(57)【要約】【課題】  Ｖ−ＢＬＡＳＴ検波方法を使用するシステムの性能を向上させること。【解決手段】  本発明は、送受信端に各々多重アンテナを使用する多重入出力（ＭＩＭＯ）システムにおける適応変調装置において、受信端からフィードバックされたＭＩＭＯチャネル情報に基づいて、Ｖ−ＢＬＡＳＴ（Vertical-Bell Laboratories Space Time）の逆順に等価チャネル利得を決定し、この等価チャネル利得を利用して各送信アンテナに伝送するビット数と送信電力とを決定するためのビット及び電力割り当て情報算出手段と、前記ビット及び電力割り当て情報算出手段で決定されたビット及び電力割り当て情報を利用して各階層（送信アンテナ）別に異なる変調方法で変調し送信電力を調節して、適応変調された信号を、各送信アンテナを介して伝送する適応変調手段とを含むことを特徴とする。【選択図】  図３
2004215254.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送受信端に各々多重アンテナを使用する多重入出力（ＭＩＭＯ）システムにおける適応変調装置において、
受信端からフィードバックされたＭＩＭＯチャネル情報に基づいて、Ｖ−ＢＬＡＳＴ（Vertical-Bell Laboratories Space Time）の逆順に等価チャネル利得を決定し、当該等価チャネル利得を利用して各送信アンテナに伝送するビット数と送信電力とを決定するためのビット及び電力割り当て情報算出手段と、
前記ビット及び電力割り当て情報算出手段で決定されたビット及び電力割り当て情報を利用して各階層（送信アンテナ）別に異なる変調方法で変調し送信電力を調節して、適応変調された信号を、各送信アンテナを介して伝送する適応変調手段と
を含むことを特徴とする階層的空間−時間構造の検波器を有する多重入出力システムに適用される適応変調装置。
【請求項２】
前記受信端では、Ｖ−ＢＬＡＳＴの逆順に検波及び復調することを特徴とする請求項１に記載の階層的空間−時間構造の検波器を有する多重入出力システムに適用される適応変調装置。
【請求項３】
前記受信端では、前記ＭＩＭＯチャネル情報を帰還させる代わりに、変調方式や送信電力のような適応変調情報を伝送することを特徴とする請求項１に記載の階層的空間−時間構造の検波器を有する多重入出力システムに適用される適応変調装置。
【請求項４】
前記ビット及び電力割り当て情報算出手段は、Ｖ−ＢＬＡＳＴ逆順に等価チャネル利得を決定し、当該等価チャネル利得をグリーディ・アルゴリズムの副搬送波チャネル利得に代わる値として利用して、各階層（送信アンテナ）から伝送する情報ビットの数とこれに該当する送信電力とを算出することを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載の階層的空間−時間構造の検波器を有する多重入出力システムに適用される適応変調装置。
【請求項５】
送受信端に各々多重アンテナを使用する多重入出力（ＭＩＭＯ）システムにおける適応復調装置において、
各受信アンテナを介して各々受信される信号からＭＩＭＯチャネルを推定するためのＭＩＭＯチャネル推定手段と、
前記ＭＩＭＯチャネル推定手段におけるＭＩＭＯチャネル情報に基づいて、Ｖ−ＢＬＡＳＴ（Vertical-Bell Laboratories Space Time）の逆順に等価チャネル利得を決定し、当該等価チャネル利得を利用して各受信アンテナに受信されたビット数と受信電力とを決定するためのビット及び電力割り当て情報算出手段と、
前記ビット及び電力割り当て情報算出手段で決定されたビット及び電力割り当て情報と前記ＭＩＭＯチャネル情報とに基づいて、各階層（受信アンテナ）別に受信される信号の受信電力を調節して、互いに異なる復調方法で復調するための適応変調手段と
を含むことを特徴とする階層的空間−時間構造の検波器を有する多重入出力システムに適用される適応復調装置。
【請求項６】
送受信端に各々多重アンテナを使用する多重入出力（ＭＩＭＯ）システムにおける適応変復調装置において、
Ｖ−ＢＬＡＳＴ（Vertical-Bell Laboratories Space Time）の逆順に等価チャネル利得を決定し、当該等価チャネル利得を利用して各送信アンテナに伝送するビット数と送信電力とを決定した後、適応変調して送信するための適応変調手段と、
各受信アンテナを介して受信される信号をＶ−ＢＬＡＳＴ（Vertical-Bell Laboratories Space Time）の逆順に検波及び適応復調するための適応復調手段と
を含むことを特徴とする階層的空間−時間構造の検波器を有する多重入出力システムに適用される適応変復調装置。
【請求項７】
前記適応復調手段は、ＭＩＭＯチャネル情報を前記適応変調手段に帰還させるか、ＭＩＭＯチャネル情報の代わりに変調方式や送信電力のような適応変調情報を伝送することを特徴とする請求項６に記載の階層的空間−時間構造の検波器を有する多重入出力システムに適用される適応変復調装置。
【請求項８】
前記適応変復調装置は、階層的空間−時間構造の検波器を有する多重入出力直交周波数分割多重化（ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ）システムにおいて、各副搬送波で（副搬送波の数）×（送信アンテナの数）個の等価利得を有し、全体的に各送信アンテナから伝送するビット数と送信電力とを決定することを特徴とする請求項６または７に記載の階層的空間−時間構造の検波器を有する多重入出力システムに適用される適応変復調装置。
【請求項９】
前記適応変復調装置は、階層的空間−時間構造の検波器を有する多重入出力直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）システムにおいて、各副搬送波別に各送信アンテナから伝送するビット数と送信電力とを決定して、副搬送波別に独立的に検波及び復調することを特徴とする請求項６または７に記載の階層的空間−時間構造の検波器を有する多重入出力システムに適用される適応変復調装置。
【請求項１０】
送受信端に各々多重アンテナを使用する多重入出力（ＭＩＭＯ）システムにおける適応変調方法において、
受信端からフィードバックされた情報に基づいて、送信端でＶ−ＢＬＡＳＴの逆順に等価チャネル利得を決定する第１ステップと、
前記送信端において、前記等価チャネル利得をグリーディ・アルゴリズムの副搬送波チャネル利得に代わる値として利用して、各階層（送信アンテナ）から伝送する情報ビットの数とこれに該当する送信電力とを決定して適応変調する第２ステップと
を含むことを特徴とする多重入出力（ＭＩＭＯ）システムに適用される適応変調方法。
【請求項１１】
前記受信端では、Ｖ−ＢＬＡＳＴの逆順に検波及び復調することを特徴とする請求項１０に記載の多重入出力（ＭＩＭＯ）システムに適用される適応変調方法。
【請求項１２】
前記第１ステップは、
アンテナ・インデックスの集合を初期化する第３ステップと、
等価チャネル利得が小さい階層からナリングし、その結果でチャネル行列及び前記アンテナ・インデックスの集合を修正する第４ステップと、
アンテナの数だけ前記第４ステップを繰り返し行なう第５ステップと、
前記第５ステップの結果を通して各アンテナ階層の等価チャネル利得を決定する第６ステップと
を含むことを特徴とする請求項１０または１１に記載の多重入出力（ＭＩＭＯ）システムに適用される適応変調方法。
【請求項１３】
前記第４ステップは、
チャネル行列の可逆行列を算出する第７ステップと、
ナリングする階層を決定するため、ナリング・ベクトルのノーム（norm）の自乗値を算出する第８ステップと、
前記第８ステップの値の内、最大値を有する階層を選択する第９ステップと、
前記第９ステップで選択された階層をナリングし、前記アンテナ・インデックスの集合から選択された階層を除去する第１０ステップと
を含むことを特徴とする請求項１２に記載の多重入出力（ＭＩＭＯ）システムに適用される適応変調方法。
【請求項１４】
前記第１ステップは、
アンテナ・インデックスの集合を初期化する第３ステップと、
等価チャネル利得が小さい階層からナリングし、その結果でチャネル行列及び前記アンテナ・インデックスの集合を修正する第４ステップと、
アンテナの数だけ前記第４ステップを繰り返し行なう第５ステップと、
前記第５ステップの結果を通して各アンテナ階層の等価チャネル利得を決定する第６ステップと、
各々の副搬送波に対して前記第１ステップから前記第４ステップまでの過程を繰り返し行なって、等価チャネル利得を決定する第７ステップと
を含むことを特徴とする請求項１０または１１に記載の多重入出力（ＭＩＭＯ）システムに適用される適応変調方法。
【請求項１５】
前記第２ステップは、前記第７ステップで決定された等価チャネル利得からグリーディ・アルゴリズムを行なって、各副搬送波に対して各アンテナを介して伝送されるビット数と送信電力とを決定することを特徴とする請求項１４に記載の多重入出力（ＭＩＭＯ）システムに適用される適応変調方法。
【請求項１６】
前記第１ステップは、
多重入出力直交周波数分割多重化（ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ）システムにおいて、システムの総データ・レート（date rate）が決められており、各副搬送波別に割り当てられているデータ・レートが同一に指定された場合において、
一つの副搬送波に対して、アンテナ・インデックスの集合を初期化する第３ステップと、
前記一つの副搬送波に対して、等価チャネル利得が小さい階層からナリングし、その結果でチャネル行列及び前記アンテナ・インデックスの集合を修正する第４ステップと、
前記一つの副搬送波に対して、アンテナの数だけ前記第４ステップを繰り返し行なう第５ステップと、
前記一つの副搬送波に対して、前記第５ステップの結果を通して各アンテナ階層の等価チャネル利得を決定する第６ステップと
を含むことを特徴とする請求項１０または１１に記載の多重入出力（ＭＩＭＯ）システムに適用される適応変調方法。
【請求項１７】
前記第２ステップは、
前記第６ステップにおいて、前記一つの搬送波に対して決定された等価チャネル利得からグリーディ・アルゴリズムを行なって、前記一つの搬送波に対してアンテナを介して伝送されるビット数と送信電力を決定する第７ステップと、
他の全ての副搬送波に対しても前記第７ステップの結果と同様に、送信されるビット数と送信される電力とを決定する第８ステップと、
を含むことを特徴とする請求項１６に記載の多重入出力（ＭＩＭＯ）システムに適用される適応変調方法。
【請求項１８】
送受信端に各々多重アンテナを使用する多重入出力（ＭＩＭＯ）システムにおける適応復調方法において、
各受信アンテナを介して各々受信される信号からチャネルを推定する第１ステップと、
前記チャネル情報に基づいて、Ｖ−ＢＬＡＳＴ（Vertical-Bell Laboratories Space Time）の逆順に等価チャネル利得を決定する第２ステップと、
前記等価チャネル利得を利用して各受信アンテナに受信されたビット数と受信電力とを決定して、検波及び適応復調する第３ステップと、
を含むことを特徴とする多重入出力（ＭＩＭＯ）システムに適用される適応復調方法。
【請求項１９】
適応変調のため、プロセッサを備えた多重入出力（ＭＩＭＯ）システムに、
受信端からフィードバックされた情報に基づいて、送信端でＶ−ＢＬＡＳＴの逆順に等価チャネル利得を決定する第１機能と、
前記送信端で前記等価チャネル利得をグリーディ・アルゴリズムの副搬送波チャネル利得に代わる値として利用して、各階層（送信アンテナ）から伝送する情報ビットの数とこれに該当する送信電力とを決定して適応変調する第２機能と
を実現させるためのプログラムを記録したことを特徴とするコンピュータ読み取り可能な記録媒体。
【請求項２０】
適応復調のため、プロセッサを備えた多重入出力（ＭＩＭＯ）システムに、
各受信アンテナを介して各々受信される信号からチャネルを推定する第１機能と、
前記チャネル情報に基づいて、Ｖ−ＢＬＡＳＴ（Vertical-Bell Laboratories Space Time）の逆順に等価チャネル利得を決定する第２機能と、
前記等価チャネル利得を利用して各受信アンテナに受信されたビット数と受信電力とを決定して、検波及び適応復調する第３機能と
を実現させるためのプログラムを記録したことを特徴とするコンピュータ読み取り可能な記録媒体。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、階層的空間−時間構造の検波器を有する多重入出力（Multi-Input Multi-Output；以下、ＭＩＭＯと記す）システムに適用される適応変復調（Adaptive Modulation/Demodulation）装置及びその方法に関し、より詳細には、Ｖ−ＢＬＡＳＴ（Vertical-Bell Laboratories Space Time）検波方法の逆順に等価チャネル利得を決定し、決定された等価チャネル利得を利用してグリーディ・アルゴリズムを行なうことによって、各アンテナを介して伝送されるビット数と送信電力を決定するものに関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に、ＭＩＭＯシステムは、同一帯域幅で複数の送信アンテナから各々異なるデータを伝送するため、高い周波数効率が得られる無線通信システムである。このようなＭＩＭＯシステムのための技術には、Ｇ．Ｊ．  Ｆｏｓｃｈｉｎｉが１９９６年に提案した構造（例えば、非特許文献１参照）があり、Ｐ．Ｗ．  Ｗｏｌｎｉａｎｓｋｙなどが１９９８年に提案した構造（例えば、非特許文献２参照）がある。
【０００３】
一般に、前者をＤ−ＢＬＡＳＴ（Diagonal-Bell Laboratories Space Time）システムと言い、後者をＶ−ＢＬＡＳＴ（Vertical-Bell Laboratories Space Time）システムと言う。Ｖ−ＢＬＡＳＴは、Ｄ−ＢＬＡＳＴの構造を簡単に変形した構造からなっている。
【０００４】
前記Ｖ−ＢＬＡＳＴシステムの検波過程を見ると、まずＭＩＭＯチャネル行列（Ｈ）のうち、等価チャネル利得（Equivalent Channel Gain）が最大である階層に該当するシンボルを先に復元し、チャネル行列Ｈからこのシンボルに該当する影響を除去した後、現在復元した階層に該当するチャネルをナリング（Nulling）して新しいチャネル行列を作る。また、全てのシンボルを復元するまでこのような過程を繰り返す。このようにして、等価チャネル利得が最大である階層を復元し、次のシンボルを復元する時には、初めて復元したシンボルは干渉と見なしてそのシンボルの効果を除去した後、その次に等価チャネル利得が大きい階層を復元する。このため、次のシンボルを復元する時にはダイバーシチ利得を得ることができるので、全体的に性能が向上するという長所がある。
【０００５】
一方、Ｇ．Ｊ．  ＦｏｓｃｈｉｎｉもＶ−ＢＬＡＳＴの構造を説明し、適応変調方法を提案している（例えば、特許文献１参照）が、ここではアンテナの数に応じて全アンテナで共に使用する変調方法を変更するか、伝送電力を最小化する方法を提示しているだけである。
【０００６】
また、多重搬送波システムにおいて、ビット数と電力とを割り当てる方法には、グリーディ（Greedy）アルゴリズム（たとえば、非特許文献３参照）がある。
【０００７】
グリーディ・アルゴリズムは、単一ユーザ直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ：  Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方法を使用する場合、送信端で各副搬送波に該当する周波数領域チャネル応答を知っており、一つのＯＦＤＭシンボルから伝送しようとする全体ビット数が決められており、所望のビット・エラー確率がある場合、最小の送信電力を有し、所望のビット・エラー確率を満足しつつ与えられた情報ビットを全て伝送できるようにする、各副搬送波のビット数（変調方法）と電力とを求めるアルゴリズムである。
【０００８】
ＭＩＭＯ  ＯＦＤＭシステムに適応変調方法を適用した例に次の２つの方法がある。
その一つは、Ka-Wai Ngなどが提案した方法（例えば、非特許文献４参照）であり、他の一つは、同じ著者が提案した別の方法（例えば、非特許文献５参照）である。
【０００９】
前者の方法は、Ｖ−ＢＬＡＳＴの順序割り当て方法通り等価チャネル利得の良い順に等価チャネル利得を算出し、この利得を有してグリーディ・アルゴリズムによってビット数を決定する方法である。また、これを簡単にし、送信端に伝送される情報量を低減するため、副搬送波と送信アンテナを選択する形態を提案している。しかし、このように従来のＶ−ＢＬＡＳＴ順序を有する接近方法は、適応変調でない固定された変調方法を使用する場合には全ての階層に対して全体的に同じ性能が得られるようにすることができるが、適応変調ではむしろ性能が低下するという問題点があった。
【００１０】
一方、後者の方法は、上記のようにＶ−ＢＬＡＳＴ順序を利用した適応変調の問題点を考慮して、最適の解を探索するために順序決定が可能な全ての組み合わせに対して一定数のビットを割り当て、この時、全体送信電力が最小である順序を選択する方法を提案している。
【００１１】
しかし、この場合にも最適の解を探索するための組み合わせの数を低減することによって、性能が低下するという問題点があった。
【００１２】
【特許文献１】米国特許６，３１７，４６６号明細書  G.J. Foschini、「Wireless Communications System Having A Space-Time Architecture Employing Multi-Element antennas At Both The Transmitter and Receiver」
【非特許文献１】G.J. Foschini、「Layered Space-Time Architecture for Wireless Communication in a Fading Environment When using Multi-Element Antennas」, Bell Labs Technical Journal, September, 1996, pp.41-59
【非特許文献２】P.W. Wolnianskyなど、「V-Blast: An Architecture for Realizing Very High Data Rates Over the Rich-Scattering Wireless Channel.」 Ｐroc. International Symposium Signals, Systems and Electronics, September, 1998
【非特許文献３】C.Y. Wongなど、「Multi user OFDM with adaptive sub-carrier, bit and power allocation」 IEEE Journal on Selected Areas in Communications, Vol.17, Oct., 1999、 pp.1747-1758
【非特許文献４】Ka-Wai Ngなど、「A Simplified Bit Allocation for V-BLAST based OFDM MIMO Systems in Frequency Selective Fading Channels,」IEEE International Conference on Communications, 2002, pp.411-415
【非特許文献５】Ka-Wai Ngなど、「Iterative Bit & Power Allocation for V-BLAST based OFDM MIMO System in Frequency Selective Fading Channel,」 Proc. Wireless Communications and Networking Conference, 2002, pp.271-275
【非特許文献６】G.G.Raleighなど、「Spatio-Temporal Coding for Wireless Communications」, Proc. IEEE Globecom, Nov., 1996, pp.1809-1814
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
本発明は、前記問題点に鑑みてなされたものであって、その目的とするところは、階層的空間−時間構造の検波器を有するＭＩＭＯシステムにおいて、従来のＶ−ＢＬＡＳＴの検波方法の逆順に等価チャネル利得を決定し、当該決定された等価チャネル利得を使用してグリーディ・アルゴリズムを通して各アンテナから伝送されるビット数と送信電力を決定することによって、システム性能を向上させるための適応変復調装置及びその方法と、前記方法を実現させるためのプログラムを記録した記録媒体を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
前記目的を達成するための本発明は、送受信端に各々多重アンテナを使用する多重入出力（ＭＩＭＯ）システムにおける適応変調装置において、受信端からフィードバックされたＭＩＭＯチャネル情報に基づいて、Ｖ−ＢＬＡＳＴ（Vertical-Bell Laboratories Space Time）の逆順に等価チャネル利得を決定し、この等価チャネル利得を利用して各送信アンテナに伝送するビット数と送信電力とを決定するためのビット及び電力割り当て情報算出手段と、前記ビット及び電力割り当て情報算出手段で決定されたビット及び電力割り当て情報を利用して各階層（送信アンテナ）別に異なる変調方法で変調し送信電力を調節して、適応変調された信号を、各送信アンテナを介して伝送する適応変調手段とを含むことを特徴とる。
【００１５】
また、本発明は、送受信端に各々多重アンテナを使用する多重入出力（ＭＩＭＯ）システムにおける適応復調装置において、各受信アンテナを介して各々受信される信号からＭＩＭＯチャネルを推定するためのＭＩＭＯチャネル推定手段と、前記ＭＩＭＯチャネル推定手段におけるＭＩＭＯチャネル情報に基づいて、Ｖ−ＢＬＡＳＴ（Vertical-Bell Laboratories Space Time）の逆順に等価チャネル利得を決定し、この等価チャネル利得を利用して各受信アンテナに受信されたビット数と受信電力とを決定するためのビット及び電力割り当て情報算出手段と、前記ビット及び電力割り当て情報算出手段で決定されたビット及び電力割り当て情報と前記ＭＩＭＯチャネル情報とに基づいて、各階層（受信アンテナ）別に受信される信号の受信電力を調節して、互いに異なる復調方法で復調するための適応変調手段とを含むことを特徴とする。
【００１６】
また、本発明は、送受信端に各々多重アンテナを使用する多重入出力（ＭＩＭＯ）システムにおける適応変復調装置において、Ｖ−ＢＬＡＳＴ（Vertical-Bell Laboratories Space Time）の逆順に等価チャネル利得を決定し、この等価チャネル利得を利用して各送信アンテナに伝送するビット数と送信電力とを決定した後、適応変調して送信するための適応変調手段と、各受信アンテナを介して受信される信号をＶ−ＢＬＡＳＴ（Vertical-Bell Laboratories Space Time）の逆順に検波及び適応復調するための適応復調手段とを含むことを特徴とする。
【００１７】
また、本発明は、送受信端に各々多重アンテナを使用する多重入出力（ＭＩＭＯ）システムにおける適応変調方法において、受信端からフィードバックされた情報に基づいて、送信端でＶ−ＢＬＡＳＴの逆順に等価チャネル利得を決定する第１ステップと、前記送信端において、前記等価チャネル利得をグリーディ・アルゴリズムの副搬送波チャネル利得に代わる値として利用して、各階層（送信アンテナ）から伝送する情報ビットの数とこれに該当する送信電力とを決定して適応変調する第２ステップとを含むことを特徴とする。
【００１８】
また、本発明は、送受信端に各々多重アンテナを使用する多重入出力（ＭＩＭＯ）システムにおける適応復調方法において、各受信アンテナを介して各々受信される信号からチャネルを推定する第１ステップと、前記チャネル情報に基づいて、Ｖ−ＢＬＡＳＴ（Vertical-Bell Laboratories Space Time）の逆順に等価チャネル利得を決定する第２ステップと、前記等価チャネル利得を利用して各受信アンテナに受信されたビット数と受信電力とを決定して、検波及び適応復調する第３ステップとを含むことを特徴とする。
【００１９】
また、本発明は、適応変調のため、プロセッサを備えた多重入出力（ＭＩＭＯ）システムに、受信端からフィードバックされた情報に基づいて、送信端でＶ−ＢＬＡＳＴの逆順に等価チャネル利得を決定する第１機能と、前記送信端で前記等価チャネル利得をグリーディ・アルゴリズムの副搬送波チャネル利得に代わる値として利用して、各階層（送信アンテナ）から伝送する情報ビットの数とこれに該当する送信電力とを決定して適応変調する第２機能とを実現させるためのプログラムを記録したコンピュータで読み出すことのできる記録媒体を提供する。
【００２０】
また、本発明は、適応復調のため、プロセッサを備えた多重入出力（ＭＩＭＯ）システムに、各受信アンテナを介して各々受信される信号からチャネルを推定する第１機能と、前記チャネル情報に基づいて、Ｖ−ＢＬＡＳＴ（Vertical-Bell Laboratories Space Time）の逆順に等価チャネル利得を決定する第２機能と、前記等価チャネル利得を利用して各受信アンテナに受信されたビット数と受信電力とを決定して、検波及び適応復調する第３機能とを実現させるためのプログラムを記録したコンピュータで読み出すことのできる記録媒体を提供する。
【発明の効果】
【００２１】
上述したようになされる本発明によると、前記のような本発明は、既存のＶ−ＢＬＳＡＴ検波方法の逆順に適応変復調することによって、同じビット・エラー率（ＢＥＲ：Bit Error Rate）が要求されるシステムにおいて既存のＶ−ＢＬＳＡＴ検波順に変調する方法に比べて同じ具現複雑度を有しながらより向上した性能（ 、概略０７〜１．４ｄＢ程度の性能利得）を提供でき、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムのような多重搬送波システムにも容易に拡張可能な効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
以下、添付した図面を参照しながら本発明に係る好ましい一実施例を詳細に説明する。
理解のため、本発明の適応変復調方法に使用するグリーディ・アルゴリズム（Greedy Algorithm）について述べる。
【００２３】
グリーディ・アルゴリズムを詳細に説明するため、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ：  Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方法を例えて説明する。
まず、ｎ番目の副搬送波に対する送信電力Ｐｎは、下記の数式１のように与えられる。
【００２４】
【数１】
2004215254.tif 000003
【００２５】
前記［数式１］において、ｈｎはｎ番目の副搬送波のチャネル利得であり、は、Ｃｎ番目の副搬送波に伝送されるビット数、ｆ（ｃ）は，ｃ個のビットを所望のビット・エラー確率（ＢＥＲ：Bit Error Rate）で受信できるようにする受信エネルギーを各々示す。
【００２６】
一方、一つのＯＦＤＭシンボルから伝送しようとする全体ビット数をＲとする場合、全体副搬送波の送信電力の和Ｐｔを最小とするビット割り当て方法は、下記の［数式２］の最適化された問題で表すことができる。
【００２７】
【数２】
2004215254.tif 000004
【００２８】
制約条件：
【００２９】
【数３】
2004215254.tif 000005
【００３０】
前記［数式２］において、ＮＣは全体副搬送波の個数であり、Ｄは任意に選択する数ビットの組み合わせにより可能な変復調方法を示す。例えば、我々が選択できる変復調方法をＱＰＳＫ、１６−ＱＡＭ、６４−ＱＡＭなどとすると、Ｄ＝｛０、２、４、６、８、…｝となる。ここで、０はその副搬送波を通しては情報を伝送しないということを意味する。
【００３１】
前記［数式２］を解く方法がグリーディ・アルゴリズムであって、次の段階を経ることになる。
【００３２】
段階１：  全副搬送波に対して、
【００３３】
【数４】
2004215254.tif 000006
【００３４】
と定義する。
【００３５】
段階２：  条件
【００３６】
【数５】
2004215254.tif 000007
【００３７】
を満足するまで、下記の［数式３］、［数式４］、及び［数式５］の過程を繰り返す。
【００３８】
【数６】
2004215254.tif 000008
【００３９】
【数７】
2004215254.tif 000009
【００４０】
【数８】
2004215254.tif 000010
【００４１】
前記［数式４］及び［数式５］において、ΔＢはＤ集合の元素間の偏差を示す。前記例においてＤ＝｛０、２、４、６、…｝であり、したがって，ΔＢ＝２となる。
【００４２】
段階３：  上記の［段階２］が終了すると、各々の
【００４３】
【数９】
2004215254.tif 000011
【００４４】
を決定でき、前記［数式１］を利用して、
【００４５】
【数１０】
2004215254.tif 000012
【００４６】
を決定できる。
【００４７】
結局、グリーディ・アルゴリズムを通して各々の副搬送波に割り当てられるビット
【００４８】
【数１１】
2004215254.tif 000013
【００４９】
と送信電力
【００５０】
【数１２】
2004215254.tif 000014
【００５１】
がわかるようになる。
【００５２】
前記Ｖ−ＢＬＡＳＴの検波方法は、複数の送信アンテナから伝送されたデータを一つずつ順に復元し、既に復元されたシンボルは他の信号に及ぼす干渉の影響を低減するため除去し、チャネルにおいても同様にその送信アンテナに該当するチャネル影響をナリングさせた後、次のシンボルを復元する方法で検波する方法である。したがって、どのような順でナリングするかによって等価チャネル利得の大きさが変わるが、本発明では送信側で既存のＶ−ＢＬＡＳＴ検波順序の逆順に適応変調して性能利得が得られる方法を提供する。以下では、まずＶ−ＢＬＡＳＴの検波方法に対して説明した後、本発明の方法について詳細に説明する。
【００５３】
図１は、通常の階層的空間−時間構造の検波器を有するＭＩＭＯ無線通信システムの構成図である。
【００５４】
図１に示すように、Ｖ−ＢＬＡＳＴの構造の検波器を有するＭＩＭＯシステムにおいて、各送信アンテナ１３Ａ、１３Ｂ、…、１３Ｎから送信される信号ベクトルｘ＝[ｘ０，ｘ１，Ａ，ｘＭ−１]、と各受信アンテナ１５Ａ、１５Ｂ、…、１５Ｍに該当する受信信号ベクトルｙ＝[ｙ０，ｙ１，Ａ，ｙＮ−１] を定義する。ここで、ＭとＮは各々送信、受信アンテナの個数を示し、Ｎ≧Ｍの条件を満足しなければならない。この場合、受信信号ベクトルは下記の［数式６］に表現される。
ｙ＝Ｈｘ＋ｖ      ・・・数式６
【００５５】
前記［数式６］において、ＨはＭ×Ｎチャネル行列、チャネル行列Ｈのｎ番目の行、ｍ番目の列の元素、ｈｎ、ｍはｍ番目の送信アンテナとｎ番目の受信アンテナとの間の平坦フェーディング・チャネル（flat fading channel）値を各々示す。一方、ｖは平均が０であり、Ｅ［ｖｖＨ］＝σ２Ｉの共分散行列を有するＮ×１の白色雑音ベクトル（White Noise Vector）であり、ＩはＮ×Ｎ単位行列である。
【００５６】
ｙ（受信信号ベクトル）からｘ（送信信号ベクトル）を復元するため、Ｖ−ＢＬＡＳＴの検波方法を使用し、ナリング・ベクトルはゼロ・フォーシング（Zero-Forcing）方法で決定する場合、ｋ番目の階層（ｋ番目の送信アンテナの信号）に対するナリング・ベクトルは下記の［数式７］のように定義される。
【００５７】
【数１３】
2004215254.tif 000015
【００５８】
前記［数式７］において、（Ｈ）ｌは行列Ｈのｌ（エル）番目の列であり、
【００５９】
【数１４】
2004215254.tif 000016
【００６０】
はチャネル行列の可逆行列（Pseudo-Inverse Matrix）Ｈ＋のｋ番目の行である。Ｗｋの値を判断して検波順序を決定するが、従来の技術のＶ−ＢＬＡＳＴの検波方法では‖Ｗｋ‖が小さいものから検波する順序に従った。一方、Ｚｋはｋ番目の階層に対する決定統計量（Decision Statistic）であり、下記の［数式８］で表現される。
【００６１】
【数１５】
2004215254.tif 000017
【００６２】
前記［数式８］において、ｋはｋ＝｛１、２、…、Ｍ｝である。前記決定統計量（Ｚｋ）を有し、信号決定をした後にはチャネル行列Ｈと受信信号ベクトルｙで決定された信号の影響を除去する。すなわち、既存のＨからｋ番目の列を全て０にして新しいチャネル行列Ｈを生成する。一方、新しい受信信号ベクトル は前記［数式６］によって決定する。
【００６３】
【数１６】
2004215254.tif 000018
【００６４】
前記［数式９］において、
【００６５】
【数１７】
2004215254.tif 000019
【００６６】
はＺｋの決定結果である。前記新しいチャネル行列Ｈと受信信号ベクトルｙ’を利用してナリング・ベクトルを求める過程から全ての送信信号を検波するまで、前記［数式６］ないし［数式９］の過程を繰り返すことになるが、この過程が従来の技術によるＶ−ＢＬＡＳＴの検波過程である。検波順序はナリング・ベクトルのノーム（Ｎｏｒｍ）の大きさによって決定される。
【００６７】
決定統計量の信号対雑音比Ｐｋを求めるため、前記［数式７］を利用すると、下記の［数式１０］のように表現できる。
【００６８】
【数１８】
2004215254.tif 000020
【００６９】
前記［数式１０］において、Ｅ｛｝は、期待値（Expectation Value）関数であり、‖Ｗｋ‖２ は、等価チャネル利得（Equivalent Channel Gain）である。したがって、‖Ｗｋ‖２ が小さいほどチャネルの状態が良いといえる。固定変復調方法を使用するＭＩＭＯシステムのためのＶ−ＢＬＡＳＴ方法は、チャネル状態の良い階層を先に検波し、チャネル状態の悪い階層は既に検波が終了した信号の影響を除去した後に検波することによって、全ての階層が全体的に良い性能を表すようにする方法である。しかし、適応変復調方法では、前記固定変復調方法とは異なって良い階層を後に検波して性能をより良くし、悪い階層に対しては情報を伝送しないか、少ない量の情報のみを伝送して性能を向上させる方法である。したがって、適応変復調方法においては、本発明で提示するように既存のＶ−ＢＬＡＳＴのような検波順序の逆順に検波しないと性能を向上させることができない。
【００７０】
まず、図５を参照しながら本発明に係る階層的空間−時間構造（Ｖ−ＢＬＡＳＩ  ＴＹＰＥ）の検波器を有する多重入出力（ＭＩＭＯ）無線通信システムにおける適応変復調装置について述べる。
【００７１】
図５に示すように、階層的空間−時間構造（Ｖ−ＢＬＡＳＩ  ＴＹＰＥ）の検波器を有する多重入出力（ＭＩＭＯ）無線通信システムは、階層的空間−時間構造に基づいた適応変調部５２、Ｍ個の送信アンテナ５３−１、５３−２〜５３−Ｍ、ビット及び電力割り当て情報算出部５４、周波数−非選択的フェーディングＭＩＭＯチャネル５５、Ｎ個の受信アンテナ５６−１、５６−２〜５６−Ｎ、階層的空間−時間構造に基づいた検波及び適応復調部５７、ＭＩＭＯチャネル推定部５８、ビット割り当て情報算出部５９から構成されている。
【００７２】
階層的空間−時間構造の検波器を有する多重入出力（ＭＩＭＯ）システムに適用される適応変復調装置を述べると、送信端では受信端からフィードバックされたＭＩＭＯチャネル情報に基づいてＶ−ＢＬＡＳＴ（Vertical-Bell Laboratories Space Time）の逆順に等価チャネル利得を決定し、この等価チャネル利得を利用して各送信アンテナに伝送されるビット数と送信電力とを決定するためのビット及び電力割り当て情報算出部５４と、ビット及び電力割り当て情報算出部５４で決定されたビット及び電力割り当て情報を利用して、各階層（送信アンテナ）別に異なる変調方法で変調し送信電力を調節し、適応変調された信号を各送信アンテナ５３−１〜５３−Ｍを介して伝送する階層的空間−時間構造に基づいた適応変調部５２を含み、受信端では、各受信アンテナ５６−１〜５６−Ｎを介して各々受信される信号からＭＩＭＯチャネルを推定するためのＭＩＭＯチャネル推定部５８と、ＭＩＭＯチャネル推定部５８からのＭＩＭＯチャネル情報に基づいてＶ−ＢＬＡＳＴ（Vertical-Bell Laboratories Space Time）の逆順に等価チャネル利得を決定し、この等価チャネル利得を利用して各受信アンテナ５６−１〜５６−Ｎに受信されたビット数と受信電力とを決定するためのビット及び電力割り当て情報算出部５９と、ビット及び電力割り当て情報算出部５９で決定されたビット及び電力割り当て情報とＭＩＭＯチャネル情報とに基づいて、各階層（受信アンテナ）別に受信される信号の受信電力を調節して、互いに異なる復調方法で復調するための階層的空間−時間構造に基づいた検波及び適応復調部５７を含む。
【００７３】
本発明に係る階層的空間−時間構造の検波器を有する多重入出力（ＭＩＭＯ）システムに適用される適応変復調装置の動作を述べると以下の通りである。
【００７４】
送信データ５１は、送信端から伝送しようとするデータであって、スクランブリング（Scrambling）、コーディング（Coding）、インターリビング（Interleaving）などからなるデータなどであり、外部からこのようなデータを入力された階層的空間−時間構造に基づいた適応変調部５２では、ビット及び電力割り当て情報を利用して各階層別に異なる変調方法で変調し送信電力を調節する機能をする。
【００７５】
また、このように適応変調された信号がＭ個の送信アンテナ５３−１〜５３−Ｍを介して伝送されると、ビット及び電力割り当て情報算出部５４は、受信端からフィードバックされたＭＩＭＯチャネル情報を利用して、グリーディ・アルゴリズムを通して各送信アンテナ５３−１〜５３−Ｍに伝送されるビット数と送信電力とを決定する。
【００７６】
このようにＭ個の送信アンテナ５３−１〜５３−Ｍから伝送された信号が周波数−非選択的フェーディングＭＩＭＯチャネル５５を経てＮ個の受信アンテナ５６−１〜５６−Ｎに受信される。そして階層的空間−時間構造に基づいた検波及び適応復調部５７では、受信された信号をＭＩＭＯチャネル推定部５８のチャネル推定結果とビット割り当て情報算出部５９のビット割り当て情報とを利用してＶ−ＢＬＡＳＴの逆順に復調し、復調されたデータを出力する。
【００７７】
図２は、本発明に利用される階層的空間−時間構造において、ナリング順序によって等価チャネル利得が変化することを示す一実施例の説明図である。
【００７８】
図２に示すように、同じチャネル行列を利用するとしてもＶ−ＢＬＡＳＴ順序、任意の順序、そしてＶ−ＢＬＡＳＴ逆順のうち、どの順序によって検波したかによって等価チャネル利得が変わる。したがって、前記のようにＶ−ＢＬＡＳＴの順序を使用して検波する場合には、等価チャネル利得の偏差が小さいため全体利得を分ける結果が生じ、Ｖ−ＢＬＡＳＴの逆順に検波する場合には偏差がより大きくなる結果が生じる。
【００７９】
以下、本発明に係るＶ−ＢＬＡＳＴ検波方法の逆順に等価チャネル利得を決定する方法を詳細に説明する。
【００８０】
図３は、本発明に係る適応変復調方法のうち、Ｖ−ＢＬＡＳＴの逆順に等価チャネル利得を決定する過程に対する一実施例の詳細フローチャートである。
【００８１】
図３に示すように、等価チャネル利得を決定するためには、先に検波順序を決定しなければならないため、アンテナ・インデックスの集合Ｓ（Ｓ＝｛１、２、…、Ｍ｝）を定義する（３１）。また、Ｍ×Ｎチャネル行列 の可逆行列を算出する（３２）。また、送信信号ベクトルｘを求めるため、全てのｋ（ｋ∈Ｓ）番目の階層（ｋ番目の送信アンテナの信号）に対するナリング・ベクトル
【００８２】
【数１９】
2004215254.tif 000021
【００８３】
を求めなければならないが、これは前記［数式７］で求めることができる（３３）。
【００８４】
以後、ナリングする階層を決定するため、ナリング・ベクトルのノームの自乗値を算出し、このうち最も大きい値を有した
【００８５】
【数２０】
2004215254.tif 000022
【００８６】
階層を選択する（３４）。そして、選択された
【００８７】
【数２１】
2004215254.tif 000023
【００８８】
階層に該当するチャネル行列Ｈの列ベクトルを０ベクトルに変形し、集合Ｓから
【００８９】
【数２２】
2004215254.tif 000024
【００９０】
値を除去する（３５）。新しく変形された集合Ｓとチャネル行列Ｈに対して前記の過程をＭ回、繰り返す。
【００９１】
このように選択された階層順序が検波順序となり、選択された階層に対するナリング・ベクトルのノームの自乗値の逆数が等価チャネル利得となる。こういう順で求めた等価チャネル利得を前記グリーディ・アルゴリズムの副搬送波チャネル利得｜｜ｈｎ｜２｜に代わる値として使用し、各階層（送信アンテナ）から伝送する情報ビット数とこれに該当する送信電力とを算出できる。
【００９２】
図４は、本発明に係る適応変復調方法のうち、グリーディ・アルゴリズムによって等価チャネル利得を利用して、各送信アンテナに対する伝送ビット数と送信電力とを決定する過程に対する一実施例の詳細フローチャートである。
【００９３】
図４に示すように、まず各階層（各送信アンテナ）から伝送するビット数を全部０と初期化する（４１）。そして、前記［数式２］のようにΔＢ値を定義し、各階層の等価チャネル利得を利用して各階層で付加的なΔＢビット値を所望のビット・エラー確率で得るための送信電力を算出する。この内、最も小さい電力を必要とする階層にΔＢ値を載せる。上記の過程をシステムで決めておいた総ビット数を割り当てるまで行う。各階層を通して送信するビット数が決定されると、前記［数式１］を通して各階層の送信電力を算出できる。
【００９４】
図６は、本発明の実施例によって階層的空間−時間構造の検波器を有する多重入出力（ＭＩＭＯ）無線通信システムにおける適応変復調方式の性能を示す説明図であって、本発明に係る方法と従来の技術に係る方法の性能を確認するため、既存の方法と比較する性能シミュレーション実験を行った結果を示す。
【００９５】
シミュレーション実験において、送信アンテナと受信アンテナの個数は各々４個とし、各送受信アンテナに該当するチャネルは０平均を有する複素ガウス確率変数（Complex Gaussian Random Variable）とした。また、特定チャネル行列の影響によって性能が制限されることを防止するため、１０００回以上の統計的チャネルを生成してシミュレーション実験を行った。また、全ての送信アンテナから一定間隔で伝送されるＲ（情報ビットの数）は８に固定した。
【００９６】
変調方法は、ＱＰＳＫと１６−ＱＡＭを使用し、Ｄ＝｛０、２、４｝であるため、ΔＢは２である。
【００９７】
適応変調ＭＩＭＯシステムにおいて最適解と知られている特異値分解（ＳＶＤ：Singular Value Decomposition）を利用してグリーディ・アルゴリズムを適用した方法をＧ．Ｇ．Ｒａｌｅｉｇｈなどが提案している（例えば、特許文献６参照）が、これは構造が非常に複雑で実際具現がほとんど不可能であるという問題点がある。そこで、本シミュレーション実験ではこの方法による性能をシステム性能の下方境界（Lower Bound）に利用した。
【００９８】
図６において、ＳＶＤはＧ．Ｇ．Ｒａｌｅｉｇｈが提案した特異値分解を利用した方法による結果であり、ＢＬＡＳＴはＫａ−Ｗａｉ  Ｎｇが提案したＶ−ＢＬＡＳＴの検波方法の順序を、ＢＬＡＳＴは、各々任意順序に等価チャネル利得を決定する方法による結果を示す。ＢＬＡＳＴ（本発明）が本発明で提案したＶ−ＢＬＡＳＴ検波方法の逆順に従って等価チャネル利得を決定する方法による結果である。
【００９９】
図６に示すように、本発明に係る方法はＫａ−Ｗａｉ  Ｎｇの方法よりは０．７ｄＢ程度の性能利得を有し、最適解といえるＧ．Ｇ．Ｒａｌｅｉｇｈの特異値分解方法よりは約１ｄＢ程度の性能劣化がある。
【０１００】
図７は、本発明に係る階層的空間−時間構造の検波器を有する多重入出力直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）無線通信システムにおける適応変復調装置を示す一実施例の構成図である。
【０１０１】
図７に示すように、本発明に係る適応変調ＭＩＭＯシステムは、ＭＩＭＯ  ＯＦＤＭシステムに拡張できる。これはＭＩＭＯシステムにおけるチャネル行列 は、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおける送信部と受信部の各副搬送波との間のチャネル行列と対応するためである。前記ＭＩＭＯ  ＯＦＤＭに適用できる方法には以下の２種類がある。
【０１０２】
第一の方法は、全副搬送波（Ｎｃ）と全階層（Ｍ）に対して適応変調を適用する方法である。まず、各副搬送波別に各々の送信アンテナ階層に対して等価チャネル利得を求める。次いで、前記図３に示した方法で各副搬送波別に送信アンテナ階層の個数だけの等価チャネル利得を求める。そうすると、全副搬送波に対して副搬送波の数（Ｎｃ）×送信アンテナ階層の数（Ｍ）だけの等価チャネル利得が得られる。このように得られたＮｃ×Ｍ個の等価チャネル利得を有して前記図４に記載されたグリーディ・アルゴリズムによってＮｃ×Ｒ個の情報ビットと送信電力とを割り当てる方法である。
【０１０３】
したがって、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信部に総データ・レート（data rate）が決められている場合、総Ｎｃ×Ｍ個の等価チャネルにデータ・レートを割り当てるためには、前記図４に示したグリーディ・アルゴリズムを通してＮｃ×Ｍ個の等価チャネル利得を利用して決定できるようになる。この場合、図４のＭ値はＮｃ×Ｍとなる。しかし、前記方法の場合、グリーディ・アルゴリズムで比較対象及び繰り返し回数が増加して、システムを具現する時に、非常に複雑となるという短所がある。
【０１０４】
第２の方法は、副搬送波別に各々適応変調をする方法である。すなわち、ＭＩＭＯ  ＯＦＤＭシステムに総データ・レートが決められており、各副搬送波別に割り当てられているデータ・レートが全て同一であると、各々の副搬送波別に等価チャネル利得を求めてデータ・レートを割り当てなければならない。この場合等価チャネル利得は、各副搬送波別に総Ｍ個となり、Ｍ個の副搬送波別に前記図４に示したグリーディ・アルゴリズムを利用してデータ・レートを割り当てる。したがって、全体的にＮｃ回のグリーディ・アルゴリズムを行うが、比較する個数がＭ個であり、繰り返し回数も低減する。このような方法は、前記第１の方法に比べて簡単に具現できるという長所はあるが、前記第１の方法よりは性能が低下するという短所がある。
【０１０５】
ビット及び電力割り当て情報算出部７３は、ＭＩＭＯチャネル推定部８２から伝送した各副搬送波に対するチャネル行列Ｈを使用してデータ・レートを割り当て、割り当てられたデータ・レートと各副搬送波に対する等価チャネル利得を利用して、各副搬送波に対する各送信アンテナ７６−１  ｔｏ  ７６−Ｍにおける電力を割り当てる。
【０１０６】
階層的空間−時間構造に基づいた適応変調部７２は、ビット及び電力割り当て情報算出部７３から各副搬送波別に各送信アンテナ７６−１  ｔｏ  ７６−Ｍに割り当てられたビットと電力とを利用して、実際伝送するための変調作業を行う。
【０１０７】
ＭＩＭＯ  ＯＦＤＭで受信された信号を復調するためには、各副搬送波別のチャネル行列と送信部から適応変調を通して各副搬送波別に各アンテナを介して伝送されたビットと電力を分からなければならない。したがって、受信側に存在するＭＩＭＯチャネル推定部８２は、各副搬送波別にチャネル行列Ｈを推定し、ビット割り当て情報算出部８３は、前記チャネル行列を利用して送信側で行なった等価チャネル利得を求める過程及びグリーディ・アルゴリズムにより各副搬送波別に各受信アンテナ８０Ａ〜８０Ｎに割り当てられたビット及び電力を求める過程を行う。
【０１０８】
また、空間−時間構造に基づいた検波及び適応復調部８１では、算出されたビットと電力情報とを利用して伝送された信号を復調する。
【０１０９】
図８は、本発明の実施例によって階層的空間−時間構造の検波器を有する多重入出力直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）無線通信システムにおける適応変復調方式の性能を示す説明図である。
【０１１０】
図８に示すように、シミュレーション実験結果は、前記図６に示した単一搬送波ＭＩＭＯシステムで実験した結果が大体維持されることが確認できる。本シミュレーション実験結果は、全副搬送波と階層に対してグリーディ・アルゴリズムを適用して適応変調する方法で実験した結果を示すものである。本シミュレーション実験において送受信アンテナは各々４個であり、ＯＦＤＭにおいて全体副搬送波の個数は６４であり、循環前置（ＣＰ：Cyclic Prefix）の個数は１６とした。また、８タブを有する指数的に減少する準静的フェーディング・チャネル（Exponentially Decaying Quasi-Static Fading Channel）を使用した。
【０１１１】
上述したような本発明の方法は、プログラムで具現されてコンピュータで読み出すことのできる形態に記録媒体（ＣＤ  ＲＯＭ、ＲＡＭ、ＲＯＭ、フロッピー（登録商標）ディスク、ハードディスク、光磁気ディスクなど）に格納され得る。このような過程は、本発明が属する技術分野における通常の知識を有する者が容易に実施できるので、これ以上詳細に説明しない。
【０１１２】
なお、本発明は、上記の実施例として開示した範囲に限定されるものではない。本発明に係る技術的思想から逸脱しない範囲内で多くの改良、変更が可能であり、それらも本発明の技術的範囲に属する。
【図面の簡単な説明】
【０１１３】
【図１】通常の階層的空間−時間構造の検波器を有する多重入出力（ＭＩＭＯ）無線通信システムの構成図である。
【図２】本発明に利用される階層的空間−時間構造において、検波順序に応じて等価チャネル利得が変わることを示す一実施例の説明図である。
【図３】本発明に係る適応変復調方法のうち、Ｖ−ＢＬＡＳＴの逆順に等価チャネル利得を決定する過程に対する一実施例の詳細フローチャートである。
【図４】本発明に係る適応変復調方法のうち、グリーディ・アルゴリズムによって等価チャネル利得を利用して各送信アンテナに対する伝送ビット数と送信電力とを決定する過程に対する一実施例の詳細フローチャートである。
【図５】本発明に係る階層的空間−時間構造の検波器を有する多重入出力（ＭＩＭＯ）無線通信システムにおける適応変復調装置を示す一実施例の構成図である。
【図６】本発明の実施例に係るＶ−ＢＬＡＳＴ  ＴＹＰＥの検波器を有する多重入出力（ＭＩＭＯ）無線通信システムにおける適応変復調方式の性能を示す説明図である。
【図７】本発明に係るＶ−ＢＬＡＳＴ  ＴＹＰＥの検波器を有する多重入出力直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）無線通信システムにおける適応変復調装置を示す一実施例の構成図である。
【図８】本発明の実施例に係るＶ−ＢＬＡＳＴ  ＴＹＰＥの検波器を有する多重入出力直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）無線通信システムにおける適応変復調方式の性能を示す説明図である。
【符号の説明】
【０１１４】
１１、５１、７１      送信するデータ
１２、５２、７２      階層的空間−時間構造に基づく適応変調部
１３Ａ〜１３Ｍ、５３−１〜５３−Ｍ、７６−１  ｔｏ  ７６−Ｍ      送信アンテナ
１４、５５、７７      周波数非選択的フェーディング多重入出力チャネル
１５Ａ〜１５Ｍ、５６−１〜５６Ｍ、７８Ａ〜７８Ｍ      受信アンテナ
１６、５７、８１      階層的空間−時間構造に基づく適応復調部
５４、７３      ビット及び電力割り当て情報算出部
５８、８２      多重入出力チャネル推定部
７４      逆フーリエ変換器
７５、７９      循環前置付加装置
８４      復調されたデータ
【図１】
2004215254.tif 000025
【図２】
2004215254.tif 000026
【図３】
2004215254.tif 000027
【図４】
2004215254.tif 000028
【図５】
2004215254.tif 000029
【図６】
2004215254.tif 000030
【図７】
2004215254.tif 000031
【図８】
2004215254.tif 000032