(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定の時間長を有し、かつ波形の前端の位相がランダムな複数の基準波形を、時間間隔が周期的に変化するように生成する手段と、前記基準波形を所定時間遅延させて遅延波形を生成する手段と、前記遅延波形に対応する送信信号を送信する手段と、前記送信信号の物標からの反射波又は透過波を受信して受信波形を生成する手段と、前記受信波形を前記基準波形により直交検波する手段と、該直交検波された直交出力成分に基づいて、前記ランダムな位相に無関係な探知信号を得る手段とを備えたことを特徴とする相関型探知装置。
【請求項２】
請求項１記載の相関型探知装置において、
前記基準波形は前記時間間隔の変化に応じて時間長が変化することを特徴とする相関型探知装置。
【請求項３】
請求項１記載の相関型探知装置において、
前記基準波形は周波数変調波であることを特徴とする相関型探知装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、レーダやソーナなどの探知装置に関し、詳細には、送信信号と受信信号との相関をとることにより所要の探知信号を得る相関型探知装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来の一般的な相関型探知装置は図８に示すように、トリガ発生器101で生成されるトリガパルスＰ1に同期した送信パルスＳ1(t)を生成するパルス発生器103と、パルス発生器103で生成された送信パルスＳ1(t)を物標TGに向けて送信する送信アンテナ105と、物標TGからの反射波を受信する受信アンテナ107と、トリガ発生器101で生成されるトリガパルスＰ1を “τ”遅延させて遅延トリガパルスＰ2とする可変遅延回路109と、可変遅延回路109の出力に同期した基準パルスＳ2(t-τ)を生成するパルス発生器111と、受信アンテナ107で受信された反射パルスＲ1(t)と、パルス発生器111で生成された基準パルスS２(t-τ)の掛算を行う掛算器113と、掛算器113の出力を積分する積分器115とを備えている。なお、実際には、さらに電力増幅器、ノイズ除去用のフィルタなどを備えているが、ここでは動作原理の説明に必要な基本構成要素のみを示している。
【０００３】
この相関型探知装置の動作について、図９のタイミングチャートを参照しながら説明する。トリガ発生器101で生成された周期Ｔ0のトリガパルスＰ1はパルス発生器103に供給されると共に、可変遅延回路109により遅延トリガパルスＰ2とされてパルス発生器111に供給される。可変遅延回路109の遅延時間は、トリガパルスＰ1の周期Ｔ0毎に０から一定時間ΔＴずつ延長し、ＮΔＴ（Ｎは所定の整数）に達したときに、再び遅延時間を０からΔＴずつ延長する動作を繰り返す。ここで、ΔＴは例えば送信パルスＳ1(t)の時間長の１／ｍ（例えば１／１００）に設定する。
【０００４】
パルス発生器103はトリガパルスＰ1の立ち上がりに同期した送信パルスＳ1(t)を生成し、送信パルスＳ1(t)は送信アンテナ105から物標TGに向けて送信される。送信パルスＳ1(t)は物標TGにて反射され、受信アンテナ107にて受信され、受信パルスＲ1(t)が生成される。一方、パルス発生器111は遅延トリガ信号Ｐ2の立ち上がりに同期した基準パルスＳ2(t)を生成する。そして、受信パルスＲ1(t)と、基準パルスＳ2(t-τ)とは、掛算器113にて掛算され、その出力は積分器115にて積分され、下記の式[１]に示す積分出力Ｖ0が得られる。なお、積分器115はＬＰＦ（ローパスフィルタ）で代用できる。
【０００５】
【数１】
0004704968.tif 000002
【０００６】
この式[１]は遅延相関を表しており、受信パルスＲ1(t)のタイミングと基準パルスＳ2(t-τ)のタイミングとが一致したときに最大値をとる。従って、送信パルスＳ1(t)のタイミングに対する受信パルスＲ1(t)のタイミングの遅れをｔ0とすると、
τ＝ｔ0・・・式[２]
のとき、受信パルスＲ1(t)と基準パルスＳ2(t)のタイミングが一致し、積分出力Ｖ0が最大値をとる。
【０００７】
ここで、相関型探知装置から物標TGまでの距離をＬ、電波の伝播速度をｃとすると、
Ｌ＝ｃ×ｔ0／２・・・式[３]
となる。図９では
τ＝３ΔＴ・・・式[４]
のとき、受信パルスの遅れｔ0（＝３ΔＴ）とτが一致している場合を示している。なお、図９では送信パルスＳ1(t)、及び基準パルスＳ2(t-τ)として正弦波のモノパルスを示しているが、これらのパルスの波形として、階段状周波数変調形式・直線状周波数変調形式・符号位相変調形式・符号搬送波変調形式などの波形を用いたものもある。
【０００８】
しかし、この相関型探知装置では、２つのパルス発生器が必要であるため構成が複雑化して装置が大型化してしまう。また、２つのパルス発生器で生成される波形が同一になるように調整しなければならないため、製造工数がかかるのみならず、経年変化を起こすなどの問題がある。
【０００９】
そこで、本願の発明者は、このような問題の解決が可能な相関型探知装置を提案した（特許文献１参照）。この相関型探知装置は、図１０に示すように、周期（間隔）が可変なトリガパルスP11を生成するトリガ発生器201と、トリガパルスＰ11の立ち上がりに同期した基準パルスＳ12(t-τ)を生成するパルス発生器203と、基準パルスＳ12(t-τ)を一定時間Ｔ0遅延させて送信パルスＳ11(t)とする固定遅延回路205と、送信パルスＳ11(t)を物標TGに向けて送信する送信アンテナ207と、物標TGからの反射波を受信する受信アンテナ209と、受信アンテナ209で受信された反射パルスＲ11(t)と、基準パルスＳ12(t)との掛算を行う掛算器211と、掛算器211の出力を積分する積分器213とを備えている。ここで、基準パルスＳ12(t-τ)におけるτは、送信パルスＳ11に対する基準パルスＳ12の時間遅れである。
【００１０】
この相関型探知装置の動作について、図１１のタイミングチャートを参照しながら説明する。トリガ発生器201が生成するトリガパルスＰ11の周期は、Ｔ0を初期値とし、以後のトリガパルス発生毎にΔＴずつ延び、Ｔ0＋ＮΔＴ（Ｎは所定の整数）に達すると、再び初期値Ｔ0からΔＴずつ延びることを繰り返す。ここで、初期値Ｔ0は固定遅延回路205の遅延時間と等しい。また、図９と同様、ΔＴは例えば送信パルスＳ11(t)の時間長の１／ｍ（例えば１／１００）に設定する。
【００１１】
パルス発生器203はトリガパルスＰ11の立ち上がりに同期した基準パルスＳ12(t-τ)を生成して固定遅延回路205及び掛算器211に供給する。固定遅延回路205から出力された送信パルスＳ11(t)は送信アンテナ207から物標TGに向けて送信される。そして、物標TGにて反射され、受信アンテナ209にて受信され、受信パルスＲ11(t)が生成される。受信パルスＲ11(t)と、基準パルスＳ12(t-τ)とは、掛算器211にて掛算され、その出力は積分器213にて積分され、下記の式[５]に示す積分出力Ｖ1が得られる。
【００１２】
【数２】
0004704968.tif 000003
【００１３】
この式[５]は式[１]と同様、遅延相関を表しており、受信パルスＲ11(t)のタイミングと基準パルスＳ12(t-τ)のタイミングとが一致したときに最大値をとるから、図８に示す相関型探知装置と同様、式[２]及び[３]が成立する。また、図１１は式[４]が成立する場合を示している。さらに、図１１ではトリガパルスＰ11の周期をＴ0からＴ0＋ＮΔＴまでΔＴずつ延長しているが、逆にＴ0＋ＮΔＴからＴ0迄ΔＴずつ短縮してもよい。
【００１４】
この相関型探知装置によれば、パルス発生器は１個ですむため、前述した一般的な相関型探知装置の問題は解決できる。しかし、この相関型探知装置では、基準パルスＳ12(t-τ)を毎回同一波形とする必要があるが、基準パルスＳ12(t-τ)としてチャープパルス（直線状周波数変調波）を採用する場合、以下のような問題がある。
【００１５】
チャープパルスを生成する場合、パルス発生器203としてＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator：電圧制御発振器）を用いるが、一般的なＶＣＯは動作開始時或いは制御電圧を不連続に変化させたときの出力信号の前端の位相（以下、初期位相と言う）は一定ではなくランダムに変化してしまうため、図１１に示すように、基準パルスＳ12(t-τ)を間欠的に生成する場合は、その生成毎に基準パルスＳ12(t-τ)の初期位相がランダムに変化してしまう。従って、例えば、図１１において、仮に基準パルスＳ12(t-τ)がチャープパルスとすると、式[４]が成立する時に基準パルスＳ12(t-τ)のタイミングと、反射パルスＲ12(t)のタイミングが一致しているとしても、それらの波形に位相差があれば、位相差に応じて積分出力Ｖ1が小さくなる。このため、積分出力Ｖ1が最大になったときに基準パルスＳ12(t-τ)のタイミングと、反射パルスＲ12(t)のタイミングとが一致しているとは言えなくなる。
【００１６】
この問題を解決するためには、パルス発生器203として、一般的なＶＣＯではなく、特別に設計した初期位相が一定で毎回同一波形が得られるＶＣＯを用いることが必要となるため、コストが高くなるという問題がある。
【特許文献１】特許第３１８２４４８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１７】
本発明は、このような問題を解決するためになされたもので、その目的は、所定の時間長を有する複数の基準波形を、時間間隔が周期的に変化するように生成する手段と、前記基準波形を所定時間遅延させて遅延波形を生成する手段と、前記遅延波形に対応する送信信号を送信する手段と、前記送信信号の物標からの反射波又は透過波を受信して受信波形を生成する手段と、前記基準波形と前記受信波形との相関をとることにより所要の探知信号を得る相関型探知装置において、基準波形としてその前端の位相がランダムな波形を使用可能にすることである。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
請求項１の発明は、所定の時間長を有し、かつ波形の前端の位相がランダムな複数の基準波形を、時間間隔が周期的に変化するように生成する手段と、前記基準波形を所定時間遅延させて遅延波形を生成する手段と、前記遅延波形に対応する送信信号を送信する手段と、前記送信信号の物標からの反射波又は透過波を受信して受信波形を生成する手段と、前記受信波形を前記基準波形により直交検波する手段と、該直交検波された直交出力成分に基づいて、前記ランダムな位相に無関係な探知信号を得る手段とを備えたことを特徴とする相関型探知装置である。
請求項２の発明は、請求項１記載の相関型探知装置において、前記基準波形は前記時間間隔の変化に応じて時間長も変化することを特徴とする。
請求項３の発明は、請求項１記載の相関型探知装置において、前記基準波形は周波数変調波であることを特徴とする。
【００１９】
（作用）
本発明によれば、基準波形の前端の位相がランダムに変化していても、受信波形を基準波形により直交検波した直交出力成分に基づいて、前記ランダムな位相に無関係な探知信号が得られる。
【発明の効果】
【００２０】
本発明によれば、所定の時間長を有する複数の基準波形を、時間間隔が周期的に変化するように生成する手段と、前記基準波形を所定時間遅延させて遅延波形を生成する手段と、前記遅延波形に対応する送信信号を送信する手段と、前記送信信号の物標からの反射波又は透過波を受信して受信波形を生成する手段と、前記基準波形と前記受信波形との相関をとることにより所要の探知信号を得る相関型探知装置において、基準波形としてその前端の位相がランダムな波形が使用できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。
図１は本発明の実施形態の相関型探知装置の基本構成を示すブロック図である。この相関型探知装置は、周期（間隔）が可変なトリガパルスP21を生成するトリガ発生器１と、トリガパルスＰ21の立ち上がり（立ち下がりでもよい）に同期した基準ＦＭパルスＳ22(t-τ)を生成するＦＭ波発生器３と、基準ＦＭパルスＳ22(t-τ)を一定時間Ｔ0遅延させて送信パルスＳ21(t)とする固定遅延回路５と、送信パルスＳ21(t)を物標TGに向けて送信する送信アンテナ７と、物標TGからの反射波を受信する受信アンテナ９と、受信アンテナ９で受信された受信パルスＲ21(t)を基準ＦＭパルスＳ22(t-τ)により直交検波する直交検波器11と、直交検波器11の一対の直交検波成分をそれぞれ積分する一対の積分器13，15と、積分器13，15の各々の出力の２乗を算出する一対の２乗算出回路17，19と、２乗算出回路17，19の出力を加算する加算器21と、加算器21の加算値の平方根を算出する平方根算出回路23とを備えている。ここで、積分器13，15はＬＰＦで代用できる。また、基準ＦＭパルスＳ22(t-τ)のτは、図１０の場合と同様、送信パルスＳ21に対する基準ＦＭパルスＳ22の時間遅れである。
【００２２】
ここで、トリガ発生器１、固定遅延回路５、送信アンテナ７、及び受信アンテナ９は、それぞれ図８における同名の手段と同一の構成を有する。また、ＦＭ波発生器３は、鋸歯状波発生器３aと、ＶＣＯ３bとの縦続接続回路により構成されている。さらに、直交検波器11は図２に示すように、基準ＦＭパルスＳ22(t)の電力を分配する電力分配器31と、受信パルスＲ21(t)の電力を分配する電力分配器33と、電力分配器31で分配された電力の一方を90°移相する移相器35と、電力分配器31で分配された電力の他方と、電力分配器33で分配された電力の一方とを掛算する掛算器37と、移相器35の出力と電力分配器33で分配された電力の他方とを掛算する掛算器39とからなる。
【００２３】
この相関型探知装置（図１）の動作について、図３のタイミングチャートを参照しながら説明する。トリガ発生器１が生成するトリガパルスＰ21の周期は、Ｔ0を初期値とし、以後のパルス発生毎にΔＴずつ延び、Ｔ0＋ＮΔＴ（Ｎは所定の整数）に達すると、再び初期値Ｔ0からΔＴずつ延長することを繰り返す。ここで、初期値Ｔ0は固定遅延回路５の遅延時間と等しい。また、図９と同様、ΔＴは例えば送信パルスＳ21(t)の時間長の１／ｍ（例えば１／１００）に設定する。なお、本実施形態では、後述するように、基準ＦＭパルスＳ22(t-τ)は、トリガパルスＰ21から次のトリガパルスＰ21迄の全期間にわたり生成しているので、図９に示すようなトリガパルスＰ1から次のトリガパルスＰ1迄の期間の一部のみ生成している場合と比べ、エネルギー効率を向上させることができる。
【００２４】
鋸歯状波発生器３aはトリガパルスＰ21の立ち上がりに同期した鋸歯状波を生成してＶＣＯ３bに供給し、ＶＣＯ３bは上記鋸歯状波の振幅に対応する周波数を持った基準ＦＭパルスＳ22(t-τ)を生成して固定遅延回路５及び直交検波回路11に供給する。固定遅延回路から出力された送信パルスＳ21(t)は送信アンテナ７から物標TGに向けて送信される。そして、物標TGにて反射され、受信アンテナ９にて受信され、受信パルスＲ21(t)が生成される。受信パルスＲ21(t)は、基準ＦＭパルスＳ22(t-τ)により、直交検波器11にて直交検波されることで、直交検波成分ｘ，ｙが得られる。次いで、直交検波成分ｘ，ｙを積分器13，15にて積分することにより、相関値Ｘ，Ｙが得られる。
【００２５】
ここまでの動作について数式を用いて詳しく説明する。
基準ＦＭパルスＳ22(t-τ)、送信パルスＳ21(t)、受信パルスＲ21(t)は、それぞれ下記の式［６］、［７］、［８］で表される。ただし、これらの式において、便宜上、受信パルスＲ21(t)の振幅を“ａ”、それ以外の振幅は“１”とした。
Ｓ22(t−τ)＝cosφ2(t−τ)・・・式［６］
Ｓ21(t)＝cosφ1(t)・・・式［７］
Ｒ21(t)＝ａcosφ1(t−τ0)・・・式［８］
【００２６】
式［８］における“τ0”は直接波と反射波との間の時間差であり、この相関型探知装置から物標TG迄の距離Ｌに対応している。また、送信パルスＳ21(t)及び基準ＦＭパルスＳ22(t-τ)の符号を“φ1”、“φ2”のように区別したのは、送信パルスＳ21(t)が１周期前の基準ＦＭパルスＳ22(t-τ)に対応しており、初期位相がランダムに相違するためである。
【００２７】
受信パルスＲ21(t)において、求めたい量はτ0とａであり、そのため基準パルスＳ22(t−τ)との相関をとる。まず、直交検波器11の掛算器37の出力ｘはＳ22(t-τ)とＲ21(t)とを掛算した値であるから下記の式［９］となり、掛算器39の出力はＳ22(t-τ)を90°移相した信号（＝sinφ2(t−τ)）とＲ21(t)とを掛算した値であるから下記の式［10］となる。
ｘ＝（ａ／２）〔cos｛φ1(t−τ0)−φ2(t−τ)｝＋cos｛φ1(t−τ0)＋φ2(t−τ)｝〕・・・式［９］
ｙ＝（ａ／２）〔sin｛φ1(t−τ0)−φ2(t−τ)｝＋sin｛φ1(t−τ0)＋φ2(t−τ)｝｝・・・式［10］
【００２８】
直交検波出力ｘ，ｙを積分器13，15で積分することにより、式［９］，［10］の第２項が消えるため、積分器13，15の出力Ｘ，Ｙは
Ｘ＝（ａ／２）cos｛φ1(t−τ0)−φ2(t−τ)｝・・・式［11］
Ｙ＝（ａ／２）sin｛φ1(t−τ0)−φ2(t−τ)｝・・・式［12］
となる。
【００２９】
ここで基準ＦＭパルスＳ22(t-τ)の周波数ｆが図４に示すように、時間Ｔの間に周波数ｆ0からｆ0＋Ｂに上昇させる掃引を繰り返すものとすると、
ｆ(t)＝｛（Ｂ／Ｔ）t＋ｆ0｝・・・式［13］
であるから、角周波数ω(t)は
ω(t)＝２πｆ(t)＝２π｛（Ｂ／Ｔ）t＋ｆ0｝・・・式［14］
よって、位相φ(t)は下記の式［15］で表される。
【００３０】
【数３】
0004704968.tif 000004
【００３１】
ここで、θはランダムな初期位相である。よって、
φ1(t−τ0)＝２π｛（Ｂ／２Ｔ）（t−τ0）2＋ｆ0(t−τ0)｝+θ1・・・式［16］
φ2(t−τ)＝２π｛（Ｂ／２Ｔ）（t−τ）2＋ｆ0(t−τ)｝+θ2・・・式［17］
となる。
【００３２】
いま、基準ＦＭパルスの遅延時間τが受信パルスの遅延時間τ0と一致したとき、
τ＝τ0・・・式［18］
φ1(t−τ0)−φ2(t−τ)＝θ1−θ2＝θr・・・式［19］
となり、θ1とθ2がランダムなのでθrもランダムとなる。なお、図３の場合、ｎ番目の基準ＦＭパルスのタイミングと（ｎ−１）番目の受信パルスのタイミングとが一致している。ここで、ＦＭパルスの長さはＳ21とＲ21とではΔＴだけ異なるが、Ｔ0に比べてΔＴは十分に小さいので無視できる。
【００３３】
式［19］を式［11］、［12］に代入すると、それぞれ
Ｘ＝（ａ／２）cosθr・・・式［20］
Ｙ＝（ａ／２）sinθr・・・式［21］
となる。
【００３４】
このように、積分器13，15の出力Ｘ，Ｙは基準ＦＭパルスの周波数に無関係となり、ランダムな位相差θrによって変化する値となる。そして、積分器13，15の出力Ｘ，Ｙを２乗算出回路17，19により２乗し、加算器21により加算すると、その加算値は
Ｘ2＋Ｙ2＝（ａ／２）2｛cos2θr＋sin2θr｝＝（ａ／２）2・・・式［22］
となり、ランダムに変化する位相差θrは消える。よって、平方根算出回路23の出力は（ａ／２）となるから、“ａ”が求められる。
【００３５】
このように、本実施形態の相関型探知装置によれば、基準ＦＭパルスＳ22(t-τ)により受信パルスＲ21(t)を直交検波し、直交検波成分ｘ，ｙを積分し、その２乗和を算出し、さらにその平方根を算出することにより、初期位相がランダムに変化する一般的なＶＣＯ３bを用いても、所要の探知信号を得ることができる。また、本実施形態の相関型探知装置によれば、基準ＦＭパルスＳ22(t-τ)は、トリガパルスＰ21から次のトリガパルスＰ21迄の全期間にわたり生成しているので、送信パルスのエネルギー効率が高い。なお、以上の説明では、鋸歯状波発生器３aの出力波形に基づいてＶＣＯ３bによりチャープパルス（直線状周波数変調波）を生成しているが、鋸歯状波発生器３aに代えて階段状波発生器、正弦波発生器など、時間対振幅特性が任意の形状の波形発生器を用いることにより、ＶＣＯ３bから階段状周波数変調形式、正弦波状周波数変調形式など、時間対周波数特性が任意の周波数変調波を生成してもよい。
【００３６】
〔第１実施例〕
図５は本発明に係る相関型探知装置の第１実施例であるミリ波レーダのブロック図である。この図において、図１と同一又は対応する構成要素には図１と同じ符号を付した。
【００３７】
このミリ波レーダは、トリガパルスＰ21を生成する機能、並びに直交検波出力の積分値の２乗和の演算及びその平方根の演算機能を有するＰＣ（パーソナルコンピュータ）51を備えている。また、ＶＣＯ３bは７６ＧＨｚ付近の周波数で発振する。ＶＣＯ３bの出力はカプラ53によりアイソレータ55及びミキサ61に分配される。アイソレータ55の出力である送信パルスは送信アンテナ７から物標（図示せず）に向けて送信される。物標からの反射波は受信アンテナ９にて受信されて受信パルスとなり、高周波増幅器65により増幅され、ミキサ67に入力される。ミキサ67には、７６．５ＧＨｚのローカル発振器57の出力が電力分配器59を通して供給されており、受信パルスの搬送波が５００ＭＨｚの中間周波数に変換される。ミキサ67の出力は中間周波増幅器71により増幅され、遅延線５にて一定時間（6.8μsec）遅延された後に直交検波器11に入力される。
【００３８】
また、ローカル発振器57の出力は電力分配器59を通してミキサ61にも供給され、ここでカプラ53からの基準パルスと混合され、５００ＭＨｚの中間周波数に変換される。ミキサ61の出力は中間周波増幅器63により増幅され、直交検波器11に入力される。
【００３９】
直交検波器11では、図２及び３を参照しながら説明した動作により、直交検波成分ｘ，ｙが算出され、その直交検波成分ｘ，ｙは増幅器73，75により増幅され、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）13，15に低い周波数成分のみが取り出され、その出力がＰＣ51に入力される。ＰＣ51は、入力信号の２乗和及びその平方根を算出する。
【００４０】
図６は図５のミリ波レーダで検出した７９８ｍ先の送電線（線径３ｃｍの撚り線）からのエコー信号の実測値であり、極めて明瞭に検出できている。
【００４１】
〔第２実施例〕
図７は本発明に係る相関型探知装置の第２実施例である地中探査レーダのブロック図である。この図において、図５と同一又は対応する構成要素には図５と同じ符号を付した。なお、この地中探査レーダも図５に示すミリ波レーダと同様、ＰＣ51、増幅器73，75、及びＬＰＦ13，15を備えているが、それらは省略した。
【００４２】
地中探査レーダのように極めて広帯域のレーダ信号を扱う場合、広帯域の直交検波器を実現することが技術的に困難であるため、図７のように構成することで、直交検波器11は一定周波数（ここでは１．２ＧＨｚ）に対応するもので済むようにした。
【００４３】
この地中探査レーダにおいて、ＶＣＯ３bは１．３〜１．８ＧＨｚのＦＭパルスを生成し、ローカル発振器57は１．２ＧＨｚの正弦波を生成する。ＶＣＯ３bの出力は電力分配器59によりミキサ67，81に分配され、ローカル発振器57の出力はカプラ53によりミキサ81及び直交検波器11に分配される。ミキサ81では、ＶＣＯ３bの出力とローカル発振器57の出力とが混合され、その出力は１００〜６００ＭＨｚの通過帯域を有するＢＰＦ（バンドパスフィルタ）83に供給される。ＢＰＦ83では、ＶＣＯ３bの出力とローカル発振器57のビート周波数成分である１００〜６００ＭＨｚの送信パルスが取り出され、送信パルスは遅延線５を通り、送信アンテナ７から物標（図示せず）に向けて送信される。
【００４４】
物標からの反射波は受信アンテナ９にて受信されて受信パルスとなり、高周波増幅器65により増幅され、ミキサ67に入力される。ミキサ67では、受信パルスと、ＶＣＯ３bの出力とが混合され、その出力は中心通過帯域が１．２ＧＨｚのＢＰＦ85に供給される。ＢＰＦ85では、受信パルスと、ＶＣＯ３bの出力とのビート周波数成分である１．２ＧＨｚの信号が取り出されることで、１．２ＧＨｚに周波数変換された受信パルスが得られる。この受信パルスは直交検波器11に入力され、カプラ53を通して直交検波器11に供給されているローカル発振器57の出力により直交検波される。
【００４５】
このように、本実施例によれば、図５に対し、ＶＣＯ３bとローカル発振器57との位置を交替することにより、直交検波器11は一定周波数に対応するもので済み、広帯域の部品が不要となる。なお、遅延線５は、ミキサ81とＢＰＦ83との間、又は受信アンテナ９と高周波増幅器65との間、又は高周波増幅器65とミキサ67との間に接続してもよい。
【図面の簡単な説明】
【００４６】
【図１】本発明の実施形態の相関型探知装置の基本構成を示すブロック図である。
【図２】図１における直交検波器の構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の実施形態の相関型探知装置の動作を示すタイミングチャートである。
【図４】本発明の実施形態における基準ＦＭパルスの時間と周波数との対応関係を示す図である。
【図５】本発明に係る相関型探知装置の第１実施例であるミリ波レーダのブロック図である。
【図６】図５のミリ波レーダで検出した７９８ｍ先の送電線（線径３ｃｍの撚り対線）からのエコー信号の実測値を示す図である。
【図７】本発明に係る相関型探知装置の第２実施例である地中探査レーダのブロック図である。
【図８】従来の一般的な相関型探知装置の基本構成を示すブロック図である。
【図９】図８に示す相関型探知装置の動作を示すタイミングチャートである。
【図１０】パルス発生器を削減した相関型探知装置の基本構成を示すブロック図である。
【図１１】図１０に示す相関型探知装置の動作を示すタイミングチャートである。
【符号の説明】
【００４７】
１・・・トリガ発生器、３・・・基準ＦＭパルス発生器、５・・・固定遅延回路、７・・・送信アンテナ、９・・・受信アンテナ、11・・・直交検波器、13，15・・・積分器、17，19・・・２乗算出回路、21・・・加算器、23・・・平方根算出回路。
【図１】
0004704968.tif 000005
【図２】
0004704968.tif 000006
【図３】
0004704968.tif 000007
【図４】
0004704968.tif 000008
【図５】
0004704968.tif 000009
【図６】
0004704968.tif 000010
【図７】
0004704968.tif 000011
【図８】
0004704968.tif 000012
【図９】
0004704968.tif 000013
【図１０】
0004704968.tif 000014
【図１１】
0004704968.tif 000015