(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直列に接続されたＰチャンネルの第１のスイッチ手段とチョークコイルと第２のスイッチ手段が入力直流電源に並列に接続され、直列に接続された第３のスイッチ手段と前記チョークコイルと第４のスイッチ手段とが出力コンデンサと並列に接続された構成を有するＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記第１のスイッチ手段と前記第４のスイッチ手段を交互にオンオフし、前記第２のスイッチ手段と前記第３のスイッチ手段を交互にオンオフすると共に、前記出力コンデンサから制御された直流電圧を出力するように、前記第１のスイッチ手段と前記第２のスイッチ手段と前記第３のスイッチ手段と前記第４のスイッチ手段のオンオフ時間を制御する第１の制御回路と、
第５のスイッチ手段と第１のコンデンサからなり、前記第３のスイッチ手段と並列に接続され、前記第２のスイッチ手段がオン状態の時に前記出力コンデンサから前記第１のコンデンサへ充電されるように構成された第１の整流平滑回路と、
第６のスイッチ手段と第２のコンデンサからなり、前記第５のスイッチ手段と並列に接続され、前記第２のスイッチ手段がオフ状態の時に前記第１のコンデンサから前記第２のコンデンサへ充電されるように構成された第２の整流平滑回路と、
前記第１のスイッチ手段と並列に接続されるＮチャンネルの第７のスイッチ手段と、
前記第２のコンデンサと前記出力コンデンサとの加算電圧を駆動電圧源とし、前記第７のスイッチ手段を前記第１のスイッチ手段と同期してオンオフさせる第２の制御回路と、を有するＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記第１のコンデンサに前記入力直流電源の電圧が充電されるように、前記入力直流電源と前記第１のコンデンサとを結ぶ第８のスイッチ手段を設けた請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
少なくとも、前記第５のスイッチ手段と前記第８のスイッチ手段がダイオードである請求項２記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
直列に接続された第１のスイッチ手段とチョークコイルと第２のスイッチ手段が入力直流電源に並列に接続され、直列に接続されたＰチャンネルの第３のスイッチ手段と前記チョークコイルと第４のスイッチ手段とが出力コンデンサと並列に接続された構成を有するＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記第１のスイッチ手段と前記第４のスイッチ手段を交互にオンオフし、前記第２のスイッチ手段と前記第３のスイッチ手段を交互にオンオフすると共に、前記出力コンデンサから制御された直流電圧を出力するように、前記第１のスイッチ手段と前記第２のスイッチ手段と前記第３のスイッチ手段と前記第４のスイッチ手段のオンオフ時間を制御する第１の制御回路と、
第９のスイッチ手段と第３のコンデンサからなり、前記チョークコイルと前記第３のスイッチ手段に跨って接続され、前記第１のスイッチ手段がオフ状態の時に前記出力コンデンサから前記第３のコンデンサへ充電されるように構成された第３の整流平滑回路と、
第１０のスイッチ手段と第４のコンデンサからなり、前記第１のスイッチ手段と前記第３のコンデンサに跨って接続され、前記第１のスイッチ手段がオン状態の時に前記第３のコンデンサから前記第４のコンデンサへ充電されるように構成された第４の整流平滑回路と、
前記第３のスイッチ手段と並列に接続されるＮチャンネルの第１１のスイッチ手段と、
前記第４のコンデンサと前記入力直流電源との加算電圧を駆動電圧源とし、前記第１１のスイッチ手段を前記第３のスイッチ手段と同期してオンオフさせる第３の制御回路と、を有するＤＣ−ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は各種電子機器に用いられ、バッテリ等の直流電圧を入力されて負荷に制御された直流電圧を供給するＤＣ−ＤＣコンバータであり、特に入出力非反転で昇降圧可能なＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
バッテリ等の直流電圧を入力されて、入出力非反転で昇降圧制御された直流電圧を負荷に供給するＤＣ−ＤＣコンバータとしては、特公昭５８−４０９１３号公報に開示されたものがある。図４（ａ）は特公昭５８−４０９１３号公報に開示されたＤＣ−ＤＣコンバータの回路図であり、図４（ｂ）はそのＤＣ−ＤＣコンバータの信号波形図である。
【０００３】
図４（ａ）に示すように、このＤＣ−ＤＣコンバータには、電圧Ｅｉの入力直流電源３１が接続されており、第１のスイッチ手段３２、第２のスイッチ手段３３、第１のダイオード３４、第２のダイオード３５、チョークコイル３６、および出力コンデンサ３７が設けられている。出力コンデンサ３７の電圧Ｅｏは出力直流電圧として負荷３８に供給されている。図４（ｂ）に示すように、第１のスイッチ手段３２及び第２のスイッチ手段３３は同じスイッチング周期Ｔを有してオンオフ動作する。また、第１のスイッチ手段３２及び第２のスイッチ手段３３の１スイッチング周期におけるオン時間の割合、即ち時比率を、それぞれδ１、δ２とし、図に示すようにδ１＞δ２とする。
【０００４】
入力直流電源３１の電圧Ｅｉは、第１のスイッチ手段３２及び第２のスイッチ手段３３が共にオンしている時、チョークコイル３６に印加される。この印加時間はδ２Ｔである。この時、入力直流電源３１からチョークコイル３６に電流が流れ、磁気エネルギーが蓄積される。次に、第２のスイッチ手段３３がオフすると、第１のダイオード３４が導通し、チョークコイル３６には入力直流電圧Ｅｉと出力直流電圧Ｅｏの差Ｅｉ−Ｅｏが印加される。この印加時間はδ１Ｔ−δ２Ｔであり、チョークコイル３６を介して入力直流電源３１から出力コンデンサ３７へ電流が流れる。最後に、第１のスイッチ手段３２がオフすると、第２のダイオード３５が導通し、チョークコイル３６には出力直流電圧Ｅｏが逆方向に印加される。この印加時間はＴ−δ１Ｔであり、チョークコイル３６から出力コンデンサ３７へ電流が流れ、蓄積された磁気エネルギーは放出される。
【０００５】
以上のように磁気エネルギーの蓄積と放出の動作を繰り返すことにより、出力コンデンサ３７から負荷３８へ電力が供給される。チョークコイル３６の磁気エネルギーの蓄積と放出が均衡する安定動作状態においては、その電圧時間積の和はゼロであるから、
Ｅｉ×δ２Ｔ＋(Ｅｉ−Ｅｏ)×(δ１Ｔ−δ２Ｔ)−Ｅｏ×(Ｔ−δ１Ｔ)＝０
が成り立ち、この式を整理して、Ｅｏ／Ｅｉ＝δ１／（１−δ２）という変換特性が得られる。δ２＝０の場合は、Ｅｏ／Ｅｉ＝δ１となり降圧コンバータとして動作する。δ１＝１の場合は、Ｅｏ／Ｅｉ＝１／（１−δ２）となり、昇圧コンバータとして動作する。また、各スイッチ手段の時比率を制御することにより、δ１／（１−δ２）は０から無限大まで設定可能である。即ち、理論上は任意の入力直流電圧Ｅｉから任意の出力直流電圧Ｅｏを形成することができる昇降圧コンバータとしてＤＣ−ＤＣコンバータは動作する。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
上記のように構成された従来のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、第１のスイッチ手段のようなハイサイドスイッチにＰチャネルＭＯＳＦＥＴやＰＮＰトランジスタが通常用いられる。これは、第１のスイッチ手段をオンする際に、そのゲート端子やベース端子をゼロ電位側へ抵抗などを介して引き落とせばよく、駆動が容易だからである。しかしながら、入力直流電圧が低い場合、第１のスイッチ手段のゲート電圧やベース電流が小さくなり、第１のスイッチ手段のオン電圧が上昇して導通損失が大きくなるといった問題点があった。また、定電流制御や過負荷垂下時などように制御したい出力直流電圧が低い場合、第１のダイオードに同期整流器としてＰチャネルＭＯＳＦＥＴやＰＮＰトランジスタを用いても、同様の問題点があった。
【０００７】
本発明は、上記問題点を解決することを課題として、入力直流電圧が低い場合、あるいは制御したい出力直流電圧が低い場合においても、導通損失を低減することができる高効率な昇降圧コンバータを提供する。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、直列に接続されたＰチャンネルの第１のスイッチ手段とチョークコイルと第２のスイッチ手段が入力直流電源と並列に接続され、直列に接続された第３のスイッチ手段とチョークコイルと第４のスイッチ手段が出力コンデンサと並列に接続された構成であって、第１から第４のスイッチ手段のオンオフ時間を制御する第１の制御回路と、第３のスイッチ手段と並列に接続される第５のスイッチ手段と第１のコンデンサからなる第１の整流平滑回路と、第５のスイッチ手段と並列に接続される第６のスイッチ手段と第２のコンデンサからなる第２の整流平滑回路と、第１のスイッチ手段に並列に接続されるＮチャンネルの第７のスイッチ手段と、第２のコンデンサと出力コンデンサとの加算電圧を駆動電圧源とし、第７のスイッチ手段を第１のスイッチ手段と同期してオンオフさせる第２の制御回路とを有する。このように構成されたＤＣ−ＤＣコンバータは、入力直流電圧が低い場合においても、充分な駆動電圧を供給される第７のスイッチ手段のオン電圧の低減が、第１のスイッチ手段の特性劣化を補い、導通損失を低減することができる。
【０００９】
他の観点の発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、直列に接続された第１のスイッチ手段とチョークコイルと第２のスイッチ手段が入力直流電源と並列に接続され、直列に接続されたＰチャンネルの第３のスイッチ手段とチョークコイルと第４のスイッチ手段が出力コンデンサと並列に接続された構成であって、第１から第４のスイッチ手段のオンオフ時間を制御する第１の制御回路と、チョークコイルと第３のスイッチ手段に跨って接続されて第９のスイッチ手段と第３のコンデンサからなる第３の整流平滑回路と、第１のスイッチ手段と第３のコンデンサに跨って接続され第１０のスイッチ手段と第４のコンデンサからなる第４の整流平滑回路と、第３のスイッチ手段と並列に接続されるＮチャンネルの第１１のスイッチ手段と、第４のコンデンサと入力直流電源との加算電圧を駆動電圧源とし、第１１のスイッチ手段を第３のスイッチ手段と同期してオンオフさせる第３の制御回路とを有する。このように構成されたＤＣ−ＤＣコンバータは、出力直流電圧が低い場合においても、充分な駆動電圧を供給される第１１のスイッチ手段のオン電圧の低減が、第３のスイッチ手段の特性劣化を補い、導通損失を低減することができる。
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータに係る好ましい実施の形態について添付の図面を参照しつつ説明する。
【００１１】
（実施の形態１）
図１は本発明に係る実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。図１に示すように、実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータには、電圧Ｅｉの入力直流電源１が接続されており、第１のスイッチ手段２、第２のスイッチ手段３、第３のスイッチ手段４、第４のスイッチ手段５、チョークコイル６、および出力コンデンサ７が設けられている。出力コンデンサ７の電圧Ｅｏは出力直流電圧として負荷９に供給されている。
【００１２】
第１のスイッチ手段２と第３のスイッチ手段４はソース端子が高電位側に接続されるＰチャネルＭＯＳＦＥＴである。また、第２のスイッチ手段３と第４のスイッチ手段５はソース端子が設置されるＮチャネルＭＯＳＦＥＴである。第１のスイッチ手段２とチョークコイル６と第２のスイッチ手段３は直列に接続され、第１のスイッチ手段２と第２のスイッチ手段３が共にオンするとチョークコイル６に入力直流電圧Ｅｉが印加される。また、第３のスイッチ手段４とチョークコイル６と第４のスイッチ手段５は直列に接続され、第３のスイッチ手段４と第４のスイッチ手段５が共にオンするとチョークコイル６の電圧が出力コンデンサ７に印加されるように構成される。
【００１３】
第１の制御回路８は、制御回路８０、ダイオード８１、抵抗８２、ダイオード８３、抵抗８４、ダイオード８５、抵抗８６、ダイオード８７、抵抗８８から構成される。制御回路８０は出力直流電圧Ｅｏを検出して安定化するように、第１の駆動信号Ｖｄ１と第２の駆動信号Ｖｄ２を出力する。第１の駆動信号Ｖｄ１と第２の駆動信号Ｖｄ２は同じスイッチング周期Ｔを有するパルス信号である。第１の駆動信号Ｖｄ１は、ダイオード８１と抵抗８２の並列回路を介して第１のスイッチ手段２のゲート端子に入力され、ダイオード８７と抵抗８８の並列回路を介して第４のスイッチ手段５のゲート端子に入力され、さらに後述する第２の制御回路１７に入力される。第１の駆動信号Ｖｄ１が“Ｈ”の時、第１のスイッチ手段２はオフ状態となり、第４のスイッチ手段５はオン状態となる。
【００１４】
従って、第１のスイッチ手段２と第４のスイッチ手段５は、第１の駆動信号Ｖｄ１に同期して交互にオンオフ制御される。第２の駆動信号Ｖｄ２は、ダイオード８５と抵抗８６の並列回路を介して第３のスイッチ手段４のゲート端子に入力され、ダイオード８３と抵抗８４の並列回路を介して第２のスイッチ手段３のゲート端子に入力される。第２の駆動信号Ｖｄ２が“Ｈ”の時、第３のスイッチ手段４はオフ状態となり、第２のスイッチ手段３はオン状態となる。従って、第２のスイッチ手段３と第３のスイッチ手段４は、第２の駆動信号Ｖｄ２に同期して交互にオンオフ制御される。第１のスイッチ手段２と第２のスイッチ手段３の１スイッチング周期におけるオン時間の割合、即ち時比率を、それぞれδ１、δ２とし、１≧δ１＞δ２≧０とする。
【００１５】
第５のスイッチ手段であるダイオード１０と第１のコンデンサ１１は第１の整流平滑回路１２を構成し、第３のスイッチ手段４の電圧を整流平滑した電圧が第１のコンデンサ１１の両端に発生する。第６のスイッチ手段であるダイオード１３と第２のコンデンサ１４は第２の整流平滑回路１５を構成し、第５のスイッチ手段であるダイオード１０の電圧を整流平滑した電圧が第２のコンデンサ１４の両端に発生する。第２のコンデンサ１４は出力コンデンサ７に直列に接続される。第７のスイッチ手段１６はＮチャネルＭＯＳＦＥＴであり、第１のスイッチ手段２と並列に接続される。
【００１６】
第２の制御回路１７は、抵抗１７０、トランジスタ１７１、抵抗１７２、ダイオード１７３から構成される。抵抗１７０は、第７のスイッチ手段１６のゲート端子と第２のコンデンサ１４を接続する。第１の制御回路８から出力される第１の駆動信号Ｖｄ１は、抵抗１７２とダイオード１７３との並列回路を介してトランジスタ１７１のゲート端子に入力される。第１の駆動信号Ｖｄ１が“Ｈ”の時、トランジスタ１７１はオン状態となり、第７のスイッチ手段１６のゲート端子の電圧をゼロ電圧にして、第７のスイッチ手段１６をオフ状態にする。従って、第７のスイッチ手段１６は第１のスイッチ手段２と同期してオンオフ動作する。
【００１７】
次に、実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明する。入力直流電源１の電圧Ｅｉは、第１のスイッチ手段２及び第２のスイッチ手段３が共にオン状態の時、チョークコイル６に印加される。この印加時間はδ２Ｔである。この時、入力直流電源１からチョークコイル６に電流が流れ、磁気エネルギーが蓄積される。次に、第２のスイッチ手段３がオフして、第３のスイッチ手段４がオン状態になると、チョークコイル６には入力直流電圧Ｅｉと出力直流電圧Ｅｏの差Ｅｉ−Ｅｏが印加される。この印加時間はδ１Ｔ−δ２Ｔであり、チョークコイル６を介して入力直流電源１から出力コンデンサ７へ電流が流れる。最後に、第１のスイッチ手段２がオフして、第４のスイッチ手段５がオン状態になると、チョークコイル６には出力直流電圧Ｅｏが逆方向に印加される。この印加時間はＴ−δ１Ｔであり、チョークコイル６から出力コンデンサ７へ電流が流れ、蓄積された磁気エネルギーは放出される。
【００１８】
以上のように磁気エネルギーの蓄積と放出の動作を繰り返すことにより、出力コンデンサ７から負荷９へ電力が供給される。チョークコイル６の磁気エネルギーの蓄積と放出が均衡する安定動作状態においては、その電圧時間積の和はゼロであるから、
Ｅｉ×δ２Ｔ＋(Ｅｉ−Ｅｏ)×(δ１Ｔ−δ２Ｔ)−Ｅｏ×(Ｔ−δ１Ｔ)＝０
が成り立ち、この式を整理して、Ｅｏ／Ｅｉ＝δ１／（１−δ２）という変換特性が得られる。この変換特性からも分かるように、δ１とδ２を制御することにより、理論上は任意の入力直流電圧Ｅｉから任意の出力直流電圧Ｅｏを形成することができる昇降圧コンバータとしてＤＣ−ＤＣコンバータは動作する。
【００１９】
第１の制御回路８の制御回路８０は、出力直流電圧Ｅｏを検出して、これを安定化するように（１−δ１）Ｔのパルス幅を有する第１の駆動信号Ｖｄ１と、（１−δ２）Ｔのパルス幅を有する第２の駆動信号Ｖｄ２を発生する。制御回路８０は、δ１＞δ２の関係を保ちながら、出力直流電圧Ｅｏが制御したい設定値よりも高くなろうとすると、δ１およびδ２を小さくする。逆に、出力直流電圧Ｅｏが制御したい設定値よりも低くなろうとすると、δ１およびδ２を大きくする。各スイッチ手段のゲート端子が抵抗とダイオードの並列回路を介して駆動信号を入力されるのは、ターンオンは遅く、ターンオフは速く動作させるためである。このようにして、例えば第１のスイッチ手段２と第４のスイッチ手段５が、瞬時にも同時オン状態となることを避けている。
【００２０】
出力直流電圧Ｅｏに対し、入力直流電圧Ｅｉがある程度高くなると、δ２＝０（第２の駆動信号Ｖｄ２は常時“Ｌ”）となる。この場合、ＤＣ−ＤＣコンバータの変換特性は、Ｅｏ／Ｅｉ＝δ１となり、降圧コンバータとして動作する。このような降圧モードにおいては、第３のスイッチ手段４はオン状態に固定されている。このため、第３のスイッチ手段４の両端はゼロ電圧であり、第１のコンデンサ１１もゼロ電圧となる。同様に第２のコンデンサ１４にも電圧は発生しない。このため第７のスイッチ手段１６の駆動電源電圧は出力直流電圧Ｅｏとなる。第１のスイッチ手段２がオン状態にある時に第７のスイッチ手段１６をオンしようとしても、Ｅｏは入力直流電圧Ｅｉよりも低いため、駆動電圧である第７のスイッチ手段１６のゲート−ソース電圧がマイナス電圧となる。即ち、降圧モードにおいては第７のスイッチ手段１６はオフ状態に固定される。
【００２１】
次に入力直流電圧Ｅｉが出力直流電圧Ｅｏに近い電圧値である場合、１＞δ１＞δ２＞０となる。この場合、ＤＣ−ＤＣコンバータの変換特性は、前述の通りＥｏ／Ｅｉ＝δ１／（１−δ２）となり、昇降圧コンバータとして動作する。このような昇降圧モードの時、第３のスイッチ手段４のオフ状態の電圧は出力直流電圧Ｅｏであるから、これを整流平滑した第１のコンデンサ１１の電圧もＥｏとなる。同様に、第５のスイッチ手段１０のオフ状態の電圧は第１のコンデンサ１１の電圧であるから、これを整流平滑した第２のコンデンサ１４の電圧もＥｏとなる。このため、第７のスイッチ手段１６の駆動電源電圧は出力直流電圧Ｅｏに第２のコンデンサ１４の電圧Ｅｏが加算された２Ｅｏとなる。
【００２２】
既に説明したように、第２の制御回路１７は、第１の駆動信号Ｖｄ１を入力されることにより、第１のスイッチ手段２のオンオフと同期して、第７のスイッチ手段１６をオンオフする。第７のスイッチ手段１６がオン状態にある時、第７のスイッチ手段１６のゲート端子には、抵抗１７０を介して２Ｅｏの電圧が印加されている。この時、ドレイン端子が入力直流電源１に接続されている第７のスイッチ手段１６のドレイン−ソース間は、ほぼ短絡状態であり、第７のスイッチ手段１６のゲート−ソース間には、２Ｅｏ−Ｅｉの電圧が印加されている。
【００２３】
さらに、入力直流電圧Ｅｉが出力直流電圧Ｅｏよりある程度低くなると、δ１＝１（第１の駆動信号Ｖｄ１が常時“Ｌ”）となる。この場合、ＤＣ−ＤＣコンバータの変換特性は、Ｅｏ／Ｅｉ＝１／（１−δ２）となり、昇圧コンバータとして動作する。このような昇圧モードにおいても、第２のコンデンサ１４の電圧がＥｏとなるのは昇降圧モードと同様である。即ち、第７のスイッチ手段１６の駆動電源電圧は２Ｅｏとなる。昇降圧モードと異なるのは、第１のスイッチ手段２が常時オン状態にあるので、第７のスイッチ手段１６のゲート端子にも常時２Ｅｏの電圧が印加されてオン状態にあることである。第７のスイッチ手段１６のゲート−ソース間には、２Ｅｏ−Ｅｉの電圧が印加される。
【００２４】
以上のように、実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータは、昇降圧モード及び昇圧モードにおいて、第１のスイッチ手段２と並列接続された第７のスイッチ手段１６が第１のスイッチ手段２に同期してオンオフする。このため、第１のスイッチ手段２に用いたＰチャネルのＭＯＳＦＥＴに充分大きなゲート−ソース電圧が印加できなくなっても、並列接続されたＮチャネルのＭＯＳＦＥＴである第７のスイッチ手段１６がオン状態になって導通損失を低減する。しかもそのゲート−ソース電圧は２Ｅｏ−Ｅｉであるので、入力直流電圧Ｅｉが低くなるほど大きな駆動電圧が印加され、第１のスイッチ手段２のオン抵抗の増加を、第７のスイッチ手段１６のオン抵抗の減少で補うことができるのである。
【００２５】
尚、以上の実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、第５のスイッチ手段１０および第６のスイッチ手段１３にダイオードを用いて説明してきたが、ダイオード以外の整流用スイッチ手段、例えば同期整流器であっても構わない。
【００２６】
（実施の形態２）
図２は本発明に係る実施の形態２のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。図２に示すように、実施の形態２のＤＣ−ＤＣコンバータは、実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータとほぼ同様の構成を有している。実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータと異なるところは、入力直流電源１から第１のコンデンサ１１へ第８のスイッチ手段であるダイオード１８が接続されている点である。図２において、第１の制御回路８と第２の制御回路１７の詳細は、図１と同様であるので省略した。
【００２７】
次に、実施の形態２のＤＣ−ＤＣコンバータの動作であるが、これも実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータとほぼ同様である。即ち、第１の制御回路８と第２の制御回路１７によってオンオフ制御された各スイッチ手段により、チョークコイル６の磁気エネルギーの蓄積と放出の動作が繰り返され、出力コンデンサ７から負荷９へ電力が供給される。入出力直流電圧の関係や降圧／昇降圧／昇圧モードも、実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータと同様であるので、その説明は省略する。
【００２８】
以下に、実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータと異なる構成である第８のスイッチ手段であるダイオード１８の係わる動作について説明する。第８のスイッチ手段であるダイオード１８に電流が流れるのは、第２のスイッチ手段３がオン状態の時であり、且つ入力直流電圧Ｅｉが出力直流電圧Ｅｏより高い時である。この時、第８のスイッチ手段であるダイオード１８を介して、第１のコンデンサ１１は入力直流電圧Ｅｉに充電される。第２のスイッチ手段３がオフ状態になると、第６のスイッチ手段であるダイオード１３を介して、第２のコンデンサ１４は第１のコンデンサ１１の電圧即ち入力直流電圧Ｅｉに充電される。第７のスイッチ手段１６の駆動電源電圧は、第２のコンデンサ１４と出力直流電圧Ｅｏとの加算電圧であるので、Ｅｉ＋Ｅｏとなる。第７のスイッチ手段１６がオン状態にある時のゲート−ソース間には、Ｅｉ＋Ｅｏ−Ｅｉ＝Ｅｏの電圧が印加される。
【００２９】
このように、第７のスイッチ手段１６がオン状態にある時のゲート−ソース間にＥｏの電圧が印加されるのは、昇降圧モードで入力直流電圧Ｅｉが出力直流電圧Ｅｏより高い場合である。この場合、実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータであれば、第７のスイッチ手段１６のゲート−ソース間に印加される電圧は２Ｅｏ−Ｅｉである。Ｅｉ＞Ｅｏであるときには、Ｅｏ＞２Ｅｏ−Ｅｉであるから、実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータの場合よりも高い駆動電圧を第７のスイッチ手段１６に供給することができる。
【００３０】
以上のように、本発明の実施の形態２のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、昇降圧モードで入力直流電圧Ｅｉが出力直流電圧Ｅｏより高い場合においても、第７のスイッチ手段１６がオン状態にある時のゲート−ソース間にＥｏの電圧が印加され、実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータの場合よりも高い駆動電圧を供給することができるという効果を奏する。
【００３１】
尚、以上の実施の形態２のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、第５のスイッチ手段１０、第６のスイッチ手段１３および第８のスイッチ手段１８にダイオードを用いて説明してきたが、ダイオード以外の整流用スイッチ手段、例えば同期整流器であっても構わない。しかしながら、第５のスイッチ手段１０と第８のスイッチ手段１８を共に同期整流器のような構成にする場合には、入力直流電源１と出力コンデンサ７が短絡状態とならないように、いずれかのスイッチ手段のみがオン状態となるように工夫する必要がある。本実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータのように第５のスイッチ手段１０と第８のスイッチ手段１８にダイオードを用いておけば、入力直流電源１の電圧が出力コンデンサ７の電圧より高い場合には、第５のスイッチ手段であるダイオード１０が導通し、低い場合は第８のスイッチ手段であるダイオード１８が導通する。
【００３２】
（実施の形態３）
図３は本発明に係る実施の形態３のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。図３に示すように、実施の形態３のＤＣ−ＤＣコンバータには、電圧Ｅｉの入力直流電源１が接続されており、第１のスイッチ手段２、第２のスイッチ手段３、第３のスイッチ手段４、第４のスイッチ手段５、チョークコイル６、および出力コンデンサ７が設けられている。出力コンデンサ７の電圧Ｅｏは出力直流電圧として負荷９に供給されている。
【００３３】
第１のスイッチ手段２と第３のスイッチ手段４はソース端子が高電位側に接続されるＰチャネルＭＯＳＦＥＴである。また、第２のスイッチ手段３と第４のスイッチ手段５はソース端子が設置されるＮチャネルＭＯＳＦＥＴである。第１のスイッチ手段２とチョークコイル６と第２のスイッチ手段３は直列に接続され、第１のスイッチ手段２と第２のスイッチ手段３が共にオンするとチョークコイル６に入力直流電圧Ｅｉが印加される。また、第３のスイッチ手段４とチョークコイル６と第４のスイッチ手段５は直列に接続され、第３のスイッチ手段４と第４のスイッチ手段５が共にオンするとチョークコイル６の電圧が出力コンデンサ７に印加されるように構成される。
【００３４】
第１の制御回路８は、出力直流電圧Ｅｏを検出して安定化するように、第１のスイッチ手段２と第４のスイッチ手段５を交互にオンオフ制御し、第３のスイッチ手段４と第２のスイッチ手段３を交互にオンオフ制御する。各スイッチ手段は同じスイッチング周期Ｔを有しており、第１のスイッチ手段２と第２のスイッチ手段３の１スイッチング周期におけるオン時間の割合、即ち時比率を、それぞれδ１、δ２とし、１≧δ１＞δ２≧０とする。また、第２のスイッチ手段３のオンオフ動作に同期した駆動信号を出力し、後述する第３の制御回路２６に入力される。以上の構成における入出力直流電圧の関係や降圧／昇降圧／昇圧モードの基本的な動作は、実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータと同様であるので説明は省略する。
【００３５】
第９のスイッチ手段であるダイオード１９と第３のコンデンサ２０は第３の整流平滑回路２１を構成する。第１０のスイッチであるダイオード２２と第４のコンデンサ２３は第４の整流平滑回路２４を構成する。第４のコンデンサ２３は入力直流電源１に直列に接続される。第１１のスイッチ手段２５はＮチャネルＭＯＳＦＥＴであり、第３のスイッチ手段４と並列に接続される。第３の制御回路２６は、第１の制御回路８から出力される駆動信号を入力され、第１１のスイッチ手段２５を第３のスイッチ手段４と同期してオンオフ動作する。第１１のスイッチ手段２５の駆動電圧は第４のコンデンサ２３から供給される。
【００３６】
以下に、実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータと異なる構成である第３の整流平滑回路２１、第４の整流平滑回路２４、第１１のスイッチ手段２５、および第３の制御回路２６の係わる動作について説明する。
【００３７】
まず、第１のスイッチ手段２がオフ状態で第４のスイッチ手段５がオン状態になると、第９のスイッチであるダイオード１９を介して、第３のコンデンサ２０は出力コンデンサ７の電圧即ち出力直流電圧Ｅｏに充電される。次に、第１のスイッチ手段２がオン状態になると、第１０のスイッチであるダイオード２２を介して、第４のコンデンサ２３は第３のコンデンサ２０の電圧即ち出力直流電圧Ｅｏに充電される。即ち、第１のスイッチ手段２と第４のスイッチ手段５のオンオフ動作により、第４のコンデンサ２３には出力直流電圧Ｅｏと同じ電圧が発生する。
【００３８】
第４のコンデンサ２３は入力直流電源１と直列に接続されているので、第３の制御回路２６に入力される第１１のスイッチ手段２５の駆動電圧は、Ｅｉ＋Ｅｏとなる。第３の制御回路２６は第１１のスイッチ手段２５を、第３のスイッチ手段４に同期させてオンオフする。第１１のスイッチ手段２５がオン状態の時には、第３のスイッチ手段４もオン状態である。このため、第１１のスイッチ手段２５のゲート−ソース間には、Ｅｉ＋Ｅｏ−Ｅｏ＝Ｅｉが印加される。
【００３９】
尚、第４のコンデンサ２３に出力直流電圧Ｅｏが発生するのは、前述の説明のように、第１のスイッチ手段２及び第４のスイッチ手段５のオンオフ動作による。従って、第３の制御回路２６によって、第１１のスイッチ手段２５がオン状態の時にゲート−ソース間にＥｉが印加されるのは、降圧モードまたは昇降圧モードの場合である。
【００４０】
以上のように、実施の形態３のＤＣ−ＤＣコンバータは、出力直流電圧Ｅｏが低い降圧モード及び昇降圧モードにおいて、第３のスイッチ手段４と並列接続された第１１のスイッチ手段２５が第３のスイッチ手段４に同期してオンオフする。このため、第３のスイッチ手段４に用いたＰチャネルのＭＯＳＦＥＴに充分大きなゲート−ソース電圧が印加できなくなっても、並列接続されたＮチャネルのＭＯＳＦＥＴである第１１のスイッチ手段２５がオン状態になって導通損失を低減する。しかもそのゲート−ソース電圧はＥｉであるので、出力直流電圧Ｅｏによらない。
【００４１】
尚、以上の実施の形態３のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、第９のスイッチ手段１９および第１０のスイッチ手段２２にダイオードを用いて説明してきたが、ダイオード以外の整流用スイッチ手段、例えば同期整流器であっても構わない。
【００４２】
【発明の効果】
以上、実施の形態において詳細に説明したところから明らかなように、本発明は次の効果を有する。
【００４３】
本発明のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、直列に接続された第１のスイッチ手段とチョークコイルと第２のスイッチ手段が入力直流電源に並列に接続され、直列に接続された第３のスイッチ手段と前記チョークコイルと第４のスイッチ手段とが出力コンデンサと並列に接続された構成を有し、第３のスイッチ手段と並列に接続される第５のスイッチ手段と第１のコンデンサからなる第１の整流平滑回路と、第５のスイッチ手段と並列に接続される第６のスイッチ手段と第２のコンデンサからなる第２の整流平滑回路と、第１のスイッチ手段に並列に接続される第７のスイッチ手段と、第２のコンデンサと出力コンデンサとの加算電圧を駆動電圧源とし、第７のスイッチ手段を第１のスイッチ手段と同期してオンオフさせる第２の制御回路を有することにより、入力直流電圧が低い昇圧モードまたは昇降圧モードにおいて、第１のスイッチ手段に充分な駆動電圧が供給できなくなっても、並列接続された第７のスイッチ手段がオン状態になって導通損失を低減する。しかも、その駆動電圧は約２倍の出力直流電圧と入力直流電圧との差であるので、入力直流電圧が低くなるほど大きな駆動電圧が得られ、第１のスイッチ手段の特性劣化を第７のスイッチ手段のオン電圧の低減が補うことができる。即ち、低い入力直流電圧時であっても高効率な電力伝達特性を有することができる。
【００４４】
また、上記の構成において、入力直流電源と第１のコンデンサとを結ぶ第８のスイッチ手段であるダイオードを設けることにより、昇降圧モードで入力直流電圧が出力直流電圧より高い場合においても、第７のスイッチ手段がオン状態にある時のゲート−ソース間に出力直流電圧と同じ電圧が印加され、より高い駆動電圧を供給することができる。特に第５のスイッチ手段と第８のスイッチ手段は、共にダイオードで構成すれば、入出力間を短絡状態にすることはない。
【００４５】
また、他の観点による本発明のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、直列に接続された第１のスイッチ手段とチョークコイルと第２のスイッチ手段が入力直流電源に並列に接続され、直列に接続された第３のスイッチ手段と前記チョークコイルと第４のスイッチ手段とが出力コンデンサと並列に接続された構成を有し、チョークコイルと第３のスイッチ手段に跨って接続されて第９のスイッチ手段と第３のコンデンサからなる第３の整流平滑回路と、第１のスイッチ手段と第３のコンデンサに跨って接続され第１０のスイッチ手段と第４のコンデンサからなる第４の整流平滑回路と、第３のスイッチ手段と並列に接続される第１１のスイッチ手段と、第４のコンデンサと入力直流電源との加算電圧を駆動電圧源とし、第１１のスイッチ手段を第３のスイッチ手段と同期してオンオフさせる第３の制御回路とを有することにより、定電流制御や過負荷垂下時などように、制御したい出力直流電圧が低い降圧モードまたは昇降圧モードにおいて、第３のスイッチ手段に充分な駆動電圧が印加できなくなっても、並列接続された第１１のスイッチ手段がオン状態になって導通損失を低減する。しかもその駆動電圧は入力直流電圧と同じ電圧であるので、出力直流電圧によらない。即ち、低い出力直流電圧であっても高効率な電力伝達特性を有することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１におけるＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図
【図２】本発明の実施の形態２におけるＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図
【図３】本発明の実施の形態３におけるＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図
【図４】従来の昇降圧コンバータの構成を示す回路図
【符号の説明】
１  入力交流電源
２  第１のスイッチ手段
３  第２のスイッチ手段
４  第３のスイッチ手段
５  第４のスイッチ手段
６  チョークコイル
７  出力コンデンサ
８  第１の制御回路
９  負荷
１０  第５のスイッチ手段
１１  第１のコンデンサ
１２  第１の整流平滑回路
１３  第６のスイッチ手段
１４  第２のコンデンサ
１５  第２の整流平滑回路
１６  第７のスイッチ手段
１７  第２の制御回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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