(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
シンボルの流れからなるアナログ信号（s(t)）に対するサンプリング位相（CLK）の、位相調整のためのセルフタイミング法であり、
第１の複数のデジタル値からなる、第１のデジタル値を持つ第１の量子化されたサンプル（qs1）を得るために、シンボル内での第１のサンプリング位相で、アナログ信号をデジタル化すること（４）と、
第２の複数のデジタル値からなる、第２のデジタル値を持つ第２の量子化されたサンプル（qs2）を得るために、シンボル内での該第１のサンプリング位相と異なる第２のサンプリング位相で、アナログ信号をデジタル化すること（４）と、
該アナログ信号に含まれる異なるシンボルに対して、第１のサンプリング位相および第２のサンプリング位相で、デジタル化を繰り返し、
第１のカウンターを増加させ、
第２のカウンターを増加させることからなる方法において、
第１の複数のカウンター（14，15，16，17）のそれぞれのカウンターを前記第１の複数のデジタル値からなる値と対応させ、ここで、第１の複数のカウンター（14，15，16，17）のそれぞれのカウンターが異なった値に対応し、
第２の複数のカウンター（18，19，20，21）のそれぞれのカウンターを前記第２の複数のデジタル値からなる値と対応させ、ここで、第２の複数のカウンター（18，19，20，21）のそれぞれのカウンターが異なった値に対応し、
前記第１のカウンターは、前記第１のデジタル値に対応して、前記第１の複数のカウンター（14，15，16，17）に属することと、
前記第２のカウンターは、前記第２のデジタル値に対応して、前記第２の複数のカウンター（18，19，20，21）に属することと、
前記繰り返すことは、前記第１および第２のカウンターを増加させることを繰り返すことを含み、
前記第１および第２の複数のカウンターからなるカウンターの値に基づく前記第１のサンプリング位相および第２のサンプリング位相を調整すること（31）と
からなることを特徴とするサンプリング位相調整のためのセルフタイミング法。
【請求項２】
前記第１および第２の複数のカウンターからなるそれぞれのカウンターの値に基づき母集団からの差異パラメータ（pdmq）が計算され、該母集団からの差異パラメータを最大にするように前記第１のサンプリング位相および第２のサンプリング位相が調整されることを特徴とする請求項１に記載されたサンプリング位相調整のためのセルフタイミング法。
【請求項３】
前記第１および第２の複数のカウンターは、それぞれＮ個のカウンターからなることを特徴とする請求項１または請求項２に記載されたサンプリング位相調整のためのセルフタイミング法。
【請求項４】
前記第１の複数のカウンターに含まれるそれぞれのカウンターを、前記第２の複数のカウンターに含まれる対応のカウンターと対応させ、そして、前記第１の複数のカウンターの前記カウンターの値と前記第２の複数のカウンター内の対応のカウンターとの差の絶対値（22，23，24，25）の総和（26）としての母集団からの差異パラメータを計算させることを特徴とする請求項３に記載されたサンプリング位相調整のためのセルフタイミング法。
【請求項５】
前記第１および第２の複数のカウンターは、それぞれＮ個のカウンターからなり、第１および第２の複数のデジタル値は、Ｎ個の異なった値からなることを特徴とする請求項１から請求項４の何れかに記載されたサンプリング位相調整のためのセルフタイミング法。
【請求項６】
先の第１のサンプリング位相および第２のサンプリング位相（ψ(t-MT)）にて得られる前記カウンターの値に基づいて先の母集団からの差異パラメータ（pdmq(t-MT)）の計算を行い、
新しい第１のサンプリング位相および第２のサンプリング位相（ψ(t)）をそれぞれ得るために、前記先の第１のサンプリング位相および第２のサンプリング位相をサンプリング位相調整ステップ（Δ）により増加または減少させ(b(t-MT))、
前記新しい第１のサンプリング位相および第２のサンプリング位相（ψ(t)）にて得られる前記カウンターの値に基づいて新しい母集団からの差異パラメータ（pdmq(t)）の計算を行い、そして、
前記調整は、
前記先の母集団からの差異パラメータ（pdmq(t-MT)）と前記新しい母集団からの差異パラメータ（pdmq(t)）を比較すること（28）と、
前記サンプリング位相調整ステップ（Δ）により前記先の第１のサンプリング位相および第２のサンプリング位相（ψ(t-MT)）が増加してきて（b(t-MT)）、前記新しい母集団からの差異パラメータ（pdmq(t)）が、前記先の母集団からの差異パラメータ（pdmq(t-MT)）より大きいときには（28）、あるいは、前記サンプリング位相調整ステップ（△）により前記先の第１のサンプリング位相および第２のサンプリング位相（ψ(t-MT)）が減少してきて（b(t-MT)）、前記新しい母集団からの差異パラメータ（pdmq(t)）が、前記先の母集団からの差異パラメータ（pdmq(t-MT)）より小さいときには、前記新しい第１のサンプリング位相および第２のサンプリング位相（ψ(t)）はサンプリング位相調整ステップ（Δ）により増加させ（31）、
前記サンプリング位相調整ステップ（Δ）により前記先の第１のサンプリング位相および第２のサンプリング位相（ψ(t-MT)）が増加してきて（b(t-MT)）、前記新しい母集団からの差異パラメータ（pdmq(t)）が、前記先の母集団からの差異パラメータ（pdmq(t-MT)）より小さいときには（28）、あるいは、前記サンプリング位相調整ステップ（Δ）により前記先の第１のサンプリング位相および第２のサンプリング位相（ψ(t-MT)）が減少してきて、前記新しい母集団からの差異パラメータ（pdmq(t)）が、前記先の母集団からの差異パラメータ（pdmq(t-MT)）より大きいときには（28）、前記新しい第１のサンプリング位相および第２のサンプリング位相ψ(t)はサンプリング位相調整ステップ（Δ）により減少させること（31）、
を含む特徴とする請求項２または請求項３から請求項５の何れかに記載されたサンプリング位相調整のためのセルフタイミング法。
【請求項７】
シンボルの流れからなるアナログ信号（gs(t)）を受信するアナログデジタル変換器（４）で、該アナログデジタル変換器（４）はシンボル周期Ｔ毎にアナログデジタル変換を行い、それにより、第１のサンプリング位相で第１の量子化されたサンプル（qs1）を生成し、第１のサンプリング位相と異なる第２のサンプリング位相で第２の量子化されたサンプル（qs2）を生成し、該第１の量子化されたサンプルは複数のデジタル値からなるデジタル値を有し、該第２の量子化されたサンプルも複数のデジタル値からなるデジタル値を有するアナログデジタル変換器を含む量子化セルフタイミング回路において、
第１の複数のカウンター（14，15，16，17）と、ここで、前記第1の複数のそれぞれのカウンターを前記第１の複数のデジタル値からなる値と対応させ、第１の複数のカウンター（14，15，16，17）のそれぞれのカウンターが異なった値に対応し、
第１の量子化されたサンプル（qs1）が前記第１の複数のカウンター（14，15，16，17）の一定のカウンターに対応した値に等価であれば、前記第１の複数のカウンター（14，15，16，17）の前記一定のカウンターがインクリメントされ、
第２の複数のカウンター（18，19，20，21）と、ここで、前記第２の複数のそれぞれのカウンターを前記第２の複数のデジタル値からなる値と対応させ、第２の複数のカウンター（18，19，20，21）のそれぞれのカウンターが異なった値に対応し、
第２の量子化されたサンプル（qs2）が前記第２の複数のカウンター（18，19，20，21）の一定のカウンターに対応した値に等価であれば、前記第２の複数のカウンター（18，19，20，21）の前記一定のカウンターがインクリメントされ、
該第１および第２の複数のカウンターからなるカウンターの値に基づき、該アナログデジタル変換器（４）の第１のサンプリング位相および第２のサンプリング位相を制御するためのサンプリング位相調整回路（３）と
を特徴とする量子化セルフタイミング回路。
【請求項８】
前記第１および第２の複数のカウンターからなるカウンターの値から、母集団からの差異パラメータ（pdmq）を計算するのに、前記第１および第２の複数のカウンターからなるカウンターに接続された回路（22，23，24，25，26）と、回路（22，23，24，25，26）に接続された最大値を求める回路（27，28，29，30，31）と、前記母集団からの差異パラメータ（pdmq）を最大にするためにサンプリング位相調整を制御するサンプリング位相調整回路（３）とからなることを特徴とする請求項７に記載の量子化セルフタイミング回路。
【請求項９】
第１の複数のカウンターからなるそれぞれのカウンターと第２の複数のカウンターからなるそれぞれのカウンターが１対１に対応し、
一対の対応するカウンター値間の差の絶対値を計算するために、一対の対応するカウンターに接続され、その差の絶対値を求める複数の回路（22，23，24，25）と、
該差の絶対値を求める複数の回路の出力に接続された加算器（26）とそれぞれの差の絶対値の総和を計算し、その最大値を求める回路（27，28，29，30，31）とからなることを特徴とする請求項８に記載の量子化セルフタイミング回路。
【請求項１０】
前記最大値を求める回路は、
比較回路（27，28）が前記回路（22，23，24，25，26）の出力を受け、先の母集団からの差異パラメータ（pdmq(t-MT)）と、先の母集団からの差異パラメータ（pdmq(t-MT)）に続く新しい母集団からの差異パラメータ（pdmq(t)）とを比較し、ここで、前記先の母集団からの差異パラメータ（pdmq(t-MT)）は前記回路により先の第１のサンプリング位相および第２のサンプリング位相（ψ(t-MT)）にて得られる前記カウンターの値に基づいて計算され、前記新しい母集団からの差異パラメータ（pdmq(t)）は前記回路により新しい第１のサンプリング位相および第２のサンプリング位相（ψ(t)）にて得られる前記カウンターの値に基づいて計算され、
該比較回路（27，28）の出力に接続された位相演算回路（29，30，31）とその位相シフトを出力するためのサンプリング位相調整回路(3)からなり、
位相演算回路（29，30，31）は、
前記新しい第１のサンプリング位相および第２のサンプリング位相（ψ(t)）をそれぞれ得るために、前記先の第１のサンプリング位相および第２のサンプリング位相をサンプリング位相調整ステップ（Δ）により増加または減少させ(b(t-MT))、
前記サンプリング位相調整ステップ（Δ）により前記先の第１のサンプリング位相および第２のサンプリング位相（ψ(t-MT)）が増加してきて（b(t-MT)）、前記新しい母集団からの差異パラメータ（pdmq(t)）が、前記先の母集団からの差異パラメータ（pdmq(t-MT)）より大きいときには（28）、あるいは、前記サンプリング位相調整ステップ（Δ）により前記先の第１のサンプリング位相および第２のサンプリング位相（ψ(t-MT)）が減少してきて（b(t-MT)）、前記新しい母集団からの差異パラメータ（pdmq(t)）が、前記先の母集団からの差異パラメータ（pdmq(t-MT)）より小さいときには、前記新しい第１のサンプリング位相および第２のサンプリング位相（ψ(t)）はサンプリング位相調整ステップ（Δ）により増加させ、
前記サンプリング位相調整ステップ（Δ）により前記先の第１のサンプリング位相および第２のサンプリング位相（ψ(t-MT)）が増加してきて（b(t-MT)）、前記新しい母集団からの差異パラメータ（pdmq(t)）が、前記先の母集団からの差異パラメータ（pdmq(t-MT)）より小さいときには（28）、あるいは、前記サンプリング位相調整ステップ（Δ）により前記先の第１のサンプリング位相および第２のサンプリング位相（ψ(t-MT)）が減少してきて、前記新しい母集団からの差異パラメータ（pdmq(t)）が、前記先の母集団からの差異パラメータ（pdmq(t-MT)）より大きいときには（28）、前記新しい第１のサンプリング位相および第２のサンプリング位相（ψ(t)）はサンプリング位相調整ステップ（Δ）により減少させるようにしたことを特徴とする請求項８または請求項９に記載の量子化セルフタイミング回路。
【請求項１１】
前記アナログデジタル変換器（４）に接続され、第１の出力では第１の量子化されたサンプル（qs1）を、第２の出力では第２の量子化されたサンプル（qs2）を出力するためのデマルチプレクサ（11）を含み、
該デマルチプレクサ（11）および前記第１の複数のカウンターのそれぞれには第１の配分回路（12）が接続され、第１の配分回路は第１の量子化されたサンプルと第１の複数のカウンター（14，15，16，17）のそれぞれのカウンターに対応させて、複数のデジタル値と比較し、第１の量子化されたサンプルが第１のデジタル値に等価であればカウンターをインクリメントするクロックパルスを発生することと、
該デマルチプレクサ（11）および前記第２の複数のカウンターのそれぞれには第２の配分回路（13）が接続され、第２の配分回路は第２の量子化されたサンプルと第２の複数のカウンター（18，19，20，21）のそれぞれのカウンターに対応させて、複数のデジタル値と比較し、第２の量子化されたサンプルが第２のデジタル値に等価であればカウンターをインクリメントするクロックパルスを発生することを特徴とする請求項７から請求項９の何れかに記載の量子化セルフタイミング回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、請求項1の前文とディジタル化に従ったサンプリング位相の、位相調整のためのセルフタイミング法、および請求項7の前文に従ったセルフタイミング回路に関する。より明確には、この発明は、シンボル検知の後にビットエラー率を最小限にするために、キャリアを提供しないアナログ信号から復元されたシンボルクロックの位相調整を行う方法と回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
請求項1の前文の方法と請求項7の前文の回路は、WO 02/30035 A1「低分解能多振幅信号のためのシンボルタイミング復元法（Symbol Timing Recovery Method for Low Resolution Multiple Amplitude Signals）」に記載されている。
【０００３】
最近のレシーバは、復調や携帯装置あるいは光ファイバー通信などのデジタル伝送信号の検知とデコードなどに使用されている。様々なパワーレベルの入力信号があるので、信号の振幅を変換領域に適合させるために、通常、アナログ・デジタル変換器（ADC）の前に、自動利得制御回路（AGC）が含まれている。許容できるビットエラー率（BER）に収めるために、通常、ADCに続いて、デジタルイコライザ（EQ）と誤り訂正回路（ECC）が設けられている。クロック復元回路（CR）は、周波数と位相を抽出し、伝送されたシンボルの流れに関してほぼ定められた位相を持ち、時間軸においてほぼ等距離のローカルなサンプリングクロックを発生させる。サンプリング位相調整回路（SPA）は、備えられることもあれば備えられないこともある。その目的は、レシーバの機能を最適化するために、復元されたサンプリングクロックに位相遅れを付加するためである。低歪みチャンネルでのレシーバでは、SPAは通常設置されない。
【０００４】
様々なクロック復元案が「集積化光ファイバーレシーバ」に記載されている。それは、1995年に、A.Buchwald、K.W.Martin等 により、Kluwer Academic 出版社から出版された（後に、Buchwald95として参照されている）。米国特許US5,048,060号で、発明の名称が「サンプリングされた信号のパワーによるボーレートサンプリング位相の制御方法を有するデジタル信号レシーバ回路（Digital Signal Receiving Circuit with Means for Controlling a Baud Rate Sampling Phase by a Power of Sampled Signal）」である発明に、クロック復元の方法が記載されている。それによれば、一連のサンプリングされた信号を作り、その一連のサンプリングされた信号に基づきサンプリング位相を調整するために、アナログ入力信号がサンプリングされる。このために、そのサンプリングされた信号は、等化され、またデジタル的にフィルタリングされる。
【０００５】
高速伝送のための、実際のデジタル通信システムやバンドが制限されたチャンネルでの携帯通信装置では、チャンネルの周波数応答が、十分詳細には分からない。さらに、無線チャンネルや光チャンネルのような多くのチャンネルは、前もっては分からないか、さらに／または、時間に依存する様々な周波数応答特性を持っている。そのようなチャンネルでは、最適に定めた復調フィルターを設計することは不可能であり、その代わりに、適応性がある等化が要求される。
【０００６】
受信信号が適切な周波数と位相でサンプリングされるという決定的な仮定の下では、受信信号からオリジナルのデジタル信号に正確に復元できる多くの技術が知られている。それ故、デジタルレシーバにおける最も重要なプロセスの一つは、周波数と位相に関してシンボルタイミングを正確に復元することである。即ち、受信信号がサンプリングされるべき時点を決めることである。旧来のシステムでは、サンプリング周波数に対応する特有なキャリヤが伝送され、サンプリングのための周波数と位相を提供していた。しかし、最近のシステムでは、キャリヤを提供していない。それ故、セルフタイミングと呼ばれる受信信号のみを使うクロック復元（CR）とも呼ばれるシンボルタイミングを正確に復元することが重要である。表面に現れる周波数と位相の情報が、レシーバで得られないため、クロック復元回路や誤り訂正回路のようなエラーから回復出来る機能を必要とし、レシーバの複雑さは増すばかりである。
【０００７】
一般に、サンプリング位相調整のためのデジタル的方法は二つの方法に分類され、シンボルレート法とオーバーサンプリング法とがある。オーバーサンプリング法は、シンボルレート法より速いクロックを利用する。
【０００８】
シンボルレート法では、ある制御パラメータの最適化に基づくサンプリング位相を決めるために、シンボルレートでデータがサンプリングされる。
【０００９】
米国特許US4,494,242号で、発明の名称が「ボーレートをサンプリングされたデータのシステムにおけるタイミング復元（Timing Recovery in a Baud-Rate Sampled-Data System）」という発明において、タイミング復元は、チャンネルの応答の先駆部分が比較的普遍であり予測できるという認識に基づいている。先駆部分の低振幅領域における指定された閾値を選択することにより、正確な双極のエラー信号を発生させる基本が提供されて、受信パルスの確かなボーレートサンプリングを保証する。同様な取り組みが、米国特許US4,959,845号で、発明の名称が「既定のボーレートで、伝送データシンボルのためのシステムでのレシーバ（Receiver of a System for Transmitting Data Symbols at a Given Baud-Rate）」に開示されている。
【００１０】
しかし、普遍であり予測できるパルス波形の仮定は、多くのタイミングの変形があるチャンネルではうまく行かない。米国特許US5,048,060号で、発明の名称が「サンプリングされた信号のパワーによるボーレートサンプリング位相の制御方法を有するデジタル信号レシーバ回路（Digital Signal Receiving Circuit with Means for Controlling a Baud Rate Sampling Phase by a Power of Sampled Signal）」である発明の発明者は、サンプリングされた信号の一連のボーレートについいて、自己相関関数の要素を計算し、その値を使って正しいサンプリング位相を見出している。実際に、彼らは、自己相関関数の要素を最大または最少にするようなサンプリング位相を選択している。このような取り組み方は、実際に存在する色分散や偏光モードの分散を有する光チャンネルのような、ひどく歪んだチャンネルには適用できない。例えば、シミュレーションにより、特殊なチャンネルの条件では、自己相関関数Ｒ(0)およびＲ(T)は、サンプリング位相とともにほとんど変化しないという結果が示されている。ここで、Tはビット周期である。したがって、極値を見つけることは実際的ではない。他のチャンネルの条件でも、関連する極値がBERを最少にするサンプリング位相とは限らない。さらに、もし、増幅度調整のために、AGC回路がADCの出力を使うとすれば、AGC回路は、信号のパワーを一定値に保とうとし、パワー測定は、タイミング復元に使用できない。
【００１１】
ある興味ある方法が、PCTのWO 00/19655号で、発明の名称が「適応型等化器のインパルス応答特性に基づく高速デジタルデータ通信システムのためのタイミング復元（Timing Recovery for a High Speed Digital Data Communication System based on Adaptive Equalizer Impulse Response Characteristics）」に記載されている。そのタイミング復元技術は、フィードフォワード等化器とデシジョンフィードバック等化器を有する構成の等化器の、インパルス応答の解析に基づいている。フィルター端子係数が解析され、等化器構成の機能に関する価値関数が最適になるようにサンプリング位相が調整される。残念ながら、歪みが大きいチャンネルには、高いBERのために、フィードフォワード等化器とデシジョンフィードバック等化器はうまく行かない。むしろビテルビ（Viterbi）等化器が使用されるべきである。一般に、シンボルレートサンプリングに基づく方法は、同期化に長時間を要する。
【００１２】
オーバーサンプリング法は、シンボル周波数より高いサンプリング周波数で、受信信号のサンプリングを行う方法である。
【００１３】
US5,291,523号で、発明の名称が「改良されたタイミング手段を有するビテルビ（Viterbi）受信器（Viterbi Receiver with Improved Timing Means）」の発明は、各シンボル周期の中で、２つのビテルビ検出器を使って、受信信号を二度サンプリングすることを教唆している。
【００１４】
EP 1 009 125 A2号に開示された、発明の名称が「改良されたタイミング手段を有するビテルビ（Viterbi）受信器（Viterbi Receiver with Improved Timing Means）」の発明によれば、受信された高速のシリアルデジタル信号との同期が高速で確立され、同期は、受信信号のゼロ遷移点に向かって調整される。EP 1 009 125 A2号の図３は、４倍のオーバーサンプリングを示している。
【００１５】
受信されたシンボルの流れは、Ｍ倍と12倍のオーバーサンプリングで、それぞれUS5,533,066号、「最適サンプリング位相を用いた最も可能性が高いシーケンスを評価するための装置と方法（Apparatus and Method for estimating Maximum Likelihood Sequence Using Optimum Sampling Phase）」およびWO 02/076010 A2 号、「オーバーサンプリングされ、ハードな決定をするバイナリーの流れから求められるシンボルの復元（Symbol Recovery From an Oversampled  Hard-Decision Binary Stream）」において知られている同期の指令と関連する。しかし、同期の指令の使用は、多くの応用において好ましくない。さらに、がっちりと固定されたオーバーサンプリングを使うような技術の主たる弱点は、高速処理を必要とする。Ｎ倍のオーバーサンプリングは、シンボル周波数よりＮ倍高い周波数での処理が必要である。これは、10GHzや40GHzの光システムのような高速のシステムには不向きである。
【００１６】
WO 02/30035 A1号において、発明者はシンボル周波数に対応するキャリヤを提供しないようなシステムにおけるシンボルタイミングについて記載している。予め定められたシンボルタイムに対するサンプリングのヒストグラムを収集することにより、シンボルエッジおよび最大注目点が定められる。特に、平均値や加重平均値、またはその他の方法が、それぞれのシンボルタイムに対する最大注目点の平均的なタイミングを定めるのに適用される。８倍のオーバーサンプリングが用いられている。
【００１７】
US 5,245,637号とUS 5,295,155号にも同様のことが開示されている。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１８】
本発明の目的は、その改良された方法と改良されたサンプリング位相調整回路を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
この目的は、独立請求項の発明特定事項により達成される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
本発明の好ましい実施例は、従属請求項の発明特定事項である。
【００２１】
母集団からの差異パラメータ（population difference parameter）が最大になるようなサンプリング位相を選択することの優位性は、ビットエラー率を最少にするように、即ち少なくとも最少に近いか最適にするように導くことである。出版物の一般的慣行に従えば、「最適なとか最適化された」という言い方は、多少意味がないことに使われる。その意味するところは、最少のBERは、実際の枠組みあるいは解がある空間のなかで探し求められることであり、比較的低いBERが達成されるかも知れないような、幾分変形された枠組みでも排除しないことである。
【００２２】
もし、第１と第２のデジタル値がＮ個の異なるデジタル値であるとすれば、複数の桁数をもつ第１と第２のカウンターでのＮ桁の数は式（１）で定義される母集団からの差異パラメータの的確な近似値を与える。
【００２３】
母集団からの差異パラメータを最大にするような簡単でロバスト性をもつアルゴリズムと、それによって最少のBERを達成するためのサンプリング位相が最適化される。このため、母集団からの差異パラメータがサンプリング位相とともに増加するならば、サンプリング位相は増加し、それが減少するならば、サンプリング位相も減少する。特に、サンプリング位相が第１と第２の母集団からの差異パラメータの間で増加してきて、第１の母集団からの差異パラメータに続く第２の母集団からの差異パラメータが、第１の母集団からの差異パラメータより大きいときには、サンプリング位相は増加する。サンプリング位相が第１と第２の母集団からの差異パラメータの間で減少してきて、第２の母集団からの差異パラメータが、第１の母集団からの差異パラメータより小さいときにもまた、サンプリング位相は増加する。カウンター、差の絶対値回路、デマルチプレクサ、第１と第２の分配回路のような専用回路を使うことにより、高速動作を行うことができる。
【００２４】
カウンターがＭの量子化サンプルをカウントするので、カウンターの後の必要な動作速度は、ほぼファクターＭだけ低下する。ここで、Ｍは2,000が選択されてもよい。結果としては、低容量のバッチには、開発製造コストを低減するために、専用回路の代わりにマイクロプロセッサやCPUなどの汎用ロジック回路を使ってもよい。
【００２５】
マイクロプロセッサやCPUがカウンターの値をシーケンシャルに読み出すときの遅れを避けるのに、Ｍのサンプルが処理された後のカウンターの値を暫定的に保存するため、カウンターとマイクロプロセッサとの間に保持回路を置いても良い。その保持回路は、母集団からの差異パラメータの計算のため、全ての量子化サンプルが考慮されるのを保証するようなインタフェースを含む。即ち、Ｍの量子化サンプルが処理された後のアイドル期間の間で無視される量子化サンプルが無いようにしている。
【００２６】
本発明は、図面と同様に詳細な説明で表された実施例を参照して記述されているが、図面と同様に詳細な説明は、開示された実施例に、この発明が限定されるものではない。記述された実施例は、本発明の様々な見方の実施例を例示しているのみであり、その範囲は請求の範囲により定められる。
【００２７】
サンプリング位相調整法
サンプリング位相調整法（SPA）は、その正しい値に対するサンプリング時点を調整するために、サンプリング統計を活用している。サンプリング統計は、異なったサンプリング時点での、複数のシンボルまたはパルスの波形から得られる。SPA法は、デジタルに伝送された信号の受信器の中で行われる。その受信器の関連部分が図２に示されている。受信された電気信号をs(t)とする。それは、携帯通信装置の場合の前置増幅されたアンテナ信号の出力信号、または光受信器の光電気インタフェースの出力であっても良い。受信信号s(t)のパワーレベルを変えるために、アナログデジタル変換器４の前に自動利得制御回路（AGC）１が含まれ、利得制御された信号gs(t)を発生する。AGC回路１は、アナログ信号の適切なアナログデジタル変換を保証する。ADC４は、量子化されたサンプルqsを出力する。ADCに続いてデジタル等化器（EQ）５と誤り訂正回路（ECC）６が設置される。
【００２８】
クロック復元回路（CR）２は、周波数と位相を抽出し、伝送されたシンボルの流れに関してほぼ定められた位相を持ち、時間軸においてほぼ等距離のローカルなサンプリングクロックを発生させる。上述したように、（Buckwald95を参照）CR回路２は、AGC１の出力に接続され、利得制御された信号gs(t)に基づき、クロックを復元する。代わりに、またはさらに加えて、CR回路２は、量子化されたサンプルを基にクロックを復元するため、CRロジック回路８を経由してADC回路４の出力に接続されても良い。（US 5,048,060号を参照）
【００２９】
サンプリング位相調整回路（SPA）３は、受信器の機能を最適化するために、復元されたサンプリングクロックに対して位相の遅延を付加する。位相の遅延は、量子化されたサンプルqsを基に、SPAロジック回路７によって決定される。SPAロジック回路７の二つの実施例が図１に示されている。
【００３０】
等化器５の出力におけるビットエラー率（BER）を減少させるために、一実施例では、ビテルビ等化器として設置して、信号は、シンボルレートの２倍でオーバーサンプリングされている。
【００３１】
伝送されたシンボルを代表するサンプルは、正しいサンプリング位相を得るように処理される。伝送されたシンボルを代表する二つのサンプルが、位相ψk，k=(1，2)， 0≦ψk≦2TT である。最良なサンプリング位相を見出すために、式（１）で定義される母集団からの差異パラメータpdを使うことができる。
【数１】
0004623598.tif 000002
ここで、pdfは、それぞれのオーバーサンプリング位相における振幅の確率密度関数を示す。pdは母集団からの差異パラメータと呼ばれ、それは、可能な振幅レベル当たりの母集団（密度）における全体的な差異を表しているからである。
【００３２】
現実のシステムでは、これらの確率密度関数の値を計算する実際的な方法はない。したがって、これらの分布は離散的な対象物で近似される。即ち、量子化されたサンプルの処理から得られる振幅のヒストグラムによる。
【００３３】
ADC４は、Ｎの量子化レベルを有する。実施例におけるＮは２の冪乗であり、Ｎ＝２ｎである。実施例においては、サンプル値を表現するのに、ｎビットが使われる。Ｎの異なった振幅が、ai，i={1，2，…N}， ai=i-1， で表されるデジタルの標識でマッピングされる。予め定められた時間内で、タイミング復元回路は、２Ｎのカウンターを使って、二つの異なったサンプリング時点ψk，k={1，2}で、それぞれ可能な標識の存在をカウントする。このカウンティングを適用することにより、確率密度関数に近い二つのヒストグラムが得られる。Ｍのシンボル後のカウンター状態は、Cψk(i) で表される。量子化された母集団からの差異パラメータpdq は、式（２）で定義される。
【数２】
0004623598.tif 000003
【数３】
0004623598.tif 000004
【００３４】
Ｍのシンボルの後の、全てのカウンター状態Cψk(i) の総和は、式（３）に示すようにＭになる。実際に設置されたものでは、量子化され変形された母集団からの差異パラメータpdmq が導かれる。
【数４】
0004623598.tif 000005
【実施例】
【００３５】
pdmqを計算するためのSPAロジック回路７の実施例と、タイミング調整が、図１に示されている。それは、デマルチプレクサ11、配分回路12、13、カウンター14、15、16、17、18、19、20、21、差分の絶対値を求める回路22、23、24、25、加算器26、保持回路27、比較器28、排他的OR回路（XOR）29、位相演算回路31とから構成されている。量子化されたサンプルqsが、デマルチプレクサ11で、先ず分配される。位相ψ1でサンプリングされた量子化されたサンプルqs1が、デマルチプレクサ11により、配分回路12に提供される。他方では、位相ψ2でサンプリングされた量子化されたサンプルqs2が、デマルチプレクサ11により、配分回路13に提供される。配分回路は、それぞれの量子化されたサンプルを予想されるデジタル値と比較する。それぞれのデジタル値に対してカウンターが対応する。配分回路は、受信した量子化されたサンプルに対してクロックパルスを発生し、その量子化されたサンプルに対応するデジタル値に対しカウンターをインクリメントする。その後、２Ｎのカウンター14から21が予め定められた周期MTで、全ての生成値をカウントする。ここで、Ｔはシンボルの周期である。差分の絶対値を求める回路22から25と加算器26が式（４）を実行する。即ち、時刻ｔにおけるパラメータpdmq(t) を計算する。
【００３６】
他の実施例では、ADC４は、既に二つの出力を出しており、位相ψ1でサンプリングされた量子化されたサンプルqs1で、位相ψ2でサンプリングされた量子化されたサンプルqs2である。この実施例では、デマルチプレクサ11は含まれない。第１と第２の出力は、それぞれ配分回路12と13に、直接接続される。
【００３７】
さらに他の実施例では、１：ｍのデマルチプレクサ11、ｍ個の配分回路とカウンターのグループで、それぞれは、ＮのカウンターとＮ／２の差分の絶対値を求める回路から構成されている。したがって、デマルチプレクサ11と加算機26との間の回路はｍ倍の回路が並列に構成される。この実施例で、２倍のオーバーサンプリングが適用されると、ｍ倍の並列処理は、配分回路、カウンター、差分の絶対値を求める回路等の必要な処理速度を下げて、図１に示される実施例に比較してｍ/２倍低下する。
【００３８】
保持回路27は、時刻t-MTで計算されたパラメータpdmq(t-MT) を保持している。比較器28は、新しく計算されたパラメータの値pdmq(t) と先に計算されたパラメータの値pdmq(t-MT)とを比較し、制御信号C(t)∈{-1，1} を出力する。制御信号C(t)は、XOR回路29に入力され、XOR回路29は、タイミング信号b(t)∈{-1，+1} を発生し、サンプリング位相調整に使われる。タイミング信号b(t)は、保持回路30を経由して、XOR回路29の、もう一方の入力端子にフィードバックされ、タイミング信号b(t)をMTだけ遅らせる。したがって、XOR回路29は、C(t)とb(t-MT) の排他的ORを演算することになる。表１にその論理値を示す。
【表１】
0004623598.tif 000006
実際には、サンプリング位相調整回路３は、ディザーモードで動作し、時間調整する間、その回路は、望ましいサンプリング位相を探している。即ち、サンプリング位相は、母集団からの差異パラメータpdmqを最大にしている。
【００３９】
サンプリング位相ψ(t) の新しい値は、式（５）を使って得られる。
【数５】
0004623598.tif 000007
【００４０】
式（５）では、ψ(t-MT) は、先のサンプリング位相を表し、Δはサンプリング位相調整のステップを表している。式（５）は、位相演算回路31で実行される。サンプリング位相p(t) が、SPA回路３に提供され、時間MTの後、式（５）に整合するように、位相シフトψ(t)を更新して、クロック復元回路２で、(ψ(t)/2π)T で与得られるクロックclk(t) をシフトして、シフトされたクロックであるclk(t+(ψ(t)/2π)T) を発生する。幾つかの位相調整の後、サンプリング位相は、パラメータpdmqが最大になるところに到達し、その後、それをトラッキングする。
【００４１】
XOR回路29の代わりに、０または１を入力し、０または１を出力する一般的なロジック回路を使っても良い。その場合、式（５）は変形されて、b(t) が１のときには、先のサンプリング位相ψ(t-MT) にΔを加え、b(t) が０のときには、Δを減ずるように、位相演算回路31でしなければならない。
【００４２】
シミュレーション
本発明の威力を示すために、多量の色分散、偏光モード分散でノイズが多い光チャンネルでシミュレーションを行った。サンプリングの分解能は、疑似連続信号に至るというシミュレーションの目的のため、32倍オーバーサンプリングと等価なT/32とした。ADC４の後、ブランチメトリック計算のため、一つのビットスロットのなかに、二つのサンプルを使うフラクショナリスペースML等化器を適用した。フラクショナリスペースML等化器の出力で得られたBERを図３に示す。時刻ｔにおいて示されるビットエラー率は、ｔとｔ+T/2でのサンプルを使って得られる。図３には、pdmqの最大値で規格化されたpdmqの値が示されている。（t1，t2）でのサンプリングが最適に近いBERで、4・10-4 であった。実際、真の最小値は、それより4/32T前にあるが、実用的には、この差異は大きなものではない。図２に参照されている回路では、特にECCは10-3のBERで動作し、出力時には、10-9から10-15に減らすことができる。(t2，t3)の時点でのサンプリングでもまた最適に近いBERが得られる。（t1’，t2’）の時点でのサンプリングは、満足なBERとなるが、（t1，t2）でのサンプリングによるEBRより大部悪くなる。
【００４３】
一つのビットスロットには、pdmqパラメータの二つの局在的な極小値と二つの局在的な極大値とがある。その極大値の何れかを選ぶことにより、等化器５とECC６の出力はほぼ最少のEBRとなる。
【００４４】
予備的なシミュレーションの結果では、サンプリング位相調整に使われるpdmq パラメータの十分正確な値を得るには、約2000のシンボルで十分であることを示している。
【００４５】
本質的には、母集団からの差異パラメータが、二つのサンプリング時点における振幅統計と類似の全体的評価値を提供する。多くのチャンネルに対し、フラクショナリスペースビテルビ検出器のようなオーバーサンプリング受信器が、母集団からの差異パラメータの最大化に対応して、二つのサンプラーの出力での最大において異なった振幅統計でもうまく動作する。このことは先に記載されている。
【００４６】
ところで、他のチャンネル、例えば、大いに対称的なインパルス応答の場合、そのメインローブが対称的にサンプリングされたときには、EBRは最適値に近くなる。このことは、二つの振幅統計が、最大において同様な場合に対応し、母集団からの差異パラメータが最小値を持つ。
【００４７】
母集団からの差異パラメータを最大にする代わりに、最少にするのはさらに利点が加わる。
【００４８】
母集団からの差異パラメータの最小値は、ディザリングにより容易に求められ、位相のジッターを低く維持できる。最小値は、歪みが大きいチャンネルについてさえも、通常、先端が尖った形になっているからである。それに対して、母集団からの差異パラメータの最大値は、厳しい歪みに対しては、平坦になりがちであり、ノイズが増大し、極端な捜索を行う位相制御アルゴリズムによる大きな位相はずれを起こすことがある。
【００４９】
母集団からの差異パラメータの最小値は、二つにサンプリング位相の重心に関連付けられ、インパルス応答のメインローブの中間になる傾向を示す。このサンプリング位相の重心がシンボル間隔の中間にあることが、シンボル間隔の境界からT/4の位置にある、母集団からの差異パラメータの最大値に対応するサンプリング位相よりも、入力信号のジッターに対しては、敏感ではない。
【００５０】
しかし、考慮しなければならないことがある。即ち、母集団からの差異パラメータの最小値に対して、シンボル間隔あたり、二つのサンプリング位相があることである。これらのサンプリング位相の一つでは、BERが最少になるが、もう一つではBERが高くなる。後者の場合、二つのサンプリング時点は、シンボル間隔の中間のまわりに対称ではなく、シンボル間隔の境界のまわりに対称である。言い換えれば、二つのサンプルは、同じ振幅統計を有しているが、基本的に関連はない。母集団からの差異パラメータの最小値を使うことは、このあいまいさを解決するための付加的な回路を必要とするということである。
【００５１】
要するに、母集団からの差異パラメータを最小にすること、または最大にすることにより、広い範囲のチャンネルに対して、最少に近い動作が得られるサンプリング時点を見出すことができる。
【００５２】
図３から図６は、歪みのレベルが増えてゆく三つの光チャンネルにおける、母集団からの差異パラメータとビットエラー率の振る舞いを示している。最高の歪みとジッターに対して、母集団からの差異パラメータを最小にすることにより最良のBERが得られ、中間のレベルの歪みでは、僅かのビットエラーで妥協している。他方、母集団からの差異パラメータを最大にすることは、最大値が良いBERを提供するので、あいまいさがないという利点がある。
【００５３】
この記述から、当業者は、本発明の修正や変形を行うことができる。この記述は、単なる実例にすぎないと解釈するべきであり、当業者がこの発明を実施する一般的な方法を教示する目的である。ここに記載され、示された発明の形態は、現時点での好ましい実施例であることを理解するべきである。
【図面の簡単な説明】
【００５４】
【図１】本発明によるサンプリング位相調整回路の一実施例を示す。
【図２】高速光データ伝送に使われるデジタルレシーバの関連ユニットを示す。
【図３】サンプリング位相に対するビットエラー率と母集団からの差異パラメータの依存性を示す。
【図４】普通程度の歪みを有する光チャンネルでのビットエラー率と母集団からの差異パラメータを示す。
【図５】中程度の歪みを有する光チャンネルでのビットエラー率と母集団からの差異パラメータを示す。
【図６】高いレベルの歪みを有する光チャンネルでのビットエラー率と母集団からの差異パラメータを示す。
【符号の説明】
【００５５】
ACC： アナログデジタル変換器
AGC： 自動利得制御
BER： ビットエラー率
CPU： 中央処理ユニット
CR：   クロック復元
ECC： 誤り訂正コード、誤り訂正回路
EQ：   デジタル等化器
FSE： フラクショナリスペース等化器
ISI： シンボル間干渉
PS：   位相シフト
SPA： サンプリング位相調整
XOR： 排他的OR
【００５６】
数学的符号：
b(t)： タイミング信号
Cψk(i)：Ｍシンボル後の位相ψkに対するカウンター(ｉ)のカウンター状態
C(t)： 制御信号
ｃlk： クロック
ｎ： 量子化装置のビット分解能
Ｎ： それぞれのグループでのカウンターの段数、量子化レベル数
Ｍ： 計数されたシンボル数
pdf： 確率密度関数
pd： 母集団からの差異パラメータ
pdm： 変形された母集団からの差異パラメータ
pdq： 量子化された母集団からの差異パラメータ
pdmq：量子化され変形された母集団からの差異パラメータ
Ｔ： シンボル周期
Ａ： サンプリング位相調整ステップ
ψ： 位相
ψ1、ψ2：サンプリング位相
【図１】
0004623598.tif 000008
【図２】
0004623598.tif 000009
【図３】
0004623598.tif 000010
【図４】
0004623598.tif 000011
【図５】
0004623598.tif 000012
【図６】
0004623598.tif 000013