(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流入力部に与えられる直流電圧を交流電圧に変換する変換回路であって、この変換回路が、
前記直流入力部と並列に接続され、スイッチ回路網及び第１の変圧器一次巻線を有する第１の直列回路と、
前記直流入力部と並列に接続され、電圧クランプ回路網及び第２の変圧器一次巻線を有する第２の直列回路と、
前記第１の直列回路内の第１ノードであって、前記第１の変圧器一次巻線と前記スイッチ回路網との間の当該第１ノードと、前記第２の直列回路内の第２ノードであって、前記電圧クランプ回路網と前記第２の変圧器一次巻線との間の当該第２ノードとの間に接続されたキャパシタと、
前記第１の変圧器一次巻線と前記第２の変圧器一次巻線とに磁気的に結合され、前記交流電圧を生じる少なくとも１つの変圧器二次巻線と
を具える変換回路。
【請求項２】
請求項１に記載の変換回路において、前記第１の変圧器一次巻線及び前記第２の変圧器一次巻線は共通変圧器の一次巻線であり、同じ変圧器鉄心に磁気的に結合されている変換回路。
【請求項３】
請求項１に記載の変換回路において、前記スイッチ回路網が、並列接続ダイオードを有する１つの金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）又はその他の能動半導体スイッチを具えており、前記電圧クランプ回路網が、抵抗‐キャパシタ‐ダイオードのサブ回路又はＭＯＳＦＥＴ‐キャパシタのサブ回路を具えている変換回路。
【請求項４】
請求項１に記載の変換回路において、前記スイッチ回路網が、２つの並列接続ダイオードを有する直列接続した２つのＭＯＳＦＥＴ又はその他の２つの能動半導体スイッチを具えており、前記電圧クランプ回路網が５つのサブ回路のうちの１つのサブ回路を有し、このサブ回路は、抵抗‐キャパシタ‐ダイオードのサブ回路に直列接続したダイオード、ＭＯＳＦＥＴ‐キャパシタのサブ回路に直列接続したダイオード、ＭＯＳＦＥＴ‐キャパシタのサブ回路に直列接続した抵抗‐キャパシタ‐ダイオードのサブ回路、抵抗‐キャパシタ‐ダイオードのサブ回路を２つ直列接続したもの、又はＭＯＳＦＥＴ‐キャパシタのサブ回路を２つ直列接続したものより成る回路の１つから選択した変換回路。
【請求項５】
請求項４に記載の変換回路において、前記スイッチ回路網内の前記２つの並列接続ダイオードを有する直列接続した２つのＭＯＳＦＥＴ又はその他の２つの能動半導体スイッチ間の中央のノードと、前記電圧クランプ回路網内の２つのサブ回路間の中央のノードとが互いに接続されている変換回路。
【請求項６】
直流入力部に与えられる直流電圧を交流電圧に変換する変換回路であって、この変換回路が、
前記直流入力部と第１及び第２の直列回路との間に挿入された入力インダクタ
を具える変換回路において、
前記第１の直列回路が、前記第２の直列回路と並列に接続され、前記第１の直列回路が、スイッチ回路網と、第１及び第２の変圧器一次巻線を有し、
前記第２の直列回路が、電圧クランプ回路網と、第３及び第４の変圧器一次巻線とを有し、
前記第１の直列回路内の第１ノードであって、前記第１の変圧器一次巻線と前記スイッチ回路網との間の当該第１ノードと、前記第２の直列回路内の第２ノードであって、前記電圧クランプ回路網と前記第４の変圧器一次巻線との間の当該第２ノードとの間に第１のキャパシタが接続され、
前記第１の直列回路内の第３ノードであって、前記スイッチ回路網と前記第２の変圧器一次巻線との間の当該第３ノードと、前記第２の直列回路内の第４ノードであって、前記電圧クランプ回路網と前記第３の変圧器一次巻線との間の当該第４ノードとの間に第２のキャパシタが接続され、
２つ以上の変圧器一次巻線を有する前記変圧器の少なくとも１つの変圧器一次巻線と、少なくとも１つの変圧器二次巻線とが互いに磁気的に結合され、前記交流電圧を生ぜしめるようになっている変換回路。
【請求項７】
請求項６に記載の変換回路において、前記入力インダクタが寄生インダクタ又は外部インダクタであり、前記第１の変圧器一次巻線と、前記第４の変圧器一次巻線とが第１の変圧器鉄心の少なくとも１つの変圧器二次巻線に磁気的に結合され、前記第２の変圧器一次巻線と、前記第３の変圧器一次巻線とが第２の変圧器鉄心の少なくとも１つの変圧器二次巻線に磁気的に結合されている変換回路。
【請求項８】
請求項６に記載の変換回路において、前記スイッチング回路網が、並列接続ダイオードを有する１つの金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）又はその他の能動半導体スイッチを具えており、前記電圧クランプ回路網が、抵抗‐キャパシタ‐ダイオードのサブ回路又はＭＯＳＦＥＴ‐キャパシタのサブ回路を具えている変換回路。
【請求項９】
請求項６に記載の変換回路において、前記スイッチ回路網が、２つの並列接続ダイオードを有する直列接続した２つのＭＯＳＦＥＴ又はその他の２つの能動半導体スイッチを具えており、前記電圧クランプ回路網が５つのサブ回路のうちの１つのサブ回路を有し、このサブ回路は、抵抗‐キャパシタ‐ダイオードのサブ回路に直列接続したダイオード、ＭＯＳＦＥＴ‐キャパシタのサブ回路に直列接続したダイオード、ＭＯＳＦＥＴ‐キャパシタのサブ回路に直列接続した抵抗‐キャパシタ‐ダイオードのサブ回路、抵抗‐キャパシタ‐ダイオードのサブ回路を２つ直列接続したもの、又はＭＯＳＦＥＴ‐キャパシタのサブ回路を２つ直列接続したものより成る回路の１つから選択した変換回路。
【請求項１０】
請求項９に記載の変換回路において、前記スイッチ回路網内の前記２つの並列接続ダイオードを有する直列接続した２つのＭＯＳＦＥＴ又はその他の２つの能動半導体スイッチ間の中央のノードと、前記電圧クランプ回路網内の２つのサブ回路間の中央のノードとが互いに接続されている変換回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、パワーコンバータ（電力変換器）の分野に関するものであり、特にＤＣ（直流）／ＡＣ（交流）パワーコンバータの電圧クランプ方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
電力密度を高くすることは、パワーコンバータに割り当てられている空間が制限されている重大な分野の場合に、最近のパワーコンバータの技術者にとって永遠の目的である。パワーコンバータは、極めて小型にすることに加えて、その電力消費量が最小になるようにする必要がある。
【０００３】
低レベルから中レベルへの電力変換分野では、シングルスイッチフォワードコンバータ又はシングルスイッチフライバックコンバータのようなシングルエンドパワーコンバータのトポロジーが広く用いられている。このパワーコンバータは、絶縁変圧器と、この絶縁変圧器の一次側のスイッチと、整流器と、この絶縁変圧器の二次側の出力フィルタとを有している。電力スイッチをオン／オフ制御することにより、絶縁変圧器の一次側で入力ＤＣ電圧からＡＣ電圧が発生され、このＡＣ電圧が絶縁変圧器の二次側で他の値に変換される。この値が整流され且つ濾波された後、種々の電圧／電流の組み合わせを有するＤＣ出力電力を得ることができる。
【０００４】
上述したコンバータに関する問題は、変圧器に蓄積される磁気及び漏洩エネルギーをコンバータの設計中に考慮する必要があるということである。さもないと、変圧器に蓄積された磁気エネルギーがコンバータを故障させるおそれがある。
【０００５】
上述したコンバータに関する他の問題は、電磁妨害のＥＭＩ問題を軽減させることにある。ＥＭＩ問題の一部は、パワーコンバータにおける脈動電流リプルdi／dtにより生ぜしめられる。又、脈動電流リプルが低くなればなるほど、電流のＲＭＳ値が低くなる。その結果、導電損失を減少させて効率を改善することができる。従って、入力電流リプルが低いパワーコンバータが関連の設計基準の１つとなる。
【０００６】
電流リプルを低くするとともに、変圧器の磁気及び漏洩エネルギーを再利用するために、幾つかのパワーコンバータが文献に提案されており、これらを本発明の従来技術とするものである。
【０００７】
以下の文献に提案された低電力レベル分野のパワーコンバータの１つを図１に示す。
“Design Tricks, Techniques and Tribulation at High Conversion Frequencies”, Bruce Carsten, HFPC 1987, pp. 139-152 
“Snubber Circuits:Theory, Design and Application,”Philip C. Todd, TI seminar 900. Topic 2, 1993 
パワーコンバータの入力電流リプルを減少させる特性は、本発明の発明者により以下の文献において探求してある。
“Improved Forward Topologies for ＤＣ‐ＤＣ Applications with Built-in Input Filter”Ph.D. dissertation, Virginia Polytechnic & State University, Blacksburg, Virginia, U.S.A, 2006
【０００８】
しかし、この回路には、入力電圧の２倍に耐えるように選択された単一のスイッチが含まれている。ある分野では、充分高い定格電圧の半導体スイッチが得られるが、定格電圧が高い半導体スイッチはＲDSonを高くすることを伴う為に、導電損失が増大するという犠牲がある。これに対し、多くの他の分野で得られる半導体スイッチの場合、電圧歪みがあまりにも高くなりすぎるおそれがある。
【０００９】
２つの半導体スイッチを直列接続することにより、各装置における電圧歪みを低減させることができる。低定格電圧の半導体スイッチを用いることにより、等価なＲDSonが減少する。その結果、導電損失が著しく減少でき、これにより変換器の効率を改善する。本発明の発明者により２００７年６月１８日に出願した米国特許出願第11/812,339号明細書によるパワーコンバータを図２に示す。この米国特許出願明細書は参考のために記載したものである。互いに直列接続した２つの半導体スイッチの各々は、入力電圧をほぼ定格として取り入れるように設計されている。
【００１０】
リプル相殺機構により入力／出力電流リプルを更に減少させるためのパワーコンバータの他の例を図３に示す。このパワーコンバータは、１９９６年６月４日に特許された米国特許第 5,523,936号明細書に開示されており、本発明の発明者により発明されたものである。
【００１１】
又、電圧歪みを低減させる利点を得るための、上記の２スイッチバージョンの回路線図を図４に示す。この回路は、本発明の発明者により２００７年６月１８日に出願した米国特許出願第11/812,339号明細書に開示されている。
【００１２】
前述したパワーコンバータの変圧器のリセット電圧は、入力電圧に等しい為、最大のデューティサイクルは５０％に制限される。従って、変圧器の巻数比は小さい値に制限され、その結果、ＲＭＳ入力電流が高くなるとともに、整流器の電圧歪みが大きくなる。従って、導電損失が増大する。
【００１３】
従って、当業者にとって明らかなように、電力スイッチのデューティサイクルを大きくする１つの効果が達成されることにより、パワーコンバータの全体的効率を高めることができる。
【００１４】
従って、磁気エネルギーを回復させ、電流リプルを低減させ、電圧歪みを低減させ、デューティサイクルが５０％よりも大きくなった動作を可能にすることにより、パワーコンバータの効率を最大にするシステム及び方法が必要となる。
【特許文献１】米国特許出願第11/812,339号  米国特許第 5,523,936号
【非特許文献１】“Design Tricks, Techniques and Tribulation at High Conversion Frequencies”, Bruce Carsten, HFPC 1987, pp. 139-152   “Snubber Circuits:Theory, Design and Application,”Philip C. Todd, TI seminar 900. Topic 2, 1993  “Improved Forward Topologies for ＤＣ‐ＤＣ Applications with Built-in Input Filter”Ph.D. dissertation, Virginia Polytechnic & State University, Blacksburg, Virginia, U.S.A, 2006
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
本発明の目的は、入力電流リプルを低減させ、これによりＥＭＩ問題を軽減させるとともにコンバータ効率を改善させるようにした変換回路を提供することにある。
【００１６】
本発明の他の目的は、クランプキャパシタを用いて磁気エネルギーを再利用し、これによりコンバータの効率を改善するようにした変換回路を提供することにある。
【００１７】
本発明の更に他の目的は、低定格電圧の半導体スイッチを用い、これによりコンバータの効率を改善するようにした変換回路を提供することにある。
【００１８】
本発明の更に他の目的は、デューティサイクルが５０％を超えるようにし、これによりコンバータの効率を改善するようにした変換回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
従って、本発明によれば、パワーコンバータ回路の少なくとも２つのキャパシタを介してエネルギーを転送して巻線をリセットすることにより、変圧器をリセットする広い概念を導入する。本発明の一例では、パワーコンバータが、２つの直列回路と、１つのキャパシタと、１つの変圧器とを有するようにする。変圧器は、少なくとも２つの同じ一次巻線と、少なくとも１つの二次巻線とを有する。前記の２つの直列回路は双方とも、ＤＣ入力源Ｖi と並列に接続されている。第１の直列回路は、第１の変圧器一次巻線と、１つのスイッチ回路網とを有し、第２の直列回路は、電圧クランプ回路網と、第２の変圧器一次巻線とを有する。前記のスイッチ回路網は、少なくとも１つの半導体スイッチを有し、前記の電圧クランプ回路網は、少なくとも１つの能動又は受動電圧クランプセルを有する。能動電圧クランプセルは、キャパシタ（ＭＯＳＦＥＴキャパシタ）と直列に接続されたＭＯＳＦＥＴをもって構成され、受動電圧クランプセルは、ダイオードをもって又はダイオードと直列接続されたキャパシタと並列接続された抵抗をもって構成されている。キャパシタは、第１ノードと第２ノードとを接続することにより、第１の直列回路と第２の直列回路とを結合するのに用いられ、第１ノードは、スイッチ回路網と第１の変圧器一次巻線との間のノードであり、第２ノードは、電圧クランプ回路網と第２の変圧器一次巻線との間のノードである。スイッチ回路網内の半導体スイッチをターンオン／ターンオフさせるために、ゲート駆動回路から１つの駆動信号を発生させる。これにより、変圧器の二次巻線にＡＣ電圧が発生される。パワーコンバータの出力は、整流又は濾波された後、負荷に出力電圧を与える。
【００２０】
キャパシタ電圧と電圧クランプ回路網の両端間の電圧とを加算して変圧器のリセット電圧とする。２つの変圧器一次巻線のそれぞれの両端間の電圧は、これらの極性が互いに逆である為に互いに相殺され、従ってキャパシタ電圧は入力電圧と同じとなる。従って、リセット電圧は入力電圧よりも高くなり、電力スイッチの最大のデューティサイクルが５０％を超えるようにしうる。電力スイッチのデューティサイクルを増大させることにより得られる効果の１つは、パワーコンバータの全効率を高めうるということであることは、当業者にとって明らかである。
【００２１】
所望の機能を達成するために、上述したスイッチ回路網に代えて２つの直列接続された半導体スイッチを用い、上述した電圧クランプ回路網の代わりに２つの直列接続された能動セル及び受動セルの双方又は何れか一方を用いることができる。更に、２つの能動セル間の中央のノード又は２つの受動セル間の中央のノード或いはこれらの双方のノードと、２つの直列接続された半導体スイッチ間の中央のノードとを互いに接続し、２つの直列接続された半導体スイッチの各々に個々のクランプ電圧を与えるようにする。更に、スイッチ回路網内の２つの半導体スイッチを同時にターンオン／ターンオフさせるために、ゲート駆動回路により２つの駆動信号を発生させる。電圧クランプ回路網内の半導体スイッチを駆動するためには、ゲート駆動回路から少なくとも１つの相補信号を発生させる必要がある。更に、１つのキャパシタ及び１つの変圧器の双方又は何れか一方を用いる代わりに、２つのキャパシタ及び２つの変圧器の双方又は何れか一方を用いることができる。
【００２２】
従って、本発明の幾つかの例を得ることができる。しかし、本発明の一例では、１つのダイオード又は複数のダイオードより成る電圧クランプ回路は本発明にとって必ずしも必要ではない。
【００２３】
本発明の上述した及びその他の目的、特徴及び利点を理解しうるようにするために、幾つかの好適実施例を以下に図面につき説明する。
【００２４】
前述した一般的な説明及び以下の詳細な説明は例示的なものであり、特許請求の範囲に記載した本発明の更なる説明を提供するだけのものであることに注意すべきである。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２５】
本発明を更に理解するために図面を添付しており、添付図面は本明細書の一部を成すものである。図面には本発明の実施例を示してあり、図面はその説明と相俟って本発明の原理を表わすものである。
【００２６】
キャパシタを介して巻線をリセットするためにエネルギーを転送することにより、変圧器をリセットする本発明の広い概念を導入するパワーコンバータ１００の回路線図を図５に示してある。ＤＣ入力をＡＣ出力に変換するのに用いる回路は、２つの直列回路と、１つのキャパシタＣ１と、１つの変圧器Ｔ１とを有している。この変圧器Ｔ１は、２つの同じ一次巻線Lp１及びLp３と、少なくとも１つの二次巻線Lsとを有している。２つの直列回路は双方ともＤＣ入力源Ｖi と並列に接続されている。第１の直列回路は、第１の変圧器一次巻線Lp１と、１つのスイッチ回路網１２０とを有し、第２の直列回路は、電圧クランプ回路網１１０と、第２の変圧器一次巻線Lp３とを有している。スイッチ回路網１２０は、少なくとも１つの半導体スイッチを有し、電圧クランプ回路網１１０は、少なくとも１つの能動又は受動電圧クランプセルを有している。能動電圧クランプセルは、キャパシタCc（ＭＯＳＦＥＴキャパシタ）と直列に接続されたＭＯＳＦＥＴScをもって構成され、受動電圧クランプセルは、ダイオードDcと直列接続されたキャパシタCcと並列接続された抵抗Rcをもって構成されている。キャパシタＣ１は、第１ノードＮ１と第２ノードＮ２とを接続することにより、第１の直列回路と第２の直列回路とを結合するのに用いられている。第１ノードＮ１は、スイッチ回路網１２０と第１の変圧器一次巻線Lp１との間のノードであり、第２ノードＮ２は、電圧クランプ回路網１１０と第２の変圧器一次巻線Lp３との間のノードである。第１の変圧器一次巻線Lp１の両端間の電圧と、第２の変圧器一次巻線Lp３の両端間の電圧とは、互いに相殺される為、キャパシタＣ１の電圧レベルが入力電圧Ｖi に等しくなる。ゲート駆動回路１３０により少なくとも１つの駆動信号１３１が生ぜしめられ、この駆動信号によりスイッチ回路網１２０内の半導体スイッチをターンオン又はターンオフさせる。従って、二次巻線LsにＡＣ電圧が発生する。パワーコンバータの出力は、整流又は濾波された後（図示せず）、負荷に出力電圧Voを与える。
【００２７】
パワーコンバータ１００は以下のように動作する。第１の期間中、少なくとも１つのゲート駆動信号１３１が発生してスイッチ回路網１２０内の半導体スイッチをターンオンさせる。入力電圧Ｖi が第１の変圧器一次巻線Lp１に印加されていることに加えて、第２の変圧器一次巻線Lp３にもキャパシタ電圧ＶC1が印加されている。変圧器Ｔ１と関連する磁化電流は直線的に増大する。次に、相補の期間中、ゲート駆動信号１３１がスイッチ回路網１２０内の半導体スイッチをターンオフさせる。変圧器Ｔ１の漏洩インダクタンス内に蓄積されたエネルギーが、キャパシタＣ１と、電圧クランプ回路網１１０内のキャパシタＣc とにより吸収される。従って、スイッチ回路網１２０の両端間の電圧は電圧スパイクを有さず、キャパシタＣ１により得られる電圧と、電圧クランプ回路網１１０内のキャパシタＣc により得られる電圧と、入力電圧Ｖi との３つの電圧の合計に制限される。次に、磁化エネルギー及び漏洩エネルギーが第２の変圧器一次巻線Lp３及び電圧クランプ回路網１１０を経て入力に再生され、これにより変圧器Ｔ１をリセットする。
【００２８】
変圧器リセット電圧は、キャパシタＣ１の両端間の電圧と、電圧クランプ回路網１１０内のキャパシタＣc の両端間の電圧との合計に等しい。キャパシタＣ１の両端間の電圧は入力電圧Ｖi にクランプされる為、リセット電圧は入力電圧よりも高い。従って、スイッチ回路網１２０内の半導体スイッチのデューティサイクルを５０％よりも高くしうる。
【００２９】
動作のデューティサイクルを５０％よりも高くすることにより、変圧器の巻数比を大きくでき、これにより一次電流を低くでき、二次側の整流器の電圧歪みを小さくしうること明らかである。従って、パワーコンバータの効率を更に改善しうる。
【００３０】
本発明の上述した原理により構成したパワーコンバータの２つの実施例を図５Ａ及び５Ｂに示す。電圧クランプ回路網１１０Ａは、図５Ａに示すように、Rc‐Cc‐Dcのサブ回路より成る受動電圧クランプセルであり、電圧クランプ回路網１１０Ｂは、図５Ｂに示すように、Sc‐Ccのサブ回路より成る能動電圧クランプセルである。電圧クランプ回路網１１０Ｂ内の半導体スイッチScを駆動するには、ゲート駆動回路１３０から発生される１つの相補信号１３２を供給する必要がある。
【００３１】
本発明の上述した原理により構成したパワーコンバータの２つの他の実施例を図５Ｃ及び５Ｄに示す。電圧クランプ回路網１１０Ｃ及び１１０Ｄは、ダイオードＤa と、Rc‐Cc‐Dcのサブ回路との組み合わせより成る２つの直列接続された受動電圧クランプセルを有する。スイッチ回路網１２０Ｂ内のスイッチＳ１又はＳ２の両端間の電圧は構造に応じて、Ｖi 又はＶi ＋Ｖccにクランプされる。
【００３２】
本発明の上述した原理により構成したパワーコンバータの更に他の１つの実施例を図５Ｅに示す。電圧クランプ回路網１１０Ｅは、Rc‐Cc‐Dcのサブ回路と、Ra‐Ca‐Daのサブ回路とより成る２つの直列接続された受動電圧クランプセルを有する。スイッチ回路網１２０Ｂ内のスイッチＳ１及びＳ２の両端間の電圧はそれぞれ、Ｖi ＋Ｖca及びＶi ＋Ｖccにクランプされる。
【００３３】
本発明の上述した原理により構成したパワーコンバータの２つの更に他の実施例を図５Ｆ及び５Ｇに示す。電圧クランプ回路網１１０Ｆ及び１１０Ｇは、ダイオードＤa と、ＭＯＳＦＥＴ‐キャパシタ（Sc‐Cc）のサブ回路との組み合わせより成る２つの直列接続された電圧クランプセルを有する。電圧クランプ回路網１１０Ｆ又は１１０Ｇ内の半導体スイッチScを駆動するには、ゲート駆動回路１３０から発生される１つの相補信号１３２を供給する必要がある。スイッチ回路網１２０Ｂ内のスイッチＳ１又はＳ２の両端間の電圧は構造に応じて、Ｖi 又はＶi ＋Ｖccにクランプされる。
【００３４】
本発明の上述した原理により構成したパワーコンバータの２つの更に他の実施例を図５Ｈ及び５Ｉに示す。電圧クランプ回路網１１０Ｈ及び１１０Ｉは、Ra‐Ca‐Daのサブ回路と、Sc‐Ccのサブ回路との組み合わせより成る２つの直列接続された電圧クランプセルを有する。電圧クランプ回路網１１０Ｈ又は１１０Ｉ内の半導体スイッチScを駆動するには、ゲート駆動回路１３０から発生される１つの相補信号１３２を供給する必要がある。スイッチ回路網１２０Ｂ内のスイッチＳ１又はＳ２の両端間の電圧は構造に応じて、Ｖi ＋Ｖcc又はＶi ＋Ｖcaにクランプされる。
【００３５】
本発明の上述した原理により構成したパワーコンバータの1つの更に他の実施例を図５J
に示す。電圧クランプ回路網１１０Jは、Sc‐Ccのサブ回路と、Sa‐Caのサブ回路とより成る２つの直列接続された電圧クランプセルを有する。電圧クランプ回路網１１０J内の半導体スイッチSc及びSaを駆動するには、ゲート駆動回路１３０から発生される２つの相補信号１３２を供給する必要がある。スイッチ回路網１２０Ｂ内のスイッチＳ１又はＳ２の両端間の電圧は構造に応じて、Ｖi ＋Ｖcc又はＶi ＋Ｖcaにクランプされる。
【００３６】
キャパシタを介して巻線をリセットするとともに、電流リプルを更に低減させるためにエネルギーを転送することにより、変圧器をリセットする本発明の広い概念を導入するパワーコンバータ２００の他の回路線図を図６に示してある。ＤＣ入力をＡＣ出力に変換するのに用いる回路は、２つの直列回路と、２つのキャパシタ（Ｃ１及びＣ２）と、１つの変圧器Ｔ１とを有している。ＤＣ入力源Ｖi と２つの直列回路との間には、寄生インダクタ又は外部インダクタとして示す入力インダクタＬinが挿入されている。変圧器Ｔ１は、４つの同じ一次巻線Lp１、Lp２、Lp３及びLp４と、少なくとも１つの二次巻線Lsとを有している。２つの直列回路は双方ともＤＣ入力源Ｖi と並列に接続されている。第１の直列回路は、第１の変圧器一次巻線Lp１及び第２の変圧器一次巻線Lp２と、１つのスイッチ回路網２２０とを有する。第２の直列回路は、電圧クランプ回路網２１０と、第３の変圧器一次巻線Lp３及び第４の変圧器一次巻線Lp４とを有している。スイッチ回路網２２０は、少なくとも１つの半導体スイッチを有し、電圧クランプ回路網２１０は、少なくとも１つの能動又は受動電圧クランプセルを有している。能動電圧クランプセルは、キャパシタCcと直列に接続されたＭＯＳＦＥＴScをもって構成され、受動電圧クランプセルは、ダイオードDaをもって又はダイオードDcと直列接続されたキャパシタCcと並列接続された抵抗Rcをもって構成されている。第１のキャパシタＣ１は、第１ノードＮ１と第２ノードＮ２とを接続することにより、第１の直列回路と第２の直列回路とを結合するのに用いられている。第１ノードＮ１は、スイッチ回路網２２０と第１の変圧器一次巻線Lp１との間のノードであり、第２ノードＮ２は、電圧クランプ回路網２１０と第４の変圧器一次巻線Lp４との間のノードである。第２のキャパシタＣ２は、第３ノードＮ３と第４ノードＮ４とを接続することにより、第１の直列回路と第２の直列回路とを結合するのに用いられている。第３ノードＮ３は、スイッチ回路網２２０と第２の変圧器一次巻線Lp２との間のノードであり、第４ノードＮ４は、電圧クランプ回路網２１０と第３の変圧器一次巻線Lp３との間のノードである。第１の変圧器一次巻線Lp１の両端間の電圧と、第４の変圧器一次巻線Lp４の両端間の電圧とは（第２の変圧器一次巻線Lp２の両端間の電圧と、第３の変圧器一次巻線Lp３の両端間の電圧とは）、互いに相殺される為、各キャパシタの電圧レベルが入力電圧に等しくなる。ゲート駆動回路２３０により少なくとも１つの駆動信号２３１が生ぜしめられ、この駆動信号により、スイッチ回路網２２０内の少なくとも１つの半導体スイッチをターンオン又はターンオフさせる。従って、二次巻線LsにＡＣ電圧が発生する。パワーコンバータの出力は、整流又は濾波された後（図示せず）、負荷に出力電圧Voを与える。
【００３７】
パワーコンバータ２００は以下のように動作する。第１の期間中、少なくとも１つのゲート駆動信号２３１が発生してスイッチ回路網２２０内の半導体スイッチをターンオンさせる。入力電圧Ｖi が変圧器一次巻線Lp１及びLp２に印加されていることに加えて、個々の対の変圧器一次巻線Lp２‐Lp４又はLp１‐Lp３にも各キャパシタ電圧がそれぞれ印加されている。変圧器Ｔ１と関連する磁化電流は直線的に増大する。次に、相補の期間中、ゲート駆動信号２３１がスイッチ回路網２２０内の半導体スイッチをターンオフさせる。変圧器Ｔ１の漏洩インダクタンス内に蓄積されたエネルギーが、キャパシタＣ１及びＣ２と、電圧クランプ回路網２１０内のキャパシタとにより吸収される。従って、スイッチ回路網２２０の両端間の電圧は電圧スパイクを有さず、キャパシタＣ１により得られる電圧と、キャパシタＣ２により得られる電圧と、電圧クランプ回路網２１０内のキャパシタにより得られる電圧との３つの電圧の合計に制限される。次に、磁化エネルギー及び漏洩エネルギーが第３の変圧器一次巻線Lp３、第４の変圧器一次巻線Lp４及び電圧クランプ回路網２１０を経て入力に再生され、これにより変圧器Ｔ１をリセットする。
【００３８】
変圧器のリセット電圧は、キャパシタ（Ｃ１又はＣ２）の両端間の電圧と、電圧クランプ回路網２１０内のキャパシタの両端間の電圧との合計に等しい。各キャパシタ（Ｃ１又はＣ２）の両端間の電圧は入力電圧Ｖi にクランプされる為、リセット電圧は入力電圧よりも高い。従って、スイッチ回路網２２０内の半導体スイッチのデューティサイクルを５０％よりも高くしうる。
【００３９】
動作のデューティサイクルを５０％よりも高くすることにより、変圧器の巻数比を大きくでき、これにより一次電流を低くでき、二次側の整流器の電圧歪みを小さくしうること明らかである。従って、パワーコンバータの効率を更に改善しうる。
【００４０】
本発明の上述した原理により構成したパワーコンバータの更に他の２つの実施例を図６Ａ及び６Ｂに示す。電圧クランプ回路網２１０Ａは、Rc‐Cc‐Dcのサブ回路より成る受動電圧クランプセルであり、電圧クランプ回路網２１０Ｂは、Sc‐Ccのサブ回路より成る能動電圧クランプセルである。電圧クランプ回路網２１０Ｂ内の半導体スイッチScを駆動するには、ゲート駆動回路２３０から発生される１つの相補信号２３２を供給する必要がある。
【００４１】
本発明の上述した原理により構成したパワーコンバータの２つの更に他の実施例を図６Ｃ及び６Ｄに示す。電圧クランプ回路網２１０Ｃ及び２１０Ｄは、ダイオードＤa と、Rc‐Cc‐Dcのサブ回路との組み合わせより成る２つの直列接続された電圧クランプセルを有する。スイッチ回路網２２０内のスイッチＳ１又はＳ２の両端間の電圧は構造に応じて、Ｖi 又はＶi ＋Ｖccにクランプされる。
【００４２】
本発明の上述した原理により構成したパワーコンバータの更に他の１つの実施例を図６Ｅに示す。電圧クランプ回路網２１０Ｅは、Rc‐Cc‐Dcのサブ回路と、Ra‐Ca‐Daのサブ回路とより成る２つの直列接続された受動電圧クランプセルを有する。スイッチ回路網２２０Ｂ内のスイッチＳ１及びＳ２の両端間の電圧はそれぞれ、Ｖi ＋Ｖca及びＶi ＋Ｖccにクランプされる。
【００４３】
本発明の上述した原理により構成したパワーコンバータの２つの更に他の実施例を、図６Ｆ及び６Ｇに示す。電圧クランプ回路網２１０Ｆ及び２１０Ｇは、ダイオードＤa と、Sc‐Ccのサブ回路との組み合わせより成る２つの直列接続された電圧クランプセルを有する。電圧クランプ回路網２１０Ｆ又は２１０Ｇ内の半導体スイッチScを駆動するには、ゲート駆動回路２３０から発生される１つの相補信号２３２を供給する必要がある。スイッチ回路網２２０Ｂ内のスイッチＳ１又はＳ２の両端間の電圧は構造に応じて、Ｖi 又はＶi ＋Ｖccにクランプされる。
【００４４】
本発明の上述した原理により構成したパワーコンバータの２つの更に他の実施例を図６Ｈ及び６Ｉに示す。電圧クランプ回路網２１０Ｈ及び２１０Ｉは、Ra‐Ca‐Daのサブ回路と、Sc‐Ccのサブ回路との組み合わせより成る２つの直列接続された電圧クランプセルを有する。電圧クランプ回路網２１０Ｈ又は２１０Ｉ内の半導体スイッチScを駆動するには、ゲート駆動回路２３０から発生される１つの相補信号２３２を供給する必要がある。スイッチ回路網２２０Ｂ内のスイッチＳ１又はＳ２の両端間の電圧は構造に応じて、Ｖi ＋Ｖcc又はＶi ＋Ｖcaにクランプされる。
【００４５】
本発明の上述した原理により構成したパワーコンバータの1つの更に他の実施例を図６J
に示す。電圧クランプ回路網２１０Jは、Sc‐Ccのサブ回路と、Sa‐Caのサブ回路とより成る２つの直列接続された電圧クランプセルを有する。電圧クランプ回路網２１０J内の半導体スイッチSc及びSaを駆動するには、ゲート駆動回路２３０から発生される２つの相補信号２３２を供給する必要がある。スイッチ回路網２２０Ｂ内のスイッチＳ１又はＳ２の両端間の電圧は構造に応じて、Ｖi ＋Ｖcc又はＶi ＋Ｖcaにクランプされる。
【００４６】
キャパシタを介して巻線をリセットするとともに、電流リプルを更に低減させ、且つ本発明の変圧器の熱歪みを軽減させるために、エネルギーを転送することにより、変圧器をリセットする本発明の広い概念を導入するパワーコンバータ３００の他の回路線図を図７に示してある。ＤＣ入力をＡＣ出力に変換するのに用いるパワーコンバータ３００は、１つの入力インダクタと、２つの直列回路と、２つのキャパシタＣ１及びＣ２と、２つの変圧器Ｔ１及びＴ２とを有している。ＤＣ入力源Ｖi と２つの直列回路との間には、寄生インダクタ又は外部インダクタとして示す入力インダクタＬinが挿入されている。変圧器Ｔ１は、２つの同じ一次巻線Lp１及びLp４と、少なくとも１つの二次巻線Ls１とを有しており、変圧器Ｔ２は、２つの同じ一次巻線Lp２及びLp３と、少なくとも１つの二次巻線Ls２とを有している。各直列回路はＤＣ入力源Ｖi と並列に接続されている。第１の直列回路は、第１の変圧器Ｔ１の第１の一次巻線Lp１と、第２の変圧器Ｔ２の第１の一次巻線Lp２と、１つのスイッチ回路網３２０とを有する。第２の直列回路は、第１の変圧器Ｔ１の第２の一次巻線Lp４と、第２の変圧器Ｔ２の第２の一次巻線Lp３と、電圧クランプ回路網３１０とを有している。スイッチ回路網３２０は、少なくとも１つの半導体スイッチを有し、電圧クランプ回路網３１０は、少なくとも１つの能動又は受動電圧クランプセルを有している。能動電圧クランプセルは、キャパシタCcと直列に接続されたＭＯＳＦＥＴScをもって構成され、受動電圧クランプセルは、ダイオードDaをもって又はダイオードDcと直列接続されたキャパシタCcと並列接続された抵抗Rcをもって構成されている。第１のキャパシタＣ１は、第１ノードＮ１と第２ノードＮ２とを接続することにより、第１の直列回路と第２の直列回路とを結合するのに用いられている。第１ノードＮ１は、スイッチ回路網３２０と第１の変圧器Ｔ１の第１の一次巻線Lp１との間のノードであり、第２ノードＮ２は、電圧クランプ回路網３１０と第１の変圧器Ｔ１の第１の一次巻線Lp４との間のノードである。第２のキャパシタＣ２は、第３ノードＮ３と第４ノードＮ４とを接続することにより、第１の直列回路と第２の直列回路とを結合するのに用いられている。第３ノードＮ３は、スイッチ回路網３２０と第２の変圧器Ｔ２の第１の一次巻線Lp２との間のノードであり、第４ノードＮ４は、電圧クランプ回路網３１０と第２の変圧器Ｔ２の第２の一次巻線Lp３との間のノードである。第１の一次巻線Lp１の両端間の電圧と、第４の一次巻線Lp４の両端間の電圧とは（第２の一次巻線Lp２の両端間の電圧と、第３の一次巻線Lp３の両端間の電圧とは）、互いに相殺される為、各キャパシタの電圧レベルが入力電圧に等しくなる。ゲート駆動回路３３０により少なくとも１つの駆動信号３３１が生ぜしめられ、この駆動信号により、スイッチ回路網３２０内の少なくとも１つの半導体スイッチをターンオン又はターンオフさせる。従って、二次巻線（Ls１及びLs２）に２つのＡＣ電圧が発生する。Ls１及びLs２を直列接続又は並列接続し、パワーコンバータの出力を整流又は濾波した後（図示せず）、負荷に出力電圧Voを与える。
【００４７】
パワーコンバータ３００は以下のように動作する。第１の期間中、ゲート駆動信号３３１が発生して、スイッチ回路網３２０内の半導体スイッチをターンオンさせる。入力電圧Ｖi が変圧器一次巻線Lp１及びLp２に印加されていることに加えて、個々の対の変圧器一次巻線Lp２‐Lp４又はLp１‐Lp３にも各キャパシタ電圧がそれぞれ印加されている。次に、相補の期間中、ゲート駆動信号３３１がスイッチ回路網３２０内の半導体スイッチをターンオフさせる。変圧器Ｔ１の漏洩インダクタンス内に蓄積されたエネルギーが、キャパシタＣ１及びＣ２と、電圧クランプ回路網３１０内のキャパシタとにより吸収される。従って、スイッチ回路網３２０の両端間の電圧は電圧スパイクを有さず、キャパシタＣ１により得られる電圧と、キャパシタＣ２により得られる電圧と、電圧クランプ回路網３１０内のキャパシタにより得られる電圧との３つの電圧の合計に制限される。次に、磁化エネルギー及び漏洩エネルギーが第３の一次巻線Lp３、第４の一次巻線Lp４及び電圧クランプ回路網３１０を経て入力に再生され、これにより変圧器Ｔ１をリセットする。
【００４８】
変圧器のリセット電圧は、キャパシタ（Ｃ１又はＣ２）の両端間の電圧と、電圧クランプ回路網３１０内のキャパシタの両端間の電圧との合計に等しい。各キャパシタ（Ｃ１又はＣ２）の両端間の電圧は入力電圧Ｖi にクランプされる為、リセット電圧は入力電圧よりも高い。従って、スイッチ回路網３２０内の半導体スイッチのデューティサイクルを５０％よりも高くしうる。
【００４９】
動作のデューティサイクルを５０％よりも高くすることにより、変圧器の巻数比を大きくでき、これにより一次電流を低くでき、二次側の整流器の電圧歪みを小さくしうること明らかである。従って、パワーコンバータの効率を更に改善しうる。
【００５０】
本発明の上述した原理により構成したパワーコンバータの更に他の２つの実施例を図７Ａ及び７Ｂに示す。電圧クランプ回路網３１０Ａは、Rc‐Cc‐Dcのサブ回路より成る受動電圧クランプセルであり、電圧クランプ回路網３１０Ｂは、Sc‐Ccのサブ回路より成る能動電圧クランプセルである。電圧クランプ回路網３１０Ｂ内の半導体スイッチScを駆動するには、ゲート駆動回路３３０から発生される１つの相補信号３３２を供給する必要がある。
【００５１】
本発明の上述した原理により構成したパワーコンバータの２つの更に他の実施例を図７Ｃ及び７Ｄに示す。電圧クランプ回路網３１０Ｃ及び３１０Ｄは、ダイオードＤa と、Rc‐Cc‐Dcのサブ回路との組み合わせより成る２つの直列接続された電圧クランプセルを有する。スイッチ回路網３２０内のスイッチＳ１又はＳ２の両端間の電圧は構造に応じて、Ｖi 又はＶi ＋Ｖccにクランプされる。
【００５２】
本発明の上述した原理により構成したパワーコンバータの更に他の１つの実施例を図７Ｅに示す。電圧クランプ回路網３１０Ｅは、Rc‐Cc‐Dcのサブ回路と、Ra‐Ca‐Daのサブ回路とより成る２つの直列接続された受動電圧クランプセルを有する。スイッチ回路網３２０Ｂ内のスイッチＳ１及びＳ２の両端間の電圧はそれぞれ、Ｖi ＋Ｖca及びＶi ＋Ｖccにクランプされる。
【００５３】
本発明の上述した原理により構成したパワーコンバータの２つの更に他の実施例を、図７Ｆ及び７Ｇに示す。電圧クランプ回路網３１０Ｆ及び３１０Ｇは、ダイオードＤa と、Sc‐Ccのサブ回路との組み合わせより成る２つの直列接続された電圧クランプセルを有する。電圧クランプ回路網３１０Ｆ又は３１０Ｇ内の半導体スイッチScを駆動するには、ゲート駆動回路３３０から発生される１つの相補信号３３２を供給する必要がある。スイッチ回路網３２０Ｂ内のスイッチＳ１又はＳ２の両端間の電圧は構造に応じて、Ｖi 又はＶi ＋Ｖccにクランプされる。
【００５４】
本発明の上述した原理により構成したパワーコンバータの２つの更に他の実施例を図７Ｈ及び７Ｉに示す。電圧クランプ回路網３１０Ｈ及び３１０Ｉは、Ra‐Ca‐Daのサブ回路と、Sc‐Ccのサブ回路との組み合わせより成る２つの直列接続された電圧クランプセルを有する。電圧クランプ回路網３１０Ｈ又は３１０Ｉ内の半導体スイッチScを駆動するには、ゲート駆動回路３３０から発生される１つの相補信号３３２を供給する必要がある。スイッチ回路網３２０Ｂ内のスイッチＳ１又はＳ２の両端間の電圧は構造に応じて、Ｖi ＋Ｖcc又はＶi ＋Ｖcaにクランプされる。
【００５５】
本発明の上述した原理により構成したパワーコンバータの1つの更に他の実施例を図７J
に示す。電圧クランプ回路網３１０Jは、Sc‐Ccのサブ回路と、Sa‐Caのサブ回路とより成る２つの直列接続された電圧クランプセルを有する。電圧クランプ回路網３１０J内の半導体スイッチSc及びSaを駆動するには、ゲート駆動回路３３０から発生される２つの相補信号３３２を供給する必要がある。スイッチ回路網３２０Ｂ内のスイッチＳ１又はＳ２の両端間の電圧は構造に応じて、Ｖi ＋Ｖcc又はＶi ＋Ｖcaにクランプされる。
【００５６】
本発明の上述した構造に対しては、本発明の範囲又は精神を逸脱することなく、特許請求の範囲及びその等価の範囲内で、種々に変更を施すことができること、当業者にとって明らかである。
【図面の簡単な説明】
【００５７】
【図１】図１は、従来技術のパワーコンバータの一例を示す回路図である。
【図２】図２は、従来技術のパワーコンバータの他の例を示す回路図である。
【図３】図３は、従来技術のパワーコンバータの更に他の例を示す回路図である。
【図４】図４は、従来技術のパワーコンバータの更に他の例を示す回路図である。
【図５】図５は、本発明のパワーコンバータの第１実施例を示す回路図である。
【図５Ａ】図５Ａは、図５の第１の具体例を示す回路図である。
【図５Ｂ】図５Ｂは、図５の第２の具体例を示す回路図である。
【図５Ｃ】図５Ｃは、図５の第３の具体例を示す回路図である。
【図５Ｄ】図５Ｄは、図５の第４の具体例を示す回路図である。
【図５Ｅ】図５Ｅは、図５の第５の具体例を示す回路図である。
【図５Ｆ】図５Ｆは、図５の第６の具体例を示す回路図である。
【図５Ｇ】図５Ｇは、図５の第７の具体例を示す回路図である。
【図５Ｈ】図５Ｈは、図５の第８の具体例を示す回路図である。
【図５Ｉ】図５Ｉは、図５の第９の具体例を示す回路図である。
【図５Ｊ】図５Ｊは、図５の第１０の具体例を示す回路図である。
【図６】図６は、本発明のパワーコンバータの第２実施例を示す回路図である。
【図６Ａ】図６Ａは、図６の第１の具体例を示す回路図である。
【図６Ｂ】図６Ｂは、図６の第２の具体例を示す回路図である。
【図６Ｃ】図６Ｃは、図６の第３の具体例を示す回路図である。
【図６Ｄ】図６Ｄは、図６の第４の具体例を示す回路図である。
【図６Ｅ】図６Ｅは、図６の第５の具体例を示す回路図である。
【図６Ｆ】図６Ｆは、図６の第６の具体例を示す回路図である。
【図６Ｇ】図６Ｇは、図６の第７の具体例を示す回路図である。
【図６Ｈ】図６Ｈは、図６の第８の具体例を示す回路図である。
【図６Ｉ】図６Ｉは、図６の第９の具体例を示す回路図である。
【図６Ｊ】図６Ｊは、図６の第１０の具体例を示す回路図である。
【図７】図７は、本発明のパワーコンバータの第３実施例を示す回路図である。
【図７Ａ】図７Ａは、図７の第１の具体例を示す回路図である。
【図７Ｂ】図７Ｂは、図７の第２の具体例を示す回路図である。
【図７Ｃ】図７Ｃは、図７の第３の具体例を示す回路図である。
【図７Ｄ】図７Ｄは、図７の第４の具体例を示す回路図である。
【図７Ｅ】図７Ｅは、図７の第５の具体例を示す回路図である。
【図７Ｆ】図７Ｆは、図７の第６の具体例を示す回路図である。
【図７Ｇ】図７Ｇは、図７の第７の具体例を示す回路図である。
【図７Ｈ】図７Ｈは、図７の第８の具体例を示す回路図である。
【図７Ｉ】図７Ｉは、図７の第９の具体例を示す回路図である。
【図７Ｊ】図７Ｊは、図７の第１０の具体例を示す回路図である。
【符号の説明】
【００５８】
１００    パワーコンバータ
１１０    電圧クランプ回路網
１２０    スイッチ回路網
１３０    ゲート駆動回路
１３１    駆動信号
１３２    相補信号
【図１】
0004801121.tif 000002
【図２】
0004801121.tif 000003
【図３】
0004801121.tif 000004
【図４】
0004801121.tif 000005
【図５】
0004801121.tif 000006
【図５Ａ】
0004801121.tif 000007
【図５Ｂ】
0004801121.tif 000008
【図５Ｃ】
0004801121.tif 000009
【図５Ｄ】
0004801121.tif 000010
【図５Ｅ】
0004801121.tif 000011
【図５Ｆ】
0004801121.tif 000012
【図５Ｇ】
0004801121.tif 000013
【図５Ｈ】
0004801121.tif 000014
【図５Ｉ】
0004801121.tif 000015
【図５Ｊ】
0004801121.tif 000016
【図６】
0004801121.tif 000017
【図６Ａ】
0004801121.tif 000018
【図６Ｂ】
0004801121.tif 000019
【図６Ｃ】
0004801121.tif 000020
【図６Ｄ】
0004801121.tif 000021
【図６Ｅ】
0004801121.tif 000022
【図６Ｆ】
0004801121.tif 000023
【図６Ｇ】
0004801121.tif 000024
【図６Ｈ】
0004801121.tif 000025
【図６Ｉ】
0004801121.tif 000026
【図６Ｊ】
0004801121.tif 000027
【図７】
0004801121.tif 000028
【図７Ａ】
0004801121.tif 000029
【図７Ｂ】
0004801121.tif 000030
【図７Ｃ】
0004801121.tif 000031
【図７Ｄ】
0004801121.tif 000032
【図７Ｅ】
0004801121.tif 000033
【図７Ｆ】
0004801121.tif 000034
【図７Ｇ】
0004801121.tif 000035
【図７Ｈ】
0004801121.tif 000036
【図７Ｉ】
0004801121.tif 000037
【図７Ｊ】
0004801121.tif 000038