(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
固定子に第一の三相巻線と第二の三相巻線を捲回した二重巻線構造を有するモータの駆動に用いられ、
前記第一及び第二の三相巻線に接続された第一及び第二のインバータを有し、前記インバータを制御して、前記二重巻線構造型モータの駆動力を制御するモータ駆動装置であって、
前記第一及び第二のインバータは、
高電圧バッテリに接続される正極及び負極端子を各々共通に接続し、
前記共通接続された正極端子と高電圧バッテリの正極の間に接続される第一のスイッチ手段と、
前記第二の三相巻線の中性点と前記高電圧バッテリの正極の間に接続される第二のスイッチ手段と、
前記第一のスイッチ手段をオン、前記第二のスイッチ手段をオフにさせる第一のモードにおいては、前記第一及び第二のインバータに同位相の交流電流を出力させる指令を与えると共に、前記第一のスイッチ手段をオフ、前記第二のスイッチ手段をオンにさせる第二のモードにおいては、前記第一のインバータに所望する交流電流を出力させる指令を与えると共に、前記第二のインバータには前記中性点を経由して直流電流を流すと共に前記第一，第二のインバータに対して位相を補償させた交流電流を重畳させる指令を与える制御手段を備えることを特徴とするモータ駆動装置。
【請求項２】
請求項１記載のモータ駆動装置において、
前記制御手段は、
前記第一及び第二のインバータを各々ベクトル制御し、
前記第一のモードでは、前記第一及び第二のインバータが出力する交流のｑ軸及びｄ軸の電流がそれぞれ同位相になるよう制御し、
前記第二のモードでは、前記第一のインバータが出力する交流のｑ軸電流成分を、−９０°×ｎ（ｎは０又は１）で位相を変えるように補償し、前記第二のインバータが出力する交流はｑ軸の電流を＋９０°×ｎ（ｎは０又は１）で位相を変えるように補償することを特徴とするモータ駆動装置。
【請求項３】
請求項１記載のモータ駆動装置において、
前記第一，第二のインバータの各々出力電流の検出する電流検出器を備え、
前記制御手段は、前記第二のモードにおいて、前記電流検出器によって検出された第一と第二インバータの出力電流の実効値の差を軽減するように、前記第二インバータの交流振幅と位相を変化させることを特徴とするモータ駆動装置。
【請求項４】
請求項１記載のモータ駆動装置において、
前記制御手段は、前記第一及び第二のインバータをパルス幅変調制御し、前記前記第一及び第二のインバータが出力するパルス状電圧が逆位相になるように制御することを特徴とするモータ駆動装置。
【請求項５】
請求項１記載のモータ駆動装置において、
前記制御手段は、前記第一、第二の少なくとも一方のインバータが異常を検知した場合には、前記第一のスイッチ手段をオン、前記第二のスイッチ手段をオフにさせると共に、健全な他方のインバータで前記モータの駆動を継続することを特徴とするモータ駆動装置。
【請求項６】
固定子に第一の三相巻線と第二の三相巻線を捲回した二重巻線構造を有するモータと、
前記第一及び第二の三相巻線に接続された第一及び第二のインバータを有し、前記インバータを制御して、前記二重巻線構造型モータの駆動力を制御するモータ駆動装置とを有する自動車であって、
前記第一及び第二のインバータは、
高電圧バッテリに接続される正極及び負極端子を各々共通に接続し、
前記共通接続された正極端子と高電圧バッテリの正極の間に接続される第一のスイッチ手段と、
前記第二の三相巻線の中性点と前記高電圧バッテリの正極の間に接続される第二のスイッチ手段と、
前記第一のスイッチ手段をオン、前記第二のスイッチ手段をオフにさせる第一のモードにおいては、前記第一及び第二のインバータに同位相の交流電流を出力させる指令を与えると共に、前記第一のスイッチ手段をオフ、前記第二のスイッチ手段をオンにさせる第二のモードにおいては、前記第一のインバータに所望する交流電流を出力させる指令を与えると共に、前記第二のインバータには前記中性点を経由して直流電流を流すと共に前記第一，第二のインバータに対して位相を補償させた交流電流を重畳させる指令を与える制御手段を備え、
前記自動車の車速が低速においては、前記モータを前記第一のモードで駆動させ、前記自動車が高速においては、前記モータを前記第二のモードで駆動させることを特徴とする自動車。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ハイブリッド自動車のようにモータを用いて自動車の駆動トルクをアシストする用途のモータの駆動装置及びそれを用いた自動車に係り、特に二重巻線構造を備えたモータを駆動するに好適なモータ駆動装置及びそれを用いた自動車に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、自動車分野では環境問題への対応として燃費と排気の改善が重要視されており、エンジンの燃費効率が高くない速度領域においてモータでトルクアシストするハイブリッド自動車に関心が高まっている。モータはエンジンに比べてトルクの応答性に優れる利点を持ち、燃費改善の他、将来はＶＤＣ（車両ダイナミクス制御）のような走行制御に使用することが期待される。モータには効率の良い永久磁石型の同期式モータが用いられ、最高回転数が１０，０００ｒｐｍを越える高速で使用される。モータは回転数に比例して誘起電圧（或いは、逆起電圧と称する）が発生し、電源電圧と誘起電圧の差で電流を流す。１０，０００ｒｐｍを越えるような高速では誘起電圧の影響で電流を流しにくくなり、弱め界磁と呼ばれる制御で誘起電圧を抑制する方法や、最近ではバッテリ電圧を昇圧する方法が適用されている。
【０００３】
バッテリ電圧を昇圧する方法としては、バッテリとインバータの間に昇圧コンバータを設け、バッテリの電流を一旦、リアクトルに流し電磁エネルギーとして蓄積し、次にリアクトルを電流源としてインバータに電力を供給する動作を繰り返す。しかしながら、数十ｋＷを越える出力に対応するリアクトルは大型で重量が増し、リアクトルを小型化或いは使用しない昇圧方式が望まれている。
【０００４】
ここで、リアクトルを用いない昇圧方式の第一の従来例としては、例えば特開平７−１１５７０４号公報に記載のような二重巻線型モータと二台のインバータを用いる方式がある。この方式は、モータの固定子に高圧巻線と低圧巻線を捲回して一種の変圧器のような構成をとり、モータ自体は高圧巻線に接続された第一のインバータで駆動すると共に、低圧電源の電圧を昇圧する際には低圧巻線に接続された第二のインバータで固定子を励磁し、第一のインバータで整流して高圧電源に充電するものである。
【０００５】
また第二の従来例として、文献”Novel Power Conversion System for Cost Reduction in Vehicles with 42V/14V Power Supply”（SAE 2003-01-0307）に記載されている方法がある。この方法では、モータは一重の高圧巻線の構造であり、その中性点に低電圧電源を接続して高圧巻線に接続されるインバータがＰＷＭ（パルス幅変調）制御でオン・オフする動作を応用してモータの巻線をリアクトルの代わりに用いるものである。
【０００６】
【特許文献１】特開平７−１１５７０４号公報
【非特許文献１】”Novel Power Conversion System for Cost Reduction in Vehicles with 42V/14V Power Supply”（SAE 2003-01-0307）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、上記第一の従来例は、高圧電源に十分な電圧が確保されていない場合に第二のインバータを用いて昇圧することが目的であり、昇圧時は第一インバータのスイッチ素子はオフにされ、整流回路として動作させており、モータを駆動する機能は休止される。即ち、ハイブリッド車のように高速域で昇圧しながらモータを駆動するような用途には適さないものである。
【０００８】
一方、上記第二の従来例は、三相のモータ電流に中性点を流れる直流成分を重畳させ、モータを駆動しながら、同時に直流成分で低電圧電源から高圧電源への昇圧を行うことが可能である。しかしながら、インバータのパワーデバイスには交流電流成分と直流電流成分が重畳して流れるため、交流電流の振幅に対して昇圧用の直流電流が大きくなるほどパワーデバイスの損失が急増し、熱的に許容できるかどうかが問題となる。また、直流電流の重畳で交流電流の波形が歪むとモータが電磁騒音を発生することが予想される他、ＰＷＭ制御による電磁ノイズも問題となる。更に、昇圧とモータ駆動の制御を１つのインバータで同時に行うため、直流電流の重畳による最大電流増加がパワーデバイスのサージ電圧破壊を招くという問題が生じる。
【０００９】
本発明の目的は、リアクトルを用いない昇圧型のモータ駆動装置として、昇圧とモータ駆動を同時に制御可能なモータ駆動装置及びそれを用いた自動車を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
（１）上記目的を達成するために、本発明は、固定子に第一の三相巻線と第二の三相巻線を捲回した二重巻線構造を有するモータの駆動に用いられ、前記第一及び第二の三相巻線に接続された第一及び第二のインバータを有し、 前記インバータを制御して、前記二重巻線構造型モータの駆動力を制御するモータ駆動装置であって、前記第一及び第二のインバータは、高電圧バッテリに接続される正極及び負極端子を各々共通に接続し、前記共通接続された正極端子と高電圧バッテリの正極の間に接続される第一のスイッチ手段と、前記第二の三相巻線の中性点と前記高電圧バッテリの正極の間に接続される第二のスイッチ手段と、前記第一のスイッチ手段をオン、前記第二のスイッチ手段をオフにさせる第一のモードにおいては、前記第一及び第二のインバータに同位相の交流電流を出力させる指令を与えると共に、前記第一のスイッチ手段をオフ、前記第二のスイッチ手段をオンにさせる第二のモードにおいては、前記第一のインバータに所望する交流電流を出力させる指令を与えると共に、前記第二のインバータには前記中性点を経由して直流電流を流すと共に前記第一，第二のインバータに対して位相を補償させた交流電流を重畳させる指令を与える制御手段を備えるようにしたものである。 
かかる構成により、第一のモードでは第一及び第二のインバータが並列動作し、モータ電流を分担して損失を低減することができ、第二のモードでは第二のインバータが高圧バッテリから中性点を経由してモータ巻線に直流電流を流し、モータ巻線をリアクトルとして代用した昇圧動作でバッテリ電圧を昇圧することができ、モータ駆動を支障なく継続し、昇圧とモータ駆動が同時に制御可能となり、回転磁界を発生させるモータ電流の一部を第二のインバータが分担し、第一インバータの損失を軽減させることができる。
【００１２】
（２）上記（１）において、このましくは、前記制御手段は、前記第一及び第二のインバータを各々ベクトル制御し、前記第一のモードでは、前記第一及び第二のインバータが出力する交流のｑ軸及びｄ軸の電流がそれぞれ同位相になるよう制御し、前記第二のモードでは、前記第一のインバータが出力する交流のｑ軸電流成分を、−９０°×ｎ（ｎは０又は１）で位相を変えるように補償し、前記第二のインバータが出力する交流はｑ軸の電流を＋９０°×ｎ（ｎは０又は１）で位相を変えるように補償するようにしたものである。 
かかる構成により、第二インバータの制御は第一モードと第二モードの全期間に渡ってベクトル制御を適用でき、第一モードから第二モードへの移行はｑ軸の位相変更とベクトル制御に影響しない直流成分の重畳で済み、制御の不連続性に伴うモータ駆動の異常を防止することができる。
【００１３】
（３）上記（１）において、このましくは、前記第一，第二のインバータの各々出力電流の検出する電流検出器を備え、前記制御手段は、前記第二のモードにおいて、前記電流検出器によって検出された第一と第二インバータの出力電流の実効値の差を軽減するように、前記第二インバータの交流振幅と位相を変化させるようにしたものである。 
かかる構成により、第一と第二インバータの損失をできるだけ均等化させ、熱の集中を緩和し、装置の大容量化を果たすことができる。
【００１４】
（４）上記（１）において、このましくは、前記制御手段は、前記第一及び第二のインバータをパルス幅変調制御し、前記前記第一及び第二のインバータが出力するパルス状電圧が逆位相になるように制御するようにしたものである。 
かかる構成により、両インバータの電磁ノイズを相殺して、電磁ノイズを低減し得るものとなる。
【００１５】
（５）上記（１）において、このましくは、前記制御手段は、前記第一、第二の少なくとも一方のインバータが異常を検知した場合には、前記第一のスイッチ手段をオン、前記第二のスイッチ手段をオフにさせると共に、健全な他方のインバータで前記モータの駆動を継続するものである。 
かかる構成により、健全な他方のインバータで前記モータの駆動を継続することができる。
【００１７】
（６）また、上記目的を達成するために、本発明は、固定子に第一の三相巻線と第二の三相巻線を捲回した二重巻線構造を有するモータと、前記第一及び第二の三相巻線に接続された第一及び第二のインバータを有し、前記インバータを制御して、前記二重巻線構造型モータの駆動力を制御するモータ駆動装置とを有する自動車であって、前記第一及び第二のインバータは、高電圧バッテリに接続される正極及び負極端子を各々共通に接続し、前記共通接続された正極端子と高電圧バッテリの正極の間に接続される第一のスイッチ手段と、前記第二の三相巻線の中性点と前記高電圧バッテリの正極の間に接続される第二のスイッチ手段と、前記第一のスイッチ手段をオン、前記第二のスイッチ手段をオフにさせる第一のモードにおいては、前記第一及び第二のインバータに同位相の交流電流を出力させる指令を与えると共に、前記第一のスイッチ手段をオフ、前記第二のスイッチ手段をオンにさせる第二のモードにおいては、前記第一のインバータに所望する交流電流を出力させる指令を与えると共に、前記第二のインバータには前記中性点を経由して直流電流を流すと共に前記第一，第二のインバータに対して位相を補償させた交流電流を重畳させる指令を与える制御手段を備え、前記自動車の車速が低速においては、前記モータを前記第一のモードで駆動させ、前記自動車が高速においては、前記モータを前記第二のモードで駆動させるようにしたものである。 
かかる構成により、低速から高速の全期間でインバータの損失を適正に抑制した運転ができるものとなる。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によれば、リアクトルを用いない昇圧型のモータ駆動装置とし、昇圧とモータ駆動を同時に制御可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
以下、図１〜図１３を用いて、本発明の一実施形態による二重巻線型のモータ駆動装置の構成及び動作について説明する。  
最初に、図１を用いて、本実施形態による二重巻線型のモータ駆動装置の構成について説明する。  
図１は、本発明の一実施形態による二重巻線型のモータ駆動装置の全体構成を示す回路図である。
【００２０】
モータ１は、三相の永久磁石式の同期モータである。モータ１は、内部に永久磁石を備えた回転子２と、珪素鋼板他の磁性体材料で形成された固定子３を備える。固定子３のティース部には各々、二重巻線Ｕ，Ｖ，Ｗ，Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊が捲回されている。なお、これらの巻線は集中巻の構造を簡易的に図示したものであり、本図に限定したものではなく、分布巻きを始め、ティースやスロットの構造など図示した形状は他の構造でもよいものである。本発明に密接に関係する構造は、三相巻線が二重に捲回されているという構造だけであり、他の回転子や固定子は図１に示した以外の他の例でもよいものである。
【００２１】
記号に＊の無い巻線Ｕ，Ｖ，Ｗを組み合わせて三相巻線になり、同様に＊をつけた巻線Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊の組み合わせで第二の三相巻線を構成する。巻線Ｕ，Ｖ，Ｗの一端が実線４で示すように共通に接続され、この実線４が第一の三相巻線の中性点接続線を表す。同様に、Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊の一端が破線５で示すように共通に接続され、この破線５が第二の三相巻線の中性点接続線を表している。第二の三相巻線の中性点ＮＰは、モータ外部に配線で引き出され、スイッチ手段Ｓ２を介して、高圧バッテリＶＢの正極に接続されている。また、巻線Ｕ，Ｖ，Ｗ及び巻線Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊の中性点とは異なる他端も配線でモータ外部に引き出され、後述するようにインバータに接続される。モータ１は、回転子２の磁極位置を検出する磁極位置検出器ＰＵ，ＰＶ，ＰＷを備えている。磁極位置検出器ＰＵ，ＰＶ，ＰＷは、リニアホールＩＣのように３ヶの独立したデバイスで構成する場合の他、レゾルバと呼ばれる回転子と同心円上に固定される構造でもよいものである。
【００２２】
次に、本実施形態の特徴であるインバータの構成について説明する。本実施形態では、図１に示すように、二台の三相インバータＩｎｖ１，Ｉｎｖ２を備えている。三相インバータＩｎｖ１，Ｉｎｖ２の正極と負極は共通に接続されており、三相インバータＩｎｖ１と三相インバータＩｎｖ２に共通な正極は、スイッチ手段Ｓ１を介して、高電圧バッテリＶＢの正極に接続される。また、三相インバータＩｎｖ１と三相インバータＩｎｖ２に共通な負極は、直接、高電圧バッテリＶＢの負極に接続される。第一のインバータＩｎｖ１は、出力端子Ｏｕ，Ｏｖ，Ｏｗを有し、それらは第一巻線Ｕ，Ｖ，Ｗに接続される。同様に第二のインバータＩｎｖ２は出力端子Ｏｕ＊，Ｏｖ＊，Ｏｗ＊を有し、それらは第二巻線Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊に接続される。
【００２３】
ここで、スイッチ手段Ｓ１，Ｓ２は、いずれも図示するように、ＩＧＢＴとダイオードを逆並列に接続した構成である。スイッチ手段Ｓ１は、ゲート信号を与えるとＩＧＢＴがオン状態となり、インバータＩｎｖ１とインバータＩｎｖ２に共通な正極端子から高電圧バッテリＶＢに向かう方向に電流を通電する。スイッチ手段Ｓ１のダイオードＤＳ１は、スイッチ手段Ｓ１のゲート信号に係わらず、高電圧バッテリＶＢの電圧がインバータＩｎｖ１とインバータＩｎｖ２に共通な正極端子の電圧より高い場合に電流を通電させる。同様に、スイッチ手段Ｓ２はゲート信号を与えるとＩＧＢＴがオン状態となり、高電圧バッテリＶＢから第二巻線の中性点ＮＰに向かう方向に電流を通電する。スイッチ手段Ｓ２のダイオードＤＳ２は、スイッチ手段Ｓ２のゲート信号に係わらず、中性点ＮＰの電圧が高電圧バッテリＶＢの電圧より高い場合に電流を通電させる。
【００２４】
次に、各巻線の電流を検出する電流検出器ＣＳ１，ＣＳ２，ＣＳ３，ＣＳ４，ＣＳ５について説明する。電流検出器ＣＳ１，ＣＳ２は、それぞれ巻線Ｕと巻線Ｖをそれぞれ流れる交流電流Ｉｕ，Ｉｖを検出するセンサであり、一般的なカレントトランスの他、交流電流を検出する電流センサであれば他の方式でもよいものである。巻線Ｕ，Ｖ，Ｗは、中性点をモータ外部に引き出さないため、中性点での各相のモータ電流合計値はゼロになる。このため、三相の電流を全て検出する必要は無く、図１の実施例でも二相の電流だけを検出する。これに対して、電流検出器ＣＳ３，ＣＳ４，ＣＳ５は、それぞれ巻線Ｕ＊，Ｖ＊，及びＷ＊をそれぞれ流れる交流電流Ｉｕ＊、Ｉｖ＊、及びＩｗ＊を検出するセンサであり、前述のカレントトランスの他、交流と直流電流をいずれも検出する電流センサであれば他の方式でもよいものである。巻線Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊は、中性点ＮＰに対して電流を流すことから、中性点ＮＰでの各相のモータ電流合計値はゼロにならず、三相の電流を全て検出することが必要である。
【００２５】
次に、インバータＩｎｖ１，Ｉｎｖ２の制御回路について説明する。最初に、インバータＩｎｖ１の構成について説明する。Ｕ相上アームを構成するＩＧＢＴＱ１とダイオードＤ１の並列回路と、Ｕ相下アームを構成するＩＧＢＴＱ２とダイオードＤ２の並列回路とが、直列接続されている。Ｕ相上アームとＵ相下アームの接続点からＵ相出力ＯｕがＵ相巻線Ｕに出力する。Ｖ相上アームを構成するＩＧＢＴＱ３とダイオードＤ３の並列回路と、Ｖ相下アームを構成するＩＧＢＴＱ４とダイオードＤ４の並列回路とが、直列接続されている。Ｖ相上アームとＶ相下アームの接続点からＶ相出力ＯｖがＶ相巻線Ｖに出力する。Ｗ相上アームを構成するＩＧＢＴＱ５とダイオードＤ５の並列回路と、Ｗ相下アームを構成するＩＧＢＴＱ６とダイオードＤ６の並列回路とが、直列接続されている。Ｗ相上アームとＷ相下アームの接続点からＷ相出力ＯｗがＷ相巻線Ｗに出力する。
【００２６】
次に、インバータＩｎｖ２の構成について説明する。Ｕ＊相上アームを構成するＩＧＢＴＱ７とダイオードＤ７の並列回路と、Ｕ＊相下アームを構成するＩＧＢＴＱ８とダイオードＤ８の並列回路とが、直列接続されている。Ｕ＊相上アームとＵ＊相下アームの接続点からＵ＊相出力Ｏｕ＊がＵ＊相巻線Ｕ＊に出力する。Ｖ＊相上アームを構成するＩＧＢＴＱ９とダイオードＤ９の並列回路と、Ｖ＊相下アームを構成するＩＧＢＴＱ１０とダイオードＤ１０の並列回路とが、直列接続されている。Ｖ＊相上アームとＶ＊相下アームの接続点からＶ＊相出力Ｏｖ＊がＶ＊相巻線Ｖ＊に出力する。Ｗ＊相上アームを構成するＩＧＢＴＱ１１とダイオードＤ１１の並列回路と、Ｗ＊相下アームを構成するＩＧＢＴＱ１２とダイオードＤ１２の並列回路とが、直列接続されている。Ｗ＊相上アームとＷ＊相下アームの接続点からＷ＊相出力Ｏｗ＊がＷ相巻線Ｗ＊に出力する。
【００２７】
次に、動作について説明する。インバータＩｎｖ１のスイッチング素子（ＩＧＢＴ）Ｑ１，…，Ｑ６及びスイッチ手段（ＩＧＢＴ）Ｓ１のゲート信号は、ドライバ基板ＧＤ１から与える。また、インバータＩｎｖ２のスイッチング素子（ＩＧＢＴ）Ｑ７，…，Ｑ１２及びスイッチ手段（ＩＧＢＴ）Ｓ２のゲート信号は、ドライバ基板ＧＤ２から与える。ドライバ基板ＧＤ１，ＧＤ２への駆動信号は、マイコンＣＰＵからフォトカプラＰｃ等の絶縁型信号伝達手段を介して与える。また、インバータＩｎｖ１の上アームのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３，Ｑ５に対する制御電源がトランスの二次側Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３である。インバータＩｎｖ１の下アームのスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４，Ｑ４への共通な制御電源は、トランスの二次側Ｔ４であり、そしてスイッチ手段Ｓ１への制御電源がトランスの二次側Ｔ５である。同様に、インバータＩｎｖ２の上アームのスイッチング素子Ｑ７，Ｑ９，Ｑ１１に対する制御電源がトランスの二次側Ｔ６，Ｔ７，Ｔ８であり、インバータＩｎｖ２の下アームのスイッチング素子Ｑ８，Ｑ１０，Ｑ１２への共通な制御電源が、トランスの二次側Ｔ９であり、そしてスイッチ手段Ｓ２への制御電源がトランスの二次側Ｔ１０である。これらのトランスの二次側Ｔ１，…Ｔ１０に共通なトランスの一次側がＴ０である。
【００２８】
次に、マイコンＣＰＵに入力されるセンサ信号は、回転子の磁極位置検出信号Ｐｓｉｇと、電流検出器の出力信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｕ＊，Ｉｖ＊，Ｉｗ＊と、そしてコンデンサＣｆの電圧を検出し、途中、この信号を絶縁しゲインも変える電圧検出器Ｖ＿ｓｅｎｃｅの出力をそれぞれマイコンＣＰＵに入力する。また、マイコンＣＰＵには、上位制御系との通信手段Ｉ／Ｆを介して、モータ１に対するトルク指令やその他の信号が与えられる他、逆にマイコンＣＰＵから上位制御系へ異常の発生等を知らせる信号を出力する。
【００２９】
本実施形態では、第一のインバータＩｎｖ１は全期間に渡ってモータ１の駆動用に用いられる。一方、第二のインバータＩｎｖ２は、低速域（第一のモード）においてはインバータＩｎｖ１と同相の動作でモータ１を駆動し、高速域（第２のモード）においては中性点ＮＰを介して高電圧バッテリＶＢの電圧を昇圧してコンデンサＣｆに充電させる昇圧装置として用いるものである。
【００３０】
次に、図２〜図４を用いて、本実施形態による二重巻線型のモータ駆動装置に用いる２個のインバータＩｎｖ１，Ｉｎｖ２の動作について説明する。  
図２は、本発明の一実施形態による二重巻線型のモータ駆動装置の主要部における電流の流れの説明図である。図３は、本発明の一実施形態による二重巻線型のモータ駆動装置の第一のモードにおける電流ベクトル図である。図４は、本発明の一実施形態による二重巻線型のモータ駆動装置の第二のモードにおける電流ベクトル図である。
【００３１】
図２において、インバータＩｎｖ１の三相電流をＩｕ，Ｉｖ，Ｉｗと表し、インバータＩｎｖ２の三相電流をＩｕ＊，Ｉｖ＊，Ｉｗ＊で表している。また、中性点ＮＰを流れる電流を新たにＩｎと表わしている。
【００３２】
次に、図３に示す第一のモードにおける電流のベクトル図において、α軸とβ軸は三相電流を二相変換した場合の静止座標系であり、α軸から位相差φをとるｄ軸、及びこれと直交するｑ軸が二相変換した回転座標系である。これらの三相−二相変換及び静止座標系と回転座標系に関してはモータ制御の分野で広く知られているため、説明は省略する。
【００３３】
図３に示す第一のモードは、モータ１の速度が比較的低速で誘起電圧が高圧バッテリの電圧ＶＢに比べて小さい場合に選択するモードである。この第一モードでは、マイコンＣＰＵからの信号でスイッチ手段Ｓ１をオンし、スイッチ手段Ｓ２をオフにすると共に、インバータＩｎｖ１の回転座標系電流Ｉｑ，ＩｄとインバータＩｎｖ２の回転座標系電流Ｉｑ＊，Ｉｄ＊を同相にするよう制御する。ここで、回転座標系電流Ｉｑと回転座標系電流Ｉｑ＊、同様に回転座標系電流Ｉｄと回転座標系電流Ｉｄ＊が同じ電流指令値になるようにすれば、インバータＩｎｖ１とインバータＩｎｖ２は均等な並列運転になり、モータ１が必要とする電流を２台のインバータＩｎｖ１，Ｉｎｖ２で半分ずつ分担する形になる。仮に、インバータＩｎｖ１のスイッチング素子ＩＧＢＴが何らかの理由で温度的に加熱となった場合は、インバータＩｎｖ１の電流を減らし、逆にインバータＩｎｖ２の電流を増加させ、回転座標系電流（Ｉｑ＋Ｉｑ＊）及び回転座標系電流（Ｉｄ＋Ｉｄ＊）が所定の値にすればよいものである。このように、二台のインバータで電流の分担は調整可能であり、特に熱的なストレスの均等化を図るように制御する。ない、図３で示すベクトル図で回転座標系電流Ｉｄと回転座標系電流Ｉｄ＊に負号をつけて弱め界磁を効かせた状態を図示しているが、第一のモードが低速であることから、回転座標系電流Ｉｄと回転座標系電流Ｉｄ＊は、回転座標系電流Ｉｑや回転座標系電流Ｉｑ＊に比べると小さい。
【００３４】
マイコンＣＰＵの具体的な処理としては、電流検出器の検出電流Ｉｕ，Ｉｖ及び検出電流Ｉｕ＊，Ｉｖ＊，Ｉｗ＊と、電圧検出器Ｖ＿ｓｅｎｃｅの出力をフィードバック情報として使いながら、インバータＩｎｖ１及びインバータＩｎｖ２へのゲート信号を演算すると共に、その演算結果の信号をフォトカプラＰｃ、ドライバ基板ＧＤ１，ＧＤ２を介してインバータＩｎｖ１，Ｉｎｖ２の各ＩＧＢＴに対してゲート信号として伝える。
【００３５】
次に、図４に示す第二のモードは、モータ１の速度が高速で誘起電圧が高圧バッテリの電圧ＶＢに比べて高くなる場合に選択するモードである。このモードではマイコンＣＰＵからの信号でスイッチ手段Ｓ１をオフし、スイッチ手段Ｓ２をオンにすると共に、インバータＩｎｖ２の電流Ｉｕ＊，Ｉｖ＊，Ｉｗ＊に直流成分を重畳させ、インバータＩｎｖ２を昇圧用に使用する。必要な直流電流は、モータ１の出力をＰｏｕｔとし、モータと回路の効率をηとし、コンデンサＣｆの昇圧後の電圧をＶｃｆとし、モータ電流実効値をＩｍとし、中性点を流れる電流をＩｎとし、そして、高圧バッテリの電圧をＶＢとすれば、
Ｐｏｕｔ／η＝Ｖｃｆ・Ｉｍ＝ＶＢ・Ｉｎ
であり、中性点電流Ｉｎを巻線Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊で均等分割した（Ｉｎ／３）が各相に重畳させる直流電流である。この直流電流は回転磁界を発生させないため、図４のベクトル図には現れないものである。次に、巻線Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊の各相に均等分割した（Ｉｎ／３）に加え、交流電流ｉｕ＊，ｉｖ＊，ｉｗ＊（ここでは小文字ｉｕ＊を交流、大文字Ｉｕ＊を直流成分を加算した合成電流で表している）を流すが、交流電流ｉｕ＊，ｉｖ＊，ｉｗ＊に関しては、図４に示すようにインバータＩｎｖ１の電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗに対して位相を９０°変え、回転座標系の表現で電流Ｉｑ＊が電流Ｉｄと同じベクトル成分になるようにすることが特徴である。なお、図４）では、電流Ｉｄ＊を記載していないが、これはＩｄ＊成分がゼロであることを意味している。
【００３６】
次に、図５を用いて、本実施形態による二重巻線型のモータ駆動装置における三相電流の波形について説明する。  
図５は、本発明の一実施形態による二重巻線型のモータ駆動装置における三相電流の波形図である。
【００３７】
図５は、インバータＩｎｖ１の三相電流Ｉｕ，Ｉｖ，ＩｗとインバータＩｎｖ２の三相電流Ｉｕ＊，Ｉｖ＊，Ｉｗ＊（直流成分に交流成分を加えた合成値）の波形を示している。両インバータの電流波形で位相の違いを確認できる。
【００３８】
図４の例によれば、電流Ｉｑと電流（Ｉｄ＋ｉｑ＊）によってモータ１を駆動させるが、これは誘起電圧が高くなった結果、昇圧制御に加えて弱め界磁制御を併用している。上記位相差は９０°に限定したわけではなく、第一と第二巻線を同じ固定子のティース（或いはスロット）に捲回する場合は±９０°×ｎ（ｎは０か１）が望ましい。ここで、ｎが０の場合は、合成電流成分が（Ｉｑ＋ｉｑ＊）とＩｄになる。この場合は弱め界磁制御を余り大きくしないような場合に相当する。仮に、第一と第二巻線が機械的な配置において電気位相θを持たせる場合は、上記位相差は±９０°×ｎ±θ（ｎは０か１）になる。
【００３９】
このように、インバータＩｎｖ２の交流電流成分ｉｕ＊，ｉｖ＊，ｉｗ＊をインバータＩｎｖ１に対して位相を変える（以後、「位相補償」と称する）意味は、両インバータの電流が作る回転磁界を正しく合成させるために重要である。位相が適正でないと、インバータＩｎｖ２の交流電流成分が作る磁界がインバータＩｎｖ１が作る回転磁界を弱めてしまい、巻線に電流を流しても所望するトルクを得られず、効率を悪くする結果を招く。ここで、インバータＩｎｖ１及びインバータＩｎｖ２の電流位相は、図１のマイコンＣＰＵにおいて磁極位置検出信号Ｐｓｉｇから演算で求める。
【００４０】
図４の例で、電流Ｉｑと電流（Ｉｄ＋ｉｑ＊）によってモータ１を駆動する場合のメリットは、インバータＩｎｖ１とインバータＩｎｖ２の損失を適正化できることであるが、この点については後述する。電流ｉｑ＊に関してはインバータＩｎｖ１の電流Ｉｑと電流Ｉｄ（これらを合成した実効値）に比べて実効値を低くすることが望ましい。インバータＩｎｖ２のＰＷＭ制御における通流比は、前述の直流電流成分を（Ｉｎ／３）に調整する制御と、交流電流成分として電流ｉｑ＊を調整する制御を両立させることが必要である。ここで、通流比は５０％の状態が交流電流成分をゼロにする条件であり、これに電流ｉｑ＊を調整する制御を加えると、交流正弦波が正の条件では通流比は５０％以上になり、逆に負の条件では通流比は５０％以下となる。正弦波の一周期で見れば平均化されるが、昇圧した電圧に脈動（リプル）がのることと、インバータＩｎｖ２のＩＧＢＴが通電する電流値が通流比に依存して大きくなり熱的なストレスを招く。こうした課題を軽減するため、電流ｉｑ＊はインバータＩｎｖ１とインバータＩｎｖ２の損失を適正化させることと、上記電圧脈動を抑制することを両立するように、その実効値を決めることが重要である。
【００４１】
次に、図６を用いて、本実施形態による二重巻線型のモータ駆動装置に用いるスイッチング素子のモジュール構成について説明する。  
図６は、本発明の一実施形態による二重巻線型のモータ駆動装置に用いるスイッチング素子のモジュール構成図である。図６（Ａ）は、側面図を示し、図６（Ｃ）は平面図を示している。
【００４２】
図６では、インバータＩｎｖ１とインバータＩｎｖ２、及びスイッチ手段Ｓ１，Ｓ２に用いるＩＧＢＴに関するモジュール構造を示している。ここでは、インバータＩｎｖ１のＵ相アームのモジュールについて例をとって説明する。基板上には、１相分のハーフブリッジに接続されたスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２及びダイオードＤ１，Ｄ２を基板上に取り付け、１つのモジュールにしたものであり、一般的に２ｉｎ１モジュールと呼ばれる。基板には、幅広導体からなる正極端子Ｎ，負極端子Ｐ，出力端子Ｏが取り付けられ、これらの端子にＮ，Ｐ，Ｏにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２及びダイオードＤ１，Ｄ２の端子が、それぞれ複数本のアルミワイヤーによりボンディングされている。正極端子Ｎ，負極端子Ｐ，出力端子Ｏの端部は、外部との接続用端子として、外部に引き出されている。内蔵するパワーデバイスは、モジュール内部の配線基板と共に樹脂にてモールドする。
【００４３】
このモジュールを基本単位として、インバータＩｎｖ１とインバータＩｎｖ２、及びスイッチ手段Ｓ１，Ｓ２を構成するが、本実施形態では前述したように、インバータＩｎｖ１とインバータＩｎｖ２の損失を適正化する特徴を有するため、インバータＩｎｖ１とインバータＩｎｖ２はほぼ同じ電流定格である。
【００４４】
また、スイッチ手段Ｓ１，Ｓ２は、スイッチ手段Ｓ１を高電位側、スイッチ手段Ｓ２を低電位側として扱えば、スイッチ手段Ｓ１とスイッチ手段Ｓ２の１組を図６の基本モジュールで構成できる。但し、スイッチ手段Ｓ１とスイッチ手段Ｓ２は、それぞれインバータＩｎｖ１とインバータＩｎｖ２に供給する電流を通流するため、電流定格に応じて基本モジュールを複数ヶ並列に接続することが望ましいものである。
【００４５】
このように、本実施形態では、全てのＩＧＢＴを図６の基本モジュールを整数個で構成することができ、標準化によって低コスト化も可能である。
【００４６】
次に、図７を用いて、本実施形態による二重巻線型のモータ駆動装置の制御動作について説明する。  
図７は、本発明の一実施形態による二重巻線型のモータ駆動装置の制御動作を示すフローチャートである。
【００４７】
図７のＳＴ０において、マイコンＣＰＵは、インバータＩｎｖ１，Ｉｎｖ２のそれぞれの異常の有無を判定する。異常があるときは、ステップＳＴ２に進む。なお、このときの処理については、後述する。
【００４８】
次に、ステップＳＴ１において、マイコンＣＰＵは、モータ１に対するトルク指令値と回転数からモータ１の出力を求め、高出力か低出力であるかを判定する。ここで、回転数は、車両の速度とモータの出力軸からホイールまでの間に入る減速ギアの比を考慮して決まる。
【００４９】
ステップＳＴ１の結果、モータ電流が小さい低出力の場合はステップＳＴ２に進む。一方、ステップＳＴ１の結果、モータ電流が大きい高出力の場合はステップＳＴ５に進み、回転数を判断し、低速の場合はステップＳＴ２に進み、高速の場合にはステップＳＴ６に進む。
【００５０】
ステップＳＴ２では、第一のモードを選択してスイッチ手段Ｓ１をオンし、スイッチ手段Ｓ２をオフにする。
【００５１】
次に、ステップＳＴ３では、マイコンＣＰＵがインバータＩｎｖ１，Ｉｎｖ２に同じ位相で同じ電流を指令し、ステップＳＴ４でインバータＩｎｖ１，Ｉｎｖ２は並列運転で所望される電流を出力する。
【００５２】
一方、ステップＳＴ５で高出力かつ高速と判断された場合は、ステップＳＴ６で、第二モードを選択して、スイッチ手段Ｓ１をオフし、スイッチ手段Ｓ２をオンにする。
【００５３】
次に、ステップＳＴ７では、マイコンＣＰＵは、インバータＩｎｖ１にモータ１を駆動させるための電流指令を出し、インバータＩｎｖ２にはバッテリ電圧ＶＢを昇圧させるため、中性点ＮＰを介して直流電流を流す指令を出す。
【００５４】
次に、ステップＳＴ８では、前述のようにインバータＩｎｖ２に位相を変えた交流電流を重畳させるかどうかを判断し、ＹｅｓならステップＳＴ９に進み、ＮｏならステップＳＴ１０に進む。
【００５５】
ステップＳＴ９では、インバータＩｎｖ２は直流電流成分と位相を変えた交流電流成分ｉｑ＊を重畳した電流を出力し、インバータＩｎｖ１はステップＳＴ７で指示された電流から位相を変えた交流電流成分ｉｑ＊を差し引いた電流を出力する。これにより、後述する電流分担を行える。
【００５６】
た、ステップＳＴ１０では、インバータＩｎｖ１はステップＳＴ７で指示された電流を出力し、インバータＩｎｖ２は直流電流を出力する。
【００５７】
モータ１を回生制動させる場合、ステップＳＴ４、ステップＳＴ９、及びステップＳＴ１０で電流指令が負に変わるが、例えばステップＳＴ４の場合はモータ１からインバータＩｎｖ１，Ｉｎｖ２を介しスイッチ手段Ｓ１に電流が流れ込み、スイッチ手段Ｓ１からバッテリＶＢに電流が回生される。
【００５８】
ステップＳＴ９の場合もインバータＩｎｖ１の電流指令が負に変わるが、この時、同時にインバータＩｎｖ２の交流電流成分の位相も図４の電流ｉｄと電流ｉｑ＊が同位相になる関係を維持するように変化させる。
【００５９】
尚、インバータＩｎｖ１，Ｉｎｖ２の内、いずれか一方が異常を検知した場合は、ステップＳＴ０で、モータ１の出力と速度に係わらずステップＳＴ２の第一モードを選択し、以下は図７の手順で健全なインバータを動作継続させることが可能である。この処理によれば、モータ１は本来のトルクは出せないものの、健全なインバータが存在することで駆動を維持させることができ、システム全体を停止させる状態には至らない。通常のインバータはパワー部が一重系でこうした異常時のモータ駆動継続は不可能であるが、本実施形態は昇圧の目的で備えたインバータＩｎｖ２の存在によって、異常時には冗長性を発揮できる。
【００６０】
次に、図８〜図１０を用いて、本実施形態による二重巻線型のモータ駆動装置による制御時の動作について説明する。  
図８〜図１０は、本発明の一実施形態による二重巻線型のモータ駆動装置による制御時の動作説明図である。
【００６１】
図８は、モータ１の回転数に対するトルクと出力、及びコンデンサＣｆの電圧Ｖｄｃを示している。図８の縦軸は、トルク（Ｎｍ），出力（ｋＷ），コンデンサＣｆの電圧（Ｖ）を示し、縦軸の数字は、それぞれに共通の数値であるが、単位が異なっている。
【００６２】
図８に示す例では２，０００ｒｐｍ以上において昇圧を実施し、回転数に応じてＶｄｃを増加させる。このとき、出力（ｋＷ）及びトルク（Ｎｍ）は、図示するようになる。
【００６３】
図９は、図８に示した条件において、インバータＩｎｖ１及びインバータＩｎｖ２の電流を示している。ここで、実線は、前述のステップＳＴ９で、昇圧を実施する回転数の範囲で、インバータＩｎｖ２に交流電流を重畳させる補償を実施した場合である。破線はこの補償を行わず、インバータＩｎｖ２が直流成分だけを流す補償無の場合を表している。この図から明らかなように、補償有りの場合はインバータＩｎｖ１の電流が補償無の場合に比べて減少しており、逆に補償有りのインバータＩｎｖ２の電流は補償無の場合に比べて増加する。その結果、ステップＳＴ９の保障有りの場合には、Ｉｎｖ１電流とＩｎｖ２電流は、そのピーク値において、ほぼ等しい電流となっており、インバータＩｎｖ１及びインバータＩｎｖ２で電流分担することができる。
【００６４】
図１０は、図９で説明した電流分担が行われた場合の効果を温度で比較した結果を示しており、インバータＩｎｖ１及びインバータＩｎｖ２の温度（ＩＧＢＴの温度）を示している。実線は前述のように補償を実施した場合であり、破線は補償無の場合を表している。補償有りの場合は、インバータＩｎｖ１とインバータＩｎｖ２の最高温度はほぼ同等であるが、補償無の場合には、インバータＩｎｖ１の温度がインバータＩｎｖ２の温度に比べて４０℃ほど高くなっている。一般的に、パワーデバイスは使用時の温度に上限があり、多くのＩＧＢＴでは最高温度が１５０℃として扱われている。すなわち、図１０に示す例では、補償無の場合には、インバータＩｎｖ１の温度が最高温度を越えており、デバイスを保護するためにインバータＩｎｖ１を動作停止させる異常時処置がなされる。これに対して、補償有りの場合は、インバータＩｎｖ１とインバータＩｎｖ２の最高温度はデバイスの上限値以下のため、同じモータ出力を出しながら、インバータＩｎｖ１とインバータＩｎｖ２は正常な動作を継続することができる。
【００６５】
このように、本実施形態によれば、インバータＩｎｖ１とインバータＩｎｖ２の電流、或いは電流による損失を適正に分担させ、両インバータの発熱を均等化させることができる。
【００６６】
次に、図１１を用いて、本実施形態による二重巻線型のモータ駆動装置におけるインバータＩｎｖ１とインバータＩｎｖ２のＰＷＭ制御時の動作波形について説明する。  
図１１は、本発明の一実施形態による二重巻線型のモータ駆動装置におけるインバータＩｎｖ１とインバータＩｎｖ２のＰＷＭ制御時の動作波形図である。図１１において、横軸は時間を示している。図１１（Ａ）の縦軸は、各相の電圧指令値及びＰＷＭキャリアを示している。図１１（Ｂ）〜（Ｄ）は、インバータＩｎｖ１の各相の出力電圧を示している。図１１（Ｅ）は、モータのＵ，Ｖ，Ｗ相の各巻線を接続した中性点電圧を示している。図１１（Ｆ）は、インバータＩｎｖ２のＵ相の出力電圧を示している。図１１（Ｇ）は、モータのＵ＊，Ｖ＊
，Ｗ＊相の各巻線を接続した中性点電圧を示している。図１１（Ｈ）は、図１１（Ｇ）の波形を位相反転した波形を示している。
【００６７】
図１１（Ａ）において、Ｕ，Ｖ，Ｗは、ＣＰＵ内部の演算でインバータＩｎｖ１に対する各相の電圧指令値であり、同様にＵ＊，Ｖ＊，Ｗ＊はインバータＩｎｖ２を第二モードで動作させる場合の電圧指令値である。また、ＰＷＭキャリアは、ＣＰＵ内部の演算でインバータＩｎｖ１及びインバータＩｎｖ２の電圧指令値と比較され、各インバータのＩＧＢＴにゲート信号を作るための信号である。正弦波の電圧指令値と三角波のＰＷＭキャリア信号を比較する方法は一般的であり、ここでは説明を省略する。
【００６８】
図１１（Ｂ）〜図１１（Ｄ）は、前述のＰＷＭ制御の結果にあたるインバータＩｎｖ１各相の出力電圧をＶｕ，Ｖｖ，Ｖｗで表している。図１１（Ｂ）において、出力電圧ＶｕがＨｉｇｈの状態は、コンデンサＣｆの電圧に等しい電圧がインバータＩｎｖ１のＵ相からモータに対して出力されている状況を表している。また、出力電圧ＶｕがＬｏｗの状態は、インバータＩｎｖ１のＵ相出力がゼロ、即ち、Ｃｆの負極電圧にほぼ等しいことを表している。
【００６９】
モータ１でＵ，Ｖ，Ｗの各巻線を接続した中性点の電圧はＶｕ，Ｖｖ，Ｖｗを合成した値であり、図１１（Ｅ）は、中性点電圧ＶＮＰ（１）を示している。中性点電圧ＶＮＰ（１）の電圧最大値は、前述したコンデンサＣｆの電圧値にほぼ等しい高電圧である。中性点の電圧変動は、モータの巻線、或いはインバータＩｎｖ１の出力とモータ１の巻線を接続しているハーネス、及びインバータＩｎｖ１のＩＧＢＴにそれぞれ寄生する漏れ容量に変位電流を流す結果を招くことが分かっており、変位電流とその高調波成分が電磁ノイズの原因になっている。
【００７０】
本実施例の特徴は、インバータＩｎｖ１とインバータＩｎｖ２のＰＷＭ制御法によって中性点の電圧変動に伴う電磁ノイズを軽減することにある。図１１（Ｆ）は、インバータＩｎｖ１のＵ＊相出力電圧Ｖｕ＊を示しており、Ｖ＊相とＷ＊相の出力電圧は省略する。
【００７１】
図１１（Ｇ）は、モータ１でＵ＊，Ｖ＊，Ｗ＊の各巻線を接続した中性点の電圧ＶＮＰ（２）を示している。ここで、中性点電圧ＶＮＰ（２）で波形の山と谷は、中性点電圧ＶＮＰ（１）のそれらと同相的であり、この状態では両中性点の電圧変動によって１台のインバータの変位電流が約２倍大きく流れることになる。  本実施形態では、インバータＩｎｖ２に関して電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊をＰＷＭキャリアと比較してゲート信号を作る際に、インバータＩｎｖ１とは論理を逆転させている。
【００７２】
図１１（Ｈ）は、この論理を逆転（或いは逆位相とも呼ぶ）した結果の、逆相中性点電圧ＶＮＰ（２）＊を示している。このように論理を逆転すると、逆相中性点電圧ＶＮＰ（２）＊の波形の山と谷は、中性点電圧ＶＮＰ（１）のそれらと逆位相的になり、それぞれに対する漏れ容量の変位電流も正負が逆になって互いに相殺的になる。通常の並列型インバータでは出力が電気的に接続されるため、こうしたＰＷＭ信号の逆位相化を行うと２台のインバータ間で短絡することとなり、動作しないこととなる。それに対して、本実施形態では２台のインバータの出力は電気的には共通に接続されておらず、それぞれのモータ巻線によって磁気的な並列になるため、ＰＷＭ信号の逆位相化は支障なく実現できる。このようにインバータＩｎｖ２のＰＷＭ制御法とインバータＩｎｖ１と逆位相化することによって、変位電流に伴う電磁ノイズを軽減することができる。
【００７３】
次に、図１２を用いて、本実施形態による二重巻線型のモータ駆動装置を搭載した自動車の構成について説明する。  
図１２は、本発明の一実施形態による二重巻線型のモータ駆動装置を搭載した自動車の構成図である。なお、図１と同一符号は、同一部分を示している。
【００７４】
自動車１０は、エンジン６を備えている。エンジン６の駆動力は、変速機８で変速された後、前輪に伝えられ、前輪を駆動する。エンジン６の出力の一部を使って、発電機７が駆動され、発電する。発電機の出力電圧は、通常の自動車用発電機に比べて高電圧である。発電機７から発生した電流は、ハーネス１１を介して車両後部に搭載する二次電池ＶＢに供給され、二次電池ＶＢを充電すると共に、二次電池ＶＢの電圧をインバータＩｎｖ１，Ｉｎｖ２に供給し、これら二台のインバータＩｎｖ１，Ｉｎｖ２で二重巻線型モータ１を駆動する。モータ１の駆動力は、ディファレンシャルギア９を介して後輪に伝達され、後輪を駆動する。なお、図示した自動車の構成は、一例であり、他の構成とすることもできる。
【００７５】
次に、図１３を用いて、本実施形態による二重巻線型のモータ駆動装置によって駆動される二重巻線型モータ１の特性について説明する。  
図１３は、本発明の一実施形態による二重巻線型のモータ駆動装置によって駆動される二重巻線型モータ１の特性図である。
【００７６】
図１３の横軸はモータ１の回転数（ｒｐｍ）を示し、縦軸はモータ１のトルク（Ｎｍ）と出力（ｋＷ）を示している。図１２に示す特性は、図７に示したフローチャートに従って制御した場合の特性を示している。図中に示している連続トルク及び連続パワーは、図７の低出力に相当し、第一のモードでインバータＩｎｖ１とインバータＩｎｖ２を運転する。次に、図中に示している瞬間最大トルクと瞬間最大パワーは、図７の高出力に相当し、高回転域（図中の２０００ｒｐｍ以上）ではインバータＩｎｖ２によって昇圧する。
【００７７】
本実施形態では、図１２に示した自動車が巡航的な走行を行う場合は、モータ１は図１３に示す連続トルクを供給し、高速での追い越し、或いは走行制御上必要な短時間の高出力を出す場合などでは、モータ１は、図１３に示す瞬間最大トルクを出すように制御される。
【００７８】
図９及び図１０にに示したように、本実施形態では、インバータＩｎｖ１とインバータＩｎｖ２の電流を適正化し、損失を均等化している。したがって、この特徴を応用することで、図１３に示した瞬間最大トルクを出す場合においてもインバータＩｎｖ１とインバータＩｎｖ２のＩＧＢＴが許容する最大温度の範囲内で高出力を出すことができる。
【００７９】
なお、図１２の例で本実施形態の二重巻線型モータ駆動装置を後輪駆動用に備えた理由は、高速走行時に前輪がスリップしたような場合においても後輪で瞬時に高トルクを出して走行制御を補償し、車両の安定化を図るためであり、この例に限定したわけではなく、二重巻線型モータ駆動装置を前駆動用に備えエンジントルクを瞬時にアシストする目的に使用してもよいものである。
【００８０】
以上説明したように、本実施形態によれば、リアクトルを用いない昇圧型のモータ駆動装置として、昇圧とモータ駆動を同時に制御可能とし、インバータ用パワーデバイスの損失を適正化することができる。
【００８１】
また、インバータのパワーデバイスＩＧＢＴの電流を適正化して温度を軽減することができる。
【００８２】
さらに、電磁ノイズを抑制することができる。
【００８３】
また、異常時にも動作を継続することができる。
【図面の簡単な説明】
【００８４】
【図１】本発明の一実施形態による二重巻線型のモータ駆動装置の全体構成を示す回路図である。
【図２】本発明の一実施形態による二重巻線型のモータ駆動装置の主要部における電流の流れの説明図である。
【図３】本発明の一実施形態による二重巻線型のモータ駆動装置の第一のモードにおける電流ベクトル図である。
【図４】本発明の一実施形態による二重巻線型のモータ駆動装置の第二のモードにおける電流ベクトル図である。
【図５】本発明の一実施形態による二重巻線型のモータ駆動装置における三相電流の波形図である。
【図６】本発明の一実施形態による二重巻線型のモータ駆動装置に用いるスイッチング素子のモジュール構成図である。
【図７】本発明の一実施形態による二重巻線型のモータ駆動装置の制御動作を示すフローチャートである。
【図８】本発明の一実施形態による二重巻線型のモータ駆動装置による制御時の動作説明図である。
【図９】本発明の一実施形態による二重巻線型のモータ駆動装置による制御時の動作説明図である。
【図１０】本発明の一実施形態による二重巻線型のモータ駆動装置による制御時の動作説明図である。
【図１１】本発明の一実施形態による二重巻線型のモータ駆動装置におけるインバータＩｎｖ１とインバータＩｎｖ２のＰＷＭ制御時の動作波形図である。
【図１２】本発明の一実施形態による二重巻線型のモータ駆動装置を搭載した自動車の構成図である。
【図１３】本発明の一実施形態による二重巻線型のモータ駆動装置によって駆動される二重巻線型モータ１の特性図である。
【符号の説明】
【００８５】
１…モータ
２…回転子
３…固定子
４…第一の巻線の中性点
５…第二の巻線の中性点
６…エンジン
７…発電機
８…変速機
９…デフギア
１０…自動車
１１…ハーネス
Ｃｆ…コンデンサ
ＣＳ１〜ＣＳ５…電流検出器
Ｄ１〜Ｄ１２，ＤＳ１，ＤＳ２…ダイオード
Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ…磁極位置検出器
Ｑ１〜Ｑ１２，Ｓ１，Ｓ２…ＩＧＢＴ
Ｔ０〜Ｔ１０…トランスの一次側及び２次側
ＶＢ…高電圧バッテリ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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