(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＯＦＤＭ変調信号をＬ個のブランチでダイバシティ受信した受信信号それぞれのＳＮ比を算出するＳＮ比算出手段を有するダイバシティ受信装置であって、
前記ＳＮ比算出手段は、前記受信信号の第Ｉ番目のシンボルの第ｉ番目のサンプルの信号出力をＳ（Ｉ，ｉ）、ｎを該第Ｉ番目のシンボルの第ｎ番目のサンプル番号、Ｎを該第Ｉ番目のシンボルのガードインターバルのサンプル数Ｎｇ未満の整数、Ｎｕを有効シンボルのサンプル数とした場合に、次式で定義されるＸ（ｎ）
【数１】
0004708400.tif 000018
の該第Ｉ番目のシンボル内における最大値をＮｍａｘ（Ｉ）、最小値をＮｍｉｎ（Ｉ）、前記ＳＮ比をＳＮ（Ｉ）として次式
【数２】
0004708400.tif 000019
に基づいて前記ＳＮ比を算出することを特徴とするダイバシティ受信装置。
【請求項２】
前記Ｎは、次式で定められることを特徴とする請求項１に記載のダイバシティ受信装置。
【数３】
0004708400.tif 000020
【請求項３】
前記ＳＮ比算出手段によって算出された前記ＳＮ比に応じて前記受信信号から入力信号を加重合成する入力信号加重合成手段をさらに有し、
前記入力信号加重合成手段は、第ｊ番目のブランチでダイバシティ受信された前記受信信号のＳＮ比をＳＮｊとして次式で表される加重係数Ｗｊ
【数４】
0004708400.tif 000021
を使用し、前記入力信号をＳＩ、ブランチｊ（１≦ｊ≦Ｌ）の受信信号の信号出力をＳｊ、雑音出力をＮｊとして次式
【数５】
0004708400.tif 000022
に基づいて前記入力信号を合成することを特徴とする請求項１または２に記載のダイバシティ受信装置。
【請求項４】
次式で定められるＸＮｇ（ｎ）
【数６】
0004708400.tif 000023
に基づいて前記第Ｉ番目のシンボルのガードインターバルの期間を特定するガードインターバル特定手段と、
前記ガードインターバル特定手段によって特定されたガードインターバルの期間におけるマルチパスノイズによる前記Ｘ（ｎ）と前記Ｎｍｉｎ（Ｉ）との差分を算出し、該差分が所定閾値以上である場合に、この旨を前記入力信号加重合成手段に通知するマルチパスノイズ算出手段と
を前記ブランチのそれぞれにおいてさらに有し、
前記入力信号加重合成手段は、前記マルチパスノイズ算出手段により前記差分が所定閾値以上であると通知された場合に、当該ブランチでダイバシティ受信された前記受信信号から前記入力信号を合成する際に使用する加重係数を所定値以下の値に設定することを特徴とする請求項１、２または３に記載のダイバシティ受信装置。
【請求項５】
ＯＦＤＭ変調信号をＬ個のブランチでダイバシティ受信した受信信号それぞれのＳＮ比をサンプルごとに算出するＳＮ比算出ステップと、該ＳＮ比算出ステップによって算出された該ＳＮ比に応じて該受信信号から入力信号を加重合成する入力信号加重合成ステップとを含み、該入力信号加重合成ステップによって合成された入力信号の復調処理をおこなうダイバシティ受信方法であって、
前記ＳＮ比算出ステップでは、前記受信信号の第Ｉ番目のシンボルの第ｉ番目のサンプルの信号出力をＳ（Ｉ，ｉ）、ｎを該第Ｉ番目のシンボルの第ｎ番目のサンプル番号、Ｎｇを該第Ｉ番目のシンボルのガードインターバルのサンプル数、Ｎｕを有効シンボルのサンプル数とした場合に、次式で定義されるＸ（ｎ）
【数７】
0004708400.tif 000024
の該第Ｉ番目のシンボル内における最大値をＮｍａｘ（Ｉ）、最小値をＮｍｉｎ（Ｉ）、前記ＳＮ比をＳＮ（Ｉ）として次式
【数８】
0004708400.tif 000025
に基づいて前記ＳＮ比を算出することを特徴とするダイバシティ受信方法。
【請求項６】
前記ＳＮ比算出ステップによって前記ＳＮ比が算出され、前記入力信号加重合成ステップによって前記入力信号が加重合成された後に、該入力信号をＦＦＴ処理することを特徴とする請求項５に記載のダイバシティ受信方法。
【請求項７】
ＯＦＤＭ変調信号をＬ個のブランチでダイバシティ受信した受信信号それぞれのＳＮ比を算出するＳＮ比算出手段を有するデジタルテレビジョン受信装置であって、
前記ＳＮ比算出手段は、前記受信信号の第Ｉ番目のシンボルの第ｉ番目のサンプルの信号出力をＳ（Ｉ，ｉ）、ｎを該第Ｉ番目のシンボルの第ｎ番目のサンプル番号、Ｎを該第Ｉ番目のシンボルのガードインターバルのサンプル数Ｎｇ未満の整数、Ｎｕを有効シンボルのサンプル数とした場合に、次式で定義されるＸ（ｎ）
【数９】
0004708400.tif 000026
の該第Ｉ番目のシンボル内における最大値をＮｍａｘ（Ｉ）、最小値をＮｍｉｎ（Ｉ）、前記ＳＮ比をＳＮ（Ｉ）として次式
【数１０】
0004708400.tif 000027
に基づいて前記ＳＮ比を算出することを特徴とするデジタルテレビジョン受信装置。
【請求項８】
ＯＦＤＭ変調信号を複数のブランチでダイバシティ受信するダイバシティ受信装置であって、
前記ダイバシティ受信した受信信号のシンボルに含まれるサンプルの出力信号と当該サンプルに対応するガードインターバル内サンプルの出力信号との差分に基づいてガードインターバル区間よりも短い移動平均幅にわたる移動平均を前記サンプルごとにそれぞれ算出する移動平均算出手段と、
前記移動平均算出手段によって算出された移動平均の前記シンボル内における最大値および最小値に基づいて当該シンボルにおけるＳＮ比を算出するＳＮ比算出手段と
を備えたことを特徴とするダイバシティ受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＯＦＤＭ（Orthogonal  Frequency  Division  Multiplexing、直交周波数分割多重）変調信号を複数のブランチでダイバシティ受信した受信信号それぞれのＳＮ比を算出し、該ＳＮ比に応じて該受信信号から加重合成された入力信号の復調処理をおこなうダイバシティ受信装置、ダイバシティ受信方法およびデジタルテレビジョン受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、移動体通信、地上波デジタル放送、無線ＬＡＮ通信など、ワイアレス通信方式が普及してきており、伝送波の電波帯域の枯渇を防ぎ有効利用するために、ＯＦＤＭと呼ばれる電波多重方式が利用されるようになってきている。
【０００３】
このＯＦＤＭによって伝送されるＯＦＤＭシンボルは、伝送したいユーザデータを含む「有効シンボル」部分と、符号間干渉による影響を低減するための「ガードインターバル」部分とからなる。ガードインターバルは、「有効シンボル」の末尾の所定数のサンプルがコピーされ、「有効シンボル」の先頭に付加されたものである。
【０００４】
ところで、ワイアレス通信は、伝送路が無線であるために、伝送環境の影響を大きく受ける。従って、ワイアレス通信は、劣悪な伝送環境下で、伝送品質が劣化することを免れ得ない。ＯＦＤＭも無線通信である以上、このような伝送品質の劣化の問題があった。
【０００５】
そこで、かかる伝送品質の劣化を低減し、高品質の伝送品質を得るために、ＯＦＤＭの受信装置には、ダイバシティ方式と呼ばれる、複数のアンテナで受信した電波をそれぞれ異なるブランチで受信処理をおこなった複数の受信結果に基づいて、より高品位の受信結果を取得する方法が採用されてきた。
【０００６】
例えば、特許文献１〜３には、複数のブランチごとに受信波のＳＮ（Signal  to  Noise）比（またはＣＮ（Carrier  to  Noise）比）を算出し、ＳＮ比（またはＣＮ比）の大きさに応じて各ブランチの受信結果に重み付けして加算するダイバシティ受信装置が開示されている。このダイバシティ受信装置によれば、より良好な受信波の影響を大きく受けた受信結果を取得し、受信品質の向上を図ることが可能になる。
【０００７】
【特許文献１】特開２００３−５１７６８号公報
【特許文献２】特開２００６−２５３９１５号公報
【特許文献３】特開平９−３１２６０２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、上記特許文献１〜３に代表される従来技術では、ＳＮ比（またはＣＮ比）を算出する演算処理が複雑であるため、この演算処理をおこなう回路構成の複雑化を招く一方で、演算に時間がかかるという問題があった。また、マルチパスによる遅延波やゴーストによる影響を除去することができず、良好なＳＮ比（またはＣＮ比）を得ること自体が困難であった。
【０００９】
本発明は、上記問題点（課題）を解消するためになされたものであって、ＳＮ比（またはＣＮ比）算出のための回路構成の複雑化を招くことなく、シンプルな構成で得られる、マルチパスによる遅延波やゴーストによる影響が除去された良好なＳＮ比（またはＣＮ比）に基づいて受信結果の品質向上を図ることが可能になるダイバシティ受信装置、ダイバシティ受信方法およびデジタルテレビジョン受信装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上述した問題を解決し、目的を達成するため、本発明は、ＯＦＤＭ変調信号をＬ個のブランチでダイバシティ受信した受信信号それぞれのＳＮ比を算出するＳＮ比算出手段を有するダイバシティ受信装置であって、前記ＳＮ比算出手段は、前記受信信号の第Ｉ番目のシンボルの第ｉ番目のサンプルの信号出力をＳ（Ｉ，ｉ）、ｎを該第Ｉ番目のシンボルの第ｎ番目のサンプル番号、Ｎを該第Ｉ番目のシンボルのガードインターバルのサンプル数Ｎｇ未満の整数、Ｎｕを有効シンボルのサンプル数とした場合に、次式で定義されるＸ（ｎ）
【数１】
0004708400.tif 000002
の該第Ｉ番目のシンボル内における最大値をＮｍａｘ（Ｉ）、最小値をＮｍｉｎ（Ｉ）、前記ＳＮ比をＳＮ（Ｉ）として次式
【数２】
0004708400.tif 000003
に基づいて前記ＳＮ比を算出することを特徴とする。
【００１１】
また、本発明は、上記発明において、前記Ｎは、次式で定められることを特徴とする。
【数３】
0004708400.tif 000004
【００１２】
また、本発明は、上記発明において、前記ＳＮ比算出手段によって算出された前記ＳＮ比に応じて前記受信信号から入力信号を加重合成する入力信号加重合成手段をさらに有し、前記入力信号加重合成手段は、第ｊ番目のブランチでダイバシティ受信された前記受信信号のＳＮ比をＳＮｊとして次式で表される加重係数Ｗｊ
【数４】
0004708400.tif 000005
を使用し、前記入力信号をＳＩ、ブランチｊ（１≦ｊ≦Ｌ）の受信信号の信号出力をＳｊ、雑音出力をＮｊとして次式
【数５】
0004708400.tif 000006
に基づいて前記入力信号を合成することを特徴とする。
【００１３】
また、本発明は、上記発明において、次式で定められるＸＮｇ（ｎ）
【数６】
0004708400.tif 000007
に基づいて前記第Ｉ番目のシンボルのガードインターバルの期間を特定するガードインターバル特定手段と、前記ガードインターバル特定手段によって特定されたガードインターバルの期間におけるマルチパスノイズによる前記Ｘ（ｎ）と前記Ｎｍｉｎ（Ｉ）との差分を算出し、該差分が所定閾値以上である場合に、この旨を前記入力信号加重合成手段に通知するマルチパスノイズ算出手段とを前記ブランチのそれぞれにおいてさらに有し、前記入力信号加重合成手段は、前記マルチパスノイズ算出手段により前記差分が所定閾値以上であると通知された場合に、当該ブランチでダイバシティ受信された前記受信信号から前記入力信号を合成する際に使用する加重係数を所定値以下の値に設定することを特徴とする。
【００１４】
また、本発明は、ＯＦＤＭ変調信号をＬ個のブランチでダイバシティ受信した受信信号それぞれのＳＮ比をサンプルごとに算出するＳＮ比算出ステップと、該ＳＮ比算出ステップによって算出された該ＳＮ比に応じて該受信信号から入力信号を加重合成する入力信号加重合成ステップとを含み、該入力信号加重合成ステップによって合成された入力信号の復調処理をおこなうダイバシティ受信方法であって、前記ＳＮ比算出ステップでは、前記受信信号の第Ｉ番目のシンボルの第ｉ番目のサンプルの信号出力をＳ（Ｉ，ｉ）、ｎを該第Ｉ番目のシンボルの第ｎ番目のサンプル番号、Ｎｇを該第Ｉ番目のシンボルのガードインターバルのサンプル数、Ｎｕを有効シンボルのサンプル数とした場合に、次式で定義されるＸ（ｎ）
【数７】
0004708400.tif 000008
の該第Ｉ番目のシンボル内における最大値をＮｍａｘ（Ｉ）、最小値をＮｍｉｎ（Ｉ）、前記ＳＮ比をＳＮ（Ｉ）として次式
【数８】
0004708400.tif 000009
に基づいて前記ＳＮ比を算出することを特徴とする。
【００１５】
また、本発明は、上記発明において、前記ＳＮ比算出ステップによって前記ＳＮ比が算出され、前記入力信号加重合成ステップによって前記入力信号が加重合成された後に、該入力信号をＦＦＴ処理することを特徴とする。
【００１６】
また、本発明は、ＯＦＤＭ変調信号をＬ個のブランチでダイバシティ受信した受信信号それぞれのＳＮ比を算出するＳＮ比算出手段を有するデジタルテレビジョン受信装置であって、前記ＳＮ比算出手段は、前記受信信号の第Ｉ番目のシンボルの第ｉ番目のサンプルの信号出力をＳ（Ｉ，ｉ）、ｎを該第Ｉ番目のシンボルの第ｎ番目のサンプル番号、Ｎを該第Ｉ番目のシンボルのガードインターバルのサンプル数Ｎｇ未満の整数、Ｎｕを有効シンボルのサンプル数とした場合に、次式で定義されるＸ（ｎ）
【数９】
0004708400.tif 000010
の該第Ｉ番目のシンボル内における最大値をＮｍａｘ（Ｉ）、最小値をＮｍｉｎ（Ｉ）、前記ＳＮ比をＳＮ（Ｉ）として次式
【数１０】
0004708400.tif 000011
に基づいて前記ＳＮ比を算出することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、ダイバシティ受信装置、ダイバシティ受信方法およびデジタルテレビジョン受信装置において、Ｓ（Ｉ，ｉ＋Ｎｕ）およびＳ（Ｉ，ｉ）の１次のオーダーの計算で済むことから、ＳＮ比算出の論理回路のコンパクト化、シンプル化、計算時間の短縮を図ることが可能になるという効果を奏する。
【００１８】
また、本発明によれば、ダイバシティ受信装置、ダイバシティ受信方法およびデジタルテレビジョン受信装置において、パルスノイズの影響を排除してＡＷＧＮの影響のみによるＳＮ比を算出することが可能になるという効果を奏する。
【００１９】
また、本発明によれば、ダイバシティ受信装置、ダイバシティ受信方法およびデジタルテレビジョン受信装置において、ダイバシティ受信した受信信号を合成した入力信号のＳＮ比を最大にし、該入力信号を高品位にすることが可能になるという効果を奏する。
【００２０】
また、本発明によれば、ダイバシティ受信装置、ダイバシティ受信方法およびデジタルテレビジョン受信装置において、遅延波や前ゴースト波の影響を極力抑制し、ダイバシティ受信した受信信号を合成した入力信号の復調をより容易におこなうことが可能になるという効果を奏する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
以下に添付図面を参照し、本発明のダイバシティ受信装置およびダイバシティ受信方法にかかる実施例を詳細に説明する。なお、以下においてＳＮ比とは、信号対雑音比（Signal  to  Noise  Ratio）であるが、信号を搬送波とした場合には、搬送波対雑音比（Carrier  to  Noise  ratio、ＣＮ比）と呼ばれる。特に、信号がデジタル信号である場合には、ＣＮ比と呼ばれる。また、以下に示す実施例１および実施例２のダイバシティ受信装置は、ダイバシティ受信した受信信号を最大合成比（Maximum  Ratio  Combining）によって合成するＭＲＣダイバシティ受信装置である。
【実施例１】
【００２２】
先ず、実施例１にかかるダイバシティ受信装置の構成について説明する。図１は、実施例１にかかるダイバシティ受信装置の構成を示す機能ブロック図である。同図に示すように、実施例１にかかるダイバシティ受信装置１０ａは、ＯＦＤＭ変調信号をダイバシティ受信するために、例えば、第１ブランチ１００ａ、第２ブランチ２００ａ（図示省略）、第３ブランチ３００ａ（図示省略）、第４ブランチ４００ａの４つのブランチを有する。なお、第１ブランチ１００ａ〜第４ブランチ４００ａの構成は同一であるので、第１ブランチ１００ａに代表させて説明をおこなう。また、ブランチの数は、第１ブランチ１００ａ〜第４ブランチ４００ａの４つに限定されず、複数であればいずれも可である。
【００２３】
第１ブランチ１００ａでは、アンテナ１０７を介してチューナー部１０１が受信したＯＦＤＭ変調信号を、ＡＤ変換部１０２がアナログ信号からデジタル信号へと変換する。直交復調部１０３によって、デジタル信号へと変換されたＯＦＤＭ変調信号から、例えば４分の１だけ位相をずらして、ＩチャネルとＱチャネルとの複素ベースバンド信号が検波される。
【００２４】
直交復調部１０３によって検波された複素ベースバンド信号は、位相差補正部１０４、ＳＮ比算出部１０５へと入力される。
【００２５】
位相差補正部１０４は、複素ベースバンド信号に含まれる遅延波およびゴースト波に基づいて、該複素ベースバンド信号の位相差を補正する位相差補正信号を算出し、この位相差補正信号で補正した複素ベースバンド信号を後段の合成部５００へと受け渡す。
【００２６】
ＳＮ比算出部１０５は、第１ブランチ１００ａにおいて、受信信号のＳＮ比を算出するＳＮ比算出部である。ＳＮ比は、次のようにして算出される。すなわち、受信信号の第Ｉ番目のシンボルの第ｉ番目のサンプルの信号出力をＳ（Ｉ，ｉ）、ｎを該第Ｉ番目のシンボルの第ｎ番目のサンプル番号、Ｎを該第Ｉ番目のシンボルのガードインターバルのサンプル数Ｎｇ未満であるサンプル数を示す移動平均幅、Ｎｕを有効シンボルのサンプル数とした場合に、先ず、次式で定義されるＸ（ｎ）を算出する。
【００２７】
【数１１】
0004708400.tif 000012
【００２８】
この第Ｉ番目のシンボル内における最大値をＮｍａｘ（Ｉ）、最小値をＮｍｉｎ（Ｉ）とし、第Ｉ番目のシンボルのＳＮ比ＳＮ（Ｉ）を次式に基づき算出する。このＳＮ（Ｉ）の算出の概要は、図２に示すとおりである。
【００２９】
【数１２】
0004708400.tif 000013
【００３０】
このように、Ｘ（ｎ）の１シンボル内での最小値Ｎｍｉｎ（Ｉ）をＳＮ（Ｉ）算出のための分母とすることによって、マルチパスによる影響を排除し、加法性白色正規雑音（Additive  White  Gaussian  Noise、AWGN）のみによるＳＮ比を算出することが可能である。特に、主波よりも時間的に早く到来する前ゴーストによる影響を排除することが可能になる。
【００３１】
例えば、マルチパスがない場合には、Ｓ（Ｉ，ｉ＋Ｎｕ）−Ｓ（Ｉ，ｉ）のサンプルｉごとの波形は、図３（ａ）に示すようになる。しかし、マルチパスが存在する場合には、ガードインターバルへの遅延波およびゴースト波の影響によって、Ｓ（Ｉ，ｉ＋Ｎｕ）−Ｓ（Ｉ，ｉ）の波形は、図３（ｂ）に示すようになる。
【００３２】
図３（ｂ）の状態で、マルチパスの影響を考慮しないＳＮ比を算出するために、Ｓ（Ｉ，ｉ＋Ｎｕ）−Ｓ（Ｉ，ｉ）の狭い幅での移動平均を算出し、１シンボル内でのその最小値を算出することが必要となるため、実施例１に示す方法が考案された。上記（１）式で定められるＸ（ｎ）の１シンボル内での最小値は、図３（ｃ）に示す“ｍｉｎ”であり、最大値は、図３（ｃ）に示す“ｍａｘ”である。
【００３３】
このように、実施例１に示す方法では、ＳＮ比算出のための分母と分子とを同一の数式Ｘ（ｎ）に基づく論理によって算出すために、ＳＮ比算出のための論理回路の規模をコンパクトにすることが可能になる。特に、従来のＳＮ比算出のための数式は、ＳＮ比の“Ｓ”および“Ｎ”、すなわち信号出力と雑音出力とを個別に求める必要があり、さらにこれらの算出のためにＳ（Ｉ，ｉ＋Ｎｕ）およびＳ（Ｉ，ｉ）の２乗（２次）のオーダーの計算が必要であったため、計算量が多く、論理回路の規模の増大、複雑化を招いていた。
【００３４】
また、計算量が多いために、計算時間が多くかかっていた。しかし、実施例１のような算出方法をおこなう論理回路を採用することによって、Ｓ（Ｉ，ｉ＋Ｎｕ）およびＳ（Ｉ，ｉ）の１次のオーダーの計算で済むことから、論理回路のコンパクト化、シンプル化、計算時間の短縮を図ることが可能になった。
【００３５】
ここで、パルスノイズが存在する場合には、Ｓ（Ｉ，ｉ＋Ｎｕ）−Ｓ（Ｉ，ｉ）の波形は、図４（ａ）に示すようになる。そこで、例えば、Ｎを次式のように定める。
【００３６】
【数１３】
0004708400.tif 000014
【００３７】
このようにＮを定めると、パルスノイズの間隔がＮｇ／８以上である場合には、Ｘ（ｎ）の波形は、図４（ｂ）に示すようになる。このように、パルスノイズの間隔がＮｇ／８以上であれば、Ｘ（ｎ）の１シンボル内の最小値“ｍｉｎ”をＳＮ比算出のための分母とすることによって、パルスノイズの影響を排除してＡＷＧＮの影響のみによるＳＮ比を算出することが可能になる。
【００３８】
なお、以上の様にして、第１ブランチ１００ａから合成部５００へ、位相差補正信号に基づき位相差が補正された複素ベースバンド信号および第１ブランチ１００ａで受信された複素ベースバンド信号のＳＮ比が受け渡されるが、同様に、第２ブランチ２００ａ〜第４ブランチ４００ａから合成部５００へ、位相差補正信号に基づき位相差が補正された複素ベースバンド信号および各ブランチで受信された複素ベースバンド信号のＳＮ比が合成部５００へ受け渡されることとなる。
【００３９】
合成部５００は、各ブランチで位相差補正信号に基づき補正された複素ベースバンド信号を、それぞれのＳＮ比に応じて重み付けして入力信号を合成する。
【００４０】
この第ｊ（１≦ｊ≦４）ブランチの複素ベースバンド信号の重み付けの加重係数Ｗｊは、該第ｊブランチのＳＮ比をＳＮｊとすると、次式で表される。
【００４１】
【数１４】
0004708400.tif 000015
【００４２】
この加重係数Ｗｊを使用して、次式のように入力信号ＳＩを合成する。すなわち、第ｊブランチの信号出力をＳｊ、雑音出力をＮｊとすると、ＳＩは次式のようになる。
【００４３】
【数１５】
0004708400.tif 000016
【００４４】
合成後ＳＮ比をＳＮpostとすると、ＳＮpostは、次式で表される。上記（１２）式の加重係数Ｗｊは、このＳＮpostを最大にする加重係数である。このため、合成後の入力信号ＳＩの質を高品位にすることが可能になる。
【００４５】
【数１６】
0004708400.tif 000017
【００４６】
ＦＦＴ部６００は、合成部５００によって合成された入力信号ＳＩに対して高速フーリエ変換処理（Fast  Fourier  Transform）を施し、この高速フーリエ変換されたＳＩが、復調部７００によって復調され、デジタル信号が出力されることとなる。
【実施例２】
【００４７】
次に、実施例２にかかるダイバシティ受信装置の構成について説明する。図５は、実施例２にかかるダイバシティ受信装置の構成を示す機能ブロック図である。同図に示すように、実施例２にかかるダイバシティ受信装置１０ｂは、実施例１のダイバシティ受信装置１０ａと同様に、ＯＦＤＭ変調信号をダイバシティ受信するために、例えば、第１ブランチ１００ｂ、第２ブランチ２００ｂ、第３ブランチ３００ｂ、第４ブランチ４００ｂの４つのブランチを有する。なお、第１ブランチ１００ｂ〜第４ブランチ４００ｂの構成は実施例１のダイバシティ受信装置１０ａと同一であるので、第１ブランチ１００ｂに代表させて説明をおこなう。また、ブランチの数は、第１ブランチ１００ｂ〜第４ブランチ４００ｂの４つに限定されず、複数であればいずれも可である。
【００４８】
第１ブランチ１００ｂの構成について、実施例１のダイバシティ受信装置１０ａと異なる構成についてのみ説明する。第１ブランチ１００ｂの直交復調部１０３によって検波された複素ベースバンド信号は、位相差補正部１０４、ＳＮ比算出部１０５、マルチパス検出部１０６へと並列に入力される。
【００４９】
ＳＮ比算出部１０５は、第１ブランチ１００ｂにおいて、直交復調部１０３から入力された複素ベースバンド信号のＳＮ比を算出する。このＳＮ比の算出方法は、実施例１で示したＳＮ比算出部１０５のＳＮ比算出方法と同一である。ＳＮ比算出部１０５によって算出されたＳＮ比は、後段の合成部５００へと受け渡されるとともに、マルチパス検出部１０６へと受け渡される。
【００５０】
図６にマルチパス検出部１０６の詳細を示すように、マルチパス検出部１０６のガードインターバル位置特定部１０６ｂは、上記（６）式で定められるＸＮｇ（ｎ）に基づいて第Ｉ番目のシンボルのガードインターバルの期間を特定する。すなわち、実施例１の（９）式で示したＸ（ｎ）において、移動平均幅Ｎをガードインターバルのサンプル数とした場合である。
【００５１】
マルチパス検出部１０６のマルチパスノイズ算出部１０６ａは、ＳＮ比算出部１０５から受け渡されたＸ（ｎ）情報と、ガードインターバル位置特定部１０６ｂから受け渡されたガードインターバルの位置情報とに基づいて、マルチパスノイズを算出する。
【００５２】
具体的には、次の通りである。マルチパスがある場合には、Ｓ（Ｉ，ｉ＋Ｎｕ）−Ｓ（Ｉ，ｉ）の波形は、図７（ａ）に示すようになる。ここで、移動平均幅ＮがＮｇ／８であるＸ（ｎ）のグラフは、図７（ｂ）に示すようになる。すなわち、遅延波によるマルチパスノイズがある場合には、ガードインターバルの開始位置から時間軸方向に連続してＸ（ｎ）が所定値以上となる。また、前ゴーストによるマルチパスノイズがある場合には、ガードインターバルの終了位置から時間軸の逆方向に連続してＸ（ｎ）が所定値以上となる。
【００５３】
このような状況の下で、ガードインターバル位置特定部１０６ｂによって特定されるガードインターバル期間の終了位置は、ＸＮｇ（ｎ）の最小値“ｍｉｎ”の位置である（図７（ｃ）参照）。この終了位置を知ることによって、ガードインターバルの位置を推定することが可能になる。このガードインターバル期間におけるマルチパスノイズによるＸ（ｎ）の値とＮｍｉｎ（Ｉ）の値との差分Δ１およびΔ２を算出し（図７（ｂ）参照）、該差分が所定閾値以上である場合に、この旨を後段の合成部５００に通知する。
【００５４】
合成部５００は、マルチパスノイズ算出部１０６ａにより差分Δ１およびΔ２が所定閾値以上であると通知された場合に、第１ブランチ１００ｂでダイバシティ受信された受信信号に基づく複素ベースバンド信号から入力信号ＳＩを合成する際に使用する加重係数を所定値以下の値に調整する。
【００５５】
具体的には、実施例１で示した（１２）式の加重係数Ｗｊを所定値以下の値に調整するもしくは該加重係数Ｗｊに所定割合まで減少させる。このようにして、マルチパスを検出し、遅延波や前ゴースト波の大きさ（ＤＵ比、Desired  Signal  to  Undesired  Signal  Ratio）に応じて適正な大きさの重み付けをおこなうことによって、遅延波や前ゴースト波の影響を極力抑制し、合成部５００による合成後の入力信号ＳＩの復調をより容易にすることが可能になる。
【００５６】
なお、マルチパスノイズは、位相差補正部１０４によっても補正可能であるが、ＤＵ比が特に大きい場合は補正が不十分もしくは不可能となる場合がある。この場合に、マルチパス検出部１０６（特にマルチパスノイズ算出部１０６ａ）によって当該複素ベースバンド信号の加重係数の低下調整によって、遅延波や前ゴースト波の影響を極力抑制し、合成部５００による合成後の入力信号ＳＩの復調をより容易にすることが可能になるものである。
【００５７】
次に、図１および図５に示したダイバシティ受信装置を、デジタルテレビジョン受信装置に適用した適用例を説明する。図８は、図１および図５に示したダイバシティ受信装置を、デジタルテレビジョン受信装置に適用した適用例を示すブロック図である。
【００５８】
同図に示すように、デジタルテレビジョン受信装置８００内において、ダイバシティ受信装置１０（ダイバシティ受信装置１０ａまたはダイバシティ受信装置１０ｂ）からバックエンド装置８０１へと、受信波に基づくデジタル信号が入力される。バックエンド装置８０１は、ＤＳＰ（Digital  Signal  Processor）８０１ａと、ビデオバッファ８０１ｂと、ＤＡＣ（Digital  to  Analog  Converter）＋ＶＣＸＯ（Voltage  Controlled  Xtal  Oscillator）８０１ｃとを有する。ＤＡＣは、デジタル信号をアナログ信号へと変換するデジタル・アナログ変換回路であり、ＶＣＸＯは、電圧によって周波数を変化可能な水晶発振器である。よって、ＤＡＣ＋ＶＣＸＯ８０１ｃは、水晶発振器によって制御されるデジタル・アナログ変換回路である。
【００５９】
なお、ダイバシティ受信装置１０内の各制御回路およびＤＳＰ８０１ａは、所定のＩＩＣ（Inter-IC）バス（図示せず）を介して、ＤＡＣ＋ＶＣＸＯ８０１ｃの水晶発振器によって同期制御・クロック制御される。また、ＤＡＣ＋ＶＣＸＯ８０１ｃは、ＤＳＰ８０１ａから、所定のＩＩＣバスを介して、同期制御信号を受け渡される。
【００６０】
ＤＳＰ８０１ａは、Ｈ．２６４、ＭＰＥＧ（Moving  Picture  Expert  Group）−２などの動画圧縮規格に基づく動画のデジタル信号を復調し、ＡＡＣ（Advanced  Audio  Coding）などの音声圧縮規格に基づく音声のデジタル信号を復調する。また、バックエンド装置８０１の全体制御をおこなう。
【００６１】
また、ＤＳＰ８０１ａは、所定のディスプレイに表示されるデジタルテレビジョン受信装置８００の操作画面を制御するＯＳＤ（On-Screen  Display）機能を有する。また、ＤＳＰ８０１ａは、動画データのエンコードをおこない、音声データのパルス幅変調（ＰＷＭ、Pulse  Width  Modulation）をおこなう。
【００６２】
なお、ＤＳＰ８０１ａは、所定のインターフェースを介してホストコンピュータと接続されている。ホストコンピュータは、前述のＯＳＤ機能を使用してデジタルテレビジョン受信装置８００における動画および／または音声の選択をおこなう操作画面の表示制御をおこない、この操作画面から受け付けられた操作の情報をＤＳＰ８０１ａへと受け渡す。
【００６３】
また、ＤＳＰ８０１ａは、エンコードされた動画データを、ビデオバッファ８０１ｂへ一時的に展開し、所定のインターフェースを介して、ＮＴＳＣ（National  Television  Standards  Committee）のアナログ信号でディスプレイ装置（図示せず）へと受け渡す。さらに、ＤＳＰ８０１ａは、パルス幅変調された音声データを、ＤＡＣ＋ＶＣＸＯ８０１ｃへと受け渡す。
【００６４】
ＤＡＣ＋ＶＣＸＯ８０１ｃは、ＤＳＰ８０１ａから受け渡された音声データを、デジタル信号からアナログ信号へと変換し、ＬチャネルおよびＲチャネルに分離してそれぞれのインターフェースからスピーカ装置（図示せず）へと出力する。
【００６５】
実施例１のダイバシティ受信装置１０ｂまたは実施例２のダイバシティ受信装置１０ｂを、上記のようなデジタルテレビジョン受信装置８００に適用することによって、受信波のＳＮ比を簡易な回路構成・処理で算出することが可能になり、ダイバシティ受信した受信信号を合成した入力信号のＳＮ比を最大にし、該入力信号を高品位にして受信波に基づく鮮明な画像を表示させ、鮮明な音声を出力させることが可能になり、また、遅延波や前ゴースト波の影響を極力抑制し、ダイバシティ受信した受信信号を合成した入力信号の復調をより容易におこなうことが可能になる。
【００６６】
以上、実施例１および実施例２を説明したが、これらは適宜組み合わせて実施可能である。また、本発明は、実施例１および実施例２に限られるものではなく、特許請求の範囲に記載した技術的思想の範囲内で、更に種々の異なる実施例で実施されてもよいものである。また、実施例に記載した効果は、これに限定されるものではない。
【００６７】
また、上記実施例において説明した各処理のうち、自動的におこなわれるものとして説明した処理の全部または一部を手動的におこなうこともでき、あるいは、手動的におこなわれるものとして説明した処理の全部または一部を公知の方法で自動的におこなうこともできる。この他、上記実施例で示した処理手順、制御手順、具体的名称、各種のデータやパラメータを含む情報については、特記する場合を除いて任意に変更することができる。
【００６８】
また、図示した各装置の各構成要素は機能概念的なものであり、必ずしも物理的に図示のように構成されていることを要しない。すなわち、各装置の分散・統合の具体的形態は図示のものに限られず、その全部または一部を、各種の負荷や使用状況などに応じて、任意の単位で機能的または物理的に分散・統合して構成することができる。
【００６９】
さらに、各装置にて行なわれる各処理機能は、その全部または任意の一部が、ＣＰＵ（Central Processing Unit）（またはＭＰＵ（Micro Processing Unit）、ＭＣＵ（Micro Controller Unit）などのマイクロ・コンピュータ）および当該ＣＰＵ（またはＭＰＵ、ＭＣＵなどのマイクロ・コンピュータ）にて解析実行されるプログラムにて実現され、あるいは、ワイヤードロジックによるハードウェアとして実現されてもよい。
【産業上の利用可能性】
【００７０】
本発明は、ダイバシティ受信装置、ダイバシティ受信方法およびデジタルテレビジョン受信装置において、ＳＮ比（またはＣＮ比）算出のための回路構成の複雑化を招くことなく、シンプルな構成で得られる、マルチパスによる遅延波やゴーストによる影響が除去された良好なＳＮ比（またはＣＮ比）に基づいて、受信結果の品質向上を図りたい場合に有用である。
【図面の簡単な説明】
【００７１】
【図１】実施例１にかかるダイバシティ受信装置の構成を示す機能ブロック図である。
【図２】実施例１にかかるＳＮ比算出方法を説明するための説明図である。
【図３】実施例１にかかるＳＮ比算出方法を説明するための説明図である。
【図４】実施例１にかかるパルスノイズ検出方法を説明するための説明図である。
【図５】実施例２にかかるダイバシティ受信装置の構成を示す機能ブロック図である。
【図６】実施例２にかかるマルチパス検出部の構成を示す機能ブロック図である。
【図７】実施例２にかかるマルチパス検出方法を説明するための説明図である。
【図８】実施例１および実施例２にかかるダイバシティ受信装置を適用したデジタルテレビジョン受信装置の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００７２】
１０、１０ａ、１０ｂ    ダイバシティ受信装置
１００ａ、１００ｂ    第１ブランチ
２００ａ、２００ｂ    第２ブランチ
３００ａ、３００ｂ    第３ブランチ
４００ａ、４００ｂ    第４ブランチ
１０１    チューナー部
１０２    ＡＤ変換部
１０３    直交復調部
１０４    位相差補正部
１０５、・・・、４０５    ＳＮ比算出部
１０６、・・・、４０６    マルチパス検出部
１０６ａ    マルチパスノイズ算出部
１０６ｂ    ガードインターバル位置特定部
１０７、・・・、４０７    アンテナ
５００    合成部
６００    ＦＦＴ部
７００    復調部
８００    デジタルテレビジョン受信装置
８０１    バックエンド装置
８０１ａ    ＤＳＰ
８０１ｂ    ビデオバッファ
８０１ｃ    ＤＡＣ＋ＶＣＸＯ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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