(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
処理すべき信号としての差分電圧に対する磁気誘導形流量計用信号処理回路であって、
該信号処理回路は、少なくとも１つのプリアンプ（１）と、当該のプリアンプ（１）に直接後置接続されているＡ／Ｄ変換器（２）とを有しており、
該プリアンプ（１）は、差動プリアンプであり、差動入力側と差動出力側とを有しておりかつ入力側に２つの入力結合コンデンサ（５，６）を有する形式の信号処理回路において、
前記プリアンプ（１）は、２つのオペアンプ（７，８）を有しており、さらに当該のオペアンプ（７，８）の入力側（９，１０，１１，１２）と前記の入力結合コンデンサ（５，６）との間に抵抗回路網（１３）を有しており、
当該の抵抗回路網（１３）に、ブートストラップされる２つの主抵抗（Ｒ1，Ｒ1’）と、５つの補助抵抗（Ｒ2，Ｒ2’，Ｒ3，Ｒ3’，Ｒ4）とが所属しており、
前記のオペアンプ（７，８）の非反転入力側（９，１１）の間に、第１主抵抗（Ｒ1）と、第１補助抵抗（Ｒ2）と、第２補助抵抗（Ｒ2’）と、第２主抵抗（Ｒ1’）とからなる直列回路が接続されており、
前記の第１主抵抗（Ｒ1）と第１補助抵抗（Ｒ2）との接続点と、前記の第１オペアンプ（７）の反転入力側（１０）との間に第３補助抵抗（Ｒ3）が接続されており、
前記の第２主抵抗（Ｒ1’）と第２補助抵抗（Ｒ2’）との接続点と、前記の第２オペアンプ（８）の反転入力側（１２）との間に第４補助抵抗（Ｒ3’）が接続されており、
前記の第１補助抵抗（Ｒ2）と第２補助抵抗（Ｒ2’）との接続点と、アースとの間に第５補助抵抗（Ｒ4）が接続されており、
前記の補助抵抗の抵抗値を選択して、コモンモード信号に対するブートストラップの大きさが差分信号に対するブートストラップの大きさよりも大きくなるようにし、前記プリアンプ（１）のコモンモード信号に対する入力インピーダンスが、当該プリアンプ（１）の差分信号に対する入力インピーダンスよりも高くなるようにしたことを特徴とする
信号処理回路。
【請求項２】
前記のプリアンプ（１）は、２つの高域通過フィルタ（３，４）を有する、
請求項１に記載の信号処理回路。
【請求項３】
前記のＡ／Ｄ変換器（２）は差分入力側（１６，１７）を有する、
請求項１または２に記載の信号処理回路。
【請求項４】
前記のプリアンプ（１）の前段に入力側差動増幅器（１８）が接続されている
請求項１から３までのいずれか１項に記載の信号処理回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、処理すべき信号としての差分電圧のための信号処理回路、例えば磁気誘導形流量計のための信号処理回路に関し、ここでこの信号処理回路は少なくとも１つのプリアンプと、有利にはこのプリアンプの後段に接続されたＡ／Ｄ変換器とを有する。
【０００２】
本発明は磁気誘導形流量計に関連する信号処理に制限されないが、以下では本発明の原理を、その出発点および解決すべき課題にしたがい、またこの課題の解決手段について常に磁気誘導形流量計との関連で説明する。
【０００３】
【従来の技術】
流動媒体のための磁気誘導形流量計の基本原理はファラデーにまでさかのぼる。ファラデーは１８３２年に、電磁誘導の原理を流速測定に適用することを提案している。ファラデーの誘導法則によれば、荷電体を運びかつ磁界を通過する流動媒体内には、電界強度が流れの方向および磁界に対して垂直に発生する。磁気誘導形流量計においてこの法則は、通例２つの磁気コイルからなる磁石が磁界を測定管内の流れ方向に対して垂直に形成するために利用される。この磁界内ではこの磁界を通って運動する流動媒体の各々の体積要素は、この体積要素内に発生する電界強度によって、測定電極を介して取り出される測定電圧に影響を与える。公知の磁気誘導形流量計ではこれらの測定電極は、この測定電極が導電的または容量的に流動媒体に結合されるように形成される。
【０００４】
磁気誘導形流量計では２つの測定電極の間で、流動媒体の流速に比例する差分電圧が測定される。しかしこの場合に例えば測定電極での電気化学的な作用に起因して、差分電圧の差動ノイズならびに大きなコモンモードノイズが発生してしまう。この問題を全般的に解決できるようにするためには、磁気誘導形流量計の磁界を所定のフィールド周波数で周期的に切り換え、測定電極間の差分電圧を、このフィールド周波数に対して周波数および位相を選択して評価する。
【０００５】
処理すべき信号としての差分電圧のための信号処理回路、例えば磁気誘導形流量計のための信号処理回路は、評価すべき信号とノイズとの比を高めるためないしは信号評価を簡単にするために、とりわけ２つの特性を有しなければならない。すなわち一方では差分電圧だけが重要であるため、コモンモード信号を強力に抑圧しなければならない。他方では、差分信号中の測定周波数よりも低いの低周波成分を強力に抑圧しなければならない。それはこの低周波成分はノイズとして比較的大きいからである。
【０００６】
本発明がその出発点とする従来技術では上記のような信号処理回路はプリアンプとして差動増幅器を有する（ドイツ国特許明細書第１９７１６１１９号および第１９７１６１５１号を参照されたい）。ここでの欠点は、コモンモード抑圧が、絶対的ないしは相対的な抵抗値に依存することである。したがって強力なコモンモード抑圧を達成するためには、精度の高い抵抗が必要であるためかなりのコストがかかる。この他に比較的広い温度領域に渡って強力なコモンモード抑圧を実現することは困難である。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の課題は、処理すべき信号である差分電圧のための信号処理回路例えば磁気誘導形流量計のための信号処理回路を改善して、比較的簡単かつコスト的に有利に、一方ではコモンモード信号を強力に抑圧し、他方では差分信号中の測定周波数よりも低い低周波成分を強力に抑圧することのできる信号処理回路を提供することである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記課題は本発明により、処理すべき信号としての差分電圧に対する磁気誘導形流量計用信号処理回路であって、この信号処理回路は、少なくとも１つのプリアンプと、このプリアンプに直接後置接続されているＡ／Ｄ変換器とを有しており、このプリアンプは、差動プリアンプであり、差動入力側と差動出力側とを有しておりかつ入力側に２つの入力結合コンデンサ（５，６）を有する形式の信号処理回路において、上記プリアンプは、２つのオペアンプを有しており、さらにこれらのオペアンプの入力側と上記の入力結合コンデンサとの間に抵抗回路網を有しており、この抵抗回路網に、ブートストラップされる２つの主抵抗と、補助抵抗とが所属しており、これらの補助抵抗の抵抗値を選択して、差分信号およびコモンモード信号に対するブートストラップの大きさが異なるようにして、プリアンプのコモンモード信号に対する入力インピーダンスが、このプリアンプの差分信号に対する入力インピーダンスよりも高くなるように構成することによって解決される。
【０００９】
【発明の実施の形態】
本発明の信号処理回路に対してはすでに説明したように、コモンモード信号の強力な抑圧ならびに測定周波数よりも低い差分信号内の低周波成分の強力な抑圧を行うことが重要である。したがって本発明の信号処理回路では、プリアンプは全体として高域通過フィルタでなければならない。本発明ではプリアンプは差動プリアンプであるため、このプリアンプは２つの高域通過フィルタ、すなわち非反転信号路に対する高域通過フィルタと、反転信号路に対する高域通過フィルタを有しなければならない。
【００１０】
本発明の信号処理回路を差動プリアンプによって実現するためにとりわけ必要であるのは、このプリアンプが入力側に２つの入力結合コンデンサを有することである。殊に有利であるのは、コモンモード信号に対するプリアンプの入力インピーダンスが、差分信号に対するプリアンプの入力インピーダンスよりも高いことである。これによって、プリアンプの入力インピーダンスと入力結合コンデンサとから形成される高域通過フィルタに対して、コモンモード信号に対する遮断周波数は、差分信号に対する遮断周波数よりも高くなる。
【００１１】
２つの入力結合コンデンサの回避できないばらつきにより、２つの信号路間に非対称性が生じる。この非対称性によってコモンモード信号により差分信号が形成される。冒頭に説明したように高いコモンモードノイズが予想されるため、上記の作用、すなわち２つの信号路の非対称性の結果としてコモンモード信号によって差分信号が形成されるという作用を可能な限り抑えなけばならない。最も簡単な解決手段は時定数をできるだけ大きくし、これにより下方の遮断周波数をできるかぎり測定周波数すなわちフィールド周波数から遠ざけることであろう。しかしこのことの欠点は、コモンモード信号および差分信号中の測定周波数よりも低い低周波成分を所望のように抑えることはできないことである。
【００１２】
上で説明した問題は、本発明の信号処理回路の有利な実施形態は、プリアンプが２つのオペアンプを有しており、さらにこれらオペアンプの入力側と入力結合コンデンサとの間に抵抗回路網を有しており、この抵抗回路網にブートストラップされる２つの主抵抗が所属することによって解決される。入力結合コンデンサの後段に設けられており、かつ時定数の決定に重要なこれら入力側抵抗は、それぞれブートストラップされる主抵抗である。ここでこのブートストラップは、実効入力抵抗が、それぞれの主抵抗の本来の値よりも大きくなるように作用する。ブートストラップの大きさは、コモンモードに対するのと差分信号に対するのとでは異なる。
【００１３】
まずこの信号処理回路には、プリアンプの後段に接続されたＡ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ変換器＝アナログ／デジタル変換器）を所属させることができることを指摘しておきたい。ここでこのＡ／Ｄ変換器は、差動入力側を備えたＡ／Ｄ変換器である。このことは現在、集積回路素子として入手可能な多数の分解能の高いＡ／Ｄ変換器は差動入力側を有しているために有利である。例えば米国ＡｎａｌｏｇＤｅｖｉｃｅ社のＡＤ変換器７７１５を参照をされたい。プリアンプの後段に接続された、差動入力側を有するこのＡ／Ｄ変換器により、コモンモード抑圧が改善される。
【００１４】
最後に本発明の信号処理回路の有利な一実施形態は、プリアンプの前段に差動の入力側増幅器が接続されていることを特徴とする。この入力側増幅器により例えば磁気誘導形流量計の測定電極とプリアンプとの間のインピーダンス調整、増幅、および濾波が実現される。その他にプリアンプの前段に接続された差動入力側増幅器は、入力結合コンデンサが磁気誘導形流量計に所属する図示しない測定電極に直接接続されることを回避する。入力結合コンデンサが、磁気誘導形流量計に所属する測定電極に直接接続されることは不利であることが判明している。
【００１５】
個々の点では本発明の信号処理回路を形成し発展するために様々なやり方がある。これについては請求項１に従属する請求項または有利な実施例の説明を図面と関連して参照されたい。
【００１６】
【実施例】
図面に有利な実施例の形態で示した信号処理回路は、処理すべき信号としての差分電圧のための信号処理回路例えば磁気誘導形流量計のための信号処理回路である。
【００１７】
これらの図に示した信号処理回路にまずプリアンプ１が所属している。図示の実施例には、このプリアンプ１の後段に接続されたＡ／Ｄ変換器２も示されている。
【００１８】
本発明の信号処理回路に対してまず、プリアンプ１が差動増幅プリアンプであることが重要である。このプリアンプ１は差動入力側と差動出力側とを有する。
【００１９】
図に示した本発明による信号処理回路の実施例では、プリアンプ１は全体として高域通過フィルタである。これにより本発明の信号処理回路にとって重要なことが基本的に達成される。すなわちコモンモード信号の強力な抑圧、ならびに差分信号中の測定周波数より低い低周波成分の強力な抑圧が得られる。本発明ではプリアンプ１は差動増幅器であるため、このプリアンプ１は２つの高域通過フィルタ３，４すなわち非反転信号路のため高域通過フィルタと反転信号路のため高域通過フィルタとを備えている。
【００２０】
図１および２が示すように図示の実施例において、本発明の信号処理回路のプリアンプ１は２つの入力結合コンデンサ５，６を有する。このプリアンプ１のコモンモード信号に対する入力インピーダンスは、差分信号に対する入力インピーダンスよりも高い。
【００２１】
２つの入力結合コンデンサ５，６の回避不可能なトレランスにより、２つの信号路（１つは非反転信号路であり、別の１つは反転信号路である）間に非対称性が生じる。この非対称性により、コモンモード信号によって（当然所望しないような）差分信号が形成される。冒頭に説明したように本発明の信号処理回路が磁気誘導形流量計に関連して使用される場合はつねに、高いコモンモードノイズが予想されるため、上記の影響（２つの信号路間の非対称性は、コモンモード信号による差分信号の形成に結び付く）を可能な限り抑圧しなければならない。
【００２２】
上記の問題は、図１および２に示した本発明の信号処理回路の実施例では次のようにして解決される。すなわちプリアンプ１は、２つのオペアンプ７，８を有し、さらにこのオペアンプ７の入力側９，１０と、オペアンプ８の入力側１１，１２と、入力結合コンデンサ５，６との間に抵抗回路網１３を有し、この抵抗回路網１３に２つのブートストラップされる主抵抗Ｒ1，Ｒ1’が所属することによって解決される。入力結合コンデンサ５，６の後段に設けられ、時定数の決定にも重要な入力抵抗はそれぞれ、ブートストラップされる主抵抗Ｒ1ないしはＲ1’であり、このブートストラップによって、実効入力抵抗が各々の主抵抗Ｒ1ないしはＲ1’の本来の値によりも高くなる。
【００２３】
図１および２に示した実施例では、抵抗回路網１３に、主抵抗Ｒ1およびＲ1’の他にブートストラップを実現する抵抗が所属しており、これらを以下では補助抵抗Ｒ2，Ｒ2’，Ｒ3，Ｒ3’，Ｒ4と称する。
【００２４】
主抵抗Ｒ1，Ｒ1’および補助抵抗Ｒ2，Ｒ2’，Ｒ3，Ｒ3’，Ｒ4は詳細には、図１および２に示されているように配置され、接続されている。主抵抗Ｒ1，Ｒ1’および補助抵抗Ｒ2，Ｒ2’，Ｒ3，Ｒ3’，Ｒ4の配置および接続については、図１および２に明瞭に示されており、当業者であれば容易に理解できるため、言葉による説明は不要である。
【００２５】
図１および２に示された本発明の信号処理回路の実施例に対して、一方では差分信号のためのブートストラップの大きさと、コモンモード信号のためのブートストラップの大きさとが異なっており、他方では補助抵抗Ｒ4が差分信号に対しては作用しないが、コモンモード信号に対しては作用することが重要である。
【００２６】
入力結合コンデンサ５，６の後段に設けられている入力抵抗に対しては、以下が成り立つ。
【００２７】
差分信号に対して
Ｒin,dm＝Ｒ1・Ｒ2／Ｒ3＝Ｒ1・ｂdm
コモンモード信号に対して
Ｒin,cm＝Ｒ1・(Ｒ2＋(Ｒ4・２))／Ｒ3≒Ｒ1・ｂcm
したがって差分信号に対して、実効入力抵抗は主抵抗Ｒ1（ないしは主抵抗Ｒ1’）に対して係数ｂdm倍だけ増加しており、一方コモンモード信号に対して係数ｂcm倍だけ増加している。ここで補助抵抗Ｒ２を補助抵抗Ｒ３の１０倍に選択すると、差分信号に作用する係数ｂdmの値は１０である。ここでさらに補助抵抗Ｒ4を補助抵抗Ｒ2の５０倍に選択すると、コモンモード信号に作用する係数ｂcmの値は１０００である。
【００２８】
時定数に対しては次が成り立つ。
【００２９】
差分信号に対して          ｔdm＝Ｃ1Ｒ1ｂdm
コモンモード信号に対して  ｔcm＝Ｃ1Ｒ1ｂcm
ここでＣ1は、入力結合コンデンサ５の容量である。
【００３０】
したがって差分信号に対する時定数は比較的小さく、差分によるノイズはかなり良好に抑えることができる。これに対してコモンモード信号に対する時定数は比較的大きく、したがってすでに説明した非対称性例えば入力結合コンデンサ５，６での非対称性によって、コモンモード信号により差分信号が形成されない。上に数値によって示した実施例では、コモンモードの抑圧は係数ｂcm／ｂdm倍だけ増加し、実施例では係数１００倍だけ増加する。
【００３１】
図２に示した本発明の信号処理回路が図１に示した実施例と異なるのは、オペアンプ７，８の出力側１４，１５と、反転入力１０，１２との間にさらにフィードバック抵抗Ｒ5ないしはＲ5’がそれぞれ設けられている点だけである。これらの抵抗によって一方では差分信号に、また他方ではコモンモード信号に異なって作用する増幅が実現される。
【００３２】
上記のようにＲ4＞Ｒ2＞Ｒ3の場合かつさらにＲ4＞Ｒ5＞Ｒ3の場合、増幅度に対して以下が成り立つ。
【００３３】
差分信号の増幅度に対して          Ｖdm＝Ｒ5／Ｒ2
コモンモード信号の増幅度に対して  Ｖcm＝Ｒ5／（２・Ｒ4）
例えばＲ5がＲ2の５倍であれば、差分信号に対する増幅度は５であるが、コモンモード信号に対する増幅度はわずかに０．０５である。したがってコモンモードの増幅度は差分信号の増幅度より明らかに小さく、このことはコモンモードの抑圧にプラスに作用する。
【００３４】
すでに説明したように、図に示した本発明の信号処理回路の実施例に対して、プリアンプ１の後段にＡ／Ｄ変換器２が接続されている。このＡ／Ｄ変換器２は有利には差分入力側１６，１７を有する。現在では集積回路素子として入手できる分解能の高いＡ／Ｄ変換器は通例、差動入力側を有している。例えば米国Ａｎａｌｏｇ  Ｄｅｖｉｃｅ社のＡＤ変換器７７１５を参照されたい。
【００３５】
図１および２に示した本発明の信号処理回路の実施例では、プリアンプ１の前段に入力側差動増幅器１８が示されている。図３の実施例にはこの入力側増幅器が詳しく示されている。プリアンプ１の前段に接続された入力側差動増幅器１８は例えば図示しない磁気誘導形流量計の同様に図示しない測定電極と、プリアンプ１との間のインピーダンス調整、増幅および濾波を実現することができる。
【００３６】
図３に詳しく示した入力側増幅器１８には２つのオペアンプ１９，２０、２つのフィードバック抵抗２１，２２、２つのフィードバックコンデンサ２３，２４、および（入力側に設けられた）結合コンデンサ２５と結合抵抗２６とからなる直列回路が所属している。オペアンプ１９，２０、フィードバック抵抗２１，２２、フィードバックコンデンサ２３，２４、ならびに結合コンデンサ２５および結合抵抗２６の配置、接続については図３に明瞭に示されており、当業者には容易に理解できるため、言葉による説明は不要である。
【００３７】
詳細に実施した入力側増幅器１８に対して、差分信号は１よりも大きな増幅度で、しかしコモンモード信号は増幅度１で後段に供給される。ここで素子のばらつきがコモンモード信号に対する増幅度に影響を与えることはない。したがって入力側増幅器１８により、さらにコモンモード信号抑圧が増加する。詳しく説明したプリアンプ１および差動入力側１６，１７を有するＡ／Ｄ変換器２とに関連して、このことは全体的にとりわけプラスに作用する。
【００３８】
フィードバック抵抗２１，２２をＲ6で、フィードバックコンデンサ２３，２４をＣ2で、結合コンデンサ２５をＣ3で、さらに結合抵抗２６をＲ7で表すと、差分信号の増幅度に対しては、
Ｖdm＝１＋２Ｒ6／Ｒ7
が、また時定数に対しては、
ｔTP＝Ｒ6Ｃ3  ないしは  ｔHP＝Ｒ7Ｃ3
が成立する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の信号処理回路の第１実施例を示す図である。
【図２】本発明の信号処理回路の第２実施例を示す図である。
【図３】本発明の信号処理回路の第３実施例を示す図である。
【符号の説明】
１  プリアンプ
２  Ａ／Ｄ変換器
３，４  高域通過フィルタ
５，６  入力結合コンデンサ
７，８  オペアンプ
９，１０  オペアンプ７の入力側
１１，１２  オペアンプ８の入力側
１３  抵抗回路網
１４，１５  オペアンプの出力側
１６，１７  Ａ／Ｄ変換器差分入力側
１８  差動入力増幅器
１９，２０  オペアンプ
２１，２２  フィードバック抵抗
２３，２４  フィードバックコンデンサ
２５  結合コンデンサ
２６  結合抵抗
Ｒ1，Ｒ1’  主抵抗
Ｒ2，Ｒ2’，Ｒ3，Ｒ3’，Ｒ4，Ｒ4’  補助抵抗
【図１】
0004625154.tif 000002
【図２】
0004625154.tif 000003
【図３】
0004625154.tif 000004