(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ｎを４、５又は６として、復調すべき第１の高周波信号を第１の入力で供給され、第２の高周波信号を第２の入力で供給され、（ｎ−２）個の出力信号をパワー検出器に出力するｎポート結合器と、
低域通過フィルタリングされた前記パワー検出器の出力信号を単一の出力へ多重化する多重化手段と、
前記多重化手段から出力されるアナログ信号を供給され、デジタル変換された信号をデジタル処理回路に出力する単一のアナログ／デジタル変換器と、
を備えるＩ／Ｑ復調装置。
【請求項２】
前記アナログ／デジタル変換器は、適応サンプリングレートアナログ／デジタル変換器である、請求項１に記載のＩ／Ｑ復調装置。
【請求項３】
前記デジタル処理回路は、適応ベースバンドフィルタを備える、請求項１又は２に記載のＩ／Ｑ復調装置。
【請求項４】
前記パワー検出器の前記出力信号は、異なるカットオフ周波数を有する異なる低域通過フィルタを選択的に通過可能である、請求項１から３のいずれか１項に記載のＩ／Ｑ復調装置。
【請求項５】
前記低域通過フィルタを選択する切換スイッチを備える、請求項４に記載のＩ／Ｑ復調装置。
【請求項６】
前記ｎポート結合器は、５ポート結合器である、請求項１から５のいずれか１項に記載のＩ／Ｑ復調装置。
【請求項７】
前記ｎポート結合器は、４ポート結合器であり、
前記Ｉ／Ｑ復調装置は、Ｍ直交振幅変調信号復調装置又はＭ相位相偏移変調信号復調装置である、
請求項１から５のいずれか１項に記載のＩ／Ｑ復調装置。
【請求項８】
前記多重化手段は、シンボル期間の１／（ｎ−２）の切換速度を有するＤＣ切換スイッチである、請求項１から７のいずれか１項に記載のＩ／Ｑ復調装置。
【請求項９】
前記多重化手段の前段又は後段に、少なくとも１つのＤＣ増幅器を備える、請求項１から８のいずれか１項に記載のＩ／Ｑ復調装置。
【請求項１０】
前記パワー検出器の前記出力信号をＢ／２のカットオフ周波数により低域通過フィルタリングする第１の低域通過フィルタと、
前記多重化手段の後段に設けられ、（（ｎ−２）／２）Ｂのカットオフ周波数を有する第２の低域通過フィルタと、
を備え、
前記Ｂは、前記復調すべき第１の高周波信号の最大帯域幅である、
請求項１から９のいずれか１項に記載のＩ／Ｑ復調装置。
【請求項１１】
前記ｎポート結合器、前記パワー検出器および前記多重化手段は、単一のチップに組み込まれている、請求項１から１０のいずれか１項に記載のＩ／Ｑ復調装置。
【請求項１２】
請求項１から１１のいずれか１項に記載のＩ／Ｑ復調装置を備えるソフトウェア無線装置。
【請求項１３】
ｎを４、５又は６として、
ｎポート結合器に復調すべき第１の高周波信号を入力するステップと、
前記ｎポート結合器に第２の高周波信号を入力するステップと、
前記ｎポート結合器の（ｎ−２）個の出力信号のパワーを検出するステップと、
検出されたパワー信号を低域通過フィルタリングするステップと、
前記低域通過フィルタリングされたパワー信号を単一の出力へ多重化するステップと、
前記多重化されたパワー信号を単一のアナログ／デジタル変換器に供給し、デジタル変換された信号をデジタル処理回路に出力するステップと、
を含むＩ／Ｑ復調方法。
【請求項１４】
前記アナログ／デジタル変換器のサンプリングレートを前記復調すべき第１の高周波信号の帯域幅に応じて適応化するステップを含む、請求項１３に記載のＩ／Ｑ復調方法。
【請求項１５】
前記検出されたパワー信号は、異なるカットオフ周波数により選択的にフィルタリングされることが可能である、請求項１３又は１４に記載のＩ／Ｑ復調方法。
【請求項１６】
前記多重化するステップは、シンボル期間の１／（ｎ−２）の切換速度を有するＤＣ切換スイッチにより実現される、請求項１３から１５のいずれか１項に記載のＩ／Ｑ復調方法。
【請求項１７】
前記検出されたパワー信号をＢ／２のカットオフ周波数により低域通過フィルタリングする第１のステップと、
前記多重化されたパワー信号を（（ｎ−２）／２）Ｂのカットオフ周波数により低域通過フィルタリングする第２のステップと、
を含み、
前記Ｂは、前記復調すべき第１の高周波信号の最大帯域幅である、
請求項１３から１６のいずれか１項に記載のＩ／Ｑ復調方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、変調された高周波信号を復調するＩ／Ｑ復調装置及びＩ／Ｑ復調方法、並びにこのＩ／Ｑ復調装置を用いたソフトウェアラジオ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ミリ波帯又はマイクロ波帯の信号を直接ベースバンド周波数信号に変換する６ポート受信機が知られている。この６ポート受信機により、従来のデジタル又はアナログ回路からなるＩＱ復調チップを省略することができる。適切な較正処理を行うことにより製造公差を含む非理想的な受動高周波素子の影響を最小化することができる。６ポート受信機は、２つの入力高周波信号（以下、ＲＦ信号という。）の相対位相及び相対振幅を検出する。６ポート受信機の回路は、ＲＦ信号の相対位相及び相対振幅を検出するためのダイオードと共に、受動素子のみを用いて実現される。６ポート受信機の重要な特徴は、製造公差を較正することができる点であり、このため低コストに製造することができる。
【０００３】
６ポート受信機の構造は、例えば、１９９４年５月、サンディエゴ、「１９９４年ＩＥＥＥ  ＭＴＴシンポジウムダイジェスト（Digest of 1994 IEEE MTT Symposium）」第３巻第１６５９−１６６２頁、ボシッシオ、ウー（Bossisio, Wo）著「６ポート直接デジタルミリ波受信機（A six-port direct digital millimeter receiver）」に開示されている。
【０００４】
６ポート受信機の技術によれば、マイクロ波ネットワークの振幅及び位相の両方の散乱パラメータ（scattering parameter）を正確に測定することができる。ヘテロダイン受信機（heterodyne  receiver）に代えて６ポート受信機を用いることにより、ミリ波又はマイクロ波の信号を直接測定することができる。この測定は、６つのポートのうちの少なくとも３つ、通常４つの異なるポートにおけるパワーレベルを抽出することにより行われる。適切な較正処理を行うことにより、ハードウェアの不完全性を補うことができる。大きなダイナミックレンジ及び広い周波数範囲に亘って、非常に正確な測定を行うことができる。６ポート受信機は、パワー検出器（power sensor）の他、方向性結合器（directional coupler）や電力分配器（power divider）等のマイクロ波素子（microwave component）を備える。以上のような回路は、モノシリックマイクロ波集積回路（monolithic microwave integrated circuit；以下、ＭＭＩＣという）やモノリシックハイブリッドマイクロ波集積回路（monolithic hybrid microwave integrated circuit；以下、ＭＨＭＩＣといいう。）に容易に集積化できる。周知の受信機は、ミリ波及びマイクロ波の信号に対して、直接位相／振幅復調を行う。
【０００５】
上述のように、較正処理によりハードウェアの不完全性を補うことができる。特に、較正処理によりハードウェアの不完全性を補うことにより、６ポート受信機は、ミリ波周波数帯域までの広い帯域に亘って動作することができる。
【０００６】
上述したボシッシオ他の論文に開示された６ポート受信機では、分布定数回路の技術（distributed technology）により実現された電力分配器と９０°ハイブリッド回路（90 degree Hybrid circuit）が用いられている。この６ポート受信機は、主に１０ＧＨｚ以上の周波数帯域の信号に対して使用されるが、９０°ハイブリッド回路に本質的な周波数選択特性（inherently frequency selective nature）に起因して、この６ポート受信機の動作周波数帯域の範囲が不十分であるという問題がある。
【０００７】
１９９４年ヨーロッパマイクロ波コンファレンス（European Microwave Conference）第９１１−９１５頁に記載されている、ディー・マウリン（D.Maurin）、ワイ・スー（Y.Xu）、ビー・フイヤート（B.Huyart）、ケー・ウー（K.Wu）、エム・クハシ（M.cuhaci）、アール・ボシッシオ（R.Bossisio）著「ＭＨＭＩＣ及びＭＭＩＣ技術を用いたＣＰＷミリ波６ポート反射率計（CPW Millimeter-wave Six-Port Reflectometers using MHMIC and MMIC technologies）」には、反射率計のための広帯域トポロジー（wide-band topology）が開示されており、これは、１１ＧＨｚ〜２５ＧＨｚの周波数帯域に対応するコプレーナ線路（coplanar wave guide）を用いることを特徴とする分布定数素子技術（distributing element approach）に基づいている。
【０００８】
１９９１年ヨーロッパマイクロ波コンファレンス第１４７３−１４７７頁に記載されているブイ・ビリク（V.Bilik）他著、「新型超広域集中６ポート反射率計（A new extremely wideband lumped six-port reflectometer）」には、ホイートストンブリッジ（wheastone bridge）及び抵抗回路を用いた反射率計が開示されている。
【０００９】
１９９６年１月発刊、「マイクロ波理論及び技術に関するＩＥＥＥ会報（IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques）」第４０巻に記載されているリー（Li）、ジー・ボシッシオ（G.Bossisio）、ケー・ウー（K.Wu）著、「６ポート結合器のデュアルトーン較正技術及びその６ポート直接デジタル受信機への応用（Dual tone Calibration of Six-Port Junction and its application to the six-port direct digital receiver）」には、４つの３ｄＢハイブリッド回路と、電力分配器と、減衰器（attenuator）とを用いた６ポート反射率計トポロジーが開示されている。
【００１０】
米国特許第５４９８９６９号には、整合検波器（matched detector）及び非整合検波器（unmatched detector）を用いた反射率計構造の非対称（asymmetrical）トポロジーが開示されている。
【００１１】
米国特許第４５２１７２８号「マイクロ波ネットワークの複素反射係数を決定する方法及び６ポートネットワーク（Method and six-port network for use in determining complex reflection coefficients of microwave network）」には、反射率計６ポートトポロジーが開示されている。このトポロジーは、２つの異なる方形ハイブリッド（quadrate hybrid）、移相器（phase shifter）、２つの電力分配器及び１つの方向性結合器を備え、マイクロ波ストリップ線路技術（microstrip line technology）により実現されている。
【００１２】
欧州特許公開番号第０８０５５６１号には、６ポート結合器を採用した直接変換受信機（direct conversion receiver）を実現する手法が開示されている。ここでは、６ポート結合器を備える直接変換受信機が送信されてくる変調信号を受信する。復調はアナログ的手法により行われる。
【００１３】
欧州特許公開番号第０８４１７５６号には、６ポート受信機のための相関回路（correlator circuit）が開示されている。この相関回路では、受信信号は、様々な位相角において、局部発振信号（local oscillator signal）に加算される（summed up）。ここで、局部発振信号とＲＦ信号との相回転（phase rotation）は、相関器の出力信号の加算とは独立して実行される。
【００１４】
国際特許公開公報ＷＯ９８／０８３２９号には、変調されたデジタルＲＦ信号を処理するためのｎポート結合器が開示されている。ここで、Ｎは、３より大きい整数である。４ポート結合器を用いたＩ／Ｑ復調について、図４を用いて説明する。
【００１５】
アンテナ３１は、変調ＲＦ信号を受信する。受信ＲＦ信号は、例えばｍ相位相偏移変調（(m)phase shift keying：（ｍ）ＰＳＫ）方式又はｎ直交振幅変調（(n)quadrature amplitude modulation：（ｎ）ＱＡＭ）方式により変調されている。この具体例では、例えば４相位相偏移変調（quadrature phase shift keying：ＱＰＳＫ）方式により変調されている。アンテナ３１で受信されたＲＦ信号は、第１のダウンコンバータ３２に供給され、中間周波数信号（以下、ＩＦ信号という。）に変換される。なお、第１のダウンコンバータ３２は、特に設けなくてもよい。次に、ＲＦ信号又はＩＦ信号は、帯域通過フィルタ（band pass filter：以下、ＢＰＦという。）３３を通過し、利得制御低雑音増幅器（gain controlled low noise amplifier：以下、ＬＮＡという。）３４に供給される。ＬＮＡ３４の出力信号は、切換スイッチ３５を介して、４ポート結合器３６の第１の入力端子に供給される。４ポート結合器３６の第２の入力端子には、利得制御された局部発振器３７からのＲＦ信号が供給されている。
【００１６】
４ポート結合器３６は、２つの入力信号３８、３９を線形結合し、２つの信号を出力する。これらの２つの出力信号のアナログパワー値は、第１及び第２のパワー検出器４０ａ，４０ｂにより検出される。第１及び第２のパワー検出器４０ａ，４０ｂの出力信号は、それぞれ第１及び第２の低域通過フィルタ（low pass filter：以下、ＬＰＦという。）４１ａ，４１ｂによりフィルタリングされる。第１及び第２のＬＰＦ４１ａ，４１ｂによりフィルタリングされた信号は、アナログ／デジタル変換（以下、Ａ／Ｄ変換という。）及びデジタル処理回路４２に供給され、Ａ／Ｄ変換された後、デジタル処理が施される。Ａ／Ｄ変換及びデジタル処理回路４２は、デジタルフィルタも備えている。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
上述した従来のＩ／Ｑ復調装置では、複数のＡ／Ｄ変換器が必要であり、Ａ／Ｄ変換器及びデジタルフィルタに対して高い性能が要求されるいう問題があった。
【００１８】
そこで、本発明は上述の課題に鑑み、Ａ／Ｄ変換器及びデジタルフィルタの性能に関する要求を低減することができるＩ／Ｑ復調装置及びＩ／Ｑ復調方法を提供することを目的とする。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
上述の目的を達成するために、本発明に係るＩ／Ｑ復調装置は、ｎを４、５又は６として、復調すべき第１の高周波信号が供給される第１の入力端子と、第２の高周波信号が供給される第２の入力端子と、それぞれがパワー検出器に接続された（ｎ−２）個の出力端子とを有するｎポート結合器を備えるＩ／Ｑ復調装置において、パワー検出器から出力され、低域通過フィルタによりフィルタリングされた信号を多重化する多重化手段を備える。さらに、このＩ／Ｑ復調装置は、多重化手段から出力された信号が供給され、信号をデジタル信号に変換してデジタル処理回路に供給するアナログ／デジタル変換器を備えていてもよい。
【００２０】
パワー検出器から出力される信号は、異なるカットオフ周波数を有する異なる低域通過フィルタに選択的に供給してもよい。
【００２１】
また、この低域通過フィルタの選択を行うための切換スイッチをＩ／Ｑ復調装置に設けてもよい。
【００２２】
また、ｎポート結合器は、５ポート結合器であってもよく、あるいは、Ｉ／Ｑ復調装置がＭ直交振幅変調信号復調装置又はＭ相位相偏移変調信号復調装置である場合、４ポート結合器であってもよい。
【００２３】
多重化手段は、シンボル期間の１／（ｎ−２）の切換速度を有するＤＣ切換スイッチにより実現してもよい。また、多重化手段の前段又は後段に少なくとも１つのＤＣ増幅器を設けてもよい。さらに、多重化手段の後段に、復調すべき第１の高周波信号の最大帯域幅をＢとして、（（ｎ−２）／２）Ｂのカットオフ周波数を有する低域通過フィルタを設けてもよく、この場合、パワー検出器の出力信号は、Ｂ／２のカットオフ周波数により低域通過フィルタリングされる。
【００２４】
また、ｎポート結合器、パワー検出器、多重化手段は単一のチップに組み込んでもよい。
【００２５】
また、上述の目的を達成するために、本発明に係るソフトウェアラジオ装置は、上述のＩ／Ｑ復調装置を備える。
【００２６】
さらに、上述の目的を達成するために、本発明に係るＩ／Ｑ復調方法は、ｎを４、５又は６として、ｎポート結合器に復調すべき第１の高周波信号を供給するステップと、ｎポート結合器に第２の高周波信号を供給するステップと、ｎポート結合器の（ｎ−２）個の出力信号のパワーを検出するステップと、検出されたパワーを示す信号を低域通過フィルタリングするステップと、低域通過フィルタリングされたパワーを示す信号を多重化するステップとを有する。
【００２７】
さらに、本発明に係るＩ／Ｑ復調方法は、多重化された信号を単一のアナログ／デジタル変換器に供給し、デジタル信号に変換してデジタル処理回路に供給するステップを有していてもよい。このアナログ／デジタル変換器のサンプリングレートを復調すべき第１の高周波信号の帯域幅に応じて適応化してもよい。さらに、本発明に係るＩ／Ｑ復調方法は、検出されたパワーを示す信号を異なるカットオフ周波数を有する異なる低域通過フィルタにより選択的にフィルタリングするステップを有していてもよい。
【００２８】
さらに、信号を多重化するステップは、シンボル期間の１／（ｎ−２）の切換速度を有するＤＣ切換スイッチにより実現してもよい。
【００２９】
さらに、多重化されたパワーを示す信号を復調すべき第１の高周波信号の最大帯域幅をＢとして、（（ｎ−２）／２）Ｂのカットオフ周波数により低域通過フィルタリングし、多重化されていないパワー検出器の出力信号をＢ／２のカットオフ周波数により低域通過フィルタリングしてもよい。
【００３０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係るＩ／Ｑ復調装置及びＩ／Ｑ復調方法について、図面を参照して詳細に説明する。
【００３１】
図１は、本発明を適用した５ポート結合器（five-port junction device）を備えるＩ／Ｑ復調装置の構成を示すブロック図である。この図１に示すように、Ｉ／Ｑ復調装置２１は、５ポート結合器１を備える。Ｉ／Ｑ復調装置２１のトポロジーは、複数の部分に分割することができる。高周波（以下、ＲＦという。）回路からなる第１の部分は、５ポート結合器１と、第１、第２、第３のパワー検出器７ａ，７ｂ，７ｃとを備える。第１、第２、第３のパワー検出器７ａ，７ｂ，７ｃは、例えば電界効果トランジスタ（field effect transistor：以下、ＦＥＴという。）を用いた検出器により実現されている。５ポート結合器１は、ｎポート結合器の一例として示しているに過ぎず、ｎは、４、５又は６のいずれであってもよい。
【００３２】
５ポート結合器１の第１の入力端子３には、復調すべき変調ＲＦ信号２が供給され、５ポート結合器１の第２の入力端子５には、この変調ＲＦ信号２の搬送波周波数に実質的に対応する周波数の局部発振信号４が供給されている。５ポート結合器１は、第１、第２、第３の出力端子６ａ，６ｂ，６ｃを有し、これらの出力端子６ａ，６ｂ，６ｃから出力されたＲＦ信号は、それぞれ第１、第２、第３のパワー検出器７ａ，７ｂ，７ｃに供給され、第１、第２、第３のパワー検出器７ａ，７ｂ，７ｃは、供給されたＲＦ信号のパワーを検出して、それぞれ第１、第２、第３のパワー検出信号１３ａ，１３ｂ，１３ｃを出力する。この５ポート結合器１及びパワー検出器７ａ，７ｂ，７ｃの構造及び動作については、国際特許公開公報ＷＯ９８／０８３２９号にも開示されている。
【００３３】
さらに、Ｉ／Ｑ復調装置２１には、直流（以下、ＤＣという。）信号である第１、第２、第３のパワー検出信号１３ａ，１３ｂ，１３ｃを再ルーティング（rerouting）する第１の低速ＤＣ切換スイッチ（slow DC-switch）１５ａを設けてもよい。なお、ここで「低速」とは、シンボル期間より遅い速度という意味で使用している。第１、第２、第３の低域通過フィルタ（low pass filter：以下、ＬＰＦという。）バンク１４ａ，１４ｂ，１４ｃは、それぞれ並列に配列された複数のフィルタを備える、なお、これらの並列に配列されたフィルタのそれぞれは、直列に接続された複数のフィルタから構成されていてもよい。このように、複数のＬＰＦバンク１４ａ，１４ｂ，１４ｃは、ある種のマルチシステム受信機（multi-system receivers）又は後述する将来のソフトウェアラジオ（software radio）ソリューションの場合に特に有益である。
【００３４】
ソフトウェアにより定義されたラジオ（Software-defined radio以下、ＳＤＲという。）ソリューションは、地上波により又はローカルでダウンロードされたソフトウェアにより再構成することができ、広い周波数帯域で、例えばＭ相位相偏移変調（M-ary phase-shift keying：Ｍ−ＰＳＫ）やＭ直交振幅変調（M-ary quadrature-amplitude-modulation：Ｍ−ＱＡＭ）等、様々なデジタル変調フォーマットに対応して動作することができる。例えば、第１のフィルタバンク１４ａを映像信号伝送用に特化させ、他の第２及び第３のフィルタバンク１４ｂ，１４ｃをより低い周波数帯域を必要とする音声信号伝送用に特化させることができる。いずれの場合も、実際のフィルタバンクにおいて必要とされるカットオフ周波数は、異なるものである。
【００３５】
第１、第２、第３のパワー検出器７ａ，７ｂ，７ｃのパワー検出信号１３ａ，１３ｂ，１３ｃは、Ｂ／２のカットオフ周波数を有するフィルタバンク１４ａ，１４ｂ，１４ｃによりフィルタリングされる。ここで、Ｂは、復調すべきＲＦ信号の最大帯域幅である。
【００３６】
同じＩ／Ｑ復調装置を用いて１つのラジオシステムから他のラジオシステムに動作を切り換える処理は、ユーザの好みにより実行され、ルーティング時間は、シンボル期間と比べて非常に長いものであるため、オプションとして設けられる第１の低速ＤＣ切換スイッチ１５ａの動作は遅く設定される。なお、将来のマルチシステムソリューション（future multi-system solution）は、原理的には、２００ｋＨｚの帯域幅を有する移動通信用グローバルシステム（Global System for Mobile communications：以下、ＧＳＭという。）、５ＭＨｚの帯域幅を有する次世代移動通信システム（Universal Mobile Telephone System ：ＵＭＴＳ）、２０ＭＨｚの帯域幅を有するハイパーランＩＩ（Hiperlan II）等の狭帯域信号に対応する必要がある。この場合、より低いカットオフ周波数を有するフィルタバンクを追加することが有益である。
【００３７】
第１、第２、第３のＬＰＦバンク１４ａ，１４ｂ，１４ｃを通過して信号は、さらにオプションとして設けられ、第１、第２、第３のＬＰＦバンク１４ａ，１４ｂ，１４ｃからの信号をルーティングする第２の低速ＤＣ切換スイッチ１５ｂを介して、マルチプレクサとして機能する高速ＤＣ切換スイッチ（fast DC-switch）８に供給される。高速ＤＣ切換スイッチ８は、第１、第２、第３のＬＰＦバンク１４ａ，１４ｂ，１４ｃからの（ｎ−２）個の出力信号を多重化して、単一の信号線２２に出力する。本発明に基づく高速ＤＣ切換スイッチ８は、シンボル期間の１／（ｎ−２）倍、この具体例では１／３倍の切換速度を有する。なお、シンボル期間がより短い信号を復調する場合は、これに応じて切換速度は変更される。
【００３８】
高速切換スイッチ８の後段には、理論的なカットオフ周波数として（ｎ−２）Ｂ／２のカットオフ周波数を有するＬＰＦ２０が設けられてる。この具体例では、５ポート結合器１を用いているため、ｎ＝５であり、したがって、ＬＰＦ２０のカットオフ周波数は、３Ｂ／２に設定される。なお、Ｂは、復調すべきＲＦ信号の帯域幅である。
【００３９】
ＬＰＦ２０の後段には、３Ｂ／２の帯域幅に十分に対応できる速さのサンプリングレートを有するアナログ／デジタル変換器（analog-digital converter：以下、Ａ／Ｄ変換器という。）１０が設けられている。
【００４０】
単一の信号線２２における多重化された信号をＬＰＦ２０によりフィルタリングすることにより、Ａ／Ｄ変換器１０の高速サンプリングにおけるビット数を少なくすることができ、また、ベースバンドデジタルフィルタリング処理における要求を最小化することができる。これにより、狭帯域信号における隣接チャンネル間の干渉を最小化させなくてはならないソフトウェアラジオソリューションにおける一般的な問題を現実的に軽減することができる。
【００４１】
ＬＰＦ２０と単一のＡ／Ｄ変換器１０との間には、ＤＣ増幅器１７が設けられている。なお、このＤＣ増幅器１７は、Ａ／Ｄ変換器１０の前段であれば、ＬＰＦ２０の前に設けても後ろに設けてもよい。
【００４２】
Ａ／Ｄ変換器１０には、高速ＤＣ切換スイッチ８により多重化されたアナログ信号が供給される。Ａ／Ｄ変換器１０は、このアナログ信号をデジタル信号に変換して、デジタル処理回路１９に供給する。デジタル処理回路１９における処理は、国際特許公開公報ＷＯ９８／０８３２９号に開示されており、本発明の趣旨に直接関係するものでないため、ここでは詳細な説明は省略する。
【００４３】
図１に示す一点鎖線により囲われた部分は、単一のチップに組み込むことができる。
【００４４】
図２は、４ポート結合器を備えるＩ／Ｑ復調装置の構成を示すブロック図である。この図２に示すように、Ｉ／Ｑ復調装置２４は、４ポート結合器１６を備える。このＩ／Ｑ復調装置２４の動作は、主にＰＳＫ復調装置又はＱＡＭ復調装置の動作に関係する。図２に示すＩ／Ｑ復調装置２４の動作は、図１に示すＩ／Ｑ復調装置２１の動作と略々同じであるが、Ｉ／Ｑ復調装置２４では、パワー検出器の数が２個、すなわちパワー検出器７ａ，７ｂに減っており、高速ＤＣ切換スイッチ８の切換速度は、シンボル期間の１／２に設定されている。これは、Ｉ／Ｑ復調装置２４が４ポート結合器１６を備え、すなわちｎ＝４であるためであり、したがって、ＬＰＦ２０の理論的なカットオフ周波数は、Ｂに設定される。
【００４５】
また、Ａ／Ｄ変換器１０は、通常のＩ／Ｑ復調装置として動作するために、５ポート結合器１を用いた場合の帯域幅が３Ｂ／２ではなく、実際のシステム帯域幅であるＢに対応できる速さのサンプリングレートを有する。
【００４６】
本発明では、図４に示す従来の５ポート直接受信機（five-port direct receivers）及び４ポート復調装置等では複数個必要であったＡ／Ｄ変換器を１つに減らすことができる。
【００４７】
なお、Ａ／Ｄ変換器を及びデジタルフィルタの要求を減らすためには、低速ＤＣ切換スイッチ１５及びＬＰＦバンク１４を追加する必要がある。しかしながら、本発明は、高速Ａ／Ｄ変換器１０を用いることができ、技術対時間の向上の観点からも、本発明は有益である。
【００４８】
また、カットオフ周波数の異なるＬＰＦバンク１４を用いることにより、Ａ／Ｄ変換器１０のビット数の要求及びベースバンド処理時間を低減することができる。これらの２つの効果は、マルチシステム統合ソリューション及び将来のソフトウェアラジオプラットフォームにおいて有益である。
【００４９】
図３に更に改良されたＡ／Ｄ変換器１１及びベースバンド処理回路１９を示す。この改良されたＡ／Ｄ変換器１１は、適応サンプリングレート（adaptive sampling rate）を有する。例えば、物理的に狭められた帯域幅を有する信号に対しては、Ａ／Ｄ変換器１１は、この信号に対応してサンプリングレートを低下させることができ、これによりＡ／Ｄ変換器１１の電力消費量を低減することができる。
【００５０】
ベースバンド処理回路１９には、アナログ形式の適応ベースバンドフィルタリング回路２３を設けてもよい。
【００５１】
【発明の効果】
以上のように、本発明に係るＩ／Ｑ復調装置は、ｎを４、５又は６として、復調すべき第１の高周波信号が供給される第１の入力端子と、第２の高周波信号が供給される第２の入力端子と、（ｎ−２）個のパワー検出器にそれぞれパワー検出信号を出力する（ｎ−２）個の出力端子とを有するｎポート結合器を備え、さらにパワー検出器から出力され、ＬＰＦによりフィルタリングされた信号を多重化する多重化手段を備える。これにより、Ａ／Ｄ変換器及びデジタルフィルタの性能に関する要求を低減することができる。
【００５２】
また、本発明に係るＩ／Ｑ復調方法は、ｎを４、５又は６として、ｎポート結合器に復調すべき第１の高周波信号を供給し、ｎポート結合器に第２の高周波信号を供給し、ｎポート結合器の（ｎ−２）個の出力信号のパワーを検出し、検出されたパワーを示す信号を低域通過フィルタリングし、低域通過フィルタリングされたパワーを示す信号を多重化する。これにより、Ａ／Ｄ変換器及びデジタルフィルタの性能に関する要求を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を適用した５ポート結合器を備えるＩ／Ｑ復調装置の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明を適用した４ポート結合器を備えるＩ／Ｑ復調装置の構成を示すブロック図である。
【図３】適応サンプリングレートＡ／Ｄ変換器と、ベースバンドフィルタを備えるベースバンド処理回路の構成を示す図である。
【図４】ｎポート結合器を備える従来のＩ／Ｑ復調装置の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１  ５ポート結合器、３  第１の入力端子、５  第２の入力端子、７  パワー検出器、８  高速ＤＣ切換スイッチ、１０  Ａ／Ｄ変換器、１４  ＬＰＦバンク、１５  低速ＤＣ切換スイッチ、１７  ＤＣ増幅器、１９  ベースバンド処理回路、２０  ＬＰＦ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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