(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源の電力を交流に変換して、交流電力系統に連系するインバータの出力電流より直流成分を検出する直流分検出装置において、
前記インバータより検出された出力電流より、基本周波数未満の電流成分のみを抽出して増幅することにより、前記インバータの出力電流に含まれる直流成分の検出値とするように構成された直流分検出装置であって、
前記インバータの出力電流を検出する電流検出器と、
前記電流検出器により検出された出力電流から、基本周波数未満の電流成分を抽出するローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタによって抽出された電流成分を、増幅率１で電圧変換するバッファアンプと、
前記バッファアンプより出力された電圧信号を、所定の増幅率で増幅する増幅回路と、
前記増幅回路で増幅された信号を、アナログ信号よりデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、
を備え、
前記増幅回路の増幅倍率をＫとしたとき、
（系統電流レンジ／Ｋ）÷（Ａ/Ｄ量子化レンジ）＜系統電流分解能
となるように、増幅倍率Ｋが決定され、
前記Ａ／Ｄコンバータより、前記インバータの出力電流に含まれる直流成分を検出信号として送出することを特徴とする直流分検出装置。
【請求項２】
前記バッファアンプのオフセット電圧をαop１、前記増幅回路のオフセット電圧をαop２としたとき、
前記Ａ／Ｄコンバータに入力されるオフセット量αampは、
αamp＝Ｋαop１＋（１＋Ｋ）αop２
で表されることを特徴とする請求項１に記載の直流分検出装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電力系統に連係するためのインバータ装置に関し、特に、インバータ装置の出力電流に含まれる直流成分を検出する直流分検出装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、太陽電池などで発電した直流電力を交流電力系統に連系するためのインバータ装置が普及している。このような系統連系を行う場合、資源エネルギー庁編の『電力系統連係技術要件ガイドライン』により、系統連系用のインバータから交流電力系統に流出する直流電流成分の大きさを制限する指針が示されている。特に、低圧配電線に連系する場合は、インバータの交流出力側に直流電流検出装置を備え、所定の値以上の直流電流成分を検出した場合は、インバータ動作を停止させる保護機能を持つ場合は、 変圧器を用いないで系統連系を行うことが許可されている。
前記ガイドラインによれば、系統に流出する直流成分が、インバータ定格出力電流の１％または150ｍＡ±５％を越えた場合は、これを検出してインバータを停止しなければならない。
【０００３】
例えば、特開平10-213606号公報などに系統連系用インバータの直流電流成分を検出する技術が開示されている。この公報の技術によれば、インバータ電流の瞬時波形を検出してデジタル信号に変換すると共に、系統電圧のゼロクロス点を検出し、デジタル変換された検出電流を系統電圧の1周期毎に積算する。そして、マイクロプロセッサのソフトウエア機能によって、積算された検出電流より直流電流成分を演算している。このような方法で直流成分を検出してソフトウエア処理を行うことにより、経年変化や温度ドリフトの影響を受けることなく、且つ、検出遅れを生じることなく、高精度に直流成分を検出することができる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上記従来の直流分検出装置では、直流成分を精度良く検出するために、アナログ／デジタルコンバータ（以下、Ａ／Ｄコンバータと言う）の分解能を高くすることにより検出機能の向上を図っている。しかし、高分解能なＡ／Ｄコンバータの場合は、インバータの電流制御機能に対しては過剰な仕様（オーバスペック）となり、インバータ装置全体をコストアップさせる一因となっている。つまり、従来のインバータでは、系統に流れる直流成分の検出精度を、ガイドラインを満たすレベルにまで上げるためには、Ａ／Ｄコンバータの分解能が不足している。しかし、Ａ／Ｄコンバータの分解能とインバータ装置のコストとはトレイドオフの関係にあり、インバータ装置のコストを抑えながらＡ／Ｄコンバータにおける直流成分の検出精度を上げることは容易ではない。
【０００５】
本発明はこのような事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、インバータ出力電流の基本周波数未満の電流成分のみを抽出して増幅することにより、インバータの電流制御機能がオーバスペックとならない程度の分解能を有するＡ／Ｄコンバータを用いて、直流成分の検出精度を向上させることにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するために、本発明は、直流電源の電力を交流に変換して、交流電力系統に連係するインバータの出力電流より直流電流成分を検出する直流電流検出装置において、インバータより検出された出力電流より、基本周波数未満の電流成分を抽出して増幅することにより、インバータの出力電流に含まれる直流成分の検出値とするように構成されたことを特徴とする。
【０００７】
すなわち、本発明の直流分検出装置によれば、インバータの出力電流を検出したとき、例えば、６０Hzまたは５０Hzの基本周波数より低い周波数成分のみを抽出する。そして、抽出した成分だけを増幅して、インバータの出力電流に含まれる直流成分として取り出す。このような検出方法によれば、検出した直流成分をデジタル信号に量子化するときの分解能を低く抑えても、直流成分の検出精度を高めることができる。よって、デジタル信号に量子化する手段のコストを低減することができ、結果的に、インバータ装置全体のコスト削減を図ることができる。
【０００８】
また、本発明の直流分検出装置は、前記発明の具体的な手段として、インバータの出力電流を検出する電流検出器と、この電流検出器により検出された出力電流から、基本周波数未満の電流成分を抽出するローパスフィルタと、このローパスフィルタによって抽出された電流成分を、増幅率１で電圧変換するバッファ回路と、このバッファ回路より出力された電圧信号を、所定の増幅率で増幅する増幅回路と、この増幅回路で増幅された成分を、アナログ信号よりデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータとを備える。そして、Ａ／Ｄコンバータより、インバータの出力電流に含まれる直流電流成分を検出信号として送出することを特徴とする。
【０００９】
すなわち、本発明の直流分検出装置によれば、検出したインバータ出力電流の基本周波数未満の電流成分のみを増幅することにより、インバータの電流制御機能がオーバスペックとならない程度にＡ／Ｄコンバータの分解能を抑えても、直流成分の検出精度を向上させることができる。これによって、低分解能で安価なＡ／Ｄコンバータを用いることができるので、インバータ装置全体のコスト低減化を図ることができる。
【００１０】
また、本発明の直流分検出装置は、前記発明において、増幅回路の増幅倍率をＫとしたとき、（系統電流レンジ／Ｋ）÷（Ａ/Ｄ量子化レンジ）＜系統電流分解能、となるように、増幅倍率Ｋが決定されることを特徴とする。例えば、系統電流が、±２５Ａで０〜５Ｖに変換して、分解能が１０bitのＡ／Ｄコンバータにより量子化する場合を例に挙げると、系統電流レンジは２×２５[Ａ]であり、Ａ/Ｄ量子化レンジは（２10−１）[Dec]でる。さらに、直流成分を150ｍＡの±５％以内で検出するとすれば、系統電流分解能は150ｍＡ×５％＝7.5ｍＡ/Dec以下にする必要がある。よって、これらの数値を前述の式に代入すると、
（２×２５[Ａ]/Ｋ）÷（２10−１）[Dec] ＜0.0075[Ａ/Dec]となり、Ｋ＞6.52
が得られる。したがって、増幅回路の増幅倍率Ｋは７以上にする必要がある。
【００１１】
また、本発明の直流分検出装置は、前記発明において、バッファアンプのオフセット電圧をαop1、増幅回路のオフセット電圧をαop２としたとき、Ａ／Ｄコンバータに入力されるオフセット量αampは、
αamp＝Ｋαop１＋（１＋Ｋ）αop２  で表されることを特徴とする。
【００１２】
つまり、直流成分の検出精度を高めるためには、バッファアンプや増幅回路のオフセット電圧を考慮して、前述の式から導き出される直流成分のオフセット量を補正する必要がある。通常、このようなオフセット量は、増幅回路を構成するオペアンプの非反転入力端子の電圧レベルを、ボリュームなどによって調整してゼロにすることができる。しかし、このようなオフセット電圧以外に、ゼロにすることのできない温度ドリフトによるオフセット電圧があることを考慮する必要がある。尚、その他の電源ドリフトや時間ドリフトなどについては、かなり小さいので無視してもよい。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明における直流分検出装置の実施の形態について説明するが、先ず、直流成分の検出方法について検討してみる。例えば、系統電流が±２５Ａで０〜５Ｖの電圧レベルに変換するＡ／Ｄコンバータによって量子化する場合について検討すると、通常のＡ／Ｄコンバータでは１０bitの分解能のものが使用されている。このため、系統電流の分解能は４９ｍＡ/Decしかなく、系統に流出する直流成分を高い精度で検出するには不充分である。尚、DecはDecsimalの略である。つまり、系統電流の分解能は次の式（１）で表すことができる。
系統電流分解能＝系統電流レンジ／Ａ/Ｄ量子化レンジ
＝２×２５[Ａ]／（２１０−１）[Dec]＝４９[ｍＡ/Dec]              （１）
【００１４】
つまり、式（１）から明らかなように、系統電流分解能を小さくするためには、分母のＡ/Ｄ量子化レンジを大きくするか、分子の系統電流レンジを小さくする必要がある。つまり、系統電流分解能を小さくするための具体的な手段は次の３通りの方法がある。
（ａ）Ａ/Ｄ量子化レンジを大きくするようにＡ／Ｄコンバータの分解能を高くする。例えば、Ａ／Ｄコンバータの分解能を１０bitから１２bitにアップする。
（ｂ）分子の系統電流レンジを小さくするようにＡ／Ｄコンバータの数を増やす。例えば、０〜２５Ａ用のＡ／Ｄコンバータと−２５〜０Ａ用のＡ／Ｄコンバータを用いる。
（ｃ）電流の検出値を増幅する。すなわち、インバータ電流の検出値のうち直流成分のみを増幅する。
【００１５】
このうち、（ａ）のＡ／Ｄコンバータの分解能を１０bitから１２bitに高くする方法は、前述のようにオーバスペックとなりインバータ装置のコストアップに繋がるので好ましくない。つまり、分解能を高くしても回路的には変わらないが、高精度のオペアンプが必要になるなどしてＡ／Ｄコンバータのコストが高くなるなどの不具合がある。そこで、（ｂ）のＡ／Ｄコンバータの数を増やす方法と、（ｃ）の直流成分を増幅する方法について検討してみる。
尚、前述のガイドラインによる、直流成分を150ｍＡ±５％で検出しなければならないということは、系統分解能を、最低でも150ｍＡ×５％＝7.5ｍＡ以下にする必要がある。また、少なくとも7.5ｍＡ以下に誤差を抑える必要がある。
【００１６】
先ず、（ｂ）のＡ／Ｄコンバータの数を増やす方法において、Ａ／Ｄコンバータを複数個使用し、Ａ／Ｄコンバータ1個当たりの系統電流レンジを減らすことで分解能を上げる方法について検討してみる。すなわち、Ａ／Ｄコンバータ１個当たりの電流レンジｘと系統電流分解能との関係は、次の式（２）のようになる。
系統電流分解能＝ｘ[Ａ]／（２10−１）[Dec]＜7.5[ｍＡ/Dec]        （２）
【００１７】
したがって、ｘ＜7.67[Ａ]、つまり、Ａ／Ｄコンバータ1個当たりの系統電流レンジを7.67[Ａ]以下とする。よって、系統電流の±２５Ａをカバーするためには、50[Ａ]／7.67[Ａ]＝6.52[個]以上のＡ／Ｄコンバータが必要になる。したがって、スムーズに系統切替えを行うためには、ある程度のレンジの重なりが必要であるので、実際には８個程度のＡ／Ｄコンバータが必要となる。
【００１８】
次に、（ｃ）の直流成分を増幅する方法について検討してみる。系統電流の検出値を増幅すれば、系統電流レンジは相対的に小さくなる。しかし、系統電流の検出値をそのまま増幅すると基本波成分が飽和してしまう。このため、検出値の直流成分のみを増幅し、基本波成分より高い周波数は増幅を行わないようにすれば、基本波成分を飽和させることなく直流成分を増幅することができる。
【００１９】
図１は、本発明の直流分検出装置に係る直流成分増幅フィルタの特性図の一例である。横軸に対数目盛で周波数[Hz]をとり、縦軸に等間隔目盛でゲイン[dB]をとった特性図であり、６０Hz(または５０Hz)の基本周波数付近では増幅しないためにゲインが０ｄBとなっている。そして、基本周波数より高い周波数では減衰しており、７Hz程度以下の直流成分付近では１８dB、すなわち８倍に増幅されている。
【００２０】
ここで、直流成分を現状の比率に対して何倍に増幅すればよいかは、前述の式（２）から逆算して、直流成分の増幅倍率をＫとすると次の式（３）のように求めることができる。
（２×２５[Ａ]／Ｋ）／（２10−１）[Dec]＜0.0075[Ａ/Dec]        （３）
したがって、Ｋ＞6.52となる。
つまり、直流成分を７倍以上に増幅すればよいことがわかる。
【００２１】
次に、直流成分を増幅するオペアンプのオフセット電圧による誤差について検討する。増幅回路では、電流検出用のＣＴの出力電流をＡ／Ｄコンバータのレンジに合わせて増幅する。図２は、電流検出用のＣＴによる電流検出手段のアンプ構成を示す概念図である。同図において、増幅回路１（２２）はＣＴ２１の出力信号を電圧に変換するためのバッファ回路であって、基本ゲインの１倍の非反転増幅を行う。また、増幅回路２（２３）は増幅用の増幅回路であって、電流増幅とオフセット調整とを行う。また、増幅回路２（２３）の増幅率は、基本ゲインのＫ倍の増幅率となっている。このようにして増幅された直流電流成分は、Ａ／Ｄコンバータ２４によってデジタル信号に変換されて検出信号となる。
【００２２】
図２において、バッファ回路である増幅回路１（２２）のオフセット電圧をαop1、増幅回路である増幅器２（２３）のオフセット電圧をαop２とすると、増幅回路全体のオフセット量αampは、次の式（４）で表される。
αamp＝Ｋαop１＋（１＋５/８・Ｋ）αop２                    （４）
ここで、反転増幅の場合、増幅回路のオフセット電圧の(ゲイン＋1倍)、非反転増幅の場合、ゲイン倍がオフセット電圧として表われる。増幅回路の出力がさらに増幅される場合はそのゲインがさらに掛け算される。
【００２３】
式（４）において、前記増幅回路全体のオフセット量αampは、直流成分検出の誤差になるので、αamp＜750・Ｋ[μＶ]でなければならない。ここで、直流成分の倍率Ｋ＝８とすると、各増幅回路ＯＰ１（２２）、ＯＰ２（２３）のオフセット電圧αopは、αop＜545[μＶ]でなければならない。尚、増幅回路のオフセット電圧は、調整回路により０になっているとしても、温度ドリフトによるオフセッット電圧は０にはならない。また、その他の要因による変動(例えば電源ドリフトや時間ドリフトなど)は、温度ドリフトに比べて小さいので無視できるものとする。
【００２４】
また、インバータの動作環境０〜４０℃に対して、オペアンプの動作環境が０〜７０℃で、オフセット電圧を室温（２５℃）で調整したとすると、温度ドリフトは−12.1［μＶ/℃］でなければならなくなる。一例としてオペアンプＡＤ７１３の温度ドリフトは、ティピカル値が５［μＶ/℃］、最大値が２０［μＶ/℃］であるので、オペアンプを選別して使用する必要がある。
【００２５】
あるいは、温度ドリフトが−12.1［μＶ/℃］を満たすオペアンプである、ANALOG DEVICES社製のデュアル型、クワッド型のオペアンプＡＤ７０５の温度ドリフト最大値1.5［μＶ/℃］、あるいはデュアル型のオペアンプＡＤ７０７の温度ドリフト最大値1.0［μＶ/℃］のようなものを使用する必要がある。尚、直流成分を増幅する回路の具体的な例については後述する。
【００２６】
このような考察から、（ｂ）のＡ／Ｄコンバータの数を増やす方法と、（ｃ）の直流成分を増幅する方法とについて、それぞれの利点、欠点を比較してみる。（ｂ）の方法はＡ／Ｄコンバータが増えるためにＡ／Ｄコンバータ全体のコストが増大したり、Ａ／Ｄコンバータの読み込み回数が増加するなどの問題がある。一方、（ｃ）の方法はＡ／Ｄコンバータ全体のコストは増加しないが、所期の目的である直流成分を高精度に検出する目的に絞れば、（ｃ）の直流成分を増幅する方法が望ましい。
【００２７】
ここで、直流成分を増幅する方法に絞って、インバータ出力電流の内、直成分を増幅する具体的な回路について説明する。すなわち、直流成分を増幅する回路は、ローパスフィルタを設けて、基本周波数未満の電流成分だけを通過させて増幅し、基本波成分より高い周波数は増幅を行わないか減衰させるようにして、Ａ／Ｄコンバータへ入力するような回路を構成する。
【００２８】
図３は、本発明と従来技術とを比較するための直流分検出装置の概念を示すブロック図であり、（ａ）は本発明の直流分検出装置、（ｂ）は従来のの直流分検出装置を示す。同図（ｂ）に示すように、従来の直流分検出方法では、インバータの出力電流ｉsをＣＴ１１によって検出し、１２bitのＡ／Ｄコンバータ１２によってデジタル信号に変換してCPUに入力し, 直流成分を抽出している。したがって、このような分解能の高いＡ／Ｄコンバータを用いるため、Ａ／Ｄコンバータが高価なもとなってしまう。
【００２９】
一方、本発明の直流分検出方法では、同図（ａ）に示すように、インバータの出力電流ｉsをＣＴ１によって検出し、インバータの定常的な制御（例えばＰＷＭ制御）を行うための信号は、直接、１０bitのＡ／Ｄコンバータ２に入力してデジタル信号に変換してＣＰＵに送出している。これによって、ＣＰＵはＰＷＭ制御信号によってインバータの定電圧制御、あるいは定電流制御を行っている。
【００３０】
一方、直流分検出用としては、インバータの出力電流ｉsをＣＴ１によって検出し、基本周波数（６０Hzまたは５０Hz）未満の周波数のみを通過させるローパスフィルタ３に入力している。そして、ローパスフィルタ３を通過した基本周波数未満の電流成分を増幅器４に入力して、前述の式（３）で決めたような増幅倍率Ｋで増幅する。さらに、Ｋ倍に増幅された電流成分が１０bitのＡ／Ｄコンバータ５に入力されてデジタル信号に変換され、ＣＰＵに入力される。これによって、ＣＰＵは検出された直流成分の大きさに応じて所定の処理を行う。すなわち、直流成分がインバータの出力電流ｉsの１％より多ければ、ＣＰＵは、所定の時限を経過した後にインバータを停止させる。
【００３１】
図４は、本発明の直流分検出装置における増幅部分の回路図の一例である。尚、この図における各符号は、通常使用されているシンボル符号にサフィックス番号を付したものを記すことにする。ＣＴによって検出されたインバータの出力電流ｉsは、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３及びコンデンサＣ１からなるカットオフフィルタによって、１〜２ｋHz以上の高い周波数成分をカットオフする。これにより、ノイズなどの過度的な信号が除去されて正味の出力電流ｉsが検出される。また、検出された出力電流ｉsは、ダイオードＤ１とＤ２とによって、±１５Ｖの電圧レベルの範囲でリミットがかけられる。
【００３２】
検出された出力電流ｉsは、ゲインが１倍のバッファアンプＯＰ１によって電流信号ｉsから電圧信号Ｖsに変換される。さらに、この電圧信号Ｖsは、抵抗Ｒ４を通して増幅用アンプＯＰ２の反転端子に入力される。このとき、増幅用アンプＯＰ２の非反転端子には、抵抗Ｒ５とボリュームＶＲ１とで決まる電圧レベルが入力されて、オフセット電圧がゼロになるように調整される。つまり、ボリュームＶＲ１を可変することによってオフセット電圧を調整することが出来る。
【００３３】
また、増幅用アンプＯＰ２に並列に接続されたコンデンサＣ２と抵抗Ｒ６とによってローパスフィルタを構成し、インバータの基本周波数である６０Hzまたは５０Hzの周波数未満の周波数成分のみを、増幅用アンプＯＰ２に通過させて増幅するようにしている。つまり、Ｑの高い５０Hzまたは６０Hzの基本周波数付近を除去して、それより低い周波数成分の電圧信号Ｖsのみを、増幅用アンプＯＰ２を通過させて増幅している。
【００３４】
このようにして増幅用アンプＯＰ２によって増幅された電流成分Ｉsは、ダイオードＤ３、Ｄ４によって±１５Ｖの範囲で信号レベルが変動するように制限されて、Ａ／Ｄコンバータに入力されてデジタル信号に変換される。以下、前述の通り、デジタル信号に変換された電流成分Ｉsの大きさに応じてＣＰＵが所定の処理を行う。例えば、直流成分がインバータの出力電流ｉsの１％より多ければ、ＣＰＵが、所定の時限を経過した後にインバータを停止させる。このような、検出方法によってＡ／Ｄコンバータの分解能を上げることなく、高精度に直流成分を検出することができる。
【００３５】
以上述べた実施の形態は本発明を説明するための一例であり、本発明は、上記の実施の形態に限定されるものではなく、発明の要旨の範囲で種々の変形が可能である。例えば、基本周波数未満の周波数成分のみを増幅器に通過させるためのローパスフィルタや増幅器は、図４に示した回路に限ることはなく、どのような回路を用いてもよい。要するに、インバータより検出された出力電流より、基本周波数未満の電流成分を抽出して増幅することによって、直流成分の検出値とするように構成されていれば、どのような回路構成であっても本発明の範囲に含まれることは言うまでもない。
【００３６】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の直流分検出装置によれば、検出したインバータ出力電流の基本周波数未満の電流成分のみを増幅することにより、インバータの電流制御機能がオーバスペックとならない程度にＡ／Ｄコンバータの分解能を抑えても、直流成分の検出精度を向上させることができる。これによって、低分解能で安価なＡ／Ｄコンバータを用いることができるので、インバータ装置全体のコスト低減化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の直流分検出装置に係る増幅フィルタの特性図の一例である。
【図２】  電流検出用のＣＴによる検出電流のアンプ構成を示す概念図である。
【図３】  本発明と従来技術とを比較するための直流分出装置の概念を示すブロック図であり、（ａ）は本発明の直流分検出装置、（ｂ）は従来の直流分検出装置を示す。
【図４】  本発明の直流分検出装置における直流分増幅部分の回路図の一例である。
【符号の説明】
１、１１、２１  ＣＴ
２、５、１２、２４  Ａ／Ｄコンバータ
３  ローパスフィルタ
４  増幅器
２２  増幅回路１
２３  増幅回路２
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６  抵抗
Ｃ１、Ｃ２  コンデンサ
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４  ダイオード
ＶＲ１  ボリューム
ＯＰ１  バッファアンプ
ＯＰ２  増幅用アンプ
【図１】
0004754701.tif 000002
【図２】
0004754701.tif 000003
【図３】
0004754701.tif 000004
【図４】
0004754701.tif 000005