(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
スペクトル拡散レーキ受信機のレーキフィンガに割り当てられたマルチパス信号の分解された成分を追跡する方法であって、前記方法が、
前記分解された成分を可変的に遅延することと、
前記可変的に遅延された分解された成分に対して早期−晩期検出を実行して、前記分解された成分が最適到着時間に対して早く到着したのかまたは遅く到着したのかを判断することと、前記分解された成分は早く到着したと前記早期−晩期検出が判断した場合は第一パルスを生成し、前記分解された成分は遅く到着したと前記早期−晩期検出が判断した場合は第二パルスを生成することと、
前記第一および第二パルスをカウントすることであって、前記第一パルスは第一の方向にカウントさせ、前記第二パルスは第二の方向にカウントさせることと、
前記カウンティングから分数チップ遅延タイミング調整信号を引き出し、前記引き出された分数チップ遅延タイミング調整信号をフィードバックして、前記分解された成分の前記可変遅延を調整すること、
前記カウンティングからチップ遅延位相調整信号を引き出し、前記引き出されたチップ遅延位相調整信号をフィードバックして、擬似雑音生成器の位相を制御すること、を備えている方法。
【請求項２】
前記複合入力信号におけるチップ当たり最大限多数のサンプルにわたって前記可変遅延を実行することと、前記カウンティングの間分数チップカウンティングから搬送信号をカウントすることによって前記チップ遅延位相調整信号を生成することを備え、前記分数チップカウンティングは前記搬送信号をチップ当たりの前記サンプル数を表すカウンティング値にする、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記分数チップ遅延タイミング調整信号を前記分数チップカウンティングから生成する、請求項２に記載の方法。
【請求項４】
前記分数チップ遅延タイミング調整信号を用いるシフトレジスタを制御することによって、前記可変遅延を実行する、請求項１に記載の方法。
【請求項５】
前記分数チップ遅延タイミング調整信号を用いるディジタルフィルタレジスタの遅延を制御することによって、前記可変遅延を実行する、請求項１に記載の方法。
【請求項６】
スペクトル拡散レーキ受信機のレーキフィンガを備え、前記レーキフィンガは前記レーキフィンガに割り当てられたマルチパス信号の分解された成分を追跡するレーキ受信機であって、前記レーキフィンガが
前記分解された成分を可変的に遅延する手段と、
前記可変的に遅延された分解された成分に対して早期−晩期検出を実行し、前記分解された成分が最適到着時間に対して早く到着したのかまたは遅く到着したのかを判断する手段と、前記分解された成分は早く到着したと前記早期−晩期検出が判断した場合は第一パルスを生成する手段と、前記分解された成分が遅く到着したと前記早期−晩期検出が判断した場合は第二パルスを生成する手段と、
前記第一および第二パルスをカウントする手段であって、前記第一パルスは第一の方向にカウントさせ、前記第二パルスは第二の方向にカウントさせる手段と、
前記カウンティングから分数チップ遅延タイミング調整信号を引き出し、前記引き出された分数チップ遅延タイミング調整信号をフィードバックし、前記分解された成分の前記可変遅延を調整する手段と、
前記カウンティングからチップ遅延位相調整信号を引き出し、前記引き出されたチップ遅延位相調整信号をフィードバックし、擬似雑音生成器の位相を制御する手段と、を備えているレーキ受信機。
【請求項７】
スペクトル拡散レーキ受信機のレーキフィンガを備え、前記レーキフィンガは前記レーキフィンガに割り当てられたマルチパス信号の分解された成分を追跡するレーキ受信機であって、前記レーキフィンガが
前記分解された成分を遅延するように構成された可変遅延配置と、
前記可変的に遅延された分解された成分に対して早期−晩期検出を実行して前記分解された成分が最適到着時間に対して早く到着したのかまたは遅く到着したのかを判断し、前記分解された成分は早く到着したと前記早期−晩期検出が判断した場合は第一パルスを生成し、前記分解された成分は遅く到着したと前記早期−晩期検出が判断した場合は第二パルスを生成するように構成された早期−晩期検出器と、
前記分解された成分をデスクランブリングする擬似雑音シーケンスを生成する調整可能擬似雑音生成器と、
前記第一および第二パルスをカウントするように構成された第一カウンタであって、前記第一カウンタは、前記分解された成分を有する前記レーキフィンガの時間整列を提供するために、分数チップ遅延タイミング調整信号を前記可変遅延配置に提供する第一カウンタと、
前記第一カウンタによって生成された搬送信号をカウントするように構成された第二カウンタであって、前記第二カウンタは、前記分解された成分を有する前記レーキフィンガの位相整列を提供するために、チップ遅延位相調整信号を前記調整可能擬似雑音生成器に提供する第二カウンタと、を備えているレーキ受信機。
【請求項８】
前記可変遅延配置は、フィルタ係数の選択によって設定されるシフトレジスタ、または調整可能な遅延を有するディジタルフィルタであり、前記フィルタ係数は前記レーキ受信機に備えられているルックアップテーブルから選択され、前記ルックアップテーブルは所定の遅延に対応するフィルタ係数のエントリを有している、請求項７に記載のレーキ受信機。
【請求項９】
前記可変遅延配置はシフトレジスタおよび調整可能な遅延を有するディジタルフィルタの組み合わせである、請求項１に記載の方法。
【請求項１０】
複数のセルを有し、前記複数のセルをカバーする基地局と前記基地局の１つと通信する移動通信装置を備えたスペクトル拡散通信システムであって、前記移動通信装置はレーキフィンガを備えたレーキ受信機を有しており、前記レーキフィンガは前記レーキフィンガに割り当てられたマルチパス信号の成分を追跡し、前記レーキフィンガが
前記分解された成分を可変的に遅延する手段と、
前記分解された成分に対して早期−晩期検出を実行し、前記分解された成分が最適到着時間に対して早く到着したのかまたは遅く到着したのかを判断する手段と、前記分解された成分は早く到着したと前記早期−晩期検出が判断した場合は第一パルスを生成する手段と、前記分解された成分は遅く到着したと前記早期−晩期検出が判断した場合は第二パルスを生成する手段と、
前記第一および第二パルスをカウントする手段であって、前記第一パルスは第一の方向にカウントさせ、第二パルスは第二の方向にカウントさせる手段と、
前記カウンティングから分数チップ遅延タイミング調整信号を引き出し、前記引き出された分数チップ遅延タイミング調整信号をフィードバックして、前記分解された成分の前記可変遅延を調整する手段と、
前記カウンティングからチップ遅延位相調整信号を引き出し、前記引き出されたチップ遅延位相調整信号をフィードバックして、擬似雑音生成器の位相を制御する手段、とを備えているスペクトル拡散通信システム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
本発明は、スペクトル拡散レーキ受信機のレーキフィンガに割り当てられたマルチパス信号の分解された成分を追跡する方法、より具体的にはＣＤＭＡハンドセットなどのスペクトル拡散通信装置に含まれるこのようなレーキ受信機に関する。
【０００２】
セルラ通信システムは公知である。このようなセルラ通信システムはセルまたは無線ゾーンを備え、共に所与の地理的領域をカバーしている。セルは、コントロールおよび通信チャネルによって、システムに備えられている移動通信装置との通信リンクを確立し維持する基地局を含み、確立された通信リンクによって移動通信装置と通信する。
【０００３】
セルラ通信システムの１つのタイプはいわゆる直接シーケンスＣＤＭＡ（コード分割多元アクセス）スペクトル拡散システムである。このようなＣＤＭＡスペクトル拡散システムにおいて、送信機に加え、移動通信装置は一般的に、マルチパス受信スペクトル拡散信号の成分を分解し、分解された成分をダイバーシティ結合し、受信信号の信号対雑音比を改善する多数のレーキフィンガを備えたいわゆるレーキ受信機を有する。スペクトル拡散信号は、拡散シーケンスを使用して周波数バンドにわたってデータ信号を拡散する送信機から受信される。このようなシーケンスにおける要素はいわゆるチップである。異なる送信機で異なるデータ信号を拡散するために、ウォルシュ（Ｗａｌｓｈ）シーケンスがチャネル化に使用され、擬似雑音拡散シーケンスがスクランブリングに使用される。レーキ受信機は、それを同じ擬似雑音シーケンスでデスクランブリングし、その後データ信号を拡散するために使用された同じウォルシュシーケンスで逆拡散することによって、受信スペクトル拡散信号からデータ信号を再生し、同じデータ信号から発するマルチパス受信信号をダイバーシティ結合する。レーキ受信機は、データ信号の受信を望む送信機に最初に同期する必要がある。このような初期同期の間、レーキ受信機に備えられたサーチャはマルチパス受信信号の、所望のデータ信号から発している成分を分解する。その後、レーキ受信機は追跡モード同期を採用し、同じ所望のデータ信号から発する分解された成分に同期されたレーキフィンガを保持する。追跡モード同期の間、レーキフィンガはその分解された成分と整列されたままである。
【０００４】
本発明の目的は、追跡モード同期の間、レーキフィンガが単純整列手段を用いながらマルチパス信号の分解された成分と整列されたままにされるレーキ受信機を提供することである。
【０００５】
本発明の別の目的は、限定された量のメモリを必要とする整列手段を有するレーキ受信機を提供することである。
【０００６】
本発明のさらに別の目的は、電力消費の少ないレーキ受信機を提供することである。
【０００７】
本発明に従って、スペクトル拡散レーキ受信機のレーキフィンガに割り当てられたマルチパス信号の分解された成分を追跡する方法が提供され、前記方法は
前記分解された成分を可変的に遅延することと、
前記可変的に遅延された分解された成分に対して早期−晩期検出を実行して、前記分解された成分が最適到着時間に対して早く到着したのかまたは遅く到着したのかを判断することと、前記分解された成分は早く到着したと前記早期−晩期検出が判断した場合は第一パルスを生成し、前記分解された成分は遅く到着したと前記早期−晩期検出が判断した場合は第二パルスを生成することと、
前記第一および第二パルスをカウントすることであって、前記第一パルスは第一の方向にカウントさせ、前記第二パルスは第二の方向にカウントさせることと、
前記カウンティングから分数チップ遅延タイミング調整信号を引き出し、前記引き出された分数チップ遅延タイミング調整信号をフィードバックして、前記分解された成分の前記可変遅延を調整すること、および
前記カウンティングからチップ遅延位相調整信号を引き出し、前記引き出されたチップ遅延位相調整信号をフィードバックして、擬似雑音生成器の位相を制御すること、を備えている。
【０００８】
本発明は、可変遅延のタイミング整列および擬似雑音生成器の位相整列にわたってマルチパス整列を分散することによって、単純な可変遅延配置を使用して可変遅延を提供できるという考えに基づいている。
【０００９】
実施形態において、シフトレジスタは可変遅延を実現する。本発明によって、シフトレジスタは非常に短く作られ、一般的に８つのセクションのみを有する。
【００１０】
好都合なことに、可変遅延の少なくとも一部が調整可能ディジタルフィルタのバルク遅延として得られる。これにより、シフトレジスタの長さは、一般的にチップ当たり２つまたは４つのサンプルにまで減らされてもよい。サンプルおよびそれによる受信機におけるクロック率の減少、および複雑さの減少は、電力消費の減少とチップ面積の減少を達成する。ディジタルフィルタの遅延はルックアップテーブルからフィルタ係数を選択することによって調整され、ルックアップテーブルのエントリは所定の遅延を表すフィルタ係数を備えている。
【００１１】
実施形態において、カウンタは早期−晩期検出によって生成されたパルスのカウントを実行する。第一のカウンタはパルスをカウントし、分数チップ遅延タイミング調整信号を得、そしてチップ境界で、搬送信号を第二のカウンタに提供する。第二のカウンタはチップ遅延位相調整信号を提供し、擬似雑音生成器の位相を制御する。
【００１２】
図面を通して、同一参照番号は同一部分に対して用いられる。
【００１３】
図１はＣＤＭＡスペクトル拡散システム１を概略的に示す。システム１は、各々が基地局９乃至１５を備えている無線ゾーン２乃至８を備える。移動通信装置１６は無線ゾーン７に備えられる。移動通信装置１６は携帯電話またはハンドセット、あるいはその他の適切な移動通信装置であってよい。所与の例において、システム１は直接拡散システムであり、移動通信装置１６は、図３においてより詳細に示されているようなレーキ受信機を備える。無線基地局のグループはスイッチングセンター（図示せず）に接続され、スイッチングセンターは互いに接続される。
【００１４】
図２はマルチパス信号の分解された成分２０乃至２２、および早期／晩期信号ＥおよびＬを示す。移動通信装置１６のシステムへの初期同期の際、装置１６のパワーオン時、サーチャ（詳細には図示されず）はシステム１から成分２０乃至２２を分解し、分解された成分２０乃至２２をレーキ受信機のレーキフィンガに割り当てる。このような初期同期は本技術において公知である。その後、レーキフィンガは、各レーキフィンガが整列されその分解された成分に整列されたままの追跡モード同期を採用する。早期／晩期信号ＥおよびＬは、レーキフィンガが最大信号エネルギ２３の最適受信時間に対して早くまたは遅くマルチパス成分を受信するそれぞれの電流状況を示す。
【００１５】
図３は、本発明によるこのようなレーキ受信機におけるレーキフィンガ３０を有する通信装置１６を示す。レーキ受信機はマルチパス信号の分解された成分をダイバーシティ結合し、シンボル検出器に供給されるダイバーシティ結合信号を形成する。通信装置１６は無線送受信フロントエンド３１、およびそのうちレーキフィンガ３０が示されている複数のレーキフィンガを備える。無線フロントエンド３１は通常の受信、ダウンミキシング、信号サンプリング、および送信タスクを提供し、レーキフィンガへの複合入力信号３２およびサンプリングされたベースバンド信号を提供する。原則的に、複合入力信号はまた低−中周波数信号であってもよい。送信分岐はＴｘによって示される。本発明のために、レーキフィンガ３０のみがより詳細に示される。処理手段は複合入力信号３２を処理する。このような処理手段は硬配線論理であってもよく、あるいはＤＳＰ（ディジタル信号プロセッサ）ファームウェアまたはソフトウェアプログラムであってもよい。示される実施形態において、レーキフィンガ３０は、複合入力信号３２の最大で８つのサンプル（１つのチップが８つのサンプルを含んでいる）にわたって複合入力信号を遅延させる複合可変遅延配置３３を備える。複合可変遅延３３は複合入力信号３２の分数チップ遅延を提供する。ひとたび正しい分数チップ遅延が適用されると、遅延信号は即座に、遅延信号を８つずつ除去するダウンサンプリング手段によって、チップあたり１つのサンプルにダウンサンプリングされる。ダウンサンプリングされた信号３５は次に、擬似雑音生成器３７によって生成される複合ＰＮ（擬似雑音）シーケンス３６の複合連結によって乗算される。チップ境界において、複合ＰＮシーケンスは位相において調整され、複合入力信号３２における分解された成分２２を整合する。乗算器３８によって提供される、その結果得られたデスクランブリング信号３７は次に、ウォルシュコードと等しいＯＶＳＦコードなどの、ＯＶＳＦシーケンス生成器４１によって生成された直交可変拡散率コード（ＯＶＳＦ）を有する乗算器３９によって乗算される。ＯＶＳＦコードの位相はまた、分数チップおよびチップ境界コントロール信号の両方を提供する図示された遅延ロックループによっても制御される。次に、スライディング積分器４２は、６４チップ以上の所与の実施形態において、ＯＶＳＦコード４０の長さにわたってスライディング積分を提供する。積分後、複合可変遅延４３は、ダウンサンプリング手段４４によるシンボル率に対して６４ずつ除去する前に、シンボルの最も近い整数への遅延等化を提供する。通常、そして最終的には、出力を生成するために、逆拡散信号４５は、基地局、たとえば基地局１４によって放送されるパイロットチャネルから得られるチャネルタップ推定の複合連結によって乗算される。タイミングコントロール手段４６は複合可変遅延３３および４３への遅延コントロール信号と、ＰＮシーケンス生成器３７およびＯＶＳＦシーケンス生成器４１に対する位相コントロール信号を提供する。レーキフィンガ３０はさらに、タイミングコントロール手段４６に対する早期および晩期信号ＥおよびＬのパワー推定信号を提供する早期／晩期検出器４７を備える。
【００１６】
図４は本発明による移動通信装置１６のレーキフィンガ３０における早期／晩期検出器４７を示す。早期／晩期検出器４７は早期および晩期分岐６０および６１をそれぞれ有する。早期／晩期タイミング検出器４７はタイミングループのためのフィードバック信号を引き出すために用いられる。８つずつ除去するという２つの操作は、異なるタイミングオフセットで、それぞれのダウンサンプラ６２および６３によってなされる。タイミングオフセットはチップの一部のサンプル分離によって選択される。早期および晩期分岐６０および６１の両方ともそれぞれの乗算器によって、スクランブリングＰＮシーケンスの複合連結を有する乗算でデスクランブリングされ、次いで積分およびダンプ操作６６および６７を使用する有限期間にわたってそれぞれ積分される。二乗された複合マグニチュードは次に、平方配置６８および６９によって、分岐６０および６１の両方において用いられ、早期および晩期信号ＥおよびＬのパワー推定信号７２および７３を提供するさらなる積分およびダンプ操作７０および７１によって後続の非コヒーレント積分を可能にする。タイミングエラー信号ｅは以下の論理を用いる処理ブロック７４で引き出される：信号Ｅのパワー推定信号の３倍が信号Ｌのパワー推定信号の２倍より大きい場合、ｅ＝−１であり、また信号Ｌのパワー推定信号の３倍が信号Ｅのパワー推定信号の２倍よりも大きい場合、ｅ＝＋１またはｅ＝０である。従って、Ｌ＜＝３／２（＜＝は以下を示す）のパワー推定によって除算されたＥのパワー推定の２／３以下の範囲においてデッドゾーンがある。早期および晩期信号のタイミングエラーイベントは早期／晩期検出器４７の出力であるパルス７５から使用可能であり、エラーの方向によって正または負のいずれかのユニットパルスである。パルス７５は適切に構成されたアップ／ダウンカウンタによってタイミングコントロール手段４６においてカウントされ、レーキフィンガ３０に必要とされる様々なタイミングコントロール信号を引き出す。
【００１７】
図５は本発明によるレーキフィンガ３０におけるカウンタ配置を示す。カウンタ配置は、コントロール信号８４、８５および８６をそれぞれ提供するアップ／ダウンカウンタ８１、８２、および８３を備える。カウンタ８１のカウンタ搬送信号８７はインバータ８８を介してカウンタ８２のホールド入力に提供され、カウンタ８２のカウンタ搬送信号８９はインバータ９０を介してカウンタ８３のホールド入力に提供される。正および負のユニットパルス７５は比較器９１および９２によって分離され、カウンタ８１乃至８３のアップおよびダウンカウント入力のそれぞれに供給される。カウンタ８１乃至８３は（システム１への初期同期によって提供されるような）初期遅延推定に従ってクロックされる。初期推定はゼロにデクリメントするカウンタにロードされる。カウンタ値がゼロより大きい期間中、カウンタチェーン８１乃至８３およびＰＮシーケンス生成器３７へのコントロール入力は、それらをプリロードされた値に進ませる論理「１」で保持される。この後、コントロール入力は早期−晩期イベント検出器４７の出力に切り換えられる。同等の機能性がプリセット可能なカウンタおよびプリセット可能なＰＮシーケンサによって得られる。アップ／ダウンカウンタ８１乃至８３はそれぞれサンプルカウンタ、チップカウンタ、およびシンボルカウンタであり、それぞれチップ当たりのサンプル数、シンボル当たりのチップ数、およびフレーム当たりのシンボル数に等しいサイクルカウント値を有している。出力すなわちコントロール信号８４、８５および８６は従って、分数チップ遅延での複合可変遅延３３を制御するサンプル遅延コントロール信号、スルー可能なＯＶＳＦシーケンス生成器４１を制御するチップ遅延コントロール信号、および異なるレーキフィンガの出力信号の最大比率結合の前にシンボル整列のためのレーキフィンガ３０の外側で使用されるシンボル遅延コントロール信号である。ＰＮシーケンス生成器３７は複合ＰＮソースの実際および仮想の部分を形成するスルー可能なＰＮ生成器を含む複合連結ＰＮソースである。複合連結は仮想出力の極性を打ち消すことによって得られる。ＰＮ生成器のブロックは＋１または−１のコントロール入力を受け入れ、１チップずつ生成器の位相を進めたり遅らせたりする、すなわちＰＮ生成器はサンプルクロックが１つのチップから別のチップへ回転するときにシフトされるだけである。
【００１８】
ひとたびサンプル遅延コントロール信号、チップ遅延コントロール信号、およびシンボル遅延コントロール信号の値が使用可能となると、レーキフィンガ３０の内部で必要とされるタイミングコントロール値を引き出すことが可能になる。以下の式はタイミングコントロール手段において実現される：
複合可変遅延３３はδ１＝ＮＳ−１−サンプル遅延コントロール信号の値に設定され、ここでＮＳはチップ当たりのサンプル数である；
スルー可能なＯＶＳＦ生成器４１の位相はチップ遅延コントロール信号のマイナスの値に設定される；
複合可変遅延４３は＝ＮＷ−１−チップ遅延コントロール信号の値に設定され、ここでＮＷはウォルシュシンボル当たりのチップ数である；
レーキフィンガ３０によって計算された全遅延は：
ｄｔｏｔａｌ＝サンプル遅延コントロール信号の値＋チップ遅延コントロール信号の値のＮＳ倍＋シンボル遅延コントロール信号の値のＮＷ倍のＮＳ倍。
【００１９】
上記の実施形態において、４つのサンプルと８つのサンプルの間のオーバーサンプリング率が使用される。調整可能なＦＩＲフィルタを使用してタイミング遅延を生成する別の実施形態において、オーバーサンプリング率、したがって電力消費は好都合なことに減少される。
【００２０】
図６は本発明によるレーキフィンガ３０の別の実施形態における調整可能ディジタルＦＩＲフィルタ１００を示す。フィルタ１００を使用して、分数チップまたはサブチップ遅延の一部を少なくとも生成する。このために、フィルタ１００のバルク遅延が選択される。このように、その入力においてチップ当たり２つまたは４つのサンプルを必要とするレーキフィンガが形成される。フロントエンド３１に含まれるアナログコンバータのアーキテクチャおよびエリアシングに対する受信機の耐性によって、ＣＤＭＡ受信機によって使用される最大サンプリング率は従って減少される。図示される実施形態において、調整可能ディジタルＦＩＲ（有限インパルス応答）フィルタ１００は、フィルタ１００のタップ重み１０９乃至１１２を設定するＦＩＲタップ係数１０５乃至１０８の事前計算されたセットを有する４つのフィルタステージ１０１乃至１０４を有する。加算ステージ１１３を使用して、重み付けされたフィルタステージの出力は加算されて、フィルタ出力信号１１４を生成する。
【００２１】
図７は所望のバルク遅延のための、ＦＩＲフィルタ１００に対するフィルタタップ係数１０５乃至１０８のエントリを有するルックアップテーブル１２０を示す。ＦＩＲフィルタ係数の各セットはローパスフィルタとして作用しながら所定のグループ遅延を有する。ＦＩＲフィルタ係数は、所望の応答からの逆高速フーリエ変換を用いて直接合成される。計算の容易さのために、周波数応答はナイキスト周波数の半分で、クリフエッジを有する理想的なローパスフィルタであるとする。位相は必要なグループ遅延によっては勾配をもった線形であるとする。
【００２２】
上記の原理を用いて、以下はタイムシフティングに適したフィルタ係数の例である。
【００２３】
０．２２０７  ０．３５６０  ０．３５６０  ０．２２０７  ０．０２９３
０．１９７６  ０．３４５５  ０．３６４２  ０．２４２８  ０．０５２４
０．１７３８  ０．３３２９  ０．３７０２  ０．２６３９  ０．０７６２
０．１４９５  ０．３１８３  ０．３７３８  ０．２８３６  ０．１００５
０．１２５０  ０．３０１８  ０．３７５０  ０．３０１８  ０．１２５０
０．１００５  ０．２８３６  ０．３７３８  ０．３１３８  ０．１４９５
０．０７６２  ０．２６３９  ０．３７０２  ０．３３２９  ０．１７３８
０．０５２４  ０．２４２８  ０．３６４２  ０．３４５５  ０．１９７６
０．０２９３  ０．２２０７  ０．３５６０  ０．３５６０  ０．２２０７
【００２４】
図８は、複合可変遅延３３の実際の部分の実施形態として、本発明によるレーキフィンガ３０におけるクロックコントロール可能シフトレジスタ１３０を示す。レジスタ１３０は８つのシフトレジスタセクションを有する。シフトレジスタは入力信号３２の８つのサンプルを最大限含んでいる。所望の分数チップ遅延を生成するために、レジスタ１３０の出力１３１は適切なシフトレジスタセクションに接続される。
【００２５】
上記の観点において、添付のクレームによって以下に規定されるように本発明の主旨および範囲内で様々な変更がなされること、および本発明は提供された例に限定されないことは当業者にとって明らかである。用語「備える（ｃｏｍｐｒｉｓｉｎｇ）」はクレームに記載される以外の他の要素または工程の存在を排除しない。
【図面の簡単な説明】
【図１】  図１はＣＤＭＡスペクトル拡散システムを概略的に示す図。
【図２】  図２はマルチパス信号の分解された成分および早期／晩期信号を示す図。
【図３】  図３は本発明によるこのようなレーキ受信機におけるレーキフィンガを備えた通信装置を示す図。
【図４】  図４は本発明による移動通信装置のレーキフィンガにおける早期／晩期検出器を示す図。
【図５】  図５は本発明によるレーキフィンガにおけるカウンタ配置を示す図。
【図６】  図６は本発明によるレーキフィンガにおける調整可能ディジタルＦＩＲフィルタを示す図。
【図７】  図７はＦＩＲフィルタに対するフィルタタップ係数を有するルックアップテーブルを示す図。
【図８】  図８は本発明によるレーキフィンガにおけるコントロール可能シフトレジスタを示す図。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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