(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
共振回路を有する帯域スイッチング可能な電圧制御型の発振器（４００）であって、
該共振回路は、
グランドとＤＣブロッキングキャパシタ（Ｃ５）の第１の端子との間に接続された誘導素子（Ｌ２）と、
可変の第１のキャパシタンスを有する第１の強誘電性キャパシタ（ＦＥ３）であって、該第１の強誘電性キャパシタ（ＦＥ３）の第２の端子は、グランドに接続されている、第１の強誘電性キャパシタ（ＦＥ３）と、
可変の第２のキャパシタンスを有する第２の強誘電性キャパシタ（ＦＥ４）と
によって特徴付けられ、
該第１の強誘電性キャパシタ（ＦＥ３）と該第２の強誘電性キャパシタ（ＦＥ４）とは、直列に接続されており、該第１および第２の強誘電性キャパシタ（ＦＥ３、ＦＥ４）は、グランドと該ＤＣブロッキングキャパシタ（Ｃ５）の第２の端子との間に接続されており、
該共振回路は、
該第１の強誘電性キャパシタ（ＦＥ３）の該第１のキャパシタンスおよび該第２の強誘電性キャパシタ（ＦＥ４）の該第２のキャパシタンスを変動させる制御電圧を該第１および第２の強誘電性キャパシタ（ＦＥ３、ＦＥ４）に印加するための第１の制御電圧線（Ｖ３）であって、該第１の制御電圧線（Ｖ３）は、第１の抵抗（Ｒ３）を介して該第２の強誘電性キャパシタ（ＦＥ４）の第２の端子および該第１の強誘電性キャパシタ（ＦＥ３）の第１の端子に接続されている、第１の制御電圧線（Ｖ３）と、
該第２の強誘電性キャパシタ（ＦＥ４）の該第２のキャパシタンスを変動させる制御電圧を該第２の強誘電性キャパシタ（ＦＥ４）に印加するための第２の制御電圧線（Ｖ２）であって、該第２の制御電圧線（Ｖ２）は、第２の抵抗（Ｒ２）を介して該ＤＣブロッキングキャパシタ（Ｃ５）の該第２の端子および該第２の強誘電性キャパシタ（ＦＥ４）の第１の端子に接続されている、第２の制御電圧線（Ｖ２）と
によってさらに特徴付けられ、
同一の制御電圧が該第１および第２の制御電圧線（Ｖ２、Ｖ３）に印加される場合には、該発振器（４００）の出力周波数は、第１の周波数帯域の範囲内であり、
０Ｖが該第１の制御電圧線（Ｖ３）に印加され、かつ、第２の電圧が該第２の制御電圧線（Ｖ２）に印加される場合には、該発振器（４００）の出力周波数は、第２の周波数帯域の範囲内である、発振器（４００）。
【請求項２】
電圧制御型の発振器（４００）において帯域スイッチングを行う方法であって、該電圧制御型の発振器（４００）は、共振回路を含み、該共振回路は、可変の第１のキャパシタンスを有する第１の強誘電性キャパシタ（ＦＥ３）と、可変の第２のキャパシタンスを有する第２の強誘電性キャパシタ（ＦＥ４）とを有し、該第１の強誘電性キャパシタ（ＦＥ３）と該第２の強誘電性キャパシタ（ＦＥ４）とは、直列に接続されており、該第１の強誘電性キャパシタ（ＦＥ３）および該第２の強誘電性キャパシタ（ＦＥ４）は、ブロッキングキャパシタ（Ｃ５）の第１の端子とグランドとの間に接続されており、該共振回路は、該ブロッキングキャパシタ（Ｃ５）の第２の端子とグランドとの間に接続された誘導素子（Ｌ２）をさらに有し、
該方法は、
該第１の強誘電性キャパシタ（ＦＥ３）の該第１のキャパシタンスに対応する第１の周波数帯域、または、該第２の強誘電性キャパシタ（ＦＥ４）の該第２のキャパシタンスに対応する第２の周波数帯域の一方において該共振回路が共振するように、該第１の強誘電性キャパシタ（ＦＥ３）の該第１のキャパシタンスを変動させる第１の制御電圧（Ｖ３）を該第１の強誘電性キャパシタ（ＦＥ３）に印加し、該第２の強誘電性キャパシタ（ＦＥ４）の該第２のキャパシタンスを変動させる第２の制御電圧（Ｖ２）を該第２の強誘電性キャパシタ（ＦＥ４）に印加すること
を含み、
該第１の制御電圧（Ｖ３）は、抵抗（Ｒ３）を介して該第１の強誘電性キャパシタ（ＦＥ３）の第１の端子および該第２の強誘電性キャパシタ（ＦＥ４）の第２の端子に接続されており、該第２の制御電圧（Ｖ２）は、該第２の強誘電性キャパシタ（ＦＥ４）の第１の端子に接続されており、該第１の強誘電性キャパシタ（ＦＥ３）の第２の端子は、グランドに接続されており、
該第１の制御電圧（Ｖ３）および該第２の制御電圧を同一とすることによって、該第２の強誘電性キャパシタ（ＦＥ４）にかかる電圧をゼロにするとともに、該第１の強誘電性キャパシタ（ＦＥ３）の該第１のキャパシタンスに対応する該第１の周波数帯域において該共振回路が共振するようにし、
該第１の制御電圧（Ｖ３）を０Ｖにし、かつ、該第２の制御電圧（Ｖ２）を非ゼロにすることによって、該第１の強誘電性キャパシタ（ＦＥ３）にかかる電圧をゼロにするとともに、該第２の強誘電性キャパシタ（ＦＥ４）の該第２のキャパシタンスに対応する該第２の周波数帯域において該共振回路が共振するようにする、方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
（関連出願の相互参照）
本願は、２００１年４月１１日に提出された米国仮特許出願６０／２８３，０９３号の利益を主張し、本明細書中に参考として援用される。さらに本願は、以下の米国出願：Ｓｔａｎｌｅｙ  Ｓ．Ｔｏｎｃｉｃｈによる「Ｆｅｒｒｏ−Ｅｌｅｃｔｒｉｃ  Ｔｕｎａｂｌｅ  Ｆｉｌｔｅｒ」という題の２００１年７月１３日に提出された０９／９０４，６３１号、Ｓｔａｎｌｅｙ  Ｓ．Ｔｏｎｃｉｃｈによる「Ｔｕｎａｂｌｅ  Ｆｅｒｒｏ−Ｅｌｅｃｔｒｉｃ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｒ」という題の２００１年７月２４日に提出された０９／９１２，７５３号、Ｓｔａｎｌｅｙ  Ｓ．Ｔｏｎｃｉｃｈによる「Ｌｏｗ  Ｌｏｓｓ  Ｔｕｎａｂｌｅ  Ｆｅｒｒｏ−Ｅｌｅｃｔｒｉｃ  Ｄｅｖｉｃｅ  ａｎｄ  Ｍｅｔｈｏｄ  ｏｆ  Ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｚａｔｉｏｎ」という題の２００１年８月８日に提出された０９／９２７，７３２号、Ｓｔａｎｌｅｙ  Ｓ．Ｔｏｎｃｉｃｈによる「Ｔｕｎａｂｌｅ  Ｍａｔｃｈｉｎｇ  Ｃｉｒｃｕｉｔ」という題の２００１年８月１０日に提出された１０／９２７，１３６号、Ｓｔａｎｌｅｙ  Ｓ．Ｔｏｎｃｉｃｈによる「Ｔｕｎａｂｌｅ  Ｐｌａｎａｒ  Ｃａｐａｃｉｔｏｒ」という題の２００２年１月１１日に提出された１０／０４４，５２２号、Ｓｔａｎｌｅｙ  Ｓ．Ｔｏｎｃｉｃｈによる「Ｔｕｎａｂｌｅ  Ｉｓｏｌａｔｏｒ  Ｍａｔｃｈｉｎｇ  Ｃｉｒｃｕｉｔ」という題の２００２年２月１４日に提出された１０／０７７，６５４号、Ｓｔａｎｌｅｙ  Ｓ．Ｔｏｎｃｉｃｈによる「Ａｎｔｅｎｎａ  Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ  Ｕｎｉｔ」という題の２００２年２月１２日に提出された１０／０７６，１７１号、Ｓｔａｎｌｅｙ  Ｓ．Ｔｏｎｃｉｃｈによる「Ｔｕｎａｂｌｅ  Ａｎｔｅｎｎａ  Ｍａｔｃｈｉｎｇ  Ｃｉｒｃｕｉｔ」という題の２００２年２月１２日に提出された１０／０７５，８９６号、Ｓｔａｎｌｅｙ  Ｓ．Ｔｏｎｃｉｃｈによる「Ｔｕｎａｂｌｅ  Ｌｏｗ  Ｎｏｉｓｅ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ」という題の２００２年２月１２日に提出された１０／０７５，７２７号、およびＳｔａｎｌｅｙ  Ｓ．Ｔｏｎｃｉｃｈによる「Ｔｕｎａｂｌｅ  Ｐｏｗｅｒ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ  Ｍａｔｃｈｉｎｇ  Ｃｉｒｃｕｉｔ」という題の２００２年２月１２日に提出された１０／０７５，５０７号に関しており、これらは、本明細書中に参考として援用される。
【０００２】
本発明は、概して、チューナブル電子デバイスおよびコンポーネントに関しており、より詳細には、チューナブル強誘電性コンポーネントに組み込む電圧制御型発振器に関する。
【背景技術】
【０００３】
（発明の背景）
高く評価され、かつ、過密性がますます増加している無線周波数帯域幅は、希少なリソースである。増加の一途をたどるユーザは、利用可能な有限の帯域幅を介して増加の一途をたどる情報と共存し、増加の一途をたどる情報を通過させることを試みる。無線スペクトルは、特有の使用に対して割り当てられる周波数帯域に分割される。例えば、米国では、全てのＦＭ無線局は、８８〜１０８ＭＨｚで伝送し、全てのＡＭ無線局は、５３５ｋＨｚ〜１．７ＭＨｚ帯域で伝送する。約９００ＭＨｚの周波数帯域は、ワイヤレス電話伝送のために確保される。中心が約２．４５ＧＨｚにある周波数帯域は、新しいＢｌｕｅｔｏｏｔｈ技術として設定される。他の数百のワイヤレス技術は、ベビーモニタから深い宇宙空間通信まで、設定された無線スペクトルの独自の帯域を有する。
【０００４】
所与の周波数帯域内の通信は、その帯域内のさらに狭く、精細に定義されたチャネルで起こる。従って、実質的に、任意のワイヤレス通信システムまたはデバイスにおいて、周波数可変性が要求され、正確な周波数生成は決定的な重要性を有する。周波数生成は、典型的に、エレクトロニック発振器によって提供される。当業者に周知であるように、エレクトロニック発振器は、特有の周波数出力信号を生成し、一般に、フィードバックループによって入力に戻されたその出力の一部を有する増幅器からなる回路である。非常にシンプルなエレクトロニック発振器は、インダクタまたは他の共振器とキャパシタとのいくつかの組み合わせを含む。
【０００５】
周波数チャネル選択および変更のための機能は、電圧制御型発振器（「ＶＣＯ」）によって提供され得る。ＶＣＯにおいて特定の周波数にＶＣＯをチューニングするために、制御電圧は、電圧依存型キャパシタに印加され、これらは通常、可変キャパシタンスダイオード、バリキャップダイオードまたはバラクターとして呼ばれている。図１は、従来のバリキャップダイオードのチューニングされた発振器共振回路１００を示す。回路１００は、バリキャップダイオードＤ１および共振器Ｌ１（Ｌ１はインダクタまたは共振伝送線デバイスのいくつかの他の形式である）を含む。制御電圧Ｖ１は、入力抵抗Ｒ１を介してバリキャップダイオードＤ１に印加される。Ｖ１は、ＤＣ制御電圧であり、特定の範囲上に発振器をチューニングするために印加される。ＤＣ阻止キャパシタＣ１がバリキャップダイオードＤ１とインダクタＬ１との間に組み込まれ、そしてＤＣ阻止キャパシタＣ２は、インダクタＬ１と発振器支援用の（ｓｕｓｔａｉｎｉｎｇ）増幅器（図示せず）との間に組み込まれる。典型的には、支援要素増幅器は、負性インピーダンスジェネレータである。当業者に周知であるように、フェーズロックループ（ＬＬＰ）制御回路部はまた、典型的には、ＶＣＯと連携して提供される。
【０００６】
逆電圧（Ｖ１）がバリキャップダイオードＤ１に印加される場合、半導体のｐ−ドープ領域とｎ−ドープ領域との間の絶縁層は厚くなる。基本的に、キャリアが欠けている空乏領域は、ダイオードＤ１で形成し、キャパシタの誘電体として振る舞う。空乏領域は、それにかかる逆電圧が増加すると増加し、キャパシタンスが誘電体厚と反比例するので、接合キャパシタンスは、逆電圧が増加すると減少する。この効果は、キャパシタの２つのプレートをさらに大きい距離で離すことに類似し、キャパシタンスを減少する。このように、制御電圧Ｖ１を変化することによって、バリキャップダイオードＤ１によって提供される接合キャパシタは変化され得る。次に、キャパシタンスを変化することは、インダクタＬ１の共振周波数を変更し、従って、回路１００によって増幅され、出力される周波数を変更する。
【０００７】
近年、ＶＣＯの設計者は、さらに顕著に厳しい規格に準拠するように要求される。現在、一握りの世界の製造メーカのみが、大容量消費者通信デバイスにおける使用に適したＶＣＯを経済的に製造することができる。ＶＣＯ設計に直面する主な２つのハードルは、（１）位相ノイズおよび（２）バリキャップダイオードの特有の非線形伝達関数（キャパシタンス対印加される電圧）である。
【０００８】
発振器の性能の１つの重大なパラメータは、単一の側波帯位相ノイズ、すなわち、単に「位相ノイズ」である。位相ノイズは、隣接するチャネル上の所望しない信号を除去する受信器の能力に影響する。それは、規定のオフセットにおけるノイズパワーで割った出力パワーの比であり、ｄＢｃ／Ｈｚで表される。図２は、１ＧＨｚのＶＣＯのための典型的な位相ノイズの要求条件を示すグラフである。示され得るように、約６０ｋＨｚのオフセットにおいて、１ＧＨｚの発振器は、約−１２０ｄＢｃ／Ｈｚの位相ノイズを特定する。
【０００９】
この性能に達するための主な障害の１つは、発振器回路の負荷Ｑ値である。発振器支援用の増幅器は、一般に、この目的に対して明確に最適化される低ノイズ半導体の利用によって位相ノイズの決定における有効な因子の役目を行わない。共振器構造（Ｌ１）の負荷Ｑ値は、典型的には、全体的な位相ノイズ性能を決定する際に決定付けられた因子である。共振器の負荷Ｑ値は、バリキャップダイオードの直列抵抗によってしばしば制限され、数オーム程であり得る。
【００１０】
キャパシタのＱは、
Ｑ＝Ｘｃ／Ｒｓによって表され得、ここで、ＸｃはＸｃ＝１／（２・π・ｆ・ｃ）によって与えられるバリキャップダイオードのリアクタンスであり、Ｒｓはバリキャップダイオードの実効直列抵抗である。
【００１１】
１．５ＧＨｚの周波数において必要とされる５ｐＦのキャパシタンスが仮定されると、２１．２２ΩのリアクタンスＸｃが結果として生じる。バリキャップダイオードの実効直列抵抗Ｒｓが０．５Ωであることがさらに仮定される場合、バリキャップダイオードの結果として生じるＱは、４２．４４である。従って、実効直列抵抗の減少は、バリキャップダイオードのＱおよび全体的な共振器構造の負荷Ｑ値に直接影響を与える。
【００１２】
発振器の性能における別の重大なパラメータは、バリキャップダイオードの伝達関数（キャパシタンス対印加電圧）における直線性（またはその不足）である。図３は、モバイル電話におけるダイオードの典型的なチューニング電圧範囲（０．３Ｖ〜２．７Ｖ）に対する典型的なバリキャップダイオードのキャパシタンスをプロットするチャートである。理解され得るように、それは直線的な関係ではない。０．５Ｖ以下では、単位電圧変化は、かなり大きい単位キャパシタンス変化をもたらす。その結果、発振器のＭＨｚ／Ｖ周波数シフトは、チューニング範囲において一定にならない。このことは、ＰＬＬループフィルタの設計、故に全体的なノイズ性能に妥協をもたらす。
【００１３】
バリキャップダイオードの使用に関連した別の問題は、バリキャップダイオードが逆バイアスダイオード接合であるので、印加されつＡＣ信号がバイアス電圧を克服せず、結果としてダイオードの大きな順方向の導通を生じさせる。これが生じると、共振器のＱは、劇的に低下され、例えば、位相ノイズおよび一般的なスペクトルの純度といった様々な発振器パラメータは深刻に影響される。極端な場合、発振器は、連続的な発振を維持し損ない、寄生的な制御できないバースト発振へと暗転し得る。
【００１４】
上述の観点において、より良い位相ノイズ性能およびより線形の電圧／キャパシタンス伝達関数を示す電圧制御型発振器に対する必要性がある。
【発明の開示】
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明は、チューナブル強誘電性キャパシタを組み込む電圧制御発振器を提供して、より良い位相ノイズ性能およびより一層の線形的電圧キャパシタンス伝達関数を提供する。
【００１６】
従って、本発明の一実施形態において、チューニング周波数を生成するための共振回路を有する電圧制御発振器が提供される。共振回路は、誘導素子および可変キャパシタンスを有する強誘電性キャパシタを含む。制御線は、制御電圧をキャパシタに印加するための強誘電性キャパシタに結合され、キャパシタンスを変化させて、次に、共振回路のチューニング周波数を変化させる。
【００１７】
本発明の別の実施形態において、電圧制御発振器が提供される。発振器は、可変共振周波数を有する信号を生成するために第１の可変キャパシタを有する共振回路と、信号を増幅するために共振回路に結合される増幅器とを含む。増幅器と共振回路との間に結合されたフィードバックループは、第２の強誘電性キャパシタを組み込み、フィードバック信号の振幅および位相を制御する。
【００１８】
本発明の別の実施形態は、帯域スイッチ可能な発振器共振回路を含む。回路は、第１および第２の強誘電性キャパシタ、かつ、帯域スイッチングを容易にするための第１および第２の制御電圧線を有する。
【００１９】
本発明は、さらに、電圧制御発振器において帯域スイッチングのための方法を提供する。第１および第２の強誘電性キャパシタが提供される。第１および第２の制御電圧は、第１および第２のキャパシタンスに印加され、その結果、第１のキャパシタか第２のキャパシタは、発振器の出力周波数を決定付ける。
【００２０】
本発明の他の特徴、目的、およびインプリメンテーションが、以下の図面および詳細な説明を調べることによって、当業者にとってより明白であり、または、明白になる。全てのさらなる特徴、目的、インプリメンテーションは、本発明の範囲内になるように、かつ、添付の請求の範囲によって保護されるように、この記載に含まれるように意図される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
現在使用されているＶＣＯは典型的には、バリキャップダイオードを周波数チューニングデバイスとして用いる。これらのＶＣＯは、悪い位相ノイズ性能およ非線形のキャパシタンス／制御電圧伝達関数を示す。これらの欠点を克服するために、本発明は、チューニングデバイスとして、バリキャップダイオードではなく、強誘電性キャパシタを用いる電圧制御型発振器を提供する。
【００２２】
強誘電性キャパシタに関連する背景、長所、トポロジーおよびテスト方法は、２００１年４月１１に出願された、共有の米国仮出願シリアル番号６０／２８３，０９３に完全に言及されており、同様に共有の関連出願番号０９／９０４、６３１；０９／９１２、７５３；０９／９２７、７３２；０９／９２７、１３６；１０／０４４、５２２；１０／０７７、６５４；１０／０７６、１７１；１０／０７５、８９６；１０／０７５、７２７；１０／０７５、５０７にも言及されており、これらは、本明細書において参考として援用される。簡単に言えば、これらの出願は、強誘電性材料の使用による損失を正確に測定しかつ特長付ける狭帯域共振回路を用いるテスト方法を開示し、そして強誘電性コンポーネントが従来思考されたものより低損失であることを確立させる。従来のテスト方法とデバイスは、すべての損失メカニズムを説明していなく、従って強誘電性材料の使用による損失を正確に決定すことが不可能であった。ある実装では、テスト用の狭帯域共振回路はマイクロストリップ共振器であり、この共振器はキャパシタを定義するギャップおよびこのギャップに配置された強誘電性膜を有する。
【００２３】
適切なテスト方法および損失計測メカニズムを用いることによって、チューナブルな強誘電性コンポーネントは、種々な広範囲の低損失応用や高速周波数回路の用途において最適化および設計され得る。トポロジーの選択は、可能性のある最良Ｑ（最小の損失）を取得することにおいて重要である。用いられている特定のトポロジーと材料、並びに応用の周波数範囲に依存するが、８０、１８０およびさらに高い値のＱが取得される。設計手続や実装詳細は、ギャップ（ｇａｐ）キャパシタ、オーバレイ（ｏｖｅｒｌａｙ）キャパシタおよびインタデジタル（ｉｎｔｅｒｄｉｇｉｔａｌ）キャパシタに関して言及されている。最小の損失は、共振器または他のＲＦ回路への強誘電性キャパシタの直接的な製造によって達成される。このことにより、回路に強誘電性キャパシタの装着によって、加わる損失を除去する。
【００２４】
図４は、本発明の第１の実施形態による、強誘電性のチュウーニングされた発振器共振回路２００を示す。ＶＣＯ２００は、図１に示すＶＣＯ１０と類似するが、バリキャップダイオードＤ１ではなく、強誘電性キャパシタＦＥ１を利用する。強誘電性キャパシタＦＥ１は、上述の記載かつ参考として援用された出願において記述されたように、回路２００で構成され、テストされそして統合化される。Ｌ１はインダクタかまたは他の共振伝送線デバイスかである。回路２００の出力は、発振器支持用の増幅器に繋がる（図示されず）。
【００２５】
可変の強誘電性キャパシタはバリキャップダイオードよりも数点の長所を有する。第１に、これは大変低い直列抵抗値、典型的には１０というファクタ（ｆａｃｔｏｒ）を有する。このことが、直接に、高負荷Ｑ（Ｑ＝ＸＣ／ＲＳ、上述の説明を参照）およびより良好な位相ノイズ性能を生じさせる。第２に、図５でプロットされるように、強誘電性キャパシタのキャパシタンス／印加電圧の伝達関数は、基本的には直線的であり、これによって、さらに最適なＰＬＬループフィルタの設計を可能にする。最後に、強誘電性キャパシタは、バリキャップダイオードの順方向バイアス導通問題に苦慮しない。この最後の局面は、下で述べる帯域スイッチング（ｂａｎｄーｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）発振器の設計を可能にする。
【００２６】
所望の動作周波数の設定に加え、発振器支援フィードバック経路を調整するために、可変の強誘電性キャパシタの組み合わせを用いることもまた可能である。本発明のこの第２の実施形態は、図６に示される。周波数を変化することと連携して、フィードバックのレベルを同時に調整することによって、発振器の性能はより広範囲の帯域幅にわたって維持される。図１に示した発振器などの従来の発振器は、その出力がスペクトルの純粋性とＲＦパワーの点で、最高の性能である最適な動作周波数を有する。このことは、時には、発振器の「スイープスポット（ｓｗｅｅｐ  ｓｐｏｔ）」として記述される。この最適なフィードバックを維持することは、特に広帯域（発振器の中心周波数の１５％よりも大きい）にわたってチューニングする必要のある発振器設計には重要である。しかし、発振器がこのスイープスポットからチューニング外れを起こしチューニングの限界に達すると、ＲＦ出力パワーは度々落ちそして位相ノイズ（またはスペクトル純粋性）が低下する。
【００２７】
図６で示されるように、所望の動作周波数おいて、より広範囲の帯域にわたって最適な性能を維持するために、第２の強誘電性コンポーネントを用いることは可能である。発振器３００が比較的にスペクトル的に純粋な信号を生成するために、発振器のオープンループのピークゲインは、全ループにわたってゼロ位相シフト点に対応しなければならない。チューニング範囲においてこの関係の維持に失敗すると、発振器性能の劣化に通じる。極端な場合、発振器は発振を停止し得る。
【００２８】
図６の回路において、ＦＥ７とＦＥ９は強誘電性キャパシタである。キャパシタＣ８は、ＤＣ阻止用キャパシタであるが、随意に強誘電性キャパシタでもあり得る。キャパシタＣ１０とＣ１１は、ＤＣ阻止用キャパシタである。動作中では、制御電圧Ｖ４は強誘電性キャパシタＦＥ９のキャパシタンスを変化するために用いられる。キャパシタＦＥ９のキャパシタンスは、他のコンポーネント（主にキャパシタＣ８およびインダクタＬ３）と連携して、増幅器Ａ１の出力である発振周波数を設定する。従って、制御電圧Ｖ４を変化させることは、比例して発振周波数を変化させる。制御電圧Ｖ４は、さらに、強誘電性キャパシタＦＥ７間のＤＣ電位を制御する。従って、ＦＥ７のキャパシタンスはまた、印加制御電圧で変化する。キャパシタＣ７，Ｃ１０とＣ１１の慎重な設計と選択によって、フィードバック信号の振幅と位相は、所望周波数において正確に制御され、これによって最適な性能を維持する。
【００２９】
図７に示される、本発明の第３の実施形態は、新規の帯域スイッチング（ｂａｎｄ−ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）発振器４００を提供するために、強誘電性キャパシタを利用する。回路４００は、効果的な帯域スイッチングを提供するかまたは利用可能なチューニング範囲に影響を与える、複数の方法で構成され得る。キャパシタＦＥ３とＦＥ４は強誘電性コンポーネントであり、そしてキャパシタＣ５とＣ６はＤＣ阻止用キャパシタである。キャパシタＣ５からの出力ラインは、発振器支持用の増幅器（図示されず）に繋がる。
【００３０】
回路４００は２つの制御電圧入力Ｖ２とＶ３を有する。回路４００によって生成される発振周波数は、制御電圧Ｖ２とＶ３を共にかまたは個別かで変化させることにより影響され得る。複数のシナリオの可能性がある。第１のシナリオでは、単一（同じ）制御電圧が、Ｖ２とＶ３の両方に印加される。このことは、キャパシタＦＥ４間の制御電圧を実効的にはゼロにさせ、これによってこのキャパシタンスを最大値にセットする。従って、ＦＥ３間の電圧および、すなわち、このキャパシタンスは実効的には周波数設定を支配する。第２のシナリオでは、制御電圧Ｖ３はグランドされ、制御電圧はＶ２に印加される。このシナリオでは、ＦＥ３間の電位差が存在せず、従ってこのキャパシタンスは最大値にセットされる。ＦＥ４間の電圧および、すなわち、このキャパシタンスは実効的には周波数設定を支配する。従って、ＦＥ４とＦＥ３に対して異なったキャパシタンス範囲を選択し、実効的な帯域スイッチングが第１および第２のシナリオに記述された制御電圧をセットすることによって提供され得る。
【００３１】
第３のシナリオでは、制御電圧はＶ３に印加され、制御電圧Ｖ２はグランドにされる。このシナリオでは、ＦＥ３とＦＥ４の両方は同じＤＣ電圧を受け、従ってキャパシタンスのシフトが起こる。ＡＣ局面から、キャパシタンスは実効的には直列になり、これによって動作周波数を大幅に増加させ、そして他の通信帯域の範囲を可能にする。同じ結果が異なった制御電圧をＶ２およびＶ３に印加することによって取得され得る。
【００３２】
本発明の他の実施形態および実装が、当業者に明白でありまたは明白になる。このようなさらなる実施形態と実装が、この明細書内に含まれ、本発明の範囲内であり、そして上掲の特許請求範囲によって保護されることを意図されている。
【図面の簡単な説明】
【００３３】
【図１】図１は、従来のバリキャップダイオードのチューニングされた発振器共振回路の概略図である。
【図２】図２は、典型的な１ＧＨｚの電圧制御型発振器に対して位相ノイズ対周波数オフセット要求条件をプロットするグラフである。
【図３】図３は、典型的なバリキャップダイオードに対するキャパシタンス対印加制御電圧をプロットするグラフである。
【図４】図４は、本発明による強誘電性のチューニングされた発振器共振回路の概略図である。
【図５】図５は、本発明による強誘電性キャパシタに対してキャパシタンスに印加された制御電圧をプロットするグラフである。
【図６】図６は、本発明による適応フィードバックを有する強誘電性のチューニングされた発振器回路の概略図である。
【図７】図７は、本発明による帯域スイッチング可能な強誘電性のチューニングされた発振器共振回路の概略図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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