(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流部を共有し、交流出力端子がリアクトルを介して接続される二組の三相電圧型ＰＷＭ変換器によりなる電力変換器であって、
前記二組の三相電圧型ＰＷＭ変換器の零相電流をそれぞれ一括して検出する二組の電流検出器と、前記二組の三相電圧型ＰＷＭ変換器の交流出力相電流をそれぞれ検出する二組の三つの電流検出器と、前記交流出力相電流を検出する二組の電流検出器の出力を用いて、前記二組の三相電圧型ＰＷＭ変換器をそれぞれ個別に制御する二組の電流制御器と、前記零相電流を検出する二組の電流検出器の出力を減算する減算器と、前記減算器の出力値を小さくする零相電圧調整分を算出する零相電流制御器と、を有し、
前記零相電流制御器の出力と前記零相電流を検出する二組の電流検出器の片方の出力とを用いて、片方の三相電圧型ＰＷＭ変換器の零相出力電圧を変化させることを特徴とする電力変換器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は直流部を共有し、交流出力端子がリアクトルを介して接続される二組の三相電圧型ＰＷＭ変換器により構成される電力変換器に関し、特に三相電圧型ＰＷＭ変換器間を循環する零相電流の抑制に関する。
【背景技術】
【０００２】
電力変換器の容量を増やす方法として、特許文献１の図１記載のように二組の三相電圧型ＰＷＭ変換器の交流出力端子を、リアクトルを介して並列接続する方法が知られている。
【０００３】
この構成では二組の三相電圧型ＰＷＭ変換器の間にトランスを介さないため、零相電流が両変換器を循環する。この零相電流には、スイッチングに伴い、原理的に流れうる零相電流のほか、スイッチングタイミングのばらつきなどによって、理論的には流れないはずの直流を含む低周波の零相電流が含まれる。零相電流は変換器の損失を増やすだけであるため、機器効率向上のためには、できるだけ零相電流を低減する必要がある。
【０００４】
この零相電流を低減する方法として、各相の電流検出値を加算し、その値に応じて出力電圧を制御し、零相電流を低減する方法が特許文献１にて提案されている。零相電流には直流成分も流れうるため、零相電流を検出する電流検出器はホールＣＴであることが望ましい。
【０００５】
【特許文献１】特許第３２５１６２８号公報（図１と、（００１１）段落の記載。）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
電力変換器が運転を開始すると半導体スイッチング素子やフィルタリアクトルにおいて損失が発生し、周囲温度が上昇する。周囲温度が上昇すると電流検出器の温度も上昇し、電流検出器の出力が温度ドリフトにより変化する。そのため、検出値には誤差が重畳する。
【０００７】
特許文献１に記載の方法により直流部が共通の二組の三相電圧型ＰＷＭ変換器を循環する零相電流を抑制する場合、該電流検出器の検出値に含まれる直流電流検出値と温度ドリフトによるオフセットとの見分けがつかないため、検出値に含まれる誤差分だけ零相を流すことになる。
【０００８】
本発明の目的は、温度ドリフトによる電流検出誤差を低減し、二組の三相電圧型ＰＷＭ変換器を循環する零相電流を抑制することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の電力変換器は、直流部を共有し、交流出力端子がリアクトルを介して接続される二組の三相電圧型ＰＷＭ変換器を備え、各三相電圧型ＰＷＭ変換器に電流検出器を備え、該電流検出器の出力の差を用いて三相電圧型ＰＷＭ変換器の零相出力電圧を変化させる。
【発明の効果】
【００１０】
本発明の電力変換器は精度よく零相電流を検出できる。また、該検出値を用いて零相電流を制御することで二組の三相電圧型ＰＷＭ変換器を循環する零相電流を精度よく抑制することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
本発明の詳細を図面を用いながら説明する。
【実施例１】
【００１２】
本実施例を、図１を用いて説明する。図１に示す電力変換器は並列多重のコンバータである。図１の符号１は本実施例の電力変換器の主回路、１００は本実施例の電力変換器の論理部、８は交流電源、２０は負荷である。本実施例の電力変換器は、交流電源８より得られる交流電力を直流電力に変換し、負荷２０に供給する。
【００１３】
電力変換器の主回路１は、直流部を共有する三相電圧型ＰＷＭ変換器２、３、トランス７、フィルタリアクトル４、５、直流コンデンサ６により構成される。直流コンデンサ６の端子電圧は電圧検出器１２で、三相電圧型ＰＷＭ変換器２の交流出力相電流は電流検出器１３、１４、１５で、三相電圧型ＰＷＭ変換器３の交流出力相電流は電流検出器１６、１７、１８で、三相電圧型ＰＷＭ変換器２、３を循環する零相電流は電流検出器１０、１１で、トランス７の二次側電圧は電圧検出器１９で検出され、検出値は論理部１００に入力される。
【００１４】
論理部１００は、三相電圧型ＰＷＭ変換器２、３の直流電圧が指令値Ｖdcref に追従するよう三相電圧型ＰＷＭ変換器２、３のＩＧＢＴのゲート信号Ｇate１、Ｇate２を算出する。具体的には、位相検出器１０１にてトランス７の二次側電圧の位相を算出し、電圧位相を電流制御器１０２、１０７に出力する。電流制御器１０２、１０７は、電圧位相を用いて各ＰＷＭ変換器の相電流をα−β変換およびｄ−ｑ変換し、ＰＷＭ変換器の有効電流が直流電圧制御器１０６にて直流コンデンサ電圧を指令値Ｖdcref に追従するよう算出された有効電流指令値に追従するよう、さらにＰＷＭ変換器の無効電流が０になるよう電圧ｄ軸成分およびｑ軸成分を算出し、その値を逆ｄ−ｑ変換、２相−３相変換を施して三相の電圧指令値を算出する。
【００１５】
電流のα−β変換を（数１式）に示す。α−β変換をする時点で零相成分がキャンセルされるため、上記制御は零相と独立である。
【００１６】
【数１】
0004844180.tif 000002
【００１７】
電流制御器１０７の出力値はＰＷＭ演算器１０９に入力され、ＰＷＭ演算器１０９はキャリアと電流制御器１０７の出力値の大小比較を行い、ゲート信号Ｇate２ を算出する。ゲート信号Ｇate２ は三相電圧型ＰＷＭ変換器３に入力され、ＩＧＢＴをオン、オフする。
【００１８】
本発明のポイントである、零相電流制御部について説明する。三相電圧ＰＷＭ変換器２、３を循環する零相電流は電流検出器１０および電流検出器１１により検出される。電流検出器１０と電流検出器１１は同じ型式の電流検出器である。三相電圧ＰＷＭ変換器２、３を循環する零相電流に対して、電流検出器１０と電流検出器１１の電流方向は逆である。
【００１９】
変換器が運転すると、リアクトルなど周囲の電気部品の温度が上昇し、電流検出器１０、１１の温度も上がる。そのため、温度ドリフトの影響により電流検出値にオフセットが重畳する。電流検出器が同じ型式であれば、温度ドリフトによる影響は同様の傾向を示す。電流検出値における温度ドリフトによるオフセット相殺の原理を、図２を用いて説明する。
【００２０】
図２（ａ）、図２（ｂ）には電流検出器１０および電流検出器１１の電流検出値を示す。電流検出器１０および電流検出器１１の出力値には、温度ドリフトによるオフセットが重畳する。並列多重コンバータにおいて、三相電圧型ＰＷＭ変換器２、３の出力電流はほぼ等しく、フィルタリアクトル４、５での発熱もほぼ等しい。そのため、電流検出器の温度変化もほぼ等しく、電流検出器１０と１１の検出値に含まれる温度ドリフトによるオフセットも、ほぼ等しくなる。電流検出器１０と電流検出器１１の電流方向は、三相電圧型ＰＷＭ変換器２、３を循環する零相電流に対して逆であるため、真の電流検出値は符号が逆になる。
【００２１】
減算器１０３にて電流検出器１０と電流検出器１１の出力値を減算した結果を図２（ｃ）に示す。減算器出力値は電流検出器１０と１１の検出値における温度ドリフトが等しいため、ドリフトによるオフセットの大部分はキャンセルされ、真の電流検出値の倍の値になる。以上の理由により、精度よく零相電流を検出することができる。
【００２２】
減算器１０３により算出された零相電流は零相電流制御器１０４に入力され、零相電流制御器１０４は減算器１０３の出力値を小さくする零相電圧調整分を算出し、加算器１０５に出力する。加算器１０５は零相電流制御器１０４と電流制御器１０２の出力値を加算し、新たな電圧指令値を算出し、その出力をＰＷＭ演算器１０８に入力し、ゲート信号Ｇate１を得る。ゲート信号Ｇate１は三相電圧型ＰＷＭ変換器２に入力され、ＩＧＢＴをオン、オフすることで三相電圧型ＰＷＭ変換器２から所望の交流電圧を出力することにより、零相電流を低減できる。
【００２３】
本実施例では電力変換器を並列多重コンバータとしたが、図４に記載のように、外部の有効電流指令値発生器２００より有効電流指令値を受け取り送電線間で電力を融通する電力変換器においても同様である。本実施例によれば、直流部を共有し、交流出力端子がリアクトルを介して接続される二組の三相電圧型ＰＷＭ変換器を有する電力変換器において、該ＰＷＭ変換器を循環する零相電流を精度よく検出することができ、その結果精度よく零相電流を制御することができる。
【実施例２】
【００２４】
図３を用いて本実施例を説明する。本実施例と実施例１との差は、零相電流を相電流の和より算出する点のみである。本実施例によれば電流検出器の数を低減できるため、装置の簡素化が可能である。
【００２５】
以下、実施例１と異なる点のみ説明する。また、図３において、図１と同一機能部は同一符号をつけ、重複する説明を防ぐ。本実施例において、電流検出器１３、１４、１５、１６、１７、１８は同じ型式の電流検出器である。三相電圧型ＰＷＭ変換器２の交流相電流は電流検出器１３、１４、１５により検出される。電流検出器の出力は電流制御器１０２および加算器１１２に入力される。加算器１１２は電流検出器１３、１４、１５の出力を加算し、零相成分を算出する。加算器１１２の出力は減算器１０３に入力される。同様に、三相電圧型ＰＷＭ変換器３の交流相電流は電流検出器１６、１７、１８により検出される。電流検出器の出力は電流制御器１０７および加算器１１３に入力される。
【００２６】
加算器１１３は電流検出器１６、１７、１８の出力を加算し、零相成分を算出する。加算器１１３の出力は減算器１０３に入力される。ここで、三相電圧型ＰＷＭ変換器２、３を循環する零相電流に対し、電流検出器１３、１４、１５と電流検出器１６、１７、１８の電流方向が異なるため、零相成分の差をとることによりオフセットを相殺することができ、真の零相電流検出値の倍の値を得ることができる。ゆえに、精度よく零相電流を検出することができ、この値を用いて零相電流抑制制御を行うことにより、精度よく零相電流を抑制できる。
【００２７】
本実施例によれば、直流部を共有し、交流出力端子がリアクトルを介して接続される二組の三相電圧型ＰＷＭ変換器を有する電力変換器において、該ＰＷＭ変換器を循環する零相電流を精度よく検出することができ、その結果精度よく零相電流を制御することができる。さらに、零相電流検出用電流検出器を削減できるため、装置の簡素化が可能である。
【実施例３】
【００２８】
図５を用いて本実施例を説明する。本実施例と実施例１との差は、電流検出器のオフセットの低減方法が異なる点である。以降、実施例１と異なる点のみ説明する。また、図５において、図１と同一機能部は同一符号をつけ、重複する説明を防ぐ。
【００２９】
電流検出器１０と電流検出器１１の出力は加算器１１０に入力され、加算される。真の電流検出値は符号が逆であるため、電流検出値を加算することによりキャンセルされ、オフセット値のみが残る。電流検出値の和は電流検出器１０と電流検出器１１のオフセット値の和となるため、乗算器１１４で１／２を乗算することにより電流検出器１０と１１のオフセット平均値を算出できる。減算器１１１において、電流検出器１０の出力から乗算器１１４の出力を減算することにより、大部分のオフセットがキャンセルされた零相電流を得る。ゆえに、零相電流を精度よく検出できる。
【００３０】
本実施例では、三相電圧型ＰＷＭ変換器の並列数を２としたが、並列数が２以外でも零相電流検出値の和を並列数で除算することでオフセットを算出できるため、本実施例と同様に零相電流を精度よく検出することができる。本実施例によれば、直流部を共有し、交流出力端子がリアクトルを介して接続される二組の三相電圧型ＰＷＭ変換器を有する電力変換器において、該ＰＷＭ変換器を循環する零相電流を精度よく検出することができ、その結果精度よく零相電流を制御することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３１】
【図１】実施例１の電力変換器の説明図。
【図２】実施例１の電流検出器オフセットを低減する原理の説明図。
【図３】実施例２の電力変換器の説明図。
【図４】実施例１の別の電力変換器の説明図。
【図５】実施例３の電力変換器の説明図。
【符号の説明】
【００３２】
１…主回路、２、３…三相電圧型ＰＷＭ変換器、４、５…フィルタリアクトル、６…直流コンデンサ、７、９…トランス、８…交流電源、１０、１１、１３、１４、１５、１６、１７、１８…電流検出器、１２、１９…電圧検出器、２０…負荷、１００…論理部、１０１…位相検出器、１０２、１０７…電流制御器、１０３、１１１…減算器、１０４…零相電流制御器、１０５、１１０、１１２、１１３…加算器、１０６…直流電圧制御器、１０８、１０９…ＰＷＭ演算器、１１４…乗算器、２００…有効電流指令値発生器。
【図１】
0004844180.tif 000003
【図２】
0004844180.tif 000004
【図３】
0004844180.tif 000005
【図４】
0004844180.tif 000006
【図５】
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