(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
増大した出力を提供し誘導加熱あるいは接触溶接装置における誘導性負荷を動作させるために用いられる高出力、高周波数共振負荷インバータシステムであって、
該システムはインバータ装置と主駆動回路とを備え、該インバータ装置は複数セクションに分割され、各セクションは２組の電流スイッチを備え、各組は直列接続された２つのＩＧＢＴ（絶縁ゲート・バイポーラトランジスタ）スイッチ手段を有し、各組はＬＣ共振補償を有する電力負荷の各入力端子に供給するため、前記手段間の中間点に出力端を有し、前記主駆動回路は各組の各ＩＧＢＴスイッチ手段を制御し、前記インバータ装置は前記主駆動回路からの駆動信号を１つのセクションに一度に提供することによりＬＣ共振周波数よりも低いスイッチング周波数で動作し、以って、ｎをセクションの数として、スイッチング周波数を前記共振周波数の１／ｎとし、前記インバータ装置は、７５ｋＨｚから５００ｋＨｚの範囲の動作周波数と１０ｋＷから５ＭＷの範囲の出力を有することを特徴とするシステム。
【請求項２】
請求項１記載のシステムにおいて、電源変圧器が前記出力端と前記入力端子の間に接続されていることを特徴とするシステム。
【請求項３】
請求項１、２または３記載のシステムにおいて、前記ＬＣ共振補償は、ＬＣ直列共振補償であり、前記セクションはＤＣ電圧源を有することを特徴とするシステム。
【請求項４】
請求項１または２記載のシステムにおいて、前記ＬＣ共振補償は、ＬＣ並列共振補償であり、前記セクションはＤＣ電流源を有することを特徴とするシステム。
【請求項５】
請求項４記載のシステムにおいて、該システムは、連続した正弦波状の出力電流と連続したパルス状の出力電圧を送ることを特徴とするシステム。
【請求項６】
請求項４記載のシステムにおいて、該システムは、連続したパルス状の出力電流と連続した正弦波状の出力電圧を送ることを特徴とするシステム。
【請求項７】
請求項５または６記載のシステムにおいて、前記出力電流および前記出力電圧は、少なくとも実質的に同相であることを特徴とするシステム。
【請求項８】
増大した出力を提供するための高出力、高周波数共振負荷インバータシステムであって、
該システムはインバータ装置と主駆動回路とを備え、該インバータ装置は複数セクションに分割され、各セクションは２組の電流スイッチを備え、各組は直列接続された２つのＩＧＢＴ（絶縁ゲート・バイポーラトランジスタ）スイッチ手段を有し、各組はＬＣ共振補償を有する電力負荷の各入力端子に供給するため、前記手段間の中間点に出力端を有し、前記主駆動回路は各組の各ＩＧＢＴスイッチ手段を制御し、前記インバータ装置は前記主駆動ユニットからの駆動信号を全てのセクションに同時に提供することによりＬＣ共振周波数よりも低いスイッチング周波数で動作し、全てのセクションにスイッチング周波数の１サイクルの間のみ電流出力を送るようにさせ、以って、ｎをセクションの数として、全てのセクションに前記共振周波数の１／ｎの割合で電流出力を供給させることを特徴とするシステム。
【請求項９】
請求項８記載のシステムにおいて、全てのセクションからの電流出力は加算され、前記ＬＣ直列共振補償出力負荷での発振と、それによる連続した正弦波状の出力電流を引き起こし、電力は前記ＬＣ直列共振補償負荷に前記割合で供給され、以って、パルス状の出力電圧を１／ｎの割合で与えることを特徴とするシステム。
【請求項１０】
請求項８と請求項９のいずれかに記載のシステムにおいて、該インバータ装置は、７５ｋＨｚから５００ｋＨｚの範囲の動作周波数を持つことを特徴とするシステム。
【請求項１１】
請求項８から請求項１０のいずれかに記載のシステムにおいて、該インバータ装置は、１０ｋＷから５ＭＷの範囲の出力を持つことを特徴とするシステム。
【請求項１２】
請求項８から請求項１１のいずれかに記載のシステムにおいて、該システムは、誘導加熱あるいは接触溶接装置における誘導性負荷を動作させるために用いられることを特徴とするシステム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
本発明は、出力を増加させるための、高出力、高周波数の共振負荷インバータシステムに関するものである。
【０００２】
ＭＯＳＦＥＴは（ＤＣ結合で約７００Ｖの）電圧レベルが必要となるため、このような応用に対して直接用いることはない。その内部ダイオードを流れる電流は、ＢＪＴのターンオンを可能とする条件を成立させるため、その内部ダイオードは、フリーホイールダイオードとして用いることができない。この場合、相補形ＭＯＳＦＥＴのターンオンによって引き起こされる、逆導電ＭＯＳＦＥＴ両端の急峻な電圧上昇は、破壊につながる故障となる。望まれない形でＭＯＳＦＥＴがターンオンとなることは、コンバータを注意深く監視することにより避けることができる。しかし、完全に信頼できる唯一の方法は、ＭＯＳＦＥＴのドレインと直列接続したダイオードと、外部フリーホイールダイオードとを用いることである。これらの方法のうち、後者の方法は費用がかかる。
【０００３】
ＩＧＢＴは、内部ダイオードを持たない。これは、コレクタのドリフト領域の導電率変調を提供する接合が、直列のダイオードとして働くためである。その結果、直列のダイオードを必要とせずに、外部の良好なフリーホイールダイオードを選ぶことができる。ＩＧＢＴは、広く用いられている素子であり、大量に製造されているものである。それは、電圧レベルと出力範囲が１０ｋＷから５ＭＷという範囲にあるＭＯＳＦＥＴに比べて、廉価な素子である。もし、ＭＯＳＦＥＴの応用に際して直列ダイオードが必要となる場合には、ＭＯＳＦＥＴとＩＧＢＴとの間のコスト差は、さらに大きくなる。７５ｋＨｚから５００ｋＨｚの範囲に及ぶ高い切り替え周波数にともないＩＧＢＴに対する更なる負荷軽減が必要となる場合であっても、ＭＯＳＦＥＴによる方法よりも、ＩＧＢＴを採用した方法がより魅力あるものとなる。基本的にＩＧＢＴを採用した方法を開発しようという動機は、これまでは、コストの観点からのものであった。
【０００４】
また、ＭＯＳＦＥＴチップの間でのパラメータのバラツキは、とりわけＮＰＴ  ＩＧＢＴのようなチップよりもずっと大きいということも事実であり、これによりＩＧＢＴチップの方が、並列接続をし易いという特徴につながる。ターンオフ状態の間の電流共有は、多数の並列接続をもつ大型のＭＯＳＦＥＴインバータで問題となる。
【０００５】
これらの高周波領域でのＩＧＢＴに関する古典的な問題の中では、解決しなければならない負荷軽減の課題がある。このように、本発明は、実質的に負荷軽減をもたらすような新しい制御方式を提供することを目的とし、これにより、ＩＧＢＴを採用した方法が、コストと装置の大きさの両面からより競争力をもたせることができる。
【０００６】
このように、本発明では、高周波数（７５ｋＨｚから５００ｋＨｚ）と高出力（１０ｋＷから５ＭＷ）のインバータが、誘導加熱に通常用いられるトポロジで直列共振負荷とともに用いられるＩＧＢＴのための新しい制御方式を開発した。この方式により、ＩＧＢＴの歪要素は、ＩＧＢＴの挙動と内部特性により一層適合する全応力状態に変化させられる。これにより、ＩＧＢＴの動作は、ずっと効率的となり、結果として、標準的な制御方法に比べて、インバータからの最大出力を著しく引き上げる。これにより、本願に対して先行技術であったＭＯＳＦＥＴを用いたインバータに比べ、ＩＧＢＴを用いたインバータは、ずっと安価な代替品となる。また、この発明は、このような高周波での損失を扱うことが可能となるような、ＩＧＢＴの歪緩和に対してより効果的な方法を提供するものである。
【０００７】
本発明によれば、本システムは、複数セクションに分割されたインバータ装置を備え、各セクションは２組の電流スイッチを備え、各組は直列接続された２つのＩＧＢＴ（絶縁ゲート・バイポーラトランジスタ）スイッチ手段を有し、各組はＬＣ共振補償を有する電力負荷の各入力端子に供給するため、前記手段間の中間点に出力端を有し、及び本システムは各組の各ＩＧＢＴスイッチ手段を制御するための主駆動回路を備える。
【０００８】
本システムの特徴によれば、電源変圧器が前記出力端と前記入力端子との間に接続されている。
【０００９】
好ましくは、インバータ装置は、前記主駆動ユニットから一度に１つのセクションに駆動信号を送ることにより、ＬＣ共振周波数よりも低いスイッチング周波数で動作し、これにより、ｎをセクションの数とした場合、スイッチング周波数を前記共振周波数の１／ｎとすることができる。
【００１０】
前記ＬＣ共振補償は、好ましくはＬＣ直列共振補償であり、この場合、前記セクションは、ＤＣ電圧源を有する。一方、前記ＬＣ共振補償がＬＣ並列共振補償の場合は、前記セクションは、ＤＣ電流源を有する。
【００１１】
他の実施例では、インバータ装置は、前記主駆動ユニットから同時に全てのセクションに駆動信号を送ることにより、ＬＣ共振周波数よりも低いスイッチング周波数で動作し、これにより、スイッチング周波数の1サイクルのみの間に、全てのセクションが電流出力を出すことができ、以って、ｎをセクションの数とした場合、前記共振周波数の１／ｎの周波数で、全てのセクションが電流出力を送ることができる。この場合、全てのセクションからの電流出力を加え合わせることで、前記ＬＣ直列共振補償された出力負荷に発振を起こすことができ、これにより、前記ＬＣ直列共振補償された出力負荷に、連続した正弦波出力電流が前記周波数で供給され、以って、１／ｎの周波数でパルス状の出力電圧を与えることができる。
【００１２】
好ましくは、インバータ装置は、７５ｋＨｚから５００ｋＨｚの範囲の動作周波数と、１０ｋＷから５ＭＷの範囲の出力を与える。
【００１３】
このように定義され、以下に詳細に説明し、特許請求の範囲で定義されるシステムは、例えば、誘導加熱あるいは接触溶接装置において誘導性負荷を動作させるのに好適である。
ここで、ＩＧＢＴにおける“スイッチ手段”という場合は、このスイッチ手段は、これに制限しない例として、単一のＩＧＢＴと仮定したり、並列に接続された２つのＩＧＢＴとすることができる。
以下、添付の図面を引用しながらも、発明のシステムをこれに制限しない例として、本発明を説明する。
【００１４】
新しい制御方式を理解するために、本応用についてのＩＧＢＴにおける損失特性を調べる必要がある。このような高周波数領域では、ターンオフ損失が全体的に支配的となり、非常に大きなものとなる。通常の電流レベルでは、急速な加熱によって、装置が破壊される恐れがあるため、電流の緩和を行う。単純に電流レベルを下げることによっても、インバータの信頼性を保つことはできるが、電流レベルは極めて低いものとなる。このような場合、装置は目的に十分適したものとは言えなくなってしまう。
【００１５】
従って、ＩＧＢＴの基本特性に着目する必要がある。ターンオフ損失の計測によれば、図２に示すように、電流に対して、損失は線型に変化するものではない。低い電流レベルでは、電流に対する損失の割合は、高い電流レベルのものに比べより大きなものとなる。これは、単にＩＧＢＴの電流レベルを下げるだけでは、緩和を行う有効な手段となりえないことを示している。ターンオフの効率は、高い電流レベルで行った場合に比べて、極めて低いものとなる。新しい制御方式は、高い電流レベルでのターンオフを効率的なものとするが、所定のＩＧＢＴの損失レベルを与えるものである。これを行うためには、図３ａ、図３ｂおよび図４に示すように、インバータのＡからＤの異なるセクションの間で出力電流を循環させる。
【００１６】
図３および図４に示したシーケンス制御方法は、直列補償インバータに関するものである。図３は、電気的な接続を示す図である。図３ａは、この実施例が、セクションの出力と直列補償負荷との間に変圧器を有することを示している。しかし、図３ｂに示すように、変圧器を用いないことも可能である。図４は、電流および電圧波形を示す図である。これらの電気接続自身は、新しいものを必ずしも導入しておらず、従来のインバータでも同様の結線を持っている。唯一の違いは、主駆動回路にあり、ここでは、インバータが複数のセクション間で共有されており、これらのセクションに対して同時にスイッチング動作がなされ、そのスイッチングパターンは、図４に示すものとなる。
【００１７】
このスイッチングパターンにより、電流を低下させるのではなく、スイッチング周波数を下げることによって緩和が行われる。図４は、ＩＧＢＴのスイッチング周波数が共振周波数よりもどれほど低いかを示す図である。１つのセクションは、全ての出力電流を伝えるが、電流が流れない間は解放される。電流が流れない期間の数は、セクションの数から１を引いた数に等しい。図３および図４に示すように４セクションからなる場合には、ＡからＤのセクションは、３つの電流が流れない期間を有する。スイッチングに伴う衝撃を緩和することにより、ＩＧＢＴは、各サイクルで同一の電流値を用いた標準的な並列動作に見られるように、各期間にスイッチング動作を受ける場合よりも、高い電流レベルで動作することができる。ＩＧＢＴを高い電流レベルで動作させることにより、非常に効率的なターンオフ動作が可能となり、より正確に言えば、電流に対するターンオフ損失を最小にすることができる。これにより、トランジスタの効率を向上させることができ、所定のＩＧＢＴの損失レベルに対する出力が上昇する。図５は、異なるセクション数に対して、電力出力の最大値が向上した例を示す図である。このグラフは、図２に示した計測結果に基づくものである。
【００１８】
装置は、新しい世代の、ＩｎｆｉｎｉｏｎＴｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ社の複数のＮＰＴ（非パンチスルー）ＩＧＢＴ装置を用いることが好ましく、これは、高いスイッチング速度に対応して設計されたものである。しかし、複数のＰＴ（パンチスルー）ＩＧＢＴを用いたインバータもまた、新しい制御方式を導入することにより、先のものに匹敵する出力を得ることができる。
【００１９】
従来のインバータは、１つのセクションだけを有し、このセクション中に全てのＩＧＢＴが並列接続されたものである。２つ以上のセクションを用いる際には、各セクションでいくつかのＩＧＢＴを並列接続することが、所望の出力を得る方法となる。他の可能性としては、図３に示すように、各モジュールが完結したシステムとして構成されるようなモジュラーシステムとして構成する方法がある。
【００２０】
まだ説明していない効果としては、受動的なＩＧＢＴは容量性のスナバとして動作し、ＩＧＢＴのターンオフを緩和し、これにより、誘導的なスイッチングの間に、より有利になるというものがある。この効果は、図５には含まれていない。しかし、誘導的なスイッチングの間に、ＩＧＢＴがターンオンし電圧上昇を起こす際には、容量性のスナバは損失を増やしてしまい、不利なものとなる。しかし、誘導的なスイッチングは、急峻な負荷の立ち上がりの間、例えば、負荷の短絡などの過渡状態の初期でのみ起こる。
【００２１】
以上の図では、直列補償インバータについて説明してきた。しかし、本制御方式は、電流供給となる並列補償インバータにも適用することができる。これを図６に示す。図７に示すように、電流ブロックは、長方形状であり、出力電圧は正弦波状であるが、動作原理は同一であり、前述の利点が同様に得られる。図６ａは、セクション出力と並列補償された負荷との間に変圧器が接続された実施例を示す。しかし、図６ｂに示すように、変圧器を用いないことも可能である。
【００２２】
本方式の興味ある副次的な効果としては、図８に示すように、セクション間で異なるタイミングを用いることにより、非常に効率的な負荷インピーダンス整合が得られるという可能性がある。これは直列補償インバータで可能なものとなる。負荷インピーダンス整合は、誘導過熱においては、決定的な要因である。
【００２３】
図４において、各セクションは、４番目の期間ごとに電流を送る。インバータは、各期間にスイッチング動作を起こし、インバータの出力電流は、４つの期間を経ながら回転する。図８は、スイッチングパターンを構成する別の方法を示したものである。ここで、全ての４つのセクションは、同一の期間に電流を流し、インバータ出力は、４番目の期間ごとに切り替わる。スイッチングの間で、負荷電流は振動し、負荷への電力は、共振するＬＣ回路中に貯えられたエネルギによって供給される。（ここで、図４では、負荷は可変抵抗器として記号化されている）この期間では、図８に示すように、負荷電流は降下する。インバータ出力が切り替わる際には、ＤＣ結合により負荷に電力が与えられ、さらに、共振するＬＣ回路中に貯えられたエネルギを増加させる。これにより、ＬＣ回路は、エネルギ貯蔵手段として有効に動作する。
【００２４】
図４では、出力電圧は、１となるように定義され、出力電流は１となるように定義されている。従って、１に等しい電力が、１に等しいインピーダンスをもつ負荷に与えられる。図８では、全ての４つのセクションが、同一の期間に電流を伝えるが、出力電圧は１／４に、出力電流は４になる。従って、１に等しい電力が、１／１６に等しいインピーダンスをもつ負荷に与えられる。用いられるセクションの数に依って、異なるスイッチングパターンを構成することが可能となる。４つのセクションを用いた場合には、３つのパターンが可能となり、ここでは、それらの２つを説明した。３つ目の可能性としては、２つのセクションに同時に電流を流し、１／４に等しいインピーダンスを持たせるものがある。
【００２５】
ここで注目すべきは、セクションが伝える電流が同一となるため、図４および図８に示したスイッチング損失は同一となるということである。この違いは、受動的な期間に起こる、図４の場合、出力は切り替わるが、ＩＧＢＴは電流を通さない。図８では、出力は切り替わらないが、ＩＧＢＴは一貫してターンオンあるいはターンオフ状態となる。電流は、上方あるいは下方のＩＧＢＴで循環する。これにより、図８の制御方法では余分な誘導損失が発生し、これにより図４の場合に比べて、幾分大きな総合損失が発生する。図８のスイッチングパターンを用いながら、これらの損失を所定のレベルにまで落とすためには、電流、従って最大出力を幾分低下させる必要がある。
【００２６】
その解決のための結論として、ＡからＤのセクションを持つ図４および図８の場合では、同一のインバータが、１６のファクタで値の異なる負荷インピーダンスに対して、（ほぼ）同一の電力を送ることができるようにする。セクションを共有するインバータでは、インバータが定格電力を送ったとしても、負荷インピーダンスは広範囲に変化する。これは、一定の電力を供給するために、半導体素子中の電流を、負荷インピーダンスの低下に合わせて低下させる必要がある場合には、他の制御方式に比べて非常に有利なものとなる。この効果を得ることは、ＲDS,onによる損失が支配的となるＭＯＳＦＥＴインバータでは厳しい。
【００２７】
図８では、セクション間のタイミングが図４のものとは異なり、僅かに損失が増えるだけで、インバータからは同一の出力を、１／１６というずっと小さな負荷インピーダンスに送るものとなる。
【００２８】
複数のＩＧＢＴがスイッチング動作をほとんど起こさないときは、駆動電力は降下する。これらの周波数領域で並列接続を用いた場合には、駆動電力は極めて大きなものとなり、ＡからＤの４つのセクションを用いて１／４に降下させることが好都合な特性となる。他の明らかな特徴としては、並列接続されたモジュールとチップとの間で電流を共有することにより、セクションを共有するインバータでの問題を軽減するという方法がある。これを行う主たる理由は、電流レベルとこれにともなう誘導電圧の降下が増加し、電流共有が安定化するからである。さらに、少ないチップ間で電流を共有することにより、これらを近づけて配置することができる。このことは、ＭＯＳＦＥＴチップのような、パラメータのばらつきにあまり影響を受けることがないＩＧＢＴチップ（ＮＰＴ型）を用いることに加えて得られる。
【００２９】
このように、本発明は、スイッチング損失を処理するために複数のＩＧＢＴの歪緩和が行なわれなければならない、高周波数領域での応用で用いられるＩＧＢＴに対する新しい制御方式を提供するものである。この制御方式は、とりわけ以下の利点をもたらす。すなわち、ＩＧＢＴ損失を減少させること、より少ないＩＧＢＴチップ間で負荷電流を共有すること、効果的なインピーダンス整合特性をもたらすこと、高価なカスタム設計ＭＯＳＦＥＴモジュールを標準のＩＧＢＴモジュールで置き換えられること、そして、高周波数領域および低周波数領域の応用の双方で同様の技術を利用できる可能性があることである。
【００３０】
本発明による新しい制御方式の実施例は、高出力で高周波数の製品範囲にわたり格段の製品向上につながる。また、本発明は、以下の欠点に対して、優れた特性を有している。すなわち、駆動回路が複雑化している、ＭＯＳＦＥＴインバータに対して効率がやや低い、標準的なＩＧＢＴモジュールを用いることが本発明の応用よりも多くのフリーホイールダイオードを必要とする、余分のフリーホイールダイオードが容量性のスイッチング動作に不利益となっている。
【図面の簡単な説明】
【図１】  図１ａは、インバータのテスト回路構成であり、図１ｂは、それに関連する信号波形である。
【図２】  図２ａは、ＥｕｐｅｃＦＦ２００Ｒ１２ＫＳ４（ＦＦ２００と称される）タイプのＩＧＢＴのターンオフ状態、ターンオンおよび伝導体損失の計測の状態を示す図であり、図２ｂは、比損失［ｍＪ／Ａ］である。ここで、電流はオン状態でのピーク電流である。また、伝導体損失は、３００ｋＨｚでのサイクル当りの伝導エネルギ損失である。
【図３】  図３は、セクション間で共有される直列補償インバータの電気的接続を示す図であり、ここでは、電流密度を下げるのではなく有効なスイッチング周波数を下げることにより負荷軽減を行う。
【図４】  図４は、セクション間で共有される直列補償インバータの電流および電圧波形であり、ここでは、電流密度を下げるのではなく有効なスイッチング周波数を下げることにより負荷軽減を行う。
【図５】  図５ａ、図５ｂおよび図５ｃは、ＥｕｐｅｃＦＦ２００のＩＧＢＴのデータ、すなわち、ＩＧＢＴ電流レベル、Ｈブリッジ当りの出力および異なる数の電流セクションに対するＩＧＢＴ当りの電力損失をそれぞれ示す図である。
【図６ａ】  図６ａは、並列補償インバータの例を示す図であり、ここでは、電流密度を下げるのではなく有効なスイッチング周波数を下げることにより負荷軽減を行う。
【図６ｂ】  図６ｂは、並列補償インバータの例を示す図であり、ここでは、電流密度を下げるのではなく有効なスイッチング周波数を下げることにより負荷軽減を行う。
【図７】  図７は、４つのセクションを用いた場合の電流および電圧波形を示す。
【図８】  図８は、セクションに共有された直列補償インバータの他の実施例を示す図であり、ここでは、電流密度を下げるのではなく、有効なスイッチング周波数を下げることにより負荷軽減を行う。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６ａ】
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【図６ｂ】
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【図７】
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【図８】
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