(57)【要約】【課題】直流電源から、負荷を駆動するための交流電圧を発生するためのインバーターにおいて、負荷への電力供給をきめ細かく調整すること。【解決手段】二次巻線が負荷に接続される変圧器の一次巻線に、フルブリッジあるいはハーフブリッジ構成の半導体スイッチ回路を設け、半導体スイッチ回路の各スイッチをＰＷＭ制御する。ＰＷＭ信号に基づいて、複数の半導体スイッチをスイッチングするロジックを工夫し、ゼロカレントスイッチング、貫通電流防止などの制御を行う。また、パルス幅変調制御と共に、オン時間とオフ時間との比を調整可能なバースト制御を行うことにより、パルス幅変調制御の限界を超えて、負荷への供給電力を広範囲に調整する。【選択図】　　　　図１
2004120981.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一次巻線と少なくとも１つの二次巻線とを持つ変圧器と、
直流電源間に前記一次巻線を間に介して直列に接続され、前記一次巻線に第１方向に電流を流すための第１半導体スイッチ及び第２半導体スイッチと、
前記直流電源間に前記一次巻線を間に介して直列に接続され、前記一次巻線に第２方向に電流を流すための第３半導体スイッチ及び第４半導体スイッチと、
前記二次巻線に接続された負荷に流れる電流を検出するための電流検出回路と、
前記電流検出回路の検出電流に基づいて形成された帰還信号と三角波信号列とを比較して、パルス幅変調信号を発生するパルス幅変調回路と、
前記パルス幅変調信号に基づいて、前記第１半導体スイッチをオンさせる第１スイッチ信号と、前記第２半導体スイッチをオンさせる第２スイッチ信号と、前記第３半導体スイッチをオンさせる第３スイッチ信号と、前記第４半導体スイッチをオンさせる第４スイッチ信号とを、前記第１スイッチと前記第４スイッチとの両方がオフしている同時オフ期間及び前記第３スイッチと前記第２スイッチとの両方がオフしている同時オフ期間を設けるように、且つ前記一次巻線に流れる電流の方向を前記第１方向から前記第２方向あるいは前記第２方向から前記第１方向へ切り換える際の電流値が零の状態で切り換えるタイミングで、発生するスイッチ信号出力用のロジック回路とを備えることを特徴とする直流−交流変換装置。
【請求項２】
前記第２スイッチは、前記三角波信号列の１つおきの三角波信号の一方頂点の時点でオンし、その直後の三角波信号と前記帰還信号とが等しくなるまでオンを継続し、
前記第１スイッチは、前記第２スイッチがオンする時点の所定時間前にオンし、前記第２スイッチがオフした直後の三角波信号の他方頂点の時点までオンを継続し、
前記第４スイッチは、前記三角波信号列の前記第２スイッチがオンする三角波信号とは異なる１つおきの三角波信号の一方頂点の時点でオンし、その直後の三角波信号と前記帰還信号とが等しくなるまでオンを継続し、
前記第３スイッチは、前記第２スイッチがオフで前記第１スイッチがオンしている時点であって、前記第４スイッチがオンする所定期間前からオンし、前記第４スイッチがオフした直後の三角波信号の他方頂点の時点までオンを継続することを特徴とする、請求項１記載の直流−交流変換装置。
【請求項３】
オン時間とオフ時間との比を調整可能なパルス列形状のバースト制御信号を形成し、
このバースト制御信号により前記第１〜前記第４スイッチ信号を発生あるいは停止させることを特徴とする、請求項１、２記載の直流−交流変換装置。
【請求項４】
変圧器の二次巻線に接続された負荷に交流電力を供給する電力供給方法であって、
直流電源間に前記変圧器の一次巻線を間に介して該一次巻線に第１方向に電流を流すための第１半導体スイッチ及び第２半導体スイッチを直列に接続し、
前記直流電源間に前記一次巻線を間に介して該一次巻線に第２方向に電流を流すための第３半導体スイッチ及び第４半導体スイッチを直列に接続し、
前記二次巻線に接続された負荷に流れる電流を電流検出回路により検出し、
前記電流検出回路により検出された電流に基づいて帰還信号を形成し、この帰還信号と三角波信号列とを比較して、パルス幅変調信号を発生し、
前記パルス幅変調信号に基づいて、前記第１半導体スイッチをオンさせる第１スイッチ信号と、前記第２半導体スイッチをオンさせる第２スイッチ信号と、前記第３半導体スイッチをオンさせる第３スイッチ信号と、前記第４半導体スイッチをオンさせる第４スイッチ信号とを、前記第１スイッチと前記第４スイッチとの両方がオフしている同時オフ期間及び前記第３スイッチと前記第２スイッチとの両方がオフしている同時オフ期間を設けるように、且つ前記一次巻線に流れる電流の方向を前記第１方向から前記第２方向あるいは前記第２方向から前記第１方向へ切り換える際の電流値が零の状態で切り換えるタイミングで、発生することを特徴とする、交流電力供給方法。
【請求項５】
一次巻線と少なくとも１つの二次巻線とを持つ変圧器と、
直流電源間に前記一次巻線を間に介して直列に接続され、前記一次巻線に第１方向に電流を流すための第１コンデンサと第１半導体スイッチと、
前記直流電源間に前記一次巻線を間に介して直列に接続され、前記一次巻線に第２方向に電流を流すための第２半導体スイッチ及び第２コンデンサと、
前記二次巻線に接続された負荷に流れる電流を検出するための電流検出回路と、
前記電流検出回路の検出電流に基づいて形成された帰還信号と三角波信号列とを比較して、パルス幅変調信号を発生するパルス幅変調回路と、
前記パルス幅変調信号に基づいて、前記第１半導体スイッチをオンさせる第１スイッチ信号と、前記第２半導体スイッチをオンさせる第２スイッチ信号とを、前記第１スイッチと前記第２スイッチとの両方がオフしている同時オフ期間を設けるように、且つ前記一次巻線に流れる電流の方向を前記第１方向から前記第２方向あるいは前記第２方向から前記第１方向へ切り換える際の電流値が零の状態で切り換えるタイミングで、発生するスイッチ信号出力用のロジック回路とを備えることを特徴とする、直流−交流変換装置。
【請求項６】
前記第１スイッチは、前記三角波信号列の１つおきの三角波信号の一方頂点の時点でオンし、その直後の三角波信号と前記帰還信号とが等しくなるまでオンを継続し、
前記第２スイッチは、前記三角波信号列の前記第１スイッチがオンする三角波信号とは異なる１つおきの三角波信号の一方頂点の時点でオンし、その直後の三角波信号と前記帰還信号とが等しくなるまでオンを継続することを特徴とする、請求項５記載の直流−交流変換装置。
【請求項７】
オン時間とオフ時間との比を調整可能なパルス列形状のバースト制御信号を形成し、
このバースト制御信号により前記第１スイッチ信号、前記第２スイッチ信号を発生あるいは停止させることを特徴とする、請求項５、６記載の直流−交流変換装置。
【請求項８】
変圧器の二次巻線に接続された負荷に交流電力を供給する電力供給方法であって、
直流電源間に前記変圧器の一次巻線を間に介して前記一次巻線に第１方向に電流を流すための第１コンデンサと第１半導体スイッチとを直列に接続し、
前記直流電源間に前記一次巻線を間に介して前記一次巻線に第２方向に電流を流すための第２半導体スイッチ及び第２コンデンサとを直列に接続し、
前記二次巻線に接続された負荷に流れる電流を電流検出回路により検出し、
前記電流検出回路により検出された電流に基づいて帰還信号を形成し、この帰還信号と三角波信号列とを比較して、パルス幅変調信号を発生し、
前記パルス幅変調信号に基づいて、前記第１半導体スイッチをオンさせる第１スイッチ信号と、前記第２半導体スイッチをオンさせる第２スイッチ信号とを、前記第１スイッチと前記第２スイッチとの両方がオフしている同時オフ期間を設けるように、且つ前記一次巻線に流れる電流の方向を前記第１方向から前記第２方向あるいは前記第２方向から前記第１方向へ切り換える際の電流値が零の状態で切り換えるタイミングで、発生することを特徴とする、交流電力供給方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電気機器付属の電源アダプタや、バッテリーなどの直流電源から、負荷を駆動するための交流電圧を発生する直流ー交流変換装置（以下、インバーターという）、及び交流電力供給方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ノートパソコンの液晶モニタや、液晶テレビ受像機などの液晶ディスプレイのバックライト光源として、冷陰極蛍光灯（ＣＣＦＬ）が用いられるようになってきている。このＣＣＦＬは、通常の熱陰極蛍光灯とほぼ同様の高い効率と長い寿命を持っており、そして、熱陰極蛍光灯が持っているフィラメントを省いている。
【０００３】
このＣＣＦＬを起動及び動作させるためには、高い交流電圧を必要とする。例えば、起動電圧は約１０００ｖであり、動作電圧は約６００ｖである。この高い交流電圧を、インバータを用いて、ノートパソコンや液晶テレビ受像機などの直流電源から発生させる。
【０００４】
以前から、ＣＣＦＬ用インバータとして、ロイヤー（Ｒｏｙｅｒ）回路が一般的に用いられている。このロイヤー回路は、可飽和磁芯変圧器、制御トランジスタなどから構成され、そして、可飽和磁芯変圧器の非線形透磁率、制御トランジスタの非線形電流ゲイン特性により自己発振する。ロイヤー回路自身は外部クロックやドライバー回路を必要としない。
【０００５】
しかし、ロイヤー回路は、基本的には一定電圧インバータであり、入力電圧や負荷電流が変化する場合には一定出力電圧を維持できない。したがって、ロイヤー回路に電力を供給するためのレギュレータを必要とする。このようなことから、ロイヤー回路を用いたインバータは、小型化が難しく、また、電力変換効率も低い。
【０００６】
電力変換効率を高めるようにしたＣＣＦＬ用インバータが提案されている（特許文献１参照）。このインバータは、変圧器の一次巻線に第１半導体スイッチを直列に接続し、直列接続された第２半導体スイッチとコンデンサを変圧器の一次巻線に並列に接続し、かつ、変圧器の二次巻線に結合コンデンサと負荷とを直列に接続する。そして、制御回路からの制御信号により、第１，第２半導体スイッチをオン・オフ制御して、負荷に交流電力を供給するようにしている。
【０００７】
また、４つの半導体スイッチを用いてフルブリッジ（Ｈブリッジ）型のＣＣＦＬ用インバータが提案されている（特許文献２参照）。このインバータでは、変圧器の一次巻線に、共振用コンデンサを直列に介して、Ｈブリッジの出力端を接続し、変圧器の二次巻線に負荷を接続する。Ｈブリッジを構成する４つの半導体スイッチのうちの、第１組の２つの半導体スイッチにより変圧器の一次巻線に第１方向の電流経路を形成し、第２組の２つの半導体スイッチにより変圧器の一次巻線に第２方向の電流経路を形成する。そして、制御回路から、固定された同一パルス幅で、そのパルスの相対位置が制御された制御信号を、Ｈブリッジの半導体スイッチに供給し、負荷への供給電力を調整している。
【０００８】
【特許文献１】
特開平１０−５０４８９号公報
【０００９】
【特許文献２】
米国特許第６２５９６１５号明細書
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
従来のロイヤー回路を用いたものでは小型化が難しく、また、変換効率も低い問題がある。特許文献１のものでは、変圧器の一次側主回路にコンデンサを設ける他、制御信号を一次側電流に基づいて形成しており、負荷状態（負荷電流、負荷電圧）を正確に検出することができない。また、特許文献２のものでは、変圧器の一次側巻線に直列にコンデンサを設ける他、固定幅のパルスの相対位置が制御された制御信号によって、Ｈブリッジの半導体スイッチのオン・オフを制御して負荷への供給電力を調整している。このため、４つの半導体スイッチは全て同一の導電型のスイッチを用いる必要があり、回路構成に制約を受ける。また、特許文献１，２とも、調光時など負荷への供給電力を広範囲に調整することが困難である。
【００１１】
そこで、本発明は、直流電源から、負荷を駆動するための交流電圧を発生するためのインバーターであって、二次巻線が負荷に接続される変圧器の一次巻線に、フルブリッジあるいはハーフブリッジ構成の半導体スイッチ回路を設け、半導体スイッチ回路の各スイッチをパルス幅変調（ＰＷＭ）制御することにより、ゼロカレントスイッチング、貫通電流防止などの高度な制御を可能とし、また、負荷への電力供給をきめ細かく調整可能にする、インバーターを提供することを目的とする。
【００１２】
また、調光時など負荷への供給電力を広範囲に調整することができる、インバーターを提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載のインバーターは、一次巻線と少なくとも１つの二次巻線とを持つ変圧器と、直流電源間に前記一次巻線を間に介して直列に接続され、前記一次巻線に第１方向に電流を流すための第１半導体スイッチ及び第２半導体スイッチと、前記直流電源間に前記一次巻線を間に介して直列に接続され、前記一次巻線に第２方向に電流を流すための第３半導体スイッチ及び第４半導体スイッチと、前記二次巻線に接続された負荷に流れる電流を検出するための電流検出回路と、前記電流検出回路の検出電流に基づいて形成された帰還信号と三角波信号列とを比較して、パルス幅変調信号を発生するパルス幅変調回路と、前記パルス幅変調信号に基づいて、前記第１半導体スイッチをオンさせる第１スイッチ信号と、前記第２半導体スイッチをオンさせる第２スイッチ信号と、前記第３半導体スイッチをオンさせる第３スイッチ信号と、前記第４半導体スイッチをオンさせる第４スイッチ信号とを、前記第１スイッチと前記第４スイッチとの両方がオフしている同時オフ期間及び前記第３スイッチと前記第２スイッチとの両方がオフしている同時オフ期間を設けるように、且つ前記一次巻線に流れる電流の方向を前記第１方向から前記第２方向あるいは前記第２方向から前記第１方向へ切り換える際の電流値が零の状態で切り換えるタイミングで、発生するスイッチ信号出力用のロジック回路とを備えることを特徴とする。
【００１４】
請求項２記載のインバーターは、請求項１記載のインバーターにおいて、前記第２スイッチは、前記三角波信号列の１つおきの三角波信号の一方頂点の時点でオンし、その直後の三角波信号と前記帰還信号とが等しくなるまでオンを継続し、前記第１スイッチは、前記第２スイッチがオンする時点の所定時間前にオンし、前記第２スイッチがオフした直後の三角波信号の他方頂点の時点までオンを継続し、前記第４スイッチは、前記三角波信号列の前記第２スイッチがオンする三角波信号とは異なる１つおきの三角波信号の一方頂点の時点でオンし、その直後の三角波信号と前記帰還信号とが等しくなるまでオンを継続し、前記第３スイッチは、前記第２スイッチがオフで前記第１スイッチがオンしている時点であって、前記第４スイッチがオンする所定期間前からオンし、前記第４スイッチがオフした直後の三角波信号の他方頂点の時点までオンを継続することを特徴とする。
【００１５】
請求項３記載のインバーターは、請求項１、２記載のインバーターにおいて、オン時間とオフ時間との比を調整可能なパルス列形状のバースト制御信号を形成し、このバースト制御信号により前記第１〜前記第４スイッチ信号を発生あるいは停止させることを特徴とする。
【００１６】
請求項４記載の交流電力供給方法は、変圧器の二次巻線に接続された負荷に交流電力を供給する電力供給方法であって、直流電源間に前記変圧器の一次巻線を間に介して該一次巻線に第１方向に電流を流すための第１半導体スイッチ及び第２半導体スイッチを直列に接続し、前記直流電源間に前記一次巻線を間に介して該一次巻線に第２方向に電流を流すための第３半導体スイッチ及び第４半導体スイッチを直列に接続し、前記二次巻線に接続された負荷に流れる電流を電流検出回路により検出し、前記電流検出回路により検出された電流に基づいて帰還信号を形成し、この帰還信号と三角波信号列とを比較して、パルス幅変調信号を発生し、前記パルス幅変調信号に基づいて、前記第１半導体スイッチをオンさせる第１スイッチ信号と、前記第２半導体スイッチをオンさせる第２スイッチ信号と、前記第３半導体スイッチをオンさせる第３スイッチ信号と、前記第４半導体スイッチをオンさせる第４スイッチ信号とを、前記第１スイッチと前記第４スイッチとの両方がオフしている同時オフ期間及び前記第３スイッチと前記第２スイッチとの両方がオフしている同時オフ期間を設けるように、且つ前記一次巻線に流れる電流の方向を前記第１方向から前記第２方向あるいは前記第２方向から前記第１方向へ切り換える際の電流値が零の状態で切り換えるタイミングで、発生することを特徴とする。
【００１７】
請求項５記載のインバーターは、一次巻線と少なくとも１つの二次巻線とを持つ変圧器と、直流電源間に前記一次巻線を間に介して直列に接続され、前記一次巻線に第１方向に電流を流すための第１コンデンサと第１半導体スイッチと、前記直流電源間に前記一次巻線を間に介して直列に接続され、前記一次巻線に第２方向に電流を流すための第２半導体スイッチ及び第２コンデンサと、前記二次巻線に接続された負荷に流れる電流を検出するための電流検出回路と、前記電流検出回路の検出電流に基づいて形成された帰還信号と三角波信号列とを比較して、パルス幅変調信号を発生するパルス幅変調回路と、前記パルス幅変調信号に基づいて、前記第１半導体スイッチをオンさせる第１スイッチ信号と、前記第２半導体スイッチをオンさせる第２スイッチ信号とを、前記第１スイッチと前記第２スイッチとの両方がオフしている同時オフ期間を設けるように、且つ前記一次巻線に流れる電流の方向を前記第１方向から前記第２方向あるいは前記第２方向から前記第１方向へ切り換える際の電流値が零の状態で切り換えるタイミングで、発生するスイッチ信号出力用のロジック回路とを備えることを特徴とする。
【００１８】
請求項６記載のインバーターは、請求項５記載のインバーターにおいて、前記第１スイッチは、前記三角波信号列の１つおきの三角波信号の一方頂点の時点でオンし、その直後の三角波信号と前記帰還信号とが等しくなるまでオンを継続し、前記第２スイッチは、前記三角波信号列の前記第１スイッチがオンする三角波信号とは異なる１つおきの三角波信号の一方頂点の時点でオンし、その直後の三角波信号と前記帰還信号とが等しくなるまでオンを継続することを特徴とする。
【００１９】
請求項７記載のインバーターは、請求項５、６記載のインバーターにおいて、オン時間とオフ時間との比を調整可能なパルス列形状のバースト制御信号を形成し、このバースト制御信号により前記第１スイッチ信号、前記第２スイッチ信号を発生あるいは停止させることを特徴とする。
【００２０】
請求項８記載の交流電力供給方法は、変圧器の二次巻線に接続された負荷に交流電力を供給する電力供給方法であって、直流電源間に前記変圧器の一次巻線を間に介して前記一次巻線に第１方向に電流を流すための第１コンデンサと第１半導体スイッチとを直列に接続し、前記直流電源間に前記一次巻線を間に介して前記一次巻線に第２方向に電流を流すための第２半導体スイッチ及び第２コンデンサとを直列に接続し、前記二次巻線に接続された負荷に流れる電流を電流検出回路により検出し、前記電流検出回路により検出された電流に基づいて帰還信号を形成し、この帰還信号と三角波信号列とを比較して、パルス幅変調信号を発生し、前記パルス幅変調信号に基づいて、前記第１半導体スイッチをオンさせる第１スイッチ信号と、前記第２半導体スイッチをオンさせる第２スイッチ信号とを、前記第１スイッチと前記第２スイッチとの両方がオフしている同時オフ期間を設けるように、且つ前記一次巻線に流れる電流の方向を前記第１方向から前記第２方向あるいは前記第２方向から前記第１方向へ切り換える際の電流値が零の状態で切り換えるタイミングで、発生することを特徴とする。
【００２１】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して、本発明の直流電源から、負荷を駆動するための交流電圧を発生するインバーター、及び交流電力供給方法の実施の形態について説明する。
【００２２】
図１は、絶縁変圧器、フルブリッジ（Ｈブリッジ）のスイッチ回路とを用いて、ＰＷＭ制御する本発明の第１の実施の形態に係るインバーターの全体構成を示す図であり、図２は、そのためのインバータ制御用ＩＣの内部構成を示す図である。また、図３は、第１の実施の形態におけるタイミングチャートであり、図４はその一部をさらに詳細に説明するためのタイミングチャートである。また、図５は各タイミングにおけるＨブリッジの動作状態を示す図である。
【００２３】
図１において、第１スイッチであるＰ型ＭＯＳＦＥＴ（以下、ＰＭＯＳ）１０１と第２スイッチであるＮ型ＭＯＳＦＥＴ（以下、ＮＭＯＳ）１０２とで、変圧器ＴＲの一次巻線１０５への第１方向の電流経路を形成する。また、第３スイッチであるＰＭＯＳ１０３と第４スイッチであるＮＭＯＳ１０４とで、変圧器ＴＲの一次巻線１０５への第２方向の電流経路を形成する。これらのＰＭＯＳ１０１，１０３、ＮＭＯＳ１０２、１０４は、それぞれボディダイオード（即ち、バックゲートダイオード）を有している。このボディダイオードにより、本来の電流経路と逆方向の電流を流すことができる。なお、ボディダイオードと同様の機能を果たすダイオードを別に設けてもよい。
【００２４】
直流電源ＢＡＴの電源電圧ＶＣＣがＰＭＯＳ１０１，１０３、ＮＭＯＳ１０２、１０４を介して変圧器ＴＲの一次巻線１０５に供給され、その２次巻線１０６に巻線比に応じた高電圧が誘起される。この誘起された高電圧が冷陰極蛍光灯ＦＬに供給されて、冷陰極蛍光灯ＦＬが点灯する。
【００２５】
コンデンサ１１１、コンデンサ１１２は、それらのキャパシタンスと変圧器ＴＲのインダクタンス成分とで共振させるためのものであり、この共振には冷陰極蛍光灯ＦＬの寄生キャパシタンスも寄与する。抵抗１１４，抵抗１１５は、冷陰極蛍光灯ＦＬに流れる電流を検出して、インバータ制御用ＩＣ２００にフィードバックするものである。抵抗１１７，抵抗１１８は、コンデンサ１１１，１１２とともに、冷陰極蛍光灯ＦＬに印加される電圧を検出して、インバータ制御用ＩＣ２００にフィードバックするものである。１１３，１１６，１１９，１２０は、ダイオードである。また、１５１、１５２は電源電圧安定用のコンデンサである。
【００２６】
インバータ制御用ＩＣ２００は複数の入出力ピンを有している。第１ピン１Ｐは、ＰＷＭモードとバーストモードの切替端子であり、外部からそれらモードの切替及びバーストモード時のデューティ比を決定するデューティ信号ＤＵＴＹが入力される。第２ピン２Ｐは、バーストモード発振器（ＢＯＳＣ）の発振周波数設定容量接続端子であり、設定用コンデンサ１３１が接続され、バースト用三角波信号ＢＣＴが発生する。
【００２７】
第３ピン３Ｐは、ＰＷＭモード発振器（ＯＳＣ）の発振周波数設定容量接続端子であり、設定用コンデンサ１３２が接続され、ＰＷＭ用三角波信号ＣＴが発生する。第４ピン４Ｐは、第３ピン３Ｐの充電電流設定抵抗接続端子であり、設定用抵抗１３３が接続され、その電位ＲＴと抵抗値に応じた電流が流れる。第５ピン５Ｐは、接地端子であり、グランド電位ＧＮＤにある。
【００２８】
第６ピン６Ｐは、第３ピン３Ｐの充電電流設定抵抗接続端子であり、設定用抵抗１３４が接続され、内部回路の制御によりこの抵抗１３４が設定用抵抗１３３に並列に接続されるかあるいは切り離され、その電位ＳＲＴはグランド電位ＧＮＤか、第４ピン４Ｐの電位ＲＴになる。第７ピン７Ｐは、タイマーラッチ設定容量接続端子であり、内部の保護動作用の動作時限を決定するためのコンデンサ１３５が接続され、コンデンサ１３５の電荷に応じた電位ＳＣＰが発生する。
【００２９】
第９ピン９Ｐは、抵抗１４０を介して、冷陰極蛍光灯ＦＬに流れる電流に応じた検出電圧ＩＳが入力され、第１誤差増幅器に入力される。第８ピン８Ｐは、第１誤差増幅器出力端子であり、この第８ピン８Ｐと第９ピン９Ｐとの間にコンデンサ１３６が接続される。第８ピン８Ｐの電位が帰還電圧ＦＢとなり、ＰＷＭ制御のための制御電圧になる。
【００３０】
第１０ピン１０Ｐは、抵抗１３９を介して、冷陰極蛍光灯ＦＬに印加される電圧に応じた検出電圧ＶＳが入力され、第２誤差増幅器に入力される。第１０ピン１０Ｐには、コンデンサ１３７が第８ピン８Ｐとの間に接続される。
【００３１】
第１１ピン１１Ｐは、起動及び起動時間設定端子であり、抵抗１４３とコンデンサ１４２により、起動信号ＳＴが遅延された信号ＳＴＢが印加される。第１２ピン１２Ｐは、スロースタート設定容量接続端子であり、コンデンサ１４１がグランドとの間に接続され、起動時に徐々に上昇するスロースタート用の電位ＳＳが発生する。
【００３２】
第１３ピン１３Ｐは、同期用端子であり、他のインバータ制御用ＩＣと共動させる場合に、それと接続される。第１４ピン１４Ｐは、内部クロック入出力端子であり、他のインバータ制御用ＩＣと共動させる場合に、それと接続される。
【００３３】
第１５ピン１５Ｐは、外付けＦＥＴドライブ回路のグランド端子である。第１６ピン１６Ｐは、ＮＭＯＳ１０２のゲート駆動信号Ｎ１を出力する端子である。第１７ピン１７Ｐは、ＮＭＯＳ１０４のゲート駆動信号Ｎ２を出力する端子である。第１８ピン１８Ｐは、ＰＭＯＳ１０３のゲート駆動信号Ｐ２を出力する端子である。第１９ピン１９Ｐは、ＰＭＯＳ１０１のゲート駆動信号Ｐ１を出力する端子である。第２０ピン２０Ｐは、電源電圧ＶＣＣを入力する電源端子である。
【００３４】
インバータ制御用ＩＣ２００の内部構成を示す図２において、ＯＳＣブロック２０１は、第３ピン３Ｐに接続されたコンデンサ１３２と第４ピン４Ｐに接続された抵抗１３３、１３４により決定されるＰＷＭ三角波信号ＣＴを発生し、ＰＷＭ比較器２１４に供給すると共に、内部クロックを発生しロジックブロック２０３に供給する。
【００３５】
ＢＯＳＣブロックは、第２ピン２Ｐに接続されたコンデンサ１３１により決定されるバースト用三角波信号ＢＣＴを発生する。ＢＣＴ周波数は、ＣＴ周波数より、著しく低く設定される（ＢＣＴ周波数＜ＣＴ周波数）。第１ピン１Ｐに供給されるアナログのデューティ信号ＤＵＴＹと三角波信号ＢＣＴを比較器２２１で比較し、この比較出力でオア回路２３９を介して、ＮＰＮトランジスタ（以下、ＮＰＮ）２３４を駆動する。なお、第１ピン１Ｐにディジタルのデューティ信号ＤＵＴＹが供給される場合には、第２ピン２Ｐに抵抗を接続しＢＯＳＣブロック２０１からバースト用所定電圧を発生させる。
【００３６】
ロジックブロック２０３は、ＰＷＭ制御信号などが入力され、所定のロジックにしたがってスイッチ駆動信号を生成し、出力ブロック２０４を介して、ゲート駆動信号Ｐ１，Ｐ２，Ｎ１，Ｎ２を、ＰＭＯＳ１０１、１０３、ＮＭＯＳ１０２，１０４のゲートに印加する。
【００３７】
スタートブロック２０５は、起動信号ＳＴが入力され、コンデンサ１４２、抵抗１４３により緩やかに上昇する電圧ＳＴＢである比較器２１７への入力がその基準電圧Ｖｒｅｆ６を越えると、比較器２１７の出力により起動する。比較器２１７の出力は、ロジックブロック２０３を駆動可能にする。なお、２４９は、反転回路である。また、比較器２１７の出力により、オア回路２４３を介してフリップフロップ（ＦＦ）回路２４２をリセットする。スタートブロック２０５が起動すると、スロースタート用電圧ＳＳが徐々に上昇し、ＰＷＭ比較器１４に比較入力として入力される。したがって、起動時には、ＰＷＭ制御は、スロースタート用電圧ＳＳにしたがって行われる。
【００３８】
なお、起動時に、比較器２１６は、入力が基準電圧Ｖｒｅｆ５を越えた時点で、オア回路２４７を介して、ＮＭＯＳ２４６をオフする。これにより、抵抗１３４を切り離し、ＰＷＭ用三角波信号ＣＴの周波数を変更する。
【００３９】
第１誤差増幅器２１１には、冷陰極蛍光灯ＦＬの電流に比例した検出電圧ＩＳが入力され、基準電圧Ｖｒｅｆ２（例、１．２５ｖ）と比較され、その誤差に応じた出力により、定電流源Ｉ１に接続されたＮＰＮ２３５を制御する。このＮＰＮ２３５のコレクタは第８ピン８Ｐに接続されており、この接続点の電位が帰還電圧ＦＢとなり、ＰＷＭ比較器２１４に比較入力として入力される。
【００４０】
ＰＷＭ比較器２１４では、三角波信号ＣＴと、帰還電圧ＦＢあるいはスロースタート用電圧ＳＳの低い方の電圧とを比較して、ＰＷＭ制御信号を発生し、アンド回路２４８を介してロジックブロック２０３に、供給する。起動終了後の定常状態では、三角波信号ＣＴと帰還電圧ＦＢとが比較され、設定された電流が冷陰極蛍光灯ＦＬに流れるように自動的に制御される。
【００４１】
なお、第８ピン８Ｐと第９ピン９Ｐとの間には、コンデンサ１３６が接続されているから、帰還電圧ＦＢは滑らかに増加あるいは減少する。したがって、ＰＷＭ制御はショックなく、円滑に行われる。
【００４２】
第２誤差増幅器２１２には、冷陰極蛍光灯ＦＬの電圧に比例した検出電圧ＶＳが入力され、基準電圧Ｖｒｅｆ３（例、１．２５ｖ）と比較され、その誤差に応じた出力により、ダブルコレクタの一方が定電流源Ｉ１に接続されたダブルコレクタ構造のＮＰＮ２３８を制御する。このＮＰＮ２３８のコレクタはやはり第８ピン８Ｐに接続されているから、検出電圧ＶＳによっても　帰還電圧ＦＢが制御される。なお、帰還電圧ＦＢが基準電圧Ｖｒｅｆ１（例、３ｖ）を越えると、ＰＮＰトランジスタ（以下、ＰＮＰ）がオンし、帰還電圧ＦＢの過上昇を制限する。
【００４３】
比較器２１５は、電源電圧ＶＣＣを抵抗２４０、２４１で分圧した電圧と基準電圧Ｖｒｅｆ７（例、２．２ｖ）とを比較し、電源電圧ＶＣＣが所定値に達した時点でその出力を反転し、オア回路２４３を介してＦＦ回路２４２をリセットする。
【００４４】
比較器２１８は、スロースタート用電圧ＳＳを基準電圧Ｖｒｅｆ８（例、２．２ｖ）と比較し、電圧ＳＳが大きくなるとアンド回路２４４及びオア回路２３９を介してＮＰＮ２３４をオンする。ＮＰＮ２３４のオンにより、ダイオード２３２が電流源Ｉ２により逆バイアスされ、その結果第１誤差増幅器２１１の通常動作を可能にする。
【００４５】
比較器２１９は、ダブルコレクタの他方が定電流源Ｉ３に接続されたＮＰＮ２３８が第２誤差増幅器２１２によりオンされると、その電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ９（例、３．０ｖ）より低下し、比較出力が反転する。比較器２２０は、帰還電圧ＦＢを基準電圧Ｖｒｅｆ１０（例、３．０ｖ）と比較し、帰還電圧ＦＢが高くなると、比較出力が反転する。比較器２１９、２２０の出力及び比較器２１８の出力の反転信号をオア回路２４５を介してタイマーブロック２０６に印加し、所定時間を計測して出力する。このタイマーブロック２０６の出力により、ＦＦ２４２をセットし、このＦＦ回路２４２のＱ出力によりロジックブロック２０３の動作を停止する。
【００４６】
次に、以上のように構成されるインバーターの動作を、図３，図４のタイミングチャート、及び図５の動作状態図を参照して説明する。
【００４７】
図３を参照して、デューティ信号ＤＵＴＹがバースト用三角波信号ＢＣＴを越えている間（ＯＮ　ＤＵＴＹ）は、ＰＷＭ制御が行われる。一方、デューティ信号ＤＵＴＹがバースト用三角波信号ＢＣＴを下回っている間（ＯＦＦ　ＤＵＴＹ）は、ＰＷＭ制御が停止され、冷陰極蛍光灯ＦＬへの電力供給は停止される。
【００４８】
ＰＷＭ用三角波信号ＣＴの周波数は例えば１２０ＫＨＺであり、これを周波数が例えば１５０Ｈｚの三角波信号ＢＣＴでバースト制御するから、視覚上で何らの問題はない。そして、デューティ信号ＤＵＴＹの大きさを制御することにより、ＰＷＭ制御によって冷陰極蛍光灯ＦＬへ供給可能な範囲を超えて、さらに広範囲に電力供給、即ち光量の制御を行うことができる。
【００４９】
具体的に回路動作を見ると、デューティ信号ＤＵＴＹがバースト用三角波信号ＢＣＴを下回っている間は、比較器２２１の出力は低（Ｌ）レベルにあり、ＮＰＮ２３４はオフしている。
【００５０】
これにより、ダイオード２３２が定電流源Ｉ２により順バイアスされ、第１誤差増幅器２１１の入力は高い値になり、ＮＰＮトランジスタ２３５がオンされ、帰還電圧ＦＢは低い電圧に規制される。
【００５１】
ＰＷＭ比較器２１４は、２つの負（−）入力のうちのより低い方の電圧と、正（＋）の三角波信号ＣＴとが比較されるから、図３の例えば左端側に示されるように、ＰＷＭ制御信号は出力されない。
【００５２】
次に、デューティ信号ＤＵＴＹがバースト用三角波信号ＢＣＴを上回ると、ＮＰＮ２３４はオンし、ダイオード２３４は逆バイアスされてオフする。このとき、検出電圧ＩＳは低い値にあるから、第１誤差増幅器２１１は入力される検出電圧ＩＳに応じた出力を発生し、ＮＰＮ２３５の導通度を制御する。そのコレクタ電圧、即ち帰還電圧ＦＢは、第８、第９ピン間に接続されているコンデンサ１３６の作用により、緩やかに上昇して行き、本来の帰還に応じた定常値に達する。これにより、ＰＷＭ比較器２１４からＰＷＭ制御信号がロジックブロック２０３に供給されて、ゲート駆動信号Ｐ１〜Ｎ２が出力されて、ＰＭＯＳ１０１，１０３，ＮＭＯＳ１０２，１０４がＰＷＭ制御される。
【００５３】
ＰＷＭ制御時のロジックブロック２０３，出力ブロック２０４におけるゲート駆動信号Ｐ１〜Ｎ２の形成ロジックを、図４，図５を参照して、詳しく説明する。
【００５４】
パルス幅変調信号、即ちＰＷＭ用三角波信号ＣＴと帰還電圧ＦＢ、に基づいて、第１半導体スイッチであるＰＭＯＳ１０１を駆動する第１ゲート駆動信号Ｐ１と、第２半導体スイッチであるＮＭＯＳ１０２を駆動する第２ゲート駆動信号Ｎ１と、第３半導体スイッチであるＰＭＯＳ１０３を駆動する第３ゲート駆動信号Ｐ２と、第４半導体スイッチであるＮＭＯＳ１０４を駆動する第４ゲート駆動信号Ｎ２とを、ＰＭＯＳ１０１とＮＭＯＳ１０４との両方がオフしている同時オフ期間Ｔｏｆｆ及びＰＭＯＳ１０３とＮＭＯＳ１０２との両方がオフしている同時オフ期間Ｔｏｆｆを設けるタイミングで発生する。さらに、変圧器ＴＲの一次巻線１０５に流れる電流の方向を第１方向から第２方向へ、あるいは第２方向から第１方向へ切り換える際の電流値が零の状態で切り換えるタイミングで、各ゲート駆動信号Ｐ１〜Ｎ２を発生する。
【００５５】
図４において、区間ｉでゲート駆動信号Ｎ１はＨレベルであり、ゲート駆動信号Ｐ１はＬレベル、ゲート駆動信号Ｐ２はＨレベルにあり、ＰＭＯＳ１０１とＮＭＯＳ１０２がオンし、一次巻線１０５には第１方向に電源ＢＡＴから電流が流れている。この状態が、図５（ａ）に示されている。
【００５６】
区間ｉｉになると、ゲート駆動信号Ｎ１がＬレベルになり、ゲート駆動信号Ｐ２がＬレベルになるまで、ＰＭＯＳ１０３とＮＭＯＳ１０２は共にオフの期間Ｔｏｆｆが形成され、貫通電流が流れることを防止している。この期間は、ＰＭＯＳ１０１のみがオンされているが、変圧器ＴＲの蓄積エネルギーにより、第１方向の電流が、ＰＭＯＳ１０３のボディダイオードとＰＭＯＳ１０１を通して流れ続ける。
【００５７】
区間ｉｉの後半では、ゲート駆動信号Ｐ２がＬレベルになることにより、ＰＭＯＳ１０３がオンし、ボディダイオードに流れていた電流はＰＭＯＳ１０３のチャンネルに移る。この区間ｉｉの状態が、図５（ｂ）に示されている。
【００５８】
区間ｉｉｉになると、ゲート駆動信号Ｐ１がＨレベルになり、ＰＭＯＳ１０１がオフする。まだ、第１方向に電流が流れている場合には、オフされているＮＭＯＳ１０４のボディダイオードを通して、電流が流れる。このとき、＠点の電位は、区間ｉ、ｉｉのＶＣＣから、ボディダイオードによる電圧降下Ｖｆだけ低くなる。この区間ｉｉｉの状態が、図５（ｃ）に示されている。
【００５９】
変圧器ＴＲの蓄積エネルギーによる第１方向の電流が零になると、区間ｉｖに入る。この区間ｉｖでは、図５（ｄ）に示されるように、電流が零で、ＰＭＯＳ１０３のみがオンしている。このように、本発明では、一次巻線１０５の電流の方向を切り換える以前に、電流が零の状態が形成される。
【００６０】
この電流方向を切り換える以前に、電流を零とする状態は、変圧器ＴＲ、共振コンデンサ１１１，１１２、冷陰極蛍光灯ＦＬなどの電気的条件に合わせて、ＰＷＭ制御におけるパルス幅の範囲設定を行うことにより、得られる。
【００６１】
区間ｖにおいて、ゲート駆動信号Ｐ２はＬレベル、ゲート駆動信号Ｐ１はＨレベルにあり、ＰＭＯＳ１０３がオンしている状態で、ゲート駆動信号Ｎ２がＨレベルになるとＮＭＯＳ１０４はオンとなり、ゼロカレントスイッチングが行われる。ＰＭＯＳ１０３とＮＭＯＳ１０４のオンにより、一次巻線１０５には第２方向に電源ＢＡＴから電流が流れる。この状態が、図５（ｅ）に示されている。
【００６２】
区間ｖｉ　になると、ゲート駆動信号Ｎ２がＬレベルになり、ゲート駆動信号Ｐ１がＬレベルになるまで、ＰＭＯＳ１０１とＮＭＯＳ１０４は共にオフの期間Ｔｏｆｆが形成され、貫通電流が流れることを防止している。この期間は、ＰＭＯＳ１０３のみがオンされているが、変圧器ＴＲの蓄積エネルギーにより、第２方向の電流が、ＰＭＯＳ１０１のボディダイオードとＰＭＯＳ１０３を通して流れ続ける。区間ｖｉの後半では、ゲート駆動信号Ｐ１がＬレベルになることにより、ＰＭＯＳ１０１がオンし、ボディダイオードに流れていた電流はＰＭＯＳ１０１のチャンネルに移る。この区間ｖｉの状態が、図５（ｆ）に示されている。
【００６３】
以下、区間ｖｉｉになると、電流方向が逆になるだけで、区間ｉｉｉと同様に、動作する。その状態が図５（ｇ）に示されている。また、区間ｖｉｉｉになると、第２方向の電流が零になり、図５（ｈ）に示されるように、ＰＭＯＳ１０１のみがオンしている状態になる。＠点の電位は、図示のように変化する。
【００６４】
この第２方向から第１方向に電流方向が切り替わる際にも、やはりゼロカレントスイッチングが行われる。
【００６５】
なお、図１において、ＰＭＯＳ１０１及びＰＭＯＳ１０３に代えて、第１スイッチ及び第３スイッチとして、ＮＭＯＳを用いることもできる。この場合には、この変更に合わせて、ゲート駆動信号も変更することになる。
【００６６】
図６は、絶縁変圧器、ハーフブリッジのスイッチ回路を用いて、ＰＷＭ制御する本発明の第２の実施の形態に係るインバーターの全体構成を示す図である。また、図７は、第２の実施の形態におけるタイミングチャートである。
【００６７】
図６においては、２台の変圧器ＴＲ１、ＴＲ２を設け、ハーフブリッジ型のスイッチング回路によりＰＷＭ制御するとともに、各変圧器ＴＲ１、ＴＲ２にそれぞれ２つの二次巻線３０９，３１０、４０９、４１０を設けている。これら各二次巻線３０９，３１０、４０９、４１０には、それぞれ冷陰極蛍光灯ＦＬ１１，ＦＬ１２，ＦＬ２１，ＦＬ２２を接続して、計４本の冷陰極蛍光灯の点灯を制御する例を示している。
【００６８】
図６において、まず、第１変圧器ＴＲ１の系統について説明する。このハーフブリッジ型のスイッチ回路は、第１コンデンサ３０１と第１スイッチであるＮＭＯＳ３０２とで、変圧器ＴＲ１の一次巻線３０８への第１方向の電流経路を形成する。また、第２スイッチであるＰＭＯＳ３０３と第２コンデンサ３０４とで、変圧器ＴＲ１の一次巻線３０８への第２方向の電流経路を形成する。これらのＰＭＯＳ３０３、ＮＭＯＳ３０２は、それぞれボディダイオード（即ち、バックゲートダイオード）を有している。このボディダイオードにより、本来の電流経路と逆方向の電流を流すことができる。なお、ボディダイオードと同様の機能を果たすダイオードを別に設けてもよい。
【００６９】
直流電源ＢＡＴの電源電圧ＶＤＤがＰＭＯＳ３０３、ＮＭＯＳ３０２、コンデンサ３０１，３０４を介して変圧器ＴＲ１の一次巻線３０８に供給され、その２次巻線３０９，３１０に巻線比に応じた高電圧が誘起される。この誘起された高電圧が冷陰極蛍光灯ＦＬ１１，ＦＬ１２に供給されて、冷陰極蛍光灯ＦＬ１１，ＦＬ１２が点灯する。なお、ツェナーダイオード３０５，抵抗３０６、コンデンサ３０７は、直流電源ＢＡＴの電源電圧ＶＤＤと、インバータ制御用ＩＣ６００の電源電圧ＶＣＣとが異なるために、ゲート電圧をレベルシフトするためのものである。
【００７０】
コンデンサ３１１，３１２，コンデンサ３１５，３１６は、それらのキャパシタンスと変圧器ＴＲ１もしくはＴＲ２のインダクタンス成分とで共振させるためのものであり、この共振には冷陰極蛍光灯ＦＬ１もしくはＦＬ２の寄生キャパシタンスも寄与する。
【００７１】
抵抗３２３，抵抗３２６は、冷陰極蛍光灯ＦＬ１，ＦＬ２に流れる電流を検出して、インバータ制御用ＩＣ６００にフィードバックするものである。抵抗３１９、３２０は、コンデンサ３１１，３１２，３１５，３１６とともに、冷陰極蛍光灯ＦＬ１もしくはＦＬ２に印加される電圧を検出して、インバータ制御用ＩＣ６００にフィードバックするものである。３１３，３１４，３１７，３１８，３２１，３２２，３２４，３２５は、ダイオードである。また、３２７は電源電圧安定用のコンデンサである。
【００７２】
次に、第２変圧器ＴＲ２の系統については、各構成要素の番号を、４００番台にして、第１変圧器ＴＲ１の系統の構成要素と同じ番号を付している。例示すると、一次巻線が３０８に対して４０８である。その他も、同様である。したがって、同じ構成であるから、再度の説明を省略する。
【００７３】
インバータ制御用ＩＣ６００は複数の入出力ピンを有している。このＩＣ６００は、第１実施の形態でのインバータ制御用ＩＣ２００とそのピン配置やその内部構成はほぼ同様である。ただ、第１変圧器ＴＲ１の系統と第２変圧器ＴＲ２の系統の２系統を持つこと、各変圧器ＴＲ１，ＴＲ２の２つの二次巻線毎に、冷陰極蛍光灯ＦＬ１１〜ＦＬ２２を持つことから、フィードバック系などの一部の構成において、異なっている。
【００７４】
インバータ制御用ＩＣ６００が、インバータ制御用ＩＣ２００と異なる点についてのみ、追加的に説明する。第２ピン２Ｐは、バースト用三角波信号ＢＣＴの充放電電流設定抵抗接続端子である。第４ピン４Ｐは、ＰＷＭ用三角波信号ＣＴの放電電流設定抵抗接続端子である。これらの端子は必要に応じてインバータ制御用ＩＣ２００にも設けることができる。
【００７５】
第１５ピン１５Ｐは、異常検出信号（図２のＦＦ２４２の出力に相当する）を外部に出力する端子である。第１７ピン１７Ｐ及び第１８ピン１８Ｐは、第１変圧器ＴＲ１の系統と第２変圧器ＴＲ２の系統の第２番目の冷陰極蛍光灯ＦＬ１２，ＦＬ２２の過電流保護を行うための検出電圧を入力するものであり、この検出電圧はそれぞれ内部の比較器で基準電圧と比較される。　第１９ピン１９Ｐは、内部に設けられるレギュレータの出力電圧を外部に出力する端子である。
【００７６】
このＩＣ６００の第１ピン１Ｐ〜第２８ピン２８Ｐと、第１実施の形態でのインバータ制御用ＩＣ２００の各ピンとは、ピン番号とともに括弧内に示している記号（例えば、ＤＵＴＹとＤＵＴＹ；ＦＢとＦＢ１，ＦＢ２）が同じものがそれぞれ対応する。
【００７７】
このＩＣ６００において、抵抗５０１が第２ピン２Ｐに、コンデンサ５０２が第３ピン３Ｐに、抵抗５０３が第４ピン４Ｐに、抵抗５０４が第５ピン５Ｐに、抵抗５０５，５０６が第６ピン６Ｐに、コンデンサ５０７が第７ピン７Ｐに、グランドとの間に接続されている。
【００７８】
コンデンサ５０８が第９ピン９Ｐと第１０ピン１０Ｐとの間に接続され、また第１０ピン１０Ｐに抵抗５１３を介して、検出電圧ＩＳ１が入力される。コンデンサ５０９が第９ピン９Ｐと第１１ピン１１Ｐとの間に接続され、また第１１ピン１１Ｐに、検出電圧ＶＳ１が入力される。
【００７９】
コンデンサ５１１が第１２ピン１２Ｐと第１３ピン１３Ｐとの間に接続され、また第１３ピン１３Ｐに抵抗５１４を介して、検出電圧ＩＳ２が入力される。コンデンサ５１２が第１２ピン１２Ｐと第１４ピン１４Ｐとの間に接続され、また第１４ピン１４Ｐに、検出電圧ＶＳ２が入力される。なお、５３１〜５３４は、コンデンサである。
【００８０】
また、直流電源ＢＡＴの電圧ＶＤＤを、抵抗５２２、ツェナーダイオード５２３及びＮＰＮ５２４とからなるシリーズレギュレータでＩＣ６００の所定の電源電圧ＶＣＣ（例、５〜１２ｖ）に調整して、ＩＣ６００に供給する。なお、コンデンサ５２１，５２６は安定用コンデンサであり、この他適宜必要な箇所に設置される。
【００８１】
次に、以上のように構成される第２の実施の形態に係るインバーターの動作を、図７のタイミングチャートを参照して説明する。図７では、第１変圧器ＴＲ１の系統での制御について説明している。なお、ＩＣ６００の内部構成及び動作は第１実施の形態におけるＩＣ２００（図２）とほぼ同様である。
【００８２】
図７を参照して、デューティ信号ＤＵＴＹがバースト用三角波信号ＢＣＴを越えている間（ＯＮ　ＤＵＴＹ）は、ＰＷＭ制御が行われる。一方、デューティ信号ＤＵＴＹがバースト用三角波信号ＢＣＴを下回っている間（ＯＦＦ　ＤＵＴＹ）は、ＰＷＭ制御が停止され、冷陰極蛍光灯ＦＬ１１，ＦＬ１２への電力供給は停止される。
【００８３】
この実施の形態でも、ＰＷＭ用三角波信号ＣＴの周波数は例えば１００ＫＨＺであり、これを周波数が例えば３００Ｈｚの三角波信号ＢＣＴでバースト制御するから、視覚上で何らの問題はない。そして、デューティ信号ＤＵＴＹの大きさを制御することにより、ＰＷＭ制御によって冷陰極蛍光灯ＦＬへ供給可能な範囲を超えて、さらに広範囲に電力供給、即ち光量の制御を行うことができる。
【００８４】
図７のタイミングチャートを見ると、デューティ信号ＤＵＴＹがバースト用三角波信号ＢＣＴを下回っている間は、帰還電圧ＦＢは低い電圧に規制される。これにより、ＰＷＭ制御は行われず、ゲート駆動電圧Ｐ１はＨレベルにあり、ゲート駆動電圧Ｎ１はＬレベルにある。このため、ＰＭＯＳ３０３及びＮＭＯＳ３０２はオフ状態を継続するから、変圧器ＴＲ１への電力供給は行われない。
【００８５】
次に、デューティ信号ＤＵＴＹがバースト用三角波信号ＢＣＴを上回ると、帰還電圧ＦＢ１は、第９、第１０ピン間に接続されているコンデンサ５０８の作用により、緩やかに上昇して行き、本来の帰還に応じた定常値に達する。これにより、ＩＣ６００ではＰＷＭ制御が行われて、ゲート駆動信号Ｐ１，Ｎ１が出力されて、ＰＭＯＳ３０３，ＮＭＯＳ３０２がＰＷＭ制御される。
【００８６】
ＰＷＭ制御時の動作を詳しく説明すると、ゲート駆動信号Ｐ１、Ｎ１は、ＰＭＯＳ３０３とＮＭＯＳ３０２の両方がオフしている同時オフ期間Ｔｏｆｆを設けるタイミングで発生する。さらに、変圧器ＴＲ１の一次巻線３０８に流れる電流の方向を第１方向から第２方向へ、あるいは第２方向から第１方向へ切り換える際の電流値が零の状態で切り換えるタイミングで、各ゲート駆動信号Ｐ１，Ｎ１を発生する。
【００８７】
図７において、区間ｉでゲート駆動信号Ｎ１はＨレベルであり、ゲート駆動信号Ｐ１はＨレベルにあり、第１コンデンサ３０１とＮＭＯＳ３０２を通って、一次巻線３０８には第１方向に電源ＢＡＴから電流が流れている。
【００８８】
区間ｉｉになると、ゲート駆動信号Ｎ１がＬレベルになり、ゲート駆動信号Ｐ１がＬレベルになるまで、ＰＭＯＳ３０３とＮＭＯＳ３０２は共にオフの期間Ｔｏｆｆが形成され、貫通電流が流れることを防止している。この区間ｉｉでは、変圧器ＴＲ１の蓄積エネルギーにより、第１方向の電流が、ＰＭＯＳ３０３のボディダイオードとコンデンサ３０１、３０４を通して流れ続ける。
【００８９】
第１方向の電流は、変圧器ＴＲ１の蓄積エネルギーがなくなると、零になる。このように、この第２の実施の形態でも、一次巻線３０８の電流の方向を切り換える以前に、電流が零の状態が形成される。
【００９０】
この電流方向を切り換える以前に、電流を零とする状態は、変圧器ＴＲ１、共振コンデンサ３１１，３１２，３１５，３１６、冷陰極蛍光灯ＦＬ１１，ＦＬ１２などの電気的条件に合わせて、ＰＷＭ制御におけるパルス幅の範囲設定を行うことにより、得られる。
【００９１】
区間ｉｉｉにおいて、ゲート駆動信号Ｐ１がＬレベルになると、ＰＭＯＳ３０３と第２コンデンサ３０４とを通って、一次巻線３０８には第２方向に電源ＢＡＴから電流が流れている。
【００９２】
区間ｉｖになると、ゲート駆動信号Ｐ１がＨレベルになり、ゲート駆動信号Ｎ１がＨレベルになるまで、ＰＭＯＳ３０３とＮＭＯＳ３０２は共にオフの期間Ｔｏｆｆが形成され、貫通電流が流れることを防止している。この区間ｉｖでは、変圧器ＴＲ１の蓄積エネルギーにより、第２方向の電流が、ＮＭＯＳ３０２のボディダイオードとコンデンサ３０１、３０４を通して流れ続ける。
【００９３】
この第２方向の電流は、変圧器ＴＲ１の蓄積エネルギーがなくなると、零になる。このように、この第２の実施の形態でも、一次巻線３０８の電流の方向を切り換える以前に、電流が零の状態が形成される。
【００９４】
なお、図６において、ＰＭＯＳ３０３に代えて、第１スイッチとして、ＮＭＯＳを用いることもできる。この場合には、この変更に合わせて、ゲート駆動信号も変更することになる。
【００９５】
【発明の効果】
本発明によれば、直流電源から、負荷を駆動するための交流電圧を発生するためのインバーターにおいて、二次巻線が負荷に接続される変圧器の一次巻線に、フルブリッジあるいはハーフブリッジ構成の半導体スイッチ回路を設け、負荷に流れる電流を帰還して各スイッチをパルス幅変調（ＰＷＭ）制御することにより、負荷への電力供給をきめ細かく調整することができる。
【００９６】
また、パルス幅変調（ＰＷＭ）信号に基づいて、複数の半導体スイッチをスイッチングするロジックを工夫することにより、ゼロカレントスイッチング、貫通電流防止などの高度な制御を可能とすることができる。
【００９７】
また、パルス幅変調制御と共に、オン時間とオフ時間との比を調整可能なバースト制御を行うことにより、パルス幅変調制御の限界を超えて、負荷への供給電力を広範囲に調整することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施の形態に係るインバーターの全体構成図。
【図２】図１のためのインバータ制御用ＩＣの内部構成図。
【図３】図１のインバーターのタイミングチャート。
【図４】図３の一部を詳細に説明するタイミングチャート。
【図５】各タイミングにおけるＨブリッジの動作状態を示す図。
【図６】本発明の第２実施の形態に係るインバーターの全体構成図。
【図７】図６のインバーターのタイミングチャート。
【符号の説明】
ＴＲ、ＴＲ１、ＴＲ２　変圧器
ＦＬ、ＦＬ１１，ＦＬ１２，ＦＬ２１，ＦＬ２２　冷陰極蛍光灯
ＢＡＴ　直流電源
１０１、１０３、３０３　Ｐ型ＭＯＳトランジスタ
１０２、１０４、３０２　Ｎ型ＭＯＳトランジスタ
Ｐ１，Ｐ２，Ｎ１，Ｎ２　ゲート駆動信号
２００，６００　インバータ制御用ＩＣ
ＣＴ　ＰＷＭ用三角波信号
Ｆｂ　帰還電圧
ＩＳ　検出電圧
ＢＣＴ　バースト用三角波信号
ＤＵＴＹ　バースト用デューティ信号
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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