(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
外部から供給される電源電圧を参照電圧に基づいて安定化し、安定化された電源電圧を出力端子から負荷に供給するレギュレータ回路であって、
参照電圧と帰還電圧との間の誤差を増幅する差動増幅手段と、
前記差動増幅手段の出力電圧に従って電流を生成する電流生成手段と、
前記電流生成手段によって生成される電流に従って前記出力端子に電流を供給する第１の出力手段と、
前記電流生成手段によって生成される電流の大きさに従って２つの端子間のインピーダンスが変化する可変インピーダンス手段と、
前記可変インピーダンス手段の１つの端子に接続された入力端子を有し、前記電流生成手段によって生成される電流が増加して前記可変インピーダンス手段の２つの端子間に発生する電圧が所定の値を超えたときに、前記出力端子に電流を供給する第２の出力手段と、
前記出力端子に発生する電圧に基づいて帰還電圧を生成し、該帰還電圧を前記差動増幅手段に入力する帰還手段と、
を具備するレギュレータ回路。
【請求項２】
前記出力端子から負荷に供給される電流の絶対値が所定の値よりも小さいときに、前記第１の出力手段から供給される電流の絶対値が前記第２の出力手段から供給される電流の絶対値よりも大きく、前記出力端子から負荷に供給される電流の絶対値が所定の値よりも大きいときに、前記第２の出力手段から供給される電流の絶対値が前記第１の出力手段から供給される電流の絶対値よりも大きい、請求項１記載のレギュレータ回路。
【請求項３】
前記電流生成手段が、ゲートに供給される前記差動増幅手段の出力電圧に従ってドレイン電流を生成する第１のトランジスタを含み、
前記第１の出力手段が、前記第１のトランジスタのドレイン電流がドレイン・ソース間を通過する飽和接続された第２のトランジスタと、前記第２のトランジスタのゲート電位がゲートに供給されることにより前記出力端子にドレイン電流を供給する第３のトランジスタとを含み、
前記可変インピーダンス手段が、一定の電圧がゲート・ソース間に印加され、前記第２のトランジスタを介して前記第１のトランジスタにドレイン電流を供給すると共に、前記第３のトランジスタのドレイン電流の大きさに従ってドレイン・ソース間のインピーダンスが変化する第４のトランジスタを含む、
請求項１又は２記載のレギュレータ回路。
【請求項４】
前記第２の出力手段が、前記可変インピーダンス手段の２つの端子間に発生する電圧がゲート・ソース間に印加されることによって前記出力端子にドレイン電流を供給するトランジスタを含む、請求項１〜３のいずれか１項記載のレギュレータ回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、外部から供給される電源電圧を安定化し、安定化された電源電圧を負荷となる他の回路に供給するレギュレータ回路（シリーズレギュレータ）に関する。
【背景技術】
【０００２】
レギュレータ回路は、入力される電源電圧や負荷が変動しても、一定の電源電圧を出力する回路であり、様々な家電製品等において使用されている。図３に、従来のレギュレータ回路の構成例を示す。このレギュレータ回路は、差動アンプ１０と、差動アンプ１０の出力電圧に従ってドレイン電流を生成するＮチャネルＭＯＳトランジスタＱＮ３１と、定電流源として機能するＰチャネルＭＯＳトランジスタＱＰ３１と、トランジスタＱＮ３１及びトランジスタＱＰ３１のドレイン電位に従って出力端子に電流を供給するＰチャネルＭＯＳトランジスタＱＰ３２とを有している。トランジスタＱＰ３２としては、大きな出力電流を得るために、サイズの大きいパワートランジスタが用いられる。
【０００３】
差動アンプ１０の非反転入力端子には、参照電圧ＶＲＥＦが印加され、差動アンプ１０の反転入力端子には、出力端子の電圧ＶＲＥＧが帰還用の抵抗Ｒ１及びＲ２によって分圧されて印加される。これによって、レギュレータ回路はフィードバック動作を行い、参照電圧ＶＲＥＦに基づいて、出力端子の電圧ＶＲＥＧを安定化する。
【０００４】
ここで、出力端子には様々な負荷が接続されるが、レギュレータ回路は、無負荷状態から重い負荷が接続された状態までにおいて、正常に動作しなければならない。出力端子に接続される負荷の重さによってパワートランジスタＱＰ３２に流れるドレイン電流（出力電流）が変化するので、パワートランジスタＱＰ３２の出力インピーダンスは、数百Ω〜数百ｋΩの範囲で１０００倍程度も変化する。これにより、レギュレータ回路の伝達関数において極となる周波数が移動してしまう。一方、トランジスタＱＰ３２の入力側において極となる周波数は、出力電流の値にほとんど依存しない。このように極の位置が変化してもレギュレータ回路の周波数特性を保証するように位相補償を行うことは、きわめて困難である。
【０００５】
関連する技術として、下記の特許文献１には、集積回路チップの消費電力増大をもたらすことなく、内部回路の消費電流変化によらず安定した内部電源電圧を与えることを可能とした電源電圧降下回路を有する半導体集積回路が開示されている。この半導体集積回路においては、基準電圧発生回路と、外部電源電圧を降下して内部電源電圧を得るためのパワートランジスタと、内部電源電圧と基準電圧との比が一定になるようにパワートランジスタを制御する差動増幅回路とを有する電源電圧降下回路に対して、パワートランジスタと並列に出力電流補償用トランジスタが設けられ、さらに、この出力電流補償用トランジスタを所定のタイミングでオン駆動するタイミング制御回路が設けられている。
【０００６】
例えば、上記の電源電圧降下回路に、常にロー・アドレス・ストローブ信号（／ＲＡＳ信号）の変化から同じタイミングで動作する回路を含むＤＲＡＭが負荷として接続された場合に、／ＲＡＳ信号のレベルが変化してから所定時間の間だけ出力電流補償用トランジスタがオンされる。しかしながら、この半導体集積回路においては、任意の負荷が接続された場合に、その負荷の状態に合わせてレギュレータ回路の伝達特性を補償することはできない。
【特許文献１】特開平５−２１７３８号公報（第１頁、図１）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
そこで、上記の点に鑑み、本発明は、様々な負荷が接続されても、その負荷の状態に合わせて伝達特性が補償されるレギュレータ回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
以上の課題を解決するため、本発明に係るレギュレータ回路は、外部から供給される電源電圧を参照電圧に基づいて安定化し、安定化された電源電圧を出力端子から負荷に供給するレギュレータ回路であって、参照電圧と帰還電圧との間の誤差を増幅する差動増幅手段と、差動増幅手段の出力電圧に従って電流を生成する電流生成手段と、電流生成手段によって生成される電流に従って出力端子に電流を供給する第１の出力手段と、電流生成手段によって生成される電流の大きさに従って２つの端子間のインピーダンスが変化する可変インピーダンス手段と、可変インピーダンス手段の１つの端子に接続された入力端子を有し、電流生成手段によって生成される電流が増加して可変インピーダンス手段の２つの端子間に発生する電圧が所定の値を超えたときに、出力端子に電流を供給する第２の出力手段と、出力端子に発生する電圧に基づいて帰還電圧を生成し、該帰還電圧を差動増幅手段に入力する帰還手段とを具備する。
【０００９】
ここで、出力端子から負荷に供給される電流の絶対値が所定の値よりも小さいときに、第１の出力手段から供給される電流の絶対値が第２の出力手段から供給される電流の絶対値よりも大きくなり、出力端子から負荷に供給される電流の絶対値が所定の値よりも大きいときに、第２の出力手段から供給される電流の絶対値が第１の出力手段から供給される電流の絶対値よりも大きくなるようにしても良い。
【００１０】
また、電流生成手段が、ゲートに供給される差動増幅手段の出力電圧に従ってドレイン電流を生成する第１のトランジスタを含み、第１の出力手段が、第１のトランジスタのドレイン電流がドレイン・ソース間を通過する飽和接続された第２のトランジスタと、第２のトランジスタのゲート電位がゲートに供給されることにより出力端子にドレイン電流を供給する第３のトランジスタとを含み、可変インピーダンス手段が、一定の電圧がゲート・ソース間に印加され、第２のトランジスタを介して第１のトランジスタにドレイン電流を供給すると共に、第３のトランジスタのドレイン電流の大きさに従ってドレイン・ソース間のインピーダンスが変化する第４のトランジスタを含むようにしても良い。
【００１１】
さらに、第２の出力手段が、可変インピーダンス手段の２つの端子間に発生する電圧がゲート・ソース間に印加されることによって出力端子にドレイン電流を供給するトランジスタを含むようにしても良い。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、出力端子に電流を供給する第１の出力手段及び第２の出力手段を設け、負荷が重い場合に第１の出力手段によって供給される電流が増加すると、可変インピーダンス手段のインピーダンスが大きくなって２つの端子間に発生する電圧が増大し、それにより第２の出力手段が動作を開始して出力端子側のインピーダンスを低下させる。その結果、出力手段の入力側における極の位置と出力側の極の位置とが入れ替わり、極の移動による影響が打ち消されるので、伝達特性が補償される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
以下、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照しながら詳しく説明する。
図１は、本発明の第１の実施形態に係るレギュレータ回路の構成を示す回路図である。本発明の第１の実施形態に係るレギュレータ回路は、外部から供給される正の電源電圧ＶＤＤを参照電圧ＶＲＥＦに基づいて安定化し、安定化された電源電圧ＶＲＥＧを出力端子から負荷に供給する。
【００１４】
図１に示すように、このレギュレータ回路は、差動アンプ１０と、ゲートに供給される差動アンプ１０の出力電圧に従ってドレイン電流を生成するＮチャネルＭＯＳトランジスタＱＮ１１と、トランジスタＱＮ１１のドレイン電流がドレイン・ソース間を通過する飽和接続されたＰチャネルＭＯＳトランジスタＱＰ１１と、トランジスタＱＰ１１のゲート電位がゲートに供給されることにより出力端子にドレイン電流を供給するＰチャネルＭＯＳトランジスタＱＰ１２とを有している。
【００１５】
さらに、このレギュレータ回路は、一定の電圧がゲート・ソース間に印加されて定電流源として機能し、トランジスタＱＰ１１を介してトランジスタＱＮ１１にドレイン電流を供給すると共に、トランジスタＱＰ１２のドレイン電流の大きさに従ってドレイン・ソース端子間のインピーダンスが変化する可変インピーダンス手段としてのＰチャネルＭＯＳトランジスタＱＰ１３と、トランジスタＱＰ１３のドレイン・ソース端子間に発生する電圧がゲート・ソース間に印加されることによって出力端子にドレイン電流を供給するＰチャネルＭＯＳトランジスタＱＰ１４と、帰還用の抵抗Ｒ１及びＲ２とを有している。
【００１６】
差動アンプ１０の非反転入力端子には、参照電圧ＶＲＥＦが印加され、差動アンプ１０の反転入力端子には、出力端子の電圧ＶＲＥＧが、抵抗Ｒ１及びＲ２によって分圧されて印加される。これによって、レギュレータ回路はフィードバック動作を行い、参照電圧ＶＲＥＦに基づいて、出力端子の電圧ＶＲＥＧを安定化する。レギュレータ回路から出力される電圧ＶＲＥＧは、近似的に次式で表される。
ＶＲＥＧ＝ＶＲＥＦ・（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２
【００１７】
ここで、出力端子には様々な負荷が接続されるが、レギュレータ回路は、無負荷状態から重い負荷が接続された状態までにおいて、正常に動作しなければならない。そのために、本実施形態においては、出力端子に電流を供給する出力手段として、トランジスタＱＰ１４の他に、トランジスタＱＰ１１及びＱＰ１２を設けている。
【００１８】
最終段のトランジスタＱＰ１２及びＱＰ１４としては、大きな出力電流を得るために、パワートランジスタが用いられる。さらに、トランジスタＱＰ１４のゲート幅ＷをトランジスタＱＰ１２のゲート幅Ｗの５０倍程度とし、トランジスタＱＰ１２及びＱＰ１４のゲート長Ｌを同程度とすれば、トランジスタＱＰ１４におけるゲート幅とゲート長との比Ｗ／Ｌは、トランジスタＱＰ１２におけるゲート幅とゲート長との比Ｗ／Ｌの５０倍程度となる。これにより、大電流出力時においては、出力電流のほとんどが、トランジスタＱＰ１４によって供給される。
【００１９】
一方、図１に示すように、トランジスタＱＰ１２のゲート電位は、トランジスタＱＰ１４のゲート電位よりも低くなるように設定されており、従って、小電流出力時において先に動作を開始するのはトランジスタＱＰ１２である。このように、小電流出力時においては、出力電流がトランジスタＱＰ１２によって供給される。
【００２０】
このとき、トランジスタＱＰ１４はオフ状態であり、従って、トランジスタＱＰ１３のソース・ドレイン間電圧は小さく、トランジスタＱＰ１３はリニア領域で動作する。そのため、トランジスタＱＰ１３のソース・ドレイン端子間のインピーダンス、即ち、パワートランジスタＱＰ１２及びＱＰ１４の入力側に接続される抵抗成分は小さく、その抵抗成分とパワートランジスタＱＰ１２及びＱＰ１４の入力容量等とによって決定される極の周波数は高周波側にある。一方、トランジスタＱＰ１２のドレイン電流が小さいために、トランジスタＱＰ１２の出力インピーダンスはかなり高く、出力端子側においては、極の位置が低周波側にある。
【００２１】
負荷が重くなりレギュレータ回路の出力電流が大きくなるに連れて、トランジスタＱＰ１２のゲート・ソース間電圧（絶対値）が増加し、トランジスタＱＰ１１のゲート・ソース間電圧（絶対値）も増加して、トランジスタＱＰ１１のドレイン電流が増加する。これによって、トランジスタＱＰ１３のドレイン電位が降下して、トランジスタＱＰ１４のゲート電位が下がり、トランジスタＱＰ１４がオン状態に移行する。
【００２２】
即ち、レギュレータ回路の出力端子から負荷に供給される電流が所定の値よりも小さいときには、トランジスタＱＰ１２から供給される電流がトランジスタＱＰ１４から供給される電流よりも大きくなり、レギュレータ回路の出力端子から負荷に供給される電流が所定の値よりも大きいときには、トランジスタＱＰ１４から供給される電流がトランジスタＱＰ１２から供給される電流よりも大きくなる。
【００２３】
トランジスタＱＰ１４がオン状態に移行すると、トランジスタＱＰ１３のソース・ドレイン間電圧が増加することにより、トランジスタＱＰ１３のソース・ドレイン端子間インピーダンスが増大する。即ち、パワートランジスタＱＰ１２及びＱＰ１４の入力側に接続される抵抗成分が大きくなり、その抵抗成分とパワートランジスタＱＰ１２及びＱＰ１４の入力容量等とによって決定される極の周波数は低周波側に移動する。
【００２４】
同時に、トランジスタＱＰ１４のドレイン電流の増加によってトランジスタＱＰ１４の出力インピーダンスが低下して、出力端子側においては、極の位置が高周波側に移動する。このように、負荷が軽い時と重い時とにおいて、パワートランジスタＱＰ１２及びＱＰ１４の入力側における極の位置と出力側における極の位置とが入れ替わり、極の移動による影響が打ち消されることによって伝達特性が補償される。その結果、広い出力電流範囲においてレギュレータ回路の位相補償が容易になり、負荷電流によらずに安定して動作するシリーズレギュレータを実現することができる。
【００２５】
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。
図２は、本発明の第２の実施形態に係るレギュレータ回路の構成を示す回路図である。本実施形態に係るレギュレータ回路は、外部から供給される負の電源電圧ＶＳＳを参照電圧ＶＲＥＦに基づいて安定化し、安定化された電源電圧ＶＲＥＧを出力端子から負荷に供給する。
【００２６】
図２に示すように、このレギュレータ回路は、差動アンプ１０と、ゲートに供給される差動アンプ１０の出力電圧に従ってドレイン電流を生成するＰチャネルＭＯＳトランジスタＱＰ２１と、トランジスタＱＰ２１のドレイン電流がドレイン・ソース間を通過する飽和接続されたＮチャネルＭＯＳトランジスタＱＮ２１と、トランジスタＱＮ２１のゲート電位がゲートに供給されることにより出力端子にドレイン電流を供給するＮチャネルＭＯＳトランジスタＱＮ２２とを有している。
【００２７】
さらに、このレギュレータ回路は、一定の電圧がゲート・ソース間に印加されて定電流源として機能し、トランジスタＱＮ２１を介してトランジスタＱＰ２１にドレイン電流を供給すると共に、トランジスタＱＮ２２のドレイン電流の大きさに従ってドレイン・ソース端子間のインピーダンスが変化する可変インピーダンス手段としてのＮチャネルＭＯＳトランジスタＱＮ２３と、トランジスタＱＮ２３のドレイン・ソース端子間に発生する電圧がゲート・ソース間に印加されることによって出力端子にドレイン電流を供給するＮチャネルＭＯＳトランジスタＱＮ２４と、帰還用の抵抗Ｒ１及びＲ２とを有している。
【００２８】
差動アンプ１０の非反転入力端子には、参照電圧ＶＲＥＦが印加され、差動アンプ１０の反転入力端子には、出力端子の電圧ＶＲＥＧが、抵抗Ｒ１及びＲ２によって分圧されて印加される。これによって、レギュレータ回路はフィードバック動作を行い、参照電圧ＶＲＥＦに基づいて、出力端子の電圧ＶＲＥＧを安定化する。レギュレータ回路から出力される電圧ＶＲＥＧは、近似的に次式で表される。
ＶＲＥＧ＝−ＶＲＥＦ・（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２
【００２９】
ここで、出力端子には様々な負荷が接続されるが、レギュレータ回路は、無負荷状態から重い負荷が接続された状態までにおいて、正常に動作しなければならない。そのために、本実施形態においては、出力端子に電流を供給する出力手段として、トランジスタＱＮ２４の他に、トランジスタＱＮ２１及びＱＮ２２を設けている。
【００３０】
最終段のトランジスタＱＮ２２及びＱＮ２４としては、大きな出力電流を得るために、パワートランジスタが用いられる。さらに、トランジスタＱＮ２４のゲート幅ＷをトランジスタＱＮ２２のゲート幅Ｗの５０倍程度とし、トランジスタＱＮ２２及びＱＮ２４のゲート長Ｌを同程度とすれば、トランジスタＱＮ２４におけるゲート幅とゲート長との比Ｗ／Ｌは、トランジスタＱＮ２２におけるゲート幅とゲート長との比Ｗ／Ｌの５０倍程度となる。これにより、大電流出力時においては、出力電流のほとんどが、トランジスタＱＮ２４によって供給される。
【００３１】
一方、図２に示すように、トランジスタＱＮ２２のゲート電位は、トランジスタＱＮ２４のゲート電位よりも高くなるように設定されており、従って、小電流出力時において先に動作を開始するのはトランジスタＱＮ２２である。このように、小電流出力時においては、出力電流がトランジスタＱＮ２２によって供給される。
【００３２】
このとき、トランジスタＱＮ２４はオフ状態であり、従って、トランジスタＱＮ２３のソース・ドレイン間電圧は小さく、トランジスタＱＮ２３はリニア領域で動作する。そのため、トランジスタＱＮ２３のソース・ドレイン端子間のインピーダンス、即ち、パワートランジスタＱＮ２２及びＱＮ２４の入力側に接続される抵抗成分は小さく、その抵抗成分とパワートランジスタＱＮ２２及びＱＮ２４の入力容量等とによって決定される極の周波数は高周波側にある。一方、トランジスタＱＮ２２のドレイン電流が小さいために、トランジスタＱＮ２２の出力インピーダンスはかなり高く、出力端子側においては、極の位置が低周波側にある。
【００３３】
負荷が重くなりレギュレータ回路の出力電流が大きくなるに連れて、トランジスタＱＮ２２のゲート・ソース間電圧が増加し、トランジスタＱＮ２１のゲート・ソース間電圧も増加して、トランジスタＱＮ２１のドレイン電流が増加する。これによって、トランジスタＱＮ２３のドレイン電位が上昇して、トランジスタＱＮ２４のゲート電位が上がり、トランジスタＱＮ２４がオン状態に移行する。
【００３４】
即ち、レギュレータ回路の出力端子から負荷に供給される電流（絶対値）が所定の値よりも小さいときには、トランジスタＱＮ２２から供給される電流（絶対値）がトランジスタＱＮ２４から供給される電流（絶対値）よりも大きくなり、レギュレータ回路の出力端子から負荷に供給される電流（絶対値）が所定の値よりも大きいときには、トランジスタＱＮ２４から供給される電流（絶対値）がトランジスタＱＮ２２から供給される電流（絶対値）よりも大きくなる。
【００３５】
トランジスタＱＮ２４がオン状態に移行すると、トランジスタＱＮ２３のソース・ドレイン間電圧が増加することにより、トランジスタＱＮ２３のソース・ドレイン端子間インピーダンスが増大する。即ち、パワートランジスタＱＮ２２及びＱＮ２４の入力側に接続される抵抗成分が大きくなり、その抵抗成分とパワートランジスタＱＮ２２及びＱＮ２４の入力容量等とによって決定される極の周波数は低周波側に移動する。
【００３６】
同時に、トランジスタＱＮ２４のドレイン電流の増加によってトランジスタＱＮ２４の出力インピーダンスが低下して、出力端子側においては、極の位置が高周波側に移動する。このように、負荷が軽い時と重い時とにおいて、パワートランジスタＱＮ２２及びＱＮ２４の入力側における極の位置と出力側における極の位置とが入れ替わり、極の移動による影響が打ち消されることによって伝達特性が補償される。その結果、広い出力電流範囲においてレギュレータ回路の位相補償が容易になり、負荷電流によらずに安定して動作するシリーズレギュレータを実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３７】
【図１】本発明の第１の実施形態に係るレギュレータ回路の構成を示す回路図。
【図２】本発明の第２の実施形態に係るレギュレータ回路の構成を示す回路図。
【図３】従来のレギュレータ回路の構成例を示す回路図。
【符号の説明】
【００３８】
１０  差動アンプ、  ＱＰ１１〜ＱＰ２１  ＰチャネルＭＯＳトランジスタ、  ＱＮ１１〜ＱＮ２４  ＮチャネルＭＯＳトランジスタ、  Ｒ１、Ｒ２  抵抗
【図１】
0004741886.tif 000002
【図２】
0004741886.tif 000003
【図３】
0004741886.tif 000004