(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
調整された出力電源電圧を切換えモードで発生させるために結合された入力電源電圧のソースと、変成器と、デューティーサイクルを有する制御信号に応答するスイッチと、
第１の入力信号および第２の入力信号に応答して制御される前記デューティーサイクルを有する前記制御信号を生成するデューティーサイクル変調器であって、当該第１の入力信号が前記調整された出力電源電圧を表し、当該第２の入力信号が前記入力電源電圧を表す、前記デューティーサイクル変調器と、
前記第２の入力信号を生成する電圧モニタ回路であって、前記入力電源電圧が入力電源電圧値の第１の範囲内にあるときは当該第２の入力信号が前記入力電源電圧の或る割合を表し、前記入力電源電圧が入力電源電圧値の前記第１の範囲よりも高いときは当該第２の入力信号が所定の一定値を表す、前記電圧モニタ回路と、を備え、
前記デューティーサイクル変調器は、前記第２の入力信号が前記入力電源電圧の前記或る割合を表す範囲内において、所定値よりも高いときは入力電源電圧値の増加に応じて前記最大デューティーサイクルを減少させる制御を行い、前記第２の入力信号が前記所定の一定値のときは、前記最大デューティーサイクルの減少を制限する、電源装置。
【請求項２】
前記電圧モニタ回路は前記第２の入力信号の信号路中に結合されたクランパを含む、請求項１に記載の電源装置。
【請求項３】
前記第２の入力信号は、前記入力電源電圧のソースから前記スイッチを側路する信号路を経て前記デューティーサイクル変調器に供給される、請求項２に記載の電源装置。
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、切換モード電源制御回路に関するものである。
発明の背景
切換モード電源装置は、単一のライン電圧レベル（例えば、交流１１０ボルト）から各種の調整された電圧を能率よく発生することができるものである。このような電源の重要な用途の１つにテレビジョン信号受像機での使用があり、こゝでは電源装置は水平偏向回路用の調整されたＢ＋電圧をはじめ、各種のディジタル回路およびアナログ回路へ給電するための他の調整された電圧を生成するために使用される。
一般に切換モード電源装置は全波整流器、電源制御装置、スイッチ、および出力変成器を含んでいる。スイッチは通常ＭＯＳＦＥＴのような大電力トランジスタからなる。出力電圧を調整するために、制御装置は電源負荷および他の制御パラメータに応じてトランジスタのゲートを付勢および消勢（例えばパルス幅変調）する。トランジスタからの切換えられた電圧は変成器の１次巻線を駆動し、各種の電源負荷は１あるいはそれ以上の２次巻線に接続されている。このようにして電源装置は、ＡＣ入力電圧を１あるいはそれ以上のＤＣ電圧に変換する。
特定の一制御装置としてシーメンス（Siemens.）社よりＴＤＡ４６０５の型番で市販されている集積回路がある。この電源用制御装置は一般にＭＯＳＦＥＴを駆動するために使用され、該ＭＯＳＦＥＴは変成器の１次巻線を駆動する。この特定の集積回路には当技術分野で使用されている他の回路と同様に、通常、入力電圧が予め定められた電圧レベル以下に低下すると電源を不能化する制御機構が含まれている。このような保護は、調整された出力電圧を発生させるために、切換モード電源装置が入力電圧の低下時にトランジスタを駆動する制御信号のデューティーサイクルを増大させることにより必要である。ある点で入力電圧は、電源の出力が調整されない（例えば、トランジスタを駆動するために最大パルス幅が使用される）レベルに低下する。このような非調整動作は電源の電子回路に損傷を与える可能性があるばかりでなく、負荷の電子回路に損傷を与える可能性も大きくなる。
１９８９年７月２７日付けでシーメンス  アーゲー（Siemens AG）から発行されたＴＤＡ４６０５用の技術マニュアル中で説明されているように、集積回路（ＩＣ）ＴＤＡ４６０５用としては、この集積回路のピン３が電源用の１次入力電圧（ｖｐ）（例えば整流されたＡＣ電圧）を感知あるいはモニタするために使用される。集積回路を不能化あるいは消勢し、従って電源を不能化あるいは消勢するために閾値は制御装置によって予め１ボルトに設定されている。このように、１次入力電圧（ｖｐ）はピン３の入力において分圧器を使用して降圧されている。分圧器内の抵抗値を適当に選択することによりピン３に公称値をもったモニタ電圧が供給される。一般に、この電圧は１２０ボルトの１次入力電圧に対して約２．０ボルトである。１次入力電圧が、ピン３におけるモニタ電圧を１ボルト以下に低下させるほどに低下すると、電源は非調整動作状態になるのを避けるために消勢される。
前述のように、このような形式の切換モード電源装置はテレビジョン信号受像機中で使用されているのを見ることができる。しかしながら、特にテレビジョン受像機は電源に対して特有の負荷特性を与える。特にテレビジョン受像機用の電源は、調整されたＢ＋電圧、通常約１４０ボルトの他に、受像機内のすべてのディジタルおよびアナログ回路に給電するための１６ボルトの定電圧ＤＣレベルを発生することが要求される。
テレビジョン受像機が待機モードから動作モード（ランモード）に切換えられると、調整されたＢ＋電圧ラインに接続された濾波キャパシタに流れ込む突入電流によって大きな負荷が生ずる。この大きな負荷によって電源を一時的に非調整（最大パルス幅）モードで動作させ、１次入力電圧を低レベルに低下させる。さらに、陰極線管（ＣＲＴ）を消磁するために消磁回路が付勢されると、この消磁回路によって与えられる相当な大きさの負荷によって主ＡＣ電源電圧は低下する。その結果、ライン電圧の低下によって一般にモニタ電圧を第１の閾値レベルである１ボルト以下に低下させ、それによって電源を不能化する。
従って、１次入力電圧を表わすモニタ電圧を生成するが、テレビジョン受像機で見られる予測される重負荷に対して電源が消勢されないことを保証することが望ましい。
集積回路ＴＤＡ４６０５は、モニタ電圧が約１．７ボルトの第２の閾値レベルを超過するとき、ＭＯＳＦＥＴ制御信号の最大デューティーサイクルを減少させるホールドバック点修正回路を含んでいる。モニタ電圧もまたピン３を経て修正回路に供給される。
発明の概要
本発明の特徴を具えた回路では、１次入力電圧からモニタ入力信号あるいは感知信号を生成する抵抗分圧器は、上記１次入力電圧の予想される一次的な負荷期間中に第１の閾値レベルが得られないように設計されている。しかしながらこのような分圧器は、電源が正常に動作している期間中は制御装置のモニタ電圧入力に供給されるより高い電圧を生じさせる。このことにより、１次入力電圧がＡＣライン電圧の許容公差範囲内にあるより高いレベルに上昇すると、モニタ電圧を第２の閾値レベルを超過するレベルに上昇させ、このレベルで集積回路はＭＯＳＦＥＴを制御する制御信号の最大デューティーサイクルを制限しはじめる。すなわち、制御装置はホールドバック修正技術を適用する。
第２の閾値レベルを超過すると電源は１次電圧の上昇に対して電源の出力電力を自動的に制限する。１次入力電圧において負荷により生ずるドロップアウトを克服するために充分なゆとりを与えるように分圧器を設計した結果として、電源の最大出力電圧は高い１次入力電圧で不所望に大幅に低下する可能性がある。
本願発明を実施するに当たって、１次入力電圧のこのような不所望な上昇により、電源が制御信号の最大デューティーサイクルを大幅に減少させ、それによって電源の出力電力を大幅に低下させることがないようにするために、分圧器にツエナーダイオードが接続されている。ツエナーダイオードは、１次入力電圧がさらに上昇したとき、最大モニタ電圧を最大デューティーサイクルをさらに制限するのを避けるレベルに制限する。その結果、電源がテレビジョン受像機で使用されるとき、分圧器は消磁回路の付勢やその他の負荷状態によりかなり低下する１次電圧に対して充分な余裕を与え、一方ツエナーダイオードは、電源の出力に大きな電力制限を生じさせることなく１次電圧がその公称電圧以上に上昇できることを保証する。
本発明の特徴を具えた切換モード電源装置は入力電圧源を含んでいる。スイッチは制御可能なデューティーサイクルを有する第１の制御信号に応答し、上記入力電源電圧源に結合されていて上記第１の制御信号のデューティーサイクルに従って出力電源電圧を発生する。デューティーサイクル変調器は第２の制御信号に応答して上記第１の制御信号を発生し、また第２の制御信号に従って上記第１の制御信号の上記デューティーサイクルを、電流パルスを制御する態様で制御する。デューティーサイクルが大きくなると電流パルスの大きさを増大させる。デューティーサイクル変調器は、入力電源電圧を表わす信号に応答して、入力電源電圧が高くなるとそのデューティーサイクルを減少させる。制限器が上記デューティーサイクル変調器に結合されていて、上記入力電源電圧が第１の大きさを超過すると、該入力電源電圧の所定の上昇に対してデューティーサイクルの減少を制限する。
請求の範囲と実施例との対応関係を図面で使われている参照符号で示すと次の通りである。
１．調整された出力電源電圧（ＲＥＧ  Ｂ＋）を切換えモードで発生させるために結合された入力電源電圧（ＲＡＷ  Ｂ＋）のソースと、変成器（１１２）と、デューティーサイクルを有する制御信号（ＶＯＵＴ）に応答するスイッチ（Ｑ１）と、
第１の入力信号（ＶＣＴ）および第２の入力信号（ＶＺ１）に応答して制御される前記デューティーサイクルを有する前記制御信号を生成するデューティーサイクル変調器であって、当該第１の入力信号が前記調整された出力電源電圧を表し、当該第２の入力信号が前記入力電源電圧を表す、前記デューティーサイクル変調器（１０６ｂ，１０６ｃ）と、
前記第２の入力信号を生成する電圧モニタ回路であって、前記入力電源電圧が入力電源電圧値の第１の範囲内にあるときは当該第２の入力信号が前記入力電源電圧の或る割合を表し、前記入力電源電圧が入力電源電圧値の前記第１の範囲よりも高いときは当該第２の入力信号が所定の一定値を表す、前記電圧モニタ回路（Ｚ１，Ｒ１，Ｒ２）と、を備え、
前記デューティーサイクル変調器は、前記第２の入力信号が前記入力電源電圧の前記或る割合を表す範囲内において、所定値よりも高いときは入力電源電圧値の増加に応じて前記最大デューティーサイクルを減少させる制御を行い、前記第２の入力信号が前記所定の一定値のときは、前記最大デューティーサイクルの減少を制限する、電源装置。
２．前記電圧モニタ回路（Ｚ１，Ｒ１，Ｒ２）は前記第２の入力信号（ＶＺ１）の信号路中に結合されたクランパ（Ｚ１）を含む、請求項１に記載の電源装置。
３．前記第２の入力信号（ＶＺ１）は、前記入力電源電圧（ＲＡＷ  Ｂ＋）のソースから前記スイッチ（Ｑ１）を側路する信号路を経て前記デューティーサイクル変調器に供給される、請求項２に記載の電源装置。
【図面の簡単な説明】
図１は本発明を具体化した切替モード電源装置の概略回路を示す図である。
発明の詳細な説明
図１は本発明を具体化した切換モード電源装置１００の概略回路図である。図示の実施例はテレビジョン信号の受像機用の電源として使用するように設計されており、この電源装置は調整されたＢ＋電圧（例えば１４０ボルトのＲＥＧ  Ｂ＋）と低電圧（例えば１６ボルト）を発生する。調整されたＢ＋電圧は水平偏向回路に給電するために使用され、調整された低電圧はディジタルおよびアナログ電子回路（連続負荷１１８）に給電するために使用される。電源を他に適用するためには図示の素子およびそれらの相互接続に若干の変更を施す必要があるが、このような変更も本発明の範囲内に入るものであることは云うまでもない。
電源装置は、全波整流器１０２、電源制御装置１０６、トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）Ｑ１、モニタ電圧発生器１１０、出力変成器１１２、およびこの電源装置の電子回路を完成するのに使用される複数の回路成分を含む多数の主回路成分からなる。図示の例では、電源装置への入力は交流（ＡＣ）１１０ボルト、６０Ｈｚの電圧である。
整流器１０２はＡＣ入力電圧源１０１に結合された全波ブリッジ整流器である。ブリッジ整流器１０２の出力は約６８０μＦのキャパシタＣ１に結合されている。電圧ＲＡＷ  Ｂ＋は、約１５０ボルトの公称値を有する生の（未調整の）Ｂ＋電圧（ここでは１次入力電圧ｖｐとも称す）となっている。整流器の出力と接地点との間に接続されたキャパシタＣ１はブリッジ整流器からの出力電圧を平滑し、これによって変成器の１次巻線Ｗ１の上側端子に直流（ＤＣ）電圧、すなわち１次入力電圧ｖｐが得られる。
１次入力電圧ｖｐは、制御装置１０６用のモニタ電圧ＶＺ１を生成するモニタ電圧発生器１１０への入力を形成している。このモニタ電圧発生器については以下に説明する。
制御装置としては例えばドイツ連邦共和国、ミュンヘンにあるシーメンス  アーゲー（Siemens AG）から市販されているＴＤＡ４６０５による電源制御装置が使用される。この制御装置の８本のピンは該制御装置を付勢する信号源および電圧源に接続されていて、トランジスタＱ１のデューティーサイクルを制御するためのパルス幅変調された信号あるいはデューティーサイクル変調された信号を発生させる。特に、制御装置のピン４は接地されており、ピン３はモニタ電圧源に接続されている。
ピン２には１次電流に関する情報が供給される。１次巻線Ｗ１中の１次電流の増加は、抵抗Ｒ３、キャパシタＣ２、および抵抗Ｒ４（この場合、Ｒ３は約３６０ＫΩ、Ｃ２は約６８００ｐＦ、Ｒ４は約２２０Ωである）によって構成される外部ＲＣ素子を使用してピン２に周期的なランプ電圧ＶＣ２の電圧上昇としてシミュレートされる。これらの各素子は１次入力電圧点と接地点との間に直列に接続されている。制御装置１０６のピン２はＲ３とＣ２との接続点に結合されている。
制御装置１０６のパルス幅変調器１０６ｃは、トランジスタＱ１のドレン電流に比例するランプ電圧ＶＣ２を使用して、順方向位相部分の期間、従って１次ピーク電流を制御する。前に述べたように、ランプ電圧はピン２に接続されたＲＣ回路素子を使用して１次入力電圧から引出される。すなわち、ランプ電圧は１次電流をシミュレートしている。制御装置のピン１には変成器１１２の調整巻線Ｗ３からのサンプルされた制御電圧を内部で比較するための２次電圧情報が供給され、このサンプル電圧を内部の基準電圧と比較する。
ピン５にはプッシュプル出力駆動装置を経てデューティーサイクル変調制御信号すなわち電圧ＶＯＵＴが発生され、ＭＯＳＦＥＴからなる電力トランジスタＱ１（型ＩＲＦ７４０）の入力容量を急速に充放電させる。ピン６は制御装置用の電源電圧源に結合されており、ピン７はソフトスタート用入力端子を構成している。始動期間中のパルス持続期間を減少させるためにピン７と接地点との間にキャパシタＣ５（０．１μＦ）が接続されている。最後にピン８は発振器の帰還用の入力ピンとなっている。
動作について説明すると、トランジスタＱ１は制御装置１０６によって制御される電源スイッチとして使用される。トランジスタＱ１のドレンにはスナバー（緩衝）回路１０８が接続される。スナバー回路１０８はダイオードＤ３、抵抗Ｒ１６およびキャパシタＣ１２を含み、これらは協同してトランジスタＱ１がターンオフしたときの電圧のオーバーシュートを制限する。ダイオードＤ３はＭＵＲ４５０型ダイオードであり、キャパシタＣ１２は１０００ｐＦのキャパシタであり、抵抗Ｒ１６は２ワット、３０ＫΩの抵抗である。
変成器の漂遊容量と協同してキャパシタＣ７（トランジスタＱ１のドレンと接地点との間に接続された４７０ｐＦ）が無負荷時の周波数、従ってトランジスタＱ１のドレン電圧の最大スルーレートを決定する。
トランジスタＱ１は、制御装置１０６のピン５に発生し、抵抗Ｒ１１（３５Ω）を介して該トランジスタＱ１のゲート端子に供給されたパルス幅変調された信号ＶＯＵＴによって駆動される。さらに、キャパシタＣ６（４７００ｐＦ）がトランジスタＱ１のソース端子とドレン端子との間に結合されている。また、ソース端子は抵抗Ｒ１３（０．２７ＫΩ）を経て接地点に結合されている。抵抗Ｒ１２（１０ＫΩ）が必要に応じて随意選択的にトランジスタＱ１のソース端子とゲート端子との間に接続され、これによって制御装置１０６が設けられることなしに電源に電力が供給されたならばトランジスタが付勢されることがないようにしている。ドレン端子は変成器１１２の１次巻線Ｗ１の１つの端子に結合されている。それによって、トランジスタＱ１は１次入力電圧源から１次巻線に流れる電流を制御する。
変成器１１２の２次回路には幾つかの巻線が設けられており、各巻線は異なるターン数、極性、負荷容量をもっている。具体的には、巻線Ｗ２は調整されたＢ＋用の出力電圧を発生し、巻線Ｗ４は調整された１６ボルトの低電圧出力用の出力巻線を構成しており、巻線Ｗ３は制御装置１０６への帰還電圧を発生する。
巻線Ｗ２に接続された負荷回路には水平偏向回路１１６に電力を供給するための出力ダイオードＤ４とキャパシタＣ１３とが含まれている。また、出力２次巻線の中間タップは接地点に接続されており、巻線Ｗ４はダイオードＤ５とキャパシタＣ１４とに結合されている。この出力はテレビジョン受像機の連続負荷回路１１８、例えばすべての電子回路および集積回路に給電するための電圧１６ボルトを発生する。
この負荷回路１１８は、また消磁制御ライン１２０を使用して消磁回路１１４が付勢されるタイミングを制御する。この連続負荷回路１１８に対する制御ラインは、特にテレビジョン受像機をターンオン、ターンオフする動作（ラン）／待機制御信号を伝送する。連続負荷回路１１８はまた水平偏向回路１１６に結合されていて、これに制御信号を供給する。
制御装置１０６は、始動抵抗として作用する抵抗Ｒ１７（１００ＫΩ）を使用して始動する。これにより、キャパシタＣ１１（１００μＦ）は制御装置１０６の電源ピン、例えばピン６における半波の電流により充電される。これらの半波電流は１次入力電圧源から抵抗Ｒ１７（１００ＫΩ）、直列接続された抵抗Ｒ１４（２０２Ω）、ダイオードＤ２（１４８Ω）および調整用巻線Ｗ３を経て接地点に供給される。キャパシタＣ１１の電圧がスイッチをターンオンする閾値に達すると、切換モード電源は機能し始め、巻線Ｗ３、抵抗Ｒ１４およびダイオードＤ２を経て帰還電圧を供給する。この帰還電圧はダイオードＤ２により整流され、キャパシタＣ１１により平滑されて、ピン６を経て制御装置１０６に供給される供給電圧（Ｖｃｃ）が生成される。
ピン１用の制御信号すなわち電圧ＶＣＴは制御装置の電源回路と並列の回路中で発生される。この制御電圧は抵抗Ｒ８を経てキャパシタＣ３（１．５μＦ）を充電するダイオードＤ１（ＥＲＢ４３）により生成される。直列接続された抵抗Ｒ１５（３０Ω）とキャパシタＣ１０（０．０１μＦ）とからなるＲＣ素子は、帰還信号の高周波数成分のピーク値整流を防止する。
さらに詳しく説明すると、調整用巻線Ｗ３は抵抗Ｒ１５の一端に結合されており、該抵抗Ｒ１５の他端はキャパシタＣ１０を経て接地点に結合されている。また、ダイオードＤ１は抵抗Ｒ１５とキャパシタＣ１０との接続点に接続されており、キャパシタＣ９（１０００ｐＦ）がダイオードＤ１と並列に接続されている。ダイオードＤ１の出力電圧は、該ダイオードＤ１の出力を接地点に結合する直列接続された抵抗Ｒ８とキャパシタＣ３とに供給される。
ダイオードＤ１の出力はまたそれぞれ直列に接続された抵抗Ｒ６とＲ７とからなる抵抗分圧器を経て接地点に結合されている。抵抗Ｒ６とＲ７との接続点における電圧は制御電圧ＶＣＴを形成し、これは制御装置１０６のピン１に供給される。これらの抵抗は制御装置１０６の無負荷発振周波数を限定している。従って、これらの抵抗は通常０．１％の精度の抵抗で、抵抗Ｒ６は５．４９ＫΩ、抵抗Ｒ７は１７４Ωである。制御電圧ＶＣＴは制御装置１０６内のパルス幅変調器１０６ｃに結合されており、該変調器１０６ｃは例えば電圧ＲＥＧ  Ｂ＋を調整するために電圧ＶＯＵＴのデューティーサイクル変調を制御する。
電源装置の始動期間中、ソフトスタートピン（例えばピン７）におけるキャパシタＣ５はパルス幅変調器の誤差電圧を制御することによって順方向位相部分の期間に影響を与える。制御装置１０６は、一端が該制御装置のピン８に結合され、他端が抵抗Ｒ１４に、さらに最終的には調整用巻線Ｗ３に結合された抵抗Ｒ１０（２０ＫΩ）を経由する変成器の放電状態の終了を検出する。さらに、キャパシタＣ８（０．０２２μＦ）が抵抗Ｒ１０とＲ１４との接続点と接地点との間に結合されている。この点で電圧の極性は正から負に変化する、すなわち電圧はゼロ交叉を呈する。
本発明を実施すると、電圧ＶＺ１はモニタ電圧発生器１１０によって発生され、この電圧は制御装置１０６のピン３に供給される。電圧ＶＺ１は、電源装置が動作できる最低ライン電圧の決定と制御装置１０６内のホールドバック点修正回路１０６ｂの制御の双方のために使用される。
モニタ電圧発生器１１０は抵抗Ｒ１（２７０ＫΩ）とこれに直列に接続された抵抗Ｒ２（５１００Ω）とを含み、これらの回路素子は１次入力電圧ＲＡＷ  Ｂ＋に対する抵抗分圧器を構成している。２個の抵抗Ｒ１とＲ２との接続点は制御装置１０６のピン３に結合されている。さらに、本発明の実施例では、ツエナーダイオードＺ１（Ｂ２Ｘ５５／Ｃ３ＶＯ）が抵抗Ｒ２と並列に上記２個の抵抗Ｒ１とＲ２との接続点と接地点との間に接続されている。ツエナーダイオードＺ１は、抵抗Ｒ２の両端間の最大電圧をこのツエナーダイオードＺ１の降伏電圧に制限するリミタを構成している。その結果、モニタ電圧発生器１１０の出力における電圧は、最大でツエナーダイオードＺ１が導通しはじめる閾値点まで１次入力電圧ＲＡＷ  Ｂ＋に追従する。
制御装置１０６は、一定の内部電圧閾値を使用した不足電圧（undervoltage）検出器１０６ａを含み、この検出器は、モニタ電圧ＶＺ１が第１の閾値電圧以下に低下すると制御装置１０６により電源装置を不能化する。ＴＤＡ４６０５集積回路の場合、この第１の閾値電圧は１ボルトである。このようにして、抵抗Ｒ１とＲ２とからなる分圧回路網は、通常の動作状態の下では制御装置１０６が電源を不活性化することがない出力電圧を限定している。
例えばテレビジョン信号受像機のような特定の適用例では、通常ＡＣ電源の両端間にテレビジョン信号受像機用の消磁回路１１４が直接接続されている。このため、消磁回路が付勢されると、電圧整流器１０２の入力に供給されるＡＣ電圧を低下させ、１次入力電圧ＲＡＷ  Ｂ＋は消磁期間中大幅に低下する。このことは通常のテレビジョン受像機の回路の正常な作用であるので、モニタ電圧発生器は、この消磁期間中に制御装置１０６が電源を不活性化することがないように設計されていることが望ましい。
１次入力電圧が１２０ボルト、２７０ＫΩの抵抗Ｒ１と５１００Ωの抵抗Ｒ２とからなる抵抗分圧器を使用した場合、電圧モニタの入力ピン３における公称電圧ＶＺ１は２ボルトである。電圧モニタの電圧をこのように設定すると、消磁期間中やその他の重負荷期間中に電源装置が不活性化されるのを防止することができる。
過負荷状態の結果として電圧ＶＯＵＴのデューティーサイクルが最大になると、ＡＣライン電圧が高くなることによって生じる電圧ＲＡＷ  Ｂ＋の上昇により巻線Ｗ１の両端間の電圧を上昇させる。１次入力電圧ＲＡＷ  Ｂ＋が上昇すると、電源装置への利用可能な入力電力は大きくなり、電源装置が過負荷状態になると当該電源装置に損傷を与える可能性がある。
過負荷で未調整出力の期間中は、変調器１０６ｃは駆動トランジスタＱ１に供給される最大デューティーサイクルをもった電圧ＶＯＵＴを発生する。その結果、変成器１１２の巻線Ｗ１の１次電流ＩＰもまた最大デューティーサイクルをもつ。従って、電圧ＲＡＷ  Ｂ＋の上昇によりトランジスタＱ１の両端間に不所望に高い電圧を発生させる可能性があり、該トランジスタや他の回路に損傷を与える可能性がある。
電源装置を安全な動作範囲内に維持するために、制御回路１０６はホールドバック点あるいは過負荷点修正回路１０６ｂとして知られる回路を含んでいる。このホールドバック点修正回路は、１次入力電圧が予め設定された大きさを超過すると電圧ＶＯＵＴの最大デューティーサイクルを減少させる。１次入力電圧が予め設定された大きさを超えて増大すると、ホールドバック点修正回路１０６ｂは電圧ＲＡＷ  Ｂ＋の上昇につれて信号ＶＯＵＴの最大デューティーサイクルを減少させる。この減少はキャパシタＣ２に供給される修正電流ＩＣＯＲを発生させることによって行われ、電圧ＶＺ１が第２の閾値電圧を超過すると制御装置１０６のピン２における電圧ＶＣ２の変化率を増加させる。
電圧ＲＡＷ  Ｂ＋が上昇し、電圧ＶＺ１を第２の閾値電圧以上にさらに上昇させると、電流ＩＣＯＲが増大することにより周知の態様で信号ＶＣＯＲの最大デューティーサイクルを減少させる。電圧ＶＺ１が約１．７ボルトの電圧レベル以上に上昇すると第２の閾値電圧が発生する。その結果、電圧ＲＡＷ  Ｂ＋がさらに高くなるとそれに比例して最大デューティーサイクルは減少する。最大デューティーサイクルが減少することにより、電圧ＲＡＷ  Ｂ＋の上昇に対抗して電源装置中で発生される最大電力を安定化させる。これに対して、電圧ＶＺ１が１．７ボルト以下のレベルにあるときに電圧ＶＺ１が上昇しても、電流ＩＣＯＲおよび電圧ＶＯＵＴのデューティーサイクルに何の影響も与えない。
分圧回路網（抵抗Ｒ１とＲ２とからなる）は十分な大きさのモニタ電圧ＶＺ１を設定して、消磁回路が付勢されたときに電源装置が動作を停止するのを防止するための十分な余裕を与えているので、たとえ電圧ＲＡＷ  Ｂ＋が正規の許容範囲内にあっても、電圧ＶＺ１を回路１０６ｂの第２の閾値電圧を超過分だけ超過させる。それによって、不都合なことに最大デューティーサイクルは、引き出すことができる最大電力を低下させるような態様でさらにかなりの大きさ減少する。１次入力電圧が実際には電源装置に損傷を与えるような高レベルになくても、上記の電力容量のかなりの低下が生じる。
本発明の特徴によれば、電圧ＲＡＷ  Ｂ＋が３ボルトに等しい電圧ＶＺ１に相当する閾値の大きさ以上に上昇したとき、電流ＩＣＯＲが電圧ＶＯＵＴの最大デューティーサイクルをさらに減少させるのを防止するために、モニタ電圧発生器１１０は１次入力電圧を表わす電圧ＶＺ１を３ボルトに制限するリミタとして働くツエナーダイオードＺ１を含んでいる。その結果、モニタ電圧ＶＺ１は予め設定されたレベル（例えば３ボルト）以上に決して上昇することができず、このことにより制御装置１０６内のホールドバック点修正回路１０６ｂが最大デューティーサイクルをさらに減少させることはない。このようにして、電圧ＲＡＷ  Ｂ＋の上昇の関数としての最大デューティーサイクルの減少は都合よく制限される。
電圧ＲＡＷ  Ｂ＋が、３ボルトに等しい電圧ＶＺ１に相当する閾値の大きさ以上になると、上記電圧ＲＡＷ  Ｂ＋の所定の上昇に対して、電流ＩＣＯＲによって生成された電圧ＶＯＵＴのデューティーサイクルの減少が制限される。これに対して電流ＩＣＯＲによって生成されたデューティーサイクルの減少は制限されず、電圧ＶＺ１が１．７ボルトと３ボルトとの間にあるとき電圧ＲＡＷ  Ｂ＋に比例して変化する。従って、電圧ＲＡＷ  Ｂ＋が閾値の大きさを超過しないときと比較して電圧ＲＡＷ  Ｂ＋が閾値の大きさを超過するときは、ツエナーダイオードＺ１はデューティーサイクルの減少を制限するリミタとして作用する。１．７ボルトの第２の閾値電圧以下の電圧ＶＺ１を生成する電圧ＲＡＷ  Ｂ＋の上昇は電流ＩＣＯＲに影響を与えない。
具体的には、ＴＤＡ４６０５集積回路制御装置用には、ツエナーダイオードは３ボルトの値をもっている。その結果、モニタ電圧発生器への入力信号は、ツエナーダイオードが電流を接地点に導通させる前に３ボルトのレベル以上に上昇することができない。このようにして、モニタ電圧発生器は１次入力電圧の範囲を予め特定する電圧の範囲を設定し、その範囲内において制御装置１０６は低い電圧による電源装置の不活性化および最大デューティーサイクルをさらに減少させることの両方を避ける正規の態様で動作する。これによって入力電圧のダイナミックレンジは拡大される。
【図１】
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