(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
移動通信システムにおける複数のアンテナを用いた選択結合方式の閉鎖ループ伝送アンテナダイバーシティ方法において、
（ａ）基地局に設けられた複数のアンテナを通じて伝送された信号からチャンネル情報を測定して、前記複数のアンテナに対する多重経路チャンネルをマトリックス状で示したチャンネル情報マトリックスを出力する段階と、
（ｂ）前記チャンネル情報マトリックスを、複素数基底ベクトル集合の各基底ベクトルを列ベクトルとして有する変形マトリックスによって変形する段階と、
（ｃ）前記変形されたチャンネル情報マトリックスの各列ベクトルのnormの二乗を求めることによって前記複素数基底ベクトル集合の各基底ベクトルに対する受信パワーを求める段階と、
（ｄ）伝送アンテナダイバーシティを調節するためのフィードバック情報として、前記複素数基底ベクトル集合の各基底ベクトルのうち前記受信パワーが最大になる基底ベクトルのインデックスを基地局に伝達する段階とを含むことを特徴とする選択結合方式の閉鎖ループ伝送アンテナダイバーシティ方法。
【請求項２】
前記（ａ）段階は、複数のアンテナ別に設定されたパイロット信号を用いてチャンネル情報を測定することを特徴とする請求項１に記載の選択結合方式の閉鎖ループ伝送アンテナダイバーシティ方法。
【請求項３】
前記（ｂ）段階は、
（ｂ１）前記チャンネル情報マトリックスを、第１基底ベクトル集合の各基底ベクトルを列ベクトルとして有する変形マトリックスにより変形して第１変形されたチャンネル情報マトリックスを計算する段階と、
（ｂ２）前記チャンネル情報マトリックスを、第２基底ベクトル集合の各基底ベクトルを列ベクトルとして有する変形マトリックスにより変形して第２変形されたチャンネル情報マトリックスを計算する段階とを含み、
前記（ｃ）段階は、
（ｃ１）前記第１変形されたチャンネル情報マトリックスの各列ベクトルのうち一つを実数部とし、前記第２変形されたチャンネル情報マトリックスの各列ベクトルのうち一つを虚数部とする各複素列ベクトルのnormの二乗を求めることによって、前記複素数基底ベクトル集合の各基底ベクトルに対する受信パワーを計算する段階と、
（ｃ２）前記受信パワーが最大になる前記複素数基底ベクトル集合の要素を検出する段階と
を含むことを特徴とする請求項１に記載の選択結合方式の閉鎖ループ伝送アンテナダイバーシティ方法。
【請求項４】
前記第１基底ベクトル集合及び第２基底ベクトル集合は、ワルシュ基底ベクトル集合及びポーラ基底ベクトル集合であること
を特徴とする請求項３に記載の選択結合方式の閉鎖ループ伝送アンテナダイバーシティ方法。
【請求項５】
前記（ｄ）段階は、
前記フィードバック情報として前記複素数基底ベクトル集合に属する基底ベクトルに対応するインデックスを伝送する場合、毎フィードバックシグナル間隔ごとに複素数基底ベクトルの実数部及び虚数部に対応したインデックスを交互に伝送することを特徴とする請求項１に記載の選択結合方式の閉鎖ループ伝送アンテナダイバーシティ方法。
【請求項６】
前記（ｄ）段階で、
前記フィードバック情報は、アンテナ選択情報及びアンテナ間の位相差を示す位相情報を含むことを特徴とする請求項１に記載の選択結合方式の閉鎖ループ伝送アンテナダイバーシティ方法。
【請求項７】
（ｅ）伝送アンテナダイバーシティを調節するためのフィードバック情報として複素数基底ベクトルを示すインデックスを移動局から受信する段階と、
（ｆ）前記フィードバック情報に基づいて選択された複素数基底ベクトルを決定する段階と、
（ｇ）前記決定された複素数基底ベクトルの各因子によって各アンテナに対するアンテナ加重値を求める段階と、
（ｈ）前記アンテナ加重値に基づいて移動局に伝送する信号を発生し、該当するアンテナを通じて送信する段階とを含むことを特徴とする選択結合方式の閉鎖ループ伝送アンテナダイバーシティ方法。
【請求項８】
前記（ｆ）段階は、
第１基底ベクトル集合及び第２基底ベクトル集合の全ての組合わせより構成された複素数基底ベクトル集合の要素に対して各々インデックスを与えた加重値テーブルを参照し、前記受信されたインデックスに対応した複素数基底ベクトルを選択する段階とを含むことを特徴とする請求項７に記載の選択結合方式の閉鎖ループ伝送アンテナダイバーシティ方法。
【請求項９】
前記（ｅ）段階は、
前記フィードバック情報として複素数基底ベクトルを示すインデックスを実数部インデックスと虚数部インデックスとに分けて２個のフィードバックシグナル間隔にわたり受信し、これらをスライディングウィンドウ方式で結合することを特徴とする請求項７に記載の選択結合方式の閉鎖ループ伝送アンテナダイバーシティ方法。
【請求項１０】
前記第１基底ベクトル及び第２基底ベクトル集合は、
ワルシュ基底ベクトル集合及びポーラ基底ベクトル集合であることを特徴とする請求項８に記載の選択方式の閉鎖ループ伝送アンテナダイバーシティ方法。
【請求項１１】
移動通信システムにおける選択結合方式の閉鎖ループ伝送アンテナダイバーシティに用いられると共に、複数のアンテナを備えた基地局装置において、
伝送アンテナダイバーシティを調節するためのフィードバック情報として複素数基底ベクトルを示すインデックスを移動局から受信する複数のアンテナと、
前記フィードバック情報に基づいて選択された複素数基底ベクトルを決定し、前記決定された複素数基底ベクトルによって各アンテナに対するアンテナ加重値を求めるフィードバック情報復号部と、
前記アンテナ加重値に基づいて移動局に伝送する信号を発生し、該当するアンテナを通じて送信するデータ伝送部とを含むことを特徴とする基地局装置。
【請求項１２】
移動通信システムにおける選択結合方式の閉鎖ループ伝送アンテナダイバーシティに用いられると共に、複数のアンテナを備えた移動局装置において、
基地局に設けられた複数のアンテナを通じて伝送された信号からチャンネル情報を測定して、前記複数のアンテナに対する多重経路チャンネルをマトリックス状で示したチャンネル情報マトリックスを出力するチャンネル情報測定部と、
前記チャンネル情報マトリックスを、複素数基底ベクトル集合の各基底ベクトルを列ベクトルとして有する変形マトリックスによって変形する基底ベクトル変形部と、
前記変形されたチャンネル情報マトリックスの各列ベクトルのnormの二乗を求めることによって、前記複素数基底ベクトル集合の各基底ベクトルに対する受信パワーを求め、前記複素数基底ベクトル集合の各基底ベクトルのうち前記受信パワーが最大になる基底ベクトルのインデックスを、伝送アンテナダイバーシティを調節するためのフィードバック情報とする最適加重値検出部と、
前記フィードバック情報をフィードバックに適したプロトコルより構成されたシンボル状で基地局に伝送するアップリンク信号処理部とを含むことを特徴とする移動局装置。
【請求項１３】
前記基底ベクトル変形部は、
前記チャンネル情報マトリックスをワルシュ基底ベクトル集合よりなる変形マトリックスを用いて変形するワルシュ基底ベクトル変形部と、
前記チャンネル情報マトリックスをポーラ基底ベクトル集合よりなる変形マトリックスを用いて変形するポーラ基底ベクトル変形部とを含むことを特徴とする請求項１２に記載の移動局装置。
【請求項１４】
前記最適加重値検出部は、
前記変形されたチャンネル情報マトリックスから各行別に列を全部合せて行ベクトルを各々出力する第１カラム別合算器及び第２カラム別合算器と、
前記第１カラム別合算器及び第２カラム別合算器の出力をあらゆる場合について組合わせた組合わせマトリックスを出力する組合わせ器と、
前記組合わせマトリックスの各要素に対するパワーを求めるパワー計算器と、
前記各要素に対するパワーのうち最大値を求め、最大値に該当する要素のインデックスを出力する最大値検出器とを含むことを特徴とする請求項１２に記載の移動局装置。
【請求項１５】
前記アップリンク信号処理部は、
フィードバック情報として基底ベクトルのインデックスと共に位相情報を伝送することを特徴とする請求項１２に記載の移動局装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は伝送アンテナダイバーシティに係り、特に移動通信システムにおける伝送アンテナダイバーシティ方法及びこのための基地局装置及び移動局装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
３世代移動通信システムは、個人携帯通信システム（ＰＣＳ）に代表される２世代移動通信システムよりもデータを高速伝送できるので、標準となっている。
ヨーロッパや日本では、非同期方式の広域コード分割多重接続（Ｗ−ＣＤＭＡ）方式を、北米は同期方式の多重搬送波コード分割多重接続（ＣＤＭＡ−２０００）方式を、それぞれ無線接続規格に標準採用している。
この移動通信システムでは、様々な移動局が、一基地局を通じて交信できるように構成される。
【０００３】
移動通信システムにおいてデータを高速伝送するためにはフェージング（ｆａｄｉｎｇ）の問題を克服しなければならない。このフェージングは、例えば受信信号の振幅をにより数ｄＢから数十ｄＢまで減少させる。フェージングをうまく克服するために、様々なダイバーシティ技術が試みられている。
【０００４】
ＣＤＭＡ方式では、チャンネルの遅延拡散を利用したレイク受信器が採用されている。レイク受信器には、多重経路信号を受信する受信ダイバーシティ技術が適用されている。しかし、この受信ダイバーシティ技術は、遅延拡散が小さい場合に十分に機能しないという欠点がある。
【０００５】
インターリービングとコーディングとを用いる時間ダイバーシティ技術はドップラー拡散チャンネルで使われる。しかしこの技術を、低速ドップラーチャンネルで用いることは困難である。
【０００６】
遅延拡散が小さい室内チャンネルや低速ドップラーチャンネルである屋外チャンネルにおけるフェージングの問題を克服するために、空間ダイバーシティが用いられている。
空間ダイバーシティは二つ以上のアンテナを用いる方式である。この方式は、第１のアンテナにより伝送された信号がフェージングにより減衰させられた場合には、他のアンテナから電送された信号を受信するという方法である。
【０００７】
空間方式アンテナダイバーシティは、受信アンテナを用いる受信アンテナダイバーシティと送信アンテナを用いる伝送アンテナダイバーシティとに分類される。
移動局側に受信アンテナダイバーシティを設けることは、設置面積とコスト面で困難である。よって、基地局側にダイバーシティアンテナを設ける伝送アンテナダイバーシティの方が好ましい。
【０００８】
伝送アンテナダイバーシティは、移動局からアップリンクチャンネル情報をフィードバックして動作する閉鎖ループ伝送アンテナダイバーシティと、移動局からのフィードバックがない開放ループ伝送ダイバーシティとに分類される。Ｌ個のアンテナを用いる場合、閉鎖ループ伝送アンテナダイバーシティは開放ループ伝送ダイバーシティに比べて信号対干渉と雑音比（Ｓｉｇｎａｌ  ｔｏ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ  ａｎｄ  Ｎｏｉｓｅ  Ｒａｔｉｏ：ＳＩＮＲ）面でＬ倍の利得を有する。
【０００９】
しかし、チャンネル情報をフィードバックして動作する閉鎖ループ伝送アンテナダイバーシティの性能はフィードバック周期によって影響される。
すなわち、フィードバック周期が長ければ、フィードバック情報が基地局に行く前にチャンネルが変わって性能が落ちる。
一方、速く変わるチャンネルを追跡するために、単位時間当りに多くの情報がフィードバックされればアップリンク容量が減少する。
【００１０】
また、伝送アンテナダイバーシティは、ダイバーシティ結合方式によって最大比率結合方式（ＭＲＣ：Ｍａｘｉｍａｌ  Ｒａｔｉｏ  Ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ  Ｍｅｔｈｏｄ）、等価利得結合方式（ＥＧＣ：Ｅｑｕａｌ  Ｇａｉｎ  Ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ  Ｍｅｔｈｏｄ）及び選択結合方式（ＳＣ：Ｓｅｌｅｃｔｉｖｅ  Ｃｏｍｂｉｎｉｇ  Ｍｅｔｈｏｄ）に分類される。
【００１１】
前記閉鎖ループ伝送アンテナダイバーシティは、フィードバック帯域幅が十分に確保されていない場合、チャンネル情報の変化をフィードバック情報にうまく反映できずに性能が劣化する。この場合に、正確なチャンネル情報を得ることよりも、速かにかつ比較的にチャンネル情報を反映したフィードバック情報チャンネル情報を得るために、選択結合方式の閉鎖ループ伝送アンテナダイバーシティが使われる。
【００１２】
しかし、選択結合方式を使用する場合、アンテナ間不均衡が起きてしまる。そのため、この不均衡を解消できるように高周波数（Ｒａｔｉｏ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ：ＲＦ）処理部を構成する必要が生じ、その結果高周波数処理部を構成するためのコストがより多くかかることになる。
したがって、これを解決しつつ、さらに少ないフィードバック情報でダイバーシティを行う選択結合方式のダイバーシティが要求される。
【００１３】
選択結合方式のダイバーシティは、チャンネル情報をフィードバック情報に完全に反映させることができないので、たとえダイバーシティ利得は得られても、信号対干渉と雑音比（ＳＩＮＲ）利得は、最大比率結合方式（ＭＲＣ）方式や等価利得結合方式（ＥＣＧ）方式を用いたダイバーシティに比べて減少する。
したがって、この損失を補償して信号対干渉と雑音比（ＳＩＮＲ）利得を最大化しつつ高速で適用可能で、送受信端末のハードウェア構成が簡単な新しいダイバーシティ方法が必要である。
【００１４】
米国特許Ｎｏ．５,６３４,１９９及び５,４７１,６４７には伝送ダイバーシティをフィードバックモードを用いた伝送アンテナダイバーシティ方式が開示されている、これら特許は、摂動アルゴリズム（Ｐｅｒｔｕｒｂａｔｉｏｎ  ａｌｇｏｒｉｔｈｍ）と利得マトリックスとを用いたチャンネル測定及びフィードバック方式を提案しているが、この方式はブラインド方式であって、チャンネル測定のための収束速度が遅く、また正確な加重値を探し難いのでパイロット信号を用いるシステムであまり使用しない。
【００１５】
ＵＭＴＳ（Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ  Ｍｏｂｉｌｅ  Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  Ｓｅｒｖｉｃｅ）Ｗ−ＣＤＭＡ（３ＧＰＰ）標準規格で、モトローラ社は、フィードバック方式のもとで、アンテナごとに加重値を量子化する方法を提案した。
また、この規格で、Ｎｏｋｉａ社等は、二つのアンテナに対して動作する高速移動体用伝送アンテナダイバーシティ方法を提案した。
しかし、これら方法は全てアンテナが二つの場合に最適化されたものである。
したがって、多数のアンテナ間について効果的に適用可能な新しい方法が要求されている。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
本発明が解決しようとする技術的課題は、選択結合方式を採用した閉鎖ループ伝送アンテナダイバーシティ方法であって、複素数基底ベクトルの集合をアンテナ選択基底ベクトルに応用して、アンテナ選択のためのフィードバック情報を得ることで、アンテナ間出力の不均衡を克服できる選択結合方式を採用した閉鎖ループ伝送アンテナダイバーシティ方法を提供することである。
【００１７】
本発明が解決しようとする他の技術的課題は、前記方法を行う選択結合方式の閉鎖ループ伝送アンテナダイバーシティのための基地局装置及び移動局装置を提供することにある。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
前記課題を解決するための本発明に係る選択結合方式の閉鎖ループ伝送アンテナダイバーシティ方法は、（ａ）基地局に設けられた複数のアンテナを通じて伝送された信号からチャンネル情報を測定して、前記複数のアンテナに対する多重経路チャンネルをマトリックス状で示したチャンネル情報マトリックスを出力する段階と、（ｂ）前記チャンネル情報マトリックスを、複素数基底ベクトル集合の各基底ベクトルを列ベクトルとして有する変形マトリックスによって変形する段階と、（ｃ）前記変形されたチャンネル情報マトリックスの各列ベクトルのnormの二乗を求めることによって前記複素数基底ベクトル集合の各基底ベクトルに対する受信パワーを求める段階と、（ｄ）伝送アンテナダイバーシティを調節するためのフィードバック情報として、前記複素数基底ベクトル集合の各基底ベクトルのうち前記受信パワーが最大になる基底ベクトルのインデックスを基地局に伝達する段階とを含むことを特徴とする。
【００１９】
前記課題を解決するための本発明に係る選択結合方式の閉鎖ループ伝送アンテナダイバーシティ方法は、（ｅ）伝送アンテナダイバーシティを調節するためのフィードバック情報として複素数基底ベクトルを示すインデックスを移動局から受信する段階と、（ｆ）前記フィードバック情報に基づいて選択された複素数基底ベクトルを決定する段階と、（ｇ）前記決定された複素数基底ベクトルの各因子によって各アンテナに対するアンテナ加重値を求める段階と、（ｈ）前記アンテナ加重値に基づいて移動局に伝送する信号を発生し、該当するアンテナを通じて送信する段階とを含むことを特徴とする。
【００２０】
前記他の課題を解決するための本発明に係る基地局装置は、伝送アンテナダイバーシティを調節するためのフィードバック情報として複素数基底ベクトルを示すインデックスを移動局から受信する複数のアンテナと、前記フィードバック情報に基づいて選択された複素数基底ベクトルを決定し、前記決定された複素数基底ベクトルによって各アンテナに対するアンテナ加重値を求めるフィードバック情報復号部と、前記アンテナ加重値に基づいて移動局に伝送する信号を発生し、該当するアンテナを通じて送信するデータ伝送部とを含むことを特徴とする。
【００２１】
前記他の課題を解決するための本発明に係る移動局装置は、基地局に設けられた複数のアンテナを通じて伝送された信号からチャンネル情報を測定して、前記複数のアンテナに対する多重経路チャンネルをマトリックス状で示したチャンネル情報マトリックスを出力するチャンネル情報測定部と、前記チャンネル情報マトリックスを、複素数基底ベクトル集合の各基底ベクトルを列ベクトルとして有する変形マトリックスによって変形する基底ベクトル変形部と、前記変形されたチャンネル情報マトリックスの各列ベクトルのnormの二乗を求めることによって、前記複素数基底ベクトル集合の各基底ベクトルに対する受信パワーを求め、前記複素数基底ベクトル集合の各基底ベクトルのうち前記受信パワーが最大になる基底ベクトルのインデックスを、伝送アンテナダイバーシティを調節するためのフィードバック情報とする最適加重値検出部と、前記フィードバック情報をフィードバックに適したプロトコルより構成されたシンボル状で基地局に伝送するアップリンク信号処理部とを含むことを特徴とする。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下、添付した図面を参照して本発明の望ましい実施例について詳細に説明する。
【００２３】
先ず、本発明の動作原理を簡略に説明する。
本発明は、無線送受信システムにおける選択結合方式を用いた、閉鎖ループ伝送アンテナダイバーシティ法である。
送信部の複数のアンテナを介して信号を伝送する伝送アンテナダイバーシティに選択結合方式を用いると、ハードウェア構造が比較的簡単になる。
しかし、アンテナごとの出力が不均衡となるために、ＲＦ処理部を構成する際のコストが増加する。
この問題を解消するために、アンテナ選択に基底ベクトル選択を応用する。
基底ベクトル選択の際に、アンテナに同じ出力を持たせることができる出力均一化基底ベクトルを用いると、選択結合方式のダイバーシティを行う際のアンテナ間の出力不均衡が解決される。
【００２４】
受信部では、アンテナを選択するために｛［１０００］，［０１００］，［００１０］，［０００１］｝の基底ベクトル集合が使われる。
この基底ベクトル集合は、出力不均一化基底ベクトル集合である。
出力均一化基底ベクトル集合として、ワルシュ基底ベクトル集合の｛［１１１１］，［１−１１−１］，［１１−１−１］，［１−１−１１］｝と、ポーラ基底ベクトル集合の｛［−１１１１］，［１−１１１］，［１１−１１］，［１１１−１］｝がある。
【００２５】
選択結合方式に用いられるこれら基底ベクトル集合は、同じ定数より構成されるので、相異なるベクトル間の内積は０となり、同じベクトル間の内積は０とはならない。
これら基底ベクトル集合をアンテナ加重値を得るために使用すると、ベクトルは均一化され、その結果、送信出力が変化しないようにするために、定数が１になる。このように均一化された集合は直交正規基底ベクトル集合とみなされる。
【００２６】
参考として、出力均一化直交正規基底ベクトル集合を受信アンテナダイバーシティ用いる方法も、選択結合方式に基づいたダイバーシティであるので、出力不均一化直交正規基底ベクトル集合と性能が同一である。
【００２７】
ダイバーシティ情報が理想的にフィードバックされると仮定すると、出力均一化直交正規基底ベクトル集合を用いると伝送アンテナ間の出力が均一になるという点を除いて、伝送アンテナダイバーシティに前記二つの方法のどちらの方法を使用しても性能は同一である。
【００２８】
ダイバーシティ情報が移動局からフィードバックされるように構成された閉鎖ループ伝送アンテナダイバーシティでは、フィードバックチャンネルの帯域幅には限界があるので、移動局の移動速度が速くなると、フィードバック情報の伝送が遅延される。
この遅延はダイバーシティ利得を減少させる。選択結合方式（ＳＣ）は、最大比率結合方式（ＭＲＣ）や等価利得結合方式（ＥＧＣ）と比べ、フィードバック情報の量が多い。そのため、選択結合方式（ＳＣ）は、移動局の移動速度が遅い場合は性能が良い。しかし、移動局の移動速度が速くなるにしたがって性能が急激に低下する。
【００２９】
本発明は、移動局の移動速度が低速から高速まで増加しても選択結合方式のダイバーシティ性能を向上させる複素数基底ベクトル選択方法を提供するものである。
【００３０】
複素数基底ベクトル集合は、実数軸と虚数軸とが割当てられた相異なる直交正規集合より構成される。
例えば、ワルシュ基底ベクトル集合は実数軸に、ポーラ基底ベクトル集合は虚数軸に割当てられる。
アンテナの数が４本の場合、複素数基底ベクトル集合は、１６つのベクトル組合わせより構成される。これら複素数基底ベクトル集合の中から、いずれか一つの複素数基底ベクトルを選択するということは、複数のアンテナの中から、加重値を与えるアンテナを一つ選択することを意味する。
【００３１】
移動局から基地局に複素数基底ベクトル選択に関する情報をフィードバックする場合、各フィードバック信号の送信間隔の際に、実数軸と虚数軸とに関するベクトル情報が交互に伝送される。
基地局では、連続した二つのフィードバック信号の送信間隔の間に受信された情報を、スライディングウィンドウ方式で合せて複素数基底ベクトルを構成する。
【００３２】
例えば、フィードバック情報が実数軸情報、虚数軸情報の順に伝送されるとすると、最初に送られてきた実数軸情報と二番目に送られてきた虚数軸情報によって一つの基底ベクトルが構成され、次に二番目に送られてきた虚数軸情報と三番目に送られてきた実数軸情報によりその次の基底ベクトルが構成される。
このようにしてスライディングウィンドウ方式で複素数基底ベクトルが順次構成される。
【００３３】
この複素数基底ベクトルの各因子が各アンテナの加重値として使われる。このような構成の伝送アンテナダイバーシティとすることにより、フィードバックシグナル間隔ごとに最適化したフィードバック情報を用いることができる。
このように、フィードバックシグナル間隔ごとに最適の加重値が使用可能となるので、移動局が高速移動しても優れた特性が維持される。そして、複素数基底ベクトルの精密度が１/１６に高まるので、移動局の移動側速度が低速となっても性能が向上する。
さらに複素数基底ベクトル集合はアンテナ間パワーが一定になるように構成されているので、アンテナ間に出力不均衡が防止される。
【００３４】
以下、本発明の送信装置及び受信装置の構成及び動作を具体的に説明する。
図１は、無線通信システムにおける伝送アンテナダイバーシティの送信装置のブロック図を示す。移動通信システムでは、送信装置が基地局に該当し、基地局はＵＴＲＡＮ（ＵＭＴＳ  Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ  Ｒａｄｉｏ  Ａｃｃｅｓｓ
Ｎｅｔｗｏｒｋ）で表現される。
【００３５】
図１に示すように、送信装置は、送信データ生成部１００と、Ｌ(ここで、Ｌは２以上)個の乗算器１１１〜１１Ｌと、Ｌ個の加算器１２１〜１２Ｌと、Ｌ個のアンテナ１３１〜１３Ｌと、フィードバック情報復号部１４０とを含んで構成される。
送信データ生成部１００は、送信されるデータを生成してＬ個の乗算器１１１〜１１Ｌに出力する。
一例を挙げると、送信データ生成部１００は、データチャンネル（Ｄｅｄｉｃａｔｅｄ  Ｐｈｙｓｉｃａｌ  Ｄｅｔａ  Ｃｈａｎｎｅｌ：ＤＰＤＣＨ）信号及び制御チャンネル（Ｄｅｄｉｃａｔｅｄ  Ｐｈｙｓｉｃａｌ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  Ｃｈａｎｎｅｌ：ＤＰＣＣＨ）信号を入力され、これら入力された信号を多重化して送信データを生成すると共に、生成した送信データを出力する。
【００３６】
Ｌ個の乗算器１１１〜１１Ｌは、送信データ生成部１００から出力された送信データに、各アンテナに対応する加重値すなわちアンテナ加重値ｗ1〜ｗLを掛け合わせる。
Ｌ個の加算器１２１〜１２Lは、各々に対応するＬ個の乗算器１１１〜１１Ｌからの出力に、各アンテナに対応するパイロット信号ＣＰＩＣＨ１〜ＣＰＩＣＨＬを加算する。Ｌ個の加算器１２１〜１２Ｌで加算された信号は、各々ＲＦ信号処理部(図示せず)を経て、それぞれ対応するＬ個のアンテナ１３１〜１３Ｌを介して送信される。
【００３７】
ここで、前記アンテナ加重値ｗ1〜ｗLは、Ｌ個のアンテナ１３１〜１３Ｌを介して受信されたフィードバック情報（ＦＢＩ）をフィードバック情報復号部１４０で解析した結果に基づいて決定される。
フィードバック情報は受信装置(すなわち、任意のｉ番目移動局)からアップリンクされる。
実質的に、Ｌ個のアンテナ１３１〜１３Ｌは、複素数基底ベクトル集合の一要素(すなわち、一つの複素数基底ベクトル)を示すインデックスを、フィードバック情報として受信する。この点については後で詳細に説明する。
【００３８】
フィードバック情報復号部１４０は、フィードバック情報として受信されたインデックスに対応する複素数基底ベクトルを選択する。
選択された複素数基底ベクトルの各因子は、L個のアンテナ１３１〜１３Lの各々に該当するアンテナ加重値として出力される。
【００３９】
図２は、図１に示したフィードバック情報復号部１４０の一態様にかかるブロック図である。
フィードバック情報復号部１４０は、スイッチング部２００と、フィードバックシグナルメッセージ(Ｆｅｅｄｂａｃｋ  Ｓｉｇｎａｌｉｎｇ  Ｍｅｓｓａｇｅ：ＦＳＭ)レジスター２１０と、第１加重値テーブル２２２及び第２加重値テーブル２２４と、加算器２３０とを含んで構成される。
【００４０】
スイッチング部２００は、受信した信号のスロット番号が、偶数であればＦＳＭレジスター２１０の実数部に、奇数であればＦＳＭレジスター２１０の虚数部に、フィードバック情報を出力して貯蔵させる。
ここで、フィードバック情報は、実数部を示す第１直交正規基底ベクトル集合の中の一基底ベクトルを示すインデックス、虚数部を示す第２直交正規基底ベクトル集合の中の一基底ベクトルを示すインデックスのいづれかである。
各基底ベクトル集合が４つの基底ベクトルより構成されるとすると、移動局から基地局に伝送されたフィードバック信号ベクトル［ｍb,1，ｍb,2］Tは基底ベクトルに関するインデックスを示す２ビットの２進データとなる。
【００４１】
ＦＳＭレジスター２１０は、インデックスｉwとインデックスｉpとを出力するインデックスｉwは、実数部に貯蔵されたフィードバック情報(例えば、２ビットに表示されたインデックス)を用いて第１加重値テーブル(すなわち、ルックアップテーブル)２２２の入力として使われる。
インデックスｉpは虚数部に貯蔵されたフィードバック情報(例えば、２ビットに表示されたインデックス)を用いて第２加重値テーブル２２４の入力として使われる。
【００４２】
第１加重値テーブル２２２は、実数部インデックスｉwに対応する実数軸の基底ベクトルｂwを出力し、第２加重値テーブル２２４は虚数部インデックスｉpに対応する虚数軸の基底ベクトルｂpを出力する。
第１加重値テーブル２２２では、ワルシュ基底ベクトル集合の各要素にインデックスが与えられている（図５（ａ）参照）。
第２加重値テーブル２２４では、ポーラ基底ベクトル集合の各要素にインデックスが与えられている(図５（ｂ）参照)。
【００４３】
加算器２３０は、実数軸を構成する基底ベクトルｂwと、虚数軸を構成する基底ベクトルｂpとを加算し、アンテナ加重値ベクトル［ｗ1，ｗ2，…，ｗL］を出力する。
【００４４】
すなわち、本実施の形態におけるフィードバック情報復号部１４０は、フィードバックシグナル間隔ごとにフィードバック情報を実数部と虚数部とに交互に貯蔵した後、これらをスライディングウィンドウ方式で加算し、その結果に基づいてアンテナ加重値ベクトル［ｗ1，ｗ2，…，ｗL］を得る。
【００４５】
図３は、無線通信システムで伝送アンテナダイバーシティのための受信装置のブロック図である。特に受信装置におけるアンテナ加重値を測定するアンテナ加重値測定装置に該当する。
【００４６】
図３に示すように、受信装置はアンテナ３００と、伝送アンテナダイバーシティチャンネル情報測定部３１０と、基底ベクトル変形部３２０と、最適加重値検出部３３０と、フィードバック情報アップリンク信号処理部３４０と、データ受信処理部３５０とを含んで構成される。
【００４７】
データ受信処理部３５０は、一般にアンテナ３００を通じて受信された信号を復号化して送信データを復元する。
伝送アンテナダイバーシティチャンネル情報測定部３１０は、アンテナ３００を介して受信された信号からチャンネル情報を測定する。そして、測定結果をマトリックス状に出力する。
このチャンネル情報のマトリックスはＬ×Ｍ個の要素より構成される。ここで、Ｌはアンテナの数であり、Ｍは各アンテナごとの多重経路チャンネル数である。
【００４８】
図１に示すように、送信装置は、受信装置の各アンテナを識別するために、異なったパイロット信号を送る。
受信装置は、送信装置の各多重アンテナごとに対応する特殊なパイロット信号を用いて各チャンネル信号を測定する。
【００４９】
基底ベクトル変形部３２０は、伝送アンテナダイバーシティチャンネル情報測定部３１０から出力されたチャンネル情報マトリックスを、複素数基底ベクトル集合より構成される変形マトリックスにより変換する。
【００５０】
最適加重値検出部３３０は、変換されたチャンネル情報マトリックスを用いて多重アンテナの受信パワーが最大になる複素数基底ベクトル集合の要素(すなわち、受信信号対干渉と雑音比（ＳＩＮＲ）が最大になる加重値)を検出する。
【００５１】
フィードバック情報アップリンク信号処理部３４０は、前記最適加重値検出部３３０における検出結果を伝送アンテナダイバーシティを調節するためのフィードバック情報としてアンテナ３００を通じて送信装置に伝送する。
この時、フィードバック情報アップリンク信号処理部３４０は、フィードバック情報をフィードバックに適したプロトコルで構成された形式に変換した後に伝送する。
【００５２】
選択結合方式（ＳＣ）の伝送アンテナダイバーシティ方法において、複数の送信アンテナの中から最適のアンテナ加重値をもつアンテナを選択し、アンテナ加重値の形式を決定することについての情報を基地局に伝送することは、従来の問題点を解決するための大切な鍵になる。
【００５３】
このことを念頭に置き、以下、移動局で行われる動作を具体的に説明する。
移動局(言い換えれば、ユーザー側設備（ＵＥ）)は、受信したチャンネル情報から最適のアンテナ加重値を測定する。そして、測定結果をフィードバック情報として基地局(言い換えれば、ＵＴＲＡＮ)にフィードバックする。
【００５４】
以下に、いくつかの実施例について説明する。
第１実施例として、直交正規基底ベクトル集合を用いて最大パワーが受信される基底ベクトルを求め、その基底ベクトルに対応するインデックスをフィードバックする場合について説明する。
【００５５】
（１−１）
チャンネル情報マトリックスＨBWを計算により求める。
このチャンネル情報マトリックスＨBWは、受信チャンネル情報マトリックスＨを、直交正規基底ベクトル集合より構成された変換マトリックスＢWにより変換して求めるものであり、下式のような関係にある。
ＨBW＝ＨＢW
ここで、Ｈ＝［ｈ1ｈ2ｈ3ｈ4］、ＢW＝［ｂW（０）ｂW（１）ｂW（２）ｂW（３）］である。
ただし、ｈ1は、１番目のアンテナから伝送された多重経路チャンネルより構成した列ベクトルである。ｂW（ｉ）は、基底ベクトル集合でｉ番目のインデックスに該当する基底ベクトルである。
【００５６】
２進法の場合、アダマール（Ｈａｄａｍａｒｄ）マトリックス変換を使用して計算量を減らすことができる。
その他の場合は、各変換マトリックスの特性に合う高速アルゴリズムを使用することで性能を高めることができる。
【００５７】
（１−２）
チャンネル情報マトリックスＨBWを構成する各列ベクトルの基準を求める。この基準値は、受信チャンネル情報マトリックスＨについて測定された受信パワーの値の二乗根となる。
この値のうち一番大きい値に該当する基底ベクトルのインデックスが最適の加重値を構成する直交正規基底ベクトルのインデックスである。
【００５８】
（１−３）
求めたインデックス情報を基地局（ＵＴＲＡＮ）にフィードバックする。以上の手順は各スロットごとに繰り返される。
例えば、４本の送信アンテナを用いる場合、二つの基底ベクトル集合より得られる複素数基底ベクトルの組合わせの数は１６となる。
各複素数基底ベクトルに対して前記の過程を適用して一番大きいパワーを有する複素数基底ベクトルを求め、それに対するインデックスを基地局に伝送する。
【００５９】
第２実施例として、Ｍ個の直交正規基底ベクトルのうちS個のベクトルだけを使用した場合について説明する。
（２−１）
例えば、４本のアンテナに対する直交正規基底ベクトルは全て４つである。したがって、Ｓは１から４の中の一つである。ＭとＳ値を記憶する。
（２−２）
アンテナ選択加重値Ｗｂiが前記（２−１）の結果より得られる。このアンテナ選択加重値Ｗｂiは、基地局でのアンテナ加重値Ｗiを変換マトリックスＢWにより変換して得られたものであり、次のような関係にある。
Ｗｂi＝ＢWＷi
このアンテナ選択加重値Ｗｂiは選択されたアンテナを除いて全て０である。
【００６０】
（２−３）
アンテナ選択加重値Ｗｂiと、チャンネル情報マトリックスＨBWより、測定受信パワーＰiが下式より求められる。
【００６１】
【式１】
0004754728.tif 000002
【００６２】
ここで、チャンネル情報マトリックスＨBWは、受信チャンネル情報マトリックスＨを、直交正規基底ベクトル集合で構成した変換マトリックスＢWによって変換して得られたものである。
【００６３】
（２−４）
全てMＣSの場合について、前記（２−２）、（２−３）の過程を繰り返す。Ｍ個の基底ベクトルのうちＳ個を選択できる場合の数は下式で表される。
【００６４】
【式２】
0004754728.tif 000003
【００６５】
（２−５）
前記（２−３）過程の測定受信パワーＰiを最大化させるアンテナ選択加重値Ｗｂiを選択する。
【００６６】
（２−６）
前記（２−５）過程のアンテナ選択加重値Ｗｂiを近似化されたフィードバック情報として用いる。
【００６７】
例えば、４本の送信アンテナを用いる場合、二つの基底ベクトル集合から得られる複素数基底ベクトルの組合わせの数は１６になり、選択結合方式（ＳＣ）で二つのアンテナが選択されれば、16Ｃ2(＝１２０)のベクトル組合わせについて加重値及びパワーを各々求める。その結果、パワーを最大にする基底ベクトルの組合わせが得られる。
フィードバック情報は、アンテナ選択情報と位相情報を、アンテナ間の相対的な位相差として含むことができる。
【００６８】
第３実施例として、複素数基底ベクトル集合を用いて、フィードバックされる情報の量を最小とする方法を、送信アンテナの数が４つの場合を例に挙げて説明する。
【００６９】
（３−１）
受信したチャンネル情報マトリックスＨを、ワルシュ基底ベクトル集合で構成した変換マトリックスＢWを用いて変換して、チャンネル情報マトリックスＨBWを得た。なお、この変換は下式に基づいて行った。
ＨBW＝ＨＢW
受信したチャンネル情報マトリックスＨを、ポーラ基底ベクトル集合で構成した変換マトリックスＢPを用いて変換して、チャンネル情報マトリックスＨBPを得た。なお、この変換は下式に基づいて行った。
ＨBP＝ＨＢP
ここで、Ｈ＝［ｈ1ｈ2ｈ3ｈ4］、ＢW＝［ｂW（０）ｂW（１）ｂW（２）ｂW（３）］、ＢP＝［ｂP（０）ｂP（１）ｂP（２）ｂP（３）］である。
ただし、ｈ１は、l番目アンテナから伝送された多重経路チャンネルより構成した列ベクトルである。ｂW（ｉ）とｂP（ｉ）は、各々ワルシュとポーラ基底ベクトル集合でｉ番目インデックスに該当する基底ベクトルである。
【００７０】
（３−２）
ＨBW（ｉ）を、ＨBWマトリックスのｉ番目の列ベクトルと、ＨBP（ｊ）をＨBPマトリックスのｊ番目の列ベクトルとする。
この条件のもと、測定受信パワーＰK（ｉ，ｊ）＝｜｜ＨBW（ｉ）＋ｊＨBP（ｊ）｜｜2を、Ｋ＝０，１，２，…，１５について求める。ここで、ｉ＝０，１，２，３であり、ｊ＝０，１，２，３である。
【００７１】
（３−３）
測定受信パワーが最大になるｋ，ｉ，ｊに基づいてフィードバック情報を生成する。以上の手順は毎スロットごとに繰り返される。
【００７２】
図４は、本実施の形態の伝送アンテナダイバーシティのブロック図である。この図を用いて前記第３実施例を以下に説明する。
【００７３】
受信装置はアンテナ４００、伝送アンテナダイバーシティチャンネル情報測定部４１０と、ワルシュ基底ベクトル変形部４２２及びポーラ基底ベクトル変形部４２４を含む基底ベクトル変形部４２０と、第１カラム別合算器４３２、第２カラム別合算器４３４、組合わせ器４３６、パワー計算器４３８及び最大値検出器４４０を含む最適加重値検出部４３０と、フィードバック情報アップリンク信号処理部４５０と、データ受信処理部４６０とを含んで構成される。
【００７４】
データ受信処理部４６０はアンテナ４００を通じて受信された信号を復号化して送信データを復元する。
【００７５】
一方、伝送アンテナダイバーシティチャンネル情報測定部４１０は、アンテナ４００を通じて受信された信号からチャンネル情報を測定する。そして、測定結果をマトリックス形式で出力する。
この出力されたチャンネル情報マトリックスＨは、Ｌ×Ｍ個の要素で構成される。ここで、Ｌはアンテナ数であり、Ｍはアンテナごとの多重経路チャンネル数である。
【００７６】
ワルシュ基底ベクトル変形部４２２は、チャンネル情報マトリックスＨを、ワルシュ基底ベクトル集合よりなる変形マトリックスを用いて変形する。
一方、ポーラ基底ベクトル変形部４２４は、チャンネル情報マトリックスＨを、ポーラ基底ベクトル集合よりなる変形マトリックスを用いて変形する。
【００７７】
第１カラム別合算器４３２は、ワルシュ基底ベクトル変形部４２２から出力されたマトリックスＨBWでの各行別に列を全部合計して行ベクトルｈBW（ｉ）を出力する。
ｈBW（ｉ）＝ＨBW（ｉ）・１M
ここで、１Mは長さがＭで、要素が全て１の列ベクトルである。
【００７８】
第２カラム別合算器４３４は、ポーラ基底ベクトル変形部４２４から出力されたマトリックスＨBPで各行別に列を全て合せて行ベクトルｈBPを出力する。
ｈBP（ｊ）＝ＨBP（ｊ）・１M
【００７９】
組合わせ器４３６は、行ベクトルｈBWと、各行ベクトルｈBPとを組合わせてマトリックスＨBを出力する。
ＨB(i,j)＝ｈBW（ｉ）＋ｊｈBP（ｊ）
ここで、ｉ＝１，２，…，Ｌであり、ｊ＝１，２，…，Ｌである。
【００８０】
パワー計算器４３８は、組合わせマトリックスＨBの各要素に対してパワーを求め、パワーマトリックスＰBを出力する。
【００８１】
【式３】
0004754728.tif 000004
ここで、ｉ＝１，２，…，Ｌであり、ｊ＝１，２，…，Ｌである。
【００８２】
最大値検出器４４０は、各要素に対するパワーＰB（ｉ，ｊ）から最大値を求め、最大値に該当する要素のインデックス（ｉmax，ｊmax）を出力する。
（ｉmax，ｊmax）＝ａｒｇ  ｍａｘＰB（ｉ，ｊ）
【００８３】
フィードバック情報アップリンク信号処理部４５０は、送信装置に伝送しようとするインデックス（ｉmax，ｊmax）をフィードバックに適したプロトコルより構成された形式に変換してアンテナ４００を通じて伝送する。
【００８４】
前述したように、伝送アンテナダイバーシティ方法は、移動局でチャンネル測定を通じて最適のアンテナ加重値を探す。この時、基地局は移動局でのチャンネル測定のためにアンテナ別に区分されるパイロット信号を送らねばならない。アンテナ別に異なるパイロット信号を送る方法には時分割方法、周波数分割方法、コード分割方法などがある。Ｗ−ＣＤＭＡ規格の場合には、アンテナ別にパイロット信号を区分するために、多重スクランブルコード、多重チャンネル化コード、多重直交パイロットシンボルパターンを使用する方法などが適用可能である。
【００８５】
選択方式（ＳＣ）で二つ以上のアンテナが選択される場合、移動局から基地局にフィードバック情報を効率的に伝送するために選択情報と位相情報の順に、言い換えれば、選択情報に該当するビットデータを先に送って該当基底ベクトルを選択させた後、基底ベクトル間の関係を示す位相情報を続けて送る。
フレーム単位で構成されたプロトコルの場合、選択情報はあまり変わらずに位相情報だけ頻繁に変わる無線フェージング環境の特性を考慮する時、フレームの最初のスロットにだけ選択情報を送る構成とすることも可能である。
【００８６】
この場合、フレームの最初のスロットから伝送された基底ベクトル選択情報が紛失すると、フレーム全体に影響を及ぼす。したがって、伝送前に選択情報データをエラー訂正符号化することが望ましい。
また、このような場合でなくても、伝送前に選択情報及び位相情報野市法または両方を共にエラー訂正符号化する構成とすることも可能である。
【００８７】
移動局からフィードバック情報をいくつかのスロットに分けて送る場合、毎スロットごとにチャンネル情報を洗練して伝送する構成とすることも可能である。具体的には、先にフィードバックされたデータと今回フィードバックするデータとをひかくして、データの変更箇所のみのデータを伝送することである。
【００８８】
移動局の速度が速い場合、フィードバック情報がフィードバックされる間に、チャンネル状況が変化するという状況が生じうる。この場合、前記データの変更箇所のみのデータをフィードバックする構成とすることで、このような状況によりうまく適応できる。
【００８９】
アンテナ選択情報と共に位相情報を同時に伝送する場合、このフィードバックシグナルメッセージ（ＦＭＳ：Ｆｅｅｄｂａｃｋ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｍｅｓｓａｇｅ）を部分的に取り替える方法は、アンテナ選択情報のエラーを防止するために動作させないことが望ましい。
フィードバックされたアンテナ選択情報と位相情報との全体部分を改善はしないが、位相情報だけをアンテナ選択情報によって条件付き改善して性能を向上させることが可能となる。
【００９０】
４つの伝送アンテナダイバーシティシステムで、４つの基底ベクトルのうち３つの基底ベクトルを選択してコヒーレントな(coherent)位相補正を行う場合に、選択されたアンテナの位相補正値が同一であれば互いの相殺によってアンテナのパワー不均衡が深刻となる。
【００９１】
これを解消するために、最初の基底ベクトルに１/２を加重し、二番目の基底ベクトルに、ｅｘｐ（j×π/２＋π/４)、ｅｘｐ(j×２×π/２＋π/４)、ｅｘｐ (j×３×π/２＋π/４)、ｅｘｐ(j×４×π/２＋π/４)の中の一つの値を加重し、最後の基底ベクトルに[ｅｘｐ(j×π/２＋π/８)、ｅｘｐ(j×２×π/２＋π/８)、ｅｘｐ(j×３×π/２＋π/８)、ｅｘｐ(j×４×π/２＋π/８)]の中の一つの値をを加重する。
【００９２】
これは、加重値生成のための各アンテナの可能位相の場合が４つの場合である。
アンテナ数が多くなった場合、基底ベクトル別に掛けられる位相補正値の配列を特定値だけ回転させて使用することで、アンテナ間パワー不均衡を最小化できる。
【００９３】
図面を参照して、伝送アンテナダイバーシティシステムにおける送信装置及び受信装置を説明した。前述したところによれば、本発明は最適の加重値を伝送することにおいて望ましい実施例として複素数基底ベクトル集合を用いる。
【００９４】
以下に、複素数基底ベクトル集合を用いる場合について詳細に説明する。
移動局（UＥ）は、受信電力を最大化するために基地局（ＵＴＲＡＮ）の送信アンテナの接近位置に印加されるアンテナ加重値を計算する。例えば、４つの送信アンテナから伝送された共通パイロットチャンネル（ＣＰＩＣＨ：Ｃｏｍｍｏｎ  Ｐｉｌｏｔ  Ｃｈａｎｎｅｌ）を計算に用いる(図１参照)。
【００９５】
４つの送信アンテナを用いる場合、アンテナ加重値は、１６通りの複素数基底ベクトルの集合に含まれた中の一つの複素数基底ベクトルであり、これは選択結合方式（ＳＣ）のダイバーシティに基づいて決定される。
複素数基底ベクトルの実数軸と虚数軸とは、それぞれ相異なる直交正規基底ベクトルで構成される。
【００９６】
図５、図６、図７は、実数軸基底ベクトル集合、虚数軸基底ベクトル集合及びこれら二つの基底ベクトルを組合わせた複素数基底ベクトル集合の一例である。
【００９７】
各スロットごとに、移動局（ＵＥ）は最適の加重値に対応するインデックス、すなわち、１６つの複素数基底ベクトのうち選択された一つの複素数基底ベクトルに対応するインデックス（Ｉ）を計算する。
一スロットに実数軸基底ベクトルを、次のスロットに虚数軸基底ベクトルを送る形で交互に基底ベクトルは伝送されるので、一回に伝送されるインデックス（Ｉ）は０〜４のうち一つの数字になり、これはＥＮ−ビットのデータで表現される。インデックスが２進値のＩbinで表現されれば、２進値とインデックス（Ｉ）との関係は次の通りである
【００９８】
【式４】
0004754728.tif 000005
【００９９】
ここで、インデックス（Ｉ）は，直交正規基底ベクトルのリストを表す図５、図６のインデックス値として使われる値である。
Ｉbinを構成する各２進値は、ＦＳＭフィールドを使用して基地局（ＵＴＲＡＮ）に順番に伝送される。もし，Ｉbin＝００(2)であれば、上位ビット（ＭＳＢ）は０、そして下位ビット（ＬＳＢ）は０を、Ｉbin＝０１(2)であれば上位ビット（ＭＳＢ）は０、そして下位ビット（ＬＳＢ）１を、Ｉbin＝１０(2)であれば、上位ビット（ＭＳＢ）は１、そして下位ビット（ＬＳＢ）は０を、Ｉbin＝１１(2)であれば上位ビット（ＭＳＢ）は１、そして下位ビット（ＬＳＢ）は１を各々伝送する。
一スロットタイム間、二つのビットのデータが伝送される。
【０１００】
基地局（ＵＴＲＡＮ）は受信されたフィードバック情報を図８に基づいて翻訳する。
図８は各スロット番号で基底ベクトルｂW，ｂPと受信されたＦＳＭとのマッピング関係を示す。
図８において、ｂW(i)は、図５でｉ番目インデックスに該当するベクトルであり、ｂP(i)は、図６でｉ番目インデックスに該当するベクトルを示す。
【０１０１】
図１に示した基地局のフィードバック情報復号部１４０で計算されるアンテナ加重値（ベクトルｗ＝wre＋ｊＷim)は、連続した二つのスロット間に受信された基底ベクトルのスライディングウィンドウ平均である。
アルゴリズムによりwは次式のように示す。
【０１０２】
【式５】
0004754728.tif 000006
【０１０３】
図９は、４本のアンテナが使われる場合、複素数基底ベクトルを用いた選択方式の伝送アンテナダイバーシティに使われるパラメータとその値を整理したものである。
【０１０４】
図９で、スロットの持続時間はＵＭＴＳＷ−ＣＤＭＡ標準規格のようにフレームとスロット構造とより構成された無線プロトコルにおいて、スロットの継続時間は、一スロットの時間上の長さを意味する。
基底集合ローテーション数は、使用される基底集合の数である。実数軸のために一つの基底ベクトル集合が使われ、虚数軸のために他の一つの基底ベクトル集合が使われる。
【０１０５】
スロットでのフィードバック命令の長さは、加重値決定に使われる一つの命令(情報)が占めるスロットの数をいう。選択インデックスビット数は選択情報を示すために必要なビット数でであり、４つのアンテナの場合に２である。
スロット当りフィードバック情報ビット数はフィードバック情報が一スロット当り何ビットになっているかを意味する。
フィードバック命令アップデート率は、フィードバックされた情報を基地局のレジスターにアップデートする周期をいう。フィードバックビット率は秒当り何ビットをフィードバックするかについての情報をいう。
【０１０６】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明は高速で優れた性能を維持しつつも伝送アンテナ間パワーを均一に分配させ、ＲＦ処理部の構成のためのコストを最小としうる。
特に、連続した二つのスロットから受信された情報を用いることによって、低速でさらに精密にチャンネルに適応させる。
また、拡張された選択結合方式の複数のアンテナを選択してコヒーレントに結合する方法において、性能を向上させる方法を提示して性能を最適にした。
したがって、本発明はハードウェア構成のコストが低く、高速で優れた性能を保証し、低速で精密なチャンネル適応を可能にするので、無線移動通信環境でチャンネル容量とリンク性能とを最大とする。本発明は、ＣＤＮＭＡ−２０００及びＵＭＴＳシステムなどコード分割多重接続方式を使用する移動通信システムで適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】無線通信システムで伝送アンテナダイバーシティのための送信装置のブロック図である。
【図２】図１に示したフィードバック情報復号部の望ましい実施例にかかるブロック図である。
【図３】無線通信システムで伝送アンテナダイバーシティのための受信装置のブロック図である。
【図４】無線通信システムで伝送アンテナダイバーシティのための受信装置の望ましい実施例にかかるブロック図である。
【図５】図５は、実数軸基底ベクトル集合例である。
【図６】図６は、虚数軸基底ベクトル集合例である。
【図７】図７は、実数軸基底ベクトル集合及び虚数軸基底ベクトル集合を組合わせた複素数基底ベクトル集合の例である。
【図８】各スロット番号で基底ベクトルとフィードバック情報とのマッピング関係を示す。
【図９】４つのアンテナが使われる場合、複素数基底ベクトルを用いた選択方式の伝送アンテナダイバーシティに使われるパラメータとその値を整理したものである。
【符号の説明】
３００・・・アンテナ
３１０・・・伝送アンテナダイバーシティチャンネル情報測定部
３２０・・・基底ベクトル変形部
３３０・・・最適加重値検出部
３４０・・・フィードバック情報アップリンク信号処理部
【図１】
0004754728.tif 000007
【図２】
0004754728.tif 000008
【図３】
0004754728.tif 000009
【図４】
0004754728.tif 000010
【図５】
0004754728.tif 000011
【図６】
0004754728.tif 000012
【図７】
0004754728.tif 000013
【図８】
0004754728.tif 000014
【図９】
0004754728.tif 000015