(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電気信号の緩慢で微小な変化の検出装置であって、
検出すべき信号の路に接続された制御スイッチ（２）と、
第１の端子で上記スイッチに接続され、上記信号の電圧に充電されるキャパシタ（３）と、
上記キャパシタ（３）の第２の端子に接続する入力端を有し、対応するキャパシタの充電又は放電電流に対応するパルス信号を生成する増幅器（５）と、
ウインドウを決める第１及び第２の基準電圧（＋ＵＫ，−ＵＫ）を有し、上記増幅器の出力信号が上記ウインドウによって規定される範囲にあるか、それが負又は正の方向に横切ったかを指示するための上記増幅器（５）の出力に接続された信号入力を有するウインドウコンパレータ（７）と、
各々が第１及び第２の記憶手段（８ａ，８ｂ：１１ａ、１１ｂ）を有する複数の記憶及び論理ユニットと、
周期的に繰り返されるサンプリング期間にスイッチを閉じるための上記制御スイッチ（２）の制御入力に接続し、さらに上記複数の記憶及び論理ユニットに接続されたパルスジェネレータ（９）と、
を備え、
上記第１の記憶手段は、上記パルス信号の間に得られた上記ウインドウコンパレータ（７）の論理状態を記憶し、上記パルスジェネレータの各パルスの所定のセクションは、上記第１の記憶手段の記憶値を上記第２の記憶手段に読み込む検出装置。
【請求項２】
上記パルスジェネレータ（９）は可変の周期をもつパルスを生成する請求項１記載の検出装置。
【請求項３】
上記増幅器（５）は、他の入力端を有し、上記充電又は放電電流に対応するパルス信号に対して反対符号となるパルスを上記他の入力端に加え、かつ該反対符号のパルスの時間は同じオーダーの大きさとなるように動作するＲＣフィードバック要素を含む請求項１記載の検出装置。
【請求項４】
上記ウインドウコンパレータ（７）の電圧ウインドウは増幅器（５）の出力信号のベースレベルに関して対称であるように調整されている請求項１記載の検出装置。
【請求項５】
上記第１の記憶手段は、対の双安定回路（８ａ，８ｂ）であって、上記対内の他方の反転出力によって制御される入力を有し、さらに上記双安定回路は上記パルスジェネレータ（９）のサンプリングパルスの前縁によってリセットされる請求項１記載の検出装置。
【請求項６】
上記第２の記憶手段は、対の双安定回路（１１ａ，１１ｂ）であって、その記憶はパルスジェネレータ（９）の上記サンプリングパルスの後縁の効果の下で生じる請求項１記載の検出装置。
【請求項７】
電気信号の緩慢で微小な変化の検出方法であって、検出すべき信号を周期的にキャパシタ（３）にスイッチングするステップと、それによって以前の周期で得られた充電状態を変化させるステップと、上記キャパシタ（３）が新しい充電状態を取るように強いられたときに生じる減衰電流パルスの振幅と符号を検査するステップと、該減衰電流パルスの振幅が所定の閾値の限界より高いものであれば、次の周期まで上記変化の事実と上記変化の符号を記憶するステップとを含み、上記キャパシタ（３）の充電状態の各変化に対応して交流のＤＣ平均が零であり、最初の半波が上記減衰電流パルスに比例的である１つの交流を生成するステップとを有し、上記検査ステップでは、上記交流の上記半波を上記減衰電流パルスを表わす信号として直接検査し、上記スイッチングステップの期間は、上記減衰電流パルスよりそれ自体長い上記１つの交流の周期より長いことを特徴とする検出方法。
【請求項８】
電気信号の変化を検出する感度は、サンプリング期間を変更することによって調整され、上記調整は上記スイッチングステップで起こる過渡的経過に関係しない請求項７に記載の検出方法。
【請求項９】
検査されるべき信号は、充電中のバッテリの電圧である請求項７に記載の検出方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
本発明は、変化の符号（ｓｉｇｎ）を含む電気信号の緩慢で微小な変化の検出方法及び装置、並びに交流電圧のピーク値の正確な検出のための回路配置に関する。用語「電気信号」は、直流電圧、又は直流電圧の尺度によって表現されることができる量と理解されるもので、そのような量にはたとえば電流ないし温度プローブの出力信号がある。
【０００２】
直流電圧は、一般に、所望の精度で測定されることができる。しかしながら、変化が直流電圧レベルに比較して非常に小さく、たとえばＤＣレベルの１０−３又は１０−４倍であり、そのような変化がゆっくり、たとえば２、３時間にわたって起きるときには、その変化が正確に検出されるべきである特別の測定作業がある。もしそのようなゆっくりとした変化の出現が、非常に速く、２、３分より短い時間で、検出されなければならず、検出時間は１０秒の大きさのオーダーであるかもしれない場合には、その測定の困難性は、増大する。このような検出作業においては、有用な信号は測定の精度より大きくはないから、電圧測定の従来の方法は用いることができない。
【０００３】
このような測定は、典型的にはバッテリを充電する場合の充電の終了の判定である。特に、バッテリが大きな充電電流で集中的に充電されるときには、フル充電状態に達するとすぐに充電プロセスを終了しなければならない。そうしなければ、バッテリは取り返しのつかないダメージをこうむるかもしれない。充電状態の終了はしばしば、１ｍＶ以下であり得るバッテリ電圧の非常にわずかな変化によって示されるか、又はバッテリ電圧の同様にわずかな減少の終了により示され得る。
【０００４】
モトローラ社の小冊子、マスタセレクションガイドシリーズ  ＳＧ７３／Ｄ  Ｒｅｖ．１７、１９９８（ＳＧ７３／Ｄ  Ｒｅｖ．１７，１９９８  ｏｆ  ｔｈｅ  Ｍａｓｔｅｒ  Ｓｅｌｅｃｔｉｏｎ  Ｇｕｉｄｅ  ｓｅｒｉｅｓ）には、バッテリ充電集積回路ＭＣ３３４０ｐ型が記載され、これは４ｍＶの感度でバッテリ電圧の減少を検出することができる。要求される精度はこの値より高いものであり、単に電圧の減少のみを検出するだけでは十分ではなく、さらに変化の傾向を判定しなければならない。その変化の傾向とは、信号が所定の範囲で減少したか、その信号は少なくともその範囲で増大したか、又は、変化することなくとどまっていたか、すなわち、変動が所定のレベルを超えなかったかを判定することを意味する。
【０００５】
電圧信号の非常に小さな変化の場合、変化の急勾配や信号の不変の状態の持続性を検出することができ、信頼できて正確で利用し得る手段はなにもない。しかしながら、そのようなパラメータを知ることは、いくつかの技術分野で望まれている。
【０００６】
監視されるべき信号が直流電圧で構成されずに、パルスのような周期的に繰り返される量によって構成されている場合、検出の問題はもっと困難なものとなる。なぜなら、所望の精度でパルス電気信号から直流レベルを生成し得るどのようなピーク検出器も知られていない。検出用の非線形素子はよく変動する温度依存特性を有し、直流信号処理はオフセットとともにドリフトエラーを有する。これらの副次的な効果は、信号レベル以下のオーダーである信号の変化を判定しなければならないときには、もはや無視すべきものではなくなる。
【０００７】
本発明の目的は、変化がＤＣレベルより３桁のオーダー小さいところで、直流電圧の緩慢で微小な変化の確実な検出と変化の傾向の判定の双方を可能にする方法及び装置を提供することであり、それは大量生産を容易にする回路設計を有するものである。
【０００８】
また、本発明の目的は、ＤＣレベルのなんらの変動もなく、所望の精度をもって、反復パルス信号のピーク検出を実行できる回路配置を提供することである。
【０００９】
これらの目的は、特許請求の範囲に規定される解決策によって達成された。
【００２１】
本発明はここで、添付図面を参照して、好適な実施例に関係付けて説明される。
【００２２】
図１に示される回路では、監視される信号は直流電圧であり、そのラインは入力端子１に接続されている。制御スイッチ２は、リレー１０の接点又は高性能な電子スイッチであり、入力端子１と直列に接続されている。スイッチ２の他の導線は正確に設計されたキャパシタ３の一方のアームに接続され、他のアームは抵抗４に接続され、かつフィードバックループを構成する制御増幅器５の非反転入力に接続されている。制御増幅器５の出力は、分岐をとおり自身の反転入力に接続され、その分岐は、同様に反転入力に接続されているポテンショメータ６とＲＣ要素を含む。ポテンショメータ６は増幅を調整するように用いられる。短い単極電圧パルスが制御増幅器の非反転入力に入力し減衰すると、フィードバック効果により、半波のパルスが、入力におけるパルスに対して位相が反転して出力に現れる。
【００２３】
制御増幅器５の出力はウインドウコンパレータ７の信号入力に接続されている。比較のためのウインドウの幅は調整されることができ、２つの安定電圧＋ＵＲ及び−ＵＲがこの目的のために用いられ、これらのレベルは図１に図示しない回路によって変更可能である。ポテンショメータ１２は、信号入力でのＤＣレベルについて対称となるようにＤＣウインドウを調整するために用いられる。ウインドウコンパレータ７は２つの出力をもち、その出力信号は、信号電圧が調整された電圧限界を越える方向に配置されている一方に現れる。ウインドウコンパレータ７の出力はそれぞれＡＮＤゲート１３及び１４を通ってそれぞれ双安定回路８ａ及び８ｂの書き込み入力に接続される。アンドゲート１３，１４の第２入力は双安定回路８ａ，８ｂの他の１つの反転出力に接続される。これらのゲートの使用により、動作を安定化させる効果を有する。
【００２４】
双安定回路８ａ及び８ｂの共通駆動入力はパルスジェネレータ９の出力に接続され、この出力は付加的に、スイッチ２を有するリレー１０を制御し、インバータ１６を通ってさらに２つの双安定回路１１ａ及び１１ｂのダイナミック入力を制御する。双安定回路１１ａ及び１１ｂの書き込み入力は、２つの最初の双安定回路８ａ及び８ｂの出力Ｑに接続される。２つの第２の双安定回路１１ａ及び１１ｂの出力Ｑは、その装置の出力ａ及びｂである。第３の出力ｃは、第２の双安定回路１１ａ及び１１ｂの反転出力に接続される入力を有するＡＮＤゲート１５の出力である。
【００２５】
本発明による電圧検出装置の動作は以下のとおりである。
【００２６】
監視される装置、例えばバッテリは、入力端子１に直結されている。パルスジェネレータ９は、所定の繰り返し周波数と所与の期間をもつパルスを生成する。実施例においては、パルス期間は１００から５００ｍｓの間であり、パルス周期は１秒から３分の間に調整されることができる。図２は、パルスジェネレータ９のパルス形状を示す。同じパルスは図３に示されるが、異なる時間スケールで示される。
【００２７】
パルス期間中、スイッチ２は閉じられ、キャパシタ３を入力端子１に接続する。スイッチ２が閉じられる以前には、キャパシタ３の電圧は、以前のパルス終了期間に入力端子に現れた（ｐｒｅｖａｉｌｅｄ）電圧に等しくなっていた。これは、スイッチ２の閉状態が終了するまでに、キャパシタ３は入力端子１にある電圧により充電されるからである。この電圧が、直前のパルス（ｌａｓｔ  ｐｕｌｓｅ）の間に得られた電圧に対して変更される場合には、キャパシタ３は、この新しい電圧値により充電されるかもしくは放電されるかとなり、その充電又は放電電流により抵抗４に減衰する正又は負のパルスが生成される。
【００２８】
もし、その電圧が直前のクロックパルス時より増大したのなら、過渡的な充電電流は、正方向に立ち上がり、それから零に向かって減衰する出力信号をつくりだす。この出力信号は図３のｂに示されている。キャパシタ３から、フィードバックの分岐におけるＲＣ要素への充電プロセスは、反対符号の過渡的パルスを生成する。この出力信号の電圧は図３のｃに示されるとおりである。この出力信号のＤＣ平均は零になる。その２つの結果的に発生する過渡的信号の時定数はほとんど同じに選択されるなら好適であり、同じ時定数は２つの半波を含む信号を対称に近づける。第２の半波の使用は出力信号のＤＣ成分の長期安定性の観点から重要である。制御増幅器５は、特に高い入力インピーダンスを有する。したがって、それにより表わされる負荷は無視できるほど小さく、サンプリング周期の間にキャパシタ３の電圧は変化することはない。
【００２９】
以前の状態に比較して、入力端子で電圧の減少がおきるなら、キャパシタ３は減少した新しいレベルまで放電するであろう。ここで、放電電流が先の場合の充電電流の符号に関して反対の符号をもつなら、接地に対して負のパルスが抵抗４に現れる。制御増幅器５の出力には、負の半波で始まる全波のパルスが現れる。
【００３０】
図２ａに示すサンプリングパルスの期間は、キャパシタ３と抵抗４とからなるＲＣ要素の時定数より長い。したがって、パルスの終了時には、過渡的な充電や放電はすでに終了している。  スイッチ２が開かれると、キャパシタ３はその電圧を保持し、正確な設計により、この電圧は実際次のパルスまで維持される。周期とサンプリング時間の比は、スケールが不正確な図２から推論されるものより実質的に大きい。
【００３１】
先に述べたように、サンプリング期間の入力信号の電圧の変化は制御増幅器５の出力に電圧波形を生じせしめる。入力電圧が増加するか減少するかの事実にしたがって、この電圧波形は正又は負の半波で開始する。ウインドウコンパレータの電圧ウインドウの幅は比較のための閾値電圧＋ＵＫ及び−ＵＫに調整され、この波形の振幅より実質的に小さくなっている。この比較ウインドウは制御増幅器５の出力のＤＣレベルに対して対称である。そして、この対称はポテンショメータ１２により調整されることができる。図３のｃによれば、正の比較閾値は、全波の前半の期間において、コンパレータ７の信号入力に導かれる電圧によって２度横切られることが示されている。コンパレータ７の上側出力は閾値の上（正）方向へ横切ることに関係したという事実にしたがって、図３のｄに示すパルスが現れる。後半の期間では、電圧信号は比較閾値−ＵＫより下（負）方向へ２度横切り、この時には図３のｅに示すパルスが、下方へ閾値を横切ることに関係する下側コンパレータ出力に現れる。
【００３２】
双安定回路８ａ及び８ｂはクロックパルスの０−１の立ち上がりによってリセットされ、このようにして両者はともに、反転出力では論理値１をとり、非反転出力では値０をとる。ＡＮＤゲート１３及び１４は対の双安定回路の他の一つの反転出力によって制御される。クロックパルスの開始時には、双安定回路８ａ、８ｂの反転出力は１状態にあり、双安定回路の両方への書き込みが可能である。この例の場合、入力端子の信号が変化、すなわち増大した。これは、波形が正の半周期で始まる結果となる。この結果として、パルスが、コンパレータ７（図３のｄ）の上側出力にまず現れ、値１が双安定回路８ａに書き込まれる。図３のｆは、ＡＮＤゲート１３の状態を示し、図３のｇはＡＮＤゲート１４の状態を示す。図３のｈは双安定回路８ａの論理値を示し、図３のｉは双安定回路８ｂの論理値を示す。制御増幅器５の出力で、電圧が波形信号の後半の周期に入り、パルスがコンパレータ７の下側出力（図３のｅ）に現れると、双安定回路８ｂに書き込みを許さない。これは、他の双安定回路８ａの反転出力が、ＡＮＤゲート１４を通る路を禁止する零状態になるからである。
【００３３】
サンプリングクロックパルスの終了時には、双安定回路１１ａ及び１１ｃはパルスの後縁に反応し他の双安定回路８ａ、８ｂのその瞬間の状態を記憶し、これは次の周期の終りまで保持される。双安定回路１１ａは「１」状態（図３のｊ）を記憶し、双安定回路１１ｂは「０」状態（図３のｋ）を記憶する。この原理から、入力端子において、以前のサンプリングパルス期間に得られた値に比較して電圧が増大するなら、出力ａに信号が現れるということになる。出力ｂには、入力信号が減少すると、信号が現れ、最後に、入力電圧が変化しない、すなわち、それが装置の感度の閾値内にとどまっているなら、出力ｃに、信号が現れる。
【００３４】
入力端子１における電圧の変化率は幅広い応用に役に立つ重要性をもつ。変化率の測定の感度はサンプリングパルスの周期を変化することにより広範囲に調整することができる。所与の構成において、回路は所定の感度閾値を有する。これはたとえば１ｍＶであり得る。サンプリング周期が１分に選択されれば、変化率の感度は１ｍＶ／分であるが、この場合新しい状態を表現するデータは１分の周期性をもって到来することになる。この作業がバッテリの充電時間の終了の判定で構成され、この条件が以前に変化したバッテリ電圧が安定化ないし一定化しているという事実に関係しているのであれば、そのとき１ｍＶ／分は高感度である。そのような条件は普通の充電の作業に適用することができる。急速充電器の場合には充電電流は非常に大きいので、１分の期間は二つの引き続く検出の間としては長すぎるということになる。なぜなら、１分間続く過充電はバッテリの寿命を減少させる可能性を有するからである。この場合には、サンプリング周期は短くされ、それにより充電終了の感度はより小さくなるが、同時にバッテリを過充電する危険は実際上除去される。充電プロセスがフル充電より少し下のレベルで終了する事実は、急速充電器において重大なことではない。
【００３５】
本発明による解決は、高感度かつ高精度で、入力端子の電圧が、以前の値に比較して増大したか、減少したか、又は不変にとどまったかを決定することができる。この情報はバッテリを充電する場合に充電信号の終りを与える際に特別の意義をもつ。
【００３６】
図１に示す回路では、ただ電圧信号の変化のみを判定することができる。いくつかの技術分野では、温度や電流のような他の特性の変化が検出されなければならない多くの作業がある。温度値を検出するような、検査されるパラメータが電圧であったり、簡単に電圧信号に変換できる場合には、図１に示す回路が何ら変更されずに用いられる。しかしながら、検査される特性が脈動する信号列のピーク値によって表現される場合、その状況はもはや簡単ではない。なぜなら、ピーク検出の従来の方法は所望の感度より大きいオフセットエラーに関係づけられるからである。そのようなピーク検出作業は、ピーク値が安定したとき、充電電流の変化が検出されるか、その瞬間が知られるか、であるようなバッテリ充電プロセスで見受けられ得る。
【００３７】
充電電流は脈動する直流によって構成され、そこでは脈動は従来の電流電圧変換器によって電圧パルス列に変換される。
【００３８】
図４は、まず交流に変換された脈動電流信号のピーク値を表現する直流電圧を生成することができる回路を示す。直流電圧の変化の検出は図１の回路によって解決できる。
【００３９】
回路の入力は電流変換器２０の２次巻線によって構成され、この２次巻線は一つの接地端子と、積分フィルタを通り演算増幅器とダイオードからなるアクティブピーク検出器２１につながる他の端子とを有する。ピーク検出器２１の出力はＲＣフィルタを通り、ゲインが調整できるフィードバックレジスタを備えるフィードバックループを有する増幅器２２に接続される。増幅器２２の出力は制御スイッチ２３を通り、キャパシタ２４と回路の出力端子２５に接続される。第２のフィルタの分岐と接地との間には第２の制御スイッチ２６が備えられている。
【００４０】
この回路の動作は以下のとおりである。
【００４１】
検査されるべき電流に比例する交流電圧から、すべての高周波ノイズを除去する平滑化に続いて、アクティブピーク検出器２１は脈動直流電圧を生成する。ここでパルス間のレベルの直流成分は零である。すなわち、整流された直流電圧はダイオードの前方の電圧に重ならない。図１に示すパルスジェネレータ９のパルスはスイッチ２３及び２６を動作させ、これはスイッチ２と同期して起きる。各サンプリングパルスに先行する長い間隔の間にスイッチ２３及び２６は図４に示す位置にある。すなわち、第２フィルタは増幅器２２の入力に接続され、増幅器２２の出力はキャパシタ２４に接続されている。
【００４２】
脈動ＤＣ電圧は第２のフィルタのキャパシタをピーク値まで充電し、それはソースインピーダンスが低くなるように増幅器２２の出力に現れ、キャパシタ２４はこの値まですぐに充電される。
【００４３】
長い間隔に引き続く短いサンプリング期間内では、スイッチ２４と２６の状態は反転する。キャパシタ２４は出力端子２５に接続し、その電圧は検出すべき電圧を表現している以前のレベルを真に保存する。図１に示す回路は先に述べたようにこのレベルの変化を検知する。
【００４４】
スイッチ２６は、増幅器２２の入力と第２フィルタのキャパシタを接地する。この結果、回路は次の周期には零レベルから始まる。次の長い周期にはこのプロセスが繰り返され、キャパシタ２４は再び交流電圧のピークまで充電される。この回路の利点は、出力信号が、入力パルスのピーク値にのみにきわめて正確に依存している直流電圧であり、この直流電圧は重なるノイズや外来成分を乗せることはない。高精度であることは、サンプリング期間内に与えられる標準の零状態の結果である。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明による検出回路の実施例の簡略化した回路図である。
【図２】  パルス発生器９のパルス形状を示す図である。
【図３】  検出回路のいくつかの特徴的な位置で測定されることができる信号のタイムチャートを示す図である。
【図４】  電流検出器の回路図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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