(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
局部飽和可能なコアを備えたトランスと、当該トランスの１次側に配置される直流電源と、前記直流電源と前記トランスとの間に配置されるダイオードと、前記トランスとプッシュプル構成される複数の半導体スイッチと、前記半導体スイッチのゲートと接続する制御回路を具備し、前記トランスの２次側に放電管を接続してなり、
前記制御回路により前記半導体スイッチの開閉動作を制御し前記トランスの駆動周波数を下げるとともに、前記半導体スイッチの閉動作時間を長くして、前記トランスを構成するコアを磁気飽和させて昇圧比を上げて、前記放電管の放電を開始させることを特徴とする放電管駆動回路。
【請求項２】
前記放電管と直列に抵抗器を接続し、当該抵抗器の両端電圧と基準電圧値との比較に基づいて、前記半導体スイッチの閉動作時間により前記トランスの励磁電流を制御して放電管の発光輝度を調整することを特徴とする請求項１に記載の放電管駆動回路。
【請求項３】
前記トランスは、外足と、巻線が配置される中芯とを備え、前記外足の一部が前記中芯の断面積よりも小さいことを特徴とする請求項１又は２に記載の放電管駆動回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ノートパソコンやデジタルカメラなどの液晶ディスプレイのバックライトに使用される冷陰極放電蛍光管を発光させる放電管駆動回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の冷陰極放電管用駆動回路は、昇圧機能を有した自励共振型発振回路が使われていた。直流電圧を数十ｋＨｚの交流電圧に変換した後、トランスによって数百Ｖに昇圧した後、放電管に印加して発光させる方式であった。しかし、自励共振型であるため、原理上外部より周波数を設定することは回路動作上困難であった。そのため、入力電圧など動作範囲は実質的に一定で可変範囲が非常に狭いものでしか無かった。
そこで、充分な輝度調整特性を付与するために、回路的には複雑になるが、ＤＣ／ＤＣコンバータを昇圧回路の前段に挿入し、間接的に直流入力電圧を放電管の輝度の要求に応じた可変電圧に制御した後、交流変換回路に印加する方法がとられていた。またこの方法では、起動後に負荷の放電管の電圧低下に対応するために、出力にバラストコンデンサやリーケージインダクタンスが必要であった。
【０００３】
図４および５は、ＤＣ／ＤＣコンバータを用いた従来の自励共振型発信回路の構成と、その主要部における電圧波形である。図４において、ＤＣ／ＤＣコンバータは半導体スイッチ５３，インダクタ３２、コンデンサ７３およびダイオード６３で構成され、制御回路４２の可変抵抗８１の設定値によりコンデンサ７３の両端から任意の可変直流電圧を得るものである。ここで、端子４２１は制御回路４２の電源端子であり、端子４２２は制御回路４２のグランドの共通端子であり、端子４２３は半導体スイッチ５３の駆動端子であり、端子４２４は放電管２の電流検出端子である。直流電源１の電圧Ｖ71は半導体スイッチ５３の開および閉動作時間に応じたパルス状電圧Ｖ63に変換され、平滑回路によって直流電圧Ｖ73となる。以上述べた電圧波形を図５に示す。この直流電圧Ｖ73は半導体スイッチ５３の閉動作時間(ＴON)と開動作時間(ＴOFF)の比率により任意に選ぶことができる。従って、可変直流電圧はＶ73＝Ｖ71×ＴON／(ＴON＋ＴOFF)で計算される。
【０００４】
次に、電圧制御された直流電圧Ｖ73はインダクタ３３を介してトランス３４の中間タップ３４２に印加される。端子３４１には半導体スイッチ５４が、また端子３４３には半導体スイッチ５５が接続されると共に、コンデンサ７４が並列に接続されている。共振回路はトランス３４の１次側から見たインダクタンスとコンデンサ７４とで構成される。半導体スイッチ５４および５５は、端子３４６、３４７の駆動巻線の働きにより、前記共振回路の周波数のタイミングの開、閉動作を行う。トランス３４の２次側端子３４４と３４５間に正弦波電圧Ｖ72を得ることができる。放電管２の電流を抵抗８５で検出して、制御回路４２により、コンデンサ７３の電圧Ｖ73を制御することで、放電管２の電流を安定化している。
【０００５】
この自励共振型発振回路は、トランス３４の端子３４１と３４３間のインダクタンスとコンデンサ７２で決まる共振周波数で共振し、正弦波電圧Ｖ72がトランス３４の端子間３４１−３４３、３４４−３４５あるいは３４６−３４７から得られる。図５に示すＶ54の電圧波形は半導体スイッチ５４のコレクターエミッタ間電圧である。ベースに接続されている端子３４７が負電圧のときは半導体スイッチ５４が開動作期間となっているため、半導体スイッチ５４のコレクタに接続している端子３４１の電圧は正弦波電圧が印加されるが、端子３４７が正電圧に変わると閉動作期間となり、端子３４１の電圧は差がなくなる。一方、半導体スイッチ５５の電圧波形はV55に示すように、V54と逆位相関係である。
トランス３４の巻線電圧波形は、V54とV５５の合成電圧になり、その電圧波形は、図５のV72の通り、正負対称電圧波形である。
【０００６】
Ｖ342はトランス３４の端子３４２の電圧波形である。コンデンサ７３の直流電圧Ｖ73と端子３４２の電圧Ｖ342の差電圧が、インダクタ３３の端子間に現れることになる。インダクタ３３の端子間には、電圧時間積Ｓ331とＳ332に等しい電圧脈動分を含む。このため、トランス３４の端子３４２の平均電圧値とコンデンサ７３の電圧値が等しい。
【０００７】
前記直流電源１の電圧は１０Ｖ程度であり、放電管２の端子間に印加する電圧は実効値で８００Ｖ程度が必要となる。しかしながら、従来のプッシュプル回路は、フライバック電圧を活用していないため、可能な限りフライバック電圧が少ない特性のトランスを使用していた。さらに、構成する半導体スイッチとして一般的に逆方向が導通するトランジスタを使用しているため、スイッチ動作開とした期間に発生する逆起電力によるフライバック電圧は、その逆方向導通特性の作用により電源電圧以上の高い電圧を発生させることができなかった。
【０００８】
このため、トランス３４の１次と２次の巻数比を１：２００付近に選び、通常の巻数比の範囲を遙かに逸脱した高巻数比のトランスとしなければならず、また放電管２の放電開始電圧以上の電圧となるトランス３４の２次電圧を、放電管２が点灯した後、放電管２にコンデンサ７５（バラストコンデンサと呼ばれている）を直列に接続することで、コンデンサ７５の電圧降下で、放電管２への印加電圧を下げなければならなかった。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
上記のように、従来方式の自励共振型発振回路であっても、冷陰極放電蛍光管の要求特性である、放電開始時に必要な点灯時電圧の１５０％〜２００％の高電圧を得ることや、著しく寿命を縮めないように点灯時電圧波形の対称性を得ることは可能ではあったが、従来の駆動回路では発光輝度を調整する場合は、供給電源電圧を可変とするＤＣ／ＤＣコンバータ回路が別途必要であったり、放電管に直列にバラストコンデンサを接続して、放電管２への印加電圧を下げなければならず、ＤＣ／ＤＣコンバータでの電圧変換部の損失が加わり、変換効率が低いという問題や、トランスは常に高い電圧が必要で小型に構成出来ない欠点があった。このため液晶ディスプレイ用バックライト駆動回路においては低廉、小型化の要請を満足することはできなかった。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明は、局部飽和可能なコアを備えたトランスと、当該トランスの１次側に配置される直流電源と、前記直流電源と前記トランスとの間に配置されるダイオードと、前記トランスとプッシュプル構成される複数の半導体スイッチと、前記半導体スイッチのゲートと接続する制御回路を具備し、前記トランスの２次側に放電管を接続してなり、前記制御回路により前記半導体スイッチの開閉動作を制御し前記トランスの駆動周波数を下げるとともに、前記半導体スイッチの閉動作時間を長くして、前記トランスを構成するコアを磁気飽和させて昇圧比を上げて、前記放電管の放電を開始させる放電管駆動回路である。
本発明においては、前記トランスの２次側の電圧波形は実質的に正負対称な交流であり、前記放電管と直列に抵抗器を接続して、当該抵抗器の両端電圧と基準電圧値との比較に基づいて、前記半導体スイッチの閉動作時間により前記トランスの励磁電流を制御して放電管の発光輝度を調整する。また、外足と、巻線を配置した中芯とを備え、前記外足の一部を前記中芯の断面積よりも小さくする。
【００１１】
本発明はバラストコンデンサで電圧を下げるのではなく、放電開始の短時間の時のみ、駆動周波数を下げることにより、トランスを低インダクタンス領域まで励磁して、フライバック昇圧効果で高い電圧を発生させる。
前記トランスのコアは、その断面積が一定でなく、例えば、中芯コアー断面積より、外足コアー断面積の一部を小さく構成することで、トランスの駆動周波数が下がったときに、外足コアーの一部が磁気飽和するようにして、インダクタンス値が低い領域まで励磁させる。このとき、トランスの励磁電流が増大するために、半導体スイッチが開するときの逆起電力も増大して高電圧を発生することが出来る。
【００１２】
【発明の実施の形態】
本発明による一実施例を図１に示す。図１は半導体スイッチをプシュプル構成にする場合である。直流電源１の正端子は、ダイオード６１を経由してトランス３１の１次巻線端子３１２に接続され、端子３１１と端子３１３間には並列にコンデンサ７２を挿入すると共に、半導体スイッチ５１と５２が直流電源１の負端子に接続する。直流電源１に並列にリップル電流平滑用のコンデンサ７１を挿入する。半導体スイッチ５１と５２のゲートはそれぞれ制御回路４１につながれ、開および閉動作の期間と周波数が制御される。また、制御回路４１は抵抗器８５の両端電圧を検出して過電流監視する機能を持たしているとともに、定電流機能を持たしている。電流値設定は可変抵抗器８１を調整することによって得られる。ここで、端子４１１は制御回路４１の電源端子であり、端子４１２は制御回路４１のグランドの共通端子であり、端子４１３は半導体スイッチ５２の駆動端子であり、端子４１４は半導体スイッチ５１の駆動端子である。
【００１３】
図２は各部の電圧波形例である。図中のＱ51とＱ52はそれぞれ半導体スイッチ５１、５２の動作状態であり、開動作及び閉動作の期間とタイミングを表示したものである。Ｉ82はトランス３１の１次電流であり、半導体スイッチ５１及び５２の通過電流を示す。Ｖ72はコンデンサ７２の電圧波形である。Ｖ85は抵抗８５の電圧波形であり、放電管２の正負対称な電流波形でもある。
図１の動作を詳細に説明する。半導体スイッチ５２を閉動作にすると、トランス３１の端子３１２から端子３１３方向に電流が流入し、半導体スイッチ５２を通って直流電源１に環流する。図２のＶ82の図示するように励磁電流は時間と共に増加し、半導体スイッチ５２が開動作に移行すると、トランス３１に蓄積された励磁電流による磁気エネルギが、コンデンサ７２に電気エネルギとして充電される。その後、コンデンサ７２に充電された電圧により、端子３１３から端子３１２を通して端子３１１の方向に電流が流れることにより、コンデンサ７２の電圧が一度上昇してその後降下する。この一連の動作はＶ72の電圧波形に示すように、端子３１１と端子３１３間のインダクタンスとコンデンサ７２と負荷の放電管２で決まる減衰共振振動（減幅振動とも言う）である。
【００１４】
次に、半導体スイッチ５１を閉動作にすると、ダイオード６１を通して端子３１２から端子３１１方向に励磁電流が流れ、時間の経過と共に上昇する。さらに、半導体スイッチ５１が開動作になると、トランス３１に蓄積された励磁電流による磁気エネルギが、端子３１２から端子３１１の方向に電流が流れ続ける。そのため、端子３１１からコンデンサ７２を通して端子３１３の方向に電流が流れて、コンデンサ７２を充電して電圧が一度降下してその後上昇する。端子３１３から端子３１２を通して端子３１１の方向に電流が減少して停止した時、コンデンサ７２の電圧が最大値になる。その後、コンデンサ７２に充電された電圧により、端子３１１から端子３１２を通して端子３１３の方向に電流が流れることになり、コンデンサ７２の電圧が減少する。この動作は、半導体スイッチ５２の動作と全く同じで、共振振動しながら減衰する。
【００１５】
放電開始時の動作を説明する。図２の動作状態で放電開始していない場合は管電流が流れないために、Ｖ85が設定値に上げようと、半導体スイッチ５１および５２の閉時間を長くするとともに、この閉と開の周波数も下げるように制御される。これにより、トランスは低インダクタンス領域まで励磁される。
【００１６】
このトランスは、図６に示すように磁束が通るコアー（局部飽和可能なコア）の断面積を故意に、一部分を狭くして構成している。このように構成することで、断面積が狭い部分が飽和した場合には、エアーギャップと同様な磁気抵抗が発生する。トランスの１次巻線に直流電流を流しながらインダクタンス値を測定すると、図７の通り、直流電流が小さいときは、外足コアー断面積の狭い部分も飽和しないので、インダクタンス値は高い値を示しているが、直流電流が大きくなると、外足コアー断面積の狭い部分が飽和してインダクタンス値は低い値になる。横軸を磁束密度としても同様であって、磁束密度が大きくなれば、外足コアー断面積の狭い部分が飽和し、飽和後のインダクタンス値は低い値になるため、飽和前の励磁電流の上昇率に対して、飽和後の励磁電流の上昇率は大きくなり、急速に電流が上昇する。
【００１７】
図３は動作時の電圧波形例である。Ｉ82の波形で上昇角度が急になった部分がトランスを低インダクタンス領域で励磁していることを示している。半導体スイッチ５２が開動作に移行直後に、端子３１３の電圧が直流電源１の電圧の２倍電圧以上に上昇する。この場合、トランス３１の端子３１１及び３１２間と端子３１２及び３１３間が同じ巻数のコイルが巻かれているため、端子３１１の電位が直流電源１の負電位より低下してしまう。このため、ダイオード６１がないと、直流電源１に半導体スイッチ５１の逆導通特性によってソースからドレイン方向に電流が流れ、端子３１１から端子３１２を経由して直流電源１の正端子に回生電流が流れる。このため、半導体スイッチ５２の電圧が２倍電圧以上に上昇できずに電圧がクランプする。ダイオード６１があるため、このとき、端子３１１の電位は直流電源１の負電圧値で停止して、端子３１２の電位が直流電源１の正電位より上昇することで、端子３１１の電位が、直流電源１の２倍電圧以上に上昇できる。半導体スイッチ５１が開動作に移行直後に、端子３１１の電圧が直流電源１の電圧の２倍電圧以上に上昇する。この場合も同様にダイオード６１が働く。また、半導体スイッチ５１と５２が逆導通しない特性を有する場合は、ダイオード６１は不要である。図３のＶ７２は、第３高調波が大変多い波形となっているが、駆動周波数を図２の点灯時周波数の１／３に設定すれば、この第３高調波は点灯時周波数と等しくなる。
【００１８】
可変抵抗器８１は抵抗器８５の端子電圧のしきい値を設定する。制御回路４１内で可変抵抗器８１で設定した基準電圧値と抵抗器８５の端子電圧の平均値(または実効値)が比較され、その差電圧を増幅した値の大きさで半導体スイッチ５１または５２の閉時間を制御するものである。抵抗器８５の両端電圧が可変抵抗器８１で設定した基準電圧値と比較され、低いときは半導体スイッチ５１または５２の閉時間を長くして、トランス３１の励磁電流を増やす。トランス３１の励磁電流が増えると、半導体スイッチ５１または５２の開動作期間後の電圧が高くなり、放電管２に流れる電流値増加によって発光輝度が高くなる。このようにして、可変抵抗器８１により発光輝度が調整できる。
【００１９】
本発明品は、バラストコンデンサとインダクタが不要であるため、外形寸法は、従来は１４０mm×１４mm×６mmの１１．８ccの容積に対して、１２０mm×１０mm×５mmの６．０cc、容積比５１％と大幅に小型化できるとともに、その重量は、従来品が、１２ｇに対して、６．２ｇで５４％にできた。また変換効率は、従来品が、８２％に対して、８６％で４％改善できた。
【００２０】
【発明の効果】
以上の説明で明らかなように本発明による昇圧回路は、バラストコンデンサやリーケージインダクタンスが必要なく、その電圧降下が無いためトランスが小型出来、また、巻線部品はトランスのみであり、駆動用インダクタを必要としないものであり、小型高効率で放電管の発光輝度調整を可能にしたものである。また本発明は部品数が少なく、かつ信頼性が向上し、安価に製造できるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による実施例である。
【図２】本発明を実施した場合の起動時電圧波形例である。
【図３】本発明を実施した場合の動作時電圧波形例である。
【図４】従来例を示す回路図である。
【図５】従来技術による動作時電圧波形である。
【図６】本発明の局部飽和可能なトランスの構造図である。
【図７】本発明の局部飽和可能なトランスの特性図である。
【符号の説明】
１：直流電源
２：放電管
３１、３４：トランス
３１１〜３１５、３４１〜３４７：端子
３２、３３：インダクタ
４１、４２：制御回路
４１１、４２１：電源端子
４１２と４２２：共通端子
４２３：駆動端子
４２４：検出端子
５１〜５７：半導体スイッチ
６１、６３：ダイオード
７１〜７５：コンデンサ
８１：可変抵抗器
８３〜８５：抵抗器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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