(57)【要約】【課題】電力損失が小さく、小型かつ簡単な構造で、直流出力電圧の安定化を実現できる複数系出力のスイッチング電源回路を提供する。【解決手段】導通角制御回路１０により、直流出力電圧が一定になるように、整流ダイオードＤ１の導通角を制御するので、他の出力系統の影響や負荷変動があっても、従来の３端子レギュレータなどを用いたものと比べて電力損失が小さく、また、従来のチョッパ回路やマグアンプ回路を用いたものと比べて小型かつ簡単な構造で、安定した直流出力電圧を得ることができる。また、従来の３端子レギュレータなどを用いたスイッチング電源回路では、複数の出力系統に応じて、出力側のトランスコイルも複数個必要となっていたが、単一のトランスコイルだけで複数系統の出力が可能となる。【選択図】        図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
１次側回路と、整流ダイオードと平滑コンデンサからなる整流平滑回路を複数有してなる２次側回路とがトランスを介して接続されて、２次側回路から一定の直流電圧を複数系統で出力するスイッチング電源回路であって、
前記２次側回路は、少なくとも１つの出力系統について、前記平滑コンデンサの両端電圧のレベルを検出し、検出された電圧レベルに応じて直流出力電圧が一定となるように前記整流ダイオードの導通角制御を行う導通角制御回路を備えている複数系出力のスイッチング電源回路。
【請求項２】
請求項１において、
前記導通角制御回路は、前記整流ダイオードと平滑コンデンサの間に設けられた電圧検出部、制御部およびスイッチ部を有して、
前記電圧検出部により、前記平滑コンデンサの両端電圧のレベルを検出し、前記制御部により、検出された電圧レベルに応じて直流出力電圧が一定になるように前記スイッチ部に対して導通角制御を行い、前記スイッチ部により、前記制御部に対する導通角制御によるスイッチング動作を行って、前記整流ダイオードに対して導通角制御を行う複数系出力のスイッチング電源回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数系統の直流出力電圧を出力するスイッチング電源回路に関し、特にその直流出力電圧の安定化に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来から、スイッチング素子を有する１次側回路と、整流ダイオードと平滑コンデンサからなる整流平滑回路を複数有してなる２次側回路とがトランスを介して接続されて、この２次側回路から複数系統で一定の直流電圧を出力するスイッチング電源回路が知られている。このスイッチング電源回路は、直流出力電圧の安定化を図るため、２次側回路のメインの出力系統における直流出力電圧のレベル変動を検出し、１次側回路へフィードバックしてスイッチング制御を行うようにしている。
【０００３】
この場合、１次側回路へフィードバックするメインの出力系統以外を、トランスから出力されるままの状態にすると、安定した出力が得られない。このため、他の出力系統については、整流平滑回路の後段に３端子レギュレータ、チョッパ回路またはマグアンプ（磁気増幅器）回路などを付加し、出力電圧の安定化を図っている。
【０００４】
図３は、整流平滑回路の後段に３端子レギュレータを付加した複数系出力のスイッチング電源回路の従来例を示す。２次側回路の整流ダイオードＤ２、平滑コンデンサＣ３で構成する第２の整流平滑回路から、メインの出力系統の直流電圧Ｅ２が出力されて１次側へフィードバックされる。整流ダイオードＤ１、平滑（電解）コンデンサＣ１で構成する第１の整流平滑回路から出力される直流電圧Ｅ１が他の（低圧の）出力系統のものである。図４は図３の回路における２次側の整流ダイオードＤ１の出力波形を示す。図４のように、トランスには、破線部も含めたプラスとマイナス極のパルスが出力されるが、整流ダイオードＤ１により実線部のプラス極のパルスが出力し、平滑コンデンサＣ１で平滑される。この場合、平滑コンデンサＣ１の両端電圧は、トランス出力電圧をＶ、整流ダイオードＤ１のオン時間をＴＯＮとした場合、Ｖ×（ＴＯＮ／Ｔ）となり、ＶやＴＯＮは他の出力系統（この場合、メインの出力系統）の影響や負荷変動により変化するため、安定した直流出力電圧を得られない。このため、図３の第１の整流平滑回路の後段に３端子レギュレータを付加し、直流出力電圧を安定化している。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の３端子レギュレータを使用する場合、出力電圧は安定化するものの、３端子レギュレータは入力電圧を下げて一定の出力電圧を得るドロッパー方式であるので、整流電流×降下電圧による電力損失が生じることから、電源回路の電力変換効率が向上しない。また、電力損失が大きいことで、発熱も高くなって放熱手段が必要となることから、電源回路が大型かつ重量化する。さらに、複数の出力系統に応じて出力側のトランスコイルが複数個必要となる。
【０００６】
また、チョッパ回路を使用する場合、チョークなどの部品点数が多くなり、電源回路が複雑化する。さらに、マグアンプ回路を使用する場合、出力電流が大きいと可飽和リアクタの形状が大きくなり、電源回路が大型化する。
【０００７】
本発明は上記の問題点を解決して、電力損失が小さく、小型かつ簡単な構造で、直流出力電圧の安定化を実現できる複数系出力のスイッチング電源回路を提供することを目的としている。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明にかかる複数系出力のスイッチング電源回路は、１次側回路と、整流ダイオードと平滑コンデンサからなる整流平滑回路を複数有してなる２次側回路とがトランスを介して接続されて、２次側回路から一定の直流電圧を複数系統で出力するものであって、前記２次側回路は、少なくとも１つの出力系統について、前記平滑コンデンサの両端電圧のレベルを検出し、検出された電圧レベルに応じて直流出力電圧が一定となるように前記整流ダイオードの導通角制御を行う導通角制御回路を備えている。
【０００９】
この構成によれば、導通角制御回路により、直流出力電圧が一定になるように、整流ダイオードの導通角を制御するので、他の出力系統の影響や負荷変動があっても、従来の３端子レギュレータなどを用いたものと比べて電力損失が小さく、また、従来のチョッパ回路やマグアンプ回路を用いたものと比べて小型かつ簡単な構造で、安定した直流出力電圧を得ることができる。また、従来の３端子レギュレータなどを用いたスイッチング電源回路では、複数の出力系統に応じて、出力側のトランスコイルも複数個必要となっていたが、単一のトランスコイルだけで複数系統の出力が可能となる。
【００１０】
好ましくは、前記導通角制御回路は、前記整流ダイオードと平滑コンデンサの間に設けられた電圧検出部、制御部およびスイッチ部を有して、前記電圧検出部により、前記平滑コンデンサの両端電圧のレベルを検出し、前記制御部により、検出された電圧レベルに応じて直流出力電圧が一定になるように前記スイッチ部に対して導通角制御を行い、前記スイッチ部により、前記制御部に対する導通角制御によるスイッチング動作を行って、前記整流ダイオードに対して導通角制御を行うものである。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明の一実施形態に係る複数系出力のスイッチング電源回路のブロック図を示す。
このスイッチング電源回路は、図示しないスイッチング素子を有する１次側回路Ｂと整流平滑回路からなる２次側回路ＡとがトランスＴを介して接続されている。この２次側回路Ａは、整流ダイオードと平滑コンデンサからなる整流平滑回路を複数、例えば２つ有しており、この２次側回路Ａから例えばメインと低圧の２つの出力系統で一定の直流電圧を出力する。
【００１２】
前記２次側回路Ａにおいて、トランスＴの第１の出力端Ｏａから第１のダイオードＤ１  と、第２のダイオードＤ２とが並列に接続される。メインの出力系統では、第２のダイオードＤ２の出力が直流出力電圧Ｅ２のラインとなり、直流出力電圧Ｅ２のラインとトランスＴの第２の出力端Ｏｂからのライン（アースＧＮＤ）間に平滑コンデンサＣ２が接続されて、第２のダイオードＤ２と平滑コンデンサＣ２により、第２の整流平滑回路８を構成する。この直流出力電圧Ｅ２のレベル変動を検出し、１次側回路Ｂへフィードバックしてスイッチング素子によりスイッチング制御を行うことにより、その出力電圧の安定化を図る。
【００１３】
このスイッチング電源回路は、低圧の出力系統についてもその出力電圧の安定化を図るものである。この出力系統では、第１のダイオードＤ１の出力が直流出力電圧Ｅ１のラインとなり、直流出力電圧Ｅ１のラインとアースＧＮＤ間に平滑コンデンサＣ１が接続されて、第１のダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ１により、第１の整流平滑回路７を構成する。この出力系統について、前記整流ダイオードＤ１と平滑（電解）コンデンサＣ１の間に、直流出力電圧が一定になるように整流ダイオードＤ１の導通角制御を行う導通角制御回路１０を備えている。
【００１４】
前記導通角制御回路１０は、例えば、整流ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ１との間に設けられた電圧検出部１、制御部２およびスイッチ部３を有している。
前記電圧検出部１は、前記平滑コンデンサＣ１の両端電圧のレベルを検出する。前記制御部２は、検出された電圧レベルに応じて、直流出力電圧が一定になるようにスイッチ部３に対して導通角制御を行う。前記スイッチ部３は、前記制御部２に対する導通角制御によるスイッチング動作を行って、整流ダイオードＤ１に対して導通角制御を行う。前記スイッチ部３は、スイッチング速度が速い、例えばパワーＭＯＳ−ＦＥＴのような第１のスイッチング素子ＦＥＴ１からなる。
【００１５】
電圧検出部１の構成
前記平滑コンデンサＣ１と並列に分圧抵抗Ｒ１とＲ２が接続される。分圧抵抗Ｒ１とＲ２の接続点は、制御素子（例えば、シャントレギュレータ）Ｑ１１の制御端子に対して接続される。
【００１６】
制御部２の構成
制御素子Ｑ１１のカソードは、抵抗Ｒ４とＲ５の直列接続回路を介して直流出力電圧Ｅ０１のラインに接続され、アノードはアースＧＮＤに接続される。また、制御素子Ｑ１１のカソードと制御端子間には、コンデンサＣ１１と抵抗Ｒ３の直列接続回路が接続される。
前記抵抗Ｒ４とＲ５の接続点に第２のスイッチング素子（例えば、トランジスタ）Ｑ１２のベースが接続される。第２のスイッチング素子Ｑ１２のエミッタは直流出力電圧Ｅ０１のラインに接続され、コレクタは抵抗Ｒ６とＲ７の直列接続回路を介してアースＧＮＤに接続される。抵抗Ｒ６とＲ７の接続点に、第３のスイッチング素子（例えば、トランジスタ）Ｑ１３のベースが接続される。
【００１７】
第３のスイッチング素子Ｑ１３のコレクタは、抵抗Ｒ８とＲ９の直列接続回路を介して直流出力電圧Ｅ１のラインに接続され、エミッタはアースＧＮＤに接続される。抵抗Ｒ８とＲ９の接続点には、スイッチ部３である第１のスイッチング素子ＦＥＴ１のゲートが接続され、また抵抗Ｒ１０を介して直流出力電圧Ｅ２のラインに接続される。
【００１８】
以下、上記構成の導通角制御回路の動作について説明する。
図２は、導通角制御を行った時の整流ダイオードＤ１の出力パルス波形を示す。同図において、トランスＴには、破線部も含めたプラスとマイナス極のパルスが出力されるが、整流ダイオードＤ１により実線部のプラス極のパルスが出力され、第１のスイッチング素子ＦＥＴ１によりプラス極のパルスがカットされて、平滑コンデンサＣ１で平滑される。
【００１９】
まず、抵抗Ｒ９とＲ１０により、第１のスイッチング素子ＦＥＴ１は導通しているが、分圧抵抗Ｒ１とＲ２によって直流出力電圧Ｅ１を分圧し、この分圧された電圧レベルを制御素子Ｑ１１の制御端子に対して印加することになる。制御素子Ｑ１１には、直流出力電圧Ｅ１から抵抗Ｒ４とＲ５の直列接続回路を介して電流が流れるのであるが、この電流レベルは、制御素子Ｑ１１の制御端子に印加された電圧レベルに応じて変化するようになっている。そして、このようにして制御素子Ｑ１１に流れる電流が第２のスイッチング素子Ｑ１２によって反転増幅されることとなるが、この第２のスイッチング素子Ｑ１２のコレクタ電流が抵抗Ｒ４とＲ５の直列接続回路に流れることになる。このコレクタ電流によっては、抵抗Ｒ７の両端に電圧が発生し、この電圧に応じて流れる電流によって第３のスイッチング素子Ｑ１３が導通するようになっている。
【００２０】
第３のスイッチング素子Ｑ１３が導通して、そのコレクタ電流である制御電流Ｉｃを流すことにより、この制御電流Ｉｃによって第１のスイッチング素子ＦＥＴ１がオフする。この結果、第１のスイッチング素子ＦＥＴ１の１スイッチング周期内におけるオン／オフ期間のデューティ比の変化として現れる。このようにして、第１のスイッチング素子ＦＥＴ１の導通角制御が行われると、これに伴って整流ダイオードＤ１の導通角も制御されることとなる。
【００２１】
すなわち、この導通角制御回路１０は、電圧検出部１において、整流ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ１の間で整流・平滑されて平均化された電圧レベルの平滑コンデンサＣ１の両端電圧を検出して、制御部２において、そのレベル変化に応じて、直流レベルの可変された制御電流Ｉｃを生成する。そして、この制御電流Ｉｃにより、整流ダイオードＤ１の導通角を制御して、図２に示すように、１スイッチング周期Ｔ内においてそのオン時間Ｔｏｎを変化させて整流ダイオードＤ１を介して流れるプラス極の整流電流量を変化させ、平滑コンデンサＣ１の両端電圧を一定のＶｃとするものである。
【００２２】
したがって、直流出力電圧Ｅ１が負荷変動や他の出力系統（この場合、メインの出力系統）の影響により変化して、トランス出力電圧Ｖや整流ダイオードＤ１のオン時間Ｔｏｎが変動し、例えば軽負荷となって直流出力電圧Ｅ１が上昇したときには、上昇する平滑コンデンサＣ１の両端電圧の平均化された電圧レベルを検出して、これに応じて制御電流Ｉｃのレベルを低下させ、整流ダイオードＤ１においてＶ×（Ｔｏｎ／Ｔ）のＴｏｎ時間が短くなるように変化させて出力パルス幅をカットし、上記した平滑コンデンサＣ１の両端電圧の電圧レベルを下げる導通角制御を行うことによって、その両端電圧を一定のＶｃとする。
【００２３】
具体的には、図４の従来例で、例えばＴｏｎ／Ｔ比が０．５でトランス出力電圧Ｖが１０Ｖである場合、平滑コンデンサＣ１の両端電圧は５Ｖとなるが、例えば軽負荷となってトランス出力電圧Ｖが１２Ｖに上昇すると、平滑コンデンサＣ１の両端電圧は６Ｖになってしまう。これに対して、図２の本実施形態では、整流ダイオードＤ１の導通角制御を行うことによって、Ｔｏｎ／Ｔ比を０．４２とすることにより、Ｖ×（Ｔｏｎ／Ｔ）＝１２×０．４２≒５（Ｖ）で平滑コンデンサＣ１の両端電圧を一定電圧Ｖｃの５Ｖにする。これにより、この低圧の出力系統の直流出力電圧を安定化することができる。
【００２４】
なお、この実施形態では、整流ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ１の間に電圧検出部１、制御部２およびスイッチ部３を設けているが、スイッチ部３だけを整流ダイオードＤ１の前段に設けるようにしてもよい。
【００２５】
なお、この実施形態では、２つの出力系統としているが、３つ以上の出力系統についても適用される。
【００２６】
【発明の効果】
以上のように、本発明によれば、導通角制御回路により、直流出力電圧が一定になるように、整流ダイオードの導通角を制御するので、他の出力系統の影響や負荷変動があっても、従来の３端子レギュレータなどを用いたものと比べて電力損失が小さく、また、従来のチョッパ回路やマグアンプ回路を用いたものと比べて小型かつ簡単な構造で、安定した出力電圧を得ることができる。また、従来の３端子レギュレータなどを用いたスイッチング電源回路では、複数の出力系統に応じて、出力側のトランスコイルも複数個必要となっていたが、単一のトランスコイルだけで複数系統の出力が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例に係る複数系出力のスイッチング電源回路を示す回路図である。
【図２】導通角制御を行った時の整流ダイオードの出力パルス波形を示す図である。
【図３】従来の複数系出力のスイッチング電源回路を示す回路図である。
【図４】従来回路における整流ダイオードの出力パルス波形を示す図である。
【符号の説明】
１…電圧検出部、２…制御部、３…スイッチ部、７…第１の整流平滑回路、１０…導通角制御回路、Ａ  …１次側回路、Ｂ…２次側回路、Ｃ１  …平滑コンデンサ、Ｄ１  …整流ダイオード、Ｅ１、Ｅ２  …直流出力電圧、Ｔ…トランス。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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