(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
コード位相トラッキング方法であって、
（ａ）  ターゲット擬似ランダム雑音コードを含むサブジェクト信号を受信するステップと、
（ｂ）  ターゲットコードに対応する早期及び遅延レプリカコードを含む一連の信号を発生させるステップと、
（ｃ）  サブジェクト信号と早期及び遅延レプリカコード信号とを相関させ、早期及び遅延相関値それぞれを返すステップと、
（ｄ）  前記早期及び遅延相関値から、早期マイナス遅延相関関数を引き出すステップと、
（ｅ）  前記早期マイナス遅延相関関数は、前記早期マイナス遅延相関関数を導出する前に、サブジェクト信号、早期及び遅延レプリカコード信号、又は早期及び遅延相関値のいずれかを改変することにより、コード位相誤差ゼロでの傾きが真の早期マイナス遅延相関関数に比べて増大するように改変された関数である、
コード位相トラッキング方法。
【請求項２】
サブジェクト信号のパワースペクトルの少なくとも１つの奇数高調波のサイズが縮小されるか又は該高調波が除去される、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
サブジェクト信号のパワースペクトルの少なくとも１つの偶数高調波のサイズが拡大される、請求項１に記載の方法。
【請求項４】
サブジェクト信号のパワースペクトルの帯域を高調波間で切り取って隣接する偶数高調波を除去する、請求項１に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
本発明は、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）型通信用のコード位相トラッキング方法及び装置に関する。
【０００２】
本発明は、全地球測位システム（ＧＰＳ）の分野に特に有用であり、以下ＧＰＳを参照して説明する。しかしながら、このような参照を、本発明の範囲をＧＰＳのみに限定するものとして解釈するべきではない。例えば、本発明は移動携帯電話間のＣＤＭＡ通信及び関連するネットワークにも同様に適用できる。
【０００３】
現在では、ＧＰＳは時間と測路を用いたナビゲーションシステム（ＮＡＶＳＴＡＲ）ＧＰＳ、即ちアメリカ国防省が開発し実行している全天候型、空間ベースのナビゲーションシステムに最も密接に関連している。しかしながら、ＧＰＳの基礎となる一般的な原理は普遍的なもので、単にＮＡＶＳＴＡＲに限定されない。したがって、以下ＧＰＳとは、異なる場所に複数のＣＤＭＡ無線送信機と無線送信機の送信到達時間に基づいてその場所を決定する受信機とを備える任意の全地球測位システムを指すものとする。
【０００４】
よく知られているように、ＧＰＳ受信機は擬似ランダム雑音（ＰＲＮ）コード相関ループを実行することができ、このループでは衛星ＰＲＮコードの早期（ｅａｒｌｙ）（Ｅ）、プロンプト（ｐｒｏｍｐｔ）（Ｐ）及び遅延（ｌａｔｅ）（Ｌ）レプリカコードが絶えず発生され、受信機が受信した入力衛星ＰＲＮコードと比較される。相関の関数として計算されたコード位相弁別器を使用することによって、ターゲット入力コードを捕捉したかどうかを決定することができる。コード位相弁別器が所定の閾値レベルを超えた場合、ターゲット入力コードと局発レプリカコードは同位相にあると予想することができる、即ちコードが捕捉される。コード位相弁別器が所定の閾値レベルを超えない場合、コード発生器は典型的には１チップ位相のずれた次の一連のレプリカを生成し、コード位相弁別器を再度計算する。搬送波フェーズロックを想定すると、線形コード掃引によって最終的にはターゲット入力コードが局発レプリカコードと同位相となるため、検出されればコードを捕捉する。
【０００５】
コードが捕捉されると、典型的にはターゲット入力コードと局発レプリカコードとのコード位相誤差を決定するために、早期マイナス遅延（early-minus-late）コード相関関数を用いてコードを追跡するためにフェーズロックループを使用することができる。コード位相シフトは擬似範囲測定のベースとなるため、擬似範囲を測定し最終的にはＧＰＳ受信機の位置を予測することができる精度は、フェーズロックループがコード位相誤差を決定することができる精度に依存する。
【０００６】
したがって、本発明の目的は、入力信号のターゲット擬似ランダム雑音コードと局発レプリカコードとのコード位相誤差をより正確に決定できるコード位相トラッキング方法及び装置を提供することである。
【０００７】
本発明によると、コード位相トラッキング方法が、アンテナ及び信号プロセッサを備える受信機と共に提供される。この方法は、（ａ）ターゲット擬似ランダム雑音コードを含むサブジェクト信号を受信するステップと、（ｂ）ターゲットコードに対応する早期及び遅延レプリカコードを含む一連の信号を発生させるステップと、（ｃ）サブジェクト信号と早期及び遅延レプリカコード信号とを相関させ、早期及び遅延相関値それぞれを返すステップと、（ｄ）早期及び遅延相関値から導出され、コード位相誤差ゼロでの傾きが真の早期マイナス遅延相関関数に比べて増大している改変早期マイナス遅延相関関数から、ターゲットコードとレプリカコードのコード位相誤差を決定するステップと、を含む。
【０００８】
コード位相誤差ゼロでの早期マイナス遅延相関関数の傾きが増大することによって、ゼロのコード位相誤差の発生をより正確に決定することができる。
【０００９】
早期マイナス遅延相関関数は、その導出後或いはその導出前に、サブジェクト信号、早期及び遅延レプリカコード信号又は早期及び遅延相関値を改変することによって、改変されることができる。
【００１０】
早期マイナス遅延相関関数が導出されるパラメータのうち任意の１つを改変することによって、必要な信号処理を単純化することができる。例えば、サブジェクト信号の改変は、比較的単純なフロントエンドアナログ回路を用いて行うことができ、早期及び遅延レプリカコード信号の改変は、未改変のレプリカ信号の処理、即ちフィルタリング、又はデジタルドメインで実行する場合は特に適当なシーケンスを直接発生させることによって行うことができる。
【００１１】
サブジェクト信号及び／又は早期及び遅延レプリカコード信号の改変は、少なくとも１つの奇数高調波のサイズの縮小又は除去、少なくとも１つの偶数高調波のサイズの拡大、及び隣接する偶数高調波を除去するための高調波間での帯域の切り取りのうちの少なくとも１つによるパワースペクトルの改変を含むのが好ましい。
【００１２】
サブジェクト信号／レプリカ信号のパワースペクトルと早期マイナス遅延相関関数との間には直接的な関係があるとされているため、上述の高調波操作によってコード位相誤差ゼロの点での早期マイナス遅延相関関数の傾きが増大する。この関係及びコード位相誤差０の発生を決定できる精度に対する影響を以下に説明する。
【００１３】
本発明は、サブジェクト信号のパワースペクトルが、サイズが縮小されるか除去される少なくとも１つの奇数高調波、サイズが拡大される少なくとも１つの偶数高調波、又は隣接する偶数高調波を除去するために高調波間で切り取られた縮小帯域のいずれかを有するように、ターゲット擬似ランダム雑音コードを含む受信したサブジェクト信号のパワースペクトルを改変する信号プロセッサを備える受信機をさらに提供する。
【００１４】
本発明は、ターゲット擬似ランダム雑音コードを含むサブジェクト信号を受信するアンテナ及び信号プロセッサを備える受信機をさらに提供し、該信号プロセッサが、ターゲットコードに対応する早期及び遅延レプリカコードを含む一連の信号を発生させる発生器と、サブジェクト信号と早期及び遅延レプリカコード信号を相関させ、早期及び遅延相関値それぞれを返す相関器と、コード位相誤差ゼロでの改変早期マイナス遅延相関関数の傾きが真の早期マイナス遅延相関関数に比べて増大するように早期及び遅延相関値から導出した改変早期マイナス遅延相関関数から、ターゲットコードとレプリカコードとのコード位相誤差を決定する手段を備える。
【００１５】
上記の受信機は、早期マイナス遅延相関関数を導出する前に、サブジェクト信号、早期及び遅延レプリカコード信号、又は早期及び遅延相関値のいずれかを改変することによって、早期マイナス遅延相関関数を改変することができる。特に、限定しないが、サブジェクト信号のパワースペクトルと早期及び遅延レプリカコード信号のパワースペクトルのいずれか又は両方が、サイズが縮小されるか又は除去された少なくとも１つの奇数高調波、サイズが拡大された少なくとも１つの偶数高調波、又は隣接する偶数高調波を除去するために高調波間で切り取られた縮小帯域のいずれかを有するように、サブジェクト信号又は早期及び遅延レプリカコード信号を改変することによって、受信機は早期マイナス遅延相関関数を改変することができる。
【００１６】
本発明の上記の及び他の特徴並びに利点は、例えば本発明のコード位相トラッキング方法及びＧＰＳ受信機の実施の形態の添付図面を参照した以下の説明から明らかになるであろう。
【００１７】
ＧＰＳの基礎となる一般的な原理並びにその実施方法及び装置は公知である。例えば、GPS Principles and Applications (Editor, Kaplan), ISBN 0-89006-793-7, Artech House（以下「Kaplan」と称する）を参照のこと。
【００１８】
よく知られているように、ＮＡＶＳＴＡＲ  ＧＰＳの衛星はそれぞれ２つの搬送周波数、即ち１５７５．４２ＭＨｚの一次周波数Ｌ１と１２２７．６０ＭＨｚの二次周波数Ｌ２を伝送する。搬送周波数は、各衛星に等しいＰＲＮシーケンスの拡散スペクトルムコードによって変調され、またナビゲーションデータメッセージによっても変調される。Ｌ１信号は、粗い捕捉（Ｃ／Ａ）コード及び精密（Ｐ［Ｙ］）コードによって変調されるのに対し、Ｌ２信号はＰ［Ｙ］コードのみによって変調される。Ｐ［Ｙ］コードは、主に軍事関係の選抜された政府機関のユーザ用の精密測位サービス（ＰＰＳ）に関連し、一方Ｃ／Ａは現在のところアクセスが制限されていない標準測位サービス（ＳＰＳ）に関連する。
【００１９】
図１は、本発明のＳＰＳ  ＧＰＳ受信機の構造を概略的に示す。ＧＰＳ無線周波（ＲＦ）信号はアンテナ１０によって受信され、事前増幅、帯域外のＲＦ干渉を最小にするための受動的帯域フィルタリング、入力信号のパワースペクトルの第１高調波を除去するためのさらなるフィルタリング、中間周波数（ＩＦ）への変換及びアナログデジタル変換によって、プリプロセッサ１１で前処理される。次いでデジタル化されたＩＦ信号がｎ個のデジタル受信機チャンネル１２のそれぞれに出力され、各チャンネルでは、ナビゲーション情報を捕捉するために受信機プロセッサ１３と協働してＩＦ信号が捕捉追跡される。このような捕捉追跡方法はよく知られており、例えば、Ｋａｐｌａｎの４章（ＧＰＳ衛星信号の特徴）及び５章（ＧＰＳ衛星信号の捕捉追跡）を参照のこと。捕捉したナビゲーション情報及び伝送の到達時間を使用して、ナビゲーションプロセッサ１４は従来のアルゴリズムを用いて受信機の位置を計算し、その位置はディスプレイ１５によってユーザに表示される。
【００２０】
プリプロセッサ１１は、典型的にはデジタル受信機チャンネル１２を有するフロントエンドアナログ回路の形態で実行され、受信機プロセッサ１３及びナビゲーションプロセッサ１４は、汎用マイクロプロセッサ又はＧＰＳ用途専用集積回路（ＡＳＩＣ）に埋め込まれたマイクロプロセッサの形態で実行される。
【００２１】
図２は、受信機プロセッサと協働する受信機チャンネルの詳細を概略的に示す。入力信号の情報を検索するためには搬送波（ＣＷ）を除去する必要があり、これは受信機が搬送波発生器２１を用いて同位相（Ｉ）レプリカ搬送波信号と直角位相（Ｑ）レプリカ搬送波信号を発生させることによって行われる。レプリカ搬送波は受信した信号と同じ周波数であることが理想的だが、受信機と軌道衛星との相対移動によるドップラーシフトによって、受信機で受信したときのＧＰＳ信号の周波数は通常、精密な衛星伝送周波数とは異なる。受信した搬送波の周波数を正確に複製するために、従来通りの搬送波フェーズロックループを用いる。好ましくないかもしれないが、搬送波のドップラーシフト及びコード位相弁別器に対するその関連する影響がかなり小さいため、搬送波フェーズロック段のすべてを省くことが可能である。
【００２２】
コード位相ロックを実現するために、ＰＲＮシーケンスの早期（Ｅ）、プロンプト（Ｐ）及び遅延（Ｌ）レプリカコードを、受信した搬送波に関連する周波数（公称プラスドップラー）で、コード発生器２２で絶えず発生させる。次いでレプリカコードをＩ及びＱ信号と相関して、典型的には積分器２３でＰＲＮコードのほぼ全体を積分することによって、３つの同位相相関要素（ＩＥ、ＩＬ、ＩＰ）及び３つの直角位相相関要素（ＱＥ、ＱＬ、ＱＰ）を生成する。受信機プロセッサ１３では、コード位相弁別器が閾値テストにかけられた相関要素の関数として計算され、コード位相弁別器がハイの場合には位相一致が宣言される。コード位相弁別器がハイでない場合は、コード発生器が１チップだけ位相が前進している次の一連のレプリカを生成し、コード位相弁別器が再計算される。弁別器を再計算することで宣言された位相一致が有効となる。線形位相掃引によって、最終的には入力ＰＲＮコードが局所的に発生したレプリカと同位相になり、コードを捕捉することができる。
【００２３】
一旦コードを捕捉すると、早期マイナス遅延（early-minus-late）相関関数を用いるコード位相ロックループを使用してコードを追跡する。前述したように、入力信号のパワースペクトルの第１高調波の除去のために、真の早期マイナス遅延の相関関数と比較して早期マイナス遅延の相関関数を改変する。結果として、コード位相ロックループによって、入力信号と２つの局発レプリカとの時間差に関連する強化されたコード位相誤差信号が出力される。
【００２４】
以下の分析が、あらゆる理論に制限されることなく、コード位相ロックループがコード位相誤差を決定できる精度、コード位相誤差ゼロにおける早期マイナス遅延相関関数の傾き及び上述のパワースペクトルの操作との関係を説明するものと本発明者は信じている。
【００２５】
既述の通り、擬似範囲を測定でき最終的にはＧＰＳ受信機の位置を予測することができる精度。コード位相誤差測定（Δｔ）と関連する擬似範囲誤差測定（Δｄ）との関係を以下の式で表すことができる。
【００２６】
【数１】
0004757425.tif 000002
式中、ｃは光の速度である。したがって、擬似範囲の測定精度が１メートルと決定された場合、コードループ誤差（雑音平均化後）は３．３ｎｓ、即ち約１／３００Ｔｃ（ＴｃはＧＰＳのＬ１Ｃ／Ａ信号のチップ周期である）未満である必要がある。
【００２７】
図３の曲線３１及び３２は、信号帯域１．０ＭＨｚ及び４．０ＭＨｚそれぞれの場合の真に正規化された早期マイナス遅延（Ｅ−Ｌ）相関関数を示す。この関数において、Ｅ−Ｌ相関はプロンプト（Ｐ）相関値によって正規化されている。早期マイナス遅延コード位相トラッキングを用いるＧＰＳ受信機では、コード位相トラッキング誤差（Δｔ）は以下のように概算することができる。
【００２８】
【数２】
0004757425.tif 000003
式中、ｇは（Ｅ−Ｌ）／Ｐのグラフのｔ＝０における傾きであり、Ｅ、Ｌ及びＰは相関測定値であり、ｎｅ、ｎｌ及びｎｐはそれぞれ早期、遅延、プロンプトの相関測定雑音である。
【００２９】
雑音が小さく相関しないと仮定した場合、即ちＥ−Ｌ＝０の場合、コード位相誤差Δｔを以下のように表すことができる。
【００３０】
【数３】
0004757425.tif 000004
式中、ｎは有効雑音の強度である。
【００３１】
したがって、受信機の精度にほぼ正比例する性能指数（ＦＯＭ）を定義することができる。
【００３２】
【数４】
0004757425.tif 000005
有限長擬似ランダム雑音コードを理想的なランダム２値コードに等しくすることができる。したがって、相関の周期性がなくなるため相関パワースペクトルの線量子化もなくなる。
【００３３】
相関のパワースペクトルは相関パワーのフーリエ変換によって与えられる。真にランダムな２値コードのフーリエ変換がないため、パワースペクトルを得るためには、自己相関関数のフーリエ変換を計算する。振幅±Ａの２値コードの場合、自己相関関数はベース長±１コードチップ、最大相関パワーＡ２の基本的な三角形である。これを以下の式で表すことができる。
【００３４】
【数５】
0004757425.tif 000006
式中、ＴｃはＣ／Ａコードのチップ周期である。このフーリエ変換は以下の式で与えられる。
【００３５】
【数６】
0004757425.tif 000007
相関パワーを相関パワースペクトルの逆フーリエ変換によって導出することができるため、パワースペクトルを相関関数の形状及びサイズを導出する出発点として使用することができる。また、相関特徴を導出するための結果的なスペクトルを考慮に入れた、任意のフロントエンドフィルターやフーリエ変換の結果を反映して改変することができる。これは実際のシステムにおける低解像度ＡＤＣなどの幾つかの重要な影響を考慮に入れていないが、定性的な結果は理論化モデルにわたって一貫しているように思われる。
【００３６】
これを行うためには、最初に理想的なパワースペクトルを周波数範囲（即ち０．０２ＭＨｚ刻みで±８ＭＨｚ又は±１２ＭＨｚ）にわたって発生させ、ベクトルで保持する。次いでこのベクトルを各要素と伝送因子とを乗算することによって「フィルタリング」することができる。最も単純なフィルタリングの形式は、０又は１のフィルター伝送しか使用しない。パワースペクトルは振幅Ａを単位に正規化される。
【００３７】
次いで逆フーリエ変換を行うことによってパワースペクトルから精密な相関を発生させることができる。これは、チップ周期Ｔｃで表された、時間の関数の相関を含むベクトルである。ベクトルの全長（即ち時間の範囲）はパワースペクトルの周波数ステップサイズに反比例し、相関ステップサイズはパワースペクトルの範囲全体に反比例する。
【００３８】
精密相関ベクトルに対する疎行列動作によって早期マイナス遅延相関を発生させることができる。
【００３９】
ＥＬ(t)＝Ｍ(E-L)・Ｐ(t)
式中、ＥＬ（ｔ）は（Ｅ−Ｌ）相関結果を含む列ベクトルであり、Ｐ（ｔ）は精密相関結果を含む列ベクトルであり、Ｍ（Ｅ−Ｌ）はその大きさがベクトルの長さに等しい疎行列である。行列Ｍ（Ｅ−Ｌ）は主に０であるが、対角線上に（Ｅ−Ｌ）の算術動作を行う±１の要素を含む。以下に例を示す。
【００４０】
【数７】
0004757425.tif 000008
行列の左上の角からの各対角線の先頭の要素の距離によって早期マイナス遅延の空間が与えられ、この距離は相関ベクトルの時間解像度に依存する。
【００４１】
図４では、曲線４１はＦＯＭ、即ち入力信号の半値幅と共に変化する、早期マイナス遅延相関関数の傾きを示す。傾きの変化は、相関ピークの形状がフーリエ要素の合計の変化によって改変されることに依る。帯域に伴うＦＯＭの変化の理由を、図５Ａの曲線５１によって表される相関のパワースペクトルによってさらに説明する。パワースペクトルは、１、２、３．．．ｎＭＨｚでヌル値を有する。０〜１ＭＨｚでは偶数のフーリエ要素がパワーに寄与するのに対し、１〜２ＭＨｚでは奇数のフーリエ要素がパワーに寄与する。これらの偶数及び奇数の要素を最終的に合わせて理想的な三角形の相関形状を形成する。しかしながら、偶数の要素がｔ＝Ｔｃ／２のあたりで、相関形状のスティープネスを増大させる働きをするのに対し、奇数の要素はそのスティープネスを減少させる働きをする。ハーフチップ（Ｅ−Ｌ）相関器の場合、Ｔｃ／２での相関形状のスティープネスの増大によってｔ−０の（Ｅ−Ｌ）傾斜が増大し、そのためにＦＯＭが改善される。
【００４２】
本発明の背景にあるアイディアは、選択的に信号の偶数要素を相関に寄与させて奇数要素をブロックさせることである。実際は、必要な帯域を制限するために、最初の数個の要素しか使用しない。得られた改変されたパワースペクトルは図５Ｂの曲線５２で表され、これはこのようにしてＦＯＭを約１４％増加させることができることを示している。
【００４３】
相関の形状を人工的に適合させることによって、ＦＯＭをさらに増加させることができる。図５Ｂの曲線５３は、奇数要素を除去し第１の高調波偶数要素を２倍増加させた状況を説明している。ＦＯＭは約２８％増加した。したがって、本発明は、コードトラッキングのみを使用するＧＰＳシステムの精度を向上させる方法を提供する。
【００４４】
既述の通り、図１及び２に概略的に示したタイプのＧＰＳ受信機では、前処理、受信機チャンネル及び受信機プロセッサは典型的には汎用マイクロプロセッサ又はＧＰＳ用途専用集積回路に埋め込まれたマイクロプロセッサのいずれかと組み合わせられたフロントエンドアナログ回路の形態で実行されてきた。以下に説明する例を含む本発明のコード位相トラッキングの方法を、適当なアナログ回路設計及び／又はマイクロプロセッサのプログラミングによって実行することができる。もちろん、このような設計及びプログラミングはよく知られており、ＧＰＳ及びＣＤＭＡ通信分野の当業者によって過度の負担なしで実行することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明のＳＰＳ  ＧＰＳ受信機を概略的に示す図。
【図２】  図１のＧＰＳ受信機の受信機チャンネル及び受信機プロセッサのさらなる詳細を概略的に示す図。
【図３】  帯域１．０ＭＨｚと４．０ＭＨｚの理想的な早期マイナス遅延相関関数を示すグラフ。
【図４】  未改変の入力信号と改変した入力信号の帯域に対してプロットした早期マイナス遅延相関関数の傾きを示すグラフ。
【図５Ａ】  未改変の入力信号と改変した入力信号それぞれの正規化パワースペクトルを示すグラフ。
【図５Ｂ】  未改変の入力信号と改変した入力信号それぞれの正規化パワースペクトルを示すグラフ。
【図１】
0004757425.tif 000009
【図２】
0004757425.tif 000010
【図３】
0004757425.tif 000011
【図４】
0004757425.tif 000012
【図５Ａ】
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【図５Ｂ】
0004757425.tif 000014