(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
二次整流用ダイオードおよび二次側整流用コンデンサとから構成される二次側整流回路と、
直流整流用ダイオードと直流整流用コンデンサとから構成される直流整流回路と、
この直流整流回路から供給された直流電力により高周波発振信号を出力するスイッチング制御回路と、
このスイッチング制御回路から出力される高周波発振信号により高周波発振し、高周波電力を生成するスイッチング回路と、
２つの二次巻線を有し、前記スイッチング回路から供給される高周波電力から前記二次側整流回路と前記直流整流回路に直流電力を供給する高周波トランスと、
を有するＤＣ／ＤＣ電源装置において、
前記高周波トランスの一次側一端を直流主回路電源の陽極に接続するとともに、
一次側他端を前記スイッチング回路に接続し、
また、前記スイッチング制御回路に直流電力を供給する直流整流回路の陽極側を、少なくとも２個以上直列接続したバランス抵抗からなるバランス回路を介して前記直流主回路電源の陽極に接続し、
さらに前記バランス回路は、一端が前記直流主回路電源の陽極に接続され、
その他端は、整流回路コンデンサを介して直流主回路電源の陰極に接続され、
少なくとも２個以上直列接続した同一容量のコンデンサからなる平滑回路が、前記直流主回路電源の陽極と陰極間に接続されるとともに、
陰極側に接続されるバランス抵抗と前記スイッチング制御回路の合成インピーダンスが、他のバランス抵抗のインピーダンスと等しくなるようにしたことを特徴とするＤＣ／ＤＣ電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、直流電源より所定の直流電力を得るＤＣ／ＤＣ電源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
第６図は従来のＤＣ／ＤＣ 電源装置を内蔵した交流可変速装置の構成を示す図である。図において、３０ａは三相交流電源、３１ａは交流電力を直流電力に変換するコンバータ部、３２は直流主回路電源両電極の中性点、３３は直流主回路電源陽極Ｐと中性点３２に接続されるＰ側平滑回路、３４は直流主回路電源陰極Ｎと中性点３２に接続されるＮ側平滑回路、３５は直流主回路電源陽極Ｐと中性点３２に接続されるＰ側バランス回路、３６は直流主回路電源陰極Ｎと中性点３２に接続されるＮ 側バランス回路である。また、３７ａは直流主回路電源の直流電力を可変周波数、可変電圧の交流電力に変換するインバータ部、３８ａは可変速駆動される誘導電動機、３９ａは直流主回路電源の負荷としての負荷回路で、インバータ部３７ａ 、誘導電動機３８ａからなる。
【０００３】
また、４０は直流主回路電源陽極Ｐとスイッチング制御回路４５に接続される起動回路、
４１は２つの２次巻線を有する高周波トランス、４２は高周波トランス４１から直流出力電流をつくる整流回路ダイオード、４３は整流回路コンデンサ、４４は整流回路ダイオード４２、整流回路コンデンサ４３から構成される直流整流回路である。
また、４５はスイッチング制御回路、４６はスイッチング回路である。
また、４７は二次側整流回路ダイオード、４８は二次側整流回路コンデンサ、４９はインバータ部３７ａを制御する制御部（図示せず）などの二次側負荷である。
【０００４】
従来の交流可変速装置に内蔵されているＤＣ／ＤＣ電源装置は、起動回路４０ 、高周波トランス４１、直流整流回路４４、スイッチング制御回路４５、スイッチング回路４ ６ 、二次側整流回路ダイオード４７および二次側整流回路コンデンサ４８によって構成されていた。
【０００５】
次に従来の交流可変速装置の動作について説明する。
三相交流電源３０ａが印加されると、コンバータ部３１ａは交流電力を直流電力に変換し、変換された直流電力を平滑回路（Ｐ側平滑回路３３、Ｎ側平滑回路３４）により平滑して、直流主回路電源を作成する。インバータ部３７ａはこの直流主回路電源の直流電力を可変周波数、可変電圧の交流電力に変換して、誘導電動機３８ａを可変速駆動する。
【０００６】
また、従来の交流可変速装置においては、インバータ部３７ａを制御する制御部（ 図示せず）の直流電源として、ＤＣ／ＤＣ電源装置を内蔵しており、このＤＣ／ＤＣ電源装置は直流主回路電源を利用して所定の直流電源を制御部に供給する。
ここで、Ｐ側バランス回路３５およびＮ側バランス回路３６は、Ｐ側平滑回路３３およびＮ側平滑回路３４の電圧分担比率を調整し、Ｐ側平滑回路３３およびＮ側平滑回路３ ４に印加される電圧を、平滑回路の耐電圧以下にするために使用される。
【０００７】
バランス回路（Ｐ側バランス回路３５、Ｎ側バランス回路３６）がない場合について考える。
Ｐ側平滑回路３３の内部インピーダンスをｒ１、Ｎ側平滑回路３４の内部インピーダンスをｒ２、Ｐ側平滑回路３３の印加電圧をｖ１、Ｎ側平滑回路３４の印加電圧をｖ２ 、平滑された直流主回路電圧をＶＤＣ１とすると、Ｐ側平滑回路３３の印加電圧ｖ１及びＮ側平滑回路３４の印加電圧ｖ２は、式（１）、式（２）で表される。
ｖ１＝（ｒ１／（ｒ１＋ｒ２ ））×ＶＤＣ１ ・・・・・（１）
ｖ２＝（ｒ２／（ｒ１＋ｒ２））×ＶＤＣ１ ・・・・・（２）
ここで、Ｐ側平滑回路３３とＮ側平滑回路３４の容量および耐電圧Ｖが同一として、仮にＰ側平滑回路３３の内部インピーダンスｒ１がＮ 側平滑回路３４の内部インピーダンスｒ２ の３ 倍であったとすると、式（１）、式（２）は式（３）、式（４）で表され、
ｖ１＝（３／４）×ＶＤＣ１ ・・・・・（ ３ ）
ｖ２＝（１／４）×ＶＤＣ１ ・・・・・（ ４ ）
Ｐ側平滑回路３３の耐電圧Ｖは、直流主回路電圧ＶＤＣ１の３／４倍以上であることが必要となる。
【０００８】
バランス回路（Ｐ側バランス回路３５、Ｎ側バランス回路３６）は、このＰ側平滑回路３３の内部インピーダンスｒ１とＮ側平滑回路３４の内部インピーダンスｒ２との差異によって生じる平滑回路の印加電圧の差異を調整するために挿入するものでものである。
【０００９】
Ｐ側バランス回路３５のインピーダンスをＲ２１、Ｎ側バランス回路３６のインピーダンスをＲ２２とし、Ｐ側バランス回路３５のインピーダンスＲ２１とＰ側平滑回路３ ３の内部インピーダンスｒ１の合成抵抗をＲｃ２１、Ｎ側バランス回路３６のインピーダンスＲ２２とＮ側平滑回路３４ の内部インピーダンスｒ２の合成抵抗をＲｃ２２とすると、Ｐ側平滑回路３３の印加電圧ｖ１とＮ 側平滑回路３４の印加電圧ｖ２は、式（５）、式（６）で表される。
ｖ１＝（Ｒｃ２１／（Ｒｃ２１＋Ｒｃ２２））×ＶＤＣ１ ・・・（ ５ ）
ｖ２＝（Ｒｃ２２／（Ｒｃ２１＋Ｒｃ２２））×ＶＤＣ１ ・・・（ ６ ）
【００１０】
ここで、Ｐ側バランス回路３５のインピーダンスＲ２１をＲ２１＜＜ｒ１、Ｎ側バランス回路３６のインピーダンスＲ２２をＲ２２＜＜ｒ２とすると、合成抵抗Ｒｃ２１≒ Ｒ２１、合成抵抗Ｒｃ２２≒Ｒ２２と表すことができる。
ここで、Ｒ２１＝Ｒ２２とすると、式（５）、式（６）は式（７）、式（８）で表され、
ｖ１＝ＶＤＣ１／２・・・・・（７）
ｖ２＝ＶＤＣ１／２・・・・・（ ８ ）
となり、Ｐ側平滑回路３３の印加電圧ｖ１とＮ側平滑回路３４の印加電圧ｖ２は、直流の主回路電圧ＶＤＣ１の１／２倍となり、各々の平滑回路にかかる不平衡電圧を調整することができる。
従って、Ｐ側平滑回路３３とＮ側平滑回路３４の耐電圧ｖを、直流の主回路電圧ＶＤＣ１の１／２倍以上と下げることができる。
【００１１】
次に従来の交流可変速装置に内蔵されているＤＣ／ＤＣ電源装置の動作について説明する。
従来のＤＣ／ＤＣ電源装置において、交流可変速装置に交流電源３０ａが印加されると、
コンバータ部３１ａ、平滑回路（Ｐ側平滑回路３３、Ｎ側平滑回路３４）により作成された直流主回路電源により、起動回路４０を通して整流回路コンデンサ４３を充電する。
また、整流回路コンデンサ４３は充電された直流電力を、スイッチング制御回路４５に供給し、スイッチング制御回路４５は高周波発振信号をスイッチング回路４６へ出力する。スイッチング回路４６は高周波発振し、高周波電力を高周波トランス４１に供給する。
【００１２】
高周波トランス４１から整流回路ダイオード４２および整流回路コンデンサ４３で構成される直流整流回路４４に直流電力を供給するとともに、二次側整流回路ダイオード４７、二次側整流回路コンデンサ４８および二次側負荷４９に直流電力を供給する。
また、スイッチング制御回路４５の動作電力電流は、電源起動後は直流整流回路４４および起動回路４０から供給される。
【００１３】
上記のような従来のＤＣ／ＤＣ電源装置は、直流主回路電源から常に起動回路４０に電流が流れるため、回路損失となるという問題点があった。起動回路４０の損失Ｐは、直流主回路電圧をＶＤＣ１、起動回路４０のインピーダンスをｒ３ 、整流回路コンデンサ４３の両極間電圧をＶＤＣ２とすると、式（９）で表される。
Ｐ＝（ＶＤＣ１−ＶＤＣ２）２／ｒ３・・・・・（ ９ ）
【００１４】
この損失は、４２０Ｖ入力の交流電源、さらに高電圧電源の場合は、さらに増大するという問題点があった。
また、絶縁距離の確保のため実装面積の確保が必要となり、回路の小型化の障害となるという問題点があった。
【００１５】
この発明は上述のような課題を解決するためになされたもので、ＤＣ／ＤＣ電源装置の回路損失を減らすとともに直流主回路電源装置を小型化することを目的とする。
【発明の開示】
【００１６】
この発明のＤＣ／ＤＣ電源装置は、二次側整流用ダイオードおよび二次側整流用コンデンサとから構成される二次側整流回路と、直流整流用ダイオードと直流整流用コンデンサとから構成される直流整流回路と、この直流整流回路から供給された直流電力により高周波発振信号を出力するスイッチング制御回路と、このスイッチング制御回路から出力される高周波発振信号により高周波発振し、高周波電力を作成するスイッチング回路と、２つの２次巻線を有し、前記スイッチング回路から供給される高周波電力から前記二次側整流回路と前記直流整流回路に直流電力を供給する高周波トランスと、を有するＤＣ／ＤＣ電源装置において、前記高周波トランスの一次側一端を直流主回路電源の陽極に接続するとともに、一次側他端を前記スイッチング回路に接続し、
また、前記スイッチング制御回路に直流電力を供給する直流整流回路の陽極側を、少なくとも２個以上直列接続したバランス抵抗からなるバランス回路を介して前記直流主回路電源の陽極と接続し、
さらに前記バランス回路は、一端が前記直流主回路電源の陽極に接続され、その他端は、整流回路コンデンサを介して直流主回路電源の陰極に接続され、
少なくとも２個以上直列接続した同一容量のコンデンサからなる平滑回路が、前記直流主回路電源の陽極と陰極間に接続されるとともに、
陰極側に接続されるバランス抵抗と前記スイッチング制御回路の合成インピーダンスが、他のバランス抵抗のインピーダンスと等しくなるようにしたものである。
また、前記陰極側に接続されるバランス抵抗と前記直流整流用コンデンサとの間に回り込み防止回路を追加し、前記直流主回路電圧が高くなった場合に、前記スイッチング制御回路に印加される電圧を一定電圧以下にするようにしたものである。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
実施の形態１．
第１図はこの発明の実施の形態１に係るＤＣ／ＤＣ電源装置を内蔵した交流可変速装置の構成を示す図である。図において、３０ａ、３１ａ、３２〜３５、３７ａ〜３９ａ、４１〜４９は、第６図と同様であり、その説明を省略する。また、１はＮ側バランス回路、Ｒ１２はＮ側バランス回路１のインピーダンスである。ここで、Ｐ側バランス回路３５のインピーダンスＲ２１  ＜ ＜  Ｐ側平滑回路３３の内部インピーダンスｒ１、Ｎ側バランス回路１のインピーダンスＲ１２  ＜ ＜  Ｎ側平滑回路３４の内部インピーダンスｒ２とする。
【００１８】
従来例においては、直流主回路電源陽極Ｐから起動回路４０を介して起動回路４０によって整流回路コンデンサ４３を充電し、その充電された直流電力を、スイッチング制御回路４５に供給するようにしていたが、実施の形態１においてはＮ側バランス回路１ の負極側を整流回路コンデンサ４３に接続して、整流回路コンデンサ４３を充電し、その充電された直流電力を、スイッチング制御回路４５に供給するようにしたものである。
また、従来例においては、直流主回路電源陽極Ｐ、陰極Ｎ間に、インピーダンスＲ２１ のＰ側バランス回路３５およびインピーダンスＲ２２のＮ 側バランス回路３６を直列接続したが（Ｒ２１＝Ｒ２２） 、実施の形態１ においてはインピーダンスＲ２１のＰ 側バランス回路３５とインピーダンスＲ１２のＮ側バランス回路１とを直列接続し、Ｐ 側バランス回路３５を直流主回路電源の陽極Ｐに接続するが、Ｎ側バランス回路１は整流回路コンデンサ４３を介して直流主回路電源の陰極Ｎ側に接続するようにしたものである。
三相交流電源３０ａから一旦直流電力に変換した後、可変周波数、可変電圧の交流電力に変換して、誘導電動機３８ａを可変速駆動する動作は、従来例と同様であり、その説明を省略する。
【００１９】
次に、実施の形態１における交流可変速装置に内蔵されるＤＣ／ＤＣ電源装置の動作について説明する。
交流可変速装置に三相交流電源３０ａが印加されると、コンバータ部３１ａ、平滑回路（Ｐ側平滑回路３３、Ｎ側平滑回路３４）により直流主回路電源を作成する。
Ｐ側平滑回路３３およびＮ側平滑回路３４に直流主回路電圧が印加されると、Ｐ側バランス回路３５およびＮ側バランス回路１で構成されるバランス回路から整流回路コンデンサ４３に充電電流が供給され、整流回路コンデンサ４３は充電された直流電力をスイッチング制御回路４５に供給する。
【００２０】
スイッチング制御回路４５は高周波発振信号をスイッチング回路４６へ出力する。スイッチング回路４６は高周波発振し、高周波電力を高周波トランス４１に供給する。
高周波トランス４１から整流回路ダイオード４２および整流回路コンデンサ４３で構成される直流整流回路４４に直流電力を供給するとともに、二次側整流回路ダイオード４７、二次側整流回路コンデンサ４８および二次側負荷４９に直流電力を供給する。
電源起動後のスイッチング制御回路４５の動作電力電流は直流整流回路４４およびＰ 側バランス回路３５およびＮ側バランス回路１で構成されるバランス回路から供給される。
【００２１】
さて、スイッチング制御回路４５の起動電力は、Ｎ側バランス回路１のインピーダンス抵抗Ｒ１２を通して供給される。
Ｐ側平滑回路３３の印加電圧をｖ１、Ｎ側平滑回路３４の印加電圧をｖ２、スイッチング制御回路４５の電源電圧をＶＤＣ２とすると、Ｎ側バランス回路１のインピーダンス抵抗Ｒ１２は式（１０）で表される。
Ｒ１２＝（ｖ２−ＶＤＣ２）／（ｖ１／Ｒ２１）・・・（ １ ０ ）
実施の形態１においては、Ｐ側バランス回路３５のインピーダンスＲ２１とＮ側平滑回路３４に並列に接続されるＮ側バランス回路１およびスイッチング制御回路４５の合成インピーダンスＲ３により、Ｐ側平滑回路３３およびＮ側平滑回路３４の電圧分担比率を調整し、Ｐ側平滑回路３３およびＮ側平滑回路３４に印加される電圧を平滑回路の耐電圧以下にする。
【００２２】
ここで、各々の平滑回路にかかる不平衡電圧を調整するためには、Ｐ側平滑回路３３の印加電圧ｖ１とＮ側平滑回路３４の印加電圧ｖ２が等しくなるようにすればよい（ｖ １＝ｖ２＝ＶＤＣ１／２）。
したがって、Ｎ側バランス回路１のインピーダンス抵抗Ｒ１２を計算すると、式（１１）になる。
Ｒ１２＝（ＶＤＣ１−２×ＶＤＣ２）／（ＶＤＣ１／Ｒ２１）・・（１１）
上述のように、実施の形態１ においては、スイッチング制御回路４５を、式（１１）で求められるインピーダンス抵抗Ｒ１２を有するＮ側バランス回路１と平滑された直流主回路電源のＮ電極間に接続することにより、スイッチング制御回路４５の起動電力をＮ側バランス回路１のインピーダンス抵抗Ｒ１２を通して供給し、かつ各々の平滑回路にかかる不平衡電圧を調整できる。
【００２３】
実施の形態２．
第２図はこの発明の実施の形態２に係るＤＣ／ＤＣ電源装置を内蔵した交流可変速装置の構成を示す図である。図において、３０ａ、３１ａ、３２〜３５、３７ａ、３８ａ、３９ａ、４１〜４９は、第６図と同様であり、その説明を省略する。また、１はＮ側バランス回路、２は回り込み防止回路、３は定電圧回路である。
実施の形態２は、実施の形態１に回り込み防止回路２、定電圧回路３を追加したもので、電源変動および負荷変動に対応したＤＣ／ＤＣ電源装置を得るものである。
次に、実施の形態２における交流可変速装置に内蔵されるＤＣ／ＤＣ電源装置の動作について説明する。
【００２４】
スイッチング制御回路４５を、式（１１）で求められるインピーダンス抵抗Ｒ１２を有するＮ側バランス回路１と平滑された直流主回路電源のＮ 電極間に接続することにより、スイッチング制御回路４５の起動電力をＮ 側バランス回路１のインピーダンス抵抗Ｒ１２を通して供給する動作、およびスイッチング制御回路４５、スイッチング回路４６により高周波電力を高周波トランス４１に供給し、高周波トランス４１から整流回路ダイオード４２および整流回路コンデンサ４３で構成される直流整流回路４４に直流電力を供給するとともに、二次側整流回路ダイオード４７、二次側整流回路コンデンサ４８および二次側負荷４９に直流電力を供給する動作は、実施の形態１と同様である。
通常は、Ｎ側バランス回路１から供給される電流が、直流整流回路４４のスイッチング制御回路４５の消費電流より小さくなるように、Ｐ側バランス回路３５のインピーダンスＲ２１、Ｎ側バランス回路１のインピーダンスＲ１２およびスイッチング制御回路４ ５を選定する。
【００２５】
しかしながら、直流主回路電源が変動し、直流主回路電圧が高くなった場合には、Ｎ側バランス回路１からＤＣ／ＤＣ電源装置へ供給される電流が大きくなる。Ｎ側バランス回路１からＤＣ／ＤＣ電源装置へ供給される電流が直流整流回路４４のスイッチング制御回路４５の消費電流より大きくなると、整流回路コンデンサ４３に充電される電圧が上昇し、スイッチング制御回路４５の耐電圧を越えると、スイッチング制御回路４５ が破損する。
【００２６】
実施の形態２では、Ｎ側バランス回路１と整流回路コンデンサ４３との間に回り込み防止回路２を追加し、直流主回路電圧が高くなった場合でも、スイッチング制御回路４５ に印加される電圧を一定電圧以下にするようにしたものである。回り込み防止回路２ は、直流整流回路電圧が定電圧回路３の電圧よりも高くなった場合の回り込み防止する。
【００２７】
実施の形態３．
第３図はこの発明の実施の形態３に係るＤＣ／ＤＣ電源装置を内蔵した交流可変速装置の構成を示す図である。図において、３０ａ、３１ａ、３７ａ〜３９ａ、４１〜４９ は、第６図と同様であり、その説明を省略する。また、２は回り込み防止回路、３は定電圧回路である。
【００２８】
また、１０，１１，１２は平滑回路、１３は平滑回路１０および平滑回路１１の接続点、１４は平滑回路１１および平滑回路１２の接続点、１５，１６，１７はバランス回路である。また、接続点１３はバランス回路１５およびバランス回路１６の接続点、接続点１４はバランス回路１６およびバランス回路１７の接続点である。
実施の形態１および実施の形態２では、Ｐ側平滑回路とＮ側平滑回路とを２個直列接続した平滑回路を直流主回路電源の陽極、陰極間に接続した例を示したが、直流主回路電圧が高い高電圧回路の場合には、平滑回路を多段直列接続することにより、各平滑回路の耐電圧を下げることができる。実施の形態３においては、平滑回路１０、平滑回路１ １および平滑回路１２の３個直列接続した平滑回路を直流主回路電源の陽極、陰極間に接続するようにしたものである。
【００２９】
この場合には、バランス回路１５のインピーダンスとバランス回路１６のインピーダンスとを等しくするとともに、バランス回路１７のインピーダンスは、バランス回路１５ （またはバランス回路１６）のインピーダンスと、バランス回路１７およびスイッチング制御回路４５の合成インピーダンスとが等しくなるような値とすることにより、各々の平滑回路にかかる不平衡電圧を調整することができる。
【００３０】
実施の形態４．
第４図はこの発明の実施の形態４に係るＤＣ／ＤＣ電源装置を内蔵した交流可変速装置の構成を示す図で、単相交流電源３０ｂを使用する例である。図において、１〜３、３２〜３５、４１〜４９は、第２図と同様であり、その説明を省略する。
また、３０ｂは単相交流電源、３１ｂは交流電力を直流電力に変換するコンバータ部、３７ｂは直流主回路電源の直流電力を可変周波数、可変電圧の交流電力に変換するインバータ部、３８ｂは可変速駆動される誘導電動機、３９ｂは直流主回路電源の負荷としての負荷回路で、インバータ部３７ｂ、誘導電動機３８ｂからなる。
【００３１】
実施の形態５．
第５図はこの発明の実施の形態５に係るＤＣ／ＤＣ電源装置を内蔵した交流可変速装置の構成を示す図である。図において、１〜３、３１ａ、３７ａ〜３９ａ、４１〜４９ は、第２図と同様であり、その説明を省略する。また、２０は電池である。
従来例、実施の形態１〜実施の形態３では、三相交流電源３０ａをコンバータ部３１ａ で整流して直流主回路電源を作成した例、また、実施の形態４では、単相交流電源３０ ｂをコンバータ部３１ｂで整流して直流主回路電源を作成した例を示したが、実施の形態５は直流主回路電源として電池２０を使用したものである。
【産業上の利用可能性】
【００３２】
以上のように、本発明に係るＤＣ／ＤＣ電源装置は、各々の平滑回路にかかる不平衡電圧を調整でき、また損失を減らすとともに実装面積を縮小し、小型化されたので、高い高電圧回路において用いられるのに適している。
【図面の簡単な説明】
【００３３】
第１図はこの発明の実施の形態１に係るＤＣ／ＤＣ電源装置を内蔵した交流可変速装置の構成を示す図である。
第２図はこの発明の実施の形態２に係るＤＣ／ＤＣ電源装置を内蔵した交流可変速装置の構成を示す図である。
第３図はこの発明の実施の形態３に係るＤＣ／ＤＣ電源装置を内蔵した交流可変速装置の構成を示す図である。
第４図はこの発明の実施の形態４に係るＤＣ／ＤＣ電源装置を内蔵した交流可変速装置の構成を示す図で、単相交流電源３０ｂを使用する例である。
第５図はこの発明の実施の形態５に係るＤＣ／ＤＣ電源装置を内蔵した交流可変速装置の構成を示す図である。
第６図は従来のＤＣ／ＤＣ電源装置を内蔵した交流可変速装置の構成を示す図である。
【図１】
0004729835.tif 000002
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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