(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源に直列に接続されたモータと、前記モータへの電力供給をオン・オフするスイッチング素子とを有し、所定の位相角で前記モータへの電力供給を開始し、１８０°位相近辺で電力供給を停止する（以降、通常位相制御と呼ぶ）周期と、０°位相近辺から前記モータへの電力供給を行い、所定の位相角で前記モータへの電力供給を停止する（以降、逆位相制御と呼ぶ）周期とを備え、連続する交流の複数周期間において、通常位相制御を行う周期数を、逆位相制御を行う周期数よりも多くしたことを特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】
交流電源の１周期間にモータに流れる電流が、通常位相制御を行う周期と逆位相制御を行う周期とでほぼ等しくなるように、前記通常位相制御のオン位相角及び、前記逆位相制御のオフ位相角を設定したことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
【請求項３】
交流電源の１周期の前半と後半とで、通常位相制御と逆位相制御、それぞれ異なる制御を行う周期を有し、且つ連続する複数周期間において、１周期の前半に前記逆位相制御を行う周期数と、後半に前記逆位相制御を行う周期数とが等しくなるように制御することを特徴とする請求項１または２に記載のモータ制御装置。
【請求項４】
通常位相制御の代わりに、半周期間において複数回のオン・オフを行い、且つ逆位相制御の代わりに前記オン・オフとほぼ逆のタイミングでオン・オフを行うことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項記載のモータ制御装置。
【請求項５】
請求項１〜４のいずれか１項記載のモータ制御装置を用いた電気掃除機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電源に接続する消費者用機器のモータ制御装置とこれを用いた電気掃除機に関するものであり、特にそれらの入力制御方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
交流電源に接続される機器のモータ制御方法としては、一般的に位相制御方式が広く用いられている。交流電源とモータ及び、前記モータに印加される電圧を位相制御する双方向サイリスタを直列に接続し、前記モータが所定の入力になるように前記双方向サイリスタを所定の位相角でオンするというものである。しかし、常に位相角が一定であるということは、生成される高調波成分も偏り、結果として大きな高調波の発生に繋がる。特に位相角が９０°の時に、生成される高調波が（特に奇数次周波数において）最大となることは既に周知の事実である。この対策として、近年様々な制御方法が提案されおり、その中でも効果の高いものとして、位相角を一定にするのではなく、位相角を狙いの近辺で大小に変化させることにより、生成される高調波の周波数を分散させるというものが挙げられる（例えば、特許文献１参照）。
【特許文献１】特開昭６３−２７４３９６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかしながら前記従来の構成においては、より高入力のモータに対して高調波を抑えようとする場合には、位相角の変化量をかなり大きく（入力に換算すると、１５００Ｗモータを使用する場合、９０°位相の時に２００Ｗ以上の変化量）取る必要があり、そのために振動が発生して騒音が大きくなり、モータ寿命が短くなるという課題があり、今後の家庭用電化機器の高性能化に伴うモータの高出力化に対して、従来の方式では限界の感があった。
【０００４】
本発明は、前記従来の課題を解決するもので、従来とは全くことなる方式で、高調波の発生を抑えたモータ制御装置とそれを用いた電気機器および電気掃除機を提供するものである。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
前記従来の課題を解決するために本発明は、交流電源に直列に接続されたモータと、前記モータへの電力供給をオン・オフするスイッチング素子とを有し、所定の位相角で前記モータへの電力供給を開始し、１８０°位相近辺で電力供給を停止する（以降、通常位相制御と呼ぶ）周期と、０°位相近辺から前記モータへの電力供給を行い、所定の位相角で前記モータへの電力供給を停止する（以降、逆位相制御と呼ぶ）周期とを備え、連続する交流の複数周期間において、通常位相制御を行う周期数を、逆位相制御を行う周期数よりも多くした。
【０００６】
従来方式は、位相角を変化させることでモータへの供給電流の周波数を変化させて、高調波の周波数を分散させていたが、本発明の制御方式は、交流半周期の前半をオンする周期と後半をオンする周期を織り交ぜている。すなわちモータへの供給電流の周波数は大きく変化させず、変わりに電流を供給するタイミングを変化させていることになる。これにより、交流の複数周期間でのモータ供給電流を平均化すると、その周波数は限りなく正弦波、すなわち交流電源周波数と等しくなるため、高調波（特に低次好調波）の発生は劇的に抑えられることになる。
【０００７】
更に、従来方式と異なり、交流電源１周期毎のモータへの供給電流量は常にほぼ一定にできるので、振動も削減でき、寿命低下も抑えられるものである。
【発明の効果】
【０００８】
以上のように本発明によれば、高入力のモータに対しても、振動及びモータの寿命低下を抑えつつ、高調波を劇的に抑えることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
第１の発明は、交流電源に直列に接続されたモータと、前記モータへの電力供給をオン・オフするスイッチング素子とを有し、所定の位相角で前記モータへの電力供給を開始し、１８０°位相近辺で電力供給を停止する（以降、通常位相制御と呼ぶ）周期と、０°位相近辺から前記モータへの電力供給を行い、所定の位相角で前記モータへの電力供給を停止する（以降、逆位相制御と呼ぶ）周期とを備え、連続する交流の複数周期間において、通常位相制御を行う周期数を、逆位相制御を行う周期数よりも多くしたモータ制御装置としたものである。一般的なモータを使用して前記逆位相制御を行った場合、電力供給をオフするときの電流は急峻に立ち下がるため、高次高調波が増加する。この方式によれば、低次高調波成分は若干増加するものの、高次高調波成分を低減することができる。
【００１０】
第２の発明は、第１の発明の交流電源の１周期間にモータに流れる電流が、通常位相制御を行う周期と逆位相制御を行う周期とでほぼ等しくなるように、前記通常位相制御のオン位相角及び、前記逆位相制御のオフ位相角を設定するモータ制御装置としたものであり、交流電源１周期毎のモータへの供給電流量は常にほぼ一定にできるので、振動も削減でき、寿命低下も抑えられるものである。
【００１１】
第３の発明は、第１または第２の発明の交流電源の１周期の前半と後半とで、通常位相制御と逆位相制御、それぞれ異なる制御を行う周期を有し、且つ連続する複数周期間において、１周期の前半に前記逆位相制御を行う周期数と、後半に前記逆位相制御を行う周期数とが等しくなるように制御するモータ制御装置としたものであり、前半と後半が異なる制御となるために偶数次の高調波は若干大きくなるものの、奇数次の高調波は更に低下するものである。
【００１２】
第４の発明は、第１〜第３のいずれか１つの発明の通常位相制御の代わりに、半周期間において複数回のオン・オフを行い、且つ逆位相制御の代わりに前記オン・オフとほぼ逆のタイミングでオン・オフを行うことを特徴とする、請求項１〜３のいずれか１項記載のモータ制御装置である。従来から高周波でモータを駆動させる方式は（特に直流モータに対して）既に広く行われているが、第１〜第３の発明で述べてきた考えを取り入れることで、従来よりも低い周波数駆動でも十分な高調波低減の効果が得られるため、高周波駆動による弊害（例えば雑音発生）を抑えつつ、高調波の低減が可能となるものである。
【００１３】
第５の発明は、第１〜第４のいずれか１つの発明に記載のモータ制御装置を用いた電気掃除機としたものであり、高周波の低減を可能にした電気掃除機が提供できるものである。
【００１４】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。尚、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
【００１５】
（実施の形態１）
以下、本発明の第１の実施の形態について図面を用いて説明する。
【００１６】
図１は、本発明の第１の実施の形態におけるモータ制御装置やそれを用いた電気機器、電気掃除機の回路ブロック図を示す。
【００１７】
図１において、モータ１とスイッチング素子２が商用電源３に直列に接続されると共に
、前記スイッチング素子２は交流電源で制御可能なように、２個のスイッチング素子を逆並列に接続したものである。更に前記スイッチング素子２の制御を行う信号制御手段４と、前記信号制御手段４には使用者が機器の運転を行うための操作手段５が接続されている。
【００１８】
尚、本発明の制御装置における回路構成は、上記構成に限定されるものではなく、例えば図２や図３に示すように交流電源を電力供給源とするモータをスイッチング素子で制御可能に構成されていれば良い。
【００１９】
以下に上記構成を用いた動作について図４を用いて説明する。
【００２０】
図４は本発明の第１の実施の形態の動作波形図である。図４においては、操作手段５からの入力に応じた所定の位相角αでモータ１への電力供給を開始して半周期終了の０Ｖ（１８０°位相）近辺で電力供給を停止する。これを２回（交流１周期）行い、次の半周期開始の０Ｖ（０°位相）近辺から前記モータ１への電力供給を開始し、位相角１８０°−αで電力供給を停止する。これを２回（交流１周期）行う。これら４回の通電を１サイクルとし、以降同様の制御を行う。
【００２１】
上記構成によれば、交流の複数周期間でのモータ供給電流を平均化すると、その周波数は限りなく正弦波、すなわち交流電源周波数と等しくなるため、高調波（特に低次好調波）の発生は劇的に抑えられる。
【００２２】
（実施の形態２）
以下、本発明の第２の実施の形態について図５を用いて説明する。
【００２３】
尚、回路構成は上記第１の実施の形態と同一であり、その説明を省略する。
【００２４】
図５においては、操作手段５からの入力に応じた所定の位相角αでモータ１への電力供給を開始して半周期終了の０Ｖ（１８０°位相）近辺で電力供給を停止する。これを４回（交流２周期）行い、次の半周期開始の０Ｖ（０°位相）近辺から前記モータ１への電力供給を開始し、位相角１８０°−αで電力供給を停止する。これを２回（交流１周期）行う。これら６回の通電を１サイクルとし、以降同様の制御を行う。
【００２５】
一般的にモータ負荷を０Ｖから離れた位相でオン（ターンオン）した場合、モータに流れる電流は図のように緩やかに立ち上がる。逆にモータ負荷を０Ｖから離れた位相でオフ（ターンオフ）した場合には一瞬で電流はゼロ（正確には逆起電力のためにマイナスになる）になる。モータ負荷を所定位相αでターンオンする通常の位相制御に比べ、モータ負荷を所定位相αでターンオフする逆位相制御においては、このターンオフ時の電流の急激な変化のために、高次の高調波成分が増加する傾向にある。当然モータ自体の電力が大きい程、全周波数領域において高調波成分は増加するため、高入力モータを用いる場合には上記第１の実施例に加えて高次高調波成分を低減させる必要がある。
【００２６】
上記構成によれば、交流の複数周期間でのモータ供給電流を平均化したときに、上記第１の実施の形態程には正弦波に近くならないため、第１の実施の形態よりも低次高調波成分が若干増加するが、交流電源周波数高次高調波成分の主原因である逆位相制御を行う周期を減らせるため、高次高調波成分を低減することができる。
【００２７】
（実施の形態３）
以下、本発明の第３の実施の形態について図６を用いて説明する。
【００２８】
尚、回路構成は上記第１の実施の形態と同一であり、その説明を省略する。
【００２９】
図６においては、操作手段５からの入力に応じた所定の位相角αでモータ１への電力供給を開始して半周期終了の０Ｖ（１８０°位相）近辺で電力供給を停止する。これを２回（交流１周期）行い、次の半周期開始の０Ｖ（０°位相）近辺から前記モータ１への電力供給を開始し、位相角１８０°−（α＋β）で電力供給を停止する。これを２回（交流１周期）行う。これら４回の通電を１サイクルとし、以降同様の制御を行う。この時のβは、前半１周期でモータ１に流れる電流と後半１周期でモータに流れる電流が等しくなるように、あらかじめ設定された値である。
【００３０】
上記構成によれば、交流電源１周期毎のモータへの供給電流量が常にほぼ一定にできるので、電流の変化による振動も削減でき、振動による寿命低下が抑えられる。
【００３１】
（実施の形態４）
以下、本発明の第４の実施の形態について図７を用いて説明する。
【００３２】
尚、回路構成は上記第１の実施の形態と同一であり、その説明を省略する。
【００３３】
図７においては、操作手段５からの入力に応じた所定の位相角αでモータ１への電力供給を開始して半周期終了の０Ｖ（１８０°位相）近辺で電力供給を停止する。これを３回（交流１周期半）行い、次の半周期開始の０Ｖ（０°位相）近辺から前記モータ１への電力供給を開始し、位相角１８０°−αで電力供給を停止する。これを２回（交流１周期）行う。更に次の半周期において位相角αでモータ１への電力供給を開始して半周期終了の０Ｖ（１８０°位相）近辺で電力供給を停止する。これら６回の通電を１サイクルとし、以降同様の制御を行う。
【００３４】
一般的に、交流機器は交流の１周期を基準として制御を行うために、奇数次の高調波は偶数次の高調波に比べて大幅に大きくなり、近年特に問題視されているのは、この奇数次高調波である。
【００３５】
上記構成によれば、交流１周期の前半と後半の制御が異なる周期を含んでいる（いわゆる非対称制御になる）ために、偶数次の高調波は若干大きくなるが、その一方で逆に奇数次の高調波は低下する。
【００３６】
（実施の形態５）
以下、本発明の第５の実施の形態について図８を用いて説明する。
【００３７】
尚、回路構成は上記第１の実施の形態と同一であり、その説明を省略する。
【００３８】
図７においては、交流１週期間、０°位相からモータ１への通電を開始し、操作手段５からの入力に応じた所定の周波数でチョッパ制御している。次の交流１週期間でも同様の周波数でチョッパ制御するが、制御開始の位相角をずらすことで、前半１周期とターンオン・ターンオフのタイミングを逆にしている。
【００３９】
上記構成によれば、交流の複数周期間でのモータ供給電流を平均化すると、その周波数は限りなく正弦波、すなわち交流電源周波数と等しくなるため、高調波（特に低次好調波）の発生は劇的に抑えられることになる。これにより、従来よりも低い周波数によるチョッパ制御でも、高い高調波低減効果が得られるため、高周波駆動による弊害（例えば雑音発生）を抑えつつ、高調波の低減が可能となる。
【００４０】
尚、本実施の形態ではモータ負荷についての説明を行ってきたが、（モータ負荷のように突入電流が発生する）ランプ負荷にも適用できる。
【００４１】
以上述べてきたように本発明のモータ制御装置は、交流半周期間でそれぞれ異なる通電制御を用いる事によって、機器としての電流波形を正弦波に近づけることにより高調波電流を低減させるものであり、擬似負荷を用いて実現しても良い。
【産業上の利用可能性】
【００４２】
以上のように、本発明にかかるモータ制御方法は、特にモータ搭載の電化機器において有用であるが、電灯の調光器やヒータ機器等、位相制御で入力制御を行う機器にも利用できる。
【図面の簡単な説明】
【００４３】
【図１】本発明の実施の形態１を示すモータ制御装置の回路ブロック図
【図２】同モータ制御装置の他の例を示す回路ブロック図
【図３】同モータ制御装置の他の例を示す回路ブロック図
【図４】同回路ブロック図の動作波形図
【図５】本発明の実施の形態２のモータ制御装置の動作波形図
【図６】本発明の実施の形態３のモータ制御装置の動作波形図
【図７】本発明の実施の形態４のモータ制御装置の動作波形図
【図８】本発明の実施の形態５のモータ制御装置の動作波形図
【符号の説明】
【００４４】
１  モータ
２  スイッチング素子
３  商用電源
４  信号制御手段
５  操作手段
【図１】
0004765532.tif 000002
【図２】
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【図３】
0004765532.tif 000004
【図４】
0004765532.tif 000005
【図５】
0004765532.tif 000006
【図６】
0004765532.tif 000007
【図７】
0004765532.tif 000008
【図８】
0004765532.tif 000009