(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力端子と接続された過大入力検出部と、
カレントミラー回路と第１電流源とを含み、前記入力端子と接続された復帰部と、
前記入力端子と接続されたインピーダンス変換部と、
を備え、
前記入力端子からの入力信号が所定の振幅範囲内の場合には、前記カレントミラー回路はオフとなることにより前記インピーダンス変換部は正常動作状態における出力信号を出力し、
前記所定の振幅範囲を超えた過大入力信号が前記過大入力検出部において検出された場合には、前記過大入力検出部からの信号により前記第１電流源は前記カレントミラー回路をオンとし、前記復帰部のインピーダンスを過渡的に低下させることを特徴とするインピーダンス変換回路。
【請求項２】
ＭＯＳトランジスタとコンデンサとを少なくとも含み、入力端子と接続された過大入力検出部と、
ＭＯＳトランジスタからなる第１カレントミラー回路と、第１電流源と、を含み、前記入力端子と接続された復帰部と、
前記入力端子と接続されたインピーダンス変換部と、
を備え、
前記入力端子からの入力信号が所定の振幅範囲内の場合には、前記第１カレントミラー回路がオフとなることにより、前記インピーダンス変換部は正常動作状態における出力信号を出力し、
前記所定の振幅範囲を超えて前記過大入力検出部の前記ＭＯＳトランジスタ駆動電圧と同一極性の過大入力信号が印加された場合には、前記過大入力検出部の前記ＭＯＳトランジスタがオンとなると共に前記コンデンサがまず放電し、その後充電が開始され、充電時間中のみ前記過大入力信号検出回路からの信号により前記第１電流源は前記第１カレントミラー回路をオンとし前記復帰部のインピーダンスを過渡的に低下させ、
前記所定の振幅範囲を超えて前記過大入力検出部の前記ＭＯＳトランジスタの駆動電圧と逆極性の過大入力信号が印加された場合には、前記第１カレントミラー回路の前記ＭＯＳトランジスタのドレインとソースが逆転した状態でオンし前記復帰部のインピーダンスを過渡的に低下させることを特徴とするインピーダンス変換回路。
【請求項３】
ＭＯＳトランジスタとコンデンサとを少なくとも含み、入力端子と接続された過大入力検出部と、
第１電流源に接続されＭＯＳトランジスタからなる第１カレントミラー回路と、ＭＯＳトランジスタからなる第２カレントミラー回路とを含み、前記入力端子と接続された復帰部と、
前記入力端子に接続されたインピーダンス変換部と、
を備え、
前記入力端子からの入力信号が所定の振幅範囲内の場合には、前記第１カレントミラー回路がオフとなることにより、前記インピーダンス変換部は正常動作状態における出力信号を出力し、
前記所定の振幅範囲を超えて過大入力検出部の前記ＭＯＳトランジスタの駆動電圧と同一極性の過大入力信号が印加された場合には、前記過大入力検出部の前記ＭＯＳトランジスタがオンとなると共に前記コンデンサがまず放電し、その後充電が開始され、充電時間中のみ前記過大入力信号検出回路からの信号により前記電流源は前記第１カレントミラー回路をオンとし前記復帰部のインピーダンスを過渡的に低下させ、
前記所定の振幅範囲を超えて前記過大入力検出部の前記ＭＯＳトランジスタの駆動電圧と逆極性の過大入力信号が印加された場合には、前記第２カレントミラー回路の前記ＭＯＳトランジスタのドレインとソースが逆転した状態でオンし前記復帰部のインピーダンスを過渡的に低下させることを特徴とするインピーダンス変換回路。
【請求項４】
前記過大入力検出部の前段に設けられ、前記入力端子と接地電位との間で互いに逆方向に並列接続された一対の整流素子をさらに備えたことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１つに記載のインピーダンス変換回路。
【請求項５】
請求項１〜４のいずれか１つに記載のインピーダンス変換回路と、
前記インピーダンス変換回路の前記入力端子に接続されたコンデンサマイクロフォンと、
を備えたことを特徴とする電子機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インピーダンス変換回路及び電子機器に関し、例えば音声帯域を含む低周波数信号に対するインピーダンス変換回路及び電子機器に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話や補聴器などの電子機器においてコンデンサマイクロフォンが広く使用されている。  
このコンデンサマイクロフォンはインピーダンス変換回路に接続される。しかし、例えば携帯電話を落とした場合のように、大きな音や機械的に大きな衝撃が加わった場合に入力信号が過大となる。インピーダンス変換回路が正常動作に戻る復帰時間を早くするには抵抗素子などを対接地間に並列に接続することが必要である。コンデンサマイクロフォンの静電容量が約５ｐＦと小さく、かつ２０Ｈｚから２０ｋＨｚの範囲の音声帯域を扱う事から接続する抵抗を数ギガオーム程度にしないと低域カットオフ周波数が音声帯域に入る。さらに抵抗素子を大きくすると雑音電圧特性を良好に出来る。
【０００３】
復帰時間は、抵抗値を小さくするほうが短くできるが、低域カットオフ周波数及び雑音特性に関しては抵抗値を大きくすることが好ましいので、これらはトレードオフの関係にある。
【０００４】
入力容量が極めて小さく、かつ、出力抵抗の低いインピーダンス変換回路を電界効果トランジスタにより実現する技術開示例がある（特許文献１）。
【特許文献１】特開２００４−２３６２１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本発明は、雑音特性を低下させることなく、過大入力印加後の復帰時間を改善したインピーダンス変換回路及びこれを備えた電子機器を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の一態様によれば、入力端子と接続された過大入力検出部と、カレントミラー回路と第１電流源とを含み、前記入力端子と接続された復帰部と、前記入力端子と接続されたインピーダンス変換部と、を備え、前記入力端子からの入力信号が所定の振幅範囲内の場合には、前記カレントミラー回路はオフとなることにより前記インピーダンス変換部は正常動作状態における出力信号を出力し、前記所定の振幅範囲を超えた過大入力信号が前記過大入力検出部において検出された場合には、前記過大入力検出部からの信号により前記第１電流源は前記カレントミラー回路をオンとし、前記復帰部のインピーダンスを過渡的に低下させることを特徴とするインピーダンス変換回路が提供される。
【０００７】
また、本発明の他の一態様によれば、ＭＯＳトランジスタとコンデンサとを少なくとも含み、入力端子と接続された過大入力検出部と、ＭＯＳトランジスタからなる第１カレントミラー回路と、第１電流源と、を含み、前記入力端子と接続された復帰部と、前記入力端子と接続されたインピーダンス変換部と、を備え、前記入力端子からの入力信号が所定の振幅範囲内の場合には、前記第１カレントミラー回路がオフとなることにより、前記インピーダンス変換部は正常動作状態における出力信号を出力し、前記所定の振幅範囲を超えて前記過大入力検出部の前記ＭＯＳトランジスタ駆動電圧と同一極性の過大入力信号が印加された場合には、前記過大入力検出部の前記ＭＯＳトランジスタがオンとなると共に前記コンデンサがまず放電し、その後充電が開始され、充電時間中のみ前記過大入力信号検出回路からの信号により前記第１電流源は前記第１カレントミラー回路をオンとし前記復帰部のインピーダンスを過渡的に低下させ、前記所定の振幅範囲を超えて前記過大入力検出部の前記ＭＯＳトランジスタの駆動電圧と逆極性の過大入力信号が印加された場合には、前記第１カレントミラー回路の前記ＭＯＳトランジスタのドレインとソースが逆転した状態でオンし前記復帰部のインピーダンスを過渡的に低下させることを特徴とするインピーダンス変換回路が提供される。
【０００８】
また、本発明のさらに他の一態様によれば、ＭＯＳトランジスタとコンデンサとを少なくとも含み、入力端子と接続された過大入力検出部と、第１電流源に接続されＭＯＳトランジスタからなる第１カレントミラー回路と、ＭＯＳトランジスタからなる第２カレントミラー回路とを含み、前記入力端子と接続された復帰部と、前記入力端子に接続されたインピーダンス変換部と、を備え、前記入力端子からの入力信号が所定の振幅範囲内の場合には、前記第１カレントミラー回路がオフとなることにより、前記インピーダンス変換部は正常動作状態における出力信号を出力し、前記所定の振幅範囲を超えて過大入力検出部の前記ＭＯＳトランジスタの駆動電圧と同一極性の過大入力信号が印加された場合には、前記過大入力検出部の前記ＭＯＳトランジスタがオンとなると共に前記コンデンサがまず放電し、その後充電が開始され、充電時間中のみ前記過大入力信号検出回路からの信号により前記電流源は前記第１カレントミラー回路をオンとし前記復帰部のインピーダンスを過渡的に低下させ、前記所定の振幅範囲を超えて前記過大入力検出部の前記ＭＯＳトランジスタの駆動電圧と逆極性の過大入力信号が印加された場合には、前記第２カレントミラー回路の前記ＭＯＳトランジスタのドレインとソースが逆転した状態でオンし前記復帰部のインピーダンスを過渡的に低下させることを特徴とするインピーダンス変換回路が提供される。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、雑音特性を低下させることなく、過大入力印加後の復帰時間を改善したインピーダンス変換回路及びこれを備えた電子機器が提供される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
図１は、本発明の第１具体例にかかるインピーダンス変換回路を表すブロック図である。
【００１１】
コンデンサマイクロフォン１０は、インピーダンス変換回路３０の入力端子ＩＮに接続されている。コンデンサマイクロフォン１０の静電容量は、例えば５ｐＦと小である。互いに逆方向に並列接続された一対のダイオード１２及び１４は、ＥＳＤ対策の他、過大入力に対するクランプの働きを有する。
【００１２】
入力信号の振幅が所定値内である正常動作状態において、入力信号はインピーダンス変換部２０へ入力される。インピーダンス変換部２０からの出力は、ＯＵＴ端子から取り出される。
【００１３】
一方、極めて大きい音や機械的衝撃による過大入力信号は、過大入力検出部１６で検出され、復帰部１８のインピーダンスを過渡的に低下させ、コンデンサマイクロフォン１０の静電容量と、復帰部１８の過渡的インピーダンスにより決定する時定数経過後、復帰部１８のインピーダンスは再び大に復帰する。この結果、正常動作状態において復帰部１８の有する高インピーダンスにより音声帯域の下限より低く低域カットオフ周波数を設定でき、例えば雑音電圧で表される雑音特性の低下も抑制できる。すなわち、インピーダンス変換回路３０は、過大入力印加後の復帰時間が早い高入力インピーダンス低雑音増幅器と言うこともできる。ここで、インピーダンス（Ω）は、Ｚ＝Ｒ＋ｊＸ（Ｒ：抵抗、Ｘ：リアクタンス）で表すことができ、その絶対値
｜Ｚ｜＝（Ｒ２＋Ｘ２）１／２
の大きさによりインピーダンスの大、小を比較するものとする。
【００１４】
図２は、本発明の第２実施例にかかるインピーダンス変換回路３０を表すブロック図である。なお、図１と同様の構成要素には、同一番号を付して詳細な説明を省略する。  
復帰部１８は、第１カレントミラー回路２８及び第１電流源２２を含む。また過大入力検出部１６は、検出回路１７及び第２電流源２４を含む。第１カレントミラー回路２８、インピーダンス変換部２０は例えば、ＭＯＳトランジスタにより構成される。また、ダイオード１２及びダイオード１４を、ＭＯＳトランジスタのダイオード接続により形成すれば共通製造プロセスを採用できて、ＭＯＳ集積回路化が容易となる。
【００１５】
なお、入力信号の振幅が所定値内である正常動作状態においては、第１カレントミラー回路２８を第１電流源２２からの微小定電流により飽和領域で動作させるので、高インピーダンスにできる。一方、過大入力検出部１６において過大入力を検出した場合、第２電流源２４からの信号により第１電流源２２から第１カレントミラー回路２８への供給電流を過渡的に増加させる。この結果、第１カレントミラー回路２８を非飽和領域において動作させるのでインピーダンスを過渡的に低下させ、正常動作状態への復帰時間を早めることができる。なお、インピーダンス変換部２０の出力信号を用いても過大入力を間接的に検出することが可能である。
【００１６】
ここで比較例について説明する。  
図３は、比較例にかかるインピーダンス変換回路４０を表すブロック図である。  
コンデンサマイクロフォン１０は、インピーダンス変換回路４０の入力端子ＩＮに接続されている。ダイオード１３及び１５は、ＥＳＤ対策の他、過大入力に対するクランプの働きがある。入力端子ＩＮに接続されている抵抗１１は、数ギガオーム程度の値であり、半導体集積回路上においてシート抵抗が数百乃至数キロオームのポリシリコンなどを用いると、チップ面積の多くの部分を抵抗１１で占めることになる。抵抗面積を低減するために低不純物濃度とすると、プロセス制御性が低下し温度係数が大となりやすい。
【００１７】
また、比較例におけるインピーダンス変換部２１は、例えば接合型ＦＥＴにより構成されているので、入力容量ＣＩＮが数ｐＦなどとなりＭＯＳトランジスタと比較して大きい。これは、コンデンサマイクロフォン１０の静電容量と比べて同程度であり、入力信号が分圧されることにより増幅利得を低減させるので好ましくない。これに対して、図２においては、入力容量が小さいＭＯＳトランジスタを用いるために入力信号の分圧が小さい。また、ＭＯＳトランジスタでインピーダンス変換部を構成できるので、素子面積を非常に小さくできる。またＭＯＳトランジスタの製造プロセスは安定している。さらに比較例においては抵抗値が一定であり過渡的にインピーダンスを低下させることが困難である。
【００１８】
さらに、コンデンサマイクロフォン１０の小型化のために静電容量はより小さくする方向にある。従って、ＣＩＮの小さいＭＯＳトランジスタが好ましい。
図４は、本発明の第３具体例にかかるインピーダンス変換回路を表すブロック図である。なお、図２と同様の構成要素には、同一番号を付して詳細な説明を省略する。  
復帰部１８は、第１カレントミラー回路２８及び第１電流源２２を含む。また、検出回路１７は、ＮＭＯＳトランジスタ３２、コンデンサ３８、ＣＭＯＳインバータ回路３１、ＮＭＯＳトランジスタ３４からなる。過大入力検出部１６は、この検出回路１７、第２電流源２４、第３電流源２５とを含む。また、第１カレントミラー回路２８及び第１電流源２２と並列に第２カレントミラー回路３６及び第４電流源２６が接続されている。本具体例において、正常動作状態において、第１及び第２カレントミラー回路２８、３６は飽和領域で動作し高インピーダンスである。
【００１９】
ＧＮＤに対してＮＭＯＳトランジスタの駆動電圧と同一極性の過大入力であると、ＮＭＯＳトランジスタ３２がオンし、ＣＭＯＳインバータ回路３１の出力電圧により次段のＮＭＯＳトランジスタ３４が駆動され、電流源２４を介して第１カレントミラー回路２８への電流を増やしインピーダンスを低下させる。すなわち、過大入力を検出した後、コンデンサ３８がまず放電され、電流源２５からコンデンサ３８へ充電される時間のみ入力端子のインピーダンスが低下する。コンデンサ３８への充電完了後は、電流源２４から第１カレントミラー回路２８への電流供給は停止される。この結果、第１カレントミラー回路２８は正常動作状態へと戻り、過渡的にインピーダンスを低下させることで復帰時間を小さくできる。この場合、第３電流源２５からの電流値及びコンデンサ３８の静電容量により、復帰時間を調整できる。
【００２０】
一方、ＮＭＯＳトランジスタの駆動電圧とは逆極性の過大入力となると、第２カレントミラー回路３６の入力端子側のＭＯＳトランジスタのドレインとソースが逆転した状態でオンし、入力端子ＩＮのインピーダンスが低下することにより、復帰時間を小さくできる。この場合、第２カレントミラー回路３６のゲート電圧を高く、または低くすることでり、復帰時間を調整することができる。
【００２１】
本具体例において、検出回路１７におけるＭＯＳトランジスタをＮＭＯＳトランジスタとする場合、ダイオード１２及び１４を構成するＭＯＳトランジスタもＮＭＯＳとすると、閾値電圧などを揃えることが容易となるので、プロセスや温度による特性変動を抑制することができるのでより好ましい。
【００２２】
図５は、本発明の第４具体例にかかるインピーダンス変換回路のブロック図である。なお、図４と同様の構成要素には、同一番号を付して詳細な説明を省略する。  
本具体例は、第３具体例から第２カレントミラー回路３６及び第４電流源２６を削除した構成を有する。本具体例における第１カレントミラー回路２８は、負の過大入力に対して第３具体例における第２カレントミラー回路３６とほぼ同様な作用を兼ね備えているので削除してもほぼ同様の効果を保持できる。この結果、チップ面積をより縮小できる。
【００２３】
図６は、第４具体例の変形例を表すブロック図である。  
本変型例においては、定電流源のＶＣＣ端子は、出力端子ＯＵＴと独立に設ける。この結果、過大入力時におけるカレントミラー回路への電流を変化させることにより、インピーダンスを制御し、復帰時間を制御できる。
【００２４】
以上、第１乃至第４具体例のインピーダンス変換回路は、ＭＯＳプロセスによる半導体集積回路とすることが可能である。これにより、より小面積、均一な特性を有するチップが得られる。チップ小型化ができ、携帯無線機器、補聴器などを含む各種の電子機器の小型化が可能となる。
【００２５】
以上、図面を参照しつつ本発明の実施の形態について説明した。しかし、本発明はこれらの具体例に限定されるものではない。  
例えば、インピーダンス変換回路を構成する過大入力検出部、復帰部、インピーダンス変換部、ダイオード、カレントミラー回路、検出回路、ＭＯＳトランジスタ、ＣＭＯＳインバータ回路、電流源、コンデンサなどに関して当業者が各種設計変更を行ったものであっても、本発明の主旨を逸脱しない限り本発明の範囲に包含される。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】本発明の第１具体例にかかるインピーダンス変換回路のブロック図である。
【図２】本発明の第２具体例にかかるインピーダンス変換回路のブロック図である。
【図３】比較例にかかるインピーダンス変換回路のブロック図である。
【図４】本発明の第３具体例にかかるインピーダンス変換回路のブロック図である。
【図５】本発明の第４具体例にかかるインピーダンス変換回路のブロック図である。
【図６】第４具体例の変形例のブロック図である。
【符号の説明】
【００２７】
１０・・・コンデンサマイクロフォン、１６・・・過大入力検出部、１８：復帰部、２０・・・インピーダンス変換部、２２・・・第１電流源、２８・・・第１カレントミラー回路、３０・・・インピーダンス変換回路、３１・・・ＣＭＯＳインバータ回路、３２・・・ＮＭＯＳトランジスタ、３４・・・ＮＭＯＳトランジスタ、３８・・・コンデンサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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