(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の送信アンテナから送信されたシングルキャリアの信号を、複数の受信アンテナにて受信し、周波数領域により前記信号を分離するＭＩＭＯ受信装置であって、
前記受信アンテナにて受信された信号を第１のポイントで離散フーリエ変換するＤＦＴ部と、
前記送信アンテナから送信された信号に挿入されているパイロット信号を用いて前記送信アンテナと前記受信アンテナとの間のチャネル利得を推定するチャネル推定部と、
前記チャネル利得を用いて計算されたウエイトに基づいて２次元周波数領域等化を行うとともに、各送信アンテナの干渉レプリカと無歪信号レプリカとを生成するレプリカ再生部と、
前記ＤＦＴ部にて離散フーリエ変換された信号から全ての送信アンテナの前記干渉レプリカを除去する減算部と、
前記干渉レプリカを除去された信号について前記チャネル利得を用いて前記減算部の干渉除去に基づいて計算されたウエイトにより２次元周波数領域等化を行い、等化された信号に前記無歪信号レプリカを加算して前記送信アンテナから送信されてきた信号を復調する復調部とを備えるＭＩＭＯ受信装置。
【請求項２】
前記レプリカ再生部の後段にさらに複数の減算部と複数のレプリカ再生部とを備え、アンテナ干渉除去とレプリカ再生処理とを繰り返し行うことを特徴とする請求項１に記載のＭＩＭＯ受信装置。
【請求項３】
送信アンテナ信号を同時に復調し、アンテナ干渉を並列的に除去することを特徴とする請求項１または請求項２に記載のＭＩＭＯ受信装置。
【請求項４】
送信アンテナ信号を受信品質に基づきオーダリングし、品質のよい送信アンテナ信号から復調し、アンテナ干渉を逐次的に除去することを特徴とする請求項１または請求項２に記載のＭＩＭＯ受信装置。
【請求項５】
前記レプリカ再生部は、
前記送信アンテナと前記受信アンテナとの間のチャネル推定値を用いて２次元周波数領域等化のウエイトを計算するウエイト計算部と、
前記ウエイトと前記減算部から出力された信号とを入力とし、それぞれをサブキャリア毎に乗じることにより、周波数領域でＭＩＭＯ信号分離とマルチパス干渉抑圧とを行って出力する２次元周波数領域等化部と、
前記２次元周波数領域等化部から出力された信号である各送信アンテナの復調信号を第２のポイントで離散逆フーリエ変換するＩＤＦＴ部と、
各送信アンテナの復調信号に基づいて、送信されたビット毎にビット尤度を計算するビット尤度計算部と、
前記ビット尤度に基づいてシンボルレプリカを生成するシンボルレプリカ生成部と、
前記シンボルレプリカを第３のポイントで離散フーリエ変換するＤＦＴ部と、
周波数領域のシンボルレプリカ信号とチャネル推定値とを用いて送信アンテナ干渉レプリカを生成するアンテナ干渉レプリカ生成部と、
前記周波数領域のシンボルレプリカ信号と２次元周波数領域等化後のチャネル利得のサブキャリア平均値を用いて無歪信号レプリカを生成する無歪信号レプリカ生成部とを備えることを特徴とする請求項１に記載のＭＩＭＯ受信装置。
【請求項６】
前記復調部は、
前記送信アンテナと前記受信アンテナとの間のチャネル推定値を用いて２次元周波数領域等化のウエイトを前記減算部の干渉除去に基づいて計算するウエイト計算部と、
前記ウエイトと前記減算部から出力された信号とを入力とし、それぞれをサブキャリア毎に乗じることにより、周波数領域でＭＩＭＯ信号分離とマルチパス干渉抑圧とを行って出力する２次元周波数領域等化部と、
前記２次元周波数領域等化部から出力された信号に無歪信号レプリカを加算して出力する加算部と、
前記加算部から出力された信号である各送信アンテナの復調信号を第２のポイントで離散逆フーリエ変換するＩＤＦＴ部とを備えることを特徴とする請求項１に記載のＭＩＭＯ受信装置。
【請求項７】
前記レプリカ再生部の後段に設けられた前記複数のレプリカ再生部は、
前記送信アンテナと前記受信アンテナとの間のチャネル推定値を用いて２次元周波数領域等化のウエイトを前記減算部の干渉除去に基づいて計算するウエイト計算部と、
前記ウエイトと前記減算部から出力された信号とを入力とし、それぞれをサブキャリア毎に乗じることにより、周波数領域でＭＩＭＯ信号分離とマルチパス干渉抑圧とを行って出力する２次元周波数領域等化部と、
前記２次元周波数領域等化部から出力された信号に無歪信号レプリカを加算して出力する加算部と、
前記加算部から出力された信号である各送信アンテナの復調信号を第２のポイントで離散逆フーリエ変換するＩＤＦＴ部と、
各送信アンテナの復調信号に基づいて、送信されたビット毎にビット尤度を計算するビット尤度計算部と、
前記ビット尤度に基づいてシンボルレプリカを生成するシンボルレプリカ生成部と、
前記シンボルレプリカを第３のポイントで離散フーリエ変換するＤＦＴ部と、
周波数領域のシンボルレプリカ信号とチャネル推定値とを用いて送信アンテナ干渉レプリカを生成するアンテナ干渉レプリカ生成部と、
前記周波数領域のシンボルレプリカ信号と２次元周波数領域等化後のチャネル利得のサブキャリア平均値を用いて無歪信号レプリカを生成する無歪信号レプリカ生成部とを備えることを特徴とする請求項２に記載のＭＩＭＯ受信装置。
【請求項８】
前記レプリカ再生部は、前記ビット尤度計算部の後段にさらに復号部を備え、誤り訂正復号したビットを用いてシンボルレプリカを生成することを特徴とする請求項５に記載のＭＩＭＯ受信装置。
【請求項９】
前記レプリカ再生部の後段に設けられた複数のレプリカ再生部は、前記ビット尤度計算部の後段にさらに復号部を備え、誤り訂正復号したビットを用いてシンボルレプリカを生成することを特徴とする請求項７に記載のＭＩＭＯ受信装置。
【請求項１０】
複数の送信アンテナから送信されたシングルキャリアの信号を、複数の受信アンテナにて受信し、周波数領域の処理により前記信号を分離するＭＩＭＯ受信方法であって、
前記受信アンテナにて受信された信号を第１のポイントで離散フーリエ変換する処理と、
前記送信アンテナから送信された信号に挿入されているパイロット信号を用いて前記送信アンテナと前記受信アンテナとの間のチャネル利得を推定する処理と、
前記チャネル利得を用いて計算されたウエイトに基づいて２次元周波数領域等化を行うとともに、各送信アンテナの干渉レプリカと無歪信号レプリカとを生成する処理と、
前記離散フーリエ変換された信号から全ての送信アンテナの前記干渉レプリカを除去する処理と、
前記干渉レプリカを除去された信号について前記チャネル利得を用いて前記減算部の干渉除去に基づいて計算されたウエイトにより２次元周波数領域等化を行う処理と、
等化された信号に前記無歪信号レプリカを加算して前記送信アンテナから送信されてきた信号を復調する処理とを有する受信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線技術を用いて通信を行う無線通信において、多入力多出力（ＭＩＭＯ：Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ｉｎｐｕｔ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ｏｕｔｐｕｔ）通信を行うＭＩＭＯ受信装置および受信方法に関し、特に、シングルキャリアＭＩＭＯ信号を周波数領域の信号に変換し、周波数領域の処理によりＭＩＭＯ信号分離を行うＭＩＭＯ受信装置および受信方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
次世代移動通信の無線方式では高速データ伝送が要求されている。この高速データ伝送を実現する技術として、複数の送信アンテナから同一の周波数を用いてデータ信号を送信し、複数の受信アンテナを用いてデータ信号の復調を行うＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ｉｎｐｕｔ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ｏｕｔｐｕｔ）多重が注目されている。【０００３】
図１は、ＭＩＭＯ多重を用いた従来のＭＩＭＯ送受信システムの一構成例を示す図である。【０００４】
図１に示したＭＩＭＯ送受信システムは、送信アンテナ数をＭ（Ｍは２以上の整数）、受信アンテナ数をＮ（Ｎは２以上の整数）とした場合、送信側は送信装置２０１と送信アンテナ２０２−１〜２０２−Ｍとから構成され、受信側は受信アンテナ２０３−１〜２０３−Ｎと受信装置２０４とから構成されている。複数の送信アンテナ２０２−１〜２０２−Ｍから異なるデータ信号を同一の周波数を用いて送信し、複数の受信アンテナ２０３−１〜２０３−Ｎを用いてデータ信号を受信することにより、伝送帯域幅を増加せずに送信アンテナ数に比例した高速データ伝送が行える。受信装置２０４では複数の受信アンテナ２０３−１〜２０３−Ｎにて受信した信号から複数の送信アンテナ２０２−１〜２０２−Ｍから送信されたそれぞれのデータ信号を復調（信号分離）する必要がある。【０００５】
このＭＩＭＯの信号分離には色々な方式が提案されているが、例えば、最も簡単な方式として最小平均自乗誤差法（ＭＭＳＥ：Ｍｉｎｉｍｕｍ  Ｍｅａｎ  Ｓｑｕａｒｅ  Ｅｒｒｏｒ）に基づく線形フィルタを用い、復調対象とする送信アンテナ以外の送信アンテナからの干渉を抑圧する方式がある。しかし、この方式を用いた場合の受信特性は良いとは言えない。この方式を用いた受信特性を改善するため、ＭＭＳＥフィルタと送信アンテナ干渉除去とを組み合わせる方式が提案されている。【０００６】
また、全ての送信アンテナ信号のレプリカを生成し、最も確からしい送信アンテナ信号を選択する最尤検出法（ＭＬＤ：Ｍａｘｉｍｕｍ  Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ  Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）が考えられている。この検出法は、受信特性が良い反面、送信アンテナ数及び変調多値数の増加に従い、演算量が指数的に増加してしまう。【０００７】
一方、次世代移動通信の上りリンク無線方式では、通信エリア拡大のため、端末では高い送信電力効率を実現する必要があり、低ピーク電力対平均電力比（ＰＡＰＲ：Ｐｅａｋ  ｔｏ  Ａｖｅｒａｇｅ  Ｐｏｗｅｒ  Ｒａｔｉｏ）のシングルキャリア（ＳＣ：Ｓｉｎｇｌｅ−Ｃａｒｒｉｅｒ）方式が有力とされている。ＳＣ方式においてＭＩＭＯ多重を行う場合には、マルチパス干渉が問題となる。また、ＭＩＭＯの信号分離をＭＭＳＥフィルタで行う場合は、ＭＩＭＯの信号分離とマルチパス干渉の抑圧とを同時に行う、すなわち空間方向と時間方向とのＭＭＳＥフィルタ（２次元ＭＭＳＥフィルタ）が必要となる。そして２次元ＭＭＳＥフィルタと送信アンテナ干渉除去とを組み合わせた方式が特性に優れ、有望と考えられている。【０００８】
図２は、従来のＭＩＭＯ受信装置の一構成例を示す図である。【０００９】
図２に示したＭＩＭＯ受信装置では、２次元ＭＭＳＥ等化と送信アンテナ干渉除去とを周波数領域の信号処理で行うことにより、演算量の増加を抑えている。また、この２次元周波数領域等化とアンテナ干渉除去の受信処理とを繰り返し行うことにより、特性を改善する方法が考えられている（例えば、文献“周波数領域繰り返しＰＩＣに２次元ＭＭＳＥ重みを用いるＳＣ−ＭＩＭＯ多重のスループット特性，”  中島昭範，安達文幸，  信学技報，  ＲＣＳ２００５−８８，  ｐｐ．  １９−２４，  ２００５年１０月．参照。）。【００１０】
図２に示したＭＩＭＯ受信装置は、Ｍ本（Ｍは２以上の整数）の送信アンテナから送信されたシングルキャリアＭＩＭＯ信号をＮ本（Ｎは２以上の整数）の受信アンテナにて受信し、周波数領域の処理によりＭＩＭＯ信号分離を行うＭＩＭＯ受信装置である。このＭＩＭＯ受信装置は、受信アンテナ１０１−１〜１０１−Ｎと、サイクリックプリフィクス（ＣＰ：Ｃｙｃｌｉｃ  Ｐｒｅｆｉｘ）除去部１０２−１〜１０２−Ｎと、離散フーリエ変換（ＤＦＴ：Ｄｉｓｃｒｅｔｅ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部１０３−１〜１０３−Ｎと、受信フィルタ１０４−１〜１０４−Ｎと、減算部１０５と、チャネル推定部１０６と、ウエイト計算部１０７と、２次元周波数領域等化部１０８と、離散逆フーリエ変換（ＩＤＦＴ：Ｉｎｖｅｒｓｅ  Ｄｉｓｃｒｅｔｅ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部１０９−１〜１０９−Ｍと、ビット尤度計算部１１０−１〜１１０−Ｍと、シンボルレプリカ生成部１１１−１〜１１１−Ｍと、ＤＦＴ部１１２−１〜１１２−Ｍと、アンテナ干渉レプリカ生成部１１３−１〜１１３−Ｍとから構成されている。【００１１】
図３は、周波数領域等化を用いる場合の無線フレームフォーマットの一例を示す図である。【００１２】
図３に示すフレームは、ある１つの送信アンテナから送信される無線フレーム信号を示している。無線フレーム信号は複数のパイロット信号あるいはデータ信号のブロックで構成され、図３に示した例では先頭にパイロット信号ブロックがあり、その後ろにデータブロックが複数連続する構成になっている。各ブロックの先頭にはＤＦＴ処理の際に前ブロックからのマルチパス干渉を回避するためＣＰが付加される。ＣＰは各ブロックの最後部データを最前部にコピーして生成される信号である。ＭＩＭＯでは送信アンテナと受信アンテナとの間のチャネル利得を推定する必要があり、各送信アンテナのパイロット信号は互いに直交していることが好ましい。各送信アンテナのパイロット信号の多重方法として、ＩＦＤＭ（Ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｄ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式を用いた周波数多重やサイクリックシフトしたＣＡＺＡＣ（Ｃｏｎｓｔａｎｔ  Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  Ｚｅｒｏ  Ａｕｔｏ−Ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）符号を用いた符号多重などが考えられている。【００１３】
また、図２に示した受信アンテナ１０１−１〜１０１−Ｎは、シングルキャリアＭＩＭＯ信号を受信する。ＣＰ除去部１０２−１〜１０２−Ｎは、各受信アンテナ信号を入力し、共通のタイミングでＣＰに相当する部分の信号を除去する。ＤＦＴ部１０３−１〜１０３−Ｎは、ＣＰが除去された各受信アンテナ信号を入力とし、【００１４】
【数１】
0004780348.tif 000002
ポイントのＤＦＴを行い、受信信号を周波数領域に変換する。受信フィルタ１０４−１〜１０４−Ｎは、周波数領域で受信信号のフィルタリングを行い、波形整形、雑音抑圧、ユーザ分離などを行う。受信フィルタ１０４−１〜１０４−Ｎには、一般にレイズドコサインロールオフフィルタが用いられる。図２に示した構成では受信フィルタ１０４−１〜１０４−Ｎは、周波数領域の信号処理で行っているが、ＤＦＴ部１０３−１〜１０３−Ｎに先立ち時間領域の信号処理で行うこともできる。減算部１０５は、復調対象の送信アンテナ信号を残し、他の送信アンテナ干渉レプリカを減算する。【００１５】
図４は、受信アンテナｎのＤＦＴ信号に対する減算部１０５の一構成例を示す図である。【００１６】
図４に示した減算部１０５は、レプリカ合成部１２１−１〜１２１−Ｍと、減算器１２２−１〜１２２−Ｍとから構成されている。レプリカ合成部１２１−１〜１２１−Ｍは、復調対象の送信アンテナ信号を除く送信アンテナ干渉レプリカを合成する。減算器１２２−１〜１２２−Ｍは、受信アンテナｎのＤＦＴ信号からレプリカ合成部１２１−１〜１２１−Ｍの出力を減算する。【００１７】
ＤＦＴ後のサブキャリア【００１８】
【数２】
0004780348.tif 000003
の受信信号を【００１９】
【数３】
0004780348.tif 000004
とし、送信アンテナｍの第ｉ繰り返し干渉レプリカを【００２０】
【数４】
0004780348.tif 000005
とすると、第ｉ繰り返し干渉除去後の送信アンテナｍの等化用信号【００２１】
【数５】
0004780348.tif 000006
は次式で表される。【００２２】
【数６】
0004780348.tif 000007
ここで、最初（第０繰り返し）の受信処理では干渉除去は行わず、受信信号をそのまま用いる。すなわち、【００２３】
【数７】
0004780348.tif 000008
となる。【００２４】
チャネル推定部１０６は、送信アンテナ毎に挿入されたパイロット信号を用いて周波数領域で送信アンテナと受信アンテナとの間のチャネル利得を推定する。【００２５】
図５は、受信アンテナｎにおける送信アンテナｍのチャネル利得を求めるチャネル推定部１０６の一構成例を示す図である。【００２６】
図５に示したチャネル推定部１０６は、ＤＦＴ部１３１と、送受信フィルタ１３２と、参照信号生成部１３３と、相関処理部１３４と、雑音抑圧部１３５とから構成されている。ＤＦＴ部１３１は、送信アンテナｍのパイロット符号をＤＦＴし、周波数領域信号に変換する。送受信フィルタ１３２は、パイロット符号の周波数領域信号を送受信フィルタに通す。参照信号生成部１３３は、送受信フィルタ１３２の出力を用いて受信パイロット信号との相関処理に用いるパイロット参照信号を計算する。相関処理部１３４は、周波数領域のパイロット受信信号とパイロット参照信号との相関処理によりチャネル利得を推定する。雑音抑圧部１３５は、相関処理部１３４にて推定されたチャネル利得の雑音を抑圧し、推定されたチャネル利得であるチャネル推定値の信号電力対雑音電力比（Ｓ／Ｎ比）を改善する。雑音抑圧部１３５には、隣接するサブキャリアを平均する方法やチャネル推定値を一度ＩＤＦＴで時間領域に変換し、雑音パスを除去した後にＤＦＴで周波数領域に戻す方法などが考えられている。図５に示した構成を有するチャネル推定部１０６は、周波数領域の信号処理で行っているが、ＤＦＴ部１０３−１〜１０３−Ｎに先立ち時間領域の信号処理で行うこともできる。【００２７】
ウエイト計算部１０７は、送信アンテナと受信アンテナとの間のチャネル推定値を用いて２次元周波数領域等化のウエイトを計算する。ウエイト計算部１０７は、一般にＭＭＳＥアルゴリズムが用いられる。送信アンテナｍの第ｉ繰り返しＭＭＳＥウエイト【００２８】
【数８】
0004780348.tif 000009
は、チャネル推定値行列【００２９】
【数９】
0004780348.tif 000010
と雑音電力【００３０】
【数１０】
0004780348.tif 000011
を用いて、次式で計算される。【００３１】
【数１１】
0004780348.tif 000012
ここで、【００３２】
【数１２】
0004780348.tif 000013
である。また、【００３３】
【数１３】
0004780348.tif 000014
は、送信アンテナｍと受信アンテナとの間のチャネル推定値である。【００３４】
【数１４】
0004780348.tif 000015
は、送信アンテナｍの第ｉ繰り返し干渉除去考慮行列であり、次式で表される。【００３５】
【数１５】
0004780348.tif 000016
ここで、【００３６】
【数１６】
0004780348.tif 000017
は、例えば、送信アンテナｍの時間領域の第ｉ繰り返し軟判定シンボルレプリカ【００３７】
【数１７】
0004780348.tif 000018
の平均電力を用いて次式で計算される。【００３８】
【数１８】
0004780348.tif 000019
ここで、【００３９】
【数１９】
0004780348.tif 000020
は、データブロックのシンボル数である。【００４０】
２次元周波数領域等化部１０８は、ウエイト計算部１０７にて計算された２次元等化ウエイトと減算部１０５の出力とを入力とし、それぞれをサブキャリア毎に乗じることにより、周波数領域でＭＩＭＯ信号分離とマルチパス干渉抑圧とを同時に行う。ウエイト計算部１０７にて計算されたウエイトを【００４１】
【数２０】
0004780348.tif 000021
とし、また、減算部１０５の出力を【００４２】
【数２１】
0004780348.tif 000022
とすると、２次元周波数領域等化部１０８にて２次元等化された送信アンテナｍの等化信号【００４３】
【数２２】
0004780348.tif 000023
は、次式で表される。【００４４】
【数２３】
0004780348.tif 000024
ＩＤＦＴ部１０９−１〜１０９−Ｍは、２次元周波数領域等化部１０８の出力である各送信アンテナの等化信号を入力とし、【００４５】
【数２４】
0004780348.tif 000025
ポイントのＩＤＦＴを行い、等化信号を時間領域に変換する。ＩＤＦＴ部１０９−１〜１０９−Ｍの第ｉ繰り返し（ｉ≧１）の出力が最終的な復調信号となる。【００４６】
ビット尤度計算部１１０−１〜１１０−Ｍは、各送信アンテナの等化信号から送信されたビット毎に尤度を計算する。ビット尤度計算部１１０−１〜１１０−Ｍは、ビットを硬判定する場合も含める。【００４７】
シンボルレプリカ生成部１１１−１〜１１１−Ｍは、各送信アンテナから送信されたビットの尤度から送信アンテナｍのシンボルレプリカを生成する。シンボルレプリカ生成部１１１−１〜１１１−Ｍにおいては、硬判定シンボルレプリカを生成する方法、硬判定シンボルレプリカを生成し、所定のレプリカ重み係数（１以下の定数）を乗算する方法、軟判定シンボルレプリカを生成する方法などが用いられる。特に、軟判定シンボルレプリカを生成する方法は特性が良い。【００４８】
ＤＦＴ部１１２−１〜１１２−Ｍは、シンボルレプリカ生成部１１１−１〜１１１−Ｍにて生成された各送信アンテナのシンボルレプリカを入力とし、【００４９】
【数２５】
0004780348.tif 000026
ポイントのＤＦＴを行い、シンボルレプリカを周波数領域に変換する。【００５０】
アンテナ干渉レプリカ生成部１１３−１〜１１３−Ｍは、各送信アンテナの周波数領域のシンボルレプリカ信号とチャネル推定値とを用いて送信アンテナ干渉レプリカを生成する。送信アンテナｍの周波数領域のシンボルレプリカ信号を【００５１】
【数２６】
0004780348.tif 000027
とし、また、チャネル推定値を【００５２】
【数２７】
0004780348.tif 000028
とすると、送信アンテナｍの第ｉ繰り返し干渉レプリカ【００５３】
【数２８】
0004780348.tif 000029
は、次式で表される。【００５４】
【数２９】
0004780348.tif 000030
以上に述べたように、従来のＭＩＭＯ受信装置では、２次元周波数領域等化とアンテナ干渉除去をチャネル推定も含めて周波数領域で行うことにより、時間領域の信号処理と比べ演算量を大幅に削減するとともに、タイミング誤差の影響を受けないという特徴がある。【００５５】
しかし、従来のＭＩＭＯ受信装置は、２次元周波数領域等化とアンテナ干渉除去の繰り返し受信処理において時間方向は変わらず線形処理を継続しており、２次元周波数領域等化の収束後のウエイトは復調対象の送信アンテナ信号に対してＭＭＳＥウエイトになり、繰り返しを重ねても等化による雑音強調は残存してしまうという問題点がある。そのため、最も特性が優れるＭＬＤの受信特性には及ばない。
【発明の開示】
【００５６】
本発明は、上述したような課題を解決するため、シングルキャリアＭＩＭＯ信号を周波数領域の信号に変換し、周波数領域の処理によりＭＩＭＯ信号分離を行うＭＩＭＯ受信装置において、２次元周波数領域等化前で全てのアンテナ干渉レプリカを除去し、２次元周波数領域等化後で送信アンテナ毎に無歪信号レプリカを加算する構成をとることにより、アンテナ干渉除去と２次元周波数領域等化のウエイト計算の演算量を削減できるとともに、他アンテナ干渉のみならず復調対象の送信アンテナのマルチパス干渉も除去できるため、優れたＭＩＭＯ受信特性を実現できるＭＩＭＯ受信装置および受信方法を提供することを目的とする。
【００５７】
上記目的を達成するために本発明は、
送信装置に設けられた複数の送信アンテナから送信されたシングルキャリアの信号を、複数の受信アンテナにて受信し、周波数領域により前記信号を分離するＭＩＭＯ受信装置であって、
前記受信アンテナにて受信された信号を第１のポイントで離散フーリエ変換するＤＦＴ部と、
前記送信アンテナから送信された信号に挿入されているパイロット信号を用いて前記送信アンテナと前記受信アンテナとの間のチャネル利得を推定するチャネル推定部と、
前記チャネル利得を用いて計算されたウエイトに基づいて２次元周波数領域等化を行うとともに、各送信アンテナの干渉レプリカと無歪信号レプリカとを生成するレプリカ再生部と、
前記ＤＦＴ部にて離散フーリエ変換された信号から全ての送信アンテナの前記干渉レプリカを除去する減算部と、
前記干渉レプリカを除去された信号について前記チャネル利得を用いて前記減算部の干渉除去に基づいて計算されたウエイトにより２次元周波数領域等化を行い、等化された信号に前記無歪信号レプリカを加算して前記送信アンテナから送信されてきた信号を復調する復調部とを備える。
【００５８】
また、前記レプリカ再生部の後段にさらに複数の減算部と複数のレプリカ再生部とを備え、アンテナ干渉除去とレプリカ再生処理とを繰り返し行うことを特徴とする。
【００５９】
また、送信アンテナ信号を同時に復調し、アンテナ干渉を並列的に除去することを特徴とする。
【００６０】
また、送信アンテナ信号を受信品質に基づきオーダリングし、品質のよい送信アンテナ信号から復調し、アンテナ干渉を逐次的に除去することを特徴とする。
【００６１】
また、前記レプリカ再生部は、
前記送信アンテナと前記受信アンテナとの間のチャネル推定値を用いて２次元周波数領域等化のウエイトを計算するウエイト計算部と、
前記ウエイトと前記減算部から出力された信号とを入力とし、それぞれをサブキャリア毎に乗じることにより、周波数領域でＭＩＭＯ信号分離とマルチパス干渉抑圧とを行って出力する２次元周波数領域等化部と、
前記２次元周波数領域等化部から出力された信号である各送信アンテナの復調信号を第２のポイントで離散逆フーリエ変換するＩＤＦＴ部と、
各送信アンテナの復調信号に基づいて、送信されたビット毎にビット尤度を計算するビット尤度計算部と、
前記ビット尤度に基づいてシンボルレプリカを生成するシンボルレプリカ生成部と、
前記シンボルレプリカを第３のポイントで離散フーリエ変換するＤＦＴ部と、
周波数領域のシンボルレプリカ信号とチャネル推定値とを用いて送信アンテナ干渉レプリカを生成するアンテナ干渉レプリカ生成部と、
前記周波数領域のシンボルレプリカ信号と２次元周波数領域等化後のチャネル利得のサブキャリア平均値を用いて無歪信号レプリカを生成する無歪信号レプリカ生成部とを備えることを特徴とする。
【００６２】
また、前記復調部は、
前記送信アンテナと前記受信アンテナとの間のチャネル推定値を用いて２次元周波数領域等化のウエイトを前記減算部の干渉除去に基づいて計算するウエイト計算部と、
前記ウエイトと前記減算部から出力された信号とを入力とし、それぞれをサブキャリア毎に乗じることにより、周波数領域でＭＩＭＯ信号分離とマルチパス干渉抑圧とを行って出力する２次元周波数領域等化部と、
前記２次元周波数領域等化部から出力された信号に無歪信号レプリカを加算して出力する加算部と、
前記加算部から出力された信号である各送信アンテナの復調信号を第２のポイントで離散逆フーリエ変換するＩＤＦＴ部とを備えることを特徴とする。
【００６３】
また、前記レプリカ再生部の後段に設けられた前記複数のレプリカ再生部は、
前記送信アンテナと前記受信アンテナとの間のチャネル推定値を用いて２次元周波数領域等化のウエイトを前記減算部の干渉除去に基づいて計算するウエイト計算部と、
前記ウエイトと前記減算部から出力された信号とを入力とし、それぞれをサブキャリア毎に乗じることにより、周波数領域でＭＩＭＯ信号分離とマルチパス干渉抑圧とを行って出力する２次元周波数領域等化部と、
前記２次元周波数領域等化部から出力された信号に無歪信号レプリカを加算して出力する加算部と、
前記加算部から出力された信号である各送信アンテナの復調信号を第２のポイントで離散逆フーリエ変換するＩＤＦＴ部と、
各送信アンテナの復調信号に基づいて、送信されたビット毎にビット尤度を計算するビット尤度計算部と、
前記ビット尤度に基づいてシンボルレプリカを生成するシンボルレプリカ生成部と、
前記シンボルレプリカを第３のポイントで離散フーリエ変換するＤＦＴ部と、
周波数領域のシンボルレプリカ信号とチャネル推定値とを用いて送信アンテナ干渉レプリカを生成するアンテナ干渉レプリカ生成部と、
前記周波数領域のシンボルレプリカ信号と２次元周波数領域等化後のチャネル利得のサブキャリア平均値を用いて無歪信号レプリカを生成する無歪信号レプリカ生成部とを備えることを特徴とする。
【００６４】
また、前記レプリカ再生部は、前記ビット尤度計算部の後段にさらに復号部を備え、誤り訂正復号したビットを用いてシンボルレプリカを生成することを特徴とする。
【００６５】
また、前記レプリカ再生部の後段に設けられた複数のレプリカ再生部は、前記ビット尤度計算部の後段にさらに復号部を備え、誤り訂正復号したビットを用いてシンボルレプリカを生成することを特徴とする。
【００６６】
また、複数の送信アンテナから送信されたシングルキャリアの信号を、複数の受信アンテナにて受信し、周波数領域の処理により前記信号を分離するＭＩＭＯ受信方法であって、
前記受信アンテナにて受信された信号を第１のポイントで離散フーリエ変換する処理と、
前記送信アンテナから送信された信号に挿入されているパイロット信号を用いて前記送信アンテナと前記受信アンテナとの間のチャネル利得を推定する処理と、
前記チャネル利得を用いて計算されたウエイトに基づいて２次元周波数領域等化を行うとともに、各送信アンテナの干渉レプリカと無歪信号レプリカとを生成する処理と、
前記離散フーリエ変換された信号から全ての送信アンテナの前記干渉レプリカを除去する処理と、
前記干渉レプリカを除去された信号について前記チャネル利得を用いて前記減算部の干渉除去に基づいて計算されたウエイトにより２次元周波数領域等化を行う処理と、
等化された信号に前記無歪信号レプリカを加算して前記送信アンテナから送信されてきた信号を復調する処理とを有する。
【００６７】
上記のように構成された本発明においては、複数の送信アンテナから送信された（削除）シングルキャリアの信号が、複数の受信アンテナにて受信され、周波数領域により信号が分離されるＭＩＭＯ受信装置において、２次元周波数領域等化が行われる前にアンテナの干渉レプリカが受信された信号から除去され、２次元周波数領域等化が行われた後にアンテナの干渉レプリカが除去された信号に無歪信号レプリカが加算される。
【００６８】
このため、アンテナ干渉除去と２次元周波数領域等化とのウエイト計算の演算量を削減できるとともに、他のアンテナによる干渉のみならず復調対象の送信アンテナのマルチパス干渉も除去できる。
【００６９】
以上説明したように本発明においては、複数の送信アンテナから送信された（削除）シングルキャリアの信号を、複数の受信アンテナにて受信し、周波数領域により信号を分離するＭＩＭＯ受信装置において、２次元周波数領域等化を行う前にアンテナの干渉レプリカを受信された信号から除去し、２次元周波数領域等化を行った後にアンテナの干渉レプリカが除去された信号に無歪信号レプリカを加算する構成としたため、優れたＭＩＭＯ受信特性を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００７０】
【図１】ＭＩＭＯ多重を用いた従来のＭＩＭＯ送受信システムの一構成例を示す図である。
【図２】従来のＭＩＭＯ受信装置の一構成例を示す図である。
【図３】周波数領域等化を用いる場合の無線フレームフォーマットの一例を示す図である。
【図４】受信アンテナｎのＤＦＴ信号に対する減算部の一構成例を示す図である。
【図５】受信アンテナｎにおける送信アンテナｍのチャネル利得を求めるチャネル推定部の一構成例を示す図である。
【図６】本発明のＭＩＭＯ受信装置の第１の実施の形態を示す図である。
【図７】本発明のＭＩＭＯ受信装置の第２の実施の形態を示す図である。
【図８】図６に示した第１の実施の形態と図７に示した第２の実施の形態とを合わせた形態を示す図である。
【図９】受信アンテナｎのＤＦＴ信号に対する減算部の構成を示す図である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００７１】
以下に、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。【００７２】
図６は、本発明のＭＩＭＯ受信装置の第１の実施の形態を示す図である。【００７３】
本形態におけるＭＩＭＯ受信装置は図６に示すように、Ｍ本（Ｍは２以上の整数）の送信アンテナから送信されたシングルキャリアＭＩＭＯ信号をＮ本（Ｎは２以上の整数）の受信アンテナにて受信し、周波数領域の処理によりＭＩＭＯ信号分離を行うＭＩＭＯ受信装置である。このＭＩＭＯ受信装置は、受信アンテナ１−１〜１−Ｎと、ＤＦＴ部５１と、チャネル推定部５２と、レプリカ再生部５３と、減算部５４と、復調部５５とから構成されている。【００７４】
ＤＦＴ部５１は、受信アンテナ１−１〜１−Ｎにて受信された信号を第１のポイントである【００７５】
【数３０】
0004780348.tif 000031
ポイントでＤＦＴする。チャネル推定部５２は、各送信アンテナから送信された信号に挿入されているパイロット信号を用いて送信アンテナと受信アンテナとの間のチャネル利得を推定する。レプリカ再生部５３は、チャネル利得を用いて計算されたウエイトに基づいて２次元周波数領域等化を行うとともに、各送信アンテナの干渉信号を模した干渉レプリカと歪みの無い信号を模した無歪信号レプリカとを生成する。減算部５４は、ＤＦＴ部５１から出力された信号から全ての送信アンテナの干渉レプリカを除去する。復調部５５は、干渉レプリカを除去された信号についてチャネル利得を用いて減算部５４の干渉除去に基づいて計算されたウエイトにより２次元周波数領域等化を行い、等化された信号に無歪信号レプリカを加算して各送信アンテナ信号を復調する。【００７６】
本形態におけるＭＩＭＯ受信装置では、減算部５４で全ての送信アンテナの干渉レプリカを除去し、復調部５５の２次元周波数領域等化後で各送信アンテナ信号に無歪信号レプリカを加算する構成をとることにより、他アンテナ干渉のみならず復調対象の送信アンテナのマルチパス干渉も除去できる。そのため、従来から演算量を増加させずに優れたＭＩＭＯ受信特性を実現できる。【００７７】
図７は、本発明のＭＩＭＯ受信装置の第２の実施の形態を示す図である。【００７８】
本形態におけるＭＩＭＯ受信装置は図７に示すように、図６に示した第１の実施の形態のレプリカ再生部５３の後段にさらにＫ段（Ｋは１以上の整数）の減算部５６−１〜５６−Ｋとレプリカ再生部５７−１〜５７−Ｋとを備えている。図７に示したＭＩＭＯ受信装置は、Ｍ本（Ｍは２以上の整数）の送信アンテナから送信されたシングルキャリアＭＩＭＯ信号をＮ本（Ｎは２以上の整数）の受信アンテナにて受信し、周波数領域の処理によりＭＩＭＯ信号分離を行うＭＩＭＯ受信装置である。このＭＩＭＯ受信装置は、受信アンテナ１−１〜１−Ｎと、ＤＦＴ部５１と、チャネル推定部５２と、レプリカ再生部５３と、減算部５６−１〜５６−Ｋと、レプリカ再生部５７−１〜５７−Ｋと、減算部５４と、復調部５５とから構成されている。【００７９】
ＤＦＴ部５１は、受信アンテナ１−１〜１−Ｎにて受信された信号を第１のポイントである【００８０】
【数３１】
0004780348.tif 000032
ポイントでＤＦＴする。チャネル推定部５２は、各送信アンテナから送信された信号に挿入されているパイロット信号を用いて送信アンテナと受信アンテナとの間のチャネル利得を推定する。レプリカ再生部５３は、チャネル利得を用いて計算されたウエイトに基づいて２次元周波数領域等化を行うとともに、各送信アンテナの干渉レプリカと無歪信号レプリカとを生成する。減算部５６−１〜５６−Ｋは、ＤＦＴ部５１から出力された信号から全ての送信アンテナの干渉レプリカをそれぞれ除去する。レプリカ再生部５７−１〜５７−Ｋは、チャネル利得から減算部５６−１〜５６−Ｋの干渉除去を考慮して計算されたウエイトにより２次元周波数領域等化をそれぞれ行う。そして、その出力に無歪信号レプリカを加算して各送信アンテナ信号を復調するとともに、各送信アンテナの干渉レプリカと無歪信号レプリカとを生成する。減算部５４は、ＤＦＴ部５１から出力された信号から全ての送信アンテナの干渉レプリカを除去する。復調部５５は、干渉レプリカを除去された信号についてチャネル利得を用いて減算部５４の干渉除去に基づいて計算されたウエイトにより２次元周波数領域等化を行い、等化された信号に無歪信号レプリカを加算して各送信アンテナ信号を復調する。【００８１】
本形態におけるＭＩＭＯ受信装置では、減算部５６−１〜５６−Ｋおよび減算部５４にて全ての送信アンテナの干渉レプリカを除去し、レプリカ再生部５７−１〜５７−Ｋおよび復調部５５の２次元周波数領域等化後で各送信アンテナ信号に無歪信号レプリカを加算する構成をとる。それにより、他アンテナ干渉のみならず復調対象の送信アンテナのマルチパス干渉も除去できるため、従来のものから演算量を増加させずに優れたＭＩＭＯ受信特性を実現できる。また、アンテナ干渉除去とレプリカ再生処理を繰り返し行うことにより高精度なレプリカ生成を行うことでＭＩＭＯ受信特性をさらに向上させることができる。【００８２】
次に、本発明のＭＩＭＯ受信装置の詳細な動作について図８を参照して説明する。【００８３】
図８は、図６に示した第１の実施の形態と図７に示した第２の実施の形態とを合わせた形態を示す図である。【００８４】
本形態におけるＭＩＭＯ受信装置は図８に示すように、受信アンテナ１−１〜１−Ｎと、ＣＰ除去部２−１〜２−Ｎと、ＤＦＴ部３−１〜３−Ｎと、受信フィルタ４−１〜４−Ｎと、減算部５と、チャネル推定部６と、ウエイト計算部７と、２次元周波数領域等化部８と、加算部９と、ＩＤＦＴ部１０−１〜１０−Ｍと、ビット尤度計算部１１−１〜１１−Ｍと、シンボルレプリカ生成部１２−１〜１２−Ｍと、ＤＦＴ部１３−１〜１３−Ｍと、アンテナ干渉レプリカ生成部１４−１〜１４−Ｍと、無歪信号レプリカ生成部１５−１〜１５−Ｍとから構成されている。【００８５】
受信アンテナ１−１〜１−Ｎは、シングルキャリアＭＩＭＯ信号を受信する。ＣＰ除去部２−１〜２−Ｎは、各受信アンテナ１−１〜１−Ｎにて受信された信号を入力し、共通のタイミングでＣＰに相当する部分の信号を除去する。ＤＦＴ部３−１〜３−Ｎは、ＣＰが除去された各受信アンテナ信号を入力とし、第１のポイントである【００８６】
【数３２】
0004780348.tif 000033
ポイントのＤＦＴを行い、受信信号を周波数領域に変換する。受信フィルタ４−１〜４−Ｎは、周波数領域で受信信号のフィルタリングを行い、波形整形、雑音抑圧、ユーザ分離などを行う。受信フィルタ４−１〜４−Ｎには、一般にレイズドコサインロールオフフィルタが用いられる。図８に示した構成においては、受信フィルタ４−１〜４−Ｎは、周波数領域の信号処理で行っているが、ＤＦＴ部３−１〜３−Ｎに先立ち時間領域の信号処理で行うこともできる。減算部５は、復調対象の送信アンテナ信号も含め、全ての送信アンテナ干渉レプリカを減算する。【００８７】
図９は、受信アンテナｎのＤＦＴ信号に対する減算部５の構成を示す図である。【００８８】
図９に示した減算部５は、レプリカ合成部２１と、減算器２２とから構成されている。レプリカ合成部２１は、全ての送信アンテナ干渉レプリカを合成する。減算器２２は、受信アンテナｎのＤＦＴ信号からレプリカ合成部２１の出力を減算する。ＤＦＴ後のサブキャリア【００８９】
【数３３】
0004780348.tif 000034
の受信信号を【００９０】
【数３４】
0004780348.tif 000035
とし、また、送信アンテナｍの第ｉ繰り返し干渉レプリカを【００９１】
【数３５】
0004780348.tif 000036
とすると、第ｉ繰り返し干渉除去後の各送信アンテナの等化用信号【００９２】
【数３６】
0004780348.tif 000037
は全ての送信アンテナに対して共通となり次式で表される。【００９３】
【数３７】
0004780348.tif 000038
ここで、最初（第０繰り返し）の受信処理では干渉除去は行わず、受信信号をそのまま用いる。すなわち、【００９４】
【数３８】
0004780348.tif 000039
となる。式（９）のアンテナ干渉除去の計算は各送信アンテナに対して共通であるため、従来のものと比べ演算量を削減できる。【００９５】
チャネル推定部６は、各送信アンテナから送信された信号に挿入されているパイロット信号を用いて周波数領域で送信アンテナと受信アンテナとの間のチャネル利得を推定する。本実施の形態においてはチャネル推定部６は、周波数領域の信号処理で行っているが、ＤＦＴ部３−１〜３−Ｎに先立ち時間領域の信号処理で行うこともできる。【００９６】
ウエイト計算部７は、チャネル推定部６にて推定された送信アンテナと受信アンテナとの間のチャネル利得であるチャネル推定値を用いて２次元周波数領域等化のウエイトを計算する。ウエイト計算部７は、一般にＭＭＳＥアルゴリズムが用いられる。送信アンテナｍの第ｉ繰り返しＭＭＳＥウエイト【００９７】
【数３９】
0004780348.tif 000040
は、チャネル推定値行列【００９８】
【数４０】
0004780348.tif 000041
と雑音電力【００９９】
【数４１】
0004780348.tif 000042
とを用いて、次式で計算される。【０１００】
【数４２】
0004780348.tif 000043
ここで、【０１０１】
【数４３】
0004780348.tif 000044
である。また、【０１０２】
【数４４】
0004780348.tif 000045
は、送信アンテナｍと受信アンテナとの間のチャネル推定値である。【０１０３】
【数４５】
0004780348.tif 000046
は、第ｉ繰り返し干渉除去考慮行列であり、全ての送信アンテナに対して共通となり次式で表される。【０１０４】
【数４６】
0004780348.tif 000047
ここで、【０１０５】
【数４７】
0004780348.tif 000048
は、例えば、送信アンテナｍの時間領域の第ｉ繰り返し軟判定シンボルレプリカ【０１０６】
【数４８】
0004780348.tif 000049
の平均電力を用いて次式で計算される。【０１０７】
【数４９】
0004780348.tif 000050
ここで、【０１０８】
【数５０】
0004780348.tif 000051
は、データブロックのシンボル数である。式（１１）のウエイト計算において逆行列［  ］−１の計算は送信アンテナｍに対して共通であり１度だけ行えばよく、従来のものと比べ演算量を削減できる。【０１０９】
２次元周波数領域等化部８は、ウエイト計算部７にて計算された２次元等化ウエイトと減算部５の出力とを入力とし、それぞれをサブキャリア毎に乗じることにより、周波数領域でＭＩＭＯ信号分離とマルチパス干渉抑圧を同時に行って出力する。ウエイト計算部７で計算したウエイトを【０１１０】
【数５１】
0004780348.tif 000052
とし、また、減算部５の出力を【０１１１】
【数５２】
0004780348.tif 000053
とすると、２次元周波数領域等化部８で２次元等化した送信アンテナｍの等化信号【０１１２】
【数５３】
0004780348.tif 000054
は、次式で表される。【０１１３】
【数５４】
0004780348.tif 000055
加算部９は、各送信アンテナの等化信号に無歪信号レプリカを加算して出力する。送信アンテナｍの無歪信号レプリカを【０１１４】
【数５５】
0004780348.tif 000056
とすると、送信アンテナｍの第ｉ繰り返し復調信号【０１１５】
【数５６】
0004780348.tif 000057
は、次式で表される。【０１１６】
【数５７】
0004780348.tif 000058
式（１６）の処理は従来のものにはなく、演算量の増加となるが、送信アンテナ毎の加算処理であるため、式（９）の減算処理と合わせても、従来の減算処理と比べて演算量は少ない。【０１１７】
ＩＤＦＴ部１０−１〜１０−Ｍは、加算部９の出力である各送信アンテナの復調信号を入力とし、第２のポイントである【０１１８】
【数５８】
0004780348.tif 000059
ポイントのＩＤＦＴを行い、復調信号を時間領域に変換する。ＩＤＦＴ部１０−１〜１０−Ｍの第ｉ繰り返し（ｉ≧１）の出力が最終的な復調信号となる。【０１１９】
ビット尤度計算部１１−１〜１１−Ｍは、各送信アンテナの復調信号に基づいて送信されたビット毎に尤度を計算する。ビット尤度計算部１１−１〜１１−Ｍは、ビットを硬判定する場合も含める。【０１２０】
シンボルレプリカ生成部１２−１〜１２−Ｍは、各送信アンテナから送信されたビットのビット尤度に基づいて送信アンテナｍのシンボルレプリカを生成する。シンボルレプリカ生成部１２−１〜１２−Ｍには、硬判定シンボルレプリカを生成する方法、硬判定シンボルレプリカを生成し、所定のレプリカ重み係数（１以下の定数）を乗算する方法、軟判定シンボルレプリカを生成する方法などが用いられる。また、図８に示した構成では、復調後のビットからシンボルレプリカを生成しているが、高精度なレプリカ生成を行うため、ビット尤度計算部１１−１〜１１−Ｎの後段に誤り訂正復号を行う復号部を設け、復号部にて誤り訂正復号された後のビットを用いてシンボルレプリカを生成する方法も考えられる。【０１２１】
ＤＦＴ部１３−１〜１３−Ｍは、シンボルレプリカ生成部１２−１〜１２−Ｍにて生成された各送信アンテナのシンボルレプリカを入力とし、第３のポイントである【０１２２】
【数５９】
0004780348.tif 000060
ポイントのＤＦＴを行い、シンボルレプリカを周波数領域に変換する。【０１２３】
アンテナ干渉レプリカ生成部１４−１〜１４−Ｍは、各送信アンテナの周波数領域のシンボルレプリカ信号とチャネル推定値とを用いて送信アンテナ干渉レプリカを生成する。送信アンテナｍの周波数領域のシンボルレプリカ信号を【０１２４】
【数６０】
0004780348.tif 000061
とし、またチャネル推定値を【０１２５】
【数６１】
0004780348.tif 000062
とすると、送信アンテナｍの第ｉ繰り返し干渉レプリカ【０１２６】
【数６２】
0004780348.tif 000063
は、次式で表される。【０１２７】
【数６３】
0004780348.tif 000064
無歪信号レプリカ生成部１５−１〜１５−Ｍは、各送信アンテナの周波数領域のシンボルレプリカ信号と２次元周波数領域等化後のチャネル利得のサブキャリア平均値とを用いて無歪信号レプリカを生成する。送信アンテナｍの周波数領域のシンボルレプリカ信号を【０１２８】
【数６４】
0004780348.tif 000065
とし、また、等化後チャネル利得のサブキャリア平均値を【０１２９】
【数６５】
0004780348.tif 000066
とすると、送信アンテナｍの第ｉ繰り返し無歪信号レプリカ【０１３０】
【数６６】
0004780348.tif 000067
は、次式で表される。【０１３１】
【数６７】
0004780348.tif 000068
ここで、【０１３２】
【数６８】
0004780348.tif 000069
以上説明した第１の実施の形態および第２の実施の形態において、アンテナ干渉除去とレプリカ再生との各繰り返し処理では各送信アンテナ信号を同時に復調し、アンテナ干渉レプリカを並列的に除去している。各繰り返し処理で送信アンテナ信号を受信品質に基づきオーダリングし、品質の良い送信アンテナ信号から復調し、アンテナ干渉を逐次的に除去する方法も考えられる。具体的には、最初（第０繰り返し）の受信処理では受信品質のよい送信アンテナ信号から順番に復調し、ＤＦＴ信号から干渉レプリカを除去していく。第ｉ繰り返し（ｉ≧１）の受信処理ではＤＦＴ信号から前の繰り返しの全ての送信アンテナ干渉を除去した受信信号から受信品質のよい送信アンテナ信号の順番に今回の干渉レプリカと前回の干渉レプリカとの差分を除去していく。この場合、送信アンテナ信号の逐次干渉除去の効果により繰り返し数に対する受信特性は良くなるが、送信アンテナ毎にアンテナ干渉除去と２次元周波数領域等化のウエイト計算とを行う必要があり演算量が増加する。【０１３３】
なお、本実施の形態においては、時間領域信号から周波数領域信号への変換をＤＦＴ、また周波数領域信号から時間領域信号への変換をＩＤＦＴで行っているが、高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）、高速逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ：Ｉｎｖｅｒｓｅ  Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）あるいは他のアルゴリズムを用いてもよい。
【図１】
0004780348.tif 000070
【図２】
0004780348.tif 000071
【図３】
0004780348.tif 000072
【図４】
0004780348.tif 000073
【図５】
0004780348.tif 000074
【図６】
0004780348.tif 000075
【図７】
0004780348.tif 000076
【図８】
0004780348.tif 000077
【図９】
0004780348.tif 000078