(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電力系統と直流電源回路に接続され、直流電圧を交流電圧に変換する電力変換回路と、
前記交流電力系統の交流電圧を検出する交流電圧検出手段と、
交流電流を検出する交流電流検出手段と、
前記交流電圧の検出値より基準位相を検出する位相検出手段と、
前記交流電流の検出値と前記基準位相とから有効電流成分と無効電流成分を検出する座標変換手段と、
有効電流成分指令と無効電流指令と前記有効電流成分と前記無効電流成分に応じて電圧指令値を調節し前記電力変換回路の交流電流を制御する電流制御手段と、
前記電流制御手段の出力から交流電圧振幅指令値と交流電圧位相指令値を演算する極座標変換手段と、
前記交流電圧振幅指令値と前記交流電圧位相指令と前記基準位相に応じて前記電力変換回路のスイッチング素子を制御する交流電圧制御手段と、
前記交流電圧の検出値より各相の電圧振幅と位相を検出する電圧振幅位相検出手段と、
前記各相の電圧振幅と位相の平均値を検出する平均演算手段とを備え、
前記電圧振幅と位相の平均値により前記電流制御手段の出力を補正するとともに、前記各相の電圧振幅と位相の前記電圧振幅と位相の平均値に対する差により前記交流電圧振幅指令値と交流電圧位相指令値を補正するようにしたことを特徴とする電力変換回路の制御装置。
【請求項２】
前記各相の電圧振幅と位相の前記電圧振幅と位相の平均値に対する差による前記交流電圧振幅指令値と交流電圧位相指令値の補正は、前記差の大きさが所定値よりも大きい場合とするようにしたことを特徴とする請求項1の電力変換回路の制御装置。
【請求項３】
前記交流電流の検出値が第1の所定値を超えたときに前記交流電圧制御手段のスイッチング素子の制御を停止するとともに前記電流制御手段の出力を零とし、前記検出値が第2所定値似下になったときにスイッチング素子の制御を開始することを特徴とした請求項1又は請求項2に記載の電力変換回路の制御装置。
【請求項４】
前記交流電圧制御手段は、3相平衡時に高調波が小さくなるようなスイッチングパターンとしたことを特徴とする請求項1から3のいずれか一つに記載の電力変換回路の制御装置。
【請求項５】
前記各相の電圧振幅と位相の平均値を検出する平均演算手段は低域通過フィルタを含むようにしたことを特徴とする請求項1から4のいずれか一つに記載の電力変換回路の制御装置。
【請求項６】
前記差の大きさは電圧振幅の大きさが所定値よりも大きい場合とするようにしたことを特徴とる請求項2に記載の電力変換回路の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電力系統と直流電力系統とに接続され、交流電力と直流電力を双方向に変換可能な電力変換回路に係り、特に交流電力系統の電圧が変動したときの電力変換回路の過電流を低減し、過電流で電流を制御できない場合でも、高速に再起動して運転できる電力変換回路の制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、電力系統に接続されて、交流電力と直流電力を双方向に変換し、直流側の電圧をパルス幅変調する電力変換回路は、交流系統の有効電力、無効電力を制御することができ、電力系統の電力融通や電圧の安定化、変動補償に利用されている（特許文献１、２、非特許文献１参照）。
【０００３】
従来の電力変換回路の制御装置では、特許文献１に示されるように、系統事故が発生すると電力変換器の可制御素子を停止状態とし、系統電流を停止させるに必要な最小限の時間だけ継続されるようにし、その後電力変換器の可制御素子を動作させて電流の通電を可能な状態にしている。
【０００４】
また従来の他の電力変換回路の制御装置では、特許文献２に示されるように、電力変換器が電力系統と接続される前に、電力変換器の出力電圧が電力系統の電圧の大きさと位相に一致するようにしている。
【０００５】
さらに従来の他の電力変換回路の制御装置では、非特許文献１に開示されているように、多相交流電圧を正相成分と逆相成分に分解した後、電力変換器の各相電圧出力指令の大きさと位相を演算して電力変換器を制御するようにしている(非特許文献１中の図6)。そして、正相成分と逆相成分の分離には、多相交流電圧を直交2相交流電圧に変換し、その１／４周期遅れ信号とから演算するように構成されている(非特許文献１中の図２)。
【０００６】
特許文献１    特開平６−１７５７４１号公報第５頁（公報中の図１及び図２）
特許文献２    特開昭５４−８２６４９号公報（公報中図４）
非特許文献１  Y.Jiang,A.Ekstrom,Applying PWM to Contro1 0vercurrents at Unbalanced Faults of Forced-Commmutated VSCs Used as Static Var  Compensators",IEEE Transactions on Power Delivery,Vol.12,No.1,pp.273-278,January 1997の図６及び図２
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
特許文献１に開示された従来の電力変換器の制御装置にあっては、系統の電流を再度通電可能な状態にするとき、電力系統の事故が継続している場合がある。このため、電力変換器は電力系統の多相交流電圧が不平衡となっている状態で可制御素子を動作させ、電力変換器の電圧と電力系統の電圧の差が大きくなって電力変換器に過大な電流が流れて再度可制御素子を停止状態とし、これを繰り返すことにより運転の再開が遅れる問題があった。  
特許文献２に開示された従来の電力変換器の制御装置では、電力系統の多相交流電圧が不平衡の場合、出力電圧指令の大きさと位相は電力系統の周波数の２倍の周期で脈動する信号となり、電力変換器の出力電圧が電力系統の電圧に一致しない問題があった。前述の非特許文献１の図６に開示された従来の電力変換回路の制御装置では、多相交流電圧を正相分と逆相分に分離するために、少なくとも１／４周期の遅れが発生し、１／４周期以下では電力系統の電圧を正しく得ることができず、電力変換器と電力系統との間に電圧差が生じて、電力変換器に過大な電流が流れる可能性があった。
【０００８】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたものであり、交流電力系統の電圧が不平衡になった場合でも過電流を低減し、過電流で停止した場合でも高速に再起動して運転することができる電力変換回路の制御装置を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
この発明に係わる電力変換回路の制御装置は、各相の交流電圧振幅と位相の平均値により電流制御手段の出力を補正する手段と、各相電圧振幅と位相の平均値に対する差により交流電圧制御手段の交流電圧振幅指令と位相指令を補正する手段を設けたものである。
【発明の効果】
【００１０】
この発明に係わる電力変換器の制御装置は、各相の系統電圧の振幅と位相を個別に検出し、電力変換器の可制御素子を制御するようにし、交流電力系統の電圧が不平衡となっても安定に運転することができる効果がある。
【００１１】
また、可制御素子の動作停止期間が短くても過大な電流を流すことなく再度動作を開始することができる。これにより、可制御素子の動作回数を低減しつつ、変換器の電圧高調波を低減するパルス幅変調パターンを使った場合でも、安定に動作を再開することができる効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
以下図面を参照して実施形態を説明する。
【００１３】
＜第１の実施形態＞
図１は本発明の第１の実施形態による電力変換回路の制御装置を説明するための構成図である。電力変換回路１は例えば直流を交流に変換するインバータであり、この交流側はリアクトル２を介して交流系統４に接続され、直流側はコンデンサ３と直流系統５に接続されている。  
交流系統４の電圧は、電圧検出器７により検出され、その位相θを位相検出器９で検出する。電力変換回路１から交流系統４へ流れる電流は、電流検出器６で検出され、位相検出器９で検出された位相θを基準とした回転座標系へ変換されて有効電流成分Ｉｄと無効電流成分Ｉｑが検出される。減算器１０２ａ、１０２ｂにより各電流成分Ｉｄ、Ｉｑは、その指令値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊との偏差を演算し、電流制御補償器（電流増幅器）１０３ａ、１０３ｂでその偏差を増幅する。
【００１４】
位相検出器９で検出された位相θと３相電圧の位相差に相当する固定値Φｖを加算器１０９ａで加算し、また位相検出器９で検出された位相θと３相電圧の位相差に相当する固定値Φｗを加算器１０９ｂで加算し、これらの加算結果を電圧検出器７で検出した各相の電圧とともに振幅位相検出器１０８ａ〜１０８ｃに入力し、振幅位相検出器１０８ａ〜１０８ｃで電圧振幅Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと位相θに対する位相θｕ、θｖ、θｗを検出する。  
電圧振幅Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは加算器１１０ａとゲイン１１１ａで３相電圧振幅の平均Ｖｍを演算する。また、電圧位相θｕ、θｖ、θｗは加算器１１０ｂとゲイン１１１ｂによりその平均位相θｍを演算する。
【００１５】
そして、座標変換器１１４では平均電圧振幅Ｖｍを大きさ、平均電圧位相θｍを角度とした極座標から直交座標系へ変換し、平均電圧成分ＶｄｍとＶｑｍを演算する。電流偏差を増幅した信号と平均電圧成分は加算器１０４ａ、１０４ｂで加算され、座標変換器１０５により直交座標から極座標へ変換され電圧振幅指令Ｖ＊と電圧位相指令θ＊を演算する。
【００１６】
電圧振幅Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと平均電圧振幅Ｖｍとから減算器１１２ａ、１１２ｂ、１１２ｃにより電圧差振幅△Ｖｕ、△Ｖｖ、△Ｖｗを、電圧位相θｕ、θｖ、θｗと平均電圧位相θｍとから減算器１１３ａ、１１３ｂ、１１３ｃにより位相差△θｕ、△θｖ、△θｗとを演算する。電圧振幅指令Ｖ＊と電圧位相差△Ｖｕを加算器１０６ａで加算し、また電圧振幅指令Ｖ＊と電圧位相差△Ｖｖを加算器１０６ｃで加算し、さらに電圧振幅指令Ｖ＊と電圧位相差△Ｖｗを加算器１０６ｅで加算し、このようにして加算器１０６ａ、１０６ｃ、１０６ｅにおいて各相電圧振幅指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を演算する。
【００１７】
電圧位相指令θ＊と電圧位相θと位相差△θｕを加算器１０６ｂで加算し、また電圧位相指令θ＊と電圧位相θと位相差△θｖを加算器１０６ｄで加算し、更に電圧位相指令θ＊と電圧位相θと位相差△θｗを加算器１０６ｆで加算する。ここで、加算器１０６ｄ、１０６ｆには、それぞれ３相電圧の位相差に相当する固定値φｖ、φｗを加算する。加算器１０６ｂ、１０６ｄ、１０６ｆの出力は各相の電圧位相指令θｕ＊、θｖ＊、θｗ＊となり、各相電圧振幅指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と共にパルス幅変調器１０７ａ、１０７ｂ、１０７ｃに入力される。パルス変調器１０７ａ、１０７ｂ、１０７ｃは電力変換回路１の電力半導体素子のオン、オフを制御するゲート制御信号を出力する。
【００１８】
図２は、図１の電力変換回路１の主回路の一部を示すもので、この例は３レベル電力変換回路であり、可制御素子（可制御デバイス）Ｇ１〜Ｇ４と、２つのダイオードＤ１、Ｄ２からなる１相（例えば３相のうちのＵ相）分の主回路１ａと、コンデンサ３ａ、３ｂからなっている。この例の主回路構成は３レベル電力変換回路であるが、３以外のレベル数を出力できる電圧型電力変換回路やそれらの組み合わせでもよい。
【００１９】
なお、実際には、Ｕ相の主回路１ａと同一のものが、他に２相（Ｖ、Ｗ）分あり、これらは直流系統５間に接続され、コンデンサ３ａ、３ｂは直流系統５間に直列に接続されると共に、コンデンサ３ａ、３ｂの接続点はダイオードＤ１、Ｄ２の接続点に接続されている。
【００２０】
次に動作について説明する。電圧検出器７で検出した交流系統４の電圧から位相検出器９では、交流系統４の一つの相である例えばｕ相の電圧零クロス点を基準とした位相信号θを検出する。位相信号θは３相交流電圧の位相差に相当する固定値φｖとφｗを加算して、加算器１０９ａはｖ相、１０９ｂはｗ相の位相信号を演算し、位相信号θとともにそれぞれ各相の振幅位相検出器１０８ａ、１０８ｂ、１０８ｃに入力されて、各相の電圧振幅Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと各相の位相信号に対する位相差θｕ、θｖ、θｗを検出する。
【００２１】
振幅位相検出器１０８ａ〜１０８ｃの詳細な動作は特許３３３８１５９に開示されているので、ここでは説明を省略する。
【００２２】
この構成により、交流系統４の電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗは、
ｖｕ＝Ｖｕ・ｓｉｎ（θ＋θｕ）、
ｖｖ＝Ｖｖ・ｓｉｎ（θ＋θｖ＋φｖ）、
ｖｗ＝Ｖｗ・ｓｉｎ（θ＋θｗ＋φｗ）
と表すことができる。
【００２３】
位相検出器９ではｕ相の電圧零クロス点を基準とした位相信号θを検出するが、検出遅れにより過渡的にはθｕは零になるとは限らない。各相の電圧振幅Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは加算器１１０ａとゲイン１１１ａにより平均電圧Ｖｍを、位相差θｕ、θｖ、θｗは加算器１１０ｂとゲイン１１１ｂにより平均位相差θｍを演算して、座標変換器１１４ではＶｍとθｍの極座標から直交座標に変換するとともに、直交座標の平均電圧Ｖｄｍ、Ｖｑｍを、
Ｖｄｍ＝Ｖｍ・ｓｉｎ（θｍ）、Ｖｑｍ＝Ｖｍ・ｓｉｎ（θｍ）
と演算し出力する。
【００２４】
電流検出器６で検出した交流系統４の電流は、電流成分検出器１０１により位相信号θを基準とした回転座標変換により、３相交流電流を無効電流成分Ｉｑと有効電流成分Ｉｄを演算する。
【００２５】
定常で３相が平衡している状態では、交流系統４の各相の電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗは次のようになる。
【００２６】
ｉｕ＝Ｉｄ・ｃｏｓ（θ）＋Ｉｑ・ｓｉｎ（θ）
ｉｖ＝Ｉｄ・ｃｏｓ（θ＋φｖ）＋Ｉｑ・ｓｉｎ（θ＋φｖ）
ｉｗ＝Ｉｄ・ｃｏｓ（θ＋φｗ）＋Ｉｑ・ｓｉｎ（θ＋φｗ）
この場合、Ｉｑは交流系統４の電圧と同位相で、Ｉｄは９０度位相差を持つ成分となる。減算器１０２ａ、１０２ｂと電流制御補償器１０３ａ、１０３ｂでは、有効電流成分と無効電流成分の指令値Ｉｑ＊、Ｉｄ＊とＩｑ、Ｉｄとの偏差を増幅し電圧指令を出力してフィードバック制御を構成し、その偏差を減少させて電流成分指令値と検出値が一致するように動作する。
【００２７】
電流制御補償器１０３ａと１０３ｂの出力と平均電圧Ｖｄｍ、Ｖｑｍを加算器１０４ａ、１０４ｂで加算して直交座標上の電圧指令Ｖｄ＊とＶｑ＊を演算する。そして、座標変換器１０５により、直交座標から極座標に変換する。この変換により、
Ｖ＊＝√（Ｖｄ＊２＋Ｖｑ＊２）、θ＊＝ａｒｃｔａｎ（Ｖｄ＊／Ｖｑ＊）
を得る。
【００２８】
次に、電圧指令Ｖ＊に、減算器１１２ａで演算したｕ相電圧振幅Ｖｕと平均電圧Ｖｍとの差△Ｖｕと加算器１０６ａで加算してｕ相電圧振幅指令Ｖｕ＊を演算する。同様に減算器１１３ａで演算した位相差θｕと平均位相差θｍとの差△θｕを加算器１０６ｂで位相指令θ＊と基準位相θとを加算してｕ相電圧位相指令θｕ＊を演算する。他相についても同様に演算するが、３相交流の相間の位相差φｖとφｗをｖ相、ｗ相に加算してθｖ＊、θｗ＊を演算する。パルス幅変調器１０７ａ、１０７ｂ、１０７ｃでは電圧振幅指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊、位相指令θｕ＊、θｖ＊、θｗ＊に応じた点弧パルスを電力変換回路１に対して与え、電力変換回路１では電圧指令に応じた交流電圧を発生し、リアクトル２にその電圧を印加する。パルス幅変調により電力変換回路１は電圧指令に比例した電圧を発生することができる。
【００２９】
図３にパルス幅変調器１０７ａの動作の一例を説明するための動作説明図である。
【００３０】
図３（ａ）は電圧振幅指令Ｖｕ＊に対する点弧位相θ１、θ２、θ３の一例を示すグラフである。この例では基本波の１／４周期のパターンを示しており、５次、７次の高調波を発生しないパターンの例である。
【００３１】
図３（ｂ）は時間方向の動作を示すグラフである。例えば振幅指令Ｖｕ＊が一定の場合、点弧位相θ１〜θ３を図３（ａ）のパターンから求め、図３（ｂ）の２段目の波形のように、
１８０−θ１、１８０−θ２、１８０−θ３、θ１＋１８０、θ２＋１８０、θ３＋１８０、３６０−θ１、３６０−θ２、３６０−θ３を加えて、位相指令θｕ＊と比較する。そして、位相指令θｕ＊と三角搬送波の交差点によりＧ１〜Ｇ４の点弧タイミングを決定する。
【００３２】
図３（ｂ）の３〜６段目は２段目の交差点で決定されたタイミングによる、可制御素子の点弧信号を示している。これにより、図２の交流電圧は図３（ｂ）の７段目のような波形となる。このようにして図３（ａ）のパターンで得られる交流電圧の基本波振幅は電圧振幅指令Ｖｕ＊に比例し、位相は位相指令θｕ＊で制御される。図３（ａ）のようなパターンで交流電圧を制御する交流電圧制御手段では、スイッチング回数を低減しつつ交流電圧に含まれる高調波を低減することができる。
【００３３】
電圧指令に含まれる信号は電流制御補償器１０３ａ、１０３ｂの出力以外は、交流系統４の電圧である。従って、定常状態ではりアクトル２に印加される電圧は電流制御補償器１０３ａ、１０３ｂの出力に比例し、自由に電流を制御することができる。交流系統４の電圧が不平衡になった場合、すみやかに電圧位相差△Ｖｕ、△Ｖｖ、△Ｖｗと位相差△θｕ、△θｖ、△θｗにより電圧振幅指令と電圧位相指令が補正されて、電力変換回路１の交流電圧も交流系統４に応じて不平衡な基本波電圧を出力することかでき、リアクトル２には不平衡の電圧が印加されず、電流制御手段により電流を所望の値に調整することができる。
【００３４】
図４及び図５は、本発明による電力変換回路の制御装置の運転特性を説明するための波形図である。図４（ａ）は、交流系統４の３相電圧であり、時刻Ｔ１で例えば送電線の落雷により１相の電圧が低下し、時刻Ｔ２でその送電線が交流系統４から除去されたときの電圧波形を示すものである。図４（ｂ）は、電力変換回路１の交流電流の波形例を示すものである。交流系統電圧が時刻Ｔ１で急峻に変化するが、電力変換回路１は瞬間的には動作せず、それが発生する電圧と交流系統４との間に電圧差が生じる。その電圧差はリアクトル２に印加されて電力変換回路１の電流が変化する。
【００３５】
図１の構成図による実施の形態では、交流系統電圧の各相の振幅、位相を高速に検出して応答するようにしているため、電流の変化を高速に抑制することができ、電圧が不平衡を継続する時刻Ｔ１からＴ２の期間でもリアクトル２に印加される電圧は不平衡にならず安定に電流を調整することができる。図４（ｃ）は電圧が低下した相の電圧振幅検出値（例えばＶｕ）を示し、また図４（ｄ）は電圧が低下した相の位相検出値（例えばθｕ）の例を示したものである。
【００３６】
図５は図４と同様に時刻Ｔ１で図５（ａ）は交流系統電圧が変化し、時刻Ｔ２で復帰したときの波形例である。図４に比べて交流系統電圧の変化が大きく、電流が急峻に変化して電力変換回路１の過電流レベルを超過したときの波形例である。図３の構成図による実施の形態では、時刻Ｔ３で過電流レベルに到達して、電力変換回路が電力半導体をオフの状態に制御し電流を減衰する。電流が減衰し時刻丁４で再度電力半導体のスイッチングを開始して電流を通電するが、この時点では変化した交流系統電圧の振幅と位相を検出して動作する。このため、リアクトル２に印加される電圧はほぼ０から運転を再開することができ、再度過電流になることなく安定に電流を調節することができる。図５（ｃ）に示すように、交流系統電圧の振幅電圧が低下した相の電圧振幅検出値（例えばＶｕ）を示し、と図５（ｄ）に示すように、電圧位相を高速に検出することができるため、電流が減衰してから再起動するまでの期間を例えば１／４サイクル以下にすることが可能である。
【００３７】
なお、パルス幅変調方法については、スイッチング回数を低減しつつ交流電圧に含まれる高調波を低減する方法を示したが、電圧振幅指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊、位相指令θｕ＊、θｖ＊、θｗ＊に応じて、電力変換回路１の電圧を調整できるサブハーモニックパルス幅変調や瞬時空間電圧パルス幅変調などの他の方法でも同様の効果がある。
【００３８】
＜第２の実施形態＞
図４はこの発明の第２の実施形態を説明するための構成図である。図１と同じ部分は説明を省略する。パルス変調器１０７ａ〜１０７ｃ及び増幅器１０３ａ、１０３ｂには、電流検出器６で検出した電流信号より過電流を検出する過電流検出器８のゲートブロック信号ＧＢが入力される。
【００３９】
次に動作について説明する。図１と同じ動作については説明を省略する。過電流検出器８では、交流系統電圧の急峻な変化により発生する過電流が検出されるとゲートブロック信号ＧＢをパルス幅変調器１０７ａ、１０７ｂ、１０７ｃと補償器１０３ａ、１０３ｂに｝入力し、電力半導体をオフの状態に制御し電流を減衰する。電流が所定値以下に減衰して、電力半導体のスイッチングが可能になると、ＧＢ信号を解除し電力変換回路１の運転を再開するように動作する。補償器１０３ａ、１０３ｂはＧＢ信号を受けるとその入力によらず出力を零とし、ＧＢ信号が解除されると増幅を開始する。
【００４０】
このような構成によれば、交流系統４が地絡などにより不平衡な電圧となり、電力変換回路１が過電流となって、過電流検出器８によりゲート制御信号がオフを指令したのち、電流が減衰して電力変換回路１の電力半導体を再度変調を開始する。このとき、各相の電圧と位相は振幅位相検出器により精度良く高速に検出することができて、各相のパルス変調器により電力変換回路１の各相の電圧は交流系統４の電圧にほぼ一致した電圧を出力することができる。従って、リアクトル２には電位差が発生せず、電力変換回路１の電流は０から電流指令値１ｄ＊、Ｉｑ＊に応じて制御される。これにより、電力変換回路１は交流系統４が不平衡な電圧状態でも安定かつ高速に運転を続けることができる。振幅位相検出器は１／４周期以下でも精度良く電圧を検出することができるため、過電流によりゲート制御信号をオフ指令にする期間は１／４周期以下にすることができる
＜第３の実施形態＞
図５はこの発明の第３の実施形態を説明するための構成図である。図１及び図４と同じ部分は説明を省略する。減算器１１２ａ〜１１２ｃで演算した電圧差振幅△Ｖｕ、△Ｖｖ、△ｗは絶対値演算器１１５ａ〜１１５ｃに入力され、それらを最大値検出器１１６ａに入力する。同様主に、減算器１１３ａ〜１１３ｃで演算した位相差△θｕ、△θｖ、△θｗは絶対値演算器１１５ｄ〜１１５ｆに入力され、それらを最大値検出器１１６ｂに入力する。最大値検出器１１６ａ、１１６ｂの出力はそれぞれ比較器１１７ａ、１１７ｂで比較され、比較器の出力を論理和１１８に入力してスイッチ１１９を駆動する。
【００４１】
次に動作を説明する。絶対値演算器１１５ａ〜１１５ｃと最大値検出器１１６ａで電圧差振幅△Ｖｕ、△Ｖｖ、△Ｖｗの最大の大きさを検出する。そして、比較器１１７ａで所定値△Ｖｏｎと比較して、所定値よりも大きい電圧差振幅が存在する場合は論理１を出力し、それ以外では論理０を出力する。同様に、絶対値演算器１１５ｄ〜１１５ｆと最大値検出器１１１６ｂで位相差△θｕ、△θｖ、△θｗの最大の大きさを検出し、比較器１１７ｂで所定値と比較して、所定値△θｏｎよりも大きい位相差が存在する場合には論理１を、それ以外では論理０を出力する。そして、論理和１１８では比較器１１７ａと１１７ｂの出力の論理和を演算して、結局電圧差振幅と位相差の大きさに所定値よりも大きい値が存在した場合には論理和１１８が論理１を出力し、それ以外では論理０を出力する。論理和１１８の出力はスイッチ１１９を駆動して、論理１のときはスイッチの出力は全て０となり、論理０ではスイッチ１１９に入力された電圧差振幅と位相差を出力する。
【００４２】
このように動作して、交流系統４の電圧が、電力変換回路１が過電流となるような変動ではない場合、すなわち、電圧差振幅△Ｖｕ、△Ｖｖ、△Ｖｗと位相差△θｕ、△θｖ、△θｗが小さく平衡状態に近い状態では、平均電圧Ｖｍと平均電圧位相θｍで制御する。例えば、図２（ａ）のパターンで交流電圧制御手段を実現した場合、３次の高調波が電力変換回路１の各相の交流電圧に発生する。各相の基本波電圧が同一の場合には、線間電圧には３次高調波が発生せず、リアクトル２にも３次の高調波は印加されない。
【００４３】
しかし、各相の基本波電圧を不平衡に制御すると、３次の高調波の大きさも各相で異なることになり、リアクトル２に３次の高調波電圧が印加され、３次の高調波電流が交流系統４に流出する。
【００４４】
第３の実施形態によれば、不平衡量が小さい場合にはパルス幅変調器では交流系統電圧のうち３相平衡した電圧成分を出力するため、不要な高調波を発生することなく運転することができる。
【００４５】
＜第４の実施形態＞
図６はこの発明の第４の実施形態を説明するための構成図である。図５と同じ部分は説明を省略する。加算器１１０ａの出力は直流ゲインが１／３の低域通過フィルタ１２０ａに入力され、その出力を３相電圧振幅の平均Ｖ正として出力する。同様に、加算器１１０ｂの出力は直流ゲインが１／３の低域通過フィルタ１２０ｂに入力され、その出力を３相電圧位相の平均θｍとして出力する。
【００４６】
図６の実施形態では、減算器１１２ａ〜１１２ｃと１１３ａ〜１１３ｃの出力が所定値より小さい場合には、電圧振幅の平均Ｖｍと位相の平均θｍが電圧指令に加算されて動作する。これらの、１２０ａ、１２０ｂでは高調波を低減するよう低域通過フィルタを構成しているので、電圧振幅指令と位相指令の高調波成分が低減されて、パルス幅変調器１０７ａ〜１０７ｃの点弧パルスのばらつきが軽減する。このように動作して電力変換回路１の点弧ばらつきによる高調波を低減することができる効果がある。
【００４７】
＜第５の実施形態＞
図７はこの発明の第５の実施形態を説明するための構成図である。図６と同じ部分は説明を省略１する。比較器１１７ａの出力はスイッチ１１９を駆動する。基本的な動作は図５と同様である。スイッチ１１９は比較器１１７ａで駆動されて、電圧差振幅の大きさが所定値よりも大きい場合に電圧差振幅と位相差を出力する。交流系統４の電圧が不平衡となる場合は、通常電圧の大きさが変動し、位相差だけが変化することは少ない。
【００４８】
従って、スイッチ１１９を電圧振幅差で駆動しても交流系統４の電圧が不平衡量が小さい場合にはパルス幅変調器では交流系統電圧のうち３相平衡した成分を出力するため、不要な高調波を発生することなく運転することができる。そして、不平衡量が大きい場合には電圧振幅指令と電圧位相指令が補正されて、電力変換回路１の過電流を抑制して運転することができる。
【００４９】
＜第６の実施形態＞
なお、図１、図４〜図７の実施形態では電流制御ループが有効電流成分と無効電流成分の２つで構成されているが、第６の実施形態として電流制御ループは２つの正相電流成分と２つの逆相電流成分の４つで構成してもよく、逆相の電流制御も可能となる装置を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００５０】
【図１】この発明の第１の実施形態を説明するための構成図。
【図２】図１の電力変換回路を説明するための主回路図。
【図３】図１のパルス変調器の動作の一例を説明するための説明図。
【図４】この発明の第１の実施形態における作用効果を説明するための制御装置の運転特性を示す図。
【図５】この発明の第１の実施形態における作用効果を説明するための制御装置の運転特性を示す図。
【図６】この発明の第２の実施形態を説明するための構成図。
【図７】この発明の第３の実施形態を説明するための構成図。
【図８】この発明の第４の実施形態を説明するための構成図。
【図９】この発明の第５の実施形態を説明するための構成図。
【符号の説明】
【００５１】
１…電力変換回路、２…リアクトル、３…コンデンサ、４…交流系統、５…直流系統、６…電流検出器、７…電圧検出器、８…過電流検出器、９…位相検出器。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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