(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
励磁コイルを有するコアと、エアギャップを介して該コアと対向するように配置されたアーマチュアとを有する電磁アクチュエータのエアギャップ推定装置であって、
車両の停止状態を検出する車両停止状態検出手段と、
前記車両停止状態検出手段により車両の停止状態を検出した際に、前記励磁コイルに定電圧を印加する定電圧印加手段と、
定電圧の印加により前記励磁コイルに発生する電流の立ち上がりからの時系列データを記憶する記憶手段と、
前記時系列データから飽和電流値を計測し、該飽和電流値に対し前記励磁コイルに流れる電流が安定する第１の所定割合に設定された第１閾値と該第１閾値より大きな第２の所定割合の第２閾値を設定する閾値設定手段と、
前記時系列データから電流値が前記第１閾値から第２閾値に変化する時間に基づいて時定数を算出する時定数算出手段と、
前記飽和電流値から前記励磁コイルの抵抗値を算出する抵抗値算出手段と、
前記抵抗値算出手段で算出した抵抗値と前記時定数算出手段で算出した時定数から前記励磁コイルのインダクタンスを算出するインダクタンス算出手段と、
前記インダクタンス算出手段で算出したインダクタンスに基づいて、エアギャップを推定するエアギャップ推定手段と、
を具備したことを特徴とする電磁アクチュエータのエアギャップ推定装置。
【請求項２】
前記定電圧印加手段で前記励磁コイルに再度前記定電圧を印加した際に、電流値が前記第１閾値から第２閾値に変化する時間に基づいて時定数を算出したことを特徴とする請求項１記載の電磁アクチュエータのエアギャップ推定装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電子制御４輪駆動車両等のトルク伝達機構等で使用される電磁アクチュエータのエアギャップ推定装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば、電子制御４輪駆動車両等のトルク伝達機構等では、左右一対のプラネタリギヤセットと、各プラネタリギヤセットに連結されたサンギヤのトルクを可変制御するための一対のブレーキ機構を含んでいる。各ブレーキ機構は、湿式多板ブレーキと、この多板ブレーキを作動する電磁アクチュエータを含んでいる。
【０００３】
電磁アクチュエータは、筒状内部空間に設けられ、磁性体材料から成るコア（ヨーク）と、所定のエアギャップを以ってコアと筒状内部空間の軸方向に対向するように配置された磁性体材料から成るアーマチュアと、コアとアーマチュアとの間の環状空間に挿入された励磁コイルと、アーマチュアに連結されたピストン等から構成される。
【０００４】
励磁コイルに電流を印加すると、コアとアーマチュアとエアギャップとから構成される磁気回路に磁路が形成され、コアとアーマチュア間のエアギャップに電磁力が発生する。この電磁力によりアーマチュアがコアに引き付けられて推力が発生する。この推力により、アーマチュアと一体に連結されたピストンが多板ブレーキを押し付け、多板ブレーキに発生する摩擦力によりブレーキトルクが発生する。このブレーキトルクにより多板ブレーキに連結された車軸のトルクが制御される。
【０００５】
マイクロコンピュータを搭載したＥＣＵにより、車両の旋回方向及び操舵力又は操舵角等の走行状態に相当するブレーキトルクを発生するために、左右の電磁ソレノイドに流す目標電流値を算出し、左右の電磁ソレノイドに流す励磁電流がそれぞれの目標電流値に一致するよう制御して、左右の後ろ車軸への出力トルクを可変に制御している。
【０００６】
励磁コイルに流す励磁電流値を目標電流値に高速に収束させるために、車両の走行状態に相当するブレーキトルクに対応する目標電流値がＥＣＵにより算出される。ＥＣＵは目標電流値と励磁コイルに流れる実電流との差分に応じて、ＰＷＭ制御を行い、ＰＷＭ駆動信号をスイッチング素子の制御端子に供給する。
【０００７】
スイッチング素子は、バッテリ電源とグラウンド間に励磁コイルと直列に設けられており、制御端子に印加されるＰＷＭ駆動信号のハイ／ローに応じてオン／オフし、励磁コイルの電流が制御される。
【０００８】
電流還流用ダイオード（フライホイールダイオード）が励磁コイルと並列に設けられており、スイッチング素子がオフすると、励磁コイルに発生する逆起電力により電流還流用ダイオードがオンし、励磁コイルに還流電流を流して平滑化する。
【０００９】
励磁コイルに流れる実電流を検出して、ＰＩＤ演算手段により実電流と目標電流とを比較して、実電流が目標電流値に一致するようＰＷＭ制御をする。
【００１０】
このように、励磁コイルの電流値が目標電流値に高速に収束するようスイッチング素子に印加するＰＷＭ駆動信号のパルス幅を制御している。
【００１１】
一方、多板ブレーキの摩擦力による磨耗によりコアとアーマチュアとの間のエアギャップが狭くなって変動し、エアギャップが狭くなると推力が増大する。上述のように励磁コイルに電流が流れることにより磁気回路に磁束が発生する。エアギャップにかかる推力は磁束により決まるものなので、磁束検出に基づき推力を正確に制御する必要がある。
【００１２】
磁束検出に基づき推力を正確に制御するための先行技術文献としての特許文献１がある。特許文献１は、磁束が通る磁路内にサーチコイルを配設し、パルス波形の実電流を励磁コイルに流し、磁気回路の磁路に発生する磁束の変化によるサーチコイルに発生する起電力を測定し、磁束計算を行い、計算結果の磁束、エアギャップ断面積及コア等の透磁率に基づいて、推力を算出することを開示している。
【特許文献１】特開２００２−３０３６６０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
しかしながら、特許文献１では、上述のようにサーチコイルを用いて磁束を検出するものであるため、サーチコイルに係る部品コストが増加する問題がある。また、サーチコイルに発生する起電力は、励磁コイルに対する巻き数が少ないことから、大きな磁気エネルギーを出力することはできない。
【００１４】
これにより、サーチコイルに発生する起電力は、車両内で使用される無線機や携帯電話機からの電波によるスパイクノイズの影響を受けてばらつく。サーチコイル出力起電力を積分すると、起電力中のスパイクノイズ値なども積分されるので、積分値から計算された磁束の値が大きく変化し、推力の推定値に大きな誤差を生じるという問題点があった。
【００１５】
また、励磁コイル内での磁束の形成には、磁束回路を構成するヨークとアーマチュアの形状のバラツキによるバラツキがある。更に、エアギャップ長が変化すると、磁気回路のエアギャップに係る磁気抵抗が変化して磁気回路の磁束形成も大きく変化し、サーチコイルを磁束検出のための最適なレイアウトとすることができないという問題点があった。
【００１６】
このように、磁気回路の磁束を算出することにより、推力を推定する方法では、推定誤差が大きくなるという問題点があった。
【００１７】
一方、上述したような電磁アクチュエータにおいて、励磁コイルに流す励磁電流が同一であればエアギャップが小さくなるほど推力は大きくなるという関係にある。よって、コアとアーマチュアとの間のエアギャップが推定できれば、このエアギャップの大きさに応じて励磁電流を制御することにより、所望の推力を得ることができる。
【００１８】
よって、本発明の目的は、簡単な構成でコアとアーマチュアとの間のエアギャップを推定可能な電磁アクチュエータのエアギャップ推定装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
請求項１記載の発明によると、励磁コイルを有するコアと、エアギャップを介して該コアと対向するように配置されたアーマチュアとを有する電磁アクチュエータのエアギャップ推定装置であって、車両の停止状態を検出する車両停止状態検出手段と、前記車両停止状態検出手段により車両の停止状態を検出した際に、前記励磁コイルに定電圧を印加する定電圧印加手段と、定電圧の印加により前記励磁コイルに発生する電流の立ち上がりからの時系列データを記憶する記憶手段と、前記時系列データから飽和電流値を計測し、該飽和電流値に対し前記励磁コイルに流れる電流が安定する第１の所定割合に設定された第１閾値と該第１閾値より大きな第２の所定割合の第２閾値を設定する閾値設定手段と、前記時系列データから電流値が前記第１閾値から第２閾値に変化する時間に基づいて時定数を算出する時定数算出手段と、前記飽和電流値から前記励磁コイルの抵抗値を算出する抵抗値算出手段と、前記抵抗値算出手段で算出した抵抗値と前記時定数算出手段で算出した時定数から前記励磁コイルのインダクタンスを算出するインダクタンス算出手段と、前記インダクタンス算出手段で算出したインダクタンスに基づいて、エアギャップを推定するエアギャップ推定手段とを具備したことを特徴とする電磁アクチュエータのエアギャップ推定装置が提供される。
【００２０】
請求項２記載の発明によると、請求項１記載の発明において、前記定電圧印加手段で前記励磁コイルに再度前記定電圧を印加した際に、電流値が前記第１閾値から第２閾値に変化する時間に基づいて時定数を算出したことを特徴とする電磁アクチュエータのエアギャップ推定装置が提供される。
【発明の効果】
【００２１】
請求項１記載の発明によると、励磁コイルに発生する磁束に基づいてエアギャップを推定しなくて良いので、電磁アクチュエータからサーチコイルを無くすことができ、電磁アクチュエータのコストを低減可能である。
【００２２】
さらに、電圧を立ち上げる際、立ち上がり時に電圧が不安定になることに起因した時定数計測精度の悪化を防止できるとともに、励磁コイルの抵抗値を精度よく求めることができ、インダクタンスの算出精度が向上する。
【００２３】
請求項２記載の発明によると、請求項１記載の発明と同様な効果を達成でき、請求項１記載の発明に比較して時定数を求めるために必要な記憶手段の記憶容量を節約でき、記憶手段のコストを下げることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
図１は、本発明のエアギャップ推定装置を適用可能なフロントエンジン・フロントドライブ（ＦＦ）車ベースの４輪駆動車両の動力伝達装置の概略構成を示す図である。
【００２５】
図１に示すように、動力伝達系は、車両前方に配置されたエンジン２の動力がトランスミッション４の出力軸４ａから伝達されるフロントデファレンシャル装置６と、このフロントデファレンシャル装置６からの動力がプロペラシャフト８を介して伝達される増速装置（変速装置）１０と、増速装置１０からの動力が伝達されるリヤデファレンシャル装置１２と、車両の走行制御などを行うＥＣＵ１３とを主に含んでいる。
【００２６】
フロントデファレンシャル装置６は従来周知の構造となっており、トランスミッション４の出力軸４ａからの動力をデフケース６ａ内の複数のギヤ１４と出力軸１６，１８を介して左右の前輪駆動軸２０，２２に伝達することにより、各前輪が駆動される。
【００２７】
リヤデファレンシャル装置１２は、後で説明するように、一対のプラネリギヤセットと、それぞれ多板ブレーキ機構（多板クラッチ機構）の締結を制御する一対の電磁アクチュエータを含んでおり、電磁アクチュエータを制御して左右の後輪駆動軸２４，２６に動力を伝達することにより、各後輪が駆動される。
【００２８】
図２は増速装置（変速装置）１０と、増速装置１０の下流側に配置されたリヤデフンシャル装置１２の断面図である。増速装置１０はケーシング２８中に回転可能に取り付けられた入力シャフト３０と、出力シャフト（ハイポイドピニオンシャフト）３２を含んでいる。
【００２９】
増速装置１０は更に、オイルポンプサブアセンブリ３４と、プラネタリキャリアサブアセンブリ３８と、直結クラッチサブアセンブリ４０と、変速ブレーキ４２を含んでいる。
【００３０】
増速装置１０の下流側に設けられたリヤデファレンシャル装置１２は、ハイポイドピニオンシャフト３２の先端に形成されたハイポイドピニオンギヤ４４を有している。
【００３１】
ハイポイドピニオンギヤ４４はハイポイドリングギヤ４８と噛み合っており、ハイポイドリングギヤ４８からの動力は左右に一対設けられたプラネタリギヤセット５０Ａ，５０Ｂのリングギヤに入力される。
【００３２】
プラネタリギヤセット５０Ａ，５０Ｂのサンギヤは左側後ろ車軸２４、右側後ろ車軸２６周りに回転可能に取り付けられている。プラネタリギヤセット５０Ａ，５０Ｂのプラネタリキャリアは、左側後ろ車軸２４、右側後ろ車軸２６に固定されている。プラネタリキャリアに担持されたプラネットギヤがサンギヤ及びリングギヤに噛み合っている。
【００３３】
左右のプラネタリギヤセット５０Ａ，５０Ｂは、サンギヤのトルクを可変制御するために設けられたブレーキ機構５１に連結される。ブレーキ機構５１は、湿式多板ブレーキ５２と、この多板ブレーキ５２を作動する電磁アクチュエータ５６を含んでいる。
【００３４】
湿式多板ブレーキ５２のブレーキプレートはケーシング５４に固定され、ブレーキディスクはプラネタリギヤセット５０Ａ，５０Ｂのサンギヤに固定されている。
【００３５】
電磁アクチュエータ５６は、環状溝を有する磁性材料から成るリング状コア（ヨーク）５８と、リング状コア５８の環状溝中に挿入された環状の励磁コイル６０と、リング状コア５８に所定のギャップを持って対向する磁性材料から成るリング状アーマチュア６２と、アーマチュア６２に連結された環状ピストン６４とから構成される。
【００３６】
励磁コイル６０に励磁電流を流すと、アーマチュア６２が励磁コイル６０に流れる励磁電流により磁気回路に発生した磁束によりコア５８に引き付けられて推力が発生する。この推力により、アーマチュア６２と一体に連結されたピストン６４が多板ブレーキ５２を押し付けることで、ブレーキトルクが発生する。
【００３７】
これにより、プラネタリギヤセット５０Ａ，５０Ｂのサンギヤはそれぞれケーシング５４に対して固定され、ハイポイドピニオンシャフト３２の駆動力はプラネタリギヤセット５０Ａ，５０Ｂのリングギヤ、プラネットギヤ、プラネットキャリアを介して左右の後ろ車軸２４，２６に伝達される。
【００３８】
このように、励磁コイル６０に流す励磁電流を制御することにより、入力シャフト３０の駆動力を直結状態で或いは増速装置１０で増速して、左右の後ろ車軸２４，２６に任意に分配することができ、最適な旋回制御を実現することができる。
【００３９】
上述したように、同一の推力を得るためには、エアギャップが大きくなればなる程大きな励磁電流が必要である。よって、適当な方法でエアギャップを推定できれば、必要とする推力を発生する励磁電流の大きさがわかることになる。
【００４０】
以下、図３乃至図１１を参照して、本発明実施形態の電磁アクチュエータのエアギャップ推定装置について説明する。本発明では、励磁コイルに定電圧を印加し、電流立ち上がり時間と励磁コイル抵抗値に基づいて、励磁コイルのインダクタンスを算出し、コアとアーマチュアとの間のエアギャップを推測する。
【００４１】
図３のＲＬ直列回路において、電圧をＥ、コイルの抵抗をＲ、コイルのインダクタンスをＬとすると、電流ｉは、
ｉ＝Ｅ／Ｒ（１−ｅ−（Ｒ／Ｌ）ｔ）
＝Ｉ（１−ｅ−ｔ／τ）          ・・・（１）
ここで、Ｉ＝Ｅ／Ｒ，Ｌ／Ｒ＝τ（時定数）である。
【００４２】
図４はコイルに定電圧を印加した時の電流立ち上がり時のタイムチャートである。
【００４３】
図４において、原点における接線の傾きは、
｜ｄｉ／ｄｔ｜ｔ＝０＝Ｅ／Ｒτ，｜ｄｉ´／ｄｔ｜ｔ＝０＝１／τ
上記原理によって、インダクタンスＬは下記のように計算する。
【００４４】
ｔ＝０でスイッチをオンすると、ｉ＝Ｅ／Ｒ（１−ｅｘｐ（−Ｒ／Ｌ×ｔ））であるから、
Ｌ＝Ｒ×時定数＝Ｒ×（電流値がＥ／Ｒ×０．６３２に立ち上がるまでの所要時間）
このように、インダクタンスＬは励磁コイルの抵抗Ｒ×時定数（τ）で求めることができるが、図５に示すように励磁コイルにステップ状の定電圧を加えると、符号７０で示すように電圧がオーバーシュートして立ち上がり時の電圧が不安定になることがある。
【００４５】
このように立ち上がり時の電圧が不安定になると、符合７２で示すように電流も不安定となり、時定数の計測誤差が生じることになる。さらに、励磁コイルの時定数と抵抗値からインダクタンスを求めるが、抵抗値は励磁コイルの温度に概略比例して増加するため、励磁コイルのインダクタンスを求めるためには、時定数と同時に抵抗値を求める必要がある。
【００４６】
以下、本発明実施形態の電磁アクチュエータのエアギャップ推定装置を、図面を参照して詳細に説明する。まず検出条件をチェックする。この検出条件の詳細は図６のフローチャートに示されている。
【００４７】
図６のステップＳ１０において、インダクタンスの検出が完了したか否かを判定し、完了していない場合にはステップＳ１１へ進んで車速が０であるか否かを判定する。
【００４８】
ステップＳ１１で車速が０、即ち車両が停止状態にあると判定された場合には、ステップＳ１２へ進んで時定数の計測時に印加する定電圧の電圧値が指定範囲内にあるか否かを判定する。
【００４９】
電圧値が指定範囲内にあると判定された場合には、ステップＳ１３へ進んでブレーキがオン状態か否かを判定する。ここでブレーキをチェックしているのは、車両が完全な停止状態で励磁コイルのインダクタンスを検出したいからである。
【００５０】
ステップＳ１３でブレーキオン状態と判定された場合には、ステップＳ１４へ進んでエンジン回転数が一定値以上か否かを判定する。エンジン回転数が一定値以上の場合に、インダクタンスの検出が可能となる（ステップＳ１５）。
【００５１】
ステップＳ１０が肯定判定の場合及びステップＳ１１〜ステップＳ１４が否定判定の場合には、本処理を終了する。
【００５２】
このように検出条件のチェックが終了したならば、インダクタンスの検出を開始する。このインダクタンスの検出ステップは、図７のフローチャートに示されている。まず、ステップＳ２０で通常の駆動力制御時に励磁コイル６０への印加電圧を０にし、電流が０まで低下させる。
【００５３】
次いで、ステップＳ２１へ進んで励磁コイル６０に定電圧を印加し、電流時系列データをメモリに保存する（ステップＳ２２）。次いで、ステップＳ２３へ進んで飽和電流値７４を計測し、Ｒ＝Ｖ／Ｉの関係から、飽和電流値より励磁コイル６０の抵抗値を計算する。
【００５４】
次いでステップＳ２４へ進んで、図８に示すように時定数の１／２のときの電流値を第１電流閾値に設定し、時定数のときの電流値を第２電流閾値に設定する。ここで、上述した（１）式から、飽和電流時には１−ｅ−ｔ／τ＝１であるから、ｔ＝τ／２，ｔ＝τをそれぞれ１−ｅ−ｔ／τに代入すると、０．３９２，０．６３２が得られる。よって、第１電流閾値は飽和電流値の３９．２％であり、第２電流閾値は飽和電流値の６３．２％となる。
【００５５】
次いで、ステップＳ２５へ進んで、メモリに保存した電流時系列データから、電流が第１閾値を越えたときから第２閾値を越えるまでの時間を計測し、この計測された時間を２倍して時定数を求める。
【００５６】
ステップＳ２６では、時定数＝抵抗×インダクタンスの関係から、ステップＳ２３で求めた抵抗値とステップＳ２５で求めた時定数より、励磁コイル６０のインダクタンスを計算する。
【００５７】
上述した実施形態では、ステップＳ２４で時定数の１／２のときの電流値を第１電流閾値に設定しているが、本発明はこれに限定されるものではなく、例えば時定数の１／３、又は１／４のときの電流値を第１電流閾値に設定するようにしてもよい。第２電流閾値は、時定数のときの電流値を設定するようにするのが好ましい。
【００５８】
時定数の１／３のときの電流値を第１電流閾値に設定した場合には、ステップＳ２５で電流が第１閾値を超えたときから第２閾値を越えるまでの時間を計測し、この計測された時間を３／２＝１．５倍して時定数を求める。
【００５９】
本実施形態によると、電圧を立ち上げる際、立ち上がり時に電圧が不安定になることに起因する時定数計測精度の悪化を防止できる。さらに、抵抗値を精度よく求めることができ、インダクタンス算出精度が向上する。
【００６０】
次に、図９及び図１０を参照して、本発明第２実施形態のインダクタンス算出方法について説明する。まず、図１０のフローチャートのステップＳ３０で、通常の駆動力制御時に励磁コイル６０に流している電流を停止する。
【００６１】
次いで、ステップＳ３１へ進んで励磁コイル６０にステップ状（パルス状）の定電圧を印加する。次いで、ステップＳ３２で飽和電流値を計測する。ステップＳ３３では、Ｒ＝Ｖ／Ｉの関係から、飽和電流値より励磁コイル６０の抵抗値を計算する。
【００６２】
次いでステップＳ３４へ進んで、時定数の１／２のときの電流値、すなわち飽和電流値の３９．２％を第１電流閾値に設定し、時定数のときの電流値、すなわち飽和電流値の６３．２％のときの電流値を第２電流閾値に設定する。
【００６３】
上述した第１実施形態と同様に、第１電流閾値は時定数の１／２のときの電流値に限定されるものではなく、例えば時定数の１／３，１／４，１／５等の電流値を採用することができる。
【００６４】
ステップＳ３１でコイルに定電圧を印加すると、コイルが自己発熱するが、図９に示すように、その発熱を放熱できる時間Ｔを設定し、ステップＳ３５で励磁コイル６０に再度定電圧を印加する。
【００６５】
ステップＳ３６では、電流が第１閾値を越えたときから第２閾値を越えるまでの時間を計測し、この計測した時間を２倍して時定数を算出する。ステップＳ３７では、時定数＝抵抗×インダクタンスの関係から、ステップＳ３３で計算した抵抗値とステップＳ３６で計算した時定数から、励磁コイル６０のインダクタンスを計算する。
【００６６】
本実施形態は、上述した第１実施形態と同様な効果を達成できるのに加えて、第１実施形態に比較して時定数を求めるために必要なメモリ容量を節約でき、メモリのコストを下げることができる。
【００６７】
図７に示したステップＳ２６でのインダクタンスの算出、又は図１０に示したステップＳ３７でのインダクタンスの算出が終了すると、図１１に示すインダクタンス−エアギャップテーブルから電磁アクチュエータのエアギャップを推定することができる。
【００６８】
次に、図１２〜図１５を参照して、本発明のエアギャップ推定方法で推定したエアギャップから励磁コイル６０に流す励磁電流を制御する方法について説明する。
【００６９】
図１２は、図２中の電磁アクチュエータ５６の励磁コイル６０に流れる励磁電流を制御するための励磁コイル６０及び周辺回路図である。電磁ソレノイド７０は、図１２に示すように、スイッチ手段（第１のスイッチ手段）８０と、フライホイールダイオード（第２のスイッチ手段）８２と、励磁コイル６０を有する。
【００７０】
第１のスイッチ手段８０は、バッテリ電源９０から励磁コイル６０への電流の供給のオン／オフをするためのスイッチであり、制御電極に印加されるＰＷＭ駆動信号のハイレベル／ローレベルに応じて、オン／オフする、例えば、Ｎチャネル型ＦＥＴ（以下、ＦＥＴと略す）で構成する。
【００７１】
ＦＥＴ８０と励磁コイル６０は、バッテリ電源９０とグラウンド間に直列に接続されている。例えば、ＦＥＴ８０は、ドレインが所定の正電圧、例えば１２Ｖのバッテリ電源９０に接続され、ソースが励磁コイル６０の一端（以下、第１端）に接続されている。ゲートには、ＰＷＭ駆動信号が印加される。
【００７２】
フライホイールダイオード８２は、励磁コイル６０と並列に接続されている。例えば、ダイオード８２は、アノードがグラウンドに接続され、カソードが励磁コイル６０の第１端に接続されている。
【００７３】
フライホイールダイオード８２は、ＦＥＴ８０がオフすると励磁コイル６０の両端に発生する逆起電力により順バイアスされてオンして、図１２に示すように、励磁コイル６０に還流電流ａを流す。フライホイールダイオード８２は、ＦＥＴ８０がオンすると、逆バイアスされてオフする。
【００７４】
一定のクロック周期に対するＰＷＭ駆動信号のハイレベルの時間の割合をディーティ比と呼ぶ。ＰＷＭ駆動信号がハイレベルのとき、ＦＥＴ８０がオンして、励磁コイル６０に励磁電流が流れ、デューティ比％に相当する励磁電流が増加する。また、ＰＷＭ駆動信号がローレベルのとき、ＦＥＴ８０がオフし、励磁コイル６０の両端に逆起電力が発生して、還流電流ａが流れる。一方、デューティ比が０になると、還流電流ａが０になるまで減少する。
【００７５】
励磁コイル６０は、第１端がＦＥＴ８０のソースに接続され、他端（以下、第２端）が後述する電流検出手段１２２に設けられた抵抗２６０を介してグラウンドに接続されている。バッテリ電源９０よりＦＥＴ８０、励磁コイル６０及び抵抗２６０を介してグラウンドへ電流が流れる。このように、電磁アクチュエータ５６からはサーチコイルが無くなっている。
【００７６】
ＥＣＵ１３は、旋回方向、舵角、スロットル開度及び車速等の車両の走行状態に応じたトルク配分のための制御等を行う。ＥＣＵ１３は電磁アクチュエータ５６が発生するブレーキトルクが走行状態に応じて最適なものとなるように電磁アクチュエータ５６を制御する電磁アクチュエータ制御手段１００として機能するプログラムを実行する。
【００７７】
図１３は本発明の実施形態による電磁アクチュエータ制御手段１００の機能ブロック図である。図１３に示すように、電磁アクチュエータ制御手段１００は、本発明によるエアギャップ長推定手段１１０と、目標伝達トルク算出手段１１２と、目標制御電流値算出手段１１４と、ＰＩＤ演算手段１１６と、選択手段１１８と、ＰＷＭ駆動信号生成手段１２０と、電流検出手段１２２を有する。
【００７８】
図１３中の目標伝達トルク算出手段１１２は、旋回方向、図示しない操舵角センサより出力される操舵角、図示しないスロットル開度センサより出力されるスロットル開度及び図示しない車速センサ等より出力される車両の走行状態に応じて、左右の後輪車軸２４，２６に分配する目標伝達トルクを算出する。
【００７９】
図１４は目標制御電流値算出手段１１４の機能ブロック図である。図１４に示すように、目標制御電流値算出手段１１４は、目標制御電流変換マップ２５０と、目標制御電流変換手段２５２を有する。
【００８０】
目標制御電流変換マップ２５０には、各目標伝達トルク及び各エアギャップの組み合わせに対して、対応する目標制御電流値が予め記憶されている。このマップ２５０は、電磁アクチュエータ５６の実験により、各エアギャップでの目標制御電流値に対する推力によるブレーキトルク（目標伝達トルク）を求めることにより作成する。
【００８１】
目標制御電流変換手段２５２は、図示しない記憶手段に記憶されているエアギャップ長及び目標伝達トルク算出手段１１２により算出された目標伝達トルクの組み合わせから、目標制御電流変換マップ２５０を参照して、対応する目標制御電流値に変換する。
【００８２】
図１３中のＰＩＤ演算手段１１６は、電流検出手段１２２により検出された実電流値が目標電流値に収束するようにＰＷＭ駆動信号のデューティ比を決定する。即ち、電流検出手段１２２により検出された実電流と目標電流値との差分に応じて、目標値が実電流よりも大であれば、実電流が増加するよう、目標値が実電流よりも小であれば、実電流が減少するよう、目標値が実電流と一致すれば、実電流が維持されるようにデューティ比を決定する。
【００８３】
選択手段１１８は、エアギャップ長推定手段１１０及びＰＩＤ演算手段１１６より出力されたデューティ比のいずれか一方の有効なデューティ比を選択して、ＰＷＭ駆動信号生成手段１２０に出力する。
【００８４】
ＰＷＭ駆動信号生成手段１２０は、選択手段１１８より出力されるデューティ比のＰＷＭ駆動信号を電磁ソレノイド７０に出力する。
【００８５】
電流検出手段１２２は、図１２に示すように、抵抗２６０、オペアンプ２６２、平均化手段２６４及びＡ／Ｄ変換器２６６を有する。抵抗２６０は一端が励磁コイル６０及びオペアンプ２６２のマイナス端子に接続され、他端が接地されオペアンプ２６２のプラス端子に接続されている。
【００８６】
オペアンプ２６２は、抵抗２６０の両端の電圧を算出することにより、励磁コイル６０に流れた電流値を検出する。平均化手段２６４は、オペアンプ２６２より出力された電流値（アナログ）を、例えば、ＣＲフィルタにより平均化する。Ａ／Ｄ変換器２６６は一定のサンプリング周期で平均化手段２６４より出力されるアナログ電圧値をデジタル電圧値に変換する。
【００８７】
電磁アクチュエータ５６の通常制御においては、まず、目標伝達トルク算出手段１１２で車両の走行状態に応じて左右の後輪車軸２４，２６に分配する目標伝達トルクを算出する。
【００８８】
そして、目標制御電流値算出手段１１４中の目標制御電流変換手段２５２は、本発明方法により推定されたエアギャップ及び目標伝達トルク算出手段１１２により算出された目標伝達トルクから、図１５のステップＳ４０で示すように、目標制御電流値算出手段１１４中の目標制御電流変換マップ２５０を参照して、目標制御電流を算出する。
【００８９】
ＰＩＤ演算手段１１６は、電流検出手段１２２により検出された励磁電流が目標制御電流に一致するようにＰＷＭ制御する。これにより、目標伝達トルクが発生し、車両の後輪車軸２４，２６を駆動することができる。
【００９０】
以上を説明したように、本発明実施形態によれば温度に応じた励磁コイル６０のインダクタンスを算出し、このインダクタンスに基づいてエアギャップを推定して、エアギャップに応じて励磁コイル６０に流す目標制御電流値を制御しているので、電磁ソレノイド７０からサーチコイルを無くすことができ、サーチコイル及びサーチコイルの起電力を検出する回路等が不要となり、電磁アクチュエータ５６のコストの削減を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００９１】
【図１】４輪駆動車両の動力伝達系を示す概略図である。
【図２】増速装置（変速装置）及びリヤデファレンシャル装置の断面図である。
【図３】ＲＬ直列回路を示す図である。
【図４】電流立ち上がり時のタイムチャートである。
【図５】電圧立ち上げ時の問題点を説明する図である。
【図６】インダクタンスの検出条件をチェックするフローチャートである。
【図７】本発明第１実施形態のインダクタンスの検出を示すフローチャートである。
【図８】時定数と第１、第２電流閾値の関係を示す図である。
【図９】本発明第２実施形態を説明するタイムチャートである。
【図１０】本発明第２実施形態のインダクタンスの検出を示すフローチャートである。
【図１１】励磁コイルのインダクタンスとエアギャップとの関係を示すテーブルである。
【図１２】電磁ソレノイド及び周辺回路を示す図である。
【図１３】電磁アクチュエータ制御手段の機能ブロック図である。
【図１４】図１４中の目標制御電流値算出手段の機能ブロック図である。
【図１５】電磁アクチュエータの通常制御を示すフローチャートである。
【符号の説明】
【００９２】
１０  増速装置（変速装置）
１２  リヤデファレンシャル装置
２４，２６  後ろ車軸
３０  入力シャフト
３２  出力シャフト
５０Ａ，５０Ｂ  プラネタリギヤセット
５１  ブレーキ機構
５２  湿式多板ブレーキ
５６  電磁アクチュエータ
５８  コア（ヨーク）
６０  励磁コイル
６２  アーマチュア
７０  電磁ソレノイド
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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