(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流入力電圧をスイッチングしてパルス電圧に変換するスイッチング素子と、一端が前記スイッチング素子に接続されるとともに前記パルス電圧を平滑して前記直流入力電圧より低い出力電圧を他端に得るチョークコイルと、前記チョークコイルの他端と接地との間に接続された平滑用コンデンサと、前記スイッチング素子のオフ時に前記チョークコイルに電流を流すフライホイール用の整流素子と、を備えた降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記チョークコイルの一端に接続され、前記チョークコイルの一端に生じるパルス電圧を平滑するとともに所定の割合で分圧する低域通過フィルタ回路と、
該低域通過フィルタ回路の出力と前記チョークコイルの他端とにそれぞれ接続され、両者の電圧を比較して、前記低域通過フィルタ回路の出力電圧が前記チョークコイルの他端の電圧と一致する点もしくは前記チョークコイルの他端の電圧より大きくなる点を検知することによって過電流状態を検出してスイッチング動作を停止する比較回路と、を備えたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記低域通過フィルタ回路が、一端が前記チョークコイルの一端に接続された第１の抵抗と、該第１の抵抗の他端と接地との間にそれぞれ接続された第２の抵抗およびコンデンサとを備えることを特徴とする、請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記比較回路が、それぞれのベースを入力とする第１および第２のトランジスタからなる差動回路と、前記第１および第２のトランジスタのコレクタの電圧を比較する第３のトランジスタとを備えたことを特徴とする、請求項１または２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記第３のトランジスタの導通動作を継続させるラッチ回路を備えたことを特徴とする、請求項４に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】
請求項１ないし４のいずれかに記載のＤＣ−ＤＣコンバータを用いたことを特徴とする電子装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、過電流保護手段を有するＤＣ−ＤＣコンバータおよびそれを用いた電子装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＤＣ−ＤＣコンバータにおける過電流保護の手段としては、出力端子に直列に検出抵抗を接続し、検出抵抗に流れる電流による電圧降下によって検出抵抗の両端に現れる電位差を測定することによって過電流状態を検出するということが一般に行われている。検出抵抗を設ける構成は、例えば特開平５−２１１７６３号公報、特開平９−１１９９４９号公報、特開平１０−１２６９５８号公報などに開示されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、検出抵抗を用いる構成においては、検出抵抗における損失の発生が不可避で、これがＤＣ−ＤＣコンバータの効率の低下を招いていた。また、この検出抵抗は、回路の中でも比較的大きな電流が流れる位置に配置されるために、他の抵抗に比べて高価格で、ＤＣ−ＤＣコンバータの低価格化を妨げる原因にもなっていた。
【０００４】
本発明は上記の問題点を解決することを目的とするもので、過電流保護手段における損失が少なく、低価格化を図ることのできるＤＣ−ＤＣコンバータおよびそれを用いた電子装置を提供する。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、直流入力電圧をスイッチングしてパルス電圧に変換するスイッチング素子と、一端が前記スイッチング素子に接続されるとともに前記パルス電圧を平滑して前記直流入力電圧より低い出力電圧を他端に得るチョークコイルと、前記チョークコイルの他端と接地との間に接続された平滑用コンデンサと、前記スイッチング素子のオフ時に前記チョークコイルに電流を流すフライホイール用の整流素子と、を備えた降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記チョークコイルの一端に接続され、前記チョークコイルの一端に生じるパルス電圧を平滑するとともに所定の割合で分圧する低域通過フィルタ回路と、該低域通過フィルタ回路の出力と前記チョークコイルの他端とにそれぞれ接続され、両者の電圧を比較して、前記低域通過フィルタ回路の出力電圧が前記チョークコイルの他端の電圧と一致する点もしくは前記チョークコイルの他端の電圧より大きくなる点を検知することによって過電流状態を検出してスイッチング動作を制御する比較回路と、を備えたことを特徴とする。
【０００６】
また、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、前記低域通過フィルタ回路が、一端が前記チョークコイルの一端に接続された第１の抵抗と、該第１の抵抗の他端と接地との間にそれぞれ接続された第２の抵抗およびコンデンサとを備えることを特徴とする。
【０００７】
また、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、前記比較回路が、それぞれのベースを入力とする第１および第２のトランジスタからなる差動回路と、前記第１および第２のトランジスタのコレクタの電圧を比較する第３のトランジスタとを備えたことを特徴とする。
【０００８】
また、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、前記第３のトランジスタの導通動作を継続させるラッチ回路を備えたことを特徴とする。
【０００９】
また、本発明の電子装置は、上記のいずれかに記載のＤＣ−ＤＣコンバータを用いたことを特徴とする。
【００１０】
このように構成することにより、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、低損失で低価格な過電流保護手段を実現することができる。
【００１１】
【発明の実施の形態】
図１に、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの一実施例の回路図を示す。図１において、ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、直流電源Ｖｉｎ、コンデンサＣ１、トランジスタＱ１、ダイオードＤ１、チョークコイルＬ１、コンデンサＣ２、制御回路２、低域通過フィルタ回路３、比較回路Ｑ２、抵抗Ｒ１および抵抗Ｒ２から構成されている。ここで、直流電源Ｖｉｎは一端がスイッチング素子であるトランジスタＱ１のエミッタに接続され、他端が接地されている。コンデンサＣ１は直流電源Ｖｉｎの一端と接地との間に接続されている。トランジスタＱ１のコレクタはチョークコイルＬ１の一端に接続され、チョークコイルＬ１の他端は出力端子Ｐｏに接続されている。ダイオードＤ１はカソードがチョークコイルＬ１の一端に、アノードが接地にそれぞれ接続されている。チョークコイルＬ１の他端は平滑用コンデンサであるコンデンサＣ２を介して接地に接続されている。チョークコイルＬ１の一端は低域通過フィルタ回路３を介して比較回路Ｑ２の第１の入力端子に接続されている。チョークコイルＬ１の他端は比較回路Ｑ２の第２の入力端子に接続されている。比較回路Ｑ２の出力端子は制御回路２に接続されている。チョークコイルＬ１の他端は抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２を直列に介して接地に接続されており、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の接続点は制御回路２に接続されている。そして、制御回路２はトランジスタＱ１のベースに接続されている。
【００１２】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１において、トランジスタＱ１は制御回路２の制御でオンオフすることによって直流電源Ｖｉｎからエミッタに入力される直流入力電圧をスイッチングしてパルス電圧に変換してコレクタから出力する。チョークコイルＬ１と平滑用のコンデンサＣ２はパルス電圧を平滑して、直流入力電圧より低い出力電圧をチョークコイルＬ１の他端に得て、出力端子Ｐｏから出力する。すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータ１は降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータである。なお、ダイオードＤ１は、トランジスタＱ１のオフ時にチョークコイルＬ１に電流を流すフライホイール用の整流素子である。また、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２は出力電圧を分圧して検出するための抵抗で、制御回路２は抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２で検出された出力電圧が一定になるようにトランジスタＱ１のスイッチングの周波数やデューティ比を制御する。
【００１３】
つぎに、図２を参照してＤＣ−ＤＣコンバータ１の過電流保護機能について説明する。なお、図２のＡ、Ｂ、Ｃは、図１に示すようにそれぞれチョークコイルＬ１の一端、低域通過フィルタ回路３の出力、チョークコイルＬ１の他端の電圧を示す。また、図２において、（ａ）と（ｂ）は負荷電流がほとんどない時の電圧を、（ｃ）、（ｄ）は負荷電流が過電流になった時の電圧（ここでは保護動作はさせていない）を示している。
【００１４】
まず、チョークコイルＬ１の一端の電圧（Ａ）は、トランジスタＱ１のスイッチングによってパルス電圧となっている。低域通過フィルタ回路３はこのパルス電圧を平滑して直流電圧にすると同時に所定の割合で分圧する。この電圧（Ｂ）が比較回路Ｑ２の第１の入力端子に入力される。比較回路Ｑ２の第２の入力端子にはチョークコイルＬ１の他端の電圧（Ｃ）がそのまま入力される。
【００１５】
負荷電流、すなわちチョークコイルＬ１に流れる電流がほとんどない時には、チョークコイルＬ１の一端のパルス電圧を平滑した電圧はチョークコイルＬ１の他端の電圧（Ｃ）とほぼ一致する。そのため、図２の（ａ）、（ｂ）に示すように、チョークコイルＬ１の一端のパルス電圧（Ａ）を単に平滑するだけでなく、所定の割合で分圧する低域通過フィルタ回路３の出力電圧（Ｂ）は、チョークコイルＬ１の他端の電圧（Ｃ）より低くなる。その結果、比較回路Ｑ２の出力はＨレベルとなり、制御回路２はトランジスタＱ１のスイッチング動作を継続する。
【００１６】
なお、比較回路Ｑ２の出力がHレベルの時にトランジスタＱ１がスイッチング動作をするのは１つの例に過ぎず、比較回路Ｑ２の出力がＬレベルの時にトランジスタＱ１がスイッチング動作をするように設定されていても構わないものである。
【００１７】
チョークコイルＬ１には寄生の直列抵抗が存在する。そのため、チョークコイルＬ１に電流が流れると、その直列抵抗による電圧降下が生じ、チョークコイルＬ１の他端の電圧（Ｃ）はチョークコイルＬ１の一端のパルス電圧（Ａ）を平滑した電圧より低くなる。この差はチョークコイルＬ１に流れる電流が大きくなるほど大きくなる。比較回路Ｑ２の第１の入力端子に入力される電圧（Ｂ）は低域通過フィルタ回路３によって分圧されて比較回路Ｑ２の第２の入力端子に入力されるチョークコイルＬ１の他端の電圧（Ｃ）より通常は低くなっているが、チョークコイルＬ１に流れる電流が大きくなるにしたがってチョークコイルＬ１の他端の電圧（Ｃ）が低下するために両者の差は小さくなり、チョークコイルＬ１に流れる電流が所定の値（通常状態と過電流状態との閾値）に達すると一致し、それを超えると図２（ｃ）、（ｄ）に示すように逆転する。比較回路Ｑ２の出力は２つの入力端子の電圧が逆転した時点でＬレベルとなり、制御回路２はそれに従ってトランジスタＱ１のスイッチングを停止する。このようにして、ＤＣ−ＤＣコンバータ１においては過電流保護を実現することができる。
【００１８】
このように、ＤＣ−ＤＣコンバータ１においては、検出抵抗を用いず、チョークコイルＬ１の両端の電圧を比較することによって過電流保護を実現しているため、損失の原因となる検出抵抗を用いる必要がなく、低損失化と効率の向上を図ることができる。また、高価な検出抵抗を用いる必要がないため低価格化を図ることもできる。
【００１９】
また、チョークコイルＬ１の一端に生じるパルス電圧を平滑すると同時に所定の割合で分圧する低域通過フィルタ回路３を用いているため、平滑と分圧を別の回路で行う場合に比べて、回路の単純化と低コスト化を図ることができる。
【００２０】
さらには、比較される２つの電圧の大小が、過電流状態を検出する点で逆転するように動作するため、比較回路は２つの電圧の一致状態あるいは逆転状態を検出できればよく、比較回路の構成を簡略化でき、回路の小型化と低コスト化を図ることもできる。
【００２１】
なお、上記の説明においてはチョークコイルＬ１の他端の電圧が低下するとしたが、これはチョークコイルＬ１の一端のパルス電圧の平滑値に対する相対的なものである。チョークコイルＬ１の他端の電圧は抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２を介しての帰還回路によって負荷の大きさによらず一定になるように制御されているため、実際にはチョークコイルＬ１に流れる電流が増えるに従ってチョークコイルＬ１の一端のパルス電圧の平滑値の方が上昇することになる。
【００２２】
図３に、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの別の実施例の回路図を示す。図３において、図１と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００２３】
図３において、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、低域通過フィルタ回路３に代えて低域通過フィルタ回路１１を備えている点で、図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータ１と異なる。また、チョークコイルＬ１の他端は抵抗Ｒ５とコンデンサＣ４を直列に介して接地されており、抵抗Ｒ５とコンデンサＣ４の接続点が比較回路Ｑ２の第２の入力端子に接続されている。低域通過フィルタ回路１１は、一端がチョークコイルＬ１の一端に接続された第１の抵抗である抵抗Ｒ３と、抵抗Ｒ３の他端と接地との間にそれぞれ接続された第２の抵抗である抵抗Ｒ４およびコンデンサＣ３から構成されている。そして、抵抗Ｒ３、抵抗Ｒ４およびコンデンサＣ４の接続点が低域通過フィルタ回路１１の出力端子として比較回路Ｑ２の第１の入力端子に接続されている。なお、抵抗Ｒ５とコンデンサＣ４はチョークコイルＬ１の他端の電圧に重畳されているノイズを除去するために設けられているが、フィルタ回路１１の場合とは異なり必ずしも必要なものではない。
【００２４】
このように構成された低域通過フィルタ回路１１においては、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ４によって、チョークコイルＬ１の一端のパルス電圧が平滑されると同時に、その平滑された直流電圧が、直列接続された抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４によって所定の割合で分圧される。すなわち、抵抗Ｒ３は平滑回路と分圧回路で共有されていることになる。そのため、平滑回路と分圧回路を単に接続しただけの場合に比べて低域通過フィルタ回路１１の小型化が実現できており、ＤＣ−ＤＣコンバータの小型化、低価格化を図ることができる。
【００２５】
また、比較回路Ｑ２の第１の入力端子の電圧を抵抗分割で決定しているため、抵抗値の設定値を変えるだけで過電流保護における電流の閾値を簡単かつ自由に設定することができる
図４に、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータのさらに別の実施例の回路図を示す。図４において、図３と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００２６】
図４において、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、比較回路Ｑ２に代えて比較回路２１を備えている点で、図３に示したＤＣ−ＤＣコンバータ１０と異なる。比較回路２１は、４つの抵抗Ｒ６、Ｒ７、Ｒ８、Ｒ９と３つのトランジスタＱ３、Ｑ４、Ｑ５から構成されている。ここで、第１のトランジスタであるトランジスタＱ３と第２のトランジスタであるトランジスタＱ４の各コレクタは、それぞれ抵抗Ｒ６、Ｒ７を介して直流電源Ｖｉｎの一端に接続されている。なお、各コレクタの接続先は直流電源Ｖｉｎの一端に限られるものではなく、過電流時にも電圧の発生しているところであればどこに接続されていても構わない。また、２つのトランジスタＱ３、Ｑ４のエミッタは互いに接続されるとともに抵抗Ｒ８を介して接地されている。その結果、抵抗Ｒ６、Ｒ７、Ｒ８とトランジスタＱ３、Ｑ４からなる回路は差動回路を構成していることになる。そして、トランジスタＱ３のコレクタは抵抗Ｒ９を介して第３のトランジスタであるトランジスタＱ５のベースに接続され、トランジスタＱ４のコレクタはトランジスタＱ５のエミッタに接続されている。トランジスタＱ５のコレクタは制御回路２に接続されている。さらに、トランジスタＱ３のベースは比較回路２１の第１の入力端子となり、低域通過フィルタ回路１１の出力端子である抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４の接続点に接続されており、トランジスタＱ４のベースは比較回路２１の第２の入力端子となり、抵抗Ｒ５とコンデンサＣ４の接続点に接続されている。
【００２７】
このように構成された比較回路２１においては、第１の入力端子の方が第２の入力端子より電圧が低いとき、すなわちトランジスタＱ３のベースの方がトランジスタＱ４のベースより電圧が低いときには、トランジスタＱ３のコレクタの方がトランジスタＱ４のコレクタより電圧が高くなるため、トランジスタＱ５はオフしており、制御回路２はトランジスタＱ１のスイッチング動作を継続する。
【００２８】
逆に第１の入力端子の方が第２の入力端子より電圧が高いとき、すなわちトランジスタＱ３のベースの方がトランジスタＱ４のベースより電圧が高いときには、トランジスタＱ３のコレクタの方がトランジスタＱ４のコレクタより電圧が低くなるため、トランジスタＱ５がオンし、制御回路２はそれに従ってトランジスタＱ１のスイッチングを停止する。このようにして、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０においては過電流保護を実現することができる。
【００２９】
図５に、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータのさらに別の実施例の回路図を示す。図５において、図４と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００３０】
図５において、ＤＣ−ＤＣコンバータ３０は、比較回路２１に代えて比較回路３１を備えている点で、図４に示したＤＣ−ＤＣコンバータ２０と異なる。そして、比較回路２１と比較回路３１の違いは、トランジスタＱ６と抵抗Ｒ１０をさらに備えていることである。ここで、トランジスタＱ５のベースはトランジスタＱ６のコレクタに接続され、トランジスタＱ５のコレクタはトランジスタＱ６のベースに接続されているとともに抵抗Ｒ１０を介して接地されている。そして、トランジスタＱ６のエミッタが制御回路２に接続されている。
【００３１】
このように構成することによって、トランジスタＱ５、Ｑ６は一旦オンするとその状態でラッチされ、トランジスタＱ３のベースの方がトランジスタＱ４のベースより電圧が低くなっても、すなわち過電流状態が解消されてもオフしない。
【００３２】
そのため、負荷電流が過電流状態との閾値の近辺で継続する場合に、トランジスタＱ１のスイッチング動作が行われたり停止したりする間欠発振状態となるのを防止することができる。
【００３３】
図６に、本発明の電子装置の一実施例の斜視図を示す。図６において、電子装置の１つであるプリンタ４０は電源回路として本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ１を使用している。
【００３４】
プリンタ４０においては、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ１を用いることによって、低損失および高効率、低価格を実現することができる。
【００３５】
なお、図６に示したプリンタ４０においては図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータ１を用いたが、図３、４、５に示したＤＣ−ＤＣコンバータ１０、２０、３０を用いても構わないもので、同様の作用効果を奏するものである。
【００３６】
また、本発明の電子装置はプリンタに限られるものではなく、ノートパソコンや携帯情報機器など、ＤＣ−ＤＣコンバータの必要なあらゆる電子装置を含むものである。
【００３７】
【発明の効果】
本発明のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、過電流保護手段としてチョークコイルの一端に生じるパルス電圧を平滑すると同時に所定の割合で分圧する低域通過フィルタ回路と、その出力とチョークコイルの他端とにそれぞれ接続され、両者の電圧を比較して、低域通過フィルタ回路の出力電圧がチョークコイルの他端の電圧と一致もしくはそれより大きくなる点を検知することによって過電流状態を検出してスイッチング素子のスイッチング動作を停止する比較回路とを備えることによって、低損失化と低価格化を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの一実施例を示す回路図である。
【図２】図１のＤＣ−ＤＣコンバータにおける各部位の電圧の時間変化を示す特性図である。
【図３】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの別の実施例を示す回路図である。
【図４】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータのさらに別の実施例を示す回路図である。
【図５】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータのさらに別の実施例を示す回路図である。
【図６】本発明の電子装置の一実施例を示す斜視図である。
【符号の説明】
１、１０、２０、３０…ＤＣ−ＤＣコンバータ
２…制御回路
３、１１…低域通過フィルタ回路
２１、３１…比較回路
４０…プリンタ
Ｖｉｎ…直流電源
Ｑ１、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６…トランジスタ
Ｑ２…比較回路
Ｄ１…ダイオード
Ｌ１…チョークコイル
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４…コンデンサ
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７、Ｒ８、Ｒ９、Ｒ１０…抵抗
Ｐｏ…出力端子
【図１】
0004701530.tif 000002
【図２】
0004701530.tif 000003
【図３】
0004701530.tif 000004
【図４】
0004701530.tif 000005
【図５】
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【図６】
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