(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＯＦＤＭ方式を用いるセルラシステムにおいて、伝搬路推定用サブキャリアに符号を乗算して送信する送信機であって、
前記符号は、連続する伝搬路推定用サブキャリアに乗算する符号の位相差φが一定であり、連続するＭ個（Ｍは２又は２より大きい整数）のサブキャリア毎の符号が、他の送信機の同一のサブキャリアに乗算される符号と互いに直交し、
サブキャリア総数Ｎｓｕｂが、２Ｎ−１＜Ｎｓｕｂ≦２Ｎ（Nは自然数）の条件を満たす場合に、ＭがＮｓｕｂの約数となるようにＭを設定することを特徴とする送信機。
【請求項２】
サブキャリア総数Ｎｓｕｂが、２Ｎ−１＜Ｎｓｕｂ≦２Ｎ（Nは自然数）の条件を満たす場合に、
φ×２Ｎ＝２ｎπ（ｎは整数）を満たすようにφを設定するとともに、
ＭがＮｓｕｂの約数となるようにＭを設定することを特徴とする請求項１に記載の送信機。
【請求項３】
Ｍ＝４であり、
φ＝０、π／２、π、３π／２の組の全部あるいは一部である
ことを特徴とする請求項１又は２に記載の送信機。
【請求項４】
前記連続する４個のサブキャリアに割り当てる符号は、ｊを虚数単位とした場合に、
（１、１、１、１）、（１、ｊ、−１、−ｊ）、（１、−１、１、−１）、（１、−ｊ、−１、ｊ）
であることを特徴とする請求項３に記載の送信機。
【請求項５】
Ｍ＝８であり、
φ＝０、π／４、π／２、３π／４、π、５π／４、３π／２、７π／４の組の全部あるいは一部である
ことを特徴とする請求項１又は２に記載の送信機。
【請求項６】
前記連続する８個のサブキャリアに割り当てる符号は、ｊを虚数単位とした場合に、
（１、１、１、１、１、１、１、１）、（１、（１＋ｊ）／√２、ｊ、（−１＋ｊ）／√２、−１、（−１−ｊ）／√２、−ｊ、（１−ｊ）／√２）、（１、ｊ、−１、−ｊ、１、ｊ、−１、−ｊ）、（１、（−１＋ｊ）／√２、−ｊ、（１＋ｊ）／√２、−１、（１−ｊ）／√２、ｊ、（−１−ｊ）／√２）、（１、−１、１、−１、１、−１、１、−１）、（１、（−１−ｊ）／√２、ｊ、（１−ｊ）／√２、−１、（１＋ｊ）／√２、−ｊ、（１−ｊ）／√２）、（１、−ｊ、−１、ｊ、１、−ｊ、−１、ｊ）、（１、（１−ｊ）／√２、−ｊ、（−１−ｊ）／√２、−１、（−１＋ｊ）／√２、ｊ、（１＋ｊ）／√２）
であることを特徴とする請求項５に記載の送信機。
【請求項７】
ＯＦＤＭ方式を用いる複数のセクタを有する基地局を使用するセルラシステムにおいて、
前記各セクタに設置され、伝搬路推定用ＯＦＤＭシンボルを生成するための符号を各サブキャリアに割り当てる際と、通信データを各サブキャリアに割り当てる際に、連続する伝搬路推定用サブキャリアに乗算する符号の位相差をφとし、伝搬路推定用サブキャリアの配置間隔をｎ（ｎは１又は１より大きい整数）とすると、全てのＯＦＤＭシンボルにおいてｋ（ｋは、１又は１より大きく、サブキャリア総数又はサブキャリア総数より小さい整数）番目のサブキャリアに対しては変調された位相に対し、さらに（ｋ−１）×φ／ｎの位相回転を与え送信し、
前記セクタごとに、φが固有であることを特徴とする送信機。
【請求項８】
有効ＯＦＤＭシンボル長と設定されるガードインターバル長の比を１：Ｇとした場合に、
位相差φが、φ≧２×Ｇ×πの条件を満たすように設定することを特徴とする請求項７に記載の送信機。
【請求項９】
ＯＦＤＭ方式を用いるセルラシステムにおいて、
請求項１から６で示す符号を伝搬路推定用サブキャリアに割り当て伝搬路推定用サブキャリアとして送信し、連続する伝搬路推定用サブキャリアに乗算する符号の位相差をφとし、伝搬路推定用サブキャリアの配置間隔をｎ（ｎは１又は１より大きい整数）とすると、データを送信するＯＦＤＭシンボルにおいてｋ（ｋは、１又は１より大きく、サブキャリア総数又はサブキャリア総数より小さい整数）番目のサブキャリアに対しては変調された位相に対し、さらに（ｋ−１）×φ／ｎの位相回転を与え送信することを特徴とする送信機。
【請求項１０】
ＯＦＤＭ方式を用いるセルラシステムにおいて、
Ｍ個（Ｍは２又は２より大きい整数）のサブキャリア単位で直交する符号をサブキャリア単位で乗算して伝搬路推定用サブキャリアとして送信し、連続する伝搬路推定用サブキャリアに乗算する符号の位相差をφとし、伝搬路推定用サブキャリアの配置間隔をｎ（ｎは１又は１より大きい整数）とすると、データを送信するＯＦＤＭシンボルにおいてｋ（ｋは、１又は１より大きく、サブキャリア総数又はサブキャリア総数より小さい整数）番目のサブキャリアに対しては変調された位相に対し、さらに（ｋ−１）×φ／ｎの位相回転を与え送信することを特徴とする送信機。
【請求項１１】
ＩＦＦＴの出力を回転させることにより、ＯＦＤＭシンボルに位相回転φを与えることを特徴とする請求項７〜９のいずれかの項に記載の送信機。
【請求項１２】
周波数時間分割でアクセスするＯＦＤＭ方式を用いるセルラシステムにおいて、
連続する伝搬路推定用サブキャリアに乗算する符号の位相差φが一定であり、連続するＭ個（Ｍは２又は２より大きい整数）のサブキャリア毎の符号が、他の送信機の同一のサブキャリアに乗算される符号と互いに直交する符号を伝搬路推定用サブキャリアとして受信機に送信し、伝搬路推定用サブキャリアの配置間隔をｎ（ｎは１又は１より大きい整数）とすると、同一の受信機に対し、同時に他の送信機と連動して同一の周波数帯域を用いて同じデータを送信する際は、ｍ番目（ｍは１又は１より大きく、通信を行う帯域のサブキャリア総数又はサブキャリア総数より小さい整数）のサブキャリア対しては、データにより変調された位相に対し、さらに（ｍ−１）×φ／ｎの位相回転を与え送信することを特徴とする送信機。
【請求項１３】
請求項１〜６のいずれかの項に記載の送信機と、
１つの送信機から送信されるデータを復調する際は、
受信した伝搬路推定用サブキャリアが含まれるＯＦＤＭシンボルに対しＦＦＴにより周波数変換し、
送信側で直交性を保った伝搬路推定用サブキャリア単位で送信機との周波数応答である伝搬路を推定し、
２又は２より多数の送信機から送信される同じデータを復調する際は、
受信した伝搬路推定用サブキャリアが含まれるＯＦＤＭシンボルに対しＦＦＴにより周波数変換し、
伝搬路推定用のサブキャリアに対し、いずれかの送信機で用いられた符号の複素共役を乗じることにより、全ての送信機からの結合された伝搬路を求める受信機と、
を有することを特徴とするＯＦＤＭ通信システム。
【請求項１４】
前記受信機は、伝搬路推定用信号の直交性から、送信機毎の信頼度を推定する機能を有することを特徴とする請求項１３に記載のＯＦＤＭ通信システム。
【請求項１５】
請求項７〜９のいずれかの項記載の送信機と、
受信した伝搬路推定用サブキャリアが含まれるＯＦＤＭシンボルに対しＦＦＴにより周波数変換し、
伝搬路推定用のサブキャリアに対し、送信機で用いられた符号の複素共役を乗じることにより送信機との伝搬路を求め、ＩＦＦＴすることで、インパルス応答に変換し、
変換した結果、信号成分が集中する位置により、基地局またはセクタ、またはその両方を決定する受信機と、
を有することを特徴とするＯＦＤＭ通信システム。
【請求項１６】
請求項７〜９のいずれかの項に記載の送信機と、
受信した伝搬路推定用サブキャリアが含まれるＯＦＤＭシンボルに対しＦＦＴにより周波数変換し、
伝搬路推定用のサブキャリアに対し、送信機で用いられた符号の複素共役を乗じることにより送信機との伝搬路を求め、ＩＦＦＴすることで、インパルス応答に変換し、
変換した結果、信号成分が集中する時間のみを抽出し、再度ＦＦＴすることで、接続するセクタの送信機との伝搬路を推定する受信機と、
を有することを特徴とするＯＦＤＭ通信システム。
【請求項１７】
請求項７〜９のいずれかの項に記載の送信機と、
受信した伝搬路推定用サブキャリアが含まれるＯＦＤＭシンボルに対しＦＦＴにより周波数変換し、
伝搬路推定用サブキャリアに対し、送信機で用いられた符号の複素共役を乗じることにより送信機との伝搬路を求める受信機と、
を有することを特徴とするＯＦＤＭ通信システム。
【請求項１８】
請求項９に記載の送信機と、
伝搬路推定用信号の直交性から、送信機毎の信頼度推定する機能を有する受信機と、
を有することを特徴とするＯＦＤＭ通信システム。
【請求項１９】
請求項１０に記載の送信機と、
複数の送信機から同一のデータを受信する際は、それぞれの送信機からの伝搬路を算出し、さらに各々の伝搬路からデータを受信する際の合成された伝搬路を算出する受信機と、
を有することを特徴とするＯＦＤＭ通信システム。
【請求項２０】
請求項１２に記載の送信機と、
各スロットの制御情報を送信し、
受信した伝搬路推定用サブキャリアが含まれるＯＦＤＭシンボルに対しＦＦＴにより周波数変換し、
伝搬路推定用のサブキャリアに対し、送信機で用いられた符号の複素共役を乗じることにより送信機との伝搬路を求め、
更に、受信した前記制御情報から受信するスロットと変調に関する情報を復調する制御情報とを復調し、
自端末宛てのデータスロットを復調する受信機と、
を有することを特徴とするＯＦＤＭ通信システム。
【請求項２１】
ＯＦＤＭ方式を用いるセルラシステムにおいて、伝搬路推定用サブキャリアに符号を乗算して送信する送信方法であって、
前記符号は、連続する伝搬路推定用サブキャリアに乗算する符号の位相差が一定であり、連続するＭ個（Ｍは２又は２より大きい整数）のサブキャリア毎の符号が、他の送信機の同一のサブキャリアに乗算される符号と互いに直交し、
サブキャリア総数Ｎｓｕｂが、２Ｎ−１＜Ｎｓｕｂ≦２Ｎ（Nは自然数）の条件を満たす場合に、ＭがＮｓｕｂの約数となるようにＭを設定することを特徴とする送信方法。
【請求項２２】
ＯＦＤＭ方式を用いる複数のセクタを有する基地局を使用するセルラシステムにおいて、
前記各セクタに設置され、伝搬路推定用ＯＦＤＭシンボルを生成するための符号を各サブキャリアに割り当てる際と、通信データを各サブキャリアに割り当てる際に、連続する伝搬路推定用サブキャリアに乗算する符号の位相差をφとし、伝搬路推定用サブキャリアの配置間隔をｎ（ｎは１又は１より大きい整数）とすると、全てのＯＦＤＭシンボルにおいてｋ（ｋは、１又は１より大きく、サブキャリア総数又はサブキャリア総数より小さい整数）番目のサブキャリアに対しては変調された位相に対し、さらに（ｋ−１）×φ／ｎの位相回転を与え送信し、
前記セクタごとに、φが固有であることを特徴とする送信方法。
【請求項２３】
ＯＦＤＭ方式を用いるセルラシステムにおいて、
請求項２１で示す符号を伝搬路推定用サブキャリアに割り当て伝搬路推定用サブキャリアとして送信し、連続する伝搬路推定用サブキャリアに乗算する符号の位相差をφとし、伝搬路推定用サブキャリアの配置間隔をｎ（ｎは１又は１より大きい整数）とすると、データを送信するＯＦＤＭシンボルにおいてｋ（ｋは、１又は１より大きく、サブキャリア総数又はサブキャリア総数より小さい整数）番目のサブキャリアに対しては変調された位相に対し、さらに（ｋ−１）×φ／ｎの位相回転を与え送信することを特徴とする送信方法。
【請求項２４】
ＯＦＤＭ方式を用いるセルラシステムにおいて、
Ｍ個（Ｍは２又は２より大きい整数）のサブキャリア単位で直交する符号をサブキャリア単位で乗算して伝搬路推定用サブキャリアとして送信し、連続する伝搬路推定用サブキャリアに乗算する符号の位相差をφとし、伝搬路推定用サブキャリアの配置間隔をｎ（ｎは１又は１より大きい整数）とすると、データを送信するＯＦＤＭシンボルにおいてｋ（ｋは、１又は１より大きく、サブキャリア総数又はサブキャリア総数より小さい整数）番目のサブキャリアに対しては変調された位相に対し、さらに（ｋ−１）×φ／ｎの位相回転を与え送信することを特徴とする送信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式を用いるセルラシステムにおいて、伝搬路推定用サブキャリアに符号を乗算して通信を行う送信機、ＯＦＤＭ通信システム及び送信方法に関する。
本願は、２００５年１０月３日に、日本に出願された特願２００５−２８９８７８号に基づき優先権を主張し、その内容をここに援用する。
【背景技術】
【０００２】
近年、複数の送信アンテナを具備する送信機から、送信アンテナ毎に異なる（循環）遅延を与えて同時に送信するＣＤＴ（Cyclic Delay Transmit：循環遅延送信）ダイバーシチを用いるマルチキャリア伝送が提案されている（非特許文献１）。この送信ダイバーシチ方式を用いると、常にチャネルの周波数選択性を強くできるため、優れた平均ＢＥＲ（Bit Error Rate）特性を得ることができる。【０００３】
また、３ＧＰＰ（3rd Generation Partnership Project）でのEvoluved UTRA & UTRANにおいて、複数のセクタを具備する送信機である基地局が、各セクタに属する送信アンテナから、特に、セクタエッジ付近に位置する同一の受信機向けに、同一周波数、同一時間を用いて信号を送信し、受信機側においてその合成波を受信することにより、サイトダイバーシチ効果を得ることのできるソフト・コンバイニング（Soft-combining）と呼ばれる手法に、前記ＣＤＴダイバーシチを採用することにより、優れた平均ＢＥＲ特性を得ることが提案されている（非特許文献２）。【０００４】
図２４は、２つの異なるセクタに属する送信機が備える送信アンテナ１、２から、受信機が備える受信アンテナ３へと信号が送信される様子を示す概念図である。図に示すように、送信アンテナ１と送信アンテナ２とから信号が送信され、受信機の受信アンテナ３によりその合成波が受信される。【０００５】
図２５Ａは、送信アンテナ１（図２４）と受信機の受信アンテナ３（図２４）との間の伝搬路の時間領域表現である遅延プロファイルｈ１を示しており、図２５Ｂは、送信アンテナ２（図２４）と受信機の受信アンテナ３（図２４）との間の伝搬路の時間領域表現である遅延プロファイルｈ２を示している。ここで、横軸は時間、縦軸は電力を示している。
送信アンテナ２から送信される信号が、送信アンテナ１から送信された信号を遅延した信号である場合、つまり送信アンテナ１と送信アンテナ２の間で、ＣＤＴダイバーシチを採用した場合には、図２６に示すように、送信信号は前記遅延プロファイルｈ１とｈ２とを合成した伝搬路を通り、受信アンテナ３（図２４）に到達したとみなすことができる。
ただし、時間領域ｔ１は前記遅延プロファイルｈ１（図２５Ａ）に対応し、時間領域ｔ２は前記遅延プロファイルｈ２（図２５Ｂ）にそれぞれ対応している。【０００６】
一方で、セクタ間では、伝搬路推定用サブキャリアにセクタ固有の直交符号を掛けることにより、同一周波数、同一時間を用いて伝搬路推定用サブキャリアを送信しながら、受信機側で各セクタからの伝搬路推定用サブキャリアを分離し、伝搬路推定を個別に行うことが提案されている（非特許文献３、４）。【０００７】
図２７Ａは、送信アンテナ１（図２４）から送信される信号を示し、領域４は伝搬路推定用サブキャリアを、領域５は共用データチャネルを示す。また、図２７Ｂは、送信アンテナ２（図２４）から送信される信号を示している。領域６は伝搬路推定用サブキャリアを、領域７は共用データチャネルを示す。
領域５、７に含まれるデータを復調するために必要となる伝搬路情報を得るために、領域４、６に含まれる伝搬路推定用サブキャリアを用いるが、通常は図２８に示すようにセクタ＃１〜＃３毎に異なる直交符号が掛けられ、送信されている。
図２８は横軸を周波数とし、一番上の系列８はマルチキャリア通信においてサブキャリアが並んでいる様子を示す。この下に並ぶ３つの系列９〜１１は、それぞれのセクタ＃１〜＃３に属する送信アンテナ１ａ、１ｂ、１ｃ（図示省略）において、各サブキャリアに乗算される直交符号を示す。
これにより例えば周波数範囲ｆ１内で全てのキャリアの値を加算する送信アンテナ１ａからの信号は加算結果に含まれるが、送信アンテナ１ｂ及び１ｃからの信号成分は０となり、同一周波数、時間を用いて信号の送信を行なっても、各セクタの信号を分離することができる。なお、このような状況を「直交性が保たれている」という。【０００８】
一方で、セクタ＃１〜＃３間の送信アンテナ１ａ〜１ｃに対し、前記ＣＤＴダイバーシチを適用する場合においては、前述の通り領域５、７（図２７）を復調するためには伝搬路情報を、領域４、６（図２７）に含まれる伝搬路推定用サブキャリアから得る必要があるため、通常は送信アンテナ１ｂから送信される信号は、領域６、７ともに同一の遅延を付加することとなる。
しかしながら、セクタ間の送信アンテナに対し、前記ＣＤＴダイバーシチを適用した場合には、前記直交符号間の直交性が崩れるため、伝搬路推定用サブキャリアを用いて各セクタの送信アンテナと受信機間の伝搬路を分離し推定しようとすると、伝搬路推定結果に誤差が生じる恐れがある。【０００９】
図２９は、遅延プロファイルｈ１＝ｈ２＝１とした場合、つまり遅延波が存在せず、直達波に関しても位相回転、振幅の変化がない場合の送信信号を示した図である。このとき、マルチキャリア伝送が行われ、図２４の送信アンテナ１、２の間でシンボルの半分の遅延が付加された場合を考える。
なお、ここではソフト・コンバイニング法によるダイバーシチが、送信アンテナ１と送信アンテナ２との間で用いられている場合を考え、ここでは、暫くの間、送信アンテナ１と送信アンテナ２から送信された信号のみを考えるものとする。ここで、ソフト・コンバイニング法は、２つのセクタが同一の受信機に対して、同一情報から生成した同一信号を同一タイミングで送信することにより、受信機の信号成分を増大させつつ、干渉成分を抑える方法である。
このとき、送信アンテナ２（図２４）から送信される送信信号は、k番目のサブキャリアに対して、以下の式（１）の位相回転が掛けられる。【００１０】
θ＝２πｋＴ／Ｎ＝２πｋ・Ｎ／２・／Ｎ＝ｋπ  ・・・（１）【００１１】
このとき、送信アンテナ２（図２４）からの信号は図２９に示すようになり、送信アンテナ１（図２４）からの送信信号との間の直交性が崩れた状態になる。
なお、上記式（１）でのNはマルチキャリア変調時のＩＦＦＴ（Inverse Fast FourierTransform：逆高速フーリエ変換）のポイント数、Ｔは２アンテナ間の遅延ポイント差（遅延時間差）を示す。
【非特許文献１】信学技報RCS2004-392，“周波数領域等化を用いるDS-CDMAへのCyclic Delay Transmit Diversityの適用効果”，社団法人電子情報通信学会2005年3月発行
【非特許文献２】3GPP寄書，R1-050795，“Intra-Node B Macro Diversity based on Cyclic Delay Transmissions”，[平成17年9月7日検索]，インターネット（URL: ftp://ftp.3gpp.org/TSG_RAN/WG1_RL1/TSGR1_42/Docs/R1-050795.zip）
【非特許文献３】3GPP寄書，R1-050704，“Orthogonal Common Pilot Channel and Scrambling Code inEvolved UTRA Downlink”，[平成17年9月7日検索]，インターネット（URL: ftp://ftp.3gpp.org/TSG_RAN/WG1_RL1/TSGR1_42/Docs/R1-050704.zip）
【非特許文献４】3GPP寄書，R1-050700，“Intra-Node B Macro Diversity Using Simultaneous Transmission with Soft-combining in Evolved UTRA Downlink”，[平成17年9月7日検索]，インターネット（URL: ftp://ftp.3gpp.org/TSG_RAN/WG1_RL1/TSGR1_42/Docs/R1-050700.zip）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
しかしながら、従来、ＣＤＴダイバーシチ法やソフト・コンバイニング法などのダイバーシチと、セクタ間における伝搬路推定用サブキャリアの直交性とは、別々に用いられており、それらを単純に組み合わせただけでは、直交性が崩れ、伝搬路推定精度が劣化するという問題があった。【００１３】
本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、送信機毎の電力を推定可能とし、伝搬路を精度よく推定することができる伝搬路推定シンボルを送信する送信機、さらには、同一の端末に対し、同じデータを送信するソフトコンバイン時に無用なシーケンスあるいは受信処理を必要としないフォーマットでデータを送信することができる送信機、及びそれらの信号を処理可能とする送信機、ＯＦＤＭ通信システム及び送信方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明の送信機は、上記課題を解決するためになされたもので、ＯＦＤＭ方式を用いるセルラシステムにおいて、伝搬路推定用サブキャリアに符号を乗算して送信する送信機であって、前記符号は、連続する伝搬路推定用サブキャリアに乗算する符号の位相差φが一定であり、連続するＭ個（Ｍは２又は２より大きい整数）のサブキャリア毎の符号が、他の送信機の同一のサブキャリアに乗算される符号と互いに直交する。【００１５】
また、本発明の送信機は、サブキャリア総数Ｎｓｕｂが、２Ｎ−１＜Ｎｓｕｂ≦２Ｎ（Nは自然数）の条件を満たす場合に、φ×２Ｎ＝２ｎπ（ｎは整数）を満たすようにφを設定するとともに、ＭがＮｓｕｂの約数となるようにＭを設定する。【００１６】
また、本発明の送信機は、Ｍ＝４であり、φ＝０、π／２、π、３π／２の組の全部あるいは一部である。【００１７】
また、本発明の送信機は、前記連続する４個のサブキャリアに割り当てる符号は、ｊを虚数単位とした場合に、（１、１、１、１）、（１、ｊ、−１、−ｊ）、（１、−１、１、−１）、（１、−ｊ、−１、ｊ）である。【００１８】
また、本発明の送信機は、Ｍ＝８であり、φ＝０、π／４、π／２、３π／４、π、５π／４、３π／２、７π／４の組の全部あるいは一部である。【００１９】
また、本発明の送信機は、前記連続する８個のサブキャリアに割り当てる符号は、ｊを虚数単位とした場合に、（１、１、１、１、１、１、１、１）、（１、（１＋ｊ）／√２、ｊ、（−１＋ｊ）／√２、−１、（−１−ｊ）／√２、−ｊ、（１−ｊ）／√２）、（１、ｊ、−１、−ｊ、１、ｊ、−１、−ｊ）、（１、（−１＋ｊ）／√２、−ｊ、（１＋ｊ）／√２、−１、（１−ｊ）／√２、ｊ、（−１−ｊ）／√２）、（１、−１、１、−１、１、−１、１、−１）、（１、（−１−ｊ）／√２、ｊ、（１−ｊ）／√２、−１、（１＋ｊ）／√２、−ｊ、（１−ｊ）／√２）、（１、−ｊ、−１、ｊ、１、−ｊ、−１、ｊ）、（１、（１−ｊ）／√２、−ｊ、（−１−ｊ）／√２、−１、（−１＋ｊ）／√２、ｊ、（１＋ｊ）／√２）である。【００２０】
また、本発明の送信機は、ＯＦＤＭ方式を用いる複数のセクタを有する基地局を使用するセルラシステムにおいて、伝搬路推定用サブキャリアに符号を乗算して送信する送信機であって、前記符号は第１の符号及び第２の符号からなり、前記第１の符号は、連続する伝搬路推定用サブキャリアに乗算する符号の位相差φが一定であり、連続するＭ個（Ｍは２又は２より大きい整数）のサブキャリア毎の符号が他のセクタの送信機の同一のサブキャリアに乗算される第１の符号と互いに直交する符号であり、前記第２の符号は基地局固有の符号である。【００２１】
また、本発明の送信機は、ＯＦＤＭ方式を用いる複数のセクタを有する基地局を使用するセルラシステムにおいて、前記各セクタに設置され、伝搬路推定用ＯＦＤＭシンボルを生成するための符号を各サブキャリアに割り当てる際と、通信データを各サブキャリアに割り当てる際に、連続する伝搬路推定用サブキャリアに乗算する符号の位相差をφとし、伝搬路推定用サブキャリアの配置間隔をｎ（ｎは１又は１より大きい整数）とすると、全てのＯＦＤＭシンボルにおいてｋ（ｋは、１又は１より大きく、サブキャリア総数又はサブキャリア総数より小さい整数）番目のサブキャリアに対しては変調された位相に対し、さらに（ｋ−１）×φ／ｎの位相回転を与え送信し、前記セクタごとに、φが固有である。【００２２】
また、本発明の送信機は、有効ＯＦＤＭシンボル長と設定されるガードインターバル長の比を１：Ｇとした場合に、位相差φが、φ≧２×Ｇ×πの条件を満たすように設定する。【００２３】
また、本発明の送信機は、ＯＦＤＭ方式を用いるセルラシステムにおいて、請求項１から６で示す符号を伝搬路推定用サブキャリアに割り当て伝搬路推定用サブキャリアとして送信し、連続する伝搬路推定用サブキャリアに乗算する符号の位相差をφとし、伝搬路推定用サブキャリアの配置間隔をｎ（ｎは１又は１より大きい整数）とすると、データを送信するＯＦＤＭシンボルにおいてｋ（ｋは、１又は１より大きく、サブキャリア総数又はサブキャリア総数より小さい整数）番目のサブキャリアに対しては変調された位相に対し、さらに（ｋ−１）×φ／ｎの位相回転を与え送信する。【００２４】
また、本発明の送信機は、ＯＦＤＭ方式を用いるセルラシステムにおいて、
Ｍ個（Ｍは２又は２より大きい整数）のサブキャリア単位で直交する符号をサブキャリア単位で乗算して伝搬路推定用サブキャリアとして送信し、連続する伝搬路推定用サブキャリアに乗算する符号の位相差をφとし、伝搬路推定用サブキャリアの配置間隔をｎ（ｎは１又は１より大きい整数）とすると、データを送信するＯＦＤＭシンボルにおいてｋ（ｋは、１又は１より大きく、サブキャリア総数又はサブキャリア総数より小さい整数）番目のサブキャリアに対しては変調された位相に対し、さらに（ｋ−１）×φ／ｎの位相回転を与え送信する。【００２５】
また、本発明の送信機は、ＩＦＦＴの出力を回転させることにより、ＯＦＤＭシンボルに位相回転φを与える。【００２６】
また、本発明の送信機は、周波数時間分割でアクセスするＯＦＤＭ方式を用いるセルラシステムにおいて、連続する伝搬路推定用サブキャリアに乗算する符号の位相差φが一定であり、連続するＭ個（Ｍは２又は２より大きい整数）のサブキャリア毎の符号が、他の送信機の同一のサブキャリアに乗算される符号と互いに直交する符号を伝搬路推定用サブキャリアとして受信機に送信し、伝搬路推定用サブキャリアの配置間隔をｎ（ｎは１又は１より大きい整数）とすると、同一の受信機に対し、同時に他の送信機と連動して同一の周波数帯域を用いて同じデータを送信する際は、ｍ番目（ｍは１又は１より大きく、通信を行う帯域のサブキャリア総数又はサブキャリア総数より小さい整数）のサブキャリア対しては、データにより変調された位相に対し、さらに（ｍ−１）×φ／ｎの位相回転を与え送信する。【００２７】
また、本発明のＯＦＤＭ通信システムは、１つの送信機から送信されるデータを復調する際は、受信した伝搬路推定用サブキャリアが含まれるＯＦＤＭシンボルに対しＦＦＴにより周波数変換し、送信側で直交性を保った伝搬路推定用サブキャリア単位で送信機との周波数応答である伝搬路を推定し、２又は２より多数の送信機から送信される同じデータを復調する際は、受信した伝搬路推定用サブキャリアが含まれるＯＦＤＭシンボルに対しＦＦＴにより周波数変換し、伝搬路推定用のサブキャリアに対し、いずれかの送信機で用いられた符号の複素共役を乗じることにより、全ての送信機からの結合された伝搬路を求める受信機とを有する。【００２８】
また、本発明のＯＦＤＭ通信システムは、前記受信機は、伝搬路推定用信号の直交性から、送信機毎の信頼度を推定する機能を有する。【００２９】
また、本発明のＯＦＤＭ通信システムは、受信した伝搬路推定用サブキャリアが含まれるＯＦＤＭシンボルに対しＦＦＴにより周波数変換し、伝搬路推定用のサブキャリアに対し、送信機で用いられた符号の複素共役を乗じることにより送信機との伝搬路を求め、ＩＦＦＴすることで、インパルス応答に変換し、変換した結果、信号成分が集中する位置により、基地局またはセクタ、またはその両方を決定する受信機とを有する。【００３０】
また、本発明のＯＦＤＭ通信システムは、受信した伝搬路推定用サブキャリアが含まれるＯＦＤＭシンボルに対しＦＦＴにより周波数変換し、伝搬路推定用のサブキャリアに対し、送信機で用いられた符号の複素共役を乗じることにより送信機との伝搬路を求め、ＩＦＦＴすることで、インパルス応答に変換し、変換した結果、信号成分が集中する時間のみを抽出し、再度ＦＦＴすることで、接続するセクタの送信機との伝搬路を推定する受信機とを有する。【００３１】
また、本発明のＯＦＤＭ通信システムは、受信した伝搬路推定用サブキャリアが含まれるＯＦＤＭシンボルに対しＦＦＴにより周波数変換し、伝搬路推定用サブキャリアに対し、送信機で用いられた符号の複素共役を乗じることにより送信機との伝搬路を求める受信機とを有する。【００３２】
また、本発明のＯＦＤＭ通信システムは、伝搬路推定用信号の直交性から、送信機毎の信頼度推定する機能を有する受信機とを有する。【００３３】
また、本発明のＯＦＤＭ通信システムは、複数の送信機から同一のデータを受信する際は、それぞれの送信機からの伝搬路を算出し、さらに各々の伝搬路からデータを受信する際の合成された伝搬路を算出する受信機とを有する。【００３４】
また、本発明のＯＦＤＭ通信システムは、各スロットの制御情報を送信し、受信した伝搬路推定用サブキャリアが含まれるＯＦＤＭシンボルに対しＦＦＴにより周波数変換し、伝搬路推定用のサブキャリアに対し、送信機で用いられた符号の複素共役を乗じることにより送信機との伝搬路を求め、更に、受信した前記制御情報から受信するスロットと変調に関する情報を復調する制御情報とを復調し、自端末宛てのデータスロットを復調する受信機とを有する。【００３５】
また、本発明の送信方法は、ＯＦＤＭ方式を用いるセルラシステムにおいて、伝搬路推定用サブキャリアに符号を乗算して送信する送信方法であって、前記符号は、連続する伝搬路推定用サブキャリアに乗算する符号の位相差が一定であり、連続するＭ個（Ｍは２又は２より大きい整数）のサブキャリア毎の符号が、他の送信機の同一のサブキャリアに乗算される符号と互いに直交する。【００３６】
また、本発明の送信方法は、ＯＦＤＭ方式を用いる複数のセクタを有する基地局を使用するセルラシステムにおいて、伝搬路推定用サブキャリアに符号を乗算して送信する送信方法であって、前記符号は第１の符号及び第２の符号からなり、前記第１の符号は、連続する伝搬路推定用サブキャリアに乗算する符号の位相差が一定であり、連続するＭ個（Ｍは２又は２より大きい整数）のサブキャリア毎の符号が他のセクタの送信機の同一のサブキャリアに乗算される第１の符号と互いに直交する符号であり、前記第２の符号は基地局固有の符号である。【００３７】
また、本発明の送信方法は、ＯＦＤＭ方式を用いる複数のセクタを有する基地局を使用するセルラシステムにおいて、前記各セクタに設置され、伝搬路推定用ＯＦＤＭシンボルを生成するための符号を各サブキャリアに割り当てる際と、通信データを各サブキャリアに割り当てる際に、連続する伝搬路推定用サブキャリアに乗算する符号の位相差をφとし、伝搬路推定用サブキャリアの配置間隔をｎ（ｎは１又は１より大きい整数）とすると、全てのＯＦＤＭシンボルにおいてｋ（ｋは、１又は１より大きく、サブキャリア総数又はサブキャリア総数より小さい整数）番目のサブキャリアに対しては変調された位相に対し、さらに（ｋ−１）×φ／ｎの位相回転を与え送信し、前記セクタごとに、φが固有である。【００３８】
また、本発明の送信方法は、ＯＦＤＭ方式を用いるセルラシステムにおいて、請求項２１で示す符号を伝搬路推定用サブキャリアに割り当て伝搬路推定用サブキャリアとして送信し、連続する伝搬路推定用サブキャリアに乗算する符号の位相差をφとし、伝搬路推定用サブキャリアの配置間隔をｎ（ｎは１又は１より大きい整数）とすると、データを送信するＯＦＤＭシンボルにおいてｋ（ｋは、１又は１より大きく、サブキャリア総数又はサブキャリア総数より小さい整数）番目のサブキャリアに対しては変調された位相に対し、さらに（ｋ−１）×φ／ｎの位相回転を与え送信する。【００３９】
また、本発明の送信方法は、ＯＦＤＭ方式を用いるセルラシステムにおいて、Ｍ個（Ｍは２又は２より大きい整数）のサブキャリア単位で直交する符号をサブキャリア単位で乗算して伝搬路推定用サブキャリアとして送信し、連続する伝搬路推定用サブキャリアに乗算する符号の位相差をφとし、伝搬路推定用サブキャリアの配置間隔をｎ（ｎは１又は１より大きい整数）とすると、データを送信するＯＦＤＭシンボルにおいてｋ（ｋは、１又は１より大きく、サブキャリア総数又はサブキャリア総数より小さい整数）番目のサブキャリアに対しては変調された位相に対し、さらに（ｋ−１）×φ／ｎの位相回転を与え送信する。
【発明の効果】
【００４０】
本発明では、伝搬路推定用サブキャリアに、連続する伝搬路推定用サブキャリアに乗算する符号の位相差φが一定であり、連続するＭ個（Ｍは２又は２より大きい整数）のサブキャリア毎の符号が、他の送信機の同一のサブキャリアに乗算される符号と互いに直交する符号を乗算するようにした。
これにより、伝搬路推定用サブキャリアが互いに干渉することを防止することができ、伝搬路推定精度を向上することができるため、通信品質を高めることができる。
【図面の簡単な説明】
【００４１】
【図１】本実施形態で対象とするフレーム構成の一例を示す図である。
【図２】本実施形態において伝搬路推定用サブキャリアに用いる符号を示す図である。
【図３】ＣＤＴダイバーシチを行う送信機（基地局）の構成を示すブロック図である。
【図４】時間シフト部１０９、１２０、１３１（図３）における処理を説明するための図である。
【図５】本実施形態による受信機の構成を示すブロック図である。
【図６】本実施形態の説明に使用する伝搬路推定用サブキャリアのパターンについて示す図である。
【図７】本実施形態における送信機の構成を示すブロック図である。
【図８】本実施形態による受信機の構成を示すブロック図である。
【図９】セル構成、セクタ構成、移動局の位置の一例を示す図である。
【図１０】伝搬路推定部２００１（図８）の詳細を示すブロック図である。
【図１１】基地局識別部２１０７（図１０）で識別される信号の波形を示すグラフである。
【図１２】図１１の基地局ｂ３（図９）に符号を設定した場合の波形と同一のグラフである。
【図１３Ａ】本実施形態で使用するダウンリンクのフレームフォーマットの構成の一例を示す図である。
【図１３Ｂ】本実施形態で使用するダウンリンクのフレームフォーマットの構成の一例等を示す図である。
【図１４Ａ】本実施形態において使用する符号の一例を示す図である。
【図１４Ｂ】本実施形態において使用する符号の一例を示す図である。
【図１５】本実施形態による送信機の構成を示すブロック図である。
【図１６】セクタ送信部の構成を示すブロック図である。
【図１７】位相制御部４３０５の構成を示す図である。
【図１８】本実施形態による受信機の構成を示すブロック図である。
【図１９Ａ】本実施形態による伝播路推定方法の一例を説明するための図である。
【図１９Ｂ】本実施形態による伝播路推定方法の一例を説明するための図である。
【図１９Ｃ】本実施形態による伝播路推定方法の一例を説明するための図である。
【図２０】本実施形態において伝搬路推定用サブキャリアに用いる符号の一例を示す図である。
【図２１】本実施形態による送信機の構成を示すブロック図である。
【図２２】本実施形態における受信機の構成を示すブロック図である。
【図２３】本実施形態による伝播路推定部６４００−１、２の構成を示すブロック図である。
【図２４】２つの異なるセクタに属する送信アンテナ１、２から受信機に属する受信アンテナ３へと信号が送信される様子を示す概念図である。
【図２５Ａ】送信アンテナ１と受信機の受信アンテナ３との間の伝搬路の時間領域表現である遅延プロファイルｈ１を示すグラフである。
【図２５Ｂ】送信アンテナ２と受信機の受信アンテナ３との間の伝搬路の時間領域表現である遅延プロファイルｈ２を示すグラフである。
【図２６】受信アンテナ３で受信する信号の一例を示す図である。
【図２７Ａ】送信アンテナ１から送信される信号の構成を示す図である。
【図２７Ｂ】送信アンテナ２から送信される信号の構成を示す図である。
【図２８】複数のセクタから送信される信号を示した図である。
【図２９】遅延プロファイルｈ１＝ｈ２＝１とした場合、つまり遅延波が存在せず、直達波に関しても位相回転、振幅の変化がない場合の送信信号を示した図である。
【符号の説明】
【００４２】
送信アンテナ    １、２
受信アンテナ    ３
伝搬路推定用サブキャリア生成部    １００
制御部    １０１
誤り訂正符号部    １０２、１１３、１２４
シリアル／パラレル変換部    １０３、１１４、１２５
マッピング部    １０４、１１５、１２６
マルチプレックス部    １０５、１１６、１２７
ＩＦＦＴ部    １０６、１１７、１２８
パラレル／シリアル変換部    １０７、１１８、１２９
スイッチ    １０８、１１９、１３０
時間シフト部    １０９、１２０、１３１
ＧＩ挿入部    １１０、１２１、１３２
ディジタル／アナログ変換部    １１１、１２２、１３３
無線送信部    １１２、１２３、１３４
アンテナ部    １３５
アンテナ部    １５０
無線受信部    １５１
アナログ／ディジタル変換部    １５２
同期部    １５３
ＧＩ除去部    １５４
Ｓ／Ｐ変換部    １５５
ＦＦＴ部    １５６
伝搬路推定用サブキャリア抽出部    １５７
符号乗算部    １５８
逆拡散部    １５９
制御部    １６０
スイッチ    １６１
電力算出部    １６２
伝搬路補償部    １６３
誤り訂正復号部    １６４
乗算部    ２１０１
ＩＦＦＴ部    ２１０２
時間フィルタ部    ２１０３
ＦＦＴ部    ２１０４
複素共役部    ２１０５
基地局識別符号生成部    ２１０６
基地局識別部    ２１０７
セクタ制御部    ４２０１
セクタ送信部    ４２０２
送信セクタアンテナ    ４２０３
送信セクタアンテナ    ４２０５
送信アンテナ    ４２０７
受信セクタアンテナ    ４２０９
セクタ受信部    ４２１０
受信セクタアンテナ    ４２１１
セクタ受信部    ４２１２
受信セクタアンテナ    ４２１３
誤り訂正符号部    ４３０１
マッピング部    ４３０２
伝搬路推定用サブキャリア生成部    ４３０３
スイッチ部    ４３０４
位相制御部    ４３０５
ＩＦＦＴ部    ４３０６
パラレル／シリアル変換部    ４３０７
ＧＩ挿入部    ４３０８
ディジタル／アナログ変換部    ４３０９
無線部    ４３１０
受信アンテナ部    ４５０１
無線受信部    ４５０２
アナログ／ディジタル変換部    ４５０３
同期部    ４５０４
ガードインターバル除去部    ４５０５
シリアル／パラレル変換部    ４５０６
符号選択部    ４５０９
符号乗算部    ４５１０
伝播路推定部    ４５１１
デマップ部    ４５１８
データ復調部    ４５１２
セクタ電力推定部    ４５１３
誤り訂正部    ４５１４
制御部    ４５１５
アップリンク送信部    ４５１６
制御情報復調部    ４５１７
【発明を実施するための最良の形態】
【００４３】
以下、図面を参照し、本発明の実施形態について説明する。
本発明の第１〜第４の実施形態では、周波数サブチャネル数を１２、サブキャリア数を７６８、ＦＦＴポイント数を１０２４とする場合のＯＦＤＭＡ（Orthogonal Frequency Division Multiple Access）システムについて説明する。また、パス・ダイバーシチ（周波数ダイバーシチ）利得の向上による受信特性の改善を目的としたＣＤＴダイバーシチを、送信機である基地局において行う場合に適した伝搬路推定用サブキャリアの構成や送信機及び受信機の構成について説明する。
なお、本発明の第１〜第４の実施形態をＯＦＤＭＡシステムではなく、ＯＦＤＭシステムに適用してもよい。【００４４】
（第１の実施形態）
始めに、本発明の第１の実施形態について説明する。本実施形態では、複数の送信アンテナ（特に、複数セクタ）から送信される信号に対して、ＣＤＴダイバーシチの適用（複数セクタから同一データを送信する場合）と非適用（全てのセクタにおいてそれぞれ異なるデータを送信する場合）を時間的に切り替える場合について示す。【００４５】
図１は、本実施形態で対象とするフレーム構成の一例を示す図である。図に示すように、本実施形態では、先頭に付加された１シンボルの伝搬路推定用サブキャリアと、それに続く９シンボルの情報信号から構成される合計１０シンボルのフレームを対象とする。ただし、１つのセクタから送信される１フレーム中の全周波数サブチャネルは１ユーザが占有する。【００４６】
図２は、本実施形態において伝搬路推定用サブキャリアに用いる符号を示す図である。
図に示すように、本実施形態では、４チップの直交符号Ａ〜Ｄをサブキャリアの数だけ繰り返すことにより生成される符号（４チップの符号を１９２回繰り返した符号長７６８の符号）を用いる。このように４チップ毎に直交する符号Ａ〜Ｄを用いることにより、周波数変動がさほど激しくない状況においては、異なる伝搬路を経由した複数の信号においても直交性を維持することができ、互いに干渉することなく伝搬路変動の推定を行うことが可能となる。また、図２に示す符号の各チップは、隣接するチップに一定の位相回転を与えたものとなっている。【００４７】
例えば、図２に示す符号Ａは（１，１，１，１）、符号Ｂは（１，ｊ，−１，−ｊ）、符号Ｃは（１，−１，１，−１）、符号Ｄは（１，−ｊ，−１，ｊ）である（ただし、ｊは虚数単位である）。つまり、符号Ａではチップ間の位相差が０（または２π）であり、符号Ｂではπ／２、符号Ｃではπ、符号Ｄでは３π／２となっている。つまり、この符号は、連続する伝搬路推定用サブキャリアに乗算する符号の位相差φが一定であり、連続するＭ個（Ｍは２又は２より大きい整数）のサブキャリア毎の符号が、他の送信機の同一のサブキャリアに乗算される符号と互いに直交する。なお、本実施形態では、φ＝０、π／２、π、３π／２の全部を用いたが、これらの一部の位相差を用いてもよい。
言い換えれば、サブキャリア総数Ｎｓｕｂが、２Ｎ−１＜Ｎｓｕｂ≦２Ｎの条件を満たす場合に、φ×２Ｎ＝２ｎπ（ｎは整数）を満たすようにφを設定するとともに、ＭがＮｓｕｂの約数となるようにＭを設定してもよい。
このような隣接チップ間の位相差は、基本となる４チップにおいてのみ維持されるものではなく、４チップを繰り返し用いることにより生成される任意の符号長の符号についても維持されている。【００４８】
本実施形態では、図２に示す符号Ａ〜Ｄを伝搬路推定用サブキャリアとして用いるが、このようにチップ間（サブキャリア間）で一定の位相回転量２πｆτが与えられている（ただし、ＦＦＴの全ポイントでの位相回転量が２πの整数倍）信号は、ＩＦＦＴ後には、後述の式（１）で示すように、位相回転量に応じた値τだけサンプルが時間的に循環した信号となる。例えば、符号Ａはサブキャリア間の位相差が０であり、符号Ｂは位相差がπ／２であるため、符号ＢにＩＦＦＴ処理を行なった信号は符号ＡにＩＦＦＴ処理を行なった信号を２５６サンプル（ＦＦＴポイント数１０２４での全位相回転量が２×２５６πであるため）だけ時間的に循環した信号となる。言い換えれば、ＩＦＦＴの出力を回転させることにより、ＯＦＤＭシンボルに位相回転φを与える。
同様に、符号Ｃを用いる場合は符号Ａを用いる場合に対して５１２サンプル、符号Ｄを用いる場合は符号Ａを用いる場合に対して７６８サンプルだけ時間的に循環した信号が生成される。これは以下の式（２）に示すフーリエ変換の性質に基づくものであり、この可逆性により、時間領域の信号を循環することにより図２に示すような周波数領域の符号を生成することが可能である。【００４９】
【数１】
0004813496.tif 000002
【００５０】
図３は、ＣＤＴダイバーシチを行う送信機（基地局）の構成を示すブロック図である。
この送信機は、伝搬路推定用サブキャリア生成部１００、制御部１０１、誤り訂正符号部１０２、１１３、１２４、シリアル／パラレル（Ｓ／Ｐ：Serial / Parallel）変換部１０３、１１４、１２５、マッピング部１０４、１１５、１２６、マルチプレックス部１０５、１１６、１２７、ＩＦＦＴ部１０６、１１７、１２８、パラレル／シリアル（Ｐ／Ｓ：Parallel / Serial）変換部１０７、１１８、１２９、スイッチ１０８、１１９、１３０、時間シフト部１０９、１２０、１３１、ＧＩ（Guard Interval：ガードインターバル）挿入部１１０、１２１、１３２、ディジタル／アナログ（Ｄ／Ａ：Digital / Analog）変換部１１１、１２２、１３３、無線送信部１１２、１２３、１３４、アンテナ部１３５を有する。【００５１】
本実施形態では、一例として３セクタに分割されたセルから構成されるセルラシステムを対象としており、送信機である基地局はアンテナ部１３５に３つのセクタアンテナ１３５ａ〜１３５ｃを有し、送信系もそれぞれ３つある。
図３に示す送信機の伝搬路推定用サブキャリア生成部１００では、全てのサブキャリアの信号を１＋０ｊ（＝１）とした伝搬路推定用サブキャリアが生成され、各送信系のマルチプレックス部１０５、１１６、１２７へ送られる。マルチプレックス部１０５では、伝搬路推定用サブキャリア生成部１００において生成された伝搬路推定用サブキャリアと、誤り訂正符号部１０２において誤り訂正符号化された後、Ｓ／Ｐ変換部１０３においてＳ／Ｐ変換され、マッピング部１０４においてマッピングされた情報信号とが多重される。
セクタアンテナ１３５ｂ、１３５ｃの送信系統においても、セクタアンテナ１３５ａの送信系統と同様の処理が行われるが、ＣＤＴダイバーシチを行う場合には、ダイバーシチ合成を行う複数の送信系統に同一の情報信号が入力され、ＣＤＴダイバーシチを行わない場合にはそれぞれの送信系統において異なる情報信号が処理される。ただし、このＣＤＴダイバーシチは通常、受信機がセクタエッジ付近に位置する場合（セクタに分割されたセル環境を想定）に適用されることとなるが、その適用／非適用の切り替えタイミングは送信機−受信機（基地局−端末）間で、例えば、後述の手段によって既知となっている。【００５２】
それぞれのマルチプレックス部１０５、１１６、１２７において伝搬路推定用サブキャリアと情報信号が多重された信号は、次に、各送信系統のＩＦＦＴ部１０６、１１７、１２８においてＩＦＦＴ処理され時間領域の信号に変換される。この時間領域の信号は、それぞれの送信系統のＰ／Ｓ変換部１０７、１１８、１２９においてＰ／Ｓ変換された後、スイッチ１０８、１１９、１３０に入力される。このスイッチ１０８、１１９、１３０は制御部１０１によって制御されており、ＣＤＴダイバーシチを行わない場合にはＰ／Ｓ変換の情報信号はＧＩ挿入部１１０、１２１、１３２へ入力され、ＣＤＴダイバーシチを行う場合にはＰ／Ｓ変換の情報信号は時間シフト部１０９、１２０、１３１へ入力される。
ただし、制御部１０１ではＣＤＴダイバーシチの適用／非適用の切り替えタイミングが把握されている。また、情報信号についてはＣＤＴダイバーシチの適用／非適用に応じて入力先が切り替えられるが、伝搬路推定用サブキャリアについては常に時間シフト部１０９、１２０、１３１へ入力される。したがって、各送信系統のスイッチ１０８、１１９、１３０はＣＤＴダイバーシチ非適用時に伝搬路推定用サブキャリアと情報信号とを分離する役割も担っている。（説明を容易にするため図３にはセクタ＃１用の時間シフト部１０９等も記載されているが、セクタ＃１の時間シフト部１０９の時間シフト量は０であるため、時間シフト部１０９を特に設ける必要はなく、また、スイッチ１０８についても特に設ける必要はない。）【００５３】
各送信系統のスイッチ１０８、１１９、１３０を経由して、各伝搬路推定用サブキャリアとＣＤＴダイバーシチを適用する際の情報信号はそれぞれ時間シフト部１０９、１２０、１３１へ入力され、時間シフト（循環）される。
図４は、時間シフト部１０９、１２０、１３１（図３）における処理を説明するための図である。図に示すように、時間シフト部１０９、１２０、１３１では、入力された時間領域の信号がシンボル毎にNサンプル数だけシフト（循環）されることになる。本実施形態における送信機である基地局では、このような時間シフトが、セクタ＃１では０サンプル、セクタ＃２では２５６サンプル、セクタ＃３では５１２サンプルというように、各セクタの送信系統において異なるサンプル数だけ行われる。
この時間シフトは伝搬路推定用サブキャリアとＣＤＴダイバーシチとを適用する際の情報信号の両方に施されるが、特に伝搬路推定用サブキャリアに着目すると、各セクタのマルチプレックス部１０５、１１６、１２７に入力された伝搬路推定用サブキャリアは全て同一符号（全サブキャリアが１に設定された信号）であったにも関わらず、これらの時間シフトを行うことにより、周波数領域において異なる符号が用いられた場合と同一の信号が生成されることとなる。例えば、セクタ＃２の時間シフト部１２０（図３）では２５６サンプルの時間シフトが行われており、これは図２の符号ＢにＩＦＦＴ処理を施した信号と同一の信号となる。【００５４】
また、セクタ＃３の時間シフト部１３１（図３）では５１２サンプルの時間シフトが行われており、これは図２の符号ＣにＩＦＦＴ処理を施した信号と同一の信号となる。セクタ＃１では、時間シフト量が０に設定されているため、信号はシフトされず、これは符号ＡにＩＦＦＴ処理を施した信号と同一である。先に述べたように図２に示す４つの符号Ａ〜Ｄはそれぞれ互いに直交している符号であり、周波数領域では各セクタ＃１〜＃３の信号は直交していることとなる。つまり、セクタ＃１〜＃３毎に異なる時間シフト量に設定された時間シフト部１０９、１２０、１３１を設け、時間領域において信号をシフトする処理を行うことにより、周波数領域においてセクタ毎に直交性が維持された伝搬路推定用サブキャリアを生成することが可能となる。
このような伝搬路推定用サブキャリアを送信することにより、受信機側ではそれぞれのセクタ＃１〜＃３から送信された信号が経由する伝搬路を高精度に推定することができる。ただし、図２に示すような直交符号Ａ〜ＤをＩＦＦＴした場合と同一の信号を生成するためには、セクタ毎に２５６サンプルずつ異なる時間シフト量に設定する必要がある。【００５５】
また、情報信号に着目すると、ＣＤＴダイバーシチを行う場合には複数のセクタ＃１〜＃３の送信系統に同一の情報信号を入力し、このような時間シフトを用いることにより、シンボル内で遅延した信号を生成することが可能となる。このようにセクタ＃１〜＃３毎に遅延量が異なる同一情報信号を送信することにより、受信機側では、あたかも伝搬路における遅延パスが増えた状況であるように観測され、パス・ダイバーシチ効果が向上する。
各セクタの時間シフト部１０９、１２０、１３１においてそれぞれ異なる時間シフトが施された信号は、それぞれのＧＩ挿入部１１０、１２１、１３２においてＧＩが付加された後、Ｄ／Ａ変換部１１１、１２２、１３３においてアナログ信号に変換され、無線送信部１１２、１２３、１３４において無線送信可能な周波数に周波数変換され、各セクタのセクタアンテナ１３５ａ〜１３５ｃより送信される。
以上の基地局構成とすることにより、従来技術では維持することのできなかった伝搬路推定用サブキャリア符号の直交性を維持しつつ、ＣＤＴダイバーシチを行う場合には所望のパス・ダイバーシチ効果を得ることができる信号の送信が可能となる。【００５６】
図５は、本実施形態による受信機の構成を示すブロック図である。この受信機は、アンテナ部１５０、無線受信部１５１、Ａ／Ｄ変換部１５２、同期部１５３、ＧＩ除去部１５４、Ｓ／Ｐ変換部１５５、ＦＦＴ部１５６、伝搬路推定用サブキャリア抽出部１５７、符号乗算部１５８、逆拡散部１５９、制御部１６０、スイッチ１６１、電力算出部１６２、伝搬路補償部１６３、誤り訂正復号部１６４を有する。【００５７】
図５に示す受信機のアンテナ部１５０で受信された受信信号は、まず無線受信部１５１においてＡ／Ｄ変換可能な周波数に周波数変換され、Ａ／Ｄ変換部１５２においてディジタル信号に変換される。そして同期部１５３においてシンボル同期が確立され、ＧＩ除去部１５４においてＧＩが除去された後、Ｓ／Ｐ変換されＦＦＴ部１５６に入力される。このＦＦＴ部１５６では、時間領域の受信信号がＦＦＴ処理され周波数領域の信号に変換される。
次に、伝搬路推定用サブキャリア抽出部１５７においてフレームの先頭に付加された伝搬路推定用サブキャリアと情報信号を分離し、伝搬路推定用サブキャリアは符号乗算部１５８へ、情報信号は伝搬路補償部１６３へそれぞれ送られる。符号乗算部１５８へ入力された伝搬路推定用サブキャリアは送信機側（通信中のセクタ）で用いられた周波数領域における符号（本実施形態では符号Ａ、Ｂ、Ｃのいずれか。ただし、図３の送信機ではこれらの符号を時間軸上のサンプルシフト処理によって生成している）の複素共役と乗算される。【００５８】
ここで、通信中のセクタとは、ＣＤＴダイバーシチを行わない場合には１つのセクタであり、符号乗算部１５８では該当するセクタから送信された符号の複素共役と受信伝搬路推定用サブキャリアとの乗算が行われる（例えば、セクタ＃２と通信中の受信機においては符号Ｂの複素共役が乗算されることとなる）。一方、ＣＤＴダイバーシチを行う場合には通常２つのセクタと通信を行うこととなるが、この場合にも符号乗算部１５８において受信伝搬路推定用サブキャリアと乗算する符号は、どちらかのセクタで用いられている符号でよい（例えば、セクタ＃２、＃３からＣＤＴダイバーシチ送信が行われている場合にも、符号乗算部１５８では符号Ｂまたは符号Ｃのいずれか一方の複素共役を用いた乗算を行うこととなる）。【００５９】
このとき、２つのセクタで用いられている符号のうちどちらを使用してもよいが、その選択方法としては、通常ＣＤＴダイバーシチはセクタエッジ付近に移動してきた受信機に適用されるため、ＣＤＴダイバーシチが適用される以前に通信を行なっていたセクタで用いられていた符号を選択する等の方法がある。このとき使用される符号は制御部１６０から指示される。この符号乗算部１５８からの出力は、ＣＤＴダイバーシチが行われている場合には、受信信号の伝搬路推定値を表している。これは、ＣＤＴダイバーシチが行われている場合には２つのセクタから送信された信号を受信することとなるが、それらの信号はＣＤＴダイバーシチの性質上、１つの信号の遅延パスが増えた信号として受信されるため、送信機側で用いられた符号の複素共役を乗算するという一般的な伝搬路推定方法により伝搬路推定値を求めることができるためである。【００６０】
符号乗算部１５８で符号の複素共役を乗算された受信伝搬路推定用サブキャリア（ＣＤＴダイバーシチが行われている場合には伝搬路推定値）は、次に、逆拡散部１５９とスイッチ１６１へ送られる。この逆拡散部１５９では、ＣＤＴダイバーシチを行わない場合の伝搬路推定値が算出される。具体的には、送信機側で用いられた符号の複素共役を乗算（この処理は符号乗算部１５８で行われる）された各チップを４チップずつ積分し、その平均値を算出することにより４チップ（４サブキャリア）毎の伝搬路推定値が得られる。先に述べたように、本実施形態で用いる符号（符号Ａ〜Ｃ）は４チップ毎にそれぞれ直交しているため、逆拡散部１５９における積分処理により、それぞれの符号を用いた信号が混在する状況においても所望の符号が用いられた信号の伝搬路推定値のみを算出することができる。この逆拡散部１５９の出力はスイッチ１６１と電力算出部１６２に送られる。【００６１】
電力算出部１６２では、逆拡散後の信号の２乗平均値を求め、受信信号の電力の算出が行われる。本実施形態で用いる符号はそれぞれ直交しているため、逆拡散後の信号には他セクタから送信された干渉成分が含まれず、１つのセクタから送信された信号の受信電力を算出することができる。ここで、通信中でないセクタも含む複数のセクタから到来する信号の受信電力を求めたい場合には、符号乗算部１５８においてそれらのセクタで用いられている各符号の複素共役と受信信号の乗算処理を別々に行い、その結果を逆拡散部１５９においてそれぞれ積分した結果をそれぞれ電力算出部１６２に入力する処理を行えばよい。このとき、受信電力を算出すべき信号を送信したセクタの選択（符号の選択）等は制御部１６０によって制御される。さらに、逆拡散部１５９や電力算出部１６２による処理が必要ない状況においてはそれらの回路を停止することにより消費電力が低減されることになるが、それらの回路のオン／オフについても制御部１６０で制御される。ここで得られた受信信号電力値はＣＤＴダイバーシチの適用／非適用の切り替えを行う基準として用いることができる（例えば、１つのセクタからの信号の受信電力が他のセクタに比べ著しく高い場合にはＣＤＴダイバーシチ非適用、受信電力がほぼ等しい２つの信号が受信される場合にはＣＤＴダイバーシチ適用というように切り替える。これは受信機がセクタ中央付近に位置する場合とセクタエッジ付近に位置する場合を想定している）。【００６２】
スイッチ１６１には、符号乗算部１５８と逆拡散部１５９の出力が入力されるが、これらはそれぞれＣＤＴダイバーシチが行われている場合の伝搬路推定値と、ＣＤＴダイバーシチが行われていない場合の伝搬路推定値を表しており、ＣＤＴダイバーシチが行われている場合には符号乗算部１５８からの入力を伝搬路補償部１６３へ送り、ＣＤＴダイバーシチが行われていない場合には逆拡散部１５９からの入力を伝搬路補償部１６３へ送るようスイッチ１６１が切り替えられる。このときの切り替えタイミングは制御部１６０から指示される。
このようにして伝搬路補償部１６３に伝搬路推定値が入力され、そこで情報信号の伝搬路補償が行われる。そして、伝搬路補償後の情報信号は誤り訂正復号部１６４に送られ、誤り訂正復号され、送信された情報の再生が行われる。
上述したように、本実施形態による受信機は、送信機の数（送信機が備えるセクタアンテナ１３５ａ〜１３５ｃ（図３）の数）により、異なる方法で伝搬路情報を推定する。
以上の受信機により、ＣＤＴダイバーシチの適用／非適用に関わらず、簡易な構成で高精度な伝搬路推定を行うことが可能となり、さらにＣＤＴダイバーシチを行う場合には所望のパス・ダイバーシチ効果を得ることができる。【００６３】
本実施形態では、図２に示す４つの符号（符号Ａ〜Ｄ）の中から３つの符号（符号Ａ〜Ｃ）を用いる場合の例を示したが、この組み合わせだけでなく、４つの符号の中から３つの符号を任意に選択して用いてもよい。また、セクタ数が４であるシステムにおいては４つの符号を全て用いてもよい。
また、本実施形態で示した４つの符号は、送信機側でＩＦＦＴ後の信号をそれぞれ０サンプル、２５６サンプル、５１２サンプル、７６８サンプルだけ時間シフトして得られる符号であったが、本実施形態で示した送信機及び受信機の構成を用いる場合に直交性が維持される符号はこれだけではなく、サブキャリア（チップ）間の位相回転量がπ／２の整数倍となるように設定された符号であればよい。これは時間領域では２５６サンプルの整数倍ずつ時間シフトして得られる符号の組み合わせとなる（例えば、時間シフト量を［１、２５７、５１３、７６９］とする４つ符号の組み合わせや、［１００、３５６、６１２、８６８］とする４つの符号の組み合わせ等）。このような組み合わせの各符号をそれぞれのセクタにおいて用いることにより、セクタ間の直交性を維持しつつ、簡易な構成でＣＤＴダイバーシチによるパス・ダイバーシチの効果を得ることができる。【００６４】
（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。本実施形態の説明に使用するＯＦＤＭ信号の各パラメータは、第１の実施形態で用いたものと同じである。
図６は、本実施形態の説明に使用する伝搬路推定用サブキャリアのパターンについて示す図である。本実施形態では伝搬路推定用サブキャリアは1本おきに割り当てられ、伝搬路推定用サブキャリアを割り当てられないサブキャリアは通常のデータ通信に使用される。また、送信機である基地局は３つのセクタを制御するものとしており、３つの符号をそれぞれのセクタに割り当てる。
図６を用い、伝搬路推定用のサブキャリアに割り当てられる符号について説明する。本実施形態ではセルラのシステムを考慮するため、送信機である基地局の識別のために各基地局に固有の符号である基地局識別符号が割り当てられる。そして、その基地局識別符号がこの伝搬路推定用サブキャリアに割り当てられる。図６の基地局識別符号として記されているＰ１からＰ３８４がこの符号である。【００６５】
次に、第１の実施形態でも示したように、各送信機は３つのセクタを構成しているため、セクタ識別のための符号を割り当てる必要がある。そのため、第１の実施形態で用いた符号と同様の符号が、基地局識別符号に乗算される。（図２の符号Ａから符号Ｃを使用）そして得られる符号がセクタ毎に伝搬路推定用サブキャリアとして用いられるＯＦＤＭシンボルであり、３つのセクタでそれぞれ異なる符号となる。
そして最後に伝搬路推定サブキャリアを割り当てられないサブキャリアにデータを割り当てる。ただし、送信機の回路構成を簡単にするために、データにも位相回転をあたえ、その位相回転量が隣接するサブキャリア間で一定となるようにしている。図６では、その位相回転量がセクタ＃１では０、セクタ＃２ではπ／４、セクタ＃３ではπ／２としている。なお、図６中のＤはデータを意味する。ただし、全てのサブキャリアで同じデータＤが割当てられているということではない。【００６６】
なお、本実施形態において、符号として、第１の符号及び第２の符号を利用するようにしてもよい。ここで、第１の符号とは、連続する伝搬路推定用サブキャリアに乗算する符号の位相差φが一定であり、連続するＭ個（Ｍは２又は２より大きい整数）のサブキャリア毎の符号が他のセクタの送信機の同一のサブキャリアに乗算される第１の符号と互いに直交する符号であり、第２の符号は基地局固有の符号である。【００６７】
図７は、本実施形態における送信機の構成を示すブロック図である。図３で示したブロックと同一の機能を有するブロックについては同じ符号を付し、説明を省略する。図３と図７の違いは、図７では時間シフト部を使用するかしないかを制御していた制御部１０１と、制御されるスイッチ部１０６、１１９、１３０とがなくなっていること、伝搬路推定用サブキャリア生成部１００が基地局識別符号生成部１０００になっていること、また、時間シフト部の時間シフト量が変わっていることである。（第１の実施形態と同様、時間シフト部１００１はシフト量が０のため必要ないが、他の構成と比較しすいように配置している。）また、マルチプレックス部１０５、１１６、１２７は伝搬路推定用サブキャリアを生成するときは、1サブキャリアおきに基地局識別符号生成部１０００で生成される基地局識別符号とデータとを配置することである。
伝搬路推定用サブキャリアの符号が変わっていないのに、時間シフト量が変わっているのは、伝搬路推定用サブキャリア間にデータ通信用サブキャリアが挿入されたためであり、実質の隣接サブキャリア間での位相回転量が変化しているためである。第１の実施形態との比較では位相回転量は１／２であり、時間シフト量も１／２となる。
また、時間シフト部１００１、１００２、１００３のシフト量を０、１２８、２５６とすることで、図６に示すような位相、振幅で変調された伝搬路推定用サブキャリアを得ることができる。【００６８】
このような伝搬路推定用符号を使用して送信機を構成することで、次のような利点が得られる。
１つ目の利点として、第１の実施形態と同様、伝搬路推定符号に直交性があるため、セクタ別の到来電波の電力を測定可能となり、接続すべきセクタを正しく選択することができる。２つ目の利点として、第１の実施形態では、伝搬路推定用サブキャリアあるいはＣＤＴダイバーシチのタイミングで時間シフト部１０９、１２０、１３１を制御する必要があったが、本実施形態ではその必要をなくすことができる。３つ目の利点として、受信機はＣＤＴダイバーシチが行われているタイミングを通知されなくても、特性が改善された信号を復調することができる。即ち、ＣＤＴダイバーシチが行われない場合と、ＣＤＴダイバーシチが行われる場合とで、同じ処理でデータを復調することができる。４つ目の利点として、受信機の構成を工夫することで迅速に送信機である基地局を検出できる。
上述した４つの利点のうち、１つ目の利点は第１の実施形態と同様であり、２つ目の利点は送信機の構成から明らかである。以下に受信機の構成を示しながら、３つ目、４つ目の利点について説明する。【００６９】
送信機でそれぞれ、０、１２８、２５６サンプルの時間シフトを与えているが、データ通信を行うＯＦＤＭシンボルにおいて、周波数軸に変換して考えると、８サブキャリア毎にそれぞれ、（１、１、１、１、１、１、１、１）、（１、（１＋ｊ）／√２、ｊ、（−１＋ｊ）／√２、−１、（−１−ｊ）／√２、−ｊ、（１−ｊ）／√２）、（１、ｊ、−１、−ｊ、１、ｊ、−１、−ｊ）の符号を送信データに乗じることを意味する。
ｋ番目のサブキャリアのセクタAにおける符号をＣAｋ、送信機と受信機との間のそのサブキャリアの周波数における応答をＨ１ｋ、同一のサブキャリアにおけるセクタBにおける符号をＣＢｋ、送信機と受信機との間のそのサブキャリアの周波数における応答をＨ２ｋとし、そのサブキャリアに割り当てられる基地局固有の符号をＰｋ（Ｐｋの大きさは１）とする。また、Ｄｋはそのサブキャリアを用いて送信されるデータとする。【００７０】
この場合、伝搬路推定サブキャリアではＣＡｋ×Ｐｋ×Ｈ１ｋとＣＢｋ×Ｐｋ×Ｈ２ｋの和、即ち、Ｐｋ（ＣＡｋ×Ｈ１ｋ＋ＣＢｋ×Ｈ２ｋ）が受信される。一方、ＣＡｋ×Ｄｋ×Ｈ１ｋとＣＢｋ×Ｄｋ×Ｈ２ｋ、即ち、Ｄｋ（ＣＡｋ×Ｈ１ｋ＋ＣＢｋ×Ｈ２ｋ）というデータがデータシンボルで受信される。前者のＰｋは既知であるのでＰｋ＊（＊は複素共役を意味する）を乗じると（ＣＡｋ×Ｈ１ｋ＋ＣＢｋ×Ｈ２ｋ）が求まる。この複素共役をデータの受信値に乗じることで、Ｄｋを求めることができる。ここで、セクタＢからの電波を受信できないときはＣＢｋ＝０であと考えられるので、通常受信時とＣＤＴダイバーシチによる合成波の受信時は全く同じ受信処理で対応することが可能となり、受信機においてパス・ダイバーシチ効果の恩恵を受けることができる。
また、本実施形態では伝搬路推定用のサブキャリアを1本おきに配置している場合を例に示している。この場合、間のサブキャリアの伝搬路は両隣接するサブキャリアの伝搬路情報から、線形近似することで求めることが可能となる。【００７１】
また、隣接するサブキャリアの情報から２元１次方程式を解く方法も考えられる。例えば、ｎ番目のサブキャリアの伝搬路を求めたい場合、両隣のサブキャリアの伝搬路情報である｛ＣＡ（ｋ−１）×Ｈ１（ｋ−１）＋ＣＢ（ｋ−１）×Ｈ２（ｋ−１）｝と｛ＣＡ（ｋ＋１）×Ｈ１（ｋ＋１）＋ＣＢ（ｋ＋１）×Ｈ２（ｋ＋１）｝から、Ｈ1（ｋ−１）とＨ２（ｋ＋１）はそれぞれ、Ｈ１ｋ、Ｈ２ｋと等しいとみなし、符号は既知であることから、求めることができる。この仮定はある程度の伝搬路で正しく、また、本実施形態で示すような、複数のサブキャリアに直交符号を掛けセクタ識別を行うようなシステムでは問題なく成立する。
そこで求まったＨ１ｋ、Ｈ２ｋに対し、求めたいサブキャリアに乗ぜられる符号ＣＡｋ、および、ＣＢｋからｋ番目のサブキャリアの合成伝搬路を求めることができる。
これらの伝播路情報がないサブキャリアに対する伝搬路を求める方法についても、ＣＢ＝０とすれば、同じ処理で行えることは明白である。【００７２】
図８は、本実施形態による受信機の構成を示すブロック図である。図５に示した受信機と同じ構成を採る部分については、同一の符合を付して説明を省略する。図８では電力算出部２０００において、各セクタからの電力を必要に応じて算出する。その算出した情報を、別の回線を利用し、送信機である基地局へ通知する。基地局は通知された電力をもとに、どのセクタを通じて受信機と通信するかあるいは、ＣＤＴダイバーシチなどの技術を用いて、複数のセクタからデータを通知するかを決定する。
一方、受信機では受信した信号から伝搬路情報推定用のＯＦＤＭシンボルを伝搬路推定用サブキャリア抽出部１５７によって抽出し、伝搬路推定部２００１において上述の原理に基づき伝搬路情報を算出する。求まった伝搬路方法から、伝搬路推定用サブキャリアがない、サブキャリア位置の伝搬路情報を、伝搬路補間部２００２により補間する。これによりＯＦＤＭ信号全帯域の伝播路情報が算出され、後に続くＯＦＤＭシンボルのデータを復調することが可能となる。【００７３】
次に基地局識別について説明する。
本実施形態のように基地局固有の符号を伝搬路推定用の符号に使用している場合、接続の手順として、受信波から基地局固有の符号である基地局識別符号を検出する必要がある。通常、受信したＯＦＤＭシンボルの各サブキャリアの出力と基地局識別符号を複素乗算し、全てのサブキャリアについて加算することで、符号が一致すれば相関が検出され、基地局を認識することが可能となる。
しかしながら、本実施形態のように、セクタ毎にさらに符号が乗算されている場合、この相関処理では割り当てられた基地局識別符号に対して、３回同様な動作をして、基地局を識別しなくてはならない。
そこで、本実施形態に示した符号をセクタ識別符号に用い、本実施形態のような送信機を構成した場合でも、基地局識別に３回同様な動作をすることが必要ではなくなる受信機の構成について説明する。
この場合、図８に示した受信機の構成において、伝搬路推定部２００１の構成が、図５の受信機の構成と異なるものになる。【００７４】
図９は、セル構成、セクタ構成、移動局の位置の一例を示す図である。この図では基地局識別符号は、基地局ｂ１〜ｂ４に対して割り当てられ、基地局ｂ１〜ｂ４に属する３つのセクタ＃１１〜＃１３、セクタ＃２１〜＃２３、セクタ＃３１〜＃３３、セクタ＃４１〜＃４３毎に本実施形態で示した固有遅延量が与えられる。ここでは、セクタ＃１１、＃２１、＃３１、＃４１は０サンプル、セクタ＃１２、＃２２、＃３２、＃４２は１２８サンプル、セクタ＃１３、＃２３、＃３３、＃４３は２５６サンプルの遅延を与えている。
移動局である受信機ｒ１は、基地局ｂ３のセクタ＃３２とセクタ＃３３の境界であるセクタエッジよりも、セクタ＃３３側の地点に位置している。この地点は、基地局ｂ２のセクタ＃２１の電波も干渉として受信する領域である。【００７５】
図１０は、伝搬路推定部２００１（図８）の詳細を示すブロック図である。伝搬路推定部２００１は、受信した伝搬路推定用信号と基地局識別符号の複素共役信号とを乗算する乗算部２１０１、周波数波形を時間波形に変換するＩＦＦＴ部２１０２、雑音を除去する時間フィルタ部２１０３、再度時間波形を周波数波形に変換するＦＦＴ部２１０４、符号の複素共役を算出する複素共役部２１０５、基地局固有の符号である基地局識別符号を生成する基地局識別符号生成部２１０６、接続する基地局またはセクタ、ハンドオーバ先の基地局またはセクタを決定する基地局識別部２１０７を有する。【００７６】
受信機である移動局は接続を開始する際、接続する基地局を識別する。その際、可能性のある符号を順次調べていくことが、最も簡単な考え方である。従って、まず基地局ｂ１の基地局識別符号を図１０中の基地局符号生成部２１０６で生成し、基地局識別部２１０７で信号を識別する。【００７７】
図１１は、基地局識別部２１０７（図１０）で識別される信号の波形を示すグラフである。グラフｇ１〜ｇ４は、基地局識別符号としてＡ〜Ｄを割り当てた場合をそれぞれ示している。
また、図１１の四角形の領域ｗ１〜ｗ３は、それぞれ基地局識別部２１０７（図１０）が電力を測定する場所を示すものである。ＯＦＤＭシンボル同期が完全ではないため、四角形の領域ｗ１〜ｗ３はある程度余裕をもった範囲で設定され、時間軸に対して最も左（０より）が、時間シフト０を用いたセクタ、１２８近辺が時間シフト１２８を用いたセクタ、２５６付近が時間シフト２５６を用いたセクタからの伝搬路推定用サブキャリアの受信電力である。【００７８】
図１１からわかるように、基地局ｂ２（図９）のセクタ＃２１からの電力、その次が基地局ｂ３（図９）のセクタ＃３２からの電力、その次が基地局ｂ３（図９）のセクタ＃３３からの電力という順に観測され、この移動局としては基地局ｂ３のセクタ＃３３に接続することが通信路の安定性から適していることになり、このセクタの基地局に対して、アクセス要求を行うことになる。
このように、基地局識別セクタの識別を同時に行うことが可能となり、基地局の識別に対する時間的な速度が速くなることがわかる。また、ハンドオーバ（接続基地局、セクタの変更）時にも同じような効果が得られることは明らかである。
さらに本受信機において、伝搬路を高精度に推定する方法を示す。本実施形態では、２つの異なる送信機から同時に同一のデータを送信しても、復調可能であることを示したが、今度はあらかじめ、２つの異なる送信局から送信されるタイミングがわかっている場合について示す。【００７９】
図１２は、図１１の基地局ｂ３（図９）に符号を設定した場合の波形と同一のグラフである。接続時に唯一のセクタから送信されている場合、例えばこの例では基地局ｂ３のセクタ＃３３からのケースが多くなるが、その場合は、時間フィルタ部２１０３（図１０）での窓幅を、実線の四角形の領域ｗ４とし、それ以外の領域での電力は０にする。このことで、他のセクタからの伝搬路推定用サブキャリアの影響を削除できるので、伝搬路推定精度は向上する。
また、基地局ｂ３のセクタ＃３２から同一のデータが送信されている場合（ＣＤＴダイバーシチのケース）は、時間フィルタ部２１０３（図１０）での窓幅を、点線の四角形の大きな領域ｗ５としそれ以外は０にする。このことにより、２つの送信機からの合成伝搬路を測定することが可能で、さらに、それ以外の干渉を相殺できるので、伝搬路推定精度を上げることが可能になる。また、複数の伝搬路を用いる場合は、実線の四角形の領域ｗ４を全ての基地局に対して用意し、通信する対象の伝搬路をすべて選択することもできる。
このように時間窓を制御し、時間窓の出力をＦＦＴして、伝搬路を求めることで、精度良く、さらには、送信局数に簡単に適応できる受信機を構成することができる。【００８０】
これまでは、伝搬路推定用サブキャリアが特殊なパターンであることを前提に例を示したが、ここで、示した受信機を使用することで、特殊なパターンでなくても、ＣＤＴダイバーシチを実現し、各セクタの電力も測定可能な方法について簡単に説明する。
ここで、送信機で与えられる回転数は、これまでの説明と同様に基地局固有であり、ただし、回転サンプル数により信号に与えられる遅延時間がシステムで想定される最大遅延波程度あるいはそれより大きいことが必要となる。通常ＯＦＤＭを用いるシステムでは想定される最大遅延波はＧＩ長であるので、ＧＩ長程度あるいはそれ以上とすることが望ましい。これを各キャリア間の位相の回転量φで表すと、ガードインターバルを除くＯＦＤＭシンボル時間とガードインターバル時間の比を１：Ｇとした場合、φ≧２×Ｇ×πとなる。
このような任意の回転数を与えた場合、伝搬路推定用サブキャリアが直交していないことから、各セクタからの受信電力が直交性を利用して推定できないことを除いて、同様の効果を得ることができる。【００８１】
ただし、先の受信機で示したような構成にすると、各セクタからのインパルス応答が図１２などに示したように、時間軸で異なる位置に観測できる。先ほど、回転量を想定される最大遅延波の遅延時間より長くなるようにという制限を加えたのは、このような受信機構成で分離できるようにするためである。
そして、これらの分離されたインパルスの電力を測定することで、それぞれのセクタからの送信電力を推定でき、伝搬路推定用サブキャリアの非直交性を補うことができる。
以上のような構成でも、各セクタ間の電力を正確に推定しながら、ＣＤＴダイバーシチを受信機では意識することなく実現できるシステムを提供することが可能になる。【００８２】
なお、伝搬路推定用ＯＦＤＭシンボルを生成するための符号を各サブキャリアに割り当てる際と、通信データを各サブキャリアに割り当てる際に、ｋ番目（ｋは、１又は１より大きく、サブキャリア総数又はサブキャリア総数より小さい整数）のサブキャリアに対しては、変調された位相に対し、さらに（ｋ―１）×φの位相回転を与えて送信することもできる。
また、各セクタに設置され、伝搬路推定用ＯＦＤＭシンボルを生成するための符号を各サブキャリアに割り当てる際と、通信データを各サブキャリアに割り当てる際に、ｋ番目（ｋは、１又は１より大きく、サブキャリア総数又はサブキャリア総数より小さい整数）のサブキャリアに対しては、変調された位相に対し、さらに（ｋ―１）×φの位相回転を与え送信し、セクタごとに、φが固有であるように設定することもできる。【００８３】
（第３の実施形態）
次に、本発明の第３の実施形態について説明する。本実施形態ではセクタ間の符号に８チップの直交符号を利用し、デディケーテッド伝搬路推定用サブキャリアを使用する場合を示す。デディケーテッド伝搬路推定用サブキャリアは、専用伝搬路推定用サブキャリアの意であり、特定の受信機、または受信機群が使用する伝搬路推定用サブキャリアである。本実施形態ではデディケーテッド伝搬路推定用サブキャリアは特定のスロットでソフト・コンバイニング法によるダイバーシチを行うために対象のスロットに付加して使用するものとする。後述する図１３Ａにおいては、データスロットに挿入される。
本実施形態はセル内を３つのセクタに分割している。３つのセクタは同期したフレームを使用するものとする。【００８４】
図１３Ａは、本実施形態で使用するダウンリンクのフレームフォーマットの構成の一例を示す図である。フレームは時間・周波数方向に分割されたスロット４００１を単位に管理される。フレーム先頭に同期用信号４００２が配置され、続いて制御スロット群４００３、データスロット群４００４が配置される。同一の周波数帯のスロット群をまとめてサブチャネル４００５とよぶ。本実施形態では1サブチャネルは６４サブキャリアで構成され、1フレーム中に１２サブチャネル含まれるものとする。つまり1フレームは７６８サブキャリアで構成される。【００８５】
制御スロットには伝播路を推定するための伝搬路推定用サブキャリア４００６が含まれる。この伝搬路推定用サブキャリア４００６は、図１３Ｂに示すようにスロット内に時間的に分割されて配置される。これは伝播路の変動にある程度対応するためである。伝播路の変動を考慮した推定方法は後述の受信機の構成例のところで説明する。本実施形態ではスロット中には８個のＯＦＤＭシンボルが配置されるものとする。図１３Ｂに示すように、１つ目のＯＦＤＭシンボルと５つ目のＯＦＤＭシンボルに伝搬路推定用サブキャリアを配置する。この時、１つ目のＯＦＤＭシンボルには奇数番目のサブキャリアに伝搬路推定用サブキャリア４００６を配置し、５つめのＯＦＤＭシンボルには偶数番目のサブキャリアに伝搬路推定用サブキャリア４００６を配置する。また、図１３Ｂに示すように、1番目のサブキャリアには1番目のチップを、２番目のサブキャリアには２番目のチップを、８番目のサブキャリアには８番目のチップの内容を使用し、９番目のサブキャリアからは再び1番目のチップの内容を配置する。【００８６】
この制御スロットに使用される伝搬路推定用サブキャリア４００６は、基本的にどのようなコードを使用しても良いが、直交する符号を各セクタの伝搬路推定用サブキャリアに使用すると受信機で各セクタの伝搬路推定用サブキャリアの電力を測定するのが容易になるため、８チップのウォルシュ符号から３つの符号を選択し、それぞれのセクタで使用する。８チップのウォルシュ符号を図１４Ｂに示す。使用する符号群を４１０４に示す。
なお、本実施例では全て１の符号をデディケーテッド伝搬路推定用サブキャリアで使用するが、送受信機間で既知であれば、どのような符号でもよい。【００８７】
制御スロットは後続のデータスロットの割り当て情報を含む。この割り当て情報はそのスロットがどの受信機向けのものか、そのスロットの変調パラメータ、デディケーテッド伝搬路推定用サブキャリアの使用／不使用が記録されており、受信機はこの制御スロットを受信することで受信が必要なスロットを特定し、そのスロットを復調することが可能となる。
なお、デディケーテッド伝搬路推定用サブキャリアを使用する場合は、そのスロットは図１３Ｂと同様の形式で伝搬路推定用サブキャリアが挿入される。ここで使用される符号の一例は図１４Ｂに示される符号である。
デディケーテッド伝搬路推定用サブキャリアを使用する場合には、図１６の第１の符号情報として全て１を与えるとともに、第２の符号情報として図１４Ｂに示す符号回転を与える。
最初のチップの符号がｅｊ０＝１で、隣接チップ間の位相がπ／４の整数倍(本実施形態では０〜７倍、これ以外の整数はこの０〜７の繰り返しと等価になる)となる符号群である。この８つの符号はそれぞれ直交関係にある。【００８８】
例えば、図１４Ｂに示す符号４１０１ａは（１、１、１、１、１、１、１、１）、符号４１０１ｂは（１、（１＋ｊ）／√２、ｊ、（−１＋ｊ）／√２、−１、（−１−ｊ）／√２、−ｊ、（１−ｊ）／√２）、符号４１０１ｃは（１、ｊ、−１、−ｊ、１、ｊ、−１、−ｊ）、符号４１０１ｄは（１、（−１＋ｊ）／√２、−ｊ、（１＋ｊ）／√２、−１、（１−ｊ）／√２、ｊ、（−１−ｊ）／√２）、符号４１０１ｅは（１、−１、１、−１、１、−１、１、−１）、符号４１０１ｆは（１、（−１−ｊ）／√２、ｊ、（１−ｊ）／√２、−１、（１＋ｊ）／√２、−ｊ、（１−ｊ）／√２）、符号４１０１ｇは（１、−ｊ、−１、ｊ、１、−ｊ、−１、ｊ）、符号４１０１ｈは（１、（１−ｊ）／√２、−ｊ、（−１−ｊ）／√２、−１、（−１＋ｊ）／√２、ｊ、（１＋ｊ）／√２）である。【００８９】
なお、本実施形態では最初のチップの符号をｅｊ０＝１としているが、他の値を用いることもできる。また、本実施形態では８チップの符号を使用しているが他のチップ数でも適用可能である。１６チップの場合隣接チップ間の位相差がπ／８の整数倍（０〜１５倍）とすれば同様の符号を生成することができる。つまり、この符号は、連続する伝搬路推定用サブキャリアに乗算する符号の位相差φが一定であり、連続するＭ個（Ｍは２又は２より大きい整数）のサブキャリア毎の符号が、他の送信機の同一のサブキャリアに乗算される符号と互いに直交する。なお、本実施形態では、φ＝０、π／４、π／２、３π／４、π、５π／４、３π／２、７π／４の全部を用いたが、これらの一部の位相差を用いてもよい。
言い換えれば、サブキャリア総数Ｎｓｕｂが、２Ｎ−１＜Ｎｓｕｂ≦２Ｎの条件を満たす場合に、φ×２Ｎ＝２ｎπ（ｎは整数）を満たすようにφを設定するとともに、ＭがＮｓｕｂの約数となるようにＭを設定してもよい。
続いて以上に示したフレームフォーマットを使用する送信機である基地局の構成の一例を図を参照して詳細に説明する。【００９０】
図１５は、本実施形態による送信機の構成を示すブロック図である。セクタ制御部４２０１は各セクタの同期を調整し、各セクタから受信された信号を基に受信機の位置を特定し、どの受信機をどのセクタで扱うかを決定し、そのセクタ内のデータスロットの割り当てを行うブロック、セクタ送信部４２０２はセクタ＃１の送信信号を生成するブロック、送信セクタアンテナ４２０３はセクタ＃１用の送信アンテナ、セクタ送信部４２０４はセクタ＃２の送信信号を生成するブロック、送信セクタアンテナ４２０５はセクタ＃２用の送信アンテナ、セクタ送信部４２０６はセクタ＃３の送信信号を生成するブロック、送信アンテナ４２０７はセクタ＃３用の送信アンテナ、セクタ受信部４２０８はセクタ＃１の受信信号を復調し、必要な情報を取り出すブロック、受信セクタアンテナ４２０９はセクタ＃１用の受信アンテナ、セクタ受信部４２１０はセクタ＃２の受信信号を復調し、必要な情報を取り出すブロック、受信セクタアンテナ４２１１はセクタ＃２用の受信アンテナ、セクタ受信部４２１２はセクタ＃３の受信信号を復調し、必要な情報を取り出すブロック、受信セクタアンテナ４２１３はセクタ＃３用の受信アンテナである。【００９１】
この中でセクタ受信部４２０８からセクタ受信部４２１２の構成については、本実施形態の本質とは関係ないため詳細な説明は行わない。受信機からの情報を伝達することが可能で、受信機からの信号によってその受信機がどのセクタに配置されているかを特定可能であればどのような方式を用いても構わない。具体的にはＰＤＣ（Personal Digital Cellular）、ＧＳＭ（Global System for Mobile communications）、ＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）などのセルラシステムで使用しているような方法であれば使用可能である。
セクタ送信部４２０２からセクタ送信部４２０６は全て同一の構成である。
上述したように、本実施形態による送信機は、連続する伝搬路推定用サブキャリアに乗算する符号の位相差φが一定であり、連続するＭ個（Ｍは２又は２より大きい整数）のサブキャリア毎の符号が、他の送信機の同一のサブキャリアに乗算される符号と互いに直交する符号とを複素乗算して得られる符号を伝搬路推定用サブキャリアとして受信機に送信し、同一の受信機に対し、同時に他の送信機と連動して同一の周波数帯域を用いて同じデータを送信する際は、ｍ番目（ｍは１又は１より大きく、通信を行う帯域のサブキャリア総数又はサブキャリア総数より小さい整数）のサブキャリアに対しては、データにより変調された位相に対し、さらに（ｍ−１）×φの位相回転を与え送信する。【００９２】
図１６は、セクタ送信部の構成を示すブロック図である。誤り訂正符号部４３０１はセクタ制御部４２０１から送られてきたデータに対し誤り訂正符号化を行うブロック、マッピング部４３０２は誤り訂正符号化を施した信号をＯＦＤＭシンボルの各サブキャリアに割りあてるブロック、伝搬路推定用サブキャリア生成部４３０３はセクタ制御部４２０１から指示された第１の符号情報によって挿入する伝搬路推定用サブキャリアを生成するブロック、スイッチ部４３０４はセクタ制御部４２０１から指示されたタイミングで指示されたサブキャリアのデータをマッピング後の信号と伝搬路推定用サブキャリアで切り替えるブロック、位相制御部４３０５はセクタ制御部４２０１から指示されたタイミング、符号で指示されたサブチャネルのサブキャリアの位相を制御するブロックである。【００９３】
また、ＩＦＦＴ部４３０６は各サブキャリアのデータ、すなわち周波数軸情報を逆高速フーリエ変換(ＩＦＦＴ)の処理することで時間軸信号に変換するブロック、パラレル／シリアル(Ｐ／Ｓ)変換部４３０７はＩＦＦＴ部４３０６の出力を直列化するブロック、ガードインターバル(ＧＩ)挿入部４３０８はＯＦＤＭシンボルの一部をガードインターバルとして挿入するブロック、ディジタル／アナログ(Ｄ／Ａ)変換部４３０９はディジタル信号をアナログ信号に変換するブロック、無線部４３１０はＤ／Ａ変換部４３０９から出力されたベースバンド信号を実際にアンテナから出力する周波数帯に変換し、必要な電力まで増幅するブロックである。【００９４】
以下、どのようにして図１３Ａに示したフレームフォーマットの信号を送信するか説明する。
まず、セクタ制御部４２０１は各受信機に送信するデータをある程度の時間蓄積する。
同時にセクタ受信部４２０８、セクタ受信部４２１０、セクタ受信部４２１２（以下セクタ受信部群）から得られる情報を利用してどの受信機がどのセクタに含まれるかを判断する。その後、蓄積した送信データをどのセクタに向かって送信するか振り分ける。各セクタに送信するデータが決まったら、そのデータを送信するデータスロット４００４の割り当てを決定する。データスロット４００４の割り当てが終了したら、その割り当て状態に応じた制御スロット４００３の内容を生成する。【００９５】
送信する内容が決定したらセクタ送信部群の伝搬路推定用サブキャリア生成部４３０３に対し同期用信号４００２を発生させるための符号を設定する。この同期用信号は基本的にはどのようなものでも良いが、時間軸でみたときに自己相関が一箇所のみでピークになるような信号であれば受信機側での同期性能を確保しやすいため、通常はそのような符号が選択される。同時にスイッチ部４３０４を伝搬路推定用サブキャリア生成部４３０３側に切り替え、また位相制御部４３０５のサブキャリア毎の位相回転量が０になるように設定し、以下無線部から同期用信号４００２が出力されるようにする。続いて伝搬路推定用サブキャリア生成部４３０３に対してそのセクタで使用する伝搬路推定用サブキャリア、ここでは前に示したウォルシュ符号の予めセクタに対して割り当てられたいずれかを設定する。【００９６】
同時に誤り訂正符号部４３０１に制御スロット４００３の内容を入力する。そしてスイッチ部４３０４を切り替え、制御スロット４００３の１ＯＦＤＭシンボル目は奇数サブキャリアに、４ＯＦＤＭシンボル目は偶数サブキャリアに伝搬路推定用サブキャリアが含まれるように、そしてそれ以外のサブキャリアには制御スロット４００３の内容を送信するように制御する。位相制御部４３０５の各サブキャリアの位相回転量は０のままとする。
制御スロット４００３に続いてデータスロット４００４の送信を行う。データスロット４００４の内容を訂正符号部４３０１に入力する。スイッチ部４３０４はマッピング部４３０２側に切り替え、全てデータスロットの内容が後段に送られるようにする。
データスロットの内容を送っている間にセクタ制御部は次のフレームで送信するデータを生成しておき、次のフレーム開始タイミングで同期用信号４００２の送信処理から同じように処理を行う。以上の手順を繰り返す事で図１３Ａに示したフレームフォーマットの信号を送信することが可能となる。【００９７】
続いてソフト・コンバイニング法を行う際の基地局の動作を説明する。
セクタ制御部４２０１（図１５）はセクタ受信部群からの情報である受信機がセクタ境界にあると判断した時にソフト・コンバイニング法を使用する。ここでソフト・コンバイニング法を使用するか否かを判断する情報は、後述する受信機における各セクタの受信電力を使用することが考えられる。この時、セクタ制御部４２０１は隣接するセクタ間で同一の時間、サブチャネルのスロットをソフト・コンバイニング法のために割り当てる。ソフト・コンバイニング用のスロットにはデディケーテッド伝搬路推定用サブキャリアを付加するものとする。デディケーテッド伝搬路推定用サブキャリアを使用するスロットをフレームの後ろ側に配置することでデディケーテッド伝搬路推定用サブキャリアを使用しない通常のスロットがフレームの前側に配置されるようになり、フレーム先頭の伝搬路推定用サブキャリアの近くに配置されることになるため、受信時にフレーム全体で復調性能が向上する。【００９８】
データスロット４００４の割り当てが決まったらセクタ制御部４２０１（図１５）は先述の手順に従って同期用信号４００２（図１３Ａ）を送信し、制御スロット４００３を送信し、データスロット４００４の送信を行う。ソフト・コンバイニングを行うスロットの送信を行う時にセクタ制御部４２０１は伝搬路推定用サブキャリア生成部４３０３にデディケーテッド伝搬路推定用サブキャリアの符号を設定する。この符号は原理的にはどのような符号でも良いが、本実施形態ではわかり易さのため、全て1の符号を使用するものとする。デディケーテッド伝搬路推定用サブキャリアは制御スロットと同様にスイッチ部４３０４を切り替えることで付加される。同時にセクタ制御部は位相制御部４３０５を操作して該当スロットが含まれるサブチャネルに対し、そのセクタに設定された符号を用いて位相制御を行う。ここで使用する符号は図１４Ｂに示したもので、この中から３つの符号を選択し、それぞれのセクタに割り当てて使用する。本実施形態ではこの中から４１０１ａ、４１０１ｂ、４１０１ｃに示した符号をそれぞれセクタ＃１〜＃３で使用する。【００９９】
図１７は、位相制御部４３０５（図１６）の構成を示す図である。位相制御部４３０５は各サブキャリアに任意の複素数を乗じる複素乗算部４４０１とセクタ制御部４２０１から受け取った符号情報から各サブキャリアに乗じる値を生成する位相情報生成部４４０２からなる。図１７では第１サブチャネルに符号４１０１ｂ（図１４Ｂ）を適用する場合を示している。1つの符号長は８、１サブチャネルのサブキャリア数は６４であるため、位相情報生成部４４０２でセクタ制御部４２０１から指示された符号を８回繰り返した符号を生成し、指示されたサブチャネルの各サブキャリアに乗じる。位相制御を指示されていないサブキャリアには１を乗じて位相が変わらないようにする。このように制御することで指示されたサブチャネルのみ位相調整が行われた信号が出力される。
この図１７の例では隣接サブキャリア間の位相差がπ／４に設定されることと、後段のＩＦＦＴが１０２４ポイントで処理されることより、フーリエ変換の公式である以下の式（３）の関係から第１サブチャネルだけ１２８サンプル巡回した信号が生成される。【０１００】
【数２】
0004813496.tif 000003
【０１０１】
このソフト・コンバイニングを行うスロットにおいて、それぞれのセクタでこの位相制御用の符号を変えると、そのスロットだけ内容は同一で巡回数の異なる信号がそれぞれのセクタに対し送信されることとなり、ＣＤＴダイバーシチを使用することによるパス・ダイバーシチ効果を得ることが可能となる。【０１０２】
図１８は、本実施形態による受信機の構成を示すブロック図である。受信アンテナ部４５０１は電波を受信し、電気信号に変換するブロック、無線受信部４５０２は受信した信号から必要な信号を選択し、ベースバンド信号に変換するブロック、Ａ／Ｄ変換部４５０３はアナログのベースバンド信号をディジタル信号に変換するブロック、同期部４５０４は同期用信号４００２を利用して周波数やフレーム全体の時間同期を行うブロック、ＧＩ除去部４５０５は受信した信号からＧＩを取り除くブロック、Ｓ／Ｐ変換部４５０６は信号を並列化し、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）できるようにするブロックである。【０１０３】
また、ＦＦＴ部４５０８は入力信号にＦＦＴを行うブロック、符号選択部４５０９は各サブキャリアのデータに乗じる符号を制御部４５１５の指示で選択するブロック、符号乗算部４５１０は符号選択部４５０９から出力される符号を各サブキャリアのデータに乗じるブロック、伝播路推定部４５１１は符号を乗じた各サブキャリアのデータから伝播路を推測するブロック、デマップ部４５１８は各サブキャリアへマッピングされているデータをデータ列として取り出すブロック、データ復調部４５１２は伝播路推定部４５１１で推定された伝播路情報を利用して受信データの復調を行うブロック、セクタ電力推定部４５１３は符号を乗じた各サブキャリアのデータから現在受信している複数のセクタの受信電力を推定するブロック、誤り訂正部４５１４復調した受信データに対し誤り訂正復号を行うブロック、制御部４５１５は受信データの内容に従って各ブロックを制御し、必要な情報をアップリンク送信部４５１６を使用して基地局に伝えるブロック、アップリンク送信部４５１６は制御部４５１５からやその他基地局へ送信する情報データを基地局に送信するブロック、制御情報復調部４５１７は制御スロット４００３を復調し、以後データスロットをどのように受信するかを判断するブロックである。【０１０４】
この中でアップリンク送信部４５１６は本実施形態の本質ではないため詳細な説明は省略するが、基地局が受信可能な方法であればどのようなものを使用しても良い。
以下、このように構成されている受信機の動作を説明する。受信機は受信アンテナ４５０１で電波を受信し、無線受信部４５０２で必要な信号を取り出しベースバンドに変換し、Ａ／Ｄ変換部４５０３でディジタル信号に変換する。同期部４５０４はその信号の中からフレーム先頭に配置された同期用信号４００２（図１３Ａ）を利用してフレーム全体の時間同期を行う。時間同期の方法はどのようなものを用いても構わない。
一例として同期用信号４００２の時間波形と受信信号の波形の相互相関を測定し、相関値が最も高くなったところをフレーム開始時間とする方法がある。以後のブロックでは時間同期が行われ、ＯＦＤＭシンボル単位で処理が行われるものとする。ＧＩ除去部４５０５でＧＩが取り除かれ、Ｓ／Ｐ変換部４５０６で並列化されＦＦＴ部４５０７で扱えるような形に変換する。【０１０５】
受信機は最初に制御部４５１５が符号選択部４５０９、符号乗算部４５１０ならびにセクタ電力推定部４５１３を利用して各セクタのアンテナから送信される信号の受信電力を測定する。各セクタの受信電力を測定する方法には様々なものがあり、どのような方法を使用しても構わない。一例として伝搬路推定用サブキャリアを含んだ制御スロット４００３（図１３Ａ）の信号をＦＦＴし、伝搬路推定用サブキャリアを含んだサブキャリアを抜き出した信号に対し、各セクタで使用している伝搬路推定用サブキャリアの符号の複素共役を乗じた後に各サブキャリアの振幅を２乗平均することでそれぞれのセクタの受信電力を得るという方法が使用可能である。制御部４５１５はアップリンク送信部４５１６を利用して最もセクタ電力が大きいセクタの番号を現在含まれているセクタとして基地局である送信機に通知する。同時にソフト・コンバイニング法の制御用に各セクタの受信電力を通知する。以後、受信機は定期的にセクタ電力を測定し、定期的にセクタに関する情報を基地局に通知する。基地局に含まれているセクタの番号を通知した後はそのセクタの受信動作に移行する。
まず受信機は制御スロットを受信し、含まれている伝搬路推定用サブキャリアを利用して伝播路推定を行う。本実施形態で使用する伝搬路推定用サブキャリアはスロット内の複数の時間に挿入されているため様々な方法で伝播路を求めることが可能である。【０１０６】
図１９は、本実施形態による伝播路推定方法の一例を説明するための図である。
１スロットから８サブキャリア分を抜き出した図が図１９Ａである。最初に制御部４５１５（図１８）は符号選択部４５０９に対し受信しようとするセクタが制御スロット中の伝搬路推定用サブキャリアで使用している符号の複素共役を出力するように設定する。次に符号乗算部４５１０を使用して受信した信号の１ＯＦＤＭシンボル目の伝搬路推定用符号が配置されているサブキャリアの信号に対してそのセクタで送信時にスロット前半で使用した符号、ここでは１、３、５、７番目の符号群、すなわち、伝搬路推定用サブキャリア４６０１の複素共役を乗じ、１ＯＦＤＭシンボル目の該当するサブキャリアの伝搬路を求める。次に４ＯＦＤＭシンボル目の伝搬路推定用符合が配置されているサブキャリアの信号に対してそのセクタで送信時にスロット後半で使用した符合、ここでは２、４、６、８番目の符号群、図中の４６０２の複素共役を乗じ、４ＯＦＤＭシンボル目の該当するサブキャリアの伝搬路を求める。【０１０７】
次に１ＯＦＤＭシンボル目の伝搬路推定用符号が配置されていないサブキャリアの伝搬路を求める。このサブキャリアを図１９Ｂの４６０３に示す。これらのサブキャリアの伝搬路は先ほど求めた１ＯＦＤＭシンボル目のサブキャリアの伝搬路を線形補間することで求める。同様に４ＯＦＤＭシンボル目の伝搬路推定用符号が配置されていないサブキャリアの伝搬路を求める。このサブキャリアを図１９Ｂの４６０４に示す。このサブキャリアの伝搬路も同様に先に求めた４ＯＦＤＭシンボル目のサブキャリアの伝搬路を線形補間して求める。【０１０８】
この求めた１ＯＦＤＭシンボル目の伝搬路と、４ＯＦＤＭシンボル目の伝搬路を利用して残りのシンボルの各サブキャリアの伝搬路を求める。本実施例ではあるサブキャリアの１ＯＦＤＭシンボル目の伝搬路と、４ＯＦＤＭシンボル目の伝搬路を線形補間することで残りのＯＦＤＭシンボルの伝搬路を求める。図１９Ｃに１サブキャリア目で線形補間して求めたサブキャリアを４６０５として示す。このようにして全てのサブキャリアについて補間を行うことでスロット内の伝播路が変動する場合にも変動に追従した伝播路推定が可能となる。
ここではサブキャリアの一部、８本分を推定する場合を説明したが、１スロット分の６４本や全スロット分の７６８本の場合も同様の方法で伝播路を推定することが可能である。【０１０９】
また、復調しようとするスロットに伝搬路推定用サブキャリアが含まれていない場合、時間的前後のスロットや周波数方向に異なるスロットの伝搬路推定用サブキャリアを利用することとなるが、この場合に伝搬路推定用サブキャリアが含まれたスロット内の時間変動分を延長して推定すると誤差が大きくなることがある。このような場合は伝搬路推定用サブキャリアが含まれたスロット内の伝搬路の平均値を他のスロットの推定値として使用することで誤差を軽減できることがある。【０１１０】
伝播路推定と同時に制御スロット内のデータをデマップ部４５１８を利用して取り出し、伝播路推定部４５１１から出力される伝播路情報を利用してデータ復調部４５１２で復調を行い、誤り訂正部４５１４で誤り訂正を施した後に制御情報復調部４５１７に入力される。制御情報復調部４５１７では後続のデータスロット４００５の割り当て情報が解析され、どのスロットをどのような変調方式として受信すれば良いかが判断される。
受信するスロットが送信されるタイミングで制御情報復調部４５１７はデマップ部４５１８、データ復調部４５１２、誤り訂正部４５１４を動作させ、受信データを取り出す。【０１１１】
制御情報を復調した結果、受信するスロットがデディケーテッド伝搬路推定用サブキャリアを使用するとされている場合は、制御情報復調部４５１７は制御部４５１５に対し該当のスロットの伝播路推定をデディケーテッド伝搬路推定用サブキャリアを利用して推定し直すように要求する。推定方法は基本的な部分は制御スロット４００３での方法と変わらない。ただし、制御部４５１５は制御情報復調部４５１７の出力でデディケーテッド伝搬路推定用サブキャリアの復調をするタイミングを知り、その復調のタイミングで符号選択部４５０９を操作し、デディケーテッド伝搬路推定用サブキャリアが使用する符号の複素共役(本実施形態では全て１)を設定する。
そして、制御スロットの伝搬路推定用サブキャリアと同等の方法で伝播路を推定することが可能である。その後該当のスロットをデマップ部４５１８、データ復調部４５１２、誤り訂正部４５１４を動作させ復調すればデディケーテッドパイロットを使用するスロットの復調も正常に行われる。【０１１２】
このデディケーテッド伝搬路推定用サブキャリアを使用するスロットがＣＤＴダイバーシチによるパス・ダイバーシチを行なっている場合も行なっていない場合も同様の動作で受信が可能である。これはＣＤＴダイバーシチを行なったとしても、送信時に各セクタの位相制御部４３０５で乗じた符号は時間軸で見ると出力信号を巡回させるだけに過ぎず、複数のセクタから送信されて合成された信号も元々デディケーテッド伝搬路推定用サブキャリア用に設定された伝搬路推定用サブキャリア（本実施形態では全て１）やデータ部分をマルチパスがある状態で受信しているように見えるためである。
以上のように動作することで、セクタエッジで特定のスロットのみにＣＤＴダイバーシチを行う送信機、受信機が実現可能となる。
なお、本実施形態ではソフト・コンバイニング法を使用しないデータスロットには伝搬路推定用サブキャリアは付加されていないが、制御スロットで使用した伝搬路推定用サブキャリアを付加しても良い。この場合データスロットで送信できるビット数が減る代わりにデータスロットの伝播路推定性能が向上する。想定される通信環境に応じて選択すればよい。【０１１３】
（第４の実施形態）
本実施形態では、複数の送信アンテナ（特に、複数セクタ）から送信される信号に対して、ＣＤＴダイバーシチの適用（複数セクタから同一データを送信する場合）と非適用（全てのセクタにおいてそれぞれ異なるデータを送信する場合）を時間的に切り替え、なおかつ伝搬路推定用サブキャリア部にはＣＤＴダイバーシチを適用せず（時間遅延を付加せず）、データ部分についてのみＣＤＴダイバーシチを適用する場合について示す。
まず、本実施形態で対象とするフレーム構成は第1の実施形態に記載の図１と同様である。ここでは先頭に付加された１シンボルの伝搬路推定用サブキャリアと、それに続く９シンボルの情報信号から構成される合計１０シンボルのフレームを対象としている。ただし、１つのセクタから送信される１フレーム中の全周波数サブチャネルは１ユーザが占有するものとする。
なお、伝搬路推定用サブキャリアは送信アンテナ間での時間的な遅延は無く、データ部分にのみ時間的な遅延が付加され、ＣＤＴダイバーシチの効果が得られる。【０１１４】
図２０は、本実施形態において伝搬路推定用サブキャリアに用いる符号の一例を示す図である。図２０に示すように、本実施形態では、４チップの直交符号をサブキャリアの数だけ繰り返すことにより生成される符号（４チップの符号を１９２回繰り返した符号長７６８の符号）を用いる。このように４チップ毎に直交する符号を用いることにより、周波数変動がさほど激しくない状況においては、異なる伝搬路を経由した複数の信号においても直交性を維持することができ、互いに干渉することなく伝搬路変動の推定を行うことが可能となる。前述の直交符号E、F、Gを各セクタの伝搬路推定用サブキャリアに用いることから、以降ではこれらの符号をセクタ固有の直交符号と呼ぶ。
また、図２０に示す符号は、一例としてＯＶＳＦ（Orthogonal Variable Spreading Factor）符号を使用した場合を示しているが、これに限るものではない。【０１１５】
図２１は、本実施形態による送信機の構成を示すブロック図である。この送信機では、伝搬路推定用サブキャリアは送信アンテナ間での時間的な遅延は無く、データ部分にのみ時間的な遅延が付加され、ＣＤＴダイバーシチの効果が得られる。ただし、図２１は第１の実施形態記載の図３とほぼ同じであるが、伝搬路推定用サブキャリア生成部６１００、６２００、６３００において図２０に示したセクタ固有の符号を用いた伝搬路推定用サブキャリアが生成され、送信系のマルチプレクス部１０５、１１６、１２７へ送られる点、および、スイッチ６１０８、６１１９、６１３０が、伝搬路推定用サブキャリア／データ切り替え信号により、Ｐ／Ｓ変換部１０７、１１８、１２９からの出力がデータ部分の信号であることが通知された場合には、図３と同様にＣＤＴダイバーシチの適用／非適用の切り替えに従い、ＣＤＴダイバーシチ適用時にはＰ／Ｓ変換部１０７、１１８、１２９の出力を時間シフト部１０９、１２０、１３７に入力し、ＣＤＴダイバーシチ非適用時にはＰ／Ｓ変換部１０７、１１８、１２９の出力をＧＩ挿入部１１０、１２１、１３８に入力し、Ｐ／Ｓ変換部１０７、１１８、１２９からの出力が伝搬路推定用サブキャリア部分の信号であることが通知された場合には、Ｐ／Ｓ変換部１０７、１１８、１２９の出力をＧＩ挿入部１１０、１２１、１３８に入力する点、および、制御部６１０１がＣＤＴダイバーシチの適用／非適用の通知信号に加え、伝搬路推定用サブキャリア／データ切り替え信号の通知を、スイッチ６１０８、６１１９、６１３０に対して行う点が異なる。【０１１６】
図２１の誤り訂正符号部１０２、１１３、１２４、Ｓ／Ｐ変換部１０３、１１４、１２５、マッピング部１０４、１１５、１２６、マルチプレックス部１０５、１１６、１２７、ＩＦＦＴ部１０６、１１７、１２８、Ｐ／Ｓ変換部１０７、１１８、１２９、時間シフト部１０９、１２０、１３７、ＧＩ挿入部１１０、１２１、１３２、Ｄ／Ａ変換部１１１、１２２、１３３、無線送信部１１２、１２３、１３４、アンテナ部１３５は、前述した第1の実施形態（図３参照）と同じであるので、同一の符号を付してそれらの説明を省略する。【０１１７】
図２２は、本実施形態における受信機の構成を示すブロック図である。
図２２のアンテナ部１５０、無線受信部１５１、Ａ／Ｄ変換部１５２、同期部１５３、ＧＩ除去部１５４、Ｓ／Ｐ変換部１５５、ＦＦＴ部１５６、伝搬路推定用サブキャリア抽出部１５７、伝搬路補償部１６３、誤り訂正復号部１６４は、前述した第1の実施形態（図５参照）と同じであるので、同一の符号を付してそれらの説明を省略する。【０１１８】
伝搬路推定用サブキャリア抽出部１５７から出力された伝搬路推定用サブキャリアは、伝搬路推定部６４００−１、２においてそれぞれ各セクタからの伝搬路推定用サブキャリアを用いて伝搬路推定が行われ、得られた伝搬路推定値がそれぞれ位相回転部６４０１−１、２に出力される。位相回転部６４００−１、２では、制御部６４０３から通知された位相回転量θに応じて、k番目のサブキャリアにk・θの位相回転を付加し、加算器６４０２に出力される。加算器６４０２では、位相回転部６４０１−１、２からの出力を加算し、スイッチ６１６１に出力する。
上述したように、本実施形態による受信機は、送信機の数により、異なる方法で伝搬路情報を推定する。また、本実施形態による受信機は、複数の送信機から同一のデータを受信する際は、それぞれの送信機からの伝搬路情報を算出し、さらに各々の伝搬路情報からデータを受信する際の合成された伝搬路情報を算出する。【０１１９】
図２３は、本実施形態による伝播路推定部６４００−１、２（これらを６４００と総称する）の構成を示すブロック図である。伝播路推定部６４００−１、２は符号乗算部１５８および逆拡散部１５９からなる。伝搬路推定用サブキャリア抽出部１５７出力は符号乗算部１５８において、図２０に示すセクタ固有の直交符号の複素共役が乗算され、この出力は逆拡散部１５９に出力される。また伝搬路推定部６４００−１の出力は、スイッチ６１６１にも出力される。逆拡散部１５９では符号乗算部１５８の出力を、４チップずつ積分し、その平均値を算出することにより４チップ（４サブキャリア）毎の伝搬路推定値が得られ、これが伝搬路推定部６４００−１、２出力として位相回転部６４０１−１、２に出力される。
また、制御部６４０３から通知されるセクタ固有の直交符号が、符号乗算部１５８、逆拡散部１５９に入力される。【０１２０】
スイッチ６１６１では伝搬路推定部６４００−１に含まれる符号乗算部１５８、伝搬路推定部６４００−１、および加算部６４０２より３種類の入力が得られるが、その他に制御部より出力される選択信号により、受信機の受信信号状態がよく十分な信号品質が得られている場合には、符号乗算部１５８の出力を伝搬路推定値として伝搬路補償部１６３に出力し、受信機の受信信号状態が悪く十分な信号品質が得られていない場合には、伝搬路推定部６４００−１の出力を伝搬路推定値として伝搬路補償部１６３に出力し、ＣＤＴダイバーシチが行われている場合には、加算部６４０２の出力を伝搬路推定値として伝搬路補償部１６３に出力するものとする。【０１２１】
また制御部６４０３では、ＣＤＴダイバーシチが行われていない場合には、伝搬路推定部６４００−１に所望セクタのセクタ固有の直交符号が通知され、ＣＤＴダイバーシチが行われている場合には、伝搬路推定部６４００−１、２に所望セクタのセクタ固有の直交符号が通知されるものとする。
また制御部６４０３では、図２１記載の送信機（基地局において）においてＣＤＴダイバーシチ適用時に、あるセクタにおいてデータ部分に付加された遅延時間をＴとした場合、θ＝２π・ｆｃ・Ｔで求まる位相回転量θを、それぞれの位相回転部６４０１−１、２に通知し、前記位相回転処理を行うものとする。なおｆｃはＯＦＤＭＡ伝送時のサブキャリア間隔を示している。
さらに制御部６４０３では、受信機の受信信号状態がよく十分な信号品質が得られている場合、受信機の受信信号状態が悪く十分な信号品質が得られていない場合、ＣＤＴダイバーシチが行われている場合を選択信号としてスイッチ６１６１に通知するものとする。
また上記θは、受信機において既知であるか、事前に通知されるものとする。【０１２２】
上述したように、本実施形態による送信機では、Ｍ個（Ｍは２又は２より大きい整数）のサブキャリア単位で直交する符号をサブキャリア単位で乗算して伝搬路推定用サブキャリアとして送信し、データを送信するＯＦＤＭシンボルにおいては、ｋ番目（ｋは、１又は１より大きく、サブキャリア総数又はサブキャリア総数より小さい整数）のサブキャリアに対しては、データにより変調された位相に対し、さらに（ｋ−１）×φの位相回転を与え送信し、さらに、同一の受信機に対し、同時に他の送信機と連動して同じデータを送信する際は、φを異なる値として送信する。【０１２３】
図２１および図２２記載の送信機および受信機を用いることにより、伝搬路推定用サブキャリア区間では送信アンテナ間での時間的な遅延が無いにも関わらず、データ区間にのみ時間的な遅延が付加することにより、ＣＤＴダイバーシチの効果を得ることができ、なおかつ伝搬路推定用サブキャリアにＯＶＳＦ符号などの直交符号を利用した場合にも、各セクタから送信される伝搬路推定用サブキャリア間の直交性を保ち、伝搬路推定時の推定誤差を抑圧することができる。【０１２４】
なお、以上説明した実施形態において、図３、７、２１の伝搬路推定用サブキャリア生成部、制御部、誤り訂正符号部、シリアル／パラレル変換部、マッピング部、マルチプレックス部、ＩＦＦＴ部、パラレル／シリアル変換部、スイッチ、時間シフト部、ＧＩ挿入部、ディジタル／アナログ変換部、１１２、無線送信部、図５、８、２２の無線受信部、アナログ／ディジタル変換部、同期部、ＧＩ除去部、Ｓ／Ｐ変換部、ＦＦＴ部、伝搬路推定用サブキャリア抽出部、符号乗算部、逆拡散部、制御部、スイッチ、電力算出部、伝搬路補償部、誤り訂正復号部の機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより送信機や受信機の制御を行なってもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。【０１２５】
また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時刻の間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時刻プログラムを保持しているものも含むものとする。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであっても良く、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであっても良い。【０１２６】
以上、この発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も含まれる。
【産業上の利用可能性】
【０１２７】
本発明は、ＯＦＤＭ方式を用いるセルラシステムにおいて、伝搬路推定用サブキャリアに符号を乗算して通信を行う送信機、ＯＦＤＭ通信システム及び送信方法に適用することが可能であり、伝搬路推定用サブキャリアが互いに干渉することを防止することができ、伝搬路推定精度を向上することができるため、通信品質を高めることができる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３Ａ】
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【図１３Ｂ】
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【図１４Ａ】
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【図１４Ｂ】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９Ａ】
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【図１９Ｂ】
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【図１９Ｃ】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５Ａ】
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【図２５Ｂ】
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【図２６】
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【図２７Ａ】
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【図２７Ｂ】
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【図２８】
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【図２９】
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