(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源回路と、
交流の少なくとも半サイクルにおける多数の位相角に対応する正弦波基準データを多数記憶した記憶手段と、
前記多数の正弦波基準データが順次与えられこの正弦波基準データから所定周波数の正弦波基準信号を発生する正弦波基準信号発生手段と、
前記正弦波基準信号に基づいてＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ回路と、
スイッチング素子を有し、前記直流電源回路の出力を前記ＰＷＭ信号に基づいてスイッチングして高周波電圧を出力するインバータ回路と、
リアクトルとコンデンサとを有し前記高周波電圧を正弦波状の交流電圧にして出力するフィルタ回路と、
前記インバータ回路が出力する電流値を検出する出力電流検出手段と、
この出力電流検出手段により検出された電流検出値から電流の実効値を求める手段と、
前記電流の実効値に前記フィルタ回路のリアクトルによって決まる係数を乗じることにより補正値を演算する補正値演算手段と、
前記インバータ回路の出力電圧および出力電流の位相角を検出する位相角検出手段と、
前記記憶手段から、現時点の出力タイミングに相当する正弦波基準データを読み出すと共に、この正弦波基準データに対して９０°進相しさらに前記位相角検出手段で検出された位相角が進み位相の場合にはその位相角分遅相し当該位相角が遅れ位相の場合にはその位相角分進相する関係にある正弦波基準データを読み出し、この読み出した正弦波基準データに前記補正値を乗算して補正データを作成し、この補正データを前記現時点のタイミングに相当する正弦波基準データに加算して新たな正弦波基準データを作成し、この新たな正弦波基準データを前記記憶部に更新記憶すると共に、前記正弦波基準信号発生手段に出力する正弦波基準データ補正手段と
を備えてなるインバータ装置。
【請求項２】
出力電流検出手段は、電流値を交流出力電圧の少なくとも半サイクルの期間で検出し、電流の実効値を求める手段は、この半サイクルの期間で検出した当該電流値から電流の実効値を求めるようになっていることを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。
【請求項３】
位相角検出手段は、少なくとも半サイクルの正弦波基準データと出力電流検出手段の検出値とから有効電力を算出し、前記電流の実効値から皮相電力を算出し、この皮相電力と当該有効電力から、前記インバータ回路の出力電圧および出力電流の位相角を算出するようになっていることを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。
【請求項４】
補正値演算手段による補正値の演算および位相角検出手段による位相角検出は、交流出力電圧の少なくとも半サイクルの期間で行ない、この補正値および位相角を用いてその次の半サイクルの期間内に正弦波基準データ補正手段による制御を行なうようになっていることを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、携帯用交流電源装置などに好適するインバータ装置に関する。
【０００２】
【発明が解決しようとする課題】
この種のインバータ装置は、エンジン駆動発電機によって発電した交流電力を直流に変換し、これをインバータ回路により商用周波数の交流に変換して出力する構成のものが知られている。このものでは、その出力段にリアクタとコンデンサとからなるフィルタ回路を備えて、インバータ回路の出力が高周波の少ない交流となるようにしている。
ところが、このインバータ装置においては、負荷の力率によって、出力電流が同一であっても出力電圧が大きく変動する。特に負荷が進相負荷（Ｃ負荷）の場合には出力電圧が上昇するため、故障原因となりやすい。また、遅相負荷の場合には出力電圧が低下する。
【０００３】
この出力電圧の変動を防止するものとして、特開昭５−２１１７７７号公報に示されるインバータ装置がある。このものでは、図示しないが、発電機や、出力段にフィルタ回路を有するインバータ回路を備える他に、正弦波発生器と、抵抗やコンデンサを含んで構成される差動増幅器と、同じく抵抗やコンデンサさらにはオペアンプを含んで構成される力率補正回路とを備えている。図９には、抵抗負荷、進相負荷、遅相負荷の場合において現れる波形を示している。すなわち、上記正弦波発生器から出力される正弦波基準信号Ｖｊに対して、インバータ回路の出力電流Ｉｊは、負荷の種類に応じて位相がずれる。また、インバータ回路の出力電流に対してフィルタ回路を経た出力電流とは９０°位相が遅れていることから、前記出力電流Ｉｊを一義的に９０°進相させて補正値Ｉｊ′を作成し、そして、この補正値Ｉｊ′に前記正弦波基準信号Ｖｊを合わせることにより、振幅ｘ（θ）が異なる新たな正弦波基準信号Ｖｊを得る。この新たな正弦波基準信号を用いることにより出力電圧の変動を少なくしている。
【０００４】
ところが、この構成では、抵抗やコンデンサを含んで構成される差動増幅器と、同じく抵抗やコンデンサさらにはオペアンプを含んで構成される力率補正回路を用いるため、回路構成が複雑であり、コスト高となる。
【０００５】
従って、本発明の目的は、回路構成の簡単化を図りながら出力電圧の変動を少なくできるインバータ装置を提供するにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、直流電源回路と、
交流の少なくとも半サイクルにおける多数の位相角に対応する正弦波基準データを多数記憶した記憶手段と、
前記多数の正弦波基準データが順次与えられこの正弦波基準データから所定周波数の正弦波基準信号を発生する正弦波基準信号発生手段と、
前記正弦波基準信号に基づいてＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ回路と、
スイッチング素子を有し、前記直流電源回路の出力を前記ＰＷＭ信号に基づいてスイッチングして高周波電圧を出力するインバータ回路と、
リアクトルとコンデンサとを有し前記高周波電圧を正弦波状の交流電圧にして出力するフィルタ回路と、
前記インバータ回路が出力する電流値を検出する出力電流検出手段と、
この出力電流検出手段により検出された電流検出値から電流の実効値を求める手段と、
前記電流の実効値に前記フィルタ回路のリアクトルによって決まる係数を乗じることにより補正値を演算する補正値演算手段と、
前記インバータ回路の出力電圧および出力電流の位相角を検出する位相角検出手段と、
前記記憶手段から、現時点の出力タイミングに相当する正弦波基準データを読み出すと共に、この正弦波基準データに対して９０°進相しさらに前記位相角検出手段で検出された位相角が進み位相の場合にはその位相角分遅相し当該位相角が遅れ位相の場合にはその位相角分進相する関係にある正弦波基準データを読み出し、この読み出した正弦波基準データに前記補正値を乗算して補正データを作成し、この補正データを前記現時点のタイミングに相当する正弦波基準データに加算して新たな正弦波基準データを作成し、この新たな正弦波基準データを前記記憶部に更新記憶すると共に、前記正弦波基準信号発生手段に出力する正弦波基準データ補正手段と
を含んで構成される。
【０００７】
インバータ回路の出力はフィルタ回路を通して外部負荷に供給されるが、フィルタ回路を通過すると、該フィルタ回路が通常リアクタを備えているから、理論的には、出力電圧に対して負荷電流が９０°の位相角で遅れる。従って、正弦波基準信号から負荷電流を予測するにはインバータ回路の出力電圧を予め９０°進相させると良い。ただし、この負荷電流の位相角は、負荷が進相負荷か、遅相負荷か、またその進相度合い、あるいは遅相度合いによって変動する。従って、その進相度合い、遅相度合いを出力電圧と出力電流との位相角により判定し、その位相角が０°となるように補正すれば力率が改善され、出力電圧も当初予定された電圧（例えば商用交流電圧である１００Ｖ）となるものである。また、負荷電流値はフィルタ回路固有のＬ分によっても異なる。この分は電流値補正を行なう必要がある。ここで、上記出力電圧の位相は正弦波基準データの位相角と同じと見て良い。
【０００８】
この点に着目した請求項１の発明においては、正弦波基準データ補正手段が、まず、現時点の出力タイミングに相当する正弦波基準データを読み出すと共に、この正弦波基準データに対して９０°進相しさらに前記位相角分ずれる関係にある正弦波基準データを読み出し、この読み出した正弦波基準データに前記補正値を乗算して補正データを作成し、この補正データを前記現時点のタイミングに相当する正弦波基準データに加算して新たな正弦波基準データを作成するから、フィルタ回路による９０°遅れ分と、負荷による出力電流の位相角分と、フィルタ回路固有のＬ分とを考慮したデータ補正がなされ、そして、このデータ補正された正弦波基準データを正弦波基準信号発生手段に出力するから、正弦波基準信号が補正され、結果的に、出力電圧の変動を少なくできる。そして、この請求項１の発明においては、コンデンサや抵抗、さらには、抵抗やコンデンサを含んで構成される差動増幅器、および同じく抵抗やコンデンサさらにはオペアンプを含んで構成される力率補正回路といったアナログ回路が不要であり、回路構成の簡単化を図り得、コストの低廉化にも寄与できる。
【０００９】
この場合、出力電流検出手段は、電流値を交流出力電圧の少なくとも半サイクルの期間で検出し、電流の実効値を求める手段は、この半サイクルの期間で検出した当該電流値から電流の実効値を求めるようにすると良い（請求項２の発明）。このようにすると、短い時間で電流値を検出することができると共に、検出誤差の少ない電流の実効値で検出できる。
【００１０】
さらに、位相角検出手段は、少なくとも半サイクルの正弦波基準データと出力電流検出手段の検出値とから有効電力を算出し、前記電流の実効値から皮相電力を算出し、この皮相電力と当該有効電力から、前記インバータ回路の出力電圧および出力電流の位相角を算出するようにすると良い（請求項３の発明）。このようにすると、短い時間で位相角を検出することができる。
【００１１】
また、補正値演算手段による補正値の演算および位相角検出手段による位相角検出は、交流出力電圧の少なくとも半サイクルの期間で行ない、この補正値および位相角を用いてその次の半サイクルの期間内に正弦波基準データ補正手段による制御を行なうようにすると良い（請求項４の発明）。このようにすると、補正のための各データを短い時間で得ることができ、そして、正弦波基準データ補正手段よる制御を早くに行なうことができて迅速なフィードバック制御ができるようになる。
【００１２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明のインバータ装置を携帯用交流電源装置に適用した一実施例につき図１ないし図８を参照しながら説明する。まず、図１においては、例えば１００Ｖ・５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚの交流電源を発生する携帯用交流電源装置２１の電気的構成を示している。この携帯用交流電源装置２１は、図示しないエンジンにより駆動される三相の交流発電機２２と、その後段に接続される単相のインバータユニット２３とから構成されている。
【００１３】
交流発電機２２は、回転子と電機子（何れも図示せず）とに加え、エンジンへの燃料（ガソリン）供給量を制御してエンジンの回転速度を制御するためのステッピングモータ２４を備えている。電機子には、Ｙ結線された主巻線２５ｕ、２５ｖ、２５ｗと補助巻線２６とが巻装されており、主巻線端子２７ｕ、２７ｖ、２７ｗと補助巻線端子２８ａ、２８ｂは、それぞれインバータユニット２３の入力端子２９ｕ、２９ｖ、２９ｗと入力端子３０ａ、３０ｂに接続されている。
【００１４】
一方、インバータユニット２３は、以下のように構成されている。すなわち、入力端子２９ｕ、２９ｖ、２９ｗと直流電源線３１、３２との間には整流回路３３が接続されている。直流電源線３１と３２の間には平滑用のコンデンサ３４が接続され、直流電源線３１、３２と出力端子３５、３６との間にはインバータ回路３７とフィルタ回路３８とが縦続接続されている。なお、整流回路３３が、本発明における直流電源回路に相当する。
【００１５】
整流回路３３は、サイリスタ３９〜４１とダイオード４２〜４４とがいわゆる三相混合ブリッジの形態に接続された構成を備えており、インバータ回路３７は、トランジスタ４５〜４８（スイッチング素子に相当）と還流ダイオード４９〜５２とがいわゆるフルブリッジの形態に接続された構成を備えている。
【００１６】
フィルタ回路３８は、インバータ回路３７の出力端子５３とインバータユニット２３の出力端子３５との間に介在するリアクトル５５と、インバータユニット２３の出力端子３５と３６との間に接続されたコンデンサ５６とから構成されている。インバータ回路３７の出力端子５４は、インバータユニット２３の出力端子３６に直接接続されており、その出力端子５４からフィルタ回路３８に至る電流経路には出力電流を検出するための変流器５７が設けられている。
【００１７】
さらに、インバータユニット２３は、制御電源回路５８、制御回路５９および駆動回路６０を備えている。このうち制御電源回路５８は、入力端子３０ａ、３０ｂを介して補助巻線２６に誘起される交流電圧を入力し、それを整流平滑して制御回路５９が動作するための制御用直流電圧（例えば５Ｖ、±１５Ｖ）を生成するようになっている。なお、補助巻線２６に誘起される交流電圧は、エンジンの回転数を検出するために、制御回路５９にも入力されている。
【００１８】
制御回路５９は、マイクロコンピュータ６１（以下、マイコン６１と称す）、直流電圧検出回路６２、出力電圧検出回路６３、出力電流検出回路６４およびＰＷＭ回路６５から構成されている。マイコン６１は、図２に示すように、ＣＰＵ６１ａ、記憶手段たるＲＯＭ６１ｂおよびＲＡＭ６１ｃ、正弦波基準信号発生手段たる例えばＤ／Ａコンバータ６１ｄを備えているほか、図示しないが、入出力ポート、Ａ／Ｄコンバータ、タイマ回路、発振回路などを備えており、これらが、ワンチップＩＣ化された構成となっている。
【００１９】
前記ＲＯＭ６１ｂには、１サイクル分の正弦波基準データＤ（ｎ）（ｎは１〜２５６）を初期データとして記憶している。図７にはそのデータテーブルの考え方を示している。すなわち、横軸にはメモリアドレスの順位を示し、縦軸には正弦波基準データＤ（ｎ）を示しており、この正弦波基準データＤ（ｎ）は順位が１から２５６にかけて正弦波状に増減するように設定されている。また、ＲＡＭ６１ｃには新たな正弦波基準データＤ（ｎ）を記憶するようになっている。ＲＯＭ６１ｂにおける正弦波基準データＤ（ｎ）は図７に示すように、１サイクル２５６個のデータであり、これは正弦波基準信号Ｖsin （図３に示す）の振幅値に相当する。この正弦波基準データＤ（ｎ）は、周波数５０Ｈｚのときには１／５０秒の間に２５６個が等時間間隔のタイミングでＣＰＵ６１ａにて読み出されるようになっている。また、周波数６０Ｈｚの場合には１／６０秒間に、同様に２５６個が等時間間隔でＣＰＵ６１ａにて読み出されるようになっている。
【００２０】
直流電圧検出回路６２は、直流電源線３１と３２との間の直流電圧Ｖｄｃを検出してその検出直流電圧を直流電圧検出信号としてマイコン６１に出力するようになっている。この場合マイコン６１は、この直流電圧検出信号をで読み込んで、前記直流電圧Ｖｄｃが１８０Ｖを超えるとサイリスタ３９〜４１をオフし、１８０Ｖ以下となるとオンするようになっている。
【００２１】
出力電圧検出回路６３は、インバータ回路３７の出力端子５３と５４の間の電圧を分圧する分圧回路と、その分圧された矩形波状の電圧から搬送波成分を除去するためのフィルタ（何れも図示せず）とを備えて構成されており、その出力電圧検出信号Ｖｓをマイコン６１およびＰＷＭ回路６５に出力するようになっている。マイコン６１では、出力電圧検出信号ＶｓをＡ／Ｄ変換して電圧検出値Ｖｄを得るようになっている。
【００２２】
また、出力電流検出手段たる出力電流検出回路６４は、変流器５７により検出された出力電流を所定の電圧レベルに変換し、その出力電流検出信号Ｉｓを出力電流検出信号としてマイコン６１およびＰＷＭ回路６５に出力するように構成されている。マイコン６１では出力電流検出信号ＩｓをＡ／Ｄ変換して電流検出値Ｉｄを得るようになっている。
【００２３】
ＰＷＭ回路６５は、正弦波基準信号Ｖsin に基づいてＰＷＭ制御を実行してトランジスタ４５〜４８に対する駆動信号Ｇ１〜Ｇ４を生成するものである。駆動信号Ｇ１〜Ｇ４は、それぞれ駆動回路６０を介してトランジスタ４５〜４８のベースに与えられるようになっている。
【００２４】
マイコン６１には、図示しないスイッチ入力部からのスイッチ入力により出力周波数を５０Ｈｚ・６０Ｈｚのいずれかに設定できるようになっており、設定された出力周波数と同じ周波数の交流基準電圧たる正弦波基準信号Ｖsin を後述のように発生してＰＷＭ回路６５に与えるようになっている。
【００２５】
ＰＷＭ回路６５は、図３に示すように、上記正弦波基準信号Ｖsin と例えば１６ｋＨｚの三角波からなる搬送波周波数信号Ｓｃ（図面では便宜上周波数を極端に落とした波形としている）とをコンパレータにより比較して、同図（ｂ）に示す矩形波状の高周波電圧Ｖｏ（実効的にみて１００Ｖ・５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚ）を得るように駆動信号Ｇ１〜Ｇ４を生成する。このようにして生成された高周波電圧Ｖｏはフィルタ回路３８によって高周波成分が除去されて、同図（ｃ）に示すように、例えば１００Ｖ・５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚの交流出力Ｖｏａｃが形成される。
【００２６】
さらに、マイコン６１の特にＣＰＵは、補正値演算手段、位相角検出手段、正弦波基準データ補正手段として機能するものであり、以下、これらの機能を作用と共に説明する。
マイコン６１は、運転が開始されると後述のようにして正弦波基準信号Ｖsin を出力し、これに基づいてＰＷＭ回路６５がＰＷＭ信号を出力し、これに基づいてインバータ回路３７がスイッチング素子４５〜４８をスイッチング制御して前述した高周波電圧Ｖｏを出力する。このときに、出力電圧検出回路６３により出力電圧が検出されており、マイコン６１は図８に示すようにその出力電圧検出信号Ｖｓのゼロクロスｔ０およびｔ１のときに出力電流検出信号Ｉｓが進み位相であるか遅れ位相であるかを検出する。すなわち、図４に示すように、マイコン６１では、ステップＳ１で出力電流検出信号Ｖｓのゼロクロスｔ０（負から正へのゼロクロス）が検出されると、ステップＳ２でＩｄ（出力電流検出信号Ｉｓのデジタル値）が正であれば進相であることを検出し負であれば遅相であることを検出する。そして、ステップＳ３で電圧検出値Ｖｓのゼロクロスｔ１（正から負へのゼロクロス）が検出されると、ステップＳ４でＩｄが負であれば進相であることを検出し正であれば遅相であることを検出する。なお、図８には検出電圧Ｖｓに対して検出電流Ｉｓが遅れ位相になっている例を示している。
【００２７】
このときマイコン６１は、図５および図６に示す制御フローチャートに従って正弦波基準データＤ（ｎ）を補正し、結果的に正弦波基準信号Ｖsin を補正する。すなわち、ステップＱ１では正弦波基準データＤ（ｎ）のパラメーターであるｎを０にセットする。次のステップＱ２では、上記パラメーターｎをインクリメントする。そして、ステップＱ３では、補正制御を実行する。この補正制御の内容は図６にサブル−チンとして示している。すなわち、ステップＲ１ではＲＯＭ６１ｂから、現時点の出力タイミングに相当する正弦波基準データＤ（ｎ）（この場合Ｄ（１））を読み出すと共に、この正弦波基準データＤ（ｎ）に対して９０°進相しさらに後述する位相角θ相当分ずれる関係にある正弦波基準データＤ（ｎ＋９０°相当＋θ相当）を読み出す。例えば、パラメーターｎは３６０°（５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚの１周期）に対して２５６個あるから位相角０°でｎが「１」とすると、（３６０／２５６）°増えるごとにｎは「２」、「３」、「４」、なる…とづつ増えていく。上記（３６０／２５６）°は、時間に換算すると、５０Ｈｚで（１／５０秒）／２５６、６０Ｈｚで（１／６０秒）／２５６となる。
【００２８】
例えば位相角θが３０°で遅れ位相であるとすると、図７に示すように、パラメーターｎ（ｎ＝ｎａとする）は、まず一義的に９０°進相したところの順位「ｘ」となる。そして、その順位「ｘ」から位相角θ進相相当の順位は「ｙ」となる。なおこの順位「ｙ」が「１〜２５６」から外れたときには、この順位「ｙ」から１８０°相当ずれたデータをプラスマイナス反転すれば良い（図７の符号「ｙ′」参照）。しかして正弦波基準データＤ（ｎ＋９０°相当＋θ相当）は、この順位「ｙ」での正弦波基準データＤ（ｙ）である。そして、次のステップＲ２では、上記正弦波基準データＤ（ｎ＋９０°相当＋θ相当）に後述する補正値Ｉｈを乗算して補正データＤｈを作成し、次のステップＲ３ではこのときの正弦波基準データＤ（ｎ）に補正データＤｈを加算して、これを新たな正弦波基準データＤ（ｎ）としてＲＡＭ６１ｃに更新記憶させる。この後図５のステップＱ４に移行して、この更新記憶された正弦波基準データＤ（ｎ）をＤ／Ａコンバータ６１ｄに出力する。この出力の周期は、周波数５０Ｈｚの場合には１／５０秒間に２５６の等時間間隔となるように、また６０Ｈｚの場合には１／６０秒間に、それぞれ２５６の等時間間隔となるように設定されている。
【００２９】
次のステップＱ５では、その時点での電流検出値Ｉｄ（ｎ）を読み込み、ステップＱ６では、瞬時有効電力Ｐ（ｎ）を算出し、記憶する。この瞬時有効電力Ｐ（ｎ）は電流検出値Ｉｄ（ｎ）と正弦波基準データＤ（ｎ）との積で求められる。
【００３０】
次いでステップＱ７では、電流検出値Ｉｄ（ｎ）を二乗し、記憶する。そして、ステップＱ８でｎが１２８かもしくは２５６であるかを判断する。当初は１２８に満たないので、「ＮＯ」に従ってステップＱ２に戻る。このようにして、ステップＱ２〜ステップＱ７が１２８回実行されると、つまり半サイクルが終了すると、ステップＱ８の「ＹＥＳ」に従ってステップＱ９に移行して、ｎが１２８か否かを判断し、１２８であればステップＱ１０に移行して、ｎが１〜１２８での有効電力Ｐを算出する。この場合、有効電力Ｐは、
Ｐ＝Ｐ（１）＋…Ｐ（１２８）  で求められる。
【００３１】
そして、ステップＱ１１では電流の実効値Ｉを算出する。
Ｉ＝（（Ｉｄ（１）２＋…Ｉｄ（１２８）２）／１２８）１／２  で求められる。
【００３２】
そして、ステップＱ１２にて位相角θを求める。すなわち、皮相電力Ｉ×Ｅと有効電力Ｐとの関係は、
Ｐ＝（Ｉ×Ｅ）cos θ  であるから（θは位相角）、
cos θ＝Ｐ／（Ｉ×Ｅ）となり、このcos θから位相角θを割り出す。
【００３３】
この場合、その位相角θが進み位相であるか遅れ位相であるかは、この時点では最初の半サイクルであるから、前記図４のステップＳ２の判断結果が最新の判断結果となっている。この判断結果が正であると、この位相角θは進み位相であり、また負が検出されていると、位相角θが遅れ位相である。
【００３４】
次のステップＱ１３では、補正値Ｉｈを求める。これは電流の実効値Ｉに係数ｋ（これはフィルタ回路３８のリアクトル５５等によって決定される）を乗算して求める。この後、ステップＱ２に戻り、後半の半サイクル（ｎが１２９〜２５６）において前述と同様の制御が実行される。このときには、前半のサイクル（ｎが１〜１２８）で得た位相角θ、補正値Ｉｈが使用されることになる。
【００３５】
そして、ステップＱ２〜ステップＱ７の制御が２５６回実行されると、ステップＱ８の「ＹＥＳ」、ステップＱ９の「ＮＯ」に従って、ステップＱ１４〜ステップＱ１７に移行し、ステップＱ１０〜ステップＱ１３と同様（ただしｎは１５９〜２５６）の制御が実行され、その後ステップＱ１に戻る。
【００３６】
このようにして、１サイクル分の正弦波基準データＤ（ｎ）がＤ／Ａコンバータ６１ｄに与えられ、これに基づいて正弦波基準信号Ｖsin が出力されてＰＷＭ回路６５に与えられ、そしてインバータ回路３７により高周波電圧Ｖｏが出力され、そしてフィルタ回路３８により、高周波成分が除去されて、同図（ｃ）に示すように、正弦波基準信号Ｖsin に応じた１００Ｖ・５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚの交流出力Ｖｏａｃが形成される。
【００３７】
このように本実施例によれば、現時点の出力タイミングに相当する正弦波基準データＤ（ｎ）を読み出すと共に、この正弦波基準データＤ（ｎ）に対して９０°進相しさらに位相角θ分ずれる関係にある正弦波基準データＤ（ｙ）を読み出し、この読み出した正弦波基準データＤ（ｙ）に補正値Ｉｈを乗算して補正データＤｈを作成し、この補正データＤｈを前記現時点のタイミングに相当する正弦波基準データＤ（ｎ）に加算して新たな正弦波基準データＤ（ｎ）を作成するから、フィルタ回路３８による９０°遅れ分と、負荷による出力電流の位相角θ分と、フィルタ回路３８固有のＬ分とを考慮したデータ補正がなされ、そして、このデータ補正された正弦波基準データＤ（ｎ）をＤ／Ａコンバータ６１ｄに出力するから、正弦波基準信号Ｖsin が補正され、結果的に、出力電圧の変動を少なくできる。そして、この実施例によれば、コンデンサや抵抗、さらには、抵抗やコンデンサを含んで構成される差動増幅器、および同じく抵抗やコンデンサさらにはオペアンプを含んで構成される力率補正回路といったアナログ回路が不要であり、回路構成の簡単化を図り得、コストの低廉化にも寄与できる。
【００３８】
この場合、電流検出値Ｉｄは出力電圧検出信号Ｖｓの半サイクルの期間で検出し、実効値Ｉを算出するから、短い時間で出力電流値を検出することができると共に、検出誤差の少ない実効値Ｉで検出できる。ただし上記電流検出値Ｉｄの検出期間は１サイクルでも良い。
さらに、半サイクルの正弦波基準データＤ（ｎ）と実効値Ｉとから有効電力Ｐを算出し、この半サイクル分の有効電力Ｐから位相角θを算出するようにしたから、短い時間で位相角を検出することができる。ただし、有効電力Ｐは１サイクル分でも良い。
【００３９】
また、補正値Ｉｈの演算および位相角θの検出は、出力電圧検出信号Ｖｓの半サイクルの期間で行ない、それら補正値Ｉｈおよび位相角θといったデータを次の半サイクルの期間での正弦波基準データＤ（ｎ）の補正や正弦波基準信号Ｖsin の出力に使用するから、正弦波基準信号Ｖsin の補正制御を早くに行なうことができて迅速なフィードバック制御ができるようになる。
【００４０】
なお上記実施例では、出力しようとする交流電圧の１サイクル分における２５６の位相角に対応する正弦波基準データＤ（ｎ）を記憶するようにしたが、その記憶データ数はこの２５６に限るものではない。また、記憶データとしては交流電圧の半サイクルでも良い。この場合、最初の半サイクルと次の半サイクルでは正負が反転するから、最初の半サイクルで使用した記憶データを、次の半サイクルでは負に反転してしようすれば良い。
【００４１】
【発明の効果】
本発明は以上の説明から明らかなように、出力電圧の変動を少なくできると共に、回路構成の簡単化を図り得、コストの低廉化にも寄与できるといった効果を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例を示す電気回路図
【図２】マイコン内部の機能を簡単に説明するためのブロック図
【図３】ＰＷＭ制御に関係する波形を示す波形図
【図４】出力電流の進相、遅相を判断するフローチャート
【図５】補正に関連する制御全般を説明するためのフローチャート
【図６】補正制御のフローチャート
【図７】正弦波基準データのデータテーブルを概念的に示す図
【図８】出力電圧検出信号と出力電流検出信号とを示す図
【図９】従来例を示す波形図
【符号の説明】
２１は携帯用交流電源装置（インバータ装置）、２２は交流発電機、２３はインバータユニット、３３は整流回路（直流電源回路）、３７はインバータ回路、３８はフィルタ回路、５９は制御回路、６１はマイコン、６１ａはＣＰＵ（補正値演算手段、位相角検出手段、正弦波基準データ補正手段）、６１ｂはＲＯＭ（記憶手段）、６１ｃはＲＡＭ（記憶手段）、６１ｄはＤ／Ａコンバータ（正弦波基準信号発生手段）、６４は出力電流検出回路（出力電流検出手段）、６５はＰＷＭ回路を示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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