(57)【要約】【課題】２つのインバータを備えたインバータシステムにおいて、効果的な動作を達成する。【解決手段】３相のモータ電流を補正電圧加算／減算判定部１０２に供給する。補正電圧加算／減算判定部１０２は、３相のモータ電流の内２つが正か、２つが負かを判定する。そして、２つが正の場合は、加算器１０４に正の補正電圧ΔＶを供給し、２つが負の場合には、加算器１０４に負の補正電圧ΔＶを供給する。この加算器１０４の出力は、モータの電圧指令値であり、補正電圧の加算により、３相モータの中性点電圧が補正される。【選択図】　　　　図９
2004120965.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
３相のモータコイルを２つ有し、これらモータコイルに２つのインバータから独立してモータ電流を供給するとともに、２つのモータコイルの中性点間に第１の直流電源を配置し、２つのインバータの正負母線間に第２の直流電源を配置するインバータシステムにおいて、
インバータから３相コイルへ供給するモータ電流をそれぞれ監視し、１つの３相モータコイルへのモータ電流のうちの２つがモータコイルへ向けて流れ、残りの１つがモータコイルから流れ出る状態の時にはそのモータコイル駆動のための電圧指令値に所定の補正電圧を加算し、
１つの３相モータコイルへのモータ電流のうちの１つがモータコイルへ向けて流れ、残りの２つがモータコイルから流れ出る状態の時にはそのモータコイル駆動のための電圧指令値に所定の補正電圧を減算し、
これによって中性点の電圧変動を抑制する、
インバータシステム。
【請求項２】
複数相のモータコイルを２つ有し、これらモータコイルに２つのインバータから独立してモータ電流を供給するとともに、２つのモータコイルの中性点間に電池を配置し、２つのインバータの正負母線間にコンデンサを配置するインバータシステムにおいて、
前記電池に流れる零相電流を監視し、この零相電流が一定値を超えた場合に、２つのインバータの中性点電圧指令値の差を大きくして、コンデンサへ流れる電流を抑制するインバータシステム。
【請求項３】
複数相のモータコイルを２つ有し、これらモータコイルに２つのインバータから独立してモータ電流を供給するとともに、２つのモータコイルの中性点間に電池を配置し、２つのインバータの正負母線間にコンデンサを配置するインバータシステムにおいて、
各モータコイルに必要な印加電圧を求め、これらのうち高い方の電圧を前記コンデンサの目標電圧としてインバータを制御するインバータシステム。
【請求項４】
前記各モータコイルに必要な印加電圧は、逆起電圧、電池コンデンサ間でやりとりされる電流による電圧変動分、モータ出力に必要な電流によって生じる電圧変動分の総和に基づいて、決定するインバータシステム。
【請求項５】
複数相のモータコイルを２つ有し、これらモータコイルに２つのインバータから独立してモータ電流を供給するとともに、２つのモータコイルの中性点間に電池を配置し、２つのインバータの正負母線間にコンデンサを配置するインバータシステムにおいて、
システムの起動時には、電池の正極側に接続されるインバータにおいて、モータ電流の吐き出し期間をほぼ１００％、モータ電流の吸い込み期間をほぼ０％とし、電池の負極側に接続されるインバータにおいて、モータ電流の吐き出し期間をほぼ０％、モータ電流の吸い込み期間をほぼ１００％とし、
コンデンサ電圧を電池電圧とほぼ同一にまで充電するインバータシステム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数相のモータコイルを２つ有し、これらモータコイルに２つのインバータから独立してモータ電流を供給するとともに、２つのモータコイルの中性点間に第１の直流電源（例えば電池）を配置し、２つのインバータの正負母線間に第２の直流電源（例えばコンデンサ）を配置し、モータコイルに所望のモータ駆動電流を供給するとともに、２つの直流電源間で所望の電流のやりとりを行うインバータシステムに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、電池などの直流電源（電池）からの直流電力をインバータにより所望の３相交流電流に変換してモータコイルに供給し、交流モータを駆動するシステムが広く利用されている。特に、モータの出力を逐次変更するとともに、回生制動を行う場合には、特に適しており電気自動車や、ハイブリッド自動車などの駆動システムとして広く採用されている。
【０００３】
一方、このようなシステムにおいて、モータに大出力を得るためには、インバータの正負母線に接続される電池の電圧を大きなものにする必要がある。例えば、電気自動車やハイブリッド自動車などでは、電池として３００Ｖ程度の電圧のものを用意している。しかし、電池は、１セルの出力電圧は１Ｖ程度であり、大電圧出力を得るためには、電池セルをその分だけ積層しなければならず大型第重量化が避けられない。
【０００４】
そこで、モータコイルの中性点（スター結線のモータコイルにおける中点）に電池を接続し、インバータの正負母線間にはコンデンサを接続システムが提案されている（例えば、特開平１０−３３７０４７号公報（特許文献１）や特開平１１−１７８１１４号公報（特許文献２）など）。この装置では、通常のモータ駆動の他に、電動機の各相のコイルとインバータ回路のスイッチング素子からなる回路を電池の電圧を昇圧してコンデンサを充電する昇圧チョッパ回路として機能させることができる。従って、電池電圧の２倍以上の電圧をコンデンサ電圧としてモータ駆動を行うことができる。
【０００５】
【特許文献１】
特開平１０−３３７０４７号公報
【特許文献２】
特開平１１−１７８１１４号公報
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、このようなシステムでは、インバータの入力電圧、即ちコンデンサの端子間電圧は、電池電圧の２倍が基本であり、モータの駆動を維持しつつ昇圧を行わなければならないことを考慮すると、電池電圧の３倍程度の電圧までの範囲内に制御する必要がある。
【０００７】
（関連出願）
そこで、本出願人は、特願２０００−３４６９６７号において、２つのモータコイルの中性点間にバッテリを配置し、２つのモータコイルへそれぞれ接続されている２つのインバータの電源電位（コンデンサ電圧）を制御することを提案した。
【０００８】
この構成によれば、２つのインバータを独立して制御して、それぞれの中性点電位を決定することができる。そして、インバータの制御によって、電池電圧とコンデンサ電圧の比を決定できる。そこで、電池電圧とコンデンサ電圧の比を比較的自由に選択することができる。
【０００９】
しかし、この特願２０００−３４６９６７号のシステムにおいて、次のような課題があった。
【００１０】
（ｉ）中性点において出入りする零相電流の変動が大きくなると、トルク脈動が発生したり、コンデンサ電圧が振動したり、さらに電池の発熱を生じやすい。そこで、このような不具合を効果的に防止する。
【００１１】
（ｉｉ）故障により、コンデンサ電圧が上昇する場合に、これを適切に検出できないので、これを効果的に検出する。
【００１２】
（ｉｉｉ）コンデンサ電圧を必要以上に上昇させることで、システムにおける損失が大きくなってしまう場合がある。このコンデンサ電圧の不要な上昇を防止する。
【００１３】
（ｉｖ）起動時において、コンデンサ電圧が０または０に近い値であると、突入電流が生じるため、これを防止しなければならない。
【００１４】
本発明は、上記課題に鑑みなされたものであり、２つのインバータを備えたインバータシステムにおいて、効果的な動作を達成することを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
本発明は、３相のモータコイルを２つ有し、これらモータコイルに２つのインバータから独立してモータ電流を供給するとともに、２つのモータコイルの中性点間に第１の直流電源を配置し、２つのインバータの正負母線間に第２の直流電源を配置するインバータシステムにおいて、
インバータから３相コイルへ供給するモータ電流をそれぞれ監視し、１つのモータコイルへのモータ電流のうちの２つがモータコイルへ向けて流れ、残りの１つがモータコイルから流れ出る状態の時にはそのモータコイル駆動のための電圧指令値に所定の補正電圧を加算し、１つのモータコイルへのモータ電流のうちの１つがモータコイルへ向けて流れ、残りの２つがモータコイルから流れ出る状態の時にはそのモータコイル駆動のための電圧指令値に所定の補正電圧を減算し、これによって中性点の電圧変動を抑制することを特徴とする。
【００１６】
このように、モータコイル駆動のための電圧指令値に、三相電流のうち２つが正の場合に、補正電圧を加算、２つの負の場合に補正電圧を減算する補正を加える。これによって、零相電流の変動を抑制して、トルクの脈動、コンデンサ電圧の振動、直流電源の発熱の抑制が可能となる。
【００１７】
また、本発明は、数相のモータコイルを２つ有し、これらモータコイルに２つのインバータから独立してモータ電流を供給するとともに、２つのモータコイルの中性点間に電池を配置し、２つのインバータの正負母線間にコンデンサを配置するインバータシステムにおいて、前記電池に流れる零相電流を監視し、この零相電流が一定値を超えた場合に、２つのインバータの中性点電圧指令値の差を大きくして、コンデンサへ流れる電流を抑制する。
【００１８】
これによって、直流電源からの電流出力は抑制され、第２直流電源への充電電流が制限され、第２直流電源の過充電が防止される。
【００１９】
また、本発明は、複数相のモータコイルを２つ有し、これらモータコイルに２つのインバータから独立してモータ電流を供給するとともに、２つのモータコイルの中性点間に電池を配置し、２つのインバータの正負母線間にコンデンサを配置するインバータシステムにおいて、各モータコイルに必要な印加電圧を求め、これらのうち高い方の電圧を前記コンデンサの目標電圧としてインバータを制御することを特徴とする。
【００２０】
これによって、目標電圧を必要最低限のものとして、効率的な運転ができる。
【００２１】
また、前記各モータコイルに必要な印加電圧は、逆起電圧、電池コンデンサ間でやりとりされる電流による電圧変動分、モータ出力に必要な電流によって生じる電圧変動分の総和に基づいて、決定することが好適である。
【００２２】
また、本発明は、複数相のモータコイルを２つ有し、これらモータコイルに２つのインバータから独立してモータ電流を供給するとともに、２つのモータコイルの中性点間に電池を配置し、２つのインバータの正負母線間にコンデンサを配置するインバータシステムにおいて、システムの起動時には、電池の正極側に接続されるインバータにおいて、モータ電流の吐き出し期間をほぼ１００％、モータ電流の吸い込み期間をほぼ０％とし、電池の負極側に接続されるインバータにおいて、モータ電流の吐き出し期間をほぼ０％、モータ電流の吸い込み期間をほぼ１００％とし、コンデンサ電圧を電池電圧とほぼ同一にまで充電することを特徴とする。
【００２３】
これによって、起動時において、最初にコンデンサ電圧を電池電圧と同一の状態としてインバータを駆動することができ、その後のコンデンサ電圧の制御をスムーズに行うことができる。
【００２４】
【発明の実施の形態】
「基本形態」
次に、本発明の実施の形態の基本となる構成（基本形態）を説明する。図１は、本発明の一基本形態であるインバータシステム２０の構成の概略を示す構成図である。基本形態のインバータシステム２０は、Ｙ結線された二つの三相コイル２４，２６を有する二重巻線モータ（以下、２Ｙモータという）２２と、二つの三相コイル２４，２６に各々接続され正極母線３４と負極母線３６を共用する二つのインバータ回路３０，３２と、正極母線３４と負極母線３６とに接続されたコンデンサ３８と、２Ｙモータ２２の二つの三相コイル２４，２６の中性点間に設けられた直流電源４０と、装置全体をコントロールする電子制御ユニット５０とを備える。
【００２５】
図２は、２Ｙモータ２２の二つの三相コイル２４，２６の関係を例示する説明図である。２Ｙモータ２２は、例えば外表面に永久磁石が貼り付けられたロータと、図２に例示するように二つの三相コイル２４，２６を回転方向に角度αだけずらして巻回されたステータとから構成されており、二つの三相コイル２４，２６が巻回されている点を除いて通常の発電可能な同期発電電動機と同様の構成をしている。三相コイル２４，２６は回転方向に角度αだけずれているから、２Ｙモータ２２は六相のモータと考えることもできる。こうした２Ｙモータ２２を駆動するには、インバータ回路３０により三相コイル２４に印加される三相交流に対して巻線ずれ角αだけ位相差をもった三相交流が三相コイル２６に印加されるようインバータ回路３２を制御すればよい。なお、２Ｙモータ２２の回転軸は基本形態のインバータシステム２０の出力軸となっており、この回転軸から動力が出力される。基本形態の２Ｙモータ２２は前述したように発電電動機として構成されているから、２Ｙモータ２２の回転軸に動力を入力すれば、２Ｙモータ２２により発電できるようになっている。
【００２６】
インバータ回路３０，３２は、共に６個のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６，Ｔ２１〜Ｔ２６と６個のダイオードＤ１１〜Ｄ１６，Ｄ２１〜Ｄ２６とにより構成されている。６個のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６，Ｔ２１〜Ｔ２６は、それぞれ正極母線３４と負極母線３６とに対してソース側とシンク側となるよう２個ずつペアで配置され、その接続点に２Ｙモータ２２の三相コイル２４，２６（ＵＶＷ）の各々が接続されている。したがって、正極母線３４と負極母線３６とに電圧が作用している状態で対をなすトランジスタＴ１１〜Ｔ１６，Ｔ２１〜Ｔ２６のオン時間の割合を巻線ずれ角αの位相差をもって制御すれば、２Ｙモータ２２の三相コイル２４，２６により回転磁界を形成し、２Ｙモータ２２を回転駆動することができる。
【００２７】
電子制御ユニット５０は、ＣＰＵ５２を中心とするマイクロプロセッサとして構成されており、処理プログラムを記憶したＲＯＭ５４と、一時的にデータを記憶するＲＡＭ５６と、入出力ポート（図示せず）とを備える。この電子制御ユニット５０には、２Ｙモータ２２の三相コイル２４，２６のｕｖｗの各相に取り付けられた電流センサ６１〜６６からの各相電流Ｉｕ１，Ｉｖ１，Ｉｗ１，Ｉｕ２，Ｉｖ２，Ｉｗ２や２Ｙモータ２２の中性点に取り付けられた電流センサ６７からの中性点電流Ｉｏ，２Ｙモータ２２の回転軸に取り付けられた回転角センサ６８からの２Ｙモータ２２の回転子の回転角θ，直流電源４０の電圧を検出する電圧センサ６９，コンデンサ３８に取り付けられた電圧センサ７０からのコンデンサ３８の端子間電圧Ｖｃ，２Ｙモータ２２の駆動に関する指令値などが入力ポートを介して入力されている。ここで、電流センサ６１〜６３および電流センサ６４〜６６のうちの各々いずれか一つは省略可能であり、いずれか一つを異常検出専用のセンサとして用いるものとしてもよい。また、電子制御ユニット５０からは、インバータ回路３０，３２のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６，Ｔ２１〜Ｔ２６のスイッチング制御を行なうための制御信号などが出力ポートを介して出力されている。
【００２８】
次に、こうして構成された基本形態のインバータシステム２０の動作原理について説明する。図３は、三相コイル２４の中性点と三相コイル２６の中性点と電位差Ｖ０１２が直流電源４０の電圧Ｖｂより小さい状態における電流の流れを２Ｙモータ２２の三相コイル２４，２６のｕ相の漏れインダクタンスに着目して説明する説明図である。いま、三相コイル２４の中性点と三相コイル２６の中性点との電位差Ｖ０１２が直流電源４０の電圧Ｖｂより小さい状態でインバータ回路３０のトランジスタＴ１２がオンの状態かインバータ回路３２のトランジスタＴ２１がオンの状態を考える。この場合、図３（ａ）か図３（ｂ）中に実線矢印で示す短絡回路が形成され、２Ｙモータ２２の三相コイル２４，２６のｕ相はリアクトルとして機能する。この状態からインバータ回路３０のトランジスタＴ１２をオフすると共にインバータ回路３２のトランジスタＴ２１をオフすると、リアクトルとして機能している三相コイルのｕ相に蓄えられたエネルギは、図３（ｃ）中実線矢印で示す充電回路によりコンデンサ３８に蓄えられる。したがって、この回路は、直流電源４０のエネルギをコンデンサ３８に蓄えるコンデンサ充電回路とみなすことができる。このコンデンサ充電回路は、昇圧チョッパ回路と同様の構成となっているから、コンデンサ３８の端子間電圧Ｖｃを直流電源４０の電圧Ｖｂより高く自由に操作することができる。２Ｙモータ２２の三相コイル２４，２６のｖｗ相も、ｕ相と同様にコンデンサ充電回路とみなすことができるから、三相コイル２４の中性点と三相コイル２６の中性点との電位差Ｖ０１２が直流電源４０の電圧Ｖｂより小さい状態とすると共にインバータ回路３０のトランジスタＴ１２，Ｔ１４，Ｔ１６やインバータ回路３２のトランジスタＴ２１，Ｔ２３，Ｔ２５をオンオフすることにより、直流電源４０によりコンデンサ３８を充電することができる。
【００２９】
図４は、三相コイル２４の中性点と三相コイル２６の中性点との電位差Ｖ０１２が直流電源４０の電圧Ｖｂより大きい状態における電流の流れを２Ｙモータ２２の三相コイル２４，２６のｕ相の漏れインダクタンスに着目して説明する説明図である。今度は、三相コイル２４の中性点と三相コイル２６の中性点との電位差Ｖ０１２が直流電源４０の電圧Ｖｂより大きい状態でインバータ回路３０のトランジスタＴ１１がオンでトランジスタＴ１２がオフおよびインバータ回路３２のトランジスタＴ２１がオフでトランジスタＴ２２がオンの状態を考える。この場合、図４（ａ）中に実線矢印で示す充電回路が形成され、コンデンサ３８の端子間電圧Ｖｃを用いて直流電源４０を充電する。このとき、２Ｙモータ２２の三相コイル２４，２６のｕ相は前述と同様にリアクトルとして機能する。この状態からインバータ回路３０のトランジスタＴ１１をオフするかインバータ回路３２のトランジスタＴ２２をオフすると、リアクトルとして機能している三相コイルのｕ相に蓄えられたエネルギは、図４（ｂ）または図４（ｃ）中実線矢印で示す充電回路により直流電源４０を充電する。したがって、この回路はコンデンサ３８のエネルギを直流電源４０に蓄える直流電源充電回路とみなすことができる。２Ｙモータ２２の三相コイル２４，２６のｖｗ相も、ｕ相と同様に直流電源充電回路とみなすことができるから、三相コイル２４の中性点と三相コイル２６の中性点との電位差Ｖ０１２が直流電源４０の電圧Ｖｂより大きい状態とすると共にインバータ回路３０のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６やインバータ回路３２のトランジスタＴ２１〜Ｔ２６をオンオフすることにより、コンデンサ３８により直流電源４０を充電することができる。
【００３０】
このように、基本形態のインバータシステム２０では、直流電源４０によりコンデンサ３８を充電したり、逆にコンデンサ３８により直流電源４０を充電することができるから、コンデンサ３８の端子間電圧Ｖｃを所望の値に制御することができる。コンデンサ３８の端子間に電位差を生じさせると、インバータ回路３０，３２の正極母線３４と負極母線３６にはコンデンサ３８による直流電源が接続された状態となり、コンデンサ３８の端子間電圧Ｖｃがインバータ入力電圧Ｖｉとして作用するから、インバータ回路３０，３２のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６，Ｔ２１〜Ｔ２６をスイッチング制御することにより、２Ｙモータ２２を駆動制御することができる。このとき、三相コイル２４に印加する三相交流の各相の電位Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１はインバータ回路３０のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のスイッチング制御によりインバータ入力電圧Ｖｉの範囲内で自由に設定できると共に三相コイル２６に印加する三相交流の各相の電位Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２もインバータ回路３２のトランジスタＴ２１〜Ｔ２６のスイッチング制御によりインバータ入力電圧Ｖｉの範囲内で自由に設定できるから、２Ｙモータ２２の三相コイル２４の中性点の電位Ｖ０１や三相コイル２６の中性点の電位Ｖ０２を自由に操作することができる。図５に三相コイル２４の中性点の電位Ｖ０１と三相コイル２６の中性点の電位Ｖ０２との差が直流電源４０の電圧Ｖｂとなるよう操作したときの三相コイル２４の各相の電位Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１の波形（図５（ａ））と、三相コイル２６の各相の電位Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２の波形（図５（ｂ））の一例を示す。図中、αは前述した巻線ずれ角に基づく位相差であり、Ｖｘはインバータ入力電圧Ｖｉの中央値（Ｖｉ／２）である。したがって、２Ｙモータ２２の三相コイル２４，２６の中性点間の電位差Ｖ０１２が直流電源４０の電圧Ｖｂより低くなるように操作してコンデンサ３８を充電したり、逆に三相コイル２４，２６の中性点間の電位差Ｖ０１２が直流電源４０の電圧Ｖｂより高くなるように操作して直流電源４０を充電することができる。コンデンサ３８の充電電流や直流電源４０の充電電流は、三相コイル２４，２６の中性点間の電位差Ｖ０１２を昇降することにより制御することができる。
【００３１】
次に、基本形態のインバータシステム２０の駆動制御について説明する。図６は、基本形態のインバータシステム２０の電子制御ユニット５０で実行される駆動制御を制御ブロックとして示すブロック図である。図示するように、電流センサ６１〜６３，６４〜６６により検出されたモータ線電流Ｉｕ１，Ｉｖ１，Ｉｗ１，Ｉｕ２，Ｉｖ２，Ｉｗ２を回転角センサ６８により検出される２Ｙモータ２２の回転子の回転角θを用いて三相二相変換する電流変換部Ｍ１と、２Ｙモータ２２の駆動に関する指令値の一つとして入力される電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊から電流変換部Ｍ１により三相二相変換された電流Ｉｄ，Ｉｑとの偏差ΔＩｄ，ΔＩｑを演算する減算器Ｍ２と、偏差ΔＩｄ，ΔＩｑに対してＰＩゲインを用いてモータ電流調整用の操作量を演算するＰＩ制御部Ｍ３と、回転角センサ６８により検出される２Ｙモータ２２の回転子の回転角θを用いて回転速度演算部Ｍ４により演算された回転速度に基づいて速度起電力の予測値を演算する速度起電力予測演算部Ｍ５と、この速度起電力予測演算部Ｍ５により演算された速度起電力の予測値とＰＩ制御部Ｍ３で演算されたモータ電流調整用の操作量を加算して電圧操作量Ｖｄ，Ｖｑを演算する加算器Ｍ６と、電圧操作量Ｖｄ，Ｖｑを回転子の回転角θを用いて二相三相変換する二相三相変換部Ｍ７と、２Ｙモータ２２の駆動に関する指令値の一つとして入力されるコンデンサ電圧指令値Ｖｃ＊と電圧センサ７０により検出されたコンデンサ３８の端子間電圧Ｖｃとの偏差ΔＶｃを演算する減算器Ｍ８と、偏差ΔＶｃに対してＰＩゲインを用いてコンデンサ電圧調整用の電池電流操作量を演算するＰＩ制御部Ｍ９と、回転速度演算部Ｍ４により演算された回転速度と電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊に基づいて電池電流の予測値を演算する電池電流予測演算部Ｍ１０と、この電池電流予測演算部Ｍ１０により演算された電池電流の予測値とＰＩ制御部Ｍ９により演算された電池電流操作量とを加算すると共にこの加算したものから電流センサ６７により検出される電池電流Ｉｂを減算する加減算器Ｍ１１と、加減算器Ｍ１１からの出力にＰＩゲインを用いて電池電流を調整するための三相コイル２４，２６の中性点間の電位差Ｖ０１２を設定するＰＩ制御部Ｍ１２と、この中性点間の電位差Ｖ０１２と二相三相変換部Ｍ７により得られる各相電位Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１，Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２とを加算して変調信号を得る加算器Ｍ１３と、変調信号を搬送波を用いてＰＷＭ信号を演算するＰＷＭ演算部Ｍ１４とを備える。なお、制御ブロックでは、三相コイル２４に対するブロックと三相コイル２６に対するブロックとを同一のブロックとして記載した。電流変換部Ｍ１から二相三相変換部Ｍ７および電流変換部Ｍ１４は、中性点間の電位差Ｖ０１２を加算する点および三相コイル２４と三相コイル２６とに対して巻線ずれ角αに相当する位相差をもって各々処理する点を除いて通常のモータ制御と同様である。二相三相変換部Ｍ７により得られた各相電位Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１，Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２に減算器Ｍ８からＰＩ制御部Ｍ１２により演算される中性点間の電位差Ｖ０１２を加算してＰＷＭ信号を演算することにより、直流電源４０に電流を流してインバータ入力電圧Ｖｉと���てのコンデンサ３８の電圧Ｖｃが指令値Ｖｃ＊に保持されるよう三相コイル２４，２６に印加される三相交流を図５に例示するように中央値Ｖｘからオフセットした波形とすることができる。
【００３２】
「第１実施形態」
本実施形態の構成は、基本的に上述の図１に示したとおりである。この構成において、２つの三相コイル２４、２６の中性点電位（零相電圧）は、それぞれＶ０１またはＶ０２となるはずである。ところが、実際の運転においては、インバータのデッドタイム（インバータのトランジスタがすべてオフの期間）により電気周期中に３回零相電圧が振動する。そして、この零相電位の振動により零相電流が振動する。
【００３３】
すなわち、図７の上図に示すように、三相コイル（Ｙ１）２４における相電流Ｉｕ１，ｉｖ２，ｉｗ１のうち２つが正の場合、零相電圧は、その中央値Ｖｘ１に比べ所定電圧だけ低くなり、三相電流のうち２つが負の場合には、所定電圧だけ高くなる。また、図７の中図に示すように、三相コイル（Ｙ２）２６における相電流Ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２のうち２つが正の場合、零相電圧は、その中央値Ｖｘ２に比べ所定電圧だけ高くなり、三相電流のうち２つが負の場合には、所定電圧だけ低くなる。
【００３４】
以上のように、図７の上図の零相電圧と図７の下図の零相電圧は変動し、そして図７の上図の零相電圧と図７の中央の図の零相電圧より決まる零相電流ｉ０も、図７の下図のように大きく振動することとなる。
【００３５】
ここで、零相電流変動がデッドタイムにより生じる機構を説明する。なお、この説明では、トランジスタやダイオードの抵抗分は小さいため、無視する。
【００３６】
まず、デッドタイムの影響は、モータの相電流の流れる向きに依存する。
【００３７】
ｉ）相電流がモータコイルの端子から中性点へ向かって流れている場合
この場合、インバータにおいて、スイッチングを行うと、デッドタイムの影響で一時的にインバータのトランジスタはすべてオフになる。しかし、モータ（三相コイル）のインダクタンス成分（慣性）により、この期間もインバータアームの「下側」のダイオードを通して電流が流れ続ける。このため、モータ（三相コイル）端子電圧はインバータに供給される直流電圧の下側電位（負側母線）に等しくなる。
【００３８】
ｉｉ）相電流がモータコイルの中性点から端子へ向かって流れている場合
この場合に、インバータにおいて、スイッチングを行うと、デッドタイムの影響で、一時的にインバータのトランジスタはすべてオフになる。しかし、モータ（三相コイル）のインダクタンス成分（慣性）により、この期間もインバータアームの「上側」のダイオードを通して電流が流れ続ける。このため、モータ（三相コイル）端子電圧はインバータに供給される直流電圧の「上側電位」（正側母線）に等しくなる。
【００３９】
ｉｉｉ）モータの１回転中（電気角）の端子電位へのデッドタイムの影響
上記ｉ）ｉｉ）に示したように、デッドタイムによりトランジスタがすべてオフの時には、相電流の向きによりコイルの端子側の電位が、インバータの正側か、負側の電位に決まる。モータの相電流は、一般にロータの回転数（電気角）と同じ周期の正弦波でほぼ近似されるので、電気角１回転中に１回ずつ正と負の相電流が流れる。
【００４０】
以下、制御周期（インバータのキャリア周期）Ｔｓとデッドタイム時間Ｔｄ、インバータ負側電位を０、正側電位をＶｅ、コントローラ指令値（三角波比較を行う電位）をＶｃｏｎｔとして説明する。
【００４１】
デッドタイムがなければ、正の電流（端子から中性点へ向かう電流）が流れている期間は、端子電位がインバータの正側と同電位になる時間Ｔｓは、
Ｔｕ＝（Ｖｃｏｎｔ／Ｖｅ）＊Ｔｓ
であり、
負側と同電位になる期間Ｔｌは、
Ｔｌ＝（Ｖｅ−Ｖｃｏｎｔ）／Ｖｅ＊Ｔｓ
である。
【００４２】
しかし、デッドタイムがあると、
Ｔｕ＝（Ｖｃｏｎｔ／Ｖｅ）＊Ｔｓ−２Ｔｄ
Ｔｌ＝（Ｖｅ−Ｖｃｏｎｔ）／Ｖｅ＊Ｔｓ−２Ｔｄ
となり、コントローラ指令値と端子電位が負側にシフトする。
【００４３】
一方、負の電流（中性点から端子へ向かう電流）が流れる時には、同様の理由により正側に端子電位がシフトする。
【００４４】
ｉｖ）本システムで、コンデンサ電圧を制御（零相電流を制御）するのは、図５に示すように、端子電位の平均値である。しかし、上記ｉｉｉ）に示したように、デッドタイムの影響で相電流が正側の期間と負側の期間とで、平均値に差異がでる。これによって、零相電流変動が生じる。そして、零相電流が２つのスター結線の三相コイルの間を流れるため、片側のスター結線三相コイルでＵＶＷの三相分の平均値変動（１電気角で３回）により、１電気角で３周期の零相電流の変動が現れる。
【００４５】
そこで、本実施形態では、図８の上図に示すように、三相コイル（Ｙ１）２４には、三相電流のうち２つが正の場合、所定電圧だけ高く、三相電流のうち２つが負の場合には、所定電圧だけ低くなる補正電圧ΔＶを印加する。一方、三相コイル（Ｙ２）２６には、図８に中図に示すように、三相電流のうち２つが正の場合、所定電圧だけ低く、三相電流のうち２つが負の場合には、所定電圧だけ高くなる補正電圧ΔＶを印加する。
【００４６】
これによって、図８の下図に示すように、三相コイル（Ｙ１，Ｙ２）２４，２６の零相電位の振動は抑制され、零相電流ｉ０も一定になる。
【００４７】
従って、零相電流の変動を抑制して、トルクの脈動、コンデンサ電圧の振動、直流電源の発熱の抑制が可能となる。
【００４８】
図９に、補正電圧加算のための構成を示す。この図においては、一方のインバータ回路３０、３２の１つへのＰＷＭ制御信号の生成のための構成を示している。すなわち、インバータ回路３０のための構成であれば、電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１について、判定を行い、インバータ回路３０のための制御信号に補正電圧ΔＶを加算または減算する。
【００４９】
電流センサ６１〜６６で検出した三相コイル２４，２６の電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、補正電圧加算／減算判定部１０２に入力される。この補正電圧加算／減算判定部１０２は、上述のようにして、補正電圧ΔＶを作成し、これを加算器１０４に供給する。ここで、補正電圧ΔＶおよびこの補正電圧ΔＶを加算するか減算するかは、上述の論理で決定する。
【００５０】
また、モータ電流は、３相→ｄｑ変換部１０６に供給され、ここで励磁電流ｉｄ，トルク電流ｉｑに変換され、これが加算器１０８に供給され、ここでｄｑ電圧指令から減算される。これによって、指令値との偏差が加算器１０８から出力され、これがＰＩ制御部１１０において、電圧制御値ｖｄ，ｖｑに変換される。ＰＩ制御部１１０の出力は、ｄｑ→３相変換部１１２において三相電圧制御値に変換され、加算器１０４に供給される。さらに、この加算器１０４には、コンデンサ電圧制御部１１４からのコンデンサ電圧についての電圧制御値も供給される。
【００５１】
従って、加算器１０４の出力において、モータ出力制御についての電圧制御値と、コンデンサ電圧制御値が加算されるとともに、これに補正電圧ΔＶが加算または減算される。
【００５２】
そして、補正電圧ΔＶが加算または減算された制御指令値がＰＷＭ制御の指令値として用いられるため、インバータ回路３０、３２におけるデューティーが補正電圧ΔＶによって変更され、三相コイル２４、２６の零相電圧が制御される。
【００５３】
また、図１０には、本実施形態の他の構成例が示されている。この例では、電流センサ６７で検出した零相電流ｉ０をハイパスフィルタ１２０に入力する。これによって、零相電流のリップルにより、補正電圧加算／減算判定部１０２において、判定が可能になる。
【００５４】
また、零相電流リップルの平均値をローパスフィルタによって求め、この零相電流の平均値と零相電流値の差から三相電流の２つが正か、負かの状態を検出することもできる。
【００５５】
このようにして、零相電流リップルが正の場合には、補正電圧ΔＶを零相電圧指令値に減算し、零相電流リップルが負の場合には、補正電圧ΔＶを零相電圧指令に加算する。
【００５６】
上述の説明において、所定電圧とした補正電圧ΔＶの大きさは、次式によって求めることができる。
ΔＶ＝（ｔｄ／ｔｓ）Ｖｃ
【００５７】
ここで、ｔｄは、デッドタイム（上側トランジスタおよび下側トランジスタの両方がオフする時間）、Ｔｓは制御周期（インバータのキャリア周期）、Ｖｃはコンデンサ３８の電圧である。
【００５８】
このように、本実施形態では、コンデンサ電圧制御とモータ出力電圧を加算した電圧指令値に、三相電流のうち２つが正の場合に、補正電圧ΔＶを零相電圧に３相ともに加算、２つの負の場合に補正電圧ΔＶを零相電圧に３相ともに減算する補正を加える。これによって、零相電流の変動を抑制して、トルクの脈動、コンデンサ電圧の振動、直流電源の発熱の抑制が可能となる。
【００５９】
「実施形態２」
また、上述の図１の装置において、２つのインバータ回路３０、３２間の変調率（３相電圧指令値の平均値）の差を減少させると直流電源４０からコンデンサ３８に電流が流れ、コンデンサ３８の電圧が上昇する。一方、２つのインバータ間の変調率差を増大させるとコンデンサ３８から直流電源４０へ電流が流れ、コンデンサ３８の電圧が低下する。
【００６０】
そこで、本実施形態では、システムに過大な電流が流れる際に、２つのインバータ間の変調率差を大きくし、コンデンサが許容値を超えることを防止し、コンデンサ３８の電圧の異常上昇を抑制する。
【００６１】
また、システムにおいて、主要なエネルギー源は直流電源４０であるので、システムからエネルギーを取り出している負荷が既知という条件で、直流電源４０から流れ出す電流の大きさを計測すれば過大な電流が流れているか否かを判定できる。
【００６２】
本実施形態においては、電子制御ユニット５０において、図１１に示すような処理を行う。
【００６３】
すなわち、電流センサ６７によって測定した、直流電源４０に流れる電流を取り込む（Ｓ１０１）。そして、取り込んだ測定結果が既定値以下かを判定する（Ｓ１０２）。この既定値は、システムによって異なるが、コンデンサ３８の容量によって決定される。そして、この判定でＹＥＳ（電流値が既定値以下）であれば、２Ｙモータ２２の通常運転を続ける。
【００６４】
一方、Ｓ１０２の判定でＮＯ（電流値が既定値を超える）であれば、コンデンサ３８の電圧を低下させる（Ｓ１０３）。すなわち、電子制御ユニット５０は、インバータ回路３０、３２の変調率の差を大きくする。これによって、直流電源４０からの電流出力は抑制される方向となり、コンデンサ３８への充電電流が制限され、コンデンサ３８の過充電が防止される。
【００６５】
なお、三相コイル２４、２６からなる２Ｙモータ２２は、所定のエネルギーを消費する負荷であるが、このエネルギー消費量は、出力トルク指令などから推定できる。そこで、Ｓ１０２においては、この消費エネルギー分の電流量を直流電源４０からの出力電流から減算し、その残りの電流量が既定値以上であるか否かを判定することが好適である。
【００６６】
以上のようにして、本実施形態によれば、直流電源４０の電流量に応じて、コンデンサ３８への電流の異常を判定する。２Ｙモータ２２の相電流により、異常を判定した場合、三相コイル２４、２６のそれぞれのコイルがインダクタンスとして働き、その判定が十分行えない場合があるが、本実施形態により好適な異常検出が行える。
【００６７】
なお、上記説明では、基本的にコンデンサ３８側に向けて流れる電流について説明したが、反対の向きに流れる電流についても同様の異常を検出することができる。
【００６８】
「実施形態３」
本実施形態のシステムにおいては、２つの三相コイル２４、２６を有しており、これをそれぞれに対応するインバータ回路３０、３２によって駆動する。そして、両インバータ回路３０、３２に電圧を供給するコンデンサ３８の電圧を昇圧するには、直流電源４０から電流を流す必要がある。ここで、必要以上に電流を流すことは、コイルやインバータのトランジスタで損失を招きシステム全体の効率を下げることになる。
【００６９】
本実施形態では、２つの三相コイル２４、２６のいずれか高い方の三相コイルにおいて必要な電圧を選びそれに必要な電圧を供給できるところまでしかコンデンサ電圧を上げないことにした。これによって、上記損失を最小限度に抑えることができる。
【００７０】
各三相コイル２４、２６において、磁束の干渉がない場合は、１つの三相コイルが必要とする電圧は、次式で示される。この式は、簡単のためｄ−ｑ軸間で特性の異ならない三相コイル２４、２６で示している。但し、ｄ−ｑ軸で特性の異なるモータにおいても同様にして記載することができる。
【数１】
2004120965.tif 000003
【００７１】
ここで、ｉｔｕ，ｉｔｖ，ｉｔｗはトルクもしくは磁場を作るために必要な電流の各相成分、ｉｃｕ，ｉｃｖ，ｉｃｗは直流電源４０とコンデンサ３８間でやりとりされる電流の各相成分、ｅｕ，ｅｖ，ｅｗは、逆起電力の各相成分、Ｒは抵抗、Ｌ，Ｍは自己インダクタンスと相互インダクタンス、Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは各相の制御に必要な電圧である。
【００７２】
この式より、この三相コイル２４、２６が必要とするコンデンサ電圧Ｖは、Ｖ＝αｍａｘ（｜Ｖｕ｜，｜Ｖｖ｜，｜Ｖｗ｜）となる。ここで、αはインバータ回路３０、３２内部の損失による電圧低下分を補正する値である。
【００７３】
各三相コイル２４、２６についてＶを求め、それらのうちで高い方をコンデンサ３８の目標電圧とする。
【００７４】
すなわち、電子制御ユニット５０は、コンデンサ３８の目標電圧を上述のようにして計算したＶとして、インバータ回路３０、３２のスイッチングを制御する。
【００７５】
なお、各三相コイル２４、２６間で磁束の干渉がある場合には、干渉による増減分を見積もって前出のＶを決定すればよい。
【００７６】
また、逆起電圧、直流電源４０とコンデンサ３８との間でやりとりされる電流により生じる電圧変動分、トルクもしくは磁場を作るために必要な電流などが時々刻々変動する場合には、予め最大逆起電圧や、最大電流を設定し、その値を用いてコンデンサ電圧を決めればよい。
【００７７】
「実施形態４」
次に、実施形態４は、始動時の制御に関する。本実施形態の概略構成を図１２に示す。この図においては、インバータ回路３０、３２及び三相コイル２４、２６をそれぞれ１相で表現している。また、この図においては、直流電源４０の両側にリレー１１０、１１２を配している。
【００７８】
そして、リレー１１０、１１２の両方をオンすることで、直流電源４０は、インバータ回路３０、３２に接続される。これによって、図１２に示すような充電電流がダイオードを介して流れる。これによって、コンデンサ３８の電圧は、直流電源４０と同一の電圧になる。
【００７９】
次に、電子制御ユニット５０（図１２には図示せず）により、インバータ回路３０、３２のトランジスタを制御して、直流電源４０の正側に接続されているインバータ回路３０の零相変調率（３相の電圧指令値の平均値）をデューティー１００％（３相共にインバータアームの上側トランジスタを全オン）し、直流電源４０の負側に接続されるインバータ回路３２の零相変調率をデューティー０％（３相共に下側トランジスタを全オン）とする。これによって、上述の直流電源４０と、コンデンサ３８の電圧が同一であるという状態が維持され、ここからインバータ回路３０、３２の変調率を徐々に変更することで、スムーズに所望の変調比による運転に移行することができる。
【００８０】
また、システム停止時は、起動時と逆に目標電圧になる零相電圧変調率から、電池性側のインバータ回路３０の零相電圧変調率をデューティー１００％、直流電源４０の負側のインバータ２６の零相電圧変調率をデューティー０％までゆっくり変化させて、直流電源４０の両端のリレーを切ることが好ましい。
【００８１】
このようにして、本基本形態によれば、コンデンサ３８の電圧を最初に直流電源４０の電圧に一致させ、その後徐々に２つのインバータ２６、２８の変調率を変更し所望のコンデンサ３８の電圧を得る。従って、コンデンサ３８、インバータ回路３０、３２を構成するトランジスタのストレスを低減することができる。
【００８２】
ここで、通常の運転時の各相電流及びインバータ回路３０、３２の零相変調率をＰＷＭ制御におけるキャリアとともに図１３に示す。このように、キャリアの振幅がコンデンサ３８の電圧Ｖｃとなり、２つのインバータ回路３０、３２（図において、ＩＮＶ１、ＩＮＶ２と示す）の変調率の差が直流電源４０の電圧Ｖｂに対応する。ここで、変調率とは、３相電圧指令値の平均値であり、インバータ制御のためのキャリアの振幅を１００％とし、上側トランジスタのオン期間の比率になる。
【００８３】
そして、従来の中性点とインバータの正負母線間の負側母線間に直流電源を設置し中性点に正側を接続したインバータシステムにおいては、一般にデューティー５０％で起動していた。これによって、インバータの正負母線間に配置されたコンデンサの電圧は直流電源の２倍の電圧に向けて充電される。
【００８４】
しかし、本実施形態の２Ｙモータシステムにおいては、２つのインバータ回路３０、３２について、両方ともデューティー５０％で駆動すると、図１４の上図に示すように、Ｖｂが０となって、コンデンサ３８の電圧ＶＣが無限大になる運転になる。従って、コンデンサ電圧が耐電圧を超えて過大になってしまうおそれがある。なお、図において、インバータ回路３０、３２をＩＮＶ１、ＩＮＶ２と表している。
【００８５】
なお、実際の運転では、デューティー５０％の運転を行った場合において、図１４の下図のインバータ回路３０、３２における上アームトランジスタ及び下アームトランジスタの両方をオフするデッドタイムが存在する。すなわち、上アームがオンする期間Ａと、下アームがオンする期間Ｃの間には、両アームがオフするデッドタイムＢが存在する。そして、図１５に示すように、Ａの期間では、上アームのトランジスタ及びダイオードを介し直流電源４０に短絡電流が流れ、Ｃの期間では、下アームのトランジスタ及びダイオードを介し直流電源４０に短絡電流が流れる。従って、Ａ，Ｃの期間が長いほど短絡電流が大きくなる。また、２Ｙモータ２２のリアクタンス成分が小さい程この電流は過大になる。この電流は、ｄｉ＝Ｖｂ／ｔで表される。
【００８６】
次にＢの期間（デッドタイム（短絡防止期間））では、図１５に示されるように、ダイオードを介し電流が流れ、コンデンサ３８に充電される。従って、このＡの期間とＢの期間の比率によって、直流電源４０の電圧に対するコンデンサ３８の電圧が決定される。つまり、Ａに対するＢの期間が短いほどコンデンサ電圧は大きくなりコンデンサ３８が過電圧になってしまう。本実施形態によれば、このような欠点を解消することができる。
【００８７】
以上、本発明の実施の形態について基本形態を用いて説明したが、本発明はこうした基本形態に何等限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施し得ることは勿論である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の基本形態であるインバータシステム２０の構成の概略を示す構成図である。
【図２】２Ｙモータ２２の三相コイル２４と三相コイル２６との関係を説明する説明図である。
【図３】三相コイル２４の中性点と三相コイル２６の中性点との電位差Ｖ０１２が直流電源４０の電圧Ｖｂより小さい状態における電流の流れを２Ｙモータ２２の三相コイル２４，２６のｕ相の漏れインダクタンスに着目して説明する説明図である。
【図４】三相コイル２４の中性点と三相コイル２６の中性点との電位差Ｖ０１２が直流電源４０の電圧Ｖｂより大きい状態における電流の流れを２Ｙモータ２２の三相コイル２４，２６のｕ相の漏れインダクタンスに着目して説明する説明図である。
【図５】三相コイル２４の中性点の電位Ｖ０１と三相コイル２６の中性点の電位Ｖ０２との差が直流電源４０の電圧Ｖｂとなるよう操作したときの三相コイル２４，２６の各相の電位Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１，Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２の波形の一例を示す説明図である。
【図６】基本形態のインバータシステム２０の電子制御ユニット５０で実行される駆動制御を制御ブロックとして示すブロック図である。
【図７】第１実施形態における零相電圧振動の状態を示す波形図である。
【図８】同実施形態における補正電圧を示す波形図である。
【図９】同実施形態における補正電圧加算のための構成の一例を示すブロック図である。
【図１０】同実施形態における補正電圧加算のための構成の他の一例を示すブロック図である。
【図１１】第２実施形態における電子制御ユニット５０の処理を示すフローチャートである。
【図１２】第４実施形態における充電電流の流れを示す図である。
【図１３】同実施形態におけるキャリアと零相変調率を示す波形図である。
【図１４】インバータの上アーム及び下アームのスイッチングのタイミングを示す図である。
【図１５】システムの切換状態を示す図である。
【符号の説明】
２０，２０Ｂ　インバータシステム、２２　２Ｙモータ、２４，２６　三相コイル、３０，３２　インバータ回路、３４　正極母線、３６　負極母線、３８　コンデンサ、４０　直流電源、５０　電子制御ユニット、５２　ＣＰＵ、５４　ＲＯＭ、５６　ＲＡＭ、６１〜６７　電流センサ、６８　回転角センサ、Ｔ１１〜Ｔ１６，Ｔ２１〜Ｔ２６　トランジスタ、Ｄ１１〜Ｄ１６，Ｄ２１〜Ｄ２６　ダイオード。
【図１】
2004120965.tif 000004
【図２】
2004120965.tif 000005
【図３】
2004120965.tif 000006
【図４】
2004120965.tif 000007
【図５】
2004120965.tif 000008
【図６】
2004120965.tif 000009
【図７】
2004120965.tif 000010
【図８】
2004120965.tif 000011
【図９】
2004120965.tif 000012
【図１０】
2004120965.tif 000013
【図１１】
2004120965.tif 000014
【図１２】
2004120965.tif 000015
【図１３】
2004120965.tif 000016
【図１４】
2004120965.tif 000017
【図１５】
2004120965.tif 000018