(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
共振回路と協働し、制御装置によって出力電力を調整すべく制御可能なインバータを具えた電源装置において、
前記インバータを第１スイッチングユニット及び第２スイッチングユニットによって形成し、これにより、第１スイッチング状態で第１極性の電圧を前記共振回路に印加することができ、第２スイッチング状態で第２極性の電圧を前記共振回路に印加することができ、低出力電力用の第１動作モードでは、前記共振回路の共振周波数ｆresよりも少なくとも所定係数倍だけ小さい本質的に一定のスイッチング周波数ｆsでスイッチング段の持続時間を変化させることによって出力電力が調整可能であるような方法で、前記制御装置によって前記スイッチング状態をスイッチすることができ、高出力電力用の第２動作モードでは、前記スイッチング周波数を前記共振周波数の範囲で変化させることによって出力電力が調整可能であることを特徴とする電源装置。
【請求項２】
前記制御装置によってスイッチすることができ、かつ各々に逆並列に接続したダイオードを具えた半導体スイッチによって、前記スイッチングユニットの各々を形成し、各スイッチングユニットを直流電圧源に直列に接続し、前記共振回路が、前記スイッチングユニットのうちの１つに並列に接続した直列共振回路であることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
【請求項３】
第１及び第２キャパシタの直列接続を前記直流電圧源に並列に接続し、前記共振回路の一方の端子を前記第１半導体スイッチと前記第２半導体スイッチの間に接続して、他方の端子を前記第１キャパシタと前記第２キャパシタの間に接続したことを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
【請求項４】
前記インバータが、直流電圧源に並列に接続した第１及び第２のインバータ分岐を具え、各々が逆並列接続したダイオードを有する第１及び第２、または第３及び第４半導体スイッチの直列接続によって、前記インバータ分岐の各々を形成し、前記第１スイッチングユニットを前記第１及び第４半導体スイッチによって形成し、前記第２スイッチングユニットを前記第２及び第３半導体スイッチによって形成し、前記共振回路が直列共振回路であり、その一方の端子を前記第１半導体スイッチと前記第２半導体スイッチの間に接続し、他方の端子を前記第３半導体スイッチと前記第４半導体スイッチの間に接続したことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
【請求項５】
前記制御装置が、前記半導体スイッチのうちの１つと導通フェーズの１つのダイオードとの直列接続を、前記共振回路に接続するような方法で、前記共振回路の自走用の第３スイッチング状態を制御することが可能であることを特徴とする請求項４に記載の電源装置。
【請求項６】
前記第１モードにおける前記スイッチング周波数ｆsを、前記共振周波数よりも低くする係数が、0.5に等しいことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
【請求項７】
前記第２動作モードにおいて、前記スイッチング周波数ｆsが、0.5＊ｆres＜ｆs＜ｆresの範囲で可変であることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
【請求項８】
中くらいの出力電力用の第３動作モードにおいて、ｆsminを所定の最小スイッチング周波数として、前記スイッチング周波数をｆsmin＜ｆs＜0.5＊ｆresの範囲で変化させることによって出力電力が可変であるような方法で、前記制御装置によって前記第１及び第２スイッチング状態をスイッチすることができることを特徴とする請求項７に記載の電源装置。
【請求項９】
請求項１に記載の電源装置を具えたＸ線発生器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
（技術分野）
本発明は、共振回路と協働し、かつ制御装置によって出力電力を調整すべく制御可能なインバータを具えた、特にＸ線発生器用の電源装置に関するものである。
【０００２】
（従来技術）
この種の電源はドイツ国特許第197 24 931号より既知であり、直流電圧源に接続され、第１分岐及び第２分岐から構成されるインバータを具え、これらの各分岐には２個の半導体スイッチが設けられ、インバータの出力は、キャパシタ及び変圧器の浮遊インダクタンスによって形成される共振回路に接続されている。この変圧器の第２巻線には、整流デバイスを介してＸ線管が接続されている。この電源装置は、前記半導体スイッチのスイッチングによって発生され、インバータの出力に存在する変調電圧を有するパルスによって、短時間高電力の第１動作モードと連続低電力の第２モードとの間でスイッチすることができる。第２動作モードにおける連続電力を増加させるために、第３分岐（補助分岐）を２つのインバータ分岐に並列に接続して、第２動作モードでは、変圧器の１次回路内の追加的インダクタンス及び追加的キャパシタンスを取り除くために、第１分岐の代わりに補助分岐を動作させる。このようにして、インバータの半導体スイッチ及び変圧器における電力損失を低減する。
【０００３】
共振回路に印加する電圧のパルス幅変調による電力制御が、技術的観点から比較的簡単に実現可能でも、そして低出力電力の場合に、実際にスイッチオフ損失が導入されなくても、この方法は所定の欠点を有する。これは、高出力電力の場合に、高いスイッチオン及びスイッチオフ損失が発生するからである。さらに、パルス幅が増加すると共に出力電圧も増加する。
【０００４】
本発明の目的は、特にスイッチング損失及び出力電圧のリップルに関して、動作モードを比較的広い電力範囲に拡張した、前述した種類の電源装置を提供することにある。
【０００５】
（発明の開示）
この目的は、請求項１に記載の電源装置によって達成することができ、これは、インバータを第１スイッチング装置及び第２スイッチング装置によって形成し、これによって、第１スイッチング状態で第１極性の電圧を共振回路に印加することができ、そして第２スイッチング状態で第２極性の電圧をこの回路に印加することができ、低出力電力用の第１動作モードでは、本質的に一定のスイッチング周波数ｆsでスイッチング状態の持続時間を変化させることによって出力電力が調整可能であり、この周波数が前記共振回路の共振周波数ｆresよりも、少なくとも所定係数倍だけ低いような方法で、制御回路によってこれらのスイッチング状態をスイッチすることができること、及び高出力電力用の第２動作モードでは、前記共振周波数の範囲内でスイッチング周波数を変化させることによって、出力電力を調整することができることを特徴とする。
【０００６】
これにより、本発明の基本思想は、出力電力に応じて、異なる動作モードを有効にすることによって、前述した種類の電源装置の特性を最適化することである。
本発明のさらなる好適例は、従属項に開示してある。
【０００７】
請求項２に開示する好適例は、ハーフ（半）ブリッジ（２個の半導体スイッチ）の形態のインバータを具え、そして請求項４によれば、フル（全）ブリッジ回路（４個の半導体スイッチ）を設ける。
【０００８】
請求項５によれば、第３スイッチング状態を自走状態として有効にすると、共振電流の振幅のピーク値が低下して、損失がさらに低減されてスイッチング電力が半分になる。さらに、単方向の電力フローによって、共振回路のキャパシタンスＣが保護される。
【０００９】
請求項６によれば、電源装置の最適な特性を達成するために、第１動作モードにおけるスイッチング周波数ｆsを共振周波数よりも小さくする係数は0.5であることが好ましく、そして請求項７によれば、第２動作モードにおいて、スイッチング周波数ｆsを0.5＊ｆres＜ｆs＜ｆresなる範囲で変化させることができる。
【００１０】
最後に、請求項８に開示する好適例は、特に中くらいの範囲の出力電力用に有効に使用できる第３動作モードを含むものである。
本発明のさらなる詳細、特徴、及び利点は、以下の好適な実施例の、図面を参照した記述より明らかになる。
【００１１】
（発明を実施するための最良の形態）
以下、本発明の実施例について図面を参照して説明する。
以下に記述する実施例は、Ｘ線管の電源に使用するのに好適なものである。これら及び他の同様の応用については、中間回路電圧ＵDCが数百V、特に750Vになる。共振回路の共振周波数についての適切な値は最大で約200〜300kHzになり、この場合には数百Ａの電流が流れうる。そして、約０A〜１A以上の出力電流用に、数十kVから100kV以上の電圧を負荷抵抗ＲLの端子間に発生させることができる。
【００１２】
図１に、本発明による電源装置の第１実施例を示し、これは直流電圧源１０（中間回路電圧ＵDC）を具え、これにインバータの第１分岐を接続して、これらに並列に、インバータの第２分岐を接続する。第１分岐１は、直列に接続した第１半導体スイッチＳ1及び第２半導体スイッチＳ2（例えばスイッチングトランジスタ）を具えている。第１自走ダイオードＤ1及び第２自走ダイオードＤ2はそれぞれ、第１及び第２半導体スイッチに逆並列に（即ち、半導体スイッチに対する順方向とは逆に）接続する。同様に第２分岐２は、直列に接続した第３半導体スイッチＳ3及び第４半導体スイッチＳ4（例えば、これらもスイッチングトランジスタ）で形成する。第３及び第４半導体スイッチと逆並列に、それぞれ第３及び第４自走ダイオードを接続する。第１及び第２半導体スイッチＳ1、Ｓ2の接続点がインバータの第１出力端子を構成し、そしてインバータの第２出力端子Ｐ2が、第３及び第４半導体スイッチＳ3、Ｓ4の接続点から分岐する。
【００１３】
インバータの出力端子Ｐ1、Ｐ2は、インダクタンスＬ並びにキャパシタンスＣによって形成される直列共振回路に直列に接続する。ブリッジ整流器Ｇ1を素子ＬとＣの間に接続し、その出力を平滑キャパシタＣLを介して負荷ＲLに接続する。
【００１４】
好適にプログラム可能な制御装置６は、各スイッチ対Ｓ1/Ｓ2及びＳ3/Ｓ4用のスイッチング信号を発生し、これらのスイッチング信号は、これらの対を交互に、導通状態及びブロック状態にスイッチして、各々の交番極性の方形波電圧が、インバータの第１及び第２出力端子Ｐ1、Ｐ2に存在するようにして、これらの方形波電圧が、共振回路用の（共振）タンク電圧Ｕtankを構成する。この制御装置は、共振回路が自走状態になるように個々のスイッチを閉じることによって、このパルスパターンを発生することもできる。この目的のために、例えば第３ダイオードＤ3の導通フェーズ中に第１スイッチＳ1を導通状態にスイッチして、第１ダイオードＤ1の導通フェーズ中に第３スイッチＳ3を導通状態にスイッチして、第２ダイオードＤ2の導通フェーズ中に第４スイッチＳ4を導通状態にスイッチするか、または第４ダイオードＤ4の導通フェーズ中に第２スイッチＳ2を導通状態にスイッチするか、あるいは第１及び第３スイッチＳ1/Ｓ3を導通状態にスイッチするか、または第２及び第４スイッチＳ2/Ｓ4を導通状態にスイッチする。この場合には、第１及び第２出力端子Ｐ1、Ｐ2の電圧は、ダイオード及び１個の（導通）スイッチまたは２個の導通スイッチの順電圧のみで構成され、一般的に言って、この電圧は中間回路の電圧ＵDCに比べて非常に低い。適切な制御装置は例えば、ドイツ国特許 OS 19724931号に記載されている。
【００１５】
選択した動作モード、及び選択した動作モードでの出力電力に応じて、パルス持続時間またはこのタンク電圧Ｕtankの周波数のいずれかを変化させるか、あるいは自走状態を有効にする。
【００１６】
タンク電圧の変化は、前記インダクタンスを通る共振電流に、これに対応する変化を生じさせて、前記整流器並びにキャパシタンスが、調整可能な値の整流出力電圧を負荷ＲLの端子間に発生させることができ、これにより出力電流が、負荷に応じておよそゼロから最大値まで本質的に連続的に調整可能になる。
【００１７】
以下に、回路の機能、及びタンク電圧Ｕtank及び共振回路を通る電流Ｉresの通常の変化について、図２〜図６を参照して、種々の動作モードについて、自走状態を伴う場合と伴わない場合について詳細に記述する。
【００１８】
図２に、低出力電力用でかつ自走モードを伴わない第１動作モードについてのこうした変化を示す。この動作モードでは、タンク電圧のパルス幅変調、即ち持続時間（第１フェーズ）Ｔ1によって電力を調整し、これにより各スイッチ対Ｓ1/Ｓ4及びＳ2/Ｓ3を導通状態にスイッチする。このスイッチング周端数ｆs（スイッチング動作の周波数）は一定であり、かつ前記共振回路の共振周波数の半分未満とする。
【００１９】
第１フェーズＴ1中には第１及び第４スイッチＳ1、Ｓ4が導通し、そして第２及び第３スイッチＳ2、Ｓ3がブロック状態である。このフェーズ中には、第１及び第４スイッチＳ1、Ｓ4が再び開になるまで、即ちブロック状態にスイッチされるまで、本質的に正弦波の電流Ｉresが共振回路内に確立される。スイッチオフされているスイッチＳ1、Ｓ4から、同じ分岐内のそれぞれの他のスイッチＳ2、Ｓ3の逆並列ダイオードＤ2、Ｄ3に、電流Ｉresが通じる間に、第２フェーズＴ2を開始する。この第２フェーズ中に電流Ｉresが減少してゼロラインに達すると、このフェーズを終了して第３フェーズＴ3を開始する。このフェーズ中には、ここでは負の電流Ｉresが、それぞれ第１スイッチ及び第４スイッチＳ1、Ｓ4に逆並列に接続した第１及び第４ダイオードＤ1、Ｄ4を経由して流れる。さらに、このフェーズ中には、すべてのスイッチが開になる。電流が再びゼロラインに達すると第３フェーズＴ3を終了する。タンク電圧のスイッチング周波数ｆsが、共振回路の固有共振周波数ｆresの半分未満である際には、共振回路内に電流が流れない（電流ギャップ、ＤＣの断続流）第４フェーズＴ4が存在する。
【００２０】
その後に、第２及び第３スイッチＳ2、Ｓ3を閉じることによって（スイッチＳ1、Ｓ4はブロック状態である）この手続きを繰り返し、ここでの図２の電圧及び電流の変化は、同じ形状であるが逆の極性を有し、再び第１フェーズを開始する。
【００２１】
第１動作モードは共振的ではなく、このことは、共振回路の固有共振による固有ダイナミクス（動特性）が発生せず、従って電圧及び電流の超過も発生しえないように、個々のスイッチＳ1/Ｓ4及びＳ2/Ｓ3をスイッチする動作周波数（スイッチング周波数ｆs）が共振周波数ｆresから偏る（少なくとも係数0.5だけ）ことを意味する。
【００２２】
第１フェーズＴ1中には、前記正弦波電流の最大でスイッチオフ電流が発生し、この電流は、この動作モードにおいて転送しうる小電力に応じて小さいものとなる。さらに、前記選択した低い動作周波数またはこの周波数の半分に限り、各スイッチについてのスイッチング動作が行われる。このことは、この動作モードが特に、小さいスイッチング損失を特徴とすることを意味する。
【００２３】
さらにこの動作モードでは、一定のスイッチング周波数で低振幅の電流パルスのみを転送するので、整流出力電圧のリップルも小さくなる。
【００２４】
パルス幅によって制御される電源装置は、対角のスイッチの一方をスイッチオフした後に、他の対角のスイッチがスイッチオン可能になる前に、解放時間を観測しなければならないという欠点を有する。前記の場合にはこの欠点は存在しない、というのは、第３フェーズＴ3中には、第２の対角のスイッチＳ2/Ｓ3（逆の対角）をスイッチオンしているので、この動作モードでは転送電力を増加させようとしていないからである。この動作モードでの最大電力において、１回目と２回目の電流のゼロ交差の間のどの瞬時にも、これらのスイッチをブロック状態にスイッチすることができる。これにより第２フェーズＴ2をできる限り省略することができる。
【００２５】
図３に、自走状態を伴うこの動作モードでの電圧及び電流の変化を示す。本質的な相違は、第１フェーズＴ1の終わり、または第２フェーズＴ2の始めに、２個のスイッチＳ1、Ｓ4またはＳ2、Ｓ3の１個のみを開にして、第２フェーズＴ2において、Ｓ1とＤ3またはＳ4とＤ2またはＳ3とＤ1またはＳ2とＤ4の直列接続を、共振回路に接続するという点にある。この結果の利点については既に記述している。
【００２６】
図４に、中くらいの出力電力用の第２動作モードにおける、タンク電圧Ｕtank及び共振回路を通る電流Ｉresの変化を示す。スイッチング周波数の変化によって電力を調整することができ、ただし次の条件に従い：ｆsmin＜ｆs＜0.5＊ｆres、即ち、スイッチング周波数ｆsは本質的に、共振回路の固有共振周波数ｆresの半分よりも低く留まる。
【００２７】
第１フェーズＴ1中には、第１及び第４スイッチＳ1、Ｓ4を閉にし、スイッチＳ2及びＳ4を開にする。このフェーズでは、電流Ｉresの変化は本質的に正弦波状であり、電流はスイッチオフされない。電流のゼロ交差中に第２フェーズＴ2を開始し、電流がスイッチＳ1、Ｓ4から、これらと逆並列のダイオードＤ1、Ｄ4に通じ、第２フェーズＴ2中には電流が減衰正弦振動で変化する。その後にスイッチＳ1、Ｓ4を開にする。電流が再びゼロ交差に達すると、このフェーズを終了して第３フェーズを開始し、このフェーズでは電流Ｉresが流れない（電流ギャップ／ＤＣでの断続動作）。
【００２８】
その後に、第２及び第３スイッチＳ2、Ｓ3を閉じる（スイッチＳ1/Ｓ4は開）ことによってこの手順を繰り返し、図３と比べれば、電圧及び電流の変化は同じ形状かつ逆の極性である。
【００２９】
この第２動作モードでも、スイッチング周波数ｆsは実質的に前記共振周波数よりも低く留まる。従って、共振回路の固有共振による固有ダイナミクス、よって電圧及び電流の超過が、ここでも発生し得ない。スイッチングオフ動作が発生しないのでスイッチオフ損失が発生しない。スイッチングオン動作は無電流であり、このためスイッチングオン損失も発生しない。
【００３０】
この動作モードでは電流ピークのエネルギが常に一定であるので、最小スイッチング周波数で整流出力電圧の最大リップルが発生する。リップルは最小周波数のリップルよりもさらには低減されず、かつ第１動作モードのパルス幅変調動作に切り換えが生じるので、この動作モードではリップルが非常に低い。
【００３１】
図５に、大出力電力用の第３動作モードにおける電圧及び電流の変化を示し、即ちこれは自走状態を伴わない。
【００３２】
ここでも電力の変化はスイッチング周波数ｆsによって行われ、この周波数は次の範囲：0.5＊ｆres＜ｆs＜ｆresである。
【００３３】
第１フェーズＴ1中には、第１及び第４スイッチＳ1、Ｓ4をオン（導通）状態にスイッチする。これにより共振回路を通る電流Ｉresが正弦波状に変化して、スイッチオフされない。ゼロ交差中に第２フェーズＴ2を開始し、このフェーズでは第１及び第４スイッチＳ1、Ｓ4を無電流で開にして、解放時間を観測する。電流Ｉresは、スイッチＳ1、Ｓ4から、これらと逆並列のダイオードＤ1、Ｄ4に通じ、第２フェーズＴ2では電流の変化が減衰正弦振動となる。前記解放時間が終わるとすぐに、ただし次の電流のゼロ交差の前に、電圧及び電流の極性を反転して第１及び第２フェーズＴ1、Ｔ2を繰り返し、即ち、第２及び第３スイッチＳ2、Ｓ3を閉じて、第１及び第４ダイオードＤ1、Ｄ4はまだ電流を搬送するようにする。これに応答して、電流がダイオードＤ1、Ｄ4からスイッチＳ2、Ｓ3に通じ、ここではこれらのスイッチは閉である。こうして、断続のない動作が関係してくる。
【００３４】
第１フェーズＴ1中に、第１フェーズＴ1の終了または第２フェーズＴ2の開始まで、導通しているスイッチのうち１個のみをスイッチオフすることによって、自走状態を再び導入することができる。こうして出力端子Ｐ1及びＰ2は、正または負のいずれかの中間回路を介して導電的に接続され、ただし中間回路の電圧に比べて低い、導通スイッチ及び導通ダイオードの電圧降下は除く。同じ分岐内に存在する第２スイッチの逆並列ダイオードが導通している間に、このスイッチを既に、損失なしでスイッチオンしておくことができる。これに対応する電圧及び電流の変化を図６に示す。
【００３５】
第３動作モードは共振モードであり、即ち個々のスイッチをスイッチするスイッチング周波数ｆsは、回路の固有共振による固有ダイナミクスが発生しうるように少しだけ、共振回路の共振周波数ｆresから偏り、これにより電圧及び電流の超過が発生する。
【００３６】
最大スイッチオン電流は、ダイオードの順方向期間の正弦振動の最大で発生し、従って有効なスイッチが導通しているフェーズ中の最大電流よりも実質的に小さい。
【００３７】
この第３動作モードでは、共振効果により最大電流振幅が発生するので、最大のスイッチング周波数で整流出力電圧の最大リップルが得られる。リップルに関しては、より高い周波数によって、より大きい電流振幅を部分的に補償することができるということに利点がある。
【００３８】
図７に、本発明の第２実施例の第１回路を示す。第１実施例に対する本質的な相違は、ここでは第２インバータ分岐の代わりに第１及び第２キャパシタＣ1、Ｃ2の直列接続を設けたハーフブリッジ回路が関係しているということにある。
【００３９】
第１及び第２半導体スイッチＳ1、Ｓ2の接合によって共振回路用の第１出力端子Ｐ1を形成し、そして第１及び第２キャパシタＣ1、Ｃ2によって第２出力端子Ｐ2を形成する。ここでも制御装置６によって半導体スイッチＳ1、Ｓ2をスイッチする。
【００４０】
タンク電圧Ｕtank及び共振回路を通る電流Ｉresの変化は、図２、図４、及び図５に示す変化に相当し、よって以下の記述はこれらの図を参照する。さらに、この記述は本質的に、第１実施例に対する相違に限定したものとする。
【００４１】
低出力電力用の第１動作モードでは（図２）、ここでもタンク電圧のパルス幅変調、即ちスイッチＳ1またはＳ2を導通させる持続時間（第１フェーズ）Ｔ1によって電力を調整することができ、スイッチング周波数は（常に）、共振回路の共振周波数ｆresの半分よりも小さい。
【００４２】
こうして第１フェーズＴ1中に第１スイッチＳ1が導通する。このフェーズ中には、スイッチＳ1をスイッチオフ、即ち開にするまで、本質的に正弦波状の電流を確立して、第２フェーズＴ2を開始する。第２フェーズでは、開である第１スイッチＳ1から第２スイッチの逆並列ダイオードＤ2に電流が通じる。この第２フェーズＴ2中に、この電流がゼロラインに達するまで減少して、第３フェーズＴ3を開始する。このフェーズでは、第１スイッチＳ1に逆並列に接続したダイオードＤ1が導通し、両スイッチともブロック状態になる。電流が再びゼロ交差に達すると第３フェーズＴ3を終了する。スイッチング周波数ｆsが共振回路の共振周波数ｆresの半分より低いので、これに続く第４フェーズＴ4が存在し、このフェーズ中には共振回路を通る電流が流れない（電流ギャップ／ＤＣでの断続動作）。
【００４３】
その後に、図２に従って電流及び電圧を反転させて、第２スイッチＳ2を閉じることによってこの手順を繰り返す（第１スイッチＳ1は開である）。
【００４４】
第１動作モードでは、第１実施例と同じ利点が得られる。特に、後半の振動（第３フェーズＴ3）では、第２スイッチＳ2がスイッチオンされていないので、解放時間なしで済み、スイッチＳ1に逆並列に接続したダイオードＤ1が専ら電流を搬送する。
【００４５】
中くらいの出力電力用の第２動作モードでは、ここでもスイッチング周波数の変化によって電力を調整し、ただし次の条件に従う：ｆsmin＜ｆs＜0.5＊ｆres。これにより発生する電圧及び電流の変化は図４に示す通りである。
【００４６】
第１フェーズＴ1中には第１スイッチＳ1が導通する。電流Ｉresは本質的に正弦波状に変化してスイッチオフされない。ゼロ交差中に第２フェーズＴ2を開始して、電流Ｉresが、導通のスイッチＳ1から、これと逆並列のダイオードＤ1に通じる。このフェーズ中には電流の変化が減衰正弦振動となり、両スイッチＳ1、Ｓ2ともブロック状態になる。最後に第３フェーズＴ3では、共振回路を通る電流が流れなくなる。
第２動作モードでは、第１モードと同じ利点がまた得られる。
【００４７】
最後に、高出力電力用の第３動作モードが存在し、これについては、電圧及び電流の変化は図５に示す通りである。ここでもスイッチング周波数によって、電力調整を実現することができ、この周波数は0.5＊ｆres＜ｆs＜ｆresの範囲で変化させることができる。
【００４８】
第１フェーズＴ1中には第１スイッチＳ1をスイッチオンする。ここでも電流Ｉresが本質的に正弦波状に変化してスイッチオフされない。電流のゼロ交差中に第２フェーズＴ2を開始して、電流が、スイッチオン状態の第１スイッチＳ1から、これと逆並列のダイオードＤ1に通じる。電流のゼロ交差の後に、（有効な）第１スイッチＳ1を無電流で開にして、電流Ｉresの変化が減衰正弦振動の変化になる。解放時間が終了した後に第２スイッチＳ2を閉じて、第１ダイオードＤ1はまだ電流を搬送している。これにより、第１ダイオードＤ1から第２スイッチＳ2に電流が通じて、第１スイッチＳ1が閉の場合の極性とは逆の極性の電流及び電圧の変化で、第１フェーズＴ1を再開する。
【００４９】
この動作モードについても、第１実施例を参照して既に説明した特徴及び利点が得られる。
【００５０】
例として図８に、本発明の第２実施例を実現するために可能である、第２の回路図を示す。この回路は、直流電圧源１０に並列に接続した、第１及び第２半導体スイッチＳ1、Ｓ2の直列接続、及びこれらのスイッチに逆並列に接続した自走ダイオードを具え、これらのスイッチはインバータの単一の分岐を構成し、制御装置６によって制御される。これにより、第１及び第２キャパシタＣ1、Ｃ2の直列接続を省略することができる。この図７の回路は、残りの部分については第２実施例のものに相当し、共振回路は例えば、第２半導体スイッチＳ2に並列に接続する。
【００５１】
第２の回路は、残りの部分については図７の第１回路に相当し、ここでも図７を参照した記述に従い、制御装置６によって半導体スイッチＳ1、Ｓ2をスイッチする。
【００５２】
なお最後に、図１、図７、及び図８の表現とは逆に、例えば１次巻線のインダクタンスが共振回路のインダクタンスの一部を形成する変圧器を、整流器Ｇ1の前に設けることによって、負荷ＲLからの電位の分離を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の第１実施例を示す回路図である。
【図２】  自走状態を伴わない第１動作モード中の、通常の電流及び電圧の変化を示す図である。
【図３】  自走状態を伴う第１動作モード中の、通常の電流及び電圧の変化を示す図である。
【図４】  第２動作モード中の、通常の電流及び電圧の変化を示す図である。
【図５】  自走状態を伴わない第３動作モード中の、通常の電流及び電圧の変化を示す図である。
【図６】  自走状態を伴う第３動作モード中の、通常の電流及び電圧の変化を示す図である。
【図７】  本発明の第２実施例の、第１の回路図である。
【図８】  本発明の第２実施例の、第２の回路図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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