(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数段の多相フィルタであって、
第１の段は、実質的に等しい振幅および実質的に１８０度の位相差の二つの信号を、４個の出力における一連の中間信号に分割するための第１の４相の９０度分相器を備え、前記第１の４相の９０度分相器は、第１のレジスタ−キャパシタ回路を有し、
前記第１の４相の９０度分相器はさらに：
実質的に等しい第１のレジスタンス値を有する第１の４個のレジスタと；
実質的に等しい第１のキャパシタンス値を有する第１の４個のキャパシタと；
第２の４相の９０度分相器および第３の４相の９０度分相器を有する第２の段とを備え、
前記第２の４相の９０度分相器および第３の４相の９０度分相器はそれぞれ、前記第１の４相の９０度分相器の４個の出力と結合され、前記第２の４相の９０度分相器は、４つの４５度で分相され振幅の整合した出力を発生させる第２のレジスタ−キャパシタ回路を有し、
前記第２のレジスタ−キャパシタ回路は：
実質的に等しい第２のレジスタンス値を有する第２の４個のレジスタと；
実質的に等しい第２のキャパシタンス値を有する第２の４個のキャパシタとを含み；
前記第３の４相の９０度分相器は、第３のレジスタ−キャパシタ回路を有し、前記第３の４相の９０度分相器は、４つの４５度で分相され振幅の整合した出力を発生させ、
前記第２のレジスタ−キャパシタ回路は：
実質的に等しい第３のレジスタンス値を有する第３の４個のレジスタと；
実質的に等しい第３のキャパシタンス値を有する第３の４個のキャパシタとを含み；
前記第２の４相の９０度分相器の４つの４５度で分相され振幅の整合した出力と、前記第３の４相の９０度分相器の４つの４５度で分相され振幅の整合した出力とは、８つの４５度で分相され振幅の整合した出力を発生させる、
複数段の多相フィルタ。
【請求項２】
動作周波数をラジアン表示した際に第１のレジスタンス値と第２のキャパシタンス値との積が所要の動作周波数で１を除算した比に数値的に近似する請求項１記載の複数段の多相フィルタ。
【請求項３】
動作周波数をラジアン表示した際に前記第２のレジスタンス値と前記第３のレジスタンス値と前記第２のキャパシタンス値と前記第３のキャパシタンス値との第１の積が所要の動作周波数の二乗で１を除算した比に数値的に近似する請求項１記載の複数段の多相フィルタ。
【請求項４】
動作周波数をラジアン表示した際にｔａｎ２２．５度と前記第２のレジスタンス値と前記第２のキャパシタンス値との第２の積が所要の動作周波数で１を除算した比に数値的に近似し；
動作周波数をラジアン表示した際にｔａｎ６７．５度と第３のレジスタンス値と第３のキャパシタンス値との積が所要の動作周波数で１を除算した比に数値的に近似する、
請求項３記載の複数段の多相フィルタ。
【請求項５】
前記第２のレジスタンス値と前記第２のキャパシタンス値との第２の積と、前記第３のレジスタンス値と前記第３のキャパシタンス値との第３の積との比が、ｔａｎ６７．５度をｔａｎ２２．５度によって除算した比に数値的に近似し；
動作周波数をラジアン表示した際に前記第２の積と前記第３の積との第４の積が所要の動作周波数の二乗で１を除算した比に数値的に近似する、
請求項３記載の複数段の多相フィルタ。
【請求項６】
第１の段において、２個の信号を連続する４個の中間信号に分割する手段を備え、この４個の中間信号のそれぞれが前記４個の中間信号のうちの次の１つと実質的に等しい振幅を有し、前記４つの中間信号のそれぞれが前記４つの中間信号のうちの次の１つに対して実質的に９０度の位相差を有し、２個の信号を分割する手段は、実質的に等しいレジスタンス値の４個の第１のレジスタ、実質的に等しいキャパシタンス値の４個の第１のキャパシタを備え、４個の第１のレジスタのそれぞれが、直列ループ内で第１の４個のキャパシタの二つの間に連結され；
第２の段において、前記連続する４個の中間信号を８個の出力信号に変換する手段を備え、これら８個の出力信号のそれぞれが前記８個の出力信号のうちの後続の１つと実質的に等しい振幅を有しており、また前記８個の出力信号のそれぞれが前記８個の出力信号のうちの二つに対して実質的に４５度の位相差を有しており、実質的に等しい大きさを有する連続する４個の中間信号の結果として、前記８個の出力信号のそれぞれが実質的に等しい振幅を有する、
複数段の多相フィルタ。
【請求項７】
２個の信号を形成する手段をさらに備え、前記２個の信号が実質的に等しい振幅を有するとともに実質的に互いに１８０度の位相各差を有する請求項６記載の複数段の多相フィルタ。
【請求項８】
連続する４個の中間信号を第１群の４個の出力信号に変換する手段をさらに備え、そのそれぞれが前記第１群の４個の出力信号のうちの後続の１つに対して実質的に９０度の位相差を有し；
連続する４個の中間信号を第２群の４個の出力信号に変換する手段をさらに備え、そのそれぞれが前記第２群の４個の出力のうちの後続の１つに対して実質的に９０度の位相差を有する、
請求項６記載の複数段の多相フィルタ。
【請求項９】
前記第１群の４個の出力信号のそれぞれが前記第２群の４個の出力信号のうちの後続する１個に対して４５度の位相差を有する請求項８記載の複数段の多相フィルタ。
【請求項１０】
信号を分相する方法であり：
２個の信号を連続する４個の中間信号に分割するステップであって、この連続する４個の中間信号のそれぞれがこの４個の中間信号のうちの次の１つと実質的に等しい振幅を有し、前記４つの中間信号のそれぞれが前記連続する４個の中間信号のうちの次の１つに対して実質的に９０度の位相差を有し、前記分相は、実質的に等しいキャパシタンス値の４個の第１のキャパシタを伴う、実質的に等しいレジスタンス値の４個の第１のレジスタを、４個の第１のレジスタのそれぞれが、直列ループ内で第１の４個のキャパシタの二つの間に連結されるように、アレンジすることを含んでなるステップと；
前記４個の中間信号を８個の出力信号に変換するステップであって、これら８個の出力信号のそれぞれがこの８個の出力信号のうちの後続の１つと実質的に等しい振幅を有しており、また前記８個の出力信号のそれぞれがこの８個の出力信号のうちの後続の１つに対して実質的に４５度の位相差を有し、実質的に等しい大きさを有する連続する４個の中間信号の結果として、前記８個の出力信号のそれぞれが実質的に等しい振幅を有してなるステップとを含む方法。
【請求項１１】
前記２個の信号が実質的に等しい振幅を有するとともに実質的に互いに１８０度の位相各差を有する請求項１０記載の方法。
【請求項１２】
前記２個の信号のうちの第１の１個を反転することによって前記２個の信号のうちの第２の１個を形成することをさらに含む請求項１０記載の方法。
【請求項１３】
前記変換ステップがさらに：
前記４個の中間信号を第１群の４個の出力信号に変換するステップであって、そのそれぞれが前記第１群の４個の出力のうちの後続の１つに対して実質的に９０度の位相差を有してなるステップと；
前記４個の中間信号を第２群の４個の出力信号に変換するステップであって、そのそれぞれが前記第２群の４個の出力のうちの後続の１つに対して実質的に９０度の位相差を有してなるステップとを含む請求項１０記載の方法。
【請求項１４】
前記第１群の４個の出力信号のそれぞれが前記第２群の４個の出力信号のうちの後続する１個に対して４５度の位相差を有する請求項１３記載の方法。
【請求項１５】
動作周波数をラジアン表示した際に前記レジスタンス値と前記キャパシタンス値との積が所要の動作周波数で１を除算した比に数値的に近似する請求項１０記載の方法。
【請求項１６】
前記分相ステップが前記二つの信号を第１の４相の９０度分相器に適用することを含み、
前記変換ステップがさらに：
前記４個の中間信号を第２の４相の９０度分相器に入力し；
前記４個の中間信号を第３の４相の９０度分相器に入力する、
ことをさらに含む請求項１０記載の方法。
【請求項１７】
第２の９０度分相器は第２の４個のレジスタおよび第２の４個のキャパシタを第２の直列ループ内に備え、第２の４個のレジスタのそれぞれが第２の４個のキャパシタのうちの二つに連結され、第２の４個のレジスタがそれぞれ実質的に等しいレジスタンス値を有し、第２の４個のキャパシタが実質的に等しいキャパシタンス値をそれぞれ有し；
第３の９０度分相器は第３の４個のレジスタおよび第３の４個のキャパシタを第３の直列ループ内に備え、第３の４個のレジスタのそれぞれに対して第３の４個のキャパシタのうちの二つに連結され、第３の４個のレジスタがそれぞれ実質的に等しいレジスタンス値を有し、第３の４個のキャパシタが実質的に等しいキャパシタンス値をそれぞれ有する、
請求項１６記載の方法。
【請求項１８】
動作周波数をラジアン表示した際にｔａｎ２２．５度と前記第２のレジスタのレジスタンス値と前記第２のキャパシタのキャパシタンス値との積が所要の動作周波数で１を除算した比に数値的に近似し；
動作周波数をラジアン表示した際にｔａｎ６７．５度と前記第３のレジスタのレジスタンス値と前記第３のキャパシタのキャパシタンス値との積が所要の動作周波数で１を除算した比に数値的に近似する、
請求項１７記載の方法。
【請求項１９】
前記第２のレジスタのレジスタンス値と前記第２のキャパシタのキャパシタンス値とを積算した第２の積と、前記第３のレジスタのレジスタンス値と前記第３のキャパシタのキャパシタンス値とを積算した第３の積との結果が：
前記第２の積を前記第３の積によって除算した比がｔａｎ６７．５度をｔａｎ２２．５度によって除算した比に数値的に近似し；
動作周波数をラジアン表示した際に前記第２の積と前記第３の積との積が所要の動作周波数の二乗で１を除算した比に数値的に近似する、
請求項１８記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
この発明は多相フィルタに係り、特に振幅整合を有する８相の４５°多相フィルタに関する。
【０００２】
【関連技術】
ある種の無線受信機は一定の４５°分相を有する８個の分離した位相に均一に分相された信号を必要とする。例えば、この種の受信機に使用される直接変換受信機および低周波変換機がこのようなことを必要とし得る。さらに、この種の周波数変換機への局部発振器入力のスイッチング特性を改良するためのプロセッサも同様なことを必要とし得る。
【０００３】
位相分割を達成するための最も一般的かつ信頼性のある方法は受動ＲＣフィルタを利用するものであり、これは一般に多相フィルタと呼ばれている。最も単純なＲＣ直列回路において、キャパシタの端子間電圧は電流、ならびにレジスタの端子間電圧に対して９０°遅延する。差動式のＲＣ分相器において、２つの入力が互いに１８０°位相がずれており、また４つの出力を有することが可能であり、それぞれ後続の出力に対して９０°の位相角度差を有している。
【０００４】
レジスタおよびキャパシタ数値を選択することによって、特定の周波数に対して入力電圧のための出力電圧の位相角を得ることができる。２つの差動式ＲＣ分相器の入力を結合することができる。これらの２つの分相器のレジスタおよびキャパシタ数値は、特定の周波数において第１の分相器の出力の１つとこれに対応する第２の分相器の出力との間に４５°の位相角が存在するように選択することができる。結果として特定の周波数において４５°の分相を有する８個の出力が得られる。
【０００５】
差動ＲＣ分相器から得ることができる４つの出力は、適宜なレジスタおよびキャパシタ数値を選択することによって特定の周波数において振幅整合することができる。しかしながら、一般的に振幅整合ならびに入力に対する特定の位相差の両方達成するためにレジスタおよびキャパシタ数値を選択することはできない。
【０００６】
【発明の概要】
２個の４相の９０°オフセット分相器の入力を結合することによって完全な８相の４５°分相が達成される。２つのオフセット分相器の対応する出力間に４５°の位相角度差を得るためのレジスタおよびキャパシタ数値が選択される。その段の多相フィルタに対する入力を追加的な単独の４相の９０°分相器から得ることによって振幅整合が達成され、この追加的な分相器のレジスタおよびキャパシタは振幅整合を達成できるように選択されている。特定の周波数において、追加的な分相器は２つのオフセット分相器の４つの入力に均等に出力を分配し、従ってそうでない場合に２つのオフセット分相器の出力間に発生し得る不均等な出力分配を消去する。
【０００７】
本発明のその他のシステム、方式、特徴ならびに種々の利点は、添付図面を参照しながら以下に記す詳細な説明により当業者において明らかにされる。その説明中に含まれている追加的なシステム、方式、特徴、ならびに種々の利点は全て本発明の範囲内に含まれ、添付の請求項によって保護されるものする。
【０００８】
添付の図面を参照することにより本発明をより正確に理解することができる。図中の構成要素は縮尺ではなく発明の原理の説明に重点をおいて示されている。
【０００９】
【発明の詳細】
図１は、説明の目的のための従来の方式のＲＣ直列回路を示す回路図であり、レジスタＲおよびキャパシタＣを介して電流Ｉを通流させる正弦波電圧源Ｖｉを備えている（本明細書中において電流Ｉおよび電圧Ｖはいずれも位相ベクトルとして示されており、また数式中においてはこれらのベクトルは太字で示されている）。図２は図１の回路の電圧の位相ベクトルである。レジスタＲの端子間電圧はＩＲ、キャパシタＣの端子間電圧はＩ（１／ｊωＣ）Ｖｉ＝ＩＲ＋Ｉ（１／ｊωＣ）となる。Ｒの端子間電圧ＩＲは常に位相角φの分Ｖｉより進んでおり、Ｃの端子間電圧Ｉ（１／ｊωＣ）は常にＩＲより９０°遅れている。位相角φ＝ｔａｎ−１（１／ωＲＣ）となる。ＲおよびＣの端子間電圧はＲ＝１／ωＣまたはωＲＣ＝１である場合に等しい振幅を有する。このことが生じた場合、φ＝４５°となり、またＲの端子間電圧よりＶｉより４５°進みＣの端子間電圧はＶｉより４５°遅延する。
【００１０】
図３は説明の目的の２相の９０°多相フィルタを示す回路図である。（“多相フィルタ”および“分相器”は同義語として使用される。）図３において：
【００１１】
【数１】
0004740408.tif 000002
【００１２】
【数２】
0004740408.tif 000003
【００１３】
【数３】
0004740408.tif 000004
【００１４】
【数４】
0004740408.tif 000005
ここでＶ１およびＶ２は、周波数、Ｒの数値またはＣの数値にかかわらず、相互に９０°位相がずれている。しかしながら、ωＲＣ＝１すなわちω＝１／ＲＣである場合にＶ１とＶ２の振幅が等しくなる。このことが成立した場合、Ｖｉに対するＶ１およびＶ２はそれぞれ−４５°および＋４５°となる。図３の各側部には実質的に図１に示されたＲＣ回路が形成されている。
【００１５】
図４には、４相の９０°差動多相フィルタが示されている。入力Ｖｉ１およびＶｉ２は等しい振幅を有するとともに互いに１８０°位相がずれている。Ｖｉ１＝−Ｖｉ２で、各レジスタが等しい数値を有し各キャパシタが等しい数値を有するため、対称性によって点ＡおよびＢに仮想的なアースが与えられる。図４の回路は図３の回路を２つ組み合わせたものである。結果的に、Ｖｏ１はＶｏ２に対して９０°遅延し、またこれらは位相角に関してＶｉ１をまたいでいる。同様に、Ｖｏ３はＶｏ４に対して９０°遅延しており、またこれらは位相角に関してＶｉ２をまたいでいる。同様に対称性のため、Ｖｏ１およびＶｏ２はＶｏ３およびＶｏ４に対してそれぞれ１８０°位相がずれている。従って、４つの出力の位相角は後続の出力に対してそれぞれ９０°ずれている。前述したように、振幅整合はω＝１／ＲＣの場合にのみ成立する。このことが成立した場合、Ｖｏ１，Ｖｏ２，Ｖｏ３およびＶｏ４は、Ｖｉ１に対してそれぞれ−４５°，４５°，１３５°および２２５°の位相角を有する。
【００１６】
図５には、８相の４５°差動多相フィルタの回路図が示されている。これは図４の回路を２つ組み合わせたものであり、これら２つの回路の入力がそれぞれ接続されるとともにこれら２つの回路のアースもそれぞれ接続されている。入力Ｖｉ１およびＶｉ２は等しい振幅を有するとともに互いに１８０°位相がずれている。各出力Ｖｏ１１，Ｖｏ１２，Ｖｏ１３およびＶｏ１４は後続の出力に対してそれぞれ９０°位相がずれており、同様に各出力Ｖｏ２１，Ｖｏ２２，Ｖｏ２３およびＶｏ２４は後続の出力に対してそれぞれ９０°位相がずれている。
【００１７】
図２に示されているように、入力電圧に対する出力電圧の位相角は特定の周波数に対してレジスタおよびキャパシタ数値を選択することによって形成される。図５の回路において、Ｒ１Ｃ１およびＲ２Ｃ２の数値は特定の周波数においてＶｏ２１，Ｖｏ２２，Ｖｏ２３およびＶｏ２４がＶｏ１１，Ｖｏ１２，Ｖｏ１３およびＶｏ１４に対してそれぞれ４５°進むように選択することができる（無負荷のフィルタに関して）。例えば、１／ωＲ１Ｃ１＝ｔａｎ２２．５°＝０．４１４２１である場合Ｖｏ１１はＶｉ１より２２．５°進み、また１／ωＲ２Ｃ２＝ｔａｎ６７．５°＝２．４１４２１である場合Ｖｏ２１はＶｉ１より６７．５°進む（無負荷のフィルタに関して）。この場合、無負荷フィルタに関して、Ｖｏ１１，Ｖｏ２１，Ｖｏ１２，Ｖｏ２２，Ｖｏ１３，Ｖｏ２３，Ｖｏ１４，およびＶｏ２４のＶｉ１に対する位相角はそれぞれ２２．５°，６７．５°，１１２．５°，１５７．５°，２０２．５°，２４７．５°，２９２．５°および３３７．５°となる。この場合：
【００１８】
【数５】
0004740408.tif 000006
【００１９】
【数６】
0004740408.tif 000007
（これは２２．５°と６７．５°が互いに余角であり、それらの正接が互いに逆数となるため必須となる）；
これから、
【００２０】
【数７】
0004740408.tif 000008
および
【００２１】
【数８】
0004740408.tif 000009
が得られる。
【００２２】
この例によれば特定の周波数において４５°の分相を有する８個の出力が得られる。しかしながら、前記の２つの相関関係：
【００２３】
【数９】
0004740408.tif 000010
および
【００２４】
【数１０】
0004740408.tif 000011
は、
【００２５】
【数１１】
0004740408.tif 000012
であることを必要とする。すなわち、この例においては図５の回路のいずれの部分も振幅整合点とはなり得ない。入力Ｖｉ１およびＶｉ２は等しい振幅を有するとともに互いに１８０°位相がずれているため振幅整合した出力はω＝１／ＲＣの場合に得ることができるが、ここで出力間に必要な４５°の分相が成立しない。
【００２６】
図６には図５のものと類似の回路構成図が示されているが、これは４つの入力Ｖｉ１，Ｖｉ２，Ｖｉ３およびＶｉ４を備えている。図５における仮想的なアースである各中間点は図６において追加的な電圧入力となっている。図６において、無負荷のフィルタに関して：
【００２７】
【数１２】
0004740408.tif 000013
【００２８】
【数１３】
0004740408.tif 000014
が成立する。
【００２９】
同様に、図６における他の７個の入力は以下の数式によって示すことができる：
【００３０】
【数１４】
0004740408.tif 000015
【００３１】
【数１５】
0004740408.tif 000016
【００３２】
【数１６】
0004740408.tif 000017
【００３３】
【数１７】
0004740408.tif 000018
【００３４】
【数１８】
0004740408.tif 000019
【００３５】
【数１９】
0004740408.tif 000020
【００３６】
【数２０】
0004740408.tif 000021
各出力は２つの入力によるものである。この２つの入力に適用される変換関数は等しい分母を有し、一方の変換関数の分子は“実”、他方の変換関数の分子は“虚”となっている。
【００３７】
Ｖｉ２がＶｉ１より９０°進んでいる場合、これらの入力のそれぞれはＶｏ１１のために同相で加算され、またこれらの入力のそれぞれはＶｏ２１のためにも同相で加算される。同様に、各入力が先行する入力より９０°進んでいる場合、各出力に対する２つの入力が同相で加算される。
【００３８】
図６の回路を続けて参照すると、先行する入力より９０°進んでいることに加えて、各入力Ｖｉ１，Ｖｉ２，Ｖｉ３およびＶｉ４が等しい振幅を有する場合：
【数２１】
0004740408.tif 000022
【００３９】
【数２２】
0004740408.tif 000023
および
【００４０】
【数２３】
0004740408.tif 000024
となる。
この場合
【００４１】
【数２４】
0004740408.tif 000025
【００４２】
【数２５】
0004740408.tif 000026
【００４３】
【数２６】
0004740408.tif 000027
【００４４】
【数２７】
0004740408.tif 000028
【００４５】
【数２８】
0004740408.tif 000029
【００４６】
【数２９】
0004740408.tif 000030
【００４７】
【数３０】
0004740408.tif 000031
【００４８】
【数３１】
0004740408.tif 000032
となる。各出力Ｖｏ１１，Ｖｏ１２，Ｖｏ１３およびＶｏ１４は等しい振幅をそれぞれ有し、各出力Ｖｏ２１，Ｖｏ２２，Ｖｏ２３およびＶｏ２４が等しい振幅をそれぞれ有している。Ｖｏ１１とＶｏ２１の比は：
【００４９】
【数３２】
0004740408.tif 000033
となる。ここでＲ１Ｃ１Ｒ２Ｃ２＝１／ω２である場合、Ｖｏ１１とＶｏ２１の比は、
【００５０】
【数３３】
0004740408.tif 000034
となる。分子および分母の両方の絶対値は等しくなり、Ｖｏ１１およびＶｏ２１は等しい振幅を有し、そして８個の出力は全て等しい振幅を有する。
【００５１】
従って、無負荷のフィルタに関して、図６の回路の８個の出力は振幅整合しており、Ｒ１Ｃ１Ｒ２Ｃ２＝１／ω２で各入力Ｖｉ１，Ｖｉ２，Ｖｉ３およびＶｉ４が等しい振幅を有するとともに先行する入力より９０°進んでいる場合、出力Ｖｏ１１，Ｖｏ１２，Ｖｏ１３およびＶｏ１４はそれぞれ先行する出力より９０°進み、出力Ｖｏ２１，Ｖｏ２２，Ｖｏ２３およびＶｏ２４はそれぞれ先行する出力より９０°進む。加えて、Ｒ１Ｃ１／Ｒ２Ｃ２≒５．７である場合、Ｖｏ１１，Ｖｏ２１，Ｖｏ１２，Ｖｏ２２，Ｖｏ１３，Ｖｏ２３，Ｖｏ１４およびＶｏ２４の位相角は（Ｖｉ１−Ｖｉ２）に対してそれぞれ２２．５°，６７．５°，１１２．５°，１５７．５°，２０２．５°，２４７．５°，２９２．５°および３３７．５°となる。このことが求められている振幅整合を伴った８相の４５°分相に相当する。（Ｖｉ１−Ｖｉ２）＝（１−ｊ）Ｖｉ１であるため、（Ｖｉ１−Ｖｉ２）はＶｉ１よりも４５°遅延する。
【００５２】
図７は、振幅整合を伴った８相の４５°分相を達成するための分相の例を示したブロック線図である。２つの信号Ｖｉ１およびＶｉ２は等しい振幅を有するとともに互いに１８０°位相がずれており、等しい振幅を有する４つの中間信号に分割され（１２）、それら４個の信号のそれぞれが後続の信号に対して９０°の位相差を有している。２番目の入力Ｖｉ２は既にいくつかの実施例において使用されており、他の実施例においても既知の方式でＶｉ１を反転させることによって得られる。１つの実施例において、得られた４つの中間信号の特定の周波数に関しての振幅整合は、４相の９０°多相フィルタの構成要素数値を適宜に選択することによって達成される。振幅整合点は、図７のＶｉ１に対して４５°，１３５°，２２５°および３１５°の位相角をそれぞれ有する４つの中間信号において生じることができる。これは図４の回路に関連して説明したものである。
【００５３】
この４つの中間信号は第１のグループの４つの出力信号に変換することができ（１４）、そのそれぞれが後続のものに対して９０°の位相差を有している。また、この４つの中間信号は第２のグループの４つの出力信号にも変換することができ（１６）、そのそれぞれが後続のものに対して９０°の位相差を有している。図７の第１および第２のグループの出力信号は４５°の差をもって互いにずれることができる。このことは図５の回路に関連して説明してある。このことは一実施例において、無負荷のフィルタに関し、等しい入力信号を有する２つの４相の９０°多相フィルタの構成要素数値を適宜に選択することによって特定の周波数について達成される。このことによって、８個の出力信号がＶｉ１に対してそれぞれ２２．５°，６７．５°，１１２．５°，１５７．５°，２０２．５°，２４７．５°，２９２．５°および３３７．５°の位相角を有することができる。４つの中間信号の振幅整合が達成されているため図７の８個の出力信号の振幅整合が達成される。このことは図６に関して説明してある。
【００５４】
図８には図７のブロック線図を実行するための８相の４５°差動多相フィルタの回路構成図が示されている。入力Ｖｉ１およびＶｉ２は等しい振幅を有するとともに互いに１８０°の位相差を有している。第１の段は図４の回路と類似である。ω＝１／Ｒ３Ｃ３である際、第１の段の４つの出力（すなわち第２の段の入力とされる中間信号）は９０°で分相され振幅が整合している。これらは前述した図６の回路例に関する入力状況である。第１の段の出力（第２の段の入力）はＶｉ１に対して４５°，１３５°，２２５°および３１５°の位相角をそれぞれ有する。
【００５５】
図８の回路の第２の段は図６の回路に類似している。無負荷のフィルタに関して、ω＝１／Ｒ３Ｃ３、Ｒ１Ｃ１Ｒ２Ｃ２＝１／ω２、およびＲ１Ｃ１／Ｒ２Ｃ２≒５．７である場合、第２の段の出力は４５°の分相と振幅整合とを有する。それらは、Ｖｉ１に対して２２．５°，６７．５°，１１２．５°，１５７．５°，２０２．５°，２４７．５°，２９２．５°および３３７．５°の位相角を有する。
【００５６】
図９ａはｌｏｇωに対して位相角φ（図８の回路の出力と入力の間の）をプロットして表示したものである。図２に示されているように、位相角φ＝ｔａｎ−１（１／ωＲＣ）となる。位相角φは１／ωＲＣの増加によって漸近的に９０°に近づき、ωが１／ＲＣより小さい大きさの領域未満にある際実質的に９０°で一定となる。位相角φは１／ωＲＣの減少によって漸近的に０°に近づき、ωが１／ＲＣより大きい大きさの領域より上にある際実質的に０°で一定となる。所与のωの変化に対するφの変化はω＝１／ＲＣの時に最大となり、φ＝４５°となる。またφ＝４５°付近において比較的一定となり、φが０°または９０°に接近すると０に向かって減少する。
【００５７】
図９ａにはそれぞれ異なったＲＣ数値Ｒ１Ｃ１およびＲ２Ｃ２に対する位相角を示すφ１およびφ２のプロットを示したである。Ｒ１Ｃ１＝（Ｋ）（Ｒ２Ｃ２）でＫが一定である場合、φ＝ｔａｎ−１（１／ωＲＣ）であるため、ω＝ωａに対するφ１はω＝（１／Ｋ）ωａに対するφ２と等しい値となる。ｌｏｇ（（１／Ｋ）ω）＝ｌｏｇω＋ｌｏｇ（１／Ｋ）であり、またｌｏｇ（１／Ｋ）が一定であるため、φ１を示す曲線はφ２を示す曲線をｌｏｇω軸に沿って移動したものとなる。
【００５８】
図９ｂは図９ａのφ１とφ２との間の位相角度差Δφのｌｏｇωに対する変化を示したものである。Ｒ１Ｃ１／Ｒ２Ｃ２≒５．７である場合、φ２が６７．５°の際にφ１は２２．５°となる。このことは図５の回路に関連して説明した。この場合、Δφはその点において最大となっており、その値は４５°となる。その点から両方向にωが変化すると位相角のうちの一方（φ１またはφ２）が４５°に近づくように移動し別の一方が遠ざかるように移動する。所与のωの変化に対し、４５°に近づいている方の位相角は他方の位相角よりも大きく増加（あるいは減少）し、Δφは図９ｂに示されているように減少する。
【００５９】
動作周波数における２２．５°／６７．５°分相に対して、広い帯域（所要の動作周波数に対して約±５０％）にわたってΔφは平らなものとなる。しかしながら、図５に示されたような回路はＲＣ定数のオフセット特性の結果としてその出力に重大な振幅不整合を有することがある。図８の例のように、第１の段の加算により振幅整合を伴った８相の４５°分相が可能になる。第１の段において第２の段の４つの入力に均等に電力が分配され、そうでない場合に第２の段において発生し得る不均一な分配を消去する。
【００６０】
前述した回路は電圧モードで説明されているが、同じ原理を電流モード信号に適用することができる。電流入力および出力を使用して同様な分相および振幅整合の結果を得ることができる。
【００６１】
以上本発明の種々の実施例につき説明したが、当業者においては本発明の範囲内においてさらに多くの実施例および構成が可能であることが理解されよう。本発明はこれによって限定されるものではなく、添付の請求項およびそれと同等なものによってのみ限定される。
【図面の簡単な説明】
【図１】  正弦波電圧源を有するＲＣ直列回路を示す回路図である。
【図２】  図１の回路の電圧に関する位相ベクトル図である。
【図３】  ２相の９０°多相フィルタを示す回路図である。
【図４】  ２つの入力を備えた４相の９０°多相フィルタを示す回路図である。
【図５】  ２つの入力を備えた８相の４５°多相フィルタを示す回路図である。
【図６】  ４つの入力を備えた８相の４５°多相フィルタを示す回路図である。
【図７】  振幅整合を伴った８相の４５°分相を達成するための分相の例を示すブロック線図である。
【図８】  ２つの入力を備えた８相の４５°多相フィルタを示す回路図である。
【図９】  （ａ）は、対周波数において位相角（出力と入力の間）を示す説明図であり、（ｂ）は、対周波数において２つの出力の位相角間の差を示した説明図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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