(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
変調周期毎の遷移が零点を通過しないデジタル変調方式による信号を受信し、受信信号の周波数偏差を補正するＡＦＣ回路において、
入力されるデジタル信号の正と負の切り替わりを検出して一定時間カウントし、予め設定された基準値と比較して周波数誤差を検出する周波数誤差検出部と、
前記デジタル信号を直交復調処理する直交復調処理部と、
前記直交復調処理部の出力信号を前記周波数誤差検出部で検出された周波数誤差信号に基づいて複素周波数変換処理を行なって周波数誤差を補正する複素周波数変換処理部と  を具備することを特徴とするＡＦＣ回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信における受信機等で用いられるＡＦＣ回路に係り、特に変調周期毎の遷移が零点を通過しないデジタル変調方式の復調処理におけるＡＦＣ回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
デジタル変調方式を用いた無線通信において、送信機及び受信機は局部発振器を使用して周波数変換処理を行なっているが、受信機の局部発振器が例えば温度変化等の影響により周波数誤差を生じると著しく受信特性が劣化する。この周波数誤差を補償するため、一般にＡＦＣ（Auto Frequency Control：自動周波数制御）回路が用いられている（例えば、特許文献１、２、３参照。）。
【０００３】
図４は、従来のＡＦＣ回路を備えた受信機の構成例を示したものである。上記受信機は、送信機から送られてくる信号、例えばπ/4 QPSK（Quadrature Phase Shift Keying）、π/2 BPSK（Binary Phase Shift Keying）、GMSK（Gaussian filtered Minimum Shift Keying）等のデジタル変調方式により変調された信号を受信して復調処理する。
【０００４】
図４において、１１は受信機の入力端子で、アンテナ（図示せず）により受信した信号が入力される。上記入力端子１１に入力された信号は、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１２で帯域ろ波処理が行なわれ、低雑音増幅器１３により所定の増幅度で増幅されてミキサ１４に入力される。また、このミキサ１４には、局部発振器１５から出力される局部発振信号が入力される。局部発振器１５は、電圧制御発振器を用いて構成され、後述するデジタル信号処理部２０から送られてくる制御信号によって発振周波数が制御される。
【０００５】
上記ミキサ１４は、低雑音増幅器１３で増幅された信号を局部発振器１５からの局部発振信号と混合して中間周波信号（ＩＦ信号）に変換する。この中間周波信号は、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１６を介して増幅器１７へ送られる。上記バンドパスフィルタ１６は、イメージ信号及び不要な局部発振器１５からの漏洩信号を減衰させる作用を有している。バンドパスフィルタ１６で不要な信号が除去された中間周波信号は、増幅器１７で増幅された後、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１８を介してＡ／Ｄ変換器１９に入力され、デジタル信号に変換されてデジタル信号処理部２０へ送られる。上記ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１８は、Ａ／Ｄ変換器１９でアナログ信号からデジタル信号への変換処理が行なわれた際に生じる折り返し信号を所定のレベルまで減衰させる作用を有している。
【０００６】
上記デジタル信号処理部２０は、復調処理部２１、周波数誤差検出部２２及びループフィルタ２３により構成され、Ａ／Ｄ変換器１９で変換されたデジタル信号が復調処理部２１及び周波数誤差検出部２２に入力される。周波数誤差検出部２２は、ミキサ１４で変換された中間周波信号の周波数誤差を検出してループフィルタ２３に入力する。
【０００７】
ループフィルタ２３は、所定の時定数を有するフィルタであり、周波数誤差検出部２２で検出された周波数誤差を電圧に変換し、電圧制御発振器からなる局部発振器１５を制御して局部発振周波数の周波数偏差を補正する。
【０００８】
上記の構成において、アンテナにより受信された信号は、入力端子１１よりバンドパスフィルタ１２に入力されて所定の帯域が選択され、低雑音増幅器１３で増幅されてミキサ１４に入力される。ミキサ１４は、低雑音増幅器１３で増幅された信号を局部発振器１５からの局部発振信号と混合して中間周波信号に変換する。この中間周波信号は、バンドパスフィルタ１６を介して取り出し、イメージ信号及び局部発振器１５からの不要な漏洩信号を減衰させている。バンドパスフィルタ１６で不要な信号が除去された中間周波信号は、増幅器１７で増幅された後、ローパスフィルタ１８を介してＡ／Ｄ変換器１９に入力され、デジタル信号に変換されてデジタル信号処理部２０へ送られる。
【０００９】
デジタル信号処理部２０は、入力されたデジタル信号（中間周波信号）の周波数誤差を周波数誤差検出部２２にて検出し、ループフィルタ２３に入力する。ループフィルタ２３は、周波数誤差検出部２２で検出された周波数誤差を電圧に変換し、局部発振器１５の電圧制御発振器を制御して局部発振周波数、すなわち受信基準信号の周波数偏差を補正する。そして、復調処理部２１は、上記Ａ／Ｄ変換器１９で変換されたデジタル信号を復調処理する。
【００１０】
上記の他に本発明に関連する技術として、低ＩＦ受信機において、複素周波数変換により所望信号の中心周波数を０Ｈｚにすることで、演算量の大きな複素係数フィルタを使わずともイメージ除去が可能な受信機が知られる（例えば特許文献４参照。）。
【特許文献１】特開平９−１８６７３１号公報
【特許文献２】特開平９−１９９９９７号公報
【特許文献３】特開平９−２３２９２７号公報
【特許文献３】特開２００４−２６６４１６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
上記従来のデジタル変調方式による受信機では、復調時の自動周波数補正処理（ＡＦＣ処理）に際し、デジタル信号処理部２０の周波数誤差検出部２２で周波数誤差を検出してアナログ回路である局部発振器１５の電圧制御発振器を制御している。
【００１２】
上記のようにデジタル信号処理部２０で検出した周波数誤差に基づいてアナログ回路である局部発振器１５を制御する方法では、周波数補正制御が煩雑で、応答が遅いという問題があった。また、アナログ処理とデジタル処理を独立して行なうことができないため、例えばアナログ回路が変更になった場合、それにあわせてデジタル処理も変更しなければならず、汎用性に欠けるという問題があった。
【００１３】
また、前述の周波数偏差検出方法では、変調周期毎の遷移が零点を通過しない変調方式であれば周波数偏差を算出することが可能である。しかし、時分割多元接続方式等において、データ部分の変調を変調周期毎の遷移が零点を通過しない変調方式としても、データの変調部分以外のプリアンブルやユニークワードの変調部分で変調周期毎の遷移が零点を通過する場合、遷移が零点を通過する部分が存在することにより周波数偏差の検出に誤差が生じるという問題があった。
【００１４】
本発明は上記の課題を解決するためになされたもので、変調周期毎の遷移が零点を通過しないデジタル変調方式を用いた無線通信において、デジタル変調された信号を受信機側で受信して復調処理する際、デジタル処理部で周波数誤差検出及び周波数補正処理を可能とし、周波数補正制御が容易で迅速に処理できると共にアナログ処理とデジタル処理を独立して行なうことができ、汎用性に優れたＡＦＣ回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明は、変調周期毎の遷移が零点を通過しないデジタル変調方式による信号を受信し、受信信号の周波数偏差を補正するＡＦＣ回路において、入力されるデジタル信号の正と負の切り替わりを検出して一定時間カウントし、予め設定された基準値と比較して周波数誤差を検出する周波数誤差検出部と、前記デジタル信号を直交復調処理する直交復調処理部と、前記直交復調処理部の出力信号を前記周波数誤差検出部で検出された周波数誤差信号に基づいて複素周波数変換処理を行なって周波数誤差を補正する複素周波数変換処理部とを具備することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、例えばπ/4QPSK、π/2BPSK、GMSK等の変調周期毎の変調周期毎の遷移が零点を通過しないデジタル変調方式による信号を受信し、受信信号の周波数偏差を補正するＡＦＣ回路において、デジタル信号処理部により周波数誤差検出及び周波数補正処理を行なうことができるので、周波数補正制御が容易で迅速に処理できると共にアナログ処理とデジタル処理を分離することができる。従って、周波数補正処理に際し、調整が煩雑な電圧制御発振器のようなアナログ素子を使用することなく、ＡＦＣ回路を構成することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下、図面を参照して本発明の実施形態を説明する。
（第１実施形態）
図１は本発明の第１実施形態に係るＡＦＣ回路を備えた受信機の構成を示すブロック図、図２は図１におけるデジタル信号処理部の詳細な構成を示すブロック図である。
上記受信機は、例えばπ/4QPSK、π/2BPSK、GMSK等の変調周期毎の遷移が零点を通過しないデジタル変調方式を用いた無線通信において、デジタル変調された信号を受信して復調処理する際、デジタル処理によって周波数誤差検出及び周波数補正処理を可能としたものである。なお、図４と同様構成の部分については同一の符号を付して説明する。
【００１８】
図１において、１１は受信機の入力端子で、アンテナ（図示せず）により受信した信号が入力される。上記入力端子１１に入力された信号は、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１２で帯域ろ波処理が行なわれ、低雑音増幅器１３により所定の増幅度で増幅されてミキサ１４に入力される。また、このミキサ１４には、局部発振器２５から出力される局部発振信号が入力される。この局部発振器２５は例えば、発信周波数が離散的で半固定の数値制御発振器である。
【００１９】
上記ミキサ１４は、低雑音増幅器１３で増幅された信号を局部発振器２５からの局部発振信号と混合して中間周波信号（ＩＦ信号）に変換する。この中間周波信号は、ＢＰＦ１６を介して増幅器１７へ送られる。上記ＢＰＦ１６は、イメージ信号及び不要な局部発振器２５からの漏洩信号を減衰させ、所望の周波数チャネルのみ通過させるチャネル選択作用を有している。ＢＰＦ１６で不要な信号が除去された中間周波信号は、増幅器１７で増幅された後、ＬＰＦ１８を介してＡ／Ｄ変換器１９に入力され、デジタル信号に変換される。なおＬＰＦ１８は、Ａ／Ｄ変換器１９がアンダーサンプリンを行うときは設けないか、１６同様のＢＰＦとして構成することもある。
【００２０】
上記のようにＢＰＦ１２〜Ａ／Ｄ変換器１９からなるアナログ処理部で処理された信号は、Ａ／Ｄ変換器１９でデジタル信号に変換されてデジタル信号処理部３０に入力される。
【００２１】
上記デジタル信号処理部３０は、直交復調処理部３１、複素周波数変換処理部３２、復調処理部３３、周波数誤差検出部３４からなり、Ａ／Ｄ変換器１９でデジタル信号に変換された中間周波信号が直交復調処理部３１及び周波数誤差検出部３４に入力される。直交復調処理部３１は、デジタル信号（中間周波信号）を同相信号（Ｉ）と直交信号（Ｑ）に変換して複素周波数変換処理部３２へ出力する。この出力信号は、同相信号（Ｉ）が実数、直交信号（Ｑ）が虚数に対応し、以後直交検波信号と呼ぶ。
【００２２】
一方、周波数誤差検出部３４は、Ａ／Ｄ変換器１９から送られてくる中間周波信号の周波数誤差を検出して複素周波数変換処理部３２に入力する。複素周波数変換処理部３２は、直交復調処理部３１から出力される直交検波信号に対し、周波数誤差検出部３４で検出された周波数誤差に基づいて複素演算による周波数補正処理を行ない、復調処理部３３へ出力する。復調処理部３３は、複素周波数変換処理部３２で周波数補正処理された信号を復調処理して後段の処理部（図示せず）へ出力する。
一例として、直交復調処理部３１は直交検波信号が中心周波数が約０Ｈｚの複素信号となるように変換し、複素周波数変換処理部３２によりベースバンド帯の解析信号に変換する。その場合、直交復調処理部３１と複素周波数変換処理部３２の間に、同相信号（Ｉ）および直交信号（Ｑ）を個別に低域濾波するＬＰＦを設けても良い。
【００２３】
次に上記デジタル信号処理部３０の詳細な構成について図２を参照して説明する。
直交復調処理部３１は一例として、乗算器３１１、３１２、ｃｏｓテーブル３１３、ｓｉｎテーブル３１４からなり、Ａ／Ｄ変換器１９からのデジタル信号が乗算器３１１、３１２に入力される。乗算器３１１は、入力信号とｃｏｓテーブル３１３の値を乗算して同相信号（Ｉ）を出力し、乗算器３１２は、入力信号とｓｉｎテーブル３１４の値を乗算して直交信号（Ｑ）を出力する。ｃｏｓテーブル３１３やｓｉｎテーブル３１４から読み出される局部信号の周波数は通常、固定若しくは不連続に選択され得る。
【００２４】
複素周波数変換処理部３２には、直交復調処理部３１から出力される直交検波信号に対し、複素周波数変換と周波数誤差の補正を同時に行うためのｓｉｎテーブル３２１及びｃｏｓテーブル３２２が設けられる。このｓｉｎテーブル３２１及びｃｏｓテーブル３２２を読み出すアドレスのインクリメント量は、解析信号に含まれる所望の周波数チャネルの中心周波数を基準とし、周波数誤差検出部３４で検出された周波数誤差信号によって修正される。またインクリメント量を後述のようにＡＦＣすることにより、十分な精度で該チャネルの中心周波数が０Ｈｚに変換されるように保つ。
更に複素周波数変換処理部３２には、直交復調処理部３１の乗算器３１１から出力される同相信号（Ｉ）にｓｉｎテーブル３２１の値を乗算する乗算器３２３とｃｏｓテーブル３２２の値を乗算する乗算器３２４と、直交復調処理部３１の乗算器３１２から出力される直交信号（Ｑ）にｓｉｎテーブル３２１の値を乗算する乗算器３２５とｃｏｓテーブル３２２の値を乗算する乗算器３２６と、乗算器３２３の出力から乗算器３２６の出力を減算する減算器３２７と、乗算器３２４の出力と乗算器３２５の出力を加算する加算器３２８とが設けられる。そして、上記減算器３２７から出力される同相信号（Ｉ）及び加算器３２８から出力される直交信号（Ｑ）が復調処理部３３へ送られる。
【００２５】
また、周波数誤差検出部３４は、リミッタ３４１、立上がりエッジ検出部３４２、周波数カウンタ３４３、誤差検出部３４４からなり、前段のＡ／Ｄ変換器１９から送られてくるデジタル信号（中間周波信号）がリミッタ３４１に入力される。
リミッタ（ベースクリッパ）３４１は、振幅が一定以上の信号を検出してエッジ検出部３４２へ出力する。
エッジ検出部３４２は、入力信号が正と負に変化する際に立ち上がりの場合のみ、すなわち搬送波帯の信号の正と負の切り替わりを検出し、波形整形されたパルス信号を周波数カウンタ３４３に出力する。
周波数カウンタ３４３は、入力されたパルスを予め設定された一定時間カウントし、そのカウント値を誤差検出部３４４へ出力する。
【００２６】
誤差検出部３４４は、周波数カウンタ３４３のカウント値と予め設定された基準値とを
比較して中間周波信号の周波数誤差を検出し、その誤差信号を複素周波数変換処理部３２におけるｓｉｎテーブル３２１及びｃｏｓテーブル３２２へ出力する。上記誤差検出部３４４で使用する基準値は、Ａ／Ｄ変換器１９から周波数誤差検出部３４に入力される中間周波信号の周波数が規定値である場合に誤差信号が零となるように予め設定される。複素周波数変換処理部３２は、誤差検出部３４４から送られてくる誤差信号に基づいて、乗算するｓｉｎ及びｃｏｓ信号の周波数を修正し、中間周波信号の周波数誤差を補正する。
【００２７】
次に、上記第１実施形態における全体の動作を図１及び図２を参照して説明する。
アンテナにより受信された信号は、入力端子１１よりＢＰＦ１２に入力されて所定の帯域が選択され、低雑音増幅器１３で増幅されてミキサ１４に入力される。ミキサ１４は、低雑音増幅器１３で増幅された信号を固定周波数発振器等で構成された局部発振器２５の局部発振信号と混合して中間周波信号に変換する。この中間周波信号は、ＢＰＦ１６に入力され、イメージ信号及び局部発振器１５からの不要な漏洩信号が減衰される。ＢＰＦ１６で不要な信号が除去された中間周波信号は、増幅器１７で増幅された後、ローパスフィルタ１８を介してＡ／Ｄ変換器１９に入力され、デジタル信号に変換されてデジタル信号処理部３０へ送られる。
【００２８】
Ａ／Ｄ変換器１９からデジタル信号処理部３０に送られてきたデジタル信号は、直交復調処理部３１及び周波数誤差検出部３４に入力される。直交復調処理部３１に入力された信号は、乗算器３１１でｃｏｓテーブル３１３の値と乗算されて同相信号（Ｉ）に変換されると共に、乗算器３１２でｓｉｎテーブル３１４の値と乗算されて直交信号（Ｑ）に変換され、複素周波数変換処理部３２へ送られる。
【００２９】
一方、周波数誤差検出部３４に入力された信号は、リミッタ３４１にて振幅が一定以上の場合に検出されてエッジ検出部３４２へ送られる。エッジ検出部３４２は、正と負に変化する際の立ち上がり部分を検出し、その検出パルス信号を周波数カウンタ３４３へ出力する。周波数カウンタ３４３は、エッジ検出部３４２で検出されたパルス信号を予め設定された一定時間カウントし、そのカウント値を誤差検出部３４４へ出力する。誤差検出部３４４は、周波数カウンタ３４３でカウントされた値と予め設定された基準値とを比較して中間周波信号の誤差を検出し、その誤差信号を複素周波数変換処理部３２へ出力する。
【００３０】
複素周波数変換処理部３２は、周波数誤差検出部３４の誤差検出部３４４から送られてきた誤差信号に適当な定数を乗算した値と基準インクリメント量との和で、アドレスをインクリメントしながらｓｉｎテーブル３２１及びｃｏｓテーブルを読み出す。
【００３１】
また、直交復調処理部３１から複素周波数変換処理部３２に入力された解析信号は、それぞれ乗算器３２３、３２５にてｓｉｎテーブル３２１の値と乗算されると共に、乗算器３２４、３２６にてｃｏｓテーブル３２２の値と乗算される。そして、乗算器３２３、３２６の出力値が減算器３２７にて減算され、同相信号（Ｉ）として復調処理部３３へ送られる。また、乗算器３２４、３２５の出力値が加算器３２８にて加算され、直交信号（Ｑ）として復調処理部３３へ送られる。
【００３２】
すなわち、直交復調処理部３１で直交復調された同相信号（Ｉ）及び直交信号（Ｑ）は、複素周波数変換処理部３２において、周波数誤差検出部３４で検出された周波数誤差に基づいて偏差が補正される。そして、複素周波数変換処理部３２で補正された同相信号（Ｉ）及び直交信号（Ｑ）が復調処理部３３へ送られて復調処理される。
【００３３】
なお、本例において、リミッタ３４１やエッジ検出部３４２はそれぞれ、アンチパラレルダイオードや、スライサのような、ダイオードを用いたアナログ回路で構成しても良い。また、直交復調処理部３１をアナログ回路で構成し、その出力をＡ／Ｄ変換するようにしても良い。ただしその時の直交変調器の局部発信信号は周波数誤差の無いもの（例えばデジタルクロックと連動したもの）を使用する。
【００３４】
上記第１実施形態によれば、例えばπ/4QPSK、π/2 BPSK、GMSK等、変調周期毎の遷移が零点を通過しないデジタル変調方式により変調された信号を受信して（準）同期検波により復調処理する場合に、デジタル信号処理部３０において複素周波数変換と周波数補正処理を１つの複素乗算で同時に行なうので、デジタル処理をほとんど増加させずにアナログ処理を不要にすることができる。
【００３５】
また、アナログ処理部にてミキサ１４及び局部発振器２５により受信信号を中間周波信号に周波数変換する際、局部発振器２５として固定周波数発振器を使用しても、デジタル信号処理部３０の周波数カウンタ３４３で一旦周波数が測定されれば、カウント時間による遅延はあるものの一度で正確に周波数誤差が補正されるので、通常の周波数誤差の変動速度であれば問題はない。従って、周波数補正処理に際し、調整が煩雑な電圧制御発振器のようなアナログ素子を使用する必要がなく、周波数補正制御を迅速且つ容易に行なうことができる。
【００３６】
（第２実施形態）
次に本発明の第２実施形態について説明する。  
図３は本発明の第２実施形態に係るＡＦＣ回路を備えた受信機の構成を示すブロック図である。図３は、デジタル信号処理部３０Ａの構成を示したもので、前段に設けられるアナログ処理部は図１に示した第１実施形態と同様の構成であるとして省略している。本例は、ＡＦＣをフィードバック制御にした点で、第１実施形態と異なる。
【００３７】
デジタル信号処理部３０Ａは、直交復調処理部３１、複素周波数変換処理部３２、直交変調処理部４１、周波数誤差検出部３４及びループフィルタ４２により構成される。直交復調処理部３１は、第１実施形態と同様にＡ／Ｄ変換器１９から送られてくるデジタル信号を同相信号（Ｉ）と直交信号（Ｑ）に直交検波して複素周波数変換処理部３２へ出力する。複素周波数変換処理部３２は、直交復調処理部３１から出力される解析信号に対し、周波数誤差検出部３４からループフィルタ４２を介して送られてくる周波数誤差に基づいて周波数補正処理を行なう。
【００３８】
直交変調処理部４１は、複素周波数変換処理部３２で補正された同相信号（Ｉ）及び直交信号（Ｑ）を、任意の周波数で直交変調し、中間周波数の実信号を出力する。この直交変調処理部４１から出力される中間周波信号は、周波数誤差検出部３４に入力されると共に、次段の中間周波処理部に設けられる直交復調処理部（図示せず）へ送られる。もし、周波数誤差検出３４のみに入力されるのであれば、直交変調の周波数や精度は特に要求されないので、復調処理部３１と同一周波数の搬送波（すなわち図示しないがｃｏｓテーブル及びｓｉｎテーブルで発生する搬送波）を用いるのが簡便である。
【００３９】
上記周波数誤差検出部３４は、直交変調処理部４１から出力される中間周波信号の周波数誤差を検出し、ループフィルタ４２により平滑して複素周波数変換処理部３２へ出力する。ループフィルタ４２から複素周波数変換処理部３２へ送られた信号は、図２に詳細を示したようにｓｉｎテーブル３２１及びｃｏｓテーブル３２２に修正信号として入力される。複素周波数変換処理部３２は、直交復調処理部３１で変換された同相信号（Ｉ）及び直交信号（Ｑ）に対し、周波数誤差検出部３４からループフィルタ４２を介して入力される周波数誤差に基づいて周波数補正処理を行なう。
【００４０】
上記デジタル信号処理部３０Ａにおける直交復調処理部３１、複素周波数変換処理部３２及び周波数誤差検出部３４は、図２に示した第１実施形態と同様の構成であるので、詳細な説明は省略する。
【００４１】
上記第２実施形態に示したように、複素周波数変換処理部３２の出力信号を直交変調処理部４１で直交変調して中間周波信号に変換し、この変換した中間周波信号を周波数誤差検出部３４に入力する構成とすることにより、シンボル同期を確保しなくても単に周波数をカウントするだけで周波数誤差を検出することができる。そして、直交変調処理部４１の出力信号を複素周波数変換処理部３２にフィードバックして中間周波信号の周波数補正処理を精度良く行なうことができる。これにより第１実施形態と同様の効果を得ることができる。
【００４２】
なお、上記第２実施形態では、直交変調処理部４１から出力される中間周波信号を次段の中間周波処理部に設けられる直交復調処理部へ出力する場合について示したが、第１実施形態の場合と同様に複素周波数変換処理部３２の出力信号を復調処理部で復調処理し、この復調した信号を次段の処理部に出力するようにしても良い。また解析信号を得るための手段は完全に任意であり、無線周波信号を直接アナログ直交検波し、Ａ／Ｄ変換するものでも良い。
【００４３】
（第３実施形態）
次に本発明の第３実施形態について説明する。
図５は本発明の第３実施形態に係るＡＦＣ回路を備えた受信機の構成を示すブロック図である。図３は、デジタル信号処理部３０Ａの構成を示したもので、第１実施形態と同等の構成については、同一の符号を付して図示や説明を省略する。本例は、時分割多元接続（TDMA）方式を前提とし、周波数をカウントする区間を制御する点で、第１実施形態と異なる。なお、周波数誤差検出処理が可能となるように、周波数誤差検出部３４より前段において信号対雑音比を確保するため適切な帯域制限等が行われていることを前提とする。
フレーム同期処理部３５１は、フレームタイミングを抽出することでフレーム同期処理を行い、復調処理を制御するためのフレームタイミング信号を出力する。
カウンタ用窓信号生成部３５２は、フレームタイミング信号に基づいて、周波数カウントすべき期間（フレームのデータ部分）に１となり、周波数カウントしない期間に０となる窓信号を出力する。
ＡＮＤ部３４５は、立ち上がりエッジ検出部３４２の出力と窓信号との論理積を演算して出力する。
【００４４】
周波数カウンタ３４３は、ＡＮＤ部３５７の出力の周波数をカウントする。ＡＮＤ部３５７の出力信号は、窓以外の部分の信号がマスクされているので、フレーム内のデータ部分のみの周波数がカウントされる。
誤差検出部３４４は、周波数カウンタ３４３の出力に基づいて検出した誤差信号を平均化部３５１に出力する。
平均化部３５３は、フレーム単位で誤差信号を平均化（移動平均処理）し、メモリ３５４に出力する。平均化を行うタイミングは、周波数のカウント区間が終了し誤差信号が出力された後であり、周波数補正制御部から与えられる。ただし、フレーム期間中に代替処理部から代替値を入力されたときは、そのフレームでは誤差信号の替わりに代替値を取り込んで平均化する。つまり当該フレームより前のフレームの誤差信号との平均化処理を行う。
メモリ３５４は、平均化部３５３からの最新の出力を記憶し、ｓｉｎテーブル３２１及びｃｏｓテーブルに出力する。メモリ３５４の読み書きは周波数補正制御部３５５によって制御され、次のフレームでの平均化処理のために読み出されることもある。
周波数補正制御部３５５は、平均化部３５３で平均化が行われるように平均化部３５３やメモリ３５４を制御する。
【００４５】
ＲＳＳＩ閾値判定部３５６は、受信した中間周波信号等のＲＳＳＩ（Received Signal Strength Indicator）を入力され、閾値を超えるか否かを判断してその結果を出力する。ＲＳＳＩは例えば、Ａ／Ｄ変換前の中間周波信号を検波し対数変換することで得られる。また閾値は、周波数誤差検出部が正確に誤差を検出できる最低のレベルに余裕を持たせて設定される。
代替処理部３５７は、フレームＲＳＳＩが閾値を超えている間は何も出力せず、閾値を超えないときに、初期値を平均化部３５３に出力する。初期値は予め定める固定値（例えば公称の搬送波の中心周波数に相当する周波数カウント値、０など）でもよく、メモリ３５４に記憶されている値に応じて設定しても良い。
このように、移動平均処理がフレーム単位で行われ、平均化処理の出力は当該フレームの終了時に次のフレームの周波数補正用偏差信号として複素周波数変換処理３２へ出力されて偏差を補正することにより周波数補正処理が行われる。
【００４６】
図６は本第３実施形態におけるＡＦＣ処理の動作タイミング図である。図６の上の帯は、TDMA方式におけるフレームを示し、下の帯は本形態における周波数偏差検出区間と周波数補正区間を示している。フレームは、前後のフレームとのタイミングの余裕を確保するためのガード区間（Ｇ）と、ＡＧＣやＡＦＣやシンボル同期などためのシンボル（プリアンブル）が配置されそれらの追従に必要な時間を確保するランプ区間（Ｒ）と、フレーム検出やシンボル同期や識別などに用いるユニークワード区間（ＵＷ）と、データ区間（ＤＡＴＡ）とからなり、本例ではフレームの終端にもランプ区間を備える。また、ＡＦＣ処理の「周波数偏差検出区間」はフレームデータ区間に対応し、「周波数偏差検出区間」は、ランプ区間（ガード区間でも良い）に対応する。
カウンタ用窓信号生成部３５２が生成する窓信号は、「周波数偏差検出区間」に対応する。また、誤差検出部３４４による周波数偏差の検出や、平均化部３５３による前のフレームの誤差信号との平均化処理などは「周波数補正区間」内で行われ、次のフレームのランプ区間が始まる前までに、メモリ３５４から読み出されて複素周波数変換処理が行われる。
なお、データ区間とランプ区間、ユニークワード区間とが時間的に分離している通信方式においても、「周波数偏差検出区間」を適切な区間（データ区間）に設定さえすれば、同様に処理を行うことができる。
【００４７】
ここで、ＲＳＳＩ入力を考慮した、本形態のＡＦＣの動作を説明する。
ＡＦＣ処理はフレームを単位に動作する。そして、ＲＳＳＩ入力値と設定された値とを比較して「周波数偏差検出区間」中に常に閾値を超えていた場合にＡＦＣを有効（ＯＮ）とし、閾値を下回ることがあった場合にＡＦＣを無効（ＯＦＦ）にする。
受信入力信号が断となりＡＦＣがＯＦＦとなった後、信号が回復してＡＦＣがＯＮになった時に、予め設定された周波数検出量の初期値が平均化部３５３で用いられるので、フレーム単位の平均化処理であってもＡＦＣの収束時間を軽減することができる。
またデータに誤り訂正符号化等が為されて、データのランダム化が十分でなく周波数偏差の検出に誤差を生じる場合においても、フレーム単位という長時間の平均化により周波数偏差の検出に誤差を生じることがない。なお、データのランダム化が十分でない場合は、送信（変調）側で誤り訂正符号化の前段または後段にデータのスクランブル処理を行い、受信（復調）側で対応するデスクランブル処理を行うことにより前記フレーム単位の平均化処理の回数を軽減することは可能である。
【００４８】
最後に、上記各実施形態において、デジタル信号処理部３０、３０Ａは、FPGA（Field Programmable Gate Array）、DSP（Digital Signal Processor）等のハードウエアあるいは数値演算を行なうソフトウエアの何れを用いても実現可能である。
また、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できるものである。
【図面の簡単な説明】
【００４９】
【図１】本発明の第１実施形態に係るＡＦＣ回路を備えた受信機の構成を示すブロック図である。
【図２】同実施形態におけるデジタル信号処理部の詳細な構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の第２実施形態に係るＡＦＣ回路を備えた受信機のデジタル信号処理部の構成を示すブロック図である。
【図４】従来のＡＦＣ回路を備えた受信機の構成を示すブロック図である。
【図５】本発明の第３実施形態に係るＡＦＣ回路を備えた受信機の構成を示すブロック図である。
【図６】本発明の第３実施形態におけるＡＦＣ処理の動作タイミング図である。
【符号の説明】
【００５０】
１１…入力端子、１２…バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、１３…低雑音増幅器、１４…ミキサ、１５…局部発振器、１６…バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、１７…増幅器、１８…ローパスフィルタ（ＬＰＦ）、１９…Ａ／Ｄ変換器、
２０…デジタル信号処理部、２１…復調処理部、２２…周波数誤差検出部、２３…ループフィルタ、２５…局部発振器、
３０、３０Ａ…デジタル信号処理部、３１…直交復調処理部、３１１、３１２…乗算器、３１３、３１４…ｓｉｎテーブル、３２…複素周波数変換処理部、３２１…ｓｉｎテーブル、３２２…ｃｏｓテーブル、３２３〜３２６…乗算器、３２７…減算器、３２８…加算器、３３…復調処理部、３４…周波数誤差検出部、３４１…リミッタ、３４２…エッジ検出部、３４３…周波数カウンタ、３４４…誤差検出部、３４５…ＡＮＤ部、
３５１…フレーム同期処理、３５２…カウンタ用窓信号生成部、３５３…平均化部、３５４…メモリ、３５５…周波数補正制御部、３５６…ＲＳＳＩ閾値判定部、３５７…代替処理部、
４１…直交変調処理部、４２…ループフィルタ。
【図１】
0004813966.tif 000002
【図２】
0004813966.tif 000003
【図３】
0004813966.tif 000004
【図４】
0004813966.tif 000005
【図５】
0004813966.tif 000006
【図６】
0004813966.tif 000007