(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
周波数領域係数としてＮ個のデジタル出力値を受信する逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）回路（１４）と、
時間領域信号を受信し、入力値としてＮ個のデジタル周波数領域係数を出力する高速フーリエ変換（ＦＦＴ）回路（１８）と、
前記逆高速フーリエ変換回路及び前記高速フーリエ変換回路を加入者回線（１０）と結合する回線インタフェース（１６）と、
Ｎ個の出力値に対応する前記時間領域信号の一部であるシンボルについて、各シンボルの端に周期サフィックス（ＣＳ）を挿入する回路（２６）と
を含むデジタル加入者回線伝送システムにおいて、
前記各入力値から、それぞれの一定の倍率（ｋ）によって乗算されたそれぞれの前記出力値を減算するために設けられたエコーキャンセラを含み、
前記エコーキャンセラは周波数領域でのみ動作し、
前記倍率は、通常、通信フェーズ中は一定に維持される、
ことを特徴とするデジタル加入者回線伝送システム。
【請求項２】
前記エコーキャンセラは、各周波数領域係数に対して零以外の値を送信し、前記対応する入力値を除去するために前記それぞれの倍率を調整するために設けられた調整手段（３４）を含むことを特徴とする請求項１に記載のシステム。
【請求項３】
前記出力値のシリアル出力データストリーム（Ｄout）を変換するシリアル−パラレルコンバータ（１２）と、シリアル入力データストリーム（Ｄin）の前記入力値を変換するパラレル−シリアルコンバータ（２０）とを含んでおり、前記エコーキャンセラは、１つの乗算器（３０）とシリアルデータストリーム上で作用する１つの加算器（３２）とを含むことを特徴とする請求項１に記載のシステム。
【請求項４】
エラー訂正システムを含んでおり、前記調整手段（３４）は、対応する前記入力値内に存在する繰り返しエラー数を減少するために、各倍率を変更するために設けられることを特徴とする請求項２に記載のシステム。
【請求項５】
加入者回線の束の一方の端を制御する幾つかのモデムの少なくとも１つについて、前記エコーキャンセラは、各入力値から、それぞれの倍率によって乗算された、他のモデムのそれぞれの出力値を減算するために設けられることを特徴とする請求項１に記載のシステム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、デジタル加入者回線（ＤＳＬ）伝送システムに関し、特に、ツイストペア電話回線で高速通信を可能にするものである。詳細には、本発明は、同一サブキャリア周波数で双方向通信を可能にしようとする離散的マルチトーン（ＤＭＴ）システムにおけるエコーキャンセラに関する。
【０００２】
【従来の技術】
概略的に表された図１は、電話回線１０の一方の端にあるＤＳＬ伝送システムを表している。出力デジタルデータＤoutのシリアルストリームは、Ｎ個の複数ビット値を取り出すシリアル−パラレルコンバータ１２に入力される。その各ビットは、周波数領域係数又は振幅に対応する。これら周波数領域係数は、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）回路１４に入力される。その回路１４は、Ｎ個の係数の各群に対して時間領域シンボルを発生させる。従って、シンボルは、異なる周波数のＮ個の正弦波サブキャリアの和となる。各サブキャリアの振幅は、ＩＦＦＴ回路によって受信された、対応する周波数領域係数によって決定される。
【０００３】
各シンボルは、ハイブリッド回線インタフェース１６を介して電話回線１０に伝送される。回線インタフェース１６はまた、回線１０からの入力シンボルも受信する。これら入力シンボルは高速フーリエ変換（ＦＦＴ）回路１８へ入力され、その回路１８は各受信シンボルのＮ個の周波数領域係数を取り出す。これら周波数領域係数は、パラレル−シリアルコンバータ２０を介して入力シリアルデータストリームＤinに編成される。
【０００４】
同一の構成が、回線１０の他方の端に設けられる。
【０００５】
図２は、このようなシステムにおいて、回線１０で伝送される信号のスペクトルを説明する。電話回線の帯域幅はＮ個のチャネルに細分され、各チャネルは、ＩＦＦＴ及びＦＦＴ回路によって処理される、１つの周波数領域係数に対応する。実際に、Ｎ＝２０４８チャネルがあり、その各々は５ｋＨｚの帯域幅を有する。第１の周波数領域係数は１１ビット幅にすることができ、従って時間領域において２０４８個の異なる振幅／位相に対応する。電話回線の高域周波数の減衰により、最後の周波数領域係数は２ビット幅しかない。
【０００６】
図２でスペクトルの始点に表されるギャップは、「普通の旧電話サービス(plain old telephone services)」（ＰＯＴＳ）のために確保されている。
【０００７】
図３は、シンボル内で伝送される１つのサブキャリアｆ１のスペクトルを表している。このスペクトルは、シンボルの長さが制限されているために、ｆ１で離散的な値とならない。例えば、スペクトルはsin(x)/x (sinc)関数の形状を有する。近くのチャネルに対するこのスペクトルのローブの干渉を避けるために、サブキャリアは「直交」となるように選択される。これは、図示されるように、各サブキャリアがsinc関数の零交差にあるように、サブキャリア間の間隔が選択されることを意味する。sinc関数は、一定のシンボル幅にのみ依存し、従って一定の擬似周期を有し、その全てが同一周波数で零値を有する。
【０００８】
理想的には、このような伝送システムは、各チャネルが同時双方向伝送、即ち全二重で用いられることを可能にする。しかし、実際にこれは、近端エコーの問題のために非常に難しい。実際に、ハイブリッド回線インターフェース１６は、ＦＦＴ回路１８への入力信号に、出力信号の一部を常に加えることになる。入力信号が一般に減衰されるために、この近端エコーは、入力信号を利用できなくしてしまう。いくつかの解決策が、この問題を回避するために工夫されている。
【０００９】
第１の一般的な解決策は、一方向通信用だけのチャネルを用いることからなる。それにより、理論的には、出力シンボルの近端エコーが、入力信号では利用されないチャネル内に発生する。実際には、以下の例のように、この解決策を実現するには、難しさがある。
【００１０】
図４は、回線１０における出力シンボルＳ1、Ｓ2、・・・のストリームと、入力シンボルＳ'1、Ｓ'2、・・・のストリームとを表している。説明を明確にするために、入力シンボルは１つのサブキャリアｆ2だけを伝送し、出力シンボルは１つのサブキャリアｆ1だけを伝送し、サブキャリアｆ1及びｆ2は近接していることを想定している。図示されるように、入力及び出力シンボルは、同期しておらず、位相シフトは、電話回線１０の特性に本質的に依存する。ＦＦＴ回路１８は、破線によって表されたように、入力シンボルにサンプリングを同期させる。各入力シンボルがＦＦＴ回路１８によってサンプルされる間、出力信号のエコーもサンプルされる。
【００１１】
入力及び出力シンボルの間の位相シフトのために、出力シンボル間の遷移は、エコー内でサンプルされることになる。このような遷移は、不連続(discontinuities)となり、周波数領域で広域のスペクトルを有する。これは、サブキャリアｆ2として図３に破線で表されている。この広いスペクトルは、近くのチャネルの全てに悪影響を及ぼす。
【００１２】
図５は、近端エコーの広域スペクトルの影響を避けるための従来の解決策を説明する。この解決策は、例えば非対称ＤＳＬシステム（ＡＤＳＬ）で実現されている。この解決策は、一つの方向の通信、例えば出力に対して第１のチャネルを用い、他方向の通信、例えば入力に対して残りの全てのチャネルを用いることからなる。ＡＤＳＬシステムにおいて、入力帯域幅は出力帯域幅よりも大きく、それによって多くのチャネルが、出力通信よりも入力通信に用いられる。
【００１３】
図５において、サブキャリアｆ1及びｆ2はそれぞれ、出力通信に対して最後に用いられ、入力通信に対して最初に用いられる。前述されたエコーの問題は、ｆ1及びｆ2の周囲のチャネルで発生する。それらを避けるために、入力信号がハイパスフィルタされ、一方で出力信号がローパスフィルタされる。両方のフィルタは、周波数ｆ１及びｆ２の間で急傾斜を有する。
【００１４】
欧州特許出願０４９８３６９は、各チャネルの全二重通信を可能にするＤＳＬシステムを開示している。従って、この解決策は、入力信号内の出力信号のエコーを除去するために近端エコーキャンセラを用いる。
【００１５】
図６は、このエコーキャンセラを概略的に表している。ＩＦＦＴ回路１４の出力は、エコーエミュレータ２２に入力される。そのエミュレータ２２の出力を、ＦＦＴ回路１８で処理される前に、回線インタフェース１６からの入力信号から減算する。エコーエミュレータ２２は、時間領域の畳み込みを行うタップ付き遅延回線である。それは、回線インタフェース１６の動作を再現しようとする。この回線インタフェース１６の動作は複雑であり、多くの可変パラメータに依存する。エコーエミュレータ２２は、制御回路２４によって動作状態に従って調整される。その制御回路２４は、ＩＦＦＴ回路１４へ入力される周波数領域係数と、ＦＦＴ回路１８から出力された周波数領域係数とを分析する。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
この解決策は、特に複雑であり、その効率は常に近似値で動作するエコーエミュレーションの品質に依存する。
【００１７】
本発明の目的は、特に簡単な構成であるにも関わらず信頼性の高いエコー除去を有するＤＳＬ伝送システムを提供することである。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
この目的は、周波数領域係数としてＮ個のデジタル出力値を受信する逆高速フーリエ変換回路と、時間領域信号を受信し、入力値としてＮ個のデジタル周波数領域係数を出力する高速フーリエ変換回路と、ＩＦＦＴ及びＦＦＴ回路を加入者回線と結合する回線インタフェースと、Ｎ個の出力値に対応する前記時間領域信号の一部であるシンボルについて、各シンボルの端に周期サフィックス(cyclic suffix)を挿入する回路とを含むデジタル加入者回線伝送システムにおいて、各入力値から、それぞれの一定の倍率（ｋ）によって乗算されたそれぞれの出力値を減算するために設けられたエコーキャンセラを含むデジタル加入者回線伝送システムによって達成される。
【００１９】
本発明の一実施形態によれば、エコーキャンセラは、各周波数領域係数に対して零以外の値を送信し、対応する入力値を除去するためにそれぞれの倍率を調整するために設けられた調整手段を含む。
【００２０】
本発明の一実施形態によれば、出力値のシリアル出力データストリームを変換するシリアル−パラレルコンバータと、シリアル入力データストリームの入力値を変換するパラレル−シリアルコンバータとを含んでおり、エコーキャンセラは、１つの乗算器とシリアルデータストリーム上で作用する１つの加算器とを含む。
【００２１】
本発明の一実施形態によれば、エラー訂正システムを含んでおり、調整手段は、対応する入力値内に存在する繰り返しエラー数を減少するために、各倍率を変更するために設けられる。
【００２２】
本発明の一実施形態によれば、加入者回線の束の一方の端を制御する幾つかのモデムの少なくとも１つについて、エコーキャンセラは、各入力値から、それぞれの倍率によって乗算された、他のモデムのそれぞれの出力値を減算するために設けられる。
【００２３】
本発明のこれら目的、特徴、様相及び効果は、添付図面を参照した何ら限定しない、以下の実施の形態の記載から明らかとなる。
【００２４】
【発明の実施の形態】
本発明は、ＰＣＴ特許出願ＷＯ９７／０６６１９に開示された特定のＤＳＬシステムで用いられる原理を利用する。この特定のＤＳＬシステムは、各チャネルが１つの通信方向で用いられるタイプである。それは、各チャネルの通信方向を独立に選択することを可能にする。このシステムの目的は、チャネルの通信方向を便宜的に選択することによって、種々の通信システムを用いる幾つかの電話回線を束ねたケーブル内で生じる近端漏話を除去するものである。
【００２５】
図７は、前述したＤＳＬシステム内で用いられる原理を説明している。先に述べたように、２つの隣接するチャネルが異なる方向の通信に用いられたならば、一方のチャネルの出力信号は、広域スペクトルエコーを生じ、他方のチャネルの入力信号に悪影響を及ぼす。入力シンボルがサンプルされると同時に、２つの出力シンボルの間の遷移を含む不連続エコーもサンプルされるために、この広域スペクトルエコーを発生する。
【００２６】
図７において、これを回避するために、各シンボルは、入力シンボル及び出力シンボル間の位相シフトよりも長い周期サフィックスＣＳによって伸長される。この周期サフィックスは、対応するシンボルの先頭(first)のわずかな部分(fraction)の簡単なコピーである。［ここで述べた周期サフィックスは、欧州特許出願０４９８３６９で述べられた「周期プレフィックス」と誤解してはならない。周期プレフィックスは、シンボルの前に置かれた各シンボルの端部分(end-portion)に対応する。周期プレフィックスは、回線の過度伝搬(propagation transients)が減衰(decay)する間の、ガード周期を提供することによって遠端の受信機でのシンボル間干渉を除去することを意図している］。
【００２７】
図示されたように、入力シンボルは、周期サフィックスＣＳの外側でサンプルされる。この方法において、システムは、周期サフィックスＣＳの一部に続く各出力信号の一部のエコーをサンプルし、２つのシンボル間の遷移は見ない。シンボルとその周期サフィックスとの間の遷移は、高速フーリエ変換によって不連続として見えない。即ち、シンボル内で伝送される各サブキャリアは、周期サフィックス内で同じ振幅で連続である。その結果、サンプルされたエコーの各サブキャリアは、直交を維持し、即ち破線で表された広域スペクトルでなく、図３の連続線で表されたsinc形状スペクトルを有する。
【００２８】
本質的な本発明の特徴は、前述された周期サフィックスを用いることによって、非常に簡単な方法で周波数領域のエコーを効率良く除去することを可能にすることにある。実際に、ＦＦＴによって出力された各周波数領域係数は、「純粋」な係数となる。即ち、それは、入力シンボル及びエコーの対応するサブキャリアを反映するだけとなり、近傍のサブキャリアの不連続によって注入された浮遊周波数成分ではない。それゆえ、周波数領域のエコーを除去するために、対応する入力周波数領域係数から各出力周波数領域係数を減算することで十分である。結局、回線インタフェース１６の伝達関数を反映する一定の倍率を印加する。
【００２９】
効率の良いエコーキャンセラを達成することによって、各チャネルは、通信回線のスループットを通常の２倍とする全二重モードで使用される。各チャネルが全二重モードで使用されるならば、前述のＰＣＴ特許出願ＷＯ９７／０６６１９の目的はもはや得られない。即ち、チャネルの伝送方向を適切に選択することによって、近端漏話を除去することはもはや可能ではない。しかし、全二重モードの各チャネルを用いることによって得られる利得は、近端漏話による損失を大幅に補償することができる。更に、後述するように、本発明は、このような近端漏話を除去するためにも適用できる。
【００３０】
図８は、本発明によるエコーキャンセラの第１の実施形態を表す。図２に表されたものと同一要素は、同一参照符号で示される。前述した周期サフィックスは、ＩＦＦＴ回路１４及び回線インタフェース１６の間に設けられた回路２６によって挿入される。回路２６は、デジタル信号で通常動作する。これら信号は、回線インタフェース１６に入力される前に、アナログに変換される。
【００３１】
前述したように、ＩＦＦＴ回路１４へ入力される各成分は、３０で、それぞれの倍率ｋによって乗算され、次に３２で、ＦＦＴ回路１８から出力されたそれぞれの周波数成分から減算される。
【００３２】
倍率ｋは通常一定であり、特定の装置、特に回線インタフェース１６に依存する。これら倍率は、初期フェーズ中に係数を決定する計算回路３４によって出力される。このような初期フェーズは、任意のデータが回線１０で受信される前に、ＩＦＦＴ回路１４の入力の各々に零以外の値を入力し、ＦＦＴ回路１８の各出力で減算された後で零の値が得られるように倍率ｋを調整することからなる。ＦＦＴ回路１８の各出力がそのそれぞれの倍率だけによって影響を及ぼされるために、この調整フェーズは特に簡単である。
【００３３】
図８は、本発明の原理を明確に表わそうとしている。しかし、膨大な数の乗算器及び加算器を必要とする（各通信チャネルに対して１対）ために、効率の良い実現には対応しない。
【００３４】
図９は、１つの乗算器３０及び１つの加算器３２を用いる実際の実施形態を表す。エコーキャンセラは、シリアルデータストリームＤout及びＤin、シリアル−パラレルコンバータ１２のアップストリーム並びにパラレル−シリアルコンバータ２０のダウンストリームで動作するためにここに設けられる。倍率計算回路３４は、並列な全ての倍率ｋで出力する代わりに、データストリームと同期する１つの乗算器３０へそれらを次々に出力することになる。
【００３５】
通常、初期フェーズ中に決定された倍率係数は、以下の通信フェーズ中に一定に維持される。しかし、通信フェーズが十分に長いならば、システムは、例えば特に回線インタフェース１６の伝達関数を変更する温度変化にさらされる。この場合、倍率は再調整されなければならなくなる。
【００３６】
このような再調整は、初期フェーズを定期的に実行することで実現できる。
【００３７】
別の解決策としては、このような通信システムがエラー訂正コードを用いるので、特定の種類のエラーが繰り返し発生するならば、発生するエラーを分析し且つ倍率を再調整する。詳細には、例えば、所与のチャネルを介して入力値がシステム的に小さすぎるということをエラーが指示するならば、これは対応する倍率が大きすぎるので減らすべきであることを意味する。倍率は、このようなエラーが消滅するまで、又は少なくとももはやシステム的(systematic)ではなくなるまで徐々に減少される。
【００３８】
このようなダイナミックな倍率調整は、倍率がそのそれぞれのチャネルにしか関係しないために、更に簡単な構成となる。そして、チャネルエラーを発生するエラー訂正アルゴリズムから決定することは容易である。
【００３９】
前述したように、本発明はまた近端漏話を除去する。近端漏話が同じ束の加入者回線の間で発生することを再考してほしい。それは、一方の回線の出力信号と、束の同じ側で隣接する回線の入力信号との間の干渉である。本発明によれば、一方のモデムのＦＦＴ回路１８によって出力された各入力値から、束の同じ側の各モデムの各対応する出力値を減算する。シンボルが前述した周期サフィックスを有するので、束の異なる回線で伝送されるシンボルを、同期する必要はない。
【００４０】
例えば図９を再び参照して、一方のモデムの加算器３２は、同じモデムの出力値を受信し、それぞれの係数によって倍数にされた他方のモデムの出力値も受信する。倍率は、前述したように調整される。もちろん、加算器３２が作用するデジタルデータの流れは同期すべきであるが、これは通常の場合である。それは、同じ束の回線を制御するモデムが、通常、同じ回路基板又は背面にあるためである。
【００４１】
このような変更、修正及び改善は、この開示の一部でしようとするものであり、本発明の技術思想及び見地の中でしようとするものである。従って、前述の記載は、例であって限定しようとするものではない。本発明は、特許請求の範囲及びそれらの均等物に規定されるものにのみ限定される。
【図面の簡単な説明】
【図１】  従来のＤＳＬ伝送システムの概略図である。
【図２】  ＤＳＬシステムで用いられる幾つかのチャネルの電話回線帯域幅の細分の説明図である。
【図３】  サンプルされたサブキャリア及び近端エコーのスペクトルの説明図である。
【図４】  電話回線における入力シンボルと出力シンボルの説明図である。
【図５】  ＡＤＳＬ伝送方法の説明図である。
【図６】  ＤＳＬシステムで用いられる従来のエコーキャンセラの構成図である。
【図７】  本発明を実行するために用いられる特定のＤＳＬシステムにおける電話回線の入力シンボル及び出力シンボルの説明図である。
【図８】  本発明によるエコーキャンセラの第１の実施形態の構成図である。
【図９】  本発明によるエコーキャンセラの第２の実施形態の構成図である。
【符号の説明】
１０  電話回線
１２  シリアル−パラレルコンバータ
１４  逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）回路
１６  ハイブリッド回線インタフェース
１８  高速フーリエ変換（ＦＦＴ）回路
２０  パラレル−シリアルコンバータ
２２  エコーエミュレータ
２４  制御回路
２６  周期サフィックス挿入回路
３０  乗算器
３２  加算器
３４  倍率計算回路
【図１】
0004841713.tif 000002
【図２】
0004841713.tif 000003
【図３】
0004841713.tif 000004
【図４】
0004841713.tif 000005
【図５】
0004841713.tif 000006
【図６】
0004841713.tif 000007
【図７】
0004841713.tif 000008
【図８】
0004841713.tif 000009
【図９】
0004841713.tif 000010