(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源に半導体スイッチ、共振用インダクタンス手段、逆流阻止用ダイオード若しくは整流ダイオード、エネルギー蓄積コンデンサを直列接続し、前記半導体スイッチをオフしたあとの前記共振用インダクタンス手段に蓄えられていた磁気エネルギーによる慣性電流を流すフライホイールダイオードを備え、前記半導体スイッチをオンすることにより前記共振用インダクタンス手段と前記エネルギー蓄積コンデンサとを共振させて前記エネルギー蓄積コンデンサを充電する方法において、
前記半導体スイッチは、一組の第１の半導体スイッチと一組の第２の半導体スイッチからなるブリッジインバータ回路を構成し、前記フライホイールダイオードは、前記一組の第１の半導体スイッチと前記一組の第２の半導体スイッチのそれぞれに逆並列接続された一組の第１のフライホイールダイオードと一組の第２のフライホイールダイオードからなり、
前記一組の第１の半導体スイッチ又は前記一組の第２の半導体スイッチをオンして前記直流電源からの供給により前記共振用インダクタンス手段を通して前記エネルギー蓄積コンデンサを充電し、前記共振用インダクタンス手段に蓄えられた磁気エネルギーにより生じる慣性電流で前記エネルギー蓄積コンデンサを目標充電電圧まで充電できると演算したときに、前記一組の第１の半導体スイッチ又は前記一組の第２の半導体スイッチの内のオンしている一組の内の一方の半導体スイッチをオフし、
前記直流電源から前記共振用インダクタンス手段へのエネルギー供給を停止するとともに、前記共振用インダクタンス手段に蓄えられていた磁気エネルギーによる前記慣性電流をオフした前記一方の半導体スイッチに逆並列接続された前記フライホールダイオード及びオンしている他方の半導体スイッチを通して、前記エネルギー蓄積コンデンサに循環させて前記目標充電電圧まで充電することを特徴とするコンデンサ充電方法。
【請求項２】
請求項１のコンデンサ充電方法において、前記共振用インダクタンス手段を流れる電流をＩ、前記エネルギー蓄積コンデンサの充電電圧をＶｃ、前記エネルギー蓄積コンデンサの容量をＣ、前記共振用インダクタンス手段のインダクタンス値をＬ、前記エネルギー蓄積コンデンサの目標充電電圧をＶｏとして、ＬＩ２／Ｃ＝Ｖｏ２−Ｖｃ２の式が成立するとき、前記一組の第１の半導体スイッチ又は前記一組の第２の半導体スイッチの内のオンしている一組の内の一方の半導体スイッチをオフすることを特徴とするコンデンサ充電方法。
【請求項３】
直流電源に半導体スイッチ、共振用インダクタンス手段、逆流阻止用ダイオード若しくは整流ダイオード、エネルギー蓄積コンデンサを直列接続し、前記半導体スイッチをオフしたあとの前記共振用インダクタンス手段に蓄えられていた磁気エネルギーによる慣性電流を流すフライホイールダイオードを備え、前記半導体スイッチをオンすることにより前記共振用インダクタンス手段と前記エネルギー蓄積コンデンサとを共振させて前記エネルギー蓄積コンデンサを充電する方法において、
前記共振用インダクタンス手段を流れる電流をＩ、前記エネルギー蓄積コンデンサの充電電圧をＶｃ、前記直流電源の出力電圧をＥ、前記エネルギー蓄積コンデンサの容量をＣ、前記共振用インダクタンス手段のインダクタンス値をＬ、前記エネルギー蓄積コンデンサの目標充電電圧をＶｏとして、ＬＩ２／Ｃ＝Ｖｏ２−Ｖｃ２＋２Ｅ（Ｖｏ−Ｖｃ）の式が成立するとき、前記半導体スイッチをオフし、
前記直流電源から前記共振用インダクタンス手段へのエネルギー供給を停止するとともに、前記共振用インダクタンス手段に蓄えられていた磁気エネルギーによる慣性電流により前記エネルギー蓄積コンデンサを前記目標充電電圧Ｖｏまで充電しながら前記直流電源にも帰還することを特徴とするコンデンサ充電方法。
【請求項４】
直流電源に半導体スイッチ、共振用インダクタンス手段、逆流阻止用ダイオード若しくは整流ダイオード、エネルギー蓄積コンデンサを直列接続し、前記半導体スイッチをオフしたあとの前記共振用インダクタンス手段に蓄えられていた磁気エネルギーによる慣性電流を流すフライホイールダイオード、前記半導体スイッチの動作を制御する制御回路、前記共振用インダクタンス手段の電流を検出する電流検出手段、前記エネルギー蓄積コンデンサの充電電圧を検出する電圧検出手段、前記エネルギー蓄積コンデンサの目標充電電圧を定める基準電圧電源を備え、前記半導体スイッチをオンすることにより前記共振用インダクタンス手段と前記エネルギー蓄積コンデンサとを共振させて前記エネルギー蓄積コンデンサを充電する充電装置において、
前記半導体スイッチは、一組の第１の半導体スイッチと一組の第２の半導体スイッチからなるブリッジインバータ回路を構成し、前記フライホイールダイオードは、前記一組の第１の半導体スイッチと前記一組の第２の半導体スイッチのそれぞれに逆並列接続された一組の第１のフライホイールダイオードと一組の第２のフライホイールダイオードからなり、
前記一組の第１の半導体スイッチ又は前記一組の第２の半導体スイッチをオンして前記直流電源からの供給により前記共振用インダクタンス手段を通して前記エネルギー蓄積コンデンサを充電し、前記電流検出手段及び前記電圧検出手段の検出値を用い、前記共振用インダクタンス手段に蓄えられた磁気エネルギーにより生じる慣性電流で前記エネルギー蓄積コンデンサを目標充電電圧まで充電できると演算したときに、前記一組の第１の半導体スイッチ又は前記一組の第２の半導体スイッチの内のオンしている一組の内の一方の半導体スイッチをオフする信号を前記制御回路に与える演算回路を備え、
前記直流電源から前記共振用インダクタンス手段へのエネルギー供給を停止するとともに、前記共振用インダクタンス手段に蓄えられていた磁気エネルギーによる前記慣性電流をオフした前記一方の半導体スイッチに逆並列接続された前記フライホールダイオード、オンしている他方の半導体スイッチを通して、前記エネルギー蓄積コンデンサに循環させて前記目標充電電圧まで充電することを特徴とするコンデンサ充電装置。
【請求項５】
請求項４のコンデンサ充電装置において、前記共振用インダクタンス手段を流れる電流をＩ、前記エネルギー蓄積コンデンサの充電電圧をＶｃ、前記エネルギー蓄積コンデンサの容量をＣ、前記共振用インダクタンス手段のインダクタンス値をＬ、前記エネルギー蓄積コンデンサの目標充電電圧をＶｏとするとき、前記演算回路の演算により、ＬＩ２／Ｃ＝Ｖｏ２−Ｖｃ２の式が成立するとき、前記一組の第１の半導体スイッチ又は前記一組の第２の半導体スイッチの内のオンしている一組の内の一方の半導体スイッチをオフさせる信号を前記制御回路に与えることにより、前記共振用インダクタンス手段の慣性電流を前記フライホイールダイオードで導通させ、その慣性電流が流れ尽きたときに、引続きオンしていた他方の半導体スイッチをオフさせる信号を前記制御回路に与えることを特徴とするコンデンサ充電装置。
【請求項６】
請求項４又は請求項５のコンデンサ充電装置において、前記共振用インダクタンス手段と前記逆流阻止用ダイオード若しくは前記整流ダイオードの間に昇圧用の変圧器を介在させ、前記共振用インダクタンス手段は前記変圧器の漏れインダクタンスを含むことを特徴とするコンデンサ充電装置。
【請求項７】
請求項４ないし請求項６のいずれかのコンデンサ充電装置において、前記逆流阻止用ダイオード若しくは整流ダイオードは全波整流回路を構成することを特徴とするコンデンサ充電装置。
【請求項８】
直流電源に半導体スイッチ、共振用インダクタンス手段、逆流阻止用ダイオード若しくは整流ダイオード、エネルギー蓄積コンデンサを直列接続し、前記半導体スイッチをオフしたあとの前記共振用インダクタンス手段に蓄えられていた磁気エネルギーによる慣性電流を流すフライホイールダイオード、前記半導体スイッチの動作を制御する制御回路、前記共振用インダクタンス手段の電流を検出する電流検出手段、前記エネルギー蓄積コンデンサの充電電圧を検出する電圧検出手段、前記エネルギー蓄積コンデンサの目標充電電圧を定める基準電圧電源を備え、前記半導体スイッチをオンすることにより前記共振用インダクタンス手段と前記エネルギー蓄積コンデンサとを共振させて前記エネルギー蓄積コンデンサを充電する充電装置において、
前記電流検出手段及び前記電圧検出手段の検出値を用い、前記半導体スイッチをオフして前記直流電源から前記共振用インダクタンス手段へのエネルギー供給を停止したあとの前記共振用インダクタンス手段の慣性電流による前記エネルギー蓄積コンデンサへの充電量が前記エネルギー蓄積コンデンサを前記目標充電電圧まで充電できると演算したとき、前記半導体スイッチをオフさせる信号を前記制御回路に与える演算回路を備え、
前記半導体スイッチと前記フライホイールダイオードは、一組の第１の半導体スイッチと一組の第２の半導体スイッチ、並びにこれら半導体スイッチそれぞれに逆並列接続された一組の第１のフライホイールダイオードと一組の第２のフライホイールダイオードからなるブリッジインバータ回路を構成し、前記共振用インダクタンス手段を流れる電流をＩ、前記エネルギー蓄積コンデンサの充電電圧をＶｃ、直流電源の出力電圧をＥ、前記エネルギー蓄積コンデンサの容量をＣ、前記共振用インダクタンス手段のインダクタンス値をＬ、前記エネルギー蓄積コンデンサの目標充電電圧をＶｏとするとき、前記演算回路の演算により、ＬＩ２／Ｃ＝Ｖｏ２−Ｖｃ２＋２Ｅ（Ｖｏ−Ｖｃ）の式が成立するとき、それまでオンしていた前記半導体スイッチをオフさせる信号を前記制御回路に与えることにより、前記共振用インダクタンス手段の慣性電流を前記フライホイールダイオードで導通させ、その慣性電流が前記エネルギー蓄積コンデンサを前記目標充電電圧Ｖｏまで充電しながら前記直流電源にも帰還することを特徴とするコンデンサ充電装置。
【請求項９】
請求項８のコンデンサ充電装置において、前記共振用インダクタンス手段と前記逆流阻止用ダイオード若しくは前記整流ダイオードの間に昇圧用の変圧器を介在させ、前記共振用インダクタンス手段は該変圧器の漏れインダクタンスを含むことを特徴とするコンデンサ充電装置。
【請求項１０】
請求項８又は請求項９のコンデンサ充電装置において、前記逆流阻止用ダイオード若しくは整流ダイオードは全波整流回路を構成することを特徴とするコンデンサ充電装置。
【請求項１１】
請求項８ないし請求項１０のいずれかに記載のコンデンサ充電装置において、前記半導体スイッチと、前記半導体スイッチに逆並列接続された前記フライホイールダイオードは、プッシュプルに接続してなるプッシュプルインバータ回路で構成されることを特徴とするコンデンサ充電装置。
【請求項１２】
請求項８ないし請求項１１のいずれかに記載のコンデンサ充電装置において、前記ブリッジインバータ回路に構成された前記半導体スイッチの代わりに、２組の半導体スイッチとフライホイールダイオードでいわゆるダブルフォワード形式のインバータ回路で構成されることを特徴とするコンデンサ充電装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、インダクタンス手段とエネルギー蓄積コンデンサを共振させて充電する共振充電型のコンデンサ充電装置に係り、特に、インダクタンス手段に蓄積された磁気エネルギーにより生じた慣性電流による過充電を高精度に防止するコンデンサ充電方法及びその充電装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
エキシマレーザなどのパルスレーザにおいては、数ｋＶから数１０ｋＶ程度の高電圧に充電されたエネルギー蓄積コンデンサの電荷を磁気圧縮回路などを通してレーザ管に高速で放電し、レーザ光を励起する。パルスレーザの応用装置ではレーザ光の励起回数密度が高いほど、すなわちエネルギー蓄積コンデンサの充放電繰り返し回数密度が高いほど、レーザ装置としての性能が向上し、近年は数ｋＨｚの高繰り返しが課題となってきた。
【０００３】
このため、エネルギー蓄積コンデンサの充電装置も数１００μs 以下で充電完了する高速充電動作を繰り返しできる性能が必要である。また、高精度の電圧安定度を必要とするエキシマレーザでは毎回のレーザ光の出力変動を検出して、次のサイクルのレーザ光出力を制御するので、充電電圧をサイクルごとに制御する必要があり、高速制御性も重要である。
【０００４】
従来の共振充電型のコンデンサ充電装置の例を図９と図１０を用いて説明する。直流電源１の出力は電圧型のブリッジインバータ回路２に供給される。インバータ回路２は、フライホイールダイオード３Ａ，３Ｂ，３Ｃ，３Ｄがそれぞれ逆並列に接続された４個のＩＧＢＴの４Ａ，４Ｂ，４Ｃ，４Ｄからなる。インバータ回路２の交流側出力は共振用インダクタンス手段５を介して変圧器６の１次巻線６Ａに接続されており、その２次巻線６Ｂで所定の値に昇圧されて交流高電圧になり、整流器７により直流高電圧に変換されてエネルギー蓄積コンデンサ８に供給される。１次巻線６Ａと２次巻線６Ｂに付された黒点は巻線の極性を示す。整流器７は４個のダイオード７Ａ，７Ｂ，７Ｃ、７Ｄからなるブリッジ整流器である。共振用インダクタンス手段５は変圧器６の漏れインダクタンスも含む。
【０００５】
電圧検出用抵抗器９と１０でエネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧Ｖｃを数Ｖの検出電圧Ｖｄに変換し、電圧比較回路１１の一方の端子に入力する。基準電圧電源１２はエネルギー蓄積コンデンサ８の目標充電電圧設定用であり、たとえば目標充電電圧Ｖｏが４ｋＶに対応する基準電圧Ｖｒを有する。基準電圧Ｖｒは電圧比較回路１１の他方の端子に入力される。電圧比較回路１１は検出電圧Ｖｄと基準電圧Ｖｒを比較し、検出電圧Ｖｄが基準電圧Ｖｒに達するまでＨレベルの比較信号Ｖｈを出力し、基準電圧Ｖｒに等しくなるとＬレベルの比較信号Ｖｈ信号を出力する。電圧比較回路１１の出力信号は後で説明するＡＮＤ回路１４と１５の入力端子に接続される。インバータ制御回路１３は充電開始信号により、互いに休止期間をもったＡ相、Ｂ相の二つの信号を交互に発生する。この二つの信号はＡＮＤ回路１４と１５を通して、一方のＡ相はＩＧＢＴの４Ａと４Ｄの一対を、他方のＢ相はＩＧＢＴの４Ｂと４Ｃの一対を同時にオンオフさせる。図９では信号の経路を示すために一対のＩＧＢＴのゲート信号系統を共通にしているが、実際にはＩＧＢＴの各ゲート信号系統は絶縁分離されている。
【０００６】
変圧器６の漏れインダクタンスを含む共振用インダクタンス手段５と整流回路７とエネルギー蓄積コンデンサ８とは直列共振回路を構成しており、インバータ回路２の一対のＩＧＢＴをこの共振半周期でオンさせると、エネルギー蓄積コンデンサ８は、直流電源１の電圧に変圧器６の変圧比を乗じた値のほぼ２倍の電圧に向けて共振充電される。
【０００７】
次に、エネルギー蓄積コンデンサ８の目標充電電圧Ｖｏが４ｋＶの実施例について図９と図１０を参照して動作を説明する。図１０の(１) はエネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧Ｖｃである。（２）は共振用インダクタンス手段５を流れる電流Ｉを示し、この電流ＩはＩＧＢＴの４Ａ〜４Ｄとフライホイールダイオード３Ａ〜３Ｄの電流との合成電流であり、正方向の白地の部分がＩＧＢＴの４Ａと４Ｄの電流、正方向の斜線部がフライホイールダイオード３Ｂと３Ｃの電流、負方向の白地の部分がＩＧＢＴの４Ｂと４Ｃの電流、負方向の斜線部がフライホイールダイオード３Ａと３Ｄの電流である。(３) はＩＧＢＴの４Ａ及び４Ｄのゲート信号ＶｇＡ、並びにＩＧＢＴの４Ｂ及び４Ｃのゲート信号ＶｇＢを示す。
【０００８】
今、時刻ｔ０でエネルギー蓄積コンデンサ８は完全に放電されており、検出電圧Ｖｄは基準電圧Ｖｒよりも低く、電圧比較回路１１はＨレベルのＶｈ信号を発生し、ＡＮＤ回路１４と１５の入力端子に入力されている。この時刻ｔ０で充電開始信号が来てインバータ制御回路１３がＡ相の信号をＨレベルにすると、制御回路１３のＡ相側の信号がＡＮＤ回路１４を通過して、インバータ回路２の対角線上の一対のＩＧＢＴの４Ａと４Ｄにゲート電圧ＶｇＡを与えてオンさせる。このオンにより、共振回路に直流電源電圧が印加されて共振電流が共振用インダクタンス手段５を流れ、エネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧Ｖｃは図１０の（１）のように上昇する。
時刻ｔ１までは、検出電圧Ｖｄは基準電圧Ｖｒより低く、電圧比較回路１１はＨレベルのＶｈ信号を出力している。時刻ｔ１でエネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧Ｖｃが目標充電電圧４ｋＶに達したとき、電圧比較回路１１はＬレベルのＶｈ信号を出力し、ＡＮＤ回路１４の出力を阻止してゲート信号ＶｇＡが終了し、一対のＩＧＢＴの４Ａと４Ｄをオフさせる。
【０００９】
ＩＧＢＴのオフにより、直流電源１から供給されるエネルギーは遮断されるが、共振用インダクタンス手段５にはそれまで流れていた電流による磁気エネルギーが蓄積されており、この磁気エネルギーにより生じる慣性電流は図１０の（２）の斜線部分に示される。
【００１０】
この共振用インダクタンス手段５による慣性電流は、共振用インダクタンス手段５の右端子→変圧器６の１次巻線６Ａの黒点端子→変圧器６の２次巻線６Ｂの黒点端子→ダイオード７Ａ→エネルギー蓄積コンデンサ８→ダイオード７Ｄ→変圧器６の２次巻線６Ｂの非黒点端子→変圧器６の１次巻線６Ａの非黒点端子→フライホイールダイオード３Ａ→直流電源１の正極から負極→フライホイールダイオード３Ｄ→共振用インダクタンス手段５の左端子の経路で、エネルギー蓄積コンデンサ８を充電しながら直流電源１にも帰還する。この慣性電流が完全に減衰するまでエネルギー蓄積コンデンサ８が充電され続け、充電電圧Ｖｃは目標充電電圧４ｋＶを超え、図１０の（１）に示すように、最終的に時刻ｔ２でΔＶだけ過充電されてしまう。
【００１１】
次に、時刻ｔ３でエネルギー蓄積コンデンサ８から図示しない負荷に放電された後、充電電圧Ｖｃはほぼ０Ｖに低下する。時刻ｔ４でつぎの充電開始信号がくると、今度はインバータ制御回路１３がＢ相の信号を発生し、ＡＮＤ回路１５を通してＩＧＢＴの４Ｂと４Ｃにゲート信号ＶｇＢを与えてオンし、共振用インダクタンス手段５と変圧器６には時刻ｔ０からのときと逆方向に電流Ｉが流れる。変圧器６の２次巻線６Ｂから流れた電流は整流されて、再びエネルギー蓄積コンデンサ８を充電する。
【００１２】
そして、Ａ相の場合と同様に、時刻ｔ５でエネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧Ｖｃが目標充電電圧４ｋＶに達したとき、電圧比較回路１１はＬレベルのＶｈ信号を出力し、ＡＮＤ回路１５の出力を阻止してゲート信号ＶｇＢが終了し、一対のＩＧＢＴの４Ｂと４Ｃをオフさせる。ＩＧＢＴのオフにより、直流電源１から供給されるエネルギーは遮断されるが、共振用インダクタンス手段５にはそれまで流れていた電流による磁気エネルギーが蓄積されており、この磁気エネルギーにより生じる慣性電流は図１０の（２）の斜線部分に示される。
【００１３】
この共振用インダクタンス手段５による慣性電流は、共振用インダクタンス手段５を前述のＩＧＢＴの４Ａと４Ｄのときとは逆方向に、フライホイールダイオード３Ｂ、直流電源１、フライホイールダイオード３Ｃ、変圧器６、ダイオード７Ｂ、エネルギー蓄積コンデンサ８、ダイオード７Ｃ、変圧器６、共振用インダクタンス手段５の経路で、エネルギー蓄積コンデンサ８を充電しながら直流電源１にも帰還する。この慣性電流が完全に減衰するまでエネルギー蓄積コンデンサ８が充電され続け、充電電圧Ｖｃは目標充電電圧４ｋＶを超え、図１０の（１）に示すように、最終的に時刻ｔ６でΔＶだけ過充電されてしまう。
【００１４】
このように、インバータ回路２が１サイクルオンすることにより、エネルギー蓄積コンデンサ８は２回充電される。このブリッジインバータ形式の共振充電では、ＩＧＢＴのスイッチング周波数がエネルギー蓄積コンデンサ８の充電周波数の１／２でよく、例えばエキシマレーザなどの４ｋＨｚ繰り返しに対して、２ｋＨｚのスイッチング周波数で済み、スイッチング損失を少なくできる。
【００１５】
しかし、上に述べたように従来装置の欠点としては、ＩＧＢＴがオフしてもその時点で共振用インダクタンス手段５に流れていた電流によって蓄積されていた磁気エネルギーが慣性電流となってエネルギー蓄積コンデンサ８を充電しつづけながら、ＩＧＢＴなどに逆並列接続されたフライホイールダイオード３Ａ〜３Ｄを通して直流電源１にも帰還するため、エネルギー蓄積コンデンサ８が最終的には過充電されてしまうことである。
【００１６】
この過充電の量は、直流電源電圧が高いほど、ＩＧＢＴがオンしているときの共振用インダクタンス手段５を流れる電流が増加して蓄積される磁気エネルギーが増加するので、オフ後の慣性電流も増加するため、大きくなる傾向がある。すなわち入力電源電圧変動やエネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧の目標値の設定に変更があると、エネルギー蓄積コンデンサ８を高精度に充電することが困難となる。
【００１７】
このため、例えば特開平８−９６３８公報では、電源電圧を検出して基準電圧に逆位相で加え、電源電圧の変動分を補償するよう半導体スイッチのオフタイミングを調整する方法が提案されている。
しかしながら、電源電圧変動量と過充電量はリニアな関係ではなく、また実際の充電器では、エキシマレーザなどは充電サイクルごとに充電電圧の目標値が変化するので、電源電圧の変動補償だけでは、充電電圧の精度を向上させることはできない。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】
したがって、本発明ではエネルギー蓄積コンデンサの目標充電電圧や入力電圧変動により直流電源電圧が変化しても、常に高精度の電圧安定度でエネルギー蓄積コンデンサを充電できるコンデンサ充電装置を提供することを課題とする。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
本発明では、常時、その時点でＩＧＢＴがオフした場合の共振用インダクタンス手段５からの慣性電流による追加充電量を正確に予測演算しながら充電を行い、そしてその慣性電流でエネルギー蓄積コンデンサを目標充電電圧まで充電できると判断したときにＩＧＢＴをオフさせて、その後はその慣性電流で目標充電電圧まで高精度に充電する。
【００２０】
【発明の実施の形態】
第一の発明は、直流電源に半導体スイッチ、共振用インダクタンス手段、逆流阻止用ダイオード若しくは整流ダイオード、エネルギー蓄積コンデンサを直列接続し、前記半導体スイッチをオフしたあとの前記共振用インダクタンス手段に蓄えられていた磁気エネルギーによる慣性電流を流すフライホイールダイオードを備え、前記半導体スイッチをオンすることにより前記共振用インダクタンス手段と前記エネルギー蓄積コンデンサとを共振させて前記エネルギー蓄積コンデンサを充電する方法において、前記半導体スイッチは、一組の第１の半導体スイッチと一組の第２の半導体スイッチからなるブリッジインバータ回路を構成し、前記フライホイールダイオードは、前記一組の第１の半導体スイッチと前記一組の第２の半導体スイッチのそれぞれに逆並列接続された一組の第１のフライホイールダイオードと一組の第２のフライホイールダイオードからなり、前記一組の第１の半導体スイッチ又は前記一組の第２の半導体スイッチをオンして前記直流電源からの供給により前記共振用インダクタンス手段を通して前記エネルギー蓄積コンデンサを充電し、前記共振用インダクタンス手段に蓄えられた磁気エネルギーにより生じる慣性電流で前記エネルギー蓄積コンデンサを目標充電電圧まで充電できると演算したときに、前記一組の第１の半導体スイッチ又は前記一組の第２の半導体スイッチの内のオンしている一組の内の一方の半導体スイッチをオフし、前記直流電源から前記共振用インダクタンス手段へのエネルギー供給を停止するとともに、前記共振用インダクタンス手段に蓄えられていた磁気エネルギーによる前記慣性電流をオフした前記一方の半導体スイッチに逆並列接続された前記フライホールダイオード及びオンしている他方の半導体スイッチを通して、前記エネルギー蓄積コンデンサに循環させて前記目標充電電圧まで充電することを特徴とするコンデンサ充電方法を提案する。
【００２１】
つまり、常時その時点で半導体スイッチをオフした場合の慣性電流によるエネルギー蓄積コンデンサへの充電量を演算しておき、その充電量でエネルギー蓄積コンデンサを目標充電電圧まで充電できると演算されたときに半導体スイッチをオフさせることにより、過充電することなく高精度に目標充電電圧まで充電することができることを示している。
【００２２】
第二の発明は、第一の発明において、前記共振用インダクタンス手段を流れる電流をＩ、前記エネルギー蓄積コンデンサの充電電圧をＶｃ、前記エネルギー蓄積コンデンサの容量をＣ、前記共振用インダクタンス手段のインダクタンス値をＬ、前記エネルギー蓄積コンデンサの目標充電電圧をＶｏとして、ＬＩ２／Ｃ＝Ｖｏ２−Ｖｃ２の式が成立するとき、前記一組の第１の半導体スイッチ又は前記一組の第２の半導体スイッチの内のオンしている一組の内の一方の半導体スイッチをオフすることを特徴とするコンデンサ充電方法を提案する。
【００２３】
つまり、ＬＩ２／Ｃ＝Ｖｏ２−Ｖｃ２  の式が成立するときに半導体スイッチをオフさせることにより、過充電することなく高精度に充電することができることを示している。
【００２４】
第三の発明は、直流電源に半導体スイッチ、共振用インダクタンス手段、逆流阻止用ダイオード若しくは整流ダイオード、エネルギー蓄積コンデンサを直列接続し、前記半導体スイッチをオフしたあとの前記共振用インダクタンス手段に蓄えられていた磁気エネルギーによる慣性電流を流すフライホイールダイオードを備え、前記半導体スイッチをオンすることにより前記共振用インダクタンス手段と前記エネルギー蓄積コンデンサとを共振させて前記エネルギー蓄積コンデンサを充電する方法において、前記共振用インダクタンス手段を流れる電流をＩ、前記エネルギー蓄積コンデンサの充電電圧をＶｃ、前記直流電源の出力電圧をＥ、前記エネルギー蓄積コンデンサの容量をＣ、前記共振用インダクタンス手段のインダクタンス値をＬ、前記エネルギー蓄積コンデンサの目標充電電圧をＶｏとして、ＬＩ２／Ｃ＝Ｖｏ２−Ｖｃ２＋２Ｅ（Ｖｏ−Ｖｃ）の式が成立するとき、前記半導体スイッチをオフし、前記直流電源から前記共振用インダクタンス手段へのエネルギー供給を停止するとともに、前記共振用インダクタンス手段に蓄えられていた磁気エネルギーによる慣性電流により前記エネルギー蓄積コンデンサを前記目標充電電圧Ｖｏまで充電しながら前記直流電源にも帰還することを特徴とするコンデンサ充電方法を提案する。
【００２５】
つまり、ＬＩ２／Ｃ＝Ｖｏ２−Ｖｃ２＋２Ｅ（Ｖｏ−Ｖｃ）  の式が成立するときに半導体スイッチをオフさせることにより、過充電することなく高精度に目標充電電圧まで充電することができることを示している。
【００２６】
第四の発明は、直流電源に半導体スイッチ、共振用インダクタンス手段、逆流阻止用ダイオード若しくは整流ダイオード、エネルギー蓄積コンデンサを直列接続し、前記半導体スイッチをオフしたあとの前記共振用インダクタンス手段に蓄えられていた磁気エネルギーによる慣性電流を流すフライホイールダイオード、前記半導体スイッチの動作を制御する制御回路、前記共振用インダクタンス手段の電流を検出する電流検出手段、前記エネルギー蓄積コンデンサの充電電圧を検出する電圧検出手段、前記エネルギー蓄積コンデンサの目標充電電圧を定める基準電圧電源を備え、前記半導体スイッチをオンすることにより前記共振用インダクタンス手段と前記エネルギー蓄積コンデンサとを共振させて前記エネルギー蓄積コンデンサを充電する充電装置において、前記半導体スイッチは、一組の第１の半導体スイッチと一組の第２の半導体スイッチからなるブリッジインバータ回路を構成し、前記フライホイールダイオードは、前記一組の第１の半導体スイッチと前記一組の第２の半導体スイッチのそれぞれに逆並列接続された一組の第１のフライホイールダイオードと一組の第２のフライホイールダイオードからなり、前記一組の第１の半導体スイッチ又は前記一組の第２の半導体スイッチをオンして前記直流電源からの供給により前記共振用インダクタンス手段を通して前記エネルギー蓄積コンデンサを充電し、前記電流検出手段及び前記電圧検出手段の検出値を用い、前記共振用インダクタンス手段に蓄えられた磁気エネルギーにより生じる慣性電流で前記エネルギー蓄積コンデンサを目標充電電圧まで充電できると演算したときに、前記一組の第１の半導体スイッチ又は前記一組の第２の半導体スイッチの内のオンしている一組の内の一方の半導体スイッチをオフする信号を前記制御回路に与える演算回路を備え、前記直流電源から前記共振用インダクタンス手段へのエネルギー供給を停止するとともに、前記共振用インダクタンス手段に蓄えられていた磁気エネルギーによる前記慣性電流をオフした前記一方の半導体スイッチに逆並列接続された前記フライホールダイオード、オンしている他方の半導体スイッチを通して、前記エネルギー蓄積コンデンサに循環させて前記目標充電電圧まで充電することを特徴とするコンデンサ充電装置を提案する。

【００２７】
つまり、第一の発明であるコンデンサ充電方法を実施するコンデンサ充電装置を提供している。
【００２８】
第五の発明は、第四の発明のコンデンサ充電装置において、前記共振用インダクタンス手段を流れる電流をＩ、前記エネルギー蓄積コンデンサの充電電圧をＶｃ、前記エネルギー蓄積コンデンサの容量をＣ、前記共振用インダクタンス手段のインダクタンス値をＬ、前記エネルギー蓄積コンデンサの目標充電電圧をＶｏとするとき、前記演算回路の演算により、ＬＩ２／Ｃ＝Ｖｏ２−Ｖｃ２の式が成立するとき、前記一組の第１の半導体スイッチ又は前記一組の第２の半導体スイッチの内のオンしている一組の内の一方の半導体スイッチをオフさせる信号を前記制御回路に与えることにより、前記共振用インダクタンス手段の慣性電流を前記フライホイールダイオードで導通させ、その慣性電流が流れ尽きたときに、引続きオンしていた他方の半導体スイッチをオフさせる信号を前記制御回路に与えることを特徴とするコンデンサ充電装置を提案する。
【００２９】
つまり、第二の発明であるコンデンサ充電方法を実施するコンデンサ充電装置を提供している。
【００３０】
第六の発明は、第四の発明又は第五の発明のコンデンサ充電装置において、
前記共振用インダクタンス手段と前記逆流阻止用ダイオード若しくは前記整流ダイオードの間に昇圧用の変圧器を介在させ、前記共振用インダクタンス手段は前記変圧器の漏れインダクタンスを含むことを特徴とするコンデンサ充電装置を提案する。
【００３１】
つまり、商用電力などを整流した低い電圧の直流電源を用いてエネルギー蓄積コンデンサを高電圧に充電するときには変圧器を設けて昇圧し、さらにその変圧器の漏れインダクタンスを共振用インダクタンス手段の一部としても使えることを明らかにしている。
【００３２】
第七の発明は、第四の発明ないし第六の発明のいずれかのコンデンサ充電装置において、
前記逆流阻止用ダイオード若しくは整流ダイオードは全波整流回路を構成することを特徴とするコンデンサ充電装置を提案する。
【００３３】
つまり、ダイオードで全波整流回路を構成することにより、逆流阻止の目的を果たすとともにエネルギー蓄積コンデンサへの充電周期をインバータ周波数の２倍にできることを示している。
【００３４】
第八の発明は、直流電源に半導体スイッチ、共振用インダクタンス手段、逆流阻止用ダイオード若しくは整流ダイオード、エネルギー蓄積コンデンサを直列接続し、前記半導体スイッチをオフしたあとの前記共振用インダクタンス手段に蓄えられていた磁気エネルギーによる慣性電流を流すフライホイールダイオード、前記半導体スイッチの動作を制御する制御回路、前記共振用インダクタンス手段の電流を検出する電流検出手段、前記エネルギー蓄積コンデンサの充電電圧を検出する電圧検出手段、前記エネルギー蓄積コンデンサの目標充電電圧を定める基準電圧電源を備え、前記半導体スイッチをオンすることにより前記共振用インダクタンス手段と前記エネルギー蓄積コンデンサとを共振させて前記エネルギー蓄積コンデンサを充電する充電装置において、前記電流検出手段及び前記電圧検出手段の検出値を用い、前記半導体スイッチをオフして前記直流電源から前記共振用インダクタンス手段へのエネルギー供給を停止したあとの前記共振用インダクタンス手段の慣性電流による前記エネルギー蓄積コンデンサへの充電量が前記エネルギー蓄積コンデンサを前記目標充電電圧まで充電できると演算したとき、前記半導体スイッチをオフさせる信号を前記制御回路に与える演算回路を備え、前記半導体スイッチと前記フライホイールダイオードは、一組の第１の半導体スイッチと一組の第２の半導体スイッチ、並びにこれら半導体スイッチそれぞれに逆並列接続された一組の第１のフライホイールダイオードと一組の第２のフライホイールダイオードからなるブリッジインバータ回路を構成し、前記共振用インダクタンス手段を流れる電流をＩ、前記エネルギー蓄積コンデンサの充電電圧をＶｃ、直流電源の出力電圧をＥ、前記エネルギー蓄積コンデンサの容量をＣ、前記共振用インダクタンス手段のインダクタンス値をＬ、前記エネルギー蓄積コンデンサの目標充電電圧をＶｏとするとき、前記演算回路の演算により、ＬＩ２／Ｃ＝Ｖｏ２−Ｖｃ２＋２Ｅ（Ｖｏ−Ｖｃ）の式が成立するとき、それまでオンしていた前記半導体スイッチをオフさせる信号を前記制御回路に与えることにより、前記共振用インダクタンス手段の慣性電流を前記フライホイールダイオードで導通させ、その慣性電流が前記エネルギー蓄積コンデンサを前記目標充電電圧Ｖｏまで充電しながら前記直流電源にも帰還することを特徴とするコンデンサ充電装置を提案する。
【００３５】
つまり、第三の発明であるコンデンサ充電方法を実施するコンデンサ充電装置を提供している。
【００３６】
第九の発明は、第八の発明のコンデンサ充電装置において、
前記共振用インダクタンス手段と前記逆流阻止用ダイオード若しくは前記整流ダイオードの間に昇圧用の変圧器を介在させ、前記共振用インダクタンス手段は該変圧器の漏れインダクタンスを含むことを特徴とするコンデンサ充電装置を提案する。
【００３７】
つまり、商用電力などを整流した低い電圧の直流電源を用いてエネルギー蓄積コンデンサを高電圧に充電するときには変圧器を設けて昇圧し、さらにその変圧器の漏れインダクタンスを共振用インダクタンス手段の一部としても使えることを明らかにしている。
【００３８】
第十の発明は、第八の発明又は第九の発明のコンデンサ充電装置において、
前記逆流阻止用ダイオード若しくは整流ダイオードは全波整流回路を構成することを特徴とするコンデンサ充電装置を提案する。
【００３９】
つまり、ダイオードで全波整流回路を構成することにより、逆流阻止の目的を果たすとともにエネルギー蓄積コンデンサへの充電周期をインバータ周波数の２倍にできることを示している。
【００４０】
第十一の発明は、第八の発明ないし第十の発明のいずれかに記載のコンデンサ充電装置において、
前記半導体スイッチと、前記半導体スイッチに逆並列接続された前記フライホイールダイオードは、プッシュプルに接続してなるプッシュプルインバータ回路で構成されることを特徴とするコンデンサ充電装置を提案する。
【００４１】
第十二の発明は、第八の発明ないし第十一の発明のいずれかに記載のコンデンサ充電装置において、
前記ブリッジインバータ回路に構成された前記半導体スイッチの代わりに、２組の半導体スイッチとフライホイールダイオードでいわゆるダブルフォワード形式のインバータ回路で構成されることを特徴とするコンデンサ充電装置を提案する。
【００４２】
【実施例】
まず、本発明の原理の概要を図４を用いて説明する。
８１は直流電源、８２は半導体スイッチング素子でありここでは一例としてＩＧＢＴとする。８３はフライホイールダイオード、８４は共振用インダクタンス手段、８５は逆流阻止用ダイオード、８６はエネルギー蓄積コンデンサ、８７は演算回路である。この半導体スイッチング素子８２をオンすることにより、共振用インダクタンス手段８４とエネルギー蓄積コンデンサ８６とを共振させてこのエネルギー蓄積コンデンサ８６を充電するコンデンサ共振充電回路である。
【００４３】
ＩＧＢＴの８２をオフしたと仮定して、そのとき直流電源８１から共振用インダクタンス手段８４へのエネルギー供給を停止したあとの、共振用インダクタンス手段８４に蓄えられていた磁気エネルギーによる慣性電流によってエネルギー蓄積コンデンサ８６へ追加される充電量を常に演算しておき、その充電量でエネルギー蓄積コンデンサ８６を目標充電電圧Ｖｏまで充電できると演算されたときに、ＩＧＢＴの８２を実際にオフさせ、共振用インダクタンス手段８４の慣性電流でフライホイールダイオード８３が導通し、この慣性電流でエネルギー蓄積コンデンサ８６を目標充電電圧Ｖｏまで高精度に充電することができるコンデンサ充電方法及びその充電装置の原理である。
【００４４】
次に、本発明の実施例１について述べる。
実施例１について図１〜図３を用いて説明する。図中の記号で従来例の図９〜図１０と同じ記号は相当する部材又は信号を示す。実施例１でのエネルギー蓄積コンデンサ８の目標充電電圧Ｖｏは４ｋＶである。従来例のインバータ回路で半導体スイッチとして用いられたＩＧＢＴを本発明の実施例１においても半導体スイッチの一例として用いて説明する。
本発明と従来例の図９との相違は、ブリッジインバータ回路２の半導体スイッチへのゲート信号の入力方法を変更し、共振用インダクタンス手段５を流れる電流Ｉの検出回路を追加し、電圧比較回路１１の代わりに検出信号を入力して演算処理する演算回路２１を導入したことである。
【００４５】
ここで、共振用インダクタンス手段５は通常、変圧器６の漏れインダクタンスと適当なインダクタンスを有するインダクタとからなるが、変圧器６の漏れインダクタンスだけで直列共振に必要なインダクタンスが得られれば、変圧器６だけでも良い。インバータ回路２の一対のＩＧＢＴをこの共振半周期でオンさせると、エネルギー蓄積コンデンサ８は、直流電源１の電圧に変圧器６の変圧比を乗じた値のほぼ２倍の電圧に向けて共振充電される。
【００４６】
本実施例１は、詳細は後述するが、同時にオンするＩＧＢＴの一対を１組として、演算回路２１の演算結果によって出力される信号により、その下アームのＩＧＢＴを演算回路２１の信号でＡＮＤ回路を通してオフし、ＩＧＢＴのオフにより直流電源１から供給されるエネルギーは遮断されるが、対となる半導体スイッチの上アームのＩＧＢＴをインバータ制御回路１３からの信号によりオンのままとしておき、共振用インダクタンス手段５を流れる慣性電流を完全に減衰するまで流しつづけ、共振用インダクタンス手段５に蓄えられていた磁気エネルギーにより生じた慣性電流が流れ尽きたときに、引続きオンさせていたＩＧＢＴもオフさせて、前記エネルギー蓄積コンデンサを目標充電電圧Ｖｏまで高精度に充電するものである。
【００４７】
演算回路２１は後で述べる所定の演算を行ない、条件が成立するまでは出力信号ＶｅをＨレベルとし、条件が成立したときに出力信号をＬレベルにしてそのまま保持し、次の充電開始信号でＨレベルにリセットされる。
共振用インダクタンス手段５を流れる電流ＩはカレントトランスＣＴで検出され、エネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧Ｖｃは電圧検出用抵抗器９と１０で分圧されて検出される。これらの検出値はリアルタイムで検出される。
【００４８】
なお、実際には充電電圧Ｖｃや目標充電電圧Ｖｏなどの値は数ボルトのＶｄやＶｒなどの信号レベルに変換されるが、ここでは説明上、ＶｃやＶｏなどの実際値の表現を用いて説明する。
【００４９】
これらの検出値は演算回路２１に与えられ、演算回路２１の出力信号ＶｅはＡＮＤ回路１４と１５の入力端子に加えられる。
ＩＧＢＴの４Ｄへのゲート信号はＡＮＤ回路１４の出力、下アームのＩＧＢＴの４Ｃへのゲート信号はＡＮＤ回路１５の出力が送られる。上アームのＩＧＢＴの４Ａへのゲート信号は制御回路１３のＡ相の信号、ＩＧＢＴの４Ｂへのゲート信号は制御回路１３のＢ相の信号がそのまま送られる。
【００５０】
まず、同時にオンする半導体スイッチの一対である、上アームに接続されたＩＧＢＴの４Ａと下アームに接続されたＩＧＢＴの４Ｄの場合の動作を説明する。
共振充電の途中で下アームのＩＧＢＴの４Ｄをオフし上アームの４Ａを最後までオンさせたとき、ＩＧＢＴの４Ｄのオフにより直流電源１から供給されるエネルギーは遮断されるがインダクタンス手段５に蓄えられていた磁気エネルギーにより生じた慣性電流がフライホイールダイオード３ＢとＩＧＢＴの４Ａを通してエネルギー蓄積コンデンサ８を循環したとき、コンデンサ充電電圧がどこまで上昇するかを説明する。このとき、他の一対のＩＧＢＴの４Ｃと４Ｂはともにオフのままである。
【００５１】
充電回路にトランスが入ると、計算式が複雑となるので、ここではトランスの巻数比を１：１として考える。また、ＩＧＢＴ、ダイオード、変圧器等での損失は無視して考える。
【００５２】
ＩＧＢＴの４Ｄをオフするときのエネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧をＶｃ、エネルギー蓄積コンデンサ８の目標充電電圧をＶｏ、共振用インダクタンス手段５を流れる電流をＩで示す。
ＩＧＢＴの４Ｄがオフする直前の共振用インダクタンス手段５の蓄積エネルギーＪｉは、Ｊｉ＝ＬＩ２／２  である。ＩＧＢＴの４Ｄがオフすると、この蓄積エネルギーＪｉは慣性電流となってエネルギー蓄積コンデンサ８を充電する。エネルギー蓄積コンデンサ８への充電エネルギーの増加分をΔＪｃとすると、Ｊｉ＝ΔＪｃ  で示される。
【００５３】
ＩＧＢＴの４Ｄがオフした後に、エネルギー蓄積コンデンサ８が充電電圧Ｖｃから目標充電電圧Ｖｏに充電されるときの充電エネルギーの増加分ΔＪｃは、
ΔＪｃ＝Ｃ（Ｖｏ２−Ｖｃ２）／２  である。
ＩＧＢＴの４Ｄがオフする直前の共振用インダクタンス手段５の蓄積エネルギーＪｉは、すべてエネルギー蓄積コンデンサ８へ移行するので、
Ｊｉ＝ＬＩ２／２＝Ｃ（Ｖｏ２−Ｖｃ２）／２  と表わすことができる。
【００５４】
これらのことにより次のように整理される。
（１）  ＬＩ２／Ｃ＝Ｖｏ２−Ｖｃ２  ・・・  ▲１▼
この条件式▲１▼が成立するときに一対のＩＧＢＴの４Ｄをオフすれば、共振用インダクタンス手段５の蓄積エネルギーでエネルギー蓄積コンデンサ８を目標充電電圧Ｖｏに充電できる。
【００５５】
（２）  ＬＩ２／Ｃ＜Ｖｏ２−Ｖｃ２  ・・・  ▲２▼
この条件式▲２▼が成立するときに一対のＩＧＢＴの４Ｄをオフすると、共振用インダクタンス手段５の蓄積エネルギーではエネルギー蓄積コンデンサ８を目標充電電圧Ｖｏまでは充電できないことになる。
【００５６】
（３）  ＬＩ２／Ｃ＞Ｖｏ２−Ｖｃ２  ・・・  ▲３▼
この条件式▲３▼が成立するときに一対のＩＧＢＴの４Ｄをオフすれば、共振用インダクタンス手段５の蓄積エネルギーでエネルギー蓄積コンデンサ８を目標充電電圧Ｖｏ以上に過充電することになる。
【００５７】
したがって、条件式▲１▼を満足するとき、オンしている一対のＩＧＢＴの下アームに接続された４Ｄをオフさせればよい。
【００５８】
実施例１の図１の演算回路２１はこの条件式を演算し、演算回路２１の出力信号Ｖｅは、条件式▲２▼の状態の間は一対の下アームに接続されたＩＧＢＴの４Ｄをオンさせつづける必要があるためＨレベルを継続させ、条件式▲１▼の条件が成立したときに下アームに接続されたＩＧＢＴの４ＤをオフさせるためにＬレベルとし、Ｌレベルを保持してＡＮＤ回路１４を通してＩＧＢＴの４Ｄのオフ信号を出す。このＬレベルの保持は、次の充電開始信号でリセットされ、Ｈレベルに戻る。
【００５９】
次に、他方の同時にオンする半導体スイッチの一対である、上アームに接続されたＩＧＢＴの４Ｂと下アームに接続されたＩＧＢＴの４Ｃの場合も上記と同様な動作を行う。このとき、前述の一対であるＩＧＢＴの４Ｄと４Ａはともにオフのままである。
【００６０】
ここで、図１から図３を用いてこの実施例１の動作を更に説明する。
図２はエネルギー蓄積コンデンサ８の充電２周期全体を示す。図２の（１）はエネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧Ｖｃである。（２）は共振用インダクタンス手段５を流れる電流Ｉを示し、この電流ＩはＩＧＢＴの４Ａ〜４Ｄとフライホイールダイオード３Ａ〜３Ｄの電流との合成電流であり、正方向の白地の部分がＩＧＢＴの４Ａと４Ｄの電流、正方向の斜線部がＩＧＢＴの４Ａとフライホイールダイオード３Ｂの電流、負方向の白地の部分がＩＧＢＴの４Ｂと４Ｃの電流、負方向の斜線部がＩＧＢＴの４Ｂとフライホイールダイオード３Ａの電流である。（３）はＩＧＢＴのゲートのオン信号であり、上アームのＩＧＢＴの４Ａのゲート信号ＶｇＡ１はインバータ制御回路１３のＡ相の出力信号、ＩＧＢＴの４Ｂのゲート信号ＶｇＢ１はインバータ制御回路１３のＢ相の出力信号である。下アームのＩＧＢＴの４Ｄのゲート信号ＶｇＡ２はインバータ制御回路１３のＡ相の出力信号と演算回路２１の出力信号が入力されたＡＮＤ回路１４からの出力信号であり、ＩＧＢＴの４Ｃのゲート信号ＶｇＢ２はインバータ制御回路１３のＢ相の出力信号と演算回路２１の出力信号が入力されたＡＮＤ回路１５からの出力信号である。なお、その斜線部分は、Ａ相の出力信号ＶｇＡ１とＡＮＤ回路１４の出力信号ＶｇＡ２が同時にオン信号となる期間と、Ｂ相の出力信号ＶｇＢ１とＡＮＤ回路１５の出力信号ＶｇＢ２が同時にオン信号となる期間である。
【００６１】
今、図２の時刻ｔ０で充電開始信号が来る。この信号でインバータ制御回路１３からのＡ相の信号がＨレベルとなり、また演算回路２１がリセットされてその出力信号ＶｅはＨレベルとなり、ＡＮＤ回路１４を通してＩＧＢＴの４Ｄにゲート信号ＶｇＡ２が送られ、またＩＧＢＴの４Ａにはインバータ制御回路１３からＡ相の信号ＶｇＡ１が直接送られて、ＩＧＢＴの４Ａと４Ｄが共にオンし、共振用インダクタンス手段５に電流Ｉが流れはじめ、エネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧Ｖｃは上昇していく。このときの、充電電圧Ｖｃと電流Ｉがそれぞれ検出され、充電電圧目標値Ｖｏとともに演算回路２１で高速演算される。
【００６２】
時刻ｔ０〜ｔ１までは、Ｖｃ、Ｉとも小さいため条件式▲２▼の状態であり、演算回路２１の出力信号ＶｅはＨレベルであり、ＩＧＢＴの４Ａと４Ｄはオンをつづける。エネルギー蓄積コンデンサ８への充電が継続し、共振用インダクタンス手段５を流れる電流Ｉによりエネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧Ｖｃが大きくなる。
【００６３】
時刻ｔ１で条件式▲１▼が成立すると、演算回路２１の出力信号ＶｅはＬレベルへ変化してそのままＬレベルを維持し、ＡＮＤ回路１４の信号はＬレベルとなりＩＧＢＴの４Ｄをオフさせる。なお、ＩＧＢＴの４Ａへはインバータ制御回路１３からＡ相のＨレベルの信号が継続されている。このとき、エネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧Ｖｃは目標充電電圧４ｋＶ以下である。
【００６４】
下アームのＩＧＢＴの４Ｄをオフして直流電源１から共振用インダクタンス手段５へのエネルギー供給を停止したあとも、上アームのＩＧＢＴの４Ａがオンしつづけているので、共振用インダクタンス手段５の蓄積エネルギーは、フライホイールダイオード３Ｂ、上アームのＩＧＢＴの４Ａ、変圧器６、整流器７を通り、エネルギー蓄積コンデンサ８を充電しつづけ、時刻ｔ２でエネルギー蓄積コンデンサ８の目標充電電圧４ｋＶに達する。このように、ＩＧＢＴのオフタイミングは、共振用インダクタンス手段５の慣性電流で目標充電電圧４ｋＶまで充電されるよう演算にて予測計算されているので、エネルギー蓄積コンデンサ８は過充電されることなく高精度で充電される。
【００６５】
上アームのＩＧＢＴの４Ａは次のエネルギー蓄積コンデンサ８への図示しない放電命令が来る直前、又は充電開始信号が来る直前までに時刻ｔ３でオフできれば良い。
【００６６】
時刻ｔ４でエネルギー蓄積コンデンサ８に図示しない放電指令がきて、エネルギー蓄積コンデンサ８は図示しない負荷回路に放電して、時刻ｔ４の直後にエネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧Ｖｃはほぼ０Ｖに低下する。
なお、共振用インダクタンス手段５の蓄積エネルギーは直流電源１には帰還しない。
【００６７】
つぎに、時刻ｔ５で次の充電開始信号が来て、インバータ制御回路１３からのＢ相の信号がＨレベルとなり、また演算回路２１がリセットされてその出力信号ＶｅはＨレベルとなり、ＡＮＤ回路１５を通してＩＧＢＴの４Ｃにゲート信号ＶｇＢ２が送られ、またＩＧＢＴの４Ｂにはインバータ制御回路１３からＢ相の信号ＶｇＢ１が直接送られて、ＩＧＢＴの４Ｃと４Ｂが共にオンし、共振用インダクタンス手段５に電流Ｉが流れはじめ、エネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧Ｖｃは上昇していく。このときの充電電圧Ｖｃ、電流Ｉがそれぞれ検出され、充電電圧目標値Ｖｏとともに演算回路２１で高速演算される。
【００６８】
時刻ｔ５〜ｔ６までは、Ｖｃ、Ｉとも小さいため条件式▲２▼の状態であり、演算回路２１の出力信号ＶｅはＨレベルであり、ＩＧＢＴの４Ｃと４Ｂはオンをつづける。エネルギー蓄積コンデンサ８への充電が継続し、共振用インダクタンス手段５を流れる電流Ｉによりエネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧Ｖｃが大きくなる。
【００６９】
そして、Ａ相のときと同様に、時刻ｔ６で条件式▲１▼が成立すると、演算回路２１の出力信号ＶｅはＬレベルへ変化してそのままＬレベルを維持し、ＡＮＤ回路１５の信号はＬレベルとなりＩＧＢＴの４Ｃをオフさせる。なお、ＩＧＢＴの４Ｂへはインバータ制御回路１３からＢ相のＨレベルの信号が継続されている。このとき、エネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧Ｖｃは目標充電電圧４ｋＶ以下である。
【００７０】
下アームのＩＧＢＴの４Ｃをオフして直流電源１から共振用インダクタンス手段５へのエネルギー供給を停止したあとも、上アームのＩＧＢＴの４Ｂがオンしつづけているので、共振用インダクタンス手段５の蓄積エネルギーは、フライホイールダイオード３Ａ、上アームのＩＧＢＴの４Ｂ、変圧器６、整流器７を通り、エネルギー蓄積コンデンサ８を充電しつづけ、時刻ｔ７でエネルギー蓄積コンデンサ８の目標充電電圧４ｋＶに達する。
このように、ＩＧＢＴのオフタイミングは、共振用インダクタンス手段５の慣性電流で目標充電電圧４ｋＶまで充電されるよう演算にて予測計算されているので、エネルギー蓄積コンデンサ８は過充電されることなく高精度で充電される。
【００７１】
上アームのＩＧＢＴの４Ｂは次のエネルギー蓄積コンデンサ８への図示しない放電命令が来る直前、又は充電開始信号が来る直前までに時刻ｔ８でオフできれば良い。
時刻ｔ９でエネルギー蓄積コンデンサ８に図示しない放電指令がきて、エネルギー蓄積コンデンサ８は図示しない負荷回路に放電して、時刻ｔ９の直後にエネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧Ｖｃはほぼ０Ｖに低下する。
【００７２】
なお、蓄積エネルギーが直流電源に帰還する方式の回路の場合には、帰還電流により共振用インダクタンス手段の電流のピーク値がその分増加するが、この実施例１では共振用インダクタンス手段５の蓄積エネルギーは直流電源１には帰還しないので、直流電源１への帰還電流がなく、インダクタンス手段５の電流の全てがコンデンサを充電することから、インダクタンス手段５の電流のピーク値が減少する効果があり、その電流のピーク値減少により、ＩＧＢＴや変圧器の損失も減少し、効率が向上する。
【００７３】
図３はアナログ回路で実施例１の演算回路２１を構成した一例を示す。
３１，３２，３３は乗算器、３６は減算器、３８は係数器、４０は比較器、４１はフリップフロップである。
共振用インダクタンス手段５を流れる電流Ｉは乗算器３１で二乗され、係数器３８で定数Ｌ／Ｃ倍され、（ＬＩ２／Ｃ）として比較器４０の非反転端子に接続される。エネルギー蓄積コンデンサ８の目標充電電圧Ｖｏ（すなわち、基準電圧Ｖｒ）は乗算器３２で二乗され、エネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧Ｖｃ（すなわち、検出電圧Ｖｄ）も乗算器３３で二乗され、減算器３６で（Ｖｏ２−Ｖｃ２）が計算され、比較器４０の非反転端子に接続される。
【００７４】
比較器４０は、条件式▲２▼の  ＬＩ２／Ｃ＜Ｖｏ２−Ｖｃ２  の状態ときはＨ出力である。フリップフロップ４１は充電開始信号でＬ出力からＨ出力にリセットされる。
【００７５】
条件式▲１▼の  ＬＩ２／Ｃ＝Ｖｏ２−Ｖｃ２  、  又は条件式▲３▼の  ＬＩ２／Ｃ＞Ｖｏ２−Ｖｃ２  の状態になると比較器４０はＬ出力となり、フリップフロップ４１でラッチされ、フリップフロップ４１の出力をＬレベルに維持する。フリップフロップ４１は次の充電開始信号でリセットされ、Ｌ出力からＨ出力に復帰する。
【００７６】
また、実施例１においては、共振用インダクタンス手段５と整流ダイオード７の間に昇圧用の変圧器６を介在させ、共振用インダクタンス手段５はその変圧器６の漏れインダクタンスを含んでいるが、直流電源１の電圧が、変圧器６がなくても必要とされるエネルギー蓄積コンデンサ８の目標充電電圧Ｖｏを得ることができるほどに充分に高ければ、この変圧器６がなくても良い。
【００７７】
また、実施例１において、逆流阻止用ダイオードとしてはエネルギー蓄積コンデンサ８への充電周期をインバータ周波数の２倍にできる全波整流回路７を用いているが、単なるダイオードや半波整流回路等で逆流を阻止しても良い。
【００７８】
次に、実施例２について説明する。
実施例２は半導体スイッチング素子がオフし、直流電源から共振用インダクタンス手段へのエネルギー供給を停止したあとに、共振用インダクタンス手段の蓄積エネルギーが直流電源にも帰還する場合の実施例であり、図５〜図８を用いて説明する。このエネルギー蓄積コンデンサ８の目標充電電圧Ｖｃは実施例１と同じく４ｋＶである。図中の記号で実施例１の図１〜図３と同じ記号は相当する部材又は信号を示す。
【００７９】
実施例１との相違は、ブリッジインバータ回路２の半導体スイッチＩＧＢＴへのゲート信号の入力方法を変更し、直流電源１の電圧Ｅを検出する回路を追加したことである。
実施例２での半導体スイッチＩＧＢＴへのゲート信号の入力方法は、同時にオンする一対のＩＧＢＴであるＩＧＢＴの４Ａと４ＤのゲートにＡＮＤ回路１４から同じオンオフの信号が出力され、他の一対のＩＧＢＴの４Ｂと４ＣのゲートにはＡＮＤ回路１５から同じオンオフの信号が出力される。つまり、一対のＩＧＢＴのゲートには常に同じ信号が入力されている。
【００８０】
演算回路２１は後で述べる所定の演算を行ない、条件が成立するまでは出力信号ＶｅをＨレベルとし、成立したときに出力信号をＬレベルにしてそのまま保持し、次の充電開始信号でＨレベルにリセットされる。
【００８１】
通常、直流電源は商用交流電源を直接整流したものが使われるので、直流電源１の電圧Ｅは図示しない絶縁アンプなどにより検出される。共振用インダクタンス手段５を流れる電流ＩはカレントトランスＣＴで検出され、エネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧Ｖｃは電圧検出用抵抗器９と１０で分圧されて検出される。これらの検出値はリアルタイムで検出される。
【００８２】
なお、実際には充電電圧Ｖｃや目標充電電圧Ｖｏなどの値は数ボルトのＶｄやＶｒなどの信号レベルに変換されるが、ここでは説明上、ＶｃやＶｏなどの実際値の表現を用いて説明する。
これらの検出値は演算回路２１に与えられ、演算回路２１の出力信号ＶｅはＡＮＤ回路１４と１５に入力される。
【００８３】
つぎに、本実施例２を説明するために、実施例１のインバータ回路で半導体スイッチとして用いられたＩＧＢＴを本実施例２においても半導体スイッチの一例として用いて説明する。
共振充電の途中で、インバータ回路のオン動作中のＩＧＢＴをオフしたとき、直流電源から共振用インダクタンス手段へのエネルギー供給を停止したあとに、共振用インダクタンス手段５の蓄積エネルギーでエネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧がどこまで上昇するかを説明する。
【００８４】
エネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧をＶｃ、エネルギー蓄積コンデンサ８の目標充電電圧をＶｏ、共振用インダクタンス手段５を流れる電流をＩ、直流電源１の電圧をＥで示す。充電回路に昇圧の変圧器が入ると、計算式が複雑となるので、ここでは変圧器の巻数比を１：１として考える。また、ＩＧＢＴ、ダイオード、変圧器等での損失は無視して考える。
【００８５】
ＩＧＢＴがオフする直前の共振用インダクタンス手段５の蓄積エネルギーＪｉは、Ｊｉ＝ＬＩ２／２  である。ＩＧＢＴがオフすると、この蓄積エネルギーＪｉの一部はエネルギー蓄積コンデンサ８を充電し、残りは直流電源１に帰還する。エネルギー蓄積コンデンサ８への充電エネルギーの増加分をΔＪｃ、直流電源１への帰還エネルギーをＪｅとすると、
Ｊｉ＝ΔＪｃ＋Ｊｅ  で示される。
【００８６】
ＩＧＢＴがオフした後に、エネルギー蓄積コンデンサ８が充電電圧Ｖｃから目標充電電圧Ｖｏに充電されたときの充電エネルギーの増加分ΔＪｃは、
ΔＪｃ＝Ｃ（Ｖｏ２−Ｖｃ２）／２  である。
ＩＧＢＴがオフした後の直流電源１への帰還エネルギーＪｅは、
Ｊｅ＝Ｅ∫Ｉｄｔ  である。なお、エネルギー蓄積コンデンサ８への充電電流と直流電源１への帰還電流は同一であり、共振用インダクタンス手段５を流れる電流Ｉの時間積分値（∫Ｉｄｔ）でエネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧が増加すると考えると、この直流電源１への帰還電流は∫Ｉｄｔ＝Ｃ（Ｖｏ−Ｖｃ）  と表わされるので、直流電源１への帰還エネルギーＪｅは、
Ｊｅ＝Ｅ∫Ｉｄｔ＝ＥＣ（Ｖｏ−Ｖｃ）  と表わされる。
【００８７】
したがって、前述したように、共振用インダクタンス手段５の蓄積エネルギーＪｉが、エネルギー蓄積コンデンサ８と直流電源１に移行するので、
Ｊｉ＝ＬＩ２／２＝Ｃ（Ｖｏ２−Ｖｃ２）／２＋ＥＣ（Ｖｏ−Ｖｃ）  と表わすことができる。
【００８８】
これらのことにより次のように整理される。
（１）  ＬＩ２／Ｃ＝Ｖｏ２−Ｖｃ２＋２Ｅ（Ｖｏ−Ｖｃ）  ・・・  ▲４▼
この条件式▲４▼が成立するときにＩＧＢＴをオフすれば、共振用インダクタンス手段５の蓄積エネルギーでエネルギー蓄積コンデンサ８を目標充電電圧に充電できる。
【００８９】
（２）  ＬＩ２／Ｃ＜Ｖｏ２−Ｖｃ２＋２Ｅ（Ｖｏ−Ｖｃ）  ・・・  ▲５▼
この条件式▲５▼が成立するときにＩＧＢＴをオフすると、共振用インダクタンス手段５の蓄積エネルギーではエネルギー蓄積コンデンサ８を目標充電電圧までは充電できないことになる。
【００９０】
（３）  ＬＩ２／Ｃ＞Ｖｏ２−Ｖｃ２＋２Ｅ（Ｖｏ−Ｖｃ）  ・・・  ▲６▼
この条件式▲６▼が成立するときにＩＧＢＴをオフすれば、共振用インダクタンス手段５の蓄積エネルギーでエネルギー蓄積コンデンサ８を目標充電電圧以上に過充電することになる。
【００９１】
したがって、条件式▲４▼を満足するときにＩＧＢＴをオフさせればよい。
実施例２の図５の演算回路２１はこの条件式を演算し、出力信号Ｖｅは、条件式▲５▼の状態のときはＩＧＢＴをオンさせつづける必要があるためＨレベルを継続させ、条件式▲４▼の条件が成立したときにはＬレベルとし、ＩＧＢＴのオフ命令を出し、Ｌレベルを保持する。このＬレベルの保持は、次の充電開始命令でリセットされ、Ｈレベルに戻る。
【００９２】
次に、図５と図６を用いてこの実施例２の動作を更に説明する。図６はエネルギー蓄積コンデンサ８の充電２周期全体を示す。図６の（１）はエネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧Ｖｃである。（２）は共振用インダクタンス手段５を流れる電流Ｉを示し、正方向の白地の部分がＩＧＢＴの４Ａと４Ｄの電流、正方向の斜線部がフライホイールダイオード３Ｂと３Ｃの電流、負方向の白地の部分がＩＧＢＴの４Ｂと４Ｃの電流、負方向の斜線部がフライホイールダイオード３Ａと３Ｄの電流である。（３）は演算回路の出力信号Ｖｅで、条件式▲４▼又は条件式▲６▼が成立するとＬレベルとなる。（４）はＩＧＢＴのゲートのオン信号であり、ＩＧＢＴの４Ａと４Ｄのゲート信号ＶｇＡはインバータ制御回路１３のＡ相の出力信号と演算回路２１の出力信号が入力されたＡＮＤ回路１４からの出力信号であり、ＩＧＢＴの４Ｃと４Ｂのゲート信号ＶｇＢはインバータ制御回路１３のＢ相の出力信号と演算回路２１の出力信号が入力されたＡＮＤ回路１５からの出力信号である。
【００９３】
次に実施例２の動作を説明する。今、図６の時刻ｔ０で充電開始信号が来る。この信号でインバータ制御回路１３からのＡ相の信号がＨレベルとなり、また演算回路２１がリセットされ、出力信号ＶｅはＨレベルとなり、ＡＮＤ回路１４を通してＩＧＢＴの４Ａと４Ｄにゲート信号ＶｇＡが送られる。ＩＧＢＴの４Ａと４Ｄがオンし、共振用インダクタンス手段５を流れる電流Ｉが流れはじめ、エネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧Ｖｃは上昇していく。このときの、直流電源１の電圧Ｅ、エネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧Ｖｃ、共振用インダクタンス手段５を流れる電流Ｉがそれぞれ検出され、充電電圧目標値Ｖｏとともに演算回路２１で高速演算される。
【００９４】
時刻ｔ０〜ｔ１までは、Ｖｃ、Ｉとも小さいため条件式▲５▼の状態であり、演算回路２１の出力信号ＶｅはＨレベルであり、ＩＧＢＴの４Ａと４Ｄはオンをつづける。エネルギー蓄積コンデンサ８への充電が継続し、共振用インダクタンス手段５を流れる電流Ｉによりエネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧Ｖｃが大きくなる。
【００９５】
時刻ｔ１で条件式▲４▼が成立すると、演算回路２１の出力信号ＶｅはＬレベルへ変化してそのままＬレベルを維持し、ＡＮＤ回路１４の出力信号はＬレベルとなりＩＧＢＴの４Ａと４Ｄをオフさせる。このとき、エネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧Ｖｃは目標充電電圧４ｋＶ以下である。
ＩＧＢＴの４Ａと４Ｄがオフしても、共振用インダクタンス手段５の蓄積エネルギーは、フライホイールダイオード３Ｂと３Ｃ、変圧器６、整流器７を通して、エネルギー蓄積コンデンサ８を充電しながら直流電源１に流れ続け、時刻ｔ２でエネルギー蓄積コンデンサ８の目標充電電圧４ｋＶに達する。ＩＧＢＴのオフタイミングは演算されて、共振用インダクタンス手段５の慣性電流で目標充電電圧４ｋＶまでに充電されるよう予測計算されているので、エネルギー蓄積コンデンサ８は高精度で充電される。
【００９６】
次に、時刻ｔ３でエネルギー蓄積コンデンサ８から図示しない負荷に放電された後、充電電圧Ｖｃはほぼ０Ｖに低下する。時刻ｔ４で次の充電開始信号が来て、この信号で演算回路２１はリセットされ、インバータ制御回路１３はＢ相の信号をＨレベルにし、ＡＮＤ回路１５を通してゲート信号ＶｇＢをＩＧＢＴの４Ｂと４Ｃに加える。ＩＧＢＴの４Ｂと４Ｃがオンし、共振用インダクタンス手段５を流れる電流Ｉが流れはじめ、Ａ相のときと同様に時刻ｔ５で条件式▲４▼が成立してＩＧＢＴの４Ｂと４Ｃがオフするまで共振充電する。
時刻ｔ５でＩＧＢＴの４Ｂと４Ｃがオフしたあとは、Ａ相のときと同様に、共振用インダクタンス手段５の慣性電流で目標充電電圧４ｋＶまで充電される。
【００９７】
図７はアナログ回路で実施例２の演算回路２１を構成した一例を示す。
３１，３２，３３，３４は乗算器である。３５と３６は減算器、３７は加算器、３８と３９は係数器、４０は比較器、４１はフリップフロップである。
共振用インダクタンス手段５を流れる電流Ｉは乗算器３１で二乗され、係数器３８で定数Ｌ／Ｃ倍され、（ＬＩ２／Ｃ）として比較器４０の非反転端子に接続される。
エネルギー蓄積コンデンサ８の目標充電電圧Ｖｏ（すなわち、基準電圧Ｖｒ）は乗算器３２で二乗され、エネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧Ｖｃ（すなわち、検出電圧Ｖｄ）も乗算器３３で二乗され、減算器３６で、（Ｖｏ２−Ｖｃ２）が計算される。
目標充電電圧Ｖｏと電圧Ｖｃは減算器３５で（Ｖｏ−Ｖｃ）が計算される。直流電源１の電圧Ｅは係数器３９で２倍され、乗算器３４で（Ｖｏ−Ｖｃ）と乗算され、２Ｅ（Ｖｏ−Ｖｃ）が計算される。この２Ｅ（Ｖｏ−Ｖｃ）と（Ｖｏ２−Ｖｃ２）が加算器３７で加算されて（Ｖｏ２−Ｖｃ２＋２Ｅ（Ｖｏ−Ｖｃ））が計算され、比較器４０の非反転端子に接続される。
【００９８】
比較器４０は、条件式▲５▼の  ＬＩ２／Ｃ＜Ｖｏ２−Ｖｃ２＋２Ｅ（Ｖｏ−Ｖｃ）のときＨ出力である。フリップフロップ４１は、充電開始信号でＬ出力からＨ出力にリセットされる。
【００９９】
条件式▲４▼の  ＬＩ２／Ｃ＝Ｖｏ２−Ｖｃ２＋２Ｅ（Ｖｏ−Ｖｃ）  、又は条件式▲６▼の  ＬＩ２／Ｃ＞Ｖｏ２−Ｖｃ２＋２Ｅ（Ｖｏ−Ｖｃ）になると比較器４０はＬ出力となり、フリップフロップ４１でラッチされ、フリップフロップ４１の出力をＬレベルに維持する。フリップフロップ４１は次の充電開始信号でリセットされ、Ｌ出力からＨ出力に復帰する。
【０１００】
また、実施例２においては、共振用インダクタンス手段５と整流ダイオード７の間に昇圧用の変圧器６を介在させ、共振用インダクタンス手段５はその変圧器６の漏れインダクタンスを含んでいるが、直流電源１の電圧が、変圧器６がなくても必要とされるエネルギー蓄積コンデンサ８の目標充電電圧Ｖｏを得ることができるほどに充分に高ければ、この変圧器６がなくても良い。
【０１０１】
また、実施例２において、逆流阻止用ダイオードとしては全波整流回路７を用いてインバータ周波数の２倍の周期でエネルギー蓄積コンデンサ８を充電しているが、その必要がなければ単なるダイオードや半波整流回路等で逆流を阻止しても良い。
【０１０２】
次に、実施例３について説明する。
上記実施例２ではブリッジインバータ回路の場合を示したが、プッシュプルインバータ回路を用いた実施例３を、図８を用いて説明する。
実施例３のプッシュプルインバータ回路の場合には、共振用インダクタンス手段を変圧器の１次側に置いても良いが回路が複雑となるので、本説明では変圧器の２次側に設けた場合で説明する。
【０１０３】
７１は直流電源、７２と７３はＩＧＢＴ,７４と７５はフライホイールダイオード、７６は変圧器、７７は共振用インダクタンス手段、７８−１と７８−２は逆流阻止用ダイオード、７９はエネルギー蓄積コンデンサ、８０が演算回路である。ＩＧＢＴの７２とＩＧＢＴの７３を交互にオンすることにより、共振用インダクタンス手段７７とエネルギー蓄積コンデンサ７９とを共振させてこのエネルギー蓄積コンデンサ７９を充電するコンデンサ共振充電回路である。
直流電源７１の電圧Ｅ、共振用インダクタンス手段７７の電流Ｉ、エネルギー蓄積コンデンサ７９の充電電圧Ｖｃ、エネルギー蓄積コンデンサ７９の目標充電電圧Ｖｏの各検出値は、必要に応じて信号レベルに変換されて演算回路８０に入力される。
演算回路８０では、ＩＧＢＴの７２又は７３をオフした後の共振用インダクタンス手段７７に蓄積されていた磁気エネルギーによる慣性電流によりエネルギー蓄積コンデンサ７９を目標充電電圧Ｖｏまで充電されると演算された時に、オンしているＩＧＢＴにオフ信号を出力する。
【０１０４】
ＩＧＢＴの７２がオンしていた場合、演算回路８０からのオフ信号によりオフした後に，共振用インダクタンス手段７７の慣性電流はエネルギー蓄積コンデンサ７９を目標充電電圧Ｖｏまで充電するとともに、変圧器７６の他方のプッシュプル巻線に移行し、フライホイールダイオード７５がオンして直流電源７１にも帰還する。
また、ＩＧＢＴ７３がオンしていた場合には、共振用インダクタンス手段７７の慣性電流はエネルギー蓄積コンデンサ７９を目標充電電圧Ｖｏまで充電するとともに、変圧器７６の他方のプッシュプル巻線に移行し、フライホイールダイオード７４がオンして直流電源７１にも帰還する。
【０１０５】
なお、上記実施例１〜３では、半導体スイッチング素子としてＩＧＢＴを用いた例で説明したが、ＦＥＴ、トランジスタなど他の素子も使用できる。なお、ＦＥＴを用いたときは、フライホイールダイオードはこのＦＥＴのボディダイオードとすることができる。
【０１０６】
なお、上記実施例１〜３は、演算回路をアナログ回路で構成した例について述べたが、マイクロコンピュータなどを用いたディジタル技術で実現することも可能である。
【０１０７】
なお、上記実施例１〜３では、変圧器がある場合には、共振用インダクタンス手段を流れる電流Ｉ、エネルギー蓄積コンデンサの充電電圧Ｖｃなどの検出は、基本的には変圧器の１次側、または２次側のどちらででもよいが、エネルギー蓄積コンデンサの充電電圧Ｖｃを優先して２次側で演算するほうが有利である。この場合、共振用インダクタンス手段を流れる電流Ｉは変圧器の巻数比で除する必要があり、また共振用インダクタンス手段のインダクタンス値Ｌは変圧器の巻数比の二乗を掛ける必要があるのは言うまでもない。
【０１０８】
なお、上記実施例１〜３では、半導体スイッチング素子としてＩＧＢＴを用いた例で説明したが、ＦＥＴ、トランジスタなど他の素子も使用できる。なお、ＦＥＴを用いたときは、フライホイールダイオードはこのＦＥＴのボディダイオードとすることができる。
【０１０９】
なお、以上の実施例１〜３はアナログ回路で構成しているが、ディジタル演算でも処理できる。その場合、信号検出回路にＡＤコンバータを設け、デジタル信号化してから必要な演算を行っても良い。
【０１１０】
なお、上記実施例１〜３は、スイッチング部にインバータ回路を用いた例で述べたが、インバータ回路に代えて通常のスイッチングレギュレータ回路を用いても同様な効果が得られる。
【０１１１】
なお、上記実施例１〜３に述べた本発明により、毎回の充電サイクルで目標充電電圧値の変更や入力電圧変動などによる直流電源電圧の変動があっても、常時ＩＧＢＴをオフしたときの慣性電流による充電を含めた最終充電電圧を逐次演算しているので、高い電圧安定度が得られ、エネルギー蓄積コンデンサ８を非常に高い精度と再現性で充電することができる。
【０１１２】
【発明の効果】
本発明では、エネルギー蓄積コンデンサの充電時に、半導体スイッチング素子がオフして直流電源から共振用インダクタンス手段へのエネルギー供給を停止した後にコンデンサ充電回路の共振用インダクタンス手段の蓄積エネルギーによって生じる慣性電流に起因するエネルギー蓄積コンデンサへの追加の充電量の演算を行いながら充電制御を行う事により、充電サイクルごとに容易にかつ正確にエネルギー蓄積コンデンサの充電電圧を予測して制御でき、エキシマレーザ電源などのエネルギー蓄積コンデンサの充電電圧の安定度を極めて高精度にすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のコンデンサ充電装置の実施例１を示す図である。
【図２】実施例１の動作を説明するための各種波形を示す図である。
【図３】実施例１の演算回路を示す図である。
【図４】本発明の原理の概要を示す図である。
【図５】本発明のコンデンサ充電装置の実施例２を示す図である。
【図６】実施例２の動作を説明するための各種波形を示す図である。
【図７】実施例２の演算回路を示す図である。
【図８】本発明のコンデンサ充電装置の実施例３を示す図である。
【図９】従来のコンデンサ充電装置の実施例を示す図である。
【図１０】従来例の動作を説明するための各種波形を示す図である。
【符号の説明】
１・・直流電源                    ２・・インバータ回路
３Ａ−３Ｄ・・フライホイールダイオード
４Ａ−４Ｄ・・スイッチング半導体素子
５・・共振用インダクタンス手段    ６・・変圧器
７・・整流器                      ７Ａ−７Ｄ・・ダイオード
８・・エネルギー蓄積コンデンサ    ９、１０・・電圧検出用抵抗器
１１・・電圧比較回路                １２・・基準電圧電源
１３・・インバータ制御回路          １４、１５・・ＡＮＤ回路
１６，１７・・ダイオード            ２１・・演算回路
３１−３４・・乗算器                ３５，３６・・減算器
３７・・加算器                      ３８，３９・・係数器
４０・・比較器                      ４１・・フリップフロップ
７１・・直流電源                    ７２，７３・・ＩＧＢＴ
７４，７５・・フライホイールダイオード
７６・・変圧器                      ７７・・共振用インダクタンス手段
７８・・逆流阻止用ダイオード        ７９・・エネルギー蓄積コンデンサ
８０・・演算回路                    ＣＴ・・カレントトランス
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
0004614257.tif 000008
【図８】
0004614257.tif 000009
【図９】
0004614257.tif 000010
【図１０】
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