(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ｄ−ｑ軸のベクトル制御によってモータを制御すると共に、弱め界磁制御を行うことが可能なモータ駆動制御装置において、
予めオフライン計算で定められている少なくとも３つのマップを有し、少なくともトルク系からの電流指令値及びモータ回転速度を入力とし、オンライン制御時に、入力された前記モータ回転速度及び前記電流指令値に応じて前記マップの参照を行いながら、前記ベクトル制御におけるｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値を演算する、ｄ／ｑ軸電流指令値演算部と、
前記ｄ／ｑ軸電流指令値演算部から出力された、前記弱め界磁制御用の前記ｄ軸電流指令値の変化率を電流制御系が制御できる範囲内に抑えるように制限するために、前記変化率を変化率制限値以下に制御した上で、前記d軸電流指令値を出力する、変化率制御部を具備し、
前記３つのマップは、前記弱め界磁制御を行わない場合の前記モータ回転速度と前記ｑ軸電流指令値との関係を示す第１マップ、
前記弱め界磁制御を行う場合の前記モータ回転速度と前記ｑ軸電流指令値との関係を示す第２マップ、及び、
前記弱め界磁制御を行う場合の前記ｑ軸電流指令値と前記ｄ軸電流指令値との関係を示す第３マップであり、
前記ｄ／ｑ軸電流指令値演算部から出力された前記ｑ軸電流指令値、及び前記変化率制御部から出力された前記ｄ軸電流指令値に基づいた前記ベクトル制御が行われることを特徴とするモータ駆動制御装置。
【請求項２】
前記変化率制限値をＤとし、サンプリング時間をΔｔとし、
前記ｄ／ｑ軸電流指令値演算部から出力された前記ｄ軸電流指令値をＩｄ＿ｉｎとし、今回サンプリング時の前記ｄ／ｑ軸電流指令値演算部から出力された前記ｄ軸電流指令値をＩｄ＿ｉｎ（ｋ）とし、
前記変化率制御部から出力された前記ｄ軸電流指令値をＩｄとし、前回サンプリング時の前記変化率制御部から出力された前記ｄ軸電流指令値をＩｄ（ｋ−１）とし、今回サンプリング時の前記変化率制御部から出力された前記ｄ軸電流指令値をＩｄ（ｋ）とし、
前記変化率制御部では、下記のステップで示す処理を行うことにより、今回サンプリング時の前記ｄ軸電流指令値Ｉｄ（ｋ）を出力するようにしており、
ステップＡ１：Ｉｄ＿ｉｎ（ｋ）とＩｄ（ｋ−１）を読み込み、
ステップＡ２：ｄ軸電流指令値の変化量{Ｉｄ＿ｉｎ（ｋ）−Ｉｄ（ｋ−１）}を求めるとともに、単位時間での変化量制限値±ＤΔｔとの大小関係を判定し、
ステップＡ３：−ＤΔｔ＜Ｉｄ＿ｉｎ（ｋ）−Ｉｄ（ｋ−１）＜ＤΔｔの場合に、Ｉｄ＿ｉｎ（ｋ）をＩｄ（ｋ）として出力し、
ステップＡ４：Ｉｄ＿ｉｎ（ｋ）−Ｉｄ（ｋ−１）≧ＤΔｔの場合に、Ｉｄ（ｋ−１）＋ＤΔｔをＩｄ（ｋ）として出力し、
ステップＡ５：Ｉｄ＿ｉｎ（ｋ）−Ｉｄ（ｋ−１）≦−ＤΔｔの場合に、Ｉｄ（ｋ−１）−ＤΔｔをＩｄ（ｋ）として出力する請求項１に記載のモータ駆動制御装置。
【請求項３】
請求項１又は請求項２に記載のモータ駆動制御装置を、電動パワーステアリングのモータ制御用に搭載したことを特徴とする電動パワーステアリング装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ｄ−ｑ軸のベクトル制御により弱め界磁制御を行うモータの駆動制御装置に関し、特にｄ軸電流の急激な変化を避けるため、ｄ軸電流指令値の変化率（単位時間又は一定制御周期での変化量）を制御することにより、モータ出力の急激な変化を防ぐと共に、振動や異常音の発生を抑えたモータ駆動制御装置に関する。また、そのモータ駆動制御装置を電動パワーステアリングのモータ制御用として搭載した電動パワーステアリング装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
自動車のハンドルを軽く操作できるように、モータの回転力で補助力付勢（アシスト）する電動パワーステアリング装置が広く用いられている。この電動パワーステアリング装置は、モータの駆動力を減速機を介してギア又はベルト等の伝達機構により、ステアリングシャフト或いはラック軸に補助力付勢するようになっている。
【０００３】
このような電動パワーステアリング装置の一般的な構成を図１２に示す。操向ハンドル３０１のコラム軸３０２は減速ギア３０３、ユニバーサルジョイント３０４ａ及び３０４ｂ、ピニオンラック機構３０５を経て操向車輪のタイロッド３０６に連結されている。コラム軸３０２には，操向ハンドル３０１の操舵トルクを検出するトルクセンサ３０７が設けられており、操向ハンドル３０１の操舵力を補助するモータ３０８が減速ギア３０３を介してコラム軸３０２に連結されている。
【０００４】
このような構成の電動パワーステアリング装置において、操向ハンドル３０１から伝達された運転手のハンドル操作による操舵トルクをトルクセンサ３０７で検出し、当該トルク信号や車速に基づいて算出される電流指令値によってモータ３０８は駆動制御され、この駆動が運転手のハンドル操作の補助力となり、運転手は軽い力でハンドル操作を行うことができる。つまり、ハンドル操作によって出力された操舵トルクから、どのような電流指令値を算出し、当該電流指令値に基づきモータ３０８をどのように制御するかによって、ハンドル操舵におけるフィーリングの善し悪しが決まり、電動パワーステアリング装置の性能が大きく左右される。
【０００５】
このような観点から電動パワーステアリング装置における望ましいモータ制御を実現するための、モータの一般的なモータ特性及びモータのトルク制御について説明する。
【０００６】
先ずモータ特性について説明すると、モータの通常動作領域は、モータ出力方程式から導かれるトルク−速度特性（Ｔ−ｎ特性）で定義できる。そこで、３相ブラシレスDCモータ（ＢＬＤＣモータ）に関するモータ出力方程式は数１のように示すことができる。
【０００７】
（数１）
ｖ＝ＥＭＦ＋Ｒ・ｉ＋Ｌ・ｄｉ／ｄｔ
ここで、ｖはモータの相電圧、ｉはモータの相電流、ＥＭＦは相逆起電圧、Ｒは
モータの相当たりの抵抗値、Ｌは相当たりのインダクタンス値である。
ここで、飽和状態（ＰＷＭのデューティが１００％）であるならば、モータ駆動のためのバッテリ電圧Ｖｂａｔがモータの２巻線に印加されるので、数１は数２のように表現し直すことができる。
【０００８】
（数２）
Ｖｂａｔ＝ＥＭＦＬＬ＋２Ｒ・Ｉ
ここで、ＥＭＦＬＬは２相間で測定される逆起電圧、Ｉはモータ電流である。
次に、逆起電圧ＥＭＦの方程式である数３とトルク方程式である数４を用いて数２を演算すると、数５を導くことができる。
【０００９】
（数３）
ＥＭＦＬＬ＝Ｋｅ・ω
ここで、Ｋｅは逆起電圧定数、ωは角速度（回転速度）である。
【００１０】
（数４）
Ｔ＝Ｋｔ・Ｉ
ここで、Ｋｔはトルク定数である。
【００１１】
（数５）
ω＝ω０（１−（Ｉ／Ｉ０））＝ω０（１−（Ｔ／Ｔ０））［ｒａｄ／ｓ］
ここで、ω０＝Ｖｂａｔ／Ｋｅは無負荷（トルクが零）時の角速度であり、Ｉ０
＝Ｖｂａｔ／２Ｒは拘束電流（角速度０）であり、Ｔ０＝Ｋｔは拘束トルクである。
上記数５を、単位をｒｐｍにして書き直すと数６のようになる。
【００１２】
（数６）
ｎ＝ｎ０（１−（Ｉ／Ｉ０））＝ｎ（１−（Ｔ／Ｔ０））［ｒｐｍ］
上記数６は、直線のトルク−速度特性（Ｔ−ｎ特性）を表わしている。
【００１３】
ここにおいて、実際のブラシレスDCモータのトルク−速度特性（Ｔ−ｎ特性）は数６と僅かに異なり、下記数７のように表わすことができる。
【００１４】
（数７）
ｎ＝ｎ０−（ｎ０−ｎｒａｔｅｄ）・Ｔ／Ｔｒａｔｅｄ
ここで、ｎ０は無負荷回転数、ｎｒａｔｅｄは定格回転数、Ｔｒａｔｅｄは定格
トルクである。
数６と数７を図で示すと、図１３のようになる。なお、図１３においてＡ点は定格を示す点であり、Ｂ点は無負荷を示す点である。数６が示す破線は理想の直線であるのに対し、数７が示す実特性（実線）は僅かに理想の直線とは異なる。これは、モータのインダクタンス値Ｌの影響によるものである。大きな電流が通電するほど、実特性は理想の直線から離れた線になる。
【００１５】
ここで、図１３のＴ−ｎ特性が示す意味は、モータの限界を示すものである。図１３のＴ−ｎ特性の下領域で、モータは熱的及び電気的限界を超えることなく、停止状態から最大角速度まで動作し、最大トルクを出力できる。
【００１６】
図１４において、特性１は出力の小さいモータのＴ−ｎ特性、特性３は出力の大きいモータ特性を表わしている。また、特性２が電動パワーステアリング装置に要求されるモータ負荷特性を表わすとすると、特性３で表わす大出力のモータを使用できれば、特性２の負荷特性をほぼ全領域でカバーすることができるが、モータのコストや外形が大型になる問題がある。そこで、特性１の出力の小さいモータで特性２の負荷特性をカバーしようとすると、高速回転領域でカバーできなくなる。そのため、特性１のモータで特性２の負荷特性をカバーする方法として、モータのベクトル制御における弱め界磁制御を用いて、特性１のモータのＴ−ｎ特性を特性４のＴ−ｎ特性に変更する方法が考えられる。
【００１７】
弱め界磁制御も考慮したベクトル制御によって電動パワーステアリング装置のモータを制御することは、従来良く知られている。例えば特開２００１−１８８２２号公報（特許文献１）においても、ベクトル制御を用いて電動パワーステアリング装置のモータを制御している。
【００１８】
図１５は、特許文献１のベクトル制御を用いた電動パワーステアリング装置の制御装置の基本的構成を示している。
【００１９】
トルク指令値Ｔｒｅｆを基に指令電流決定手段３２４で、ｄ軸の電流指令値ｉｄｒｅｆ及びｑ軸の電流指令値ｉｑｒｅｆが算出される。一方、モータ３０８のモータ電流ｉａ，ｉｂ，ｉｃは電流検出手段３４１，３４２で検出され、検出された電流ｉａ，ｉｂ，ｉｃは３相／２相変換回路３４３でｄ−ｑ２軸の電流ｉｄ，ｉｑに変換される。減算部３２５，３２６でそれぞれｄ軸電流指令値ｉｄｒｅｆ及びｑ軸電流指令値ｉｑｒｅｆと、フィードバックされた電流ｉｄ，ｉｑとの偏差電流が算出される。偏差電流はＰＩ制御手段３２８に入力され、偏差電流を０とするような電圧指令値ｖｄ，ｖｑが算出される。モータ３０８は３相モータであり、電圧指令値ｖｄ、ｖｑは２相／３相変換回路３３６によって３相の電圧指令値ｖａ，ｖｂ，ｖｃに変換される。
【００２０】
ＰＷＭ制御手段３３７は、３相の電圧指令値ｖａ，ｖｂ，ｖｃに基づいてＰＷＭ制御されたゲート信号を生成する。インバータ３３８はＰＷＭ制御手段３３７で生成されたゲート信号によって駆動され、モータ３０８には偏差電流が０になるような電流が供給される。なお、レゾルバ３１６によってモータ３０８の角度（回転位置）θが検出され、角度θから角速度変換手段３４８で角速度（回転速度）ωが算出され、ベクトル制御に使用される。
【００２１】
このようなベクトル制御では、モータの高速回転領域では弱め界磁制御が用いられるので、次に弱め界磁制御を用いるベクトル制御について説明する。
【００２２】
トルクセンサ３０７で検出された操舵トルク（や車速等）を基に算出される操舵補助電流指令値Ｉｒｅｆに基づき、モータ３０８はベクトル制御される。このベクトル制御を数式で表現すると、下記数８或いは数９のようになる。数８は弱め界磁制御が無い場合（Ｉｄ＝０）で、数９は弱め界磁制御を実行している（Ｉｄ≠０）場合である。
【００２３】
（数８）
Ｉｑ＝Ｉｒｅｆ
Ｉｄ＝０
【００２４】
（数９）
Ｉｑ＝Ｉｒｅｆ
Ｉｄ≠０
一方、モータ電流Ｉｓをｄ軸電流指令値Ｉｄ及びｑ軸電流指令値Ｉｑで表現すると、下記数１０のようになる。
【００２５】
（数１０）
Ｉｓ＝√（Ｉｑ２＋Ｉｄ２）
このような電流関係を条件としてモータのベクトル制御において、ハンドルを急速に切り返したりすると、モータは必要とするトルクを出力できず、弱め界磁制御を実行する領域となる。つまり、高速回転領域では、モータ電流Ｉｓが飽和状態（デューティ＝１００％）に陥ってしまう可能性がある。
【００２６】
モータ電流が飽和すると、電流波形が歪んでモータのトルクリップルが大きくなり、その結果ハンドルに振動が発生したり、モータから異常音が発生する。
【００２７】
このように、定トルク出力の限界を越えて制御しようとすると、モータ電流が飽和してトルクリップルが大きくなり、運転手はハンドル操作に振動や違和感を感じることになる。
【００２８】
そこで、このような不具合に対応するために、本出願人による特願２００５−７６５３７が提案されている。特願２００５−７６５３７は、予めモータ抵抗やインダクタンスを用いてデューティが飽和しないようなモータ回転数と、ｑ軸電流値の関係マップ及びｄ軸電流値とを求めておき、実際の制御時には検出したモータ回転数、バッテリ電圧及びトルク値と車速に基づいて演算された電流指令値を参照しながら、弱め界磁制御を行っている。デューティが飽和しないように求められたｑ軸電流指令値とｄ軸電流指令値に基づいて弱め界磁制御を行うので、トルクリップルや振動が発生しない。
【特許文献１】特開２００１−１８８２２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２９】
しかしながら、電動パワーステアリング装置を例にとると、その搭載性から小型のモータが要求されると同時に、高い出力特性も要求される。これらの相反する要求を同時に満足させるために、ｄ軸電流量を大きく設定する必要がある。つまり、低回転時は小さなｄ軸電流指令値であるが、わずかに回転数が上昇すると、大きなｄ軸電流指令値になる場合がある。また、弱め界磁制御と弱め界磁制御なし制御を切替える手段を有した制御においては、ｄ軸電流指令値が零の状態から大きなｄ軸電流指令値に急変することになる。
【００３０】
このようにわずかな回転数の変化でｄ軸電流指令値が急変する場合、電流制御部の応答性が十分でないと出力トルクの変動によってトルクリップルや振動が発生し、電動パワーステアリング装置の場合には、運転者に不快感を与えてしまう。出力トルクの変動を抑えるために、電流制御の応答性を高める手法もあるが、電流制御の応答性はマイコンの処理能力やノイズ耐性を考慮して決められるために限界があり、十分に出力トルクの変動を抑えることはできない。
【００３１】
本発明は上述のような事情からなされたものであり、本発明の目的は、ベクトル制御のｄ軸弱め界磁制御時に、電流指令値或いは回転数がわずかに変化したとき、ｄ軸電流指令値の変化を出力トルクの変動がないように制限することによって、ハンドルの急速な切り返し操舵等の際にもモータの高速領域におけるトルクリップルの発生を抑え、振動や異常音のないモータ駆動制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００３２】
本発明は、ｄ−ｑ軸のベクトル制御によってモータを制御すると共に、弱め界磁制御を行うことが可能なモータ駆動制御装置に関し、本発明の上記目的は、予めオフライン計算で定められている少なくとも３つのマップを有し、少なくともトルク系からの電流指令値及びモータ回転速度を入力とし、オンライン制御時に、入力された前記モータ回転速度及び前記電流指令値に応じて前記マップの参照を行いながら、前記ベクトル制御におけるｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値を演算する、ｄ／ｑ軸電流指令値演算部と、前記ｄ／ｑ軸電流指令値演算部から出力された、前記弱め界磁制御用の前記ｄ軸電流指令値の変化率を電流制御系が制御できる範囲内に抑えるように制限するために、前記変化率を変化率制限値以下に制御した上で、前記d軸電流指令値を出力する、変化率制御部を具備し、前記３つのマップは、前記弱め界磁制御を行わない場合の前記モータ回転速度と前記ｑ軸電流指令値との関係を示す第１マップ、前記弱め界磁制御を行う場合の前記モータ回転速度と前記ｑ軸電流指令値との関係を示す第２マップ、及び、前記弱め界磁制御を行う場合の前記ｑ軸電流指令値と前記ｄ軸電流指令値との関係を示す第３マップであり、前記ｄ／ｑ軸電流指令値演算部から出力された前記ｑ軸電流指令値、及び前記変化率制御部から出力された前記ｄ軸電流指令値に基づいた前記ベクトル制御が行われることにより達成される。
【００３３】
また、本発明の上記目的は、前記変化率制限値をＤとし、サンプリング時間をΔｔとし、前記ｄ／ｑ軸電流指令値演算部から出力された前記ｄ軸電流指令値をＩｄ＿ｉｎとし、今回サンプリング時の前記ｄ／ｑ軸電流指令値演算部から出力された前記ｄ軸電流指令値をＩｄ＿ｉｎ（ｋ）とし、前記変化率制御部から出力された前記ｄ軸電流指令値をＩｄとし、前回サンプリング時の前記変化率制御部から出力された前記ｄ軸電流指令値をＩｄ（ｋ−１）とし、今回サンプリング時の前記変化率制御部から出力された前記ｄ軸電流指令値をＩｄ（ｋ）とし、前記変化率制御部では、下記のステップで示す処理を行うことにより、今回サンプリング時の前記ｄ軸電流指令値Ｉｄ（ｋ）を出力するようにしており、ステップＡ１：Ｉｄ＿ｉｎ（ｋ）とＩｄ（ｋ−１）を読み込み、ステップＡ２：ｄ軸電流指令値の変化量{Ｉｄ＿ｉｎ（ｋ）−Ｉｄ（ｋ−１）}を求めるとともに、単位時間での変化量制限値±ＤΔｔとの大小関係を判定し、ステップＡ３：−ＤΔｔ＜Ｉｄ＿ｉｎ（ｋ）−Ｉｄ（ｋ−１）＜ＤΔｔの場合に、Ｉｄ＿ｉｎ（ｋ）をＩｄ（ｋ）として出力し、ステップＡ４：Ｉｄ＿ｉｎ（ｋ）−Ｉｄ（ｋ−１）≧ＤΔｔの場合に、Ｉｄ（ｋ−１）＋ＤΔｔをＩｄ（ｋ）として出力し、ステップＡ５：Ｉｄ＿ｉｎ（ｋ）−Ｉｄ（ｋ−１）≦−ＤΔｔの場合に、Ｉｄ（ｋ−１）−ＤΔｔをＩｄ（ｋ）として出力することにより、より効果的に達成される。
【発明の効果】
【００３４】
本発明のモータ駆動制御装置によれば、ベクトル制御におけるｄ軸電流指令値の変化率を制御しているので、モータ回転数の急激な変化を抑制することができる。また、２相／３相電流変換後のモータ相電流の指令値が急激な変動を起こさないようにしているので、電流制御が十分応答できるようになり、トルクの変動を防ぎ、振動や異常音の発生を抑えることができる。
【００３５】
本発明のモータ駆動制御装置を電動パワーステアリングのモータ制御に適用した場合には、ハンドルの急速な切り返し操舵等の際にも、モータの高速領域におけるトルクリップルの発生を抑制でき、ハンドルに振動や異常音が伝達されることもなく、しかもハンドル操作に違和感のない高性能を得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３６】
先ず本発明の前提となるモータ制御について、本出願人による特願２００５−７６５３７について概略説明する。
【００３７】
事前にオフラインで、モータ抵抗値やインダクタンス値、コントローラ（コントロールユニット又はＥＣＵ）の内部抵抗値などのパラメータを用いて、要求転追性能（要求されているアシストトルク対回転数特性）を満たすために必要な弱め界磁制御用のｄ軸電流の量と、モータ回転速度/ｑ軸電流と、ｄ軸電流/ｑ軸電流との関係を定めるマップ（データテーブル）を作成しておく。そして、オンライン制御時に、検出したモータ回転速度、バッテリ電圧、電流指令値などに応じてマップ参照を行いながら、ｄ軸電流の出力タイミングと大きさを決めている。
【００３８】
即ち、図１はその構成例を示しており、３相ブラシレスモータ１００をＰＷＭで駆動するようになっている。トルク系からの電流指令値Ｉｒｅｆｔ、モータ回転速度ｎ、インバータ１０５への印加電圧（バッテリ電圧）Ｖｒはｄ／ｑ軸電流指令値演算部１０１に入力され、ｄ／ｑ軸電流指令値演算部１０１で演算されたｄ軸電流指令値Ｉｄ及びｑ軸電流指令値Ｉｑは、モータ電気角θと共に２相／３相電流変換部１０２に入力される。２相／３相電流変換部１０２からの３相の電流指令値Ｉｒｅｆａ、Ｉｒｅｆｂ、Ｉｒｅｆｃはそれぞれ減算部１０７ａ、１０７ｂ、１０７ｃを経てＰＩ制御部１０３に入力され、ＰＩ制御部１０３は減算部１０７ａ，１０７ｂ，１０７ｃそれぞれの演算結果に従ってデューティＤｕｔｙ＿ａ、Ｄｕｔｙ＿ｂ、Ｄｕｔｙ＿ｃを所定式で求め、ＰＷＭ制御部１０４はデューティＤｕｔｙ＿ａ、Ｄｕｔｙ＿ｂ、Ｄｕｔｙ＿ｃに応じてＰＷＭ信号を生成し、インバータ１０５はＰＷＭ信号で３相ブラシレスモータ１００を駆動する。３相ブラシレスモータ１００の電流は電流検出器１０６ａ、１０６ｂ、１０６ｃで検出され、検出電流はそれぞれ減算部１０７ａ１０７ｂ、１０７ｃにフィードバックされる。そして、ｄ／ｑ軸電流指令値演算部１０１は、デューティＤｕｔｙ＿ａ、Ｄｕｔｙ＿ｂ、Ｄｕｔｙ＿ｃが飽和しないようにｄ軸電流指令値Ｉｄ及びｑ軸電流指令値Ｉｑを求めるようになっている。
【００３９】
また、ｄ／ｑ軸電流指令値演算部１０１は、予めオフライン計算で定められている少なくとも３つのマップ（特性曲線）を有しており、その特徴は以下（１）〜（３）のようになっている。
（１）第１マップ（弱め界磁制御を行わない場合の電流指令制限値用マップ）
電流指令制限値はモータ回転速度ｎにより変化し、電流指令制限値Ｉｑ／モータ速度ｎの線上(図２の弱め界磁制御なしの特性曲線)で、デューティが１００％となる。この場合、ｄ軸電流指令値Ｉｄはゼロである。
（２）第２マップ（弱め界磁制御を行う場合の電流指令制限値用マップ）
電流指令制限値はモータ回転速度ｎにより変化し、電流指令制限値Ｉｑ/モータ速度
ｎの線上(図２の弱め界磁制御ありの特性曲線)で、デューティが１００％となる。弱め
界磁制御を行わない場合の特性曲線と比べ特性が上がっているのは、ｄ軸電流指令値
(Ｉｄ)を加え、モータにｄ軸電流を流すことによりモータ回転速度ｎの上昇ができる
ためである。
（３）第３マップ（ｄ軸電流指令値決定用マップ）
弱め界磁制御を行う場合の電流指令制限値を入力して、対応する値をｄ軸電流指令値
Ｉｄとする(図２の弱め界磁制御ｄ／ｑ軸電流関係曲線)。
上記第１〜第３マップを用いて、オンラインで以下の演算を実行する。先ずモータ回転速度ｎと、トルク系からの電流指令値(Ｉｒｅｆｔ)を検出する。検出したモータ回転速度ｎを図２の縦軸に当てはめ、その点から横軸に平行な線を引く。その平行線と弱め界磁制御なしでの特性曲線との交点、及び弱め界磁制御ありでの特性曲線との交点、電流指令値(Ｉｒｅｆｔ)との関係に基づいて、ｄ軸電流指令値Ｉｄとｑ軸電流指令値Ｉｑを表１のように出力する。
【００４０】
【表１】
0004797565.tif 000002
上記表１において、“Iqa”は平行線と弱め界磁制御なしの特性曲線との交点にあるｑ軸電流指令値であり、“Iqb”は平行線と弱め界磁制御ありの特性曲線との交点にあるｑ軸電流指令値であり、F(  )はｄ／ｑ軸電流関係の関数(図２の弱め界磁制御ｄ／ｑ軸電流関係)である。
【００４１】
図３は、“Ｉｒｅｆｔ≦Ｉｑａ”の場合のモータ電流指令制限値、モータ電流指令値、モータ回転速度の関係を示しており、図４は、“Ｉｑａ＜Ｉｒｅｆｔ≦Ｉｑｂ”の場合のモータ電流指令制限値、モータ電流指令値、モータ回転速度の関係を示しており、図５は、“Ｉｑｂ＜Ｉｒｅｆｔ”の場合のモータ電流指令制限値、モータ電流指令値、モータ回転速度の関係を示している。
上記表１の演算におけるｄ軸電流指令値Ｉｄの出力は、ｄ軸電流出力方法を示す図６のように実現される。即ち、弱め界磁制御なし特性の下側の△は運転状態（１）を示し、弱め界磁制御なし特性の上側の□は運転状態（２）を示し、運転状態（１）から運転状態（２）の遷移で、モータ回転数ｎは回転数の増加は少なく、モータｑ軸電流指令値Ｉｑは変化なしとなっている。弱め界磁制御なしでも要求出力を満足している運転状態（１）は弱め界磁制御を行わない状態として、ｄ軸電流指令値Ｉｄは０になっている。運転状態（２）は弱め界磁制御を行う状態として、弱め界磁制御ｄ／ｑ軸電流関係曲線によって求められたｄ軸電流指令値Ｉｄが使用されるが、このとき一気に数十Ａという大きい値の急峻な電流が出力される場合がある。この場合、モータ速度がわずかしか増加しないにも拘わらず、ｄ軸電流指令値Ｉｄが０Ａから大きい値までステップ状に増加することになる。このことから、以下のような現象が起こると考えられる。
（ａ）運転状態（１）から運転状態（２）に遷移した時、図７に示すようにｄ軸電流指令
値Ｉｄが０Ａから大きい値に急激に変化することにより、○で示す運転状態（３）
まで回転速度ｎを増すことができるようになる。つまりこのままだと、一気に運転
状態（１）から運転状態（３）にまで回転速度ｎが増す場合がある。電動パワース
テアリングにおいては、これが運転者に違和感を与える要因となる。
（ｂ）運転状態（１）から運転状態（２）に遷移した時、ｄ軸電流指令値Ｉｄが０Ａから
大きい値に急激に変化することにより、２相／３相電流変換部１０２以降の相電流
指令値も急激に変動し、電流フィードバック制御（ＰＩ制御部１０３）が追従しき
れず（又は制御しきれず）、一瞬モータ電流が電流指令値に追従できなくなり、出
力トルクの変動を引き起こし、これによってモータに振動や異常音が発生する。
本発明は上述の前提の基になされたものであり、図８に示すようにｄ軸電流指令値Ｉｄの変化率（単位時間又は一定制御周期での変化量）を予め適切に設定された変化率で制御する変化率制御部１１０を設けている。つまり、変化率制御部１１０は、ｄ軸電流指令値Ｉｄの変化率を電流制御系が制御できる範囲内に抑えるように制限する。
【００４２】
本発明におけるｄ軸電流指令値Ｉｄの変化率制御は、ｄ／ｑ軸電流指令値演算部１０１から演算出力されるｄ軸電流指令値Ｉｄ(図２のＩｄ)の変化率を所定値以下に制御するものである。ここで、Ｉｄ＿ｉｎを変化率制御部１１０前のｄ軸電流指令値とし、ｄ軸電流指令値Ｉｄを変化率制御部１１０後のｄ軸電流指令値とし、Ｄをｄ軸電流指令値Ｉｄの変化率制限値とし、Δｔをサンプリング時間とすると、下記数１１が成立する。下記数１１に示すようにすることで、ｄ軸電流指令値変化率を変化率制限値以下にすることができる。
【００４３】
（数１１）
Id(k)=Id(k-1)+DΔt      〔Id_in(k)-Id(k-1)≧DΔt〕
Id(k)=Id_in(k)          〔-DΔt<Id_in(k)-Id(k-1)<DΔt〕
Id(k)=Id(k-1)-DΔt      〔Id_in(k)‐Id(k-1)≦-DΔt〕
ここで、Ｉｄ（ｋ−１）は前回サンプリング時の変化率制御部１１０の出力で
あり、Ｉｄ（ｋ）は今回サンプリング時の変化率制御部１１０の出力である。
変化率制御部１１０は、例えば図１１に示すソフト処理で上記数１１を実行する。即ち、先ず今回サンプル時刻のｄ軸電流指令値入力Ｉｄ＿ｉｎ（ｋ）を読込み（ステップＳ１）、前回サンプル時刻のｄ軸電流指令値入力Ｉｄ（ｋ−１）を読込む（ステップＳ２）。そして、変化量{Ｉｄ＿ｉｎ（ｋ）−Ｉｄ（ｋ−１）}を求めると共に、単位時間での変化量制限値±ＤΔｔとの大小関係を判定する（ステップＳ３）。そして、変化量{Ｉｄ＿ｉｎ（ｋ）−Ｉｄ（ｋ−１）}が変化量制限値±ＤΔｔの範囲内の場合には、今回のｄ軸電流指令値Ｉｄ（ｋ）を”Ｉｄ＿ｉｎ（ｋ）“とし（ステップＳ１０）、変化量{Ｉｄ＿ｉｎ（ｋ）−Ｉｄ（ｋ−１）}が変化量制限値＋ＤΔｔよりも大きい場合には、今回のｄ軸電流指令値Ｉｄ（ｋ）を”Ｉｄ＿ｉｎ（ｋ）＋ＤΔｔ“とし（ステップＳ２０）、変化量{Ｉｄ＿ｉｎ（ｋ）−Ｉｄ（ｋ−１）}が変化量制限値−ＤΔｔよりも小さい場合には、今回のｄ軸電流指令値Ｉｄ（ｋ）を”Ｉｄ＿ｉｎ（ｋ）−ＤΔｔ“とする（ステップＳ３０）。このように処理することで、変化量{Ｉｄ＿ｉｎ（ｋ）−Ｉｄ（ｋ−１）}は変化量制限値±ＤΔｔの範囲を超えることはない。
変化率制限値Ｄは、ｄ軸電流指令値Ｉｄが急激に変化することによる回転数ｎの急変が起こらない程度に、ｄ軸電流指令値Ｉｄの変化率を抑えるように設定するとよい。或いは、変化率制限値Ｄは、２相／３相電流変換部１０２以後の相電流指令値の変化が、その相電流指令値の変化に電流制御部で制御された電流が十分に応答できる程度に収まるように、ｄ軸電流指令値Ｉｄの変化率を抑えるように設定するとよい。
【００４４】
図９は本発明の原理を、図６に対応させて示しており、変化率制御部１１０で運転状態（２）におけるｄ軸電流指令値Ｉｄの変化を数十Ａ（アンペア）まで徐々に増加させている。これにより図１０に示すように、運転状態（２）から運転状態（３）に遷移した場合でもｄ軸電流指令値Ｉｄが急峻には変化しないので、モータが発生するトルクの変動を防ぎ、振動や異常音の発生を抑えることができる。
【００４５】
上述の実施例では、弱め界磁制御と弱め界磁ない制御を切替える切替手段を有する制御に対して本発明を適用した例を説明したが、弱め界磁制御を常時実行している制御においても適用できる。例えば、モータ回転数又はトルク系からの電流指令値Ｉｒｅｆに応じてｄ軸電流が変化するように設定された場合には、前述したように出力トルクの変動が発生する場合があるため、本発明の変化率制限制御が必要となる。また、上述したモータ駆動制御装置を電動パワーステアリング装置に搭載して使用することも可能である。
【図面の簡単な説明】
【００４６】
【図１】本発明の前提となるモータ駆動制御装置の構成例を示すブロック図である。
【図２】モータ電流指令制限値、モータ電流指令値、モータ回転速度の関係を示す特性図である。
【図３】Ｉｒｅｆｔ≦Ｉｑａの場合のモータ電流指令制限値、モータ電流指令値、モータ回転速度の関係を示す特性図である。
【図４】Ｉｑａ＜Ｉｒｅｆｔ≦Ｉｑｂの場合のモータ電流指令制限値、モータ電流指令値、モータ回転速度の関係を示す特性図である。
【図５】Ｉｑｂ＜Ｉｒｅｆｔの場合のモータ電流指令制限値、モータ電流指令値、モータ回転速度の関係を示す特性図である。
【図６】ｄ軸電流の出力方法を説明するための図である。
【図７】従来の制御特性例を示す図である。
【図８】本発明の基本構成例を示すブロック構成図である。
【図９】本発明の原理を説明するための図である。
【図１０】本発明の特性例を示す図である。
【図１１】本発明の動作例を示すフローチャートである。
【図１２】一般的な電動パワーステアリング装置の構成図である。
【図１３】モータのＴ−ｎ特性を示す図である。
【図１４】モータ特性と要求されるモータ負荷特性を重ねて示す図である。
【図１５】従来のベクトル制御装置の構成例を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００４７】
１００、３０８      モータ
１０１              ｄ／ｑ軸電流指令値演算部
１０２              ２相／３相電流変換部
１０３              ＰＩ制御部
１０４              ＰＷＭ制御部
１０５、３３８      インバータ
１１０              変化率制御部
３０１              操向ハンドル
３０２              コラム軸
３０７              トルクセンサ
３２４              指令電流決定手段
３２８              ＰＩ制御手段
３３６              ２相／３相変換回路
３３７              ＰＷＭ制御手段
３４３              ３相／２相変換回路
３４８              角速度変換手段
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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