(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
擬似エコー信号を生成しエコー信号を含んだ信号から前記擬似エコー信号を減算することにより前記エコー信号を消去する適応フィルタ回路を備えた音声エコー信号消去装置において、
デジタル音声通信網からの受信信号のクロック数を単位時間当たりで計測する受信クロック計測器と、
受信側後段装置からのエコー信号を含んだ送信信号のクロック数を単位時間当たりで計測する送信クロック計測器と、
前記送信信号のクロック数から前記受信信号のクロック数を減算した値を前記送信信号のクロック数で除算してクロック差分比率を算出するクロック数比較器と、
前記クロック差分比率に基づいて、前記送信信号と前記受信信号の間の遅延と相反する方向に徐々に１データ未満の可変遅延量で前記受信信号を遅延させる同期補正用フィルタ回路を設け、
前記適応フィルタ回路は前記同期補正用フィルタ回路により同期補正された前記受信信号によって前記擬似エコー信号を生成することを特徴とする音声エコー信号消去装置。
【請求項２】
擬似エコー信号を生成しエコー信号を含んだ信号から前記擬似エコー信号を減算することにより前記エコー信号を消去する適応フィルタ回路を備えた音声エコー信号消去装置において、
デジタル音声通信網からの受信信号のクロック数を単位時間当たりで計測する受信クロック計測器と、
受信側後段装置からのエコー信号を含んだ送信信号のクロック数を単位時間当たりで計測する送信クロック計測器と、
前記送信信号のクロック数から前記受信信号のクロック数を減算した値を前記受信信号のクロック数で除算してクロック差分比率を算出するクロック数比較器と、
前記クロック差分比率に基づいて、前記送信信号と前記受信信号の間の遅延と相反する方向に徐々に１データ未満の可変遅延量で前記送信信号を遅延させる同期補正用フィルタ回路を設け、
前記適応フィルタ回路は前記同期補正用フィルタ回路により同期補正された前記受信信号によって前記擬似エコー信号を生成することを特徴とする音声エコー信号消去装置。
【請求項３】
前記同期補正用フィルタ回路は、
前記クロック数比較器から入力するクロック差分比率に基づいて前記受信信号または前記送信信号の遅延と相反する方向に徐々に遅延させていくためのｎ個のフィルタ係数を生成するフィルタ係数算出器と、
前記受信信号または前記送信信号が入力し蓄積されるｎ段のFIFOメモリと、
前記FIFOメモリに蓄積されている受信信号または送信信号と前記フィルタ係数算出器が算出したフィルタ係数を前記FIFOメモリの段対応に乗算するｎ個の乗算器と、
前記乗算器の出力を加算する（ｎ−１）個の加算器とで構成されることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の音声エコー信号消去装置。
【請求項４】
前記同期補正用フィルタ回路の内の前記フィルタ係数算出器を除く部分は前記適応フィルタ回路と一体的に構成し、前記フィルタ係数算出器で生成したフィルタ係数を、前記エコー消去のための適応フィルタのフィルタ係数に畳み込み演算したものを前記適応フィルタ回路の係数とすることを特徴とする請求項３記載の音声エコー信号消去装置。
【請求項５】
前記フィルタ係数算出器は、少なくとも、
前記クロック差分比率と前記FIFOメモリに対する出力ポインタ機能を有するオフセット係数とから同期補正値を算出し、前記FIFOメモリの段を指定する数から前記FIFOメモリの段の半数および前記同期補正値を減算したものを関数とするsinc関数の値を算出することにより、前記フィルタ係数を生成することを特徴とする請求項３または請求項４記載の音声エコー信号消去装置。
【請求項６】
前記フィルタ係数算出器は、前記生成したフィルタ係数に、有限長インパルス応答によるフィルタ特性をリップルの少ない特性にするための窓関数を乗算して最終のフィルタ係数を生成することを特徴とする請求項５記載の音声エコー信号消去装置。
【請求項７】
前記同期補正用フィルタ回路は、前記適応フィルタ回路への出力を前記受信側後段装置へも送信することを特徴とする請求項１記載の音声エコー信号消去装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、デジタル音声通信網に用いられる音声エコー信号消去装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
音声エコー消去装置は、音声通信システムの中で発生する音声エコー信号（以下、「エコー信号」と記す）を消去するものである。例えば、電話交換機の中で発生するエコー信号を消去するには、図７に示すように、エコー消去装置は一般的に電話交換機と伝送装置との間に配置される（文献公知発明に係るものではない）。電話交換機から到来する送信信号７には電話交換機内で反射したエコー信号８も含まれており、通話対向先の発話の度に、エコー信号８が戻り通話品質を著しく劣化させてしまう。
【０００３】
このようなエコー消去の原理は、伝送装置から到来する受信信号６を元に、適応フィルタ回路１でエコー信号８と同じ信号となる擬似エコー信号をフィルタ演算により生成し、エコー信号８を含む送信信号７から、生成した擬似エコー信号を減算することで、エコー信号８を消去し、電話交換機側から発話された送信音声信号のみを送信することを可能とする。これらの処理は、デジタル信号処理演算で行われるため送受信データのサンプリング周波数は完全に一致した同期網を対象とするものである。
【０００４】
しかし、エコー信号消去装置において、送信系回線と受信系回線とが非同期クロックとなるようなネットワークでは、エコー信号の消去特性を著しく劣化させてしまう。上記エコー信号消去装置では、受信信号からデジタル信号処理演算により擬似エコー信号を生成し、エコー信号を含む送信信号から減算することでエコー消去するからである。
【０００５】
すなわち、送信信号と受信信号が非同期である場合、受信信号から送信信号を生成するとき、受信信号とエコー信号が入力信号データとなるが、送信系のエコー信号のサンプリング周波数と受信系の受信信号とのサンプリング周波数に微少な差が生じている。また、受信信号からエコー信号を生成するという基本原理から、生成した擬似エコー信号差と実際のエコー信号とにも差を生じさせる。これらは、エコー消去特性の劣化につながる。
【０００６】
これに対して、送受信非同期のディジタル４線回線に使用可能なエコーキャンセラ装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。この技術は、受信データを受信信号レベルが無効レベルから有効レベルに変化した時点から受信データを記憶手段（具体的にはFIFO）へ書き込み、受信系タイミングと送信系タイミングとの偏差に基づいて定められる所定遅延時間が経過した後、記憶手段に書き込まれた受信データの読出しを開始し、これを参照信号として送信入力信号からエコー成分を消去するというものである。
【０００７】
また、エコーキャンセラを構成する適応型有限長インパルス応答（FIR）フィルタのタップ係数を、受信データから生成したクロックの位相情報および位相変化後のサンプル数（エコーキャンセラのタップ数）に基づき選択することにより、クロック位相の変化に影響されずにエコー打消性能を安定化させるようにした技術も知られている（例えば、特許文献２参照）。
【０００８】
【特許文献１】特開平７−２０２７６７（第２頁−第３頁、図１）
【特許文献２】特開平５−３４７５７１（第２頁−第５頁、図２）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、上述した特許文献１記載の技術では、FIFOにより遅延を構成し、受信データを送信データに同期させる場合にFIFOのリードポインタ・ライトポインタを移動させるが、これでは移動幅が粗くなりサンプルデータの不連続（音飛び）が発生し、その瞬間にエコーを発生してしまうという問題がある。
【００１０】
また、上述した特許文献２記載の技術では、受信信号から生成されたクロック位相情報に対応してエコーキャンセラの各タップ係数を複数設ける必要があるので、各タップ係数を記憶するためのメモリ容量が増えるという問題がある。
【００１１】
そこで、本発明の目的は、少ないハードウェア量でサンプルデータの不連続によるエコー消去特性の劣化を低減させた非同期通信網における音声エコー信号消去装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明の第１の音声エコー信号消去装置は、擬似エコー信号を生成しエコー信号を含んだ信号から擬似エコー信号を減算することによりエコー信号を消去する適応フィルタ回路（図１の１）を備えた音声エコー信号消去装置において、デジタル音声通信網からの受信信号（図１の６）のクロック数を単位時間当たりで計測する受信クロック計測器（図１の４）と、受信側後段装置からの送信信号（図１の７）のクロック数を単位時間当たりで計測する送信クロック計測器（図１の３）と、送信信号のクロック数から受信信号のクロック数を減算した値を送信信号のクロック数で除算してクロック差分比率を算出するクロック数比較器（図１の５）と、クロック差分比率に基づいて、送信信号と受信信号の間の遅延と相反する方向に徐々に１データ未満の可変遅延量で受信信号を遅延させる同期補正用フィルタ回路（図１の２）を設け、適応フィルタ回路は同期補正用フィルタ回路により同期補正された受信信号によって擬似エコー信号を生成することを特徴とする。
【００１３】
本発明の第２の音声エコー信号消去装置は、擬似エコー信号を生成しエコー信号を含んだ信号から擬似エコー信号を減算することによりエコー信号を消去する適応フィルタ回路（図６の１）を備えた音声エコー信号消去装置において、デジタル音声通信網からの受信信号（図６の６）のクロック数を単位時間当たりで計測する受信クロック計測器（図６の４）と、受信側後段装置からのエコー信号を含んだ送信信号（図６の７）のクロック数を単位時間当たりで計測する送信クロック計測器（図６の３）と、送信信号のクロック数から受信信号のクロック数を減算した値を受信信号のクロック数で除算してクロック差分比率を算出するクロック数比較器（図６の５）と、クロック差分比率に基づいて、送信信号と受信信号の間の遅延と相反する方向に徐々に１データ未満の可変遅延量で送信信号を遅延させる同期補正用フィルタ回路（図６の５）を設け、適応フィルタ回路は同期補正用フィルタ回路により同期補正された受信信号によって擬似エコー信号を生成することを特徴とする。なお、同期補正用フィルタ回路は、適応フィルタ回路への出力を受信側後段装置へも送信するように構成してもよい（図５）。
【００１４】
より具体的には、同期補正用フィルタ回路は、クロック数比較器から入力するクロック差分比率に基づいて受信信号または送信信号の遅延と相反する方向に徐々に遅延させていくためのｎ個のフィルタ係数を生成するフィルタ係数算出器（図２の20）と、受信信号または送信信号が入力し蓄積されるｎ段のFIFOメモリ（図２の21）と、FIFOメモリに蓄積されている受信信号または送信信号とフィルタ係数算出器が算出したフィルタ係数をFIFOメモリの段対応に乗算するｎ個の乗算器（図２の22）と、乗算器の出力を加算する（ｎ−１）個の加算器（図２の23）とで構成される。
【００１５】
また、同期補正用フィルタ回路の内のフィルタ係数算出器を除く部分は適応フィルタ回路と一体的に構成し、フィルタ係数算出器で生成したフィルタ係数を、エコー消去のための適応フィルタのフィルタ係数に畳み込み演算したものを適応フィルタ回路の係数とするように構成してもよい（図４）。
【００１６】
更に、フィルタ係数算出器は、少なくとも、クロック差分比率とFIFOメモリに対する出力ポインタ機能を有するオフセット係数とから同期補正値を算出し、FIFOメモリの段を指定する数からFIFOメモリの段の半数および同期補正値を減算したものを関数とするsinc関数の値を算出することにより、フィルタ係数を生成する。
【００１７】
また、フィルタ係数算出器は、生成したフィルタ係数に、有限長インパルス応答によるフィルタ特性をリップルの少ない特性にするための窓関数を乗算して最終のフィルタ係数を生成するようにしてもよい。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によれば、適応フィルタ回路において擬似エコー信号を生成するための受信信号（送信信号）は、同期補正用フィルタ回路で同期補正されたものとなるが、この同期補正用フィルタ回路は、送信信号と受信信号の間の遅延と相反する方向に徐々に１データ未満の可変遅延量で受信信号（送信信号）を遅延させるという微少可変遅延フィルタ回路で構成したため、サンプルデータの不連続によるエコー消去特性の劣化を低減でき、“音飛び”に起因するエコーの発生を阻止することができる。
【００１９】
しかも、同期補正された受信信号（送信信号）を生成するためのフィルタ係数は、クロック差分比率とFIFOメモリに対する出力ポインタ機能を有するオフセット係数とから同期補正値を算出し、FIFOメモリの段を指定する数からFIFOメモリの段の半数および同期補正値を減算したものを関数とするsinc関数の値を算出する構成としたので、オフセット係数や多数の関数式を記憶しておくためのメモリの容量を削減できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
本発明は、受信信号を元に適応フィルタ回路で擬似エコー信号を生成し、エコー信号を含んだ送信信号から擬似エコー信号を減算することにより、エコー信号のみを消去する音声エコー信号消去装置であって、送信信号のクロック数を計測する送信クロック計測器と、受信信号のクロック数を計測する受信クロック計測器と、送信クロック計測器と受信クロック計測器との出力値比較を行う送受信クロック比較器と、送受信クロック比較器の出力値から１データ未満の可変遅延量で遅延を発生させる同期補正用フィルタ回路とを備え、同期補正用フィルタ回路では、送受信の遅延量と相反する方向に徐々に遅延させていくフィルタ係数を生成し、フィルタ演算を行うことを同期補正の手段とする。以下、本発明の実施例について図面を参照して詳細に説明する。
【実施例１】
【００２１】
図１は本発明のエコー信号消去装置の実施例１を示すブロック図である。このエコー信号消去装置は、図示省略した右方に位置する受信回線６側からの受信信号６（便宜上参照番号６を共用する）を図示省略した左方に位置する受信側後段装置へ送出し、そこから電話交換機等を経た送信回線７側からの送信信号７（便宜上参照番号７を共用する）に含まれているエコー信号を除去して回線へ送出するものである。このための手段として、適応フィルタ回路１，同期補正用フィルタ回路２，送信クロック計測器３，受信クロック計測器４およびクロック数比較器５を備えている。
【００２２】
送信クロック計測器３は送信信号７の単位時間当たりのクロック数を計測し、受信クロック計測器４は受信信号６の単位時間当たりのクロック数を計測する。送受信クロック比較器５は送信クロック計測器３が出力する送信クロック数と受信クロック計測器４が出力する受信クロック数を比較し、クロック差分比率を出力する。
【００２３】
いま、送信クロック数をCLKs、受信クロック数をCLKrとし、送信クロックを基準クロックとすると、クロック差分比率CLKδは式（１）で与えられる。
CLKδ=(CLKs−CLKr)/CLKs・・・・・（１）
同期補正用フィルタ回路２は、クロック数比較器５が出力するクロック差分比率CLKδから１データ未満の可変遅延量で遅延を発生させることにより、受信信号６に対して送信信号７と同期させるための補正を施し、同期補正された受信信号を適応フィルタ回路１へ出力する、いわば微少可変遅延フィルタ回路である。
【００２４】
適応フィルタ回路１は、同期補正用フィルタ回路２からの同期補正された受信信号を参照信号として擬似エコー信号を生成し、エコー信号を含んだ送信信号７から擬似エコー信号を減算することでエコー信号のみを消去して真正な送信信号を出力する。適応フィルタ回路１は、特許文献２に記載されている減算器およびFIRフィルタ構成のエコーキャンセラに相当する公知な回路である。
【００２５】
しかし、同期補正用フィルタ回路２から入力する同期補正された受信信号は、以下に詳述するように、きめ細かく同期補正されたものであって、その故に、適応フィルタ回路１においてはエコー消去特性の劣化を低減させ、音飛びに伴うエコーが送信されることを阻止することができる。
【００２６】
図２は同期補正用フィルタ回路２の詳細を示す。図２を参照すると、この同期補正用フィルタ回路２は、フィルタ係数算出器20，ｎ段のFIFOメモリ21，ｎ個の乗算器22および（ｎ-１）個の加算器23から成る。ｎ個の乗算器22および（ｎ-１）個の加算器23は積和演算によるFIRフィルタ回路を構成する。従って、ｎはFIRフィルタ回路の次数ということになる。
【００２７】
フィルタ係数算出器20は以下のような一連の演算を行う。先ず、クロック数比較器５から入力するクロック差分比率CLKδとオフセット係数ｋとから、式（２）により同期補正値δiを算出する。
δi=δi-1−CLKδ＋ｋ・・・・・・（２）
式（２）において、ｉはサンプリング時刻、オフセット係数ｋは、FIFOメモリ21の出力段を指定するためのポインタと同等の処理を式（３）で実現するための整数であって、-1,0,+1の値をとり得る。
【００２８】
次いで、整数ｊ（=0〜(n-1)）に対するsinc関数Ｓi[j]を式（３）、窓関数ｗ[j]を式（４）により求める。整数ｊはFIFOメモリ21の段を指定する数であり、窓関数ｗ[j]は、有限長インパルス応答によるフィルタ特性をリップルの少ない特性にするためのものである。
Si[j]=sinc(π*(j-n/2-δi))=sin(π*(j-n/2-δi))/(π*(j-n/2-δi))・・・・・（３）
ｗ[j]=0.54-0.46*cos(2πj/n)・・（４）
次いで、式（３）により算出したsinc関数値と、式（４）により算出した窓関数値とを式（５）により乗じたものをフィルタ係数hj[j]として求める。フィルタ係数算出器20は、式（５）により求めたフィルタ係数hj[j]を各乗算器22に供給する。
hi[j]=Si[j]*ｗ[j]・・・・・・・（５）
一方、FIFOメモリ21には受信信号24が入力し蓄積される。FIFOメモリ21に受信信号24が出力信号25より一つ多く入力された場合、FIFOメモリ21の制御部（図示省略）は、オフセット係数k=+1を与えることでFIFOメモリ21の出力ポインタを１データ分移動させる。また、出力信号25を受信信号24より一つ多く出力しなければならない場合には、k=-1を与えることで、出力ポインタを１データ分だけ戻していることに相当する。
【００２９】
ｎ個の乗算器22それぞれは、対応するFIFOメモリ21に蓄積されている受信信号24と、フィルタ係数算出器20から入力するフィルタ係数hi[j]を乗算する。整数ｊ=0 は右端の乗算器22、整数ｊ=(n-1) は左端の乗算器22に対応するものとする。（n-1）個の加算器23は、ｎ個の乗算器22の出力を加算する。以上の積和演算は、サンプル時刻ｉにおけるFIFOメモリ21の受信信号列をXi[j]として式（６）で表される。
【００３０】
以上のようにして算出された同期補正フィルタ回路２の出力信号25であるyiは、適応フィルタ回路１に供給される。出力信号25は、上述のようにして、受信信号６を微少可変遅延されたものであるため、適応フィルタ回路１は、エコー消去特性の劣化を低減させ、音飛びに伴うエコーを排除した高品質の送信信号を送信することができる。
【００３１】
次に、数値を用いて上述の処理をより具体的に説明する。
【００３２】
いま、完全な同期系の場合、CLKδ=0であり、FIFOメモリ21の出力ポインタも移動させる必要がないので定常的にk=0である。この場合、δiは整数となるため、FIRフィルタの次数n=4とすると、δi=-1なら式（３）によりSi[j]=(0,0,0,1,0,0,0,0)、また、δi=0ならSi[j]=(0,0,0,0,1,0,0,0)となる。
【００３３】
すなわち、式（６）でのフィルタ出力演算は、フィルタのないFIFOメモリ21の出力ポインタを固定的に与えていることと同じ結果になる。この場合、FIFOメモリ21は、δi=-1のときは遅延４サンプルのディレイメモリ、δi=0のときは遅延５サンプルのディレイメモリに相当する。
【００３４】
非同期系の場合につき説明を単純化するため、FIRフィルタの次数n=4とし、また式（５）のようにsinc関数Si[j]に窓関数ｗ[j]を乗じないとものする。先ず、送信クロック数CLKsと受信クロック数CLKrが共に256であるとすると、CLKδ=(256-256)/256=0となる。更に、δiの初期値を0とすると、Si[j]およびは式（１）〜式（５）より下記の値をとる。
hi[j]=Si[j]=(s[0],s[1],s[2],s[3])=(0,0,1,0)
このときのフィルタ係数hi[j]を図３の○で示している。図３では、ｊが整数でない場合をも含んだ式（３）のsinc関数の値を曲線グラフで示して、上記の４つの○が占める位置関係を明らかにしている。なお、図３の横軸の数ｍは(j-2)である。
【００３５】
次のサンプル時刻で、CLKδ=(256-255)/256=1/256=0.00390625となった場合を考える。すなわち、送信クロックが受信クロックより1/256 だけ速い場合であり、サンプリング周波数は、送信信号側を8000Hzとして、受信信号側を7968.75Hzとした極端なケースである。この場合、256サンプル時間が経過すると、この時間は、ちょうど一つのデータの持続時間である125usec分に相当するものとなる。式（１）により、
δi=0-(1/256)=-(1/256)
hi[j]=Si[j]=(s[0],s[1],s[2],s[3])=(-0.00196,0.00392,0.99997,-0.00389)
となり、このフィルタ係数hi[j]でのフィルタ出力信号25は、1/256サンプルの微少遅延を減少させたことに相当する。さらに、次のサンプル以降の時刻で、CLKδ=(256-255)/256=1/256が32サンプル継続していく非同期クロックの場合では、
δi=-(1/256),-(2/256),-(3/256)…-32/256…
と遷移することになり、１データ未満の可変遅延量で遅延を発生させていることになる。32サンプル経過後のフィルタ出力信号25は、32/256サンプルの微少遅延を減少させたことに相当する。このときのフィルタ係数hi[j]を図３の□で示している。
【００３６】
また、このまま256サンプル経過した場合、δiは-256/256(1サンプルの遅延)となるが、非同期クロックの比率により入出力データの個数が１サンプル変る(送信データが受信データより１つ多い)ため、式（２）のオフセット係数k=+1により、δiは0に遷移する。この遷移時でも、前サンプル時刻での遅延差は、1/256サンプルであるため、フィルタ出力信号25は、スリップする（欠落や重複等で不連続なデータとなる）ことなく遷移できる。
【００３７】
逆に、CLKδ=(256-257)/256=-1/256=-0.00390625となった場合を考える。すなわち、受信クロックが送信クロックより1/256だけ速い場合であり、サンプリング周波数は、送信信号側を8000Hzとして、受信信号側を8031.25Hzとした極端なケースである。256サンプル時間が経過すると、この時間は、ちょうど一つのデータの持続時間である125usec分に相当するものとなる。式（１）により、
δi=0+(1/256)=+(1/256)
hi[j]=Si[j]=(s[0],s[1],s[2],s[3])=(+0.00196,0.00392,0.99997,+0.00389)
となり、このフィルタ係数hi[j]でのフィルタ出力信号25は、1/256サンプルの微少遅延を増加させたことに相当しており、サンプル継続していく非同期クロックの場合では、
δi=+(1/256),+(2/256),+(3/256)…+32/256…
と遷移することになり、32サンプル経過後のフィルタ出力信号は、32/256サンプルの微少遅延を増加させたことに相当する。また、このまま256サンプル経過した場合、δiは256/256(1サンプルの遅延)となるが、非同期クロックの比率により入出力データの個数が1サンプル変る(送信データが受信データより１つ少ない)ため、式（２）のオフセット係数k=-1により、δiは０に遷移する。この遷移時でも、前サンプル時刻での遅延差は1/256サンプルであるため、フィルタ出力信号25は、スリップする（欠落や重複等で不連続なデータとなる）ことなく遷移できる。
【００３８】
このように、同期補正用フィルタ回路２を微少可変遅延フィルタ回路として構成して受信信号側に挿入することで、適応フィルタ回路１からみるエコー経路の送信信号７と受信信号６とを同期信号とし、非同期系ネットワークであってもエコー消去特性の劣化を生じることなく、エコー消去できるものである。
【実施例２】
【００３９】
図４は本発明の音声エコー信号消去装の実施例２を示す。実施例１では、同期補正用フィルタ回路２を適応フィルタ１の受信信号側に挿入し、同期補正用フィルタ回路２におけるフィルタ回路と、適応フィルタ１内における擬似エコー生成のためのフィルタ回路を従属接続した形態となっている。この場合、これら２つのフィルタ回路は、それぞれの伝達関数(インパルス応答)係数の畳み込み演算により、１つのフィルタとして構成可能である。
【００４０】
実施例２は、この特徴を生かし、クロック数比較器５の出力を適応フィルタ回路1-1に渡す。適応フィルタ1-1では、フィルタ係数算出器20と同様に式（１）〜式（２）により遅延補正用のフィルタ係数hi[j]を算出する。そして、適応フィルタ１は、フィルタ係数hi[j]と擬似エコー生成のための適応フィルタ係数hi'[j]から、式（７）により、一つのフィルタ係数としてhi”[m]をあらたに生成する。これを適応フィルタ回路1-1のフィルタ係数列として、FIFOメモリ21の受信信号列Xi[j]と式（６）のFIRフィルタ演算を行うことで、実施例１におけるのと同じ演算結果を得られる。
【実施例３】
【００４１】
図５は本発明の音声エコー信号消去装の実施例３を示す。同期補正用フィルタ回路２を受信信号６に接続し、同期補正フィルタ回路２により同期補正された受信信号を適応フィルタ回路１の他、受信側後段装置へ送信するものである。この実施例によれば、エコー信号８自体が同期系信号となるため、エコー消去特性の劣化なく通話できるものである。
【実施例４】
【００４２】
図６は本発明の音声エコー信号消去装置の実施例４を示す。この実施例では、同期補正用フィルタ回路２を送信信号７に接続し、同期補正フィルタ回路２により同期補正された信号を適応フィルタ回路１へ出力するものである。これにより、同期補正用フィルタ回路２は、受信クロックに対して送信クロックを補正する。したがって、この実施例においては、基準クロックは受信クロックとなり、前述の式（１）は式（１'）と入れ代る。
CLKδ=(CLKs−CLKr)/CLKr・・・・・（１'）
このような構成であっても、実施例３と同様に、適応フィルタ回路１からみると、エコー信号８自体が同期系信号となり、エコー消去特性の劣化なく通話できる。
［産業上の利用可能性］
本発明の音声エコー信号消去装置の活用例として、デジタル通信網以外にVoIPなどの非同期網を挙げることができる。
【図面の簡単な説明】
【００４３】
【図１】本発明の音声エコー信号消去装置の実施例１を示すブロック図
【図２】同期補正用フィルタ回路２の詳細図
【図３】同期補正用フィルタ回路のフィルタ係数(インパルス応答係数)を例示する図
【図４】本発明の音声エコー信号消去装置の実施例２を示すブロック図
【図５】本発明の音声エコー信号消去装置の実施例３を示すブロック図
【図６】本発明の音声エコー信号消去装置の実施例４を示すブロック図
【図７】従来の音声エコー消去装置を示すブロック図
【符号の説明】
【００４４】
１      適応フィルタ回路
２      同期補正用フィルタ回路
３      送信クロック計測器
４      受信クロック計測器
５      クロック数比較器
６      受信回線（信号）
７      送信回線（信号）
８      エコー信号
20      フィルタ係数算出器
21      FIFOメモリ
22      乗算器
23      加算器
24      フィルタ入力信号
25      フィルタ出力信号
1-1     適応フィルタ回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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