(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
モータと、少なくとも電流指令値演算手段、電流制御手段及び前記モータに電流を供給するモータ駆動回路をＰＷＭ制御するＰＷＭ制御手段を構成要素とするデジタル制御手段とを具備したモータ駆動装置において、
サンプリング周期が異なる前記デジタル制御手段の各構成要素の間にｎ次ホールド手段（ｎは自然数である）を設け、
前記ｎ次ホールド手段は、
ｎ次式を使用したホールド手段、
最小２乗法によって誤差を最小にするようにｎ次式にフィットさせるホールド手段、
Ｇ（ｓ）＝Ｔ−１・（１＋Ｔ・ｓ）［（１−ｅｘｐ（−Ｔ・ｓ））／（Ｔ−ｓ）］２（ただし、Ｔはサンプリング周期である）を伝達関数とする１次ホールド手段、
又はｕ（ｔ）＝ｕ（ｋ）＋［（ｔ−ｋ・Ｔｓ）／Ｔｓ］（ｕ（ｋ＋１）−ｕ（ｋ））（ただし、ｋ・Ｔｓ＜ｔ＜（ｋ＋１）・Ｔｓが成立し、Ｔｓはサンプリング周期である）を伝達関数とする１次ホールド手段のいずれかであり、
前記モータの巻線のインダクタンス値が１００μＨ以下であり、
前記ｎ次式は、前記ｎ次ホールド手段の入力となる、過去（ｎ＋１）個のサンプルから作成され、補間値を予測して、前記ｎ次ホールド手段の出力となる連続時間信号を生成することを特徴とするモータ駆動装置。
【請求項２】
前記電流指令値演算手段と前記電流制御手段との間に前記ｎ次ホールド手段を設ける請求項１に記載のモータ駆動装置。
【請求項３】
前記電流制御手段と前記ＰＷＭ制御手段との間に前記ｎ次ホールド手段を設ける請求項１又は請求項２に記載のモータ駆動装置。
【請求項４】
前記デジタル制御手段として、マイコンを用いる請求項１乃至請求項３のいずれかに記載のモータ駆動装置。
【請求項５】
前記モータがブラシレスＤＣモータである請求項１乃至請求項４のいずれかに記載のモータ駆動装置。
【請求項６】
前記モータの通電電流が矩形波電流である請求項１乃至請求項５のいずれかに記載のモータ駆動装置。
【請求項７】
請求項１乃至請求項６のいずれかに記載のモータ駆動装置を具備した電動パワーステアリング装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータ駆動装置に関し、特に巻線のインダクタンス値が小さいモータがデジタル化された電流指令値に基き駆動されているモータ駆動装置、および当該モータ駆動装置を用いた電動パワーステアリング装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
自動車のハンドルを軽く操作できるようにモータの回転力で補助力を付与する電動パワーステアリング装置が良く用いられる。この電動パワーステアリング装置は、モータの駆動力を減速機を介してギア又はベルト等の伝達機構により、ステアリングシャフト或いはラック軸に補助力を付与するようになっている。このような電動パワーステアリング装置の簡単な構成を第１図に示す。操向ハンドル２０１の軸２０２は減速ギア２０３、ユニバーサルジョイント２０４ａ及び２０４ｂ、ピニオンラック機構２０５を経て操向車輪のタイロッド２０６に結合されている。軸２０２には，操向ハンドル２０１の操舵トルクを検出するトルクセンサ２０７が設けられており、操向ハンドル２０１の操舵力を補助するモータ２０８が減速ギア２０３を介して軸２０２に連結されている。
【０００３】
このような電動パワーステアリング装置で用いられるモータ駆動の制御の一例を第２図に示す。
【０００４】
このようなモータ駆動の制御は、センサで検出したアナログ信号をデジタル信号に変換して、その後はマイコンなどのデジタル制御手段でデジタル制御するのが一般的である。第２図においては、まず、トルクセンサ２０７で検出したトルクＴや図示しない車速センサで検出した車速Ｖをデジタル値に変換して、それらの値を入力として電流指令値算出手段である電流指令値演算部１０において、電流指令値Ｉｒｅｆが演算される。この場合、電流指令値演算部１０で演算した電流指令値Ｉｒｅｆを、０次ホールド手段である０次ホールド回路１４により０次ホールドして電流指令値Ｉｒｅｆ０を出力する。その０次ホールド回路１４およびその問題点については後で詳細に説明する。
【０００５】
次に、電流検出回路２８で検出された実際のモータ電流Ｉｍと電流指令値Ｉｒｅｆ０との偏差ΔＩが減算部２０で算出される。そして、偏差ΔＩが無くなるように、例えば、電流制御部２２などの電流制御手段を用いて制御される。そして、電流制御部２２の出力である電圧指令値ＶｒｅｆがＰＷＭ制御手段であるＰＷＭ制御部２４に入力され、ＰＷＭ制御部２４はモータ２０８に電流を供給するモータ駆動回路の一例であるインバータ回路２６に対するＰＷＭ信号を出力する。
【０００６】
第２図に示されるように、電流指令値演算部１０からＰＷＭ制御部２４まで破線Ａで囲まれた部分が、例えばマイコンなどのデジタル制御手段によって構成されている。つまり、デジタル制御手段は、少なくとも電流指令値演算手段、電流制御手段及びＰＷＭ制御手段といった複数の制御手段で構成されている。
【０００７】
そして、インバータ回路２６は、前記ＰＷＭ信号に基き、モータ２０８がＰＷＭ駆動され、電流指令値Ｉｒｅｆ０に合致するようにインバータ回路２６からモータ２０８へモータ電流Ｉｍが供給される。
【０００８】
上述したように、電動パワーステアリング装置のモータ駆動の制御は、マイコンなどのデジタル制御手段によってデジタル制御されるので、モータは０次ホールドされた電流指令値Ｉｒｅｆ０で制御される。ここで、電流指令値演算部１０及び電流制御部２２のサンプリング周期の一例を紹介すると、例えば、それぞれ２ｍｓ、１ｍｓと異なっている。また、電流指令値演算部１０で演算して得られた電流指令値Ｉｒｅｆを０次ホールド回路１４で０次ボールドして得られた電流指令値Ｉｒｅｆ０は、階段状に変化する電流指令値となる。
【０００９】
ここで、０次ホールドされた電流指令値Ｉｒｅｆ０の一例を第３図に示す。第３図に示されるように、このような階段状の波形をもつ電流指令値Ｉｒｅｆ０に基いてモータが制御されても、従来はモータの巻線のインダクタンス値が比較的に大きかったために、モータ電流は急激な変化を伴う電流を通電することができず、階段状の電流波形の角の取れた滑らかなモータ電流となっていた。
【００１０】
しかし、以下に説明するような理由により、近年電動パワーステアリング装置などに使用されるモータの巻線のインダクタンス値が小さくなってきており、それに伴って後述する問題が発生する事態となってきている。
【００１１】
近年益々、電動パワーステアリング装置の高出力、高効率化が求められてきている。しかし、車輌の電源電圧は１２Ｖであるため、高出力、高効率化のための高電圧化は困難である。従って、電動パワーステアリング装置に適用されるモータ自体も、高出力、高効率化を目的として、巻線のインダクタンス値の小さいモータが用いられる傾向にある。
【００１２】
この結果、第４図に示すように、０次ホールドされた階段状の電流指令値Ｉｒｅｆ０に対して、モータの巻線のインダクタンス値が小さいために、モータに通電されるモータ電流Ｉｍの波形も、電流指令値Ｉｒｅｆ０の波形に従った階段状の波形となる。このような階段状の電流波形を持つ実際のモータ電流Ｉｍに高調波が多く含まれることになり、その高調波によって騒音が発生する原因となる。これを言い換えれば、デジタル制御における量子化誤差が、実際のモータ電流Ｉｍに含まれる高調波の発生を引き起こし、その結果として騒音の問題を引き起こしていると言える。
【００１３】
また、モータの巻線のインダクタンス値が小さくなるだけでなく、近年、電動パワーステアリング装置では、小型で出力の大きい矩形波電流のブラシレスＤＣモータが益々用いられる傾向にあり、矩形波電流はその電流波形にｄｉ／ｄｔが大きい部分があり、そのｄｉ／ｄｔの大きい電流部分において量子化誤差が顕著に現れる。よって、矩形波電流でモータを駆動する場合に、矩形波電流のｄｉ／ｄｔの大きい電流部分における量子化誤差も高調波の増大に繋がり、騒音増大を引き起こす。
【００１４】
さらに、電動パワーステアリング装置では、バッテリー電圧が１２Ｖと低いため、出力を大きくしようとすると、電流が大きくなり、最大で１００Ａ程度を通電する必要が出てくる。そこで、大きな電流を供給するために、結果として、モータ電流のｄｉ／ｄｔが大きくなり、上述した問題を助長する結果となっている。
【００１５】
ここで、上述したデジタル制御手段の各制御手段間のサンプリング周期が異なることと類似した課題を扱った特許文献（特開２０００−０１８０６９号公報）が存在する。ただし、特開２０００−０１８０６９号公報では、電動パワーステアリング装置に関するものではなく、自動車用スロットルバルブ制御装置に関するものである。第５図は、特開２０００−０１８０６９号公報で開示されている自動車用スロットルバルブ制御装置の制御ブロック図を示したものである。第５図に示されるように、スロットルバルブの開度指令に対し当該バルブを開放するためのモータ３０８が開度指令どおりに動作しているか否か開度センサ３０３のフィードバック信号であるスロットル開度信号によるフィードバック制御を実行している。
【００１６】
当該制御ブロックの構成は以下の通りである。開度指令がインターフェイス３０２を介して、開度センサ３０３で検出されたスロットル開度信号がオペアンプ３０４を介して、低速マイコンで構成された開度制御部３０１に入力される。そして、それらの入力値を基に開度制御部３０１で演算された電流指令と正、逆回転信号とが出力される。正、逆回転信号はＨブリッジで構成されたチョッパー３０７に直接入力される。一方、電流指令の方は、フィルター３０６を介してアナログ回路で構成された電流制御部３０５に入力される。電流制御部３０５では、フィルター３０６を介した電流指令と、電流検出のための抵抗３０９で検出された電流（電流検出信号）とに基き演算されたＰＷＭ信号が出力され、当該ＰＷＭ信号に基いてチョッパー３０７が制御され、チョッパー３０７からモータ３０８に電流が供給される。
【００１７】
開度制御部３０１は低速マイコンのデジタル回路で構成され、電流制御部３０５は高速アナログ回路で構成されている理由は、電流制御部は高速で演算する必要があるが、高速演算できるマイコンは高価なので、開度制御部３０１は安価な低速マイコンで構成し、一方、高速演算が必要な電流制御部３０５は安価な高速アナログ回路で構成し、全体として安価で高速制御ができるようになっている。しかし、デジタル信号がアナログ回路に直接入力されるのは好ましくないので、コンデンサと抵抗で構成されるローパスフィルターであるフィルター３０６を介して入力されている。
【００１８】
ところが、特開２０００−０１８０６９号公報で開示されている自動車用スロットルバルブ制御装置では、単なるローパスフィルターを用いても位相遅れが大きく、制御系全体として高速応答を実現できない問題がある。また、巻線のインダクタンス値が小さいモータに関する課題に関しては、何等言及されていないなど、巻線のインダクタンス値が小さいモータを用いたモータ駆動装置やそのモータ駆動装置を具備した電動パワーステアリング装置をデジタル制御する場合の解決策の開示はされていない。
【００１９】
上述したように、巻線のインダクタンス値が小さいモータを、電流指令値演算手段、電流制御手段やＰＷＭ制御手段等のサンプリング周期が異なる複数の制御手段で構成されているデジタル制御手段で制御するモータ駆動装置において、電流指令値演算手段で演算された電流指令値Ｉｒｅｆが０次ホールドされた場合、０次ホールドされた電流指令値Ｉｒｅｆ０が階段状の波形となり、その結果、モータの巻線に通電される電流の波形も、電流指令値Ｉｒｅｆ０の階段状の波形と似た電流波形になる。モータ電流Ｉｍのこの階段状の電流波形には高調波成分が多く含有され、高調波電流によって騒音が引き起こされる。また、当該モータ駆動装置を具備した電動パワーステアリング装置においても、運転者などに騒音による不快感を与えることとなる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２０】
本発明は、上述した課題を解決するために成されたものであり、本発明の目的は、巻線のインダクタンス値が小さいモータを、電流指令値演算手段、電流制御手段やＰＷＭ制御手段などのサンプリング周期が異なる複数の制御手段で構成されるデジタル制御手段で制御するモータ駆動装置において、量子化誤差を減少することによりモータ電流の高調波（高調波成分）を抑制し、よってモータ騒音を低減させるモータ駆動装置、及び当該モータ駆動装置を具備した電動パワーステアリング装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
本発明は、モータと、少なくとも電流指令値演算手段、電流制御手段及び前記モータに電流を供給するモータ駆動回路をＰＷＭ制御するＰＷＭ制御手段を構成要素とするデジタル制御手段とを具備したモータ駆動装置に関するものであり、本発明の上記目的は、サンプリング周期が異なる前記デジタル制御手段の各構成要素の間にｎ次ホールド手段（ｎは自然数である）を設け、前記ｎ次ホールド手段は、ｎ次式を使用したホールド手段、最小２乗法によって誤差を最小にするようにｎ次式にフィットさせるホールド手段、Ｇ（ｓ）＝Ｔ−１・（１＋Ｔ・ｓ）［（１−ｅｘｐ（−Ｔ・ｓ））／（Ｔ−ｓ）］２（ただし、Ｔはサンプリング周期である）を伝達関数とする１次ホールド手段、又はｕ（ｔ）＝ｕ（ｋ）＋［（ｔ−ｋ・Ｔｓ）／Ｔｓ］（ｕ（ｋ＋１）−ｕ（ｋ））（ただし、ｋ・Ｔｓ＜ｔ＜（ｋ＋１）・Ｔｓが成立し、Ｔｓはサンプリング周期である）を伝達関数とする１次ホールド手段のいずれかであり、前記モータの巻線のインダクタンス値が１００μＨ以下であり、前記ｎ次式は、前記ｎ次ホールド手段の入力となる、過去（ｎ＋１）個のサンプルから作成され、補間値を予測して、前記ｎ次ホールド手段の出力となる連続時間信号を生成することによって効果的に達成される。
【００２２】
また、本発明の上記目的は、前記電流指令値演算手段と前記電流制御手段との間に前記ｎ次ホールド手段を設けることにより、或いは、前記電流制御手段と前記ＰＷＭ制御手段との間に前記ｎ次ホールド手段を設けることによってより効果的に達成される。
【００２３】
更に、本発明の上記目的は、前記デジタル制御手段としてマイコンを用いることにより、或いは、前記モータがブラシレスＤＣモータであることにより、或いは、前記モータの通電電流が矩形波電流であることによってより効果的に達成される。
【００２４】
また、本発明は巻線のインダクタンス値が小さいモータと、少なくとも電流指令値演算手段、電流制御手段及び前記モータに電流を供給するモータ駆動回路をＰＷＭ制御するＰＷＭ制御手段を構成要素とするデジタル制御手段とを具備したモータ駆動装置を備えた電動パワーステアリング装置に関するものであり、本発明の上記目的は、上述した本発明のモータ駆動装置を具備することによって効果的に達成される。
【発明の効果】
【００２５】
本発明によれば、電流指令値演算手段、電流制御手段やＰＷＭ制御手段などのサンプリング周期が異なる各制御手段の間にｎ次ホールド手段を設けてｎ次ホールドするので、ｎ次ホールドされた電流指令値Ｉｒｅｆｎは、従来の０次ホールドされた電流指令値Ｉｒｅｆ０と比較して、量子化誤差が少なく、また、階段状の変化の伴なわない理想に近い電流指令値となる。よって、巻線のインダクタンス値が小さいモータでも、ｎ次ホールドされた電流指令値に基き駆動すれば、モータ電流が階段状の電流とはならないため、モータ電流の高調波成分が少なく、モータ騒音が発生しないモータ駆動装置を提供することができるという優れた効果を奏する。
【００２６】
更に、このようなモータ駆動装置を具備した電動パワーステアリング装置を用いれば、運転者などに騒音による不快感を与えないという優れた効果を奏する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２７】
本発明を実現する基本的な考えは、巻線のインダクタンス値が小さいモータを例えばマイコンなどのデジタル制御手段で制御するモータ駆動装置において、前記デジタル制御手段の構成要素である、電流指令値演算手段、電流制御手段やＰＷＭ制御手段等の各制御手段のサンプリング周期が異なる場合には、各制御手段の間にｎ次ホールド手段（ｎは自然数である）を設けることにある。
【００２８】
例えば、サンプリング周期が異なる電流指令値演算手段と電流制御手段との間にｎ次ホールド手段を設ければ、電流指令値演算手段で演算決定された電流指令値Ｉｒｅｆをｎ次ホールド手段でｎ次ホールドして電流指令値Ｉｒｅｆｎとすることにより、量子化誤差を低減することができ、その結果、モータ電流の高調波を抑制することができ、よってモータ騒音を低減することもできる。
【００２９】
また、サンプリング周期が異なる電流制御手段とＰＷＭ制御手段との間にｎ次ホールド手段を設ければ、電流制御手段の出力である電圧指令値Ｖｒｅｆをｎ次ホールド手段でｎ次ホールドして電圧指令値Ｖｒｅｆｎとすることにより、量子化誤差を低減することができ、その結果、モータ電流の高調波を抑制することができ、よってモータ騒音を低減することもできる。
【００３０】
以下、図面を参照しながら、本発明の好適な実施例を詳細に説明する。
【実施例１】
【００３１】
第６図は本発明に係るモータ駆動装置の実施例１の制御ブロック図である。第６図に示されるように、電流指令値演算手段である電流指令値演算部１０の後段に、ｎ次ホールド手段であるｎ次ホールド回路１６が設けられている。
【００３２】
第６図において、まず、車速Ｖ及びトルクＴを入力として電流指令値演算手段である電流指令値演算部１０で電流指令値Ｉｒｅｆが演算され、その電流指令値Ｉｒｅｆは、電流指令値演算部１０からｎ次ホールド手段であるｎ次ホールド回路１６へ出力される。次に、電流指令値Ｉｒｅｆは、ｎ次ホールド回路１６によってｎ次ホールドされ、電流指令値Ｉｒｅｆｎとしてｎ次ホールド回路１６から出力され、減算部２０に入力される。
【００３３】
一方、電流検出回路２８で検出されたモータ電流Ｉｍも減算部２０にフィードバックされて、電流指令値Ｉｒｅｆｎとモータ電流Ｉｍとの偏差ΔＩが減算部２０で算出される。そして、偏差ΔＩは、電流制御手段である電流制御部２２に入力され、偏差ΔＩが無くなるように、つまり、実際のモータ電流Ｉｍが電流指令値Ｉｒｅｆｎと同じ電流となるように制御される。
【００３４】
そして、電流制御部２２の出力である電圧指令値ＶｒｅｆがＰＷＭ制御手段であるＰＷＭ制御部２４に入力され、ＰＷＭ制御部２４はモータ２０８に電流を供給するモータ駆動回路の一例であるインバータ回路２６に対するＰＷＭ信号を出力する。ここで、電流指令値演算部１０からＰＷＭ制御部２４まで破線Ａで囲まれた部分が、例えばマイコンなどのデジタル制御手段によって構成されている。
【００３５】
そして、インバータ回路２６は、ＰＷＭ制御部２４から出力されたＰＷＭ信号に基き、モータ２０８がＰＷＭ駆動され、電流指令値Ｉｒｅｆｎに合致するようにインバータ回路２６からモータ２０８へモータ電流Ｉｍが供給される。
【００３６】
以上が実施例１のモータ駆動装置の構成に関する説明である。ここで重要なことは、電流指令値演算部１０と電流制御部２２のサンプリング周期は、例えば、２ｍｓと１ｍｓであるように異なっているので、本発明のポイントであるｎ次ホールド手段であるｎ次ホールド回路１６が、電流指令値演算部１０と電流制御部２２との間に設けられていることである。
【００３７】
そこで、ｎ次ホールド手段であるｎ次ホールド回路１６について、以下のように詳細に説明する。
【００３８】
まず、従来の場合の０次ホールド回路は、数１で表される伝達関数を用いて表現することができる。
【数１】
0004803723.tif 000002
【００３９】
ここで、Ｇ（ｓ）は０次ホールド回路の伝達関数で、また、Ｔはサンプリング周期である。
【００４０】
一方、本発明で用いられるｎ次ホールド回路１６（ｎは自然数である）の場合は、例えば、ｎ＝１の際、つまり、１次ホールド回路の場合に、下記数２で表される伝達関数を用いて表現することができる。
【数２】
0004803723.tif 000003
【００４１】
ここで、Ｇ（ｓ）は１次ホールド回路の伝達関数で、また、Ｔはサンプリング周期である。つまり、数２の伝達関数を用いた１次ホールド回路は、ある時点から次の時点までの間は、その一つ前の時点間の傾斜の値を継続するようにしたホールド回路である。
【００４２】
なお、１次ホールド回路の伝達関数は、上記数２に限定されるものではなく、例えば、下記数３で表される伝達関数を使用することもできる。
【００４３】
数３の伝達関数を用いる１次ホールド（ＦＯＨ）は、上述した０次ホールド（ＺＯＨ）のメカニズムと異なり、サンプリングされた離散時間信号ｕ（ｋ）を連続時間信号ｕ（ｔ）に変換するため、つまり、１次ホールド回路の入力はサンプリングされた離散時間信号ｕ（ｋ）で、１次ホールド回路の出力は連続時間信号ｕ（ｔ）であり、各サンプル点の間で、即ち、各離散時間信号ｕ（ｋ）間で、下記数３で表す線形補間を使う。
【数３】
0004803723.tif 000004
【００４４】
ただし、ｋ・Ｔｓ＜ｔ＜（ｋ＋１）・Ｔｓが成立し、Ｔｓはサンプリング周期である。ｕ（ｋ）は１次ホールド回路の入力となるサンプリングされた離散時間信号で、また、ｕ（ｔ）は１次ホールド回路の出力となる連続時間信号である。
【００４５】
なお、数３の伝達関数を用いる１次ホールドは、三角型近似あるいはｒａｍｐ−ｉｎｖａｒｉａｎｔ近似とも呼ばれている。
【００４６】
本発明のポイントであるｎ次ホールド手段であるｎ次ホールド回路１６について、ｎ＝１の際、つまり、１次ホールド回路の場合について、上記のように１次ホールド回路に用いられる２つの伝達関数を説明したが、本発明のｎ次ホールド回路１６に用いられる伝達関数を以下のように説明する。
【００４７】
本発明のｎ次ホールド手段によるｎ次ホールドは、ｎ次式を用いたホールドである。つまり、本発明のｎ次ホールドとは、ｎ次ホールド手段であるｎ次ホールド回路１６の入力となる、過去（ｎ＋１）個のサンプル、つまり、サンプリングされた（ｎ＋１）個の離散時間信号から、ｎ次式を作成して、補間値を予測して、ｎ次ホールド回路１６の出力となる連続時間信号を生成するものである。
【００４８】
ｎ次ホールド手段であるｎ次ホールド回路１６について、ｎ＝２の際、例えば、第７図に示されるように、過去３サンプル（Ｙ０,Ｙ１,Ｙ２）から、下記数４で表す２次式を作成して、補間値Ｙ３を予測する。
【数４】
0004803723.tif 000005
【００４９】
ここで、数４の２次式の係数ａ,ｂ,ｃを求める連立方程式は、下記数５のようになる。
【数５】
0004803723.tif 000006
【００５０】
よって、補間値Ｙ３を求める２次式は、下記数６のようになる。
【数６】
0004803723.tif 000007
【００５１】
実際の計算では、数６の逆行列部分は予め計算することができる。例として、サンプリング周期２Ｔの制御部出力値からサンプリング周期Ｔの制御部入力値を求める。その結果、過去値３サンプル（Ｙ０,Ｙ１,Ｙ２）と２次式に基づいて、各係数は下記数７のようになる。
【数７】
0004803723.tif 000008
【００５２】
また、結果として、例えば、過去値２サンプル（Ｙ０,Ｙ１）と１次式に基づいて、各係数は下記数８のようになる。
【数８】
0004803723.tif 000009
【００５３】
例えば、過去値４サンプル（Ｙ０,Ｙ１,Ｙ２,Ｙ３）と３次式に基づいて、各係数は下記数９のようになる。
【数９】
0004803723.tif 000010
【００５４】
例えば、過去値５サンプル（Ｙ０,Ｙ１,Ｙ２,Ｙ３,Ｙ４）と４次式に基づいて、各係数は下記数１０のようになる。
【数１０】
0004803723.tif 000011
【００５５】
より詳細に説明すると、上述したｎ次式を用いたｎ次ホールドで、例えば、第８図に示されるように、２次ホールドに用いられる伝達関数は、下記数１１で表すことができる。
【数１１】
0004803723.tif 000012
【００５６】
ここで、ｙ[０.５]（ｋ＝０.５のときのｙの値）の値を求める。係数ａ,ｂ,ｃを前々回値ｙ[−２]、前回値ｙ[−１]、今回値ｙ[０]で表すと、下記数１２、数１３、数１４が成立する。
【数１２】
0004803723.tif 000013
【数１３】
0004803723.tif 000014
【数１４】
0004803723.tif 000015
【００５７】
数１２、数１３より、下記数１５が成立する。
【数１５】
0004803723.tif 000016
【００５８】
同様に、数１４より、下記数１６が成立する。
【数１６】
0004803723.tif 000017
【００５９】
数１２、数１５、数１６より、下記数１７が成立する。
【数１７】
0004803723.tif 000018
【００６０】
数１７を用いて、ｙ[０.５]を計算すると、下記数１８が成立する。
【数１８】
0004803723.tif 000019
【００６１】
数１８をｚ−１等を用いて表すと、下記数１９が成立する。
【数１９】
0004803723.tif 000020
【００６２】
以上は、本発明のｎ次ホールドの具体的な一実施例、つまり、ｎ次式を用いたｎ次ホールドについて説明したが、本発明のｎ次ホールドはそれに限定されることが無く、ｎ次ホールド手段であるｎ次ホールド回路の入力信号となる過去サンプル（例えば、後述する実施例２のように、電流制御部２２とＰＷＭ制御部２４との間に設けられたｎ次ホールド回路の入力となる電圧指令値）によって、例えば、最小２乗法によって過去サンプル値の誤差を最小にするようにｎ次式にフィットさせるようにしても良い。
【００６３】
具体的に、例えば、第９図に示されるように、過去３サンプルから最小２乗法による１次式を作成して、補間値を予測する。要するに、最小２乗法によって、下記数２０で表す１次式の各係数を計算する。
【数２０】
0004803723.tif 000021
【００６４】
ここで、数２０の係数ａ,ｂを求める連立方程式は、下記数２１のようになる。
【数２１】
0004803723.tif 000022
【００６５】
よって、過去３サンプルから補間値Ｙ３を求める１次式は、下記数２２のようになる。
【数２２】
0004803723.tif 000023
【００６６】
実際の計算では、数２２の逆行列部分は予め計算することができる。その結果、過去値３サンプルと１次式に基づいて、各係数は下記数２３のようになる。
【数２３】
0004803723.tif 000024
【００６７】
また、結果として、例えば、過去値４サンプルと２次式に基づいて、各係数は下記数２４のようになる。
【数２４】
0004803723.tif 000025
【００６８】
なお、以上のように、本発明のｎ次ホールドの具体的な２つの実施例について説明したが、ｎ次式を用いたｎ次ホールドも、最小２乗法によって過去サンプル値の誤差を最小にするようにｎ次式にフィットさせるようにするｎ次ホールドも、最終的に計算する補間値は、例えば、過去値４サンプルに基づいた場合、下記数２５の形で表すことができる。よって、本発明のｎ次ホールドに必要な計算量が少なく（単なる積和であるため）、実用上は全く問題がないことが明らかである。
【数２５】
0004803723.tif 000026
【００６９】
ここで、以上説明したような本発明のｎ次ホールド手段であるｎ次ホールド回路１６でホールドされた電流指令値Ｉｒｅｆｎの一例（ｎ＝１の場合）である電流指令値Ｉｒｅｆ１を第１０図に示す。第１０図の電流指令値Ｉｒｅｆ１と第４図の電流指令値Ｉｒｅｆ０とを比較する。明らかに、本発明の１次ホールド回路でホールドされた電流指令値Ｉｒｅｆ１の方が、従来の０次ホールド回路１４でホールドされた電流指令値Ｉｒｅｆ０より、量子化誤差が少なく、理想電流指令値Ｉｒｅｆｉｄに近い値を示している。
【００７０】
言い換えると、本発明のｎ次ホールド回路１６、第１０図の場合、１次ホールド回路で１次ホールドされた電流指令値Ｉｒｅｆ１は、従来の０次ホールドされた電流指令値Ｉｒｅｆ０と異なっており、階段状の波形の電流指令値ではなく、角の取れた滑らかな波形の電流指令値である。そして、モータの巻線のインダクタンス値が小さいので、実際のモータ電流Ｉｍは、電流指令値Ｉｒｅｆ１と同じように角の取れた滑らかな波形の電流となる。よって、高調波成分の少ないモータ電流Ｉｍが、インバータ回路２６からモータ２０８に供給される。その結果、騒音に関しても、本発明の１次ホールドによる電流指令値Ｉｒｅｆ１に基いて駆動されたモータが発生する騒音の方が、従来の０次ホールドによる電流指令値Ｉｒｅｆ０に基いて駆動されたモータが発生する騒音より大幅に小さく、騒音問題が改善される。
【００７１】
第１１図は、本発明の電流指令値Ｉｒｅｆ１で制御されたモータ電流の波形と従来の電流指令値Ｉｒｅｆ０で制御されたモータ電流の波形を比較した図である。第１１図（Ａ）に示す従来の電流指令値Ｉｒｅｆ０で制御されたモータ電流Ｉｍは、第１１図（Ｂ）に示すような量子化誤差の影響を受けた電流指令値Ｉｒｅｆ０と同じような階段状の波形になり高調波成分を多く含んでいる。一方、第１１図（Ｃ）に示す本発明の電流指令値Ｉｒｅｆ１で制御されたモータ電流Ｉｍは、電流指令値Ｉｒｅｆ１が量子化誤差の少ない理想電流指令値Ｉｒｅｆｉｄに近似した波形なので、第１１図（Ｄ）に示すように理想電流指令値Ｉｒｅｆｉｄに近似した電流波形となり高調波も少ない。
【００７２】
特に、巻線のインダクタンス値が１００μＨ以下のようなインダクタンス値が非常に小さいモータにおいては、実際のモータ電流Ｉｍの波形は電流指令値どおりの波形として出力される。よって、巻線のインダクタンス値が１００μＨ以下のようなインダクタンス値が非常に小さいモータに対して本発明を適用すれば、ｎ次ホールドされた電流指令値（第１１図（Ｃ）及び第１１図（Ｄ）に示したのは１次ホールドされた電流指令値Ｉｒｅｆ１の例である）は、量子化誤差の少ない電流指令値なので、モータ電流も高調波が少なくなるという優れた効果が特に期待できる。
【００７３】
なお、本発明では、ｎ次ホールド手段のｎの値が大きくなればなるほど、ホールドされた電流指令値がより理想電流指令値Ｉｒｅｆｉｄに近づくことができる。例えば、２次ホールド手段によるホールドされた電流指令値Ｉｒｅｆ２は、１次ホールド手段によるホールドされた電流指令値Ｉｒｅｆ１より、より理想電流指令値Ｉｒｅｆｉｄに近づくことができる。
【００７４】
次に、本発明をブラシレスＤＣモータを矩形波電流で駆動した場合について第１２図を参照して説明する。矩形波電流は、正弦波電流と比べて、電流波形に関し、電流変化の大きい、即ちｄｉ／ｄｔの大きい部分が存在する。ｄｉ／ｄｔが大きければ、量子化誤差は大きくなるので、モータ電流の高調波の増大、さらに、騒音の問題が顕著に顕在化してくる。よって、本発明のｎ次ホールドによる電流指令値は矩形波電流のモータ制御に対して量子化誤差を緩和して高調波の少ないモータ電流の供給でき、延いては騒音の低減に効果を発揮することができる。
【００７５】
第１３図は、ブラシレスＤＣモータを従来の０次ホールドされた電流指令値Ｉｒｅｆ０で駆動した場合、本発明の１次ホールドされた電流指令値Ｉｒｅｆ１で駆動した場合、及びブラシ付きモータを従来の０次ホールドされた電流指令値Ｉｒｅｆ０で駆動した場合の通電電流値と騒音の関係を示した図である。第１３図から明らかなように、出力の小さいブラシ付きモータの場合は、０次ホールドされた電流指令値Ｉｒｅｆ０でも通電電流が小さかったために騒音が問題になることはなかった。しかし、出力を大きくしたブラシレスＤＣモータの場合、通電電流が大きくなったため、従来の０次ホールドされた電流指令値Ｉｒｅｆ０で駆動された場合、騒音が、例えば、５０ｄＢを越えてしまい問題となっていた。
【００７６】
しかし、本発明のｎ次ホールド手段を用いれば、例えば、ｎ＝１の場合、１次ホールド手段による１次ホールドされた電流指令値Ｉｒｅｆ１で駆動すれば、最大出力の電流値である１００Ａ付近まで問題の５０ｄＢ付近に達することがないので、騒音が問題になることは無いという優れた効果を得ることができる。
【実施例２】
【００７７】
次に、サンプリング周期が異なる制御手段が３以上ある場合の実施例２について第１４図を参照して説明する。第１４図の実施例２の構成と第６図の実施例１の構成で異なるのは、電流指令値演算部１０と電流制御部２２との間に設けたｎ次ホールド回路１６の他に、さらに、電流制御部２２とＰＷＭ制御部２４との間にｎ次ホールド手段であるｎ次ホールド回路１８が設けられているところである。
【００７８】
ここで、例えば、電流指令値演算部１０、電流制御部２２、ＰＷＭ制御部２４の各サンプリング周期は、それぞれ２ｍｓ、１ｍｓ、０．５ｍｓである。実施例１では、電流指令値演算部１０と電流制御部２２とのサンプリング周期の違いによる量子化誤差をｎ次ホールド回路１６によって解消したが、実施例２では、電流制御部２２とＰＷＭ制御部２４とのサンプリング周期の違いによる量子化誤差をｎ次ホールド回路１８によって解消している。
【００７９】
よって、本発明の実施例２では、ｎ次ホールド回路１６とｎ次ホールド回路１８との２つのｎ次ホールド手段によって、さらに、理想の電流指令値Ｉｒｅｆｉｄに近いモータ電流を得ることができ、モータ電流に含まれる高調波はさらに低減され、その結果、モータ騒音が大幅に低減することができる。
【００８０】
なお、電流指令値演算部１０と電流制御部２２との間に設けたｎ次ホールド回路１６と、電流制御部２２とＰＷＭ制御部２４との間に設けたｎ次ホールド回路１８とは、そのｎ次ホールド回路のｎの値は同じである必要がなく、勿論、ｎの値は同じであっても構わない。例えば、電流指令値演算部１０と電流制御部２２との間に１次ホールド回路を設けると共に、電流制御部２２とＰＷＭ制御部２４との間に２次ホールド回路を設けるようにしても良い。また、電流指令値演算部１０と電流制御部２２との間に１次ホールド回路を設けると共に、電流制御部２２とＰＷＭ制御部２４との間に１次ホールド回路を設けるようにしても良い。
【００８１】
以上の説明では、サンプリング周期が２倍異なる制御部間でのｎ次ホールド回路についての実施例について説明したが、本発明はそれに限定されることがなく、サンプリング周期が整数倍異なる制御部間にも同様にｎ次ホールド手段（ｎ次ホールド回路）を設けることができる。
【００８２】
なお、以上の説明では、モータ駆動装置の制御がフィードバック制御の場合の実施例について説明したが、当該制御がフィードフォワード制御であっても同様の効果が得られる。また、当該制御において、３相電流をそのまま使用した制御であっても、或いは、ｄ、ｑ変換したベクトル制御であっても同様の効果が得られる。
【００８３】
つまり、本発明の効果はモータ駆動をデジタル制御する一般のモータ駆動装置において期待することができ、特に、モータの駆動力をステアリングシャフト或いはラック軸に補助力を付与するようになっている電動パワーステアリング装置に対しても同じ効果を期待することができる。
【図面の簡単な説明】
【００８４】
第１図は、電動パワーステアリング装置の一般的な構成を示す図である。
第２図は、従来の０次ホールドされた電流指令値によるモータ駆動のための制御ブロック図である。
第３図は、０次ホールドされた電流指令値に制御された従来の巻線インダクタンス値の大きいモータの電流波形を示す図である。
第４図は、０次ホールドされた電流指令値に制御された巻線インダクタンス値の小さいモータの電流波形を示す図である。
第５図は、デジタル制御手段とアナログ制御手段とをローパスフィルターを介して接続したハイブリッド構成の自動車用スロットルバルブ制御装置の制御ブロック図である。
第６図は、本発明のｎ次ホールド手段を用いたモータ駆動装置の制御ブロック図である。
第７図は、本発明のｎ次式を用いたｎ次ホールドに用いられる伝達関数を説明するための模式図である。
第８図は、本発明の２次式を用いた２次ホールドに用いられる伝達関数を説明するための模式図である。
第９図は、本発明の最小２乗法によって過去サンプル値の誤差を最小にするようにｎ次式にフィットさせるようにするｎ次ホールドに用いられる伝達関数を説明するための模式図である。
第１０図は、本発明の１次ホールド手段による１次ホールドされた電流指令値を示す図である。
第１１図は、本発明の１次ホールドされた電流指令値の効果と、従来の０次ホールドされた電流指令値の効果の比較を示す図である。
第１２図は、量子化誤差に関する矩形波電流制御と正弦波電流制御の差を示す図である。
第１３図は、ブラシレスＤＣモータの騒音に関する従来の０次ホールドされた電流指令値と本発明の１次ホールドされた電流指令値との効果の差を示す図である。
第１４図は、本発明のｎ次ホールド手段を２ヵ所に用いたモータ駆動装置の制御ブロック図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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