(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
トルク指令に応じた所定振幅及び所定位相の正弦波電流を出力するＰＷＭ電流制御手段と、
トルク指令に応じた矩形波電圧を出力する矩形波電圧制御手段と、
前記ＰＷＭ電流制御手段の出力と前記矩形波電圧制御手段の出力とを切替えて前記交流電動機に供給する切替手段と、
を有する交流電動機の駆動制御装置であって、
前記矩形波電圧制御手段は、
前記交流電動機への電流及び出力電圧を所定のタイミングで検出する手段と、
検出された電流及び電圧に基づいて各タイミングにおける電力を算出する手段と、
算出された各タイミングにおける電力を平均化する手段と、
平均化された前記電力に基づいて前記交流電動機の出力トルクを算出する手段と、
を有することを特徴とする交流電動機の駆動制御装置。
【請求項２】
トルク指令に応じた所定振幅及び所定位相の正弦波電流を出力するＰＷＭ電流制御手段と、
トルク指令に応じた矩形波電圧を出力する矩形波電圧制御手段と、
前記ＰＷＭ電流制御手段の出力と前記矩形波電圧制御手段の出力とを切替えて前記交流電動機に供給する切替手段と、
を有する交流電動機の駆動制御装置であって、
前記切替手段は、
前記交流電動機への電流の位相を所定のタイミングで検出する手段と、
検出された電流位相を平均化する手段と、
を有し、平均化された前記電流位相に応じて切替えることを特徴とする交流電動機の駆動制御装置。
【請求項３】
請求項１、２のいずれかに記載の装置において、
前記所定のタイミングは、前記矩形波電圧の切替タイミング及び切替タイミング間の中間タイミングであることを特徴とする交流電動機の駆動制御装置。
【請求項４】
請求項１、２のいずれかに記載の装置において、
前記平均化する手段は、ローパスフィルタを含むことを特徴とする交流電動機の駆動装置。
【請求項５】
トルク指令に応じた所定振幅及び所定位相の正弦波電流を出力するＰＷＭ電流制御手段と、
トルク指令に応じた矩形波電圧を出力する矩形波電圧制御手段と、
前記ＰＷＭ電流制御手段の出力と前記矩形波電圧制御手段の出力とを切替えて前記交流電動機に供給する切替手段と、
を有する交流電動機の駆動制御装置であって、
前記切替手段は、
前記交流電動機への電流ベクトルが所定領域内に位置するか否かを判定する領域判定手段と、
を有し、前記判定に基づいて切替えることを特徴とする交流電動機の駆動制御装置。
【請求項６】
請求項５記載の装置において、
前記判定する手段は、
前記電流ベクトルの大きさが所定値以上であるか否かを判定する絶対値判定手段と、
を有し、前記電流ベクトルの大きさが所定値以上の場合には前記電流ベクトルの位相に基づいて切替え、前記電流ベクトルの大きさが所定値未満の場合には前記領域判定手段での判定に基づいて切替えることを特徴とする交流電動機の駆動制御装置。
【請求項７】
請求項５、６のいずれかに記載の装置において、
前記領域判定手段は、前記電流ベクトルのｄ-ｑ平面におけるｄ軸成分に基づいて判定することを特徴とする交流電動機の駆動制御装置。
【請求項８】
トルク指令に応じた所定振幅及び所定位相の正弦波電流を出力するＰＷＭ電流制御手段と、
トルク指令に応じた矩形波電圧を出力する矩形波電圧制御手段と、
前記ＰＷＭ電流制御手段の出力と前記矩形波電圧制御手段の出力とを切替えて前記交流電動機に供給する切替手段と、
を有する交流電動機の駆動制御装置であって、
前記切替手段は、
前記交流電動機の逆起電圧を検出する手段と、
前記逆起電圧と前記交流電動機を駆動するインバータの入力電圧とを比較する手段と、
を有し、前記比較に基づいて切替えることを特徴とする交流電動機の駆動制御装置。
【請求項９】
請求項８記載の装置において、
前記検出する手段は、
前記交流電動機に設けられたレゾルバからの信号に基づいて回転数を演算する手段と、
前記回転数に基づいて前記逆起電圧を算出する手段と、
を有することを特徴とする交流電動機の駆動制御装置。
【請求項１０】
請求項８、９のいずれかに記載の装置において、
前記インバータの停止状態を検出する手段と、
を有し、前記切替手段は、前記インバータが停止状態のときに切替えることを特徴とする交流電動機の駆動制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は交流電動機の駆動制御装置、特にパルス幅変調（ＰＷＭ）電流制御と矩形波電圧制御とを選択的に用いて交流電動機を駆動する技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
交流電動機を直流電源を用いて駆動するためにインバータが用いられており、インバータはインバータ駆動回路によりスイッチング制御される。スイッチング制御には、一般にパルス幅変調（ＰＷＭ）が用いられる。
【０００３】
ＰＷＭ波形を交流電動機に印加するＰＷＭ電流制御では、低回転域でも滑らかな回転が得られる利点があるが、直流電源の電圧利用率に限界がある問題がある。
【０００４】
一方、交流電動機に矩形波電圧を印加する矩形波制御方法では、直流電源の電圧利用率を向上させることができ、したがって高回転域での出力を向上させることが可能である。
【０００５】
このため、従来よりＰＷＭ制御と矩形波電圧制御の双方を交流電動機に対して印加可能な構成とし、これらを状況に応じて使い分け、特に高回転域での電動機での出力を向上させる構成が提案されている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、矩形波電圧制御においては、交流電動機のトルクを検出し、この検出トルク値がアクセル開度などに応じて定まるトルク指令値と一致するように矩形波電圧の位相を制御しており、交流電動機の出力トルクを高精度に検出する事が前提となる。矩形波電圧制御では、矩形波電圧の位相を制御して交流電動機に供給しており、矩形波電圧の切替に伴って交流電動機への電流値が変動し、高調波成分を有することになる。したがって、ある所定のタイミングで電流及び電圧をサンプリングし、これらに基づき電力、さらに交流電動機のトルクを検出する構成では正確な出力トルクを検出できない問題があった。
【０００７】
また、ＰＷＭ電流制御と矩形波電圧制御との切替は、交流電動機に供給する電圧振幅や電流位相に基づき実行され、より具体的にはＰＷＭ電流制御から矩形波電圧制御への切替は電圧振幅に基づき行われ、矩形波電圧制御からＰＷＭ制御への切替は電流位相に基づき行われるが、上述したように電流には高調波成分が含まれるため、ある一定のタイミングで電流位相をサンプリングしたのでは、高精度に電流位相を検出できず、したがって正確な切替ができない問題がある。
【０００８】
また、電流位相を検出する際、電流の振幅が小さいとノイズの影響を大きく受け、位相が大きく変動するため、特に電流振幅が小さい場合に矩形波電圧制御からＰＷＭ電流制御への切替が適正に行われない問題があった。
【０００９】
さらに、電圧振幅あるいは電流位相に基づき制御を切替える場合、インバータが動作してこれらを検出できる事が前提となっており、例えば交流電動機が電気自動車（ＥＶ）やハイブリッド自動車（ＨＶ）に搭載され、車両運転者が走行中にシフトポジションをＤレンジからＮレンジにシフトさせた場合、車両の制御装置はインバータのゲートを遮断してその動作を停止させるので電圧振幅や電流位相が検出できず、したがって車両運転者がＮレンジから再びＤレンジにシフトさせた場合に、円滑な切替が行われずドライバビリティが低下する問題があった。
【００１０】
本発明は、上記従来技術の有する課題に鑑みなされたものであり、その目的は、矩形波電圧制御を高精度に実行するとともに、ＰＷＭ電流制御と矩形波電圧制御との切替を適切に行う事ができる装置を提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明は、トルク指令に応じた所定振幅及び所定位相の正弦波電流を出力するＰＷＭ電流制御手段と、トルク指令に応じた矩形波電圧を出力する矩形波電圧制御手段と、前記ＰＷＭ電流制御手段の出力と前記矩形波電圧制御手段の出力とを切替えて前記交流電動機に供給する切替手段とを有する交流電動機の駆動制御装置であって、前記矩形波電圧制御手段は、前記交流電動機への電流及び出力電圧を所定のタイミングで検出する手段と、検出された電流及び電圧に基づいて各タイミングにおける電力を算出する手段と、算出された各タイミングにおける電力を平均化する手段と、平均化された前記電力に基づいて前記交流電動機の出力トルクを算出する手段とを有することを特徴とする。矩形波電圧制御において矩形波電圧の切替による電流変動が生じても、所定のタイミングで得られた電力値を平均化することで、高次成分を除去して精度良くトルクを検出することができる。
【００１２】
ここで、前記所定のタイミングは、前記矩形波電圧の切替タイミング及び切替タイミング間の中間タイミングとすることが好適である。
【００１３】
本発明において、前記平均化する手段は、ローパスフィルタを含んで構成することができる。
【００１４】
また、本発明は、トルク指令に応じた所定振幅及び所定位相の正弦波電流を出力するＰＷＭ電流制御手段と、トルク指令に応じた矩形波電圧を出力する矩形波電圧制御手段と、前記ＰＷＭ電流制御手段の出力と前記矩形波電圧制御手段の出力とを切替えて前記交流電動機に供給する切替手段とを有する交流電動機の駆動制御装置であって、前記切替手段は、前記交流電動機への電流の位相を所定のタイミングで検出する手段と、検出された電流位相を平均化する手段とを有し、平均化された前記電流位相に応じて切替えることを特徴とする。所定のタイミングで得られた電流位相を平均化することで、精度良く電流位相を検出し、これにより切替タイミングを適正化できる。
【００１５】
ここで、前記所定のタイミングは、前記矩形波電圧の切替タイミング及び切替タイミング間の中間タイミングとすることが好適である。
【００１６】
本発明において、前記平均化する手段は、ローパスフィルタを含んで構成することができる。
【００１７】
また、本発明は、トルク指令に応じた所定振幅及び所定位相の正弦波電流を出力するＰＷＭ電流制御手段と、トルク指令に応じた矩形波電圧を出力する矩形波電圧制御手段と、前記ＰＷＭ電流制御手段の出力と前記矩形波電圧制御手段の出力とを切替えて前記交流電動機に供給する切替手段とを有する交流電動機の駆動制御装置であって、前記切替手段は、前記交流電動機への電流ベクトルが所定領域内に位置するか否かを判定する領域判定手段とを有し、前記判定に基づいて切替えることを特徴とする。電流ベクトルと領域との位置関係に基づいて切替えることで、電流位相のみで切替える場合に比べてノイズによる位相変動に強く、より安定的に切替えることができる。
【００１８】
ここで、前記判定する手段は、前記電流ベクトルの大きさが所定値以上であるか否かを判定する絶対値判定手段とを有し、前記電流ベクトルの大きさが所定値以上の場合には前記電流ベクトルの位相に基づいて切替え、前記電流ベクトルの大きさが所定値未満の場合には前記領域判定手段での判定に基づいて切替えることができる。電流ベクトルの大きさが比較的小さい場合にはノイズによる位相変動が大きくなる。そこで、この場合には電流位相ではなく電流ベクトルと領域との位置関係で判定することで、安定して切替えることができる。
【００１９】
また、本発明において、前記領域判定手段は、前記電流ベクトルのｄ-ｑ平面におけるｄ軸成分に基づいて判定することができる。領域がｑ軸に対して非対称、より具体的にはｄ軸の負の領域に存在する場合、電流ベクトルのｄ軸成分に基づいて電流ベクトルが領域内にあるか否かを判定することができる。
【００２０】
また、本発明は、トルク指令に応じた所定振幅及び所定位相の正弦波電流を出力するＰＷＭ電流制御手段と、トルク指令に応じた矩形波電圧を出力する矩形波電圧制御手段と、前記ＰＷＭ電流制御手段の出力と前記矩形波電圧制御手段の出力とを切替えて前記交流電動機に供給する切替手段とを有する交流電動機の駆動制御装置であって、前記切替手段は、前記交流電動機の逆起電圧を検出する手段と、前記逆起電圧と前記交流電動機を駆動するインバータの入力電圧とを比較する手段とを有し、前記比較に基づいて切替えることを特徴とする。インバータが停止状態にある場合、電圧振幅や電流位相、電流ベクトルに基づいて切替えることができない。一方、交流電動機の回転数が高い場合には逆起電圧も大きくなる。そこで、交流電動機の回転数を評価するパラメータとして逆起電圧を検出し、この逆電圧とインバータの入力電圧とを用いることで制御モードを切替えることができる。なお、逆起電圧とインバータの入力電圧との比較とは、例えば逆起電圧とインバータの入力電圧との比を算出することにより実行できる。
【００２１】
ここで、前記検出する手段は、前記交流電動機に設けられたレゾルバからの信号に基づいて回転数を演算する手段と、前記回転数に基づいて前記逆起電圧を算出する手段とを有することができる。
【００２２】
また、本発明において、前記インバータの停止状態を検出する手段とを有し、前記切替手段は、前記インバータが停止状態のときに切替えることができる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下、図面に基づき本発明の実施形態について説明する。
【００２４】
図１には、本実施形態に係る交流電動機の駆動制御装置の基本的な構成が示されている。駆動制御装置１０は例えば電気自動車ＥＶに搭載され、ＰＷＭ電流制御モード及び矩形波電圧制御モードの２つの制御モードを有している。
【００２５】
ＰＷＭ電流制御モードは、図中スイッチ２８が上側に切替えられる場合に実行される制御モードであり、電流制御器１４にはインバータ３６から出力される交流電流の電流値がフィードバックされ、それが電流振幅の指令値｜Ｉ｜及び電流位相の指令値φに近づくように電圧振幅｜Ｖ｜及び電圧位相ψを設定し、ＰＷＭ回路３０及びインバータ３６により正弦波電圧を交流電動機（モータ）３８に出力する。
【００２６】
矩形波電圧制御モードは、スイッチ２８が図中下側に切替えられる場合に実行される制御モードであり、このモードでは矩形波電圧がモータ３８に印加される。矩形波電圧の振幅｜Ｖ｜はインバータ３６のバッテリ電圧により決定され、常に一定である。また、その電圧位相ψはトルク指令値に応じて設定される。
【００２７】
車両運転者がアクセルやブレーキを操作すると、そのアクセル開度やブレーキ踏み角に応じて図示しない電子制御装置（ＥＣＵ）がトルク指令値を生成し、このトルク指令値を電流指令生成部１２と加算器１３とに出力する。電流指令生成部１２は、入力されたトルク指令値に基づき、電流振幅｜Ｉ｜及び電流位相φを生成する。電流制御器１４は比例積分制御を実行し、電圧振幅｜Ｖ｜と電圧位相ψとを生成する。なお、電圧位相ψはｄ−ｑ平面におけるｑ軸を基準とした電圧ベクトルの角度で定義される。生成された電圧振幅｜Ｖ｜と電圧位相ψはＰＷＭ回路３０に供給される。また、図示しないが、電流制御器１４には電流センサ４０から電流値がフィードバックされ、電流制御器１４はフィ−ドバック電流値に基づいて振幅及び位相を生成する。
【００２８】
ＰＷＭ回路３０では、電流制御器１４から供給される電圧振幅｜Ｖ｜及び電圧位相ψを有する正弦波と所定の三角波とを比較する事によりスイッチング信号を生成する。スイッチング信号はスイッチ２８を介してインバータ３６に供給される。インバータ３６は電圧型インバータであり、ＰＷＭ回路３０から供給されるスイッチング信号に基づき正弦波電圧を生成し、モータ３８に出力してモータ３８を回転駆動する。
【００２９】
モータ３８は永久磁石同期型（ＰＭ）モータであり、インバータ３６からモータ３８の電流供給ライン上には電流センサ４０が設けられている。電流センサ４０で検出される実電流位相φｉは電流位相判定部２２に供給される。
【００３０】
一方、ＥＣＵで生成されたトルク指令値は上述したように加算器１３にも供給される。加算器１３にはトルク検出部２０で検出されたトルク値も入力され、加算器１３では両者の差であるトルク偏差ΔＴを生成する。トルク検出部２０は以下に示す演算を実行してトルクを検出する。
【００３１】
【数１】
Ｔ＝Ｐｉｎ／ω
＝（ｉｕ×ｖｕ＋ｉｖ×ｖｖ＋ｉｗ×ｖｗ）／ω      ・・・（１）
ここでＰｉｎはモータ３８に供給される電力であり、ωはモータ３８の角速度、ｉｕ、ｉｖ、ｉｗはモータ３８に供給されるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流値、ｖｕ、ｖｖ、ｖｗはモータ３８に供給されるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧値をそれぞれ示す。これらは電流センサ４０及び電圧センサで検出され、上記の式に従ってトルクＴが算出されるが、電力Ｐｉｎの算出タイミング、つまり電流及び電圧のサンプリングタイミングについては後述する。
【００３２】
加算器１３で生成されたトルク偏差ΔＴは電圧位相制御器１８に供給される。
電圧位相制御器１８ではトルク偏差ΔＴに応じた電圧位相ψを生成する。この電圧位相ψはモータ３８に印加される矩形波の位相である。
【００３３】
矩形波発生部３２では、電圧位相制御器１８から供給された電圧位相ψに基づいて矩形波電圧を生成するようスイッチング信号を出力する。このスイッチング信号は、スイッチ２８を介してインバータ３６に供給され、インバータ３６はこのスイッチング信号に基づき矩形波電圧をモータ３８に供給して回転駆動する。
【００３４】
スイッチ２８の切替は、電圧振幅判定部１６からの信号と電流位相判定部２２からの信号に基づき行われ、電圧振幅判定部１６は、駆動制御装置１０がＰＷＭ電流制御モードで動作している場合に電流制御器１４からＰＷＭ回路３０に供給される電圧振幅｜Ｖ｜が所定の電圧振幅Ｖ０以上であるか否かを判定しており、所定の電圧振幅Ｖ０以上であればスイッチ２８を下側に切替えてＰＷＭ電流制御モードから矩形波電圧制御モードに切替える。また、電流位相判定部２２は、駆動制御装置１０が矩形波電圧位相制御モードで動作している場合にインバータ３６からモータ３８に供給される交流電流の位相φｉの絶対値が所定の電流位相Φ０未満であるか否かを判定しており、電流位相がφ０未満であればスイッチ２８を上側に切替えて矩形波電圧制御モードからＰＷＭ電流制御モードに移行する。
【００３５】
図２には、モータ３８に供給されるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各矩形波電圧とＵ相電流が示されている。矩形波制御モードでは、各相の矩形波電圧の位相を制御することでモータ３８を駆動しており、矩形波電圧の切替タイミングにおいて電流値が変動する。したがって、例えば矩形波電圧の切替タイミングに同期して電流センサ４０にて電流をサンプリングする構成では、図に示すように各相の電流と電圧の積で算出される電力のピーク時を算出することとなり、本来の電力値よりも大きな電力値が得られてしまうことになる。もちろん、このような電力値からオフセット分を差し引いた値を採用することも考えられるが、オフセット値をどのように設定するかが問題となる。
【００３６】
そこで、本実施形態においては、トルクを算出するための電流及び電圧のサンプリングタイミングとして、上述した矩形波電圧の切替タイミング（図２における黒丸）に加え、さらに切替タイミングの間の中間タイミング（図２における白丸）でもサンプリングし、これら両者のタイミングで算出された電力値を平均化することで高精度なトルク検出を可能としている。
【００３７】
図３には、本実施形態におけるトルク検出部２０の構成ブロック図が示されている。電流センサ４０及び電圧検出器２０ａでそれぞれ電流値及び電圧値を検出し、矩形波電圧の切替タイミング及び切替タイミングの中間タイミングでサンプリングされた電流値及び電圧値は順次電力演算器２０ｂに供給される。電力演算器２０ｂでは、入力した電流値及び電圧値の積を算出し、そのタイミングにおける電力値を算出して平均化部２０ｃに順次供給する。電力の算出については、（１）式を参照されたい。平均化部２０ｃでは、切替タイミングにおける電力値Ｐ０と切替タイミングの中間タイミングにおける電力値Ｐ１との平均（Ｐ０+Ｐ１）/２を算出し、モータ３８の電力値としてトルク演算器２０ｄに供給する。トルク演算器２０ｄでは、（１）式に基づき、算出された電力をモータ３８の角速度で除算してモータ３８のトルクを検出し、矩形波電圧制御器１９に供給する。
【００３８】
なお、矩形波電圧制御器１９は、図１における加算器１３、電圧位相制御器１８、矩形波発生器３２、及びスイッチ２８に相当する。
【００３９】
図４には、以上述べたトルク検出部２０でのトルク検出処理のフローチャートが示されている。まず、矩形波電圧の切替タイミングであるか否かを判定し（Ｓ１０１）、切替タイミングである場合には電流センサ４０で検出された電流値及び電圧検出器２０ａで検出された電圧をサンプリングし（Ｓ１０２）、サンプリングされた電流値及び電圧値を用いて矩形波電圧の切替タイミングにおける電力Ｐ０を演算する（Ｓ１０３）。次に、矩形波電圧の切替タイミングの中間タイミングであるか否かを判定し（Ｓ１０４）、中間タイミングである場合には検出された電流値及び電圧値をサンプリングし（Ｓ１０５）、同様にその時点における電力Ｐ１を演算する（Ｓ１０６）。矩形波電圧の切替タイミング及び中間タイミングにおける電力は平均化部２０ｃに供給され、平均化部２０ｃではこれらの平均値Ｐを算出する（Ｓ１０７）。平均化された電力値Ｐは、モータ３８の電力値としてトルク演算器２０ｄに供給され、トルク演算器２０ｄでは電力値及びモータ３８の角速度ωに基づきモータ３８のトルクを演算する（Ｓ１０８）。
【００４０】
このように、本実施形態においては検出された電流値と電圧値を切替タイミングと切替タイミングの２つのタイミングでサンプリングして電力を算出し、電力を平均化することで、正確なトルク値を算出することができる。
【００４１】
なお、本実施形態においては矩形波電圧の切替タイミング及び切替タイミングの中間タイミングで電流値及び電圧値をサンプリングして電力を算出し、両者の平均値を算出しているが、これらのタイミングでサンプリングする代わりに、サンプリング周期を電気周期の１／１２よりも短くし、さらにローパスフィルタを透過させて電気周波数の６倍以上の高調波成分を除去することによっても等価的に平均化処理を行うことができる。
【００４２】
図５には、このような場合の構成ブロック図が示されている。トルク検出部２０として、平均化部２０ｃの代わりにローパスフィルタＬＰＦ２０ｅが設けられている。電流センサ４０及び電圧検出器２０ａで検出された電流、電圧は電力演算器２０ｂにて乗算され、電力が算出される。算出された電力はローパスフィルタ２０ｅに供給され、ここで高次成分が除去されトルク演算器２０ｄに供給される。高次成分が除去された電力信号はほぼ平均的な値を示すこととなり、トルク演算器２０ｄでは入力された電力値と回転数演算器４２からの回転数に基づきモータ３８のトルクを算出して矩形波電圧制御器１９に供給する。
【００４３】
以上により、高精度にトルクを検出して矩形波電圧制御モードにおける制御を確実なものとすることができる。
【００４４】
次に、矩形波電圧制御からＰＷＭ電流制御に切替えるための電流位相の検出について説明する。
【００４５】
図６には、電流位相を検出して矩形波電圧制御からＰＷＭ制御に切替える際の構成ブロック図が示されている。上述したように、電流位相が所定値未満の場合には矩形波電圧制御からＰＷＭ制御に切替えるが、電流位相を正確に検出できなければ切替タイミングが不適当となる。そこで、電流センサ４０で検出された電流の位相を平均化し、平均化された電流位相に基づき切替を決定している。即ち、電流位相演算部４４で演算された切替タイミング及び切替タイミングの中間タイミングにおける電流位相は平均化部４６に供給され、平均化部４６ではそれぞれの電流位相を平均化して電流位相判定部２２に供給する。
【００４６】
図７には、本実施形態における処理フローチャートが示されている。まず、矩形波電圧が位相切替タイミングであるか否かを判定する（Ｓ２０１）。そして、切替タイミングである場合には、電流センサ４０で検出された電流をサンプリングし、その位相φｉ０を演算する（Ｓ２０３）。次に、切替タイミングの中間タイミングであるか否かを判定し（Ｓ２０４）、中間タイミングである場合には再びこのタイミングにおいて電流をサンプリングし（Ｓ２０５）、その電流位相φｉ１を演算する（Ｓ２０６）、そして、Ｓ２０３で算出された電流位相φｉ０とＳ２０６で算出された電流位相φｉ１との平均（φｉ０+φｉ１）/２を算出し（Ｓ２０７）、その平均値を実電流位相φｉとして電流位相判定部２２に供給する。
【００４７】
このように、電流位相も２つのタイミングでサンプリングした値の平均とすることで、電流成分に高次成分が含まれていても正確に電流位相を検出し、これにより矩形波電圧制御からＰＷＭ制御に適切に切替えることができる。
【００４８】
なお、上記の例においても、所定のタイミングでサンプリングする代わりに、サンプリング周期を電気周期の１／１２よりも短くし、さらにローパスフィルタを透過させて電気周波数の６倍以上の高調波成分を除去することによっても等価的に平均化処理を行うことができる。
【００４９】
次に、矩形波電圧制御からＰＷＭ電流制御に切替える他の方法について説明する。
【００５０】
図８には、本実施形態に係る駆動装置１０の他の構成が示されている。本実施形態においては、矩形波電圧制御からＰＷＭ電流制御に切替える際に、モータ３８への電流の位相に基づき切替えるのではなく、電流ベクトル自体と所定領域との位置関係に基づき判定する。上述したように、電流振幅が小さい場合、電流センサ４０のノイズや電流変動が電流位相へ与える影響が大きくなるため、電流位相が大きく変化し制御切替えが頻繁に起こって制御が不安定になる。そこで、本実施形態においては、単に電流位相のみで判定するのではなく、電流ベクトル自体、具体的にはｄ−ｑ軸上における電流ベクトルのｄ成分Ｉｄとｑ軸成分Ｉｑの両成分に基づいて制御を切替える。これにより、従来以上に安定した切替えが可能となる。
【００５１】
本実施形態において、電流センサ４０で検出された電流は電流ベクトル領域判定部５０に供給される。電流ベクトル領域判定部５０には、制御領域マップ記憶部４８に予め記憶された制御領域マップデータ、より詳細にはｄ-ｑ平面において矩形波電圧制御を実行すべき領域のデータも供給され、電流ベクトル領域判定部５０では、電流センサ４０で検出された電流ベクトルと制御領域マップデータとを比較し、電流ベクトルが矩形波電圧制御領域内にあるか否かを判定する。そして、電流ベクトルが矩形波電圧領域内、具体的には電流ベクトルのＩｄ及びＩｑから矩形波電圧領域内に位置すると判定された場合にはスイッチ２８を下側に設定して矩形波電圧制御を維持し、一方電流ベクトルが当該領域を外れた場合にはスイッチ２８を上側に切替えて矩形波電圧制御からＰＷＭ電流制御に切替える。
【００５２】
図９には、制御領域マップ記憶部４８に記憶されている矩形波電圧制御領域の一例が示されている。矩形波電圧制御領域（図中斜線部分）は、ｄ−ｑ平面上の所定領域として定義され、その境界線はＰＷＭ電流制御で制御されるべき条件を示している。電流ベクトルが領域内に位置する場合には矩形波電圧制御モードが実行され、それ以外では境界線に沿ってＰＷＭ制御が実行される。
【００５３】
なお、本実施形態においては電流ベクトルのＩｄ、Ｉｑに基づき判定したが、電流ベクトルの絶対値と位相に基づき電流ベクトルが所定の領域内にあるか否かを判定してもよい。
【００５４】
さらに、本実施形態においては電流ベクトルが所定の領域内にあるか否かにより制御を切替えているが、ｄ−ｑ平面上における電流ベクトルのＩｄの大きさのみに基づいて制御を切替えることも可能である。即ち、図９において矩形波電圧制御領域はｄ軸の負領域に存在しているから、Ｉｄが負の場合には矩形波電圧正弦領域内に存在する可能性があるが、Ｉｄが正と大きい場合には、電流ベクトルは矩形波電圧制御領域内には存在しないことになる。そこで、単にＩｄの符号、あるいはＩｄの大きさをしきい値と比較することにより、簡易に電流ベクトルが領域内に存在するか否かを判定することができる。
【００５５】
図１０には、Ｉｄを用いて切替える場合の処理フローチャートが示されている。まず、現在の制御がＰＷＭ電流制御モードか矩形波電圧制御モードかを判定する。ＰＷＭ電流制御モードである場合には、上述したように電圧振幅を所定のしきい値Ｖ０と比較し、電圧振幅がしきい値未満である場合にはＰＷＭ電流制御を維持し（Ｓ３０３）、電圧振幅がしきい値以上である場合には矩形波電圧制御に切替える（Ｓ３０６）。
【００５６】
一方、現在の制御が矩形波電圧制御モードある場合には、次に電流センサ４０で検出した電流ベクトルの絶対値｜Ｉ｜が所定のしきい値Ｉ０未満であるか否かを判定する。電流ベクトルの絶対値が大きく、しきい値以上である場合には従来と同様に電流位相に基づき制御を切替える（Ｓ３０５）。即ち、電流位相が所定値未満である場合にはＰＷＭ電流制御に切替え（Ｓ３０３）、電流位相が所定値以上である場合には矩形波電圧制御を維持する（Ｓ３０６）。また、電流ベクトルの絶対値が所定値未満であり、電流センサのノイズや電流変動の影響を受けやすい状況下においては、電流位相ではなく電流ベクトルのｄ軸成分Ｉｄに基づき制御を切替える。具体的には、Ｉｄが所定のしきい値Ｉｄ０を超えるか否かを判定し、しきい値を超える場合にはＰＷＭ制御モードに切替え（Ｓ３０３）、所定のしきい値以下である場合には矩形波電圧制御を維持する（Ｓ３０６）。しきい値Ｉｄ０は図９における矩形波電圧制御領域から決定されることは言うまでもなく、例えばＩｄ０＝０とすることもできる。
【００５７】
なお、本実施形態において電流位相やＩｄを検出する際に、上述した実施例の如く切替タイミング及び切替タイミングの中間タイミングでサンプリングし、これらの平均値を算出することで電流位相φｉ及びＩｄを算出することが好適である。
【００５８】
このように、矩形波電圧制御からＰＷＭ電流制御に切替える際に、電流位相ではなく電流ベクトルの位置、あるいは電流ベクトルのｄ軸成分を用いることで、確実に制御モードを切替えることができる。
【００５９】
次に、電圧振幅、電流位相、あるいは電流ベクトルで制御モードを切替える際に、インバータ３６の動作が停止してこれらの物理量を検出できない場合の処理について説明する。
【００６０】
図１１には、駆動装置１０の他の構成ブロック図が示されている。本実施形態においては、ＥＶやＨＶにおいて、走行中に車両運転者がシフトポジションをＤレンジからＮレンジにシフトさせ、その後ＮレンジからＤレンジに再び復帰させた場合を想定する。シフトポジションがＮレンジにおいては、図示しないＥＣＵはＮレンジであることを検出するとインバータ３６のゲートを遮断し、モータ３８の駆動を停止する。このとき、ＰＷＭ電流制御モードから矩形波電圧制御モードに切替えるための電圧振幅や、矩形波電圧制御モードからＰＷＭ電流制御モードへ切替える際の電流位相、あるいは電流ベクトルを検出することができない。もちろん、Ｎレンジから再びＤレンジに復帰させた場合、Ｎレンジである時間が短い等により車両の走行状態に変化がない場合にはＮレンジにシフトさせる直前の制御モードをＤレンジ復帰後においても引き続き実行すれば問題はないが、Ｎレンジにシフト中に車両の走行状態が大きく変化し、制御モードをそのまま維持することが好適でない場合も想定し得る。例えば、矩形波電圧制御モード中にＤレンジからＮレンジに移行させ、再びＮレンジからＤレンジに復帰させたときに本来ＰＷＭ電流制御を行うべきところを矩形波電圧制御を継続して用いたのではモータに印加する電圧が大きすぎて電流が乱れてしまい、逆に、本来矩形波電圧制御を行うべきところをＰＷＭ電流制御を行ったのでは弱め界磁制御ができずに指令通りの電流を供給できない問題が生じ得る。
【００６１】
そこで、本実施形態においては、シフトポジションがＤレンジからＮレンジに変化し、インバータ３６のゲートが遮断状態となってもモータ３８をＰＷＭ電流制御すべきか、あるいは矩形波電圧制御を行うべきかを正確に判定することができる構成としている。
【００６２】
すなわち、図１１において、モータ３８にはレゾルバ５２が設けられ、回転子の回転位置（角度）を検出して回転数演算部５４に出力する。回転数演算部５４では、レゾルバ５２からの信号に基づきモ−タ３８の回転数を演算し、逆起電圧演算部５６に供給する。逆起電圧演算部５６では、モータ３８の設計パラメータに基づき、回転数演算部５４で算出された回転数からモータ３８の逆起電圧を算出し、電圧比判定部５８に供給する。電圧比判定部５８では、モータ３８の逆起電圧とインバータ３６を駆動するバッテリ６０の直流電圧との比を算出し、この比を所定値と比較することによりスイッチ２８を切替え制御する。モータ３８の回転数が増大するほど逆起電圧も増大し、矩形波電圧制御ではバッテリ６０の電圧により電圧振幅が決定される。したがって、モータ３８の回転数が大きく変動するバッテリ６０の電圧に対する逆起電圧の比率が一定以上であれば矩形波電圧制御と判定でき、モータ３８の回転数が小さく比率が一定未満であればＰＷＭ電流制御と判定することができる。この判定においては、インバータ３６でモータ３８を駆動するときの電圧振幅や電流位相、あるいは電流ベクトルが用いられていない点に着目されたい。
【００６３】
図１２には、電圧比判定部５８での判定の様子が模式的に示されている。図において、横軸はモータ３８の回転数、縦軸は逆起電圧／バッテリ電圧比を示す。
回転数が増大するほど逆起電圧／バッテリ電圧比も増大し、その比が所定値（図では０．７８）を超えた場合に矩形波電圧制御モードに移行し、０．７８未満であればＰＷＭ電流制御を行う。
【００６４】
このように、本実施形態においてはモータ３８の回転数を演算し、この回転数からモータ３８の逆起電圧を算出し、この逆起電圧に基づきＰＷＭ電流制御と矩形波電圧制御とを切替えるので、インバータ３６のゲートが遮断される状況、具体的にはシフトポジションがＮレンジに位置する状況下においても、モータ３８をどちらの制御モードで制御すべきかを正しく判定することができる。したがって、シフトポジションがＮレンジからＤレンジに再び復帰した時点においても、正しい制御モードでモータ３８を制御することができる。
【００６５】
図１３には、本実施形態における処理フローチャートが示されている。まず、インバータ３６のゲ−トが遮断状態であり、インバータ３６の動作が停止しているか否かを判定する（Ｓ４０１）。なお、この判定は、より直接的にシフトポジションがＮレンジにあるか否かを判定することで行ってもよい。ゲート遮断状態になければ既述したように電圧振幅、電流位相、あるいは電流ベクトルに基づき制御を切替える。具体的には、現在の制御がＰＷＭ電流制御である場合には（Ｓ４０２にてＰＷＭ電流制御と判定）、次に電圧振幅の大小に応じてＰＷＭ電流制御と矩形波電圧制御とを切替える（Ｓ４０３、Ｓ４０４、Ｓ４０６）。また、現在の制御が矩形波電圧制御である場合には、電流位相の大小に応じて両制御モードを切替える（Ｓ４０４、Ｓ４０５、Ｓ４０６）。電流位相は、既述したように切替タイミング及び切替タイミングの中間タイミングでサンプリングし、その平均を算出することが好ましい。電流ベクトル及びＩｄについても同様である。
【００６６】
一方、ゲート遮断状態である場合には、電圧振幅あるいは電流位相を用いることができないため、その代替手段として逆起電圧演算部５６で演算された逆起電圧ＥとバッテリＶｂとの比Ｅ／Ｖｂと所定のしきい値とを比較する（Ｓ４０７）。そして、逆起電圧とバッテリ電圧との比率Ｅ／Ｖｂが所定値未満である場合には次回の制御モードをＰＷＭ電流制御モードとし（Ｓ４０８）、所定のしきい値以上である場合には次回の制御モードを矩形波電圧制御モードとする（Ｓ４０９）。なお、Ｓ４０８あるいはＳ４０９で決定された制御モードは、インバータ３６が停止状態においてスイッチ２８を切替えることで実現することができるが、インバータ３６が停止状態のときには単に制御モードの判定だけを行い、インバータ３６のゲートが再び動作状態となった時点でスイッチ２８を切替えることもできる。
【００６７】
以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、種々の変更が可能である。例えば、図１１においてはレゾルバ５２及び回転数演算部５４にて検出された回転数からモータ３８の逆起電圧Ｅを算出しているが、より直接的にモータ３８に電圧センサを設け、この電圧センサによりモータ３８の逆起電圧Ｅを検出して電圧比判定部５８に供給する構成とすることもできる。
【００６８】
図１４には、このような場合の構成例が示されている。モータ３８には電圧センサ６２が設けられ、この電圧センサ６２によりインバータ３６のゲート遮断状態におけるモータ３８の逆起電圧を検出し電圧比判定部５８に供給している。
【００６９】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば矩形波電圧制御モードにおいてモータに供給する電流に位相切替に伴う高次成分が含まれていても、正確にトルク値あるいは電流位相を検出することができ、これにより矩形波電圧制御を高精度に実行することができる。
【００７０】
また、本発明によれば、ＰＷＭ電流制御と矩形波電圧制御とを適切に切替えることができる。
【００７１】
さらに、本発明によればインバータの動作が停止した状態においても、モータの制御状態を正確に判定することができ、これによりインバータが動作状態に復帰した場合においても適切な制御モードでモータを駆動することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  実施形態の駆動装置の構成ブロック図である。
【図２】  電流サンプリングタイミングを示すタイミングチャート図である。
【図３】  トルク検出部の詳細構成ブロック図である。
【図４】  実施形態の処理フローチャートである。
【図５】  他の実施形態におけるトルク検出部の詳細構成ブロック図である。
【図６】  実施形態における電流位相検出部の構成ブロック図である。
【図７】  図６における処理フローチャートである。
【図８】  他の実施形態に係る駆動装置の構成ブロック図である。
【図９】  図８における制御領域マップ説明図である。
【図１０】  図８における処理フローチャートである。
【図１１】  他の実施形態に係る駆動装置の構成ブロック図である。
【図１２】  図１１における電圧比判定部の処理説明図である。
【図１３】  図１１における処理フローチャートである。
【図１４】  さらに他の実施形態に係る駆動装置の構成ブロック図である。
【符号の説明】
１０  駆動装置、１２  電流指令生成部、１４  電流制御器、１６  電圧振幅判定部、１８  電圧位相制御器、２０  トルク検出部、２２  電流位相判定部、２８  スイッチ、３６  インバータ、３８  モータ、４０  電流センサ。
【図１】
0004667608.tif 000002
【図２】
0004667608.tif 000003
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
0004667608.tif 000008
【図８】
0004667608.tif 000009
【図９】
0004667608.tif 000010
【図１０】
0004667608.tif 000011
【図１１】
0004667608.tif 000012
【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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