(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
周波数変換デバイスであって：
固定周波数を有する局部発振器；
２つの入力と１つの出力を持つ、二つのショットキダイオードで構成される第１混合器であり、第１入力において、変換すべき信号を受信し、第２入力において、前記局部発振器から生じる信号を受信し、出力において、前記二つのショットキダイオードの不均衡に起因する無用の残余スペクトル成分を含む変換された信号を与える第１混合器；を有し、
当該周波数変換デバイスは、
２つの入力と１つの出力を持つ、前記第１混合器と同じ構成の第２混合器であり、第１入力において、位相シフト局部発振器から生じる信号を受信し、第２入力において、直流信号を受信する第２混合器と、
２つの入力と１つの出力を持つ加算器であり、２つの入力において、前記第１混合器から生じる信号と前記第２混合器から生じる信号とを受信し、出力において、最小化した無用の残余スペクトル成分を含む変換された信号を与える加算器と、を有し、
前記最小化した無用の残余スペクトル成分は、前記無用の残余スペクトル成分のパワーに応じた直流信号の値を決定することによって最小化される、
ことを特徴とする周波数変換デバイス。
【請求項２】
前記加算器の出力に接続され、前記加算器の出力における前記最小化した無用の残余スペクトル成分のパワーに応じた直流電圧を出力するパワー検波器をさらに有することを特徴とする請求項１に記載の周波数変換デバイス。
【請求項３】
前記パワー検波器の出力が処理手段に送られ、
前記処理手段は、前記第２混合器の入力として適用される前記直流信号の値を決定することを可能にする、
ことを特徴とする請求項２に記載の周波数変換デバイス。
【請求項４】
前記処理手段が、アナログ／デジタル変換器及びデジタル／アナログ変換器を統合したマイクロコントローラである、
ことを特徴とする請求項３に記載の周波数変換デバイス。
【請求項５】
前記処理手段が収束アルゴリズムを実行し、前記パワー検波器から生じる前記直流電圧の値に応じて前記第２混合器に適用される直流信号の値を決定する、
ことを特徴とする請求項３又は４の何れか一項に記載の周波数変換デバイス。
【請求項６】
前記変換すべき信号が、前記第１混合器に適用される前に可変利得増幅器により増幅され、該増幅器の利得は前記マイクロコントローラから生じる信号で制御される、
ことを特徴とする請求項４に記載の周波数変換デバイス。
【請求項７】
請求項６に記載の周波数変換デバイスの調整方法であって：
起動後、前記可変利得増幅器の前記利得を最小利得における動作のために調整する調整ステップ；
前記パワー検波器において周波数２ＯＬの成分のパワーを測定する測定ステップ；
前記第２混合器の前記入力に適用される前記直流信号の値を決定するよう前記パワー検波器が供給する前記直流電圧を処理する処理ステップ；、及び、
その後、前記周波数２ＯＬの前記成分が出力で最小になる場合に、前記可変利得増幅器の前記利得をそのノミナル値に設定する設定ステップ；
を有することを特徴とする周波数変換デバイスの調整方法。
【請求項８】
前記パワー検波器の前記出力での前記直流電圧を処理する前記処理ステップがマイクロコントローラで実行され、
該マイクロコントローラは前記直流電圧をデジタル化した後、収束アルゴリズムを実行することを特徴とする請求項７に記載の周波数変換デバイスの調整方法。
【請求項９】
中間ＲＦ周波数からギガヘルツの位数で送信される周波数への変換を行う室外ユニットを有し、かつ、
請求項１乃至６の何れか一項に記載の周波数変換デバイスを有する、
ことを特徴とする送受信システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は周波数を変換するデバイス、より詳細には数１０（ＧＨｚ）の位の周波数帯で作動する電磁気信号を送／受信するシステムで使用可能なこの種のデバイスに関する。
【０００２】
本発明はまた周波数変換をする当該デバイスを有する送／受信するシステムに加え、周波数変換をするデバイスの調整方法にも関連する。
【背景技術】
【０００３】
図１に示すのは、簡易化したＲＦ（無線周波数）送信器の従来の基本設計概念の典型であり、より詳細にはＫａ帯（２９乃至３０ＧＨｚ）送信器である。図に示すように、室内ユニットの出力での周波数帯に相当する９５０乃至１４５０ＭＨｚ帯にあるＲＦ信号は、様々な利得増幅器１０で増幅される。増幅器１０による信号出力はＫａ帯、すなわち２９．５乃至３０ＧＨｚの間にある帯域に転置される。この転置は低調波混合器１１及びＫｕ帯で作動する局部発振器１７で行われる。混合器１１の出力は増幅器１２を通り、フィルタリング要素１３への入力として送信される。フィルタリング要素１３が主に除去するのは、２ＦＯＬでのスペクトル成分である。ここでＦＯＬは局部発振器の周波数をいう。２ＦＯＬの値は例えば、２８．５５ＧＨｚ、すなわちＫａ帯（２９．５乃至３０ＧＨｚ）での伝送帯域の値に非常に近い値に等しい。フィルタリング要素１３から生じる信号は、送信アンテナ１６に達する前に第２増幅器１４及びパワー増幅器１５に送信される。この非常に単純な構造は、一足飛びでの直接転置を可能とする。その主な利点は重転還構造よりも安価であるということである。厳密には、要素の数と回路が占める領域とが低減される。それにもかかわらず、この技術は、伝送帯域でのフィルタリング性能を有意に増大させ、現在有効な世界標準を満たすことができる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
２ＦＯＬ成分の除去を行うため、上述のように様々なフィルタリング要素が使用され得る。
【０００５】
特に導波管フィルターの使用が可能であり、より詳細には、特にＫ帯又はＫａ帯での選択的なフィルタリングを可能とする薄層／アルミナ技術で具現されるフィルターである。しかし、この技術は高価で、安価な有機基板でのＳＭＣ（実装部品）技術と互換性がない。
【０００６】
図1を参照して説明したような転置連鎖は、低調波混合器を有する。図２で図式的に示すように、低調波混合器は通例、同一のパッケージ２３に逆行性になるよう配置される２つのショットキダイオードを有するこの種のシステムで使用される。従って、既知の態様で仮に２つのダイオード２０、２１が同一ならば、ダイオードの回りを流れる電流の直流成分Ｉ１及びＩ２はゼロであり、ＲＦ出力での周波数２ＦＯＬの成分は存在しない。図２に示すように、２つのダイオード２０、２１を有するパッケージ２３は回路２５を介して接地され、局部発振器（ＬＯ）に、フィルターネットワーク及びインピーダンス整合回路を有する回路２４を経由して接続される。インピーダンス整合回路は局部発振器ＬＯの周波数を整合する。回路２４及び２５の出力は共通点Ｐ１でパッケージ２３の入力点に接続される。対称的に、ＲＦ信号はフィルターネットワーク及びインピーダンス整合回路を有する回路２６を介し、ＩＦ信号はフィルターネットワーク及びインピーダンス整合回路を有する回路２７を介し、パッケージ２３の他方の入／出力点に接続される。実際には、図２のタイプの混合器では、逆行的に配置されるショットキダイオードが完全な組合せになることはない。従って、不均衡のため閉回路の直流電流の残余の成分が存在する結果となり、ＲＦ出力での周波数２ＦＯＬの成分を生じさせる。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明はそれゆえ、直流電流の残余成分がその最小値に維持される周波数変換デバイスに関する。
【０００８】
従って、本発明は、固定周波数を持つ局部発振器並びに２つの入力及び１つの出力を持つ第1混合器を有する周波数変換デバイスに関する。第1の入力は変換すべき信号を受信し、第２の入力は局部発振器から生じる信号を受信する。また、周波数変換デバイスはさらに、２つの入力及び１つの出力を持つ第２混合器を有することを特徴とする。第２混合器の第1の入力は位相シフト局部発振器から生じる信号を受信し、第２混合器の第２の入力は直流信号を受信する。該直流信号の値は加算器の出力点での残余スペクトル成分のパワーに依存する。当該加算器は、入力として第１及び第２混合器から生じる信号を受信し、出力として転置された信号を発する。
【０００９】
実際、本発明によるデバイスで使用される第２混合器は、加算器の出力点に接続されるパワー検波器から生じる直流電圧により制御される。このように得られた直流電圧は、合成器の出力点での無用の残余スペクトル成分のパワーの表れである。本発明に従い、この直流電圧は上述のデバイスにより最小化されなければならない。
【００１０】
特定の実施例に従い、パワー検波器の出力は処理手段に送信される。処理手段は直流信号の値を第２混合器の入力として適用できるように確定することを可能とする。好適には処理手段はマイクロコントローラで構成される。従って、パワー検波器から生じる直流電圧はアナログ／デジタル変換器の助けを借りデジタル化され、偏差方向と第２混合器に印加すべき電圧値とを決定するようマイクロコントローラで処理される。そしてこのように得られた信号は第２混合器を制御するため、デジタル／アナログ変換器により符号訂正及びレベル整合の有無に関わらずアナログに再変換される。好適には、アナログ／デジタル変換器及びデジタル／アナログ変換器はマイクロコントローラ内に統合される。
【００１１】
本発明の別の特性に従い、変換すべきＲＦ信号は、第１混合器に適用される前に可変利得増幅器により増幅され、増幅器の利得はマイクロコントローラから生じる信号により制御される。
【００１２】
本発明はまた、上述のデバイスの調整方法に関するものであり、当該方法は以下のステップから構成される。
●  起動するとすぐ、最小利得での操作のため可変利得増幅器の利得を調整するステップ
●  パワー検波器の出力で２ＯＬ成分のパワーを測定するステップ
●  第２混合器の入力点に印加すべき直流電圧の値を決定するため検波器により供給される電圧の処理を行うステップ
●  その後、周波数２ＯＬでの成分が出力で最小になる場合、可変利得増幅器の利得設定をそのノミナル値とするステップ
検波器の出力での電圧の処理は、電圧のデジタル化後に収束アルゴリズムを使用するマイクロコントローラで実行される。マイクロコントローラは、合成器の出力における無用のスペクトル成分を最小化するために制御電圧の偏差方向（プラスかマイナスか）を決定する。
【００１３】
本発明は送／受信システムの室外ユニットに関し、より詳細には、上述のような周波数変換デバイスを有する、Ｋａ帯で送信を行う端末に関する。
【００１４】
本発明の他の特性及び有利な点は、本発明に従う周波数変換デバイスの好適な実施例の説明を読むことで明らかとなり、当該説明は添付図を参照して提供される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
図３に示すのは、本発明に従う周波数変換デバイスの主要要素である。このデバイスはＫａ帯での送信を行い、単純な転置を行うＲＦ構造に統合される。
【００１６】
図３に示すように、周波数変換デバイスは原則的にＫｕ帯、すなわち１４．２５ＧＨｚ前後での周波数ＯＬで動作する局部発振器３０を有する。局部発振器３０からの出力信号は、第１低調波混合器３１の入力に送信される。混合器３１は、自身の他方の入力で転置すべき信号を受信する。この信号は可変利得増幅器３２の出力で得られ、可変利得増幅器３２は、その入力でＬ帯にある中間周波数の信号を受信する。
【００１７】
本発明に従い、また図３に示すように、周波数変換デバイスは第２混合器３３を有し、第２混合器３３は好適には第１混合器３１と同一である。この第２混合器３３はその一方の入力で、局部発振器から生じ、かつ、位相シフト器３４で９０°位相がシフトされた信号を受信する。混合器３３の他方の入力では直流信号を受信する。当該直流信号は、より詳細には、さらに詳細な説明は後述されるが、その値が当該デバイスの出力における無用の残余スペクトル成分のパワーを表すものである。混合器３１及び３３の出力は、加算器３５に送信される。当該加算器は、Ｋａ帯に転置された信号を出力する。当該出力は、従来方法により中間増幅器３６に送信される。
【００１８】
さらに、本発明に従って、加算器３５に出力される信号は増幅器３７を介してパワー検波器３８に接続される。当該パワー検波器３８は、加算器の出力での無用の残余スペクトル成分のパワーを表す直流電圧を出力する。図３に示すように、この直流電圧は、図示される実施例ではマイクロコントローラ３９の一部であるデジタル／アナログ変換器に送信される。ＡＤＣで参照されるこのデジタル／アナログ変換器は、直流電圧をデジタル化する。マイクロコントローラでは、この直流電圧の偏差方向が収束アルゴリズムの助けを借りて計算され、当該デバイスが収束できるようにする。図６に示すフローチャートは当該デバイスの機能の態様を図解する。パワー検波器の出力で測定される電圧がプログラムされた閾電圧（Ｖ  ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ）未満の場合、増幅器３２の利得はそのノミナル利得に設定され、送信器は動作可能となる。
【００１９】
実際、第２混合器３３に印加すべき電圧の偏差方向は、混合器３３を構成するダイオードの特性によって決まり、当初は未知である。計算後に取得される信号は、図示される実施例ではマイクロコントローラに統合されＤＡＣ１で表されるデジタル／アナログ変換器に送信され、好適な直流電圧を混合器３３の第２入力に適用できるようにする。さらに、図３に示すように、マイクロコントローラは、ＤＡＣ２で表される第２デジタル／アナログ変換器を経由して制御電圧を送信する。当該デバイスの調整手段中及び動作モード中に増幅器３２の利得を制御できるようにするためである。
【００２０】
そのような訳で、本発明に従った当該デバイスの調整を後述する。
【００２１】
起動するとすぐに、Ｋｕ帯でプログラムされた局部発振器３０の周波数、Ｌ帯で動作する増幅器３２が、先ずマイクロコントローラ３９により、混合器３１の入力でのＩＦ成分を極限まで減衰すべく最小利得で動作できるように制御される。
【００２２】
周波数２ＯＬでの成分を表示する信号が加算器３５の出力で取得される。本発明に従って、２ＯＬの成分のパワーは、検波器３８で検知される。当該検波器３８はこのパワーに応じてマイクロコントローラ３９に直流電圧を供給する。マイクロコントローラ３９の入力で、検波器により供給される直流電圧は数値に変換され、出力電圧を取得するようマイクロコントローラで処理される。当該出力電圧は、第１デジタル／アナログ変換器ＤＡＣ１により一旦アナログに変換され、混合器３３の第２ＩＦ入力を制御する。
【００２３】
制御機能の偏差方向は混合器に実装されるダイオードの特性に依存し可変である。当該偏差方向はマイクロコントローラが加算器３５の出力での残余成分の最小パワーに対応する閉回路の収束を調査することで計算される。
【００２４】
周波数２ＯＬでの成分が出力で最小になる場合に、周波数変換デバイスは動作モードにあり、増幅器３２の利得はマイクロコントローラ３９により、そのノミナル値に設定される。
【００２５】
本発明に従った周波数変換デバイスで取得される結果を示すために、補正を伴わないＫａ帯での第２低調波混合器の出力におけるスペクトルの特徴、及び、補正を伴うＫａ帯での第２低調波混合器の出力におけるスペクトルの特徴が図４及び図５に示される。補正の主要な条件は以下の通りである。
【００２６】
１  入力パラメータ：
中間周波数ＩＦ＝１．５ＧＨｚ
ＩＦ信号の入力パワー：−８ｄＢｍ
ＯＬ入力でのパワー：＋６ｄＢｍ
局部発振器の周波数：ＦＯＬ＝１３．５ＧＨｚ（２ＦＯＬでの実質的なＯＬ＝２７ＧＨｚ）
２  出力での性能
２８．５ＧＨｚで有用な信号のパワー：−１５ｄＢｍ
出力で測定される２ＯＬでの残余成分のパワー：−４０ｄＢｍ
周波数２ＯＬでの線はそれゆえ、図４で観察される。仮に、本発明に従った周波数変換デバイスを実践する実寸模型の出力での実際の測定結果を図示する図５を調査すると、この場合、周波数２ＯＬ、すなわち２７ＧＨｚの成分の追加減衰が３０ｄＢより大きい。この場合、２ＯＬでの成分の除去に関する性能は、パワー及びＩＦ周波数に無関係である。このデバイスはそれゆえ非常に低い中間周波数で機能することが可能である。デバイスの性能がＩＦ周波数と無関係だからである。
【００２７】
本発明に従った周波数変換デバイスはそれゆえ、いくらかの有利な点を提示し、特に、Ｋａ帯でのフィルタリングコストを実質的に低減することを可能にする。非常に安価なマイクロストリップ技術に基づく単純な追加フィルタリング機能がその結果配置され得る。さらに、当該機能の設置面積は低減され、振幅の観点でいう増幅連鎖の直線性制限も顕著でないものと思われる。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】Ｋａ帯送信器の簡易化した既述の略図である。
【図２】図１の送信器で使用される低調波混合器の極めて簡易化した既述の略図である。
【図３】本発明に従った周波数変換デバイスの簡易化した概略図である。
【図４】補正を伴わないＫａ帯での低調波混合器の出力におけるスペクトルの特徴を表す図である。
【図５】本発明に従った補正デバイスによる補正を伴うＫａ帯での低調波混合器の出力におけるスペクトルの特徴を表す図である。
【図６】マイクロコントローラの動作を説明するフローチャートである。
【符号の説明】
【００２９】
１０    増幅器
１１    混合器
１２    増幅器
１３    フィルタリング要素
１４    増幅器
１５    パワー増幅器
１６    送信アンテナ
１７    局部発振器
２０    ダイオード
２１    ダイオード
２３    パッケージ
２４    回路
２５    回路
２６    回路
２７    回路
３０    局部発振器
３１    混合器
３２    増幅器
３３    混合器
３４    位相シフト器
３５    加算器
３６    中間増幅器
３７    増幅器
３８    検波器
３９    マイクロコントローラ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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