(57)【要約】【課題】スイッチング素子のストレスもしくはノイズの増加を防止することができる電源装置を提供することにある。【解決手段】負荷回路に接続される負荷に印加される電圧波形と略同一形状の電圧を検出する電圧検出手段２３を具備し、前記電圧検出手段２３の出力電圧により制御手段から出力するスイッチング制御信号の周波数、デューティーのうち少なくとも一方を制御することにより、前記負荷の負荷電圧及び負荷電流を略一定とする。【選択図】　　図１
2004120811.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源の交流電力を直流電力に整流する整流器と、前記整流器の一方の出力端子と順方向に一端が接続される第１ダイオードと、前記第１ダイオードの他端と前記整流器の他方の出力端子との間に接続される平滑コンデンサと、前記第１ダイオードの他端と順方向に一端が接続される第２ダイオードと、前記第２ダイオードの他端と前記整流器の他方の出力端子との間に直列接続される少なくとも一対のスイッチング素子と、前記一対のスイッチング素子の接続点と前記整流器の一方の出力端子との間に接続される１次巻線を有するとともに負荷回路と接続される２次巻線を有するトランスと、前記整流器の一方の出力端子と第１ダイオードとの接続点と、前記平滑コンデンサのどちらか一方の端子と、に接続される第１コンデンサと、前記第２ダイオードの他端と前記一対のスイッチング素子との接続点と、前記平滑コンデンサのどちらか一方の端子と、に接続される第２コンデンサと、前記一対のスイッチング素子に対して、スイッチング周波数およびオンデューティ比の少なくとも一方を変更可能にオン／オフ制御を行う制御手段とを備える電源装置において、
前記負荷回路に接続される負荷に印加される電圧波形と略同一形状の電圧を検出する検出手段を具備し、前記検出手段の出力電圧により前記制御手段から出力するスイッチング制御信号の周波数、デューティーのうち少なくとも一方を制御することにより、前記負荷の負荷電圧及び負荷電流を略一定とすることを特徴とする電源装置。
【請求項２】
前記負荷の両端電圧を検出する検出手段もしくは、前記負荷に流れる電流を検出する検出手段、もしくは前記負荷回路において負荷にＬＣ共振電流を供給するためのバラストチョークの両端電圧を検出する検出手段のうち、少なくとも一つ以上の検出手段を具備することにより、前記検出手段の出力電圧により前記制御手段から出力するスイッチング制御信号の周波数、デューティーのうち少なくとも一方を制御することにより、前記負荷の負荷電圧及び負荷電流を略一定とすることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項３】
前記負荷において負荷に直列に接続される直流カットコンデンサの両端電圧を検出する前記検出手段を具備することにより、前記検出手段の出力電圧により前記制御手段から出力するスイッチング制御信号の周波数、デューティーのうち少なくとも一方を制御することにより、前記負荷の負荷電圧及び負荷電流を略一定とすることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項４】
前記一対のスイッチング素子の接続点と前記整流器の一方の出力端子との間に接続される１次巻線を有するとともに負荷回路と接続される２次巻線を有するトランスの両端電圧を検出する前記検出手段を具備することにより、前記検出手段の出力電圧により前記制御手段から出力するスイッチング制御信号の周波数、デューティーのうち少なくとも一方を制御することにより、前記負荷の負荷電圧及び負荷電流を略一定とすることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電源装置に関し、具体的には、交流電圧を直流電圧への整流平滑を行い、この整流平滑で得た直流電圧を高周波電圧に変換して負荷回路に高周波電力を供給する電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
本発明の電源装置における従来例として、従来例１の概略構成図（特許文献１参照）を図１１に示す。この電源装置は、交流電源ＡＣからの交流電圧ＶＳを直流電圧に全波整流する全波整流器ＤＢと、この全波整流器ＤＢの正極出力端子と順方向にアノードが接続されるダイオードＤ１１と、このダイオードＤ１１のカソードと整流器ＤＢの負極性出力端子との間に接続される平滑コンデンサＣ１０と、ダイオードＤ１１のカソードと順方向にアノードが接続されるダイオードＤ１２と、このダイオードＤ１２のカソードと全波整流器ＤＢの負極性出力端子との間に直列接続されるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、これらスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン／オフ制御を行う制御回路１０と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点と全波整流器ＤＢの正極性出力端子との間に接続される１次巻線ｎ１１を有するとともに負荷回路１１と接続される２次巻線ｎ１２を有するトランスＴ１１と、ダイオードＤ１１，Ｄ１２とそれぞれ並列接続されるコンデンサＣ１１，Ｃ１２とを備えている。
【０００３】
ただし、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各々は、例えば、ＭＯＳＦＥＴであって、ソース・サブストレイトが接続されており、ドレイン及びソースにそれぞれカソード及びアノードが接続される寄生ダイオードを有する構造になっている。
【０００４】
また、制御回路１０は、交流電源ＡＣの周波数よりも十分に高いスイッチング周波数の動作でスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオン／オフさせるもので、そのスイッチング周波数は、一周期の間で交流電源ＡＣの電圧が一定と見なせる程度に設定される。なお、制御回路１０のＱ１，Ｑ２の出力はスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲートに接続されるゲート信号を示す。
【０００５】
また、負荷回路１１は、２次巻線ｎ１２の両端と各一端が接続される一対のフィラメントを有する放電ランプ（蛍光ランプ）ＦＬと、上記一対のフィラメントの各他端間に接続される予熱・共振用のコンデンサＣ１１１とにより構成されている。
【０００６】
さらに、トランスＴ１１はリーケージトランスであり、このトランスＴ１１の漏れインダクタンスとコンデンサＣ１１１とにより共振回路が形成される構成になっている。
【０００７】
図１２（ａ）、（ｂ）、（ｆ）、（ｇ）に示す電圧ＶＱ１，ＶＱ２，Ｖｃ１１，Ｖｃ１２及び同図（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｈ）に示す電流ＩＴ１１，ＩＱ１，ＩＱ２，Ｉｉｎの各々は、図１１に示す同符号の信号と対応している。同様に、図１３（ａ）、（ｂ）、（ｃ）に示す電圧Ｖｃ１１，Ｖｃ１２，ＶＴ１１及び同図（ｄ）、（ｅ）に示す電流ＩＱ２，Ｉｉｎの各々も図１１に示す同符号の信号に対応する。また、図１２で示すＶｄｃは平滑コンデンサＣ１０の両端にかかる電圧を示す。
【０００８】
今、定常状態の回路動作について図１２、図１３を用いて簡単に説明する。
【０００９】
図１２の時刻ｔ１１の時、スイッチング素子Ｑ２がターンオン、スイッチング素子Ｑ１がターンオフすると、トランスＴ１１に蓄積されるエネルギーにより、トランスＴ１１の１次巻線ｎ１１→ダイオードＤ１１→平滑コンデンサＣ１０→スイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオード→トランスＴ１１の１次巻線ｎ１１の経路で電流が流れる。
【００１０】
図１２の時刻ｔ１２の時、トランスＴ１１に蓄積されるエネルギーが零となり、Ｃ１０が直流電源となり、平滑コンデンサＣ１０→コンデンサＣ１１→トランスＴ１１の１次巻線ｎ１１→スイッチング素子Ｑ２→平滑コンデンサＣ１０の経路で電流が流れる。
【００１１】
図１２の時刻ｔ１３の時、Ｖｄｃ（平滑コンデンサＣ１０の電圧）＋Ｖｃ１１（コンデンサＣ１１の電圧）＜ＶＳ（交流電源電圧）となり、交流電源ＡＣ→全波整流器ＤＢ→トランスＴ１１の１次巻線ｎ１１→スイッチング素子Ｑ２→全波整流器ＤＢ→交流電源ＡＣの経路で電流が流れ、入力電流Ｉｉｎを取り込む。
【００１２】
図１２の時刻ｔ１４の時、スイッチング素子Ｑ１がターンオン、スイッチング素子Ｑ２がターンオフすると、トランスＴ１１に蓄積されたエネルギーにより、トランスＴ１１の１次巻線ｎ１１→スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード→コンデンサＣ１２→平滑コンデンサＣ１０→全波整流器ＤＢ→交流電源ＡＣ→全波整流器ＤＢ→トランスＴ１１の１次巻線ｎ１１の経路で電流が流れる。
【００１３】
図１２の時刻ｔ１５の時、トランスＴ１１に蓄積されたエネルギーが零となり、コンデンサＣ１１とコンデンサＣ１２が直流電源となり、コンデンサＣ１１→コンデンサＣ１２→スイッチング素子Ｑ１→トランスＴ１１の１次巻線ｎ１１→コンデンサＣ１１の経路で電流が流れる。
【００１４】
図１２の時刻ｔ１６の時、コンデンサＣ１２の充電電圧が零となり、コンデンサＣ１１が直流電源となり、コンデンサＣ１１→ダイオードＤ１２→スイッチング素子Ｑ１→トランスＴ１１の１次巻線ｎ１１→コンデンサＣ１１の経路で電流が流れる。
【００１５】
そして、図１２の時刻ｔ１７の時、回路動作は時刻ｔ１１と同様となり、これら一連の回路動作によりトランスＴ１１の２次巻線ｎ１２から負荷回路１１に高周波電力が供給される。すなわち、交流電流の一周期において、上記の主要な信号波形を観察すると図１３に示すようになる。
【００１６】
ここで、この図１３に示すように、交流電源ＡＣの電圧が正弦波状に上昇及び下降すると、コンデンサＣ１１の電圧Ｖｃ１１が正弦波状に下降及び上昇すると同時に、コンデンサＣ１２の電圧Ｖｃ１２が、交流電源ＡＣの正弦波状の電圧と同様に上昇及び下降することによって、１次巻線ｎ１１に印可する電圧ＶＴ１１は、ほぼ一定の変動振幅電圧になる。この結果、図１３（ｆ）に示す２次側の負荷回路１１に流れる電流ＩＦＬの波高率が小さくなる。
【００１７】
上述のように図１１に示す従来例は、コンデンサＣ１１とＣ１２の高周波電圧を足し合わせて１次巻線ｎ１１に印可する電圧ＶＴ１１をほぼ一定の振幅の高周波電圧とすることにより２次側の負荷回路１１に流れる電流ＩＦＬの波高率を小さくするものである。
【００１８】
しかしながら、脈流の全周期に対して、コンデンサＣ１１とＣ１２の高周波電圧を足し合わせによって１次巻線ｎ１１に印可する電圧ＶＴ１１を完全に一定電圧とすることは困難であり、脈流山部と脈流谷部の間の位相においてＶＴ１１は低下し、そのときの負荷電流ＩＦＬも低下することになる。また、脈流山部と脈流谷部の間の位相のＶＴ１１が低下するところでは、負荷回路に流れる共振電流が減少し、スイッチング素子Ｑ２の回生電流は図１４（ｅ）のＩＱ２のように脈流山部と脈流谷部の間の位相にて減少する。
【００１９】
このため、負荷インピーダンスの変動などによってこの付近で回生電流が少なくなって、回生電流がなくなるとゼロ電圧スイッチング動作が崩れてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のストレスもしくはノイズが増大する恐れがある。特に、放電灯負荷のように負荷インピーダンスが変動するようなものにおいて顕著に現れる。
【００２０】
さらに、平滑コンデンサＣ１０は有限の容量であるため、平滑コンデンサＣ１０の電圧Ｖｄｃは、図１４（ａ）に示すような商用周波数の２倍の周波数のリップル電圧を持つことになる。これに伴い、図１４（ｂ）、（ｃ）に示すコンデンサＣ１１，Ｃ１２の電圧Ｖｃ１１，Ｖｃ１２もこのリップル電圧が重畳される。図１４に示す破線は平滑コンデンサＣ１０の電圧Ｖｄｃのリプル電圧成分が０のときの包絡線である。
【００２１】
これによって、電圧Ｖｄｃがその平均値よりも小さい期間では図１４（ｂ）に示すようにコンデンサＣ１１の振動電圧Ｖｃ１１は小さくなり、電圧Ｖｄｃがその平均値よりも大きい期間ではコンデンサＣ１１の振動電圧Ｖｃ１１は大きくなる。これは図１４（ｄ）に示す電圧ＶＴ１１にも現れるため、電圧Ｖｄｃがその平均値よりも小さい期間で、かつ脈流山部と脈流谷部の間の位相においてＶＴ１１が低下するところでは、図１４（ｅ）に示すように電流ＩＱ２が流れ、さらに電圧ＶＴ１１は低下して、図１４（ｆ）に示すように負荷電流ＩＦＬも低下することになる。そのため、負荷電流ＩＦＬの波高率の低減に限界がある。また、スイッチング素子Ｑ２の回生電流もさらに小さくなり、上記に述べたゼロ電圧スイッチング動作を満足しない領域に入る危険性がさらに高まることになる。
【００２２】
このように、従来の電源装置においては、負荷電流の波高率低減に限界があり、また、脈流山部と脈流谷部の間の位相において、ゼロ電圧スイッチング動作が崩れてスイッチング素子のストレスもしくはノイズが増加するといった課題があった。
【００２３】
上記のような課題を鑑みて為された別の従来例２として、図１５に示す概略構成図（特願２００１−１５８３００号）を有する電源装置が提供されている。この電源装置は、上記従来例１において、全波整流器ＤＢの正極性出力端子とインダクタＬ１０を介してダイオードＤ１１のアノードが接続される構成となっており、その他は従来例１と同様な構成となっているものである。ここで、図１５に示すコンデンサＣ２１は図１１に示す従来例１のコンデンサＣ１１に相当し、高周波的に見て等価である。同様に、図１５に示すコンデンサＣ２２は図１１に示す従来例１のコンデンサＣ１２に相当し、高周波的に見て等価である。
【００２４】
次に、本従来例の回路動作を従来例１との相違点を中心に説明する。
【００２５】
まず、スイッチング素子Ｑ２がオンし、その後しばらくはトランスＴ１１の残留エネルギーによってスイッチング素子Ｑ２に回生電流が流れ、やがてトランスＴ１１の残留エネルギーが０となり、コンデンサＣ２１が放電を開始する。これによって、ダイオードＤ１１のアノード電圧が減少して、全波整流器ＤＢの正極性端子の電圧になると、入力電流Ｉｉｎの引き込みを開始する。しかしながら、インダクタＬ１０のインダクタンスによって入力電流Ｉｉｎは徐々に増加するので、この後も、コンデンサＣ２１からの放電が引き続き行なわれ、ダイオードＤ１１のアノード電圧は全波整流器ＤＢの正極性端子の電圧よりもさらに低下する。
【００２６】
この後、スイッチング素子Ｑ２がオフすると、インダクタＬ１０及びトランスＴ１１に蓄積されていたエネルギーによって、入力電流Ｉｉｎを引き込みつつコンデンサＣ２１、コンデンサＣ２２を充電する。全波整流器ＤＢから出力する脈流電圧の谷部においては、引き込む入力電流Ｉｉｎが少ないため、インダクタＬ１０の残留エネルギーによるコンデンサＣ２１への充電では、コンデンサＣ２１の電圧Ｖｃ２１の増加が少ない。そのため、スイッチング素子Ｑ１がオンしてインダクタＬ１０及びトランスＴ１１の残留エネルギーがなくなり、コンデンサＣ２２→スイッチング素子Ｑ１→トランスＴ１１の１次巻線ｎ１１→コンデンサＣ２１→コンデンサＣ２２という経路でコンデンサＣ２１への充電を始めるとき、トランスＴ１１の１次巻線ｎ１１に印加される電圧は高くなる。コンデンサＣ２２の電圧が平滑コンデンサＣ１０の電圧Ｖｄｃまで減少すると、ダイオードＤ１２がオンして、平滑コンデンサＣ１０からトランスＴ１１を介してコンデンサＣ２１への充電となり、脈流の谷部付近での共振電流及び負荷電流を増加させることが可能となる。これによって、図１６に示すように、脈流の谷部と脈流の山部の間の位相において、負荷回路１１の共振電流の低下を抑制できるので、この位相におけるスイッチング素子Ｑ２の回生電流の確保（図１６（ｆ）参照）、及び負荷電流ＩＦＬの低下の抑制（図１６（ｇ）参照）が可能となり、負荷電流波高率のさらなる低減が可能となる。なお、図１６の破線は、従来例１での動作の包絡線である。
【００２７】
さらに別の従来例３として、図１７に示す概略構成図（特願２００１−１３３０７１号）を有する放電灯点灯装置が提供されている。この放電灯点灯装置は、上記従来例１において第１のスイッチング素子の一端側の電圧波形の包絡線に相当する電圧を検出する電圧検出部を備え、制御回路部は、電圧検出部の検出した電圧が大きくなるほどランプ電流の増加を抑制し、且つ、電圧検出部の検出した電圧が小さくなるほどランプ電流の低下を抑制するように、第２のスイッチング素子の駆動周波数又はオンデューティの内少なくともいずれか一方を変化させることを特徴としたものである。図１７ではスイッチング素子の駆動周波数を変化させる例を示しており、この動作波形図を図１８に示す。これらを用いて動作を簡単に説明する。電圧検出回路１１の出力電圧Ｖａ２は、図１８（ｃ）に示すように電圧Ｖｐ１の包絡線に相似した電圧波形となる。電圧検出回路１１の出力電圧Ｖａ２と略一定の直流電圧Ｖａ１とを加算した電圧Ｖａ３をＶ／ｆ変換器１３に入力し、Ｖ／ｆ変換器１３から出力される周波数によってインバータ回路ＩＮＶを駆動する。そのため、インバータ回路ＩＮＶの駆動周波数は、図１８（ｄ）に示すように、脈流の山部では入力電圧の絶対値｜Ｖｉｎ｜に比例して周波数が高くなり、脈流の谷部では略一定の低い周波数となる。これにより、脈流山部での負荷電流Ｉｌａを抑え、その分脈流谷部の負荷電流Ｉｌａを増加させて、より負荷電流波高率の低減が可能となる。
【００２８】
【特許文献１】
特開２０００−３１２４８３号公報
【００２９】
【発明が解決しようとする課題】
上述のように図１５に示す従来例２は、インダクタＬ１０等の追加によって、コンデンサＣ２１、Ｃ２２への充放電電流を変化させ、脈流の谷部と脈流の山部の間の位相における負荷回路１１の共振電流の低下を抑制し、この位相におけるスイッチング素子Ｑ２の回生電流の確保、及び負荷電流ＩＦＬの低下の抑制を行ない、負荷電流波高率のさらなる低減を可能とするものである。
【００３０】
しかしながら、主の電流経路にインダクタなどのインピーダンス素子の追加が必要となり、コスト的に不利な一面がある。
【００３１】
また、図１７に示す従来例３において、脈流の谷部と脈流の山部の間の位相の共振電流及び負荷電流を増加させるためには、脈流谷部の共振電流及び負荷電流をさらに増加させる必要があり、場合によっては脈流谷部の出力増加によって波高率低減に限界が生じる。さらに、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティにて上記動作を行った場合、入力電圧ゼロクロス付近における入力電流引き込みが増加し、図１９に示すように入力電圧の極性が反転するゼロクロス点において入力電流が不連続（ジャンプ）となり、入力電流高調波、ノイズが増加してしまうという課題があった。
【００３２】
本発明は、上述の事実に鑑みてなされたものであって、その目的とするところは、入力電流高調波が少なく、平滑コンデンサの電圧が低くとも負荷回路に流れる電流の波高率が小さく、スイッチング素子の損失を低減した電源装置において、入力電流高調波を抑制しつつ負荷電流の更なる波高率の低下と、負荷インピーダンスの変動によっても脈流全周期においてゼロ電圧スイッチング動作を行なうことで、スイッチング素子のストレスもしくはノイズの増加を防止することができる電源装置を提供することにある。
【００３３】
【課題を解決するための手段】
本発明の請求項１に係る電源装置は、交流電源の交流電力を直流電力に整流する整流器と、前記整流器の一方の出力端子と順方向に一端が接続される第１ダイオードと、前記第１ダイオードの他端と前記整流器の他方の出力端子との間に接続される平滑コンデンサと、前記第１ダイオードの他端と順方向に一端が接続される第２ダイオードと、前記第２ダイオードの他端と前記整流器の他方の出力端子との間に直列接続される少なくとも一対のスイッチング素子と、前記一対のスイッチング素子の接続点と前記整流器の一方の出力端子との間に接続される１次巻線を有するとともに負荷回路と接続される２次巻線を有するトランスと、前記整流器の一方の出力端子と第１ダイオードとの接続点と、前記平滑コンデンサのどちらか一方の端子と、に接続される第１コンデンサと、前記第２ダイオードの他端と前記一対のスイッチング素子との接続点と、前記平滑コンデンサのどちらか一方の端子と、に接続される第２コンデンサと、前記一対のスイッチング素子に対して、スイッチング周波数およびオンデューティ比の少なくとも一方を変更可能にオン／オフ制御を行う制御手段とを備える電源装置において、前記負荷回路に接続される負荷に印加される電圧波形と略同一形状の電圧を検出する検出手段を具備し、前記検出手段の出力電圧により前記制御手段から出力するスイッチング制御信号の周波数、デューティーのうち少なくとも一方を制御することにより、前記負荷の負荷電圧及び負荷電流を略一定とすることを特徴とする。
【００３４】
本発明の請求項２に係る電源装置は、前記負荷の両端電圧を検出する検出手段もしくは、前記負荷に流れる電流を検出する検出手段、もしくは前記負荷回路において負荷にＬＣ共振電流を供給するためのバラストチョークの両端電圧を検出する検出手段のうち、少なくとも一つ以上の検出手段を具備することにより、前記検出手段の出力電圧により前記制御手段から出力するスイッチング制御信号の周波数、デューティーのうち少なくとも一方を制御することにより、前記負荷の負荷電圧及び負荷電流を略一定とすることを特徴とする。
【００３５】
本発明の請求項３に係る電源装置は、前記負荷において負荷に直列に接続される直流カットコンデンサの両端電圧を検出する前記検出手段を具備することにより、前記検出手段の出力電圧により前記制御手段から出力するスイッチング制御信号の周波数、デューティーのうち少なくとも一方を制御することにより、前記負荷の負荷電圧及び負荷電流を略一定とすることを特徴とする。
【００３６】
本発明の請求項４に係る電源装置は、前記一対のスイッチング素子の接続点と前記整流器の一方の出力端子との間に接続される１次巻線を有するとともに負荷回路と接続される２次巻線を有するトランスの両端電圧を検出する前記検出手段を具備することにより、前記検出手段の出力電圧により前記制御手段から出力するスイッチング制御信号の周波数、デューティーのうち少なくとも一方を制御することにより、前記負荷の負荷電圧及び負荷電流を略一定とすることを特徴とする。
【００３７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面を参照しながら詳しく説明する。
【００３８】
（実施形態１）
図１に実施形態１の概略回路図、図２に動作波形図を示す。本電源装置の基本構成は、図１に示すように、従来例１の回路構成において、負荷出力電圧を検出する電圧検出手段２３を備え、前記電圧検出手段２３の出力をスイッチング素子の駆動制御信号のデューティーを設定するデューティー設定手段１１ａとスイッチング素子の駆動周波数を設定する周波数設定手段１１ｂの少なくともどちらか一方を、前記負荷の検出電圧に応じて変化させるように設定することを特徴とするものである。
【００３９】
次に、本実施形態の電源装置の回路動作について説明する。
【００４０】
なお、本実施形態の電源装置の動作は、基本的に上述の従来例と同様であるので、従来例との相違点を中心に説明する。
【００４１】
スイッチング素子Ｑ２がオン状態で、かつＶｄｃ（平滑コンデンサＣ１０の電圧）＋Ｖｃ１１（コンデンサＣ１１の電圧）＜ＶＳ（交流電源電圧）となった時点から入力電流Ｉｉｎを取り込みを開始し、スイッチング素子Ｑ２がターンオフするまでトランスＴ１１の１次巻線ｎ１１の電流は増加しつづけるものである。そして、スイッチング素子Ｑ１がターンオン、スイッチング素子Ｑ２がターンオフすると、トランスＴ１１に蓄積されたエネルギーにより、コンデンサＣ１２及び平滑コンデンサＣ１０への充電を開始し、トランスＴ１１に蓄積されたエネルギーが０になるまで充電される。これにより、充電終了後のコンデンサＣ１２の電圧はトランスＴ１１に蓄積されたエネルギー、すなわち、スイッチング素子Ｑ２ターンオフ時のトランスＴ１１の１次巻線ｎ１１に流れる電流により決定されて、よって、スイッチング素子Ｑ２のオン時間を制御することにより、充電終了後のコンデンサＣ１２の電圧を制御することが可能となるものである。
【００４２】
トランスＴ１１の１次巻線ｎ１１に印可する電圧ＶＴ１１は、コンデンサＣ１１とＣ１２の高周波電圧を略足し合わせたものである。
【００４３】
そこで、本実施形態では、図２（ｇ）に示すように、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティもしくはスイッチング周波数が脈流電圧と同期して変化させることにより、負荷電圧をより略一定とすることを可能とするものである。
【００４４】
また、脈流山部及び脈流谷部において、共振電流を増加することができるので、図２（ｆ）に示すように、スイッチング素子Ｑ２の回生電流が確保できて、脈流電圧の全周期においてスイッチング素子のゼロ電圧スイッチング動作を確実に行なうことが可能となるものである。
【００４５】
以上のように、本実施形態の電源装置では、入力電流高調波を低減しつつ、脈流電圧の全周期において、スイッチング素子のゼロ電圧スイッチング動作を確実に行ない、負荷電流波高率の更なる低減、負荷変動の抑制が可能となるものである。
【００４６】
（実施形態２）
図３に実施形態２の概略回路図、図４に動作波形図を示す。本電源装置の構成は、負荷電流を検出する電流検出手段２４を備え、前記電流検出手段２４の出力をスイッチング素子の駆動制御信号のデューティーを設定するデューティー設定手段１１ａとスイッチング素子の駆動周波数を設定する周波数設定手段１１ｂの少なくともどちらか一方を、前記負荷の検出電圧に応じて変化させるように設定することを特徴とするものである。
【００４７】
本実施形態の電源装置の動作は、基本的に実施形態１と同様である。また、脈流山部及び脈流谷部において、共振電流を増加することができるので、図２（ｆ）に示すように、スイッチング素子Ｑ２の回生電流が確保できて、脈流電圧の全周期においてスイッチング素子のゼロ電圧スイッチング動作を確実に行なうことが可能となるものである。
【００４８】
以上のように、本実施形態の電源装置では、入力電流高調波を低減しつつ、脈流電圧の全周期において、スイッチング素子のゼロ電圧スイッチング動作を確実に行ない、負荷電流波高率の更なる低減、負荷変動の抑制が可能となるものである。
【００４９】
（実施形態３）
図５に実施形態３の概略回路図を示す。本電源装置の構成は、負荷回路１１と直列に直流カット用コンデンサＣ３０が挿入され、前記直流カット用コンデンサＣ３０の電圧を検出する電圧検出手段２５を備え、前記電圧検出手段２５の出力により、スイッチング素子の駆動制御信号のデューティーを設定するデューティー設定手段１１ａとスイッチング素子の駆動周波数を設定する周波数設定手段１１ｂの少なくともどちらか一方を、前記負荷の検出電圧に応じて変化させるように設定することを特徴とするものである。
【００５０】
本実施形態の直流カット用コンデンサの電圧の直流成分は、負荷が整流要素を持つような異常状態にならない限り、略０Ｖに近い値である。しかしながら、高周波的な振動電圧を含み、この振動電圧は共振回路電流によって決まる。すなわち、この直流カット用コンデンサの電圧の包絡線は共振電流の包絡線と同様のものになる。ゆえに、本実施形態も同様に、上述の実施形態の予め設定されるデューティ、周波数を基準として、そこから直流カット用コンデンサの変動分をフィードバックして、デューティ、周波数を補正することで、上述の実施形態の効果に加え、負荷電流の変動を抑制する効果がある。
【００５１】
この直流カット用コンデンサの容量を大きくすることによって、振動電圧を低くすることができるので、電圧検出手段２５は比較的低耐圧の部品によって回路を構成することが可能となる。
【００５２】
また、負荷が整流要素を持つような異常状態になると、直流カット用コンデンサＣ３０の電圧の直流成分が変化するので、このような異常状態を検出する手段と、電圧検出手段２５とを兼用するようにしても良いものである。
【００５３】
本実施形態の回路構成において、負荷回路１１に直列に直流カット用コンデンサＣ３０が挿入されたものとなっているが、上述の実施形態の回路構成も同様に、この直流カット用コンデンサが含まれる構成となっても良いことはいうまでもないものである。
【００５４】
（実施形態４）
図６に実施形態４の概略回路図、図７に他の構成の一例を示す。本実施形態は、実施形態１において、リーケージトランスＴ１１を、リーケージインダクタンス成分にあたるインダクタＬ１と、１次巻線ｎ２１と２次巻線ｎ２２を有するトランスＴ２１に分けて構成され、前記インダクタＬ１の両端電圧を検出する電圧検出手段２６を備え、前記電圧検出手段２６の出力をデューティもしくは周波数設定手段に入力して、前記インダクタＬ１の両端電圧に応じてスイッチング素子のデューティもしくは駆動周波数を変化させるよう設定したことを特徴とするものである。
【００５５】
本実施形態も同様に、上述の実施形態の予め設定されるデューティ、周波数を基準として、そこからインダクタＬ１の両端電圧の変動分をフィードバックして、デューティ、周波数を補正するものであり、上述の実施形態の効果に加え、負荷電流の変動を抑制する効果もある。
【００５６】
また、図７に示すように、インダクタＬ１に２次巻線を設け、この２次巻線電圧を電圧検出手段２６で検出するような構成を用いても良いものである。
【００５７】
本実施形態の回路構成において、リーケージトランスＴ１１を、リーケージインダクタンス成分にあたるインダクタＬ１と、１次巻線ｎ２１と２次巻線ｎ２２を有するトランスＴ２１に分けて構成されたものとなっているが、上述の実施形態の回路構成も同様に、このような構成となっても良いことはいうまでもないものである。
【００５８】
（実施形態５）
図８に実施形態５の概略回路図、図９に他の構成の一例を示す。本実施形態は、実施形態１において、トランスＴ１１の１次巻線ｎ１１の両端電圧を検出する電圧検出手段２７を備え、前記電圧検出手段２７の出力をデューティもしくは周波数設定手段に入力して、前記トランスＴ１１の１次巻線ｎ１１の両端電圧に応じてスイッチング素子のデューティもしくは駆動周波数を変化させるよう設定したことを特徴とするものである。
【００５９】
本実施形態も同様に、上述の実施形態の予め設定されるデューティ、周波数を基準として、そこからトランスＴ１１の１次巻線ｎ１１の両端電圧の変動分をフィードバックして、デューティ、周波数を補正するものであり、上述の実施形態の効果に加え、負荷電流の変動を抑制する効果もある。
【００６０】
また、図９に示すように、リーケージトランスＴ１１を、リーケージインダクタンス成分にあたるインダクタＬ１と、１次巻線ｎ２１と２次巻線ｎ２２を有するトランスＴ２１に分け、トランスＴ２１に３次巻線ｎ２３を設け、この３次巻線電圧を電圧検出手段２７で検出するような構成を用いても良いものである。
【００６１】
以上のように本発明の電源装置における実施形態について説明したが、上述の実施形態の概略回路図には、交流電源ＡＣと全波整流器ＤＢの間に挿入されるフィルタ回路が省略されて描かれているものである。ところで、実際は、交流電源ＡＣと全波整流器ＤＢの間にフィルタ回路を挿入し、入力電流の高周波成分をフィルタリングして、略正弦波状の入力電流とし、高調波成分を抑制するものである。
【００６２】
（実施形態６）
図１０に実施形態６の概略回路図、すでに前述している図２に回路動作説明図を示す。本電源装置の構成は、図１０に示すように、実施形態１の回路構成に、交流電源ＡＣの位相を検出する電源位相検出手段２０を設け、電源位相検出手段２０の出力が各スイッチング素子を制御する制御回路１０に入力される構成となっており、前記制御回路１０は、電源位相検出手段２０の出力により交流電源ＡＣの位相に同期してスイッチング素子のデューティ比を変化させるよう設定するデューティ設定手段１２ａを備え、スイッチング素子の駆動周波数を設定する周波数設定手段１２ｂを備え、デューティ設定手段１２ａ及び周波数設定手段１２ｂの出力によりスイッチング素子の駆動パルスを生成する発振器１３を備え、発振器１３の出力パルスによりそれぞれのスイッチング素子を駆動するドライバ１４を備えて構成されている。
【００６３】
また、デューティ設定手段１２ａは、交流電源ＡＣの位相に同期してスイッチング素子のデューティ比を変化させるよう設定するとともに、脈流電圧の谷部と山部の間の位相において、共振電流及び負荷電流を増加させるためにスイッチング素子のデューティ比が極値を持つように設定されることを特徴とするものである。
【００６４】
次に、本実施形態の電源装置の回路動作について説明する。
【００６５】
なお、本実施形態の電源装置の動作は、基本的に上述の従来例と同様であるので、従来例との相違点を中心に詳しく説明する。
【００６６】
スイッチング素子Ｑ２がオン状態で、かつ、Ｖｄｃ（平滑コンデンサＣ１０の電圧）＋Ｖｃ１１（コンデンサＣ１１の電圧）＜ＶＳ（交流電源電圧）となった時点から入力電流Ｉｉｎを取り込みを開始し、スイッチング素子Ｑ２がターンオフするまでトランスＴ１１の１次巻線ｎ１１の電流は増加しつづけるものである。そして、スイッチング素子Ｑ１がターンオン、スイッチング素子Ｑ２がターンオフすると、トランスＴ１１に蓄積されたエネルギーにより、コンデンサＣ１２及び平滑コンデンサＣ１０への充電を開始し、トランスＴ１１に蓄積されたエネルギーが０になるまで充電されるものである。これにより、充電終了後のコンデンサＣ１２の電圧はトランスＴ１１に蓄積されたエネルギー、すなわち、スイッチング素子Ｑ２ターンオフ時のトランスＴ１１の１次巻線ｎ１１の電流により決定されて、よって、スイッチング素子Ｑ２のオン時間を制御することにより、充電終了後のコンデンサＣ１２の電圧を制御することが可能となるものである。
【００６７】
トランスＴ１１の１次巻線ｎ１１に印加する電圧ＶＴ１１は、コンデンサＣ１１とＣ１２の高周波電圧を略足し合わせたものである。そこで、本実施形態では、図２（ｄ）に示すように、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティが脈流電圧と同期して変化して、脈流電圧の谷部と山部の間の位相において、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティが極大値を持つように予め設定することで、トランスＴ１１の１次巻線ｎ１１の電圧ＶＴ１１の高周波一周期あたりの実効値を、脈流電圧の谷部と山部の間の位相におけて増加させて、脈流山部及び脈流谷部において抑制するようにしたものである。これにより、トランスＴ１１の１次巻線ｎ１１の電圧ＶＴ１１はより略一定の高周波電圧とすることができて、図２（ｇ）に示すように、２次側の負荷回路１１に流れる電流ＩＦＬの波高率をさらに低減することが可能となるものである。
【００６８】
また、脈流山部及び脈流谷部において、共振電流を増加することができるので、図２（ｆ）に示すように、スイッチング素子Ｑ２の回生電流が確保できて、脈流電圧の全周期において、スイッチング素子のゼロ電圧スイッチング動作を確実に行なうことが可能となる。
【００６９】
さらに、脈流谷部の入力電圧が０となる点において、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティを入力電流引き込みが０となるような値に設定することにより、入力電流のゼロクロス点における不連続を抑制し、入力電流高調波を低減しつつ負荷回路１１の電流ＩＦＬの波高率の低減が可能となるものである。
【００７０】
以上のように、本実施形態の電源装置では、入力電流高調波を低減しつつ、脈流電圧の全周期において、スイッチング素子のゼロ電圧スイッチング動作を確実に行ない、負荷電流波高率の更なる低減が可能となるものである。
【００７１】
【発明の効果】
本発明の請求項１に係る電源装置によると、入力電流高調波を抑制しつつ、かつ安価で、負荷出力電流の波高率を更に低減でき、脈流電圧の全周期においてスイッチング素子のゼロ電圧スイッチング動作を確実に行なうことにより、スイッチング素子のストレスもしくはノイズの増加を防止することができるものである。
【００７２】
本発明の請求項２ないし請求項４に係る電源装置によると、請求項１記載の場合に加えて、いずれの請求項の場合も、入力電流高調波を確実に抑制しつつ、かつ安価で、負荷出力電流の波高率を更に確実に低減でき、脈流電圧の全周期においてスイッチング素子のゼロ電圧スイッチング動作をより一層確実に行なうことにより、スイッチング素子のストレスもしくはノイズの増加をより一層確実に防止することができるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態１に係る電源装置の回路図である。
【図２】本発明の実施形態１に係る電源装置の動作波形図である。
【図３】本発明の実施形態２に係る電源装置の回路図である。
【図４】本発明の実施形態２に係る電源装置の動作波形図である。
【図５】本発明の実施形態３に係る電源装置の回路図である。
【図６】本発明の実施形態４に係る電源装置の回路図である。
【図７】本発明の実施形態４に係る電源装置の要部のみの構成を示した回路図である。
【図８】本発明の実施形態５に係る電源装置の回路図である。
【図９】本発明の実施形態５に係る電源装置の要部のみの構成を示した回路図である。
【図１０】本発明の実施形態６に係る電源装置の回路図である。
【図１１】従来例１の電源装置に係る概略回路図である。
【図１２】従来例１の電源装置に係る動作説明図である。
【図１３】従来例１の電源装置に係る動作説明図である。
【図１４】従来例１の電源装置に係る動作説明図である。
【図１５】従来例２の電源装置に係る概略回路図である。
【図１６】従来例２の電源装置に係る動作波形図である。
【図１７】従来例３の電源装置に係る概略回路図である。
【図１８】従来例３の電源装置に係る動作説明図である。
【図１９】従来例３の電源装置に係る動作説明図である。
【符号の説明】
１０　制御回路
ＡＣ　交流電源
Ｑ１　スイッチング素子
Ｑ２　スイッチング素子
【図１】
2004120811.tif 000003
【図２】
2004120811.tif 000004
【図３】
2004120811.tif 000005
【図４】
2004120811.tif 000006
【図５】
2004120811.tif 000007
【図６】
2004120811.tif 000008
【図７】
2004120811.tif 000009
【図８】
2004120811.tif 000010
【図９】
2004120811.tif 000011
【図１０】
2004120811.tif 000012
【図１１】
2004120811.tif 000013
【図１２】
2004120811.tif 000014
【図１３】
2004120811.tif 000015
【図１４】
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【図１５】
2004120811.tif 000017
【図１６】
2004120811.tif 000018
【図１７】
2004120811.tif 000019
【図１８】
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【図１９】
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