(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の直流電源に接続され、これら電源のそれぞれの出力電圧からパルスを生成・合成することで交流モータの駆動電圧を生成し、この交流モータを駆動する電力変換装置であって、
一方の直流電源から他方の直流電源への充電量を指令する電源電力指令値と、モータトルク指令値と、モータ回転速度とから、前記交流モータの電流指令値と、充電目標値に相当する補正電圧指令値とを生成するモータ電流指令値生成手段と、
前記モータ電流指令値に基づいてモータ電圧指令値を求めるモータ電圧指令値生成手段と、
前記モータ電圧指令値手段と複数の直流電源に各々対応した電力分配目標値とから各々の直流電源がモータへ出力する電圧の指令値を生成する配分電圧指令値生成手段と、
前記補正電圧指令値に前記配分電圧指令値を加算した電圧指令値に基づいて電力変換装置の出力電圧パルスを生成するパルス生成手段と、
を備えることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記モータ電流指令値生成手段が、
前記電源電力指令値と前記モータトルク指令値と前記モータ回転速度から、予め作成されたマップを参照することにより、前記交流モータの電流指令値と前記補正電圧指令値とを生成する、
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記モータ電流指令値生成手段が、
前記モータトルク指令値または前記モータ回転速度のいずれかが０或いは０近傍である場合に、前記電源電力指令値に基づいて、前記交流モータのトルクを生じない電流成分を、前記交流モータの電流指令値として生成する、
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
請求項３に記載の電力変換装置において、
前記モータ電流指令値生成手が、
前記モータトルク指令値または前記モータ回転速度のいずれかが０或いは０近傍である場合に、前記モータの損失が最小化するように、前記交流モータの電流指令値と補正電圧指令値を生成することを特徴とする、
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】
請求項４に記載の電力変換装置において、
前記交流モータの電流指令値と前記補正電圧指令値が、前記交流モータのインダクタンス値とキャリア周波数と電源電力指令値とに基づいて、前記交流モータの銅損が最小となるように生成することを特徴とする、
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項６】
請求項５に記載の電力変換装置において、
前記交流モータの電流指令値が、
0004765700.tif 000013
前記補正電圧指令値が、
0004765700.tif 000014
である（ここで、Id* = d軸電流指令値、Vd_0* = 補正電圧指令値、Pb* = 電源電力指令値、Ld = モータd軸インダクタンス値、fc = キャリア周波数値である。）、
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項７】
請求項３に記載の電力変換装置において、
モータ損失指令値を生成するモータ損失指令生成器と、
モータ損失を演算する損失演算器と、をさらに備え、
前記モータ電流指令値生成手段が、
前記モータ損失が前記モータ損失指令値と一致するよう前記交流モータの電流指令値と補正電圧指令値とを生成する、
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項８】
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記モータ補正電圧指令値をｄｑ軸補正電圧指令値とし、
前記モータ電圧指令値生成手段が、前記モータ電圧指令値として、ｄｑ軸電流指令値に基づいてｄｑ軸モータ電圧指令値を求め、
前記指令値補正手段が、前記電力配分比率指令値と前記ｄｑ軸モータ電圧指令値の積を演算してｄｑ軸配分電圧指令値を求めるとともに、これに前記ｄｑ軸補正電圧指令値を加算する、
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項９】
請求項１〜８のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
配分電圧指令値を電源電圧で規格化した変調率指令値を演算する変調率演算手段と、
前記複数の直流電源の電源電圧値と、電力配分比率指令値と、補正電圧指令値とから変調率補正値を演算する第１の変調率補正手段とを、さらに備え、
前記指令値補正手段が、前記変調率指令値に前記変調率補正値を加算した値に基づいて、前記電圧指令値を求める、
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項１０】
請求項１〜９のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
配分電圧指令値を電源電圧で規格化した変調率指令値を演算する変調率演算手段と、
前記複数の直流電源の電源電圧値と配分電圧指令値とから変調率補正値を演算する第２の変調率補正手段とを備え、
前記指令値補正手段が、
前記変調率指令値に前記変調率補正値を加算した値に基づいて、前記電圧指令値を求める、
ことを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
電池を主電源として高効率に高応答にモータを駆動するための構成が、特開２００２-１１８９８１号公報（特許文献１を参照されたい。）に示されている。この例は、図１に示すように蓄電器がＤＣ／ＤＣコンバータを介して燃料電池と並列に接続された構成になっており、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を制御することで電源としての出力効率を改善することを狙ったものである。
【特許文献１】特開２００２-１１８９８１号公報（段落0004-0006、図１）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
従来のＤＣ／ＤＣコンバータを備える駆動システムでは、電源とモータ間を移動する電力は、全てＤＣ／ＤＣコンバータを通過するため、半導体スイッチやコイルにおける損失が発生する。また、ＤＣ／ＤＣコンバータのコイルの容積によって、駆動システム全体のサイズが大きくなるという問題があった。
そこで本発明は、前述の複数電源によるモータ駆動の機能をＤＣ／ＤＣコンバータを用いずに実現するとともに、モータ電力が０、もしくは極めて小さい場合にも、燃料電池からバッテリへの電力移動を実現する小型・低損失な電力変換装置及びその制御技法を提供すること目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
上述した諸課題を解決すべく、第１の発明による電力変換装置は、
複数の直流電源に接続され、これら電源のそれぞれの出力電圧からパルスを生成・合成することで交流モータの駆動電圧を生成し、この交流モータを駆動する電力変換装置であって、
一方の直流電源から他方の直流電源への充電量を指令する電源電力指令値と、モータトルク指令値と、モータ回転速度とから、前記交流モータの電流指令値と、充電目標値に相当する補正電圧指令値とを生成するモータ電流指令値生成手段（回路）と、
前記モータ電流指令値に基づいてモータ電圧指令値を求めるモータ電圧指令値生成手段（回路）と、
前記モータ電圧指令値手段と複数の直流電源に各々対応した電力分配目標値とから各々の直流電源がモータへ出力する電圧の指令値を生成する配分電圧指令値生成手段（回路）と、
前記補正電圧指令値に前記配分電圧指令値を加算した電圧指令値に基づいて電力変換装置の出力電圧パルスを生成するパルス生成手段（回路）と、
を備えることを特徴とする。
【０００５】
また、第２の発明による電力変換装置は、
前記モータ電流指令値生成手段が、
前記電源電力指令値と前記モータトルク指令値と前記モータ回転速度から、予め作成されたマップを参照することにより、前記交流モータの電流指令値と前記補正電圧指令値とを生成する、ことを特徴とする。
【０００６】
また、第３の発明による電力変換装置は、
前記モータ電流指令値生成手段が、
前記モータトルク指令値または前記モータ回転速度のいずれかが０或いは０近傍である場合に、前記電源電力指令値に基づいて、前記交流モータのトルクを生じない電流成分を、前記交流モータの電流指令値として生成する、ことを特徴とする。
【０００７】
また、第４の発明による電力変換装置は、
前記モータ電流指令値生成手が、
前記モータトルク指令値または前記モータ回転速度のいずれかが０或いは０近傍である場合に、前記モータの損失が最小化するように、前記交流モータの電流指令値と補正電圧指令値を生成することを特徴とする、ことを特徴とする。
【０００８】
また、第５の発明による電力変換装置は、
前記交流モータの電流指令値と前記補正電圧指令値が、前記交流モータのインダクタンス値とキャリア周波数と電源電力指令値とに基づいて、前記交流モータの銅損が最小となるように生成することを特徴とする、
ことを特徴とする。
【０００９】
また、第６の発明による電力変換装置は、
前記交流モータの電流指令値が、
0004765700.tif 000002
前記補正電圧指令値が、
0004765700.tif 000003
である（ここで、Id* = d軸電流指令値、Vd_0* = 補正電圧指令値、Pb* = 電源電力指令値、Ld = モータd軸インダクタンス値、fc = キャリア周波数値である。）、
ことを特徴とする。
【００１０】
また、第７の発明による電力変換装置は、
モータ損失指令値を生成するモータ損失指令生成器と、
モータ損失を演算する損失演算器と、をさらに備え、
前記モータ電流指令値生成手段が、
前記モータ損失が前記モータ損失指令値と一致するよう前記交流モータの電流指令値と補正電圧指令値とを生成する、ことを特徴とする。
【００１１】
また、第８の発明による電力変換装置は、
前記モータ補正電圧指令値をｄｑ軸補正電圧指令値とし、
前記モータ電圧指令値生成手段が、前記モータ電圧指令値として、ｄｑ軸電流指令値に基づいてｄｑ軸モータ電圧指令値を求め、
前記指令値補正手段が、前記電力配分比率指令値と前記ｄｑ軸モータ電圧指令値の積を演算してｄｑ軸配分電圧指令値を求めるとともに、これに前記ｄｑ軸補正電圧指令値を加算する、ことを特徴とする。
【００１２】
また、第９の発明による電力変換装置は、
配分電圧指令値を電源電圧で規格化した変調率指令値を演算する変調率演算手段と、
前記複数の直流電源の電源電圧値と、電力配分比率指令値と、補正電圧指令値とから変調率補正値を演算する第１の変調率補正手段とを、さらに備え、
前記指令値補正手段が、前記変調率指令値に前記変調率補正値を加算した値に基づいて、前記電圧指令値を求める、ことを特徴とする。
【００１３】
また、第１０の発明による電力変換装置は、
配分電圧指令値を電源電圧で規格化した変調率指令値を演算する変調率演算手段と、
前記複数の直流電源の電源電圧値と配分電圧指令値とから変調率補正値を演算する第２の変調率補正手段とを備え、
前記指令値補正手段が、
前記変調率指令値に前記変調率補正値を加算した値に基づいて、前記電圧指令値を求める、
ことを特徴とする。
【００１４】
上述したように本発明の解決手段を装置として説明したが、本発明はこれに実質的に相当する方法、プログラム、プログラムを記録した記憶媒体としても実現され得るものであり、本発明の範囲にはこれらも包含されるものと理解されたい。
例えば、第１の発明による電力変換装置を方法として実現させると、
複数の直流電源に接続され、これら電源のそれぞれの出力電圧からパルスを生成・合成することで交流モータの駆動電圧を生成し、この交流モータを駆動する電力変換装置の制御方法であって、
演算手段を用いて一方の直流電源から他方の直流電源への充電量を指令する電源電力指令値と、モータトルク指令値と、モータ回転速度とから、前記交流モータの電流指令値と、充電目標値に相当する補正電圧指令値とを生成するモータ電流指令値生成ステップと、
前記演算手段を用いて前記モータ電流指令値に基づいてモータ電圧指令値を求めるモータ電圧指令値生成ステップと、
前記演算手段を用いて前記モータ電圧指令値手段と複数の直流電源に各々対応した電力分配目標値とから各々の直流電源がモータへ出力する電圧の指令値を生成する配分電圧指令値生成ステップと、
前記演算手段を用いて前記補正電圧指令値に前記配分電圧指令値を加算した電圧指令値に基づいて電力変換装置の出力電圧パルスを生成するパルス生成ステップと、
を含むことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１５】
第１の発明によれば、電源電力指令値に基づいて、モータ電流指令値と補正電圧指令値を生成することによって、電源からモータへ供給する、もしくはモータから電源へ充電する電力を調整することができる。モータトルク指令が０やモータ回転速度が０である場合には、モータ電力はほぼ０であるが、本発明の電流指令値と補正電圧指令値を用いる事で、電源間の電力移動を制御精度よく実現することが可能である。
第２の発明によれば、予め作成されたマップを参照することにより、モータトルクやモータ回転速度、電源電力指令値の変化に対応させて、電流指令値、補正電圧指令値、電力配分比率指令値を生成することができ、モータのいかなる運転点においても、電源間の電力移動を実現することが可能である。
第３の発明によれば、トルクを生じない電流成分を電流指令値として生成する事で、モータトルク指令値が０の場合に、モータトルクを指令値に追従させるとともに、電源間の電力移動を実現するためのモータ電流をモータに供給することが可能である。
【００１６】
第４〜７の発明によれば、交流モータのｄ軸電流をトルクを生じない電流成分として、電流指令値生成に用いる事で、モータトルク指令値０における電源間の電力移動を実現するためのモータ電流をモータに供給することが可能である。
第８の発明によれば、dq座標において補正電圧指令の加算と、電力配分比率指令値の操作を行うため、dq座標におけるベクトル制御を行うモータ制御システムにおいては、その演算量は３相交流での演算量に比べて少なくてすむ。
第９の発明によれば、変調率補正値を演算することによって、補正電圧指令値を出力するための期間をパルス生成時に確保することができるようになり、電源間の電力移動を実現できる。
第１０の発明によれば、変調率補正値を少ない演算量で演算でき、補正電圧指令値を出力するための期間をパルス生成時に確保することができるようになり、電源間の電力移動を実現できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以降、諸図面を参照しつつ、本発明の実施態様を詳細に説明する。
第一の実施例
図３は、本発明における電力変換装置の回路図を示している。電源10aの負極と、電源10bの負極が共通負極母線15に接続されている。ここで、電源10ｂは充放電が可能ないわゆる二次電池であり、電源10aは放電が可能な燃料電池である。ただし、本発明はこれに限られるものではなく、電源10ａも二次電池としてもよい。ここでは主に電源10aから、電源10ｂへの充電を行う場合を説明する。
【００１８】
共通負極母線15とモータ20の各相端子間には、一般的に知られているインバータの下アームと同様に、半導体スイッチ107a,108a,109aとダイオード107b,108b,109bの組が接続される。電源10aの正極母線14とモータ20の各相端子間とは、双方向の導通を制御可能な半導体スイッチ101a/101b,102a/102b,103a/103bでそれぞれ接続する。また、電源10bの正極母線16とモータ20の各相端子間にも、双方向の導通を制御可能な半導体スイッチ104a/104b,105a/105b,106a/106bをそれぞれ接続する。電源10aの正極母線14と共通負極母線15の間には平滑コンデンサ12を設け、電源10bの正極母線16と共通負極母線15の間にも平滑コンデンサ13を設ける。
【００１９】
電力変換器30は、共通負極母線と電源10aの正極母線と電源10bの正極母線、以上の３つの電位をもとに、モータに印加する電圧を生成する直流-交流電力変換器である。各相に設けられた半導体スイッチで構成されるＵ相、Ｖ相、Ｗ相のスイッチ群30U、30V、30Wが、交流モータの各相に出力する電圧を生成するスイッチ手段であり、これらの電位のなかから択一的に接続し、その接続する時間の割合を変化させることで、モータに必要な電圧を供給する。
【００２０】
図２を用いて、電力変換器の制御装置40の構成を説明する。41は、外部より与えられるトルク指令Te*とモータ回転速度ωと電源10aから電源10bへの充電量を指令する電源10bの電力指令値Pb*から、交流モータのｄ軸電流の指令値ｉd*とｑ軸電流の指令値ｉq*、分配電力目標値rto_pa、d軸電圧補正値vd_0*、q軸電圧補正値vq_0*を演算するトルク制御手段である。（モータ電流指令値生成手段に相当する）手段41では、予め作成されたTe*、ω、Pb*の３つの要素を軸とした3次元のマップ（即ち、これら３要素の数値を所定の式に代入して予め演算された下記指令値を含むマップ）を参照し、モータ電流指令値id*,iq*、電力配分比率指令値rto_pa、補正電圧指令値vd_0*,vq_0*を出力する（第１、第２の発明に相当）。
【００２１】
トルク制御手段41を詳細に説明する。通常モータをトルク制御する場合には、トルク指令Te*とモータ回転速度ωに応じてモータに流す電流を決定する必要があるが、本実施例ではベクトル制御を用いており、トルクと回転速度に応じて適切な電流（ｄ軸電流指令値ｉd*、ｑ軸電流指令値ｉq*）を流すことによりモータに所定のトルクを与えている。
【００２２】
本実施例ではあらかじめ実験等で得られたトルク指令Te*とモータ回転速度ωに対応するｄ軸電流指令値ｉd*、ｑ軸電流指令値ｉq*を図１９の1枚に示すようなマップとして備える。さらに本実施例では、上述のように、上記マップをさらに電力指令値Pb*に対応したマップとして複数備えるものであり、即ち３次元マップを構成する。ここで、電力指令値Pb*に対応した複数のマップはあらかじめ実験等で得られたトルク指令Te*とモータ回転速度ωに対応するｄ軸電流指令値ｉd*、ｑ軸電流指令値ｉq*に基づいて演算されたものであって、具体的にはPb*0のときのｉd*にPb*1のときはvd_0*がPb*1/ｉd*となり、vq_0*は常に0となるように設定されている。
【００２３】
つまり、Pb*＝0のとき、Te1、ω1に対応した箇所には
ｉd*=ｉd*1-1、ｉq*＝ｉq*1-1、vd_0*＝0、vq_0*＝0が格納されており、
Pb*＝Pb*1のとき、Te1、ω1に対応した箇所には
ｉd*=ｉd*1-1、ｉq*＝ｉq*1-1、vd_0*＝Pb*1/ｉd*1-1、vq_0*＝0が格納されることになる。
【００２４】
さらに、Pb*＝0のとき、Te0、ω0（モータトルク指令値またはモータ回転速度のいずれかが０或いは０近傍である場合に相当）に対応した箇所には、
ｉd*=0、ｉq*＝0、vd_0*＝0、vq_0*＝0が格納されているのに対し、
Pb*＝Pb*1のとき、Te0、ω0に対応した箇所には、
ｉd*=X(後述する)、ｉq*＝0、vd_0*＝Pb*1/X、vq_0*＝0が格納されている。
【００２５】
ここで、常にvq_0*＝0としたのは、トルク指令Te*とモータ回転速度ωのときにｉq*を流すことはできないためであって、本実施例では計算を簡略化するために、常にvq_0*＝0としているが、モータが回転しているときであれば、ｉq*を流すことができるので、対応したvq_0*を設定することも可能である。さらに、本実施例では、Pb*＝0以外のマップには分配電力目標値rto_pa＝1となる数値を入力してある。つまりPb*が0以上の場合は、後述するrto_pa、rto_pbの関係はrto_pa＝1とする必要があるからである。
【００２６】
図２０は、トルク制御手段41の処理を示すフローチャートである。このフローチャートに示すように、３次元マップの参照によって、トルク指令の状態によっては演算Ａを省略することが可能となる。トルク制御手段41は、図２０に示すようなフローチャートに従ってid*,iq*,rto_pa,vq_0*,vd_0*を生成する。図に示すように、入力されたトルク指令Te*が0かそれ以外かを判定し、トルク指令が0の場合には、演算Ａを行う。この演算は、モータが0トルクの状態で電源aと電源bの電力配分を高効率で行うための指令値演算であり、モータの銅損を最小化するように指令値が生成される。
【００２７】
また、キャリア周波数値fcが一定値の場合には、Pb*とLdを軸とする二次元マップを演算１に基づいてあらかじめ作成し、この二次元マップを参照することによって指令値を生成しても良い。さらに、Ldが一定値、あるいはその変動が小さい場合にはLdを一定とし、Pb*のみを変数として指令値を生成しても良い。トルクが0以外の場合には、上述したように予め実験で求められた三次元マップを参照し、モータの運転状態に応じた指令値を生成する。
【００２８】
42は電流・電力制御手段であり、ここでは、ｄ軸電流指令値ｉd*、ｑ軸電流指令値ｉq*とｄ軸電流値ｉd、ｑ軸電流値ｉqから、これらを一致させるための電流制御を行うとともに、電源10aと10bから供給される電力の分配目標値（rto_pa、rto_pb）を用いて、電力制御を行う。電源10aと10bから供給される電力の分配目標値（rto_pa、rto_pb）はさらに上位のコントローラから供給されるものであり、システム全体の燃費、負担などを鑑みて決定されている。
【００２９】
電力の分配目標値は、補正電圧値vd_0*,vq_0*が0のときの、電源10aと電源10bの電力の比率を意味しており、電力の分配目標値rto_pa、rto_pbは次の関係をもつ。
rto_pa + rto_pb = 1
このため、一方の電力分配目標値が得られれば、上の関係から、もう一方の電力分配目標値を求めることができる。つまり、rto_paのみ上位コントローラから与えられれば後述の分電圧指令の演算が可能である。なお、Pb*＝0のときは上位のコントローラから送信されるrto_paに従うことになる。一方、Pb*＝0以外のときは前述のトルク制御手段41から送信されるrto_pa＝1に従うことになる。つまり、電流・電力制御手段42としては上位コントローラもしくはトルク制御手段41から送信されるrto_paにしたがって分電圧指令の演算が可能となる。
【００３０】
この電流・電力制御手段42の詳細について、図１１を用いて説明する。電流制御器42aでは、id*、iq*にid、iqが追従するように、それぞれPI制御によるフィードバック制御を行って、ｄ軸電圧指令値vd*、ｑ軸電圧指令値vq*を出力する。ｉd、ｉqは３相／ｄｑ変換手段48によりU相電流ｉu、V相電流ｉｖから求められる。
dq／3相変換器42bは、dq軸電圧を３相電圧指令に変換するｄｑ／３相電圧変換手段であり、dq軸電圧指令値vd*、vq*を入力とし、U相電圧指令値ｖu*、V相電圧指令値ｖv*、W相電圧指令値ｖw*を出力する。乗算器42cでは、ｖu*、ｖv*、ｖw*に、それぞれrto_paを乗じて、電源10a側の電圧指令値であるvu_a、vv_a、vw_aを演算する（以下、電源10aから生成する電圧の指令を電源10a分電圧指令、電源10bから生成する電圧の指令を電源10b分電圧指令と記す）。
vu_a = vu* ・ rto_pa
vv_a = vv* ・ rto_pa
vw_a = vw* ・ rto_pa
また、vd_0*,vq_0*は、dq／3相変換器42dによってU相補正電圧値vu_0*,V相補正電圧値 vv_0*, W相補正電圧値vw_0*に変換される。得られたvu_0*, vv_0*, vw_0*と、vu_a,vv_a,vw_aを各相それぞれ加算器42eで加算し、電源10a側の電圧指令値ｖu_a*、ｖv_a*、ｖw_a*を出力する。
ｖu_a* = vu_a + vu_0*
ｖv_a* = vv_a + vv_0*
ｖw_a* = vw_a + vw_0*
一方、電源10b側の電圧指令値は、モータ電流制御の制御電圧から得られた電圧指令値
ｖu*、ｖv*、ｖw*から、電源10a側の電圧指令値値ｖu_a*、ｖv_a*、ｖw_a*を減算器42fで減算して求める。
ｖu_b* = ｖu* - ｖu_a* 
ｖv_b* = ｖv* - ｖv_a* 
ｖw_b* = ｖw* - ｖw_a*
【００３１】
図２に戻るが符号45は、電源10aの電圧Ｖdc_a、電源10bの電圧Ｖdc_bを入力し正規格化した電圧指令である瞬時変調率指令ｍu_a*、ｍu_b*、ｍv_a*、ｍv_b*、ｍw_a*、ｍw_b*を生成する変調率演算手段である。46は、瞬時変調率指令にＰＷＭを行う前の処理を行い最終的な瞬時変調率指令ｍu_a_c*、ｍu_b_c *、ｍv_a_c *、ｍv_b_c *、ｍw_a_c *、ｍw_b_c *を生成する変調率補正手段である。47は、最終的な瞬時変調率指令に基づいて電力変換器30の各スイッチをオン／オフするＰＷＭパルスを生成するＰＷＭパルス生成手段である。以下、変調率演算手段45、変調率補正手段46、ＰＷＭパルス生成手段47を図４〜１０を用いて詳細に説明する。
【００３２】
図４は、図２の一部のブロックを抜き出した構成を示す図でああり、図５は、図４の各手段で行う演算をフローチャートで示したものである。以下の説明は、Ｕ相についてのみ行うが、Ｖ相、Ｗ相についても全く同様の操作を行う。
変調率演算手段45
変調率演算手段45は図５に示す演算２を行う。Ｕ相の電源10a分電圧指令ｖu_a*、電源10b分電圧指令ｖu_b*をそれぞれの直流電圧の半分の値で正規化することで電源10a分瞬時
変調率指令ｍu_a*、電源10b分瞬時変調率指令ｍu_b*を求める。
ｍu_a*＝ｖu_a*／(Ｖdc_a／２)
ｍu_b*＝ｖu_b*／(Ｖdc_b／２)
【００３３】
変調率補正手段46（第６の発明に相当）
変調率補正手段46は図５に示す演算３を行う。この詳細は図１５のフローチャートに示している。この演算では、得られた変調率を出力するために、PWM周期の時間幅を配分する。まず、電源電圧Ｖdc_a、Ｖdc_ｂと、rto_paから次のma_offset0, mb_offset0を演算する。ここでrto_pbは、前述の式をもとに演算する。
rto_pb = 1 - rto_pa
0004765700.tif 000004
【００３４】
次に、図１５のフローチャートに従って、電源電圧Vdc_aとVdc_bの大きさを比較する。比較後、電圧補正値を出力するために確保すべき変調率振幅offset_d0を演算する。この
とき、電源電圧の小さいほうはoffset_d0が大きくなり、この変調率振幅を確保するため
に、先に電源電圧の大きさを比較している。また、本実施例ではvq_0*=0とし、offset_d0としては、vd_0*を出力するために必要な変調率振幅を求める。
Vdc_a ＜ Vdc_b であるとき
0004765700.tif 000005
Vdc_a ＞ Vdc_b であるとき
0004765700.tif 000006
【００３５】
offset_d0を演算した後、前もって演算したma_offset0とmb_offset0の大きさを比較し、小さいほうにoffset_d0を加算し、変調率振幅を出力できるようにオフセット値を確保する。ここで、ma_offset0とmb_offset0は次のような関係を持つ。
ma_offset0 + mb_offset0 =  1
よって、ma_offset0 > mb_offset0 は次のように表すことができる。
ma_offset0 > 1/2
この条件を満たす結果（真）であれば、mb_offset0が小さく、以下のようにoffset_d0をmb_offset0に加算する。
mb_offset = mb_offset0 + offset_d0
また、mb_offsetは１を上限とし、この上限値を持つリミッタを通過させ、リミッタの出力mb_offset*を得る。一方のma_offset*は、次の式から演算する。
ma_offset* = 1 - mb_offset* 
分岐の条件を満たさない結果(偽)である場合、フローチャートに示したように、aとbを入れ替えて上記演算を実行することになる。
【００３６】
電源10a分瞬時変調率指令ｍu_a*、電源10b分瞬時変調率指令ｍu_b*は、オフセット値ma_offset* , mb_offset*を用いて次のように補正演算を行い、ｍu_a_c*,ｍu_b_c*を出力する。
ｍu_a_c* =  ｍu_a* + ma_offset* - 1
ｍu_b_c* =  ｍu_b* + mb_offset* - 1
このような補正演算を行うことで、三角波比較時に変調率指令を出力できる時間を確保することができる。例えば、rto_pa = 1 であるとき、mb_offset0 =0 となるが、mb_offsetは、offset_d0が加算され、d軸補正電圧を出力するための時間が確保できる。図１６は、このときのmu_b_c*とmb_offsetを示したものであり、mu_b*にmb_offsetを加算する事で、三角波比較が実現できることがわかる（第６の発明の効果に相当）。
【００３７】
ＰＷＭパルス生成手段47（演算４）
ＰＷＭパルス生成手段47は図５に示す演算４の処理を行う。図６において、電源10a用キャリアは、電源10aの電圧Ｖdc_aから電圧パルスを出力するために、各スイッチを駆動するＰＷＭパルスを生成するための三角波キャリアであり、同様に、電源10b用キャリアとして三角波を設ける。これら二つの三角波キャリアは、上限＋１、下限―１の値をとり、１８０度の位相差を持つ。ここでは、Ｕ相の各スイッチを駆動する信号を、図７をもとに次のようにおく。
Ａ：電源10aから出力端子の方向へ導通するスイッチの駆動信号
Ｂ：出力端子から負極の方向へ導通するスイッチの駆動信号
Ｃ：出力端子から電源10aの方向へ導通するスイッチの駆動信号
Ｄ：電源10bから出力端子の方向へ導通するスイッチの駆動信号
Ｅ：出力端子から電源10bの方向へ導通するスイッチの駆動信号
まず、電源10aから電圧パルスを出力する際のパルス生成方法について述べる。電源10aからＰＷＭパルスを出力する際に、Ａをオンする必要がある。正極と正極の間に電位差があり、Ｖdc_a＞Ｖdc_bである時、ＡとＥがともにオンすると、正極間を短絡する電流が流れることになる。例えば、同時にＡをオンからオフへ、Ｅをオフからオンへ信号を切り換えた場合に、Ａが完全にオフするまでに時間を要するため、Ｅのオン時と重なり、ともにオンする時間が生じ、短絡電流が流れ、この経路に設置された半導体スイッチの発熱量が増加する。このような発熱の増加を予防するために、駆動信号ＡとＥがともにオフする時間を経過した後に、Ａ、Ｅをオフからオンへ切り換えるようにする。このように駆動信号に短絡防止時間（デッドタイム）を付加したパルス生成を行う。このＡとＥの駆動信号にデッドタイムを付加するのと同様に、ＥとＣにデッドタイムを付加し、さらに、正極と負極の短絡防止のためには、ＡとＢ、ＥとＢにデッドタイムを付加する。
【００３８】
図８を用いて、ＡとＥの駆動信号にデッドタイムを付加する方法を以下に説明する。デッドタイムを付加した駆動信号生成を行うため、ｍu_a_c*からデッドタイム分オフセットしたｍu_a_c_up*,ｍu_a_c_down*を次のように求める。
mu_a_c_up* = ｍu_a_c* ＋ Hd
ｍu_a_c_down* = ｍu_a_c* − Hd
ここで、Hdは三角波の振幅(底辺から頂点まで)Htrと周期Ttr、デッドタイムTdから次のように求める。
Hd = 2Td・Htr／Ttr
キャリアとｍu_a_c*,ｍu_a_c_up*,ｍu_a_c_down*の比較を行って、ＡとＥのスイッチの駆動信号を次のルールに従って求める。
ｍu_a_c_down*    ≧電源10a用キャリア  ならば    Ａ ＝ ＯＮ
ｍu_a_c*    ≦電源10a用キャリア  ならば    Ａ ＝ ＯＦＦ
ｍu_a_c*    ≧電源10a用キャリア  ならば    Ｅ ＝ ＯＦＦ
ｍu_a_c_up*    ≦電源10a用キャリア  ならば    Ｅ ＝ ＯＮ
このように、駆動信号を生成することで、ＡとＥの間にはTdのデッドタイムを設けることができ、正極間の短絡を防止することができる。
【００３９】
また、電源10bから電圧パルスを出力する際のパルス生成方法は、電源10aの場合と同様であり、次のｍu_b_c_up*,ｍu_b_c_down*を求め、電源10b用キャリアとの比較を行う（図９）。
mu_b_c_up* = ｍu_b_c* ＋ Hd
ｍu_b_c_down* = ｍu_b_c* − Hd
ＤとＣのスイッチの駆動信号を次のルールに従って求める。
ｍu_b_c_down*    ≧電源10b用キャリア  ならば    Ｄ ＝ ＯＮ
ｍu_b_c*    ≦電源10b用キャリア  ならば    Ｄ ＝ ＯＦＦ
ｍu_b_c*    ≧電源10b用キャリア  ならば    Ｃ ＝ ＯＦＦ
ｍu_b_c_up*   ≦電源10b用キャリア  ならば    Ｃ ＝ ＯＮ
このようにして、ＤとＣの間にもTdのデッドタイムを設けることができ、正極間の短絡を防止することができる。
駆動信号Ｂは、生成された駆動信号ＥとＣのＡＮＤから生成する。
Ｂ＝Ｅ・Ｃ
ＥはＡとの間にデッドタイムが付加した駆動信号であり、ＣはＤとの間にデッドタイムが付加した駆動信号である。このため、ＢをＥとＣのＡＮＤから生成することで、ＢとＡ、ＢとＥにもデッドタイムを生成することができる。デッドタイムが付加されたパルス生成の例を図１０に示す。このようにして生成されたＰＷＭパルスをもとに、電力変換器の各スイッチをオン・オフ駆動し、出力電圧パルスを生成する。周期毎に、電源10aの電圧Ｖdc_aから生成された電圧パルスと、電源10bの電圧Ｖdc_bから生成された電圧パルスとの平均をとると、元の３相電圧指令値ｖu*、ｖv*、ｖw*を実現する電圧パルスが生成されていることになる。
【００４０】
交流モータの電力Pe（有効電力）は、ｄｑ軸の電圧vd,vqと電流id,iqを用いると次のように表せる。
Pe = vd ・ id + vq ・ iq
この式からもわかるように、id,iqが0では電力は0であり、また、idもしくはiqが0でないとしても、同じ軸の電圧が0であると電力は0である。また、0でないとしても、積をとる一方の値が小さい場合には、電力を演算すると小さな値になる。
電力の分配目標値を用いることで電源10aと電源10bの電力の配分を操作することが可能であるが、従来の電力変換装置ではモータ電力が０、もしくは極めて小さい場合には、電源10aから電源10bへの電力の移動が困難になる。
【００４１】
本発明によるトルク制御器によって出力された電流指令値と補正電圧値を用いることで、例として以下のような動作が行われる。モータトルク指令値0がトルク制御器に入力され、モータ電流指令値としてid*=0,iq*=0によって、このトルク指令値0を実現できるような場合でも、Pb*がトルク制御器に入力されると、それに応じた指令値マップを参照し、トルク分電流であるiq*を0、電流指令値id*、補正電圧値vd_0*(vq_0*=0)を出力し、電力配分比は電力配分比rto_pa=1(rto_pb=0)を出力する（これは第３の発明のトルクを生じない電流指令値、第４の発明のd軸電流への適用例である）。
このとき、Pb*が負の値、すなわち充電を指示する電力指令である場合、電源10bの充電電力分を電源10aから供給する。電力配分比rto_pa=1,rto_pb=0であるから、電源10aはvd*にvd_0*を加算して出力しており、一方の電源10bは、-vd_0*分を出力することになり、電源10aの電力Paと電源10bのPbを、電圧・電流指令値を用いて表せば、次のようになる。
Pa = (vd* + vd_0*)・id* + vq*・iq*
Pb = -vd_0*・id*
これらの式が示すように、vd_0*とid*が同符号であれば、電源10aはvd_0*によってモータ電力よりも大きな電力を出力し、電源10bを充電することになる。
以上のように、モータのトルク指令値が０であっても、トルク指令制御器による電流指令値と補正電圧指令値を出力し、これらに基づいて電圧パルスを生成することによって、他方の電源への電力の移動が可能になる。また、モータ速度が０であっても、同様に電力の移動が可能である。
【００４２】
模擬実験による本例の結果を図１７、１８に示した。図１８はモータ電流id,iqを示しており、iqが０に制御されており、モータトルクは０になる。また、図１７は各電源電力Pa,Pbを示しており、時刻Ｘの点の前では、電源電力指令値Pb*は０がトルク制御器に入力され、補正電圧指令値も０が出力されている。時刻Ｘ以降で負の電力指令値がトルク制御器に入力され、トルク制御器は補正電圧指令値vd_0*を出力し、その結果、電源間での電力移動を実現できていることがわかる。また、補正電圧指令値に前記配分電圧指令値を加算して電圧指令値を求めているため、図１７のような変動が比較的少ない良好な波形で電力移動が達成できる。
【００４３】
また、本発明を電源に燃料電池とバッテリを備えるハイブリッド電気自動車に適用すれば、ＤＣ／ＤＣコンバータなどの直流電力の電力変換器を用いずに、電力変換器とモータを介したバッテリ充電が可能になるため、車両駆動の電気システムが簡素な構成になり、小型・軽量化が図れる。なお、本発明では、補正電圧指令値をｄ軸電圧として出力しているが、iq*が0でない場合には、q軸電圧を補正電圧指令値に用いて、前述のような電力の移動を実現することも可能である。
【００４４】
つぎに、モータトルク０の場合のidの決定方法を示す。このような条件におけるトルク制御手段４１の制御を説明する。トルク制御手段４１は、トルク指令値Te*,回転数ω,電源ｂの電力指令値Pb*から、最適な電流指令値と補正電圧指令値を生成するブロックである。この制御においては、トルク0のときに電源10aから電源10b、あるいは電源10bから電源10aへの充電を効率よく行うための指令値生成方法に特徴がある。
【００４５】
充電を効率よく行うために、まずモータの損失の計算方法について述べる。モータの損失には鉄損Wi、銅損Wc、および機械損Wmがある。このなかで銅損Wcは、
Wc = R * √(id^2 + iq^2)         (1)
より求める。特に、トルクが0の場合にはモータのｑ軸方向のトルク（磁石トルク）をゼロにすべくiq は0とするため、銅損は
Wc = R * √id^2                  (2)
となる。また、idにリップル成分idh(実効値)が乗っている場合、この損失は
Wc = R * id^2 + R * idh^2        (3)
となる。ここで、永久磁石同期電動機の電圧、電流には以下の関係がある。
vd = (R + pLd)id - Lq*ωe*iq            (4)
vq = (R + pLq)iq + Ld*ωe*id +ωe*φ    (5)
vd,vqはモータ２０のd軸q軸電圧、pは微分演算子、ωeは電気角周波数,φは電気子鎖交磁束数である。ここで、定常状態、トルク0の状態ではiq = 0であり、RidはpLdに比べて小さいためゼロとすると、
vd = pLdid                        (6)
vq = Ld*ωe*id +ωe*φ            (7)
となる。従って、d軸の等価回路は図２２のようになる。ここで、本構成では、
vd_a* = vd_a + vd_0*    (8)
vd_b* = vd* - vd_a*     (9)
なる指令値を生成するため、vdは図２３（キャリアと電圧・電流のタイミングチャート）のように2値をとり、このような二値のvdを図２２の等価回路に印加した場合、idは図のようにリップル成分を持つ。この値は(10)式で与えられる。
0004765700.tif 000007
【００４６】
従って、銅損は(3)式を元に、
0004765700.tif 000008
となる。この構成によってキャリア周波数やモータインダクタンスが変化する場合であっても正確に銅損を計算でき、損失の最適化を精度よく行うことができる。
【００４７】
次に、(11)式に基づいて指令値を生成する方法について述べる。式(11)から補正電圧指令値を横軸として銅損を計算した場合、銅損は図２４（銅損と電圧との関係を示す図である。）のように変化する。この波形は、下に凸の波形となる。ここで、補正電圧指令値の変化率に対する銅損の変化率が最小の点を求めることにより、銅損を最小化する補正電圧指令値を決定する。
【００４８】
銅損を最小化する点は、式（11）のかっこ内を最小とするように与えればよいので、Id*をVd_0＊/Ｐｂ*に置き換えて、式11をVd_0＊/Ｐｂ*の関係式として、さらに、それを最小、つまり当該式の微分が０となる式を求める。この式は以下のように与えられる。
0004765700.tif 000009
また、これよりId＊は、Ｐｂ＊＝Ｖｄ_０＊×Ｉｄ＊なので、
0004765700.tif 000010
この構成により、モータのインダクタンス値、キャリア周波数値、電源電力指令値の変化に対して常に銅損を最小化する補正電圧指令値を生成できる。
【００４９】
以上のように、銅損を最小化する指令値を(12),(13)式のように与えることによって、モータの銅損を最小化し、効率よく運転することができる。特に、銅損は電流値が大きいほど増大するので、大電流領域での効果しろが大きく、大電流領域での効率を特に改善することができる。さらに、式によって指令値を生成することによってオンラインで指令値を生成することができるため、パラメータの変化に対して精度よく計算することができる。また、あらかじめ実験や計算により作られた指令値マップを参照することにより、制御装置内部のCPUの計算量を減らすことができるので、安価なCPUで制御装置を構成できる。また、d,q軸上のインダクタンス値を用いることによって三相のインダクタンス値三つを使うのに比べて二つのインダクタンス値を用いればよく、特にトルク0時にはd軸インダクタンスひとつを用いるだけでよいので、計算量を減らすことができる。
【００５０】
第二の実施例 （第７の発明に相当）
第二の実施例は、第一の実施例に対して手段41の構成のみが異なるため、図２１、図２５を用いてその差異のみを説明する。図２１は本実施例の制御構成を示しており、実施例１の手段41に、さらにモータ損失指令値Wrefを入力する構成となっている。このブロックを41aとする。41aは、外部より与えられるトルク指令Te*とモータ回転速度ωと電源bの電力指令値Pb*と電力変換器30のキャリア周波数値fcと、モータ20のインダクタンス値Ldとモータ損失指令値Wrefから、交流モータのｄ軸電流の指令値ｉd*とｑ軸電流の指令値ｉq*、分配電力目標値rto_pa、d軸電圧補正値vd_0*、q軸電圧補正値vq_0*を演算するトルク制御手段であり、モータ損失指令値にモータ損失が追従するようにid*,iq*,rto_pa,vd_0*,vq_0*を生成する。
【００５１】
トルク制御手段41aの動作を図２５のフローチャートに示す。トルク指令値が0か0以外かを判別し、０である場合は演算２により指令値を生成する。演算２はモータの損失式(11)から得られる。すなわち、モータの損失式からVd_0*を逆算することによって補正電圧指令値を生成する構成となっている。また、トルク指令が0以外である場合はTe* ω Pb*を軸とする三次元マップにより指令値を生成する。
【００５２】
本実施例の構成により、モータ損失をモータ損失指令値に追従させるように電流指令値と補正電圧指令値を生成する。従って、モータ損失を最小化する補正電圧指令値が直流電圧制限で出せない場合などにも指令値を調整することで最適な補正電圧指令値を生成することができるため効率が良い。
【００５３】
第三の実施例（ｄｑ軸で電圧の配分と補正値加算、第５の発明に相当）
第三の実施例は、第一の実施例とは電流・電力制御の構成のみが異なるため、図１２を用いて、その差異について説明する。電流制御手段43aの出力であるｄ軸電圧指令値vd*、ｑ軸電圧指令値vq*は、乗算器43b1と43b2で、それぞれrto_paを乗じて、電源10a側の電圧指令値であるvd_a,vq_aを演算する。
vd_a = vd* ・ rto_pa
vq_a = vq* ・ rto_pa
これら出力に、電圧補正値vd_0*,vq_0*を加算器43c1,43c2でそれぞれ加算し、最終的な電源10a側のｄｑ軸電圧指令値であるvd_a*,vq_a*を得る。
vd_a* = vd_a + vd_0*
vq_a* = vq_a + vq_0*
一方、電源10b側のｄｑ軸電圧指令値vd_b*,vq_b*は、43aの出力vd*,vq*から、電源10a
側のｄｑ軸電圧指令値を減算器43d1,43d2で、それぞれ減算して求める。
vd_b* = vd* - vd_a*
vq_b* = vq* - vq_a*
dq／3相変換器43e1,43e2は、dq軸電圧（２相）を３相電圧指令に変換するｄｑ／３相電圧変換手段であり、電源10a側vd_a*,vq_a*、電源10b側vd_b*,vq_b*を3相電圧指令に変換する。以上のように演算された３相電圧指令値に基づいて、手段45以降の操作を行って電力変換装置を制御する。本実施例の構成では、第一の実施例よりも、乗算・加算・減算の回数が少なくて済み、制御演算に用いるマイコンの演算時間を削減することができる（第５の発明の効果に相当する）。
【００５４】
第四の実施例（オフセット量計算、第８の発明に相当）
第四の実施例は、図１３、図１４を用いて、第三の実施例との差異のみについて説明する。図１４は、電流・電力制御の詳細なブロック図を示しており、電流制御手段44a、乗算器44b1,44b2、加算器44c1,44c2、減算器44d1,44d2、dq／3相変換器44e1,44e2は実施例２と同様の処理を行い、さらに電圧振幅演算器44f1,44f2が追加されている。この演算では、ｖd_a*,ｖq_a*,ｖd_b*,ｖq_b*から、a・bそれぞれの電圧ベクトルの大きさ|Ｖ_a|,|Ｖ_b|を求める。
0004765700.tif 000011
これら電圧ベクトルの大きさは、変調率補正手段46aで、図５に代わって以下のように
用いられる。電源電圧Ｖdc_a、Ｖdc_ｂと、求められた|Ｖ_a|,|Ｖ_b|を用いて、次の式に基づいて電源10a分瞬時変調率指令ｍu_a*、電源10b分瞬時変調率指令ｍu*_bの補正を行う。
0004765700.tif 000012
このようにして、補正電圧指令値を加算する場合でも、電圧の振幅に応じた変調率補正を演算することが可能になる。実施例１では、変調率指令を出力するために、補正電圧相当の時間幅を余分に確保しているが、本実施例では、補正電圧を加算した後の電圧ベクトルの大きさから時間幅を求めていることになり、出力が可能な電圧の大きさに余裕が生じる。また、実施例１の補正演算に比べて分岐演算がなく、分岐演算に演算時間を要するようなマイコンにおいては、演算量を削減することが可能になる（フローチャートに記載した分の演算量が削減可能であり、これは第７の発明の効果に相当する）。
【００５５】
本発明を諸図面や実施例に基づき説明してきたが、当業者であれば本開示に基づき種々の変形や修正を行うことが容易であることに注意されたい。従って、これらの変形や修正は本発明の範囲に含まれることに留意されたい。
【図面の簡単な説明】
【００５６】
【図１】従来の燃料電池とバッテリの２電源によるモータ駆動システムの構成を示す図である。
【図２】実施例１の制御システムの構成を示す図である。
【図３】実施例１における電力変換器の構成を示す図である。
【図４】図２の一部のブロックを抜き出した構成を示す図である。
【図５】図４の各ブロックの演算を示す図である。
【図６】第１の実施例のＰＷＭパルス生成手段で用いる三角波を示す図である。
【図７】図３からU相のみを抜き出した構成を示す図である。
【図８】三角波比較によるＡとＥのパルス生成を示す図である。
【図９】三角波比較によるＤとＣのパルス生成を示す図である。
【図１０】デッドタイムが付加されたパルス生成の例を示す図である。
【図１１】実施例１における電流・電力制御の詳細なブロック図である。
【図１２】実施例３における電流・電力制御の詳細なブロック図である。
【図１３】実施例４の制御システムの構成を示す図である。
【図１４】実施例４における電流・電力制御の詳細なブロック図である。
【図１５】実施例１の変調率補正の詳細なフローチャートである。
【図１６】実施例１における補正変調率・変調率、三角波の関係を示す図である。
【図１７】本発明を用いた模擬実験における電源電力を示す図である。
【図１８】本発明を用いた模擬実験におけるモータｄｑ軸電流を示す図である。
【図１９】実施例１で用いる３次元マップを示す図である。
【図２０】３次元マップを用いた制御の処理を示すフローチャートである。
【図２１】実施例２の制御システムの構成を示す図である。
【図２２】d軸の等価回路を示す図である。
【図２３】キャリアと電圧・電流のタイミングチャートである。
【図２４】銅損と電圧との関係を示す図である。）
【図２５】実施例２の制御の処理を示すフローチャートである。
【符号の説明】
【００５７】
10a,10b  電源
15  共通負極母線
107a,108a,109a,101a/101b,102a/102b,103a/103b,104a/104b,105a/105b,106a/106b  半導体スイッチ
107b,108b,109b  ダイオード
14  電源10aの正極母線
16  電源10bの正極母線
12,13  平滑コンデンサ
20  モータ
30  電力変換器
30U、30V、30W  Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のスイッチ群
40  制御装置
41、41a  トルク制御手段
42  電流・電力制御手段
45  変調率演算手段
46  変調率補正手段
46,46a  変調率補正手段
47  ＰＷＭパルス生成手段
48  ３相/dq変換手段
42a  電流制御器
42b, 42d  dq／3相変換器
42c  乗算器
42e  加算器
42f  減算器
43a  電流制御手段
43b1,43b2  乗算器
43c1,43c2  加算器
43d1,43d2  減算器
43e1,43e2  dq／3相変換器
44a  電流制御手段
44b1,44b2  乗算器
44c1,44c2  加算器
44d1,44d2  減算器
44e1,44e2  dq／3相変換器
44f1,44f2  電圧振幅演算器
【図１】
0004765700.tif 000015
【図２】
0004765700.tif 000016
【図３】
0004765700.tif 000017
【図４】
0004765700.tif 000018
【図５】
0004765700.tif 000019
【図６】
0004765700.tif 000020
【図７】
0004765700.tif 000021
【図８】
0004765700.tif 000022
【図９】
0004765700.tif 000023
【図１０】
0004765700.tif 000024
【図１１】
0004765700.tif 000025
【図１２】
0004765700.tif 000026
【図１３】
0004765700.tif 000027
【図１４】
0004765700.tif 000028
【図１５】
0004765700.tif 000029
【図１６】
0004765700.tif 000030
【図１７】
0004765700.tif 000031
【図１８】
0004765700.tif 000032
【図１９】
0004765700.tif 000033
【図２０】
0004765700.tif 000034
【図２１】
0004765700.tif 000035
【図２２】
0004765700.tif 000036
【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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