(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
伝送信号を生成するための送信機であって、
ベースバンド信号をおのおのの発振信号にて変調することで、少なくとも２つの非補償伝送信号Ｙ、Ｚを生成するための変調デバイスを備え、
前記２つの非補償伝送信号Ｙ、Ｚのおのおのは、少なくとも一つの干渉信号を含み、
前記２つの非補償伝送信号内の干渉成分は、互いに相対的に所定量だけ位相シフトされ、
この送信機は、前記変調デバイスの後に配置されたオールパスフィルタであって、前記２つの非補償伝送信号のうち一方の干渉成分の位相を、このオールパスフィルタの出力信号の干渉成分が、前記２つの非補償伝送信号のうちの他方の干渉成分に対して０°あるいは１８０°位相シフトされるようにシフトさせることにより、出力信号を生成する、オールパスフィルタを備え、
この送信機がさらに、少なくとも部分的に補償された伝送信号を生成するための結合デバイスを備え、この結合デバイスが、前記オールパスフィルタの出力信号と前記他方の非補償伝送信号とを、それらの互いに相対的に０°あるいは１８０°位相シフトされた干渉成分が前記少なくとも部分的に補償された伝送信号で補償されるように数学的に結合することを特徴とする送信機。
【請求項２】
前記２つの非補償伝送信号内のおのおのの干渉成分が、それらの３次高調波に対応することを特徴とする請求項１記載の送信機。
【請求項３】
前記他方の非補償伝送信号を、これが前記結合デバイスに加えられる前にフィルタリングするためのローパスフィルタを備えることを特徴とする請求項１あるいは２記載の送信機。
【請求項４】
前記他方の非補償伝送信号を、これが前記結合デバイスに加えられる前にフィルタリングするためのもう一つのオールパスフィルタを備えることを特徴とする請求項１あるいは２記載の送信機。
【請求項５】
前記結合デバイスの出力における前記少なくとも部分的に補償された伝送信号を、フィルタリングするための第二のローパスフィルタを備えることを特徴とする請求項１乃至５のいずれかに記載の送信機。
【請求項６】
チップ上に前記第二のローパスフィルタとともにワンチップ化して集積できることを特徴とする請求項５記載の送信機。
【請求項７】
前記変調デバイスが、第一と第二の変調器を有する第一の直交変調器を備え、
この第一の直交変調器が、前記第一と第二の変調器の出力を結合することで前記２つの非補償伝送信号の内の第一の非補償伝送信号を形成し、
前記第一の変調器が、第一のベースバンド信号を第一の発振信号にて変調し、
前記第二の変調器が、第二のベースバンド信号を第二の発振信号Ｘにて変調する、
ことを特徴とする請求項１乃至６のいずれかに記載の送信機。
【請求項８】
前記変調デバイスが、第三と第四の変調器から成る第二の直交変調器を備え、
この第二の直交変調器が、前記第三と第四の変調器の出力を結合することで前記２つの非補償伝送信号の内の第２の非補償伝送信号を形成し、
前記第三の変調器が、前記第二のベースバンド信号を前記第一の発振信号にて変調し、
前記第四の変調器が、前記第一のベースバンド信号を前記第二の発振信号にて変調する、
ことを特徴とする請求項１乃至７のいずれかに記載の送信機。
【請求項９】
伝送信号を生成するための方法であって、
ベースバンド信号をおのおのの発振信号にて変調することで、少なくとも２つの非補償伝送信号Ｙ、Ｚを生成するステップを含み、
前記２つの非補償伝送信号のおのおのが少なくとも一つの干渉信号を含み、
前記２つの非補償伝送信号の干渉成分が、互いに相対的に所定量だけ位相シフトされているとともに、
前記２つの非補償伝送信号のうち一方の非補償伝送信号の干渉成分の位相が、位相シフトの後に、前記２つの非補償伝送信号の干渉成分の間の位相差の量が０°あるいは１８０°となるように、オールパスフィルタを用いて位相シフトされ、
前記位相シフトされた前記非補償伝送信号と他方の非補償伝送信号が、おのおのの干渉成分が反対の位相をもつ場合は、加算され、
前記２つの非補償伝送信号がおのおのの干渉成分が同一の位相をもつ場合は、互いに減算され、
これによって、少なくとも部分的に補償された伝送信号が得られることを特徴とする方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、伝送信号を生成するための送信機および方法に関する。この送信機は、ベースバンド信号をおのおのの発振信号にて変調することで少なくとも２つの非補償伝送信号を生成するための変調デバイスを備える。前記２つの非補償伝送信号のおのおのは少なくとも一つの干渉信号を含み、前記２つの非補償伝送信号内の干渉成分は互いに所定量だけ位相シフトされる。
【０００２】
【従来の技術】
従来の技術から伝送信号を直交変調器を用いて前処理することが知られている。
【０００３】
図６は、従来の直交変調器の第一の実施例を示す。この直交変調器は、２つの変調器６１０、６３０を備え、これらは、おのおののベースバンド信号Ｉ、Ｑに関連する発振信号ＸＬＯＱ、ＸＬＯＩを乗じる。この２つの変調器６１０、６３０の出力信号は加算デバイス６５０に加えられ、加算デバイス６５０はこれら変調器の出力信号を加算し、その出力の所に非補償伝送信号Ｙ(t）を供給する。
【０００４】
この非補償伝送信号Ｙは、バイナリ発振信号ＸＬＯＱ、ＸＬＯＩが用いられた場合、これが伝送信号のスペクラム内では望ましくない干渉成分を含むという意味において非補償である。直交変調器によって伝送信号が生成される際にこれら干渉成分がどのようにして生じるか、以下に数学的に説明する。
【０００５】
図７に示すように、ベースバンド信号Ｉ、Ｑは、回転ポインタＡのカルテシアン成分として解釈することができる。φ（ｔ）＝ωｍ・ｔである特別なケースにおいては、ベースバンド信号ＩおよびＱに対して以下の数学的表現が得られる：
【数１】
0004765035.tif 000002
図８に示すように、典型的には、互いに相対的に９０°位相シフトされたバイナリ信号が発振信号ＸＬＯＱおよびＸＬＯＩとして用いられる。これら信号をフーリエ変換すると、以下の級数表現が得られる：
【数２】
0004765035.tif 000003
これらベースバンド信号Ｉ、Ｑと発振信号ＸＬＯＱ、ＸＬＯＩとを説明のように直交変調器にて結合すると、以下の表現の第一の非補償伝送信号Ｙが得られる：
【数３】
0004765035.tif 000004
これら発振信号ＸＬＯＱ、ＸＬＯＩおよびその後の乗算に対してフーリエ級数表現を用いると、第一の非補償伝送信号Ｙに対する級数表現は以下のようになる：
【数４】
0004765035.tif 000005
この表現において、基本波、すなわち、cos(ωｃ-/+ωｍ)tの被加数（summand）は、伝送信号Ｙ（t）内の有用な成分を表し、全ての他の成分は、伝送信号Ｙ（t）内の干渉成分を表す。
【０００６】
式３〜５内の記号ωｃは、キャリア周波数を表し、ωｍは変調周波数を表す。
【０００７】
図９は、上で説明の直交変調器に対する代替の実施例を示す。この従来の代替直交変調器のハードウエアの構造は、図６に示す直交変調器のそれと同一である。これら２つの直交変調器間の唯一の差はその制御にある。つまり、代替直交変調器においては、ベースバンド信号Ｉには、発振信号ＸＬＯＩではなく、発振信号ＸＬＯＱが掛けられる。同様に、ベースバンド信号Ｑには、発振信号ＸＬＯＱではなく、発振信号ＸＬＯＩが掛けられる。
【０００８】
式１〜４に記述される信号が用いられた場合、第二の非補償伝送信号Ｚ(t)が図９に示す代替直交変調器の出力の所に現れる。この第二の非補償伝送信号Ｚは、数学的には、以下のように表現することができる：
【数５】
0004765035.tif 000006
【数６】
0004765035.tif 000007
式５および６を導くためには、以下の加法定理が用いられる：
【数７】
0004765035.tif 000008
上述の２つの直交変調器において、それぞれ、第一と第二の非補償伝送信号Ｙ、Ｚを生成するために結合するやり方が、例えば、特開昭６−１２０９９０号公報において開示されている。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
これら非補償伝送信号Ｙ、Ｚに対するフーリエ級数表現から明らかなように、これら信号は、cos(ωｃ-/+ωｍ)・tあるいは-sin(ωｃ-/+ωｍ)・tによって表される基本波のみでなく、高周波発振成分によって表される複数の高調波も含み、これら各高調波は、有用な伝送変調スペクトラム内の望ましくない干渉成分を表す。直交変調器の出力の所の非補償伝送信号内の上述の高調波が望ましくない理由は、これらが直交変調器の後に配置された非線形増幅器段に入力された場合、伝送信号の基本周波数近傍の周波数をもつ新たな混合生成物を生成され、これによって有用な伝送変調スペクトラムが妨害されるためである。
【００１０】
従来のやり方では、直交変調器の出力の所の非補償伝送信号内の高調波は、下流のローパスフィルタによって除去される。ただし、このローパスフィルタの構造は、この送信機にはかなり高い信号対雑音比が要求されるため、かなり複雑なものとなる。このため、従来は、直交変調器と後続のローパスフィルタを単一のチップ上に一体化して集積することは不可能であった。集積化された直交変調器の一例としては、Philips社のコンポーネントであるOM5175があるが、これはこれに続く外部のローパスフィルタを必要とする。
【００１１】
伝送信号内の高調波成分を除去するための一つのやり方として、直交変調器内に理想的な専用の乗算器を用いると共に、発振信号ＸＬＯＩ、ＸＬＯＱをこれらがもっぱら基本波、つまり、cos(ωｃt)あるいはsin(ωｃt)（式３および４参照）のみを含むように前フィルタリングすることが考えられる。ただし、このようなアプローチは、これはフィルタの問題を他の箇所に移動するのみであり、しかも、理想的な乗算器を要求するために、本発明の主題ではない。
【００１２】
説明の技術状態に鑑み、本発明の一つの目的は、下流におけるフィルタリングに対する労力が低減されるように、伝送信号を生成するための上述のタイプの送信機および方法を改善することにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
この目的は、請求項１に開示される送信機によって達成される。
【００１４】
請求項１において、２つの非補償伝送信号の内の他方の非補償伝送信号とは、オールパスフィルタによる位相シフトを受けない方の非補償伝送信号を意味する。
【００１５】
請求項１において述べられる部分的な補償とは、結合デバイスの出力の所に存在する伝送信号内の少なくとも個々の干渉成分の補償、すなわち、これら成分を少なくともかなり高い程度まで除去することを意味する。通常、こうして補償（除去）された干渉成分に対しては後続のフィルタリングは省くことができる。
【００１６】
ただし、この補償にも関わらず、結合デバイスの出力の所の伝送信号はまだこの補償によって除去されなかった望ましくない干渉成分を含み、このために少なくとも部分的に補償された伝送信号と呼ばれる。
【００１７】
説明のように干渉成分が少なくとも部分的に補償されているために、その後、全ての干渉成分を最大限に除去することを目指して、この少なくとも部分的に補償された伝送信号に対して遂行されるローパスフィルタリングは大幅に簡素化することができる。本発明においては、長所として、この簡素化のために、その後のローパスフィルタリングに対して要求されるローパスフィルタを、変調デバイス、オールパスフィルタおよび結合デバイスを備える送信機とともに、一体化して集積することが可能となる。
【００１８】
第一の実施例によると、本発明による送信機において補償される前記少なくとも一つの干渉成分は、好ましくは、前記非補償伝送信号の３次高調波とされる。この３次高調波の周波数が伝送信号の基本周波数に近いために、この処理がとりわけ効果的となる。つまり、３次高調波を補償することで、結合デバイスに続くローパスフィルタの構造を大幅に簡素化することが可能となる。
【００１９】
前記２つの非補償伝送信号の内の一方の非補償伝送信号の干渉成分の位相をシフトするために、一つのオールパスフィルタのみが用いられる場合は、好ましくは、位相シフトされなかった他方の非補償伝送信号は、結合デバイスに加える前に、ローパスフィルタリングに掛けられる。このローパスフィルタは、他方の非補償伝送信号の干渉成分の位相および利得係数を修正し、オールパスフィルタのハードウエアの偏差に起因するオールパスフィルタの出力信号の利得係数および位相の変動を除去する。この適合化（修正）は、これら２つの非補償伝送信号の干渉成分が、互いにそれらが重ね合わされたとき最大限に補償（相殺）されることを確保する。
【００２０】
ローパスフィルタに対する一つの代替として、第二の非補償伝送信号を第一のオールパスフィルタに起因する偏差を補償するために用いられる第二のオールパスフィルタに加えることもできる。この第二のオールパスフィルタは、数学的結合デバイスの出力の所の補償を最大限に達成する役割を果たす。
【００２１】
好ましくは、この送信機は、さらに、非補償伝送信号の補償の対象とならなかった干渉成分を除去するために部分的に補償された伝送信号をフィルタリングするための下流のローパスフィルタを備える。
【００２２】
この送信機は、長所として、少なくとも部分的に補償された伝送信号をフィルタリングするためのローパスフィルタと一体化してチップ上に集積することができる。本発明による少なくとも部分的な補償のために、この集積化は、同時に必要とされる信号対雑音比要件を満しながら可能となる。
【００２３】
第一と第二の非補償伝送信号は、２つの直交変調器の出力信号をその都度単に加えることで簡単に生成することができる。
【００２４】
上述の目的は、独立した方法クレームである請求項９に記載される方法によっても達成される。
【００２５】
ここに開示される方法は、上述の送信機の様々な実施例に対して上で述べた長所と同一の長所を有する。
【００２６】
以下に、本発明を図１〜９との関連で詳細に説明する。
【００２７】
【発明の実施の形態】
以下に本発明の好ましい実施例を図１〜５との関連で詳細に説明する。
【００２８】
図１ａは、本発明による送信機の第一の実施例を示す。この送信機は、２つの非補償伝送信号Ｙ(t)、Ｚ(t)を生成するための変調デバイス１１０を備える。
【００２９】
図１ｂに示す変調デバイス１１０においては、非補償伝送信号Ｙ、Ｚは、図９との関連で既にその動作について説明した第一と第二の直交変調器１１２、１１４の出力信号としてその都度、形成される。これら非補償伝送信号Ｙ、Ｚは、互いにある所定量だけ位相シフトされ、図１ａに示す第一の実施例においては９０°だけ位相シフトされる。
【００３０】
信号Ｙ、Ｚ内の望ましくない干渉成分を効果的に補償するためには、これら伝送信号内の干渉成分の位相のみをさらに互いに相対的に９０°だけシフトさせ、結果としてこれらが全体で０°あるいは１８０°の位相差を示すようにすることが必要である。これとの関連で、有用な成分、すなわち、伝送信号Ｙ、Ｚ内の基本波は、可能であれば全く位相シフトされないこと、あるいは、少なくともこれらがその後の補償において大きく除去されるほどにはシフトされないことが重要である。
【００３１】
干渉成分を補償するためには、非補償伝送信号Ｙが図１ａにおいては第一のオールパスフィルタ１２０に加えられる。このオールパスフィルタ１２０は、存在する少なくとも一つあるいは複数の干渉成分の位相を必要とされる９０°だけシフトするが、ただし、この一方の非補償伝送信号Ｙ内の有用な成分の位相はシフトしない。
【００３２】
図１ａに示す実施例の代替として、非補償伝送信号Ｙの代わりに、非補償伝送信号Ｚをオールパスフィルタ１２０に加えることもできる。さらに、両方の非補償伝送信号ＹとＺをおのおののオールパスフィルタに加えることもできる。ただし、いずれの場合も、非補償伝送Ｙおよび／あるいはＺが処理された後に、これらの各干渉成分の少なくとも一部が互いに相対的に０°あるいは１８０°の位相差を示すことが確保されるなければならない。
【００３３】
結合デバイス１３０は、第一のオールパスフィルタ１２０の出力信号と他方の非補償伝送信号、つまり、その位相は第一のオールパスフィルタ１２０によってシフトされず、代わりに第一のローパスフィルタ１４０によって低域フィルタリングされた他方の非補償伝送信号とを数学的に結合する。
【００３４】
第一のローパスフィルタ１４０は、他方の非補償伝送信号Ｚ内の干渉成分の位相（非補償伝送信号Ｙ内の相手側の干渉成分の位相は第一のオールパスフィルタ１２０によって位相シフトされている）（つまり、これら干渉成分は、例えば、同一の３次高調波に関する）を、これら２つの干渉成分の間の位相差が正確に０°あるいは１８０°となるように適合化（微調整）する。換言すれば、ローパスフィルタ１４０は、第一のオールパスフィルタ１２０の出力信号内に干渉成分の位相シフトの際にオールパスフィルタ１２０の構造的偏差のために生じる不正確さを除去する。さらに、第一のオールパスフィルタ１４０は、他方の非補償伝送信号Ｚの利得係数を修正することで、オールパスフィルタ１４０の出力の所の対応する干渉成分の利得係数に対応するその干渉成分の増幅が１に統一化（normalized）されるようにする。
【００３５】
第一のオールパスフィルタ１２０の出力の所の干渉成分と第一のローパスフィルタ１４０の出力の所の干渉成分とが位相差が０°となるように互いに相対的に位相シフトされ、同一の利得係数に統一化された場合は、結合デバイス１３０は、減算デバイスとして動作する。別のケースとして、これら２つの干渉成分の間の位相差が１８０°となるようにされた場合は、結合デバイス１３０は、加算デバイスとして機能する。両方のケースにおいて、結合デバイス１３０は、その出力の所に、第一のオールパスフィルタ１２０によってシフトされた干渉成分はもはや存在しない、少なくとも部分的に補償された伝送信号を生成する。結合デバイス１３０の後には、第二のローパスフィルタ１５０が配置され、この第二のローパスフィルタ１５０は、この少なくとも部分的に補償された伝送信号内にまだ存在する補償によって除去されなかった干渉成分をさらに除去する役割を果たす。
【００３６】
好ましくは、第一のオールパスフィルタ１２０は、非補償伝送信号Ｙ内の、その除去が非常に困難で純粋に（理想的な）下流のローパスフィルタリングによってしか達成できないような干渉成分の位相をシフトし、結果としてこれら干渉成分の補償が容易になるように構成される。この補償の困難な干渉成分には、伝送信号の有用な基本波近傍の周波数をもつ干渉成分が含まれる。バイナリ発振信号が使用される場合は、この補償の困難な干渉成分には、非補償伝送信号Ｙの３次高調波が含まれる。結合デバイス１３０の出力の所で、少なくとも部分的に補償された伝送信号からこの補償によって３次高調波が既に除去されている場合、除去することが最も困難なこの伝送信号内の最も大きな干渉成分は既に除去されていることとなる。この補償の後に、結合デバイス１３０の出力で伝送信号内にまだ存在する干渉成分は、その後、簡単な構造の第二のローパスフィルタ１５０によって簡単に除去することができる。このため第二のローパスフィルタ１５０の構造は非常に簡単化することができ、このためこれをチップ上に送信機と一緒に集積化することが可能になる。
【００３７】
図２は、本発明の第一の実施例および後に詳細に説明する第二の実施例による第一のオールパスフィルタ１２０に対する軌跡曲線を示す。
【００３８】
第一のオールパスフィルタ１２０の出力の所の非補償伝送信号Ｙの基本波および３次高調波の位相位置が、それぞれ、軌跡曲線の表現にて、おのおのダッシュの矢印と角度α１、α２にて示される。さらに、第一のオールパスフィルタ１２０の出力の所の非補償伝送信号Ｙの基本波および３次高調波の位相位置が、それぞれ、実線にて示されるベクトルｆ１、ｆ２として示される。
【００３９】
第一のオールパスフィルタ１２０の主要なタスクは、第一の非補償伝送信号Ｙ内のとりわけ厄介な３次高調波を９０°だけシフトさせることにある。この９０°の位相シフトは、上述のように、非補償伝送信号Ｙの３次高調波と変調デバイスの出力の所の他方の非補償伝送信号Ｚの間には既に９０°の位相差があるために遂行される。非補償伝送信号Ｙ内の３次高調波の成分を第一のオールパスフィルタ１２０にて追加的に９０°だけ位相シフトすると、理論的には、第一のオールパスフィルタ１２０の出力の所の信号の３次高調波と他方の非補償伝送信号Ｚとの間には１８０°の位相差が生じることとなる。
【００４０】
既に説明したように、その後、結合デバイス１３０にてこの２つの信号を数学的に結合すると、結果として結合デバイス１３０の出力の所に、補償された信号内の３次高調波が供給される。
【００４１】
非理想的な第一のオールパスフィルタ１２０が用いられた場合、位相シフトを排他的に３次高調波の干渉成分だけに制限することはできず、残念ながら、第一の非補償伝送信号Ｙの他の成分の位相もシフトされてしまう。この様子が図２の軌跡曲線において基本波ｆ１として示される。つまり、基本波は第一のオールパスフィルタ１２０の入力の所でのその位相位置、すなわち、角度α１によって表される位置に対してｆ１に向けて角度α３だけシフトされる。このため、他方の非補償伝送信号Ｚの基本波の位相位置を修正し、第一の非補償伝送信号Ｙの基本波のこの位相のシフトが、結合デバイス１３０の出力に得られる補償された伝送信号の基本波に望ましくない影響が及ぼさないことを確保することが必要となる（残念なことに、現実のオールパスフィルタ１２０が用いられた場合は、このことは避けることはできない）。この修正が説明のローパスフィルタ１４０によって確保される。
【００４２】
本発明の第二の実施例によると、図３ａに示すように、第二のオールパスフィルタ３４０が、ローパスフィルタ１４０の代わりに用いられる。この第二のオールパスフィルタ３４０も、第一のオールパスフィルタ１２０の偏差を補償する役割を果たす。この文脈においては、偏差とは、軌跡曲線上の第一の基本波に対するベクトルｆ２の絶対位置の変化をもたらす第一のオールパスフィルタ１２０の抵抗およびキャパシタンス偏差を意味する。
【００４３】
図３ｂは、第一のオールパスフィルタ１２０の偏差を補償するために適切な第二のオールパスフィルタ３４０に対する軌跡曲線を示す。この第二のローパスフィルタ３４０は、他方の非補償伝送信号Ｚ(t)の基本波の位相位置（図３ｂのベクトルｆ1）を、この出力の所で、第一のオールパスフィルタ１２０に入力された非補償信号Ｙ(t)の基本波の位相位置（図２のダッシュのベクトルα１）と整合させる。
【００４４】
この第二のオールパスフィルタ３４０は、加えて、これら両方のオールパスフィルタにおいて、利得係数、すなわち、このベクトルの長さが常に１に統一化（正規化）されることを確保する。
【００４５】
図４は、重要な信号、すなわち、本発明の第二の実施例による２つのオールパスフィルタ１２０、３４０の出力の所の信号、並びに結合デバイス１３０の出力の所の信号の基本波成分のベクトル図を示す。非理想的な第一のオールパスフィルタ１２０が使用されるために、第一の非補償伝送信号Ｙの基本波（ベクトル１参照）は、第一のオールパスフィルタ１２０の入力の所の１８０°の位相位置から角度−α３だけシフトされていることがわかる。第二のオールパスフィルタ３４０の使用の結果として、非補償伝送信号Ｚの基本波の位相と第一のオールパスフィルタ１２０に入力された第一の非補償伝送信号Ｙの基本波の位相位置（−１８０°）との間に９０°の位相差（ベクトル２参照）が維持されることが確保される。図４から、角度α３が小さくとどまる限り、結合デバイス１３０の出力の所の部分的に補償された伝送信号（ベクトル３参照）の基本波は、この補償によって本質的な影響を受けず、従って、この基本波は、部分的に補償された伝送信号内にそのまま要求されるようにとどまることがわかる。
【００４６】
図５ａは、既知の１次オールパスフィルタの一例を示す。これは、第一の電圧源Ｕ１と抵抗Ｒから成る第一のブランチと、第一の電圧源と極性が反対の第二の電圧源−Ｕ１とコンデンサＣから成る第二のブランチを備える。これら２つのブランチは並列に接続される。すなわち、抵抗とコンデンサの自由端、つまり、第一あるいは第二の電圧源に接続されてない方の端が結合され、これによってこのオールパスフィルタの出力が形成され、ここから出力電圧Ｕ２が導き出される。
【００４７】
この周知のオールパスフィルタの伝達関数は以下の通りである：
【数８】
0004765035.tif 000009
このオールパスフィルタの利得係数は１となり、これによって誘導されるＵ１とＵ２との間の位相シフトは、以下となる：
【数９】
0004765035.tif 000010
非理想的なオールパスが用いられた場合、量ωＥは、抵抗ＲおよびコンデンサＣの偏差に起因して変動する。このため、このオールパスフィルタによって誘導される位相シフトも変動Δαを受けるが、これは以下のように計算される：
【数１０】
0004765035.tif 000011
図５ｂは、本発明の第二の実施例の送信機に、図５ａに示すオールパスフィルタを用いた例を示す。これらオールパスフィルタが用いられる場合、図５ｂに示すように、非補償伝送信号Ｙ、Ｚを、第一および第二のオールパスフィルタの第二の入力、すなわち−Ｕ１に対しては、反転された形式にてその都度供給することが必要となる。これがインバータ５８０ａ、５８０ｂによって実現される。
【図面の簡単な説明】
【図１ａ】本発明による下流ローパスフィルタを備える送信機の第一の実施例を示す。
【図１ｂ】図１ａに示す送信機の変調デバイスの構造を示す。
【図２】本発明の第一の実施例による第一のオールパスフィルタに対する軌跡曲線を示す。
【図３ａ】本発明による送信機の第二の実施例を示す。
【図３ｂ】本発明の第二の実施例の第二のオールパスフィルタに対する軌跡曲線を示す。
【図４】本発明の第二の実施例による少なくとも部分的に補償された伝送信号に対するベクトル図を示す。
【図５ａ】既知の１次オールパスフィルタの構造の一例を示す。
【図５ｂ】図３ａに示す送信機と図５ａのオールパスフィルタとの一体化を示す。
【図６】従来の技術による直交変調器の第一の例を示す。
【図７】ベースバンド信号ＩおよびＱに対するベクトル図を示す。
【図８】発振信号ＸＬＯＩおよびＸＬＯＱを示す。
【図９】従来の技術による直交変調器の第二の例を示す。
【符号の説明】
１１０  変調デバイス
１１２、１１４  第一と第二の直交変調器
１２０  第一のオールパスフィルタ
１３０  結合デバイス
１４０  第一のローパスフィルタ
１５０  第二のローパスフィルタ
３４０  第二のオールパスフィルタ
【図１ａ】
0004765035.tif 000012
【図１ｂ】
0004765035.tif 000013
【図２】
0004765035.tif 000014
【図３ａ】
0004765035.tif 000015
【図３ｂ】
0004765035.tif 000016
【図４】
0004765035.tif 000017
【図５ａ】
0004765035.tif 000018
【図５ｂ】
0004765035.tif 000019
【図６】
0004765035.tif 000020
【図７】
0004765035.tif 000021
【図８】
0004765035.tif 000022
【図９】
0004765035.tif 000023