(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源回路と、
スイッチング素子を有し、前記直流電源回路の出力をＰＷＭ信号に基づいてスイッチングして高周波電圧を出力する複数台並列接続されたインバータ回路と、
前記高周波電圧を正弦波状の交流電圧にして出力するフィルタ回路と、
前記インバータ回路の出力電圧瞬時値とこれと同タイミングの出力電流瞬時値との積を累計して前記交流出力の有効電力を検出する有効電力検出手段と、
前記有効電力検出手段により検出された有効電力から前記インバータ回路の出力電圧と出力電流との位相角を算出する位相角算出手段と、
前記算出された位相角が進み位相か遅れ位相かを検出する位相検出手段と、
前記有効電力検出手段が検出した有効電力が正である場合には、前記インバータ回路の出力電流が出力電圧に対して進み位相であるときに前記算出された位相角の大きさに応じて出力電圧の周波数を下げる方向に設定し前記インバータ回路の出力電流が出力電圧に対して遅れ位相であるときに前記算出された位相角の大きさに応じて出力電圧の周波数を上げる方向に設定することにより、前記有効電力の検出結果が最大になるように出力電圧の周波数を可変制御し、前記有効電力が負である場合には、前記インバータ回路の出力電圧を上げるように制御する制御手段と
を備えてなるインバータ装置。
【請求項２】
直流電源回路と、
スイッチング素子を有し、前記直流電源回路の出力をＰＷＭ信号に基づいてスイッチングして高周波電圧を出力する複数台並列接続されたインバータ回路と、
前記高周波電圧を正弦波状の交流電圧にして出力するフィルタ回路と、
前記インバータ回路の出力電圧瞬時値とこれと同タイミングの出力電流瞬時値との積を累計して前記交流出力の有効電力を検出する有効電力検出手段と、
前記検出された有効電力に基づいて無効電力を算出する無効電力算出手段と、
前記算出された無効電力が進み位相か遅れ位相かを検出する無効電力位相検出手段と、
前記有効電力が正である場合には、前記無効電力が進み位相であるときにその無効電力の大きさに応じて前記出力電圧の周波数を下げ前記無効電力が遅れ位相であるときにその無効電力の大きさに応じて前記出力電圧の周波数を上げることにより、前記無効電力の検出結果が最小となるように出力周波数を可変制御し、前記有効電力が負の有効電力である場合には、前記インバータ回路の出力電圧を上げるように制御する制御手段と
を備えてなるインバータ装置。
【請求項３】
有効電力検出手段は、交流出力電圧の少なくとも半サイクルの期間で有効電力を検出するようになっていることを特徴とする請求項１又は２に記載のインバータ装置。
【請求項４】
前記直流電源回路とインバータ回路と間を接続する直流電源線間の直流電圧が上昇したときに出力電圧の周波数を上げるように補助制御手段を設けたことを特徴とする請求項１又は２に記載のインバータ装置。
【請求項５】
ＰＷＭ信号作成のためのＰＷＭ制御信号に対して過電流防止のためのピークリミッタを行なうピークリミッタ回路を備えると共に、このピークリミッタ回路にその出力を安定させるための積分回路を設けたことを特徴とする請求項１又は２に記載のインバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、携帯用交流電源装置などに好適するインバータ装置に関する。
【０００２】
【発明が解決しようとする課題】
インバータ装置は、携帯用交流電源装置をはじめとし、交流モータの駆動装置、無停電電源装置などに多用されている。このうち携帯用交流電源装置にあっては、複数の携帯用交流電源装置を並列に接続して負荷を駆動することがある。この場合、携帯用交流電源装置の出力周波数を同期させて運転する。ところで、負荷変動などによりいずれかの携帯用交流電源装置の周波数が微妙に変化した場合や、携帯用交流電源装置間で出力電圧差が発生した場合に、一方の携帯用交流電源装置から他方の携帯用交流電源装置へ電流（横流電流）が流れ込み、携帯用交流電源装置の回路部品を破損させるおそれがある。この場合、出力周波数が高い方から低い方へと横流電流が流れる。
【０００３】
従来、この携帯用交流電源装置間の横流電流を防止する対策として、出力電圧・電流の位相の遅れあるいは進みを監視し、これに基づいて出力周波数を調整し、もって、横流電流の抑制を図るようにしたものがある。その構成の一例を図１５に示している。携帯用交流電源装置１は、エンジン駆動式の交流発電機２とインバータユニット３とから構成されており、インバータユニット３の出力端子３ａ、３ｂから正弦波交流電圧を出力するようになっている。インバータユニット３は、交流発電機２から出力される三相交流電圧を整流する整流回路４、平滑用のコンデンサ５、単相フルブリッジ型のインバータ回路６、フィルタ回路７、制御回路８、駆動回路９などから構成されている。制御回路８は、マイクロコンピュータ１０（以下、マイコン１０と称す）と駆動信号を生成するＰＷＭ回路１１とを主体として構成されている。上記インバータ回路６が、負荷に接続されるものであり、携帯用交流電源装置が複数台並列運転されるときには、このインバータ回路６がその複数台において並列接続されるものである。
【０００４】
この構成において、制御回路８は、エンジンが所定回転数を維持するように発電機２を制御するとともに、出力端子３ａ、３ｂから所定周波数（５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚ）で所定電圧（例えば実効値で１００Ｖ）を有する正弦波交流電圧を出力するようにＰＷＭ制御を行っている。
【０００５】
また、制御回路８は、インバータ回路６の出力電圧を検出する出力電圧検出回路１２と、同じく出力電流を検出する出力電流検出回路１３と、これらにより検出された出力電圧と出力電流との位相差を検出する位相差検出回路１４とを備えており、出力電流が出力電圧より遅れ位相となったときには出力周波数を上げるように制御し、また、進み位相となったときには出力周波数を下げるように制御し、これにより、交流電源装置が２台並列運転されたときの出力のバランスをとるようにしている。この場合、５０Ｈｚ仕様の電源装置では、４９．９０Ｈｚ〜５０．１０Ｈｚ間で調整するようにしている。
【０００６】
ところで、上述の位相差を検出する場合、出力電圧（交流）のゼロクロス点から、出力電流のゼロクロス点までの時間をカウントすることにより位相差を検出するようにしている。しかし、出力電流の検出波形が歪み波形の場合には、ゼロクロスが２回発生したり、通常でないタイミングでゼロクロスとなったりするすることがある。このため、並列運転を行なうような場合に装置相互間の出力電流バランスが均等とならないおそれがあった。
【０００７】
本発明は上述の事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、並列運転を行なうような場合に装置相互間の出力電流バランスが常に均等となるインバータ装置を提供するにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、直流電源回路と、
スイッチング素子を有し、前記直流電源回路の出力をＰＷＭ信号に基づいてスイッチングして高周波電圧を出力する複数台並列接続されたインバータ回路と、
前記高周波電圧を正弦波状の交流電圧にして出力するフィルタ回路と、
前記インバータ回路の出力電圧瞬時値とこれと同タイミングの出力電流瞬時値との積を累計して前記交流出力の有効電力を検出する有効電力検出手段と、
前記有効電力検出手段により検出された有効電力から前記インバータ回路の出力電圧と出力電流との位相角を算出する位相角算出手段と、
前記算出された位相角が進み位相か遅れ位相かを検出する位相検出手段と、
前記有効電力検出手段が検出した有効電力が正である場合には、前記インバータ回路の出力電流が出力電圧に対して進み位相であるときに前記算出された位相角の大きさに応じて出力電圧の周波数を下げる方向に設定し前記インバータ回路の出力電流が出力電圧に対して遅れ位相であるときに前記算出された位相角の大きさに応じて出力電圧の周波数を上げる方向に設定することにより、前記有効電力の検出結果が最大になるように出力電圧の周波数を可変制御し、前記有効電力が負である場合には、前記インバータ回路の出力電圧を上げるように制御する制御手段と
を含んで構成される。
【０００９】
この請求項１の発明においては、有効電力を最大となるように出力電圧の周波数を可変制御するから、複数台のインバータ装置を並列運転する際に、電圧差は周波数差等で発生する横流電流（無効電力）を直接的に小さくすることができて、装置相互間の出力電流バランスを常に均等化できるようになる。
【００１０】
請求項２の発明は、直流電源回路と、
スイッチング素子を有し、前記直流電源回路の出力をＰＷＭ信号に基づいてスイッチングして高周波電圧を出力する複数台並列接続されたインバータ回路と、
前記高周波電圧を正弦波状の交流電圧にして出力するフィルタ回路と、
前記インバータ回路の出力電圧瞬時値とこれと同タイミングの出力電流瞬時値との積を累計して前記交流出力の有効電力を検出する有効電力検出手段と、
前記検出された有効電力に基づいて無効電力を算出する無効電力算出手段と、
前記算出された無効電力が進み位相か遅れ位相かを検出する無効電力位相検出手段と、
前記有効電力が正である場合には、前記無効電力が進み位相であるときにその無効電力の大きさに応じて前記出力電圧の周波数を下げ前記無効電力が遅れ位相であるときにその無効電力の大きさに応じて前記出力電圧の周波数を上げることにより、前記無効電力の検出結果が最小となるように出力周波数を可変制御し、前記有効電力が負の有効電力である場合には、前記インバータ回路の出力電圧を上げるように制御する制御手段と
を含んで構成される。
【００１１】
この請求項２の発明においては、無効電力を最小となるように出力電圧の周波数を可変制御するから、複数台のインバータ装置を並列運転する際に、横流電流を直接的に小さくすることができて、装置相互間の出力電流バランスを常に均等化できるようになる。
【００１７】
請求項３の発明は、請求項１又は２の発明において、有効電力検出手段が、出力電圧の少なくとも半サイクルの期間で有効電力を検出するようになっているところに特徴を有する。
これによると、有効電力検出を短い時間で行なうことができてその後の周波数制御を迅速に行なうことができるようになる。
【００２１】
通常はそれほど大きな横流電流は発生しない。しかし万一多大な横流電流が発生すると、インバータ回路のスイッチング素子が破損するおそれがあるから、早めに横流電流を解消した方がよい。しかるに前述した請求項１の発明においては、多大な横流電流が流れ込むことを、有効電力が負であることをもって判定して出力電圧を上げるように制御するようにしたから、位相角や、位相の遅れ・進みを検出するのを待たずに迅速に、多大な横流電流の流れ込みを防止できるようになる。この結果、インバータ回路のスイッチング素子等の破損を有効に防止できる。
請求項４においては、請求項１又は２の発明において、インバータ回路の回路電圧が上昇したときに出力電圧の周波数を上げるように補助制御手段を設けたところに特徴を有する。
横流電流が流れ込んでいる場合には、インバータ回路電圧も上昇する。請求項４においては、このインバータ回路電圧に応じて出力電圧の周波数を上げるようにしているから、並列運転の場合において装置相互間の出力電流バランスの均等化をさらに迅速に行なうことができるようになる。
【００２２】
請求項５の発明は、請求項１又は２の発明において、ＰＷＭ信号作成のためのＰＷＭ制御信号に対して過電流防止のためのピークリミッタを行なうピークリミッタ回路を備えると共に、このピークリミッタ回路にその出力を安定させるための積分回路を設けたところに特徴を有する。
この請求項５の発明においては、過電流防止を図り得ると共に発振現象の発生を防止できるようになる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明のインバータ装置を携帯用交流電源装置に適用した第１の実施例（請求項１、３の発明に対応）について図１ないし図１０を参照しながら説明する。
まず、図１においては、例えば１００Ｖ・５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚの交流電源を発生する携帯用交流電源装置２１の電気的構成を示している。この携帯用交流電源装置２１は、図示しないエンジンにより駆動される三相の交流発電機２２と、その後段に接続される単相のインバータユニット２３とから構成されている。
【００２４】
交流発電機２２は、回転子と電機子（何れも図示せず）とに加え、エンジンへの燃料（ガソリン）供給量を制御してエンジンの回転速度を制御するためのステッピングモータ２４を備えている。電機子には、Ｙ結線された主巻線２５ｕ、２５ｖ、２５ｗと補助巻線２６とが巻装されており、主巻線端子２７ｕ、２７ｖ、２７ｗと補助巻線端子２８ａ、２８ｂは、それぞれインバータユニット２３の入力端子２９ｕ、２９ｖ、２９ｗと入力端子３０ａ、３０ｂに接続されている。
【００２５】
一方、インバータユニット２３は、以下のように構成されている。すなわち、入力端子２９ｕ、２９ｖ、２９ｗと直流電源線３１、３２との間には整流回路３３が接続されている。直流電源線３１と３２の間には平滑用のコンデンサ３４が接続され、直流電源線３１、３２と出力端子３５、３６との間にはインバータ回路３７とフィルタ回路３８とが縦続接続されている。なお、整流回路３３が、本発明における直流電源回路に相当する。
【００２６】
整流回路３３は、サイリスタ３９〜４１とダイオード４２〜４４とがいわゆる三相混合ブリッジの形態に接続された構成を備えており、インバータ回路３７は、トランジスタ４５〜４８（スイッチング素子に相当）と還流ダイオード４９〜５２とがいわゆるフルブリッジの形態に接続された構成を備えている。
【００２７】
フィルタ回路３８は、インバータ回路３７の出力端子５３とインバータユニット２３の出力端子３５との間に介在するリアクトル５５と、インバータユニット２３の出力端子３５と３６との間に接続されたコンデンサ５６とから構成されている。インバータ回路３７の出力端子５４は、インバータユニット２３の出力端子３６に直接接続されており、その出力端子５４からフィルタ回路３８に至る電流経路には出力電流を検出するための変流器５７が設けられている。上記インバータユニット２３の出力端子３５および３６は、この交流電源装置２１が複数台並列運転されるときには、並列接続されるものであり、つまり、インバータ装置３７が複数台で並列接続されるものである。
【００２８】
さらに、インバータユニット２３は、制御電源回路５８、制御回路５９および駆動回路６０を備えている。このうち制御電源回路５８は、入力端子３０ａ、３０ｂを介して補助巻線２６に誘起される交流電圧を入力し、それを整流平滑して制御回路５９が動作するための制御用直流電圧（例えば５Ｖ、±１５Ｖ）を生成するようになっている。なお、補助巻線２６に誘起される交流電圧は、エンジンの回転数を検出するために、制御回路５９にも入力されている。
【００２９】
制御回路５９は、マイクロコンピュータ６１（以下、マイコン６１と称す）、直流電圧検出回路６２、出力電圧検出回路６３、出力電流検出回路６４およびＰＷＭ回路６５から構成されている。マイコン６１は、具体的には図示しないがＣＰＵ、ＲＡＭ、ＲＯＭ、入出力ポート、Ａ／Ｄコンバータ、タイマ回路、発振回路や、Ｄ／Ａコンバータが、ワンチップＩＣ化された構成を有している。
【００３０】
直流電圧検出回路６２は、図１から明らかなように直流電源回路３３とインバータ回路３７との間を接続する直流電源線３１と３２との間の直流電圧Ｖｄｃを検出してその検出直流電圧を直流電圧検出信号としてマイコン６１に出力するようになっている。この場合マイコン６１は、この直流電圧検出信号をで読み込んで、前記直流電圧Ｖｄｃが１８０Ｖを超えるとサイリスタ３９〜４１をオフし、１８０Ｖ以下となるとオンするようになっている。
【００３１】
出力電圧検出回路６３は、インバータ回路３７の出力端子５３と５４の間の電圧を分圧する分圧回路と、その分圧された矩形波状の電圧から搬送波成分を除去するためのフィルタ（何れも図示せず）とを備えて構成されており、その出力電圧検出信号Ｖｓをマイコン６１およびＰＷＭ回路６５に出力するようになっている。
【００３２】
また、出力電流検出回路６４は、変流器５７により検出された出力電流を所定の電圧レベルに変換し、その出力電流検出信号Ｉｓを出力電流検出信号としてマイコン６１およびＰＷＭ回路６５に出力するように構成されている。
ＰＷＭ回路６５は、ＰＷＭ制御を実行してトランジスタ４５〜４８に対する駆動信号Ｇ１〜Ｇ４を生成するものである。駆動信号Ｇ１〜Ｇ４は、それぞれ駆動回路６０を介してトランジスタ４５〜４８のベースに与えられるようになっている。
【００３３】
マイコン６１には、図示しないスイッチ入力部からのスイッチ入力により出力周波数を５０Ｈｚ・６０Ｈｚのいずれかに設定できるようになっており、例えば５０Ｈｚ（１００Ｖ）の交流電源を発生すべきときには、設定された出力周波数と同じ周波数の交流基準電圧たる正弦波基準信号Ｖsin をＰＷＭ回路６５に与えるようになっている。このＰＷＭ回路６５において、上記正弦波基準信号Ｖsin は図２に示す誤差増幅回路６６に入力されている。この誤差増幅回路６６には、別の入力として前記出力電圧検出回路６３の出力電圧検出信号Ｖｓが与えられるようになっている。この誤差増幅回路６３は、減算増幅してＰＷＭ制御信号Ｖsin ′を出力するもので、出力電圧検出信号Ｖｓが設定電圧・周波数相当となるように調整されるようになっており、つまり出力電圧帰還制御がなされるようになっている。さらに、後述するが、この正弦波基準信号Ｖsin は、出力有効電力の算出にも用いられるようになっている。
【００３４】
また、ＰＷＭ回路６５には、その内部構成の一部を示す図２に示すように、ピークリミッタ回路６７が設けられており、これはオペアンプ６８と積分回路６９とを備えて構成されており、上記オペアンプ６８には、出力電流検出回路６４の出力電流検出信号Ｉｓが与えられると共に、ピーク電流基準信号Ｉｋが与えられ、出力電流検出信号Ｉｓが過電流相当であると、ピーク電流基準信号Ｉｋを超える部分についてオンするようになっている。前記ピーク電流基準信号Ｉｋにはヒステリシスにより信号レベル「＋Ｉｋ」と「−Ｉｋ」（図３（ａ）参照）とが含まれる。このとき、積分回路６９によって帰還がかけられていることから、ＰＷＭ制御信号Ｖsin ′は、図３（ｃ）に示すようにピーク部分がほぼフラットにカットされた波形となる。なお、この積分回路６９が無い場合には、ピークリミッタ回路６７の上記ＰＷＭ制御信号Ｖsin ′が瞬時に立ち下がりおよび立ち上がるから回路が発振するおそれがあるが、本実施例では、そのようなことはない。上記ＰＷＭ制御信号Ｖsin ′は過電流が発生していないときには、図３（ｃ）破線で示すように、正弦波波形をなしている。
【００３５】
ＰＷＭ回路６５は、図４（ａ）に示すように、上記ＰＷＭ制御信号Ｖsin ′と例えば１６ｋＨｚの三角波からなる搬送波周波数信号Ｓｃ（図面では便宜上周波数を極端に落とした波形としている）とをコンパレータ７０により比較して、同図（ｂ）に示す矩形波状の高周波電圧Ｖｏ（実効的にみて１００Ｖ・５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚ）を得るように駆動信号Ｇ１〜Ｇ４を生成する。このようにして生成された高周波電圧Ｖｏはフィルタ回路３８によって高周波成分が除去されて、同図（ｃ）に示すように、例えば１００Ｖ・５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚの交流出力Ｖｏａｃが形成される。なお、図４（ｃ）のＰＷＭ制御信号Ｖsin ′は過電流がないときの状態を示している。
【００３６】
さて、マイコン６１は、有効電力検出手段、位相角検出手段、位相検出手段および制御手段として機能するものであり、以下、これらの機能を作用と共に説明する。
マイコン６１は、運転が開始されると図５に示す制御フローチャートに従って出力周波数を制御するようになっている。すなわち、ステップＱ１では出力電圧Ｖｏの１サイクルの最初のゼロクロス（図６参照、タイミングｔ０）を検出する。この場合、マイコン６１は、正弦波基準信号Ｖsin と出力電圧Ｖｏの実効的ゼロクロスは理想的には一致することから、この正弦波基準信号Ｖsin の１サイクルの最初（プラス側に変化するタイミング）のゼロクロスのタイミングｔ０を判別する。そしてステップＱ２では、電流の瞬時値Ｉｓ（１）が正か負かを検出する。つまり、電流が電圧に対して進み位相か遅れ位相かを検出し、もって、後述の位相角θが進み位相か遅れ位相かを検出する。
【００３７】
この後、１／２サイクルについて６回（時間的に等間隔）のタイミングで検出出力電流信号Ｉｓから瞬時値Ｉｓ（ｎ）（ｎは１〜６）を検出する（ステップＱ３）。そして、ステップＱ４では瞬時有効電力Ｐ（ｎ）を算出する。すなわち、図６における各検出機会（１）〜（６）における電流の瞬時値Ｉｓ（ｎ）と正弦波基準信号Ｖsin （ｎ）（これは予め判っている）との積を求め、そして、これを記憶する。次のステップＱ５では、瞬時値Ｉ（ｎ）の２乗を求め、記憶する。６回が終了すると（ステップＱ６の「ＹＥＳ」）、ステップＱ７に移行して、有効電力Ｐを算出する（検出する）。この場合、有効電力Ｐは、
Ｐ＝Ｐ（１）＋…Ｐ（６）  で求められる。
【００３８】
次にステップＱ８に移行して、電流実効値Ｉを求める。この電流実効値Ｉは
Ｉ＝（（Ｉｓ（１）２＋…Ｉｓ（６）２）／６）１／２  で求められる。
次のステップＱ９では、位相角θを求める。すなわち、皮相電力Ｉ×Ｅと有効電力Ｐとの関係は
Ｐ＝（Ｉ×Ｅ）cos θ  であるから（θは位相角）、
cos θ＝Ｐ／（Ｉ×Ｅ）となり、このcos θから位相角θを割り出す。
【００３９】
この場合、上記ステップＱ２において、正が検出されていると、この位相角θは進み位相であることが検出され、また負が検出されていると、位相角θが遅れ位相であることが検出されている。
【００４０】
次のステップＱ１０では、この位相角θと、その進みあるいは遅れ位相により出力周波数を設定する。この設定は、図７に示すデータテーブルに基づいて行なう。すなわち、位相角θが進み位相であるときには、その位相角θの大きさに応じて周波数を小さくする方向に設定し、位相角θが遅れ位相であるときには、その位相角θの大きさに応じて周波数を大きくする方向に設定するようにしている。例えば位相角θが０°で５０．０Ｈｚを基準とし、位相角θが９０度となると５０．１Ｈｚとし、その間をリニアに設定する。
【００４１】
さらに、マイコン６１は、既述したように、サイリスタ３９〜タ４１のオンオフ制御とは関係なく、直流電圧Ｖｄｃを検出して出力電圧を調整する出力電圧制御機能を有している。すなわち、図８のフローチャートのステップＲ１、ステップＲ２およびステップＲ３に示すように、上記Ｖｄｃが１８０Ｖ以上となると出力電圧を上げるように制御する。すなわち、前記正弦波基準信号Ｖsin の振幅を大きくして出力電圧を大きくするように制御する。例えば、１８０Ｖから１Ｖ上がると、出力周波数を０．０１Ｈｚ上げるように制御する。
【００４２】
このような携帯用交流発電装置２１を並列接続して負荷Ｆに電源を与える場合について述べる。図９において、例えば２台の携帯用交流発電装置うち一方を携帯用交流発電装置２１Ａとし、他方を携帯用交流発電装置２１Ｂとする。いま、何らかの原因（例えば負荷変動）で一方の交流発電装置２１Ａの出力周波数が、瞬時的に例えば４９．９６Ｈｚとなった場合、他方の交流発電装置２１Ｂから一方の交流発電装置２１Ａへ横流電流が流れる。また、図１０に示すように交流発電装置２１Ｂの出力電圧が交流発電装置２１Ａの出力電圧より高い場合も交流発電装置２１Ｂから交流発電装置２１Ａへ横流電流が流れる。
【００４３】
この場合交流発電装置２１Ｂでは、電圧に対して電流の位相が遅れるようになる（遅れ位相の位相角となる）。逆に交流発電装置２１Ａには、電圧に対して電流が進むようになる（進み位相の位相角となる）。
ここで、本実施例においては、遅れ位相の位相角となると、出力周波数を上げるように制御し、進み位相の位相角となると、出力周波数を下げるように制御する。すると、交流発電装置２１Ａではさらに出力周波数が下がり、そして、交流発電装置２１Ｂではさらに出力周波数が上がる。この結果、交流発電装置２１Ｂから交流発電装置２１Ａへ電力供給が発生する。これにより、交流発電装置２１Ａのインバータ回路３７の主回路電圧である電圧Ｖｄｃが上昇する。すると、交流発電装置２１Ａは、出力電圧を上げるように制御する。この結果、この交流発電装置２１Ａへの横流電流の流れ込みが減少し、この結果、両電源装置２１Ａおよび２１Ｂ間での横流電流が解消される。このように有効電力の検出結果が最大となるように制御される。
【００４４】
この場合、本実施例によれば、出力電圧と出力電流との位相角θ要素が含まれる有効電力Ｐを検出し、そして、検出された有効電力Ｐに基づいて位相角θを算出するから、出力電流あるいは出力電流検知手段たる出力電流検出回路６４の検出信号Ｉｓに波形歪みがあるような場合でもほぼ正確な位相角θを検出することができるようになる。つまり位相角θの検出精度の向上を図ることができる。
【００４５】
従って、前記出力電圧の周波数制御を、検出精度の高い位相角に基づいて周波数制御を適正に行なうことができるようになり、並列運転を行なうような場合に装置相互間の出力電流バランスが常に均等となる。
【００４６】
特に本実施例によれば、有効電力を検出するについて、交流電圧の半サイクルの期間で有効電力を検出するようにしたから、有効電力検出を短い時間で行なうことができてその後の周波数制御を迅速に行なうことができる。ただし、交流電圧の１サイクルで有効電力を検出するようにしてもよい。
【００４７】
次に図１１および図１２は本発明の第２の実施例（請求項２の発明に対応）を示しており、この実施例において、無効電力の大きさと、該無効電力の進み位相・遅れ位相とに応じて出力周波数を設定するようにした点が第１の実施例と異なる。すなわち、図１１のフローチャートにおいてステップＳ１〜ステップＳ８は、図５のステップＱ１〜ステップＱ８と同じである。ステップＳ９では、cos θを求め、ステップＳ１０では、このcos θからsin θを求めると共に、無効電力を算出している（無効電力算出手段）。なお、この無効電力が進み位相か遅れ位相かは、ステップＳ２（無効電力位相検出手段）で判定結果で判る。電流の瞬時値Ｉ（１）が正のときは進み位相で、負のときは遅れ位相である。
【００４８】
ステップＳ１１では、図１２のデータテーブルを参照して、上記無効電力の大きさと位相とから周波数を設定する。一例を上げると、進み位相の無効電力が−２８００Ｗのとき（これは位相角θでいうと−９０°に相当）には、４９．９Ｈｚに相当する。この実施例においても第１の実施例と同様の効果を得ることができる。
【００４９】
また、無効電力の検出のし方としては、本発明の第３の実施例として示す図１３のように、基準交流電圧たる正弦波基準信号Ｖsin を９０°位相進ませた波形の交流電圧Ｖｘを設定し（マイコン６１が正弦波基準信号Ｖsin から９０°位相進んだ交流電圧Ｖｘをデータとして有するようにし）、半サイクル６回のタイミングでこのＶｘと出力電流検出信号Ｉｓとの積を求め、これを６回分合計することで無効電力を検出する。このようにすれば、直接的に無効電力を求めることができる。
【００５０】
また、本発明の第４の実施例を次に述べる。
すなわち、第１の実施例や第２の実施例における携帯用交流電源装置２１は、並列運転したときに一方の装置に比較的小さな横流電流が流れ込む場合に、これを解消するのに好適する。つまり、比較的小さな横流電流が流れ込む場合には、図１４（ａ）に示すように、位相としては遅れ位相も進み位相があるものの、位相角は９０°を超えない範囲であり、有効電力が正である。しかし横流電流が多大であると、横流電流が入り込む装置側ではインバータ回路のスイッチング素子が破損するおそれがあるから、早めに横流電流を解消した方がよい。この場合、正弦波基準信号Ｖsin に対する電流の位相は、図１４（ｂ）に示すように、出力電流検出信号Ｉｓの位相が９０°以上ずれて（逆位相となり）、有効電力は負となる。
【００５１】
この点を考慮して、第４の実施例においては、交流出力の有効電力を検出する有効電力検出手段と、検出された有効電力が負の有効電力であるときに出力電圧を上げるように制御する制御手段を備える構成としている。これによれば、位相角や、位相の遅れ・進みを検出するのを待たずに迅速に、多大な横流電流の流れ込みを防止できるようになる。この結果、インバータ回路のスイッチング素子等の破損を有効に防止できる。
【００５２】
さらには、第１の実施例または第２の実施例において、インバータ回路３７の回路電圧である前記直流電源線３１、３２間の電圧Ｖｄｃが上昇したときに、出力電圧の周波数を上げるように補助制御手段を設ける構成としても良い（請求項４の発明）。例えば電圧Ｖｄｃが１Ｖ上がれば、出力の周波数を０．０１Ｈｚ上げるようにしても良い。このようにしても、並列運転の場合において装置相互間の出力電流バランスの均等化をさらに迅速に行なうことができるようになる。
【００５３】
【発明の効果】
本発明は以上の説明から明らかなように、次の効果を得ることができる。
請求項１の発明によれば、有効電力を最大となるように出力電圧の周波数を可変制御するから、複数台のインバータ装置を並列運転する際に、装置相互間の出力電流バランスを常に均等化できる。
請求項２の発明によれば、無効電力を最小となるように出力電圧の周波数を可変制御するから、複数台のインバータ装置を並列運転する際に、装置相互間の出力電流バランスを常に均等化できる。
【００５５】
請求項３の発明によれば、有効電力検出手段が、出力電圧の少なくとも半サイクルの期間で有効電力を検出するようになっているから、有効電力検出を短い時間で行なうことができてその後の周波数制御を迅速に行なうことができる。
【００５８】
請求項４の発明によれば、インバータ回路電圧に応じて出力電圧の周波数を上げるようにしているから、並列運転の場合において装置相互間の出力電流バランスの均等化をさらに迅速に行なうことができる。
請求項５の発明によれば、過電流防止を図り得ると共に発振現象の発生を防止できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例を示す電気回路図
【図２】ＰＷＭ回路の一部を示す回路図
【図３】図２における各波形を示す図
【図４】ＰＷＭ制御に関係する波形を示す波形図
【図５】制御内容を説明するためのフローチャート
【図６】正弦波基準信号と出力電流検出信号とを示す図
【図７】周波数設定データを示す図
【図８】図５とは異なる制御内容を説明するためのフローチャート
【図９】出力周波数に関係する横流発生状態での携帯用交流発電装置２台の運転例を示す図
【図１０】出力電圧に関係する横流発生状態での携帯用交流発電装置２台の運転例を示す図
【図１１】本発明の第２の実施例を示す制御内容説明用のフローチャート
【図１２】図７相当図
【図１３】本発明の第３の実施例を示す波形図
【図１４】本発明の第４の実施例を示す波形図
【図１５】従来例を示す図１相当図
【符号の説明】
２１は、携帯用交流電源装置（インバータ装置）、２２は交流発電機、２３はインバータユニット、３３は整流回路（直流電源回路）、３７はインバータ回路、３８はフィルタ回路、５９は制御回路、６１はマイコン（有効電力検出手段、位相角検出手段、位相検出手段および制御手段）、６３は出力電圧検出回路（出力電圧検出手段）、６４は出力電流検出回路（出力電流検出手段）、６７はピークリミッタ回路、６９は積分回路を示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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