(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
閉磁路の磁心に、少なくとも１つ以上でかつ１ターン以上の巻線が施されている線輪部品を用いた半波励磁回路を有する電源回路であって、前記磁心は、前記閉磁路において磁路を形成する軟磁気特性を有する磁性体の少なくとも１ヶ所の空隙に永久磁石を配置してなり、前記線輪部品は、励磁巻線に入力電圧が印加されて流れる励磁電流によって生じる磁界の極性が、前記永久磁石によって生じる磁界の極性と互いに逆極性を有し、前記磁心の前記巻線以外の部位に、さらに、少なくとも１つ以上の他の巻線を施し、前記線輪部品とスイッチ素子との間に直列に前記他の巻線の両端末をそれぞれ接続するとともに、前記スイッチ素子には、少なくともコンデンサを含む回路が並列に接続されていることを特徴とする電源回路。
【請求項２】
請求項１に記載の電源回路において、前記永久磁石はポリアミドイミド樹脂、ポリイミド樹脂、エポキシ樹脂、ポリフェニレンサルファイド樹脂、シリコン樹脂、ポリエステル樹脂、芳香族系ポリアミド樹脂、液晶ポリマーから選択された少なくとも一種類の樹脂に固有保磁力が７９０ｋＡ／ｍ以上、Ｔｃが５００℃以上、粉末平均粒径が２．５〜２５μｍで、かつ、Ｚｎ、Ａｌ、Ｂｉ、Ｇａ、Ｉｎ、Ｍｇ、Ｐｂ、Ｓｂ及びＳｎの内の少なくとも１種の金属あるいはその合金からなる第１の被覆物で被覆した希土類磁石粉末が分散されてなり、該樹脂含有量が体積比で３０％以上であり、比抵抗が０．１Ωｃｍ以上であることを特徴とする電源回路。
【請求項３】
請求項２に記載の電源回路において、前記希土類磁石粉末の組成は、Ｓｍ（Ｃｏｂａｌ，Ｆｅ０．１５−０．２５Ｃｕ０．０５−０．０６Ｚｒ０．０２−０．０３）７．０−８．５であることを特徴とする電源回路。
【請求項４】
請求項２又は３に記載の電源回路において、前記第１の被覆物で被覆した希土類磁石粉末は、更に、少なくとも３００℃以上の融点を有する非金属の無機化合物からなる第２の被覆物で被覆されていることを特徴とする電源回路。
【請求項５】
請求項２又は３に記載の電源回路において、前記希土類磁石粉末を軟化点が２２０℃以上５５０℃以下の無機ガラスからなる第３の被覆物で被覆したことを特徴とする電源回路。
【請求項６】
請求項２〜５の内のいずれか一つに記載の電源回路において、前記第１、第２、及び第３の被覆物で被覆される添加量は、合量において、体積比で０．１〜１０％であることを特徴とする電源回路。
【請求項７】
請求項２〜６の内のいずれか一つに記載の電源回路において、前記永久磁石の作製時に希土類磁石粉末が磁場で、当該磁心の厚み方向に配向されることにより磁気的に異方性化されていることを特徴とする電源回路。
【請求項８】
請求項２〜７の内のいずれかに記載の電源回路において、前記永久磁石の着磁磁場が２．５Ｔ以上であることを特徴とする電源回路。
【請求項９】
請求項２〜８の内のいずれかに記載の電源回路において、前記永久磁石において中心線平均粗さＲａが１０μｍ以下であることを特徴とする電源回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電子機器に多用される磁心、磁心を用いた線輪部品、及び電源回路に関するものであり、特にスイッチング電源などに使用される磁心、チョークコイル、及びトランスなどの線輪部品、及び線輪部品を用いた電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、図６（ａ）に示すスイッチング電源が使用されている。図６（ａ）は従来技術によるアクティブフィルタを具備したスイッチング電源構成図、図６（ｂ）は従来技術によるアクティブフィルタに用いるトランスの断面図、図６（ｃ）は従来技術によるアクティブフィルタに用いるトランスの動作Ｂ−Ｈ特性模式図を示し、図６（ｄ）は（ｃ）における主な動作波形を示す波形図である。
【０００３】
従来のスイッチング電源では、商用電源ＶＡＣＩＮへの電流、電圧の歪みに起因する力率低下に伴う、送電線の電力損失増大などの問題を排除するいわゆる高調波規制に対応するため、商用電源ＶＡＣＩＮを従来のチョークインプット整流するいわゆるパッシブフィルタ構成とせずに、図６（ａ）に示すように、あえて整流後にリアクタＬ６１をスイッチ素子（主にトランジスタ）Ｑ６１を介して地絡して、オフ後は、オン期間中にリアクタＬ６１に蓄積した磁気エネルギーを出カコンデンサＣ６１に放出する形態を得た後に主たる機能であるＤＣ−ＤＣコンバータ１０１に出力するいわゆるアクティブフィルタ構成を取っている。
【０００４】
尚、制御回路Ｃｏｎｔ．６は、リアクタＬ６１に流れる電流波形のピーク値が商用電源ＶＡＣＩＮからダイオードＤ６１を介した全波整流波形電圧ＶＣＥに相似の値となる様にオンとオフの時化率を調整することによって、入力の力率をほぼ１とする電源特性を得ている。
【０００５】
図６（ｂ）に示したアクティブフィルタ回路に用いるＥ型の磁心６１Ａ、６１Ｂと、磁心，６１Ａ、６１Ｂを用いたリアクタＬ６１は、磁心に巻線６２を施し、かつ磁心６１Ａ、６１Ｂが接する内脚部に空隙６３を設けている。スイッチ素子Ｑ６１の導通に従って入力側のダイオードＤ６５から流れ込むコイル電流ｉＬによって磁心６１Ａ、６１Ｂに磁界が形成される。
【０００６】
アクティブフィルタに用いるトランスは、図６（ｃ）に示すような動作Ｂ−Ｈ特性を示し、その動作波形は、図６（ｄ）に示されている。
【０００７】
また、従来から電源の小型化と高効率化を図るためにスイッチング電源化が進められてきたが、一般にトランスを用いた絶縁型で１００Ｗを超える出力を得るためには、従来技術では図７（ａ）に示すようなシングルエンドフォワード型のＤＣ−ＤＣコンバータが多用されており、図７（ｂ）は、線輪部品の動作Ｂ−Ｈ特性を示している。
【０００８】
図７（ａ）において、Ｔ７１はトランス、Ｌ７１は平滑用のチョークコイル、Ｑ７１はスイッチング素子（主にトランジスタ）、Ｃｏｎｔ．７は制御回路、Ｄ７１，Ｄ７２，Ｄ７３はダイオード、Ｃ７１，Ｃ７２，Ｃ７３はコンデンサ、ＲＬ，Ｒ７１は抵抗である。
【０００９】
また、更に大きな出力を得るために、従来技術では図８（ａ）に示すようなフルブリッジ型のＤＣ−ＤＣコンバータが多用されており、図８（ｂ）は線輪部品の動作Ｂ−Ｈ特性を示している。上記シングルエンドフォワード型は図７（ｂ）に示すように半波励磁に対して、図８（ｂ）のように、Ｂ−Ｈ特性の第１象限のみならず第３象限まで対称に拡大活用することによってトランスＴ８１の利用率を高めて高出力対応を可能としている。
【００１０】
図８（ａ）において、Ｔ８１はトランス、Ｌ８１は平滑用のチヨークコイル、Ｑ８１，Ｑ８２，Ｑ８３，Ｑ８４はスイッチング素子（主にトランジスタ）、ｃｏｎｔ．８は制御回路、Ｄ８１，Ｄ８２ダイオード、Ｃ８１，Ｃ８２はコンデンサ、ＲＬは抵抗である。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、上述した従来技術においては、下記のような重大な欠点がある。つまり、図６（ａ）に示した従来技術によるアクティブフィルタ回路においては、リアクタＬ６１のサイズが、後段に接続されるＤＣ−ＤＣコンバータの出力トランスとほぼ同等のサイズとなり、しかも、その巻線６２による銅損が電源全体の効率を低下させる重大な欠点があった。
【００１２】
また、ある程度出力の大きいＤＣ−ＤＣコンバータを従来の技術にて構成する際、構成が簡素で経済的にも望ましいシングルエンドフライバック方式では、励磁電流が鋸歯状となり、電流波形の実効値が増大してトランスの大型化が避けられないため、図７（ａ）のようなシングルエンドフォヮードコンバータの構成を採る必要があった。その結果、回路構成を複雑化して経済性をも阻害してしまうという欠点を招いている。
【００１３】
また、更に高い出力を得る場合には、図８（ａ）のようなフルブリッジコンバータ構成を採ることによって、上記フォワード方式が図７（ｂ）のような半波励磁に対して、図８（ｂ）のように、Ｂ−Ｈ特性の第１象限のみならず第３象限まで対象に拡大活用することによって、トランスＴ８１の利用率を高めて高出力対応を可能としているが、この場合には、スイッチ素子（主にトランジスタ）も４個必要とするのみならず、スイッチング動作もスイッチ素子Ｑ８１とスイッチ素子Ｑ８２或いはスイッチ素子Ｑ８３とスイッチ素子Ｑ８４が同時に２つオンオフするため、経済的な面のみならず、損失の面でも工業的に大きな不利益をもたらすという重大な欠点があった。
【００１４】
そこで、本発明の技術的課題は、従来技術の問題点を解決し、スイッチング電源などに使用される磁心やチョークコイル、及びトランスの小型化、低損失化、更には回路の簡素化、小型化、高効率化、省資源化、かつ経済的に優れた磁心を備えた線輪部品を用いた電源回路を提供することにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば、閉磁路の磁心に、少なくとも１つ以上でかつ１ターン以上の巻線が施されている線輪部品を用いた半波励磁回路を有する電源回路であって、前記磁心は、前記閉磁路において磁路を形成する軟磁気特性を有する磁性体の少なくとも１ヶ所の空隙に永久磁石を配置してなり、前記線輪部品は、励磁巻線に入力電圧が印加されて流れる励磁電流によって生じる磁界の極性が、前記永久磁石によって生じる磁界の極性と互いに逆極性を有し、前記磁心の前記巻線以外の部位に、さらに、少なくとも１つ以上の他の巻線を施し、前記線輪部品とスイッチ素子との間に直列に前記他の巻線の両端末をそれぞれ接続するとともに、前記スイッチ素子には、少なくともコンデンサを含む回路が並列に接続されていることを特徴とする電源回路が得られる。
【００１８】
また、本発明によれば、前記いずれかの電源回路において、前記永久磁石はポリアミドイミド樹脂、ポリイミド樹脂、エポキシ樹脂、ポリフェニレンサルファイド樹脂、シリコン樹脂、ポリエステル樹脂、芳香族系ポリアミド樹脂、液晶ポリマーから選択された少なくとも一種類の樹脂に固有保磁力が７９０ｋＡ／ｍ以上、Ｔｃが５００℃以上、粉末平均粒径が２．５〜２５μｍで、かつ、Ｚｎ、Ａｌ、Ｂｉ、Ｇａ、Ｉｎ、Ｍｇ、Ｐｂ、Ｓｂ及びＳｎの内の少なくとも１種の金属あるいはその合金からなる第１の被覆物で被覆した希土類磁石粉末が分散されてなり、該樹脂含有量が体積比で３０％以上であり、比抵抗が０．１Ωｃｍ以上であることを特徴とする電源回路が得られる。
【００１９】
尚、前記希土類磁石粉末の組成はＳｍ（Ｃｏｂａｌ．Ｆｅ０．１５−０．２５Ｃｕ０．０５−０．０６Ｚｒ０．０２−０．０３）７．０−８．５であることが好ましい。
【００２０】
また、本発明によれば、前記いずれかの電源回路において、前記第１の被覆物で被覆した希土類磁石粉末は、更に、少なくとも３００℃以上の融点を有する非金属の無機化合物からなる第２の被覆物で被覆されていることを特徴とする電源回路が得られる。
【００２１】
また、本発明によれば、前記第１、第２、及び第３の被覆物で被覆される添加量は、合量において、体積比で０．１〜１０％であることを特徴とする電源回路が得られる。
【００２２】
また、前記磁石粉末はその作製時に希土類磁石粉末が磁場で厚み方向に配向されることにより異方性化されていてもよい。
【００２３】
また、永久磁石は、その着磁磁場が２．５Ｔ以上であること、中心線平均粗さＲａが１０μｍ以下であることが好ましい。
【００２４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明についてさらに詳しく説明する。本発明では、閉磁路の磁心であって、磁路を形成する軟磁気特性の磁性体の、少なくとも１ヶ所以上の空隙に永久磁石を配置した磁心に対して、磁路に鎖交するように少なくとも１つ以上の巻線を施した線輪部品を構成し、かつ、線輪部品に施された巻線に、入力電圧が印加されて流れる励磁電流によって生じる磁界の極性と永久磁石によって生じる磁界の極性が互いに逆特性となるようにする。
【００２５】
これによって、半波励磁のコイル、或いはトランスであっても、軟磁気特性を有する磁性体は励磁方向がＢ−Ｈ特性曲線の第１象限方向であっても、予め、永久磁石によって第３象限方向にバイアスされているため、実質的に残留磁束密度Ｂｒも第３象限にシフトするので、活用できる磁束密度幅△Ｂも大幅に拡大できるため、磁心に施す巻線を大幅に低減できることが可能となり、線輪部品の小型化と低損失化に寄与できる。
【００２６】
しかも、本発明による磁心、磁心を用いた線輪部品においては、上述したバイアス効果によって半波励磁回路に対してもＢ−Ｈループの第１象限のみならず第３象限までも幅広く活用できるため、構成が最も筒素なシングルエンドフライバック方式を採っても、電流波形を前述した従来技術における鋸歯状とすることなく台形状に設計することが可能となるので、巻線電流の実効値は、前述した構成の煩雑なフォワードコンバータやフルブリッジコンバータと全く同等レベルまで低減できるため、スイッチング電源の高出力化を、回路構成を煩雑化することなしに大幅に簡素化できる。
【００２７】
加えて、本発明の電源回路、つまりスイッチ素子のターンオン電流の遅延用として新たに設けた極めて小型の磁心に少なくとも１つ以上の巻線を施し、前記入力電圧に対し、励磁巻線とスイッチ素子との間に直列に磁心の巻線の両端末をそれぞれ接続するとともに、スイッチ素子には、少なくともターンオフ時の並列共振用コンデンサを含む回路が並列に接続されたことを特徴とする電源回路とすることで、スイッチ素子のターンオン、ターンオフ期間における電流、電圧のクロスに伴うスイッチング損失を大幅に低減する電源回路を筒素な構成のままで実現する。
【００２８】
また、本発明においては、永久磁石には高Ｔｃ（キュリー温度）・高ｉＨｃ（保磁力）であるＳｍＣｏ系磁石粉末を用いることにより、リフロー半田工程における加熱状態に置かれても、熱減磁を起こさないとともに、過大電流による直流磁界が印加されても、保磁力が消失し減磁することなく初期特性を維持することができる。
【００２９】
加えて、永久磁石に用いる磁石粉末の表面をＺｎなど金属でコーティングを施すことにより、経時的な酸化が進行することによる永久減磁を引き起こすことがない。
【００３０】
さらに、磁石粉末を樹脂と体積比３０％以上で混練することにより、高比抵抗化が可能となり、永久磁石の渦電流損失を大幅に低減することができる。
【００３１】
以下、本発明の実施の形態について図面に基づき詳細に説明する。
【００３２】
（第１の実施の形態）
図１（ａ）は、本発明による磁心と線輪部品とを、図１（ｂ）に示した断面構造のように構成して、アクティブフィルタ回路を具備したスイッチング電源を構成した第１の実施の形態である。
【００３３】
図１（ｂ）は磁心とそれを用いた線輪部品の断面構成図であり、図１（ｃ）は磁心とそれを用いた線輪部品の動作Ｂ−Ｈ特性図、図１（ｄ）は図１（ｃ）における主な動作波形を示す波形図、図１（ｅ）は磁心とそれを用いた線輪部品の直流重畳インダクタンス特性を説明した説明図である。
【００３４】
図１（ｂ）において、Ｍｎ−Ｚｎフェライトなどの軟磁気特性を有する１対のＥＥ型の磁心１１Ａ，１１Ｂの巻芯部に磁束が鎖交するように巻線１２を施し、かつ対向する１対の磁心１１Ａ，１１Ｂの対向面のうち、内脚の接合部に空隙を設けている。
【００３５】
図１（ａ）に示したアクティブフィルタ回路において、Ｌ１１は線輪部品、Ｑ１１はスイッチング素子（主にトランジスタ）、Ｃｏｎｔ．１は制御回路、Ｄ１１，Ｄ１２はダイオード、Ｃ１１はコンデンサ、ＲＬ，Ｒ１１は抵抗である。
【００３６】
アクティブフィルタ回路に供する磁心１１Ａ，１１Ｂとそれを用いた線輪部品Ｌ１１は、スイッチ素子（主にトランジスタ）Ｑ１１の導通に従って入力側１から流れ込むコイル電流ｉＬによって磁心１１Ａ，１１Ｂに形成する磁界の方向と逆極性となるように磁心１１Ａ，１１Ｂの接合部の空隙に永久磁石１３を配置した磁心１１Ａ，１１Ｂに、少なくとも１つ以上で１ターン以上の巻線１２が施されている。
【００３７】
本発明による磁心１１Ａ，１１Ｂと線輪部品Ｌ１１を用いれば、図１（ｃ）に示すように、磁心１１Ａ，１１Ｂは予め巻線に流れる電流によって形成される磁界方向とは逆方向の第３象限側に永久磁石１３によって予めバイアスがΔＨ分だけかかる状態が形成されるため、巻線に印加される電圧、電流によって生じる磁束密度の動作許容幅△Ｂ値を図に示す如く拡大することが出来るとともに、図１（ｅ）に示す巻線を流れる励磁電流に対する直流重畳インダクタンス特性のように破線で示した従来技術の線輪部品の特性に比較しで同じＡＬ値の磁心１１Ａ，１１Ｂ同士であれば、図１（ｅ）に示した矢印（１）のように、単純にインダクタンスを同じくして、電流重畳値を飛躍的に伸ばすことが出来る。逆に、図１（ｅ）に示した矢印（２）のように空隙を狭めてＡＬ値を高めた場合でも、飛曜的にインダクタンスを高めて従来技術による線輪部品の重畳電流許容値を確保することも出来る。
【００３８】
つまり、本発明の第１の実施の形態に示した磁心並びに線輪部品をアクティブフィルタの線輪部品Ｌ１１に適用することによって、アクティブフィルタの昇圧に寄与する出力電力Ｐ０［Ｗ］は、動作周波数をｆ、巻線電流のピーク値を図２（ｄ）に示すｉｐ，ｉｒとすれば、下記数１式によって定義されるため、上述した励磁巻線に許容する電流重畳値拡大に対する二乗の効果によって、同一磁心１１Ａ，１１Ｂのサイズと周波数を最大４倍まで出力電力を高めることができる。
【００３９】
【数１】
0004828044.tif 000002
【００４０】
また、磁心１１Ａ，１１Ｂの実効体積をＶｅ、比例定数をｋ、磁束密度幅を△Ｂｍａｘとして上記式１を変形すれば、Ｐ０＝（ｋ／２）×（△Ｂｍａｘ）２×Ｖｅ×ｆとなるため、明らかに磁心の小型化をはかり、かっ高い△Ｂの設計値を許容することから、巻線の巻回数を下げた銅損低減効果によって、小型、高効率のアクティブフィルタを具備するスイッチング電源を提供することが可能となることは明白である。
【００４１】
（第２の実施の形態）
図２（ａ）は、本発明による磁心とそれを用いた線輪部品（トランス）及び電源回路をシングルエンドフライバック型のＤＣ−ＤＣコンバータに適用した第２の実施の形態であり、図２（ｂ）は、その主な回路動作波形を示し、図２（ｃ）は磁心とこの磁心を用いた線輪部品のＢ−Ｈ特性図である。
【００４２】
図２（ａ）において、Ｔ２１はトランス、Ｑ２１はスイッチング素子（主にトランジスタ）、Ｃｏｎｔ．２は制御回路、Ｄ２１はダイオード、Ｃ２１，Ｃ２２はコンデンサ、ＲＬは抵抗である。
【００４３】
トランスＴ２１は、第１の実施の形態で示した図１（ｂ）の磁心と同様の構成であり、巻線部は入力巻線１，２と出力巻線３，４とからなっている。従って、励磁巻線のインダクタンスは十分に高い値が確保出来るため、スイッチ素子Ｑ１が導通すると、図２（ｂ）に示したように励磁巻線に台形状の電流が流れるとともに磁気エネルギーを充電し、スイッチ素子Ｑ１が遮断すると同時に出力巻線３，４とダイオードＤ２１とを介して、やはり台形状の出力電流が流れて電力を伝達する動作を制御回路Ｃｏｎｔ．２の指令に従って繰り返す。
【００４４】
従って、この図２（ａ）に示したシングルエンドフライバックＤＣ−ＤＣコンバータの場合でも出力電力Ｐ０［Ｗ］は、第１の実施の形態と同様に、Ｐ０＝（１／２）×Ｌ×（（ｉｒ）２−（ｉｒ）２）×ｆ、Ｐ０＝（ｋ／２）×（△Ｂｍａｘ）２×Ｖｅ×ｆで示され、大出力のＤＣ―ＤＣコンバータに対しても、あえて回路構成の複雑な従来技術のシングルエンドフォワード方式やフルブリッジ構成を採らなくとも、トランスＴ２１の利用率を高め、かつ巻線の実効電流値も十分低減出来るシングルエンドフライバック型コンバータを、経済性と小型化を阻害することなく簡素な構成で小型高効率に提供できる。
【００４５】
（第３の実施の形態）
図３は、本発明の第３の実施の形態による磁心とそれを用いた線輪部品（トランス）及び電源回路を自励式のＲＣＣコンバータに適用した例を示す図である。
【００４６】
図３において、Ｔ３１はトランス、Ｑ３１はスイッチング素子（主にトランジスタ）、Ｄ３１，Ｄ３２，Ｄ３３はダイオード、Ｃ３１，Ｃ３２，Ｃ３３はコンデンサ、Ｒ３１，Ｒ３２，ＲＬは抵抗である。
【００４７】
トランスＴ３１は、第１の実施の形態で示した図１（ｂ）の磁心と同様の構成であり、巻線部は入力巻線１，２と出力巻線３，４、補助巻線５，６とからなっている。
【００４８】
出カトランスＴ３１が励磁巻線１−２に流れる電流によって形成される磁界と逆方向にバイアス磁界が印加するように永久磁石を配置しているため、出力巻線３，４からの出力は従来技術による磁心及び線輪部品と比較して大幅に負荷側に伝達され、小型、大容量、低損失に構成できる。
【００４９】
（第４の実施の形態）
図４（ａ）は、本発明の第４の実施の形態による磁心とそれを用いた線輪部品（リアクタ）、及び、電源回路を、第１の実施の形態に記述したアクティブフィルタ回路に対して適用して、スイッチ素子の損失を大幅に低減した例を示す図で、図４（ｂ）にはその主な波形を示している。
【００５０】
図４（ａ）において、Ｌ４１はリアクタ、Ｑ４１はスイッチング素子（主にトランジスタ）、Ｃｏｎｔ．３は制御回路、Ｄ４１，Ｄ４２，Ｄ４３はダイオード、Ｃｒ，Ｃｌはコンデンサ、ＲＬ，Ｒ４１，Ｒ４２は抵抗、Ｌ６は可飽和コイルである。
【００５１】
電源として高出力化するためにスイッチ素子に流れる電流を鋸歯状から台形状とすれば、リアクタの巻線電流の実効値は低減して損失も低減するものの、スイッチ素子自体のクロスカレント損失はターンオンを軸に増大するため、まず、スイッチ素子Ｑ４１のターンオン期間に対しては、遅延用として新たに設けた極めて小型の磁心にわずかの巻線ｘ−ｙを施し、トランスの励磁巻線とスイッチ素子Ｑ４１との間に直列に可飽和コイルＬｄとして接続する。そして、スイッチ素子Ｑ４１のターンオフ期間用としては、スイッチ素子Ｑ４１と並列に共振するようにコンデンサＣｒを設けている。
【００５２】
つまり、スイッチ素子Ｑ４１のターンオン期間は、上記可飽和コイルＬｄが未だ非飽和状態でスイッチ素子Ｑ４１には、その励磁電流分が流れ、飽和に達した時点でリアクタＬ４１への励磁電流を導通させるため、問題のクロスカレント損失は極めて小さくできる。
【００５３】
また、スイッチ素子Ｑ４１のターンオフ期間についても、リアクタＬ４１と可飽和コイルＬｄとの和のインダクタンスと、コンデンサＣｒとがダイオードＤ４３を介して並列共振を開始するため、スイッチ素子Ｑ４１の電圧は固有振動周波数１／（（Ｌ４１十Ｌｄ）×Ｃｒ）１／２に拘東されて上昇するため、同様にクロスカレント損失は極めて小さく出来る。
【００５４】
ダイオードＤ４３については、上記並列共振動作に介在させるとともに、スイッチ素子Ｑ４１がターンオンする際にコンデンサＣｒにチャージアップされた電荷を瞬時に放電してクロスカレント損失を増やさぬように抵抗Ｒ４３と並列に構成している。
【００５５】
尚、このような商用電源ＶＡＣＩＮ入力に供するアクティブフィルタの場合には、ダイオードＤ４２にファストリカバリダイオードを用いざるを得ないが、従来技術の構成の場合には、スイッチ素子Ｑ４１をターンオンすると同時にダイオードＤ４２のリカバリ期間と重なるため、大きな貫通電流が出力からスイッチ素子Ｑ４１に逆流して効率を低下させるとともに、大きなＥＭＩ障害をもたらしているが、上述した本発明の構成によれば可飽和リアクタＬｄが上記貫通電流をも阻止出来るため、更なる高効率と低ノイズのアクティブフィルタの提供が可能となる点も工業的に益するところ極めて大といえる。
【００５６】
（第５の実施の形態）
図５（ａ）は、本発明の第５の実施の形態による磁心とそれを用いた線輪部品（トランス）、及び電源回路を、第１の実施の形態に記述したシングルエンドフライバックコンバータ回路に対して適用して、スイッチ素子の損失を大幅に低減した例を示す図で、図５（ｂ）にはその主な波形を示している。
【００５７】
図５（ａ）において、Ｔ５１はトランス、Ｑ５１はスイッチング素子（主にトランジスタ）、Ｃｏｎｔ．５は制御回路、Ｄ５１，Ｄ５２はダイオード、Ｃｒ，Ｃ５１，Ｃ５２はコンデンサ、ＲＬ，Ｒ５１，Ｒ５２は抵抗、Ｌｄは可飽和コイルである。
【００５８】
上述した第４の実施の形態の場合と同様に、第５の実施の形態において、高出力化するためトランスの巻線電流を台形状としても、遅延用の可飽和コイルＬｄと、並列共振用のコンデンサＣｒを設けているためスイッチ素子Ｑ５１自体のクロスカレント損失を同様に大幅低減出来る。
【００５９】
続いて、上述した本発明による磁心、磁心を用いた線輪部品、及び電源回路に用いるバイアス用永久磁石に関する実施の形態を以下に記す。
【００６０】
（第６の実施の形態）
従来技術の問題に記述した熱減磁に対しては，以下の方策を施している。即ち、リフロー半田工程における熱に耐えるために、磁石粉末には高ＴＣであるＳｍＣｏ系磁石粉末を用いることで、熱減磁を生じさせない方策を施している。
【００６１】
第１の実施の形態に用いた構成に、第１の実施の形態で用いたＴｃが７７０℃の永久磁石を装着したものと、従来技術で用いられていたが４５０℃と低いＢａフェライト磁石を装着したものを、リフロー炉の条件である２７０℃の恒温槽で１時間保持し常温まで冷却後の直流重畳インダクタンス特性を測定した結果を下記表１に示す。
【００６２】
【表１】
0004828044.tif 000003
【００６３】
本発明における高Ｔｃ材を使用したインダクタ部品はリフロー前後で、直流重畳インダクタンス特性の変化がないのに対して、Ｔｃが４５０℃と低いＢａフェライト磁石の場合、熱によって不可逆減磁が生じ、直流重畳インダクタンス特性の劣化が生じた。
【００６４】
従って、リフロー半田工程による加熱などに絶えるためには、Ｔｃが５００℃以上の磁石粉末を用いる必要がある。
【００６５】
加えてＳｍＣｏ系磁石粉末の中でも、組成がＳｍ（Ｃｏｂａｌ．Ｆｅ０．１５−０．２５Ｃｕ０．０５−０．０６Ｚｒ０．０２−０．０３）７．０−８．５である俗に第３世代Ｓｍ２Ｃｏ１７磁石と呼ばれる組成の磁石粉末を用いることにより、熱による減磁はさらに抑えられる。
【００６６】
第１の実施の形態で用いた構成に、第１の実施の形態で用いた組成が、Ｓｍ（Ｃｏ０．７４２Ｆｅ０．２０Ｃｕ０．０５５Ｚｒ０．０２９）７．７である永久磁石を装着したものと、組成がＳｍ（Ｃｏ０．７８Ｆｅ０．１１Ｃｕ０．１０Ｚｒ０．０１）７．７である永久磁石を装着したものとをリフロー炉の条件である２７０℃の高温槽で１時間保持し、常温までの冷却後の直流重畳インダクタンス特性を測定した結果を下記表２に示す。
【００６７】
【表２】
0004828044.tif 000004
【００６８】
本発明における組成が第３世代であるＳｍ（Ｃｏｂａｌ．Ｆｅ０．１５−０．２５Ｃｕ０．０５−０．０６Ｚｒ０．０２−０．０３）７．０−８．５を用いたインダクタ部品はリフロー前後で、直流重畳インダクタンス特性の変化がないのに対して、俗に第２世代Ｓｍ２Ｃｏ１７と呼ばれるものの磁石粉末を用いたものは、直流重畳インダクタンス特性の劣化が起こった。
【００６９】
従って、リフロー半田工程による加熱などに耐えるためには、請求項３に示すような組成が第３世代であるＳｍ（Ｃｏｂａｌ．Ｆｅ０．１５−０．２５Ｃｕ０．０５−０．０６Ｚｒ０．０２−０．０３）７．０−８．５を用いる必要がある。
【００７０】
（第７の実施の形態）
従来技術の問題に記載した過大電流による減磁に対しては以下の方策を施している。即ち、過大電流に伴う直流磁界によって、永久磁石の保磁力が消失しないように、高ｉＨｃであるＳｍＣｏ系磁石粉末を用いる方策を施している。
【００７１】
実施の形態１で用いた構成に、実施の形態１で用いた保磁力が２０ＫＯｅ（１．５８ＭＡ／ｍ）の永久磁石を装着したものと、従来技術で用いられていた保持力が２ＫＯｅ（１５８ｋＡ／ｍ）の磁石を装着したものに３００Ａ・５０μｓの過大電流を印加後、直流重畳インダクタンス特性を測定した結果を下記表３に示す。
【００７２】
【表３】
0004828044.tif 000005
【００７３】
本発明における高ｉＨｃ材を用いたインダクタ部品は、過大電流印加前後で、直流重畳インダクタンス特性の変化がないのに対して保磁力が２ｋＯｅ（１５８ｋＡ／ｍ）しかないＢａフェライト磁石の場合、磁石に印加される逆向きの磁界による減磁が起こり、直流重畳インダクタンス特性が低下した。
【００７４】
従って、過大電流による直流磁界に耐えるためには、固有保磁力が１０ＫＯｅ（７９０ｋＡ／ｍ）以上の磁石粉末を用いる必要がある。
【００７５】
（第８の実施の形態）
従来技術の問題に記述した経時的な酸化が進むことによる永久減磁に対しては以下の実施を施している。即ち、磁石粉末が酸化を起こさないように金属や合金によるコーティングをする方策を施している。
【００７６】
第１の実施の形態で用いた構成に、第１の実施の形態１で用いたＺｎの被覆をした永久磁石を装着したものと、Ｚｎの被覆をしていない永久磁石を装着したものを、塩水に浸した後、２００時間自然放置し、直流重畳インダクタンス特性を測定した結果を下記表４に示す。
【００７７】
【表４】
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【００７８】
本発明におけるコーティングを施したインダクタ部品はＰＣＴ前後で、直流重畳インダクタンス特性の変化がないのに対して、Ｚｎコートなしの磁石粉末は、経時的な酸化が進むことで減磁を生じ、直流重畳インダクタンス特性の劣化が生じた。
【００７９】
従って、酸化の進行による永久減磁を抑えるためには、Ｚｎ，Ａｌ，Ｂｉ，Ｇａ，Ｉｎ，Ｍｇ，Ｐｂ，Ｓｂ及びＳｎ等の磁石粉末をコーティングする必要がある。
【００８０】
加えて、粉末平均粒径を２．５〜２５μｍで最大粒径が５０μｍとすることで、作製工程中の酸化も抑えることが可能になる。
【００８１】
第１の実施の形態で用いた構成に、第１の実施の形態で用いた平均粒径が５μｍで最大粒径が４５μｍ磁石粉末を用いた永久磁石を装着したものと、平均粒径を２μｍにした永久磁石を装着したもので、直流重畳インダクタンス特性を測定した結果を下記表５に示す。
【００８２】
【表５】
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【００８３】
本発明における粒径を用いたインダクタ部品は、磁気バイアスによる直流重畳インダクタンス特性の向上が５０％であるのに対して、平均粒径を２μｍにしたものは１５％しか仲びていない。
【００８４】
従って、作製工程中の酸化を抑えるには、粉末平均粒径を２．５〜２５μｍで最大粒径が５０μｍとする必要がある。
【００８５】
（第９の実施の形態）
従来技術の問題に記載した比抵抗が低いことによるコアロスの増加に対しては以下の実施を施している。即ち、高比抵抗にするために、樹脂量を体積比で３０％以上にする方策を施している。
【００８６】
第１の実施の形態で用いた構成に、第１の実施の形態で用いた樹脂量が４０Ｖｏｌ％とし、比抵抗を０．５Ωｃｍにした永久磁石を装着したものと、樹脂量を２０Ｖｏｌ％とし比抵抗を０．０５Ωｃｍにした永久磁石を装着したもの、および樹脂量を３０Ｖｏｌ％とし比抵抗を０．１Ωｃｍにした永久磁石を装着したもので、コアロスの測定を行った結果を下記表６に示す。
【００８７】
【表６】
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【００８８】
本発明における樹脂量を３０Ｖｏｌ％以上としたインダクタ部品のコアロスに対して、樹脂量を体積比で２０％として比抵抗を０．０５Ωｃｍと低いものは、渦電流が流れることにより損失が生じ、コアロスが悪化している。また、樹脂量を体積比で３０％とし比抵抗を０．１Ωｃｍとしたものは、第１の実施の形態に用いた、樹脂量を体積比で４０％とし比抵抗を０．５Ωｃｍとしたものと同じ程度のコアロスを示している。
【００８９】
従って、比抵抗の低下に伴うコアロスの増加を抑えるためには、樹脂量は体積で３０％以上とし、比抵抗は０．１Ωｃｍ以上必要である。
【００９０】
【発明の効果】
以上、述べた通り、本発明による磁心、磁心を用いた線輪部品、及び電源回路を用いれば、スイッチング電源などに用いられる磁心やトランス、チョークコイル等の線輪部品の小型化・低損失化が図れるとともに、更に電源回路の簡素化、小型化、高効率化、省資源化、高信頼性に対して飛躍的に寄与することが出来るため、工業的に益するところ極めて大なるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態を示す図で、（ａ）はアクティブフィルタを具備したスイッチング電源の構成図、（ｂ）は磁心とそれを用いた線輪部品の断面構成図、（ｃ）は磁心とそれを用いた線輪部品の動作Ｂ−Ｈ特性図、（ｄ）は（ｃ）における主な動作波形を示す波形図、（ｅ）は磁心とそれを用いた線輪部品の直流重畳インダクタンスを説明した図である。
【図２】本発明の第２の実施の形態を示す図で、（ａ）はシングルエンドフライバック型ＤＣ−ＤＣコンバータ構成図、（ｂ）は（ａ）における主な動作波形を示す動作波形図、（ｃ）は磁心とそれを用いた線輪部品の動作Ｂ−Ｈ特性図である。
【図３】本発明の第３の実施の形態を示す図で、自励式のＲＣＣコンバータ構成図である。
【図４】本発明の第４の実施の形態を示す図で、（ａ）は磁心とそれを用いた線輪部品、及び電源回路構成図であり、（ｂ）は（ａ）における主な動作波形を示す波形図である。
【図５】本発明の第５の実施の形態を示す図で、（ａ）は磁心とそれを用いた線輪部品、及び電源回路構成図であり、（ｂ）は（ａ）における主な動作波形を示す波形図である。
【図６】（ａ）は従来技術によるアクティブフィルタを具備したスイッチング電源構成図、（ｂ）は従来技術によるアクティブフィルタに用いるトランスの断面構成図、（ｃ）は従来技術によるアクティブフィルタに用いるトランスの動作Ｂ−Ｈ特性図、（ｄ）は（ｃ）における主な動作波形を示す波形図である。
【図７】（ａ）は従来技術によるシングルエンドフォワード型ＤＣ−ＤＣコンバータ構成図、（ｂ）は動作Ｂ−Ｈ特性図である。
【図８】（ａ）は従来技術によるフルブリッジ型ＤＣ−ＤＣコンバータ構成図、（ｂ）線輪部品の動作Ｂ−Ｈ特性図である。
【符号の説明】
１１Ａ，１１Ｂ，１２，６２  巻線
１３  永久磁石
Ｑ１１，Ｑ２１，Ｑ３１，Ｑ４１，Ｑ５１，Ｑ６１，Ｑ７１，Ｑ８１，Ｑ８２，Ｑ８３，Ｑ８４    スイッチ素子
Ｌ１１，Ｌ４１，Ｌ６１    リアクタ
Ｌ７１，Ｌ８１    チョークコイル
Ｌｄ    可飽和コイル
Ｔ２１，Ｔ３１，Ｔ５１，Ｔ７１，Ｔ８１    トランス
Ｃ１１，Ｃ２１，Ｃ２２，Ｃ３１，Ｃ３２，Ｃ３３，Ｃｒ，Ｃ４１，Ｃ５１，Ｃ５２，Ｃ６１，Ｃ７１，Ｃ７２，Ｃ７３，Ｃ８１，Ｃ８２    コンデンサ
Ｒ１１，ＲＬ，Ｒ３１，Ｒ３２，Ｒ４１，Ｒ４２，Ｒ５１，Ｒ５２，Ｒ７１抵抗
Ｄ１１，Ｄ１２，Ｄ２１，Ｄ３１，Ｄ３２，Ｄ３３，Ｄ４１，Ｄ４２，Ｄ４３，Ｄ５１，Ｄ５２，Ｄ６２，Ｄ７１，Ｄ７２，Ｄ７３，Ｄ８１，Ｄ８２    ダイオード
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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