(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力側に入力される入力信号に所定の伝達特性を与えて所定利得で出力側から出力するフォワード回路であって、
前記入力側に直接接続される第１のトランジスタと、前記出力側に直接接続される第２のトランジスタとを備えたフォワード回路と、
前記第２のトランジスタから前記入力側と前記第１のトランジスタとの接続点の前記入力信号に負帰還する帰還回路と、
を備え、
前記フォワード回路の出力が所定周波数域において前記所定利得以下となる伝達インピーダンス特性となることを特徴とする帰還形信号処理回路。
【請求項２】
前記フォワード回路は、電流電圧変換出力回路であることを特徴とする請求項１に記載の帰還形信号処理回路。
【請求項３】
前記電流電圧変換出力回路が、前記入力信号が入力される、前記第１のトランジスタとしてのベース接地トランジスタと、エミッタから電圧を出力し、コレクタを入力に帰還接続する、前記第２のトランジスタとしての、エミッタホロアトランジスタとを備え、前記所定利得を決める伝達インピーダンスを有することを特徴とする請求項２に記載の帰還形信号処理回路。
【請求項４】
前記伝達インピーダンス特性が、ハイパスフィルタの所定周波数特性になっていることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか一項に記載の帰還形信号処理回路。
【請求項５】
前記伝達インピーダンス特性が、ローパスフィルタの所定周波数特性になっていることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか一項に記載の帰還形信号処理回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、帰還形信号処理回路に関し、特に、フォワード回路に周波数依存性の伝達特性を持たせ、通過周波数域で負帰還させて利得を減衰することにより、ハイパスフィルタ、或いは、ローパスフィルタとなる伝達インピーダンス特性を得る帰還形信号処理回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年のエレクトロニクス技術の進歩は目覚しく、電子回路を集積化され、信号処理が、ディジタル化されることは常識になってきている。この中で、アナログ信号処理に不可欠な連続時間系フィルタの小型化・集積化は、能動ＲＣフィルタの形式で進展してきた。最近のディジタル化に伴って、高周波域の利用が進んでいるが、その高周波化への対応は難しく、高周波域での信号処理のため、能動ＲＣフィルタの高周波化・高集積化に向けて開発されていきている。また、中間周波数、低周波数帯においても、雑音が問題となる信号処理では、連続時間系フィルタは優位であり、そのための能動ＲＣフィルタの活用と集積化の開発も行われてきている。
【０００３】
このような能動ＲＣフィルタの基本となる能動２次回路には、正相増幅器を用いたサレン・キー回路、単一増幅器形式による回路、ジャイレータを用いた回路等がある。ところが、サレン・キー回路は、極周波数（中心周波数）において正帰還に近づき、しかも、Ｑ素子感度が極めて大きい。多重帰還方式による単一増幅器形回路では、安定な高Ｑは実現可能であるが、極周波数においてオペアンプの開放利得を含むフォワード利得となる。また、トランジスタによるジャイレータの場合には、高周波域での安定な高Ｑを得ることは容易であるが、極周波数においてループ利得が正帰還に接近することになるため、低雑音化が困難である。
【０００４】
このように、正相増幅器を用いたサレン・キー回路、単一増幅器形式による回路、ジャイレータを用いた回路等の能動２次回路を基本とするフィルタ回路を構成した場合には、いずれの場合も、高Ｑを得るうえでは都合が良いものの、その回路の極周波数において負帰還状態にならないため、雑音を低く抑えることが困難であり、この雑音問題が解決されていない。
【０００５】
高周波域での安定な高Ｑを得ることと、低雑音化を図ることとが解決されていないため、現状では、高周波域における能動ＲＣフィルタは実用されていない。実際には、高周波域でのフィルタ回路形成には、受動コイル（チップインダクタ）を用いざるを得ず、この受動コイルを外付けにしている。これによって、特に高周波域での各種フィルタ回路の小型化・モノリシックＩＣ化が問題となっている。
【０００６】
そこで、広範なインダクタンスを含む各種フィルタ回路について、他の回路と共に集積化を図り易くし、回路構成の小型化が必要であるが、これまでに、低雑音特性の実現のために、全周波数域での伝送利得がフォワード利得以下の負帰還となるように、ループ利得を変更する伝達関数を有する帰還形信号処理回路が開発されている（例えば、特許文献１、非特許文献１及び２を参照）。
【０００７】
以上で開発された帰還形信号処理回路において、全周波数域での伝送利得がフォワード利得以下の負帰還とした基本的原理を、図１７に基づいて説明する。その信号処理回路では、能動ＲＣフィルタ回路として帰還形式を採用している。その帰還形式による信号処理回路のブロックダイヤグラムを図１７にした。
【０００８】
図１７において、Ｉiは、入力電流を、Ｉoは、出力電流を示し、そして、フォワード回路部の伝達関数を、Ｔ1(ｓ)、また帰還回路部の伝達関数を、Ｔ2(ｓ)としている。そこで、図１７に示した帰還形回路における入出力伝達関数Ｔ(ｓ)は次のように表される。
Ｔ(ｓ)＝Ｉo／Ｉi
＝Ｔ1(ｓ)／{１−Ｔ1(ｓ)・Ｔ2(ｓ)}                      …(1)
【０００９】
ここで、図１７に示された帰還形信号処理回路の特性を、全周波数域において伝送利得がフォワード利得以下の負帰還となるようにするためには、式(1)の入出力伝達関数Ｔ(ｓ)に基づくと、
｜Ｔ(ｓ)｜≦｜Ｔ1(ｓ)｜                                        …(2)
の条件を満足する必要がある。そこで、この式(2)で表される条件を満足するような伝達関数Ｔ1(ｓ)及びＴ2(ｓ)を選択することによって、目標のフィルタ特性を実現する。
【００１０】
しかし、図１７の回路構成では、極周波数を含めて全周波数域で式(2)の条件を満足させることは困難であるので、ａ＞１である定数ａを式(1)の入出力伝達関数Ｔ(ｓ)の分母に導入して、該関数を変形する。そうすると、式(1)で示される入出力伝達関数Ｔ(ｓ)は、次のように変形できる。
Ｔ(ｓ)＝Ｔ1(ｓ)／ａ{１−Ｔ1(ｓ)・Ｔ2(ｓ)}
＝Ｔ1(ｓ)／{１＋ａ−１−ａＴ1(ｓ)・Ｔ2(ｓ)}              …(3)
【００１１】
ここで、式(1)と式(3)の入出力伝達関数Ｔ(ｓ)を比較すると、式(1)の帰還回路部の伝達関数Ｔ2(ｓ)を、
(１−ａ)／Ｔ1(ｓ)＋ａＴ2(ｓ)
に修正すれば、式(2)の条件を満足させることができる入出力伝達関数Ｔ(ｓ)を得ることができる。
【００１２】
そこで、この式(2)による原理に従って、全周波数域において伝送利得がフォワード利得以下の負帰還となるように、伝達関数Ｔ1(ｓ)及びＴ2(ｓ)を選択して、所望の周波数特性を有する低雑音能動ＲＣ信号処理回路を構成することができる。この低雑音能動ＲＣ信号処理回路の各種回路について、フォワード回路部に、バイポーラトランジスタによる電流制御電圧源（ＣＣＶＳ）を用いた例が、図１８に、そして、オペアンプによる逆相ＣＣＶＳを用いた例が、図１９に示されている。
【００１３】
従来のサレン・キー回路、多重帰還形回路、ジャイレータによる回路等では、上述した式(2)の条件を満足させる回路構成を実現することはできないので、図１８に示した低雑音能動ＲＣ信号処理回路では、バイポーラトランジスタによるＣＣＶＳをフォワード回路部に採用している。このトランジスタＣＣＶＳは、入力側に、ベース接地・トランジスタを、出力側にエミッタホロアのトランジスタを有し、これらのトランジスタの間には抵抗Ｒ1が接続されている。このＣＣＶＳの入力電流をＩi、出力電圧をＶoとすると、Ｖo＝Ｒ1Ｉiの関係が成立し、このＣＣＶＳの伝達インピーダンスは、Ｒ1となる。
【００１４】
このような構成となっているトランジスタＣＣＶＳは、広帯域特性を得易いので、全周波数域の伝送利得を得る高周波信号処理回路に適用するのに好都合である。そして、伝達インピーダンスが抵抗となるため、入出力伝達関数の分子であるＴ1(ｓ)を定数とすることができ、これにより、上述の式(2)の条件を満足でき、しかも、分母部分の伝達関数を選択することで所望する周波数特性を得ることができる。
【００１５】
そこで、図１８の能動ＲＣ信号処理回路では、入出力伝達関数Ｔ(ｓ)を有する図１７の帰還形信号処理回路に、フォワード回路としてトランジスタＣＣＶＳを用いたフィルタ回路を基本構成としている。ここで、ベース接地のバイポーラトランジスタＱ1と、エミッタホロアのバイポーラトランジスタＱ2と、抵抗Ｒ1とでトランジスタＣＣＶＳを形成し、帰還形能動ＲＣフィルタ回路のフォワード回路を形成している。そのＣＣＶＳの入出力間に帰還回路部が接続されている。なお、図１８の基本回路構成では、交流成分に対する接続関係のみを示しており、トランジスタを駆動するための直流バイアスを省略している。以降に説明する基本回路構成についても同様である。
【００１６】
以上に説明した図１８の低雑音能動ＲＣ信号処理回路では、フォワード回路部と帰還回路部からなるフィルタ回路において、そのフォワード回路部にトランジスタＣＣＶＳを採用し、フィルタ回路の伝達関数が式(2)を満足するような帰還回路部の伝達インピーダンス関数を選択し、全周波数域での伝送利得が、フォワード利得以下の負帰還となるようにループ利得を変更した。
【００１７】
そこで、図１９に示した帰還形信号処理回路では、トランジスタＣＣＶＳの代わりに、オペアンプによる逆相ＣＣＶＳを用いて、全周波数域での伝送利得が、フォワード利得以下の負帰還となるようにループ利得を変更している。そして、全周波数域に対するループ利得を大きくすることにより、信号処理回路の低雑音化を図っている。
【００１８】
図１９に示されるように、オペアンプによる逆相ＣＣＶＳは、基本的には、オペアンプＯＰ１と抵抗Ｒ1とで構成され、抵抗Ｒ1がオペアンプＯＰ１の反転入力と、その出力との間に接続されている。オペアンプＯＰ１の反転入力に入力信号が供給されるので、その出力は入力に対して逆相となり、電流電圧変換インピーダンスは、Ｒ1となる。なお、オペアンプは、ＭＯＳトランジスタで構成できる。
【００１９】
図１９に示した信号処理回路では、フォワード回路部にオペアンプによる逆相ＣＣＶＳを用い、上述の式(2)を満足するように、帰還回路部について、伝送利得を全周波数域にわたってフォワード利得以下に減衰する伝達関数に変更し、所望の周波数特性を有する能動ＲＣフィルタ回路を実現している。
【００２０】
【特許文献１】国際公開第２００３／００３５７５号パンフレット
【非特許文献１】「２次帯域通過形能動ＲＣフィルタの負帰還形式による構成」、電子情報通信学会、２００１年総合大会講演論文集Ａ−１−２０
【非特許文献２】「トランジスタＣＣＶＳに基づいた低域通過形能動ＲＣフィルタ」  電子情報通信学会、２００１年総合大会講演論文集Ａ−１−２１
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２１】
従来のサレン・キー回路は、極周波数（中心周波数）において正帰還に近づき、しかも、Ｑ素子感度が極めて大きい。多重帰還方式による単一増幅器形回路では、安定な高Ｑは実現可能であるが、極周波数においてオペアンプの開放利得を含むフォワード利得となる。また、トランジスタによるジャイレータの場合には、高周波域での安定な高Ｑを得ることは容易であるが、極周波数においてループ利得が正帰還に接近するため、低雑音化が困難であった。
【００２２】
この様に、正相増幅器を用いたサレン・キー回路、単一増幅器形式による回路、ジャイレータを用いた回路等の能動２次回路を基本とするフィルタ回路を構成した場合には、いずれの場合も、高Ｑを得るうえでは都合が良いが、その回路の極周波数において負帰還状態にならないため、雑音を低く抑えることが困難であり、この雑音問題が解決されない。
【００２３】
高周波域での安定な高Ｑを得ることと、低雑音化を図ることとが解決されていないため、現状では、高周波域における能動ＲＣフィルタは実用されていない。実際には、高周波域でのフィルタ回路形成には、受動コイル（チップインダクタ）を用いざるを得ず、この受動コイルを外付けにしている。これによって、特に高周波域での各種フィルタ回路の小型化・モノリシックＩＣ化が問題となった。
【００２４】
そこで、上述した既に開発されている帰還形信号処理回路によれば、広範なインダクタンスを含む各種フィルタ回路について、他の回路と共に集積化を図り易くし、回路構成の小型化を図るとともに、全周波数域での伝送利得がフォワード利得以下の負帰還となるように構成して、ループ利得を変更する伝達関数を有する能動ＲＣ信号処理回路を提供でき、低雑音特性を実現した。
【００２５】
例えば、図１９の帰還形信号処理回路において、オペアンプＯＰ１、２が理想形であるとすると、その伝達インピーダンスＺT(ｓ)は、次の式(4)で与えられる。
ＺT(ｓ)＝Ｒ1／{１＋Ｒ1／Ｒ0Ｔ(ｓ)}                              …(4)
ここで、｜ＺT(ｓ)｜＜Ｒ1の関係を満足させることが可能なことから、図１９の帰還形信号処理回路を負帰還構成とすることができる。そして、オペアンプＯＰ２の帰還伝達関数Ｔ(ｓ)の部分にＲＣはしご形回路を用いると、帰還形信号処理回路が、ローパスフィルタ回路、或いは、ハイパスフィルタ回路を構成できる。
【００２６】
しかしながら、帰還形信号処理回路の目標伝達インピーダンスＺT(ｓ)は、上述した｜ＺT(ｓ)｜＜Ｒ1の関係を満足させるように、ハイパスフィルタ回路を構成すると、帰還回路部にハイパスフィルタ特性を必要とする。この場合、オペアンプＯＰ２と伝達関数Ｔ(ｓ)の帰還回路とによるループに安定な高域特性を得ることができないという問題があった。
【００２７】
そこで、本発明は、フォワード回路部で周波数依存性の伝達特性を持たせ、通過周波数域で負帰還させて利得を減衰するようにして、他の回路と共に集積化、回路構成の小型化を図り、低雑音特性を実現させながら、ハイパスフィルタ、或いは、ローパスフィルタとなる伝達インピーダンス特性を得る帰還形信号処理回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２８】
以上の課題を解決するため、本発明では、帰還形信号処理回路において、入力信号に所定の伝達特性を与えて所定利得で出力するフォワード回路と、前記フォワード回路の出力から前記入力信号に負帰還する帰還回路と、を備え、前記フォワード回路の出力が所定周波数域において前記所定利得以下となる伝達インピーダンス特性となるようにし、さらに、前記フォワード回路は、電流電圧変換出力回路であることとした。
また、本発明では、入力側に入力される入力信号に所定の伝達特性を与えて所定利得で出力側から出力するフォワード回路であって、前記入力側に直接接続される第１のトランジスタと、前記出力側に直接接続される第２のトランジスタとを備えたフォワード回路と、前記第２のトランジスタから前記入力側と前記第１のトランジスタとの接続点の前記入力信号に負帰還する帰還回路と、を備え、前記フォワード回路の出力が所定周波数域において前記所定利得以下となる伝達インピーダンス特性となることを特徴とする。
【００２９】
前記電流電圧変換出力回路が、前記入力信号が入力されるベース接地トランジスタと、電圧出力するエミッタホロアトランジスタとを備え、前記所定利得を決める伝達インピーダンスを有することとした。
また、前記電流電圧変換出力回路が、前記入力信号が入力される、前記第１のトランジスタとしてのベース接地トランジスタと、エミッタから電圧を出力し、コレクタを入力に帰還接続する、前記第２のトランジスタとしての、エミッタホロアトランジスタとを備え、前記所定利得を決める伝達インピーダンスを有することを特徴とする。
【００３０】
前記フォワード回路の前記伝達インピーダンス特性が、ハイパスフィルタの所定周波数特性であり、又は、前記伝達インピーダンス特性が、ローパスフィルタの所定周波数特性であることとした。
【発明の効果】
【００３１】
以上の様に、本発明では、帰還形信号処理回路をフォワード回路部と帰還回路部とで構成し、フォワード回路部で、入力信号に対して周波数依存性の伝達特性を付与し、所定利得で出力し、そして、帰還回路部により、その出力の一部を通過周波数域で負帰還させて利得を減衰するようにしたので、高Ｑ、低Ｑ素子感度に加えて、安定な高周波化の性能向上を容易に図ることができる能動ＲＣフィルタ回路を構成することができる。
【００３２】
また、処理回路の伝達特性をほぼコンデンサと抵抗の値により決めることができるようになり、インダクタンスを用いることなく、信号処理回路を設計することが容易となり、しかも、処理回路の小型化、高集積化を図ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３３】
次に、本発明の帰還形信号処理回路の実施形態について、図を参照しながら、以下に説明する。先ず、本発明の実施形態を説明する前に、本発明の帰還形信号処理回路の構成の仕方に関する基本について説明する。
【００３４】
図１９に示された帰還形信号処理回路の目標伝達インピーダンスＺT(ｓ)は、上述の式(4)で表される。ここで、｜ＺT(ｓ)｜＜Ｒ1の関係を満足させて、この帰還形信号処理回路を負帰還構成とすることができる。そして、オペアンプＯＰ２の帰還伝達関数Ｔ(ｓ)の部分に、ＲＣはしご形回路を用いれば、帰還形信号処理回路が、ローパスフィルタ回路、或いは、ハイパスフィルタ回路となる。しかしながら、帰還回路部にハイパスフィルタ特性を必要とするため、オペアンプＯＰ２と伝達関数Ｔ(ｓ)の帰還回路とによるループに安定な高域特性を得ることができなかった。
【００３５】
そこで、本発明の実施形態では、式(4)で示される帰還形信号処理回路の目標伝達インピーダンスＺT(ｓ)を変形修正し、Ｒ0・Ｔ(ｓ)を、Ｚ(ｓ)にすると、目標伝達インピーダンスＺT(ｓ)は、次の式(5)のように表される。
ＺT(ｓ)＝Ｚ(ｓ)／{１＋Ｚ(ｓ)／Ｒ1}                            …(5)
【００３６】
式(5)で示される目標伝達インピーダンスＺT(ｓ)を見ると、式の分子がＺ(ｓ)になっており、このことは、フィードフォワード回路部に周波数依存性の特性を有する伝達関数Ｚ(ｓ)を設ければ良いことを意味し、分子部分の伝達関数を選択することで所望する周波数特性を得ることができる。ここで、Ｚ(ｓ)が、目標伝達関数と同種の関数であれば、例えば、ローパスフィルタならば、ローパスフィルタ特性関数とし、ハイパスフィルタならば、ハイパスフィルタ特性関数とすることができる。
【００３７】
そして、｜ＺT(ｓ)｜＜｜Ｚ(ｓ)｜の関係を満足させれば、帰還形信号処理回路において、通過周波数域で負帰還を安定して掛けられることが分かる。即ち、帰還形信号処理回路におけるフォワード回路部が周波数依存特性を有する場合であっても、安定した負帰還となって、低雑音性を確保することができる。先ず、本発明による帰還形信号処理回路において、所定周波数域での伝送利得がフォワード利得以下の負帰還とした基本的原理を図１に基づいて説明する。
【００３８】
本発明の帰還形信号処理回路では、フォワード回路部に、所定伝達特性を有する周波数依存性の能動ＲＣフィルタ回路を挿入する形式を採用している。その信号処理回路の基本構成が図１に示されている。図１の帰還形信号処理回路では、電流制御電圧源（ＣＣＶＳ）が採用されており、フォワード回路部は、バイポーラトランジスタを例にしたトランジスタＣＣＶＳで構成されている。そして、出力側のトランジスタが入力側のトランジスタに接続されることによって、帰還回路部が形成される。
【００３９】
このトランジスタＣＣＶＳは、入力側に、ベース接地のトランジスタＱ1を、出力側にエミッタホロアのトランジスタＱ2を有し、これらのトランジスタの間には、伝達インピーダンスＺ(ｓ)を有するＲＣフィルタ回路が接続されている。この帰還形信号処理回路の出力は、トランジスタＱ2に接続された抵抗ＲEから取り出される。なお、トランジスタＱ2のコレクタ端子がトランジスタＱ1のエミッタ端子に接続され、帰還回路部が形成される。そこで、伝達インピーダンスＺT(ｓ)は、このＣＣＶＳの入力電流をＩi、出力電圧をＶoとすると、Ｖo＝Ｒ1Ｉiの関係から、ＺT(ｓ)＝Ｖo／Ｉiとでき、伝達インピーダンスＺT(ｓ)と伝達インピーダンスＺ(ｓ)の関係は、上述の式(5)で表される。
【００４０】
このような構成となっているトランジスタＣＣＶＳは、広帯域特性を得易いので、全周波数域の伝送利得を得る本発明の高周波信号処理回路に適用するのに好都合である。そして、図１７に示された帰還形信号処理回路の入出力伝達関数の分母であるＴ2(ｓ)を定数とすることができ、これにより、上述の式(2)の条件を容易に満足でき、しかも、分子部分の伝達関数を選択することで所望する周波数特性を得ることができる。
【００４１】
本発明では、上述した式(5)による原理に従って、所定周波数域において伝送利得がフォワード利得以下の負帰還となるように、伝達関数Ｔ1(ｓ)及びＴ2(ｓ)を選択して、所望の周波数特性を有する帰還形信号処理回路を構成するものとし、次に、帰還形信号処理回路に関する各種回路について、フォワード回路部に、バイポーラトランジスタによる電流制御電圧源（ＣＣＶＳ）を用いた第１の実施形態と、オペアンプによる逆相ＣＣＶＳを用いた第２の実施形態とに分けて、それぞれに、種々の具体例を示しながら説明する。
【００４２】
〔第１の実施形態〕
第１の実施形態による帰還形信号処理回路では、フォワード回路部に、バイポーラトランジスタによる電流制御電圧源（ＣＣＶＳ）を用いており、その帰還形信号処理回路において、ハイパスフィルタ特性を有するＲＣフィルタ回路がフォワード回路部に接続された構成回路例が、図２に示される。図２に示された帰還形信号処理回路は、図１の信号処理回路を基本としており、同じ部分には、同じ符号が付されている。
【００４３】
ここで、図２の帰還形信号処理回路では、フォワード回路部のＣＣＶＳを構成するトランジスタＱ1とトランジスタＱ2との間に、ＲＣフィルタ回路が接続されており、抵抗Ｒ0、Ｒ1、Ｒ2と、コンデンサＣ1、Ｃ2とで、２次のはしご形ハイパスフィルタ回路が形成されている。なお、図２の回路構成では、交流成分に対する接続関係のみを示しており、トランジスタを駆動するための直流バイアスは省略されている。
【００４４】
ここで、図２の帰還形信号処理回路におけるトランジスタが理想形であるとすると、図２に示された２次ハイパス能動ＲＣフィルタ回路の伝達インピーダンスＺT(ｓ)を求めると、次の式(6)のようになる。
ＺT(ｓ)＝Ｖo／Ｉi
＝１／〔１／ＲE＋１／Ｒ0＋１／Ｒ1＋１／Ｒ2
＋{（１／Ｒ0＋１／Ｒ1）／ｓＣ2Ｒ2
＋（１／Ｒ1＋１／Ｒ2）／ｓＣ1Ｒ0}
＋１／ｓ2Ｃ1Ｒ1Ｃ2Ｒ2Ｒ0〕
＝ｓ2Ｃ1Ｒ1Ｃ2Ｒ2Ｒ0／〔１＋ｓ{Ｃ1（Ｒ1＋Ｒ0）
＋Ｃ2（Ｒ1＋Ｒ2）}＋ｓ2Ｃ1Ｃ2{Ｒ1Ｒ2＋Ｒ1Ｒ0
＋Ｒ2Ｒ0（１＋Ｒ1／ＲE）}〕                    …(6)
【００４５】
さらに、当該ハイパスフィルタ回路に関する極角周波数ω0と、Ｑとについて求めると、次の式(7)及び(8)のようになる。
ωp＝〔Ｃ1Ｃ2{Ｒ1Ｒ2＋Ｒ1Ｒ0＋Ｒ2Ｒ0（１＋Ｒ1／ＲE）}〕-1/2        …(7)
Ｑ＝（１／ωp）／{Ｃ1（Ｒ1＋Ｒ0）＋Ｃ2（Ｒ1＋Ｒ2）}
＝〔Ｃ1Ｃ2{Ｒ1Ｒ2＋Ｒ1Ｒ0＋Ｒ2Ｒ0（１＋Ｒ1ＲE）}〕-1/2
／{Ｃ1（Ｒ1＋Ｒ0）＋Ｃ2（Ｒ1＋Ｒ2）}            …(8)
【００４６】
ここで、角周波数ωを無限大にしたとき、伝達インピーダンスＺT(ｓ)を求めると、次の式(9)のようになる。
ＺT(ｓ)＝Ｖo／Ｉi
＝Ｒ1Ｒ2Ｒ0／{Ｒ1Ｒ2＋Ｒ1Ｒ0＋Ｒ2Ｒ0（１＋Ｒ1／ＲE）}
＝（１／Ｒ0＋１／Ｒ1＋１／Ｒ2＋１／ＲE）-1                  …(9)
そこで、この式(9)からは、通過周波数域での伝達インピーダンスＺT(ｓ)は、フォワード回路部の伝達インピーダンス１／（１／Ｒ0＋１／Ｒ1＋１／Ｒ2）よりも小さくなることが分かり、負帰還構成を実現できることが示された。
【００４７】
次に、図２に示された帰還形信号処理回路は、２次ハイパス能動ＲＣフィルタ回路を実現する基本構成で示されたが、その具体的回路構成の例を、図３に示した。図の具体的回路構成には、バイポーラトランジスタを駆動するための直流バイアス回路も示されている。
【００４８】
図３の２次ハイパス能動ＲＣフィルタ回路では、トランジスタＣＣＶＳを構成するｎｐｎバイポーラトランジスタＱ1に２ＳＣ１８４５を、ｐｎｐバイポーラトランジスタＱ2に、２ＳＡ９９２を使用し、コンデンサ及び抵抗の値を次のようにした。
Ｃ1＝１２０、Ｃ2＝１２０（単位、ｐＦ）
Ｒ0＝１．５、Ｒ1＝１４、Ｒ2a＝２０、Ｒ2b＝１０、Ｒ3＝１．２（単位、ｋΩ）
なお、抵抗Ｒ2a及びＲ2bは、高周波数域では、並列接続と同等になり、図２の帰還形信号処理回路における抵抗Ｒ2に対応し、Ｒ2＝６．７ｋΩとなっている。
【００４９】
ここで、図４に、図３の２次ハイパス能動ＲＣフィルタ回路のシミュレーション結果を示した。同図において、横軸は周波数を、そして、縦軸は伝達インピーダンスＺTを示しており、遮断周波数ｆ0＝約１８０ｋＨｚという結果が得られた。これによると、簡単な回路構成で、背景光の除去可能な光電気変換回路にも適用することができるようになる。抵抗、コンデンサなどの回路素子の値を適宜設定し、さらに、高周波トランジスタの２個を使用するだけで、低雑音性と、ＧＨｚ帯における十分な高周波特性とを有する帰還形信号処理回路を実現できる。
【００５０】
図５は、図２に示された２次ハイパス能動ＲＣフィルタ回路の他の具体的回路構成を示す図である。図２では、フォワード回路のトランジスタＣＣＶＳをバイポーラトランジスタで構成されたが、図５の帰還形信号処理回路では、基本的には、図２の帰還形信号処理回路と同様であるが、そのトランジスタＣＣＶＳをＭＯＳ型電界効果トランジスタで構成した点で異なっている。
【００５１】
図５の２次ハイパス能動ＲＣフィルタ回路では、コンデンサ及び抵抗の値を次のようにした。
Ｃ1＝１２０、Ｃ2＝１２０（単位、ｐＦ）
Ｒ1＝１．５、Ｒ2＝０．５、Ｒ3＝１４、Ｒ4＝１０、Ｒ5＝２０、Ｒ5＝０．５８（単位、ｋΩ）
なお、抵抗Ｒ4及びＲ5は、高周波数域では、並列接続と同等になり、図２の帰還形信号処理回路における抵抗Ｒ2に対応する。
【００５２】
ここで、図６に、図５の２次ハイパス能動ＲＣフィルタ回路のシミュレーション結果を示した。同図において、横軸は周波数を、そして、縦軸は伝達インピーダンスＺTを示しており、遮断周波数ｆ0＝約１８０ｋＨｚという結果が得られた。これによると、簡単な回路構成で、抵抗、コンデンサなどの回路素子の値を適宜設定し、さらに、高周波トランジスタを使用することにより、ＧＨｚ帯における十分な高周波特性を有する帰還形信号処理回路を実現できる。
【００５３】
〔第２の実施形態〕
上述した第１の実施形態の帰還形信号処理回路では、フォワード回路部に、バイポーラトランジスタによる電流制御電圧源（ＣＣＶＳ）を用い、ハイパスフィルタ特性を有する能動ＲＣフィルタ回路がフォワード回路部に接続された回路構成であったが、第２の実施形態による基幹形信号処理回路では、第１の実施形態と同様に、フォワード回路部に、バイポーラトランジスタによるＣＣＶＳを用いるが、ローパス能動ＲＣフィルタ回路が接続されている点で異なっている。その回路構成例が、図７に示される。図７に示された帰還形信号処理回路は、図１の信号処理回路を基本としており、同じ部分には、同じ符号が付されている。
【００５４】
ここで、図７の帰還形信号処理回路において、フォワード回路部のＣＣＶＳを構成するトランジスタＱ1とトランジスタＱ2との間に、抵抗Ｒ0、Ｒ1、Ｒ2と、コンデンサＣ1、Ｃ2とによる２次のはしご形ローパスフィルタ回路が形成されている。この帰還形信号処理回路の出力は、トランジスタＱ2に接続された抵抗ＲEから取り出され、トランジスタＱ2のコレクタ端子がトランジスタＱ1のエミッタ端子に接続され、帰還回路部が形成されている。なお、図７の回路構成においても、交流成分に対する接続関係のみを示しており、トランジスタを駆動するための直流バイアスは省略されている。
【００５５】
ここで、図７の帰還形信号処理回路におけるトランジスタが理想形であるとすると、図７に示された２次ローパス能動ＲＣフィルタ回路の伝達インピーダンスＺT(ｓ)を求めると、次の式(10)のようになる。
ＺT（ｓ）＝Ｖo／Ｉi
＝Ｒ0／〔１＋Ｒ0／ＲE＋ｓ{Ｃ1（Ｒ1＋Ｒ0）
＋Ｃ2（Ｒ1＋Ｒ2＋Ｒ0）}＋ｓ2Ｃ1Ｃ2Ｒ2（Ｒ1＋Ｒ0）〕      …(10)
【００５６】
さらに、当該ローパスフィルタ回路に関する極角周波数ω0と、Ｑとについて求めると、次の式(11)及び(12)のようになる。
ωp＝{（１＋Ｒ0／ＲE）／Ｃ1Ｃ2Ｒ2（Ｒ1＋Ｒ0）}-1/2                  …(11)
Ｑ＝（１／ωp）（１＋Ｒ0／ＲE）／{Ｃ1（Ｒ1＋Ｒ0）
＋Ｃ2（Ｒ1＋Ｒ2＋Ｒ0）}
＝{Ｃ1Ｃ2Ｒ2（Ｒ1＋Ｒ0）（１＋Ｒ0ＲE）}-1/2
／{Ｃ1（Ｒ1＋Ｒ0）＋Ｃ2（Ｒ1＋Ｒ2＋Ｒ0）}          …(12)
【００５７】
上記の式(10)によれば、通過周波数域での伝達インピーダンスＺT（ｓ）は、フォワード回路部の伝達インピーダンスであるＲ0よりも小さくなることから、負帰還を実現できることが分かる。なお、図７に示された２次ローパス能動ＲＣフィルタ回路における構成では、抵抗Ｒ1を必須とするものではなく、その抵抗値をＲ1＝０にしてもよい。
【００５８】
次に、図７に示された帰還形信号処理回路は、２次ローパス能動ＲＣフィルタ回路を実現する基本構成で示されたが、その具体的回路構成の例を、図８に示した。図の具体的回路構成には、バイポーラトランジスタを駆動するための直流バイアス回路も示されている。
【００５９】
図８の２次ローパス能動ＲＣフィルタ回路では、トランジスタＣＣＶＳを構成するｎｐｎバイポーラトランジスタＱ1に２ＳＣ１８４５を、ｐｎｐバイポーラトランジスタＱ2に、２ＳＡ９９２を使用し、コンデンサ及び抵抗の値を次のようにした。
Ｃ1＝３０、Ｃ2＝３０（単位、ｐＦ）
Ｒ0＝１．５、Ｒ2＝２．０、Ｒ3＝１．２、ＲE＝０．４５（単位、ｋΩ）
なお、図７の２次ローパス能動ＲＣフィルタ回路における抵抗Ｒ1を、抵抗値０とし、また、抵抗Ｒ0は、高周波数域では、コンデンサＣ1に対して並列に接続されることになる。
【００６０】
ここで、図９に、図８の２次ローパス能動ＲＣフィルタ回路のシミュレーション結果を示した。同図において、横軸は周波数を、そして、縦軸は伝達インピーダンスＺTを示しており、遮断周波数ｆ0＝約５ＭＨｚという結果が得られ、良好な２次ローパス能動ＲＣフィルタ回路結果を実現している。これによると、簡単な回路構成で、高周波回路用のローパスフィルタ回路に適用することができる。抵抗Ｒ0と抵抗ＲEとの比の値を調整して、最大平坦特性を得ることができる。さらに、高周波トランジスタの２個を使用するだけで、低雑音性と、十分な高周波特性とを有する帰還形信号処理回路を実現できる。
【００６１】
図１０は、図７に示された２次ローパス能動ＲＣフィルタ回路の他の具体的回路構成を示す図である。図７では、フォワード回路のトランジスタＣＣＶＳをバイポーラトランジスタで構成されたが、図１０の帰還形信号処理回路では、基本的には、図７の帰還形信号処理回路と同様であるが、そのトランジスタＣＣＶＳをＭＯＳ型電界効果トランジスタで構成した点で異なっている。
【００６２】
図１０の２次ローパス能動ＲＣフィルタ回路では、コンデンサ及び抵抗の値を次のようにした。
Ｃ1＝３０、Ｃ2＝３０（単位、ｐＦ）
Ｒ1＝１．５、Ｒ2＝２．０、Ｒ3＝０．５、ＲE＝０．５８（単位、ｋΩ）
なお、この場合にも、抵抗Ｒ1は、高周波数域では、コンデンサＣ1に対して並列に接続されることになり、また、図７の２次ローパス能動ＲＣフィルタ回路における抵抗Ｒ1を、抵抗値０としている。
【００６３】
ここで、図１１に、図１０の２次ローパス能動ＲＣフィルタ回路のシミュレーション結果を示した。同図において、横軸は周波数を、そして、縦軸は伝達インピーダンスＺTを示しており、遮断周波数ｆ0＝約２．７２ＭＨｚという結果が得られた。これによると、簡単な回路構成で、抵抗、コンデンサなどの回路素子の値を適宜設定し、さらに、高周波トランジスタを使用することにより、ＧＨｚ帯における十分な高周波特性を有する帰還形信号処理回路を実現できる。
【００６４】
また、図８に示された２次ローパス能動ＲＣフィルタ回路において、フォワード回路部のＣＣＶＳを構成するトランジスタＱ1とトランジスタＱ2との間に、ＲＣフィルタ回路が接続されており、抵抗Ｒ0、Ｒ2、Ｒ3と、コンデンサＣ1、Ｃ2とで、２次のはしご形ローパスフィルタ回路が形成されている。このローパスフィルタ回路を、完全積分回路で形成することができる。
【００６５】
図１２は、完全積分回路をローパスフィルタ回路に組み込んだ帰還形信号処理回路を示している。図１２の帰還形信号処理回路は、図８の２次はしご形能動ＲＣフィルタ回路を基礎にしており、同じ部分には、同じ符号が付されている。フォワード回路部には、トランジスタＣＣＶＳが構成され、ＲＣフィルタ回路が接続されている。
【００６６】
そこで、図１２の帰還形信号処理回路におけるＲＣフィルタ回路には、図８に示されたＲＣフィルタ回路を構成する後段のＲＣ回路、つまり、抵抗Ｒ2及びコンデンサＣ2によるフィルタ回路の代わりに、コンデンサＣ2を含む完全積分回路が組み込まれている。この完全積分回路は、図１２に示されるように、コンデンサＣ2の他に、バイポーラトランジスタＱ11、Ｑ12、Ｑ13と、抵抗Ｒ11、Ｒ12、Ｒ13によって形成されている。そして、トランジスタＱ13と抵抗Ｒ13が電圧源に接続されて、コンデンサＣ2に対する電流源となる。
【００６７】
この完全積分回路においては、コンデンサＣ1の端電圧であるトランジスタＱ11のベース電圧をＶとすると、コンデンサＣ2の端電圧ＶC2は、
ＶC2＝Ｖ／ｓＣ2ＲE
と表すことができ、高周波数域における利得を高くすることができる。
【００６８】
この完全積分回路を用いたローパス能動ＲＣフィルタ回路によると、３個のトランジスタ、３個の抵抗を追加する必要があるものの、それでも、簡単な回路構成で済み、抵抗、コンデンサなどの回路素子の値を適宜設定し、さらに、高周波トランジスタを使用することにより、低雑音性を改善でき、かつＧＨｚ帯における十分な高周波特性を有する帰還形信号処理回路を実現できる。
【００６９】
〔第１参考例〕
以上に説明した第１及び第２の実施形態では、図１に示されたように、その帰還形信号処理回路に、電流制御電圧源（ＣＣＶＳ）が採用されており、信号処理回路のフォワード回路部は、バイポーラトランジスタ又は電界効果トランジスタによるトランジスタＣＣＶＳで構成され、そして、出力側のトランジスタが入力側のトランジスタに接続されることによって、帰還回路部が形成されていた。
【００７０】
そこで、第１参考例では、ＣＣＶＳを構成する２個のトランジスタの代わりに、オペアンプを用いて、フォワード回路部の通過周波数域での伝送利得が、負帰還となるようにループ利得を変更するようにした。そして、通過周波数域に対するループ利得を大きくすることにより、信号処理回路の低雑音化を図ることとした。
【００７１】
オペアンプによる逆相ＣＣＶＳの構成は、従来から用いられているが、逆相ＣＣＶＳは、基本的には、オペアンプＯＰと抵抗Ｒとで構成され、この抵抗ＲがオペアンプＯＰの反転入力と、その出力との間に接続される。そこで、オペアンプＯＰの有限ＧＢ積を無視すると、オペアンプＯＰの反転入力に入力信号が供給されるので、その出力は入力に対して逆相となり、電流電圧変換インピーダンスは、Ｒとなる。なお、オペアンプＯＰは、ＭＯＳ電界効果トランジスタで構成できる。
【００７２】
次に、オペアンプによる逆相ＣＣＶＳを用いて、上述の式(2)を満足するように、伝送利得を通過周波数域にわたってフォワード利得以下に減衰する伝達関数に変更し、所望の周波数特性を有する能動ＲＣフィルタ回路の実現について、ハイパス及びローパスの各フィルタ回路に分けて、説明する。
【００７３】
（ハイパス能動ＲＣフィルタ回路）
オペアンプによる逆相ＣＣＶＳを用いた２次ハイパス能動ＲＣフィルタ回路の具体例を、図１３に示した。そのフィルタ回路においては、図２のトランジスタＱ1の代わりに、反転入力端子と出力端子との間に抵抗Ｒ0が接続されたオペアンプＯＰ１を配置し、トランジスタＱ2の代わりに、反転入力端子と出力端子とが接続されたオペアンプＯＰ２を配置している。
【００７４】
そして、オペアンプＯＰ１の出力端子と、オペアンプＯＰ２の非反転端子との間に、図２に示された２次はしご形ＲＣフィルタ回路と同様の構成によるハイパスＲＣフィルタ回路が接続されている。オペアンプＯＰ１、ＲＣフィルタ回路及びオペアンプＯＰ２によって、帰還形信号処理回路のフォワード回路部が形成される。さらに、オペアンプＯＰ２の出力端子とオペアンプＯＰ１の反転入力端子との間に、抵抗Ｒ3とコンデンサＣ3との並列回路が接続されて、帰還回路部が形成される。
【００７５】
図１３の２次ハイパス能動ＲＣフィルタ回路の伝達インピーダンス関数ＺT(ｓ)は、各オペアンプを理想形と仮定すると、次の式(13)ようになる。
ＺT(ｓ)＝Ｖo／Ｉi
＝−ｓ2Ｃ1Ｃ2Ｒ1Ｒ2Ｒ0／{１＋ｓ（Ｃ1Ｒ1＋Ｃ2Ｒ2＋Ｃ2Ｒ1）
＋ｓ2Ｃ1Ｃ2Ｒ1Ｒ2（１＋Ｒ0／Ｒ3）}              …(13)
【００７６】
図１３の２次ハイパス能動ＲＣフィルタ回路では、コンデンサ及び抵抗の値を次のようにした。
Ｃ1＝５０、Ｃ2＝５０（単位、ｐＦ）
Ｒ0＝２０、Ｒ1＝２０、Ｒ2＝２０、Ｒ3＝５（単位、ｋΩ）
【００７７】
ここで、図１４に、図１３のオペアンプによるハイパス能動ＲＣフィルタ回路のシミュレーション結果を示した。同図において、横軸は周波数を、そして、縦軸は伝達インピーダンスＺTを示しており、遮断周波数ｆ0＝７０ｋＨｚという結果が得られた。これによると、簡単な回路構成で、ハイパス能動ＲＣフィルタ回路を実現できることが分かる。抵抗、コンデンサなどの回路素子の値を適宜設定し、さらに、２個のオペアンプを使用するだけで、図２のハイパス能動ＲＣフィルタ回路に比較して、高周波数域で安定な特性とすることができる。
【００７８】
（ローパス能動ＲＣフィルタ回路）
オペアンプによる逆相ＣＣＶＳを用いた２次ローパス能動ＲＣフィルタ回路の具体例を、図１５に示した。そのフィルタ回路においては、図７のトランジスタＱ1の代わりに、反転入力端子と出力端子との間に抵抗Ｒ0が接続されたオペアンプＯＰ１を配置し、トランジスタＱ2の代わりに、反転入力端子と出力端子とが接続されたオペアンプＯＰ２を配置している。
【００７９】
そして、オペアンプＯＰ１の出力端子と、オペアンプＯＰ２の非反転端子との間に、図７に示された２次はしご形ＲＣフィルタ回路と同様の構成によるローパスＲＣフィルタ回路が接続されている。オペアンプＯＰ１、ＲＣフィルタ回路及びオペアンプＯＰ２によって、帰還形信号処理回路のフォワード回路部が形成される。さらに、オペアンプＯＰ２の出力端子とオペアンプＯＰ１の反転入力端子との間に、抵抗Ｒ3が接続されて、帰還回路部が形成される。
【００８０】
図１５の２次ローパス能動ＲＣフィルタ回路の伝達インピーダンス関数ＺT(ｓ)は、各オペアンプを理想形と仮定すると、次の式(14)ようになる。
ＺT（ｓ）＝Ｖo／Ｉi
＝−Ｒ0／{１＋Ｒ0／Ｒ3＋ｓ（Ｃ1Ｒ1＋Ｃ2Ｒ2＋Ｃ2Ｒ1）
＋ｓ2Ｃ1Ｃ2Ｒ1Ｒ2}                            …(14)
【００８１】
図１５の２次ローパス能動ＲＣフィルタ回路では、コンデンサ及び抵抗の値を次のようにした。
Ｃ1＝１２０、Ｃ2＝１２０（単位、ｐＦ）
Ｒ0＝２０、Ｒ1＝２０、Ｒ2＝２０、Ｒ3＝５（単位、ｋΩ）
【００８２】
ここで、図１６に、図１５のオペアンプによるローパス能動ＲＣフィルタ回路のシミュレーション結果を示した。同図において、横軸は周波数を、そして、縦軸は伝達インピーダンスＺTを示しており、遮断周波数ｆ0＝約１６０ｋＨｚという結果が得られた。これによると、簡単な回路構成で、ローパス能動ＲＣフィルタ回路を実現できることが分かる。抵抗、コンデンサなどの回路素子の値を適宜設定し、さらに、２個のオペアンプを使用するだけで、１０7Ｈｚから１０9Ｈｚまでの高周波数域でも、確かな減衰特性が得られた。
【００８３】
以上の様に、第１及び第２の実施形態、及び第１参考例に係る２次はしご形能動ＲＣフィルタ回路によれば、ＲＣフィルタ回路を信号処理回路のフォワード回路部に組み込み、該フォワード回路部には、所定利得のＣＣＶＳを備え、そして、帰還回路部により、通過周波数域でフォワード回路出力を負帰還するようにしたので、容易に低雑音化を図ることができる。また、帰還形信号処理回路の伝達特性をほぼコンデンサと抵抗の値により決めることができるようになり、インダクタンスを用いることなく、信号処理回路を設計することが容易となり、しかも、処理回路の小型化、高集積化を図ることができる。
【００８４】
なお、上述の実施形態では、フォワード回路部に組み込まれるＲＣフィルタ回路は、２次のはしご形を例にして説明したが、この２次のはしご形に限られず、３次以上の多段形のフィルタ回路を組み込んで、本発明の帰還形信号処理回路を実現することができる。また、フォワード回路部に組み込まれるＲＣフィルタ回路については、はしご形に限られず、抵抗とコンデンサを適宜接続した他のＲＣフィルタ回路を採用することができ、ハイパスフィルタとローパスフィルタばかりでなく、バンドパスフィルタをも実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００８５】
【図１】フォワード部に周波数依存性回路を接続した帰還形信号処理回路の基本構成を示す図である。
【図２】第１実施形態による２次ハイパス能動ＲＣフィルタ回路の回路構成を示す図である。
【図３】図２の２次ハイパス能動ＲＣフィルタ回路の具体的回路構成を示す図である。
【図４】図３の２次ハイパス能動ＲＣフィルタ回路における周波数−伝達インピーダンス特性をシミュレーションした結果を示す図である。
【図５】図２の２次ハイパス能動ＲＣフィルタ回路の他の具体的回路構成を示す図である。
【図６】図５の２次ハイパス能動ＲＣフィルタ回路における周波数−伝達インピーダンス特性をシミュレーションした結果を示す図である。
【図７】第２実施形態による２次ローパス能動ＲＣフィルタ回路の回路構成を示す図である。
【図８】第２実施形態の２次ローパス能動ＲＣフィルタ回路の具体的回路構成を示す図である。
【図９】図８の２次ローパス能動ＲＣフィルタ回路における周波数−伝達インピーダンス特性をシミュレーションした結果を示す図である。
【図１０】第２実施形態の２次ローパス能動ＲＣフィルタ回路の他の具体的回路構成を示す図である。
【図１１】図１０の２次ローパス能動ＲＣフィルタ回路における周波数−伝達インピーダンス特性をシミュレーションした結果を示す図である。
【図１２】第２実施形態の２次ローパス能動ＲＣフィルタ回路において完全積分回路を適用した場合の具体的回路構成を示す図である。
【図１３】オペアンプを用いた第１参考例の２次ハイパスフィルタ電流電圧変換回路の具体的回路構成を示す図である。
【図１４】図１３の２次ハイパスフィルタ電流電圧変換回路における周波数−伝達インピーダンス特性をシミュレーションした結果を示す図である。
【図１５】オペアンプを用いた第２参考例の２次ローパスフィルタ電流電圧変換回路の具体的回路構成を示す図である。
【図１６】図１５の２次ローパスフィルタ電流電圧変換回路における周波数−伝達インピーダンス特性をシミュレーションした結果を示す図である。
【図１７】帰還形信号処理回路の基本的ブロックダイヤグラムを示す図である。
【図１８】フォワード部にトランジスタ電流制御電圧源を用いた帰還形信号処理回路の基本回路構成を示す図である。
【図１９】オペアンプを利用した帰還形信号処理回路の基本的ブロックダイヤグラムを示す図である。
【符号の説明】
【００８６】
Ｑ1、Ｑ2、Ｑ11〜Ｑ13    バイポーラトランジスタ
Ｍ1、Ｍ2    電界効果トランジスタ
Ｒ0〜Ｒ6、Ｒ11〜Ｒ13、ＲE    抵抗
Ｃ1〜Ｃ3    コンデンサ
ＯＰ１、ＯＰ２    オペアンプ
【図１】
0004761851.tif 000002
【図２】
0004761851.tif 000003
【図３】
0004761851.tif 000004
【図４】
0004761851.tif 000005
【図５】
0004761851.tif 000006
【図６】
0004761851.tif 000007
【図７】
0004761851.tif 000008
【図８】
0004761851.tif 000009
【図９】
0004761851.tif 000010
【図１０】
0004761851.tif 000011
【図１１】
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【図１２】
0004761851.tif 000013
【図１３】
0004761851.tif 000014
【図１４】
0004761851.tif 000015
【図１５】
0004761851.tif 000016
【図１６】
0004761851.tif 000017
【図１７】
0004761851.tif 000018
【図１８】
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【図１９】
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