【事件の表示】
　平成　８年特許願第　２５１２１号「集積回路」拒絶査定不服審判事件〔平成　８年１１月２２日出願公開、特開平　８−３０７２０９〕について、次のとおり審決する。
【結　論】
　本件審判の請求は、成り立たない。
【理　由】
１．手続の経緯
　本願は、平成８年２月１３日に特許出願（優先権主張米国１９９５年２月１０日）され、拒絶理由通知がなされ、平成１３年１月２３日付けで意見書が提出されると共に明細書について手続補正がなされ、拒絶査定がなされ、査定不服の審判請求がなされたものである。
２．本願発明は平成１３年１月２３日付けで手続補正された明細書の特許請求の範囲の請求項１〜１９に記載されたとおりのものであるところ、その請求項１に記載された発明（以下、本願発明１という。）は次のとおりである。
「【請求項１】
　（ａ）バランスした入力セット（１０２，１０４）と、
　（ｂ）前記バランスした入力セット（１０２，１０４）に接続される位相分離回路（１０６，１０８）と、からなり、
　前記位相分離回路（１０６，１０８）は、
　（ｂ１）前記位相分離回路の第１入力端末と第２入力端末に接続されるバランスした位相シフト回路（２０２，２２８）と、
　（ｂ２）前記バランスした入力セットの入力電圧に応答して、前記バランスした位相シフト回路の抵抗部分にかかる第１電圧を提供する第１組の出力端末と、
　（ｂ３）前記バランスした入力セットの入力電圧に応答して、前記バランスした位相シフト回路の反応性部分にかかる第２電圧を提供する第２組の出力端末とからなることを特徴とする集積回路。」
３．引用文献に記載の事項
　原審の拒絶の査定の理由に引用された引用文献１（特開平６−２３２９２５号公報）には次の事項が記載されている。
「【００３５】
　【発明が解決しようとする課題】
　以上説明したように、微分回路と積分回路とで信号分離回路を構成してなる０°／９０°移相回路は、ＩＣ化及びその小型化に適した抵抗とキャパシタ、或いは、抵抗とキャパシタとトランジスタでもって回路を構成することができ、しかも、その動作特性は広帯域にわたって直交性を保つことができ、かつ、素子のバラツキに対する直交性の耐性も強い。しかしながら、図２４の周波数特性からもわかるように、中心周波数ｆｏ以外での搬送波の振幅誤差が大きく、該０°／９０°移相回路を用いて直交変調器を構成した場合は、この振幅誤差の大きい搬送波がそのままダブルバランスミキサに入力されることから依然としてスプリアス成分を発生し、良好な変調特性を得ることができないという問題点があった。
　【００３６】
　この発明は、上記のような問題点を解消するためになされたものであり、スプリアス成分の少ない優れた変調特性を持ち、そのＩＣ化を容易且つ無調整に行うことができる直交変調器を得ることを目的とする。
　【００３７】
　【課題を解決するための手段】
　この発明にかかる直交変調器は、０°／９０°移相回路として、抵抗とキャパシタ、或いは、抵抗とキャパシタとトランジスタで回路構成され、その微分特性と積分特性とによって入力搬送波を互いに９０°の位相差を有する２つの搬送波に分離する移相回路を用い、この移相回路とダブルバランスミキサとの間に、正弦波信号からなる上記２つの搬送波を一定振幅を持つ方形波信号に波形変換する振幅補償回路を設けたものである。
　【００３８】
　【作用】
　この発明においては、ＩＣ化に適した回路素子で構成され、しかも、広帯域特性と、回路素子の特性値のバラツキに対する直交性の耐性が強い０°／９０°移相回路を用い、更に、該０°／９０°移相回路からの出力搬送波を一定振幅を持つ方形波信号に波形変換する振幅補償回路を設けたから、高精度な直交性（即ち、位相差が正確に９０°異なる）と同時に平衡性にも優れた（即ち、振幅誤差の小さい）相補的搬送波をダブルバランスミキサに入力することが可能になり、スプリアス成分の少ない優れた変調波を容易にかつ無調整に得ることができ、しかも、直交変調器のＩＣ化も容易になる。
　【００３９】
　【課題を解決するための手段】
　この発明にかかる直交変調器は、０°／９０°移相回路として、抵抗とキャパシタ、或いは、抵抗とキャパシタとトランジスタでもって構成され、その微分特性と積分特性とによって入力搬送波を互いに９０°の位相差を有する２つの搬送波に分離する移相回路を用い、この移相回路とダブルバランスミキサとの間に、正弦波信号からなる上記２つの搬送波を一定振幅を持つ方形波信号に波形変換する振幅補償回路を設けたものである。
　【００４０】
　【作用】
　この発明においては、ＩＣ化に適した回路素子で構成され、しかも、広帯域特性と、回路素子の特性値のバラツキに対する直交性の耐性が強い０°／９０°移相回路を用い、更に、該０°／９０°移相回路からの出力搬送波を一定振幅を持つ方形波信号に波形変換する振幅補償回路を設けたことから、高精度な直交性（即ち、位相差が正確に９０°異なる）と同時に平衡性にも優れた（即ち、振幅誤差の小さい）相補的搬送波をダブルバランスミキサに入力することが可能になり、スプリアス成分の少ない優れた変調波を容易にかつ無調整に得ることができ、しかも、直交変調器のＩＣ化も容易になる。」（第６頁左欄段落【００３５】〜第７頁左欄段落【００４０】）
「【００６２】
　実施例３．
　本実施例の直交変調器は、図１に示した直交変調器の移相回路部６０を図７に示す回路により構成したものである。
　図７において、６０ｄは微分回路と積分回路とを各々２つ用いて構成した０°／９０°移相回路で、これは、正相信号入力端子（ＩＮＡ）１０ｇに接続された２つのソースフォロア１６ｇ，１６ｈと、逆相逆相信号入力端子（ＩＮＢ）１０ｆに接続された２つのソースフォロア１６ｅ，１６ｆと、ソースフォロア１６ｅの出力を受ける微分回路１９ｃと、ソースフォロア１６ｇの出力を受ける微分回路１９ｄと、ソースフォロア１６ｆの出力を受ける積分回路１９ｅと、ソースフォロア１６ｈの出力を受ける積分回路１９ｆとから構成されている。また、６０ｅは振幅補償回路で、これは、図６に示した振幅補償回路６０ｂのバイアス回路７０ａを、バイアス回路７０ｃに置き換えて構成されている。また、６０ｆは振幅補償回路で、これは、図６に示した振幅補償回路６０ｃのバイアス回路７０ｂを、バイアス回路７０ｄに置き換えて構成されている。また、Ｃc1，Ｃc2，Ｃb1
,Ｃb2は０°／９０°移相回路６０ａと振幅補償回路６０ｂ，６０ｃを交流的に結合するキャパシタである。
　【００６３】
　上記ソースフォロア１６ｅにおいて、Ｊ21，Ｊ21はＦＥＴ、Ｒ21は抵抗であり、ＦＥＴＪ21のゲートは上記逆相逆相信号入力端子（ＩＮＢ）１０ｆに接続され、ドレインは電源端子ＶDD１７に接続され、ソースはＦＥＴＪ22のドレインに接続されている。また、ＦＥＴＪ22のソースは抵抗Ｒ21を介して接地され、ゲートは定電流電源用バイアス端子Ｖcs１４に接続されている。
　【００６４】
　また、上記ソースフォロア１６ｇにおいて、Ｊ25，Ｊ26はＦＥＴ、Ｒ23は抵抗であり、ＦＥＴＪ25のゲートは上記正相信号入力端子（ＩＮＡ）１０ｇに接続され、ドレインは電源端子ＶDD１７に接続され、ソースはＦＥＴＪ26のドレインに接続されている。また、ＦＥＴＪ26のソースは抵抗Ｒ23を介して接地され、ゲートは定電流電源用バイアス端子Ｖcs１４に接続されている。
　【００６５】
　また、上記ソースフォロア１６ｆにおいて、Ｊ23，Ｊ24はＦＥＴ、Ｒ22は抵抗である。ＦＥＴＪ23のゲートは上記逆相信号入力端子（ＩＮＢ）１０ｆに接続され、ドレインは電源端子ＶDD１７に接続され、ソースはＦＥＴＪ24のドレインに接続されている。また、ＦＥＴＪ24のソースは抵抗Ｒ22を介して接地され、ゲートは定電流電源用バイアス端子Ｖcs１４に接続されている。
　【００６６】
また、上記ソースフォロア１６ｈにおいて、Ｊ27，Ｊ28はＦＥＴ、Ｒ24は抵抗であり、ＦＥＴＪ27のゲートは上記正相信号入力端子（ＩＮＡ）１０ｇに接続され、ドレインは電源端子ＶDD１７に接続され、ソースはＦＥＴＪ28のドレインに接続されている。また、ＦＥＴＪ28のソースは抵抗Ｒ24を介して接地され、ゲートは定電流電源用バイアス端子Ｖcs１４に接続されている。
　【００６７】
　また、上記微分回路１９ｃにおいて、Ｒａ2は抵抗、Ｃａ2はキャパシタであり、上記ＦＥＴＪ21，ＦＥＴＪ22の接続点と接地との間に、直列接続された抵抗Ｒａ2とキャパシタＣａ2が接続されている。
　【００６８】
　また、上記微分回路１９ｄにおいて、Ｒａ1は抵抗、Ｃａ1はキャパシタであり、上記ＦＥＴＪ25，ＦＥＴＪ26の接続点と接地との間に、直列接続された抵抗Ｒａ1とキャパシタＣａ1が接続されている。
　【００６９】
　また、上記積分回路１９ｅにおいて、Ｒｂ2は抵抗、Ｃｂ2はキャパシタであり、上記ＦＥＴＪ23，ＦＥＴＪ24の接続点と接地との間に、直列接続された抵抗Ｒｂ2とキャパシタＣｂ2が接続されている。
　【００７０】
　また、上記積分回路１９ｆにおいて、Ｒｂ1は抵抗、Ｃｂ1はキャパシタであり、上記ＦＥＴＪ27，ＦＥＴＪ28の接続点と接地との間に、直列接続された抵抗Ｒｂ1とキャパシタＣｂ1が接続されている。
　【００７１】
　また、上記バイアス回路７０ｃは、上記図６に示したバイアス回路７０ａと基本的な回路構成は同じであり、このバイアス回路７０ｃでは、正相信号入力端子（ＴＡ）と逆相信号入力端子（ＴＢ）との間に直列接続された抵抗Ｒ10，Ｒ16のうちの抵抗Ｒ10と、正相信号入力端子（ＴＡ）の接続点がキャパシタＣc1を介して微分回路１９ｄに接続され、抵抗Ｒ16と逆相信号入力端子（ＴＢ）の接続点がキャパシタＣc2を介して微分回路１９ｃに接続されている。
　【００７２】
　また、上記バイアス回路７０ｄは、上記図６に示したバイアス回路７０ｂと基本的な回路構成は同じであり、このバイアス回路７０ｄでは、正相信号入力端子（ＴＡ）と逆相信号入力端子（ＴＢ）との間に直列接続された抵抗Ｒ19，Ｒ20のうちの抵抗Ｒ19と、正相信号入力端子（ＴＡ）の接続点がキャパシタＣd1を介して積分回路１９ｆに接続され、抵抗Ｒ20と逆相信号入力端子（ＴＢ）の接続点がキャパシタＣc2を介して積分回路１９ｆに接続されている。
　【００７３】
　次に、動作について説明する。
　上記０°／９０°移相回路６０ｄにおいて、微分回路１９ｃ，１９ｄ、積分回路１９ｅ，１９ｆは、駆動能力が高く出力インピーダンスが低いソースフォロア１６ｅ?１６ｈによって駆動される。この０°／９０°移相回路６０ｄへの入力は、正相信号からなる搬送波と逆相信号からなる搬送波信号の２相の搬送波が必要であるが、これは該０°／９０°移相回路６０ｄの前段に設ける入力バッフアを差動増幅回路等を用いて構成することにより、容易に得ることができる。そして、正相入力端子（ＩＮＡ）１０ｇに入力された正相の入力搬送波は、一方が微分回路１６ｇによって４５°位相が進められ、他方が積分回路１６ｈによって４５°位相が遅らされ、互いに９０°の位相差をもった直交する２つの搬送波に分離され、また、逆相入力端子（ＩＮＢ）１０ｆに入力された逆相の入力搬送波も同様に、一方が微分回路１６ｅによって４５°位相が進められ、他方が積分回路１６ｆによって４５°位相が遅らされ、互いに９０°の位相差をもった直交する２つの搬送波に分離され、その結果、０°，９０°，１８０°，２７０°の４相の搬送波に分離された直交搬送波が得られる。そして、この４つの搬送波は、振幅補償回路６０ｅ，６０ｆでもって、正弦波信号から方形波信号に波形変換された後、上記実施例１と同様にＩ?チャネル側のダブルバランスミキサ２とＱ?チャネル側のダブルバランスミキサ３で変調され、同相合成器４で合成されて出力端子２０に出力される。
　【００７４】
　このような本実施例の直交変調器では、実施例１の直交変調器と同様の効果が得られるとともに、振幅補償回路６０ｅ，６０ｆが正相信号と逆相信号を受けて駆動する両相駆動であるため、上記実施例１の直交変調器にくらべて入力搬送波の振幅を２倍利用することができ、小さな振幅の入力搬送波に対しても高い動作能力でもって動作することができる。また、両相駆動であることから、増幅回路４００，２００における差動増幅回路の差動対のＦＥＴのしきい値電圧のバラツキによる信号の位相に及ぼす影響が小さくなり、回路の利得を低下させるような高周波に対して有利に動作することができる。
　【００７５】
　尚、４入力４出力の回路構成からなる０°／９０°移相回路６０ｄを備えたこの直交変調器では、実際に直交変調器をＩＣ化する場合、チップ上を占める０°／９０°移相回路６０ｄの面積が図６に示した０°／９０°移相回路６０ａのそれより大きくなり、微分回路１９ｃ，１９ｄにおける抵抗及びキャパシタと、積分回路１９ｅ，１９における抵抗及びキャパシタとを図６に示した０°／９０°移相回路６０ａのそれに比べて近接して配置させることができないため、ＩＣ化する際の製造時において、これら抵抗やキャパシタの抵抗値や容量値が目標とする値からずれしまうと、信号を精度良く９０°の位相差を有する２つの信号に分離することが困難になる。従って、実施例１の直交変調器に比べて、信号を９０°の位相差を有する２つの信号に分離する直交性の耐性が弱い。」（第９頁左欄段落【００６２】〜第１０頁右欄段落【００７５】）
４．対比・判断
　引用文献１に記載の「０°／９０°移相回路６０ｄ」の「正相の入力搬送波」と「逆相の入力搬送波」は本願発明１の「入力セット（１０２，１０４）」に相当することは明らかである。
　また、引用文献１に記載の「微分回路１９ｄ」及び「微分回路１９ｃ」はそれぞれ「正相の入力搬送波」及び「逆相の入力搬送波」に接続されて「抵抗Ｒａ1」及び「抵抗Ｒａ2」にかかる一組の電圧を出力し、そして、引用文献１に記載の「積分回路１９ｆ」及び「積分回路１９ｅ」はそれぞれ「正相の入力搬送波」及び「逆相の入力搬送波」に接続されて「キャパシタＣｂ1」及び「キャパシタＣｂ2」にかかる一組の電圧を出力するから、「微分回路１９ｄ」及び「微分回路１９ｃ」と「積分回路１９ｆ」及び「積分回路１９ｅ」からなる「０°／９０°移相回路」は本願発明１の「位相分離回路（１０６、１０８）」に相当し、「微分回路１９ｄ」及び「微分回路１９ｃ」と「積分回路１９ｆ」及び「積分回路１９ｅ」はそれぞれ本願発明１の「位相シフト回路（２０２）」と「位相シフト回路（２２８）」に相当することは明らかである。
　更にまた、引用文献１に記載の「０°／９０°移相回路」は、ＩＣ化して製造されるから、集積回路であることは明らかである。
　そこで、本願発明１と引用文献１に記載の発明とを対比すると、両者は、
「入力セットと、
　入力セットに接続される位相分離回路と、からなり、
　前記位相分離回路は、
　前記位相分離回路の第１入力端末と第２入力端末に接続される位相シフト回路と、
　前記入力セットの入力電圧に応答して、前記位相シフト回路の抵抗部分にかかる第１電圧を提供する第１組の出力端末と、
　前記入力セットの入力電圧に応答して、前記位相シフト回路の反応性部分にかかる第２電圧を提供する第２組の出力端末とからなる集積回路」
であるという点で一致し、次の２点（以下、相違点１及び２という。）で相違する。
　相違点１：本願発明１の入力は「バランスした入力セット」であるのに対して、引用文献１に記載の発明の入力は「正相の入力搬送波」と「逆相の入力搬送波」のセットである点。
　相違点２：本願発明１の位相回路は「バランスした位相シフト回路」を使用しているのに対して、引用文献１に記載の発明の位相回路は「０°／９０°移相回路」を使用している点。
　上記相違点１及び２について以下に検討する。
　相違点１について
　本願明細書の段落【００１８】には「・・・この１組の入力は、そこに入る電圧の和が一定の場合には、バランスされていると称する。・・・」と記載されている。
　してみると、正相と逆相の電圧の和が一定であることは自明であるから、引用文献１に記載の発明の「正相の入力搬送波」と「逆相の入力搬送波」もバランスした入力セットであることは明らかである。
　したがって、相違点１は相違ではない。
　相違点２ついて
　本願明細書の段落【０００５】には「位相スプリッタは、個別の構成要素でもって設計する事が可能である。このような設計は、２個の抵抗（Ｒ）と２個のキャパシタ（Ｃ）とがハイパスのＲＣフィルタとローパスのＲＣフィルタを構成するよう配置して実現することができる。設計者は２個の出力信号が等しい振幅を有し、所望の中心周波数（ｆ＝１／２πＲＣ）で互いに直交関係にあるようにＲとＣの値を選択する。この２つの出力信号がこれらの特性を示す場合にはこの２個のＲの値と２個のＣの値は、それぞれ同一でなければならない。」と記載されている。
　そして、本願明細書の段落【０００６】には、【従来の技術】の説明として「位相スプリッタを含む回路をＩＣ上で実現できる場合には、全てのＲ（抵抗）を同一に形成できるがその値はＩＣの製造プロセスに起因して予め設定することはできない。このことは全てのＣ（キャパシタ）についても当てはまることである。さらにＲとＣの値がこのＩＣを含む電子装置が動作するような環境の温度によって変化することになる。これらの要素により２つの出力信号が同一の振幅と互いに直交関係にあるような所望の中心周波数を特定できないことになる。」と記載されている。
　また、本願明細書の段落【００１０】には、「本発明によれば、バランスした位相シフト回路を有する位相分離回路とバランスした入力とを有する集積回路が提供される。このバランスされた位相シフト回路「は、」（「の」の誤記と考えられる。）２個の出力信号は、所望の中心波長に対し直交関係にあり且つ等しい振幅となるが外部からの同調を必要とせずさらに大きな非線形性を示すものではない。」と記載されている。
　そうすると、本願発明１の「バランスした位相シフト回路」は、ＩＣ上に同一の抵抗Ｒと同一のキャパシタＣによって形成され、バランスした入力を有し、その２個の出力信号は、環境の温度によって変化することがなく、所望の中心波長に対し直交関係にあり且つ等しい振幅となるが外部からの同調を必要とせずさらに大きな非線形性を示すものではないというものである。
　ところが、引用文献１に記載の「０°／９０°移相回路」は、ＩＣに適した回路素子（抵抗とキャパシタ）によって構成され、広帯域にわたって直交性を保ち、高精度な直交性（即ち、位相差が正確に９０°異なる）と同時に平衡性にも優れた（即ち、振幅誤差の小さい）相補的搬送波を無調整に出力するものである。
　してみると、この相違点２は、本願発明１の「バランスした位相シフト回路」がＩＣ上に同一の抵抗Ｒと同一のキャパシタＣによって形成された２個の微分回路と２個の積分回路から構成されるのに対して、引用文献１に記載の「０°／９０°移相回路」はＩＣ上に抵抗（Ｒａ1、Ｒａ2、Ｒｂ1、Ｒｂ2）とキャパシタ（Ｃａ1、Ｃａ2、Ｃｂ1、Ｃｂ2）によって形成された２個の微分回路と２個の積分回路から構成されるが、その抵抗（Ｒａ1、Ｒａ2、Ｒｂ1、Ｒｂ2）及びキャパシタ（Ｃａ1、Ｃａ2、Ｃｂ1、Ｃｂ2）の値が同一であるか否かは不明であるという点にあることになる。
　しかし、引用文献１に記載の「０°／９０°移相回路」をＩＣ上に形成するときにその抵抗（Ｒａ1、Ｒａ2、Ｒｂ1、Ｒｂ2）の値及びキャパシタ（Ｃａ1、Ｃａ2、Ｃｂ1、Ｃｂ2）の値を同一とすることは、「０°／９０°移相回路」の「広帯域にわたって直交性を保ち、高精度な直交性（即ち、位相差が正確に９０°異なる）と同時に平衡性にも優れた（即ち、振幅誤差の小さい）相補的搬送波を無調整に出力する」必要性からして当業者が当然に施す技術的事項にすぎない。
　したがって、相違点２は格別の相違ではない。
５．むすび
　以上のとおり、本願発明１は、引用文献１に記載の発明に基づいて当業者が容易に発明をすることができたものであるから、特許法第２９条第２項の規定により特許を受けることができない。
　よって、結論のとおり審決する。