(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
予歪によって無線周波数のパワーアンプを線形化する方法であって、
（ａ）当該アンプによって増幅すべき、デジタル化されたベースバンド入力信号を受け取る過程と、
（ｂ）受け取った入力信号を、互いに９０度の位相差を有する２つの信号に分離する過程と、
（ｃ）分離されたそれぞれの信号に対して、
（ｃ１）デジタル予歪を与えてアンプに起因する歪を補償するステップ、
（ｃ２）デジタル予歪を与えられた信号を中間低周波数信号に変換するステップ、
（ｃ３）中間低周波数信号を、Ｄ／Ａ変換器によってアナログ信号に変換するステップ、
（ｃ４）アナログ周波数変換を行って無線周波数信号を得るステップ、
（ｃ５）無線周波数信号に対してアナログ予歪を与えるステップ、及び
（ｃ６）アンプによって、アナログ予歪を与えられた信号を増幅するステップ
を実行する過程と、
（ｄ）送信するために、増幅された２つの信号を結合する過程とを有する方法。
【請求項２】
アンプの誤差挙動に基づいて予歪を与えられた信号を調節すべく、使用するアンプの出力から誤差信号成分を抽出して適応的にアナログ予歪を与える過程を有する、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
使用するアンプの出力から誤差信号成分を抽出して、実時間でのアンプの誤差挙動に基づいて予歪信号を調節することで、適応的にデジタル予歪を与える過程を有する、請求項１または請求項２に記載の方法。
【請求項４】
無線周波数（ＲＦ）信号の線形増幅用パワーアンプであって、
（ａ）ベースバンド入力信号を受け取る手段と、
（ｂ）受け取った入力信号を、互いに９０度の位相差を有する２つの信号に分離する手段と、
（ｃ）分離された２つの信号のそれぞれを受け取る、第１のパス及び第２のパスであって、それぞれのパスが、
（ｃ１）入力信号に対してデジタル予歪を与える手段、
（ｃ２）デジタル予歪を与えられた信号を中間低周波数信号に変換する手段、
（ｃ３）中間低周波数信号をＤ／Ａ変換する手段、
（ｃ４）変換されたアナログ信号をアナログ周波数変換して無線周波数（ＲＦ）信号を得る手段、
（ｃ５）無線周波数信号に対してアナログ予歪を与える手段、及び
（ｃ６）アナログ予歪を与えられた信号を増幅する手段
を有する第１のパス及び第２のパスと、
（ｄ）増幅された２つの信号を結合する手段とを有するパワーアンプ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
（技術分野）
本発明は、無線周波数（ＲＦ）信号の発生方法と装置、より具体的には無線周波数信号の線形増幅に関するものである。
【０００２】
（背景技術）
無線基地局では、各無線チャネルに、基地局が網羅するセルの境界部にまで到達するのに十分な出力を与えるために、送信器セクションは高出力アンプを必要としている。
【０００３】
異なる搬送波によって変調された複数の情報信号を1つのアンプで同時に増幅する際、あるいは、ＱＡＭ（直交振幅変調：Quadrature Amplitude Modulation）のような線形変調を使用する際は、アンプが高い線形性を有していることが必要である。これは、これらの場合には、増幅に関与する信号成分の位相と振幅の位置を全て維持することが不可欠だからである。さもなければ、信号成分間に混変調が発生し、増幅された信号のスペクトルが拡大する。混変調歪は、他のチャネルの信号の障害となる。高度の線形成が要求されるシステムは、例えば、複数の狭帯域信号又はＣＤＭＡのような広帯域信号の組み合わせを増幅する必要のあるシステムである。
【０００４】
ＲＦパワーアンプは、増幅された出力信号において入力信号とは区別され、かつ明瞭な偽の信号である望ましくない混変調歪を発生するので、本質的に非線形装置である。ＲＦアンプによって発生する歪のために、増幅された出力信号の位相と振幅は、入力信号の位相と振幅とはそれぞれ異なる。
【０００５】
アンプの線形化には他の方法も存在する。Ａ級のバックオフ、フィードフォワード、ベクトル合計、フィードバックと予歪線形化を含む線形化手法の参考リストと概観が、Mark A. Briffaによる「ＲＦパワーアンプの線形化(Linearization of RF Power Amplifiers)」（オーストラリア、ビクトリア工科大学、電気電子工学部、１９９６年１２月）に記載されている。
【０００６】
予歪は、パワーアンプの歪特性と相補的関係になるようにパワーアンプへの初期入力信号を補正する方法である。相補的な予歪とアンプの歪のカスケード応答は、結果的に線形応答をもたらす。典型的な場合には、相補的予歪関数は、出力又はボルテラ直列（あるいは、ＡＭ／ＡＭとＡＭ／ＰＭとして知られている）によって表したアンプの近似値に基づくものである。しかし、相補的予歪関数もまた、トランジスタの熱特性、および／または、バイアス又はマッチング回路に起因する周波数依存性のような高次の効果を含み得る。予歪は、アナログ予歪として知られているように、無線周波数又は中間周波数において付与することができるし、デジタル予歪として知られているようにベースバンドで付与することもできる。さらに、優れた線形性を達成するために、温度、構成要素の経年効果等に起因する変化を相殺するためには、予歪手段の適応化が必要である。
【０００７】
予歪機構は、ＲＦアンプの出力から誤差歪信号成分を抽出して、実時間において、アンプの出力中の歪を効果的かつ継続的に最小化するように、抽出されたＲＦアンプの誤差挙動に基づく予歪調節を行うことによって適応化することができる。適応型デジタル予歪手段の概観は、J. K. Caversによる「適応型予歪によるアンプの線形化（Amplifier linearisation by adaptive predistortion）」（米国特許第５０４９８３２号）に記載されている。国際公開公報第９９／４５６３８号と同第９９／４５６４０号には、適応型アナログ予歪方法の例が記載されている。
【０００８】
アナログ予歪によって良好な結果を得るためには、相補的予歪関数とアンプの歪関数を注意深く一致させる必要が有る。しかし、極めて一致度の高い特性を有するアナログ素子は実現困難で製造費用が高い。典型的な場合には、アナログ予歪のダイナミック（作動）レンジには限界があり、従って、性能の改善にも限界がある。しかし、アナログ予歪は広いバンド幅に対して動作可能である。
【０００９】
一方、理論上は、適応型デジタル予歪によれば、線形性を顕著に改善するために必要な極めて優れた一致度を得ることができる。しかし、予歪がベースバンドで与えられるので、増幅の前に無線周波数に変換することが必要である。しかし、この周波数変換は、本質的にデジタル領域における完全な一致達成能力を阻却するアナログ領域で行われる。この結果、デジタル予歪もまたアナログ予歪と比較して性能及び帯域幅の点で限界がある。
【００１０】
アナログ変換処理の周波数依存性、振幅リップルと位相リップルが、デジタル領域での一致性を損なう原因である。これらの値のいずれもが、達成することができる性能の改善に直接関連するものである。振幅と位相リップルが増大すると、デジタル領域で相補関数の一致度がいかに優れているかとは無関係に、線形性の改善は低下する。
【００１１】
アナログとデジタル予歪線形化は、これら２つの解決方法が実現に際しそれぞれ別の基本構造を必要とするという現実的な問題があるので、これらは通常それぞれ独立の手法として実現されている。これらは以下の２つの例で最も良く示されている。通常のマクロ基地局では、パワーアンプ（ＰＡ）は、場合によっては周波数変換回路と共にラックの一部として組み込まれたモジュールである。デジタルベースバンド処理回路は、物理的には、そのラックの別の部分に位置している。これら２つの構成要素は、物理的に分離しており、信号は同軸ケーブルを介して行き来する。マストに搭載されたアンテナでは、ＰＡはマストの頭部に有り、ベースバンド処理部はマストの基部に位置する。いずれの例でも、デジタルベースバンド処理部とＰＡモジュールは物理的に分離しており、現実には設置上の問題を生じる。
【００１２】
しかし、組み合わせによって線形化を実現する解決手段の例も存在する。例えば、デジタル予歪とフィードフォワードの組み合わせの例が、国際公開公報第９８／１２８００号に記載されている。フィードフォワードの構造は、追加の信号パスと２つのカプラ、（一方はパワーアンプ（ＰＡ）から信号を取り出すためのカプラ他方は残存するＰＡ歪を引き算するためのカプラ）を必要とする。後者のカプラは損失を加算する。このために、２つの方法を組み合わせたときにも全体的な効率が低下する。解決方法はまたかなり複雑なもので、多くの構成要素を必要とし、実現は困難である。
【００１３】
ＲＦ予歪とフィードフォワードの組み合わせの別の例が、Yuval Shalomによる技術白書「デジタル革命にマルチキャリアパワーアンプが参加(Multi-Carrier Power Amplifier join the Digital Revolution)」インターテック出版、サイト管理と技術雑誌、１９９９年秋号、に記載されている。当該資料によれば、以下の３つのファクタのために、フィードフォワードアンプのＤＣ−ＲＦ効率は、６ないし８％が限界である。
【００１４】
１）マルチキャリア（広帯域）信号のピーク対平均値の比が大きいために、バックオフが大きい。パワーアンプに供給されるＤＣパワーはＰＤＣａｍｐで与えられ、アンプからのＲＦ出力パワーはＰＲＦで与えられる。
【００１５】
２）パワーアンプに追加される遅延ラインやカプラのようなハードウェアにより挿入（パワー）ロスが発生する。パワーロスは、総パワーのうち損失の後に残っているパワーの比率と定義することができ、０．８つまり２０％（１ｄＢ）のパワーを喪失するのが典型的である。
【００１６】
３）フィードフォワードシステムの別の部分、例えば誤差アンプ、制御回路がＤＣパワー（ＰＤＣｏｔｈｅｒ）を消費する。
【００１７】
フィードフォワードとＲＦ予歪の組み合わせシステムでは、ＤＣ−ＲＦ効率の公式は以下のように近似することができる。
ＤＣ−ＲＦ  効率  ＝  ０．８×ＰＲＦ／（ＰＤＣｏｔｈｅｒ  ＋  ＰＤｃａｍｐ）
【００１８】
予歪システムだけを使用したときには、フィードフォワードシステムに損失を導入するようなハードウェアを追加する必要はない。フィードフォワードシステムの別の部分に関しては、このことによって複雑性が低減され、以下に示す予歪のＤＣ−ＲＦ効率を示す公式が示すようにＤＣ−ＲＦ効率が向上する。
ＤＣ−ＲＦ  効率  ＝  ＰＲＦ／ＰＤｃａｍｐ＞０．８×ＰＲＦ／（ＰＤＣｏｔｈｅｒ  ＋  ＰＤｃａｍｐ）
【００１９】
広帯域のアプリケーションは狭帯域の装置とは異なる問題を有するので、部分的には異なる基本構造と手段を用いなければならない。
【００２０】
予歪システムは閉鎖ループシステムとは違って、擬閉鎖ループパワー増幅システムである。閉鎖ループシステムはフィードバック、例えば、デカルトフィードバック、エンベロープフィードバック、ポーラーフィードバックに準拠するものである。
【００２１】
擬閉鎖ループシステムの利点は、数１０ＭＨｚの狭帯域システムと広帯域システムに使用できることである。これに対して、閉鎖ループシステムは、通常は擬閉鎖ループシステムよりも高度の線形化を達成できるにもかかわらず、現実的な安定性の理由から数１００ＫＨｚに限定されている。
【００２２】
擬閉鎖ループシステムと閉鎖ループシステムに加えて、高度の線形性と広帯域信号の伝送性を共に達成するフィードフォワード増幅を使用することもできる。予歪を使用する方法に比較すると、この方法は、ロープのバランス維持のために比較的複雑なゲインと位相トラッキング機構を必要とし、結果的にパワー効率は低い。フィードフォワード基本構造は、広帯域無線への線形化適用においては現在最も広範に使用されている技術である。広帯域無線への適用のために、アナログとデジタル方法による予歪は、全般的に、フィードフォワードに比較して線形性では劣るものの良好なパワー効率を有することが特徴である。
【００２３】
デジタル信号処理が比較的遅かったことと精度上の制限のために、以前は広帯域信号のためにデジタル予歪方法を使用することは技術的に不可能であった。しかし、例えばデジタル回路製造方法の導入による高速デジタル信号処理の開発と、ＤＡＣ（デジタルからアナログへの変換器）の進歩によって、この問題は解消された。
【００２４】
しかし、広帯域システムでのデジタル予歪技術の使用は、アナログ周波数変換処理の周波数依存性が性能の改善を制限するので、ベースバンド信号を無線信号に変換することに関連して現れる問題に焦点をあてることになる。
【００２５】
アナログ周波数変換処理は、周波数と無関係に、下記のような同じ伝達関数を有すると仮定されている。
Ｙ  ＝  ｆｎ（Ｘ）
ここで、Ｙは出力信号であり入力信号Ｘの関数である。典型的な場合には、周波数変換回路はＹがＸに対して線形性を有するように設計されるが、この仮定は狭帯域信号に対するものである。広帯域信号への適用に関しては、周波数変換処理は以下のように周波数への依存がより強くなる。
Ｙ  ＝  ｆｎ（Ｘ，周波数）
【００２６】
この周波数依存性はデジタル予歪の完全な一致を損ない、従って、線形性は限られたものになる。周波数依存性を低減することは可能であるが、広帯域にわたって振幅と位相リップルを非常に小さくすること、つまり、デジタル予歪によって所望の線形性を達成するに十分な程度に振幅と位相リップルを小さくすることは、非現実的あるいは高価である。周波数変換器の周波数依存性を相殺するためにデジタル周波数イコライザを使用することができる。しかし、線形性の程度を制限する周波数依存性は常に残存し、解決手法を複雑にする。
【００２７】
デジタル予歪において生じる周波数変換時の問題を克服して、広帯域と狭帯域に使用することができるデジタル予歪を使用した、改善された線形化方法を提供することが本発明の目的である。
【００２８】
（発明の要旨）
本発明による、予歪によって無線周波数（ＲＦ）のパワーアンプを線形化する方法は、当該ＲＦパワーアンプによって増幅すべき、デジタル化されたベースバンド入力信号を受け取る過程と、受け取った信号に対してデジタル予歪を与えてアンプに起因する歪を補償する過程と、当該信号をＤ／Ａ変換器によってアナログ信号に変換する過程と、アナログ周波数変換を実行して無線周波数（ＲＦ）信号を得る過程と、ＲＦ信号に対してアナログ予歪を与える過程と、アナログ予歪を与えられた信号を前記ＲＦパワーアンプによって増幅する過程とを有する。
【００２９】
本発明のパワーアンプは、本発明に基づく上述の仮定を実行する手段が特徴である。あるいは、デジタル予歪を与えられた信号を、本発明による方法及びパワーアンプでデジタル中間低周波数に変換し、その後、信号を１つのＤ／Ａ変換器のみを用いてアナログ信号に変換してもよい。これらの解決手法はいずれも、受け取ったベースバンド入力信号を位相角が互いに９０度異なる２つの信号に分離して、次にそれぞれの信号に対して本発明に基づく手段の残りの段階を実行することを内容とする本発明に基づく別の基本構造で使用することができる。
【００３０】
本発明の実施形態のいずれにおいても、性能をさらに改善する、および／または、温度や素子の経年変化等による変化を補償するために、予歪を適応型にすることができる。
【００３１】
さらに、本発明は後に述べる別の基本構造と共に使用することも可能である。
【００３２】
本発明は、予歪を利用した従来の方法に比較して複数の利点を有する。性能に関する要求をデジタル予歪とアナログ予歪に分離してデジタル予歪処理がもたらす変換の問題を解消することによって、デジタル予歪を単独で使用する場合と比較して線形性を改善することができる。本発明による解決手法は、特に広帯域システムに関して、フィードフォワードによる線形化手法と比較して効率が高い。
【００３３】
本発明はまた、線形化性能が部分的にはアナログ予歪手段によって取り扱われるので、周波数変換部に対する要求が低減される利点を有する。この結果、周波数変換部のコストを低減することが可能になる。
【００３４】
上述の従来技術に見られるようなデジタルベースバンド処理部とＰＡモジュールの物理的な分離は、アナログ予歪とデジタル予歪の組み合わせを可能にするために解決しなければならない問題の１つである。
【００３５】
本発明の利点の１つは、デジタル予歪とアナログ予歪を分離することによって全体的な性能の改善が達成されるという事実である。例えば、基本的なアンプが−３０ｄＢｃの性能を有しており、３０ｄＢの改善が必要であれば、全体としては−６０ｄＢｃの線形性が必要である。従ってデジタル予歪によって２０ｄＢの改善が得られ、アナログ予歪によって１０ｄＢの改善が得られる。このことによって、デジタル予歪又はアナログ予歪単独では達成することのできないかあるいは達成が非常に困難な、総合的な線形化が可能になる。デジタル予歪だけによってこの効果を達成するには、周波数変換器に対して厳密な設計要求が課せられ、結果的に実現不可能か極めてコスト高になる。アナログ予歪のみによって同様の効果を達成するには、相補的予歪関数とアンプの歪関数の極めて優れた一致が必要になり、極めて優れた一致性を有するアナログ部材の製造は非常に困難かつ高価である。
【００３６】
本発明の他の利点は、本発明はアナログ予歪とデジタル予歪の本来の強みを組み合わせたものである点である。つまり、アナログ予歪は広い周波数範囲に関してある程度の修正能力を有しており、デジタル予歪は狭い周波数範囲に関しては極めて優れた修正能力を有している。従って、組み合わせによって、デジタル予歪又はアナログ予歪技術を単独で用いた場合に比較して、修正能力が改善されている。
【００３７】
以下に添付の図面を参照して本発明をより詳細に記述する。
【００３８】
（実施例の詳細な説明）
図１に示すように、デジタル化された複合ベースバンド入力信号Ｓｉｎはまずブロック１において予歪を与えられ、複合ベースバンドデジタル予歪出力信号Ｓｏｕｔを生成する。さらに詳細には、これはそれぞれブロック４及び５で、アナログ予歪器とパワーアンプの組み合わせに対して相補的に行われる。これについては後述でさらに説明する。アナログ予歪器とパワーアンプの組み合わせは線形パワーアンプを形成すると考えることができる。
【００３９】
次に、複合ベースバンドデジタル予歪信号Ｓｏｕｔは、ブロック２において２つのＤ／Ａ変換器（ＤＡＣ）によりアナログ信号に変換される。或いは、図１には示されていないが、ベースバンドデジタル予歪信号Ｓｏｕｔはまずデジタル処理により周波数を変換し、その後１つのＤＡＣによりアナログ信号に変換することもできる。
【００４０】
ＤＡＣからの出力は次に、ブロック３において周波数変換回路により周波数を変換され、無線周波数信号ＲＦｉｎとなる。周波数変換回路３は、当業者には自明の様態に配置された、ミキサ、フィルタ、アンプなどから構成される。周波数変換の工程には周波数依存性の振幅と位相リップルが導入されており、これによりデジタル処理による予歪のみで達成できる線形化能力が部分的に破壊される。周波数を変換したデジタル予歪信号を含む信号ＲＦｉｎは次に、ブロック４においてパワーアンプ５と相補的なアナログ予歪を与えられる。予歪を与えられたＲＦ信号ＲＦｏｕｔは、次にパワーアンプ５を通過し、その後アンテナ６により送信される。
【００４１】
デジタル予歪１及びアナログ予歪４はそれぞれ、線形性能及び／又は温度や経年効果などによる無効変化をさらに向上させるような適応化が可能である。適応化の手順は当業者には自明であり、図１のブロック１及び４に向かう破線矢印で示す。
【００４２】
図２はいわゆるドハティアンプを図解している。ドハティアンプの構造は、例えば、Steve C. Crippsによる「無線通信のための無線周波数（ＲＦ）パワーアンプ」（ISBN 0-89006-989-1, Artech House, 685 Canton Street, Norwood MA 02062）に記載されている。このアンプの基本概念に従い、２つの増幅装置５及び５’を平行に使用し、両装置の電力を結合することにより最終最大ＲＦ出力パワーを発生させる。ドハティアンプは、１つの増幅装置を使用する技術に比較して効率的な増幅技術となるが、線形化の向上には何ら寄与しない。つまり、ベースバンド入力信号Ｓｉｎは、ブロック７において直交位相分割され、互いに９０度の位相差を有する２つの信号に分離される。２つの信号は増幅装置５及び５’により増幅され、ブロック１５において結合され、その後アンテナ６により送信される。
【００４３】
図３では、図１を参照して説明した本発明による解決法を導入することにより、線形化の点でドハティアンプの性能を向上させることが可能であることが示されている。ベースバンド入力信号Ｓｉｎはまず、ブロック７において該入力信号と同じ信号であるＳｉｎと、それと９０度の位相差を有する第２の信号Ｓｉｎ９０°に分離される。９０度の位相差は、いわゆるヒルバート変換又は当業者に自明の従来技術により生じさせることができる。
【００４４】
２つの信号Ｓｉｎ及びＳｉｎ９０°は、それぞれ図１で示した同じタイプの機能ブロックを有し、ブロック７からブロック１５で示す結合器まで平行に延びる各パス上で処理される。上部パス上のブロックには、図１で使用したブロック番号１，２，３，４及び５が付与されており、一方下部パス上のブロックには番号１’，２’，３’，４’及び５’が付与されている。元の信号Ｓｉｎを受ける上部パスは主要パワーアンプ５を含み、一方、９０度の位相差を有する信号を受ける下部パスは、ピークアンプ或いは補助アンプ５’を含む。
【００４５】
アンプ５及び５’の出力信号は、上部パスの信号を９０度移相し、結合器１５で結合される。典型的に、結合は、主要パワーアンプ５出力の後に、四分の一波長遅延として実行されてもよい。結合されてできた結合器１５の出力信号は、アンテナ６により送信される。
【００４６】
上述のように、ドハティ構造に本発明を適用することにより、使用するパワーアンプの線形化が向上し、また該パワーアンプの線形性は狭帯域及び広帯域両方の無線通信システムに使用するのにさらに適したものになる。
【００４７】
図４及び５は、本発明に関して使用することができる、デジタル予歪及びアナログ予歪を与える方法の簡単な例を図解している。これらの図において、アンプは記憶効果を有さないと想定する。ここで参照するのは、アンプのＡＭ／ＡＭ（振幅変調／振幅変調）モデルとＡＭ／ＰＭ（振幅変調／位相変調）モデルである。
【００４８】
パワーアンプがパワートランジスタの熱的性質及び／又はバイアス及び適合回路に起因する周波数依存性などにより生じる記憶効果を受けている場合は、従来技術でも明らかなように、これら効果を補償するためにデジタル予歪器及びアナログ予歪器にも記憶効果が必要になる。以下に、本発明によるアナログと予歪法の組み合わせに使用することができる、デジタル予歪器及びアナログ予歪器の例を説明する。
【００４９】
図４は、図１のブロック１で示す種類のデジタル予歪を与える方法の一例を図解している。この場合のデジタル予歪は、記憶効果を有さない非線形パワーアンプとアナログ予歪の組み合わせを補償すると想定され、デカルト複素ゲイン予歪に基づいている。記憶効果を有さない他の予歪器の例として、極複素ゲイン又はフルサイズのデカルトマッピングを挙げることができ、それらの基本理念は米国特許第５０４９８３２号に記載されている。
【００５０】
図４では、図１の複合ベースバンド入力デジタル信号Ｓｉｎがアドレスゼネレータ８で受信される。アドレスゼネレータ８は、信号の振幅機能に基づいてアドレスを発生させる。これはパワーアンプが記憶効果を有し、非線形であるという想定に一致する。アドレスは一般にＳｉｎの振幅又はパワーであって、ここで取り上げているデジタルサンプルの修正（予歪）テーブル９から相補的複素ゲインＳｃｏｒｒを選択するために使用される。修正テーブル９はアナログ予歪４とパワーアンプ５の組み合わせの総相補的複素ゲインを含み、デジタル予歪１、アナログ予歪４及びパワーアンプ５の相補的ゲインの結合は、全ての入力信号の絶対値について、ゲイン及び位相が線形となっている。相補的複素ゲインの例、Ｓｃｏｒｒ及び元の入力信号の例Ｓｉｎは、次に複合乗算器１０により処理される。複合乗算器１０の出力Ｓｏｕｔは、アナログ予歪とパワーアンプの組み合わせを線形化するように設計されている。図４で使用されている信号は複合信号で、信号パスにおいて２で示されている。
【００５１】
図５は、図１のリファレンス番号４で示されている種類の第３次のアナログＲＦ予歪の例を図解している。ＲＦに変換されたデジタル予歪を与えられた信号は、アナログ予歪器４に対する入力ＲＦｉｎを形成する。ＲＦｉｎ信号は、ＲＦ信号と修正信号が乗算器１３及び１３’に同時に到達するように、ブロック１１で遅延される。遅延したＲＦｉｎ信号はブロック１２で直交位相を有する２つの信号に分離される。つまり、２つの信号の間には９０度の位相差がある。
【００５２】
直交位相を有する両信号は、次に、それぞれ乗算器１３及び１３’において修正（予歪）信号Ｉｃｏｒｒ及びＱｃｏｒｒと混合される。これらの信号Ｉｃｏｒｒ及びＱｃｏｒｒは、アンプの相補的アナログ複素ゲインを表している。混合して出来た信号は次に、ハイブリッド結合器１４において位相結合される。アナログ予歪器ＲＦｏｕｔの出力は、パワーアンプを線形化するように設計されている。
【００５３】
修正信号Ｉｃｏｒｒ及びＱｃｏｒｒは、二乗機能ブロック１８でまず入力信号ＲＦｉｎを二乗し、次にフィルタ機能ブロック１９において、二乗機能ブロック１８により発生した不要な高調波をフィルタし、最後に、２つのブロック１６において、機能１９でフィルタされた信号を、２つの第３次係数１７及び１７’で乗算することにより生成される。２つの第３次係数により、アンプの相補的複素ゲインの概算値が求められる。より高次の係数を使用することにより、アンプの相補的ゲインの適合が向上すること及びアナログＲＦ予歪器には他にも様々な例があることは当業者には明らかであり、それら予歪器の数例が、１９９６年１２月出願のオーストラリア及び国際公開公報第９９／４５６４０号及び同第９９／４５６３８号となった、Mark Briffaによる「ＲＦパワーアンプの線形化(Linearisation of RF Power Amplifiers)」（オーストラリア、ビクトリア工科大学、電気電子工学部、１９９６年）に記載されている。
【００５４】
（シミュレーション結果）
デジタル予歪処理によって発生する周波数変換の問題を、性能要求を本発明に従ってデジタル予歪とアナログ予歪への要求に分解することによって、デジタル予歪を単独で使用した場合に比較して線形性が改善された。本発明に基づく解決手法によれば、デジタル又はアナログ予歪手法を単独で使用した場合に比較して、全ての周波数範囲において修正能力を改善することができた。
【００５５】
このことは、バンド幅を４．０９６ＭＨｚとしたＷＣＤＭＡ信号を使用した以下のシミュレーション結果によって示されている。所定のパワーアンプとデジタル予歪による線形化のみを行った結果をまず図６に示す。
【００５６】
アンプの隣接チャネル性能あるいは線形性は、信号パワーの、上方又は下方に隣接する信号のパワーに対する比によって定義される。パワーは、４．０９６ＭＨｚのバンド幅に渡ってエネルギーを積分することによって計算することができる。前記の信号については、パワーは２つの垂直な実線の間の範囲の面積として表わされ、隣接する信号については、パワーは垂直な破線の間の範囲の面積で表わされる。
【００５７】
所定のアンプ単独での隣接チャネル性能（図６では破線で示す）は、それぞれ上方側と下方側のチャネルについて、３５．８ｄＢｃと３４．４ｄＢｃである。周波数変換器において、両振幅が０．６ｄＢの振幅リップルを有する完全なデジタル予歪（所定のパワーアンプに対する理想的な相補関数）を与えた結果、隣接チャネル性能が、それぞれ下方側と上方側の隣接チャネルについて、それぞれ５９．２ｄＢｃと５８．８ｄＢｃである。所定のパワーアンプの性能は、デジタル予歪によって、２３．４と２４．４ｄＢ改善されたが、周波数変換器の振幅リップルによる制限がある。
【００５８】
次のシミュレーション結果においては、所定のアンプにＲＦアナログ予歪器による予歪を与えている。図７において、隣接チャネル性能（図７で破線で示す）は、それぞれ上方側と下方側のチャネルについて、４１．１ｄＢｃと４０．６ｄＢｃである。アナログ予歪により、所定のパワーアンプの性能は５．３ｄＢと５．２ｄＢ改善された。アナログ予歪により本例のアンプにおける高次のひずみも（広帯域）改善されていることは注目される。
【００５９】
デジタル予歪をアナログ予歪及び所定のパワーアンプに適用する。周波数変換機の振幅ニップルを頂点とする、０．６ｄＢのピークを有する完全なデジタル予歪（アナログ予歪と所定のパワーアンプの理想的な補償機能）により、隣接チャネル性能（図７で実線で示す）が上方側と下方側でそれぞれ６３．１ｄＢｃと６２．８ｄＢｃである。デジタル予歪を加えたことで、明らかに、アナログ予歪及び所定のパワーアンプの性能がさらに２２と２２．２ｄＢ改善された。
【００６０】
どちらの例においても、デジタル予歪の全体的な性能改善は２３−２４及び２２ｄＢであった。測定値の許容誤差を考慮し、これらの値は非常に近似であると考えることができる。従って、デジタル予歪は性能の点で、初期のアナログ部分の線形動作に関係無く、周波数アップコンバータのニップルにより制限されていた。これに加えて、アナログ予歪技術とデジタル予歪技術の組み合わせによる全体的な性能改善を、デジタル予歪及びアナログ予歪双方が動作した範囲における、それぞれの改善値を合算して求めた。この範囲を図６及び７に示す。アナログ予歪のみが動作した、周波数の大きな範囲は図６及び７に示さない。しかし、周波数の大きな範囲に渡るスペクトル性能についても、図６及び７に示したよりは小さな範囲であるが、向上が見られた。
【図面の簡単な説明】
【図１】  図１は本発明の原理を示すブロック図である。
【図２】  図２は従来技術であるドハティアンプの構造を示している。
【図３】  図３はドハティ構造に組み込まれた本発明の実施例の１つを示している。
【図４】  図４は本発明によるデジタル予歪の一例を詳細に示している。
【図５】  図５は本発明によるアナログ予歪の一例を詳細に示している。
【図６】  図６は先行技術によるデジタル予歪のシミュレーション結果を示す。
【図７】  図７は本発明による方法のシミュレーション結果を示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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