(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
情報信号をシリアル→パラレル変換して得られた互いに独立のＬ個の送信信号をＬ個の送信アンテナから送信し、上記送信信号か混合された混合信号をＭ個の受信アンテナにより受信する受信装置であって、
Ｍ個の上記混合信号を上記Ｌ個の送信信号に対応するＬ個の分離信号に復号する信号復号手段と、
上記信号復号手段において使用されるＭ行Ｌ列のチャンネル応答行列を上記Ｌ個の送信信号の少なくとも一部に関して並列的に推定する処理を行うチャンネル応答推定手段とからなり、
上記チャンネル応答推定手段は、
上記Ｍ個の混合信号中の既知のシンボルに基づいて初期的に上記チャンネル応答行列の要素を推定する初期チャンネル推定手段と、
上記Ｌ個の分離信号に対して送信処理を施すことによって上記Ｌ個の送信信号の送信信号レプリカを生成するレプリカ生成手段と、
上記送信信号レプリカと上記混合信号とから同一チャンネル干渉成分をキャンセルする同一チャンネル干渉成分キャンセル手段と、
上記同一チャンネル干渉成分がキャンセルされた信号と上記送信信号レプリカとから瞬時チャンネル応答推定値を求める演算手段と、
上記瞬時チャンネル応答推定値と一つ前の時刻の上記瞬時チャンネル応答推定値とを比較してＳＮＲ劣化が検出されると、一つ前の時刻の上記瞬時チャンネル応答推定値を保持する更新条件判定手段と、
上記更新条件判定手段からの上記瞬時チャンネル応答推定値の時間平均値を計算し、該時間的平均値を上記チャンネル応答行列の要素として、上記信号復号手段に与える平均化手段と
を備える受信装置。
【請求項２】
請求項１に記載の受信装置において、
上記Ｌ個の送信信号は、上記情報信号をシリアル→パラレル変換して得られた複数の信号をそれぞれ変調した直交周波数を用いるマルチキャリア伝送方式による変調情報信号である受信装置。
【請求項３】
情報信号をシリアル→パラレル変換して得られた互いに独立のＬ個の送信信号をＬ個の送信アンテナから送信し、上記送信信号か混合された混合信号をＭ個の受信アンテナにより受信する受信方法であって、
Ｍ個の上記混合信号を上記Ｌ個の送信信号に対応するＬ個の分離信号に復号する信号復号ステップと、
上記信号復号ステップにおいて使用されるＭ行Ｌ列のチャンネル応答行列を上記Ｌ個の送信信号の少なくとも一部に関して並列的に推定する処理を行うチャンネル応答推定ステップとからなり、
上記チャンネル応答推定ステップは、
上記Ｍ個の混合信号中の既知のシンボルに基づいて初期的に上記チャンネル応答行列の要素を推定する初期チャンネル推定ステップと、
上記Ｌ個の分離信号に対して送信処理を施すことによって上記Ｌ個の送信信号の送信信号レプリカを生成するレプリカ生成ステップと、
上記送信信号レプリカと上記混合信号とから同一チャンネル干渉成分をキャンセルする同一チャンネル干渉成分キャンセルステップと、
上記同一チャンネル干渉成分がキャンセルされた信号と上記送信信号レプリカとから瞬時チャンネル応答推定値を求める演算ステップと、
上記瞬時チャンネル応答推定値と一つ前の時刻の上記瞬時チャンネル応答推定値とを比較してＳＮＲ劣化が検出されると、一つ前の時刻の上記瞬時チャンネル応答推定値を保持する更新条件判定ステップと、
上記更新条件判定ステップからの上記瞬時チャンネル応答推定値の時間平均値を計算し、該時間的平均値を上記チャンネル応答行列の要素として、上記信号復号ステップに与える平均化ステップと
を有する受信方法。
【請求項４】
請求項３に記載の受信方法において、
上記Ｌ個の送信信号は、上記情報信号をシリアル→パラレル変換して得られた複数の信号をそれぞれ変調した直交周波数を用いるマルチキャリア伝送方式による変調情報信号である受信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、例えば移動通信において、高速化および高容量化を可能とする受信装置および受信方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年の無線通信によるインターネットアクセスの需要増加に伴い、高速・大容量のパケット通信の需要が急速に高まっている。無線による高速データ通信を行う場合、一般的にその信号帯域幅が広帯域となり、周波数選択性フェージングによる特性劣化が発生しやすい問題が生じる。
【０００３】
この問題に対し、ＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplex) は、周波数フェージング耐性に優れた通信方式である。現在、普及している無線ＬＡＮ方式であるIEEE802.11a/g方式は、このＯＦＤＭを使用してパケット通信を行う方式である。しかしなが
ら、無線ＬＡＮは、準静止状態のオフィス内のホットスポットにおいて通信を行うことを想定したシステムである。このため、車等による高速移動環境下では、その伝搬路変動に追従できないことによって特性劣化が発生する。
【０００４】
このような高速移動時に伴う電波伝搬環境に対する耐性を高めるための一つの対策は、電波伝搬路推定によって、マルチパス伝搬路で歪んだ信号の補正を行うことである。送受信される信号中に挿入されているＣＥ(Chnnel Estimation)シンボルを使用して伝搬路の
変動を推定し、この推定結果に基づいて信号の補正を行うことが下記の特許文献１に記載されている。
【０００５】
【特許文献１】特開２００２−２７１２９３号公報
【０００６】
次世代移動無線アクセスシステムでは、数百Ｍbps〜数Ｇbpsの最大伝送レートを実現しようとしている。このような高い伝送レートを高い周波数利用効率と共に実現する技術として空間分割多重(Space Division Multiplexing:SDM)が注目されている。
【０００７】
ＳＤＭでは、送信機において複数のアンテナを使用してアンテナ毎に異なる信号を送信し空間的に多重する伝送方式である。このような多重化によって、利用周波数帯域を広げることなく、基本的には、送信アンテナ数に比例した伝送レートを得ることが可能となる。
【０００８】
ＳＤＭにおいてその伝送能力に影響する要素の一つとして、受信機における信号検出アルゴリズムがある。このアルゴリズムとしては、ＺＦ(Zero-Forcing)や最小平均二乗誤差(Minimum Mean Square Error:mmse)規範に基づく空間フィルタリングと、最尤検出(Maximum Likelihood Detection:MLD)の二つに大別できる。前者は、少ない計算量で実現できる代わりに、ＭＬＤと比較して伝送能力が劣るという欠点がある。一方、ＭＬＤは、優れた伝送能力を有するが、莫大な演算量を必要とする問題点がある。
【０００９】
ＭＬＤに対して、伝送能力をできる限り保ちつつ、その演算量を削減する手法が提案されている。本願発明者は、複数のＱＲ分解(Multiple-QR-Decomposition:Multi-QRD)によ
るＳＤＭ信号の分離を行う信号検出アルゴリズムを提案している。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
一方、ＳＤＭにおけるもう一つの重要な要素として、受信機でのチャンネル推定がある。上述した信号検出アルゴリズムは、送受信アンテナ間のチャンネル応答に基づいて動作するものであり、そのためチャンネル応答を推定するチャンネル推定の精度がその動作に与える影響が非常に大きい。チャンネル推定に関しても多くの検討がなされており、特に、パイロットシンボルを用いるチャンネル推定が数多く提案されている。
【００１１】
ここで、ＳＤＭを移動無線システムに適用する場合には、端末の移動に伴う高速フェージングにより生じるチャンネル変動がチャンネル推定における新たな問題となる。送信信号の時間長に対してチャンネル変動が無視できない大きさを有する場合、パイロットシンボルのみによるチャンネル推定では、その推定誤差が信号時間内で大きくなり、伝送特性が劣化する可能性がある。上述した特許文献１は、単一の電波伝搬路推定を行うものであった。
【００１２】
したがって、この発明の目的は、空間多重方式において、高速フェージング環境においても高精度に動作する受信装置および受信方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上述した課題を解決するために、この発明は、情報信号をシリアル→パラレル変換して得られた互いに独立のＬ個の送信信号をＬ個の送信アンテナから送信し、送信信号か混合された混合信号をＭ個の受信アンテナにより受信する受信装置であって、
Ｍ個の混合信号をＬ個の送信信号に対応するＬ個の分離信号に復号する信号復号手段と、
信号復号手段において使用されるＭ行Ｌ列のチャンネル応答行列をＬ個の送信信号の少なくとも一部に関して並列的に推定する処理を行うチャンネル応答推定手段とからなり、
チャンネル応答推定手段は、
Ｍ個の混合信号中の既知のシンボルに基づいて初期的にチャンネル応答行列の要素を推定する初期チャンネル推定手段と、
Ｌ個の分離信号に対して送信処理を施すことによってＬ個の送信信号の送信信号レプリカを生成するレプリカ生成手段と、
送信信号レプリカと混合信号とから同一チャンネル干渉成分をキャンセルする同一チャンネル干渉成分キャンセル手段と、
同一チャンネル干渉成分がキャンセルされた信号と送信信号レプリカとから瞬時チャンネル応答推定値を求める演算手段と、
瞬時チャンネル応答推定値と一つ前の時刻の瞬時チャンネル応答推定値とを比較してＳＮＲ劣化が検出されると、一つ前の時刻の瞬時チャンネル応答推定値を保持する更新条件判定手段と、
更新条件判定手段からの瞬時チャンネル応答推定値の時間平均値を計算し、該時間的平均値をチャンネル応答行列の要素として、信号復号手段に与える平均化手段と
を備える受信装置である。
【００１４】
また、この発明は、情報信号をシリアル→パラレル変換して得られた互いに独立のＬ個の送信信号をＬ個の送信アンテナから送信し、送信信号か混合された混合信号をＭ個の受信アンテナにより受信する受信方法であって、
Ｍ個の混合信号をＬ個の送信信号に対応するＬ個の分離信号に復号する信号復号ステップと、
信号復号ステップにおいて使用されるＭ行Ｌ列のチャンネル応答行列をＬ個の送信信号の少なくとも一部に関して並列的に推定する処理を行うチャンネル応答推定ステップとからなり、
チャンネル応答推定ステップは、
Ｍ個の混合信号中の既知のシンボルに基づいて初期的にチャンネル応答行列の要素を推定する初期チャンネル推定ステップと、
Ｌ個の分離信号に対して送信処理を施すことによってＬ個の送信信号の送信信号レプリカを生成するレプリカ生成ステップと、
送信信号レプリカと混合信号とから同一チャンネル干渉成分をキャンセルする同一チャンネル干渉成分キャンセルステップと、
同一チャンネル干渉成分がキャンセルされた信号と送信信号レプリカとから瞬時チャンネル応答推定値を求める演算ステップと、
瞬時チャンネル応答推定値と一つ前の時刻の瞬時チャンネル応答推定値とを比較してＳＮＲ劣化が検出されると、一つ前の時刻の瞬時チャンネル応答推定値を保持する更新条件判定ステップと、
更新条件判定ステップからの瞬時チャンネル応答推定値の時間平均値を計算し、該時間的平均値をチャンネル応答行列の要素として、信号復号ステップに与える平均化ステップと
を有する受信方法である。
【発明の効果】
【００１６】
この発明による受信方法および受信装置は、各送信アンテナに関するチャンネル推定を並列に処理することが可能であり、高速処理ができる。また、この発明は、送信信号の逆行列を必要としないために、逆行列の存在の有無にかかわらず、安定に動作させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下、この発明の一実施の形態について図面を参照して説明する。図１Ａおよび図１Ｂは、一実施の形態による通信システムにおける送信機の一例の構成を示す。送信ビット系列がＦＥＣ(Foward Error Correction)エンコーダ１に入力され、エラー訂正符号化され
る。ＦＥＣエンコーダ１の出力がブロックインターリーバ２に供給され、ＯＦＤＭシンボル単位でインターリーブの処理がなされる。インターリーバ２の出力がＳ／Ｐコンバータ３に供給され、シリアルデータからパラレルデータへ変換される。Ｓ／Ｐコンバータ３は、送信データを例えばＬ例えば４個の送信アンテナＡＴ１、ＡＴ２，ＡＴ３，ＡＴ４に対する送信データ系列を生成する。
【００１８】
なお、Ｓ／Ｐコンバータ３を入力段に設け、４個の並列のデータ系列に対してＦＥＣエンコーダ１およびインターリーバ２をそれぞれ設けるようにしても良い。
【００１９】
Ｓ／Ｐコンバータ３に対して接続されたＳ／Ｐコンバータ４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄによって、データ系列が複数のデータ系列に分けられる。Ｓ／Ｐコンバータ４ａ〜４ｄからのデータ系列がマッパー５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄにそれぞれ供給される。マッパー５ａ〜５ｄは、それぞれディジタル変調（ＱＡＭ(Quadrature Amplitude Modulation)、ＰＳＫ(Phase Shift Keying)等）の変調を行うものである。
【００２０】
マッパー５ａ〜５ｄのそれぞれの出力が逆高速フーリエ変換(Inverse Fast Fourier Transform):IFFT)部６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄに供給され、時間領域波形が生成される。ＩＦＦＴ部６ａ〜６ｄに対しては、パイロットシンボル生成器７からのパイロットシンボルが供給され、パイロットシンボルが付加される。
【００２１】
ＩＦＦＴ部６ａ〜６ｄの出力がガードインターバル(Guard Interval:GI)付加部８ａ，
８ｂ，８ｃ，８ｄに供給され、ガードインターバルがシンボル時間単位で付加される。ガードインターバル８ａ〜８ｄの出力が図示しない電力増幅器を介して送信アンテナＡＴ１，ＡＴ２，ＡＴ３，ＡＴ４にそれぞれ供給され、電波として送出される。
【００２２】
Ｓ／Ｐコンバータ４ａ〜４ｄは、ＯＦＤＭ変調方式のサブキャリアの個数に対応するチャンネルにデータを分けるものである。Ｓ／Ｐコンバータ４ａに関する構成を抽出して図１Ｂに示す。ＯＦＤＭのサブキャリアの個数をｎとすると、Ｓ／Ｐコンバータ４ａがｎチャンネルの並列データを形成する。各チャンネルのデータ系列がマッパー５ａ1〜５ａnにそ７ぞれ供給され、ＩＦＦＴ部６ａによってＯＦＤＭ信号とされ、ガードインターバル付加部８ａにおいて、ＯＦＤＭシンボル毎にガードインターバルが付加される。
【００２３】
図２は、Ｌ個の送信アンテナから出力される出力信号の構成を示す。送信信号は、初期チャンネル推定に使用される既知シンボル（パイロットと称する）と送信データを格納したデータシンボルとから構成される。図２において、縦方向が送信アンテナの番号（１，２，・・・、Ｌ）を示し、横軸が時間を示し、１パケットのデータ構成が示されている。１パケットの先頭のＰシンボル（ＯＦＤＭシンボルを意味する）がパイロットであり、その後のＤシンボルがデータシンボルである。なお、図２のパケット構成は、一例であって、他のパケット構成をとるようにしても良い。
【００２４】
図３は、この発明の一実施の形態における受信機の構成を示す。Ｍ例えば４個の受信アンテナＡＴ１１，ＡＴ１２，ＡＴ１３，ＡＴ１４らの受信信号がガードインターバル除去部１１ａ，１１ｂ，１１ｃ，１１ｄにそれぞれ供給される。ガードインターバル除去部１１ａ〜１１ｄは、受信されたＯＦＤＭシンボルのタイミングに応じてガードインターバルを除去する。
【００２５】
この発明の一実施の形態は、Ｌ個の送信アンテナと、Ｍ個の受信アンテナとを使用し、複数の通信路を形成し、周波数利用効率や通信品質の向上を図る技術である、ＭＩＭＯ(Multiple Input Multiple Output)であって、個々のアンテナから同一時刻・同一周波数で異なるデータ系列の信号を送信することができるＳＤＭ伝送を行うものである。
【００２６】
ガードインターバル除去部１１ａ〜１１ｄの出力信号がＦＦＴ（高速フーリエ変換）部１２ａ，１２ｂ，１２ｃ，１２ｄにそれぞれ供給される。ＦＦＴ部１２ａ〜１２ｄによって、時間領域信号が周波数領域信号に変換される。ＦＦＴ部１２ａ〜１２ｄのそれぞれの出力は、ＯＦＤＭのサブキャリア数ｎの並列のデータ系列からなる。
【００２７】
ＦＦＴ部１２ａ〜１２ｄの出力中のデータシンボルがシンボル復号部１３に供給され、パイロットシンボルが逐次チャンネル推定部１４に供給される。逐次チャンネル推定部１４は、受信パイロット信号（既知シンボル）と送信既知シンボルレプリカを用いて初期チャンネル推定を行う。初期チャンネル推定は、送信既知シンボルの構成に応じて適切な方法で行われる。
【００２８】
シンボル復号部１３は、初期チャンネル推定後に、ＦＦＴ部１２ａ〜１２ｄの出力と、初期チャンネル推定値とを用いた送信信号検出を行う。すなわち、ＳＤＭ伝送技術では、送信側および受信側間の全てのアンテナの組合せによって形成されるＭＩＭＯチャンネルのチャンネル応答行列（伝達係数行列とも呼ばれる）Ｈを既知信号等を基に受信側で推定し、個々の送信アンテナから送信されたデータ系列に分離する処理がなされる。
【００２９】
この信号検出アルゴリズムには、ゼロフォーシング法、最小平均二乗誤差法、最尤検出法、またはこれらの改良法が考えられる。この発明では、これらの信号検出アルゴリズムの何れを採用しても良い。例えば、複数のＱＲ分解(Multiple-QR-Decomposition:Multi-QRD)による信号検出アルゴリズムが使用される。シンボル復号部１３に対して、逐次チャ
ンネル推定部１４の出力が供給され、シンボル復号部１３によって各送信アンテナから送信されたデータ系列が分離して得られる。
【００３０】
これらの送信データ系列がマッパーの逆の復調処理を行うデマッパー１５ａ，１５ｂ，１５ｃ，１５ｄにそれぞれ供給され、送信側でなされたディジタル変調の復調がなされる。デマッパー１５ａ〜１５ｄのデマッピング処理としては、硬判定または軟判定が可能である。ＦＥＣ符号を適用する場合には、軟判定を用いる方がＦＥＣ復号効果を向上させることが可能である。
【００３１】
デマッパー１５ａ〜１５ｄのそれぞれの出力がＰ／Ｓコンバータ１６ａ，１６ｂ，１６ｃ，１６ｄにそれぞれ供給される。Ｐ／Ｓコンバータ１６ａ〜１６ｄによって、ＯＦＤＭのサブキャリア数に等しい数のチャンネルが一つのチャンネルにまとめられる。さらに，Ｐ／Ｓコンバータ１７によって、Ｐ／Ｓコンバータ１６ａ〜１６ｄの出力データ系列が一つの受信データ系列にまとめられる。
【００３２】
Ｐ／Ｓコンバータ１７の出力が送信側のインターリーブに対応するデインターリーブ処理を行うデインターリーバ１８を介してＦＥＣデコーダ１９に供給される。ＦＥＣデコーダ１９によってＦＥＣ符号から送信ビット系列が復号される。
【００３３】
なお、送信側において、送信アンテナと対応するデータ系列毎にインターリーブおよびＦＥＣ符号化を行う構成とされている場合には、受信側においても、Ｐ／Ｓコンバータ１６ａ〜１６ｄのそれぞれの出力に対してデインターリーバが接続され、各デインターリーバに対してＦＥＣデコーダが接続され、ＦＥＣデコーダの出力がＰ／Ｓコンバータによって一つの系列にまとめられる構成とされる。
【００３４】
次に、この発明の特徴とする逐次チャンネル推定部１４について説明する。逐次チャンネル推定は、受信機において復号された送信ビット系列からレプリカシンボル生成器２０によって送信シンボルレプリカを生成することで、チャンネル推定値を逐次的に繰り返し更新する手法である。逐次チャンネル推定は、サブキャリア毎に動作するものである。
【００３５】
図４は、レプリカシンボル生成器２０の構成を示す。復号された送信ビット系列がＦＥＣエンコーダ２１を介してインターリーバ２２に供給され、インターリーバ２２の出力がＳ／Ｐコンバータ２３に供給される。Ｓ／Ｐコンバータ２３によって送信アンテナの個数に等しい４個のデータ系列に分割され、各データ系列がＳ／Ｐコンバータ２４ａ，２４ｂ，２４ｃ，２４ｄにそれぞれ供給される。Ｓ／Ｐコンバータ２４ａ〜２４ｄの出力がマッパー２５ａ，２５ｂ，２５ｃ，２５ｄにそれぞれ供給され、マッパー２５ａ〜２５ｄの出力にレプリカシンボルが得られる。
【００３６】
レプリカシンボル生成器２０は、図１Ａおよび図１Ｂを参照して説明した送信機の処理と同様の処理を復号された送信ビット系列に対して施して送信シンボルレプリカを生成するものである。生成された送信シンボルレプリカが逐次チャンネル推定部１４に対して入力される。
【００３７】
図５は、逐次チャンネル推定部１４の一例の構成を示す。逐次チャンネル推定部１４は、送信アンテナの個数Ｌ例えば４に対応して同一構成の逐次チャンネル推定部１４ａ〜１４ｄを有している。したがって、各送信アンテナからの送信シンボルに関するチャンネル推定値を並列的処理で求め、更新することができる。
【００３８】
一つの送信アンテナに関する逐次チャンネル推定部は、初期チャンネル推定部３１、バッファ３２、同一チャンネル干渉(co-channel interference:CCI)キャンセラ３３、割算
器３４、例えば信号対雑音電力比(Signal power-to-Noise power Ratio:SNR)劣化を更新
条件として検出する更新条件判定部３５、平均化回路３６および切換器３７とを有している。
【００３９】
上述したこの発明の一実施の形態、特に、逐次チャンネル推定の処理についてより詳細に説明する。最初に受信信号モデルについて説明する。受信機の第ｍアンテナ（１≦ｍ≦Ｍ）における高速フーリエ変換後の時刻をｔとし、第ｋサブキャリア（１≦ｋ≦Ｋ）の受信シンボルをｒm(t,k)とする。このＭ個のｒm(t,k)を要素とする受信シンボルベクトルを下記の式（１）で表すことができる。
【００４０】
【数１】
0004680036.tif 000002
【００４１】
式（１）における各項は、それぞれ下記の式（２）で表されるＭ行Ｌ列のチャンネル応答行列、式（３）で表されるチャンネル応答行列の列ベクトル、式（４）で表される第１から第Ｌ番目までの送信アンテナからの送信シンボル、並びに式（５）で表される第１から第Ｍ番目までの受信アンテナにおける雑音成分である。
【００４２】
【数２】
0004680036.tif 000003
【００４３】
【数３】
0004680036.tif 000004
【００４４】
【数４】
0004680036.tif 000005
【００４５】
【数５】
0004680036.tif 000006
【００４６】
すなわち、ｓl(t,k)は、送信機の第ｌ送信アンテナ（１≦ｌ≦Ｌ）からの送信シンボルを示し、ｈml(t,k)は、第ｌ送信アンテナと第ｍ受信アンテナ間のチャンネル応答を示し
、ｎm(t,k)は、第ｍ受信アンテナにおける雑音成分である。ｈml(t,k)に関してｌ，ｍそ
れぞれに対して無相関であるチャンネルモデルを想定し、マルチパスによるシンボル間干渉は生じないものとする。ｎm(t,k)には、平均０、分散σ2の加法性白色ガウス雑音を想
定する。
【００４７】
切換器３７は、送信信号の各パケットの先頭に付加されるパイロットシンボルを用いて初期チャンネル推定を行う場合には、初期チャンネル推定部３１の出力端子３１ａに接続されている。初期チャンネル推定が終わり、信号内の第１データシンボルの復調が終わると、平均化回路３６の出力端子３６ａに接続される。
【００４８】
ここで、第ｌ送信アンテナと第ｍ受信アンテナ間のチャンネル応答ｈml(t,k)の受信機
における推定値に＾を付加して表記する。同様に、チャンネル応答ベクトルの推定値に対しても＾を付加して示す。また、レプリカシンボル生成器２０によって生成された送信シンボルのレプリカおよびそのベクトルに対しても＾を付加して示す。
【００４９】
送信シンボルのレプリカを生成後、受信信号ベクトルについて送信アンテナ毎のＣＣＩ成分を生成して受信信号ベクトルからＣＣＩ成分をＣＣＩキャンセラ３３において除去する。第ｌ送信アンテナから送信されたシンボルに対するＣＣＩ成分は、下記の式（６）で示すように、時刻ｔにおける各要素の推定値からなるチャンネル応答行列のｌ番目の列ベクトルを０ベクトルに置換した推定値に送信シンボルレプリカを乗算したものである。例えばＭ＝Ｌ＝４の場合では、チャンネル応答行列が４行４列となり、各列毎のチャンネル応答を求める処理を逐次チャンネル推定部１４ａ〜１４ｄのそれぞれが行う。
【００５０】
【数６】
0004680036.tif 000007
【００５１】
ここで、チャンネル応答ベクトルの推定値は、下記の式（７）で表される。
【００５２】
【数７】
0004680036.tif 000008
【００５３】
式（６）で求められるＣＣＩ成分を（１≦ｌ≦Ｌ）について生成し、時刻ｔにおける受信シンボルベクトルから減算することで、下記の式（８）に示す（１≦ｌ≦Ｌ）におけるＣＣＩ成分除去後の受信シンボルベクトルを得る。
【００５４】
【数８】
0004680036.tif 000009
【００５５】
ここで受信機におけるチャンネル推定並びにレプリカシンボルの生成が正しく動作したものと仮定すると、すなわち、チャンネル応答行列の推定値がチャンネル応答行列に一致し、送信シンボルベクトルの推定値が送信シンボルベクトルに一致するものと仮定すると、式（９）に示すように、受信シンボルベクトルが送信シンボルベクトルのみから構成されていることが分かる。
【００５６】
【数９】
0004680036.tif 000010
【００５７】
式（８）で示すＣＣＩ成分除去後の受信シンボルベクトルを得た後に、割算器３４においてこの受信シンボルベクトルを送信シンボルレプリカベクトルで除算することによって瞬時チャンネル応答推定値（以下、瞬時推定値と適宜称する）が取得される。ここでは、第ｌ送信アンテナに関するチャンネル応答値で構成されるベクトル（式（３）参照）毎に推定がなされる。チャンネル応答値の瞬時推定値に〜を付加して示すと、瞬時推定値は、下記の式（１０）によって推定される。
【００５８】
【数１０】
0004680036.tif 000011
【００５９】
式（１０）によって求められた値は、シンボル時間毎に求められる瞬時推定値である。ここで、この瞬時推定値をすべて正しい値として採用した場合、実際のチャンネル応答の瞬時的に推定精度が劣化した推定値も共に採用することになり、その結果、受信特性が劣化してしまう可能性がある。ＯＦＤＭの場合のサブキャリアの振幅が受信側で低下した場合では、雑音の影響を受ける割合が大きく、瞬時推定値の精度も悪いものと考えられる。このような問題に対して簡単に推定精度の劣化を検出するために、更新条件判定部３５において、閾値によるチャンネル応答振幅の劣化検出がなされる。
【００６０】
この検出方法では、式（１０）で得られる時刻ｔの瞬時推定値と、その前の時刻ｔ−１の瞬時推定値との比較を行い、比較結果から推定値のＳＮＲの劣化を検出する。比較は、一例として二乗絶対値を使用する。更新条件判定部３５の出力は、下記の式（１１）で示すものとなる。
【００６１】
【数１１】
0004680036.tif 000012
【００６２】
式（１１）において、λthは、実数の閾値パラメータであり、（０≦λth≦１）である。例えばλth＝０．２とされる。式（１１）の意味は、瞬時推定値の二乗絶対値と一つ前の時刻の瞬時推定値の二乗絶対値の比が閾値を越える場合は、その瞬時推定値のＳＮＲは十分良好であると判定し、それ以外の場合（比が閾値を越えない場合）は、ＳＮＲが不充分であると判定する。更新条件判定部３５の出力が平均化回路３６に供給される。この場合、ＳＮＲが不充分と判定された瞬時推定値は、破棄され、平均化回路３６に対して時刻ｔの瞬時推定値が供給されず、時刻ｔ−１の瞬時推定値が引き続き供給される。
【００６３】
なお、更新条件判定部３５における判定としては、式（１１）に示すものに限らず、下記の式（１２）または式（１３）で示すものも可能である。
【００６４】
【数１２】
0004680036.tif 000013
【００６５】
【数１３】
0004680036.tif 000014
【００６６】
式（１３）において、Ｒｅ｛ａ｝、Ｉｍ｛ａ｝はそれぞれ複素数ａの実数部、虚数部を示すものである。
【００６７】
式（１１）、式（１２）または式（１３）で得られた瞬時推定値には、雑音の影響による推定誤差が含まれている。雑音成分の影響を軽減するために、平均化回路３６による平均化がなされる。下記の式（１２）で示す平均化処理によって時刻ｔ＋１におけるチャンネル応答推定行列が平均化回路３６から出力され、切換器３７を介してシンボル復号部１３に対して供給される。
【００６８】
【数１４】
0004680036.tif 000015
【００６９】
式（１４）において、Ｎavは、時間軸上の平均シンボル数である。時刻ｔの時点で瞬時推定値がＮavに満たない場合には、その時点で得られている瞬時推定値のみで平均化処理がなされる。例えばＮav＝８である。
【００７０】
上述した式（６）から式（１４）のそれぞれに示す処理が逐次チャンネル推定部１４ａ〜１４ｄによって並列的に行われることによって、チャンネル応答行列を得ることができる。このチャンネル推定処理をシンボル時間毎にデータシンボル系列が終了するまで逐次的に行うことにより、チャンネルの時間的変動に追従しつつチャンネル推定を行うことが可能となる。したがって、自動車、列車に乗車しているような高速移動環境下でも高精度に受信動作を行うことができにる。
【表１】
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【００７１】
上述したこの発明の一実施の形態の逐次チャンネル推定部の更新処理における演算量を評価する。表１にチャンネル推定値更新における１スロット当たりの実数乗算回数を示す。表１において、Ｌは送信アンテナ数、Ｍは受信アンテナ数、Ｋはサブキャリア数、Ｄは１スロット当たりのデータＯＦＤＭシンボル数である。表１では、１回の複素数同士の乗算には、４個の実数乗算が含まれ、１回の複素数同士の除算には、６個の実数乗算が含まれているものとして演算量を計算している。また、数値例として、Ｌ＝Ｍ＝４、Ｋ＝７６８、Ｄ＝１９の場合の実数乗算回数を示す。
【００７２】
以上、この発明の実施の形態について具体的に説明したが、この発明は、上述の実施の形態に限定されるものではなく、この発明の技術的思想に基づく各種の変形が可能である。例えば送信アンテナの個数のチャンネル応答推定を完全に並列に処理せずに、一部のみを並列処理するようにしても良い。また、ＯＦＤＭのようなマルチキャリア伝送方式に限らず、狭帯域シングルキャリア伝送方式とＳＤＭを組み合わせた通信システム、周波数領域等化を用いる広帯域シングルキャリア伝送方式とＳＤＭを組み合わせた通信システムなどへの応用も可能である。
【図面の簡単な説明】
【００７３】
【図１】この発明の一実施の形態における送信機の構成を示すブロック図である。
【図２】この発明の一実施の形態における送信信号の構成を示す略線図である。
【図３】この発明の一実施の形態における受信機の構成を示すブロック図である。
【図４】受信機の一部の構成であるレプリカシンボル生成器の構成を示すブロック図である。
【図５】この発明の一実施の形態における逐次チャンネル推定部の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００７４】
１３・・・シンボル復号部
１４・・・逐次チャンネル推定部
２０・・・レプリカシンボル生成器
３１・・・初期チャンネル推定部
３３・・・同一チャンネル干渉キャンセラ
３４・・・割算器
３５・・・更新条件判定部
３６・・・平均化回路
３７・・・切換器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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