(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
Ｍを２以上の整数として、互いに異なる波長のＭ個の光をＭ個の送信データ系列でそれぞれ符号化し、該符号化したＭ個の光を多重化して伝送する方法において、
ｋを１以上Ｍ以下の整数として、前記Ｍ個の光のうちのいずれかである第ｋの波長の光を当該波長の光に対応する第ｋの送信データ系列で符号化するにあたって、受信側で前記複数の光のうちの前記第ｋの波長に隣接する１以上の波長の光に対応する１以上の送信データ系列によるクロストーク成分を低減するために、
前記第ｋの波長の光を前記第ｋの送信データ系列と前記隣接する１以上の波長の光に対応する１以上の送信データ系列の全てで符号化するステップ
を備えることを特徴とする方法。
【請求項２】
請求項１に記載の方法において、
前記符号化するステップは、
前記第ｋの波長の光を前記第ｋの送信データ系列で符号化するステップと、
前記第ｋの波長の光を前記隣接する１以上の波長の光に対応する１以上の送信データ系列で符号化するステップと
を含むことを特徴とする方法。
【請求項３】
請求項２に記載の方法において、
前記第ｋの送信データ系列で符号化した前記第ｋの波長の光または前記隣接する１以上の波長の光に対応する１以上の送信データ系列で符号化した前記第ｋの波長の光の強度または位相を調整するステップ
をさらに備えることを特徴とする方法。
【請求項４】
請求項１ないし３のいずれかに記載の方法において、
前記第ｋの波長の光と前記隣接する１以上の波長の光の周波数差で振動するビート成分の位相を時間的に安定化させるステップ
をさらに備えることを特徴とする方法。
【請求項５】
Ｍを２以上の整数として、多波長光発生手段から発生した互いに異なる波長のＭ個の光をＭ個の送信データ系列でそれぞれ符号化するＭ個の変調手段と、該符号化したＭ個の光を多重化する光合波手段とを備える装置であって、
前記変調手段として、
ｋを１以上Ｍ以下の整数として、前記Ｍ個の光のうちのいずれかである第ｋの波長の光を当該波長の光に対応する第ｋの送信データ系列で符号化する変調手段であって、受信側で前記複数の光のうちの前記第ｋの波長に隣接する１以上の波長の光に対応する１以上の送信データ系列によるクロストーク成分を低減するために、前記第ｋの波長の光を前記第ｋの送信データ系列と前記隣接する１以上の波長の光に対応する１以上の送信データ系列の全てで符号化する変調手段
を備えたことを特徴とする装置。
【請求項６】
請求項５に記載の装置であって、
前記変調手段は、
前記第ｋの波長の光を前記第ｋの送信データ系列で符号化する変調器と、
前記第ｋの波長の光を前記隣接する１以上の波長の光に対応する１以上の送信データ系列で符号化する変調器と
を含むことを特徴とする装置。
【請求項７】
請求項６に記載の装置であって、
前記第ｋの送信データ系列で符号化した前記第ｋの波長の光または前記隣接する１以上の波長の光に対応する１以上の送信データ系列で符号化した前記第ｋの波長の光の強度または位相を調整する調整手段
をさらに備えたことを特徴とする装置。
【請求項８】
請求項５ないし７のいずれかに記載の装置であって、
前記第ｋの波長の光と前記隣接する１以上の波長の光の周波数差で振動するビート成分の位相を時間的に安定化させる位相安定化手段
をさらに備えたことを特徴とする装置。
【請求項９】
請求項８に記載の装置であって、
前記位相安定化手段は、
前記光合波手段の出力側に接続され、前記多重化された光を分岐する分岐手段と、
前記分岐された光の各波長について、前記ビート成分と前記送信データ系列のクロック成分との位相差をフィードバックする位相フィードバック手段と、
前記フィードバックされた位相差に基づいて、前記Ｍ個の光のそれぞれの位相を制御する位相制御手段と
を備えたことを特徴とする装置。
【請求項１０】
請求項５ないし９に記載の装置であって、
前記多波長光発生手段として、
前記Ｍ個の光を、それぞれの位相を同期させて出力する多波長光発生手段
をさらに備えたことを特徴する装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数波長の信号光を同一の光ファイバ中に多重化して光通信の大容量化を実現する波長分割多重（ＷＤＭ）伝送システムにおいて使用される波長多重光変調方式に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来の光通信におけるＷＤＭ伝送システムにおいて、光送信部は、各々が異なる波長を発振するレーザ（例えば、半導体レーザである分布帰還型レーザダイオード：ＤＦＢ−ＬＤ）をチャネル数分だけ用意し、それぞれ個別の外部光変調器を用いてそれぞれの波長の光を送信データ信号系列によって変調している。また光受信端では、波長フィルタなどを用いて波長多重光を各波長の変調信号光へと分波し、それぞれの波長の信号光を個別に復調・検波している。変復調方式としては、送信データ信号の０，１を光の強度に符号化して伝送する強度変調−直接検波方式、送信データ信号の０，１を光位相に符号化して伝送する位相変調方式、また、送信データ信号の０，１を光の位相変化として符号化する遅延位相変調方式、などがある。ＷＤＭ信号の波長間隔を狭窄化し、周波数利用効率を上げることにより、一本のファイバ伝送容量を拡大することが、ＷＤＭ伝送システムを経済的に構築する上で重要になる。
【０００３】
また、従来のＷＤＭ伝送システムでは、１０Ｇｂｐｓ、４０Ｇｂｐｓなど高速な送信データ系列によって符号化されているため、各波長の信号光は変調速度周波数帯域程度の光周波数スペクトル上で広がりを有する。そのため、チャネル間の波長間隔を狭めていくと、各波長の光スペクトルに互いに重なりが生じ、図１に示すように受信側の分波手段で波長分離フィルタによって波長毎に分離して検波した際に、隣接チャネル（例えば、λ２）の信号光によって自チャネル（例えば、λ１）の検出信号が変動を受ける線形クロストークが発生する。例えば、分離フィルタの特性によってフィルタリングしきれずに隣接波長の信号が混入するために、検波信号品質が劣化する。そのため、分離フィルタによりフィルタリングしきれずに残る隣接チャネルからの線形クロストークを、受信端で信号光を光／電気変換した後に電気演算することにより取り除く方法が提案されている（非特許文献１）。
【０００４】
【非特許文献１】M. J. Minardi. et al., “Adaptive Crosstalk Cancellation in Dense Wavelength Division Multiplexing Networks”, Electronics Letters, 13th August 1992, Vol.28, No.17, pp.1621-1622
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ＷＤＭ伝送システムにおいて、このような線形クロストークにより、例えば具体的には隣接波長の信号と自波長の信号とがその周波数差で振動するビートを形成する。各波長の光はそれぞれ異なる半導体レーザからの出力光であり、それらの互いの位相関係はランダムであるため、ビートの位相は時間的にランダムに変動する。したがって、所望の検波信号のアイパターンにビートがランダムに重畳し、アイパターンの目が閉じることによって伝送特性が劣化するという問題があった。さらに、周波数利用効率を高めるために変調周波数帯域と信号光の周波数間隔を狭めていくと、変調周波数帯域とビート成分の周波数が近くなり受信端の電気フィルタの帯域と信号光の周波数帯域が近くなるため、ビート成分を取り除くことができなくなる。このため、上述したように受信端で電気演算により線形クロストークを取り除く方法では、送信信号光の位相関係がランダムであるので、検波信号のアイパターンにビートが重畳してしまう。すなわち、この線形クロストーク発生によって、波長間隔狭窄化が制限され、ＷＤＭスペクトル利用効率が制限される。
【０００６】
本発明はこのような問題に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、ＷＤＭ伝送におけるスペクトル利用効率を向上する波長多重光変調方法および装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明は、このような目的を達成するために、請求項１に記載の発明は、Ｍを２以上の整数として、互いに異なる波長のＭ個の光をＭ個の送信データ系列でそれぞれ符号化し、該符号化したＭ個の光を多重化して伝送する方法において、ｋを１以上Ｍ以下の整数として、前記Ｍ個の光のうちのいずれかである第ｋの波長の光を当該波長の光に対応する第ｋの送信データ系列で符号化するにあたって、受信側で前記複数の光のうちの前記第ｋの波長に隣接する１以上の波長の光に対応する１以上の送信データ系列によるクロストーク成分を低減するために、前記第ｋの波長の光を前記第ｋの送信データ系列と前記隣接する１以上の波長の光に対応する１以上の送信データ系列の全てで符号化するステップを備えることを特徴とする。
【０００８】
また、請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の方法において、前記符号化するステップは、前記第ｋの波長の光を前記第ｋの送信データ系列で符号化するステップと、前記第ｋの波長の光を前記隣接する１以上の波長の光に対応する１以上の送信データ系列で符号化するステップとを含むことを特徴とする。
【０００９】
また、請求項３に記載の発明は、請求項２に記載の方法において、前記第ｋの送信データ系列で符号化した前記第ｋの波長の光または前記隣接する１以上の波長の光に対応する１以上の送信データ系列で符号化した前記第ｋの波長の光の強度または位相を調整するステップをさらに備えることを特徴とする。
【００１０】
また、請求項４に記載の発明は、請求項１ないし３のいずれかに記載の方法において、前記第ｋの波長の光と前記隣接する１以上の波長の光の周波数差で振動するビート成分の位相を時間的に安定化させるステップ
をさらに備えることを特徴とする。
【００１１】
また、請求項５に記載の発明は、Ｍを２以上の整数として、多波長光発生手段から発生した互いに異なる波長のＭ個の光をＭ個の送信データ系列でそれぞれ符号化するＭ個の変調手段と、該符号化したＭ個の光を多重化する光合波手段とを備える装置であって、前記変調手段として、ｋを１以上Ｍ以下の整数として、前記Ｍ個の光のうちのいずれかである第ｋの波長の光を当該波長の光に対応する第ｋの送信データ系列で符号化する変調手段であって、受信側で前記複数の光のうちの前記第ｋの波長に隣接する１以上の波長の光に対応する１以上の送信データ系列によるクロストーク成分を低減するために、前記第ｋの波長の光を前記第ｋの送信データ系列と前記隣接する１以上の波長の光に対応する１以上の送信データ系列の全てで符号化する変調手段を備えたことを特徴とする。
【００１２】
また、請求項６に記載の発明は、請求項５に記載の装置であって、前記変調手段は、前記第ｋの波長の光を前記第ｋの送信データ系列で符号化する変調器と、前記第ｋの波長の光を前記隣接する１以上の波長の光に対応する１以上の送信データ系列で符号化する変調器とを含むことを特徴とする。
【００１３】
請求項７に記載の発明は、請求項６に記載の装置であって、前記第ｋの送信データ系列で符号化した前記第ｋの波長の光または前記隣接する１以上の波長の光に対応する１以上の送信データ系列で符号化した前記第ｋの波長の光の強度または位相を調整する調整手段をさらに備えたことを特徴とする。
【００１４】
また、請求項８に記載の発明は、請求項５ないし７のいずれかに記載の装置であって、前記第ｋの波長の光と前記隣接する１以上の波長の光の周波数差で振動するビート成分の位相を時間的に安定化させる位相安定化手段をさらに備えたことを特徴とする。
【００１５】
また、請求項９に記載の発明は、請求項８に記載の装置であって、前記位相安定化手段は、前記光合波手段の出力側に接続され、前記多重化された光を分岐する分岐手段と、前記分岐された光の各波長について、前記ビート成分と前記送信データ系列のクロック成分との位相差をフィードバックする位相フィードバック手段と、前記フィードバックされた位相差に基づいて、前記Ｍ個の光のそれぞれの位相を制御する位相制御手段とを備えたことを特徴とする。
【００１６】
また、請求項１０に記載の発明は、請求項５ないし９に記載の装置であって、前記多波長光発生手段として、前記Ｍ個の光を、それぞれの位相を同期させて出力する多波長光発生手段をさらに備えたことを特徴する。
【発明の効果】
【００１７】
以上述べたように、本発明によれば、主信号光が受信端にて隣接信号光から受けるクロストークによる検波信号の変動を低減することにより、周波数間隔が狭窄化できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。
【実施例１】
【００１９】
ＷＤＭ送信器では、複数の送信データ系列Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３…によってそれぞれの波長λ１，λ２，λ３…の光を符号化し、それらを波長合波器、例えば、アレイ導波路型グレーティング（ＡＷＧ）などの多波長信号光合波手段によって波長多重化して送信する。送信データ系列Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３…は、波長λ１，λ２，λ３…にそれぞれ割り当てられている。受信端では、波長分離フィルタなどによって分離し、それぞれの波長の信号光を抽出した後に、復調・検波して得られる検出電気信号から受信データ系列を得る。
【００２０】
ここで、図２（ａ）に表すように、各波長の信号光スペクトルは変調速度に相当するスペクトル広がりを有するため、ＷＤＭ送信信号光のスペクトルは互いに重なり合う部分がある。従って、受信端にてある波長λＡ（例えば、図２のλ２）の信号光を分離して得られる波長λＡの信号光は、隣接波長λB（例えば、図２のλ１またはλ３）の信号光成分を含んでいる。この様子を図２（ｂ）に示す。
【００２１】
これを簡単な数式を用いて示すと、波長分離後の波長λＡの信号光の電場は、波長λＡの成分Ｅa＝ｄaＥ０cos(ωat＋φa)に加えて、隣接波長λＢの信号光の成分ΔＥb＝αｄbＥ0cos(ωbt＋φb)をクロストーク成分として有する。ここで、ｄａ，ｄbは送信データ系列ＤＡ，ＤＢに依存した光電界振幅および／または位相、ωa，ωbは波長λＡ，λＢの角周波数、ｔは時間、φＡ，φＢは各波長信号光の初期位相をそれぞれ表している。また、α（α＜１）は波長分離フィルタなどの特性で決定されるパラメータであり、クロストーク成分の大きさ・位相を表すクロストーク係数である。改めて、波長λＡの信号光の受信器に入力される光電界を数式を用いて表すと、波長λＡの主信号光成分と波長λＢのクロストーク成分の和として表される。
【００２２】
【数１】
0004693644.tif 000002
【００２３】
これを光受信器によって検出して得られる光電流は、式（１−１）を二乗して得られる。
【００２４】
【数２】
0004693644.tif 000003
【００２５】
ここでは、電気信号として現実的な周波数成分までのみを記述し、それ以上の光周波数領域の成分は無視している。式（１−２）より、検出信号は、第一項が表す受信の波長λＡの信号光の光電界同士の積で表現される主受信検出信号に加えて、第二項が表す受信の波長λＡの信号光電界と隣接波長λＢの信号光電界の積で表現されるビート成分、第三項が表す隣接波長λＢの信号光の光電界同士の積で表現されるクロストーク成分を含む。図３に、主受信信号（実線）とビート成分（点線）の時間波形の様子をサンプリング波形として模式的に示す。従来のＷＤＭでは、受信波長と隣接波長の位相差φａ−φｂが時間的にランダムに変動するため、第二項の余弦関数内に含まれる位相差φａ−φｂによってビート成分の位相は時間的にランダムに変動し、図３（ａ）に示したように主受信信号との位相関係がランダムに変動する。その結果、従来のように隣接波長信号光の位相を制御せず、ビートの位相がランダムな状態で測定した受信信号の時間サンプリング波形は、図４（ａ）のようになる。アイパターンの目が閉じて、エラーフリー伝送できない状態である。一方、図３（ｂ）に示すように、ビート成分の位相を時間的に安定化する方法を施すことによって、主受信検出信号がビート成分によってランダムに変動する現象を抑えることができる。ここで、ビート成分の位相を時間的に安定化する方法の詳細は実施例５、実施例６に記載する。
【００２６】
図４（ｂ）はビート成分の位相とデータクロック位相を同期させた場合の検出信号の時間サンプリング波形である。ビート成分が主受信信号のレベルをデータ識別点において低減させないように、ビート成分の位相とデータクロックの位相を調整することでアイパターンの目が開き、エラーフリー伝送を実現できる。
【実施例２】
【００２７】
ＷＤＭ信号光を波長分離フィルタで各波長の信号光に分波して得られるある波長λＡの信号光を光受信器で検出する。このとき、光受信器に入力される信号光には波長λＢの信号光も含まれるため、検出信号にはＷＤＭ信号光の波長間隔に相当する周波数で振動するビート成分と隣接波長λＢの受信信号が含まれる。ＷＤＭ信号光の周波数間隔が信号光の変調周波数帯域より大きい場合には、受信端の電気フィルタのフィルタ帯域を変調周波数帯域と同程度にすることで前述のビート成分を取り除くことができるが、隣接波長λＢの受信信号によって受ける信号が残ってしまう。この時の、検出信号のアイパターンを模式的に示すと、図５（ａ）のようにアイパターンの目が閉じてしまい、良好な検出信号を得られない。
【００２８】
そこで、波長λＡの光を用いて隣接波長λＢの光信号によって受ける変動を相殺するように、図６のように、送信端にてλ１，λ２，λ３，…λｋ…，λＭに対応する複数の送信データ系列Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，…Ｄｋ…，ＤＭを用いてλｋの光振幅および／または位相を符号化する。ここで、隣接する２波長λｋおよびλｋ＋１について、波長分離フィルタで分波して得られる各波長信号光の受信光電流Ｉｋ，Ｉｋ＋１は、次式で表される。ただし、送信データ信号Ｄｋ，Ｄｋ＋１によって符号化された波長λｋ，λｋ＋１の送信光電界をｄｋ，ｄｋ＋１、その複素共役をｄ＊ｋ，ｄ＊ｋ＋１とし、隣接波長λｋ±１から混入するクロストーク成分をα±、自波長λｋからの成分をα０とする。ｄｋ、α±の詳細は実施例５を参照されたい。
【００２９】
【数３】
0004693644.tif 000004
【００３０】
ただしここでは、隣接波長によるビートの成分は電気フィルタにより取り除いたとして無視している。前式のように各波長の送信電界ｄｋとクロストーク成分α±の行列で表すと、この行列の逆行列は受信端で所望の受信光電流となるような送信端における各波長の送信信号を表面すことになる。（２−１）式の逆行列は、以下の（２−２）式のように表せる。
【００３１】
【数４】
0004693644.tif 000005
【００３２】
このとき、波長λｋの信号光に注目すると隣接波長による変動を相殺する受信電界は、以下の（２−３）式のように表せる。
【００３３】
【数５】
0004693644.tif 000006
【００３４】
強度変調−直接検波方式を想定すると、従来波長λｋの所望の受信光電流Ｉｋは「０」または「１」を定義するのが一般的であったが、ｄｋ，ｎとして実数解が存在するためには、「０」または「１」を「０＋|α＋|２/|α０|２」または「１＋|α＋|２/|α０|２」と定義する。したがって、表２−１のようにＤｋだけでなくＤｋ＋１にも依存してλｋを符号化することによって、受信端にてλｋの検出信号がλｋ＋１の信号光によって受ける変動を相殺できる。このときの受信端での検出信号は表２−２に示したとおり、Ｄｋ＋１の値によらないものとなる。さらにこの時の受信端で検出される波長λＡの信号光のアイパターンを模式的に示すと、図５（ｂ）のように目が開いたアイパターンを実現できる。
【００３５】
【表１】
0004693644.tif 000007
【００３６】
【表２】
0004693644.tif 000008
【００３７】
ここまでは、２波長の場合を考えてきたが、（２−１）式をＭ波長に拡張すると、次式で表せる。
【００３８】
【数６】
0004693644.tif 000009
【００３９】
２波長の場合と同様に、（２−４）式の逆行列をとることで、受信端で所望の受信光電流となるような送信端における各波長の送信データＤｋを表すことになる。
【００４０】
このように、λｋの受信波形を補償するために複数のデータ系列を用いてλｋの光強度および／または位相を符号化すれば、隣接波長λｋ±ｍ（ｍ＝１，２，…）の光信号によって受ける変動を相殺して、アイパターンの開口が開いた状態を維持して、エラーフリーな伝送が実現できる。ここでは強度変調−直接検波方式を想定したが、光電界ｄｋは光振幅、光位相、偏光などの光の諸特性を含んでいることから、それら光の特性を利用して変調するその他の変調方式にも本発明による方法が適用できる。
【実施例３】
【００４１】
ＷＤＭ送信器では、複数の送信データ系列Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３…によってそれぞれの波長λ１，λ２，λ３…の光を符号化し、それらを波長合波器、例えば、アレイ導波路型グレーティング（ＡＷＧ）、インターリーバーなどの多波長信号光合波手段によって波長多重化して送信する。従って、送信データ系列Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３…は、波長λ１，λ２，λ３…にそれぞれ割り当てられている。受信端では多波長信号光分波手段によってそれぞれの波長信号光に分離した後に、復調・検波して受信データ系列を得る。変調周波数帯域と信号光の周波数間隔を狭めていくと、周波数利用効率を高める場合には、ＷＤＭ送信信号光の各波長の信号光のスペクトル重なりが大きいため、各波長の信号光を分離した後の受信信号光は隣接波長の信号光成分を多く含むことになる。したがって、変調周波数帯域とビート成分の周波数が近く、受信端の電気フィルタの帯域と信号光の周波数帯域が近いため、信号光の周波数も取り除くことになってしまうので、実施例２のようにビート成分のみを取り除くことはできない。さらにこの場合は、ビート成分に加え、実施例２で挙げたように波長λＡの受信信号は、隣接波長λＢの検出信号による変動も受ける。これら２つの効果により、図７（ａ）に示したように受信端である波長の信号光を検波したときに得られるアイパターンの目が閉じてしまい、エラーフリー伝送が実現できない。
【００４２】
そこで、図８（ｂ）に示したように、ビート成分の位相とデータクロックの位相を同期させてそれらの間の位相を調整し、図８（ａ）に示したように、さらに波長λＡ（例えば、λｋ）の光変調手段で隣接波長λＢ（例えば、λｋ＋１）の光信号によって受ける変動を相殺するように送信端にてλＡとλＢに対応する複数の送信データ系列ＤＡ，ＤＢを用いてλＡの光振幅および／または位相を符号化することで、データ識別点でアイパターンの目を広げ、エラーフリー伝送を実現する。
【００４３】
送信データ系列ＤＡ，ＤＢに依存したｄＡｎ，ｄＢｎを用いて波長λＡ，λＢの信号光電界がｄＡ，ｎＥ０Ｅｘｐ（ｉ（ωＡｔ＋φＡ））、ｄＢ，ｎＥ０Ｅｘｐ（ｉ（ωＢｔ＋φＢ））となるように符号化して送信することを想定する。波長信号光λｋ，λｋ＋１の受信端での受信光電流Ｉｋ，Ｉｋ＋１は、隣接波長λｋから混入するクロストーク成分をαｋ、波長λｋとλｋ＋1の各周波数差をΔω、送信データ系列の１ビット時間間隔をΔＴとすると、次式で表せる。
【００４４】
【数７】
0004693644.tif 000010
【００４５】
ここで、（３−１）式の右辺第１項は受信波長自身の検出信号とその隣接波長自身の検出信号を表し、右辺第２項以降は受信波長とその隣接波長のビート成分の検波信号を表している。受信波長とその隣接波長の周波数差Δωと初期位相差φｋ−φｋ+１を時間的に安定化させ、図５（ｂ）に示したようにビート信号とデータクロックの位相を同期させることで、ビート成分受信による検出信号劣化を低減できる。また、実施例２と同様に、（３−１）式の右辺第１項の行列の逆行列を所望の各波長のデータ符号ベクトル［ｄ１，ｄ２，ｄ３…］に作用させて、［Ｄ１ｎ，Ｄ２ｎ，Ｄ３ｎ…］に変換したデータ符号で各波長の光電界強度および／または位相を符号化することで隣接波長自身の検出信号クロストークによる変動も低減できる。その結果得られる時間サンプリング波形を図７（ｂ）に示した。隣接波長λｋ±ｍ（ｍ＝１，２，…）の光信号によって受ける変動を相殺して、アイパターンの目を開かせることができる。またここで、周波数差Δωと初期位相差φＡ−φＢを時間的に安定化する方法とビート信号とデータクロックの位相を同期させる方法の詳細は実施例５、実施例６に記載する。
【００４６】
尚、ｄｋｄ＊ｋは光強度、光位相、偏光などの光の諸特性を含んでいることから、以上の説明は変調方式に依るものではなく、すべての変調方式に適用できる。
【実施例４】
【００４７】
本実施例では、送信波長の光をその送信データによって符号化する際に、隣接波長の送信データをも考慮して符号化することで、隣接波長とのビート成分、ならびに隣接波長自身の検出信号による受信波長の検出信号変動を低減する方法を示す。ここでは、送信波長の光電界振幅および／または位相を隣接波長の送信データを考慮して符号化することで、受信波長自身の検出信号の変動と隣接波長信号とのビート成分による変動を相殺する。本実施例では２波長の場合を例にして説明する。下記（４−１）式のように、各波長をその隣接波長のデータも用いて符号化する。ここで、ｄｋ，ｎは波長λｋのｎビット目における光電界振幅・位相の包絡線を表す複素数であり、βｋは波長λｋからのクロストークを表す複素数であり、実施例３におけるαｋを規格化（βｋ＝αｋ／α０）したものである。
【００４８】
【数８】
0004693644.tif 000011
【００４９】
この波長信号光を合波・分波して検出すると、そのときの受信光電流は（４−２）式のように表せる。
【００５０】
【数９】
0004693644.tif 000012
【００５１】
ここで、Δωは波長λｋと波長λｋ＋１の角周波数差を、ΔＴはｎビットとｎ＋１ビットの時間間隔を、添え字の＊は複素共役をそれぞれ表している。したがって、波長λ１の受信光電流Ｉ１は、（４−３）式で表せる。
【００５２】
【数１０】
0004693644.tif 000013
【００５３】
ΔωΔＴ（ｎ＋１／２）＋φｋ−φｋ+１＝２ｍπ（ｍは整数）を満たせば、隣接波長からのクロストーク成分であるｄ２の項が消え、クロストーク成分を相殺できることが（４−４）式からわかる。これは、φｋ−φｋ+1＝２ｍπ−ΔωΔＴ（ｎ＋１／２）となるように初期位相を予め調整すればよい。ΔωΔＴ＝２ｍπを満たす条件、すなわちＷＤＭキャリア周波数間隔がビットレートの整数倍であれば、一定の初期位相差φｋ−φｋ+1＝２（ｎ−１／２）πでよい。
【００５４】
【数１１】
0004693644.tif 000014
【００５５】
このように、送信波長の光の符号化の際に、隣接波長の送信データによって前補償することで、受信波長に混入する隣接波長とのビート成分を受信波長自身の検出信号によって相殺すると、図９（ｂ）に示した時間サンプリング波形となる。図９（ａ）に示したクロストーク成分とビート成分を相殺しなかった場合に比べ、アイパターンの目が開くことがわかる。
【００５６】
また、ＷＤＭ送信信号がＭチャンネルのときにはβの高次項が残るが、その値はほぼ無視できるものと考えてよく、２チャンネル以上のＷＤＭ送信システムにも適用可能である。
【実施例５】
【００５７】
図１０を参照して、本実施例の動作を説明する。本実施例の光送信部の位相同期多波長光発生手段は、波長λ１，λ２，…λｋ…，λＭの光を発生し、多波長信号光分波手段によって分波され、それぞれ光変調手段において送信データ系列Ｄ１，Ｄ２，…Ｄｋ…，ＤＭによって符号化される。符号化された各波長信号光は多波長信号光合波手段によって合波され、光多重信号光として出力される。
【００５８】
ここで、図２に表すように、各波長の信号光スペクトルは変調速度に相当するスペクトル広がりを有するため、ＷＤＭ送信信号光のスペクトルは互いに重なりがあり、ある波長の信号光を分離した受信信号光は隣接波長の信号光成分を含んでいる。例えば、波長λ１の検出信号を考えると、検出手段に入力される波長λ１の波長信号光の電界は、（５−１）式で表せる。
【００５９】
【数１２】
0004693644.tif 000015
【００６０】
また、λ１の信号光検出手段でクロストークとして入力される波長λ２の信号光の電場は、（５−２）式で表せる。
【００６１】
【数１３】
0004693644.tif 000016
【００６２】
ここで、ｄ１，ｄ２は各送信データに依存した複素数、ω１，ω２は各波長信号光の角周波数、ｔは時間、ｋ１，ｋ２は各波長信号光の波数、Ｌ１，Ｌ２は各波長の図１０に示す分波手段から合波手段までの光路長、φ１，φ２は各波長信号光の初期位相、αはクロストーク係数（α＜１）をそれぞれ表している。波長λ１の信号光検出手段で検出される波長信号光とその隣接波長信号光を検波したときに現れる両波長の光周波数差で振動するビート光の電界は、Δω＝ω１−ω２、Δφ＝φ１−φ２とすると、（５−３）式で表すことができる。
【００６３】
【数１４】
0004693644.tif 000017
【００６４】
送信端の光源である位相同期多波長光では波長間の周波数と初期位相が時間的に安定し、Δω，Δφが常に一定となっても、なお、熱的，機械的な揺らぎによりＬ１，Ｌ２が時間的に不安定となり光路長の変動が問題となる。この問題とは、波長λ１の信号光検出手段で検出される波長信号光とその隣接波長信号光を検波したときに現れる両波長の光周波数差で振動する信号光の位相が送信データクロックの位相と非同期となり、実施例１の図３（ａ）のようにデータ検出信号にランダムに重畳するため、受信信号のアイパターンは図４（ａ）のように劣化する。そこで、図１０の点線で囲った光回路を集積化することで、（Ｌ１−Ｌ２）を時間的に安定化でき、ある波長信号光とその隣接波長信号光を検波したときに現れる両波長の光周波数差で振動するビート光の位相が安定し、データクロックの位相とは同期させることにより上記の問題を解決できる。図４（ｂ）のように、ある受信波長にその隣接波長との光周波数で振動するビート光が混入してきた場合でもアイパターンの目が開いた状態を維持し、エラーフリー伝送を実現することができる。
【００６５】
ここで、多波長信号光分波手段から多波長信号光合波手段に至るまでの光回路を、例えば光集積回路であるＰＬＣ（平面光回路）導波路技術を用いることで、各波長信号光の光路長Ｌ１，Ｌ２，…Ｌｋ…，Ｌｎを時間的に安定化させることができる。
【００６６】
例えば、多波長信号光分波手段と多波長信号光合波手段にＳｉＯ２，ＧａＡｓのＰＬＣ導波路技術を応用したＡＷＧ（アレイ導波路格子）合分波器、光変調手段にＬｉＮｂＯ３などのＥＯ結晶、ＳＯＡ（半導体増幅器）、ＥＡＭ（電界吸収型変調器）などの位相・強度変調器をＳｉＯ２，ＧａＡｓなどの基板上に集積化するＰＬＣ技術が利用できる。これにより、多波長信号光分波手段から多波長信号光合波手段に至るまでの光回路を集積化でき、熱的、機械的な揺らぎによる各波長信号光間の光路長の変動をキャンセルでき、（Ｌ１−Ｌ２）を時間的に安定化できる。よって、ある波長とその隣接波長の信号光を検波したときに現れる両波長の光周波数差で振動するビート光の位相とデータクロックの位相を同期させることができる。
【００６７】
なお、図１０に記載の位相同期多波長光発生手段は、例えば、モードロックレーザ、スーパーコンティニウム光、単一波長レーザを光変調したサイドバンド光等を用いることができる。また、位相同期多波長光発生手段として、単一波長レーザをＷＤＭ波長信号光の数だけ個別に用意し、それらに多波長光源を利用して光注入同期をして各波長信号光同士の位相を同期させる方法等もある。
【実施例６】
【００６８】
図１１を参照して、本実施例の動作を説明する。本実施例の光送信端の多波長信号光は、位相シフト手段に入力され、その位相がΦシフトする。位相シフトした信号遅延手段を介した送信データ系列Ｄ１，Ｄ２，…Ｄｋ…，Ｄｎが光変調手段に入力することで符号化される。符号化された各波長信号光は多波長信号光合波手段に入力した合波され、光多重信号光として出力する。光多重信号光は光分岐手段によりその一部が位相フィードバック手段に入力され、その他はＷＤＭ送信信号として出力される。位相フィードバック手段に入力された光多重信号光は、位相フィードバック手段内で２波長または隣接波長を含む多波長に分波され、それぞれを光／電気変換し、それらの光周波数差で振動するビート成分を得る。このビート成分とデータクロックで振動する成分を周波数ミキシングすることで、ビート成分の位相Δφ１，Δφ２，…Δφｋ…，Δφｎとデータクロックの位相θの差（Δφ１−θ）、Δφ２−θ），…（Δφｋ−θ）…，（Δφｎ−θ）を検出する。検出されたこれらの位相差信号は、位相制御手段に入力され、位相シフト手段の位相シフト量Φを−ΔΦ１，−ΔΦ２，…−ΔΦｋ…，−ΔΦｎだけ変化させる。位相シフト手段の位相量変化ΔΦ１，ΔΦ２，…ΔΦｋ…，ΔΦｎは、Δφ１−θ＝０、Δφ２−θ＝０，…Δφｋ−θ＝０…，Δφｎ−θ＝０となるように働き、ある波長とその隣接波長の信号光を検波して得られるビート信号とデータクロックの位相差を時間的に安定化させ、それらの位相を同期することができる。
【００６９】
図１２に、ある送信波長とその隣接波長の光信号を検波したときに現れる両波長のビート成分の位相とデータクロックの位相が同期したときの受信部の光受信手段で検出されるアイパターンを模式的に示す。図１２のように、データ識別点で、ある受信波長とその隣接波長の光周波数差で振動する信号光の振幅が極大となるように、図１１の信号遅延手段を予め設定しておく。
【００７０】
このように、ある受信波長にその隣接波長との光周波数で振動する光信号が混入してきた場合でもアイパターンの開口が開いた状態を維持し、エラーフリーな伝送を実現することができる。
【００７１】
なお、本実施例の光位相シフト手段は、例えば、光路長の変化を利用して光位相をシフトさせるピエゾ駆動型移動ステージや、瞬時周波数の変化を利用して光位相をシフトさせる電気音響光学素子（ＡＯＭ）に代表される周波数光変調器や、電気光学効果による物質の屈折率の変化を利用して光位相をシフトさせるＬＮ電気光学素子に代表される位相光変調器などを用いることができる。
【実施例７】
【００７２】
ある送信データ系列ＤＡがある波長λＡで送信され、送信データ系列ＤＡとは異なるいずれかの送信データ系列ＤＢが波長λＢで送信される場合において、送信データ系列ＤＡを用いて光電界振幅および／または位相が符号化されたある波長λＡの主光信号に、送信データ系列ＤＢを用いて光電界振幅および／または位相が符号化された波長λＡの前補償信号光を重畳することで、受信端において波長毎に分離した抽出してλＡの光信号を検波して得られる検出信号がλＢの光信号によって受ける変動を低減できることを、具体例を用いて説明する。
【００７３】
はじめに、ＷＤＭ伝送においてクロストークが発生するメカニズムを説明する。一般に、ｋチャネル目の信号光の光電界は、ｄｋ，ｎ（ｔ）Ｅ０ｅｘｐ［ｉωｋｔ＋φｋ］＋ｃ．ｃ．で定義できる。ここで、ｄｋ，ｎ（ｔ）は光電界の振幅と位相を表す複素数、Ｅ０は全てチャネルに共通な光振幅、ωｋは各波長の光角周波数、φｋは各波長の初期位相を表す。ここで、Ｎｏｎ−Ｒｅｔｕｒｎ−ｔｏ−Ｚｅｒｏ（ＮＲＺ）の信号光を想定して説明するが、同様の説明はＲｅｔｕｒｎ−ｔｏ−Ｚｅｒｏ（ＲＺ）などのその他の信号光にも適用できる。また、簡単のために光振幅・位相ともにステップ状に変調されると近似する。フーリエ変換して得られる光電界εｋ（ω）は次式で与えられる。ただし、ここでは複素共役部分は無視する。ｎビットの送信データ列、Ｍチャネル、１ビット時間間隔ΔＴを想定する。
【００７４】
【数１５】
0004693644.tif 000018
【００７５】
これらの全てのチャネルは、波長多重化された上で伝送される。受信端において波長分離された波長ｋの信号光の光電界ε'ｊ（ω）は、前波長の送信光信号光電界の和に伝送路・分波フィルタの伝達特性ｈｊ（ω）を作用させて得られる。
【００７６】
【数１６】
0004693644.tif 000019
【００７７】
ただし、受信波長に混入する他の波長の信号光は隣接波長のみを想定し、それ以外は無視できるほど小さいと仮定した。光電界の時間関数は、この周波数関数を逆フーリエ変換して得られる。
【００７８】
【数１７】
0004693644.tif 000020
【００７９】
ここで、ｐｆｉ，ｋ（ｔ）は次式で表され、波長ｊの受信器に混入する波長ｋの信号光の光電界包絡線を表し、波長分波フィルタの特性に依存する。
【００８０】
【数１８】
0004693644.tif 000021
【００８１】
直接検波の場合には、波長ｊの光受信器から出力される光電流ＩｊはＥ'ｊ（ｔ）Ｅ'ｊ＊（ｔ）で与えられ、次式で与えられる。ただし、ビット間シンボル干渉は十分小さいと仮定し、ｐｆｊ，ｋ（ｔ）はｔ＜０、若しくはΔＴ＜ｔにおいて無視できるほど小さいとした。
【００８２】
【数１９】
0004693644.tif 000022
【００８３】
ここで、この光電流のビットの中心において識別されるとして、ｔ＝（ｎ＋１/２）ΔＴを代入して検出信号Ｉｍ，ｎを得る。
【００８４】
【数２０】
0004693644.tif 000023
【００８５】
以上のクロストーク発生メカニズムの数学的な記述であり、各チャネルの受信信号が他のチャネルから受けるクロストークが、受信波長信号光と隣接波長信号光のビート成分、ならびに隣接波長自身の検出信号からなることが分かる。ここで、各波長の信号光の光電界はｄｋ＋１，ｎ（ｔ）Ｅ０ｅｘｐ［ｉωｋｔ＋φｋ］＋c.c.で与えられることを仮定しており、このｄｋ，ｎ（ｔ）は各波長の光電界の振幅と位相を表すパラメータである。従来のＷＤＭ送信器では、このｄｋ，ｎ（ｔ）にそれぞれ個別に送信データ系列Ｄｋの値をエンコードしていた。
【００８６】
例えば、直接変調方式では、チャネルｋの送信データ系列が０１１０００１…、チャネルｋ＋１の送信データ系列が１１０１１０００…の場合には、ｄｋ，ｎ（ｔ）の振幅が０１１０００１…となるように、ｄｋ＋１，ｎ（ｔ）の振幅が１１０１１０００…となるように、それぞれλｋ，λｋ＋１の波長の光電界振幅を個別の光変調器を用いて変調していた。この場合には、チャネルｋの１ビット目は「０」であるため受信端で検出される光電流も０となることが理想だが、式（７−６）からわかるように、チャネルｋ＋１のビットが「０」である場合は検出光電流は０であるが、チャネルｋ＋１のビットが「１」である場合には検出光電流が２｜α＋|２となり、チャネルｋ＋１のビットパターンによってチャネルｋの検出光電流が変動する現象（クロストーク）が発生する。また、受信チャネルｋが「１」において、チャネルｋ＋１が「０」の場合の検出信号は「α２０」であるが、チャネルｋ＋１が「１」の場合にはビート成分によってα２０＋２α０ａ+ｃｏｓ[ΔωΔＴｎ＋φｋ−φｋ］＋α２＋」となる。ここでは、直接変調方式に限って説明したが、光電界ｄｋは光振幅、光位相、偏光などの光の諸特性を含んでいることから、それら光の特性を利用して変調するその他の変調方式にも同様の説明が適用される。
【００８７】
本発明では、このような他のチャネルのデータパターンによる受信波長の検出信号の変動を相殺するように、あらかじめ、波長λｋの送信データ系列Ｄｋによって符号化された主信号光に、その他のチャネル、例えば、波長ｋ＋１の送信データ系列Ｄｋ＋１によって符号化された波長λｋの補償用信号光を重畳する。検出信号がチャネルｋ＋１から受ける影響は、式（７−６）からわかり、第一項から隣接波長自身の検出信号
【００８８】
【数２１】
0004693644.tif 000024
【００８９】
第二項から受信波長−隣接波長ビート成分
【００９０】
【数２２】
0004693644.tif 000025
【００９１】
を受けるのがわかる。従って、例えば、波長λｋの光を符号化する際に、Ｄｋ，ｎ＝ｄｋ，ｎ−α＋／α０ｄｋ＋１，ｎとして符号化する。この際、第一項は
【００９２】
【数２３】
0004693644.tif 000026
【００９３】
ここで、ΔωΔＴ（ｎ＋１／２）＋φｋ−φｋ＋１＝２πｍ（ｍ：整数）を満たすならば、
【００９４】
【数２４】
0004693644.tif 000027
【００９５】
となって、チャネルｋ＋１からのクロストークを相殺できる。
【００９６】
図１３に、この方法の構成例を表す。各波長は、例えば、同一の光源から生成し、分離してそれぞれの光変調手段に入力される。各光変調手段において、波長λｋの光は、それぞれの送信データ系列Ｄｋで符号化された主信号光Ｓｋと、それとは異なる送信データ系列で符号化された補償用信号光…Ｃｋ，k-２,Ｃｋ，k-1,Ｃｋ，k+1,Ｃｋ，k+2…として出力される。それらの補償用信号光の光電界の振幅および／または位相を表す係数を、表３のように定義する。なお、補償用信号光の光電界振幅および／または位相は、主信号光の光電界振幅および／または位相で規格化された値である。ただし、ここでは光電界はフェーザー表示を用いて記述され、複素共役成分は除いている。βｋ,γｋ,δｋ…は複素数であり、伝送路、分波フィルタなどの伝達特性に依存したパラメータである。
【００９７】
【表３】
0004693644.tif 000028
【００９８】
送信データをＤ’ｋ，ｎとして下式のように表し、
【００９９】
【数２５】
0004693644.tif 000029
【０１００】
隣接波長からのクロストーク成分を考えたときには、その受信電場は下式のように表せる。
【０１０１】
【数２６】
0004693644.tif 000030
【０１０２】
このときの受信電場の絶対値の２乗である光電流Ｉｋにおいて、隣接波長からのクロストーク成分を完全に相殺させる、すなわち主信号ｄｋ，ｎの成分のみが残るように表３中の補償用信号光の係数を関連付ければよい。
【０１０３】
ここでは、簡単のために、主信号光Ｓｋに補償用信号光Ｃｋ，ｋ−１，Ｃｋ，ｋ＋１のみを重畳する場合において、両隣の波長からのクロストーク成分の低減効果を求める。ここで、両隣波長のみの補償用信号光を想定するが、Ｃｋ＋２,Ｃｋ＋３，…,Ｃｋ−２,Ｃｋ−３，…とより多くの補償用信号光を重畳することによって、その他の波長の信号光クロストークによる受信信号の変動をより効果的に低減する場合もある。各波長λｋが送信データ系列Ｄｋで符号化された信号光の光電界は、Ｄｋによって符号化された複素数ｄｋ，ｎを用いて、ｄｋ，ｎ（ｔ）Ｅ０ｅｘｐ［ｉωｋｔ＋φｋ］＋ｃ．ｃ．として定義できる。ただし、Ｅ０は全チャネルに共通化した光振幅、ωｋは各波長の光周波数、φｋは各波長の初期位相を表す。このとき、表３に従い、補償用信号光を含んだ波長λｋの光電界振幅・位相が複素数Ｄｋ，ｎ（ｔ）を用いてＤｋ，ｎ（ｔ）Ｅ０ｅｘｐ［ｉωｋｔ＋φｋ］＋ｃ．ｃ．で表されるが、以下の説明では、Ｄｋ，ｎ（ｔ）としては次式で定義されるものを想定する。
【０１０４】
【数２７】
0004693644.tif 000031
【０１０５】
この式は、波長λｋの光信号光は、自分自身の信号光ｄｋ，ｎ（ｔ）Ｅ０ｅｘｐ［ｉωｋｔ＋φｋ］＋ｃ．ｃ．とλｋ＋１からの変動を補償するための補償用信号光
【０１０６】
【数２８】
0004693644.tif 000032
【０１０７】
および、波長λｋ−１からのクロストークを補償するための補償用信号光
【０１０８】
【数２９】
0004693644.tif 000033
【０１０９】
からなることを示す。これらの補償用信号光を重畳することによる両隣波長の信号光からのクロストーク低減効果を以下に示す。受信端において波長分波フィルタなどを用いて波長分離した上で検出される光電流は、式（７−６）から次式で表されることが分かる。
【０１１０】
【数３０】
0004693644.tif 000034
【０１１１】
ここで、α０，α＋，α−は伝送路、分波フィルタなどの伝達特性をあらわすパラメータであるが、これらパラメータとβ＋，β−の関係がβ＋＝α＋／α０，β＝α−／α０となるように、波長分離・位相調整部を予め設定する。例えば、波長λｋの主信号光Ｓｋと補償用信号光Ｃｋ，ｋ−１，Ｃｋ，ｋ＋１…を分離する波長分離手段の分離比を、波長λｋの受信スペクトルから予め測定して求めた各波長のスペクトル強度比に設定することで、β＋＝α＋／α０，β＝α−／α０の関係を実現する。このとき、一般にｋチャネル目の光電流は次式であらわされる。
【０１１２】
【数３１】
0004693644.tif 000035
【０１１３】
ここで、ΔωΔＴ（ｎ＋１／２）＋φｋ−φｋ＋１＝２πｍ（ｍ：整数）を満たすように、位相差φｋ−φｋ＋１を制御すると、次式のように簡単になる。なお、ＷＤＭキャリアの光周波数間隔がデータクロックの整数倍である場合、ΔωΔｔ＝２πｌ（ｌ：整数）を満たすため、位相差φｋ−φｋ＋１は固定できる。
【０１１４】
【数３２】
0004693644.tif 000036
【０１１５】
式（７−１０）では、β＋，β−の一次の項が相殺され、他の送信データ系列からのクロストークが低減されていることが伺える。
【０１１６】
所望の光電流成分に対するクロストーク成分の光電界の比としてＲＸＴを定義すると、補償用の光を重畳しない場合には、式（７−１）より求められる。
【０１１７】
【数３３】
0004693644.tif 000037
【０１１８】
一方、補償用の信号光を重畳した場合には、式（７−１０）から求められる。
【０１１９】
【数３４】
0004693644.tif 000038
【０１２０】
βの二次のオーダーになり、式（７−１１）と比較して、クロストークが低減されていることが分かる。ここでは、補償用信号光として両隣のみを重畳する例を示したが、表３に示すように、さらに多くの補償用信号光を重畳することで、さらに高精度にクロストークを低減できる可能性がある。式（７−１０）において、β＋，β−の二次の項は依然として残留しており、これらを相殺するように高次の補償用信号光Ｃｋ＋２，Ｃｋ＋３，…，Ｃｋ−２，Ｃｋ−３，…を重畳することも可能である。
【０１２１】
以上は強度変調−直接検波方式の場合を説明したが、この方法は光電界ｄｋが光振幅、光位相、偏光などの光の諸特性を含んでいるので、それらの特性を用いて変調手段とする位相変調方式、差分位相変調方式など、変調方式・受信方式によらず、補償用信号光を重畳する本発明による方法がクロストーク低減に有効である。ここでは、両隣のみからのクロストークを低減する事例に限った説明であったが、一般に、両隣以外の波長の信号光からのクロストークの低減に対しても、同様に送信信号に前補償のための補償用信号光を重畳する方法が有効である。
【０１２２】
また、式（７−１０）では、両隣信号の補償用信号光として、主信号光の−β倍の光電界を重畳している。このことは、補償用信号光の光電界位相が主信号光のそれと逆転していることを意味している。ただし、βは、伝送路、受信端分波フィルタなどの伝達特性によって与えられる。また、チャネルｋ＋１が「０」／「１」の場合には、波長λｋの補償用信号光としてチャネルｋ＋１の反転ビットパターン「１」「０」によって符号化された補償用信号光を主信号光と同位相で重畳しているとも考えられる。
【０１２３】
また、式（７−１０）のβ＋，β−は受信端のフィルタ特性や伝送路分散特性などで決定されるものであり、それにあわせて最適な補償用信号光の光電界振幅・位相を調整する必要がある。各補償用信号光の光電界振幅・位相を調整するための手段を備える方法もあり、その一例を図１４に示す。ここでは、光強度・位相調整手段によって補償用信号光の光強度・位相を調整している。図１４では、符号化する前に光強度・位相を調整する方法を示しているが、符号化後で調整しても同様の効果が得られる。また、図１４では各波長の光強度・位相を調整する手段を別途設けているが、図１３の方法において光変調手段が兼ねる場合も考えられる。また、ここでは補償用信号光のみを調整する方法であるが、主信号光も同時に調整する方法も考えられる。
【０１２４】
さらに、伝送路分散特性、受信端分波手段の特性などの時間変化によって、補償用信号光の光振幅・位相の最適条件が変化するため、図１５ではこれらのクロストーク補償効果をモニタし、十分に低減されるようにフィードバック制御する方法を示した。図１５の各チャンネルの状態パラメータとして、伝送路の分散特性や受信端フィルタ特性の変化情報をモニタし、補償用信号光の光振幅・位相をフィードバック制御する方法がある。また、受信端における各波長の検出信号品質をモニタし、それが最も良くなるように補償用信号光の光振幅・位相をフィードバック制御する方法も考えられる。このように、図１５の各チャネル状態パラメータとしては、伝送路状態に関する情報や、検出信号に関する情報など、式（７−１）のα０，α＋，α−などに関わる全ての情報がその候補として想定される。
【０１２５】
式（７−１）のイメージを直接的に具体化した方法が、補償用信号光を生成してそれを主信号光に重畳する方法であるが、式（７−１）のＷＤＭ送信信号光を得る方法として、例えば、各送信データ系列を電気回路などを用いて演算し、各波長の光を符号化するための符号化電気信号を生成した上で、その符号化電気信号を用いて各波長の光を符号化する方法もある。
【０１２６】
また、式（７−１）から分かるように、補償用信号光と主信号の光パワー比は|β±|２であり、これは受信端において混入するクロストーク光成分の主信号成分に対する光パワー比|α±|２／|α０｜２と等しいことが分かる。
【実施例８】
【０１２７】
ある送信データ系列ＤＡがある波長λＡで送信され、ＤＡとは異なるいずれかの送信データ系列ＤＢが波長λＢで送信される場合において、光入力ポートから入力される光の光電界振幅もしくは位相、または振幅および位相を２つ以上の電気入力ポートから入力される電気信号によって変調できる多入力光変調器を用い、光入力ポートから波長λＡを入力し、送信データ系列ＤＡと送信データ系列ＤＢとを電気信号入力ポートから入力することで、波長λＡの光電界振幅および／または位相を送信データ系列ＤＡと送信データ系列ＤＢによって符号化することを、図を用いて説明する。
【０１２８】
図１６に本実施例の符号化方法の一例を示す。図１６に示した多入力光変調器は、光入力ポートと複数の電気入力ポートを有する変調器であり、各電気入力ポートからの電気信号はそれぞれ光変調器に入力される。光入力ポートから入力された波長λＡの信号光は分波され各変調器に入力される。各光変調器に入力された波長λＡの信号光は、その光電界振幅および／または位相を送信データ系列ＤＡ，ＤＢでそれぞれ符号化され、合波されたあと光出力ポートより出力される。このように、多入力変調器を用いて、波長λＡの信号光は送信データ系列ＤＡ，ＤＢにより符号化されることになる。
【０１２９】
多入力光変調器として、例えば、光ＳＳＢ（ＳｉｎｇｌｅＳｉｄｅＢａｎｄ）変調器などが適用できる。
【実施例９】
【０１３０】
実施例２から実施例７に記載の光変調手段において、ある送信データ系列ＤＡがある波長λＡで送信され、ＤＡとき異なるいずれかの送信データ系列ＤＢが波長λＢｉで送信される場合において、並列に配置された２つ以上の光変調器に波長λＡの光を入力し、一方の光変調器を用いて送信データ系列ＤＡによって波長λＡを符号化し、他方の光変調器を用いて送信データ系列ＤＢによって波長λＡを符号化することによって、受信端にて波長毎に分離した波長λＡの信号光の検出信号が波長λＢの信号光によって受ける変動を低減するように前補償された信号光を生成できることを示す。
【０１３１】
ここでは、簡単のために２チャネルの場合に限って説明するが、チャネル数が増大しても同様の方法が適用できる。ある波長λＡの信号光に注目し、図１７を参照して説明する。波長λＡの光は、図１７で示すように並列に配置された複数の光変調手段を用いて、それぞれ送信データＤＡと送信データＤＢによってその光電界振幅および／または位相が符号化される。波長λＡの光は、ａ点で２つの光Ａ１とＡ２に分離され、それぞれ光変調手段ＭＡ１と光変調手段ＭＡ２に入力される。光Ａ１の光電界振幅および／または位相は、光変調手段ＭＡ１で送信データ系列ＤＡにより符号化され、主信号光が生成される。一方、光Ａ２の光電界振幅および／または位相は、光変調器ＭＡ２で波長λＢの光によって送信される送信データ系列ＤＢにより符号化され、補償用信号光が生成される。主信号光と補償用信号光はｂ点で合波され、隣接波長による変動を低減するように前補償された送信信号光が生成される。ここで、ａ点の分岐比、ｂ点の結合比を調整することで、所望の補償用信号光と主信号光の光パワー比を実現できる。
【０１３２】
また、分岐比、結合比を調整できない場合には、以下に説明するように、各変調手段によって調整することも可能な場合もある。例えば、変調手段としてマッハツェンダ型の変調器を想定すると、各変調器のバイアス点、ならびに駆動信号の振幅を調整することで、主信号光と補償用信号光の光パワー比、または光位相を調整できる。
【０１３３】
図１８および図１９にマッハツェンダ光変調器の印加電圧と送信データ系列と光出力の関係を示す。一般に、強度変調方式では、送信データ系列が「１」のときに透過率が１となるように、送信データ系列が「０」のときに透過率が０となるように光変調器のバイアス電圧と変調電圧を調整するが、ここでは図１８に示すように、送信データ系列ＤＢが「１」のときに透過率がρとなるように、送信データ系列ＤＢが「０」のときに透過率が０となるように光変調器のバイアス電圧と変調駆動電圧を調整する。透過率は、バイアス電圧と変調器駆動電圧に依存し、これらを調整することでρを調整できる。従って、この方法を利用すれば、主信号光と補償用信号光の光パワー比を任意に調整できる。
【０１３４】
また、図１９に示すように、送信データ系列ＤＡが「１」のときにその透過率がσとなるように、送信データ系列ＤＡが「０」のときにその透過率がρとなるように光変調器のバイアス電圧と変調駆動電圧を調整する。この方法により、任意の大きさの光パワーバイアスを持ち、任意の光パワー振幅の変調光を生成できる。
【０１３５】
以上の方法を用いることで、並列に配置された光変調器で生成される主信号と補償用信号光の光パワー比を任意に調整することが可能である。例えば、光変調器ＭＡ１のバイアス電圧と変調器駆動電圧振幅を、送信データ系列ＤＡが「１」のときにその透過率が１となるように、送信データ系列ＤＡが「０」のときにその透過率が０となるように調整する。一方、ＭＡ２のバイアス電圧と変調器駆動電圧振幅を、送信データ系列ＤＢの反転データ系列を用いて、送信データ系列ＤＢが「１」のときにその透過率が０となるように、送信データ系列ＤＢが「０」のときにその透過率がβとなるように調整する。このとき、主信号光と補償用信号光を合波して得られる信号光は、図２０（ａ）に示すように、送信データ系列ＤＡによって符号化された信号光が、送信データ系列ＤＢが「１」のときにはその光パワーがρだけ小さくなるような前補償された信号光が得られる。また、同様のバイアス電圧と変調器駆動電圧振幅の条件で生成した主信号光と、透過率がρとなる変調器駆動電圧振幅の条件と主信号光との光位相が反転するバイアス電圧の条件で送信データ系列ＤＢにより符号化された補償用信号光を合波した場合には、図２０（ｂ）に示すように、送信データ系列ＤＡによって符号化された信号光が、送信データ系列ＤＢが「０」のときにはその光パワーがρだけ小さくなるような前補償された信号光が得られる。
【０１３６】
同じように、送信データＤＢが「０」のときに透過率０、送信データＤＢが「１」のときに透過率ρとなるように、光変調器Ｍ２のバイアス電圧を調整することで、送信データが反転された光信号を生成することができる。この補償用信号光と主信号光をその光位相が同相の関係になるように合波することで、送信データ系列ＤＡによって符号化された信号光が、送信データ系列ＤＢが「０」のときにはその光電界振幅がρだけ小さくなるような前補償された信号光が得られる機能を実現できる。
【０１３７】
図２１は光Ａ２の光路に光位相シフタを挿入し、主信号光と補償用信号光の光位相差を予め調整できるようにした例である。
【０１３８】
例えば、予め光路Ａ１と光路Ａ２の光位相差が反転するように光位相シフタを調整し、透過率がρとなるように光変調器ＭＡ２の変調器駆動電圧を調整することで、送信データ系列ＤＡによって符号化された波長λＡの信号光が、送信データ系列ＤＢが「０」のときにはその光電界振幅がρだけ小さくなるような前補償された信号光が得られる。同様に、予め光路Ａ１と光路Ａ２の光位相差が同相となるように光位相シフタを調整し、透過率がρとなるように光変調器ＭＡ２の変調器駆動電圧を調整することで、送信データ系列ＤＡによって符号化された波長λＡの信号光が、送信データ系列ＤＢの反転データ系列が「１」のときにはその光電界振幅がρだけ小さくなるような前補償された信号光が得られる。
【０１３９】
本実施例で示したような機能を用いれば、受信端にて波長毎に分離した波長λＡの信号光の検出信号が波長λＢの信号光によって受ける変動を低減するように前補償された信号光を生成できる。
【実施例１０】
【０１４０】
本実施例では、実施例２から実施例７に記載の光変調手段において、ある送信データ系列ＤＡがある波長λＡで送信され、ＤＡとは異なるいずれかの送信データ系列ＤＢが波長λＢで送信される場合において、直列に配置された２つ以上の光変調器に波長λＡの光を入力し、一方の光変調器を用いて送信データ系列ＤＡによって波長λＡを符号化し、他方の光変調器を用いて送信系列ＤＢによって波長λＡを符号化することによって、受信端にて波長毎に分離した波長λＡの信号光の検出信号が波長λＢの信号光によって受ける変動を低減するように前補償された信号光を生成できることを示す。
【０１４１】
図２２に本実施例の光変調手段を示す。本実施例では図２２に示すように直列に配置された複数の光変調器を用いて、波長λＡの光は、送信データ系列ＤＡ，ＤＢによってその光電界振幅および／または光位相が符号化される。波長λＡの光は、光変調器ＭＡ１で送信データ系列ＤＡによって波長λＡの信号光の光電界振幅および／または光位相が符号化され、主信号光となる。一方、光変調器ＭＡ２で送信データ系列ＤＢによって主信号光の光電界振幅および／または光位相が符号化され、波長λＡの主信号光は、受信端で波長λＢの信号光によって受ける変動を低減するような前補償された送信信号光となる。ここで、光変調器ＭＡ２で所望の前補償送信信号光を生成するための光パワーを調整する方法として、例えば光変調手段としてマッハツェンダ型の光変調器を想定すると、その変調器のバイアス電圧、および駆動信号の振幅を調整することで光パワー、または光位相を調整できる方法がある。またここでは、光変調器ＭＡ１と光変調器ＭＡ２の光路長差に相当する位相差を、送信データ系列ＤＢの電気信号で位相器等の位相遅延手段を用いて送信データ系列ＤＡと送信データ系列ＤＢの電気信号の位相を与えることで予め合わせておく。
【０１４２】
ここでは、波長λＡの信号光が送信データ系列ＤＡ、ＤＢによって符号化される例を示す。図２３に光変調器ＭＡ１、ＭＡ２におけるバイアス電圧と変調電圧、光出力の関係をそれぞれ示す。図２３（ａ）のように光変調器ＭＡ１では、入力されてきた波長λＡの信号光を送信データ系列ＤＡが「１」のときに透過率が１となるように、送信データ系列ＤＡが「０」のときに透過率がρとなるように光変調器のバイアス電圧と変調電圧を調整する。光変調器ＭＡ２では、光変調器ＭＡ１で符号化された波長λＡの信号光を、送信データ系列ＤＢが「１」のときに透過率が１となるように、一方、送信データ系列ＤＢが「０」のときに透過率がσ（σ＜１）となるように光変調器のバイアス電圧と変調電圧を調整する。このときの光出力は図２３（ｂ）に示したように、送信データ系列ＤＢが「０」のときにはその光パワーがσ倍だけ小さくなるような信号光が得られる。このようにすると、光変調器ＭＡ２で、光変調器ＭＡ１を出力した光を１倍もしくはσ倍できるので、任意の大きさの光パワーバイアスを持ち、任意の光パワー振幅を持つ変調光を生成できる。また、光変調器ＭＡ２で、送信データ系列ＤＢが「１」のときに透過率がσ（σ＜１）となるように、一方、送信データ系列ＤＢが「０」のときに透過率１となるように光変調器のバイアス電圧と変調電圧を調整すると、送信データ系列ＤＢが「１」のときにはその光パワーがσ倍だけ小さくなるような信号光が得られる。
【実施例１１】
【０１４３】
図２４に本実施例の光変調方法を図示し、以下では波長λＡの信号光に注目して、本実施例を説明する。ある送信データ系列ＤＡがある波長λＡで送信され、ＤＡとは異なる少なくとも１つ以上の送信データ系列ＤＢｉが波長λＢｉで送信される場合において、送信データ系列ＤＡとＤＢｉが電気回路に入力され、それらを電気演算して得られた変調器駆動電気波形を用いて、波長λＡの光を符号化する。この電気回路では、波長λＡで送信する送信データ系列ＤＡ，ＤＢｉの電気信号が入力され、波長λＡの検出信号が波長λＢの信号光から受ける変動を低減するように、送信データ系列ＤＢを元に送信データ系列ＤＡが加工され、それが変調器駆動電気波形として出力される。実施例２，３、７などで示した様に様々な送信信号光を生成できるように、電気回路を設計すればよい。電気回路から出力された電気信号Ｄ'Ａによって、波長λＡの光強度および／または位相が符号化される。ここで、光変調器の変調電圧−光出力特性Ｍ（Ｖ）が非線形である場合には、その非線形特性を考慮した変調器駆動電気波形を生成すればよい。この構成により、他の波長の信号光から受ける検出信号を前補償するような任意の送信波形を生成できる。
【０１４４】
ここでは、２チャネル、強度変調、ＮＲＺの場合を想定して具体的に説明する。送信データＤＢが「１」のときには、それが「０」の場合に比較して、波長λＡの検出信号はρだけ増大する場合を想定する。ただし、送信データＤＡが「１」、送信データＤＢが「０」のときの検出信号の強度を１とした。この場合、送信データ系列ＤＡが「０」の場合には、送信データ系列ＤＢのデータパターン「０」／「１」によって「ρ」／「０」に、送信データ系列ＤＡの「１」の場合には、「１」／「１−ρ」の送信信号光を生成すれば、送信データＤＢに関わらずλＡの検出信号は「ρ」／「１」となる。電気回路では、光変調器の変調電圧−光出力特性の逆関数も考慮して、［ＤＡ，ＤＢ］＝［０，０］，［０，１］，［１，０］，［１，１］の場合に従って、Ｍ‐1（ρ），Ｍ‐1（０），Ｍ‐1（０），Ｍ‐1（１−ρ）を出力する。光変調器における変調電圧とバイアス電圧、光出力の一例を図２５に示す。ここでは、２波長の強度変調−ＮＲＺの場合を例に具体的な説明をしたが、波長数をＭ波長に増大させても同様である。この場合、全てのデータ系列を使って各波長の光を符号化してもよいが、一般に、隣接チャネルが主要な検出信号に影響を与える原因となるので、隣接波長の数チャネル分だけで、十分な効果が見込める。また、上記では強度変調方式に限った説明をしたが、光電界ｄｋが光振幅、光位相、偏光などの光の諸特性を含んでいるので、それらの特性を用いて変調する位相変調方式などその他の変調方式にも同様な方法が適用でき、任意の前補償された送信信号光を得られる。
【０１４５】
また、ある送信データ系列ＤＡがある波長λＡで送信され、ＤＡとは異なる少なくとも２つ以上の送信データ系列ＤＢｉ，ＤＣｉがそれぞれ波長λＢｉ，λＣｉで送信される場合において、送信データ系列ＤＢｉと送信データ系列ＤＡを元に変調器駆動電圧波形Ｄ'Ａを生成し、直列および／または並列に配置された２つ以上の光変調器に波長λＡの光を入力し、光変調器の一つを用いて変調器駆動電圧波形Ｄ'Ａによって波長λＡの光の光電界振幅および／または光位相の少なくとも一方を符号化し、他方の光変調器を用いて送信データＤＣによって波長λＡの光の光電界振幅および／または光位相の少なくとも一方を符号化する方法を、図２６および図２７を用いて説明する。送信データ系列ＤＢによって送信データ系列ＤＡを加工した変調器駆動電圧波形Ｄ'Ａを生成し、それによって光変調器の電気入力ポートに入力する。さらに受信端で波長λＣから受ける変動を低減するために、データ系列ＤＣを用いて前補償された送信信号光を発生する方法の一例を示す。
【０１４６】
電気回路では、送信データ系列ＤＡ，ＤＢｉの電気信号が入力され、波長λＡの検出信号が波長λＢの信号光から受ける変動を低減するように、送信データ系列ＤＢを元に送信データ系列ＤＡが加工され、それが変調器駆動電圧波形として出力される。その加工法は、実施例２，３、７などで示した様に様々な送信信号光を生成できるように、電気回路を設計すればよい。ここで、光変調器の変調電圧−光出力特性Ｍ（Ｖ）が非線形である場合には、その非線形特性を考慮した変調器駆動電気波形を生成すればよい。図２７では、光変調器ＭＡ１を用いて変調器駆動電圧波形Ｄ'Ａによって波長λＡの光が符号化される。さらに、光変調器ＭＡ１を出力した信号光は光変調器ＭＡ２に入力され、送信データ系列ＤＣによって検出信号が波長λＣから受ける変動を低減するように符号化される。
【０１４７】
図２７では、光変調器ＭＡ１を用いて変調器駆動電圧波形Ｄ'Ａによって波長λＡの光が符号化される。さらに、ａ点で分割された波長λＡが光変調器ＭＡ１において変調器駆動電圧波形Ｄ'Ａにより符号化される。一方、波長λＡが光変調器ＭＡ２で送信データ系列ＤＣによって、波長λＣによる変動を低減するような補償用信号光が生成される。ｂ点でそれらが合波され、波長λＢｉ，λＣｉからの変動を低減するように前補償された送信信号光が生成される。また、ＤＣｉを電気回路によって変調器ＭＡ２駆動電圧波形を生成した上で、ＭＡ２の電気入力ポートに入力する方法もある。この実施例の方法では、多様な電気信号処理技術を用いて、他の波長の信号光から受信信号が受ける変動を低減するように前補償された任意の送信信号光を生成できる。
【０１４８】
また、ある送信データ系列ＤＡがある波長λＡで送信され、ＤＡとは異なる少なくとも２つ以上の送信データ系列ＤＢｉ，ＤＣｉがそれぞれ波長λＢｉ，λＣｉで送信される場合において、送信データ系列ＤＢｉと送信データ系列ＤＣｉとを元に変調器駆動電圧波形を生成し、直列および／または並列に配置された２つ以上の光変調器に波長λＡの光を入力し、光変調器の１つを用いて送信データ系列ＤＡによって波長λＡを符号化し、他方の光変調器を用いて変調器駆動電圧波形によって波長λＡを符号化することによって、受信端でのλＡの検出信号が波長λＢ，λＣの信号光から受ける変動を低減する方法を、図２８および図２９を用いて説明する。
【０１４９】
電気回路では、送信データ系列ＤＢｉ，ＤＣｉの電気信号が入力され、波長λＡの検出信号が波長λＢｉ，波長λＣｉの信号光から受ける変動を低減するような補償用信号光を生成するために、送信データ系列ＤＢと送信データ系列ＤＡを元に変調器駆動電圧波形を生成する。光変調器ＭＡ２を用いて変調器駆動電圧波形によって波長λＡの光が符号され、補償用信号光が生成される。実施例２，３、７などで示したような様々な補償用信号光を生成できるように、電気回路を設計すればよい。ここで、光変調器の変調電圧−光出力特性Ｍ（Ｖ）が非線形である場合には、その非線形特性を考慮した変調器駆動電気波形を生成すればよい。図２８では、波長λＡの光は、光変調器ＭＡ１を用いて送信データ系列ＤＡによって符号化され、さらに、光変調器ＭＡ２において変調器駆動電圧波形によって波長λＡの光が符号化される。一方、図２９では、波長λＡの光は、ａ点で２つの光Ａ１とＡ２に分離され、Ａ１の光は光変調器ＭＡ１において送信データ系列ＤＡによって符号化され、Ａ２の光は光変調器ＭＡ２において変調器駆動電圧波形によって符号化される。これにより、波長λＡの検出信号が、波長λＢ，λＣの信号光から受ける変動を低減することができる。また、ＤＡを電気回路によって変調器ＭＡ１駆動電圧波形を生成した上で、ＭＡ１の電気入力ポートに入力する方法もある。この実施例の方法では、多様な電気信号処理技術を用いて、他の波長の信号光から受信信号が受ける変動を低減するように前補償された任意の送信信号光を生成できる。
【０１５０】
信号変調速度、信号波長間隔、分波フィルタ幅などの違いによりクロストークの影響の変化により主信号に重畳する補償用信号数が増加した場合、光変調器を用いて補償用信号を重畳する例では光変調器の数が増加してしまい、経済的でなくなる。また、同様の場合に、電気回路を用いて重畳する例では電気回路の演算処理速度が上昇してしまい、演算処理速度の限界により補償用信号の数が制限される。それらに対して、光変調器と電気回路を用いて補償用信号を重畳する方法では、主信号に重畳する補償用信号の数が増加した場合に、電気回路の演算処理速度の範囲内で補償用信号の数を決定すれば、光変調器の数を抑えられ、光変調器を用いて補償用信号を重畳する例に比べ、クロストーク低減を経済的にできる。
【実施例１２】
【０１５１】
ある送信データ系列ＤＡがある波長λＡで送信され、ＤＡとは異なる少なくとも１つの送信データ系列ＤＢが波長λＢで送信される場合において、波長λＡの一部の光を送信データ系列ＤＢによって符号化するための変調器に入力することで波長λＡの補償用信号光を生成する方法を、図３０に基づいて説明する。図３０の波長分離・位相調整手段には複数波長の光…λｋ−１，λｋ，λｋ＋１…が入力され、各出力ポート…Ｐｋ−１，Ｐｋ，Ｐｋ＋１…には、主にそれぞれの波長…λｋ−１，λｋ，λｋ＋１…の光が出力されるが、それに加えてそれとは異なる波長の光も重畳されて出力される。例えば、図３０のように各出力ポートには複数の波長の光が出力されるとする。表４中の数値は、各ポート…Ｐｋ−１，Ｐｋ，Ｐｋ＋１…の出力光の主成分となる波長…λｋ−１，λｋ，λｋ＋１…の光電界振幅によって規格化された各波長の光電界として定義した。ただし、ここでは光電界はフェーザー表示を用いて記述され、複素共役成分は除いている。
【０１５２】
【表４】
0004693644.tif 000039
【０１５３】
この各ポート…Ｐｋ−１，Ｐｋ，Ｐｋ＋１…からの出力光をそれぞれ個別の変調手段に入力し、それぞれ送信データ系列…Ｄｋ−１，Ｄｋ，Ｄｋ＋１…によって符号化する。符号化された各光信号は合波されて送信信号光となる。この方法では、送信データ系列…Ｄｋ−１，Ｄｋ，Ｄｋ＋１…によって符号化されたそれぞれの波長…λｋ−１，λｋ，λｋ＋１…の主信号光成分と、それぞれ送信データ系列…Ｄｋ−１，Ｄｋ，Ｄｋ＋１…以外で符号化された波長…λｋ−１，λｋ，λｋ＋１…の補償用信号光成分との強度比、ならびに位相差は、波長分離・位相調整手段の設計によって自由に設定できる。また、波長分離・位相調整手段がそれらの強度比、ならびに位相差を自由に調整できるように設計するのも望ましい。この送信信号光の生成法では、他の波長の信号光から受信信号が受ける変動を低減するように前補償された任意の送信信号光を生成できる。
【０１５４】
以下では、この方法によって、式（７−１０）で記述されるＷＤＭ送信信号光を生成できることを数学的に示す。ここでは、簡単のためにβ±以外の係数は全て０として無視し、β１＋＝β２＋＝β３＋＝…＝β＋、β１−＝β２−＝β３−＝…β−としたが、これらが個別の値であっても、またｂ±以外の係数がそれぞれ０でない場合でも、同様の以下の議論が成り立つ。
【０１５５】
図３０波長分離・位相調整手段から出力光は、数式を用いて以下のように表される。
【０１５６】
【数３５】
0004693644.tif 000040
【０１５７】
ただし、…Ｅｋ−１，Ｅｋ，Ｅｋ＋１，…は各ポート…Ｐｋ−１，Ｐｋ，Ｐｋ＋１…に出力される光電界を、…ωｋ−１，ωｋ，ωｋ＋１，…は波長…λｋ−１，λｋ，λｋ＋１…の光角周波数を、φｋ−１，φｋ，φｋ＋１，…は波長…λｋ−１，λｋ，λｋ＋１…の初期位相を表す。これが変調器に入力され、それぞれ、送信データ系列…Ｄｋ−１，Ｄｋ，Ｄｋ＋１…によってその光電界振幅・位相が符号化された光は次式のように表現される。
【０１５８】
【数３６】
0004693644.tif 000041
【０１５９】
従って、これを合波した光電界は、上記ベクトルの各成分の和とし与えられる。
【０１６０】
【数３７】
0004693644.tif 000042
【０１６１】
これは、式（７−１０）が示すＷＤＭ信号光となっており、この方法によって任意の補償用信号光を重畳できる。例えば、ＡＷＧや光波長フィルタに代表される波長分離手段の光強度分離比を、受信波長の主信号光とクロストーク光の光強度となるように予め設定し、位相補償器に代表される位相調整手段により補償用信号光の位相を主信号光の位相に対して反転するように予め設定しておくなど、装置を設定することで、任意の補償用信号光を重畳できる装置構成とする。
【０１６２】
以上、本発明について、いくつかの実施例を例示して具体的に説明したが、本発明の原理を適用できる多くの実施可能な形態に鑑みて、ここに記載した実施例は、単に例示に過ぎず、本発明の範囲を限定するものではない。ここに例示した実施例は、本発明の趣旨から逸脱することなくその構成と詳細を変更することができる。さらに、説明のための構成要素および手順は、本発明の趣旨から逸脱することなく変更、補足、またはその順序を変えてもよい。
【図面の簡単な説明】
【０１６３】
【図１】受信部の多波長信号光分波手段における線形クロストークの様子を表す模式図である。
【図２】光スペクトル上での線形クロストークの様子を表す模式図であり、図２（ａ）は、各波長の信号光スペクトルの変調速度によるスペクトルの広がりを示し、図２（ｂ）は、スペクトルの重なりによる線形クロストークを示している。
【図３】主受信信号（実線）とビート成分（点線）の時間波形の様子を示す図であり、図３（ａ）は、ビート成分の位相が主受信信号の位相に対してランダムに変動する場合を示し、図３（ｂ）は、ビート成分の位相を時間的に安定化させた場合を示している。
【図４】受信信号の測定波形を示す図であり、図４（ａ）は、ビート成分の位相がランダムな状態で測定した場合を示し、図４（ｂ）は、ビート成分の位相をデータクロックの位相に同期させて測定した場合を示している。
【図５】受信検出信号のアイパターンの様子を示す図であり、図５（ａ）は、隣接波長の信号が混入している場合を示し、図５（ｂ）は、隣接波長の信号が相殺されるように送信信号を符号化した場合を示している。
【図６】本発明の一実施例に従って、送信部で隣接波長の送信データ系列を用いて各送信波長を符号化する構成例を示す機能ブロック図である。
【図７】受信検出信号のアイパターンの様子を示す図であり、図７（ａ）は、ビート成分に加え、隣接波長の信号による変動を受けた場合を示し、図７（ｂ）は、ビート成分の位相をデータクロックの位相に同期させ、隣接波長の信号が相殺されるように送信信号を符号化した場合を示している。
【図８】本発明の一実施例に従って、送信部で隣接波長の送信データ系列を用いて各送信波長を符号化しつつ（図８（ａ））、ビート成分の位相をデータクロックの位相に同期させる（図８（ｂ））構成例を説明する図である。
【図９】受信検出信号のアイパターンの様子を示す図であり、図９（ａ）は、ビート成分に加え、隣接波長の信号による変動を受けた場合を示し、図９（ｂ）は、隣接波長とのビート成分ならびに隣接波長の信号による変動が相殺されるように送信信号を符号化した場合を示している。
【図１０】本発明の一実施例に従って、ビート成分の位相を安定化させるために、送信部の多波長信号光合波手段から多波長信号光合波手段までを集積化する構成例を説明する図である。
【図１１】本発明の一実施例に従って、ビート成分の位相をフィードバックして、データクロックの位相と同期させる構成例を示す機能ブロック図である。
【図１２】本発明の一実施例に従って、ビート成分とデータクロックの位相を同期させたときの受信検出信号のアイパターンの様子を示す図である。
【図１３】本発明の一実施例に従って、受信端で隣接波長の信号による変動が相殺されるように、送信端で隣接波長の送信データ系列による前補償信号光を重畳する構成例を示す機能ブロック図である。
【図１４】本発明の一実施例に従って、受信端のフィルタ特性や伝送路分散特性などに合わせて、送信端で各補償用信号光を調整する構成例を示す機能ブロック図である。
【図１５】本発明の一実施例に従って、伝送路および／または受信部にかかわるチャネルパラメータをフィードバックして、送信端の補償用信号光を調整する構成例を示す機能ブロック図である。
【図１６】本発明の一実施例に従って、多入力光変調器を用いて、送信端で他波長の送信データ系列による前補償信号光を重畳する構成例を説明する図である。
【図１７】本発明の一実施例に従って、並列に配置された複数の光変調手段を用いて、送信端で他波長の送信データ系列による前補償信号光を重畳する構成例を説明する図である。
【図１８】本発明の一実施例に従って、前補償信号光の振幅を調整する光変調器の印加電圧および送信データ系列と光出力の関係を説明する図である。
【図１９】本発明の一実施例に従って、自波長信号光の振幅を調整する光変調器の印加電圧および送信データ系列と光出力の関係を説明する図である。
【図２０】本発明の一実施例に従って、自波長信号光と補償信号光を合波した光出力を示す図であり、図２０（ａ）は、他波長の送信データ系列が「１」のときに光出力がρだけ小さくなるように前補償された信号光を示し、図２０（ｂ）は、他波長の送信データ系列が「０」のときに光出力がρだけ小さくなるように前補償された信号光を示している。
【図２１】本発明の一実施例に従って、並列に配置された複数の光変調手段と光位相シフタを用いて、送信端で他波長の送信データ系列による前補償信号光を重畳する構成例を説明する図である。
【図２２】本発明の一実施例に従って、直列に配置された複数の光変調手段を用いて、送信端で他波長の送信データ系列による前補償信号光を重畳する構成例を説明する図である。
【図２３】本発明の一実施例に従って、図２２の２つの光変調器の印加電圧および送信データ系列と光出力の関係を説明する図であり、図２３（ａ）は、自波長の送信データ系列が「０」のときに透過率がρとなるように調整される様子を示し、図２３（ｂ）は、他波長の送信データ系列が「０」のときに透過率がσとなるように調整される様子を示している。
【図２４】本発明の一実施例に従って、電気回路を用いて変調器の駆動電気信号を生成することによって、送信端で他波長の送信データ系列による前補償信号光を重畳する構成例を説明する図である。
【図２５】本発明の一実施例に従って、図２４の光変調器における変調電圧およびバイアス電圧と光出力の関係を説明する図である。
【図２６】本発明の一実施例に従って、直列に配置された複数の光変調手段と電気回路を用いて、送信端で他波長の送信データ系列による前補償信号光を重畳する構成例を説明する図である。
【図２７】本発明の一実施例に従って、並列に配置された複数の光変調手段と電気回路を用いて、送信端で他波長の送信データ系列による前補償信号光を重畳する構成例を説明する図である。
【図２８】本発明の一実施例に従って、直列に配置された複数の光変調手段と電気回路を用いて、送信端で他波長の送信データ系列による前補償信号光を重畳する別の構成例を説明する図である。
【図２９】本発明の一実施例に従って、並列に配置された複数の光変調手段と電気回路を用いて、送信端で他波長の送信データ系列による前補償信号光を重畳する別の構成例を説明する図である。
【図３０】本発明の一実施例に従って、自波長の信号光を、他波長の信号光の変調器に入力することで自波長の補償信号光を生成する構成例を示す機能ブロック図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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