(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ディジタル変調された電気信号が入力される無線受信装置であって、
入力された前記信号の中から、通信に用いられている周波数帯域を選択し、出力する無線周波数帯域選択フィルタと、
前記無線周波数帯域選択フィルタから出力された信号を入力し、該信号を増幅する増幅器と、
前記増幅器から出力された信号を入力し、該信号の有する周波数帯域の少なくとも２倍のサンプリング周波数で該信号を離散時間信号へと変換するサンプル・ホールド回路と、
前記サンプル・ホールド回路から出力される離散時間信号の中から、通信に用いられている周波数帯域のみを選択し出力するディジタルフィルタと、
前記ディジタルフィルタから出力された信号を入力し、該信号の１波長分に相当する時間のみ起動して該信号を復調する復調回路と、
前記復調回路で復調され、出力されたディジタル信号を入力して復調誤り率を求め、該誤り率が通信規格で規定された復調誤り率を満足するかどうか確認し、満足しない場合、前記復調回路の復調時間を変調信号１波長分から通信規格値を満足するまで順次延長し、前記サンプル・ホールド回路へのサンプリングクロック分配系、前記ディジタルフィルタ、前記増幅器、および前記無線周波数帯域選択フィルタを前記復調回路と同時に起動および停止させる停止回路と
を含むディジタル無線受信装置。
【請求項２】
当該通信に用いられる搬送波と同一の周波数、および同一の位相を有する搬送波を再生し、前記ディジタルフィルタから出力される前記信号の中心周波数と同一の周波数へ変換して出力し、前記復調回路へ出力する搬送波再生手段をさらに含む、請求項１に記載の装置。
【請求項３】
前記搬送波再生手段は前記再生された搬送波からそれぞれ９０度、１８０度、２７０度位相が移された搬送波を全て再生し、合計４相の再生搬送波を前記復調回路へ出力する、請求項２に記載の装置。
【請求項４】
前記復調回路は、前記搬送波再生手段から供給された搬送波振幅と、前記ディジタルフィルタから供給された信号振幅とを同時に比較してベースバンド信号を読み取り、復調を行なう、請求項１または２に記載の装置。
【請求項５】
前記復調回路は、前記搬送波再生手段から供給された搬送波を同期信号として、前記ディジタルフィルタから供給された信号振幅を読み取り、復調を行なう、請求項１または２に記載の装置。
【請求項６】
前記復調回路は、前記搬送波再生手段から供給された４相の搬送波全ての振幅と、前記ディジタルフィルタから供給された信号振幅とを同時に比較してベースバンド信号を読み取り、復調を行なう、請求項１または２または３に記載の装置。
【請求項７】
前記復調回路は、前記ディジタルフィルタから供給された信号の振幅の時間変化を読み取ることにより復調を行なう、請求項１に記載の装置。
【請求項８】
前記復調回路は、前記ディジタルフィルタから供給された信号が有する周波数帯域と、搬送波周波数との差を読み取ることにより復調を行なう、請求項１に記載の装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はディジタル無線受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来のディジタル無線受信装置は、例えば特開２００２−３７４１８１号公報（特許文献１）に示されるように、表面弾性波フィルタなどの高価なオフチップ要素を減らして、既存の集積回路作製技術で製造することにより、低価格かつ低消費電力を実現している。【０００３】
図１は、従来のディジタル無線受信装置のブロック図である。図１に示すように、従来のディジタル無線受信装置はアンテナ１００と無線周波数帯域選択フィルタ１０１と増幅器１０２とサンプル・ホールド回路１０５とＩ相帯域通過フィルタ１０８とＱ相帯域通過フィルタ１０９とＩ相アナログ・ディジタル変換器１１０とＱ相アナログ・ディジタル変換器１１１とから構成されている。【０００４】
アンテナ１００は無線信号を受信する。無線周波数帯域選択フィルタ１０１は受信信号に含まれる種々の周波数成分の中から、通信に用いられる帯域のみを選択する。増幅器１０２は無線周波数帯域選択フィルタ１０１の出力信号を増幅する。サンプル・ホールド回路１０５は、増幅器１０２の出力信号をサンプルした後、所定時間保持して離散時間信号とする。サンプル・ホールド回路１０５は、Ｉ相サンプリングクロック分配系１１４およびＱ相サンプリングクロック分配系１１５からそれぞれ供給されるサンプリングクロックによりオン／オフし、入力信号を所定時間ごとにサンプルするＩ相サンプリングスイッチ１０３およびＱ相サンプリングスイッチ１０４と、サンプルされたＩ相、Ｑ相それぞれの信号レベルを所定時間保持するＩ相サンプリング容量部１０６およびＱ相サンプリング容量部１０７を含む。Ｉ相帯域通過フィルタ１０８およびＱ相帯域通過フィルタ１０９はそれぞれサンプル・ホールド回路１０５のＩ相サンプリング容量部１０６およびＱ相サンプリング容量部１０７の出力から、信号の離散化により発生した不要な折り返し成分や所望外のチャネルなど不要な周波数成分を除去する。Ｉ相アナログ・ディジタル変換器１１０およびＱ相アナログ・ディジタル変換器１１１はそれぞれＩ相帯域通過フィルタ１０８およびＱ相帯域通過フィルタ１０９の出力信号をアナログ信号からディジタル信号へと変換する。なお、周波数帯域の選択性を高めるために複数のＲＦ帯域通過フィルタがカスコ−ド接続される場合もあり、ディジタル無線受信装置は図１に示す構成に限られるわけではない。【０００５】
次に、上記の従来のディジタル無線受信装置の動作について説明する。最初に、無線信号はアンテナ１００によって電気信号へと変換される。変換された電気信号は、空間を伝播する際に受ける減衰から極めて微弱なものになっており、さらに無線信号には、他の通信機器などで用いられている信号も混入している。このことから、受信装置は熱雑音などの発生を極力抑えながら復調可能なレベルまで信号を増幅し、さらに不必要な混入信号を除去して、通信に用いられている信号のみを選択的に抽出しなければならない。このため、無線通信で用いられている周波数帯域を選択的に通過させる無線周波数帯域選択フィルタ１０１と増幅器１０２がアンテナ１００の後段に接続されており、それぞれ周波数選択、信号増幅の役割を担う。【０００６】
しかし、一般に用いられている無線周波数帯域選択フィルタ１０１の帯域通過特性などから、信号がこれら無線周波数帯域選択フィルタ１０１、増幅器１０２を出た時点では、所望外の周波数成分が残留しているのが通例であるため、さらに濾過（フィルタリング）を行なって所望外の周波数成分を除去しなければならない。この理由から行なわれる後段の周波数選択は、所望信号の周波数帯域よりも非常に近接した帯域の信号を除去するため、信号を通過させる帯域と遮断させる帯域とが近接したフィルタ、つまり遮断特性が高いフィルタを必要とする。この遮断特性が高いほどフィルタ回路は大規模なものとなり、同じ遮断特性を有するフィルタでも、通過周波数帯域の中心周波数が高いほどフィルタ回路は大規模となる。ゆえに、回路規模を抑えつつ周波数選択性を向上させるため、周波数変換の操作が必要となる。【０００７】
この周波数変換において、さらに回路規模の増大を抑えつつ低消費電力化を達成するために、図１の従来の受信装置はサンプル・ホールド回路１０５、Ｉ相帯域通過フィルタ１０８、およびＱ相帯域通過フィルタ１０９を備えている。ここで、サンプル・ホールド回路１０５、Ｉ相帯域通過フィルタ１０８、およびＱ相帯域通過フィルタ１０９により周波数変換が行なわれる理由について述べる。ある周波数帯域を有する時間連続な信号が、サンプル・ホールド回路１０５を用いて一定間隔で離散時間信号へと変換される場合、この離散時間信号からは当初の入力信号以外に、他の周波数成分も再現され得る。このように、当初の入力信号が有する周波数帯域以外に離散信号に含まれている周波数成分は、「折り返し」と呼ばれる。一般に、周波数帯域がＷ以内に制限された任意の時間関数は、１／２Ｗごとの離散的な時刻における標本値により一意的に表現され、この時間間隔以上で信号が標本化された場合、折り返しが互いに重なり合ってしまい、変調信号の信号対雑音比を下げることになる。これは「標本化定理」と呼ばれるディジタル信号処理の基本定理であり、変調信号の有する周波数帯域値の少なくとも２倍のサンプリング周波数でサンプルすべきことを要請している。今後、この「標本化定理」は離散信号を扱う上での前提とし、以下では特に言及しない。この標本化定理から要請されるサンプリング周波数で増幅器１０２の出力信号を離散化することにより発生する多数の折り返し成分の中から、所望の帯域のみをディジタルフィルタで選択・抽出すれば、ベースバンド信号を損壊することなく帯域の中心周波数を変換することが可能である。【０００８】
この従来技術の例では、Ｉ相サンプリングクロック、および該サンプリングクロックから位相が９０°移されたＱ相サンプリングクロックによりＩ相サンプリングスイッチ１０３およびＱ相サンプリングスイッチ１０４をそれぞれオン／オフして入力変調信号がサンプリングされ、Ｉ相サンプリング容量１０６およびＱ相サンプリング容量１０７にそれぞれ所定時間保持される。この操作により入力信号はＩ成分、Ｑ成分へとそれぞれ分離された上で、離散時間信号へと変換される。さらに、サンプル・ホールド回路１０５の後段に接続されたＩ相帯域通過フィルタ１０８およびＱ相帯域通過フィルタ１０９によってそれぞれＩ，Ｑ成分ごとに所望周波数帯域が選択・抽出された後、Ｉ相アナログ・ディジタル変換器１１０およびＱ相アナログ・ディジタル変換器１１１によってそれぞれディジタルベースバンド信号へと復調される。復調された各ディジタルベースバンド信号はＩ相物理層信号処理部１１２およびＱ相物理層信号処理部１１２へ送られる。パケット信号の入力が続く限り、上記一連の動作は継続される。【０００９】
なお、特開２００３−３３８７７１号公報（特許文献２）に示されるように、従来技術において、パケット通信を行なっていない間に回路を停止させ、低電力化を目指す例はある。しかし、パケット送受信により復調を行なっている間は、速やかに復調を完了させる等の技術に対する言及はないため、シンボル期間中の全てにわたって始終回路を動作させる必要がある。したがって、従来技術において、シンボル期間内で回路を停止させるなどの工夫で低電力化を図った例はない。
【特許文献１】特開２００２−３７４１８１号公報
【特許文献２】特開２００３−３３８７７１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
上述した従来のディジタル無線受信装置は、以下の問題点がある。【００１１】
第１に、アナログ・ディジタル変換器を用いてディジタル変調信号を復調する場合、デバイスや回路工夫以外の手法を用いては復調回路の消費電力が下げられない。その理由は、受信装置はパケット通信を行なっている間始終動作しているためである。【００１２】
第２に、アナログ・ディジタル変換器を用いてディジタル変調信号を復調する場合、システム全体の低コスト化・低電力化が阻害される。その理由は、高分解能のアナログ・ディジタル回路が必要なため、回路の小型化・低消費電力化が難しいためである。従来技術は受信信号を離散時間信号として扱っていることから、ディジタル回路特有の低消費電力化・回路小型化のための工夫の余地があると考えられる。【００１３】
本発明の目的は、低消費電力で、小型、低コストのディジタル無線受信装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明のディジタル無線受信装置は、
入力された前記信号の中から、通信に用いられている周波数帯域を選択し、出力する無線周波数帯域選択フィルタと、
無線周波数帯域選択フィルタから出力された信号を入力し、該信号を増幅する増幅器と、
増幅器から出力された信号を入力し、該信号の有する周波数帯域の少なくとも２倍のサンプリング周波数で該信号を離散時間信号へと変換するサンプル・ホールド回路と、
サンプル・ホールド回路から出力される離散時間信号の中から、通信に用いられている周波数帯域のみを選択し出力するディジタルフィルタと、
ディジタルフィルタから出力された信号を入力し、該信号の１波長分に相当する時間のみ起動して該信号を復調する復調回路と、
復調回路で復調され、出力されたディジタル信号を入力して復調誤り率を求め、該誤り率が通信規格で規定された復調誤り率を満足するかどうか確認し、満足しない場合、復調回路の復調時間を変調信号１波長分から通信規格値を満足するまで順次延長し、サンプル・ホールド回路へのサンプリングクロック分配系、ディジタルフィルタ、増幅器、および無線周波数帯域選択フィルタを復調回路と同時に起動および停止させる停止回路と
を有する。【００１５】
本発明によれば、ディジタル無線受信装置の消費電力を大幅に下げられる。その理由は、ディジタル無線通信の搬送波周波数は通例ベースバンド周波数の数百倍から数千倍であり、１つの変調期間において必要最小限の検波を行い、復調データの誤り率が規格値内に収まることを確認すれば、復調回路その他を停止させ低消費電力化を図ることが可能なためである。【００１６】
また、本発明によれば、ディジタル無線受信装置を小型化できる。その理由は、無線変調信号を離散時間処理した場合、連続信号のまま復調する場合と比較して回路縮小・集積化の障害となるアナログ回路要素を減らすことが容易であり、将来のプロセステクノロジ進化に応じた高性能化も容易なためである。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】図１はディジタル無線受信装置の従来例を示すブロック図である。
【図２】図２は本発明の第１の実施形態のディジタル無線受信装置の構成を示すブロック図である。
【図３】図３は第１の実施形態における復調回路の動作の具体例を示す図である。
【図４】図４は復調時間決定の手続きを示す流れ図である。
【図５】図５は本発明の第２実施の形態のディジタル無線受信装置の構成を示すブロック図である。
【図６】図６は第２の実施形態における復調回路の動作の具体例を示す図である。
【図７】図７は本発明の第３の実施形態のディジタル無線受信装置の構成を示すブロック図である。
【図８】図８は第３の実施形態における復調回路の動作の具体例を示す図である。
【図９】図９は本発明の第４の実施形態のディジタル無線受信装置の構成を示すブロック図である。
【図１０】図１０は第４の実施形態における復調動作の概念を示す図である。
【図１１】図１１は本発明の第５の実施形態のディジタル無線受信装置の構成を示すブロック図である。
【図１２】図１２は第５の実施形態における復調部の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００１８】
１００  アンテナ
１０１  無線周波数帯域選択フィルタ
１０２  増幅器
１０３  Ｉ相サンプリングスイッチ
１０４  Ｑ相サンプリングスイッチ
１０６  Ｉ相サンプリング容量部
１０７  Ｑ相サンプリング容量部
１０８  Ｉ相帯域通過フィルタ
１０９  Ｑ相帯域通過フィルタ
１１０  Ｉ相アナログ・ディジタル変換器
１１１  Ｑ相アナログ・ディジタル変換器
１１２  Ｉ相物理層信号処理部
１１３  Ｑ相物理層信号処理部
１１４  Ｉ相サンプリングクロック分配系
１１５  Ｑ相サンプリングクロック分配系
１０５、２０１、５０１、７０１、９０１、１１０１  サンプル・ホールド回路
２００  サンプリングスイッチ
２０２  サンプリング容量部
２０３  帯域通過フィルタ
２０４  停止回路
２０５Ａ、２０５Ｂ、２０５Ｃ、２０５Ｄ  復調回路
２０６  伝送品質判断部
２０７  サンプリング時間決定部
２０８  ストップ信号供給部
２０９  クロック発生器
２１０  物理層信号処理部
２１１Ａ、２１１Ｂ、２１１Ｃ  搬送波再生回路
２１２  サンプリングクロック分配系
４００  復調用帯域通過フィルタ
４０１  Ｆｃ＋Δｆを通過させる狭帯域通過フィルタ
４０２  Ｆｃ−Δｆを通過させる狭帯域通過フィルタ
４０３  比較回路
３０１〜３０８  ステップ
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
（第１の実施形態）
図２は本発明の第１の実施形態によるディジタル無線受信装置のブロック図である。クロック発生器２０９はサンプリングクロックを発生する。搬送波再生回路２１１Ａは搬送波を再生する。サンプル・ホールド回路２０１は、クロック発生器２０９からサンプリングクロック分配系２１２を通じて供給されるサンプリングクロックを受けて入力信号（図１中の増幅器１０２の出力信号）をサンプルした後、所定時間保持して離散時間信号とする。帯域通過フィルタ２０３は、信号を離散化することにより発生した不要な折り返し成分や所望外の周波数成分を除去する。復調回路２０５Ａは、帯域通過フィルタ２０３からの入力信号と再生搬送波とをごく短時間に比較してベースバンド信号を出力し、物理層信号処理部２１０へ送る。停止回路２０４は、復調回路２０５Ａで復調されたベースバンド信号を受けて復調回路２０５Ａ、サンプリングクロック分配系２１２、およびその他受信装置の電力を消費している増幅器・フィルタ（図１中の増幅器１０２、無線周波数帯域フィルタ１０１）などの動作を適宜停止させる。【００２０】
サンプル・ホールド回路２０１は、サンプリングクロックによりオン／オフ動作を繰り返し、入力信号を所定時間ごとにサンプルするサンプリングスイッチ２００と、サンプリングスイッチ２００から出力された信号を所定時間蓄積して保持するサンプリング容量部２０２を含む。【００２１】
停止回路２０４は伝送品質判断部２０６とサンプリング時間決定部２０７とストップ信号供給部２０８を含む。伝送品質判断部２０６は、復調回路２０５Ａで復調され出力されたベースバンド信号を受けて復調誤り率を算出し、この復調誤り率が通信規格で規定された値を満足するか否かを判断する。サンプリング時間決定部２０７は、復調誤り率が通信規格で規定された値を満足しないと判断された場合、伝送品質判断部２０６で算出された復調誤り率に基づいて通信規格を満たすための最低限の復調時間を決定する。ストップ信号供給部２０８は、サンプリング時間決定部２０７で決定された復調時間に基づいて復調回路２０５、サンプリングクロック分配系２１２、および増幅器、フィルタ等を停止させる信号を出力する。【００２２】
次に、図２、図３、図４を参照して本実施形態の無線信号受信装置の動作について詳細に説明する。なお、簡単のため、ここではディジタル変調の単純な例としてベースバンド信号が正弦波に帯域制限されたオフセット位相４値変調（Ｏ−ＱＰＳＫ）を例に取る。一般の位相４値変調の場合、搬送波の位相を４５度、１３５度、２２５度、３１５度の４種類で動かし、それぞれバイナリ信号を対応させてディジタルデータを伝送するが、特にデータ遷移パターンに制限は加えられていない。このため、位相遷移パターンは±９０度移相と１８０度移相の３種類である。しかしオフセット位相４値変調の場合、１８０度移相のデータ遷移が許されていないため、位相遷移パターンは±９０度移相の２種類のみ、となる。加えて、ベースバンド信号が正弦波に帯域制限されている場合、変調により位相が動く速度は一定であり、変調波の包絡線も一定となるため、単純である。このことから、位相が＋９０度移相される際は搬送波周波数からさらに正の値だけ周波数が重畳されている周波数変調と見なすことが可能である。逆に−９０度移相される際も同様である。つまり、ある規定の速度で位相が移される変調方式の場合、波形から周波数変調が行なわれていると見なすことも可能である。【００２３】
この変調方式は、例えば国際電気電子技術者連合において規格化された無線家庭内通信網８０２．１５．４規格の物理層で採用されている。なお、シンボルレ−トはＦｒとする。これらの変調条件は第２の実施の形態以下においても同一とする。【００２４】
図１の無線周波数帯域選択フィルタ１０１、増幅器１０２を通過して周波数選択・増幅された入力信号は、中心周波数Ｆｉｎでサンプル・ホールド回路２０１へ入力される。サンプル・ホールド回路２０１の初段に位置し、クロック発生器２０９から供給される周波数ｆｓのサンプリングクロックにより駆動されオン／オフ動作を繰り返すサンプリングスイッチ２００は、入力信号の電圧振幅値をサンプリングクロック１周期１／ｆｓごとにサンプルし、この値を後段のサンプリング容量部２０２へ送る。サンプリング容量部２０２は、サンプルされた入力信号値をサンプリングクロック１周期１／ｆｓの間、所定時間保持（ホールド）する。この保持される時間はサンプリングクロックのデューティ比、サンプル・ホールド回路２０１の回路構成、その他によって変化させることができる値である。このようにして、サンプル・ホールド回路２０１において、入力信号は連続時間信号から離散時間信号へと変換され、後段の帯域通過フィルタ２０３、および復調回路２０５Ａへと出力されることになり、サンプル・ホールド回路２０１以降はディジタル信号的なデータ処理、回路動作が可能となる。また、このサンプル・ホールド回路２０１から出力された信号は、離散時間信号へ変換されたことに伴い、当初の入力中心周波数Ｆｉｎ以外に多数の周波数成分を含んでいる。これは、前記従来技術の動作説明でも述べたようにデータ値が離散的であるため、これらサンプルデータから所望以外の周波数成分も再現され得ることに由来し、一般に「折り返し」（エイリアス）と呼ばれる。これら折り返しや他通信規格などからの不要混入成分を除去するため、次段の帯域通過フィルタ２０３が用いられる。ここで、サンプル・ホールド回路２０１で発生した多数の折り返し成分の中から、帯域通過フィルタ２０３により所望の１つの周波数成分Ｆｃのみを選択抽出すれば、ディジタルベースバンド信号を保ちつつＦｉｎからＦｃへと帯域の中心周波数が変換できる。このために、本発明ではサンプル・ホールド回路２０１と帯域通過フィルタ２０３を組み合わせ、周波数選択・変換を行なっている。【００２５】
サンプル・ホールド回路２０１から出力された離散時間信号は、次段の帯域通過フィルタ２０３へ供給される。この帯域通過フィルタ２０３は離散時間信号を扱うディジタルフィルタであり、フィルタから出力された信号をさらに入力へと戻して（フィードバック）演算に用いる無限インパルス応答フィルタ、また出力信号をフィードバックしない有限インパルス応答フィルタのいずれも用いることができる。ただし、ここで用いるフィルタは、通信で使用している信号帯域のみを選択抽出して出力し、次段の復調回路２０５Ａへと供給するために、他通信規格からの信号や同一規格の隣接チャネル信号などが排除可能でなければならない。この点から、前記帯域通過フィルタ２０３は、狭帯域信号を通過させることが可能であり、さらに高い周波数遮断特性を有していることが要求される。その理由は、後述するように復調回路２０５Ａの特性上、所望チャネル以外の信号が復調時に入力された場合は分離することが不可能であり、復調動作が妨害されるからである。【００２６】
一般に無限インパルス応答フィルタの場合、４次から６次程度の低次のフィルタ次数で前記仕様を満足するが、狭帯域信号を選択的に通過させる場合フィルタの極が近接することになり、発振の危険を伴う不安定なフィルタとなる可能性がある。一方、有限インパルス応答フィルタの場合、上記の発振の危険はないものの、同一特性を持つ無限インパルス応答フィルタと比較してフィルタ長が１０倍程度になる場合があり、チップ単価を上昇させる可能性がある。【００２７】
周波数変換・選択された変調信号は、復調回路２０５Ａにおいて基準となる再生搬送波と波形比較されることにより、ベースバンド信号が抽出され、復調される。ここでは搬送波の再生について述べる。一般に、ディジタル無線通信はパケット形式でデータ伝送が行なわれるが、実データの送信に先立ち、パケット先頭部分でプリアンブルと呼ばれる固定トレーニング信号が一定時間流されることが規定されている。このプリアンブルに従って、受信装置は周波数シンセサイザでの周波数ロッキング・位相同期など、実データ受信に必要な環境を準備することが可能であり、復調を行なうことができる。このことから、プリアンブルを活用することにより、通信で用いられている周波数の搬送波を再生させた上、復調回路２０５Ａに入力して復調へ供することが可能である。前記一連の動作は、搬送波再生回路２１１Ａで行なわれるものとする。【００２８】
サンプル・ホールド回路２０１と帯域通過フィルタ２０３においてＦｉｎからＦｃへ周波数変換された前記変調信号は、搬送波再生回路２１１Ａで再生された搬送波とともに復調回路２０５Ａへ入力され、ベースバンド信号を取り出されて復調される。図３は、復調回路２０５Ａの動作を示す図である。図３に示されるように、１シンボルで変調が行われている時間である１／Ｆｒの間、変調信号の中心周波数１周期分に相当する１／Ｆｃのみ復調回路２０５Ａを起動して１波分の変調信号波形を読み取る（ステップ３０１）。さらに、同じ時刻ｔにおいて再生搬送波の波形を読み取る。この例では、時刻tにおいて再生搬送波の位相は０であり、入力される変調信号は＋９０度方向に移相されている場合を考える。前記変調方式の説明の際に述べたように、＋９０度移相の際は、ある正の値Δｆだけ周波数変調がかけられていると考えることができる。このことより、復調回路２０５Ａには接地点０から電源電圧Ｖｄｄまで振動する正弦波が入力されると仮定し、ある時刻ｔにおける再生搬送波Ａ（ｔ）をＡ（ｔ）＝（Ｖｄｄ／２)［１＋ｓｉｎ（２πＦｃt）］と表記すると、＋９０度移相の変調波Ａ’（ｔ）はＡ’（ｔ）＝（Ｖｄｄ／２）［１＋ｓｉｎ（２π（Ｆｃ＋Δｆ）ｔ）］となる。時刻ｔにおいて再生搬送波Ａ（ｔ）の位相が０であれば、Ａ’（ｔ）は簡単な正弦波の計算からＡ’（ｔ）＝（Ｖｄｄ／２）［１＋ｓｉｎ（２π（１＋Δｆ／Ｆｃ）Ｎ）］、Ｎは整数である。波形読み取り時刻ｔがシンボル開始時刻０に近く、ベースバンド信号波形の変化速度Δｆよりも入力周波数Ｆｃが十分速い場合（Ｖｄｄ／２）＜Ａ’（ｔ）＜Ｖｄｄである。つまり、時刻ｔでの変調波の電圧振幅がＶｄｄ／２よりも大きいか小さいかを比較回路を用いて判断すれば、＋９０度移相の変調が行なわれているか、−９０度の移相が行なわれているかを判断でき、復調することができる。なお、時刻ｔにおいて位相が０である必要はなく、１／Ｆｃ間のサンプル点全てを用い、適宜接地点から電源電圧までの分割数を増やして波形を読み取れば、任意の搬送波位相で波形比較し復調することが可能である。ただし、時刻ｔは、マルチパス遅延によるシンボル間干渉を回避し得るよう、シンボル開始点よりも十分遅く選ばれなければならない。【００２９】
復調が終了次第、速やかに復調回路２０５Ａは再び停止される。【００３０】
この復調されたベースバンド信号は物理層信号処理部２１０へ送られるが、同時に伝送品質判断部２０６へも送られる。この伝送品質判断部２０６においては、復調誤り率を求め、復調誤り率が通信規格上の規定値を満たしているか否かが判断される（ステップ３０２）。ここで、パケット通信の場合、一般には実際のデータ伝送を行なう前、前記プリアンブルが送信された後で、伝送状態を判断するための固定トレーニング信号がパケット内で流されており、復調誤り率を求める際にこれを活用することが可能である。【００３１】
伝送品質判断部２０６で求められた復調誤り率が通信規格値を満たしていない場合、サンプリング時間決定部２０７において復調時間を１／Ｆｃから２／Ｆｃへと増やし、次のシンボルにおける復調時間とする（ステップ３０３）。ここで決定された次シンボルの復調時間に応じて、復調回路２０５Ａおよびサンプリングクロック分配系２１２およびその他増幅器やフィルタの動作を停止させる信号がストップ信号供給部２０８から供給され（ステップ３０４）、次シンボルにおいて復調回路２０５Ａその他ブロックの機能が動作・停止される。【００３２】
次シンボルで２／Ｆｃに復調時間を延長しても復調誤り率が通信規格を満足しない場合、復調時間は３／Ｆｃ、４／Ｆｃ・・・へと順次延長される（ステップ３０５、３０６、３０７）。この操作により、回路停止時間が伝送品質に応じて適応的に変更可能となる。そして、決定された復調時間に基いて、パケット終了まで復調が実行される（ステップ３０８）。【００３３】
本実施形態では、復調に必要な最小限の時間、サンプル・ホールド回路２０１へのサンプリングクロックおよび復調回路２０５Ａその他へ電源を供給し、その他の時間は受信装置の動作を停止させるため、受信装置の消費電力を大幅に削減できる。例えば、変調時間１／Ｆｒが５００ナノ秒の規格において、Ｆｃ＝１００ＭＨｚで復調回路２０５Ａへ変調信号を入力する場合を考える。この場合、位相変調分の検出に費やす時間は１／Ｆｃ＝１０ナノ秒であり、さらに回路の立ち上がり・立ち下りがそれぞれ１ナノ秒で可能とすると、復調回路２０５Ａの消費電力は連続的に回路を動作させた場合と比較して［（１０＋１＋１）／５００］×１００＝２.４％と大幅に少なくなる。ただし、待機電力は無視し得るとする。【００３４】
（第２の実施形態）
図５は、本発明の第２の実施形態のディジタル無線受信装置のブロック図である。本実施形態は、搬送波再生回路２１１Ｂで再生された搬送波をサンプリングクロックとして復調回路２０５Ｂに入力し、変調波形を読み取る際のタイミング同期を取っている点が第１の実施形態のディジタル無線受信装置と異なる。【００３５】
次に、本実施形態の動作について説明する。ここでは前述した第１の実施形態と異なる動作についてのみ説明する。【００３６】
入力信号はＦｉｎからＦｃへと周波数変換された後、復調回路２０５Ｂへ入力される。図６は、復調回路２０５Ｂの動作を示す図である。図６に示されるように、１シンボルで変調が行われている１／Ｆｒの間、再生搬送波の立ち上がり時刻Ｔａに同期させて復調回路５０５Ｂを起動し、変調信号の中心周波数１周期分に相当する１／Ｆｃのみ動作させて１波分の変調信号波形を読み取る。この時刻Ｔａにおいて読み取った変調信号の電圧振幅から正・負いずれの角度方向へ位相変調が行なわれているか判断し、復調する。図６に示した変調信号では、正の角度方向へ位相変調が行なわれている。この例では再生搬送波よりも周波数が高くなるために、変調信号はＴａにおいて搬送波に対して位相が進行しており、Ｔａにおける変調信号の電圧振幅は、接地点を０、電源電圧値をＶｄｄとすると、０からＶｄｄ／２の間にあると考えられる。逆に、負方向へ位相変調が行なわれている場合、変調信号は搬送波に対して位相が遅れているために、Ｔａにおける変調信号の電圧振幅は、Ｖｄｄ／２からＶｄｄの間にあると考えられる。ゆえに、時刻Ｔａにおける変調信号の電圧振幅とＶｄｄ／２とを比較することによって、正方向へ位相変調が行なわれているか負方向へ位相変調が行われているかを判断し、復調することができる。【００３７】
ここで、再生搬送波は波の立ち上がり時刻を復調回路２０５Ｂに示すために用いられており、入力信号との比較には用いられない。つまり、電圧振幅その他再生搬送波が有する情報は復調動作において用いられない。【００３８】
復調された後の動作は、第１の実施形態の場合と同じである。【００３９】
本実施形態では、再生搬送波の振幅には復調に必要な情報が載せられておらず、入力変調信号の振幅のみを読み取ればよい。このため、第１の実施形態と比べて復調回路２０５Ｂの回路構成は簡単になる。【００４０】
（第３の実施形態）
図７は、本発明の第３の実施形態のディジタル無線受信装置のブロック図である。本実施形態は、搬送波再生回路２１１Ｃにおいて９０度ずつ位相遅延された４相の搬送波を再生し、これら４相の搬送波が全て復調回路２０５Ｃへ入力されている点が第１の実施形態のディジタル無線受信装置と異なる。【００４１】
次に、本実施形態のディジタル無線受信装置の動作について説明する。ここでは前述した第１の実施形態と異なる動作についてのみ説明する。【００４２】
入力変調信号はＦｉｎからＦｃへと周波数変換された後、復調回路２０５Ｃへ入力される。ここで、同時に、搬送波からそれぞれ位相が０度、９０度、１８０度、２７０度位相遅延された再生搬送波も復調回路２０５Ｃへ入力される。図８は、復調回路２０５Ｃの動作を示す図である。図８に示されるように、ある時刻fにおいて復調回路２０５Ｃを変調信号の中心周波数１周期分に相当する１／Ｆｃ間のみ起動し、時刻ｆにおける変調信号の電圧振幅値φｉｎ（ｆ）を読み取る。同時に、復調回路２０５Ｃへ入力された４相の再生搬送波それぞれの時刻ｆにおける電圧振幅値φ０（ｆ）〜φ２７０（ｆ）も読み取る。図８を参照すると、これらの変調波と４相再生搬送波の波形読み取りは同時に行われることが理解できる。【００４３】
この例では、変調信号は搬送波に対して０度から９０度の間で位相が遅れた位相変調を受けており、時刻ｆにおいてφ０の位相は０であるとする。まず、時刻ｆにおいて、変調信号と４相再生搬送波それぞれの電圧振幅φｉｎ（ｆ）、φ０（ｆ）、φ９０（ｆ）、φ１８０（ｆ）、φ２７０（ｆ）を読み取る。電源電圧値をＶｄｄとすると、０＜φｉｎ（ｆ）＜（Ｖｄｄ／２）であるから、この時点では変調信号の搬送波からの位相遅延分は０度から１８０度の間であることが分かる。さらに、次のサンプル点ｆ＋（１／ｆｓ）において、（Ｖｄｄ／２）＜φｉｎ（ｆ＋（１／ｆｓ））＜Ｖｄｄであるから、この段階で変調信号の位相遅延分は０度から９０度の間であることが分かる。一般的な位相４値変調の場合、０度から９０度の間で位相を遅らせる位相変調はバイナリ信号の「１０」に対応するので、この波形比較の時点で復調まで完了したことになる。上記の例は、変調波１周期分、２サンプル点での電圧振幅量読み取りにより、φｉｎ（ｆ）の波形が０〜２７０度移相の搬送波形いずれに近いかを判断して復調する例である。【００４４】
復調された後の動作は、第１の実施形態の場合と同一である。【００４５】
本実施形態では、変調信号波形の時刻ｆにおける電圧振幅値を読み取ることで、位相変調量が０度〜９０度〜１８０度〜２７０度〜３６０度の４区間中いずれに区分されるかが容易に判断できる。特に、ＱＰＳＫ変調の場合、この４つの区間とバイナリ信号とが直接対応しているため、復調までに要するハ−ドウェア負荷を軽減できる。【００４６】
なお、通常の無線送受信装置では変調信号をＩ相・Ｑ相それぞれに分離して扱うため、４相の再生搬送波を準備する箇所により、従来構成と比較してハ−ドウェアが複雑になることはない。【００４７】
（第４の実施の形態）
図９は、本発明の第４の実施形態のディジタル無線受信装置のブロック図である。本実施形態は、復調回路２０５Ｄにおいて、搬送波形との比較ではなく、入力信号の位相の時間変化のみからベースバンド信号を読み取るため、復調動作に限っては搬送波再生回路を必要としない点が第１の実施形態のディジタル無線受信装置と異なる。【００４８】
次に、図１０を参照して第４の実施形態のディジタル無線受信装置の動作について説明する。ここでは位相変調の一例として、時刻０から時刻１／Ｆｒまでのシンボル期間において０度から９０度まで正の角度方向に移相されており、電源電圧値をＶｄｄとして、時刻ｆにおける変調波Ａ'（ｆ）の電圧振幅がＡ'（ｆ）＝（Ｖｄｄ／２)［１＋ｓｉｎ（２π（Ｆｃ＋Δｆ）ｆ）］で表される場合を扱う。また、ここでは前述した第１の実施形態と異なる動作についてのみ説明する。【００４９】
入力信号はＦｉｎからＦｃへと周波数変換された後、復調回路２０５Ｄへ入力される。図１０は、復調回路２０５Ｄの動作を示す図である。図１０に示されるように、時刻ｆにおいて１／Ｆｃ間のみ復調回路２０５Ｄを起動して、各サンプル点における変調波の電圧振幅を読み取った後、速やかに復調回路２０５Ｄその他受信装置要素を停止する。なお、この例では、簡単のため時刻ｆにおける変調波の位相を０とするため、時刻ｆでの変調波の電圧振幅は（Ｖｄｄ／２）である。【００５０】
次に、半シンボル期間後に相当する時刻ｆ＋（１／２Ｆｒ）において１／Ｆｃ間のみ復調回路２０５Ｄを再び起動して、各サンプル点における変調波の電圧振幅を読み取った後、速やかに復調回路２０５Ｄその他受信装置要素を停止する。時刻ｆ＋（１／２Ｆｒ）における変調波Ａ’の電圧振幅は、簡単な三角関数の計算からＡ'（ｆ）＝（Ｖｄｄ／２)［１＋ｓｉｎ（２π（Ｆｃ＋Δｆ）／２Ｆｒ）］となる。ベースバンド波形の変化速度Δｆとシンボルレ−トＦｒは通信規格で定められた値であり、復調回路２０５Ｄへの入力周波数Ｆｃも復調時には既知の値である。ゆえに、時刻ｆにおける変調信号の位相を読み取り、さらに２回目に復調回路２０５Ｄを起動して変調信号波形を読み取る時刻を決めておけば、２回目の波形読み取りにおける変調信号の電圧振幅値が予想可能となる。例えばΔｆ＝０.５ＭＨｚ、Ｆｃ＝１００ＭＨｚ、Ｆｒ＝２.０ＭＨｚと仮定するとＡ'（ｆ＋（１／２Ｆｒ））＝０.８５×Ｖｄｄと予想できる。さらに９０度から０度まで負の角度方向に移相される場合、同様の議論によりＡ'(ｆ＋（１／２Ｆｒ）)＝０.１５×Ｖｄｄと予想できる。以上の結果から、ｆ＋（１／２Ｆｒ）における電源電圧値とＶｄｄ／２とを比較すれば、正・負のいずれの方向に位相変調が行われているかを判断することができ、復調することができる。【００５１】
この復調されたベースバンド信号から、伝送品質判断部２０６においてを求め、復調誤り率が通信規格上の規定値を満たしているか否かを判断する。伝送品質判断部２０６で求められた復調誤り率が通信規格値を満たしていない場合、サンプリング時間決定部２０７において復調時間を１／Ｆｃから２／Ｆｃへと増やし、次のシンボルにおける復調回路２０５Ｄの起動時間とする。ここで、決定された次シンボルの復調時間に応じて、復調回路２０５Ｄ、サンプリングクロック分配系２１１、その他増幅器やフィルタの動作を停止させる信号がストップ信号供給部２０８から供給され、次シンボルにおいて復調回路２０５Ｄその他ブロックの機能が動作・停止される。ここで、第１の実施形態と異なる点は、１／Ｆｃから２／Ｆｃへと増やされた復調時間に従い、変調波の電圧振幅が同シンボル期間内で複数回読み取られる点である。【００５２】
次に入力されるシンボルで２／Ｆｃに復調時間を延長しても復調誤り率が通信規格を満足しない場合、復調時間は３／Ｆｃ、４／Ｆｃ・・・へと順次延長される。この操作により、回路停止時間が伝送品質に応じて適応的に変更可能となる。【００５３】
本実施形態では、搬送波の再生を必要としない分、第１の実施形態と比べて受信装置の簡略化が可能となる。ただし、第１の実施形態では原理上１つの点で検波すれば復調可能であるが、本実施形態では複数の点で検波する必要がある。この点から、復調回路２０５Ｄを起動すべき時間は第１の実施形態よりも本実施形態のほうが長くなり、消費電力も大きくなる。【００５４】
（第５の実施の形態）
図１１は、本発明の第５の実施形態のディジタル無線受信装置のブロック図である。本実施形態は、変調信号の電圧振幅から位相変調量を検出するのではなく、図１２に示される、Ｆｃ＋Δｆを通過させる狭帯域通過フィルタ４０１と、Ｆｃ−Δｆを通過させる狭帯域通過フィルタ４０２を用いて、搬送波周波数Ｆｃからのシフト量Δｆを検出して位相変調量を求め、復調する点が第１の実施形態のディジタル無線受信装置と異なる。なお、図１２に示す復調用帯域通過フィルタ４００は図１１に示す復調回路２０５Ｅに含まれている。【００５５】
ここで、本実施形態の動作について説明する。なお、ここでは前述した第１の実施の形態と異なる動作についてのみ説明する。【００５６】
入力信号はＦｉｎからＦｃへと周波数変換された後、復調回路２０５Ｅ内の復調用帯域通過フィルタ４００へ入力される。入力信号は図１２に示されるＦｃ＋Δｆを通過させる狭帯域通過フィルタ４０１と、Ｆｃ−Δｆを通過させる狭帯域通過フィルタ４０２へ同時に通され、２つのフィルタの後段に置かれている比較回路４０３にて各フィルタから出力される電圧が比較される。ここで、狭帯域通過フィルタ４０１は正の角度方向へ位相変調が行われている際の周波数シフト量＋Δｆのみを通過させるフィルタであり、狭帯域通過フィルタ４０２は負の角度方向へ位相変調が行われている際の周波数シフト量−Δｆのみを通過させるフィルタである。これらのフィルタ４０１、４０２は離散信号を扱うフィルタであるが伝達関数は固定である。比較回路４０３において、フィルタ４０１の出力がフィルタ４０２の出力よりも大きいと判断されれば、正の角度方向へ位相変調が行われていると判断でき、逆にフィルタ４０２の出力がフィルタ４０１の出力よりも大きいという結果が得られれば、負の角度方向へ位相変調が行われていると判断できる。以上より、比較回路４０３の出力結果から復調することが可能である。【００５７】
復調が行なわれた後の動作については、第１の実施の形態と同一である。【００５８】
本実施形態では、ベースバンド信号のデータ遷移を周波数シフト量から読み取るため、マルチパス干渉で劣化した時間波形を検波する第１、第２、第３、第４の実施形態に比べ、信号対雑音比の高い復調が可能である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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