(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
それぞれがアンテナを有する、２つの送信機を有する直交周波数分割多重方式システムにおけるチャネルに関する、別々のチャネル周波数応答を推定する方法であって、
各チャネルの周波数応答を別々に推定できるようにする、各アンテナ用の訓練記号を選択する段階；
第１のアンテナ用に選択された訓練記号を、第１のチャネルを使用して第１の送信機から受信機に送信する段階；
第２のアンテナ用に選択された訓練記号を、第２のチャネルを使用して第２の送信機から受信機に送信する段階；
受信機で訓練記号を受信する段階；ならびに
受信された訓練記号から第１のチャネル推定値および第２のチャネル推定値を推定する段階、を含み、さらに、
A1およびA2を前記第１のアンテナ用の訓練記号、B1およびB2を前記第２のアンテナ用の訓練記号とするとき、A1, A2, B1, B2は次式：
0004746809.tif 000017
を満たす、方法。
【請求項２】
それぞれがアンテナを有する、２つの送信機を有する直交周波数分割多重方式システムにおけるチャネルに関する、別々のチャネル周波数応答を推定する方法であって、
各チャネルの周波数応答を別々に推定できるようにする、各アンテナ用の訓練記号を選択する段階；
第１のアンテナ用に選択された訓練記号を、第１のチャネルを使用して第１の送信機から受信機に送信する段階；
第２のアンテナ用に選択された訓練記号を、第２のチャネルを使用して第２の送信機から受信機に送信する段階；
受信機で訓練記号を受信する段階；ならびに
受信された訓練記号から第１のチャネル推定値および第２のチャネル推定値を推定する段階、を含み、さらに、
A1およびA2を前記第１のアンテナ用の訓練記号、B1およびB2を前記第２のアンテナ用の訓練記号とするとき、A1, A2, B1, B2は次式：
0004746809.tif 000018
を満たす、方法。
【請求項３】
２つの送信アンテナを有する直交周波数分割多重方式システムにおけるチャネルに関する、別々のチャネル周波数応答を推定するシステムであって、
各チャネルの周波数応答を別々に推定できるようにする、各アンテナ用に選択される訓練記号；
第１のアンテナ用に選択された訓練記号および第１の送信機からのデータを、第１のチャネルを使用して受信機に送信する第１の送信機；
第２のアンテナ用に選択された訓練記号および第２の送信機からのデータを、第２のチャネルを使用して受信機に送信する第２の送信機；
受信機で受信された訓練記号を受信する受信機；
第１および第２の受信された記号を組み合わせる結合器；ならびに
組み合わされた受信された記号から、第１のチャネル推定値および第２のチャネル推定値を推定するプロセッサ、
を有し、さらに、
A1およびA2を前記第１のアンテナ用の訓練記号、B1およびB2を前記第２のアンテナ用の訓練記号とするとき、A1, A2, B1, B2は次式：
0004746809.tif 000019
を満たす、システム。
【請求項４】
２つの送信アンテナを有する直交周波数分割多重方式システムにおけるチャネルに関する、別々のチャネル周波数応答を推定するシステムであって、
各チャネルの周波数応答を別々に推定できるようにする、各アンテナ用に選択される訓練記号；
第１のアンテナ用に選択された訓練記号および第１の送信機からのデータを、第１のチャネルを使用して受信機に送信する第１の送信機；
第２のアンテナ用に選択された訓練記号および第２の送信機からのデータを、第２のチャネルを使用して受信機に送信する第２の送信機；
受信機で受信された訓練記号を受信する受信機；
第１および第２の受信された記号を組み合わせる結合器；ならびに
組み合わされた受信された記号から、第１のチャネル推定値および第２のチャネル推定値を推定するプロセッサ、
を有し、さらに、
A1およびA2を前記第１のアンテナ用の訓練記号、B1およびB2を前記第２のアンテナ用の訓練記号とするとき、A1, A2, B1, B2は次式：
0004746809.tif 000020
を満たす、システム。
【請求項５】
直交周波数分割多重方式システムにおいて、２つのチャネル上で２つの送信機から信号を受信する受信機であって、
第１および第２の送信機から送信された、第１の受信された記号（R1）および第２の受信された記号（R2）をフィルタリングするフィルタであって、第１の受信された記号が、第１の送信機からの第１の訓練記号（A1）および第２の送信機からの第１の訓練記号（B1）を含み、かつ第２の受信された記号（R2）が、第１の送信機からの第２の訓練記号（A2）および第２の送信機からの第２の訓練記号（B2）を含み、前記訓練記号が各チャネルの周波数応答の影響を受けるフィルタと；
第１および第２の受信された記号を組み合わせるための結合器と；
組み合わされた受信された記号から、第１のチャネル推定値および第２のチャネル推定値を推定するためのプロセッサと、
を有し、前記訓練記号A1, A2, B1, B2が次式：
0004746809.tif 000021
を満たす、受信機。
【請求項６】
直交周波数分割多重方式システムにおいて、２つのチャネル上で２つの送信機から信号を受信する受信機であって、
第１および第２の送信機から送信された、第１の受信された記号（R1）および第２の受信された記号（R2）をフィルタリングするフィルタであって、第１の受信された記号が、第１の送信機からの第１の訓練記号（A1）および第２の送信機からの第１の訓練記号（B1）を含み、かつ第２の受信された記号（R2）が、第１の送信機からの第２の訓練記号（A2）および第２の送信機からの第２の訓練記号（B2）を含み、前記訓練記号が各チャネルの周波数応答の影響を受けるフィルタと；
第１および第２の受信された記号を組み合わせるための結合器と；
組み合わされた受信された記号から、第１のチャネル推定値および第２のチャネル推定値を推定するためのプロセッサと、
を有し、前記訓練記号A1, A2, B1, B2が、次式：
0004746809.tif 000022
を満たす、受信機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
発明の分野
本発明は、チャネル推定に関し、特に、具体的に選択された訓練情報を使用して、2本の送信機アンテナを有する直交周波数分割多重方式（OFDM）システムにおける、2つの伝搬チャネルを推定する方法および装置に関する。
【０００２】
発明の背景
専用通信システムの範囲が拡大しているため、マルチメディアのような様々なサービスを維持することができる専用端末を各個人が有するようになっている。このようなサービスでは、大量のデータを転送する必要があるため、比較的高いビット・レートを使用する必要がある。比較的高いビット・レートを使用すると、記号間干渉（ISI）問題と深刻な周波数選択的なフェーディング（fading）の問題のために、従来の単一搬送波システムでは問題が生じる。
【０００３】
これらの問題の1つの解決策は、無線移動環境内で直交周波数分割多重方式（OFDM）を使用して、上述の問題を最小限に抑えることである。OFDM内では、送信される信号の周波数選択的なフェーディングを解消するために、チャネルのコヒーレンス帯域幅よりも小さな帯域幅を有する多重直交搬送波上で信号が送信される。記号間干渉は、ガード・インターバルを使用することによって解消される。OFDMシステムは現在、ヨーロッパでデジタル・オーディオ放送に採用されているが、デジタルTV放送システムで使用することが提案されている。このシステムは、高レート・データを伝送するためにADSLでも用いられている。OFDMは、米国、ヨーロッパ、および日本で無線ローカル・エリア・ネットワーク（WLAN）標準用の変調方法としても選択されている。
【０００４】
送信機ダイバーシティ（diversity）は、多経路フェーディングを軽減するのに有効な技術である。送信機ダイバーシティの1つの重要な利点は、無線周波数（RF）受信チェーンを含むアンテナ1本のみが受信機に必要であることである。RF構成要素はかなり高価であるので、送信機ダイバーシティを用いた場合、2本またはそれ以上のアンテナおよび対応する受信RFチェーンを必要とする受信機ダイバーシティを用いるシステムと比べて、受信機の費用を削減することができる。最近、送信機ダイバーシティ・システムを実現する方法として、空間時間符号（STC）が導入されている。空間時間符号は、複数のアンテナ上の情報を符号化してダイバーシティの利点を得るが、STCを復号するには、各送信機アンテナから受信機アンテナまでの伝搬経路を推定する必要がある。
【０００５】
無線チャネルは多経路伝搬を受けることが多いので、受信機はこの現象をなくすためにある種のイコライザを含む必要がある。イコライザは、送信チャネルの周波数応答を推定する必要があり、すなわち、チャネル推定が必要である。既存のチャネル推定方法は、チャネルが非常に低速で動作すると仮定される適応的信号処理に基づく方法である。特定の時間の推定チャネル・パラメータは、前の時間における受信されたデータおよびチャネル・パラメータに依存する。高速データ・レート移動システムのような高速に変化するチャネルの場合、この方法は推定時間を短縮するように修正しなければならない。
【０００６】
単一チャネル推定は公知の問題であり、この問題を解決する多数の方法が存在する。しかし、これらの方法をOFDMシステムにおける多重チャネルの推定に拡張することは論じられていない。たとえば、空間時間符号を用いる通信システムは、複数の送信アンテナを用いて送信機ダイバーシティ利得を得るが、各伝搬チャネルを別々に推定する必要がある。既存の単一チャネル推定アルゴリズムを使用する自明の方法は、訓練情報の送信を各送信アンテナごとに時間的に分離することである。この場合、各アンテナが訓練情報を送信するので、各アンテナに既存のアルゴリズムを使用することができる。
【０００７】
訓練情報を時間的に分離することの欠点は、一定量の訓練データが利用可能である場合、各チャネルを推定するのに用いられる情報の量が少なくなることである。訓練データを2本のアンテナ間で時分割すると、各チャネルの推定値の質が低下する。訓練データの量を2倍にすることもできるが、この場合、システムのオーバヘッドが増大する。
【０００８】
発明の概要
本発明の目的は、2つの送信機を有する通信システムにおいて、別々のチャネル周波数応答を推定する方法および装置を提供することによって、上述の欠点を解消することである。チャネル周波数応答は、2つの送信機から一斉送信される、具体的に選択された訓練記号を用いて推定される。本発明は、各チャネルごとのチャネル推定値を向上させつつ、訓練記号の量を単一チャネル推定の場合に必要な量と同じ量に維持するという利点を有する。
【０００９】
本発明の一態様によれば、2つの送信機を有する直交周波数分割多重方式システムにおけるチャネルに関して、別々のチャネル周波数応答を推定する方法および装置が開示される。第1および第2の訓練記号（A1、A2）および第1の送信機からのデータが、第1のチャネルを使用して受信機に送信される。第3および第4の訓練記号（B1、B2）および第2の送信機からのデータが、第2のチャネルを使用して受信機に送信される。第1および第2の受信記号は受信機で受信機される。次に、第1および第2の受信記号が組み合わされる。 次に、組み合わされた受信記号から第1のチャネルの推定値および第2のチャネルの推定値が得られる。この場合、第1および第2の受信記号は訓練記号を含み、第1の訓練記号と第3の訓練記号が第1の記号対を形成し、第2の訓練記号と第4の訓練記号が第2の記号対を形成する。
【００１０】
本発明のこれらおよび他の目的をより良く理解していただくために、一例として、本発明の詳細な説明を、添付の図面に関連して参照する。
【００１１】
詳細な説明
直交周波数分割多重方式は、チャネル上でデータを効率的に送信するためのエラー強さのある技術である。この技術は、チャネル帯域幅内の複数の副搬送波周波数（副搬送波）を使用してデータを送信する。これらの副搬送波は、副搬送波スペクトルを分離し、それによって搬送波間干渉（ICI）をなくすうえで大部分のチャネル帯域幅を無駄にする、周波数分割多重方式（FDM）のような従来の送信手法と比べて最適な帯域幅効率が得られるように構成されている。これに対して、OFDM副搬送波の周波数スペクトルはOFDMチャネル帯域幅内でかなり重なり合うが、それにもかかわらず、OFDMでは各副搬送波上に変調された情報を分解し回復することができる。さらに、OFDMは、チャネル・インパルス応答の長さと比べて、長いOFDM記号を使用することによって記号間干渉が防止されるので、従来のデータ送信手法と比べて、多経路フェーディングによるデータ損失を受ける可能性がずっと低い。さらに、OFDM副搬送波上にデータを符号化することにより、周波数ダイバーシティを利用して、周波数選択的なフェーディングによる損失を低減させることができる。
【００１２】
OFDM信号送信の一般的な原則について、図1、すなわち、先行技術による代表的なOFDM送信機のブロック図を参照して説明することができる。OFDM送信機10は、ベースバンド・データ・ビットのストリームを入力として受信する。これらの入力データ・ビット12は直ちにエンコーダ14に送られ、エンコーダ14は、これらのデータ・ビット12をTg+Ts秒おきに、Bビットから成るセグメント単位で取り出す。この場合、TsはOFDM記号間隔であり、Tgはサイクリック・プレフィックスすなわちガード・インターバルである。エンコーダ14は通常、ブロック符号化方式および／または畳込み符号化方式を使用して、誤り補正冗長性および／または誤り検出冗長性をBビットのセグメントに導入し、次に、符号化されたビットを、mビットから成る2N個のサブセグメントに細分する。整数mは通常、2から6の範囲である。
【００１３】
代表的なOFDMシステムには、周波数をもたず、したがって位相をもたないために一般にデータの送信には用いられない、零周波数DC副搬送波を含む、2N+1個のOFDM搬送波がある。したがって、この場合、エンコーダ14は通常、mビットから成る2N個のサブセグメントの2m-ary直交振幅変調（QAM）符号化を実行し、mビットのサブセグメントを、2m-ary配列の所定の対応する複素値点に写像する。この配列内の各複素値点は、位相および振幅の離散した値を表す。このように、エンコーダ14は、mビットから成る2N個のサブセグメントの各々に、対応する複素値2m-ary QAM副記号ck=ak+jbk（-N1≦k≦N1）を割り当て、B個のデータ・ビットを符号化する周波数ドメイン副記号のシーケンスを生成する。さらに、零周波数副搬送波には通常、c0=0が割り当てられる。次に、エンコーダ14は、副記号のシーケンスを、補間によってフィルタリングを簡略化するうえで必要になる可能性がある追加の零と共に、逆離散フーリエ変換器（IDFT）または、好ましくは、逆高速フーリエ変換器（IFFT）16に転送する。
【００１４】
IFFT16は、OFDM周波数ドメイン副記号のシーケンスをエンコーダ14から受信すると、この副記号シーケンスに対して逆フーリエ変換を実行する。言い換えれば、IFFT16は、各複素値副記号ckを使用して、2N+1個の副搬送波周波数のうちの対応する周波数の位相および振幅を記号間隔Tsにわたって変調する。副搬送波はe-2πjfktによって与えられ、したがって、ベースバンド周波数fk=k/Tsを有する。この場合、kは、周波数であり、-N≦k≦Nの範囲の整数である。これにより、IFFT16は、次式によって与えられる持続時間Tsのデジタル時間ドメインOFDM記号を生成する：
【式１９】
0004746809.tif 000002
【００１５】
Ts秒の周波数ドメイン副記号間隔にわたるOFDM副搬送波の、この離散値変調の結果として、OFDM副搬送波はそれぞれ、周波数ドメインでsinc x=(sin x)/xスペクトルを表示する。2N+1個の副搬送波の各々1/Tsを周波数ドメインに間隔を置いて配置することによって、各副搬送波sinc xスペクトルの一次ピークは他のあらゆる副搬送波のスペクトルのヌルに一致する。このように、副搬送波のスペクトルは重なり合うが、互いに直交したままである。図2には、OFDM副搬送波の構成と、搬送波周波数fctを中心とするOFDMチャネル帯域幅BW内の変調スペクトルのエンベロープが示されている。変調搬送波がチャネル帯域幅を非常に効率的に満たしていることに留意されたい。
【００１６】
図1に戻ると、IFFT16によって生成されたデジタル時間ドメインOFDM記号は次に、デジタル信号プロセッサ（DSP）18に転送される。DSP18は、デジタル時間ドメインOFDM記号に対する追加のスペクトル整形を実行し、さらに、長さTgのサイクリック・プレフィックスすなわちガード・インターバルを各記号に付加する。サイクリック・プレフィックスは一般に、記号の一部の繰返しに過ぎない。このサイクリック・プレフィックスは通常、OFDMチャネル・インパルス応答よりも長く、したがって、連続する記号間の記号間干渉（ISI）を防ぐ働きをする。
【００１７】
循環的に拡張されたスペクトル状デジタル時間ドメインOFDM記号を構成する、実数値デジタル成分および虚数値デジタル成分が、それぞれデジタル・アナログ変換器（DAC）20および22に転送される。DAC20および22は、時間ドメインOFDM記号の実数値デジタル成分および虚数値デジタル成分を、クロック回路24によって決定された変換速度すなわちサンプリング速度fck_rで、それぞれ同相OFDMアナログ信号および直交OFDMアナログ信号に変換する。次に、同相OFDMアナログ信号および直交OFDMアナログ信号はそれぞれ、ミクサ26および28に転送される。
【００１８】
ミクサ26および28において、DAC20および22からの同相OFDM信号および直交OFDM信号を使用してそれぞれ、同相中間周波数信号（IF）および90°移相（直交）IF信号が変調され、それぞれ同相IF OFDM信号および直交IF OFDM信号が生成される。ミクサ26に送られる同相IF信号はローカル発振器30によって直接生成され、一方、ミクサ28に送られる90°移相IF信号は、ローカル発振器30によって生成された同相IF信号をミクサ28に送る前に、90°移相器を通過させることによって生成される。次に、この2つの同相IF OFDM信号および直交IF OFDM信号は結合器34で組み合わされ、複合IF OFDM信号が形成される。いくつかの先行技術の送信機において、IF混合は、デジタル・アナログ変換が行われる前にデジタル・シンセサイザおよびデジタル・ミクサを使用してデジタル・ドメインで行われる。
【００１９】
次に、この複合IF OFDMは無線周波数送信機40に転送される。RF送信機40の多数の変形が存在し、当技術分野で公知であるが、通常、RF送信機40は、IFバンドパス・フィルタ42と、RFミクサ44と、RF搬送波周波数ローカル発振器46と、RFベースバンド・フィルタ48と、RF電力増幅器50および、アンテナ52を含んでいる。RF送信機40は、結合器34からIF OFDM信号を取り込み、RFローカル発振器46によって生成された周波数fctの送信周波数をこのIF OFDM信号を用いて変調し、チャネル帯域幅BMを占有するRF OFDM変調された搬送波を生成する。OFDM信号全体がこのチャネル帯域幅に収まらなければならないので、チャネル帯域幅は、すべての変調されたOFDM副搬送波に合う少なくとも(1/Ts)・(2N+1)Hzの幅でなければならない。このRF OFDM変調された搬送波の周波数ドメイン特性を図2に示す。次に、このRF OFDM変調された搬送波は、アンテナ52からチャネルを通ってリモート位置のOFDM受信機に送信される。RF送信機の他の態様において、OFDM信号を使用し、周波数変調、単側波帯変調、または他の変調技術を用いて送信搬送波が変調される。したがって、結果として得られるRF OFDM変調された搬送波は、図2に示すRF OFDM変調された搬送波とまったく同じ形状を有しているわけではなく、すなわち、RF OFDM変調された搬送波は、送信搬送波を中心として配置されず、その代わりに送信搬送波のいずれかの側に配置される場合がある。
【００２０】
OFDM受信機は、OFDM信号を受信し、OFDM副搬送波として符号化された帯域幅データ・ビットをリモート位置で回復するために、上述のOFDM送信機によって実行されるすべての動作とほぼ逆の動作を実行しなければならない。このような動作について、図3、すなわち、先行技術による代表的なOFDM受信機のブロック図を参照して説明することができる。
【００２１】
受信信号はまず、その帯域幅を制限するように受信機フィルタ302でフィルタリングされる。帯域制限された受信信号は次に、プロセッサを備えるチャネル・エスティメータ304に送信される。チャネル・エスティメータは、帯域制限された受信信号を処理して、送信チャネルのチャネル周波数応答の推定値
0004746809.tif 000003
を生成する。この例において、チャネル・エスティメータはまた、フレーム同期を既知の方法で実行し、フレーム・タイミングの推定値
0004746809.tif 000004
を生成する。
【００２２】
フレーム・タイミングの推定値
0004746809.tif 000005
はS/Pプロセッサ306に送信され、S/Pプロセッサ306はN個の記号を選び分けることによって、受信フィルタ302からのシリアル・データ入力ストリームおよびチャネル・エスティメータからのフレーム・タイミングをパラレル・ストリームに変換する。S/P306は、受信された循環的に拡張されたOFDMフレームを出力する。次に、プロセッサ308において、OFDMデータ・フレームに付加されたサイクリック・プレフィックスが除去される。適切な同期によってフレーム間干渉が除去される。次に、受信されたOFDMデータ・フレームが離散フーリエ変換器DFT310に送信される。DFT310は離散フーリエ変換を使用して、N個の副搬送波によるOFDM復調器を実現し、この場合、入力が時間ドメインに対応し、出力が周波数ドメインに対応する。DFT310は、チャネル・イコライザ312に対するチャネル周波数応答の影響を受ける送信された変調記号を出力する。
【００２３】
チャネル・イコライザ312は、推定されたチャネル周波数応答および送信された変調信号を受信する。チャネル・イコライザ312は、周波数ドメインを強制的に零にする等化をOFDM副搬送波に対して実行する。ある所定のしきい値を超える値を有する副搬送波のみが等化される。これは、所定のしきい値よりも小さな値は信頼できない値とみなされるからである。チャネル・イコライザ312は、回復された復調信号を出力する。回復された変調信号は、P/Sプロセッサ314においてN記号パラレル・データ・ストリーム（フレーム）からシリアル・ストリームに変化される。次に、シリアル・ストリームはベースバンド復調器316に入力される。ベースバンド復調器316は、回復された変調信号を復調し、ベースバンド信号方式に従って1つの入力信号をk個のバイナリ記号に写像する。ベースバンド復調器は、受信されたバイナリ・データをデータ・シンク318に出力し、データ・シンク318は、受信されたデータに用途特有の処理を加える。
【００２４】
図4には、2本の送信アンテナと1本の受信アンテナとを含むOFDM通信システム400のモデルが示されている。このシステムは、2つの別々の伝搬チャネルH1およびH2を有している。本発明のこの態様の目標は、訓練情報の構造を使用してこれらのチャネルの両方のチャネル周波数応答を推定することである。第1の送信機402は、たとえば上記で図1に関して記載したように、送信すべき情報を生成し、この情報は送信フィルタ404に送信され、次に物理チャネルH1（406）を通して受信機414に送信される。送信中に、送信される信号に必ず雑音が付加される。第2の送信機408は、送信すべき情報を生成し、この情報を送信フィルタ410に送信する。次に、この情報は物理チャネルH2 （412）を通して受信機414に送信される。送信中に、送信される信号に必ず雑音が付加される。これらの信号は、受信機414で受信されると、受信フィルタ416でフィルタリングされ、次にプロセッサ418で処理される。プロセッサ418の動作の1つは、チャネルH1およびH2のチャネル周波数応答を推定することである。
【００２５】
図5には、訓練情報が2つの送信機402および408によってどのように送信されるかが示されている。第1の送信機402はOFDM訓練記号A1およびA2を送信し、第2の送信機408はOFDM訓練記号B1およびB2を送信する。受信機の目標は、A1およびA2のすべての情報を用いてチャネルH1のチャネル周波数応答を推定し、かつB1およびB2のすべての情報を用いてチャネルH2のチャネル周波数応答を推定することができるようにOFDM記号を分離することである。
【００２６】
次に、本発明の一態様の動作について図6を参照して説明する。以下に詳しく説明するように、送信機402および408は、段階602で適切な訓練記号を選択し、段階604で、訓練記号およびデータをそれぞれ物理チャネルH1およびH2上で送信する。次に段階606で、送信された訓練記号およびデータが受信機414で受信される。訓練記号A1およびB1の送信時に周波数ドメイン内の受信機において、1番目に受信される記号R1は、付加的な雑音N1を伴い、
【式２０】
R1=H1・A1+H2・B1+N1
であり、訓練記号A2およびB2の送信時に2番目に受信される記号R2は、付加的な雑音N2を伴い、
【式２１】
R2=H1・A2+H2・B2+N2
である。雑音を低減させるために、段階608で信号R1と信号R2を加算する。
【式２２】
R=R1+R2=H1・A1+H2・B1+H1・A2+H2・B2+N1+N2
各項を並べ替えると、次式が得られる。
【式２３】
R=H1・(A1+A2)+H2・(B1+B2)+N1+N2
【００２７】
H1を推定するには、受信信号Rに対するH2の影響を除去する必要があり、逆についても同様である。そのため、B1+B2は零に等しくし、一方、A1+A2をそのままにしておく必要があり、逆についても同様である。本発明の一態様による解決策は、A1、A2、B1、およびB2を以下のように選択することである：
A1は、各搬送波に1つの、1組の複素数であり、
A2=A1
B1=A1
B2=-A1
および|A1|2=1
この場合、R1とR2の和は以下のように求められる：
【式２４】
R=R1+R2=H1・A1+H2・A1+H1・A1-H2・A1+N1+N2 =
2・H1・A1+H2・(A1-A1)+N1+N2=2・H1・A1+N1+N2
【００２８】
段階610で、チャネル周波数応答
0004746809.tif 000006
は、Rに
【式２５】
0004746809.tif 000007
A1共役を掛けて2で割ることによって、推定することができる。雑音は独立しているので、そのパワーが2で割られている。
【００２９】
同様に、R1およびR2の引算をすることによってチャネル
0004746809.tif 000008
のチャネル周波数応答
0004746809.tif 000009
を推定することができる。
【式２６】
R=R1-R2+N1+N2=H1・A1+H2・A1-H1・A1+H2・A1+N1-N2 =
H1・(A1-A2)+2・H2・A1+N1-N2+2・H2・A1+N1-N2
ここで、チャネル周波数応答
0004746809.tif 000010
は、RにA1共役および
【式２７】
0004746809.tif 000011
を掛けて2で割ることによって、推定することができる。
【００３０】
この解決策の1つの欠点は、相加性白色ガウス雑音（AWGN）チャネルのようにH1=H2の場合、A2およびB2中に受信される信号はA1-A1=0に等しく、したがって何も受信されないことである。この影響を除去するには、記号対（A1、B1）と記号対（A2、B2）が互いに直交する必要がある。この場合、チャネルH1とチャネルH2が偶然等しい場合、記号対同士が打ち消し合うことはなくなる。
【００３１】
本発明の他の態様によれば、記号A1、A2、B1、B2を次のように選択すると、相加性白色ガウス雑音チャネルの問題をなくすのに必要なすべての特性が得られる。記号対（A1、B1）と記号対（A2、B2）は90°の移相を有し、したがって互いに直交しており、相加性ガウス雑音チャネルで互いに打ち消し合うことはない。さらに、チャネル推定はH1にA1とA2の両方を使用し、H2にB1とB2の両方を使用することによって行うことができる。
【００３２】
A1は、各搬送波に1つの、1組の複素数である。
A2=A1
B1=ejπ/2A1
B2=e-jπ/2A1
および|A1|2=1
これらの訓練記号を用いた場合、チャネル推定はH1については以下のように行うことができる。
【式２８】
R=R1+R2+N1+N2=H1・A1+H2・ejπ/2・A1+H1・A1+H2・e-jπ/2・A1+N1+N2 =
2・H1・A1+H2・A1(ejπ/2+e-jπ/2)+N1+N2=2・H1・A1+N1+N2
ここで、チャネル周波数応答
0004746809.tif 000012
は、RにA1共役および
【式２９】
0004746809.tif 000013
を掛けて2で割ることによって、推定することができる。
【００３３】
次に、チャネル
0004746809.tif 000014
のチャネル周波数応答の推定を、以下のように行うことができる：
【式３０】
R=e-jπ/2・R1+ejπ/2・R2=H1・e-jπ/2・A1+H2・A1+H1・ejπ/2・A1+H2・A1+N1+N2 =
H1・A1・(e-jπ/2+ejπ/2)+2・H2・A1+N1+N2=2・H2・A1+N1+N2
ここで、
0004746809.tif 000015
のチャネル周波数応答を次式によって推定することができる：
【式３１】
0004746809.tif 000016
【００３４】
本発明の方法および装置を添付の図面に示し、詳細な説明において説明したが、本発明が開示された態様に限らず、特許請求の範囲に記載され特許請求の範囲によって定義されるように、本発明の趣旨または範囲から逸脱せずに、本発明に多数の変更、修正、および置換を施すことができることは理解される。
【図面の簡単な説明】
本発明のこれらの目的およびその他の目的をより理解するため、参照は本発明を詳細に説明しており、例示のためには、参照を以下の図面と共に読むべきである。
【図１】  先行技術による代表的なOFDM送信機のブロック図である。
【図２】  先行技術による、OFDM副搬送波およびその変調スペクトルの周波数ドメイン位置を示す、OFDMチャネル帯域幅内の代表的なOFDM信号の図である。
【図３】  先行技術による、代表的なOFDM受信機のブロック図である。
【図４】  本発明の一態様による、2本の送信アンテナおよび1本の受信アンテナを含むOFDM通信システムのブロック図である。
【図５】  本発明の一態様による、訓練情報の送信を示す図である。
【図６】  本発明の一態様による、チャネル推定過程を示すフローチャートである。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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