(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＤＣ電源入力部と、直列に接続された第１及び第２のキャパシタと、前記第１及び第２のキャパシタに接続された出力部とを備えたＤＣ／ＤＣコンバータであって、
前記ＤＣ電源入力部の正極側を、前記第１のキャパシタの正極側及び前記出力部の正極側に接続する第１のスイッチと、
前記ＤＣ電源入力部の正極側を、前記第１のキャパシタの負極側及び前記第２のキャパシタの正極側に接続する第２のスイッチと、
前記電源入力部の負極側を、前記第１のキャパシタの負極側及び前記第２のキャパシタの正極側に接続する第３のスイッチと、
前記電源入力部の負極側を、前記第２のキャパシタの負極側及び前記出力部の負極側に接続する第４のスイッチと、
前記第２のスイッチと前記第３のスイッチとの接続点と、前記第１のキャパシタの負極と前記第２のキャパシタの正極との接続点との間に接続されたインダクタと、を有し、
動作モードに応じて前記第１から第４のスイッチのそれぞれがオン又はオフとなり、前記第１及び第２のキャパシタを選択的に機能させることによって、昇圧、導通、回生の何れかの動作を行うことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項２】
ＤＣ電源入力部と、直列に接続された第１及び第２のキャパシタと、前記第１及び第２のキャパシタに接続された出力部とを備えたＤＣ／ＤＣコンバータであって、
前記ＤＣ電源入力部の正極側を、前記第１のキャパシタの正極側及び前記出力部の正極側に接続する第１のスイッチと、
前記ＤＣ電源入力部の正極側を、前記第１のキャパシタの負極側及び前記第２のキャパシタの正極側に接続する第２のスイッチと、
前記電源入力部の負極側を、前記第１のキャパシタの負極側及び前記第２のキャパシタの正極側に接続する第３のスイッチと、
前記電源入力部の負極側を、前記第２のキャパシタの負極側及び前記出力部の負極側に接続する第４のスイッチと、
前記第２のスイッチと前記第３のスイッチとの接続点と、前記第１のキャパシタの負極と前記第２のキャパシタの正極との接続点との間に接続されたインダクタと、を有するＤＣ／ＤＣコンバータにおける前記複数のスイッチの制御をコンピュータに実行させるためのプログラムであって、
昇圧、導通、回生の何れかの動作モードに応じて前記複数のスイッチのオン／オフを制
御し、前記複数のキャパシタを選択的に機能させる処理をコンピュータに実行させること
を特徴とするプログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータに関し、特に直流電圧を所定の倍率で昇圧できる、ＤＣ／ＤＣコンバータ、及びプログラムに関する。
【背景技術】
【０００２】
ＤＣ（直流）電圧を電圧変換するＤＣ／ＤＣコンバータは様々な装置に使用される。例えば、太陽電池を使用した発電装置、風力発電装置、燃料電池システム、ハイブリッド自動車等である。特に、自動車のように空間的、重量的な制約が強い技術領域にＤＣ／ＤＣコンバータを適用する場合、ＤＣ／ＤＣコンバータヘの小型化・軽量化の要求が非常に強くなる。
【０００３】
図７は、従来よりよく知られている昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成図である。
図７に示す回路では、スイッチＳＷが交互にオン／オフされる。スイッチＳＷのオン時にインダクターＬに磁気エネルギーが蓄積され、スイッチＳＷのオフ時にインダクターＬに蓄積された磁気エネルギーが電力として出力側に供給される。この時、電源電圧にインダクターＬからの出力分が加わるので全体として昇圧された電圧が出力部で得られる。
【０００４】
しかし、このような昇圧方式では、インダクターＬの磁気飽和を防止しつつ十分な昇圧を行うためには、重く大型のコアを用いたインダクターＬが必要である。これは、ＤＣ／ＤＣコンバータ全体の小型化・軽量化の阻害要因となる。
【０００５】
そこで、携帯電話等の小型化・軽量化の必要性が強い機器においては、フライング・キャパシタと呼ばれるコンデンサを使用するチャージポンプ回路が電圧変換方式として提案されている（例えば、特許文献１参照）。また、従来より、スイッチドキャパシタンス方式を用いた安定化電源回路も提案されている（例えば、特許文献２参照）。
【０００６】
これらの方式では、フライング・キャパシタを電力の授受用に使用するのが一般的である。図８は、フラング・キャパシタを用いたＤＣ／ＤＣコンバータの従来例およびその動作状態を示す図であり、スイッチＳＷ１１、ＳＷ１２等の交互切り換えにより、図８（ａ）及び図８（ｂ）に示す状態が交互に繰り返される。
【０００７】
すなわち、図８（ａ）に示す状態では、ＳＷ１１→ＯＮ、ＳＷ１４→ＯＮ、ＳＷ１２→ＯＦＦ、ＳＷ１３→ＯＦＦとされ、図８（ｂ）に示す状態では、ＳＷ１１→ＯＦＦ、ＳＷ１４→ＯＦＦ、ＳＷ１２→ＯＮ、ＳＷ１３→ＯＮとされる。
【０００８】
図８（ａ）に示す状態のとき、所定時間、電源Ｅ→ＳＷ１１→フライング・キャパシタＣ１１→ＳＷ１４→電源Ｅのルートで電流Ｉ１が流れ、フライング・キャパシタＣ１１には電荷が蓄積される。このとき、前回の動作タイミングにおいて出力キャパシタＣ１２の正極には正電荷が蓄積されていたので、この電荷が出力側に放電される。
【０００９】
一方、図８（ｂ）に示す状態のとき、所定時間、電源Ｅ→ＳＷ１３→フライング・キャパシタＣ１１→ＳＷ１２→出力側のルートで電流Ｉ２が流れる。このとき、前の動作タイミングでフライング・キャパシタＣ１１に蓄積されていた電荷が出力側に放電され、この分が電源電圧Ｅに加算されて出力側では昇圧された電圧が取り出せる（電源電圧のほぼ２倍）。また、同時に出力キャパシタＣ１２は電流Ｉｃにより充電され、この後、再び図８（ａ）に示す状態となる。
【００１０】
図８に示した構成のＤＣ／ＤＣコンバータでは、出力キャパシタＣ１２の耐電圧特性として、電源電圧の２倍の電圧が必要となる。また、所望の電源電圧の整数倍の出力を得るようにする場合、キャパシタＣ１２の耐電圧は、フライング・キャパシタ数の増加に応じて２倍、３倍、４倍… … と増加する。高耐圧の出力キャパシタはスイッチＳＷ１２がオフの間、電流供給できるように大容量のものが必要であり、その結果、大型のものとなり、ＤＣ／ＤＣコンバータの大型化、高価格化につながってしまう。
【００１１】
また、図８に示した構成では、電源及びフライング・キャパシタＣ１１からの電流と、出力キャパシタＣ１２からの放電電流とが交互に出力側に供給されるので、出力電圧の不均一化や電力変換効率の低下（高耐圧のキャパシタを用いることで発熱量が多くなることに起因する）を招いていた。
【００１２】
更に、図８に示す方式では多くのスイッチが設けられているため、制御装置などを用いて高精度のオン／オフ制御を行う必要がある。
【特許文献１】特開２００３− ６１３３９号公報
【特許文献２】特開２００３− １１１３８８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
本発明は、上記の課題を解決するためになされたものであり、本発明は、小型化、軽量化、高効率化、低価格化を実現できる、ＤＣ／ＤＣコンバータ、及びプログラムを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、ＤＣ電源入力部と、複数のスイッチと、複数のキャパシタと、前記複数のキャパシタに接続された出力部とを有し、動作モードに応じた前記複数のスイッチのオン／オフ制御により前記複数のキャパシタを選択的に機能させることによって、昇圧、導通、回生の何れかの動作を行うことを特徴とする。
このような構成により、複数のスイッチ（例えば、図１に示すスイッチＳＷ１〜ＳＷ４）をオン／オフ制御し、ＤＣ電源入力部の電源電圧により複数のキャパシタ（例えば、図１に示すキャパシタＣ１、Ｃ２）を個々に充電し、この複数のキャパシタに接続された出力部に昇圧された電圧を得る（昇圧）。また、回生モード時に、複数のスイッチ（例えば、図１に示すスイッチＳＷ１〜ＳＷ４）をオン／オフ制御し、複数のキャパシタに蓄積された回生電力を電源側に返還する（回生）。また、複数のスイッチ（例えば、図１に示すスイッチＳＷ１〜ＳＷ４）をオン／オフ制御し、ＤＣ電源入力部の電圧をそのまま出力部に出力する（導通）。
これにより、同一の回路で、スイッチ動作を変化させるだけで、昇圧回路、導通回路、回生回路のいずれにも使用できる。
【００１５】
また、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、指示された動作モードと、前記ＤＣ電源入力部及び前記出力部の電圧に基づき、前記複数のスイッチのオン／オフ制御を行うスイッチング手段を更に有することを特徴とする。
このような構成により、複数のスイッチ（例えば、図１に示すスイッチＳＷ１〜ＳＷ４）を指示された動作モードでオン／オフ制御すると共に、ＤＣ電源入力部の電圧と出力部の電圧を比較して、複数のスイッチをオン／オフ制御する。
これにより、例えば、指示されたモードが昇圧モードの場合に、負荷がモータであり回生ブレーキ動作により出力部の電圧が急に上昇したときに、これを検出して回生機能を作動させるように複数のスイッチ（例えば、図１に示すスイッチＳＷ１〜ＳＷ４）をオン／オフ制御することができる。
【００１６】
また、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、ＤＣ電源入力部と、直列に接続された第１及び第２のキャパシタと、前記第１及び第２のキャパシタに接続された出力部とを備えたＤＣ／ＤＣコンバータであって、前記ＤＣ電源入力部の正極側を、前記第１のキャパシタの正極側及び前記出力部の正極側に接続する第１のスイッチと、前記ＤＣ電源入力部の正極側を、前記第１のキャパシタの負極側及び前記第２のキャパシタの正極側に接続する第２のスイッチと、前記電源入力部の負極側を、前記第１のキャパシタの負極側及び前記第２のキャパシタの正極側に接続する第３のスイッチと、前記電源入力部の負極側を、前記第２のキャパシタの負極側及び前記出力部の負極側に接続する第４のスイッチとを有し、動作モードに応じて前記第１〜第４のスイッチのそれぞれがオン又はオフとなり、前記第１及び第２のキャパシタを選択的に機能させることによって、昇圧、導通、回生の何れかの動作を行うことを特徴とする。
このような構成により、第１〜第４のスイッチ（例えば、図１に示すスイッチＳＷ１〜スイッチＳＷ４）をオン／オフ制御し、第１のキャパシタ（例えば、図１に示すキャパシタＣ１）と第２のキャパシタ（例えば、図１に示すキャパシタＣ２）をＤＣ電源入力部の電源電圧で交互に充電し、出力部から昇圧された電圧を出力する（昇圧）。また、第１のスイッチ〜第４のスイッチをオン／オフ制御し、第１のキャパシタと第２のキャパシタに蓄積された回生電力を交互に電源側に返還する（回生）。さらに、第１のスイッチと第４のスイッチをオン、第２のスイッチと第３のスイッチをオフとし、ＤＣ電源入力部の電源をそのまま出力部に導通させる（導通）。
これにより、同一の回路で、スイッチの動作を変化させるだけで、昇圧回路、導通回路、回生回路のいずれにも使用できる。
【００１７】
また、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、指示された動作モードと、前記ＤＣ電源入力部及び前記出力部の電圧に基づき、前記第１〜第４のスイッチのオン／オフ制御を行うスイッチング手段を更に有することを特徴とする。
このような構成により、第１〜第４のスイッチ（例えば、図１に示すスイッチＳＷ１〜ＳＷ４）を指示された動作モードでオン／オフ制御すると共に、ＤＣ電源入力部の電圧と出力部の電圧を比較して、複数のスイッチをオン／オフ制御する。
これにより、例えば、指示されたモードが昇圧モードの場合に、負荷がモータ（交流モータのインバータやブラシレスモータを含む）であり回生ブレーキ動作により出力部の電圧が急に上昇したときに、これを検出して回生機能を作動させるように第１〜第４のスイッチをオン／オフ制御することができる。
【００１８】
また、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、前記第１〜第４のスイッチをフライホイールダイオード付きのトランジスタスイッチとしたことを特徴とする。
このような構成により、昇圧、回生、導通のそれぞれの動作モードについて、第１〜第４のスイッチ（例えば、図１に示すスイッチＳＷ１〜ＳＷ４）をオン／オフ制御する場合に、あるスイッチについては一方方向にのみ電流が流れ、且つその電流の方向がフライホイールダイオードの順方向である場合には、当該トランジスタスイッチのオン／オフ制御を行わず、フライホイールダイオードのスイッチング作用（整流作用）を利用する。
これにより、オン／オフ制御するスイッチ数を減らし、スイッチング制御を簡易化できる。
【００１９】
また、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、前記トランジスタスイッチは、ＩＧＢＴであることを特徴とする。
これにより、高速、大電流、高圧のスイッチング制御が可能となる。
【００２０】
また、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、前記第１及び第２のキャパシタは、フイルムコンデンサであることを特徴とする。
これにより、フイルムキャパシタの電荷の蓄積効率のよさ（電解キャパシタは８０％程度で、フイルムキャパシタは９８％程度）、小型、軽量、低価格という利点を利用でき、ＤＣ／ＤＣコンバータの高効率化、小型化、低価格化を実現できる。
【００２１】
また、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、前記第１及び第２のキャパシタは、セラミックコンデンサであることを特徴とする。
これにより、蓄電効率は、フィルムコンデンサを使用した場合と同等レベルを維持しつ
つ、更に小型化が図れる。
【００２２】
また、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、昇圧モード時には、前記第１及び第４のスイッチを常時オフとし、前記第２及び第３のスイッチを交互にオン／オフさせることで、前記第２のスイッチのオン時に前記第２のスイッチ及び前記第４のスイッチのフライホイールダイオードを導通させ、前記第３のスイッチのオン時に前記第１のスイッチのフライホイールダイオード及び前記第３のスイッチを導通させ、導通モード時には、前記第１〜第４のスイッチを常時オフとし、前記第１及び第４のスイッチのフライホイールダイオードを導通させ、回生モード時には、前記第２及び第３のスイッチを常時オフとし、前記第１及び第４のスイッチを交互にオン／オフさせることで、前記第１のスイッチのオン時に前記第１のスイッチ及び前記第３のスイッチのフライホイールダイオードを導通させ、前記第４のスイッチのオン時に前記第２のスイッチのフライホイールダイオード及び前記第４のスイッチを導通させることを特徴とする。
このような構成により、昇圧モード時には、第１及び第４のスイッチ（例えば、図４に示すスイッチＳＷ１、ＳＷ４）を常時オフとし、第２及び第３のスイッチ（例えば、図４に示すスイッチＳＷ２、ＳＷ３）を交互にオン／オフさせることで、第２のスイッチのオン時に第２のスイッチ及び第４のスイッチのフライホイールダイオード（例えば、図４に示すフライホイールダイオードＤ４）を導通させ、第２のキャパシタ（例えば、図４に示すキャパシタＣ２）を充電する。また、第３のスイッチのオン時に第１のスイッチのフライホイールダイオード（例えば、図４に示すフライホイールダイオードＤ１）及び第３のスイッチを導通させ、第１のキャパシタ（例えば、図４に示すキャパシタＣ１）を充電する。
また、導通モード時には、第１〜第４のスイッチ（例えば、図５に示すＳＷ１〜ＳＷ４）を常時オフとし、第１及び第４のスイッチのフライホイールダイオード（例えば、図５に示すフライホイールダイオードＤ１、Ｄ４）を導通させ、ＤＣ電源入力部の電圧をそのまま出力部に出力する。
また、回生モード時には、第２のスイッチ（例えば、図６に示すＳＷ２）及び第３のスイッチ（例えば、図６に示すＳＷ３）を常時オフとし、第１のスイッチ（例えば、図６に示すＳＷ１）及び第４のスイッチ（例えば、図６に示すＳＷ４）を交互にオン／オフさせることで、第１のスイッチのオン時に、第１のスイッチ及び第３のスイッチのフライホイールダイオード（例えば、図６に示すフライホイールダイオードＤ３）を導通させ、第１のキャパシタ（例えば、図６に示すキャパシタＣ１）に蓄積された回生電力をＤＣ電源側に返還する。また、第４のスイッチのオン時に、第２のスイッチのフライホイールダイオード（例えば、図６に示すフライホイールダイオードＤ２）及び第４のスイッチを導通させ、第２のキャパシタ（例えば、図６に示すキャパシタＣ２）に蓄積された回生電力をＤＣ電源側に返還する。
これにより、同一の回路で、スイッチの動作を変化させるだけで、昇圧回路、導通回路、回生回路のいずれにも使用できる。
【００２３】
また、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、更に、前記第１及び第４のスイッチを常時オフとして、回生動作を阻止する回生阻止モードを有することを特徴とする。
これにより不要な回生を阻止したい場合に回生阻止モードを実現することができる。
【００２４】
また、本発明のコンピュータプログラムは、ＤＣ電源入力部と、複数のスイッチと、複数のキャパシタと、前記複数のキャパシタに接続された出力部とを有するＤＣ／ＤＣコンバータにおける前記複数のスイッチの制御をコンピュータに実行させるためのプログラムであって、昇圧、導通、回生の何れかの動作モードに応じた前記複数のスイッチのオン／オフを制御し、前記複数のキャパシタを選択的に機能させる処理をコンピュータに実行させることを特徴とする。
【００２５】
また、本発明のコンピュータプログラムは、指示された動作モードと、入力電圧検出部により検出される前記ＤＣ電源入力部及び出力電圧検出部により検出される前記出力部の電圧に基づいて、前記複数のスイッチのオン／オフ制御処理をコンピュータに実行させることを特徴とする。
【００２６】
また、本発明のコンピュータプログラムは、ＤＣ電源入力部と、前記ＤＣ電源入力部の正極側を、第１のキャパシタの正極側及び出力部の正極側に接続する第１のスイッチと、前記ＤＣ電源入力部の正極側を、前記第１のキャパシタの負極側及び第２のキャパシタの正極側に接続する第２のスイッチと、前記ＤＣ電源入力部の負極側を、前記第１のキャパシタの負極側及び前記第２のキャパシタの正極側に接続する第３のスイッチと、前記ＤＣ電源入力部の負極側を、前記第２のキャパシタの負極側及び前記出力部の負極側に接続する第４のスイッチとを有するＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記第１〜第４のスイッチの制御をコンピュータに実行させるためのプログラムであって、昇圧、導通、回生の何れかの動作モードに応じた前記第１〜第４のスイッチのオン／オフを制御し、前記複数のキャパシタを選択的に機能させる処理をコンピュータに実行させることを特徴とする。
【００２７】
また、本発明のコンピュータプログラムは、指示された動作モードと、入力電圧検出部により検出される前記ＤＣ電源人力部及び出力電圧検出部により検出される前記出力部の電圧に基づいて、前記複数のスイッチのオン／オフ制御処理をコンピュータに実行させることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２８】
本発明のＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、同一の回路でスイッチング動作を変更するだけで、昇圧回路、導通回路、回生回路のいずれにも使用できる。また、従来例のように、磁気エネルギーを蓄積するためのインダクターが不要となるため、ＤＣ／ＤＣコンバータの小型化、軽量化、低価格化を実現できる。また、２個のキャパシタは、電源電圧と同程度の耐圧のものを使用でき、高耐圧の出力キャパシタは不要となる。
【００２９】
また、スイッチング制御するスイッチの数は常に２個であり、スイッチング制御が容易である。また、負荷の大きさに係らず、経時的に同一のスイッチングデューティー比で昇圧(１倍昇圧を含む)、回生が可能である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３０】
次に本発明を実施するための最良の形態について図面を参照して説明する。
【００３１】
図１は、本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータの原理的構成例を示す図である。本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、２倍昇圧（ＤＣ電源入力部の電源電圧の略２倍の電圧を出力する）機能、１倍昇圧（電源電圧をそのまま導通出力する）機能、降圧（電源回生）機能を有する。
【００３２】
図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータは、電源Ｅ、第１のスイッチＳＷ１、第２のスイッチＳＷ２、第３のスイッチＳＷ３、及び第４のスイッチＳＷ４を備えるスイッチング部１、第１のキャパシタＣ１、第２のキャパシタＣ２、出力部を有する。なお、第１のキャパシタＣ１と第２のキャパシタＣ２は直列に接続されており、フイルムコンデンサなどを使用するのが望ましい。
【００３３】
また、制御回路部２は、スイッチング部１内の第１のスイッチＳＷ１、第２のスイッチＳＷ２、第３のスイッチＳＷ３、及び第４のスイッチＳＷ４をオン／オフ制御する機能を有する。また、制御回路部２内の入力電圧検出部３は、電源電圧Ｅから供給される入力電圧を検出する機能を有し、出力電圧検出部４は、出力部の出力電圧を検出する機能を有する。電圧比較部５は、入力電圧検出部３により検出された電源電圧と、出力電圧検出部４により検出された出力電圧とを比較する機能を有する。
【００３４】
また、回生負荷検出部６は、電圧比較部５における電源電圧と出力電圧の比較結果を基に、例えば、２倍昇圧動作時に、「出力電圧＞２×電源電圧」の場合に、回生負荷（回生ブレーキ時のモータなど、電力を発生している状態にある負荷）が接続されていると判断する。また、スイッチング制御部１０は、第１のスイッチＳＷ１、第２のスイッチＳＷ２、第３のスイッチＳＷ３、第４のスイッチＳＷ４のオン／オフ制御を行うための手段である。また、スイッチング制御部１０は、スイッチング部１内のスイッチＳＷ１〜スイッチＳＷ４のオン／オフ時間（デューティー比）を制御する機能も有している。
【００３５】
なお、この制御回路部２内の電圧比較部５およびスイッチング制御部１０は、専用のハードウェアにより実現されるものであってもよく、また、制御回路部２内にメモリおよびＣＰ Ｕ 等のコンピュータシステムを設け、電圧比較部５およびスイッチング制御部１０の機能を実現するためのプログラム（図示せず）をメモリにロードして実行することによりその機能を実現させるものであってもよい。
【００３６】
図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、第１のスイッチＳＷ１、第２のスイッチＳＷ２、第３のスイッチＳＷ３、および第４のスイッチＳＷ４のオン／オフ制御を行うことにより、２倍昇圧モード、１倍昇圧モード、降圧（電源回生）モードの３種類の動作モードを任意に実現することができる。動作モードの選択はアプリケーション等によって決められる。本発明を電気自動車に採用する場合、例えば、高速運転時に２倍昇圧モードが用いられ、低速運転時に１倍昇圧モードが用いられる。
【００３７】
まず、最も基本となる２倍昇圧モードについて説明する。２倍昇圧モードとは、電源電圧Ｅの略２倍の電圧（ほぼ２Ｅの電圧）を出力電圧とするモードである。
【００３８】
図２及び図３は、２倍昇圧モードについて説明するための図である。２倍昇圧モードにおいては、図２（ａ）に示すスイッチ回路が、図２（ｂ）と等価となる。すなわち、図２（ａ）に示す回路中のスイッチＳＷ１とスイッチＳＷ４を、それぞれダイオードＤ１とダイオードＤ４に置き換えることができる。これについては、図３でその理由を説明する。
【００３９】
図３は、２倍昇圧モードの動作説明図である。図３において、最初に、図３（ａ）に示すように、ＳＷ３をオンとし、スイッチＳＷ２をオフとすると、電源Ｅ→ダイオードＤ１→キャパシタＣ１→スイッチＳＷ３→電源Ｅのルートで電流Ｉ１が流れる。このとき、キャパシタＣ１は電源電圧Ｅに応じて充電される。
【００４０】
次に、図３（ｂ）に示すように、スイッチＳＷ２をオンとし、スイッチＳＷ３をオフとすると、電源Ｅ→スイッチＳＷ２→キャパシタＣ２→ダイオードＤ４→電源Ｅのルートで電流Ｉ３が流れる。このとき、キャパシタＣ２は電源電圧Ｅに充電される。このスイッチ
ング制御を交互に繰り返す。これにより、キャパシタＣ１及びキャパシタＣ２のそれぞれが電圧Ｅに充電され、キャパシタＣ１とキャパシタＣ２は直列に接続されているので、出力部に約２Ｅの電圧出力を得ることができる。そして、Ｃ１、Ｃ２から出力側に放電電流Ｉ２が出力される。
【００４１】
図３に示す２倍昇圧モードでは、ダイオードＤ１（図２（ａ）のスイッチＳＷ１に相当）、ダイオードＤ４（図２（ａ）のスイッチＳＷ４に相当）が設けられたブランチ（枝回路）に流れる電流の方向は一定方向のみであるため、スイッチＳＷ１、ＳＷ４を常時閉とし、ダイオードのスイッチング作用（整流作用）のみを実現できればよい。
【００４２】
このように、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータでは、ダイオードのスイッチング作用（電流を一方向に流す作用）が利用できる場合には、ダイオードをスイッチの代りに積極的に利用し、制御するスイッチ数を減らすように工夫している。具体的な例については、実施例の項で説明する。
【実施例１】
【００４３】
次に、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータの実施例について説明する。図４（ａ）は、本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータの実施例を示す図であり、また、２倍昇圧モード時の動作を説明するための図である。また、図４（ｂ）は、スイッチＳＷ１、ＳＷ２の動作タイミングとキャパシタＣ１、Ｃ２への充電電流波形を示す図である。
【００４４】
図４に示すＤＣ／ＤＣコンバータは、電源Ｅ、入力側の平滑コンデンサ（電解コンデンサ）Ｃ４、２個（一対）のＩＧＢＴ素子で構成されるＩＧＢＴ部１およびＩＧＢＴ部２、インダクターＬ、キャパシタＣ１、Ｃ２、Ｃ３を有する。なお、キャパシタＣ１、Ｃ２、Ｃ３は、本実施例では、フィルムコンデンサである。
【００４５】
図３の２倍昇圧の動作説明図と比較して、図４のＩＧＢＴ部１の上側のＩＧＢＴ素子（ＳＷ１）のフライホイールダイオードＤ１が、図３のダイオードＤ１に相当し、ＩＧ Ｂ Ｔ部１の下側のＩＧＢＴ素子がスイッチＳＷ２に相当する。また、図４のＩＧＢＴ部２の上側のＩＧＢＴ素子が図３のＳＷ３に相当し、ＩＧＢＴ部２の下側のＩＧＢＴ素子（ＳＷ４）のフライホイールダイオードＤ４が、図３のダイオードＤ４に相当する。
【００４６】
図４に示すＤＣ／ＤＣコンバータの２倍昇圧モードでは、スイッチＳＷ１とスイッチＳＷ ４は常時オフとし、図４（ｂ）に示すように、ＩＧＢＴ部１のスイッチＳＷ２と、ＩＧＢ Ｔ 部２のスイッチＳＷ３を交互にオン／オフするようにゲート電圧がスイッチイング制御部１０から印加される。なお、２倍昇圧モードでは、ＩＧＢＴ部１のスイッチＳＷ１、ＩＧＢＴ部２のスイッチＳＷ４は、フライホイールダイオードＤ１及びＤ４のみを機能させる。
【００４７】
図４において、スイッチＳＷ２がオン、スイッチＳＷ３がオフのときは、電源Ｅ→スイッチＳＷ２→インダクターＬ→キャパシタＣ２→フライホイールダイオードＤ４→電源Ｅのルートで電流Ｉ１が流れる。このとき、キャパシタＣ２が電源Ｅにより充電される。図４（ｂ）にＩ１（Ｃ２の充電電流）の波形を示す。なお、実際には、この時電流Ｉ１がキャパシタＣ２を充電するだけでなく、負荷Ｒへの放電電流も流れている。
【００４８】
すなわち、同時にキャパシタＣ１、Ｃ２はキャパシタＣ３と負荷Ｒにも接続されているので、キャパシタＣ３が充電されるとともに、負荷Ｒに電流Ｉ３が出力電流として流れる。
【００４９】
一方、スイッチＳＷ２がオフ、スイッチＳＷ３がオンのときは、電源Ｅ→フライホイールダイオードＤ１→キャパシタＣ１→インダクターＬ→スイッチＳＷ３→電源Ｅのルートで電流Ｉ２が流れる。このとき、キャパシタＣ１が電源電圧Ｅにより充電される。また、同時にキャパシタＣ１、Ｃ２は出力側にも接続されているので、キャパシタＣ３が充電されるとともに、負荷Ｒに電流Ｉ３が出力電流として流れる。
【００５０】
なお、インダクターＬは、スイッチＯＮ時にＩＧＢＴ部１、２とキャパシタＣ１、Ｃ２への突入電流を抑制するためのものであり、図７に示す従来回路のインダクターＬの１／１０以下の容量のもので十分である（時定敏にもよるが、例えば、１０ｋＨｚのスイッチング周波数で４μＨ〜１０μＨ）。従って、磁気エネルギーを蓄積するために用いられていた、図７に示す従来の大型のインダクターＬとは使用目的が異なる。すなわち、インダクターＬは本発明の必須構成要件ではない。
【００５１】
キャパシタＣ３は、出力電圧のリップルを平滑化するために設けられており、本発明の必須構成要件ではない。さらに、入力側の１００μＦの電解コンデンサＣ４は、電源のインピーダンスを下げるために設けられている（例えば、電源が回路部から離れ電源配線が長くなった場合、電源インピーダンスか上昇し、制御の誤作動を招くことがあるが電解コンデンサＣ４はこれを防止する。）。従って、この電解コンデンサＣ４は本発明の必須構成要件ではない。
【００５２】
スイッチＳＷ２、ＳＷ３は交互にオン／オフされるが（理想的なデューティー比は５０％）、現実のスイッチは理想的ではなく、ＯＮ／ＯＦＦに有限の過渡時間がかかるので、実際の上限は例えば、デューティー４５％程度になる。このデューティー比は、スイッチＳＷ１、ＳＷ２、コンデンサＣ１、Ｃ２等の特性に応じて、回路が最も効率良く昇圧動作するように設定すればよい。
【００５３】
なお、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータでは、負荷インピーダンス／抵抗値の大きさに係わらず、デューティー比を固定したまま多少の電圧降下を伴うものの２倍昇圧を行うことができるが、このデューティー比については、図１に示す制御回路部２により制御することもできる。
【００５４】
すなわち、ＤＣ電源入力部の電圧Ｅを入力電圧検出部３により検出し、出力部の電圧を出力電圧検出部４により検出し、入力電圧検出部３により検出された入力電圧値と、出力電圧検出部４により検出された出力電圧値とを電圧比較部５により比較し、この比較値を基に、スイッチング制御部１０より、スイッチＳＷ２とスイッチＳＷ３のオン／オフ時間のデューティー制御を行う。例えば、スイッチＳＷ１、ＳＷ２、コンデンサＣ１、Ｃ２等の特性に応じて、回路が最も効率良く昇圧動作するデューティー比が４５％であるとすると、この値に近づくように制御する。
【００５５】
本発明のＤＣ／ＤＣコンバータでは、出力電圧を２個のキャパシタで分圧しているので、出力側に高耐圧のキャパシタを使用する必要がなく、軽量で安価なフィルムコンデンサで十分に実現できる。この結果、キャパシタにおける発熱量が減り、電力変換の高効率化が図れる。
【００５６】
本発明のＤＣ／ＤＣコンバータでは、昇圧回路としてだけでなく、通常の整流回路（１倍昇圧回路）としても機能させることもできる。図５は、スイッチＳＷ１、スイッチＳＷ２、スイッチＳＷ３およびスイッチＳＷ４を常時オフとし、通常の整流回路として動作させる場合の例（１倍昇圧モード）を示したものである。
【００５７】
スイッチＳＷ１乃至スイッチＳＷ４のスイッチングが停止すると、電源Ｅから、ＩＧＢＴ部１のフライホイールダイオードＤ１とＩＧＢＴ部２のフライホイールダイオードＤ４を通過してそのまま負荷Ｒに電流Ｉ１が流れる。すなわち、電源Ｅ→ＩＢＧＴ１のフライホイールダイオードＤ１→負荷Ｒ→ＩＢＧＴ２のフライホイールダイオードＤ４→電源Ｅのルートで電流Ｉ１が流れる。このとき、キャパシタＣ１、Ｃ２は昇圧に特に寄与せず、出力電圧は、入力電圧の約１倍となる。
【００５８】
また、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、降圧（電源回生）機能を有している（降圧モード）。例えば、出力側の負荷としてモータなどが使用されており、回転数を減速制御（回生ブレーキ動作など）し、出力（負荷）側の電圧が上昇した場合、「出力（負荷）側が入力（電源）側の電圧の２倍となるまで、出力（負荷）側の電圧を降圧するように、（入力側にエネルギーを還す）、入力側のバッテリ等の電源に充電することができる。なお回生モード時は、必ずしも負荷側が入力側の電圧の２倍とする必要はなく、２．１倍や２．５倍等、負荷特性等に応じて適宜途中の値まで回生するようにしてもよい。
【００５９】
図６は、電源回生動作について説明するための図である。例えば、２倍昇圧動作時に、「出力電圧＞２×電源電圧」となる場合に、この動作モードが使用できる。この電源回生モードでは、ＩＧＢＴ部１のスイッチＳＷ２とＩＧＢＴ部２のスイッチＳＷ３を常時Ｏ ＦＦ とし、ＩＧＢＴ部１のスイッチＳＷ１と、ＩＧＢＴ部２のスイッチＳＷ４を交互にオン／オフするようにゲート電圧が印加される（図６（ｂ）参照）。
【００６０】
スイッチＳＷ１がオン、スイッチＳＷ４オフのときは、キャパシタＣ１→スイッチＳ Ｗ１→電源Ｅ→フライホイールダイオードＤ３→インダクターＬ→キャパシタＣ１のルートで電流Ｉ１が流れる。このとき、電源ＥがキャパシタＣ１により充電される。
【００６１】
また、スイッチＳＷ１がオフ、スイッチＳＷ４がオンのときは、キャパシタＣ２→インダクターＬ→フライホイールダイオードＤ２→電源Ｅ→スイッチＳＷ４→キャパシタＣ２のルートで電流Ｉ２が流れる。このとき、電源ＥがキャパシタＣ２により充電される。
【００６２】
このように、キャパシタＣ１とＣ２を交互に放電することで、出力側の電圧の略１／２倍の電圧になるまで余剰電力を入力側に移すことが可能である。また、出力側の電圧が上昇して、逆方向（＝出力→入力）へ戻す電力が大きくなっても、電流波形が大きくなるだけで、常に同一のデューティー比のまま動作させることができる。
【００６３】
図９は、本発明を用いた実際の回路における各部の波形測定例を示す図であり、入力電
圧１９９．８Ｖ 、出力電圧３９３．３Ｖ 、出力５．７５ｋＷ時の波形を示したものである。この波形は２倍昇圧モード時のものである。
【００６４】
図９中の、符号ａ１はスイッチＳＷ２をオン／オフするためのゲート波形、ａ２はスイッチＳＷ２の電流波形、ａ３はスイッチＳＷ３をオン／オフするためのゲート波形、ａ４はスイッチＳＷ３の電流波形、ａ５はキャパシタＣ２の負極側における電流波形、ａ６はキャパシタＣ１の負極側における電流波形、ａ７は、電源ＥおよびキャパシタＣ４からＩＧＢＴ部１に流れる電流波形、ａ８はキャパシタＣ３および負荷側に流れる電流波形を示している。
【００６５】
以上説明したように、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、スイッチＳＷ１、スイッチＳＷ２、スイッチＳＷ３、スイッチＳＷ４、ＩＧＢＴ部１、ＩＧＢＴ部２を同一の素子で構成すれば、図４、図５及び図６で説明した各動作を同一の回路で実現できる。本発明のように、ＳＷ１とＳＷ２を１つのＩＧＢＴ部１で形成し、ＳＷ３とＳＷ４を１つのＩＧＢＴ部２で形成することで回路の小型化及び配線の簡略化が実現する。
【００６６】
また、出力電圧を２つのキャパシタで分圧しているので、高耐圧のキャパシタが不要となるため、低価格のものが使える。通常の回路においてキャパシタを直列で使用する場合は、電圧の偏りを防ぐ為のブリーダ抵抗が必要となるが、本発明ではそれも不要の為、その分電力変換効率が向上する。
また、スイッチング制御するスイッチの数は常に２個以下であり、スイッチング制御が容易である。また、負荷の大きさに係らず、経時的に同一のスイッチングデューティー比で昇圧（１倍昇圧を含む）、回生が可能である。また、同一の回路で、スイッチングする阻止モードではスイッチＳＷ１ＳＷ２変化させるだけで、昇圧回路、導通回路、回生回路のいずれにも使用できる。
なお、実施例では第１及び第２のキャパシタがフィルムコンデンサの場合を説明したが、セラミックコンデンサ等の他のコンデンサを用いてもよい。セラミックコンデンサを使用した場合、蓄電効率はフィルムコンデンサと同等レベルを維持しつつ更に小型化が図られる。また発明によれば不要な回生を阻止したい場合に回生阻止モードを実現することもできる。この回生阻止モードではスイッチＳＷ１、ＳＷ４を常時オフとし、それぞれのフライホイールダイオードを機能させればよい。
【００６７】
以上、本発明の実施の形態について説明したが、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、上述の図示例にのみ限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々変更を加え得ることは勿論である。例えば、本発明の原理を３倍以上の昇圧回路に適用することも可能である。
【産業上の利用可能性】
【００６８】
本発明においては、ＤＣ／ＤＣコンバータの小型化、軽量化、低価格化を実現でき、また、電力変換の高効率化を実現できる効果を有するので、本発明は、ソーラーセルが太陽光から発電し、発電電圧を系統電圧レベルまで上昇させるインバータヘの入力（ＦＣ（燃料電池）、風力発電なども同様）、自動のハイブリット゛システムのモータ駆動電圧の昇圧、一般のバッテリ電圧以上の電圧が必要な負荷を使用するシステム、自動車等の移動体や設置場所が狭い家庭用電気機器への用途等に利用できる。
【図面の簡単な説明】
【００６９】
【図１】本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータの原理的構成例を示す図。
【図２】２倍昇圧の原理を説明するための図その１。
【図３】２倍昇圧の原理を説明するための図その２。
【図４】２倍昇圧モード時の動作を説明するための図。
【図５】通常の整流回路として動作させる場合の例を示す図。
【図６】電源回生動作について説明するための図。
【図７】従来の昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの例を示す図。
【図８】従来のフライング・キャパシタを用いたＤＣ／ＤＣコンバータの例を示す図。
【図９】実際の回路における各部の測定波形例を示す図。
【符号の説明】
【００７０】
１  スイッチング部
２  制御回路部
３  入力電圧検出部
４  出力電圧検出部
５  電圧比較部
６  回生負荷検出部
１０  スイッチング制御部
Ｃ１  キャパシタ
Ｃ２  キャパシタ
Ｃ３  キャパシタ
Ｄ１  ダイオード
Ｄ２  ダイオード
Ｄ３  ダイオード
Ｄ４  ダイオード
ＳＷ１  スイッチ
ＳＷ２  スイッチ
ＳＷ３  スイッチ
ＳＷ４  スイッチ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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