調信号発生部３１０の動作を説明するための特性図であり、図８Ａは位相角の差が９０度の整数倍でない場合（６０度の場合）のＩ（ｔ）及びＱ（ｔ）の時間波形を示す図、図８Ｂは位相角の差が９０度の整数倍でない場合（６０度の場合）のＩ（ｔ）とＱ（ｔ）とによって描かれるコンスタレーションを示す図
【図９】同期復調信号の周波数スペクトラムを示す特性図であり、図９Ａは遅延時間に差がない場合の周波数スペクトラムを示す図、図９Ｂは遅延時間に差がある場合の周波数スペクトラムを示す図
【図１０】本発明の実施の形態３に係る送信装置の構成を示すブロック図
【図１１】図１０の正弦波発生部４０１、４０２、移相部４０３、４０４及び加算部４０５、４０６の動作を説明するための特性図であり、図１１Ａは周波数ｆ１と周波数ｆ２との比が７：９、振幅ａ１と振幅ａ２との比が２：１である場合のＩ（ｔ）及びＱ（ｔ）の時間波形を示す図、図１１Ｂは周波数ｆ１と周波数ｆ２との比が７：９、振幅ａ１と振幅ａ２との比が２：１である場合のＩ（ｔ）とＱ（ｔ）とによって描かれるコンスタレーションを示す図
【図１２】同期復調信号の周波数スペクトラムを示す特性図であり、図１２Ａは遅延時間に差がない場合の周波数スペクトラムを示す図、図１２Ｂは遅延時間に差がある場合の周波数スペクトラムを示す図
【図１３】本発明の実施の形態４に係る送信装置の構成を示すブロック図
【図１４】本発明の実施の形態５に係る送信装置の構成を示すブロック図
【図１５】実施の形態５における増幅部１０５の出力信号であるベクトル変調波の周波数スペクトラムを示す特性図であり、図１５Ａは遅延時間に差がない場合の周波数スペクトラムを示す図、図１５Ｂは遅延時間に差がある場合の周波数スペクトラムを示す図
【図１６】本発明の実施の形態６に係る送信装置の構成を示すブロック図
【図１７】実施の形態６における増幅部１０５の出力信号であるベクトル変調波の周波数スペクトラムを示す特性図であり、図１７Ａは遅延時間に差がない場合の周波数スペクトラムを示す図、図１７Ｂは遅延時間に差がある場合の周波数スペクトラムを示す図
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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