(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定の位置に磁性体を回転自在に浮上支持する磁気軸受装置であって；
前記磁性体を磁気力により浮上支持する電磁石と；
該電磁石のインピーダンス変化により磁性体の変位を検出する変位検出手段と；
該変位検出手段の検出信号に基づいて、前記磁性体が所定の位置に浮上支持されるように、前記電磁石に励磁電流を流すドライバを備え；
前記電磁石は前記磁性体を挟んで対向して配置され；
前記ドライバは所定のキャリア周波数で駆動されるパルス電圧のパルス幅を変調することで前記電磁石の励磁電流を制御するＰＷＭ（パルス幅変調）方式のドライバであり、前記励磁電流を直流的にゼロにする交流電流伝達手段を有し、前記対向して配置された電磁石のうち一方の電磁石に励磁電流を流すときは、他方の電磁石の励磁電流を前記交流電流伝達手段により直流的にゼロにする、
磁気軸受装置。
【請求項２】
所定の位置に磁性体を回転自在に浮上支持する磁気軸受装置であって；
前記磁性体を磁気力により浮上支持する電磁石と；
該電磁石のインピーダンス変化により磁性体の変位を検出する変位検出手段と；
該変位検出手段の検出信号に基づいて、前記磁性体を安定に浮上支持するように補償する補償手段と；
該補償手段の出力信号に基づいて前記電磁石に励磁電流を流すドライバとを備え；
前記電磁石は前記磁性体を挟んで対向して配置され；
前記ドライバは所定のキャリア周波数で駆動されるパルス電圧のパルス幅を変調することで前記電磁石の励磁電流を制御するＰＷＭ（パルス幅変調）方式のドライバであり、前記励磁電流を直流的にゼロにする交流電流伝達手段を有し、前記対向して配置された電磁石のうち一方の電磁石に励磁電流を流すときは、他方の電磁石の励磁電流を前記交流電流伝達手段により直流的にゼロにするドライバである、
磁気軸受装置。
【請求項３】
請求項２に記載の磁気軸受装置において、
前記補償手段は制御ループ位相を補償する手段である、
磁気軸受装置。
【請求項４】
磁性体を挟んで対向して配置された電磁石により、所定の位置に前記磁性体を回転自在に浮上支持する磁気軸受方法であって；
電磁石の磁気力により前記磁性体を浮上支持する工程と；
該電磁石のインピーダンス変化により磁性体の変位を検出する変位検出工程と；
該変位検出工程の検出信号に基づいて、前記磁性体が所定の位置に浮上支持されるように、前記電磁石に励磁電流を流すドライブ工程を備え；
前記ドライブ工程は所定のキャリア周波数で駆動されるパルス電圧のパルス幅を変調することで前記電磁石の励磁電流を制御するＰＷＭ（パルス幅変調）工程を有し、前記励磁電流を直流的にゼロにする交流電流伝達工程を有し、前記対向して配置された電磁石のうち一方の電磁石に励磁電流を流すときは、他方の電磁石の励磁電流を直流的にゼロにする、
磁気軸受方法。
【請求項５】
磁性体を挟んで対向して配置された電磁石により、所定の位置に前記磁性体を回転自在に浮上支持する磁気軸受方法であって；
電磁石の磁気力により前記磁性体を浮上支持する工程と；
該電磁石のインピーダンス変化により磁性体の変位を検出する変位検出工程と；
該変位検出工程の検出信号に基づいて、前記磁性体を安定に浮上支持するように補償する補償工程と；
該補償工程の結果に基づいて、前期磁性体が所定の位置に浮上支持されるように、前記電磁石に励磁電流を流すドライブ工程を備え；
前記ドライブ工程は所定のキャリア周波数で駆動されるパルス電圧のパルス幅を変調することで前記電磁石の励磁電流を制御するＰＷＭ（パルス幅変調）工程
を有し、前記励磁電流を直流的にゼロにする交流電流伝達工程を有し、前記対向して配置された電磁石のうち一方の電磁石に励磁電流を流すときは、他方の電磁石の励磁電流を前記交流電流伝達工程により直流的にゼロにする、
磁気軸受方法。
【請求項６】
請求項５に記載の磁気軸受方法において、
前記補償工程は制御ループ位相を補償する工程である、
磁気軸受方法。
【請求項７】
請求項１乃至請求項３のいずれか１項に記載の磁気軸受装置において、
前記交流電流伝達手段は、コイルとコンデンサを直列に接続し、前記キャリア周波数と同等な周波数で電気的に共振する共振手段である、
磁気軸受装置。
【請求項８】
請求項１乃至請求項３のいずれか１項に記載の磁気軸受装置において、
前記磁性体を挟んで対向して配置された前記電磁石のそれぞれに流れる励磁電流を検出し、該検出信号の差信号を所定の周波数特性を有するフィルタ手段に通し、その出力を前記変位検出手段の出力から減ずる手段を備え；
前記の所定の周波数特性は、前記変位検出手段の周波数特性と同等の特性である、
磁気軸受装置。
【請求項９】
請求項１乃至請求項３のいずれか１項に記載の磁気軸受装置において、
前記ドライバへ電流を流すように指示してから前記電磁石に流れるまでの伝達特性と同等の特性を有するフィルタ手段を通して得られた信号で、前記キャリア周波数信号をＡＭ変調し、該ＡＭ変調波を前記対向して配置した電磁石のうち、励磁電流を流す方の電磁石に前記パルス電圧を印加して発生したリップル電流の大きさと、一方の励磁電流を直流的にゼロにした電磁石に前記交流電流伝達手段を介して電圧を印加することにより発生するリップル電流の大きさとを比較した信号に減算することで、前記変位検出手段によって検出された信号中に含まれる磁性体の変位情報以外の信号を除去する、
磁気軸受装置。
【請求項１０】
請求項１乃至請求項３及び請求項７乃至請求項９のいずれか１項に記載の磁気軸受装置において、
前記電磁石の磁性体に及ぼす磁気力と励磁電流との非線形な関係を線形化するための線形化手段を備えた
磁気軸受装置。
【請求項１１】
請求項１０に記載の磁気軸受装置において、
前記補償手段、又は前記線形化手段、又は前記補償手段と前記線形化手段は、ディジタル演算処理によって出力を得るように構成されている
磁気軸受装置。
【請求項１２】
所定の位置に前記磁性体を回転自在に浮上支持する磁気軸受装置であって；
磁性体を磁気力により浮上支持する電磁石と；
該電磁石のインピーダンス変化により磁性体の変位を検出する変位検出手段と；
該変位検出手段の検出信号に基づいて、前記磁性体が所定の位置に浮上支持されるように、前記電磁石に励磁電流を流すドライバを備え；
前記ドライバは所定のキャリア周波数で駆動されるパルス電圧のパルス幅を変調することで前記電磁石の励磁電流を制御するＰＷＭ（パルス幅変調）方式のドライバであり、
前記変位検出手段は、前記ドライバが前記電磁石に電圧を印加することによって発生するリップル電流の振幅を検出するリップル検出手段を有し、
前記変位検出手段の出力信号が、前記ドライバへ電流を流すように指示してから前記電磁石に電流が流れるまでの伝達特性と同等の特性を有するフィルタ手段と、所定の増幅度で増幅する増幅手段とを通過して得られた信号を、前記リップル検出手段で得られた信号に減算することで、前記変位検出手段によって検出された信号の中に含まれる磁性体の変位情報以外の信号を除去するように構成した、
磁気軸受装置。
【請求項１３】
所定の位置に前記磁性体を回転自在に浮上支持する磁気軸受装置であって；
磁性体を磁気力により浮上支持する電磁石と；
該電磁石のインピーダンス変化により磁性体の変位を検出する変位検出手段と；
該変位検出手段の検出信号に基づいて、前記磁性体を安定に浮上支持するように補償する補償手段と；
前記補償手段の出力信号に基づいて、前記電磁石に励磁電流を流すドライバを備え；
前記ドライバは所定のキャリア周波数で駆動されるパルス電圧のパルス幅を変調することで前記電磁石の励磁電流を制御するＰＷＭ（パルス幅変調）方式のドライバであり、
前記変位検出手段は、前記ドライバが前記電磁石に電圧を印加することによって発生するリップル電流の振幅を検出するリップル検出手段を有し、
前記補償手段の出力信号が、前記ドライバへ電流を流すように指示してから前記電磁石に電流が流れるまでの伝達特性と同等の特性を有するフィルタ手段と、所定の増幅度で増幅する増幅手段とを通過して得られた信号を、前記リップル検出手段で得られた信号に減算することで、前記変位検出手段によって検出された信号の中に含まれる磁性体の変位情報以外の信号を除去するように構成した、
磁気軸受装置。
【請求項１４】
請求項１３に記載の磁気軸受装置において、
前記補償手段は制御ループ位相を補償する手段である、
磁気軸受装置。
【請求項１５】
磁性体を挟んで対向して配置された電磁石により、所定の位置に前記磁性体を回転自在に浮上支持する磁気軸受方法であって；
電磁石の磁気力により前記磁性体を浮上支持する工程と；
該電磁石のインピーダンス変化により磁性体の変位を検出する変位検出工程と；
該変位検出工程の検出結果に基づいて、前記磁性体が所定の位置に浮上支持されるように、前記電磁石に励磁電流を流すドライブ工程を備え；
該ドライブ工程は所定のキャリア周波数で駆動されるパルス電圧のパルス幅を変調することで前記電磁石の励磁電流を制御するＰＷＭ（パルス幅変調）工程を有し；
前記変位検出工程は、前記ドライブ工程が前記電磁石に電圧を印加することによって発生するリップル電流の振幅を検出するリップル検出工程を有し、
前記変位検出工程の出力信号が、前記ドライバへ電流を流すように指示してから前記電磁石に電流が流れるまでの伝達特性と同等の特性を有するフィルタ工程と、前記伝達特性と振幅が同一となるように所定の増幅度で増幅する増幅工程とを経て得られた信号を、前記リップル検出工程で得られた信号に減算する工程により、前記変位検出工程によって検出された信号の中に含まれる磁性体の変位情報以外の信号を除去する、
磁気軸受方法。
【請求項１６】
磁性体を挟んで対向して配置された電磁石により、所定の位置に前記磁性体を回転自在に浮上支持する磁気軸受方法であって；
電磁石の磁気力により前記磁性体を浮上支持する工程と；
該電磁石のインピーダンス変化により磁性体の変位を検出する変位検出工程と；
該変位検出工程の検出信号に基づいて、前記磁性体を安定に浮上支持するように補償する補償工程と；
該補償工程の出力信号に基づいて、前記磁性体が所定の位置に浮上支持されるように、前記電磁石に励磁電流を流すドライブ工程を備え；
該ドライブ工程は所定のキャリア周波数で駆動されるパルス電圧のパルス幅を変調することで前記電磁石の励磁電流を制御するＰＷＭ（パルス幅変調）工程を有し；
前記変位検出工程は、前記ドライブ工程が前記電磁石に電圧を印加することによって発生するリップル電流の振幅を検出するリップル検出工程を有し、
前記補償工程の出力信号が、前記ドライバへ電流を流すように指示してから前記電磁石に電流が流れるまでの伝達特性と同等の特性を有するフィルタ工程と、前記伝達特性と振幅が同一となるように所定の増幅度で増幅する増幅工程とを経て得られた信号を、前記リップル検出工程で得られた信号に減算する工程により、前記変位検出工程によって検出された信号の中に含まれる磁性体の変位情報以外の信号を除去する、
磁気軸受方法。
【請求項１７】
請求項１６記載の磁気軸受方法において、
前記補償工程は制御ループ位相を補償する工程である、
磁気軸受方法。
【請求項１８】
請求項１２乃至請求項１４のいずれか１項に記載の磁気軸受装置において、
前記フィルタ手段は、ローパスフィルタである、
磁気軸受装置。
【請求項１９】
請求項１２乃至請求項１４および請求項１８のいずれか１項に記載の磁気軸受装置において、
前記リップル検出手段は、前記リップル電流の振幅を検出するためのリップル電流振幅検出巻き線を備えるトランスを有し、該トランスの電磁誘導作用によって所定の割合で前記リップルの振幅を増幅又は減衰して、電圧信号又は電流信号として出力する、
磁気軸受装置。
【請求項２０】
請求項１９に記載の磁気軸受装置において、
前記トランスに、別途巻き線を設け、該巻き線に前記補償手段の出力信号が、前記フィルタ手段と、前記増幅手段とを通過して得られた信号で前記ドライバに用いる所定のキャリア周波数と同周波数の信号をＡＭ変調し、該ＡＭ変調された信号を入力し、該信号を電磁誘導作用により前記リップル電流振幅検出巻き線で検出した信号より減算するように構成した、
磁気軸受装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、磁性体の変位を該磁性体を浮上支持する電磁石のインピーダンス変化により検出し、該磁性体が所定の位置に浮上支持されるように該電磁石の磁気力を制御する磁気軸受に関し、特に省エネルギー化に好適な磁気軸受装置および磁気軸受方法に関するものである。【０００２】
また、本発明は、特に磁性体の変位を電磁石のインピーダンス変化により精度良く検出できる変位検出手段を備えた磁気軸受装置および磁気軸受方法に関するものである。
【背景技術】
【０００３】
従来より、ターボ分子ポンプ等、回転体を高速回転させる必要のある回転機械には、回転体を磁気力により非接触支持する磁気軸受装置が広く用いられている。磁気軸受装置は、軸受が支持する回転体の回転抵抗を小さくすることができ、磨耗粉が発生せず、軸受の磨耗に伴うメンテナンスが不要であり、軸受の潤滑剤によるコンタミネーションの問題が生じない等の特徴がある。【０００４】
近年、磁気軸受装置は更なるコストダウン、省スペース化、高速回転化等が求められるようになり、変位センサを必要としないセンサレス磁気軸受の技術が採用されるようになった。センサレス磁気軸受では、変位センサの代わりに回転体の変位を検出する方法の一つとして、電磁石のインピーダンス変化が利用されている。【０００５】
電磁石のインピーダンスは、大部分が電磁石のインダクタンス要素からなり、このインダクタンス変化を回転体の変位検出に利用している。電磁石のインダクタンスは、主に、電磁石コアの材質、形状、巻き線の巻き数、回転体と電磁石間のギャップによって決まる。電磁石コアの材質、形状、巻き線の巻き数に関しては、電磁石の設計段階で決まり、電磁石のインダクタンス変化は、回転体と電磁石間のギャップ変化によって生じる。つまり、回転体の変位によって電磁石のインダクタンスが変化し、この変化を捉えることで、回転体の変位検出を実現している。そして、得られた変位信号をフィードバックすることで、回転体を所定の位置に非接触にて浮上支持している。【０００６】
また、一般的に、電磁石の励磁電流と回転体に及ぼす磁気力は非線形の関係が成り立っている。このため、従来は回転体を挟むように電磁石を対向して配置し、該対向するそれぞれの電磁石に所定の直流バイアス電流を流すことで、電磁石の励磁電流と回転体に及ぼす磁気力の関係を線形化し、簡明な線形システムとして、回転体を安定に浮上支持していた（例えば特許文献１）。【０００７】
また従来の方式では次のような問題もあった。実際には電磁石電流が変化すると、電磁石コアの磁気特性が変化してしまう。このため、回転体が変位しなくても電磁石のインダクタンスが変化してしまう。このため電磁石電流によるインダクタンスの変化による変位検出には変位検出誤差を生む。一般に、電磁石によって回転体に外力を加える際、低周波数の力では回転体の変位量は大きく、高周波数の力では回転体の変位量は小さい。従って、低周波数におけるインダクタンスの変化は、電磁石電流による変化よりも回転体の変位による変化の方が大きく、電磁石電流による変位検出誤差の影響は少ない。しかし、高周波数におけるインダクタンスの変化は、その逆で、電磁石電流による変化の方が大きく、変位検出誤差の影響が大きく現れる。このため高周波数域における磁気軸受制御が不安定になり易かった。【０００８】
上記のように高周波数域における磁気軸受制御が不安定になり易い対策のため、従来は、特許文献１に示すように、電磁石電流を検出して予想される変位検出誤差分を、電磁石のインピーダンス変化によって検出した変位検出信号から、除去する方法が採用されている（例えば特許文献１）。
【特許文献１】特開２００４−１３２５３７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、上記のように電磁石に所定の直流バイアス電流を流すことで、電磁石の励磁電流と回転体に及ぼす磁気力の関係を線形化することは、電磁石に前述の直流バイアス電流を流すことにより、電磁石コイルに常に銅損が発生し、磁気軸受に余分な発熱を生み、エネルギー消費増大の原因となっている。【００１０】
また、従来のセンサレス磁気軸受では、電磁石のインダクタンス変化を捉えることで回転体の変位を検出しているが、インダクタンス変化を捉えるために、電磁石に印加されるＰＷＭ電圧によって発生するリップル電流の振幅を検出している。このようにＰＷＭ電圧を発生させるドライバは、ＯＮの時は、電磁石にＰＷＭ電源の電圧が印加され、ＯＦＦの時は、フライホイールダイオードを通って電磁石のＯＮの時に蓄えられたエネルギーがＰＷＭ電源に返還するよう動作をする。このドライバは、フライホイールダイオードを使用しているため、電磁石には一方方向の電流しか流す能力がなく、電磁石の電流がゼロ近辺においては、リップル電流が発生しなくなり、回転体の変位検出が不可能となる。このため、従来は、常にゼロより大きい電流を対向する電磁石に流さなければならなかった。しかし通常、磁気軸受においては、磁気力と電流を線形化させるバイアス電流を流しているため、結果的には問題とならないが、発熱や消費電力を改善する電磁石にバイアス電流を流さない方式、即ちゼロバイアス磁気軸受ではセンサレス磁気軸受は実現できなかった。【００１１】
本発明は上述の点に鑑みてなされたもので、電磁石の磁気力と励磁電流の関係を線形化するためのバイアス電流を無くし省エネルギー化した、センサレスの磁気軸受装置および磁気軸受方法を提供することを目的とする。【００１２】
また、上記特許文献１に記載されているような従来の方法では、変位検出誤差分を予想するために、変位検出手段の周波数特性と同等の特性のフィルタを用意する必要があった。しかしながら、変位検出手段の周波数特性は、高次数であり、変位検出手段の周波数特性と同等の特性のフィルタを実現するのが困難であった。このため、特に高周波数域における変位検出誤差を精度良く除去することが困難であった。【００１３】
本発明は上述の点に鑑みてなされたもので上記問題点を除去し、磁性体の変位を高周波数域まで精度良く検出し、高周波数域まで安定した磁気軸受制御が実現できる磁気軸受装置および磁気軸受方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
上記課題を解決するため本発明の一態様（１）は、磁性体を磁気力により浮上支持する電磁石と、該電磁石のインピーダンス変化により磁性体の変位を検出する変位検出手段と、該変位検出手段の検出信号に基いて、前記磁性体を安定に浮上支持するように補償する補償手段と、該補償手段の出力信号に基づいて前記電磁石に励磁電流を流すドライバとを備え、所定の位置に前記磁性体を回転自在に浮上支持する磁気軸受装置において、前記電磁石は前記磁性体を挟んで対向して配置した構成であり、前記ドライバは所定のキャリア周波数で駆動される電圧のパルス幅を変調することで前記電磁石の励磁電流を制御するＰＷＭ（パルス幅変調）方式のドライバであり、前記励磁電流を直流的にゼロにする交流電流伝達手段を備え、前記対向して配置された電磁石のうち一方の電磁石に励磁電流を流すときは、他方の電磁石の励磁電流を前記交流電流伝達手段により直流的にゼロにすることを特徴とする。【００１５】
本発明の一態様（２）は、前記磁気軸受装置において、前記交流電流伝達手段は、好ましくは、コイルとコンデンサを直列に接続し、前記キャリア周波数と同等な周波数で電気的に共振する共振手段である。【００１６】
本発明の一態様（３）は、前記磁気軸受装置において、好ましくは、前記磁性体を挟んで対向して配置された前記電磁石のそれぞれに流れる励磁電流を検出し、該検出信号の差信号が前記変位検出手段の伝達特性と同等の特性を有するフィルタ手段と、所定の増幅度で増幅する増幅器とを通して得られた信号を、前記変位検出手段で得られた変位検出信号に減算することで、該変位検出信号の中に含まれる磁性体の変位情報以外の信号を除去する。【００１７】
本発明の一態様（４）は、前記磁気軸受装置において、好ましくは、前記補償手段が、前記ドライバへ電流を流すように指示してから前記電磁石に流れるまでの伝達特性と同等の特性を有するフィルタと、所定の増幅度で増幅する増幅器とを通して得られた信号を、前記対向して配置した電磁石のうち、励磁電流を流す方の電磁石に前記パルス電圧を印加して発生したリップル電流の大きさと、一方の励磁電流を直流的にゼロにした電磁石に前記共振手段を介して電圧を印加することにより発生するリップル電流の大きさとを比較した信号に減算することで、前記変位検出手段によって検出された信号中に含まれる磁性体の変位情報以外の信号を除去する。【００１８】
本発明の一態様（５）は、前記磁気軸受装置において、好ましくは、前記電磁石の磁性体に及ぼす磁気力と励磁電流との非線形な関係を線形化するための線形化手段を備える。【００１９】
本発明の一態様（６）は、前記磁気軸受装置において、好ましくは、前記補償手段、又は前記線形化手段、又は前記補償手段と前記線形化手段は、ディジタル演算処理によって出力を得るように構成されている。【００２０】
上記課題を解決するため、本発明の一態様（７）は、磁性体を磁気力により浮上支持する電磁石と、該電磁石のインピーダンス変化により磁性体の変位を検出する変位検出手段と、該変位検出手段の検出出力信号に基いて、前記磁性体を安定に浮上支持するように補償する補償手段と、前記補償手段の出力信号に基いて、前記電磁石に励磁電流を流すドライバとを備え、所定の位置に前記磁性体を回転自在に浮上支持する磁気軸受装置において、  前記ドライバは、所定のキャリア周波数で駆動される電圧のパルス幅を変調することで前記電磁石に流す電流を制御するＰＷＭ（パルス幅変調）方式のドライバであり、前記変位検出手段は、前記ドライバが前記電磁石に電圧を印加することによって発生するリップル電流の振幅を検出するリップル検出手段を有し、前記補償手段の出力信号が、前記ドライバへ電流を流すように指示してから前記電磁石に電流が流れるまでの伝達特性と同等の特性を有するフィルタ手段と、所定の増幅度で増幅する増幅手段とを通過して得られた信号を、前記リップル検出手段で得られた信号に減算することで、前記変位検出手段によって検出された信号の中に含まれる磁性体の変位情報以外の信号を除去するように構成したことを特徴とする。【００２１】
本発明の一態様（８）は、前記磁気軸受装置において、前記フィルタ手段は、好ましくは、ローパスフィルタである。【００２２】
本発明の一態様（９）は、前記磁気軸受装置において、前記リップル検出手段は、好ましくは、前記リップル電流の振幅を検出するためのリップル電流振幅検出巻き線を備えるトランスを有し、該トランスの電磁誘導作用によって所定の割合で前記リップルの振幅を増幅又は減衰して、電圧信号又は電流信号として出力する。【００２３】
本発明の一態様（１０）は、前記磁気軸受装置において、前記トランスに、別途巻き線を設け、該巻き線に前記補償手段の出力信号が、前記フィルタ手段と、前記増幅手段とを通過して得られた信号で前記ドライバに用いる所定のキャリア周波数と同周波数の信号をＡＭ変調し、該ＡＭ変調された信号を入力し、該信号を電磁誘導作用により前記リップル電流振幅検出巻き線で検出した信号より減算するように構成する。
【発明の効果】
【００２４】
本発明の前記一態様（１）によれば、電磁石にバイアス電流を流さないので、バイアス電流を流すための回路等を必要とせず、コストダウンが可能になると共に、電磁石コイルにおける余分なエネルギーの消費がないので、省エネルギー化した磁気軸受装置を提供できる。また、磁性体に加わる磁気力を発生させる電磁石は、対向する電磁石のうちどちらか一方であるので、磁性体に加わる磁気力が推定し易くなる。また、励磁電流も、対向する電磁石のうちどちらか一方しか流さないので、省エネルギー化できる。更に、ＰＷＭ方式ドライバのキャリア周波数と同等の周波数で振動する電圧が印加されることでリップル電流が発生し、電磁石の励磁電流が直流的にゼロであっても、このリップル電流から電磁石のインダクタンス変化を検出でき、このインダクタンス変化から磁性体の変位検出が可能となる。【００２５】
また本発明の前記一態様（２）によれば、交流電流伝達手段はコイルとコンデンサを直列に接続した構成であるので、市販のコイルとコンデンサで容易に実現できる。【００２６】
また本発明の前記一態様（３）によれば、電磁石の励磁電流変化による磁気特性変化、言い換えれば励磁電流による電磁石のインダクタンスの変化の影響によって生じる変位検出誤差を、電磁石の励磁電流から推定し、変位検出信号からのこの誤差分を除去することができるから、精度のよい変位検出が可能となる。【００２７】
また本発明の前記一態様（４）によれば、電磁石の励磁電流変化による磁気特性変化、言い換えれば励磁電流による電磁石のインダクタンスの変化の影響によって生じる変位検出誤差を、補償手段の出力信号から推定し、変位検出信号からのこの誤差分を除去することができるから、精度のよい変位検出が可能となる。【００２８】
また本発明の前記一態様（５）によれば、電磁石の磁性体に及ぼす磁気力と励磁電流との非線形な関係を線形化するための線形化手段を備えたので、変位検出手段で得られた変位信号に対して、磁性体に加わる磁気力が線形となるような電流指令をドライバに指示するから、磁気軸受装置を簡単な線形システムとして構成できる。【００２９】
また本発明の前記一態様（６）によれば、補償手段、又は線形化手段、又は補償手段と線形化手段は、ディジタル演算処理によって出力を得るように構成されているので、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）等のディジタル演算手段によって、補償手段、線形化手段の特性をプログラミングすることで、面倒な回路構成や半田作業を必要とせず容易に実現でき、また特性の変更も可能となる。【００３０】
本発明の前記一態様（７）によれば、補償手段の出力信号が、ドライバへ電流を流すように指示してから電磁石に電流が流れるまでの伝達特性と同等の特性を有するフィルタ手段と、所定の増幅度で増幅する増幅手段とを通過して得られた信号を、リップル検出手段で得られた信号に減算することで、変位検出手段によって検出された信号の中に含まれる回転体の変位情報以外の信号を除去するように構成したので、ドライバから電磁石間の伝達特性は、低次数の特性であり、これと同等の伝達特性をもつフィルタ手段は容易に実現するので、高周波数域までの電磁石電流による変位検出誤差を精度良く除去でき、高周波数域まで安定した磁気軸受制御が実現できる磁気軸受装置を提供できる。【００３１】
また本発明の前記一態様（８）によれば、フィルタ手段を電磁石のインダクタンス特性（ドライバから電磁石間の周波数特性）が基本的にローパスフィルタ特性となることから、ローパスフィルタで構成するため、高周波域までの電磁石電流による変位検出誤差を除去することができる。言い換えれば、電磁石のインダクタンス特性（ドライバから電磁石間の周波数特性）が基本的に低次のローパスフィルタ特性となることから、フィルタ手段をこのローパスフィルタ特性と同等となるよう容易に構成できるので、高周波域までの電磁石電流による変位検出誤差を除去することができる。【００３２】
また本発明の前記一態様（９）によれば、リップル検出手段にトランスを用いるので、高圧のドライバであっても、トランス絶縁することで、電磁石電流に含まれる変位情報であるリップル電流の振幅信号をそのまま低電圧回路に引き渡すことができる。また、トランスの出力側の巻き線端子間にコンデンサ又はコンデンサと抵抗器を並列に接続することで、トランスの出力側巻き線とコンデンサによる共振回路を構成することができ、変位情報が含まれる周波数以外を除去するフィルタを構成できる。【００３３】
また本発明の前記一態様（１０）によれば、トランスに、別途巻き線を設け、該巻き線に補償手段の出力信号が、フィルタ手段と、増幅手段とを通過して得られた信号でドライバに用いる所定のキャリア周波数と同周波数の信号をＡＭ変調し、該ＡＭ変調された信号を入力し、該信号を電磁誘導作用によりリップル電流振幅検出巻き線で検出した信号より減算するように構成したので、予想された変位検出誤差を変位検出信号にトランス上で減算でき、新たな演算回路等の減算手段が必要なくなり、コストを削減できる。
【００３４】
この出願は、日本国で２００５年７月５日に出願された特願２００５−１９６６３５および日本国で２００５年７月５日に出願された特願２００５−１９６６３６に基づいており、その内容は本出願の内容として、その一部を形成する。
また、本発明は以下の詳細な説明によりさらに完全に理解できるであろう。本発明のさらなる応用範囲は、以下の詳細な説明により明らかとなろう。しかしながら、詳細な説明及び特定の実例は、本発明の望ましい実施の形態であり、説明の目的のためにのみ記載されているものである。この詳細な説明から、種々の変更、改変が、本発明の精神と範囲内で、当業者にとって明らかであるからである。
出願人は、記載された実施の形態のいずれをも公衆に献上する意図はなく、開示された改変、代替案のうち、特許請求の範囲内に文言上含まれないかもしれないものも、均等論下での発明の一部とする。
本明細書あるいは請求の範囲の記載において、名詞及び同様な指示語の使用は、特に指示されない限り、または文脈によって明瞭に否定されない限り、単数および複数の両方を含むものと解釈すべきである。本明細書中で提供されたいずれの例示または例示的な用語（例えば、「等」）の使用も、単に本発明を説明し易くするという意図であるに過ぎず、特に請求の範囲に記載しない限り本発明の範囲に制限を加えるものではない。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】図１は、本発明の第一の実施の形態に係る磁気軸受装置の構成例を示すブロック図である。
【図２】図２は、本発明の第一の実施の形態に係る磁気軸受装置のドライバの電流供給部の構成を示す図である。
【図３】図３は、本発明の第一の実施の形態に係る磁気軸受装置のドライバの制御部の構成を示す図である。
【図４】図４は、本発明の第一の実施の形態に係る磁気軸受装置の各部の信号を示す図である。
【図５】図５は、本発明の第一の実施の形態に係る磁気軸受装置のドライバの制御部の各スイッチング素子のスイッチングタイミングモードを示す図である。
【図６】図６は、本発明の第一の実施の形態に係る磁気軸受装置の動作を説明するための図である。
【図７】図７は、本発明の第一の実施の形態に係る磁気軸受装置の動作を説明するための図である。
【図８】図８は、本発明の第一の実施の形態に係る磁気軸受装置の動作を説明するための図である。
【図９】図９は、本発明の第一の実施の形態に係る磁気軸受装置の動作を説明するための図である。
【図１０】図１０は、本発明の第二の実施の形態に係る磁気軸受装置の構成例を示す図である。
【図１１】図１１は、本磁気軸受装置の各部信号波形を示す図である。
【図１２】図１２は、本磁気軸受装置の電磁石のインダクタンスと励磁電流の関係を示す図である。
【図１３】図１３は、制御電流による検出誤差を除去する第１の構成を示す図である。
【図１４】図１４は、制御電流による検出誤差を除去する第２の構成を示す図である。
【図１５】図１５は、制御電流による検出誤差を除去する第３の構成を示す図である。
【図１６】図１６は、制御電流による検出誤差を除去する第４の構成を示す図である。
【図１７】図１７は、ドライバ１０８の構成を示したものである。
【符号の説明】
【００３６】
以下詳細な説明で使用した、主な要素の符号を列挙する。
１      ロータ
２      電磁石
３      電磁石
２０４      ドライバ
２０５      バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
２０６      復調手段
２０７      補償手段
２０８      線形化手段
２０９      ディジタル演算手段
２１０      発振器
２１１      加算器
２１２      比較器
２２５      共振手段
２２６      ＰＷＭ電源
２２７      フライホイールダイオード
２２８      フライホイールダイオード
２２９      反転器
２３０      ＡＮＤ演算器
２３１      ＡＮＤ演算器
２３２      増幅器
２３３      コンパレータ
２３４      コンパレータ
２３５      減算器
２３６      比較器
２３７      比較器
２４１      増幅器
２４２      フィルタ
２４３      減算器
２４４      減算器
２４５      減算器
２４６      フィルタ
２４７      増幅器
２４８      ＡＭ変調器
２４９      加算・減算器
１０４      リップル検出手段
１０５      バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
１０６      復調手段
１０７      補償手段
１０８      ドライバ
１０９      フィルタ手段
１１０      増幅器
１１１      ＡＭ変調器
１１２      発振器
１１３      トランス
１１４      コンデンサ
１１５      抵抗器
１１６      比較器
１１７      変位検出手段
１２１      ローパスフィルタ
１２２      ローパスフィルタ
１２３      ＰＷＭレギュレータ
１２４      バイアス電圧電源
ＳＷ1  スイッチング素子
ＳＷ2  スイッチング素子
ＳＷ3  スイッチング素子
ＳＷ４  スイッチング素子
【発明を実施するための最良の形態】
【００３７】
以下、本発明の第一の実施の形態を図１乃至図９及び図１３乃至図１６に基づいて説明する。図１は本発明の第一の実施の形態に係る磁気軸受装置の構成例を示すブロック図、図２はドライバの電流供給部の構成を示す図、図３はドライバの制御部の構成を示す図、図４は磁気軸受装置の各部の信号を示す図である。即ち、図４はドライバ２０４の制御信号ｕ´に対する磁気軸受装置の各部の信号を示す図であり、図の横軸左手が電磁石２へのデューティ比が大きく励磁電流が大きい場合であって、右手はその逆である。【００３８】
図示のように、本磁気軸受装置は、ロータ１、電磁石２、電磁石３、ドライバ２０４、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２０５、復調手段２０６、補償手段２０７、線形化手段２０８、ディジタル演算手段２０９、発振器２１０、加算器２１１、及び比較器２１２を備えて構成されている。ロータ１、即ち磁性体からなる回転体を非接触で浮上支持するための対向する１対の電磁石２、３が、該ロータ１を挟むように対向して配置されている。電磁石２、３はロータ１の自由度を支持することができる。通常も複数対の電磁石を用いてロータの軸回り回転方向以外の５自由度を浮上支持するのが好ましいが、簡略化のため１自由度のみについて説明する。また、ロータ１を回転させるためのモータも省略し、磁気軸受部分のみ説明する。尚、前記補償手段２０７はフィードバック制御システムで周知である、安定な制御を保持するためのループ位相補償手段である。【００３９】
ドライバ２０４は、図２に示すように、スイッチング素子ＳＷ1、ＳＷ2、ＳＷ3、ＳＷ4、共振手段２２５、ＰＷＭ（パルス幅変調）電源２２６、フライホイールダイオード２２７、２２８から構成されている。図５はドライバ２０４が備えるスイッチング素子ＳＷ1、ＳＷ2、ＳＷ3、ＳＷ4のスイッチタイミングモードを示す図である。【００４０】
ドライバ２０４は、電磁石２、３に励磁電流を流すためのＰＷＭ方式のドライバであり、発振器２１０によって得られた周波数ｆｃをキャリア周波数とするＰＷＭ電圧ｅ1、ｅ2を電磁石２、３に印加することによって励磁電流ｉ1、ｉ2を供給している。共振手段２２５は、コイルＬｓとコンデンサＣｓが直列に接続される形で構成され、キャリア周波数ｆｃと同等の周波数で共振するよう設定されている。つまり、共振手段２２５のインピーダンスは、周波数ｆｃでおおよそゼロとなる。なお、本磁気軸受装置においては、使用するキャリア周波数ｆｃはｆｃ＝３０ｋＨzを使用するが、キャリア周波数ｆｃとしては１０ｋＨｚ〜１００ｋＨｚを用いてよい。【００４１】
ドライバ２０４は、制御信号ｕ´に基づいてＰＷＭ電圧ｅ1、ｅ2のデューティを制御することで電磁石２、３に制御電流ｉｃを流し、所望の磁気力を発生させる。電磁石２、３は、ＰＷＭ電圧ｅ1、ｅ2が印加されることで、制御電流ｉｃに重畳するようにリップル電流ｉｒ1、ｉｒ2が流れる。言い換えれば、電磁石２，３には、磁気浮上に直接寄与する制御電流ｉｃと、磁気浮上に直接寄与しないが、ロータ１の位置情報を有するリップル電流ｉｒ１、ｉｒ２が含まれた電流が流れる。スイッチング素子ＳＷ1、ＳＷ2、ＳＷ3、ＳＷ4は、図５に示す通り、ＭｏｄｅI−１、ＭｏｄｅI−２、ＭｏｄｅII−１、ＭｏｄｅII−２の４パターンのスイッチタイミングでＯＮ／ＯＦＦしている。即ち、ＭｏｄｅI−１ではスイッチング素子ＳＷ1がＯＮ、ＳＷ2がＯＦＦ、ＳＷ3がＯＦＦ、ＳＷ4がＯＮとなり、ＭｏｄｅI−２ではスイッチング素子ＳＷ1がＯＦＦ、ＳＷ2がＯＦＦ、ＳＷ3がＯＮ、ＳＷ4がＯＦＦとなり、ＭｏｄｅII−１ではスイッチング素子ＳＷ1がＯＦＦ、ＳＷ2がＯＮ、ＳＷ3がＯＮ、ＳＷ4がＯＦＦとなり、ＭｏｄｅII−２ではスイッチング素子ＳＷ1がＯＦＦ、ＳＷ2がＯＦＦ、ＳＷ3がＯＦＦ、ＳＷ4がＯＮとなる。【００４２】
図６乃至図９は図４の時間Ｔ1〜Ｔ8における図１に示すブロック構成の磁気軸受装置の動作を説明するための図である。図６（ａ）はスイッチタイミングＭｏｄｅI−２の時間Ｔ1における動作を、図６（ｂ）は時間Ｔ2における動作をそれぞれ示す。また、図７（ａ）はスイッチタイミングＭｏｄｅI−１の時間Ｔ3における動作を、図７（ｂ）は時間Ｔ4における動作をそれぞれ示す。また、図８（ａ）はスイッチタイミングＭｏｄｅII−１の時間Ｔ5における動作を、図８（ｂ）は時間Ｔ6における動作をそれぞれ示す。また、図９（ａ）はスイッチタイミングＭｏｄｅII−２の時間Ｔ7における動作を、図９（ｂ）は時間Ｔ8における動作をそれぞれ示す。【００４３】
スイッチタイミングＭｏｄｅI−２の時間Ｔ1（励磁電流ｉ1：プラス、励磁電流ｉ2：マイナス、）においては、図６（ａ）に示すようにスイッチングＳＷ3がＯＮ、スイッチング素子ＳＷ1、ＳＷ2、ＳＷ4がＯＦＦであるから、電磁石２に励磁電流ｉ1が、電磁石３に共振手段２２５を通って励磁電流ｉ2が流れる。また、時間Ｔ2（励磁電流ｉ1：プラス、励磁電流ｉ2：プラス、ｉ1＞ｉ2）においては、電磁石２に励磁電流ｉ1が、電磁石３に共振手段２２５を通って励磁電流ｉ2が流れる。【００４４】
スイッチタイミングＭｏｄｅI−１の時間Ｔ3（励磁電流ｉ1：プラス、励磁電流ｉ2：プラス、ｉ1＞ｉ2）においては、図７（ａ）に示すようにスイッチングＳＷ1、ＳＷ4がＯＮ、スイッチング素子ＳＷ2、ＳＷ3がＯＦＦであるから、電磁石２に励磁電流ｉ1が、電磁石３に共振手段２２５を通って励磁電流ｉ2が流れる。また、時間Ｔ4（励磁電流ｉ1：プラス、励磁電流ｉ2：マイナス）においては、図７（ｂ）に示すように、電磁石２に励磁電流ｉ1が、電磁石３に共振手段２２５を通って励磁電流ｉ2が流れる。
【００４５】
スイッチタイミングＭｏｄｅII−１の時間Ｔ5（ｉ1：プラス、ｉ2：プラス、ｉ1＞ｉ2）においては、図８（ａ）に示すようにスイッチングＳＷ2、ＳＷ3がＯＮ、スイッチング素子ＳＷ1、ＳＷ4がＯＦＦであるから、電磁石３に励磁電流ｉ2が、電磁石２に共振手段２２５を通って励磁電流ｉ1が流れる。また、時間Ｔ6（励磁電流ｉ1：マイナス、励磁電流ｉ2：プラス）においては、図８（ｂ）に示すように、電磁石３に励磁電流ｉ2が、電磁石２に共振手段２２５を通って励磁電流ｉ1が流れる。
【００４６】
スイッチタイミングＭｏｄｅII−２の時間Ｔ7（励磁電流ｉ1：マイナス、励磁電流ｉ2：プラス）においては、図９（ａ）に示すようにスイッチングＳＷ4がＯＮ、スイッチング素子ＳＷ1、ＳＷ2、ＳＷ3がＯＦＦであるから、電磁石３に励磁電流ｉ2が、電磁石２に共振手段２２５を通って励磁電流ｉ1が流れる。また、時間Ｔ8（励磁電流ｉ1：プラス、励磁電流ｉ2：プラス、ｉ1＜ｉ2）においては、図９（ｂ）に示すように、電磁石３に励磁電流ｉ2が、電磁石２に共振手段２２５を通って励磁電流ｉ1が流れる。【００４７】
スイッチタイミングＭｏｄｅI−１、ＭｏｄｅI−２は、電磁石２にＰＷＭ電圧ｅ1を印加し、ＰＷＭ電圧ｅ1のデューティを制御することで所望の制御電流ｉｃを流す。この間、電磁石３は共振手段２２５を介してＰＷＭ電圧ｅ2が印加され、流れる電流は直流成分が除去される。この時、ＰＷＭ電圧ｅ1、ｅ2は互いに逆電圧となるように印加され、リップル電流ｉｒ1、ｉｒ2は、図４が示す通り、お互いに反対方向に振幅する。従って、スイッチタイミングＭｏｄｅI−１、ＭｏｄｅI−２においては、励磁電流ｉ1、ｉ2は次式（１）となる。
ｉ1＝ｉｃ＋ｉｒ1
ｉ2＝−ｉｒ2                                    （１）【００４８】
一方、スイッチタイミングＭｏｄｅII−１、ＭｏｄｅII−２では、スイッチタイミングＭｏｄｅI−１、ＭｏｄｅI−２とは逆に、電磁石３に所望の制御電流ｉｃが流れる。従って、スイッチタイミングＭｏｄｅII−１、ＭｏｄｅII−２においては、励磁電流ｉ1、ｉ2は式（２）となる。
ｉ1＝ｉｒ1
ｉ2＝ｉｃ−ｉｒ2                                （２）【００４９】
このように、ドライバ２０４は、図４に示すように、電磁石２、３のうち、一方の電磁石に制御電流ｉｃが流れていれば、もう一方の電磁石には、時間平均電流がゼロとなるようなリップル電流しか流れないようになっている。スイッチング素子ＳＷ1、ＳＷ2、ＳＷ3、ＳＷ4は、スイッチ信号Ｓ1、Ｓ2、Ｓ3、Ｓ4によって、それぞれＯＮ／ＯＦＦされる。スイッチング素子ＳＷ1、ＳＷ2、ＳＷ3、ＳＷ4は、スイッチ信号Ｓ1、Ｓ2、Ｓ3、Ｓ4がＨｉ（高レベル）の時にＯＮ状態となり、Ｌｏ（低レベル）の時にＯＦＦ状態となる。【００５０】
ここで、式（１）、（２）の励磁電流ｉ1、ｉ2は、ローパスフィルタ等で高周波成分を除去したものを、それぞれｉ1´、ｉ2´で表すと、ｉ1´、ｉ2´は式（１´）、（２´）となる。ｉ１´、ｉ２´は、リップル電流ｉｒ1、ｉｒ2が除去され、制御電流ｉｃの情報のみ得られる。
ｉ1´＝ｉｃ
ｉ2´＝０                                        （１´）
ｉ1´＝０
ｉ2´＝ｉｃ                                      （２´）【００５１】
ドライバ２０４は、図３に示す通り、ｉ1´、ｉ2´を検出し、それぞれ減算器２３５で減算した信号をフィードバックして比較器２３６で制御信号ｕ´と比較し、比較された信号は、Ｋ倍の増幅器２３２にて増幅する。そして、増幅器２３２から出力された信号は、比較器２３７で発振器２１０から出力されるＰＷＭキャリア周波数ｆｃと同等の周波数の三角波信号Ｓｔと比較することで、所望のデューティのＰＷＭ信号Ｓｐを得ている。ＰＷＭ信号Ｓｐによって、スイッチ信号Ｓ4と反転器２２９で反転されたスイッチ信号Ｓ3を出力して、スイッチング素子ＳＷ3とスイッチング素子ＳＷ4のＯＮとＯＦＦのタイミングが常にお互いに反対となるよう動作する。以上より、制御信号ｕ´に対応した制御電流ｉｃが得られる。【００５２】
また、コンパレータ２３３は、リップル電流ｉｒ1の振幅値以上に設定された微小な比較基準値ＴＨ1（図４参照）を有し、電磁石２の制御電流ｉ1´が比較基準値ＴＨ1より大きい時は、Ｌｏを出力し、比較基準値ＴＨ1以下はＨｉを出力する。また、コンパレータ２３４は、コンパレータ２３３と同様にリップル電流ｉｒ2の振幅値以上に設定された微小な比較基準値ＴＨ2（図４参照）を有し、電磁石３の制御電流ｉ2´が比較基準値ＴＨ2より大きい時は、Ｌｏを出力し、比較基準値ＴＨ2以下はＨｉを出力する。これら比較基準値ＴＨ1、ＴＨ2は制御電流ｉ1´、ｉ2´のどちらか一方に確実に電流が流れるように設けられている。これらの比較基準値ＴＨ1、ＴＨ2は同じ値であってもよい。そして、図４に示す通り、スイッチ信号Ｓ2は、ＡＮＤ演算器２３０を備えることで（図３参照）、電磁石２の制御電流ｉ1´がＴＨ1より大きい時はＬｏを維持し、ＴＨ1以下の時はスイッチング素子ＳＷ3と同期して、スイッチング素子ＳＷ2をＯＮ／ＯＦＦさせる。【００５３】
また、スイッチ信号Ｓ1は、ＡＮＤ演算器２３１を備えることで（図３参照）、電磁石３の制御電流ｉ2´がＴＨ2より大きい時はＬｏを維持し、ＴＨ2以下でスイッチング素子ＳＷ４と同期して、スイッチング素子ＳＷ1をＯＮ／ＯＦＦさせる。ここで、スイッチング素子ＳＷ1がＯＦＦしている間は、電磁石２には必ず共振手段２２５を介して電流を供給することになり、直流電流成分が除去され、リップルｉｒ1だけが流れ、時間平均電流はゼロとなる。逆にスイッチング素子ＳＷ2がＯＦＦしている間は電磁石３の時間平均電流がゼロになり、リップル電流ｉｒ2だけ流れる。【００５４】
このようにして、図４に示すように、ドライバ２０４は、電磁石２、３のうち、一方の電磁石に制御電流ｉｃが流れていれば、もう一方の電磁石は時間平均電流がゼロとなるように制御している。且つｉ1´、ｉ2´の値の差分をフィードバックすることで、制御信号ｕ´に基づいた制御電流を電磁石２、及び電磁石３に励磁する。ここでは、制御信号ｕ´がプラスであれば、電磁石２に制御電流ｉｃが流れる。制御信号ｕ´がマイナスであれば電磁石３に制御電流ｉｃが流れる。【００５５】
ところで、電磁石２、３はＰＷＭ電圧ｅ1、ｅ2が印加されると、それぞれのインピーダンスに応じた電流が流れるが、ＰＷＭ電圧ｅ1、ｅ2は高周波数であるため、電磁石２、３のインピーダンス成分は、おおよそインダクタンス成分と考えてよい。式（１）、（２）において、励磁電流ｉ1と励磁電流ｉ2を加算すると式（３）となる。
ｉ1＋ｉ2＝ｉｃ＋（ｉｒ1−ｉｒ2）
（３）【００５６】
式（３）のｉｒ1−ｉｒ2は、電磁石２、３のインダクタンスＬ1、Ｌ2によって変動し、ロータ１の変位情報を含むリップル電流成分である。ｉｒ1−ｉｒ2は一般的に式（４）で表せる。
ｉｒ1−ｉｒ2＝K｛（１／Ｌ1）−（１／Ｌ2）｝  （４）
式（４）のKはＰＷＭ駆動電圧Ｅとキャリア周波数ｆｃによって決まる定数である。【００５７】
ここで、ロータ１が電磁石２と電磁石３の中心にあるときのロータ１と電磁石２及び電磁石３とのギャップをＸ0、インダクタンスをＬ0とし、ロータ１が電磁石３側にｘだけ微小変位したとすると、おおよそ式（５）が成立する。
（１／Ｌ1）−（１／Ｌ2）＝２ｘ／（Ｌ0・Ｘ0）  （５）
従って、式（４）、（５）から、リップル電流成分ｉｒ1−ｉｒ2は、線形的に変位情報が含まれる。【００５８】
本第一の実施の形態では、図１に示す通り、励磁電流ｉ1と励磁電流ｉ2を検出し、それぞれ加算した信号をキャリア周波数ｆｃを中心周波数とするバンドパスフィルタ２０５に通すことで、式（３）における制御電流ｉｃを除去し、リップル電流成分、即ち変位情報成分ｉｒ1−ｉｒ2を抽出する。この変位情報成分はロータ１の変位に対してキャリア周波数ｆｃと同等のＡＭ変調信号で得られ、復調手段２０６にて復調し、変位信号ｖ0を得る。復調手段２０６は、発振器２１０からＰＷＭキャリア周波数ｆｃと同等の周波数のパルス信号Ｓｃに従って、変位情報成分のＡＭ変調信号を復調する。【００５９】
復調手段２０６にて得られた変位信号ｖ0をフィードバックし、比較器２１２で浮上目標位置信号ｒと比較し、偏差信号ｖｅをディジタル演算手段２０９に入力してロータ１が非接触に安定浮上支持できるよう所望の制御信号ｕ´を得る。そして、この制御信号ｕ´をドライバ２０４に入力することで電磁石２、３に励磁電流ｉ1、ｉ2を流し励磁し、ロータ１を非接触で浮上支持するのに必要な磁気力を得る。なお、変位信号ｖ0は、変位ｘに対して、ｖ0＝Ｋｓ・ｘとなるように調整されている。Ｋｓは所定の定数である。【００６０】
いま、ロータ１が電磁石２と電磁石３の中心にあるときのロータ１と電磁石２及び電磁石３とのギャップをＸ0、インダクタンスをＬ0とし、ロータ１が電磁石３側にｘだけ微小変位したとすると電磁石２及び電磁石３がそれぞれロータ１に及ぼす磁気力ｆ1及び磁気力ｆ2は一般的に式（６）となる。
ｆ1＝K0｛ｉ1／（Ｘ0＋ｘ）｝2
ｆ2＝K0｛ｉ2／（Ｘ0−ｘ）｝2                    （６）
式（６）が示す通り、磁気力ｆ1、ｆ2は、励磁電流ｉ1、ｉ2、変位ｘに対して非線形である。周知のとおり、非線形制御系はその振る舞いが複雑であり、単純なシステムである線形系が望ましい。なお、式（６）のK0は、電磁石コアの形状やコイルの巻き数で決まる定数である。【００６１】
このため、本第一の実施の形態では、図１に示す通り、ディジタル演算手段２０９内部で、偏差信号ｖｅを浮上目標位置信号ｒから減算し、１／Kｓ倍して得られた推定変位信号ｘestと、補償信号ｕを線形化手段２０８に入力し、線形化する演算を行う。線形化手段２０８は、式（７）の演算を行い、制御信号ｕ´を出力する。
ｕ´＝ｓｉｇｎ（ｕ）・Kｍ（Ｘ０＋｜ｘest｜）・（ｕ）1/2  （７）
なお、Kｍは所定の定数であり、ｓｉｇｎ（ｕ）は、補償信号ｕの符号を意味する。以上の演算により、変位ｘと制御信号ｕ´の関係は線形となる。ディジタル演算手段２０９の演算は、ＤＳＰによるディジタル演算によって出力を得ている。【００６２】
また、一般的に、電磁石２，３のインダクタンスＬ1、Ｌ2は、ロータ１の変位だけでなく、制御電流ｉｃが流れることでも変動する。このため、復調手段２０６で得られる変位信号ｖ0には、変位誤差が含まれることが少なくない。この変位誤差を除去するため、励磁電流ｉ1、ｉ2を検出し、それぞれ減算した信号をローパスフィルタ等でリップル電流成分を除去して得られた制御電流成分信号から、変位誤差を予測し、変位信号ｖ0から削除する方法をとってもよい。【００６３】
図１３、図１４に具体的な構成の一例を示す。
図１３において、減算器２４３でｉ１とｉ２の差を検出し、図示しないローパスフィルタにてリップル電流成分を除去することで、制御電流ｉｃを検出する。この信号をフィルタ２４２と増幅器２４１のカスケード接続回路に通す。この時、フィルタ２４２の伝達特性が、加算器２１１、ＢＰＦ２０５、復調手段２０６を総合した伝達特性Ｇｚに一致するように設定する。また、増幅器２４１は、ＰＷＭ電源電圧、ＰＷＭキャリア周波数、励磁電流によるインダクタンスＬ１、Ｌ２の変動度合い等で決まる、所定の増幅率に設定する。これにより、増幅器２４１からは、予測された変位誤差信号が出力される。この出力信号を復調手段２０６の出力信号から減算すれば変位誤差信号が除去される。尚、増幅器２４１は、フィルタ２４２と別々に設ける必要はなく、増幅器とフィルタが一体化したフィルタ増幅器であってもよい。また、フィルタだけで必要なレベルの変位誤差信号が得られれば増幅器は必要ではない。
図１４は、減算処理を比較器２１２の後で行ったもので、図１３の構成と同じ効果が得られる。または、制御信号ｕ´から予測された変位誤差付分の信号でＡＭ変調した後、励磁電流ｉ1、ｉ2を検出し、加算して得られたＡＭ変調信号から減算してもよい。図１５、図１６に具体的な構成を示す。図１５は、ドライバ２０４の伝達特性Ｇｄと同等の特性を有するフィルタ２４６と、ＰＷＭ電源電圧、ＰＷＭキャリア周波数、励磁電流によるインダクタンスＬ１、Ｌ２の変動度合い等で決まる、 所定の増幅率で増幅する増幅器２４７と、キャリア周波数ｆｃの信号をＡＭ変調するＡＭ変調器２４８を、ドライバ２０４  の入力端子と加算・減算器２４９の間に設け、変位誤差信号を除去するようにしたものである。
図１６は、ドライバ２０４の伝達特性と線形化手段２０８を総合した伝達特性Ｇｄと同等の特性を有するフィルタ２４６と、ＰＷＭ電源電圧、ＰＷＭキャリア周波数、励磁電流によるインダクタンスＬ１、Ｌ２の変動度合い等で決まる、所定の増幅率で増幅する増幅器２４７と、キャリア周波数ｆｃの信号をＡＭ変調するＡＭ変調器２４８を、補償手段２０７の出力端子と加算・減算器２４９の間に設け、変位誤差信号を除去するようにしたものである。
尚、図１３、１４と同様に、増幅器２４７は、フィルタ２４６と別々に設ける必要はなく、増幅器とフィルタが一体化したフィルタ増幅器であってもよく、また、増幅器が不要な態様も考えられる。
【００６４】
上記のように本第一の実施の形態の磁気軸受装置では、対向する電磁石２，３のうち一方の電磁石にだけ電流を流すため、電磁石コイルの銅損による余分なエネルギー損失を少なくできる。【００６５】
以上、本発明の第一の実施の形態を説明したが、本発明は上記実施の形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲、及び明細書と図面に記載された技術的思想の範囲内において種々の変形が可能である。例えば、上記実施形態例では励磁電流を直流的にゼロにする交流電流伝達手段として、コイルＬｓとコンデンサＣｓが直列に接続され、キャリア周波数と同等な周波数で共振するように設定された共振手段２２５を用いているが、共振手段はこのようなコイルとコンデンサによるパッシブフィルタである必要はなく、アクティブフィルタで構成してもよい。また、キャリア周波数近辺でインピーダンスを下げるような電子ボリュームなどで構成してもよい。【００６６】
以下、本発明の第２の実施の形態を図１０乃至図１２および図１７に基づいて説明する。図１０は本発明の実施の形態に係る磁気軸受装置の構成例を示す図である。図１０において、１はロータであり、該ロータ１、即ち磁性体からなる回転体を非接触で浮上支持するため、１対の電磁石２、３が該ロータ１を挟んで配置されている。１対の電磁石２、３はロータ１の１自由度を支持することができる。通常、複数対の電磁石を用いてロータ１の軸回り回転方向以外の５自由度を浮上支持することが好ましいが、ここでは簡略化のため、第１の実施の形態と同様に、１自由度のみについて説明する。また、ロータ１を回転させるためのモータも省略し、磁気軸受部分のみ説明する。図１１は、本磁気軸受装置の各部信号波形を示す図であり、図１２は電磁石２、３のインダクタンスと励磁電流の関係を示す図である。図１７は、図１０のドライバ１０８の構成を示したものである。本第２の実施の形態では、第１の実施の形態と違って、電磁石及びケーブル等の抵抗値を考慮に入れる。【００６７】
図１７において、ドライバ１０８は電磁石２、３に励磁電流を流すためのＰＷＭ方式のドライバであり、発振器１１２によって発生するパルス信号の周波数ｆｃをキャリア周波数とするＰＷＭ電圧ＰＷＭ1、ＰＷＭ2を電磁石２、３に印加することにより励磁電流ｉ1、ｉ2を電磁石２、３に供給している。【００６８】
ドライバ１０８は、図示しないＰＷＭ駆動電圧Ｅを発生するＰＷＭ電源と、バイアス電圧Ｖｂを発生するバイアス電源１２４を有し、バイアス電圧Ｖｂによって電磁石２、３に直流のバイアス電流Ｉｂを供給する。このバイアス電流Ｉｂにより、電磁石２、３に供給する励磁電流ｉ1、ｉ2とロータ１に与える磁気力との関係を線形化することができる。ここで、電磁石２、３及びケーブル等の直流抵抗値をＲとすると、バイアス電流Ｉｂは、式（８）で表される。
Ｉｂ＝Ｖｂ／（２Ｒ）                            （８）【００６９】
また、ドライバ１０８は、ＰＷＭレギュレータ１２３を含み、補償手段１０７からの制御信号ｕに基いてＰＷＭ電圧のデューティ比を制御することで、電磁石２、３に制御電流ｉｃをバイアス電流Ｉｂに重畳する形（Ｉｂ＋ｉｃ，Ｉｂ−ｉｃ）で供給する。このとき、電磁石２、３に印加されるＰＷＭ電圧ＰＷＭ1、ＰＷＭ2はデューティ比を互いに相反するように制御することで、電磁石２がＩｂ＋ｉｃの制御電流ならば、電磁石３の制御電流はＩｂ−ｉｃとなるようになっている。【００７０】
更に、第１の実施の形態で説明したように、電磁石２、３に供給される励磁電流には、リップル電流ｉｒ1、ｉｒ2が重畳される。このリップル電流ｉｒ1、ｉｒ2は、ＰＷＭ電圧ＰＷＭ1、ＰＷＭ2により発生し、電磁石２、３のインピーダンスに応じて変化する。このＰＷＭ電圧の基本周波数はキャリア周波数ｆｃであるため十分高く、リップル電流のみを考える場合、電磁石２、３のインピーダンスは、インダクタンス成分のみと考えてよい。従って、ＰＷＭ電圧が一定であるとすれば、リップル電流ｉｒ1、ｉｒ2の振幅は電磁石２、３のインダクタンスＬ1、Ｌ2にのみ依存する。そして、ＰＷＭ電圧ＰＷＭ1、ＰＷＭ２のデューティ比がお互いに相反するように制御されているため、リップル電流ｉｒ1、ｉｒ2はお互いに相反する方向に上昇、下降するような振幅が生じる。従って、電磁石２、３に供給される励磁電流ｉ1、ｉ2は式（９）となる。【００７１】
ｉ1＝Ｉｂ＋ｉｃ＋ｉｒ1
ｉ2＝Ｉｂ−ｉｃ−ｉｒ2                          （９）
式（９）から、式（１０）が成立する。
ｉ1＋ｉ2＝２Ｉｂ＋（ｉｒ1−ｉｒ2）              （１０）
式（１０）においてｉｒ1−ｉｒ2は、リップル電流成分であり、その周波数成分はキャリア周波数ｆｃが主となる。このため、ｉｒ1−ｉｒ2は、高周波成分であり、これをローパスフィルタ等で除去すると、式（１１）となる。
ｉ1＋ｉ2＝２Iｂ                                （１１）
式（１１）から、バイアス電流Ｉｂの情報を得ることができる。【００７２】
ところで、電磁石２、３及びケーブル等の直流抵抗値Ｒが、ケーブル長さや温度の影響によって変化すると、バイアス電流Ｉｂは式（８）から分かるように変化してしまう。そこで、ドライバ１０８は、式（１１）を利用して、励磁電流ｉ1、ｉ2を検出し、それぞれの加算後、ローパスフィルタ１２１に通して得られた信号をＰＷＭレギュレータ１２３にフィードバックすることで、バイアス電流Ｉｂが所定の値を維持できるようにバイアス電圧電源１２４を制御している。【００７３】
図１１は、制御信号ｕが図のように時間的に変化した場合の各部信号を示した図である。ドライバ１０８はＰＷＭ電圧ＰＷＭ１、ＰＷＭ２を出力して電磁石２、３にそれぞれ印加する。ＰＷＭ１、ＰＷＭ２の電圧は、それぞれ逆波形となっており、ＰＷＭ駆動電圧をＥ、バイアス電圧をＶｂとすると、ＯＮのときはＥ、ＯＦＦのときは−Ｅ＋Ｖｂとなっている。つまり電磁石２，３に印加される平均電圧は、バイアス電圧Ｖｂによってプラス寄りとなり、Ｖｂを制御することで所望のバイアス電流Ｉｂを電磁石２，３に常時流すことができる。また，ドライバ１０８は、ＰＷＭ１、ＰＷＭ２の電圧が逆波形となっていることから、制御信号ｕに基づいてＰＷＭ信号のデューティ比を制御することで、電磁石２にＩｂ+ｉｃを流したならば，電磁石３にＩｂ-ｉｃを流している。つまり、ドライバ１０８は，バイアス電圧Ｖｂを制御することでバイアス電流Ｉｂを，ＰＷＭ電圧のデューティ比を制御することで制御電流ｉｃを、それぞれ独立で制御している。更に，電磁石２，３に流れる電流には，ＰＷＭ電圧に従って，それぞれ変位情報が含まれるリップル電流ｉｒ１、ｉｒ２が重畳する。【００７４】
また、式（９）から式（１２）が成立する。
ｉ1−ｉ2＝２ｉｃ＋（ｉｒ1＋ｉｒ2）            （１２）
式（１２）において、ｉｒ1＋ｉｒ2はリップル電流成分であり、これをローパスフィルタ等で除去すると式（１３）となる。
ｉ1−ｉ2＝２ｉｃ                              （１３）
式（１３）から制御電流ｉｃの情報を得ることができる。そこでドライバ１０８は式（１３）を利用して励磁電流ｉ1、ｉ2を検出し、それぞれの減算後、ローパスフィルタ１２２に通して得られた信号をＰＷＭレギュレータ１２３にフィードバックすることで、補償手段１０７からの制御信号ｕに応じた制御電流ｉｃを電磁石２、３に供給し励磁できるようにＰＷＭ電圧のデューティ比を制御している。【００７５】
また、式（１０）において、２Ｉｂは直流のバイアス電流成分であり、直流成分を除去すると式（１４）となる。
ｉ1＋ｉ2＝ｉｒ1−ｉｒ2                      （１４）
式（１４）のｉｒ1−ｉｒ2は、電磁石２、３のインダクタンスＬ1、Ｌ2によって変動し、ロータ１の変位情報を含むリップル電流成分である。該ｉｒ1−ｉｒ2は式（１５）で表せる。
ｉｒ1−ｉｒ2＝K｛（１／Ｌ1）−（１／Ｌ2）｝    （１５）
式（１５）のKはＰＷＭ駆動電圧Ｅとキャリア周波数ｆｃによって決まる定数である。【００７６】
ここで、ロータ１が電磁石２と電磁石３の間の中心にあるときのロータ１と電磁石２及び電磁石３との間のキャップをＸ0、インダクタンスをＬ0とし、ロータ１が電磁石側３側にｘだけ微小変位したとすると、電磁石２、３の励磁電流がバイアス電流１ｂ一定のときは、おおよそ式（１６）が成立する。
（１／Ｌ1）−（１／Ｌ2）＝２ｘ／（Ｌ0・Ｘ0）    （１６）【００７７】
しかし、電磁石２、３の励磁電流は、実際にはバイアス電流Ｉｂに重畳して制御電流ｉｃが流れ、変動する。電磁石２、３のインダクタンスは、ロータ１の変位だけではなく、励磁電流によっても変化する。これは励磁電流によって、電磁石コアの磁気特性が変化するからである。言い換えれば、電磁石コアのインダクタンスが変化するからである。いま、電磁石２、３の励磁電流の変動幅がそれほど大きくないＩｂ±ｉｃとし、ロータ１の変位量も微小ｘとすると、この条件範囲でのインダクタンス特性は、制御電流ｉｃによって、傾き−ａを持つ。この様子を図１２に示す。【００７８】
従って、ロータ１がギャップＸ0に固定されていたとしても、電磁石２、３の励磁電流がＩｂ＋ｉｃ、Ｉｂ−ｉｃであれば、インダクタンスＬ01、Ｌ02となり、それぞれ異なる値となってしまう。このことが、リップル電流成分が変位検出誤差を生じる原因となっている。この制御電流ｉｃによるインダクタンスの変化を考慮すると、式（１６）は式（１６´）に書き直せる。
（１／Ｌ1）−（１／Ｌ2）＝（２ｘ／（Ｌ0・Ｘ0））＋（２ａ／Ｌ02）・ｉｃ    （１６´）【００７９】
また、式（１４）、（１５）、（１６´）から、式（１７）を得る
ｉ1＋ｉ2＝（２K／（Ｌ0・Ｘ0））・ｘ＋（２ａK／Ｌ02）・ｉｃ      （１７）
なお、ａは予め計算または実測によって求められる。【００８０】
本発明では、式（１７）を利用して、電磁石２、３が励磁される励磁電流ｉ1、ｉ２から変位情報を得るために、トランス１１３を有するリップル検出手段１０４を使用している。リップル検出手段１０４のトランス１１３は、電磁誘導を利用して励磁電流ｉ1、ｉ2を加算できるよう、巻き線Ｔ1、Ｔ2が巻かれている。なお、巻き線Ｔ1、Ｔ2のインダクタンスは、電磁石２、３のインダクタンスよりかなり小さく設定されている。また、このトランス１１３は、巻き線Ｔ1、Ｔ2によって得られた励磁電流ｉ1、ｉ2の加算値を所定の倍率ｂで増幅して出力できる巻き線Ｔ4が巻かれている。【００８１】
このとき、巻き線Ｔ4では直流成分が除去され、リップル電流成分に含まれる変位情報信号を抽出する。また、巻き線Ｔ4は両端子間にコンデンサ１１４と抵抗器１１５が並列に接続することで、所定の周波数帯域のみを抽出するバンドパスフィルタの作用が得られるようになっている。ここで抽出する所定周波数帯域は、リップル電流成分の主周波数であるキャリア周波数ｆｃ近辺に設定されている。このようにリップル検出手段１０４は、励磁電流ｉ1、ｉ2から変位情報信号を得て、キャリア周波数ｆｃのＡＭ変調信号として出力する。【００８２】
更に、リップル検出手段１０４から出力された信号は、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１０５に入力され、余分なノイズを除去し、変位変調信号Ｖｘ´を得る。この変位変調信号Ｖｘ´は式（１８）で表せる。
Ｖｘ´＝ｂ（ｉ1＋ｉ2）                          （１８）
式（１７）、（１８）から式（１９）を得る。
Ｖｘ´＝Ｋｓ・ｘ＋α・ｉｃ                      （１９）
ここで、Ｋｓ＝２ｂK／（Ｌ0・Ｘ0）、α＝２ａｂK／Ｌ02であり、定数である。この式（１９）から、励磁電流ｉ1、ｉ2を検出し、リップル検出手段１０４とバンドパスフィルタ１０５で得られた変位変調信号Ｖｘ´には、変位情報成分Ｋｓ・ｘと制御電流ｉｃによって変動する変位誤差成分α・ｉｃが含まれることが分かる。【００８３】
また、ドライバ１０８の入力信号である補償手段１０７からの制御信号ｕから制御電流ｉｃ間の伝達特性をＧｄｒとすると、式（１９）は式（２０）で表せる。
Ｖｘ´＝Ｋｓ・ｘ＋α・Ｇｄｒ・ｕ                （２０）
伝達特性Ｇｄｒは、一般的にそれほど次数が高くなく、低次数のローパスフィルタ特性となる。式（２０）の変位誤差信号α・Ｇｄｒ・ｕを除去するために、本発明では制御信号ｕを伝達特性Ｇｄｒと同等のローパスフィルタ特性を有するフィルタ手段１０９を通過させることで、推定制御電流ｉｃestを得る。推定制御電流ｉｃestは、定数αと同等の倍率の増幅器１１０によってα倍され、推定変位誤差信号ｘestを得る。【００８４】
また、推定変位誤差信号ｘestをＡＭ変調器１１１によって、キャリア周波数ｆｃに基いてＡＭ変調し、得られた信号をリップル検出手段１０４のトランス１１３の巻き線Ｔ３に入力する。トランス１１３の巻き線Ｔ3は、巻き線Ｔ1、Ｔ2によって得られた励磁電流ｉ1、ｉ2の加算信号から減算するように巻かれ、これにより、巻き線Ｔ4は、変位誤差信号分が精度良く除去された変位情報信号を得ることができる。従って、バンドパスフィルタ１０５から得られる変位変調信号Ｖｘ´は、おおよそ式（２０）から（２０´）に書き直すことができる。
Ｖｘ´≒Ｋｓ・ｘ                              （２０´）【００８５】
更に、変位変調信号Ｖｘ´をキャリア周波数ｆｃと同期した復調手段１０６にて復調し、所定の倍率ｃにて増幅することで変位信号Ｖｘを得る。これにより式（２０´）は式（２１）となる。
Ｖｘ≒Ｋｓ・ｃ・ｘ                            （２１）【００８６】
図１１の下の部分に示した２組の曲線は上記で説明した制御信号ｕ、Ｔ３へ入力される誤差信号波形Ｔ３入力信号、誤差が除去された信号Ｖｘ´、及びその復調波形Ｖｘである。【００８７】
このように、変位検出手段１１７は、リップル検出手段１０４、バンドパスフィルタ１０５、復調手段１０６で構成され、変位信号Ｖｘを出力することができる。従って、式（２１）のように、変位信号Ｖｘは、変位ｘをＫｓ・ｃ倍した信号として出力され、これをフィードバックして、目標浮上位置信号ｒと比較器１１６で比較し、補償手段１０７にて補償された制御信号ｕを得ることで、所定の位置にロータ１を非接触にて安定して浮上支持することができる。【００８８】
以上、本発明の第２の実施形態を説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲、及び明細書と図面に記載された技術的思想の範囲内において種々の変形が可能である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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