(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
誘導性負荷の電流をパルス幅変調によるスイッチングにより制御する方法であって、
前記パルス幅変調周期に同期して前記誘導性負荷の負荷電流を一定周波数の三角波の上下の頂点のタイミングで測定し、測定した２つの前記負荷電流とそれに対応する前記パルス幅変調のパルス幅の比率であるデューティとを用いて前記誘導性負荷の出力電力Ｊ［Ｎ］を（数１）と（数２）を用いて算出することを特徴とする電気動力付車輌の誘導性負荷の出力電力計測方法。
【数１】
0004765180.tif 000012
【数２】
0004765180.tif 000013
Ｊ［Ｎ］：Ｎ周期目までの出力電力
Ｔ  ：三角波の１周期
Ｖｓ：電源の電圧
ｉａ［ｎ］：ｎ周期目の三角波１周期間の平均電源電流
ｉ１［ｎ］：三角波のｎ周期目の上の頂点で測定した電流
ｉ２［ｎ］：三角波のｎ周期目の下の頂点で測定した電流
τ１［ｎ］：パルスがＨｉｇｈのパターンのデューティ
τ２［ｎ］：パルスがＬｏｗのパターンのデューティ
ｆ１：負荷電流の向きがプラスの時は１、マイナスの時は−１となるようなフラグ
（三角波の上の頂点の測定時）
ｆ２：負荷電流の向きがプラスの時は１、マイナスの時は−１となるようなフラグ
（三角波の下の頂点の測定時）
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電流制御装置を用いてモータや電磁石等の誘導性負荷を駆動する時の出力電力計測方法に関するものでり、より詳細には電気動力付車輌の誘導性負荷の出力電力計測方法である。
【０００２】
【従来の技術】
近年、電気動力付車両に用いられているモータ等の誘導負荷の電流制御には、高効率化（低消費電力化）・小型化等の要求により、パルス幅変調（以下ＰＷＭと略す）によるスイッチングにより電流制御する装置が用いられる。このような装置では、効率の向上が要求されているので、効率の評価が不可欠であり、出力電力をフィードバックさせて動作させる場合もある。つまり、装置自体に出力電力測定機能を持たせることが要求されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の誘導性負荷の電流制御装置では、誘導性負荷を駆動する電流制御装置の出力電力測定には、本来の電流制御機能には不必要な測定器、電源電流用センサを用いる必要があった。
【０００４】
図５に、従来の誘導性負荷に単相電流を流す電流制御装置の負荷駆動部を示す。
【０００５】
ここでは、説明を簡単にするために単相回路を用いるが、多相回路でも原理は同じである。
【０００６】
以下に図５を参照し従来の誘導性負荷の電流制御装置の動作を説明する。図５において、誘導性負荷５に流れる負荷電流ｉ１を電流センサ（負荷電流用）１３で測定する。ここで誘導性負荷５に負荷電流ｉ１の矢印の向きに電流を増加させたい場合は、第１トランジスタ１と第４トランジスタ４をＯＮかつ第２トランジスタ２と第３トランジスタ３をＯＦＦさせると、誘導性負荷５に電源電圧７から矢印の負荷電流ｉ１を増加させるように正方向の電圧が印加される。
【０００７】
この様子を、説明をわかりやすくするために、第１から第４トランジスタ１〜４をスイッチに置き換えて表したのが図６で、負荷電流ｉ１は電源７の正極から、スイッチ１を経由し、誘導性負荷５に流れ込み、スイッチ４を経由して電源７の負極へと戻る。すなわち電力は消費される。
【０００８】
逆に、負荷電流ｉ１の矢印の向きの電流を減少させたい場合は、図７に示すようにスイッチ１と４をＯＦＦかつスイッチ２と３をＯＮさせると、誘導性負荷５に電源電圧から矢印６の電流を減少させるように負方向の電圧が印加される。
【０００９】
ただし、負荷は誘導性負荷であるため、電流は連続的に変化する。つまり矢印６の負荷電流は、印加電圧が電流と逆になっても、負荷電流はすぐには向きを変えず、減少し始める。よって、負荷電流はスイッチ２と３を経由して電源７から流れるのではなく、フリーホーイルダイオードを経由して、電源７に流れ込む。この経路を図７で説明すると、負荷電流ｉ１は電源７の負極から、ダイオード８を経由し、誘導性負荷５に流れ込み、ダイオード９を経由して電源７の正極へと戻る。すなわち電力は回生される。
【００１０】
このようなスイッチングによって電流を制御する場合、負荷に流れる電流が−方向であっても、スイッチのパターン変化により、消費・回生を繰り返す。つまり、負荷電流だけを測定しても、消費・回生の区別がつかないので、誘導性負荷の電力は測定できない。
【００１１】
そこで、出力電力を測定するために、図８に示すように電源７の出力直後に電流センサ（電源電流用）１０を挿入し、電源電流を測定する。
【００１２】
しかし、この位置での測定では、図６、７で示したように、消費・回生で電流の向きが変わるので、電源電流ｉ２自体はスイッチング周波数の交流となる。この様子を模式的に図９に示す。図９に示すように電源電流は交流といっても正弦波ではないので、消費電流値を測定するためには、電源電流の測定電流を演算するか、またはスイッチング周波数より遥かに低い周波数のローパスフィルタをかける必要がある。
【００１３】
この測定電流を演算する場合は、図８に示す電流センサ（電源電流用）１０に加え、さらに高速のＡＤ変換器やＣＰＵが必要になる。またローパスフィルタをかける場合も、電流センサ（電源電流用）１０に加え、ローパスフィルタの部品追加が必要となる。いずれにせよコストが高くなる。
【００１４】
本発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであり、ＰＷＭ周期に同期して測定した負荷電流と、ＰＷＭのパルス幅を用いて出力電力を算出することにより、出力電力の自己計測機能を持つ電流制御装置を安価に提供することを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
この目的を達成するために本発明は、モータや、電磁石等の誘導性負荷の電流をＰＷＭによるスイッチングにより制御する方法において、パルス幅変調周期に同期して誘導性負荷の負荷電流を一定周波数の三角波の上下の頂点のタイミングで測定し、測定した２つの負荷電流とそれに対応するパルス幅変調のパルス幅の比率であるデューティとを用いて電気動力付車輌の誘導性負荷の出力電力Ｊ［Ｎ］を（数１）と（数２）を用いて算出することを特徴とする。
【数１】
0004765180.tif 000002
【数２】
0004765180.tif 000003
Ｊ［Ｎ］：Ｎ周期目までの出力電力
Ｔ  ：三角波の１周期
Ｖｓ：電源の電圧
ｉａ［ｎ］：ｎ周期目の三角波１周期間の平均電源電流
ｉ１［ｎ］：三角波のｎ周期目の上の頂点で測定した電流
ｉ２［ｎ］：三角波のｎ周期目の下の頂点で測定した電流
τ１［ｎ］：パルスがＨｉｇｈのパターンのデューティ
τ２［ｎ］：パルスがＬｏｗのパターンのデューティ
ｆ１：負荷電流の向きがプラスの時は１、マイナスの時は−１となるようなフラグ
（三角波の上の頂点の測定時）
ｆ２：負荷電流の向きがプラスの時は１、マイナスの時は−１となるようなフラグ
（三角波の下の頂点の測定時）
【００１６】
この出力電力の算出方法を用いることにより、特別な部品を付加すること無く、出力電力の自己計測機能を持った電流制御装置を安価に実現できる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
図１〜図４に本発明の実施の形態を示す。
【００１８】
（実施の形態１）
以下、本発明の出力電力計測方法を用いた電流制御装置を示す実施例について、図面を参照しながら説明する。
【００１９】
図１は本発明の実施例である電流制御装置の概略構成を示す構造図である。
【００２０】
図１に示すように、本実施例の電流制御装置は、従来の技術で説明した負荷駆動部１２（従来例と同一の部分については同一の符号を付し、その説明は省略する）と、電流制御部１６で構成される。
【００２１】
電流制御部１６は、負荷駆動部１２に備えた電流センサ（負荷電流用）１３により得られた電流フィードバック信号ｆ１と電流指令ｓ１から、電流操作量演算部１８で電流操作量ｑ１を演算する。ここでは、一般的に用いられるＰＩ制御（比例＋積分制御）方式による電流操作量ｑ１の演算を説明するが、別の制御方式を使用しても良い。電流偏差量をΔｉとすると、Δｉは以下の式で計算される。
【００２２】
【式１】
0004765180.tif 000004
【００２３】
この電流偏差量Δｉを用いて、ＰＩ制御方式では電流操作量ｑ１を以下の式で演算する。
【００２４】
【式２】
0004765180.tif 000005
【００２５】
ここで、Ｋｐは比例ゲイン、Ｋｉは積分ゲインであり、制御における目標追従性と安定性の両方を満足するように定める。
【００２６】
ＰＷＭ発生部２０では、この電流操作量ｑ１を一定周波数の三角波と比較して、負荷駆動部１２のスイッチングパターンを決定するＰＷＭパルス（各パルスｐ１からｐ４）のＨｉｇｈ（Ｈ）またはＬｏｗ（Ｌ）のパターンを図２に示す通りに発生させる。
【００２７】
図２に示す電流操作量と一定周波数の三角波の大小関係とパルスｐ１からｐ４、負荷電流、電源電流の変化の詳細を図３に示す。図３において、パルスｐ１、ｐ４がＨの時（パルスｐ２、ｐ３がＬの時）は、第１トランジスタ１、第４トランジスタ４（図１）がオンし、負荷電流は増加し、駆動状態となる。パルスｐ１、ｐ４がＬの時（パルスｐ２、ｐ３がＨの時）は、第２トランジスタ２、第３トランジスタ３（図１）がオンし、負荷電流は減少し、回生状態となる。
【００２８】
この時、図３に示すように、三角波の上下の頂点のタイミングで、負荷電流を測定する。三角波のｎ周期目の上の頂点で測定した電流をｉ１［ｎ］、下の頂点で測定した電流をｉ２［ｎ］とする。
【００２９】
ここで、パルス幅の比率であるデューティｄ１、ｄ２をτ１［ｎ］、τ２［ｎ］とし、以下の式で算出する。
【００３０】
【式３】
0004765180.tif 000006
【００３１】
これらの値を用いて、ｎ周期目の三角波１周期間の平均電源電流ｉａ［ｎ］を以下の式で算出する。
【００３２】
【式４】
0004765180.tif 000007
【００３３】
また、負荷電流の向きが逆（負荷電流がマイナス）の場合は、図４に示すように、パルスｐ１、ｐ４がＨの時（パルスｐ２、ｐ３がＬの時）は、第１トランジスタ１、第４トランジスタ４がオン（図１）し、マイナスの負荷電流は減少し、回生状態となる。パルスｐ１、ｐ４がＬの時（パルスｐ２、ｐ３がＨの時）は、第２トランジスタ２、第３トランジスタ３（図１）がオンし、マイナスの負荷電流は増加し、駆動状態となる。よってこの時の三角波１周期における平均電源電流ｉａ［ｎ］の算出式は以下の様になる。
【００３４】
【式５】
0004765180.tif 000008
【００３５】
負荷電流の向きがプラスの時は１、マイナスの時は−１となるようなフラグをそれぞれ、三角波の上の頂点の測定時はｆ１、下の頂点の測定時はｆ２とすると、式（４）、（５）は以下の式にまとめられる。
【００３６】
【式６】
0004765180.tif 000009
【００３７】
図１における電源７の電圧をＶｓ、三角波の１周期をＴとすると、Ｎ周期目までの出力電力Ｊ［Ｎ］は以下の式で計算できる。
【００３８】
【式７】
0004765180.tif 000010
【００３９】
式（７）よりさらに厳密に出力電力Ｊ［Ｎ］を求める必要性がある場合は、電源７の電圧Ｖｓを毎周期測定し、以下の式で計算するればよい。ただし電源電圧Ｖｓ測定用のセンサが必要となる。
【００４０】
【式８】
0004765180.tif 000011
【００４１】
以上の説明では、単相の場合を説明してきたが、三相以上の多相でも各相の電流毎に式（６）と、式（７）または（８）を用いて出力電力を計算し、加算すれば総合出力電力を求めることができる。
【００４２】
以上の様に、出力電力ｊ［Ｎ］を算出することにより、特別な部品を付加すること無く、出力電力の自己計測機能を持った電流制御装置を安価に実現できる。
【００４３】
【発明の効果】
以上の様に、本発明の誘導性負荷の出力電力計測方法では、ＰＷＭ周期に同期して測定した負荷電流と、ＰＷＭのパルス幅を用いて出力電力を算出することにより、電流センサ、ＡＤ変換器、ＣＰＵあるいは電流センサ、ローパスフィルタ等を電流制御装置に追加することなく、誘導性負荷の出力電力の自己計測機能を持つ電流制御装置を安価に提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態の誘導性負荷の電流制御装置の概略構成を示す構造図
【図２】本発明の実施の形態のＰＷＭパルス発生パターン説明図
【図３】本発明の実施の形態の駆動状態の各種信号の動作波形図
【図４】本発明の実施の形態の回生状態の各種信号の動作波形図
【図５】従来の誘導負荷の電流制御装置の負荷駆動部を示す図
【図６】従来の電流制御装置の動作を説明する図
【図７】従来の電流制御装置の動作を説明する図
【図８】従来の誘導負荷の電力を測定するための電流制御装置の負荷駆動部を示す図
【図９】従来の誘導負荷の電流制御装置の電流波形図
【符号の説明】
１    第１トランジスタ
２    第２トランジスタ
３    第３トランジスタ
４    第４トランジスタ
５    誘導性負荷
７    電源
１０  電流センサ（電源電流用）
１２  負荷駆動部
１３  電流センサ（負荷電流用）
２０  ＰＷＭパルス発生部
ｉ１  負荷電流
ｉ２  電源電流
ｆ１  電流フィードバック信号
ｐ    ＰＷＭパルス
【図１】
0004765180.tif 000014
【図２】
0004765180.tif 000015
【図３】
0004765180.tif 000016
【図４】
0004765180.tif 000017
【図５】
0004765180.tif 000018
【図６】
0004765180.tif 000019
【図７】
0004765180.tif 000020
【図８】
0004765180.tif 000021
【図９】
0004765180.tif 000022