(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
同位相ＲＦ搬送波信号を受け取って、同位相情報信号で変調し、第１の変調成分を発生させるように構成された第１のミキサと、
直角位相ＲＦ搬送波信号を受け取って、直角位相情報信号で変調し、第２の変調成分を発生させるように構成された第２のミキサと、
同位相ＲＦ搬送波信号を受け取って、直角位相情報信号で変調し、信号反転を含む第３の変調成分を発生させるように構成された第３のミキサと、
直角位相ＲＦ搬送波信号を受け取って、同位相情報信号で変調し、第４の変調成分を発生させるように構成された第４のミキサと、
第１および第４のミキサに結合され、第１および第４の変調成分を受け取って合成し、同位相変調成分を発生させるように構成された第１の合計器と、
第２および第３のミキサに結合され、第２および第３の変調成分を受け取って合成し、直角位相変調成分を発生させるように構成された第２の合計器とを具備し、
同位相および直角位相ＲＦ搬送波信号のそれぞれは差動信号として提供される変調器。
【請求項２】
同位相および直角位相ＲＦ搬送波信号は互いにほぼ９０度位相がずれている請求項１記載の変調器。
【請求項３】
ミキサはギルバートセル乗算器で構成されている請求項１記載の変調器。
【請求項４】
ギルバートセル乗算器はバイポーラトランジスタで構成されている請求項３記載の変調器。
【請求項５】
ギルバートセル乗算器はＭＯＳＦＥＴで構成されている請求項３記載の変調器。
【請求項６】
合計器はギルバートセル乗算器の出力を交差結合させることにより構成されている請求項３記載の変調器。
【請求項７】
同位相および直角位相ＲＦ搬送波信号は２つの中間搬送波信号を使用して発生される請求項１記載の変調器。
【請求項８】
２つの中間搬送波信号は２つの異なる周波数にある請求項７記載の変調器。
【請求項９】
２つの中間搬送波信号はＩＦ搬送波信号およびＲＦ搬送波信号を含む請求項７記載の変調器。
【請求項１０】
ミキサと合計器はスタック回路トポロジーを使用して構成されている請求項１記載の変調器。
【請求項１１】
請求項１記載の変調器を具備する送信機。
【請求項１２】
１組のＲＦ搬送波信号を受け取って、特定の変調スキームにしたがって１組の情報信号で変調し、第１の変調成分を発生させるように構成された第１の変調ユニットと、
１組のＲＦ搬送波信号を受け取って、特定の変調スキームにしたがって１組の情報信号で変調し、信号反転を含む第２の変調成分を発生させるように構成された第２の変調ユニットとを具備し、
信号反転は、情報信号のサブセットまたはＲＦ搬送波信号のサブセットを反転させることにより達成され、
各変調ユニットは、
同位相ＲＦ搬送波信号を受け取って第１の情報信号で変調するように構成された第１のミキサと、
直角位相ＲＦ搬送波信号を受け取って第２の情報信号で変調するように構成された第２のミキサと、
第１および第２のミキサに結合され、第１および第２のミキサからの出力を受け取って合成し、変調成分を提供するように構成された合計器とを備え、
第１および第２の変調ユニットに提供される情報信号がスワップされている変調器。
【請求項１３】
第１および第２の変調ユニットに結合され、第１および第２の変調成分を受け取って合成し、変調信号を発生させるように構成された合計器をさらに具備する請求項１２記載の変調器。
【請求項１４】
第１および第２の変調ユニットはほぼ３つの信号レベルを有する混合関数を提供するようにそれぞれ構成されている請求項１２記載の変調器。
【請求項１５】
ミキサはギルバートセル乗算器で構成されている請求項１２記載の変調器。
【請求項１６】
合計器はギルバートセル乗算器の出力を交差結合させることにより構成されている請求項１５記載の変調器。
【請求項１７】
信号反転はＲＦ搬送波信号および情報信号を提供するのに使用される差動信号線をスワッピングすることにより実行される請求項１２記載の変調器。
【請求項１８】
特定の変調スキームは直角位相シフトキーイング（ＱＰＳＫ）である請求項１２記載の変調器。
【請求項１９】
特定の変調スキームはオフセット直角位相シフトキーイング（ＯＱＰＳＫ）である請求項１２記載の変調器。
【請求項２０】
同位相成分と直角位相成分を有する情報信号を変調する方法において、
同位相ＲＦ搬送波信号を同位相成分で変調して第１の変調成分を発生させ、
直角位相ＲＦ搬送波信号を直角位相成分で変調して第２の変調成分を発生させ、
同位相ＲＦ搬送波信号を直角位相成分で変調して信号反転を含む第３の変調成分を発生させ、
直角位相ＲＦ搬送波信号を同位相成分で変調して第４の変調成分を発生させ、
第１および第４の変調成分を合計して同位相変調成分を提供し、
第２および第３の変調成分を合計して直角位相変調成分を提供することを含み、
同位相および直角位相ＲＦ搬送波信号のそれぞれは差動信号として提供される方法。
【請求項２１】
同位相および直角位相変調成分を合計して変調信号を提供することをさらに含む請求項２０記載の方法。
【請求項２２】
変調前に同位相ＲＦ搬送波信号または直角位相成分を反転させて第３の変調成分を発生させることをさらに含む請求項２０記載の方法。
【請求項２３】
少なくとも１つのアナログ信号を受け取るように構成された少なくとも１つのバッファと、
少なくとも１つのバッファに結合され、少なくとも１つのＲＦ搬送波信号を受け取って少なくとも１つのアナログ信号で変調して、変調信号を提供するように構成された変調器と、
変調器に結合され、変調信号を受け取って増幅する少なくとも１つの可変利得増幅器（ＶＧＡ）とを具備し、
変調器は、
少なくとも１つのＲＦ搬送波信号を受け取って、特定の変調スキームにしたがって少なくとも１つのアナログ信号で変調して、第１の変調成分を発生させるように構成された第１の変調ユニットと、
少なくとも１つのＲＦ搬送波信号を受け取って、特定の変調スキームにしたがって少なくとも１つのアナログ信号で変調して、第１の変調成分に対する信号反転を含む第２の変調成分を発生させるように構成された第２の変調ユニットと、
第１および第２の変調ユニットに結合され、第１および第２の変調成分を合成して変調信号を発生させるように構成された合計器とを備え、
各変調ユニットは、
同位相ＲＦ搬送波信号を受け取って第１のアナログ信号で変調するように構成された第１のミキサと、
直角位相ＲＦ搬送波信号を受け取って第２のアナログ信号で変調するように構成された第２のミキサと、
第１および第２のミキサに結合され、ミキサからの出力を受け取って合成し、変調成分を発生させるように構成された合計器とを含み、
第１および第２の変調ユニットに提供されるアナログ信号がスワップされているセルラ電話中の送信機。
【請求項２４】
同位相および直角位相ＲＦ搬送波信号を受け取って同位相および直角位相情報信号でそれぞれ変調して、第１の変調成分を発生させるように構成された第１の変調ユニットと、
直角位相および同位相ＲＦ搬送波信号を受け取って同位相および直角位相情報信号でそれぞれ変調して、信号反転を含む第２の変調成分を発生させるように構成された第２の変調ユニットと、
第１および第２の変調ユニットに結合され、第１および第２の変調成分を合成して変調信号を発生させるように構成された合計器とを備え、
同位相および直角位相ＲＦ搬送波信号ならびに同位相および直角位相情報信号を受け取って変調信号を提供するように構成された変調器と、
第１の中間信号を受け取って、第１の同位相中間信号および第１の直角位相中間信号を発生させるように構成された第１の位相シフトネットワークと、
第１の位相シフトネットワークに結合され、第１の直角位相および同位相中間信号を受け取って、それぞれ第２の中間信号と合成するように構成された第１のおよび第２のミキサと、
第１および第２のミキサにそれぞれ結合され、各ミキサからの出力を受け取って１組の位相シフトされた信号を発生させるようにそれぞれ構成された第２および第３の位相シフトネットワークと、
第２および第３の位相シフトネットワークに結合され、第２の位相シフトネットワークからのものと、第３の位相シフトネットワークからのものの、１対の位相シフトされた信号を受け取って合計し、各ＲＦ搬送波信号を発生させるようにそれぞれ構成された第１および第２の合計器とを備え、
変調器に結合され、第１および第２の中間信号受け取って、同位相および直角位相ＲＦ搬送波信号を提供するように構成された信号発生器とを具備し、
第１および第２の変調ユニットに提供される情報信号がスワップされている送信機。
【請求項２５】
変調信号を受け取って同位相ＲＦ搬送波信号で復調して、第１の復調成分を提供するように構成された第１のミキサと、
変調信号を受け取って直角位相ＲＦ搬送波信号で復調して、第２の復調成分を提供するように構成された第２のミキサと、
変調信号を受け取って同位相ＲＦ搬送波信号で復調して、第３の復調成分を提供するように構成された第３のミキサと、
変調信号を受け取って直角位相ＲＦ搬送波信号で復調して、第４の復調成分を提供するように構成された第４のミキサと、
第１および第４のミキサに結合され、第１および第４の復調成分を受け取って合成し、同位相復調信号を提供するように構成された第１の合計器と、
第２および第３のミキサに結合され、第２および第３の復調成分を受け取って第３の復調成分を第２の復調成分から減算して、直角位相復調信号を提供するように構成された第２の合計器とを具備する復調器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は通信システムに関する。特に、本発明は通信システム用の新規で改良された直角位相変調器および復調器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
多くの現代の通信システムでは、向上された効率および改良された性能のために、デジタル送信が利用されている。デジタル送信フォーマットの例は、２位相シフトキーイング（ＢＰＳＫ）、４位相シフトキーイング（ＱＰＳＫ）、オフセット４位相シフトキーイング（ＯＱＰＳＫ）、ｍ−アレイ位相シフトキーイング（ｍ−ＰＳＫ）、および直角位相振幅変調（ＱＡＭ）を含む。デジタル送信を利用する通信システムの例は、コード分割多元接続（ＣＤＭＡ）通信システムおよび高精細テレビ（ＨＤＴＶ）システムを含む。
【０００３】
典型的なデジタル通信システムでは、送信されるべき信号がデジタル的に発生され、最初にベースバンドで処理される。ベースバンド処理は、バッファ処理、フィルタ処理および増幅を含むことができる。処理されたベースバンド信号は中間周波数（ＩＦ）に変調され、中間周波数において付加的な信号処理（すなわち、バッファ処理、フィルタ処理、増幅など）を実行することができる。変調され処理されたＩＦ信号は無線周波数（ＲＦ）にアップコンバートされ、さらに処理され、送信される。
【０００４】
受信機では、送信されたＲＦ信号が受信され、処理され（すなわち増幅され、フィルタされ）、（送信機におけるＩＦ周波数と整合する、あるいは整合していない）ＩＦ周波数にダウンコンバートされる。ＩＦ信号は送信機において使用された変調スキームと相補的な復調スキームを使用して復調される。
【０００５】
多くの従来の送信機および受信機アーキテクチャでは、変調および復調はアナログ回路を使用して実行される。一般の変調器アーキテクチャでは、ベースバンドＩおよびＱ信号が１対のミキサに提供され、１対のミキサは同位相搬送波信号（ＩＬＯ）および直角位相搬送波信号（ＱＬＯ）もそれぞれ受け取る。第１のミキサはＩＬＯをＩ信号で変調してＩ変調成分を発生させ、第２のミキサはＱＬＯをＱ信号で変調してＱ変調成分を発生させる。ＩおよびＱ変調成分は合計器により合成されて変調信号が発生される。
【０００６】
この簡単化された変調器はＩＬＯおよびＱＬＯが適切に発生されるときに（すなわち特定の制限内の振幅および位相誤差を有するときに）許容可能な性能を提供する。これらの搬送波信号は一般的に位相シフトネットワークまたは位相分割器のようなアナログ回路により発生される。アナログ回路は構成部品許容差、構成部品不整合などのようなさまざまな要因による何らかの誤差量を常に表す。これらの搬送波信号における振幅および／または位相誤差は、直角位相関係になく（すなわち信号間で９０°位相がずれていない）、振幅バランスがとれていないＩおよびＱ変調成分を生成する。変調成分中の誤差は、受信された変調信号にロックしてこれを復調する受信機の性能を低下させることになる。このような低下は悪い影像阻止、搬送波追跡ループにおける残存位相誤差、復調されたＩおよびＱ成分間のクロストークなどを含む。
【０００７】
したがって、搬送波信号中の振幅および／または位相誤差にさらに不感応である変調器および復調器が非常に望まれている。変調器および復調器が、ミキサならびにこれらの変調器および復調器を作り上げる他の回路における利得および位相誤差に対してさらに不感応であることも望ましい。
【０００８】
本発明は従来のアーキテクチャに対して改良された性能を持つ変調器および復調器アーキテクチャを提供する。変調器は２つの変調ユニットを含む。各ユニットは１組の搬送波信号を受け取って１組の情報信号で変調する。第２のユニットへの信号をスワップさせることができ、そして反転させてもよい。適切に構成された２つの変調ユニットの使用は、搬送波信号における振幅および／または位相誤差に対する感度、および搬送波信号における利得および／または位相誤差に対する感度を減少させ、改良された影像阻止を提供する。
【０００９】
本発明の実施形態は４つのミキサおよび２つの合計器を含む変調器を提供する。第１のミキサは同位相搬送波信号を受け取って同位相情報信号で変調して、第１の変調成分を発生させる。第２のミキサは直角位相搬送波信号を受け取って直角位相情報信号で変調して、第２の変調成分を発生させる。第３のミキサは同位相搬送波信号を受け取って直角位相情報信号で変調して、信号反転を含む第３の変調成分を発生させる。第４のミキサは直角位相搬送波信号を受け取って同位相情報信号で変調して、第４の変調成分を発生させる。第１の合計器は第１および第４の変調成分を受け取って合成し、同位相変調成分を発生させる。第２の合計器は第２および第３の変調成分を受け取って合成し、直角位相変調成分を発生させる。
【００１０】
第３の合計器を使用して同位相および直角位相変調成分を受け取って合成し、変調信号を提供することができる。信号反転は第３のミキサに提供される同位相搬送波信号または直角位相情報信号を反転させることにより達成することができる。ミキサはギルバートセル乗算器を使用して構成することができる。
【００１１】
本発明の他の実施形態は２つの変調ユニットを含む変調器を提供する。第１の変調ユニットは１組の搬送波信号を受け取って、特定の変調スキームにしたがって１組の情報信号で変調し、第１の変調成分を発生させる。第２の変調ユニットは１組の搬送波信号を受け取って、特定の変調スキームにしたがって１組の情報信号で変調して、第２の変調成分を発生させる。この第２の変調成分は第１の変調成分に対する信号反転を含む。
【００１２】
合計器を使用して第１および第２の変調成分を合成して、変調信号を発生させることができる。第１および第２の変調ユニットはそれぞれほぼ３つの信号レベルを有する混合関数を提供するように構成することができる。各変調ユニットは１対のミキサと、１つの合計器とを含むことができる。第１のミキサは同位相搬送波信号を受け取って第１の情報信号で変調する。第２のミキサは直角位相搬送波信号を受け取って、第２の情報信号で変調する。合計器は第１および第２のミキサからの出力を受け取って合成し、変調成分を提供する。第１および第２の変調ユニットに提供される情報信号はスワップされ、また反転されてもよい。
【００１３】
本発明のさらに別の実施形態は信号発生器に結合された変調器を含む送信機を提供する。変調器は前述した実施形態の１つを使用して構成することができる。信号発生器は、第１、第２および第３の位相シフトネットワーク、第１および第２のミキサ、ならびに第１および第２の合計器を含む。第１の位相シフトネットワークは第１の中間信号を受け取って、第１の同位相および直角位相信号を発生器させる。第１および第２のミキサは第１の位相シフトネットワークに結合され、第１の直角位相および同位相信号をそれぞれ受け取って第２の中間信号と混合する。第２および第３の位相シフトネットワークは第１および第２のミキサにそれぞれ結合される。各位相シフトネットワークは各ミキサからの出力を受け取って、１組の位相シフトされた信号を発生させるように構成される。第１および第２の合計器は第２および第３の位相シフトネットワークに結合される。各合計器は、第２の位相シフトネットワークからのものと、第３の位相シフトネットワークからのものの、１対の位相シフトされた信号を受け取って合計し、各（同位相または直角位相）搬送波信号を発生させる。
【００１４】
本発明のさらに別の実施形態は第１ないし第４のミキサならびに第１および第２の合計器を含む復調器を提供する。第１および第３のミキサは変調信号を受け取って同位相搬送波信号で復調して、第１および第３の復調成分をそれぞれ提供する。第２および第４のミキサは変調信号を受け取って直角位相変調信号で復調して、第２および第４の復調成分をそれぞれ提供する。第１の合計器は第１および第４の復調成分を受け取って合成し、同位相復調信号を提供する。第２の合計器は第２および第３の復調成分を受け取って第３の復調成分を第２の復調成分から減算して、直角位相復調信号を提供する。
【００１５】
本発明のさらに別の実施形態は１対のミキサに結合された利得ステージを含む復調器を提供する。利得ステージは変調信号を受け取って変調信号を表す電流信号を提供する。第１のミキサは電流信号を受け取って同位相搬送波信号と混合して、第１の復調信号を提供する。第２のミキサは電流信号を受け取って、直角位相搬送波信号と混合して、第２の復調信号を提供する。第１および第２のミキサはそれぞれほぼ３つの信号レベルを有する混合関数を提供するように構成することができる。
【００１６】
本発明は上述した実施形態に基づいて信号を変調および復調する方法も提供する。
【００１７】
本発明の特徴、性質および利点は、同じ参照文字が全体を通して対応したものを識別している図面を考慮に入れて以下に記述した詳細な説明からさらに明らかになるであろう。
【００１８】
【発明の実施の形態】
図１は２つの周波数変換ステージを使用して直角位相変調（例えば、ＱＰＳＫおよびＯＱＰＳＫ）を実行する送信機１００の実施形態の簡単化されたブロック図を示している。デジタルプロセッサ１００はデータを発生させ、データをエンコードおよび変調し、デジタル処理されたデータを同位相（Ｉ）信号および直角位相（Ｑ）信号に変換する。ベースバンドＩおよびＱ信号は１対のローパスフィルタ１２２ａおよび１２２ｂにそれぞれ提供され、これらのローパスフィルタはベースバンド信号のフィリタ処理を実行（すなわち整合）し、フィルタされたＩおよびＱ信号を変調器１３０に提供する。変調器１３０は同位相搬送波信号（ＩＬＯ）および直角位相搬送波信号（ＱＬＯ）も位相分割器１２６から受け取って、搬送波信号をベースバンド信号で変調して、中間周波数（ＩＦ）での変調信号を発生させる。変調器１３０からのＩＦ変調信号はバッファ１３２に提供され、このバッファ１３２はＩＦ信号をバッファして、バンドパスフィルタ１３４を駆動する。フィルタ１３４はＩＦ信号をフィルタして、バンドから外れた雑音ならびに望ましくない信号および影像を除去する。
【００１９】
フィルタされたＩＦ信号はバッファ１３６に提供され、このバッファ１３６は信号をバッファして、ミキサ１３８を駆動する。ミキサ１３８は無線周波数（ＲＦ  ＬＯ）における搬送波信号も受け取り、バッファされた信号をＲＦ  ＬＯでアップコンバートして、ＲＦ信号を発生させる。ＲＦ信号は可変利得増幅器（ＶＧＡ）１４２に提供され、この可変利得増幅器１４２は（示されていない）利得制御回路からの利得制御信号により決定される利得で信号を増幅する。増幅されたＲＦ信号は電力増幅器（ＰＡ）１４４に提供され、この電力増幅器１４４は要求される信号駆動を行う。ＰＡ１４４の出力はアイソレータおよびデュプレクサを通してアンテナに結合される（３つすべての素子とも図１に示されていない）。
【００２０】
図２は１つの周波数変換ステージを使用して直接的に直角位相変調を実行する送信機２００の実施形態の簡単化されたブロック図である。デジタルプロセッサ２１０は、図１のプロセッサ１００と同様に、データを発生させ、データをエンコードおよび変調して、デジタル処理データをＩ信号およびＱ信号に変換する。ベースバンドＩおよびＱ信号は１対のバッファ２２２ａおよび２２２ｂにそれぞれ提供され、これらのバッファは信号をバッファして、バッファされたベースバンド信号を変調器２３０に提供する。変調器２３０は同位相搬送波信号（ＩＬＯ）および直角位相搬送波信号（ＱＬＯ）もＬＯ発生器２４０から受け取り、搬送波信号をベースバンド信号で変調して、ＲＦ変調信号を発生させる。実施形態では、ＩＬＯおよびＱＬＯは２つの周波数における搬送波信号（例えばＩＦ  ＬＯおよびＲＦ  ＬＯ）から発生される。ＲＦ変調信号はＶＧＡ２５０に提供され、このＶＧＡ２５０は（示されていない）利得制御信号により決定される利得で信号を増幅する。増幅されたＲＦ信号はＰＡ２５２に提供され、このＰＡ２５２はアンテナを駆動する。
【００２１】
さまざまな改良を図１および図２に示されている送信機実施形態に行うことができる。例えば、送信信号パスはより少ないまたは付加的なバッファおよび増幅器ステージ、より少ないまたは付加的なフィルタステージ、および他の回路を含むように設計することができる。例として、フィルタを図２の変調器２３０の後に設けて、スプリアス信号をフィルタアウトすることができる。さらに、信号パス内の素子は異なる構成で配置することができる。特定の構成では、デジタルプロセッサからＰＡへの送信信号パスは１つ以上の集積回路内で実現されるが、ディスクリート素子も使用することができる。
【００２２】
図３は従来の直角位相変調器３００の実施形態のブロック図を示している。変調器３００を図１および図２の変調器１３０および２３０としてそれぞれ使用することができる。変調器３００内では、同位相情報信号ＩINがミキサ３１０ａに提供され、直角位相情報信号ＱINがミキサ３１０ｂに提供される。同位相および直角位相信号ＩINおよびＱINはそれぞれＩおよびＱ信号の処理されたバージョンである。ミキサ３１０ａおよび３１０ｂはそれぞれ搬送波信号ＩＬＯおよびＱＬＯも受け取る。各ミキサは搬送波信号を情報信号で変調して変調された成分を発生させる。ミキサ３１０ａおよび３１０ｂのそれぞれからの同位相および直角位相変調成分は合計器３１２に提供され、この合計器３１２はこれらの成分を合成して変調信号を発生させる。
【００２３】
図４はギルバートセルミキサで構成された従来の直角位相変調器３２０の実施形態の概略図を示している。変調器３２０は図３の変調器３００の特定の構成である。ミキサ３１０ａおよび３１０ｂはそれぞれギルバートセルミキサ３３０ａおよび３３０ｂで構成され、合計器３１２はギルバートセルミキサのコレクタ出力を交差結合させることにより構成される。同位相および直角位相信号ＩINおよびＱINを表す電流は各電流源３３４ａおよび３３４ｂにより提供され、これらの電流源はそれぞれミキサ３３０ａおよび３３０ｂに結合されている。変調器３２０からの差動出力電流ＩOUTは以下の式のように表すことができる。
【００２４】
ＩOUT＝２ＭI,G（ｔ）・Δｉ＋２ＭQ,G（ｔ）・Δｑ        式（１）
ここで、Δｉは同位相情報信号ＩINに関係する差動電流であり、
｛Δｉ＝α（ＩIN+−ＩIN-）／２｝；
Δｑは直角位相情報信号ＱINに関係する差動電流であり、
｛Δｑ＝α（ＱIN+−ＱIN-）／２｝；
αは電流源３３４の相互コンダクタンス利得に関係する定数であり；
ＭI,G（ｔ）およびＭQ,G（ｔ）はギルバートセル混合関数であり、以下のように表すことができる。
【００２５】
ＭI,G（ｔ）＝ｔａｎｈ（ＩＬＯ／２ＶT）                  式（２）
ＭQ,G（ｔ）＝ｔａｎｈ（ＱＬＯ／２ＶT）                  式（３）
２ＶTよりかなり大きいＩＬＯおよびＱＬＯに対して、ＭI,G（ｔ）およびＭQ,G（ｔ）は９０度だけシフトされた方形波に類似し、ＭI,G（ｔ）は９０度だけＭQ,G（ｔ）をリードしている。
【００２６】
図３の簡単化した変調器アーキテクチャは搬送波信号中の振幅および位相誤差を受けやすく、これはＩおよびＱ変調成分間のクロストークになる。変調器３００では、２つの搬送波信号中の（すなわち理想的な９０度からの）何らかの位相誤差は、変調成分中の位相誤差として直接反映される。例えば、ＩおよびＱ搬送波信号は９０＋ｙ度位相がずれており、ｙは位相誤差を表し、ＩおよびＱ変調成分も９０＋ｙ度位相がずれており、ｙの位相誤差を含む。実際の構成では、搬送波信号が制限（例えばクリップ）され、振幅不整合および変動を減少させる。変調器３００はミキサ自身中で利得および位相誤差も受けやすく、これは搬送波信号中の振幅および位相誤差と同様な方法で変調信号の質を低下させる。例えば、ミキサ中のｘパーセントの利得誤差（またはｙ度の位相誤差）は、搬送波信号中のｘパーセントの振幅誤差（またはｙ度の位相誤差）と等価であり、ｘおよびｙは線形関係にない。変調器３００では、ミキサ中の利得または振幅誤差は変調成分の振幅および位相に同様に（そして直接）影響を与える。
【００２７】
図５は直角位相変調器４００の実施形態のブロック図を示している。変調器４００を使用して図１および図２の変調器１３０および２３０をそれぞれ構成することができる。変調器４００内では、同位相情報信号ＩINがミキサ４１０ａおよび４１０ｄに提供され、直角位相情報信号ＱINがミキサ４１０ｂに提供され、反転された直角位相情報信号−ＱINがミキサ４１０ｃに提供される。ミキサ４１０ａおよび４１０ｃのそれぞれは同位相搬送波信号ＩＬＯも受け取り、ミキサ４１０ｂおよび４１０ｄのそれぞれは直角位相搬送波信号ＱＬＯも受け取る。各ミキサは搬送波信号を情報信号で変調して、変調成分を発生させる。特に、ミキサ４１０ａはＩＬＯを同位相信号ＩINで変調して第１の変調成分を発生させ、ミキサ４１０ｂはＱＬＯを直角位相信号ＱINで変調して第２の変調成分を発生させ、ミキサ４１０ｃはＩＬＯを反転された直角位相信号−ＱINで変調して第３の変調成分を発生させ、ミキサ４１０ｄはＱＬＯを同位相信号ＩINで変調して第４の変調成分を発生させる。第１および第２の変調成分は合計器４１２ａにより合成され、第１の（または左）変調ユニット用の変調出力が発生される。第３および第４の変調成分は合計器４１２ｂにより合成され、第２の（または右）変調ユニット用の変調信号出力が発生される。両変調ユニットからの出力は合計器４１２ｃにより合成され、変調信号が発生される。
【００２８】
変調器４００は２つの変調ユニットと１つの合計器を含むと見ることができる。１つの変調ユニットはミキサ４１０ａおよび４１０ｂならびに合計器４１２ａを備え、他の変調ユニットはミキサ４１０ｃおよび４１０ｄならびに合計器４１２ｂを備える。各変調ユニットは１対の情報信号（例えばＩINおよびＱIN）および１対の搬送波信号（例えばＩＬＯおよびＱＬＯ）を受け取り、特定の変調スキーム（例えばＱＰＳＫ）にしたがって搬送波信号を情報信号で変調する。第２の変調ユニット内のミキサへの情報信号はスワップされ、第１の変調ユニット内のミキサへの信号に対して、Ｑ信号またはＩＬＯが反転される。したがって、各変調ユニットは異なる変調成分を発生させる。
【００２９】
図５に示されている特定の変調器実施形態では、第２の変調ユニットは情報信号信号ＩINおよび−ＱINを受け取り、これらはＱＬＯおよびＩＬＯをそれぞれ変調するのに使用される。これは第１の変調ユニットとは異なる。第１の変調ユニットは情報信号ＩINおよびＱINを受け取り、これらはＩＬＯおよびＱＬＯをそれぞれ変調するのに使用される。第１および第２の変調ユニットからの変調成分は合計器４１２ｃに提供されて合成され、変調信号が発生される。
【００３０】
図５に示されている特定の実施形態に対してさまざまな改良をすることができる。例えば、ミキサ４１０ｃへのＩＬＯは直角位相ＱINの代わりに反転させることができる。さらに、第２の変調ユニットは非反転情報および搬送波信号を受け取って内部的に信号反転を実行するように設計することができる。例えば、第２の変調ユニットはミキサ４１０ｃの前で直角位相信号ＱINまたはＩＬＯのいずれかを反転させることができ、あるいは代わりにミキサ４１０ｃの出力を反転させることができる。差動信号を使用する変調器の構成では、搬送波信号、情報信号またはミキサ出力の反転は差動信号線を単にスワップすることにより容易に達成することができる。
【００３１】
図５に示されている変調器４００の特定の実施形態は直角位相変調（例えば、情報信号ＩINおよびＱINのタイミング整列に依存して、ＱＰＳＫまたはＯＱＰＳＫ）を実行することができる。本発明は他の変調スキーム（例えばＢＰＳＫ、ＰＳＫなど）に拡張することができる。一般的に、２つの変調ユニットが設けられる。一方のユニットは特定の変調スキームにしたがって搬送波信号を情報信号で変調する。他方のユニットは情報および搬送波信号を受け取り、必要に応じて適切な信号スワップおよび反転を実行し、特定の変調スキームにしたがって搬送波信号を情報信号で変調する。２つの変調ユニットからの変調成分は合成され、変調信号が発生される。
【００３２】
図５は本発明の変調器とともに使用することができるＬＯ発生器４４０の特定の実施形態のブロック図も示している。ＬＯ発生器４４０を図２のＬＯ発生器２４０として使用することができる。ＬＯ発生器４４０内では、ＩＦ搬送波信号（ＩＦ  ＬＯ）が位相シフトネットワーク４５０に提供される。位相シフトネットワーク４５０は２つの出力搬送波信号を提供する。２つの出力搬送波信号は直角位相関係にあり、すなわち１つの搬送波信号は他の搬送波信号に対して付加的な９０度の位相シフトを有している。位相シフト回路４５０からの同位相および直角位相出力はミキサ４５２ｂおよび４５２ａにそれぞれ提供される。各ミキサ４５２はＲＦ搬送波信号（ＲＦ  ＬＯ）も受け取り、２つの受け取った搬送波信号と混合する。ミキサ４５２ａおよび４５２ｂからの出力は位相シフトネットワーク４６０ａおよび４６０ｂにそれぞれ提供される。各位相シフトネットワーク４６０は入力信号の同位相成分および直角位相成分を発生させる。位相シフトネットワーク４６０ａおよび４６０ｂからの出力は交差結合され、合計器４６２ａおよび４６２ｂに提供される。合計器４６２ａは位相シフトネットワーク４６０ａから同位相成分を、位相シフトネットワーク４６０ｂから直角位相成分を受け取って加算し、同位相搬送波信号ＩＬＯを発生させる。合計器４６２ｂは位相シフトネットワーク４６０ａから直角位相成分を、位相シフトネットワーク４６０ｂから同位相成分を受け取って、同位相成分から直角位相成分を減算し、直角位相搬送波信号ＱＬＯを発生させる。
【００３３】
ＲＦ  ＬＯがｓｉｎ（ωRF）として表され、ＩＦ  ＬＯがｃｏｓ（ωIF）として表される場合、ＩＬＯおよびＱＬＯは以下のように表すことができる。
【００３４】
ＩＬＯ＝ｃｏｓ（ωRF−ωIF）                          式（４）
ＱＬＯ＝ｓｉｎ（ωRF−ωIF）                          式（５）
他のＬＯ発生器を本発明の変調器および復調器と使用することもできる。例えば、“直角位相局部発振器ネットワーク”と題する米国特許第５，４１２，３５１号で説明されているＬＯ発生器と本発明を組み合わせて使用することができる。
【００３５】
図６は本発明の直角位相変調器５００の実施形態のブロック図を示している。変調器５００は図５の変調器４００の１つの構成である。図６のミキサ５１０ａないし５１０ｄは図５のミキサ４１０ａないし４１０ｄに対応している。
【００３６】
変調器５００内では、同位相情報信号ＩINは電流源５０８ａにより表され、この電流源５０８ａは同位相信号ＩINに比例した電流を提供する。この電流源は、入力電圧信号を受け取って出力電流信号を発生させる相互コンダクタンス回路の一部とすることができる。同様に、直角位相情報信号ＱINは電流源５０８ｂにより表される。この電流源５０８ｂは直角位相信号ＱINに比例した電流を提供する。図６に示されているように、各電流源５０８は差動出力（電流）信号を提供する。
【００３７】
差動同位相搬送波信号ＩＬＯはミキサ５０１ａおよび５１０ｃの入力に提供され、差動直角位相搬送波信号ＱＬＯはミキサ５１０ｂおよび５１０ｄの入力に提供される。ミキサ５１０ａおよび５１０ｄは電流源５０８ａにも結合され、ミキサ５１０ｂおよび５１０ｃも電流源５０８ｂに結合されている。ミキサ５１０ｃと電流源５０８ｂとの間の差動信号線はスワップされ信号反転させることに留意すべきである。特にＩINに関係する電流信号は反転されることなくミキサ５１０ａおよび５１０ｄに提供され、ＱINに関係する電流信号は反転されることなくミキサ５１０ｂに提供され、反転されてミキサ５１０ｃに提供される。
【００３８】
各ミキサ５１０は情報および搬送波信号を混合して、差動出力電流信号を発生させる。電流出力を有するミキサ５１０に対して、適切な信号線に互いに結合させることにより合計関数を実現することができる。したがって、ミキサ５１０ａおよび５１０ｄからの出力を相互にうまく結合させて、同位相変調成分ＩRFを形成することができる。ミキサ５１０ｂおよび５１０ｃからの出力を相互にうまく結合させて直角位相変調成分ＱRFを形成することができる。いくつかの変調器構成に対して、変調成分ＩRFおよびＱRFが変調器出力信号として提供される。他のいくつかの変調器構成に対して、同位相および直角位相変調成分が合成され、変調器からの変調信号ＩMODを形成する。バッファ５２０は電流信号を受け取ってバッファし、差動電流信号を差動電圧信号ＶOUTに変換するように設計することもできる。
【００３９】
バイポーラトランジスタで構成されているミキサについて、変調器５００からの変調信号は、以下のように表すことができる。
【００４０】
ＩMOD＝ＩRF＋ＱRF                                        式（６）
ＩRF＝２Δｉ・ＭI（ｔ）＋２Δｑ・ＭQ（ｔ）               式（７）
ＱRF＝２Δｉ・ＭQ（ｔ）−２Δｑ・ＭI（ｔ）               式（８）
ここで、
ＩMODは変調信号を表す出力電流であり；
ＩRFはＩ変調成分であり；
ＱRFはＱ変調成分であり；
Δｉは同位相情報信号ＩINに関係する差動電流であり、
｛Δｉ＝α（ＩIN+−ＩIN-）／２｝；
Δｑは直角位相情報信号ＱINに関係する差動電流であり、
｛Δｑ＝α（ＱIN+−ＱIN-）／２｝；
αは電流源５０８の相互コンダクタンス利得に関係する定数であり；
ＭI（ｔ）はＩチャネル混合関数であり；
ＭQ（ｔ）はＱチャネル混合関数である。
【００４１】
ミキサ５１０ａおよび５１０ｄに結合された電流源５０８ａおよびミキサ５１０ｂおよび５１０ｃに結合された電流源５０８ｂにより、ＭI（ｔ）およびＭQ（ｔ）は以下のように表すことができる。
【数１】
0004708674.tif 000002
【００４２】
ＩMODは以下のように表すことができる。
【数２】
0004708674.tif 000003
【００４３】
式（１１）は４つの“ｓｉｎｈ”項を含み、第１ないし第４のｓｉｎｈ項はミキサ５１０ａ、５１０ｄ、５１０ｂおよび５１０ｃによりそれぞれ発生される。
【００４４】
変調器５００は２つの変調ユニットを含む。一方の変調ユニットはミキサ５０１ａおよび５１０ｂを含み、他方の変調ユニットはミキサ５１０ｃおよび５１０ｄを含む。電流源５０８ａおよび５０８ｂは情報信号を表す電流を提供する。各電流源５０８は２つの変調ユニットのそれぞれにおける１つのミキサに結合されている。２つの変調ユニットは直角位相関係にある２つシングル側波帯（ＳＳＢ）出力（すなわち２つの変調成分）を提供する。ＳＳＢ出力のそれぞれは改良された影像阻止性能を持ち、これは一部には式（９）および（１０）で示されている混合関数ＭI（ｔ）およびＭQ（ｔ）により提供される。ＳＳＢ出力を互いに合計して変調信号を提供することができる。
【００４５】
図１３は混合関数ＭI（ｔ）およびＭQ（ｔ）のプロットを示している。搬送波信号の振幅が２ＶTよりもかなり大きい（すなわちＩＬＯおよびＱＬＯ＞＞２ＶT）のとき、混合関数はほぼ３つの信号レベルを持つことに着目することができる。信号レベルが減少するにしたがって、混合関数はシヌソイドに類似する。
【００４６】
変調器５００は以下の方法で動作する。各情報信号ＩINまたはＱINは各電流源を制御する。各電流源を通る電流は各情報信号の値に依存して変化する。搬送波信号が位相を変化させると、各電流源を通る電流は一方の変調ユニットのミキサから他方の変調ユニットのミキサに事実上移行し、ミキサが交互にターンオンおよびターンオフされる（すなわち９０度毎に）。これは従来のミキサに対する２つの信号レベルの代わりに、３つの信号レベルを持つ混合関数となる。電流の移行は搬送波信号のスイッチングエッジに対する変調器の感度を減少させる。
【００４７】
図６に示されている構成では、搬送波信号はミキサの入力に提供される。搬送波信号はミキサのスイッチングを制御し、ミキサを有効にスイッチさせるのに十分な振幅でなければならない。実際、限界までの、位相誤差に対する感度の減少は、搬送波信号のスイッチングエッジをシャープにすることにより得ることができるかもしれない。
【００４８】
図７はギルバートセル乗算器（またはミキサ）６１０の特定の実施形態の概略図を示している。ミキサ６１０は図６のミキサ５１０の特定の構成であり、１対の交差結合差動増幅器を含む。第１の差動増幅器はトランジスタ６１２ａおよび６１２ｂを備える。トランジスタ６１２ａおよび６１２ｂはそのベースが搬送波信号ＬＯ＋およびＬＯ−にそれぞれ結合され、そのエミッタが相互に結合されている。同様に、第２の差動増幅器はトランジスタ６１２ｃおよび６１２ｄを備える。トランジスタ６１２ｃおよび６１２ｄはそのベースが搬送波信号ＬＯ−およびＬＯ＋にそれぞれ結合され、そのエミッタも相互に結合されている。差動搬送波信号ＬＯ＋およびＬＯ−は図６の同位相搬送波信号ＩＬＯまたは直角位相搬送波信号ＱＬＯに対応している。
【００４９】
トランジスタ６１２ａおよび６１２ｂのエミッタは電流信号ＩCS-を提供する電流源に結合され、トランジスタ６１２ｃおよび６１２ｄのエミッタは電流信号ＩCS+を提供する電流源に結合されている。トランジスタ６１２ａおよび６１２ｃのコレクタは相互に結合され、ミキサ出力ＯＵＴ−を形成する。トランジスタ６１２ｂおよび６１２ｄのコレクタは相互に結合され、ミキサ出力ＯＵＴ＋を形成する。ミキサ６１０の６つの入力および出力のそれぞれは（＋）または（−）端子として適切にマークされており、図６に示されている（＋）および（−）指定に対応している。ミキサ６１０は技術的に知られているギルバートセル乗算器と同様に機能する。
【００５０】
図８は入力電圧信号を受け取って出力電流信号を発生させる相互コンダクタンス増幅器６０８の特定の実施形態の概略図を示している。増幅器６０８は図６の電流源５０８の特定の構成である。増幅器６０８はトランジスタ６１４ａおよび６１４ｂを含む。トランジスタ６１４ａおよび６１４ｂは差動増幅器として構成され、そのエミッタが相互に結合され、回路接地に結合されている。トランジスタ６１４ａおよび６１４ｂのベースはそれぞれ情報信号ＩＮ＋およびＩＮ−に結合されている。信号ＩＮは図６の同位相または直角位相情報信号ＩINまたはＱINとすることができる。トランジスタ６１４ａおよび６１４ｂのコレクタはそれぞれ出力電流信号ＩCS-およびＩCS+を提供する。差動電流信号はミキサに提供される。図６では、ミキサ５１０ｃと電流源５０８ｂとの間の相互接続がスワップされ、反転された直角位相情報信号−ＱINが発生されることに留意すべきである。
【００５１】
ミキサ６１０および相互コンダクタンス増幅器６０８はミキサ５１０および電流源５０８の１つの構成を表している。他の構成も設計することができ、本発明の範囲内である。相互コンダクタンス増幅器６０８は一般的に非線形である伝達関数を持つ。ある構成では、デジタルアナログコンバータ（ＤＡＣ）を使用して線形電流を提供することができる。１つのＤＡＣが電流源５０８ａおよび５０８ｂのそれぞれに提供され、関係するミキサ５１０に直接結合されている。ミキサは技術的に知られているように、シングルバランスまたはダブルバランスダイオードミキサとして構成することができる。一般的に、ミキサは非線形デバイスを使用して構成することができる。改良された性能のために、混合関数が特定のミキサ構成に一般的に整合される。
【００５２】
本発明の変調器アーキテクチャは、従来の変調器アーキテクチャに対して改良された性能および多く利点をもたらす。この改良は搬送波信号における振幅および位相誤差に対するより低い感度と、ミキサにおける利得および位相誤差に対するより低い感度を含む。これらの利点のいくつかを以下に説明する。
【００５３】
第１に、本発明の変調器アーキテクチャは従来の変調器アーキテクチャよりも振幅および位相誤差に対してさらに許容性がある。
【００５４】
第２に、本発明の変調器は、修正混合関数を使用して、シングル側波帯（ＳＳＢ）変調に対して改良された影像阻止を提供する。いくつかの応用では、ＳＳＢ変調が好ましくあるいは要求される。一般的に、搬送波信号を変調するのに使用される情報信号は、正の周波数とともに負の周波数のスペクトル成分を含む。搬送波信号がこれらの情報信号で変調されるとき（すなわち図３の変調器３００を使用して）、影像が和および差周波数に現れ、ダブル側波帯（ＤＳＢ）変調信号となる。本発明の変調器は２つのＳＳＢ変調成分（すなわち、各変調ユニットから１つ）を提供する。ＩおよびＱ変調成分のそれぞれは良好な影像阻止を持つ。
【００５５】
図９は従来の変調器に対する影像阻止対利得誤差のプロットを示している。この従来の変調器は、図３の変調器３００と同様に１対のミキサを含む。従来の変調器は５．７度の位相誤差を持ち、利得誤差がない場合に約２６ｄＢの影像阻止をもたらす。影像阻止は３．４度の位相誤差を持ち、利得誤差がない場合に約３０ｄＢに向上する。６パーセントの利得誤差において、影像阻止は、５．７度の位相誤差および３．４度の位相誤差に対して、それぞれ約２５ｄＢおよび２８ｄＢである。
【００５６】
図１０は変調器４００に対する影像阻止対利得誤差のプロットを示している。変調器４００は、０から１６度の位相誤差を持ち、利得誤差がない場合に５０ｄＢの影像阻止を提供する。６パーセントの利得誤差において、影像阻止は０から１６度の間の位相誤差に対して約３０ｄＢである。
【００５７】
第３に、本発明の変調器アーキテクチャは復調されたＩおよびＱ信号間のクロストークを減少させる。直角位相変調に対して、同位相および直角位相情報信号を使用して同位相および直角位相変調成分がそれぞれ発生され、これらは合成されて変調信号が形成される。受信機では、変調信号が（受信機で発生された）同位相搬送波信号および直角位相搬送波信号を使用して復調され、変調信号が（同位相および直角位相情報信号にそれぞれ対応する）同位相および直角位相信号に分解される。理想的な復調器で復調される理想的な変調信号に対して、復調された同位相信号は何ら直角位相成分を含まず、復調された直角位相信号は何ら同位相成分を含まない。しかしながら、変調信号の何らかの振幅および／または位相誤差が受信機におけるＩ−Ｑクロストークとなるか、あるいは何らかの量の直角位相成分を含む復調された同位相信号、およびその逆になることを示すことができる。本発明の変調器アーキテクチャは振幅および位相誤差による変調信号中の品質低下を有効に減少させ、これは受信機におけるクロストークを少なくする。
【００５８】
明瞭にするために、本発明は送信機内の直角位相変調器の状況において説明した。本発明はＰＳＫおよびＱＡＭ変調器などのような他のタイプの変調器にも適用することができる。本発明はＲＦ変調信号を受け取り、信号を復調して復調信号を発生させる復調器でも実現することができる。
【００５９】
図１１は直角位相復調器８００の実施形態のブロック図を示している。復調器８００内では、変調信号が増幅器８０６に提供され、増幅器８０６は信号をバッファして増幅する。増幅された信号は信号分割器８０８に提供され、この信号分割器８０８はほぼ等しい振幅および位相を有する４つの出力信号を提供する。４つの信号はミキサ８１０ａないし８１０ｄに提供される。ミキサ８１０ａおよび８１０ｃのそれぞれは同位相搬送波信号ＩＬＯを受け取り、ミキサ８１０ｂおよび８１０ｄのそれぞれは直角位相搬送波信号ＱＬＯを受け取る。各ミキサは変調信号を搬送波信号で復調して、復調成分を提供する。ミキサ８１０ａおよび８１０ｄからの復調成分が合計器８１４ａにより合成され、同位相復調出力ＩOUTが発生される。ミキサ８１０ｃからの復調成分はミキサ８１０ｂからの復調成分から合計器８１４ｂにより減算され、直角位相復調出力ＱOUTを発生させる。復調出力ＩOUTおよびＱOUTは送信機における同位相および直角位相信号ＩINおよびＱINに対応する。
【００６０】
図１２は直角位相復調器９００の他の実施形態のブロック図を示している。復調器９００内では、変調信号が差動出力電流ＩINを提供する利得ステージ９０６に提供される。利得ステージ９０６は相互コンダクタンス増幅器、電流源、またはギルバートセルミキサの入力インピーダンスよりかなり大きい出力インピーダンスを有する他の回路として構成することができる。利得ステージ９０６の出力はミキサ９１０ａおよび９１０ｂのそれぞれの１つの入力に結合されている。ミキサ９１０ａは同位相搬送波信号ＩＬＯも受け取り、ミキサ９１０ｂは直角位相搬送波信号ＱＬＯも受け取る。同位相ＩOUTおよび直角位相ＱOUTの復調成分は次のように表すことができる。
【００６１】
ＩOUT＝ＭI（ｔ）・ＩIN                                  式（１２）
ＱOUT＝ＭQ（ｔ）・ＩIN                                  式（１３）
ここで、ＭI（ｔ）およびＭQ（ｔ）は上記式（９）および（１０）で規定されている混合関数である。
【００６２】
本発明は変調器および復調器に対して説明した。本発明は１つの周波数から他の周波数に信号をアップコンバートするアップコンバータで実現することもできる。本発明は高い周波数から低い周波数にＲＦ信号をダウンコンバートするダウンコンバータで実現することもできる。ダウンコンバータは復調器に類似して構成することができる。
【００６３】
ここで使用されたように、搬送波信号は情報伝達信号により変調される信号に関係する。搬送波信号はサイン波、方形波、三角波、他の波を含むさまざまな波形を使用して構成することができる。（例えば、方形波に対するように）搬送波信号は複数周波数成分を含むことができ、周波数成分の１つが基本周波数成分として指定され、その中に変調信号の大部分が存在する。
【００６４】
変調器は“スタック”回路トポロジーまたは“カスケード”回路トポロジーで構成することができる。スタック回路トポロジー（すなわち図５の変調器５００）はより少ない電力を消費し、これは例えばセルラ電話応用において特に有効である。カスケードトポロジーは例えば低電圧を有する応用において使用してもよい。
【００６５】
変調器はバイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）を使用して構成される回路（例えばギルバートセルミキサ）で説明した。本発明は、ＦＥＴ、ＭＯＳＦＥＴ、ＭＥＳＦＥＴ、ＨＢＴ、Ｐ−ＨＥＭＴおよび他のものを含む他の能動デバイスで構成することもできる。ここで使用したように、“トランジスタ”は一般的に任意の能動デバイスに関係し、ＢＪＴに限定されない。
【００６６】
好ましい実施形態の先の説明は当業者が本発明を作りまたは使用できるように提供されている。これらの実施形態に対するさまざまな改良も当業者に容易に明らかになるであろう。ここに規定されている一般的な原理は発明力を使用することなく他の実施形態に適用することができる。したがって、本発明はここに示されている実施形態に限定されることを意図しているものではなく、ここに開示されている原理および新規な特徴と矛盾しない最も広い範囲にしたがうべきである。
【図面の簡単な説明】
【図１】  図１は、２つの周波数変換ステージを使用して直角位相変調（例えばＱＰＳＫおよびＯＱＰＳＫ）を実行する送信機の実施形態の簡単化したブロック図を示している。
【図２】  図２は、１つの周波数変換ステージを使用した直接的な直角位相変調を実行する送信機の実施形態の簡単化したブロック図を示している。
【図３】  図３は、従来の直角位相変調器の実施形態のブロック図を示している。
【図４】  図４は、ギルバートセルミキサで構成された従来の直角位相変調器の実施形態の概略図を示している。
【図５】  図５は、本発明の直角位相変調器の実施形態のブロック図を示している。
【図６】  図６は、本発明の直角位相変調器の特定の構成のブロック図を示している。
【図７】  図７は、ギルバートセル乗算器の特定の実施形態の概略図を示している。
【図８】  図８は、入力電圧信号を受け取り、出力電流信号を発生させる相互コンダクタンス増幅器の特定の実施形態の概略図を示している。
【図９】  図９は、従来の変調器に対する影像阻止対利得誤差のプロットを示している。
【図１０】  図１０は、図５に示されている変調器に対する影像阻止対利得誤差のプロットを示している。
【図１１】  図１１は、直角位相復調器の実施形態のブロック図を示している。
【図１２】  図１２は、直角位相復調器の実施形態のブロック図を示している。
【図１３】  図１３は、混合関数ＭI（ｔ）およびＭQ（ｔ）のプロットを示している。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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