(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
デジタルオーディオ信号に基づく出力を行うオーディオ信号出力装置において、
デジタルオーディオ信号を入力する入力手段と、
前記デジタルオーディオ信号の極性の反転の頻度を判別する判別手段と、
前記入力手段から入力された前記デジタルオーディオ信号に第１の補間処理を施し第１の補間デジタルオーディオ信号を生成する第１の補間処理手段と、
入力した信号に前記第１の補間処理または第２の補間処理を施す第２の補間処理手段と、
前記第２の補間処理手段への入力を、前記入力手段から入力された前記デジタルオーディオ信号と、前記第１の補間処理手段が生成する前記第１の補間デジタルオーディオ信号と、の間で選択する選択手段と、
前記第２の補間処理部に前記第１の補間処理を行わせるための第１の係数を記憶する第１の係数記憶部と、
前記第２の補間処理部に前記第２の補間処理を行わせるための第２の係数を記憶する第２の係数記憶部と、
前記第２の補間処理部で用いられる係数を、前記第１の係数と前記第２の係数との間で切り換える切換手段と、
前記選択手段の選択及び前記切換手段の切り換えを制御する制御手段とを備え、
前記第１の補間処理は、前記デジタルオーディオ信号の各サンプル間にゼロ信号を挿入した後、該デジタルオーディオ信号に対してローパスフィルタ処理を実行する零次補間処理であり、
前記第２の補間処理は、ラグランジェ補間処理であり、
前記判別手段は、前記デジタルオーディオ信号の極性の反転の頻度が所定の基準頻度以上であるか否かを判別し、
前記制御手段は、前記判別手段による判別結果に応じて、前記デジタルオーディオ信号の極性の反転の頻度が前記所定の基準頻度以上でないと判別された場合に、前記選択手段による前記第２の補間処理手段への入力の選択を、前記第１の補間処理手段が生成する前記第１の補間デジタルオーディオ信号とすると共に、前記切換手段による前記第２の補間処理部で用いられる係数の切り換えを前記第２の係数とするよう制御し、前記デジタルオーディオ信号の極性の反転の頻度が前記所定の基準頻度以上であると判別された場合に、前記選択手段による前記第２の補間処理手段への入力の選択を、前記入力手段から入力された前記デジタルオーディオ信号とすると共に、前記切換手段による前記第２の補間処理部で用いられる係数の切り換えを前記第１の係数とするよう制御することを特徴とするオーディオ信号出力装置。
【請求項２】
デジタルオーディオ信号に基づく出力を行うオーディオ信号出力装置において、
記録媒体に記録されたデジタルオーディオ信号を再生する再生手段と、
前記再生手段により再生された前記デジタルオーディオ信号の極性の反転の頻度を判別する判別手段と、
前記再生手段により再生された前記デジタルオーディオ信号に第１の補間処理を施し第１の補間デジタルオーディオ信号を生成する第１の補間処理手段と、
入力した信号に前記第１の補間処理または第２の補間処理を施す第２の補間処理手段と、
前記第２の補間処理手段への入力を、前記再生手段により再生された前記デジタルオーディオ信号と、前記第１の補間処理手段が生成する前記第１の補間デジタルオーディオ信号と、の間で選択する選択手段と、
前記第２の補間処理部に前記第１の補間処理を行わせるための第１の係数を記憶する第１の係数記憶部と、
前記第２の補間処理部に前記第２の補間処理を行わせるための第２の係数を記憶する第２の係数記憶部と、
前記第２の補間処理部で用いられる係数を、前記第１の係数と前記第２の係数との間で切り換える切換手段と、
前記選択手段の選択及び前記切換手段の切り換えを制御する制御手段とを備え、
前記第１の補間処理は、前記デジタルオーディオ信号の各サンプル間にゼロ信号を挿入した後、該デジタルオーディオ信号に対してローパスフィルタ処理を実行する零次補間処理であり、
前記第２の補間処理は、ラグランジェ補間処理であり、
前記判別手段は、前記デジタルオーディオ信号の極性の反転の頻度が所定の基準頻度以上であるか否かを判別し、
前記制御手段は、前記判別手段による判別結果に応じて、前記デジタルオーディオ信号の極性の反転の頻度が前記所定の基準頻度以上でないと判別された場合に、前記選択手段による前記第２の補間処理手段への入力の選択を、前記第１の補間処理手段が生成する前記第１の補間デジタルオーディオ信号とすると共に、前記切換手段による前記第２の補間処理部で用いられる係数の切り換えを前記第２の係数とするよう制御し、前記デジタルオーディオ信号の極性の反転の頻度が前記所定の基準頻度以上であると判別された場合に、前記選択手段による前記第２の補間処理手段への入力の選択を、前記再生手段により再生された前記デジタルオーディオ信号とすると共に、前記切換手段による前記第２の補間処理部で用いられる係数の切り換えを前記第１の係数とするよう制御することを特徴とするオーディオ信号出力装置。
【請求項３】
請求項１または請求項２に記載のオーディオ信号出力装置において、
前記所定の基準頻度は、前記デジタルオーディオ信号のサンプリング周波数に基づいて決定されることを特徴とするオーディオ信号出力装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、オーディオ信号を出力するオーディオ信号出力装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
オーディオ信号出力装置として、例えば、CD（Compact Disc）プレーヤやAV（Audio Visual）アンプがある。このオーディオ信号出力装置において、デジタルオーディオ信号は、DA（Digital to Analog）変換の前に、デジタルフィルタに通されてオーバーサンプリング（補間）された後、高いカットオフ周波数のローパスフィルタに通される。これにより、DA変換後のアナログオーディオ信号の振幅や位相特性へのローパスフィルタによる影響が低減され、音質が向上する。
【０００３】
一般に、アナログオーディオ信号をAD（Analog to Digital）変換する場合、アナログオーディオ信号は、サンプリング周波数fsの1/2以下の周波数に帯域制限するために、エリアジングフィルタに通される。例えば、CDに記録されるデジタルオーディオ信号のサンプリング周波数ｆｓは44.1ｋHzである。したがって、アナログオーディオ信号をCDに記録する場合、アナログオーディオ信号は、エリアジングフィルタにより22.05ｋHz以上の帯域が除去された後、AD変換によりデジタルオーディオ信号に変換される。
【０００４】
このように、実際のオーディオ信号には、可聴帯域（20ｋHz）以上の周波数成分が含まれているにもかかわらず、エリアジングフィルタにより高域成分（サンプリング周波数fsの1/2以上の帯域）が除去されてしまう。このため、CDから再生された再生音は、従来のアナログ方式の再生音と比較すると高域成分が不足するため、CDの再生音に不満を持つユーザが存在する。
【０００５】
そこで、CD等から読み取られるデジタルオーディオ信号に対して、デジタルフィルタによるオーバーサンプリング（いわゆる零補間処理）を行なうことにより、高域成分を付加する方法がある（例えば、特許文献１参照）。また、非線形処理回路によりデジタルオーディオ信号から高調波成分やディザ信号を発生させて、デジタルオーディオ信号の高域スペクトル強度に応じて、その高調波成分やディザ信号をデジタルオーディオ信号に加算する方法がある（例えば、特許文献２参照）。
【０００６】
また、デジタルフィルタを用いた零補間処理によって高域成分を付加すると、得られる信号波形に滑らかさが不足する場合がある。このため、より高品質のオーディオ信号を忠実に再生するために、零補間処理の代わりにサンプリング点をスムーズにつなぐスプライン補間やラグランジェ補間を用いてオーバーサンプリングを行うことがある。
【０００７】
【特許文献１】特開平９−２３１２７号公報
【特許文献２】特開２００２−３６６１７８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、高域（サンプリング周波数fsの1/2の周波数）付近ではサンプリング点が複雑に変化するため、スプライン補間やラグランジェ補間を用いたオーバーサンプリングによる方法では、高域付近の波形を忠実に再現することが困難になる。すなわち、オーバーサンプリングを施しDA変換した後のアナログオーディオ信号の波形は、オーバーサンプリングをせずにDA変換した高域付近のアナログオーディオ信号（以下、元信号という）の波形と同一の波形に再現されないため、歪みが発生しやすい。
【０００９】
この点について、図９及び図１０を参照して説明する。図９は、高域（ｆｓ/2付近の周波数）のアナログオーディオ信号の波形を示す図である。図１０は、中低域（周波数＜＜ｆｓ/2）のアナログオーディオ信号の波形を示す図である。図９及び図１０において、横軸は時間を表し、縦軸は振幅を表す。また、実線は、元信号の波形を示す。破線は、ラグランジェ補間によるオーバーサンプリングしたデジタルオーディオ信号をDA変換することにより得られるアナログオーディオ信号の波形を示す。符号「○」は、周波数ｆｓでサンプリングした場合のサンプリング点を示す。
【００１０】
図１０に示すように、中低域のアナログオーディオ信号では、実線で示される波形と破線で示される波形がほぼ一致する。一方、図９に示すように、高域のアナログオーディオ信号では、実線で示される波形と破線で示される波形が大きく異なっているため、歪みが発生する。アナログオーディオ信号が中低域から高域になるにしたがって、一周期の波形に対するサンプリング点の数が少なくなる。このため、ラグランジェ補間により得られるアナログオーディオ信号の波形を元信号の波形に再現することが困難となる。また、ラグランジェ補間を用いた場合では、イメージノイズの影響を受けやすく、歪みが発生しやすい。
【００１１】
このように、高域付近において、サンプリング点をスムーズにつなぐスプライン補間やラグランジェ補間によるオーバーサンプリングを用いる場合では、スプライン補間やラグランジェ補間により得られるアナログオーディオ信号の波形を元信号の波形と同じ波形になるように再現することが困難であり、歪みが発生しやすい。
【００１２】
このため、オーディオ信号が中低域から高域になるとき、例えば、スプライン補間やラグランジェ補間によるオーバーサンプリングから零補間処理によるオーバーサンプリングに切り換えれば、元信号の高域の波形と近似する波形になるように再現できると考えられる。しかしながら、スプライン補間やラグランジェ補間によるオーバーサンプリングから零補間処理によるオーバーサンプリングに切り換えるときに、ノイズが発生する虞がある。
【００１３】
この点について、図１１を参照して説明する。図１１は、高域（ｆｓ/2付近の周波数）のアナログオーディオ信号の波形を示す図である。図１１において、横軸は時間を表し、縦軸は振幅を表す。実線は、元信号の波形を示す。符号「○」は、周波数ｆｓでサンプリングした場合のサンプリング点を示す。
【００１４】
図１１に示す点線は、元信号がDA変換される前のデジタルオーディオ信号をラグランジェ補間により４倍（4ｆｓ）のオーバーサンプリングしたデジタルオーディオ信号をDA変換することにより得られるアナログオーディオ信号の波形を示す。符号「△」は、ラグランジェ補間による４倍（4ｆｓ）のオーバーサンプリングのサンプリング点を示す。また、破線は、元信号がDA変換される前のデジタルオーディオ信号を零補間処理による４倍のオーバーサンプリングしたデジタルオーディオ信号をDA変換することにより得られるアナログオーディオ信号の波形を示す。符号「□」は、零補間処理による４倍のオーバーサンプリングのサンプリング点を示す。
【００１５】
図１１に示すｂ時点において、ラグランジェ補間によるオーバーサンプリングから零補間処理によるオーバーサンプリングに切り換える場合、アナログオーディオ信号の振幅は、ａ時点におけるラグランジェ補間によるサンプリング点の符号「△」から、ｂ時点における零補間処理によるサンプリング点の符号「□」に変化する。このように、図１１に示すａ時点からｂ時点の間において、矢印の向きに変化する波形は、点線で示されるラグランジェ補間による波形に対して、振幅が減衰する波形となる。したがって、波形の振幅が切り換え時において不連続に変化し、ノイズが発生する原因となってしまう。
【００１６】
本発明は、上記の課題を解決するためになされたものであり、第１の補間処理によるオーバーサンプリングから、第２の補間処理によるオーバーサンプリングに切り換えるときにノイズが発生することがないオーディオ信号出力装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
上記の課題を解決するために、本願の請求項１に記載の発明は、デジタルオーディオ信号に基づく出力を行うオーディオ信号出力装置において、デジタルオーディオ信号を入力する入力手段と、前記デジタルオーディオ信号の極性の反転の頻度を判別する判別手段と、前記入力手段から入力された前記デジタルオーディオ信号に第１の補間処理を施し第１の補間デジタルオーディオ信号を生成する第１の補間処理手段と、入力した信号に前記第１の補間処理または第２の補間処理を施す第２の補間処理手段と、前記第２の補間処理手段への入力を、前記入力手段から入力された前記デジタルオーディオ信号と、前記第１の補間処理手段が生成する前記第１の補間デジタルオーディオ信号と、の間で選択する選択手段と、前記第２の補間処理部に前記第１の補間処理を行わせるための第１の係数を記憶する第１の係数記憶部と、前記第２の補間処理部に前記第２の補間処理を行わせるための第２の係数を記憶する第２の係数記憶部と、前記第２の補間処理部で用いられる係数を、前記第１の係数と前記第２の係数との間で切り換える切換手段と、前記選択手段の選択及び前記切換手段の切り換えを制御する制御手段とを備え、前記第１の補間処理は、前記デジタルオーディオ信号の各サンプル間にゼロ信号を挿入した後、該デジタルオーディオ信号に対してローパスフィルタ処理を実行する零次補間処理であり、前記第２の補間処理は、ラグランジェ補間処理であり、前記判別手段は、前記デジタルオーディオ信号の極性の反転の頻度が所定の基準頻度以上であるか否かを判別し、前記制御手段は、前記判別手段による判別結果に応じて、前記デジタルオーディオ信号の極性の反転の頻度が前記所定の基準頻度以上でないと判別された場合に、前記選択手段による前記第２の補間処理手段への入力の選択を、前記第１の補間処理手段が生成する前記第１の補間デジタルオーディオ信号とすると共に、前記切換手段による前記第２の補間処理部で用いられる係数の切り換えを前記第２の係数とするよう制御し、前記デジタルオーディオ信号の極性の反転の頻度が前記所定の基準頻度以上であると判別された場合に、前記選択手段による前記第２の補間処理手段への入力の選択を、前記入力手段から入力された前記デジタルオーディオ信号とすると共に、前記切換手段による前記第２の補間処理部で用いられる係数の切り換えを前記第１の係数とするよう制御することを特徴とする。
【００１８】
また、本願の請求項２に記載の発明は、デジタルオーディオ信号に基づく出力を行うオーディオ信号出力装置において、記録媒体に記録されたデジタルオーディオ信号を再生する再生手段と、前記再生手段により再生された前記デジタルオーディオ信号の極性の反転の頻度を判別する判別手段と、前記再生手段により再生された前記デジタルオーディオ信号に第１の補間処理を施し第１の補間デジタルオーディオ信号を生成する第１の補間処理手段と、入力した信号に前記第１の補間処理または第２の補間処理を施す第２の補間処理手段と、前記第２の補間処理手段への入力を、前記再生手段により再生された前記デジタルオーディオ信号と、前記第１の補間処理手段が生成する前記第１の補間デジタルオーディオ信号と、の間で選択する選択手段と、前記第２の補間処理部に前記第１の補間処理を行わせるための第１の係数を記憶する第１の係数記憶部と、前記第２の補間処理部に前記第２の補間処理を行わせるための第２の係数を記憶する第２の係数記憶部と、前記第２の補間処理部で用いられる係数を、前記第１の係数と前記第２の係数との間で切り換える切換手段と、前記選択手段の選択及び前記切換手段の切り換えを制御する制御手段とを備え、前記第１の補間処理は、前記デジタルオーディオ信号の各サンプル間にゼロ信号を挿入した後、該デジタルオーディオ信号に対してローパスフィルタ処理を実行する零次補間処理であり、前記第２の補間処理は、ラグランジェ補間処理であり、前記判別手段は、前記デジタルオーディオ信号の極性の反転の頻度が所定の基準頻度以上であるか否かを判別し、前記制御手段は、前記判別手段による判別結果に応じて、前記デジタルオーディオ信号の極性の反転の頻度が前記所定の基準頻度以上でないと判別された場合に、前記選択手段による前記第２の補間処理手段への入力の選択を、前記第１の補間処理手段が生成する前記第１の補間デジタルオーディオ信号とすると共に、前記切換手段による前記第２の補間処理部で用いられる係数の切り換えを前記第２の係数とするよう制御し、前記デジタルオーディオ信号の極性の反転の頻度が前記所定の基準頻度以上であると判別された場合に、前記選択手段による前記第２の補間処理手段への入力の選択を、前記再生手段により再生された前記デジタルオーディオ信号とすると共に、前記切換手段による前記第２の補間処理部で用いられる係数の切り換えを前記第１の係数とするよう制御することを特徴とする。
【００１９】
また、本願の請求項３に記載の発明は、請求項１または請求項２に記載のオーディオ信号出力装置において、前記所定の基準頻度は、前記デジタルオーディオ信号のサンプリング周波数に基づいて決定されることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２１】
本発明によれば、第１の補間処理によるオーバーサンプリングから、第２の補間処理によるオーバーサンプリングに切り換えるときにノイズが発生することがないオーディオ信号出力装置を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
以下、本発明の実施の形態を説明する。
図１は、本発明の一実施例であるオーディオ信号出力装置の構成を示すブロック図である。図１において、１は入力部、２はDSP（Digital Signal Processor）、３はフィルタ回路、４は出力部、５は制御部、６は操作部を示す。図１に示すオーディオ信号出力装置は、CDプレーヤやDVD（Digital Versatile Disc）プレーヤ等の再生装置から出力されたデジタルオーディオ信号を入力するAVアンプ等である。
【００２３】
入力部１は、再生装置から出力されるデジタルオーディオ信号を入力する。DSP２は、入力部１から入力されたデジタルオーディオ信号の伸長やデジタルオーディオ信号に残響音の付加等の信号処理を施す。フィルタ回路３は、後述するように、DSP２から出力されたデジタルオーディオ信号にオーバーサンプリング等の信号処理を施す。
【００２４】
出力部４は、図示しないDA変換器を備え、フィルタ回路３から入力されたデジタルオーディオ信号をアナログオーディオ信号に変換する。DA変換器により変換されたアナログオーディオ信号は、図示しない出力端子に接続されたスピーカ等から出力される。制御部５は、入力部１、DSP２、フィルタ回路３及び出力部４を制御する。操作部６は、本実施例のオーディオ信号出力装置を操作するための操作ボタンを備える。
【００２５】
ここで、本発明は、図１に示すような構成に限られず、CDプレーヤやDVDプレーヤ等の再生装置にも適用可能である。図２は、本発明の他の実施例であるオーディオ信号出力装置の構成を示すブロック図である。図２において、図１に示すオーディオ信号出力装置と同一の構成要素には同一の符号を付して説明を省略する。
【００２６】
再生部７は、CDやDVD等のディスクに記録されたデジタルオーディオ信号を読み取る。再生部７により読み取られたデジタルオーディオ信号は、DSP２及びフィルタ回路３によって所定の信号処理が施され、出力部４によりアナログオーディオ信号に変換され、図示しないスピーカ等から出力される。
【００２７】
図３は、本実施例のオーディオ信号出力装置が備えるフィルタ回路３の第１の実施例の構成を示すブロック図である。図３において、１１はバッファ、１２は零補間処理部、１３はバッファ、１４はセレクタ、１５は零補間係数記憶部、１６はラグランジェ補間係数記憶部、１７はセレクタ、１８は補間処理部、１９は高域信号検出処理部、２０は高域信号パターン検出部、２１は判定部、２２はカウンタ部、２３はセレクタ制御部を示す。
【００２８】
図３に示すバッファ１１は、DSP２から出力されたデジタルオーディオ信号を一時的に保持する。バッファ１１に保持されたデジタルオーディオ信号は、零補間処理部１２及びセレクタ１４に入力される。零補間処理部１２は、第１の補間処理手段であり、入力されたデジタルオーディオ信号に零補間処理によるオーバーサンプリング処理を施す。零補間処理部１２は、一般的なFIR（Finite Impulse Response）フィルタとして構成される。なお、零補間処理では、サンプリング点の間にゼロ信号を追加することによって、補間（オーバーサンプリング）をすることができる。
【００２９】
零補間処理部１２によりオーバーサンプリング処理された零補間信号は、第１の補間オーディオ信号であり、バッファ１３に入力される。バッファ１３は、零補間処理部１２から出力された零補間信号（デジタルオーディオ信号）を一時的に保持する。バッファ１３に保持された零補間信号は、セレクタ１４に入力される。
【００３０】
図４は、零補間処理部１２におけるオーバーサンプリング処理を示す図である。図４において、横軸は時間を表し、縦軸は振幅を表す。図４（A）は、オーバーサンプリング処理を施すデジタルオーディオ信号を示し、白丸はこのデジタルオーディオ信号のサンプリング点を示す。
【００３１】
零補間処理部１２において、２倍のオーバーサンプリング処理をする場合、図４（B）に示すように、デジタルオーディオ信号のサンプリング点の中間にゼロ信号（図中に示す黒丸）が挿入される。このゼロ信号が挿入されたデジタルオーディオ信号がローパスフィルタに通されることにより、図４（C）に示すような、２倍のオーバーサンプリング処理されたデジタルオーディオ信号が生成される。
【００３２】
このとき、図４（C）に示すデジタルオーディオ信号は、図４（A）に示すデジタルオーディオ信号の振幅の１/２になるので、元の振幅に戻すために、図４（C）に示すデジタルオーディオ信号の振幅を２倍にする。このようにして、零補間処理部１２は、図４（D）に示すように、２倍のオーバーサンプリング処理が施されたデジタルオーディオ信号を得る。
【００３３】
このような零補間処理をした場合に得られるアナログオーディオ信号の波形は、ラグランジェ補間処理やスプライン補間処理を行なった場合に得られる波形と比べて、滑らかではない。しかしながら、イメージノイズを十分制御可能なフィルタ特性を持ったデジタルフィルタを通過させる零補間処理では、フィルタ特性を十分にイメージノイズをカットできる急峻なものにすることができるので、イメージノイズの影響を受けにくい。このため、アナログオーディオ信号の波形が複雑な高域では、ラグランジェ補間処理やスプライン補間処理よりも歪みが少ない波形が得られる。
【００３４】
セレクタ１４は、補間処理部１８へ出力する信号をバッファ１１から入力されるデジタルオーディオ信号とバッファ１３から入力される零補間信号から選択する選択手段である。セレクタ１４は、セレクタ制御部２３の制御により、補間処理部１５へ出力する信号を選択する。零補間係数記憶部１５は、第１の記憶手段であり、補間処理部１８を零補間処理部として機能させるための零補間係数（第１の係数）を記憶する。ラグランジェ補間係数記憶部１６は、第２の記憶手段であり、補間処理部１８をラグランジェ補間処理部として機能させるためのラグランジェ補間係数（第２の係数）を記憶する。
【００３５】
セレクタ１７は、補間処理部１８で用いられる係数を零補間係数とラグランジェ補間係数との間で切り換える切換手段である。セレクタ１７は、セレクタ制御部２３の制御により、零補間係数とラグランジェ補間係数を切り換える。補間処理部１８は、セレクタ１７により切り換えられた係数の補間処理をする。セレクタ１７により零補間係数に切り換えられた場合、補間処理部１８は、セレクタ１４から入力された信号に零補間処理によるオーバーサンプリング処理を施す。また、セレクタ１７によりラグランジェ補間係数に切り換えられた場合、補間処理部１８は、セレクタ１４から入力された信号にラグランジェ補間処理によるオーバーサンプリング処理を施す。なお、補間処理部は、一般的なFIRフィルタとして構成される。
【００３６】
補間処理部１８は、下記の数式１で表されるラグランジェ補間公式を用いて、ラグランジェ補間処理によるオーバーサンプリング処理をする。ラグランジェ補間公式によれば、（n+1）個のサンプリング点の各振幅の値から任意のサンプリング点Xの振幅の値を求めること可能となる。
【数１】
0004704872.tif 000002
【００３７】
図５は、ラグランジェ補間処理によるオーバーサンプリング処理を示す図である。図５において、横軸は時間を表し、縦軸は振幅を表す。図５（A）は、オーバーサンプリング処理を施すデジタルオーディオ信号を示し、白丸はこのデジタルオーディオ信号のサンプリング点を示す。図５（B）は、ラグランジェ補間公式を用いてオーバーサンプリング処理を施したデジタルオーディオ信号を示す。
【００３８】
図５（A）に示すデジタルオーディオ信号のサンプリング点の中間の位置をラグランジェ補間公式を用いて補間する位置とした場合、図５（B）において黒丸で示されるサンプルデータが補間される。この場合、２倍のオーバーサンプリング処理されたデジタルオーディオ信号が生成される。このようにして、補間処理部１８は、図５（B）に示すように、ラグランジェ補間処理による２倍のオーバーサンプリング処理が施されたデジタルオーディオ信号を得る。
【００３９】
高域信号検出処理部１９は、DSP２から入力されたデジタルオーディオ信号に含まれる高域信号を検出する。例えば、サンプリング周波数が44.1ｋHzのデジタルオーディオ信号において、サンプリング周波数44.1ｋHzの1/2付近の高域信号では、ゼロクロスする頻度が高くなる。ゼロクロスは、デジタルオーディオ信号の極性が正（＋）から負（−）、または、負（−）から正（＋）に反転する場合である。すなわち、連続する２つのサンプリングデータの一方の符号が正（＋）となり、他方の符号が負（−）となる場合である。
【００４０】
図６は、高域信号検出処理部１９の構成を示すブロック図である。図６において、図３と同一の構成要素には同一の符号を付して説明を省略する。図６に示すように、高域信号パターン検出部２０は、シフトレジスタ２４と照合部２５を備える。判定部２１は、シフトレジスタ２６とNOR回路２７を備える。カウンタ部２２は、カウンタ２８とNOT回路２９を備える。
【００４１】
図６に示す高域信号パターン検出部２０は、DSP２から入力されるデジタルオーディオ信号において、連続する４つのサンプリングデータの符号に基づいて、２回以上ゼロクロスすることを検出する。ここで、音声信号のPCM（Pulse Code Modulation）信号ではMSB（Most Significant Bit）が符号を示しているので、高域信号パターン検出部２０は、サンプリングデータのMSBに基づいてゼロクロスを検出する。
【００４２】
シフトレジスタ２４は、DSP２から入力されるデジタルオーディオ信号から連続する４サンプリングデータのMSB（図６に示すQA，QB，QC，QD）を記憶する。PCM信号のMSBは符号ビットであり、デジタルオーディオ信号の極性が正（＋）である場合にはMSBの符号が「０」となり、デジタルオーディオ信号の極性が負（−）である場合にはMSBの符号が「１」となる。シフトレジスタ２４は、デジタルオーディオ信号のサンプリング周波数（本実施例では44.1ｋHz）fsの動作クロックのパルスが入力されるごとに、記憶するMSBをシフトするとともに、次のサンプリングデータのMSBを記憶する。
【００４３】
照合部２５は、シフトレジスタ２４に記憶された４つのMSBの組み合わせからなる４ビットのデータと、図示する８つの高域信号パターンとを照合する。高域信号パターンは、連続する４つのサンプリングデータが２回以上ゼロクロスする場合の４つのMSBの組み合わせを表わした４ビットのデータである。連続する２つのサンプリングデータのMSBの組み合わせが（０，１）、または、（１，０）である場合、デジタルオーディオ信号が１回ゼロクロスする。このため、図６に示すように、MSBの組み合わせが、（００１０），（０１００），（０１１０），（１００１），（１０１１），（１１０１）である場合、連続する４つのサンプリングデータは２回ゼロクロスする。また、MSBの組み合わせが（０１０１），（１０１０）の場合、連続する４つのサンプリングデータは３回ゼロクロスする。
【００４４】
照合部２５は、シフトレジスタ２４に記憶された４ビットのデータが（００１０），（０１００），（０１０１），（０１１０），（１００１），（１０１０），（１０１１），（１１０１）の８つの高域信号パターンのいずれかに一致するか否かを判別する。照合部２５は、シフトレジスタ２４に記憶された４ビットのデータが上記の高域信号パターンと一致すると、高域信号パターンが検出されたことを示す検出結果データ（本実施例では「１」）を判定部２１に出力する。一方、シフトレジスタ２４に記憶された４ビットのデータが上記の高域信号パターンと一致しない場合、高域信号パターンが検出されなかったことを示す検出結果データ（本実施例では「０」）を判定部２１に出力する。
【００４５】
判定部２１は、高域信号パターン検出部２０から入力される連続する４つの検出結果データを記憶し、当該検出結果データのうち、高域信号パターンが検出されたことを示す検出結果データが含まれているか否かを判定する。判定部２１は、高域信号パターンを検出しない場合、カウンタ部２２にカウンタ２８をリセットさせる信号（以下、リセット信号という）を出力する。
【００４６】
シフトレジスタ２６は、高域信号パターン検出部２０から入力される連続する４つの検出結果データ（図６に示すQa，Qb，Qc，Qd）を記憶する。シフトレジスタ２６は、デジタルオーディオ信号のサンプリング周波数（本実施例では44.1ｋHz）fsの動作クロックのパルスが入力されるごとに、記憶する検出結果データをシフトするとともに、次の検出結果データを記憶する。上述したように、高域信号パターン検出部２０から入力される検出結果データは、高域信号パターンが検出されると「１」となり、高域信号パターンが検出されないと「０」になる。
【００４７】
NOR回路２７は、シフトレジスタ２６に記憶された４つの検出結果データが入力される。NOR回路２７は、シフトレジスタ２６から入力された４つの検出結果データ、すなわち、シフトレジスタ２６に記憶された４つの検出結果データが全て「０」であるとき、カウンタ部２２にリセット信号を出力する。また、NOR回路２７は、シフトレジスタ２６から入力された４つの検出結果データ中に「１」があるとき、カウンタ部２２にリセット信号を出力しない。
【００４８】
以上のように、判定部２１は、高域信号パターン検出部２０から入力された連続する４つの検出結果データが全て「０」である場合、すなわち、高域信号パターン検出部２０から「高域信号パターンが検出されなかったことを示す検出結果データ」が４回連続して入力された場合、リセット信号をカウンタ部２２に出力する。
【００４９】
カウンタ２８は、デジタルオーディオ信号のサンプリング周波数（本実施例では44.1ｋHz）fsの動作クロックのパルスが入力されるごとに、カウント値をカウントアップする。カウンタ２８のカウント値は、２進数で表わされる。カウンタ２８は、カウント値の（ｎ＋１）桁目のビット（Qn）の値を示す信号をセレクタ制御部２３に出力するとともに、NOT回路２９を介して内蔵するイネーブル信号入力部（EN）に出力する。なお、ｎは自然数であり、その値は予め定められている。また、カウンタ２８は、判定部２１からリセット信号が入力されると、カウントアップしたカウント値をゼロにする。
【００５０】
例えば、ｎを２とした場合、カウンタ２８のカウント値は、Q2，Q1，Q0となる。カウンタ２８は、カウント値を（０００）から４回（２の２乗回）カウントアップすると、カウント値が（１００）になり、３桁目のビット（Qn）が「１」になる。つまり、２進数で表わしたカウント値の（ｎ＋１）桁目のビット（Qn）が「１」になるとき、カウンタ２８が、２のｎ乗回カウントアップしたことになる。
【００５１】
カウンタ２８は、カウント値の（ｎ＋１）桁目のビット（Qn）が「０」であるとき、セレクタ制御部２３に「０」を表わす信号を出力する。セレクタ制御部２３は、カウンタ２８から「０」を表わす信号が入力されると、セレクタ１４にバッファ１３から入力される零補間信号を選択させる制御をするとともに、セレクタ１７にラグランジェ補間係数に切り換えさせる制御をする。このため、補間処理部１８は、ラグランジェ補間処理部として機能し、セレクタ１４を介してバッファ１３から入力される零補間信号（すなわち、零補間処理部１２により零補間処理された零補間信号）にラグランジェ補間処理を施す。また、カウンタ２８から出力された「０」を表わす信号はNOT回路２９により反転され、「１」を表わす信号がイネーブル信号入力部（EN）に入力される。
【００５２】
一方、判定部２１からリセット信号が入力される前に、カウンタ２８が２のｎ乗回カウントアップすると、すなわち、カウント値の（ｎ＋１）桁目のビット（Qn）が「１」になると、カウンタ２８は、セレクタ制御部２３に「１」を表わす信号を出力する。セレクタ制御部２３は、カウンタ２８から「１」を表わす信号が入力されると、セレクタ１４にバッファ１１から入力されるデジタルオーディオ信号を選択させる制御をするとともに、セレクタ１７に零補間係数に切り換えさせる制御をする。このため、補間処理部１８は、零補間処理部として機能し、セレクタ１４を介してバッファ１１から入力されるデジタルオーディオ信号に零補間処理を施す。また、カウンタ２８から出力された「１」を表わす信号はNOT回路２５により反転され、「０」を表わす信号がイネーブル信号入力部（EN）に入力される。カウンタ２８は、イネーブル信号入力部（EN）から入力される信号が「０」になると、カウント値のカウントアップを停止する。
【００５３】
サンプリング周波数の1/2付近の高域部分では、高域信号パターン検出部２０により絶えず高域信号パターンが検出され、カウンタ部２２のカウンタ２８がリセットされずに、カウンタ２８はカウント値をカウントアップし続ける。そして、カウント値の（ｎ＋１）桁目のビット（Qn）が「１」になると、出力部４に入力される信号は、セレクタ制御部２３の制御によりラグランジェ補間信号から零補間信号に切り換わる。
【００５４】
また、判定部２１からリセット信号が入力されると、カウンタ２８は、カウント値を（０００）に初期化する。このとき、NOT回路２９を介してイネーブル信号入力部に「１」を表わす信号が入力され、カウンタ２８は、カウント値を（０００）からカウントアップを開始する。このとき、セレクタ制御部２３に「０」を表わす信号が入力されるので、出力部４に入力される信号は、零補間信号からラグランジェ補間信号に切り換わる。
【００５５】
以上のように、本実施例の高域信号検出処理部１９は、高域信号パターン検出部２０による検出結果に基づいて、「０」又は「１」を表わす信号をセレクタ制御部２３に出力する。セレクタ制御部２３に「１」を表わす信号が入力された場合、すなわち、高域信号パターン検出部２０が高域信号パターンを検出した場合、セレクタ制御部２３の制御により出力部４に入力される信号が零補間信号になる。この零補間信号は、補間処理部１８によりバッファ１１から入力されたデジタルオーディオ信号に零補間処理が施された信号である。
【００５６】
一方、セレクタ制御部２３に「０」を表わす信号が入力された場合、すなわち、高域信号パターン検出部２０が高域信号パターンを検出しない場合、セレクタ制御部２３の制御により出力部４に入力される信号がラグランジェ補間信号になる。このラグランジェ補間信号は、補間処理部１８によりバッファ１３から入力された零補間信号にラグランジェ補間処理が施された信号である。
【００５７】
なお、本実施例の形態では、高域信号パターン検出部２０によって高域信号パターンが検出されても、セレクタ制御部２３の制御により直ちにラグランジェ補間信号から零補間信号に切り換わるのではなく、その状態が所定時間継続するか否かが判定部２１及びカウンタ部２２により判定される。そして、この判定結果に基づいて、セレクタ制御部２３の制御により出力部４に入力される信号がラグランジェ補間信号から零補間信号に切り換わる。このため、出力部４に入力される信号を零補間信号とラグランジェ補間信号との間で切り換える回数を少なくすることができる。
【００５８】
次に、補間処理部１５から出力される零補間信号をDA変換することにより得られるアナログオーディオ信号の波形と、補間処理部１５から出力されるラグランジェ補間信号をDA変換することにより得られるアナログオーディオ信号の波形について説明する。
【００５９】
図７は、高域の零補間信号及びラグランジェ補間信号のアナログオーディオ信号の波形を示す図である。図７において、横軸は時間を表し、縦軸は振幅を表す。実線は、DSP２から入力されるデジタルオーディオ信号をDA変換することにより得られるアナログオーディオ信号の波形を示す。符号「○」は、周波数ｆｓでサンプリングした場合のサンプリング点を示す。
【００６０】
図７に示す破線は、補間処理部１５によりバッファ１１からセレクタ１４を介して入力されたデジタルオーディオ信号に零補間処理が施された零補間信号をDA変換することにより得られるアナログオーディオ信号の波形を示す。符号「□」は、零補間処理によって補間されたサンプリング点を示す。また、点線は、補間処理部１５によりバッファ１３からセレクタ１４を介して入力された零補間信号にラグランジェ補間処理が施されたラグランジェ補間信号をDA変換することにより得られるアナログオーディオ信号の波形を示す。符号「△」は、ラグランジェ補間によって補間されたサンプリング点を示す。
【００６１】
上述したように、ラグランジェ補間信号は、補間処理部１８により零補間信号にラグランジェ補間処理が施された信号であるため、このラグランジェ補間信号のサンプリング点（符号「△」）は、図７に示すように、ｂ時点における元のアナログオーディオ信号のサンプリング点（符号「○」）と同一の時間において、零補間信号のサンプリング点（符号「□」）と一致する。すなわち、ｂ時点において、点線で示すラグランジェ補間信号のアナログ波形と破線で示す零補間信号のアナログ波形の振幅が一致する。
【００６２】
このため、本実施例において、セレクタ制御部２３は、カウンタ２８から「１」を表わす信号が入力されると、元のデジタルオーディオ信号のサンプリング点の位置で、出力部４に入力する信号が零補間信号になるようにセレクタ１４及びセレクタ１７を制御することにより、切り換え時に波形が連続的に変化するようになる。例えば、図７に示すｂ時点において、出力部４に入力される信号をラグランジェ補間信号から零補間信号に切り換える場合、アナログオーディオ信号の振幅は、ａ時点におけるラグランジェ補間によるサンプリング点の符号「△」から、ｂ時点における零補間処理によるサンプリング点の符号「□」に変化する。
【００６３】
このとき、ｂ時点における零補間処理によるサンプリング点とラグランジェ補間によるサンプリング点は一致しているので、ａ時点からｂ時点の波形は点線で示すラグランジェ補間信号のアナログ波形となり、ｂ時点から破線で示す零補間信号のアナログ波形に切り換わる。このため、切り換え時に波形が連続的に変化するので、ノイズが発生することがない。なお、カウンタ２８から「０」を表わす信号が入力され、セレクタ制御部２３により出力部４に入力する信号がラグランジェ補間信号になるように制御される場合であっても、切り換え時に波形が連続的に変化するため、ノイズが発生することがない。
【００６４】
以上のように、セレクタ制御部２３は、元のデジタルオーディオ信号のサンプリング点の位置で出力部４に入力する信号を切り換えることにより、切り換え時に波形が連続的に変化し、ノイズが発生することがない。したがって、本実施例のオーディオ信号出力装置は、出力部４に出力する信号の切り換え時に、波形が不連続に変化することにより発生するノイズがない。
【００６５】
次に、フィルタ回路３の第２の実施例について説明する。図８は、本実施例のオーディオ信号出力装置に備えるフィルタ回路３の第２の実施例の構成を示すブロック図である。図８において、図３と同一の構成要素には同一の符号を付して説明を省略する。第２の実施例のフィルタ回路は、第１の実施例のフィルタ回路３に備えられた高域信号検出処理部１９を備えない構成である。
【００６６】
図８に示すセレクタ制御部２３は、制御部５から入力される制御信号に応じて、出力部４に入力される信号をラグランジェ補間信号又は零補間信号に切り換える制御をする。操作部６には、出力部４へ入力する信号を零補間信号とラグランジェ補間信号との間で選択する選択スイッチが備えられ、制御部５は、選択スイッチの操作に応じて出力部４に入力される信号を切り換える制御信号をセレクタ制御部２３に出力する。
【００６７】
制御部５から制御信号が入力されると、セレクタ制御部２３は、元のデジタルオーディオ信号のサンプリング点の位置で出力部４に入力する信号を切り換える制御をする。したがって、上述したように、出力部４に出力する信号の切り換え時に波形が連続的に変化するため、切り換え時にノイズが発生しない。
【００６８】
また、使用者は、随時、選択スイッチを操作して出力部４に入力する信号を選択することができるため、使用者が聴取する音楽のジャンルに応じて、または、使用者の好みに応じて、選択スイッチを操作することができる。例えば、音楽のジャンルがロックやポップスの場合には、零補間信号を選択し、クラシックやジャズの場合には、ラグランジェ補間信号を選択する。したがって、本実施例のオーディオ信号出力装置は、音楽のジャンル又は使用者の好みに応じたオーディオ信号を出力することができる。
【図面の簡単な説明】
【００６９】
【図１】本実施例であるオーディオ信号出力装置の構成を示すブロック図。
【図２】他の実施例であるオーディオ信号出力装置の構成を示すブロック図。
【図３】第１の実施例のフィルタ回路３の構成を示すブロック図。
【図４】零補間処理部１２におけるオーバーサンプリング処理の説明図。
【図５】ラグランジェ補間処理のオーバーサンプリング処理の説明図。
【図６】高域信号検出処理部１９の構成を示すブロック図。
【図７】高域の零補間信号及びラグランジェ補間信号のアナログオーディオ信号の波形を示す図。
【図８】第２の実施例のフィルタ回路の構成を示すブロック図。
【図９】高域のアナログオーディオ信号の波形を示す図。
【図１０】中低域のアナログオーディオ信号の波形を示す図。
【図１１】高域のアナログオーディオ信号の波形を示す図。
【符号の説明】
【００７０】
１…入力部、２…DSP、３…フィルタ回路、４…出力部、５…制御部、６…操作部、７…再生部、１１…バッファ、１２…零補間処理部、１３…バッファ、１４…セレクタ、１５…零補間係数記憶部、１６…ラグランジェ補間係数記憶部、１７…セレクタ、１８…補間処理部、１９…高域信号検出処理部、２０…高域信号パターン検出部、２１…判定部、２２…カウンタ部、２３・・・セレクタ制御部、２４…シフトレジスタ、２５…照合部、２６…シフトレジスタ、２７…NOR回路、２８…カウンタ、２９…NOT回路
【図１】
0004704872.tif 000003
【図２】
0004704872.tif 000004
【図３】
0004704872.tif 000005
【図４】
0004704872.tif 000006
【図５】
0004704872.tif 000007
【図６】
0004704872.tif 000008
【図７】
0004704872.tif 000009
【図８】
0004704872.tif 000010
【図９】
0004704872.tif 000011
【図１０】
0004704872.tif 000012
【図１１】
0004704872.tif 000013