(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
信号帯域に複数のパイロットキャリアを含む電波を複数系統のアンテナで受信し、電波の到来方向、ＤＵ比、遅延時間を測定する電波伝搬解析装置であって、
各系統のアンテナで受信した信号を変換した周波数領域の信号からパイロットキャリアを抽出する抽出手段と、
前記各系統のパイロットキャリアと予め設定された基準パイロットキャリアとの時間領域での相関演算を行って希望波の到来方向及び信号電力を算出する到来方向算出手段と、
前記各系統のパイロットキャリアから希望波成分を差し引いたのち位相回転を与えて遅延波に同期させる同期手段と、
前記同期手段で回転した位相量から前記遅延波の遅延時間を算出する遅延時間算出手段と、
前記同期手段で遅延波に同期した前記各系統のパイロットキャリアを前記到来方向算出手段に供給して遅延波の到来方向及び信号電力を算出させる供給手段と、
前記希望波の信号電力と前記遅延波の信号電力の比であるＤＵ比を算出するＤＵ比算出手段を
有することを特徴とする電波伝搬解析装置。
【請求項２】
請求項１記載の電波伝搬解析装置において、
前記抽出手段で抽出されたパイロットキャリアを前記基準パイロットキャリアで除算した伝搬路応答から遅延プロファイルを得て、前記遅延波の粗い遅延時間を信号電力の大きい順に求める遅延プロファイル手段を有し、
前記同期手段は、前記各系統のパイロットキャリアから希望波成分を差し引いたのち前記遅延波の粗い遅延時間を微少時間間隔で前後にずらした位相回転を与えて遅延波に同期させることを特徴とする電波伝搬解析装置。
【請求項３】
請求項２記載の電波伝搬解析装置において、
前記同期手段は、前回信号電力の大きい遅延波に同期させた各系統のパイロットキャリアから信号電力の大きい遅延波成分を差し引いたのち次に信号電力の大きい遅延波の粗い遅延時間を微少時間間隔で前後にずらした位相回転を与えて次に信号電力の大きい遅延波に同期させることを特徴とする電波伝搬解析装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電波伝搬解析装置に関し、特に、信号帯域に複数のパイロットキャリアを含む電波の伝搬特性を解析する電波伝搬解析装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）信号の遅延プロファイルなどを測定する伝搬解析装置は、受信信号から抽出したパイロットキャリアを既知の基準パイロットパターンで除算したものをＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ  ＦＦＴ）演算して求める方法が一般的であり、この手法を基にした様々な手法が提案されている（例えば特許文献１参照。）。
【０００３】
図１は、遅延プロファイルを求める伝搬解析装置の一般的な構成図を示す。同図中、受信したＯＦＤＭ信号を混合器１でローカル信号発生部２からのローカル信号と混合し、得られた中間周波信号をＡＤ変換部３でデジタル信号に変換した後、直交復調部４で直交復調し、ガードインターバル相関演算部５にてガードインターバル相関を行うことによりシンボル同期を確立する。その後、窓位置制御部６によって有効シンボルを切り出した後、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）演算部７にてＦＦＴ演算処理を行って、周波数領域の信号に変換する。
【０００４】
ＣＰ抽出部８は周波数領域に変換した信号から等化用に挿入されているパイロットキャリアを抽出し、除算部９にて上記パイロットキャリアを基準ＣＰ発生部１０の出力する基準パイロット信号で複素除算して得られる伝搬路特性（伝搬路で受けた振幅、位相の変動）を、遅延プロファイル測定部１１でＩＦＦＴ演算することで遅延プロファイルを求めることができる。
【０００５】
また、直線内挿部１２はデータキャリアの両側のパイロットキャリアの伝搬路特性から、パイロットキャリア間にあるデータキャリアの伝搬路特性を直線内挿することで推定して復調部１３に供給しており、復調部１３はＦＦＴ演算部７から供給されるデータキャリアを復調する。キャリアＳＮ比測定部１４は、キャリア以外のノイズフロアの電力と各キャリアの電力の比を測定する。
【０００６】
ところで、正確な遅延プロファイルを得るためには、一般に精密なシンボル同期と複数シンボルにわたる平均処理が必要であるため、特許文献２に開示されたような同期手段と併用した遅延プロファイル測定法などが提案されている。
【特許文献１】特開２００２−３３５２２６
【特許文献２】特開２０００−１３４１７６
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
特許文献１に記載のものでは、遅延プロファイルのほか、キャリア毎のＳＮ比や周波数特性などの伝搬特性を測定することはできるものの、遅延プロファイルで観測した希望波や遅延波の到来方向を同時に求めることはできないという問題があった。
【０００８】
また、従来から、ＯＦＤＭ信号に等化用に含まれるパイロットキャリアを利用して最大信号電力を有する希望波の到来方向を推定する方法が提案されている。この方法は、２系統のアンテナで受信したＯＦＤＭ信号１シンボルから、それぞれパイロットキャリアを抽出し、マルチパスなどの影響を抑圧して希望波のアンテナ間位相差を検出し、その到来方向を推定する。しかし、この方法では、マルチパスの伝搬特性、即ち各遅延波の到来方向、希望波信号電力と各遅延波信号電力の比であるＤＵ比、遅延時間を同時に求めることはできないという問題があった。
【０００９】
本発明は、上記の点に鑑みなされたもので、希望波や遅延波の到来する電波の方向を推定すると同時に、遅延波のＤＵ比や遅延時間を求めることができる電波伝搬解析装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
請求項１に記載の発明は、信号帯域に複数のパイロットキャリアを含む電波を複数系統のアンテナで受信し、電波の到来方向、ＤＵ比、遅延時間を測定する電波伝搬解析装置であって、
各系統のアンテナで受信した信号を変換した周波数領域の信号からパイロットキャリアを抽出する抽出手段と、
前記各系統のパイロットキャリアと予め設定された基準パイロットキャリアとの時間領域での相関演算を行って希望波の到来方向及び信号電力を算出する到来方向算出手段と、
前記各系統のパイロットキャリアから希望波成分を差し引いたのち位相回転を与えて遅延波に同期させる同期手段と、
前記同期手段で回転した位相量から前記遅延波の遅延時間を算出する遅延時間算出手段と、
前記同期手段で遅延波に同期した前記各系統のパイロットキャリアを前記到来方向算出手段に供給して遅延波の到来方向及び信号電力を算出させる供給手段と、
前記希望波の信号電力と前記遅延波の信号電力の比であるＤＵ比を算出するＤＵ比算出手段を有することにより、
希望波や遅延波の到来する電波の方向を推定すると同時に、遅延波のＤＵ比や遅延時間を求めることができる。
【００１１】
請求項２に記載の発明は、前記抽出手段で抽出されたパイロットキャリアを前記基準パイロットキャリアで除算した伝搬路応答から遅延プロファイルを得て、前記遅延波の粗い遅延時間を信号電力の大きい順に求める遅延プロファイル手段を有し、
前記同期手段は、前記各系統のパイロットキャリアから希望波成分を差し引いたのち前記遅延波の粗い遅延時間を微少時間間隔で前後にずらした位相回転を与えて遅延波に同期させることにより、演算負荷を軽減することができる。
【００１２】
請求項３に記載の発明では、前記同期手段は、前回信号電力の大きい遅延波に同期させた各系統のパイロットキャリアから信号電力の大きい遅延波成分を差し引いたのち次に信号電力の大きい遅延波の粗い遅延時間を微少時間間隔で前後にずらした位相回転を与えて次に信号電力の大きい遅延波に同期させることにより、
希望波や遅延波の到来する電波の方向を推定すると同時に、各遅延波のＤＵ比や遅延時間を信号電力の大きい順に求めることができる。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、希望波や遅延波の到来する電波の方向を推定すると同時に、遅延波のＤＵ比や遅延時間を求めることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について詳細に説明する。まず、希望波の到来方向を推定する方法について説明する。
【００１５】
本実施形態では、送受信号は、「テレビジョン放送番組素材伝送用可搬形ＯＦＤＭ方式デジタル無線伝送システム」ＡＲＩＢ  ＳＴＤ−Ｂ３３で定められた形式のＯＦＤＭ信号であるものとする。この形式のＯＦＤＭ信号は、図２に示すように、周波数方向に８本毎に、シンボル方向には常に同じ位置にパイロットキャリア（ＣＰ：Ｃｏｎｔｉｎｕａｌ  Ｐｉｌｏｔ）が、伝送路等化を目的として既知の値（例えば「１」または「−１」）でＢＰＳＫ変調されて挿入されている。
【００１６】
図３は、本発明の電波伝搬解析装置の一実施形態のブロック図を示す。同図中、半波長（λ／２）間隔で設置されたアンテナ２０ａ，２０ｂそれぞれで受信した信号を、周波数変換器２１ａ，２１ｂでデジタル信号処理が可能な周波数にダウンコンバートし、ＡＤ変換部２２ａ，２２ｂによりデジタル信号にした後、直交復調部２３ａ，２３ｂで復調してＩＱ信号に分離する。ここでは、ＡＤ変換した後、直交復調をデジタル信号処理で行うこととしたが、直交復調によりＩＱ信号に分離した後、ＡＤ変換でデジタル信号に変換してもよい。
【００１７】
次に、相関演算部２４でガードインターバル相関演算を行うことによりシンボル同期を確立し、窓位置制御部２５によって希望波の１有効シンボルを切り出し、それらをＦＦＴ演算部２６ａ，２６ｂでＦＦＴ演算した後、ＣＰ抽出部２７ａ，２７ｂにてパイロットキャリア（ＣＰ）を抽出する。
【００１８】
ここで、周波数変換における局部発振周波数、サンプリング周波数が両系統で一致していれば、シンボル周期の確立は図３に示すように片側の系統でのみ行えば良い。また、シンボル同期は完全であり、シンボル切り出しずれによる位相回転は全くないものとする。このような完全なシンボル同期を以下では位相同期と呼ぶことにする。
【００１９】
較正部２８ａ，２８ｂは、較正係数出力部２９から供給される事前のキャリブレーションで取得した較正係数によってパイロットキャリアを複素除算して第１較正ＣＰを得る。図４（Ａ）に第１較正ＣＰのコンスタレーションを示す。
【００２０】
なお、上記較正係数の求め方については、初期較正時に、到来方向推定の基準となる方向にアンテナ２０ａ，２０ｂを向けて設置し、これらのアンテナに対向して送信アンテナを設け、通常の伝送時と同じパイロットキャリアを含むＯＦＤＭ信号を伝送する。このＯＦＤＭ信号を受信してＣＰ抽出部２７ａ，２７ｂそれぞれで抽出したパイロットキャリアのＩＱ信号値を、基準パイロットキャリアのＩＱ信号値で複素除算し、較正係数として較正係数出力部２９に保持している。
【００２１】
これによって、伝送時にＣＰ抽出部２７ａ，２７ｂで抽出したパイロットキャリアを上記較正係数で複素除算することで、無線伝送路以外で生じる周波数特性を相殺して較正される。
【００２２】
較正部２８ａ，２８ｂで得られる第１較正ＣＰは、マルチパスなど伝搬路特性の影響により、本来の値から図４（Ａ）に示すようなばらつきが生じる。そこで、不要波除去・位相回転部３０において、基準パイロットキャリアの既知のＩＱ信号値（例えば「１」または「−１」）毎に分けた第１較正ＣＰの各グループの平均ＩＱ信号値を、マルチパスなどによる影響のない理想的な信号値と仮定し、各パイロットキャリアをその値に置き換えて、第２較正ＣＰとする。図４（Ａ）内に第２較正ＣＰを×印で示す。
【００２３】
反射などによる遅延波が存在する場合、第１較正ＣＰは、ほぼ本来の位置を中心とした同心円上に分布するため、個々の第１較正ＣＰが本来の位置からずれても、複数の第１較正ＣＰの平均ＩＱ信号値である第２較正ＣＰは、マルチパスの影響がない本来の信号値を示すとみなせる。
【００２４】
不要波除去・位相回転部３０の出力する第２較正ＣＰはＩＦＦＴ演算部３１ａ，３１ｂに供給され、シンボル単位で逆フーリエ変換することにより周波数領域の信号から時間領域の信号に変換されて相関演算部３２ａ，３２ｂに供給される。
【００２５】
一方、基準ＣＰ生成部３３で発生した基準パイロットキャリアをＩＦＦＴ演算部３４にて逆フーリエ変換することにより周波数領域から時間領域に変換する。相関演算部３２ａ，３２ｂはシンボル区間にわたってＩＦＦＴ演算部３１ａ，３１ｂの出力する受信パイロットキャリアの時間領域信号と基準パイロットキャリアの時間領域信号との相互相関値を求める。
【００２６】
相関演算部３２ａ，３２ｂの出力する２系統の相互相関値は正規化部３５ａ，３５ｂで正規化されてステアリングベクトル生成部３６に供給され、ここで、２系統の相互相関値を要素とする要素数２の列ベクトルを、希望波の方向を指し示すステアリングベクトルとして生成する。
【００２７】
ここで、図６に示すように、希望波の到来方向に依存する位相差φは、例えばアンテナ系統毎に得られた第２較正ＣＰをＩＦＦＴ演算した時間領域の第２較正ＣＰと、事前に基準パイロットキャリアをＩＦＦＴ演算した時間領域の基準パイロットキャリアとの相関演算値を正規化したものを要素とする列ベクトルが、希望波方向を示すステアリングベクトルを表すため、このステアリングベクトルから直接求めることができる。また、希望波の到来角θは、この位相差φを図６に示す次式に代入し、換算して求めることができる。
【００２８】
φ＝（２πｄ・ｓｉｎθ）／λ  但し、ｄ＝λ／２
ここで、数式を用いて上記手順を説明する。受信ＯＦＤＭ信号のパイロットキャリアの入力複素ベクトルＸｍは（１）式で表される。
【００２９】
【数１】
0004685688.tif 000002
ただし、ｍは要素数、ｓは希望波、ｈｄは希望波のステアリングベクトル、ｃｉはｉ番目の相関性干渉波、ｈｃ，ｉはｉ番目の相関性干渉波のステアリングベクトル、ｕｊはｊ番目の非相関性干渉波、ｈｕ，ｊはｊ番目の非相関性干渉波のステアリングベクトル、ｎは熱雑音である。
【００３０】
ここで、相関性干渉波とはマルチパス、非相関性干渉波とはマルチパス以外の妨害波を意味する。一方、基準パイロットキャリアをｒとし、ｒ＝ｓとする。入力複素ベクトルＸｍと基準パイロットキャリアｒの共役複素数ｒ＊（つまりｓ＊）との相関ベクトルｒｘｒは（２）式で表される。なお、Ｅ［］は［］内の時間平均を表す。
【００３１】
【数２】
0004685688.tif 000003
伝搬路に相関性干渉波が存在しない場合または無視できる場合、（２）式は次のように近似できる。
【００３２】
ｒｘｒ≒Ｅ［｜ｓ｜２］ｈｄ
この相関ベクトルｒｘｒを正規化し、正規化した値を要素とする要素数ｍ（ｍ＝２）のステアリングベクトルを得る。位相差検出部３７は、ステアリングベクトルから位相差φを求め、到来角推定部３８は、位相差φから到来角θの推定値を求める。
【００３３】
次に、図７のフローチャートを参照しながら、信号電力の大きい順にマルチパスを形成する各遅延波の到来方向、ＤＵ比、遅延時間を求める動作について説明する。
【００３４】
図７において、ステップＳ２で受信した信号を直交復調することによりＩＱ信号に分離し、ステップＳ４でガードインターバル相関演算を行うことによりシンボル同期を確立し、希望波の１有効シンボルを切り出す。ステップＳ６では切り出した有効シンボルをＦＦＴ演算し、ステップＳ８でパイロットキャリアを抽出する。
【００３５】
ステップＳ１０では較正係数によってパイロットキャリアを複素除算して第１較正ＣＰを得る。ステップＳ１２で第２較正ＣＰを得て、希望波方向を示すステアリングベクトルを求め、希望波の到来角θｄ及び図４（Ａ）に示す希望波信号電力Ｄを求める。
【００３６】
また、ステップＳ１４において、不要波除去・位相回転部３０は、図４（Ａ）に示す較正係数で除算した後の第１較正ＣＰから、希望波の到来方向を求める過程で得られた第２較正ＣＰを差し引き、その結果得られた信号を第３較正ＣＰとする。図４（Ｂ）に第３較正ＣＰを示す。
【００３７】
第３較正ＣＰは、希望波成分を除去したものに相当し、同一の時間ずれに対する各キャリアの位相回転を第３較正ＣＰそれぞれに与え、ずらした時間が遅延波の中で最も信号電力の大きいもの（第１遅延波）の遅延時間に一致した場合、図５（Ａ）に示すようになり、これを第４較正ＣＰとする。これは、第１遅延波に位相同期がとれた状態を示す。つまり、隣接パイロットキャリアの位相回転がなく、理想的なシンボル同期がとれた状態を示し、図８に示す窓位置で遅延波の有効シンボルを切り出すことに相当する。なお、遅延波は信号電力の大きい順に第１、第２、第３遅延波と名付ける。
【００３８】
その後、希望波と同様にして、図５（Ａ）に示す信号値毎の平均値である第５較正ＣＰをアンテナ系統毎に求め、第１遅延波の到来方向を求める。一方、第１遅延波のＤＵ比を求めるため、第２較正ＣＰと第５較正ＣＰの振幅の絶対値の平均の２乗を、それぞれ希望波の信号電力Ｄ、第１遅延波の信号電力Ｕ１として求めておく。
【００３９】
ここで説明した位相回転や希望波除去などの処理は、図３の不要波除去・位相回転部３０において主な演算処理を行い、得られた位相回転量と信号電力は、それぞれ遅延時間算出部４１とＤＵ比算出部４２に供給され、遅延時間とＤＵ比が求められる。また、演算負荷を軽減するため、遅延プロファイル測定部４０で遅延波の遅延時間をおおよそ求めておき、その値を基準にして、位相同期がとれる正確な位相回転量を求める。
【００４０】
以下、遅延波に位相同期させる方法を詳細に説明する。遅延プロファイル測定部４０では受信信号をＦＦＴ演算した後に得られたパイロットキャリアを基準パイロットキャリアで除算して伝搬路応答を得、この伝搬路応答をＩＦＦＴ演算することで、図９に示すような粗い遅延プロファイルを得る（図７のステップＳ１６，Ｓ１８）。
【００４１】
この遅延プロファイルの精度は、周波数ずれやシンボル同期のずれにより劣化する。従来は、精度を上げるために様々な周波数同期手段やシンボル同期手段により高精度の同期をとった後、更にシンボルフィルタを通して、複数シンボルにわたる平均を行うことで遅延プロファイルの精度を向上させている。
【００４２】
本発明では、このような手段をとらず、前記希望波の到来方向を求めるために用いたものと同じ１シンボル分のパイロットキャリアから得られる図９に示すような粗い遅延プロファイルから、各遅延波の粗い遅延時間だけを信号電力の大きい順に求める。
【００４３】
図９に示す粗い遅延プロファイルにおいて、まず信号電力が極大値を示す点を求め、その中で希望波の次に信号電力の絶対値が大きい点を第１遅延波として検出し、希望波との時間差分を第１遅延波のおおよその遅延時間τ’ｕ１として求める。同様に、第２遅延波のおおよその遅延時間τ’ｕ２を求める。
【００４４】
求めた遅延時間τ’ｕ１に相当するｋ番目のパイロットキャリアの位相回転量はｅｘｐ（ｊ２πｆｋτ’ｕ１）であり、得られた位相回転量を目安にして、予め設定した微少時間間隔△τで、第１遅延波の正確な遅延時間に相当する位相回転量を位相同期がとれることを判定条件として求める。ここで、ｆｋはｋ番目のパイロットキャリアの周波数を表す。
【００４５】
微少時間間隔△τの値は、小さいほど精度は良くなるが、遅延プロファイルで得られた粗い遅延時間が大きくずれている場合は、以下で行う判定処理に要する時間が長くなるため、必要とする遅延時間の精度と処理時間を勘案して適切に設定する。
【００４６】
不要波除去・位相回転部３０は、前記第３較正ＣＰに位相回転量ｅｘｐ（ｊ２πｆｋτ’ｕ１）を中心にして、時間に関する変数を△τ単位で離散的に前後にずらした位相回転量を乗算し、位相の同期がとれる組み合わせをパイロットキャリアのばらつきで判定する（図７のステップＳ２０，Ｓ２２）。
【００４７】
第１遅延波に正確に位相同期した位相回転量でない場合は、図４（Ｂ）に示すように原点を中心に各パイロットキャリアはばらつく。これに対し、第１遅延波に同期した位相回転量である場合は、その他にも遅延波が存在し、各パイロットキャリアのばらつきが大きくなったとしても、隣接パイロットキャリア間の位相差は最小となり、図５（Ａ）に示すようにＢＰＳＫ変調の２信号値におおよそ分離することができる。
【００４８】
パイロットキャリアのばらつきが最小であることを判定する方法としては、パイロットキャリアのＩＱ信号値の分散が最小となることで判定する方法が挙げられる。また、隣接パイロットキャリア間の位相差の平均値が最小となることで判定してもよい。また、これらの判定において、全てのパイロットキャリアを使用せず、一部のパイロットキャリアだけを用いてもよい。
【００４９】
ここで説明した位相同期をとる手段は、両アンテナ系統で実施する必要はなく、どちらかの系統で行い、他方はこの結果に基づいて位相回転を行う。位相同期がとれたときの位相回転量がｅｘｐ（ｊ２πｆｋτｕ１）、なお、τｕ１＝τ’ｕ１＋△τ×ｉ（ｉは整数）であるとすると、第１遅延波の遅延時間τｕ１は、設定した時間間隔△τの分解能で高精度に求めることができる。
【００５０】
また、前記位相回転量ｅｘｐ（ｊ２πｆｋτｕ１）をアンテナ系統毎に得られた第３較正ＣＰに乗算して得られる位相同期のとれた第４較正ＣＰから、希望波の到来方向を求めたときと同様にして、到来角推定部３８で第１遅延波の到来方向θｕ１を求める。更に、先に求めておいた希望波の信号電力Ｄと、図５（Ａ）に示す第５較正ＣＰから信号電力Ｄと同様にして求めた第１遅延波の信号電力Ｕ１の比から、ＤＵ比算出部４２で第１遅延波のＤＵ比を求める（図７のステップＳ２４）。
【００５１】
更に、第２の遅延波についても、上記手順に従って、図７のステップＳ２６で不要波除去・位相回転部３０にて、図５（Ｂ）に示す第６較正ＣＰを求め、ステップＳ２８，Ｓ３０で不要波除去・位相回転部３０にて、第６較正ＣＰに、位相回転量ｅｘｐ［ｊ２πｆｋ（τ’ｕ２−τ’ｕ１）］を中心にして、時間に関する変数を△τ単位で離散的に前後にずらした位相回転量を乗算し、位相同期がとれた第７較正ＣＰ（図５（Ｃ）に示す）の位相回転量から第２遅延波の遅延時間τｕ２を求める。そして、ステップＳ３２で到来角推定部３８にて第２遅延波の到来方向θｕ２を求める。更に、先に求めておいた希望波の信号電力Ｄと、信号電力Ｄと同様にして求めた図５（Ｃ）に示す第２遅延波の信号電力Ｕ２の比から、ＤＵ比算出部４２で第２遅延波のＤＵ比を求める。
【００５２】
以降、第３、第４の遅延波が存在する場合も、上記手順に従って、順次到来方向、ＤＵ比、遅延時間を求めることができる。
【００５３】
このようにして、希望波の到来方向を求めると共に、受信特性に大きな影響を与える各遅延波の到来方向、ＤＵ比、遅延時間を、信号電力の大きい順に求めることができる。
【００５４】
なお、上記実施形態では、ＡＲＩＢ  ＳＴＤ−Ｂ３３で規定された形式のＯＦＤＭ信号として説明したが、「地上デジタルテレビジョン放送の伝送方式」ＡＲＩＢ  ＳＴＤ−Ｂ３１で規定されている地上デジタルテレビジョン放送波に含まれるパイロットキャリア（ＳＰ：Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ  Ｐｉｌｏｔ）も、挿入されるキャリアの位置は異なるものの、パイロットキャリアと同様に、ＢＰＳＫ変調された信号であるため、本発明を容易に適用することが可能である。なお、ＯＦＤＭ信号のように信号帯域に複数のパイロットキャリアが含まれる信号形式であれば、ＯＦＤＭ信号でなくとも本発明を適用することが可能である。
【００５５】
なお、ＣＰ抽出部２７ａ，２７ｂが請求項記載の抽出手段に相当し、到来角推定部３８が到来方向算出手段に相当し、不要波除去・位相回転部３０が同期手段に相当し、遅延時間算出部４１が遅延時間算出手段に相当し、不要波除去・位相回転部３０が供給手段に相当し、ＤＵ比算出部４２がＤＵ比算出手段に相当し、遅延プロファイル測定部４０が遅延プロファイル手段に相当する。
【図面の簡単な説明】
【００５６】
【図１】遅延プロファイルを求める伝搬解析装置の一般的な構成図である。
【図２】ＯＦＤＭ信号を説明するための図である。
【図３】本発明の電波伝搬解析装置の一実施形態のブロック図である。
【図４】較正されたパイロットキャリアのコンスタレーションを示す図である。
【図５】較正されたパイロットキャリアのコンスタレーションを示す図である。
【図６】位相差と希望波の到来方向との関係を示す図である。
【図７】各遅延波の到来方向、ＤＵ比、遅延時間を求める動作のフローチャートである。
【図８】遅延波の位相同期を説明するための図である。
【図９】粗い遅延プロファイルを示す図である。
【符号の説明】
【００５７】
２０ａ，２０ｂ  アンテナ
２１ａ，２１ｂ  周波数変換器
２２ａ，２２ｂ  ＡＤ変換部
２３ａ，２３ｂ  直交復調部
２４  相関演算部
２５  窓位置制御部
２６ａ，２６ｂ  ＦＦＴ演算部
２７ａ，２７ｂ  ＣＰ抽出部
２８ａ，２８ｂ  較正部
２９  較正係数出力部
３０  不要波除去・位相回転部
３１ａ，３１ｂ  ＩＦＦＴ演算部
３２ａ，３２ｂ  相関演算部
３３  基準ＣＰ生成部
３４  ＩＦＦＴ演算部
３５ａ，３５ｂ  正規化部
３６  ステアリングベクトル生成部
３７  位相差検出部
３８  到来角推定部
４０  遅延プロファイル測定部
４１  遅延時間算出部
４２  ＤＵ比算出部
【図１】
0004685688.tif 000004
【図２】
0004685688.tif 000005
【図３】
0004685688.tif 000006
【図４】
0004685688.tif 000007
【図５】
0004685688.tif 000008
【図６】
0004685688.tif 000009
【図７】
0004685688.tif 000010
【図８】
0004685688.tif 000011
【図９】
0004685688.tif 000012