(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＤＣブラシレスモータを、該モータの界磁の磁束方向であるｑ軸上にあるｑ軸電機子と、ｑ軸と直交するｄ軸上にあるｄ軸電機子とを有する等価回路に変換して扱い、前記モータの電機子に流れる相電流を検出する電流検出手段と、該電流検出手段により検出される相電流と前記モータのロータ角度の推定値とに基づいて、前記ｄ軸電機子に流れるｄ軸電流と前記ｑ軸電機子に流れるｑ軸電流とを算出するｄｑ電流算出手段とを備え、前記ｄ軸電機子に流れる電流の指令値であるｄ軸指令電流とｄ軸電流との偏差及び前記ｑ軸電機子に流れる電流の指令値であるｑ軸指令電流とｑ軸電流との偏差を小さくするように、所定の制御サイクル毎に前記ｄ軸電機子に印加するｄ軸電圧及び前記ｑ軸電機子に印加するｑ軸電圧を決定して、前記モータの通電制御を行うモータ制御装置において、前記モータのロータ角度を推定する方法であって、
前記ｄ軸電圧と前記ｑ軸電圧に高周波電圧を重畳する第１の工程と、
前記高周波電圧が重畳されたときの前記モータのｄ軸電流とｑ軸電流の変化に基づいて算出される、前記モータのロータ角度の推定値と実際値との位相差の２倍角に応じた正弦参照値及び余弦参照値のうちの少なくともいずれか一方を用いて、前記モータのロータ角度の実際値と推定値との位相差に応じた位相差推定値を算出する第２の工程と、
前記ｄ軸指令電流又はｄ軸電流に基づいて、前記モータの角加速度に応じた角加速度推定値を算出する第３の工程と、
前記モータのロータ角度の実際値と推定値との位相差を解消するように、前記位相差推定値と前回の前記モータのロータ角度の推定値と前回の前記モータの角速度の推定値とに基づいて、前記モータのロータ角度の推定値を逐次更新しつつ算出すると共に、前記位相差推定値と前記角加速度推定値と前回の前記モータの角速度の推定値とに基づいて、前記モータの角速度の推定値を逐次更新しつつ算出するオブザーバにより、前記モータのロータ角度の推定値を更新する第４の工程とからなることを特徴とするＤＣブラシレスモータのロータ角度推定方法。
【請求項２】
ＤＣブラシレスモータを、該モータの界磁の磁束方向であるｑ軸上にあるｑ軸電機子と、ｑ軸と直交するｄ軸上にあるｄ軸電機子とを有する等価回路に変換して扱い、前記モータの電機子に流れる相電流を検出する電流検出手段と、前記モータのロータ角度の推定値を算出するロータ角度推定手段と、該電流検出手段により検出される相電流と前記モータのロータ角度の推定値とに基づいて、前記ｄ軸電機子に流れるｄ軸電流と前記ｑ軸電機子に流れるｑ軸電流とを算出するｄｑ電流算出手段と、前記ｄ軸電機子に流れる電流の指令値であるｄ軸指令電流とｄ軸電流との偏差及び前記ｑ軸電機子に流れる電流の指令値であるｑ軸指令電流とｑ軸電流との偏差を小さくするように、所定の制御サイクル毎に前記ｄ軸電機子に印加するｄ軸電圧及び前記ｑ軸電機子に印加するｑ軸電圧を決定して、前記モータの通電制御を行う通電制御手段とを備えたＤＣブラシレスモータの制御装置において、
前記ｄ軸電圧と前記ｑ軸電圧に高周波電圧を重畳する高周波重畳手段と、
前記高周波電圧が重畳されたときの前記モータのｄ軸電流とｑ軸電流の変化に基づく、前記モータのロータ角度の推定値と実際値との位相差の２倍角に応じた正弦参照値及び余弦参照値のうちの少なくともいずれか一方を用いて、前記モータのロータ角度の実際値と推定値との位相差に応じた位相差推定値を算出する位相差推定値算出手段と、
前記ｄ軸指令電流又はｄ軸電流に基づく前記モータの出力トルクの推定値を用いて、前記モータの角加速度に応じた角加速度推定値を算出する角加速度推定値算出手段とを備え、
前記ロータ角度推定手段は、前記モータのロータ角度の実際値と推定値との位相差を解消するように、前記位相差推定値と前回の前記モータのロータ角度の推定値と前回の前記モータの角速度の推定値とに基づいて、前記モータのロータ角度の推定値を逐次更新しつつ算出すると共に、前記位相差推定値と前記角加速度推定値と前回の前記モータの角速度の推定値とに基づいて、前記モータの角速度を逐次更新しつつ算出するオブザーバにより、前記モータのロータ角度の推定値を更新することを特徴とするＤＣブラシレスモータの制御装置。
【請求項３】
前記ロータ角度推定手段は、以下の式（１）のオブザーバにより、前記モータのロータ角度の推定値と前記モータの角速度を更新することを特徴とする請求項２記載のＤＣブラシレスモータの制御装置。
【数１】
0004680754.tif 000026
但し、θ^(n+1)：ロータ角度の推定値の更新値、ω^(n+1)：モータの角速度の推定値の更新値、Δｔ：前回の推定値算出時からの経過時間、θ^(n)：前回のロータ角度の推定値、ω^(n)：前回のモータの角速度の推定値、Ｋ1，Ｋ2：演算ゲイン、θE1(n)：位相差推定値、Ａω(n)：角加速度推定値。
【請求項４】
前記角加速度推定手段は、以下の式（２）により、前記角加速度推定値を算出することを特徴とする請求項２又は請求項３記載のＤＣブラシレスモータの制御装置。
【数２】
0004680754.tif 000027
但し、Ａω(n)：角加速度推定値、Ｔt(n)：モータの出力トルクの推定値、Ｉe：モータの負荷のイナーシャ、Ｉd_c(n)：ｄ軸指令電流、Ｋt：モータのトルク係数。
【請求項５】
前記角加速度推定手段は、以下の式（３）により、前記角加速度推定値を算出することを特徴とする請求項２又は請求項３記載のＤＣブラシレスモータの制御装置。
【数３】
0004680754.tif 000028
但し、Ａω(n)：角加速度推定値、Ｔt：モータの出力トルクの推定値、Ｆt：モータの負荷の摩擦トルクの推定値、Ｉe：モータの負荷のイナーシャ、Ｋt：モータのトルク係数、Ｉd_c：ｄ軸指令電流、Ｋf：モータの負荷の摩擦係数、ω^(n)：前回のモータの角速度の推定値。
【請求項６】
前記モータの周囲温度を検出する温度検出手段と、該温度検出手段の検出温度に応じて前記トルク係数Ｋtを補正するトルク係数補正手段とを備えたことを特徴とする請求項４又は請求項５記載のＤＣブラシレスモータの制御装置。
【請求項７】
前記モータの周囲温度を検出する温度検出手段と、該温度検出手段の検出温度に応じて前記摩擦係数Ｋfを補正する摩擦係数補正手段とを備えたことを特徴とする請求項５記載のＤＣブラシレスモータの制御装置。
【請求項８】
前記モータはエンジンに連結され、該エンジンを回転駆動して始動させることを特徴とする請求項２から請求項７のうちいずれか１項記載のＤＣブラシレスモータの制御装置。
【請求項９】
ＤＣブラシレスモータの電機子に流れる相電流と目標電流との偏差を小さくするように、所定の制御サイクル毎に、該モータのロータ角度の推定値を用いて該モータの電機子に印加する駆動電圧を決定して該モータの通電制御を行うモータ制御装置において、該モータのロータ角度を推定する方法であって、
前記駆動電圧に高周波電圧を重畳する第１の工程と、
前記駆動電圧に前記高周波電圧が重畳されたときの前記モータの相電流の変化に基づいて算出される、前記モータのロータ角度の実際値の２倍角に応じた正弦参照値及び余弦参照値のうちの少なくともいずれか一方を用いて、前記モータのロータ角度の実際値と推定値との位相差に応じた位相差推定値を算出する第２の工程と、
前記目標電流に基づいて、前記モータの角加速度に応じた角加速度推定値を算出する第３の工程と、
前記モータのロータ角度の実際値と推定値との位相差を解消するように、前記位相差推定値と前回の前記モータのロータ角度の推定値と前回の前記モータの角速度の推定値とに基づいて、前記モータのロータ角度の推定値を逐次更新しつつ算出すると共に、前記位相差推定値と前記角加速度推定値と前回の前記モータの角速度の推定値とに基づいて、前記モータの角速度の推定値を逐次更新しつつ算出するオブザーバにより、前記モータのロータ角度の推定値を更新する第４の工程とからなることを特徴とするＤＣブラシレスモータのロータ角度推定方法。
【請求項１０】
ＤＣブラシレスモータの電機子に流れる相電流を検出する電流検出手段と、該モータのロータ角度の推定値を算出するロータ角度推定手段と、所定の制御サイクル毎に、該電流検出手段により検出される相電流と所定の目標電流との偏差を小さくするように、該ロータ角度の推定値を用いて、該モータの電機子に印加する駆動電圧を決定して該モータの通電制御を行う通電制御手段とを備えたＤＣブラシレスモータの制御装置において、
前記駆動電圧に高周波電圧を重畳する高周波重畳手段と、
前記高周波電圧が重畳されたときの前記モータの相電流の変化に基づく、前記モータのロータ角度の実際値の２倍角に応じた正弦参照値及び余弦参照値のうちの少なくともいずれか一方を用いて、前記モータのロータ角度の実際値と推定値との位相差に応じた位相差推定値を算出する位相差推定値算出手段と、
前記目標電流又は相電流に基づく前記モータの出力トルクの推定値を用いて、前記モータの角加速度に応じた角加速度推定値を算出する角加速度推定値算出手段とを備え、
前記ロータ角度推定手段は、前記モータのロータ角度の実際値と推定値との位相差を解消するように、前記位相差推定値と前回の前記モータのロータ角度の推定値と前回の前記モータの角速度の推定値とに基づいて、前記モータのロータ角度の推定値を逐次更新しつつ算出すると共に、前記位相差推定値と前記角加速度推定値と前回の前記モータの角速度の推定値とに基づいて、前記モータの角速度を逐次更新しつつ算出するオブザーバにより、前記モータのロータ角度の推定値を更新することを特徴とするＤＣブラシレスモータの制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＤＣブラシレスモータのロータ角度を、該モータの駆動電圧に高周波電圧を重畳して推定する方法及び装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＤＣブラシレスモータから所望の出力トルクを得るためには、磁極を有するロータの電気角（以下、ロータ角度という）に対応した適切な位相で電機子に駆動電圧を印加する必要がある。そして、ロータ角度を検出する位置検出センサを省いてＤＣブラシレスモータと駆動装置のコストダウンを図るべく、モータの駆動電圧に高周波電圧を重畳したときの相電流の変化から、ロータ角度を検出する方法が提案されている（例えば、特許文献１、特許文献２参照）。
【０００３】
本願発明者らも、先の出願（特願２００４−３０４４９２）において、いわゆるｄｑベクトル変換によりＤＣブラシレスモータの通電電流のフィードバック制御を所定制御サイクル単位で行う場合に、２以上の制御サイクルを含む所定周期における出力電圧の総和がゼロとなる周期信号を、モータの駆動電圧に重畳して、隣接する制御サイクル間のモータのｄ軸電流及びｑ軸電流の一階差分を算出し、該一階差分を用いてロータ角度の推定値を算出する方法を提案している。
【０００４】
かかる方法においては、ｄ軸電流及びｑ軸電流の１階差分の算出値を用いて、ロータ角度の実際値と推定値の位相差の２倍角に応じた正弦参照値と余弦参照値が算出され、該正弦参照値を用いて、ロータ角度の実際値と推定値との位相差に応じた位相差推定値が算出される。そして、ロータ角度の実際値と推定値との位相差を解消するように、該位相差推定値と前回のモータの角速度の推定値とに基づいて、ロータ角度の推定値とモータの角速度の推定値とを逐次更新しつつ算出するオブザーバにより、ロータ角度の推定値が更新される。
【特許文献１】特開２０００−１２５５８９号公報
【特許文献２】特開２００２−２６２５９２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本願発明者らは、上述したオブザーバを用いてロータ角度の推定値を算出したときに、ロータ角度の実際値と推定値との位相差が拡大して、ロータ角度の推定誤差が大きくなる場合があることを知見した。そして、このようにロータ角度の推定誤差が大きくなると、ロータ角度の推定値に基づいて設定されるモータの駆動電圧が不適切なものとなって、モータの脱調等が生じるという不都合がある。
【０００６】
そこで、本発明は、上記を不都合を解消し、ロータ角度の推定誤差が大きくなることを抑制したＤＣブラシレスモータのロータ角度推定方法及びＤＣブラシレスモータの制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明は上記目的を達成するためになされたものであり、本発明のＤＣブラシレスモータのロータ角度推定方法の第１の態様は、ＤＣブラシレスモータを、該モータの界磁の磁束方向であるｑ軸上にあるｑ軸電機子と、ｑ軸と直交するｄ軸上にあるｄ軸電機子とを有する等価回路に変換して扱い、前記モータの電機子に流れる相電流を検出する電流検出手段と、該電流検出手段により検出される相電流と前記モータのロータ角度の推定値とに基づいて、前記ｄ軸電機子に流れるｄ軸電流と前記ｑ軸電機子に流れるｑ軸電流とを算出するｄｑ電流算出手段とを備え、前記ｄ軸電機子に流れる電流の指令値であるｄ軸指令電流とｄ軸電流との偏差及び前記ｑ軸電機子に流れる電流の指令値であるｑ軸指令電流とｑ軸電流との偏差を小さくするように、所定の制御サイクル毎に前記ｄ軸電機子に印加するｄ軸電圧及び前記ｑ軸電機子に印加するｑ軸電圧を決定して、前記モータの通電制御を行うモータ制御装置において、前記モータのロータ角度を推定する方法の改良に関する。
【０００８】
そして、前記ｄ軸電圧と前記ｑ軸電圧に高周波電圧を重畳する第１の工程と、前記高周波電圧が重畳されたときの前記モータのｄ軸電流とｑ軸電流の変化に基づいて算出される、前記モータのロータ角度の推定値と実際値との位相差の２倍角に応じた正弦参照値及び余弦参照値のうちの少なくともいずれか一方を用いて、前記モータのロータ角度の実際値と推定値との位相差に応じた位相差推定値を算出する第２の工程と、前記ｄ軸指令電流又はｄ軸電流に基づいて、前記モータの角加速度に応じた角加速度推定値を算出する第３の工程と、前記モータのロータ角度の実際値と推定値との位相差を解消するように、前記位相差推定値と前回の前記モータのロータ角度の推定値と前回の前記モータの角速度の推定値とに基づいて、前記モータのロータ角度の推定値を逐次更新しつつ算出すると共に、前記位相差推定値と前記角加速度推定値と前回の前記モータの角速度の推定値とに基づいて、前記モータの角速度の推定値を逐次更新しつつ算出するオブザーバにより、前記モータのロータ角度の推定値を更新する第４の工程とからなることを特徴とする。
【０００９】
かかる本発明によれば、前記モータの出力トルクはｄ軸電流の大きさに比例し、前記モータの出力トルクが大きいほど前記モータの角加速度が大きくなると想定される。そして、前記通電制御により、前記ｄ軸指令電流とｄ軸電流との偏差を小さくするようにｄ軸電圧とｑ軸電圧が決定される。そのため、前記第３の工程において、前記ｄ軸指令電流又はｄ軸電流に基づいて前記角加速度推定値を算出することができる。
【００１０】
そして、前記第４の工程において、前記オブザーバにより、前記位相差推定値と前記角加速度推定値と前回の前記モータの角速度の推定値とに基づいて、前記モータの角速度の推定値を更新することによって、角加速度の影響を反映させて前記モータの角速度を算出することができる。そのため、前記オブザーバにより、前記位相差推定値と前回の角速度の推定値とに基づいて前記モータのロータ角度の推定値を更新することによって、前記モータの角速度の変化に起因して前記モータのロータ角度の実際値と推定値との位相差が拡大することを抑制して、ロータ角度の推定精度を高めることができる。
【００１１】
また、本発明のＤＣブラシレスモータの制御装置の第１の態様は、ＤＣブラシレスモータを、該モータの界磁の磁束方向であるｑ軸上にあるｑ軸電機子と、ｑ軸と直交するｄ軸上にあるｄ軸電機子とを有する等価回路に変換して扱い、前記モータの電機子に流れる相電流を検出する電流検出手段と、前記モータのロータ角度の推定値を算出するロータ角度推定手段と、該電流検出手段により検出される相電流と前記モータのロータ角度の推定値とに基づいて、前記ｄ軸電機子に流れるｄ軸電流と前記ｑ軸電機子に流れるｑ軸電流とを算出するｄｑ電流算出手段と、前記ｄ軸電機子に流れる電流の指令値であるｄ軸指令電流とｄ軸電流との偏差及び前記ｑ軸電機子に流れる電流の指令値であるｑ軸指令電流とｑ軸電流との偏差を小さくするように、所定の制御サイクル毎に前記ｄ軸電機子に印加するｄ軸電圧及び前記ｑ軸電機子に印加するｑ軸電圧を決定して、前記モータの通電制御を行う通電制御手段とを備えたＤＣブラシレスモータの制御装置の改良に関する。
【００１２】
そして、前記ｄ軸電圧と前記ｑ軸電圧に高周波電圧を重畳する高周波重畳手段と、前記高周波電圧が重畳されたときの前記モータのｄ軸電流とｑ軸電流の変化に基づく、前記モータのロータ角度の推定値と実際値との位相差の２倍角に応じた正弦参照値及び余弦参照値のうちの少なくともいずれか一方を用いて、前記モータのロータ角度の実際値と推定値との位相差に応じた位相差推定値を算出する位相差推定値算出手段と、前記ｄ軸指令電流又はｄ軸電流に基づく前記モータの出力トルクの推定値を用いて、前記モータの角加速度に応じた角加速度推定値を算出する角加速度推定値算出手段とを備え、前記ロータ角度推定手段は、前記モータのロータ角度の実際値と推定値との位相差を解消するように、前記位相差推定値と前回の前記モータのロータ角度の推定値と前回の前記モータの角速度の推定値とに基づいて、前記モータのロータ角度の推定値を逐次更新しつつ算出すると共に、前記位相差推定値と前記角加速度推定値と前回の前記モータの角速度の推定値とに基づいて、前記モータの角速度を逐次更新しつつ算出するオブザーバにより、前記モータのロータ角度の推定値を更新することを特徴とする。
【００１３】
かかる本発明によれば、前記モータの出力トルクはｄ軸電流の大きさに比例し、前記モータの出力トルクが大きいほど前記モータの角加速度が大きくなると想定される。そして、前記通電制御手段により前記ｄ軸指令電流とｄ軸電流との偏差を小さくするようにｄ軸電圧とｑ軸電圧が決定される。そのため、前記角加速度推定手段は、前記ｄ軸指令電流又はｄ軸電流に基づいて前記角加速度推定値を算出することができる。
【００１４】
そして、前記ロータ角度推定手段は、前記オブザーバにより、前記位相差推定値と前記角加速度推定値と前回の前記モータの角速度の推定値とに基づいて、前記モータの角速度を更新することによって、角加速度の影響を反映させて前記モータの角速度を算出することができる。そのため、前記ロータ角度推定手段は、前記オブザーバにより、前記位相差推定値と前回の角速度の推定値とに基づいて前記モータのロータ角度の推定値を更新することによって、前記モータの角速度の変化に起因して前記モータのロータ角度の実際値と推定値との位相差が拡大することを抑制して、ロータ角度の推定精度を高めることができる。
【００１５】
また、前記ロータ角度推定手段は、以下の式（４）のオブザーバにより、前記モータのロータ角度の推定値と前記モータの角速度を更新することを特徴とする請求項２記載のＤＣブラシレスモータの制御装置。
【００１６】
【数４】
0004680754.tif 000002
【００１７】
但し、θ^(n+1)：ロータ角度の推定値の更新値、ω^(n+1)：モータの角速度の推定値の更新値、Δｔ：前回の推定値算出時からの経過時間、θ^(n)：前回のロータ角度の推定値、ω^(n)：前回のモータの角速度の推定値、Ｋ1，Ｋ2：演算ゲイン、θE1(n)：位相差推定値、Ａω(n)：角加速度推定値。
【００１８】
かかる本発明によれば、上記式（４）のオブザーバにより、前回の角速度の推定値ω^(n)に、前記位相差推定値θE1(n)と演算ゲインＫ2の乗算値と、前記角加速度推定値Ａω(n)と前回のロータ角度及び角速度の推定時からの経過時間Δｔの乗算値を加算して、角速度の推定値の更新値ω^(n+1)を算出する。この場合、前記モータのロータ角度の実際値と推定値との位相差を解消し、さらに、前記モータの角加速度による角速度の増加分を加えた形で、前記モータのロータ角度の推定値を更新することができる。
【００１９】
そして、前記ロータ角度推定手段は、上記式（４）のオブザーバにより、前回のロータ角度の推定値θ^(n)と前回のロータ角度及び角速度の推定時からの経過時間Δｔの乗算値に、前記位相差推定値θE1(n)と演算ゲインＫ1の乗算値を加算して、ロータ角度の推定値の更新値θ^(n+1)を算出する。この場合、前回の角速度ω^(n)は角加速度を反映させて算出したものであるから、更新されるロータ角度の推定値θ^(n+1)は角加速度による角速度の変動分を包含したものとなる。したがって、前記モータの角加速度の影響により、前記モータのロータ角度の実際値と推定値との位相差が拡大することを抑制して、ロータ角度の推定精度を高めることができる。
【００２０】
また、前記角加速度推定手段は、以下の式（５）により、前記角加速度推定値を算出することを特徴とする。
【００２１】
【数５】
0004680754.tif 000003
【００２２】
但し、Ａω(n)：角加速度推定値、Ｔt(n)：モータの出力トルクの推定値、Ｉe：モータの負荷のイナーシャ、Ｉd_c(n)：ｄ軸指令電流、Ｋt：モータのトルク係数。
【００２３】
かかる本発明によれば、前記モータの出力トルクがＴt(n)であり、前記モータの負荷のイナーシャがＩeであるときは、モータの作動は角加速度dω／ｄｔ＝Ｔt／Ｉeの等角加速度運動になると考えられる。そこで、上記式（５）により角加速度推定値Ａω(n)を算出して、上記式（４）のオブザーバを構成することができる。
【００２４】
また、前記角加速度推定手段は、以下の式（６）により、前記角加速度推定値を算出することを特徴とする。
【００２５】
【数６】
0004680754.tif 000004
【００２６】
但し、Ａω(n)：角加速度推定値、Ｔt(n)：モータの出力トルクの推定値、Ｆt(n)：モータの負荷の摩擦トルクの推定値、Ｉe：モータの負荷のイナーシャ、Ｋt：モータのトルク係数、Ｉd_c：ｄ軸指令電流、Ｋf：モータの負荷の摩擦係数、ω^(n)：前回のモータの角速度の推定値。
【００２７】
かかる本発明によれば、上記式（６）により、前記モータの負荷の摩擦トルクＦt(n)を前記モータの出力トルクＴt(n)から減じて角加速度推定値Ａω(n)を算出することによって、角加速度の推定精度を高めることができる。
【００２８】
また、前記モータの周囲温度を検出する温度検出手段と、該温度検出手段の検出温度に応じて前記トルク係数Ｋtを補正するトルク係数補正手段とを備えたことを特徴とする。
【００２９】
かかる本発明によれば、上記式（５）又は上記式（６）において、温度に応じて変化する前記モータのトルク係数Ｋtを前記温度検出手段の検出温度に応じて補正して、前記角加速度推定値Ａω(n)を算出することにより、上記式（４）により算出される角速度の推定値ω^(n+1)の推定精度を高めることができる。そして、これにより、上記式（４）において角速度ω^(n)を用いて算出されるロータ角度の角加速度の推定精度を高めることができる。
【００３０】
また、前記モータの周囲温度を検出する温度検出手段と、該温度検出手段の検出温度に応じて前記摩擦係数Ｋfを補正する摩擦係数補正手段とを備えたことを特徴とする。
【００３１】
かかる本発明によれば、上記式（６）において、温度に応じて変化する前記モータの負荷の摩擦係数Ｋfを前記温度検出手段の検出温度に応じて補正して、前記角加速度推定値Ａω(n)を算出することにより、上記式（４）により算出される角速度の推定値ω^(n+1)の推定精度を高めることができる。そして、これにより、上記式（４）において角速度ω^(n)を用いて算出されるロータ角度の推定値θ^(n+1)の推定精度を高めることができる。
【００３２】
また、前記モータはエンジンに連結され、該エンジンを回転駆動して始動させることを特徴とする。
【００３３】
かかる本発明によれば、前記モータにより前記エンジンを回転駆動して始動させるときは、前記モータの角速度が急速に上昇する。そのため、前記角加速度推定値を用いて前記モータの角速度を更新することにより、前記エンジンの始動時に前記モータのロータ角度の実際値と推定値との位相差が拡大して、前記モータの脱調等が生じることを防止することができる。
【００３４】
また、本発明のＤＣブラシレスモータのロータ角度推定方法の第２の態様は、ＤＣブラシレスモータの電機子に流れる相電流と目標電流との偏差を小さくするように、所定の制御サイクル毎に、該モータのロータ角度の推定値を用いて該モータの電機子に印加する駆動電圧を決定して該モータの通電制御を行うモータ制御装置において、該モータのロータ角度を推定する方法の改良に関する。
【００３５】
そして、前記駆動電圧に高周波電圧を重畳する第１の工程と、前記駆動電圧に前記高周波電圧が重畳されたときの前記モータの相電流の変化に基づいて算出される、前記モータのロータ角度の実際値の２倍角に応じた正弦参照値及び余弦参照値のうちの少なくともいずれか一方を用いて、前記モータのロータ角度の実際値と推定値との位相差に応じた位相差推定値を算出する第２の工程と、前記目標電流に基づいて、前記モータの角加速度に応じた角加速度推定値を算出する第３の工程と、前記モータのロータ角度の実際値と推定値との位相差を解消するように、前記位相差推定値と前回の前記モータのロータ角度の推定値と前回の前記モータの角速度の推定値とに基づいて、前記モータのロータ角度の推定値を逐次更新しつつ算出すると共に、前記位相差推定値と前記角加速度推定値と前回の前記モータの角速度の推定値とに基づいて、前記モータの角速度の推定値を逐次更新しつつ算出するオブザーバにより、前記モータのロータ角度の推定値を更新する第４の工程とからなることを特徴とする。
【００３６】
かかる本発明によれば、前記モータの出力トルクは相電流の大きさに比例し、前記モータの出力トルクが大きいほど前記モータの角加速度が大きくなると想定される。そして、前記通電制御により、前記目標電流と相電流との偏差を小さくするように駆動電圧が決定される。そのため、前記第３の工程において、前記目標電流又は相電流に基づいて前記角速度を算出することができる。
【００３７】
そして、前記第４の工程において、前記オブザーバにより、前記位相差推定値と前記角加速度推定値と前回の前記モータの角速度の推定値とに基づいて、前記モータの角速度の推定値を更新することによって、角加速度の影響を反映させて前記モータの角速度を算出することができる。そのため、前記オブザーバにより、前記位相差推定値と前回の角速度の推定値とに基づいて前記モータのロータ角度の推定値を更新することによって、前記モータの角速度の変化に起因して前記モータのロータ角度の実際値と推定値との位相差が拡大することを抑制して、ロータ角度の推定精度を高めることができる。
【００３８】
また、本発明のＤＣブラシレスモータの制御装置の第２の態様は、ＤＣブラシレスモータの電機子に流れる相電流を検出する電流検出手段と、該モータのロータ角度の推定値を算出するロータ角度推定手段と、所定の制御サイクル毎に、該電流検出手段により検出される相電流と所定の目標電流との偏差を小さくするように、該ロータ角度の推定値を用いて、該モータの電機子に印加する駆動電圧を決定して該モータの通電制御を行う通電制御手段とを備えたＤＣブラシレスモータの制御装置の改良に関する。
【００３９】
そして、前記駆動電圧に高周波電圧を重畳する高周波重畳手段と、前記高周波電圧が重畳されたときの前記モータの相電流の変化に基づく、前記モータのロータ角度の実際値の２倍角に応じた正弦参照値及び余弦参照値のうちの少なくともいずれか一方を用いて、前記モータのロータ角度の実際値と推定値との位相差に応じた位相差推定値を算出する位相差推定値算出手段と、前記目標電流又は相電流に基づく前記モータの出力トルクの推定値を用いて、前記モータの角加速度に応じた角加速度推定値を算出する角加速度推定値算出手段とを備え、前記ロータ角度推定手段は、前記モータのロータ角度の実際値と推定値との位相差を解消するように、前記位相差推定値と前回の前記モータのロータ角度の推定値と前回の前記モータの角速度の推定値とに基づいて、前記モータのロータ角度の推定値を逐次更新しつつ算出すると共に、前記位相差推定値と前記角加速度推定値と前回の前記モータの角速度の推定値とに基づいて、前記モータの角速度を逐次更新しつつ算出するオブザーバにより、前記モータのロータ角度の推定値を更新することを特徴とする。
【００４０】
かかる本発明によれば、前記モータの出力トルクは相電流の大きさに比例し、前記モータの出力トルクが大きいほど前記モータの角加速度が大きくなると想定される。そして、前記通電制御手段により前記目標電流と相電流との偏差を小さくするように駆動電圧が決定される。そのため、前記角加速度推定手段は、前記目標電流又は相電流に基づいて前記角加速度推定値を算出することができる。
【００４１】
そして、前記ロータ角度推定手段は、前記オブザーバにより、前記位相差推定値と前記角加速度推定値と前回の前記モータの角速度の推定値とに基づいて、前記モータの角速度を更新することによって、角加速度の影響を反映させて前記モータの角速度を算出することができる。そのため、前記ロータ角度推定手段は、前記オブザーバにより、前記位相差推定値を前回の角速度の推定値とに基づいて前記モータのロータ角度の推定値を更新することによって、前記モータの角速度の変化に起因して前記モータのロータ角度の実際値と推定値との位相差が拡大することを抑制して、ロータ角度の推定精度を高めることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４２】
本発明の実施の形態について、図１〜図７を参照して説明する。図１はＤＣブラシレスモータの構成図、図２は第１の実施の形態におけるモータ制御装置の構成図、図３は図２に示したモータ制御装置における周期信号の出力態様の説明図、図４は図２に示したモータ制御装置におけるロータ角度の推定処理のフローチャート、図５は図４のフローチャートに対応したタイミングチャート、図６は第２の実施の形態におけるモータ制御装置の構成図、図７は図６に示したモータ制御装置におけるロータ角度の推定処理のフローチャートである。
【００４３】
［第１の実施の形態］先ず、図１〜図５を参照して、本発明の第１の実施の形態について説明する。図２に示したＤＣブラシレスモータの制御装置４０（以下、単に制御装置４０という）は、図１に示したＤＣブラシレスモータ１（以下、単にモータ１という）の３相（Ｕ、Ｖ，Ｗ）の電機子３，４，５に流れる電流をフィードバック制御するものであり、モータ１をロータ２の界磁極の磁束方向であるｑ軸上にあるｑ軸電機子と該ｑ軸と直交するｄ軸上にあるｄ軸電機子とを有するｄｑ座標系による等価回路に変換して扱う。
【００４４】
そして、制御装置４０は、モータ１及びモータ１と連結されたエンジン６により駆動輪（図示しない）を回転駆動するハイブリッド車両に備えられ、モータ１はエンジン６を始動する際にエンジンを回転駆動するスタータとしても機能する。また、制御装置４０は、外部から与えられるｄ軸指令電流Ｉd_cとｑ軸指令電流Ｉq_cとに応じて、ｄ軸電機子に流れる電流（以下、ｄ軸電流という）とｑ軸電機子に流れる電流（以下、ｑ軸電流という）をフィードバック制御する。
【００４５】
制御装置４０は、ｄ軸電機子への印加電圧Ｖfbd（以下、ｄ軸電圧Ｖfbdという）とｑ軸電機子への印加電圧Ｖfbq（以下、ｑ軸電圧Ｖfbqという）に、ロータ角度推定用の周期信号ＶhdとＶhq（本発明の高周波電圧に相当する）を重畳する周期信号重畳部５１（本発明の高周波重畳手段に相当する）、ｄ軸電圧Ｖfbdとｑ軸電圧Ｖfbq（周期信号ＶhdとＶhqが重畳されているときは、Ｖfbd＋ＶhdとＶfbq＋Ｖhq）を、モータ１のＵ，Ｖ，Ｗの３相の電機子に印加する駆動電圧Ｖfbu，Ｖfbv，Ｖfbwに変換するｄｑ／３相変換部２０、及びＶfbu，Ｖfbv，Ｖfbwに応じた電圧Ｖu，Ｖv，Ｖwがモータ１のＵ，Ｖ，Ｗの各相の電機子に印加されるように、複数のスイッチング素子をブリッジ接続して構成されたインバータ回路からなるパワードライブユニット２２を備えている。
【００４６】
さらに、制御装置４０は、モータ１のＵ相の電機子に流れる電流を検出するＵ相電流センサ２３（本発明の電流検出手段に相当する）、モータ１のＷ相の電機子に流れる電流を検出するＷ相電流センサ２４（本発明の電流検出手段に相当する）、Ｕ相電流センサ２３の検出電流値ＩuとＷ相電流センサ２４の検出電流値Ｉwとに応じてｄ軸電流Ｉdとｑ軸電流Ｉqとを算出する３相／ｄｑ変換部２６（本発明のｄｑ電流算出手段に相当する）、モータ１のロータ角度θの推定値θ^を算出する角度推定部５０（本発明のロータ角度推定手段、位相差推定値算出手段、及び角加速度推定値算出手段の機能を含む）、及びｄ軸とｑ軸間で干渉し合う速度起電力の影響を打ち消す処理を行なう非干渉演算部２７を備える。
【００４７】
そして、制御装置４０は、ｄ軸指令電流Ｉd_cとｄ軸電流Ｉdを第１減算器２８で減算し、その減算結果に第１のＰＩ演算部２９でＰＩ（比例積分）処理を施し、第１加算器３０で非干渉成分αを加算して、以下の式（７）によりｄ軸指令電流Ｉd_cとｄ軸電流Ｉdの偏差に応じたｄ軸電圧Ｖfbdを生成する。
【００４８】
【数７】
0004680754.tif 000005
【００４９】
但し、Ｋp：比例ゲイン、Ｋi：積分ゲイン、α：非干渉成分。
【００５０】
また、制御装置４０は、同様にして、ｑ軸指令電流Ｉq_cとｑ軸電流Ｉqを第２減算器３１で減算し、その減算結果に第２のＰＩ演算部３２でＰＩ処理を施し、第２加算器３３で非干渉成分βを加算して、以下の式（８）によりｑ軸指令電流Ｉq_cとｑ軸電流Ｉqとの偏差に応じたｑ軸電圧Ｖfbqを生成する。
【００５１】
【数８】
0004680754.tif 000006
【００５２】
但し、Ｋp：比例ゲイン、Ｋi：積分ゲイン、β：非干渉成分。
【００５３】
そして、制御装置４０は、ｄ軸電圧Ｖfbdとｑ軸電圧Ｖfbqとをｄｑ／３相変換部２０に入力する。ｄｑ／３相変換部２０は、以下の式（９）により、３相の駆動電圧Ｖfbu，Ｖfbv，Ｖfbwを算出してパワードライブユニット２２に出力する。
【００５４】
【数９】
0004680754.tif 000007
【００５５】
これにより、パワードライブユニット２２を介して、ｄ軸指令電流Ｉd_cとｄ軸電流Ｉdとの偏差、及びｑ軸指令電流Ｉq_cとｑ軸電流Ｉqとの偏差を小さくする３相の駆動電圧Ｖfbu，Ｖfbv，Ｖfbwがモータ１の電機子に印加されて、モータ１の電機子に流れる電流がフィードバック制御される。
【００５６】
なお、このようにして、ｄ軸指令電流Ｉd_cとｄ軸電流Ｉdとの偏差、及びｑ軸指令電流Ｉq_cとｑ軸電流Ｉqとの偏差を小さくするように、３相の駆動電圧Ｖfbu，Ｖfbv，Ｖfbwを決定する通電制御を実行する構成が、本発明の通電制御手段に相当する。
【００５７】
ここで、ｄｑ／３相変換部２０によりｄ軸駆圧Ｖfbdとｑ軸電圧Ｖfbqを３相の駆動電圧Ｖfbu，Ｖfbv，Ｖfbwに変換する際には、モータ１のロータ角度θが必要となる。また、３相／ｄｑ変換部２６によりＵ相電流センサ２３の検出電流値ＩuとＷ相電流センサ２４の検出電流値Ｉwをｄ軸電流Ｉdとｑ軸電流Ｉqに変換する際にも、モータ１のロータ角度θが必要となる。
【００５８】
そして、制御装置１０は、レゾルバ等の位置検出センサを用いずに、第３加算器５２及び第４加算器５３において、周期信号重畳部５１によりｄ軸電圧Ｖfbd，Ｖfbqに周期信号Ｖhd，Ｖhqを重畳することによって、ロータ角度θの推定処理を実行する。
【００５９】
なお、本実施の形態における周期信号Ｖhd，Ｖhqは、図３（ａ）に示したように、制御装置１０の３制御サイクル（Ｔ11，Ｔ12，Ｔ13）を１周期として、１周期で各相（Ｖhd，Ｖhq）の出力電圧の総和がゼロとなるように出力パターンが設定されている。また、他の出力パターンとしては、例えば図３（ｂ）に示したように、４制御サイクル（Ｔ21，Ｔ22，Ｔ23，Ｔ24）を１周期とし、１周期中の２制御サイクル（Ｔ21とＴ22、Ｔ23とＴ24）毎に出力電圧の総和がゼロとなるように設定してもよい。また、周期信号Ｖhd，Ｖhqの１周期の長さは２制御サイクル以上であればよい。
【００６０】
ここで、周期信号Ｖhd，Ｖhqの１周期の長さがｎ制御サイクルであるときは、ロータ角度の実際値θと推定値θ^の位相差θeの２倍角に応じた正弦参照値Ｖsdq及び余弦参照値Ｖcdqとインダクタンス参照値Ｌ0を、以下の式（１０）〜式（１４）により算出することができる。
【００６１】
【数１０】
0004680754.tif 000008
【００６２】
但し、Ｖsdq：正弦参照値、Ｖcdq：余弦参照値、Ｌ0：インダクタンス参照値、dＩdq(i+1)〜dＩdq(i+n)…周期信号Ｖhd，Ｖhqの出力電圧の総和がゼロとなる期間中にｎ個の制御サイクルが含まれる場合の、隣接する制御サイクル間のｄ軸電流及びｑ軸電流の１階差分、ｉ：正弦参照値Ｖsdq及び余弦参照値Ｖcdqとインダクタンス参照値Ｌ0の算出周期の番号。
【００６３】
【数１１】
0004680754.tif 000009
【００６４】
但し、Ｌd：ｄ軸電機子のインダクタンス、Ｌq：ｑ軸電機子のインダクタンス。
【００６５】
【数１２】
0004680754.tif 000010
【００６６】
但し、j=1,2,…,n、dＩd(i+j)：ｄ軸電機子に流れる電流の１階差分、dＩq(i+j)：ｑ軸電機子に流れる電流の１階差分。
【００６７】
【数１３】
0004680754.tif 000011
【００６８】
【数１４】
0004680754.tif 000012
【００６９】
但し、Ｖhd(i+j)：周期信号Ｖhd，Ｖhqの出力電圧の総和がゼロとなる期間におけるｊ番目の制御サイクルのｄ軸電機子への出力電圧、Ｖhq(i+j)：周期信号Ｖhd，Ｖhqの出力電圧の総和がゼロとなる期間におけるｊ番目の制御サイクルのｑ軸電機子への出力電圧。
【００７０】
以下、図４に示したフローチャートに従って、制御装置４０におけるモータ１のロータ角度の推定処理について説明する。制御装置４０は、カウンタ変数ptrを０とし、周期信号重畳部５１により、ｄ軸電圧Ｖfbdとｑ軸電圧Ｖfbqに周期信号ＶhdとＶhqを重畳して、図４のフローチャートを繰り返し実行する。
【００７１】
角度推定部５０は、ＳＴＥＰ３０でＵ相電流センサ２３とＷ相電流センサ２４により検出される相電流Ｉu，Ｉwを取り込み、ＳＴＥＰ３１で前回の制御サイクルにおける相電流Ｉu，Ｉwとの１階差分dＩu，dＩwを算出する。そして、次のＳＴＥＰ３２で該１階差分dＩu，dＩwを３相／ｄｑ変換したdＩd，dＩqを算出し、これを保持する。
【００７２】
また、次のＳＴＥＰ３３でカウンタ変数ptrが１であったときはＳＴＥＰ３４に進んでＳＴＥＰ３４〜ＳＴＥＰ３７の処理を行い、ＳＴＥＰ３３でカウンタ変数ptrが１でなかったときにはＳＴＥＰ３８に分岐する。
【００７３】
ここで、カウンタ変数ptrはＳＴＥＰ４３で各制御サイクル毎にインクリメントされ、ＳＴＥＰ４４でptr＝３になったときにＳＴＥＰ４５でクリア（ptr＝０）される。そのため、周期信号Ｖhd，Ｖhqの１周期に相当する３制御サイクルが経過する毎にＳＴＥＰ３３でptr＝１となって、ＳＴＥＰ３４〜ＳＴＥＰ３７の処理が実行される。
【００７４】
角度推定部５０は、ＳＴＥＰ３４で、今回と前回及び前々回の制御サイクルのＳＴＥＰ３２で算出された１階差分dＩd，dＩqを用いて、正弦参照値Ｖsdqと余弦参照値Ｖcdqを算出する。具体的には、上記式（１０）で、ｎを周期信号Ｖhd，Ｖhqの１周期中に含まれる制御サイクルの個数である３に置き換えた以下の式（１５）により、角度推定部５０は正弦参照値Ｖsdq及び余弦参照値Ｖcdqとインダクタンス参照値Ｌ0とを算出する。
【００７５】
【数１５】
0004680754.tif 000013
【００７６】
但し、Ｖsdq：正弦参照値、Ｖcdq：余弦参照値、Ｌ0：インダクタンス参照値、dＩdq(i+1)〜dＩdq(i+3)：ptr＝2,0,1となる制御サイクルにおいて算出されたｄ軸電流及びｑ軸電流の１階差分。
【００７７】
ここで、上記式（１５）により、ｄ軸電流及びｑ軸電流の１階差分を用いて正弦参照値Ｖsdq及び余弦参照値Ｖcdqとインダクタンス参照値Ｌ0を算出することによって、ｄ軸電流及びｑ軸電流の２階差分を用いる場合に比べて、Ｕ相電流センサ２３及びＷ相電流センサ２４の検出誤差の影響を低減する効果が期待できる。
【００７８】
そして、次のＳＴＥＰ３５で、角度推定部５０は、ロータ角度の実際値θと、ｄｑ／３相変換部２０及び３相／ｄｑ変換部２６における変換処理に用いられたロータ角度の推定値θ^との位相差θeに応じた位相差推定値θE1を、以下の式（１６）により算出する。なお、角度推定部５０が式（１６）によって位相差推定値θE1を算出する構成が、本発明の位相差推定値算出手段に相当する。
【００７９】
【数１６】
0004680754.tif 000014
【００８０】
但し、θE1：位相差推定値、Ｖsdq：正弦参照値、Ｌ0：インダクタンス参照値、θe：ロータ角度の実際値θと推定値θ^との位相差。
【００８１】
上記式（１６）により、正弦参照値Ｖsdqをインダクタンス参照値Ｌ0で除する正規化処理を行うことによって、位相差θeの正負によるレベルの変動を抑制して、位相差θeに応じて所定範囲内で変化する位相差推定値θE1を算出することができる。そして、角度推定部５０は、ＳＴＥＰ４０において、以下の式（１７）のオブザーバによる追従演算によって、ロータ角度の推定値θ^とモータ１の角速度の推定値ω^を更新して算出する。
【００８２】
【数１７】
0004680754.tif 000015
【００８３】
但し、θ^(n+1)：ロータ角度の推定値の更新値、ω^(n+1)：モータの角速度の推定値の更新値、Δｔ：前回の推定値算出時からの経過時間、θ^(n)：前回のロータ角度の推定値、ω^(n)：前回のモータの角速度の推定値、Ｋ1，Ｋ2：演算ゲイン、θE1(n)：位相差推定値、Ａω(n)：角加速度推定値。
【００８４】
なお、上記式（１７）において、位相差推定値θE1にｄ軸指令電流Ｉd_c又はｄ軸電流Ｉdに比例したオフセット値を加える補正を行うことで、上記式（１７）によりロータ角度の推定値を更新する際のロータ角度の実際値と推定値との位相差の収束点をよりゼロに近い点に移行させることができる。そして、これにより、ロータ角度の推定精度を高めることができる。
【００８５】
ここで、モータ１の出力トルクはｄ軸電流Ｉdに比例し、上述した通電制御によりｄ軸指令電流Ｉd_cとｄ軸電流Ｉdとの偏差が小さくなるように、ｄ軸電機子に印加される電圧が制御される。そして、モータ１の出力トルクが大きいほどモータ１の角加速度が大きくなり、モータ１の負荷（モータ１自身、モータ１に接続されたエンジン６、モータ１に接続される動力伝達機構（図示しない）等のトータル負荷）のイナーシャが大きいほどモータ１の角加速度が小さくなる。そこで、ロータ角度推定部５０は、以下の式（１８）により、モータ１の角加速度に応じた角加速度推定値Ａω(n)を算出する。
【００８６】
【数１８】
0004680754.tif 000016
【００８７】
但し、Ａω(n)：角加速度推定値、Ｔt(n)：モータの出力トルクの推定値、Ｉe：モータの負荷のイナーシャ、Ｉd_c(n)：ｄ軸指令電流、Ｋt：モータのトルク係数。
【００８８】
そして、上記式（１７）のオブザーバにより、角加速度推定値Ａω(n)を用いてモータ１の角速度の推定値ω^(n+1)を更新し、角速度の推定値ω^(n)を用いてロータ角度の推定値θ^(n+1)を更新することによって、モータ１の角速度の変化の影響を抑制してロータ角度を推定することができる。そして、これにより、モータ１の角速度の変化によりロータ角度の実際値と推定値との位相差が拡大することを抑制して、ロータ角度の推定精度を高めることができる。
【００８９】
なお、ロータ角度の実際値と推定値との位相差の拡大を抑制する他の方法として、上記式（１７）において、演算ゲインＫ1，Ｋ2を大きくすることも考えられるが、この場合には、Ｕ相電流センサ２３及びＷ相電流センサ２４の検出信号をＡ／Ｄ変換により３相／ｄｑ変換部２６に取り込む際の誤差の影響が大きくなり、ロータ角度の推定値の算出結果が振動的になるという不都合がある。
【００９０】
また、上記式（１８）に代えて、以下の式（１９）により角加速度推定値Ａω(n)を算出してもよい。式（１９）はモータ１の負荷（モータ１自身、モータ１に接続されたエンジン６、モータ１に接続される動力伝達機構（図示しない）等のトータル負荷）の摩擦抵抗を考慮したものであり、上記式（１８）による場合に比べて、ロータ角度の推定精度をさらに向上させることができる。
【００９１】
【数１９】
0004680754.tif 000017
【００９２】
但し、Ａω(n)：角加速度推定値、Ｔt：モータの出力トルクの推定値、Ｆt：モータの負荷の摩擦トルクの推定値、Ｉe：モータの負荷のイナーシャ、Ｋt：モータのトルク係数、Ｉd_c：ｄ軸指令電流、Ｋf：モータの負荷の摩擦係数、ω^(n)：前回のモータの角速度の推定値。
【００９３】
次に、ＳＴＥＰ３６で、３相／ｄｑ変換部２６により算出されるＩd，Ｉqが電流フィードバック制御用に保持される。そして、ＳＴＥＰ３７で、３相／ｄｑ変換部２６及びｄｑ／３相変換部２０において使用されるロータ角度の推定値θ^が更新される。
【００９４】
次のＳＴＥＰ３８でカウンタ変数ptrが０となったときに、ＳＴＥＰ３９に進み、上記式（７）、式（８）により、ｄ軸電圧Ｖfbdとｑ軸電圧Ｖfbqが算出される。また、ＳＴＥＰ４０で角度推定部５０が上記式（１７）によりロータ角度の推定値θ^とモータ１の角速度の推定値ω^とを更新する。一方、ＳＴＥＰ３８でptrがゼロでなかったときにはＳＴＥＰ４１に分岐し、ＳＴＥＰ３９〜ＳＴＥＰ４０の処理は実行されない。
【００９５】
そのため、ｄ軸電圧Ｖfbd及びｑ軸電圧Ｖfbqとロータ角度の推定値θ^は、周期信号Ｖhd，Ｖhqの１周期毎（３制御サイクル毎）に更新され、周期信号Ｖhd，Ｖhqの１周期中は、ｄ軸電圧Ｖfbd及びｑ軸電圧Ｖfbqとロータ角度の推定値θ^は一定に保持される。また、上述したように、３相／ｄｑ変換部２６及びｄｑ／３相変換部で用いられるロータ角度の推定値θ^は、ptr＝１となったときにＳＴＥＰ３７で更新される。そのため、ＳＴＥＰ４０で更新されたロータ角度の推定値θ^は、次の制御サイクルからｄｑ／３相変換部２０及び３相／ｄｑ変換部２６で用いられる。
【００９６】
このように、ｄｑ変換用のロータ角度の推定値θ^の更新を遅らせているのは、ＳＴＥＰ３９においてｄ軸電圧Ｖfbd及びＶfbqを算出した時点におけるロータ角度の推定値θ^と、ＳＴＥＰ３２でｄ軸電流の１階差分dＩd及びｑ軸電流の１階差分dＩqを算出する時点におけるロータ角度の推定値θ^を一致させるためである。ＳＴＥＰ３９とＳＴＥＰ３２におけるロータ角度の推定値θ^を一致させることにより、差分電流dＩd，dＩq算出時のロータ角度の推定値θ^の変化による誤差を防ぐことができる。
【００９７】
続くＳＴＥＰ４１で、周期信号重畳部５１によりｄ軸電圧Ｖfbd及びｑ軸電圧Ｖfbqに周期信号Ｖhd，Ｖhqが算出され、ＳＴＥＰ４２でｄｑ／３相変換部２０によりｄ軸電圧Ｖfbd及びｑ軸電圧Ｖfbqが、３相駆動電圧Ｖfbu，Ｖfbv，Ｖfbwに変換されてパワードライブユニット２２に出力される。そして、続くＳＴＥＰ４４〜ＳＴＥＰ４６により、上述したカウンタ変数ptrのインクリメント又はクリア処理が行われて、１制御サイクルが終了する。
【００９８】
なお、ＳＴＥＰ４１で周期信号重畳部２１により周期信号Ｖhd，Ｖhqを重畳する処理が本発明の第１の工程に相当し、ＳＴＥＰ３４で正弦参照値Ｖsdq及び余弦参照値Ｖcdqとインダクタンス参照値Ｌ0を算出して、ＳＴＥＰ３５で位相差推定値θE1を算出する処理が本発明の第２の工程に相当する。また、ＳＴＥＰ４０で、上記式（１７）の角加速度推定値Ａω(n)を算出する処理が本発明の第３の工程に相当し、上記式（１７）によりロータ角度の推定値θ^を更新（θ^(n)→θ^(n+1)）すると共に、モータ１の角速度の推定値ω^を更新（ω^(n)→ω^(n+1)）する処理が本発明の第４の工程に相当する。
【００９９】
図５は以上説明した図４のフローチャートによる処理を繰り返し実行して、ロータ角度の推定値θ^を算出した場合のタイミングチャートである。サイクル５０で処理が開始され、ptr＝１，２，０に対応した３制御サイクル（サイクル５１，５２，６０、サイクル６１，６２，７０、…）が、周期信号Ｖhdq（Ｖhd，Ｖhq）の１周期であり、周期信号が、Ｖhdq(0)（ptr＝１のとき）→Ｖhdq(1)（ptr＝２のとき）→Ｖhdq(2)（ptr＝０のとき）と切り替わっている。
【０１００】
そして、ｄ軸電圧Ｖfbd及びｑ軸電圧Ｖfbq（以下、まとめてｄｑ電圧Ｖfbdqという）が算出される（図４のＳＴＥＰ３９の処理）のはptr＝０となる制御サイクルであるから、周期信号ＶhdqがＶhdq(0)→Ｖhdq(1)→Ｖhdq(2)と切換わる間、ｄｑ電圧Ｖfbdqは一定（サイクル５１，５２，５３の間はＶfbdq(0)、サイクル６１，６２，６３の間はＶfbdq(1)）に維持されている。
【０１０１】
そして、ptr＝１である制御サイクル６１と制御サイクル７１で、ロータ角度の実際値と推定値との位相差θeに応じた位相差推定値θE1が算出（図４のＳＴＥＰ３５の処理）されると共に、ｄｑ／３相変換部２０及び３相／ｄｑ変換部２６で使用されるロータ角度の推定値θ^が更新される（図４のＳＴＥＰ３７の処理）。また、ptr＝０である制御サイクル６１と制御サイクル７１で、ｄｑ電圧Ｖfbdqとロータ角度の推定値θ^が更新される（図４のＳＴＥＰ３９〜ＳＴＥＰ４０の処理）。このように、ｄｑ電圧Ｖfbdqの更新とロータ角度の推定値θ^の更新の演算を同じタイミングで行なうことによって、ｄｑ電圧Ｖfbdqを更新する際のロータ角度のずれを排除している。
【０１０２】
また、図中ｃはｄ軸電流及びｑ軸電流の変化を示し、ｄはｄ軸電流及びｑ軸電流のフィードバック制御の応答を示している。そして、周期信号Ｖhdqの重畳によるｄ軸電流及びｑ軸電流のフィードバック制御の影響は、図中Ｐ12，Ｐ13のタイミングで算出されるｄｑ電圧Ｖfbdqによりキャンセルされる。
【０１０３】
なお、本第１の実施の形態では、上記式（１５）により正弦参照値Ｖsdq及び余弦参照値Ｖcdqとインダクタンス参照値Ｌ0を算出したが、正弦参照値Ｖsdq及び余弦参照値Ｖcdqとインダクタンス参照値Ｌ0の算出式は、周期信号Ｖhdqの態様に応じて決定される。
【０１０４】
また、本第１の実施の形態では、上記式（１８），式（１９）により、ｄ軸指令電流Ｉd_c(n)を用いて角加速度推定値Ａω(n)を算出したが、ｄ軸指令電流Ｉd_cに変えてｄ軸電流Ｉdを用いて角加速度推定値Ａω(n)を算出するようにしてもよい。
【０１０５】
また、本第１の実施の形態では、上記式（１７）のオブザーバによりロータ角度の推定値θ^とモータ１の角速度の推定値ω^を更新したが、ｄ軸指令電流Ｉd_c又はｄ軸電流を用いて算出した角加速度推定値Ａω(n)を用いて角速度の推定値ω^を更新すると共に、角速度の推定値ω^を用いてロータ角度の推定値θ^を更新するオブザーバにより、ロータ角度の推定値を更新する場合であれば、本発明の適用が可能である。
【０１０６】
［第２の実施の形態］次に、図６及び図７を参照して、本発明の第２の実施の形態について説明する。図１２に示したＤＣブラシレスモータの制御装置１０（以下、単に制御装置１０という）は、図２に示した制御装置４０と同様にモータ１の相電流をフィードバック制御するものであり、制御装置４０と同様の構成については同一の符号を付して説明を省略する。
【０１０７】
制御装置１０においては、ロータ角度の推定方法が制御装置４０と相違し、駆動電圧Ｖfbu及びＶfbwにロータ角度推定用の周期信号Ｖhu及びＶhw（本発明の高周波電圧に相当する）を重畳する周期信号重畳部２１（本発明の高周波重畳手段に相当する）と、角度推定部２５（本発明のロータ角度推定手段、位相差推定値算出手段、及び角加速度推定値算出手段の機能を含む）を備えている。
【０１０８】
そして、制御装置１０は、第５加算器３４と第６加算器３６において、周期信号重畳部２１により、駆動電圧Ｖfbuに周期信号Ｖhuを重畳し、駆動電圧Ｖfbwに周期信号Ｖhwを重畳することによって、ロータ角度の推定値θ^を算出する。なお、周期信号Ｖhu，Ｖhwは、モータ制御装置１０の３制御サイクルを１周期として、１周期で各相の出力電圧の総和がゼロとなるように出力パターンが設定されている。また、周期信号Ｖhu，Ｖhwの１周期の長さは２制御サイクル以上であればよい。
【０１０９】
ここで、周期信号Ｖhu，Ｖhwの１周期の長さがｎ制御サイクルであるときは、ロータ角度θ（実際値）の２倍角に応じた正弦参照値Ｖs及び余弦参照値とインダクタンス参照値Ｌlmを、以下の式（２０）〜式（２４）により算出することができる。
【０１１０】
【数２０】
0004680754.tif 000018
【０１１１】
但し、Ｖs：正弦参照値、Ｖc：余弦参照値、Ｌlm：インダクタンス参照値、ｌ：モータの各相の自己インダクタンスの平均値、ｍ：モータの各相間の相互インダクタンスの平均値、dＩ(i+1)〜dＩ(i+n)…周期信号Ｖhu，Ｖhwの出力電圧の総和がゼロとなる期間中にｎ個の制御サイクルが含まれる場合の、隣接する制御サイクル間の相電流の１階差分、ｉ：正弦参照値Ｖs及び余弦参照値Ｖcとインダクタンス参照値Ｌlmの算出周期の番号。
【０１１２】
【数２１】
0004680754.tif 000019
【０１１３】
但し、θ：モータのロータ角度の実際値。
【０１１４】
【数２２】
0004680754.tif 000020
【０１１５】
但し、ｊ=1,2,…,n、dＩu(i+j)：Ｕ相の相電流の１階差分、dＩw(i+j)：Ｗ相の相電流の１階差分。
【０１１６】
【数２３】
0004680754.tif 000021
【０１１７】
【数２４】
0004680754.tif 000022
【０１１８】
但し、Ｖhuv(i+j)：周期信号の出力電圧の総和がゼロとなる期間におけるｊ番目の制御サイクルのＵ相とＶ相の相間電圧、Ｖhwv(i+j)：周期信号の出力電圧の総和がゼロとなる期間におけるｊ番目の制御サイクルのＷ相とＶ相の相間電圧。
【０１１９】
以下、図７に示したフローチャートに従って、制御装置１０におけるモータ１のロータ角度の推定処理について説明する。制御装置１０は、カウンタ変数ptrの初期値を０とし、周期信号重畳部２１により駆動電圧Ｖfbu，Ｖfbwに周期信号Ｖhu，Ｖhwを重畳して、図１３のフローチャートを繰り返し実行する。
【０１２０】
角度推定部２５は、ＳＴＥＰ１でＵ相電流センサ２３とＷ相電流センサ２４により検出される相電流Ｉu，Ｉwを取り込み、ＳＴＥＰ２で前回の制御サイクルにおける相電流Ｉu，Ｉwとの１階差分dＩu，dＩwを算出して保持する。そして、続くＳＴＥＰ３でカウンタ変数ptrが１であったときはＳＴＥＰ４に進んでＳＴＥＰ４〜ＳＴＥＰ６の処理を行い、ＳＴＥＰ３でカウンタ変数ptrが１でなかったときにはＳＴＥＰ７に分岐する。
【０１２１】
ここで、カウンタ変数ptrはＳＴＥＰ１２で各制御サイクル毎にインクリメントされ、ＳＴＥＰ１３でptr＝３になったときにＳＴＥＰ１４でクリア（ptr＝０）される。そのため、制御サイクルが周期信号Ｖhu，Ｖhwの１周期に相当する３制御サイクルが経過する毎にＳＴＥＰ３でptr＝１となって、ＳＴＥＰ４〜ＳＴＥＰ６の処理が実行される。
【０１２２】
角度推定部２５は、ＳＴＥＰ４で、今回と前回及び前々回の制御サイクルにおけるＳＴＥＰ２の処理で算出された１階差分dＩu，dＩwを用いて、正弦参照値Ｖs及び余弦参照値Ｖcとインダクタンス参照値Ｌlmを算出する。具体的には、上記式（２０）で、ｎを周期信号Ｖhu，Ｖhwの１周期中に含まれる制御サイクルの個数である３に置き換えた以下の式（２５）により、角度推定部２５は正弦参照値Ｖs及び余弦参照値Ｖcとインダクタンス参照値Ｌlmとを算出する。
【０１２３】
【数２５】
0004680754.tif 000023
【０１２４】
但し、Ｖs：正弦参照値、Ｖc：余弦参照値、Ｌlm：インダクタンス参照値、ｌ：モータの各相の自己インダクタンスの平均値、ｍ：モータの角相間の相互インダクタンスの平均値、dＩ(i+1)〜dＩ(i+3)：ptr＝2,0,1となる制御サイクルにおいて算出された相電流の１階差分。
【０１２５】
ここで、上記式（２５）により、相電流の１階差分を用いて正弦参照値Ｖs及び余弦参照値Ｖcとインダクタンス参照値Ｌlmを算出することによって、相電流の２階差分を用いる場合に比べて、Ｕ相電流センサ２３及びＷ相電流センサ２４の検出誤差の影響を低減する効果が期待できる。
【０１２６】
そして、角度推定部２５は、ロータ角度の実際値θと、ｄｑ／３相変換部２０及び３相／ｄｑ変換部２６における変換に用いられたロータ角度の推定値θ^との位相差θeに応じた位相差推定値θE2を、以下の式（２６）により算出する。なお、角度推定部２５が式（２６）によって位相差推定値θE2を算出する構成が、本発明の位相差推定値算出手段に相当する。
【０１２７】
【数２６】
0004680754.tif 000024
【０１２８】
但し、θE2：位相差推定値、Ｖs：正弦参照値、Ｖc：余弦参照値、Ｌlm：インダクタンス参照値、θ：ロータ角度の実際値、θ^：ロータ角度の推定値、ｌ：モータの各相の自己インダクタンスの平均値、ｍ：モータの各相間の相互インダクタンスの平均値、θe：ロータ角度の実際値θと推定値θ^との位相差。
【０１２９】
上記式（２６）により、Ｖs・cos2θ^−Ｖc・sin2θ^をインダクタンス参照値Ｌlmで除する正規化処理を行うことによって、位相差θeの正負によるレベルの変動を抑制して、位相差θeに応じて所定範囲内で変化する位相差推定値θE2を算出することができる。そして、角度推定部２５は、ＳＴＥＰ９において、以下の式（２７）のオブザーバによる追従演算によって、ロータ角度の推定値θ^とモータ１の角速度の推定値ω^を更新して算出する。
【０１３０】
【数２７】
0004680754.tif 000025
【０１３１】
但し、θ^(n+1)：ロータ角度の推定値の更新値、ω^(n+1)：モータの角速度の推定値の更新値、Δｔ：前回の推定値算出時からの経過時間、θ^(n)：前回のロータ角度の推定値、ω^(n)：前回のモータの角速度の推定値、Ｋ1，Ｋ2：演算ゲイン、θE2(n)：位相差推定値、Ａω(n)：角加速度推定値。
【０１３２】
なお、上記式（２７）において、位相差推定値θE2にｄ軸電流に比例したオフセット値を加える補正を行うことで、上記式（２７）によりロータ角度の推定値を更新する際のロータ角度の実際値と推定値との位相差の収束点をよりゼロに近い点に移行させることができる。そして、これにより、ロータ角度の推定精度を高めることができる。また、角加速度推定値Ａω(n)は、上述した第１の実施の形態と同様に、上記式（１７）又は上記式（１８）により算出される。
【０１３３】
次に、ＳＴＥＰ６で、３相／ｄｑ変換部２６により算出されるＩd，Ｉqが電流フィードバック制御用に保持される。そして、ＳＴＥＰ７でカウンタ変数ptrが０となったときに、ＳＴＥＰ８に進み、上記式（７），式（８）により、ｄ軸電圧Ｖfbdとｑ軸電圧Ｖfbqが算出される。また、ＳＴＥＰ９で、上記式（２７）によりロータ角度の推定値θ^とモータ１の角速度の推定値ω^とが更新される。このように、駆動電圧Ｖfbd，Ｖfbqの更新とロータ角度の推定値θ^の更新を同じタイミングで行なうことによって、駆動電圧Ｖfbd，Ｖfbqを出力する際のロータ角度のずれを排除している。
【０１３４】
一方、ＳＴＥＰ７でptr＝０でなかったときにはＳＴＥＰ１０に分岐し、ＳＴＥＰ８〜ＳＴＥＰ９の処理は実行されない。そのため、ｄ軸電圧Ｖfbd及びｑ軸電圧Ｖfbqと、推定角度θ^は、周期信号Ｖhu，Ｖhv，Ｖhwの１周期毎に更新され、周期信号Ｖhu，Ｖhv，Ｖhwの１周期中は、ｄ軸電圧Ｖfbd及びｑ軸電圧Ｖfbdと推定角度θ^は一定に保持される。
【０１３５】
ＳＴＥＰ１０で、ｄｑ／３相変換部２０により、ｄ軸電圧Ｖfbdとｑ軸電圧Ｖfbqが、３相駆動電圧Ｖfbu，Ｖfbv，Ｖfbwに変換され、ＳＴＥＰ１１で、周期信号重畳部２１により３相駆動電圧Ｖfbu，Ｖfbv，Ｖfbwに周期信号Ｖhu，Ｖhv，Ｖhwが重畳されて、パワードライブユニット２２に出力される。そして、これにより、パワードライブユニット２２からモータ１に３相電圧Ｖu，Ｖv，Ｖwが出力される。そして、続くＳＴＥＰ１２〜ＳＴＥＰ１５により、上述したカウンタ変数ptrのインクリメント又はクリア処理が行われて、１制御サイクルが終了する。
【０１３６】
なお、ＳＴＥＰ１１で、周期信号重畳部２１により周期信号Ｖhu，Ｖhv，Ｖhwを重畳する処理が本発明の第１の工程に相当し、ＳＴＥＰ４で正弦参照値Ｖs及び余弦参照値Ｖcとインダクタンス参照値Ｌlmを算出して、ＳＴＥＰ５で位相差推定値θE2を算出する処理が本発明の第２の工程の工程に相当する。また、ＳＴＥＰ９で、上記式（２７）の角加速度推定値Ａω(n)を算出する処理が本発明の第３の工程に相当し、上記式（２７）によりロータ角度の推定値θ^を更新（θ^(n)→θ^(n+1)）すると共に、モータ１の角速度の推定値ω^を更新（ω^(n)→ω^(n+1)）する処理が本発明の第４の工程に相当する。
【０１３７】
なお、本第２の実施の形態では上記式（２０）により正弦参照値Ｖs及び余弦参照値Ｖcとインダクタンス参照値Ｌlmを算出したが、正弦参照値Ｖs及び余弦参照値Ｖcとインダクタンス参照値Ｌlmの算出式は、周期信号Ｖhの態様に応じて決定される。
【０１３８】
また、本第２の実施の形態では、上記式（１８），式（１９）により、ｄ軸指令電流Ｉd_c(n)を用いて角加速度推定値Ａω(n)を算出したが、ｄ軸指令電流Ｉd_cに変えてｄ軸電流Ｉdを用いて角加速度推定値Ａω(n)を算出するようにしてもよい。
【０１３９】
また、本第２の実施の形態では、上記式（２７）のオブザーバによりロータ角度の推定値θ^とモータ１の角速度の推定値ω^を更新したが、ｄ軸指令電流Ｉd_c又はｄ軸電流を用いて算出した角加速度推定値Ａω(n)を用いて角速度の推定値ω^を更新すると共に、角速度の推定値ω^を用いてロータ角度の推定値θ^を更新するオブザーバにより、ロータ角度の推定値を更新する場合であれば、本発明の適用が可能である。
【０１４０】
また、上記第１の実施の形態及び第２の実施の形態においては、検出電流の１階差分を用いて正弦参照値及び余弦参照値とインダクタンス参照値を算出したが、検出電流の２階差分を用いて正弦参照値及び余弦参照値とインダクタンス参照値を算出する場合にも、本発明の適用が可能である。
【０１４１】
また、上記第１の実施の形態及び上記第２の実施の形態において、上記式（１７），式（２７）により、角加速度推定値Ａω(n)を用いて角速度の推定値ω^を更新することによる効果は、モータ１によりエンジン６を回転駆動してエンジン６を始動させる際や、ハイブリッド車両が低速で走行しているときのように、モータ１の回転数が低い場合に特に大きくなる。そこで、モータ１の回転数が所定回転数以下であるときに限定して、角加速度推定値Ａω(n)を用いて角速度の推定値ω^を更新するようにしてもよい。
【図面の簡単な説明】
【０１４２】
【図１】ＤＣブラシレスモータの構成図。
【図２】第１の実施の形態におけるモータ制御装置の構成図。
【図３】図２に示したモータ制御装置における周期信号の出力態様の説明図。
【図４】図２に示したモータ制御装置におけるロータ角度の推定処理のフローチャート。
【図５】図４のフローチャートに対応したタイミングチャート。
【図６】第２の実施の形態におけるモータ制御装置の構成図。
【図７】図６に示したモータ制御装置におけるロータ角度の推定処理のフローチャート。
【符号の説明】
【０１４３】
１…ＤＣブラシレスモータ、２…ロータ、３…Ｕ相の電機子、４…Ｖ相の電機子、５…Ｗ相の電機子、１０…（第１の実施の形態の）モータ制御装置、２０…ｄｑ／３相変換部、２１…（第１の実施の形態の）周期信号重畳部、２２…パワードライブユニット、２３…Ｕ相電流センサ、２４…Ｗ相電流センサ、２５…（第１の実施の形態の）角度推定部、２６…３相／ｄｑ変換部、２７…非干渉演算部、４０…（第２の実施の形態の）モータ制御装置、５０…（第２の実施の形態の）角度推定部、５１…（第２の実施の形態の）周期信号重畳部
【図１】
0004680754.tif 000029
【図２】
0004680754.tif 000030
【図３】
0004680754.tif 000031
【図４】
0004680754.tif 000032
【図５】
0004680754.tif 000033
【図６】
0004680754.tif 000034
【図７】
0004680754.tif 000035