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　平成　５年特許願第５１８７３４号「フラッシュＥＰＲＯＭ構造負電圧発生器」拒絶査定に対する審判事件［平成　６年１２月　８日国際公開、ＷＯ９４／２８６２９、平成　９年　２月２５日国内公表、特表平　９−５０２０４２］について、次のとおり審決する。
【結　論】
　本件審判の請求は、成り立たない。
【理　由】
１.手続の経緯、本願発明
　本願は、１９９３年５月２８日を国際出願日とする出願であって、その請求項１に係る発明（以下、「本願発明」という。）は、平成１５年７月２４日付けの手続補正書によって補正された明細書及び図面の記載からみて特許請求の範囲の請求項１に記載された次のとおりのものと認める。
「【請求項１】第１の正電圧に対応する振幅を有するクロック信号を供給するクロックドライバと、
　第２の正電圧を取り込む正電圧入力と、
　前記正電圧入力と前記クロックドライバに接続され、前記クロック信号を前記第１の正電圧とは異なる特定振幅の正の周期信号に変換する電圧コンバータと、
　前記電圧コンバータに接続され、前記正の周期信号に応答して出力ノードに負電圧を発生するチャージポンプとを具備し、
　前記電圧コンバータは、前記第２の正電圧を特定の電圧に下げる電圧降下回路と、前記クロックドライバに接続され、前記クロック信号と前記特定電圧に応答して前記正の周期信号を供給するドライバとからなり、
　前記チャージポンプは、第１端子と第２端子を有し、前記第１端子を前記電圧コンバータに接続して前記正の周期信号を取り込む第１のキャパシタと、前記第１のキャパシタの前記第２端子に接続され、前記第２端子を最大電位にクランプするクランプ回路と、前記第１のキャパシタの前記第２端子と前記出力ノードとの間に接続され、前記第１のキャパシタの前記第２端子の電圧が前記出力ノードの電圧よりも低くなったときに導通状態となるスイッチとを含むことを特徴とする出力ノードに負電圧を供給する回路。」
　
２．引用例に記載されている発明
　これに対して、当審の平成１５年５月７日付けの拒絶の理由に引用した、特開平３−１７３４６５号公報（平成３年７月２６日出願公開。以下、「引用例１」という。）には、従来例を示す第６図及び第７図に関して下記の事項が記載されている。
（ａ）第６図はＮＭＯＳ構成の従来の基板電圧発生回路の結線図であり、同図において、１は発振器であるリングオシレータ、２はドライバ、Ｃはキャパシタ、Ｑ１，Ｑ２はキャパシタＣ０とともにチャージポンプ回路３を構成するＮチャネルＭＯＳＦＥＴ、Ｖ０は、このＮチャネルＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２を接続するノード、４は本基板電圧ＶＢＢを出力する出力端子である。（１頁右下欄１９行〜２頁左上欄６行）
（ｂ）ところで、リングオシレータ１は、第７図に示すように、正電源５と接地との間に直列にＰチャネルＭＯＳＦＥＴ６及びＮチャネルＭＯＳＦＥＴ７が接続されてインバータ８が構成され、…（略）…最終段のインバータ８の出力端子が初段のインバータ８の入力端子接続されて構成されている。（２頁左上欄７行〜１６行）
（ｃ）つぎに、第６図の動作について説明する。いま、第９図に示すように、リングオシレータ１の周期パルスに同期したドライバ２の出力である駆動信号φ０の電圧が０からＶｐに立上がると、ノードＶ０の電圧はキャパシタＣ０による容量結合のために、０からＶｐに上昇し、ＦＥＴＱ１がオン状態となり、ＦＥＴＱ２のしきい電圧をＶTH2とすると、ノードＶ０の電圧はＶTH2に下がり…（略）…そして、このような動作の繰り返しにより、ＦＥＴＱ１のしきい電圧をＶTH1とすると、基板電圧ＶＢＢは最終的に（ＶTH1＋ＶTH2−Ｖｐ）となって安定する。（２頁右上欄１１行〜左下欄９行）
　そして、第６図のＮチャネルＭＯＳＦＥＴＱ２は、その接続関係からみて、ノードＶ０を最大電位にクランプする機能を有していることは明らかであり、また、リングオシレータ（１）から生成されるクロック信号をドライブするためのドライバ（２）には、当然動作用の正電圧が供給されていることは明らかであり、該ドライバ（２）から出力されるクロック信号は前記正電圧に対応する振幅を有しているものと認められるから、上記引用例１には、
　正電圧に対応する振幅を有するクロック信号を供給するドライバ（２）と、
　前記ドライバ（２）に接続され、該ドライバ（２）から出力される正の周期信号に応答して出力ノード（４）に負電圧を発生するチャージポンプ（３）とを具備し、
　前記チャージポンプ（３）は、第１端子（コンデンサＣ０の一方の電極が接続される端子）と第２端子（ノードＶ０）を有し、前記第１端子（コンデンサＣ０の一方の電極）を前記ドライバ（２）の出力端子に接続して前記正の周期信号を取り込む第１のキャパシタ（Ｃ０）と、前記第１のキャパシタ（Ｃ０）の前記第２端子（ノードＶ０）に接続され、前記第２端子（ノードＶ０）を最大電位にクランプするクランプ回路（ＮチャネルＭＯＳＦＥＴＱ２）と、前記第１のキャパシタ（Ｃ０）の前記第２端子（ノードＶ０）と前記出力ノード（４）との間に接続され、前記第１のキャパシタ（Ｃ０）の前記第２端子（ノードＶ０）の電圧が前記出力ノード（４）の電圧よりも低くなったときに導通状態となるスイッチ（ＮチャネルＭＯＳＦＥＴＱ１）とを含む出力ノード（４）に負電圧を供給する回路、に関する発明（以下、「引用例１記載発明」という。）が記載されている。
　また、当審の平成１５年５月７日付けの拒絶の理由に引用した、特開平２−２９２９６６号公報（平成２年１２月４日出願公開。以下、「引用例２」という。）には、第１図及び第２図に関して、以下の記載がなされている。
（ｄ）１はＣＲＴ、Ｇ１はＣＲＴ１のグリッド、２はブランキングパルスの入力端子である。ｎｐｎトランジスタＱ１，Ｑ２から成る回路は、入力端子１から入力されるブランキングパルスのレベル変換を行い、元になるブランキング信号を生成する。（２頁右下欄第６行〜１０行）
（ｅ）次に、本実施例における整流手段の構成を説明する。…（中略）‥コンデンサＣ２の＋側は所定の電位として０Ｖ（グランド）へクランプすることにより、−側に負のクランプ電圧が発生する。
　上記（ｄ）の「レベル変換を行い」の記載から、引用例２には、
　目的とするレベルの負電圧を得るために、高電圧（６０Ｖの＋Ｂ電源）を用意し、この高電圧をレベル変換回路（トランジスタＱ１、Ｑ２）の動作電源として用いて、入力端子２から入力される０．６Ｖの振幅を有するブランキングパルスの振幅を６０Ｖの振幅を有するブランキングパルスにレベル変換し、このレベル変換されたブランキングパルスを負電圧を発生するチャージポンプ（Ｃ１、Ｃ２，Ｄ１〜Ｄ３）に供給することが記載されている。
　
３．本願発明と引用例記載発明との対比
　本願発明（以下、「前者」という。）と引用例１記載発明（以下、「後者」という。）とを対比すると、後者の「ドライバ（２）」はクロック信号をドライブするものであるからクロックドライバといえるので、両者の発明は共に、
「正電圧に対応する振幅を有するクロック信号を供給するクロックドライバと、
　前記クロックドライバから送出されるクロック信号の周期と同じ周期の正の周期信号に応答して出力ノードに負電圧を発生するチャージポンプとを具備し、
　前記チャージポンプは、第１端子と第２端子を有し、前記第１端子を介して前記クロックドライバから送出されるクロック信号の周期と同じ周期の正の周期信号を取り込む第１のキャパシタと、前記第１のキャパシタの前記第２端子に接続され、前記第２端子を最大電位にクランプするクランプ回路と、前記第１のキャパシタの前記第２端子と前記出力ノードとの間に接続され、前記第１のキャパシタの前記第２端子の電圧が前記出力ノードの電圧よりも低くなったときに導通状態となるスイッチとを含むことを特徴とする出力ノードに負電圧を供給する回路。」である点で一致し、以下の点で相違しているものと認められる。
［相違点］
　前者では、「第１の正電圧」よりも電圧の高い「第２の正電圧」を動作用電源として用意し、この「第２の正電圧」を「特定電圧」だけ降下させる「電圧降下回路」とこの「電圧降下回路」で降下させた電圧で動作する「ドライバ」とによって「電圧コンバータ」を構成し、該「電圧コンバータ」によって、「第１の正電圧に対応する振幅を有するクロック信号」を上記「特定電圧」に対応する振幅を有する「正の周期信号」にレベル変換するように構成しているのに対して、後者には、このようなレベル変換のための電圧コンバータが設けられていない点。
　
４．当審の判断
　そこで上記相違点について検討すると、目的とするレベルの負電圧を得るために、高電圧（６０Ｖの＋Ｂ電源）を用意し、この高電圧をレベル変換回路（トランジスタＱ１、Ｑ２）の動作電源として用いて、入力端子２から入力される０．６Ｖの振幅を有するブランキングパルスの振幅を６０Ｖの振幅を有するブランキングパルスにレベル変換し、このレベル変換されたブランキングパルスをチャージポンプ（Ｃ１、Ｃ２，Ｄ１〜Ｄ３）に供給することが上記引用例２に記載されており、且つ、目的とする負電圧を絶対値で少しだけ小さくする必要がある場合に、動作電圧を少しだけ低下させることは当業者がその必要に応じて容易に為し得る程度のものと認められるので、後者において、ドライバ（２）の動作電圧よりも高い電圧を用意し、この電圧を特定電圧だけ降下させる電圧降下回路と、この電圧降下回路で降下された電圧を動作電源とするドライバとから成る電圧コンバータを付加して前者のように構成することは当業者が容易に想到し得る程度のものと認められる。
　よって、上記相違点を格別なものとは認められない。
　そして、前者の作用効果も、後者及び引用例２に記載された発明の奏し得る効果から当業者が容易に予測できる範囲内のものである。
　
５．意見書の主張に対する検討
　審判請求人は、平成１５年７月２４日付けの意見書において、「２）相違点２が過小に評価されるべきでない理由１：」として、
「引用文献１の第２頁左下欄第７行目〜第９行目にかけて、第６図の動作につき、「基板電圧ＶＢＢは最終的に（ＶＴＨ１＋ＶＴＨ２−ＶＰ）となって安定する。」と記載されている。
　一方、本願の出願当初明細書の第７頁第３行目に同様の記載「ＮＶＰＰ＝−［（ＶＰＰ−Ｖｔｎ）＊ＣＲ−２＊｜ＶＴＰ｜］」がある。ここで、本願発明の負電圧ＮＶＰＰが引用発明１の基板電圧ＶＢＢに対応し、本願発明の（ＶＰＰ−Ｖｔｎ）が引用文献１のＶＰ、本願発明の２＊｜ＶＴＰ｜が引用文献１の（ＶＴＨ１＋ＶＴＨ２）に夫々対応している。本願発明の場合、寄生キャパシタンスＣ４７によるチャージシェアを考慮しているが、これを無視すれば、本願発明のＣＲは１となり、引用文献１の基板電圧ＶＢＢと本願発明の負電圧ＮＶＰＰの振幅は同様の式で与えられることが分かる。
　　　　　　　　　　…（略）…
　以上に例示したように、引用文献１で示されている、ＶＴＨ１、ＶＴＨ２、ＶＰの内、ＶＴＨ１、ＶＴＨ２については具体的に負電圧の変更方法が示されているのに対して、ＶＰについては、一切の開示も示唆もされていない。仮に、負電圧を調整するに、ＶＰを変化させるとしても、引用文献１の第３頁右下欄第１５行目〜第１７行目に「電圧ＶＰはドライバ２の出力電圧の振幅であり、通常は電源電圧Ｖｃｃに等しく設計されることが多く」と記載されており、ＶＰは、一般には固定的に使用されることを示唆している。また、引用文献２では、引用文献１のＶＰに相当する電圧は、ＣＲＴを用いるディスプレイ装置のインターフェースであるビデオ出力回路の電源電圧（＋Ｂ電源）６０Ｖであり、これも固定電圧である。従って、引用文献２においても、ＶＰが固定的に使用されることを示唆している。更に、上述の通り、引用文献２では、負電圧の振幅を変化させるのに、引用文献１のＶＰに相当する電圧は固定したままで、第１図のダイオードＤ１の一方端がグランドに接続されていたのを、別の負電圧に接続することで、出力対象の負電圧の値を調整している。つまり、利用するビデオ出力回路の電源電圧（＋Ｂ電源）が固定電圧であるので、引用文献１のＶＰに相当する電圧を変化させないことを示唆していると言える。以上、纏めると、負電圧の振幅を変化させるには、引用文献１の記載に従えば、ＶＴＨ１、ＶＴＨ２、ＶＰの何れかを変化させればよいが、ＶＴＨ１またはＶＴＨ２を変化させる記載はあるが、ＶＰを変化させる記載及び示唆は全くなく、逆に、ＶＰを変化させずに固定的に使用する記載が、引用文献１及び２に見られる。従って、ＶＰを変化させること自体に対して消極的であるので、「目的とする負電圧に応じて、上記電圧コンバータに供給する動作電圧を低下させることは当業者がその必要に応じて適宜為し得る程度のものと認められる」とは、必ずしも言えないと思料する。」と述べ、
「３）相違点２が過小に評価されるべきでない理由２：」として、
「上述のように、引用文献１には、「基板電圧ＶＢＢは最終的に（ＶＴＨ１＋ＶＴＨ２−ＶＰ）となって安定する。」と記載されており、負電圧の振幅を変化させるには、ＶＴＨ１、ＶＴＨ２、ＶＰの何れかを変化させればよいことが分かる。仮に、負電圧を調整するに、ＶＰを変化させるとしても、それは、チャージポンプの入力電圧を変化させるに過ぎず、そのことによって、直接的に、本願発明の構成要件Ｅの電圧コンバータのように、第２の正電圧を特定の電圧に下げる電圧降下回路と、クロックドライバに接続され、クロック信号と特定電圧に応答して正の周期信号を供給するドライバとを備えた構成に必然的に導かれるとは断言できないと言うべきである。」と述べている。しかしながら、引用文献２には、チャージポンプに供給されるブランキング信号（クロック信号に相当）のレベル変換を行うと得られる負電圧が変えられるということ、即ち、ブランキング信号（クロック信号に相当）をドライブする回路の動作電圧を変えると得られる負電圧を変えることができるということは、引用文献２に記載事項から明らかである。そして、得ようとする負電圧の絶対値を少しだけ小さくしようとして、動作電圧を少しだけ下げることは当業者であれば容易に相当し得る程度のものと認められるから、審判請求人の、上記「２）相違点２が過小に評価されるべきでない理由１」の主張及び「３）相違点２が過小に評価されるべきでない理由２」の主張は認めることができない。
　また、審判請求人は、「４）相違点２が過小に評価されるべきでない理由３：」として、
「本願発明の構成要件Ｅの電圧コンバータの構成を用いることにより、本願の出願当初明細書の第３頁第１０行目〜第１６行目の記載「電圧降下回路によって、設計者は周期信号の大きさを選択できる、すなわち設計上の必要に応じてチャージポンプが発生する負電圧の大きさを選択できる。電圧コンバータと組み合わせて高いプログラミング電位ＶＰＰを使用することにより、入力電位ＶＤＤよりも大きい絶対値をもつ負電圧を含む非常に広範囲な負電圧が得られる。従って消去モード時にプログラミング電位ＶＰＰが＋１２Ｖに引き上げられ、チップの電源ＶＤＤが＋５Ｖに保持される標準のフラッシュＥＰＲＯＭ集積回路において、−５Ｖよりも大きな負電圧を発生することが可能である。」という効果が期待される。つまり、既存の高電圧を有効に利用して、任意にチャージポンプが発生する負電圧の大きさを選択できるという顕著な効果が発揮される。かかる本願発明に特有の効果について、引用文献１〜４、或いは、引用文献１’〜７’には一切の開示も示唆もされていない。」と主張している。しかしながら、特許請求の範囲の請求項１には、ＶＰＰが「＋１２Ｖ」であり、チップの電源電圧ＶＤＤが「＋５Ｖ」であり、負電圧が「−５Ｖよりも大きい」という限定は何等なされておらず、上記主張は認めることができない。なお、仮に、請求項１に上記のような電圧関係が明記されていたとしても、発明の詳細な説明には、本願発明において、何故、電圧降下回路を設けて特定の電圧だけ電圧降下を起こさせる必要があるのか明記されておらず、このようにする理由は、１２ＶのＶＰＰをそのまま電圧コンバータの動作電圧としたのでは、チャージポンプから得られる負電圧が目的とする−７．５Ｖにならないからに過ぎないものと認められ、本願発明において、電圧降下回路を電圧コンバータ内に入れる格別な作用効果は認めることができない。
　
６.むすび
　以上のとおりであるから、本願発明は上記引用例１記載発明及び引用例２に記載された発明から当業者が容易に想到し得たものと認められるので、特許法第２９条第２項の規定により特許を受けることができない。
　よって、結論のとおり審決する。