(57)【要約】【課題】波形劣化の検出範囲を拡大、またマルチビットレート対応可能とする。【解決手段】入力ファイバ１０１から入力された波形劣化したＮＲＺ光信号を波長分散補償器（もしくは偏波分散補償器）１０２に入力して補償する。一方、光検出器１０６は出力光の一部を受信し、サンプリング回路（Ａ／Ｄコンバータ）１０７で受信波形強度を非同期サンプリングする。制御回路１０３は得られた波形振幅の度数分布から、Ｎ次の偶数モーメント（Ｎは４以上）を算出し、この値が最小となるように制御する。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
光デジタル情報信号を電気デジタル情報信号に変換して出力する光検出器と、
情報信号のビットタイミングに非同期で前記電気デジタル情報信号の振幅をサンプリングし振幅度数分布を取得するサンプリング回路と、
前記度数分布から制御信号を生成する制御回路とを含むことを特徴とする信号波形劣化補償器。
【請求項２】
光デジタル情報信号を電気デジタル情報信号に変換して出力する光検出器と、
情報信号のビットタイミングに非同期で前記電気デジタル情報信号の振幅をサンプリングし振幅度数分布を取得するサンプリング回路と、
前記光デジタル情報信号又は前記電気デジタル情報信号を入力とする可変信号波形劣化補償回路と、
前記度数分布から制御信号を生成する制御回路とを備え、
前記制御回路によって生成された制御信号によって前記可変信号波形劣化補償回路の補償量を制御することを特徴とする信号波形劣化補償器。
【請求項３】
請求項２記載の信号波形劣化補償器において、前記可変信号波形劣化補償回路は前記光デジタル情報信号を入力とする可変光信号波形劣化補償回路であることを特徴とする信号波形劣化補償器。
【請求項４】
請求項２記載の信号波形劣化補償器において、前記可変信号波形劣化補償回路は前記電気デジタル情報信号を入力とする可変電気信号波形劣化補償回路であることを特徴とする信号波形劣化補償器。
【請求項５】
請求項２記載の信号波形劣化補償器において、前記可変信号波形劣化補償回路は波長分散補償回路、偏波分散劣化補償回路もしくは帯域劣化補償回路であることを特徴とする信号波形劣化補償器。
【請求項６】
請求項２記載の信号波形劣化補償器において、該可変信号波形劣化補償回路はトランスバーサルフィルタもしくは識別帰還補償器を含むことを特徴とする信号波形劣化補償器。
【請求項７】
請求項１又は２記載の信号波形劣化補償器において、前記情報信号のビットレートが複数の異なる値を取り、前記サンプリング回路のサンプリング周波数が前記ビットレートの取りうるすべての値と互いに素であること、前記サンプリング回路のサンプリングタイミングがランダムであること、前記サンプリング周波数が複数の異なる周波数に切り替え可能であること、もしくは前記サンプリング周波数が時間的に変化することを特徴とする信号波形劣化補償器。
【請求項８】
請求項１又は２記載の信号波形劣化補償器において、前記光検出器から前記サンプリング回路に至る経路の周波数帯域が前記情報信号のビットレートの１／２以下であることを特徴とする信号波形劣化補償器。
【請求項９】
請求項１又は２記載の信号波形劣化補償器において、前記制御回路は前記度数分布の２次以上の統計モーメントを算出し、算出した統計モーメントが最大、最小、もしくは一定値となるように信号波形劣化補償回路を制御することを特徴とする信号波形劣化補償器。
【請求項１０】
請求項９記載の信号波形劣化補償器において、前記情報信号がＮＲＺ（Ｎｏｎ  Ｒｅｔｕｒｎ  ｔｏ  Ｚｅｒｏ）形式であり、前記制御回路は、２次のモーメントを算出しその値が一定値となるように、もしくは４次以上の偶数モーメントのいずれかを算出しその値が最小となるように前記信号波形劣化補償回路を制御することを特徴とする信号波形劣化補償器。
【請求項１１】
請求項９記載の信号波形劣化補償器において、前記情報信号がＲＺ（Ｒｅｔｕｒｎ  ｔｏ  Ｚｅｒｏ）形式であり、前記制御回路は、２次のモーメントを算出しその値が最大となるように、もしくは４次以上の偶数モーメントのいずれかを算出しその値が最小となるように前記信号波形劣化補償回路を制御することを特徴とする信号波形劣化補償器。
【請求項１２】
請求項９記載の信号波形劣化補償器において、前記制御回路は、電源投入もしくは外部からの指示信号入力後もしくは光信号が無から有に変化した場合に相対的に低次の統計モーメントに基づいて前記信号波形劣化補償回路を制御し、その後、相対的に高次の統計モーメントもしくは他の方式によって生成した制御信号を用いて前記信号波形劣化補償回路を制御するように制御アルゴリズムの切替を行うことを特徴とする信号波形劣化補償器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、光ファイバを用いた光情報伝送に関し、特に伝送中の信号波形劣化を補償する補償器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
超高速光通信分野では、伝送路光ファイバや使用する部品の持つ波長分散や偏波分散、帯域制限という現象が、伝送速度や伝送距離の大きな制限要因となっている。「波長分散（ＣＤ：  Ｃｈｒｏｍａｔｉｃ  Ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ）」とは、波長の異なる光が光ファイバ中で異なる速度で伝送される現象である（以下、単に分散と言った場合は波長分散を指す）。高速で変調された光信号の光スペクトルは異なる波長成分を含み、これらの成分は波長分散の影響によりそれぞれ異なる時刻に受信端に到着し、その結果、伝送後の光波形は大きな波形歪を引き起こすことが知られている。このような波長分散の影響を避けるため、波長分散補償という技術が検討されている（以下、単に分散補償と記述した場合、波長分散補償を指す）。波長分散補償とは、伝送路に用いられる光ファイバと逆の波長分散特性を持った光デバイスを光送信機や受信機内に配置することにより、光ファイバの波長分散特性を打ち消し、受信される光波形の歪みを防ぐ手法である。波長分散補償方式としては、伝送路と逆符号の波長分散を持つ分散補償ファイバや、光干渉計、光回路、光ファイバグレーティング、光トランスバーサルフィルタなどを用いる手法等が検討されている。また、受信機内に電気トランスバーサルフィルタなどの電気的補償回路を配置して波形劣化を補償することも検討されている。
【０００３】
特に１０Ｇｂｉｔ／ｓ以上の光信号を数１００ｋｍ以上伝送する場合、光ファイバの温度の変化による波長分散量の変動が問題となることが知られており、変動に応じて補償量を可変する可変分散補償技術が検討されている。本技術で用いる可変波長分散補償器には、例えば光ファイバグレーティングに温度勾配や歪を与えたり、光干渉系に温度や位相の変化を与えたりして波長分散量を可変とするものが知られている。また、上記電気トランスバーサルフィルタの場合、フィルタ特性を可変することで可変の補償が可能となる。このような可変分散補償器は、高速の光送受信器の波長分散耐力の不足を補うためにも用いられる。例えば、４０Ｇｂｉｔ／ｓ光送受信器の分散耐力幅は最大でも８０ｐｓ／ｎｍ程度と極めて小さく、広く用いられるシングルモードファイバ（ＳＭＦ）わずか４ｋｍ分である。したがって、固定の波長分散補償デバイスを用いた伝送では、伝送距離が４ｋｍ変わるごとに補償量の違うデバイスを取りかえて伝送路分散を８０ｐｓ／ｎｍ以下にする必要があるため、分散補償器の種類が多くなり、その管理やコスト、補償器の製造・配置のためインストールに要する時間が長くなるなど大きな問題となる。また一方で伝送路の波長分散量や長さを高精度に測定する必要が出たり、ユーザが簡単に伝送経路の変更ができなくなるなど多くの支障が生じる。
【０００４】
そこで、可変波長分散補償器を受信器の直前に配置し、受信波形や伝送特性の劣化量を検出して常に最適の受信波形となるように波長分散量を自動的に可変する、自動波長分散補償技術が検討されている。この技術によって、高速の光送受信器であっても従来同様に、伝送路波長分散を考慮せずともユーザが装置を接続すれば動作する状態、すなわち「プラグ＆プレイ」を実現することができる。
【０００５】
一方、「偏波分散（ＰＭＤ：  Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ  Ｍｏｄｅ  Ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ）」とは、光ファイバの２つの主軸（ＴＥおよびＴＭ）間で光信号の伝送速度が異なる現象である。その結果、ＴＥ・ＴＭの２つの主軸に分配された光信号は互いに異なった時刻に受信端に到着し、大きな波形歪を引き起こすことが知られている。このような偏波分散の影響を避けるため、偏波分散補償という技術が検討されている。偏波分散補償とは、伝送路に伝送路と逆の偏波分散を持った素子などを挿入して光波形の歪みを防ぐ手法である。また、受信機内にトランスバーサルフィルタなどの電気的補償回路を配置して、偏波分散による波形劣化を補償することも検討されている。波長分散と異なり、光ファイバ伝送路の偏波分散量は周囲の温度変化や入射偏波状態の変動などによって時々刻々変化することが知られており、このため劣化量を検出して常に劣化が最小の最適な補償状態に制御する、自動偏波分散補償が必須となっている。
【０００６】
また、「帯域制限」とは、伝送路として使用するマルチモード光ファイバ、光信号の生成や受信に使用する半導体レーザやフォトダイオード、ＩＣ等の帯域の限界によって光信号の高周波成分など特定の帯域成分が失われる現象であり、高速の光伝送において受信光波形の波形劣化につながる。帯域制限に対しても、光もしくは電気トランスバーサルフィルタなどの補償回路を配置して弱くなった高周波成分を補償することが検討されているが、本現象も光ファイバへの入射モードや光ファイバの状態・伝送距離、個々の光送信器の光源の光スペクトル特性や変調特性に大きく依存するため、あらかじめ補償量を決めることができず、劣化量を検出して常に劣化が最小の最適な補償状態に制御する、自動補償が必須となる。なお、この補償は、帯域制限に限らず、同時に波長分散や偏波分散による劣化の一部、波形の初期符号間干渉などにも補償効果がある。
【０００７】
このように光ファイバ伝送で用いられる多くの可変光・電気の補償器の自動制御には、なんらかの波形や伝送特性の劣化量を検出する技術が必要となる。図２に、可変分散補償や偏波分散補償における波形劣化検出の代表的手法であるクロック抽出・最大制御法を用いた、従来の自動波長分散補償器の構成例を示す。
【０００８】
光ファイバ伝送によって光ファイバの波長分散・偏波分散などを受けて劣化した光デジタル情報信号は、入力光ファイバ１０１を介して従来の自動波長分散補償器１２０に入力される。光信号は、可変光波長分散補償器１０２を透過することで波長分散による劣化の補償を受け、その後、出力光ファイバ１０５より出力される。なお、補償器１０２に偏波分散補償器を用いた場合、ほとんど同一の構成で可変偏波分散補償器を構成することも可能である。補償後の光信号は、光分岐器１０４でその一部が分岐され、光検出器１０６に導かれて電気信号に変換される。その電気信号を整流回路１２１で整流し、その出力信号を透過中心帯域がビットレートに等しいバンドパスフィルタ１２２でフィルタリングすることによって、受信信号中のクロック成分を抽出する。このクロック信号の強度は受信波形のアイ開口度にほぼ比例するので、最大値制御回路１２３から得られる制御信号１０３を可変光波長分散補償器１０２に入力して波長分散量を変更し、クロック信号が最大となるよう最大値制御を行うことで、常に波形劣化を最小に保つことができる。
【０００９】
このようなクロック抽出による可変波長分散補償器の制御は、例えば文献”Ｅｘｔｒａｃｔｅｄ−Ｃｌｏｃｋ  Ｐｏｗｅｒ  Ｌｅｖｅｌ  Ｍｏｎｉｔｏｒｉｎｇ  Ｓｃｈｅｍｅ  ｆｏｒ  Ａｕｔｏｍａｔｉｃ  Ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ  Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ  ｉｎ  Ｈｉｇｈ−Ｓｐｅｅｄ  Ｏｐｔｉｃａｌ  Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ  Ｓｙｓｔｅｍｓ”  （ＩＥＩＣＥ  Ｔｒａｎｓ．  Ｃｏｍｍｕｎ．，  Ｖｏｌ．Ｅ８４−Ｂ，  Ｎｏ．１１  Ｎｏｖ．  ２００１）に報告されている。本論文の図６には、２０Ｇｂｉｔ／ｓのＮＲＺ（Ｎｏｎ  Ｒｅｔｕｒｎ  ｔｏ  Ｚｅｒｏ）／ＲＺ（Ｒｅｔｕｒｎ  ｔｏ  Ｚｅｒｏ）方式におけるクロック成分強度と伝送路の波形分散量の関係が示されている。例えば、図６（ｂ）中に実線で示されるＮＲＺ信号の場合、クロック信号の強度（縦軸）は波長分散量（横軸）が−１５０ｐｓ／ｎｍの点で最大強度となっており、この位置でほぼ波形が最良となる。この点を中心とし、波長分散量が＋５０ｐｓ／ｎｍ〜−３５０ｐｓ／ｎｍの幅およそ４００ｐｓ／ｎｍの範囲ではクロック強度が単峰性で上に凸となっており、クロック最大となる方向に可変分散補償器の補償量を制御すれば、常に最良の波形を得ることができる。
【００１０】
【非特許文献１】
”Ｅｘｔｒａｃｔｅｄ−Ｃｌｏｃｋ  Ｐｏｗｅｒ  Ｌｅｖｅｌ  Ｍｏｎｉｔｏｒｉｎｇ  Ｓｃｈｅｍｅ  ｆｏｒ  Ａｕｔｏｍａｔｉｃ  Ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ  Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ  ｉｎ  Ｈｉｇｈ−Ｓｐｅｅｄ  Ｏｐｔｉｃａｌ  Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ  Ｓｙｓｔｅｍｓ”  （ＩＥＩＣＥ  Ｔｒａｎｓ．  Ｃｏｍｍｕｎ．，  Ｖｏｌ．Ｅ８４−Ｂ，  Ｎｏ．１１  Ｎｏｖ．  ２００１）
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、前記のようなクロック最大制御では、波形劣化が大きくなるとクロック信号の強度が単峰性を失ってしまい最良波形への引きこみができなくなるという問題がある。例えば引きこみ可能な分散量の幅は、上記文献の図６の実験結果では２０Ｇｂｉｔ／ｓＮＲＺ光信号でおよそ４００ｐｓ／ｎｍの範囲、ＲＺ信号でおよそ２５０ｐｓ／ｎｍとなる。この値はビットレートの二乗に反比例するため、ビットレート４０Ｇｂｉｔ／ｓに換算すると、それぞれ１００ｐｓ／ｎｍ（ＮＲＺ）、８０ｐｓ／ｎｍ（ＲＺ）となる。これはほぼ４０Ｇｂｉｔ／ｓ受信器の分散耐力幅に相当する。すなわち「受信器が受信可能な波形は最良点に引きこめる」程度の検出範囲であることがわかる。実用的なプラグ＆プレイを実現するには、波形劣化の検出範囲はできる限り広いことが望ましく、例えば可変分散補償器や可変偏波分散補償器の補償範囲をカバーする必要がある。例えば４０Ｇｂｉｔ／ｓの可変分散補償においては、１０Ｇｂｉｔ／ｓの送受信器と同程度の使い勝手を目安として、１０Ｇｂｉｔ／ｓ送受信器の分散耐力（＞８００〜５００ｐｓ／ｎｍ）の実現が目安となる。すなわち最低でも±２５０ｐｓ／ｎｍ程度が必要とされており、検出範囲の広い波形劣化検出法が必要となっている。
【００１２】
また上記の問題は、図２が自動偏波分散補償器である場合にも同様に存在する。通常のＮＲＺ送受信器の偏波分散耐力幅はビット幅の約１／３程度（例えばビットレートが４０Ｇｂｉｔ／ｓのＮＲＺ信号の場合ビット幅２５ｐｓであり、送受信器の偏波分散耐力はおよそ７．５ｐｓ）である。クロック抽出を用いた波形劣化検出法の場合、検出範囲は最大１／２ビットとなる。この理由は、偏波分散による波形は光ファイバ伝送路の２つの主軸を伝送された波形の和となるため、偏波分散量がちょうど１ビットの場合、劣化した光信号の波形が再び２値の波形に戻ってしまい、偏波分散量ゼロの場合と同じ強度のクロック信号が生じるためである。すなわち、クロック信号の強度が単峰である偏波分散量の範囲は０〜１／２ビットである。光ファイバの偏波分散量は通常伝送距離の平方根に比例し、その値は０．１ｐｓ／ｋｍ１／２程度である。しかしながら、敷設された光ファイバ伝送路には偏波分散量の多い特性の悪いものも混在しており、そのような光ファイバの偏波分散量は最大２．０ｐｓ／ｋｍ１／２に達するといわれている。このような光ファイバでは、わずか１００ｋｍの伝送路で２０ｐｓの分散量（４０Ｇｂｉｔ／ｓの場合、ビット幅の８０％）に達する。このため、偏波分散補償器においても検出範囲の広い波形劣化検出法が必要とされている。
【００１３】
先に述べた帯域劣化の補償に際しても、同様の波形劣化検出方式が必須となる。これもクロック信号強度の検出によって制御は可能ではあるが、上記の波長分散・ＰＭＤ補償同様に検出範囲が不足するためである。
【００１４】
さらに、従来のクロック抽出方式においては、検出回路の検出特性が光信号のビットレートに強く依存し、ビットレートの異なる光信号の補償には適用できないという問題点があった。光信号のビットレートの種類は近年大きく増しており、同じ１０Ｇｂｉｔ／ｓと言われるシステムでもＳＯＮＥＴ信号の９．９５Ｇｂｉｔ／ｓ、ＦＥＣ（Ｆｏｒｗａｒｄ  Ｅｒｒｏｒ  Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）を用いた伝送システムの１０．７Ｇｂｉｔ／ｓや１２．６Ｇｂｉｔ／ｓ、１０Ｇイーサの１２．５Ｇｂｉｔ／ｓなど多岐にわたっている。クロック抽出方式では、バンドパスフィルタ１２２としてＱ値が数１００と帯域幅の極めて狭いフィルタを使用する必要があるため、一つの回路でこのような広範囲のビットレートに対応することは困難である。一方では製品種類を減らして低コスト化を図ることが必要となっており、また製品を購入した顧客側の便を増す必要もあるため、自動補償器の波形劣化検出回路のマルチビットレート化の必要性が高まっている。
【００１５】
上記では、特に波長分散補償におけるクロック最大制御の例をあげたが、同様の従来技術として広く用いられる技術としては、伝送特性の指標のひとつである、受信データの符号誤り率が最小となるように制御する誤り率最小制御がある。この制御も上記のクロック抽出方式と同様に、波形劣化の検出範囲が不足する問題がある。すなわち受信器内で適正なクロック抽出を行い、受信器がある程度正常にデジタルデータを認識している場合にしか制御信号を得ることができないためである。この検出範囲はクロック抽出最大制御の場合同様大きく不足し、また同様にマルチビットレート対応も困難である。さらに、受信器から得られる符号誤り情報を受け取ってはじめて補償器の制御が可能となるため、補償器と受信器を別個の製品として分離することが困難という問題点がある。
【００１６】
本発明の目的は、可変波長分散補償や、可変偏波分散補償、可変帯域補償などに用いる波形劣化検出法において、上記のような問題点を解決し実用的な波形劣化補償器を提供することにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上記目的は、光検出器で光デジタル情報信号を電気デジタル情報信号に変換し、サンプリング回路を用いて情報信号のビットタイミングに非同期で電気デジタル情報信号の振幅をサンプリングして振幅度数分布を取得し、制御回路内で該度数分布から波形劣化量に対応する信号を抽出し、波形劣化を最小とするような制御信号を得る方式によって解決することができる。特に、この制御信号によって可変光信号波形劣化補償回路もしくは可変電気信号波形劣化補償回路の補償量を制御することによって、信号波形劣化を自動的に最小に補償することが可能となる。
【００１８】
上記の波形劣化補償回路として、波長分散補償回路、偏波分散劣化補償回路、帯域劣化補償回路、またはトランスバーサルフィルタもしくは識別帰還補償器を含む補償回路を用いることで、光ファイバ伝送における劣化要因を効果的に補償することが可能となる。
【００１９】
また、マルチビットレート対応とするためには、複数の異なるビットレートの情報信号が入力された場合でも上記の非同期のサンプリングを保証する必要がある。これは、サンプリング回路のサンプリング周波数を前記ビットレートの取りうるすべての値と互いに素とすることによって、もしくはサンプリング回路のサンプリングタイミングをランダムとすることによって、もしくはサンプリング周波数を複数の異なる値に切り替えることによって、もしくは該サンプリング周波数を時間的に変化させることによって実現できる。
【００２０】
また、光検出器からサンプリング回路に至る経路の周波数帯域を、情報信号のビットレートの１／２以下とすることによって、さらに広範囲の波形劣化の検出と補償が可能となる。
【００２１】
上記の制御回路では、度数分布の２次以上の統計モーメントを算出し、算出した統計モーメントが最大、最小、もしくは一定値となるように信号波形劣化補償回路を制御することで、波形の劣化を効果的に検出し、波形劣化を自動補償することが可能となる。例えば、情報信号がＮＲＺ形式の場合には、統計モーメントとして４次以上の偶数モーメントのいずれかを算出し、それが最小となるように、もしくは２次のモーメントを算出し、それが一定値となるように、制御回路が信号波形劣化補償回路を制御すればよい。また、情報信号がＲＺ形式の場合には、統計モーメントとして２次の偶数モーメントを算出し、その値が最大となるように、もしくは４次以上の偶数モーメントのいずれかを算出し、それが最小となるように制御回路が信号波形劣化補償回路を制御すればよい。
【００２２】
また、誤動作を防ぎ、波形劣化の検出範囲や感度を拡大するためには、光信号無の状態では信号波形劣化補償回路の制御を停止し、光信号有の状態で信号波形劣化補償回路の制御を実施するようにする。さらには、信号波形劣化補償回路の電源投入もしくは外部からの指示信号入力後もしくは光信号が無から有に変化した場合に、制御回路は、最初、低次の統計モーメントを用いて信号波形劣化補償回路を制御し、その後、より高次の統計モーメントもしくは他の方式によって生成した制御信号を用いるように制御アルゴリズムの切替を行うことが有効である。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。
【００２４】
図１は本発明の第１の実施例を示す構成図であり、本発明を適用した自動波長分散補償器１００の構成例を示している。
【００２５】
入力光ファイバ１０１から入力された光デジタル情報信号は、可変光波長分散補償器１０２を透過することで波長分散による劣化の補償を受け、補償後の光信号として出力光ファイバ１０５より出力される。補償後の光信号の一部は光分岐器１０４で分岐され、光検出器１０６で電気信号に変換されたのち、サンプリング回路であるＡ／Ｄ変換器１０７に入力される。Ａ／Ｄ変換器１０７は、クロック発生器１０８の発生する情報信号と非同期のサンプリングクロック１０９のタイミングに従い、入力電気信号の振幅をサンプリングする。制御回路１１０は、デジタル化された振幅情報を一定時間蓄積して得た振幅の度数分布から、受信信号の波形劣化に対応した波長分散量の制御信号１０３を生成し、これを可変光波長分散補償器１０２に入力し、可変光波長分散補償器１０２の波長分散量を波形劣化が最小となるように制御する。これによって自動波長分散補償機能を実現することができる。なお、補償器１０２として偏波分散補償器を用いた場合、ほとんど同一の構成で可変偏波分散補償器を構成することができる。
【００２６】
図３は、４０Ｇｂｉｔ／ｓのＮＲＺ光信号伝送時の受信波形（左）と、受信波形を非同期にサンプリングして得た振幅度数分布（右）を示している。図３（ａ）は、伝送路の波長分散量を受信波形劣化が最小となる−４０ｐｓ／ｎｍに設定した場合である。左側の受信波形にはほとんど符号間干渉がなく、右側の振幅度数分布は正規化したマークレベル（１）とスペースレベル（０）に鋭いピークを持つことがわかる。一方、図３（ｂ）は、波長分差量を−２００ｐｓ／ｎｍと大きくし、大きな波形劣化を発生させた状態である。左図のように波形は大きく歪み、これに伴って右側の度数分布の鋭いピークは失われ、分布が平坦になっていることがわかる。このように、受信波形の振幅度数分布情報と波形劣化の度合が密接に関係していることが分かる。本発明では、上記のような波形振幅のサンプリングをビットタイミングと非同期で行うことが本質的に重要である。これは、波形の中心だけではなく、ビットの境目にあたる肩の部分での波形劣化情報を取り込むことによって、波形の変化を高感度に検出できるからである。
【００２７】
制御回路１０２では、度数分布から波形劣化量を示す指標を取出すことが必要となる。本発明ではこのような指標として、振幅度数分布のＮ次の統計モーメントを利用する。図４は、４０Ｇｂｉｔ／ｓＮＲＺ光信号伝送において、受信波形と非同期にサンプリングした度数分布のｎ次統計モーメントと波長分散の関係を示した図であり、本発明の効果を示している。本例では光波形をランダムなタイミングで１００００回程度サンプリングし、その振幅の度数分布からまず１次のモーメントである振幅平均値μ、２次のモーメントである標準偏差σを算出した。ついで、これらの値で正規化したｎ次のモーメントｍｎを、次式を用いて算出した（Ｘｋは各振幅サンプルの値、Ｋはサンプル数）。
【００２８】
【数１】
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【００２９】
図中のｍ１〜ｍ８の曲線は、それぞれ波形の１次〜８次のモーメントをプロットしたものである。なおグラフの微小な凹凸はサンプリングタイミングを乱数としたために発生した分布の片寄りであり、取得サンプル数を多くすることで平滑化される。また、図に黒ひし形でマークした点線は受信波形のアイ開口劣化をｄＢで算出したものであり、この値が小であるほど波形劣化が小さいことになる。すなわち、横軸の波長分散量が−４０ｐｓ／ｎｍ程度の点で波形劣化が最小であり、この点から離れるに従って波形劣化が大きくなる様子がわかる。一方、図から、１次のモーメントは一定値であるが、２次以上のモーメントは波長分散に対し大きく値が変化するため、波形劣化最小制御に利用できることが分かる。
【００３０】
例えば３次以上の奇数のモーメントは、波長分散がゼロで最小値を示し、次数Ｎが大となるほど急激に変化する曲線となる。したがって、３次以上の奇数のモーメントが最小となるように制御することで、波長分散ゼロの点への制御が可能となる。この制御が可能な理由は、奇数次のモーメントが受信波形の振幅値分布の上下対称性に対応しているためである。例えば３次の統計モーメントは歪度と呼ばれており、この値を最小にすることは振幅分布をできる限り上下対称とすることに相当する。一般に受信波形が最も上下対称となるのは、波長分散やＰＭＤがゼロの点であり、波長分散ゼロの点が制御点となる。
【００３１】
一方、２次のモーメントを制御に用いることも可能であり、図４の場合にはその値が１．０と一定値になるように制御することによって、波形がほぼ最適な点へのフィードバック制御が可能となる。波形劣化の検出可能範囲は２次のモーメントが右下がりの領域であり、その範囲はおよそ１８０ｐｓ／ｎｍである。
【００３２】
また、４次以上の偶数モーメントは波形が最適となる−４０ｐｓ／ｎｍ付近で極小値を取り、その両側の広い範囲で下に凸のカーブとなっている。４次のモーメントは尖度と呼ばれ、統計分布の尖りの度合いを表す統計量である。この値を最小にすることは、振幅分布が０と１の両極端に分離することを意味しており、すなわち波形劣化が最小と言うことに対応する。例えば、４次のカーブ（図中のｍ４）はおよそ６００ｐｓ／ｎｍの範囲で下に凸であり、従来のクロック抽出法（１００ｐｓ／ｎｍ）のおよそ６倍と極めて広い範囲で波形劣化を最小に制御することができる。
【００３３】
このような統計モーメントは統計分布の状態を表す普遍的な正規化パラメータであり、信号レベルの変化や経年劣化による受信器内の利得や損失の変化、識別タイミングのずれ、光信号の雑音の有無などに影響を受けず、さらに波形のアイ開口点が無くなりクロック抽出もできないほど劣化した波形に対しても、容易に計算が可能であるという利点を持つ。この結果、波形劣化量の検出範囲も他の方式と比べ極めて広いという特徴を持つ。特に偶数次のモーメントを用いる場合、波長分散ゼロではなく、波形劣化最小の点が制御点となるため、波長分散や偏波分散、帯域劣化以外の劣化要素に対しても補償が行えるという利点がある。例えば、光ファイバの非線型効果である自己位相変調効果が生じると最適な受信波形を得るための波長分散量が異なる値となるが、本発明の偶数次モーメントを用いた制御では非線型効果の影響も含めて最適制御を行うため劣化を防止できる。また信号雑音の影響は信号の０、１レベルが広がるものであるため、上記モーメントへの影響は小さく、サンプリング回数を増やせば平均化されるため本発明の動作に本質的な影響はない。
【００３４】
これらの統計モーメントは、制御回路１１０の内部に配置した演算ユニット（ＣＰＵ）の演算処理で簡単に算出することができる。図５は制御回路１１０の構成例を、また図６はその動作アルゴリズムの一例を示している。
【００３５】
制御回路１１０には、サンプルデータの入力端子１２４から、サンプリング回路（Ａ／Ｄ変換器）１０７の出力である振幅サンプル値Ｘｉが入力される。演算ユニット１２５はこのデータが一定個数Ｋになるまで蓄え、その後、各サンプルデータＸｉのｎ次モーメントを算出する。演算ユニット１１０はさらに、ｎ次モーメントのいずれかを最大もしくは最小もしくは一定値となるように可変光波長分散補償器１０２を制御すべく、Ｄ／Ａ変換器１２６−１，１２６−２に値を設定し、制御信号の出力端子１２７から制御信号を出力する。必要に応じてサンプリングクロックなどのサンプリングタイミングを示す信号を、演算ユニットなどに直接入力し、サンプル数の計数や演算のタイミング信号として利用しても構わない。
【００３６】
本例では２つのＤ／Ａ変換器１２６−１，１２６−２を用いて２組の制御信号を出力しているが、これは制御対象となる補償器の制御信号数や、使用する補償器の数に依存する。例えばトランスバーサル光フィルタや偏波分散補償器では複数の制御端子を持つのが普通であり、また偏波分散・波長分散・帯域劣化を同時に補償する場合や、補償範囲の異なる２つの補償器を縦続接続する場合などにも複数の制御信号が必要となる。単純な可変分散補償器の制御の場合などは、制御信号はひとつでも構わない。
【００３７】
制御回路１１０で用いられる最大・最小制御のアルゴリズムは、一般に最大・最小制御に用いる手法であれば特に制限はない。例えば、制御工学の教科書に見られる山登り法、最大傾斜法、制御信号のディザリングなどの一変数もしくは多変数制御手法を用いることが可能である。例えば、複数の制御信号をそれぞれ一定量ずつ変化させてｎ次モーメントの変化量を測定し、その傾斜が正もしくは負に最大となる方向に複数の制御信号の組（ベクトル）を変化させることで、ｎ次モーメントの最大もしくは最小制御が実現できる。
【００３８】
なお本発明に類似した波形の非同期度数分布の利用例としては、例えば”Ｑｕａｌｉｔｙ  Ｍｏｎｉｔｏｒｉｎｇ  ｏｆ  Ｏｐｔｉｃａｌ  Ｓｉｇｎａｌｓ  Ｉｎｆｌｕｅｎｃｅｄ  ｂｙ  Ｃｈｒｏｍａｔｉｃ  Ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ  ｉｎ  ａ  Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ  Ｆｉｂｅｒ  ｕｓｉｎｇ  Ａｖｅｒａｇｅｄ  Ｑ−Ｆａｃｔｏｒ  Ｅｖａｌｕａｔｉｏｎ”  （ＩＥＥＥ  Ｐｈｏｔｏｎｉｃｓ  Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ  Ｌｅｔｔｅｒｓ，  Ｖｏｌ．１３，  Ｎｏ．４，  Ａｐｒ．  ２００１）などがある。この文献は、波長分散の影響下でも信号品質を示すＱ値（ＳＮ比）が検出が可能であることを示したものであり、本発明の目的とする波長波形劣化補償器の制御とは関連がない。とくにＱ値検出は、波形の度数分布のうち信号強度と雑音強度の比を求めることが目的であり、本発明が目的とする波形歪の検出とは本質的に異なるものである。例えば上記文献では、度数分布の２つのピークから信号の０、１レベルを判定し、中間のレベルの信号を閾値処理して捨て、信号強度と雑音成分（０、１レベルの広がり）の比を算出している。これに対し本発明では、統計モーメントを機械的に計算するため、０、１レベルの判定や閾値処理は不要であり、またこれらのピークが判定できないほど波形が歪んだ状態でも適用が可能である。また、雑音自体は本発明で算出する統計モーメントにはほとんど影響を与えず、本発明ではむしろ０と１の中間レベルの信号を波形劣化の度合を示す尺度として積極的に利用しているため、両者は大きく異なっている。
【００３９】
図７は本発明の第２の実施形態であり、本発明を適用した光伝送装置の構成を示している。光送信器１３０から出力された光信号は、光ファイバ伝送路１３１−１を伝送されたのち、光ファイバアンプなどの光増幅器によって構成された光中継器１３２で光のまま増幅され、再び光ファイバ伝送路１３１−２を伝送され、光プリアンプ１３３で増幅されて本発明の自動波長分散補償器（もしくは偏波分散補償器）１００に入力される。波形劣化を補償された光信号は、光受信器１３４に入力されて電気情報信号に戻される。本配置では、本発明の自動波長分散補償器１００と光受信器１３４の間に電気信号のやりとりがないため、両者を完全に独立の装置として構成できる。このため自動波長分散補償器１００をマルチビットレート対応の汎用品とすることで、保守・保有製品数を削減したり、受信器１３４と別個に独立な製品とすることが可能という利点がある。また、自動波長分散補償器１００を、光受信器１３４の直前に限らず、光ファイバ伝送路の任意位置、例えば光中継器１３２の直後などに配置することで伝送途中での波形歪を補償し、伝送距離を拡大することが可能という利点もある。
【００４０】
なお、本実施例の光中継器や光プリアンプなどの光アンプは、エルビウムなどの希土類を用いた光ファイバアンプや、ラマン光増幅器、半導体光増幅器などを必要に応じて任意の個所に挿入することが可能である。
【００４１】
図８は本発明の第３の実施形態であり、本発明を波長多重伝送装置に適用した例、および本発明を光受信器内に組み込んだ例を示している。光送信器１３０−１、１３０−２、１３０−３から出力された互いに異なる波長λ１、λ２、λ３の光信号は、光波長合波器１３７で合波されて一本の光ファイバ伝送路１３１を伝送され、光プリアンプ１３３で増幅された後、光波長分波器１３８で再び波長λ１、λ２、λ３ごとに分離される。各波長の光信号はそれぞれ、本発明の自動波長分散補償器（もしくは偏波分散補償器）を組み込んだ自動波長分散補償光受信器１３５−１，１３５−２，１３５−３に入力される。本構成では、光検出器１０６をデジタル情報受信用の光受信器の光検出部と共用することによって、高周波部品点数を削減し、低コスト化を図っている。すなわち光検出器１０６から出力される電気信号は２つに分岐され、その一方はクロック・データ再生回路１３６に入力され、デジタル情報信号が再生される。もう一方は、前記の実施形態と同様にＡ／Ｄ変換器１０７に入力されて振幅値のサンプリングに用いられる。
【００４２】
図９は本発明の第４の実施形態であり、前記実施例のＡ／Ｄ変換器１０７を可変識別回路１４０で置き換え、サンプリング回路の実現性を向上した例である。現在の技術では、サンプリング速度が数ＧＨｚを越えるＡ／Ｄ変換器はコスト面などから実現がやや困難であり、一方、識別回路は動作クロック速度が５０ＧＨｚを越えるものが比較的容易に実現されている。本構成では、光検出器１０６から出力された電気信号波形は、可変識別回路１４０に入力され、クロック発生器１０８の発生する非同期サンプリングクロック１０９の示すタイミングで振幅０もしくは１のデジタル信号に変換されたのちに、積分回路１４２を通して制御回路１１０に入力される。
【００４３】
制御回路１１０は識別レベル参照信号１４１を出力し、可変識別回路１４０の識別レベルを情報信号のビットレート及び非同期クロック１０８に比べてゆっくりと変化させる。例えば識別レベル参照信号１４１が振幅値Ｖｒを取る場合、識別回路１４０から出力されるデジタルデータ中で振幅１が現れる確率は、入力信号の振幅値がＶｒを越える確率に等しくなる。したがってＶｒを波形の振幅範囲の下限から上限までゆっくりとスイープしながら、識別回路１４０の出力信号が１となる確率を調べれば、入力信号振幅の累積度数分布を取得することができる。積分回路１４２の積分時定数を、前記サンプリング速度より十分遅くまた前記スイープ速度より速くなるように設定すれば、積分回路１４２から出力される信号電圧が前記の識別回路１４０の出力信号が１となる確率に対応することになる。振幅度数分布はこの累積度数分布を微分することによって算出することができるので、本構成は前記のＡ／Ｄ変換器をサンプリング回路とした構成と同じ効果を持つ。
【００４４】
なお、積分回路１４２は、可変識別回路１４０の出力するデータのうち振幅０もしくは１の確率に対応する出力を出す回路であれば実装形態が異なっても構わない。例えば、高速のカウンタによって振幅１の回数を計数して出力するなどの形態でも実現可能である。また、必要に応じてその積分作用を制御回路の内部で実施しても構わない。
【００４５】
図１０は本発明の第５の実施形態であり、可変電気信号波形劣化補償回路によって受信波形の劣化補償を行った例である。可変電気信号波形劣化補償回路として、本例ではトランスバーサルフィルタと識別帰還型等化器を用いている。３タップ型のトランスバーサルフィルタ部は、光検出器１０６の出力部の後ろに縦続接続された３つの１ビット遅延回路１４４−１〜１４４−３、各ビット遅延回路の出力信号の一部を分岐し重み計数ａ０〜ａ２を乗算する３つの重み付け回路１４５、これら３つの重み付け回路の出力信号を加算する２つの加算回路１４６で構成されている。また、１タップ型の識別帰還等化部は、クロック・データ再生回路１３６で識別再生されたデータを遅延させてフィードバックする１ビット遅延回路１４４−４と、重みｂ０の重み付け回路１４５と、一個の加算回路１４６から構成されている。
【００４６】
光検出器１０６から得られた電気信号は、最初のトランスバーサルフィルタ部が線形フィルタとして働き、波形等化を受ける。また同時に、クロック・データ再生回路の後から識別後のデジタル信号の一部が帰還されて加算されることで非線型等化を受ける。これらの波形等化特性や周波数特性は、可変識別回路１４０、クロック発生器１０８、積分回路１４２、および制御回路１１０で構成された本発明の非同期波形劣化検出部によって検出された波形劣化量が最小となるように、制御回路１１０が重み付け回路１４５の重みを変化することによって制御される。この制御アルゴリズムは、前述の最大値・最小値制御とほぼ同一である。このように、本発明は電気領域の補償回路を制御する場合にも有効であり、この場合、波長分散・偏波分散・帯域劣化、さらには送信波形が元から持つ符号間干渉などの多くの波形劣化要因を補償することが可能である。
【００４７】
図１１は、本発明において光信号がＲＺ変調されている場合の波長分散量とｎ次モーメントの関係を示す図である。波形劣化の検出特性はＮＲＺの場合と大きく異なり、ｎ次モーメントのカーブが周期的に大きくうねっている。このため、検出範囲はＮＲＺの場合に比べて狭いものの、例えば２次のモーメント（太線）が最大になるように制御を行うことでおよそ１３０ｐｓ／ｎｍと、クロック抽出方式の１．６倍の制御範囲となる。
【００４８】
図４や図１１に示す波形劣化の検出範囲は、前記の実施例で光検出器１０６からサンプリング回路（Ａ／Ｄ変換器１０７、もしくは可変識別器１４０）に至る経路の周波数帯域幅を十分小さくすることで大きく改善できる。例えば図１２（ａ）（ｂ）は、それぞれＮＲＺ、ＲＺ光信号を受信する場合に、上記帯域を信号ビットレートの１／４に削減した例を示す。
【００４９】
デジタル信号を歪無く受信するためにはナイキスト定理から、少なくともビットレートの１／２の帯域が必要と言われるが、本発明ではあえて波形劣化検出部の帯域をこの値より低く設定することにより、信号の高周波成分を落し、波形をなまらせている。この結果、両図に見られるように波長分散の変化に対するモーメントの変化は極めてなだらかとなり、単峰性となる検出範囲が大幅に拡大し、また従来は使用できなかったモーメント成分も制御に使用可能となっている。この理由は、帯域削減によって、波長分散に対して波形の急激な変化を引き起こす高周波成分が失われるためである。また同時に雑音成分も減少するという効果がある。例えばＮＲＺ信号の場合、４次のモーメントの最小制御時の波形劣化の検出範囲は、９００ｐｓ／ｎｍ以上と従来方式に比べおよそ９倍に拡大されおり、非常に有効な手法である。ＲＺ信号の場合、検出帯域を制限すると波形がＮＲＺ様となるため、検出特性が大きく変わり、さらに有効性が高い。例えば２次のモーメント最大制御の場合、およそ幅５５０ｐｓ／ｎｍと従来の７倍に拡大されている。また、４次以上の偶数モーメントや奇数モーメントの最小制御も適用可能となる。
【００５０】
図１３は本発明の第６の実施形態であり、波長多重信号の補償例である。本例では、波長分散補償器１０２は光波長分波器１３８の直前に挿入され、分離前の複数の光信号の劣化を一括して補償している。このような補償は、光エタロンや光トランスバーサルフィルタなどの波長に対して周期性のある波長分散補償器や、波長範囲の十分に広い補償器を用いることで可能である。また、本発明の信号波形劣化補償器１５０を波長λ１の光信号に対応した光受信器１３４−１の直前に配置し、制御回路１１０から得られた制御信号１０３によって波長分散補償器１０２を制御している。この場合、波長分散補償器１０２は波長λ１の受信波形が最適となるように動作するが、波長λ２、λ３についても同時に波長分散が補償され良好な受信波形が得られる。
【００５１】
また、本実施形態においては、光検出器１０６とＡ／Ｄ変換器１０７の間に帯域幅がビットレートの１／４程度のローパスフィルタ１５１が配置され、波形劣化検出部の帯域を削減することで前述の図１２のように検出特性の改善を図っている。このような帯域削減には必ずしもローパスフィルタなどの部品は必要ではなく、光検出器１０６やＡ／Ｄコンバータ１０７に意図的に帯域幅の狭い安価な部品を使用してコストを低減することも可能である。また、これらの部品の帯域幅削減も受信波形を十分なまらせることが目的なので、高精度に制御する必要はない。したがって、受信信号のビットレートがある程度変化しても問題なく動作し、マルチビットレート対応と両立が可能である。
【００５２】
図１４は本発明の第７の実施形態であり、マルチビットレート対応の偏波分散補償器を構成した例である。本例では、偏波コントローラ１５２の直後に、偏波保持ファイバなどの偏波分散素子１５３を配置することで偏波分散補償器を構成している。偏波コントローラは通常２〜４の制御入力端子を持ち、本例では制御回路１１０から４本の制御信号１０３を生成して同時に制御を行っている。偏波分散補償回路には必要に応じて高次の偏波分散などを補償するように補償機能を追加・拡大しても構わず、また波長分散補償回路を設けて同時に制御を行なっても構わない。また偏波分散素子１５３の偏波分散量を可変にしたり、本補償回路をさらに多段に接続する構成も可能であり、この場合にはすべての可変要素は制御回路１１０からの制御信号１０３で制御すればよい。
【００５３】
また、本発明をマルチビットレート対応とするには、複数のビットレートの信号に対してサンプリングタイミングが常に情報信号のビットタイミングと非同期となるようにする必要がある。例えばクロック発生器１０８の出力するサンプリングクロック１０９がちょうどビットレートの整数倍や整数分の一となると、常にビットの同じ時刻のみの振幅をサンプリングするため、正しい振幅度数分布が得られなくなるという問題がある。そこで本実施形態では、低周波発信器１５４によって周波数Δｆの低周波信号を生成し、この周波数で周期的にクロック周波数をｄｆだけずらし、どのようなビットレートの信号とも同期しないようにしている。
【００５４】
なお上記の可変非同期サンプリングは必ずしも偏波分散補償に限らず、波長分散補償など他の補償にも問題なく適用可能である。また非同期化の手法についても、サンプリングタイミングをランダムにする、もしくはサンプリング入力光デジタル信号の取りうるビットレート範囲と互いに素とする手法がある。例えば後者の場合、信号ビットレートの範囲が９．９５３２８Ｇｂｉｔ／ｓ〜１２．５Ｇｂｉｔ／ｓであったとすると、サンプリング周波数はこれらの値の整数倍や整数分の一とならない範囲（例えば６．２５ＧＨｚ〜９．９ＧＨｚ）から選択し、７ＧＨｚなどに設定すればよい。また特にこれらが満たせない場合、受信ビットレートや周波数範囲を検出しサンプリング周波数を複数の値に切りかえることでも非同期性を保証できる。
【００５５】
図１５は本発明の第８の実施形態であり、制御回路１１０の制御アルゴリズムをフローチャートで示したものである。本例では、制御回路１１０は電源投入などによって制御動作が開始（Ｓｔａｒｔ）されると、引き込み制御の実施状態（Ｐｕｌｌ−ｉｎ  Ｐｒｏｃｅｓｓ）を経て、引き込み終了後に精密制御状態（ａｃｃｕｒａｔｅ  ｃｏｎｔｒｏｌ）に遷移する。特に電源投入後などに光信号が無から有に変化した場合には波形が大きく劣化している可能性があるため、制御回路１１０はまず引きこみ検出範囲の広い、できる限り低次のモーメント（ＮＲＺ波形の場合、例えば４次のモーメントｍ４）を用いて引きこみ制御を行うのが望ましい。その後、もしくは最小値に到達したと判断した場合（図１５のｍｉｎｉｍｉｚｅｄ）、もしくは波形劣化が一定量以下になった場合、もしくは制御回路１１０の出力する制御信号が定常状態になった場合、もしくは一定時間経過後などに引き込み状態終了と判断し、制御回路１１０はより波形劣化検出感度の高いモーメント（例えば８次モーメントｍ８）を用いた精密制御アルゴリズム（ａｃｃｕｒａｔｅ  ｃｏｎｔｒｏｌ）に切りかえることで、制御の引きこみ範囲と感度を両立する。切りかえるアルゴリズムの種類は２つ以上であっても構わず、またこのうち一方の制御アルゴリズム、特に引きこみ範囲が狭くて済む精密制御アルゴリズムには、従来のクロック最大制御などを用いても構わない。
【００５６】
また本例では精密制御アルゴリズム（ａｃｃｕｒａｔｅ  ｃｏｎｔｒｏｌ）の実施状態で、外部からのリセット信号（ｒｅｓｅｔ）がＯＮになった場合にも再び引き込み動作を開始するものとしている。これは誤った制御点に誤引き込みを行なった場合や、受信すべき信号を意図的にスイッチングする場合などに、意図的に引き込み動作を行なわせるためである。このようなリセット信号は、符号誤り数が一定値を超えた場合や、機器のエラー信号に連動して発生することができる。
【００５７】
また、図１に代表されるいずれの実施形態においても、制御回路１１０は、Ａ／Ｄ変換器１０７や可変識別回路１４０の出力信号の強度などから光信号の有無を検出することが可能である。もしくは光信号と波長多重して送られる監視信号や、光受信器、または外部入力信号などから光信号の有無を通知される場合がある。図１５では光信号が消失した場合（ｓｉｇｎａｌ  ｌｏｓｓ）、制御回路１１０は制御動作を停止する（Ｉｄｏｌ）。その後、光信号が再入力された場合（ｓｉｇｎａｌ  ＯＮ）、再び引き込み動作（ｐｕｌｌ−ｉｎ）から動作を再開する。このようにすることで、光信号断時の無駄な動作を停止して消費電力を低減し、また装置故障中や瞬断中の波形劣化を最小にし、光信号の再入力時の引きこみ時間を最小にとどめることが可能となる。なお、光信号断の時間が短い場合や光信号断中の状態変化が少ないと考えられる場合（例えば装置の修理や部品交換をせずに信号が再開した場合など）には、精密制御状態から制御動作を再開しても構わない。
【００５８】
以上説明したように、本発明では、波形を非同期でサンプリングすることで、マルチビットレート対応にでき、また波形劣化の検出範囲を従来の手法より大きく拡大できる波形劣化補償器が得られる。マルチビットレート対応とできることにより、波形劣化補償器を光受信器とは別の汎用品して独立に製品化することが可能となり、また製品数を削減することが可能になる。また、波形劣化補償回路も、劣化補償器部分を必要に応じて取りかえることで偏波分散補償や波長分散補償、帯域劣化補償などの多くの補償に共通に利用でき、製品数や製品コストを低減できる。また、偏波分散補償や波長分散補償、帯域劣化補償などの多くの制御を一個の波形劣化検出回路で制御することによって、構成を簡素化し、コストを低減できる。
【００５９】
また、統計分布の状態を表す普遍的な正規化パラメータである統計モーメントを用いて制御を行なうため、信号レベルの変化や経年劣化による受信器内の利得や損失の変化、識別タイミングのずれ、光信号の雑音の有無などの影響を受けず、さらに波形のアイ開口点が無くなりクロック抽出もできないほど劣化した波形に対しても、容易に制御信号が算出可能である。このため、従来の手法のおよそ６倍という広い検出範囲が実現できる。また特に偶数次のモーメントを用いる場合、波形劣化最小の点が制御点となり、波長分散や偏波分散、帯域劣化以外の劣化要素、例えば光ファイバの非線型効果である自己位相変調効果に対しても補償が行える。
【００６０】
また、検出部の帯域をビットレートの１／２以下に削減した場合、ＮＲＺ信号の検出範囲をさらに上記の１．５倍以上に拡大できる。特にＲＺ方式に適用した場合には、検出特性をＮＲＺと同等にし、検出範囲もＮＲＺ並に拡大できるほか、同じ劣化検出回路をＮＲＺ信号と共用できる。
【００６１】
サンプリング周波数は、ビットレートの取りうるすべての値と互いに素であるようにしたり、サンプリングタイミングをランダムにしたり、サンプリング周波数を複数の異なる周波数に切り替えたり、サンプリング周波数を時間的に変化させることによって、どのようなビットレートの信号とも同期しないようにするのが好ましい。
【００６２】
また、制御アルゴリズムの切替えを行なうことによって、波形劣化の検出感度と検出範囲を両立し、自動波形劣化補償器の自動引き込み範囲を広くしたまま自動補償の精度を向上することが可能となる。
【００６３】
【発明の効果】
本発明によると、検出範囲が広く、一つの回路で広範囲のビットレートに対応することの可能な信号波形劣化補償器が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態を示す構成図である。
【図２】従来の自動波長分散補償器の構成図である。
【図３】本発明の原理となる受信波形と非同期振幅度数分布の関係を示す図である。
【図４】本発明における波長分散量とｎ次モーメントの関係を示す図である。
【図５】本発明における制御回路１１０の構成を示す図である。
【図６】本発明における制御回路１１０の動作アルゴリズムを示す図である。
【図７】本発明の第２の実施形態を示す構成図である。
【図８】本発明の第３の実施形態を示す構成図である。
【図９】本発明の第４の実施形態を示す構成図である。
【図１０】本発明の第５の実施形態を示す構成図である。
【図１１】ＲＺ変調光信号に対する波長分散量とｎ次モーメントの関係を示す図である。
【図１２】本発明の波形劣化検出部の帯域削減の効果を示す図である。
【図１３】本発明の第６の実施形態を示す構成図である。
【図１４】本発明の第７の実施形態を示す構成図である。
【図１５】本発明の第８の実施形態で、制御回路１１０の制御動作を示すフローチャートである。
【符号の説明】
１００…自動波長分散補償器（もしくは偏波分散補償器）、１０１…入力光ファイバ、１０２…可変光波長分散補償器（もしくは偏波分散補償器）、１０３…制御信号、１０４…光分岐器、１０５…出力光ファイバ、１０６…光検出器、１０７…サンプリング回路（Ａ／Ｄ変換器）、１０８…クロック発生器、１０９…サンプリングクロック、１１０…制御回路、１２０…自動波長分散補償器、１２１…整流回路、１２２…バンドパスフィルタ、１２３…最大値制御回路、１２４…サンプルデータの入力端子、１２５…演算ユニット（ＣＰＵ）、１２６…Ｄ／Ａ変換器、１２７…制御信号の出力端子、１３０…光送信器、１３１…光ファイバ伝送路、１３２…光中継器、１３３…光プリアンプ、１３４…光受信器、１３５…自動波長分散補償光受信器、１３６…クロック・データ再生回路、１３７…光波長合波器、１３８…光波長分波器、１４０…サンプリング回路（可変識別回路）、１４１…識別レベル参照信号、１４２…積分回路、１４３…本発明の自動波形劣化補償器、１４４…１ビット遅延回路、１４５…重み付け回路、１４６…加算回路、１５０…本発明の波形劣化補償器、１５１…ローパスフィルタ、１５２…偏波コントローラ、１５３…偏波分散素子、１５４…低周波発信器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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