(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
被加熱物を含む共振負荷回路と、直流電圧を交流電圧に変換して前記共振負荷回路に電力を供給するインバータとを備え、該インバータは直列に接続される少なくとも２個のスイッチング素子で構成される上下アームを有し、該上下アームは少なくとも１組の上下アームを有してなる誘導加熱装置において、
前記共振負荷回路は少なくとも２つ以上備え、一方の共振負荷回路の共振周波数で流れる電流に、他方の共振負荷回路の共振周波数で流れる電流が重畳され、
前記上下アームのスイッチング素子はパワー半導体スイッチング素子であり、前記パワー半導体スイッチング素子は逆並列にダイオードを備え、前記上下アームの出力端子に、直流電流を抑制する直流抑制コンデンサが接続され、被加熱物を誘導加熱する第一の加熱コイルと第１の共振コンデンサにより構成される第１の共振負荷回路を備え、前記第１の共振コンデンサと並列に被加熱物を誘導加熱する第二の加熱コイルを備え、第１の共振コンデンサおよび前記第二の加熱コイルを含む第２の共振回路を備えたことを特徴とする誘導加熱装置。
【請求項２】
請求項１に記載された誘導加熱装置において、
前記上下アームのスイッチング素子はパワー半導体スイッチング素子であり、前記パワー半導体スイッチング素子は逆並列にダイオードを備え、上アームには並列に第一のスナバコンデンサを備え、下アームには並列に、直列接続された第二のスナバコンデンサとスイッチング素子を備え、前記上下アームの出力端子に、直流電流を抑制する直流抑制コンデンサが接続され、被加熱物を誘導加熱する第一の加熱コイルと第１の共振コンデンサにより構成される第１の共振負荷回路を備え、前記第１の共振コンデンサと並列に第二の加熱コイルを備え、第１の共振コンデンサおよび前記第二の加熱コイルを含む第２の共振回路を備えたことを特徴とする誘導加熱装置。
【請求項３】
請求項１に記載された誘導加熱装置において、
前記直流電圧を作る直流電圧源を備え、
前記直流電圧源からインダクタを介して、前記上下アームに接続され、前記上下アームのスイッチング素子はパワー半導体スイッチング素子であり、前記パワー半導体スイッチング素子は逆並列にダイオードを備え、前記上下アームの出力端子に、直流電流を抑制する直流抑制コンデンサが接続され、被加熱物を誘導加熱する第ーの加熱コイルと第１の共振コンデンサにより構成される第１の共振負荷回路を備え、前記第１の共振コンデンサと並列に第二の加熱コイルを備え、第１の共振コンデンサおよび前記第二の加熱コイルを含む第２の共振回路を備えたことを特徴とする誘導加熱装置。
【請求項４】
請求項１〜３の何れか一つに記載された誘導加熱装置において、
前記ダイオードおよび前記スイッチング素子がワイドバンドギャップデバイスで作製されたことを特徴とする誘導加熱装置。
【請求項５】
請求項２に記載された誘導加熱装置において、
前記上下アームから前記スナバコンデンサを切り離すスイッチ手段を備えたことを特徴とする電磁誘導加熱装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、異なる材質の被加熱物に対し所望の電力を供給して誘導加熱を行うインバータ方式の電磁誘導加熱装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、火を使わずに鍋などの被加熱物を加熱するインバータ方式の電磁誘導加熱装置が広く用いられるようになってきている。電磁誘導加熱装置は、加熱コイルに高周波電流を流し、コイルに近接して配置された鉄やステンレスなどの材質で作られた被加熱物に渦電流を発生させ、被加熱物自体の電気抵抗により発熱させる。被加熱物の温度制御が可能で安全性が高いことから、新しい熱源として認知されている。従来、システムキッチン等に組み込まれる電気調理器には、シーズヒータやプレートヒータ、ハロゲンヒータ等の抵抗体を熱源としたものが使われていたが、近年では、一部を誘導加熱調理器に置き換えたもの、あるいは２口以上を誘導加熱調理器にしたものに代わりつつある。
【０００３】
このような電磁誘導加熱装置の公知例１として、特開平６−１４０１３５号公報に開示されるような誘導加熱装置がある。この公知例はフルブリッジインバータの高周波出力を、高周波変成器を介して、誘導加熱用ワークコイルを有する負荷回路に与えて誘導加熱を行う。負荷回路は誘導加熱用ワークコイルに共振コンデンサを並列接続した並列共振回路にチョークコイルを直列接続した構成である。負荷回路が並列共振回路となっているため、共振状態では入力側からみた負荷回路のインピーダンスは最大となっているためチョークコイルには大きな電流が流れない。一方、負荷回路のワークコイルと共振コンデンサには大きな電流が流れるため、効率よく誘導加熱することができる。
【０００４】
また、公知例２として、特開２００４−３４８９９３号公報に開示されるような誘導加熱装置がある。この公知例はインバータの出力端子にリアクトルＬとコンデンサＣ１、加熱コイルからなる直列共振回路と、コンデンサＣ１、コンデンサＣ２の等価コンデンサと加熱コイルからなる並列共振回路が接続されており、直列共振回路は基本周波数で共振し、並列共振は基本周波数のｎ次高調波で共振する。これにより異なる周波数で誘導加熱が可能になる。
【０００５】
【特許文献１】特開平６−１４０１３５号公報
【特許文献２】特開２００４−３４８９９３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
前記公知例１および公知例２では、高周波トランスや高周波インダクタが必要になるため、コア材料や線材が高周波タイプのものが必要となりコストの増大、回路の大型化などの問題がある。
【０００７】
本発明は、上記の問題に対処し、高周波トランスや高周波インダクタを用いずに安価で、小型の回路を有する誘導加熱装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明は、被加熱物を含む共振負荷回路と、直流電圧を交流電圧に変換して前記共振負荷回路に電力を供給するインバータとを備え、該インバータは直列に接続される少なくとも２個のスイッチング素子で構成される上下アームを有し、該上下アームは少なくとも１組の上下アームを有してなる誘導加熱装置において、前記共振負荷回路は少なくとも２つ以上備え、一方の共振負荷回路の共振周波数で流れる電流に、他方の共振負荷回路の共振周波数で流れる電流が重畳されることを特徴とする。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、高周波トランスや高周波インダクタを用いないので、小型回路の安価な誘導加熱装置を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
（実施例１）
図１は本発明の第１の実施形態である誘導加熱装置の回路構成図である。
【００１１】
以下、図１を用いて本発明の第１の実施例について説明する。
【００１２】
図１において、平滑コンデンサ１１３の正電極側をｐ点、負電極側をｏ点とすると、ｐ点とｑ点間には、パワー半導体スイッチング素子であるＩＧＢＴ１０３とＩＧＢＴ１０４が直列に接続された上下アーム１０が接続されている。
【００１３】
ＩＧＢＴ１０３、１０４にはそれぞれダイオード１０５、１０６が逆方向に並列接続されており、各ＩＧＢＴにはスナバコンデンサ１０７、１０８が接続されている。スナバコンデンサ１０７、１０８は、ＩＧＢＴ１０３、ＩＧＢＴ１０４のターンオフ時の遮断電流によって充電あるいは放電される。
【００１４】
スナバコンデンサ１０７、１０８の容量は、ＩＧＢＴ１０３、１０４のコレクタとエミッタ間の出力容量より十分に大きいため、ターンオフ時に両ＩＧＢＴに印加される電圧の変化は低減され、ターンオフ損失は抑制される。
【００１５】
ＩＧＢＴ１０３、１０４の接続点、即ち上下アーム１０の出力端子をｄ点とすると、ｄ点とｃ点間には加熱コイル１０９と直流カット用のコンデンサ１１０（直流抑制コンデンサ）が接続され、ｃ点とｑ点間に共振コンデンサ１１１及び共振リアクトル１１２が接続されている。
【００１６】
図１において、本実施例では、加熱コイル１０９と共振コンデンサ１１１で決まる共振周波数の基本波電流に、共振リアクトル１１２と共振コンデンサ１１１で決まる共振周波数の高調波電流が重畳される。
【００１７】
この基本波電流および高調波電流が流れる共振負荷回路は、加熱コイル１０９と共振コンデンサ１１１で構成される第１の共振負荷回路と、共振リアクトル１１２と共振コンデンサ１１１で構成される第２の共振負荷回路を含む、少なくとも２つ以上の共振負荷回路を有する。共振負荷回路は、全体的には被加熱物を含む。
【００１８】
図２に被加熱物の材質における等価抵抗の周波数特性、図３に等価インダクタンスの周波数特性を示す。
【００１９】
等価インダクタンスは図２中（１）示すような鉄などの磁性被加熱物と（２）に示すような非磁性ステンレスや（３）に示す銅またはアルミなどの非磁性被加熱物では非磁性被加熱物の方が約１／２程度小さくなる。
【００２０】
一方、等価抵抗は（１）のような磁性被加熱物と（３）のような非磁性被加熱物では磁性被加熱物の方が約１０〜２０倍程度大きくなる。また、材質に関係なく周波数が高くなると表皮効果により等価抵抗が増大する特性を示している。
【００２１】
すなわち、アルミなどの非磁性被加熱物を加熱する場合、できるだけ高い周波数で加熱することが望ましい。
【００２２】
したがって、基本周波数に高次の高調波を重畳させることで、基本波分と高調波分で加熱することが可能となり、効率がよくなる。さらに放射ノイズのスペクトルが分散されることでノイズの低減も可能になる。
【００２３】
次に図４に示すタイミングチャートを用いて動作モードを説明する。
【００２４】
ここで、図１のｄ点の電圧をＶｄとし、ＩＧＢＴ１０３及びダイオード１０５に流れる電流はＩｃ１０３、ＩＧＢＴ１０４及びダイオード１０６に流れる電流はＩｃ１０４とする。共振リアクトル１１２に流れる電流はＩＬ１１２、加熱コイル１０９に流れる共振電流はＩＬ１０９とし、図１のｄ点からｃ点の方向を正と定義する。
【００２５】
ＩＧＢＴ１０３とＩＧＢＴ１０４は相補に動作し、駆動周波数は加熱コイル１０９と共振コンデンサ１１１で決まる共振周波数より高い周波数で駆動する。
【００２６】
なお、スイッチング素子であるＩＧＢＴ１０３、およびＩＧＢＴ１０４がオン・オフする駆動周波数は、共振リアクトル１１２と共振コンデンサ１１１で決まる高調波の共振周波数に比べると低い。このため、ＩＧＢＴ１０３とＩＧＢＴ１０４の駆動周波数（スイッチ作動タイミング）は、加熱コイル１０９と共振コンデンサ１１１で決まる共振周波数（基本波）と合うようになっている。
【００２７】
（モード１）
ＩＧＢＴ１０３がターンオンし加熱コイル１０９の蓄積エネルギーがゼロになると共振電流ＩＬ１０９の極性が負から正に変わり、平滑コンデンサ１１３からＩＧＢＴ１０３、加熱コイル１０９、直流カット用コンデンサ１１０、共振コンデンサ１１１の経路で共振電流ＩＬ１０９が流れ、共振コンデンサ１１１と共振リアクトル１１２の経路に共振電流ＩＬ１１２が流れる。
【００２８】
（モード２）
次にＩＧＢＴ１０３がターンオフすると、共振電流ＩＬ１０９は正の極性を有しており、この電流は上アームのスナバコンデンサ１０７を充電、下アームのスナバコンデンサ１０８を放電し、ｄ点の電圧Ｖｄは徐々に低下する。
【００２９】
その後、ダイオード１０５に順方向の電圧が印加されると共振電流ＩＬ１０９は環流電流として加熱コイル１０９、直流カット用コンデンサ１１０、共振コンデンサ１１１、ダイオード１０６の経路に流れ、共振コンデンサ１１１と共振リアクトル１１２の経路に共振電流ＩＬ１１２が流れ続ける。
【００３０】
（モード３）
次にＩＧＢＴ１０４がターンオンし加熱コイル１０９の蓄積エネルギーがゼロになると、共振電流ＩＬ１０９の極性が正から負に変わり、共振コンデンサ１１１、直流カット用コンデンサ１１０、加熱コイル１０９、ＩＧＢＴ１０４の経路で共振電流ＩＬ１０９が流れ、共振電流ＩＬ１１２は反転して、共振コンデンサ１１１、共振リアクトル１１２の経路に流れる。
【００３１】
このとき、ＩＧＢＴ１０４はダイオード１０６に電流が流れている期間中にゲート電圧をオンにしておくため、スイッチング損失の発生しないＺＣＳ、ＺＶＳターンオンが実現する。
【００３２】
（モード４）
次にＩＧＢＴ１０４がターンオフすると、共振電流ＩＬ１０９は負の極性を有しており、この電流は下アームのスナバコンデンサ１０８を充電、上アームのスナバコンデンサ１０７を放電し、ｄ点の電圧Ｖｄは徐々に上昇する。
【００３３】
その後、ダイオード１０５に順方向の電圧が印加されると共振電流ＩＬ１０９は環流電流として加熱コイル１０９、ダイオード１０５、平滑コンデンサ１１３、共振コンデンサ１１１、直流カット用コンデンサ１１０の経路で流れ、共振電流ＩＬ１１２は共振コンデンサ１１１、共振リアクトル１１２の経路に流れ続ける。
【００３４】
このように、上記の動作を繰り返すことによって、電源回路１０１、整流回路１０２、平滑チョーク１１４を介し、平滑コンデンサ１１３を電源として、共振コンデンサ１１１と共振リアクトル１１２で決まる共振周波数の高周波電流に、加熱コイル１０９と共振コンデンサ１１１で決まる共振周波数の高周波電流が重畳され、加熱コイルに２種類の高周波電流を供給することができ、被加熱物は加熱コイル１１１から発生する磁束によって誘導加熱される。
【００３５】
被加熱物に供給する電力は、上下アーム１０の駆動周波数を制御することによって調整することができる。
【００３６】
本実施例のように共振回路に流れる電流は加熱コイルのインダクタンスと共振コンデンサによって正弦波状になり、ｄ点の電圧、即ちインバータの出力電圧より共振電流が遅れ位相になる。
【００３７】
従って、ＩＧＢＴがターンオンする際は、コレクタとエミッタ間の電圧がゼロボルトの状態でスイッチング（以後ＺＶＳという）を行うため、ターンオン損失は発生しない。
【００３８】
しかしながら、被加熱物に供給する電力を小さくした場合には、上下アーム１０の遮断電流が小さくなり、スナバコンデンサ１０５、１０６の充放電が完了する前にＩＧＢＴ１０３または１０４がターンオンし、ＺＶＳを満足しない条件が発生する。
【００３９】
このような場合には、ターンオン損失が発生するため、図５に示すように、例えば下アームのスナバコンデンサ１０８と直列にＩＧＢＴ５０１を接続し、ＩＧＢＴ５０１に逆並列にダイオード５０２を接続して、ＩＧＢＴ５０１をオフすることでスナバコンデンサ１０８を上下アーム１０から切り離すことが望ましい。
【００４０】
これにより、常時ＺＶＳを実現することができ、遮断電流が小さい場合においてもターンオン損失を無くすことができる。
【００４１】
また、図６に示すフルブリッジインバータで構成することで、加熱コイルにハーフブリッジの２倍の電圧が印加されるため、加熱コイルの巻数を増大することができ、高効率化が可能になる。
【００４２】
（実施例２）
図７は本発明の第２の実施形態である電磁誘導加熱装置の回路構成図である。
【００４３】
この回路構成の特徴は図１の共振リアクトル１１２を加熱コイル７０１に置き換えた点である。
【００４４】
このように共振リアクトルを加熱コイルとすることで、鍋を鎖交する磁束量が大きくなり、鍋に流れるうず電流が増大、すなわち鍋のうず電流損が大きくなるため、効率よく被加熱物を加熱することが可能になる。
【００４５】
このときの加熱コイル１０９に流れる電流は実施例１と同様に基本波に高調波が重畳された電流が流れ、一方、加熱コイル７０１には高調波の電流が流れることになる。
【００４６】
また、図８に示すフルブリッジインバータで構成することで、加熱コイルにハーフブリッジの２倍の電圧が印加されるため、加熱コイルの巻数を増大することができ、高効率化が可能になる。
【００４７】
（実施例３）
図９は本発明の第３の実施形態である誘導加熱装置の回路構成図である。
【００４８】
図９において図１と違っている点は平滑コンデンサ１１３の一端とｐ点間に進相リアクトル９０１を接続した点である。
【００４９】
動作について図１０のタイムチャートを使い説明する。
【００５０】
次に図１０に示すタイミングチャートを用いて動作モードを説明する。ここで、図９のｄ点の電圧をＶｄとし、ＩＧＢＴ１０３及びダイオード１０５に流れる電流はＩｃ１０３、ＩＧＢＴ１０４及びダイオード１０６に流れる電流はＩｃ１０４とする。共振リアクトル１１２に流れる共振電流はＩＬ１０２、加熱コイル１０９に流れる共振電流はＩＬ１０９とし、図１のｄ点からｃ点の方向を正と定義する。
【００５１】
ＩＧＢＴ１０３とＩＧＢＴ１０４は相補に動作し、駆動周波数は加熱コイル１０９と共振コンデンサ１１１で決まる共振周波数より低い周波数で駆動する。
【００５２】
なお、スイッチング素子であるＩＧＢＴ１０３、およびＩＧＢＴ１０４がオン・オフする駆動周波数は、共振リアクトル１１２と共振コンデンサ１１１で決まる高調波の共振周波数に比べると低い。このため、ＩＧＢＴ１０３とＩＧＢＴ１０４の駆動周波数（スイッチ作動タイミング）は、加熱コイル１０９と共振コンデンサ１１１で決まる共振周波数（基本波）と合うようになっている。
【００５３】
（モード１）
ＩＧＢＴ１０３がターンオンすると、進相リアクトル９０１により緩やかなｄｉ／ｄｔでＩＧＢＴ１０３に流れる電流が上昇し、ＺＣＳターンオンを実現し、ＩＧＢＴ１０３、加熱コイル１０９、直流カット用コンデンサ１１０、共振コンデンサ１１１、平滑コンデンサ１１３、進相リアクトル９０１の経路に電流が流れる。
【００５４】
また、並列共振により共振コンデンサ１１１、共振リアクトル１１２の経路にも電流が流れる。
【００５５】
（モード２）
次に加熱コイル１０９に流れる電流が共振により反転し、ＩＧＢＴ１０３と逆並列に接続されているダイオード１０５に電流が流れる。ダイオード１０５に電流が流れている期間にＩＧＢＴ１０３をターンオフすることで、ＺＶＳ，ＺＣＳターンオフが実現する。
【００５６】
このとき共振電流ＩＬ１０９は加熱コイル１０９、ダイオード１０５、進相リアクトル９０１、平滑コンデンサ１１３、共振コンデンサ１１１、直流カット用コンデンサ１１０の経路と、共振コンデンサ１１１、共振リアクトル１１２の経路に流れる。
【００５７】
（モード３）
ＩＧＢＴ１０５がターンオンすると、進相リアクトル９０１により緩やかなｄｉ／ｄｔでＩＧＢＴ１０５に流れる電流が上昇し、ＺＣＳターンオンを実現し、ＩＧＢＴ１０５、共振コンデンサ１１１、直流カット用コンデンサ１１０、加熱コイル１０９の経路に共振電流ＩＬ１０９が流れる。
【００５８】
また、並列共振により共振コンデンサ１１１、共振リアクトル１１２の経路にも共振電流ＩＬ１１２が流れる。
【００５９】
（モード４）
次に加熱コイル１０９に流れる電流が共振により反転し、ＩＧＢＴ１０５と逆並列に接続されているダイオード１０６に電流が流れる。ダイオード１０６に電流が流れている期間にＩＧＢＴ１０４をターンオフすることで、ＺＶＳ，ＺＣＳターンオフが実現する。
【００６０】
このとき共振電流ＩＬ１０９は加熱コイル１０９、直流カット用コンデンサ１１０、共振コンデンサ１１１、ダイオード１０６の経路と、共振コンデンサ１１１、共振リアクトルの経路に流れる。
【００６１】
このように、上記の動作を繰り返すことによって、商用電源１０１、ダイオードブリッジ、平滑チョーク１１４、平滑コンデンサ１１３からなる電源回路から、インバータ１０を介して、共振コンデンサ１１１と共振リアクトル１１２で決まる共振周波数の高周波電流に、加熱コイル１０９と共振コンデンサ１１１で決まる共振周波数の高周波電流が重畳され、加熱コイルに２種類の高周波電流を供給することができ、被加熱物は加熱コイル１１１から発生する磁束によって誘導加熱される。
【００６２】
被加熱物に供給する電力は、上下アーム１０の駆動周波数を制御することによって調整することができる。
【００６３】
本実施例のように共振回路に流れる電流は加熱コイルのインダクタンスと共振コンデンサによって正弦波状になり、ｄ点の電圧、即ちインバータの出力電圧より共振電流が進み位相になる。
【００６４】
従って、ＩＧＢＴがターンオンする際は、コレクタとエミッタ間の電圧がゼロボルト、ゼロ電流の状態でスイッチングを行うため、ターンオン損失は発生しない。
【００６５】
また、図６に示すフルブリッジインバータで構成することで、加熱コイルにハーフブリッジの２倍の電圧が印加されるため、加熱コイルの巻数を増大することができ、高効率化が可能になる。
【００６６】
（実施例４）
図１１は本発明の第４の実施形態である電磁誘導加熱装置の回路構成図である。
【００６７】
図１１の回路構成は、図１の回路構成において、共振リアクトル１１２および共振コンデンサ１１１と並列にリレー１１０１を接続した構成が特徴である。
【００６８】
銅又はアルミなど低抵抗の被加熱物を加熱する場合、リレー１１０１をオフ状態とし、前述の実施例１と同様な方法で加熱される。
【００６９】
一方、鉄などの磁性被加熱物を加熱する場合には、リレー１１０１をオンすることで共振リアクトル１１２および共振コンデンサ１１１をバイパスすることができる。これにより、加熱コイル１０９と直流カット用コンデンサ１１０で決まる共振周波数で共振電流が流れ、誘導加熱される。
【００７０】
アルミや銅などの非磁性加熱物では、等価抵抗が小さいため、加熱コイルの巻数増加や高周波化による等価抵抗の増加を図る必要がある。
【００７１】
しかしながら装置のサイズ形状や使用できる周波数帯域の規制により何れも限界がある。そこで基本周波数に高調波成分を重畳させることで等価抵抗の増大を図る。
【００７２】
しかしながら、図２（１）に示すように周波数を高くしていくと、鉄などの磁性被加熱物では等価抵抗が大幅に増大し、商用電源電圧では入力電力が入らず、加熱できなくなってしまうという問題がある。
【００７３】
そこで、実施例のように共振コンデンサ１１２と共振リアクトル１１１の並列共振回路をリレー１１０１によりバイパスすることで、加熱コイル１０９と直流カット用コンデンサ１１０の共振周波数で共振電流が流れる。
【００７４】
このときの直流カット用コンデンサ１１０は数μＦの容量となっており、鉄を加熱するのに適した周波数に設定することが可能である。
【００７５】
このようにアルミ加熱では高調波重畳電流で加熱し、一方、鉄加熱では通常の１次共振電流で加熱することで、被加熱物の材質に応じて最適な加熱方式とすることができ、高効率に加熱することが可能になる。
【００７６】
（実施例５）
図１２は本発明の第５の実施形態である電磁誘導加熱装置の回路構成図である。回路構成は、図１の加熱コイル１０９をチョークコイル１２０１とし、共振リアクトル１１２を加熱コイル１２０２とした点である。
【００７７】
次に図１７に示すタイミングチャートを用いて動作モードを説明する。
【００７８】
ここで、図１２のｄ点の電圧をＶｄとし、ＩＧＢＴ１０３及びダイオード１０５に流れる電流はＩｃ１０３、ＩＧＢＴ１０４及びダイオード１０６に流れる電流はＩｃ１０４とする。
【００７９】
チョークコイル１２０１に流れる電流はＩＬ１２０１、加熱コイル１２０２に流れる並列共振電流はＩＬ１２０２とし、ｃ点の電圧をＶｃとし、図１２のｄ点からｃ点の方向を正と定義する。
【００８０】
（モード１）
ＩＧＢＴ１０３がオンするとＩＧＢＴ１０３がターンオンしチョークコイル１２０１の蓄積エネルギーがゼロになると共振電流ＩＬ１２０１の極性が負から正に変わり、平滑コンデンサ１１３からＩＧＢＴ１０３、チョークコイル１２０１、直流カット用コンデンサ１１０、コンデンサ１１１の経路で共振電流ＩＬ１２０１が流れると共に共振コンデンサ１１１と加熱コイル１２０２の経路に並列共振電流ＩＬ１２０２(図中矢印の方向に)が流れる。
【００８１】
（モード２）
次にＩＧＢＴ１０３がターンオフすると、共振電流ＩＬ１２０１は正の極性を有しており、この電流は上アームのスナバコンデンサ１０７を充電、下アームのスナバコンデンサ１０８を放電し、ｄ点の電圧Ｖｄは徐々に低下する。
【００８２】
その後、ダイオード１０５に順方向の電圧が印加されると共振電流ＩＬ１２０１は環流電流としてチョークコイル１２０１、直流カット用コンデンサ１１０、共振コンデンサ１１１、ダイオード１０６の経路に流れ、共振コンデンサ１１１と加熱コイル１２０２の経路に並列共振電流ＩＬ１２０２が続ける。
【００８３】
（モード３）
次にＩＧＢＴ１０４がターンオンしチョークコイル１２０１の蓄積エネルギーがゼロになると、共振電流ＩＬ１２０１の極性が正から負に変わり、共振コンデンサ１１１、直流カット用コンデンサ１１０、チョークコイル１２０１、ＩＧＢＴ１０４の経路で共振電流ＩＬ１２０１が流れ(図中矢印と反対向きに)、並列共振電流ＩＬ１２０２は反転して(図中矢印と反対向きに)、共振コンデンサ１１１、加熱コイル１２０２の経路に流れる。
【００８４】
このとき、ＩＧＢＴ１０４はダイオード１０６に電流が流れている期間中にゲート電圧をオンにしておくため、スイッチング損失の発生しないＺＣＳ、ＺＶＳターンオンが実現する。
【００８５】
（モード４）
次にＩＧＢＴ１０４がターンオフすると、共振電流ＩＬ１２０１は負の極性を有しており、この電流は下アームのスナバコンデンサ１０８を充電、上アームのスナバコンデンサ１０７を放電し、ｄ点の電圧Ｖｄは徐々に上昇する。
【００８６】
その後、ダイオード１０５に順方向の電圧が印加されると共振電流ＩＬ１０９は環流電流として加熱コイル１０９、ダイオード１０５、平滑コンデンサ１１３、共振コンデンサ１１１、直流カット用コンデンサ１１０の経路で流れ、並列共振電流ＩＬ１２０２は共振コンデンサ１１１、加熱コイル１２０２の経路に流れ続ける。
【００８７】
以上の動作を繰り返すことで、加熱コイルから高周波磁界が発生し、その磁界により鍋にうず電流が流れ鍋自体を発熱させ加熱する。このようにインバータの出力点からチョークコイル介し、並列共振回路を接続することでチョークコイル１２０１によりインバータに流れる電流が抑制される。
【００８８】
一方、並列共振回路にはインバータ電流が共振コンデンサ１１１に流れ、共振コンデンサ１１１と加熱コイル１２０２で並列共振することで共振コンデンサ１１１に充電される電圧より、加熱コイル１２０２に電流が流れる。このときのチョークコイル１２０１に流れる共振電流ＩＬ１２０１は電源電圧とチョークコイル１２０１のインピーダンスと並列共振回路のインピーダンスにより決定される。
【００８９】
共振電流ＩＬ１２０１と並列共振回路のインピーダンスにより並列共振回路に発生する電圧が決定され、この電圧により並列共振回路には電流が流れることになる。つまり、加熱コイルには共振による大きな電流を流し、インバータにはチョークコイルで電流を抑制できるため、インバータの損失を大幅に抑制することが可能になる。
【００９０】
（実施例６）
図１３は、本発明の第６実施形態である電磁誘導加熱装置の回路構成図である。
【００９１】
図１３の回路構成は、図１２回路構成において、チョークコイル３０１と並列にリレー１３０１を接続した構成が特徴である。
【００９２】
銅又はアルミなど低抵抗の被加熱物を加熱する場合、リレー１３０１をオフ状態とし、前述の実施例５と同様な方法で加熱される。一方、鉄などの磁性被加熱物を加熱する場合には、リレー１３０１をオンすることでチョークコイル３０１をバイパスすることができる。
【００９３】
これにより、加熱コイル２０１と直流カット用コンデンサ１１０で決まる直列共振周波数で共振電流が流れ、誘導加熱される。このとき共振コンデンサ１１１は直流カット用コンデンサに比べ非常に小さい容量となっているため動作に影響を与えることはない。
【００９４】
アルミや銅などの非磁性加熱物では、等価抵抗が小さいため、加熱コイルの巻数増加や高周波化による等価抵抗の増加を図る必要がある。しかしながら装置形状や使用できる周波数帯域の規制により何れも限界がある。
【００９５】
そこで基本周波数に高調波成分を重畳させることで等価抵抗の増大を図る。しかしながら、図２（１）に示すように周波数を高くしていくと、鉄などの磁性被加熱物では等価抵抗が大幅に増大し、商用電源電圧では入力電力が入らず、加熱できなくなってしまうという問題がある。
【００９６】
そこで、本実施例のようにチョークコイル３０１をリレー１３０１によりバイパスすることで、加熱コイル２０１と直流カット用コンデンサ１１０の直列共振周波数で共振電流が流れる。このときの直流カット用コンデンサ１１０は数μＦの容量となっており、鉄を加熱するのに適した周波数に設定することが可能である。
【００９７】
このようにアルミ加熱ではチョークコイルにより大幅にインバータ電流を抑制することができ、一方、鉄加熱では通常の１次共振電流で加熱することで、被加熱物の材質に応じて最適な加熱方式とすることができ、高効率に加熱することが可能になる。
【００９８】
（実施例７）
図１４を用いて本発明の第７の実施形態について説明する。
【００９９】
本実施例は図１乃至図１３のスイッチング素子１０３、１０４、ダイオード１０５、１０６をシリコンカーバイドデバイス（以下、ＳｉＣデバイス）とすることである。
【０１００】
図１４はシリコンデバイス（以下、Ｓｉデバイス）とシリコンカーバイドデバイス（以下、ＳｉＣデバイス）の耐圧とオン抵抗の関係を示したものである。一般的にＳｉデバイスに比べＳｉＣデバイスでは大幅に耐圧とオン抵抗のトレードオフを改善できることは知られている。
【０１０１】
図１４よりＳｉデバイスとＳｉＣデバイスの６００Ｖ素子で比較すると、オン抵抗がＳｉデバイスに比べＳｉＣデバイスでは１／１０００倍のオン抵抗となり大幅に低減することができる。
【０１０２】
現在のＳｉデバイスを使った誘導加熱装置では冷却装置、放熱フィンが必須であったが、このようなＳｉＣデバイスを使うことで大幅に素子損失を低減できることから、冷却装置、放熱フィンの小型化またはそれらを不要とすることが可能となる。
【０１０３】
以上のようにダイオードをＳｉデバイスからＳｉＣデバイスにすることで大幅な低損失化が可能となり冷却装置、放熱フィンが不要となり、大幅な小型化、低コスト化ができる。
【０１０４】
これにより、図１５および図１６に示すようなトップレート下部、全面にロースターを配置した構造の誘導加熱装置を提供できる。
【０１０５】
なお、１５０１はトッププレート、１５０２はロースター、１５０３は窓、１５０４は取っ手、１６０１は網、１６０２はレールである。
【０１０６】
上記実施例７ではＳｉＣデバイスを例に説明してきたが、本発明はＳｉＣに限定されるものでなく、ダイヤモンドやガリウムナイトライド（ＧａＮ）などのワイドバンドギャップデバイスにおいても同様の効果がでることは当業者にとって明らかである。
【０１０７】
以上の実施例１乃至５によれば、ＩＧＢＴの例を中心に説明してきたが、本発明の誘導加熱装置はＩＧＢＴに限定されるものではなく、パワーＭＯＳＦＥＴやその他の絶縁ゲート半導体装置，バイポーラトランジスタにおいても同様の効果を得られることは当業者にとって明らかである。
【０１０８】
上記実施例の主な特徴を以下にまとめて述べる。
（１）．（図１．図３に対応する特徴）
上下アームのスイッチング素子はパワー半導体スイッチング素子であり、前記パワー半導体スイッチング素子は逆並列にダイオードを備え、前記上下アームの出力端子に、直流電流を抑制する直流抑制コンデンサが接続され、被加熱物を誘導加熱する加熱コイルと第１の共振コンデンサにより構成される第１の共振負荷回路を備え、前記第１の共振コンデンサと並列にチョークコイルを備え、第１の共振コンデンサおよび前記チョークコイルを含む第２の共振回路を備えたことを特徴とする。
（２）．（図５に対応する特徴）
上下アームのスイッチング素子はパワー半導体スイッチング素子であり、前記パワー半導体スイッチング素子は逆並列にダイオードを備え、上アームには並列に第一のスナバコンデンサを備え、下アームには並列に、直列接続された第二のスナバコンデンサとスイッチング素子を備え、前記上下アームの出力端子に、直流電流を抑制する直流抑制コンデンサが接続され、被加熱物を誘導加熱する加熱コイルと第１の共振コンデンサにより構成される第１の共振負荷回路を備え、前記第１の共振コンデンサと並列にチョークコイルを備え、第１の共振コンデンサおよび前記チョークコイルを含む第２の共振回路を備えたことを特徴とする。
（３）．（図７，図８に対応する特徴）
上下アームのスイッチング素子はパワー半導体スイッチング素子であり、前記パワー半導体スイッチング素子は逆並列にダイオードを備え、前記上下アームの出力端子に、直流電流を抑制する直流抑制コンデンサが接続され、被加熱物を誘導加熱する第一の加熱コイルと第１の共振コンデンサにより構成される第１の共振負荷回路を備え、前記第１の共振コンデンサと並列に被加熱物を誘導加熱する第二の加熱コイルを備え、第１の共振コンデンサおよび前記第二の加熱コイル含む第２の共振回路を備えたことを特徴とする。
（４）．（図９に対応する特徴）
直流電圧源からインダクタを介して、上下アームに接続され、前記上下アームのスイッチング素子はパワー半導体スイッチング素子であり、前記パワー半導体スイッチング素子は逆並列にダイオードを備え、前記上下アームの出力端子に、直流電流を抑制する直流抑制コンデンサが接続され、被加熱物を誘導加熱する加熱コイルと第１の共振コンデンサにより構成される第１の共振負荷回路を備え、前記第１の共振コンデンサと並列にチョークコイルを備え、第１の共振コンデンサおよび前記チョークコイルを含む第２の共振回路を備えたことを特徴とする誘導加熱装置。
（５）．（図１２に対応する特徴）
上下アームのスイッチング素子はパワー半導体スイッチング素子であり、前記パワー半導体スイッチング素子は逆並列にダイオードを備え、前記上下アームの出力端子に、直流電流を抑制する直流抑制コンデンサが接続され、チョークコイルと第１の共振コンデンサにより構成される第１の共振負荷回路を備え、前記第１の共振コンデンサと並列に被加熱物を誘導加熱する加熱コイルを備え、第１の共振コンデンサおよび前記チョークコイルを含む第２の共振回路を備えたことを特徴とする。
（６）．（図１１に対応する特徴）
チョークコイルと並列にスイッチを接続したことを特徴とする。
【図面の簡単な説明】
【０１０９】
【図１】本発明の第１の実施例に係わる誘導加熱装置の回路構成図である。
【図２】図１の実施例である電磁誘導加熱装置の加熱コイルの巻数と等価抵抗の関係を表すグラフである。
【図３】図１の実施例である電磁誘導加熱装置の加熱コイルの巻数と等価インダクタンスの関係を表すグラフである。
【図４】図１の動作を示すタイムチャートである。
【図５】図１の変形例を示す回路図である。
【図６】図１の変形例を示す回路図である。
【図７】本発明の第２の実施例に係わる誘導加熱装置の回路構成図である。
【図８】図７の変形例を示す回路図である。
【図９】本発明の第３の実施例に係わる誘導加熱装置の回路構成図である。
【図１０】本発明の第３の実施例に係わる誘導加熱装置の動作タイムチャートである。
【図１１】本発明の第４の実施例に係わる誘導加熱装置の回路構成図である。
【図１２】本発明の第５の実施例に係わる誘導加熱装置の回路構成図である。
【図１３】本発明の第６の実施例に係わる誘導加熱装置の回路構成図である。
【図１４】本発明の第７の実施例に係わる効果を示すグラフである。
【図１５】本発明の上記実施例を採用した誘導加熱装置の構成図である。
【図１６】本発明の上記実施例を採用した誘導加熱装置の構成図である。
【図１７】本発明の第５の実施例に係わる誘導加熱装置の動作タイムチャートである。
【符号の説明】
【０１１０】
１０９…加熱コイル、１１１共振コンデンサ、１１２…共振リアクトル、１０３…ＩＧＢＴ、１０４…ＩＧＢＴ、１０９…共振電流ＩＬ、１１２…共振電流ＩＬ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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