(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
Ｎ個（Ｎは３以上の自然数）の相を有する同期モータ（４）を直流電源（１）によって駆動する同期モータ駆動電源装置であって、該装置は、
ブリッジ接続された４個の逆導通型半導体スイッチ（Ｓ１乃至Ｓ４）と、前記ブリッジの直流出力端子（ｃ，ｄ）に接続され、磁気エネルギーを回生して電荷の持つ静電エネルギーの形で蓄積するコンデンサ（９）とを具備したパルス電圧発生手段（２）と、
前記直流電源（１）と前記ブリッジの交流入力端子（ａ，ｂ）との間に直列に接続されるリアクトル（３）と、
前記パルス電圧発生手段（２）の前記直流出力端子（ｃ，ｄ）に接続され、前記パルス電圧発生手段（２）の前記コンデンサ（９）に発生した直流パルス電圧を、前記同期モータ（４）の相ごとに切り換えて前記同期モータ（４）に交流として供給する極性切り換え手段（５）と、
前記極性切り換え手段（５）の出力を平滑する平滑インダクタ（８）と、
前記同期モータ（４）の回転位置を検出し回転位置信号を出力する回転位置センサ（６）と、
制御手段（７）と、を備え、
前記制御手段（７）は、
前記パルス電圧発生手段（２）の前記逆導通型半導体スイッチ（Ｓ１乃至Ｓ４）の隣り合わない接続の位置にある２個の前記逆導通型半導体スイッチからなる２つのペアのうちの一方のペアの前記逆導通型半導体スイッチを同時にオン・オフするように制御し、さらに、前記極性切り換え手段（５）のＮ列からなる２Ｎ個のスイッチ素子を前記回転位置信
号に基づいて選択して、前記パルス電圧発生手段（２）の前記一方のペアの前記逆導通型半導体スイッチのオン・オフ動作と同じタイミングでオン・オフ制御することにより、前記直流パルス電圧をＮ相交流の電流極性に変換し、前記同期モータ（４）に駆動電流として供給することを特徴とする同期モータ駆動電源装置。
【請求項２】
前記逆導通型半導体スイッチ（Ｓ１乃至Ｓ４）のオン・オフ周期が、前記コンデンサ（９）の静電容量と前記リアクトル（３）のインダクタンスとで決まる共振周期より長くなるように設定されることを特徴とする請求項１に記載の同期モータ駆動電源装置。
【請求項３】
前記極性切り換え手段（５）の前記スイッチ素子が逆導通型半導体スイッチであることを特徴とする請求項１又は２に記載の同期モータ駆動電源装置。
【請求項４】
前記直流電源（１）、前記パルス電圧発生手段（２）及びリアクトル（３）を１セットとして、これを複数セット並列接続したことを特徴とする請求項１又は２に記載の同期モータ駆動電源装置。
【請求項５】
前記制御手段（７）は、前記パルス電圧発生手段（２）の前記逆導通型半導体スイッチの前記一方のペアに代えて、他方のペアを同時にオン・オフするように制御することで、前記同期モータ（４）の逆起電力を回生して前記直流電源（１）に充電することを特徴とする請求項１に記載の同期モータ駆動電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電源により同期モータを駆動する同期モータ駆動電源装置に関し、特に、磁気エネルギー回生スイッチを使用し、電池を用いて電源電圧より高い電圧で永久磁石式同期モータを駆動することに好適な同期モータ駆動電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
モータは、発電機と同様に、回転数に比例した逆起電力が発生する。モータを電圧源で駆動する場合、逆起電力に抗して電流を流す為には、回転数に比例して電源電圧を高くする必要がある。
従来の電圧型インバータでモータを高速で駆動する場合、電圧源の電圧を高くする必要があり、電圧源コンデンサの静電容量と物理的なサイズが大きくなる欠点があった。電圧源コンデンサを用いない電流型のインバータでは、スイッチング素子で電流を遮断する時に発生するスナバ（Ｓｎｕｂｂｅｒ）電力が大きく、スナバ電力の処理によって、効率が低下する欠点があった。
【０００３】
一方、１万ｋＷを超える大容量サイリスタ変換器で駆動するサイリスタモータでは、電圧はサイリスタモータ側で発生するので、自然転流方式の電流型駆動が実現でき、かつ、スイッチング素子のサイリスタの動作は、ソフトスイッチングであった。
近年開発が進んでいる電気自動車用の永久磁石式同期モータでは、必要なトルクが全ての速度域に求められている。永久磁石式同期モータの高速度域では、高電圧と大電流が同時に必要である。 
永久磁石式同期モータの高速度域に必要な高電圧を作り出すために、電圧源にＤＣ昇圧コンバータを接続し、昇圧した電圧を、永久磁石式同期モータに供給するシステムを採用しているものもある。
また、永久磁石式同期モータの高速度域の時に、弱め界磁運転と呼ばれる運転方法をとる場合もある。弱め界磁運転は、無効電流を流して界磁を弱め、電圧源の電圧を変えずに、永久磁石式同期モータの高速域での運転を行う方法である。しかしながら、この方法は効率が落ちることは否めない。
電気自動車の場合、永久磁石式同期モータは、短時間のピーク出力と小型軽量化されることが期待されており、その要求に合った同期モータ駆動電源装置が求められている。
さらに、電気自動車で扱う高電圧の積層電池は、性能の劣化が問題であり、感電などの危険性もある。このため、低電圧の電池を多数並列接続して使用したいとの要求もある。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
本発明は上述のような事情に鑑み為されたものであり、磁気エネルギー回生スイッチを使用し、電池を用いて電源電圧より高い電圧で永久磁石式同期モータを駆動することに好適な同期モータ駆動電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明は、Ｎ個（Ｎは３以上の自然数）の相を有する同期モータを直流電源１によって駆動する同期モータ駆動電源装置に関し、本発明の上記目的は、
ブリッジ接続された４個の逆導通型半導体スイッチＳ１乃至Ｓ４と、前記ブリッジの直流出力端子（ｃ，ｄ）に接続され、磁気エネルギーを回生して電荷の持つ静電エネルギーの形で蓄積するコンデンサ９とを具備したパルス電圧発生手段２と、
前記直流電源１と前記ブリッジの交流入力端子（ａ，ｂ）との間に直列に接続されるリアクトル３と、
前記パルス電圧発生手段２の前記直流出力端子（ｃ，ｄ）に接続され、前記パルス電圧発生手段２の前記コンデンサ９に発生した直流パルス電圧を、前記同期モータ４の相ごとに切り換えて前記同期モータ４に交流として供給する極性切り換え手段５と、
前記極性切り換え手段５の出力を平滑する平滑インダクタ８と、
前記同期モータ４の回転位置を検出し回転位置信号を出力する回転位置センサ６と、制御手段７と、を備え、
前記制御手段７は、
前記パルス電圧発生手段２の前記逆導通型半導体スイッチＳ１乃至Ｓ４の隣り合わない接続の位置にある２個の前記逆導通型半導体スイッチからなる２つのペアのうちの一方のペアの前記逆導通型半導体スイッチを同時にオン・オフするように制御し、さらに、前記極性切り換え手段５のＮ列からなる２Ｎ個のスイッチ素子を前記回転位置信号に基づいて選択して、前記パルス電圧発生手段２の前記一方のペアの前記逆導通型半導体スイッチのオン・オフ動作と同じタイミングでオン・オフ制御することにより、前記直流パルス電圧をＮ相交流の電流極性に変換し、前記同期モータ４に駆動電流として供給することを特徴とする同期モータ駆動電源装置によって達成される。
【０００６】
また、本発明の上記目的は、前記逆導通型半導体スイッチＳ１乃至Ｓ４のオン・オフ周期が、前記コンデンサ９の静電容量と前記リアクトル３のインダクタンスとで決まる共振周期より長くなるように設定されることを特徴とする前記同期モータ駆動電源装置によって効果的に達成される。
【０００７】
さらに、本発明の上記目的は、前記極性切り換え手段５のスイッチ素子が逆導通型半導体スイッチであることを特徴とする前記同期モータ駆動電源装置によってさらに効果的に達成される。
【０００８】
またさらに、本発明の上記目的は、前記直流電源１、前記パルス電圧発生手段２及びリアクトル３を１セットとして、これを複数セット並列接続したことを特徴とする同期モータ駆動電源装置によってさらに効果的に達成される。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】本発明の第１実施例を示す回路図である。
【図２】本発明の第１実施例の動作説明のための回路図である。
【図３】図２における逆導通半導体スイッチＳ２，Ｓ４乃至Ｓ８のゲート信号を示すものである。表示の無いゲートはオフ状態になっている。
【図４】図２の回路図のシミュレーション結果を示す図である。
【図５】本発明の第２実施例を示す回路図である。
【図６】第２実施例を示す回路図の詳細を示す図である。
【図７】図５の回路図のシミュレーション結果を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
本発明に係る同期モータ駆動電源装置では、直流パルス電圧の発生に磁気エネルギー回生スイッチ（以下、ＭＥＲＳという。）を用いる。ＭＥＲＳは、リアククタンス分が必要とする電圧を、ＭＥＲＳ内のコンデンサに自動的に発生させる。このため、電源電圧は、リアクタンス分の電圧を余分に持たなくてよいという特徴がある。
ＭＥＲＳを用いたパルス電圧発生手段を用いて、電源電圧より高い電圧の直流パルス電圧を発生させ、直流パルス電圧を、極性切り換え手段を介して同期モータに与えれば、高速度域で必要な電圧と電流が得られる。結果、同期モータは、高速かつ高出力（高トルク）になる。本発明に係る同期モータ駆動電源装置は、ＭＥＲＳを用いたパルス電圧発生手段を、同期モータ駆動電源装置に応用したものである。
【００１１】
モータの高速度域では、逆起電力も大きくなる。電源は、逆起電力の高電圧に抗して、モータに電流を送り込まなければならない。本発明に係る同期モータ駆動電源装置では、最初に、直流パルス電圧を、同期モータの逆起電力の位相に同期して発生させる。
より詳しくは、ＭＥＲＳを用いたパルス電圧発生手段は、ブリッジ回路の態様に接続された４個の逆導通型半導体スイッチと、磁気エネルギーを電荷の持つ静電エネルギーの形で蓄積するコンデンサ（以下、コンデンサという。）で構成される。
【００１２】
ＭＥＲＳを用いたパルス電圧発生手段は、電源電圧が低い場合でも、リアクトルと組み合わせて、逆導通型半導体スイッチをオン・オフ動作させることにより、回路のリアクタンス分に必要な電圧を、コンデンサに自動的に発生させることができる。コンデンサに発生した電圧を、同期モータに印加するときに、極性切り換え手段のスイッチ素子に逆導通型半導体スイッチを用い、さらに、極性切り換え手段のスイッチ素子を、ＭＥＲＳを用いたパルス電圧発生手段を構成する逆導通型半導体スイッチと同期させてオン・オフ動作させる。
上述の動作により、極性切り換え手段に接続されている同期モータのインダクタンス分に蓄積される磁気エネルギーも、ＭＥＲＳを用いたパルス電圧発生手段を構成するコンデンサに、電荷の持つ静電エネルギーとして回生される。結果として、コンデンサに、電源電圧より高い電圧が発生する。
【００１３】
本発明に係る同期モータ駆動電源装置では、極性切り換え手段のスイッチ素子をパルス電圧発生手段を構成する逆導通型半導体スイッチと同期させてオン・オフを切り換えることが特徴である。上述の様にすることで、出力を倍増させることもできる。以降の説明では、ＭＥＲＳとパルス電圧発生手段は同じものを指すものとする。しかしながら、構造的な面（回路構成）をいう場合は「ＭＥＲＳ」といい、機能的な面をいう場合は「パルス電圧発生手段」ということとする。また、図面を参照しながら説明をする。
【００１４】
図２は、本発明に係る同期モータ駆動電源装置の動作説明のための回路図を示すものである。図２では、説明を簡単にするため、単相交流に変換した場合を示している。ＭＥＲＳ２は、直流電源１とリアクトル３との間に直列に接続されている。ＭＥＲＳ２は、４個の逆導通型半導体スイッチＳ１乃至Ｓ４と、コンデンサ９で構成される。逆導通型半導体スイッチＳ１乃至Ｓ８の制御手段７（図示されない）を有している。制御手段７が、同期モータ４の回転に同期して逆導通型半導体スイッチＳ１乃至Ｓ８をオン・オフすることにより、直流電源１の電圧よりも高い直流パルス電圧がコンデンサ９に発生する。直流パルス電圧により矩形波電流が発生する。図２では、電圧が４８Ｖの直流電源１で、負荷抵抗１１（１０オーム）に単相ＡＣ２００Ｖ程度、２００Ｈｚのパルス電流を発生させている。
【００１５】
パルス電圧発生手段２の機能を果たす、４個の逆導通型半導体スイッチＳ１乃至Ｓ４から構成されるＭＥＲＳ２を、直流電源１にリアクトル３を介して接続すると、ループを成す（負荷を経由せず、直流電源１から直流電源１に戻る環路となる）電源となる。制御手段７が、逆導通型半導体スイッチＳ２とＳ４を同時にオンにすると、コンデンサ９の放電電流が、直流電源１に順方向に流れ、従来のフライ・バック回路より多くの磁気エネルギーがリアクトル３に蓄積される。次に、制御手段７が、逆導通型半導体スイッチＳ２とＳ４を同時にオフにすると、コンデンサ９に充電電圧が発生し、回路に存在する全てのインダクタンス分に存在する磁気エネルギーが、電荷の持つ静電エネルギーの形でコンデンサ９に蓄積されるまで、コンデンサ９の電圧が上昇する。
【００１６】
図２の様に、スイッチ素子が逆導通型半導体スイッチである場合、極性切り換え手段５に接続される平滑インダクタ８に蓄積される磁気エネルギーも、コンデンサ９に回生して電荷の持つ静電エネルギーの形で蓄積することができる。極性切り換え手段５が、第二のＭＥＲＳ回路（ＭＥＲＳ２が２つ存在する状態）となって、コンデンサ９には、ＭＥＲＳ２による電圧上昇に加えて、極性切り換え手段５による電圧上昇も加わり、ＭＥＲＳ２のみによる電圧上昇よりも、さらに高い電圧が発生する。コンデンサ９の放電電流が、直流電源１に還流し、より多くのエネルギーを直流電源１から取り出すことができる。
【００１７】
本発明に係る同期モータ駆動電源装置では、すべての逆導通型半導体スイッチは、オンにする時に略ゼロ電流で、オフにする時に略ゼロ電圧でスイッチングされているので、スイッチング損失を低減できる。同期モータを高周波駆動、すなわち高速に駆動することができる駆動電源装置に好適である。
本発明に係る同期モータ駆動電源装置により、同期モータ４を駆動するには、例えば、制御手段７は、極性切り換え手段５により、パルス電圧発生手段２からの直流パルス電圧の電流極性を６相交流に変換すれば、同期モータ４をスムーズに回転させることができる。
【００１８】
同期モータ４の逆起電力を直流電源１に回生させる逆変換は、ＭＥＲＳ２の逆導通型半導体スイッチＳ２とＳ４のペアに代わって、Ｓ１とＳ３のペアをスイッチングすることで可能になる。本発明に係る同期モータ駆動電源装置では、直流電源１の電圧が低いことから、同期モータ４の逆起電力を、ＭＥＲＳ２の逆導通型半導体スイッチＳ１とＳ３のペアでチョッパ制御を行うことで電圧制御を行う。このため、従来の電圧型インバータに比べて、同期モータ４の回転数が低くても逆変換が可能である。
【実施例】
【００１９】
［実施例１］
図１は、本発明に係る同期モータ駆動電源装置（以下、本装置という。）の第１の実施例を示す回路ブロック図（以下、回路図という。）である。第１の実施例では、同期モータ４を、３相の永久磁石式同期モータと想定している。本装置は、直流電源１と、４個の逆導通半導体スイッチＳ１乃至Ｓ４とコンデンサ９で構成されるＭＥＲＳ２と、リアク 
トル３とが直列に接続され、ＭＥＲＳ２で発生した直流パルス電圧を、極性切り換え手段５を介して、同期モータ４の各相に供給する。
【００２０】
さらに、本装置は、制御手段７を具備し、逆導通型半導体スイッチＳ１乃至Ｓ１０のオン・オフを制御する。制御手段７は、同期モータ４の逆起電力の周波数Ｆｍよりも高いスイッチング周波数Ｆｓでスイッチング制御を行う。
スイッチング周波数Ｆｓは、次式１に示すように、同期モータ４が単相の場合は、逆起電力の周波数Ｆｍの２倍以上、三相の場合は、逆起電力の周波数Ｆｍの６の整数倍であると良い。
Ｆｓ＝ｎ×Ｆｍ    ｎ＝２，３，…（式１）
より詳しくは、制御手段７は、ＭＥＲＳ２を構成する逆導通型半導体スイッチＳ１乃至Ｓ４を、直流パルス電圧や同期モータ入力の出力に応じたデューティのオン・オフ信号でスイッチングを行い、コンデンサ９にパルス状の電圧を発生させる。
【００２１】
さらに制御手段７は、極性切り換え手段５を構成する逆導通型半導体スイッチＳ５乃至Ｓ１０のスイッチングを、同期モータ４の逆起電力の周波数Ｆｍに同期したゲート信号と、スイッチング周波数Ｆｓの信号とを同期させて行うことで、直流電源１の電圧より高い電圧を、同期モータ４に供給することができる。
制御手段７は、同期モータ４の回転位置センサ６からの信号を基に、同期モータ４の逆起電力の周波数Ｆｍを発生させる。回転位置センサ６は、ホール素子を用いた磁気センサ式、ロータリーエンコーダ式などの方式が適用できる。
【００２２】
図２は、第１実施例の基本的動作を確認するための回路図である。図３及び図４は、図２におけるシミュレーション結果を示している。図３及び図４におけるシミュレーションの回路定数などは以下の通りである。
１．直流電源１：  ４８Ｖ、
２．負荷抵抗１１：  １０オーム、
３．リアクトル３：  １ｍＨ、
４．コンデンサ９：  ４０マイクロF、
５．逆導通型半導体スイッチＳ１乃至Ｓ８：  ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）、
６．平滑インダクタ８：  １ｍＨ、
７．平滑コンデンサ１０：  １００マイクロＦ。
【００２３】
制御手段７は、逆導通型半導体スイッチＳ１乃至Ｓ８に、そのゲートをオン・オフする信号（以下、ゲート信号という。）を供給する。さらに、制御手段７は、このゲート信号を、直流パルス電圧発生用のスイッチング周波数Ｆｓと、同期モータ４の逆起電力の周波数Ｆｍに同期させ、かつ、コンデンサ９に発生した直流パルス電圧や同期モータ入力の出力に応じて、デューティと位相を変化させている。
図２では、シミュレーション解析の簡単化の為、同期モータ４を、負荷抵抗１１（純抵抗）としている。極性切り換え手段５の出力を平滑するために、平滑コンデンサ１０と、平滑インダクタ８を接続している。直流パルス電圧発生用のスイッチング周波数Ｆｓは１２００Ｈｚ、オン時間は５００マイクロ秒（デューティ比は０．６）である。また、同期モータ４の逆起電力の周波数Ｆｍは、２００Ｈｚである。
【００２４】
図３（ａ）乃至（ｃ）は、逆導通型半導体スイッチＳ２、Ｓ４乃至Ｓ８のゲート信号を示している。より詳しくは、図３（ａ）は、逆導通型半導体スイッチＳ２のゲート信号Ｖｇ２と逆導通型半導体スイッチＳ４のゲート信号Ｖｇ４（Ｖｇ２とＶｇ４は同じ信号）、図３（ｂ）は、逆導通型半導体スイッチＳ５のゲート信号Ｖｇ５と逆導通型半導体スイッチＳ７のゲート信号Ｖｇ７（Ｖｇ５とＶｇ７は同じ信号）、図３（ｃ）は、逆導通型半導体スイッチＳ６のゲート信号Ｖｇ６と逆導通型半導体スイッチＳ８のゲート信号Ｖｇ８（Ｖｇ６とＶｇ８は同じ信号）を示している。すべてのゲート信号が、スイッチング周波数Ｆｓに同期していることが特徴である。
【００２５】
図３（ａ）乃至（ｃ）より、制御手段７は、極性切り換え手段５の逆導通型半導体スイッチＳ５乃至Ｓ８を、スイッチング周波数Ｆｓに同期してオン・オフし、かつ、同期モータ４の逆起電力の周波数Ｆｍに同期して、逆導通型半導体スイッチをオンにするゲート信号を、逆導通型半導体スイッチのペア（Ｓ５，Ｓ７）と（Ｓ６，Ｓ８）とで交互に選択する（入れ替える）ことがわかる。図３（ｂ）と図３（ｃ）の逆導通型半導体スイッチのゲート信号は、直流を単相交流に変換した場合である。三相交流に変換した場合、逆導通型半導体スイッチをオンにするゲート信号は、１２０度ずつ位相がずれたものになる。
【００２６】
図４（ａ）乃至（ｄ）は、図２で示した回路図のシミュレーション結果を示す。より詳しくは、図４（ａ）はリアクトル３を流れる電流Ｉｉｎ、図４（ｂ）はコンデンサ９の両端電圧Ｖｃ、図４（ｃ）は平滑インダクタ８を流れる電流（出力電流）Ｉｏｕｔ、図４（ｄ）は負荷抵抗１１の両端電圧（出力電圧）Ｖｏｕｔを示している。
逆導通型半導体スイッチは、ゼロ電流ゼロ電圧でスイッチングされており、ソフトスイッチングが実現されている。図４（ｂ）より、コンデンサ９の両端電圧Ｖｃは、最大で６００Ｖを超える電圧が発生している。
図４（ｂ）と図４（ｃ）より、平滑インダクタ８を流れる電流Ｉｏｕｔは、コンデンサ９の両端電圧Ｖｃが最大のときに電流が略ゼロになる。これは、平滑インダクタ８に蓄積されていた磁気エネルギーが、電荷の持つ静電エネルギーの形でコンデンサ９に回生していることを示している。図４（ｄ）より、負荷抵抗１１に、２００Ｖｒｍｓの電圧が供給されていることが分かる。また、出力電流Ｉｏｕｔは、平滑コンデンサ１０で平滑される。図２で示した回路の出力電力は、約４ｋＷとなっている。
【００２７】
［実施例２］
図５は、本装置の第２の実施例を示す回路図である。本装置の第２の実施例では、直流電源１として蓄電池を想定し、ＭＥＲＳ２を用いたパルス電圧発生手段を、３組並列に接続したものを示している。なお、図５では、蓄電池とＭＥＲＳ２を用いたパルス電圧発生手段を３組接続したものを例示しているが、多数を並列に接続し、蓄電池をリアクトル３で分流することで、多数の蓄電池を並列に接続することができる。低電圧の蓄電池を並列に接続することにより、個々の蓄電池の電流容量を大きくしなくても、全体として電流容量が大きい蓄電池とすることができる。本装置の停止状態において、安全を保持することが期待できる。
【００２８】
図６は、図５のシミュレーション回路図である。図６では、同期モータ４に、励磁回路を有した他励式同期電動機を想定している。図６の回路定数などは、図２におけるシミュレーションと同じである。
【００２９】
図７（ａ）乃至（ｃ）は、図６におけるシミュレーション結果を示している。より詳しくは図７（ａ）は、リアクトル３ａを流れる電流Ｉ（３ａ）と、平滑インダクタ８ａを流れる電流Ｉ（８ａ）、図７（ｂ）は、同期モータ４の各相（ａ相、ｂ相、ｃ相）の入力電圧（Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃ）、図７（ｃ）は、ＭＥＲＳ２ａのコンデンサ９ａの両端電圧Ｖｃ１を示している。
図７（ａ）より、リアクトル３ａを流れる電流Ｉ（３ａ）は、最大が約４００Ａであり、図７（ｂ）より、各相は３５０Ｖｒｍｓ、２００Ｈｚの電圧である。図７（ｃ）より、コンデンサ９ａの両端電圧Ｖｃ１は、最大で約２３００Ｖである。すなわち、電圧が４８Ｖの蓄電池から約２３００Ｖの電圧が得られることを示している。
【符号の説明】
【００３０】
１、１ａ、１ｂ、１ｃ    直流電源
２、２ａ、２ｂ、２ｃ    パルス電圧発生手段（ＭＥＲＳ）
３、３ａ、３ｂ、３ｃ    リアクトル
４  同期モータ
５  極性切り換え手段
６  回転位置センサ
７  制御手段
８、８ａ、８ｂ、８ｃ    平滑インダクタ 
９、９ａ、９ｂ、９ｃ    （共振）コンデンサ
１０、１０ａ、１０ｂ、１０ｃ    平滑コンデンサ
１１  負荷抵抗
Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ５、Ｓ６、Ｓ７、Ｓ８  逆導通型半導体スイッチ
【図１】
0004707041.tif 000002
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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