(57)【要約】【課題】２次側に誘導性負荷を接続した場合の逆起電力によって過電圧が発生することを確実に阻止できる過電圧保護機能を具備した非接触電源装置を提供する。【解決手段】１次側ユニットから２次側ユニットへ電磁誘導作用により非接触で電力を供給する非接触電源装置１において、前記１次側ユニットは、商用電源の出力電圧を整流・平滑する第１の整流平滑回路２と、前記第１の整流平滑回路２の出力電圧をチョッパ制御して高調波の交番電流を結合トランス４の１次巻線に印加する駆動回路３を備え、前記２次側ユニットは、結合トランス４の２次側巻線に流れる誘起電流を整流・平滑して出力する第２の整流平滑回路５と、第２の整流平滑回路５の出力側に直列接続されたインバータ回路６と、該インバータ回路６から交流電圧を出力する動作回路７、および、インバータ回路６の出力電圧のゼロクロス近傍でインバータ回路６に流れる回生電流を消費する抵抗体Ｒ３を具備して構成した。【選択図】　　　　図１
2004096853.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
１次側巻線を収容する１次側ユニットと２次側巻線を収容する２次側ユニットを分離可能となし、両ユニットの接近によって前記１次側巻線と２次側巻線から結合トランスを形成し、当該結合トランスの電磁結合によって前記１次側ユニットから２次側ユニットへ非接触・無接点で電力を供給する非接触電源装置において、前記１次側ユニットは、商用電源の出力電圧を整流・平滑する第１の整流平滑回路と、前記第１の整流平滑回路の出力電圧をチョッパ制御して高周波の交番電流を前記結合トランスの１次巻線に印加する駆動回路を備え、前記２次側ユニットは、前記２次側巻線に流れる誘起電圧を整流・平滑して出力する第２の整流平滑回路と、前記第２の整流平滑回路の出力側に直列接続された２個のスイッチング素子を２組並列に接続して構成したインバータ回路と、前記２組のスイッチング素子を交互にオン又はオフさせて、前記インバータ回路から交流電圧を出力する動作回路、および、前記インバータ回路の出力電圧のゼロクロス近傍で前記インバータ回路に流れる回生電流を消費する抵抗体を備えて構成したことを特徴とする非接触電源装置。
【請求項２】
１次側巻線を収容する１次側ユニットと２次側巻線を収容する２次側ユニットを分離可能となし、両ユニットの接近によって前記１次側巻線と２次側巻線から結合トランスを形成し、当該結合トランスの電磁結合によって前記１次側ユニットから２次側ユニットへ非接触・無接点で電力を供給する非接触電源装置において、前記１次側ユニットは、商用電源の出力電圧を整流する第１の整流回路と、前記第１の整流回路の出力電圧をチョッパ制御して高周波の交番電流を前記結合トランスの１次側巻線に印加する駆動回路を備え、前記２次側ユニットは、前記２次側巻線に流れる誘起電圧を整流する整流回路と、前記整流回路の出力電圧から高周波成分を除去するローパスフィルタと、前記ローパスフィルタの出力電圧が零ボルトとなるタイミングでゼロクロス信号を出力するゼロクロス検出回路、および、前記ローパスフィルタの出力側に直列接続された２個のスイッチング素子を２組並列に接続して構成したインバータ回路と、前記ゼロクロス信号に応じて、前記インバータ回路を構成する２組のスイッチング素子を交互にオン又はオフさせて、前記インバータ回路から商用電源と等しい周波数の交番電圧を出力する動作回路と、前記インバータ回路の出力電圧のゼロクロス近傍で前記インバータ回路に流れる回生電流を消費する抵抗体を備えて構成したことを特徴とする非接触電源装置。
【請求項３】
前記２次側ユニットは、結合トランスの１次側電流の周波数と２次側の共振周波数とが等しくなるように２次側巻線の巻数とコンデンサ容量を調整した共振回路を具備し、前記駆動回路は、前記１次側ユニットの発振周波数を２次側ユニットの共振周波数から逸脱させる第１のスイッチ手段を具備して構成したことを特徴とする請求項１，２記載の非接触電源装置。
【請求項４】
前記動作回路は、前記ゼロクロス検出回路からゼロクロス信号が所定時間内に２以上出力されたとき、２回目以降のゼロクロス信号を前記動作回路において吸収するダブルパルス防止回路を具備して構成したことを特徴とする請求項１ないし３記載の非接触電源装置。
【請求項５】
前記１次側ユニットは、当該１次側ユニットの駆動／停止を切り替える第２のスイッチ手段を具備し、前記２次側ユニットは、前記１次側ユニットと対向して当接したとき、前記第２のスイッチ手段を投入することなく収容可能な収容溝を穿設して構成したことを特徴とする請求項１ないし４記載の非接触電源装置。
【請求項６】
前記２次側ユニットに永久磁石を具備し、前記１次側ユニットは、前記２次側ユニットに具備した永久磁石の磁気感知の有無によってオン／オフ動作し、前記１次側ユニットの駆動／停止を切り替える第３のスイッチ手段を具備して構成したことを特徴とする請求項１ないし４記載の非接触給電装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、特に、２次側に誘導性負荷を接続した場合の逆起電力によって過電圧が発生することを確実に阻止できる過電圧保護機能を具備した非接触電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来から、結合トランスの１次側を含む１次側ユニットと、前記結合トランスの２次側を含む２次側ユニットとを分離可能に構成し、前記結合トランスの２次側出力にインバータを接続して構成される、所謂、非接触電源装置はよく知られている。前記非接触電源装置は、前記１次側ユニットに接続した給電コードを屋内コンセント等の固定電源に差し込み、前記２次側ユニットは、例えば、窓ガラスや扉等の介在物を挟んで前記１次側ユニットと対向配置することにより屋外に配置する。
【０００３】
そして、前記１次側ユニットから２次側ユニットへ電磁誘導作用を利用して非接触・無接点で電力を供給し、屋外に配置した２次側ユニットに接続されるモータや電飾等の負荷を駆動するのである。すなわち、係る非接触電源装置によれば、窓ガラスや扉などを開けることなく屋内と屋外を閉ざした状態で、屋内に配設された商用電源を屋外で簡単・確実に利用することができるのである。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
然るに、前記非接触電源装置は、前記２次側ユニットに接続される負荷が誘導性負荷である場合、前記インバータの交流出力のゼロクロス近傍で逆起電力が発生し、インバータの直流入力に回生電流が流れ、この結果、直流電圧が異常に上昇して回路の故障を誘発する問題があった。
【０００５】
そこで、本発明は上述した問題を解決するために、インバータの交流出力のゼロクロス近傍で前記回生電流を消費させる抵抗体を具備し、過電圧の発生を確実に防止する非接触電源装置の提供を目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
この目的を達成するために請求項１記載の非接触電源装置は、１次側巻線を収容する１次側ユニットと２次側巻線を収容する２次側ユニットを分離可能となし、両ユニットの接近によって前記１次側巻線と２次側巻線から結合トランスを形成し、当該結合トランスの電磁結合によって前記１次側ユニットから２次側ユニットへ非接触・無接点で電力を供給する非接触電源装置であって、前記１次側ユニットは、商用電源の出力電圧を整流・平滑する第１の整流平滑回路と、前記第１の整流・平滑回路の出力電圧をチョッパ制御して高周波の交番電流を前記結合トランスの１次側巻線に印加する駆動回路を備え、前記２次側ユニットは、前記２次側巻線に流れる誘起電圧を整流・平滑して出力する第２の整流平滑回路と、前記第２の整流平滑回路の出力側に直列接続された２個のスイッチング素子を２組並列に接続して構成したインバータ回路と、前記２組のスイッチング素子を交互にオン又はオフさせて、前記インバータ回路から交流電圧を出力する動作回路および、前記インバータ回路の出力電圧のゼロクロス近傍で前記インバータ回路に流れる回生電流を消費する抵抗体を備えて構成した。
【０００７】
請求項１記載の非接触電源装置によれば、２次側ユニットの出力に誘導性負荷を接続したときにインバータ回路の直流入力に流れる回生電流を、前記インバータ回路の交流出力のゼロクロス近傍で消費することができるので、当該インバータ回路の直流入力電圧が異常に上昇することを完全に阻止できる。
【０００８】
請求項２記載の非接触電源装置は、１次側巻線を収容する１次側ユニットと２次側巻線を収容する２次側ユニットを分離可能となし、両ユニットの接近によって前記１次側巻線と２次側巻線から結合トランスを形成し、当該結合トランスの電磁結合によって前記１次側ユニットから２次側ユニットへ非接触・無接点で電力を供給する非接触電源装置であって、前記１次側ユニットは、商用電源の出力電圧を整流・平滑する第１の整流平滑回路と、前記第１の整流・平滑回路の出力電圧をチョッパ制御して高周波の交番電流を前記結合トランスの１次側巻線に印加する駆動回路を備え、前記２次側ユニットは、前記２次側巻線に流れる誘起電圧を整流する整流回路と、前記整流回路の出力電圧から高周波成分を除去するローパスフィルタと、前記ローパスフィルタの出力電圧が零ボルトとなるタイミングでゼロクロス信号を出力するゼロクロス検出回路、および、前記ローパスフィルタの出力側に直列接続された２個のスイッチング素子を２組並列に接続して構成したインバータ回路と、前記ゼロクロス信号に応じて、前記インバータ回路を構成する２組のスイッチング素子を交互にオン又はオフさせて、前記インバータ回路から商用電源と等しい周波数の交番電圧を出力する動作回路と、前記インバータ回路の出力電圧のゼロクロス近傍で前記インバータ回路に流れる回生電流を消費する抵抗体を備えて構成した。
【０００９】
請求項２記載の非接触電源装置によれば、２次側ユニットの出力に誘導性負荷を接続した場合にインバータ回路の直流入力に流れる回生電流を確実に消費して、過電圧の発生を完全に防止できるとともに、前記インバータ回路は、１次側ユニットに接続した商用電源と周波数および波形の等しい交流電圧を出力することができ、商用電源によって駆動する一般的な各種家電製品に対して利用することが可能となる。
【００１０】
請求項３記載の非接触電源装置は、請求項１，２記載の非接触電源装置において、前記２次側ユニットは、結合トランスの１次側電流の周波数と２次側の共振周波数とが等しくなるように２次側巻線の巻数とコンデンサ容量を調整した共振回路を具備し、前記駆動回路は、前記１次側ユニットの発振周波数を２次側ユニットの共振周波数から逸脱させる第１のスイッチ手段を具備して構成した。
【００１１】
請求項３記載の非接触電源装置によれば、１次側ユニットの発振周波数を第１のスイッチ手段の操作により可変することができるので、例えば、１次側ユニットと２次側ユニット間の距離が狭く、２次側ユニットに過大な電圧が供給される危険がある場合は、前記第１のスイッチ手段を操作して、前記１次側ユニットの発振周波数を２次側ユニットの共振周波数から外して、前記２次側に適正な電圧が供給されるように適宜調節することが可能となる。
【００１２】
請求項４記載の非接触電源装置は、請求項１ないし３記載の非接触電源装置において、前記動作回路は、前記ゼロクロス検出回路からゼロクロス信号が所定時間内に２以上出力されたとき、２回目以降のゼロクロス信号を前記動作回路において確実に吸収するダブルパルス防止回路を具備して構成した。
【００１３】
請求項４記載の非接触電源装置によれば、ゼロクロス検出回路から所定時間内に２以上のゼロクロス信号が出力された場合であっても、ダブルパルス防止回路によって２回目以降のゼロクロス信号の動作回路への入力が阻止されるので、電圧波形の乱れやノイズ等の影響によって、通常１回のゼロクロス信号の出力であるものが２回以上出力された場合であっても、インバータ回路のスイッチング素子のオン又はオフタイミングを正常に維持することができ、交番電圧の安定的な出力を保つことができる。
【００１４】
請求項５記載の非接触電源装置は、請求項１ないし４記載の非接触電源装置において、前記１次側ユニットは、当該１次側ユニットの駆動／停止を切り替える第２のスイッチ手段を具備し、前記２次側ユニットは、前記１次側ユニットと対向して当接したとき、前記第２のスイッチ手段を投入することなく収容する収容溝を穿設して構成した。
【００１５】
請求項５記載の非接触電源装置によれば、１次側ユニットと２次側ユニットが介在物を介さずに直接当接している場合には、前記第２のスイッチは投入されることなく２次側ユニットに穿設した収容溝内に完全に収容されるので、１次側ユニットと２次側ユニットが直接当接しても、１次側ユニットが駆動して２次側ユニットに過電圧が発生するといった問題の発生を確実に解消することができる。
【００１６】
請求項６記載の非接触電源装置は、請求項１ないし４記載の非接触電源装置において、前記２次側ユニットは、永久磁石を具備し、前記１次側ユニットは、前記２次側ユニットに具備した永久磁石の磁気感知の有無によってオン／オフ動作して、前記１次側ユニットの駆動／停止を切り替える第３のスイッチ手段を具備して構成した。
【００１７】
請求項６記載の非接触電源装置によれば、１次側ユニットに取り付けた第３のスイッチ手段によって２次側ユニットに取り付けた永久磁石の磁気を感知したときのみ１次側ユニットを駆動するように構成したので、１次側ユニットと２次側ユニットを対向配置しない限り、１次側ユニットを商用電源に接続しただけでは、前記１次側ユニットが駆動することはなく、無駄に電力が消費されることを確実に阻止することができる。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の好ましい実施例について、添付図面を参照して説明する。図１は本発明の非接触電源装置１を示す回路図であり、前記非接触電源装置１は、第１の整流平滑回路２，駆動回路３，結合トランス４，第２の整流平滑回路５とインバータ回路６および動作回路７から概略構成されている。
【００１９】
前記第１の整流平滑回路２は、図示しない商用電源から電源コンセント１１を介して供給される交流電圧を直流に整流平滑して出力する回路であり、ダイオードブリッジＤＢ１と平滑コンデンサＣ１を具備して構成されている。
【００２０】
そして、第１の整流平滑回路２のプラス端子は、後述する結合トランス４の主トランスＴＲ１を構成する１次側巻線４１ｃ（図２参照）に設けたセンタタップ４１ｅに接続されており、また、前記１次側巻線４１ｃの両端は、駆動回路３のＮ−ＭＯＳスイッチングディバイスＱ１，Ｑ２のドレイン端子にそれぞれ接続されている。
【００２１】
前記駆動回路３は、結合トランス４の主トランスＴＲ１を構成する１次側巻線４１ｃに交番電流を流すための回路であり、第１の整流平滑回路２のマイナス端子にソース端子を接続したスイッチングディバイスＱ１，Ｑ２と、該スイッチングディバイスＱ１，Ｑ２のゲート端子にスイッチングディバイスＱ１，Ｑ２の駆動電流を制限するための抵抗Ｒ４，Ｒ５を介してそれぞれ出力端子Ｏｕｔ１，Ｏｕｔ２を接続した駆動ＩＣ３３と、前記駆動ＩＣ３３の入力端子Ｃｉｎに一端を接続したタイミング生成用のコンデンサＣ２，駆動ＩＣ３３の入力端子Ｒｉｎに直列接続したタイミング生成用の抵抗Ｒ１，Ｒ２、および、前記タイミング生成用の抵抗Ｒ２に並列接続した補正用スイッチ３２から構成されている。
【００２２】
そして、前記駆動ＩＣ３３の入力端子Ｃｉｎに一端を接続したタイミング生成用のコンデンサＣ２の他端と、駆動ＩＣ３３の入力端子Ｒｉｎに直列接続したタイミング生成用の抵抗Ｒ１，Ｒ２の他端は、ともに第１の整流平滑回路２のマイナス端子に接続されている。
【００２３】
前記駆動ＩＣ３３は、２つの出力端子Ｏｕｔｌ，Ｏｕｔ２に接続されたスイッチングディバイスＱ１，Ｑ２を交互にオンオフさせるための素子であり、例えばテキサス・インスツルメンツ社製のスイッチング・レギュレータ・コントローラＴＬ４９４が使用される。
【００２４】
前記スイッチングディバイスＱ１，Ｑ２のオン・オフ周期は、駆動ＩＣ３３の入力端子Ｃｉｎに接続されるコンデンサＣ２の容量と入力端子Ｒｉｎに接続される抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗値とによって定まる駆動ＩＣ３３の発振周波数によって決定される。
【００２５】
したがって、補正用スイッチ３２が投入された場合は、入力端子Ｒｉｎに接続される抵抗値が変化するため、スイッチングディバイスＱ１，Ｑ２のオン・オフ周期（駆動ＩＣ３３の発振周波数）は当然変化する。
【００２６】
前記補正用スイッチ３２は、結合トランス４の１次側と２次側の間隔が過度に狭い場合、すなわち、１次側と２次側間に挟まれる窓ガラスや壁などの介在物５０（図３参照）の厚さが薄い場合に、結合トランス４の２次側の出力電圧が異常に高くなることを防ぐために用いられるスイッチであり、該スイッチは、操作が解除された後も、そのオンまたはオフの操作状態を保持するスイッチにて構成されている。
【００２７】
なお、前記補正用スイッチ３２は、結合トランス４の１次側と２次側間に挟まれる窓ガラスや壁などの介在物５０の厚さに応じて、駆動ＩＣ３３の発振周波数を変更するスイッチであるので、前述したようにオンまたはオフの２通りに切り替わるスイッチに代えて、抵抗値を０Ω〜数キロΩの間で変更可能な可変抵抗によって構成しても良い。
【００２８】
補正用スイッチ３２を可変抵抗により構成すれば、前記１次側と２次側間に挟まれる窓ガラスや壁などの介在物５０の厚さに応じて、駆動ＩＣ３３の発振周波数を適宜調整し、結合トランス４の１次側から２次側への電力供給を最適化することが可能となる。
【００２９】
前記結合トランス４は、１次側巻線４１ｃ（図２参照）にセンタタップ４１ｅ（図１参照）を備えた主トランスＴＲ１と、該主トランスＴＲ１の２次側巻線４２ｃ（図２参照）に並列に接続された共振用コンデンサＣ３から構成されている。
【００３０】
前記共振用コンデンサＣ３は、２次側巻線４２ｃと共に共振回路を形成するものであり、結合トランス４の１次側電流の周波数と２次側の共振周波数とが等しくなるように、その容量が調整されている。すなわち、駆動回路３の補正用スイッチ３２のオフ状態における駆動ＩＣ３３の発振周波数と２次側の共振周波数とが等しくなるように、共振用コンデンサＣ３の容量が調整されている。そして、前記共振回路の共振作用により結合トランス４の２次側インピーダンスを下げて電流を流れ易くし、２次側へ十分な電力を供給するのである。
【００３１】
また、前記第２の整流平滑回路５は、結合トランス４から出力された交流電圧を直流に整流平滑して出力する回路であり、ダイオードブリッジＤＢ２と平滑コンデンサＣ４から構成されている。
【００３２】
前記インバータ回路６は、第２の整流平滑回路５の出力に直列に接続された２個のスイッチング素子を２組（Ｑ３〜Ｑ６）並列に接続してなるブリッジ回路６ａから構成されており、第２の整流平滑回路５の出力のプラス端子とマイナス端子間に接続された抵抗Ｒ３とスイッチング素子Ｑ７からなる回生電流吸収回路６ｂを具備している。なお、前記スイッチング素子Ｑ３ないしＱ６のドレイン−ソース間には、ＭＯＳＦＥＴに存在する寄生ダイオードＤ１〜Ｄ４が逆並列に接続されている。
【００３３】
前記動作回路７は、矩形波発振器ＯＳＣ１の出力をＤ型フリップフロップＩＣ１のクロック端子Ｇに接続し、Ｄ型フリップフロップＩＣ１のデータ端子Ｄには図示しない直流電源のプラス端子が接続されている。Ｄ型フリップフロップＩＣ１のＱ出力端子は分周器ＩＣ２のクロック端子Ｇに接続されるとともに、抵抗Ｒ７を介してスイッチング素子Ｑ７のゲートに接続されている。
【００３４】
スイッチング素子Ｑ７のゲート−ソース間には抵抗Ｒ８が接続されており、Ｄ型フリップフロップＩＣ１のＱ出力端子は抵抗Ｒ６とコンデンサＣ５の直列回路を介して図示しない直流電源のグランド端子に接続されている。抵抗Ｒ６とコンデンサＣ５の接続点はＤ型フリップフロップＩＣ１のリセット端子Ｒに接続され、Ｄ型フリップフロップＩＣ１のＱバー出力端子は、アンドゲートＩＣ３，ＩＣ４のそれぞれの一方の入力端子に接続されている。また、前記Ｄ型フリップフロップＩＣ１のセット端子Ｓは図示しない直流電源のグランド端子に接続されている。
【００３５】
また、分周器ＩＣ２のセット端子Ｓ，リセット端子Ｒはともに図示しない直流電源のグランド端子に接続されており、分周器ＩＣ２のデータ端子Ｄは分周器ＩＣ２のＱバー出力端子に接続されている。分周器ＩＣ２のＱ出力端子はアンドゲートＩＣ３の他の一方の入力端子に接続されており、分周器ＩＣ２のＱバー出力端子はアンドゲートＩＣ４の他の一方の入力端子に接続されている。
【００３６】
アンドゲートＩＣ３の出力端子はスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５のゲート端子にそれぞれのドライバＤｒ４，Ｄｒ５を介して接続されており、アンドゲートＩＣ４の出力端子はスイッチング素子Ｑ３、Ｑ６のゲート端子にそれぞれのドライバＤｒ３，Ｄｒ６を介して接続されている。
【００３７】
図２は、以上のように構成した非接触電源装置１における結合トランス４の構造を示す側断面図であり、前記結合トランス４は、側断面形状を例えば、Ｃ字形に形成した１次側鉄心４１ｂ，２次側鉄心４２ｂと、該１次側鉄心４１ｂ，２次側鉄心４２ｂにそれぞれ巻回される１次側巻線４１ｃ，２次側巻線４２ｃを具備して構成されている。
【００３８】
前記１次側巻線４１ｃを巻回した１次側鉄心４１ｂと、２次側巻線４２ｃを巻回した２次側鉄心４２ｂは、それぞれ筐形状に形成した例えば、プラスティック等の樹脂材からなるケーシング４１ａ，４２ａ内に個別に収容された状態で、前記１次側鉄心４１ｂと２次側鉄心４２ｂの上下一対の端面を互いに交差することのないように対向配置している。
【００３９】
また、前記ケーシング４１ａ，４２ａには、導電率の高い非磁性体金属からなるカバー体４１ｆ，４２ｆが、それぞれ他方のケーシング４２ａ，４１ａと対向する側を開放して取り付けられている。
【００４０】
また、前記１次側鉄心４１ｂおよび２次側鉄心４２ｂは、継鉄部４１ｄ，４２ｄの長さを十分長くすることによって、当該１次側鉄心４１ｂに巻回される１次側巻線４１ｃから２次側鉄心４２ｂに巻回される２次側巻線４２ｃに電磁誘導によって効率的に電力が供給されるようにしている。
【００４１】
つまり、前記継鉄部４１ｄ，４２ｄの長さＬは、１次側ユニット４１と２次側ユニット４２間のギャップ長Ｇの２倍以上にすることが好ましく、１次側ユニット４１と２次側ユニット４２間に介在する窓ガラスや壁等の厚みを想定して、前記継鉄部４１ｄ，４２ｄの長さを予め設定しておけばよい。
【００４２】
なお、前記１次側鉄心４１ｂおよび２次側鉄心４２ｂの形状はＣ字形に特定するものではなく例えば、Ｅ字形に形成しても良い。この場合、１次側鉄心４１ｂと２次側鉄心４２ｂは、それぞれ上中下３段に具備する端面を互いに交差させることなく対向配置するものとする。
【００４３】
このように構成した１次側ユニット４１と２次側ユニット４２間で電磁誘導により電力を供給する場合は、図３に示すように、両ユニット４１，４２を窓ガラスや壁等の介在物５０を挟んで対向配置させ、電源コンセント１１を介して１次側ユニット４１に電力を供給することにより、該１次側ユニット４１は図２に示す１次側鉄心４１ｄから２次側ユニット４２の２次側鉄心４２ｄに介在物５０を介して磁束を鎖交させて、２次側巻線４２ｃに電圧を発生させることにより、２次側ユニット４２に接続した電気機器等の負荷６０を良好に駆動するのである。
【００４４】
なお、前記１次側鉄心４１ｄから２次側鉄心４２ｄに磁束が鎖交する際、前記１次側鉄心４１ｄに誘起された磁束は、図２に示す１次側ユニット４１に具備したカバー体４１ｆからケーシング４１ａを通過して外部へ漏出しようとするが、前記カバー体４１ｆは導電率の高い非磁性体金属によって形成されているので、磁束がカバー体４１ｆを通過するとき、前記カバー体４１ｆには漏れ磁束を妨げる向きに渦電流が発生する。
【００４５】
この渦電流の発生により、カバー体４１ｆには漏れ磁束と逆向きの磁束が誘起されるため、カバー体４１ｆを通過して外部に漏出する磁束は確実に減少し、この結果、１次側鉄心４１ｂに誘起した磁束を効率よく２次側鉄心４２ｂに鎖交させることができ、以て、１次側ユニット４１から２次側ユニット４２へ良好に電力を供給することができる。
【００４６】
また、前記１次側鉄心４１ｄおよび２次側鉄心４２ｄは、その脚間距離Ｌを１次側ユニット４１と２次側ユニット４２間のギャップ長Ｇの２倍以上となるように形成されているので、１次側鉄心４１ｄに誘起された磁束は、１次側鉄心４１ｄの脚間を跨ぐことなく確実に２次側鉄心４２ｄに鎖交して、２次側ユニット４２に良好に電力を供給することができる。
【００４７】
次に、前記非接触電源装置１を構成する各種回路（図１参照）の動作について説明する。まず、図３に示す電源コンセント１１を商用電源（交流電源）に接続すると、前記商用電源から供給される交流電圧は、第１の整流平滑回路２のダイオードブリッジＤＢ１と平滑コンデンサＣ１によって整流・平滑されて直流電圧として出力される。
【００４８】
同時に、駆動回路３の駆動ＩＣ３３にも図示しない直流電源から駆動電圧が供給され、タイミング生成用のコンデンサＣ２と抵抗Ｒ１，Ｒ２の直列抵抗によって定まる駆動ＩＣ３３の発振周波数（周期）で出力端子Ｏｕｔｌ，Ｏｕｔ２から抵抗Ｒ４，Ｒ５を介してスイッチングディバイスＱ１，Ｑ２が交互にオン・オフ駆動される。
【００４９】
スイッチングディバイスＱ１，Ｑ２が交互にオン・オフ駆動されることにより、結合トランス４の主トランスＴＲ１の１次側巻線４１ｃには、コンデンサＣ２と抵抗Ｒ１，Ｒ２とによって定まる周波数の交番電流が流れる。
【００５０】
そして、結合トランス４の主トランスＴＲ１の１次側巻線４１ｃに交番電流が流れると、これにより２次側巻線４２ｃに磁束が鎖交して、主トランスＴＲ１の２次側巻線４２ｃに電圧が発生する。このとき、共振用コンデンサＣ３は、予め結合トランス４の１次側巻線４１ｃに流れる電流の周波数と２次側の共振周波数とが等しくなるように容量調整されているので、前記共振用コンデンサＣ３と２次側巻線４２ｃからなる共振回路の共振作用により、結合トランス４の１次側から２次側への電力供給は最適化される。
【００５１】
前記結合トランス４の共振用コンデンサＣ３の両端から供給される電圧は、第２の整流平滑回路５のダイオードブリッジＤＢ２とコンデンサＣ４とによって、再び直流電圧に変換された後、コンデンサＣ４の両端から出力される。そして、このコンデンサＣ４から出力される直流のプラス電圧は、インバータ回路６に出力されるとともに、図示しない直流電源に供給されインバータ回路６の制御電源（図示せず）が作られる。
【００５２】
そして、第２整流平滑回路５の出力によって制御電源（図示せず）が作られると、インバータ回路６は動作を開始する。以下インバータ回路６の動作を図４の波形図を基に説明する。
【００５３】
前記制御電源から駆動用の電力が与えられると、図１に示す矩形波発振器ＯＳＣ１は所定の周波数で発振を開始し矩形波状のパルスを出力する（図４（ａ））。前記矩形波発振器ＯＳＣ１の出力はＤ型フリップフロップＩＣ１のクロック端子Ｇに入力され、また、Ｄ型フリップフロップＩＣ１のデータ端子Ｄは図示しない直流電源のプラス端子に接続されているので、Ｄ型フリップフロップＩＣ１のＱ出力端子からは、ハイレベルの信号が出力される（図４（ｂ））。
【００５４】
そして、その出力は抵抗Ｒ６とコンデンサＣ４の直列回路に加えられるので、前記抵抗Ｒ６とコンデンサＣ５の接続点の電圧は抵抗Ｒ６とコンデンサＣ４で定まる時定数で除々に上昇する（　図４（ｄ））　。すなわち、Ｄ型フリップフロップＩＣ１のＱ出力端子の出力は、抵抗Ｒ６とコンデンサＣ５によって積分されるのである。
【００５５】
そして、前記抵抗Ｒ６とコンデンサＣ５の接続点の電圧がＤ型フリップフロップＩＣ１のリセット端子Ｒのスレッショルド電圧に到達すると、Ｄ型フリップフロップＩＣ１はリセットされて、Ｑ出力端子の出力はロウレベルとなる。これにより、Ｄ型フリップフロップＩＣ１のＱ出力端子からは抵抗Ｒ６とコンデンサＣ５で定まる時定数のパルスが出力されるのである。
【００５６】
一方、Ｄ型フリップフロップＩＣ１のＱ出力端子から出力されるパルスは、分周器ＩＣ２のクロック端子Ｇに入力され、また、分周器ＩＣ２の出力はそのデータ端子Ｄのレベルによって定まる出力をＱ出力端子とＱバー出力端子から出力する。ここで、分周器ＩＣ２のＱバー出力端子は分周器ＩＣ２のデータ端子Ｄに接続されているので、分周器ＩＣ２にＤ型フリップフロップＩＣ１のＱ出力端子からパルス信号が入力されるたびに、分周器ＩＣ２のＱ出力端子とＱバー出力端子の出力はハイレベルとロウレベルを反転するのである（図４（ｅ），（ｆ））。
【００５７】
分周器ＩＣ２のＱ出力端子とＱバー出力端子は、それぞれアンドゲートＩＣ３，ＩＣ４の一方の入力端子に接続され、前記アンドゲートＩＣ３，ＩＣ４の他方の入力端子は一括してＤ型フリップフロップＩＣ１のＱバー出力端子に接続されているので、アンドゲートＩＣ３，ＩＣ４の出力は分周器ＩＣ２のＱ出力端子とＱバー出力端子の出力からＤ型フリップフロップＩＣ１のＱバー出力端子の出力分だけ差し引いた時間のみハイレベルとなるのである（図４（ｇ），（ｈ））。
【００５８】
そして、アンドゲートＩＣ３，ＩＣ４の出力はそれぞれのドライバＤｒ３〜Ｄｒ６に出力され、当該ドライバドライバＤｒ３〜Ｄｒ６によってスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５あるいはＱ３，Ｑ６は駆動される。これにより、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６はＤ型フリップフロップＩＣ１のＱバー出力端子がロウレベルの期間は全てオフとなり、Ｄ型フリップフロップＩＣ１のＱバー出力端子がハイレベルとなるたびにオン・オフを繰り返すのである。
【００５９】
一方、Ｄ型フリップフロップＩＣ１はＱ出力端子に接続した抵抗Ｒ７を介してスイッチング素子Ｑ７を駆動することにより、インバータ回路６のスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６が全てオフとなった時のみスイッチング素子Ｑ７をオンする。
【００６０】
以下に、前記抵抗Ｒ３とスイッチング素子Ｑ７の働きを図５を用いて説明する。なお、説明を容易にする為、図５に示す記号は図１のものを用い、動作回路７の記載は省略している。
【００６１】
インバータ回路６の出力に例えば、コンデンサモータや隈とりモータ等の誘導性負荷Ｌ１が接続され、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ６がオンし、スイッチング素子Ｑ４，Ｑ５がオフしている状態を例として説明する。このとき、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ６がオンしているため誘導性負荷Ｌ１には図５（ａ）に示すように左から右方向に向かって電流が流れる。
【００６２】
この誘導性負荷Ｌ１に流れる電流は、所定時間が経過した後、全てのスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６がオフした場合でも、前記誘導性負荷Ｌ１に蓄積された電磁エネルギーの存在によって依然として流れつづけようとする。
【００６３】
したがって、誘導性負荷Ｌ１の電流は、誘導性負荷Ｌ１→スイッチング素子Ｑ５の寄生ダイオードＤ３→第２の整流平滑回路５のコンデンサＣ４→スイッチング素子Ｑ４の寄生ダイオードＤ２→誘導性負荷Ｌ１の経路で、誘導性負荷Ｌ１に蓄積された電磁エネルギーが放出するまで流れつづける。その結果、前記コンデンサＣ４に電荷が蓄積されて、コンデンサＣ４の両端電圧が上昇するのである（図５（ｂ））。
【００６４】
ここで、前記スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６が全てオフになった瞬間にスイッチング素子Ｑ７をオンすることによって、誘導性負荷Ｌ１の電流は誘導性負荷Ｌ１→スイッチング素子Ｑ５の寄生ダイオードＤ３→抵抗Ｒ３→スイッチング素子Ｑ７→スイッチング素子Ｑ４の寄生ダイオードＤ２→誘導性負荷Ｌ１の経路で流れ、誘導性負荷Ｌ１に蓄積された電磁エネルギーは抵抗Ｒ３によって確実に消費されるので、第２の整流平滑回路５の出力電圧が異常に上昇することを完全に防止できるのである。
【００６５】
次に、図３に示す１次側ユニット４１と２次側ユニット４２の間に挟まれる窓ガラスや壁などの介在物５０の厚みが薄い場合の操作を説明する。１次側鉄心４１ｂと２次側鉄心４２ｂとの間に挟まれる窓ガラスや壁などの介在物５０の厚みが薄い場合、結合トランス４の１次側巻線４１ｃと２次側巻線４２ｃとの結合係数が上昇するため、２次側巻線４２ｃの出力電圧が異常に上昇する。この場合、前記出力電圧の上昇に起因する出火等の事故を防止するために、駆動回路３の補正用スイッチ３２をオンして、２次側巻線４２ｃの出力電圧が過度に上昇することを確実に抑制しなければならない。
【００６６】
動作としては、図１に示す補正用スイッチ３２をオンすることにより、抵抗Ｒ２が短絡され、駆動ＩＣ３３の発振周波数が高くなる。その結果、主トランスＴＲ１に流れる交番電流の周波数も高くなる。主トランスＴＲ１の２次側巻線４２ｃは共振用コンデンサＣ３と共に、予め駆動ＩＣ３３の発振周波数と共振するように設定されているので、補正用スイッチ３２のオンにより、駆動ＩＣ３３の発振周波数が変化すると、主トランスＴＲ１の２次側巻線４２ｃと共振用コンデンサＣ３とによって定まる共振周波数を外れて、主トランスＴＲ１の２次側巻線４２ｃに発生する電圧が過度に上昇することはなくなるのである。
【００６７】
なお、ここで使用される補正用スイッチ３２は、窓ガラスや壁などの介在物５０の厚みに応じてオン・オフされるスイッチであるので、スイッチの操作が解除された後も、そのオンまたはオフの操作状態を保持できるスイッチが用いられる。
【００６８】
図６は本発明の他の実施例における非接触電源装置４００の回路図を示しており、図６において、図１に示す非接触電源装置１と異なるところは、前記非接触電源装置１は矩形波発振器ＯＳＣ１の１／２の周波数の矩形波の交流電圧を出力する電源装置であったのに対し、非接触電源装置４００は、商用電源と等しい周波数の交流電圧を出力することのできる電源装置である。以下に、図６に示す非接触電源装置４００の構成について説明する。なお、前記非接触電源装置４００において、図１に示す非接触電源装置１と同一部品には同一符号を付して説明を省略する。
【００６９】
図６に示すように、前記非接触電源装置４００は、図１に示す第１の整流平滑回路２から平滑コンデンサＣ１を外して整流回路２ａを形成するとともに、第２の整流平滑回路５をダイオードブリッジＤＢ２からなる第２の整流回路５ａとコンデンサＣ４からなるローパスフィルタ４０１に分割し、また、矩形波発振器ＯＳＣ１に代えてゼロクロス検出回路４０２を具備して動作回路７ａを構成した。
【００７０】
前記ローパスフィルタ４０１は、ダイオードブリッジＤＢ２の出力波の高周波成分を除去するために具備したものであり、ダイオードブリッジＤＢ２の出力にコンデンサＣ４を並列接続して構成されている。前記ローパスフィルタ４０１は、ダイオードブリッジＤＢ２によって整流された出力電圧（図７（ｅ））から高周波成分を除去して、同図（ｆ）に示す商用電源の交流電圧を全波整流した状態の波形とする。
【００７１】
そして、ローパスフィルタ４０１の出力電圧がヒステリシスバッファＩＣ５のスレッショルド電圧となるタイミング（ゼロクロスする直前のタイミング）で、その出力電圧を交互に出力端子４０４，４０５から出力することにより、電源コンセント１１から供給される商用電源と周波数および波形の等しい交流電圧の出力を可能にしている。
【００７２】
前記ゼロクロス検出回路４０２は、ローパスフィルタ４０１の出力電圧がヒステリシスバッファＩＣ５のスレッショルド電圧になるタイミング（ゼロクロスする直前のタイミング）を検出するために具備されており、抵抗Ｒ４１，Ｒ４２と定電圧ダイオードＺＤから構成されている。
【００７３】
具体的には、抵抗Ｒ４１の一端にローパスフィルタ４０１のプラス側の出力が接続され、前記抵抗Ｒ４１の他端には抵抗Ｒ４２の一端と定電圧ダイオードＺＤ６１のカソードが接続されている。前記抵抗Ｒ４２の他端は、定電圧ダイオードＺＤ６１のアノードとともにローパスフィルタ４０１のマイナス側の出力が接続されている。
【００７４】
そして、このように構成したゼロクロス検出回路４０２は、ローパスフィルタ４０１の出力電圧がヒステリシスバッファＩＣ５のスレッショルド電圧になるタイミング（ゼロクロスする直前のタイミング）でゼロクロス信号としてハイパルスを出力する（図７（ｇ））。
【００７５】
前記ヒステリシスバッファＩＣ５の出力はＤ型フリップフロップＩＣ１のクロック端子Ｇに入力され、Ｄ型フリップフロップＩＣ１のデータ端子Ｄは、図示しない直流電源のプラス端子に接続されている。したがって、Ｄ型フリップフロップＩＣ１のＱ出力端子の出力はハイレベルとなり、その出力は抵抗Ｒ６とコンデンサＣ５の直列回路に加えられて、前記抵抗Ｒ６とコンデンサＣ５の接続点の電圧を、該抵抗Ｒ６とコンデンサＣ５で定まる時定数で徐々に上昇させる。
【００７６】
すなわち、Ｄ型フリップフロップＩＣ１のＱ出力端子の出力は、抵抗Ｒ６とコンデンサＣ５によって積分されるのである。そして、抵抗Ｒ６とコンデンサＣ５の接続点の電圧がＤ型フリップフロップＩＣ１のリセット端子Ｒのスレッショルド電圧に到達すると、Ｄ型フリップフロップＩＣ１はリセットされてＱ出力端子の出力をロウレベルとする。
【００７７】
これにより、Ｄ型フリップフロップＩＣ１のＱ出力端子からは抵抗Ｒ６とコンデンサＣ５で定まる時定数のパルスが出力されることになり、前記Ｄ型フリップフロップＩＣ１は一定幅のハイパルスを出力する単安定マルチバイブレータとして機能するのである。
【００７８】
一方、Ｄ型フリップフロップＩＣ１のＱ出力端子から出力されるパルス信号は、分周器ＩＣ２のクロック端子Ｇに入力されて、該分周器ＩＣ２は、データ端子Ｄに入力される信号レベルによって定まる出力がＱ出力端子およびＱバー出力端子から出力される。
【００７９】
ここで、分周器ＩＣ２のＱバー出力端子は、分周器ＩＣ２のデータ端子Ｄに接続されているので、分周器ＩＣ２にＤ型フリップフロップＩＣ１のＱ出力端子の出力に現れるパルスが入力されるたびに、分周器ＩＣ２のＱ出力端子とＱバー出力端子の出力信号はハイレベルとロウレベルの間で反転するのである（図７（ｉ），（ｊ））。
【００８０】
ここで、電圧波形の乱れやノイズなどの影響により、１回のゼロクロス検出につき、前記ゼロクロス検出回路４０２からゼロクロス信号が２回以上出力される場合がある（ダブルパルスという）。このとき、前記Ｄ型フリップフロップＩＣ１（単安定マルチバイブレータ）を介すことなく、ゼロクロス検出回路４０２と分周器ＩＣ２を直接接続してしまうと、前述したダブルパルスによりインバータ回路６が余分に切り換えられてしまい、安定した正弦波が得られないという問題が発生する。
【００８１】
そこで、本実施例では、ゼロクロス検出回路４０２と分周器ＩＣ２の間に、Ｄ型フリップフロップＩＣ１（単安定マルチバイブレータ）を具備して、ゼロクロス信号のダブルパルスが発生した場合でも、このダブルパルスをＤ型フリップフロップＩＣ１（単安定マルチバイブレータ）にて確実に吸収して、前記ダブルパルスが分周器ＩＣ２に入力されることを完全に阻止している。
【００８２】
これにより、Ｄ型フリップフロップＩＣ１（単安定マルチバイブレータ）がハイパルス出力している間にゼロクロス信号が入力（ダブルパルス）されても、前記Ｄ型フリップフロップＩＣ１（単安定マルチバイブレータ）は新たにハイパルスを出力することなく、インバータ回路６を適正に切換え制御することができる。
【００８３】
一方、前記分周器ＩＣ２のＱ出力端子とＱバー出力端子は、それぞれアンドゲートＩＣ３，ＩＣ４の一方の入力端子に接続され、前記アンドゲートＩＣ３，ＩＣ４の他方の入力端子には、一括してＤ型フリップフロップＩＣ１のＱバー出力端子が接続されている。
【００８４】
この結果、アンドゲートＩＣ３，ＩＣ４の出力は、分周器ＩＣ２のＱ出力端子およびＱバー出力端子の出力からＤ型フリップフロップＩＣ１のＱバー出力端子の出力分だけ差し引いた時間のみハイレベルとなる。
【００８５】
そして、前記アンドゲートＩＣ３，ＩＣ４の出力は、ドライバＤｒ３〜Ｄｒ６を介してスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５あるいはＱ３，Ｑ６を駆動するのである。すなわち、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６はＤ型フリップフロップＩＣ１のＱバー出力端子の出力がロウレベルの期間は全てオフとなり、Ｄ型フリップフロップＩＣ１のＱバー出力端子の出力がハイレベルとなるたびにオン・オフを繰り返すのである。
【００８６】
一方、Ｄ型フリップフロップＩＣ１のＱ出力端子は、抵抗Ｒ７を介してスイッチング素子Ｑ７に接続されているので、インバータ回路６のスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６が全てオフとなったときのみスイッチング素子Ｑ７はオンする。
【００８７】
そして、インバータ回路６にモータ等の誘導性負荷Ｌ１が接続され、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ６がオンし、スイッチング素子Ｑ４，Ｑ５がオフした状態では、前記誘導性負荷Ｌ１には図５（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ６がオンしていることにより、左から右方向へ向って電流が流れる。
【００８８】
その後、所定時間が経過して全てのスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６がオフしても、誘導性負荷Ｌ１には電磁エネルギーが蓄積しているため、前記誘導性負荷Ｌ１の電流は流れ続け、図５（ｂ）に示すように、誘導性負荷Ｌ１→スイッチング素子Ｑ５の寄生ダイオードＤ３→コンデンサＣ４→スイッチング素子Ｑ４の寄生ダイオードＤ２→誘導性負荷Ｌ１の経路で、前記誘導性負荷Ｌ１に蓄積された電磁エネルギーが放出されるまで流れ続ける。
【００８９】
その結果、第２の整流回路５ａのコンデンサＣ４に電荷が蓄積されて、コンデンサＣ４の両端電圧が上昇する。ここで、前記スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６が全てオフとなった瞬間にスイッチング素子Ｑ７がオンすると、誘導性負荷Ｌ１に流れる電流は、同図（ｃ）に示すように、誘導性負荷Ｌ１→スイッチング素子Ｑ５の寄生ダイオードＤ３→抵抗Ｒ３→スイッチング素子Ｑ７→スイッチング素子Ｑ４の寄生ダイオードＤ２→誘導性負荷Ｌ１の経路で流れる。これにより、前記誘導性負荷Ｌ１に蓄積された電磁エネルギーは抵抗Ｒ３で確実に消費されるので、第２の整流回路５ａの出力電圧が異常に上昇することを完全に防止することができる。
【００９０】
次に、前記非接触電源装置４００の動作を図７を参照して説明する。図７は非接触電源装置４００の各構成回路の出力電圧を個別に示す波形図であり、商用電源の交流電圧は、図６に示す電源コンセント１１を介してダイオードブリッジＤＢ１からなる第１の整流回路２ａによって図７（ａ）に示すように整流される。
【００９１】
同時に、駆動回路３にも図示しない直流電源から電源が供給され、タイミング生成用のコンデンサＣ２と抵抗Ｒ１，Ｒ２の直列抵抗によって定まる周期で、駆動ＩＣ３３の出力端子Ｏｕｔ１，Ｏｕｔ２から信号を発振し、抵抗Ｒ４，Ｒ５を介してスイッチングディバイスＱ１，Ｑ２を交互に駆動（チョッパ制御）する（図７（ｂ），（ｃ））。
【００９２】
前記スイッチングディバイスＱ１，Ｑ２が交互に駆動されると、結合トランス４の主トランスＴＲ１の１次側巻線４１ｃには、コンデンサＣ２と抵抗Ｒ１，Ｒ２によって定まる周波数の交番電流が流れ、結合トランス４から図７（ｄ）に示す交番電圧が出力される。このとき、前記ダイオードブリッジＤＢ１の出力電圧は、図７（ａ）に示すように平滑されていないので、結合トランス４の交番電圧（出力電圧）の包路線は商用電源の電圧波形に追従したものとなる。
【００９３】
前記結合トランス４から出力される交番電圧は、第２の整流回路５ａを構成するダイオードブリッジＤＢ２によって図７（ｅ）に示すように整流され、ローパスフィルタ４０１により図７（ｆ）に示すように高周波成分が除去されて、商用電源の交流電圧を全波整流した波形波とされる。
【００９４】
一方、ゼロクロス検出回路４０２は、図７（ｆ）に示す波形波がヒステリシスバッファＩＣ５のスレッショルド電圧になるタイミングを検出し、そのタイミングで、図７（ｇ）に示すように、ゼロクロス信号としてハイパルスを出力する。
【００９５】
そして、Ｄ型フリップフロップＩＣ１（単安定マルチバイブレータ）はこのゼロクロス信号の立ち上がりのタイミングでＱ出力端子から図７（ｈ）に示す一定幅のハイパルスを次段の分周器ＩＣ２に出力し、このハイパルスの立ち上がりのタイミングで、分周器ＩＣ２のＱ出力端子およびＱバー出力端子の出力がそれぞれ図７（ｉ），（ｊ）に示すように反転される。
【００９６】
この出力の反転によって、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６はそれぞれオンまたはオフされて、非接触電源装置４００の出力端子４０４，４０５から商用電源と周波数および波形の等しい交流電圧Ｖｙを出力する（図７（ｋ））。
【００９７】
また、前記交流電源のゼロクロス近傍においては、スイッチング素子Ｑ７がオンすることによって、抵抗Ｒ３に回生電流を流すことによりこれを確実に消費して、第２の整流回路５ａの出力が異常に上昇することを完全に阻止できることは前述したとおりである。
【００９８】
このように、図６に示す非接触電源装置４００によれば、交流電源のゼロクロス近傍で発生する回生電流を抵抗Ｒ３により確実に消費して過電圧が発生することを防止できるとともに、商用電源と周波数および波形の等しい交流電圧Ｖｙを出力することができるので、出力端子４０４，４０５をコンセントとして使用すれば、屋内と屋外を隔絶した状態で、商用周波数の交流電源によって駆動する各種の電気機器を屋外で利用することができる。
【００９９】
図８，９は、前記非接触電源装置１，４００に新たな機能を付加して構成した非接触電源装置１０を示す図であり、前記非接触電源装置１，４００が有する欠点を解消できるものである。
【０１００】
つまり、図１，６に示す構成の非接触電源装置１，４００によれば、　１次側ユニット４１の電源コンセント１１を商用電源に接続した時点で、２次側ユニット４２の取付けの有無に拘わらず、駆動回路３が自動的に作動して、結合トランス４の１次側巻線４１ｃに励磁電流が待機電流として流れ、常に一定の電力を消費してしまうという欠点があった。
【０１０１】
これに対し、図８，９に示す非接触電源装置１０では、１次側ユニット４１に対向して２次側ユニット４２が取付けられない限り、１次側ユニット４１で電力が消費されることはない。
【０１０２】
すなわち、図８（ａ）に示す非接触電源装置１０は、１次側ユニット４１の２次側ユニット４２との対向面に押しボタンスイッチ（第２のスイッチ手段）が配設されており、また、２次側ユニット４２の１次側ユニット４１との対向面であって、両ユニット４１，４２を対向配置させた場合に１次側ユニット４１の押しボタンスイッチ６５と対向する位置に、押しボタンスイッチ６５より十分に大きな凹部６６が形成されている。
【０１０３】
そして、前記押しボタンスイッチ６５は、該スイッチ６５が押下されている間のみオン状態を維持し、その押下が解除された場合にオフとなるスイッチで構成されるものとし、図８（ｂ）に示すように、電源コンセント１１と第１整流平滑回路２との間に配設されている。また、凹部６６は、押しボタンスイッチ６５を、そのオフ状態を維持したまま内部に収容可能な大きさに形成されている。
【０１０４】
この非接触電源装置１０によれば、電源コンセント１１が商用電源に差し込まれた状態で、押しボタンスイッチ６５が押下されている場合に限り、商用電源から交流電圧が前記ダイオードブリッジＤＢ１および駆動回路３へ供給される。
【０１０５】
換言すれば、押しボタンスイッチ６５が非押下の状態では、電源コンセント１１が商用電源に差し込まれていても、商用電源からの交流電圧はダイオードブリッジＤＢ１および駆動回路３へ供給されないので、１次側ユニット４１が駆動することはなく、無駄に電力が消費されることはない。
【０１０６】
したがって、図９（ａ）に示すように、非接触電源装置１０の１次側ユニット４１と２次側ユニット４２とが、窓ガラスや壁などの介在物５０を介して正常に取り付けられている場合には、介在物５０により押しボタンスイッチ６５がオンされ、前記ダイオードブリッジＤＢ１および駆動回路３へ交流電圧が供給されて、１次側ユニット４１が作動する。
【０１０７】
一方、図９（ｂ）に示すように、１次側ユニット４１が介在物５０から取り外された状態では、押しボタンスイッチ６５は投入されないので、ダイオードブリッジＤＢ１および駆動回路３へ交流電圧は供給されず、１次側ユニット４１で電力は消費されない。
【０１０８】
また、図９（ｃ）に示すように、１次側ユニット４１と２次側ユニット４２が介在物５０を介すことなく、直接対向配置された場合には、押しボタンスイッチ６５は凹部６６内に収容されて投入されることはないので、この場合も前記ダイオードブリッジＤＢ１および駆動回路３へ交流電圧は供給されず、１次側ユニット４１で電力消費は行われない。
【０１０９】
通常、図９（ｃ）に示すような状態で１次側ユニット４１が作動すると、両ユニット４１，４２の間隔は極めて狭いので、２次側ユニット４２に異常に高い電圧が誘起され出火等の事故を招く危険がある。然るに、前記非接触電源装置１０では、このような状況において１次側ユニット４１の作動が禁止される（１次側ユニット４１は作動しない）ので、２次側ユニット４２に異常に高い電圧が誘起されることはなく、出火等の発生を完全に阻止することができる。
【０１１０】
図１０は前記非接触電源装置１０同様、電源コンセント１１を商用電源に指し込んだだけでは、１次側ユニット４１と２次側ユニット４２が対向していない限り、１次側ユニット４１が作動することのない構成の非接触電源装置１００を示す斜視図である。
【０１１１】
前記非接触電源装置１００は、１次側ユニット４１の２次側ユニット４２との対向面側内部にリードスイッチ７１（第３のスイッチ手段）が配設され、また、２次側ユニット４２の１次側ユニット４１との対向面であって、両ユニット４１，４２を対向配置させた場合に１次側ユニット４１のリードスイッチ７１と対向する位置に、そのリードスイッチ７１をオンさせるに十分な磁力を有する永久磁石７２が配設されている。
【０１１２】
前記リードスイッチ７１は、常時オフの状態にあり、永久磁石７２が接近した場合にその磁力によってオンするスイッチである。一旦オンされたリードスイッチ７１は、永久磁石７２と離隔されることによりオフされる。
【０１１３】
このリードスイッチ７１は、前記非接触電源装置１０の押しボタンスイッチ６５と電気的に（回路上）同位置に配設すればよく（図８（ｂ）参照）、電源コンセント１１が商用電源に差し込まれた状態で、リードスイッチ７１がオンされている場合に限り、商用電源の交流電圧がダイオードブリッジＤＢ１および駆動回路３へ供給される。
【０１１４】
したがって、前記リードスイッチ７１がオフの状態では、電源コンセント１１が商用電源に差し込まれていても、商用電源からの交流電圧はダイオードブリッジＤＢ１および駆動回路３へ供給されず、１次側ユニット４１において電力消費されることはない。
【０１１５】
このように図１０に示す非接触電源装置１００は、１次側ユニット４１と２次側ユニット４２が対向配置された場合にのみ、１次側ユニット４１に電力が供給されるため、１次側ユニット４１と２次側ユニット４２とが、窓ガラスや壁などの介在物５０を介して正常に取り付けられている場合には、永久磁石７２の磁力によりリードスイッチ７１がオンされ、ダイオードブリッジＤＢ１および駆動回路３へ交流電圧が供給されて、１次側ユニット４１を良好に作動することができる。
【０１１６】
一方、２次側ユニット４２が取り外された場合には、リードスイッチ７１に永久磁石７２の磁力が働かないので、リードスイッチ７１はオンされない。したがって、このような場合には、前記ダイオードブリッジＤＢ１および駆動回路３へ交流電圧は供給されず、１次側ユニット４１で無駄に電力が消費されることはない。
【０１１７】
なお、図８（ａ）に示す押しボタンスイッチ６５および凹部６６と、当該リードスイッチ７１および永久磁石７２を、一の非接触電源装置に共に搭載して構成しても良い。図１１（ａ）は、前記両スイッチ６５，７１を直列に接続して共に搭載した非接触電源装置２００の電源コンセント１１及びダイオードブリッジＤＢ１部分を抽出して示す回路図である。
【０１１８】
この非接触電源装置２００は、図１１（ｂ）に示すように、１次側ユニット４１と２次側ユニット４２が介在物５０を介して対向配置している場合にのみ、１次側ユニット４１がオンされ、図１１（ｃ）に示すように、１次側ユニット４１のみが介在物５０に当接し、２次側ユニット４２が取り外されている場合や、図１１（ｄ）に示すように、１次側ユニット４１と２次側ユニット４２とが介在物５０を介すことなく直接相対している場合は、１次側ユニット４１はオフする。
【０１１９】
つまり、１次側ユニット４１のみが取付けられている場合や、１次側ユニット４１と２次側ユニット４２が揃っていても、両ユニット４１，４２が直接対向配置されている場合には、前記１次側ユニット４１はオンされず、１次側ユニット４１で無駄に電力が消費されることと、２次側ユニット４２に異常に高い電圧が発生することを確実に防止することができる。
【０１２０】
【発明の効果】
請求項１記載の非接触電源装置によれば、交流出力に誘導性負荷が接続された場合に発生する回生電流を前記交流出力のゼロクロス近傍で確実に消費させることができるので、直流出力の電圧が異常に上昇する事を防ぐことができるという効果がある。
【０１２１】
請求項２記載の非接触電源装置によれば、交流電源のゼロクロス近傍で発生する回生電流を確実に消費して過電圧が発生することを防止できるとともに、商用電源と周波数および波形の等しい交流電圧を出力することができるので、商用周波数の交流電源によって駆動する各種電気機器の電源として利用可能である。
【０１２２】
請求項３記載の非接触電源装置によれば、請求項１，２記載の非接触電源装置の奏する効果に加え、２次側に共振回路を備えることによって、２次側巻線のインビーダンスを低下させて、２次側巻線に電流を流れ易くして、１次側ユニットから２次側ユニットヘの電力供給を最適化することができるとともに、１次側ユニットと２次側ユニット間の介在物の厚みに応じてスイッチ手段を操作することにより、１次側ユニットの発振周波数を２次側ユニットの共振周波数から逸脱させて、２次側ユニットに過電圧が発生することを確実に阻止することができ、利便である。
【０１２３】
請求項４記載の非接触電源装置によれば、請求項１ないし３記載の非接触電源装置の奏する効果に加え、電圧波形やノイズ等の影響により、１回のゼロクロスの検出につき、ゼロクロス検出回路からゼロクロス信号が２回以上出力された場合であっても、インバータ回路のスイッチング素子のオン・オフタイミングを常に正常に保って、交番電流を安定して供給することができ、効果的である。
【０１２４】
請求項５記載の非接触電源装置によれば、請求項１ないし４記載の非接触電源装置の奏する効果に加え、１次側ユニットと２次側ユニットが介在物を介さずに直接対向配置されている場合は、１次側ユニットの駆動を確実に阻止して、２次側ユニットの出力が異常に上昇することを完全に防止することができ、利便である。
【０１２５】
請求項６記載の非接触電源装置によれば、請求項１ないし４記載の非接触電源装置の奏する効果に加え、１次側ユニットと２次側ユニットが対向配置されていない限り、１次側ユニットを商用電源に接続しただけでは、前記１次側ユニットが駆動することはなく、前記１次側ユニットで無駄に電力が消費されることを確実に阻止することができ、便利である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例にかかる非接触電源装置の回路図である。
【図２】前記非接触電源装置を構成する結合トランスの側断面図である。
【図３】前記非接触電源装置の使用状態図である。
【図４】前記非接触電源装置を構成する各回路の波形図である。
【図５】前記非接触電源装置を構成するスイッチング素子と抵抗による効果を説明するための回路図である。
【図６】本発明の第２実施例にかかる非接触電源装置の回路図である。
【図７】第２実施例の非接触電源装置において、交流電圧を出力するために具備した回路を構成する各部分の出力電圧波形を示す波形図である。
【図８】（ａ）は、前記非接触電源装置の外観の一例を示す斜視図であり、（ｂ）は、前記非接触電源装置の電源コンセント及びダイオードブリッジ部分を抽出して示す回路図である。
【図９】［図８］に示す非接触電源装置の使用状態図である。
【図１０】前記非接触電源装置の外観の一例を示す斜視図である。
【図１１】（ａ）は、［図１０］に示す非接触電源装置の電源コンセント及びダイオードブリッジ部分を抽出して示す回路図であり、（ｂ）ないし（ｄ）は、前記非接触電源装置の使用状態図である。
【符号の説明】
１，１０，１００，２００，４００　非接触電電源装置
２　第１の整流平滑回路
２ａ　第１の整流回路
３　駆動回路
４　結合トランス
５　第２の整流平滑回路
５ａ　第２の整流回路
６　インバータ回路
７，７ａ　動作回路
１１　電源コンセント
３２　補正用スイッチ
３３　駆動ＩＣ
４１　１次側ユニット
６５　押しボタンスイッチ（第２のスイッチ手段）
７１　リードスイッチ（第３のスイッチ手段）
７２　永久磁石
ＤＢ１，ＤＢ２　ダイオードブリッジ
Ｃ１，Ｃ４　平滑コンデンサ
Ｃ２　タイミング生成用のコンデンサ
Ｃ３　共振用コンデンサ
Ｒ１〜Ｒ６，Ｒ４１，Ｒ４２　抵抗
Ｑ１，Ｑ２　スイッチングディバイス
Ｑ３〜Ｑ６　スイッチング素子
ＯＳＣ１　矩形波発振器
ＩＣ１　Ｄ型フリップフロップ（単安定マルチバイブレータ）
ＩＣ２　分周器
ＩＣ３，ＩＣ４　アンドゲート
ＩＣ５　ヒステリシスバッファ
ＴＲ１　主トランス
Ｌ１　誘導性負荷
ＺＤ６１　定電圧ダイオード
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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