(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力搬送波光を第１の搬送波光と第２の搬送波光とに２分岐し、前記第１の搬送波光を第１の光位相変調器を用いデータ信号に応じてチャープレスで０−π光位相変調して第１の位相変調光を生成し、前記データ信号がＮＲＺ信号の場合には前記データ信号を０．５ビット遅延させ、前記データ信号がＲＺ信号の場合には前記データ信号を０．２５ビット遅延させることにより、遅延データ信号を生成し、前記第２の搬送波光を第２の光位相変調器を用い前記遅延データ信号に応じてチャープレスで０−π光位相変調して第２の位相変調光を生成し、前記第１の位相変調光と前記第２の位相変調光とをそれぞれの搬送波の位相差が９０度となるように合波して単一側波帯信号光を生成することを特徴とする単一側波帯信号光の生成方法。
【請求項２】
請求項１に記載の単一側波帯信号光の生成方法において、前記第１の光位相変調器および前記第２の光位相変調器それぞれがチャープレスのマッハツエンダ干渉計型光変調器で構成されることを特徴とする単一側波帯信号光の生成方法。
【請求項３】
請求項１に記載の単一側波帯信号光の生成方法において、前記第１の光位相変調器および前記第２の光位相変調器それぞれが両アームの電極を駆動するプッシュプル駆動マッハツエンダ干渉計型光変調器で構成されており、前記第１の光位相変調器を前記データ信号とこのデータ信号の反転信号とでプッシュプル駆動して前記第１の搬送波光をチャープレスで０−π光位相変調し、前記第２の光位相変調器を前記遅延データ信号とこの遅延データ信号の反転信号でプッシュプル駆動して前記第２の搬送波光をチャープレスで０−π光位相変調することを特徴とする単一側波帯信号光の生成方法。
【請求項４】
請求項１に記載の単一側波帯信号光の生成方法において生成された前記単一側波帯信号光を光フィルタに通した後、受光器で直接検波し、前記受光器の出力信号から残留強度変調成分の大きさを検出し、前記残留強度変調成分の大きさが最小となるように前記光フィルタの中心周波数を制御することを特徴とする単一側波帯信号光の生成方法。
【請求項５】
請求項１に記載の単一側波帯信号光の生成方法において生成された前記単一側波帯信号光を光フィルタに通した後、受光器で直接検波し、前記受光器の出力信号から残留強度変調成分の大きさを検出し、前記残留強度変調成分の大きさが最小となるように前記入力搬送波光の発振周波数を制御することを特徴とする単一側波帯信号光の生成方法。
【請求項６】
請求項１に記載の単一側波帯信号光の生成方法において生成される前記単一側波帯信号光の搬送波周波数と等しい周波数の搬送波光を前記単一側波帯信号光と足し合わせて送出することを特徴とする単一側波帯信号光の生成方法。
【請求項７】
第１のマッハツエンダ干渉計の両アームそれぞれに第２および第３のマッハツエンダ干渉計を集積した構造を有し、入力搬送波光を前記第２および第３のマッハツエンダ干渉計に分岐入力して生成された、前記第２および第３のマッハツエンダ干渉計それぞれの出力信号を合成した単一側波帯信号光を出力する単一側波帯光変調器を有する単一側波帯信号光の生成回路において、前記第２のマッハツエンダ干渉計をプッシュプル駆動するデータ信号がＮＲＺ信号の場合に前記第３のマッハツエンダ干渉計をプッシュプル駆動する遅延データ信号を、前記データ信号を０．５ビット遅延させる遅延器により生成し、前記第２のマッハツエンダ干渉計をプッシュプル駆動するデータ信号がＲＺ信号の場合に前記第３のマッハツエンダ干渉計をプッシュプル駆動する遅延データ信号を、前記データ信号を０．２５ビット遅延させる遅延器により生成することを特徴とする単一側波帯信号光の生成回路。
【請求項８】
請求項７に記載の単一側波帯信号光の生成回路において、前記単一側波帯光変調器から入力する単一側波帯信号光を通過させ帯域制限する光フィルタと、当該光フィルタの出力を分岐する光分波器と、一方の分岐された信号光を直接検波して送出する受光器と、当該受光器から受ける信号光に残留する強度変調成分の大きさを検出して出力する残留強度変調成分検出器と、検出される残留強度変調成分の大きさが最小となるように前記入力搬送波光の周波数を制御する制御器とを更に備えることを特徴とする単一側波帯信号光の生成回路。
【請求項９】
請求項７に記載の単一側波帯信号光の生成回路において、前記単一側波帯光変調器から入力する単一側波帯信号光を通過させ帯域制限する光フィルタと、当該光フィルタの出力を分岐する光分波器と、一方の分岐された信号光を直接検波して送出する受光器と、当該受光器から受ける信号光に残留する強度変調成分の大きさを検出して出力する残留強度変調成分検出器と、検出される残留強度変調成分の大きさが最小となるように前記光フィルタの中心周波数を制御する制御器とを更に備えることを特徴とする単一側波帯信号光の生成回路。
【請求項１０】
請求項９に記載の単一側波帯信号光の生成回路において、前記光フィルタは、非対称マッハツエンダ干渉計で構成され、一方のアームの電極に電界をかけることにより、前記中心周波数を制御する光フィルタ部であり、前記制御器は、検出される残留強度変調成分の大きさが最小となるように前記光フィルタ部の前記電極の電界を制御して前記中心周波数を制御することを特徴とする単一側波帯信号光の生成回路。
【請求項１１】
請求項８に記載の単一側波帯信号光の生成回路において、位相制御用の電極を有する導光路である局部発振光路を更に備え、前記入力搬送波光を前記局部発振光路にも分岐入力し、該局部発振光路は、分岐入力された搬送波光に前記電極から位相制御用バイアスを供給して光位相を調整して、光位相を調整された搬送波光を前記光フィルタから送出される信号光に合波して送出することを特徴とする単一側波帯信号光の生成回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、単一側波帯（ＳＳＢ）光変調方式を用いて光ファイバ通信に用いられる単一側波帯信号光を生成する方法およびその回路に関し、特に９０度ハイブリッド回路の使用を回避できる単一側波帯信号光の生成方法およびその回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
光ファイバ通信システムの伝送容量を増加するためには、ビットレイトの高速化と共に波長多重（ＷＤＭ）技術の適用が有効である。現在では、一波長あたりビットレイト１０Ｇｂ／ｓの信号光を、周波数間隔５０ＧＨｚ（１．５５μｍの波長帯で波長間隔０．４ｎｍに相当）で波長多重して伝送するＷＤＭ光伝送システムが実用化されている。さらなる高密度多重を考えた場合、光スペクトル幅の狭い単一側波帯（ＳＳＢ）変調方式を用いた光送信器の使用が有効である。ＳＳＢ変調方式自体は、無線通信の分野で広く使われている技術であり、これを光通信に適用したときの光送信器の構成は無線通信の場合との類似点が多い。また、最近の光変調器には、バイアス調整により９０度までの移相ができるところのマッハツエンダ干渉計を形成した回路が採用されている。
【０００３】
従来、この種の単一側波帯信号光の生成方法またはその回路には、例えば、特開昭６１−１３２３１号公報で開示された光信号増幅器および光伝送システムが挙げられる。この増幅器の集積化光装置としては、例えば図９に示されるようなＳＳＢ変調器１１０がある。このＳＳＢ変調器１１０は、ニオブ酸リチウム（ＬｉＮｂＯ３）基板上に光導波路でマッハツエンダ干渉計を形成し、導波路上の電極１１１〜１１３に適切な電界を印可することによってＳＳＢ信号光を発生させている。
【０００４】
図示されるように、半導体レーザ１１０から出射される連続（ＣＷ）光は、搬送波として二つに分岐し、一方を、電極１１１に９０度位相用バイアスを印加して搬送波である光の位相を９０度（π／２）シフトさせたのちに中間周波数（ＩＦ）帯のマイクロ波信号を電極１１２に印加して位相変調する。他方の搬送波は９０度ハイブリッド回路である９０度移相器１１４を介して位相が９０度シフトされた上記マイクロ波信号が電極１１３に印加することにより位相変調される。このように位相変調されたそれぞれの信号光を合波させることにより出力となるＳＳＢ信号光を得ることができる。
【０００５】
また別の従来例として、２０００年３月の第２５回光ファイバー通信会議（ＯＦＣ２００の学会）で下津ほかにより発表された図１０に示されるようなニオブ酸リチウム基板に形成されたＳＳＢ変調器２１０がある。このＳＳＢ変調器２１０は、サイドバンド発生部２１１とサイドバンド抑制部２１２とにより構成されている。サイドバンド発生部２１１は、マッハツエンダ干渉計２１３の両アームそれぞれにマッハツエンダ干渉計２１４，２１５を集積して形成されている。
【０００６】
一方のマッハツエンダ干渉計２１４は、１０ＧＨｚの単一周波数信号およびこの反転信号により駆動される。他方のマッハツエンダ干渉計２１５は、１０ＧＨｚの単一周波数信号と９０度の位相差を有する信号とこの反転信号により駆動される。
【０００７】
すなわち、マッハツエンダ干渉計２１３は、両アームの２つのマッハツエンダ干渉計２１４，２１５を、上述したような適切な位相差を持たせた１０ＧＨｚの単一周波数信号で駆動しＳＳＢ信号光を発生させている。このような両アームの２つのマッハツエンダ干渉計をそれぞれプッシュプル変調することによって、不要なチャープなしに０−πの位相変調を行っている。
【０００８】
また、両アームにおける信号光の搬送波の位相差を９０度にするために、それぞれのポートに印可するバイアスを調整することによって位相差を発生させている。すなわち、上記図９を参照して説明したような、９０度位相に対する専用の電極を設けなくても、位相差を発生させることができる。
【０００９】
また、図示されていないが、例えば特開平１１−２４９０９４号公報に開示された導波路型光変調器および光変調方法がある。これは、上記図１０を参照して説明したＳＳＢ変調器と同様の手法で周波数ω０の搬送波をＳＳＢ変調し、このＳＳＢ信号光と異なる周波数ω１の信号光を合波して送信する方法である。この方法では、周波数ω０の搬送波を２つの搬送波（周波数ω１とω２）に変換し、その一方の周波数の信号光（ω１）を混ぜ合わせることによって打ち消し合いさせることにより、ひとつの搬送波（ω２）だけを残存させている。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
上述した従来の単一側波帯信号光の生成方法またはその回路では、次のような問題点がある。
【００１１】
第１の問題点は、マイクロ波に対して、光通信で一般に使われている広帯域ベースバンド信号を使ってＳＳＢ信号光を発生させることができないことである。
【００１２】
その理由は、マイクロ波の９０度位相シフトのために使われる９０度ハイブリッド回路に対し直流（ＤＣ）付近の低周波から高周波まで、広帯域にわたって動作するものがないからである。
【００１３】
また、第２の問題点は、チャープレスの光位相変調器の実現が困難であることと、実現できたとしても高密度多重化の妨げになるということである。
【００１４】
その理由は、マッハツエンダ干渉計の正弦波状の電圧−光出力特性に起因する非線形性のために、余分な高周波成分がＳＳＢ信号光に残留するからである。
【００１５】
これを、図１１，１２および図１３を併せ参照して、次に説明する。
【００１６】
図１１に示されここで用いられるるＳＳＢ変調器３１０は、マッハツエンダ干渉計３１１の両アームそれぞれにマッハツエンダ干渉計３１２，３１３を集積した上記図１０のサイドバンド発生部と同様なタイプで、一方のマッハツエンダ干渉計３１３には直列に９０度移相器３１４が接続され、合成してＳＳＢ信号光を出力している。ここでデータを取るためＳＳＢ変調器３１０を駆動するデータ信号にはビットレイト１０Ｇｂ／ｓのＮＲＺ（Ｎｏｎ  Ｒｅｔｕｒｎ  ｔｏ  Ｚｅｒｏ）データ信号を用いる。
【００１７】
従って、一方のマッハツエンダ干渉計３１２は、１０Ｇｂ／ｓのデータ信号およびこの反転信号により駆動され、信号光ｓａを出力する。他方のマッハツエンダ干渉計３１３は１０Ｇｂ／ｓのデータ信号と９０度の位相差を有する信号とこの反転信号により駆動され、この出力が９０度移相器３１４を介して信号光ｓｂとなる。これらの信号光ｓａおよび信号光ｓｂが合波されＳＳＢ信号光ｓｃとなる。
【００１８】
次に、図１２を参照してフェイザー表示で示す信号光ｓａ，ｓｂ，ｓｃそれぞれの状態について説明する。フェイザー表示は、各時刻の光の振幅と位相をベクトルで表し、振幅を原点からの距離、位相をＸ軸からの回転角度で表示したものである。変調信号光の場合は、図示されるように、ベクトルの位置が時間と共に移動するため、変調信号光の動きや経路を直感的に理解するのに役立つ。
【００１９】
半波長電圧（Ｖπ）と等しい振幅のデータ信号と反転データ信号で、一方のマッハツエンダ干渉計３１２をプッシュプル駆動する。このときデータ信号のマーク（１）とスペース（０）の両方ともマッハツエンダ干渉計３１２の出力特性のピークに合わせることにより、図示されるように「０−π」の位相変調信号光を得ることができる。同様に、９０度移相シフト遅延データ信号と９０度移相シフト遅延反転データ信号で、他方のマッハツエンダ干渉計３１３をプッシュプル駆動し、位相変調信号光を得る。この２つの位相変調信号光を、９０度の光位相差となるように足し合わせることにより、ＳＳＢ信号光ｓｃを得ることができる。フェイザー表示より、マーク（１）とスペース（０）の間を遷移する際に、原点に戻ることなく位相回転によって移っていることがわかる。これら特徴はＳＳＢ信号光特有のものである。
【００２０】
図１３には、このＳＳＢ信号光ｓｃの光スペクトルおよびホモダイン検波受信波形それぞれを示す。
【００２１】
この光スペクトルより、搬送波成分および搬送波周波数に対して低周波数成分が抑圧されていることがわかる。また、このこのＳＳＢ信号光に、搬送波と等しい周波数の搬送波光を足し合わせた後、受光器で受信することによって、光ホモダイン検波によりデータ信号を復調することができる。この搬送波光を受信器において発生させてＳＳＢ信号光と合波し、受信した場合、この構成は光ホモダイン受信器と呼ばれる。また、搬送波光を送信器においてＳＳＢ信号光と合波し、送信することもできる。この場合、受信器には一般に広く使われている直接検波受信器を使用することができる。しかし、この場合もホモダイン検波受信が行われていることに注意が必要である。また、光ホモダイン検波のために足し合わせる搬送波光の周波数は、ＳＳＢ信号光の搬送波周波数と等しい。
【００２２】
このようにしてＳＳＢ信号光を発生させることができるが、ここで示す方法では、光スペクトルにまだ不要な成分が残っている。また、フェイザー表示において、トレースが円を描いておらず原点からの距離が変化していることから、残留強度変調成分が存在することがわかる。
【００２３】
本発明の課題は、このような問題点を解決し、９０度ハイブリッド回路を用いずに比較的簡単な構成で、狭帯域性に優れたＳＳＢ信号光を発生させることのでき、更に、余分な高周波成分を大幅に除くことができる単一側波帯信号光の生成方法を提供することである。
【００２４】
【課題を解決するための手段】
本発明による単一側波帯信号光の生成方法は、搬送波光を第１の搬送波光と第２の搬送波光とに２分岐し、一方で前記第１の搬送波光を第１の光位相変調器を用い所要のデータ信号に対してチャープレスで０−π光位相変調して第１の位相変調光を生成し、他方で、入力する前記データ信号のビット周期に対しπ／２に相当する遅延を有するビット遅延データ信号を生成し、前記第２の搬送波光を第２の光位相変調器を用い前記ビット遅延データ信号に対してチャープレスで０−π光位相変調して第２の位相変調光を生成し、前記第１の位相変調光と前記第２の位相変調光とをそれぞれの搬送波の位相差が９０度となるように合波して単一側波帯信号光を生成することを特徴としている。
【００２５】
従って、この方法においては、ＮＲＺデータ信号に対するビット遅延データ信号に０．５ビットの遅延データ信号、またＲＺデータ信号には０．２５ビットの遅延データ信号それぞれが用いられる。
【００２６】
すなわち、本発明では９０度ハイブリッド回路の代わりに固定の遅延器を用いる。具体的には、駆動信号がＮＲＺ（Non return to zero）信号の場合は「０．５」ビット遅延器を、ＲＺ（Return to zero）信号の場合は「０．２５」ビット遅延器をそれぞれ用いる。固定の遅延器を用いた場合、遅延量をτとすると「１／４τ」の周波数成分に対してのみ９０度（π／２）シフトとなり、他の周波数成分に対しては９０度シフトからずれる。また、このような簡便な手法で発生させたＳＳＢ信号光の光スペクトルの狭帯域化を図ることができる。
【００２７】
また、上述した第１の光位相変調器および第２の光位相変調器それぞれはチャープレスのマッハツエンダ干渉計型光変調器で構成されることが好ましい。更に上述した第１の光位相変調器および前記第２の光位相変調器それぞれは、両アームの電極を駆動するプッシュプル駆動マッハツエンダ干渉計型光変調器で構成されており、前記第１の光位相変調器を前記データ信号とこのデータ信号の反転データ信号とでプッシュプル駆動して所要の信号に対してチャープレスで０−π光位相変調し、前記第２の光位相変調器を前記ビット遅延データ信号とこのビット遅延データ信号のビット遅延反転データ信号でプッシュプル駆動して所要の信号に対してチャープレスで０−π光位相変調することが望ましい。
【００２８】
また、本発明による単一側波帯信号光の生成方法は、搬送波光を所要のデータ信号に対してチャープレスで０−π光位相変調して生成された単一側波帯信号光を光フィルタに通したのちに受光器で直接検波し、前記受光器の出力信号から残留強度変調成分の大きさを検出し、前記残留強度変調成分の大きさが常に最小となるとなるように前記光フィルタの中心周波数を制御することを特徴とする。また、光フィルタに通したのちに受光器で直接検波し、前記受光器の出力信号から残留強度変調成分の大きさを検出し、前記残留強度変調成分の大きさが常に最小となるとなるように前記搬送波光の発振周波数を制御することもできる。
【００２９】
このように、ＳＳＢ信号光を光フィルタに通すことは、不要な残留強度変調成分を抑圧することができる。残留強度変調成分が最小となるように、光フィルタの中心周波数または搬送波周波数を制御することによって、後述するように、より理想的なＳＳＢ信号光を得ることができる。
【００３０】
また、上述した手段により生成される単一側波帯信号光の搬送波周波数と等しい周波数の搬送波光を前記単一側波帯信号光と足し合わせて送出することもできる。
【００３１】
上述した本発明による生成方法を具体化した生成回路としては、第１のマッハツエンダ干渉計の両アームそれぞれに第２および第３のマッハツエンダ干渉計を集積した構造を有し、入力する搬送波光を分岐して生成された、前記第２および第３のマッハツエンダ干渉計それぞれの出力信号を合成した単一側波帯信号光を出力する単一側波帯光変調器を有する単一側波帯信号光の生成回路において、前記第２のマッハツエンダ干渉計に入力するデータ信号がＮＲＺ信号の場合に前記第３のマッハツエンダ干渉計に入力するデータ信号を０．５ビット遅延させる遅延器を備え、前記第２のマッハツエンダ干渉計に入力するデータ信号がＲＺ信号の場合に前記第３のマッハツエンダ干渉計に入力するデータ信号を０．２５ビット遅延させる遅延器を備えることを特徴としている。
【００３２】
また、生成回路は、光フィルタ、受光器、残留強度変調成分検出器、および制御器を更に備えて、出力される信号光の残留強度変調成分の大きさが常に最小になるよう制御している。
【００３３】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
【００３４】
図１は本発明の実施の一形態を示すブロック図である。図１に示された単一側波帯信号光の生成回路は、１０Ｇｂ／ｓのＳＳＢ光変調器１０を有する送信器に２値のＮＲＺ（Ｎｏｎ  Ｒｅｔｕｒｎ  ｔｏ  Ｚｅｒｏ）データ信号を適用したものである。波長１．５５μｍの半導体レーザ２０から出力する搬送波光ａを、ＳＳＢ光変調器１０で変調しＳＳＢ信号光ｂを得る。ここで、ＳＳＢ光変調器１０は、上記図１０での従来例で用いられているニオブ酸リチウム基板上にマッハツエンダ干渉計１１に駆動用のマッハツエンダ干渉計１２，１３を２重に集積したものを備えている。
【００３５】
図１において、送信器は、更に、光フィルタ２１、識別器２２、相補出力増幅器２３，２５、および０．５ビット遅延器２４、並びに光分波器３１、受光器３２、残留強度変調成分検出器３３、および制御器３４を備えている。
【００３６】
ＳＳＢ光変調器１０は、マッハツエンダ干渉計１１の両アームそれぞれにマッハツエンダ干渉計１２，１３を集積した上記図１０のサイドバンド発生部と同一の構造を有し、半導体レーザ２０が出力する搬送波光ａを分岐して生成されたマッハツエンダ干渉計１２，１３それぞれの出力信号を合成したＳＳＢ信号光ｂを出力している。
【００３７】
すなわち、データ信号ｓ１と反転データ信号ｓ２とが一方のマッハツエンダ干渉計１２をプッシュプル駆動し、データ信号ｓ１に対して９０度（π／２）の移相の遅れを有する０．５ビット遅延データ信号ｓ３と０．５ビット遅延反転データ信号ｓ４とが他方のマッハツエンダ干渉計１３をプッシュプル駆動する。これら駆動信号を得るために、はじめに、伝送すべきデータ信号を識別器２２でクロック信号のタイミングに応じて識別再生し、識別された相補的な一組のデータ信号（データ信号および反転データ信号）を得る。相補的な一組のデータ信号出力を使うことは、データ信号を分岐する動作も兼ねている。
【００３８】
識別された一方のデータ信号は相補出力アンプ２３に入力され、その２つの出力それぞれに加算器によりバイアス電源から適切なバイアス電圧が付加されて、データ信号ｓ１および反転データ信号ｓ２それぞれが得られる。
【００３９】
他方の識別された反転データ信号は、０．５ビット遅延器２４に介して相補出力アンプ２５に入力し、その相補出力アンプ２５の２つの出力それぞれに加算器によりバイアス電源から適切なバイアス電圧が付加されて、０．５ビット遅延データ信号ｓ３および０．５ビット遅延反転データ信号ｓ４それぞれが得られる。このようにして生成されたデータ信号を使ってＳＳＢ光変調器１０を駆動することにより、上記図１３に示されるような光スペクトルを持つＳＳＢ信号光ｂを得ることができる。
【００４０】
すなわち、９０度移相シフトされたデータ信号は、ＮＲＺ信号のため「０．５ビット」の遅延器により、「π／２」の位相遅れを模擬している。
【００４１】
上記図１３に示されるように、このままでは、光スペクトルにまだ不要な成分が残っている。また、図１２に示されるフェイザー表示において、トレースが円を描いておらず原点からの距離が変化していることから、残留強度変調成分が存在することがわかる。
【００４２】
このような不要な光スペクトル成分を除去するため、図１におけるＳＳＢ光変調器１０が生成したＳＳＢ信号光ｂを光フィルタ２１に通した場合の、光スペクトル、フェイザー表示、残留強度変調成分、およびホモダイン検波受信波形それぞれをシミュレーションして図２から図４までに示す。
【００４３】
光フィルタ２１はレイズドコサインフィルタを仮定し、３ｄＢ帯域幅は１２．５ＧＨｚ（０．１ｎｍ）とした。また、信号光の搬送波周波数に対して、光フィルタ２１の中心周波数を、図２の「＋１．９ＧＨｚ」と、図３の「＋４．４ＧＨｚ」と、図４の「＋６．９ＧＨｚ」とのそれぞれの場合について演算した。これらの計算結果から、光フィルタ２１は、図３に示される、中心周波数「＋４．４ＧＨｚ」の場合に最も残留強度変調成分が抑圧され、フェイザー表示も最も円に近いトレースとなっていることがわかる。また、ホモダイン検波受信波形も最も符号間干渉が小さく、アイダイヤグラムにおいて良好な開口を示している。
【００４４】
この結果により、残留強度変調成分が最小となるように光フィルタの中心周波数を制御することにより、理想的なＳＳＢ信号光を得ることができ、良好な受信波形を得ることができることが検証された。また、光フィルタの中心周波数を制御せず、光フィルタの中心周波数を固定し、信号光の波長を制御することでもよい。
【００４５】
この理由から、図１において、ＳＳＢ信号光ｂは光フィルタ２１に通される。その出力である帯域制限されたＳＳＢ信号光ｃは光分波器３１で分岐し、一方を送信器出力とし、他方を受光器３２に入力して直接検波受信する。この結果、受光器３２からＳＳＢ信号光ｃに残留する強度変調成分が出力される。この残留強度変調成分の大きさを残留強度変調成分検出器３３で検出し、この残留強度変調成分の大きさが常に最小となるように制御器３４を使って、光フィルタ２１の中心周波数を制御する。この制御により、ＳＳＢ信号光ｃは、狭帯域性と残留強度変調成分抑圧との両方に優れたＳＳＢ信号光ｃとなる。
【００４６】
上記の構成で生成したＳＳＢ信号光について、ホモダイン検波受信器で受信感度特性を測定した結果、最小受信感度は−３５ｄＢｍであり、通常のＮＲＺ信号光の受信感度と遜色ない値であった。また、高密度ＷＤＭ伝送における最小の周波数（波長）間隔を評価した結果、通常の１０Ｇｂ／ｓＮＲＺ信号光では２５ＧＨｚ間隔までしか多重できなかったのに対し、本発明で生成したＳＳＢ信号光では１５ＧＨｚ間隔まで多重分離することができた。以上の結果から、本発明の有効性が確認された。
【００４７】
次に、図５を参照して図１とは別の光フィルタ４１の出力を半導体レーザ４０にフィードバックする実施形態について説明する。
【００４８】
図５では、残留強度変調成分が常に最小となるように半導体レーザ４０の注入電流と温度とに対して制御器４３がフィードバックをかけることにより、搬送波光ａの周波数を制御している。図示されるように、ＳＳＢ光変調器１０を駆動するデータ信号の生成方法は上記図１と同じである。ＳＳＢ信号光ｃは光分波器３１で分岐し、受光器３２に入力して直接検波され、受光器３２からＳＳＢ信号光ｃに残留する強度変調成分が出力される。この残留強度変調成分の大きさを残留強度変調成分検出器３３で検出し、制御器４３に渡している。この構成で生成したＳＳＢ信号光ｃも、図１で示された構成のものと同等の受信感度特性と最小周波数間隔特性とを示した。
【００４９】
図６では、光フィルタの機能が、ＳＳＢ光変調器５０を構成するニオブ酸リチウム基板上に集積されている。ＳＳＢ光変調器５０は、光変調部５１、光フィルタ部５２および局部発振光路５３により構成される。更に、フィードバック回路として受光器６１、残留強度変調成分検出器６２、および制御器６３が備えられている。
【００５０】
光変調部５１は上述したものと同一なので説明を省略する。光フィルタ部５２は非対称マッハツエンダ干渉計で構成されており、一方のアームの電極に電界をかけることにより、中心周波数を制御することができる。受光器６１は光フィルタ部５２の出力を受け、残留強度変調成分検出器６２を介して残留強度変調成分を受けた制御器６３が光フィルタ部５２の電極の電界を制御して上述した機能を発揮する。
【００５１】
局部発振光路５３は、ホモダイン検波受信に必要な局部発振光として、搬送波光ａを分岐した導光路である。局部発振光路５３は、分岐された搬送波光ａに電極から位相制御用バイアスを供給して光位相を適切に調整しており、出力側で光フィルタ部５２から出力されるＳＳＢ信号光に足して送出している。この結果、受信側では一般に広く使われている直接検波受信器が使えるため、システム総合で、小型・低コスト化を図ることができる。
【００５２】
上記説明ではマッハツエンダ干渉計を駆動するデータ信号をＮＲＺ信号としたがＲＺ信号でも「π／２」の位相差を付与するビット遅延器で０．２５ビットの遅延を与えることにより、同様の効果を発揮することができる。
【００５３】
次に、図７を参照して本発明をＲＺデータ信号に適用しかつＸカットニオブ酸リチウム基板を用いたものについて説明する。
【００５４】
図７では、ＳＳＢ光変調器７０はＸカットニオブ酸リチウム基板上にマッハツエンダ干渉計７１に駆動用のマッハツエンダ干渉計７２，７３を２重に集積して備えている。ＳＳＢ光変調器７０には半導体レーザ８０から搬送波光が入力し、生成されたＳＳＢ信号光は光フィルタ８１を介して出力される。
【００５５】
ＲＺデータ信号は、ＮＲＺ符号のデータ信号とクロック信号とをＲＺ符号変換器８２に入力して出力として得られる。このＲＺデータ信号は分岐器８３で分岐される。一方のＲＺデータ信号は、増幅器８４で適切に増幅され、バイアス電圧が足されることによりＲＺデータ信号ｓ５が生成される。他方のＲＺデータ信号は、０．２５ビット遅延器８５を介したのちに増幅器８６で適切に増幅され、バイアス電圧が足されることにより０．２５ビット遅延ＲＺデータ信号ｓ６が得られる。パルスのデューティ比が５０％のＲＺデータ信号の場合、０．２５ビット遅延が最適となる。
【００５６】
また、このように、Ｘカットニオブ酸リチウム基板を用いてＳＳＢ光変調器７０を作成した場合、Ｘカット基板を用いることにより、単一電極駆動でチャープのない位相変調が可能となる。この結果、駆動信号がそれぞれ一つずつで済むため装置が簡略化される。Ｘカット基板の使用はＲＺ符号に限らず、ＮＲＺ符号およびその他の符号に対しても有効である。
【００５７】
図８に、図７に示すＲＺデータ信号を用いたときのＳＳＢ信号光の光スペクトル、フェイザー表示、およびホモダイン検波受信波形を示す。ホモダイン検波することによってＲＺデータ信号がほぼ完全に復調されていることがわかる。
【００５８】
以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明はこれらの構成に限定されるものではなく、いろいろな変形が可能である。
【００５９】
信号光の波長は通常光通信で使われる１．５５μｍに限定されるものではなく、どのような波長でもかまわない。
【００６０】
ビットレイトとして１０Ｇｂ／ｓの結果について示したが、これに限定されるものではなく、これより速くても遅くてもよい。勿論、波長分割多重（ＷＤＭ）光通信にも適用できる。
【００６１】
データ信号としてＮＲＺ信号とＲＺ信号とについて言及したが、これに限定されるものではなく、デュオバイナリ符号など、いかなる符号系列でも適用可能である。
【００６２】
また、０．５ビット遅延器９および０．２５ビット遅延器２８の位置は、分岐したどちらのデータ信号に対してでもよく、またその遅延量も相対的に０．５ビットまたは０．２５ビットになっていればよい。また、光位相を９０度シフトさせる動作も、マッハツエンダ干渉計のどちらのアームに対してでもよく、合波するときの両アームの光の相対位相差が９０度であればよい。
【００６３】
また、ＳＳＢ光変調器がニオブ酸リチウム基板を用いて作成されると説明したが、光半導体基板、有機材料基板、石英基板など、光変調器が実現できる材料であればどのようなものでもよい。
【００６４】
また、駆動振幅は必ずしも半波長電圧（Ｖπ）と一致している必要はない。例えば電圧Ｖπよりも小さい駆動振幅で変調する場合には、マッハツエンダ変調器の非線形性が緩和され、光スペクトルも狭くなる。
【００６５】
光フィルタの制御方法として、正弦波信号で光フィルタの中心周波数を微小変調し同期検波で最適点を探すような制御方法があるが、または最小値（または最大値）制御法である「山登り法」など、最小値に制御できる方法であれば、いかなる制御方法でも適用可能である。
【００６６】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、次のような効果を得ることができる。
【００６７】
第１の効果は、９０度ハイブリッド回路を用いずに、狭帯域性に優れたＳＳＢ信号光を発生させることのできるＳＳＢ信号光の生成方法を提供することができることである。
【００６８】
その理由は、９０度の位相差を、ビット周期の「π／２」分だけビット遅延させることにより、簡単に、容易に得ているからである。
【００６９】
第２の効果は、マッハツエンダ干渉計の正弦波状の電圧−光出力特性に起因する非線形性のために残留する余分な高周波成分を除去できることである。
【００７０】
その理由は、生成されるＳＳＢ信号光に光フィルタを用いる際、出力をフィードバックして光フィルタまたは搬送波周波数を制御し、残留強度変調成分の大きさが常に最小となるようにしているからである。
【００７１】
第３の効果は、装置が簡略化されることである。
【００７２】
その理由は、９０度の位相差をビット遅延器により得ることができる、ホモダイン検波受信に必要な局部発振光を合波することにより総合的に小型化、低コスト化が図れる、またはＸカット基板を用いることにより駆動信号が半減できるからである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の一形態を示すブロック図である。
【図２】図１の光変調器で生成されるＳＳＢ信号光を中心周波数「＋１．９ＧＨｚ」により光フィルタを通過させた際の光スペクトル、フェイザー表示、残留強度変調成分、およびホモダイン検波受信波形を示す図である。
【図３】図２において中心周波数「＋４．４ＧＨｚ」を用いた場合の図である。
【図４】図２において中心周波数「＋６．９ＧＨｚ」を用いた場合の図である。
【図５】図１とは別の、本発明の実施の一形態を示すブロック図である。
【図６】図１および図５とは別の、本発明の実施の一形態を示すブロック図である。
【図７】図１、図５、および図６とは別の、本発明の実施の一形態を示すブロック図である。
【図８】図７において光フィルタを通過させたのちのＳＳＢ信号光の光スペクトル、フェイザー表示、およびホモダイン検波受信波形を示す図である。
【図９】従来の一例を示すブロック図である。
【図１０】図９とは別の従来の一例を示すブロック図である。
【図１１】従来のＳＳＢ信号光発生部に入力するデータ信号を１０ＧＨｚに設定した一例を示す機能ブロック図である。
【図１２】図１１に示されるＳＳＢ信号光発生部で生成したＳＳＢ信号光のフェイザー表示を示す図である。
【図１３】図１１に示されるＳＳＢ信号光発生部で生成したＳＳＢ信号光の光スペクトルおよびホモダイン検波受信波形を示す図である。
【符号の説明】
１０、５０、７０    ＳＳＢ光変調器
１１、１２、１３、７１、７２、７３    マッハツエンダ干渉計
２０、４０、６０、８０    半導体レーザ
２１、４１、８１    光フィルタ
２２    識別器
２３、２５    相補出力増幅器
２４    ０．５ビット遅延器
３１    光分波器
３２、６１    受光器
３３、６２    残留強度変調成分検出器
３４、４３、６３    制御器
５１    光変調部
５２    光フィルタ部
５３    局部発振光路
８２    ＲＺ符号変換器
８３    分岐器
８４、８６    増幅器
８５    ０．２５ビット遅延器
【図１】
0004646048.tif 000002
【図２】
0004646048.tif 000003
【図３】
0004646048.tif 000004
【図４】
0004646048.tif 000005
【図５】
0004646048.tif 000006
【図６】
0004646048.tif 000007
【図７】
0004646048.tif 000008
【図８】
0004646048.tif 000009
【図９】
0004646048.tif 000010
【図１０】
0004646048.tif 000011
【図１１】
0004646048.tif 000012
【図１２】
0004646048.tif 000013
【図１３】
0004646048.tif 000014