(57)【要約】【課題】簡単な回路構成で異なる電圧間での電力のやり取りを可能にする電圧変換回路を得る。【解決手段】一方の端子１，２間に第１のコンデンサＣ１を接続し、他方の端子３，４間に第２のコンデンサＣ２を接続する。また、第１のコンデンサＣ１の両端間に、第１のスイッチング素子Ｑ１と第２のスイッチング素子Ｑ２との直列回路を接続し、第２のスイッチング素子Ｑ２の両端間に、チョークコイルＬと第２のコンデンサＣ２との直列回路を接続する。さらに、固定した周期ＴおよびデューティＤのパルス駆動信号Ｐにより、各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオン・オフ動作させる制御手段６を備えている。【選択図】　図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
一方の端子間に第１のコンデンサを接続し、他方の端子間に第２のコンデンサを接続し、前記第１のコンデンサＣ１の両端間に、第１の双方向導通素子と第２の双方向導通素子との直列回路を接続し、前記第２の双方向導通素子の両端間に、チョークコイルと前記第２のコンデンサとの直列回路を接続すると共に、固定した周期およびデューティーの制御信号により、前記第１の双方向導通素子と第２の双方向導通素子を交互にオン・オフ動作させる制御手段を備えて構成されることを特徴とする電圧変換回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば電圧変換機能を有する充放電回路などに適用され、異なる電圧間における電力のやり取りを可能にする電圧変換回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
バックアップ手段としての複数の電池を負荷に直列接続して放電を行なうものとして、例えば特許文献１などにおける電池の直列放電回路が知られている。ここでは、放電終止電圧に達した電池を回路から切り離す際に、個々の電池の両端間に接続したコンデンサの充電電荷を放電させ、負荷の両端間電圧を緩やかに変化させるようにしている。
【０００３】
【特許文献１】
特開平１１−１１３１８０号公報
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
上述のように、比較的高電圧の出力をコンデンサやバッテリなどでバックアップするには、例えば図６に示すように、大容量の電気二重層コンデンサ１０３や、さもなければバッテリーなどのバックアップ手段を、電圧Ｖ１が発生する電圧端子１０１，１０２間に複数個直列接続する必要がある。その理由は、一般的に電気二重層コンデンサ１０３やバッテリーの１セル当たりの充電電圧は低圧であることから、バックアップする電圧Ｖ１がそれよりも高い場合には、単独の電気二重層コンデンサ１０３やバッテリーで所望の電圧Ｖ１を取り出せないからである。しかし、このように電気二重層コンデンサ１０３やバッテリーを直列接続すると、各セルの電圧バランスにより１セルの最大電圧を超えて充放電が行なわれる可能性がある。すなわち、従来は充電電圧よりも高い電圧を単独のバックアップ手段に充放電することができず、複数個のバックアップ手段を直列接続することによる弊害を招いていた。
【０００５】
また図７に示すように、異なる２つの電圧Ｖ１，Ｖ２をバックアップする場合、従来は一方の電圧Ｖ１が発生する電圧端子１０１，１０２と、別な電圧Ｖ２が発生する電圧端子１１１，１１２のそれぞれに、複数個直列接続された大容量の電気二重層コンデンサ１０３，１１３やバッテリーを直列接続する必要がある。そのため、複数の電圧Ｖ１，Ｖ２をバックアップするには、それに応じた多くのバックアップ手段を用意せざるを得なかった。
【０００６】
つまり、簡単な回路構成で、任意の第１の電圧Ｖ１，Ｖ２を単独の電気二重層コンデンサ１０３，１１３やバッテリーに見合う充電電圧（第２の電圧）に変換して充電したり、逆に電気二重層コンデンサ１０３，１１３やバッテリーの充電電圧を、バックアップのために任意の第１の電圧Ｖ１，Ｖ２に変換する電圧変換回路が望まれていた。
【０００７】
そこで、本発明は上記問題に鑑み、簡単な回路構成で異なる電圧間での電力のやり取りを可能にする電圧変換回路を得ること目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明における電圧変換回路は、上記目的を達成するために、一方の端子間に第１のコンデンサを接続し、他方の端子間に第２のコンデンサを接続し、前記第１のコンデンサの両端間に、第１の双方向導通素子と第２の双方向導通素子との直列回路を接続し、前記第２の双方向導通素子の両端間に、チョークコイルと前記第２のコンデンサとの直列回路を接続すると共に、固定した周期およびデューティーの制御信号により、前記第１の双方向導通素子と第２の双方向導通素子を交互にオン・オフ動作させる制御手段を備えて構成される。
【０００９】
上記構成の電圧変換回路は、一方の端子側から見ると、この一方の端子間に入力する電圧を降圧して、他方の端子間に異なるレベルの電圧を供給する降圧回路としての構成を有し、逆に他方の端子側から見ると、他方の端子間に入力する電圧を昇圧して、一方の端子１，２間に異なるレベルの電圧を供給する昇圧回路として作用する。そのため、制御信号のデューティで規定される設定電圧に対して、一方の端子間の電圧が上昇したり、他方の端子間の電圧が低下すると、一方の端子から他方の端子に電力が供給され、逆に一方の端子間の電圧が低下したり、他方の端子間の電圧が上昇すると、他方の端子から一方の端子に電力が供給される。したがって、２個のコンデンサと、２個の双方向導通素子と、チョークコイルと、決められた制御信号を供給する制御手段とを備えた簡単な回路構成でありながら、異なる電圧間での電力のやり取りが可能になる。
【００１０】
【発明の実施形態】
以下、本発明における好ましい実施態様について、添付図である図１〜図５を参照して詳細に説明する。図１〜図３は本発明の一実施例を示すもので、先ず電圧変換回路１１の回路構成を図１に基づき説明すると、１，２はその両端間に第１の電圧Ｖ１が発生する一方の端子で、また３，４はその両端間に第２の電圧Ｖ２が発生する他方の端子である。ここでは便宜上、マイナス側の端子２を基準として、プラス側の端子１に正極性の電圧Ｖ１が発生し、マイナス側の端子４を基準として、プラス側の端子３に正極性の電圧Ｖ２が発生するものとする。
【００１１】
前記一方の端子１，２間には、コンデンサＣ１が接続される。これと対をなすように、他方の端子３，４間にも別のコンデンサＣ２が接続される。また、正極性の電圧Ｖ１が発生するプラス側の端子１には、ＮチャネルＭＯＳ型ＦＥＴからなる第１のスイッチング素子Ｑ１のドレインが接続され、この第１のスイッチング素子Ｑ１のソースに、ＮチャネルＭＯＳ型ＦＥＴからなる第２のスイッチング素子Ｑ２のドレインと、チョークコイルＬの一端がそれぞれ接続される。さらに、第２のスイッチング素子Ｑ２のソースは、マイナス側の端子２，４間の接地ラインに接続されると共に、チョークコイルＬの他端は正極性の電圧Ｖ２が発生するプラス側の端子３に接続される。
【００１２】
すなわち、一方の端子１，２を入力側端子として見た場合、本実施例における電圧変換回路１１は、端子１，２間に入力する電圧Ｖ１を電圧Ｖ２に降圧するための降圧回路（スイッチング素子Ｑ１，スイッチング素子Ｑ２，チョークコイルＬおよびコンデンサＣ２で構成される。）の構成を有し、逆に他方の端子３，４を入力側端子として見た場合、本実施例における電圧変換回路１１は、端子３，４間に入力する電圧Ｖ２を電圧Ｖ１に昇圧するための昇圧回路（チョークコイルＬ，スイッチング素子Ｑ２，スイッチング素子Ｑ１およびコンデンサＣ１で構成される。）の構成を有する。そのため、各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は降圧回路として作用する場合と、昇圧回路として作用する場合で、導通時におけるドレイン電流の向きが逆になる双方向導通素子を用いる必要がある。
【００１３】
前記２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオンオフ動作させるために、ここでは発振器を内蔵した制御手段６が設けられる。制御手段６から出力されるパルス駆動信号Ｐは、スイッチング素子Ｑ１のゲートにそのまま供給される一方で、反転器７により反転した反転パルス駆動信号Ｐ’が、スイッチング素子Ｑ２のゲートに供給される。前記パルス駆動信号Ｐの周期Ｔは一定であり、周期Ｔに対するオン期間Ｔｏｎの比であるデューティＤ（＝Ｔｏｎ／Ｔ）も、必要な電圧Ｖ１，Ｖ２が得られるように、望ましい電圧Ｖ１，Ｖ２の比に固定して設定される（Ｄ＝Ｖ２／Ｖ１）。さもなければ、パルス駆動信号ＰのデューティＤを、双方の電圧Ｖ１，Ｖ２の各値や、チョークコイルＬを流れるチョーク電流ｉＬの値と向きに応じて制御してもよい。
【００１４】
そして、本実施例における電圧変換回路１１を電気二重層コンデンサやバッテリーなどのバックアップ手段の充放電回路として利用する場合は、一方の端子１，２間に電源回路（図示せず）の出力端子を接続し、他方の端子３，４間に単独のバックアップ手段を接続する。なおこれは、電源回路の出力端子間の電圧Ｖ１が、バックアップ手段間の電圧Ｖ２よりも低い場合であって、例えば直流１．５Ｖのセル電圧Ｖ２を有する電気二重層コンデンサで、直流５Ｖの電圧Ｖ１をバックアップしたり、直流１２Ｖのセル電圧Ｖ２を有するバッテリーで、直流４８Ｖの電圧Ｖ２をバックアップする際に適用される。逆に直流１２Ｖのセル電圧Ｖ２を有するバッテリーで、直流５Ｖの電圧Ｖ２をバックアップするように、電源回路の出力端子間の電圧Ｖ１が、バックアップ手段間の電圧Ｖ２よりも高い場合には、端子３，４間に電源回路の出力端子を接続し、端子１，２間にバックアップ手段を接続してもよい。
【００１５】
次に、上記構成における電圧変換回路１１の作用を、図２の波形図を基に説明する。制御手段６からは、固定した周期Ｔで所定のオン期間Ｔｏｎを有するパルス駆動信号Ｐがスイッチング素子Ｑ１のゲートに与えられると共に、このパルス駆動信号Ｐを反転器７で反転して得た反転パルス駆動信号Ｐ’が、別のスイッチング素子Ｑ２のゲートに与えられる。そのため、パルス駆動信号Ｐの電圧レベルが高くなるオン期間Ｔｏｎには、スイッチング素子Ｑ１がオンする一方で、スイッチング素子Ｑ２は反転パルス駆動信号Ｐ’の電圧レベルが低くなる関係でオフし、スイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース間にチョークコイルＬのチョーク電流ｉＬが流れる。これに対して、パルス駆動信号Ｐの電圧レベルが低くなるオフ期間Ｔｏｆｆには、スイッチング素子Ｑ１がオフする一方で、スイッチング素子Ｑ２は反転パルス駆動信号Ｐ’の電圧レベルが高くなる関係でオンし、今度はスイッチング素子Ｑ２のドレイン・ソース間にチョークコイルＬのチョーク電流ｉＬが流れるようになる。
【００１６】
ここで制御手段６が、望ましい電圧Ｖ１，Ｖ２の比に等しくなるように、スイッチング素子Ｑ１のゲートに供給するパルス駆動信号ＰのデューティＤを固定（Ｄ＝Ｖ２／Ｖ１）したとすると、端子１，２間および端子３，４間に発生する実際の電圧Ｖ１，Ｖ２の比が、パルス駆動信号ＰのデューティＤに等しい場合には、図２（ａ）に示すように、チョークコイルＬを流れるチョーク電流ｉＬの平均値はゼロとなり、端子１，２と端子３，４との間の電力のやり取りは行なわれない。
【００１７】
一方、端子１，２間に発生する電圧Ｖ１が上昇したり、端子３，４間に発生する電圧Ｖ２が低下して、実際の電圧Ｖ１，Ｖ２の比が、パルス駆動信号ＰのデューティＤよりも小さくなると（Ｖ２／Ｖ１＜Ｄ）、図２（ｂ）に示すように、電圧Ｖ２がパルス駆動信号ＰのデューティＤと電圧Ｖ１との積に等しくなるまで（Ｖ２＝Ｄ×Ｖ１）、チョークコイルＬを流れるチョーク電流ｉＬが端子３，４側に向けて一方的に流れ、電圧変換回路１１は端子１，２から端子３，４に向けて電力を供給する降圧回路として動作する。
【００１８】
逆に、端子１，２間に発生する電圧Ｖ１が低下したり、端子３，４間に発生する電圧Ｖ２が上昇して、実際の電圧Ｖ１，Ｖ２の比が、パルス駆動信号ＰのデューティＤよりも大きくなると（Ｖ２／Ｖ１＞Ｄ）、図２（ｃ）に示すように、電圧Ｖ１が電圧Ｖ２をパルス駆動信号ＰのデューティＤで割った値に等しくなるまで（Ｖ１＝Ｖ２／Ｄ）、チョークコイルＬを流れるチョーク電流ｉＬが端子１，２側に向けて一方的に流れ、電圧変換回路１１は端子３，４から端子１，２に向けて電力を供給する昇圧回路として動作する。
【００１９】
次に、図１に示す電圧変換回路１１の具体的な使用例を図３に基づき説明する。ここでの電圧変換回路１１は、商用入力電圧の低下若しくは停電時に、バックアップ手段である電気二重層コンデンサやバッテリーから負荷に直流電力を供給するＤＣ−ＵＰＳの充放電回路として用いられている。すなわち同図において、２１は例えばＡＣ１００Ｖの交流入力電圧Ｖｉｎが商用電源２０から供給されるフロントエンドコンバータで、このフロントエンドコンバータ２１は、例えば前記交流入力電圧Ｖｉｎを整流平滑して直流電圧に変換するＡＣ−ＤＣコンバータや、交流入力電圧に入力電流を近付けるためのチョッパ回路を内蔵した力率改善コンバータなどで構成される。また２２は、フロントエンドコンバータ２１で得た直流電圧、若しくは電圧変換回路１１の一方の端子１，２から出力する直流電圧Ｖ１を、所望の直流出力電圧Ｖｏｕｔに変換して負荷Ｚに供給するバックエンドのＤＣ−ＤＣコンバータである。この場合の電圧変換回路１１は、一方の端子１，２がフロントエンドコンバータ２１の出力側からＤＣ−ＤＣコンバータ２２の入力側に至る直流電圧ラインのそれぞれに接続され、他方の端子３，４には大容量低耐圧の電気二重層コンデンサ２３が単独セルで接続される。バックアップ手段として電気二重層コンデンサ２３を用いるのが好ましい理由は、バッテリーのような充電電流を制限するための定電流回路が不要になることであり、これにより電圧変換回路１１の構成をさらに簡素化することができる。
【００２０】
そして、この図３の回路例において、交流入力電圧Ｖｉｎが正常にフロントエンドコンバータ２１に供給されている場合は、このフロントエンドコンバータ２１からの直流電圧がＤＣ−ＤＣコンバータ２２にそのまま印加され、負荷Ｚに所望の直流出力電圧Ｖｏｕｔが供給される。また起動時において、電気二重層コンデンサ２３の充電電圧Ｖｃすなわち他方の端子３，４間に発生する電圧Ｖ２が、パルス駆動信号ＰのデューティＤと電圧Ｖ１との積に等しくなるまでは（Ｖ２＝Ｄ×Ｖ１）、チョークコイルＬを流れるチョーク電流ｉＬが端子３，４側に向けて一方的に流れ、この端子３，４間に接続する電気二重層コンデンサ２３が充電される。
【００２１】
一方、交流入力電圧Ｖｉｎが低下または停電して、フロントエンドコンバータ２１からの直流電圧が低下すると、今度はチョークコイルＬを流れるチョーク電流ｉＬが、電気二重層コンデンサ２３を接続した端子３，４から端子１，２側に向けて一方的に流れ、端子１，２間の電圧Ｖ１がＶｃ／Ｄに等しくなるように、ＤＣ−ＤＣコンバータ２２への直流電圧をバックアップする。ＤＣ−ＤＣコンバータ２２の出力保持時間は、フロントエンドコンバータ２１への交流入力電圧Ｖｉｎが低下または停電した後、このフロントエンドコンバータ２１からの直流電圧がＤＣ−ＤＣコンバータ２２の入力最低電圧に低下するまでの時間として規定されるが、電気二重層コンデンサ２３の容量が十分大きければ、その分だけＤＣ−ＤＣコンバータ２２の出力保持時間を延長することができる。
【００２２】
この図３の具体例では、異なる電圧Ｖ１，Ｖ２間での電力のやり取りを可能にする電圧変換回路１１を介在させることによって、比較的高い直流電圧のバックアップ用に、低耐圧で大容量のコンデンサやバッテリーなどのバックアップ手段を単体で使用することが可能になる。また電圧変換回路１１は、２個のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、２個のコンデンサＣ１，Ｃ２と、チョークコイルＬの各素子だけで、昇圧回路と降圧回路とを兼用して構成され、簡単な回路でありながら異なる２つの電圧Ｖ１，Ｖ２間での充放電が可能になる。
【００２３】
また図３の具体例とは異なるが、電圧変換回路１１によって低い電圧Ｖ２を高い電圧Ｖ１に昇圧し、この高い電圧Ｖ１を発生する端子１，２間にバックアップ手段としてのコンデンサやバッテリーなどを取り付けることも可能である。さらに、端子１，２に発生する電圧Ｖ１に応じて、パルス駆動信号Ｐの固定したデューティＤを複数段階に可変設定することにより、端子３，４に接続される共通のバックアップ手段にて、端子１，２に発生する異なるレベルの電圧Ｖ１のバックアップを行なうことが可能になる。
【００２４】
以上のように、本実施例の電圧変換回路１１は、一方の端子１，２間に第１のコンデンサＣ１を接続し、他方の端子３，４間に第２のコンデンサＣ２を接続し、前記第１のコンデンサＣ１の両端間に、第１の双方向導通素子であるスイッチング素子Ｑ１と第２の双方向導通素子であるスイッチング素子Ｑ２との直列回路を接続し、前記第２のスイッチング素子Ｑ２の両端間に、チョークコイルＬと前記第２のコンデンサＣ２との直列回路を接続すると共に、固定した周期ＴおよびデューティＤの制御信号（パルス駆動信号Ｐおよび反転パルス駆動信号Ｐ’）により、前記第１のスイッチング素子Ｑ１と第２のスイッチング素子Ｑ２を交互にオン・オフ動作させる制御手段６とを備えて構成されている。
【００２５】
この場合の電圧変換回路１１は、電圧Ｖ１の高い一方の端子１，２側から見ると、この一方の端子１，２間に入力する電圧Ｖ１を降圧して、他方の端子３，４間に電圧Ｖ２を供給する降圧回路としての構成を有し、逆に電圧Ｖ２の低い他方の端子３，４側から見ると、他方の端子３，４間に入力する電圧Ｖ２を昇圧して、一方の端子１，２間に電圧Ｖ１を供給する昇圧回路として作用する。そのため、パルス駆動信号ＰのデューティＤで規定される設定電圧に対して、一方の端子１，２間の電圧Ｖ１が上昇したり、他方の端子３，４間の電圧Ｖ２が低下すると、一方の端子１，２から他方の端子３，４に電力が供給され、逆に一方の端子１，２間の電圧Ｖ１が低下したり、他方の端子３，４間の電圧Ｖ２が上昇すると、他方の端子３，４から一方の端子１，２に電力が供給される。したがって、２個のコンデンサＣ１，Ｃ２と、２個のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、チョークコイルＬと、決められたパルス駆動信号を供給する制御手段６とを備えた簡単な回路構成でありながら、異なる電圧Ｖ１，Ｖ２間での電力のやり取りが可能になる。
【００２６】
本発明は上記実施例に限定されるものではなく、本発明の要旨の範囲において種々の変形実施が可能である。例えば図４に示すように、第２の双方向導通素子としてＰチャネルＭＯＳ型ＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１を用い、図１における反転器７を省略して、共通のパルス駆動信号Ｐにより各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオン・オフ動作させるようにして、更なる回路構成の簡略化を図ってもよい。また図５に示すように、一方のマイナス側の端子２と他方のマイナス側の端子４との間に、第１の双方向導通素子としてＰチャネルＭＯＳ型ＦＥＴのスイッチング素子Ｑ１を挿入接続し、共通のパルス駆動信号Ｐにより各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオン・オフ動作させるようにして、同様に更なる回路構成の簡略化を図ってもよい。但し、この場合のパルス駆動信号Ｐのオン期間Ｔｏｎは、スイッチング素子Ｑ１がＰチャネルＭＯＳ型ＦＥＴである関係で、その電圧レベルが低くなる。
【００２７】
【発明の効果】
本発明の電圧変換回路によれば、簡単な回路構成で異なる電圧間での電力のやり取りを可能にすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例を示す電圧変換回路の回路図である。
【図２】同上、出力チョークコイルを流れるチョーク電流を示す波形図である。
【図３】同上、図１に示す電圧変換回路をＤＣ−ＵＰＳに組込んだ例を示すブロック図である。
【図４】本発明の別の変形例を示す電圧変換回路の回路図である。
【図５】本発明のさらに別の変形例を示す電圧変換回路の回路図である。
【図６】従来のバックアップ手段の接続構成を示す回路図である。
【図７】従来のバックアップする電圧が複数ある場合のバックアップ手段の接続構成を示す回路図である。
【符号の説明】
１，２　一方の端子
３，４　他方の端子
６　制御手段
Ｃ１　第１のコンデンサ
Ｃ２　第２のコンデンサ
Ｌ　チョークコイル
Ｑ１　第１のスイッチング素子（第１の双方向導通素子）
Ｑ２　第１のスイッチング素子（第２の双方向導通素子）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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