(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
出力部に２次ＬＣローパスフィルタを備えたＤ級アンプにおいて、
出力部の２次ＬＣローパスフィルタのインダクタンスＬとコンデンサＣの定数による直列共振周波数を遮断周波数とする、入力信号を入力するアクティブフィルタを備え、
該アクティブフィルタの出力と出力信号とを比較し、その比較結果に基づく信号を信号入力部にフィードバックすることを特徴とするＤ級アンプ。
【請求項２】
Ｄ級アンプの入力信号をＳ１とした時、前記アクティブフィルタにＳ１を入力して得られた信号をＳ２とし、Ｄ級アンプのゲインをＡとした場合、Ｄ級アンプの出力部の２次ＬＣローパスフィルタ後の信号を１／Ａに減衰されて得られた信号をＳ３とした時、Ｓ２とＳ３とを比較し、その差の信号Ｓ４を抽出する差動アンプを備え、信号Ｓ４を信号入力部にフィードバックしてＳ２とＳ３の差を少なくするように出力を制御することを特徴とする請求項１記載のＤ級アンプ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はオーディオシステムに用いられるＤ級アンプに関し、更に詳しくは出力部の２次ＬＣフィルタのＬとＣの定数による直列共振周波数を遮断周波数とするアクティブフィルタを備えたＤ級アンプに関する。
【背景技術】
【０００２】
近年のオーディオ電子機器は、小型化と高出力電力化が進み、消費電力は増加する傾向にある。特に、スピーカを駆動するパワー部は、従来のＡＢ級アンプから効率がよいデジタルアンプ（Ｄ級）を用いて消費電力を低減し、発生する熱量を低減する方式が採用されている。
【０００３】
図５は、従来のＤ級アンプの回路例を示す図である。図において、６は入力信号源、１は抵抗Ｒ１を介して入力される入力信号を受けて積分動作を行なう積分回路、２は該積分回路１の出力を受けて波形成形を行なうシュミットトリガ回路、３は該シュミットトリガ回路２の出力を受けるＤ級出力段である。
【０００４】
積分回路１において、Ｕ１はオペアンプ、Ｃ１はオペアンプＵ１の入力部と出力部間に接続されたコンデンサで、該積分回路１の積分時定数は、入力抵抗Ｒ１の抵抗値をＲ１、前記コンデンサＣ１の容量としてＣ１とすると、Ｒ１・Ｃ１となる。シュミットトリガ回路２において、Ｒ２は入力抵抗、Ｒ３はオペアンプの入力と出力間に接続された帰還抵抗である。該シュミットトリガ回路２の出力は、Ｄ級出力段３に入る。
【０００５】
Ｄ級出力段３において、Ｑ１，Ｑ２は出力段を構成するＦＥＴである。該Ｄ級出力段３からは積分回路１の入力段に帰還抵抗Ｒｆを介してフィードバックがかかっている。シュミットトリガ回路２の出力は、ＦＥＴＱ１にはそのまま、Ｑ２にはインバータＵ３を介して入力されている。Ｌ１はコイル、Ｃ２はコンデンサであり、このコイルＬ１とコンデンサＣ２により２次ＬＣローパスフィルタ１５を構成している。Ｄ級出力段３の出力は、前記ＬＣローパスフィルタに入力されている。該２次ＬＣローパスフィルタ１５は、音声信号中に含まれる高周波成分を除去するためのものである。４はオーディオ回路出力に接続されたスピーカである。
【０００６】
このような構成の自励式Ｄ級アンプを動作させた場合、その出力は２次ＬＣローパスフィルタ１５を通して高周波成分を除去した後、負荷のスピーカ４に供給される。ここで、負荷のスピーカとしては、主に動電型スピーカが用いられるが、このスピーカは、図６に示すような周波数特性を持っている。図６はスピーカのインピーダンス特性例を示す図である。縦軸はインピーダンス（抵抗）、横軸は周波数である。図では、１００Ｈｚ付近に一つのピークをもち、周波数２０００Ｈｚ付近からインピーダンスが徐々に上昇していることが分かる。
【０００７】
このスピーカは、周波数が高くなるほどインピーダンスが上昇する傾向にある。そのため、アンプ出力の周波数特性は、図７に示すように高周波領域で、応答が大きく変動してしまう。図において、横軸は周波数、縦軸は出力である。ｆ１は負荷１６Ωの特性、ｆ２は負荷８Ωの特性、ｆ３は負荷４Ωの特性を示す。特性ｆ１とｆ２の場合、出力特性が高周波域で上昇していることが分かる。このため、従来は図５の５に示すように抵抗Ｒ４とコンデンサＣ３の直列回路を補正回路としてＬＣローパスフィルタの後段（出力段）に接続し、周波数特性の補正を行なうようになっている。
【０００８】
この方法は、自励式Ｄ級アンプの他、基準信号となる三角波とアンプ入力信号を比較してパルス幅を制御する他励式Ｄ級アンプでも用いられている。
従来のこの種の装置としては、オーディオ信号を２値信号に変換し、かつ電力増幅することを差動入力型のＢ級電力増幅器で行なうことで、電力損失の少ないローコストのＤ級電力増幅器を実現する技術が知られている（例えば特許文献１参照）。また、オーディオ信号をＰＣＭ信号に変換した後、この信号をスイッチング増幅する出力増幅器を備え、前記ＰＣＭマルチビットディジタルオーディオ入力信号と前記出力増幅器の出力信号を比較し、比較結果を基に定電圧電源回路の出力を変調するようにした技術が知られている（例えば特許文献２参照）。
【特許文献１】（特開平１０−１５０３２９号公報、段落００５０〜００５４、図１）
【特許文献２】（特開２００４−１２８６６２号公報、段落００１３〜００２３、図１）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
前述した従来の装置では、コンデンサＣと抵抗Ｒによるインピーダンス上昇を補正する回路を用いた場合、負荷に接続されるスピーカのインピーダンス特性により適正に補正するための定数が異なる。このため、任意のスピーカに対して広域特性の変動を最小に抑えることが困難であるという問題があった。
【００１０】
また、図８に示すように２次ＬＣローパスフィルタ１５の後から帰還抵抗Ｒｆ２を介して入力段にフィードバックをかけた場合、２次ＬＣローパスフィルタ１５の位相遅れにより十分な位相余裕（位相マージン）を得ることができず、回路が不安定となり、発振する可能性があるため、実現が困難であるという問題があった。
【００１１】
本発明はこのような課題に鑑みてなされたものであって、スピーカの負荷インピーダンスの変動により周波数特性の変動が少ないＤ級アンプを提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
（１）請求項１記載の発明は、出力部に２次ＬＣローパスフィルタを備えたＤ級アンプにおいて、出力部の２次ＬＣローパスフィルタのインダクタンスＬとコンデンサＣの定数による直列共振周波数を遮断周波数とする、入力信号を入力するアクティブフィルタを備え、該アクティブフィルタの出力と出力信号とを比較し、その比較結果に基づく信号を信号入力部にフィードバックすることを特徴とする。
（２）請求項２記載の発明は、Ｄ級アンプの入力信号をＳ１とした時、前記アクティブフィルタにＳ１を入力して得られた信号をＳ２とし、Ｄ級アンプのゲインをＡとした場合、Ｄ級アンプの出力部の２次ＬＣローパスフィルタ後の信号を１／Ａに減衰されて得られた信号をＳ３とした時、Ｓ２とＳ３とを比較し、その差の信号Ｓ４を抽出する差動アンプを備え、信号Ｓ４を信号入力部にフィードバックしてＳ２とＳ３の差を少なくするように出力を制御することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１３】
（１）請求項１記載の発明によれば、アクティブフィルタの出力と出力信号とを比較し、比較結果に基づく信号を信号入力部にフィードバックしているので、負荷インピーダンスの変動により周波数特性の変動が少ないＤ級アンプを提供することができる。
（２）請求項２記載の発明によれば、アクティブフィルタの出力と出力信号とを比較し、比較結果に基づく信号を信号入力部にフィードバックしているので、負荷インピーダンスの変動により周波数特性の変動が少ないＤ級アンプを提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態例を詳細に説明する。
図１は本発明の第１の実施の形態例を示す回路図である。図５と同一のものは、同一の符号を付して示す。 図において、６は入力信号源、ＶＳ１は入力信号で、入力信号ＶＳ１は入力抵抗Ｒ１を介して積分回路１に入っている。該積分回路１は、オペアンプＵ１と帰還コンデンサＣ１と入力抵抗Ｒ１から構成されている。２は積分回路１の出力を受けて波形成形を行なうシュミットトリガ回路である。該シュミットトリガ回路２は、オペアンプＵ２と入力抵抗Ｒ２と帰還抵抗Ｒ３より構成されている。
【００１５】
３はシュミットトリガ回路２の出力を受けるＤ級出力段である。該Ｄ級出力段３は、ＦＥＴＱ１，Ｑ２とインバータＵ３より構成されている。ＦＥＴＱ２にはインバータＵ３の出力が与えられている。該Ｄ級出力段３の出力は、帰還抵抗Ｒ４を介して積分回路１の入力段に入力されている。これら積分回路１と、シュミットトリガ回路２と、Ｄ級出力段３とでゲインＡのアンプ１０を構成している。１５はアンプ１０のＤ級出力段３の出力を受ける高周波ノイズ除去用のＬＣローパスフィルタ、５は該ローパスフィルタ１５の出力を受ける補正回路である。４はＤ級出力段３より駆動されるスピーカである。１１は出力を１／Ａに減衰させる減衰器、１２は該減衰器１１の出力を受ける反転器（インバータ）である。該インバータ１２はオペアンプＵ１で構成されている。
【００１６】
１３は入力信号Ｓ１を受けるアクティブ型２次ローパスフィルタである。該アクティブ型２次ローパスフィルタ１３の出力ＶＳ５は、差動アンプ１２の正入力に入っている。前記インバータ１２の出力は、該差動アンプ１４の負入力に入っている。Ｒ６はアクティブ型２次ローパスフィルタ１３の出力を受ける入力抵抗、Ｒ８はインバータ１２の出力を受ける入力抵抗である。差動アンプ１４の正入力には、アクティブ型２次ローパスフィルタ１３の出力を抵抗Ｒ６とＲ７とで分圧したものが入っている。Ｒ９は帰還抵抗である。該差動アンプ１２は、オペアンプＵ５と抵抗Ｒ６〜Ｒ９とで構成されている。該差動アンプ１２の出力は、抵抗Ｒ１０を入力抵抗として、前記積分回路１に入力されている。このように構成された回路の動作を説明すれば、以下の通りである。
【００１７】
入力信号ＶＳ１は、抵抗Ｒ１を介してゲインＡのアンプ１０に入力し、増幅される。この増幅された信号は、Ｄ級出力段３を介して２次ＬＣローパスフィルタ１５を通り、Ｄ級アンプのスイッチング周波数が除去された信号ＶＳ２が得られる。この信号ＶＳ２を減衰器１１に入力し、１／Ａ倍して入力信号ＶＳ１と同じレベルに戻した信号ＶＳ３を得る。この信号ＶＳ３は、入力信号と位相を合わせるため、インバータ１２を通して信号ＶＳ４となる。
【００１８】
次に、入力信号ＶＳ１を２次ＬＣローパスフィルタ１５のＬとＣの値による直列共振周波数を遮断周波数とするアクティブ型２次ローパスフィルタ１３を通して信号ＶＳ５を得る。信号ＶＳ４をゲイン１の差動アンプ１４の負入力側に入力し、信号ＶＳ５を正入力側に入力し、ＶＳ４とＶＳ５の差信号ＶＳ６を得る。この信号ＶＳ６を、入力抵抗Ｒ１０を介して積分回路１にフィードバックし、Ｄ級アンプ全体としてのゲインを調整する。
【００１９】
ここで、２次ＬＣローパスフィルタ１５のＬとＣの値による直列共振周波数とアクティブ型２次ローパスフィルタ１３の遮断周波数を同じにする理由は、以下の通りである。負荷となるスピーカ４のインピーダンスが広域で上昇した時、図７に示すように広域でピークが生じ、ＶＳ４とＶＳ５の周波数特性に差が生じる。しかしながら、直列共振周波数と、遮断周波数を同じにすれば、差が生じたピーク部分より上方の周波数においてその周波数特性のカーブは一致し、ＶＳ４とＶＳ５の差信号を減らすことができ、位相遅れが発生する高域において、ピーク部分より帰還量を減らし、安定したフィードバックを実現することができるためである。
【００２０】
２次ＬＣローパスフィルタ１５の直列共振周波数ｆｃｌ１は、コイルＬ１の値としてＬ１を、コンデンサＣ２の値としてＣ２をそのまま用いるとすれば、次式で表される。
ｆｃｌ１＝１／（２π√（Ｌ１Ｃ２））                  （１）
以上の動作により、本フィードバック回路は高域遮断周波数より下方の通過帯域においてＶＳ４とＶＳ５の差が生じていないため、アンプ１０のゲインを下げることがない。そのため、図８のようにＬＣフィルタの後からフィードバックを全帯域でかけるタイプのＤ級アンプと比較して、フィードバックをかけることによるＤ級アンプ全体の仕上がり利得の低下がないため、高域特性の補正と高利得の両方を実現することができる。
【００２１】
以上、説明したように、本発明によればアクティブフィルタの出力と出力信号とを比較し、比較結果に基づく信号を信号入力部にフィードバックしているので、負荷インピーダンスの変動により周波数特性の変動が少ないＤ級アンプを提供することができる。
【００２２】
図２は本発明の第２の実施の形態例を示す回路図である。図１と同一のものは、同一の符号を付して示す。図において、２０は信号源６からの信号をコンデンサＣ１を介して受けるバッファアンプである。Ｕ６はバッファアンプ２０を構成するオペアンプである。バッファアンプ２０の出力は入力抵抗Ｒ１を介して積分回路１に入る。積分回路１の出力は、シュミットトリガ回路２に入り、波形成形される。シュミットトリガ回路２の出力は、それぞれインバータＵ７，Ｕ８を介してそれぞれＦＥＴＱ１１，Ｑ１２に、またＦＥＴＱ１０とＦＥＴＱ１２にはそのままそれぞれ与えられる。
【００２３】
２２はＤ級出力段３´の出力を受ける差動アンプである。該差動アンプ２２は、オペアンプＵ１０，抵抗Ｒ３〜Ｒ６とで構成されている。そして、該差動アンプ２２の出力は、抵抗Ｒ７を介して積分回路１の入力段に与えられている。
【００２４】
Ｄ級出力段３´の出力は、それぞれＦＥＴの出力から取り出される。上段の出力はコイルＬ１とコンデンサＣ３よりなる２次ＬＣローパスフィルタに入り、下段の出力は、コイルＬ１´とコンデンサＣ３´よりなる２次ローパスフィルタに入っている。これら２個のＬＣローパスフィルタにより２次ローパスフィルタ１５´を構成している。２１は出力段の電圧Ｖ３のＨ，Ｌ出力を受ける差動アンプであり、該差動アンプ２１はオペアンプＵ９と抵抗Ｒ１０〜Ｒ１２より構成されている。差動アンプ２１の出力は、差動アンプＵ５の負入力に入る。
【００２５】
１３は抵抗Ｒ１８，Ｒ１９、コンデンサＣ６，Ｃ７よりなるアクティブ型２次ローパスフィルタであり、バッファＵ６の出力を受けて、その出力は前記差動アンプＵ５の正入力に入るようになっている。図中の抵抗Ｒ，コンデンサＣ，コイルＬに付された数値はこれら部品の実際の使用している値を示している。このように構成された回路の動作を説明すれば、以下の通りである。
【００２６】
入力信号源６の信号Ｖ１は、ゲイン１のバッファアンプ２０を通り、Ｖ２となる。この信号Ｖ２は、入力抵抗Ｒ１を介してゲインＡのＢＴＬ構成Ｄ級アンプ１０´に入力される。そして、その出力は２次ＬＣローパスフィルタ１５´を通り、スイッチング周波数が除去され、信号Ｖ２をＡ倍した信号Ｖ３が取り出される。信号Ｖ３はスピーカ４の両端にかかる電圧信号である。この信号Ｖ３を続く差動アンプ２１で１／Ａ倍し、信号Ｖ４を得る。この差動アンプ２１は、図１の減衰器１１とインバータ１２の機能を有している。
【００２７】
次に、信号Ｖ２を２次アクティブローパスフィルタ１３に通し、信号Ｖ５を得る。信号Ｖ５をゲイン１の差動アンプ１４の正相入力側に入力し、前記信号Ｖ４を差動アンプ１２の負相入力側に入力する。この結果、差動アンプ１４からは、Ｖ４とＶ５の差信号Ｖ６が出力される。この信号Ｖ６は、抵抗Ｒ１７を介してアンプ１０´の入力側へフィードバックされ、Ｖ４とＶ５の差が少なくなるようにＤ級アンプ全体のゲインを調節する。
【００２８】
この実施の形態例のフィルタ設定条件は、以下のようになる。２次ＬＣローパスフィルタ１５´の共振周波数ｆｃｌ２は以下のようになる。
ｆｃｌ２＝１／（２π√（Ｌ１・Ｃ３））      （２）
抵抗Ｒ１８とＲ１９を同じ値をとり、コンデンサＣ６，Ｃ７の値として同じ記号Ｃ６，Ｃ７を用いるものとすると、２次アクティブローパスフィルタ１３の遮断周波数ｆｃｌ３は以下のようになる。
【００２９】
Ｒ１８＝Ｒ１９＝Ｒとして、
ｆｃｌ３＝１／（２πＲ√（Ｃ６・Ｃ７））    （３）
ここで、図に示す回路がｆｃｌ２＝ｆｃｌ３と同じ周波数になるように設定することで、本発明の効果が発揮されるものとなる。図２の回路において、抵抗Ｒ１７をオープンにしてフィードバックをかけない時の周波数特性を図３に示す。図３はフィードバックなしの時の周波数特性例を示す図である。縦軸はゲイン、横軸は周波数である。ｆ４はスピーカの抵抗が４Ωの時の、ｆ５は８Ωの時の、ｆ６は１６Ωの時の、ｆ７はオープンの時の特性をそれぞれ示している。スピーカのインピーダンスが増大するにつれて、高周波域の特性（ゲイン）が増大していることが分かる。即ち、負荷インピーダンスの変動により広域遮断周波数付近での周波数特性にピークが発生する。
【００３０】
この特性は、従来のＤ級アンプの特性と同じである（図７参照）。図４はフィードバックがある時の周波数特性例を示す図である。即ち、抵抗Ｒ１７を取り付けてフィードバック制御を行なった時の周波数特性例を示している。縦軸はゲイン、横軸は周波数である。図において、ｆ８はスピーカ負荷４Ωの時の、ｆ９は８Ωの時の、ｆ１０は１６Ωの時の、ｆ１１はオープンの時のそれぞれ特性を示している。何れの特性もフィードバックをかけることにより、高周波域の特性を改善してフラットに近い特性にすることができることが分かる。
【００３１】
この実施の形態例によればアクティブフィルタの出力と出力信号とを比較し、比較結果に基づく信号を信号入力部にフィードバックしているので、負荷インピーダンスの変動により周波数特性の変動が少ないＤ級アンプを提供することができる。
【００３２】
以上、説明したように、本発明によれば、出力部にＬＣローパスフィルタを備えたＤ級アンプにおいて、接続されたスピーカのインピーダンス変動による周波数特性の変動は抑えられ、良好な周波数特性のＤ級アンプを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３３】
【図１】本発明の第１の実施の形態例を示す回路図である。
【図２】本発明の第２の実施の形態例を示す回路図である。
【図３】フィードバックなしの時の周波数特性例を示す図である。
【図４】フィードバックがある時の周波数特性を示す図である。
【図５】従来のＤ級アンプの回路例を示す図である。
【図６】スピーカのインピーダンス特性例を示す図である。
【図７】スピーカの周波数応答特性を示す図である。
【図８】従来回路の他の回路例を示す図である。
【符号の説明】
【００３４】
１    積分回路
２    シュミットトリガ回路
３    Ｄ級出力段
４    スピーカ
５    補正回路
６    入力信号源
１０  アンプ
１１  減衰器
１２  反転器
１３  アクティブ型ローパスフィルタ
１４  差動アンプ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
0004629524.tif 000006
【図６】
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【図７】
0004629524.tif 000008
【図８】
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