(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源として入力された直流電圧を変換するＤＣ−ＤＣ変換回路と、ＤＣ−ＤＣ変換回路の一部から電力が供給されＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧よりも高電圧を出力する昇圧回路と、ＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を制御する制御回路とを備え、ＤＣ−ＤＣ変換回路を電力供給源とする放電灯からなる第１の負荷およびＤＣ−ＤＣ変換回路と第１の負荷との間に設けられ昇圧回路を電力供給源とする第２の負荷を備える負荷回路に電力を供給する電源装置であって、負荷回路の接続の有無を監視するとともに負荷回路が接続されていない状態において制御回路によるＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を停止させる異常検出回路が付加されていることを特徴とする電源装置。
【請求項２】
前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧を矩形波の交番電圧に変換する極性反転回路が前記ＤＣ−ＤＣ変換回路と前記負荷回路との間に設けられていることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項３】
前記極性反転回路が４個のスイッチング素子をブリッジ接続した構成を有することを特徴とする請求項２記載の電源装置。
【請求項４】
前記ＤＣ−ＤＣ変換回路と前記負荷回路との間に前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力端を通る電流を検出する電流検出手段が設けられ、前記制御回路では回路動作開始から規定した検査期間内に前記極性反転回路の出力電圧の極性を少なくとも一回は反転させ、前記異常検出回路では検査期間において電流検出手段により検出される電流値が検査期間中に規定の閾値を越えないときには検査期間の終了時にＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を停止させるように制御回路に指示することを特徴とする請求項２または請求項３記載の電源装置。
【請求項５】
前記制御回路が、前記検査期間中には前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧を検出期間後の通常動作時よりも低く設定するように制御することを特徴とする請求項４記載の電源装置。
【請求項６】
前記負荷回路が、前記極性反転回路の出力端間に挿入される第１のコンデンサと、前記昇圧回路の一方の出力端と前記極性反転回路の一方の出力端との間に挿入される第２のコンデンサとを備え、前記異常検出回路が極性反転回路の出力端のうち第１および第２のコンデンサの一端と共通に接続される出力端の電位を監視し、前記制御回路では回路動作開始から規定した検査期間においては、前記極性反転回路の出力電圧の極性を反転させずに昇圧回路の前記一方の出力端と極性反転回路の他方の出力端との間に第１および第２のコンデンサの両端電圧の加算電圧が印加されるように極性反転回路を動作させ、異常検出回路では監視している電位が検査期間において閾値電圧まで上昇しないときには検査期間の終了時にＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を停止させるように制御回路に指示することを特徴とする請求項２または請求項３記載の電源装置。
【請求項７】
前記第２のコンデンサの容量が第１のコンデンサの容量よりも大きいことを特徴とする請求項６記載の電源装置。
【請求項８】
前記ＤＣ−ＤＣ変換回路が電源として入力された直流電圧を断続させるスイッチング素子を備え、前記制御回路では、ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧が規定の制御電圧に達するまではスイッチング素子のオン・オフを高周波で制御する発振状態とし、ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧が制御電圧に達すると発振状態と停止状態とを繰り返す間欠発振状態として制御電圧に維持し、前記負荷回路としてＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧を脈動させるものを用い、前記異常検出回路では、ＤＣ−ＤＣ変換回路の間欠発振状態が継続して生じているときにＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を停止させるように制御回路に指示することを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載の電源装置。
【請求項９】
前記異常検出回路が前記スイッチング素子の両端電圧の平均値を用いて前記間欠発振状態の継続を検出することを特徴とする請求項８記載の電源装置。
【請求項１０】
前記異常検出回路が前記スイッチング素子のオン・オフを指示する駆動信号を用いて前記間欠発振状態の継続を検出することを特徴とする請求項８記載の電源装置。
【請求項１１】
前記負荷回路として前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧を脈動させるものを用い、前記異常検出回路では規定の待機期間においてＤＣ−ＤＣ変換回路の出力に所定の変動が生じなければＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を停止させるように制御回路に指示することを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載の電源装置。
【請求項１２】
前記負荷回路として前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧を脈動させるものを用い、前記異常検出回路では規定の待機期間においてＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧に所定の変動が生じなければＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を停止させるように制御回路に指示することを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載の電源装置。
【請求項１３】
前記負荷回路として前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧を脈動させるものを用い、前記異常検出回路では規定の待機期間においてＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電流に所定の変動が生じなければＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を停止させるように制御回路に指示することを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載の電源装置。
【請求項１４】
前記負荷回路の作用により前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧が脈動を繰り返す周期よりも前記待機期間が長く設定されていることを特徴とする請求項１１ないし請求項１３のいずれか１項に記載の電源装置。
【請求項１５】
前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電流が規定の閾値以下になるとＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を停止させるように制御回路に指示することを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載の電源装置。
【請求項１６】
前記異常検出回路では回路動作開始の直後における前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電流が規定の閾値以下であるときにＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を停止させるように制御回路に指示することを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載の電源装置。
【請求項１７】
前記制御回路では前記ＤＣ−ＤＣ変換回路から前記負荷回路への電流を阻止するように前記極性反転回路を制御した状態でＤＣ−ＤＣ変換回路を動作させた後に極性反転回路の動作を開始させ、前記異常検出回路では極性反転回路の動作開始の直後における前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電流が規定の閾値以下であるときにＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を停止させるように制御回路に指示することを特徴とする請求項２または請求項３記載の電源装置。
【請求項１８】
前記制御回路では回路動作開始の直後には前記昇圧回路と前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の基準電位側の出力端との間で前記負荷回路に電圧が印加されるように前記極性反転回路を制御し、前記異常検出回路では前記昇圧回路から前記負荷回路を通る経路で流れる電流が規定の閾値以下であるときにＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を停止させるように制御回路に指示することを特徴とする請求項２または請求項３記載の電源装置。
【請求項１９】
前記負荷回路として前記極性反転回路の出力電圧の極性が反転したときに前記昇圧回路の出力電圧を変動させるものを用い、前記異常検出回路では前記昇圧回路の出力電圧の変動を検出するとＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を停止させるように制御回路に指示することを特徴とする請求項２または請求項３記載の電源装置。
【請求項２０】
前記昇圧回路の出力端間に昇圧回路の出力電圧よりも低い電圧を印加する状態と電圧を印加しない状態とを選択可能とした電圧発生回路が付加され、電圧発生回路と負荷回路とを含むループ内に異常検出回路としての電流検出手段が付加され、前記制御回路が前記ＤＣ−ＤＣ変換回路を停止させた状態で電圧発生回路により昇圧回路の出力端間に電圧を印加したときに、前記電流検出手段では検出した電流値が規定の閾値に達しないときにＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を禁止するように制御回路に指示することを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載の電源装置。
【請求項２１】
前記電流検出手段が前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の動作時においてＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電流を監視する機能に兼用されることを特徴とする請求項２０記載の電源装置。
【請求項２２】
前記電圧発生回路が前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧を用いて低電圧を発生させることを特徴とする請求項２０記載の電源装置。
【請求項２３】
前記異常検出回路では回路動作開始の後に前記昇圧回路の出力電圧が規定の閾値を越えるとＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を停止させるように制御回路に指示することを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載の電源装置。
【請求項２４】
前記異常検出回路では回路動作開始の後に前記昇圧回路の内部で発生する電圧が規定の閾値を越えると前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を停止させるように制御回路に指示することを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載の電源装置。
【請求項２５】
前記負荷回路として前記昇圧回路の出力電圧を脈動させるものを用い、前記異常検出回路では回路動作開始の後に前記昇圧回路の出力電圧の積分値が規定の閾値を越えると前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を停止させるように制御回路に指示することを特徴とすることを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載の電源装置。
【請求項２６】
前記負荷回路として前記昇圧回路の出力電圧を脈動させるものを用い、前記異常検出回路では回路動作開始の後に前記昇圧回路の出力電圧に規定の時限期間を越えて脈動が検出されないときに前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を停止させるように制御回路に指示することを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載の電源装置。
【請求項２７】
前記異常検出回路では回路動作開始の後に前記昇圧回路の出力電圧が規定値に達するまでの時間が規定の判定期間よりも短いときに前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を停止させるように制御回路に指示することを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載の電源装置。
【請求項２８】
前記異常検出回路では回路動作開始の後に前記昇圧回路の出力電流が規定の閾値以下であるときに前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を停止させるように制御回路に指示することを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載の電源装置。
【請求項２９】
前記異常検出回路では回路動作開始の後に前記昇圧回路への入力電流が規定の閾値よりも小さいときに前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を停止させるように制御回路に指示することを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載の電源装置。
【請求項３０】
前記制御回路が回路動作開始の直後には前記極性反転回路の出力電圧を前記負荷回路に印加しない状態とし、前記異常検出回路では極性反転回路の一方の出力端の電位に基づいて前記負荷回路の接続の有無を判定することを特徴とする請求項２または請求項３記載の電源装置。
【請求項３１】
前記昇圧回路の出力端間を短絡する状態と開放する状態とを選択可能なスイッチ要素を設け、前記異常検出回路により前記負荷回路が接続されていないことが検出されるとスイッチ要素をオンにして昇圧回路の出力電圧を強制的に低減させることを特徴とする請求項１ないし請求項３０のいずれか１項に記載の電源装置。
【請求項３２】
前記ＤＣ−ＤＣ変換回路がフライバック型であることを特徴とする請求項１ないし請求項３１のいずれか１項に記載の電源装置。
【請求項３３】
前記昇圧回路がコッククロフト回路であることを特徴とする請求項１ないし請求項３２のいずれか１項に記載の電源装置。
【請求項３４】
前記負荷回路が高圧放電灯を含み、請求項１ないし請求項３３のいずれか１項に記載の電源装置により高圧放電灯を点灯させることを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項３５】
前記負荷回路がイグナイタを含むことを特徴とする請求項３４記載の放電灯点灯装置。
【請求項３６】
前記イグナイタが前記昇圧回路の出力電圧が規定電圧に達すると放電するスパークギャップを含み、前記異常検出回路がスパークギャップの異常を併せて検出することを特徴とする請求項３５記載の放電灯点灯装置。
【請求項３７】
前記高圧放電灯が着脱可能であって、負荷回路の一部の電路が高圧放電灯の電極により形成されていることを特徴とする請求項３４ないし請求項３６のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電源装置および放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来から、自動車のヘッドランプに用いる高圧放電灯を負荷として電力を供給する電源回路（放電灯点灯装置）が提供されている。この種の電源回路は、たとえば図５９に示す構成を有する。
【０００３】
図示する電源回路は、カーバッテリのような直流電源１の電圧を高圧放電灯ＬＰ１が点灯可能になる電圧まで昇圧するＤＣ−ＤＣ変換回路４を備え、ＤＣ−ＤＣ変換回路４から出力される直流電圧を極性反転回路６により交番電圧に変換して高圧放電灯ＬＰ１に印加する構成を有している。また、高圧放電灯ＬＰ１を始動させるためにＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧とは別に高電圧を出力する昇圧回路７と、昇圧回路７の出力電圧をさらに昇圧した高電圧の始動パルスを発生するイグナイタ１０とを備える。実装時には高圧放電灯ＬＰ１およびイグナイタ１０は他の回路を実装する基板とは別に設けられ出力接続部９を介して他の回路と接続される。高圧放電灯ＬＰ１およびイグナイタ１０は、他の回路により構成した電源装置に対する負荷回路として機能する。
【０００４】
直流電源１とＤＣ−ＤＣ変換回路４との間には電源スイッチＳＷ１が挿入され、さらに直流電源１と電源スイッチＳＷ１との直列回路は入力接続部３を介してＤＣ−ＤＣ変換回路４に接続される。入力接続部３は２個の端子ＴＮ１，ＴＮ２を備え、両端子ＴＮ１，ＴＮ２の間にＤＣ−ＤＣ変換回路４のトランスＴ１の１次巻線ｎ１とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１との直列回路が接続される。トランスＴ１は２個の２次巻線ｎ２，ｎ３を備え、一方の２次巻線ｎ２の両端間には、ダイオードＤ１と平滑用のコンデンサＣ１との直列回路が接続される。ダイオードＤ１はスイッチング素子Ｑ１のオン時にトランスＴ１からコンデンサＣ１への充電電流を阻止する極性に接続される。つまり、スイッチング素子Ｑ１のオン時にトランスＴ１に電磁エネルギを蓄積し、この電磁エネルギをスイッチング素子Ｑ１のオフ時にトランスＴ１から放出しダイオードＤ１を通してコンデンサＣ１に充電電流を流す。したがって、ダイオードＤ１のアノードとコンデンサＣ１との接続点がコンデンサＣ１の低電位側になり、図示例ではコンデンサＣ１の高電位側をフレームグランド（回路グランド）に接続して基準電位としている。つまり、直流電源１の負極とＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力の高電位側とが同電位になり、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧は基準電位に対して負極性になる。
【０００５】
スイッチング素子Ｑ１のオン・オフは制御回路８が高周波（数十ｋ〜数百ｋＨｚ）で制御しており（図６０（ａ）参照）、制御回路８ではスイッチング素子Ｑ１のオン・オフのデューティや周波数を変化させることにより、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧を制御している。制御回路８は端子ＴＮ１，ＴＮ２の間で電源が供給され、電源スイッチＳＷ１がオンになると制御回路８に給電される。また、制御回路８は、コンデンサＣ１の一端とダイオードＤ１のアノードとの接続点の電位によりＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧を監視するとともに、コンデンサＣ１の他端と後段の回路との間に挿入した電流検出用の抵抗Ｒ１′の両端電圧によりＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電流を監視する。制御回路８は、高圧放電灯ＬＰ１が点灯する前の無負荷期間には、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧が規定の一定電圧（たとえば、−４００Ｖ）になるようにスイッチング素子Ｑ１のオン・オフを制御する。
【０００６】
ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧は、始動補助回路５を通して極性反転回路６に入力される。極性反転回路６はＭＯＳＦＥＴからなる４個のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５を備え、２個ずつのスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５の直列回路からなる２本のアームを並列接続した形でブリッジ接続されており、各アームにおけるスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５の接続点を出力端として出力接続部９に設けた端子ＴＮ３，ＴＮ４に接続してある。スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のオン・オフは、一方のアームの高電位側のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のオン・オフと、他方のアームの低電位側のスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５のオン・オフとが一致するように制御回路８によって制御される。つまり、図６０（ｂ）（ｃ）に示すように、通常動作の際には、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５がオンのときにはスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４がオフになり、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４がオンのときにはスイッチング素子Ｑ２，Ｑ５がオフになるように制御される。極性反転回路６を構成するスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のオン・オフは比較的低周波（数十〜数百Ｈｚ）で行われ、かつ高圧放電灯ＬＰ１に矩形波交番電圧を印加する。ただし、高圧放電灯ＬＰ１の点灯前には図６０（ｂ）（ｃ）のようにスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４をオンにし、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５をオフにする。つまり、この期間には端子ＴＮ４が端子ＴＮ３に対して負極側になる。
【０００７】
始動補助回路５は、コンデンサＣ２と２個の抵抗Ｒ２，Ｒ３との直列回路をコンデンサＣ１と抵抗Ｒ１′との直列回路に並列接続するとともに、抵抗Ｒ２にダイオードＤ２を並列接続した構成を有している。したがって、コンデンサＣ１から抵抗Ｒ１′，Ｒ２，Ｒ３を通してコンデンサＣ２が充電される。また、ダイオードＤ２のアノードはコンデンサＣ２の正極に接続されており、コンデンサＣ２の電荷の放電経路はダイオードＤ２および抵抗Ｒ３を通る経路になる。始動補助回路５は高圧放電灯ＬＰ１の始動時に、ＤＣ−ＤＣ変換回路４とともに高圧放電灯ＬＰ１に電流を供給することによって、高圧放電灯ＬＰ１をすみやかに点灯させるものである。
【０００８】
ＤＣ−ＤＣ変換回路４に設けたトランスＴ１の２次巻線ｎ３は、コンデンサＣ９、ダイオードＤ７、抵抗Ｒ５とともに昇圧回路７を構成する。つまり、２次巻線ｎ３の両端間にはダイオードＤ７とコンデンサＣ９との直列回路が接続され、ＤＣ−ＤＣ変換回路４と同様に、スイッチング素子Ｑ１のオフ時にトランスＴ１からコンデンサＣ９に充電電流が流れるようにダイオードＤ７の極性が設定されている。２次巻線ｎ３の一端は２次巻線ｎ２の一端とともに直流電源１の負極に接続される。コンデンサＣ９の一端とダイオードＤ７のカソードとの接続点は抵抗Ｒ５を介して出力端子部９に設けた端子ＴＮ５に接続される。したがって、端子ＴＮ５には基準電位に対して正極性の電圧が印加される。したがって、高圧放電灯ＬＰ１の始動前には端子ＴＮ４と端子ＴＮ５との間の電圧は、基準電位に対する端子ＴＮ４の電位と端子ＴＮ５の電位との加算値である高電圧になる。
【０００９】
高圧放電灯ＬＰ１の放電を開始させて始動するには、高圧放電灯ＬＰ１に高電圧の始動パルスを印加する必要があるから、出力接続部９には始動パルスを発生させるためのイグナイタ１０が接続される。イグナイタ１０は、極性反転回路６の出力端間に端子ＴＮ３，ＴＮ４を介して接続されるコンデンサＣ７と、昇圧回路７の出力端間に端子ＴＮ５，ＴＮ４を介して接続されるコンデンサＣ８と、コンデンサＣ８に並列接続された抵抗Ｒ６と、２次巻線がランプ接続部１１の端子ＴＮ６，ＴＮ７を介して高圧放電灯ＬＰ１に直列接続されるとともに２次巻線と高圧放電灯ＬＰ１との直列回路がコンデンサＣ７の両端間に接続されたパルストランスＰＴ１と、パルストランスＰＴ１の１次巻線との直列回路がコンデンサＣ８の両端間に接続される閾値素子としてのスパークギャップＳＧ１とにより構成されている。
【００１０】
上述の構成から明らかなように、コンデンサＣ８は出力接続部９の２つの端子ＴＮ４，ＴＮ５の間に接続されるから、高圧放電灯ＬＰ１の始動前にはコンデンサＣ８には高電圧が印加される。しかして、コンデンサＣ８の両端電圧がスパークギャップＳＧ１の閾値電圧に達すると、スパークギャップＳＧ１が導通しパルストランスＰＴ１の１次巻線を通してコンデンサＣ８の電荷が放出される。パルストランスＰＴ１の２次巻線には１次巻線の印加電圧を昇圧した電圧が誘起され、スパークギャップＳＧ１の導通によってパルストランスＰＴ１の２次巻線には高電圧の始動パルスが発生する（高圧放電灯ＬＰ１の電極間電圧を示す図６０（ｆ）参照）。その結果、高圧放電灯ＬＰ１に始動パルスが印加されて高圧放電灯ＬＰ１が放電する。コンデンサＣ７は始動パルスに対して低インピーダンスであって、始動パルスが極性反転回路６に印加されるのを防止する。
【００１１】
始動パルスが時刻ｔ１において発生して高圧放電灯ＬＰ１が始動すると、図６０（ｄ）のようにＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧が変化するとともに、抵抗Ｒ１′により検出されるＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電流が変化するから、制御回路８では、ＤＣ−ＤＣ変換回路４のスイッチング素子Ｑ１のオン・オフの周波数を高くするとともに、極性反転回路６のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のオン・オフを開始させる。したがって、高圧放電灯ＬＰ１には矩形波交番電圧が印加されるようになり、高圧放電灯ＬＰ１は点灯状態を維持する。
【００１２】
高圧放電灯ＬＰ１の点灯後の通常動作では、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧は高圧放電灯ＬＰ１の電極間電圧にほぼ等しくなり、高圧放電灯ＬＰ１の点灯前の無負荷期間における出力電圧よりも低くなる（たとえば、無負荷期間に−４００Ｖとすれば、通常動作の期間では−８５Ｖなど）。また、図６０（ｇ）のように昇圧回路７から出力されて端子ＴＮ５に印加される電圧が無負荷期間よりも低下する。つまり、図６０（ｅ）のように、端子ＴＮ４，ＴＮ５の間の電位差が小さくなり、イグナイタ１０に設けたコンデンサＣ８の両端電圧も無負荷期間よりも低下するから、スパークギャップＳＧ１は放電しなくなる。
【００１３】
ただし、スパークギャップＳＧ１が放電して高圧放電灯ＬＰ１に始動パルスが印加されても高圧放電灯ＬＰ１が正常に始動しない場合には、イグナイタ１０のコンデンサＣ８が再充電され、高圧放電灯ＬＰ１に始動パルスを再度印加するという動作が繰り返されることになる。
【００１４】
このように始動パルスが発生しても高圧放電灯ＬＰ１が点灯しない場合には、高圧放電灯ＬＰ１などに異常があると考えられるから、電源投入（電源スイッチＳＷ１のオン）から規定の始動期間を経過しても始動パルスが繰り返して発生している場合には、安全のためにＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路８の動作を停止させる構成が提案されている。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上述のように、電源投入から規定の始動期間内で高圧放電灯ＬＰ１が始動しなければ、始動期間の終了までの間に端子ＴＮ４，ＴＮ５の間に高電圧が繰り返し印加されることになる。もっとも、イグナイタ１０が出力接続部９に接続されており、かつスパークギャップＳＧ１が正常に動作するとすれば、端子ＴＮ４，ＴＮ５の間の電圧は、スパークギャップＳＧの閾値電圧で制限されるから、端子ＴＮ５の電圧は極端に高くなることはない。
【００１６】
しかしながら、イグナイタ１０が接続されていない場合やスパークギャップＳＧ１の経年変化による劣化でスパークギャップＳＧ１が放電しないような場合には、図６０（ｈ）のように端子ＴＮ５の電位が昇圧回路７の出力電圧の最大値まで上昇することになり、かなりの高電圧が端子ＴＮ５に印加されることになる。このような高電圧が端子ＴＮ５に印加されることは好ましいことではない。
【００１７】
本発明は上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的は、昇圧回路を備える構成であるときに、負荷回路が接続されていないときの昇圧回路の出力電圧の過昇圧を抑制した電源装置を提供し、かつこの電源装置を高圧放電灯の点灯回路として用いた放電灯点灯装置を提供することにある。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、電源として入力された直流電圧を変換するＤＣ−ＤＣ変換回路と、ＤＣ−ＤＣ変換回路の一部から電力が供給されＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧よりも高電圧を出力する昇圧回路と、ＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を制御する制御回路とを備え、ＤＣ−ＤＣ変換回路を電力供給源とする放電灯からなる第１の負荷およびＤＣ−ＤＣ変換回路と第１の負荷との間に設けられ昇圧回路を電力供給源とする第２の負荷を備える負荷回路に電力を供給する電源装置であって、負荷回路の接続の有無を監視するとともに負荷回路が接続されていない状態において制御回路によるＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を停止させる異常検出回路が付加されていることを特徴とする。
【００１９】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧を矩形波の交番電圧に変換する極性反転回路が前記ＤＣ−ＤＣ変換回路と前記負荷回路との間に設けられていることを特徴とする。
【００２０】
請求項３の発明は、請求項２の発明において、前記極性反転回路が４個のスイッチング素子をブリッジ接続した構成を有することを特徴とする。
【００２１】
請求項４の発明は、請求項２または請求項３の発明において、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路と前記負荷回路との間に前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力端を通る電流を検出する電流検出手段が設けられ、前記制御回路では回路動作開始から規定した検査期間内に前記極性反転回路の出力電圧の極性を少なくとも一回は反転させ、前記異常検出回路では検査期間において電流検出手段により検出される電流値が検査期間中に規定の閾値を越えないときには検査期間の終了時にＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を停止させるように制御回路に指示することを特徴とする。
【００２２】
請求項５の発明は、請求項４の発明において、前記制御回路が、前記検査期間中には前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧を検出期間後の通常動作時よりも低く設定するように制御することを特徴とする。
【００２３】
請求項６の発明は、請求項２または請求項３の発明において、前記負荷回路が、前記極性反転回路の出力端間に挿入される第１のコンデンサと、前記昇圧回路の一方の出力端と前記極性反転回路の一方の出力端との間に挿入される第２のコンデンサとを備え、前記異常検出回路が極性反転回路の出力端のうち第１および第２のコンデンサの一端と共通に接続される出力端の電位を監視し、前記制御回路では回路動作開始から規定した検査期間においては、前記極性反転回路の出力電圧の極性を反転させずに昇圧回路の前記一方の出力端と極性反転回路の他方の出力端との間に第１および第２のコンデンサの両端電圧の加算電圧が印加されるように極性反転回路を動作させ、異常検出回路では監視している電位が検査期間において閾値電圧まで上昇しないときには検査期間の終了時にＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を停止させるように制御回路に指示することを特徴とする。
【００２４】
請求項７の発明は、請求項６の発明において、前記第２のコンデンサの容量が第１のコンデンサの容量よりも大きいことを特徴とする。
【００２５】
請求項８の発明は、請求項１ないし請求項３の発明において、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路が電源として入力された直流電圧を断続させるスイッチング素子を備え、前記制御回路では、ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧が規定の制御電圧に達するまではスイッチング素子のオン・オフを高周波で制御する発振状態とし、ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧が制御電圧に達すると発振状態と停止状態とを繰り返す間欠発振状態として制御電圧に維持し、前記負荷回路としてＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧を脈動させるものを用い、前記異常検出回路では、ＤＣ−ＤＣ変換回路の間欠発振状態が継続して生じているときにＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を停止させるように制御回路に指示することを特徴とする。
【００２６】
請求項９の発明は、請求項８の発明において、前記異常検出回路が前記スイッチング素子の両端電圧の平均値を用いて前記間欠発振状態の継続を検出することを特徴とする。
【００２７】
請求項１０の発明は、請求項８の発明において、前記異常検出回路が前記スイッチング素子のオン・オフを指示する駆動信号を用いて前記間欠発振状態の継続を検出することを特徴とする。
【００２８】
請求項１１の発明は、請求項１ないし請求項３の発明において、前記負荷回路として前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧を脈動させるものを用い、前記異常検出回路では規定の待機期間においてＤＣ−ＤＣ変換回路の出力に所定の変動が生じなければＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を停止させるように制御回路に指示することを特徴とする。
【００２９】
請求項１２の発明は、請求項１ないし請求項３の発明において、前記負荷回路として前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧を脈動させるものを用い、前記異常検出回路では規定の待機期間においてＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧に所定の変動が生じなければＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を停止させるように制御回路に指示することを特徴とする。
【００３０】
請求項１３の発明は、請求項１ないし請求項３の発明において、前記負荷回路として前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧を脈動させるものを用い、前記異常検出回路では規定の待機期間においてＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電流に所定の変動が生じなければＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を停止させるように制御回路に指示することを特徴とする。
【００３１】
請求項１４の発明は、請求項１１ないし請求項１３の発明において、前記負荷回路の作用により前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧が脈動を繰り返す周期よりも前記待機期間が長く設定されていることを特徴とする。
【００３２】
請求項１５の発明は、請求項１ないし請求項３の発明において、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電流が規定の閾値以下になるとＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を停止させるように制御回路に指示することを特徴とする。
【００３３】
請求項１６の発明は、請求項１ないし請求項３の発明において、前記異常検出回路では回路動作開始の直後における前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電流が規定の閾値以下であるときにＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を停止させるように制御回路に指示することを特徴とする。
【００３４】
請求項１７の発明は、請求項２または請求項３の発明において、前記制御回路では前記ＤＣ−ＤＣ変換回路から前記負荷回路への電流を阻止するように前記極性反転回路を制御した状態でＤＣ−ＤＣ変換回路を動作させた後に極性反転回路の動作を開始させ、前記異常検出回路では極性反転回路の動作開始の直後における前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電流が規定の閾値以下であるときにＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を停止させるように制御回路に指示することを特徴とする。
【００３５】
請求項１８の発明は、請求項２または請求項３の発明において、前記制御回路では回路動作開始の直後には前記昇圧回路と前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の基準電位側の出力端との間で前記負荷回路に電圧が印加されるように前記極性反転回路を制御し、前記異常検出回路では前記昇圧回路から前記負荷回路を通る経路で流れる電流が規定の閾値以下であるときにＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を停止させるように制御回路に指示することを特徴とする。
【００３６】
請求項１９の発明は、請求項２または請求項３の発明において、前記負荷回路として前記極性反転回路の出力電圧の極性が反転したときに前記昇圧回路の出力電圧を変動させるものを用い、前記異常検出回路では前記昇圧回路の出力電圧の変動を検出するとＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を停止させるように制御回路に指示することを特徴とする。
【００３７】
請求項２０の発明は、請求項１ないし請求項３の発明において、前記昇圧回路の出力端間に昇圧回路の出力電圧よりも低い電圧を印加する状態と電圧を印加しない状態とを選択可能とした電圧発生回路が付加され、電圧発生回路と負荷回路とを含むループ内に異常検出回路としての電流検出手段が付加され、前記制御回路が前記ＤＣ−ＤＣ変換回路を停止させた状態で電圧発生回路により昇圧回路の出力端間に電圧を印加したときに、前記電流検出手段では検出した電流値が規定の閾値に達しないときにＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を禁止するように制御回路に指示することを特徴とする。
【００３８】
請求項２１の発明は、請求項２０の発明において、前記電流検出手段が前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の動作時においてＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電流を監視する機能に兼用されることを特徴とする。
【００３９】
請求項２２の発明は、請求項２０の発明において、前記電圧発生回路が前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧を用いて低電圧を発生させることを特徴とする。
【００４０】
請求項２３の発明は、請求項１ないし請求項３の発明において、前記異常検出回路では回路動作開始の後に前記昇圧回路の出力電圧が規定の閾値を越えるとＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を停止させるように制御回路に指示することを特徴とする。
【００４１】
請求項２４の発明は、請求項１ないし請求項３の発明において、前記異常検出回路では回路動作開始の後に前記昇圧回路の内部で発生する電圧が規定の閾値を越えると前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を停止させるように制御回路に指示することを特徴とする。
【００４２】
請求項２５の発明は、請求項１ないし請求項３の発明において、前記負荷回路として前記昇圧回路の出力電圧を脈動させるものを用い、前記異常検出回路では回路動作開始の後に前記昇圧回路の出力電圧の積分値が規定の閾値を越えると前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を停止させるように制御回路に指示することを特徴とすることを特徴とする。
【００４３】
請求項２６の発明は、請求項１ないし請求項３の発明において、前記負荷回路として前記昇圧回路の出力電圧を脈動させるものを用い、前記異常検出回路では回路動作開始の後に前記昇圧回路の出力電圧に規定の時限期間を越えて脈動が検出されないときに前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を停止させるように制御回路に指示することを特徴とする。
【００４４】
請求項２７の発明は、請求項１ないし請求項３の発明において、前記異常検出回路では回路動作開始の後に前記昇圧回路の出力電圧が規定値に達するまでの時間が規定の判定期間よりも短いときに前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を停止させるように制御回路に指示することを特徴とする。
【００４５】
請求項２８の発明は、請求項１ないし請求項３の発明において、前記異常検出回路では回路動作開始の後に前記昇圧回路の出力電流が規定の閾値以下であるときに前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を停止させるように制御回路に指示することを特徴とする。
【００４６】
請求項２９の発明は、請求項１ないし請求項３の発明において、前記異常検出回路では回路動作開始の後に前記昇圧回路への入力電流が規定の閾値よりも小さいときに前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を停止させるように制御回路に指示することを特徴とする。
【００４７】
請求項３０の発明は、請求項２または請求項３の発明において、前記制御回路が回路動作開始の直後には前記極性反転回路の出力電圧を前記負荷回路に印加しない状態とし、前記異常検出回路では極性反転回路の一方の出力端の電位に基づいて前記負荷回路の接続の有無を判定することを特徴とする。
【００４８】
請求項３１の発明は、請求項１ないし請求項３０の発明において、前記昇圧回路の出力端間を短絡する状態と開放する状態とを選択可能なスイッチ要素を設け、前記異常検出回路により前記負荷回路が接続されていないことが検出されるとスイッチ要素をオンにして昇圧回路の出力電圧を強制的に低減させることを特徴とする。
【００４９】
請求項３２の発明は、請求項１ないし請求項３１の発明において、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路がフライバック型であることを特徴とする。
【００５０】
請求項３３の発明は、請求項１ないし請求項３２の発明において、前記昇圧回路がコッククロフト回路であることを特徴とする。
【００５１】
請求項３４の発明は、前記負荷回路が高圧放電灯を含み、請求項１ないし請求項３３のいずれか１項に記載の電源装置により高圧放電灯を点灯させることを特徴とする。
【００５２】
請求項３５の発明は、請求項３４の発明において、前記負荷回路がイグナイタを含むことを特徴とする。
【００５３】
請求項３６の発明は、請求項３５の発明において、前記イグナイタが前記昇圧回路の出力電圧が規定電圧に達すると放電するスパークギャップを含み、前記異常検出回路がスパークギャップの異常を併せて検出することを特徴とする。
【００５４】
請求項３７の発明は、請求項３４ないし請求項３６の発明において、前記高圧放電灯が着脱可能であって、負荷回路の一部の電路が高圧放電灯の電極により形成されていることを特徴とする。
【００５５】
なお、回路動作開始とは、放電灯点灯装置では電源投入時のほかに、高圧放電灯の立ち消えや、電源異常による一時停止後等の点灯動作を意味する。負荷回路の接続の有無とは、負荷回路がまったく接続されていない状態のほか、負荷回路の動作中に何らかの理由により負荷回路がはずれて接続されていない状態になることを含む。
【００５６】
【発明の実施の形態】
（第１の実施の形態）
本実施形態は、自動車のヘッドランプに用いる高圧放電灯を点灯させる放電灯点灯装置を例示する。基本的な構成は図５９に示した従来構成と同様であって、図１に示すように、カーバッテリのような直流電源１の電圧を昇圧して高圧放電灯ＬＰ１が点灯可能な電圧（たとえば、４００Ｖ）に変換するＤＣ−ＤＣ変換回路４と、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧を交番電圧に変換する極性反転回路８と、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧を昇圧する昇圧回路７とを電源回路の基本構成として備え、この電源回路の負荷として、高圧放電灯ＬＰ１と、高圧放電灯ＬＰ１の始動に必要な高電圧の始動パルスを発生させるイグナイタ１０とを備える。直流電源１は電源スイッチＳＷ１および入力接続部３を介してＤＣ−ＤＣ変換回路４に接続される。すなわち、直流電源１と電源スイッチＳＷ１との直列回路は、入力接続部３に設けた２個の端子ＴＮ１，ＴＮ２に接続され、端子ＴＮ１，ＴＮ２にＤＣ−ＤＣ変換回路４が接続される。
【００５７】
ＤＣ−ＤＣ変換回路４は、入力接続部３に設けた２個の端子ＴＮ１，ＴＮ２の間に、トランスＴ１の１次巻線ｎ１とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１との直列回路が接続される。また、トランスＴ１の２次巻線ｎ２の両端間には、ダイオードＤ１と平滑用のコンデンサＣ１との直列回路が接続される。ダイオードＤ１はスイッチング素子Ｑ１のオフ時にトランスＴ１の２次巻線ｎ２からコンデンサＣ１に充電電流を流す極性で接続される。従来構成として説明したように、スイッチング素子Ｑ１のオン・オフは制御回路８により高周波で制御されており、スイッチング素子Ｑ１のオン時にトランスＴ１に蓄積された電磁エネルギが、スイッチング素子Ｑ１のオフ時にダイオードＤ１を介して放出されコンデンサＣ１に充電電流を流すのである。したがって、図１に示すＤＣ−ＤＣ変換回路４はフライバック型の構成を有している。
【００５８】
コンデンサＣ１の一端には電流検出用の抵抗Ｒ１の一端が直列接続され、コンデンサＣ１の他端にダイオードＤ１のアノードが接続される。抵抗Ｒ１の他端は端子ＴＮ２を介して直流電源１の負極に接続され、この電位が基準電位になる。ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧ＶｌａはコンデンサＣ１の他端において監視され、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａは基準電位に対して低電位になる。この構成のＤＣ−ＤＣ変換回路４では、スイッチング素子Ｑ１のオン・オフによって電圧変換を行い、スイッチング素子Ｑ１のオン・オフのデューティを変化させることによって出力電圧の調節を行う。また、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の動作を停止させるにはスイッチング素子Ｑ１をオフに維持する。
【００５９】
ＤＣ−ＤＣ変換回路４におけるスイッチング素子Ｑ１の制御は制御回路８が行っており、制御回路８では、コンデンサＣ１とダイオードＤ１との接続点の電圧（つまり、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａ）と、抵抗Ｒ１の両端電圧（抵抗Ｒ１に流れる電流Ｉｌａに相当する）とを監視している。電源の投入時点（電源スイッチＳＷ１のオン時）や動作の再開時（通電中に何らかの理由で電力供給を停止した後に電力供給を再開した時）のような「回路動作開始」の直後の動作などを除いた安定動作状態である通常動作時には、制御回路８はＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧を一定に保つようにスイッチング素子Ｑ１のオン・オフのデューティを変化させる。また、制御回路８は後述する極性反転回路６の動作も制御している。さらに、制御回路８は、外部から停止信号が入力されたときにＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６の動作を停止させる機能や、回路動作開始の際に電源リセットの信号を出力する機能も備える。
【００６０】
ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧は、始動補助回路５を通して極性反転回路６に入力され、極性反転回路６ではＤＣ−ＤＣ変換回路４から出力された直流電圧を矩形波の交番電圧に変換して高圧放電灯ＬＰ１に印加する。つまり、極性反転回路６は、直流電圧を交番電圧に変換するからインバータの一種であるが、高圧放電灯ＬＰ１の音響的共鳴現象を防止するために交番周波数は比較的低く設定されかつ矩形波の交番電圧を出力するように構成されている。極性反転回路６はＭＯＳＦＥＴからなる４個のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５を備え、２個ずつのスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５の直列回路からなる２本のアームを並列接続した形でブリッジ接続されており、各アームにおけるスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５の接続点を出力端として出力接続部９に設けた端子ＴＮ３，ＴＮ４に接続してある。スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のオン・オフは、一方のアームの高電位側のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のオン・オフと、他方のアームの低電位側のスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５のオン・オフとが一致するように制御回路８によって制御される。つまり、図２（ｂ）（ｃ）に示すように、通常動作の際には、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５がオンのときにはスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４がオフになり、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４がオンのときにはスイッチング素子Ｑ２，Ｑ５がオフになるように制御される。
【００６１】
始動補助回路５は、コンデンサＣ２と２本の抵抗Ｒ２，Ｒ３との直列回路をコンデンサＣ１と抵抗Ｒ１との直列回路に並列接続するとともに、抵抗Ｒ２にダイオードＤ２を並列接続した構成を有している。したがって、コンデンサＣ１から抵抗Ｒ１〜Ｒ３を通してコンデンサＣ２が充電される。また、ダイオードＤ２のアノードはコンデンサＣ２の正極に接続されており、コンデンサＣ２の電荷の放電経路はダイオードＤ２および抵抗Ｒ３を通る経路になる。始動補助回路５の機能については後述する。
【００６２】
ところで、ＤＣ−ＤＣ変換回路４に設けたトランスＴ１の２次巻線ｎ２の両端間には昇圧回路７が接続され、昇圧回路７の出力端は出力接続部９に設けた端子ＴＮ５に接続される。本実施形態では昇圧回路７としてコッククロフト回路を用いており、昇圧回路７には順方向に接続した４個のダイオードＤ３〜Ｄ６の直列回路が設けられ、ダイオードＤ３のアノードはトランスＴ１の２次巻線ｎ２の一端とコンデンサＣ１の正極との接続点に接続される。直結された２個ずつのダイオードＤ３〜Ｄ６の直列回路の両端間にはそれぞれコンデンサＣ４〜Ｃ６が接続され、トランスＴ１の２次巻線ｎ２の他端には抵抗Ｒ４を介してコンデンサＣ３の一端が接続され、コンデンサＣ３の他端はダイオードＤ３のカソードとダイオードＤ４のアノードとの接続点に接続される。さらに、ダイオードＤ６のカソードとコンデンサＣ６との接続点は抵抗Ｒ５を介して端子ＴＮ５に接続される。
【００６３】
コッククロフト回路の動作は周知のものであるが簡単に説明しておく。いま、回路動作開始から高圧放電灯ＬＰ１が点灯するまでの期間であって、ＤＣ−ＤＣ変換回路４のスイッチング素子Ｑ１のオン・オフによってコンデンサＣ１の端子電圧が無負荷電圧（高圧放電灯ＬＰ１が点灯しない状態での最大電圧）に達しているものとする。この状態において、トランスＴ１の２次巻線ｎ２に誘起される電圧は、スイッチング素子Ｑ１のオン期間には直流電源１の電圧に対してトランスＴ１の１次巻線ｎ１と２次巻線ｎ２との巻数比倍の電圧になり、スイッチング素子Ｑ１のオフの瞬間にはコンデンサＣ１の両端電圧にほぼ等しい電圧になる。したがって、スイッチング素子Ｑ１のオン・オフが繰り返されることによって、コンデンサＣ３の両端電圧はコンデンサＣ１の両端電圧とほぼ等しくなり、他のコンデンサＣ４〜Ｃ６の両端電圧はコンデンサＣ１の両端電圧にスイッチング素子Ｑ１のオン時におけるトランスＴ１の２次巻線ｎ２の誘起電圧を加算した電圧になる。ここで、スイッチング素子Ｑ１のオン時における２次巻線ｎ２の誘起電圧を８０Ｖとし、無負荷電圧が−４００Ｖであるとすれば、コンデンサＣ３の両端電圧は４００Ｖ、コンデンサＣ４〜Ｃ６の両端電圧はそれぞれ４８０Ｖになり、昇圧回路７の出力電圧はコンデンサＣ４，Ｃ６の加算電圧である９６０Ｖになる。
【００６４】
ところで、高圧放電灯ＬＰ１の放電を開始させて始動するには、高圧放電灯ＬＰ１に高電圧の始動パルスを印加する必要があるから、出力接続部９には始動パルスを発生させるためのイグナイタ１０が接続され、イグナイタ１０を介して極性反転回路６に高圧放電灯ＬＰ１が接続されている。イグナイタ１０は、昇圧回路７から出力される高電圧を用いてピーク電圧をさらに上昇させた始動パルスを生成し、この始動パルスを高圧放電灯に印加する。
【００６５】
具体的には、イグナイタ１０は、極性反転回路６の出力端間に端子ＴＮ３，ＴＮ４を介して接続されるコンデンサＣ７と、昇圧回路７の出力端間に端子ＴＮ５，ＴＮ４（この端子は極性反転回路６の一方の出力端と共通）を介して接続されるコンデンサＣ８と、コンデンサＣ８に並列接続された抵抗Ｒ６と、２次巻線が高圧放電灯ＬＰ１に直列接続されるとともに２次巻線と高圧放電灯ＬＰ１との直列回路がコンデンサＣ７の両端間に接続されたパルストランスＰＴ１と、パルストランスＰＴ１の１次巻線との直列回路がコンデンサＣ８の両端間に接続される閾値素子としてのスパークギャップＳＧ１とにより構成されている。
【００６６】
この構成により、コンデンサＣ８に印加される電圧はＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧（約−４００ボルト）と昇圧回路７の出力電圧（約９６０Ｖ）との差分の電圧（約１３６０Ｖ）になるから、コンデンサＣ８の両端電圧がスパークギャップＳＧ１の閾値電圧に達すると、スパークギャップＳＧ１が導通してパルストランスＰＴ１の１次巻線を通してコンデンサＣ８の電荷が放出される。パルストランスＰＴ１の２次巻線には１次巻線の印加電圧を昇圧した電圧が誘起され、スパークギャップＳＧ１の導通によってパルストランスＰＴ１の２次巻線には高電圧の始動パルスが発生する。その結果、高圧放電灯ＬＰ１に始動パルスが印加されて高圧放電灯ＬＰ１が放電する。コンデンサＣ７は始動パルスに対して低インピーダンスであって、始動パルスが極性反転回路６に印加されるのを防止する。
【００６７】
ところで、本実施形態ではイグナイタ１０の接続の有無と、イグナイタ１０の異常の有無とを検出するために、異常検出回路１２が付加されている。イグナイタ１０の異常とは、ここではスパークギャップＳＧの経年変化で閾値電圧が上昇し、設計された電圧ではスパークギャップＳＧ１が導通しなくなることを意味する。
【００６８】
上述したように、ＤＣ−ＤＣ変換回路４と極性反転回路６との間には始動補助回路５が設けられている。始動補助回路５は、回路動作開始の直後においてＤＣ−ＤＣ変換回路４が動作を開始すると抵抗Ｒ２，Ｒ３を通してコンデンサＣ２を充電する。また、イグナイタ１０から始動パルスが発生したときには、コンデンサＣ１と同様にコンデンサＣ２の電荷も始動パルスの発生時に放電され、始動補助回路５はコンデンサＣ１とともに極性反転回路６に電力を供給するから、高圧放電灯ＬＰ１の始動時に充分な電流を供給して始動を補助することになる。
【００６９】
異常検出回路１２は、昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶを基準電圧（閾値）Ｖｒ１と比較し、出力電圧ＶＨＶが基準電圧Ｖｒ１を越えるとＨレベルの停止信号を出力する。そのため、昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶを検出する電圧検出手段ＶＴ１と、電圧検出手段ＶＴ１により検出された電圧を基準電圧Ｖｒ１と比較するコンパレータＣＰ１とを備える。電圧検出手段ＶＴ１は昇圧回路７の出力電圧を分圧して基準電圧Ｖｒ１と比較可能とするために設けてある。異常検出回路１２の出力がＨレベルになると停止信号として制御回路８に入力され、制御回路８は停止信号を受けるとＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ５をオフにし、ＤＣ−ＤＣ変換回路４と極性反転回路６との動作を停止させる。
【００７０】
以下に動作を説明する。イグナイタ１０および高圧放電灯ＬＰ１が接続され、イグナイタ１０が正常に動作するときには図２のような動作になる。すなわち、回路動作開始により図２（ａ）のようにスイッチング素子Ｑ１のオン・オフが開始されると、図２（ｄ）のようにコンデンサＣ１が充電されてＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧が無負荷電圧に到達する。このとき同時に昇圧回路７を通してイグナイタ１０のコンデンサＣ８も充電されるから、図２（ｅ）のようにコンデンサＣ８の両端電圧が上昇する。図示例ではコンデンサＣ８の充電過程においては、図２（ｂ）（ｃ）のように、極性反転回路６のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のうちスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のみをオンにし、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５をオフに保っている。また、ＤＣ−ＤＣ変換回路４のスイッチング素子Ｑ１のオン・オフは通常動作の期間よりも低周波に設定してある。
【００７１】
コンデンサＣ８の両端電圧が時刻ｔ１においてスパークギャップＳＧ１の閾値電圧に到達すると、スパークギャップＳＧ１が導通してコンデンサＣ８の電荷が放出され、図２（ｆ）のように、高圧放電灯ＬＰ１の両端に高電圧の始動パルスが印加される。こうして高圧放電灯ＬＰ１が始動すると、通常動作に移行し、スイッチング素子Ｑ１のオン・オフが高周波で行われるとともに、スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のオン・オフが開始される。通常動作においては、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧は低下するから、コンデンサＣ８の両端電圧もスパークギャップＳＧ１が導通しない程度の低電圧に維持される。ここで、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧および昇圧回路７の出力電圧は始動パルスの発生に伴って脈動することになる。
【００７２】
上述の動作によって、出力接続部９の端子ＴＮ５の電圧（つまり、昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶ）は、図２（ｇ）のように変化し、基準電圧Ｖｒ１を適宜に設定しておけば、電圧検出手段ＶＴ１の出力電圧は図２（ｈ）のように基準電圧Ｖｒ１を越える前に低下する。つまり、コンパレータＣＰ１の出力はＨレベルにならず、結果的に制御回路８には停止信号が入力されることがない。
【００７３】
一方、イグナイタ１０が接続されていないとすれば、ＤＣ−ＤＣ変換回路４および昇圧回路７が無負荷であるから、図３（ａ）に実線で示すように、端子ＴＮ５の電圧（昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶ）は昇圧回路７に含まれるコンデンサＣ３〜Ｃ６の両端電圧の上昇に伴って急速に上昇し、結果的に、図３（ｂ）のように、電圧検出手段ＶＴ１の出力電圧が時刻ｔ２において基準電圧Ｖｒ１に到達する。その結果、回路動作開始の直後にコンパレータＣＰ１の出力がＨレベルになって制御回路８に停止信号が入力され、ＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６が停止する。図３において二点鎖線は、時刻ｔ２の後もＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６の動作を継続した場合の動作を例示している。
【００７４】
ところで、イグナイタ１０が接続されているもののスパークギャップＳＧ１の寿命などによってスパークギャップＳＧ１が導通しない場合には、コンデンサＣ８は正常に充電されるから、端子ＴＮ５の電圧は図４（ａ）のように正常時と同様に上昇する。しかしながら、スパークギャップＳＧ１が導通しないことによって、電圧検出手段ＶＴ１の出力電圧は図４（ｂ）のように時刻ｔ２において基準電圧Ｖｒ１に到達し、イグナイタ１０が接続されていない場合と同様に、コンパレータＣＰ１の出力がＨレベルになって停止信号が制御回路８に入力され、結果的にＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６の動作が停止する。図４においても二点鎖線は、時刻ｔ２の後もＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６の動作を継続した場合の動作を例示している。
【００７５】
なお、電圧検出手段ＶＴ１は、昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶを抵抗により分圧する程度の構成としてエネルギを蓄積するコンデンサなどの要素を用いないようにすれば、コンパレータＣＰ１の出力がＨレベルになって停止信号が制御回路８に入力された後に、昇圧回路７の出力電圧を短時間で低下させることが可能になる。
【００７６】
（第２の実施の形態）
第１の実施の形態においては、イグナイタ１０の接続の有無およびイグナイタ１０の動作の異常を検出するために、昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶを監視する構成としたが、本実施形態では図５に示すように、昇圧回路７におけるコンデンサＣ４とダイオードＤ４のカソードとの接続点の電位を検出する構成を採用している。つまり、第１の実施の形態とは電圧の検出部位が異なるものの、昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶを反映する電圧を検出しているから同様に動作する。ただし、電圧が異なるから電圧検出手段ＶＴ１は第１の実施の形態とは定数値が異なる。もっとも、電圧検出手段ＶＴ１の出力電圧は第１の実施の形態と同程度に設定することが可能であるから、基準電圧Ｖｒ１およびコンパレータＣＰ１は第１の実施の形態と同じものを用いてもよい。
【００７７】
しかるに、イグナイタ１０および高圧放電灯ＬＰ１が接続され、イグナイタ１０が正常に動作するときには、コンデンサＣ８の両端電圧がスパークギャップＳＧ１の閾値電圧に到達すると、スパークギャップＳＧ１が導通してコンデンサＣ８の電荷が放出されるから、出力接続部９の端子ＴＮ５の電圧が図６（ａ）のように変化し、基準電圧Ｖｒ１を適宜に設定しておけば、電圧検出手段ＶＴ１の出力電圧は図６（ｂ）のように基準電圧Ｖｒ１を越える前に低下する。つまり、コンパレータＣＰ１の出力はＨレベルにならず、結果的に制御回路８に停止信号が入力されることはない。
【００７８】
一方、イグナイタ１０が接続されていないとすれば、ＤＣ−ＤＣ変換回路４および昇圧回路７が無負荷であるから、図７（ａ）に実線で示すように、端子ＴＮ５の電圧は昇圧回路７に含まれるコンデンサＣ３〜Ｃ６の両端電圧の上昇に伴って急速に上昇し、図７（ｂ）に示すように時刻ｔ２において電圧検出手段ＶＴ１の出力電圧が基準電圧Ｖｒ１に到達する。その結果、回路動作開始の直後にコンパレータＣＰ１の出力がＨレベルになって制御回路８に停止信号が入力され、ＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６が停止する。
【００７９】
また、イグナイタ１０が接続されていてもスパークギャップＳＧ１が導通しない異常の場合には、コンデンサＣ８は正常に充電されるから、端子ＴＮ５の電圧は図８（ａ）のように正常時と同様に上昇する。ただし、スパークギャップＳＧ１が導通しないことによって、電圧検出手段ＶＴ１の出力電圧は図８（ｂ）のように時刻ｔ３において基準電圧Ｖｒ１に到達し、イグナイタ１０が接続されていない場合と同様に、コンパレータＣＰ１の出力がＨレベルになって停止信号が制御回路８に入力され、結果的にＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６の動作が停止する。
【００８０】
図７および図８において二点鎖線は、電圧検出手段ＶＴ１の出力が基準電圧Ｖｒ１に達した後もＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６の動作を継続した場合の動作を例示している。なお、電圧検出手段ＶＴ１は、昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶを抵抗により分圧する程度の構成としてエネルギを蓄積するコンデンサなどの要素を用いないようにすれば、コンパレータＣＰ１の出力がＨレベルになって停止信号が制御回路８に入力された後に、昇圧回路７の出力電圧を短時間で低下させることが可能になる。また、電圧検出手段ＶＴ１に入力する電圧としては、コンデンサＣ４の端子電圧ではなく昇圧回路７の他のコンデンサＣ３，Ｃ５，Ｃ６の端子電圧を採用してもよい。他の構成および動作は第１の実施の形態と同様である。
【００８１】
（第３の実施の形態）
図９に示すように、本実施形態の基本的な構成は図１に示した第１の実施の形態と同様であって、ＤＣ−ＤＣ変換回路４にはフライバック型のＤＣ−ＤＣコンバータを用いている。
【００８２】
ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧は極性反転回路６により交番電圧に変換され、イグナイタ１０を通して放電灯ＬＰ１に印加される。また、ＤＣ−ＤＣ変換回路４におけるトランスＴ１の２次巻線の両端電圧が昇圧回路７に印加され、昇圧回路７ではトランスＴ１の２次巻線に生じる交番電圧を昇圧するとともに整流して高電圧を出力する。昇圧回路７から出力される直流高電圧はイグナイタ１０に印加され、イグナイタ１０では高電圧の始動パルスを発生させることによって高圧放電灯ＬＰ１を始動させる。なお、第１の実施の形態と同符号を付した構成は第１の実施の形態と同様の回路を用いることができる。以下の説明において図９に含まれていない符号については図１を適宜参照することとする。
【００８３】
ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧ＶｌａおよびＤＣ−ＤＣ変換回路４から極性反転回路６への供給電流Ｉｌａは制御回路８において検出される。制御回路８はスイッチング素子Ｑ１のオン・オフを制御するものであって、ＤＣ−ＤＣコンバータを制御するための専用の集積回路により構成されている。この制御回路８では昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶを監視している。さらに、制御回路８は、回路動作開始の際にリセット信号を出力するリセット端子ＲＳＴと、外部からＨレベルの停止信号が入力されるとＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ５をオフにして動作を停止させる停止端子ＳＴＰとを備えている。図示例ではＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電流Ｉｌａは電流検出手段ＩＴにより検出される。電流検出手段ＩＴは第１の実施の形態における抵抗Ｒ１に相当する構成であるが他の構成を用いてもよい。
【００８４】
本実施形態において利用する制御回路８の重要な動作は、出力電圧Ｖｌａによるスイッチング素子Ｑ１の制御であって、出力電圧Ｖｌａが規定した制御電圧ＶＳ１以下であるときにはスイッチング素子Ｑ１のオン・オフを高周波で繰り返す発振状態とし、出力電圧Ｖｌａが制御電圧ＶＳ１に達すると出力電圧Ｖｌａが制御電圧ＶＳ１に保たれるような周期で発振状態と停止状態とを間欠的に繰り返す間欠発振状態とする制御である。間欠発振状態においては出力電圧Ｖｌａを監視し、出力電圧Ｖｌａが制御電圧ＶＳ１よりもやや高い電圧になると停止状態とし、制御電圧ＶＳ１よりもやや低い電圧になると発振状態とする動作を繰り返す。このような動作によって、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａが制御電圧ＶＳ１を大幅に上回ることが防止される。また、出力電圧Ｖｌａが制御電圧ＶＳ１より低い期間が長くなるほど発振状態の期間も長くなる。
【００８５】
本実施形態では、イグナイタ１０が接続されていない場合、あるいはイグナイタ１０の故障によって始動パルスが発生しない場合に、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の動作を停止させるように制御回路８に指示する異常検出回路１２を設けてある。つまり、制御回路８がＤＣ−ＤＣ変換回路４のスイッチング素子Ｑ１を制御することによって、負荷である高圧放電灯ＬＰ１への供給電力が制御される。また、異常検出回路１２によりイグナイタ１０の接続の有無あるいはイグナイタ１０の故障を検出する。
【００８６】
異常検出回路１２は、ＤＣ−ＤＣ変換回路４に設けたスイッチング素子Ｑ１のオン時とオフ時との両端電圧の平均値を出力するローパスフィルタＦ１を備えるとともに、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａの平均値を出力するローパスフィルタＦ２を備える。両ローパスフィルタＦ１，Ｆ２の出力電圧ＶＱ１ｆ，ＶＣ１ｆはコンパレータＣＰ２により比較され、ローパスフィルタＦ２の出力電圧ＶＣ１ｆのほうが高いときにコンパレータＣＰ２の出力がＨレベルになる。ローパスフィルタＦ２には分圧用の抵抗が含まれており、出力電圧ＶＣ１ｆとローパスフィルタＦ１の出力電圧ＶＱ１ｆとの関係を調節し、イグナイタ１０が正常に動作するときにはローパスフィルタＦ１の出力電圧ＶＱ１ｆのほうが高くなるように設定してある。
【００８７】
コンパレータＣＰ２の出力はＲＳフリップフロップＦＦ１のセット端子Ｓに入力される。ＲＳフリップフロップＦＦ１のリセット端子Ｒには制御回路８のリセット端子ＲＳＴから出力されるリセット信号が入力される。ＲＳフリップフロップＦＦ１の出力端子Ｑは制御回路８の停止端子ＳＴＰに接続されており、制御回路８では停止端子ＳＴＰにＨレベルの停止信号が入力されると、スイッチング素子Ｑ１のオン・オフを停止させ（スイッチング素子Ｑ１をオフにし）、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の動作を停止させる。
【００８８】
以下に本実施形態の動作を説明する。スイッチング素子Ｑ１がオフになると、スイッチング素子Ｑ１の両端電圧ＶＱ１は、図１０（ｃ）および図１１（ｃ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１のオフに伴ってトランスＴ１のインダクタンス成分などによって生じるサージ電圧と、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧ＶｌａにトランスＴ１の２次巻線に対する１次巻線の巻数比を乗じた電圧とを合成した電圧になる。したがって、スイッチング素子Ｑ１の両端電圧ＶＱ１の包絡線は、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａの変化に相似した形になる。
【００８９】
まず、イグナイタ１０が正常に動作する場合について図１０を用いて動作を説明する。図１０（ｂ）に示すように、回路動作開始からＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａは平滑用のコンデンサＣ１に充電されることによって徐々に上昇して時刻ｔ１において制御電圧ＶＳ１に到達する。一方、イグナイタ１０には昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶが印加され、昇圧回路７やイグナイタ１０には昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶに影響するコンデンサ（Ｃ３〜Ｃ６，Ｃ８）が設けられているから、昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶもＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａと同様に時間経過に伴って上昇する。イグナイタ１０は昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶが時刻ｔ２においてブレークオーバ電圧に達すると導通する閾値素子としてのスパークギャップＳＧ１を含むから、閾値素子が導通するとイグナイタ１０や昇圧回路７に設けたコンデンサに蓄積された電荷が放電され、イグナイタ１０ではこの電荷を利用して高電圧の始動パルスを発生させる。また、始動パルスの発生によって高圧放電灯ＬＰ１が放電するから、ＤＣ−ＤＣ変換回路４に設けたコンデンサＣ１の電荷も放電される。
【００９０】
ここで、出力電圧Ｖｌａが制御電圧ＶＳ１に達するまではスイッチング素子Ｑ１は図１０（ｃ）のように、高周波でオン・オフを継続する発振状態になるが、制御電圧ＶＳ１に達するとスイッチング素子Ｑ１はオフになって停止状態となり、その後は、出力電圧Ｖｌａが低下すると発振状態になり出力電圧Ｖｌａが増加すると停止状態になるという動作を繰り返して間欠発振状態になる。イグナイタ１０が正常に動作するとすれば、昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶが上昇してイグナイタ１０に設けた閾値素子が時刻ｔ２に導通することによって、図１０（ａ）のように昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶが急激に低下し、このとき同時に図１０（ｂ）のようにコンデンサＣ１の両端電圧が急激に低下する。その結果、図１０（ｃ）のようにスイッチング素子Ｑ１はＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａを上昇させるために発振状態を継続する。このような動作を繰り返すことによって、高圧放電灯ＬＰ１に高電圧の始動パルスを繰り返して印加することができる。
【００９１】
昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶおよびＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａの低下は、始動パルスの発生時に高圧放電灯ＬＰ１が始動するか否かにかかわらずイグナイタ１０が正常に動作すれば生じる。その結果、スイッチング素子Ｑ１が間欠発振状態に移行した後に図１０（ｃ）に示すように、比較的長い期間の発振状態が生じることになる。
【００９２】
一方、イグナイタ１０が接続されていないか始動パルスを発生しない場合、つまりイグナイタ１０が正常に動作しない場合には、図１１（ａ）（ｂ）に示すように、昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶおよびＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａが時刻ｔ１において制御電圧ＶＳ１まで上昇した後には低下しなくなる。したがって、スイッチング素子Ｑ１が間欠発振状態になった後に、図１１（ｃ）に示すように、比較的短い時間間隔で停止状態と発振状態とを交互に繰り返す間欠発振状態が継続することになる。
【００９３】
上述の動作から明らかなように、回路動作開始からイグナイタ１０が動作する期間内において、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａが制御電圧ＶＳ１に到達して間欠発振状態に移行した後に、発振状態が継続する時間を比較すればイグナイタ１０が正常に動作しているか否かを判断することが可能である。ここで、ローパスフィルタＦ１の出力電圧ＶＱ１ｆは、スイッチング素子Ｑ１が発振状態っである期間を反映しているが、上述したように、スイッチング素子Ｑ１の両端電圧ＶＱ１の包絡線はイグナイタ１０が正常に動作しても変動するから、ローパスフィルタＦ１の出力電圧ＶＱ１ｆを一定値と比較しても間欠発振状態における発振状態の継続時間を知ることはできない。そこで、本実施形態ではイグナイタ１０が正常に動作しているときにはＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａとスイッチング素子Ｑ１の両端電圧の包絡線とがほぼ相似になることを利用し、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａを入力とするローパスフィルタＦ２の出力電圧ＶＣ１ｆと比較しているのである。つまり、コンパレータＣＰ２に入力される電圧ＶＱ１ｆ，ＶＣ１ｆの関係は図１０（ｄ）のようになり、イグナイタ１０が正常に動作していれば、ＶＱ１ｆ＞ＶＣ１ｆの関係がつねに維持されるから、ＲＦフリップフロップＦＦ１のセット端子Ｓへの入力がＨレベルに立ち上がることがなく、図１０（ｅ）のように制御回路８の停止端子ＳＴＰに停止信号が入力されることはない（制御回路８の端子への入力はＬレベルに保たれる）。
【００９４】
一方、イグナイタ１０が接続されていない場合やイグナイタ１０の故障によって始動パルスを発生させることができないような場合には、図１１（ｃ）のようにスイッチング素子Ｑ１が間欠発振状態になった後に発振状態と停止状態とが比較的短い時間間隔で交互に繰り返されるから、図１１（ｄ）に示すように、ローパスフィルタＦ１の出力電圧ＶＱ１ｆは徐々に低下することになる。また、イグナイタ１０で始動パルスが発生しなければ、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａはほぼ一定値に保たれるから、図１１（ｄ）に示すようにローパスフィルタＦ２の出力電圧ＶＣ１ｆはほぼ一定値に保たれることになり、間欠発振状態の開始時点からある程度の時間が経過すると、コンパレータＣＰ２に入力される電圧ＶＱ１ｆ，ＶＣ１ｆの大小関係が逆転することになる。つまり、間欠発振状態の開始時にはＶＱ１ｆ＞ＶＣ１ｆであるのに対して、間欠発振状態が開始されてからある程度の時間が経過した時刻ｔ３においては、ＶＱ１ｆ＜ＶＣ１ｆという関係になる。このときコンパレータＣＰ２の出力はＨレベルになるから、ＲＳフリップフロップＦＦ１の出力端子ＱがＨレベルになり、図１１（ｅ）のように制御回路８の停止信号ＳＴＰにＨレベルの停止信号が入力され、制御回路８はスイッチング素子Ｑ１のオン・オフを停止させる（つまり、スイッチング素子Ｑ１をオフにする）。
【００９５】
以上のように、スイッチング素子Ｑ１の間欠発振状態を利用してイグナイタ１０の接続の有無ないしイグナイタ１０の故障の有無を判断することができ、かつイグナイタ１０の異常時にはＤＣ−ＤＣ変換回路４の動作を停止させることができる。ここに、ローパスフィルタＦ１，Ｆ２の定数を適宜に設定することによって、時刻ｔ１において間欠発振状態に移行した後に時刻ｔ３においてスイッチング素子Ｑ１のオン・オフを停止させるまでの時間を適宜に調節することができ、イグナイタ１０の異常時に比較的短時間で動作を停止させるような設定が可能である。他の構成および動作は第１の実施の形態と同様である。
【００９６】
（第４の実施の形態）
本実施形態は、第３の実施の形態の変形であって、第３の実施の形態ではスイッチング素子Ｑ１の両端電圧ＶＱ１の平均値を取り出すために、異常検出回路１２にローパスフィルタＦ１を設ける構成としたが、本実施形態では図１２に示すように、スイッチング素子Ｑ１に印加されるサージ電圧を抑制するためにローパスフィルタＦ１の代わりにスナバ回路ＳＮを用い、スナバ回路ＳＮに設けたコンデンサＣＳの両端電圧をスイッチング素子Ｑ１の両端電圧ＶＱ１の平均値の電圧ＶＱ１ｆとして用いている。スナバ回路ＳＮは、ダイオードＤＳとコンデンサＣＳとの直列回路をスイッチング素子Ｑ１に並列接続し、コンデンサＣＳに抵抗ＲＳを並列接続した構成を有してある。したがって、スイッチング素子Ｑ１のオフ時のサージ電圧がダイオードＤＳを通してコンデンサＣＳに印加されるようにしてある。コンデンサＣＳのインピーダンスはサージ電圧に対しては小さくなるように設定してあり、スイッチング素子Ｑ１へのサージ電圧の印加を抑制することができる。
【００９７】
ただし、サージ電圧を除くスイッチング素子Ｑ１の両端電圧はコンデンサＣＳに印加されるから、コンデンサＣＳと抵抗ＲＳとの定数を適宜に選択しておけば、コンデンサＣＳの両端電圧ＶＱ１ｆによってスイッチング素子Ｑ１の両端電圧ＶＱ１の平均値を得ることが可能になる。本実施形態では、このようにして得られるコンデンサＣＳの両端電圧ＶＱ１ｆと、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａが入力されるローパスフィルタＦ２の出力電圧ＶＣ１ｆとをコンパレータＣＰ２で比較し、コンパレータＣＰ２の出力でＲＳフリップフロップＦＦ１を介して制御回路８の動作を制御するのである。コンパレータＣＰ２、ＲＳフリップフロップＦＦ１、制御回路８の関係は第３の実施の形態と同様である。
【００９８】
（第５の実施の形態）
本実施形態は、図１３に示すように、スイッチング素子Ｑ１のオン・オフを制御する制御回路８の出力（駆動信号ＤＱ１）を用いて間欠発振状態における発振状態の継続時間を検出するものである。駆動信号ＤＱ１の包絡線はスイッチング素子Ｑ１の両端電圧ＶＱ１の包絡線のように変動しないから、発振状態の継続時間は一定値と比較して求めることが可能である。
【００９９】
すなわち、本実施形態の異常検出回路１２は、駆動信号ＤＱ１の電圧ＶＤＱ１の平均値を出力電圧ＶＱ１ｆとするローパスフィルタＦ３を備え、ローパスフィルタＦ３の出力電圧ＶＱ１ｆをコンパレータＣＰ２によって基準電圧Ｖｒと比較している。ただし、ローパスフィルタＦ３には時定数があるから、回路動作開始の直後においてはローパスフィルタＦ３の出力電圧ＶＱ１ｆは比較的低く、時間経過に伴って上昇する。そこで、回路動作開始の直後において出力電圧ＶＱ１ｆが十分に上昇するまでは基準電圧Ｖｒを０Ｖに設定する。基準電圧Ｖｒを０Ｖに設定する期間は、回路動作開始から時限動作を開始するタイマ回路ＴＭ１によって設定されており、タイマ回路ＴＭ１による時限動作中には基準電圧Ｖｒを０Ｖに保つ。
【０１００】
いま、イグナイタ１０が正常に動作するとすれば、昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶは図１４（ａ）のように変化し、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａは図１４（ｂ）のように変化する。時刻ｔ２においてＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａが制御電圧ＶＳ１に達すると、制御回路８は図１４（ｃ）のようにスイッチング素子Ｑ１を間欠発振状態となるように制御する。また、図１４（ｄ）のように、時刻ｔ２より前の時刻ｔ１においてタイマ回路ＴＭ１の時限動作が終了してコンパレータＣＰ２に所定の基準電圧Ｖｒが印加されるようにしてある。間欠発振状態に移行した後に、時刻ｔ３においてイグナイタ１０から始動パルスが出力されると、その後にスイッチング素子Ｑ１が発振状態を比較的長い期間に亘って継続するから、ローパスフィルタＦ３の出力電圧ＶＱ１ｆは基準電圧Ｖｒを下回ることがなく、図１４（ｅ）のように制御回路８の停止端子ＳＴＰに停止信号が入力されることはない。
【０１０１】
一方、イグナイタ１０に異常があれば、昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶは図１５（ａ）のように変化し、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａは図１５（ｂ）のように変化する。つまり、スイッチング素子Ｑ１の駆動信号ＤＱ１は、図１５（ｃ）のように時刻ｔ２において間欠発振状態に移行した後に、停止状態と発振状態とを比較的短い時間間隔で繰り返すから、図１５（ｄ）のように間欠発振状態に移行した後にローパスフィルタＦ３の出力電圧ＶＱ１ｆは徐々に低下し、時刻ｔ４において基準電圧Ｖｒを下回る。つまり、時刻ｔ４においてコンパレータＣＰ２の出力がＨレベルになり、ＲＳフリップフロップＦＦ１の出力端子ＱがＨレベルになって、図１５（ｅ）のように、制御回路８の停止端子ＳＴＰにＨレベルの停止信号が入力される。こうして、イグナイタ１０の異常時には制御回路８がスイッチング素子Ｑ１のオン・オフを停止させる（オフに保つ）のである。
【０１０２】
なお、ローパスフィルタＦ３の出力電圧ＶＱ１ｆの立ち上がりの遅れを考慮して基準電圧Ｖｒを切り換える手段は、必ずしもタイマ回路ＴＭ１である必要はなく、ローパスフィルタＦ３の出力電圧ＶＱ１ｆの変化を監視するような構成としてもよい。また、駆動信号ＤＱ１の電圧ＶＤＱ１の平均値を検出する構成としては、ローパスフィルタＦ３を用いる代わりに、周波数−電圧変換器を用いることも可能である。他の構成および動作は第３の実施の形態と同様である。
【０１０３】
（第６の実施の形態）
本実施形態は、回路動作開始から規定した待機期間Ｔａにおいてイグナイタ１０から始動パルスが発生するか否かを検出することにより、イグナイタ１０の異常の有無を検出するものである。すなわち、本実施形態の異常検出回路１２は、図１６に示すように、回路動作開始から待機期間Ｔａを時限するタイマ回路ＴＭ２と、イグナイタ１０から始動パルスが発生したか否かを検出するためのコンパレータＣＰ３およびＲＳフリップフロップＦＦ２とを備える。タイマ回路ＴＭ２は待機期間Ｔａの時限が終了すると出力をＨレベルにし、またコンパレータＣＰ３は始動パルスがイグナイタ１０から出力される前に出力をＨレベルにし始動パルスが発生すると出力をＬレベルにする。したがって、イグナイタ１０が正常に動作していれば、待機期間Ｔａが終了してタイマ回路ＴＭ２の出力がＨレベルになる前に、始動パルスが発生してコンパレータＣＰ３の出力がＬレベルになり、イグナイタ１０が異常であれば待機期間Ｔａが終了してタイマ回路ＴＭ２の出力がＨレベルになってもコンパレータＣＰ３の出力がＨレベルになる。そこで、タイマ回路ＴＭ２とコンパレータＣＰ３の出力をアンド回路ＡＮＤ１に入力し、両者がともにＨレベルであるときにはＲＳフリップフロップＦＦ２を通して制御回路８の停止端子ＳＴＰにＨレベルの停止信号を入力し、スイッチング素子Ｑ１のオン・オフを停止させる構成としてある。上述の説明から明らかなように、待機期間Ｔａは回路動作開始から少なくとも１回はイグナイタ１０からの始動パルスが発生する時間以上の長さに設定され、望ましくはイグナイタ１０から始動パルスが１回は発生し２回は発生しない程度に設定すれば、回路動作開始から短時間でイグナイタ１０の異常を検出することができる。
【０１０４】
いま、イグナイタ１０が正常に動作するとすれば、昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶは図１７（ａ）のように変化し、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａは図１７（ｂ）のように変化する。時刻ｔ１においてＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａが制御電圧ＶＳ１に達した後、時刻ｔ２になるとイグナイタ１０から始動パルスが発生してＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａは急峻に低下する。コンパレータＣＰ３ではＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａを基準電圧Ｖｒ３と比較しており、基準電圧Ｖｒ３よりもＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａが低くなると出力をＨレベルにする。コンパレータＣＰ３の出力はＲＳフリップフロップＦＦ２のリセット端子Ｒに入力され、ＲＳフリップフロップＦＦ２の出力端子ＱはＬレベルに立ち下がる。つまり、イグナイタ１０からの始動パルスの発生によって、図１７（ｃ）のように、ＲＳフリップフロップＦＦ２の出力はＬレベルに立ち下がる。ここに、ＲＳフリップフロップＦＦ２のセット端子Ｓには制御回路８からのリセット信号が入力される。つまり、始動パルスが１回発生して出力端子Ｑが一旦Ｈレベルになると、制御回路８からのリセット信号が入力されるまでは、次に始動パルスが発生してコンパレータＣＰ３の出力が再びＨレベルになっても、ＲＳフリップフロップＦＦ２の出力はＬレベルに保たれる。ただし、回路動作開始の直後では基準電圧Ｖｒ３よりもＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａのほうが低い期間が存在するから、回路動作開始から一定時間（イグナイタ１０から始動パルスが発生するよりは十分に短く、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａが基準電圧Ｖｒ３より高くなる程度の時間）は、制御回路８によってＲＳフリップフロップＦＦ２のセット端子ＳをＨレベルとしてマスクをかけることによって、コンパレータＣＰ３の出力変化を無視させる。
【０１０５】
しかして、イグナイタ１０からの始動パルスの発生が検出されてＲＳフリップフロップＦＦ２の出力がＬレベルになった後に、図１７（ｄ）のように時刻ｔ３においてタイマ回路ＴＭ２の時限動作（待機期間Ｔａ）が終了してタイマ回路ＴＭ２の出力がＨレベルになるから、アンド回路ＡＮＤ１の出力はＬレベルに保たれ、ＲＳフリップフロップＦＦ１の出力はＬレベルに保たれることになる。つまり、図１７（ｅ）のように制御回路８の停止端子ＳＴＰには停止信号が入力されず、制御回路８はスイッチング素子Ｑ１のオン・オフを継続させることになる。
【０１０６】
一方、イグナイタ１０に異常があれば、昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶは図１８（ａ）のように変化し、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａは図１８（ｂ）のように変化する。つまり、時刻ｔ１においてＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａが制御電圧ＶＳ１に達してもイグナイタ１０からは始動パルスが発生しないから、図１８（ｃ）のようにＲＳフリップフロップＦＦ２の出力はＨレベルに保たれることになる。その結果、図１８（ｄ）のように時刻ｔ３においてタイマ回路ＴＭ２の時限動作が終了してタイマ回路ＴＭ２の出力がＨレベルになった時点で、アンド回路ＡＮＤ１への２入力がともにＨレベルになるから、アンド回路ＡＮＤ１の出力がＨレベルになり、図１８（ｅ）のようにＲＳフリップフロップＦＦ１を通して制御回路８の停止端子ＳＴＰにＨレベルの停止信号が入力される。停止信号を受けた制御回路８はスイッチング素子Ｑ１をオフにするから、ＤＣ−ＤＣ変換回路４は動作を停止することになる。他の構成および動作は第３の実施の形態と同様である。
【０１０７】
（第７の実施の形態）
本実施形態は、図１９に示すように、図１６に示した第６の実施の形態とほぼ同様の構成であるが、第６の実施の形態ではイグナイタ１０からの始動パルスの発生をＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａによって検出していたのに対して、本実施形態ではＤＣ−ＤＣ変換回路４と極性反転回路６との間に設けた電流検出手段ＩＴにより検出される供給電流Ｉｌａに基づいてイグナイタ１０からの始動パルスの発生を検出している。すなわち、コンデンサＣ１は始動パルスの発生に伴って電荷が放電され、電流検出手段ＩＴにおいて短時間のパルス状の電流が検出されるから、この現象を利用するのである。
【０１０８】
電流検出手段ＩＴの出力はコンパレータＣＰ４に入力される。このコンパレータＣＰ４は、第４の実施の形態とは逆に基準電圧Ｖｒ４よりも大きい入力に対して出力レベルをＨレベルとするように接続されている。つまり、電流検出手段ＩＴとして供給電流Ｉｌａに比例する電圧を出力するものを用い、この電圧が基準電圧Ｖｒ４よりも大きくなるとコンパレータＣＰ４の出力がＨレベルになるのである。
【０１０９】
いま、イグナイタ１０が正常に動作するとすれば、昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶは図２０（ａ）のように変化し、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａは図１９２０）のように変化する。時刻ｔ１においてＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａが制御電圧ＶＳ１に達した後、時刻ｔ２になるとイグナイタ１０から始動パルスが発生し、図２０（ｃ）のように電流検出手段ＩＴでは供給電流Ｉｌａとして短時間のパルス状の電流が検出される。したがって、コンパレータＣＰ４に設定された基準電圧Ｖｒ４よりも供給電流Ｉｌａに対応する電圧（供給電流Ｉｌａに比例する電圧であるから、図ではＩｌａという符号で示してある）のほうが大きくなるから、図２０（ｄ）のようにＲＳフリップフロップＦＦ２の出力はＨレベルからＬレベルに変化する。その後、時刻ｔ３において図２０（ｅ）のようにタイマ回路ＴＬの時限動作が終了してタイマ回路ＴＬの出力がＨレベルになるが、アンド回路ＡＮＤ１の出力はＬレベルに保たれ、ＲＳフリップフロップＦＦ１の出力はＬレベルに保たれることになる。つまり、図２０（ｆ）のように制御回路８の停止端子ＳＴＰには停止信号は入力されず、制御回路８はスイッチング素子Ｑ１のオン・オフを継続させることになる。
【０１１０】
一方、イグナイタ１０に異常があれば、昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶは図２１（ａ）のように変化し、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａは図２１（ｂ）のように変化する。つまり、時刻ｔ１においてＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａが制御電圧ＶＳ１に達してもイグナイタ１０からは始動パルスが発生しないから、図２１（ｃ）のように電流検出手段ＩＴに出力が発生せず、図２１（ｄ）のようにＲＳフリップフロップＦＦ２の出力はＨレベルに保たれる。その結果、図２１（ｅ）のように時刻ｔ３においてタイマ回路ＴＬの時限動作が終了してタイマ回路ＴＬの出力がＨレベルになった時点で、アンド回路ＡＮＤ１への２入力がともにＨレベルになるから、アンド回路ＡＮＤ１の出力がＨレベルになり、図２１（ｆ）のようにＲＳフリップフロップＦＦ１を通して制御回路８の停止端子ＳＴＰにＨレベルの停止信号が入力される。停止信号を受けた制御回路８はスイッチング素子Ｑ１をオフにするから、ＤＣ−ＤＣ変換回路４は動作を停止することになる。他の構成および動作は第６の実施の形態と同様である。ただし、本実施形態では、コンパレータ４に対して電流検出手段ＩＴから基準電圧Ｖｒ４よりも高い電圧が入力されるのは、イグナイタ１０から始動パルスが発生するときのみであるから、回路動作開始の直後において制御回路８からＲＳフリップフロップＦＦ２にマスクをかけることは必須ではない。もっとも、回路動作開始の直後における不安定動作による誤動作を防止するという意味ではマスクを設定してもよい。
【０１１１】
（第８の実施の形態）
本実施形態は、図２２に示すように、ＤＣ−ＤＣ変換回路４と極性反転回路６との間に始動補助回路５が存在し、始動補助回路５に設けたコンデンサＣ２が２個の抵抗Ｒ２，Ｒ３の直列回路を通してコンデンサＣ１の両端間に接続される構成を前提にしている。本実施形態に示す始動補助回路５は部品の接続関係が第１の実施の形態とは異なるものの第１の実施の形態において示した始動補助回路５と同様に機能する。始動補助回路５では、回路動作開始の直後においてＤＣ−ＤＣ変換回路４が動作を開始すると抵抗Ｒ２，Ｒ３を通してコンデンサＣ２への充電電流が流れる。また、イグナイタ１０から始動パルスが発生したときに、コンデンサＣ１と同様にコンデンサＣ２の電荷も始動パルスの発生時に放電されるから、始動パルスの発生後にもコンデンサＣ２に充電電流が流れることになる。このような動作によって、始動補助回路５はコンデンサＣ１とともに極性反転回路６に電力を供給するから、高圧放電灯ＬＰ１の始動時に充分な電流を供給して始動を補助することになる。
【０１１２】
上述のように、始動補助回路５が設けられていると、イグナイタ１０において始動パルスが発生すれば電流検出手段ＩＴにおいてコンデンサＣ２への充電電流が検出され、始動パルスが発生しなければコンデンサＣ２への充電電流は回路動作開始の直後にのみ検出されることになる。本実施形態は、この相違を利用することによって、イグナイタ１０の異常の有無を検出するものである。
【０１１３】
本実施形態の異常検出回路１２では、電流検出手段ＩＴの出力電圧を平滑するローパスフィルタＦ４と、ローパスフィルタＦ４の出力電圧Ｉｌａｆを基準電圧（閾値）Ｖｒ５と比較するコンパレータＣＰ５とによって、イグナイタ１０からの始動パルスの発生の有無を検出する。ここに、電流検出手段ＩＴはＤＣ−ＤＣ変換回路４から後段への供給電流Ｉｌａに比例した電圧を出力するから、電流検出手段ＩＴの出力電圧を符号Ｉｌａで表す。したがって、この出力電圧Ｉｌａを平滑したローパスフィルタＦ４の出力電圧については符号Ｉｌａｆで表す。上述のように、始動補助回路５のコンデンサＣ２にはイグナイタ１０での始動パルスの発生直後に充電電流が流れるから、イグナイタ１０が正常に動作していれば、ローパスフィルタＦ４の出力電圧Ｉｌａｆは０Ｖにはならず、ある程度の電圧が維持される。そこで、イグナイタ１０が正常に動作して始動パルスが発生するときに得られるローパスフィルタＦ４の出力電圧Ｉｌａｆよりも低い電圧として基準電圧Ｖｒ５を設定しておくことによって、始動パルスの発生時にコンパレータＣＰ５の出力をＬレベルにすることが可能になる。
【０１１４】
また、ローパスフィルタＦ４には応答に遅れがあり回路動作開始の直後においてはローパスフィルタＦ４の出力電圧Ｉｌａｆが立ち上がっていないから、この間にコンパレータＣＰ５の出力がＨレベルになってもイグナイタ１０の異常と判断しないように、タイマ回路ＴＭ３およびアンド回路ＡＮＤ２を設けてある。つまり、タイマ回路ＴＭ３は回路動作開始から不感期間Ｔｂにおいて出力をＬレベルにし、アンド回路ＡＮＤ２はコンパレータＣＰ５の出力とタイマ回路ＴＭ３の出力との論理積を出力する。したがって、アンド回路ＡＮＤ２では回路動作開始からの不感期間ＴｂにおいてコンパレータＣＰ５の出力をマスクする。不感期間Ｔｂはイグナイタ１０によって始動パルスが１回発生するよりは短い時間であって、回路動作開始からコンパレータＣＰ５の出力がＬレベルになる時間よりは長く設定される。アンド回路ＡＮＤ２の出力は制御回路８に入力され、制御回路８ではアンド回路ＡＮＤ２の出力がＨレベルになる停止信号を受けると、スイッチング素子Ｑ１をオフにしてＤＣ−ＤＣ変換回路４の動作を停止させる。
【０１１５】
しかして、イグナイタ１０が正常に動作するとすれば、昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶは図２３（ａ）のように変化し、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａは図２３（ｂ）のように変化する。電流検出手段ＩＴの出力電圧Ｉｌａを受けてローパスフィルタＦ４の出力電圧Ｉｌａｆは図２３（ｃ）のように変化するから、図２３（ｄ）のようにコンパレータＣＰ５の出力は回路動作開始の直後にＬレベルになる。一方、タイマ回路ＴＭ３の出力は図２３（ｅ）のように不感期間Ｔｂの後に時刻ｔ１においてＨレベルになる。時刻ｔ２においてＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａが制御電圧ＶＳ１に達した後、時刻ｔ３になるとイグナイタ１０から始動パルスが発生し、始動補助回路５のコンデンサＣ２への充電電流が流れる。つまり、ローパスフィルタＦ４の出力電圧Ｉｌａｆは基準電圧Ｖｒ５よりも大きい状態に保たれ、コンパレータＣＰ５の出力は図２３（ｄ）のようにＬレベルに保たれる。その結果、図２３（ｆ）のように制御回路８の停止端子ＳＴＰには停止信号が入力されず、制御回路８はスイッチング素子Ｑ１のオン・オフを継続させることになる。
【０１１６】
イグナイタ１０に異常があるときには、昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶは図２４（ａ）のように変化し、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａは図２４（ｂ）のように変化する。回路動作開始の直後においてはイグナイタ１０が正常である場合と同様に動作するから、電流検出手段ＩＴにより供給電流Ｉｌａが検出されローパスフィルタＦ４の出力電圧Ｉｌａｆは図２４（ｃ）のように変化する。つまり、コンパレータＣＰ５の出力は回路動作開始の直後に図２４（ｄ）のようにＬレベルになる。その後、タイマ回路ＴＭ３の出力が図２４（ｅ）のように時刻ｔ１においてＨレベルになり、アンド回路ＡＮＤ２がコンパレータＣＰ５の出力変化を待つ。イグナイタ１０が異常であると、時刻ｔ２においてＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａが制御電圧ＶＳ１に達してもイグナイタ１０からは始動パルスが発生しないから、図２４（ｃ）のようにローパスフィルタＦ４の出力電圧Ｉｌａｆはしだいに低下し、時刻ｔ４において基準電圧Ｖｒ５よりも小さくなる。このときコンパレータＣＰ５の出力が図２４（ｄ）のようにＨレベルになるから、始動パルスが発生しなかったことが検出され、図２４（ｆ）のように制御回路８の停止端子ＳＴＰにＨレベルの停止信号が入力される。停止信号を受けた制御回路８はスイッチング素子Ｑ１をオフにするから、ＤＣ−ＤＣ変換回路４は動作を停止する。他の構成および動作は第６の実施の形態と同様である。
【０１１７】
なお、本実施形態では、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の後段に始動補助回路５を設けた例を示したが、上述の動作から明らかなように、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の後段に設けられコンデンサを含む回路であって、イグナイタ１０における始動パルスの発生に伴ってコンデンサの電荷が放出され、始動パルスの発生後にＤＣ−ＤＣ変換回路４を通してコンデンサへの充電電流が流れる回路であれば、必ずしも始動補助回路５である必要はない。
【０１１８】
（第９の実施の形態）
本実施形態は、図２５に示すように、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電流を検出する電流検出手段ＩＴ（電流検出用の抵抗Ｒ１に相当）とは別に、ＤＣ−ＤＣ変換回路４から昇圧回路７への入力電流が通過する経路に抵抗Ｒｅを設け、この抵抗Ｒｅの両端電圧を異常検出回路１２において検出している。
【０１１９】
異常検出回路１２は、抵抗Ｒｅと昇圧回路７との接続点にカソードを接続したダイオードＤ８を備え、ダイオードＤ８のアノードにはローパスフィルタＦ５が接続され、ローパスフィルタＦ５の出力が反転増幅器ＣＡを介してコンパレータＣＰ６に入力される。コンパレータＣＰ６は反転増幅器ＣＡの出力を基準電圧（閾値）Ｖｒ６と比較しており、反転増幅器ＣＡの出力が基準電圧Ｖｒ６よりも低い期間に出力をＨレベルにする。このコンパレータＣＰ６の出力は２入力型のアンド回路ＡＮＤ３の一方の入力になる。アンド回路ＡＮＤ３の他方の入力は回路動作開始から不感期間を時限するタイマ回路ＴＭ４の出力であって、タイマ回路ＴＭ４は回路動作開始から不感期間が経過すると出力をＨレベルにする。
【０１２０】
いま、イグナイタ１０が接続されていないかイグナイタ１０が動作しないとすれば、イグナイタ１０を動作させるため昇圧回路７への電力供給量が低下する。つまり、抵抗Ｒｅに流れる電流も小さくなるから、抵抗ＲｅとダイオードＤ８との接続点の電位はイグナイタ１０が正常である場合に比較すると上昇する（基準電位に近付く）。そこで、抵抗ＲｅとダイオードＤ８との接続点の電圧をダイオードＤ８により整流した後にローパスフィルタＦ５で平滑し、さらに反転増幅器ＣＡで極性を反転した後にコンパレータＣＰ６に入力すると、反転増幅器ＣＡの出力は昇圧回路７への電流供給が少ないほど小さくなる。つまり、イグナイタ１０が接続されていないなどの異常があれば、コンパレータＣＰ６への入力が低下し、コンパレータＣＰ６の出力がＨレベルになる。
【０１２１】
また、ローパスフィルタＦ５には応答に遅れがあり回路動作開始の直後においてはローパスフィルタＦ５の出力電圧が立ち上がっていないから、この間にコンパレータＣＰ６の出力がＨレベルになってもイグナイタ１０の異常と判断しないように、タイマ回路ＴＭ４およびアンド回路ＡＮＤ３を設けてある。つまり、タイマ回路ＴＭ４は回路動作開始から不感期間において出力をＬレベルにし、アンド回路ＡＮＤ３はコンパレータＣＰ６の出力とタイマ回路ＴＭ４の出力との論理積を出力する。したがって、アンド回路ＡＮＤ３では回路動作開始からの不感期間においてコンパレータＣＰ６の出力をマスクする。不感期間はイグナイタ１０によって始動パルスが１回発生するよりは短い時間であって、回路動作開始からコンパレータＣＰ６の出力がＬレベルになる時間よりは長く設定される。アンド回路ＡＮＤ３の出力は制御回路８に入力され、制御回路８ではアンド回路ＡＮＤ３の出力がＨレベルになる停止信号を受けるとＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６の動作を停止させる。
【０１２２】
しかして、イグナイタ１０が正常に動作するとすれば、タイマ回路ＴＭ４で時限される不感期間の間に抵抗Ｒｅの両端電圧が低下して（基準電位から遠ざかり）コンパレータＣＰ６への入力電圧が上昇するから、コンパレータＣＰ６の出力がＬレベルになる。その後、不感期間が終了するとタイマ回路ＴＭ４の出力がＨレベルになり、アンド回路ＡＮＤ３ではコンパレータＣＰ６の出力変化を制御回路８に入力できるようになる。イグナイタ１０が正常に動作していれば、コンパレータＣＰ６の出力はＬレベルに保たれるから、制御回路８はＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６の動作を継続させる。
【０１２３】
一方、イグナイタ１０に異常があれば、昇圧回路７に供給される電流は少ないから、コンパレータＣＰ６の出力はＨレベルになる。タイマ回路ＴＭ４の出力は不感期間の終了後にＨレベルになるから、不感期間の終了時点でアンド回路ＡＮＤ３の出力がＨレベルになり、制御回路８に停止信号が入力される。その結果、制御回路８はＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６の動作を停止させる。他の構成および動作は第１の実施の形態と同様である。なお、電流検出用に設けた抵抗Ｒｅは昇圧回路７に供給する電流を限流するインピーダンス素子としても機能することになる。他の構成および動作は第６の実施の形態と同様である。
【０１２４】
（第１０の実施の形態）
本実施形態は、図２６に示すイグナイタ１０の動作を利用してイグナイタ１０の接続の有無を判定するものである。いま、電流検出手段ＩＴでの電圧降下を無視し、直流電源１の基準電位を昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶの基準電位にとるとすれば、イグナイタ１０が接続されているときには昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶは極性反転回路６の一方の出力端の電位にコンデンサＣ８の両端電圧を加算した電圧になる。したがって、極性反転回路６の動作によってコンデンサＣ８が接続されている一方の出力端の電位が変化すれば出力電圧ＶＨＶも変化する。一方、イグナイタ１０が接続されていなければ、コンデンサＣ８も存在しないから、極性反転回路６が動作しても昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶは変化しない。この現象を利用すればイグナイタ１０の接続の有無を判断することができる。
【０１２５】
そこで、本実施形態の異常検出回路１２では、昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶを微分回路ＤＦに入力して出力電圧ＶＨＶの変化点を抽出するとともに、微分回路ＤＦの出力をコンパレータＣＰ７に入力して基準電圧Ｖｒ７と比較することにより、極性反転回路６の動作が昇圧回路７の出力電圧に反映されているか否かが判断される。コンパレータＣＰ７の出力はＲＳフリップフロップＦＦ４のリセット端子Ｒに入力され、ＲＳフリップフロップＦＦ４は制御回路８から出力されるリセット信号がセット端子Ｓに入力される。ＲＳフリップフロップＦＦ４の出力端子Ｑは２入力型のアンド回路ＡＮＤ４の一方の入力端子に接続され、アンド回路ＡＮＤ４の他方の入力端子にはタイマ回路ＴＭ５の出力端子が接続される。さらに、アンド回路ＡＮＤ４の出力端子は制御回路８に接続され、制御回路８ではこの端子の停止端子ＳＴＰにＨレベルの停止信号が入力されると、スイッチング素子Ｑ１のオン・オフを停止させ（スイッチング素子Ｑ１をオフにし）、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の動作を停止させる。
【０１２６】
タイマ回路ＴＭ５は回路動作開始から一定の不感時間Ｔｃを時限し、回路動作開始から不感時間Ｔｃが経過するまでは出力をＬレベルにしておき、不感時間Ｔｃの経過後には出力をＨレベルにする。不感時間Ｔｃは回路動作開始の後に極性反転回路６の出力電圧の極性が少なくとも１回は反転する時間よりは長く設定される。ただし、イグナイタ１０が接続されていないときには、できるだけ短い時間で極性反転回路１０およびＤＣ−ＤＣ変換回路４の動作を停止させることができるように、極性反転回路６の出力電圧の極性が２回反転する時間よりは短く設定するのが望ましい。
【０１２７】
以下に本実施形態の動作を説明する。いま、回路動作開始の後に極性反転回路６の出力電圧の極性を最初に反転させる際の極性が規定されており、イグナイタ１０が正常に接続されているときに、最初の極性反転によって微分回路ＤＦの出力が基準電圧Ｖｒ７を越えるように設定されているものとする。つまり、回路動作開始の後に極性反転回路６の出力電圧の極性が最初に反転したときにコンパレータＣＰ７からＨレベルが出力されるように構成されているものとする。
【０１２８】
イグナイタ１０が正常に動作する場合には、図２７に示すように、回路動作を開始すると時刻ｔ１において図２７（ｂ）のように極性反転回路６においてコンデンサＣ８と接続されている出力端が基準電位に対して負極性から正極性に反転し、昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶが図２７（ａ）のように不連続に上昇する。このとき、微分回路ＤＦの出力には図２７（ｃ）のように入力電圧の変化点を示す短時間のパルスが発生し、このパルスはコンパレータＣＰ７に設定された基準電圧Ｖｒ７を越えるから、ＲＳフリップフロップＦＦ４のリセット端子ＲにＨレベルのトリガ信号が入力され、ＲＳフリップフロップＦＦ４の出力は図２７（ｄ）のようにＬレベルに立ち下がる。その後、図２７（ｅ）のように時刻ｔ２においてタイマ回路ＴＭ５の出力がＨレベルになるが、アンド回路ＡＮＤ４への入力が同時にＨレベルになる期間がないから、図２７（ｆ）のようにアンド回路ＡＮＤ４の出力は変化せず、制御回路８の停止端子ＳＴＰにはＨレベルの停止信号が入力されず、ＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６は正常に動作することになる。
【０１２９】
一方、イグナイタ１０が接続されていない場合には、図２８（ｂ）のように極性反転回路６の出力電圧の極性が回路動作開始の後の時刻ｔ１において反転しても、図２８（ａ）に示すように昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶへの影響がないから、図２８（ｃ）のように微分回路ＤＦの出力にも変化は生じないのであって、コンパレータＣＰ７の出力はＬレベルに保たれる。図２８（ｄ）のように、ＲＳフリップフロップＦＦ４は回路動作開始の時点で制御回路８からセット端子Ｓへの信号によって出力をＨレベルにしており、タイマ回路ＴＭ５が図２８（ｅ）のように時刻ｔ２において出力をＨレベルにすると、図２８（ｆ）のようにアンド回路ＡＮＤ４の出力もＨレベルになる。つまり、時刻ｔ２において制御回路８の停止端子ＳＴＰにＨレベルの停止信号が入力され、ＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６の動作が停止されるのである。
【０１３０】
なお、本実施形態は、比較的高圧である昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶを用いてイグナイタ１０の接続の有無を検出しているから、異常検出回路１２の電圧ストレスを小さくするためには、回路動作開始から各部の電圧が充分に上昇するまでの電圧の比較的低い期間において出力電圧ＶＨＶを検出するのが望ましい。また、図示例では極性反転回路６の出力電圧の極性が負極から正極に反転する時点として例示したが、極性反転回路６の出力電圧の極性から正極から負極に反転する時点としてもよい。また、回路動作開始の直後においてイグナイタ１０の接続の有無を判定しているから、必ずしも極性反転回路４を通常動作と同様に動作させる必要はなく、たとえば極性反転回路６を構成するすべてのスイッチング素子Ｑ２，Ｑ５をオフにした状態から、極性反転回路６の出力電圧の極性が規定の極性になるように制御して昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶを測定してもよい。
【０１３１】
（第１１の実施の形態）
図２９に示す構成は、第１の実施の形態と同様の構成を有するものであって、図１と同符号の構成は同機能を有している。したがって、以下の説明におて図２９に図示していない符号については図１を適宜参照することとする。上述したように、イグナイタ１０および高圧放電灯ＬＰ１は出力接続部９を介して極性反転回路６および昇圧回路７に接続される。つまり、イグナイタ１０および高圧放電灯ＬＰ１は、実装時には他の構成を実装した回路基板から分離させて負荷回路として設けられる。したがって、出力接続部９としてコネクタを用いることによって、イグナイタ１０および高圧放電灯ＬＰ１が着脱可能になる。
【０１３２】
ところで、イグナイタ１０は上述したように始動パルスの発生時における極性反転回路６への影響を軽減するために極性反転回路６の出力端間に接続されるコンデンサＣ７を備える。したがって、ＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６が動作していれば、極性反転回路６によってコンデンサＣ７に印加される電圧が交互に反転するから、極性反転回路６を構成するスイッチング素子のオン・オフに伴ってコンデンサＣ７を充電する電流が流れることになる。つまり、出力接続部９を介してイグナイタ１０が接続されていれば、コンデンサＣ７を充電する電流が流れるから、この電流の存在を検出することにより、イグナイタ１０が接続されているか否かを検出することが可能になる。
【０１３３】
そこで、ＤＣ−ＤＣ変換回路４と出力接続部９との間であってコンデンサＣ７を充電する電流の経路となる部位（図示例では始動補助回路５と極性反転回路６との間）に電流検出用の抵抗Ｒｆを挿入し、抵抗Ｒｆの両端電圧によってコンデンサＣ７を充電する電流の有無を検出する。抵抗Ｒｆの両端電圧は反転増幅器ＶＴ８により増幅され、コンパレータＣＰ８において基準電圧（閾値）Ｖｒ８と比較される。図示する構成では、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力の基準電位を高電位側としており、図示する部位に抵抗Ｒｆを挿入すると抵抗Ｒｆの両端電圧の極性が負になる。そこで、反転増幅器ＶＴ８を用いてコンパレータＣＰ８への入力電圧の極性を反転させているのである。コンパレータＣＰ８の出力は制御回路８に入力され、極性反転回路６のスイッチング素子がオンになったときに、コンパレータＣＰ８の出力がＨレベルにならない場合にはイグナイタ１０が接続されていないと判断して制御回路８ではＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６の動作を停止させる。
【０１３４】
以下に動作を簡単に説明する。回路動作開始が指示されると制御回路８はＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６を動作させ、図３０（ａ）（ｂ）のように極性反転回路６のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のオン・オフを制御する。図示例ではスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４がオンであって、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５がオフである状態を示す。また、ＤＣ−ＤＣ変換回路４が動作しているから、図３０（ｃ）のように、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａの絶対値が時間経過に伴って急激に大きくなる。ここに、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａを負極性としているのは、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａの高電位側を基準電位としているからである。
【０１３５】
いま、出力接続部９にイグナイタ１０が接続されているとすれば、上述のようにスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のオン時に図３０（ｄ）のようにコンデンサＣ７を充電する電流ｉ１が流れる。ここで、図２９における抵抗Ｒｆの右端の電位は左端の電位よりも低いから、反転増幅器ＶＴ８で極性を反転させることによってコンパレータＣＰ８への入力電圧が図３０（ｅ）のようになる。ここで、電流ｉ１に対応して反転増幅器ＶＴ８から出力される電圧が基準電圧Ｖｒ８を越えるように基準電圧Ｖｒ８を設定しておくことによって、コンパレータＣＰ８の出力をＨレベルにし、制御回路８にイグナイタ１０が接続されていることを認識させることができる。つまり、本実施形態の制御回路８では回路動作開始の後に停止端子ＳＴＰへの入力が一旦Ｈレベルになると、ＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６の動作を継続させる。
【０１３６】
一方、出力接続部９にイグナイタ１０が接続されていないときには、スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５がオンになっても図３０（ｆ）のようにコンデンサＣ７を充電する電流ｉ１が抵抗Ｒｆに流れないから、図３０（ｇ）のように反転増幅器ＶＴ８の出力電圧もほぼ０Ｖであって、コンパレータＣＰ８の出力はＬレベルに保たれる。つまり、制御回路８では回路動作開始から規定の時間内にコンパレータＣＰ８の出力がＨレベルにならないことによってイグナイタ１０が接続されていないことを認識し、制御回路８の停止端子ＳＴＰにＬレベルの停止信号が入力されたと判断することになる。
【０１３７】
イグナイタ１０が接続されているか否かは、回路動作開始の直後においてのみ検出すればよい。また、抵抗ＲｆはＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電流を検出するための電流検出手段として兼用することが可能であるが、始動補助回路５が含まれているときには始動補助回路５に設けたコンデンサを充電する電流と誤認が生じない部位に抵抗Ｒｆを設けるのが望ましい。他の構成および動作は第１の実施の形態と同様である。
【０１３８】
（第１２の実施の形態）
第１１の実施の形態では、回路動作開始を行ったときにＤＣ−ＤＣ変換回路４と極性反転回路６とを同時に動作させるように制御回路８を動作させているが、図２９に示した回路構成において、ＤＣ−ＤＣ変換回路４を極性反転回路６の動作開始に先行して動作させれば、抵抗Ｒｆにおいて検出されるコンデンサＣ７を充電する電流ｉ１の変化をさらに急峻にすることができる。つまり、イグナイタ１０の接続の有無をより識別しやすくなる。
【０１３９】
以下に動作を簡単に説明する。回路動作開始が指示されると制御回路８はＤＣ−ＤＣ変換回路４のみを動作させて図３１（ｃ）のように出力電圧Ｖｌａの絶対値を充分に大きくする。ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａが規定した電圧に達すると、制御回路８では図３１（ａ）（ｂ）のように極性反転回路６のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ５をオフに保つとともに、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４をオンにする。イグナイタ１０が接続されていれば、図３１（ｄ）のようにコンデンサＣ７を充電する急激な電流ｉ１が流れ、結果的に反転増幅器ＶＴ８の出力は図３１（ｅ）のように基準電圧Ｖｒ８を大きく越えることになる。つまり、イグナイタ１０が接続されていることを確実に検出することができる。言い換えると、コンデンサＣ７を充電する電流ｉ１が比較的大きいから、基準電圧Ｖｒ８を比較的高く設定することができ、コンパレータＣＰ８での比較が容易になる。
【０１４０】
一方、イグナイタ１０が接続されていなければ、図３１（ｆ）のように、コンデンサＣ７を充電する電流ｉ１が流れないから、図３１（ｇ）のように、反転増幅器ＶＴ８にも出力は現れない。その結果、コンパレータＣＰ８の出力はＬレベルに保たれ、制御回路８ではコンパレータＣＰ８の出力がＨレベルにならないことによって、イグナイタ１０が接続されていないことを認識することができる。
【０１４１】
上述の動作では、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａが規定した電圧に達するまでは極性反転回路６の動作を停止（すべてのスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５をオフに）していたが、必ずしもすべてのスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５をオフに保つ必要はなく、コンデンサＣ７を充電する電流ｉ１が流れないようにしておけばよい。たとえば、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３，Ｑ５をオフにし、スイッチング素子Ｑ４はオンにしてもよい。また、抵抗ＲｆはＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電流を検出するための電流検出手段（すなわち、抵抗Ｒ１の機能）として兼用することが可能であるが、始動補助回路５が含まれているときには始動補助回路５に設けたコンデンサを充電する電流と誤認が生じない部位に抵抗Ｒｆを設けるのが望ましい。他の構成および動作は第１１の実施の形態と同様である。
【０１４２】
（第１３の実施の形態）
第１１の実施の形態および第１２の実施の形態では、イグナイタ１０に設けたコンデンサＣ７を充電する電流を検出する構成を採用したが、イグナイタ１０には始動パルスを発生させるための電荷を蓄積するコンデンサＣ８も設けられており、このコンデンサＣ８を充電する電流を検出するようにしてもイグナイタ１０の接続の有無を検出することが可能である。
【０１４３】
ただし、図３２のように、始動補助回路５と極性反転回路６との間に抵抗Ｒｆを挿入して通常の動作を行ってもコンデンサＣ８を充電する電流を検出することはできない。そこで、回路動作開始の直後においてはイグナイタ１０の接続の有無を検出するために、通常とは異なる動作を行うことで、抵抗Ｒｆに流れる電流がイグナイタ１０の接続の有無を反映する構成としてある。第１の実施の形態と同符号を付した他の構成は第１の実施の形態と同様の回路を用いることができる。したがって、以下の説明において図３２に含まれていない符号については図１を適宜参照する。
【０１４４】
抵抗Ｒｆに流れる電流ｉ２は抵抗Ｒｆの両端電圧により検出され、非反転増幅器ＶＴ９により増幅される。非反転増幅器ＶＴ９の出力電圧はコンパレータＣＰ９により基準電圧（閾値）Ｖｒ９と比較され、非反転増幅器ＶＴ９の出力電圧が基準電圧Ｖｒ９よりも高いときにコンパレータＣＰ９の出力がＨレベルになる。コンパレータＣＰ９の出力は制御回路８に入力され、制御回路８では回路動作開始の直後においてコンパレータＣＰ９の出力がＨレベルになるとイグナイタ１０が接続されていると判断する。
【０１４５】
ところで、極性反転回路６は、上述したように、４個のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５がブリッジ接続され、２個ずつのスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５の各直列回路がブリッジの各アームを形成している。スイッチング素子Ｑ３，Ｑ５の接続点はコンデンサＣ８の一端に接続される。また、スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５にはＭＯＳＦＥＴを用いているから、それぞれボディダイオードＤ２〜Ｄ５が存在している。ボディダイオードＤ２〜Ｄ５は、各スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のソースにアノードが接続され、ドレインにカソードが接続された形であって、スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のオン時とは逆向きの電流を流す極性になっている。
【０１４６】
そこで、制御回路８では、回路動作開始の直後には、ＤＣ−ＤＣ変換回路４のみを動作させて極性反転回路６のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５はすべてオフに保つように極性反転回路６を制御する。この制御によって、ＤＣ−ＤＣ変換回路４のコンデンサＣ１−昇圧回路７−コンデンサＣ８−ボディダイオードＤ５−抵抗Ｒｆ−コンデンサＣ１の経路でコンデンサＣ８を充電する電流が流れることになる。つまり、イグナイタ１０が接続されていれば抵抗Ｒｆに電流ｉ２が流れるから、コンパレータＣＰ９には基準電圧Ｖｒ９よりも大きい電圧が印加され、コンパレータＣＰ９の出力がＨレベルになることによって第１２の実施の形態と同様にイグナイタ１０の接続を制御回路８に認識させることができる。
【０１４７】
以下に動作を簡単に説明する。回路動作開始が指示されると制御回路８は、ＤＣ−ＤＣ変換回路４のみを動作させ、図３３（ａ）（ｂ）のように、極性反転回路６のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５はすべてオフに保つ。したがって、イグナイタ１０が接続されていれば、図３３（ｃ）のように抵抗Ｒｆを通る経路でコンデンサＣ８を充電する電流ｉ２が流れ、非反転増幅器ＶＴ９の出力は図３３（ｄ）のように基準電圧Ｖｒ９を越えることになる。その結果、コンパレータＣＰ９の出力がＨレベルになりイグナイタ１０が接続されていることを制御回路８に認識させることができる。この場合には、イグナイタ１０が接続されていると判断して、制御回路８は極性反転回路６のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のオン・オフの動作を開始させる。
【０１４８】
一方、イグナイタ１０が接続されていなければ、図３３（ｅ）のように、コンデンサＣ８を充電する電流ｉ２が流れないから、図３３（ｆ）のように、非反転増幅器ＶＴ９にも出力は現れない。その結果、コンパレータＣＰ９の出力はＬレベルに保たれ、制御回路８ではコンパレータＣＰ９の出力がＨレベルにならないことによって、イグナイタ１０が接続されていないことを認識することになる。つまり、回路動作開始から極性反転回路６のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ８のオン・オフを開始させる前にコンパレータＣＰ９の出力がＨレベルにならなければ、イグナイタ１０が接続されていないなどの異常があるものと判断し、ＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６の動作を停止させる。
【０１４９】
ところで、極性反転回路６の通常動作では、昇圧回路７からコンデンサＣ８に向かって流れる電流は、ＤＣ−ＤＣ変換回路４−昇圧回路７−コンデンサＣ８−スイッチング素子Ｑ３−ＤＣ−ＤＣ変換回路４の経路を通るから抵抗Ｒｆを通らず、また、このときに抵抗Ｒｆを通る電流はＤＣ−ＤＣ変換回路４から極性反転回路６に向かう向きになる。これに対して、上述した動作では、極性反転回路６の通常動作の際とは異なる経路でコンデンサＣ８を充電する電流を検出しており、しかも抵抗Ｒｆに流れる電流の向きは極性反転回路６からＤＣ−ＤＣ変換回路４に向かう向きになり、結果的に通常動作においては検出されない情報に基づいてイグナイタ１０の接続の有無を検出していることになる。その結果、通常動作において抵抗Ｒｆの両端電圧によって得られる情報とは明確に区別することができ、誤検出の可能性が少なくなる。
【０１５０】
なお、上述した動作例では回路動作開始の直後において極性反転回路６のすべてのスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５をオフにしているが、通常動作とは異なる経路かつ異なる極性でコンデンサＣ８を充電する電流を抵抗Ｒｆに流すことによってイグナイタ１０の接続の有無を検出することができれば、スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５の動作や抵抗Ｒｆの位置は上述した例に限定されない。たとえば、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３，Ｑ５をオフにし、スイッチング素子Ｑ４はオンにしてもよい。また、抵抗ＲｆはＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電流を検出するための電流検出手段として兼用することが可能であるが、始動補助回路５が含まれているときには始動補助回路５に設けたコンデンサを充電する電流と誤認が生じない部位に抵抗Ｒｆを設けるのが望ましい。他の構成および動作は第１１の実施の形態と同様である。
【０１５１】
（第１４の実施の形態）
本実施形態は、図３４に示すように、ＤＣ−ＤＣ変換回路４と極性反転回路６との間に電流検出手段ＤＴを設け、電流検出手段ＤＴで検出される電流に基づいてイグナイタ１０の接続の有無を判断するために、昇圧回路７の出力端に直流電圧を印加する電圧発生回路ＧＶを設けたものである。第１の実施の形態と同符号を付した他の構成は第１の実施の形態と同様の回路を用いることができる。したがって、以下の説明において図３４に含まれていない符号については図１を適宜参照する。
【０１５２】
電圧発生回路ＧＶは、直流電源ＤＣ１とスイッチ要素Ｓ１との直列回路であって、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力端（基準電位側）と昇圧回路７の出力端との間に接続される。ただし、電流検出手段ＤＴは電圧発生回路ＧＶと極性反転回路６との間に設けられる。したがって、イグナイタ１０を通して電圧発生回路ＧＶにより極性反転回路６に電圧を印加したときに極性反転回路６の入力側に流れる電流ｉｄを検出することになる。イグナイタ１０は、上述のように昇圧回路７の一方の出力端と極性反転回路６の一方の出力端との間に挿入されたコンデンサＣ８を備え、コンデンサＣ８には抵抗Ｒ６が並列接続されている。
【０１５３】
次に本実施形態の動作を説明する。回路動作開始から規定の検査期間Ｔｄ（図３５参照）には、制御回路（図示せず）ではＤＣ−ＤＣ変換回路４の動作を停止させる。つまり、図３５（ａ）に示すように電源を投入したとき、図３５（ｅ）のようにスイッチング素子Ｑ１はオフに保たれる。したがって、極性反転回路６および昇圧回路７にはＤＣ−ＤＣ変換回路４からの出力が与えられず、ＤＣ−ＤＣ変換回路４からの給電に伴う電流ｉｄは電流検出手段ＤＴでは検出されないことになる。
【０１５４】
一方、検査期間Ｔｄにおいては、極性反転回路６のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ５の組またはスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の組をオンにする。また、このとき図３５（ｂ）のようにスイッチ要素Ｓ１をオンにする。これにより直流電源ＤＣ１の電圧が極性反転回路６を通してイグナイタ１０の抵抗Ｒ６に印加されることになる。つまり、極性反転回路６を構成するスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５はＭＯＳＦＥＴであって、ボディダイオードを備えるから、上述した抵抗Ｒ６を通る経路で直流電源ＤＣ１の両端間に電流が流れ、したがって電流検出手段ＤＴにより図３５（ｃ）のように電流ｉｄを検出することができる。おこで、電流検出手段ＤＴにおいて電流ｉｄに対する閾値ｔｈを適宜に設定しておけば、図３５（ｄ）のように回路動作の開始後に電流ｉｄが閾値ｔｈを上回ると、以後はＨレベルになるような検知信号ｄｅｔを発生させることが可能である。こうしてイグナイタ１０の接続の有無を検査する検査期間Ｔｄにおいてイグナイタ１０の接続が検出されたときには、スイッチ要素Ｓ１をオフにし、図３５（ｅ）のようにスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ５を正常に動作させる。
【０１５５】
一方、イグナイタ１０が接続されていないときには、スイッチ要素Ｓ１をオンにしても抵抗Ｒ６を通る経路が形成されず、結果的に電流検出手段ＤＴでは電流が検出されないか検出されても閾値ｔｈを越えない。つまり、電流検出手段ＤＴの出力がＨレベルになることはなく、イグナイタ１０が接続されていないことを制御回路８に認識させることが可能になる。ここで、イグナイタ１０が接続されていないことが検出されると、制御回路８においてスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ５をオフに保ってＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６の動作を停止させておくのはいうまでもない。
【０１５６】
また、本実施形態では、検査期間Ｔｄにおいて出力接続部９には直流電源ＤＣ１からの電圧が印加されるが、直流電源ＤＣ１はイグナイタ１０の接続の有無を検査するために設けられ駆動用ではないから、低電圧のものを用いることができる。その結果、検査期間Ｔｄにおいて端子ＴＮ３〜ＴＮ５が露出していたとしても感電するなどの危険がない。
【０１５７】
なお、電圧発生回路ＧＶは図示例のように別途に設けてもよいが、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力の一部を流用したりＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧を低電圧に制限して動作させたりすることにより、昇圧回路７の出力端間に低電圧を印加するようにしても同様の動作が可能である。また、電流検出手段ＤＴは、電圧発生回路Ｖｔとイグナイタ１０との間に流れる電流を検出可能であればどの部位に設けてもよい。さらに、電流検出手段ＤＴはＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電流を検出するための電流検出手段として兼用することが可能である。ここで、検査期間Ｔｄにおいて電流検出手段ＤＴで検出する電流値は、通常動作の際に高圧放電灯ＬＰ１の点灯に用いるためにＤＣ−ＤＣ変換回路４から出力される電流に比較して大幅に小さいが、ＤＣ−ＤＣ変換回路４は検査期間Ｔｄにおいては非動作であるから、検査期間ＴｄにはＤＣ−ＤＣ変換回路４の動作に伴って生じる雑音の影響を受けることなく電流を検出することができることになり、結果的に比較的低感度の電流検出手段ＤＴでも検査期間Ｔｄの電流を検出することができる。他の構成および動作は第１１の実施の形態と同様である。
【０１５８】
（第１５の実施の形態）
本実施形態は、図３６に示すように、昇圧回路７の出力電圧を積分するためにコンデンサＣｆを設けたものであって、昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶを検出する電圧検出手段ＶＴ１０と、電圧検出手段ＶＴ１０の出力により充電されるコンデンサＣｆとによって積分回路を構成してある。コンデンサＣｆの両端電圧はコンパレータＣＰ１０により基準電圧（閾値）Ｖｒ１０と比較され、コンパレータＣＰ１０の出力がＨレベルになると停止信号として制御回路８の停止端子ＳＴＰに入力される。つまり、電圧検出手段ＶＴ１０は、たとえば複数個の抵抗を用いた分圧回路からなり、昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶに比例する電圧を出力する。第１の実施の形態と同符号を付した他の構成は第１の実施の形態と同様の回路を用いることができる。したがって、以下の説明において図３６に含まれていない符号については図１を適宜参照することとする。
【０１５９】
しかして、イグナイタ１０および高圧放電灯ＬＰ１が接続され、イグナイタ１０が正常に動作するときには、イグナイタ１０に設けたコンデンサＣ８の両端電圧がスパークギャップＳＧ１の閾値電圧に到達すると、スパークギャップＳＧ１が導通してコンデンサＣ８の電荷が放出され、パルストランスＰＴ１の２次巻線に始動パルスが発生し、高圧放電灯ＬＰ１に始動パルスが印加されて高圧放電灯ＬＰ１が始動する。このように高圧放電灯ＬＰ１が正常に始動するときには、始動時点においてコンデンサＣｆの両端電圧が基準電圧Ｖｒ１０には達しないように電圧検出手段ＶＴ１０の出力および基準電圧Ｖｒ１０が設定されており、したがって、高圧放電灯ＬＰ１が正常に始動すれば、停止信号は制御回路８に入力されない。ここにおいて、コンデンサＣｆを設けていることによって、昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶに瞬時的な変化が生じても制御回路８に停止信号が入力されることはなく、ノイズによる誤動作が生じにくいものである。
【０１６０】
一方、イグナイタ１０が接続されていてもイグナイタ１０の異常や高圧放電灯ＬＰ１の異常によって高圧放電灯ＬＰ１が始動しない場合には、スパークギャップＳＧ１が放電を繰り返す状態が継続することがある。つまり、昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶは、図３７（ａ）のように、コンデンサＣ８の充電過程では上昇し、スパークギャップＳＧ１の放電によって急激に低下するという変化を繰り返すことになる。このとき、コンデンサＣｆの両端電圧は、図３７（ｂ）のように徐々に上昇し時刻ｔ１において基準電圧Ｖｒ１０に達するから、コンパレータＣＰ１０の出力がＨレベルになって制御回路８に停止信号が入力される。その結果、始動パルスが発生しているにもかかわらず高圧放電灯ＬＰ１が始動しない場合には、ＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６がすみやかに停止する。
【０１６１】
また、イグナイタ１０が接続されていなければ、端子ＴＮ５が開放されていることによって昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶは、図３８（ａ）のように回路動作開始の直後に急上昇し、コンデンサＣｆの両端電圧も図３８（ｂ）のように急上昇して回路動作開始の直後の時刻ｔ２において基準電圧Ｖｒ１０に達する。つまり、コンパレータＣＰ１０の出力がＨレベルになって停止信号が制御回路８の停止端子ＳＴＰに入力され、結果的にＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６の動作が停止する。なお、図３８では時刻ｔ２を過ぎてもＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６の動作を継続した状態を示してあり、時刻ｔ２を過ぎてもコンデンサＣｆの両端電圧が基準電圧Ｖｒ１０を越えて上昇しているが、実際には、コンデンサＣｆの両端電圧が時刻ｔ２において基準電圧Ｖｒ１０に達すると、ＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６の動作が停止するから、昇圧回路７の出力電圧およびコンデンサＣｆの両端電圧は上昇しない。他の構成および動作は第１の実施の形態と同様である。
【０１６２】
（第１６の実施の形態）
本実施形態は、図３９に示すように、昇圧回路７の出力電圧に比例した電圧を出力する電圧検出手段ＶＴ１１と、電圧検出手段ＶＴ１１の出力電圧を基準電圧Ｖｒ２と比較するコンパレータＣＰ１２とを備える。さらに、コンパレータＣＰ１２の出力は２入力型のアンド回路ＡＮＤ６の一方の入力となり、アンド回路ＡＮＤ６の出力はタイマ回路ＴＭ６に入力される。タイマ回路ＴＭ６の出力はアンド回路ＡＮＤ６の他方の入力になるとともに、タイマ回路ＴＭ６の出力がＬレベルになると制御回路８の停止端子ＳＴＰに停止信号（つまり、本実施形態ではＬレベルの信号が停止信号になる）が入力される。タイマ回路ＴＭ６は回路動作開始の時点でリセットされて出力をＨレベルにし、時限動作の終了後に出力をＬレベルにする。また、時限動作の途中でタイマ回路ＴＭ６の入力がＨレベルに立ち上がると再トリガされて時限動作を延長する。以下では、タイマ回路ＴＭ６の時限動作の期間を時限期間Ｔｅと呼ぶ。第１の実施の形態と同符号を付した他の構成は第１の実施の形態と同様の回路を用いることができる。したがって、以下の説明において図３９に含まれていない符号については図１を適宜参照する。
【０１６３】
しかして、イグナイタ１０および高圧放電灯ＬＰ１が接続され、イグナイタ１０が正常に動作するときには、昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶは、図４０（ａ）のように、コンデンサＣ８の充電過程では上昇し、スパークギャップＳＧ１の放電によって急激に低下するという変化を繰り返すことになる。このとき、電圧検出手段ＶＴ１１の出力は図４０（ｂ）のように基準電圧Ｖｒ２を越える状態と、基準電圧Ｖｒ２以下になる状態とを繰り返し、電圧検出手段ＶＴ１１の出力が基準電圧Ｖｒ２以下になる期間のほうが短くなる。タイマ回路ＴＭ６の出力がＨレベルであれば、アンド回路ＡＮＤ６からは図４０（ｃ）のようにパルス状の出力を繰り返して発生させることになり、タイマ回路ＴＭ６は繰り返してトリガされるから、図４０（ｄ）のように出力をＨレベルに保つことになる。要するに、制御回路８への入力がＨレベルに保たれ、制御回路８はＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６を動作させ続ける通常動作を行うことになる。
【０１６４】
一方、イグナイタ１０が接続されていてもスパークギャップＳＧ１の経年的な劣化などによってタイマ回路ＴＭ６の時限期間Ｔｅ内にスパークギャップＳＧ１の放電が行われない場合には、タイマ回路ＴＭ６が時限期間Ｔｅ内に再トリガされないから、タイマ回路ＴＭ６の出力がＬレベルになる。その結果、制御回路８には停止信号が入力され、制御回路８はＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６の動作を停止させる。
【０１６５】
また、イグナイタ１０が接続されていなければ、端子ＴＮ５が開放されていることによって昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶは、図４１（ａ）のように回路動作開始の直後に急上昇し、図４１（ｂ）のように電圧検出手段ＶＴ１１の出力電圧も急上昇して基準電圧Ｖｒ２を越えるから、アンド回路ＡＮＤ６の出力は図４１（ｃ）のように回路動作開始時のみ瞬間的にＨレベルになる。その後、電圧検出手段ＶＴ１１の出力電圧は基準電圧Ｖｒ２以下になることはなく、タイマ回路ＴＭ６の出力は図４１（ｄ）のように時限期間Ｔｅの終了後に時刻ｔ１においてＬレベルになり、制御回路８には停止信号が入力されることになる。その結果、ＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６の動作が停止する。なお、図４０ではタイマ回路ＴＭ６の出力が時刻ｔ１においてＬレベルになって制御回路８に停止信号が入力された後もＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６の動作を継続した状態を示してあり、時刻ｔ１を過ぎても電圧検出手段ＶＴ１１の出力は基準電圧Ｖｒ２より高い状態が維持されているが、実際には、時刻ｔ１においてタイマ回路ＴＭ６の出力がＬレベルになると、ＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６の動作が停止するから、昇圧回路７の出力電圧は低下することになる。他の構成および動作は第１の実施の形態と同様である。
【０１６６】
（第１７の実施の形態）
本実施形態は、図４２に示すように、昇圧回路７の出力電圧に比例した電圧を出力する電圧検出手段ＶＴ１２と、電圧検出手段ＶＴ１２の出力電圧を基準電圧（規定値）Ｖｒ１２と比較するコンパレータＣＰ１２とを備え、さらに、コンパレータＣＰ１２の出力を２入力型のアンド回路ＡＮＤ７の一方の入力とし、アンド回路ＡＮＤ７の他方の入力をタイマ回路ＴＭ７から入力してある。コンパレータＣＰ１２は電圧検出手段ＶＴ１２の出力が基準電圧Ｖｒ１２を越えると出力をＨレベルにし、アンド回路ＡＮＤ７の出力は制御回路８に入力され、アンド回路ＡＮＤ７の出力がＨレベルになると制御回路８に停止信号が入力される。タイマ回路ＴＭ７は回路動作開始から規定の判定期間Ｔｆの後に出力をＨレベルにする。なお、第１の実施の形態と同符号を付した他の構成は第１の実施の形態と同様の回路を用いることができる。したがって、以下の説明において図４２に含まれていない符号については図１を適宜参照する。
【０１６７】
しかして、イグナイタ１０および高圧放電灯ＬＰ１が接続され、イグナイタ１０が正常に動作するときには、昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶは、図４３（ａ）のように、コンデンサＣ８の充電過程では上昇し、スパークギャップＳＧ１の放電によって急激に低下する。つまり、電圧検出手段ＶＴ１２の出力は図４３（ｂ）のように回路動作開始の直後では基準電圧Ｖｒ１２以下であるが、時刻ｔ２において基準電圧Ｖｒ１２に達する。したがって、図４３（ｃ）のように、時刻ｔ２においてコンパレータＣＰ１２の出力がＨレベルになる。タイマ回路ＴＭ７の判定期間Ｔｆは回路動作開始から時刻ｔ２までの期間よりも短く設定されており、図４３（ｄ）のように、回路動作開始から判定期間Ｔｆが経過すると時刻ｔ２に達するまでにタイマ回路ＴＭ７の出力が短時間だけＨレベルになる。ここで、アンド回路ＡＮＤ７にはコンパレータＣＰ１２の出力とタイマ回路ＴＭ７の出力とが入力され、アンド回路ＡＮＤ７において両入力が同時にＨレベルになる期間がないから、アンド回路ＡＮＤ７の出力は図４３（ｅ）のようにＬレベルに保たれる。つまり、制御回路８に停止信号が入力されることはなく、制御回路８はＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６を動作させ続ける通常動作を行うことになる。
【０１６８】
一方、イグナイタ１０が接続されていなければ、端子ＴＮ５が開放されていることによって昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶは、図４４（ａ）のように回路動作開始の直後に急上昇し、図４４（ｂ）のように電圧検出手段ＶＴ１２の出力電圧も急上昇して時刻ｔ３において基準電圧Ｖｒ１２を越える。つまり、時刻ｔ３において図４４（ｃ）のようにコンパレータＣＰ１２の出力がＨレベルになる。図４４（ｄ）のように、タイマ回路ＴＭ７における判定期間Ｔｆは回路動作開始から時刻ｔ３までの期間よりは長く設定してあり、したがって、タイマ回路ＴＭ７による判定期間Ｔｆが時刻ｔ１で終了すると、図４４（ｅ）のようにアンド回路ＡＮＤ７の出力が時刻ｔ１においてＨレベルになり、制御回路８の停止端子ＳＴＰに停止信号を入力することができる。その結果、ＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６の動作が停止する。上述のように、回路動作開始からの昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶの立ち上がり速度の差を利用してイグナイタ１０の接続の有無を検出しており、イグナイタ１０が接続されていなければ、回路動作開始から最初の始動パルスが発生するまでの期間で停止信号を発生することができるから、回路保護を迅速に行うことができる。
【０１６９】
なお、図４４では時刻ｔ１の後にもＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６の動作を継続した状態を示してあり、時刻ｔ１を過ぎても昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶおよび電圧検出手段ＶＴ１２の出力は上昇し続けているが、実際には、時刻ｔ１においてタイマ回路ＴＭ７の出力がＨレベルになると、ＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６の動作が停止するから、昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶおよび電圧検出手段ＶＴ１２の出力は低下することになる。他の構成および動作は第１の実施の形態と同様である。
【０１７０】
（第１８の実施の形態）
第１６の実施の形態では、昇圧回路７の出力電圧を監視してイグナイタ１０の接続の有無および高圧放電灯ＬＰ１の始動の有無を判定していたが、本実施形態では昇圧回路７の出力電流を用いてイグナイタ１０の接続の有無および高圧放電灯ＬＰ１の始動の有無を判定する例を示す。
【０１７１】
図４５に示すように、昇圧回路７の出力端と端子ＴＮ５との間に流れる電流を検出する電流検出手段ＩＴ１３，ＶＴ１３（ＩＴ１３は電流を検出する機能を持ち、ＶＴ１３は電流−電圧変換を行う）が設けられる。電流検出手段ＩＴ１３，ＶＴ１３は昇圧回路７と端子ＴＮ５との間に流れる電流に対応する電圧を出力する。電流検出手段ＩＴ１３，ＶＴ１３の出力はコンパレータＣＰ１３に入力され、コンパレータＣＰ１３では電流検出手段ＩＴ１３，ＶＴ１３の出力を基準電圧（閾値）Ｖｒ１３と比較し、電流検出手段ＩＴ１３，ＶＴ１３の出力が基準電圧Ｖｒ１３以下であると出力をＨレベルにする。コンパレータＣＰ１３の出力はローパスフィルタＦ３に入力された後、バッファないしシュミットトリガからなる波形整形回路ＷＦに入力され、波形整形回路ＷＦの出力がＨレベルになると制御回路８に停止信号が入力されるようにしてある。なお、第１の実施の形態と同符号を付した他の構成は第１の実施の形態と同様の回路を用いることができる。したがって、以下の説明において図４５に含まれていない符号については図１を適宜参照する。
【０１７２】
イグナイタ１０が接続され正常に動作するとすれば、図４６（ａ）に示すように、昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶはイグナイタ１０のコンデンサＣ８の充電過程において上昇し、スパークギャップＳＧ１が放電すると急激に低下する。ここで、イグナイタ１０が接続されているから電流検出手段ＩＴ１３，ＶＴ１３では図４６（ｂ）に示すような形でコンデンサＣ８を充電する電流を検出することになる。ここで、イグナイタ１０が接続されていることによって始動パルスが繰り返し発生するときには、コンデンサＣ８を充電する電流が繰り返し流れるから、電流検出手段ＩＴ１３，ＶＴ１３の出力は基準電圧Ｖｒ１３以下にはならず、コンパレータＣＰ１３の出力も図４６（ｃ）のようにＬレベルに保たれる。つまり、波形整形回路ＷＦの出力は図４６（ｄ）のようにＬレベルに保たれ、制御回路８には停止信号が入力されることはない。その結果、制御回路８はＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６を動作させ続けることになる。電流検出手段ＩＴ１３，ＶＴ１３の出力は脈動するから、コンパレータＣＰ１３の出力には微小なパルスが発生する可能性があるが、コンパレータＣＰ１３の出力にローパスフィルタＦ３を設けるとともに、波形整形回路ＷＦを設けているから、このような微小パルスは除去され、制御回路８に誤って停止信号が入力される可能性が低減される。
【０１７３】
一方、イグナイタ１０においてスパークギャップＳＧ１の経年的劣化などによりスパークギャップＳＧ１が放電しなくなったり、スパークギャップＳＧ１の閾値電圧の上昇によって放電の時間間隔が長くなると、コンデンサＣ８の充電が進むと電流検出手段ＩＴ１３，ＶＴ１３で検出される電流がほぼ零になり、電流検出手段ＩＴ１３，ＶＴ１３の出力が基準電圧Ｖｒ１３以下になる。つまり、コンパレータＣＰ１３の出力がＨレベルになる期間が長くなり、波形整形回路ＷＦの出力がＨレベルになって制御回路８に停止信号が入力される。
【０１７４】
同様に、イグナイタ１０が接続されていないときには、図４７（ａ）のように昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶは回路動作開始の直後に急上昇し、図４７（ｂ）のように電流検出手段ＩＴ１３，ＶＴ１３では電流が検出されないから、コンパレータＣＰ１３の出力は図４７（ｃ）のようにＨレベルに保たれる。つまり、波形整形回路ＷＦの出力は図４７（ｄ）のようにＨレベルになり、制御回路８に停止信号が入力される。
【０１７５】
イグナイタ１０の故障やイグナイタ１０が接続されていないことによって制御回路８に停止信号が入力されると、制御回路８はＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６の動作を停止させる。本実施形態は上述のように昇圧回路７の出力電流の監視によって、イグナイタ１０の異常時やイグナイタ１０が接続されていなければ、比較的短時間でＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６の動作を迅速に停止させることができる。他の構成および動作は第１の実施の形態と同様である。
【０１７６】
（第１９の実施の形態）
本実施形態は、ＤＣ−ＤＣ変換回路４と極性反転回路６との間を流れる電流がイグナイタ１０の動作時において変化する現象を利用してイグナイタ１０の接続の有無を検出するものである。
【０１７７】
本実施形態の基本的な構成は第１の実施の形態と同様であって、以下の説明において図４８に含まれていない符号については図１を適宜参照することとする。昇圧回路７の動作に着目すれば、昇圧回路７は高圧放電灯ＬＰ１の始動時にのみ電力が消費され、高圧放電灯ＬＰ１の点灯後には極性反転回路６から高圧放電灯ＬＰ１に電力が供給されるのであるから、ＤＣ−ＤＣ変換回路４と極性反転回路６との間の電流を監視することによって高圧放電灯ＬＰ１に流れる電流（ランプ電流）の目安を得ることができる。この電流を検出するために、ＤＣ−ＤＣ変換回路４と極性反転回路６との間には電流検出手段ＤＴｆが設けられる。電流検出手段ＤＴｆとしてはＤＣ−ＤＣ変換回路４と極性反転回路６との間に挿入した低抵抗を用いることができ（つまり、抵抗Ｒ１を用いることが可能であり）、極性反転回路６の基準電位に対して低抵抗の他端の電位を電流値に相当する電圧値の出力としている。電流検出手段ＤＴｆの出力は整流増幅回路ＶＴ１４により整流された後に増幅され、さらにコンデンサＣｇにより平滑された後にコンパレータＣＰ１４において閾値電圧Ｖｒｘと比較される。コンパレータＣＰ１４は、コンデンサＣｇの両端電圧が閾値電圧Ｖｒｘよりも高いと制御回路８の許可端子ＥｎにＨレベルの許可信号を与える。つまり、整流増幅回路ＶＴ１４とコンデンサＣｇとコンパレータＣＰ１４とにより異常検出回路１２が構成される。また、閾値電圧Ｖｒｘは電流検出手段ＤＴｆにより検出された電流値に対して設定されるから、電流値を閾値と比較したことになる。
【０１７８】
いま、出力接続部９にイグナイタ１０が正常に接続されているものとして図４９を用いて動作を説明する。電源の投入時点あるいは電源投入後に動作を一旦停止させた後に動作を再開した時点（以下では、電源の投入時点と動作の再開時点とを一括して「回路動作開始」と言う。）から規定の検査期間Ｔｇにおいては、図示しない制御回路によって図４９（ａ）のように検査モードがオンになる。ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａは、図４９（ｂ）のように、検査期間Ｔｇにおいては検査期間Ｔｇ以外の通常動作期間よりも十分に低く設定される。
【０１７９】
ところで、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧は平滑用のコンデンサＣ１の両端電圧として出力され、イグナイタ１０には高電圧の始動パルスが極性反転回路６に印加されるのを防止するために極性反転回路６からの入力インピーダンスを高周波的に引き下げるコンデンサＣ７を備えている。したがって、極性反転回路６のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のオン・オフによって極性反転回路６の出力極性が反転した直後においては、コンデンサＣ１とコンデンサＣ７とが加極的に接続され（つまり、コンデンサＣ１の正極にコンデンサＣ７の負電位側が接続され）、ＤＣ−ＤＣ変換回路４と極性反転回路６との間に瞬間的に電流が流れることになる。その結果、図４９（ｅ）のように電流検出手段ＤＴｆで電流ｉｄｔが検出される。
【０１８０】
整流増幅回路ＶＴ１４の出力インピーダンスおよび電圧比較回路ＣＰ１４の入力インピーダンスと、コンデンサＣｇの容量とを適宜に設定しておけば、電流検出手段ＤＴｆで検出された電流ｉｄｔの値に応じて図４９（ｆ）のようにコンデンサＣｇの両端電圧ＶＤＴが徐々に上昇する。ここで、正常時には検査期間Ｔｇの間にコンデンサＣｇの両端電圧が電圧比較回路ＣＰ１４に設定された閾値電圧Ｖｒｘを越えるように設定しておけば、図４９（ｇ）のように、検査期間Ｔｇの間に電圧比較回路ＣＰ１４からＨレベルの許可信号Ｅｎが出力される。検査期間Ｔｇの終了までに許可信号ＥｎがＨレベルになっていると、検査期間Ｔｇの終了時点で制御回路８は通常動作に移行し、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力が上昇してイグナイタ１０から始動パルスが出力され高圧放電灯が始動する。
【０１８１】
一方、イグナイタ１０が接続されていないとすれば、図５０に示すように、検査期間ＴｇにおいてコンデンサＣ１とコンデンサＣ７との間の電荷の移動がなく、図５０（ｅ）のように電流検出手段ＤＴｆでは電流ｉｄｔは検出されず、したがって図５０（ｆ）のようにコンデンサＣｇの両端電圧ＶＤＴも略０Ｖに保たれ閾値電圧Ｖｒｘを越えることがない。つまり、図５０（ｇ）のように検査期間Ｔｇの終了時点までに許可信号ＥｎがＨレベルにならない。その結果、制御回路８では通常動作に移行することがなく、図５０（ｂ）のようにＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａは検査期間Ｔｇと同程度の低電圧に維持される。検査期間ＴｇにおけるＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａを十分に低電圧に設定しておくことによって、出力接続部９が開放されていても昇圧回路７の出力による感電などを生じることがなく安全に使用することができるのである。なお、電流検出手段ＤＴｆの位置は、コンデンサＣ１とコンデンサＣ７との間の電荷の移動を検出可能な箇所であれば図４８に示す箇所以外に設けるようにしてもよい。電流検出手段ＤＴｆはＤＣ−ＤＣ変換回路４から極性反転回路６を通して高圧放電灯に供給する電流を検出していることになるから、電流検出手段ＤＴｆを高圧放電灯のランプ電流の検出手段として兼用してもよい。
【０１８２】
（第２０の実施の形態）
第１９の実施の形態は、ＤＣ−ＤＣ変換回路４と極性反転回路６との間に流れる電流を電流検出手段ＤＴｆで検出することによって、イグナイタ１０の接続の有無を検出する構成としているが、極性反転回路６におけるスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５の動作を監視することによってもイグナイタ１０の接続の有無を検出することが可能である。
【０１８３】
すなわち、本実施形態は図５１に示すように、極性反転回路６を構成する４個のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５から１個のスイッチング素子Ｑ５を選択し、このスイッチング素子Ｑ５の両端間に高抵抗である電圧検出様の抵抗Ｒｇを並列に接続し、抵抗Ｒｇの両端電圧を電圧検出手段ＶＴ１５により検出している。電圧検出手段ＶＴ１５は抵抗Ｒｇの両端電圧ＶＲｇを適宜時定数で積分（平滑）するとともに、抵抗Ｒｇの両端電圧ＶＲｇを平滑した電圧が適宜に規定した閾値電圧Ｖｒｙに達すると許可信号Ｅｎを出力するように構成してある。
【０１８４】
イグナイタ１０には、第１９の実施の形態において説明したコンデンサＣ７のほかに昇圧回路７により昇圧された電圧が印加されるコンデンサＣ８も設けられている。また、回路動作開始から規定時間が検査期間Ｔｇとして設定されており、極性反転回路６の４個のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のうち、通常動作時には抵抗Ｒｇが並列接続されているスイッチング素子Ｑ５と同時にオンになるスイッチング素子Ｑ２を検査期間Ｔｇにおいて連続的にオンにし、他のスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ５は検査期間Ｔｇにはオフに保つ。この状態で抵抗Ｒｇの両端電圧ＶＲｇを用いてイグナイタ１０の有無が判定される。
【０１８５】
検査期間Ｔｇにおける等価回路を図５２に示す。ＤＣ−ＤＣ変換回路４から極性反転回路６に印加される電圧を起電力Ｖ１とし、昇圧回路７の出力電圧を起電力Ｖ２で表してある。したがって、起電力Ｖ２は起電力Ｖ１よりも高くなる。また、起電力Ｖ１の正極は起電力Ｖ２の負極と共通に接続してある。昇圧回路７の等価回路は起電力Ｖ２と抵抗Ｒ７との直列回路と考えてよく、極性反転回路６の等価回路においてはスイッチング素子Ｑ２のみがオンであるから他の経路は省略してある。
【０１８６】
したがって、イグナイタ１０が接続されているとすれば、検査期間Ｔｇにおいては、抵抗Ｒ７−コンデンサＣ８−コンデンサＣ７−スイッチング素子Ｑ２の直列回路に起電力Ｖ１，Ｖ２の加算電圧を印加するとともに、抵抗Ｒｇ−コンデンサＣ７−スイッチング素子Ｑ２の直列回路に起電力Ｖ１を印加することと等価になる。ここで、起電力Ｖ１，Ｖ２の加算電圧をＶａとし、コンデンサＣ７，Ｃ８の両端電圧をそれぞれＶｃ７，Ｖｃ８とすれば、以下の関係が成立する。
Ｖ１＋Ｖ２＝Ｖｃ７＋Ｖｃ８＝Ｖａ
Ｖｃ７＝｛Ｃ８／（Ｃ７＋Ｃ８）｝×Ｖａ
ＶＲｇ＝Ｖｃ７−Ｖ１
ただし、厳密に言えば抵抗Ｒ７の存在によってコンデンサＣ７，Ｃ８の直列回路の両端電圧Ｖａは起電力Ｖ１，Ｖ２の加算電圧よりは低くなるが、便宜的にはコンデンサＣ７，Ｃ８が完全に充電されていると考えてよい。ところで、イグナイタ１０から高電圧の始動パルスを発生させるために用いられるコンデンサＣ８は、極性反転回路６からの入力側の始動パルスに対するインピーダンスを引き下げるためのコンデンサＣ７よりも容量が十分に大きく設定されるから、Ｃ８≫Ｃ７と仮定することができる。具体的には、コンデンサＣ８は０．１〜１．０μＦ程度に設定され、コンデンサＣ７は０．０１μＦ程度であって、コンデンサＣ８の容量はコンデンサＣ７の容量の１０〜１００倍程度に設定されることが多い。したがって、Ｃ８≫Ｃ７という仮定は一般に成立する。その結果、以下のように近似することが可能である。
Ｖｃ７≒Ｖａ
ＶＲｇ≒Ｖａ−Ｖ１＝Ｖ２
一方、イグナイタ１０が接続されていなければ、コンデンサＣ７，Ｃ８が存在しないから、当然ながら抵抗Ｒｇの両端電圧ＶＲｇは０Ｖである。つまり、検出期間Ｔｃにおける抵抗Ｒｇの両端電圧ＶＲｇによってイグナイタ１０の接続の有無を検出することができる。
【０１８７】
イグナイタ１０が接続されているときの各部の動作を図５３に示し、イグナイタ１０が接続されていないときの各部の動作を図５４に示す。イグナイタ１０が接続されていると、図５３（ａ）のように回路動作開始からの検出期間Ｔｃにおいて、図５３（ｄ）のようにスイッチング素子Ｑ２がオンになり、他のスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ５はオフになるから、図５３（ｅ）のようにスイッチング素子Ｑ５はオフに保たれる。上述したように、イグナイタ１０が接続されていれば、抵抗Ｒｇの両端電圧ＶＲｇは比較的大きくなる。起電力Ｖ２は昇圧回路７の出力電圧であって、図５３（ｆ）のように実際には回路動作開始から徐々に上昇するから、図５３（ｂ）のように抵抗Ｒｇの両端電圧ＶＲｇも徐々に上昇して閾値電圧Ｖｒｙに達することになり、その結果、図５３（ｃ）のように許可信号ＥｎがＨレベルになる。許可信号ＥｎがＨレベルになれば、検出期間Ｔｃの終了時点で図示しない制御回路が通常動作に移行し、昇圧回路７の出力電圧がその後も上昇を続けることになる。また、スイッチング素子Ｑ５がオンになることにより、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５がオンになり、高圧放電灯への交番電圧の印加が開始される。
【０１８８】
一方、イグナイタ１０が接続されていないと、図５４（ｆ）のように昇圧回路７の出力電圧は徐々に上昇するものの、コンデンサＣ７，Ｃ８が存在しないから、図５４（ｂ）のように抵抗Ｒｇの両端電圧ＶＲｇは０Ｖに保たれる。つまり、図５４（ｃ）のように許可信号ＥｎもＬレベルに保たれ、図５４（ａ）のように検出期間Ｔｃが終了しても、図５４（ｅ）のようにスイッチング素子Ｑ５はオンにならない。つまり、検出期間Ｔｃの終了までに許可信号ＥｎがＨレベルならないから、図５４（ｄ）のようにスイッチング素子Ｑ２はオフになり、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力が制限されることによって図５４（ｆ）のように昇圧回路７の出力電圧も上昇しなくなる。このような動作によってイグナイタ１０の接続の有無に応じた動作が可能になる。
【０１８９】
（第２１の実施の形態）
上述した各実施形態では、イグナイタ１０が接続されていない状態であっても回路動作開始によって極性反転回路６が動作するから、出力接続部９の端子ＴＮ４，ＴＮ５にはそれぞれ高電圧が印加される。高圧放電灯ＬＰ１を点灯させるためには、たとえば極性反転回路６に接続された端子ＴＮ４には−４００Ｖが印加され、昇圧回路７に接続された端子ＴＮ５には＋６００Ｖが印加されるから、端子ＴＮ４，ＴＮ５の間には１ｋＶの高電圧が発生することになる。出力接続部９にイグナイタ１０が接続されていない状態で、このような高電圧が端子ＴＮ４，ＴＮ５に発生すると端子ＴＮ４，ＴＮ５の間で放電を生じる可能性があり、また高電圧が印加される端子ＴＮ４，ＴＮ５が露出していると危険であるから、安全性を高めるためには、イグナイタ１０が接続されていない状態であっても、出力接続部９に高電圧が印加されないような構成が望ましい。
【０１９０】
さらに具体的に説明する。本実施形態では、高圧放電灯ＬＰ１には、図５６に示す形状のものを用いる。すなわち、高圧放電灯ＬＰ１は発光管２１を収納した外管２２の一端部に口金２３を備え、口金２３の一端面に中央電極２４を備えるとともに、口金２３の外周に外周電極２５を備える形状に形成されている。イグナイタ１０において高圧放電灯ＬＰ１を接続する端子（ソケット）は、図５５に示すように、中央電極２４に接続される電極ＥＬ１と、外周電極２５に接続される２個の電極ＥＬ２，ＥＬ３とを備える。電極ＥＬ２，ＥＬ３は独立して設けられ、高圧放電灯ＬＰ１が端子に接続されると、外周電極２５を介して電極ＥＬ２，ＥＬ３が電気的に接続されるようになっている。つまり、電極ＥＬ２，ＥＬ３は高圧放電灯ＬＰ１が接続されているか否かに応じて開閉される一種のスイッチとして機能することになる。電極ＥＬ２には端子ＴＮ４（つまり、極性反転回路６のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ５の接続点）が接続され、電極ＥＬ３にはコンデンサＣ８とスパークギャップＳＧ１と抵抗Ｒ６との接続点が接続される。
【０１９１】
図５５に示す回路において、回路動作開始の直後には制御回路８はスイッチング素子Ｑ３をオフにしている。したがって、出力接続部９にイグナイタ１０が接続されていなければ、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ５の接続点の電位は、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧を各スイッチング素子Ｑ３，Ｑ５のドレイン−ソース間容量により２分した電圧になる。つまり、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧のほぼ２分の１になる。これに対して、出力接続部９にイグナイタ１０が接続され、かつイグナイタ１０の端子に高圧放電灯ＬＰ１が接続されていると、昇圧回路７−端子ＴＮ５−抵抗Ｒ６およびコンデンサＣ８−高圧放電灯ＬＰ１の外周電極２５−端子ＴＮ４−スイッチング素子Ｑ５のボディダイオード−昇圧回路７の経路が形成されるから、端子ＴＮ４はスイッチング素子Ｑ５のボディダイオードを通して基準電位（ほぼ０Ｖ）にクランプされることになる。つまり、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ５の接続点の電位は、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の基準電位になる。
【０１９２】
上述の動作を考慮して、制御回路８では、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ５の接続点の電位を検出することにより、イグナイタ１０および高圧放電灯ＬＰ１の接続の有無を認識する。イグナイタ１０および高圧放電灯ＬＰ１が接続されていないときには、制御回路８は極性反転回路６を動作させず、イグナイタ１０および高圧放電灯ＬＰ１が接続されているときにはスイッチング素子Ｑ３をオンにする。スイッチング素子Ｑ３がオンになれば、昇圧回路７−端子ＴＮ５−抵抗Ｒ６およびコンデンサＣ８−高圧放電灯ＬＰ１の外周電極２５−端子ＴＮ４−スイッチング素子Ｑ３−ＤＣ−ＤＣ変換回路４−昇圧回路７の経路で電流が流れることにより、コンデンサＣ８の両端間にはＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧と昇圧回路７の出力電圧とを加算した高電圧が印加される。その結果、スパークギャップＳＧ１が導通して、パルストランスＰＴ１の２次巻線に高電圧の始動パルスが誘起され、高圧放電灯ＬＰ１に始動パルスを印加して高圧放電灯ＬＰ１を始動させることができる。本実施形態では制御回路８が異常検出回路に兼用されている。
【０１９３】
上述した構成では、イグナイタ１０が出力接続部９に接続されていても高圧放電灯ＬＰ１がイグナイタ１０に接続されていなければ、昇圧回路７とＤＣ−ＤＣ変換回路４との間に極性反転回路６を通る経路が形成されないから、高圧放電灯ＬＰ１が接続されていない状態を、イグナイタ１０が接続されていない状態と同様に検出することができる。つまり、高圧放電灯ＬＰ１が接続されていなければ、始動パルスが発生することはなく、安全に使用することができる。
【０１９４】
要するに、イグナイタ１０が出力接続部９に接続されていない場合やイグナイタ１０が出力接続部９に接続されていても高圧放電灯ＬＰ１がイグナイタ１０に接続されていない場合には、昇圧回路ＴＮ５に接続された端子ＴＮ５にのみ電圧が印加され、端子ＴＮ３，ＴＮ４はほぼ０Ｖに保たれるから、たとえば端子ＴＮ５に＋６００Ｖが印加されるとしても、端子ＴＮ４，ＴＮ５の間の電圧は６００Ｖになり、端子ＴＮ４，ＴＮ５の間の電圧を引き下げることが可能になる。他の構成および動作は第１の実施の形態と同様である。また、本実施形態の技術思想は他の実施の形態においても適用することができる。
【０１９５】
（第２２の実施の形態）
本実施形態は、図５７に示すように、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の基準電位側の出力端と端子ＴＮ５との間にスイッチ要素Ｓ２を挿入し、スイッチ要素Ｓ２を制御回路８の解除端子Ｄｉｓからの解除信号により制御するものである。他の構成は第１の実施の形態と同様であって、第１の実施の形態と同符号を付した他の構成は第１の実施の形態と同様の回路を用いることができる。したがって、以下の説明において図５７に含まれていない符号については図１を適宜参照する。
【０１９６】
制御回路８はイグナイタ１０が接続されていない場合やスパークギャップＳＧ１が正常に動作しないことによって異常検出回路１２からの停止信号を受けたときには、解除端子ＤｉｓからＨレベルの解除信号を出力してスイッチ要素Ｓ２をオンにする。第１の実施の形態において説明したように、昇圧回路７にはコンデンサおよび抵抗が用いられており、スイッチ要素Ｓ２がオンになれば、昇圧回路７に含まれるコンデンサの電荷が抵抗を通して放電されることになる。つまり、昇圧回路７の出力電圧はスイッチ要素Ｓ２がオンになると急速に低下する。つまり、イグナイタ１０が出力接続部９に接続されていないときには、端子ＴＮ５に印加される電圧を引き下げることによって、端子ＴＮ５に高電圧が印加された状態で人が接触する可能性を低減することができ、結果的に感電の可能性を低減して安全性を高めることができる。
【０１９７】
本実施形態では、回路動作開始の直後において図５８（ａ）のように電源スイッチＳＷ１をオンにすると、図５８（ｂ）のように判定期間Ｔｘ（上述した各実施形態における判定期間Ｔｆ、検査期間Ｔｄ，Ｔｇなど）においてイグナイタ１０の接続の有無が判定される。判定期間Ｔｘにおいては、制御回路８はＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６を動作させており、図５８（ｅ）のように昇圧回路７に接続された端子ＴＮ５に印加される電圧が上昇する。また、判定期間Ｔｘにおいては、図５８（ｃ）のように制御回路８の解除端子Ｄｉｓからスイッチ要素Ｓ２を制御するＨレベルの解除信号が出力されておらず、図５８（ｄ）のようにスイッチ要素Ｓ２はオフに保たれている。
【０１９８】
イグナイタ１０が接続されていないことによって停止信号が時刻ｔ１において制御回路８に入力されると、図５８（ｂ）のように判定期間Ｔｘが終了し、図５８（ｃ）のようにＨレベルの解除信号が出力されて、図５８（ｄ）のようにスイッチ要素Ｓ２がオンになる。つまり、端子ＴＮ５の印加電圧はスイッチ要素Ｓ２のオンに伴って図５８（ｅ）のように急速に低下する。他の構成および動作は第１の実施の形態と同様である。
【０１９９】
なお、本実施形態においてスイッチ要素Ｓ２の位置は昇圧回路７に設けたコンデンサの電荷を放出することが可能な位置であれば、図５７に示した位置に限定されない。
【０２００】
上述した各実施形態において、直流電源１としてカーバッテリを想定しているが、商用電源を整流するなどしてＡＣ−ＤＣ変換を行った直流電源を用いてもよい。また、ＤＣ−ＤＣ変換回路４としてフライバック型のものを例示したが、フォワード型を用いたり、チョッパ型のものを用いることも可能である。さらに、ＤＣ−ＤＣ変換回路４のトランスＴ１に絶縁型のものではなくオートトランスを用いることも可能である。ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力は基準電位を高電位側にとっているが（つまり、回路グランドに対してＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧を負にとっているが）、基準電位を低電位側としてもよい（つまり、回路グランドに対してＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧を正にとってもよい）。
【０２０１】
昇圧回路７としてはコッククロフト回路のほか、ＤＣ−ＤＣ変換回路４のトランスＴに別途に巻線を設けて昇圧する構成や多の多段昇圧回路を用いることも可能である。始動補助回路５については省略が可能であり、極性反転回路６は４個のスイッチング素子からなるブリッジ回路を用いるいわゆるフルブリッジ型のほかハーフブリッジ型などの他の構成を採用することが可能であり、実施形態の一部では極性反転回路６を含まない構成とすることも可能である。イグナイタ１０としては、スパークギャップＳＧ１に代えて半導体トリガ素子などの他の素子を用いる構成としてもよい。上述の例ではスパークギャップＳＧ１の経年変化による異常について説明したが、上述した実施形態においては高圧放電灯ＬＰ１の寿命や高圧放電灯ＬＰ１が非接続ないし外れた場合などの異常にも対応することが可能なものもある。
【０２０２】
【発明の効果】
上述したように、本発明によれば、負荷回路が接続されていない状態を検出することによってＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を停止ないし非動作としているから、負荷回路が接続されていないことによる高電圧出力の発生を抑制することができる。つまり、高電圧を出力しないかあるいは高電圧が発生していても高電圧の発生を迅速に停止させることができる。その結果、安全な電源装置または放電灯点灯装置を提供することが可能になる。
【０２０３】
また、昇圧回路の出力端間に接続されたスイッチ要素を備えるものでは、負荷回路が接続されていないときに昇圧回路の出力電圧を迅速に低減させることができ、より安全性が高くなる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態を示す回路図である。
【図２】同上の動作説明図である。
【図３】同上の動作説明図である。
【図４】同上の動作説明図である。
【図５】本発明の第２の実施の形態を示す回路図である。
【図６】同上の動作説明図である。
【図７】同上の動作説明図である。
【図８】同上の動作説明図である。
【図９】本発明の第３の実施の形態を示す回路図である。
【図１０】同上の動作説明図である。
【図１１】同上の動作説明図である。
【図１２】本発明の第４の実施の形態を示す回路図である。
【図１３】本発明の第５の実施の形態を示す回路図である。
【図１４】同上の動作説明図である。
【図１５】同上の動作説明図である。
【図１６】本発明の第６の実施の形態を示す回路図である。
【図１７】同上の動作説明図である。
【図１８】同上の動作説明図である。
【図１９】本発明の第７の実施の形態を示す回路図である。
【図２０】同上の動作説明図である。
【図２１】同上の動作説明図である。
【図２２】本発明の第８の実施の形態を示す回路図である。
【図２３】同上の動作説明図である。
【図２４】同上の動作説明図である。
【図２５】本発明の第９の実施の形態を示す回路図である。
【図２６】本発明の第１０の実施の形態を示す回路図である。
【図２７】同上の動作説明図である。
【図２８】同上の動作説明図である。
【図２９】本発明の第１１の実施の形態を示す要部回路図である。
【図３０】同上の動作説明図である。
【図３１】本発明の第１２の実施の形態の動作説明図である。
【図３２】本発明の第１３の実施の形態を示す要部回路図である。
【図３３】同上の動作説明図である。
【図３４】本発明の第１４の実施の形態を示す要部回路図である。
【図３５】同上の動作説明図である。
【図３６】本発明の第１５の実施の形態を示す要部回路図である。
【図３７】同上の動作説明図である。
【図３８】同上の動作説明図である。
【図３９】本発明の第１６の実施の形態を示す要部回路図である。
【図４０】同上の動作説明図である。
【図４１】同上の動作説明図である。
【図４２】本発明の第１７の実施の形態を示す要部回路図である。
【図４３】同上の動作説明図である。
【図４４】同上の動作説明図である。
【図４５】本発明の第１８の実施の形態を示す要部回路図である。
【図４６】同上の動作説明図である。
【図４７】同上の動作説明図である。
【図４８】本発明の第１９の実施の形態を示す要部回路図である。
【図４９】同上の動作説明図である。
【図５０】同上の動作説明図である。
【図５１】本発明の第２０の実施の形態を示す要部回路図である。
【図５２】同上の動作説明図である。
【図５３】同上の動作説明図である。
【図５４】同上の動作説明図である。
【図５５】本発明の第２１の実施の形態を示す回路図である。
【図５６】同上に用いる高圧放電灯を示す側面図である。
【図５７】本発明の第２２の実施の形態を示す要部回路図である。
【図５８】同上の動作説明図である。
【図５９】従来例を示す回路図である。
【図６０】同上の動作説明図である。
【符号の説明】
１  直流電源
４  ＤＣ−ＤＣ変換回路
６  極性反転回路
７  昇圧回路
８  制御回路
１０  イグナイタ
１２  異常検出回路
２４  中央電極
２５  外周電極
Ｃ７  コンデンサ
Ｃ８  コンデンサ
ＩＴ  電流検出手段
ＬＰ１  高圧放電灯
Ｑ１〜Ｑ５  スイッチング素子
ＳＧ１  スパークギャップ
【図１】
0004734740.tif 000002
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
0004734740.tif 000014
【図１４】
0004734740.tif 000015
【図１５】
0004734740.tif 000016
【図１６】
0004734740.tif 000017
【図１７】
0004734740.tif 000018
【図１８】
0004734740.tif 000019
【図１９】
0004734740.tif 000020
【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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【図３６】
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【図３７】
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【図３８】
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【図３９】
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【図４０】
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【図４１】
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【図４２】
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【図４３】
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【図４４】
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【図４５】
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【図４６】
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【図４７】
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【図４８】
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【図４９】
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【図５０】
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【図５１】
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【図５２】
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【図５３】
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【図５４】
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【図５５】
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【図５６】
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【図５７】
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【図５８】
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【図５９】
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【図６０】
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