(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
パルス周波数変調（ＰＦＭ）を用いて生成した駆動信号によりスイッチング素子を駆動するＤＣ／ＤＣコンバータ装置の動作制御方法であって、
前記スイッチング素子の駆動に関連する演算処理で用いる係数を、前記演算処理を実施する周期でありスイッチング周期に対応して変化する演算処理周期に応じて重み付けする
ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ装置の動作制御方法。
【請求項２】
請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータ装置の動作制御方法において、
前記係数は、前記駆動信号のデューティの算出に用いる積分制御処理で用いる積分項（Ｉ項）の係数であり、
スイッチング周波数が高いほど前記Ｉ項の係数を小さくし、前記スイッチング周波数が低いほど前記Ｉ項の係数を大きくする
ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ装置の動作制御方法。
【請求項３】
請求項１又は２記載のＤＣ／ＤＣコンバータ装置の動作制御方法において、
前記係数は、前記駆動信号のデューティの算出に用いる微分制御処理で用いる微分項（Ｄ項）の係数であり、
スイッチング周波数が低いほど前記Ｄ項の係数を小さくし、前記スイッチング周波数が高いほど前記Ｄ項の係数を大きくする
ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ装置の動作制御方法。
【請求項４】
請求項１〜３のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ装置の動作制御方法において、
前記係数は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ装置を搭載した電力システムの状態を検出するセンサの出力値に対する一次遅れ処理で用いる一次遅れ補正係数であり、
スイッチング周波数が低いほど前記一次遅れ補正係数を大きくし、前記スイッチング周波数が高いほど前記一次遅れ補正係数を小さくする
ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ装置の動作制御方法。
【請求項５】
請求項１〜４のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ装置の動作制御方法において、
前記係数は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ装置を搭載した電力システムで用いる目標電圧又は目標電流に対する変化量制限処理の許容変化量設定係数を含み、
スイッチング周波数が高いほど前記許容変化量設定係数を小さくし、前記スイッチング周波数が低いほど前記許容変化量設定係数を大きくする
ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ装置の動作制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、パルス周波数変調（ＰＦＭ）を用いて生成した駆動信号によりスイッチング素子を駆動するＤＣ／ＤＣコンバータ装置の動作制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
パルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）とパルス周波数変調（ＰＦＭ：Pulse Frequency Modulation）の２つの変調方法を切り替えて用いることができるＤＣ／ＤＣコンバータが知られている（特許文献１、２）。また、ＰＦＭのみを用いるＤＣ／ＤＣコンバータも存在する（特許文献３）。さらに、ＤＣ／ＤＣコンバータの動作制御としてフィードバック制御を用いるものが知られている（特許文献４）。
【０００３】
【特許文献１】特開平０６−３１１７３６号公報
【特許文献２】特開２００３−２１９６３７号公報
【特許文献３】特開２００４−１９４４８４号公報
【特許文献４】特開２００６−０４２５３６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ＰＦＭでは、スイッチング周波数を変化させることにより、換言すると、スイッチング周期毎のスイッチング素子の駆動時間を一定とし、スイッチング周期を変化させることにより、駆動信号のデューティを変化させる。このため、目標デューティの算出等、スイッチング素子の駆動に関連する演算処理を実施する演算処理周期がスイッチング周期に対応付けられている場合、スイッチング周期の変化に応じて演算処理周期が変化する。その結果、例えば、フィードバック制御において偏差（誤差）を取得する間隔が一定とならないため、取得した偏差の重みが変化する等の問題が生じ、当該フィードバック制御が十分に機能しないおそれが生ずる。この点、特許文献１〜４のいずれにおいても、スイッチング周期の変化に伴う演算処理周期の変化に着目した制御は行われていない。
【０００５】
この発明はこのような課題を考慮してなされたものであり、スイッチング素子に対する駆動信号をＰＦＭを用いて生成するＤＣ／ＤＣコンバータ装置を好適に制御することが可能なＤＣ／ＤＣコンバータ装置の動作制御方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
この発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータ装置の動作制御方法は、パルス周波数変調（ＰＦＭ）を用いて生成した駆動信号によりスイッチング素子を駆動するＤＣ／ＤＣコンバータ装置の動作制御方法であって、前記スイッチング素子の駆動に関連する演算処理で用いる係数を、前記演算処理を実施する周期でありスイッチング周期に対応して変化する演算処理周期に応じて重み付けすることを特徴とする。
【０００７】
この発明では、スイッチング素子の駆動に関連する演算処理で用いる係数を、前記演算処理を実施する周期でありスイッチング周期に対応して変化する演算処理周期に応じて重み付けする。これにより、スイッチング周期の変化に伴って演算処理周期が変化しても、その影響を均等化することが可能となり、変調方式としてＰＦＭを用いる場合でも、ＤＣ／ＤＣコンバータを好適に制御することができる。
【０００８】
前記係数を、前記駆動信号のデューティの算出に用いる積分制御処理で用いる積分項（Ｉ項）の係数とし、スイッチング周波数が高いほど前記Ｉ項の係数を小さくし、前記スイッチング周波数が低いほど前記Ｉ項の係数を大きくしてもよい。或いは、前記係数を、前記駆動信号のデューティの算出に用いる微分制御処理で用いる微分項（Ｄ項）の係数とし、スイッチング周波数が低いほど前記Ｄ項の係数を小さくし、前記スイッチング周波数が高いほど前記Ｄ項の係数を大きくすることもできる。或いは、前記係数を、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ装置を搭載した電力システムの状態を検出するセンサの出力値に対する一次遅れ処理で用いる一次遅れ補正係数とし、スイッチング周波数が低いほど前記一次遅れ補正係数を大きくし、前記スイッチング周波数が高いほど前記一次遅れ補正係数を小さくしてもよい。或いは、前記係数を、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ装置を搭載した電力システムで用いる目標電圧又は目標電流に対する変化量制限処理の許容変化量設定係数とし、スイッチング周波数が高いほど前記許容変化量設定係数を小さくし、前記スイッチング周波数が低いほど前記許容変化量設定係数を大きくすることもできる。
【発明の効果】
【０００９】
この発明では、スイッチング素子の駆動に関連する演算処理で用いる係数を、前記演算処理を実施する周期でありスイッチング周期に対応して変化する演算処理周期に応じて重み付けする。これにより、スイッチング周期の変化に伴って演算処理周期が変化しても、その影響を均等化することが可能となり、変調方式としてＰＦＭを用いる場合でも、ＤＣ／ＤＣコンバータを好適に制御することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
Ａ．一実施形態
以下、この発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータ装置の動作制御方法の一実施形態を実行可能な車両用電力システム２０について図面を参照して説明する。
【００１１】
１．車両用電力システム２０の構成
（１）全体構成
図１は、この実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ装置の動作制御方法を実行可能な車両用電力システム２０の回路図である。車両用電力システム２０は、燃料電池車両等の車両に搭載可能であり、基本的には、燃料電池２２とエネルギストレージである蓄電装置（バッテリという。）２４とから構成されるハイブリッド型の電力装置と、このハイブリッド型の電力装置から電流（電力）がインバータ３４を通じて供給される走行用のモータ２６と、バッテリ２４が接続される１次側１Ｓと、燃料電池２２とモータ２６（インバータ３４）とが接続される２次側２Ｓとの間で電圧変換を行うＤＣ／ＤＣコンバータ装置｛ＶＣＵ（Voltage Control Unit）という。｝２３とから構成される。モータ２６の回転は、減速機１２、シャフト１４を通じて車輪１６に伝達される。
【００１２】
（２）燃料電池２２
燃料電池２２は、例えば固体高分子電解質膜をアノード電極とカソード電極とで両側から挟み込んで形成されたセルを積層したスタック構造にされている。燃料電池２２には、水素タンク２８とエアコンプレッサ３０が配管により接続されている。水素タンク２８内の加圧水素は、燃料電池２２のアノードに供給される。また、エアコンプレッサ３０により空気が燃料電池２２のカソードに供給される。燃料電池２２内で反応ガスである水素（燃料ガス）と空気（酸化剤ガス）の電気化学反応により発電電流Ｉｆが生成される。発電電流Ｉｆは、電流センサ３２及びダイオード（ディスコネクトダイオードともいう。）３３を介して、インバータ３４及び（又は）ＶＣＵ２３のＤＣ／ＤＣコンバータ３６に供給される。
【００１３】
（３）バッテリ２４
１次側１Ｓに接続されるバッテリ２４は、例えばリチウムイオン２次電池やニッケル水素２次電池又はキャパシタを利用することができる。この実施形態ではリチウムイオン２次電池を利用している。バッテリ２４は、ＶＣＵ２３のＤＣ／ＤＣコンバータ３６を通じてインバータ３４にモータ電流Ｉｍを供給する。
【００１４】
（４）インバータ３４
インバータ３４は、直流／交流変換を行い、モータ電流Ｉｍをモータ２６に供給する一方、回生動作に伴う交流／直流変換後のモータ電流Ｉｍを２次側２ＳからＤＣ／ＤＣコンバータ３６を通じて１次側１Ｓに供給する。
【００１５】
この場合、回生電圧又は燃料電池２２の発電電圧Ｖｆである２次電圧Ｖ２がＤＣ／ＤＣコンバータ３６により低電圧に変換された１次電圧Ｖ１は、バッテリ電流Ｉｂａｔとしてバッテリ２４を充電する。
【００１６】
（５）ＶＣＵ２３
ＶＣＵ２３は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３６と、これを駆動制御するコンバータ制御部５４とから構成される。
【００１７】
ＤＣ／ＤＣコンバータ３６は、バッテリ２４（第１電力装置）と第２電力装置｛燃料電池２２又は回生電源（インバータ３４とモータ２６）｝との間に、それぞれＩＧＢＴ等のスイッチング素子からなる上アーム素子８１｛８１ｕ、８１ｖ、８１ｗ（８１ｕ〜８１ｗ）｝と、下アーム素子８２｛８２ｕ、８２ｖ、８２ｗ（８２ｕ〜８２ｗ）｝とからなる３つの相アーム｛Ｕ相アームＵＡ（８１ｕ、８２ｕ）、Ｖ相アームＶＡ（８１ｖ、８２ｖ）、Ｗ相アームＷＡ（８１ｗ、８２ｗ）｝が並列的に接続された３相アームとして構成されている。
【００１８】
各アーム素子８１ｕ、８１ｖ、８１ｗ、８２ｕ、８２ｖ、８２ｗには、それぞれ、逆方向にダイオード８３ｕ、８３ｖ、８３ｗ、８４ｕ、８４ｖ、８４ｗが接続されている。
【００１９】
理解の便宜等を考慮し、この発明においては、上アーム素子８１及び下アーム素子８２には逆並列ダイオード８３、８４が含まれないものとする。
【００２０】
ＤＣ／ＤＣコンバータ３６により１次電圧Ｖ１と２次電圧Ｖ２との間で電圧を変換する際に、エネルギを放出及び蓄積する１個のリアクトル９０が、３相アームの各相のアーム（Ｕ相アームＵＡ、Ｖ相アームＶＡ、Ｗ相アームＷＡ）の中点の共通接続点とバッテリ２４との間に挿入されている。
【００２１】
上アーム素子８１（８１ｕ〜８１ｗ）は、コンバータ制御部５４から出力されるゲートの駆動信号（駆動電圧）ＵＨ、ＶＨ、ＷＨ（のハイレベル）によりそれぞれ駆動され、下アーム素子８２（８２ｕ〜８２ｗ）は、ゲートの駆動信号（駆動電圧）ＵＬ、ＶＬ、ＷＬ（のハイレベル）によりそれぞれ駆動される。
【００２２】
コンバータ制御部５４は、マイクロコンピュータ７２と、メモリ７４と、タイマ７６とを備え、ＤＣ／ＤＣコンバータ３６の動作を制御する。制御の方法については後述する。
【００２３】
（６）コンデンサ３８、３９
１次側１Ｓ及び２次側２Ｓには、それぞれ平滑用のコンデンサ３８、３９が設けられている。
【００２４】
（７）各種制御部（ＦＣ制御部５０、モータ制御部５２、コンバータ制御部５４、統括制御部５６）
燃料電池２２、水素タンク２８及びエアコンプレッサ３０を含むシステムはＦＣ制御部５０により制御される。インバータ３４とモータ２６を含むシステムはインバータ駆動部（図示せず）を含むモータ制御部５２により制御される。上述の通り、ＤＣ／ＤＣコンバータ３６を含むシステムはコンバータ制御部５４により制御される。
【００２５】
そして、これらＦＣ制御部５０、モータ制御部５２、及びコンバータ制御部５４は、上位の制御部であり燃料電池２２の総負荷量Ｌｔ等の値を決定する統括制御部５６により制御される。
【００２６】
統括制御部５６は、燃料電池２２の状態、バッテリ２４の状態、及びモータ２６の状態の他、各種スイッチ及び各種センサからの入力（負荷要求）に基づき決定した車両用電力システム２０の総負荷要求量Ｌｔから、燃料電池２２が負担すべき燃料電池分担負荷量（要求出力）Ｌｆと、バッテリ２４が負担すべきバッテリ分担負荷量（要求出力）Ｌｂと、回生電源が負担すべき回生電源分担負荷量Ｌｒの配分（分担）を調停しながら決定し、ＦＣ制御部５０、モータ制御部５２及びコンバータ制御部５４に指令を送出する。
【００２７】
統括制御部５６、ＦＣ制御部５０、モータ制御部５２、及びコンバータ制御部５４は、それぞれＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、タイマの他、Ａ／Ｄ変換器、Ｄ／Ａ変換器等の入出力インタフェース、並びに、必要に応じてＤＳＰ（Digital Signal Processor）等を有している。
【００２８】
統括制御部５６、ＦＣ制御部５０、モータ制御部５２、及びコンバータ制御部５４は、車内ＬＡＮであるＣＡＮ（Controller Area Network）等の通信線７０を通じて相互に接続され、各種スイッチ及び各種センサからの入出力情報を共有し、これら各種スイッチ及び各種センサからの入出力情報を入力として各ＣＰＵが各ＲＯＭに格納されたプログラムを実行することにより各種機能を実現する。
【００２９】
（８）各種スイッチ、各種センサ
車両状態を検出する各種スイッチ及び各種センサとしては、発電電流Ｉｆを検出する電流センサ３２の他、１次電圧Ｖ１（基本的にバッテリ電圧Ｖｂａｔに等しい。）を検出する電圧センサ６１、１次電流Ｉ１を検出する電流センサ６２、２次電圧Ｖ２（ディスコネクトダイオード３３が導通しているとき、略燃料電池２２の発電電圧Ｖｆに等しい。）を検出する電圧センサ６３、２次電流Ｉ２を検出する電流センサ６４、通信線７０に接続されるイグニッションスイッチ６５、アクセルセンサ６６、ブレーキセンサ６７及び車速センサ６８等がある。
【００３０】
２．各種制御／処理
（１）ＶＣＵ２３における基本的な電圧制御
図２には、コンバータ制御部５４により駆動制御されるＤＣ／ＤＣコンバータ３６の基本動作のフローチャートが示されている。
【００３１】
ステップＳ１において、統括制御部５６により、それぞれが負荷要求であるモータ２６の電力要求とエアコンプレッサ３０の電力要求とその他の補機の電力要求から総負荷要求量Ｌｔが決定（算出）されると、ステップＳ２において、統括制御部５６は、決定した総負荷要求量Ｌｔを出力するための燃料電池分担負荷量Ｌｆと、バッテリ分担負荷量Ｌｂと、回生電源分担負荷量Ｌｒの配分を決定する。統括制御部５６からコンバータ制御部５４に送出される指令は、通常、２次電圧Ｖ２の指令値（２次電圧指令値Ｖ２ｃｏｍ）の形を取る。
【００３２】
次いで、ステップＳ３において、コンバータ制御部５４により、２次電圧指令値Ｖ２ｃｏｍに基づいて燃料電池２２の発電電圧Ｖｆ、ここでは、２次電圧Ｖ２の目標値（２次電圧目標値Ｖ２ｔａｒ）が決定される。
【００３３】
２次電圧目標値Ｖ２ｔａｒが決定されると、ステップＳ４において、コンバータ制御部５４は、決定した２次電圧目標値Ｖ２ｔａｒとなるようにＤＣ／ＤＣコンバータ３６を駆動制御する。そして、ＤＣ／ＤＣコンバータ３６は、昇圧動作、降圧動作等を行う（詳細は後述する。）。
【００３４】
２次電圧Ｖ２及び１次電圧Ｖ１は、コンバータ制御部５４によりＤＣ／ＤＣコンバータ３６をフィードフォワード制御とフィードバック制御とを組み合わせたＰＩＤ制御により制御される。
【００３５】
（２）燃料電池２２の出力制御
次に、ＶＣＵ２３による燃料電池２２の出力制御について説明する。
【００３６】
水素タンク２８からの燃料ガス及びエアコンプレッサ３０からの圧縮空気が供給されている発電時に、燃料電池２２の発電電流Ｉｆは、図３に示した特性９１｛関数Ｆ（Ｖｆ）という。｝上で２次電圧Ｖ２、すなわち発電電圧Ｖｆをコンバータ制御部５４によりＤＣ／ＤＣコンバータ３６を通じて設定することにより決定される。つまり、発電電流Ｉｆは、発電電圧Ｖｆの関数Ｆ（Ｖｆ）値として決定される。Ｉｆ＝Ｆ（Ｖｆ）であり、例えば発電電圧ＶｆをＶｆ＝Ｖｆａ＝Ｖ２と設定すれば、その発電電圧Ｖｆａ（Ｖ２）の関数値としての発電電流Ｉｆａが決定される。｛Ｉｆａ＝Ｆ（Ｖｆａ）＝Ｆ（Ｖ２）｝。
【００３７】
このように燃料電池２２は２次電圧Ｖ２（発電電圧Ｖｆ）を決定することにより発電電流Ｉｆが決定されるので、車両用電力システム２０を駆動制御する際には、２次電圧Ｖ２（発電電圧Ｖｆ）が目標電圧（目標値）に設定される。
【００３８】
車両用電力システム２０等、燃料電池２２を含むシステムでは、基本的に、ＤＣ／ＤＣコンバータ３６の２次側２Ｓの２次電圧Ｖ２が目標電圧（２次電圧目標値Ｖ２ｔａｒ）となるようにＶＣＵ２３が制御され、このＶＣＵ２３により燃料電池２２の出力（発電電流Ｉｆ）が制御される。
【００３９】
（３）ＶＣＵ２３における例外的な制御
上述の通り、ＶＣＵ２３では、Ｖ２制御モード（２次電圧目標値Ｖ２ｔａｒと、電圧センサ６３で検出される２次電圧Ｖとを一致させるようにＤＣ／ＤＣコンバータ３６を制御する動作モード）が基本的に用いられる。このＶ２制御モードに加え、以下のようなモードも用いられる。
【００４０】
（ａ）Ｉ１制御モード
例えば、１次側１Ｓに過電流が発生した場合、すなわち、電流センサ６２で検出された１次電流Ｉ１が、過電流の発生を示す閾値（過電流閾値ＴＨｏｃ［Ａ］）を超えている場合、１次電流Ｉ１を過電流閾値ＴＨｏｃ以下になるように、ＤＣ／ＤＣコンバータ３６を制御することが可能である。このように、１次電流Ｉ１の目標値（目標１次電流Ｉ１ｔａｒ）を設定し、電流センサ６２で検出される１次電流Ｉ１を目標１次電流Ｉ１ｔａｒ以下に制限するようにＤＣ／ＤＣコンバータ３６を制御する動作モードを「Ｉ１制御モード」と称する。
【００４１】
（ｂ）Ｖ１制御モード
例えば、バッテリ２４に対して流入又は流出するバッテリ電流Ｉｂａｔの制御等を目的として、２次電圧Ｖ２が１次電圧Ｖ１と等しくなるようにＤＣ／ＤＣコンバータ３６を制御することが可能である。このように、１次電圧Ｖ１の目標値（目標１次電圧Ｖ１ｔａｒ）を設定し、電圧センサ６１で検出される１次電圧Ｖ１を目標１次電圧Ｖ１ｔａｒと一致させるようにＤＣ／ＤＣコンバータ３６を制御する動作モードを「Ｖ１制御モード」と称する。
【００４２】
（４）ＤＣ／ＤＣコンバータ３６のスイッチング制御
（ａ）概要
本実施形態におけるＤＣ／ＤＣコンバータ３６のスイッチング制御としては、（ｉ）各スイッチング周期Ｔｓｗ［μｓ］の一部において上アーム素子８１を駆動する降圧チョッパ制御と、（ｉｉ）各スイッチング周期Ｔｓｗの一部において下アーム素子８２を駆動する昇圧チョッパ制御と、（ｉｉｉ）降圧チョッパ処理及び昇圧チョッパ処理のいずれも行わずにＤＣ／ＤＣコンバータ３６に電流を流す直結制御と、（ｉｖ）ＤＣ／ＤＣコンバータ３６に電流を流さない停止制御とがある。
【００４３】
（ｂ）同期スイッチング処理
図４及び図５に示すように、上述した降圧チョッパ制御と昇圧チョッパ制御は、各スイッチング周期Ｔｓｗにおいて組み合わせて用いられる。すなわち、各スイッチング周期Ｔｓｗでは、上アーム素子８１ｕ〜８１ｗの駆動時間（以下、「上アーム素子駆動時間Ｔ１」とも称する。）と、下アーム素子８２ｕ〜８２ｗの駆動時間（以下、「下アーム素子駆動時間Ｔ２」とも称する。）の両方が現れ、上アーム素子８１ｕ〜８１ｗと下アーム素子８２ｕ〜８２ｗとを交互に駆動する。このように、スイッチング周期Ｔｓｗ毎に上アーム素子８１ｕ〜８１ｗと下アーム素子８２ｕ〜８２ｗとを交互に駆動する処理を「同期スイッチング処理」と称する。
【００４４】
また、上アーム素子駆動時間Ｔ１と下アーム素子駆動時間Ｔ２との間には、上アーム素子８１ｕ〜８１ｗと下アーム素子８２ｕ〜８２ｗとを同時に駆動して２次電圧Ｖ２が短絡することを防止するためのデッドタイムｄｔが配置されている。以下では、デッドタイムｄｔのうち、前回の下アーム素子駆動時間Ｔ２の後、今回の上アーム素子駆動時間Ｔ１の前に配置されるものを第１デッドタイムｄｔ１と呼び、今回の上アーム素子駆動時間Ｔ１の後、今回の下アーム素子駆動時間Ｔ２の前に配置されるものを第２デッドタイムｄｔ２と呼ぶ。
【００４５】
同期スイッチング処理では、スイッチング周期Ｔｓｗ毎に上アーム素子８１ｕ〜８１ｗと下アーム素子８２ｕ〜８２ｗとを交互に駆動するものの、１次側１Ｓと２次側２Ｓの間の電位差の関係上、通常は、その一方のみしかオンしない（通流しない）。
【００４６】
（ｃ）降圧チョッパ制御
図４には、降圧チョッパ制御により、上アーム素子８１ｕ〜８１ｗがオンし、下アーム素子８２ｕ〜８２ｗがオンしない状態が示されている。図４において、駆動信号ＵＨ、ＵＬ、ＶＨ、ＶＬ、ＷＨ、ＷＬの波形中、ハッチングを付けた期間は、駆動信号ＵＨ、ＵＬ、ＶＨ、ＶＬ、ＷＨ、ＷＬが供給されているアーム素子（例えば、駆動信号ＵＨに対応するアーム素子は上アーム素子８１ｕ）がオンしている期間（実際に電流が流れている期間）を示している。
【００４７】
上アーム素子８１ｕ〜８１ｗがオンする場合、２次側２Ｓから１次側１Ｓへと２次電流Ｉ２が供給され｛シンク（sink）するという。｝、いわゆる降圧チョッパ制御により降圧動作が実行される。例えば、図４の時点ｔ１〜ｔ２の間で上アーム素子８１ｕがオンすると、リアクトル９０にコンデンサ３９から出力される２次電流Ｉ２によりエネルギを蓄積するとともにコンデンサ３８からバッテリ２４に１次電流Ｉ１が供給される。次いで、ダイオード８４ｕ〜８４ｗがフライホイールダイオードとして導通し、リアクトル９０からエネルギが放出され、コンデンサ３８にエネルギを蓄積するとともにバッテリ２４に１次電流Ｉ１が供給される。次に、時点ｔ５〜ｔ６の間では、上アーム素子８１ｖがオンし、上記と同様に２次電流Ｉ２をバッテリ２４側にシンクする。このように、本実施形態では、３つの上アーム素子８１ｕ〜８１ｗがローテーションしながらオンされる（このような動作を「ローテーションスイッチング」とも称する。）。
【００４８】
回生電圧が存在する場合、この降圧動作時に回生電源分担負荷量Ｌｒが、シンクされる２次電流Ｉ２に加算される。この降圧動作における上アーム素子８１ｕ〜８１ｗ及び下アーム素子８２ｕ〜８２ｗの駆動時間も、２次電圧Ｖ２が保持されるように決定される。
【００４９】
図４の下側には、ＶＣＵ２３の降圧制御時の１次電流Ｉ１のタイムチャートが示されている。
【００５０】
図４中、リアクトル９０に流れる１次電流Ｉ１の符号は、１次側１Ｓから２次側２Ｓへ流れる昇圧時電流（ＤＣ／ＤＣコンバータ２３の２次側２Ｓからインバータ３４へ流れ出すソース電流）を正（＋）、２次側２Ｓから１次側１Ｓへ流れる降圧時電流（燃料電池２２又はインバータ３４から２次側２Ｓへ流れ込むシンク電流）を負（−）に取っている。このことは、図５でも同様である。
【００５１】
（ｄ）昇圧チョッパ制御
図５には、昇圧チョッパ制御により、下アーム素子８２ｕ〜８２ｗがオンし、上アーム素子８１ｕ〜８１ｗがオンしない状態が示されている。ハッチングを付けた期間の意味は、図４と同様であり、オンしている期間を示している。
【００５２】
下アーム素子８２ｕ〜８２ｗがオンする場合、１次側１Ｓから２次側２Ｓへと電流が流れ、いわゆる昇圧チョッパ制御により昇圧動作が実行される。例えば、図５の時点ｔ１３〜ｔ１４の間で下アーム素子８２ｕがオンすると、リアクトル９０にバッテリ電流Ｉｂａｔとしての１次電流Ｉ１によりエネルギを蓄積すると同時に、コンデンサ３９から２次電流Ｉ２をインバータ３４側に供給する｛ソース（source）するという。｝。次いで、整流ダイオードとして機能するダイオード８３ｕ〜８３ｗが導通し、リアクトル９０からエネルギが放出され、コンデンサ３９にエネルギを蓄積するとともに、２次電流Ｉ２としてインバータ３４へソースする。次に、時点ｔ１７〜ｔ１８の間では、下アーム素子８２ｖがオンし、上記と同様に２次電流Ｉ２をインバータ３４側にソースする。３つの上アーム素子８１ｕ〜８１ｗと同様、３つの下アーム素子８２ｕ〜８２ｗもローテーションスイッチングを行う。
【００５３】
なお、上アーム素子駆動時間Ｔ１（上アーム素子８１ｕ〜８１ｗを駆動する時間）及び下アーム素子駆動時間Ｔ２（下アーム素子８２ｕ〜８２ｗを駆動する時間）は、２次電圧Ｖ２が保持されるように決定される。また、一般に、デッドタイムｄｔがスイッチング周期Ｔｓｗに占める割合は小さいものであるため、１スイッチング周期Ｔｓｗにおいて下アーム素子駆動時間Ｔ２が占める割合は、「１−ＤＵＴ」及び「１−（Ｖ１／Ｖ２ｔａｒ）」として表現可能である。或いは、デッドタイムｄｔを考慮した２次電圧指令値Ｖ２ｃｏｍを統括制御部５６で算出することにより、デューティＤＵＴを「ＤＵＴ＝（Ｔ１−ｄｔ）／Ｔｓｗ」として定義することもできる。
【００５４】
（ｅ）変調方式
本実施形態では、コンバータ制御部５４が生成する各駆動信号ＵＨ、ＵＬ、ＶＨ、ＶＬ、ＷＨ、ＷＬの変調方式として、パルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）とパルス周波数変調（ＰＦＭ：Pulse Frequency Modulation）を選択的に用いることができる。
【００５５】
ＰＷＭは、スイッチング周波数Ｆｓｗ［Ｈｚ］（１／スイッチング周期Ｔｓｗ［μｓ］）を固定し、上アーム素子駆動時間Ｔ１、下アーム素子駆動時間Ｔ２、並びに必要に応じて第１デッドタイムｄｔ１及び第２デッドタイムｄｔ２の長さを変化させて上アーム素子８１ｕ〜８１ｗ及び下アーム素子８２ｕ〜８２ｗの駆動を制御することにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ３６の昇降圧動作を制御する。
【００５６】
ＰＦＭは、上アーム素子駆動時間Ｔ１又は下アーム素子駆動時間Ｔ２のいずれか一方の長さを固定し、スイッチング周期Ｔｓｗを変化させて上アーム素子８１ｕ〜８１ｗ及び下アーム素子８２ｕ〜８２ｗのオン／オフ動作を制御することにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ３６の昇降圧動作を制御する。
【００５７】
（ｆ）駆動信号ＵＨ、ＵＬ、ＶＨ、ＶＬ、ＷＨ、ＷＬの生成
図６及び図７には、コンバータ制御部５４における各処理と駆動信号ＵＨ、ＵＬ、ＶＨ、ＶＬ、ＷＨ、ＷＬの生成との関係が簡略的に示されている。コンバータ制御部５４では、各駆動信号ＵＨ、ＵＬ、ＶＨ、ＶＬ、ＷＨ、ＷＬの波形を決定する（各駆動信号をハイレベルにするタイマ設定値ＴＭＲを算出する）タイマ設定値算出処理と、算出されたタイマ設定値ＴＭＲをタイマ７６に設定し、タイマ設定値ＴＭＲに応じた駆動信号ＵＨ、ＵＬ、ＶＨ、ＶＬ、ＷＨ、ＷＬを出力する駆動信号出力処理とを行う。タイマ設定値算出処理及び駆動信号出力処理は、マイクロコンピュータ７２により制御される。
【００５８】
本実施形態において、１回のタイマ設定値算出処理にかかる時間Ｐｃａｌは、例えば、１２０μｓであり、１回の駆動信号出力処理にかかる時間Ｐｏｕｔは、例えば、１５μｓである。ＰＷＭを用いているとき、制御周期Ｔｃ（マイクロコンピュータ７２における演算処理周期の１つ）は、例えば、６０μｓであり、ＰＦＭを用いているとき、制御周期Ｔｃは、可変である。制御周期Ｔｃは、駆動信号出力処理の周期（ある駆動信号出力処理の開始から次の駆動信号出力処理の開始までの間隔）を示す。また、制御周期Ｔｃは、対応するスイッチング周期Ｔｓｗと同じ長さであり（Ｔｃ＝Ｔｓｗ）、対応するスイッチング周期Ｔｓｗよりも駆動信号出力処理に係る時間Ｐｏｕｔ分早く開始する。
【００５９】
図６及び図７に示すように、駆動信号出力処理は、制御周期Ｔｃ［μｓ］の開始から時間Ｐｏｕｔの間行われる。また、本実施形態では、タイマ設定値算出処理は、制御周期Ｔｃから駆動信号出力処理の時間Ｐｏｕｔを差し引いた残り時間Ｐｒで行われる（Ｐｒ＝Ｔｃ−Ｐｏｕｔ）。このため、ＰＷＭを用いているとき、残り時間Ｐｒは、例えば、４５μｓであり（４５＝６０−１５）、タイマ設定値算出処理にかかる時間Ｐｃａｌ（例えば、１２０μｓ）よりも短い（Ｐｒ＜Ｐｃａｌ）。このため、１回のタイマ設定値算出処理は、複数の制御周期Ｔｃ（具体的には、３回の制御周期Ｔｃ）の間に行われる。
【００６０】
一方、ＰＦＭを用いているとき、残り時間Ｐｒは、制御周期Ｔｃの長さに応じて変化する（Ｐｒ∝Ｔｃ）。その結果、１回のタイマ設定値算出処理を、ＰＷＭのときよりも少ない制御周期Ｔｃで行うことが可能となる。例えば、残り時間Ｐｒが６０μｓ以上であれば、２回の制御周期Ｔｃ毎に１回のタイマ設定値算出処理を行うことができる。また、残り時間Ｐｒが１２０μｓ以上であれば、１回の制御周期Ｔｃ毎に１回のタイマ設定値算出処理を行うことができる。本実施形態では、この点に着目し、図６及び図７に示すように、ＰＦＭを用いることでスイッチング周期Ｔｓｗが長くなり、これに伴って制御周期Ｔｃも長くなるに連れて、より少ない数のスイッチング周期Ｔｓｗ（制御周期Ｔｃ）に対応して１回のタイマ設定値算出処理を実施する。これにより、あるタイマ設定値算出処理の開始から次のタイマ設定値算出処理の開始までの間隔を示すタイマ設定値算出処理周期Ｔｃａｌは、スイッチング周期Ｔｓｗや制御周期Ｔｃほどには長くならず、むしろ短くなる場合もある。
【００６１】
ＰＷＭとＰＦＭの切替えは、デューティＤＵＴに応じて行われる。デューティＤＵＴは、第１デッドタイムｄｔ１及び第２デッドタイムｄｔ２を考慮しないで、上アーム素子駆動時間Ｔ１がスイッチング周期Ｔｓｗに占める割合を示している（ＤＵＴ＝Ｔ１／Ｔｓｗ）。従って、第１デッドタイムｄｔ１及び第２デッドタイムｄｔ２を考慮しなければ、下アーム素子駆動時間Ｔ２がスイッチング周期Ｔｓｗに占める割合は、１−ＤＵＴで求められる（Ｔ２／Ｔｓｗ＝１−ＤＵＴ）。第１デッドタイムｄｔ１と第２デッドタイムｄｔ２については、後述する信号変調処理部１３６（図８）において、デューティＤＵＴに応じて付加される。第１デッドタイムｄｔ１と第２デッドタイムｄｔ２は、通常、固定値（例えば、５μｓ）が用いられる。このため、デューティＤＵＴと、上アーム素子駆動時間Ｔ１及び下アーム素子駆動時間Ｔ２との対応関係を予めマップ化しておくことにより、デューティＤＵＴに基づいて、上アーム素子駆動時間Ｔ１及び下アーム素子駆動時間Ｔ２が選択可能である。
【００６２】
本実施形態では、通常、変調方式としてＰＷＭを用い、デューティＤＵＴが１（１００％）又は０（０％）に近づくと、ＰＦＭを用いる。具体的には、デューティＤＵＴが１００％に近づき、下アーム素子駆動時間Ｔ２が下アーム素子８２ｕ〜８２ｗの最小オン時間Ｔ２ｏｎ＿ｍｉｎを下回るとき、ＰＦＭを用いる。また、デューティが０％に近づき、上アーム素子駆動時間Ｔ１が上アーム素子８１ｕ〜８１ｗの最小オン時間Ｔ１ｏｎ＿ｍｉｎを下回るとき、ＰＦＭを用いる。なお、本実施形態では、上アーム素子８１ｕ〜８１ｗの最小オン時間Ｔ１ｏｎ＿ｍｉｎと、下アーム素子８２ｕ〜８２ｗの最小オン時間Ｔ２ｏｎ＿ｍｉｎとは同一の長さである。
【００６３】
本実施形態において、ＰＷＭ方式のスイッチング周波数Ｆｓｗは、可聴周波数帯域を上回る周波数（例えば、２０ｋＨｚ）であり、ＰＦＭ方式のスイッチング周波数Ｆｓｗは、可聴周波数帯域から可聴周波数帯域を上回る周波数帯域までを含む（例えば、１〜２０ｋＨｚ）。
【００６４】
（５）デューティＤＵＴの算出
（ａ）Ｖ２制御モード
図８は、上述したＶ２制御モードにおいてデューティＤＵＴを算出するためのコンバータ制御部５４の機能ブロック図を示す。
【００６５】
統括制御部５６で演算された２次電圧指令値Ｖ２ｃｏｍがポート１０１を通じて変化量制限部１１０に供給される。変化量制限部１１０では、２次電圧指令値Ｖ２ｃｏｍに対して変化量制限処理が行われ、２次電圧目標値Ｖ２ｔａｒが算出される。変化量制限処理は、前回の２次電圧目標値Ｖ２ｔａｒ｛２次電圧目標値Ｖ２ｔａｒ（前回）｝と今回の２次電圧目標値Ｖ２ｔａｒ｛２次電圧目標値Ｖ２ｔａｒ（今回）｝とが、乖離し過ぎないように２次電圧目標値Ｖ２ｔａｒの変化量を制限する処理である。
【００６６】
図９には、Ｖ２制御モードにおける変化量制限処理のフローチャートが示されている。ステップＳ１１において、コンバータ制御部５４は、統括制御部５６から通知された今回の２次電圧指令値Ｖ２ｃｏｍ｛２次電圧指令値Ｖ２ｃｏｍ（今回）｝と、２次電圧目標値Ｖ２ｔａｒ（前回）との差Ｄｔ＿Ｖ２を算出する｛Ｄｔ＿Ｖ２＝Ｖ２ｃｏｍ（今回）―Ｖ２ｔａｒ（前回）｝。続くステップＳ１２において、差Ｄｔ＿Ｖ２が、２次電圧目標値Ｖ２ｔａｒの許容変化量の上限値Ｃｍａｘ＿Ｖ２（正の数）以上であるかどうかを判定する。差Ｄｔ＿Ｖ２が、上限値Ｃｍａｘ＿Ｖ２以上の場合（Ｓ１２：Ｙｅｓ）、ステップＳ１３において、コンバータ制御部５４は、２次電圧目標値Ｖ２ｔａｒ（前回）と上限値Ｃｍａｘ＿Ｖ２の和を２次電圧目標値Ｖ２ｔａｒ（今回）に設定する｛Ｖ２ｔａｒ（今回）←Ｖ２ｔａｒ（前回）＋Ｃｍａｘ＿Ｖ２｝。
【００６７】
差Ｄｔ＿Ｖ２が、上限値Ｃｍａｘ＿Ｖ２未満である場合（Ｓ１２：Ｎｏ）、ステップＳ１４において、コンバータ制御部５４は、差Ｄｔ＿Ｖ２が、２次電圧目標値Ｖ２ｔａｒの許容変化量の下限値Ｃｍｉｎ＿Ｖ２（負の数）以下であるかどうかを判定する。差Ｄｔ＿Ｖ２が、許容変化量の下限値Ｃｍｉｎ＿Ｖ２以下である場合（Ｓ１４：Ｙｅｓ）、ステップＳ１５において、コンバータ制御部５４は、２次電圧目標値Ｖ２ｔａｒ（前回）と下限値Ｃｍｉｎ＿Ｖ２の和を２次電圧目標値Ｖ２ｔａｒ（今回）に設定する。差Ｄｔ＿Ｖ２が、許容変化量の下限値Ｃｍｉｎ＿Ｖ２より大きい場合（Ｓ１４：Ｎｏ）、ステップＳ１６において、コンバータ制御部５４は、２次電圧指令値Ｖ２ｃｏｍ（今回）を２次電圧目標値Ｖ２ｔａｒ（今回）に設定する。
【００６８】
ここで、本実施形態では、許容変化量の上限値Ｃｍａｘ＿Ｖ２及び下限値Ｃｍｉｎ＿Ｖ２を今回算出したスイッチング周波数Ｆｓｗに応じて変化させる。すなわち、上限値Ｃｍａｘ＿Ｖ２及び下限値Ｃｍｉｎ＿Ｖ２を下記の式（１）、式（２）を用いて算出する。
Ｃｍａｘ＿Ｖ２＝Ｃｍａｘｒ＿Ｖ２×（Ｆｓｗｒ／Ｆｓｗ）    ・・・（１）
Ｃｍｉｎ＿Ｖ２＝Ｃｍｉｎｒ＿Ｖ２×（Ｆｓｗｒ／Ｆｓｗ）    ・・・（２）
【００６９】
上記式（１）、式（２）において、Ｃｍａｘｒ＿Ｖ２は、上限値Ｃｍａｘ＿Ｖ２の基準値であり、Ｃｍｉｎｒ＿Ｖ２は、下限値Ｃｍｉｎ＿Ｖ２の基準値であり、Ｆｓｗは今回のスイッチング周波数であり、Ｆｓｗｒは、スイッチング周波数Ｆｓｗの基準値（基準スイッチング周波数Ｆｓｗｒ）である。
【００７０】
上記式（１）では、スイッチング周波数Ｆｓｗが高い程（スイッチング周期Ｔｓｗが短い程）、上限値Ｃｍａｘ＿Ｖ２が小さな値をとり、スイッチング周波数Ｆｓｗが低い程（スイッチング周期Ｔｓｗが長い程）、上限値Ｃｍａｘ＿Ｖ２が大きな値をとる。このため、スイッチング周波数Ｆｓｗが高い程、２次電圧目標値Ｖ２ｔａｒ（前回）に対する２次電圧目標値Ｖ２ｔａｒ（今回）の変化率を小さくし、スイッチング周波数Ｆｓｗが低い程、前記変化率を大きくすることができる。
【００７１】
同様に、上記式（２）でも、スイッチング周波数Ｆｓｗが高い程、下限値Ｃｍｉｎ＿Ｖ２が小さな値をとり、スイッチング周波数Ｆｓｗが低い程、下限値Ｃｍｉｎ＿Ｖ２が大きな値をとる。このため、スイッチング周波数Ｆｓｗが高い程、２次電圧目標値Ｖ２ｔａｒ（前回）に対する２次電圧目標値Ｖ２ｔａｒ（今回）の変化率を小さくし、スイッチング周波数Ｆｓｗが低い程、前記変化率を大きくすることができる。
【００７２】
スイッチング周期Ｔｓｗは、スイッチング周波数Ｆｓｗの逆数であることから、上記式（１）及び式（２）では、「Ｆｓｗｒ／Ｆｓｗ」の代わりに「Ｔｓｗ／Ｔｓｗｒ」を用いることができる。Ｔｓｗｒは、スイッチング周期Ｔｓｗの基準値である。また、スイッチング周期Ｔｓｗとこれに対応する制御周期Ｔｃが等しいことから、「Ｔｓｗ／Ｔｓｗｒ」の代わりに、「Ｔｃ／Ｔｃｒ」又は「Ｆｃｒ／Ｆｃ」を用いることもできる。Ｔｃｒは、制御周期Ｔｃの基準値であり、Ｆｃは、制御周期Ｔｃの逆数（１／Ｔｃ）としての制御周波数であり、Ｆｃｒは、制御周波数Ｆｃの基準値である。いずれを用いるにしても、式（１）及び式（２）では、制御周期Ｔｃに対応した重み付けがなされる。
【００７３】
図８に戻り、変化量制限部１１０で算出した２次電圧目標値Ｖ２ｔａｒは、演算点１４４（比作成器）に除算信号（除数信号）として供給されると共に、演算点１４２（減算器）に加算信号（被減数信号）として供給される。
【００７４】
電圧センサ６３で検出された２次電圧Ｖ２のアナログ値（アナログ２次電圧Ｖ２ａｎａ）がポート１０２を介してＡ／Ｄ変換器１２２に供給され、２次電圧Ｖ２のデジタル値（デジタル２次電圧Ｖ２ｄｉｇ）に変換される。このデジタル２次電圧Ｖ２ｄｉｇが、一次遅れ補正部１１２に供給され、一次遅れ補正処理が行われることにより、２次電圧Ｖ２が算出される。本実施形態のＶ２制御モードにおける一次遅れ補正処理は、いわゆる一次遅れ（センサ出力の応答遅れ）を補正するための処理であり、下記の式（３）を用いて行われる。
Ｖ２（今回）＝Ｖ２（前回）＋Ｋｆ＿Ｖ２×｛Ｖ２ｄｉｇ（今回）―Ｖ２（前回）｝    ・・・（３）
【００７５】
上記式（３）において、Ｖ２（今回）は、今回の２次電圧Ｖ２であり、Ｖ２（前回）は、前回の２次電圧Ｖ２であり、Ｋｆ＿Ｖ２は、一次遅れを補正するための係数（一次遅れ補正係数）であり、Ｖ２ｄｉｇ（今回）は、今回のデジタル２次電圧Ｖ２ｄｉｇである。本実施形態において、一次遅れ補正係数Ｋｆ＿Ｖ２は、次の式（４）で定義される。
Ｋｆ＿Ｖ２＝Ｋｆ＿Ｖ２ｒ×（Ｆｓｗｒ／Ｆｓｗ）    ・・・（４）
【００７６】
上記式（４）において、Ｋｆ＿Ｖ２ｒは、一次遅れ補正係数Ｋｆ＿Ｖ２の基準値であり、０〜１の値を取る。Ｆｓｗは今回のスイッチング周波数であり、Ｆｓｗｒは、スイッチング周波数Ｆｓｗの基準値である。
【００７７】
式（４）では、スイッチング周波数Ｆｓｗが高い程（スイッチング周期Ｔｓｗが短い程）、一次遅れ補正係数Ｋｆ＿Ｖ２が小さな値をとり、スイッチング周波数Ｆｓｗが低い程（スイッチング周期Ｔｓｗが長い程）、一次遅れ補正係数Ｋｆ＿Ｖ２が大きな値をとる。このため、スイッチング周波数Ｆｓｗによらずに、一次遅れの効果を一定（時定数一定）にすることができる。
【００７８】
上記と同様に、式（４）の「Ｆｓｗｒ／Ｆｓｗ」の代わりに、「Ｔｓｗ／Ｔｓｗｒ」、「Ｔｃ／Ｔｃｒ」又は「Ｆｃｒ／Ｆｃ」を用いてもよい。
【００７９】
図８に戻り、一次遅れ補正部１１２で算出された２次電圧Ｖ２は、演算点１４２（減算器）に減算信号（減数信号）として供給される。
【００８０】
演算点１４２から出力される偏差ｅ＝Ｖ２ｔａｒ−Ｖ２は、ＰＩＤ処理部１３５に供給される。ＰＩＤ処理部１３５は、比例（Ｐ）制御処理、積分（Ｉ）制御処理、微分（Ｄ）制御処理を含むＰＩＤ処理を用いて偏差ｅをデューティＤＵＴの補正値である補正デューティΔＤＵＴに変換する。この補正デューティΔＤＵＴは、デューティＤＵＴを求めるためのフィードバック項（ＦＢ項）であり、下記の式（５）で表すことができる。
ΔＤＵＴ＝Ｐ項＋Ｉ項＋Ｄ項    ・・・（５）
【００８１】
上記式（５）において、Ｐ項、Ｉ項及びＤ項はそれぞれいわゆるＰＩＤ処理の比例項、積分項及び微分項である。
【００８２】
式（５）のＰ項、Ｉ項、Ｄ項は、一般式として下記の式（６）〜式（８）で示される。
Ｐ項（今回）＝Ｋｐ×ｅ（今回）                      ・・・（６）
Ｉ項（今回）＝Ｉ項（前回）＋Ｋｉ×ｅ（今回）        ・・・（７）
Ｄ項（今回）＝Ｋｄ×｛ｅ（今回）−ｅ（前回）｝      ・・・（８）
【００８３】
ここで、ＫｐはＰ項の係数（正の値）であり、ＫｉはＩ項の係数（正の値）であり、ＫｄはＤ項の係数（正の値）である。Ｉ項（前回）は、Ｉ項の前回の値（補正値）である。ｅ（今回）は、上述の通り、Ｖ２ｔａｒ（今回）とＶ２（今回）の偏差である。ｅ（前回）は、Ｖ２ｔａｒ（前回）とＶ２（今回）の偏差である。Ｐ項、Ｉ項、Ｄ項の和が、補正デューティΔＤＵＴを示す。
【００８４】
また、本実施形態では、係数Ｋｉ、Ｋｄは下記の式（９）、式（１０）で定義される。
Ｋｉ＝Ｋｉｒ×（Ｆｓｗｒ／Ｆｓｗ）      ・・・（９）
Ｋｄ＝Ｋｄｒ×（Ｆｓｗ／Ｆｓｗｒ）      ・・・（１０）
【００８５】
Ｋｉｒは係数Ｋｉの基準値であり、Ｋｄｒは係数Ｋｄの基準値である。式（９）に示すように、係数Ｋｉは、基準スイッチング周波数Ｆｓｗｒをスイッチング周波数Ｆｓｗで割ったものを基準値Ｋｉｒに乗算することにより算出される。従って、スイッチング周波数Ｆｓｗが大きくなる程、換言すると、スイッチング周期Ｔｓｗが短くなる程、係数Ｋｉはその値が小さくなり、その結果、Ｉ項の絶対値も小さくなる。
【００８６】
また、式（１０）に示すように、係数Ｋｄは、スイッチング周波数Ｆｓｗを基準スイッチング周波数Ｆｓｗｒで割ったものを基準値Ｋｄｒに乗算することにより算出される。従って、スイッチング周波数Ｆｓｗが大きくなる程、換言すると、スイッチング周期Ｔｓｗが短くなる程、係数Ｋｉはその値が大きくなり、その結果、Ｄ項の絶対値も大きくなる。
【００８７】
再び図８に戻り、算出された補正デューティΔＤＵＴは、演算点１４６（加算器）の一方の入力に加算信号として供給される。
【００８８】
また、電圧センサ６１で検出された１次電圧Ｖ１のアナログ値（アナログ１次電圧Ｖａｎａ）は、ポート１０４を介してＡ／Ｄ変換器１２１に供給され、１次電圧Ｖ１のデジタル値（デジタル１次電圧Ｖ１ｄｉｇ）に変換される。このデジタル１次電圧Ｖ１ｄｉｇが、一次遅れ補正部１１４に供給され、一次遅れ補正部１１２と同様の一次遅れ補正処理が行われた後、１次電圧Ｖ１として算出される。すなわち、下記の式（１１）を用いて１次電圧Ｖ１が算出される。
Ｖ１（今回）＝Ｖ１（前回）＋Ｋｆ＿Ｖ１×｛Ｖ１ｄｉｇ（今回）―Ｖ１（前回）｝    ・・・（１１）
【００８９】
上記式（１１）において、Ｖ１（今回）は、今回の１次電圧Ｖ１であり、Ｖ１（前回）は、前回の１次電圧Ｖ１であり、Ｋｆ＿Ｖ１は、一次遅れを補正するための係数（一次遅れ補正係数）であり、Ｖ１ｄｉｇ（今回）は、今回のデジタル１次電圧Ｖ１ｄｉｇである。また、一次遅れ補正係数Ｋｆ＿Ｖ１は、次の式（１２）で定義される。
Ｋｆ＿Ｖ１＝Ｋｆ＿Ｖ１ｒ×（Ｆｓｗｒ／Ｆｓｗ）    ・・・（１２）
【００９０】
上記式（１２）において、Ｋｆ＿Ｖ１ｒは、一次遅れ補正係数Ｋｆ＿Ｖ１の基準値であり、０〜１の値を取る。
【００９１】
図８に戻り、一次遅れ補正部１１４で算出された１次電圧Ｖ１は、演算点１４４（比作成器）に乗算信号（被除数信号）として供給される。
【００９２】
演算点１４４の出力である基準デューティＤＵＴｓ（ＤＵＴｓ＝Ｖ１／Ｖ２ｔａｒ）が演算点１４６の他方の入力に加算信号として供給され、演算点の出力であるデューティＤＵＴ（ＤＵＴ＝ＤＵＴｓ＋ΔＤＵＴ＝Ｖ１／Ｖ２ｔａｒ＋ΔＤＵＴ）が信号変調処理部１３６に供給される。
【００９３】
信号変調処理部１３６は、上述したタイマ７６を有し、上アーム素子８１ｕ〜８１ｗにポート１３８〜１４３を通じてデューティＤＵＴ（ＤＵＴ＝Ｖ１／Ｖ２ｔａｒ＋ΔＤＵＴ）の駆動信号ＵＨ、ＶＨ、ＷＨを供給するとともに、下アーム素子８２にデューティ１−ＤＵＴ、すなわち、１−（Ｖ１／Ｖ２ｔａｒ＋ΔＤＵＴ）の駆動信号ＵＬ、ＶＬ、ＷＬを供給する。この際、デューティＤＵＴに応じて、ＰＷＭ方式又はＰＦＭ方式が用いられる。
【００９４】
（ｂ）Ｖ１制御モード
図１０は、上述したＶ１制御モードにおいてデューティＤＵＴを算出するためのコンバータ制御部５４の機能ブロック図を示す。
【００９５】
統括制御部５６で演算された１次電圧指令値Ｖ１ｃｏｍがポート２０１を通じて変化量制限部１１６に供給される。変化量制限部１１６では、上記と同様の変化量制限処理が行われる。すなわち、今回の１次電圧指令値Ｖ１ｃｏｍ｛１次電圧目標値Ｖ１ｃｏｍ（今回）｝と前回の１次電圧目標値Ｖ１ｔａｒ｛１次電圧目標値（前回）｝との差Ｄｔ＿Ｖ１に基づいて、今回の１次電圧目標値Ｖ１ｔａｒ｛１次電圧目標値Ｖ１ｔａｒ（今回）｝を算出する。この際、１次電圧目標値Ｖ１ｔａｒの許容変化量の上限値Ｃｍａｘ＿Ｖ１及び下限値Ｃｍｉｎ＿Ｖ１を設定し、これらの上限値Ｃｍａｘ＿Ｖ１及び下限値Ｃｍｉｎ＿Ｖ１を、今回のスイッチング周波数Ｆｓｗ（制御周期Ｔｃ）に応じて重み付けする。そして、この１次電圧目標値Ｖ１ｔａｒ（今回）は、演算点２４２（減算器）に加算信号（被減数信号）として供給される。
【００９６】
また、Ｖ２制御モードの場合と同様に、電圧センサ６１で検出されたアナログ１次電圧Ｖａｎａがポート１０４を介してＡ／Ｄ変換器１２１に供給され、デジタル１次電圧Ｖ１ｄｉｇに変換される。このデジタル１次電圧Ｖ１ｄｉｇが、一次遅れ補正部１１４に供給され、前記一次遅れ補正処理が行われた後、１次電圧Ｖ１として算出される。この１次電圧Ｖ１は、演算点２４２（減算器）に減算信号（減数信号）として供給される。
【００９７】
演算点２４２から出力される偏差ｅ＝Ｖ１ｔａｒ−Ｖ１は、ＰＩＤ処理部２３５に供給される。ＰＩＤ処理部２３５は、比例（Ｐ）制御処理、積分（Ｉ）制御処理、微分（Ｄ）制御処理を含むＰＩＤ処理を用いて、偏差ｅをデューティＤＵＴの補正値である補正デューティΔＤＵＴに変換し、この補正デューティΔＤＵＴは、デューティＤＵＴ（ＤＵＴ＝ΔＤＵＴ）として信号変調処理部１３６に供給される。
【００９８】
信号変調処理部１３６は、上アーム素子８１ｕ〜８１ｗにポート１３８〜１４３を通じてデューティＤＵＴ（ＤＵＴ＝ΔＤＵＴ）の駆動信号ＵＨ、ＶＨ、ＷＨを供給するとともに、下アーム素子８２ｕ〜８２ｗにデューティ１−ＤＵＴ、すなわち、１−ΔＤＵＴの駆動信号ＵＬ、ＶＬ、ＷＬを供給する。
【００９９】
３．本実施形態の効果
以上のように、本実施形態では、変化量制限処理、一次遅れ補正処理及びＰＩＤ処理で用いる係数（変化量制限処理における上限値Ｃｍａｘ＿Ｖ２、Ｃｍａｘ＿Ｖ１、下限値Ｃｍｉｎ＿Ｖ２、Ｃｍｉｎ＿Ｖ１、一次遅れ補正処理における一次遅れ補正係数Ｋｆ＿Ｖ２、Ｋｆ＿Ｖ１、及びＰＩＤ処理におけるＰ項の係数Ｋｐ、Ｉ項の係数Ｋｉ）を、スイッチング周期Ｔｓｗに対応して変化する制御周期Ｔｃに応じて重み付けする。これにより、スイッチング周期Ｔｓｗの変化に伴って制御周期Ｔｃが変化しても、その影響を均等化することが可能となり、変調方式としてＰＦＭを用いる場合でも、ＤＣ／ＤＣコンバータ３６を好適に制御することができる。
【０１００】
また、本実施形態では、スイッチング周波数Ｆｓｗが高いほどＩ項の係数Ｋｉを小さくし、スイッチング周波数Ｆｓｗが低いほど係数Ｋｉを大きくする。積分制御処理では、今回取得した偏差ｅとＩ項の係数Ｋｉとの積をＩ項（前回）に加えて今回の値を取得するが、積分制御処理の周期（制御周期Ｔｃ）をスイッチング周期Ｔｓｗに応じて変化させる場合、スイッチング周波数Ｆｓｗが高くなる（スイッチング周期Ｔｓｗが短くなる）と、偏差ｅを取得する間隔が短くなるため、今回の値が過大になるおそれがある。一方、スイッチング周波数Ｆｓｗが低くなる（スイッチング周期Ｔｓｗが長くなる）と、偏差ｅを取得する間隔が長くなるため、今回の値が過小になるおそれがある。本実施形態によれば、スイッチング周波数Ｆｓｗが高いほどＩ項の係数Ｋｉが小さくされ、スイッチング周波数Ｆｓｗが低いほど係数Ｋｉが大きくされるため、偏差ｅの取得間隔が変化することに伴う影響を均等化することが可能となり、スイッチング周波数Ｆｓｗが変化することに伴う影響を軽減することができる。
【０１０１】
本実施形態では、スイッチング周波数Ｆｓｗが低いほどＤ項の係数Ｋｄを小さくし、スイッチング周波数Ｆｓｗが高いほど係数Ｋｄを大きくする。微分制御処理では、今回取得した偏差ｅと前回取得した偏差ｅ（前回）との差に係数Ｋｄを掛けたものを今回の値として用いるが、微分制御処理の周期（制御周期Ｔｃ）をスイッチング周期Ｔｓｗに応じて変化させる場合、スイッチング周波数Ｆｓｗが低くなる（スイッチング周期Ｔｓｗが長くなる）と、前記差｛ｅ（今回）―ｅ（前回）｝が大きくなり易くなる一方、スイッチング周波数Ｆｓｗが高くなる（スイッチング周期Ｔｓｗが短くなる）と、前記差が小さくなり易い。本実施形態によれば、スイッチング周波数Ｆｓｗが低いほど係数Ｋｄは小さくされ、スイッチング周波数Ｆｓｗが高いほど係数Ｋｄは大きくされるため、前記差が変化することに伴う影響を均等化することが可能となり、スイッチング周波数Ｆｓｗが変化することに伴う影響を軽減することができる。
【０１０２】
本実施形態では、スイッチング周波数Ｆｓｗが低いほど一次遅れ補正係数Ｋｆ＿Ｖ２、Ｋｆ＿Ｖ１を大きくし、スイッチング周波数Ｆｓｗが高いほど一次遅れ補正係数Ｋｆ＿Ｖ２、Ｋｆ＿Ｖ１を小さくする。一般的な一次遅れ処理では、今回のセンサ出力値と前回の測定値（センサ出力値を補正した後の値）との差に一次遅れ補正係数を掛けたものに、前回の測定値を加算した和が今回の測定値とされる。本実施形態においても、Ｖ２制御モードでは、デジタル２次電圧Ｖ２ｄｉｇ（今回）と２次電圧Ｖ２（今回）との差に一次遅れ補正係数Ｋｆ＿Ｖ２を掛けたものに、２次電圧Ｖ２（今回）を加算した和が２次電圧Ｖ２（今回）とされる。Ｖ１制御モードでも同様である。一次遅れ処理の周期（制御周期Ｔｃ）をスイッチング周期Ｔｓｗに応じて変化させる場合、スイッチング周波数Ｆｓｗが低いほど（スイッチング周期Ｔｓｗが長いほど）加算の周期が長くなり、時定数が大きくなるため、一次遅れの影響は大きくなる。一方、スイッチング周波数Ｆｓｗが高いほど（スイッチング周期Ｔｓｗが短いほど）前記加算の周期が短くなり、時定数が小さくなるため、一次遅れの影響は小さくなる。本実施形態によれば、スイッチング周波数Ｆｓｗが高いほど一次遅れ補正係数Ｋｆ＿Ｖ２、Ｋｆ＿Ｖ１が小さくされ、スイッチング周波数Ｆｓｗが低いほど一次遅れ補正係数Ｋｆ＿Ｖ２、Ｋｆ＿Ｖ１が大きくされるため、一次遅れの影響を均等化することが可能となり、スイッチング周波数Ｆｓｗが変化することに伴う影響を軽減することができる。
【０１０３】
本実施形態では、スイッチング周波数Ｆｓｗが高いほど、変化量制限処理で用いる上限値Ｃｍａｘ＿Ｖ２、Ｃｍａｘ＿Ｖ１及び下限値Ｃｍｉｎ＿Ｖ２、Ｃｍｉｎ＿Ｖ１を小さくし、スイッチング周波数Ｆｓｗが低いほど上限値Ｃｍａｘ＿Ｖ２、Ｃｍａｘ＿Ｖ１及び下限値Ｃｍｉｎ＿Ｖ２、Ｃｍｉｎ＿Ｖ１を大きくする。目標電圧や目標電流に対する変化量制限処理では、許容変化量の上限値及び下限値の少なくとも一方を設定し、上位システムからの制御指令値の変化量が前記上限値又は下限値を超える場合、前記上限値又は下限値を実際の演算に用いる変化最大幅とする。
【０１０４】
例えば、本実施形態のＶ２制御モードにおける変化量制限処理においても、許容変化量の上限値Ｃｍａｘ＿Ｖ２及び下限値Ｃｍｉｎ＿Ｖ２を設定し、統括制御部５６からの２次電圧指令値Ｖ２ｃｏｍ（今回）と２次電圧目標値Ｖ２ｔａｒ（前回）の差Ｄｔ＿Ｖ２が上限値Ｃｍａｘ＿Ｖ２及び下限値Ｃｍｉｎ＿Ｖ２を超える場合、上限値Ｃｍａｘ＿Ｖ２及び下限値Ｃｍｉｎ＿Ｖ２を実際の演算に用いる変化最大幅とする。変化量制限処理の周期（制御周期Ｔｃ）をスイッチング周期Ｔｓｗに応じて変化させる場合、変化量の上限値Ｃｍａｘ＿Ｖ２及び下限値Ｃｍｉｎ＿Ｖ２を一定にすると、スイッチング周波数Ｆｓｗが高いほど（スイッチング周期Ｔｓｗが短いほど）、２次電圧目標値Ｖ２ｔａｒの変化量の変化率を大きくすることが可能となる。反対に、スイッチング周波数Ｆｓｗが低いほど（スイッチング周期Ｔｓｗが長いほど）、２次電圧目標値Ｖ２ｔａｒの変化量の変化率は低く抑えられる。本実施形態によれば、スイッチング周波数Ｆｓｗが高いほど上限値Ｃｍａｘ＿Ｖ２及び下限値Ｃｍｉｎ＿Ｖ２が小さくされ、許容変化量が取り得る範囲が狭められる。このため、２次電圧目標値Ｖ２ｔａｒの変化量の可能変化率が小さく設定される。一方、スイッチング周波数Ｆｓｗが低いほど上限値Ｃｍａｘ＿Ｖ２及び下限値Ｃｍｉｎ＿Ｖ２が大きくされ、許容変化量が取り得る範囲は広げられる。このため、２次電圧目標値Ｖ２ｔａｒの変化量の可能変化率が大きく設定される。これらの結果、２次電圧目標値Ｖ２ｔａｒの変化量の可能変化率を均等化することが可能となり、スイッチング周波数Ｆｓｗが変化することに伴う影響を軽減することができる。Ｖ１制御モードについても同様のことが言える。
【０１０５】
Ｂ．変形例
なお、この発明は、上記実施形態に限らず、この明細書の記載内容に基づき、種々の構成を採り得ることはもちろんである。例えば、以下の１〜５の構成を採用することができる。
【０１０６】
１．車両用電力システム２０の搭載対象
上記実施形態では、車両用電力システム２０を燃料電池車両に搭載したが、これに限られない。例えば、バッテリ駆動車両（電気自動車）に適用することもできる。もちろん、エンジンとバッテリとモータを搭載した、いわゆるパラレル方式又はシリーズパラレル方式のハイブリッド自動車にも適用することもできる。
【０１０７】
２．相アームＵＡ、ＶＡ、ＷＡ
上記実施形態では、３相の相アームＵＡ、ＶＡ、ＷＡを用いたが、単相、２相又は４相以上であってもよい。
【０１０８】
３．スイッチング制御
上記実施形態では、各スイッチング周期Ｔｓｗに、上アーム素子８１ｕ〜８１ｗのスイッチング（降圧チョッパ制御）と下アーム素子８２ｕ〜８２ｗのスイッチング（昇圧チョッパ制御）の両方を含ませる同期スイッチングを用いたが、これに限られず、降圧チョッパ制御又は昇圧チョッパ制御の一方のみに本発明を適用することもできる。
【０１０９】
上記実施形態では、ＰＷＭ方式とＰＦＭ方式を切り替えて用いる構成を採用したが、ＰＦＭ方式のみを用いる構成にも適用可能である。
【０１１０】
４．スイッチング周波数Ｆｓｗに応じた重み付け
上記式（１）、式（２）、式（４）、式（９）、式（１０）及び式（１２）では、スイッチング周波数Ｆｓｗと基準スイッチング周波数Ｆｓｗｒとの関係を用いて重み付けを行ったが、スイッチング周期Ｔｓｗと基準スイッチング周期Ｔｓｗｒ（スイッチング周期Ｔｓｗの基準値）との関係や、制御周期Ｔｃと基準制御周期Ｔｃｒ（制御周期Ｔｃの基準値）との関係、制御周波数Ｆｃ（１秒間当たりの制御処理の回数）と基準制御周波数Ｆｃｒ（制御周波数Ｆｃの基準値）との関係を用いて重み付けを行うこともできる。
【０１１１】
上記実施形態では、重み付けを行う処理として、変化量制限処理、一次遅れ補正処理及びＰＩＤ処理を挙げたが、スイッチング周期Ｔｓｗ（スイッチング周波数Ｆｓｗに応じて変化する演算処理周期）で行われる演算処理であれば、これに限られない。
【０１１２】
上記実施形態では、変化量制限処理を、統括制御部５６からの指令値（２次電圧指令値Ｖ２ｃｏｍ、１次電圧指令値Ｖ１ｃｏｍ）に対して行ったが、これに限られない。例えば、図８の演算点１４６と信号変調処理部１３６との間に別の変化制限部を設け、デューティＤＵＴに対して変化量制限処理を行うこともできる。
【０１１３】
５．その他
上記実施形態では、図８〜図１０を用いて、Ｖ２制御モード及びＶ１制御モードを用いる構成の説明をしたが、これに限られず、例えば、Ｉ１制御モードでも同様の処理を用いることができる。
【０１１４】
上記実施形態では、１〜３回の制御周期Ｔｃがタイマ設定値算出処理周期Ｔｃａｌに対応したが、これに限られない。例えば、１回のタイマ設定値算出処理周期Ｔｃａｌを常に１回の制御周期Ｔｃに対応付けることもできる。
【図面の簡単な説明】
【０１１５】
【図１】この発明の一実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ装置の動作制御方法を実行可能な車両用電力システムの回路図である。
【図２】燃料電池車両に搭載された電力システムの基本制御の説明図である。
【図３】燃料電池の電流電圧特性の説明図である。
【図４】ＤＣ／ＤＣコンバータの降圧動作の動作説明に供されるタイムチャートである。
【図５】ＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧動作の動作説明に供されるタイムチャートである。
【図６】コンバータ制御部における演算処理周期と駆動信号の生成の関係を示す第１のタイムチャートである。
【図７】コンバータ制御部における演算処理周期と駆動信号の生成の関係を示す第２のタイムチャートである。
【図８】Ｖ２制御モードにおいてデューティを算出するためのコンバータ制御部の機能ブロック図である。
【図９】Ｖ２制御モードにおける変化量制限処理のフローチャートである。
【図１０】Ｖ１制御モードにおいてデューティを算出するためのコンバータ制御部の機能ブロック図である。
【符号の説明】
【０１１６】
２０…電力システム                    ２２…燃料電池（第２電力装置）
２３…ＤＣ／ＤＣコンバータ装置（ＶＣＵ）
２４…バッテリ（第１電力装置）        ２６…モータ（第２電力装置）
３４…インバータ                      ３６…ＤＣ／ＤＣコンバータ
５４…コンバータ制御部
８１（８１ｕ〜８１ｗ）…上アーム素子
８２（８２ｕ〜８２ｗ）…下アーム素子
８３ｕ〜８３ｗ、８４ｕ〜８４ｗ…ダイオード
９０…リアクトル
Ｃｍａｘ＿ｖ２…許容変化量の上限値（許容変化量設定係数）
Ｃｍｉｎ＿ｖ２…許容変化量の下限値（許容変化量設定係数）
ＤＵＴ…デューティ                    Ｆｓｗ…スイッチング周波数
Ｋｄ…Ｄ項の係数                      Ｋｆ＿Ｖ２…一次遅れ補正係数
Ｋｉ…Ｉ項の係数                      Ｔ１…上アーム素子駆動時間
Ｔ２…下アーム素子駆動時間            Ｔｃ…制御周期
Ｔｓｗ…スイッチング周期              ＵＡ…Ｕ相アーム
ＶＡ…Ｖ相アーム                      ＷＡ…Ｗ相アーム
ＵＨ、ＵＬ、ＶＨ、ＶＬ、ＷＨ、ＷＬ…駆動信号
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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