(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力供給システム（１０）の入力（３０）を結合して、非ゼロの期間を具備する整流された正弦波の波形を有する入力電圧を前記波形の各サイクルの間に受け取る段階と、
負荷（６０）を結合して、前記入力電圧を受け取る段階と、
前記入力電圧が第１電圧値（６８）と第２電圧値（６９）との間にあるときに、前記入力電圧の１つのサイクルの一部の期間、前記負荷を通る負荷電流（３５）を生成するための電力供給コントローラ（１１）を形成する段階であって、前記第１電圧値および前記第２電圧値は、前記入力電圧の最大値より小さい、段階と、
前記負荷電流の平均値を表す値を有する平均信号を生成し、前記負荷電流の平均値と所望の平均値との間の差を表す別の信号を生成し、かつ前記差および前記負荷電流の瞬時値を用いて、前記負荷電流の前記平均値を前記期間に亘って前記負荷電流の前記所望の平均値に調整するために、前記サイクルの一部の期間に前記負荷電流の前記瞬時値を制御する電力供給コントローラを形成する段階と、
から構成されることを特徴とする電力供給制御方法。
【請求項２】
電力コントローラの負荷を通る負荷電流を表わす入力信号（３８の両端）を受け取り、かつ、前記負荷電流の平均値を表わす平均信号（３２の出力）を形成するために結合された平均化回路（４３，４４，３３）であって、前記負荷電流を受け取るために結合された検出回路を有する前記平均化回路は、前記負荷電流を表す検出電流を生成し、前記検出電流から検出電圧を生成し、かつ、前記入力信号として前記検出電圧を使用する、平均化回路と、
前記平均信号および第１基準電圧を受け取り、かつ、これに応答して、前記平均信号と前記第１基準電圧との差を表わす偏差信号を形成するために結合された第１増幅器（３２）と、
前記偏差信号および前記入力信号を受け取り、かつ、これに応答して、出力トランジスタ（３７）を駆動して前記電力コントローラの電流出力（２０）に前記負荷を通る前記負荷電流（３５）を生成するために結合された第２増幅器（３２）と、
前記出力トランジスタ（３７）の両端電圧が第１の値（基準電圧値）より大きいときに、これに応答して、前記出力トランジスタ（３７）をディセーブルにするために結合されたディセーブル回路（３６）と、
から構成されることを特徴とする電力供給コントローラ。
【請求項３】
前記出力トランジスタ（３７）の前記両端電圧が前記第１の値より大きいときに、これに応答して前記出力トランジスタ（３７）をディセーブルにするために結合された前記ディセーブル回路（３６）が、前記出力トランジスタ（３７）の前記両端電圧および基準電圧を受け取り、かつ、それに応答して前記出力トランジスタをディセーブルにするために結合された比較器（３６）を含むことを特徴とする請求項２記載の電力供給コントローラ。
【請求項４】
電力供給コントローラを形成する方法において、
出力トランジスタ（３７）を結合して、前記電力供給コントローラ（１１）の出力（２０）に結合される負荷（６０）を通る負荷電流（３５）を形成する段階と、
前記負荷電流（３５）を表わす入力信号を受信し、かつ、これに応答して、前記負荷電流の平均値を表わす平均信号（３２の出力）を形成するための平均化回路（４３，４４，３３）を形成する段階であって、前記段階は、前記入力信号を受け取るための第１増幅器（３３）を結合する段階、前記第１増幅器の出力を受け取るために平均化フィルタ（４３，４４）を結合する段階、および前記第１増幅器の出力を第２増幅器（３２）の入力に結合する段階を含む、段階と、
前記平均信号と所望の定数との差を表わす偏差信号を生成するための前記電力供給コントローラを形成する段階と、
前記偏差信号と前記入力信号（増幅器３１）との差に応答して前記出力トランジスタ（３７）を駆動し、第１期間に前記負荷電流（３５）の平均値になる前記負荷電流（３５）の瞬時値を生成するための前記電力供給コントローラを形成する段階と、
前記出力トランジスタ（３７）の両端電圧（２０）が第１の値（基準電圧値）より大きいときに、それに応答して、前記出力トランジスタ（３７）をディセーブルにするために結合されたディセーブル回路（３６）を形成する段階と、
から構成されることを特徴とする方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般にエレクトロニクスに関し、より詳しくは、半導体デバイスおよび構造を形成する方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
過去において、エレクトロニクス産業は、ＡＣからＤＣへの電圧レギュレータを形成するために多様な構造および方法を用いた。リニア・レギュレータはいくつかのアプリケーションに使用された。出力電圧が入力電圧に近接している限り、リニア・レギュレータは効率的な調整を提供した。入力電圧と出力電圧との差が拡大すると、その効率は低減した。また、スイッチング・レギュレータも、多くのアプリケーション内で使用された。スイッチング・レギュレータは、種々の外部抵抗器、インダクタ、およびキャパシタを必要とするために、複雑なレギュレータになった。さらに、これらの外部部品のために、リニア・レギュレータのシステム・コストが増加した。
【０００３】
従って、安価で、効率的かつ使用が簡単なＡＣからＤＣへの電力供給システムおよび電力供給コントローラに対する要望がある。
【０００４】
図を単純かつ明瞭にするために、図中の要素は必ずしも同じ縮尺ではなく、また、異なる図中の同じ参照番号は同じ要素を示す。さらに、周知のステップおよび要素についての記述および詳細は、記述を単純化するために省略する。
【発明の開示】
【０００５】
図１は、制御された出力電流を負荷６０に提供する電力供給コントローラ１１を有する電力供給システム１０の一部の実施例を概略的に図示する。コントローラ１１に加えて、他のコンポーネントは、典型的にはコントローラ１１に外部的に接続され、システム１０およびコントローラ１１に機能性を提供する。例えば、負荷６０、整流器１４、ブロッキング・ダイオード１６、フィルタ抵抗器１７、およびフィルタ・キャパシタ１８は、典型的にはコントローラ１１に外部的に接続される。整流器１４は、例えば家庭用幹線のようなＡＣ電圧を受け取り、整流器１４の出力に整流されたＤＣ電圧を提供する。整流器１４の出力は、システム１０の入力ノードまたは入力３０に接続される。フィルタ抵抗器１７およびフィルタ・キャパシタ１８は、入力３０からの入力電圧をフィルタし、コントローラ１１の電圧入力１２に電圧を提供する。ブロッキング・ダイオード１６は、キャパシタ１８から負荷６０へ電流の流れを阻止する。
【０００６】
コントローラ１１は、典型的には、電圧レギュレータ１９、基準電圧ジェネレータまたは基準(reference)２２、トランスコンダクタンス増幅器３３、平均化電流偏差増幅器３２、瞬時電流誤差増幅器３１、上限比較器３６、出力トランジスタ３７、およびバッファ増幅器またはバッファ３４を含む。コントローラ１１は、電圧入力１２と帰路１３との間で印加された電圧を受け取り、それに応答して、負荷６０を経由して流れる負荷電流３５の平均値を制御する。コントローラ１１は、トランジスタ３７を線形的に制御して電流３５の瞬時値を提供し、それが入力３０の入力電圧の期間にわたって平均された時、負荷６０に対する電流３５の所望の平均値になる。
【０００７】
レギュレータ１９およびキャパシタ１８は、バッファ３４、比較器３６、および増幅器３１，３２，３３を含むコントローラ１１の多様な要素を動作するための動作電圧を提供するために機能する。レギュレータ１９は、調整された電圧を提供する多様な電圧レギュレータのうち、任意の１つであればよい。好適な実施例では、レギュレータ１９はツェナダイオード２１である。この好適な実施例では、抵抗器１７およびダイオード２１の値は、レギュレータ１９に適切な入力電圧を提供するために選択される。また、キャパシタ１８の値は、動作電圧の適切なフィルタリングを提供するために選択される。コントローラ１１の基準２２は、コントローラ１１に多様な基準電圧を提供する種々の基準電圧ジェネレータのうち、任意の１つであればよい。好適な実施例では、基準２２は、入力１２と帰路１３との間に直列に接続されている抵抗器２３，２６，２８のように形成される。この好適な実施例では、平均電流基準ノード２７は、抵抗器２６と抵抗器２８との間に直列接続で形成され、クランプ基準ノード２４は、抵抗器２３と抵抗器２６との間に直列接続で形成される。
【０００８】
図２は、入力３０への入力電圧を表わすプロット６６、および負荷電流３５の瞬時値を表わすプロット６７を有するグラフである。横軸は時間を表わし、プロット６６の縦軸は電圧を表わし、プロット６７の縦軸は電流を表わす。以下の説明は、図１および図２の両方に関連するものである。後述から明らかになるであろうが、入力３０で受け取られた入力電圧は、活性領域６４および非活性領域に分けられる。活性領域６４は、電圧６８で示された下限と、電圧６９で示された上限との間の入力電圧値の帯である。
【０００９】
コントローラ１１およびシステム１０の動作中に、負荷電圧６３が、入力３０とコントローラ１１の電流出力２０との間にある負荷６０の両端に現れることがある。負荷電圧６３の存在および値は、負荷６０の性質に依存する。入力３０への入力電圧の値が負荷電圧より小さいとき、整流器１４内のダイオードが逆バイアスされ、それが負荷６０を通過する電流を遮断し、したがって、負荷電流３５はゼロであり、システム１０は負荷電流３５の流れを阻止する。電流３５はゼロであるが、コントローラ１１は動作している。入力電圧が負荷電圧６３より大きいとき、負荷電流３５は負荷６０を通って流れ、そしてコントローラ１１は、トランジスタ３７を駆動して電流３５の平均値を制御する。負荷６０の性質は、負荷電圧６３の値、したがって活性領域６４の下限６８の値に影響する。しかしながら、動作は、下限または上限の値にかかわらず同じである。例えば、負荷が純粋な抵抗器である場合、トランジスタ３７が導通していないときは負荷電圧６３がゼロであり、入力電圧がゼロより高くなるとすぐに負荷電流３５が流れ始め、したがって、活性領域６４の下限はおよそゼロである。負荷がキャパシタ６１のような容量を有する場合、キャパシタは、負荷が動作しているときに負荷の両端で降下した電圧に対して充電を開始する。本実施例では、キャパシタ６１と並列である４つの発光ダイオード（ＬＥＤ）６２を含む負荷６０に対し、キャパシタ６１は、ＬＥＤ６２が動作するのに必要な値まで充電する。ＬＥＤ６２が合計で約６ボルトの電圧降下を有すると仮定すると、入力電圧が６ボルトより高いときに電流３５が流れ始める。したがって、活性領域６４の下限は６ボルトになる。以下で述べるように、電流３５は、入力電圧のサイクルにおける一部の間だけ流れる。したがって、コントローラ１１は電流３５の瞬時値を形成し、入力電圧の期間にわたる瞬時電流を平均することによって電流３５の所望平均値が生じる。
【００１０】
図２の電圧６８で示されるように、入力電圧が負荷電圧６３より大きいとき、負荷電流３５は、負荷６０およびトランジスタ３７を通って帰路１３へ流れ、そしてコントローラ１１が線形的にトランジスタ３７を制御して電流３５の瞬時値を提供し、それによって電流３５の所望平均値が生じる。コントローラ１１は、検出電流４０を生成する検出回路を含む。電流４０は、トランジスタ３７を通って流れる負荷電流３５の瞬時値に比例する値を有する。好適な実施例では、トランジスタ３７は、検出回路を形成し、かつ電流３５に比例する電流を提供する検出出力を有するトランジスタである。トランジスタの検出出力は検出電流４０を提供する。このようなトランジスタは当業者間において周知であり、ＳＥＮＳＥＦＥＴの商標で販売されている。他の実施例では、電流４０は、例えば電流３５が通って流れるカレントミラーまたは抵抗器を使用するというような、当業者間で周知である多種多様の方法によって形成してもよい。電流４０は検出抵抗器３８を通って流れ、抵抗器３８の両端で検出電圧を生成するが、それは負荷電流３５の瞬時値を表わす。トランスコンダクタンス増幅器３３は検出電圧を受け取り増幅する。抵抗器４４は、増幅器３３の利得を制御する。いくつかの実施例では、抵抗器４４は、コントローラ１１が形成される半導体ダイに外部的に接続されるので、増幅器３３の利得を容易に調整することができる。他の実施例では、増幅器３３は、トランスコンダクタンス増幅器の代わりにフィード・バック抵抗器を有する演算増幅器であってもよい。増幅器３３とともに平均化フィルタが平均化回路を形成し、平均信号または平均電圧を生成するが、それは増幅器３３の出力をフィルタリングすることによって負荷電流３５の平均値を表わす。抵抗器４４およびキャパシタ４３は、平均化フィルタを形成する。電流３５の平均値は、平均化フィルタの利得を変更することにより調整可能である。利得は、抵抗器４４の値を変えることにより変更される。キャパシタ４３の値を変更することによって、平均化フィルタの帯域幅が変更される。抵抗器４４およびキャパシタ４３のいずれかまたは両方は、コントローラ１１が形成される半導体ダイの外部にあってもよく、その結果、抵抗器４４およびキャパシタ４３の値の変更が容易になる。増幅器３２は平均電圧を受け取り、それをノード２７からの平均電流の基準電圧と比較し、偏差電圧を生成するが、それは所望の平均電流値に対する電流３５の平均値の偏差を表わす。すでに述べたように、所望平均値は、キャパシタ４３および抵抗器３８，４４の値の選択により選択することができる。ノード２７からの平均電流の基準電圧は一定の値である。当業者であれば、ノード２７からの平均電流の基準電圧の値を変更して所望の平均電流値を選択することもまた可能であることを理解するであろう。増幅器３２によって生成された偏差電圧は基準電圧として使用されるが、これは、電流３５の所望平均値を生成するために必要な電流３５のピーク瞬時値を表わす。増幅器３２の両端に接続されたキャパシタ４７、および抵抗器４６は、増幅器３２が低い帯域幅を提供するために選択され、その結果、増幅器３２の偏差電圧が非常にゆっくり変化する。帯域幅は、典型的には、約１Hzと６０Hzとの間で選択され、好ましくは約１０Hzである。出力２０に短絡または過負荷状態がある場合、クランプ回路が増幅器３２の出力値を制限する。好適な実施例では、クランプ回路は、増幅器３２の出力に結合されたトランジスタ２９を含む。トランジスタ２９は、ノード２４からクランプ基準電圧を受け取り、出力電圧が、クランプ基準電圧とトランジスタ２９のスレッショルド電圧との合計を超えたとき、増幅器３２の出力をクランプする。
【００１１】
バッファ３４は、抵抗器３８からの検出電圧を増幅し、検出電圧がコントローラ１１の他の部分によって妨害されないことを保証する。抵抗器５２および抵抗器５３は、バッファ３４の利得をセットするために機能する。利得は、典型的には約１０と１００との間であり、好ましくは約４０である。バッファ３４は検出電圧を受け取り、検出電圧を表わす電圧を誤差増幅器３１の反転入力に印加する。増幅器３１は、さらに増幅器３２から偏差電圧を受け取り、増幅器３１の出力で誤差電圧を生成し、それが電流３５のピーク瞬時値を、電流３５の所望平均値を提供するために必要な値に制限する。したがって、増幅器３１は、バッファ３４の出力からの瞬時電流と増幅器３２の出力からの偏差電圧によって表わされる、所望平均電流との差を増幅する。増幅器３１は、誤差電圧でトランジスタ３７を駆動し、その結果トランジスタ３７は、電流３５の所望平均値を提供するのに十分な瞬時電流３５を導通する。抵抗器４８およびキャパシタ４９は、増幅器３１に広い帯域幅を提供するために選択されるので、誤差電圧は電流３５の瞬時値の変化にすばやく応答する。負荷電流３５の所望平均値は、抵抗器３８，４４の値を変更することにより調整することができ、したがって、いくつかの実施例では、抵抗器３８，４４は、コントローラ１１が形成される半導体ダイの外部にあってもよい。プロット６７の異なるピーク値によって示されるように、電流３５の瞬時値は、トランジスタ３７がイネーブル(enable)になるたびに変化する。例えば、電流３５の所望平均値を提供するために、入力電圧の値を変えることによって、コントローラ１１は電流３５の瞬時値を変更することができる。
【００１２】
また、コントローラ１１は、入力３０と帰路１３との間の入力電圧の値が活性領域６４の上限より大きいときに、トランジスタ３７をディセーブル(disable)にするように形成される。上限は、典型的には、負荷６０が効率的に動作することができる負荷電圧６３の上限になるように選択される。下限と上限との差は活性領域の差である。典型的には、活性領域の差は２から１５ボルト（２−１５Ｖ）の間であり、好ましくは５ボルト（５Ｖ）である。したがって、上限は典型的には２から１５ボルト（２−１５Ｖ）の間にあり、好ましくは５ボルト（５Ｖ）であって下限より大きい。入力電圧の値が活性領域６４の下限より小さいか同等であるとき、出力２０での電圧の値はおよそゼロである。入力電圧の値が下限を過ぎて増加するにつれて、出力２０の電圧も入力電圧と同じ率で増加し始める。出力２０でトランジスタ３７の両端で降下した電圧もまたゼロで始まり、そして入力電圧に追随することが理解されるであろう。従って、トランジスタ３７の両端で降下した電圧は活性領域の差動電圧を表わす。入力電圧の値が上限まで増加したとき、例えば図２の電圧６９で示される時間Ｔ２で、出力２０の電圧の値は活性領域の差動電圧まで増加し、それによって比較器３６の出力が低くなり、トランジスタ３７がディセーブルになる。抵抗器５４および抵抗器５５は、比較器３６に基準電圧を提供するために選択され、それが活性領域の差動電圧を確立する。このように、印加された基準電圧とともに比較器３６はディセーブル回路として機能する。従って、比較器３６によって受け取られた基準電圧の値もまた活性領域６４の上限を表わす。活性領域６４の上限が、負荷電圧と比較器３６に印加された基準電圧との合計に等しい電圧であることもまた理解されるであろう。いくつかの実施例では、ブリーダ抵抗器４５が、トランジスタ３７のキャパシタンスの放電を支援し、かつ、トランジスタ３７をディセーブルにすることを支援するために使用されてもよい。
【００１３】
ブロッキング・ダイオード５１によって、増幅器３１の出力に対して比較器３６の出力が論理上「ＯＲ」になり、その結果、増幅器３１または比較器３６のいずれかの出力が低ければ、トランジスタ３７がディセーブルになる。ツェナダイオード３９は過剰電圧保護デバイスとして機能し、それは比較器３６にダメージを与えない値に比較器３６の反転入力の値をクランプする。抵抗器５６は、ダイオード３９の電流を制限するインピーダンスを提供する。これは、能動回路によっても達成することができるであろう。
【００１４】
入力３０の電圧の値が、時間Ｔ３で活性領域６４の上限まで降下するとき、出力２０の電圧もまた活性領域差分まで降下し、比較器３６の出力が高くなって増幅器３１が再びトランジスタ３７を駆動するようになり、電流３５の平均値を実質的に一定に保つ瞬時電流３５を提供する。入力３０の電圧の値は、再び負荷電圧６３と同等もしくは低くなるまで降下し続け、電流３５はもはや流れることができなくなる。この一連の動作は、入力電圧が活性領域６４の範囲内にあるたびに繰り返され、したがって、入力３０に印加された入力電圧の各半サイクルの間繰り返す。その結果、コントローラ１１は、各サイクルまたは入力電圧の期間に、トランジスタ３７を４回イネーブルにする。
【００１５】
前述から、入力電圧が活性領域６４内にあるとき、コントローラ１１がリニア・レギュレータとして動作し、入力電圧が活性領域６４の上限より大きいときは、コントローラ１１がトランジスタ３７をディセーブルにすることがわかる。
【００１６】
コントローラ１１のある実施例では、入力３０の入力電圧は、約１８ボルト（１８Ｖ）のピーク値を有する全波の整流ＤＣ電圧である。レギュレータ１９は、約８．２ボルトのツェナ電圧を有するツェナダイオードであり、コントローラ１１に均等な動作電圧値を提供する。負荷６０は、入力３０と出力２０との間に直列に接続された４個のＬＥＤ６２を含む。各ＬＥＤは約１．５ボルト（１．５Ｖ）の電圧降下を有する。負荷６０は、さらにエネルギー貯蔵キャパシタ６１を含む。従って、活性領域６４の下限は、ＬＥＤ６２の両端で降下した電圧およびキャパシタ６１に格納された電圧よって決定されるか、または約６ボルトである。抵抗器５４，５５は、約５ボルト（５．０Ｖ）の活性領域差分電圧、および負荷電圧６３よりも約５ボルト大きい対応する活性領域上限電圧を提供するために選択される。したがって、入力３０の入力電圧が約６ボルト（６Ｖ）に達したとき、トランジスタ３７がイネーブルになる。また、入力電圧が約１１ボルト（１１Ｖ）に達したとき、比較器３６がトランジスタ３７をディセーブルにする。活性領域６４内では、電流３５はＬＥＤ６２を動作し、かつキャパシタ６１を充電するために電流を提供する。活性領域６４の外では、トランジスタ３７はディセーブルになり、ＬＥＤ６２はキャパシタ６１の負荷になってキャパシタ６１を放電する。キャパシタ６１の値は、期間のこの部分中に負荷電圧６３を過度に降下させないために選択される。抵抗器２３，２６，２８は、ノード２４での約０．２ボルトの平均電流基準電圧およびノード２７での約４．５Ｖのクランプ基準電圧を提供するために選択された。この実施例については、負荷電流３５の平均値は約７９ミリアンペアであった。入力電圧を１５ボルトのピーク値に変更することによって、電流３５は７８ミリアンペアまで減少し、また、入力電圧を１２ボルトのピーク値に変更することによって、７６ミリアンペアまで電流３５が減少した。したがって、コントローラ１１は、２０％の線間電圧変更の間に約３．８％の電流調整を提供した。
【００１７】
この機能性を提供するために、レギュレータ１９の第１端子は入力１２に接続され、第２端子は帰路１３に接続される。好適な実施例では、ダイオード２１のカソードは入力１２に接続され、アノードは帰路１３に接続される。基準２２の第１端子は入力１２に接続され、第２端子は帰路１３に接続される。好適な実施例では、抵抗器２３の第１端子は入力１２に接続され、第２端子はノード２４および抵抗器２６の第１端子に接続される。さらに、好適な実施例では、抵抗器２６の第２端子は、ノード２７および抵抗器２８の第１端子に接続され、一方、抵抗器２８の第２端子は帰路１３に接続される。比較器３６は、抵抗器５４の第１端子および抵抗器５５の第１端子に接続された非反転入力を有する。抵抗器５４の第２端子は入力１２に接続され、抵抗器５５の第２端子は帰路１３に接続される。比較器３６の反転入力は、抵抗器５６の第１端子およびダイオード３９のカソードに接続される。ダイオード３９のアノードは帰路１３に接続される。抵抗器５６の第２端子は出力２０に接続される。比較器３６の出力は、トランジスタ３７のゲートおよびダイオード５１のアノードに接続される。ダイオード５１のカソードは、増幅器３１の出力およびキャパシタ４９の第１端子に接続される。キャパシタ４９の第２端子は、増幅器３１の反転入力および抵抗器４８の第１端子に接続される。抵抗器４８の第２端子は、バッファ３４の出力および抵抗器５２の第１端子に接続される。増幅器３１の非反転入力は、増幅器３２の出力およびキャパシタ４７の第１端子に接続される。キャパシタ４７の第２端子は、増幅器３２の反転入力および抵抗器４６の第１端子に接続される。増幅器３２の非反転入力は、ノード２７に接続される。抵抗器４６の第２端子は、増幅器３３の出力、ならびに抵抗器４４およびキャパシタ４３の両方の第１端子に接続される。抵抗器４４およびキャパシタ４３の両方の第２端子は帰路１３に接続される。増幅器３３の反転入力は、帰路１３に接続される。バッファ３４は、増幅器３３の非反転入力および抵抗器３８の第１端子に接続された非反転入力を有する。抵抗器３８の第２端子は帰路１３に接続される。バッファ３４の反転入力は、抵抗器５２の第２端子および抵抗器５３の第１端子に接続される。抵抗器５３の第２端子は帰路１３に接続される。トランジスタ３７のソースは出力２０に接続され、ドレインは帰路１３に接続され、一方で、トランジスタ３７の検出出力は増幅器３３およびバッファ３４の非反転入力に接続される。トランジスタ２９のベースはノード２４に接続され、コレクタは帰路１３に接続され、エミッタは増幅器３２の出力に接続される。
【００１８】
図３は、電力供給コントローラ７１を有する電力供給システム７０の一部の実施例を概略的に図示するものであり、図１および図２の説明で述べたコントローラ１１の代替実施例である。コントローラ７１はコントローラ１１と同様に機能するが、負荷電流３５の平均値を確立するための入力として検出電流４０の代わりに負荷電圧６３を使用する。コントローラ７１は、差動増幅器７２を含み、これが増幅器７２の反転入力および非反転入力間の負荷電圧６３を受け取り、負荷電圧６３を表わす出力電圧を提供する。増幅器７２の出力電圧の関係は、負荷６０のインピーダンス値によって負荷電流３５と関係する。増幅器７２の出力電圧は、図１に関する記述で説明したような平均化回路によって平均され、したがって、増幅器７２とともに平均化フィルタが平均化回路を形成し、それが平均信号を生成するために形成される。増幅器７２の出力は、増幅器３２の反転入力へ入力され、そしてノード２７で基準電圧と比較される。増幅器３２は図１の回路の誤差信号に類似する誤差信号を生成し、ノード２７での出力電圧６３との基準電圧との間の誤差を表わすのみである。このように、それはピーク電流を調整して平均電流を与え、負荷６０のインピーダンスの両端で降下した時に、負荷電圧６３のために必要な電圧を生成する。
【００１９】
図４は、半導体ダイ８１上に形成された半導体デバイス８０の実施例の部分の概略的な拡大平面図である。コントローラ１１はダイ８１上に形成される。ダイ８１は、さらに他の回路を含んでもよいが、図面を単純化するために図４中には示さない。
【００２０】
上記のすべての記述から、新規な装置および方法が示されたことは明白である。リニア・レギュレータとしてコントローラ１１を形成することで、コントローラ１１およびシステム１０の複雑さを減らし、それによって関連するコストを削減する。電圧帯として活性領域を形成し、それが出力電圧を入力電圧に接近させ、コントローラ１１およびシステム１０の効率的な線形動作を提供する。活性領域より大きな電圧で出力トランジスタをディセーブルにすることによって、出力トランジスタの両端での電圧降下を低減し、さらに効率を改善する。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】本発明に従った電力供給システムの一部の実施例を概略的に図示する。
【図２】本発明に従った図１の電力供給システム内のいくつかの信号の関係を図示するプロットを有するグラフである。
【図３】本発明に従った電力供給システムの他の実施例の一部を概略的に図示する。
【図４】本発明に従って図１の電力供給システムが形成された半導体ダイの拡大した平面図を示す。
【符号の説明】
【００２２】
１０  電力供給システム
１１  電力供給コントローラ
２０  電流出力
３０  入力ノードまたは入力
３２  平均電流偏差増幅器
３３  トランスコンダクタンス増幅器
３５  負荷電流
３６  上限比較器
３７  出力トランジスタ
３８  検出抵抗器
４３  キャパシタ
４４  抵抗器
６０  負荷
【図１】
0004679866.tif 000002
【図２】
0004679866.tif 000003
【図３】
0004679866.tif 000004
【図４】
0004679866.tif 000005