(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＦＭ信号が入力される不平衡入力端子および互いに逆相で同振幅の信号が出力される第１・第２の平衡出力端子を有する不平衡・平衡変換回路、
前記第１の平衡出力端子に一端が接続された第１のダイオード、
前記第２の平衡出力端子に一端が接続され、前記第１のダイオードとほぼ同等の特性を有する第２のダイオード、
前記第１のダイオードに並列に接続された共振子、
前記第２のダイオードに並列に接続された容量素子、
前記第１のダイオードの他端および前記第２のダイオードの他端から出力される信号を合成する信号合成回路、
前記信号合成回路の出力信号を入力してＦＭ検波出力信号を出力するローパスフィルタ、
を備え、
前記第１のダイオードおよび前記第２のダイオードには、所定の順バイアス電流が流れ、
前記共振子は、抵抗成分、インダクタンス成分および第１の容量成分が直列接続された回路に第２の容量成分が並列に接続された回路で等価的に表わされ、前記インダクタンス成分と前記第１の容量成分による共振周波数を有し、
前記容量素子の容量は前記第２の容量成分と略一致し、
前記共振子の前記共振周波数は、ＦＭ信号の中心周波数に対して、その最大周波数変位量を少し超える程度ずれるように設定されていることを特徴とするＦＭ検波回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＦＭ検波回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＦＭ検波回路としては、フォスター・シーレー方式、レシオ方式、ＰＬＬ方式、スロープ検波方式、ディスクリミネータ検波方式などがある。例えば特許文献１にはスロープ検波方式のＦＭ検波回路が開示されている。特許文献１においては、共振器のインピーダンスが共振周波数付近で変化することを利用して、信号の周波数変化（ＦＭ成分）を振幅変化（ＡＭ成分）に変え、さらにダイオードで包絡線検波を行うことによってＦＭ検波を実現している。【０００３】
また、特許文献２にはディスクリミネータ検波方式のＦＭ検波回路が開示されている。この回路では、圧電共振子の共振周波数付近でのインピーダンス変化を利用し、出力された信号の振幅の変化を２つのダイオードで整流してＡＭ検波している。
【特許文献１】特開平１１−１９５９２８号公報
【特許文献２】特開昭５６−１４７０５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
例えばリモート・キーレス・エントリー用の受信機ではＦＳＫ信号を復調する必要がある。通常はＲＦ信号を一旦ＩＦ信号に周波数変換し（スーパーヘテロダイン方式）、その後でＩＦ信号を検波する方式が用いられるが、スーパーヘテロダイン方式の場合は局部発振器やミキサが必要になるために部品点数が多くなる。そこで、周波数変換を行わずにＲＦ信号を直接検波するダイレクト検波方式を採用することもできるが、検波のためにＲＦ信号を大きく増幅しようとすると増幅回路が発振する可能性が高く、あまり増幅率を大きくしたくない。そのため、ＲＦ信号を低いレベルで検波し、検波後に増幅を行いたいという希望がある。【０００５】
ところが、特許文献１や特許文献２のＦＭ検波回路においては、検波感度が低く、ＲＦ信号レベルが低い時に検波出力が小さいという問題がある。【０００６】
本発明は上記の問題点を解決することを目的とするもので、検波感度の高いＦＭ検波回路を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記目的を達成するために、本発明のＦＭ検波回路においては、不平衡・平衡変換回路、該不平衡・平衡変換回路の第１の平衡出力端子に一端が接続された第１のダイオード、前記不平衡・平衡変換回路の第２の平衡出力端子に一端が接続された第２のダイオード、前記第１のダイオードに並列に接続された共振子、前記第２のダイオードに並列に接続された容量素子、２つの入力端子に前記第１のダイオードの他端と前記第２のダイオードの他端が接続された信号合成回路、および前記信号合成回路の出力端子に接続されたローパスフィルタ、を備えることを特徴とする。【０００８】
上記目的を達成するために、本発明のＦＭ検波回路においては、ＦＭ信号が入力される不平衡入力端子および互いに逆相で同振幅の信号が出力される第１・第２の平衡出力端子を有する不平衡・平衡変換回路、
前記第１の平衡出力端子に一端が接続された第１のダイオード、
前記第２の平衡出力端子に一端が接続された第２のダイオード、
前記第１のダイオードに並列に接続された共振子、
前記第２のダイオードに並列に接続された容量素子、
前記第１のダイオードの他端および前記第２のダイオードの他端から出力される信号を合成する信号合成回路、
前記信号合成回路の出力信号を入力してＦＭ検波出力信号を出力するローパスフィルタ、
を備え、
前記共振子は、抵抗成分、インダクタンス成分および第１の容量成分が直列接続された回路に第２の容量成分が並列に接続された回路で等価的に表わされ、前記インダクタンス成分と前記第１の容量成分による共振周波数を有し、
前記容量素子の容量は前記第２の容量成分と略一致し、
前記共振子の前記共振周波数は、ＦＭ信号の中心周波数に対して、その最大周波数変位量を少し超える程度ずれるように設定されていることを特徴とする。
【発明の効果】
【０００９】
本発明のＦＭ検波回路においては、非常に簡単な回路で、高い検波感度を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本発明のＦＭ検波回路のブロック図である。
【図２】本発明のＦＭ検波回路の一実施形態の回路図である。
【図３】図２のＦＭ検波回路の検波出力信号のシミュレーション結果の波形を示す波形図である。
【図４】本発明のＦＭ検波回路の別の実施形態の回路図である。
【図５】図４のＦＭ検波回路の検波出力信号のシミュレーション結果の波形を示す波形図である。
【図６】本発明のＦＭ検波回路のさらに別の実施形態の回路図である。
【符号の説明】
【００１１】
１，１０，２０，３０…ＦＭ検波回路
２，１１，２１，３１…不平衡・平衡変換回路
３…信号合成回路
４…ローパスフィルタ
Ｄ１…第１のダイオード
Ｄ２…第２のダイオード
Ｘ１…共振子
Ｃ１…コンデンサ（容量素子）
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
（第１の実施形態）
図１に、本発明のＦＭ検波回路のブロック図を示す。図１において、ＦＭ検波回路１は、入力端子ＩＮ、不平衡−平衡変換回路２、第１のダイオードであるダイオードＤ１、第２のダイオードであるダイオードＤ２、共振子Ｘ１、容量素子であるコンデンサＣ１、信号合成回路３、ローパスフィルタ４、および出力端子ＯＵＴを含んで構成されている。【００１３】
ここで、入力端子ＩＮは不平衡−平衡変換回路２の不平衡端子に接続される。不平衡−平衡変換回路２の第１の平衡出力端子は、ダイオードＤ１と共振子Ｘ１からなる並列回路を介して信号合成回路３の一方の入力端子に接続されている。不平衡−平衡変換回路２の第２の平衡出力端子は、ダイオードＤ２とコンデンサＣ１からなる並列回路を介して信号合成回路３のもう一方の入力端子に接続されている。信号合成回路３の出力はローパスフィルタ４を介して出力端子ＯＵＴに接続されている。【００１４】
共振子Ｘ１は等価回路的には微小な抵抗成分、インダクタンス成分および第１の容量成分が直列接続されたものに並列に別の第２の容量成分が接続されたようなものとなる。例えば弾性表面波共振子（ＳＡＷＲ）や水晶振動子が用いられる。そして、コンデンサＣ１の容量は共振子Ｘ１の２つの端子間の容量である第２の容量成分に略一致するものが選ばれている。【００１５】
ダイオードＤ１およびダイオードＤ２は同じ特性のものが望ましく、それぞれ所定の順バイアス電流が流されている。この電流値は、そのときの各ダイオードＤ１、Ｄ２の導通抵抗が信号周波数近傍におけるコンデンサＣ１のインピーダンスの絶対値に比較的近い値になるように設定されている。
【００１６】
さらに、共振子Ｘ１の共振周波数（直列接続されたインダクタンス成分と第１の容量成分による直列共振周波数）は、入力されるＦＭ信号の中心周波数に対して、その最大周波数変位量を少し超える程度ずれるように設定されている。ここでは、共振子Ｘ１の共振周波数の方がＦＭ信号の中心周波数より高く設定されているものとして説明を続けるが、逆でももちろん構わない。その場合には出力信号の極性が変わるだけである。【００１７】
次に、この回路の動作について説明する。
まず、ダイオードＤ１と共振子Ｘ１からなる並列回路には、例えばダイオードＤ１のアノード側から信号が入力され、カソード側から出力される。ダイオードＤ２とコンデンサＣ１からなる並列回路に関しても同様に、例えばダイオードＤ２のアノード側から信号が入力され、カソード側から出力される。各ダイオードに順バイアス電流が流れるようになっている限り、アノード、カソードのどちらが信号入力側になりどちらが信号出力側になっていても構わない。
【００１８】
ここで、入力されるＦＭ信号の周波数が低くて共振子Ｘ１の共振周波数に対しても十分低い場合を考える。この場合、共振子Ｘ１はたんなる容量素子として機能し、しかもその容量がコンデンサＣ１の容量とほぼ一致する。そのため、ダイオードＤ１と共振子Ｘ１からなる並列回路は、実質的にダイオードＤ２とコンデンサＣ１からなる並列回路と同じ特性を示すことになる。この２つの並列回路には不平衡−平衡変換回路２から出力された互いに逆相（１８０度位相反転）で同振幅の信号が入力されるが、いずれも同じ特性を示すために、出力される信号においても互いに逆相で同振幅の状態は維持される。この２つの信号を信号合成回路３に入力すると互いに打ち消し合って出力には何も出ない。【００１９】
逆に、入力信号の周波数が高くて共振子Ｘ１の共振周波数に対してわずかだけ低い場合を考える。この場合、共振子Ｘ１にとっては共振周波数よりわずかに低いだけの信号が通過するため、その信号にとっては共振子Ｘ１のインピーダンスはかなり低くなる。一方、コンデンサＣ１のインピーダンスは信号の周波数が大きく変わらない限りほぼ一定である。ＦＭ信号の周波数偏位程度の周波数変化ではほぼ一定と考えて良い。そのため、ダイオードＤ１と共振子Ｘ１の並列回路の方を通る信号の方が、ダイオードＤ２とコンデンサＣ２の並列回路を通る信号より大きくなる。両者に位相の変化はほとんど生じないため、２つの並列回路を通過した２つの信号は、交流成分に関しては互いに位相が逆相で振幅が大きく異なるものになる。この２つの信号を信号合成回路３に入力すると、振幅の違いの分だけ打ち消し合わないで出てくる。また、２つの並列回路を通過した２つの信号は直流成分を有する。そのため、重畳されている交流成分によって負電圧までスイングすることはない。そのため、これをローパスフィルタ４で平滑すると何らかの振幅の信号が得られる。【００２０】
上記の２通りの信号の中間の周波数の信号が入力された場合には、共振子Ｘ１を通って出てくる信号の振幅がその中間になるので、当然ながらその中間の振幅の信号が出力端子ＯＵＴに得られる。これは入力信号の周波数の違いが出力信号の振幅の違いとして現れたことを意味する。すなわちＦ−Ｖ変換機能が実現されていることを意味し、まさにＦＭ検波の動作そのものである。【００２１】
共振子Ｘ１のインピーダンスの周波数特性は共振子のＱに依存する。したがって、Ｑの大きな共振子の場合には周波数に対するインピーダンスの傾斜が大きくなる。そのため、入力されるＦＭ信号のデビエーション（周波数偏位量）が小さくても大きな検波出力を得ることができる。【００２２】
このように、本発明のＦＭ検波回路においては、非常に簡単な回路でＦＭ検波を行うことができる。
（第２の実施形態）
次に、図２に、上記の実施形態の構成をさらに具体化した本発明の一実施形態のＦＭ検波回路の回路図を示す。図２において、図１と同じ部分には同じ記号を付す。【００２３】
図２に示したＦＭ検波回路１０は、トランジスタＱ１を用いた不平衡・平衡変換回路１１を備える。不平衡・平衡変換回路１１において、トランジスタＱ１のベースは結合用のコンデンサＣ２を介して入力端子ＩＮに接続されているとともに、抵抗Ｒ１を介して電源端子Ｖｃｃに接続され、抵抗Ｒ２を介してグランドに接続されている。抵抗Ｒ１、Ｒ２によってトランジスタＱ１のベースバイアス条件が設定されている。トランジスタＱ１のコレクタは抵抗Ｒ３を介して電源端子Ｖｃｃに接続され、エミッタは抵抗Ｒ４を介してグランドに接続されている。そして、トランジスタＱ１のコレクタおよびエミッタはそれぞれ結合用のコンデンサＣ３、Ｃ４の一端に接続されている。このように構成された不平衡・平衡変換回路１１においては、トランジスタＱ１のベースに入力された信号と同相の信号がエミッタからコンデンサＣ４を介して出力され、逆相の信号がコレクタからコンデンサＣ３を介して出力される。なお、この構成の不平衡・平衡変換回路は特開昭６１−２８５８１３号公報などにも開示されているように公知である。【００２４】
結合用のコンデンサＣ３の他端は第１のダイオードであるダイオードＤ１のアノードに接続され、同じく結合用のコンデンサＣ４の他端は第２のダイオードであるダイオードＤ２のアノードに接続されている。ダイオードＤ１のカソードとダイオードＤ２のカソードが接続され、結合用のコンデンサＣ５の一端に接続されている。ダイオードＤ１のアノードは抵抗Ｒ５を介して電源端子Ｖｃｃに接続され、ダイオードＤ２のアノードも抵抗Ｒ６を介して電源端子Ｖｃｃに接続されている。ダイオードＤ１のカソードとダイオードＤ２のカソードの接続点は抵抗Ｒ７を介してグランドに接続されている。抵抗Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７によってダイオードＤ１、Ｄ２に流れる順バイアス電流が設定されている。さらに、ダイオードＤ１のカソードとダイオードＤ２のカソードの接続点は、実質的に信号合成回路として機能する。【００２５】
結合用のコンデンサＣ５の他端はインダクタンス素子Ｌ１を介して出力端子ＯＵＴに接続されている。インダクタンス素子Ｌ１の両端はそれぞれコンデンサＣ６、Ｃ７を介してグランドに接続されている。インダクタンス素子Ｌ１、コンデンサＣ６、Ｃ７によってローパスフィルタ回路１２が構成されている。【００２６】
ＦＭ検波回路１０においては、不平衡・平衡変換回路、ローパスフィルタの構成が具体的になり、さらにダイオードＤ１、Ｄ２にバイアス電流を流す回路構成が具体的になった以外はＦＭ検波回路１と同じであり、同様にＦＭ検波機能を発揮する。【００２７】
ここで、図３に、ＦＭ検波回路１０の動作をシミュレーションした結果を示す。これはＦＭ検波回路１０から出力される信号の波形を示すものである。前提条件としては、入力信号としては９．９５ＭＨｚの搬送波信号を２０ｋＨｚの変調信号で変調指数２で変調したもので、±１０ｍＶの振幅を有し、デビエーションは約４０ｋＨｚとなっている。第１のダイオードに並列接続される共振子としては、直列共振周波数が１０ＭＨｚとなるように、１０Ωの抵抗、０．１３２６３ｐＦのコンデンサ、１．９０９８６ｍＨのインダクタンス素子を直列接続したものに２ｐＦのコンデンサを並列接続したものを用いている。第２のダイオードに並列接続される容量素子としては、共振子の並列容量に等しい２ｐＦのコンデンサを用いている。【００２８】
図３に示すように、２０ｋＨｚの繰り返し波形が得られており、ＦＭ検波が実現できている。そして、特許文献２に示された回路において同様のシミュレーションを行った結果との比較で数倍の感度となった。【００２９】
検波波形は大きな歪みを含んでおり、線形性は必ずしも良くない。ただ、ＦＭ変調信号が２値のデジタル信号で変調されたＦＳＫ信号であるならば、増幅し、適当なしきい値を設定した比較器を通せば十分に変調信号の認識は可能である。なお、検波信号の最小値から最大値への移行時に存在する歪みは不平衡・平衡変換回路における位相反転の際の非線形性によるものと考えられる。【００３０】
なお、ＦＭ検波回路１０においては、高周波信号がダイオードＤ１、Ｄ２のアノードから入力されるように構成されているが、ダイオードＤ１、Ｄ２の向きを逆にし、その状態で各ダイオードに順バイアス電流が流れるように構成したものでも同様の作用効果を奏する。あるいは、いずれか一方のダイオードを高周波信号がアノードから入力されるようにし、他方のダイオードを高周波信号がカソードから入力されるように設定したものでも、その状態で各ダイオードに順バイアス電流が流れるように構成したものでも同様の作用効果を奏する。
【００３１】
（第３の実施形態）
図４に、本発明のＦＭ検波回路の別の実施形態の回路図を示す。図４に示したＦＭ検波回路２０は、不平衡・平衡変換回路２１のみが図２に示したＦＭ検波回路１０と異なり、他の部分に違いはない。よって、図２と同一の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。【００３２】
不平衡変換回路２１において、トランジスタＱ１はベースが抵抗Ｒ１を介して電源端子Ｖｃｃに接続されており、コレクタが抵抗Ｒ３を介して電源端子Ｖｃｃに接続されている。また、トランジスタＱ２はベースが抵抗Ｒ８を介して電源端子Ｖｃｃに接続されており、コレクタが抵抗Ｒ９を介して電源端子Ｖｃｃに接続されている。トランジスタＱ１とＱ２のエミッタは互いに接続されるとともにトランジスタＱ３のコレクタに接続されている。トランジスタＱ３は、ベースが抵抗Ｒ１０を介して電源端子Ｖｃｃに接続されており、エミッタが抵抗Ｒ１１を介してグランドに接続されている。そして、トランジスタＱ１のベースは結合用のコンデンサＣ２を介して入力端子ＩＮに接続されており、トランジスタＱ１、Ｑ２のコレクタはそれぞれ結合用のコンデンサＣ３、Ｃ４の一端に接続されている。【００３３】
このように構成された回路において、トランジスタＱ３は定電流回路として動作するので、トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３からなる回路は、トランジスタＱ１のベースを信号入力端子とし、トランジスタＱ１、Ｑ２のコレクタをそれぞれ信号出力端子とする差動増幅回路として機能する。そして、２つの出力信号は互いに位相が反転したものとなる。したがって、全体としてトランジスタＱ１のベースを不平衡信号入力端子とし、トランジスタＱ１、Ｑ２のコレクタをそれぞれ平衡信号出力端子とする不平衡・平衡変換回路として機能する。【００３４】
ＦＭ検波回路２０においては、不平衡・平衡変換回路２１のみがＦＭ検波回路１０と異なっており、平衡信号に変換された後の処理回路については同じである。そのため、ＦＭ検波回路１０と同様に機能する。【００３５】
ここで、図５に、ＦＭ検波回路２０の動作をシミュレーションした結果を示す。これはＦＭ検波回路２０から出力される信号の波形を示すものである。前提条件としては、図３に示したＦＭ検波回路１０の動作シミュレーションの時と同じにしている。【００３６】
図５に示すように、２０ｋＨｚの繰り返し波形が得られており、ＦＭ検波が実現できている。そして、第２の実施形態で示したＦＭ検波回路１０において同様のシミュレーションを行った結果に比べて、出力レベルは約１０倍になった。【００３７】
この場合も検波波形は大きな歪みを含んでおり、線形性は必ずしも良くないが、ＦＭ変調信号が２値のデジタル信号で変調されたＦＳＫ信号であるならば、増幅し、適当なしきい値を設定した比較器を通せば十分に変調信号の認識は可能である。なお、検波信号の最大値から最小値への移行時に存在する歪みは不平衡・平衡変換回路における位相反転の際の非線形性によるものと考えられる。【００３８】
（第４の実施形態）
図６に、本発明のＦＭ検波回路のさらに別の実施形態の回路図を示す。図６に示したＦＭ検波回路３０は、不平衡・平衡変換回路３１が図２に示したＦＭ検波回路１０と異なり、それに応じてダイオードＤ１、Ｄ２に直流電流を流すための抵抗の配置が変更されているが、他の部分に違いはない。よって、図２と同一の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。【００３９】
不平衡・平衡変換回路３１は巻線型のバルントランスＴ１を備えている。バルントランスＴ１は１つのコアに第１、第２、第３の巻線が巻かれている。第１の巻線の一端は入力端子ＩＮに直接接続され、他端はグランドに接続されている。第２の巻線の一端はダイオードＤ１のアノードに直接接続され、他端は信号周波数でインピーダンスの小さいコンデンサＣ８を介してグランドに接続されることによって高周波的に接地されている。第３の巻線の一端は第２の巻線の他端に接続され、他端はダイオードＤ２のアノードに直接接続されている。第２の巻線の他端と第３の巻線の一端との接続点は抵抗Ｒ１２を介して電源端子Ｖｃｃに接続されている。抵抗Ｒ１２がダイオードＤ１、Ｄ２に順バイアス電流を流すための抵抗になるため、ＦＭ検波回路１０で備えていた抵抗Ｒ５、Ｒ６は備えていない。また、バルントランスＴ１を介してダイオードＤ１、Ｄ２のバイアス電流を供給する構成のため、不平衡・平衡変換回路３１とダイオードＤ１、Ｄ２との間の結合用兼ＤＣカット用のコンデンサＣ３、Ｃ４も備えていない。さらには、入力端子ＩＮと不平衡・平衡変換回路との間の結合用のコンデンサＣ２も備えていない。周知のようにバルントランスＴ１は不平衡・平衡変換器として機能するので、不平衡・平衡変換回路３１もその機能を発揮する。【００４０】
このように構成されたＦＭ検波回路３０においても、不平衡・平衡変換回路が異なる以外は基本的にＦＭ検波回路１と同じであり、同様にＦＭ検波機能を発揮する。【００４１】
また、ＦＭ検波回路３０においては、不平衡・平衡変換回路３１にバルントランスＴ１を使用しているため、これを介してダイオードへのバイアス電流供給が可能であり、それによってバイアス電流供給用の抵抗やＤＣカット用のコンデンサの数を削減することができ、小型化を実現することができる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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