(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
高圧放電灯に電力を供給する直流−直流コンバータもしくは交流−直流コンバータと、前記直流−直流コンバータもしくは前記交流−直流コンバータの出力を交流ランプ電流に変換して前記高圧放電灯に供給する交流変換回路と、前記直流−直流コンバータもしくは前記交流−直流コンバータ出力電圧に比例した高圧放電灯検出電圧とマイクロコンピュータの出力端子から発生させた精度アップ信号とを一定の比率で加算して算出した加算電圧を一定のタイミングで読み取るＡ／Ｄコンバータと、前記Ａ／Ｄコンバータの出力データを必要回数加算・演算処理すると共に前記マイクロコンピュータにより計算した前記高圧放電灯に最適な電流値データを受信するＤ／Ａコンバータと、前記Ｄ／Ａコンバータの出力と前記高圧放電灯に流れる電流とを比較する検出手段と、この検出手段の出力により前記直流−直流コンバータもしくは前記交流−直流コンバータの出力を制御する手段とを備え、前記Ａ／Ｄコンバータの出力データは（Ｎ＋ｍ）個取り込み、その内のｍ個は取り込んだ出力データ値の最大と最小値から順に除外する手段を有する高圧放電灯装置とそれを用いた電子機器。
【請求項２】
高圧放電灯に電力を供給する直流−直流コンバータもしくは交流−直流コンバータと、前記直流−直流コンバータもしくは前記交流−直流コンバータの出力を交流ランプ電流に変換して前記高圧放電灯に供給する交流変換回路と、前記直流−直流コンバータもしくは前記交流−直流コンバータ出力電圧に比例した高圧放電灯検出電圧とマイクロコンピュータの出力端子から発生させた精度アップ信号とを一定の比率で加算して算出した加算電圧を一定のタイミングで読み取るＡ／Ｄコンバータと、前記Ａ／Ｄコンバータの出力データを必要回数加算・演算処理すると共に前記マイクロコンピュータにより計算した前記高圧放電灯に最適な電流値データを受信するＤ／Ａコンバータと、前記Ｄ／Ａコンバータの出力と前記高圧放電灯に流れる電流とを比較する検出手段と、この検出手段の出力により前記直流−直流コンバータもしくは前記交流−直流コンバータの出力を制御する手段とを備え、前記精度アップ信号はＡ／Ｄコンバータの分解能の約１／２の電圧を発生する様に高圧放電灯検出電圧端子に第一の抵抗を接続し、前記直流−直流コンバータもしくは交流−直流コンバータの出力電圧を複数の分圧抵抗で分圧した前記高圧放電灯検出電圧端子は、前記複数の分圧抵抗から任意の交点をコンデンサで接地する手段により積分し、前記高圧放電灯検出電圧端子を一定のタイミングでＡ／Ｄコンバータで読み取り、前記Ａ／Ｄコンバータの出力データは（Ｎ＋ｍ）個取り込みその内のＮ個を加算し、（Ｎ−ｐ）で割り算処理し、データ値の桁数をｐ桁アップし、マイクロコンピュータはランプに最適な電力から必要なランプ電流を計算しＤ／Ａコンバータへデータを送ることとした高圧放電灯装置とそれを用いた電子機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は高圧水銀ランプ、メタルハライドランプ等始動時に高圧パルスを印加する高圧交流放電灯を有するデータプロジェクター等の電子機器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
高圧放電灯（ランプ）は小型で高輝度が得られるが、電極や高圧ガス等の物性的なバラツキや時間的変化、温度によりランプ電圧が変化し、輝度が変化しやすい。そこで、高圧放電灯には常に一定電力を供給して輝度の安定を図る高圧放電灯装置が必要となる。
【０００３】
図５は上記高圧放電灯点灯装置の構成を示すブロック図である。
【０００４】
図５において、高圧放電灯１１に一定電力を供給するために、直流電源１からの電力をＤＣ−ＤＣコンバーター５０で電力制御し、交流変換回路５１を介して高圧放電灯１１に供給する。前記ＤＣ−ＤＣコンバーター５０は、制御回路１４で制御する。制御回路１４は高圧放電灯１１のランプ電圧５５とランプ電流５６を常に検出し、ＤＣ−ＤＣコンバーター５０が一定電力を保つようにＰＷＭ制御信号５８を出力する。そして、直流電源１からの電力はＤＣ−ＤＣコンバーター５０で数十ＫＨｚの高周波の電圧に変換し、平滑してランプ出力電力を得る。また、最初に高圧放電灯１１を高電圧（約２０ＫＶ）を印加して点灯させるイグナイター６が交流変換回路５１を介して前記高圧放電灯１１に接続される。
【０００５】
前記交流変換回路５１は、図６に示すごとく４個のスイッチング素子７〜１０で構成され、それぞれのスイッチング素子７〜１０は駆動回路５２で切り替え制御することにより高圧放電灯１１に交流電力を供給する。点灯波形発生回路１８のｐｏｒｔ１からは、数十から数百Ｈｚの矩形波信号２４を出力し、駆動回路５２で交流変換駆動信号に加工する。さらに前記点灯波形発生回路１８からはランプフリッカー低減のための階段信号１８ｏｓとランプ出力電力制御信号１８ｏｃを出し、制御回路１４において、この２つの信号１８ｏｓと１８ｏｃの合成信号と抵抗２３で検出したランプ出力電極と比較し、ＰＷＭ制御信号５８を得る。
【０００６】
制御回路１４の構成は、図６（詳しいブロック図）において基準電源５９から抵抗１４ｂと抵抗１４ｄと交流ランプ電流検出抵抗２３とを直列接続しその他端を接地すると共に前記基準電源５９から抵抗１４ａと抵抗１４ｃとを直列接続しその他端を接地するブリッジ回路に、点灯波形発生回路１８からのランプフリッカー低減のための階段信号１８ｏｓとランプ出力電力制御信号１８ｏｃを抵抗１６ｂと抵抗１６ｃで合成し、抵抗１４ａと抵抗１４ｃの交点に入力する。また、ＤＣ−ＤＣコンバーター５０の出力電圧５５は点灯波形発生回路１８内の抵抗１８ｆと抵抗１７ａ、１７ｂ、１７ｃで分圧し、Ａ／Ｄコンバータ１８ｄに入力する。Ａ／Ｄコンバータ１８ｄの出力からマイクロコンピュータ１８ａはランプ電力（Ｐｌａ）が一定になる電流を流せるようにＤ／Ａコンバータ１８ｃへの出力値を下記の（式１）から計算しランプ出力電力制御信号１８ｏｃを得る。ランプ電流（Ｉｌａ）、ランプ電圧（Ｖｌａ）とすると
ランプ出力電力制御信号１８ｏｃ＝α×ランプ電流（Ｉｌａ）
＝α×（Ｐｌａ／Ｖｌａ）    （式１）
制御回路１４において、この２つの信号１８ｏｓと１８ｏｃの合成信号と抵抗２３で検出したランプ出力電流をブリッジ回路に入力し、抵抗１４ａと抵抗１４ｃの交点を増幅器１３の＋入力に接続し、抵抗１４ｂと抵抗１４ｄの交点を増幅器１３の−入力に接続する。ランプ出力電流が小さい場合、ランプ電流検出抵抗２３の検出電圧が低く、増幅器１３の出力であるＰＷＭ制御信号５８が上昇し、スイッチング素子２の導通期間が長くなり、交流変換回路５１に供給する電力が増加し、ランプ出力電流を増加させるように制御する。
【０００７】
上記の動作を図７にシミュレーション波形として示す。ランプ電圧を５２Ｖから１２０Ｖまで徐々に増加させるとランプ電流はカーブを描いて下がる。その結果、ランプ消費電力は１３０Ｗで一定となる。ランプ電圧が５２Ｖ以下はランプ電流を制限するため一定とする。
【０００８】
ここで、安価なマイクロコンピュータに内蔵されるＡ／Ｄコンバータ１８ｄは分解能力が低い（例えば８ｂｉｔ）。ランプ電圧にほぼ等しいＤＣ−ＤＣコンバーター５０の出力電圧５５を抵抗１７ａ、１７ｂ、１７ｃと１８ｆで分圧した抵抗１８ｆの両端の高圧放電灯検出電圧を読み込み、制御処理した結果は、図８のように、電力が一定にならず、ガタガタしている。図６のランプ電圧に相当するＤＣ−ＤＣコンバーター５０の出力電圧５５は点灯波形発生回路１８内の抵抗１８ｆと抵抗１７ａ、１７ｂ、１７ｃで分圧し、Ａ／Ｄコンバータ１８ｄに入力するが、Ａ／Ｄコンバータ１８ｄの電圧分解能が低いとランプ電圧が変化しているにも関わらず、Ａ／Ｄコンバータ１８ｄの出力データは変化せず、ランプ電流制御を変化させない。しかし、ランプ消費電力（Ｐｌａ）はＤＣ−ＤＣコンバーター５０の出力電圧を（Ｖｏｕｔ）、ランプ電流を（Ｉｌａ）とすると
Ｐｌａ＝Ｖｏｕｔ×Ｉｌａ
であるから、ＤＣ−ＤＣコンバーター５０の出力電圧（Ｖｏｕｔ）が微妙に増加しランプ電流（Ｉｌａ）が一定であればランプ消費電力（Ｐｌａ）は増加する。
【０００９】
そして、Ａ／Ｄコンバータ１８ｄの電圧分解能の閾値を超えるとランプ電流は減少する制御を行い、ランプ消費電力（Ｐｌａ）は段階的に下がる。この繰り返しにより、図８のごとくランプ消費電力（Ｐｌａ）はガタガタの制御となってしまう。この結果は、ランプの輝度変化となってしまう。
【００１０】
なお、この出願の発明に関連する先行技術文献情報としては、例えば、特許文献１が知られている。
【特許文献１】特開平９−６４７４０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
上記の様に、高圧点灯装置はランプ電圧を５２Ｖから１２０Ｖまで徐々に増加させるとランプ電流はカーブを描いて下がる制御を行いランプ消費電力が例えば１３０Ｗで一定にすることを目的とする。しかし、安価なマイクロコンピュータに内蔵されるＡ／Ｄコンバータを使用すると分解能力が低く、ランプ電圧にほぼ等しいＤＣ−ＤＣコンバーター５０の出力電圧５５を多数の抵抗で分圧した高圧放電灯検出電圧を読み込み、制御処理した結果は、図８のように、電力が一定にならず、ガタガタしている。この結果は、ランプの輝度変化となってしまうという問題点を有していた。
【００１２】
本発明は、上記従来のランプの輝度を一定にするものであり、電力の制御を、制御データにおける不要なノイズを除去し、少ない部品で安価に且つ小型化できることを目的とするものである。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記目的を達成するために、本発明は以下の構成を有するものである。
【００１４】
本発明の請求項１に記載の発明は、高圧放電灯に電力を供給する直流−直流コンバータもしくは交流−直流コンバータと、前記直流−直流コンバータもしくは前記交流−直流コンバータの出力を交流ランプ電流に変換して前記高圧放電灯に供給する交流変換回路と、前記直流−直流コンバータもしくは前記交流−直流コンバータ出力電圧に比例した高圧放電灯検出電圧とマイクロコンピュータの出力端子から発生させた精度アップ信号とを一定の比率で加算して算出した加算電圧を一定のタイミングで読み取るＡ／Ｄコンバータと、前記Ａ／Ｄコンバータの出力データを必要回数加算・演算処理すると共に前記マイクロコンピュータにより計算した前記高圧放電灯に最適な電流値データを受信するＤ／Ａコンバータと、前記Ｄ／Ａコンバータの出力と前記高圧放電灯に流れる電流とを比較する検出手段と、この検出手段の出力により前記直流−直流コンバータもしくは前記交流−直流コンバータの出力を制御する手段とを備え、前記Ａ／Ｄコンバータの出力データは（Ｎ＋ｍ）個取り込み、その内のｍ個は取り込んだ出力データ値の最大と最小値から順に除外する手段を有する高圧放電灯装置とそれを用いた電子機器であって、安価なマイクロコンピュータと抵抗の追加及び不要なノイズを取り除くソフトウェア処理で部品を増やさず高精度にランプの輝度を一定にする効果が得られる。
【００１５】
本発明の請求項２に記載の発明は、特に、精度アップ信号はＡ／Ｄコンバータの分解能の約１／２の電圧を発生する様に高圧放電灯検出電圧端子に第一の抵抗を接続し、直流−直流コンバータもしくは交流−直流コンバータの出力電圧を複数の分圧抵抗で分圧した前記高圧放電灯検出電圧端子は、前記複数の分圧抵抗から任意の交点をコンデンサで接地する手段により積分し、前記高圧放電灯検出電圧端子を一定のタイミングでＡ／Ｄコンバータで読み取り、前記Ａ／Ｄコンバータの出力データは（Ｎ＋ｍ）個取り込みその内のＮ個を加算し、（Ｎ−ｐ）で割り算処理し、データ値の桁数をｐ桁アップし、マイクロコンピュータはランプに最適な電力から必要なランプ電流を計算しＤ／Ａコンバータへデータを送ることとした高圧放電灯装置とそれを用いた電子機器であって、前記交流変換回路のノイズを積分して安価なマイクロコンピュータでも高圧点灯装置のランプへの電力供給波形を利用し不要なノイズを取り除きソフトウェア処理で高精度にランプの輝度を一定にすることが可能となる。
【発明の効果】
【００２０】
本発明は、マイクロコンピュータの第一の出力端子から交流ランプ電流を発生する交流変換回路に第一の矩形波を供給し、前記マイクロコンピュータの第二の出力端子からは前記第一の矩形波に同期した精度アップ信号を発生させる。精度アップ信号は前記マイクロコンピュータから発生させるものと、ランプのフリッカを低減するランプ電流波形や、前記交流変換回路で発生するノイズ波形からＡ／Ｄコンバータの分解能より小さい波形を高圧放電灯検出電圧端子に発生させ、前記高圧放電灯検出電圧端子を一定のタイミングでＡ／Ｄコンバータで読み取り必要回数加算・演算処理し、マイクロコンピュータはランプに最適な電流を計算しＤ／Ａコンバータへデータを送る。前記Ｄ／Ａコンバータ出力とランプ電流とを比較検出し、前記直流−直流コンバータもしくは交流−直流コンバータの出力を制御し、この制御を行うにあたり、前記Ａ／Ｄコンバータの出力データは（Ｎ＋ｍ）個取り込み、その内のｍ個は取り込んだ出力データ値の最大と最小値から順に除外することにより、安価な部品で高精度にランプの輝度を一定にし、制御を安定にする高圧点灯装置とそれを用いた電子機器を安価で小型化できるという効果を奏するものである。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
図１は上記高圧放電灯点灯装置の構成を示す回路構成図である。
【００２２】
図１の点灯波形発生回路１８の構成は、マイクロコンピュータ１８ａのＰｏｒｔ１端子からは駆動回路５２に数十から数百Ｈｚの矩形波信号２４を出す。
【００２３】
そして、ランプ電圧（Ｖｌａ）に相当するＤＣ−ＤＣコンバーター５０の出力電圧５５を抵抗１７ａ、抵抗１７ｂ、抵抗１７ｃ、抵抗１８ｆで分圧し、抵抗１７ｃと抵抗１８ｆの交点電圧（高圧放電灯検出電圧：Ｖｌａｄ）を抵抗１８ｊを介してＡ／Ｄコンバータ１８ｄに入力する。
【００２４】
また、マイクロコンピュータ１８ａはＡ／Ｄコンバータ１８ｄの出力データからランプに最適な電流を計算してＤ／Ａコンバータ２（１８ｃ）へ出力し、ランプ電流（Ｉｌａ）を制御する電流制御基準電圧となる。Ａ／Ｄコンバータ１８ｄの出力からマイクロコンピュータ１８ａはランプの電力（Ｐｌａ）が一定になる電流を流せるようにＤ／Ａコンバータ２（１８ｃ）への出力値を下記の（式１）から計算しランプ出力電力制御信号１８ｏｃを得る。
【００２５】
ランプ出力電力制御信号１８ｏｃ＝α×ランプ電流（Ｉｌａ）
＝α×（Ｐｌａ／Ｖｌａ）    （式１）
そして、Ｄ／Ａコンバータ２：１８ｃはランプのフリッカを低減するノコギリ波状の信号１８ｏｓを出力する。この２つの信号１８ｏｓと１８ｏｃの合成信号とランプ電流検出抵抗２３で検出したランプ出力電流をブリッジ回路に入力し、抵抗１４ａと抵抗１４ｃの交点を増幅器１３の＋入力に接続し、抵抗１４ｂと抵抗１４ｄの交点を増幅器１３の−入力に接続する。ランプ出力電流が小さいとランプ電流検出抵抗２３に発生する電圧が低く増幅器１３の出力であるＰＷＭ制御信号５８が上昇し、スイッチング素子２の導通期間が長くなり、交流変換回路５１に供給する電力が増加し、ランプ出力電流を増加させるように制御する。
【００２６】
ここでランプ電圧を最大２５０Ｖとし、抵抗１７ｂ、抵抗１７ｃ、抵抗１８ｆの分圧比を１／５０とすると、抵抗１７ｃと抵抗１８ｆの交点電圧
（高圧放電灯検出電圧：Ｖｌａｄ）＝２５０／５０＝５Ｖ
Ａ／Ｄコンバータ１８ｄの基準電圧＝５Ｖ、分解能：８ｂｉｔとすると
分解能電圧＝２５０Ｖ／２５６＝０．９７７ｖとなる。
【００２７】
ここで、ランプ電流が２Ａとすると、ランプ電力＝０．９７７ｖ×２Ａ＝１．９９４ｗとなり、このレベルで電力制御がガタガタする（図４）。
【００２８】
以下本発明の実施の形態を添付図面によって説明する。なお、説明にあたっては従来技術と同一部分は同一番号を付して説明する。
【００２９】
（実施の形態１）
以下、本発明の第１の実施形態について説明する。図１は本発明による高圧放電灯点灯装置の構成を示す回路構成図である。図２は本発明の実施の形態１における高圧放電灯の動作を示す動作波形図である。図２−１はＤＣ−ＤＣコンバーター５０の出力電圧５５であり、図２−２は交流ランプ電圧（Ｖｌａ）、図２−３は交流ランプ電流（Ｉｌａ）である。なお、各波形が徐々に上昇しているのは、ランプの矩形波電流転流直前に電流を多くするとランプフリッカを低減する効果がある。図１の高圧放電灯点灯装置は、Ａ／Ｄコンバータ１８ｄの分解能を上げるためにマイクロコンピュータ１８ａのＰｏｒｔ２からＡ／Ｄ精度アップ信号（図２−４）を出力する。前記のＰｏｒｔ２からのＡ／Ｄ精度アップ信号（図２−４）はＰｏｒｔ１端子からの駆動回路５２に加えられる矩形波信号２４を利用しても効果は同等である。そしてこのＡ／Ｄ精度アップ信号は抵抗１８ｇを介して抵抗１７ｃと抵抗１８ｆの交点（高圧放電灯検出電圧：Ｖｌａｄ）に接続する。抵抗１８ｇはＡ／Ｄ精度アップ信号成分がＡ／Ｄコンバータ１８ｄの分解能：０．９７７Ｖの約１／２になるように設定する。又、コンデンサ１７ｅは、ＤＣ−ＤＣコンバーター５０のリップルノイズ等を取り除く為に抵抗１７ｂと抵抗１７ｃの交点に接続する。この接続方法はＡ／Ｄ精度アップ信号成分を吸収しないようにする手段である。更に交流ランプ電圧（Ｖｌａ）、交流ランプ電流（Ｉｌａ）にはランプのフリッカを低減するノコギリ波状の信号を重畳しているがコンデンサ１７ｅにより、高圧放電灯検出電圧：Ｖｌａｄはパラボラ状の波形を作ることができる。そこで、Ａ／Ｄコンバータ１８ｄの読み込みタイミングを（図２−５ｂ）のＡ／Ｄ入力電圧波形のパラボラ状の中央に設定すると安定した状態のＡ／Ｄコンバータ１８ｄの出力データが得られる。
【００３０】
但し、交流ランプ電圧（Ｖｌａ）、交流ランプ電流（Ｉｌａ）とＡ／Ｄ精度アップ信号とを同期させない信号とすると、上記Ａ／Ｄ入力電圧波形のパラボラ状の信号とＡ／Ｄコンバータ１８ｄの読み込みタイミングがずれる。そこで、上記Ａ／Ｄ入力電圧波形のパラボラ状の信号をＡ／Ｄコンバータ１８ｄの分解能：０．９７７Ｖの約１／４になるように設定するとＡ／Ｄコンバータ１８ｄの分解能がさらに向上する。
【００３１】
ここで、Ａ／Ｄコンバータ１８ｄの分解能を向上させる動作を説明する。
【００３２】
図３では説明を簡略化する為に、（図２−５ａ、５ｂ）Ａ／Ｄ入力電圧波形のノコギリ波形やパラボラ状波形は省き、Ａ／Ｄ精度アップ信号と前記Ａ／Ｄコンバータの出力データの必要回数加算・演算処理について説明する。図３において、高圧放電灯検出電圧（Ｖｌａｄ：点線）にＡ／Ｄ精度アップ信号を加算した波形（実線）をＡ／Ｄコンバータ１８ｄで各Ａ／Ｄ読み込みタイミング１〜９…（矢印）で読み込む。読み込みタイミング１でのＡ／Ｄコンバータ１８ｄが読み込むデータ１（０１）、読み込みタイミング２でのＡ／Ｄコンバータ１８ｄのデータ２（００）、データ３（０１）、データ４（００）となる。（００）は“ＨＥＸデータ”とする。ここで、データ１からデータ４の４個のデータを合計して“２”で割ると
高圧放電灯検出電圧処理データ：ＶＤ１＝（０１＋００＋０１＋００）／２＝０１（９ｂｉｔ）
すなわち、“８ｂｉｔのデータ”を“４個”加算して“２”で割ると“９ｂｉｔ”のデータ（０１）が得られる。同様に各Ａ／Ｄ読み込みタイミング５〜８（矢印）の高圧放電灯検出電圧処理データ：ＶＤ２＝（０１＋０１＋０１＋０１）／２＝０２（９ｂｉｔ）となる。
【００３３】
上記の演算処理データを図３に記入すると、９ｂｉｔデータ出力（太い実線）となり、高圧放電灯検出電圧の検出データが２倍の精度で得られる。
【００３４】
そして、得られた９ｂｉｔの信号（高圧放電灯検出電圧）からマイクロコンピュータはランプの電力が一定になる電流を計算しＤ／Ａコンバータ２（１６ｃ）へデータを送り、前記Ｄ／Ａコンバータ出力１８ｏｃから抵抗１６ｃを介して、ブリッジ回路に入力し、抵抗１４ａと抵抗１４ｃに電圧を与えて、ランプ電流を検出する抵抗２３で検出したランプ出力電流を電圧に変換した値と増幅器１３で比較しＰＷＭ制御信号５８を出し、ＤＣ−ＤＣコンバーター５０を制御する。その結果、ランプ出力電流を精度良く一定電力になるように制御できる効果がある。
【００３５】
（実施の形態２）
以下、本発明の第２の実施形態について説明する。
【００３６】
本実施の形態は図１：高圧放電灯点灯装置の構成を示す回路構成と図４：動作波形図で説明する。図１のマイクロコンピュータ１８ａのＰｏｒｔ２からＡ／Ｄ精度アップ信号ＡとＰｏｒｔ３からＡ／Ｄ精度アップ信号Ｂが出力される。Ｐｏｒｔ２からの精度アップ信号Ａは交流ランプ電流（Ｉｌａ）の周期の２倍とし抵抗１８ｇを介して、Ａ／Ｄコンバータの分解能の約１／２、Ｐｏｒｔ３からの精度アップ信号Ｂは抵抗１８ｈを介してＡ／Ｄコンバータの分解能の約１／４の電圧を発生する様に抵抗１７ｃと抵抗１８ｆの交点（高圧放電灯検出電圧：Ｖｌａｄ）に接続する。ここで、Ａ／Ｄコンバータ１８ｄの分解能を向上させる動作を説明する。
【００３７】
図４でも説明を簡略化する為に、（図２−５ａ、５ｂ）Ａ／Ｄ入力電圧波形はノコギリ波形やパラボラ状波形は省き、Ａ／Ｄ精度アップ信号と前記Ａ／Ｄコンバータの出力データの必要回数加算・演算処理について説明する。
【００３８】
図４において、高圧放電灯検出電圧（Ｖｌａｄ：点線）にＡ／Ｄ精度アップ信号を加算した波形（実線）は時間ｔ０〜ｔ１ではＰｏｒｔ２、Ｐｏｒｔ３ともに“Ｌ”なので
高圧放電灯検出電圧（Ｖｌａｄ：点線）＋（−１／４ＬＳＢ）＋（−１／８ＬＳＢ）＝Ｖｌａｄ−３／８ＬＳＢ
時間ｔ１〜ｔ２ではＰｏｒｔ２“Ｌ”、Ｐｏｒｔ３“Ｈ”なので
高圧放電灯検出電圧（Ｖｌａｄ：点線）＋（−１／４ＬＳＢ）＋１／８ＬＳＢ＝Ｖｌａｄ−１／８ＬＳＢ
時間ｔ２〜ｔ３ではＰｏｒｔ２“Ｈ”、Ｐｏｒｔ３“Ｌ”なので
高圧放電灯検出電圧（Ｖｌａｄ：点線）＋１／４ＬＳＢ＋（−１／８ＬＳＢ）＝Ｖｌａｄ＋１／８ＬＳＢ
時間ｔ３〜ｔ４ではＰｏｒｔ２、Ｐｏｒｔ３ともに“Ｈ”なので
高圧放電灯検出電圧（Ｖｌａｄ：点線）＋（１／４ＬＳＢ）＋（１／８ＬＳＢ）＝Ｖｌａｄ＋３／８ＬＳＢとなる。
【００３９】
以上の波形をＡ／Ｄコンバータ１８ｄにより、まず各Ａ／Ｄ読み込みタイミング１〜４…（矢印）で読み込む。読み込みタイミング１でのＡ／Ｄコンバータ１８ｄのデータ１（８０）、読み込みタイミング２でのＡ／Ｄコンバータ１８ｄのデータ２（８０）、データ３（８０）、データ４（８０）となる。（８０）は“ＨＥＸデータ”とする。データ１からデータ４の４個のデータを合計すると
高圧放電灯検出電圧処理データ：ＶＤ１＝８０＋８０＋８０＋８０＝２００（１０ｂｉｔ）
すなわち、“８ｂｉｔのデータ”を“４個”加算すると“１０ｂｉｔ”のデータ（２００）が得られる。同様に各Ａ／Ｄ読み込みタイミング５〜８（矢印）の高圧放電灯検出電圧処理データ：ＶＤ２＝８０＋８０＋８０＋８１＝２０１（１０ｂｉｔ）となる。
【００４０】
上記の説明では、説明を簡略化するため、Ａ／Ｄコンバータ１８ｄの出力データは４個で加算処理したが、更に精度を上げるため、前記Ａ／Ｄコンバータ１８ｄの出力データは（Ｎ＋ｍ）個取り込む。取り込んだ（Ｎ＋ｍ）個のデータからｍ個は取り除く。例えば、（Ｎ＋ｍ）個のデータを大きさの順に並べ、データ値の小さいｍ／２個とデータ値の大きいものｍ／２個取り除く。又は、ノイズが大きい場合、データ値の大きいものｍ個取り除く。
【００４１】
そして、上記（Ｎ）個のデータを加算して（Ｎ−ｐ）で割り算処理する。例えばＡ／Ｄコンバータ１８ｄが８ｂｉｔ精度で１０ｂｉｔのデータ値が必要であればｐ＝２となる。
【００４２】
上記処理により精度の良い高圧放電灯検出電圧データが得られたのでマイクロコンピュータはランプに最適な電力から必要なランプ電流（分解能力が向上した値）を計算しＤ／Ａコンバータ１８ｃ（例えば１０ｂｉｔ：ＰＷＭ）へデータを送り、前記Ｄ／Ａコンバータ出力とランプ電流とを比較する検出手段と、その検出手段の出力により前記直流−直流コンバータもしくは交流−直流コンバータの出力を制御し、ランプ消費電力を精度良く補正して一定に制御することができる。
【００４３】
（実施の形態３）
以下、本発明の第３の実施形態について説明する。
【００４４】
本実施の形態は図１：高圧放電灯点灯装置の構成を示す回路構成と図２：動作波形図を用いて説明する。
【００４５】
図１の高圧放電灯点灯装置は、Ａ／Ｄコンバータ１８ｄの分解能を上げるためにマイクロコンピュータ１８ａのＰｏｒｔ２からＡ／Ｄ精度アップ信号（図２−４）を出力する。そしてこのＡ／Ｄ精度アップ信号は抵抗１８ｇを介して抵抗１７ｃと抵抗１８ｆの交点（高圧放電灯検出電圧：Ｖｌａｄ）に接続する。抵抗１８ｇはＡ／Ｄ精度アップ信号成分がＡ／Ｄコンバータ１８ｄの分解能：０．９７７Ｖの約１／２になるように設定する。又、コンデンサ１７ｅは、ＤＣ−ＤＣコンバーター５０のリップルノイズ等を取り除く為に抵抗１７ｂと抵抗１７ｃの交点に接続する。この接続方法はＡ／Ｄ精度アップ信号成分を吸収しないようにする手段である。更に交流ランプ電圧（Ｖｌａ：図２−２）、交流ランプ電流（Ｉｌａ：図２−３）にはランプのフリッカを低減するノコギリ波状の信号を重畳しているが、請求項５ではコンデンサ１７ｅの容量を出来るだけ小さくし、高圧放電灯検出電圧（Ｖｌａｄ：図２−５ａ）にノコギリ波状の波形が残る様にする。
【００４６】
上記ノコギリ波状の高圧放電灯検出電圧（Ｖｌａｄ：図２−５ａ）がＡ／Ｄコンバータ１８ｄの分解能：０．９７７Ｖの約１／４に近いと実施例２で説明したマイクロコンピュータ１８ａのＰｏｒｔ３を使ったＡ／Ｄ精度アップ信号よりもノコギリ波状になる分Ａ／Ｄコンバータ１８ｄの読み込み回数を増加し、その平均値を取ると分解能がさらに向上する。
【００４７】
図２−５ａでは交流ランプ電流（Ｉｌａ：図２−３）とＡ／Ｄコンバータ１８ｄの読み込みタイミングが同期しているが、同期させずに読み込むことも可能である。ただし、マイクロコンピュータ１８ａの処理に長い時間が必要となる。
【００４８】
請求項６では図１のノコギリ波状の高圧放電灯検出電圧（Ｖｌａｄ：図２−５ａ）から抵抗１７ａ、１７ｂと容量の大きいコンデンサ１７ｅにより高圧放電灯検出電圧（Ｖｌａｄ：図２−５ｂ）をパラボラ波状の波形にしたものである。パラボラ状の波形は、交流変換回路５１を構成する４個のスイッチング素子が同時に導通して破壊しないように、４個同時にオフするデッドタイムが設けられている。その期間はランプ電流が流れないのでＤＣ−ＤＣコンバーター５０は無負荷となり、ヒゲ状に電圧が高くなる。この波形も高圧放電灯検出電圧（Ｖｌａｄ：図２−５ｂ）をパラボラ波状にする要素を持つ。上記パラボラ状の高圧放電灯検出電圧（Ｖｌａｄ：図２−５ｂ）は実施例２で説明したマイクロコンピュータ１８ａのＰｏｒｔ３を使ってＡ／Ｄ精度アップ信号よりも波形の変化が滑らかになる分Ａ／Ｄコンバータ１８ｄの分解能：０．９７７Ｖの約１／２に近くし、Ａ／Ｄコンバータ１８ｄの読み込み回数を増加し、実施の形態２と同様に演算処理すると分解能がさらに向上する。
【産業上の利用可能性】
【００４９】
本発明は、高圧水銀ランプやメタルハライドランプ等の始動時に高圧パルスを印加する高圧交流放電灯を有するデータプロジェクター等の電子機器に好適である。
【図面の簡単な説明】
【００５０】
【図１】本発明の実施の形態１、２、３における電子機器のブロック図
【図２】本発明の実施の形態１、３における電子機器の動作波形図
【図３】本発明の実施の形態１における電子機器の動作波形図
【図４】本発明の実施の形態２における電子機器の動作波形図
【図５】従来例における電子機器のブロック図
【図６】従来例における電子機器のブロック図
【図７】シミュレーションによる電子機器の理想動作波形図
【図８】従来例における電子機器の動作波形図
【符号の説明】
【００５１】
１  直流電源
２、７、８、９、１０  スイッチング素子
６  イグナイター
１１  高圧放電灯（ランプ）
１３、２７ａ  増幅器
１４、１４ｈ、１４ｊ  制御回路
１７、２０、２７  電力ロス補正回路
１８  点灯波形発生回路
１８ａ、１８ｈａ  マイクロコンピュータ
１８ｂ、１８ｃ  Ｄ／Ａコンバータ
１８ｄ  Ａ／Ｄコンバータ
１８ｈ、１８ｊ  抵抗
２４  矩形波信号
５０  ＤＣ−ＤＣコンバーター
５１  交流変換回路
５２  駆動回路
５８  ＰＷＭ制御信号
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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