(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
デジタル変調信号をダウンコンバート及び復調する復調装置において、
局部発振信号を発生する局部発振器と、
上記局部発振信号と上記デジタル変調信号とを混合して混合信号を生成する混合器と、
上記混合器からの混合信号を低域通過フィルタリングする低域通過フィルタと、
上記低域通過フィルタによりフィルタリングされた混合信号を、ダウンコンバート及び復調されたデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換器とを備え、
上記局部発振信号は、上記アナログ／デジタル変換器から出力されるダウンコンバート及び復調されたデジタル信号がシリアルに配列された２つの情報部分となるように、上記デジタル変調信号に対して設定されており、
上記デジタル変調信号は中心周波数ｆｃを有する信号帯域において変調され、前記局部発振信号は、上記中心周波数ｆｃを有する前記信号帯域に対し、上記デジタル変調信号の前記信号帯域幅の半分のオフセットを有する中心周波数ｆｌｏを有することを特徴とする復調装置。
【請求項２】
上記局部発振信号は、上記デジタル変調信号の１シンボル期間内に異なる位相を有する少なくとも２つの異なる変調状態に変調されており、上記２つの異なる変調状態は、同じ振幅を有し、位相が互いに９０度異なることを特徴とする請求項１記載の復調装置。
【請求項３】
上記局部発振信号を上記局部発振器内部で上記２つの異なる変調状態に変調するための変調信号を該局部発振器に供給する変調制御手段を更に備える請求項２記載の復調装置。
【請求項４】
上記局部発振器から局部発振信号が供給され、該局部発振信号を上記２つの異なる変調状態に変調し、該変調された局部発振信号を上記混合器に供給するアナログ回路を更に備える請求項２記載の復調装置。
【請求項５】
上記アナログ回路は、上記デジタル変調信号のシンボル周波数の２倍の周波数を有する制御信号により、移相器を備える第１の分岐路と移相器を備えない第２の分岐路とを切り換える切換手段を備えることを特徴とする請求項４記載の復調装置。
【請求項６】
上記変調された局部発振信号を帯域通過フィルタリングする帯域通過フィルタを更に備える請求項１乃至５いずれか１項記載の復調装置。
【請求項７】
上記帯域通過フィルタは、上記デジタル変調信号の中心周波数ｆｃに対応する中心周波数と、該デジタル変調信号の信号帯域に対応する帯域幅を有することを特徴とする請求項６記載の復調装置。
【請求項８】
上記デジタル変調信号は、Ｉ／Ｑ変調された信号であり、上記ダウンコンバート及び復調され、シリアルに配列された２つの情報部分は、該Ｉ／Ｑ変調された信号のＩ値及びＱ値を示すことを特徴とする請求項１乃至７いずれか１項記載の復調装置。
【請求項９】
デジタル変調信号をダウンコンバート及び復調する復調方法において、
局部発振器によって局部発振信号を発生するステップと、
混合器によって上記局部発振信号と上記デジタル変調信号とを混合して混合信号を生成するステップと、
上記混合信号を低域通過フィルタリングするステップと、
上記低域通過フィルタリングされた混合信号をダウンコンバート及び復調されたデジタル信号に変換するステップとを有し、
上記局部発振信号は、上記デジタル変調信号と混合されるときには、上記ダウンコンバート及び復調されたデジタル信号がシリアルに配列された２つの情報部分となるように、上記デジタル変調信号に対して設定されており、
上記デジタル変調信号は中心周波数ｆｃを有する信号帯域において変調され、前記局部発振信号は、上記中心周波数ｆｃを有する前記信号帯域に対し、上記デジタル変調信号の前記信号帯域幅の半分のオフセットを有する中心周波数ｆｌｏを有することを特徴とする復調方法。
【請求項１０】
上記局部発振信号は、上記デジタル変調信号の１シンボル期間内に異なる位相を有する少なくとも２つの異なる変調状態に変調されており、上記２つの異なる変調状態は、同じ振幅を有し、位相が互いに９０度異なることを特徴とする請求項９記載の復調方法。
【請求項１１】
上記局部発振信号を上記局部発振器内部で上記２つの異なる変調状態に変調するための変調信号を該局部発振器に供給するステップを更に有する請求項１０記載の復調方法。
【請求項１２】
上記局部発振器から局部発振信号が供給され、該局部発振信号を上記２つの異なる変調状態に変調し、該変調された局部発振信号を上記混合器に供給するステップを更に有する請求項１０記載の復調方法。
【請求項１３】
上記局部発振信号は、上記デジタル変調信号のシンボル周波数の２倍の周波数を有する制御信号により、移相された状態と移相されていない状態とに切り換えられることを特徴とする請求項１２記載の復調方法。
【請求項１４】
上記変調された局部発振信号を帯域通過フィルタリングするステップを更に有する請求項９乃至１３いずれか１項記載の復調方法。
【請求項１５】
上記帯域通過フィルタリングするステップでは、上記デジタル変調信号の中心周波数ｆｃに対応する中心周波数と、該デジタル変調信号の信号帯域に対応する帯域幅とを有する帯域通過フィルタを用いることを特徴とする請求項１４記載の復調方法。
【請求項１６】
上記デジタル変調信号は、Ｉ／Ｑ変調された信号であり、上記ダウンコンバート及び復調され、シリアルに配列された２つの情報部分は、該Ｉ／Ｑ変調された信号のＩ値及びＱ値を示すことを特徴とする請求項９乃至１５いずれか１項記載の復調方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、デジタル変調信号をダウンコンバート及び復調する復調装置及び復調方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
デジタル変調された信号（以下、デジタル変調信号という。）をダウンコンバート及び復調する復調装置及び復調方法は、信号を送信機から受信機に伝送する分野で使用されている。信号の伝送は、地上波による無線伝送でもよく、所定の接続線を介した有線伝送でもよい。デジタル変調信号をダウンコンバート及び復調する復調装置及び復調方法は、当然、送信側で使用されている変調方式及び伝送媒体に応じて選択される。
【０００３】
デジタル変調信号Ｓ０をダウンコンバート及び復調する復調装置の例を図１０に示す。この復調装置は、例えばグローバルポジショニングシステム（Global Positioning System：ＧＰＳ）や第３世代移動通信システム（Universal Mobile Telephone System：ＵＭＴＳ）等の無線通信システムにおける移動端末装置は、受信した高周波信号（以下、ＲＦ信号という。）をダウンコンバート及び復調する。伝送されてくるＲＦ信号は、移動端末装置のアンテナを介して、移動端末装置に供給される。このＲＦ信号は、移動端末装置内に設けられた例えば図１０に示すような復調装置に供給される。ここで、ＲＦ信号を中間周波数信号（intermediate signal：以下、ＩＦ信号という。）にダウンコンバートした後に、このＩＦ信号を図１０に示すような復調装置に供給して更なるダウンコンバート及び復調処理を施してもよい。
【０００４】
無線通信の分野においては、通常Ｉ／Ｑ変調方式が用いられる。Ｉ／Ｑ変調方式では、変調状態はＩ／Ｑ平面（I/Q-diagram）によって表すことができる。Ｉ／Ｑ平面では、水平方向の軸がＩ成分、すなわち搬送信号と同相の信号成分を表し、垂直方向の軸がＱ成分、すなわち搬送信号に直交する信号成分を表す。デジタル情報信号は、搬送信号の位相情報として伝送され、搬送波の位相は、伝送するシンボルに依存して異なる離散した状態（different discrete states）を切り換えられる。この方式は、位相偏移変調（phase shift keying：以下、ＰＳＫ変調という。）と呼ばれ、多くの場合、振幅偏移変調（amplitude shift keying）と併用されて、様々な分野で使用されている。ＧＳＭにおいては、例えばガウス最少偏移変調（Gaussian minimum shift keying modulation：以下、ＧＭＳＫ）が使用されている。
【０００５】
Ｉ／Ｑ変調された信号に対するダウンコンバート及び復調は、例えば図１０に示すように、局部発振器１０１と、２つの混合器（ミキサ）１０２，１０３と、９０度移相器１０４と、２つの低域通過フィルタ（lowpass filter：以下、ＬＰＦという。）１０５，１０６と、２つのアナログ／デジタル変換器（analog-to-digital-converter：以下、Ａ／Ｄ変換器という。）１０７，１０８とを備えるアナログ復調装置により実行される。局部発振器１０１は、局部発振信号を発生し、混合器１０２には、この局部発振信号を直接供給し、混合器１０３には、９０度移相器１０４を介して局部発振信号を間接的に供給する。混合器１０２は、デジタル変調信号Ｓ０と局部発振信号とを混合して、同相成分（Ｉ成分）を示す信号を出力する。一方、混合器１０３は、デジタル変調信号Ｓ０と位相が９０度シフトされた局部発振信号とを混合し、直交成分（Ｑ成分）を示す信号を出力する。これら信号は、それぞれＬＰＦ１０５，１０６を通過した後、Ａ／Ｄ変換器１０７，１０８に供給され、デジタル信号ＳＩ，ＳＱとしてパラレルに得られる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
このような従来の復調装置は、アナログ素子である９０度移相器を必要とし、９０度移相器は、生来的に周波数に依存する素子であり、位相及び振幅の不均衡を抑制するためには、復調装置全体の周波数範囲が制限される。さらに、この復調装置は、２つの平行する出力ストリームを生成するために、２つの混合器と、２つのＬＰＦと、２つのＡ／Ｄ変換器が必要とされ、復調装置全体を構成する部品点数が多くなり、したがって製造コストが高くなる。
【０００７】
本発明は、上述の課題に鑑みてなされたものであり、単純な構成で効果的にデジタル変調信号をダウンコンバート及び復調する復調装置及び復調方法を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上述の目的を達成するために、本発明に係る復調装置は、デジタル変調信号をダウンコンバート及び復調するものであり、局部発振信号を発生する局部発振器と、局部発振信号とデジタル変調信号とを混合して混合信号を生成する混合器と、混合器からの混合信号を低域通過フィルタリングする低域通過フィルタと、低域通過フィルタによりフィルタリングされた混合信号をダウンコンバート及び復調されたデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換器とを備える。そして、局部発振信号は、アナログ／デジタル変換器から出力されるダウンコンバート及び復調されたデジタル信号がシリアルに配列された２つの情報部分となるように、デジタル変調信号に対して設定されているとともに、デジタル変調信号の１シンボル期間内に異なる位相を有する少なくとも２つの異なる変調状態に変調されている。
【０００９】
従来の技術と異なり、本発明によれば、２つの情報部分がパラレル信号としてではなくシリアル信号として得られるので、復調装置及び関連する装置の構成を単純化することができる。したがって、本発明は、例えば無線通信システムにおける携帯端末装置又は移動端末装置に好適に適用され、これらの端末装置を有効に小型化及び軽量化することができる。さらに、本発明によれば、従来の復調装置が備えるアナログ移相器を省略できるので、振幅と位相の不均衡を実質的に低減させることができる。さらに、本発明に基づく復調装置は、従来の復調装置に比べ、より広い帯域幅に対応できる能力を有する。
【００１０】
デジタル変調信号は、好ましくは、Ｉ／Ｑ変調された信号であり、ダウンコンバート及び復調され、シリアルに配列された２つの情報部分は、このＩ／Ｑ変調された信号のＩ値及びＱ値を示すものである。
【００１１】
さらに、局部発振信号は、デジタル変調信号の信号帯域幅の中心周波数に対して、デジタル変調信号の帯域幅の半分のオフセットを有する中心周波数を有している。
【００１２】
また、局部発振信号は、デジタル変調信号の１シンボル期間内に異なる位相を有する少なくとも２つの異なる変調状態に変調されている。この場合、２つの異なる変調状態は、例えば、同じ振幅を有し、位相が互いに９０度異なっている。本発明に係る復調装置に、局部発振器に変調信号を供給し、局部発振信号を局部発振器内部で２つの異なる変調状態に変調する変調制御手段を設けてもよい。これに代えて、本発明に係る復調装置に、局部発振器から局部発振信号が供給され、局部発振信号を２つの異なる変調状態に変調し、変調された局部発振信号を混合器に供給するアナログ回路を設けてもよい。さらに、このアナログ回路は、デジタル変調信号のシンボル周波数の２倍の周波数を有する制御信号により、移相器を備える第１の分岐路と移相器を備えない第２の分岐路とを切り換える切換手段を備えていてもよい。
【００１３】
さらに、本発明に係る復調装置は、好ましくは、変調された局部発振信号を帯域通過フィルタリングする帯域通過フィルタを備える。この帯域通過フィルタは、例えばデジタル変調信号の信号帯域の中心周波数に対応する中心周波数と、デジタル変調信号の信号帯域に対応する帯域幅を有する。
【００１４】
また、上述の目的を達成するために、本発明に係る復調方法は、デジタル変調信号をダウンコンバート及び復調するものであり、局部発振器によって局部発振信号を発生するステップと、混合器によって局部発振信号とデジタル変調信号とを混合して混合信号を生成するステップと、混合信号を低域通過フィルタリングするステップと、低域通過フィルタリングされた混合信号をダウンコンバート及び復調されたデジタル信号に変換するステップとを有する。そして、局部発振信号は、デジタル変調信号と混合されるときには、ダウンコンバート及び復調されたデジタル信号がシリアルに配列された２つの情報部分となるように、デジタル変調信号に対して設定されているとともに、デジタル変調信号の１シンボル期間内に異なる位相を有する少なくとも２つの異なる変調状態に変調されている。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係る復調装置及び復調方法について図面を参照して詳細に説明する。以下の実施の形態では、Ｉ／Ｑ変調された信号（以下、Ｉ／Ｑ変調信号という。）をダウンコンバート及び復調する復調装置及び復調方法を説明するが、図に示しここに説明する復調装置及び復調方法は、他の方式により変調されたデジタル変調信号のダウンコンバート及び復調にも適用することができる。
【００１６】
本発明を適用した復調装置の第１の実施の形態の構成を図１に示す。この復調装置は、Ｉ／Ｑ変調信号Ｓ０をダウンコンバート及び復調する。Ｉ／Ｑ変調信号は、例えば無線通信システムの移動端末装置又は基地局内の受信機の高周波信号処理回路から供給される。図１に示す復調装置は、局部発振信号Ｓｌｏを発生する局部発振器１を備える。局部発振器１から発生される局部発振信号Ｓｌｏは、中心周波数ｆｌｏを有する。この中心周波数ｆｌｏは、各信号帯域内におけるＩ／Ｑ変調信号Ｓ０の中心周波数ｆｃに対して、Ｉ／Ｑ変調信号Ｓ０の信号帯域幅の半分のオフセットを有する。Ｉ／Ｑ変調信号Ｓ０は、この復調装置の前段でダウンコンバートが行われている場合には、中間周波数帯域に属し、ダウンコンバートが行われていない場合には、高周波帯域に属する。
【００１７】
Ｉ／Ｑ変調信号Ｓ０の周波数帯域及び中心周波数と、局部発振信号Ｓｌｏとの関係を図２に示す。Ｉ／Ｑ変調信号Ｓ０の帯域幅をＢとし、中心周波数をｆｃとすると、局部発振信号Ｓｌｏの中心周波数ｆｌｏは、Ｉ／Ｑ変調信号Ｓ０の例えば上端（upper end）に位置し、すなわち、局部発振信号Ｓｌｏの中心周波数ｆｌｏは、ｆｃ＋Ｂ／２と表すことができる。なお、これに代えて、局部発振信号Ｓｌｏの中心周波数ｆｌｏを、Ｉ／Ｑ変調信号Ｓ０の下端に位置するようにしてもよく、この場合、局部発振信号Ｓｌｏの中心周波数ｆｌｏは、ｆｃ−Ｂ／２と表すことができる。
【００１８】
単一の混合器（ミキサ）２は、局部発振信号ＳｌｏとＩ／Ｑ変調信号Ｓ０とを混合して混合信号を生成し、この混合信号をカットオフ周波数Ｂを有する低域通過フィルタ（low-pass filter：以下、ＬＰＦという。）３に供給する。これにより、Ｉ／Ｑ変調信号Ｓ０に対応するベースバンド信号が生成される。このベースバンド信号は、さらにアナログ／デジタル変換器（以下、Ａ／Ｄ変換器という。）４に供給され、Ａ／Ｄ変換器４は、このＩ／Ｑ変調信号Ｓ０に対応するベースバンド信号をＩ／Ｑ変調信号Ｓ０のシンボルレートの２倍のサンプリングレートでサンプリングし、デジタル信号に変換する。換言すれば、Ａ／Ｄ変換器４は、Ｉ／Ｑ変調信号Ｓ０の１シンボル長につき２回のサンプリングを行う。ここで、サンプリングされたＩ値及びＱ値の符号がクロックサイクル毎に反転するため、これに対する更なる処理が必要となる。
【００１９】
局部発振信号Ｓｌｏの中心周波数ｆｌｏ＝ｆｃ＋Ｂ／２とした場合の、図１及び図２に示す復調装置の処理を説明する。Ｉ／Ｑ変調信号Ｓ０は、以下の式で表される。
【００２０】
【数１】
0004738604.tif 000002
【００２１】
ここで、ωｃ＝２πｆであり、ｉ（ｔ）及びｑ（ｔ）は、それぞれベースバンドのＩ信号及びＱ信号を表している。これらはシンボル間の干渉を回避するためにフィルタリング処理する必要がある。混合器２において、Ｉ／Ｑ変調信号Ｓ０は、中心周波数ｆｌｏ＝ｆｃ＋Ｂ／２を有する局部発振信号Ｓｌｏと混合され、以下のような混合信号が得られる。
【００２２】
【数２】
0004738604.tif 000003
【００２３】
ＬＰＦ３により高周波成分をフィルタリングすることにより、以下のような低周波成分が得られる。
【００２４】
【数３】
0004738604.tif 000004
【００２５】
ｔ＝ｎ／２Ｂの間隔でサンプリングを行うことにより、コサイン関数又はサイン関数のいずれかが０となり、したがって、各サンプルにおいてｉ（ｎ／２Ｂ）及びｑ（ｎ／２Ｂ）を抽出することができる。サンプリングレートｆｓは、シンボルレートの２倍、すなわちｆｓ＝２Ｂであるため、ＬＰＦ３は、少なくともＢのコーナ、すなわちカットオフ周波数を有していなくてはならない。これにより、Ａ／Ｄ変換器４からの出力信号Ｓ１は、Ｉ／Ｑ変調信号Ｓ０の各シンボル期間のＩ成分とＱ成分を交互に表すシリアル信号となる。
【００２６】
図３は、本発明を適用した復調装置のシミュレーション結果を信号対時間で示すグラフである。このグラフにおいては、クロック信号を細線で示している。また、破線で示す元のＩ信号及び一点鎖線で示す元のＱ信号は、平行する理想的な矩形波信号としても示している。さらに、このグラフにおいては、復調アナログ信号を太線で示しており、各クロックサイクルの前半と後半におけるＩとＱは、その時点でＩ信号を検出できるか、Ｑ信号を検出できるかを示している。Ｉ又はＱに付されている符号「−」は、動作の性質上生じる符号の反転を示している。例として、最初の２サイクルを考察する。第１の半サイクルにおけるダウンコンバートされた信号の値はハイであり、Ｉ値として「１」が検出される。第２の半サイクルにおける信号の値もハイであるが、予め分かっている符号の反転に基づき、Ｑ値として「−１」が検出される。第３の半サイクルでは、信号の値はハイであり、符号が負であるため、Ｉ値として「−１」が検出される。第４の半サイクルにおいては、信号の値がローであり、負の符号がないため、Ｑ値として「−１」が検出される。これにより、シリアルシーケンス１，−１，−１，−１が検出される。このシーケンスは、Ｉ＝１，−１・・・及びＱ＝−１，−１・・・のパラレルシーケンスに相当する。この実施の形態では、説明を簡単にするために、４相位相変調（quadrature phase shift keying：以下、ＱＰＳＫという。）方式に基づいて変調された信号の復調について説明しているが、より高次の変調方式に対しても同様の処理が可能である。出力信号Ｓ１として順次出力される正しいＩ値及びＱ値又はＩ成分及びＱ成分は、時刻（１／４＋ｎ／２）＊ＴＳの時点で得られる。ここで、ｎはサンプル数を表し、ＴＳ＝１／２Ｂであり、Ｉ値は各偶数番目に検出され、Ｑ値は各奇数番目に検出される。
【００２７】
図４は、本発明を適用した復調装置の第２の実施の形態を示す図である。この復調装置は、変調制御回路７により生成及び出力された変調信号（modulation signal）により変調される局部発振信号Ｓｌｏを発生する局部発振器５を備える。局部発振信号Ｓｌｏは、それぞれ位相が異なる少なくとも２つの変調状態に変調される。好ましくは、第２の変調状態は、第１の変調状態と振幅が同じで位相が９０度シフトされており、これにより、変調状態は、例えば０，１，０，１，０，１・・・のように交互に変化する。ここで、Ｉ／Ｑ変調信号Ｓ０の１シンボル期間内に少なくとも２つの変調状態が存在する必要がある。局部発振信号Ｓｌｏの中心周波数ｆｃは、Ｉ／Ｑ変調信号Ｓ０の信号帯域の中心とする。変調された局部発振信号Ｓｌｏは、バンドパスフィルタ（band-pass filter：以下、ＢＰＦという。）６に供給される。ＢＰＦ６は、Ｉ／Ｑ変調信号Ｓ０の信号帯域幅をＢとすると、少なくともＢ、好ましくは２Ｂの通過帯域幅を有する。
【００２８】
ＢＰＦ６を通過した局部発振信号Ｓｌｏは、混合器２に供給され、Ｉ／Ｑ変調信号Ｓ０と混合される。さらに、この復調装置は、ＬＰＦ３及びＡ／Ｄ変換器４を備えている。ＬＰＦ３及びＡ／Ｄ変換器４の動作については、図１に構成を示し、図１〜図３を用いて説明した復調装置と共通するものであるため、この実施の形態においては、これらの説明は省略する。Ａ／Ｄ変換器４は、Ｉ値とＱ値が交互に出現するシリアル信号である出力信号Ｓ１を出力する。
【００２９】
図５は、本発明を適用した復調装置の第３の実施の形態を示す図である。この復調装置の構成は、図４に示す復調装置に類似している。但し、図４に示す実施の形態では、局部発振信号Ｓｌｏは、局部発振器５の内部で変調されているが、この図５に示す実施の形態においては、局部発振信号Ｓｌｏは、外部で変調される。すなわち、この復調装置は、Ｉ／Ｑ変調信号Ｓ０の信号帯域の中心と等しい中心周波数ｆｃを有し、変調されていない局部発振信号Ｓｌｏを出力する局部発振器８を備える。局部発振器８から出力された局部発振信号Ｓｌｏは、アナログ回路９に供給される。アナログ回路９は、Ｉ／Ｑ変調信号Ｓ０の１シンボル期間内に２つの変調状態を有するように、局部発振信号Ｓｌｏを変調し、変調された局部発振信号Ｓｌｏを第２の実施の形態と同様のＢＰＦ６に供給する。すなわち、アナログ回路９は、位相値の異なる少なくとも２つの変調状態となるように局部発振器８からの局部発振信号Ｓｌｏを変調する。好ましくは、第２の変調状態は、第１の変調状態と同じ振幅及び９０度シフトされた位相を有している。さらに好ましくは、変調状態は、Ｉ／Ｑ変調信号Ｓ０のシンボルレートの２倍の速さで交互に切り換えられる。
【００３０】
このアナログ回路９の内部構成を図６に示す。アナログ回路９は、図６に示すように、切換スイッチ１０を備え、切換スイッチ１０は、制御信号により制御されて、９０度移相器１１が設けられた第１の分岐路１２と、移相器が設けられていない第２の分岐路１３のいずれかと接続する。制御信号は、Ｉ／Ｑ変調信号Ｓ０のシンボル周波数の少なくとも２倍の周波数を有している。すなわち、局部発振器８からの局部発振信号Ｓｌｏは、切換スイッチ１０を介して、第１の分岐路と第２の分岐路１２を交互に通るように切り換えられる。上述のように、第１の分岐路１２には、局部発振信号Ｓｌｏの位相を９０度シフトさせる９０度移相器１１が設けられているため、局部発振信号Ｓｌｏは、２つの異なる位相値を有する変調状態に変調される。
【００３１】
第３の実施の形態としての図５に示す復調装置は、第１及び第２の実施の形態としての図１及び図４に示した復調装置と同様に、混合器２、ＬＰＦ３、Ａ／Ｄ変換器４を備える。第２及び第３の実施の形態におけるＬＰＦ３のカットオフ周波数及びＡ／Ｄ変換器４のサンプリングレートは、混合器２に入力される信号のスペクトル帯域幅に基づいて設定される。ＬＰＦ３のカットオフ周波数は、少なくともＢ、すなわちＩ／Ｑ変調信号Ｓ０のチャンネル帯域幅又は信号帯域幅とし、Ａ／Ｄ変換器４のサンプリングレートｆｓは、少なくとも１／２Ｂとする。
【００３２】
図４に示す第２の実施の形態では、局部発振信号Ｓｌｏは、局部発振器５の内部で変調され、図５に示す第３の実施の形態では、局部発振信号Ｓｌｏは、局部発振器８の外部で、すなわちアナログ回路９において変調される。アナログ回路９内に設けられた切換スイッチ１０の制御には、クロック再生（clock recovery）又はこの他の周知の同期の手法を用いて再生されたクロック信号を使用する。第２の実施の形態及び第３の実施の形態において、同相（Ｉ）成分は、クロックサイクルの前半でダウンコンバートされ、直交（Ｑ）成分は、クロックサイクルの後半でダウンコンバートされる。局部発振信号Ｓｌｏは、以下のような数式で表される。
【００３３】
【数４】
0004738604.tif 000005
【００３４】
ここで、ｎはシンボル数を示す整数を表し、Ｔはシンボル期間を表す。局部発振信号Ｓｌｏは、Ｉ／Ｑ変調信号Ｓ０の１シンボル期間内に２つの変調状態を有する必要があり、この信号が供給されるＢＰＦ６は、少なくともＢに対応する帯域幅を有していなくてはならない。この変調された局部発振信号Ｓｌｏは、混合器２に供給され、Ｉ／Ｑ変調信号Ｓ０は、混合器２によってダウンコンバートされ、ＬＰＦ３により高域成分がフィルタリングされ、これによりＬＰＦ３から出力される信号は、以下のようになる。
【００３５】
【数５】
0004738604.tif 000006
【００３６】
これにより、各期間において、正しいＩ値及びＱ値が抽出される。
【００３７】
なお、局部発振信号Ｓｌｏを切り換え又は変調することにより、局部発振信号Ｓｌｏは、ＢＰＦ６を通過させなければ無限のスペクトル成分を有することとなる。局部発振信号Ｓｌｏは、１シンボル期間内に少なくとも２つの変調状態を有していなくてはならず、したがってそのスペクトル成分は有限、好ましくは２Ｂの範囲内である必要がある。すなわち、ＢＰＦ６によるフィルタリングにより、Ｉ／Ｑ値を正しく検出できるようになる。図７は、第２及び第３の実施の形態に示す復調装置を用いたＩ／Ｑ値検出のシミュレーション結果を示すグラフである。このグラフは、図３に示すグラフと同様に、元の送信されたＩ／Ｑ値と受信されたＩ／Ｑ値を示すものであり、ここでは図３の説明を参照する。なお、図７においては、Ｉ値及びＱ値において、符号の反転は生じていない。
【００３８】
以上のように、Ｉ／Ｑ変調信号Ｓ０をダウンコンバート及び復調する本発明に基づく復調装置は、混合器、ＬＰＦ、Ａ／Ｄ変換器をそれぞれ１つ備えていればよく、したがって、本発明によれば、極めて単純な構成の復調装置によりＩ値及びＱ値を検出することができる。なお、本発明では、局部発振信号に適切な処理を施し、及び所定のスペクトル帯域に制限する必要がある。また、従来の復調装置に比べてより高速なＡ／Ｄ変換を行う必要がある。しかしながら、本発明によれば、従来の構成から少なくとも１つのアナログ移相器を省略でき、混合器は１つでよく、振幅及び位相の不均衡の問題を著しく改善することができる。すなわち、本発明は、従来の復調装置に比べて、複雑でなく、Ｉ／Ｑ値の不均衡が改善された復調装置を提供することができる。
【００３９】
Ｉ／Ｑ変調信号が複数のチャンネルを介して送信されるマルチチャンネル環境においては、チャンネル間の間隔を適切に保つ必要がある。この点について、図８及び図９を用いて説明する。図８は、図１に示す復調装置における最少のチャンネルラスタ要求（channel raster requirement）を示している。ここで、図８は、単に理論上の設定を示しており、ここでは局部発振器１から出力される局部発振信号の中心周波数は、チャンネル＃１の周波数帯域の上端に設定され、チャンネル＃１のみが復調される。したがって、チャンネル間干渉が発生しないように、上位のチャンネル＃２は、局部発振信号の周波数から信号帯域幅Ｂ以上離間させる必要がある。チャンネル＃３における信号と局部発振信号との混合積は、信号帯域幅Ｂのベースバンドから外れるため、下位のチャンネル＃３は、チャンネル＃１に隣接して設けてもよい。なお、図８に示す非対称の配列は、理論的な限界を説明するものであり、実際に使用される可能性は低い。すなわち、各チャンネルは、少なくとも信号帯域幅Ｂ以上離間させる必要がある。
【００４０】
第２及び第３の実施の形態についても同様のことが言える。第２及び第３の実施の形態に示す復調装置を用いる場合、図９に示すように、下位のチャンネル＃３は、理論上においてもチャンネル＃１から信号帯域幅Ｂ以上離間している必要がある。この理由は、図８を用いて説明した理由と同じである。このように、本発明に基づく復調装置は、対象となるチャンネルが高周波帯域から抽出されてＩ／Ｑ復調される構成に適している。
【００４１】
【発明の効果】
以上のように、本発明に係る復調装置は、局部発振信号を発生する局部発振器と、局部発振信号とデジタル変調信号とを混合して混合信号を生成する混合器と、混合器からの混合信号を低域通過フィルタリングする低域通過フィルタと、低域通過フィルタによりフィルタリングされた混合信号をダウンコンバート及び復調されたデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換器とを備え、局部発振信号は、アナログ／デジタル変換器から出力されるダウンコンバート及び復調されたデジタル信号がシリアルに配列された２つの情報部分となるように、デジタル変調信号に対して設定される。これにより、２つの情報部分がパラレル信号としてではなくシリアル信号として得られるので、復調装置の構成を単純化することができる。
【００４２】
また、本発明に係る復調方法は、局部発振信号を発生するステップと、局部発振信号とデジタル変調信号とを混合して混合信号を生成するステップと、混合信号を低域通過フィルタリングするステップと、低域通過フィルタリングされた混合信号をダウンコンバート及び復調されたデジタル信号に変換するステップとを有し、局部発振信号は、ダウンコンバート及び復調されたデジタル信号がシリアルに配列された２つの情報部分となるように、デジタル変調信号に対して設定される。これにより、２つの情報部分がパラレル信号としてではなくシリアル信号として得られるので、単純な構成で効果的にデジタル変調信号をダウンコンバート及び復調することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明を適用した復調装置の第１の実施の形態の構成を示す図である。
【図２】  図１に示す復調装置における各部分の中心周波数及び周波数帯域を示す図である。
【図３】  図１に示す復調装置を用いたシミュレーションにより得られたＩ／Ｑ値を示す図である。
【図４】  本発明を適用した復調装置の第２の実施の形態の構成を示す図である。
【図５】  本発明を適用した復調装置の第３の実施の形態の構成を示す図である。
【図６】  図５に示すアナログ回路の内部構成を示す図である。
【図７】  図４及び図５に示す復調装置を用いたシミュレーションにより得られたＩ／Ｑ値を示す図である。
【図８】  マルチチャンネル環境における図１に示す復調装置の中心周波数及び周波数帯域を示す図である。
【図９】  マルチチャンネル環境における図４及び図５に示す復調装置の中心周波数及び周波数帯域を示す図である。
【図１０】  従来の復調装置の構成を示す図である。
【符号の説明】
１ 局部発振器、２ 混合器、３ 低域通過フィルタ、４ Ａ／Ｄ変換器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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