(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
非共振型アンテナと前記非共振型アンテナに接続するインピーダンス整合回路を備えた通信回路であって、
前記インピーダンス整合回路は、伝送線路を有し、
前記伝送線路の電気長θ0及び特性インピーダンスＺ1は、外部Ｑ  Ｑe1並びに前記非共振型アンテナのリアクタンスＸa及び放射抵抗Ｒaに対して(eq1)式により算出される、通信回路。
【数１】
0004827260.tif 000043
【請求項２】
非共振型アンテナと前記非共振型アンテナに接続するインピーダンス整合回路を備えた通信回路であって、
前記インピーダンス整合回路は、伝送線路を有し、
前記伝送線路の電気長θ0及び特性インダクタンスＹ1は、外部Ｑ  Ｑe1並びに前記非共振型アンテナのサセプタンスＢa及びコンダクタンスＧaに対して(eq2)式により算出される、通信回路。
【数２】
0004827260.tif 000044
【請求項３】
前記インピーダンス整合回路は、前記非共振型アンテナ及び前記伝送線路の電力と外部回路の電力を整合する電力整合手段を有する、請求項１又は２に記載の通信回路。
【請求項４】
前記電力整合手段は、インバータであり、
前記インバータのＪパラメータは、前記非共振型アンテナ及び前記伝送線路の特性インピーダンスＺ０及びコンダクタンスＧｉｎに対して(eq3)式により算出される、請求項３記載の通信回路。
【数３】
0004827260.tif 000045
【請求項５】
前記インピーダンス整合回路を複数備え、
前記複数のインピーダンス整合回路において、中心周波数が隣り合う少なくとも２つのインピーダンス整合回路は、
周波数帯域が互いに重ならずに区別されて設定されて、互いに異なる周波数の信号を前記インピーダンス整合回路の少なくとも一つに入力可能、前記インピーダンス整合回路の少なくとも一つから出力可能、若しくは、入出力可能であり、又は、
重なって広域に設定されて、互いに異なる周波数の信号を前記インピーダンス整合回路の少なくとも一つに入力可能、若しくは、前記インピーダンス整合回路の少なくとも一つから出力可能である、請求項１から４のいずれかに記載の通信回路。
【請求項６】
非共振型アンテナに接続するインピーダンス整合回路であって、
一端が前記非共振型アンテナに接続する伝送線路を有し、
前記伝送線路の電気長θ0及び特性インピーダンスＺ1が、外部Ｑ  Ｑe1並びに前記非共振型アンテナのリアクタンスＸa及び放射抵抗Ｒaに対して(eq4)式により算出される、インピーダンス整合回路。
【数４】
0004827260.tif 000046
【請求項７】
非共振型アンテナに接続するインピーダンス整合回路であって、
一端が前記非共振型アンテナに接続する伝送線路を有し、
前記伝送線路の電気長θ0及び特性インダクタンスＹ1が、外部Ｑ  Ｑe1並びに前記非共振型アンテナのサセプタンスＢa及びコンダクタンスＧaに対して(eq5)式により算出される、インピーダンス整合回路。
【数５】
0004827260.tif 000047
【請求項８】
非共振型アンテナに接続するインピーダンス整合回路を生産する方法であって、
前記インピーダンス整合回路は、一端が前記非共振型アンテナに接続する伝送線路を有し、
前記伝送線路の電気長θ0及び特性インピーダンスＺ1が、外部Ｑ  Ｑe1並びに前記非共振型アンテナのリアクタンスＸa及び放射抵抗Ｒaに対して(eq6)式により算出されるステップを含む、インピーダンス整合回路を生産する方法。
【数６】
0004827260.tif 000048
【請求項９】
非共振型アンテナに接続するインピーダンス整合回路を生産する方法であって、
前記インピーダンス整合回路は、一端が前記非共振型アンテナに接続する伝送線路を有し、
前記伝送線路の電気長θ0及び特性インダクタンスＹ1が、外部Ｑ  Ｑe1並びに前記非共振型アンテナのサセプタンスＢa及びコンダクタンスＧaに対して(eq7)式により算出されるステップを含む、インピーダンス整合回路を生産する方法。
【数７】
0004827260.tif 000049
【請求項１０】
非共振型アンテナに接続するインピーダンス整合回路の設計方法であって、
前記インピーダンス整合回路は、一端が前記非共振型アンテナに接続する伝送線路を有し、
前記伝送線路の電気長θ0及び特性インピーダンスＺ1が、外部Ｑ  Ｑe1並びに前記非共振型アンテナのリアクタンスＸa及び放射抵抗Ｒaに対して(eq8)式により算出されるステップを含む、インピーダンス整合回路の設計方法。
【数８】
0004827260.tif 000050
【請求項１１】
非共振型アンテナに接続するインピーダンス整合回路の設計方法であって、
前記インピーダンス整合回路は、一端が前記非共振型アンテナに接続する伝送線路を有し、
前記伝送線路の電気長θ0及び特性インダクタンスＹ1が、外部Ｑ  Ｑe1並びに前記非共振型アンテナのサセプタンスＢa及びコンダクタンスＧaに対して(eq9)式により算出されるステップを含む、インピーダンス整合回路の設計方法。
【数９】
0004827260.tif 000051
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、通信回路、インピーダンス整合回路、インピーダンス整合回路を生産する方法、及び、インピーダンス整合回路の設計方法に関し、特に、伝送線路を有するインピーダンス整合回路を有する通信回路等に関する。
【０００２】
近年の情報化社会においては、移動体通信や衛星通信などの無線を利用したシステムが急速に普及している。それに伴い、通信システムには、高性能化、高効率化とともに、小型化が求められている。通信システムの大きさはアンテナの大きさに大きく依存しているため、通信システムの小型化においては性能を劣化させずにアンテナを小型化することが重要となる。
【０００３】
通信システムにおいて用いられる無線信号の波長と比較して十分小さなアンテナは微小アンテナと呼ばれるが、このような微小アンテナに関しては様々な設計法が提案されている（例えば特許文献１、特許文献２、非特許文献１参照）。
【０００４】
【特許文献１】
特開２００４−２７４５１３号公報
【特許文献２】
特開２００３−２８３２１１号公報
【非特許文献１】
古閑洋子、外３名著，“フィルタ付き超伝導スロットアレーアンテナの設計評価”，電子情報通信学会技術研究報告(SCE2002-5，MW2002-5)，2002，p．23-28
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
［０００５］
しかしながら、従来のアンテナは共振型であったため、共振周波数を中心周波数に合わせる必要があった。そのため、共振の周波数によりその大きさが決定されており、自由に大きさを制御することが困難である。このような課題はアンテナ以外の負荷一般に関しても同様である。
［０００６］
そこで、本発明の目的は、アンテナ等の小型化に適合する通信回路、通信装置、インピーダンス整合回路及びインピーダンス整合回路設計方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
請求項１に係る発明は、非共振型アンテナと前記非共振型アンテナに接続するインピーダンス整合回路を備えた通信回路であって、前記インピーダンス整合回路は、伝送線路を有し、前記伝送線路の電気長θ0及び特性インピーダンスＺ1は、外部Ｑ  Ｑe1並びに前記非共振型アンテナのリアクタンスＸa及び放射抵抗Ｒaに対して(eq1)式により算出されるものである。
［０００８］
なお、請求項１記載の通信回路であって、前記非共振型アンテナが直列非共振又は並列非共振であってもよい。その場合、前記伝送線路の電気長及び特性インピーダンスは、前記アンテナが直列非共振の場合には該アンテナの内部インピーダンスに基づいて、前記アンテナが並列非共振の場合には該アンテナの内部アドミタンスに基づいて決定されるものであってもよい。
［０００９］
さらに、請求項１記載の通信回路であって、前記インピーダンス整合回路はインバータを有するものであってもよい。このような構成により、インピーダンス変換率が非常に大きい場合にも、インバータの形状を工夫してパラメータを変更することで整合を取ることができる。
［００１０］
さらに、請求項１記載の通信回路であって、前記伝送線路は例えばコプレーナ導波路のような誘電体基板に構成された分布定数線路であってもよい。
［００１１］
さらに、請求項１記載の通信回路であって、伝送線路はメアンダ形状であってもよい。このような構成とすることにより、伝送線路が直線のままではなく伝送線路を折り曲げて、全体の長さの小型化を図ることが可能となる。さらに、例えばアンテナが並列非共振である場合のようにアンテナ内部に伝送線路を設けることが可能なときには、実質的にアンテナの大きさで回路全体を構成することが可能となる。
［００１２］
さらに、請求項１記載の通信回路であって、高温超伝導体を用いて実現されるものであってもよい。導体損の非常に少ない高温超電導体を用いることにより、小型になるにつれ効率が下がる要因となる導体損の影響を受けにくくなる。
［００１３］
さらに、請求項１記載の通信回路は、送信回路、受信回路又は送受信回路であってもよい。
【００１４】
請求項２に係る発明は、非共振型アンテナと前記非共振型アンテナに接続するインピーダンス整合回路を備えた通信回路であって、前記インピーダンス整合回路は、伝送線路を有し、前記伝送線路の電気長θ0及び特性インダクタンスＹ1は、外部Ｑ  Ｑe1並びに前記非共振型アンテナのサセプタンスＢa及びコンダクタンスＧaに対して(eq2)式により算出されるものである。
【００１５】
請求項３に係る発明は、請求項１又は２記載の通信回路であって、前記インピーダンス整合回路は、前記非共振型アンテナ及び前記伝送線路の電力と外部回路の電力を整合する電力整合手段を有するものである。
【００１６】
【数１】
0004827260.tif 000002
【００１７】
請求項４に係る発明は、請求項３記載の通信回路であって、前記電力整合手段は、インバータであり、前記インバータのＪパラメータは、前記非共振型アンテナ及び前記伝送線路の特性インピーダンスＺ０及びコンダクタンスＧｉｎに対して(eq3)式により算出されるものである。
【００１８】
請求項５に係る発明は、請求項１から４のいずれかに記載の通信回路であって、前記インピーダンス整合回路を複数備え、前記複数のインピーダンス整合回路において、中心周波数が隣り合う少なくとも２つのインピーダンス整合回路は、周波数帯域が互いに重ならずに区別されて設定されて、互いに異なる周波数の信号を前記インピーダンス整合回路の少なくとも一つに入力可能、前記インピーダンス整合回路の少なくとも一つから出力可能、若しくは、入出力可能であり、又は、重なって広域に設定されて、互いに異なる周波数の信号を前記インピーダンス整合回路の少なくとも一つに入力可能、若しくは、前記インピーダンス整合回路の少なくとも一つから出力可能であるものである。
【００１９】
【数２】
0004827260.tif 000003
【００２０】
請求項６に係る発明は、非共振型アンテナに接続するインピーダンス整合回路であって、一端が前記非共振型アンテナに接続する伝送線路を有し、前記伝送線路の電気長θ0及び特性インピーダンスＺ1が、外部Ｑ  Ｑe1並びに前記非共振型アンテナのリアクタンスＸa及び放射抵抗Ｒaに対して(eq1)式により算出されるものである。
【００２１】
請求項７に係る発明は、非共振型アンテナに接続するインピーダンス整合回路であって、一端が前記非共振型アンテナに接続する伝送線路を有し、前記伝送線路の電気長θ0及び特性インダクタンスＹ1が、外部Ｑ  Ｑe1並びに前記非共振型アンテナのサセプタンスＢa及びコンダクタンスＧaに対して(eq2)式により算出されるものである。
【００２２】
請求項８に係る発明は、非共振型アンテナに接続するインピーダンス整合回路を生産する方法であって、前記インピーダンス整合回路は、一端が前記非共振型アンテナに接続する伝送線路を有し、前記伝送線路の電気長θ0及び特性インピーダンスＺ1が、外部Ｑ  Ｑe1並びに前記非共振型アンテナのリアクタンスＸa及び放射抵抗Ｒaに対して(eq1)式により算出されるステップを含むものである。請求項９に係る発明は、非共振型アンテナに接続するインピーダンス整合回路を生産する方法であって、前記インピーダンス整合回路は、一端が前記非共振型アンテナに接続する伝送線路を有し、前記伝送線路の電気長θ0及び特性インダクタンスＹ1が、外部Ｑ  Ｑe1並びに前記非共振型アンテナのサセプタンスＢa及びコンダクタンスＧaに対して(eq2)式により算出されるステップを含むものである。
【００２３】
請求項１０に係る発明は、非共振型アンテナに接続するインピーダンス整合回路の設計方法であって、前記インピーダンス整合回路は、一端が前記非共振型アンテナに接続する伝送線路を有し、前記伝送線路の電気長θ0及び特性インピーダンスＺ1が、外部Ｑ  Ｑe1並びに前記非共振型アンテナのリアクタンスＸa及び放射抵抗Ｒaに対して(eq1)式により算出されるステップを含むものである。請求項１１に係る発明は、非共振型アンテナに接続するインピーダンス整合回路の設計方法であって、前記インピーダンス整合回路は、一端が前記非共振型アンテナに接続する伝送線路を有し、前記伝送線路の電気長θ0及び特性インダクタンスＹ1が、外部Ｑ  Ｑe1並びに前記非共振型アンテナのサセプタンスＢa及びコンダクタンスＧaに対して(eq2)式により算出されるステップを含むものである。なお、請求項１０又は１１記載のインピーダンス整合回路の設計方法をコンピュータに実行させるプログラム又は前記プログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体であってもよい。
【００２４】
本願発明によれば、非共振型アンテナ等とインピーダンス整合回路を併せて共振器として設計することが可能となる。例えば非共振型アンテナであれば、共振周波数を中心周波数に合わせる必要がないため、アンテナの小型化を図ることができ、通信システム全体の更なる小型化を図ることが可能となる。また、伝送線路の特性インピーダンスを変えることによって広帯域化を実現することができる。
【００２５】
なお、スロットダイポールアンテナと整合回路を高温超伝導薄膜基板上に一体化させたものについて電磁界シミュレータにより性能予測を行うと、得られたアンテナは、整合回路まで含めて３１００［μｍ］×１９００［μｍ］となり、波長λ（約２６０００［μｍ］）に対して非常に小型化することが可能であった。アンテナ部のみでは３０７０［μｍ］×６００［μｍ］となっている。無線ＬＡＮに用いられているアンテナの代表的なものである半波長方形パッチアンテナは、同じ中心周波数と基盤誘電率では約１３０００［μｍ］×１３０００［μｍ］である。したがって、得られたアンテナは、現在普及しているアンテナと比較して面積が約９１分の１であり、かなりの小型化が実現できるといえる。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】本発明の実施の形態に係る通信回路１の概略ブロック図である。
【図２】図１のアンテナ部３の一例であるアンテナを示す図である。
【図３】図１の整合部５の一例である整合回路を示す図である。
【図４】分布定数線路の概念を示す図である。
【図５】図２のアンテナと図３の整合部５を備える整合回路付きアンテナ等価回路を示す図である。
【図６】プロトタイプ一段フィルタの構成を示す図である。
【図７】関数Sinc(θ)が描く波形を示す図である。
【図８】コプレーナ導波路（ＣＰＷ）の形状を示す図である。
【図９】別の厚さの基盤を用いる場合の特性インピーダンスＺ1の変化を示す図である。
【図１０】アンテナ長ＬとＣＰＷの特性インピーダンスＺ1が一定であるとしてアンテナ幅Ｗを変化させたときの放射抵抗Ｒaのシミュレーション結果を示す図である。
【図１１】アンテナ長ＬとＣＰＷの特性インピーダンスＺ1が一定であるとして、アンテナ幅Ｗを変化させたときの外部Ｑの値のシミュレーション結果を示す図である。
【図１２】アンテナサイズの比較図である。
【図１３】設計した整合回路付きの微小スロットアンテナを示す図である。
【図１４】図１３のアンテナの反射係数及び透過係数のシミュレーションによる解析結果を示す図である。
【図１５】図１のアンテナ部の他の一例を示す図である。
【図１６】図１５の整合回路付きアンテナ等価回路とフィルタ理論に基づく回路を示す図である。
【図１７】ＭＩＭＯ通信技術への応用の一実施例を示す図である。
【図１８】ＵＷＢ方式通信への応用の一実施例を示す図である。
【図１９】複数周波数での同時通信の一例を示す図である。
【図２０】３個のアンテナのそれぞれに３段のバンドパスフィルタ一体型コプレーナ導波路（ＣＰＷ）整合回路のそれぞれを接続して３つのチャンネルに対応させる状態を示した回路図である。
【図２１】図２０の回路図をもとにシミュレーションを行った結果を示す図である。
【図２２】３個のアンテナのそれぞれに３段のバンドパスフィルタ一体型コプレーナ導波路（ＣＰＷ）整合回路のそれぞれを接続して５ＧＨｚ帯の広域化を図った状態を示した回路図である。
【図２３】図２２の回路図をもとにシミュレーションを行った結果を示す図である。
【図２４】複数の整合回路を備える回路の他の一例を示す図である。
【符号の説明】
【００２７】
１  通信回路
３  アンテナ部
５  整合部
【発明を実施するための最良の形態】
【００２８】
図１は、本発明の実施の形態に係る通信回路１の概略ブロック図である。通信回路１は、アンテナ部３と、前記アンテナ部３に接続する整合部５とを備える。前記整合部５は、インピーダンスの整合を行うものである。
【００２９】
図２（ａ）は、図１のアンテナ部３の一例である微小スロットダイポールアンテナを示す図である。この例では、アンテナは整合部５にコプレーナ導波路（ＣＰＷ）により接続されている。図２（ａ）において、アンテナ長Ｌ［μｍ］は管内波長λ［μｍ］に対してＬ<<λである。図２（ａ）のアンテナを電磁界シミュレーションによって解析すると、そのインピーダンスＺaの周波数特性は図２（ｂ）のようになる。放射抵抗ＲaおよびリアクタンスＸaの傾きは中心周波数（例えば５．０ＧＨｚ）付近で一定となるので、このアンテナの等価回路は図２（ｃ）のように放射抵抗ＲaとリアクタンスＸaの直列回路で表すことができる。このアンテナは先がショートな形状のものであり、直列非共振と呼ばれる。
【００３０】
図３は、図１の整合部５の一例である整合回路を示す図である。図３において、整合回路は伝送経路とインバータを有する。伝送経路は、２本の並行する信号線であり、電気長がθであって、これらの信号線は一端がアンテナ部３と接続され、他方はインバータを介して外部に接続される。
【００３１】
本実施例においては、図１の整合部５は、式(1)の設計公式に基づいて求められる伝送線路の特性インピーダンスＺ1及び電気長θ0を用いて設計されるものである。式(1)において、Ｑe1は共振器の外部Ｑ（外部回路との結合量）であり（式(53)参照）、関数Sinc（θ）はSinc(θ)＝sinθ／θである（図７参照）。この式(1)の設計公式は、詳細は後述するが、整合回路付きアンテナ等価回路（図５（ｃ）参照）とフィルタ理論に基づく回路（図６参照）が等価となる条件に基づいて導出されるものである。
【００３２】
【数３】
0004827260.tif 000004
【００３３】
図４〜図７を用いて、式(1)の設計公式について、その導出を中心に説明する。
【００３４】
まず、帯域通過フィルタについて説明する。フィルタは、ある必要な周波数帯域の信号を通過させ、不必要な周波数帯域の信号を遮断する素子である。一般的な帯域通過フィルタには、例えばチェビシェフフィルタがある。以下では、チェビシェフフィルタについて設計公式を述べるが、例えば最平坦フィルタなどチェビシェフフィルタ以外のフィルタに関しても同様にして設計公式を求めることができる。
【００３５】
所望の帯域通過フィルタの比帯域をｗ、中心周波数をω0とすると、比帯域ｗと中心周波数ω0は式(2)の関係にある。ここで、ω1とω2は遮断角周波数である。
【００３６】
【数４】
0004827260.tif 000005
【００３７】
ｎ段帯域通過フィルタはＬＣ直列共振器とＬＣ並列共振器を備える（例えば、G．L．Matthaei著，“Microwave  Filters，Impendence-matching  Networks，and  Coupling  Structures”，Artech  House，1980，p.429参照）。ＬＣ直列共振器のＬkとＣkは式(3)のように表され、ＬＣ並列共振器のＬjとＣjは(4)式のように表される。ここで、giは規格化素子値であり、通過域のリップルが最大となる点での反射係数をＲＬrとすると式(5)のように表される。なお、β、γ、ａk、ｂkは式(6)と式(7)のように表されるものである。
【００３８】
【数５】
0004827260.tif 000006
【００３９】
二端子対回路網において、電力と信号波の伝搬を評価するパラメータとしては反射係数と透過係数が用いられる。これらは、Ｓ行列から式(8)のように求められる。ここで、Ｓ11＝（反射電力）/（入力電力）、Ｓ21＝（透過電力）/（入力電力）である。
【００４０】
【数６】
0004827260.tif 000007
【００４１】
受信用アンテナの場合には、通常、性能の評価は透過係数で行われるが、導体損が無視できる場合は|Ｓ11|2＋|Ｓ21|2＝１が成り立つので、透過係数の設計は整合回路の特性である反射係数と同時に行うことができる。アンテナの特性である利得については送信利得と受信利得は等価であり、また後述の電磁界シミュレータではその性質から反射係数の解析が行われる。そのため、以下では、性能の評価は反射係数により行われることとする。
【００４２】
続いて、直列共振器や並列共振器などの共振器の特性を表すスロープパラメータについて説明する。まず、直列共振器については、直列共振器のリアクタンスをＸkとすると、リアクタンススロープパラメータｘkは式(9)で定義される。直列共振器のリアクタンスＸkと共振周波数ω0は式(10)に示されるものであるので、リアクタンススロープパラメータｘkは式(11)のように表される。これより、直列共振器のリアクタンスＸkは式(12)のように表される。
【００４３】
【数７】
0004827260.tif 000008
【００４４】
並列共振器についても同様に、サセプタンスをＢjとすると、サセプタンススロープパラメータｂjは式(13)で定義される。並列共振器のサセプタンスＢjと共振周波数ω0は式(14)に示されるものであるので、サセプタンススロープパラメータｂjは式(15)のように表される。これより、並列共振器のサセプタンスＢjは式(16)のように表される。
【００４５】
【数８】
0004827260.tif 000009
【００４６】
続いて、インバータによるフィルタの構成について説明する。インバータにはＪインバータとＫインバータがあり、これらは、いずれも入力端と出力端とで影像位相量が±π/2またはその奇数倍ずれる素子である。そのため、負荷インピーダンスは、インバータの入力端からみると、あたかも反転したかのようにみえる。インバータの縦続行列（回路の入力電圧と入力電流を決めたときの出力電圧と出力電流を決める行列）は、その定義より式(17)のように表される。ここで、行列中のＫとＪはそれぞれＫパラメータとＪパラメータと呼ばれ、Ｋ＝１／Ｊという関係が成り立つものである。
【００４７】
【数９】
0004827260.tif 000010
【００４８】
続いて、並列共振器とＪインバータを備える回路について検討する。サセプタンスＢ’の並列共振器がＪインバータを介して外部と接続する回路を考えると、この回路は縦続行列が式(18)のように表されるので、Ｂ'をＢ’＝Ｊ2ＸとすればリアクタンスＸの直列共振器と等価となる。したがって、直列共振器は並列共振器とＪインバータを備える回路と等価であるので、ｎ段帯域通過フィルタは、並列共振器とＪインバータのみで構成することができる。このときの並列共振器のサセプタンスＢi及びＪパラメータはそれぞれ式(19)と式(20)で与えられる。
【００４９】
【数１０】
0004827260.tif 000011
【００５０】
続いて、図４を参照して分布定数線路について説明する。高周波では回路の寸法が波長に比べて無視できなくなり、キャパシタンスやリアクタンスなどの集中定数素子で回路を実現することは難くなる。そこで、電流や電圧を時間と位置の関数と考え、伝送回路はそれらの伝播方向に微小な回路素子が分布したものと近似する。この近似回路は、分布定数線路と呼ばれる。
【００５１】
線路上の微小部分dzに関して、図４（ａ）と図４（ｂ）は等価回路となる。この回路の電流・電圧についての微分方程式は式(21)のように表され、これを解くと、式(22)の結果が得られる。ただし、Ｋ1とＫ2は任意の定数であり、γとＺ0はそれぞれ伝播定数と特性インピーダンスと呼ばれ、式(23)のように表されるものである。
【００５２】
伝播定数γを複素表示したときの実部αは減衰定数、虚部βは位相定数と呼ばれる。一般的な伝送線路ではＲ<<ωＬ、Ｇ<<ωＣが成り立つので、αとβは式(24)のように表されることができる。
【００５３】
【数１１】
0004827260.tif 000012
【００５４】
続いて、長さｌの伝送線路を表す縦続行列について検討する。Ｖ(0)=Ｖ1、Ｉ(0)=Ｉ1とすると、式(22)より式(25)の境界条件が得られる。この境界条件を式(22)に代入して式(26)の関係を用いることにより、式(27)が導かれる。よって、ｚ＝ｌにおける電圧Ｖ2と電流Ｉ2は式(28)のように表される。式(28)を逆行列を用いて表すと、長さｌ、特性インピーダンスＺ0の伝送線路の縦続行列は式(29)のように得られる。また、α<<１のとき、長さｌに対応する電気長がθであるとするとγｌ＝ｊβｌ＝ｊθより式(29)は式(30)で表される。
【００５５】
【数１２】
0004827260.tif 000013
【００５６】
以上のフィルタ理論を応用して図１の整合部５の設計理論を導出する。アンテナが直列非共振の場合、図２（ｃ）にあるように、アンテナは放射抵抗ＲaとリアクタンスＸaの直列回路で表される。このインピーダンスをＺaとすると、Ｚa＝Ｒa＋ｊＸa＝Ｒa＋ｊωＬである。
【００５７】
図５（ａ）は、負荷インピーダンスＺaが電気長θと特性インピーダンスＺ１の無損失伝送線路に接続された回路を示す図である。式(30)より、端子ａ−ａ’から見た入力インピーダンスＺinは式(31)で表される。
【００５８】
図５（ｂ）は、伝送線路を適当な長さ（以下ではθ0とする）にした場合に、図５（ａ）の回路が等価とみなすことができる中心周波数ω0の並列共振回路を示す図である。また、この並列共振回路の入力アドミタンスＹin（Ｙin＝１／Ｚin）は式(32)のように表される（式(16)参照）。ここで、サセプタンススロープパラメータｂは式(33)で表されるものである（式(13)参照）。
【００５９】
図５（ｃ）は、図５（ｂ）の回路がＪインバータを介して外部と接続する回路を示す図である。図５（ｃ）の回路の入力インピーダンスＺin2は式(34)のようになる。
【００６０】
【数１３】
0004827260.tif 000014
【００６１】
一方、式(19)と式(20)より、プロトタイプ一段フィルタは図６のように構成され、その設計値は式(35)のように与えられる。ここで、ｗは比帯域であり、ｂはサセプタンススロープパラメータであり、giは規格化素子値である。図６の回路において端子ｃ−ｃ’から左側を見るとＹin1’は式(36)のようになるので、端子ｄ−ｄ’から左側を見たインピーダンスＺin2’は式(37)のようになる。
【００６２】
【数１４】
0004827260.tif 000015
【００６３】
図５（ｃ）の整合回路が図６のフィルタと同形となるためには、式(34)と式(37)においてＺin2＝Ｚin2’となるように並列共振の外部ＱとＪインバータのＪパラメータを定めればよい。よって、設計値は、式(38)と式(39)で与えられる。
【００６４】
【数１５】
0004827260.tif 000016
【００６５】
続いて、図５（ａ）の回路が並列共振器と等価となり、その外部Ｑが式(38)を満たすような、伝送線路の特性インピーダンスＺ1と電気長θ0を導出する。式(31)において、式(40)を満たすｚ、ｒ、ｘを定義すると、図５（ａ）の回路の入力アドミタンスＹinは式(41)のように表される。
【００６６】
【数１６】
0004827260.tif 000017
【００６７】
並列共振器のサセプタンスは中心周波数において０なるので、θ0は式(41)において虚部が０となるような電気長とすればよい。よって、θ0は式(42)を満たす。
【００６８】
【数１７】
0004827260.tif 000018
【００６９】
ここで、式(41)の分子をｈ(θ)、分母をＨ(θ)とおくと、ｈ（θ）とＨ（θ）は、それぞれ、式(42)を用いて式(43)と式(44)のように表される。
【００７０】
【数１８】
0004827260.tif 000019
【００７１】
よって、中心周波数ω0でのコンダクタンスＧinは式(45)のようになる。ただし、ｘ0は中心周波数におけるｘの値で、ｘ0＝ω0Ｌa／Ｚ1である。また、サセプタンスＢinは式(46)のように表される。
【００７２】
【数１９】
0004827260.tif 000020
【００７３】
式(46)において、周波数依存性は式(47)から生じるので、サセプタンススロープパラメータｂは式(48)で与えられる。d/dx(tan-1x)=1/(1+x2)を用いると、式(48)より、サセプタンススロープパラメータｂは式(49)のように表される。
【００７４】
【数２０】
0004827260.tif 000021
【００７５】
コンダクタンスＧinについて、式(50)とすれば共振器の外部Ｑは式(45)と式(49)より求められる。この外部Ｑが式(38)を満たすので、式(51)が成り立つ。
【００７６】
【数２１】
0004827260.tif 000022
【００７７】
式(51)と式(42)を連立させることにより、Ｚ1とθ0の設計公式が得られる。ここで、微小アンテナではｒ＝Ｒa／Ｚ1<<１，ｘが成り立つので、式(42)と式(51)はそれぞれ式(52)と式(53)のように近似できる。式(52)より式(54)が得られる。式(40)を式(53)と式(54)に用いると、式(55)と式(56)が得られる。ここで、Ｘaは中心周波数における値とする。
【００７８】
【数２２】
0004827260.tif 000023
【００７９】
式(56)は、式(54)を代入して整理すると式(57)のように表され、関数Sinc(θ)=sinθ／θを導入すると式(58)のように表される。ただし、関数Sinc(θ)は図７のような波形を描くので、式(58)を満たすθ0が０＜θ0＜θ／２に存在するためにはＱe1＞Ｘa／２Ｒaを満たさなければならない。
【００８０】
【数２３】
0004827260.tif 000024
【００８１】
以上より、整合回路の設計公式が式(55)及び式(58)で与えられる。
【００８２】
続いて、コプレーナ導波路により整合回路を実現することについて説明する。図８は、コプレーナ導波路（ＣＰＷ）の形状の一例を示す図である。図８において、ＣＰＷは、誘電体のある面を覆う導体に２本のスロットが並行して形成された形状であり、スロット間の導体は中心導体と呼ばれる。ＣＰＷは、特性インピーダンスが中心導体の幅と導体間のギャップで決まるため、線路幅を必要に応じて狭くでき、回路の小型化に有効である。
【００８３】
電極の厚さを無限小と仮定すると実効誘電率εeff及び特性インピーダンスＺ0は式(59)で与えられる。また、基板が有限厚ｈをもつ場合は実効誘電率εeffおよび特性インピーダンスＺ0は式(60)で表される。ただし、ｋ1＝ａ／ｂであり、ｋ2＝sinh(πａ／２ｈ）／sinh（πｂ／２ｈ）である。また、εrは基盤の比誘電率であり、Ｋは第一種完全楕円積分で式(61)で近似される。
【００８４】
【数２４】
0004827260.tif 000025
【００８５】
続いて、コプレーナ導波路を用いたＪインバータの構成について説明する。コプレーナ導波路の中心導体に適当な長さのギャップを設けると、隣接する中心導体が容量を持ち、直列キャパシタンスとしての効果が得られる。また、中心導体のギャップ部分とグランド間にも容量が存在し、並列キャパシタンスとしての働きも考えられ、コプレーナ導波路のギャップ部分は、キャパシタンスのπ形回路と考えられる。ギャップの両端の伝送線路を電気長φ／２とすると、伝送線路も含めた縦続行列は式(62)のようになる。ただし、伝送線路は無損失であるとし、特性アドミタンスはＹ0とする。
【００８６】
【数２５】
0004827260.tif 000026
【００８７】
式(62)においてＡ＝Ｄ＝０、Ｃ／Ｂ＝Ｊ2のとき、この回路はＪインバータと等価となる（例えば、K．C．Gupta、外３名著，“Microstrip  Lines  and  Slotlines”，Artech  house，1996，p．444参照）。このとき、式(63)と式(64)が成り立つ。式(63)より、実際のφ／２は負の長さになることがわかる。以上より、Ｊインバータは、ＣＰＷに設けたギャップと、その両端の電気長φ／２のＣＰＷによって実現することができる。
【００８８】
【数２６】
0004827260.tif 000027
【００８９】
インバータは、伝送線路に設けたギャップと、その両端の電気長φ／２の線路によって実現できるが、初段のインバータについては入力側のφ／２線路を実現できずＬ型インバータとなる。このＬ型インバータは、抵抗がインバータを介して外部と接続する回路となる。このＬ型インバータの入力アドミタンスＹは、内部アドミタンスをＹ0としインバータのパラメータをＪとすると式(65)のようになる。また、内部アドミタンスをＹ0とし内部アドミタンスＹ0に直列にサセプタンスＢb’の回路があり、これらの回路に並列にサセプタンスＢa’がある回路を考えると、この回路の入力アドミタンスＹ’は式(66)のようになる。式(65)と式(66)においてＹ＝Ｙ’とすると式(67)が得られる。
【００９０】
【数２７】
0004827260.tif 000028
【００９１】
ここで、Ｌ型インバータのJパラメータをＢb’とすると、このＪパラメータは式(68)のように表される。
【００９２】
【数２８】
0004827260.tif 000029
【００９３】
続いて、電磁界シミュレータを用いた整合回路付き微小アンテナの設計について説明する。設計に使用した電磁界シミュレータは、モーメント法に基づいてマイクロストリップ、スロットライン、ストリップライン、コプレーナラインなどの一般的な平面回路のＳパラメータを計算するものである。今回の設定は、中心周波数は５．０ＧＨｚ、Mesh  Frequencyは７．５ＧＨｚ、１波長当たりのセル数は３０である。
【００９４】
式(38)より、インピーダンス整合回路でより大きな比帯域を得るためには、共振部の外部Ｑの値が小さいことが必要である。インピーダンスＺ1の値を下げることで外部Ｑの値を下げることができると考えられる。また、放射抵抗を大きくするためにはアンテナ部の形状も考慮する必要がある。
【００９５】
まず、ＣＰＷの解析を行う。図８は、今回用いたＣＰＷの形状を示す図である。図８（ａ）は断面の構造を示す図であり、図８（ｂ）は上部の構造を示す図である。図８（ａ）を参照して、ＣＰＷは、誘電体１１の上部に中心導体１３とその両側にスロット１５が形成されて作成される。なお、誘電体の上部の他の部分１７と誘電体の下部１９はグランドである。ここでは、誘電体１１はＭｇＯ（比誘電率は９．６）であり、厚さは５００［μｍ］であるとする。また、図８（ｂ）を参照して、中心導体１１の幅は７０［μｍ］であり、スロット１３の幅はｓ［μｍ］とする。中心導体幅に対して基盤が十分厚いため、特性インピーダンスＺ1は基盤裏面のグランドがない場合とほとんど変わらない。したがって、式(61)から理論的にも特性インピーダンスが求めることができる。しかしながら、より正確な値を得るために電磁界シミュレーションによってＺ1を解析する。シミュレーションから得られたＳ行列を縦続行列Ｋに変換し、その［１，１］成分と［１，２］成分から式(69)のようにＺ1が求められる。
【００９６】
【数２９】
0004827260.tif 000030
【００９７】
次に、電磁界シミュレーションによる位相定数βの算出法について説明する。長さｌの無損失伝送線路のＳ行列は式(70)と表せるので、シミュレーションから得たＳ行列の［２，１］成分から式(71)のように求められる。
【００９８】
【数３０】
0004827260.tif 000031
【００９９】
外部Ｑの値を下げるためには特性インピーダンスの小さいＣＰＷが望ましいと考えられる。図９は、式(60)より求められる、別の厚さの基盤を用いる場合の特性インピーダンスＺ1の変化を示す図である。基盤厚と中心導体幅の比ｈ／Ｚ1が２以上では裏面導体の影響をほとんど受けず、特性インピーダンスはほぼ一定となるが、比ｈ／Ｚ1が1以下では基盤厚が薄くなるにつれて特性インピーダンスが小さくなる。
【０１００】
続いて、微小スロットアンテナの解析を行う。今回はアンテナ部として、図２（ａ）の微小スロットダイポールアンテナを用いた。このアンテナは、図２（ｂ）より、放射抵抗ＲaおよびリアクタアンスＸaの傾きが中心周波数付近で一定となるので、アンテナ部の等価回路は図２（ｃ）のように放射抵抗ＲaとリアクタンスＸaの直列回路で表せ、先述の整合理論を利用することが可能である。
【０１０１】
また、ＣＰＷの特性インピーダンスの値には限界があるため、比帯域ｗを大きくするためには、アンテナの放射抵抗Ｒaをある程度上げる必要がある。図１０はアンテナ長Ｌを１０００［μｍ］又は１５００［μｍ］で一定であるとし、ＣＰＷの特性インピーダンスＺ1を５０［Ω］として、アンテナ幅Ｗを変化させたときの放射抵抗Ｒaのシミュレーション結果を示す図である。横軸はアンテナ幅を表し、縦軸は放射抵抗を示す。図１０に示されるように、アンテナ幅が広がると放射抵抗も増加している。
【０１０２】
続いて、Ｊインバータの設計法について説明する。先述のように、Ｊインバータは信号線に設けたギャップと左右の電気長φ／２のＣＰＷで構成できる。ギャップの形状は、実現したいＪパラメータの値に応じて、シンプル・ギャップとインターディジタル・ギャップの２種類がある。今回は大きなＪパラメータを必要とするため、インターディジタル・ギャップを用いて設計を行った。インターディジタル・ギャップを用いたＪインバータの等価回路は、シンプル・ギャップの場合と異なり、伝送線路の不連続部と純粋な伝送線路との境界が曖昧なため、ギャップの中心線にサセプタンスＢa、Ｂbのπ型回路が集中し、その左右に電気長φ／２の伝送線路が付加したものと考える。
【０１０３】
φ／２は負の電気長であるので、以下の方法によりＪインバータの設計を行う。インバータの両端に特性インピーダンスＺ1、電気長θの伝送線路をつけた回路を考えると、弱結合(Ｊ／Ｙ1<<１)でθが約π／２のとき、この回路の両端の間の縦続行列は式(72)となる。ここで−Ｚ1sinθ＝Ｘとおくと、縦続行列は式(73)と表せる。共振点と中心周波数にずれがない場合はＸ＝０となるので、シミュレーションによって得られたＳ行列を縦続行列に変換し、その［１，１］、［２，２］成分が０となるようにギャップの両端の線路長を調節すればＪインバータの設計ができる。Ｊパラメータはこのときの［２，１］成分より得られる。
【０１０４】
【数３１】
0004827260.tif 000032
【０１０５】
続いて、整合回路付き微小アンテナの設計を説明する。まず、共振器の外部Ｑの解析について説明する。
【０１０６】
アンテナにつなげた伝送線路の長さが調整されることにより並列共振が得られる。この共振器の外部Ｑが式(38)を満たすように調節することで帯域設計が行われる。
【０１０７】
外部Ｑは、回路モデルによる理論値では式(51)のようになるが、アンテナが小さい場合にはアンテナ部の解析から得たＲaの値は信頼性が低いため、回路モデルと電磁界シミュレーションにはずれが生じると考えられる。そのため、シミュレーションによって正確に外部Ｑを求める必要がある。外部Ｑは、シミュレーションから得た共振点付近でのコンダクタンスＧinとサセプタンスパラメータbより算出できるが、アンテナの形状が小さい場合にはコンダクタンスＧinは非常に小さな値となるため、より正確に外部Qを算出するために、以下のような方法を用いる。
【０１０８】
共振器の外部ＱをＱeとすると、入力アドミタンスＺinは式(74)で表される。よって、|Ｚin|2の値は式(75)のようになるので、|Ｚin|2の値が中心周波数での値の１／２となる周波数をω１とω２とすれば、式(76)より外部Ｑが求まる。この外部Ｑが式(38)を満たすように設計を行えばよい。
【０１０９】
【数３２】
0004827260.tif 000033
【０１１０】
図１１は、以上の方法より得られた、アンテナ長Ｌが１０００［μｍ］又は１５００［μｍ］で一定であり、ＣＰＷの特性インピーダンスＺ1が５０［Ω］であるとして、アンテナ幅Ｗを変化させたときの外部Ｑの値のシミュレーション結果を示す図である。横軸はアンテナ幅であり、縦軸は外部Ｑである。アンテナの幅を広げると放射抵抗があがるため、外部Ｑの値が小さくなる。
【０１１１】
続いて、整合回路の設計について説明する。長さ１５００［μｍ］、幅６００［μｍ］のアンテナを用い、段数ｎ＝１、反射係数ＲＬr＝３ｄＢ、 比帯域ｗ＝４．０％として設計を行う。このとき、式(5)〜(7)より、規格化素子値はｇ0＝ｇ2＝１、ｇ1=２．００４９と求められる。ＣＰＷの特性インピーダンスを２９．９［Ω］とすると、ＣＰＷの長さＬCPWが３１４０［μｍ］のとき得られた並列共振に関して、その中心周波数において、コンダクタンスＧinは０．０００４４１［ｓ］、サセプタンスパラメータbは０．０２２１、外部Ｑは５０．０６と求められた。
【０１１２】
式(39)を用いると、コンダクタンスＧinよりＪパラメータの設計値が得られる。先述の設計法によりＪインバータの設計を行うが、初段のインバータは入力側に伝送線路を持たないため、Ｊパラメータおよび共振器長の補正を行う必要がある。並列共振回路にＪインバータをつけ、外部から見たときに直列共振が得られるように伝送線路の長さを調節する。入力インピーダンスＺin2のリアクタンス成分が、中心周波数で0となるようにすればよい。さらに、Ｚin2がＺ0(＝５０［Ω］)と等しくなるようにＪインバータのギャップ長Ｇを調節する。その結果、電気長θ＝２９２５［μｍ］、ギャップ長Ｇ＝３１５［μｍ］と求められた。
【０１１３】
以上のように整合回路付きの微小アンテナが設計できるが、伝送線路が直線のままでは全体の長さが長くなるため小型化が図れない。そこで、伝送線路を折り曲げてメアンダ形状にする。伝送線路をメアンダ形状にすると共振回路のサセプタンスパラメータが変化するため、インバータのＪパラメータは若干変化する。そのため、先ほどと同様に共振長とＪインバータのギャップ長を調節する。その結果、ギャップ長ＧはＧ＝２９０［μｍ］と求められた。
【０１１４】
図１２は、アンテナのサイズについて、これまでに述べた設計法と従来の設計法を比較したものである。図１２（ａ）に示されるように、基板は、基板厚ｈが０．５［ｍｍ］であり、基板材がＭｇＯ（比誘電率εr＝９．６）である同一のものを使用した。また、アンテナ長はＬ、アンテナ幅はＷ、給電点までの距離はＬfであるとする。図１２（ｂ）は、これまでに述べた設計法に基づき、中心周波数ｆ0＝５．０ＧＨｚ、反射係数ＲＬr＝３ｄＢ、比帯域ｗ＝４．０％、段数ｎ＝１として設計された微小ダイポールアンテナを示す図である。アンテナ長Ｌは１．５［ｍｍ］（全体では３．０［ｍｍ］）、アンテナ幅Ｗは０．６［ｍｍ］である。図１２（ｃ）は、一波長スロットアンテナを示す図である。アンテナ長Ｌは１４．１［ｍｍ］（全体では２８．２［ｍｍ］）、アンテナ幅は１．０［ｍｍ］である。図１２（ｄ）は、パッチアンテナである。アンテナ長Ｌとアンテナ幅Ｗは共に９．７［ｍｍ］である。アンテナの面積を比較すると、本設計法は、一波長スロットアンテナの約１６分の１、パッチアンテナの約５２分の１であり、大幅な小型化が実現されている。通信回路の大きさはアンテナのサイズに大きく依存するため、本設計法により、通信回路全体の小型化を図ることができると考えられる。
【０１１５】
図１３は、本設計法により設計した整合回路付きの微小スロットアンテナの外形と寸法を示す図である図１３のアンテナは、中心周波数ｆ0＝５．０ＧＨｚ、反射係数ＲＬr＝３ｄＢ、比帯域ｗ＝４．０％、段数ｎ＝１として設計されたものである。
【０１１６】
図１４は、設計したアンテナの反射係数及び透過係数についてのシミュレーションによる解析結果を示す図である。横軸は周波数を表し、縦軸は反射係数と透過係数を示す。ただし、シミュレーションは１ポートで行うため、解析結果としては反射係数しか得られない。図１４の透過係数は、導体損を０と考えて、|Ｓ11|2＋|Ｓ21|2＝１より算出されたものである。シミュレーション結果は設計値と比較するとほぼ一致している。また、入力インピーダンスは放射抵抗Ｒa＝０．８３７［Ω］に対して中心周波数において５０．２［Ω］となり、インピーダンス変換率が非常に大きい場合にも整合を取ることができた。
【０１１７】
設計したアンテナは、指向性について、磁流ダイポールと同様の特性が得られた。また、磁流も、左右のスロットを同じ方向に流れていて、磁流ダイポールとして動作していると考えられる。
【０１１８】
なお、これまで述べた設計法においては、段数ｎ＝１として設計等を行っているが、段数が２以上であっても同様にして設計をすることは可能である。
【０１１９】
また、直列非共振と同様に、並列非共振と呼ばれるアンテナに関してもインピーダンス整合回路を設計することができる。以下ではその概略を説明する。
［０１２０］
図１５は、図１のアンテナ部３の他の一例を示す図である。図１５のアンテナは、等価回路が内部コンダクタンスＧａと内部キャパシタンスＣａの並列回路で表される。このアンテナは、先がオープンな形状であり、並列非共振と呼ばれる。
［０１２１］
図１６（ａ）は、整合回路付きアンテナ等価回路にＫインバータを接続した回路を示す図である。図１６（ａ）において、整合回路は、電気長がθで特性インピーダンスがＺ１の無損失伝送線路であるとする。このとき、端子ｅ−ｅ’から見た入力インダクタンスＹｉｎは式（７８）のようになる。ただし、内部インダクタンスＹａはＹａ＝Ｇａ＋ｊωＣａであり、電気長θはω、Ｌ、Ｃ、ｌに対して式（４７）の関係を満たすものである。また、共振電気長をθ０とすると、端子ｅ−ｅ’から見た入力インピーダンスＺｉｎは式（７８）のように表せる。ここで、Ｒｉｎは内部抵抗であり、ｘはリアクタンススロープパラメータである。
［０１２２］
【数３３】
0004827260.tif 000034
［０１２３］
図１６（ａ）において、端子ｆ−ｆ’からみると共振回路にＫインバータが挿入されたものであり、この入力インダクタンスＹｉｎ２は、式（７９）で表される。
［０１２４］
【数３４】
0004827260.tif 000035
［０１２５］
一方、図１６（ｂ）は、フィルタを用いた回路を示す図である。このフィルタの設計値は式（８０）のようになる。ただし、ｇは式（５）により求まる規格化素子値である。
［０１２６］
【数３５】
0004827260.tif 000036
【０１２７】
この回路において、端子ｅ−ｅ’から左側をみると、入力インピーダンスＺin'は式(81)のように表される。よって、端子ｆ−ｆ’から左側をみた入力インダクタンスＹin2'は式(82)により表される。
［０１２８］
【数３６】
0004827260.tif 000037
［０１２９］
式（７９）と式（８２）において、Ｙｉｎ２＝Ｙｉｎ２’となるように共振の外部Ｑ及びＫインバータのＫパラメータを求めればよい。よって、設計値は式（８３）と式（８４）で与えられる。
［０１３０］
【数３７】
0004827260.tif 000038
【０１３１】
続いて、図１６の端子ｅ−ｅ’から左をみた回路が共振器と等価となり、その外部Ｑが式(83)を満たすような伝送線路の特性インダクタンスＹ1と電気長θ0を導出する。
［０１３２］
式（７７）において、ｇとｂを式（８５）のように定義すると、電気長θ０は式（４２）と同様に導出することにより式（８６）を満たす。また、入力リアクタンスＸｉｎと内部抵抗Ｒｉｎは、式（４５）と式（４６）と同様に計算することにより、式（８７）のように表される。また、リアクタンススロープパラメータｘは、式（４９）と同様に計算することにより、式（８８）と表される。
［０１３３］
【数３８】
0004827260.tif 000039
［０１３４］
外部Ｑについては、式（５１）と同様にして導出することにより、式（８９）が成立する。
［０１３５］
【数３９】
0004827260.tif 000040
［０１３６］
式（８９）と式（８８）を連立させることにより、Ｙ１とθ０の設計公式が得られる。ここで、微小アンテナではｇ＜＜１，ｂが成り立つので、式（８８）と式（８９）はそれぞれ式（９０）と式（９１）のようになる。
［０１３７］
【数４０】
0004827260.tif 000041
【０１３８】
式(85)を用いて式(90)と式(91)を整理すると、式(92)が導出される。ただし、Ｂaは内部サセプタンスである。
［０１３９］
【数４１】
0004827260.tif 000042
［０１４０］
以上のようにして、整合回路の設計公式が式（９２）で与えられる。
［０１４１］
また、本発明の実施例として、例えばＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉ  Ｉｎｐｕｔ  Ｍｕｌｔｉ  Ｏｕｔｐｕｔ）通信技術への応用がある。図１７は、ＭＩＭＯ通信技術を用いた通信回路１０１を示す図である。通信回路１０１は、基板１０３と、この基板１０３上の一部である半導体部１０５を備える。この例においては、基板１０３は高誘電体セラミックであり、半導体部１０５はＳｉＧｅである。ＭＩＭＯ通信技術を実現するため、同じ周波数の小型アンテナが複数並べて設けられる。図１７においては、アンテナ１０７と整合回路１０９が基板１０３上に複数並べて設けられる。半導体部１０５には、マルチアンテナ制御回路１１１とＬＮＡ１１３とＰＡ１１５とミキサ１１７とミキサ１１９が設けられる。マルチアンテナ制御回路１１１は、外部より与えられるＭＩＭＯ＿ＡＮＴ制御信号（入・出力）に基づいてアンテナの制御を行うものである。また、ＬＮＡ１１３とＰＡ１１５は、それぞれミキサ１１７とミキサ１１９を介して１ｓｔ＿ＩＦ信号を出力する（Ｆｉ−Ｆｏ）。ミキサ１１７とミキサ１１９は、それぞれ外部より与えられるＤｗｎ．Ｃｏｎ．ＯＳＣ（Ｆｏ）とＵｐ．Ｃｏｎ．ＯＳＣ（Ｆｏ）を入力して動作するものである。本発明によればアンテナを小型化できるため、他の方式のアンテナに比較して同一周波数において容易に狭いエリアに複数個のアンテナを構成できる。これにより機器内蔵の無線装置やカードへの複数アンテナ装備が可能となり、次世代の高速無線データ通信への対応が可能となる。
【０１４２】
さらに、本発明の他の実施例としては、例えばＵＷＢ（Ultra  Wideband）方式通信への応用がある。広帯域（３ＧＨｚ〜７ＧＨｚ）を単一アンテナでカバーするのは不可能である。そのため、対応波長の異なるアンテナを複数個並べて帯域確保する必要があり、このような通信がＵＷＢ方式通信である。図１８は、ＵＷＢ方式通信を行う通信回路１２１を示す図である。通信回路１２１は、基板１２３とその一部に設けられる半導体部１２５を備える。基板１２３上にはアンテナ１２７とＣＰＷフィルタ１２９が複数並べて設けられる。半導体部１２５には、ＣＰＷ１３１とＣＰＷ付きスタッガアンプ１３３が、アンテナ１２７とＣＰＷフィルタ１２９に対応して複数設けられる。通信回路１２１は、ＣＰＷフィルタ１２９及びインピーダンス整合機能を持った素子１２５と接続された複数個の小型アンテナ１２７により広帯域をカバーしている。また、通信回路１２１は、位相制御をデジタル的に行い位相の違いによる発振などのトラブルを抑えた半導体１２５上に構成される複数個のアンプと組み合わせて小型マルチアンテナによりＵＷＢ方式の通信を行う。
【０１４３】
さらに、本願の他の実施例としては、ＲＦＩＤや非接触ＩＣカードへの応用がある。装置全体の大きさはアンテナの大きさに大きく依存することから、アンテナの小型化を図ることができる本発明は、これらの装置に適合するものである。また、本発明は、ＣＰＷ＋メアンダ構造を用いることにより装置全体を更に小型化することが可能である。この点でも、本発明はこれらの装置に適合するものである。
【０１４４】
さらに、本願の他の実施例としては、複数の小型アンテナにより複数周波数での同時通信（同時双方向や、一方向だが複数周波数で違った情報を送受信することなど）を行うことがある。図１９は、複数周波数での同時通信の一例を示す図である。カード等の端末１４１は、本体システム１４３と複数周波数での同時通信を行う。端末１４１には、処理を行う半導体部１４５と複数周波数に対応して複数のアンテナ１４７、１４９、１５１とＣＰＷ１５３、１５５、１５７が設けられる。本体システムには、複数周波数に対応して複数のアンテナ１５９、１６１、１６３が設けられる。小型アンテナの実現とＣＰＷによる複数のマッチング（フィルタ）により複数周波数で同時に通信を行うことが可能となる。これにより、例えばＲＦＩＤや非接触ＩＣカードにおいて、通信を複数回行うことによりデータ確認する回数が削減されたり、セキュリティコードの分散通信で安全性が向上されたりすることが可能となる。
【０１４５】
さらに、本願の他の実施例としては、中心周波数が互いに異なる複数の整合回路を備えて異なる周波数帯域に対応させることにより、異なる周波数帯域のそれぞれにチャンネルを対応させたり、広帯域化を実現させたりした通信回路がある。
【０１４６】
図２０は、３個のアンテナのそれぞれに３段のバンドパスフィルタ一体型コプレーナ導波路（ＣＰＷ）整合回路のそれぞれを接続して３つのチャンネルに対応させる状態を示した回路図である。
【０１４７】
図２０において、アンテナ＃１に対するバンドパスフィルタ及び整合回路の中心周波数ｆ１は５．１ＧＨｚ（帯域１００ＭＨｚ）であり、アンテナ＃２に対するバンドパスフィルタ及び整合回路の中心周波数ｆ２は６．１ＧＨｚ（帯域１００ＭＨｚ）であり、アンテナ＃３に対するバンドパスフィルタ及び整合回路の中心周波数ｆ３は７．１ＧＨｚ（帯域１００ＭＨｚ）である。
【０１４８】
図２１は図２０の回路図をもとにシミュレーションを行った結果を示す図である。この図より、図２０の回路図から得られる通信装置では、周波数帯域が互いに重ならずに区別されて設定されたフィルタにより、送受信に利用できる複数の周波数帯域が得られることが明らかになっている。なお、得られた複数の周波数帯域の利用の仕方としては、全て送信のためのものでもよく、全て受信のためのものでもよく、一部が送信に用いられて他が受信に用いられてもよい。
【０１４９】
図２２は３個のアンテナのそれぞれに３段のバンドパスフィルタ一体型コプレーナ導波路（ＣＰＷ）整合回路のそれぞれを接続して５ＧＨｚ帯の広域化を図った状態を示した回路図である。
【０１５０】
図２２において、アンテナ＃１に対するバンドパスフィルタ及び整合回路の中心周波数ｆ１は５．１０ＧＨｚ（帯域１００ＭＨｚ）であり、アンテナ＃２に対するバンドパスフィルタ及び整合回路の中心周波数ｆ２は５．４４ＧＨｚ（帯域１００ＭＨｚ）であり、アンテナ＃３に対するバンドパスフィルタ及び整合回路の中心周波数ｆ３は５．７９ＧＨｚ（帯域１００ＭＨｚ）である。
【０１５１】
図２３は図２２の回路図をもとにシミュレーションを行った結果を示す図である。この図より、図２２の回路図から得られる通信装置では、周波数帯域が重なって広域に設定されたフィルタにより、１ＧＨｚに及ぶ帯域幅の送受信に利用できる周波数帯域が得られることが明らかになっている。なお、得られた周波数帯域の利用の仕方としては、全て送信のためのものでもよく、全て受信のためのものでもよい。
【０１５２】
また、複数の整合回路とアンテナとの関係は、複数のアンテナに対応して複数の整合回路を構成させる形でもよく、また、図２４にあるように、１つのアンテナに複数の整合回路を接続させてもよく、また、これらを組み合わせる形であってもよい。
【０１５３】
ここで、図２０から図２４によって得られる通信装置をまとめると、以下のようになる。
【０１５４】
アンテナに接続する複数の整合回路を備える通信装置であって、前記複数の整合回路のうち中心周波数が隣り合う少なくとも２つの整合回路による周波数帯域が互いに重ならずに区別されて設定されて互いに異なる周波数の信号を前記整合回路に入力可能、前記整合回路から出力可能若しくは入出力可能な、又は、重なって広域に設定されて互いに異なる周波数の信号を前記整合回路に入力可能若しくは前記整合回路から出力可能な通信装置である。
【図１】
0004827260.tif 000052
【図２】
0004827260.tif 000053
【図３】
0004827260.tif 000054
【図４】
0004827260.tif 000055
【図５】
0004827260.tif 000056
【図６】
0004827260.tif 000057
【図７】
0004827260.tif 000058
【図８】
0004827260.tif 000059
【図９】
0004827260.tif 000060
【図１０】
0004827260.tif 000061
【図１１】
0004827260.tif 000062
【図１２】
0004827260.tif 000063
【図１３】
0004827260.tif 000064
【図１４】
0004827260.tif 000065
【図１５】
0004827260.tif 000066
【図１６】
0004827260.tif 000067
【図１７】
0004827260.tif 000068
【図１８】
0004827260.tif 000069
【図１９】
0004827260.tif 000070
【図２０】
0004827260.tif 000071
【図２１】
0004827260.tif 000072
【図２２】
0004827260.tif 000073
【図２３】
0004827260.tif 000074
【図２４】
0004827260.tif 000075