(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
放送信号を受信する受信部と、該受信部が有する制御要因を調整する調整部とを備えた受信装置であって、
上記調整部は、
異なる信号生成パターンにより生成された基準信号をそれぞれ記録した複数のメモリと、
基準信号を必要な周波数帯域幅において均一な周波数スペクトラムを有する信号に変調して上記受信部に該変調した信号を供給する変調手段と、
上記複数のメモリから一つのメモリを選択し、該選択されたメモリに記録されている基準信号を上記変調手段に供給する選択手段と、
上記複数のメモリにそれぞれ記録されている基準信号と、上記受信部から供給された放送信号との相関をとる相関手段と、
上記受信部から供給された信号を計測する計測手段と、
上記計測手段が計測した計測結果に基づいて、上記受信部が有する制御要因を調整する調整制御手段とを備え、
上記選択手段は、上記相間手段によってとられた相間に基づいて上記受信部の受信環境を推定して上記複数のメモリのうち上記放送信号との相関性が最も強い基準信号が記録されているメモリを選択し、該放送信号との相関性が最も強い基準信号を上記変調手段に供給する受信装置。
【請求項２】
上記計測手段は、
通過周波数帯域分のサブキャリアのレベルと、該通過周波数帯域に隣接する遮断周波数帯域分のサブキャリアのレベルとを比較し、
上記調整制御手段は、
上記計測手段が計測した比較結果に基づいて、上記受信部が備える制御要因を調整する請求項１記載の受信装置。
【請求項３】
上記変調手段は、
直交波周波数分割多重（ＯＦＤＭ）変調手段を用いる請求項１記載の受信装置。
【請求項４】
上記受信部は、
発振信号を生成する発振手段を備え、
上記変調手段は、
上記発振手段から供給された発振信号に基づいて上記基準信号の周波数を変換する請求項１記載の受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＬＳＩ（Large Scale Integration）等の製造ばらつきに対する各種の調整工程を自動かつ高精度で行う受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
テレビジョン放送等の電波を受信して所望のデータを復調する受信装置は、複数のチャンネルの中から特定チャンネルを選択し、この特定チャンネルの信号のみを取り出す。
【０００３】
昨今のデジタル放送開始により、受信装置は、隣接したチャンネルの影響を受けないように特定チャンネルの信号を選択する技術が益々難しくなってきているため、例えば、周波数選択特性といったアナログ性能をさらに高性能にする必要がある。
【０００４】
アナログ性能は、ＬＳＩ等の製造ばらつきに大きく影響を受けるため、工場出荷における調整工程では精度の高い調整が必要となっている。そのため、従来は、ＬＳＩの出荷テスト時又はモジュールの出荷テスト時に、製造設備とは別に備えられた調整手段によりＬＳＩ又はモジュール毎に調整を行っていた。この場合、例えば、調整手段の設定及び調整時間に多大な時間及びコストが掛かり、また、受信装置以外の設備における精度により調整精度が落ちるといった問題が生じていた。
【０００５】
例えば、図１８に示すように、テレビジョン放送受信装置１０００が、フィルタ１００１と、増幅回路１００２と、フィルタ１００３と、周波数変換回路１００４と、フィルタ１００５と、増幅回路１００６と、Ａ／Ｄ（Analog to Digital）変換回路１００７と、復調回路１００８と、ＯＳＣ（oscillator）１００９とを備えている場合、周波数特性の調整が必要な箇所として、フィルタ１００１と、フィルタ１００３と、フィルタ１００５とが挙げられる。フィルタ１００５は、特定チャンネルの信号のみを通過させて、この特定チャンネルに隣接する周波数帯域のチャンネルの信号を減衰させるといったフィルタカット調整を行うため、かなり急峻な周波数選択特性が要求される。また、フィルタ１００１及びフィルタ１００３は、受信するチャンネルの周波数に同期してフィルタの中心周波数を切り替える調整を行うが、この中心周波数調整は、チャンネル毎に必要となる。このように、各フィルタの調整に掛かる負担は、多大なものとなる。
【０００６】
そこで、以下の特許文献１に示すように、受信装置に調整用手段を内蔵する方法がある。
【０００７】
【特許文献１】特開２００２−３５３８３９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかし、この特許文献１に開示されている調整手段は、ダイレクトコンバージョン受信装置におけるＩＱ位相補正の調整手段に限定されており、この調整手段は、ＯＳＣが出力する発振信号の発振周波数、つまり単一周波数のみを調整することになる。また、調整結果を計測する計測手段は、位相誤差を直流電圧に換算してＡ／Ｄ変換後の絶対値データとして計測するため、計測時に生じる誤差の影響を大きく受ける懸念がある。
【０００９】
特許文献１に開示されている調整手段は、以上のような問題点が考えられるため、受信装置全般の調整を行うのには適していない。
【００１０】
本発明は、このような従来の実情に鑑みて提案されたものであり、ＬＳＩ等の製造ばらつきに対する各種の調整工程を自動かつ高精度で行う受信装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上述した目的を達成するために、本発明に係る受信装置は、放送信号を受信する受信部と、該受信部が有する制御要因を調整する調整部とを備えた受信装置であって、調整部は、異なる信号生成パターンにより生成された基準信号をそれぞれ記録した複数のメモリと、基準信号を必要な周波数帯域幅において均一な周波数スペクトラムを有する信号に変調して受信部に変調した信号を供給する変調手段と、複数のメモリから一つのメモリを選択し、選択されたメモリに記録されている基準信号を変調手段に供給する選択手段と、複数のメモリにそれぞれ記録されている基準信号と、受信部から供給された放送信号との相関をとる相関手段と、受信部から供給された信号を計測する計測手段と、計測手段が計測した計測結果に基づいて、受信部が有する制御要因を調整する調整制御手段とを備え、選択手段は、相間手段によってとられた相間に基づいて受信部の受信環境を推定して複数のメモリのうち放送信号との相関性が最も強い基準信号が記録されているメモリを選択し、放送信号との相関性が最も強い基準信号を変調手段に供給することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１２】
本発明に係る受信装置によれば、調整部が、異なる信号生成パターンにより生成された基準信号をそれぞれ記録した複数のメモリと、基準信号を必要な周波数帯域幅において均一な周波数スペクトラムを有する信号に変調して受信部に変調した信号を供給する変調手段と、複数のメモリから一つのメモリを選択し、選択されたメモリに記録されている基準信号を変調手段に供給する選択手段と、複数のメモリにそれぞれ記録されている基準信号と、受信部から供給された放送信号との相関をとる相関手段と、受信部から供給された信号を計測する計測手段と、計測手段が計測した計測結果に基づいて、受信部が有する制御要因を調整する調整制御手段とを備え、選択手段は、相間手段によってとられた相間に基づいて受信部の受信環境を推定して複数のメモリのうち放送信号との相関性が最も強い基準信号が記録されているメモリを選択し、放送信号との相関性が最も強い基準信号を変調手段に供給することによって、外部から信号を入力することなく放送信号との相関性が最も強い基準信号を用いて受信手段の周波数特性の調整を行うことが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
以下、本発明を適用した具体的な実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。
【００１４】
図１は、本発明を適用した第１の実施の形態における受信装置１０の構成を示す機能ブロック図である。
【００１５】
アンテナ等を介してテレビジョン放送信号等を受信する受信装置１０は、アンテナ等から受信した信号を入力するフィルタ１０１と、増幅回路１０２と、フィルタ１０３と、周波数変換回路１０４と、フィルタ１０５と、Ａ／Ｄ変換回路１０６と、復調回路１０７と、ＯＳＣ１０８とを備える受信部１１、及び、調整制御回路１１０と、基準信号生成回路１１１及び変調回路１１２からなる信号生成部１１３と、計測回路１１４とを備える調整部１２で構成される。
【００１６】
受信部１１は、調整部１２より変調された基準信号が供給されると、フィルタ１０１、増幅回路１０２、フィルタ１０３、周波数変換回路１０４、及びフィルタ１０５を介して生成した調整結果信号を調整部１２が備える計測回路１１４に供給する。これにより、受信装置１０では、外部からの信号を入力することなく回路調整を行うことが可能となる。
【００１７】
信号生成部１１３における基準信号生成回路１１１は、例えば、擬似乱数を発生させて所定のビットパターンに基づく信号を生成する。基準信号生成回路１１１は、このビットパターンに基づく信号に所定の信号処理を行って基準信号を生成し、この基準信号を変調回路１１２に供給する。
【００１８】
信号生成部１１３における変調回路１１２は、基準信号生成回路１１１より供給された基準信号に変調をかける。変調された基準信号は、周波数帯域が拡散されており、受信部１１が備えるフィルタ等の周波数制御を行うのに適した信号となる。
【００１９】
信号生成部１１３は、変調方式として、例えば、直交波周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）、ダイレクト拡散（ＤＳ：Direct Spread）、スペクトル拡散（ＳＳ：Spectrum Spread）、符号分割多重接続（ＣＤＭＡ：Code Division Multiple Access）、超広帯域無線（ＵＷＢ：Ultra Wide Band）等、必要な周波数帯域幅において均一な周波数スペクトラムを有する変調方式を適用するのが好ましい。
【００２０】
計測回路１１４は、受信部１１から供給された信号に基づいてフィルタ等の周波数特性の劣化を計測し、この計測結果を調整制御回路１１０に供給する。
【００２１】
調整制御回路１１０は、計測回路１１４から供給された計測結果に基づいてフィルタ１０１、フィルタ１０３、及びフィルタ１０５の調整を行う。
【００２２】
図１では、フィルタ１０１、フィルタ１０３、及びフィルタ１０５といった３箇所のフィルタを同時に調整しているが、受信部１１の調整箇所については限定するものではなく、調整を必要とする任意の機能ブロックを選択することが可能である。
【００２３】
変調回路１１２は、変調方式として、例えば、ＯＦＤＭを適用する。この場合、図２に示すように、調整部１２Ａは、基準信号生成回路１２１とＯＦＤＭ変調回路１２２とからなる信号生成部１２３を備える。
【００２４】
ＯＦＤＭ変調回路１２２は、サブキャリア変調した信号を各周波数に割り当てて変調するため、任意の周波数レベルを設定できる。このＯＦＤＭ変調回路１２２は、例えば、計測帯域の周波数レベルを一定とし、また、計測帯域外の周波数レベルを０とすることで、必要な周波数のみが存在する変調信号を生成できる。
【００２５】
図３に信号生成部１２３の構成例を示す。なお、この図３に示す回路構成は、本発明を適用した第１の実施形態を実現するための一例であり、信号生成部１２３は、図３に示すものに限定されない。
【００２６】
信号生成部１２３は、ビット生成回路１２１Ａ、サブキャリア変調回路１２１Ｂ、Ｓ／Ｐ（Serial-Parallel）変換回路１２１Ｃ、及びＩＦＦＴ（Inversed Fast Fourier Transform）回路１２１Ｄを備えた基準信号生成回路１２１と、Ｄ／Ａ（Digital to Analog）変換回路１２２Ａ、ＬＰＦ（Low Pass Filter）１２２Ｂ、周波数変換回路１２２Ｃ、増幅回路１２２Ｄ、及びＯＳＣ１２２Ｅを備えたＯＦＤＭ変調回路１２２とから構成される。
【００２７】
本発明を適用した第１の実施形態におけるビット生成回路１２１Ａは、例えば、図４に示すような構成を備え、擬似乱数からなるビット列を生成する。この擬似乱数は、以下の数式（１）に示す擬似乱数生成多項式より生成される。
【００２８】
【数１】
0004645451.tif 000002
【００２９】
この数式（１）により生成されたビット列は、２の１１乗回に１回同一のビットパターンをとる。
【００３０】
サブキャリア変調回路１２１Ｂは、例えば、ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）、ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）等の変調方式を適用して、ビット生成回路１２１Ａが生成したビット列の変調を行う。本実施形態における受信装置１０が用いる変調方式は、比較的精度が緩やかなＢＰＳＫ及びＱＰＳＫとする。
【００３１】
ＢＰＳＫは、一度に１ビットのデジタル信号に対して変調する位相変調方式である。図５（Ａ）にＩＱコンスタレーションを示すように、例えば、デジタル信号ｂ０＝１，ｂ０＝０に対するサブキャリアの変調位相をそれぞれ０，πとする。
【００３２】
また、ＱＰＳＫは、一度に２ビットのデジタル信号に対して変調する位相変調方式である。図５（Ｂ）にＩＱコンスタレーションを示すように、例えば、デジタル信号（ｂ０，ｂ１）＝（０，０），（ｂ０，ｂ１）＝（１，０），（ｂ０，ｂ１）＝（１，１），（ｂ０，ｂ１）＝（０，１）に対するサブキャリアの変調位相をそれぞれπ／４，３π／４，５π／４，７π／４とする。
【００３３】
サブキャリア変調回路１２１Ｂは、例えば、ビット生成回路１２１Ａが生成したビット列に対してＢＰＳＫ変調を行い、Ｉ成分及びＱ成分からなるサブキャリア変調信号を生成する。
【００３４】
Ｓ／Ｐ変換回路１２１Ｃは、サブキャリア変調回路１２１Ｂが生成したＩ成分及びＱ成分からなるサブキャリア変調信号に対してシリアル‐パラレル変換を行い、例えば、図６に示すような周波数軸信号を生成する。
【００３５】
ＩＦＦＴ回路１２１Ｄは、Ｓ／Ｐ変換回路１２１Ｃが生成した周波数軸信号に対して以下の数式（２）を用いて逆フーリエ変換を行い、時間軸信号を生成する。
【００３６】
【数２】
0004645451.tif 000003
【００３７】
ここで、Ｈ（ｎ）は周波数軸信号であり、ｈ（ｋ）は時間軸信号であり、ＮはＯＦＤＭサンプル数である。
【００３８】
このように、基準信号生成回路１２１により生成された時間軸信号は、ＯＦＤＭ変調回路１２２が備えるＤ／Ａ変換回路１２２Ａに供給される。
【００３９】
Ｄ／Ａ変換回路１２２Ａは、デジタル信号からなる時間軸信号をアナログ信号からなる時間軸信号に変換する。
【００４０】
なお、ビット生成回路１２１Ａ、サブキャリア変調回路１２１Ｂ、Ｓ／Ｐ変換回路１２１Ｃ、ＩＦＦＴ回路１２１Ｄ、及びＤ／Ａ変換回路１２２Ａには、ＣＬＫ信号が供給され、信号同期が図られる。
【００４１】
ＬＰＦ１２２Ｂは、Ｄ／Ａ変換回路１２２Ａよりアナログ信号からなる時間軸信号が供給されると、この時間軸信号の内、特定周波数以下の周波数を有する時間軸信号のみを通過させる。
【００４２】
周波数変換回路１２２Ｃは、図７（Ａ）に示すように、ＬＰＦ１２２Ｂが通過させたＩＦＦＴ回路１２１Ｄより出力された時間軸信号を、図７（Ｂ）に示すように、ＯＳＣ１２２Ｅが出力する発振信号の発振周波数を中心とするＲＦ（Radio Frequency）信号に変換する。
【００４３】
増幅回路１２２Ｄは、周波数変換回路１２２Ｃで変換されたＲＦ信号を必要なレベルまで増幅し、増幅されたＲＦ信号を出力する。
【００４４】
ここで、出力信号の信号波形の一例を図８に示す。
【００４５】
図８（Ａ）は、ビット生成回路１２１Ａが生成した擬似乱数によるビット列の一例である。
【００４６】
サブキャリア変調回路１２１Ｂは、例えば、ビット生成回路１２１Ａが生成したビット列に対してＢＰＳＫ変調を行う。このＢＰＳＫ変調では、図８（Ｂ）に示すようなＩＱコンスタレーションの信号波形が検出される。サブキャリア変調回路１２１Ｂは、このＢＰＳＫ変調により、図８（Ｃ）に示すような、Ｉ成分が１,−１、Ｑ成分が０であるサブキャリア変調信号を生成する。
【００４７】
図８（Ｄ）は、ＩＦＦＴ回路１２１Ｄが周波数軸信号に対して逆フーリエ変換を行うことにより生成された時間軸信号の信号波形である。
【００４８】
図８（Ｅ）は、ＯＳＣ１２２Ｅにより出力された発振信号の信号波形である。ここで、発振信号の発振周波数は、調整する受信部１１の計測帯域内の周波数と一致するように設定される。
【００４９】
図８（Ｆ）は、増幅回路１２２Ｄにより増幅されたＲＦ信号の信号波形である。
【００５０】
図９は、計測回路１１４の構成を示すブロック図である。
【００５１】
計測回路１１４は、Ａ／Ｄ変換回路１１４Ａと、Ｉ／Ｑ変換回路１１４Ｂと、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）回路１１４Ｃと、サブキャリア分離回路１１４Ｄと、振幅計算回路１１４Ｅ及び振幅計算回路１１４Ｆと、比較回路１１４Ｇとで構成される。
【００５２】
Ａ／Ｄ変換回路１１４Ａは、受信部１１より供給されたアナログ信号からなる時間軸信号を、デジタル信号からなる時間軸信号に変換する。
【００５３】
Ｉ／Ｑ変換回路１１４Ｂは、Ａ／Ｄ変換回路１１４Ａよりデジタル信号からなる時間軸信号が供給されると、この時間軸信号を、Ｉ成分、及びこのＩ成分と位相がπ／２異なるＱ成分といった２つの複素数成分からなる時間軸信号に変換する。
【００５４】
ＦＦＴ回路１１４Ｃは、Ｉ成分及びＱ成分といった２つの複素数成分からなる時間軸信号を周波数毎のサブキャリアに割り当てられた信号に変換する。
【００５５】
サブキャリア分離回路１１４Ｄは、図１０に示すように、周波数軸信号が割り当てられたサブキャリアを計測帯域内の通過周波数帯域分のサブキャリアと遮断帯域分のサブキャリアとに分離する。
【００５６】
なお、Ａ／Ｄ変換回路１１４Ａ、Ｉ／Ｑ変換回路１１４Ｂ、ＦＦＴ回路１１４Ｃ、及びサブキャリア分離回路１１４Ｄには、ＣＬＫ信号が供給され、信号同期が図られる。
【００５７】
振幅計算回路１１４Ｅは、通過周波数帯域分のサブキャリアの振幅を計算する。また、振幅計算回路１１４Ｆは、遮断周波数帯域分のサブキャリアの振幅を計算する。ここで、サブキャリアのＩ成分をＸｉ（ｎ）、Ｑ成分をＸｑ（ｎ）とすると、通過周波数帯域分のサブキャリアの振幅と遮断周波数帯域分のサブキャリアの振幅とを合計した振幅Ｐは以下の数式（３）により計算される。
【００５８】
【数３】
0004645451.tif 000004
【００５９】
比較回路１１４Ｇは、振幅計算回路１１４Ｅで計算された通過周波数帯域分のサブキャリアのレベルと、振幅計算回路１１４Ｆで計算された遮断周波数帯域分のサブキャリアのレベルとを比較する。比較回路１１４Ｇは、この比較結果を計測信号として調整制御回路１１０に供給する。
【００６０】
調整制御回路１１０は、計測回路１１４から供給された計測信号に基づいて、例えば、フィルタ１０１、フィルタ１０３、及びフィルタ１０５における周波数特性の調整を行う。
【００６１】
このように、本発明を適用した第１の実施形態における受信装置１０では、外部から信号を入力することなく受信部１１の周波数特性の調整を行うことが可能となる。
【００６２】
また、本発明を適用した第１の実施形態における受信装置１０では、基準信号の変調方式としてＯＦＤＭを適用した場合、サブキャリア変調した信号を各周波数に割り当てることにより、任意の周波数のレベルを自由に設定することが可能となる。このＯＦＤＭ変調回路１２２により生成された変調信号は、例えば、計測帯域内の周波数レベルを一定の特定レベルとし、計測帯域外の周波数レベルを０とすることで必要な周波数のみが存在するようになり、受信部１１の調整信号に適した信号となる。
【００６３】
次に、本発明を適用した第２の実施形態における受信装置について説明する。
【００６４】
図１１は、本発明を適用した第２の実施形態における受信装置２０の構成を示す機能ブロック図である。なお、受信装置１０と同様の構成については、同一符号を付して詳細な説明を省略する。
【００６５】
受信装置２０における調整部１２Ｂは、ＯＦＤＭ変調回路１２２に代わって、ＯＦＤＭ変調回路２２２を適用した信号生成部２２３を備える。
【００６６】
図１２に示すように、ＯＦＤＭ変調回路２２２が備える周波数変換回路２２２Ｃは、受信部１１Ａが備えるＯＳＣ２０８より発振信号が供給される。
【００６７】
周波数変換回路２２２Ｃは、ＬＰＦ１２２Ｂが通過させた時間軸信号を、ＯＳＣ２０８より供給された発振信号の発振周波数を中心とするＲＦ（Radio Frequency）信号に変換する。
【００６８】
このように、本発明を適用した第２の実施形態における受信装置２０では、ＯＳＣ２０８から周波数変換回路２２２Ｃに周波数変換用の発振信号を供給することにより、新たにＯＳＣを備える場合のコストと消費電流とが不必要になり、また、信号生成部２２３と受信部２１との発振周波数が一致し、計測回路１１４に別途周波数同期手段を用いることなく受信部１１Ａの構成回路を調整することが可能となる。
【００６９】
次に、本発明を適用した第３の実施形態における受信装置について説明する。
【００７０】
図１３は、本発明を適用した第３の実施形態における受信装置３０の構成を示す機能ブロック図である。なお、受信装置２０と同様の構成については、同一符号を付して詳細な説明を省略する。
【００７１】
受信装置３０では、信号生成部３２３が備えるＯＦＤＭ変調回路３２２において、予め変調側のサブキャリアのレベルに差を設ける。これにより、計測回路１１４の計測精度を緩和できる。
【００７２】
これに対して、上述した受信装置１０及び受信装置２０では、図１４（Ａ）に示すように、変調側のサブキャリアのレベルは、通過帯域と遮断帯域とで一定であるため、図１４（Ｂ）に示すように、計測側では、遮断帯域のサブキャリアのレベルのみが減衰するようになる。計測回路１１４は、このレベル差を受信部のフィルタ特性を表すものとして計測する。しかしながら、急峻な選択度を有するフィルタの調整を行う場合、計測側の遮断帯域のサブキャリアのレベルは、微小なものとなる。
【００７３】
一般的に、Ａ／Ｄ変換回路のＳＮＲ（Signal to Noise Ratio）を実現するために必要な有効ビット精度ＥＮＯＢ（Effective Number Bits）は、以下の数式（４）により算出される。
【００７４】
【数４】
0004645451.tif 000005
【００７５】
この数式（４）からもわかるように、計測回路１１４は、ＳＮＲに規定されたレベル以下の計測を正確に行うことができない。このため、急峻な選択度を有するフィルタの調整を行うためにＡ／Ｄ変換回路に必要なビット数は増大する。例えば、減衰量５０ｄＢを計測するのに必要なＥＮＯＢは、８ｂｉｔ以上となり、計測回路の回路規模及び消費電力の増大要因となる。
【００７６】
そこで、受信装置３０では、図１４（Ｃ）に示すように、予め変調側において通過帯域のサブキャリアのレベルよりも遮断帯域のサブキャリアのレベルを大きくすることで、図１４（Ｄ）に示すように、計測側においてサブキャリアのレベル差が小さくなる。このため、計測を正確に行うために必要なＳＮＲは小さくて済み、ＥＮＯＢを少なくすることができる。
【００７７】
この減衰量５０ｄＢでの調整例において、変調側サブキャリアのレベル差を２０ｄＢと設定すると、計測側のサブキャリアのレベル差は３０ｄＢとなり、必要なＥＮＯＢは、４．７ｂｉｔとなる。したがって、計測回路の規模を縮小して消費電力を削減することが可能となる。
【００７８】
このように、本発明を適用した第３の実施形態における受信装置３０では、ＯＦＤＭ変調する際、予め変調側のサブキャリアの減衰帯域分のレベルを他のサブキャリアのレベルに対して大きくすることにより、計測回路１１４に用いるＡ／Ｄ変換器のビット数を削減することが可能となる。
【００７９】
次に、本発明を適用した第４の実施形態における受信装置について説明する。
【００８０】
図１５は、本発明を適用した第４の実施形態における受信装置４０の構成を示す機能ブロック図である。なお、受信装置２０と同様の構成については、同一符号を付して詳細な説明を省略する。
【００８１】
受信装置４０の調整部１２Ｄにおいて、信号生成部４２３は、上述した受信装置２０における基準信号生成回路１２１に代わって、基準信号生成回路１２１で生成された基準信号を記録するメモリ１４１を備える。なお、メモリ１４１は、例えば、ＲＯＭ（Read Only Memory）であってもよいし、各種書き換え型メモリであってもよい。例えば、メモリ１４１に書き換え型メモリを用いた場合、ＬＳＩの工場出荷後等、任意の時期に回路調整を行うことが可能となる。
【００８２】
このメモリ１４１に記録されている基準信号は、ＯＦＤＭ変調回路４２２に供給される。
【００８３】
このように、本発明を適用した第４の実施形態における受信装置４０では、基準信号生成回路を削減してコストと消費電力とを低減することが可能となる。
【００８４】
次に、本発明を適用した第５の実施形態における受信装置について説明する。
【００８５】
図１６は、本発明を適用した第５の実施形態における受信装置５０の構成を示す機能ブロック図である。なお、受信装置４０と同様の構成については、同一符号を付して詳細な説明を省略する。
【００８６】
受信装置５０における調整部１２Ｅが備える信号生成部５２３は、特定の信号生成パターンにより生成された基準信号が記録されているメモリ１５１Ａと、このメモリ１５１Ａに記録されている基準信号の信号生成パターンとは異なる信号生成パターンにより生成された基準信号が記録されたメモリ１５１Ｂと、選択回路５３０と、ＯＦＤＭ変調回路５２２とを備える。例えば、フィールドテスト等を行うことにより放送信号の受信が困難である条件を設定し、この条件下で生成された基準信号をメモリ１５１Ｂに記録する。ここで、受信装置５０が備えるメモリの数は２に限られず、それぞれのメモリに異なる信号生成パターンにより生成された基準信号が記録されていれば、２以上であってもよい。
【００８７】
選択回路５３０は、メモリ１５１Ａ及びメモリ１５１Ｂから一つのメモリを選択し、選択したメモリに記録されている基準信号をＯＦＤＭ変調回路５２２に供給する。
【００８８】
このように、本発明を適用した第５の実施形態における受信装置５０では、異なる信号生成パターンにより生成された基準信号が記録されている複数のメモリから任意に一つのメモリを選択し、このメモリに記録されている基準信号をＯＦＤＭ変調回路５２２に供給することにより、任意の条件下で回路調整を行うことが可能となる。
【００８９】
次に、本発明を適用した第６の実施形態における受信装置について説明する。
【００９０】
図１７は、本発明を適用した第６の実施形態における受信装置６０の構成を示す機能ブロック図である。なお、受信装置５０と同様の構成については、同一符号を付して詳細な説明を省略する。
【００９１】
受信装置６０における調整部１２Ｆが備える信号生成部６２３は、メモリ１６１Ａ及びメモリ１６１Ｂと、相関回路１６３と、選択回路６３０と、ＯＦＤＭ変調回路６２２とを備える。
【００９２】
メモリ１６１Ａ及びメモリ１６１Ｂは、異なる信号生成パターンにより生成された基準信号を記録している。
【００９３】
受信装置６０において、受信部１１Ａが実際にテレビジョン放送等の放送信号を受信した場合、相関回路１６３は、この放送信号を受信部１１Ａより入力し、この放送信号と、メモリ１６１Ａ及びメモリ１６１Ｂに記録されている基準信号との相関をとる。
【００９４】
選択回路６３０は、相関回路１６３においてとられた相関に基づいて受信部１１Ａの受信環境を推定して放送信号との相関性がより強い基準信号が記録されているメモリを選択し、選択したメモリに記録されている基準信号をＯＦＤＭ変調回路６２２に供給する。
【００９５】
このように、本発明を適用した第６の実施形態における受信装置６０では、放送信号とメモリ１６１Ａ及びメモリ１６１Ｂに記録されている基準信号との相関をとり、受信部１１Ａの受信環境を推定することにより、放送信号との相関性が最も強い基準信号を用いて受信部１１Ａの回路調整を行うことが可能となる。
【００９６】
なお、本発明は上述した実施の形態のみに限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能であることは勿論である。
【図面の簡単な説明】
【００９７】
【図１】本発明を適用した一実施形態における受信装置の構成を示す機能ブロック図である。
【図２】本発明を適用した一実施形態における受信装置の構成を示す機能ブロック図である。
【図３】ＯＦＤＭ回路の構成を示す機能ブロック図である。
【図４】ビット生成回路の構成を示す図である。
【図５】（Ａ）は、ＢＰＳＫにおけるＩＱコンスタレーションを示す図であり、（Ｂ）は、ＱＰＳＫにおけるＩＱコンスタレーションを示す図である。
【図６】周波数軸信号の振幅を示す図である。
【図７】（Ａ）は、周波数変換回路入力時における時間軸信号を示し、（Ｂ）は、周波数変換回路出力時における時間軸信号の周波数を示す図である。
【図８Ａ】ビット生成回路が出力するビット列の信号波形を示す図である。
【図８Ｂ】ＢＰＳＫにおけるＩＱコンスタレーションの信号波形を示す図である。
【図８Ｃ】サブキャリア変調信号の信号波形を示す図である。
【図８Ｄ】逆フーリエ変換により生成された時間軸信号の信号波形を示す図である。
【図８Ｅ】ＯＳＣが出力する発振信号の信号波形を示す図である。
【図８Ｆ】増幅されたＲＦ信号の信号波形を示す図である。
【図９】計測回路の構成を示すブロック図である。
【図１０】周波数帯域分離されたサブキャリアのレベルを示す図である。
【図１１】本発明を適用した一実施形態における受信装置の構成を示す機能ブロック図である。
【図１２】ＯＦＤＭ変調回路の構成を示す機能ブロック図である。
【図１３】本発明を適用した一実施形態における受信装置の構成を示す機能ブロック図である。
【図１４】（Ａ）は、本発明を適用した一実施形態の受信装置において変調側のサブキャリアレベルを示す図であり、（Ｂ）は、この受信装置において計測側のサブキャリアレベルを示す図である。（Ｃ）は、本発明を適用した一実施形態の受信装置において変調側のサブキャリアレベルを示す図であり、（Ｄ）は、この受信装置において計測側のサブキャリアレベルを示す図である。
【図１５】本発明を適用した一実施形態における受信装置の構成を示す機能ブロック図である。
【図１６】本発明を適用した一実施形態における受信装置の構成を示す機能ブロック図である。
【図１７】本発明を適用した一実施形態における受信装置の構成を示す機能ブロック図である。
【図１８】テレビジョン放送受信装置の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００９８】
１１  受信部、１２  調整部、１１０  調整制御回路、１１３  信号生成部、１１４  計測回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８Ａ】
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【図８Ｂ】
0004645451.tif 000014
【図８Ｃ】
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【図８Ｄ】
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【図８Ｅ】
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【図８Ｆ】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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