(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
周波数変調を伴う基準連続波に基づくパルス送信波を生成してこのパルス送信波を空間に放射し、外部目標に反射されたこのパルス送信波を受信して受信信号を取得するとともに、取得した受信信号と上記基準連続波とを混合して得たビート信号の周波数を求めてこの周波数から上記外部目標の距離及び速度を算出するレーダ装置において、
所定の単位掃引時間内の上記ビート信号に対して高速フーリエ変換を施し、周波数解析を行う周波数解析手段と、
上記パルス送信波のパルス幅に対応するスペクトル拡がりに基づいて、上記周波数解析手段によって周波数解析がされた上記ビート信号の周波数成分を分類する帯域選択処理手段と、
上記帯域選択処理手段の分類結果に基づいて、上記パルス送信波を反射した移動目標の相対距離及び相対速度と、上記パルス送信波を反射した静止目標の相対距離とを算出する距離・速度算出手段と、
を備え、
上記帯域選択処理手段は、上記ビート信号の周波数成分を、上記スペクトル拡がりの範囲に含まれない周波数成分であって上記移動目標のドップラシフトを伴う第１の周波数成分と、上記スペクトル拡がりの範囲に含まれる周波数成分である第２の周波数成分とに分類し、
上記距離・速度算出手段は、上記第１の周波数成分に基づいて、上記移動目標の相対距離及び相対速度を算出するとともに、上記第２の周波数成分に基づいて、静止目標の相対距離を算出する
ことを特徴とするレーダ装置。
【請求項２】
周波数変調を伴う基準連続波に基づくパルス送信波を生成してこのパルス送信波を空間に放射し、外部目標に反射されたこのパルス送信波を受信して受信信号を取得するとともに、取得した受信信号と上記基準連続波とを混合して得たビート信号の周波数を求めてこの周波数から上記外部目標の距離及び速度を算出するレーダ装置において、
上記パルス送信波を反射した静止目標からの反射波であるクラッタのスペクトルのスペクトル中心の周波数が０となるように上記ビート信号の位相を調整する移相手段と、
上記移相手段によって位相を調整された上記ビート信号の各時間遅延サンプリング番号に対してパルス方向にＨＰＦ処理を行うＨＰＦ処理手段と、
上記ＨＰＦ処理手段によってＨＰＦ処理された上記ビート信号を周波数解析して周波数成分を出力する周波数解析手段と、
上記パルス送信波のパルス幅に対応するスペクトル拡がりに基づいて、上記周波数解析手段が出力した周波数成分を分類する帯域選択処理手段と、
上記帯域選択処理手段の分類結果に基づいて、上記パルス送信波を反射した移動目標の相対距離と相対速度、及び上記パルス送信波を反射した静止目標の相対距離、の少なくとも一方を算出する距離・速度算出手段と、
を備えたことを特徴とするレーダ装置。
【請求項３】
請求の範囲第２項に記載のレーダ装置において、
上記周波数解析手段は、超分解能スペクトル推定処理を行う、
ことを特徴とするレーダ装置。
【請求項４】
周波数変調を伴う基準連続波に基づくパルス送信波を生成してこのパルス送信波を空間に放射し、外部目標に反射されたこのパルス送信波を受信して受信信号を取得するとともに、取得した受信信号と上記基準連続波とを混合して得たビート信号の周波数を求めてこの周波数から上記外部目標の距離及び速度を算出するレーダ装置において、
所定のパルス送信時から所定回目のサンプリングデータとその前後のサンプリングデータとからフィルタ係数を推定し、その推定した上記フィルタ係数を用いて上記ビート信号について、上記ビート信号に含まれるクラッタを適応的に消去するようにフィルタリングを行なう適応フィルタ処理手段と、
上記適応フィルタ処理手段によってフィルタリングされた上記ビート信号の周波数成分を、上記パルス送信波のパルス幅に対応するスペクトル拡がりに基づいて、分類する帯域選択処理手段と、
上記帯域選択処理手段の分類結果に基づいて、上記パルス送信波を反射した移動目標の相対距離と相対速度、及び上記パルス送信波を反射した静止目標の相対距離、の少なくとも一方を算出する距離・速度算出手段と、
を備えたことを特徴とするレーダ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、レーダにおける不要信号の抑圧技術に係るものであり、特に連続波レーダの特性とパルスレーダの特性を組み合わせることによって、連続波レーダの分解能とパルスレーダによる不要信号抑圧とを同時に達成するレーダ技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
自動車運航時の衝突回避を行うための自動運転制御システム、あるいは運転者支援システムを実用化する検討がなされてきている。このような衝突回避のためのシステムで重要な役割を果たすのが、障害物までの相対速度と相対距離を検知する自動車搭載用レーダ技術である。自動車搭載用のレーダでは、安価で簡易に実装可能でありながら、障害物の距離と速度とを十分な分解能で取得できる方式が要求される。【０００３】
これまで、自動車搭載用のレーダ方式としては、パルスレーダ、パルス圧縮レーダ（スペクトル拡散レーダ）、周波数変調連続波レーダ（ＦＭＣＷレーダともいう。ＦＭＣＷ：Frequency Modulated Continuous Wave）、２周波ＣＷレーダ（ＣＷ：Continuous Wave）などが知られている。パルスレーダ方式は、十分な距離分解能を得ることのできる短パルスを送信するものである。パルス圧縮レーダは、スペクトル拡散によりパルス幅の広い広帯域信号を送信し、圧縮（逆拡散）により所定の距離分解能を得るレーダ方式である。パルスレーダやパルス圧縮レーダでは、１ｍの距離分解能を得るために１５０(MHz)の帯域を必要とし、相関処理の演算負荷が大きく高速の信号処理を要求するので、安価でかつ簡易な実装が要求される自動車搭載用レーダとしては不利な方式である。【０００４】
一方、ＦＭＣＷレーダ方式及び２周波ＣＷレーダ方式は、数１０(KHz)の受信器帯域で１ｍ程度の距離分解能を得ることが可能であり、自動車搭載用レーダにおいて今後広く活用されるものと見込まれる。しかしながら、これらの方式は連続波を用いる方式であるため、受信信号にあらゆる距離にある移動目標、静止物からの反射波が含まれてしまう。その結果、強いクラッタが多数存在する場合には、目標距離や目標速度を誤って推定しやすくなるという問題を抱えている。【０００５】
かかる問題を解決する方法として、ＦＭＣＷレーダ方式において周波数上昇区間のビート信号と周波数下降区間のビート信号とをスペクトル分析し、スペクトルピークのペアの周波数差が所定の値となった場合に、このスペクトルピークを静止した反射体からの反射波（クラッタ）であるとして除外する技術が提案されている（例えば特許文献１）。【０００６】
また、２周波ＣＷ方式における静止目標と移動目標との距離を検出する方法として、２つの周波数が入れ替わる部分に周波数が変化するスロープ期間を設ける技術が提案されている（例えば特許文献２）。【０００７】
【特許文献１】日本国特許第３１０２２２４号公報
【特許文献２】日本国特開２００２−０７１７９３公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
これらの方法の問題点を以下に述べる。まず特許文献１による方法では、レーダの観測対象領域に複数の目標が存在する場合に、目標の距離と速度の組み合わせによっては、移動目標の観測周波数がクラッタスペクトルと同じになってしまい、安定した抑圧が困難であるという問題がある。すなわち連続波を前提としている限り、クラッタと真の目標を分離することが困難であるという問題は回避が難しい。【０００９】
また特許文献２による方法では、送信波の２つの周波数期間の一部に周波数が変化するスロープ期間を設けることを特徴としているが、かかる送信波の波形を発生させるために複雑な送信回路を準備しなければならないという問題点を有している。さらに２周波ＣＷ方式では、２つの周波数の差が十分でない場合は、距離の折り返しによる距離のアンビギュイティが発生するという原理上の問題もある。自動車搭載レーダに要求される最大探知距離はおよそ１５０ｍ程度である。このような最大探知距離を達成しつつ、距離のアンビギュイティを抑制すべく２つの周波数を選択しようとすると、２つの周波数の差を１(MHz)以下に抑えなくてはならない。そのため十分なスイープ幅が確保できず、複数の目標を安定して分離することが困難となる。【００１０】
この発明は、上述の問題を解決することを目的としたものであって、連続波をパルス化し、高分解能という連続波の誇る特性を引き継ぎながら、クラッタ抑圧が容易であるというパルスレーダの誇る特性をも備えたレーダ方式を提案することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
この発明に係るレーダ装置は、
周波数変調を伴う基準連続波に基づくパルス送信波を生成してこのパルス送信波を空間に放射し、外部目標に反射されたこのパルス送信波を受信して受信信号を取得するとともに、取得した受信信号と上記基準連続波とを混合して得たビート信号の周波数を求めてこの周波数から上記外部目標の距離及び速度を算出するレーダ装置において、
所定の単位掃引時間内の上記ビート信号に対して高速フーリエ変換を施し、周波数解析を行う周波数解析手段と、
上記パルス送信波のパルス幅に対応するスペクトル拡がりに基づいて、上記周波数解析手段によって周波数解析がされた上記ビート信号の周波数成分を分類する帯域選択処理手段と、
上記パルス送信波のパルス幅に対応するスペクトル拡がりに基づいて上記ビート信号の周波数成分を分類する帯域選択処理手段と、
上記帯域選択処理手段の分類結果に基づいて、上記パルス送信波を反射した移動目標の相対距離及び相対速度と、上記パルス送信波を反射した静止目標の相対距離とを算出する距離・速度算出手段と、
を備え、
上記帯域選択処理手段は、上記ビート信号の周波数成分を、上記スペクトル拡がりの範囲に含まれない周波数成分であって上記移動目標のドップラシフトを伴う第１の周波数成分と、上記スペクトル拡がりの範囲に含まれる周波数成分である第２の周波数成分とに分類し、
上記距離・速度算出手段は、上記第１の周波数成分に基づいて、上記移動目標の相対距離及び相対速度を算出するとともに、上記第２の周波数成分に基づいて、静止目標の相対距離を算出するものである。
【００１２】
なお、ここでいう連続波はＦＭＣＷ、２周波ＣＷ、ステップチャープ連続波のいずれであってもよい。いずれの連続波を用いるレーダ方式であっても、この発明の特徴を採り入れることにより、高分解能の達成と不要波の抑圧とを同時に達成することができる。
【発明の効果】
【００１３】
この発明に係るレーダ装置はパルス幅に対応するスペクトル拡がりに基づいてビート信号の周波数成分を分類することとしたので、連続波レーダ方式の分解能を維持しながら、クラッタが混在するビート信号の周波数成分の中から移動する外部目標に対応する周波数成分を効率的に選択することができる。したがって外部目標の誤検出を抑制し、レーダ測定結果の信頼性を高めることができるのである。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】この発明の実施の形態１に係るレーダ装置の構成を示すブロック図、
【図２】この発明の実施の形態１に係るレーダ装置の詳細な構成を示すブロック図、
【図３】この発明の実施の形態１に係るレーダ装置による送受信パルスの波形を示す図、
【図４】この発明の実施の形態１に係るレーダ装置による送受信パルスとサンプリング間隔との関係を説明するための説明図、
【図５】この発明の実施の形態２に係るレーダ装置の詳細な構成を示すブロック図、
【図６】この発明の実施の形態２に係るレーダ装置による送受信パルスの波形を示す図、
【図７】この発明の実施の形態３に係るレーダ装置の詳細な構成を示すブロック図、
【図８】この発明の実施の形態４に係るレーダ装置の詳細な構成を示すブロック図、
【図９】この発明の実施の形態５に係るレーダ装置の詳細な構成を示すブロック図、である。
【符号の説明】
【００１５】
１８  周波数解析器、
１９  帯域選択処理器、
２０  距離・速度検出器、
２１  ＨＰＦ、
２２  適応フィルタ、
２３  超分解能スペクトル推定器。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１によるレーダ装置の構成を示すブロック図である。図のレーダ装置１は、速度ｖ０で移動する移動体（移動プラットフォームとも呼ばれる）に搭載されたレーダ装置であって、基準信号発生器１１、パルス化装置１２、サーキュレータ１３、アンテナ１４、受信器１５、信号処理器１６を備えている。基準信号発生器１１は、所定の連続波形を有する基準信号を発生する回路又は素子である。基準信号発生器１１が生成する基準信号の周波数は、一定期間ごとに連続的に周波数上昇と周波数下降とを繰り返す。このような周波数変調波を用いて外部目標の相対速度や相対距離を計測するレーダ方式は、ＦＭＣＷレーダ方式として知られている。【００１７】
パルス生成器１２は、基準信号発生器１１が生成した基準信号を所定のパルス幅のパルス信号に変換する素子又は回路である。ここで、この所定のパルス幅をＴｐとする。サーキュレータ１３は、アンテナ１４の接続を一定周期毎にパルス生成器１２と受信器１５とに切り替える素子又は回路である。この結果、アンテナ１４は、サーキュレータ１３によってパルス生成器１２に接続されている場合は送信アンテナとして機能し、受信器１５に接続されている場合は受信アンテナとして機能することとなる。【００１８】
なお、レーダ装置１では、装置の構成を簡素にするためにアンテナ１４を送受信兼用アンテナとして構成しているが、送信アンテナと受信アンテナとを独立させる構成を採用してもよいことはいうまでもない。また、その場合にはサーキュレータ１３のような構成要素は不要となる。【００１９】
アンテナ１４は、パルス生成器１２が生成したパルス信号を送信波８１−ａとして外部目標２に照射するようになっている。その結果、送信波８１−ａは外部目標２によって反射され、反射波８１−ｂとして再びアンテナ１４に到来することとなる。【００２０】
受信器１５は、アンテナ１４が反射波８１−ｂを受信して得た受信信号の検波処理を行い、サンプリング間隔Ｔｋによってデジタル信号に変換した上で、デジタル化された受信信号と基準信号発生器１１が出力する基準信号とを混合（ｍｉｘ）して、ビート信号を発生する回路又は素子である。【００２１】
信号処理器１６は、受信器１５が生成したビート信号に基づいて外部目標２の相対距離及び相対速度を検出する回路又は素子である。図２は、信号処理器１６の詳細な構成を示すブロック図である。図において、移相器１７は、図示せぬ自速度センサから得た自速度に基づいてビート信号の位相を調整することで信号処理を容易にするための回路又は素子である。【００２２】
周波数解析器１８は、位相回転補償器１７の出力する信号に対して高速フーリエ変換（Fast Fourier Transfer、以下「ＦＦＴ」と表記する）を施し、周波数解析を行う回路又は素子である。【００２３】
帯域選択処理器１９は、自速度に基づいて、周波数解析器１８によって得られたビート信号周波数を、移動する外部目標に対応する周波数成分と静止している外部目標に対応する周波数成分とに分類する回路又は素子である。【００２４】
続いて、レーダ装置１の動作について説明する。図３は、基準信号発生器１１が発生する連続波の周波数と送受信パルスの周波数の時間変化を示すものである。図において、送信波周波数として示した破線は、基準信号発生器１１が発生する連続波の周波数である。このように、基準信号発生器１１は、周波数が一定期間上昇し、さらにその後、周波数が一定期間下降するリニアＦＭ変調波を発生する。周波数が上昇する期間のことを、周波数上昇期間、あるいはアップチャープと呼ぶ。また周波数が下降する期間のことを、周波数下降期間、あるいはダウンチャープと呼ぶ。周波数上昇期間や周波数下降期間などの周波数変調期間の時間長さのことを掃引時間と呼んでおり、ここではＴと表すこととする。また周波数の下限と上限の差を掃引帯域幅と呼び、Ｂで表す。送信周波数をｆ、ＦＭスロープをμ（＝Ｂ／Ｔ）とすると、周波数上昇期間において基準信号発生器１１が発生する送信信号Ｔup(ｔ)の振幅は、
【数１】
0004668198.tif 000002
と表される。なお、式（１）において簡単のためにエンベロープを１としている。自動車搭載用のレーダ装置の場合、送信周波数ｆは７６．５(GHz)、掃引帯域幅Ｂは約１００(MHz)とされることが多い。【００２５】
なお、１つの周波数上昇期間と１つの周波数下降期間からなる組のことを、一般にバーストと呼ぶ。図では一つのバーストしか示していないが、実際には基準信号発生器１１は複数のバーストの基準信号を繰り返し発生する。【００２６】
パルス生成器１２は、基準信号発生器１１が発生する連続波の一部をパルス幅Ｔpの送信パルスとして切り出し、例えば図に示すように送信パルス８２−ａと送信パルス８３−ａなどを生成する。そして送信パルス８２−ａや８３−ａはサーキュレータ１３を経由してアンテナ１４から空間に送信波８１−ａとして放射される。外部目標２はその一部を反射し、反射された電波は再びアンテナ１４に受信パルス８２−ｂや８３−ｂとして到来する。受信パルス８２−ｂは、送信パルス８２−ａが反射されたものであり、受信パルス８３−ｂは、送信パルス８３−ａが反射されたものである。【００２７】
図において、受信波周波数と示された破線は、式（１）で示した送信波が外部目標２によって反射され、アンテナ１４に受信波として到来したときの受信波周波数を表すものである。式（１）によって表される送信波に対する受信波は、外部目標２までの距離と外部目標２の相対速度による時間遅延とドップラシフトの影響を受け、
【数２】
0004668198.tif 000003
となる。なお、式（２）においても、エンベロープを１としている。また、ｖは外部目標２の相対速度、ｃは光速である。τは時間遅延を表す項であって、外部目標２との相対距離をＲとして、
【数３】
0004668198.tif 000004
により算出される。【００２８】
受信器１５は、サンプリング間隔ＴKで受信パルスのサンプリングを行う。図４は、レーダ装置１における送受信パルスのパルス幅Ｔpとサンプリング間隔ＴKとの関係を示す図である。ここで、簡単のためにサンプリング間隔ＴKとパルス幅ＴPとが同間隔であるとする。図に示すように、送信パルス８２−ａに対する受信パルス８２−ｂが送信パルス８２−ａを送信後ｋ回目のサンプリングで受信されたものとすると、外部目標２の距離Ｒ(ｋ)は、
【数４】
0004668198.tif 000005
と表される。【００２９】
したがって、外部目標２までの正確な距離をＲとし、パルス幅Ｔpを考慮すると、ＲとＲ(ｋ)との間には式（５）の関係が成立する。
【数５】
0004668198.tif 000006
【００３０】
一般に、連続波を用いたＦＭＣＷレーダ方式では、式（２）で表される受信波と式（１）で表される送信波とを混合し、ＬＰＦ（Low Pass Filter）を適用することで、近似的に式（６）で表されるビート信号を得る。なお、λは送信波の波長である。
【数６】
0004668198.tif 000007
【００３１】
さらに受信器１５は虚部の受信信号についても混合を行い、周波数上昇期間において、式（７）の複素ビート信号Ｂup(ｔ)を得る。
【数７】
0004668198.tif 000008
【００３２】
同様に、受信器１５は、周波数下降期間においても、式（８）の複素ビート信号Ｂdown(ｔ)を得る。
【数８】
0004668198.tif 000009
【００３３】
式（７）と式（８）から明らかなように、ビート信号の周波数は、外部目標２までの距離Ｒと外部目標２の相対速度ｖによって決定される。したがってビート信号の周波数Ｂup(ｔ)とＢdown(ｔ)が定まれば、式（７）と式（８）の連立方程式を解くことによって、外部目標２までの距離Ｒと外部目標２の相対速度ｖを求めることができる。これがＦＭＣＷレーダ方式の原理である。【００３４】
次に、ＦＭＣＷの送信波をパルス化した場合について考える。受信器１５は、パルス化された受信波についても、上述したＦＭＣＷレーダと同様にビート信号を生成する。以下説明を分かりやすくするために、注目している外部目標を外部目標２の一つのみとし、外部目標２の相対距離をＲtgt、相対速度をｖtgtとする。また、その他の電波の反射体の個数をＩ（ただしＩは自然数）と仮定し、各反射体の相対距離をＲCi、相対速度をｖｃiと表す。さらに、この実施の形態１の冒頭で述べたように、レーダ装置１の速度がｖ０であることを考慮にいれる。そうすると、ある掃引時間内の周波数上昇期間において、ｎ番目のパルス送信後にｋ回サンプリングを行ったときに得られたサンプリングデータ（ビート信号）Ｂup(ｋ，ｎ)は、
【数９】
0004668198.tif 000010
と表される。【００３５】
式（９）において、第１項が距離Ｒtgt、相対速度ｖ＝ｖtgt−ｖ0の移動目標が反射した反射波を表す。また第２項はその他の反射体によって反射される電波に対応するものであり、クラッタとみなすことができる。したがってσiは各クラッタ反射波の複素振幅を表す。式（９）の第２項から明らかなように、クラッタ周波数ｆcは、
【数１０】
0004668198.tif 000011
で表される。【００３６】
クラッタを発生する反射体はほぼ静止しているとみなせるので、ｖｃi≒０である。また、このサンプリングで取得できる物体の距離は式（５）によって制限されるのでスペクトル拡がりを限定することができる。一方、例えば自動車搭載用レーダなどの場合、外部目標２は他の自動車であることが多く、ある程度の速度で移動している場合がほとんどである。このように、クラッタのスペクトル拡がりよりも大きな相対速度を持つ移動目標が含まれる場合、周波数フィルタリングによりクラッタ（静止目標）と移動目標を分離することができるのである。【００３７】
そこで次に、信号処理器１６は周波数フィルタリングを行う。そのためにまず信号処理器１６は、受信器１５が生成した複素ビート信号を取得する。そして、移相器１７は、クラッタのスペクトルクラッタのスペクトル中心の周波数がほぼ０となるようにビート信号の位相を調整する。移相の調整方法は、式（１１）に示すように時間遅延サンプリング番号ｋと相対速度−ｖ0に依存したものとなる。
【数１１】
0004668198.tif 000012
【００３８】
続いて周波数解析器１８は、位相調整されたビート信号Ｙup(ｋ、ｎ)に対して式（１２）のように高速フーリエ変換（Fast Fourier Transfer：ＦＦＴ）を行い、スペクトル分析する。
【数１２】
0004668198.tif 000013
なお、式（１２）においてＮは掃引時間Ｔにおいて送信されたパルスの総数であり、ｍは周波数スペクトル成分の次数である。【００３９】
帯域選択処理器１９はＦＦＴの出力チャンネルのうち、式（１３）を満たす出力チャンネルと、それ以外の出力チャンネルとに分類する。
【数１３】
0004668198.tif 000014
【００４０】
式（１３）を満たす出力チャンネルはクラッタスペクトルとなる可能性の出力チャンネルである。以下では、このような出力チャンネルのことをバンドストップチャンネル（Band Stop Channel：BSC）と呼ぶこととする。またそれ以外のチャンネルはクラッタを含まないチャンネルであり、クラッタフリーチャンネル（Clutter Free Channel：CFC）と呼ぶこととする。【００４１】
次に、式（１３）のδｆを定める方法について説明する。δｆはクラッタの周波数スペクトル拡がりであって、式（１４）に示すように距離誤差による広がりδｆrangeと角度に依存したドップラ周波数拡がりδｆangleとを組み合わせて算出される。
【数１４】
0004668198.tif 000015
【００４２】
式（５）から明らかなように、クラッタを発生する反射体の真の距離Ｒｃとサンプリング距離Ｒ(ｋ)には、
【数１５】
0004668198.tif 000016
の幅を持つ一様分布誤差があると考えられる。【００４３】
そこで距離誤差δｆrangeは式（１５）で求めた一様分布誤差δＲを用いて、
【数１６】
0004668198.tif 000017
と算出される。【００４４】
アンテナ１４の方向（アンテナ１４がアレーアンテナである場合はアレーノーマル方向）がプラットフォームの移動方向であるとすると、プラットフォーム移動方向において、クラッタを発生する反射体との相対速度が最大値となり、アンテナ１４の方向とのなす角度が大きくなるに従ってクラッタを発生する反射体との相対速度は小さくなっていく。このとき、アンテナ１４の方向と送信角度θをなす方向のドップラ周波数差Δｆangleは、
【数１７】
0004668198.tif 000018
で与えられる。【００４５】
したがってドップラ周波数拡がりδｆangleは
【数１８】
0004668198.tif 000019
の一様分布を有する、と考えることができる。【００４６】
なお、アンテナ１４が狭ビームアンテナである場合など、δｆangleはδｆrangeに比較して無視できる程度に微小となると考えられるので、式（１４）においてδｆangleの項を省略してもよい。【００４７】
最後に、距離・速度検出器２０は、ＣＦＣ内でのスペクトルＦ(ｋ，ｍ)の絶対値ピークを探索する。周波数上昇期間のスペクトルをＦup(ｋ，ｍ)、周波数下降期間のスペクトルをＦdown(ｋ，ｍ)とし、Ｆup(ｋ，ｍ)の絶対値とＦdown(ｋ，ｍ)の絶対値とがピークとなる周波数値をそれぞれｆCFC,up、ｆCFC,downとすると、外部目標２の相対距離Ｒtgtと相対速度ｖtgtは、式（７）と式（８）より、
【数１９】
0004668198.tif 000020
【数２０】
0004668198.tif 000021
と表される。【００４８】
同様に、静止目標の距離を検出するには、式（１９）と式（２０）において、ｆCFC,up、ｆCFC,downに替えて、ＢＳＣ内での周波数上昇期間及び下降期間のピーク周波数値ｆBSC,up、ｆBSC,downを用いればよい。【００４９】
以上から明らかなように、この発明の実施の形態１のレーダ装置１によれば、ビート信号のＦＦＴ出力チャンネルを帯域分割することで、目標の距離・速度の誤検出確率を低減することができる。【００５０】
なお、レーダ装置１において移相器１７を用いて、ビート信号の位相調整を行ったが、このような処理に替えて、時間遅延サンプリング番号に依存した中心周波数を持つチャンネルをＢＳＣとして選択してもよく、この場合には移相器１７を省略することができる。
また上述の方法では、スペクトル分析の方法として最もよく知られている高速フーリエ変換を用いたが、その他の方法を用いてもよい。【００５１】
実施の形態２．
この発明の実施の形態２では、２周波ＣＷレーダ方式においてもビート周波数のＦＦＴ出力チャンネルを帯域分割することで不要波の抑圧が可能となることを示す。【００５２】
この発明の実施の形態２によるレーダ装置の構成は、実施の形態１と同様に図１のブロック図により示される。ただし、この発明の実施の形態２では、実施の形態１と信号処理器１６の構成が異なっている。図５は、この発明の実施の形態２の信号処理器１６の構成を示すブロック図である。図２で示した実施の形態１における信号処理器の構成と比較すれば明らかなように、この発明の実施の形態２の信号処理器１６では移相器１７が省略されている点を特徴としている。【００５３】
続いて、この発明の実施の形態２におけるレーダ装置１の動作を説明する。図６は、この発明の実施の形態２におけるレーダ装置１の基準信号発生器１１が発生する基準信号とパルス生成器１２が生成するパルス、及びアンテナ１４が受信する受信パルスの時系列を示した図である。図に示すように、基準信号発生器１１は周波数をｆ１とする基準信号８４を時間Ｔだけ発生した後、周波数をｆ２とする基準信号８５を時間Ｔだけ発生する。そして基準信号発生器１１は、基準信号８４と基準信号８５からなる期間を１バーストとして、複数回のバーストを繰り返す。【００５４】
パルス生成器１２は、基準信号８４および基準信号８５をパルス化して送信信号を生成する。生成された送信信号はサーキュレータ１３を経由してアンテナ１４から空間に放射される。外部目標２や静止した反射体からの反射波は、それら反射体の距離に依存した時間遅延と相対速度に依存したドップラ周波数変化を伴って、アンテナ１４に入射する。この受信信号は、サーキュレータ１３を経由して、受信器１５に入力される。受信器１５は、周波数ｆ１の受信区間において、基準信号発生器１１が発生した周波数ｆ１の基準信号（ローカル信号）と受信信号とをＩＱミキシングしてＬＰＦ処理を行い、式（２１）で示す出力信号Ｂf1を得る。
【数２１】
0004668198.tif 000022
【００５５】
同様に、周波数ｆ２の受信区間では、基準信号発生器１１が発生した周波数ｆ２の基準信号（ローカル信号）と受信信号とをＩＱミキシングしてＬＰＦ処理を行い、式（２２）で示す出力信号Ｂf2を得る。
【数２２】
0004668198.tif 000023
【００５６】
なお、式（２１）及び式（２２）において、エンベロープは簡単のため１であるとした。またλは送信波の波長、Ｔｓはパルス幅、ｎはパルス番号、ｖは外部目標２の相対速度、Ｒは外部目標２までの距離、ｃは光速である。【００５７】
出力信号Ｂf1とＢf2は信号処理器１６に入力される。式（２１）及び式（２２）から明らかなように、同じ目標は周波数ｆ１とｆ２の両区間で同じドップラ周波数となる。そこで、周波数ｆ１とｆ２の区間の各サンプリングデータをスペクトル分析してピークが得られる周波数から外部目標２の速度ｖが得られ、外部目標２までの距離Ｒは受信信号の周波数成分の位相差Δφから、
【数２３】
0004668198.tif 000024
のように計算できる。【００５８】
帯域選択処理器１９の動作については、実施の形態１とほぼ同様である。ただし、この２周波ＣＷ方式では時間遅延によるスペクトル拡がりはなく、静止した反射体からの反射波のクラッタ拡がりはδｆangleにより決められる。距離・速度検出器２０は、帯域選択処理器１９によるＣＦＣの中から、周波数ｆ1と周波数ｆ2で同じ周波数チャンネルの絶対値にピークが得られる周波数から、目標の速度が得られる。また、その周波数の位相差から式(２０)により目標の距離が得られる。【００５９】
このように、この発明の実施の形態２のレーダ装置によれば、２周波ＣＷレーダ方式においても、スペクトル拡がりに基づいて周波数成分を移動目標と静止目標に分離できるのである。【００６０】
実施の形態３．
次に、この発明の別の実施の形態として、ＨＰＦ（High Pass Filter）を用いたレーダ装置を実施の形態３に示す。【００６１】
この発明の実施の形態３のレーダ装置の構成は、実施の形態１と同様に図１のブロック図により示される。ただし、この発明の実施の形態３では、信号処理器１６の構成が実施の形態１とは異なっている。図７は、この発明の実施の形態３によるレーダ装置の信号処理器１６の詳細な構成を示すブロック図である。図において、実施の形態１と比べて新規な部分はＨＰＦ（High Pass Filter）２１を設けた点にある。また実施の形態３によるレーダ装置においては、図示せぬ自速度センサからの速度情報がＨＰＦ２１にも入力される。その他の構成要素については実施の形態１と同様であるので、説明を省略する。【００６２】
続いてこの発明の実施の形態３によるレーダ装置の動作について説明する。このレーダ装置において、基準信号発生器１１、パルス生成器１２、サーキュレータ１３、アンテナ１４、受信器１５の動作は実施の形態１と同様である。信号処理器１６に入力されたビート信号は、まず移相器１７において信号処理が容易とするために式（１１）に示したような位相回転補償を施される。ＨＰＦ２１は、位相回転補償されたビート信号の各時間遅延サンプリング番号ｋに対してパルス方向にＨＰＦ処理を行う。ここで、ビート信号の各時間遅延サンプリング番号ｋに対してパルス方向にＨＰＦ処理を行う、とは、１〜ｎの各パルスの送信時からｋ回目のサンプリングを行った際に得られたサンプリング値についてＨＰＦ処理を行うことを意味する。ｎ個目のパルス送信時からｋ回目のサンプリングを行って得られたサンプリング値をＹ(ｋ，ｎ)とし、以下簡単のために、Ｙ(ｋ，ｎ)のｋを省略してＹ(ｎ)と表すと、ＨＰＦ２１のフィルタ出力Ｗ(ｎ)はフィルタ係数ａ1，ａ2，…，ａp，ｂ1，ｂ2，…，ｂqを用いて、
【数２４】
0004668198.tif 000025
と表される。【００６３】
式（２４）をｚ変換すると、
【数２５】
0004668198.tif 000026
となり、伝達関数Ｈ(ｚ)は、
【数２６】
0004668198.tif 000027
となる。【００６４】
フィルタ係数ａ1，ａ2，…，ａp，ｂ1，ｂ2，…，ｂqの値は、式（１４）から得られるスペクトルの広がる範囲を遮断するカットオフ周波数を持つように設定することが望ましい。以後、実施の形態１と同様に周波数解析器１８、帯域選択処理器１９が動作して、最終的に距離・速度検出器２０を通じて外部目標の距離と速度とを出力する。【００６５】
一般に、クラッタ電力が大きい場合に小さな移動目標をＦＦＴで検出しようとすると、特に固定小数点でのＦＦＴを用いた場合に桁落ち問題が発生するが、以上のように周波数解析器１８の前にクラッタ電力を抑圧するＨＰＦ２１を設けたことにより、この問題が緩和される。【００６６】
実施の形態４．
次に、この発明の別の実施の形態として、適応フィルタを用いたレーダ装置を実施の形態４に示す。【００６７】
この発明の実施の形態４のレーダ装置の構成は、実施の形態１と同様に図１のブロック図により示される。ただし、この発明の実施の形態４では、実施の形態１と信号処理器１６の構成が異なっている。図８は、この発明の実施の形態４によるレーダ装置の信号処理器１６の詳細な構成を示すブロック図である。図において、実施の形態１と比して新規な部分は、移相器１７と周波数解析器１８に替えて適応フィルタ２２を設けた点にある。その他の構成要素については実施の形態１乃至３と同様であるので説明を省略する。【００６８】
ここで、適応フィルタ２２は、ＡＭＴＩ(Adaptive Moving Target Indicator)と呼ばれるものであって、例えば仲功、西本眞吉、"短波地表波レーダによる船舶探知実験、"信学論B,Vol.J82-B, No.3, pp.461-468,March,1999.（以下、非特許文献１）に示されるものである。【００６９】
続いてこの発明の実施の形態４のレーダ装置の動作について説明する。基準信号発生器１１、パルス生成器１２、サーキュレータ１３、アンテナ１４、受信器１５の動作は実施の形態１と同様である。信号処理器１６は、まず受信器１５から出力されたビート信号のサンプリング値を取得し、適応フィルタ２２を用いてフィルタ処理を施す。【００７０】
一般にｎ番目のパルスに対するフィルタ出力値Ｗ(ｎ)は式（２４）で与えられるが、適応フィルタ２２は、あるパルス送信時からｋ回目のサンプリングデータとその前後のサンプリングデータからフィルタ係数ａ1，ａ2，…，ａp，ｂ1，ｂ2，…，ｂqを推定する点に特徴を有する。これらフィルタ係数の推定に用いられるｋ回目のサンプリングデータとその前後のサンプリングデータを参照区間と呼んでいる。このとき、参照区間にはクラッタのみが存在しているとする。【００７１】
以下、適応フィルタとしてＭＳＮ(Maximum Signal to Noise)フィルタを採用した場合について説明する。ＭＳＮフィルタはｎ番目のパルスのフィルタ値の算出において、ｎ番目のパルス以外のパルスにおけるフィルタ出力値の影響を無視したＦＩＲ(Finite Impulse Response)フィルタである。すなわちＭＳＮフィルタにおいては、式（２４）の右辺に表れるＷ(ｎ−１)〜Ｗ(ｎ−ｐ)の係数ａ1，ａ2，…，ａpがいずれも０であるとみなされる。【００７２】
ここでｎ番目のパルスのｋ回目のサンプリング時における受信器１５の出力データベクトルをＹとし、Ｙが式（２７）で与えられるものと定義する。
【数２７】
0004668198.tif 000028
【００７３】
参照区間をｋ−Δｋ〜ｋ＋Δｋ（ただしΔｋはｋ未満の自然数とする）とし、τをｋ−Δｋ≦τ≦ｋ＋Δｋを満たす自然数とすると、参照区間のデータベクトルから相関行列Ｒの平均は次のように推定される。
【数２８】
0004668198.tif 000029
なお、式（２８）において、Ｈは行列の複素共役転置を表し、＜＊＞は参照区間での平均操作を表すものとする。【００７４】
次に、ＦＦＴの場合と同様に各周波数成分の次数ｍに対してステアリングベクトルＶ(ｍ)を定義すると、Ｖ(ｍ)は次のようになる。
【数２９】
0004668198.tif 000030
【００７５】
そうすると、適応フィルタ係数はＲ-1Ｖ(ｍ)となり、ｍ次の周波数成分に対する適応フィルタ出力Ｗ(ｍ)は、
【数３０】
0004668198.tif 000031
によって得られる。【００７６】
このようにして、ＦＦＴにおける係数と同様に、所要帯域内を分割する複数のフィルタリングを行なうため適応フィルタを算出することができる。【００７７】
以下、実施の形態１と同様に、帯域選択処理器１９において適応フィルタ２２の出力をＣＦＣとＢＳＣに分類し、距離・速度検出器２０において移動する外部目標の距離と速度および静止目標の距離を算出する。【００７８】
なお、非特許文献１では、適応フィルタをＦＭＣＷのスイープ間に適用しているが、この発明の実施の形態ではＦＭＣＷ連続波をパルス化した上で、各スイープ内のパルス方向サンプリングデータに適応フィルタを適用するという相違がある。【００７９】
以上から明らかなように、適用フィルタを用いた場合であっても、ＨＰＦを用いた実施の形態３と同様にクラッタ電力を効果的に抑圧することが可能となるのである。【００８０】
実施の形態５．
次に、この発明の別の実施の形態として、超分解能スペクトル推定処理を行うレーダ装置を実施の形態５に示す。【００８１】
この発明の実施の形態５のレーダ装置の構成は、実施の形態１や３と同様に図１のブロック図により示される。ただし、この発明の実施の形態４では、実施の形態１とは信号処理器１６の構成が異なっている。図９は、この発明の実施の形態５によるレーダ装置の信号処理器１６の詳細な構成を示すブロック図である。図において、実施の形態３と比して新規な部分は、周波数解析器１８に替えて超分解能スペクトル推定器２３を設けた点にある。その他の構成要素については実施の形態３と同様であるので説明を省略する。【００８２】
超分解能スペクトル推定器２３は、各パルス送信後からｋ回サンプリングを行った際のサンプリングデータについて各パルス間で超分解能スペクトル推定法であるＭＵＳＩＣ(Multiple  Signal Classification)あるいはＥＳＰＲＩＴ(Estimation of Signal Parameters via Rotational Invariance Technique)、あるいは最尤推定法(ML：Maximum Likelihood)を行う回路又は素子である。【００８３】
以下、超分解能スペクトル推定器２３の構成例として、ＭＵＳＩＣによる処理を行う場合について説明する。なお、基準信号発生器１１、パルス生成器１２、サーキュレータ１３、アンテナ１４、受信器１５、ＨＰＦ２１の動作については実施の形態３と同様であるので説明を省略する。いま、超分解能スペクトル推定器２３への入力データベクトルが式（３１）で表されるものとする。
【数３１】
0004668198.tif 000032
【００８４】
まず超分解能スペクトル推定器２３は、データベクトルＷの相関行列を式（３２）により算出する。
【数３２】
0004668198.tif 000033
【００８５】
次に、相関行列Ｒを固有値展開する。すなわち、Ｎ個の固有値λをソートして、式（３３）に示すように雑音の固有値（＝０）とその他に分類する。
【数３３】
0004668198.tif 000034
【００８６】
雑音の固有値λL+1，…，λNに対応する固有ベクトルをφL+1，…，φNとすると、超分解能スペクトル推定器２３は、雑音の固有空間Ｅを式（３４）により算出する。
【数３４】
0004668198.tif 000035
【００８７】
次に、ＭＵＳＩＣスペクトルを、ステアリングベクトルＶと雑音の固有空間Ｅとを用いて式（３５）で表される評価関数によって算出する。
【数３５】
0004668198.tif 000036
【００８８】
超分解能スペクトル推定器２３は、式（３５）の評価関数のピーク探索を行って周波数を取得する。【００８９】
このようにＭＵＳＩＣによってもＦＦＴと同様にスペクトルが得られる。したがって超分解能スペクトル推定器２３の出力結果に対して帯域選択処理器１９において、ＣＦＣとＢＳＣに分類し、さらにその絶対値のピークとなる周波数値から距離・速度検出器２０において移動する外部目標の距離と速度、さらに静止する外部目標の距離を算出する。【００９０】
また最尤推定法（ＭＬ）でもＭＵＳＩＣと同様にスペクトルが得られるので、超分解能スペクトル推定器２３でＭＬを用いるように構成しても、帯域選択処理器１９の処理において変わるところはない。【００９１】
一方，ＥＳＰＲＩＴ法を用いる場合は、スペクトルピークとなる周波数値が直接得られる。そこで、ＥＳＰＲＩＴ法を用いて超分解能スペクトル推定器２３を構成する場合は、帯域選択処理器１９において超分解能スペクトル推定器２３の出力結果である周波数値をＣＦＣとＢＳＣのいずれに含まれるかを選別するようにする。【００９２】
この場合、ＨＰＦ２１を用いることで、多くの反射波からなるクラッタが予め抑圧されている。その結果、超分解能スペクトル推定法の適用にあたり，その波数はパルス幅内に存在する移動目標数に限定され，超分解能スペクトル推定法を適用しやすくなる、という効果が生ずる。したがって、これらの超分解能スペクトル推定法では，ＦＦＴによるスペクトル推定に比べ分解能の高いスペクトル推定が可能となる．すなわち同じ掃引帯域Ｂを用いた場合においてＦＦＴを用いた場合に比べ目標距離・速度の分解能が向上し，近接した目標が分離可能となる。
【産業上の利用可能性】
【００９３】
以上のように、この発明は、例えば自動車搭載用レーダ装置を初めとする複数の目標の位置、速度を分離して測定するレーダ装置に適用することが可能である。
【図１】
0004668198.tif 000037
【図２】
0004668198.tif 000038
【図３】
0004668198.tif 000039
【図４】
0004668198.tif 000040
【図５】
0004668198.tif 000041
【図６】
0004668198.tif 000042
【図７】
0004668198.tif 000043
【図８】
0004668198.tif 000044
【図９】
0004668198.tif 000045