(57)【要約】【課題】一定の範囲で電圧を可変し、広範囲のクロック周波数に対応でき、ジッタの少ない小型化、低コスト化が図られた発振回路及びこれを用いた電子機器を得る。【解決手段】所定の共振周波数で共振するＳＡＷ共振子と、外部からの制御電圧により入力信号の位相を所定量ずらした出力信号として出力し、回路素子から成る電圧制御移相回路と、所定の移相量の可変範囲を調整するインダクタンス素子と、ＳＡＷ共振子からの共振信号を入力し、増幅して出力する増幅器とを備え、ＳＡＷ共振子と、電圧制御移相回路と、インダクタンス素子と、増幅器とにより正帰還発振ループを形成し、ＳＡＷ共振子は電圧制御移相回路を構成する回路素子を介してインダクタンス素子と直列に接続される。【選択図】　　図１
2004096449.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
発振回路において、
所定の共振周波数で共振するＳＡＷ共振子と、
外部からの制御電圧により入力信号の位相を所定の移相量だけずらした出力信号として出力し、回路素子から成る電圧制御移相回路と、
前記所定の移相量の可変範囲を設定するインダクタンス素子と、
前記ＳＡＷ共振子からの共振信号を入力し、増幅して出力する増幅器とを備え、
前記ＳＡＷ共振子と、前記電圧制御移相回路と、前記インダクタンス素子と、前記増幅器とにより正帰還発振ループを形成し、
前記ＳＡＷ共振子は前記電圧制御移相回路を構成する前記回路素子を介して前記インダクタンス素子と直列に接続された
ことを特徴とする発振回路。
【請求項２】
前記増幅器は、
反転出力端子及び非反転出力端子を有し、前記反転出力端子及び前記非反転出力端子のうちいずれか一方が前記正帰還発振ループの出力端として機能する差動増幅器である
ことを特徴とする請求項１に記載の発振回路。
【請求項３】
前記差動増幅器は、
ＥＣＬラインレシーバを用いた差動増幅回路である
ことを特徴とする請求項２に記載の発振回路。
【請求項４】
前記回路素子は、
受動素子である
ことを特徴とする請求項１に記載の発振回路。
【請求項５】
請求項１乃至請求項４のいずれか１項に記載の発振回路を備えたことを特徴とする電子機器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、発振回路及びこれを用いた電子機器に関し、更に詳しくは、周波数精度のあまりよくないクロック信号にも対応できるよう、発振回路の周波数可変範囲を広範囲に取ることのできる発振回路及びこれを用いた電子機器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
携帯電話などの通信機器では、発振器からのクロック信号に基づいて通信データの送受信が行われる。通信ネットワークのブロードバンド化が進み、その通信機器に要求されるクロック信号の周波数帯は、４００ＭＨｚを超える高周波帯に移り、この高周波帯において高速でデータの送受信が行われるようになっている。近年の通信機器に代表される電子機器においては、通信速度の高速化の要請から高周波発振回路に対して、次のような点が望まれている。
【０００３】
即ち、▲１▼高周波帯域で安定して発振すること（周波数安定度が高いこと）、▲２▼通信機器の実用温度範囲において安定して発振すること（温度補償されていること）、▲３▼発振回路から出力されるクロック信号のジッタが十分小さいことが望まれている。
【０００４】
図１２は、ＡＴカット型水晶振動子を用いた従来の高周波発振回路の構成を示すブロック図である。この高周波発振回路１Ｃは、数１０ＭＨｚで振動するＡＴカット型水晶振動子を用いた発振部１００と、この発振出力を数１００ＭＨｚの高周波信号として生成するための逓倍部１０１と、さらに、１つの入力信号から出力信号として差動信号が取り出せる差動変換部１０２から構成されている。発振部１００は外部からの制御電圧Ｖｃを入力し、一定の範囲で発振周波数を可変できるようになっている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
このような高周波発振回路１Ｃは、図１３に示すように、クロック変換回路の一構成要素、即ち、電圧制御型発振回路（Ｖｏｌｔａｇｅ　Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ　Ｃｒｙｓｔａｌ　Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）１１３として用いられる。
【０００６】
このクロック変換回路１１０は、ＰＬＬ回路を応用した構成を採用し、位相比較部１１１、ループフィルタ１１２、電圧制御型発振回路（ＶＣＸＯ）１１３、分周回路１１４，１１５、バッファ回路１１６から構成され、クロック周波数の変換やジッタ低減のために用いられる。その電圧制御型発振回路（ＶＣＸＯ）１１３に前述の高周波発振回路１Ｃを使用し、ＰＬＬ回路の一構成として適用した例である。
【０００７】
位相比較部１１１の一方の入力端子に外部からジッタのあるクロック信号Ｆ１を分周回路１１４によりＭ分周して入力し、又、他方の入力端子に電圧制御型発振回路（ＶＣＸＯ）１１３で生成されたクロック信号Ｆ２を分周回路１１５でＮ分周して入力し、位相比較を行う。そして、ループフィルタ１１２において、この位相比較結果に応じた所定の制御電圧Ｖｃを生成し、電圧制御型発振回路（ＶＣＸＯ）１１３に出力する。電圧制御型発振回路（ＶＣＸＯ）１１３では、所定の制御電圧Ｖｃに応じた、所望の高周波数のクロック信号Ｆ２が得られる。
【０００８】
クロック変換回路１１０において、外部から入力されるジッタを多く含んだクロック信号Ｆ１に対しても同期がとれるようにするため、近年、周波数可変範囲に対しその仕様範囲が広く要求されるようになっている。その仕様は、特に電圧制御型発振回路（ＶＣＸＯ）１１３が満たさなければならない。例えば、低速のネットワークシステムと１０ギガビットの光ネットワークシステムとを接続するような場合を考える。この場合、低速のネットワークシステムの周波数精度が当初、規定（仕様）の±２０ｐｐｍ以内であって、その後、伝送路における損失等の要因で５０ｐｐｍ程度に劣化したとする。米国のＳＯＮＥＴ（Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ　Ｏｐｔｉｃａｌ　ＮＥＴｗｏｒｋ）方式においては、当初の周波数精度±２０ｐｐｍ以内であっても、その後の劣化した入力信号の周波数変動５０ｐｐｍに対して規定された±２０ｐｐｍ以内に抑え、同期がとれることが要求されている。
【０００９】
尚、ここで使用した精度は説明上概念的に示したものであり、実際に使用される精度はジッタを基本にして表わされるため、時間で定義されることが多い。
【００１０】
電圧制御型発振回路（ＶＣＸＯ）１１３の周波数可変範囲を設計する場合、自己の周波数偏差、周波数温度特性、経年変化を考慮する必要がある。例えば、米国のＳＯＮＥＴ方式を適用する光ネットワークシステムにおいては、この±２０ｐｐｍの仕様に、周波数偏差、周波数温度特性、経年変化のそれぞれの変動値を上乗せさせると、少なくとも、±１００ｐｐｍ範囲で周波数制御が必要となる。
【００１１】
又、上記した低速のネットワークシステムの場合、その規格はＳＯＮＥＴ方式の±２０ｐｐｍより広い周波数精度が規定されている。従って、この低速のネットワークシステムと接続する場合は、前述の±１００ｐｐｍよりもさらに広い周波数可変範囲が必要となる。
【００１２】
以上説明した理由から、電圧制御型発振回路（ＶＣＸＯ）には、一定の制御電圧可変範囲で広範囲に渡り周波数制御を行わなければならないという課題があった。
【００１３】
又、上記課題への一般的な対応策に反し、近年の低消費電力化に呼応して、発振回路に供給される電源電圧の低電圧化が進んでいる。具体的には、現在３．３Ｖが主流であるが、今後、さらに低い電源電圧（２．５Ｖ）への動きが強まっており、制御電圧を広く取れなくなるという課題もあった。
【００１４】
上記したＡＴカット型水晶振動子は、主振動以外に副振動が近接して存在した場合に、温度条件が変わったときにさらに近接して主振動と結合しやすく、又、必要な振動以外にも不要なスプリアスが存在している。又、逓倍回路はＡＴカット型水晶振動子のもつ主振動を基にして逓倍化を図る、即ち、高調波を発生させ必要な高調波のみを高周波信号として得る方式を採用している。そして、ＡＴカット型水晶振動子の主振動と副振動の結合やその振動に起因する不要なスプリアス、又、逓倍回路において、ＡＴカット型水晶振動子の主振動を基に発生させた高周波信号以外の不要な高調波が、ジッタの発生要因となり、ジッタを増大させるという課題があった。
【００１５】
さらに、従来の高周波発振回路は、発振回路、逓倍回路、差動型変換回路から構成され部品を多く必要とするため大型化され、近年の超小型化、低コスト化という要請に反するという課題もあった。
【００１６】
本発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、ネットワーク内で伝送路の損失等の要因で劣化したジッタの多いクロック信号に対して、一定の制御電圧の範囲で広範囲に渡り周波数制御を行うことのできる発振回路を得ることを目的とする。併せて、近年の電源電圧の低電圧化による制御電圧の範囲が広く取れない場合においても、周波数可変範囲を拡張するための専用回路を追加することなく、簡易に周波数の制御範囲を維持・拡大できる発振回路を得ることを目的とする。又、ＡＴカット型水晶振動子や逓倍回路、差動型変換回路を使用することなく、ジッタの少ない小型化、低コスト化が図られた発振回路を得ることを目的とする。
【００１７】
さらに、本発明は、一定の制御電圧の範囲で広範囲に渡り周波数制御を行うことができる、ジッタの少ない小型化、低コスト化が図られた発振回路を用いた電子機器、例えば、光ネットワーク通信機器を得ることも目的とする。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
請求項１に記載の発振回路は、発振回路において、所定の共振周波数で共振するＳＡＷ共振子と、外部からの制御電圧により入力信号の位相を所定の移相量だけずらした出力信号として出力し、回路素子から成る電圧制御移相回路と、前記所定の移相量の可変範囲を設定するインダクタンス素子と、前記ＳＡＷ共振子からの共振信号を入力し、増幅して出力する増幅器とを備え、前記ＳＡＷ共振子と、前記電圧制御移相回路と、前記インダクタンス素子と、前記増幅器とにより正帰還発振ループを形成し、前記ＳＡＷ共振子は前記電圧制御移相回路を構成する前記回路素子を介して前記インダクタンス素子と直列に接続されたことを特徴とする。
【００１９】
上記構成によれば、ＳＡＷ共振子と、電圧制御移相回路と、インダクタンス素子と、増幅器とにより正帰還発振ループを形成し、前記電圧制御移相回路を構成する回路素子を介してインダクタンス素子とＳＡＷ共振子が直列に接続される。
このように接続すれば、インダクタンス素子とＳＡＷ共振子を等価回路で表わしたときの並列容量とによる直列共振回路が形成されるのを防止できる。このため、この直列共振回路による影響が軽減され、インダクタンス素子の値を大きくして所定の制御電圧可変範囲で広範囲に渡り周波数を容易に制御できるという効果を有する。
【００２０】
請求項２に記載の発振回路は請求項１の構成において、前記増幅器は、反転出力端子及び非反転出力端子を有し、前記反転出力端子及び前記非反転出力端子のうちいずれか一方が前記正帰還発振ループの出力端として機能する差動増幅器であることを特徴とする。
【００２１】
上記構成によれば、ここに使用される差動増幅器は反転出力端子及び非反転出力端子を有しているので、いずれかの出力端子を選択して正帰還ループの出力端として機能させることができるという効果を有する。
【００２２】
請求項３に記載の発振回路は請求項２の構成において、前記差動増幅器は、ＥＣＬラインレシーバを用いた差動増幅回路であることを特徴とする。
【００２３】
上記ＥＣＬラインレシーバを使用した差動増幅回路は低消費電力かつ高速動作が可能であるので、高周波発振回路のような高速で動作する必要がある回路に用いることが好ましい。又、このＥＣＬラインレシーバの外付用エミッタ終端抵抗の抵抗値を変えて、その電流値により駆動する必要のある負荷回路を接続するような場合に使用することが好ましい。
【００２４】
請求項４に記載の発振回路は請求項１の構成において、前記回路素子は、受動素子であることを特徴とする。
【００２５】
電圧制御移相回路を構成する回路素子は、実装するためのスペースをとらず、１個の電子部品として、単独で簡易に使用できる受動素子であることが好ましい。
【００２６】
請求項５に記載の電子機器は、請求項１乃至請求項４のいずれか１項に記載の発振回路を備えたことを特徴とする。
【００２７】
上記構成によれば、ＳＡＷ共振子を用いて、主振動と副振動の結合やスプリアスがなく、又、周波数逓倍回路を必要としないので、これらに起因するジッタのない発振回路が得られる。そして、ジッタの発生がなく、周波数可変範囲の広いこの発振回路を適用したクロック変換回路において、ジッタが軽減された高周波のクロック信号に変換される。これにより、複数の送信データとこのクロック信号間におけるタイミングマージンが確保され多重化されたデータの送受信が行われるので、電子機器、例えば、光トランシーバ用モジュールにおける誤動作を防止できるという効果が得られる。
【００２８】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の一形態について説明する。
（１）第１の実施形態
（１−１）　第１の実施形態の構成
Ａ．発振回路の構成
図１は、本発明の第１の実施形態による発振回路の構成を示すブロック図である。
【００２９】
図１において、発振回路１Ａは、発振用増幅器１０、出力用増幅器１１ａ，ｂ、帰還バッファ用増幅器１２を内蔵するＩＣチップ２ａと、所定の共振周波数で共振するＳＡＷ共振子Ｘと、正帰還発振ループ内における移相量を制御する電圧制御移相回路１３と、伸長コイルＬｖ（インダクタンス素子）と、インピーダンス回路１４とから構成される。そして、少なくとも、発振用増幅器１０，帰還バッファ用増幅器１２、電圧制御移相回路１３、ＳＡＷ共振子Ｘ、及び伸長コイルＬｖとにより正帰還発振ループが形成されている。
【００３０】
尚、この発振回路１Ａにおいて、ＳＡＷ共振子Ｘ，電圧制御移相回路１３，
伸長コイルＬｖはこの順序で直列に接続されるものとする。このように構成する理由については、（１−２）第１の実施形態の原理で詳述する。
【００３１】
発振用増幅器１０には、ＳＡＷ共振子Ｘによる所望の周波数ｆ０の共振信号がＩＣチップ２ａの入力端子Ｄを介して入力される。そして、所望の周波数ｆ０を有する入力信号は、発振用増幅器１０で増幅されてその出力端子に出力される。
【００３２】
出力用増幅器１１ａは、出力端子ＯＵＴを介して接続される図示しない負荷回路からの影響を防止し、発振用増幅器１０の出力端子から出力された発振信号を波形整形するための出力回路である。尚、出力用増幅器１１ｂは、例えば、後述するクロック変換回路に用いられた発振回路１ＡのＰＬＬ帰還ループ用出力信号を出力するための出力回路として利用できる。
【００３３】
帰還バッファ用増幅器１２は、バッファ機能を有する帰還用増幅回路である。
電圧制御移相回路１３は、発振回路１Ａの位相条件を満足させるための位相調整を行うものである。そして、この電圧制御移相回路１３で、帰還バッファ用増幅器１２からＩＣチップ２ａの出力端子Ｑを介して出力される出力信号ＳＱの位相に応じて、移相量が制御される。
【００３４】
インピーダンス回路（Ｚｄ）１４は、発振用増幅器１０の入力端子Ｄに所定の電圧を供給するための受動回路である。
【００３５】
Ｂ．ＳＡＷ共振子
ＳＡＷ共振子Ｘは、圧電基板上にすだれ状の励振電極と梯子状の反射器を配置し、励振電極で励振された表面波を反射器で反射させることで定在波を発生させ、共振子として機能するものである。そして、ＳＡＷ共振子Ｘは、振動エネルギーがＳＡＷ共振子表面に局在し主振動以外の副振動と結合しにくいため、ＡＴカット型水晶振動子と比較すると、所定の周波数以外には共振点は存在しないという大きな利点を有する。ＳＡＷ共振子の共振周波数は数１００ＭＨｚ〜数ＧＨｚであり、高周波発振回路に用いられる。
【００３６】
Ｃ．電圧制御移相回路と伸長コイル
図２は、電圧制御移相回路１３の構成を示す回路図である。
【００３７】
図２において、電圧制御移相回路１３は、可変容量ダイオード（回路素子：受動素子）Ｃｖのカソードが入力抵抗Ｒｖを介して電圧制御端子Ｔｖに接続され、また、そのアノードがバイアス用の抵抗Ｒ１を介してグランドに接地される。そして、可変容量ダイオードＣｖのカソードとＳＡＷ共振子Ｘとの間には、ＤＣカット用のコンデンサ（回路素子：受動素子）Ｃ１が接続され、そのアノードには伸長コイルＬｖが接続されている。
【００３８】
このような構成において、制御電圧Ｖｃの大きさにより可変容量ダイオードＣｖの容量値を変化させて、ＳＡＷ共振子を用いた電圧制御型の発振回路１Ａの位相を制御するものである。制御電圧Ｖｃにより可変容量ダイオードＣｖの容量値を変化させて位相を変化させると、発振回路の発振条件からＳＡＷ共振子の位相も変化し、その結果、共振周波数が変化することになる。つまり、発振回路１Ａの発振周波数が変化することになる。
【００３９】
伸長コイルＬｖは、電圧制御移相回路１３でＳＡＷ共振子の共振信号の位相をシフトさせる所定の移相量の可変範囲、即ち、周波数の可変範囲を設定するためのインダクタンス素子である。この伸長コイルＬｖの値を大きくすることにより周波数の可変範囲が広くとれる。
【００４０】
尚、電圧制御移相回路１３は上記した回路構成には限定されず、いろいろな構成を採ることができる。
【００４１】
（１−２）　第１の実施形態の原理
次に、図３乃至図５に基づいて、第１の実施形態の原理について説明する。
【００４２】
第１の実施形態の原理とは、図１に示した発振回路１Ａで形成される正帰還発振ループにおいて、電圧制御位相回路１３を介してＳＡＷ共振子Ｘと伸長コイルＬｖが直列に接続されるという点である。即ち、このような構成を採用する発振回路１Ａにより、狭い制御電圧可変範囲であっても、周波数可変範囲が一定範囲確保されるという知見によるものである。
【００４３】
Ａ．ＳＡＷ共振子、伸長コイル、電圧制御位相回路による周波数可変範囲
上記の知見を説明する前に、図３，図４を参照して、ＳＡＷ共振子Ｘ、伸長コイルＬｖ、電圧制御位相回路１３と、この順序で接続された場合の周波数可変範囲について説明する。
【００４４】
図３は、ＳＡＷ共振子Ｘ、伸長コイルＬｖ、電圧制御位相回路１３を構成する可変容量ダイオードＣｖとが直列に接続された場合の等価回路図である。図３において、向かって左側から、ＳＡＷ共振子Ｘの等価回路、伸長コイルＬｖ、そして、可変容量ダイオードＣｖを表わしている。ＳＡＷ共振子Ｘの等価回路は、２つの直列回路を組み合わせた並列回路から成り、その一つは直列に接続される直列抵抗Ｒ、直列容量Ｃ及び直列インダクタンスＬとで構成される。もう一つは、ＳＡＷ共振子Ｘが２枚の電極の間に置かれることから、振動とは無関係なその素子と並列に接続される並列容量（主に、電極間の静電容量）Ｃ０である。
【００４５】
図４は、図３に示したＳＡＷ共振子Ｘの等価回路、伸長コイルＬｖ，可変容量ダイオードＣｖを直列に接続したときの回路のリアクタンス特性を示す図である。
【００４６】
尚、図３に示した可変容量ダイオードＣｖは、図示しないが外部から制御電圧Ｖｃによりその容量値が可変されるものとする。
【００４７】
まず、伸長コイルＬｖを接続しない場合における周波数の可変範囲について説明する。図４に示すように、可変容量ダイオードＣｖ，直列容量Ｃ、直列インダクタンスＬとによる直列共振周波数ｆｓが存在し、この直列共振周波数ｆｓより高い周波数ではその特性は誘導性を示す。一方、並列容量Ｃ０が存在することから、この並列容量Ｃ０と直列インダクタンスＬによる並列共振周波数ｆｐが存在し、この並列共振周波数ｆｐより高い周波数ではその特性は容量性を示すことになる。
【００４８】
伸長コイルＬｖがない発振回路の場合は、図４に示す直列共振周波数ｆｓと並列共振周波数ｆｐの間の範囲（ａ）で動作点が決められる。即ち、可変容量ダイオードＣｖを外部からの制御電圧Ｖｃの可変により、図４の（ｂ）で示す範囲のリアクタンス（誘導性）が変化し、図４の（ｃ）で示す領域が周波数可変できる範囲となる。
【００４９】
次に、図３に示すように伸長コイルＬｖを、ＳＡＷ共振子Ｘと可変容量ダイオードＣｖの直列回路に、さらに直列に接続すると、図４に示すように、直列共振周波数ｆｓより低い周波数領域（ｄ）に動作点が移る。即ち、可変容量ダイオードＣｖを外部からの制御電圧Ｖｃの可変により、図４の（ｅ）で示すリアクタンス分（容量性）が変化し、図４の（ｆ）で示す領域が周波数可変できる範囲となる。この場合、外部からの制御電圧Ｖｃの制御範囲は、伸長コイルＬｖがない場合と同じ範囲としている。そして、直列に接続した伸長コイルＬｖの値を大きくとることにより、この周波数可変範囲（ｆ）を、さらに、広くとることができることになる。
【００５０】
ところで、ＳＡＷ共振子Ｘ、伸長コイルＬｖ、可変容量ダイオードＣｖからなる電圧制御移相回路１３がこの順番で直列に接続された場合、図３に示すように、伸長コイルＬｖと並列容量Ｃ０とで直列共振回路が形成されるのが判る。
【００５１】
Ｂ．伸長コイルと並列容量による直列共振回路の影響
次に、図５に基づいて、この伸長コイルＬｖと並列容量Ｃ０とで形成される直列共振回路による影響について説明する。
【００５２】
図５は、伸長コイルＬｖと電極容量Ｃ０を除くＳＡＷ共振子Ｘの等価回路で形成される直列共振回路、及び、伸長コイルＬｖと電極容量Ｃ０で形成される直列共振回路のそれぞれにおける共振特性を示した図である。
【００５３】
図５において、（ａ）で示した特性は、伸長コイルＬｖと電極容量Ｃ０を除くＳＡＷ共振子Ｘの等価回路で形成される直列共振回路による共振特性である。又、図５（ｂ）の特性は、伸長コイルＬｖと電極容量Ｃ０で形成される直列共振回路による共振特性である。
【００５４】
発振回路１Ａにおいて、共振周波数の可変範囲を広範囲に取るための第１の条件は、この発振回路のＱを下げること、即ち伸長コイルＬｖの値を大きくすることである。そして、第２の条件は、直列インダクタンスＬと直列容量Ｃとで構成される直列共振回路の共振周波数ｆｓ０、図５（ａ）で示す特性が、伸長コイルＬｖと並列容量Ｃ０とで構成される直列共振回路の共振周波数ｆｓ１、図５（ｂ）で示す特性と、離れていることである。
【００５５】
ＳＡＷ共振子Ｘ、伸長コイルＬｖ、可変容量ダイオードＣｖがこの順番で直列に接続された場合の回路構成では、ＳＡＷ共振子Ｘと伸長コイルＬｖとにより直列共振回路が形成される。この場合、共振周波数の可変範囲を広範囲に確保しようとすると、上記したように、伸長コイルＬｖのインダクタンスを上げてＱを下げることが必要になる。しかしながら、伸長コイルＬｖのインダクタンスを上げると、図５の矢印で示したように２つの共振周波数ｆｓ０，ｆｓ１の差を縮小させることになり、２つの共振が重なり合って異常発振を起こし易くなる。この為、伸長コイルＬｖのインダクタンスを上げることは容易でない。
【００５６】
そこで、伸長コイルＬｖと並列容量Ｃ０とで形成される直列共振回路の影響を軽減するように構成する必要がある。その構成が、図２で示すような構成である。
【００５７】
Ｃ．伸長コイルをＳＡＷ共振子から離すことによる効果
次に、図２で示したＳＡＷ共振子Ｘが電圧制御移相回路１３を介して伸長コイルＬｖと直列に接続される構成を採ることで、上述の伸長コイルＬｖと並列容量Ｃ０とで形成される共振回路の影響が軽減されることについて説明する。
【００５８】
図６は、電圧制御移相回路１３を介してＳＡＷ共振子Ｘと伸長コイルＬｖとを直列に接続する構成を採用した場合の共振特性を示す図である。
【００５９】
図６によれば、伸長コイルＬｖと電極容量Ｃ０を除くＳＡＷ共振子Ｘの等価回路で形成される直列共振回路による共振周波数ｆｓ０に対して、図の矢印で示すように共振周波数ｆｓ１が移動する。即ち、伸長コイルＬｖと電極容量Ｃ０で形成される直列共振回路による共振周波数ｆｓ１が、共振周波数ｆｓ２まで移動し、それらの共振周波数ｆｓ０とｆｓ２の差が大きくなることが判る。
【００６０】
図７に示す特性（ａ）は、可変できる制御電圧可変範囲における、ＳＡＷ共振子Ｘと伸長コイルＬｖを直接接続した場合に得られる周波数特性を示す。又、図７に示す特性（ｂ）は、電圧制御移相回路１３を介してＳＡＷ共振子Ｘと伸長コイルＬｖとを接続したときに得られる周波数特性である。
【００６１】
図７によれば、特性（ａ）の場合、周波数可変範囲は、特性（ｂ）との交点（ｃ）、例えば、３１０ＭＨｚとしてこの共振周波数を中心に±５０ｐｐｍである。これに対し、可変できる同一の制御電圧可変範囲で、図７の特性（ｂ）、即ち、電圧制御移相回路１３を介してＳＡＷ共振子Ｘと伸長コイルＬｖとを接続した場合の周波数可変範囲は、ほぼ１５０ｐｐｍである。この結果、その範囲は５０ｐｐｍ以上拡大されることが判る。
【００６２】
（１−３）　第１の実施形態から得られる効果
次に、本発明の第１の実施形態から得られる効果について説明する。
【００６３】
上記したように、電圧制御移相回路を介してＳＡＷ共振子と伸長コイルを接続することにより、伸長コイルＬｖと並列容量Ｃ０とで形成される直列共振回路の影響を軽減できるので、容易に伸長コイルの値を大きくして、周波数可変範囲を拡大できるという効果が得られる。
【００６４】
又、同様に、近年の電源電圧の低電圧化に伴う制御電圧可変範囲が低下しても、周波数可変範囲を拡張するための専用回路を追加することなく、簡易に周波数可変範囲を維持・拡大できるという効果を得ることができる。
【００６５】
又、本発明に係る第１の実施形態について、発振用増幅器１０の出力部に帰還バッファ用増幅器１２を接続した実施例で説明したが、帰還バッファ用増幅器１２を省略し構成しても、上記したと同様の効果を得ることができる。
【００６６】
尚、帰還バッファ用増幅器１２を省略する場合（但し、発振回路１Ａをすべてディスクリート部品で構成した場合）は部品点数の削減ができるが、正帰還発振ループの出力側に影響を与えることになる。一方、帰還バッファ用増幅器１２を設ける場合は部品点数の削減にはならないが、正帰還発振ループの出力側に与える影響を軽減することができる。
【００６７】
又、数１００ＭＨｚ以上の高周波で共振し、副振動が存在することのないＳＡＷ共振子Ｘを用いることで、従来の逓倍回路を省略することができるという効果が得られる。
【００６８】
又、ＳＡＷ共振子Ｘは、「発明が解決しようとする課題」で説明したような、ＡＴカット型水晶振動子が有する主振動と副振動の結合や不要なスプリアスが存在しないこと、又、逓倍回路を必要としないので不要な高調波を生成することがなくなる。この結果、主振動と副振動の結合、不要なスプリアスや高調波に起因して発生するジッタのない発振回路を得ることができるという効果が得られる。
【００６９】
さらに、上記したように、従来の逓倍回路を必要としなくなること、又、周波数可変範囲を拡張するための専用回路を追加することなく小型化や低コスト化が図られた発振回路を得ることができるという効果が得られる。
【００７０】
（２）第２の実施形態
（２−１）　第２の実施形態の構成
図８は、本発明の第２の実施形態による発振回路の構成を示すブロック図である。尚、図１に示す第１の実施形態と同一のブロックには同一の番号を付し、その詳細な説明は省略する。
【００７１】
発振回路１Ｂは、発振用差動増幅器２１，出力用差動増幅器２２、帰還バッファ用差動増幅器２３をそれぞれ内蔵するＩＣチップ２ｂと、所定の共振周波数を有するＳＡＷ共振子Ｘと、外部からの制御電圧Ｖｃに基づいて所定の移相量に調整する電圧制御移相回路１３と、伸長コイルＬｖと、インピーダンス回路（Ｚｄ）１４とから構成される。又、ＩＣチップ２ｂから出力され、これの外部から基準バイアス電圧ＶＢＢが、発振用差動増幅器２１の反転入力端子Ｄ２に供給される。そして、少なくとも、発振用差動増幅器２１，帰還バッファ用差動増幅器２３，ＳＡＷ共振子Ｘ，電圧制御移相回路１３，伸長コイルＬｖとにより正帰還発振ループが形成される。尚、ＳＡＷ共振子Ｘと伸長コイルＬｖは電圧制御移相回路１３を介して直列に接続されることは、第１の実施形態と同様である。
【００７２】
又、前述した３つの差動増幅器２１〜２３は、図９に示すＥＣＬラインレシーバ（Ｅｍｉｔｔｅｒ−Ｃｏｕｐｌｅｄ　Ｌｏｇｉｃ：エミッタ結合論理）を用いた差動増幅回路である。
【００７３】
発振用差動増幅器２１では、ＳＡＷ共振子Ｘを通過する所定の共振周波数ｆ０の信号が発振用差動増幅器２１の非反転入力端子Ｄ１に入力される。そして、相互の位相差が１８０度の出力信号が、非反転出力端子Ｑ＋と反転出力端子Ｑ−から出力される。
【００７４】
出力用差動増幅器２２は、発振用差動増幅器２１からの出力信号を波形整形し所定の発振周波数、例えば６２２．０８ＭＨｚのクロック信号Ｆとして出力する。
【００７５】
帰還バッファ用差動増幅器２３はバッファ機能を有する差動増幅器であり、その出力は出力端子Ｑ１，Ｑ２に出力される。そして、ＥＣＬラインレシーバを用いた帰還バッファ用差動増幅器２３のそれぞれの出力端子Ｑ１，Ｑ２に、図示しないエミッタ終端抵抗がＩＣチップ２ｂの外付け用としてそれぞれ接続される。
【００７６】
尚、図９には、エミッタ終端抵抗Ｒ７，Ｒ８をＯＵＴ−，ＯＵＴ＋のそれぞれの出力端子に接続した状態が示されている。
【００７７】
電圧制御移相回路１３は、外部からの制御電圧Ｖｃに基づいて発振回路１Ｂの位相条件を満足させるため、帰還バッファ用差動増幅器２３からの出力信号ＳＱ１又はＳＱ２のいずれかを所定の位相量に調整する。
【００７８】
電圧制御型移相回路１３を用いることによって、異なる所定の共振周波数を有する複数のＳＡＷ共振子Ｘについてほぼ同一の回路パターンが使用でき、設計上の簡略化を図ることができる。
【００７９】
インピーダンス回路（Ｚｄ）１４は、発振用差動増幅器２１の反転及び非反転入力端子間に電位差が生じるように、発振用差動増幅器２１の非反転及び反転のそれぞれの入力端子間に接続される。
【００８０】
（２−２）　第２の実施形態の原理
第２の実施形態の原理については、第１の実施形態の原理と同様であるのでその詳細な説明は省略する。図１に示すような帰還バッファ用増幅器１２の代わりに帰還バッファ用差動増幅器２３を用いた場合は、この差動増幅器２３の非反転出力端子Ｑ１又は反転出力端子Ｑ２のいずれかに、ＳＡＷ共振子Ｘ，電圧制御移相回路１３、伸長コイルＬｖをこの順に接続する。この実施例においては、反転出力端子Ｑ２に接続される。又、他の非反転出力端子Ｑ１は、後述するクロック変換回路で使用する発振回路１ＢのＰＬＬ帰還ループ用出力信号の出力端子として利用することができる。
【００８１】
（２−３）　第２の実施形態から得られる効果
以上、この第２の実施形態によれば、第１の実施形態と同様の効果が得られるとともに、次のような効果を奏する。
【００８２】
上記した増幅器はＥＣＬラインレシーバを用いた差動増幅回路であるので、低消費電力で、高速動作させる必要のある発振回路を構成することができ、かつ、この差動増幅回路におけるレベル変換回路を容易に構築できるという効果が得られる。
【００８３】
（３）第３の実施形態
次に、本発明の第３の実施形態について説明する。
【００８４】
図１０は、以上説明した第１の実施形態に係る発振回路１Ａを適用したクロック変換回路９３を用いた、１０．３１２５ギガビットにおける光ネットワーク向けの光トランシーバ用モジュール９０の概略構成を示す図である。
【００８５】
この光トランシーバ用モジュール９０は、例えば、サーバ用コンピュータと光ネットワークとの間で、光／電気変換及び電気／光変換と多重化及び多重分離のためのインターフェース機能を実現するものである。
【００８６】
図１０に示すように、例えば、多重分離化部９４で抽出されたジッタの多い低周波クロック信号ＲＬＣＫが、外部からの制御信号ＣＯＮＴにより選択部９６で選択される。選択されたこのジッタの多い低周波クロック信号ＲＬＣＫは、本発明の電圧制御型ＳＡＷ発振回路（ＶＣＳＯ）９３−１を適用したクロック変換回路９３において、ジッタが低減された高周波のクロック信号ＲＨＣＫに変換される。そして、このクロック信号ＲＨＣＫは、多重化部ＭＵＸ９１において、Ｎ個の送信データＴｘＤＡＴＡを１つの送信データとして多重化するための基準クロック信号として用いられる。
【００８７】
ここで、光トランシーバ用モジュール９０の動作について、図１０を参照して説明する。
【００８８】
本発明に係る可変範囲の広い電圧制御型ＳＡＷ発振回路（ＶＣＳＯ）９３−１を適用したクロック変換回路９３は、選択部９６により選択された低周波数の外部クロック信号（ＴｘＲＥＦ）を高周波数のクロック信号に変換する。例えば、選択部９６が６４ＫＨｚ〜１５５．５２ＭＨｚの低周波数の外部クロック信号（ＴｘＲＥＦ）を選択して、クロック変換回路９３へ供給する。そして、クロック変換回路９３は、６００ＭＨｚ帯の６２２．０８ＭＨｚの高周波数のクロック信号に変換して多重化部９１へ供給する。これにより、電気／光変換部９２では１０ＧＨｚ帯（ＯＣ−１９２）の光信号が光伝送路へ送出される。
【００８９】
また、多重分離化部９４は、ＣＤＲ（Ｃｌｏｃｋ　ａｎｄ　Ｄａｔａ　Ｒｅｃｏｖｅｒｙ）機能により、光／電気変換部９５において受信した光信号（ＯＰＩＮ）のデータから高周波数のクロック信号を抽出する。選択部９６が、クロック信号（ＲＣＬＫ）を選択した場合は、クロック変換回路９３からジッタの少ない高周波数のクロック信号が多重化部９１へ供給される。
【００９０】
つまり、本発明に係る可変範囲の広い電圧制御型ＳＡＷ発振回路（ＶＣＳＯ）９３−１を適用したクロック変換回路９３を光トランシーバ用モジュール９０に用いて、ジッタの多く含んだクロック信号を入力しても、クロック変換回路９３は非常にジッタの少ない高周波数のクロック信号を生成して多重化部９１へ供給することができる。これにより、多重化部９１において多重化する送信データ（ＴｘＤＡＴＡ×Ｎ）とクロック信号との間におけるタイミングマージンが確保されるので、多重化部９１の送信データの誤動作を防止することができるという効果が得られる。
【００９１】
又、動画像のような大量のデータが伝送できる１０ギガビットに代表される高速なネットワークシステムにおいて、安定した動作を容易に確保することができるという効果が得られる。
【００９２】
この第３の実施形態では、上記した第１の実施形態に係る発振回路１Ａを用いた実施例について説明したが、これに係わらず、第２の実施形態に係る発振回路１Ｂを用いても同様の効果を得ることができる。
【００９３】
（４）変形例
本願発明は、上述した実施形態に限らず種々の態様にて実施することができる。例えば、以下のような変形実施が可能である。
【００９４】
（第１変形例）
上記においては、ＳＡＷ共振子Ｘと電圧制御移相回路１３を介して伸長コイルＬｖを接続した構成について説明したが、図１１に示した構成においても上記と同様の効果が得られる。
【００９５】
図１１のそれぞれの特徴は、伸長コイルＬｖを電圧制御移相回路１３内に配置し、電圧制移相回路１３を構成する受動部品（素子）を介して、ＳＡＷ共振子Ｘと伸長コイルＬｖと接続させて直列共振回路となることを防止した点にある。
【００９６】
例えば、図１１（１）は、ＤＣカット用のコンデンサＣ１を介して、ＳＡＷ共振子Ｘと伸長コイルＬｖを接続したものである。そして、図１１（２）は、可変容量ダイオードＣｖを介して、ＳＡＷ共振子Ｘと伸長コイルＬｖを接続したものである。又、図１１（３）は、ＤＣカット用のコンデンサＣ１を２つに分割、即ち、コンデンサＣ１１とＣ１２のうち、コンデンサＣ１２を介してＳＡＷ共振子Ｘと伸長コイルＬｖを接続したものである。尚、図１１（３）に示すコンデンサのＣ１１，Ｃ１２の容量は分割された関係から、それぞれの容量は基のコンデンサＣ１の２倍の容量が必要となる。
【００９７】
（第２変形例）
上記した実施形態の増幅器は、バイポーラトランジスタを使用して構成した実施例を示し説明したが、トランジスタの種類が異なるＭＯＳトランジスタにより構成してもよい。
【００９８】
（第３変形例）
又、発振回路をネットワーク用の光インターフェースモジュールに用いる場合について説明したが、発振回路、特に高周波発振回路を必要とする携帯電話などの無線通信機器など各種電子機器に適用することが可能である。
【００９９】
（第４変形例）
水晶振動子、セラミック振動子やＳＡＷ共振子等の圧電振動子を構成する圧電材料について、水晶の他、他の圧電材料としてランガサイトや四ほう酸リチウムを用いた構成としてもよい。
【０１００】
【発明の効果】
以上の説明により、電圧制御移相回路を介してＳＡＷ共振子と伸長コイルを接続することにより、伸長コイルと並列容量とで形成される直列共振回路の影響を軽減できるので、容易に伸長コイルの値を大きくして、周波数可変範囲を拡大できるという効果がある。同様に、近年の電源電圧の低電圧化に伴う制御電圧可変範囲が低下しても、周波数可変範囲を拡張するための専用回路を追加することなく、簡易に周波数可変範囲を維持・拡大できるという効果がある。
【０１０１】
又、ＳＡＷ共振子Ｘを用いることで逓倍回路を必要としない構成を採れるので、周波数可変範囲を拡張するための専用回路を必要としないジッタの少ない小型化・低コスト化が図られた発振回路が得られるという効果がある。
【０１０２】
さらに、ジッタの多い受信クロック信号は、本発明に係る周波数可変範囲の広い発振回路を適用したクロック変換回路でジッタが低減された高周波のクロック信号に変換される。これにより、複数の送信データとこのクロック信号間におけるタイミングマージンが確保され多重化されたデータの送受信が行われるので、電子機器、例えば、光トランシーバ用モジュールにおける誤動作を防止できるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態による発振回路の構成を示すブロック図である。
【図２】電圧制御移相回路の構成を示す回路図である。
【図３】ＳＡＷ共振子の等価回路、伸長コイル、電圧制御位相回路を構成する可変容量ダイオードとが直列に接続された場合の回路図である。
【図４】図３に示したＳＡＷ共振子の等価回路、伸長コイル，可変容量ダイオードを直列に接続したときの回路のリアクタンス特性を示す図である。
【図５】伸長コイルと電極容量を除くＳＡＷ共振子の等価回路で形成される直列共振回路、及び、伸長コイルと電極容量で形成される直列共振回路のそれぞれにおける共振特性を示す図である。
【図６】伸長コイルとＳＡＷ共振子とが、電圧制御移相回路を介して直列に接続する構成を採用した場合の直列共振回路の共振特性を示す図である。
【図７】第１実施形態における発振回路の制御電圧−周波数特性を表すグラフである。
【図８】本発明の第２の実施形態による発振回路の構成を示すブロック図である。
【図９】ＥＣＬラインレシーバの回路構成を示す回路図である。
【図１０】第１又は第２の実施形態に係る発振回路を適用したクロック変換回路を用いた、１０．３１２５ギガビットにおける光ネットワーク向けの光トランシーバ用モジュールの概略構成を示す図である。
【図１１】第１の実施形態におけるＳＡＷ共振子と電圧制御移相回路と伸長コイルの変形例の構成を示す回路図である。
【図１２】ＡＴカット型水晶振動子を用いた従来の高周波発振回路の構成を示すブロック図である。
【図１３】従来の高周波発振回路を、クロック変換回路の一構成要素として用いたときのクロック変換回路の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１Ａ，１Ｂ・・・電圧制御型ＳＡＷ発振回路
２ａ・・・ＩＣチップ
１０・・・発振用増幅器
１１ａ，１１ｂ・・・出力用増幅器
１２・・・帰還バッファ用増幅器
２ｂ・・・ＩＣチップ
２１・・・発振用差動増幅器
２２・・・出力用差動増幅器
２３・・・帰還バッファ用差動増幅器
１３・・・電圧制御移相回路
Ｃｖ・・・可変容量ダイオード
Ｃ１，Ｃ１１，Ｃ１２・・・ＤＣカット用コンデンサ
Ｒｖ，Ｒ１・・・抵抗
Ｌｖ・・・伸長コイル
１４・・・インピーダンス回路
Ｘ・・・ＳＡＷ共振子
Ｒ・・・直列抵抗
Ｃ・・・直列容量
Ｌ・・・直列インダクタンス
Ｃ０・・・並列容量
９０・・・光ネットワーク向けの光トランシーバ用モジュール
９１・・・多重化部
９２・・・電気／光変換部
９３・・・クロック変換回路
９４・・・多重分離化部
９５・・・光／電気変換部
９６・・・選択部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
2004096449.tif 000011
【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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