(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
基地局から移動局までの移動通信ネットワークにおけるハイブリッド自動再送要求を使用するシグナリング方法であって、
前記基地局において、
新しいデータあるいは再送信されたデータの送信であることを示す新データ・インディケータに対する１ビットの信号と、冗長バージョン・パラメータに対する信号と、ビット・リアレンジメント・パラメータに対する信号とを一緒に符号化した信号を生成するステップと、
前記信号を前記移動局に送信するステップを有するシグナリング方法。
【請求項２】
前記信号を生成するステップは、送信が新しいデータであることを示す新データ・インディケータが格納される新データ・インディケータ・フィールドを、前記組み合わせのそれぞれを定める信号値Ｘrvとマージするステップをさらに有する請求項１記載の方法。
【請求項３】
送信が新しいデータであることを示す新データ・インディケータが１の値を有する場合、前記新データ・インディケータは新しいデータ伝送を示す請求項２記載の方法。
【請求項４】
送信が新しいデータであることを示す新データ・インディケータが零の値を有する場合、前記新データ・インディケータは再送信されたデータを示す請求項２記載の方法。
【請求項５】
前記冗長バージョン・パラメータはｓを含み、ｓ＝１は自己復号可能な送信を示し、ｓ＝０は自己復号不能な送信を示す請求項１記載の方法。
【請求項６】
前記選択されたコードは、自己復号可能な冗長性バージョンと自己復号不能な冗長性バージョンの間の直交性を改善するために、自己復号可能なインディケータ、冗長バージョン・インディケータ及びビット・リアレンジメント・パラメータの少なくとも１つの組み合わせを有する請求項１記載の方法。
【請求項７】
送信が新しいデータであることを示す新データ・インディケータが１の値を有する場合は、パラメータｓも１の値を有する請求項５記載の方法。
【請求項８】
前記送信において、前記冗長バージョン・パラメータを構成するｒは零の値を有し、ビット・リアレンジメント・パラメータｂは零の値を有する請求項５記載の方法。
【請求項９】
前記組み合わせを表す前記信号値は、最高８つの組み合わせを提供する３ビット、あるいは最高１６の組み合わせを提供する４ビットのいずれかにより定められる請求項１記載の方法。
【請求項１０】
前記信号に、利用可能な組み合わせの数を増加させる効果を有するものとする場合、４ビットが使用される請求項９記載の方法。
【請求項１１】
前記信号に、ＨＡＲＱシグナリング方式に必要とされるビット数を減少させる効果を有するものとする場合、３ビットが使用される請求項９記載の方法。
【請求項１２】
ＱＰＳＫあるいは１６ＱＡＭが前記選択されたコードを送信するための変調方式として使用される請求項１記載の方法。
【請求項１３】
ハイブリッド自動再送要求を使用する移動通信システムであって、
１つまたは複数の基地局と、
前記基地局と無線通信する１つまたは複数の移動局を有し、
前記基地局の１つにおいて、
新しいデータあるいは再送信されたデータの送信であることを示す新データ・インディケータに対する１ビットの信号と、冗長バージョン・パラメータに対する信号と、ビット・リアレンジメント・パラメータに対する信号とを一緒に符号化した信号を生成する移動通信システム。
【請求項１４】
前記システムは高速下りリンク・パケット・アクセスの一部を形成する請求項１３記載の移動通信信号システム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は移動通信ネットワークにおけるシグナリング方法及びシステムに関し、特に、高速下りリンク・パケット・アクセス（ＨＳＤＰＡ：High Speed Downlink Packet Access）においてハイブリッド自動再送要求（ＨＡＲＱ：Hybrid Automatic Repeat Request）を使用する改良されたシグナリング方式のための方法及びシステムに関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＨＳＤＰＡは、下りリンク方向でのマルチメディア・サービスをサポートするために提案されている第３世代無線通信標準の広帯域符号分割多重接続方式（Ｗ−ＣＤＭＡ）における基本的な機能の１つである。名称が示すように、ＨＳＤＰＡは第３世代（３Ｇ）端末に対して高速のデータ受け渡しを可能とし、有効なマルチメディア能力を必要としているユーザーが、無線アクセス・ネットワークの限界によって従来は利用できなかったデータ転送速度の恩恵を得ることを保証する。無線アクセス・ネットワークは、ユーザー端末と移動通信ネットワークの基地局の間を結んでいる。
【０００３】
第３世代パートナーシップ・プロジェクト（３ＧＰＰ：3rd Generation Partnership Project）標準リリース５の一部として、すべての主要な移動電話製造業者、第３世代通信事業者、第３世代関係者は、実現可能で信頼性の高い完全なＨＳＤＰＡ機能を実現するために現在懸命に努力している。この機能が実現すると、ＨＳＤＰＡは、下りリンク方向で５メガヘルツ以上の帯域幅で最高１０Ｍｂｐｓの非常に高速のデータ転送速度を提供する。この特に高速のデータ転送速度を使用して、ビデオ・ストリーミング、対話型のアプリケーション及びビデオ・オン・デマンドのような高品質なアプリケーションが保証される。この目標に到達するために、たとえば、適応変調符号化（ＡＭＣ：Adaptive Modulation and Coding）、ハイブリッド自動再送要求（ＨＡＲＱ：Hybrid Automatic Repeat Request）、複数入力−複数出力（ＭＩＭＯ：Multiple Input-Multiple Output）、高速セル選択（ＦＣＳ：fast cell selection）、独立型の下りリンク共有チャネル（ＤＳＣＨ：Standalone Down link Shared Channel）及び下りリンクチャネル構造、等の基本的な技術が３ＧＰＰ標準の関係者によって研究されてきた。
【０００４】
これらの機能の完全で適切な動作を保証するために、シグナリングが必要とされる。現時点では、ＨＳＤＰＡ標準は、冗長バージョン（redundancy version）及び新データ・インディケータ（ＮＤＩ：New Data Indicator）に専用の４ビットを使用する。シグナリングにおけるこれらの態様のために使用されるビット数を減少して符号化に対してより大きい容量を備えるか、あるいは、冗長バージョンと新データ・インディケータに４ビットの使用を維持するが、同じシグナリング方式必要条件を仮定した場合に、移動通信システム内の送信ノードに対して選択するべき自由度を増すために、冗長バージョン内の組み合わせの数を増加するかの、いずれかが望ましいであろう。
【０００５】
ＨＳＤＰＡシグナリング方式の背景を次に説明する。初めに、ＨＡＲＱに対する下りリンクシグナリング方式の必要条件は、ＨＡＲＱプロセス数（process number）に対して３ビット、冗長バージョンに対して２ビット及び新データ・インディケータに対して１ビットで構成されている。理論的には、冗長バージョン信号に対しては、５ビット、すなわち、ｓに対して１ビット、ｒに対して２ビット、ｂに対して２ビットの信号が必要であろう。冗長バージョン信号を２ビット及び３ビットに減少する試みが、以前に行われた。３ビットシグナリング方式の案はＴＲ２５．８５８Ｖ１．１．２として参照される３ＧＰＰテクニカル・リポートの新しいドラフトに含まれており、したがって現在は、ＨＡＲＱに対する下りリンクシグナリング方式の必要条件は、ＨＡＲＱプロセス数に対して３ビット、冗長バージョンに対して３ビット、新データ・インディケータに対して１ビットである。
【０００６】
初期のドラフトにおける３ビットシグナリング方式の案では、冗長バージョン（ＲＶ）パラメータｒ、ｓ、及びコンステレーション・バージョン・パラメータｂは、一緒に符号化され、値Ｘrvを作る。値Ｘrvは、あるいは数列ｘrv1、ｘrv2、ｘrv3として表され、ここでｘrv1は最上位のビットである。これは、使用される変調方式に応じて、次の表によって行われる。下記の表１は１６ＱＡＭ（直交振幅変調）に対する冗長バージョン（ＲＶ）符号化を示し、表２は直交位相偏移キーイング（ＱＰＳＫ）に対するＲＶ符号化を示す。
【０００７】
【表１】
0004829469.tif 000002
【０００８】
【表２】
0004829469.tif 000003
【０００９】
物理層ＨＡＲＱ機能は、ＨＳ−ＤＳＣＨ物理チャネルのビット総数に対するチャネル符号化（ターボ符号器）の出力におけるビット数に対応する。ＨＡＲＱ機能は冗長バージョン（ＲＶ）パラメータにより制御される、すなわち、物理層ＨＡＲＱ機能の出力におけるビットの正確な集合は、入力ビット数、出力ビット数及びＲＶパラメータに依存する。
【００１０】
物理層ＨＡＲＱ機能は、図２に示すように、２つのレート・マッチング・ステージから成る。第１のレート・マッチング・ステージは、システマティック・ビットに対する１つのビット・ストリーム、パリティ１ビットに対する１つのビット・ストリーム、及びパリティ２ビットに対する別の第３のビット・ストリームの、３つのビット・ストリームを受信する。第１のレート・マッチング・ステージは、出力ビット数がＨＳ−ＤＳＣＨＴＴＩ（送信時間間隔）で利用できる物理チャネル・ビットの数と一致しないこと以外は、リリース９９レート・マッチング機能と同じである。代わりに、出力ビットの数は、利用可能なユーザー装置のソフト・バッファリングの能力と対応する。ソフト・バッファリングの能力についての情報は上位層により提供される。入力ビットの数がユーザー装置のソフト・バッファリングの能力を超えなければ、第１のレート・マッチング・ステージはそのまま通過するものであることに注目されたい。
【００１１】
第２のレート・マッチング・ステージは、第１のレート・マッチング・ステージからのビット数を、ＨＳ−ＤＳＣＨＴＴＩで利用できる物理チャネル・ビットの数と照合する。第２のレート・マッチング・ステージは、さらにリリース９９レート・マッチング・アルゴリズムを使用している。しかし、レート・マッチングは、第１のレート・マッチング・ステージによって抜き取り処理（puncture）されていないビットを考慮するのみであり、特定の送信で使用されたレート・マッチング・パラメータはＲＶパラメータにより制御される。
【００１２】
一般にチャネル・レート・マッチングと呼ばれる第２のレート・マッチング・ステージにおいて、ＨＳ−ＤＳＣＨトランスポート・チャネルに対するＨＡＲＱレート・マッチングは、ＴＳ２５．２１２の４．２．７．５章で説明されている一般的な方法で、次の特有のパラメータを使用して行われる。既に説明したように、第２のレート・マッチング・ステージのパラメータは、ＲＶパラメータのｓとｒの値に依存する。パラメータｓは、自己復号可能な（ｓ＝１）送信と自己復号不能な（ｓ＝０）送信を区別するために、値０あるいは１を取ることができる。０からｒmaxの範囲を有するパラメータｒは、抜き取り処理の場合に、初期の誤差変数ｅiniを変更する。繰り返し挿入処理の場合には、両パラメータｒ及びｓが、初期の誤差変数ｅiniを変更する。パラメータＸ、ｅplus及びｅminusは、下記の表３に示すように計算される。
【００１３】
【表３】
0004829469.tif 000004
【００１４】
第２のレート・マッチングが行われる前のビット数はシステマティック・ビットに対してはＮsysで、パリティ１ビットに対してはＮp1で、パリティ２ビットに対してはＮp2で、それぞれ示される。符号化された複合トランスポート・チャネル（ＣＣＴｒＣＨ）に使用される物理チャネルの数は、Ｐで示される。１つの無線フレーム内のＣＣＴｒＣＨで利用できるビットの数は、Ｎdataで示され、Ｐｘ３ｘＮdata1に等しく、Ｎdata1はＴＳ２５．２１２で定義されている。レート・マッチング・パラメータは次のように決定される。
【００１５】
Ｎdata≦Ｎsys＋Ｎp1＋Ｎp2に対しては、抜き取り処理（puncturing）が第２のレート・マッチング・ステージで実行される。再送信において送信されるシステマティック・ビットの数は、自己復号可能な形式の送信に対してはＮt,sys＝ｍｉｎ｛Ｎsys，Ｎdata｝であり、自己復号不能の場合にはＮt,sys＝ｍａｘ｛（Ｎdata−（Ｎp1＋Ｎp2），０｝である。
【００１６】
Ｎdata＞Ｎsys＋Ｎp1＋Ｎp2に対しては、第２のレート・マッチング・ステージで繰り返し挿入処理（repetition）が実行される。すべてのビット・ストリーム内の類似の繰り返し挿入処理レートは、送信されるシステマティック・ビットの数をＮt,sys＝［Ｎsys×Ｎdata／Ｎsys＋２Ｎp2］に設定することにより行われる。
【００１７】
送信におけるパリティビットの数は、それぞれ、パリティ１ビットに対してＮt,p1＝［Ｎdata−Ｎt,sys／２］であり、パリティ２ビットに対してＮt,p2＝［Ｎdata−Ｎt,sys／２］である。上記の表３は、第２のレート・マッチング・ステージに対して結果として生ずるパラメータ選択を要約しており、ここで、パラメータａは、パリティ１に対してはａ＝２を使用し、パリティ２に対してはａ＝１を使用して選択される。
【００１８】
レート・マッチング・パラメータｅiniは、
抜き取り処理の場合には、ｅini（ｒ）＝｛［Ｘi−（ｒ×ｅplus／ｒmax）−１］ｍｏｄ ｅplus｝＋１、すなわち、Ｎdata≦Ｎsys＋Ｎp1＋Ｎp2を使用し、繰り返し挿入処理に対しては、ｅini（ｒ）＝｛［Ｘi−（（ｓ＋２×ｒ）×ｅplus／（２×ｒmax））−１］ｍｏｄ ｅplus｝＋１、すなわち、
Ｎdata＞Ｎsys＋Ｎp1＋Ｎp2を使用して、ＲＶパラメータｒ及びａによって各ビット・ストリームに対して計算される。ここで、ｒ∈｛０，１，・・・，ｒmax−１｝及びｒmaxは、ｒを変化させることにより許容される冗長バージョンの総数である。ｒmaxは、変調モードによって変化することに注目されたい。
【００１９】
モジュロ演算（modulo operation）に対して次の解明が使用されたことにも注目されたい。（ｘ  ｍｏｄ  ｙ）の値は厳密に０からｙ−１の範囲内にある（すなわち、−１  ｍｏｄ  １０＝９）である。
【００２０】
以下は、ビット・リアレンジメント・パラメータとしても知られている、現在の３ＧＰＰテクニカル・リポートで提案されているコンステレーション・バージョン・パラメータｂの説明である。ビット・リアレンジメントは、１６ＱＡＭ変調されたビットにのみ適用される。ＱＰＳＫの場合には、ビット・リアレンジメントは発生しない。表４は、異なるリアレンジメントを作る操作を説明している。
【００２１】
【表４】
0004829469.tif 000005
【００２２】
入力シーケンスのビットは、Ｖpk、Ｖpk+1、Ｖpk+2及びＶpk+3が、ｉ1、ｉ2、ｑ1、ｑ2にマッピングされるように、４つのグループにマッピングされる。ここで、ｋ  ｍｏｄ  ４＝０である。上の表４からの出力ビット・シーケンスは、４つのグループ、すなわち、ｒpk、ｒpk+1、ｒpk+2及びｒpk+3の中の出力ビットにマッピングされる。ここで、ｋ  ｍｏｄ  ４＝０である。１６ＱＡＭに対する上のビット・リアレンジメントは、インターリーブされた後の物理チャネル・マッピングを包含しており、それによって、ビットストリームは、ビット・リアレンジメントを受け、物理チャネルに変換される。
【００２３】
【発明が解決しようとする課題】
上の説明は、ＨＳＤＰＡにおいて提案されているシグナリング方式の現状についての背景を提供している。本発明は、他の符号化を実行するのに利用できる少なくとも１ビットを余分に追加することにより、あるいは、（ＨＳ−ＤＳＣＨのような）データ伝送の性能を最適化するために、（基地局のような）ノードＢによる使用のために選択するべき追加の組み合わせを設けることにより、シグナリング方式の改善を追求している。
【００２４】
【課題を解決するための手段】
本発明による第１の態様によれば、ハイブリッド自動再送要求（ＨＡＲＱ）を使用する基地局から移動局までの移動通信ネットワークにおける信号の方法であって、前記方法は、
前記基地局において、新しいデータあるいは再送信されたデータの送信を示すコードを選択する段階と、
前記コードに、冗長バージョン・パラメータ及び／またはビット・リアレンジメント・パラメータの組み合わせを設ける段階と、
前記選択されたコードを前記移動局に送信する段階を有し、
前記選択されたコードは、利用できる組み合わせの数を増加するか、あるいはＨＡＲＱシグナリング方式に必要とされるビット数を減少させる効果を有する、ハイブリッド自動再送要求（ＨＡＲＱ）を使用する基地局から移動局までの移動通信ネットワークにおける信号の方法が提供される。
【００２５】
前記方法は、新データ・インディケータ・フィールドを、前記組み合わせのそれぞれを定める信号値Ｘｒｖとマージする段階をさらに有してもよい。前記新データ・インディケータが１の値を有する場合、前記新データ・インディケータは新しいデータ伝送を示すことが望ましい。前記新データ・インディケータが零の値を有する場合、前記新データ・インディケータは再送信されたデータを示すことが望ましい。
【００２６】
前記冗長バージョン・パラメータはｓ及びｒであり、ｓ＝１は自己復号可能な送信を示し、ｓ＝０は自己復号不能な送信を示す。
【００２７】
前記選択されたコードは、自己復号可能な冗長性バージョンと自己復号不能な冗長性バージョンの間の直交性を改善するために、自己復号可能なインディケータ、冗長バージョン・インディケータ及びビット・リアレンジメント・パラメータの少なくとも１つの組み合わせを有してもよい。
【００２８】
第１の送信において、ＮＤＩが１の値を有する場合は、パラメータｓも１の値を有するであろうことが望ましい。前記第１の送信において、ｒは零の値を有し、ビット・リアレンジメント・パラメータｂは零の値を有することが望ましい。
【００２９】
前記組み合わせを表す前記信号値は、最高８つの組み合わせを提供する３ビット、あるいは最高１６の組み合わせを提供する４ビットのいずれかにより定められてもよい。前記選択されたコードが利用可能な組み合わせの数を増加させる効果を有する場合、４ビットが使用されることが望ましい。前記選択されたコードがＨＡＲＱシグナリング方式に必要とされるビット数を減少させる効果を有する場合、３ビットが使用されることが望ましい。
【００３０】
ＱＰＳＫあるいは１６ＱＡＭのいずれかが、前記選択されたコードを送信するための変調方式として使用されることが望ましい。
【００３１】
本発明による第２の態様によれば、ハイブリッド自動再送要求（ＨＡＲＱ）を使用する移動通信シグナリング方式であって、前記移動通信シグナリング方式は、
１つまたは複数の基地局と、
前記基地局と無線通信する１つまたは複数の移動局を有し、
前記基地局の１つにおいて、新しいデータあるいは再送信されたデータの送信を示すコードが選択され、
前記コードに、冗長バージョン・パラメータ及び／またはビット・アレンジメント・パラメータの組み合わせが設けられ、
前記選択されたコードは、少なくとも１つの前記移動局に送信され、利用可能な組み合わせの数を増加させるか、あるいは、ＨＡＲＱシグナリング方式のために必要とされるビット数を減少させる効果を有するハイブリッド自動再送要求（ＨＡＲＱ）を使用する移動通信シグナリング方式が提供される。
【００３２】
前記シグナリング方式は前記ＨＳＤＰＡ方式の一部を形成してもよい。
【００３３】
【発明の実施の形態】
図１を参照すると、たとえばインターネットであってもよい他の通信網４にリンクされている基本的な移動通信網２が示されている。移動通信網２は、移動通信網２と通信網４の間を結ぶゲートウェイ移動通信交換局６を有する。ゲートウェイ移動通信交換局６は、移動通信網２と通信網４の間で加入者データとシグナリング方式を処理する。移動通信網２は、少なくとも１つの基地送受信局１０にリンクされている移動通信交換局８を有する。基地送受信局１０は、ユーザー装置として知られている移動局１２、１４あるいはモバイル型のコンピューター１６の任意の１つと通信を行っていることがある。基地送受信局１０はノードＢとも呼ばれ、下りリンク方向、すなわち、ＢＴＳ１０から移動局へのＨＳＤＰＡプロトコルのシグナリング方式の改良が提案されているのは、基地送受信局（ＢＴＳ）１０と移動局１２あるいは移動局１４の間のインタフェイスである。
【００３４】
既に説明した表１及び表２を参照すると、ＨＡＲＱのための下りリンクシグナリング方式の必要条件に対するこの提案は、冗長バージョンに対して３ビット、新データ・インディケータに対して１ビットを使用することが指摘される。これはＸrvのための信号値を３ビットのみで可能とし、他のビットは単独で新データ・インディケータのために使用される。
【００３５】
好適実施例において、以下の表５、６、７及び８のそれぞれに示すように、本発明は、ＮＤＩと信号値（Ｘrv）のフィールドを、よりコンパクトなシグナリング方式フォーマットにマージするプロセスを使用する。
【００３６】
【表５】
0004829469.tif 000006
【００３７】
【表６】
0004829469.tif 000007
【００３８】
【表７】
0004829469.tif 000008
【００３９】
【表８】
0004829469.tif 000009
【００４０】
ＮＤＩに対するビット・フィールドと信号値をマージすることは、２つの利点をもたらす。すなわち、信号値の８つの組み合わせのすべてに対して３ビットが使用される場合、現在の下りリンク・プロトコルで提案された元の４のビットのうちの余分のビットは、符号化のために使用できる。組み合わせの数を増加する必要はなく、それは冗長バージョンであるが、ＨＡＲＱのシグナリング方式必要条件のためのビット数を減少させる。したがって、１ビットが節約され、この節約されたビットは、既に説明したように、他のシグナリング方式の目的のために使用することができる。これは、２つの変調方式１６ＱＡＭ及びＱＰＳＫのそれぞれに対して、表５及び表６で明らかに示されている。
【００４１】
第２の利点は、オリジナルの４つの信号ビットが以前に提案されたように未だに使用されていれば、同じシグナリング方式必要条件を仮定した場合に、信号値の組み合わせの数は、すなわち１６ＱＡＭの場合には冗長バージョンに対するものであるが、ノードＢ（ＢＴＳ１０）に対してさらに多くの選択するべき自由度を作り出すために、使用することができることである。したがって、第４のビットの使用により創出された追加の８つの信号値は、新データ・インディケータと信号値フィールドのマージングを使用することにより、得ることが可能である。これは表７及び表８に示され、元々提案された８ではなく、合計１６の組み合わせを使用することができる。
【００４２】
第１の送信において、新データ・インディケータ、すなわち、ＮＤＩ＝１である場合、自己復号可能な送信、すなわちｓ＝１であるとき、が使用されなければならないことが、認められる。これは、システマティック・ビットがパリティ・ビットよりも重要であると考えられるからである。したがって、ｓ＝１である場合、パリティ１及びパリティ２ビット・ストリームは、抜き取り処理されるように努力されるが、システマティック・ビット・ストリームはそうではない。どの冗長バージョンが使用されるかは重要ではないので、一般性を損なうことなく、ｒ＝０と仮定することが可能である。３ＧＰＰテクニカル・リポートの現在のドラフトでは、「ビット・コレクション」及び「第２のインターリーバ」は、ｂ＝０がＳＭＰ（優先権にもとづくシンボル・マッピング法）に対応するように指定されている。
【００４３】
したがって、ｓ＝１、ｒ＝０及びｂ＝０である組み合わせは、一般性を何等損なうことなく、第１の送信のためのデフォルトとして使用することができる。さらに、ＲＶパラメータの「インクリメンタル・レダンダンシー」及びｂパラメータを使用する「コンステレーション・リアレンジメント」は、新データ・インディケータ＝０である場合の再送信に使用するために、本来設計されている。
【００４４】
したがって、表５及び表６から、ＮＤＩビットを考慮すると使用される信号ビットの数は減少し、これはシグナリング方式の性能の改良をもたらし、それにより余分の単数あるいは複数のビットは符号化のような他の目的のために使用することが可能であることが判る。これは、使用すべきノードＢに対して組み合わせの数を増加する必要がないという仮定をしている。表６において、ＱＰＳＫ変調方式のシグナリング方式の必要条件は、１６ＱＡＭのような制約が多くないので、ｂパラメータは必要がない。表７及び表８では、ＮＤＩビットを考慮して、信号値は８から１６に増加している。信号値０から５及び８、１２、１４ならびに１５は、現在の組み合わせでありボールド体で記されている。他の信号値６、７、９、１０、１１及び１３は、ＮＤＩビットを考慮した拡張された組み合わせである。ＱＰＳＫに対する表８でも、ｂパラメータは必要ではない。
【００４５】
第２の好適な実施例は、自己復号可能な冗長バージョンと自己復号不能な冗長バージョンの間の劣悪な直交性の問題を説明しており、現在のＸrv、ＨＳ−ＳＣＨ性能は１６ＱＡＭの場合には最適状態には及んでいない。ＨＳ−ＤＳＣＨに対してより最適な性能を提供するために、Ｘrvの新しい選択が使用されるべきである。第２の実施例は、第１の役割として、この欠点を緩和することを目標としている。さらに、ＨＳ−ＤＳＣＨ性能がさらに最適化できるように、Ｘrvの数を増加する必要がある。したがって、１ビットの新データ・インディケータの「冗長性情報」を利用する新しいシグナリング方式の提案が、使用される。この情報とｓ、ｒ及びｂパラメータをマージすることにより、新しいシグナリング方式の提案は１６Ｘrvをサポートし、したがって、現在使用されている信号ビットと同じ総数を必要とする異なる状態で、ＨＳ−ＤＳＣＨの性能最適化において多くの自由度を可能にする。
【００４６】
ｅini計算のための現在の数式は、自己復号可能な冗長性バージョンの相互間及び自己復号不能な冗長性バージョンの相互間で良い直交性をもたらす。しかし、信号値の現在の選択は自己復号可能な冗長性バージョンと自己復号不能な冗長性バージョンの間で劣悪な直交性を与え、これは、これらの両形式を送信に使用することは、高速下りリンク共有チャネル（ＨＳ−ＤＳＣＨ）に対して次善の性能をもたらすであろうことを意味する。したがって、自己復号可能な冗長性バージョンと自己復号不能な冗長性バージョンの間でより良い直交性、したがって、現在の提案よりもＨＳ−ＤＳＣＨに対してより良い性能を与える信号値の選択を提供することが提案される。この新しい選択が最適であるとしても、第１のレート・マッチングがトランスペアレントである場合にのみ、これが最適で有り得ることも注目される。したがって、より良い最適化を保証するために、ｓ、ｒ及びｂの追加の組み合わせを有することが望ましい。
【００４７】
以下は、Ｘrvの最適な選択に関する検討と提案である。ＨＡＲＱに関連する提案（ＩＲ、ＺｏＲｅ、ｅini計算に対する数式．．．）の背景にある最も基本的な動機の１つは、合成トレリス内のエネルギー分布が均一であるほど、一般的により良い性能が得られることである。下記の例１において、自己復号可能なバージョンと自己復号不能なバージョンの両方が後続の送信に使用される場合には、現在のシグナリング方式はこの基本的原理に一致していないことが示される。ここでは、参考文献Ｒ１−０２−０２７３、ミーティング２４、「２階梯のレート・マッチング及びＢｃＲｅに対するＤＬシグナリング方式」、に開示されているように、第１のレート・マッチングはトランスペアレントであると仮定されている。非トランスペアレントの第１のレート・マッチングは、本明細書でさらに説明する。
【００４８】
次の例１、例２及び例３のそれぞれにおいて、１６ＱＡＭの中速から高速の符号化レートの場合の使用に対して、前述の参考文献の表６に推薦されているように、４つの送信のシーケンスが使用される。第１と第３の送信は異なるｒを有する自己復号可能（ｓ＝１）を使用し、第２と第４の送信は異なるｒを有する自己復号不能（ｓ＝０）を使用する。
【００４９】
例１：４つの送信のパリティ１トレリスを考える。ここで、符号化レート５／８（Ｎp1＝Ｎsys＝１２００、Ｎdata＝１９２０）及び符号化レート３／４（Ｎp1＝Ｎsys＝ｌ４４０、Ｎdata＝１９２０）を有する１６ＱＡＭが使用される。ｒmax＝２であることに注目されたい。次の表（例２及び例３の表を含む）のそれぞれにおいて、正方形は抜き取り処理された位置を示し、「良」により示された位置はパスされた、すなわち送信されたパケットである。
【００５０】
【表９】
0004829469.tif 000010
【００５１】
【表１０】
0004829469.tif 000011
【００５２】
現在のシグナリング方式は、自己復号可能な冗長バージョンと自己復号不能な冗長バージョンの間で劣悪な直交性を与えることが判る。結果として、３回の送信の後に合成トレリスには未だ抜き取り処理された位置が存在するが、他の位置は既に繰り返し処理されており、これは、２回、３回及び４回の送信の後に、合成トレリスに明らかなエネルギー・アンバランスをもたらす。
【００５３】
下記の例２では、Ｘrvの新しい選択の使用は、例１よりも良い直交性と合成トレリスのより均一な分布（したがって、より良いＨＳ−ＤＳＣＨ性能）を与えることが判る。
【００５４】
例２  ４回の送信のパリティ１トレリスを考える。ここで、符号化レート５／８（Ｎp1＝Ｎsys＝１２００、Ｎdata＝１９２０）及び符号化レート３／４（Ｎp1＝Ｎsys＝ｌ４４０、Ｎdata＝１９２０）を有する１６ＱＡＭが使用される。ｒmax＝４であることに注目されたい。
【００５５】
【表１１】
0004829469.tif 000012
【００５６】
【表１２】
0004829469.tif 000013
【００５７】
自己復号可能な冗長バージョンと自己復号不能な冗長バージョンの間により良い直交性があることが判る。結果として、すべてのビットは３回の送信の後に送信される。２回、３回及び４回の送信の後に、合成トレリスには良く均一なエネルギー分布も存在する。リンク・レベル・シミュレーションの結果（図３参照）は、例２は例１よりも約０．２ｄＢ性能が改善されていることを示している。シミュレーションは、ＴＲ２５．８５８Ｖ１．１．２のように、現在の実用的な仮定を使用している。送信に使用されたパラメータｂの値は、参考文献の表６と同じである。
【００５８】
したがって、次の表９に記載する以下の最小限の信号セットを使用するべきことが推奨される。１６ＱＡＭに対して、ここでｒmax＝４であることに注目されたい。
【００５９】
【表１３】
0004829469.tif 000014
【００６０】
以下は信号容量の拡張についての提案に対する説明である。前述のように、上述の参考文献で提案された８Ｘrvの選択は、第１のレート・マッチングがトランスペアレントであるという仮定にもとづいている。下記の例３では、表９のＸrvの新しいセットは現在のシグナリング方式よりも最適な性能を提供してはいるが、非トランスペアレントの第１のレート・マッチングを考えれば、それは次善のものとなる恐れがあることが示されている。
【００６１】
参考文献で提案された８Ｘrvの選択は、第１のレート・マッチングはトランスペアレントであるという仮定にもとづいている。下記の例３において、表９のＸrvの新しいセットは現在のシグナリング方式よりも最適な性能を提供してはいるが、非トランスペアレントの第１のレート・マッチングを考えれば、それは次善のものとなる恐れがあることを本発明者は示す。
【００６２】
例３：４回の送信のパリティ１トレリスを考える。ここで、符号化レート３／４（Ｎsys＝１４４０、Ｎdata＝１９２０）を有する１６ＱＡＭが使用されている。ユーザ装置の能力は、Ｎpl＝１２００であるように制限されていると仮定する。ｒmax＝４であることに注目されたい。
【００６３】
【表１４】
0004829469.tif 000015
【００６４】
新しく提案されたシグナリング方式さえも次善である。
【００６５】
【表１５】
0004829469.tif 000016
【００６６】
最適なシーケンスは８Ｘrvの最小限のセットではサポートされない。
【００６７】
トランスペアレントな第１のレート・マッチングの場合に最適なシーケンスは、ノントランスペアレントな第１のレート・マッチングの場合には次善になることが判る（３回の送信の後に合成トレリスに抜き取り処理された位置が存在する）。非トランスペアレントな第１のレート・マッチングに対して最適なシーケンスは、２回の送信の後にすべてのビットが送信されることを可能にし、２回及び４回の送信の後に合成トレリスに完全に均一な分布をもたらす。しかし、このシーケンスの第２及び第３の送信のパラメータは、最小限の信号セット（ｓ＝０とｒ＝０、ｓ＝１とｒ＝１）の内には存在しない。したがって、ノードＢが異なる場合に対して最適な選択をすることができるように、より多くの組み合わせのＸrvを有することが望ましい。
【００６８】
前述のように、パラメータｓ、ｒ及びｂに対する信号のために、ｓに対して１ビット、ｒに対して２ビット、ｂに対して２ビットの、５ビット信号（３２Ｘrv）が必要とされるであろう。しかし、上述の参考文献及び参考文献２「Ｒ１−０２、０２７６ミーティング」、Ｎｏ．２４、「ＨＳＤＰＡに対するＲｒｖ及び ＣｏＲｅのシグナリング方式」によるシミュレーション研究は、シグナリング方式のためには２ビットのみが使用されるべきであるとの初期制限に適合するように、効果的な組み合わせの数は、３２Ｘrvから８Ｘrv及び４Ｘrvまで、それぞれ減少できることを示している。参考文献で説明された方式は３ビットを使用するが、ＨＳ−ＳＣＣＨの性能は僅かに劣化するのみである。より重要なことは、参考文献で説明された方式は、ジーメンス参考文献の提案よりも、現在最高８回の送信を想定しているＨＳ−ＤＳＣＨに対して良い性能最適化を提供することである。これは４Ｘrvを使用すると最高４回の送信の後にノードＢは組み合わせを再利用しなければならないからであり、これは後続の送信でチェイス合成（Chase combining）が使用され、かつ、４回の送信後の性能は次善であることも意味している。８Ｘrvの使用で状態は改善されるが、少なくとも５回の送信の後にノードＢは依然として次善のチェイス合成を使用しなければならない。（参考文献２の表６及び表７参照）したがって、最高８回の送信に対してノードＢが常に最適な選択をすることができるように、より多くのＸrvの組み合わせを有することが望ましい。
【００６９】
ＨＡＲＱに対するシグナリング方式に追加の組み合わせが含まれるべき必要を論じてきたが、１６Ｘrvを備える新しいシグナリング方式は現在使用されているシグナリング方式と同数のビットを必要とすることが提案される。
【００７０】
第１の例を参照して開示したように、新データ・インディケータＮＤＩ＝１である第１の送信において、自己復号可能な送信が使用されなければならない、すなわちｓ＝１であることが判る。これは、システマティック・ビットがパリティビットより重要であると考えられる場合である。さらに、どの冗長バージョンが使用されるべきであるかは重要ではない。したがって、一般性を損なうことなく、ｒ＝０が仮定できる。参考文献３、ＴＲ２５．８５８Ｖ１．１．２において、「ビット収集」及び「第２のインターリーバ」は、ｂ＝０がＳＭＰに対応するように、設計されている。
【００７１】
したがって、ｓ＝ｌ、ｒ＝０及びｂ＝０の組み合わせは、一般性を何等損なうことなく、第１の送信に対してデフォルトとして使用することができる。（参考文献３の表６から表８参照）
「インクリメント・レダンダンシー」及び「コンステレーション・リアレンジメント」は、ＮＤＩ＝０である場合の再送信に使用するために、本来設計されている。すべてのパラメータＮＤＩ、ｓ、ｒ及びｂは、ＨＡＲＱに関する情報であり、タイミング及び正確性に関して等しく重要であることが判る。
【００７２】
この結果から、ＮＤＩの冗長性を効果的に省くことによってシグナリング方式能力を増加するために、ＮＤＩ、ｓ、ｒ及びｂフィールドは、新しいシグナリング方式フォーマットにマージされる。Ｘrvの選択の最適性についての上の説明を考慮すると、新しいシグナリング方式は下記の表１０で提案するようになる。
【００７３】
【表１６】
0004829469.tif 000017
【００７４】
表９及び表１０のそれぞれにおいて選択された値は、自己復号可能な冗長バージョンと自己復号不能な冗長バージョンの間により良い直交性を保証することにより、現在の信号値より最適な性能を提供する。表９及び表６のそれぞれは、組み合わせの数を増加する必要がない仮定で、ＮＤＩビットを考慮することによる信号ビット数の減少を示している。表１０は、ＮＤＩビットを考慮することによる信号値の拡張を示す。ボールド体で識別される０から１１までの信号値は、トランスペアレント・マッチングの場合の最高８回の送信に対する最適な選択であり、ここで符号化レートは３／４未満である。信号値１２、１３、１４及び１５は、ノントランスペアレントの第１のレート・マッチングの場合及び／または符号化レートが３／４以上である場合に、性能を最適化するために使用できる暫定的な組み合わせである。ＱＰＳＫに対するシグナリング方式の必要条件は１６ＱＡＭに対するよりもはるかに少ないから、ＱＰＳＫのために信号を増加する必要がない場合には、ＨＡＲＱのための共通のシグナリング方式フォーマットを得るために、表８を使用することができる。
【００７５】
結論として、下りリンクＨＡＲＱ信号のために利用できる同数のビットを使用して、１６Ｘrvを使用する新しいシグナリング方式は、ＨＳ−ＤＳＣＨに対する性能の最適化において、より良い性能とより多くの自由度を提供する。したがって、第２の実施形態では、第１のオプションで組み合わせの数（すなわち冗長バージョン）を増加する必要が無ければ、ＨＡＲＱシグナリング方式必要条件に対するビット数を減少できることが判る。したがって１ビットを節約することが可能であり、この節約されたビットは、他の信号形式のために、あるいは信号チャネルの性能を改善するために使用できる。すなわち、ＨＳ−ＳＣＣＨに対するより良いチャネル符号化。オプション２において、信号ビットの数を現在使用されている数と同じに維持することにより、このような組み合わせを選択するためにノードＢに対してより多くの自由度を作るために、１６ＱＡＭの場合に組み合わせの数を増加させることが可能である。（すなわち冗長バージョン）これは、Ｈ−ＤＳＣＨの性能をさらに最適化する。
【００７６】
本明細書に添付する特許請求の範囲で定める本発明の範囲を逸脱せずに、上述のシグナリング方式の多くの変形と修正が存在しうることを、当業者は十分に理解するであろう。
【図面の簡単な説明】
【図１】加入者端末を含む簡単な移動通信ネットワークのブロック図である。
【図２】物理層ＨＡＲＱ機能のブロック図である。
【図３】リンク・レベルのシミュレーション結果のプロットを示す。
【符号の説明】
２    移動通信網
４    通信網
６    ゲートウェイ移動通信交換局
８    移動通信交換局
１０    基地送受信局
１２、１４    移動局
１６    モバイル・パーソナル・コンピューター
【図１】
0004829469.tif 000018
【図２】
0004829469.tif 000019
【図３】
0004829469.tif 000020