(57)【要約】【課題】電流センサ用として用いるＡ／Ｄコンバータの数に制限がある場合でも良好な制御性能を保持できる３相交流電動機の制御装置を提供する。【解決手段】電流センサに故障が生じた場合に、故障した電流センサに対応する故障相を特定する故障相特定手段を設け、かつ第３相の電流センサ検出値Ｉｗは第１と第２のＡ／Ｄ変換回路０１と１１の何れでも取り込み可能にしておき、特定された故障相を除く２相を第１および第２のＡ／Ｄ変換回路で同期してそれぞれ取り込むように構成した３相交流電動機の制御装置。３相のうち何れかの電流センサに故障が生じた場合でも、残りの正常な２相の電流センサ検出値が同期して取り込まれるので、故障相の電流値を推定して制御することにより、通常制御時と同等の電流制御性能を確保でき、かつＡ／Ｄコンバータ回路が２回路しかない安価なマイクロコンピュータを用いた場合でも上記の機能を実現できる。【選択図】　　　　図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
３相交流電動機における各相の電流を検出する電流センサに故障が生じた場合に、故障した電流センサに対応する故障相を特定する故障相特定手段と、
第１相の電流センサ検出値を取り込み、Ａ／Ｄ変換を行なう第１のＡ／Ｄ変換回路と、
第２相の電流センサ検出値を取り込み、Ａ／Ｄ変換を行なう第２のＡ／Ｄ変換回路と、を備えたマイクロコンピュータからなる制御装置であって、
第３相の電流センサ検出値は、前記第１のＡ／Ｄ変換回路と第２のＡ／Ｄ変換回路との何れでも取り込み可能であって、前記故障相特定手段により特定された故障相を除く２相を上記第１および第２のＡ／Ｄ変換回路で同期してそれぞれ取り込むように構成した３相交流電動機の制御装置。
【請求項２】
前記故障相特定手段は、第１の時点で取り込んだ第１のＡ／Ｄ変換回路および第２のＡ／Ｄ変換回路による検出値と、第１の時点より遅れた第２の時点で取り込んだ前記第１のＡ／Ｄ変換回路または前記第２のＡ／Ｄ変換回路による検出値とのそれぞれを、各相に流すべき電流値を指令する電流指令値と比較することにより、故障相を特定することを特徴とする請求項１に記載の３相交流電動機の制御装置。
【請求項３】
前記第１のＡ／Ｄ変換回路および第２のＡ／Ｄ変換回路の各入力端子と前記各相の電流センサとの間をアナログスイッチを介して接続し、前記故障相特定手段の判断結果に応じて、前記各アナログスイッチを開閉制御することにより、前記故障相特定手段により特定された故障相を除く２相を上記第１および第２のＡ／Ｄ変換回路の入力端子に接続するように構成した請求項１または請求項２に記載の３相交流電動機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、３相交流電動機の制御装置に関し、電流センサ故障時のフェールセーフ技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
【特許文献】特開平７−１７７６０２号公報
上記特許文献に記載された３相交流電動機（以下、モータと略記する）のフェールセーフ制御においては、各相に設けられた電流センサによる検出値の総和が正常時には０であることから、その値が所定値以上である場合には何れかの電流センサに故障が発生していると判断する。そして電流センサに故障が発生していると判断した場合には、各相の電流指令値と電流センサの検出値との偏差より故障相を特定し、故障相が１相であった場合には、残りの２相の電流検出値より故障相の電流を推定することで、モータ制御を継続する技術が開示されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上記のごとき従来の技術を安価なマイクロコンピュータ、例えば電流センサ用のＡ／Ｄコンバータ回路が２回路しかないようなマイクロコンピュータに適用しようとした場合には、故障相以外の２相の電流検出値を同期して取り込むことが出来ない場合が生じ、制御性能が劣化することがあるため、適用することが困難であった。このような問題は安価なコンピュータを用いた場合に限らず、電流センサ用として用いるＡ／Ｄコンバータを少なくしたい場合にも同様に発生する。
【０００４】
本発明は上記のごとき問題を解決するためになされたものであり、電流センサ用として用いるＡ／Ｄコンバータの数に制限がある場合でも良好な制御性能を保持することの出来る３相交流電動機の制御装置を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため、本発明においては、電流センサに故障が生じた場合に、故障した電流センサに対応する故障相を特定する故障相特定手段を設け、かつ、第３相の電流センサ検出値は、第１のＡ／Ｄ変換回路と第２のＡ／Ｄ変換回路との何れでも取り込み可能にしておき、故障相特定手段により特定された故障相を除く２相を第１および第２のＡ／Ｄ変換回路で同期してそれぞれ取り込むように構成している。つまり、本発明においては、故障相に応じて、取り込み先を切換えることにより、２つのＡ／Ｄ変換回路で故障していない２相の電流センサ検出値を同期して取り込むように構成したものである。
【０００６】
【発明の効果】
本発明においては、３相のうちの何れかの電流センサに故障が生じた場合でも、残りの正常な２相の電流センサ検出値が同期して取り込まれるので、故障相の電流値を推定して制御することにより、通常制御時と同等の電流制御性能を確保でき、かつ、Ａ／Ｄコンバータ回路が２回路しかないような安価なマイクロコンピュータを用いた場合のように、電流センサ用として用いるＡ／Ｄコンバータの数に制限がある場合でも、上記のごとき優れた機能を実現することが出来る、という効果がある。
【０００７】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明を適用する３相モータの電流フィードバック制御装置の一例を示すブロック図である。
図１において、電流指令演算部１では、外部から指令されたトルク指令Ｔ＊に見合ったｄ軸電流指令値Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を出力する。それらの電流指令値は電流ＰＩ制御部２に入力される。
電流ＰＩ制御部２は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊とｄ軸現在電流値Ｉｄとの偏差に基づき比例積分演算を行ってｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊を出力し、同様にｑ軸電流指令値Ｉｑ＊とｑ軸現在電流値Ｉｑとの偏差に基づいてｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を出力する。
上記のｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊は、必要に応じて非干渉演算処理を施され、２相３相変換器３により３相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に変換された後、ＰＷＭ変換部４に与えられ、ＰＷＭ信号に変換される。
インバータ５は上記ＰＷＭ信号に応じて図示しない直流電源（バッテリ等）の電力を３相交流電力変換し、３相モータ６を駆動する。
この際に流れる３相の各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを電流センサ７−１、７−２、７−３でそれぞれ検出し、Ａ／Ｄ変換部９でディジタル信号の電流値Ｉｕ’、Ｉｖ’、Ｉｗ’に変換し、３相２相変換器１０によりｄ軸現在電流値Ｉｄおよびｑ軸現在電流値Ｉｑに変換し、前記電流ＰＩ制御部２にフィードバックする。　回転角検出器８は、３相モータ６の現在回転角（電気角θ）を検出する。この電気角θは、前記２相３相変換器３および３相２相変換器１０における座標変換演算および電流指令演算部１における演算に用いられる。
なお、電流指令演算部１、電流ＰＩ制御部２、２相３相変換器３、ＰＷＭ変換部４、Ａ／Ｄ変換部９、３相２相変換器１０の部分は、通常、マイクロコンピュータで構成され、電流センサ７−１、７−２、７−３でそれぞれ検出したアナログ値の各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは、Ａ／Ｄ変換部９でデジタル信号に変換して取り込む。
【０００８】
本発明は上記のような３相モータの電流制御における電流センサ故障時のフェールセーフ制御に適用するものである。通常、３相モータの３相電流値ではキルヒホッフの関係「Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０」が成り立ち、これを用いて２相分の電流値（例えばＩｕ、Ｉｖ）を検出し、残りの１相の電流値を算出（Ｉｗ＝−Ｉｕ−Ｉｖ）して電流制御を行うことが可能である。したがって、Ａ／Ｄコンバータ回路（またはサンプル＆ホールド回路）を３つ内蔵するマイクロコンピュータを使用し、３相電流を同時サンプリング可能な場合においては、何れか１相の電流センサが故障した場合に、残りの２相の電流検出値から故障相の電流値を演算で求めることにより、正常時と同様の制御が可能である。
しかし、電流値の変換に用いることが出来るＡ／Ｄコンバータ回路（またはサンプル＆ホールド回路）が２つしかないような安価なマイクロコンピュータを使用した場合には、２相の電流値は同期して取り込むことが出来るが、残りの１相は１サンプリングタイミングだけ遅れて取り込むことになる。そのため、通常制御時においても、同期して取り込まれる２相（例えばＵ相とＶ相）の電流値から残りの１相（例えばＷ相）の電流値を演算で求めて制御を行い、遅れて取り込まれたＷ相の電流値は、故障判定式「Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ≧Ｘ」（Ｘ：故障判定値）を満たすか否かの故障判定に用いている。
【０００９】
上記の故障判定において、電流センサ故障と判定されると、図１のｄ軸電流指令値Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を２相→３相変換して得られるＵ相電流指令値Ｉｕ＊、Ｖ相電流指令値Ｉｖ＊、Ｗ相電流指令値Ｉｗ＊（３相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊にそれぞれ相当する電流値）と検出された電流センサ出力Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗとの偏差の大きさから電流センサ故障相を特定し、その他の２相の電流センサの検出値を用い、故障相の電流値は他の２相の値から演算で求めることにより、フェールセーフ制御を行う。しかし、上記のように、３相のうちの１相は１サンプリングタイミングだけ遅れて取り込まれているので、遅れて取り込まれる相の電流値を制御に用いると電流制御性能が悪化してしまう。例えばＵ相とＶ相が同期して取り込まれ、Ｗ相が遅れて取り込まれている場合には、Ｉｕ−Ｉｗ間、Ｉｖ−Ｉｗ間には１サンプリングタイミング分の検出時間遅れが存在するので、Ｕ相またはＶ相の電流センサが故障してＷ相の検出値を制御に用いた場合は、上記の検出時間遅れによって電流制御性能が悪化してしまう。
【００１０】
そのため本発明においては、第３相（例えばＷ相）の電流センサ検出値は、第１のＡ／Ｄ変換回路と第２のＡ／Ｄ変換回路との何れでも取り込み可能にしておき、故障相を除く２相を第１および第２のＡ／Ｄ変換回路でそれぞれ取り込むように構成している。つまり、本発明においては、故障相に応じて、取り込み先を切換えることにより、２つのＡ／Ｄ変換回路で故障していない２相の電流センサ検出値を同期して取り込むように構成している。
【００１１】
図２は、本発明の一実施例のブロック図である。
図２において、制御用マイクロコンピュータ２０は、図１の電流指令演算部１、電流ＰＩ制御部２、２相３相変換器３、ＰＷＭ変換部４、Ａ／Ｄ変換部９、３相２相変換器１０の部分に相当するものであり、Ａ／Ｄ変換のサンプル＆ホールド回路を２回路（０１と１１）内蔵している。
サンプル＆ホールド回路０１およびサンプル＆ホールド回路１１は、それぞれＡＮ０１〜０４、ＡＮ１１〜１４の４つのアナログ入力端子（チャネル）を持ち、Ａ／Ｄコントローラ２１の指令に従い、サンプル＆ホールドを行うチャネルを切り替える。また、サンプル＆ホールド回路０１およびサンプル＆ホールド回路１１はＡ／Ｄコントローラ２１の指令により同時サンプルが可能である。
コンパレータ＆Ａ／Ｄコンバータ回路０１および１１は、サンプル＆ホールド回路０１およびサンプル＆ホールド回路１１でホールドされたデータを変換し、それぞれのチャネルに応じたデータレジスタ０１〜１４に変換結果を格納する。
【００１２】
このようなマイクロコンピュータ２０を使用する場合、図２においては、Ｕ相電流センサ出力値Ｉｕをアナログ入力端子ＡＮ０１に入力し、Ｖ相電流センサ出力値Ｉｖをアナログ入力端子ＡＮ１１に入力する。そして、Ｗ相電流センサ出力値Ｉｗは、アナログ入力端子ＡＮ０２およびＡ／Ｄ端子ＡＮ１２の両方に入力するように接続している。
【００１３】
電流センサが正常な通常制御の場合には、Ａ／Ｄコントローラ２１によるチャネルＡＮ０１（Ｕ相）、ＡＮ１１（Ｖ相）の同時サンプリング指令に従い、サンプル＆ホールド回路０１およびサンプル＆ホールド回路１１は同時サンプリングを行い、コンパレータ＆Ａ／Ｄコンバータ回路０１と１１でそれぞれデジタル信号に変換し、チャネルＡＮ０１、ＡＮ１１のデータはそれぞれのチャネルに応じたデータレジスタに格納される。電流制御ではこの同時サンプリングされたＡＮ０１、ＡＮ１１のデータ、すなわちＩｕおよびＩｖを用い、Ｉｗは演算で算出（Ｉｗ＝−Ｉｕ−Ｉｖ）することにより、電流制御を行う。
【００１４】
また、Ｗ相電流センサ出力値Ｉｗは、チャネルＡＮ０１、ＡＮ１１の同時サンプリング終了後に１サンプリングタイミングだけ遅れてＡＮ０２またはＡＮ１２のどちらかでサンプリングして入力し、この値は、故障判定式「Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ≧Ｘ」（Ｘ：故障判定値）を満たすか否かの故障判定に用いられる。
上記の故障判定において、電流センサの故障と判定された場合には、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊とｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を２相→３相変換して得られるＵ相電流指令値Ｉｕ＊、Ｖ相電流指令値Ｉｖ＊、Ｗ相電流指令値Ｉｗ＊（図１の３相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊にそれぞれ相当する電流値）と検出された電流センサ出力Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗとの偏差を算出し、その大きさから電流センサ故障相を特定する。つまり、電流指令値と実際の電流検出値との偏差が大きい相を故障相と特定する。そして故障相以外の２相の電流センサの検出値でフェールセーフ制御を行うが、本実施例では故障した相に応じて、下記のように制御することにより、電流制御に用いる各２相電流を必ず同時サンプリングして電流制御性能の悪化を防ぐように構成している。
【００１５】
（１）Ｕ相電流センサ故障時
Ｕ相が故障相であると特定された場合には、Ａ／Ｄコントローラ２１はチャネルＡＮ０２（Ｗ相）とＡＮ１１（Ｖ相）の同時サンプリングを指令する。それによりサンプル＆ホールド回路０１およびサンプル＆ホールド回路１１は同時サンプリングを行い、コンパレータ＆Ａ／Ｄコンバータ回路０１と１１はチャネルＡＮ０２、ＡＮ１１のデータをデジタル信号に変換し、それぞれのチャネルに応じたデータレジスタに格納する。そして電流制御ではこの同時サンプリングされたＡＮ０２、ＡＮ１１のデータ、すなわちＩｗおよびＩｖを用い、故障相のＩｕは演算で求める（Ｉｕ＝−Ｉｗ−Ｉｖ）ことにより電流制御を行う。
【００１６】
（２）Ｖ相電流センサ故障時
Ｖ相が故障相であると特定された場合には、Ａ／Ｄコントローラ２１はチャネルＡＮ０１（Ｕ相）とＡＮ１２（Ｗ相）の同時サンプリングを指令する。それによりサンプル＆ホールド回路０１およびサンプル＆ホールド回路１１は同時サンプリングを行い、コンパレータ＆Ａ／Ｄコンバータ回路０１と１１はチャネルＡＮ０１、ＡＮ１２のデータをデジタル信号に変換し、それぞれのチャネルに応じたデータレジスタに格納する。そして電流制御ではこの同時サンプリングされたＡＮ０１、ＡＮ１２のデータ、すなわちＩｕおよびＩｗを用い、故障相のＩｖは演算で求める（Ｉｖ＝−Ｉｕ−Ｉｗ）ことにより電流制御を行う。
【００１７】
（３）Ｗ相電流センサ故障時
Ｗ相が故障相であると特定された場合には、通常制御時と同様にＡ／Ｄコントローラ２１はチャネルＡＮ０１（Ｕ相）とＡＮ１１（Ｖ相）の同時サンプリングを指令する。それによりサンプル＆ホールド回路０１およびサンプル＆ホールド回路１１は同時サンプリングを行い、コンパレータ＆Ａ／Ｄコンバータ回路０１と１１はチャネルＡＮ０１、ＡＮ１１のデータをデジタル信号に変換し、それぞれのチャネルに応じたデータレジスタに格納する。そして電流制御ではこの同時サンプリングされたＡＮ０１、ＡＮ１１のデータ、すなわちＩｕおよびＩｖを用い、故障相のＩｗは演算で求める（Ｉｗ＝−Ｉｕ−Ｉｖ）ことにより電流制御を行う。
【００１８】
以下、フローチャートに基づいて本実施例の制御の内容を説明する。
図３は、電流センサ故障診断処理の内容を示すフローチャートである。
図３において、ステップＳ１では、図１の電流センサ７−１、７−２、７−３で検出した３相電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを読み込み、ステップＳ２に移行する。
ステップＳ２では電流センサ故障の有無を判定する。この故障判定は、下記（数１）式に示す判定式を用いて判定する。
Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ≧±Ｘ　　　　…（数１）
ただし、Ｘ：検出誤差等を考慮して設定する故障判定値
上記の判定においては、電流センサの故障があればステップＳ３へ移行し、故障がなければ故障診断処理を終了する。
【００１９】
ステップＳ３では、図１の電流制御に入力される２軸（ｄ、ｑ軸）の電流指令値Ｉｄ＊とＩｑ＊および回転角検出器８で検出したモータ角度θ（電気角）から下記（数２）式を用いた２相３相変換で３相電流指令値を算出し、ステップＳ４に移行する。
Ｉｕ＊＝√（２／３）×（Ｉｄ＊×ｃｏｓθ−Ｉｑ＊×ｓｉｎθ）
Ｉｖ＊＝√（１／２）×（Ｉｄ＊×ｓｉｎθ＋Ｉｑ＊×ｃｏｓθ）−Ｉｕ＊／２
Ｉｗ＊＝−Ｉｕ＊−Ｉｖ＊　　　　　　　　　　　　　　　　　…（数２）
ステップＳ４では、ステップＳ１で読み込んだ３相電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ、ＩｗとステップＳ３で算出した３相電流指令値Ｉｕ＊、Ｉｖ＊、Ｉｗ＊とについて、各相の偏差ＥｒｒＵ、ＥｒｒＶ、ＥｒｒＷを算出してステップＳ５に移行する。
【００２０】
ステップＳ５では、ステップＳ４で算出した偏差が最も大きい相を電流センサ故障相と特定し、さらに偏差が予め設定した偏差許容閾値Ｙを超える相も電流センサ故障相と特定し、ステップＳ６に移行する。
ステップＳ６では、電流センサ故障数を判定し、２相以上の故障であればステップＳ７へ、１相のみであればステップＳ８へ移行する。
ステップＳ７では、２相以上の故障の場合には正常な制御が出来なくなるので、モータ制御を停止し、処理を終了する。
ステップＳ８では、故障相に応じて制御モード切換信号（前記のＡ／Ｄコントローラ２１による同時サンプリングする相の切換指令）を発生して処理を終了する。
【００２１】
次に、図４、図５は、図３の制御を実施した場合において、図１の電流制御における３相電流値検出から２相電流値Ｉｄ、Ｉｑの算出までの動作を説明するためのフローチャートである。なお、図４と図５は▲１▼、▲２▼、▲３▼の個所で接続されている。
まず、図４において、ステップＳ１１では、図４のステップＳ８における制御モードの判定を行い、通常モードまたはＷ相故障モードであればステップＳ１２へ、それ以外ではステップＳ１３へ移行する。
ステップＳ１３ではさらに制御モードの判定を行い、Ｕ相故障モードであればステップＳ１４へ、Ｖ相故障モードであればステップＳ１５へ移行する。
【００２２】
ステップＳ１２では同時サンプリングするチャネルをＡＮ０１とＡＮ１１（ＩｕとＩｖ）に設定し、図５のステップＳ１６へ移行する。
ステップＳ１６では同時サンプリングによるＡ／Ｄ変換を開始してステップＳ１７へ移行し、ステップＳ１７ではＡ／Ｄ変換終了待ちを行い、終了すればステップＳ１８へ移行する。
ステップＳ１８では検出した電流値から下記（数３）式を用いた３相２相変換によって２相電流値（Ｉｄ、Ｉｑ）を算出し、処理を終了する。
Ｉｄ＝√（３／２）Ｉｕｃｏｓθ＋［√（１／２）Ｉｕ＋√（２）Ｉｖ］ｓｉｎθ
Ｉｑ＝−√（３／２）Ｉｕｓｉｎθ＋［√（１／２）Ｉｕ＋√（２）Ｉｖ］ｃｏｓθ　…（数３）
また、図４のステップＳ１４では、同時サンプリングするチャネルをＡＮ０２とＡＮ１１（ＩｗとＩｖ）に設定し、図５のステップＳ１９へ移行する。
【００２３】
ステップＳ１９では、同時サンプリングによるＡ／Ｄ変換を開始してステップＳ２０へ移行し、ステップＳ２０ではＡ／Ｄ変換終了待ちを行い、終了すればステップＳ２１へ移行する。
ステップＳ２１では、検出した電流値から下記（数４）式を用いた３相２相変換によって２相電流値（Ｉｄ、Ｉｑ）を算出し、処理を終了する。
Ｉｄ＝−√（３／２）（Ｉｖ＋Ｉｗ）ｃｏｓθ＋√（１／２）（Ｉｖ−Ｉｗ）ｓｉｎθ
Ｉｑ＝√（３／２）（Ｉｖ＋Ｉｗ）ｓｉｎθ＋√（１／２）（Ｉｖ−Ｉｗ）ｃｏｓθ…（数４）
また、図４のステップＳ１５では同時サンプリングするチャネルをＡＮ０１とＡＮ１２（ＩｕとＩｗ）に設定し、図５のステップＳ２２へ移行する。
ステップＳ２２では、同時サンプリングによるＡ／Ｄ変換を開始してステップＳ２３へ移行し、ステップＳ２３ではＡ／Ｄ変換終了待ちを行い、終了すればステップＳ２４へ移行する。
ステップＳ２４では、検出した電流値から下記（数５）式を用いた３相２相変換によって２相電流値（Ｉｄ、Ｉｑ）を算出し、処理を終了する。
Ｉｄ＝√（３／２）Ｉｕｃｏｓθ＋［√（１／２）Ｉｕ＋√（２）Ｉｗ］ｓｉｎθ
Ｉｑ＝−√（３／２）Ｉｕｓｉｎθ＋［√（１／２）Ｉｕ＋√（２）Ｉｗ］ｃｏｓθ　…（数５）
上記の処理により、制御に用いる２相の電流値は常に同時サンプリングで読み込むように制御を行う。
【００２４】
上記のように本実施例においては、３相のうちの何れかの電流センサに故障が生じた場合でも、残りの正常な２相の電流センサ検出値が同期して取り込まれるので、故障相の電流値を推定して制御することにより、通常制御時と同等の電流制御性能を確保でき、かつ、Ａ／Ｄコンバータ回路が２回路しかないような安価なマイクロコンピュータを用いた場合のように、電流センサ用として用いるＡ／Ｄコンバータの数に制限がある場合でも、上記のごとき優れた機能を実現することが出来る。また、特別なハードウエアを追加することなく、ソフトウエア上の処理のみによって実現可能である。
【００２５】
図６は、本発明の第２の実施例のブロック図である。
この実施例は、使用するマイクロコンピュータにおける同時サンプリングできるチャネルに制約があり、ＡＮ０１とＡＮ１１、ＡＮ０２とＡＮ１２、ＡＮ０３とＡＮ１３など組み合わせが指定されていた場合の接続を示す。
図６においては、Ｕ相電流センサ出力Ｉｕをアナログ入力端子ＡＮ０１とＡＮ０２、Ｖ相電流センサ出力ＩｖをＡＮ１１とＡＮ０３、Ｗ相電流センサ出力ＩｗをＡＮ１２とＡＮ１３に接続する。そして、下記のように同時サンプリングを行う。
【００２６】
（１）Ｕ相電流センサ故障時
Ｕ相が故障相であると特定された場合には、ＡＮ０３とＡＮ１３の同時サンプリングでＩｖ、Ｉｗを検出する。
（２）Ｖ相電流センサ故障時
Ｖ相が故障相であると特定された場合には、ＡＮ０２とＡＮ１２の同時サンプリングでＩｕ、Ｉｗを検出する。
（３）Ｗ相電流センサ故障時および通常時
通常時およびＷ相が故障相であると特定された場合には、ＡＮ０１とＡＮ１１の同時サンプリングでＩｕ、Ｉｖを検出する。
上記のように本実施例においては、使用するマイクロコンピュータにおける同時サンプリングできるチャネルに制約がある場合でも第１の実施例と同等の効果が得られる。
【００２７】
次に、図７は本発明の第３の実施例を示すブロック図である。
この実施例は周辺回路により同等の機能を実現した例を示す。
図７においては、Ｕ相電流センサ出力信号ＩｕはアナログスイッチＳＷ２２を介してアナログ入力端子ＡＮ０１へ接続される。
また、Ｗ相電流センサ出力信号Ｉｗは、アナログスイッチＳＷ２３を介してアナログ入力端子ＡＮ０１へ接続されると共に、アナログスイッチＳＷ２４を介してアナログ入力端子ＡＮ１１へ接続される
また、Ｖ相電流センサ出力信号ＩｖはアナログスイッチＳＷ２５を介してアナログ入力端子ＡＮ１１へ接続される。
上記のアナログスイッチＳＷ２２〜２５は、Ｉ／Ｏ端子０１と１１から与えられる制御信号０１と１１によって開閉される。そしてアナログスイッチＳＷ２２と２３は、反転回路２６により、アナログスイッチＳＷ２４と２５は、反転回路２７により、それぞれ逆位相で開閉される。
【００２８】
図８は、制御信号０１と１１の値を示す図表である。制御信号０１と１１を図８に示すような値にすることにより、アナログスイッチＳＷ２２〜２５は下記のようなモードで開閉する。
（１）Ｕ相故障時
アナログＳＷ２２：ＯＦＦ
アナログＳＷ２３：ＯＮでＡＮ０１にＷ相電流センサ接続
アナログＳＷ２４：ＯＦＦ
アナログＳＷ２５：ＯＮでＡＮ１１にＶ相電流センサ接続
（２）Ｖ相故障時
アナログＳＷ２２：ＯＮでＡＮ０１にＵ相電流センサ接続
アナログＳＷ２３：ＯＦＦ
アナログＳＷ２４：ＯＮでＡＮ１１にＷ相電流センサ接続
アナログＳＷ２５：ＯＦＦ
（３）通常時またはＷ相故障時
アナログＳＷ２２：ＯＮでＡＮ０１にＵ相電流センサ接続
アナログＳＷ２３：ＯＦＦ
アナログＳＷ２４：ＯＦＦでＡＮ１１にＶ相電流センサ接続
アナログＳＷ２５：ＯＮ
上記のように、何れかの相の電流センサ故障時でも常にＡＮ０１、ＡＮ１１には故障していない２相の電流センサが接続され、同時サンプリングを行うチャネルの切り替えは行わずに常に制御に使用する電流値を同時サンプリングできるようにすることも可能である。
上記のように本実施例においては、同時サンプリングを行うチャネルの切り替えは行わずに第１の実施例と同等の効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を適用する３相モータの電流フィードバック制御装置の一例を示すブロック。図
【図２】本発明の一実施例のブロック図。
【図３】電流センサ故障診断処理の内容を示すフローチャート。
【図４】図３の制御を実施した場合において、図１の電流制御における３相電流値検出から２相電流値Ｉｄ、Ｉｑの算出までの動作を説明するためのフローチャートの一部。
【図５】図３の制御を実施した場合において、図１の電流制御における３相電流値検出から２相電流値Ｉｄ、Ｉｑの算出までの動作を説明するためのフローチャートの他の一部。
【図６】本発明の第２の実施例のブロック図。
【図７】本発明の第３の実施例を示すブロック図。
【図８】制御信号０１と１１の値を示す図表。
【符号の説明】
１…電流指令演算部　　　　　　　　　　　２…電流ＰＩ制御部
３…２相３相変換器　　　　　　　　　　　４…ＰＷＭ変換部
５…インバータ　　　　　　　　　　　　　６…３相モータ
７−１、７−２、７−３…電流センサ　　　９…Ａ／Ｄ変換部
１０…３相２相変換器　　　　　　　　　　２１…Ａ／Ｄコントローラ
２２〜２５…アナログスイッチＳＷ　　　　２６、２７…反転回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
2004096933.tif 000005
【図４】
2004096933.tif 000006
【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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