(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
一定時間内に繰り返される複数のパルス信号であって且つパルス信号毎に振幅変調又は位相変調又は振幅・位相変調された信号を受信する受信装置に設けられ、前記パルス信号毎にサンプリングされた信号を受信信号として相関受信を行う相関受信処理装置であって、
前記受信信号を相関受信した波形の主ローブのピーク中央およびその両側に存在する複数のサンプル点を除くすべてのサンプル点のサンプル値を０にし、且つ主ローブのピーク中央のサンプル値におけるＳ／Ｎロスを最小にするような係数ベクトルを算出するフィルタ係数演算部と、
前記フィルタ係数演算部で算出された係数ベクトルに従って前記受信信号を相関受信するフィルタとを備え、
前記フィルタ係数演算部は、
前記受信信号内でのサンプル順のＩ／Ｑサンプル値を要素
0004834370.tif 000140
とするベクトル
【数１】
0004834370.tif 000141
に対して、
【数２】
0004834370.tif 000142
但し、
【数３】
0004834370.tif 000143
但し、i,jのいずれかは、１〜Ｎｆのうち一部について加算を行なう。
（ここで、
ｔは転置行列、＊は複素共役、αは任意の複素定数、
0004834370.tif 000144
は任意の設計パラメータ、
0004834370.tif 000145
、
0004834370.tif 000146
は高速フーリエ変換のポイント数を表す）
で算出される
0004834370.tif 000147
を係数ベクトルとして出力することを特徴とする相関受信処理装置。
【請求項２】
一定時間内に繰り返される複数のパルス信号を受信する受信装置に設けられ、前記パルス信号毎にサンプリングされた信号を受信信号として相関受信を行う相関受信処理装置であって、
前記受信信号を相関受信した波形の主ローブのピーク中央およびその両側に存在する複数のサンプル点を除くすべてのサンプル点のサンプル値を０にし、且つ主ローブのピーク中央のサンプル値におけるＳ／Ｎロスを最小にするような係数ベクトルを算出するフィルタ係数演算部と、
前記フィルタ係数演算部で算出された係数ベクトルに従って前記受信信号を相関受信するフィルタとを備え、
前記フィルタ係数演算部は、前記係数ベクトルをフーリエ変換する第１フーリエ変換部を備え、
前記フィルタは、
前記受信信号をフーリエ変換する第２フーリエ変換部と、
前記第１フーリエ変換部からのフーリエ変換された係数ベクトルと前記第２フーリエ変換部からのフーリエ変換された受信信号とを周波数空間で演算して間接的に相関受信する間接演算部と、
前記間接演算部からの相関受信された受信信号を逆フーリエ変換する逆フーリエ変換部とを備え、
前記フィルタ係数演算部は、
前記受信信号内でのサンプル順のＩ／Ｑサンプル値を要素
0004834370.tif 000148
とするベクトル
【数１】
0004834370.tif 000149
に対して、
【数２】
0004834370.tif 000150
但し、
【数３】
0004834370.tif 000151
但し、i,jのいずれかは、１〜Ｎｆのうち一部について加算を行なう。
（ここで、
ｔは転置行列、＊は複素共役、αは任意の複素定数、
0004834370.tif 000152
は任意の設計パラメータ、
0004834370.tif 000153
、
0004834370.tif 000154
は高速フーリエ変換のポイント数を表す）
で算出される
0004834370.tif 000155
を係数ベクトルとして出力することを特徴とする相関受信処理装置。
【請求項３】
一定時間内に繰り返される複数のパルス信号を受信する受信装置に設けられ、前記パルス信号毎にサンプリングされた信号を受信信号として相関受信を行う相関受信処理装置であって、
前記受信信号を相関受信した波形の主ローブのピーク中央およびその両側に存在する複数のサンプル点を除くすべてのサンプル点のサンプル値を０にし、且つ主ローブのピーク中央のサンプル値におけるＳ／Ｎロスを最小にするような係数ベクトルを算出するフィルタ係数演算部と、
前記フィルタ係数演算部で算出された係数ベクトルに従って前記受信信号を相関受信するフィルタとを備え、
前記フィルタ係数演算部は、前記係数ベクトルをフーリエ変換し、フーリエ変換された係数ベクトルを出力し、
前記フィルタは、
前記受信信号をフーリエ変換するフーリエ変換部と、
前記フィルタ係数演算部からのフーリエ変換された係数ベクトルと前記フーリエ変換部からのフーリエ変換された受信信号とを周波数空間で演算して間接的に相関受信する間接演算部と、
前記間接演算部からの相関受信された受信信号を逆フーリエ変換する逆フーリエ変換部とを備え、
前記フィルタ係数演算部は、
前記受信信号内でのサンプル順のＩ／Ｑサンプル値を要素
0004834370.tif 000156
【数１】
0004834370.tif 000157
に対して、
【数２】
0004834370.tif 000158
但し、
【数３】
0004834370.tif 000159
但し、i,jのいずれかは、１〜Ｎｆのうち一部について加算を行なう。
（ここで、
ｔは転置行列、＊は複素共役、αは任意の複素定数、
0004834370.tif 000160
は任意の設計パラメータ、
0004834370.tif 000161
、
0004834370.tif 000162
は高速フーリエ変換のポイント数を表す）
で算出される
0004834370.tif 000163
（ここで、Ｑは高速フーリエ変換行列）
を係数ベクトルとして出力することを特徴とする相関受信処理装置。
【請求項４】
サンプル間隔が不均一の時間間隔になっていることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載の相関受信処理装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、レーダ装置の受信装置などに使用される相関受信処理装置に関し、特にサイドローブを抑圧すると共にＳ／Ｎロスを低減する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば特許文献１には、レーダ装置において使用されるパルス圧縮方式を採用したレーダ信号処理装置が示されている。このレーダ信号処理装置は、チャープ信号（線形ＦＭ変調信号）を送信信号として相対的に移動する移動目標に向けて送信し、移動目標によって反射された反射信号を受信信号として受信後、その受信信号から目標の移動に起因するドップラシフト成分を抽出し、抽出されたドップラシフト成分に基づきこの移動目標を検出する。
【０００３】
パルス圧縮方式は、長パルス内を変調したチャープ信号として送信されたパルス内変調信号を受信した後に、このパルス内変調信号に適合するパルス圧縮フィルタを介して短パルス信号を得るものであり、パルス内送信エネルギーの増加による探知距離の延伸、高い距離分解能の実現、干渉・妨害波抑圧に有効などの利点があるため、多くのレーダに適用されている。
【０００４】
このような従来のレーダ装置（チャープレーダ装置）の性能は、一般に、パルス圧縮処理後の波形（出力波形）、具体的には主ローブのパルス幅（主ローブ幅）とサイドローブのレベル（サイドローブレベル）の２点と、主ローブのピーク値におけるＳ／Ｎロスとによって評価される。
【特許文献１】特開平４−３５７４８５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
また、パルス圧縮処理については、特願２００４−２８９０７２号に記載されたパルス圧縮処理装置がある。このパルス圧縮処理装置は、パルス内周波数変調が施された送信信号としてのチャープ信号を受信信号として相関受信してパルス圧縮を行なっており、最適フィルタを用いて、サイドローブを抑圧するとともにＳ／Ｎロスを最小化している。このパルス圧縮処理装置にあっては、最適フィルタの導出において、送信信号の波形については、チャープ信号に限られていた。
【０００６】
しかし、連続する受信信号系列において、バースト状に受信すべき信号が発生する場合もある。例えば、追尾レーダ等において、目標のアンテナが正面を向いた場合の反射信号の検出、ヘリコプターのロータが正面を向いた場合の反射信号の検出、又は回転アンテナを有するレーダにおいて、目標の方向をアンテナが向いた時に受信される反射信号の検出などの場合である。
【０００７】
これらの場合に、従来では、ＦＦＴ等の不適なフィルタで反射信号の検出が行なわれていた。このため、サイドローブが高く、しかもＳ／Ｎロスが大きくなるという課題を有していた。
【０００８】
本発明は上記要請に応えるためになされたものであり、その課題は、処理におけるサイドローブの抑圧を高い性能で実現すると共にＳ／Ｎロスを最小化できる相関受信処理装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記課題を解決するために、本発明の主たる側面は、一定時間内に繰り返される複数のパルス信号であって且つパルス信号毎に振幅変調又は位相変調又は振幅・位相変調された信号を受信する受信装置に設けられ、上記パルス信号毎にサンプリングされた信号を受信信号として相関受信を行う相関受信処理装置において、上記受信信号を相関受信した波形の主ローブのピーク中央およびその両側に存在する複数のサンプル点を除くすべてのサンプル点のサンプル値を０にし、且つ上記主ローブのピーク中央のサンプル値におけるＳ／Ｎロスを最小にするような係数ベクトルを算出するフィルタ係数演算部と、上記フィルタ係数演算部で算出された係数ベクトルに従って上記受信信号を相関受信するフィルタを備え、前記フィルタ係数演算部は、  前記受信信号内でのサンプル順のＩ／Ｑサンプル値を要素
0004834370.tif 000002
とするベクトル
【数１】
0004834370.tif 000003
に対して、
【数２】
0004834370.tif 000004
但し、
【数３】
0004834370.tif 000005
但し、i,jのいずれかは、１〜Ｎｆのうち一部について加算を行なう。
（ここで、
ｔは転置行列、＊は複素共役、αは任意の複素定数、
0004834370.tif 000006
は任意の設計パラメータ、
0004834370.tif 000007
、
0004834370.tif 000008
は高速フーリエ変換のポイント数を表す）
で算出される
0004834370.tif 000009
を係数ベクトルとして出力することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１０】
本発明の上記側面によれば、パルス信号毎に振幅変調又は位相変調又は振幅・位相変調された信号を相関受信した波形の主ローブのピーク中央およびその両側に存在する複数のサンプル点を除くすべてのサンプル点のサンプル値を０にし、且つ主たるピーク中央のサンプル値におけるＳ／Ｎロスを最小にするような係数ベクトルを算出し、算出された係数ベクトルに従って受信信号をＦＩＲフィルタから成るフィルタで相関受信するように構成したので、相関受信処理におけるサイドローブ抑圧を高い性能で実現すると共に分解性能を向上させ、且つ、Ｓ／Ｎロスを最小化できる相関受信処理装置を提供できる。
【００１１】
また、上記処理をフーリエ変換を介して周波数空間で行うことによって、長時間系列の信号を処理対象とすることが可能となるため、レーダ装置に好適な相関受信処理装置を提供できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
以下、本発明の実施形態に係る相関受信処理装置を図面を参照しながら詳細に説明する。
【００１３】
まず、本発明の第１及び第２実施形態に係る相関受信処理装置が適用されるレーダ信号処理装置の概要を図１に示すブロック図を参照しながら説明する。
【００１４】
このレーダ信号処理装置は、送信信号発生器１０、Ｄ／Ａ変換器１１、ローカル発振器１２、送信側ミキサ１３、送信信号増幅器１４、サーキュレータ１５、空中線１６、受信信号増幅器１７、受信側ミキサ１８、Ａ／Ｄ変換器１９、パルス圧縮処理部２０、相関処理部２１および目標検出処理部２２から構成されている。
【００１５】
送信信号発生器１０は、パルス繰り返し周波数（Pulse Repetition Frequency、以下、「ＰＲＦ」と略する）を有し、一定の時間間隔と形状をもつパルス信号としての送信信号を生成する。
【００１６】
Ｄ／Ａ変換器１１は、送信信号発生器１０からのパルス信号をアナログ信号に変換して送信側ミキサ１３に送る。
【００１７】
ローカル発信器１２は、ローカル周波数を有するローカル信号（同期信号）を生成する。
【００１８】
送信側ミキサ１３は、Ｄ／Ａ変換器１１からの信号とローカル発振器１２からのローカル信号とを混合することにより高周波信号に変換し、送信信号増幅器１４に送る。
【００１９】
送信信号増幅器１４は、送信側ミキサ１３からの高周波信号を所定のレベルまで増幅し、サーキュレータ１５に送る。サーキュレータ１５は、送信信号増幅器１４からの高周波信号を空中線１６に出力するか、空中線１６からの受信信号を受信信号増幅器１７に出力するかを切り替える。
【００２０】
空中線１６は、例えばアレイアンテナ等から構成されており、送信信号増幅器１４からサーキュレータ１５を介して送られてくる高周波信号を目標に向けて送信するとともに、目標からの反射波を受信し、受信信号としてサーキュレータ１５へ送る。
【００２１】
受信信号増幅器１７は、空中線１６からサーキュレータ１５を介して送られてくる受信信号を低雑音増幅し、受信側ミキサ１８に送る。
【００２２】
受信側ミキサ１８は、受信信号増幅器１７からの受信信号とローカル発振器１２からのローカル信号とを混合することにより受信信号を中間周波信号（ＩＦ信号）に変換し、Ａ／Ｄ変換器１９に送る。
【００２３】
Ａ／Ｄ変換器１９は、受信側ミキサ１８からのＩＦ信号を直交デジタル信号（Ｉ／Ｑ信号）に変換し、パルス圧縮処理部２０に送る。パルス圧縮処理部２０でパルス圧縮された信号は、相関処理部２１に送られる。
【００２４】
相関処理部２１は、パルス圧縮処理部２０からのパルス圧縮された信号を相関処理することにより、信号のＳ／Ｎを改善する。目標検出処理部２２は、相関処理部２１からの信号から目標成分を抽出することにより、目標を抽出する。
【００２５】
（第１実施形態）
次に、本発明の第１実施形態に係る相関受信処理装置（図１の相関処理部２１に対応する）の詳細を説明する。
【００２６】
図３は相関処理部２１の詳細な構成を示すブロック図である。この相関処理部２１は、フィルタ係数演算部３０と相関処理フィルタ４０（本発明のフィルタに対応）とから構成されている。
【００２７】
フィルタ係数演算部３０は、相関処理フィルタ４０に与える第１係数ベクトル
0004834370.tif 000010
を算出する。フィルタ係数演算部３０は、Ｓ／Ｎロス最小演算部３１とゼロサイドローブ演算部３２とから構成されている。
【００２８】
Ｓ／Ｎロス最小演算部３１は、Ｓ／Ｎロスを理論的に最小にする係数データを第２係数ベクトル
0004834370.tif 000011
として生成する。このＳ／Ｎロス最小演算部３１の出力は、ゼロサイドローブ演算部３２に送られる。
【００２９】
ゼロサイドローブ演算部３２は、Ｓ／Ｎロス最小演算部３１からの第２係数ベクトル
0004834370.tif 000012
に基づいて、さらに、サイドローブレベルをゼロに抑圧したゼロサイドローブ（サイドローブフリー）を実現するための係数データを第１係数ベクトル
0004834370.tif 000013
として生成し、相関処理フィルタ４０に送る。
【００３０】
相関処理フィルタ４０は、例えば図４に示すようなＦＩＲフィルタ（Finite Impulse Response、有限インパルス応答）から構成されている。このＦＩＲフィルタは、１スイープ分の遅延素子（Ｄ）、乗算器（×）および加算器（＋）から成る周知の構造を有し、フィルタ係数演算部３０から送られてくる第１係数ベクトル
0004834370.tif 000014
に従って、パルス圧縮処理部２０から送られてくるＩ／Ｑ信号（図の
0004834370.tif 000015
）を相関受信し、信号
0004834370.tif 000016
として出力する。
【００３１】
以下、フィルタ係数演算部３０における第１係数ベクトル
0004834370.tif 000017
の生成方法を説明する。まず、サイドローブフリーの相関受信条件の導出について説明する。
【００３２】
［相関受信処理の原理］
レーダ信号処理装置の相関処理部２１において、相関処理フィルタ４０への入力信号（受信信号）は、図２（ａ）に示すように、振幅・位相変調された信号からなる。ここで、位相変調された信号は、符号列により変調された信号を用いてもよい。また、入力信号は、振幅変調された一定の周波数の信号であってもよい。また、入力信号は、位相変調された一定の振幅の信号であってもよい。また、入力信号は、位相変調された一定の振幅の信号であってもよい。なお、図２（ｂ）は出力される波形のイメージを示すものである。
【００３３】
次に、振幅・位相変調された入力信号の時系列を
【数７】
0004834370.tif 000018
【００３４】
とベクトル表記する。ここで、ベクトル成分
0004834370.tif 000019
【００３５】
は受信信号のサンプル順のＩ／Ｑサンプリングデータを表す。これは、レーダ受信パルスごとのサンプル値に相当する。即ち、入力信号は、各パルス毎の同一レンジの反射信号をそれぞれサンプル値とする系列となる。
【００３６】
これに対して相関処理フィルタ４０におけるフィルタ係数ベクトル
0004834370.tif 000020
【００３７】
は、一般的にＮタップのＦＩＲフィルタ係数ベクトルとして、
【数８】
0004834370.tif 000021
【００３８】
と表すことができる。ここで、
【数９】
0004834370.tif 000022
【００３９】
は最適フィルタの係数ベクトルを表し、
【数１０】
0004834370.tif 000023
【００４０】
は重み関数行列
0004834370.tif 000024
【００４１】
（窓関数に相当する）を表す。ここで、「＊」は複素共役を表し、「
0004834370.tif 000025
【００４２】
」は対角行列を表す。
【００４３】
このとき、相関処理フィルタ４０からの出力信号の時系列は、
【数１１】
0004834370.tif 000026
【００４４】
と表すことができる。ここで、
【数１２】
0004834370.tif 000027
【００４５】
は、相関処理フィルタを構成するＦＩＲフィルタの各遅延段（Ｄ）への入力信号を表す状態マトリクスである。また、「Ｔ」は転置行列を表す。
【００４６】
［周波数空間での処理の定式化］
近年、相関受信処理を式（２）に示すフィルタ係数を有するＦＩＲフィルタを用いて実空間上で相関処理するよりも、フーリエ変換を介して周波数空間で処理する事が多くなっており、特に処理の効率上、式（１）で示す系列長Ｎよりも長い受信信号のサンプル系列に対して一括して周波数空間上で処理することが可能である。
【００４７】
このような事情を考慮して、本発明においては、相関処理フィルタ４０への入出力信号を、フーリエ変換（及び逆フーリエ変換）を介して、次のような実空間（のベクトル：式（５））と周波数空間（のベクトル：式（７））との対応関係
【数１３】
0004834370.tif 000028
【００４８】
に基づき、周波数空間において取り扱う。ここで、
【数１４】
0004834370.tif 000029
【００４９】
は高速フーリエ変換（ＦＦＴ）演算マトリクスを表し、その各成分は
【数１５】
0004834370.tif 000030
【００５０】
である。なお、
0004834370.tif 000031
【００５１】
であり、
0004834370.tif 000032
【００５２】
は高速フーリエ変換のポイント数を表す。また、
【数１６】
0004834370.tif 000033
【００５３】
とした。上述したように、ＦＦＴのポイント数
0004834370.tif 000034
【００５４】
は相関処理フィルタ４０の出力時系列のサンプル数（２Ｎ―１）よりも大きいことが必要なので、式（７）〜（１２）に示す各量（ベクトル及び行列）には、ＦＦＴのポイント数
0004834370.tif 000035
【００５５】
に合わせて０成分を付加している。
【００５６】
式（８）〜（１２）を式（７）に代入すると、
【数１７】
0004834370.tif 000036
【００５７】
を得る。ここで、
【数１８】
0004834370.tif 000037
【００５８】
は逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）演算マトリックスであり、次の規格化条件
【数１９】
0004834370.tif 000038
【００５９】
を満たす。ここで、
0004834370.tif 000039
【００６０】
は単位行列である。
【００６１】
この前提の下、本発明の目的であるサイドローブフリーの出力ベクトル（期待出力）を
【数２０】
0004834370.tif 000040
【００６２】
で与える。ここで、
【数２１】
0004834370.tif 000041
【００６３】
である。これは、式（５）で与えられる通常の係数ベクトルによる出力時系列の内で、ピーク出力の近傍（サンプル点
0004834370.tif 000042
【００６４】
を中心に片側
0004834370.tif 000043
【００６５】
までの領域）に関しての出力（サンプル値）のみを許容し、それ以外のサンプル値を０に置き換えたものとなっている。つまり、本発明においては、サイドローブフリーの条件を満たすような出力ベクトルとして式（１９）を設定する。この前提の下、式（１８）の
0004834370.tif 000044
【００６６】
が求める係数ベクトルである。
【００６７】
次に、式（１５）を参考にして、式（１８）を満たす係数ベクトル
0004834370.tif 000045
【００６８】
の算出を行う。
【００６９】
式（１８）の両辺に左からＦＦＴ演算マトリックス
0004834370.tif 000046
【００７０】
を乗じて、式（１５）を利用すると、
【数２２】
0004834370.tif 000047
【００７１】
となる。この式の両辺に左から
0004834370.tif 000048
【００７２】
を乗じると、
【数２３】
0004834370.tif 000049
【００７３】
を得る。さらに、この式の両辺に左からＩＦＦＴ演算マトリックス
0004834370.tif 000050
【００７４】
を乗じると、
【数２４】
0004834370.tif 000051
【００７５】
を得る。ここで、
【数２５】
0004834370.tif 000052
【００７６】
である。
【００７７】
以上の結果より、サイドローブフリーを与えるフィルタ係数ベクトル
0004834370.tif 000053
【００７８】
は式（２２）においてサイドローブフリーの出力期待値ベクトル
0004834370.tif 000054
【００７９】
を規定すればそれに応じて決定できることが分かる。さらに、出力期待値ベクトル
0004834370.tif 000055
【００８０】
は係数ベクトル
0004834370.tif 000056
【００８１】
から導出されるため、結果として、係数ベクトル
0004834370.tif 000057
【００８２】
を決定すればそれに伴ってサイドローブフリーの係数ベクトル
0004834370.tif 000058
【００８３】
を式（２２）より導くことができる。
【００８４】
このようにして、ゼロサイドローブ演算部３２は、式（２２）によって与えられる係数ベクトル
0004834370.tif 000059
【００８５】
を相関処理フィルタ４０に送る。
【００８６】
［サイドローブフリー条件でのＳ／Ｎロスの導出］
上記ではサイドローブフリーとなる係数ベクトルの算出方法を示したが、一般には、このような方法ではノイズ環境下においてＳ／Ｎ劣化が著しいものと考えられる。そこで、次に、Ｓ／Ｎロスの最小化とサイドローブフリーの２つの条件を同時に満足する相関受信係数ベクトルの算出式を導出する。式（１）で表される相関処理フィルタへの入力信号
0004834370.tif 000060
【００８７】
の平均電力は、
【数２６】
0004834370.tif 000061
【００８８】
で与えられる。ここで、Ｎは、式（１）で与えられる入力信号のサンプル数を表す。
【００８９】
また、入力信号の各サンプル点（つまり、式（１）の各ベクトル成分）に加わる雑音は無相関とすると、その平均入力電力は、
【数２７】
0004834370.tif 000062
【００９０】
のように書ける。
【００９１】
このとき、フィルタによって相関受信された出力信号の電力ピーク値は、
【数２８】
0004834370.tif 000063
【００９２】
であり、その雑音平均出力は
【数２９】
0004834370.tif 000064
【００９３】
のように与えられる。
【００９４】
同様に、最適フィルタを使用した場合の相関受信された出力信号の電力ピーク値、及びその雑音平均出力は、それぞれ
【数３０】
0004834370.tif 000065
【００９５】
と算出される。
【００９６】
一般に、Ｓ／Ｎ損失を示す指数Ｌは、
【数３１】
0004834370.tif 000066
【００９７】
と定義されるので、この式に式（２４）〜（２９）を代入すると、
【数３２】
0004834370.tif 000067
【００９８】
を得る。なお、指数Ｌはその値が増大して１に近づくほどＳ／Ｎ損失が小さい事を示す指数である。
【００９９】
しかし、このままの形式では解析的に条件が導出できないため、恒等的に成り立つ次の関係式
【数３３】
0004834370.tif 000068
【０１００】
を用いることにする。ここで、
【数３４】
0004834370.tif 000069
【０１０１】
であり、
【数３５】
0004834370.tif 000070
【０１０２】
という入力状態マトリクスを新たに定義した。
【０１０３】
式（３１）は式（３２）を用いることによって、新たに
0004834370.tif 000071
【０１０４】
の２次形式として
【数３６】
0004834370.tif 000072
【０１０５】
のように変形できる。ここで、式（３６）に次式
【数３７】
0004834370.tif 000073
【０１０６】
を代入すると、
【数３８】
0004834370.tif 000074
【０１０７】
を得る。さらに、次の定義式
【数３９】
0004834370.tif 000075
【０１０８】
を式（３８）に代入すると
【数４０】
0004834370.tif 000076
【０１０９】
を得る。さらに、次の定義式
【数４１】
0004834370.tif 000077
【０１１０】
を用いると、式（４２）は、
【数４２】
0004834370.tif 000078
【０１１１】
と書き直すことができる。
【０１１２】
式（４５）によって表されるＳ／Ｎロスの指数Ｌは、次のSchwartzの不等式
【数４３】
0004834370.tif 000079
【０１１３】
を用いて、
【数４４】
0004834370.tif 000080
【０１１４】
のように評価することができる。
【０１１５】
したがって、Ｓ／Ｎロスが最小となるための条件は、不等式（４７）において等号が成立するとき、すなわち、
【数４５】
0004834370.tif 000081
【０１１６】
が満たされるときであることがわかる。ここで、αは任意の複素定数である。この式に式（４３），（４４）を代入すると、
【数４６】
0004834370.tif 000082
【０１１７】
となる。この式の両辺に右から行列
0004834370.tif 000083
【０１１８】
を乗じて、さらに式（３９）を適用すると、
【数４７】
0004834370.tif 000084
【０１１９】
となる。さらに、この式の両辺に右から行列
0004834370.tif 000085
【０１２０】
を乗じると、
【数４８】
0004834370.tif 000086
【０１２１】
となる。
【０１２２】
従って、Ｓ／Ｎロス最小を満足する条件として最終的に、
【数４９】
0004834370.tif 000087
【０１２３】
を得る。これより、サイドローブフリーの係数ベクトルによるＳ／Ｎロス最小化を満足するためには、導出された式（５２）の係数ベクトル
0004834370.tif 000088
【０１２４】
を用いて、式（３２）で与えられるサイドローブフリーの係数ベクトル
0004834370.tif 000089
【０１２５】
への変換を行えばよいことがわかる。これにより、サイドローブフリーでＳ／Ｎロス最小の係数ベクトルを求めることが可能となる。
【０１２６】
このように、Ｓ／Ｎロス最小演算部３１は、式（５２）で表される係数ベクトル
0004834370.tif 000090
【０１２７】
を算出し、ゼロサイドローブ演算部３２に送る。そして、ゼロサイドローブ演算部３２は、Ｓ／Ｎロス最小演算部３１からの係数ベクトル
0004834370.tif 000091
【０１２８】
を式（３２）で表されるサイドローブフリーの係数ベクトル
0004834370.tif 000092
【０１２９】
に代入することによって、Ｓ／Ｎロスを最小とするサイドローブフリーの係数ベクトルを算出し、相関処理フィルタ４０に送る。
【０１３０】
（第２実施形態）
上述した第１実施形態においてはＦＩＲフィルタ（相関処理フィルタ４０）の係数ベクトルを実空間上のベクトル（つまり、
0004834370.tif 000093
【０１３１】
）として扱っているが、本発明の第２実施形態に係る相関受信処理装置は、相関処理フィルタにおける処理をフーリエ変換を介して周波数空間で実施するようにしたことを特徴とする。
【０１３２】
＜実施例１＞
図５（ａ）は本発明の第２実施形態に係る相関受信処理装置の構成の一つの例を示すブロック図である。この相関受信処理装置は、フィルタ係数演算部３０ａと相関処理フィルタ４０ａとから構成されている。なお、第１実施形態に係る相関受信処理装置と同一の構成部分にはそれらと同一の符号を付してある。
【０１３３】
フィルタ係数演算部３０ａは、相関処理フィルタ４０ａに与える係数ベクトルを算出する。フィルタ係数演算部３０ａは、Ｓ／Ｎロス最小演算部３１、ゼロサイドローブ演算部３２および第１フーリエ変換処理部３３から構成されている。
【０１３４】
Ｓ／Ｎロス最小演算部３１は、Ｓ／Ｎロスを理論的に最小にする係数データ（係数ベクトル）
0004834370.tif 000094
【０１３５】
を生成する。このＳ／Ｎロス最小演算部３１の出力は、ゼロサイドローブ演算部３２に送られる。
【０１３６】
ゼロサイドローブ演算部３２は、Ｓ／Ｎロス最小演算部３１からの係数データ（係数ベクトル）
0004834370.tif 000095
【０１３７】
に基づいて、さらに、サイドローブをゼロに抑圧したゼロサイドローブ（サイドローブフリー）を実現するための係数データ
0004834370.tif 000096
【０１３８】
を生成する。これらＳ／Ｎロス最小演算部３１およびゼロサイドローブ演算部３２における係数ベクトル
0004834370.tif 000097
【０１３９】
の導出方法は、第１実施形態におけるそれと同じである。このゼロサイドローブ演算部３２から出力される係数ベクトル
0004834370.tif 000098
【０１４０】
は、第１フーリエ変換処理部３３に送られる。
【０１４１】
第１フーリエ変換処理部は、ゼロサイドローブ演算部３２からの係数ベクトル
0004834370.tif 000099
【０１４２】
に式（８）で表される高速フーリエ変換
0004834370.tif 000100
【０１４３】
を施した後に、得られた周波数空間上の係数ベクトル
0004834370.tif 000101
【０１４４】
を相関処理フィルタ４０ａに送る。
【０１４５】
相関処理フィルタ４０ａは、第２フーリエ変換処理部４１、乗算演算部４２および逆フーリエ変換処理部４３から構成されている。
【０１４６】
第２フーリエ変換処理部４１はパルス圧縮処理部２０から送られてくるＩ／Ｑ信号
0004834370.tif 000102
【０１４７】
に式（８）で表される高速フーリエ変換
0004834370.tif 000103
【０１４８】
を施した後に、得られた周波数空間上の入力信号
0004834370.tif 000104
【０１４９】
を乗算演算部４２に送る。
【０１５０】
乗算演算部４２は、フィルタ係数演算部３０ａから送られてくる周波数空間上の高速フーリエ変換された係数ベクトル
0004834370.tif 000105
【０１５１】
に従って、第２フーリエ変換処理部４１から送られてくる周波数空間上の高速フーリエ変換されたＩ／Ｑ信号
0004834370.tif 000106
【０１５２】
を周波数空間でパルス圧縮し、得られた周波数空間上の出力ベクトル
0004834370.tif 000107
【０１５３】
を逆フーリエ変換処理部４３に送る。
【０１５４】
逆フーリエ変換処理部４３は、乗算演算部４２から送られてくる周波数領域のデータ（
0004834370.tif 000108
【０１５５】
）に式（１６）で表される逆高速フーリエ変換
0004834370.tif 000109
【０１５６】
を施した後に、得られた時間領域のデータ
0004834370.tif 000110
【０１５７】
を出力する。これにより、相関処理フィルタ４０ａからは、第１実施形態と同等の信号
0004834370.tif 000111
【０１５８】
が出力される。
【０１５９】
＜実施例２＞
図５（ｂ）に示すように、第２実施形態に係るその他の実施例として、図５（ａ）における第１フーリエ変換処理部を取り除く代わりに、ゼロサイドローブ演算部３２ａにその役割（すなわち、実空間上の係数ベクトル
0004834370.tif 000112
【０１６０】
に式（８）で表される高速フーリエ変換
0004834370.tif 000113
【０１６１】
を施すことによって周波数空間上の係数ベクトル
0004834370.tif 000114
【０１６２】
に変換すること）を担わせることもできる。すなわち、本実施例においては、式（３２）の代わりに、式（３２）の両辺に左からＦＦＴ演算マトリックス
0004834370.tif 000115
【０１６３】
を乗じた
【数５０】
0004834370.tif 000116
【０１６４】
を用いてゼロサイドローブ演算部３２ａが
0004834370.tif 000117
【０１６５】
を直接算出し出力するものである。従って、ゼロサイドローブ演算部３２ａの出力を時系列係数データ
0004834370.tif 000118
【０１６６】
ではなく、高速フーリエ変換を施した後の周波数軸上の係数データ
0004834370.tif 000119
【０１６７】
として相関処理フィルタ４０ａに送ることが可能となり、以下の処理は上記実施例１と同様に遂行される。
【０１６８】
＜実施例３＞
第３実施形態に係るその他の実施例として、フィルタ係数演算部は、以下のような処理を行うことにより、フィルタ係数ベクトル
0004834370.tif 000120
【０１６９】
を算出して相関処理フィルタ４０に出力するようにしてもよい。以下、この処理について説明する。
【０１７０】
まず、相関処理フィルタ４０への入力信号の系列ベクトルは、
【数５１】
0004834370.tif 000121
【０１７１】
目的であるサイドローブ領域をゼロ出力に拘束した出力ベクトル（期待出力）は次式となる。
【数５２】
0004834370.tif 000122
【数５３】
0004834370.tif 000123
【数５４】
0004834370.tif 000124
【数５５】
0004834370.tif 000125
【数５６】
0004834370.tif 000126
【０１７２】
0004834370.tif 000127
【数５７】
0004834370.tif 000128
【数５８】
0004834370.tif 000129
【数５９】
0004834370.tif 000130
【数６０】
0004834370.tif 000131
【０１７３】
ただし、
【数６１】
0004834370.tif 000132
【数６２】
0004834370.tif 000133
【０１７４】
ここで、従来の導出との差は、
【数６３】
0004834370.tif 000134
【０１７５】
さらに、
【数６４】
0004834370.tif 000135
【０１７６】
であり、数学的にはまったく同じものである。
【０１７７】
したがって、未定係数である定数項を除いて同じフィルタ係数を導出するものであり、計算手順だけの差異にすぎないことが分かる。
【０１７８】
また、実施例３のその他の実施例として、実空間上の係数ベクトル
0004834370.tif 000136
【０１７９】
に式（８）で表される高速フーリエ変換
0004834370.tif 000137
【０１８０】
を施すことによって周波数空間上の係数ベクトル
0004834370.tif 000138
【０１８１】
に変換することもできる。
【０１８２】
そして、周波数空間上の係数ベクトル
0004834370.tif 000139
【０１８３】
を相関処理フィルタに送ることもできる。
【０１８４】
なお、本発明は、ＰＲＦスタガなどによるパルス間の時間の変動、即ちサンプル間隔が不均一の時間間隔になっている場合でも、入力となる信号ベクトルを定義可能である限り適用可能である。即ち、相関処理すべき信号が定式化できる限り適用可能であって、レーダの信号処理に限られるものではなく、サンプルデータ系列中から一定のデータパターンを抽出する用途に広く用いることができる。
【０１８５】
また、本発明は、Ｓ／Ｎロスを理論的に最小とするようなサイドローブ抑圧を実現する具体的な算出式を実現する装置にあるのであって、送信信号など入出力信号の条件によるものではない。
【産業上の利用可能性】
【０１８６】
本発明は、レーダ装置において使用されるレーダ信号処理装置に適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【０１８７】
【図１】本発明の実施形態１に係る相関受信処理装置が適用されるレーダ信号処理装置の概要を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施形態１および実施形態２に係る相関受信処理装置で使用される入出力信号の１例を説明するための図であり、図２（ａ）は受信信号を示し、図２（ｂ）は相関処理された信号を示す。
【図３】本発明の実施形態１に係る相関受信処理装置の構成を示すブロック図である。
【図４】本発明の実施形態１に係る相関受信処理装置において相関処理フィルタとして使用されるＦＩＲフィルタの構成を示す図である。
【図５】本発明の実施形態２に係る相関受信処理装置の構成を示すブロック図であり、図５（ａ）は実施例１を示し、図５（ｂ）は実施例２を示す。
【符号の説明】
【０１８８】
１０  送信信号発生器
１１  Ｄ／Ａ変換器
１２  ローカル発信器
１３  送信側ミキサ
１４  送信信号増幅器
１５  サーキュレータ
１６  空中線
１７  受信信号増幅器
１８  受信側ミキサ
１９  Ａ／Ｄ変換器
２０  パルス圧縮処理部
２１  相関処理部
３０  フィルタ係数演算部
３１  Ｓ／Ｎ最小演算部
３２  ゼロサイドローブ演算部
３３  第１フーリエ変換処理部
４０  相関処理フィルタ
４１  第２フーリエ変換処理部
４２  乗算演算部
４３  逆フーリエ変換処理部
【図１】
0004834370.tif 000164
【図２】
0004834370.tif 000165
【図３】
0004834370.tif 000166
【図４】
0004834370.tif 000167
【図５】
0004834370.tif 000168