(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
低域音質調整用としてブリッジドＴ型バンドパスフィルタが使用され、
高域音質調整用としてＣＲフィルタが使用されると共に、
演算増幅器で構成され、かつ継続接続された第１および第２のアンプのうち、第１のアンプのフィードバックグループ内に、切り替えスイッチを介して少なくとも上記ブリッジドＴ型ハンドパスフィルタと上記ＣＲフィルタのいずれかを介在させることによってブースト特性が得られ、
上記第１のアンプの出力段に、切り替えスイッチを介して少なくとも上記ブリッジドＴ型ハンドパスフィルタと上記ＣＲフィルタのいずれかを介在させることによってデフィート特性が得られるようにし、
上記第１のアンプの出力段と第２のアンプの入力段との段間と、当該段間からフィードバックされた第１のアンプの逆相入力端子との間の電位差がほぼゼロである音質調整回路。
【請求項２】
上記ブリッジドＴ型バンドパスフィルタ及びＣＲフィルタには、フィルタ特性を調整するための可変抵抗部が設けられた請求項１記載の音質調整回路。
【請求項３】
上記可変抵抗部は、直列接続された複数の抵抗器と、それを選択する複数のスイッチとで構成された請求項２記載の音質調整回路。
【請求項４】
上記第１のアンプと第２のアンプの段間に、上記ブリッジドＴ型バンドパスフィルタと上記ＣＲフィルタとを接続することで、低域デフィート特性と高域デフィート特性とが得られるようにした請求項１記載の音質調整回路。
【請求項５】
上記第１のアンプのフィードバック系に上記ＣＲフィルタを、上記段間に上記ブリッジドＴ型バンドパスフィルタを接続することで、低域デフィート特性と高域ブースト特性が得られるようにした請求項１記載の音質調整回路。
【請求項６】
上記第１のアンプのフィードバック系に上記ブリッジドＴ型バンドパスフィルタを、上記段間に上記ＣＲフィルタを接続することで、低域ブースト特性と、高域デフィート特性が得られるようにした請求項１記載の音質調整回路。
【請求項７】
上記第１のアンプのフィードバック系に上記ブリッジドＴ型バンドパスフィルタと上記ＣＲフィルタとを接続することで、低域ブースト特性と高域ブースト特性が得られるようにした請求項１記載の音質調整回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は音質調整回路に関する。詳しくは、低域音質調整用としてブリッジドＴ型のバンドパスフィルタを使用し、高域音質調整用としてＣＲフィルタを使用すると共に演算増幅器を使用することによって、伝達特性切り替え時に発生するポップ音をなくすと共に、ＩＣ化するときのピン数を削減できるようにしたものである。
【０００２】
【従来の技術】
ミニコンポやラジカセなどのように音響回路を有する電子機器にあっては、負荷となるスピーカの前段に低域および高域側の音質を調整できる音質調整回路が設けられている場合が多い。
【０００３】
図１２はその代表的な従来例を示すもので、入力信号は端子２２を介してゲインが「１」に調整された演算増幅器（オペアンプ）２４に供給され、その出力が演算増幅器で構成されたアンプ（正相アンプ）２６の正相入力端子に供給され、端子２８より出力信号が得られる。
【０００４】
この正相アンプ２６の正相入力端子（＋）側か、逆相入力端子（−）側に選択的に若しくは同時に、伝達特性を調整するための調整手段３０が接続される。音質調整手段３０は、低域側および高域側をデフィート（減衰）させるデフィート部と、低域側および高域側をブーストするブースト部とで構成される。
【０００５】
低域側の音質を制御する手段としてこの例ではＣＲフィルタ３２と、高域側の音質制御手段としてこの例ではシミュレーテッドインダクタ４２を含むフィルタ４０が使用される。
【０００６】
ＣＲフィルタ３２は一対の固定抵抗器３３，３４と、コンデンサ３５と、フィルタのデシベル調整用の可変抵抗部３６とで構成される。可変抵抗部３６は図示のように直列接続された複数の抵抗器３７と、これら抵抗器３７を選択する複数のスイッチ３８で構成される。
【０００７】
また、別のフィルタ４０としては、インダクタ、コンデンサおよび抵抗器で構成されるＬＣＲのバンドパスフィルタが使用され、抵抗器４３はフィルタレベルを調整する可変抵抗部となされ、インダクタ４２としてはシミュレーテッドインダクタが使用される。インダクタ４２は正相アンプ４４とコンデンサ４５とで構成される。ここで、コンデンサ４６に印加する電圧に対し、正相アンプ４４の出力段に設けられた抵抗器４１に流れる電流が遅れることから、等価的にこの正相アンプ４４を含む回路がインダクタンス素子として機能することからシミュレーテッドインダクタとが呼ばれている。
【０００８】
可変抵抗部４３は、上例と同じく直列接続された複数の抵抗器４６と複数のスイッチ４７とで構成されている。そして、この例ではＣＲフィルタ３２と正相入力端子および逆相入力端子との間と、バンドパスフィルタ４０と正相入力端子および逆相入力端子との間に、それぞれ４つの切り替えスイッチＳＨＤ，ＳＨＢ，ＳＬＤ，ＳＬＢが設けられ、これら切り替えスイッチの切り替え態様によって所望の伝達特性を入力信号に対して付与できる。
【０００９】
例えば、スイッチＳＨＤをオンすることで高域デフィート特性が得られるので、このＣＲフィルタ３２は高域デフィート手段として機能し、スイッチＳＬＤをオンすることで低域デフィート特性が得られるので、ハンドパスフィルタ４０は低域デフィート手段として機能する。このときの接続関係を図１３に示す。
【００１０】
スイッチＳＨＢをオンすることで高域ブースト特性が得られるので、ＣＲフィルタ３２は高域ブースト手段として機能し、そして、スイッチＳＬＢをオンすることで低域ブースト特性が得られるので、このバンドパスフィルタ４０は低域ブースト手段として機能する。このときの接続関係を図１４に示す。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、このように構成された音質調整回路にあっては、以下のような問題が指摘されいる。
（１）信号の電圧特性を調整するためにスイッチＳＨＤ〜ＳＬＢを切り替えると正相アンプ２６の入出力間に発生するオフセット電圧によっていわゆるポップノイズ（ボツ音）が発生する。
（２）この音質調整回路１０では、少なくとも１チャネル当たり３個のオペアンプ２４，２６，４４が必要になるため、回路規模が増大してしまう。
（３）この音質調整回路１０をＩＣ化する場合には、図１２のように少なくともＣＲフィルタ用コンデンサ３５、バンドパスフィルタ用の２個のコンデンサ４５，４６を外付けする必要があるから、少なくとも４個の端子４９ａ〜４９ｄが要る。したがって外付け用端子ピン数が必要になり、製造コストの上昇をもたらしている。
【００１２】
そこで、この発明はこのような従来の課題を解決したものであって、スイッチ切り替え時のポップノイズの発生を抑えると共に、回路の簡略化を図れる音質調整回路を提案するものである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
上述の課題を解決するため、請求項１に記載したこの発明に係る音質調整回路では、低域音質調整用としてブリッジドＴ型バンドパスフィルタが使用され、高域音質調整用としてＣＲフィルタが使用されると共に、演算増幅器で構成され、かつ継続接続された第１および第２のアンプのうち、第１のアンプのフィードバックグループ内に、切り替えスイッチを介して少なくとも上記ブリッジドＴ型ハンドパスフィルタと上記ＣＲフィルタのいずれかを介在させることによってブースト特性が得られ、上記第１のアンプの出力段に、切り替えスイッチを介して少なくとも上記ブリッジドＴ型ハンドパスフィルタと上記ＣＲフィルタのいずれかを介在させることによってデフィート特性が得られるようにし、上記第１のアンプの出力段と第２のアンプの入力段との段間と、当該段間からフィードバックされた第１のアンプの逆相入力端子との間の電位差がほぼゼロである。
【００１４】
この発明では、それぞれが演算増幅器（オペアンプ）で構成された第１と第２のアンプが直列接続されると共に、低域音質調整用として、ブリッジドＴ型バンドパスフィルタが使用され、高域音質調整用として、ＣＲフィルタが使用されている。
【００１５】
第１のアンプの出力段にバンドパスフィルタを介在させるか、ＣＲフィルタを介在させることで、全体の伝達特性がデフィート特性となる。また、第１のアンプのフィードバック系にバンドパスフィルタ介在させるか、ＣＲフィルタを介在させることで、全体の伝達特性がブースト特性となる。
【００１６】
オペアンプを使用すると共に、ゲインが「１」であるアンプを使用している関係で、第１のアンプの出力段と第２のアンプの入力段との間、つまり段間とそのフィードバックされた逆相入力端子との間の電位差はほぼゼロである。同じく第１のアンプの入力段とその出力段との間の電位差もおほぼゼロであるから、段間と、フィードバック系のそれぞれに切り替えスイッチを接続し、この切り替えスイッチによって上述した伝達特性を切り替えても、スイッチ切り替え時にはポップのノイズは発生しない。
【００１７】
バンドパスフィルタとして、ブリッジドＴ型バンドパスフィルタを使用しているので、このブリッジドＴ型フィルタを外付けしたとしてもその外付け端子ピン数は２端子だけであるので、音質調整回路をＩＣ化したときの端子ピン数を削減できる。
【００１８】
【発明の実施の形態】
続いて、この発明に係る音質調整回路の実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。
【００１９】
図１はこの発明にかかる音質調整回路１０を適用した音響回路の系統図であって、端子５４に供給された入力信号（音声信号）はこの発明にかかる音質調整回路１０によって低域および高域の伝達特性（音質）がオペレータの好みに応じて調整される。調整後の入力信号はパワーアンプ１２を介して負荷であるスピーカ１４に供給されて入力信号である音声信号が再生される。
【００２０】
一方、電子機器本体に設けられたキー操作部１００からのキー信号はマイコンで構成された制御部１１０に供給されて、キー信号に基づいた表示信号がこの例ではグラフィックイコライザー１２０に供給される。これによってキー操作に応じた周波数のグラフィック表示が行われる。
【００２１】
制御部１１０からはさらにスイッチ制御信号がコントロールレジスタ１３０に供給され、キー操作に応じた複数のスイッチ制御信号ＣＳ１〜ＣＳ６が生成され、このスイッチ制御信号で音質調整回路１０に設けられた音質調整のための複数の切り替えスイッチ（後述する）が制御される。因みに、これらスイッチ制御信号ＣＳ１〜ＣＳ６は対応する切り替えスイッチＳ１〜Ｓ６を制御（オン、オフ制御）するためのものである。
【００２２】
図２はこの発明にかかる音質制御回路１０の実施の形態を示すもので、これは負荷であるスピーカの前段に接続されるパワーアンプの前に接続される。
【００２３】
音質調整回路１０は図示するように、第１のアンプ５０と、第２のアンプ５２を有する。これら第１および第２のアンプ５０，５２はそれぞれ演算増幅器が使用され、何れも正相アンプ構成であり、少なくとも第２のアンプ５２のゲインは「１」に選ばれている。第１のアンプ５０の正相入力端子側に設けられた端子５４に入力信号（音声信号）が供給され、第２のアンプ５２の出力端子５６から伝達特性、換言すれば音質が調整された出力信号が得られる。
【００２４】
この発明では所望の音質特性を得るべく、回路全体の伝達特性を調整するため、低域音質調整用として使用されるバンドパスフィルタとして、ブリッジドＴ型バンドパスフィルタ６０が使用され、高域音質調整用として使用されるフィルタとして、ＣＲフィルタ８０が使用される。
【００２５】
ブリッジドＴ型バンドパスフィルタ６０は、Ｔ型構成のＣＲ素子に対して抵抗器がブリッジされたもので、図示するように直列接続された一対のコンデンサ６２ａ，６２ｂと、その接続中点に接続された抵抗器６４と、さらに一対のコンデンサ６２ａ，６２ｂの両端７０ａ，７０ｂに接続された可変抵抗部６６とで構成される。
【００２６】
可変抵抗部６６はフィルタ特性（デシベル値）を調整するためのものであって、複数この例では４個の直列接続された抵抗器６８ａ〜６８ｄと、これら抵抗器６８ａ〜６８ｄの段間と線路Ｌａとの間に接続されたスイッチＳａ〜Ｓｄおよび抵抗器６９ａ〜６９ｄとで構成される。
【００２７】
このようなブリッジドＴ型バンドパスフィルタ６０を第１のアンプ５０の出力段に接続するか、第１のアンプ５０のフィードバック系に接続するかを切り替えるために４つの切り替えスイッチＳ１〜Ｓ４が設けられる。
【００２８】
まず、第１のアンプ５０の逆相入力端子（−）が切り替えスイッチＳ１，線路Ｌａおよび切り替えスイッチＳ３を介して第２のアンプ５２の正相入力端子（＋）に接続される。同じく第１のアンプ５０の逆相入力端子が切り替えスイッチＳ２、一対の直列接続された抵抗器ｒ２，ｒ１および切り替えスイッチＳ４をそれぞれ介して接続点ｐつまり第２のアンプ５２の正相入力端子に接続される。そして、出力段（点ｑ）側に可変抵抗部６６を構成する初段の抵抗器６８ａが接続され、スイッチＳａ〜Ｓｄが線路Ｌａに共通に接続される。
【００２９】
一方、伝達特性を決定するもう１つのフィルタとしてはＣＲフィルタ８０が使用される。このＣＲフィルタ８０はＣＲ素子が使用され、固定の抵抗器８２とコンデンサ８４が直列接続されると共に、固定抵抗器８２側には可変抵抗部８６が接続される。
【００３０】
可変抵抗部８６はフィルタ特性を調整（デシベル値の調整）するためのもので、直列接続された複数の抵抗器、この例では４個の抵抗器８８ａ〜８８ｄ、その段間と線路Ｌｂとの間に接続された複数のスイッチＳｅ〜Ｓｈと、さらに第１のアンプ５０の出力点ｑに接続された抵抗器８９とで構成される。
【００３１】
このように構成されたＣＲフィルタ８０を第２のアンプ５２の正相入力端子側に接続するか、第１のアンプ５０の逆相入力端子側に接続するかの切り替えが、一対の切り替えスイッチＳ５，Ｓ６によって行われる。この例では切り替えスイッチＳ５によって第２のアンプ５２の正相入力端子にＣＲフィルタ８０が切り替えられる。また別の切り替えスイッチＳ６によって第１のアンプ５０の逆相入力端子側にＣＲフィルタ８０が切り替えられる。
【００３２】
続いてこのように構成された音質調整回路１０の調整例を図３以下を参照して説明する。
（１）低域、高域ともデフィート特性とする
図３の伝達特性からも明らかなように、低域も高域も共にデフィート特性つまり減衰特性とするときには、図４のように切り替えスイッチＳ２，Ｓ３およびＳ５がそれぞれスイッチ制御信号ＣＳ２、ＣＳ３およびＣＳ５によって制御される。
【００３３】
切り替えスイッチＳ２によって第１のアンプ５０の負帰還路が閉じる。切り替えスイッチＳ３によって線路Ｌａが第２のアンプ５２の正相入力端子に接続されるので、第１のアンプ５０と第２のアンプ５２の段間にブリッジドＴ型バンドパスフィルタ６０が接続される。そして、切り替えスイッチＳ５によってＣＲフィルタ８０が第２のアンプ５２の正相入力端子に接続されたことになる。
【００３４】
このようにオペアンプの正相入力端子側にフィルタを接続すると、全体の伝達特性はデフィート特性となるから、ブリッジドＴ型バンドパスフィルタ６０によって低域側がデフィート特性となり、ＣＲフィルタ８０によって高域側がデフィート特性となる。
【００３５】
そして、ブリッジドＴ型バンドパスフィルタ６０では、可変抵抗部６６によってそのデフィート特性が調整できる。つまり図２に示すスイッチＳａ〜Ｓｄをオンすることでデフィート特性のデシベル値が変化する。この例では１つのスイッチオンで２ｄＢづつ変化するように抵抗器６８ａ〜６８ｄ，６９ａ〜６９ｄが選ばれている。たとえばスイッチＳａをオンすると２ｄＢ下がり、スイッチＳｄをオンすると８ｄＢ減衰するようなデフィート特性となる。これらのスイッチ制御は何れも図１に示したキー操作部１００からのキー信号によって行われる。
【００３６】
ＣＲフィルタ８０でもその抵抗可変部８６によって高域伝達特性が制御される。この例では図２に示すように、４個の抵抗器８８ａ〜８８ｄを使用して、２ｄＢづつアップするような伝達特性が得られる。因みにスイッチＳｅをオンすると４ｄＢアップし、スイッチＳｈをオンすると１０ｄＢアップするような伝達特性となる。
【００３７】
ここで、段間の点ｐ，ｑの電位は同じであり、第１のアンプ５０の負帰還路における点ｑとｒとの間もほぼ同じ電位となる。これは第１のアンプ５０におけるバイアス電流が微少電流であるため、点ｑとｒとの間には極めて僅かな電位差（数１００マイクロボルト程度）しか発生せず、動作状態のときにはこの電位差は無視できるからである。
【００３８】
このように、点ｐ，ｑ，ｒ間の電位差がほぼゼロであるので、切り替えスイッチＳ２，Ｓ３，Ｓ５を切り替えても、切り替え前後での電位変動がないためスイッチ切り替え時のポップノイズの発生を抑えることができる。このようにポップノイズを抑制できる効果は、以下に説明する他の伝達特性を得るときでも同じである。
【００３９】
（２）高域側をブースト特性とし、低域側をデフィート特性とする
図５のように低域側をブースト特性となるように調整し、高域側は逆にデフィート特性となるように調整するには、切り替えスイッチＳ２，Ｓ３およびＳ６を使用する。
【００４０】
切り替えスイッチＳ２によって第１のアンプ５０の負帰還路が抵抗器ｒ２を介して閉じられ、また切り替えスイッチＳ６によって第１のアンプ５０の逆相入力端子にＣＲフィルタ８０が接続される。そして、切り替えスイッチＳ３によって図４の場合と同じくブリッジドＴ型バンドパスフィルタ６０が段間に接続されたことになる。
【００４１】
オペアンプの逆相入力端子にフィルタが接続されると、オペアンプの作用で伝達特性は逆特性となり、したがって、この場合にはＣＲフィルタ８０が逆相入力端子側に接続されることになるので、高域側がブースト特性となる。低域側は図４の場合と同じであるためデフィート特性である。
【００４２】
（３）低域側をブースト特性とし、高域側をデフィート特性とする
図７のように、低域側をブースト特性とし、高域側をデフィート特性となるように調整するには、図８に示すように、切り替えスイッチＳ１，Ｓ４およびＳ５を使用する。
【００４３】
切り替えスイッチＳ１によって第１のアンプ５０の負帰還路に線路Ｌａが接続されると共に、この負帰還路にブリッジドＴ型バンドパスフィルタ６０が接続される。また切り替えスイッチＳ４によって線路Ｌａが抵抗器ｒ１を介して第２のアンプ５２の正相入力端子側に接続される。そして、切り替えスイッチＳ５を閉じることによって、第２のアンプ５２の正相入力端子にＣＲフィルタ８０が接続されたことになる。
【００４４】
オペアンプの逆相入力端子にフィルタが接続されると、オペアンプの作用で伝達特性は逆特性となり、したがって、この場合にはブリッジドＴ型バンドパスフィルタ６０が第１のアンプ５０の逆相入力端子側に接続されることになるので、低域側がブースト特性となる。高域側は第２のアンプ５２の正相入力端子側に接続されるから高域デフィート特性となる。
【００４５】
（４）低域側も、高域側も共にブースト特性とする
図９のように、低域側も、高域側も共にブースト特性となるように調整するには、切り替えスイッチＳ１，Ｓ４およびＳ６を次のように切り替えることでそのような伝達特性を達成できる。
【００４６】
まず切り替えスイッチＳ１をオンすることによって第１のアンプ５０の負帰還路に線路Ｌａが接続されると共に、この負帰還路にブリッジドＴ型バンドパスフィルタ６０が接続される。また切り替えスイッチＳ４によって線路Ｌａが抵抗器ｒ１を介して第２のアンプ５２の正相入力端子側に接続される。そして、切り替えスイッチＳ６を閉じることによって、第１のアンプ５０の逆相入力端子にＣＲフィルタ８０が接続されたことになる。
【００４７】
オペアンプの逆相入力端子側にフィルタが接続されると、オペアンプの作用で伝達特性は逆特性となる。したがって、図１０のように、この場合にはブリッジドＴ型バンドパスフィルタ６０と、ＣＲフィルタ８０が共に第１のアンプ５０の逆相入力端子側に接続されることになるので、低域側も、高域側も共にブースト特性となる。
【００４８】
以上（１）から（４）まで説明したように、切り替えスイッチＳ１〜Ｓ６を使用すれば、所望の伝達特性を入力信号に対して付与することができる。
【００４９】
また、図２に示すように構成すれば、従来のシミュレーテッドインダクタに代えてブリッジドＴ型バンドパスフィルタ６０を使用することができる。ブリッジドＴ型バンドパスフィルタ６０を使用した場合には、この音質調整回路１０をＩＣ化するとき、外付けするのは図２に示すように一対のコンデンサ６２ａ，６２ｂでよいので、２端子ピンで済む。
【００５０】
シミュレーテッドインダクタを使用すると、少なくとも３つの外付け端子を必要とするから、Ｌ，Ｒの２チャネル構成ではトータル２端子ピンだけピン数を削減できる。したがって、この発明の構成によれば、ＩＣ回路のコストダウンを図ることができる。
【００５１】
さて、図１１はこの発明の他の実施の形態を示す図２と同様な接続図である。図２との相違点のみ説明するならば、この図１１の実施の形態は切り替えスイッチＳ１〜Ｓ４と、スイッチＳａ〜Ｓｄの関係を変更したものである。
【００５２】
図２の場合には切り替えスイッチＳ１とスイッチＳ３を用いて線路Ｌａへの接続および第１のアンプ５０の負帰還路への接続を行い、さらにフィルタ特性（ｄＢ調整）をスイッチＳａ〜Ｓｄで行っている。そのため、例えば切り替えスイッチＳ１とスイッチＳａとは直列接続された関係にあるのに対し、図１１の場合にはこれらが１つのスイッチ（Ｓ１＋Ｓａ）で代用できる構成となっている。他のスイッチ構成も同様である。
【００５３】
切り替えスイッチＳ３とスイッチＳａ〜Ｓｄの関係も同じであって、例えば図２では、スイッチＳ３とＳｃとが直列接続された構成となっているが、図１１の場合にはこれらが１つのスイッチ（Ｓ３＋Ｓａ）で代用できるような構成となっている。
【００５４】
これらスイッチＳ１〜Ｓ４およびＳａ〜Ｓｄは何れもトランジスタなどのスイッチング素子が使用されることになるが、トランジスタを使用した場合にはそのオン抵抗のばらつきが起こる。このばらつきはトランジスタを直列接続したときよりも並列接続したときの方が、その影響が少なくなる。したがって、図１１の構成ではスイッチの数は２個だけ多くなるが、オン抵抗のばらつきによる伝達特性への影響が少なくなるという特徴を有する。図１１におけるその他の構成は図２の場合と同じであるので、その説明は割愛する。
【００５５】
【発明の効果】
以上説明したようにこの発明ではそれぞれが演算増幅器で構成された第１と第２のアンプを直列接続し、低域音質調整用としてブリッジドＴ型バンドパスフィルタを使用し、高域音質調整用としてＣＲフィルタを使用して構成したものである。そして、第１のアンプの出力段にバンドパスフィルタを介在させるか、ＣＲフィルタを介在させることで、特定の伝送帯域における伝達特性をデフィート特性とし、また第１のアンプのフィードバック系にバンドパスフィルタを介在させるか、ＣＲフィルタを介在させることで、特定の伝送帯域における伝達特性をブースト特性とするようにしたものである。
【００５６】
これによれば、第１のアンプの出力段と第２のアンプの入力段との間、つまり段間とそのフィードバックされた逆相入力端子との間の電位差をほぼゼロにすることができると共に、第１のアンプの入力段とその出力段との間の電位差もほぼゼロにすることができるから、切り替えスイッチによって伝達特性を切り替えても、スイッチ切り替え時にはポップのノイズは発生しない。
【００５７】
またバンドパスフィルタとして、ブリッジドＴ型バンドパスフィルタを使用しているので、このフィルタを外付けしたとしてもその外付け端子数は２端子であるので、音質調整回路をＩＣ化したときの端子ピン数を削減できるなどの特徴を有する。
【００５８】
したがってこの発明に係る音質調整回路は、ミニコンポなどの音響回路系に適用して極めて好適である。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明にかかる音質調整回路を適用した音響回路の実施の形態を示す系統図である。
【図２】この発明にかかる音質調整回路の実施の形態を示す接続図である。
【図３】伝達特性の調整例（その１）を示す図である。
【図４】    この伝達特性を得るときの複数のスイッチ切り替え例を示す簡略化した接続図である。
【図５】伝達特性の調整例（その２）を示す図である。
【図６】    この伝達特性を得るときの複数のスイッチ切り替え例を示す簡略化した接続図である。
【図７】伝達特性の調整例（その３）を示す図である。
【図８】    この伝達特性を得るときの複数のスイッチ切り替え例を示す簡略化した接続図である。
【図９】伝達特性の調整例（その４）を示す図である。
【図１０】    この伝達特性を得るときの複数のスイッチ切り替え例を示す簡略化した接続図である。
【図１１】この発明の他の実施の形態を示す図２と同様な接続図である。
【図１２】従来の音質調整回路の接続図である。
【図１３】この音質調整回路における伝達特性の調整例（その１）を示す図である。
【図１４】この音質調整回路における伝達特性の調整例（その２）を示す図である。
【符号の説明】
１０  音質調整回路
５０，５２  アンプ
６０  ブリッジドＴ型バンドパスフィルタ
６６，８６  可変抵抗部
８０  ＣＲフィルタ
Ｓ１〜Ｓ６  伝達特性調整用の切り替えスイッチ
Ｓａ〜Ｓｈ  フィルタ特性切り替え用のスイッチ
【図１】
0004691753.tif 000002
【図２】
0004691753.tif 000003
【図３】
0004691753.tif 000004
【図４】
0004691753.tif 000005
【図５】
0004691753.tif 000006
【図６】
0004691753.tif 000007
【図７】
0004691753.tif 000008
【図８】
0004691753.tif 000009
【図９】
0004691753.tif 000010
【図１０】
0004691753.tif 000011
【図１１】
0004691753.tif 000012
【図１２】
0004691753.tif 000013
【図１３】
0004691753.tif 000014
【図１４】
0004691753.tif 000015