(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
通信相手となる装置から伝搬路を介して信号を受信する通信装置において、
前記通信相手となる装置には、各装置毎に固有なパターンの周波数スペクトルが設けられ、
前記通信装置は、前記通信相手となる装置を特定する情報と当該装置に設けられた周波数スペクトルとの対応を記憶する記憶手段と、
受信信号の送信元となる装置に対応して前記記憶手段に記憶された周波数スペクトルを前記受信信号の周波数スペクトルから減じて前記伝搬路の特性を検出して、その逆特性を有するフィルタを実現するための情報を生成するフィルタ情報生成手段と、
を備えたことを特徴とする通信装置。
【請求項２】
請求項１に記載の通信装置において、
前記フィルタ情報生成手段により生成された情報を用いて前記受信信号をフィルタリングするフィルタリング実行手段を備えた、
ことを特徴とする通信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、伝搬路を介して信号を受信する通信装置に関し、特に、簡易な構成や処理により、伝搬路における歪を補償する通信装置に関する。
また、本発明は、複数の他の通信装置から信号を受信する場合に、これら複数の他の通信装置のそれぞれからの受信信号を識別する効果的な技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば、無線伝搬路における歪を表す無線伝達関数を抽出することができると、その逆特性の関数を生成することで、無線伝搬路における特性劣化をキャンセルすることができ、その効果が大きいことが知られているが、無線伝達関数を求めるのに要求される処理能力が高いため、実際に運用される無線システムでは、実現が難しく、実用化されている例は少ない。
一例として、第７図には、世界標準規格の３ＧＰＰ無線方式であるＷ−ＣＤＭＡ（Ｗｉｄｅｂａｎｄ−Ｃｏｄｅ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ａｃｃｅｓｓ）方式を採用する基地局装置（Ｗ−ＣＤＭＡ基地局装置）に伝搬路歪補償を適用した場合の構成例として、受信機の構成例を示してある。
本例のＷ−ＣＤＭＡ基地局装置は、受信データ格納メモリ２１と、減算器２２と、チャネル同期制御部２３と、パイロットチャネル逆拡散機能部２４と、位相制御部２５と、データ逆拡散機能部２６と、乗算器２７と、ＲＡＫＥ合成部２８と、復調部２９と、レプリカ制御部３０と、データ硬判定部３１と、マルチパス化部３２と、乗算器３３と、拡散機能部３４と、レプリカ格納メモリ３５と、伝搬路歪格納メモリ３６と、減算器３７を備えている。
ここで、伝搬路における歪を補償するために追加された機能部は、例えば、受信データ格納メモリ２１、レプリカ制御部３０、データ硬判定部３１、マルチパス化部３２、乗算器３３、拡散機能部３４、レプリカ格納メモリ３５、伝搬路歪格納メモリ３６、減算器３７である。
本例のＷ−ＣＤＭＡ基地局装置により行われる動作の一例を示す。
或る端末装置（例えば、端末装置１）からの受信信号（受信データ）をデータ逆拡散機能部２６により逆拡散するとともに、パイロットチャネル逆拡散機能部２４によりパイロットチャネルを逆拡散し、データ逆拡散機能部２６による逆拡散の結果に対してパイロットチャネルから算出した位相回転量に基づいて位相制御部２５及び乗算器２７により位相補償（本例では、複素乗算）を施し、当該位相補償の結果についてＲＡＫＥ合成部２８によりマルチパスの合成（ＲＡＫＥ合成）を行う。この場合に、チャネル同期制御部２３により受信信号の同期が取られてパイロットチャネル逆拡散機能部２４及びデータ逆拡散機能部２６の同期タイミングが制御される。
ここで、ＲＡＫＥ合成部２８による合成結果をそのまま復調部２９に入力して復調処理すると、伝搬路歪補償を行わない通常の信号処理となる。
一方、伝搬路歪補償を行う場合には、ＲＡＫＥ合成部２８による合成結果に基づいてデータ硬判定部３１によりデータの値（０、１）を判定（データ硬判定）し、当該判定の結果をマルチパス分に複写（コピー）する。当該複写により生成されたマルチパスに対して位相制御部２５により求められた位相回転量を乗算器３３により乗算（本例では、複素乗算）し、当該乗算の結果を拡散機能部３４により再度拡散する。
これにより、該当する端末装置（本例では、端末装置１）から送られてくると推定される理想的な信号（レプリカ）を生成することができ、当該レプリカがレプリカ格納メモリ３５に格納される。
このレプリカを減算器２２により全体の受信信号（全体の受信データ）から減算した後に、当該減算の結果に基づいて、上記と同様に、別の端末装置（例えば、端末装置２）の受信信号について、逆拡散や位相補償やＲＡＫＥ合成などを行って、硬判定やマルチパス化や位相回転や拡散を行うことによりレプリカを生成する。そして、上記と同様に、端末装置１のレプリカを差し引いた全体の受信信号から更に端末装置２のレプリカを差し引く。
以降についても、同様に、端末装置３のレプリカを差し引く、端末装置４のレプリカを差し引く、・・・といったように、受信すべき全ての端末装置のレプリカを全体の受信信号から差し引くことにより、その結果として、伝搬路における歪を表す無線伝達関数が求められる。
なお、レプリカの生成回数はレプリカ制御部３０により制御され、減算器２２への入力のオンオフや、ＲＡＫＥ合成部２８からの出力先が切替制御される。
受信すべき全ての端末装置のレプリカが全体の受信信号から差し引かれた結果は、伝搬路における歪を求めた結果として、伝搬路歪格納メモリ３６に格納され、この結果を減算器３７により全体の受信信号から減算することにより、全体の受信信号について伝搬路歪をキャンセル（補償）する。
そして、例えば、端末装置１のデータを取得する場合には、端末装置２以降の全てのレプリカ（つまり、端末装置１以外の全ての端末装置のレプリカ）と伝搬路歪を全体の受信信号から差し引き、その結果について逆拡散や位相補償やＲＡＫＥ合成や復調処理を行うことにより、最適解を得ることができる。
また、上記のような処理においては、生成されるレプリカに歪による誤りが含まれ得るため、完全なものではない。また、これにより求められる伝搬路歪も完全なものではない。このため、一度求められた伝搬路歪を差し引いた受信信号に基づいて、再度レプリカを生成する手順を繰り返して行う。これにより、より誤りが少ない伝搬路歪とレプリカを生成することができ、より誤りが少ない受信データを求めることができ、このような手順を繰り返して収束したところが理想的な特性となる。
【特許文献１】特開２００３−１１５７８６号公報
【特許文献２】特表２００３−５１９９６２号公報
【特許文献３】特表２００５−５１６４４２号公報
【発明の開示】
【０００３】
しかしながら、上記した第７図に示されるような伝搬路歪補償を行う通信装置では、伝搬路歪補償を行うための構成やその処理が非常に複雑であり、負担が重くかかる処理が必要とされるため、特性の向上が見込めるとしても、実際に運用されるシステムに適用することは現実的には困難であった。
本発明は、このような従来の事情に鑑み為されたもので、簡易な構成や処理により伝搬路歪補償を行うことができる通信装置を提供することを目的とする。
また、本発明は、効果的な構成により、複数の他の通信装置から信号を受信する場合に、これら複数の他の通信装置のそれぞれからの受信信号を識別することができる通信装置を提供することを目的とする。
また、例えば、特許文献２及び特許文献３には、通信チャネルから受信したデータから、量子化雑音などの雑音を除去する方法及び装置が開示されているが、これら従来技術においては、後述するように、受信したアナログ信号をディジタル信号に変換する際のダイナミックレンジの確保が十分とは言い難かった。
そこで、本発明は、通信システムにとって十分なダイナミックレンジを確保できる通信装置を提供することを更なる目的とする。
上記目的を達成するため、本発明に係る通信装置では、次のような構成とした。
すなわち、本発明に係る通信装置は通信相手となる装置から信号を受信するものであり、前記通信相手となる装置には、各装置毎に固有なパターンの周波数スペクトルが設けられる。なお、このような周波数スペクトルは本発明に係る通信装置にも設けられてもよい。
そして、通信装置では、記憶手段が、前記通信相手となる装置を特定する情報と当該装置に設けられた周波数スペクトルとの対応を記憶する。取得手段が、受信信号に含まれる周波数スペクトルを取得する。特定手段が、前記取得手段により取得された周波数スペクトルと前記記憶手段により記憶された周波数スペクトルとを比較（例えば、照合）して、前記取得手段により取得された周波数スペクトルに合致する前記記憶手段により記憶された周波数スペクトルに対応した装置を特定する。
従って、通信相手となる各装置毎に固有なパターンの周波数スペクトルが設けられて、各装置から当該各装置に設けられた周波数スペクトルの信号が送信される場合に、通信装置では、予め記憶された固有なパターンの周波数スペクトルに関する情報に基づいて、受信信号に含まれる周波数スペクトルに合致するものに対応した装置がその送信元であることを特定することができる。このように、固有なパターンの周波数スペクトルを使用するという効果的な構成により、例えば、複数の他の通信装置から信号を受信する場合に、これら複数の他の通信装置のそれぞれからの受信信号を識別することができる。
ここで、通信装置や、通信相手となる装置としては、それぞれ種々なものが用いられてもよく、例えば、通信装置として無線の基地局装置を用いて、通信相手の装置として無線の移動局装置などの端末装置を用いることができ、或いは、通信装置として無線の端末装置を用いて、通信相手の装置として無線の基地局装置を用いることができる。
また、通信相手となる装置の数としては、１つであってもよく、或いは、複数であってもよい。例えば、通常は、基地局装置の通信相手は複数の端末装置となる場合が多く、端末装置の通信相手は１つの基地局装置となる場合が多い。
また、通信相手となる装置から送信される信号には固有なパターンの周波数スペクトルが含まれる。例えば、固有なパターンの周波数スペクトルを通信するためのチャネルが設けられてもよい。
また、各装置毎に設けられる固有なパターンの周波数スペクトルとしては、種々なものが用いられてもよく、例えば、時間的に変動しない固定のパターンを有する周波数スペクトルを用いることや、或いは、一定のパターンに従って時間的に変動する周波数スペクトルを用いることができる。
また、装置を特定する情報としては、種々なものが用いられてもよく、例えば、装置番号などを使用した識別情報（ＩＤ情報）を用いることができる。
また、記憶手段としては、例えば、メモリを用いて構成することができる。
また、受信信号に含まれる周波数スペクトルを取得する態様としては、例えば、１つの装置からの受信信号である場合にはその周波数スペクトルを取得する態様が用いられ、また、複数の装置からの信号を含む受信信号である場合には、受信信号に基づいて受信されている複数の周波数スペクトルを推定的に決定することなどにより、各装置からの周波数スペクトルを取得する態様を用いることができる。一例として、受信信号の周波数スペクトルと各装置の周波数スペクトルとの相関を取ることにより、相関度が高い周波数スペクトルが受信信号に含まれることを推定することが可能である。
また、時間領域の信号から周波数領域の信号（周波数スペクトル）を取得する処理は、例えば、フーリエ変換の機能を用いて行うことができる。
また、受信信号から取得された周波数スペクトルに合致する周波数スペクトルを検出する場合には、例えば、両方の周波数スペクトルが完全に一致するものを検出する態様ばかりでなく、現実には多少の誤差が含まれると考えられるため、両方の周波数スペクトルが完全には一致しなくとも予め設定された程度で一致（類似）するものを検出する態様を用いることができる。
また、各装置毎に設けられる固有なパターンの周波数スペクトルとして、一定のパターンに従って時間的に変動する周波数スペクトルが用いられる場合には、受信信号から取得される周波数スペクトルのパターンの時間的な変動に基づいて、タイミングの同期を取ることができる。
一例として、前記特定手段は、前記取得手段により取得された周波数スペクトルのパターンの時間的な変動に基づいて、受信タイミングを特定する。
本発明に係る通信装置では、次のような構成とした。
すなわち、本発明に係る通信装置は通信相手となる装置から伝搬路を介して信号を受信するものであり、前記通信相手となる装置には、各装置毎に固有なパターンの周波数スペクトルが設けられる。なお、このような周波数スペクトルは本発明に係る通信装置にも設けられてもよい。
そして、通信装置では、記憶手段が、前記通信相手となる装置を特定する情報と当該装置に設けられた周波数スペクトルとの対応を記憶する。フィルタ情報生成手段が、受信信号の送信元となる装置に対応して前記記憶手段に記憶された周波数スペクトルを前記受信信号の周波数スペクトルから減じて前記伝搬路の特性を検出して、その逆特性を有するフィルタを実現するための情報を生成する。
なお、更に、前記特定手段と同様な機能を備えて、受信信号の送信元となる装置を特定することや、受信タイミングを特定することを行う構成とすることも可能である。
従って、受信信号の周波数スペクトルから送信元となる装置の周波数スペクトルを減じることで伝搬路の特性（伝搬路における歪の特性）を検出し、これに基づいて、その逆特性を有するフィルタを実現することができる。このように、簡易な構成や処理により、伝搬路における歪の補償を行うことが可能となる。なお、このような処理は、例えば、周波数領域において実行することが可能である。
ここで、受信信号から減じる対象（受信信号の送信元となる装置に対応して記憶手段に記憶された周波数スペクトル）としては、例えば、受信される装置が１つである場合には当該装置に対応して記憶手段に記憶された周波数スペクトルが用いられ、また、受信される装置が複数である場合にはこれらの各装置に対応して記憶手段に記憶された周波数スペクトルを合成したものが用いられる。受信信号の周波数スペクトルから受信されると予想される全ての周波数スペクトルを減じた結果は、伝搬路の特性に相当する。
また、伝搬路の特性の逆特性としては、例えば、無相関フィルタの特性（例えば、周波数に依存しない平坦なレベルの特性）又はローパスフィルタ（ＬＰＦ：Ｌｏｗ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ）の特性などから伝搬路の特性を減じた結果に相当する。
また、フィルタを実現するための情報としては、種々な情報が用いられてもよく、例えば、フィルタリング処理として受信信号の周波数スペクトルに乗算すべき周波数スペクトルのパターンの情報を用いることができる。
本発明に係る通信装置では、一構成例として、次のような構成とした。
すなわち、フィルタリング実行手段が、前記フィルタ情報生成手段により生成された情報を用いて、前記受信信号をフィルタリングする。
従って、簡易な構成や処理により、伝搬路歪補償を行うことができる。なお、このような処理は、例えば、周波数領域において実行することが可能である。
また、例えば、伝搬路歪補償の後に、周波数領域の信号（周波数スペクトル）から時間領域の信号を取得する処理が行われてもよく、このような処理は、例えば、逆フーリエ変換の機能を用いて行うことができる。
ここで、フィルタリングの処理としては、例えば、伝搬路の特性の逆特性を受信信号に掛け合わせることにより、伝搬路の特性（伝搬路における歪の特性）を受信信号からキャンセル（補償）する態様を用いることができる。
また、例えば、固有なパターンの周波数スペクトルを通信するためのチャネルと、データを通信するためのチャネルが異なる場合には、固有なパターンの周波数スペクトルを通信するチャネルの受信信号に基づいてフィルタの機能を実現し、このフィルタの機能によりデータを通信するためのチャネルの受信信号をフィルタリングすることにより、データ信号について伝搬路歪補償を行うことができる。
本発明に係る通信装置では、次のような構成とした。
すなわち、語長調整手段が、ディジタル化された時間領域の受信信号を周波数領域の信号である周波数スペクトルに変換し、当該変換後の信号が含む複数のビットをシフトした後に時間領域の信号に再変換する。
従って、ディジタル化された受信信号の変換／再変換を通じて有効語長が増す際にビットシフトすることでオーバフローや桁落ちを防ぐため、語長が備えるダイナミックレンジを有効に使えるようになり、通信システムにとって十分なダイナミックレンジを確保することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００４】
第１図は、本発明の一実施例に係るＷ−ＣＤＭＡ基地局装置の構成例を示す図である。
第２図は、各装置に固有な周波数スペクトルの一例を示す図である。
第３図は、時間変動するスペクトルパターンの一例を示す図である。
第４図は、伝搬路歪である伝達関数の抽出を説明するための図である。
第５図は、逆特性フィルタの生成を説明するための図である。
第６図は、歪補償データの生成を説明するための図である。
第７図は、Ｗ−ＣＤＭＡ基地局装置の構成例を示す図である。
第８図は、本発明の一実施例に係る受信機の構成例を示す図である。
第９図は、本発明の一実施例に係る受信機の語長調整部の構成例を示す図である。
第１０図は、本発明の一実施例に係る受信機の語長調整部を実現するハードウエア構成を示す図である。
第１１図は、本発明の一実施例に係る受信機の語長調整部のフローを示す図である。
第１２図は、本発明の一実施例に係る受信機の語長調整部の、別の実施形態の概略を示す図である。
第１３図は、本発明の一実施例に係る受信機における受信レベルと有効語長との関係を示す図である。
第１４図は、従来の受信機の構成例を示す図である。
第１５図は、従来の受信機における受信レベルと有効語長との関係を示す図である。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００５】
本発明に係る実施例を図面を参照して説明する。
第１図には、本発明の一実施例に係る伝搬路歪補償を行うＷ−ＣＤＭＡ基地局装置の構成例として、受信機の構成例を示してある。
本例のＷ−ＣＤＭＡ基地局装置は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部１と、逆特性フィルタ生成部２と、乗算器３と、逆高速フーリエ変換（Ｉｎｖｅｒｓｅ  ＦＦＴ）部４と、チャネル同期制御部５と、パイロットチャネル逆拡散機能部６と、位相制御部７と、データ逆拡散機能部８と、乗算器９と、ＲＡＫＥ合成部１０と、復調部１１を備えている。
ここで、伝搬路における歪を補償するために追加された機能部は、本例では、ＦＦＴ部１、逆特性フィルタ生成部２、乗算器３、ＩＦＦＴ部４である。
本例のＷ−ＣＤＭＡ基地局装置は、複数の端末装置との間で、無線の伝搬路を介して、信号を無線により通信する。また、Ｗ−ＣＤＭＡ基地局装置も複数設けられており、それぞれ異なる位置に設置されている。
本例では、各端末装置毎に及び各基地局装置毎に、それぞれ、固有な周波数スペクトルを規定する。
第２図には、各装置毎に固有な周波数スペクトルの一例を示してある。第２図のグラフでは、横軸は周波数を示しており、縦軸はレベルを示している。本例の周波数スペクトルでは、複数の周波数のそれぞれのレベルの組み合わせによりパターンが特定される。
第２図に示されるパターンの周波数スペクトルは或る装置（本例では、或る端末装置又は或る基地局装置）に割り当てられ、他の装置にはそれぞれ異なるパターンの周波数スペクトルが割り当てられる。
また、第２図には時間に関係なく一定なパターンからなる周波数スペクトルの例を示したが、他の構成例として、時間と共に変動するパターンからなる周波数スペクトルを用いることもでき、この場合、例えば、或るタイミングでは同一のパターンが発生しても変動するパターンの全体としては異なるものについては識別することが可能であり異なる装置に割り当てることが可能である。
このような固有な周波数スペクトルは、時間領域においては、例えば、世界標準規格であるＷ−ＣＤＭＡ方式により拡散されたデータと同じような波形を有する。ここで、時間領域の波形は、固有な周波数スペクトルをＩＦＦＴ処理することにより生成することができる。
本例では、上記のような固有な周波数スペクトルを示すチャネルをスペクトルパイロットチャネル（ＳＰ−ｐｉｌｏｔ  ＣＨ）と言う。
本例では、スペクトルパイロットチャネルにより、各端末装置若しくは各基地局装置を特定することができ識別することができる。
各端末装置や各基地局装置の受信機では、通常のパイロットチャネル（時間領域のパイロットを用いたもの）と同様に、本例のスペクトルパイロットチャネルのパターンをメモリに記憶しており既知として扱う。例えば、通常の時間領域のパイロットでは、位相状態を補償する必要があり、復調処理を経ないとパイロットパターンを識別することができないのに対して、本例の周波数領域のパイロットによるスペクトルパイロットチャネルでは、周波数領域で扱われるため、位相状態は関係が無く、復調処理を経なくとも、固有な周波数スペクトルを識別することができる。
また、他の構成例として、周波数領域のパイロットを用いたスペクトルパイロットチャネルが時間と共に変動するパターンを有する場合には、そのパターンと受信データとを合わせることにより、タイミングを抽出することが可能である。
第３図には、時間的に変動するスペクトルパターンの一例を示してある。
本例では、装置で使用するＦＦＴが１０２４ポイントであり、スペクトルパイロットチャネルが１０２４ポイントのＦＦＴについてｎ（ｎは複数）回で１つのパターンを生成するフォーマットになっているとする。この場合、ｎ回の平均化が可能であり、最初のｎ回の次は、（ｎ＋１）回目から２ｎ回目までが次のパターンを刻み、以降も同様となる。受信データのスペクトルパターンと一致するスペクトルパイロットパターンのパターンタイミングを見つけることにより、通信チャネルのタイミングを判別することが可能である。
具体的には、第３図には、時間１〜ｎにおける（ａ）周波数スペクトルのレプリカ及び（ｂ）受信データと、時間（ｎ＋１）〜２ｎにおける（ｃ）周波数スペクトルのレプリカ及び（ｄ）受信データと、時間（２ｎ＋１）〜３ｎにおける（ｅ）周波数スペクトルのレプリカ及び（ｆ）受信データを示してある。なお、第３図（ａ）〜（ｆ）のグラフでは、横軸は周波数を示しており、縦軸はレベルを示している。
本例のＷ−ＣＤＭＡ基地局装置により行われる動作の一例を示す。
受信される全ての端末装置からの信号及び伝搬路における歪が含まれる全体の受信信号（全体の受信データ）がＦＦＴ部１に入力される。
ＦＦＴ部１は、入力される信号をＦＦＴ処理して、時間領域の信号から周波数領域のスペクトルへ変換し、その結果を乗算器３へ出力する。
逆特性フィルタ生成部２は、伝搬路における歪を表す伝達関数とは逆の特性を有するフィルタを実現する周波数領域のスペクトルパターンを生成し、生成したスペクトルパターンを乗算器３へ出力する。なお、逆特性フィルタ生成部２は、例えば、ＦＦＴ部１からの出力や予め記憶されたスペクトルパターンの情報に基づいて、所望のフィルタを実現するスペクトルパターンを生成する。
乗算器３は、ＦＦＴ部１から入力される周波数スペクトルと逆特性フィルタ生成部２から入力されるスペクトルパターンとを乗算することで、逆特性フィルタ生成部２により実現されるフィルタのフィルタリングをＦＦＴ部１からの入力に対して行い、その結果をＩＦＦＴ部４へ出力する。このようなフィルタリングにより、受信信号に含まれる伝搬路歪がキャンセル（補償）される。
ＩＦＦＴ部４は、乗算器３から入力される周波数スペクトルをＩＦＦＴ処理して、周波数領域のスペクトルから時間領域の信号へ変換し、その結果をチャネル同期制御部５とパイロットチャネル逆拡散機能部６とデータ逆拡散機能部８へ出力する。
チャネル同期制御部５は、ＩＦＦＴ部４から入力される伝搬路歪補償後の信号に基づいて、所望の端末装置（ユーザ）について、チャネル同期を取り、パイロットチャネル逆拡散機能部６及びデータ逆拡散機能部８の同期タイミングを制御する。
パイロットチャネル逆拡散機能部６は、ＩＦＦＴ部４から入力される伝搬路歪補償後の信号に基づいて、所望の端末装置について、パイロットチャネルを逆拡散し、その結果を位相制御部７へ出力する。
位相制御部７は、パイロットチャネル逆拡散機能部６から入力される逆拡散結果に基づいて、受信信号に発生した位相回転量を検出し、その位相回転量をキャンセル（補償）するための値を乗算器９へ出力する。
データ逆拡散機能部８は、ＩＦＦＴ部４から入力される伝搬路歪補償後の信号に基づいて、所望の端末装置について、受信信号（受信データ）を逆拡散し、その結果を乗算器９へ出力する。
乗算器９は、データ逆拡散機能部８から入力される逆拡散結果と位相制御部７から入力される値とを複素乗算することで、当該逆拡散結果の位相回転を補償し（つまり、逆回転し）、その結果をＲＡＫＥ合成部１０へ出力する。
ＲＡＫＥ合成部１０は、乗算器９から入力される位相補償後の逆拡散結果について、所望の端末装置について、マルチパスの合成（ＲＡＫＥ合成）を行い、その結果を復調部１１へ出力する。
復調部１１は、ＲＡＫＥ合成部１０から入力される合成結果に基づいて、所望の端末装置について、受信したデータを復調する。
次に、本例の伝搬路歪補償の処理について詳しく説明する。
第４図には、伝搬路における歪を表す伝達関数（伝搬路伝達関数）を抽出するイメージを示してある。
第４図に示されるように、全体の受信信号の周波数スペクトルから全ての端末装置（例えば、複数であるＮ個の端末装置１〜Ｎ）についての固有な周波数スペクトル（本例では、理想的なレプリカ）を減算した結果を伝搬路伝達関数の周波数スペクトルとする。なお、例えば、各端末装置についてのレプリカのレベルは、受信信号のレベルなどに応じて、調整されてもよい。
ここで、本例のＷ−ＣＤＭＡ基地局装置は、受信すべき全ての端末装置について、各端末装置に割り当てられたスペクトルパイロットチャネル（固有な周波数スペクトル）を特定する情報をメモリに記憶している。なお、時間的に変動するパターンを有するスペクトルパイロットチャネルを使用してタイミングを選定する無線システムが用いられる場合には、例えば、最初に、タイミングを捕まえておく。
本例のＷ−ＣＤＭＡ基地局装置では、既知である各端末装置のスペクトルパイロットチャネル（固有な周波数スペクトル）を合成することにより、予め、全ての端末装置についての理想的なレプリカを生成しておくことができる。そして、受信した信号に対してＦＦＴ部１によりＦＦＴ処理を施して周波数スペクトルへ変換し、この全体の受信信号の周波数スペクトルから全ての端末装置についての理想的なレプリカを差し引くことにより、簡易に、伝搬路伝達関数を生成することができる。
なお、実際の通信システムでは、通常、スペクトルパイロットチャネル以外のチャネルの信号も通信されているため、得られた伝搬路伝達関数を平均化（例えば、時間的に平均化）して、他のチャネルによる変動分を除去するのが好ましい。また、フェージング環境では、レプリカが理想的であっても元の受信データが変動するため、通常、平均化は必要な処理となる。
また、他の構成例として、伝搬路伝達関数を生成するタイミングにおいて、他のチャネルの通信を一旦中断する構成とすることも可能であり、この場合、より安定した伝搬路伝達関数を取得することができる。
また、本例では、基地局装置に適用した場合を示しているが、例えば、端末装置に適用した場合には、通常は通信中となる基地局装置は一つであるため、その基地局装置のスペクトルパイロットチャネル（固有な周波数スペクトル）の理想的なレプリカを記憶或いは生成して受信信号から減じることにより、簡易に、安定した伝搬路伝達関数を生成することができる。
第５図には、伝搬路の逆特性を実現するフィルタ（伝搬路逆特性フィルタ）の周波数スペクトルを生成するイメージを示してある。
第５図に示されるように、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）の特性を有する周波数スペクトル又は無相関フィルタの特性を有する周波数スペクトルから上記のようにして得られた伝搬路伝達関数の周波数スペクトルを減算する構造のフィルタ、つまりこれらの各周波数におけるレベル値を差し引く構造のフィルタが伝搬路逆特性フィルタとなり、このような減算の結果が伝搬路逆特性フィルタの周波数スペクトルとなる。本例では、第４図に示されるような処理や第５図に示されるような処理が逆特性フィルタ生成部２により行われる。また、このような処理は周波数領域で行われるため、簡易な処理となる。
ここで、本例では、周波数領域で処理が行われることから、上記のように、無相関フィルタの関数から伝搬路伝達関数を減じて伝搬路逆特性フィルタの関数を求める態様ばかりでなく、他の例として、ＬＰＦの関数から伝搬路伝達関数を減じて伝搬路逆特性フィルタの関数を求めることにより、伝搬路逆特性フィルタにＬＰＦの特性を加味しておく態様を簡易に実現することができる。このようにＬＰＦの特性を加味しておく態様では、通常の場合にはＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ  Ｉｍｐｕｌｓｅ  Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタとして大規模な回路が必要となってしまうＬＰＦを、伝搬路歪の逆特性フィルタを生成する過程において、処理を増加すること無しに実現することができる。
第６図には、全体の受信信号（全体の受信データ）を伝搬路逆特性フィルタに通して、伝搬路歪を除去した全体の受信信号（伝搬路歪補償受信データ）を取得するイメージを示してある。本例では、このような処理が乗算器３により行われ、各周波数についてレベル値が乗算される。なお、伝搬路逆特性フィルタにＬＰＦの特性を加味しておく態様では、伝搬路歪の除去と同時にＬＰＦによるフィルタリングも実現される。
また、このようにして得られた信号（伝搬路歪補償受信データ）に対してＩＦＦＴ部４によりＩＦＦＴ処理を施すことにより、伝搬路歪を除去した時間領域での受信信号を得ることができる。なお、伝搬路逆特性フィルタにＬＰＦの特性を加味しておく態様では、伝搬路歪を除去するとともにＬＰＦを通過させた時間領域での受信信号を得ることができる。
以上のように、本例の無線通信システムでは、各端末装置毎に若しくは各基地局装置毎に、時間的に固定されたパターン或いは時間的に変動する固定パターンの周波数スペクトルを与えるチャネルを設けた。また、基地局装置や端末装置は、複数の端末装置や複数の基地局装置の周波数スペクトルを合成する機能を備えている。
また、基地局装置や端末装置は、各端末装置や各基地局装置に割り当てられた周波数スペクトルを実際の受信信号の周波数スペクトルと比較することにより、これらが一致する装置（端末装置若しくは基地局装置）を特定する機能を備えている。また、例えば、このような周波数スペクトルが時間的に変動するパターンである場合には、更に、このような比較により特定される装置（端末装置若しくは基地局装置）からの受信データのタイミングを特定する機能を備えている。
また、基地局装置や端末装置は、各端末装置や各基地局装置の周波数スペクトル又は受信すべき全ての装置の周波数スペクトルを合成したものを実際の受信信号の周波数スペクトルと照らし合わせて、無線伝搬路特性（伝達関数）を抽出し、それの逆特性のフィルタを生成する機能を備えており、更に、実際の受信信号をそのフィルタに通して、特性向上を図る機能を備えている。
このように、本例の無線通信システムでは、端末装置毎若しくは基地局装置毎に、第２図に示されるような固定の周波数スペクトル或いは第３図に示されるような時間的に変動する固定パターンの周波数スペクトルを与えるチャネルを設け、基地局装置や端末装置は、このような周波数スペクトルを実際の受信信号のスペクトルと比較することで、受信信号に対応する端末装置若しくは基地局装置を特定することができる。また、時間的に変動する固定パターンの周波数スペクトルを用いる場合には、受信データのタイミングを特定することができる。
また、基地局装置や端末装置は、上記のような各装置の周波数スペクトル又は複数の装置について周波数スペクトルを合成したものと受信信号から第４図に示されるように伝搬路伝達関数を抽出することができ、第５図に示されるように抽出した伝搬路伝達関数から伝搬路逆特性フィルタを生成することができる。また、第６図に示されるように、受信信号を伝搬路逆特性フィルタに通すことで、伝搬路歪補償受信データを得ることができる。
従って、本例の無線通信システムでは、周波数スペクトルを活用したスペクトルパイロットチャネルを使用して、端末装置若しくは基地局装置を特定することや、受信信号に対して伝搬路歪補償を行うことができる。本例では、簡易な構成や処理により、伝搬路歪を抽出してその逆特性のフィルタを生成して伝搬路歪による受信信号の劣化を補償することができ、大規模な仕組みや大きな処理負担をかけることなく、伝搬路歪補償を行うことができる。
ここで、本例のようなスペクトルパイロットチャネルを使用する構成は、特に、第３世代通信システム以降の広帯域通信システムに有効なものである。
また、本例のようなスペクトルパイロットチャネルを使用する構成は、例えば、ＦＦＴ機能やＩＦＦＴ機能を装備したＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式を採用する無線通信システムに適用することができる。ＯＦＤＭ方式では、通常、送信機にＩＦＦＴ機能が備えられ、受信機にＦＦＴ機能が備えられるため、これらの機能を利用することができる。例えば、第１図に示されるＦＦＴ部１及びＩＦＦＴ部４については、ＯＦＤＭ方式の受信機では、ＦＦＴ機能が備えられているためその機能をＦＦＴ部１の機能として利用することができ、また、ＩＦＦＴ機能は不要であるためＩＦＦＴ部４を省略することができ、更に簡易な構成とすることができる。
なお、本例の通信装置（本例では、Ｗ−ＣＤＭＡ基地局装置）では、例えば逆特性フィルタ生成部２などのメモリに各装置（本例では、各端末装置）に割り当てられた固有なパターンの周波数スペクトルを記憶する機能により記憶手段が構成されており、ＦＦＴ部１の機能により受信信号に含まれる周波数スペクトルを取得する機能により取得手段が構成されており、例えば逆特性フィルタ生成部２（或いは、図示しない制御部）などが受信信号から取得された周波数スペクトルに対応する装置を特定する機能や受信信号から取得された周波数スペクトルの時間的な変動に基づいて受信タイミングを特定する機能により特定手段が構成されており、逆特性フィルタ生成部２が伝搬路逆特性フィルタを実現するための情報（本例では、乗算器３へ出力する周波数スペクトル）を生成する機能によりフィルタ情報生成手段が構成されており、当該情報を用いて乗算器３が受信信号の周波数スペクトルをフィルタリングする機能によりフィルタリング実行手段が構成されている。
ここで、本発明に係るシステムや装置などの構成としては、必ずしも以上に示したものに限られず、種々な構成が用いられてもよい。また、本発明は、例えば、本発明に係る処理を実行する方法或いは方式や、このような方法や方式を実現するためのプログラムや当該プログラムを記録する記録媒体などとして提供することも可能であり、また、種々な装置やシステムとして提供することも可能である。
また、本発明の適用分野としては、必ずしも以上に示したものに限られず、本発明は、種々な分野に適用することが可能なものである。
また、本発明に係るシステムや装置などにおいて行われる各種の処理としては、例えばプロセッサやメモリ等を備えたハードウエア資源においてプロセッサがＲＯＭ（Ｒｅａｄ  Ｏｎｌｙ  Ｍｅｍｏｒｙ）に格納された制御プログラムを実行することにより制御される構成が用いられてもよく、また、例えば当該処理を実行するための各機能手段が独立したハードウエア回路として構成されてもよい。また、制御プログラムを実行するプロセッサとしては、例えばＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ  Ｕｎｉｔ）、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ  Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ  Ｇａｔｅ  Ａｒｒａｙ）、動的再構成デバイス（Ｒｅｃｏｎｆｉｇｕｒａｂｌｅ  Ｃｏｍｐｕｔｅ  Ｆａｂｒｉｃ）等の種々のハードウェアを用いることができる。
また、本発明は上記の制御プログラムを格納したフロッピー（登録商標）ディスクやＣＤ（Ｃｏｍｐａｃｔ  Ｄｉｓｃ）−ＲＯＭ等のコンピュータにより読み取り可能な記録媒体や当該プログラム（自体）として把握することもでき、当該制御プログラムを当該記録媒体からコンピュータに入力してプロセッサに実行させることにより、本発明に係る処理を遂行させることができる。
ここで、一般に、無線の伝搬路を介してアナログ形式の受信信号を受信した装置は、ディジタル形式に変換してから復調処理等を行う。しかしながら、従来の受信機等は、受信したアナログ信号をディジタル信号に変換する際のダイナミックレンジの確保が十分とは言い難かった。そこで、本発明に係る通信装置は、十分なダイナミックレンジを確保するための特徴的な構成を備えている。
なお、以下の説明で使用する用語を、次のように定義する。
「語長」とは、データのビット数を意味する。
「有効語長」とは、データのビット数のうち、有効な値を含むビット数を意味する。例えば、データが１２ビットであって、データの上位６ビットは常に０で、残りの下位６ビットが信号に応じた値を示すとき、「有効語長は６ビット」である。
「オーバーサンプリング」とは、任意の基準となるサンプリングレート（例えばチップレート）に対し、それより高いサンプリングレートで標本化することを意味する。
まず、本発明の理解を助けるために、本発明がなされるに至った背景を、第１４図に示す従来の受信機の構成例を用いて説明する。
この受信機は、データ処理装置５０を含み、信号を受信するアンテナ１００、低雑音増幅器（ＬＮＡ：Ｌｏｗ  Ｎｏｉｓｅ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）１０２、周波数ダウンコンバータ１０４、中間周波数増幅器（ＩＦＡ：Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）１０６、可変アッテネータ１０８、アナログ−ディジタル（Ａ／Ｄ）コンバータ１１０、直交検波部（Ｑ−ＤＥＴ）１１２、自動利得制御（ＡＧＣ：Ａｕｔｏｍａｔｉｃ  Ｇａｉｎ  Ｃｏｎｔｒｏｌ）１１４、ＬＰＦ（Ｌｏｗ−Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ）１１６、ゲイン調整制御部１１８、ディジタル−アナログ（Ｄ／Ａ）コンバータ１２０を含んでおり、各構成部により、ネットワーク上の他の移動局から受信した信号に適当な処理を行う。
ＬＮＡ１０２は、ネットワーク上の他の移動局からアンテナ１００を介して受信した信号を増幅し、周波数ダウンコンバータ１０４に出力する。
周波数ダウンコンバータ１０４は、受信信号を局部発振（ＬＯ）信号と混合して、中間周波数（ＩＦ）信号に低下した信号をＩＦＡ１０６に出力する。
ＩＦＡ１０６は、周波数ダウンコンバータ１０４から受信したＩＦ信号を増幅し、可変アッテネータ１０８に出力する。
可変アッテネータ１０８は、Ａ／Ｄコンバータ１１０のダイナミックレンジに適合するよう、ＩＦ信号に振幅調整を行う。
Ａ／Ｄコンバータ１１０は、ＩＦ信号をディジタル表現信号に変換し、Ｑ−ＤＥＴ１１２及びＡＧＣ１１４に出力する。
Ｑ−ＤＥＴ１１２は、ディジタル表現信号を実数成分（Ｉ成分）と虚数成分（Ｑ成分）に分離し、ＬＰＦ１１６に出力する。
ＡＧＣ１１４は、Ａ／Ｄコンバータ１１０から入力された信号の増幅度を制御し、ＬＮＡ１０２及びＩＦＡ１０６に出力するが、ＡＧＣ１１４は無くても構わない。
ＬＰＦ１１６は、複素数表現に基づく信号の間引きと帯域制限を行う。
ＬＰＦ１１６から出力された信号は、ゲイン調整制御部１１８における処理等を経て、所望のデータになる。
ここで、Ａ／Ｄコンバータ１１０が１２ビットのＡ／Ｄコンバータであるとき、データ処理装置５０は、計算上、７２デシベルのダイナミックレンジを実現することになる。
しかしながら、雑音、量子化誤差、ピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ：Ｐｅａｋ−ｔｏ−Ａｖｅｒａｇｅ  Ｐｏｗｅｒ  Ｒａｔｉｏ）の大きさ等を考慮すると、データ処理装置５０を使用して実際に得られるダイナミックレンジは、４０デシベルにも満たない。
データ処理装置５０は、アナログ信号に対するゲイン調整機能を設けることにより、計算上得られるダイナミックレンジの値と実際に得られるダイナミックレンジの値の差分を解消しようとしているが、この方法によって、通信システムにとって十分なダイナミックレンジを確保できているとは言い難いのである。
第１５図には、データ処理装置５０のＡ／Ｄコンバータ１１０として１２ビットのＡ／Ｄコンバータを使用するときの、受信レベルと有効語長との関係（ＡＧＣ１１４の機能は無視している）を示しており、受信レベルに対し、有効語長が平坦な部分では、１０デシベル程度のＰＡＰＲを想定してゲイン制御部１１８が動作しており、それ以外の部分では、ＡＧＣが飽和し、有効語調を保てなくなっている。
このとき、ノイズレベルは、受信レベルに依存するが、ほぼ５ビットで一定とする。
したがって、データ処理装置５０における有効語長は、最大でも、１２ビット−５ビット＝７ビットである。
そこで、本発明に係る通信装置は、第８図に一実施例として受信機の構成例を示すように、データ処理装置４０を含み、信号を受信するアンテナ２００、ＬＮＡ２０２、周波数ダウンコンバータ２０４、ＩＦＡ２０６、Ａ／Ｄコンバータ２０８、Ｑ−ＤＥＴ２１０、語長調整部２１２を含んでおり、ネットワーク上の他の移動局から受信した信号をベースバンド帯受信信号に変換して復調部側に出力する。
ＬＮＡ２０２は、ネットワーク上の他の移動局から、アンテナ２００を介して受信した信号を増幅し、周波数ダウンコンバータ２０４に出力する。
周波数ダウンコンバータ２０４は、受信信号を局部発振（ＬＯ）信号と混合して、中間周波数（ＩＦ）信号に低下した信号をＩＦＡ２０６に出力する。
ＩＦＡ２０６は、周波数ダウンコンバータ２０４から受信したＩＦ信号を増幅し、Ａ／Ｄコンバータ２０８に出力する。
Ａ／Ｄコンバータ２０８は、ＩＦ信号をＵ倍のサンプルレート（例えばＣＤＭＡチップレートの４、８、１６倍等）でディジタル表現信号に変換し、Ｑ−ＤＥＴ２１０に出力する。
Ｑ−ＤＥＴ２１０は、ディジタル表現信号を、実数成分と虚数成分に分離し、語長調整部２１２に出力する。
第８図では、ディジタル信号に対して直交検波を行っているが、アナログ信号に対して直交検波を行っても構わない。つまり、Ｑ−ＤＥＴ２１０が、ＩＦＡ２０６とＡ／Ｄコンバータ２０８の間に存在しても構わない。
語長調整部２１２は、Ｑ−ＤＥＴ２１０を通じて得られた信号成分に基づき、ＦＦＴ／ＩＦＦＴ演算及び語長調整を行う（第９図、第１０図、第１１図、第１２図を参照して後述）。
第９図は、本例のデータ処理装置４０の語長調整部２１２の構成例を示す図である。
第９図に示すように、語長調整部２１２は、比較演算部２１４−１〜２１４−３、シフタ２１６−１〜２１６−３、ＦＦＴ部２１８、ローパス・フィルタ（ＬＰＦ）２２０、ＩＦＦＴ部２２２、シフト量合算部２２４を有する。
ここで、例えば、ＯＦＤＭ方式の受信機のように、既にＦＦＴ機能が備えられている場合は、その機能をＦＦＴ部２１８の機能として利用することができるため、ＦＦＴ部２１８は除去して構わない。また、ＬＰＦ２２０は無くても構わない。なお、本例では、第１図に示したＦＦＴ部１及びＩＦＦＴ部４を、ＦＦＴ部２１８及びＩＦＦＴ部２２２として共有している。
第１０図は、本例のデータ処理装置４０の語長調整部２１２を実現するハードウエア構成を示す図である。
第１０図に示されるように、本例のデータ処理装置４０は、ＤＳＰ３００、ＲＯＭ３０２、ＲＡＭ３０４を含む。
語長調整部２１２は、ＲＯＭ３０２により記憶され、ＤＳＰ３００により実行されるソフトウエアとして実現される。
比較演算部２１４−１〜２１４−３、シフタ２１６−１〜２１６−３、ＦＦＴ部２１８、ＬＰＦ２２０、ＩＦＦＴ部２２２、シフト量合算部２２４は、ＤＳＰ３００により実行されるソフトウエア及び専用のハードウエア又はこれらのいずれかにより、適宜、実行される。
これらのソフトウエアは、それぞれ独立したソフトウエアモジュールとして実現され、必要に応じて、適宜、追加あるいは削除されうるようになっており、ＯＳ（図示せず）などにより、任意のタイミングで起動されうる。
ここでは、ＤＳＰ３００を使用するソフトウエアによる本発明の実現方法を提示したが、専用ＬＳＩ、ＦＰＧＡ、動的再構成デバイス等のハードウエアによる方法を採用しても構わない。
比較演算部２１４−１及びシフタ２１６−１は、Ｑ−ＤＥＴ２１０から出力された信号に対して、適切なビット数のシフト演算を行い、信号をＦＦＴ部２１８に出力する。なお、シフト演算の詳細は後述する。
ＦＦＴ部２１８は、シフタ２１６−１から受け取った信号に対してＦＦＴ演算処理を行い、信号の周波数成分をＬＰＦ２２０に出力する。
ＦＦＴ部２１８は、Ｕ倍のサンプリングレートで受信したＵ倍のサンプリング点について、適切なサンプリング点を選んで残ったサンプリング点を捨ててしまうのではなく、残った点の全部または一部をサンプリングの対象にすることで、ダイナミックレンジを拡大する（Ｕが２倍になれば、Ｓ／Ｎが３デシベル改善することは、計算上明らかである）。
ＬＰＦ２２０は、ＦＦＴ処理後のデータに対し、方形窓を乗算するなどして、不要な周波数成分を除去する処理を行い、比較演算部２１４−２及びシフタ２１６−２に出力を行う。これにより、周波数に対して一様に存在する量子化ノイズのうち、所望の信号帯域以外の成分を容易に除去できる。
なお、適用するシステムに応じ、フィルタリング方法を選択しても構わない。例えば、３ＧＰＰのＷ−ＣＤＭＡシステムであれば、ルートナイキストフィルタ特性を利用するのが望ましい。
比較演算部２１４−２及びシフタ２１６−２は、ＬＰＦ２２０から受け取った信号に対して、適切なビット数のシフト演算を行う。
ＩＦＦＴ部２２２は、ＬＰＦ２２０から受け取った信号に対してＩＦＦＴ演算処理を行い、時間信号（送信信号）を比較演算部２１４−３及びシフタ２１６−３に出力する。
比較演算部２１４−３及びシフタ２１６−３は、ＩＦＦＴ部２２２から受け取った情報に対して、適切なビット数のシフト演算を行い復調部側に出力する。
シフト量合算部２２４は、各比較演算部２１４−１〜２１４−３が決定したビットシフト量の合計を算出し、語長調整部２１２の利得を表す語長調整量の情報を出力する。この情報は、例えば、後段のＲＳＳＩ算出部（図示せず）において、所望する信号の包括線検波値の補正等に用いることができる。
さらに、ＦＦＴ部２１８およびＩＦＦＴ部２２２では、例えば１０２４ポイント程度の多数のサンプリング点に基づく計算処理が行われるため、膨大な計算量に伴うノイズの平均化効果が得られる。
なお、第９図のＦＦＴ部２１８は、ＦＩＲフィルタに置き換えても構わない。なぜなら、本来、フーリエ係数は、入力信号と正弦波ｅｘｐ（ｊＷｔ）の畳み込み演算により算出されるので、ＦＩＲフィルタを使用して算出することができるからである。
第１１図は、本例のデータ処理装置４０の語長調整部２１２が、ディジタル信号に対して語長制御を行うＡＧＣ機能のフローを示した図である。
このＡＧＣ機能は、ノイズレベルを削除することおよび有効語長を拡張させることができるし、各演算処理で起こりうるオーバーフローの回避に用いることもできる。
以下、第１１図に示すフローの説明を行う。
このフローに示すように、プログラムによって、ディジタルデータの入力語長を制御することができる。
ステップ４００（Ｓ４００）では、プログラムは、Ｑ−ＤＥＴ２１０通過後の有効語長をｉ、ＦＦＴ演算を行う際の入力語長をＬ１、ＩＦＦＴ演算を行う際の入力語長をＬ２、語長調整部２１２通過後における所望の出力語長をＬ３に設定する（ｉ、Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３は語長を表す数値であるものとし、ハードウエアに依存し、変化するものではない）。
ｉの値は、後のＦＦＴ演算のポイント数に相当するサンプル数の同数で、信号振幅の絶対値の最大値を検索し、その最大値の有効な最上位ビット位置を求めて決定される値である。通常、ｉ≦Ｌ１≦Ｌ２≦Ｌ３の関係が成り立つから、Ｌ１は直交検波信号の有効語長以上であれば、Ａ／Ｄコンバータ２０８の出力語長より小さい値でもかまわない。
ステップ４０２（Ｓ４０２）では、プログラムは、ｉとＬ１の大小比較を行う。
ｉ＞Ｌ１の場合、プログラムは、ステップ４０４に遷移する。
ｉ＝Ｌ１の場合、プログラムは、ステップ４０６に遷移する。
ステップ４０４（Ｓ４０４）では、プログラムは、Ｑ−ＤＥＴ２１０通過後の語長に対し、（ｉ−Ｌ１）ビット分の算術右シフトを行う。プログラムは、シフト演算後のビット数をｉに代入したら、ステップ４０６に遷移する。
ステップ４０６（Ｓ４０６）では、プログラムは、ＦＦＴ部２１８においてＦＦＴ演算を行う。プログラムは、ＦＦＴ演算を行ったら、ステップ４０８に遷移する。
ステップ４０８（Ｓ４０８）では、プログラムは、重み付け乗算処理（ＬＰＦ）を実行し、ステップ４１０（Ｓ４１０）に遷移する。
ステップ４１０（Ｓ４１０）では、プログラムは、ｉとＬ２の大小比較を行う。
ｉ＞Ｌ２の場合、プログラムは、ステップ４１２に遷移する。
ｉ＝Ｌ２の場合、プログラムは、ステップ４１４に遷移する。
ステップ４１２（Ｓ４１２）では、プログラムは、ＩＦＦＴ演算前の語長に対し、（ｉ−Ｌ２）ビット分の算術右シフトを行う。プログラムは、シフト演算後のビット数をｉに代入したら、ステップ４１４に遷移する。
ステップ４１４（Ｓ４１４）では、プログラムは、ＩＦＦＴ部２２２においてＩＦＦＴ演算を行う。プログラムは、ＩＦＦＴ演算を行ったら、ステップ４１６に遷移する。
ステップ４１６（Ｓ４１６）では、プログラムは、ｉとＬ３の大小比較を行う。
ｉ＞Ｌ３の場合、プログラムは、ステップ４１８に遷移する。
ｉ＝Ｌ３の場合、プログラムは、フローを終了する。
ステップ４１８（Ｓ４１８）では、プログラムは、語長制御部２１２通過後の語長に対し、（ｉ−Ｌ３）ビット分の算術右シフトを行う。プログラムがシフト演算後のビット数をｉに代入したら、フローは終了する。
なお、実際のシフト量は、データを整数型、固定小数型のいずれで扱うかにより異なる。ＦＦＴ部２１８及びＩＦＦＴ部２２２を通じて有効語長が増す際、オーバーフローおよび桁落ちを生じさせず、語長が備えるダイナミックレンジを有効に使えるように、シフトさせる量であればよい。
第１２図は、本例のデータ処理装置４０の、別の実施形態の概略を示す図である。
第１２図に示すように、必要に応じて、本例のデータ処理装置４０における語長調整部２１２のシフタ及び比較演算部を、ＦＦＴ部２１８及びＩＦＦＴ部２２２の内部に複数置く構成にしてもよい。
ここで、Ｎで示す段数とは、例えば、バタフライ演算の段数であって、ポイント数Ｐに対し、Ｐ＝２Ｎの関係にあるものとする。また、ＦＦＴ部２１８およびＩＦＦＴ部２２２の設置に応じて、シフタおよび比較演算部を、（１）〜（２Ｎ＋１）のいずれの位置に置いてかまわないし、（１）〜（２Ｎ＋１）の複数の位置に複数置いてもかまわない。
以上、説明したように、本例のデータ処理装置４０は、オーバーサンプルされた多数のサンプリング点を対象として、語長調整部２１２の適切な箇所にて、シフト演算およびＦＦＴ／ＩＦＦＴ演算を行う。
このようにして、本例のデータ処理装置４０は、有効語長に対して最低限の語長のハードウエアを使用して、ダイナミックレンジの維持または広域化を実現しうる。また、本例のデータ処理装置４０は、ディジタル信号に対する処理のみでＡＧＣ機能を実現するので、アナログ部品が不要となり、部品数や調整工程を削減することができる。
第１３図は、本例のデータ処理装置４０を使用するときの、受信レベルと有効語長との関係を示す一例である。ここでは、１４ビットのＡ／Ｄコンバータを使用し、４０９６ポイントのＦＦＴ／ＩＦＦＴ演算を行うことを想定している。
第１３図に示すように、従来のＡＧＣの動作下限である、約−８０ｄＢｍ以上において、有効語長が改善されていることが分かる。
１４ビットのＡ／Ｄコンバータでサンプリングされた信号は、ノイズレベルは経験的に７ビット程度であるが、データ最適化処理を経ることで、ノイズレベルは０ビットにまで低減される。つまり、ＦＦＴ／ＩＦＦＴ演算によって、バタフライ演算の２段あたり１ビットの有効語長の増加が見込めるため、１２ビットの有効語長の拡大が得られるので、Ａ／Ｄコンバータ２０８における有効語長が最低２ビットあれば、１４ビットの有効語長が得られるのである。
なお、以上の説明は、単なる例示に過ぎず、本発明あるいはその応用または使用を限定することを意図するものではない。
特に、ここに開示するデータ処理装置は、セルラ電話通信システム以外の、その他システムに適用可能であり、ここに開示する構成要素もその他のシステムおよび用途に適用可能である。
【産業上の利用可能性】
【０００６】
以上説明したように、本発明に係る通信装置によると、各装置毎に固有なパターンの周波数スペクトルが設けられたシステムにおいて、受信信号に含まれる周波数スペクトルと合致する周波数スペクトルを記憶内容から検索することにより、送信元となる装置を特定することができる。また、固有なパターンの周波数スペクトルとして時間的に変動するものが用いられた場合には、時間的な変動のパターンに基づいてタイミングを取ることができる。このように、簡易で効果的な構成により、送信元となる装置を特定することや、受信のタイミングを取ることができる。
また、本発明に係る通信装置によると、受信信号の周波数スペクトルから送信元となる装置の周波数スペクトルを減じて伝搬路の特性を検出し、その逆特性を有するフィルタを実現することができる。また、このようにして実現されるフィルタの機能により受信信号をフィルタリングして、伝搬路の特性を補償することができる。このように、簡易な構成や処理により、伝搬路歪補償を実現することができる。
また、本発明に係る通信装置によると、ディジタル化された時間領域の受信信号を周波数領域の信号である周波数スペクトルに変換し、当該変換後の信号が含む複数のビットをシフトした後に時間領域の信号に再変換することにより、通信システムにとって十分なダイナミックレンジを確保することができる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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