(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
周波数比デジタル化温度センサー（１０）において、
温度検知回路（２０）が絶対温度に比例する電流（「ＰＴＡＴ電流」）及び絶対温度に対して相補的な第二電流（「ＣＴＡＴ電流」）を供給し、
入力発生回路（３０）がＰＴＡＴ電流及びＣＴＡＴ電流を受取るために該温度検知回路へ結合されており、該入力発生回路はＰＴＡＴ電流とＣＴＡＴ電流との加重和から第一電流を発生し、該第一電流は一次温度非依存性であり、該入力発生回路は、更に、第一電流とＰＴＡＴ電流の一部であってＰＴＡＴ電流に第一補正係数を乗算することにより得られるＰＴＡＴ電流の第一部分との和である第一補正電流を発生し、該入力発生回路はＰＴＡＴ電流を表わす第一出力電流と、第一補正電流を第一抵抗へ印加させることにより発生される第一出力電圧と、第一補正電流を表わす第二出力電流と、第一電流か又は第一電流とＰＴＡＴ電流の別の一部であってＰＴＡＴ電流に第二補正係数を乗算することにより得られるＰＴＡＴ電流の第二部分との和である第二補正電流を第二抵抗へ印加させることにより発生される第二出力電圧とを供給し、
周波数比アナログ・デジタル変換器が、第一出力電流と第一出力電圧とを受取るデータオシレータを包含すると共に第二出力電流と第二出力電圧とを受取る基準オシレータを包含しており、該第一補正電流が該第一抵抗へ印加されて該データオシレータへの該第一出力電圧を発生させ且つ該基準オシレータへの該第二出力電流として使用される結果として該周波数比アナログ・デジタル変換器は線形性補正した温度出力信号を発生する、
ことを特徴とする周波数比デジタル化温度センサー。
【請求項２】
請求項１において、該周波数比アナログ・デジタル変換器において、
第一電流・周波数変換器（４０）が該データオシレータとして、該入力発生回路から第一出力電流と第一出力電圧とを受取り且つＰＴＡＴ電流を表わす第一周波数出力信号を供給し、
第二電流・周波数変換器（５０）が該基準オシレータとして、該入力発生回路からの第二出力電流と第二出力電圧とを受取り且つ基準周波数である第二周波数出力信号を供給し、
第一カウンタ回路（６０）が第一周波数出力信号を受取り且つ変換期間にわたっての第一周波数出力信号のクロックサイクルの数を表わす第一デジタルカウント値を発生し、
第二カウンタ回路（７０）が第二周波数出力信号を受取り且つ第二周波数出力信号のクロックサイクルの数を表わす第二デジタルカウント値を発生し、該変換期間は第二周波数出力信号のクロックサイクルの所定数により定義されており、
減算回路（８０）が第二デジタルカウント値を第一デジタルカウント値から減算し、該減算回路が温度出力信号を供給する、
ことを特徴とする周波数比デジタル化温度センサー。
【請求項３】
請求項１において、第一出力電流がＰＴＡＴ電流の複製物であり、且つ第一補正電流又は第一補正電流の複製物が第一出力電圧を発生させるために第一抵抗へ印加されることを特徴とする周波数比デジタル化温度センサー。
【請求項４】
請求項３において、第一補正電流又は第一補正電流の複製物が第二出力電流として印加されることを特徴とする周波数比デジタル化温度センサー。
【請求項５】
請求項１において、該入力発生回路において、更に、
第一加算回路（１０６）が第一電流を発生させるためにＰＴＡＴ電流の一部であってＰＴＡＴ電流に第三補正係数を乗算することにより得られるＰＴＡＴ電流の第三部分とＣＴＡＴ電流の一部であってＣＴＡＴ電流に第四補正係数を乗算することにより得られるＣＴＡＴ電流の第四部分とを加算すべく結合されており、第一電流は温度に関し非線形特性を有しており、
第二加算回路（１１６）が第一補正電流を発生するために第一電流とＰＴＡＴ電流の第一部分とを加算する、
ことを特徴とする周波数比デジタル化温度センサー。
【請求項６】
請求項５において、該入力発生回路が、更に、ＰＴＡＴ電流の第一部分を発生するためにＰＴＡＴ電流を受取り且つ第一補正係数をＰＴＡＴ電流へ適用する第一バッファ（１１４）を有していることを特徴とする周波数比デジタル化温度センサー。
【請求項７】
請求項６において、第一補正係数が０．１５未満の値を有していることを特徴とする周波数比デジタル化温度センサー。
【請求項８】
請求項６において、該入力発生回路が、更に、正規化した第一電流を発生するために第一電流を受取り且つ１−第一補正係数である第一正規化補正係数を第一電流へ適用する第二バッファ（２１２）を有しており、第二バッファはＰＴＡＴ電流の第一部分と加算されるべく第二加算回路へ正規化した第一電流を供給することを特徴とする周波数比デジタル化温度センサー。
【請求項９】
請求項１において、該入力発生回路において、更に、
第一加算回路（１０６）が、第一電流を発生するために、ＰＴＡＴ電流の一部であってＰＴＡＴ電流に第三補正係数を乗算することにより得られるＰＴＡＴ電流の第三部分とＣＴＡＴ電流の一部であってＣＴＡＴ電流に第四補正係数を乗算することにより得られるＣＴＡＴ電流の第四部分とを加算すべく結合されており、第一電流は温度に関し非線形特性を有しており、
第二加算回路（１１６）が、第一補正電流を発生するために、第一電流とＰＴＡＴ電流の第一部分とを加算すべく結合されており、
第三加算回路（１２６）が、第二補正電流を発生するために、第一電流とＰＴＡＴ電流の第二部分とを加算すべく結合されている、
ことを特徴とする周波数比デジタル化温度センサー。
【請求項１０】
請求項９において、該入力発生回路において、更に、
第一バッファ（１１４）がＰＴＡＴ電流を受取り且つ第一補正係数をＰＴＡＴ電流へ適用してＰＴＡＴ電流の第一部分を発生し、
第二バッファ（１２２）がＰＴＡＴ電流を受取り且つ第二補正係数をＰＴＡＴ電流へ適用してＰＴＡＴ電流の第二部分を発生させる、
ことを特徴とする周波数比デジタル化温度センサー。
【請求項１１】
請求項１において、該入力発生回路において、更に、
第三バッファ（２１２）が第一電流を受取り且つ１−第一補正係数である第一正規化補正係数を第一電流へ適用して第一正規化第一電流を発生し、第三バッファはＰＴＡＴ電流の第一部分と加算されるべく第一正規化第一電流を第二加算回路へ供給し、
第四バッファ（２２４）が第一電流を受取り且つ１−第二補正係数である第二正規化補正係数を第一電流へ適用して第二正規化第一電流を発生し、第四バッファはＰＴＡＴ電流の第二部分と加算されるべく第二正規化第一電流を第三加算回路へ供給する、
ことを特徴とする周波数比デジタル化温度センサー。
【請求項１２】
線形性補正した温度出力信号を発生する方法において、
絶対温度に比例する電流（「ＰＴＡＴ電流」）及び絶対温度に対して相補的な第二電流（「ＣＴＡＴ電流」）を供給し、
ＰＴＡＴ電流とＣＴＡＴ電流との加重和から第一電流を発生し、第一電流は一次温度非依存性であり、
第一電流とＰＴＡＴ電流の一部であってＰＴＡＴ電流に第一補正係数を乗算することにより得られるＰＴＡＴ電流の第一部分との和である第一補正電流を発生し、
ＰＴＡＴ電流を表わす第一出力電流を発生し、
第一補正電流を第一抵抗へ印加することにより第一出力電圧を発生し、
第一補正電流を表わす第二出力電流を発生し、
第一電流か又は第一電流とＰＴＡＴ電流の別の一部であってＰＴＡＴ電流に第二補正係数を乗算することにより得られるＰＴＡＴ電流の第二部分との和である第二補正電流を第二抵抗へ印加することにより第二出力電圧を発生し、
第一出力電流と第一出力電圧とを周波数比アナログ・デジタル変換器のデータオシレータへ結合させ且つ第二出力電流と第二出力電圧とを周波数比アナログ・デジタル変換器の基準オシレータへ結合させ、該第一補正電流が該第一抵抗へ印加されて該データオシレータへの該第一出力電圧を発生させ且つ該基準オシレータへの該第二出力電流として使用される結果として線形性補正した温度出力信号を発生する、
ことを特徴とする方法。
【請求項１３】
請求項１２において、第一及び第二出力電流及び第一及び第二出力電圧を周波数比アナログ・デジタル変換器へ結合させて線形性補正した温度出力信号を発生させる場合に、
第一出力電流と第一出力電圧とを第一電流・周波数変換器へ印加させてＰＴＡＴ電流を表わす第一周波数出力信号を発生し、
第二出力電流と第二出力電圧とを第二電流・周波数変換器へ印加させて基準周波数である第二周波数出力信号を発生し、
変換期間にわたって第一周波数出力信号のクロックサイクルの数をカウントし且つ第一デジタルカウント値を供給し、
第二周波数出力信号のクロックサイクルの数をカウントし且つ第二デジタルカウント値を供給し、該変換期間は第二周波数出力信号のクロックサイクルの所定数により定義されており、
第二デジタルカウント値を第一デジタルカウント値から減算して温度出力信号を発生する、
ことを特徴とする方法。
【請求項１４】
請求項１２において、第一出力電流がＰＴＡＴ電流の複製物であり、且つ第一補正電流又は第一補正電流の複製物が第一出力電圧を発生させるために第一抵抗へ印加されることを特徴とする方法。
【請求項１５】
請求項１４において、第一補正電流又は第一補正電流の複製物が第二出力電流として印加されることを特徴とする方法。
【請求項１６】
請求項１２において、ＰＴＡＴ電流とＣＴＡＴ電流との加重和から第一電流を発生させる場合に、第一電流は一次温度非依存性であり、
ＰＴＡＴ電流の一部であってＰＴＡＴ電流に第三補正係数を乗算することにより得られるＰＴＡＴ電流の第三部分とＣＴＡＴ電流の一部であってＣＴＡＴ電流に第四補正係数を乗算することにより得られるＣＴＡＴ電流の第四部分とを加算して第一電流を発生し、第一電流は温度に関し非線形特性を有している、
ことを特徴とする方法。
【請求項１７】
請求項１２において、第一補正係数が０．１５未満の値を有していることを特徴とする方法。
【請求項１８】
請求項１において、更に、
第一電圧を測定し且つ該第一電圧に比例する第三電流を供給する電圧測定回路、
該第一出力電流と該第三電流とを受取り且つ該第一出力電流及び該第三電流の内の一つを選択信号に基づいて選択した電流として選択する選択回路（Ｓ１）、
を有しており、該周波数比アナログ・デジタル変換器（６４０及び６６０）が、該選択した電流及び該第一出力電圧を受取るデータオシレータと、該第二出力電流及び該第二出力電圧を受取る基準オシレータとを包含しており、該周波数比アナログ・デジタル変換器が該ＰＴＡＴ電流及び該第三電流の内の選択した一つを表す線形補正したデジタル出力信号を発生することを特徴とする周波数比デジタル化温度センサー。
【請求項１９】
セミパッシブ無線周波数識別（ＲＦＩＤ）タグ（６００）において、該ＲＦＩＤタグの回路の一部に電力を供給するためのバッテリ電圧を供給するバッテリ（６２０）へ結合されており、且つ請求項１８に基づく周波数比デジタル化温度センサーを有するセンサブロック（６０６）を包含していることを特徴とするセミパッシブ無線周波数識別タグ。
【請求項２０】
請求項１９において、該第一電圧が該バッテリ電圧を有しており且つ該センサブロック（６０６）が周囲温度とバッテリ電圧とを交互に測定することを特徴とするセミパッシブ無線周波数識別タグ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は無線周波数識別装置に関するものであって、更に詳細には、周波数比デジタル化温度センサーを組込んだ無線周波数識別装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
オシレータの周波数を変化させることにより温度を測定すべく動作する周波数比デジタル化温度センサーは良く知られている。より一般的には、このような温度センサーは温度と共に変化する入力信号を測定するために周波数比アナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）を使用して実現される。一般的に、周波数比デジタル化温度センサーは２個のオシレータ、即ち基準オシレータとデータオシレータとを包含している。基準オシレータは変換間隔を定義し、その場合に基準周波数のクロック周期の固定した数を使用して変換期間を表示する。データオシレータの周波数、即ちデータ周波数は温度と共に変化され、且つ基準周波数に対するデータ周波数の比が温度センサーのデジタル出力信号を形成する。従来の周波数比デジタル化温度センサーにおいては、センサー回路の種々の要素の非理想的な特性がデジタル出力信号の非線形性を発生している。例えば、周波数比デジタル化温度センサーにおける基準オシレータ及びデータオシレータは、通常、電流・周波数変換器（Ｉ／Ｆ変換器）を使用して実現される。該オシレータを介しての伝搬遅延がデジタル出力信号の周波数の線形性の歪みを発生させる。又、温度測定を表示するため及び／又は基準電流として使用するために発生される温度依存性電流はそれ自身が非線形特性を示す場合がある。各オシレータを形成する抵抗及びコンデンサの温度係数が、温度が変化する場合に、オシレータ周波数において付加的なドリフトや非線形性を発生させる場合がある。
【０００３】
線形性エラーを補正するか又は最小とさせる幾つかの従来技術の解決法は、補正したシステムを一般的な適用例においてより有用性のないものとさせる。例えば、幾つかの温度周波数比アナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）は基準オシレータを使用し、その場合に基準周波数は温度に関して意図的に広く変化する。典型的に、このタイプの周波数比ＡＤＣはその周波数が温度増加と共に減少する基準オシレータを使用し、一方データ周波数は比較的一定のままである。このことは、温度が増加すると共に変換時間が著しく増加することとなり、そのことは、所望の適用例が固定した一定の間隔で取られたサンプルの出力ストリームである場合に不便な場合がある。
【０００４】
温度デジタル化周波数比ＡＤＣも、基準周波数発生器として温度補償型クリスタルオシレータと共に設計され且つ製造されている。然しながら、クリスタルオシレータは外部的な部品であり且つクリスタルオシレータの使用はコストを増加させると共に周波数比ＡＤＣを実現するために必要な回路面積を増加させる。
【０００５】
米国特許第６，１８３，１３１号においては、デジタル化温度センサーが、ＡＤＣ入力（ＰＴＡＴ信号）の小さな部分を（ほぼ一定の）ＡＤＣ基準信号へ加算することにより線形性補正を実現している。このように、ボーエラー（ｂｏｗ  ｅｒｒｏｒ）即ち弓型誤差のほぼ完全な補正がこれらのデジタル化温度センサーにおいて観察され、特にベース・エミッタ電圧の温度依存性挙動に関連するエラーについてそうである。然しながら、該’１３１特許において記載されている線形性補正は、単一入力と単一基準ポートとを具備するＡＤＣを使用するデジタル温度センサーに対してのみ適用される。それは周波数比ＡＤＣに対して適用されるものではなく、その理由の一部としては、周波数比ＡＤＣは４個の別個の入力ポートを使用しており、且つ単一入力及び基準ポートに対する線形性補正を直接的に適用することは不可能である。
【０００６】
無線周波数識別（ＲＦＩＤ）とは、人又は物体を自動的に識別するために電波を使用する自動的識別技術のことを意味している。ＲＦＩＤは多様な識別方法を包含しており、最も一般的なものは人又は物体を識別するシリアル番号、及び、多分その他の情報を、アンテナに取付けられたマイクロチップ上に格納することである。マイクロチップとアンテナとは一体となってＲＦＩＤトランスポンダー又はＲＦＩＤタグと呼ばれる。シリコンチップとアンテナとが共に動作してＲＦＩＤタグがＲＦＩＤ読取器又はトランシーバーからの無線周波数クエリーを受取り且つそれに応答することを可能とする。例えば、アンテナは、チップがＲＦＩＤ読取器へ識別情報を送信することを可能とする。読取器はＲＦＩＤタグから反射して戻された電波をデジタル情報へ変換し、それは、次いで、識別情報を利用することが可能なコンピュータへ送ることが可能である。
【０００７】
ＲＦＩＤタグは、パッシブ、セミパッシブ（又は、セミアクティブとしても知られている）、又はアクティブのうちのいずれかとすることが可能である。パッシブＲＦＩＤタグは内部電源を必要とするものではないが、トランシーバー又は読取器によって訂正される電磁界からパワーを引き出し且つそのパワーを使用してマイクロチップの回路に電力を供給する。ＲＦＩＤトランシーバー又は読取器からの電磁波はＲＦＩＤタグのアンテナ内に電流を誘起させる。次いで、該チップはアンテナがトランシーバーへ送り戻す波を変調させる。該トランシーバーはこの新たな波をデジタルデータへ変換させる。
【０００８】
アクティブＲＦＩＤタグは、電池等の内部電源を必要とし、それはマイクロチップに電力を供給し且つ外へ出ていく信号を発生するために使用される。アクティブＲＦＩＤタグは、時々、ビーコンと呼称されるが、それはそれら自身の信号をブロードキャストさせることが可能だからである。
【０００９】
セミパッシブＲＦＩＤタグは、マイクロチップの回路に電力を供給するために小型の電池を使用することを除いてパッシブタグと類似している。ＲＦＩＤタグは読取器又はトランシーバーからパワーを引き出すことにより通信を行う。該電池即ちバッテリはタグのマイクロチップが常に電力が供給されることを可能とし、そのことは入って来る信号からパワーを回収すべくアンテナを設計することの必要性を取除いている。従って、アンテナは後方散乱信号に対して最適化させることが可能である。セミパッシブＲＦＩＤタグは応答においてより高速であり、従って、パッシブタグと比較して読取比において一層強い。
【００１０】
ＲＦＩＤ技術の１つの一般的な適用例はサプライチェーンを介して移動する商品のトラッキング即ち追跡のためである。更に、ＲＦＩＤタグは温度、移動及びラジエーションをも検知し且つ記録するセンサーと結合されている。このように、サプライチェーンを介して移動する品目を追跡するために使用される同一のＲＦＩＤタグは、商品が正しい温度で格納されていない場合、又は誰かが生物学的物質を商品に注入した場合等にスタッフに警告を発生すべく動作することが可能である。
【００１１】
ＲＦＩＤタグにおけるマイクロチップは、リード・ライト、リードオンリ又は「ライトワンス、リードメニー」（ＷＯＲＭ）とすることが可能である。リード・ライトチップの場合には、情報をタグへ付加させることが可能であり、又は、識別シリアル番号を除いて、既存の情報を上書きさせることが可能である。ＲＦＩＤタグは、タグ自身により集められた情報を格納するための付加的な格納ブロックを有している場合がある。
【００１２】
【特許文献１】米国特許第６，１８３，１３１号
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
本発明は、以上の点に鑑みなされたものであって、上述した如き従来技術の欠点を解消し、改良した無線周波数識別装置及び方法を提供することを目的とする。本発明の別の目的とするところは、温度ロギング能力を具備する改良したＲＦＩＤタグを提供することである。本発明の更に別の目的とするところは、改良した周波数比デジタル化温度センサーを提供することである。本発明の更に別の目的とするところは、線形性補正した温度出力信号を発生する技術を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明の原理によれば、基準オシレータとデータオシレータとを有する周波数比デジタル化温度センサーが、補正電流を温度非依存性基準電流へ付加させ且つ補正した基準電流の同一のコピーを使用して基準オシレータ電流入力及びデータオシレータ基準電圧入力における抵抗を駆動することにより線形性補正を実現する。該抵抗は該電流を補正された基準電圧へ変換させ、その基準電圧は基準オシレータ出力における周波数に対して逆比例している。該補正電流は絶対温度に対して比例する電流（ＰＴＡＴ電流）であり且つ温度検知電流源から入力発生回路へ印加されたＰＴＡＴ電流の複製された割合部分Ｋｐを選択することにより得られる。基準オシレータを駆動するために補正された基準電流を使用することの結果として、温度センサーの基準周波数は意図的に温度に関してエラーを示すようにされる。データオシレータにおける基準電圧を発生するために補正された基準電流を使用することの結果として、データオシレータ出力における周波数も意図的に逆周波数エラーを示すように誘起される。これらの周波数エラーの性質は、温度に関してデジタル温度出力における線形性エラーを相殺させる効果を有している。
【００１５】
本発明の周波数比デジタル化温度センサーは、従来の周波数比温度センサーにおいては達成することが不可能な線形性エラー補正を実現している。より詳細に説明すると、温度依存性電流と関連するエラー発生源、電流・周波数変換器における時間遅延及び抵抗及びコンデンサの温度依存性挙動は、ＰＴＡＴ電流の所定量が基準電流へ付加される場合に同時的に相殺される。
【００１６】
本発明の別の側面によれば、無線周波数識別（ＲＦＩＤ）タグが周波数比デジタル化温度センサーを組み込んでＲＦＩＤ温度ロガーを構成する。ＲＦＩＤタグはオンコマンドか又は特定した間隔で温度データを記録すべくプログラムすることが可能である。１実施例においては、ＲＦＩＤタグはセミパッシブであり、温度センサー及び制御回路はバッテリによって電力が供給される。更なる実施例においては、本発明の周波数比デジタル化温度センサーは、デュアル機能温度／電圧センサーとして構成されており、その場合に温度センサー回路はバッテリ電圧と周囲温度を交互に測定するために使用される。別の実施例においては、３ポート線形性補正方法が周波数比デジタル化温度センサーにおいて実現されており、従って該温度センサーにより安定な基準クロックが発生される。この安定な基準クロックは、クロックのキャリブレーションのためにＲＦＩＤタグの制御回路により使用され、それにより外部的なクリスタルオシレータに対する必要性を取除いている。本発明の周波数比デジタル化温度センサーを組み込んだＲＦＩＤタグは以下により詳細に説明する。
【００１７】
一般的に、周波数比デジタル化温度センサーは、基準オシレータとデータオシレータとを実現する一対の電流・周波数（Ｉ／Ｆ）変換器を包含している。データＩ／Ｆ変換器及び基準Ｉ／Ｆ変換器と呼称されるこの一対のＩ／Ｆ変換器は、各々、２個の入力信号（電流と電圧）を受取り且つ周波数出力信号を発生する。従って、この一対のＩ／Ｆ変換器は、測定される温度を計算するために２つの周波数出力信号を発生するために４個の入力信号を使用する。より詳細に説明すると、データＩ／Ｆ変換器は、温度依存性入力電流Ｉｄａｔａ及び近似的に温度非依存性の基準電圧Ｖｄａｔａを受取る。温度依存性入力電流Ｉｄａｔａは温度励起に応答して一対のバイポーラトランジスタのベース・エミッタ電圧Ｖｂｅの間の差により発生されるＰＴＡＴ電流、ＩＰＴＡＴの複製物である。基準Ｉ／Ｆ変換器はほぼ温度非依存性の基準電流Ｉｒｅｆ及びほぼ温度非依存性の基準電圧Ｖｒｅｆを受取る。
【００１８】
本発明の１つの側面によれば、本発明の周波数比デジタル化温度センサーは２ポート線形性補正方法を実現する。この２ポート線形性補正方法において、Ｉ／Ｆ変換器への４つの入力信号のうちの２つが補正電流により補正される。特に、補正された基準電流は、温度依存性ＰＴＡＴ電流の小さな部分を一次温度安定性である基準電流へ付加即ち加算させることにより形成される。補正された基準電流の同一のコピーが基準Ｉ／Ｆ変換器への基準電流として、且つ、抵抗を介して、データＩ／Ｆ変換器に対する基準電圧Ｖｄａｔａとして同時的に印加される。
【００１９】
補正された基準電流の２つの同一のコピーのデータ及び基準Ｉ／Ｆ変換器の両方の入力信号に対しての同時的な印加は周波数比アナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）の伝達関数を、修正させるが、その場合に、二次歪みが該ＡＤＣ内に発生され、それはバイポーラトランジスタに基づく温度センサーを使用して発生される温度依存性電流において本来的な二次歪みと符号が反対である。その結果、デジタル化された温度測定値の線形性エラーは著しく減少される。１実施例において、デジタル温度測定値において少なくとも２０ｄＢの線形性の改善が得られる。
【００２０】
本発明の別の側面によれば、本発明の周波数比デジタル化温度センサーは３ポート線形性補正方法を実現する。この３ポート線形性補正方法において、Ｉ／Ｆ変換器への４つの入力信号のうちの３つが２個の別個の補正電流により補正される。温度依存性入力電流Ｉｄａｔａは補正されないままとされる唯一の入力信号である。この３ポート線形性補正方法において、第一の補正された基準電流が基準Ｉ／Ｆ変換器の基準電流Ｉｒｅｆへ印加され、且つこの補正された基準電流の複製物が２ポート線形性補正方法におけるのと同一の態様でデータＩ／Ｆ変換器のＶｄａｔａ基準電圧入力における抵抗へ印加される。この３ポート線形性補正方法は、温度依存性ＰＴＡＴ電流の小さな部分を一次温度安定性である基準電流へ付加させることにより第二の補正した基準電流を形成することが関与する。第二の補正した基準電流を形成するために使用されるＰＴＡＴ電流の割合即ち部分は第一の補正した基準電流を形成するために使用したＰＴＡＴ電流の割合即ち部分とは異なっており、従ってこれら２つの補正した基準電流は異なる電流値を有している。第二の補正した基準電流は抵抗へ印加されて基準Ｉ／Ｆ変換器用の基準電圧Ｖｒｅｆを発生する。このように、基準オシレータとして機能する基準Ｉ／Ｆ変換器の周波数ドリフトは最小とされ、一方温度のデジタル温度測定値は上述した如くに線形化される。１実施例においては、基準クロックの周波数の安定性を０．０６％ｐ−ｐ（ピーク・ツー・ピーク）に保持しながら、デジタル温度測定において２０ｄＢの線形性を改善することが可能である。
【００２１】
本発明の周波数比デジタル化温度センサーにおいては、適用例が絶対的な正確度を要求する場合に、測定精度を向上させるために利得及びオフセットの同時的なデジタル調節を適用することが可能である。更に、本発明の周波数比デジタル化温度センサーの性能を向上させるために、データオシレータ及び基準オシレータを温度及び電源変動に関し一定な伝搬、論理及びスイッチング時間遅延の和を示すＩ／Ｆ変換器を使用して実現することが可能である。
【００２２】
１実施例において、ＰＴＡＴ電流は補正係数で乗算され且つ基準電流へ加算されて第一及び第二補正基準電流を形成し、それらは最早温度非依存性のものではなく−２５乃至８５℃にわたり約１．１５％の正の勾配を示す。該補正係数は、デジタル化温度センサーを特性付ける式を解くことにより又は実際の集積回路の測定値を経験的に使用することによって数学的に選択される。
【００２３】
本発明の線形性補正型周波数比デジタル化温度センサーは、基準周波数が一定又は比較的一定に留まっている間に、データ周波数が温度の増加と共に絶対温度（ＰＴＡＴ）に対してほぼ線形的に比例する態様で増加する場合の周波数比デジタル化温度センサーに対して適用可能である。本発明の線形性補正方法は、データ周波数が温度に関して著しく増加するものではデジタル化システムに適用可能なものではない。
【００２４】
本発明の線形性補正型周波数比デジタル化温度センサーは、従来の温度センサーと比較して多くの利点を提供する。第一に、本発明の線形性補正型温度センサーは、外部的クリスタル部品の使用を必要とすることなしに、良好な又はクリスタルオシレータを使用する温度センサーよりも良好な温度測定結果を与えることが可能である。本発明の温度センサーは、それにより製造コスト及び実現化のために必要な回路面積を減少させる。更に、３ポート線形性補正方法が適用される場合には、本発明の温度センサーは、同時的に、安定性が増加された基準周波数を提供する。その基準周波数は、安定な基準周波数を必要とする該温度センサー外部の他の回路により使用することが可能である。従って、本発明の温度センサーは、このような安定化された基準周波数を与えるために付加的なオシレータ回路又は外部的クリスタルオシレータに対する必要性を取り除いている。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２５】
図１は本発明の１実施例に基づく周波数比デジタル化温度センサーの概略図である。図１を参照すると、周波数比デジタル化温度センサー１０はその入力信号として温度検知回路２０から２つの温度依存性電流を受取る。温度検知回路２０はデジタル化温度センサー１０の一部とする場合も又はしない場合もある。温度検知回路２０の正確な構成は、１つが比例的であり且つ１つが相補的であるという２つの温度依存性電流が該温度センサーに対して発生される限り、本発明の実施に対して臨界的なものではない。
【００２６】
図１において、温度検知回路２０が、温度励起に応答して、ノード２２上に絶対温度ＩＰＴＡＴに比例する電流を供給し且つノード２４上に絶対温度ＩＣＴＡＴに対して相補的な電流を供給する２つの電流源として示されている。図１に示されている温度検知回路２０は例示的なものに過ぎず且つ温度検知回路の実際の構成を表わすことを意図しているものではない。通常、異なる電流密度で動作される２つのバイポーラトランジスタを使用して２つの温度依存性電流が発生される。２つのバイポーラトランジスタのベース・エミッタ電圧における差、即ち△Ｖｂｅ電圧は絶対温度に比例する電圧である。ＰＴＡＴ電流は、△Ｖｂｅ電圧を抵抗（例えば、抵抗Ｒｐ）を横断して印加することにより△Ｖｂｅ電圧から発生させることが可能である。一方、該バイポーラトランジスタのうちの一方のベース・エミッタ電圧、即ちＶｂｅ電圧は絶対温度に対して相補的な電圧である。従って、このＶｂｅ電圧を抵抗（例えば、抵抗Ｒｃ）を横断して印加することにより、典型的にはより高い電流密度を有するトランジスタにおける２つのＶｂｅ電圧のうちのより大きなものであるＶｂｅ電圧から発生させることが可能である。
【００２７】
デジタル化温度センサー１０は入力発生回路３０と周波数比アナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）によって形成されている。入力発生回路３０は２つの温度依存性電流ＩＰＴＡＴ及びＩＣＴＡＴを受取り且つ周波数比ＡＤＣを駆動するために必要な入力信号を発生する。本実施例においては、周波数比ＡＤＣは一対の電流・周波数（Ｉ／Ｆ）変換器４０，５０、一対のカウンタ６０，７０及び減算回路８０を包含している。周波数比ＡＤＣは、デジタル化温度センサー１０の温度出力信号として出力信号ＡＤＣＯＵＴを供給する。
【００２８】
Ｉ／Ｆ変換器４０は、温度依存性入力電流Ｉｄａｔａ（ノード３２）及び近似的に温度比依存性の基準電圧Ｖｄａｔａ（ノード３４）を受取り且つＰＴＡＴ電流である入力電流を表わす周波数を具備する周波数出力信号Ｆｄａｔａ（ノード４４）を発生するためのデータＩ／Ｆ変換器である。Ｉ／Ｆ変換器５０は、近似的に温度非依存性の基準電流Ｉｒｅｆ（ノード３６）及び近似的に温度非依存性の基準電圧Ｖｒｅｆ（ノード３８）を受取り且つ温度センサーの基準周波数である周波数出力信号Ｆｒｅｆ（ノード５４）を発生するための基準Ｉ／Ｆ変換器である。基準周波数Ｆｒｅｆは変換期間を定義し、その場合に、該基準周波数のクロック周期の固定数Ｎｃがその変換期間を表わす。
【００２９】
本発明によれば、入力発生回路３０が、基準電圧Ｖｄａｔａ（ノード３４）を発生するために使用される第一補正基準電流及び基準電流Ｉｒｅｆ（ノード３６）として使用される第一補正基準電流の複製物を発生する。第一補正基準電流をこのような態様で印加することにより、温度センサーの最終的温度出力信号における線形性エラーは精密に補正される。更に、本発明の別の側面によれば、入力発生回路３０は、基準周波数Ｆｒｅｆの安定性を改善するために基準電圧Ｖｒｅｆ（ノード３８）を発生するために使用される第二補正基準電流を発生する。入力発生回路３０の詳細な構成について以下により詳細に説明する。
【００３０】
デジタル化温度センサー１０において、基準周波数Ｆｒｅｆ（ノード５４）が該基準周波数のクロック周期の固定数Ｎｃをカウントするために基準カウンタ７０へ結合される。基準カウンタ７０は該温度センサーの変換期間を定義するカウントＮｃを表わす出力信号ＲＥＦ ＣＯＵＮＴを出力端子７８上に発生する。基準カウンタ７０はＳＴＡＲＴ ＣＯＮＶＥＲＴ信号（ノード６４）を受取って各変換サイクルを開始させる。カウントの固定数Ｎｃに到達すると、基準カウンタ７０はオーバーフロー信号を発生し、それはＣＯＮＶＥＲＴ ＤＯＮＥ信号（ノード６６）として機能して各変換サイクルの終りを表わす。基準カウンタ７０が数Ｎｃを超えるカウントを検知すると、該オーバーフロー信号がアサート即ち活性化されて変換期間の終りを表わす。基準カウンタ７０は、又、デジタル化温度センサー１０の利得をデジタル的に調節するために端子７２上の利得調節入力信号を受取る。この利得調節入力信号は、該温度センサーシステムの利得を調節するために、カウント数Ｎｃを増加させるか又は減少させることにより変換期間を増加させるか又は減少されるべく動作する。
【００３１】
データ周波数Ｆｄａｔａ（ノード４４）は該温度センサーの変換期間内のデータ周波数のクロック周期の数をカウントするためにデータカウンタ６０へ結合されている。データカウンタ６０は変換期間内のデータ周波数のカウントを表わす出力信号ＤＡＴＡ ＣＯＵＮＴを出力端子６８上に発生する。データカウンタ６０はＳＴＡＲＴ ＣＯＮＶＥＲＴ信号（ノード６４）を受取って各変換サイクルを開始させる。データカウンタ６０は、又、Ｈａｌｔ（停止）信号として基準カウンタ７０からＣＯＮＶＥＲＴ ＤＯＮＥ信号（ノード６６）を受取る。ＣＯＮＶＥＲＴ ＤＯＮＥ信号がアサート即ち活性化されると、データカウンタ６０におけるカウント動作が停止される。最後に、データカウンタ６０はデジタル化温度センサー１０のオフセットをデジタル的に調節するために温度に関するオフセット調節入力信号６２を受取る。
【００３２】
本実施例においては、ＤＡＴＡ ＣＯＵＮＴ信号（ノード６８）及びＲＥＦ ＣＯＵＮＴ信号（ノード７８）が減算回路８０へ結合され、そこでＲＥＦ ＣＯＵＮＴ信号がＤＡＴＡ ＣＯＵＮＴ信号から減算される。出力端子８２上の最終的なＡＤＣＯＵＴ信号がデジタル温度出力信号として供給され且つ温度出力信号を与えるために処理することが可能である。ＡＤＣＯＵＴ信号を処理するための回路及び方法は周知であり且つ本明細書においての説明は割愛する。１実施例において、デジタル化温度センサー１０は公称的に０℃において等しい基準周波数及びデータ周波数を選択することにより正規化される。Ｆｄａｔａ＝Ｆｒｅｆである場合の実際の温度におけるどのような不正確性も、Ｏｆｆｓｅｔ Ａｄｊｕｓｔ入力（ノード６２）において適切なデジタル値を印加することによりデジタル的に補正することが可能である。このように、該減算操作はＡＤＣＯＵＴ信号を発生し、それは、公称的に、摂氏における温度測定値を表わす。
【００３３】
一般的に、周波数比ＡＤＣのデジタル化した出力信号は、オフセット調節値がゼロであると仮定すると、次式により与えられる。
【００３４】
【数１】
0004680214.tif 000002
【００３５】
尚、Ｎｃは基準クロックのクロック周期の固定数であり且つ変換期間を提示する。本発明の周波数比デジタル化温度センサー１０は、上の式（１）により説明することも可能である。
【００３６】
基準周波数Ｆｒｅｆが式（１）において一定であると仮定すると、比Ｆｄａｔａ／Ｆｒｅｆは、何等かの入力信号値として解釈することが可能であり、それより上方においては、出力信号ＡＤＣＯＵＴはゼロより上方の範囲である。従って、式（１）により記述される周波数比ＡＤＣのいずれか正の出力値は何等かの所定の基準値上方の入力信号の大きさに対応している。従って、該ＡＤＣは所定の正の基準値と入力値との間の差を測定する。周波数比ＡＤＣのこの特徴は、特に、ダイオードをベースとした温度検知ＡＤＣにおいて有用である。何故ならば、該入力信号は−２７３．１５℃近くになるまでゼロに到達することはなく、それは通常の動作温度よりかなり低いからである。従って、周波数比ＡＤＣは、０℃の検知温度に対応する基準値に対する公称値を選択することにより正規化することが可能である。そのように正規化された場合には、そのデジタル出力信号が公称的に摂氏での温度を表わす周波数比温度センサーを構成することが可能である。
【００３７】
本実施例においては、デジタル化温度センサー１０は、更に、温度検知用電流源においての１℃の変化がデジタル出力ＡＤＣＯＵＴにおいて８ＬＳＢ（最小桁ビット）の変化を発生させるようにＮｃの値を選択することにより正規化される。このように、ＡＤＣＯＵＴにおける符号付き二進デジタル数値は０．１２５℃のＬＳＢ重みを有する摂氏における温度として容易に解釈される。
【００３８】
上の説明において、周波数比デジタル化温度センサーにおけるオシレータは電流・周波数変換器（Ｉ／Ｆ変換器）を使用して実現されている。印加される電流に敏感なオシレータを使用する代わりに、周波数比デジタル化温度センサーにおけるオシレータは、又、電圧感応性オシレータ、又は電圧・周波数変換器回路（Ｖ／Ｆ変換器）を使用して実現することが可能である。温度依存性電流を発生する温度検知回路の本来的な電源電圧変動除去能力のために、Ｉ／Ｆ変換器の使用は、通常、Ｖ／Ｆ変換器よりも望ましい。然しながら、本発明の線形性補正方法は、入力信号における電流信号から電圧信号への適切な変化を具備するＶ／Ｆ変換器トポロジィを使用して構成したデジタル化温度センサーに対しても等しく良好に適用される。周波数比デジタル化温度センサーは、データ周波数Ｆｄａｔａが温度と共に増加し且つ基準周波数Ｆｒｅｆが比較的一定である限り且つＶ／Ｆ変換器が、その周波数が入力電圧の増加と共に増加し且つ基準電圧の増加と共に減少するように構成されている限り、Ｖ／Ｆ変換器トポロジィを使用して構成することが可能である。
【００３９】
上述したように、図１のデジタル化温度センサー１０は入力信号対周波数関数を実現するために２個の電流・周波数（Ｉ／Ｆ）変換器４０，５０を使用している。Ｉ／Ｆ変換器の構成及び動作は以下の如くである。最も一般的な用語において、Ｉ／Ｆ変換器はコンデンサと、比較器と、スイッチング回路とを包含している。Ｉ／Ｆ変換器は入力電流Ｉｉｎ及び基準電圧Ｖｒｅｆを入力信号として受取る。コンデンサは入力電流Ｉｉｎにより充電され且つ線形的に増加するランプ電圧がコンデンサにおいて展開される。このコンデンサにおけるランプ電圧は基準電圧Ｖｒｅｆと比較される。ランプ電圧が基準電圧Ｖｒｅｆを超えると、比較器出力信号がアサート即ち活性化され且つスイッチング回路がリセットされて該コンデンサを放電させ、それにより該コンデンサにおける電圧をゼロへリセットさせ且つ再度電圧ランププロセスを開始させる。比較器出力信号の各活性化の間の時間がＩ／Ｆ変換器の出力周波数Ｆｏｕｔの期間を定義する。瞬間的なリセットを示す理想的なシステムの場合には、出力周波数Ｆｏｕｔは次式で与えることが可能である。
【００４０】
【数２】
0004680214.tif 000003
【００４１】
尚、Ｉinはアンペア単位での入力電流であり、Ｃintはファラッド単位での内部集積コンデンサの容量であり、Ｖrefは比較器において使用される基準電圧である。
【００４２】
実際の回路においては、基準電圧Ｖｒｅｆを超えるランプ電圧と別のランプ動作サイクルの開始との間に有限の遅延時間が存在している。低パワー適用例の場合には、比較器において使用されるパワーの量が比較速度を制限し、この遅延時間が大きなものとなり且つ出力周波数信号の線形性エラーに対しかなり寄与するものとなる場合がある。基準電圧を超えるコンデンサのランプ電圧と次のランプサイクルの開始との間の遅延時間ｔdを示すＩ／Ｆ変換器の場合には、出力周波数は次式で与えられる。
【００４３】
【数３】
0004680214.tif 000004
【００４４】
遅延時間ｔdの存在は、Ｉ／Ｆ伝達関数のオフセット及び利得に影響を与えるが、これらの線形エラーは典型的なシステムにおいて容易に補正される。然しながら、遅延時間の存在は、又、出力周波数を高周波数においてよりゆっくりと増加させ、その場合に遅延時間は全期間のより大きな部分であり、従ってＩｉｎとＦｏｕｔとの間の伝達関数における線形性エラーを発生する。ｔdにより発生される線形性のエラーの大きさは、ｔd／ｔrampの比の値の増加と共に増加し、尚ｔrampはランプ電圧の時間期間である。比ｔd／ｔramp及び線形性エラーは、時間ｔrampを増加させるか（そのことは、より低い入力電流Ｉｉｎ又はより大きな容量Ｃｉｎｔ又はより大きな基準電圧Ｖｒｅｆを必要とする）、又は遅延時間ｔdを減少させるかのいずれかにより最小とさせることが可能である。
【００４５】
図２は電流・周波数変換器を介しての伝搬遅延に起因する温度測定における弓型線形性エラーを例示したプロットである。本例においては、ランプ時間ｔrampは２μｓであると仮定される。図２は、遅延が存在しない場合ｔd＝０（理想的な場合）、及び４０ｎｓ及び８０ｎｓの遅延が存在する場合に対する線形性エラーを例示している。このプロットから観察することが可能であるように、遅延時間が８０ｎｓである場合には、出力周波数における０．１５％ｐ−ｐの線形性エラーが観察され、それはほぼ６６７分の１である。１１ビットの線形性条件を有するシステムは、１／（２11）＝０．０４９％未満のピークツーピーク線形性エラーを必要とし、それは図２において観察される非線形性のほぼ３分の１である。注意すべきことであるが、誘起される線形性エラーは凸状「弓型」形状直線である。
【００４６】
図２における線形性エラーの量は遅延時間ｔdが２倍となる場合にほぼ２倍となる。良好に制御された線形性を具備するシステムを構築するためには、Ｉ／Ｆ変換器の線形性エラーを比較的固定した状態に維持し、従って固定した線形性補正方法により補正可能であるように、遅延時間が一定であるか又は非常に一定に近いようにＩ／Ｆ変換器を設計することが必要である。従って、本発明の１つの側面によれば、デジタル化温度センサーは、好適には、遅延時間自身を最小とさせることにより、Ｉ／Ｆ変換器を介しての遅延時間ｔdにおける変動を最小とするＩ／Ｆ変換器を使用して構成する。
【００４７】
Ｉ／Ｆ変換器の遅延時間ｔdにより発生される「弓型」形状線形性エラーは、それ自身、凹状「弓型」線形性エラーを示すＩ／Ｆ回路を線形化させる傾向があり、且つ温度センサーシステムの線形化に貢献することを以下に示す。一般的に、本発明の線形性補正方法は、遅延時間ｔdに起因する弓型線形性エラーの著しい線形性補正を得ようとするものではないが、弓型エラーの存在はデジタル化温度センサーシステム内において必要とされる補正の量を減少させる。従って、デジタル化温度センサーを設計する場合に、最大の線形性補正を得るためにパラメータｔdは変化させない。そうではなく、本発明の線形性補正方法は、時間及び温度及び製造プロセスにわたっての遅延時間ｔdにおける変動が電圧ランプ時間ｔrampの無視可能な部分である範囲へ遅延時間ｔdを最小化せんとするものである。従って、本発明の線形性補正方法は、時間、温度及び回路処理に関して最適な線形性補正を得るために適用することが可能である。
【００４８】
注意すべきことであるが、遅延時間項の存在は、又、Ｉ／Ｆ変換器の出力周波数の勾配及びオフセットに影響を与える。然しながら、勾配及びオフセットエラーは、オフセット及び利得調節パラメータの使用によりデジタルドメインにおいて容易に補正することが可能である。
【００４９】
図３は図１の温度検知回路２０により発生された温度依存性電流の線形性エラーを例示しているプロットである。上述した如く、温度検知回路２０は異なる電流密度で動作する２個のバイポーラトランジスタの使用によりＰＴＡＴ電流ＩＰＴＡＴ及びＣＴＡＴ電流ＩＣＴＡＴを発生する。良く知られたダイオードの方程式は、バイポーラトランジスタのベース・エミッタ電圧Ｖｄｅは温度と共に幾分線形的に減少し、異なる電流密度における２個のダイオードのベース・エミッタ電圧△Ｖｂｅの間の差は印加される温度と共により線形的な態様で増加することを示す。ＰＴＡＴ電流及びＣＴＡＴ電流は結合されて一次温度非依存性基準電流Ｉｎｐｏを発生する。
【００５０】
ＰＴＡＴ電流とＣＴＡＴ電流とが一次勾配エラーを相殺することとなる重み付けで結合されると、その結果得られる「ゼロ温度係数」基準電流Ｉｎｐｏは、未だに、図３に示した如く、ＣＴＡＴ電流成分の支配的な弓型形状に起因して線形性エラーを示す。図３に示したようなこの線形性エラーの大きさは０．３５％Ｐ−Ｐであり、それは興味のある温度センサーシステムに対する所望の最悪の場合の線形性エラーよりもほぼ７倍大きなものである。デジタル化温度センサーの温度非依存性基準電流Ｉｎｐｏの温度に関する非線形性特性は、周波数比デジタル化温度センサー内の最も顕著な線形性劣化である。
【００５１】
図４は本発明の１実施例に基づく図１の周波数比デジタル化温度センサーにおける３ポート線形性補正方法を実現した入力発生回路の概略図である。図４において、入力発生回路１００は一対の線形性ＩＤＡＣ１１０，１２０を有しており、その場合にデジタル数値ＫＰ  ＡＤＪＵＳＴ及びＫＶ ＡＤＪＵＳＴが印加されてＰＴＡＴ電流成分の大きさを設定する。入力発生回路１００は一対の補正した基準電流を供給して周波数比デジタル化温度センサー１０のデジタル出力信号を線形化させると共に安定化された基準周波数を提供する。
【００５２】
本発明の入力発生回路１００の独特の特徴は、基準電圧及び基準電流がバンドギャップ電圧から発生されるものではないと言うことである。その代わりに、基準電流が発生され且つ抵抗を横断して印加されて基準電圧を形成し、その場合に該抵抗の抵抗値は温度に関して著しい変化を示す場合がある。本発明の線形化方法の顕著な特徴は、基準Ｉ／Ｆ変換器への電流入力において同じ基準電流の同一のコピーを使用しており且つデータＩ／Ｆ変換器用の基準電圧を形成することである。
【００５３】
図４を参照すると、入力発生回路１００は温度検知回路からＰＴＡＴ電流ＩＰＴＡＴ（ノード２２）及びＣＴＡＴ電流ＩＣＴＡＴ（ノード２４）を受取る。電流ＩＰＴＡＴはバッファ１４６によって電流Ｉｐとしてミラー動作され且つデジタル化温度センサー１０（図１）におけるデータＩ／Ｆ変換器４０に対する温度依存性入力電流Ｉｄａｔａとして出力ノード１３２上に供給される。
【００５４】
入力発生回路１００は、電流ＩＰＴＡＴとＩＣＴＡＴとの加重和から一次温度非依存性電流Ｉｎｐｏを発生するための第一加算回路を包含している。特に、電流ＩＰＴＡＴはバッファ１０２へ結合され、そこで電流乗算係数ＫｎｐがＰＴＡＴ電流に対して適用され、且つ電流ＩＣＴＡＴがバッファ１０４へ結合され、そこで電流乗算係数ＫｎｃがＣＴＡＴ電流に対して適用される。バッファ１０２及び１０４によって発生される電流は加算器１０６によって加算されてノード１０８上にＩｎｐｏ電流を発生する。このＩｎｐｏ電流はＰＴＡＴ電流成分とＣＴＡＴ電流成分との結合であり、公称的に温度に関して安定である。
【００５５】
入力発生回路１００において、データ線形性ＩＤＡＣ１１０は、ＰＴＡＴ電流の小さなデジタル的にプログラム可能な部分をＩｎｐｏ電流へ加算させることにより第一補正基準電流を発生させるために使用される。特に、バッファ１４４により電流ＩＰＴＡＴ１としてミラー動作される電流ＩＰＴＡＴは、データ線形性ＩＤＡＣ１１０におけるバッファ１１４へ結合される。バッファ１１４は補正係数として電流乗算係数Ｋｐを電流ＩＰＴＡＴ１で適用してＰＴＡＴ電流の一部を補正電流として発生させる。バッファ１１４からのＰＴＡＴ電流の該一部が、加算器１１６によってバッファ１１２によりミラー動作される電流Ｉｎｐｏへ加算されてノード１１８上に出力電流Ｉｎ １を発生する。電流Ｉｎ １は、主に、電流Ｉｎｐｏであるが、ＰＴＡＴ電流の該小さな部分の付加が電流Ｉｎ １を完全に温度非依存性のものではないものとさせている。実際に、電流Ｉｎ １は温度安定性であるよりも僅かによりＰＴＡＴであるようにされており、この電流Ｉｎ １の性質を利用して温度センサー回路のＩ／Ｆ変換器における時間遅延により発生される線形性エラーを補正する。
【００５６】
第一の補正された基準電流Ｉｎ １はバッファ１１９により電流Ｉｎとしてミラー動作され、且つデジタル化温度センサー１０（図１）における基準Ｉ／Ｆ変換器５０の基準電流Ｉｒｅｆとして使用すべく出力ノード１３６上に供給される。この第一の補正された基準電流Ｉｎ １の複製物が抵抗Ｒｄａｔａへ印加され、そこで該抵抗を横断しての電圧降下が基準電圧Ｖｄである。基準電圧Ｖｄはデジタル化温度センサー１０（図１）におけるデータＩ／Ｆ変換器４０の基準電圧Ｖｄａｔａとして出力ノード１３４上に供給される。このように、第一の補正された基準電圧Ｉｎ １の同一のコピーが、周波数比デジタル化温度センサーの基準オシレータ用の基準電流及びデータオシレータ用の基準電圧として印加される。
【００５７】
特に、本発明の入力発生回路１００は、２個のオシレータに対する基準電圧Ｖｄａｔａ及びＶｒｅｆが電圧基準回路から発生された同一の電圧である従来の周波数比温度センサー回路とは異なっている。本発明によれば、データオシレータ用の基準電圧Ｖｄａｔａ及び基準オシレータ用の基準電圧Ｖｒｅｆは別々に発生され、従って、これら２つの電圧は互いに分離されている。基準電圧Ｖｄａｔａは、温度と共に小さな増加を示す温度依存性変化を有するようにされており、一方基準電圧Ｖｒｅｆは温度に関し異なるより大きな増加を示す。
【００５８】
入力発生回路１００において、ＰＴＡＴ電流の小さな部分をＩｎｐｏ電流へ付加することにより第二の補正した基準電流を発生するために基準線形性ＩＤＡＣ１２０が使用される。この第二の補正された基準電流を形成するために使用されるＰＴＡＴ電流の割合即ち部分は、異なる補正係数即ち電流乗算係数を使用することにより、第一の補正した基準電流を形成するために使用した割合即ち部分とは異なっている。特に、電流ＩＰＴＡＴ２としてバッファ１４２によりミラー動作される電流ＩＰＴＡＴは、基準線形性ＩＤＡＣ１２０におけるバッファ１２２へ結合される。バッファ１２２は電流乗算係数Ｋｖを電流ＩＰＴＡＴ２へ適用して別の補正電流としてＰＴＡＴ電流の一部を発生させる。バッファ１２２からのそのＰＴＡＴ電流の部分は、加算器１２６によってバッファ１２４によりミラー動作される電流Ｉｎｐｏへ加算されてノード１２８上に出力電流Ｉｖｒを発生する。電流Ｉｖｒは、主に、電流Ｉｎｐｏであるが、ＰＴＡＴ電流の該小さな部分の付加が電流Ｉｖｒを僅かにＰＴＡＴであるようにさせている。
【００５９】
この第二の補正した基準電流Ｉｖｒは抵抗Ｒｒｅｆへ印加され、そこで該抵抗を横断しての電圧降下は基準電圧Ｖｒである。基準電圧Ｖｒは、デジタル化温度センサー１０（図１）における基準Ｉ／Ｆ変換器５０の基準電圧Ｖｒｅｆとして出力ノード１３８上に供給される。基準オシレータ用の基準電圧Ｖｒｅｆを発生するために第二の補正した基準電流Ｉｖｒを使用することにより、温度安定化させた基準周波数が得られる。
【００６０】
図４の入力発生回路１００においては、バッファ１１２，１１９，１２４，１４２，１４４，１４６のような単位利得バッファが電流複製のために使用されおり、且つ単位利得増幅器として又は単位寸法カレントミラーとして構成することが可能である。更に、単位利得バッファ１１２，１１９，１２４，１４２，１４４，１４６は、入力電流の複製物を発生するために電流の複製が必要とされる箇所に設けられている。回路動作のために電流の複製が必要でない場合にはこれらの単位利得バッファを省略することが可能である。必要である場合に入力電流の複製物を作るために単位利得バッファ又は単位寸法カレントミラーを使用することは当該技術分野において良く知られている。更に、本発明の入力発生回路の実際の構成においては、出力電流のために使用されるか又は抵抗へ印加される電流は、最初に発生させた電流又は最初に発生させた電流の複製物とすることが可能であることが理解される。即ち、最初に発生させた電流又は与えられたノードにおける電流の複製物の使用は交換可能であり且つ本発明の実施にとって臨界的なものではない。
【００６１】
温度非依存性電流Ｉｎｐｏを形成するための電流乗算係数Ｋｎｐ及びＫｎｃは従来の態様で派生させることが可能である。電流乗算係数（補正係数）Ｋｖ及びＫｐは、以下に説明するように数学的に、又はシミュレーション又は装置特性付けを介して経験的に派生させることが可能である。乗算係数Ｋｖ及びＫｐが数学的に又はシミュレーションを介して派生される場合には、実際的に実現する場合に値の微調整が必要である場合がある。
【００６２】
図４の入力発生回路１００が図１の温度センサー内に組み込まれる場合には、線形性及び基準クロック安定性が補正された温度センサーが実現される。該温度センサーは、又、オシレータにおける時間遅延に起因する線形性エラーを補正すべく動作する。図４の入力発生回路１００を使用して構成されるデジタル化温度センサー１０の動作特性について説明する。温度センサーのデジタル出力信号ＡＤＣＯＵＴは、比較器内の時間遅延が無視可能なものでない場合に対して、以下の如くに書くことが可能である。
【００６３】
【数４】
0004680214.tif 000005
【００６４】
次のような仮定、即ちＣｄａｔａ＝Ｃｒｅｆ＝Ｃ、Ｒｄａｔａ＝Ｒｒｅｆ＝Ｒ、Ｉｎ＝Ｉｎ １、ｔd_data＝ｔd_ref＝ｔdが仮定される場合には、式（４）における表現を簡単化させることが可能である。注意すべきことであるが、電流ＩｐはＰＴＡＴ電流Ｉｄａｔａと同じである。デジタル出力信号ＡＤＣＯＵＴに対する簡単化した式は以下の如くである。
【００６５】
【数５】
0004680214.tif 000006
【００６６】
遅延時間ｔdがゼロであると仮定される場合には、式（５）は更に次の如くに簡単化される。
【００６７】
【数６】
0004680214.tif 000007
【００６８】
温度センサーに対して線形性補正が適用されない場合には（即ち、Ｋｖ＝Ｋｐ＝０）、図３に示したような温度非依存性電流Ｉｎｐｏが、基準オシレータとデータオシレータの両方に対する基準電圧Ｖｄａｔａ及びＶｒｅｆを発生するために使用され、又基準オシレータの基準電流Ｉｒｅｆとして使用される。即ち、Ｉｎ＝Ｉｖｒ＝Ｉｎｐｏである。上の式（６）から観察することが可能であるように、電流Ｉｎｐｏの線形性はＡＤＣ伝達関数の分母に影響を与える。ＰＴＡＴ電流ＩｐがデータＩ／Ｆ変換器の電流入力に印加されると、その線形性は式（６）の分子に影響を与える。従って、その結果得られるＡＤＣ線形性エラーは電流ＩｎｐｏにおけるＣＴＡＴ「弓型」エラーの逆数により発生される付加的な「弓型」エラーと加算されたＰＴＡＴ電流の弓型エラーにより発生される拡大された「弓型」エラーである。
【００６９】
図５は、非補正型温度センサーと比較した場合の線形化温度センサーからの温度出力信号の温度エラーを例示したプロットである。図５を参照すると、電流Ｉｎｐｏが基準Ｉ／Ｆ変換器への入力電流として直接的に使用され且つ両方のＩ／Ｆ変換器用の基準電圧Ｖｄａｔａ及びＶｒｅｆを発生するために直接使用される場合には、結果的に得られる温度測定は図５における「補正なし」曲線により示されるような線形性エラーを有している。ピークツーピークエラーは０．９５５％であり、それは−２５乃至８５℃の温度範囲に対して１．０５℃ｐ−ｐと等価であり、典型的なシステムにおける最悪の場合の許容可能な線形性エラーよりも約２０倍より大きい。
【００７０】
然しながら、温度センサーに対して線形性補正が適用される場合には（即ち、Ｋｖ及びＫｏｐ≠０）、デジタル化温度センサーの線形性エラーは、図５における「補正あり」曲線によって示されるようにほぼ完全に取除かれている。図５における補正された曲線において観察される線形性エラーは無視可能なものであり、それにより温度センサー測定における高精度を確保している。
【００７１】
図４の入力発生回路１００は、３ポート線形性補正方法を実現しており、その場合に、基準周波数はデジタル温度出力の線形化と共に安定化されている。基準周波数補正は、Ｉ／Ｆ変換器を形成するために使用される抵抗及びコンデンサの非理想的特性のために与えられている。本発明の３ポート線形性補正方法を使用してのデジタル温度測定の線形性補性と共に基準周波数の補正は次の如くに動作する。
【００７２】
典型的な廉価なＣＭＯＳプロセスから構成される半導体集積回路は、通常、温度に関して良好な安定性を有する使用可能な抵抗を有するものではない。ニクロム（Ｎｉｃｈｒｏｍｅ）又はシクロム（Ｓｉｃｈｒｏｍｅ）等の金属の薄膜から製造される抵抗であっても、典型的に、１００ｐｐｍ／℃の程度の温度に対して殆ど線形的な抵抗値変化を示す。１００℃の範囲にわたり、このような抵抗の値は１％だけ変化する場合がある。このような抵抗がＩ／Ｆ変換器における基準抵抗Ｒｒｅｆを形成するために使用される場合には、抵抗Ｒｒｅｆの抵抗値におけるこの小さな線形的な変化であっても、基準周波数を線形及び非線形成分の両方と共に変化させる傾向となる。これは基準周波数伝達関数の分母において抵抗値が存在していることに起因している。第一に、基準抵抗Ｒｒｅｆの抵抗値は、固定抵抗値成分と温度により変化する成分とによって次式の如くに表現することが可能である。
【００７３】
【数６ａ】
0004680214.tif 000008
【００７４】
従って、このような基準抵抗を組み込んだ基準Ｉ／Ｆ変換器の出力周波数Ｆｒｅｆは次式で与えられる。
【００７５】
【数７】
0004680214.tif 000009
【００７６】
Ｉ／Ｆ変換器におけるコンデンサＣｒｅｆの容量の値における変化は基準周波数と同様の効果を有している。注意すべきことであるが、抵抗Ｒｒｅｆ及びＲｄａｔａに同一の影響を与える変化、又はコンデンサＣｒｅｆ及びＣｄａｔａに同一の影響を与える変化は、デジタル化した温度測定値の線形性に著しく影響を与えるものではなく（上の式（６）参照）、然し抵抗Ｒｒｅｆの抵抗値における変化又はコンデンサＣｒｅｆの容量における変化は基準クロック周波数を変化させる。抵抗Ｒｒｅｆ又はコンデンサＣｒｅｆのいずれかが興味のある温度範囲にわたって示す逸れがかなり小さなものである場合であっても温度線形性エラーを最小としながら最適で安定な基準クロック周波数を得るために、基準Ｉ／Ｆ変換器への入力信号のうちの一方を本発明の線形性補正方法の一部として調節する。
【００７７】
より詳細に説明すると、図４に例示した３ポート線形性補正方法は、基準電圧Ｖｒｅｆを発生するために使用する第二の補正した基準電流の発生を包含している。このように、基準周波数の安定性は第一の補正した基準電流を介してデジタル温度測定に対して線形性補正が適用されるのと同時に基準周波数の安定性が改善される。
【００７８】
図４の入力発生回路１００により与えられる補正は、２つの補正した基準電流Ｉｎ（又はＩｎ １）及びＩｖｒを形成することが関与しており、その場合に、ＰＴＡＴ電流の小さな部分が電流Ｉｎｐｏへ加算されて電流Ｉｎを形成し且つＰＴＡＴ電流の異なる小さな部分が電流Ｉｎｐｏへ加算されて電流Ｉｖｒを形成する。これら２つの補正された基準電流は次式の如くに表現することが可能である。
【００７９】
【数７ａ】
0004680214.tif 000010
【００８０】
上の式を式（５）に代入し且つ再度遅延時間ｔdが０であると仮定すると、デジタル出力信号ＡＤＣＯＵＴに対して簡単化した形態は次式の如くに与えられる。
【００８１】
【数８】
0004680214.tif 000011
【００８２】
２つの小さな定数Ｋｐ及びＫｖは、温度センサーシステムの線形性エラーを減少させ且つ基準クロック周波数に対する擾乱を最小とすべく選択されねばならない。本発明の３ポート線形性補正方法の実現は、システム全体における線形性エラー及び精密性エラーを最小とするために温度センサーに対する適切な組のパラメータＫｐ，Ｋｖ，Ｎｃを決定することを必要とする。パラメータＫｐ，Ｋｖ，Ｎｃを数学的に決定すること及びシステムにおける数値解析の適用について次に説明する。
【００８３】
パラメータＫｐ，Ｋｖ，Ｎｃの導出は、正規化した電流値を有する入力発生回路の使用によりより良く説明される。図６は本発明の１実施例に基づく図１の周波数比デジタル化温度センサー用の入力発生回路の概略図である。図６を参照すると、入力発生回路２００は、線形性ＩＤＡＣ回路において適用される電流乗算係数を除いて、図４の入力発生回路１００と同一の態様で構成されている。図６において、第一及び第二の補正した電流は、温度センサーを介して各電流に対し一定の全体的な電流の大きさを維持するために正規化されている。即ち、入力発生回路１００において、一部であるＫｐ×ＩＰＴＡＴ電流が電流Ｉｎｐｏへ加算されると、その結果得られる補正された基準電流Ｉｎ １は必然的に増加された電流の大きさを有する。補正された基準電流Ｉｖｒについても同じことが言える。幾つかの適用例において、この増加された電流の大きさは望ましいものではない。その場合には、図６の入力発生回路２００を使用することが可能であり、この場合には、基準電流は温度センサーシステムにわたって一定の大きさを維持する。
【００８４】
入力発生回路２００は、正規化した第一の補正した基準電流Ｉｎ １を供給するためのデータ線形性ＩＤＡＣ２１０と、正規化した第二の補正した基準電流Ｉｖｒを供給するための基準線形性ＩＤＡＣ２２０を包含している。データ線形性ＩＤＡＣ２１０において、バッファ２１４は電流乗算係数ＫｐをＰＴＡＴ電流ＩＰＴＡＴ１に適用してＰＴＡＴ電流の第一フラクション、即ち第一の一部を発生する。バッファ２１２は１−Ｋｐの電流乗算係数を温度非依存性電流Ｉｎｐｏへ適用してＫｐの量だけ大きさが減少されているＩＮＰＯ電流を供給する。バッファ２１２及び２１４からの電流出力は加算器２１６によって加算されてモード２１８上に第一の補正された基準電流Ｉｎ １を発生し、その場合に電流Ｉｎ １は電流Ｉｎｐｏと同じである最終的な電流の大きさを有している。従って、電流Ｉｎ １は、基準オシレータの入力電流Ｉｒｅｆとして使用され、且つ上述したのと同じ態様で、データオシレータに対する基準電圧Ｖｄａｔａを発生するために使用される。
【００８５】
基準線形性ＩＤＡＣ２２０において、バッファ２２２は電流乗算係数ＫｖをＰＴＡＴ電流ＩＰＴＡＴ２に適用してＰＴＡＴ電流の第二フラクション即ち第二の一部を発生する。バッファ２２２は１−Ｋｖの電流乗算係数を温度非依存性電流Ｉｎｐｏへ適用してＫｖの量だけ大きさが減少されているＩＮＰＯ電流を供給する。バッファ２２２及び２２４からの電流出力が加算器２２６によって加算されてノード２２８上に第二の補正された基準電流Ｉｖｒを発生し、その場合電流Ｉｖｒは電流Ｉｎｐｏと同じである最終的な電流の大きさを有している。次いで、電流Ｉｖｒは、上述したのと同一の態様で基準オシレータ用の基準電圧Ｖｒｅｆを発生するために使用される。
【００８６】
次に、パラメータＫｐ，Ｋｖ，Ｎｃの決定について説明する。本発明の周波数比デジタル化温度センサー用の３ポート線形性補正方法は、基準電圧Ｖｄａｔａを発生するために使用され且つ電流Ｉｒｅｆとして使用される補正された電流の温度係数と異なる温度係数を有する電圧Ｖｒｅｆを発生するために抵抗Ｒｒｅｆに対して補正した電流を供給することにより、温度デジタル化線形性エラーを最小に維持しながら、より安定な基準クロック周波数を提供する。基準周波数における変動を最小とさせるために、基準オシレータ用の補正した電流が容量及び抵抗のドリフトに起因する変動をできるだけ多く相殺することが望ましい。
【００８７】
第１に、基準オシレータの抵抗値Ｒｒｅｆ及び容量値Ｃｒｅｆに関する一次及び二次温度効果を含む正規化した関数は以下の如くに与えられる。
【００８８】
【数９】
0004680214.tif 000012
【００８９】
【数１０】
0004680214.tif 000013
【００９０】
式（９）及び（１０）の２つの正規化した関数は互いに乗算されてＲｎ（Ｔ）Ｃｎ（Ｔ）
を形成する。次に、第二の補正した電流Ｉｖｒに対する第一の補正した電流Ｉｎの比が正規化したＲｎＣｎ関数に等しくセットされると、最も安定な基準周波数が得られる。従って、３ポート線形性補正方法の第一の設計拘束条件は以下の如くに与えられる。
【００９１】
【数１１】
0004680214.tif 000014
【００９２】
式（１１）において定義されるレシオメトリック拘束条件は以下の如くに別の形態で規定することが可能である。
【００９３】
【数１２】
0004680214.tif 000015
【００９４】
次に、デジタル化温度センサーのデジタル出力信号ＡＤＣＯＵＴの伝達関数を記述する上の式（５）を使用して第二の拘束条件を派生させる。デジタル化温度センサーの場合には、所望の温度範囲Ｔにわたってデジタル出力信号ＡＤＣＯＵＴが何等かの利得定数×Ｔとして定義される線形関数であることが望ましい。説明の便宜上、１の値を有する利得定数「ａ」がＮｃで割算されるものと仮定する。オフセットエラーは線形性に影響を与えるものではないので無視すると、所望の線形性方程式は温度Ｔの範囲に対して以下の如くに記載することが可能である。
【００９５】
【数１３】
0004680214.tif 000016
【００９６】
式（１３）は３ポート線形性補正方法を使用して温度範囲Ｔにわたって周波数比デジタル化温度センサーを線形化させるための一般的な第二拘束条件を形成するために書き直し且つ簡単化させることが可能である。第二設計拘束条件は以下の如くに表わされる。
【００９７】
【数１４】
0004680214.tif 000017
【００９８】
従って、基準電圧Ｖｄａｔａ及び基準電流Ｉｒｅｆの両方として使用される基準電流Ｉｎに対するＰＴＡＴ電流Ｉｔの比を適切に選択することにより、デジタル化温度センサーの線形性を最適化させることが可能である。この比の一般的な場合の最適な選択は、今や、データＩ／Ｆ変換器における等価のＲＣ積に対する遅延時間の比に部分的に依存する。電流比の最適な選択も利得パラメータａの各選択した値に対して別々である。比Ｉｖｒ／Ｉｎは第一拘束条件に対する式により前に決定されている。
【００９９】
上述した２つの拘束条件を使用して、補正パラメータＫｖ及びＫｐの最善の選択及び例示的な温度センサーシステムに対する利得調節パラメータＮｃ及びオフセットを決定する。数学的計算を簡単化させるために、図６の正規化した入力発生回路を使用する。第一拘束条件は上の式（１２）により定義される電流比Ｉｖｒ／Ｉｎを必要とし以下に繰り返して記載してある。
【０１００】
【数１５】
0004680214.tif 000018
【０１０１】
正規化した多項式形式における式は、興味のある温度範囲にわたって正規化したＲ及びＣの測定するか又はシミュレートさせた値に対して曲線を当て嵌めることにより得ることが可能である。システムを線形化させるために上の第二拘束条件を定義する式を使用するために、見つけることが必要な第一の未知の事項は電流Ｉｎであり、それは次式により与えられる。
【０１０２】
【数１６】
0004680214.tif 000019
【０１０３】
式（１６）はＩｎの再帰的関数であるが、比Ｉｖｒ／Ｉｎは、第一拘束条件の式（１５）から近似的な多項式形式で決定することが可能である。式（１６）内に式（１５）を代入することにより、変数Ｉｎが式（１６）の右辺から取除かれる。この代入は式（１６）をＩｎに対して直接的に解くことを可能とする。式（１６）において、Ｔは摂氏の温度における温度変数である。注意すべきことであるが、上の式（１６）における４つの電流項の全ては温度Ｔの関数である。電流ＩｐはＰＴＡＴ電流でありその温度Ｔに関しての多項式は異なる温度において採取された電流Ｉｐの測定値に対して曲線を当て嵌めることにより記述することが可能である。抵抗値Ｒは基準Ｉ／Ｆ変換器への基準電圧入力において使用される抵抗Ｒｒｅｆの抵抗値であり且つ温度Ｔの関数である。容量値Ｃは基準Ｉ／Ｆにおける集積コンデンサＣｒｅｆの容量値であり且つ温度Ｔの関数である。Ｔｄはデータ又は基準Ｉ／Ｆ変換器内の一定の遅延時間である。最後に、利得パラメータ「ａ」は、線形化処理の後に出力範囲を再正規化するために選択される。
【０１０４】
本例においては、再正規化利得調節は、変換当りの基準周期の数Ｎｃを調節することによりデジタル的に実現される。１実施例においては、８個のＬＳＢが１℃を形成するように出力データを正規化させることが便利である。従って、利得パラメータ「ａ」は次の如くに定義される。
【０１０５】
【数１７】
0004680214.tif 000020
【０１０６】
式（１６）及び（１７）を結合して次式を与えることが可能である。
【０１０７】
【数１８】
0004680214.tif 000021
【０１０８】
上の式（１８）におけるパラメータＩp，Ｒ（Ｔ），Ｃ（Ｔ）が全てそれらの曲線に当て嵌められた多項式により置換されると、Ｉｎに対して近似的な多孔式表現を得ることが可能であり、それは興味のある温度範囲にわたって変数Ｔの関数であり且つ利得カウントパラメータＮｃの関数である。
【０１０９】
本発明の線形性補正を実現する場合に、その目標とするところは温度出力信号が線形化されるように電流Ｉｎを形成するために温度非依存性Ｉｎｐｏ電流へ付加されねばならないエキストラなＰＴＡＴ電流のある量を見つけることである。数学的処理を簡単化させるために、Ｉｎｐｏ，Ｉｐ，Ｒ（Ｔ），Ｃ（Ｔ）の値は全てＴ＝０℃において１である正規化された関数であると仮定する。正規化した補正電流Ｉｎを形成するために、図６及び以下の式（１９）に示されるように、ＰＴＡＴ成分を量Ｋｐだけ増加させる場合に一定のＩｎｐｏ成分を減少させることが必要である。
【０１１０】
【数１９】
0004680214.tif 000022
【０１１１】
上の式（１９）におけるＫｐについて解くと次式が得られる。
【０１１２】
【数２０】
0004680214.tif 000023
【０１１３】
同様に、正規化した補正電流Ｉｖｒについて解くことにより次式が得られる。
【０１１４】
【数２１】
0004680214.tif 000024
【０１１５】
Ｉｎ，Ｒ（Ｔ），Ｃ（Ｔ）の多項式形式から補正電流Ｉｖｒを近似的な多項式形式で表わすことが可能である。再度、所望の正規化した補正電流Ｉｖｒを得るためにＩｎｐｏ電流に対してＰＴＡＴ電流の小さな一部を付加させることにより補正を実現することが可能である。
【０１１６】
【数２２】
0004680214.tif 000025
【０１１７】
【数２３】
0004680214.tif 000026
【０１１８】
電流Ｉｎｐｏ及びＩｐに対する近似的な多項式は温度にわたり電流を測定することにより決定され、且つ電流Ｉｎ及びＩｖｒを記述する多項式は電流Ｉｎｐｏ及びＩｐに対する多項式から数学的に決定することが可能である。これらの多項式を上の式に代入し且つ既知の温度Ｔ及び利得カウントＮｃにおいて評価すると、温度及び利得カウントＮｃの各対の値においてＫｐ及びＫｖの同時的な推定値を得ることが可能である。Ｋｐ及びＫｖの値から、近似的な電流Ｉｖｒ′及びＩｎ′を決定することが可能であり且つ温度センサーの結果的に得られる線形性エラー及び基準クロックドリフトを温度にわたり計算するか又は物理的に測定することが可能である。
【０１１９】
Ｋｐ，Ｋｖ，Ｎｃ，オフセット調節（Ｏｆｆｓｅｔ  Ａｄｊｕｓｔ）に対する最善の組の値を決定するための１つの便利な方法は、上の式を使用してＮｃの各ターゲット値におけるＫｐ及びＫｖの推定値を同時的に計算し、次いでこれらの推定された値を使用した場合の興味のある温度範囲にわたっての温度センサーにより示される結果的に得られる線形性及びオフセットを検査することである。線形性エラー及び必要とされるオフセット補正は、典型的に、適宜のＩ／Ｆ変換器及び上のＡＤＣＯＵＴ伝達関数方程式内に代入される電流を記述する多項式の直接的コンピュータ評価の使用により得られる。
【０１２０】
図７−１０は図６の入力発生回路を組み込んだ図１のデジタル化温度センサーに対する利得カウントＮｃの各値における種々のシステム特性の評価を例示している。図７は図１及び６の周波数比デジタル化温度センサーに対する利得カウントＮｃの関数として℃におけるピークツーピーク線形性温度エラーを例示したプロットである。図８は図１及び６の周波数比デジタル化温度センサーに対する利得カウントＮｃの関数として基準周波数における変化を例示したプロットである。図９は、図１及び６の周波数比デジタル化温度センサーに対する利得カウントＮｃの関数として補正係数Ｋｐ，Ｋｖ及びオフセット調節の数値を例示したプロットである。図１０は、図７−９を使用して選択した補正係数を使用して実現される図１及び６の周波数比デジタル化温度センサーに対するデジタル化した温度エラー−温度を例示したプロットである。
【０１２１】
図７から理解されるように、Ｎｃの１つの最適値においてシステムの線形性エラーにおいて最小値が存在しており、それはＫｐ及びＫｖ及びオフセット調節の同時的な最適推定値を発生する。図８に示されるように、Ｋｖ，Ｋｐにおける同時的な変化と共にＮｃが変化する場合には基準クロック周波数のピークツーピーク安定性は著しく変化するものではない。Ｎｃの関数としてＫｐ，Ｋｖ及びオフセット調節の計算したターゲット値であり、オフセット調節はフルスケール範囲の百分率として示したものが図９に示してある。最小温度エラーとなったＮｃの値におけるＫｖ，Ｋｐ，Ｎｃ，オフセット調節の値（即ち、ドット付きボックス内の値）を選択することにより、−２５乃至８５℃の範囲にわたり±０．０５℃温度エラー未満の温度センサーを図１０に示した如くに得ることが可能である。
【０１２２】
図１１は図７−９を使用して選択した補正係数を使用して実現した図１−６の周波数比デジタル化温度センサーに対して温度にわたって基準周波数における百分率変化を例示したプロットである。図１１から理解されるように、−２５乃至８５℃の範囲にわたる基準周波数のピークツーピーク周波数エラーは０．０６％に過ぎない。
【０１２３】
上の説明において、周波数比デジタル化温度センサーを３ポート線形性補正方法を実現する場合について説明している。幾つかの適用例においては、基準周波数の安定性は臨界的なものではない。本発明のデジタル化温度センサーを使用する適用例が基準周波数における中程度な変動、例えば約１．２５％のピークツーピーク変動を許容することが可能である場合には、２ポート線形性補正方法を適用することが可能である。２ポート線形性補正方法においては、１つの補正された基準電流のみが発生され且つ基準周波数は補正されないままとされる。従って、３ポート線形性補正方法と比較して、２ポート線形性補正方法は実施上より簡単化されており、且つ幾つかの適用例においては有益的に適用することが可能である。
【０１２４】
図１２は本発明の第三実施例に基づく図１の周波数比デジタル化温度センサーに対して２ポート線形性補正を実現した入力発生回路の概略図である。図１２を参照すると、入力発生回路３００は、基準線形性ＩＤＡＣを省略した点を除いて、図４の入力発生回路１００と同一の態様で構成されている。従って、２ポート線形性補正方法においては、電流Ｉｎｐｏ（ノード３０８）とＰＴＡＴ電流ＩＰＴＡＴ１３４５のＫｐフラクション（割合部分）とを加算することにより発生される補正された基準電流Ｉｎ １（ノード３１８）は、基準オシレータの基準電流Ｉｒｅｆとデータオシレータの基準電圧Ｖｄａｔａを修正するために同時的に使用される。特に、補正された基準電流Ｉｎ １はバッファ３１９によりミラー動作されて電流Ｉｎを形成し、それは基準オシレータに対する入力基準電流Ｉｒｅｆ（ノード３３６）として使用される。補正された基準電流Ｉｎ １は抵抗Ｒｄａｔａへ印加されてデータオシレータに対する基準電圧Ｖｄａｔａ（ノード３３４）を発生させる。
【０１２５】
然しながら、基準オシレータに対する基準電圧Ｖｒｅｆ（ノード３３８）は、温度非依存性電圧Ｉｎｐｏを基準抵抗Ｒｒｅｆに対して直接的に印加させることにより発生される。従って、２ポート線形性補正方法においては、補正係数Ｋｐのみが必要とされ且つ補正係数Ｋｖは必要ではない。
【０１２６】
図１２の入力発生回路３００において、補正された基準電流Ｉｎは次式で与えられる。
【０１２７】
【数２２ａ】
0004680214.tif 000027
【０１２８】
デジタル出力信号ＡＤＣＯＵＴに対する伝達関数は、Ｉ／Ｆ変換器を介しての時間遅延ｔdが無視可能なものであると仮定すると、次式で与えられる。
【０１２９】
【数２４】
0004680214.tif 000028
【０１３０】
式（２４）における伝達関数の線形性は、単一の定数Ｋｐの値の調節により調節することが可能である。Ｋｐを増加させると、線形性が益々弓型となる伝達関数が得られ、そのことは補正されていないシステムの本来的な「お椀」形状のエラーを相殺する。２ポート線形性補正方法を使用して得られる弓型補正の量は、３ポート線形性補正方法を使用する場合よりも一層顕著である。１実施例においては、３ポート線形性補正方法を使用して適用される補正係数はＫｐ＝０．１４１９３、Ｋｖ＝０．１８３３、Ｎｃ＝２６３０及びオフセット≒０ＬＳＢである。２ポート線形性補正方法を使用した場合に同一の線形性補正結果を達成するためには、適用される補正係数はＫｐ＝０．０４７５、Ｋｖ＝０、Ｎｃ＝２６１３及びオフセット≒０ＬＳＢである。注意すべきことであるが、同一の線形性補正結果に対し、３ポート方法におけるよりも２ポート線形性補正方法においてより小さな値のＫｐが必要とされているということは、デジタル温度測定値を線形化するためにＩｎｐｏ電流へ加算されることが必要なＰＴＡＴ電流の量はより少ないことを意味している。実際に、シミュレーション結果に基づいて、２ポート線形性補正方法は、実際に、僅かにより良好な結果を発生しており、３ポート線形性補正方法の場合には０．０８９℃ｐ−ｐであるのに対して０．０８４７℃ｐ−ｐのエラーである。
【０１３１】
図１３は補正されていない温度センサーと比較した場合の図１２の線形化した温度センサーからの温度出力信号の温度エラーを例示したプロットである。図１３から理解されるように、弓型形状の線形性エラーは補正係数Ｋｐの適用により補正されており、且つその結果得られるデジタル温度出力値は０．０８４７℃のピークツーピークエラーを有している。
【０１３２】
図１４は基準周波数に対して線形性補正が適用されない場合と比較した場合の線形性補正が適用された場合の図１２の周波数比デジタル化温度センサーにおける基準周波数における変化を例示したプロットである。図１２の入力発生回路においては、基準周波数は安定化されていない。従って、線形性補正が適用されない場合には（「補正なし」）、基準周波数は安定である。然しながら、補正係数Ｋｐの使用を介して線形性補正が適用される場合には（「補正を使用」）、基準周波数は−２５乃至８５℃の温度範囲にわたり約１．２５％のピークツーピークのレベルへ変化する。
【０１３３】
図１５は、図１５（ａ）、図１５（ｂ）、図１５（ｃ）、図１５（ｄ）を包含するものであるが、本発明の周波数比デジタル化温度センサーにおけるＩ／Ｆ変換器を実現するために使用することが可能な電流・周波数（Ｉ／Ｆ）変換器の概略図である。従来のものであるか又は開発されるべきものであるかに拘わらず任意のＩ／Ｆ変換器を本発明の周波数比デジタル化温度センサーにおいて使用することが可能なものであるが、データＩ／Ｆ変換器及び基準Ｉ／Ｆ変換器を実現するために図１５のＩ／Ｆ変換器を使用することは特定の利点を提供する。特に、図１５のＩ／Ｆ変換器５００は、温度、製造プロセス及び電源変動にわたって一定である伝搬、論理及びスイッチング時間遅延の和を確保する。更に、Ｉ／Ｆ変換器を介しての遅延時間が最小とされると共に、遅延時間における変動も最小とされる。最後に、Ｉ／Ｆ変換器を介しての遅延の和が、入力電流Ｉｂｉａｓの温度性能が遅延を制御するような態様で実現される。このような遅延は、Ｉ／Ｆ変換器へ印加される電流Ｉｂｉａｓの温度係数をトリミングすることにより温度にわたり最適な性能に対してトリミングすることが可能である。
【０１３４】
図１５（ｄ）を参照すると、Ｉ／Ｆ変換器５００は入力電流Ｉｉｎ及び入力基準電圧Ｖｒｅｆを受取り且つ周波数出力信号としてｃｌｋ ｏｕｔ信号を供給する。図１の温度センサーに適用された場合に、入力電流Ｉｉｎは入力電流Ｉｄａｔａ又は基準電流Ｉｒｅｆのいずれかであり且つ入力基準電圧は基準電圧Ｖｄａｔａが基準電圧Ｖｒｅｆのいずれかである。ｃｌｋ ｏｕｔ信号はＦｄａｔａ出力信号かＦｒｅｆ出力信号かのいずれかである。Ｉ／Ｆ変換器５００は、更に、入力電流としてバイアス電流Ｉｂｉａｓを受取ると共にｒｅｓｅｔ ｌｏ信号を受取る。
【０１３５】
図１５を参照すると、Ｉ／Ｆ変換器５００は２つのコンデンサアレイＩ２１及びＩ２２の充電を制御するためのＤフリップフロップＩ１１を有している。ＤフリップフロップＩ１１はこれらのコンデンサアレイのうちの一方をチャージアップするために入力電流Ｉｉｎを交互に印加すべく動作する。例えば、ＤフリップフロップＩ１１は制御信号「ｄｓｗｉｔｃｈ」をアサート即ち活性化させて入力電流を上側コンデンサアレイＩ２１へ印加し且つノード「ｄｉｎｔｃａｐ」における電圧をチャージアップさせる。上側コンデンサアレイＩ２１は、ノードｄｉｎｔｃａｐにおける電圧が入力基準電圧Ｖｒｅｆ ｉｎのレベルに到達するまで充電され、その場合に上側比較器５０２はその出力信号をアサート即ち活性化させる。ＤフリップフロップＩ１１は制御信号ｄｓｗｉｔｃｈ２をアサート即ち活性化させて入力電流を下側コンデンサアレイＩ２２へ印加し且つノードｄｉｎｔｃａｐ２における電圧をチャージアップさせる。下側コンデンサアレイＩ２２は、ノードｄｉｎｔｃａｐ２における電圧が入力基準電圧Ｖｒｅｆ ｉｎのレベルに到達するまで充電され、その際に下側比較器５０４はその出力信号をアサート即ち活性化させる。出力信号「ｂｕｆｄｏｕｔ」及び「２ｂｕｆｄｏｕｔ」は論理ゲートへ結合されてＤフリップフロップＩ１１をリセットへ駆動し且つＤフリップフロップをクロック動作させる。
【０１３６】
比較器５０２及び５０４は従来の態様で実現することが可能である。１実施例においては、該比較器は一定の遅延に対して調節させることが可能なコンデンサを包含している。更に、該比較器はチョッピング動作を行ない、従って該比較器におけるオフセット電圧エラーは１つ置きの比較サイクルにおいて符号が逆転される。このように、比較器及びＩ／Ｆ変換器全体の平均遅延時間は供給電圧又は温度の変動に対して影響を受けないものとされている。
【０１３７】
Ｉ／Ｆ変換器５００へ印加されるバイアス電流Ｉｂｉａｓの温度係数は、該比較器における遅延時間が非常に一定であるようにトリミングすることが可能である。バイアス電流Ｉｂｉａｓがカレントミラーへ結合されて比較器５０２及び５０４内の電流源装置に対しミラー電圧駆動を提供する。
【０１３８】
入力電流Ｉｉｎを２つの充電用コンデンサＩ２１及びＩ２２のいずれかへ流れを制御するスイッチ（トランジスタＭ１２，Ｍ０）は電圧スイッチではなく電流スイッチとして構成されている。従って、これらのスイッチは入力電流Ｉｉｎから供給される差動対のように動作する。入力電流Ｉｉｎは、そのゲート駆動電圧が接地に近い経路へ流れが制御される。選択されたコンデンサアレイにおける流れ制御装置（スイッチＭ１２又はＭ０）は、接地されたゲートカスコードのように動作し、入力電流源Ｉｉｎを該比較器において発生されたグリッチから分離し且つ入力電流Ｉｉｎを供給する電流源に対し一定な電圧（例えば、接地よりも１つのＴＭＯＳゲート・ソースＶｇｓ高い電圧）を与える。
【０１３９】
装置Ｍ３及びＭ１はスイッチングの瞬間に注入される過剰な電荷を一次相殺するために使用され、その場合に注入される電荷は温度及び供給電圧に依存性である。該論理回路のリセットはリセットにおいて既知の状態を与える。
【０１４０】
１実施例において、Ｉ／Ｆ変換器５００が極めて低い電源電圧（例えば１．１ボルト以下）で機能することを可能とするために、適切である場合には低スレッシュホールド電圧トランジスタ装置（図１５において「Ｌｏｗ Ｖｔ」として示してある）を使用してあり低供給電圧動作を可能としている。
【０１４１】
ＲＦＩＤ温度ロガー
本明細書を理解すると、当業者は、本発明の周波数比デジタル化温度センサーはエレクトロニクス分野において多くの適用例を有していることを理解する。本発明の１つの側面によれば、本発明の周波数比デジタル化温度センサーは無線周波数識別（ＲＦＩＤ）トランスポンダー又はタグ内に組み込んでＲＦＩＤタグにおいて温度ロギング能力を実現させる。その結果得られるＲＦＩＤタグ、これは又ＲＦＩＤ温度ロガーとも呼称されるものであるが、周囲の温度値を測定し且つ格納すべく動作し、その場合に測定インターバル即ち測定間隔は予めプログラムしておくか又はオンデマンドでプログラムすることが可能である。温度測定値はＲＦＩＤ温度ロガー内に格納され且つ必要に応じて呼び出すことが可能である。このように、温度測定能力を組み込んだＲＦＩＤタグが実現される。
【０１４２】
１実施例において、ＲＦＩＤ温度ロガーはセミパッシブＲＦＩＤタグとして実現される。セミパッシブＲＦＩＤタグであるので、ＲＦＩＤタグの回路の一部はＲＦＩＤタグ外部のバッテリ即ち電池によりパワーが供給される。セミパッシブＲＦＩＤタグは、ＲＦ通信ブロックと、制御論理ブロックと、本発明の周波数比デジタル化温度センサーを組み込んだセンサーブロックとを包含している。本実施例においては、制御論理ブロック及びセンサーブロックはバッテリ駆動され、一方ＲＦ通信ブロックは入力してくるＲＦ信号からパワーが供給される。本発明の１つの側面によれば、センサーブロックは、周辺温度とバッテリ電圧の両方を測定するためのデュアル機能温度／電圧センサーとして構成されている。
【０１４３】
別の実施例においては、３ポート線形性補正方法が周波数比デジタル化温度センサーにおいて使用されており、従ってセンサーブロックは安定な基準クロックを供給し、それは以下により詳細に説明するように、制御論理ブロックの実時間クロックをキャリブレーションするために使用することが可能である。
【０１４４】
図１６は本発明の１実施例に基づくＲＦＩＤ温度ロガーの概略図である。図１６を参照すると、ＲＦＩＤ温度ロガー６００は、ＲＦ通信ブロック６０２と、制御論理ブロック６０４と、温度／電圧センサーブロック６０６（以後、「センサーブロック」と呼称する）とを包含している。ＲＦＩＤ温度ロガー６００はセミパッシブであり且つ制御論理ブロック６０４とセンサーブロック６０６とに供給するためのパワーを受取るために外部のバッテリ６２０へ結合されている。バッテリ６２０は温度ロガー６００のＢＡＴ端子と接地端子との間に結合されており且つ制御論理ブロックとセンサーブロックとにバッテリ電圧Ｖbatを供給する。
【０１４５】
ＲＦＩＤ温度ロガー６００は、又、クリスタルピンＸＣＫＩ及びＸＣＫＯを有しており、それに対してクリスタルオシレータ６１０を結合させることが可能である。クリスタルオシレータ６１０は制御論理ブロック６０４へ基準周波数を供給する。クリスタルオシレータ６１０はオプションであり且つ、以下により詳細に説明するように、センサーブロック６０６は安定な基準周波数を供給することが可能であるので、温度ロガー６００において省略することが可能である。
【０１４６】
本実施例においては、ＲＦ通信ブロック６０２はアンテナ（不図示）により検知される入射ＲＦ信号を受取るための第一ＲＦポートＲＦ１及び第二ＲＦポートＲＦ２へ結合されている。ＲＦ通信ブロック６０２はバス６１２を介して制御ブロック６０４と通信を行い入射ＲＦ信号によるコマンドに従って制御論理ブロック６０４内に格納されているデータを読取るか又は書き込む。ＲＦ通信ブロック６０２は、又、バス６２２を介してセンサーブロック６０６と通信を行う。センサーブロック６０６はバス６１４を介して制御論理ブロック６０４と通信を行う。制御論理ブロック６０４はセンサーブロック６０６における温度又は電圧測定機能を開始させるための制御信号を供給し、且つセンサーブロック６０６は測定した温度又は電圧データを制御論理ブロック６０４内に格納するために供給する。
【０１４７】
本発明の１つの側面によれば、センサーブロック６０６は、又、安定な基準クロックをバス６１８を介して制御論理ブロックへ供給し、その安定な基準クロックは制御論理ブロックにおける実時間クロックのキャリブレーションのために使用される。このように、ＲＦＩＤ温度ロガー６００が動作するためには外部のクリスタルオシレータが必要とされるものではない。本発明の別の側面によれば、制御論理ブロック６０４はバス６１６を介してｐｏｗｅｒ ｓａｖｅ信号をセンサーブロック６０６へ供給して、以下により詳細に説明するように、パワーを節約するためにセンサーブロック６０６をパワーオフさせる。
【０１４８】
１実施例においては、ＲＦ通信ブロック６０２は第一及び第二ＲＦポートＲＦ１及びＲＦ２を介してＲＦ通信を供給するためのＥＰＣクラス０＋準拠ＲＦＩＤ通信コアとして実現される。ＲＦ通信ブロック６０２は、制御論理ブロック６０４への及びそれからの通信及びセンサーブロック６０６への及びそれからの通信を行うために埋込型ステートマシンを包含している。１実施例においては、センサーブロック６０６により供給されるセンサーデータ及びセンサーブロック６０６へ送られるべきコマンド及び命令はＲＦ通信ブロック６０２により受信され且つ検知されるワイヤレスＲＦリンクを介して担持される。センサーブロック６０６に対して意図されているデータ及びコマンドはバス６２２を介してセンサーブロック６０６へ及びそれからパスされる。
【０１４９】
１実施例においては、ワイヤレスＲＦリンクは９００ＭＨｚの周波数におけるものであり且つ１６ＫＢｐｓ乃至８０ＫＢｐｓのデータレートをサポートする。ＲＦＩＤ読取器からＲＦＩＤ温度ロガー６００への前方リンク通信は３０％乃至１００％の間の変調深さにおける振幅変調ＲＦを介して行なわれる。ＲＦＩＤ温度ロガー６００からＲＦＩＤ読取器への後方リンク通信はパッシブ後方散乱を介して行なわれる。上述したように、ＲＦＩＤ通信ブロック６０２はバッテリパワーを受取るものではなく、その代わりに、アンテナ上の入射ＲＦを介してパワーが供給される。
【０１５０】
制御論理ブロック６０４はＲＦ通信ブロック３０２から受取ったコマンドを格納するため、及び、センサーブロック６０６により供給された温度又は電圧データを格納するためのレジスタ及びメモリを包含している。制御論理ブロック６０４はＲＦＩＤタグ６００の動作を制御すべく動作する。制御論理ブロック６０４は外部のバッテリ６２０からバッテリパワーを受取る。この例においては、制御論理ブロック６０４は外部のクリスタルオシレータ６１０からの入力クロック信号を受取るための一対の入力端子Ｃｌｏｃｋ Ｉｎを包含している。この入力クロック信号は制御論理がその実時間クロックと同期することを可能とする。然しながら、Ｃｌｏｃｋ Ｉｎ端子及び外部クリスタルオシレータ６１０はオプションであり且つ本発明のその他の実施例においては省略される場合がある。特に、センサーブロック６０６がバス６１８上に安定な基準クロックを供給する場合にはクリスタルオシレータ６１０は必要ではない。
【０１５１】
１実施例において、制御論理ブロック６０４はセンサーブロック６０６による温度測定のコマンドを与えるか又は開始させるべく動作する。その温度測定は１秒乃至８時間のユーザが選択したインターバル即ち間隔を有することが可能である。温度ロギングの開始は、パワーアップ時、高又は低の温度トリップ点においてのみ、又はある遅延時間の後とすることが可能である。更に、１実施例においては、制御論理ブロック６０４はサンプル当り８ビットで最大で４０００の温度測定値を格納するためのメモリを包含している。制御論理ブロックは、又、各測定動作期間中に測定した最小及び最大の温度を記録し且つ温度測定値がある予めプログラムされているレベルを超える場合に警告信号を供給すべくプログラムすることが可能である。
【０１５２】
制御論理ブロック６０４は、又、バッテリ電圧を測定し且つバッテリパワーを節約するためにセンサーブロック６０６を制御する。センサーブロック６０６が温度測定を行なっていない場合に、制御論理ブロック６０４はバッテリパワーを節約するためにパワーダウンすべくセンサーブロック６０６に命令を与える。制御論理ブロック６０４は、又、測定動作を行なうためにセンサーブロック６０６をウェークアップ即ち起動させる。測定動作が完了すると、制御論理ブロック６０４はその内部クロック信号をターンオフさせて制御ブロック６０６及びそれ自身の内部回路をパワーダウンさせる。１実施例においては、測定が行なわれていない場合には、制御論理ブロック６０４はセンサーブロック及びデータメモリを除いてそれ自身の回路の全てをパワーオフさせる。このように、電力消費は最初のレベルに減少され且つバッテリパワーはより長い寿命に延長させることが可能である。
【０１５３】
本実施例においては、センサーブロック６０６がバッテリ電圧Ｖbat及び周囲温度を測定する。センサーブロック６０６によって与えられるバッテリ電圧測定値から、制御論理ブロック６０４は、バッテリパワーが低いか否かを決定することが可能である。バッテリパワーが低い場合には、制御論理ブロック６０４はバス６１６上にｐｏｗｅｒ ｓａｖｅコマンドを供給してセンサーブロック６０６をパワーダウンさせ、残りのバッテリパワーを節約させることが可能である。１実施例においては、ｐｏｗｅｒ ｓａｖｅコマンドはバッテリパワーをしてセンサーブロック６０６から切断させ、従って更なるバッテリパワーが消費されることはない。別の実施例においては、バッテリパワーが臨界的なレベルにある場合には、制御論理ブロック６０４及びセンサーブロック６０６は、データメモリを除いてパワーダウンされ、且つ残りのバッテリパワーは測定データを保存するためにデータメモリを維持するために使用される。
【０１５４】
例えば、図１７に示したように、バッテリ電圧Ｖbatは温度／電圧センサーブロック６０６用の電源電圧Ｖｄｄノード６８０へスイッチＳ２を介して接続されている。電源電圧Ｖｄｄノード６８０はセンサーブロック内の回路へ供給すべく接続されている電源電圧を表わす。スイッチＳ２はｐｏｗｅｒ ｓａｖｅ信号により制御される。ｐｏｗｅｒ ｓａｖｅ信号が良好なバッテリパワー条件を表わすべくアサート即ち活性化されていない場合には、スイッチＳ２は閉じられてバッテリパワーがセンサーブロック６０６の電源電圧ノード６８０へ結合されることを可能とする。ｐｏｗｅｒ ｓａｖｅ信号がアサート即ち活性化されてより低いバッテリパワー条件を表わす場合には、スイッチＳ２が開かれてバッテリ電圧をセンサーブロックから切断する。
【０１５５】
温度／電圧センサーブロック６０６について詳細に説明する。図１７は本発明の１実施例に基づく図１６のＲＦＩＤ温度ロガー内に組み込むことが可能な温度／電圧センサーブロックの概略図である。図１７を参照すると、センサーブロック６０６は、周辺温度及びバッテリ電圧Ｖbatを測定する形態とされている。センサーブロック６０６は外部のバッテリ６２０によりパワーが供給される。１実施例においては、センサーブロック６０６は１．５５Ｖ銀酸化物コイン電池で稼動すべく設計されており且つバッテリが例え１．１Ｖ以下に放電する場合であっても−２５乃至８５℃にわたり正確な温度及び電圧の測定を与えるべく機能する。
【０１５６】
温度／電圧センサーブロック６０６は図１−１５を参照して上に説明した周波数比デジタル化温度センサーアーキテクチャを実現している。然しながら、本発明に基づいて、センサーブロック６０６は同一のデジタイザー回路を使用して温度と電圧の両方を測定する形態とされている。温度測定機能を実現するために、センサーブロック６０６は温度センサー６２５を包含しており、それは、図１を参照して上に説明したように、温度デジタイザー回路に対してＰＴＡＴ電流（ＩＰＴＡＴ）及びＣＴＡＴ電流（ＩＣＴＡＴ）を供給する。ＣＴＡＴ電流ＩＣＴＡＴは、入力発生回路６３０のＩＣＴＡＴ ＩＮ入力端子へ供給され、一方ＰＴＡＴ電流ＩＰＴＡＴは入力発生回路６３０のＩＴＡＴ ＩＮ入力端子へ供給される。
【０１５７】
電圧測定機能を実現するために、センサーブロック６０６は抵抗Ｒ１及びＲ２からなる抵抗分圧器を使用する。この抵抗分圧器はバッテリ電圧端子ＢＡＴ及び接地電圧へ接続されておりバッテリ電圧ＶBATを受取る。バッテリ電圧を表わす電流ＩＢＡＴがノード６１８上に供給される。抵抗Ｒ１及びＲ２の抵抗値は、電流ＩＢＡＴの所望の勾配を確立すべく選択されている。電流ＩＢＡＴはスイッチＳ１へ供給されて、以下により詳細に説明するように、センサーブロック６０６における周波数比デジタイザー回路へスイッチ動作により接続される。
【０１５８】
センサーブロック６０６の周波数比デジタイザー回路は、図１−１５を参照して上に説明したのと同一の態様で実現されている。特に、該デジタイザー回路は、入力発生回路６３０及び周波数比アナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）を包含している。入力発生回路６３０は２つの温度依存性電流ＩＰＴＡＴ及びＩＣＴＡＴを受取る。入力発生回路６３０は周波数比ＡＤＣを駆動するのに必要な入力信号ＩＤＡＴＡ，ＶＤＡＴＡ，ＩＲＥＦ，ＶＲＥＦを発生する。電流及び電圧信号ＩＤＡＴＡ、ＶＤＡＴＡ，ＩＲＥＦ，ＶＲＥＦを発生するための入力発生回路６３０の動作は、図１−１５を参照して上に説明したのと同じである。本実施例においては、周波数比ＡＤＣは電流・周波数（Ｉ／Ｆ）変換器６４０及びカウンタ及び減算回路６６０を包含している。カウンタ及び減算回路６６０は制御論理ブロックからオフセット調節及び利得調節信号を受取ることが可能である。周波数比ＡＤＣは周波数比デジタイザーの測定出力信号として出力信号ＡＤＣＯＵＴを供給する。
【０１５９】
Ｉ／Ｆ変換器６４０へ供給される信号ＩＤＡＴＡは、測定出力信号ＡＤＣＯＵＴへデジタル化されるべきデータ信号を表わす。従って、温度測定値がとられる場合には、信号ＩＤＡＴＡは温度依存性ＰＴＡＴ電流ＩＰＴＡＴである。バッテリ電圧測定値がとられる場合には、信号ＩＤＡＴＡは電圧依存性電流ＩＢＡＴである。本発明のデュアル機能を温度／電圧測定メカニズムに従って、電圧依存性電流ＩＢＡＴ及び温度依存性電流ＩＰＴＡＴは、周波数比ＡＤＣへ交互に結合されるべくスイッチＳ１へ結合されている。スイッチＳ１はバス６１４を介して制御論理ブロック６０４により供給される選択信号を受取り且つデジタル変換のためＩ／Ｆ変換器６４０への信号ＩＤＡＴＡとして結合されるべく電流ＩＰＴＡＴか又は電流ＩＢＡＴのいずれかを選択する。このように、センサーブロック６０６のデジタイザー回路は、Ｉ／Ｆ変換器へのＩＤＡＴＡ信号として結合される温度測定値か又は電圧測定値かのいずれかを表わすＡＤＣＯＵＴ信号を供給する。
【０１６０】
バッテリ電圧値が測定されると、制御論理ブロック６０４は、温度測定動作を継続するのに充分なバッテリパワーが存在するか否かを決定することが可能である。１実施例においては、センサーブロック６０６は、バッテリ電圧が１．１Ｖより高い場合にのみ動作される。従って、センサーブロック６０６により与えるバッテリ電圧測定値が、バッテリ電圧が１．１Ｖ未満であることを表わす場合には、制御論理ブロック６０４はｐｏｗｅｒ ｓａｖｅ信号を発生させてセンサーブロック６０６をシャットダウンさせる。
【０１６１】
図１７において、選択信号、オフセット調節及び利得調節信号、及びＡＤＣＯＵＴ出力信号がバス６１４を介して制御論理ブロック６０４とセンサーブロック６０６との間で通信される。１実施例においては、バッテリパワーを節約するために、デジタイザー回路の殆どは測定変換の間にシャットダウンされる形態とされ、一方センサーブロックと論理制御ブロックとの間のインターフェース回路は、再度測定値が取られる場合にセンサーブロックを再開始させることが必要とされるので、ゼロ休止電力排出近くでパワーアップ状態が維持される。
【０１６２】
本発明のデュアル機能を温度／電圧センサーの１つの特徴は、温度測定と電圧測定とがデジタイザー回路に対する同一のオフセット及び利得調節値を共用するようにセンサーが構成されているということである。特に、選択された温度測定点（例えば、０℃）におけるＰＴＡＴ電流ＩＰＴＡＴは、選択された電圧測定点（例えば、１．５Ｖ）におけるバッテリ電流ＩＢＡＴと同じであるように設定される。このように、電圧測定オフセット及び利得調節値は温度測定値を追跡し、且つ両方の測定のために単に１組のオフセット及び利得調節値が必要であるに過ぎない。
【０１６３】
上述したように、本発明の周波数比デジタル化温度センサーが３ポート線形性補正方法を実現する場合には、周波数比デジタル化温度センサーは安定化された基準クロック周波数を供給し、尚且つ温度デジタル化線形性エラーを最小とさせる。安定化された基準クロック周波数はクロックのキャリブレーションのために使用することが可能である。従って、本発明によれば、センサーブロック６０６は３ポート線形性補正方法を実現すべく構成され且つ基準クロック信号はバス６１８上に供給される。この基準クロック信号は、次いで、制御論理ブロックのクロック信号をキャリブレーションするのに使用するために制御論理ブロック６０４へ供給することが可能である。
【０１６４】
図１８は図１７の温度／電圧センサーブロック内に組み込むことが可能なバッテリ電流及びＰＴＡＴ電流選択回路の回路図である。図１７に例示してあるバッテリ電流発生回路及びバッテリ電流及びＰＴＡＴ電流選択回路は、温度／電圧センサーブロック６０６の動作原理を例示するために簡単化してある。図１８はバッテリ電圧を表わす電流を発生させ且つバッテリ電流又は温度依存性ＰＴＡＴ電流を入力信号ＩＤＡＴＡとしてＩ／Ｆ変換器へ選択的に結合させるために使用することが可能なバッテリ電流及びＰＴＡＴ選択回路７００の実際的な実現例を例示している。
【０１６５】
図１８を参照すると、回路７００において、バッテリ電圧ＶBATは抵抗Ｒ１及びＲ２によって形成されている抵抗分圧器へ結合される。バッテリ電圧ＶBATは、又、ｐｏｗｅｒ ｓａｖｅ信号により制御されるスイッチＳ２を介して電源電圧Ｖｄｄノードへ結合される。従って、回路７００において、抵抗Ｒ１及びＲ２の抵抗分圧器（及び関連するトランジスタＭ５４）を除いて、全ての回路が電源Ｖｄｄ電圧へ接続されており、従って上述した如くｐｏｗｅｒ ｓａｖｅ信号がアサート即ち活性化される場合に全ての回路をバッテリパワーから切断させることが可能である。
【０１６６】
バッテリ電圧を測定するために、一対の直列接続した抵抗Ｒ１及びＲ２が抵抗分圧器を形成するためにバッテリ電圧ＶBATと接地電圧ＶＳＳとの間に接続されている。ＶＢＡＴ＿ｓｅｌ信号により制御されるＮＭＯＳトランジスタＭ５４が抵抗Ｒ２とＶＳＳとの間に結合されており、バッテリ電圧測定が選択する場合に該抵抗分圧器を接続させ、又はバッテリ電圧測定が選択されない場合には該抵抗分圧器を切断させる。トランジスタＭ５４はＶＢＡＴ ｓｅｌ信号により制御され、それはバッテリ電圧測定が選択される場合にアサート即ち活性化される。動作について説明すると、トランジスタＭ５４は、抵抗Ｒ１及びＲ２を介してのバッテリ電流のＤＣ電流経路を切断するために使用され、従ってバッテリ電圧測定値が取られない場合にはバッテリパワーが排出されることはない。トランジスタＭ５４は、長さに対して非常に大きな幅の比を有するように構成されており、従ってトランジスタＭ５４を横断して小さな電圧降下が発生されるに過ぎない。即ち、トランジスタＭ５４がターンオンされると、該トランジスタを横断しての抵抗値は、抵抗Ｒ１及びＲ２の抵抗値と比較して無視可能なものである。
【０１６７】
抵抗Ｒ１及びＲ２の抵抗分圧器は、電流Ｉｎｎを供給し、それはオペアンプ（ｏｐａｍｐ）７３０の第一入力端子へ結合される。オペアンプ７３０はフィードバックループの形態とされており、オペアンプ７３０の出力端子はＰＭＯＳトランジスタＭ６７を駆動すべく結合されている。ＰＭＯＳトランジスタＭ６７はソース端子をバッテリ電圧ＶBATへ結合させており、且つそのドレイン端子において電流Ｉｎｐをオペアンプ７３０の第二入力端子へ供給する。オペアンプ７３０の出力端子は、又、バッテリＶBATを表わすドレイン電流ＩＢＡＴを供給するためにＰＭＯＳトランジスタＭ５６を駆動すべく結合されている。トランジスタＭ６７はトランジスタＭ５６の１０倍であり、従って入力電流Ｉｎｎ及びＩｎｐは大きな電流値を有することが可能であり、一方トランジスタＭ５６における出力電流ＩＢＡＴは小さな電流レベルに留まる。特に、トランジスタＭ６７及びＭ５６に対して１０：１のトランジスタ比を使用することにより、抵抗Ｒ１及びＲ２に対する抵抗値は、電流Ｉｎｎ及びＩｎｐがより大きな値を有することが可能であるので、小さく維持することが可能である。即ち、電流Ｉｎｎ及びＩｎｐに対するより小さな電流値を得るために抵抗Ｒ１及びＲ２に対して大きな抵抗値を使用することは必要ではない。抵抗Ｒ１及びＲ２の抵抗値が小さく且つ入力電流Ｉｎｎ及びＩｎｐが大きいものであったとしても、トランジスタＭ５６における出力電流ＩＢＡＴは、レシオ型トランジスタＭ６７／Ｍ５６の使用により小さいままである。１実施例においては、電流Ｉｎｎ及びＩｎｐは２０μＡの範囲内であり且つ電流ＩＢＡＴは２μＡの範囲内である。
【０１６８】
別の実施例においては、オペアンプ７３０は第一及び第二入力端子の間のオフセット電圧エラーを最小とさせるためにチョッパー構成を使用する。
【０１６９】
本実施例においては、バッテリ電圧測定の精度は抵抗トリミング型デジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）７２０の使用により確保される。より詳細に説明すると、製造プロセス変動は抵抗Ｒ１及びＲ２に対する抵抗値の変動を発生させる場合がある。これらの抵抗値における変動は、抵抗トリミング型ＤＡＣ７２０によりトリミングされ、従ってバッテリ電流ＩＢＡＴは製造プロセス変動に影響を受けることはない。この例示においては、抵抗トリミング型ＤＡＣは各トリミング用抵抗へ結合しているＰＭＯＳトランジスタを有している。一連のトリミング用トランジスタ・抵抗対が、抵抗Ｒ１及びＲ２の抵抗値の精密なトリミングを可能とすべく設けられている。１個又はそれ以上のトリミング用抵抗を選択するためにトリミング用プログラムコードＷ0乃至Ｗnによりターンオンされる。抵抗トリミング型ＤＡＣの構造は例示的なものに過ぎず、その他のトリミング回路形態を本発明のその他の実施例において使用することが可能である。更に、抵抗トリミング型ＤＡＣ７２０はオプションであり且つ本発明のその他の実施例において省略することが可能である。
【０１７０】
ＰＭＯＳトランジスタＭ５６と関連してオペアンプ７３０により発生されるバッテリ電流ＩＢＡＴ、及び温度依存性ＰＴＡＴ電流ＩＰＴＡＴは、入力信号ＩＤＡＴＡとして、スイッチ動作されてＩ／Ｆ変換器６４０へ接続される。本実施例においては、バッテリ電流ＩＢＡＴがスイッチＳ７１を介してＩＤＡＴＡ端子へ結合され、一方電流ＩＰＴＡＴがスイッチＳ７２を介してＩＤＡＴＡ端子へ結合される。スイッチＳ７１はＶＢＡＴ ｓｅｌ信号により制御され、一方スイッチＳ７２はＩＰ ｓｅｌ信号により制御される。ＶＢＡＴ ｓｅｌ信号及びＩＰ ｓｅｌ信号は相補的であり且つ非重畳型の信号である。ＶＢＡＴ ｓｅｌ信号がアサート即ち活性化されると、ＩＰ ｓｅｌ信号がデアサート即ち不活性化され、従ってバッテリ電流ＩＢＡＴはＩＤＡＴＡ端子へ結合される。ＶＢＡＴ ｓｅｌ信号がデアサート即ち不活性化されると、ＩＰ ｓｅｌ信号がアサート即ち活性化され、従ってＰＴＡＴ電流ＩＰＴＡＴがＩＤＡＴＡ端子へ結合される。
【０１７１】
バッテリ電流又はＰＴＡＴ電流が印加されていない場合には、電流は接地への別の経路へパスされ、従って不使用の電流がセンサーブロックの動作に影響を与えることはない。本実施例においては、ＰＭＯＳトランジスタＭ５８及びダイオード接続型ＮＭＯＳトランジスタＭ６３がバッテリ電流ＩＢＡＴに対する別の電流経路を与える。ＶＢＡＴ ｓｅｌ信号がデアサート即ち不活性化されると、トランジスタＭ５８がターンオンされてトランジスタＭ６３を介してバッテリ電流ＩＢＡＴを接地ノードＶＳＳへ排出させる。ＶＢＡＴ ｓｅｌ信号がアサート即ち活性化される場合にトランジスタＭ５８は開回路であり、従ってバッテリ電流の全てはスイッチＳ７１を介してＩＤＡＴＡ端子へ指向される。
【０１７２】
ＰＴＡＴ電流側において、ＰＭＯＳトランジスタＭ６４及びダイオード接続型ＮＭＯＳトランジスタＭ６６はＰＴＡＴ電流ＩＰＴＡＴに対する別の電流経路を与える。ＩＰ ｓｅｌ信号がデアサート即ち不活性化されると、トランジスタＭ６４はターンオンされてトランジスタＭ６６を介して電流ＩＰＴＡＴを接地ノードＶＳＳへ排出させる。ＩＰ ｓｅｌ信号がアサート即ち活性化される場合にトランジスタＭ６６は開回路であり、従ってＰＴＡＴ電流の全てはスイッチＳ７２を介してＩＤＡＴＡ端子へ指向される。
【０１７３】
上述した如き本発明のＲＦＩＤ温度ロガーは、温度測定機能及びバッテリ電圧モニタリング機能を具備するＲＦＩＤを実現する。ＲＦＩＤ温度ロガーは、更に、外部のクリスタルオシレータが必要とされるものではないので、部品数を減少させて実現させることが可能である。ＲＦＩＤ温度ロガーは、測定が行なわれない場合に全てのデジタル回路をパワーダウンさせることによりバッテリの効率化を達成する。本発明のＲＦＩＤ温度ロガーはＲＦＩＤシステムにおいてすぐ使うことができ且つ容易に適用させることも可能とする。
【０１７４】
以上、本発明の具体的実施の態様について詳細に説明したが、本発明は、これら具体例にのみ制限されるべきものではなく、本発明の技術的範囲を逸脱することなしに種々の変形が可能であることは勿論である。
【図面の簡単な説明】
【０１７５】
【図１】本発明の１実施例に基づく周波数比デジタル化温度センサーの概略図。
【図２】電流・周波数変換器を介しての伝搬遅延に起因する温度測定における弓型線形性エラーを例示したグラフ図。
【図３】温度依存性電流の線形性エラーを例示したグラフ図。
【図４】本発明の１実施例に基づく図１の周波数比デジタル化温度センサーにおける３ポート線形性補正を実現する入力発生回路の概略図。
【図５】非補正の温度センサーと比較した場合の線形化温度センサーからの温度出力信号の温度エラーを例示したグラフ図。
【図６】本発明の１実施例に基づく図１の周波数比デジタル化温度センサー用の入力発生回路の概略図。
【図７】図１及び６の周波数比デジタル化温度センサーに対して、利得カウントＮｃの関数としてプロットした−２５乃至８５℃にわたりシミュレートさせた摂氏温度における最悪の場合のピークツーピーク温度エラーを例示しており、補正係数Ｋｖ及びＫｐの値は図９に示した結果に基づいてＮｃの各値において同時的に計算した場合のグラフ図。
【図８】図１及び６の周波数比デジタル化温度センサーに対して利得カウントＮｃの関数として基準周波数における最悪の場合のピークツーピーク変化を例示しており、補正係数Ｋｖ及びＫｐを図９に示した結果に基づいてＮｃの各値において同時的に計算した場合のグラフ図。
【図９】多項式近似により記述され且つ図１及び６の周波数比デジタル化温度センサーに対する式（１１）及び（１４）の拘束条件の使用により解かれた例示的なシステムに対する単一温度においてのＮｃの各ターゲット値においての補正係数Ｋｐ，Ｋｖ，オフセット値の数値を例示したグラフ図。
【図１０】図７−９を使用して選択した補正係数を使用して実現された図１及び６の周波数比デジタル化温度センサーに対するデジタル化した温度エラー−温度を例示したグラフ図。
【図１１】図７−９を使用して選択した補正係数を使用して実現された本発明の周波数比デジタル化温度センサーに対する温度に関しての基準周波数における百分率変化を例示したグラフ図。
【図１２】本発明の第三実施例に基づく図１の周波数比デジタル化温度センサー用の２ポート線形性補正を実現した入力発生回路の概略図。
【図１３】非補正温度センサーと比較した場合の図１２の線形化温度センサーからの温度出力信号の温度エラーを例示したグラフ図。
【図１４】基準周波数に対して線形性補正を適用しない場合と比較して線形性補正を適用した場合の図１２の周波数比デジタル化温度センサーにおける基準周波数における変化を例示したグラフ図。
【図１５】図１５ａと、図１５ｂと、図１５ｃとの組み合わせ状態を示した概略図。
【図１５ａ】本発明の周波数比デジタル化温度センサーにおけるＩ／Ｆ変換器を実現するために使用することが可能な電流・周波数変換器の一部を示した部分回路図。
【図１５ｂ】図１５ａに一部を示した電流・周波数変換器の別の一部を示した部分回路図。
【図１５ｃ】図１５ａ及び図１５ｂに夫々の一部を示した電流・周波数変換器の更に別の一部を示した部分回路図。
【図１５ｄ】Ｉ／Ｆ変換器５００を示した概略図。
【図１６】本発明の１実施例に基づくＲＦＩＤ温度ロガーの概略図。
【図１７】本発明の１実施例に基づいて図１６のＲＦＩＤ温度ロガー内に組み込むことが可能な温度／電圧センサーブロックの概略図。
【図１８】図１７の温度／電圧センサーブロック内に組み込むことが可能なバッテリ電圧及びＰＴＡＴ電流選択回路の回路図。
【符号の説明】
【０１７６】
１０  デジタル化温度センサー
２０  温度検知回路
３０  入力発生回路
４０，５０  電流・周波数（Ｉ／Ｆ）変換器
６０，７０  カウンタ
８０  減算回路
【図１】
0004680214.tif 000029
【図２】
0004680214.tif 000030
【図３】
0004680214.tif 000031
【図４】
0004680214.tif 000032
【図５】
0004680214.tif 000033
【図６】
0004680214.tif 000034
【図７】
0004680214.tif 000035
【図８】
0004680214.tif 000036
【図９】
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【図１０】
0004680214.tif 000038
【図１１】
0004680214.tif 000039
【図１２】
0004680214.tif 000040
【図１３】
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【図１４】
0004680214.tif 000042
【図１５】
0004680214.tif 000043
【図１５ａ】
0004680214.tif 000044
【図１５ｂ】
0004680214.tif 000045
【図１５ｃ】
0004680214.tif 000046
【図１５ｄ】
0004680214.tif 000047
【図１６】
0004680214.tif 000048
【図１７】
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【図１８】
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