(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
３相電圧指令信号をキャリア信号によってパルス幅変調するＰＷＭ制御部と、
パルス幅変調されたゲート信号により駆動される電力変換器と、
前記電力変換器の直流母線電流を検出する電流検出手段を備えた電力変換器システムにおいて、
前記３相電圧指令信号のうち大きさが中間である相のスイッチ素子を駆動するゲート信号が、オンまたはオフに変化するタイミングを直流母線電流検出の基準時点とした場合に、
前記基準時点から所定時間Ｔ１だけ前の時点でサンプリングした直流母線電流を第１の直流電流値ＩＤＣ１とし、
前記基準時点から所定時間Ｔ２だけ後の時点でサンプリングした直流母線電流を第２の直流電流値ＩＤＣ２とし、
前記３相電圧指令信号のうち大きさが最大である相の電流検出値は、前記キャリア信号の増加期間におけるＩＤＣ２と、前記キャリア信号の減少期間におけるＩＤＣ１を交互に用いて演算され、
前記３相電圧指令信号のうち大きさが最小である相の電流検出値は、前記キャリア信号の増加期間におけるＩＤＣ１と、前記キャリア信号の減少期間におけるＩＤＣ２を交互に用いて演算され、
前記キャリア信号の増加期間におけるＩＤＣ１の検出と、前記キャリア信号の減少期間におけるＩＤＣ２の検出との検出間隔及び、
前記キャリア信号の増加期間におけるＩＤＣ２の検出と、前記キャリア信号の減少期間におけるＩＤＣ１の検出との検出間隔は、少なくとも前記キャリア信号の１周期時間以上を離すことを特徴とする電力変換システム。
【請求項２】
請求項１において、
所定時間Ｔ１と所定時間Ｔ２の和は、少なくとも、前記電力変換器の直列接続されたスイッチ素子対が同時に導通することを避けるために設けたデッドタイム期間と、前記３相電圧指令信号のうち大きさが中間である相のスイッチ素子がスイッチングした際に生じる直流電流の高周波振動が減衰し、振動振幅が所定値以下になるまでの期間との和よりも長い値とすることを特徴とする電力変換システム。
【請求項３】
請求項１において、
前記直流電流ＩＤＣ１と、前記直流電流ＩＤＣ２のサンプリング時点は、前記基準時点の近傍であることを特徴とする電力変換システム。
【請求項４】
請求項１において、
前記電力変換器は電動機を駆動し、外部から与えられる電動機のトルク指令値に基づき前記３相電圧指令信号を出力する電圧指令演算部を有することを特徴とする電力変換器システム。
【請求項５】
請求項１において、
前記電力変換器は電動機を駆動し、外部から与えられる速度指令値と速度フィードバック値から、指令とフィードバック値との差が小さくなるようにトルク指令を生成する手段を備え、該トルク指令値に基づき前記３相電圧指令信号を出力する電圧指令演算部を有することを特徴とする電力変換器システム。
【請求項６】
請求項１記載の電力変換システムによってモータを駆動し、その動力により撹拌翼を駆動することを特徴とする洗濯機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は同期モータや誘導モータを駆動する電力変換器の電流検出方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
電力変換器（インバータ装置）は、直流電圧をパルス幅変調により交流電圧に変換する装置であり、同期モータや誘導モータ等の交流モータを駆動するために広く使われている。
【０００３】
これらインバータ装置の交流出力電流は、交流の基本波成分に高周波の脈動成分が重畳した波形となる（なお、この脈動成分は、インバータ装置の出力電圧がパルス幅変調されているために生じる成分である。）。駆動しているモータの発生トルクの大きさは、交流電流の基本波成分の大きさと位相によって決まるため、モータの発生トルクを精度良く制御する場合には、前記脈動成分の影響を受けないように、交流電流の基本波成分のみを抽出することが必要になる。
【０００４】
電力変換器の交流出力電流を電流センサで観測する際、電流の基本波成分を抽出する技術としては、特許文献１に、キャリア信号の正および負の各最大振幅時点で、各相の相電流の瞬時値を検出すればよいことが示されている。
【０００５】
【特許文献１】特開平６−１８９５７８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
前述のように、一般的な交流電流センサを用いたモータ駆動システムでは、前記特許文献１に記載した方法によって、交流電流の基本波成分を抽出することができる。
【０００７】
例えば、図８はインバータ装置によって永久磁石同期モータを駆動した際の交流電流波形である。モータ電流には、脈動成分が重畳していることがわかる。ここで、図８に図示した期間について電流波形を拡大したのが、図９の電流波形である。図９では、交流電流波形の他に、直流母線電流と、パルス幅変調に用いるキャリア信号を示している。図９では、キャリア信号の正および負の各最大振幅時点で、相電流の瞬時値を検出している。電流のサンプル点を丸印で示したが、電流の検出値は、破線で示した電流基本波成分と等しい値になっていることがわかる。
【０００８】
一方、インバータ装置の直流母線電流を観測して、交流側の電流を求める方法では、インバータ出力電圧ベクトルが零ベクトル以外の状態で直流側電流をサンプリングしなければならない。このため、脈動成分の影響をうけ、交流電流の基本波成分を検出することは難しい。
【０００９】
図１０は、モータ電流を直流母線電流から得る場合の、電流検出値を示している。ここでは、モータ電流としてＵ相電流を、直流母線電流から検出することを考える。図１０の条件では、Ｕ相電圧指令ＶＵは３相電圧指令信号の中で最大の信号である。従って、Ｕ相の出力電圧が正、Ｖ相とＷ相の出力電圧が負の期間において、直流母線電流からＵ相電流の情報を得られる。図１０では、Ｕ相電流の情報を得られる期間の後半のタイミングで、直流母線電流を取り込んだ例を示す。この場合、電流のサンプル点は、破線で示した電流基本波成分とは一致せず、ほぼ一定の誤差が出ていることがわかる。
【００１０】
以上の課題を解決するため、電流の脈動成分の大きさを推定演算し、交流電流の検出値に含まれる脈動成分を打ち消すように補償する手法がある。しかし、脈動成分の推定演算が新たに必要になるため、演算処理性能の低い汎用のマイクロコンピュータを制御に用いた駆動システムには、適用できない課題がある。
【００１１】
本発明の目的は、インバータ装置の直流母線電流を観測して、交流出力電流を求める方法において、交流電流に含まれる脈動成分の影響を受けない電流検出方法を提供することにある。
【００１２】
本発明の他の目的は、脈動成分が含まれるモータ電流から、基本波成分を検出し制御に用いることで、モータ出力トルクの精度を向上させることが可能な電流検出方法を提供することにある。
【００１３】
なお、直流母線電流の検出タイミングを適切に選んでやれば、直流母線電流から電流基本波成分を検出することは、原理的に可能である。なぜなら、図１０のＵ相電流検出の例からも分かるように、電流の検出タイミングを、図１０に示した場合よりも時間的に前にずらすことで、破線で示す電流基本波成分に近い電流値を検出できるためである。しかし、３相電圧指令信号の振幅や位相の組合せは多様であるため、検出タイミングの演算は非常に複雑になることが予想される。このため、演算処理性能の低い汎用のマイクロコンピュータを制御に用いた駆動システムでは、適用できないと考えられる。
【００１４】
そこで、別のアプローチで検討を進めた。今回見出したのは、直流母線電流をサンプリングするタイミングを、後述する方法に従って決めれば、キャリア信号の増加期間における場合と、キャリア信号の減少期間における場合とで、電流検出値に含まれる脈動成分の向き（符号）が変わるという特徴である。この特徴を利用すると、キャリア信号の増加期間における電流検出値と、キャリア信号の減少期間における電流検出値を交互に用い、移動平均処理や低域通過フィルタ処理によって平均化することによって、脈動成分の影響を相殺することができる。
【００１５】
さらに、直流母線電流をサンプリングするタイミングが、３相電圧指令信号のうち大きさが中間である相のスイッチ素子を駆動するゲート信号が、オンまたはオフに変化するタイミングに、なるべく近い方が前述の脈動成分の影響を相殺する効果が高いことも見出した。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本発明の特徴は、３相電圧指令信号をキャリア信号によってパルス幅変調するＰＷＭ制御部と、パルス幅変調されたゲート信号により駆動される電力変換器と、前記電力変換器の直流母線電流を検出する電流検出手段を備えた電力変換器システムにおいて、前記３相電圧指令信号のうち大きさが中間である相のスイッチ素子を駆動するゲート信号が、オンまたはオフに変化するタイミングを直流母線電流検出の基準時点とした場合に、前記基準時点から所定時間Ｔ１だけ前の時点でサンプリングした直流母線電流を第１の直流電流値ＩＤＣ１とし、前記基準時点から所定時間Ｔ２だけ後の時点でサンプリングした直流母線電流を第２の直流電流値ＩＤＣ２とし、前記３相電圧指令信号のうち大きさが最大である相の電流検出値は、前記キャリア信号の増加期間におけるＩＤＣ２と、前記キャリア信号の減少期間におけるＩＤＣ１を交互に用いて演算され、前記３相電圧指令信号のうち大きさが最小である相の電流検出値は、前記キャリア信号の増加期間におけるＩＤＣ１と、前記キャリア信号の減少期間におけるＩＤＣ２を交互に用いて演算され、前記キャリア信号の増加期間におけるＩＤＣ１の検出と、前記キャリア信号の減少期間におけるＩＤＣ２の検出との検出間隔及び、前記キャリア信号の増加期間におけるＩＤＣ２の検出と、前記キャリア信号の減少期間におけるＩＤＣ１の検出との検出間隔は、少なくとも前記キャリア信号の１周期時間以上を離すことを特徴としている。
【００１７】
これにより、インバータ装置の直流母線電流を観測して、交流出力電流を求める方式であっても、交流電流の基本波成分を精度良く求めることができる。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によれば、インバータ装置の直流母線電流を観測して、交流出力電流を求める方式であっても、交流電流の基本波成分を精度良く求めることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
以下に、図面を参照して本発明の実施例を詳細に説明する。
【００２０】
図１に本実施例の構成図を示す。図１において、直流電源１の正側端子と負側端子の間には、直流電圧平滑用のコンデンサ２が接続される。コンデンサ２の正側端子は、インバータ３の直流正側端子Ｐが接続される。コンデンサ２の負側端子は、インバータ３の直流負側端子Ｎが直流シャント抵抗４を介して接続される。インバータ３の交流出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗには、制御対象である交流モータ５の交流端子が接続される。交流モータ５は、インバータ３が供給する電力によって駆動される。直流母線に流れる電流ＩＤＣによって、直流シャント抵抗４の両端には電圧が生じる。増幅器６は直流シャント抵抗４の両端電圧を増幅する。なお、図１では直流シャント抵抗４は、負側の直流母線に取り付けているが、正側の直流母線に取り付けても、以下の発明は同様に適用できる。増幅器６の出力信号は、サンプリング回路７によってサンプルされる。なお、サンプルするタイミングは、後述するトリガ信号ＴＲＧがＨレベルになった時とする。サンプル結果は、ＩＤＣ１、またはＩＤＣ２として出力される。電流演算器８は、前記ＩＤＣ１，ＩＤＣ２と、後述するキャリア信号の増減情報をもとに、電流検出値ＩＵ，ＩＶ，ＩＷを出力する。電圧指令演算器９は、外部から与えられたトルク指令値Ｔｒｅｆと、前述の電流検出値ＩＵ，ＩＶ，
ＩＷから、３相電圧指令信号ＶＵ，ＶＶ，ＶＷを出力する。キャリア信号生成器１０は、パルス幅変調制御に用いるキャリア信号を生成する。パルス幅変調制御部１１は、３相電圧指令信号ＶＵ，ＶＶ，ＶＷとキャリア信号から、パルス幅変調されたゲート信号を出力する。出力されたゲート信号は、前記インバータ３のスイッチ素子ＵＰ，ＵＮ，ＶＰ，
ＶＮ，ＷＰ、およびＷＮのオン／オフを制御するために使われる。さらに、パルス幅変調制御部１１は、直流母線電流をサンプルするタイミングを決めるため、３相電圧指令信号のうち大きさが中間である相（以下、単に中間電圧相と表記）のスイッチ素子を駆動するゲート信号を、信号ＧＭＩＤとして出力する。タイミング信号生成器１２は、トリガ信号ＴＲＧを出力する。トリガ信号ＴＲＧは、信号ＧＭＩＤがオン，オフに変化するタイミングを基準として、直流母線電流をサンプルするタイミングを決定し、トリガ信号のレベルに変化させる。
【００２１】
次に、本実施例の動作原理を説明する。
【００２２】
図２は、本実施例のサンプリング回路７において、直流母線電流を検出するタイミングに関して説明する図である。図２において、３相電圧指令信号は、Ｖ相を中間電圧相としている。この場合、Ｖ相のスイッチ素子を駆動するゲート信号ＶＰが変化するタイミング、即ち、オンからオフに変化するタイミング、またはオフからオンに変化するタイミングを直流母線電流検出の基準時点とする。この基準時点から所定時間Ｔ１だけ前の時点でサンプリングした直流母線電流を第１の直流電流値ＩＤＣ１とし、同基準時点から所定時間Ｔ２だけ後の時点でサンプリングした直流母線電流を第２の直流電流値ＩＤＣ２とする。
【００２３】
本発明では、前記の所定時間Ｔ１と、所定時間Ｔ２は出来るだけ短くし、中間電圧相のスイッチ素子を駆動するゲート信号のオンとオフが変化するタイミングの近傍で、直流電流値ＩＤＣ１と直流電流値ＩＤＣ２のサンプリングが行われるようにする。
【００２４】
しかし、所定時間Ｔ１と、所定時間Ｔ２は、無制限に短くすることはできない。まず、中間電圧相のスイッチ素子がスイッチングし、インバータ回路の電流経路が変化した直後は、直流母線の電流に高周波振動分が重畳する。そこで、前記所定時間Ｔ２は、直流母線電流の高周波振動が減衰し、振動の振幅が充分に小さくなるまで待つ時間を考慮して設定する必要がある。また、図２では詳しく示していないが、インバータ装置の直列接続されたスイッチ素子対が同時に導通することを避けるため、ゲート信号にはデッドタイム期間が設けられている。例えば、図２では中間電圧相のゲート信号ＶＰのオン，オフが変化するタイミングを図示しているが、その対となるゲート信号ＶＮ（図２では図示せず）のオン，オフが変化するタイミングは、ＶＰと同一ではなく、デッドタイム期間だけずれている。その結果、インバータ装置内の電流経路が変化するのが、ゲート信号ＶＰの変化するタイミングか、ＶＮの変化するタイミングかは、モータ電流の極性によって変わる。従って、電流極性情報が得られない場合は電流経路の変化は予測できない。そこで、Ｔ１と
Ｔ２の和は、少なくとも、デッドタイム期間と、前述の直流電流の高周波振動が減衰し、振動振幅が所定値以下になるまでの期間との和よりも長くする必要がある。
【００２５】
図３は、本実施例における最大電圧相の相電流と、直流母線電流のサンプルするタイミング、及びサンプル値の関係を示す図である。なお、図３のモータ電流は、図８のモータ電流シミュレーション波形を拡大したものである。
【００２６】
前述のように、本発明では、中間電圧相のスイッチ素子を駆動するゲート信号のオンとオフが変化するタイミングの近傍で、直流電流値ＩＤＣ１と直流電流値ＩＤＣ２のサンプリングが行われるようにしている。その結果、図３における直流電流値ＩＤＣ１と、IDC2は、Ｕ相電流の電流基本波成分ではなく、脈動分の影響を受けた電流を検出していることがわかる。しかし、影響の受け方には規則性がある。具体的には、図３の場合、キャリア信号の増加期間のＩＤＣ２では、基本波成分よりも小さい電流を検出しており、キャリア信号の減少期間のＩＤＣ１は、基本波成分よりも大きい電流を検出している。
【００２７】
本実施例における電流演算器８では、この特性を利用し、最大電圧相の相電流を検出する際は、キャリア信号の増加期間のＩＤＣ２と、キャリア信号の減少期間のＩＤＣ１を交互に検出し、ＩＤＣ２とＩＤＣ１の平均値を演算することによって、交流電流に含まれる脈動分の影響を相殺する。なお、平均値演算の他にも、キャリア信号の増加期間のＩＤＣ２と、キャリア信号の減少期間のＩＤＣ１を交互に検出し、検出値を移動平均演算を施したり、低域通過フィルタに通してもよい。検出値に含まれる脈動分の影響は、高周波成分になるため、低域通過フィルタに通すことにより、減衰させることができる。また、キャリア信号の増加期間のＩＤＣ２と、キャリア信号の減少期間のＩＤＣ１を交互に検出し、その検出値を、モータ電流制御系のフィードバック値として、そのまま用いてもよい。一般に、電流制御系において、電流フィードバック値から実電流までの伝達特性は、低域通過フィルタに近い特性を持つため、検出値に含まれる脈動分の振幅は減衰させることができるためである。
【００２８】
なお、説明は省略するが、同様にして、本実施例では、最小電圧相の相電流を検出する際は、キャリア信号の増加期間のＩＤＣ１と、キャリア信号の減少期間のＩＤＣ２を交互に検出し、ＩＤＣ１とＩＤＣ２の平均値演算や、低域通過フィルタを用いることによって、交流電流に含まれる脈動分の影響を相殺することができる。
【００２９】
サンプリング回路７による直流母線電流のサンプリングには、アナログ・ディジタル変換器（以下、Ａ／Ｄ変換器と記す）が使われる。一般に、Ａ／Ｄ変換器では、入力信号のサンプルとディジタル変換には、所定の時間が必要である。このため、パルス幅変調のキャリア信号が高周波になった場合、直流母線に現れる電流パルスを、毎回サンプリングするのは不可能になる。そこで、直流母線の電流パルスを、何回かに１回検出するようにして、検出回数を減らす必要がある。この場合であっても、キャリア信号の増加期間における電流検出値と、キャリア信号の減少期間における電流検出値を交互に用いて、平均化することによって、脈動成分の影響を相殺することができる。
【００３０】
図４が、キャリア信号の高周波化に対応した直流母線電流の検出方法の例である。図４では、最大電圧相Ｕと最小電圧相Ｗの相電流を検出するため、キャリア信号の増加期間
（図４（１））において、ＩＤＣ１でＷ相電流情報と、ＩＤＣ２からＵ相電流情報を検出する。（１）の期間が終わると、キャリア信号の１周期時間Ｔｃだけ時間をあけてから、キャリア信号の減少期間（図４（２））において、ＩＤＣ１からＵ相電流情報、ＩＤＣ２からＷ相電流情報を検出する。この（１）と（２）を交互に繰り返し、平均値演算や、低域通過フィルタを用いることによって、交流電流に含まれる脈動分の影響を相殺することができる。
【００３１】
また、図５は、キャリア信号の高周波化に対応した直流母線電流の検出方法の、他の例である。本方式の場合、図５（１）のキャリア周期では、キャリア信号の増加期間におけるＩＤＣ１からＷ相電流情報と、キャリア信号の減少期間におけるＩＤＣ１からＵ相電流情報を得ている。（１）の期間が終わると、キャリア信号の１周期時間Ｔｃだけ時間をあけてから、図５（２）のキャリア周期において、キャリア信号の増加期間におけるＩＤＣ２からＵ相電流情報と、キャリア信号の減少期間におけるＩＤＣ２からＷ相電流情報を得ている。この（１）と（２）を交互に繰り返し、平均化演算や、低域通過フィルタを用いることによって、交流電流に含まれる脈動分の影響を相殺することができる。
【００３２】
図６は、キャリア信号を高周波化した場合に、図４の方法によって直流母線電流を検出した場合の、実モータ電流と電流検出値の関係である。直流母線電流から、Ｕ相電流の情報が得られるのは、Ｕ相電圧指令が最大電圧相である期間と、Ｕ相電圧指令が最小電圧相である期間である。このため、Ｕ相電流の情報が得られない期間では、電流検出値が零であるとして波形を描いている。
【００３３】
図６において、太い実線で表した電流検出値は、丸い破線で示した部分において、検出値の段差が大きく顕著になっている。これは、キャリア信号の増加期間における直流母線電流検出値を使う場合と、キャリア信号の減少期間における直流母線電流の検出値を使う場合とで、検出値に含まれる脈動成分の振幅が変わり、検出値の差が大きくなるためである。しかし、平均化演算や、低域通過フィルタを用いてやれば、交流電流に含まれる脈動分の影響を相殺することができ、実モータ電流の基本波成分に近い値が得られる。
【００３４】
以上、説明した本発明の望ましい実施態様によれば、インバータ装置の直流母線電流を観測して、交流出力電流を求める方式であっても、交流電流に含まれる脈動成分の影響を相殺することができるため、交流電流の基本波成分を精度良く求めることができる。
【００３５】
また、検出により得られた交流電流の情報は、交流基本波成分の値に近くなるため、検出電流からモータの発生トルクを推定する場合は、推定値がより正確になる。特に、外部よりトルク指令を与え、モータの発生トルクを制御する「トルク制御系」を構成した場合には、発生するトルクの精度が高くなる。
【００３６】
さらに、本発明では、電力変換器をトルク制御以外で制御する場合にも効果がある。
【００３７】
例えば、図７は、モータの速度制御系の制御構成である。外部から与えた速度指令
ωｒｅｆと、モータ速度の速度フィードバック値ωＦＢの誤差は、演算器１３で演算される。ＰＩ制御補償器１４は、前記の誤差を入力信号とし、トルク指令Ｔｒｅｆを出力している。トルク指令Ｔｒｅｆより後の部分の構成は、図１に示す制御構成と同一である。
【００３８】
速度制御系の場合、内側の制御ループにトルク制御が含まれる。もし、トルク制御の精度が悪くても、外側の速度補償ループによって、速度誤差が生じることはない。しかし、トルク制御の精度が悪い場合には、速度制御系の指令値追従応答や、外乱抑制応答が、事前の設計通りの速度にならない問題がある。本発明の望ましい実施態様によれば、トルク制御の精度を向上させることができるので、速度制御系の指令値追従応答や、外乱抑制応答を設計通りにすることができる。
【００３９】
なお、本明細書の図面では、３相電圧指令信号ＶＵ，ＶＶ，ＶＷは直流量として図面を描いている。しかし、交流モータを動かす際には、３相電圧指令信号は交流量となるため、交流電圧の位相の推移によって、最大電圧相，中間電圧相，最小電圧相は変化する。
【００４０】
本発明は、キャリア信号の増加期間における電流検出値と、キャリア信号の減少期間における電流検出値を交互に用いて、平均化することによって、脈動成分の影響を相殺する。しかし、交流電圧の最大電圧相，中間電圧相，最小電圧相が入れ替わった前後では、前記相殺の効果は少なくなると考えられる。しかし、交流電圧の最大，中間，最小が入れ替わるのは、交流１周期あたり６回であるため、効果が減少するのは一時的なものと考えられる。従って、交流電圧指令を与えた場合も、本発明の効果は同様である。
【００４１】
以上のように、本発明の望ましい実施態様によれば、インバータ装置の直流母線電流を観測して、交流出力電流を求める方式であっても、交流電流に含まれる脈動成分の影響を相殺することができるため、交流電流の基本波成分を精度良く求めることができる。
【００４２】
また、本発明の望ましい実施態様によれば、検出により得られた交流電流の情報は、交流基本波成分の値に近くなるため、検出電流からモータの発生トルクを推定する場合は、推定値がより正確になる。特に、外部よりトルク指令を与え、モータの発生トルクを制御する「トルク制御系」を構成した場合には、発生するトルクの精度が高くなる効果がある。
【００４３】
本発明の電力変換器システムは、たとえば、洗濯機用のモータを駆動するのにも適用できる。
【００４４】
洗濯機とは、公知のように、略円筒形の洗濯槽兼脱水槽を持ち、洗濯槽兼脱水槽、または槽内に取り付けた撹拌翼をモータで駆動する装置である。近年、洗濯機は、駆動時に生じる騒音を低く抑えることが求められている。このため、電力変換器のパルス幅変調につかうキャリア信号を高周波化し、モータから生じる電磁音を抑えることが必須になっている。
【００４５】
本発明の電力変換器システムによれば、キャリア信号を高周波化しても、前述の図４、あるいは図５に示した方法によってインバータ装置の直流母線電流を観測すれば、交流電流に含まれる脈動成分の影響を相殺することができる。このため、モータから生じる電磁音を抑えつつ、交流電流の基本波成分を精度良く制御できる。この結果、洗濯槽兼脱水槽、または槽内に取り付けた撹拌翼の駆動制御の品質をあげることができる。
【図面の簡単な説明】
【００４６】
【図１】本発明の実施例による永久磁石同期モータの駆動システムの概要を示す全体制御ブロック図。
【図２】本実施例における直流母線電流の検出タイミングを説明する図。
【図３】本実施例における最大電圧相の相電流と、直流母線電流のサンプルするタイミング、及びサンプル値の関係を示す図。
【図４】キャリア信号の高周波化に対応した直流母線電流の検出方法の例。
【図５】キャリア信号の高周波化に対応した直流母線電流の検出方法の別例。
【図６】図４の方法によって直流母線電流を検出した場合の、実モータ電流と電流検出値の関係。
【図７】モータの速度制御系の制御構成。
【図８】モータ電流波形。
【図９】従来技術により、キャリア信号の正および負の各最大振幅時点で、相電流の瞬時値を検出した場合のサンプルタイミング、及びサンプル値の関係を示す図。
【図１０】最大電圧相の相電流が得られる期間の後半で直流母線電流のサンプルしたときの、サンプルタイミング、及びサンプル値の関係を示す図。
【符号の説明】
【００４７】
１…直流電源、２…コンデンサ、３…インバータ、４…直流シャント抵抗、５…交流モータ、６…増幅器、７…サンプリング回路、８…電流演算器、９…電圧指令演算器、１０…キャリア信号生成器、１１…パルス幅変調制御部、１２…タイミング信号生成器、１３…演算器、１４…ＰＩ制御補償器、ＴＲＧ…サンプリング回路トリガ信号、ＶＵ，ＶＶ，ＶＷ…交流電圧指令、ＧＭＩＤ…中間電圧相スイッチ素子のゲート信号、ＩＤＣ１，IDC2…直流母線電流のサンプル値、ＩＵ，ＩＶ，ＩＷ…モータ電流検出値、Ｔｒｅｆ…トルク指令、ωｒｅｆ…速度指令。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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