(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
多相モータを駆動するための電力変換装置であって、複数の直流電源に接続され、これら直流電源のそれぞれの出力電圧からパルスを生成・合成することで前記多相モータの駆動電圧を生成する電力変換装置の制御方法であって、
前記電力変換装置が、
第１直流電源の正極と前記多相モータの各相との間に形成される第１通電経路にて前記第１直流電源から前記多相モータへの通電を断接する第１スイッチ、
前記第１通電経路上にて前記多相モータから前記第１直流電源への通電を断接する第２スイッチ、
第２直流電源の正極と前記多相モータの各相との間に形成される第２通電経路にて前記第２直流電源から前記多相モータへの通電を断接する第３スイッチ、
前記第２通電経路上にて前記多相モータから前記第２直流電源への通電を断接する第４スイッチ、
前記第１直流電源及び前記第２直流電源の負極と前記多相モータの各相との間に形成される第３通電経路にて前記多相モータから前記第１直流電源及び前記第２直流電源への通電を断接する第５スイッチ、
を備え、
前記第１スイッチがオンのときは、前記第４スイッチ及び前記第５スイッチをオフし、
前記第３スイッチがオンのときは、前記第２スイッチ及び前記第５スイッチをオフし、
前記電力変換装置の停止時に前記第１スイッチ及び前記第３スイッチをオフするとともに、前記第２スイッチ、前記第４スイッチ、前記第５スイッチのうち少なくとも１つのスイッチをオンする、
ことを特徴とする電力変換装置の制御方法。
【請求項２】
請求項１に記載の電力変換装置の制御方法において、
前記電力変換装置の運転・停止判別信号と、前記第１から第５のスイッチのオン・オフ信号とから、前記第１から第５のスイッチのうち、前記第１スイッチ及び前記第３スイッチをオフするとともに、前記第２スイッチ、前記第４スイッチ、前記第５スイッチのうち少なくとも１つのスイッチをオンする、
ことを特徴とする電力変換装置の制御方法。
【請求項３】
請求項１に記載の電力変換装置の制御方法において、
前記電力変換装置の故障時に故障検出信号を出力する故障検出手段を備え、
故障検出手段から出力された前記故障検出信号と前記第１から第５のスイッチのオン・オフ信号とから、前記第１から第５のスイッチのうち、前記第１スイッチ及び前記第３スイッチをオフするとともに、前記第２スイッチ、前記第４スイッチ、前記第５スイッチのうち少なくとも１つのスイッチをオンする、
ことを特徴とする電力変換装置の制御方法。
【請求項４】
請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置の制御方法において、
前記第１から第５のスイッチのうち、前記第２スイッチ、前記第４スイッチの少なくとも１つのスイッチをオンする、
ことを特徴とする電力変換装置の制御方法。
【請求項５】
請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置の制御方法において、
前記第１から第５のスイッチのうち、前記第５スイッチをオンするとともに、前記第１スイッチ、前記第３スイッチをオフする、
ことを特徴とする電力変換装置の制御方法。
【請求項６】
請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置の制御方法において、
前記第１から第５のスイッチのうち、前記第２スイッチ、前記第４スイッチの少なくとも１つと、前記第５スイッチをオンする、
ことを特徴とする電力変換装置の制御方法。
【請求項７】
請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置の制御方法において、
前記第１から第５のスイッチの各々の状態に基づいて、前記第１から第５のスイッチのうち、前記第２スイッチ、前記第４スイッチおよび前記第５スイッチ、いずれかのスイッチをオンする、
ことを特徴とする電力変換装置の制御方法。
【請求項８】
請求項７に記載の電力変換装置の制御方法において、
前記第１から第５のスイッチのうち前記第２スイッチ、前記第４スイッチの故障時に、還流スイッチ故障検出信号を出力する還流スイッチ故障検出手段を備え、
前記還流スイッチ故障検出手段から出力された前記還流スイッチ故障検出信号に基づいて、前記第１から第５のスイッチのうち、前記第５スイッチをオンする、
ことを特徴とする電力変換装置の制御方法。
【請求項９】
請求項１〜７のいずれか１項に記載の電力変換装置の制御方法において、
前記第２スイッチ、前記第４スイッチのうち少なくとも、各直流電源のうちで充電容量の最も大きな直流電源の正極への経路のスイッチをオンする、
ことを特徴とする電力変換装置の制御方法。
【請求項１０】
請求項１〜９のいずれか１項に記載の電力変換装置の制御方法において、
前記第１から第５のスイッチのうち、前記第２スイッチ、前記第４スイッチが半導体スイッチであり、これら半導体スイッチの駆動電源をオフにすることによってこれら半導体スイッチをオンさせる、
ことを特徴とする電力変換装置の制御方法。
【請求項１１】
請求項１〜９のいずれか１項に記載の電力変換装置の制御方法において、
前記第１から第５のスイッチのオン・オフ判定を、論理演算を使用して行う、
ことを特徴とする電力変換装置の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電力変換装置の制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、燃料電池を主電源として高効率にモータを駆動する構成が、特開２００２−１１８９８１号公開公報（特許文献１を参照されたい。）に示されている。図１は、この構成を示しており、バッテリーがＤＣＤＣコンバータを介して燃料電池と並列に接続されており、ＤＣＤＣコンバータの出力電圧を制御することで、電源の出力効率を改善することを狙っている。本出願人は、この先行技術を改善させたものとして、ＤＣＤＣコンバータを介さずに、燃料電池とバッテリーの組み合わせに限らず、複数の電源電力を利用・配分し、全体の体積・損失を低減可能な電力変換器の制御方法を開発している（特願2004200545号）。さらにまた、モータから電源への経路を確保するための制御方法を開発している（特願2004-354155号）。
【特許文献１】特開２００２-１１８９８１号公報（段落0004-0006、図１）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかしながら、前述の構成においては、ＤＣＤＣコンバータを使っているため、電源と電力変換装置、モータを全て含めたシステム全体の体積が大きくなるとともに、バッテリーを充放電するためにはＤＣＤＣコンバータを通過するために損失が発生する。また、本出願人の上記先願（特願2004-354155号）において、モータから電源への経路を確保するための制御方法が示されているが、電力変換器を停止する際の動作方法までは考慮されていなかった。また、モータから電源への経路は、複数あるが、そのいずれかが故障した際の経路の確保方法までは考慮されていなかった。
そこで、本発明は、ＤＣＤＣコンバータを介さずに、燃料電池とバッテリーの組み合わせに限らず、複数の電源電力を利用・配分し、全体の体積・損失をさらに低減可能な電力変換器の制御方法を提供することを目的とし、また、電力変換器の運転停止時に、不要なサージ電圧などの発生させることなく、停止可能な制御方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
上述した諸課題を解決すべく、この発明による電力変換装置の制御方法は、
負荷（交流モータなど）を駆動するための電力変換装置であって、複数の直流電源に接続され、これら直流電源のそれぞれの出力電圧からパルスを生成・合成することで前記負荷（交流モータ）の駆動電圧を生成する電力変換装置の制御方法であって、
前記電力変換装置が、
第１直流電源の正極と多相モータの各相との間に形成される第１通電経路にて前記第１直流電源から前記多相モータへの通電を断接する第１スイッチ、
前記第１通電経路上にて前記多相モータから前記第１直流電源への通電を断接する第２スイッチ、
第２直流電源の正極と前記多相モータの各相との間に形成される第２通電経路にて前記第２直流電源から前記多相モータへの通電を断接する第３スイッチ、
前記第２通電経路上にて前記多相モータから前記第２直流電源への通電を断接する第４スイッチ、
前記第１直流電源及び前記第２直流電源の負極と前記多相モータの各相との間に形成される第３通電経路にて前記多相モータから前記第１直流電源及び前記第２直流電源への通電を断接する第５スイッチ、
を備え、
前記第１スイッチがオンのときは、前記第４スイッチ及び前記第５スイッチをオフし、
前記第３スイッチがオンのときは、前記第２スイッチ及び前記第５スイッチをオフし、
前記電力変換装置の停止時に前記第１スイッチ及び前記第３スイッチをオフするとともに、前記第２スイッチ、前記第４スイッチ、前記第５スイッチのうち少なくとも１つのスイッチをオンする、
ことを特徴とする。
【０００５】
また、この発明の他の態様による電力変換装置の制御方法は、
前記電力変換装置の運転・停止判別信号と、（各直流電源と前記負荷との経路をオン・オフする）前記第１から第５のスイッチのオン・オフ信号とから、前記第１から第５のスイッチのうち、前記第１スイッチ及び前記第３スイッチをオフするとともに、前記第２スイッチ、前記第４スイッチ、前記第５スイッチのうち少なくとも１つのスイッチをオンする、
ことを特徴とする。
【０００６】
また、この発明の他の態様による電力変換装置の制御方法は、
前記電力変換装置の故障時に故障検出信号を出力する故障検出手段を備え、
故障検出手段から出力された前記故障検出信号と前記第１から第５のスイッチのオン・オフ信号とから、前記第１から第５のスイッチのうち、前記第１スイッチ及び前記第３スイッチをオフするとともに、前記第２スイッチ、前記第４スイッチ、前記第５スイッチのうち少なくとも１つのスイッチをオンする、
ことを特徴とする。
【０００７】
また、この発明の他の態様による電力変換装置の制御方法は、
前記第１から第５のスイッチのうち、前記第２スイッチ、前記第４スイッチの少なくとも１つのスイッチをオンする、
ことを特徴とする。
【０００８】
また、この発明の他の態様による電力変換装置の制御方法は、
前記第１から第５のスイッチのうち、前記第５スイッチをオンするとともに、前記第１スイッチ、前記第３スイッチをオフする、
ことを特徴とする。
【０００９】
また、この発明の他の態様による電力変換装置の制御方法は、
前記第１から第５のスイッチのうち、前記第２スイッチ、前記第４スイッチの少なくとも１つと、前記第５スイッチをオンする、
ことを特徴とする。
【００１０】
また、この発明の他の態様による電力変換装置の制御方法は、
前記第１から第５のスイッチの各々の状態に基づいて、前記第１から第５のスイッチのうち、前記第２スイッチ、前記第４スイッチおよび前記第５スイッチ、いずれかのスイッチをオンする、
ことを特徴とする。
【００１１】
また、この発明の他の態様による電力変換装置の制御方法は、
前記第１から第５のスイッチのうち前記第２スイッチ、前記第４スイッチの故障時に、還流スイッチ故障検出信号を出力する還流スイッチ故障検出手段を備え、
前記還流スイッチ故障検出手段から出力された前記還流スイッチ故障検出信号に基づいて、前記第１から第５のスイッチのうち、前記第５スイッチをオンする、
ことを特徴とする。
【００１２】
また、この発明の他の態様による電力変換装置の制御方法は、
前記第２スイッチ、前記第４スイッチのうち少なくとも、各直流電源のうちで充電容量の最も大きな直流電源の正極への経路のスイッチをオンする、
ことを特徴とする。
【００１３】
また、この発明の他の態様による電力変換装置の制御方法は、
前記第１から第５のスイッチのうち、前記第２スイッチ、前記第４スイッチが半導体スイッチであり、これら半導体スイッチの駆動電源をオフにすることによってこれら半導体スイッチをオンさせる（即ち、駆動電源がオフの時（通常状態）、これら半導体スイッチがオンとなる）、
ことを特徴とする。
【００１４】
また、この発明の他の態様による電力変換装置の制御方法は、
前記第１から第５のスイッチのオン・オフ判定を、論理演算を使用して行う（具体的には、例えば論理回路によって構成された回路を用いる）、
ことを特徴とする。
上述したように本発明の解決手段を方法として説明してきたが、本発明はこれらに実質的に相当する装置、プログラム、プログラムを記録した記憶媒体としても実現し得るものであり、本発明の範囲にはこれらも包含されるものと理解されたい。
【発明の効果】
【００１５】
この発明の電力変換器によって、複数の直流電源の電力配分を操作することが可能であり、特開２００２−１１８９８１に示されているような、直流電圧を調整するDCDCコンバータを用いずに、電源電力を配分制御することができる。このため、装置全体を小形化・高効率化することができるようになる。また、この発明では、電力変換器を停止するときに、モータから電源の方向に電流が流れていたとしても、その電流を流す経路を確保できるため、各スイッチにサージ電圧を発生させずにすむ。そのため、サージ電圧に対する高い耐圧のスイッチング素子ではなく、安価な耐圧の低い素子を用いることができるほか、サージのエネルギーを吸収・消費するためのデバイスを設けずに電力変換器を構成することができる。このため、小型・低コストの電力変換器を提供することが可能になる。
【００１６】
また、この発明の他の態様によれば、停止を判別する信号に基づいて、電力変換器の停止時に、モータから電源の方向に電流が流れていたとしても、その電流を流す経路を確保できるため、各スイッチにサージ電圧を発生させずに電力変換器を停止できる。そのため、サージ電圧に対する高い耐圧のスイッチング素子ではなく、安価な耐圧の低い素子を用いることができるほか、サージのエネルギーを吸収・消費するためのデバイスを設けずに電力変換器を構成することができる。このため、小型・低コストの電力変換器を提供することが可能になる。
【００１７】
また、この発明の他の態様によれば、故障を判別する信号に基づいて、電力変換器の停止時に、モータから電源の方向に電流が流れていたとしても、その電流を流す経路を確保できるため、各スイッチにサージ電圧を発生させずに電力変換器を停止することができる。そのため、サージ電圧に対する高い耐圧のスイッチング素子ではなく、安価な耐圧の低い素子を用いることができるほか、サージのエネルギーを吸収・消費するためのデバイスを設けずに電力変換器を構成することができる。このため、小型・低コストの電力変換器を提供することが可能になる。
【００１８】
また、この発明の他の態様によれば、停止時に、第２スイッチ、第４スイッチの少なくとも１つのスイッチをオンすることで、モータから電源の方向に電流が流れていたとしても、その電流を流す経路を確保できる。
【００１９】
また、この発明の他の態様によれば、停止時に、第５スイッチをオンすることで、モータから電源の方向に電流が流れていたとしても、その電流を流す経路を確保できる。
【００２０】
また、この発明の他の態様によれば、停止時に、第２スイッチ、第４スイッチの少なくとも１つと、第５スイッチをともにオンすることで、何らかの故障や遅れによって、一方のスイッチをオンすることができないことがあっても、残るスイッチがオンすることで、モータから電源の方向の電流を流す経路を確保できる。
【００２１】
また、この発明の他の態様によれば、停止時に、第２スイッチ、第４スイッチと、第５スイッチのいずれかをオンすることで、モータから電源の方向の電流を流す経路を確保できる。
【００２２】
また、この発明の他の態様によれば、停止時に、第２スイッチ、第４スイッチが故障し、オンすることができない場合であっても、還流スイッチ故障検出信号に基づいて、負荷から電源負極への経路のスイッチをオンすることで、モータから電源の方向の電流を流す経路を確保できる。
【００２３】
また、この発明の他の態様によれば、充電容量の大きな電源を充電させる経路を優先的に確保することによって、モータ電流による直流に並列に接続する平滑コンデンサの電圧上昇を抑制することができる。これによって、コンデンサの耐圧を高いものを使わずにすむため、電力変換器の製造コストを抑えることができる。
【００２４】
また、この発明の他の態様によれば、半導体スイッチの駆動電源がオフ時に、オンとなる半導体スイッチを、第２スイッチ、第４スイッチに用いる事で、半導体スイッチの駆動回路電源が故障した場合にも、モータの電流を流す経路を確保することができ、各スイッチにサージ電圧を発生させずにすむ。このため、電力変換器の過電流や過電圧などの故障・異常時にも、電力変換器を安全に停止させることができる。
【００２５】
また、この発明の他の態様によれば、停止時の制御方法を、論理回路による回路構成とすることで、動作にかかる時間遅れを少なくし、スイッチのオン・オフ信号を処理することが可能である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
以降、諸図面を参照しつつ、本発明の実施態様を詳細に説明する。
第一の実施例
図３は、本実施例における電力変換装置の回路図を示している。電源10を構成する第１の電源10aの負極と、第２の電源10bの負極が共通負極母線15に接続されている。共通負極母線15とモータ（負荷）20の各相端子間には、一般的に知られているインバータの下アームと同様に、半導体スイッチ107a,108a,109aとダイオード107b,108b,109bの組が接続される。電源10aの正極母線14とモータ20の各相端子間とは、双方向の導通を制御可能な半導体スイッチ101a/101b,102a/102b,103a/103bでそれぞれ接続する。また、電源10bの正極母線16とモータ20の各相端子間にも、双方向の導通を制御可能な半導体スイッチ104a/104b,105a/105b,106a/106bをそれぞれ接続する。電源10aの正極母線14と共通負極母線15の間には平滑コンデンサ12を設け、電源10bの正極母線16と共通負極母線15の間にも平滑コンデンサ13を設ける。
【００２７】
電力変換器30は、共通負極母線と電源10aの正極母線と電源10bの正極母線、以上の３つの電位をもとに、モータに印加する電圧を生成する直流-交流電力変換器である。各相に設けられた半導体スイッチが、交流モータの各相に出力する電圧を生成するスイッチ手段であり、これらの電位のなかから択一的に接続し、その接続する時間の割合を変化させることで、モータに必要な電圧を供給する。
【００２８】
図２を用いて制御装置40の構成を説明する。41は、外部より与えられるトルク指令Te*とモータ回転速度ωから、交流モータのｄ軸電流の指令値ｉd*とｑ軸電流の指令値ｉq*を演算するトルク制御手段である。41では、予め作成されたTe*,ωを軸としたマップを参照し、id*,iq*を出力する。42では、ｄ軸電流指令値ｉd*、ｑ軸電流指令値ｉq*とｄ軸電流値ｉd、ｑ軸電流値ｉqとから、これらを一致させるための電流制御を行う電流制御手段である。この制御によって、三相交流の各相の電圧指令値vu*,vv*,vw*を出力する。
【００２９】
この電流制御手段42の詳細について、図１０を用いて説明する。電流制御部201では、id*、iq*にid、iqが追従するように、それぞれPI制御によるフィードバック制御を行って、ｄ軸電圧指令値vd*、ｑ軸電圧指令値vq*を出力する。ｉd、ｉqは３相／ｄｑ変換手段48によりU相電流ｉu、V相電流ｉｖから求められる。dq／3相変換部202は、dq軸電圧を３相電圧指令に変換するｄｑ／３相電圧変換手段であり、dq軸電圧指令値vd*、vq*を入力とし、U相電圧指令値ｖu*、V相電圧指令値ｖv*、W相電圧指令値ｖw*を出力する。電力制御・変調率演算45では、電源10aとbから供給される電力の分配目標値（rto_pa、rto_pb）を用いて、電力制御を行う。電力の分配目標値は、補正電圧値vd_0*,vq_0*が0のときの、電源10aと電源10bの電力の比率を意味しており、電力の分配目標値rto_pa, rto_pbは次の関係をもつ。
rto_pa + rto_pb = 1
このため、一方の電力分配目標値が得られれば、上の関係から、もう一方の電力分配目標値を求めることができる。図２では、手段45の入力としてrto_paのみを記しており、手段45内部での演算によって、上式に基づいて、rto_pbを演算する。
【００３０】
上記の電力制御・変調率演算45の詳細を、図９を用いて説明する。乗算器203では、ｖu*、ｖv*、ｖw*に、それぞれrto_paを乗じて、電源10a側の電圧指令値であるvu_a,vv_a,vw_aを演算する（以下、電源10aから生成する電圧の指令を電源10a分電圧指令、電源10bから生成する電圧の指令を電源10b分電圧指令と記す）。
vu_a = vu* ・ rto_pa
vv_a = vv* ・ rto_pa
vw_a = vw* ・ rto_pa
一方、電源10b側の電圧指令値は、モータ電流制御の制御電圧から得られた電圧指令値ｖu*、ｖv*、ｖw*から、電源10a側の電圧指令値値ｖu_a*、ｖv_a*、ｖw_a*を減算器204で減算して求める。
ｖu_b* = ｖu* - ｖu_a* 
ｖv_b* = ｖv* - ｖv_a* 
ｖw_b* = ｖw* - ｖw_a*
以下の変調率演算とＰＷＭパルス生成の説明は、Ｕ相についてのみ行うが、Ｖ相、Ｗ相についても全く同様の操作を行う。
【００３１】
変調率演算手段4５
図９の変調率演算手段4５は、それぞれ電源10aの電圧Ｖdc_a、電源10bの電圧Ｖdc_bを入力し、正規格化した電圧指令である瞬時変調率指令ｍu_a*、ｍu_b*、ｍv_a*、ｍv_b*、ｍw_a*、ｍw_b*を生成する変調率演算手段である。図９における点線部4５は変調率演算手段であり、乗算器205,206によって構成されている。ここでは、Ｕ相の電源10a分電圧指令ｖu_a*、電源10b分電圧指令ｖu_b*をそれぞれの直流電圧の半分の値で正規化することで電源10a分瞬時変調率指令ｍu_a*、電源10b分瞬時変調率指令ｍu_b*を求める。
ｍu_a*＝ｖu_a*／(Ｖdc_a／２)
ｍu_b*＝ｖu_b*／(Ｖdc_b／２)
【００３２】
変調率補正手段46
図９における点線部46は変調率補正手段である。この変調率補正手段では、得られた変調率を出力するために、PWM周期の時間幅を配分することと、補正ゲインを乗じて、最終的な変調率指令値の演算を行う。まず、変調率オフセット演算器211で、電源電圧Ｖdc_a、Ｖdc_ｂと、rto_paから、次の変調率オフセットma_offset0, mb_offset0を演算する。ここでrto_pbは、前述の式をもとに演算する。
0004848740.tif 000002
【００３３】
得られた変調率オフセットma_offset0, mb_offset0は、加算器209,210で、それぞれ電源10a分瞬時変調率指令ｍu_a*、電源10b分瞬時変調率指令ｍu_b*と加算する。電源10a分については、補正ゲインを乗じ最終的な変調率指令ｍu_a_c*を求める。電源10b分は、上記の加算から、変調率指令ｍu_b_c*を求める。これを式で表すと、以下のようになる。
ｍu_a_c* =  (ｍu_a* + ma_offset*)・Gcmp_u_a     （補正ゲインを乗じる）
ｍu_b_c* =  ｍu_b* + mb_offset*
【００３４】
ＰＷＭパルス生成手段47
図４において、電源10a用キャリアは、電源10aの電圧Ｖdc_aから電圧パルスを出力するために、各スイッチを駆動するＰＷＭパルスを生成するための三角波キャリアであり、同様に、電源10b用キャリアとして三角波を設ける。これら二つの三角波キャリアは、上限＋１、下限―１の値をとり、１８０度の位相差を持つ。ここでは、Ｕ相の各スイッチを駆動する信号を、図５をもとに次のようにおく。
Ａ：電源10aから出力端子の方向へ導通するスイッチの駆動信号
Ｂ：出力端子から負極の方向へ導通するスイッチの駆動信号
Ｃ：出力端子から電源10aの方向へ導通するスイッチの駆動信号
Ｄ：電源10bから出力端子の方向へ導通するスイッチの駆動信号
Ｅ：出力端子から電源10bの方向へ導通するスイッチの駆動信号
【００３５】
まず、電源10aから電圧パルスを出力する際のパルス生成方法について述べる。電源10aからＰＷＭパルスを出力する際に、Ａをオンする必要がある。正極と正極の間に電位差があり、Ｖdc_a＞Ｖdc_bである時、ＡとＥがともにオンすると、正極間を短絡する電流が流れることになる。例えば、同時にＡをオンからオフへ、Ｅをオフからオンへ信号を切り換えた場合に、Ａが完全にオフするまでに時間を要するため、Ｅのオン時と重なり、ともにオンする時間が生じ、短絡電流が流れ、この経路に設置された半導体スイッチの発熱量が増加する。このような発熱の増加を予防するために、駆動信号ＡとＥがともにオフする時間を経過した後に、Ａ、Ｅをオフからオンへ切り換えるようにする。このように駆動信号に短絡防止時間（デッドタイム）付加したパルス生成を行う。このＡとＥの駆動信号にデッドタイムを付加するのと同様に、ＥとＣにデッドタイムを付加し、さらに、正極と負極の短絡防止のためには、ＡとＢ、ＥとＢにデッドタイムを付加する。
【００３６】
図６を用いて、ＡとＥの駆動信号にデッドタイムを付加する方法を以下に説明する。デッドタイムを付加した駆動信号生成を行うため、ｍu_a_c*からデッドタイム分オフセットしたｍu_a_c_up*,ｍu_a_c_down*を次のように求める。
mu_a_c_up* = ｍu_a_c* ＋ Hd
ｍu_a_c_down* = ｍu_a_c* − Hd
ここで、Hdは三角波の振幅(底辺から頂点まで)Htrと周期Ttr、デッドタイムTdから次のように求める。
Hd = 2Td・Htr／Ttr    
キャリアとｍu_a_c*,ｍu_a_c_up*,ｍu_a_c_down*の比較を行って、ＡとＥのスイッチの駆動信号を次のルールに従って求める。
ｍu_a_c_down*  ≧電源10a用キャリア  ならば  Ａ ＝ オン
ｍu_a_c*  ≦電源10a用キャリア  ならば  Ａ ＝ オフ
ｍu_a_c*  ≧電源10a用キャリア  ならば  Ｅ ＝ オフ
ｍu_a_c_up*   ≦電源10a用キャリア  ならば  Ｅ ＝ オン
このように、駆動信号を生成することで、ＡとＥの間にはTdのデッドタイムを設けることができ、正極間の短絡を防止することができる。
【００３７】
また、電源10bから電圧パルスを出力する際のパルス生成方法は、電源10aの場合と同様であり、次のｍu_b_c_up*,ｍu_b_c_down*を求め、電源10b用キャリアとの比較を行う（図７）。
mu_b_c_up* = ｍu_b_c* ＋ Hd
ｍu_b_c_down* = ｍu_b_c* − Hd
ＤとＣのスイッチの駆動信号を次のルールに従って求める。
ｍu_b_c_down*  ≧電源10b用キャリア  ならば  Ｄ ＝ オン
ｍu_b_c*  ≦電源10b用キャリア  ならば  Ｄ ＝ オフ
ｍu_b_c*  ≧電源10b用キャリア  ならば  Ｃ ＝ オフ
ｍu_b_c_up*   ≦電源10b用キャリア  ならば  Ｃ ＝ オン
このようにして、ＤとＣの間にもTdのデッドタイムを設けることができ、正極間の短絡を防止することができる。
【００３８】
駆動信号Ｂは、生成された駆動信号Ｅと駆動信号ＣのＡＮＤから生成する。
Ｂ＝Ｅ・Ｃ
ＥはＡとの間にデッドタイムが付加した駆動信号であり、ＣはＤとの間にデッドタイムが付加した駆動信号である。このため、ＢをＥとＣのＡＮＤ（論理積）から生成することで、ＢとＡ、ＢとＥにもデッドタイムを生成することができる。デッドタイムが付加されたパルス生成の例を図８に示す。このようにして生成されたＰＷＭパルスをもとに、電力変換器の各スイッチをオン・オフ駆動し、出力電圧パルスを生成する。周期毎に、電源10aの電圧Ｖdc_aから生成された電圧パルスと、電源10bの電圧Ｖdc_bから生成された電圧パルスとの平均をとると、元の３相電圧指令値ｖu*、ｖv*、ｖw*を実現する電圧パルスが生成されていることになる。このようにして駆動する電力変換器30は、電源10aと電源10bの電力配分を操作することが可能であり、特開２００２−１１８９８１号公開公報に示されているような、直流電圧を調整するDCDCコンバータを用いずに、電源電力を配分制御することができる。このため、装置全体を小形化・高効率化することができるようになる。
【００３９】
この電力変換器30を運転・停止するときを考え、前述のようにして生成した各スイッチの駆動信号を、運転・停止判別信号であるpwm_enable信号との論理演算を行って、その結果の信号を、各スイッチの駆動信号に置き換える。ここで、pwm_enable信号は第２の発明における運転・停止判別信号に相当する。図１１は本発明における制御システムの構成を示す図であり、図に示すように、このような駆動信号の処理を行うために、ＰＷＭパルス生成手段47の後段に、駆動信号処理回路49を構成する。
【００４０】
駆動信号処理回路（手段）49
駆動信号処理回路49の詳細な構成を、図１２を用いて前述の説明と同様に、Ｕ相のみの信号処理について説明する。他の相についても、同様な信号処理回路を構成する。図１２は、この駆動信号の信号処理回路を示しており、各スイッチＡ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅの駆動信号とpwm_enable信号を入力とし、各スイッチの駆動信号を出力とする論理回路である。pwm_enable信号との論理演算を行う前に、Ｂの駆動信号とＮＯＴ回路401を通して論理反転した信号と、ＡとＤの駆動信号は、それぞれＡＮＤ回路402と403により、論理積を演算し、Ａo、Ｄoを出力する。これによって、ＡとＢが同時にオン、ＤとＢが同時にオンする駆動信号の出力を防止することができ、極間の短絡を防ぐことができる。
【００４１】
また、Ｅの駆動信号とＣの駆動信号が共にオフでありＬ（ロー）の信号であるとき、ＮＯＲ回路404の出力はＨ（ハイ）となる。これと、元の駆動信号ＥをＯＲ回路406に通すと、406から出力される信号ＥoはＨとなる。同様に、Ｃの駆動信号もＯＲ回路405を通すことで、405の出力ＣoはＨになる。すなわち、この回路に信号を通すことによって、ＥとＣが共にオフの信号である時に、ＥとＣをオンさせることで、モータから電源への電流経路を確保することが可能である。
【００４２】
pwm_enable信号は、電力変換器の運転時にＨ、停止時にＬとする。この信号は、例えば、電気自動車であれば、ドライバーがキーを通常のエンジン車両のイグニッション位置に投入した際に、そのキーの回路から、運転Ｈの信号を得る。それ以外の位置、もしくはキーを抜いた場合には、停止Ｌの信号を出力する。
【００４３】
このpwm_enable信号と、Ａo、Ｄo、Ｂoのそれぞれと、論理積をＡＮＤ407、408、409で演算し、駆動信号Ａ、Ｄ、Ｂを出力する。この論理演算によって、pwm_enable信号がＬの時には、Ａ、Ｄ、Ｂのスイッチの駆動信号はＬになり、電源から負荷への電力供給を停止できる。また、Ｃo、Ｅoとpwm_enable信号をＮＯＴ410で反転した信号との論理和をＯＲ411、412で演算し、駆動信号ＣとＥを出力する。この論理演算によって、pwm_enable信号がＬ、すなわち、電力変換器の停止信号を受けて、ＣとＥの駆動信号はともにＨになり、ＣとＥをオンする。
【００４４】
仮に、停止信号を受けて、全スイッチをオフすると、モータの電流とインダクタンスによって、各スイッチには、サージ電圧が発生する。このようなサージ電圧が発生する場合には、スイッチング素子の耐圧を高いものを使用するか、または、サージのエネルギーを吸収するスナバコンデンサなどを設ければならず、これらは、電力変換器の大型化・コスト増加につながる。これら諸問題を解決すべく、本発明のpwm_enable信号と駆動信号との処理を行うことで、停止信号を受けて電力変換器を停止するときに、モータから電源の方向に電流が流れていたとしても、その電流を流す経路を確保できるため、各スイッチにサージ電圧を発生させずにすむ。そのため、全スイッチオフ時に生じるサージに対して、高い耐圧のスイッチング素子ではなく安価な耐圧の低い素子を用いることができるほか、サージのエネルギーを吸収・消費するためのデバイスを設けずに電力変換器を構成することができる。このため、小型・低コストの電力変換器を提供することが可能になる。
【００４５】
第二の実施例
第二の実施例では、第一の実施例との差異のみを示す。図１３は、図１２と同様に、駆動信号処理回路49の詳細を示しており、第二の実施例における駆動信号の信号処理回路を示している。本回路は、第一の実施例の回路の出力とfail#stop信号との論理回路が追加された構成である。fail#stop信号は、図１４の故障検出器501から出力される信号であり、通常はＨをとり、電力変換器や負荷の故障、もしくは異常時にＬにする。故障検出器501は、電力変換器の出力電流を電流センサ502,503にて検出し、その電流値と、予め設定した電流リミット値との比較を行い、電流リミット値を超える電流値が検出された場合には、fail#stop信号をＬとして出力する。
【００４６】
また、電力変換器の入力電圧を電圧センサ504,505にて検出し、その電圧値と、予め設定した電圧リミット値との比較を行い、電圧リミット値を超える電圧値が検出された場合には、fail_stop信号をＬとして出力する。このように、故障検出器501がfail_stop信号を出力する場合には、リセット信号が入力されるまでの間、Ｌのレベルを保持する。また、図中には記載していないが、電力変換器の故障検出としては、温度リミット値と温度検出値との比較によってfail_stop信号をＬに出力するも構成としても良い。さらに、故障検出は、直接的にセンサなどで故障検出箇所を検出するのではなく、推定演算などを補完的に行っても良い。例えば、図１４中では、３相交流電流の２相分の電流値のみを検出しているが、三相交流の平衡条件から、残る相の電流値を推定することで故障検出に用いれば良い。
【００４７】
図１３の論理回路の動作について説明する。fail_stop信号と駆動信号Ａ、Ｄ、Ｂとを、ＡＮＤ回路413,414,415に入力し、それぞれの論理積をとることによって、各スイッチの駆動信号を出力する。また、fail_stop信号をＮＯＴ回路416で反転させた信号と、駆動信号Ｅ、Ｃを、それぞれＯＲ回路417,418で論理和を求め、Ｅ、Ｃの駆動信号を出力する。
【００４８】
本発明の信号処理回路によって、電力変換器の出力電流や入力電圧が過大となる場合に、その状態を検出し、電力変換器を停止する信号を出力するとともに、その信号を受けて、モータの電流が流れている場合であっても、その電流を流す経路を確保し、各スイッチにサージ電圧を発生させずにすむ。このため、電力変換器の過電流や過電圧などの故障・異常時にも、電力変換器を安全に停止させることができ、接続されている他の機器類に影響を波及させずにすみ、システム全体の保護装置の軽減、低コスト化を実現できる。
【００４９】
第三の実施例
第三の実施例は、第二の実施例における信号処理回路の一部が異なる。図１５は、第三の実施例の信号処理回路を示している。fail#stop信号と駆動信号Ａ、Ｄ、を、ＡＮＤ回路413,414に入力し、それぞれの論理積をとることによって、各スイッチの駆動信号を出力する。また、fail#stop信号をＮＯＴ回路416bで反転させた信号と、駆動信号Ｂ、Ｅ、Ｃを、それぞれＯＲ回路415b,417,418で論理和を求め、Ｂ、Ｅ、Ｃの駆動信号を出力する。これは負荷（モータ）から負極への経路をオンする構成となる。
【００５０】
このような信号処理回路の構成にすることで、仮に、ＥとＣが共に駆動信号に追従せずに、オンできない場合であっても、スイッチＢをオンさせることで、モータの電流を流す経路を確保し、各スイッチにサージ電圧を発生させずにすむ。このため、電力変換器の過電流や過電圧などの故障・異常時にも、電力変換器を安全に停止させることができる。  
【００５１】
第四の実施例
第四の実施例は、第二の実施例における信号処理回路の出力に、図１６信号処理回路を追加した構成であり、図１９のように、49aが図１５の信号処理回路、49bが図１６の信号処理回路として接続する。図１９は、Ｕ相のみを示しており、他の相も同様な構成とする。
【００５２】
C_f信号はスイッチＣの故障、もしくは異常を検出した際にＬを、平常時はＨを出力する信号である。ここで、スイッチＣの故障は次のようにして検出する。スイッチＣに設けられた電流センサを用いて、スイッチに予め設定した以上の電流が流れた場合に、異常と判断して、C_f信号をＬとする。もしくは、Ｃのスイッチをオン・オフするための駆動電源が故障した場合に、Ｃ_f信号をＬとする。E_f信号は、スイッチＥについての故障、もしくは異常を検出した際にＬとなる信号であり、スイッチＣでのC_f信号と同様な信号である。
【００５３】
C_f,E_f信号は、図１６の信号処理回路に入力し、それらをＮＯＲ回路419にて論理演算する。その出力信号は、C_fとE_fがともにＬであるときに、Ｈとなる。すなわち、スイッチＣとＥが、ともに故障・異常時にＨとなる。このＮＯＲ回路419の出力と、駆動信号Ｂの論理和をＯＲ回路420にて演算し、新たに駆動信号Ｂを得る。この構成は、ＣとEが故障した場合にBをオンする第７，第８の発明に相当する。Ｂと、ＡまたはＤとが同時にオンすると正負極間を短絡することになるため、これを防止するために、駆動信号ＢをＮＯＴ回路421で論理反転した信号と、駆動信号Ａ、Ｄとの論理積をＡＮＤ回路422,423にて論理演算を行う。
【００５４】
このような信号処理回路を構成することで、仮に、ＥとＣが共に故障した場合であっても、スイッチＢをオンさせることで、モータの電流を流す経路を確保し、各スイッチにサージ電圧を発生させずにすむ。このため、電力変換器の過電流や過電圧などの故障・異常時にも、電力変換器を安全に停止させることができる。また、ＥとＣが故障していない場合には、Ｂをオンさせることなく、スイッチをオンさせるための駆動電力を消費せずにすむ。
【００５５】
第五の実施例
第五の実施例は、前述の実施例との差異のみを説明する。第五の実施例は、図１７の信号処理回路に図１８の信号処理回路を追加した構成であり、図１９のように、49aが図１７の信号処理回路、49bが図１８の信号処理回路として接続する。図１９は、Ｕ相のみを示しており、他の相も同様な構成とする。図１７の信号処理回路では、fail#stop信号は、駆動信号ＢとＣとは論理演算を行わない。次に、この信号処理回路の出力を、図１８の信号処理回路にて信号処理を行う。図１８では、C#f信号をＮＯＴ回路424で論理反転させ、その出力を駆動信号Ｅとの論理和をＯＲ回路426で演算する。同様に、駆動信号ＣとE#f信号でも、ＮＯＴ回路425、ＯＲ回路427を用いて処理を行う。この信号処理によって、仮に、fail#stop信号を受けて、スイッチＥをオンさせる処理を行った際に、スイッチＥが故障していたとしても、スイッチＣをオンさせることで、モータの電流を流す経路を確保し、各スイッチにサージ電圧を発生させずにすむ。このため、電力変換器の過電流や過電圧などの故障・異常時にも、電力変換器を安全に停止させることができる。また、Ｅが故障していない場合には、ＣとＢをオンさせることなく、スイッチをオンさせるための駆動電力を消費せずにすむ。さらに、Ｅが接続されている電源10bが電源10aよりも充電容量が大きい場合には、充電容量の大きな電源10bを充電させる経路を優先的に確保することによって、モータ電流によるコンデンサ12、13の電圧上昇を抑制することができる。これによって、コンデンサ12や13の耐圧を高いものを使わずにすむため、電力変換器の製造コストを抑えることができる。
【００５６】
第六の実施例
第六の実施例は、前述の実施例との差異のみを説明する。第六の実施例では、図３における半導体スイッチ101b,102b,103b,104b,105b,106bに、ノーマリー・オンの素子を用いる。スイッチをオフするときに、半導体スイッチの駆動回路でオフさせる素子であり、駆動回路の電源が遮断された場合には、スイッチはオン状態を保持する。このような構成にすることで、半導体スイッチの駆動回路電源が故障した場合にも、モータの電流を流す経路を確保することができ、各スイッチにサージ電圧を発生させずにすむ。このため、電力変換器の過電流や過電圧などの故障・異常時にも、電力変換器を安全に停止させることができる。
【００５７】
本発明を諸図面や実施例に基づき説明してきたが、当業者であれば本開示に基づき種々の変形や修正を行うことが容易であることに注意されたい。従って、これらの変形や修正は本発明の範囲に含まれることに留意されたい。例えば、実施例では直流電源が２つある構成で説明したが、本発明は３以上の直流電源でも同様に機能するものである。なお、各部材、各手段、各ステップなどに含まれる機能などは論理的に矛盾しないように再配置可能であり、複数の部材、手段、ステップなどを１つに組み合わせたり或いは分割したりすることが可能である。
【図面の簡単な説明】
【００５８】
【図１】従来の燃料電池とバッテリーの２電源によるモータ駆動システムの構成を示す図である。
【図２】制御システムの構成（先願の構成）を示す図である。
【図３】実施例１における電力変換器の構成を示す図である。
【図４】第１の実施例のＰＷＭパルス生成手段で用いる三角波を示す図である。
【図５】図３からU相のみを抜き出した構成を示す図である。
【図６】三角波比較によるＡとＥのパルス生成を示す図である。
【図７】三角波比較によるＤとＣのパルス生成を示す図である。
【図８】デッドタイムが付加されたパルス生成の例を示す図である。
【図９】電力制御・変調率演算45の詳細を示すブロック図である。
【図１０】電流制御手段42の詳細を示すブロック図である。
【図１１】本発明における制御システムの構成を示す図である。
【図１２】実施例１における駆動信号処理回路を示す図である。
【図１３】実施例２における駆動信号処理回路を示す図である。
【図１４】実施例２における電力変換器の構成を示す図である。
【図１５】実施例３における駆動信号処理回路を示す図である。
【図１６】実施例４における信号処理回路49bの構成を示す図である。
【図１７】実施例５における信号処理回路49aの構成を示す図である。
【図１８】実施例５における信号処理回路49bの構成を示す図である。
【図１９】駆動信号処理回路49内の回路構成図である。
【符号の説明】
【００５９】
10a  電源
10b  電源
12  平滑コンデンサ
13  平滑コンデンサ
14  電源10aの正極母線
15  共通負極母線
16  電源10bの正極母線
20  モータ
30  電力変換器
40  制御装置
41  トルク制御手段
42  電流制御手段
45  電力制御・変調率演算
46  変調率補正手段
47  パルス生成手段
48  ３相／ｄｑ変換手段
49  駆動信号処理回路
49a  信号処理回路
49b  信号処理回路
101a/101b,102a/102b,103a/103b  半導体スイッチ
104a/104b,105a/105b,106a/106b  半導体スイッチ
107a,108a,109a  半導体スイッチ
107b,108b,109b  ダイオード
201  電流制御部
202  ｄｑ／３相変換部
203  乗算器
204  減算器
205  乗算器
206  乗算器
209  加算器
210  加算器
211  変調率オフセット演算器
401  ＮＯＴ回路回路
402,403,407,408,409  ＡＮＤ回路
404  ＮＯＲ回路
405,406,411,412  ＯＲ回路
410  ＮＯＴ回路回路
413,414,415  ＡＮＤ回路
416  ＮＯＴ回路
417,418  ＯＲ回路
416b  ＮＯＴ回路
415b  ＯＲ回路
419  ＮＯＲ回路
420  ＯＲ回路
421  ＮＯＴ回路
422,423  ＡＮＤ回路
424,425  ＮＯＴ回路
426,427  ＯＲ回路
501  故障検出器
502,503,504  電流センサ
【図１】
0004848740.tif 000003
【図２】
0004848740.tif 000004
【図３】
0004848740.tif 000005
【図４】
0004848740.tif 000006
【図５】
0004848740.tif 000007
【図６】
0004848740.tif 000008
【図７】
0004848740.tif 000009
【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
0004848740.tif 000014
【図１３】
0004848740.tif 000015
【図１４】
0004848740.tif 000016
【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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