(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
通信チャネルから受信したデータを処理するための方法であって、
前記通信チャネルから、変調済みデータと前記通信チャネルによって導入されたひずみの双方に基づいた受信データを受け取るステップであって、前記変調済みデータがディスクリート・マルチトーン変調を使用して１つまたは複数の搬送波上で元のデータを変調した結果であるステップと、
等化データを生成するために前記受信データを等化するステップであって、
該受信データを等化するステップは、
有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタを用いて前記受信データをフィルタリングするステップを含み、ここで、前記有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタは１つまたは複数の係数セットを有し、該有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタの前記１つまたは複数の係数セットは、前記変調済みデータに関連した各ディスクリート・マルチトーン符号を表すのに使用されるビット数を最大にするように選択され、
前記元のデータの推定値を回復するために、前記等化データを復調するステップと
を具えたことを特徴とする方法。
【請求項２】
前記１つまたは複数の係数セットが、イコライザの周波数領域応答が前記変調済みデータに関連した周波数範囲で実質的に一定となるように選択されることを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項３】
前記１つまたは複数の係数セットが、前記通信チャネルによって導入されるひずみを低減させるように選択されることを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項４】
前記受信データは巡回プレフィクスを使用して変調され、前記１つまたは複数の係数セットは、前記通信チャネルと前記イコライザのインパルス応答の組合せが前記巡回プレフィクスよりも小さくなることを保証するように選択されることを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項５】
前記アルゴリズムを実施するために前記イコライザで有限精度演算が使用され、前記１つまたは複数の係数セットは、前記イコライザでの前記有限精度演算の使用に起因する丸め誤差を補償するように選択されることを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項６】
前記等化データを復調する前記ステップは、有限精度演算の使用を含み、前記１つまたは複数の係数セットが、前記等化データを復調するための前記有限精度演算の前記使用に起因する丸め誤差を補償するように選択されることを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項７】
前記等化データを復調する前記ステップは、高速フーリエ変換アルゴリズムの使用を含み、前記１つまたは複数の係数セットが、前記高速フーリエ変換アルゴリズムを実施するための前記有限精度演算の使用に起因する丸め誤差を補償するように選択されることを特徴とする請求項６記載の方法。
【請求項８】
アナログ／デジタル変換器を使用して前記受信データを処理することをさらに具え、前記１つまたは複数の係数セットが、前記アナログ／デジタル変換器の量子化雑音を考慮に入れるように選択されることを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項９】
前記通信チャネルは、ツイスト・ペア電話線を具えたことを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項１０】
コンピューティングデバイスによって実行される場合に、該コンピューティングデバイスに、
通信チャネルから、変調済みデータと前記通信チャネルによって導入されたひずみの双方に基づいた受信データを受け取るステップであって、前記変調済みデータがディスクリート・マルチトーン変調を使用して１つまたは複数の搬送波上で元のデータを変調した結果であるステップと、
等化データを生成するために前記受信データを等化するステップと、
該受信データを等化するステップは、
有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタを用いて前記受信データをフィルタリングするステップを含み、ここで、前記有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタは、１つまたは複数の係数セットを有し、該有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタの前記１つまたは複数の係数セットは、前記変調済みデータに関連した各ディスクリート・マルチトーン符号を表すのに使用されるビット数を最大にするように選択され、
前記元のデータの推定値を回復するために、前記等化データを復調するステップと
の各ステップを実行させる命令を有することを特徴とするコンピュータ読み取り可能な媒体。
【請求項１１】
前記１つまたは複数の係数セットが、イコライザの周波数領域応答が前記変調済みデータに関連した周波数範囲で実質的に一定となるように選択されることを特徴とする請求項１０記載のコンピュータ読み取り可能な媒体。
【請求項１２】
前記１つまたは複数の係数セットが、前記通信チャネルによって導入されるひずみを低減させるように選択されることを特徴とする請求項１０記載のコンピュータ読み取り可能な媒体。
【請求項１３】
前記受信データが巡回プレフィクスを使用して変調され、前記１つまたは複数の係数セットが、前記通信チャネルと前記イコライザのインパルス応答の組合せが前記巡回プレフィクスよりも小さくなることを保証するように選択されることを特徴とする請求項１０記載のコンピュータ読み取り可能な媒体。
【請求項１４】
前記アルゴリズムを実施するために前記イコライザで有限精度演算が使用され、前記１つまたは複数の係数セットが、前記イコライザでの前記有限精度演算の使用に起因する丸め誤差を補償するように選択されることを特徴とする請求項１０記載のコンピュータ読み取り可能な媒体。
【請求項１５】
前記等化データを復調する前記ステップが、有限精度演算の使用を含み、前記１つまたは複数の係数セットが、前記等化データを復調するための前記有限精度演算の前記使用に起因する丸め誤差を補償するように選択されることを特徴とする請求項１０記載のコンピュータ読み取り可能な媒体。
【請求項１６】
前記等化データを復調する前記ステップが、高速フーリエ変換アルゴリズムの使用を含み、前記１つまたは複数の係数セットが、前記高速フーリエ変換アルゴリズムを実施するための前記有限精度演算の使用に起因する丸め誤差を補償するように選択されることを特徴とする請求項１５記載のコンピュータ読み取り可能な媒体。
【請求項１７】
アナログ／デジタル変換器を使用して前記受信データを処理させる命令をさらに具え、前記１つまたは複数の係数セットが、前記アナログ／デジタル変換器の量子化雑音を考慮に入れるように選択されることを特徴とする請求項１０記載のコンピュータ読み取り可能な媒体。
【請求項１８】
前記通信チャネルが、ツイスト・ペア電話線からなることを特徴とする請求項１０記載のコンピュータ読み取り可能な媒体。
【請求項１９】
通信チャネルから受信したデータを処理するための装置であって、
前記通信チャネルから受信データを等化し、該等化したデータを生成するように構成されたイコライザと、
該受信データは、変調済みデータと前記通信チャネルによって導入されたひずみの双方に基づいており、前記変調済みデータは、ディスクリート・マルチトーン変調を使用して１つまたは複数の搬送波上で元のデータを変調した結果であり、該イコライザは、
有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタを含み、
ここで、前記有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタは、１つまたは複数の係数セットを有し、該有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタの前記１つまたは複数の係数セットは、前記変調済みデータに関連した各ディスクリート・マルチトーン符号を表すのに使用されるビット数を最大にするように選択され、
前記等化データを復調することによって、前記元のデータの推定値を生成するように構成された復調器と
を具えたことを特徴とする装置。
【請求項２０】
前記１つまたは複数の係数セットが、前記イコライザの周波数領域応答が前記変調済みデータに関連した周波数範囲で実質的に一定となるように選択されることを特徴とする請求項１９記載の装置。
【請求項２１】
前記１つまたは複数の係数セットが、前記通信チャネルによって導入されるひずみを低減させるように選択されることを特徴とする請求項１９記載の装置。
【請求項２２】
前記受信データが巡回プレフィクスを使用して変調され、前記１つまたは複数の係数セットが、前記通信チャネルと前記イコライザのインパルス応答の組合せが前記巡回プレフィクスよりも小さくなることを保証するように選択されることを特徴とする請求項１９記載の装置。
【請求項２３】
前記アルゴリズムを実施するために前記イコライザで有限精度演算が使用され、前記１つまたは複数の係数セットが、前記イコライザでの前記有限精度演算の使用に起因する丸め誤差を補償するように選択されることを特徴とする請求項１９記載の装置。
【請求項２４】
前記復調器が、有限精度演算を使用して前記等化データを処理するよう構成されており、前記１つまたは複数の係数セットが、前記等化データを復調するための前記有限精度演算の前記使用に起因する丸め誤差を補償するように選択されることを特徴とする請求項１９記載の装置。
【請求項２５】
前記復調器が、高速フーリエ変換アルゴリズムを使用して前記等化データを処理するよう構成されており、前記１つまたは複数の係数セットが、前記高速フーリエ変換アルゴリズムを実施するための前記有限精度演算の使用に起因する丸め誤差を補償するように選択されることを特徴とする請求項２４記載の装置。
【請求項２６】
前記受信データをデジタル化するよう構成されたアナログ／デジタル変換器をさらに具え、前記１つまたは複数の係数セットが、前記アナログ／デジタル変換器の量子化雑音を考慮に入れるように選択されることを特徴とする請求項１９記載の装置。
【請求項２７】
前記１または複数の係数のセットを生成するための係数生成器をさらに具えたことを特徴とする請求項１９記載の装置。
【請求項２８】
前記通信チャネルが、ツイスト・ペア電話線からなることを特徴とする請求項１９記載の装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の技術分野】
本発明は、一般に、デジタル通信システムに関し、より具体的に言えば、有限精度演算アプリケーションにおいて通信チャネルから受け取ったデータを処理するための方法に関する。
【０００２】
【発明の背景】
デジタル・データ通信システムの分野では、常に性能を高めることが求め続けられている。おそらく現在では、一般に「インターネット」と呼ばれる世界的なパケットデータ通信ネットワークに勝るものはないであろう。インターネット上では、コンテンツの「豊富さ」が絶え間なく向上を続けており、インターネット・コンテンツをユーザに提供するためには、常に帯域幅を増加させていく必要がある。このように帯域幅の需要が増えた結果、新しいタイプの高速デジタル・データ通信システムを開発するために多大な努力が払われてきた。たとえば、多くの大都市圏および海底には、大陸間を結ぶために光ファイバ・ベースのネットワークが確立されている。他の例としては、多くの多種多様なタイプの小型携帯デバイスにインターネット・コンテンツを提供するための、新しい無線プロトコルが開発されている。
【０００３】
こうした数多くの新しいタイプの高速デジタル・データ通信システムを展開する上での重要な欠点の１つが、このシステムが必要とする新しいインフラストラクチャの開発および建設に、多額の経費と膨大な時間がかかることである。このように多額な経費が必要なため、新しい高速デジタル・データ通信システムの多くは、当初、新しいインフラストラクチャの建設経費が即時に回収できる人口密集地域でのみ展開されている。人口密度の低い地域では、この新しい通信システムの建設を待たなければならない場合が多く、農村地域の中には、インフラストラクチャ建設の費用対効果が認められないとして、新システムがまったく建設されない地域もある。
【０００４】
いくつかの理由により、従来のツイスト・ペア電話線を利用して高速デジタル・データ伝送を行うために、多大な努力が払われている。第１に、多くの国にはすでに、莫大な数のツイスト・ペア電話線のインフラストラクチャが存在する。したがって、従来のツイスト・ペア電話線を使用すれば、新しいインフラストラクチャを建設するための多額の経費が不要となる。第２に、従来のツイスト・ペア電話線は顧客の家庭および仕事場にまで達しているため、いわゆる「ラスト・マイル（加入者回線）」問題を回避することができる。この分野における最近の開発努力の結果、従来のツイスト・ペア電話線を介して高速デジタル伝送を提供するための、ＡＤＳＬ、Ｇ．Ｌｉｔｅ、およびＶＤＳＬなどのいくつかの新しい通信プロトコルが開発された。
【０００５】
従来のツイスト・ペア電話線を使用して高速デジタル通信を提供する方法には利点がある一方で、いくつかの問題点も抱えている。第１に、従来のツイスト・ペア電話線は、単位長さ当たりの信号減衰を周波数に応じて急激に増加させる。たとえば約１５，０００フィート（４，５７２ｍ）の中程度長さのツイスト・ペア電線の場合、本来その回線が指定された音声帯域では数デシベル（ｄＢ）しか減衰が発生しないが、たとえばＡＤＳＬ向けの約１．１ＭＨｚの高伝送周波数では、何１０ｄＢもの減衰を発生させる可能性がある。その結果、幅広いダイナミック・レンジを有する伝達関数となり、チャネル等化がさらに困難になる。この伝達関数は、ブリッジ・タップならびに受信機側で反響音およびエコーを生じさせる線路セクション間でのインピーダンス不整合により、さらに複雑になる。その上、送信機側および受信機側で実行されるフィルタリングによっても、伝達関数の複雑さが増加する。
【０００６】
ＡＤＳＬおよびＧ．Ｌｉｔｅ標準では、ディスクリート・マルチトーン（Discrete Multitone/DMT）変調を指定している。ＤＭＴは、ＶＤＳＬシステムでの使用も考慮中である。ＤＭＴ変調は、一般にいくつかの搬送波上でのデジタルデータ同時伝送に関係する。変調および復調は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を使用して実施される。巡回プレフィクスを導入して、連続するＤＭＴ符号の分離を確実にし、符号間インターフェース（ＩＳＩ）を不要にする。実際には、巡回プレフィクスは必然的に非常に短いものであり、一般に通信チャネルのインパルス応答よりもかなり短い。そのため、受信データにかなりのＩＳＩが存在する場合が多い。ＩＳＩが大量にあると、使用可能な通信帯域幅が大幅に減少する。これは特に、ＡＤＳＬおよびＶＤＳＬの通信システムで、長いツイスト・ペア電線の場合に顕著である。このＩＳＩの効果は、ＤＭＴシステムで使用されるＦＦＴ復調器の各ビンでのＳＮＲを減少させることである。
【０００７】
適応ＬＭＳイコライザおよびＲＬＳイコライザなどのデジタル通信システムで使用される標準イコライザは、一般にＩＳＩを解消するように指定されていないため、ＤＭＴシステムには不適当である。イコライザ設計での当技術分野の現状では、応答全体を巡回プレフィクス長さよりも短くするために、チャネルにイコライザのインパルス応答を加えたもの全体を短くすることを目的としている。この要件を満たすために、様々な試みが行われている。たとえば、１９７９年  Prentice−Hall社のB.D.O.AndersonおよびJ.B.Mooreによる「Optimal Filtering」ならびにJ.M.Cioffiによる「Multicarrier Primer」を参照されたい。イコライザ係数の決定は通常非効率な計算プロセスであり、ノイズに対して非常に敏感であるため、これら技法の実際の応用が制限される。
【０００８】
ツイスト・ペア線は、等化の問題に加えて様々な形の干渉を受ける。従来は、５０までのツイスト・ペアがバインダにまとめられていた。その結果、同じバインダ内で、１つのペア上の信号が他のペア上の信号を干渉する可能性がある。この干渉がクロストークと呼ばれ、受信機側の信号対雑音比（ＳＮＲ）を減少させるものである。クロストークを緩和するための現在の方法では、干渉線上で伝送されている信号にアクセスする必要がある。そのため、現在の方法は、バインダ内のすべてのペア上にある信号が使用可能な電話局環境でしか有用でない。したがって、受け取った信号のみが使用可能な場合に、好適な既存のクロストーク緩和方法はない。
【０００９】
他の問題は、通信チャネルから受け取ったデータを処理するための従来の方法が、通信チャネル上の雑音のみを考慮の対象とするために、最適な結果にはならないことである。一般に、イコライザの周波数領域応答は考慮の対象とならないため、有限精度演算における丸め誤差によるＳＮＲ損失に対して何の保証もない。イコライザでの丸め誤差に加え、ＤＭＴ受信機で使用される高速フーリエ変換（ＦＦＴ）にも丸め誤差がある。従来のチャネル等化方法は、この雑音源を考慮の対象としない。ＦＦＴで１６ビット固定小数点演算が使用されるときにはＦＦＴでの丸め誤差が非常に重要となり、全ＳＮＲが維持される場合は考慮の対象としなければならない。
【００１０】
前述の内容に基づいて、従来の方法の制約を受けることのない、有限精度演算アプリケーションで通信チャネルから受信したデータを処理するための方法が必要となる。
【００１１】
【発明の概要】
有限精度演算アプリケーションで通信チャネルから受信したデータを処理するための方法は、一般に、有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタリングを使用して復調する前の、時間領域内での受信データの等化に関係する。ＩＳＩに起因するＳＮＲ低下ならびに有限精度演算による丸め誤差を最小限にするために、ＦＩＲフィルタリングで使用されるＦＩＲ係数が選択され、それによってチャネル容量が最大となる。この方法では、クロストークに起因する通信チャネル雑音、ホワイト・ノイズおよびアナログ／デジタル変換器量子化雑音、ＩＳＩを完全になくすためのイコライザ係数の不良に起因するＩＳＩ、イコライザで有限精度演算を使用することによる丸め雑音、ならびにＦＦＴアルゴリズムで有限精度演算を使用することによる丸め雑音を考慮の対象とする。
【００１２】
添付の図面では、限定的なものではなく例示的なものとして、実施形態が図示されており、同じ要素は同じ参照番号で表されている。
【００１３】
【発明の実施形態の説明】
以下の記述では、説明の目的で、本発明を完全に理解するために特定の詳細について記載する。ただし、本発明がこれら特定の詳細を使用せずに実施できることは明らかであろう。場合によっては、本発明を不必要に不明瞭にすることがないように、よく知られた構造およびデバイスについて、構成図の形式で説明する。なお、本願明細書において、各数式中に現れる
【外１】
0004834269.tif 000002
は、本文中において全て「φ」と表記することとする。
【００１４】
通信チャネルから受信されたデータを処理するための本明細書に記載された方法の様々な態様および特徴について、（１）概要、（２）ＦＩＲフィルタリング、（３）ＦＩＲフィルタ係数推定の理論上の背景、（４）ＦＩＲフィルタ係数推定、および（４）実装メカニズムの、各セクションで、より詳細に説明する。
【００１５】
１．概要
有限精度演算アプリケーションで通信チャネルから受信したデータを処理するための方法は、一般に、有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタリングを使用して復調する前の、時間領域内での受信データの等化に関係する。ＩＳＩ、イコライザ丸め誤差、およびＦＦＴ丸め誤差による雑音寄与が、イコライザ出力時にホワイト・ノイズ源としてモデル化できることがわかっている。したがって、イコライザ応答が特定周波数のチャネル雑音を他の雑音源の周波数よりも低くする場合、そのトーンでのＳＮＲは低下することになるので、イコライザ周波数応答の形が重要である。いわゆる最適短縮フィルタを使用すると、ＩＳＩはほとんど解消できるが、イコライザは幅広いダイナミック・レンジを備えた周波数応答を有することになり、その結果、丸め雑音によるＳＮＲが低下する。本明細書に記載された方法は、最適化プロセスにイコライザ周波数応答を含めることによって、この低下が解消されるか、少なくとも最小になることを保証するものである。その結果、多重搬送波変調を採用している通信受信機で使用するのに優れたイコライザとなる。ＦＩＲフィルタリングで使用されるＦＩＲ係数が、ＩＳＩに起因するＳＮＲ低下および有限精度演算による丸め誤差を最小にするように選択されるため、チャネル容量が最大となる。本明細書に記載された方法は、クロストークに起因する通信チャネル雑音、ホワイト・ノイズおよびアナログ／デジタル変換器量子化雑音、ＩＳＩを完全になくすためのイコライザ係数の不良に起因するＩＳＩ、イコライザで有限精度演算を使用することによる丸め雑音、ならびにＦＦＴアルゴリズムで有限精度演算を使用することによる丸め雑音を考慮の対象とする。
【００１６】
図１は、従来の通信システム配置構成１００を示す構成図である。配置構成１００は、通信チャネル１０６を介して受信機１０４に通信結合された送信機１０２を含む。通信チャネル１０６は、送信機１０２から受信機１０４へデータを送信するための、どのような媒体またはメカニズムであってもよい。本発明の様々な実施形態は、説明のみの目的で、１つまたは複数の従来のツイスト・ペア電話線などの陸線として、通信チャネル１０６に関連して本明細書に記載される。
【００１７】
送信機１０２は、たとえばデジタル・ストリームなどのデジタル・ソース・データ１０８を受信し、これがサンプル済みデータ信号s(n)を生成するために変調器１１０によって変調されるが、ここでnはサンプル番号であり、Fsによってサンプリング・レートが得られる。サンプル済みデータ信号s(n)が、デジタル／アナログ変換器１１２によって、アナログ信号s(t)に変換される。アナログ信号s(t)から好ましくない構成要素を取り除くために、アナログ信号s(t)が送信フィルタ１１４によって処理される。次いでアナログ信号s(t)がライン・ドライバ１１６によって増幅され、通信チャネル１０６に伝送される。送信フィルタ１１４が信号を修正するので、伝送されるアナログ信号s(t)は、サンプル済みデータ信号s(n)の厳密な連続時間表示ではないが、本明細書では説明の目的で表されていることに留意されたい。伝送されたアナログ信号s(t)は、h(t)のインパルス応答および対応する転送関数H(f)を有する、通信チャネル１０６を介して渡される。通信チャネル１０６の出力x(t)は、伝送されたアナログ信号s(t)およびチャネル・インパルス応答h(t)のたたみこみであって、以下の数式で与えられる。
【００１８】
【数１】
0004834269.tif 000003
（１）
【００１９】
受信機１０４によって受信される信号y(t)は、通信チャネル１０６の出力x(t)と加法雑音信号w(t)との和であり、以下の数式で与えられる。
【００２０】
【数２】
0004834269.tif 000004
（２）
上式で、加法雑音信号w(t)は、通信チャネル１０６によって導入される、たとえばクロストークなどの任意形式の干渉と、加法ホワイト・ガウス・ノイズ構成要素とからなる。
【００２１】
差動増幅器１１８は、受信信号y(t)を処理して増幅信号y(t)を生成する。次いで増幅信号y(t)が、１つまたは複数の受信フィルタ１２０によって処理され、望ましくない構成要素を除去し、フィルタ済み信号y(t)を生成する。フィルタ済み信号y(t)は、アナログ／デジタル変換器１２２によってサンプリングされ、この時点ではまだ変調されていないデジタル信号y(n)を生成する。y(n)は、厳密には、信号を修正する受信フィルタ１２０の処理によるy(t)のサンプル・バージョンではないが、本明細書では説明の目的で表されていることに注目されたい。
【００２２】
イコライザ１２４は、ＩＳＩを除去し、送信された変調データz(n)を回復するために、時間領域内のデジタル信号y(n)を処理する。復調器１２６は、理論的にはソース・データ１０８にきわめて近い回復されたソース・データ１２８を生成するために、たとえばＦＦＴを介して変調データz(n)を処理する。
【００２３】
図２は、本発明の一実施形態に従い、通信チャネル１０６からの受信データz（t）２０２を処理するための受信機２００を示す構成図である。図１の従来の配置構成１００と同様に、通信チャネル１０６から取得される受信データy(t)２０２は、通信チャネル１０６の出力x(t)と加法雑音信号w(t)との和である。受信データy(t)２０２は、差動増幅器２０４、１つまたは複数の受信フィルタ２０６、およびアナログ／デジタル変換器２０８によって処理され、サンプル済み信号y(n)を生成するが、ここでnはサンプル番号である。
【００２４】
サンプル済み信号y(n)がイコライザ２１０に送信され、これがサンプル済み通信チャネル１０６入力信号の推定値z(n)を生成し、これが復調器２１６に送信される。復調器２１６は、回復されたソース・データ２１８の形式で、オリジナル・ソース・データ１０８の推定値を回復する。
【００２５】
本発明の一実施形態によれば、イコライザ２１０が有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタ２１２およびＦＩＲ係数推定器２１４を含む。ＦＩＲフィルタ２１２がサンプル済み信号y(n)を処理して、サンプル済み通信チャネル１０６入力信号の推定値z(n)を生成する。ＦＩＲ係数推定器２１４は、ＦＩＲフィルタ２１２が必要な係数を決定する。本発明の一実施形態によれば、ＦＩＲフィルタ２１２の係数は、ＩＳＩが解消され、有限精度演算による任意の潜在的ＳＮＲ損失が最小となるように選択される。
【００２６】
図３は、本発明の一実施形態に従い、通信チャネルから受信したデータを処理するための方法を示す流れ図３００である。ステップ３０２で開始され、ステップ３０４で、通信チャネル１０６から受信データy(t)が受信される。ステップ３０６では、増幅済みデータy(t)を生成するために、受信データy(t)が差分増幅器２０４によって処理される。ステップ３０８では、フィルタ済みデータy(t)を生成するために、増幅済みデータが１つまたは複数の受信フィルタ２０６によって処理される。
【００２７】
ステップ３１０では、サンプル済み信号y(n)を生成するために、アナログ／デジタル変換器２０８によってフィルタ済みデータy(t)がサンプリングされる。ステップ３１２では、ＦＩＲフィルタ２１２によってサンプル済み信号y(n)が処理され、これがサンプル済み通信チャネル１０６入力信号の推定値z(n)を生成する。ステップ３１４では、サンプル済み通信チャネル１０６入力信号の推定値z(n)が復調器２１６に送られ、これが回復されたソース・データ２１８の形式で、オリジナル・ソース・データ１０８の推定値を回復する。このプロセスは、ステップ３１６で完了する。
【００２８】
２．ＦＩＲフィルタリング
前述のように、等化はＦＩＲフィルタ２１２を使用して実行される。ＦＩＲフィルタ２１２のタップ数p＋1は、一般に特定アプリケーションの要件に基づいて選択される。本発明の一実施形態によれば、特に長いループの場合、イコライザが適切な結果を出すことを保証するために、少なくとも１６のタップが使用される。ＦＩＲフィルタ２１２への入力信号のサンプルはy(n)で示され、ここでnはサンプル番号である。ＦＩＲフィルタ２１２はサンプル済み信号y(n)をフィルタリングし、以下の数式のように、復調器２１６に送られるフィルタ済み信号z(n)を形成する。
【００２９】
【数３】
0004834269.tif 000005
（３）
上式で、{φ(i)，i＝0，．．．，p}はＦＩＲフィルタ係数のセットであり、定義上、φ(0)＝１である。上記ＦＩＲフィルタ式（３）は、ＦＩＲフィルタの標準形である。
【００３０】
３．ＦＩＲフィルタ係数推定の理論的背景
ＦＩＲフィルタ係数推定器２１４は、ＦＩＲフィルタ２１２で使用する、{φ(i)：i＝0，．．．，p}で示されるＦＩＲ係数のセットを推定する。この係数は、本明細書に記載の方法を使用して、ＤＭＴ符号当たりのビット数が所与のチャネル条件で最大になるように決定される。これは、ＩＳＩに起因するＳＮＲ低下および有限精度演算による丸め誤差を最小にする係数を決定することで達成される。最適なイコライザ係数は、以下の数式によって与えられる。
【００３１】
【数４】
0004834269.tif 000006
（４）
上式で、B(φ)は、通信チャネルがイコライザによって係数φで等化されるときの、ＤＭＴ符号当たりのビット数である。原理上、この最適化は、ある最大順序Pmaxより順序が下かまたはこれに等しいすべての可能なイコライザφを介して実行される。実際には、検索が実行されるイコライザのセットは、最適化を計算上実行可能にするため、すべてのイコライザのサブセットに限定しなければならない。所与のイコライザでは、符号当たりのビット数は、以下の数式によって与えられる。
【００３２】
【数５】
0004834269.tif 000007
（５）
上式で、NはＤＭＴ符号のトーン数であり、bkは、特定イコライザφのトーンkにおける理論上のビット数であって、以下の数式によって与えられる。
【００３３】
【数６】
0004834269.tif 000008
（６）
ここで、ｆｌｏｏｒ関数はビット数を整数値に制限している。さらに数式（５）の加算では、トーン当たりのビット数が最小値bminと最大値bmaxとの間になるように制限している。たとえば、ＡＤＳＬの応用例では、bmin＝２、bmax＝１５である。Γの値は、指定のビット誤り確率に必須のマージンおよび追加の雑音マージンによって決定される。ＡＤＳＬ標準では、ビット誤り確率を１×１０-7、必須のマージンΓ＝９．８ｄＢ、追加の雑音マージンを６ｄＢに指定している。したがって数式（６）では、ＡＤＳＬを実施する場合の値は、Γ＝１０(15.8/10)＝３８．０となる。さらに数式（６）は、トーンkのビット数が、以下の数式によって与えられる、所与のイコライザφでのトーンkのＳＮＲである、ＳＮＲk(φ)に依存することを示している。
【００３４】
【数７】
0004834269.tif 000009
（７）
ここで、トーンkでの受信信号の強さは、Sk|Hk|2によって与えられ、トーンkでのイコライザ周波数応答の大きさは、以下の数式による|Φk|によって与えられる。
【００３５】
【数８】
0004834269.tif 000010
（８）
上式で、M＝2Nはトーン数の２倍である。ΦkはＦＦＴを使用して計算することも可能であり、pが大きくなると特に有効である。
【００３６】
数式（７）で与えられるＳＮＲk(φ)には、イコライザ出力時に存在するすべての雑音源が含まれる。第１の構成要素は、イコライザ出力と呼ばれるチャネル雑音であり、|Φk|2Nkによって与えられる。これは、１９９６年１月、N.Al−DhahirおよびJ.M.Cioffiによる「Optimum Finite−Length equalization for Multicarrier Transceivers」、IEEE Transactions on Communications、５６〜６３ページに記載されているような、従来の方法で考慮されている唯一の構成要素である。イコライザ選択φに依存する第２の構成要素は、NISI(φ)によって与えられるＩＳＩ雑音である。ＩＳＩは、イコライザ出力時にホワイト・ノイズ・ソースとしてモデリングされる。これは単なる近似値でしかないが、好適な境界を適用することで十分な正確さが達成できる。境界は、通信チャネル全体のエネルギーと、巡回プレフィクス・サンプル外にあるイコライザ・インパルス応答とを加えることで得られる。
【００３７】
考慮の対象となる他の追加雑音の項は、それぞれＦＦＴ（ＤＭＴ復調に使用される）およびイコライザで、有限精度演算によって発生する丸め誤差による雑音に対応する、NFFTおよびNEQである。最も高速のデジタル通信システムは、最低でも１６ビット精度の固定小数点プロセッサを使用しているので、これらの追加雑音の項が重要となる。以前のイコライザ設計で行われていたようにこれらを無視すると、ペナルティとしてＳＮＲ低下を招くことになり、その結果、達成可能なビット・レートが低下する。A.V.OppenheimおよびR.W.Schaferによる「Digital Signal Processing」Prentice−Hall International社、１９７５年の考察では、ＦＩＲフィルタ（イコライザ）および様々なＦＦＴ実施の両方について、雑音強度の計算方法が記載されている。これら計算の特定例について、以下で説明する。
【００３８】
前述のように、数式（４）での最適化は、すべての可能なイコライザφに渡って実行しなければならない。ただし、通常、これを達成するために計算上有効な手順を得ることは不可能であるため、検索スペースを限定する代替手順について説明する。本明細書に記載される方法は、以下のような、数式（７）に関するいくつかの観測に基づくものである。
【００３９】
ａ．ＳＮＲには上限があり、|Φk|2Nk＞＞NISI(φ)＋NFFT＋NEQの場合に生じる。すなわち、受信機入力での雑音による項がすべての他の雑音源を支配する場合である。次いで、以下の数式によってＳＮＲkの上限が与えられるが、
【００４０】
【数９】
0004834269.tif 000011
（９）
これは、単に受信機への入力時のＳＮＲである。したがって、イコライザはどのトーンでもＳＮＲを上げることはできないが、不適当なφを選択するとＳＮＲの低下につながる可能性がある。したがってイコライザは、追加の雑音源からの寄与を、通信チャネル上の雑音の寄与よりも低く抑えておくように設計しなければならない。
【００４１】
ｂ．ＩＳＩ雑音、NISI(φ)は、ＳＮＲ低下のいっさいの可能性を避けるために、できるだけ小さくしなければならない。これは、チャネルとイコライザのインパルス応答全体を短くするようにイコライザを設計することで達成できる。
【００４２】
ｃ．いずれかのトーンkで|Φk|2が小さくなった場合、特にNkも小さい場合に、たとえNISI(φ)が無視できるほど小さい場合でも、|Φk|2NkがNFFTおよびNEQからの寄与よりも小さくなる可能性が非常に大きいため、イコライザ周波数応答は、ＳＮＲ低下を防ぐのに重要である。これは、丸め誤差による雑音の構成要素が相対的に一定であり、イコライザ応答に依存しない傾向にあるためである。したがって、イコライザが任意の所与のトーンで信号を減衰すると、丸め誤差はそのトーンで重要となり、結局ＳＮＲ低下につながる場合もある。この問題は、減衰を最小限にするイコライザ係数を決定することで避けられる。これは、イコライザ周波数応答における変動を最小限にすることで達成される。
【００４３】
これらの観測の結果、数式（４）で最適化した後、第１の最適化で決定されたイコライザのサブセットを介して実行され、検索スペースを減らすために代替の最適化が定義された。この第２の最適化は、以下のようにセットアップされる。第１に、
【外２】
0004834269.tif 000012
を通信チャネルのインパルス応答またはこの推定値にし、（1，φ1，．．．，φp）をイコライザ係数のベクトルにする。等化されたインパルス応答は
【外３】
0004834269.tif 000013
である。インパルス応答短縮は、以下のｃｏｓｔ関数を最小化するために、φ＝（1，．．．，φp）を選択することによって達成可能である。
【００４４】
【数１０】
0004834269.tif 000014
（１０）
上式で、
【００４５】
【数１１】
0004834269.tif 000015
（１１）
【数１２】
0004834269.tif 000016
（１２）
【数１３】
0004834269.tif 000017
（１３）
であり、これらが、1≦ij≦pについて計算され、ここではt＜0の場合にht＝0である。このｃｏｓｔ関数は、単に、ターゲット長さqの範囲外にある等化された応答gtのエネルギーであって、ここでqは通常、巡回プレフィクス長さvと等しくなるように選択されるが、所望すれば短くなるように選択することができる。最適化C(φ)によって、ＩＳＩを最小にするイコライザーが生み出されるが、任意のイコライザ周波数応答を生み出す場合もあり、潜在的に一部のトーンでＳＮＲの低下を発生させる。
【００４６】
この時点で、インパルス応答hの起点が選択されていると想定されることから、h0は応答の第１の非ゼロ・サンプルである。そうでない場合には、その後それに応じてインパルス応答の起点を移動させなければならず、移動させないと性能が悪影響を受ける。起点をシフトさせることは、たとえば最大のエネルギーを含む応答のq＋１サンプル・セットを見つけることによって、様々な方法で実施できる簡単明瞭なプロセスである。
【００４７】
次いで、イコライザ周波数応答の変動が確実に最小になるように、ｃｏｓｔ関数用の追加の項が導出される。イコライザ周波数応答の範囲を表すために、第１にΦk＝φf＋exp(-j2πkt/M)を、0≦k≦N-1の場合のトーンkのイコライザ応答とし、M＝2Nで、Nはトーンの数である（ＡＤＳＬダウンストリーム実施では２５６）。実際には、いくつかのトーンでのデータ伝送にとってＳＮＲが低すぎることがしばしばあるため、すべてのトーンで変動を最小にするのは必要以上に制限しすぎである。その代わりに、トーン・セットTでは変動が最小になっている。たとえば、アップストリーム伝送とダウンストリーム伝送とを分離するＦＤＭフィルタが原因で、いくつかのトーンが使用されないことがわかっている場合、トーンの最適なセットはａ−ｐｒｉｏｒｉと定義することができる。トーン・セットTでのΦkの範囲は、以下の単純な分散式で表すことが可能であり、
【００４８】
【数１４】
0004834269.tif 000018
（１４）
|T|はセットTのトーン数である。
【００４９】
これをC(φ)と組み合わせて新しいｃｏｓｔ関数を得る前に、以下のようにRをφの２次関数として表すことが好ましく、
【００５０】
【数１５】
0004834269.tif 000019
（１５）
【数１６】
0004834269.tif 000020
（１６）
【数１７】
0004834269.tif 000021
（１７）
【数１８】
0004834269.tif 000022
（１８）
その結果、
【００５１】
【数１９】
0004834269.tif 000023
（１９）
【数２０】
0004834269.tif 000024
（２０）
【数２１】
0004834269.tif 000025
（２１）
【数２２】
0004834269.tif 000026
（２２）
となり、行列Aの要素は、上式の括弧で囲まれた項である。Tがトーンの隣接領域、T ={k:a≦k≦b}であるとき、和は以下の関係を介して評価することができる。
【００５２】
【数２３】
0004834269.tif 000027
（２３）
【数２４】
0004834269.tif 000028
（２４）
２つのｃｏｓｔ関数を組み合わせると、以下の式が得られるが、
【００５３】
【数２５】
0004834269.tif 000029
（２５）
【数２６】
0004834269.tif 000030
（２６）
これは、以下の式を選択することで最小化される。
【００５４】
【数２７】
0004834269.tif 000031
（２７）
【００５５】
数字μは、ダイナミック・レンジのペナルティ項(μr/M)φ'Aφの重要度を変えられるようにするために、ユーザが選択する重み付け因数である。一般にμは小さく、たとえば０．５未満に維持される。μに大きな値（たとえば１０以上）を選択すると、インパルス応答短縮が少ない、小さなダイナミック・レンジになる。数式（２７）での最適なイコライザは、重み付け因数μとイコライザ順序pの両方に依存する。数式（２７）での最適化がμおよびpの両方の領域について実行されると、その結果生じるイコライザφ(μ，p)は、その後、数式（４）での元の最適化が直接置換によって実行される、イコライザの低減セットを形成する。
【００５６】
特に考慮の対象となるのが、トーンTのセットが０≦k≦N−１の全範囲からなり、行列Aが恒等行列まで低減する場合である。この場合、追加のペナルティ項が対角Fに定数を追加するまでに低減して、計算上は自明となる。
【００５７】
以下のセクションでは、イコライザφを得るための実用的な方法について説明する。実際には、μおよびpについて１つの特定の選択を行うと、実際に経験する可能性の高いチャネルの広い範囲に渡って高性能が得られることがわかる。このような場合には、数式（２７）の最適化を１回実行するだけでよく、その結果は、数式（４）の最適化を実行せずにＦＩＲイコライザで使用することができる。
【００５８】
４．ＦＩＲフィルタ係数の推定
本発明の一実施形態によれば、ＦＩＲフィルタ２１２が使用するＦＩＲフィルタ係数は、以下のように決定される。
【００５９】
ａ．各トーンでチャネル周波数応答Hkを推定する。これは初期化およびトレーニング・シーケンスの一部で実行され、知られている符号シーケンスが繰返しベースで伝送される。Hkは、以下のように推定される。
【００６０】
（i）
【外４】
0004834269.tif 000032
を、（変調前に）繰返し伝送されるエルミート対称化符号ブロックとする。ＡＤＳＬシステムでは、Ｃ＿ＲＥＶＥＲＢシーケンスの１つを使用して、ダウンストリーム・チャネルの転送関数を推定することができる。k＝0．．．N-1の場合のSk＝|dk|2を、トーンkで伝送される信号強度とする。ここでNはトーン数、Mは変調および復調に使用されるＦＦＴでのサンプル数である。一般に、Skはトレーニング・シーケンス用の定数となる。
【００６１】
（ii）yn，n = 0，1，2．．．Lを、復調前の受信信号ブロックのシーケンスとする。各ブロックynは長さMのベクトルであり、n番目に伝送されるトレーニング符号に対応するM受信サンプルからなり、Lは、転送関数が推定されるトレーニング符号の合計数である。このブロックに対応する復調信号は、以下の式で与えられる。
【００６２】
【数２８】
0004834269.tif 000033
（２８）
【００６３】
（iii）端効果を避けるためにY0を切り捨て、以下の数式による平均受信符号と、
【００６４】
【数２９】
0004834269.tif 000034
（２９）
以下の数式による、各トーンについて２乗された平均の大きさとを計算する。
【００６５】
【数３０】
0004834269.tif 000035
（３０）
これらの式はどちらも、オーバフロー問題を避けるために適切な再帰的公式によって計算することができる。
【００６６】
（iv）最後に、以下の式により、チャネル転送関数の推定値を計算し、
【００６７】
【数３１】
0004834269.tif 000036
（３１）
1≦k≦N-1およびN＋1≦k≦M-1の場合は、ＤＣまたはナイキスト周波数で伝送されるデータがないため、H0＝HN＝0となる。代替の近似値は、不連続性を避けるために、転送関数の隣接値から、H0およびHNについて値を補間するためのものである。
【００６８】
ｂ．以下の式によって与えられる、推定チャネル・インパルス応答を計算する。
【００６９】
【数３２】
0004834269.tif 000037
（３２）
【００７０】
ｃ．以下の数式によって与えられる、0≦k≦N-1の場合の、各トーンkでの雑音強度の推定値を計算する。
【００７１】
【数３３】
0004834269.tif 000038
（３３）
次いで、理論上のＳＮＲを以下のように計算することが可能であり、
【００７２】
【数３４】
0004834269.tif 000039
（３４）
前述のように、これによって達成可能なトーンkでのＳＮＲの上限が形成される。
【００７３】
ｄ．イコライザ順序pとイコライザ周波数応答の重み付け因数μの値範囲を選択する。これらの範囲は、符号当たりのビット数が最適化できる潜在的なイコライザの感知範囲が決定されるように選択される。実際には、可能性のあるすべてのチャネルに関する無理のない妥協点を表す、pの値を１つとμの値を１つ選択するだけで十分である。
【００７４】
ｅ．初めに、μとpの第１の値ペアから、数式（１２）および（１３）で与えられたように、fiおよびFijを計算する。
【００７５】
ｆ．数式（１９）から（２４）を使用して、イコライザ周波数応答のペナルティ行列Aを計算する。
【００７６】
ｇ．以下の行列式、
【数３５】
0004834269.tif 000040
（３５）
または同等の数式（２７）の逆公式を計算する。本発明の一実施形態により、逆公式は、ほぼ正則でない行列を逆にする可能性によって不安定性を招く可能性があるため、上記の式は、確実さを保証するためにコレスキー(Cholesky)分解を使用して計算される。その結果生じるイコライザφ(μ，p)は、μとpの特定選択を行った場合に、数式（２５）のｃｏｓｔ関数D(φ)を最小にする。
【００７７】
ｈ．最適なイコライザφ(μ，p)を取得するために、選択した範囲内のμとpの各値について前述のステップを繰り返す。その後、ＤＭＴ符号当たりのビット数、B(φ)を最大にするイコライザとして、使用されるイコライザが選択される。p、fpのみ、およびFの最終行という連続する値の場合、Fpjを計算する必要があることに留意されたい。残りの値はそのままである。
【００７８】
ｉ．μとpの各値ペアについて、数式（８）に従って各トーンで、または、長さMになるようにφにゼロが埋め込まれたＦＦＴを使用して、イコライザ周波数応答を計算する。
【００７９】
ｊ．
【外５】
0004834269.tif 000041
を平均信号強度とし、m = r＋φ'fを計算するが、この式のrは数式（１１）で与えられ、fは数式（１２）で与えられる。ここで、以下の数式を
【００８０】
【数３６】
0004834269.tif 000042
（３６）= 2Sm/Mで計算する。これは、等化済みチャネル出力時の残留する符号間干渉の推定値である。
【００８１】
ｋ．ＦＦＴおよびイコライザ雑音強度の推定値を計算する。これは、１６ビットの固定小数点（整数）演算が使用される特別な場合のために導出された以下の値を使用した、有限精度演算の正確な実施に依存する。M = 512ポイントＦＦＴの場合、およびＦＦＴに中間スケーリングがない場合、NFFTに好適な式は以下のようになり、
【００８２】
【数３７】
0004834269.tif 000043
（３７）
p+1のタップを備えたイコライザの場合、第１のタップが１に設定され、１６ビットの固定小数点（整数）演算を使用すると、NEQに好適な式は以下のようになる。
【００８３】
【数３８】
0004834269.tif 000044
（３８）
上式では、一般にイコライザ雑音はＦＦＴ雑音に比べて重要ではなく、打切りに対するものとして丸めが使用されていることに留意されたい。転送関数および雑音強度を計算するために、全体を通じて適切な正規化が使用されたと想定される。
【００８４】
ｌ．数式（７）に従って各トーンkでＳＮＲを計算し、数式（６）に従って各トーンでのビット数を計算し、最後に数式（５）に従ってＤＭＴ＼符号B(φ)当たりのビット数を計算する。
ｍ．可能なイコライザφ(μ，p)のセットから、B(φ)が最大化されたイコライザφを選択する。複数のイコライザが同じ性能を達成している場合は、順序pが低いイコライザが選択される。
【００８５】
ＦＩＲ係数を推定するための前述の方法から決定されたイコライザが、システム内で可能なすべての追加雑音源を考慮に入れて、ＤＭＴ符号当たりのビット数が最大のＤＭＴシステムを提供する。特に、有限精度演算による追加雑音が考慮の対称となっており、有限精度演算によるＳＮＲ損失の最小化を保証している。
【００８６】
９．実装メカニズム
通信チャネルから受信したデータを処理するための本書に記載の方法は、受信機２００などの受信機で実施可能であるか、またはスタンドアロン型のメカニズムに実施可能である。図２に示された要素の機能は、特定アプリケーションの要件に応じて、別々にまたは様々な組合せで実施可能であり、本発明は特定の実施に限定されるものではない。さらに、通信チャネル１０６から受信したデータを処理するための本明細書に記載された方法は、コンピュータ・ソフトウェアで、ハードウェア回路で、またはコンピュータのソフトウェアとハードウェア回路の組合せとして実施可能である。したがって、本発明は特定の実施に限定されるものではない。
【００８７】
図４に、本発明の一実施形態を実装し得るコンピュータ・システム４００を描写したブロック図を示す。コンピュータ・システム４００は、情報の通信を行うためのバス４０２またはその他の通信メカニズム、およびバス４０２に接続された、情報を処理するためのプロセッサ４０４を備える。またコンピュータ・システム４００には、バス４０２に接続された、情報およびプロセッサ４０４によって実行される命令を格納するためのランダム・アクセス・メモリ（ＲＡＭ）またはその他の動的ストレージ・デバイス等のメイン・メモリ４０６が備わる。メイン・メモリ４０６は、さらにプロセッサ４０４による命令の実行間において、一時変数またはその他の中間情報を格納するためにも使用される。さらにコンピュータ・システム４００は、プロセッサ４０４用の静的な情報ならびに命令を格納するための読み出し専用メモリ（ＲＯＭ）４０８またはその他の静的ストレージ・デバイスを備え、それがバス４０２に接続されている。ストレージ・デバイス４１０は、磁気ディスクまたは光ディスク等であり、情報および命令を格納するために備えられ、バス４０２に接続されている。
【００８８】
コンピュータ・システム４００には、陰極線管（ＣＲＴ）等の、コンピュータ・ユーザに情報を表示するためのディスプレイ４１２がバス４０２を介して接続されることもある。入力デバイス４１４は、英数キーおよびその他のキーを備え、バス４０２に接続されてプロセッサ４０４に情報およびコマンドの選択を伝える。別のタイプのユーザ入力デバイスとして、マウス、トラックボール、またはカーソル移動キー等の、プロセッサ４０４に方向情報およびコマンドの選択を伝え、ディスプレイ４１２上におけるカーソルの移動をコントロールするためのカーソル・コントロール４１６が備わっている。この入力デバイスは、通常、第１の軸（たとえばｘ軸）および第２の軸（たとえばｙ軸）からなる２軸に自由度を有しており、それによってこのデバイスは平面内のポジションを指定することができる。
【００８９】
本発明は、有限精度演算アプリケーションで通信チャネルから受信したデータを処理するためのコンピュータ・システム４００の使用に関する。本発明の一実施形態によれば、通信チャネルから受信したデータの有限精度演算アプリケーションでの処理は、メイン・メモリ４０６に収められた１ないしは複数の命令からなる１ないしは複数のシーケンスを実行するプロセッサ４０４に応じるシステム４００によって提供される。この種の命令は、ストレージ・デバイス４１０等の別のコンピュータ読み取り可能な媒体からメイン・メモリ４０６内に読み込んでもよい。メイン・メモリ４０６内に収められている命令のシーケンスを実行することにより、プロセッサ４０４は、ここに説明したプロセスのステップを実行する。また、多重プロセッシング配列の１又は複数のプロセッサを、メイン・メモリ４０６内に含まれる命令のシーケンスを実行するために採用してもよい。別の実施形態においては、ソフトウェア命令に代えて、あるいはそれと組み合わせてハード・ワイヤード回路を使用し、本発明を実装することもできる。このように本発明の実施態様は、ハードウェア回路およびソフトウェアの特定の組み合わせに限定されることがない。
【００９０】
ここで用いている「コンピュータ読み取り可能な媒体」という用語は、プロセッサ４０４が実行する命令の提供に与る任意の媒体を指す。その種の媒体は、限定する意図ではないが、不揮発性媒体、揮発性媒体、および伝送媒体を含む各種の形式をとり得る。不揮発性媒体には、たとえば光または磁気ディスクが含まれ、ストレージ・デバイス４１０等がこれに該当する。揮発性媒体には、ダイナミック・メモリが含まれ、メイン・メモリ４０６等がこれに該当する。伝送媒体には、同軸ケーブル、銅線、および光ファイバが含まれ、バス４０２を構成するワイヤーもこれに含まれる。伝送媒体もまた、音波または電磁波、たとえば電波、赤外線、および光データ通信の間に生成される電磁波といった形式をとり得る。
【００９１】
コンピュータ読み取り可能な媒体の一般的な形態には、たとえば、フロッピー（Ｒ）ディスク、フレキシブル・ディスク、ハードディスク、磁気テープ、またはその他の磁気媒体、ＣＤ−ＲＯＭ、その他の光媒体、パンチカード、さん孔テープ、その他孔のパターンを伴う物理的媒体、ＲＡＭ、ＰＲＯＭ、およびＥＰＲＯＭ、フラッシュＥＰＲＯＭ、その他のメモリ・チップまたはカートリッジ、次に述べる搬送波、またはその他コンピュータによる読み取りが可能な任意の媒体が含まれる。
【００９２】
各種形式のコンピュータ読み取り可能な媒体が関係して１ないしは複数の命令からなる１ないしは複数のシーケンスがプロセッサ４０４に渡され、実行される。たとえば、当初は命令が、リモート・コンピュータの磁気ディスクに収められて運ばれる。リモート・コンピュータは、命令をダイナミック・メモリにロードし、モデムの使用により電話回線を介してその命令を送信することができる。コンピュータ・システム４００に備わるモデムは、電話回線上のデータを受信し、赤外線送信機を使用してそのデータを赤外線信号に変換する。バス４０２に接続された赤外線検出器は、この赤外線信号によって運ばれるデータを受信し、適切な回路がバス４０２上にそのデータを乗せる。バス４０２は、このデータをメイン・メモリ４０６に運び、プロセッサ４０４は、そこから命令を取り出して実行する。選択肢の１つとして、プロセッサ４０４による実行の前、もしくはその後に、メイン・メモリ４０６によって受け取られた命令をストレージ・デバイス４１０に格納してもよい。
【００９３】
コンピュータ・システム４００は、通信インターフェース４１８も備えており、それがバス４０２に接続されている。通信インターフェース４１８は、ローカル・ネットワーク４２２に接続されるネットワーク・リンク４２０に接続されて双方向データ通信を提供する。たとえば、通信インターフェース４１８を、対応するタイプの電話回線に接続されてデータ通信を提供する、統合ディジタル通信サービス・ネットワーク（ＩＳＤＮ）カードまたはモデムとすることができる。別の例においては、通信インターフェース４１８をローカル・エリア・ネットワーク（ＬＡＮ）カードとし、互換性のあるＬＡＮにデータ通信接続を提供することもできる。ワイヤレス・リンクを実装してもよい。この種のいずれの実装においても、通信インターフェース４１８は、各種タイプの情報を表すディジタル・データ・ストリームを運ぶ電気的、電磁気的、または光学的信号を送受する。
【００９４】
ネットワーク・リンク４２０は、通常、１ないしは複数のネットワークを介して別のデータ・デバイスにデータ通信を提供する。たとえばネットワーク・リンク４２０は、ローカル・ネットワーク４２２を介してホスト・コンピュータ４２４への接続を提供し、あるいはインターネット・サービス・プロバイダ（ＩＳＰ）４２６によって運用されるデータ装置への接続を提供することができる。一方、ＩＳＰ４２６は、現在「インターネット」４２８と呼ばれているワールド・ワイド・パケット・データ通信ネットワークを介してデータ通信サービスを提供する。ローカル・ネットワーク４２２およびインターネット４２８は、いずれもディジタル・データ・ストリームを運ぶ電気的、電磁気的、または光学的信号を使用する。これらの各種ネットワークおよびネットワーク・リンク４２０上の信号を通り、かつ通信インターフェース４１８を通り、コンピュータ・システム４００から、またそこへディジタル・データを運ぶ信号は、情報を伝送する搬送波の一例として挙げた形式である。
【００９５】
コンピュータ・システム４００は、ネットワーク（１ないしは複数）、ネットワーク・リンク４２０および通信インターフェース４１８を介し、プログラム・コードを含めて、メッセージを送信しデータを受信する。インターネットの例においては、サーバ４３０がインターネット４２８、ＩＳＰ４２６、ローカル・ネットワーク４２２および通信インターフェース４１８を経由して、要求のあったアプリケーション・プログラム用のコードを送信することが考えられる。本発明に従えば、このようにしてダウンロードしたアプリケーションの１つが、ここに説明された有限精度演算アプリケーションで通信チャネルから受信したデータを処理するために提供される。
【００９６】
受信されたコードは、プロセッサ４０４によって受信時に実行され、かつ／またはその後に実行するためにストレージ・デバイス４１０、あるいはその他の不揮発性ストレージに格納される。このようにしてコンピュータ・システム４００は、搬送波の形式でアプリケーション・コードを獲得することができる。
【００９７】
有限精度演算アプリケーションで通信チャネルから受信したデータを処理するための本明細書に記載された方法は、従来の方法に対して重要な利点を提供する。本明細書に記載の方法は、ＩＳＩが解消されるようなイコライザ係数を決定できるようにするものであり、有限精度演算の使用に起因するどんな潜在的ＳＮＲ損失も最小にする。具体的に言えば、ＤＭＴ符号当たりのビット数が最大化され、システム内で可能なすべての追加雑音源を考慮に入れている。さらに、この方法は効率的かつ確実であり、高いサンプル・レートを採用しているリアルタイム・システムで使用するのに好適なイコライザを保証するものである。
【００９８】
以上、特定の実施形態について説明してきた。ただし、本明細書のより広範な精神および範囲を逸脱することなく、様々な修正および変更が実行可能であることが明らかになろう。したがって、本明細書および図面は、限定的なものではなく例示的なものであることが考えられる。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来のデジタル・データ通信の配置構成を示す構成図である。
【図２】本発明の一実施形態に従い、通信チャネルから受信したデータを処理するための配置構成を示す構成図である。
【図３】本発明の一実施形態に従い、通信チャネルから受信したデータを処理するための方法を示す流れ図である。
【図４】本発明の実施形態が実施可能なコンピュータ・システムを示す構成図である。
【図１】
0004834269.tif 000045
【図２】
0004834269.tif 000046
【図３】
0004834269.tif 000047
【図４】
0004834269.tif 000048