(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ディジタル無線通信の受信機における位相により表現された検波信号（１１）から送信信号のキャリア周波数との周波数ずれに起因した成分の推定値である平均化信号（３１）を減算して減算信号（４１）を得るための減算処理（４０）をし、
前記減算信号と基準として設定された信号点との差分を誤差として検出して前記検波信号から下位Ｎビット（Ｎは自然数）を取り出して前記下位Ｎビットのうちの最上位ビットをビット反転したものを誤差信号（２１）として出力するための誤差検出処理（２０）をし、
前記誤差信号を所定期間平均化して前記平均化信号を得るための平均化処理（３０）をする自動周波数制御方法。
【請求項２】
ディジタル無線通信の受信機における位相により表現された検波信号（１１）から送信信号のキャリア周波数との周波数ずれに起因した成分の推定値である平均化信号（３１）を減算して減算信号（４１）を得るための減算手段（４０）と、
前記減算信号と基準として設定された信号点との差分を誤差として検出して前記検波信号から下位Ｎビット（Ｎは自然数）を取り出して前記下位Ｎビットのうちの最上位ビットをビット反転したものを誤差信号（２１）として出力するための誤差検出手段（２０）と、
前記誤差信号を所定期間平均化して前記平均化信号を得るための平均化手段（３０）と
を含む自動周波数制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は自動周波数制御方法と装置に関する。より詳しくは、とくにディジタル無線通信の受信機において送信信号のキャリア周波数に追従するために用いるのに適した自動周波数制御（ＡＦＣ；automatic frequency control）方法と装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近時、ディジタル無線通信においては、周波数の良好な利用効率という点から、ベース・バンド信号が有する情報をそのまま変調波に再現する線形変調が用いられることが多い。このような線形変調によりベース・バンド信号の情報が付加された変調波を受信側で復調するには、一般に、同期検波または遅延検波が復調方式として用いられるが、これらの復調方式では、送信信号のキャリア周波数に追従して受信状態を最適に保つために、受信機にＡＦＣ回路を具備するのが一般的である。
【０００３】
そこで、従来より用いられているＡＦＣ回路の構成例を、図４に示し説明する（従来例１）。ここで、図４は、復調方式として遅延検波方式を用いた受信機のＡＦＣ回路の構成を示す回路構成図である。
【０００４】
図４において、図示されてはいない遅延検波回路からのシンボル識別タイミングにおける遅延検波信号１１は、２分岐されて、一方は位相誤差検出回路２０に入力され、他方は、減算回路４０に入力される。ここにおける遅延検波信号１１は、送信側の変調方式が、π／４シフトＱＰＳＫ（quadrature phase shift keying）である場合は、そこに含まれる信号成分は４値となるが、実際の遅延検波信号１１は、これにノイズ成分やキャリア周波数とのずれに起因した成分が重畳したものとなる。以下では、遅延検波信号１１は、位相により表現するものとし、θ(ｎＴ)（ｎは整数、Ｔはシンボル時間長）と表すことにする。
【０００５】
上述のように、遅延検波回路からの遅延検波信号１１は、２分岐されて、一方は位相誤差検出回路２０に入力される。遅延検波信号１１が入力された位相誤差検出回路２０では、遅延検波信号１１の位相について仮判定を行い、遅延検波信号１１の位相と、遅延検波信号１１の仮判定結果と対応関係が設けられた、周波数ずれがない場合の理想的な信号点である基準位相との位相差を、位相誤差信号２１（Δθ(ｎＴ)）として出力する。
【０００６】
表１は、遅延検波信号１１が８ビットの位相表現である場合の、遅延検波信号１１と理想的な信号点との関係の一例を示すものである。
【表１】
0004849037.tif 000002
【０００７】
上記表１において、位相誤差検出回路２０に入力された遅延検波信号１１の位相が、たとえば“36”である場合は、仮判定における信号点は、位相が“32”となるので、位相差は“４”となる。そこで、この位相差が位相誤差信号２１として位相誤差検出回路２０より出力されることになり、出力された位相誤差信号２１は、平均化回路３０に送出される。
【０００８】
平均化回路３０では、入力された位相誤差信号２１（Δθ(ｎＴ)）を一定期間平均化処理して得られた平均化信号３１を、遅延検波信号１１における周波数ずれに起因した成分の推定値（以下、「平均位相誤差」という。）Mean[Δθ(ｎＴ)]として出力する。
【０００９】
他方、遅延検波回路からの遅延検波信号１１が入力された減算回路４０では、遅延検波信号１１における平均位相誤差Mean[Δθ(ｎＴ)]を、遅延検波信号１１（θ(ｎＴ)）より減算し、得られた減算信号４１を、キャリア周波数とのずれを補正するためのＡＦＣ補正信号θｏｕｔ(ｎＴ)として出力する。
【００１０】
以上のＡＦＣ回路の動作について、数式を用いてさらに詳しく説明する。なお、ここでは、π／４シフトＱＰＳＫにより変調された信号を遅延検波するものとしている。
【００１１】
位相誤差検出回路２０に入力された、位相で表現した遅延検波信号１１をシンボル・クロックでラッチした信号を、前述のようにθ(ｎＴ)（ｎは整数、Ｔはシンボル時間長）とすると、θ(ｎＴ)は、理想的には次に示す通りの４値となる。
θ(ｎＴ)＝±π／４，±３π／４
【００１２】
そこで、位相誤差検出回路２０においてθ(ｎＴ)をcos(Δθ)軸およびsin(Δθ)軸で仮判定した信号を、θ０(ｎＴ)とすると、θ０(ｎＴ)は、次の通りとなる。
θ０(ｎＴ)＝±π／４，±３π／４
この場合、位相誤差信号２１（Δθ(ｎＴ)）は、次式で表される。
Δθ(ｎＴ)＝θ(ｎＴ)−θ０(ｎＴ)
【００１３】
この位相誤差信号２１の送出を受けた平均化回路３０では、時刻ｔ＝ｎＴにおける位相誤差信号２１の平均化処理を行う。平均化処理の方法としては、たとえば、過去の値の重みを順次減らす忘却係数を用いた加重平均がある。この加重平均を用いる場合は、位相誤差信号２１（Δθ(ｎＴ)）および１シンボル前の平均位相誤差Mean[Δθ(ｎＴ)]を用いて、次式により、時刻ｔ＝(ｎ＋１)Ｔにおける平均位相誤差Mean[Δθ{(ｎ＋１)Ｔ}]を得る。
Mean[Δθ{(ｎ＋１)Ｔ}]＝(１／Ｎ)Δθ(ｎＴ) 
＋{(Ｎ−１)／Ｎ}Mean[Δθ(ｎＴ)]
このようにして平均化回路３０により得られた平均化信号３１は、減算回路４０に送出される。
【００１４】
減算回路４０では、遅延検波回路からの遅延検波信号１１（θ(ｎＴ)）より平均化信号３１を減算して得られる減算信号４１を、周波数ずれを補正したＡＦＣ補正信号θＯＵＴ(ｎＴ)として出力する。ＡＦＣ補正信号θＯＵＴ(ｎＴ)は、次式により表される。
θＯＵＴ(ｎＴ)＝θ(ｎＴ)−Mean[Δθ(ｎＴ)]
＝θ(ｎＴ)−{(Ｎ−１)／Ｎ}Mean[Δθ{(ｎ−１)Ｔ}]
−(１／Ｎ)[θ{(ｎ−１)Ｔ}−θ０{(ｎ−１)Ｔ}]         （１）
【００１５】
このように、図４に示したＡＦＣ回路では、検波信号より位相誤差の平均値を差し引いた信号、すなわちキャリア周波数とのずれに起因した成分をほぼ差し引いた信号を、ＡＦＣ補正信号θＯＵＴ(ｎＴ)として出力し、この信号を用いて判定復号を行っている。
【００１６】
図５は、図４に示したＡＦＣ回路による仮判定の様子を説明するためのスペース・ダイヤグラムであり、送信側の変調方式がπ／４シフトＱＰＳＫである場合を示している。
【００１７】
図５において、○（白丸）は、キャリア周波数との周波数ずれがない場合の理想的な信号点を示しており、周波数ずれがない場合は、検波信号は、座標平面上のＡ点、Ｂ点、Ｃ点、Ｄ点のいずれかの座標となる。
【００１８】
これに対して、●（黒丸）は、周波数ずれがある場合の検波信号を示しており、周波数ずれがある場合は、検波信号は、周波数ずれによる位相誤差分ずれたＡ’点、Ｂ’点、Ｃ’点、Ｄ’点のいずれかの座標となる。この場合、Ａ’点、Ｂ’点、Ｃ’点、Ｄ’点は、周波数ずれがない場合のＡ点、Ｂ点、Ｃ点、Ｄ点とそれぞれ座標平面上で同一の象限にあるため、各象限に割り当てられた符号の判定については、これを誤ることはない。
【００１９】
しかし、周波数ずれが大きく、位相誤差の絶対値がπ／４ラジアンを超え、ΔｆＴ（Δｆは周波数ずれ、Ｔはシンボル時間長）の絶対値が１／８を超える場合は、ＡＦＣ回路の動作は正しく行われなくなる。
【００２０】
すなわち、たとえば、周波数ずれにより、＋３π／８ラジアンの位相誤差があるとする。その場合、図５の位相誤差がないときのＡ点についてみると、＋３π／８ラジアンの位相誤差により、検波信号は、第１象限上のＡ点から＋３π／８ラジアン偏移して、第２象限上の座標となる。
【００２１】
この場合、ＡＦＣ回路は、本来は、第１象限上の理想的な信号点であるＡ点との対応関係から、検波信号の位相誤差を判断すべきところを、第２象限上のＢ点との対応関係から位相誤差を判断してしまうことになる。したがって、符号判定においては、正しくは第１象限に割り当てられた符号であると判定すべきところを、誤って第２象限に割り当てられた符号であると判定してしまうことになる。
【００２２】
図６は、図４に示した従来例１によった場合の符号判定の誤り率特性を示すものである。ここで、図６は、簡易型携帯電話であるＰＨＳ（personal handy phone system）に従来例１を適用した場合を示しており、垂直軸は符号判定の誤り率を表しており、水平軸はキャリア周波数とのずれを表している。図示するところから理解され得るように、周波数ずれがない場合に符号判定の誤り率は最小となっており、周波数がずれるにしたがって誤り率特性は急激に劣化している。
【００２３】
そこで、他の従来例では、新規な大規模集積回路の開発を不要とし、また、高安定の周波数基準源を用いることによる受信機の大型化や高価格化を回避することができるソフトウェア設計が可能な手段により上記の問題に対処している（従来例２）。
【００２４】
すなわち、従来例２では、第１の制御段階として、遅延検波回路からの遅延検波信号を受けて検出された位相誤差Δθをもとに、局部発振信号の周波数制御を行う。その際、局部発振信号の周波数が変更される前後における混合回路からの中間周波の電力値の大小を比較して、受信レベルが増加しているか減少しているかの判定情報Ｋを得る。
【００２５】
ついで、第２の制御段階として、第１の制御段階において検出された位相誤差Δθの情報と、受信レベルの増減を示す判定情報Ｋをもとに、位相情報Δθａを次の計算式により算出し、得られた位相情報Δθａによって周波数制御をする。
Δθａ＝Δθ−（π／２）×Ｋ×sign（Δθ）
上式において、受信レベルが増加した場合は、Ｋ＝０、受信レベルが減少した場合は、Ｋ＝１、sign（ｘ）は因数ｘの符号を表す関数（sign（ｘ）＝＋１：ｘ＞０，sign（ｘ）＝−１：ｘ＜０，sign（ｘ）＝０：ｘ＝０）である。
【００２６】
ここで、位相誤差Δθの絶対値がπ／４ラジアンより小さい場合は、第１の制御段階では、局部発振信号の周波数は受信信号の周波数に追従し、周波数誤差Δｆ＝０となったときに受信電力が最大となるため、受信レベルは増加する。したがって、Ｋ＝０であるから、上記計算式より、Δθａ＝Δθとなる。そこで、第２の制御段階においても、第１の制御段階と同じ処理、すなわち−Δθに相応する−Δｆだけ局部発振信号の周波数を変化させることとする。
【００２７】
他方、位相誤差Δθの絶対値がπ／４ラジアン以上でπ／２ラジアンより小さい場合は、第１の制御段階では、位相誤差Δθが−Δθ’と誤判断され、局部発振信号の周波数は、受信信号の周波数から離れる方向に変化するため、受信レベルは減少する。したがって、Ｋ＝１であるから、上記計算式より、
Δθａ＝−Δθ’−（π／２）×１×（−１）＝−Δθ’＋π／２＝ Δθ
となる。そこで、第２の制御段階においては、−Δθに相応する−Δｆだけ局部発振信号の周波数を変化させることとする。
【００２８】
このように、従来例２では、局部発振信号の周波数が変更される前後における混合回路からの中間周波の電力値の大小を比較して、受信レベルの増減を判定し、その判定結果から、局部発振信号の周波数を制御するようにしている。
【００２９】
以上説明したＡＦＣ回路を用いて周波数ずれを補正する各従来例１，２とは別に、ＡＦＣ回路を用いずに、送信機側で挿入したパイロット・シンボル（既知のシンボル）を利用して周波数ずれを補正する方式がある。特開平１０−２７１１７９号公報に記載の方式が、その１例で（従来例３）、この従来例３では、受信機において、検波されたベース・バンド帯で送信機側で周期的に挿入したパイロット・シンボルを検出し、検出されたパイロット・シンボルから、パイロット・シンボル・タイミングおよびシンボル・タイミングを検出する。そして、検出されたパイロット・シンボル・タイミングで、１つ前のパイロット・シンボルからの位相変動量を測定して平均位相変動量を求める。そこで、得られた平均位相変動量から周波数ずれを推定し、周波数ずれに見合う分だけ逆位相回転を行うことによって周波数ずれを補正するようにしている。
【特許文献１】特開２００１−２３７９０６号公報
【特許文献２】特開平１０−２７１１７９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００３０】
図４に示した従来例１によると、図５により説明したように、検波信号の仮判定を、cos(Δθ)軸およびsin(Δθ)軸を用いて行っていることから、周波数ずれが大きくなるにつれ、仮判定における雑音余裕度は減少し、誤り率特性は劣化することになる。
【００３１】
とくに、ＰＨＳでは、送信側の変調方式としてπ／４シフトＱＰＳＫが用いられており、周波数ずれにより１シンボル間にπ／４ラジアン以上の位相誤差が生ずると、検波信号の仮判定において誤りが発生し、これを補正することができなくなってしまう。すなわち、位相誤差の絶対値が、π／４ラジアンよりも小さい場合のみにしか正しい周波数制御が行われないことになる。
【００３２】
このＰＨＳにおける誤り率の限界値は12.6ppmであり、この限界値に周波数ずれが近づくと、図６に示したように、誤り率は急激に大きくなっている。また、ＰＨＳの規格によれば、最大で６ppmまでの周波数ずれが起こり得るが、この場合でも１ｄＢ程度の誤り率特性の劣化が生じている。
【００３３】
このように、図４に示した従来例１には、周波数ずれが発生すると、位相誤差を求めるための仮判定における誤り率が劣化するため、ＡＦＣ回路の周波数引き込み範囲内においても１ｄＢ程度の誤り率特性の劣化が生ずるという解決すべき課題があった。
【００３４】
他方、従来例２は、周波数が制御される前後における混合回路からの中間周波の電力値の大小を比較して、周波数ずれを補正するという手段を用いている。しかし、周波数ずれに起因した混合回路からの電力値の変動は非常に小さいので、これを検出するのは、必ずしも容易ではなく、実際上は極めて困難であるという解決すべき課題が、従来例２には残されている。
【００３５】
また、送信機側で周期的に挿入したパイロット・シンボルを、受信機において検出したうえで、位相変動量を測定して平均位相変動量を求め、得られた平均位相変動量から周波数ずれを推定して、その補正を行う従来例３による場合は、送信機においてパイロット・シンボルを周期的に挿入するための構成を用いている必要がある。したがって、ＰＨＳのように、送信機側において、周期的にパイロット・シンボルを挿入するフレーム・フォーマットの構成を、送信信号に用いていない場合は、この従来例３は適用することができず、その用途が限定されてしまうという未解決の課題があった。
【課題を解決するための手段】
【００３６】
そこで、上記課題に照らし、本発明はなされたものである。そのために、本発明では、つぎのような手段を用いるようにした。すなわち、送信信号のキャリア周波数との周波数ずれに起因した成分の推定値である平均化信号を検波信号から減算して減算信号を得る。得られた減算信号と基準として設定された信号点との差分を誤差として検出して誤差信号を得る。得られた誤差信号を所定期間平均化して平均化信号を得る。以上のような手段を用いるようにした。
【発明の効果】
【００３７】
本発明によるならば、周波数ずれによる誤差信号を求めるための仮判定を座標軸を用いて行う場合に、周波数ずれの推定値分だけ座標軸を回転させているので、周波数ずれがある場合においても、仮判定の誤り率特性は劣化することない。ほぼ周波数引き込み範囲内において誤り率特性はフラットであり、たとえ周波数ずれがあったとして、誤り率が劣化することはない。
【００３８】
また、本発明によるＡＦＣ回路は、受信機に用いられるＬＳＩ（large scale integrated circuit）に組み込むだけで足り、送信機において送信信号に別段の構成のフレーム・フォーマットを用いる必要がない。したがって、ＰＨＳの場合、既存のフレーム・フォーマットを変更する必要はなく、そのまま用いることができることになる。
【００３９】
しかも、簡易な回路変更で足りることから、回路規模を大きくすることもなく、低コストの要請にも応えることが可能となる。したがって、本発明によりもたらされる効果は、実用上極めて大きい。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４０】
本発明による周波数の制御は、送信信号のキャリア周波数との周波数ずれに起因した成分の推定値である平均化信号を検波信号から減算し、得られた減算信号と、基準として設定された信号点との差分を、誤差信号として検出する。検出された誤差信号を所定期間平均化して平均化信号を得る。以下、実施例により詳しく説明する。
【実施例１】
【００４１】
本発明の一実施例の回路構成を、図１に示し説明する。ここで、図１では、図４に示した従来例１と同じく、遅延検波方式を用いた受信機に使用するＡＦＣ回路の構成を示しており、図４における構成要素と同一の構成要素については、同じ符号を付している。
【００４２】
図１において、図示されてはいない遅延検波回路からのシンボル識別タイミングにおける遅延検波信号１１は、減算回路４０に入力される。減算回路４０に入力される遅延検波信号１１は、ここでは、位相により表現するものとし、θ(ｎＴ)（ｎは整数、Ｔはシンボル時間長）と表すことにする。
【００４３】
減算回路４０には、また平均化回路３０からの平均化信号３１が入力されて、遅延検波信号１１より平均化信号３１が減算される。ここにおける平均化信号３１は、平均位相誤差Mean[Δθ(ｎＴ)]すなわち遅延検波信号１１（θ(ｎＴ)）における周波数ずれに起因した成分の推定値である。ここで得られた減算信号４１は、周波数ずれを補正するためのＡＦＣ補正信号θＯＵＴ(ｎＴ)として、減算回路４０より出力される。
【００４４】
この減算回路４０より出力されるＡＦＣ補正信号θＯＵＴ(ｎＴ)は、位相誤差検出回路２０に入力される。位相誤差検出回路２０では、ＡＦＣ補正信号θＯＵＴ(ｎＴ)の仮判定を行い、ＡＦＣ補正信号θＯＵＴ(ｎＴ)と、仮判定結果に対応関係にある、理想的な信号点である基準位相との位相差を、位相誤差信号２１（Δθ(ｎＴ)）として出力する。位相誤差信号２１としては、たとえば、遅延検波信号１１から下位Ｎビット（Ｎは自然数）を取り出し、その最上位ビット（ＭＳＢ）をビット反転したものを送出する。
【００４５】
既に述べたように、送信側の変調方式がπ／４シフトＱＰＳＫである場合の検波信号に含まれる信号成分は４値であり、したがって、ＡＦＣ補正信号θＯＵＴ(ｎＴ)の信号成分は４値となり、実際のＡＦＣ補正信号θＯＵＴ(ｎＴ)は、これにノイズ成分や周波数ずれにおける起因した成分が重畳したものとなる。
【００４６】
表２は、ＡＦＣ補正信号θＯＵＴ(ｎＴ)が８ビットの位相表現である場合の、ＡＦＣ補正信号θＯＵＴ(ｎＴ)と理想的な信号点との関係の一例を示している。
【表２】
0004849037.tif 000003
【００４７】
上記表２において、ＡＦＣ補正信号θＯＵＴ(ｎＴ)の位相が、たとえば“36”である場合は、仮判定における信号点は“32”となるので、位相差は“４”となる。そこで、この位相差が位相誤差信号２１（Δθ(ｎＴ)）として位相誤差検出回路２０より出力され、出力された位相誤差信号２１は、平均化回路３０に送出される。
【００４８】
平均化回路３０では、入力された周波数ずれ信号ΔθＯｆｆｓｅｔ(ｎＴ)を一定期間平均化処理して得られた平均化信号３１を、平均位相誤差Mean[Δθ(ｎＴ)]として出力する。平均化処理の方法としては、たとえば、忘却係数を用いた加重平均がある。
【００４９】
以上の本発明によるＡＦＣ回路の動作について、数式を用いてさらに詳しく説明する。なお、以下の説明では、π／４シフトＱＰＳＫにより変調された信号を遅延検波するものとしている。また、位相で表現した遅延検波信号１１をシンボル・クロックでラッチした信号を、θ(ｎＴ)（ｎは整数、Ｔはシンボル時間長）としている。
【００５０】
遅延検波信号１１（θ(ｎＴ)）は、理想的には次に示す通りの４値となる。
θ(ｎＴ)＝±π／４，±３π／４
【００５１】
また、周波数ずれを補正したＡＦＣ補正信号θＯＵＴ(ｎＴ)は、次式で表される。
θＯＵＴ(ｎＴ)＝θ(ｎＴ)−Mean[Δθ(ｎＴ)]
【００５２】
そこで、ＡＦＣ補正信号θＯＵＴ(ｎＴ)を、cos(Δθ)軸およびsin(Δθ)軸で判定した信号を、θ'０(ｎＴ)とすると、θ'０(ｎＴ)は、次の通りとなる。
θ'０(ｎＴ)＝±π／４，±３π／４
この場合、位相誤差信号２１（Δθ(ｎＴ)）は、次式で表される。
Δθ(ｎＴ)＝θＯＵＴ(ｎＴ)−θ'０(ｎＴ)
＝θ(ｎＴ)−Mean[Δθ(ｎＴ)]−θ'０(ｎＴ)
【００５３】
この位相誤差信号２１の送出を受けた平均化回路３０では、時刻ｔ＝ｎＴにおける位相誤差信号２１の平均化処理を行う。平均化処理の方法としては、たとえば、過去の値の重みを順次減らす忘却係数を用いた加重平均がある。この加重平均を用いる場合は、位相誤差信号２１（Δθ(ｎＴ)）および１シンボル前の平均位相誤差Mean[Δθ(ｎＴ)]を用いて、次式により、時刻ｔ＝(ｎ＋１)Ｔにおける平均位相誤差Mean[Δθ{(ｎ＋１)Ｔ}]を得る。
Mean[Δθ{(ｎ＋１)Ｔ}]＝(１／Ｎ) Δθ(ｎＴ)
＋{(Ｎ−１)／Ｎ}Mean[Δθ(ｎＴ)]
このようにして平均化回路３０により得られた平均化信号３１は、減算回路４０に送出される。
【００５４】
減算回路４０では、遅延検波回路からの遅延検波信号１１（θ(ｎＴ)）より平均化信号３１を減算して得られる減算信号４１を、周波数ずれを補正したＡＦＣ補正信号θＯＵＴ(ｎＴ)として出力する。ＡＦＣ補正信号θＯＵＴ(ｎＴ)は、次式により表される。
θＯＵＴ(ｎＴ)＝θ(ｎＴ)−Mean[Δθ(ｎＴ)]
＝θ(ｎＴ)−{(Ｎ−１)／Ｎ}Mean[Δθ{(ｎ−１)Ｔ}]
−(１／Ｎ)[θ{(ｎ−１)Ｔ}−θ'０{(ｎ−１)Ｔ}]        （２）
【００５５】
上記式（２）と、図４の従来例１の説明において示した式（１）（段落番号００１４）とを比較すると、従来例１と本実施例におけるＡＦＣ回路のそれぞれのＡＦＣ補正信号θＯＵＴ(ｎＴ)における相違点は、cos(Δθ)軸およびsin(Δθ)軸で判定した信号（θ０(ｎＴ)，θ'０(ｎＴ)）が異なることのみである。
【００５６】
図２は、図１に示したＡＦＣ回路による仮判定の様子を説明するためのスペース・ダイヤグラムであり、送信側の変調方式がπ／４シフトＱＰＳＫである場合を示している。
【００５７】
図２において、○（白丸）は、キャリア周波数との周波数ずれがない場合の理想的な信号点を示しており、●（黒丸）は、周波数ずれがある場合の検波信号を示している。本発明によるＡＦＣ回路では、周波数ずれによる位相誤差を、遅延検波信号１１から減算して補正した後の信号を用いて仮判定を行う。
【００５８】
すなわち、図４に示した従来例１では、実線で表した座標軸で仮判定を行っているのに対して、本実施例におけるＡＦＣ回路では、平均位相誤差Mean[Δθ(ｎＴ)]分だけ回転させた、1点鎖線で示す座標軸で仮判定を行う。したがって、周波数ずれによる位相誤差が、π／４ラジアンを超える場合であったとしても、一定限度内であれば。検波信号の仮判定を正しく行うことが可能となる。
【００５９】
図３は、図１に示した実施例および図４に示した従来例１によった場合のそれぞれの符号判定の誤り率特性を示すものである。ここで、図３は、本実施例および従来例１をそれぞれＰＨＳに適用した場合を示しており、垂直軸は符号判定の誤り率を表しており、水平軸はキャリア周波数とのずれを表している。また、□（四角）を用いて表した誤り率特性は、本実施例による場合を示しており、●（黒丸）を用いて表した誤り率特性は、従来例１による場合を示している。
【００６０】
既述したように、ＰＨＳにおける誤り率の限界値は12.6ppmであり、この限界値を超えると、周波数ずれにより１シンボルの間に位相がπ／４ラジアン以上回転する。そのため、周波数ずれが限界値に近づくと、従来例１について図６により説明したように、誤り率は急激に大きくなっている。
【００６１】
これに対して、本実施例におけるＡＦＣ回路によれば、図３に示したように、±12.6ppm付近までフラットな特性を得ている。また、ＰＨＳの規格によると、最大で６ppmまでの周波数ずれが起こり得るが、本実施例におけるＡＦＣ回路によれば、この範囲内での誤り率特性の劣化はないことになる。
【００６２】
以上においては、検波信号が位相で表現される場合について説明した。しかし、本発明は、これに限られるものではなく、検波信号がベクトルにより表現される場合についても、本発明は適用され得るものである。
【００６３】
なお、周波数引き込み範囲は、図４に示した従来例１によれば、変調方式がＱＰＳＫの場合は、±１／(８Ｔ)（Ｔはシンボル時間長）以下である。これに対して、従来例２のように基準発振器の電圧を制御する方式による場合、従来例３による場合、および本発明による場合は、送信信号の初期補足の周波数引き込み範囲で決まる。すなわち、初期補足で粗調整を行い、残差を微調整するが、初期補足の周波数引き込みは、プリアンブル信号のパターンで決まる。ＰＨＳの場合は、±１／(４Ｔ)であり、これは、基準発振器の電圧を制御する方式による場合および本発明による場合も同じである。
【００６４】
周波数引き込み精度は、位相誤差検出精度により決まり、これは、ディジタル処理精度および位相誤差の平均化処理で決まる。図４に示した従来例１による場合、基準発振器の電圧を制御する方式による場合、従来例３による場合、および本発明による場合とでは、本質的な性能差はない。従来例１による場合と本発明による場合とでは同じであることは、数式を用いて説明した通りである。
【００６５】
周波数引き込み時間は、送信信号の初期補足を行う方式にあっては、プリアンブル信号のパターンにより決まり、これに合わせて位相誤差の平均化処理のパラメータを決定するが、従来例１による場合、基準発振器の電圧を制御する方式による場合、従来例３による場合、および本発明による場合とでは、その間に本質的な差はない。
【図面の簡単な説明】
【００６６】
【図１】本発明の一実施例の回路構成図である。
【図２】図１に示した実施例の動作を説明するためのスペース・ダイヤグラムである。
【図３】図１に示した実施例および図４に示した従来例１によった場合のそれぞれの符号判定の誤り率を示す誤り率特性図である。
【図４】従来例１の回路構成図である。
【図５】図４に示した従来例１の動作を説明するためのスペース・ダイヤグラムである。
【図６】図４に示した従来例１によった場合の符号判定の誤り率を示す誤り率特性図である。
【符号の説明】
【００６７】
１１  遅延検波信号
２０  位相誤差検出回路
２１  位相誤差信号
３０  平均化回路
３１  平均化信号
４０  減算回路
４１  減算信号
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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