(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
三相交流電源から入力した三相交流を直流に変換する直結主三相全波整流器と、
これに並列して設けられる三組のリング変調波電力発生器と三相複巻線高周波多相変換変圧器と相数に対応して設けられる複数のリング変調波復調器兼補助三相全波整流器を有する高調波補正回路を備え、
前記三相複巻線高周波多相変換変圧器の各相一次側巻線はリング変調波電力発生器の出力とそれぞれ接続され、
前記三相複巻線高周波多相変換変圧器の二次側から、主巻線と複数の補助巻線との組み合わせ接続により、リング変調された多相交流出力電圧の内の一組を多相出力端子から取出し、前記複数のリング変調波復調器兼補助三相全波整流器に入力させ、
前記高調波補正回路の直流出力を前記直結主三相全波整流器の直流出力と並列接続し、
三相交流電源側から見て等価的に６ｎ相（ｎは３〜７の整数）の多相全波整流回路を構成することを特徴とする高周波変復調多相整流装置。
【請求項２】
三相交流電源に接続される三組のリング変調波電力発生器と三相複巻線高周波多相変換変圧器と相数に対応して設けられる複数のリング変調波復調器兼三相全波整流器を有する高調波補正回路を備え、
前記三相複巻線高周波多相変換変圧器の各相一次側巻線はリング変調波電力発生器の出力とそれぞれ接続され、
前記三相複巻線高周波多相変換変圧器の二次側から、主巻線と複数の補助巻線との組み合わせ接続により、リング変調された多相交流出力電圧の内の一組を多相出力端子から取出し、前記複数のリング変調波復調器兼三相全波整流器に入力させ、
前記高調波補正回路の直流出力を直接負荷に供給し、
三相交流電源と負荷側が前記高周波多相変換変圧器により絶縁されることを特徴とする高周波変復調多相整流装置。
【請求項３】
前記リング変調波電力発生器の時比率制御により直流出力電圧を連続調整可能としたことを特徴とする請求項１または２に記載の高周波変復調多相整流装置。
【請求項４】
多相整流回路の主整流回路をアクティブ素子で構成し、一方、主整流回路と全く同一の回路配置をホトモス・スイッチと補助電源で構成し、ホトモス・スイッチの出力により任意の多相全波整流回路の同期整流を部分的または全面的に実現することを特徴とする請求項１または２に記載の高周波変復調多相整流装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この出願の発明は、交流電源側に流出する高調波電流と高周波雑音を低減しながら小型軽量化、高効率化を実現する高周波変復調多相整流装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
一般に、数ＫＷ以上の交流電力を直流電力に変換する整流装置や、これにＤＣ−ＡＣインバータ、ＤＣ−ＤＣコンバータ等を付加して回転機器や各種産業機器の動力源として用いる代表的な変換装置に三相全波整流回路がある。
近年、これらパワーエレクトロニクス機器から発生する高調波電流が配電線を通して他の電気機器に障害を与えるという問題が地球規模で認識され、各政府機関主導の元にＩＥＣ（国際電気標準会議）の規制値をガイドラインとして規定している。
図１は、代表的な三相全波整流回路の抵抗負荷時における交流入力電流波形と、含まれる高次高調波成分および全高調波歪（ＴＨＤ：Total Harmonic Distortion）の例を示したものであるが、容量性負荷が加わると、この値は更に大きくなる。
このような電源の公害を除くために、この十数年の間に受動（Passive）形、能動（Active）形およびその複合形など２０種類を越す各種の回路構成法が公表されているが、コスト、過負荷耐量、小型軽量化、効率、高調波歪量、高周波雑音（輻射電磁波）、装置寿命（ＭＴＢＦ）等の観点からそれぞれ特長や問題点がある。
図２に、従来の高力率整流回路の代表例を示す。図２−（１）から図２−（３）までは、いわゆる受動形の整流回路で、低周波交流電圧を変圧器により多相に変換、整流するものである。これらの受動形の整流回路は、原理的にスイッチング雑音は発生せず、最近話題の多い電力線通信に対しての整合性が良く、過負荷耐量、装置寿命等の信頼性が高い反面、変圧器の容積、重量等から小型、軽量化は困難である。
図２−（１）の１２相整流回路は簡易な高調波対策として用いられてきたが、純抵抗負荷において１４％前後の全高調波歪（以下、ＴＨＤとも記す）があり、前述のガイドラインに適合させるにはフィルタの追加が必要である。また、直流出力電力の大よそ１／３に相当する電力容量の位相差変圧器を必要とする。
最近、図２−（２）に示した１８相整流回路が提案された（特開２００３−８８１２４号公報）。この１８相整流回路では、９％弱のＴＨＤで、しかも９相全波（１８パルス）用単巻変圧器の電力容量が１２相用に比べ２０％減で済む。これに１２相用よりも小規模のフィルタを付加することによりＴＨＤ３％以下が可能になる。しかし、この場合でも低周波変圧器を使用するため、１０ＫＷ直流出力時で２５〜４０Ｋｇの重量、１０〜１５リットルの容量を要する。
図２−（３）は、図２−（１）の整流回路の１２相パルス出力電圧のリップルと、入力高調波電流を低減するために、出力容量の５％程度の補助インバータを付加して主高調波（主として１１次、１３次）を打消す方法を用いた整流回路である。この整流回路では、ＴＨＤが５％程度まで改善されるが、主変圧器が絶縁型のため容積、重量が大となる。また、高電圧用に限られるため低圧用には別の回路構成が必要になるなどの課題がある。
図２−（４）は、良く知られた６パルス昇圧形の力率改善回路（ＰＦＣ）である。この力率改善回路では主回路構成が単純化されているが、駆動回路が複雑であり、直流出力電流値に対して数倍の電流定格値を持つ半導体スイッチが必要であり、更に電流連続モードの駆動を行ってもなお、給電系に対して厳重なノイズフィルタが必要で、大電力になるほど十分な減衰量を得るフィルタの設計が困難になる。現在、市場で使用されている力率改善回路のＴＨＤは５％以内の規格を満足しているものが多いが、スイッチング方式を用いる力率改善回路は高周波雑音の発生が大きい。
図２−（５）は、三相全波整流回路を主とする既存の工場設備の受電端で高調波対策を行う場合に使われることが多い回路である。この回路は、図２−（４）の整流回路に比べて主直流電流分の負担がないので能動フィルタの電力容量が少なくて済み、一見合理的で総合経済性の点からも好ましく見える。しかし実際の整流器出力側には容量性負荷、トルク変動の大きい電動機等の存在によって、抵抗負荷時の３０％前後の高調波を大幅に越す高調波を発生するものもあり、既存設備の負荷状況に応じた電力容量の能動フィルタが必要になる。この場合の高周波雑音成分は図２−（４）の整流回路より相対的に大きいため、装置内におけるノイズフィルタの比率が大きくなる。
図２−（６）は、前途の高周波雑音を極力低減する能動フィルタ方式の代表例で、直流電流は三相全波整流回路により供給し、高調波の５次または７次を受動フィルタで打消し、残りの高調波を直流出力電力の６％程度の電力容量を持つ能動フィルタによって除去するので、能動形力率改善回路の中では最も高周波雑音が少ないがＴＨＤは４％どまりとなる。
以上に述べたＡＣ−ＤＣコンバータの他にも電流不連続モードの簡易型やＤＣ−ＤＣコンバータとのスイッチ共用による経済化型など多種、多様な回路構成が発表されているが、それぞれ一長一短があり、製造業者または使用者側で使用目的、環境に応じて回路方式を選択しているのが実情である。従って、三相入力の高力率整流回路に課せられる課題のうち、小型軽量化、低雑音、高効率化および低ＴＨＤを同時に解決する整流回路の実現が望まれていた。
発明の開示
［０００３］
この出願の発明は、以上のような従来技術の実情に鑑みてなされたもので、小型軽量化、低雑音、高効率化および低ＴＨＤを同時に達成する高周波変復調多相整流装置を提供することを課題とする。
この出願の発明は、上記課題を解決するものとして、第１には、三相交流電源から入力した三相交流を直流に変換する直結主三相全波整流器と、これに並列して設けられる三組のリング変調波電力発生器と三相複巻線高周波多相変換変圧器と相数に対応して設けられる複数のリング変調波復調器兼補助三相全波整流器を有する高調波補正回路を備え、前記三相複巻線高周波多相変換変圧器の各相一次側巻線はリング変調波電力発生器の出力とそれぞれ接続され、前記三相複巻線高周波多相変換変圧器の二次側から、主巻線と複数の補助巻線との組み合わせ接続により、リング変調された多相交流出力電圧の内の一組を多相出力端子から取出し、前記複数のリング変調波復調器兼補助三相全波整流器に入力させ、前記高調波補正回路の直流出力を前記直結主三相全波整流器の直流出力と並列接続し、三相交流電源側から見て等価的に６ｎ相（ｎは３〜７の整数）の多相全波整流回路を構成することを特徴とする高周波変復調多相整流装置を提供する。
また、第２には、三相流電源に接続される三組のリング変調波電力発生器と三相複巻線高周波多相変換変圧器と相数に対応して設けられる複数のリング変調波復調器兼三相全波整流器を有する高調波補正回路を備え、前記三相複巻線高周波多相変換変圧器の各相一次側巻線はリング変調波電力発生器の出力とそれぞれ接続され、前記三相複巻線高周波多相変換変圧器の二次側から、主巻線と複数の補助巻線との組み合わせ接続により、リング変調された多相交流出力電圧の内の一組を多相出力端子から取出し、前記複数のリング変調波復調器兼三相全波整流器に入力させ、前記高調波補正回路の直流出力を直接負荷に供給し、三相交流電源と負荷側が前記高周波多相変換変圧器により絶縁されることを特徴とする高周波変復調多相整流装置を提供する。
また、第３には、上記第１または第２の発明において、前記リング変調波電力発生器の時比率制御により直流出力電圧を連続調整可能としたことを特徴とする高周波変復調多相整流装置を提供する。
さらに、第４には、上記第１または第２の発明において、多相整流回路の主整流回路をアクティブ素子で構成し、一方、主整流回路と全く同一の回路配置をホトモス・スイッチと補助電源で構成し、ホトモス・スイッチの出力により任意の多相全波整流回路の同期整流を部分的または全面的に実現することを特徴とする高周波変復調多相整流装置を提供する。
この出願の発明に係る高周波変復調多相整流装置によれば、交流電源側に流出する高調波電流を１〜２％程度に抑えながら、小型、軽量高効率をも実現できる。電力機器は元来各種システム機器の一部を分担しているにすぎないが、今後システムで多く用いられるデジタル素子は現在の５Ｖ、３．３Ｖ系から１．８Ｖ系を経て将来は１Ｖに近い論理レベルでの高速動作を目標に開発が進められている。将来のパワーエレクトロニクス機器はこれら低圧大電流負荷における小型化のために高効率化が進行しているが、これと並行して高調波雑音の極力少ない電力機器が安定なシステム構成のために必要であり、この出願の発明はこの課題に十分応えることができる。
【図面の簡単な説明】
【０００４】
【図１】図１は、従来の三相全波整流回路における電流波形と高調波成分を示す図である。
【図２】図２は、従来の高力率整流回路の代表例を示す図である。
【図３】図３は、一般的な多相整流回路における高調波成分とフィルタ効果及び変圧器比容量を示す図である。
【図４】図４は、この出願の発明に係る第１実施形態の高周波変復調多相整流装置の構成を模式的に示す図である。
【図５】図５は、図４の高周波変復調多相整流装置の主要構成要素であるリング変調波電力発生器の回路例を示す図である。
【図６】図６は、１８パルス整流時の交流入力電流波形とリング変調波形を示す図である。
【図７】図７は、時比率を高めたこの出願の発明による方式と通常のＰＷＭ制御波形との脈動成分の相違を比較した図である。
【図８】図８は、合成された１８パルス三相入力電流と主整流回路及び補助整流回路が分担する各位相と振幅の相対関係を示す図である。
【図９】図９は、図８の交流入力電流中最大値を示すＩ５のベクトル図による求め方の説明図である。
【図１０】図１０は、図８で示された交流入力電流と三相各相電流の相対関係を示す図である。
【図１１】図１１は、図４の高周波変復調多相整流装置を交流入力、直流出力間で絶縁した場合の各部電流分布を示す図である。
【図１２】図１２は、３０相整流回路を構成するこの出願の発明に係る第２実施形態高周波変復調多相整流装置を示す図である。
【図１３】図１３は、３０パルス整流波形における入力フィルタの効果を示す図である。
【図１４】図１４は、低電圧、大電流向絶縁型のこの出願の発明に係る第３実施形態の高周波変復調多相整流装置を示す図である。
【図１５】図１５は、主整流ダイオードの代わりに同期整流を行う場合の駆動回路を示す図である。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００５】
以下、この出願の発明を実施形態により詳細に説明する。
説明の便宜上、先ず低ＴＨＤ、低雑音化のために低周波で多相整流を行った場合の全高調波歪率（ＴＨＤ）とその主成分、並直列フィルタ容量、フィルタ付加時のＴＨＤ、多相変換変圧器容量、入出力電力比の関連を図３に要約した。図３の表中の１項におけるＴＨＤの数値は実測値で、フーリエ級数から算出される理論値よりも１０％前後低い値を示すが、これは配電系の電源インピーダンスと装置容量との兼ね合いで変わるので、パルス数との相対的な改善度に着目して評価する。
現在の交流機器の多くは、測定器などの特殊機器を除けば電圧歪率、電流歪率共にＴＨＤ５％以下、各高調波単独成分含有率３％以下が一般的な規格として流通している。従って、入力フィルタ無しで上記規格を満足するには図３の表の実測値から３０パルス以上の多相化が必要であり、１８パルス、２４パルスでは、図４に例示したＬＣフィルタ（２）を付加すれば規格を満足する。
一方、６パルス、１２パルスでは図２−（４）、（５）に示した能動形でないと規格が満足されない事が多く、図２−（６）は能動形フィルタ用スイッチの容量を削減するために受動形フィルタを併用した例である。
いずれにしても内、外の学術論文等に発表されている内容から見る限り、過渡現象を含む広範囲の負荷電流、負荷力率等の変動に対してＴＨＤ４％程度までが能動形の実力値と推定される。その上、能動形では原理上パルス幅変動の大きいＰＷＭ制御を用いるので、大電力の機器では３０ＭＨｚ帯域までの雑音スペクトラム電力を抑えきれず、通信機器や医療機器等に影響を与える事もある。
これに対して図２−（１）、（２）に示した受動形は原理的に高周波スイッチングを行っておらず、また図２−（３）では部分的にスイッチングを行ってはいるが、１１次、１３次の高調波を打消す目的のため直流出力電力の５％程度の電力で固定パルス位相に近い制御が行われる。従って、能動形のような大きな雑音電力の発生はない。その反面、図２に示した多相変換用変圧器が必要になり、小型軽量化の達成が困難になる。
この出願の発明に係る高周波変復調多相整流装置は、入力側三相交流の多相化を図２−（１）、（２）および（３）のような低周波変圧器の代わりに高周波変圧器を用いて実現した処に大きい特徴がある。この目的のため、通信技術で用いられてきたリング変調技術を電力分野に導入した。すなわち、リング変調波電力は三相または単相三個の複巻線高周波変圧器の一次巻線に加えられ、二次側の主巻線と複数の補助（三次）巻線との接続構成により、変調波形に含まれる低周波成分の多相変換を行い、更に復調回路を構成するダイオード自体が多相全波整流器を兼ねている。また、電子化に伴って生じるスイッチング雑音を極小とするため、オフ期間をほとんど生じないスイッチ駆動を行っている。すなわち、従来のＰＷＭ制御スイッチング方式に比べ片側５０％に近い時比率で各スイッチを駆動する事により、交流入力側電流の連続性がほぼ保たれ、高周波雑音成分を数分の一に低減する。
この出願の発明は、能動形ＰＦＣと同等の小型、軽量化を保ちながら、能動形では実現困難な１〜２％のＴＨＤと高周波帯域雑音電力を低減できる高周波変復調多相整流装置に関するもので、その具体例を以下に述べる。
図４に、この出願の発明による第１実施形態の高周波変復調多相整流装置の構成を示す。この実施形態の整流装置は、１８相（パルス）整流装置の一例であるが、これは多相変換の中では回路規模が小さく、説明が容易なために便宜上選んだものであり、２４、３０、３６及び４２相整流装置となっても、基本原理に変わりはない。
図４において、（１）は直列リアクトルで、ＬＣ形同次フィルタ（２）と共に高調波を抑える役割をする。（３）は直結三相全波整流器で全直流出力電流の１／３を分担する。（４ａ）、（４ｂ）及び（４ｃ）はリング変調波復調器兼補助三相全波整流器で、（４ａ）は全直流出力電流の１／３を分担し、（４ｂ）、（４ｃ）は、それぞれ全直流出力電流の１／６ずつを分担する。（５）は通常の直流リップル・フィルタ、（６）は入力三相交流の位相を保持するリング変調波による高周波多相変換変圧器、（７ａ）、（７ｂ）及び（７ｃ）は図５−（ａ）、（ｃ）及び（ｄ）に詳しく例示したリング変調波電力発生器で、各巻線に生じる電圧波形は巻数比に比例した図５−（ｂ）の形となる。なお図５において（Ｓ１）〜（Ｓ８）はスイッチを示す。（８ａ）、（９ａ）及び（１０ａ）はそれぞれ三相入力Ｒ−Ｓ相の位相変調電圧を変圧する一次、二次及び三次巻線であり、（８ｂ）、（９ｂ）及び（１０ｂ）はそれぞれ三相入力Ｓ−Ｔ相の位相変調電圧を変圧する一次、二次及び三次巻線であり、（８ｃ）、（９ｃ）及び（１０ｃ）はそれぞれ三相入力Ｔ−Ｒ相の位相変調電圧を変圧する一次、二次及び三次巻線である。（１１）は前記三組のリング変調波電力発生器（７ａ）、（７ｂ）及び（７ｃ）のゲート駆動回路、（１２ａ）は直流出力＋端子、（１２ｂ）は直流出力−端子、（１３）はスナバコンデンサで、リング変調波復調器兼補助三相全波整流器（４ａ）、（４ｂ）及び（４ｃ）のリング変調波復調ダイオードとの組み合わせにより無損失スナバ回路を構成する。
上述したように、入力交流電力はＲ，Ｓ，Ｔ各相間電圧がリング変調波電力発生器（７ａ）、（７ｂ）及び（７ｃ）によって１０ＫＨｚ以上の固定周波数で変調され、高周波多相変換変圧器（６）の一次巻線（８ａ）、（８ｂ）及び（８ｃ）に加えられる。高周波多相変換変圧器（６）の二次巻線（９ａ）、（９ｂ）及び（９ｃ）と三次巻線（１０ａ）、（１０ｂ）及び（１０ｃ）とを、例えば図４中に示されたように接続する事により、(1)端子（以下、便宜上図面中の丸囲み数字は括弧付数字で表す）から(9)端子まで９相の低周波交流位相で包絡線（エンベロープ）変調されたリング変調波形が発生する。
図６−（ｂ）、（ｃ）及び（ｄ）は試作装置の波形例を示したもので、無損失スナバの効果により、高周波パルスにスパイク・ノイズの発生がなく、入力交流電流波形図６−（ａ）も低周波変圧器による多相交流変換時の電流波形と大差ない。
図５−（ａ）、（ｃ）中に示したスイッチ（Ｓ１）、（Ｓ２）は通常用いられているＭＯＳ−ＦＥＴを背面接続して双方向スイッチとして用いているが、ＩＧＢＴの背面接続や最近開発が進展している双方向ＩＧＢＴであっても良い。また、ゲート駆動回路（１１）の駆動パルス幅は、時比率５０％−（デッドタイム）の固定とし、パルス幅変調を行わない場合、全波整流出力波形は図７−（ａ）に示したように、高周波雑音成分の少ない電圧、電流波形となり、通常のパルス幅変調を行う図７−（ｂ）に比べ、雑音成分が数分の一に低下することがわかる。ゲート駆動回路（１１）は図５−（ａ）のスイッチ（Ｓ１）、（Ｓ２）、（Ｓ７）及び（Ｓ８）を同時に、また逆位相時はスイッチ（Ｓ３）、（Ｓ４）、（Ｓ５）及び（Ｓ６）を同時に駆動する。この動作は、図４中のリング変調波電力発生器（７ａ）、（７ｂ）及び（７ｃ）の全ブロックについて同位相で駆動し、パルス位相を揃える事により正常動作が確保される。
図４の高周波変復調多相整流装置の整流動作は若干複雑であるため、図８及び図９を用いて説明する。図８−（ｃ）に高周波多相変換変圧器（６）の二次側巻線端子間電圧と変調波位相の関係を低周波成分のみで表現した。この１８パルス位相の内から代表して(1)、(2)、(3)及び(4)のパルス位相における変圧器二次巻線の電圧ベクトルを図８−（ｂ）の太い矢印で示した。この内(3)の位相時の各相電流はＲ相では（Ｉ１＋Ｉ３）、Ｓ相では（Ｉ０−Ｉ４−Ｉ３）、Ｔ相では（Ｉ２＋Ｉ４）の電流が流れ、変圧器各二次巻線には矢印の点線で示したＩ１、Ｉ２、Ｉ３及びＩ４が流れる。ここでＩ０は図４の補助整流器入力電流であり、その振幅値は１８パルス整流直流出力に等しく、時比率１／１８の正、負各１パルスの交流成分であり、Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３及びＩ４は変圧器の各二次巻線を位相(3)の期間に流れる電流値であり、その値は図８−（ａ）の表中に示されたように、二次巻線のコイル間電圧から容易に算出される。図８−（ｂ）で矢印(2)の電圧ベクトル時はＩ１とＩ２、Ｉ３とＩ４が入替わるのみであり、この場合、Ｒ１相とＴ１相の電流も入替わる。
これらの様子を時間軸で示したのが図８−（ａ）の入力交流電流波形であり、図中の(1)、(2)、(3)及び(4)が図８−（ｂ）及び図８−（ｃ）の位相番号に対応する。図１０は三相入力各相電流の関係を明確化するために前記位相関係を追加したものであり、加えて(1)、(4)の位相時にはリング変調波電力発生器（７ａ）、（７ｂ）及び（７ｃ）、高周波多相変換変圧器（６）及びリング変調波復調器兼補助三相全波整流器（４ａ）、（４ｂ）及び（４ｃ）で構成される高周波多相整流器よりインピーダンスの低い直結三相全波整流器（３）が負荷電流を分担する。従って(1)、(4)の区間は前記高周波多相整流器の負担が減り、整流装置全体の効率が改善される。反面、直結三相全波整流器（３）の存在により、整流装置全体で見た入出力間の絶縁は確保できなくなる。
図１１は図４から直結三相全波整流器（３）を取り除いて、１８相整流回路を構成した場合の各部電流分布を示す。直結三相全波整流器（３）で負担した正負各２パルス分（図１０の正、負パルスＩ０）を整流器（４ａ）が兼ね、図１１の素子導通区間のように分担する事により、入出力絶縁型高周波変復調多相整流装置が実現する。なお本例では（４ａ）の三相全波ブリッジが全体の出力の２／３を負担し、（４ｂ）、（４ｃ）が各１／６の出力を分担しているが、これは高周波変圧器の二次側巻線容量を低減するためであり、リング変調波復調器兼補助三相全波整流器（４ａ）、（４ｂ）及び（４ｃ）の各ブリッジを均等に１／３ずつ負荷分担するように、高周波変圧器を設計しても一向に差し支えない。ただし、この場合は同一直流出力に対して高周波変圧器の二次側巻線容量が約２０％増加する。
次に、この出願の発明に係る第２実施形態の高周波変復調多相整流装置について説明する。この実施形態の整流装置は、非絶縁型３０相整流装置の例であり、図１２にその回路接続例を示した。図１２において図４と同様な要素には同じ符号を付してある。この実施形態の整流装置と図４の１８相整流装置との相違点は、変圧器二次巻線の多相化（９相から１５相）とそれに伴い補助三相整流器（４ｄ）及び（４ｅ）が追加され、各部電流値配分が変わった点にある。また、変圧器二次巻線の接続方法は図中の点線で示したような接続（この場合二次巻線容量が数％増える）をはじめ、２〜３の変形があるが、その取捨選択は通常公知の技術である。
図１３に図１２に示した回路の電流波形を示す。図で（Ａ）は直列リアクトル（１）、同次フィルタ（２）（５０Ｈｚ×３０＝１．５ＫＨｚに共振）が共にない場合で約４％のＴＨＤを示し、（Ｂ）は３％電圧降下する直列リアクトル（１）のみ挿入した場合で２．６％のＴＨＤを示し、（Ｃ）は同じ直列リアクトル（１）と同次フィルタ（２）を加えた場合に１％のＴＨＤが得られる事を確認している。この値は、従来の如何なる高力率整流回路も実現困難であったので、この出願の発明の特徴を示している。またこのときの三相直列リアクトル（１）の容量は直流出力電力の３．７％、同次フィルタ（２）のリアクトル容量は単相当たり直流出力電力の１．２％、共振用コンデンサはデルタ接続時０．５μＦ／相／直流出力１ＫＷ当たりであり、整流装置全体の容積、重量及びコストに占める比重は少ない。
なお、図１２の回路で直結三相全波整流器（３）を取り除くと、図１１の１８相整流装置と同様に、３０相整流装置全体は交流入力と直流出力とが高周波多相変換変圧器（６）によって絶縁される。この場合、直結三相全波整流器（３）の入、出力電流（２／１５）1/2Ｉ、（３／１５）Ｉが三相全波整流器（４ａ）に加わり、三相全波整流器（４ａ）の入、出力電流分担分は（６／１５）1/2Ｉ、（６／１５）Ｉとなる。また、高周波多相変換変圧器（６）とリング変調波電力発生器（７ａ）、（７ｂ）及び（７ｃ）の容量が（５／４）1/2倍増加する以外は変わりないので、具体例は省略する。なお、入出力回路が絶縁されると、当然高周波変圧器の一次、二次及び三次巻線比によって電圧比が自由に選べる。
図１４は１２Ｖ１０００Ａレベルの電源高周波低減形整流装置の１８パルス整流例を示した。リング変調波電力発生器（７ａ）、（７ｂ）及び（７ｃ）に図５−（ｄ）の回路を用い、スイッチ（Ｓ９）と（Ｓ１０）を５０％−（デッドタイム）の時比率で駆動し、スイッチ（Ｓ１１）と（Ｓ１２）も同じ時比率ではあるが公知の位相差ＰＷＭ制御によって常にリング変調波電力発生器（７ａ）、（７ｂ）及び（７ｃ）の電源インピーダンスを低く抑える事により、安定な動作を行う事が出来る。この場合、位相差制御によって直流出力は１０〜１００％可変にできるが、この場合には交流電源側の雑音用フィルタの追加が必要になる。なお、整流ダイオードにショットキ・バリア形式を用いた場合でも全体の効率を９０％以上に保つ事が可能になる。
２４パルス、３６パルス及び４２パルス等についても原理的には高周波多相変換変圧器（６）の二次および三次巻線の組み合わせと、出力側復調器兼整流ダイオードの追加により、容易に実現可能である事が明らかであるので、これら例についての説明は省略した。
図１５は更に高効率化を図るため、主整流ダイオードの代わりに同期整流を行う場合の駆動回路を示した。この例では最も単純な３相全波について示したが、低周波から高周波までの入力電源、更に６、１２、２４、３０、３６および４２相の多相交流電源で、半波、全波の整流回路すべてにおいて、主整流素子の構成と全く同一形態の補助整流回路をホト・モス・スイッチ（Photo MOS Switch）で構成し、配置の対応が等しい主スイッチをホト・モス・スイッチで駆動する事により、単純な回路構成で同期整流を実現できる。
図中のＱ1〜Ｑ6は主スイッチ、ＰＳ1〜ＰＳ6はホト・モス・スイッチ、Ｅ1〜Ｅ6は駆動用電源を示す。なおダミー抵抗ＲLによってホト・ダイオードに流れる電流を調整する。
以上の構成を採る事により、通常、ショットキーバリヤーダイオードの０．６Ｖ程度の電圧降下を０．１Ｖ以下に低減でき、低圧、大電流用整流回路の効率を改善できる。なお、総合経済性の見地から、全部の整流素子でなく電流分担の大きい素子のみを同期整流としてもよい。
また、この出願の発明の装置構成では大容量電解コンデンサを用いないので長寿命が期待でき、更に電源投入時の突入電流は極めて少ない。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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