(57)【要約】【課題】環境温度が変化しても、低損失で広帯域な通過特性と広帯域にわたる大きな減衰量を保証することができるフィルタ回路を得る。【解決手段】反共振特性を有する共振素子（弾性表面波共振器２）を直列要素とし、静電容量Ｃを有するキャパシタ１５とインダクタンスＬを有するインダクタ１４からなる直列回路を用いて並列要素を構成したフィルタ回路において、ある基準温度との温度差をΔＴとしたとき、上記温度差ΔＴに伴う上記キャパシタ１５の静電容量Ｃの変化量ΔＣと、上記温度差ΔＴに伴う上記インダクタ１４のインダクタンスＬの変化量ΔＬとを、逆符号とする。【選択図】　　　　図１
2004096539.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
反共振特性を有する共振素子を直列要素とし、静電容量Ｃを有するキャパシタとインダクタンスＬを有するインダクタからなる直列回路を用いて並列要素を構成したフィルタ回路において、
ある基準温度との温度差をΔＴとしたとき、上記温度差ΔＴに伴う上記キャパシタの静電容量Ｃの変化量ΔＣと、上記温度差ΔＴに伴う上記インダクタのインダクタンスＬの変化量ΔＬとを、逆符号とする
ことを特徴とするフィルタ回路。
【請求項２】
反共振特性を有する共振素子を並列要素とし、静電容量Ｃを有するキャパシタとインダクタンスＬを有するインダクタからなる並列回路を用いて直列要素を構成したフィルタ回路において、
ある基準温度との温度差をΔＴとしたとき、上記温度差ΔＴに伴う上記キャパシタの静電容量Ｃの変化量ΔＣと、上記温度差ΔＴに伴う上記インダクタのインダクタンスＬの変化量ΔＬとを、逆符号とする
ことを特徴とするフィルタ回路。
【請求項３】
請求項１または２に記載のフィルタ回路において、
前記キャパシタの静電容量Ｃと、前記インダクタのインダクタンスＬとを、ΔＬ／ΔＣ＝−Ｌ／Ｃの関係を満たすようにした
ことを特徴とするフィルタ回路。
【請求項４】
請求項１または２に記載のフィルタ回路において、
前記キャパシタとして、インターディジタルキャパシタを用いた
ことを特徴とするフィルタ回路。
【請求項５】
請求項１または２に記載のフィルタ回路において、
前記インダクタとして、空芯コイルを用いた
ことを特徴とするフィルタ回路。
【請求項６】
請求項１または２に記載のフィルタ回路において、
前記インダクタとして、線膨張係数が７ｐｐｍ／℃より大きな材料をコアとしたコイルを用いた
ことを特徴とするフィルタ回路。
【請求項７】
請求項１または２に記載のフィルタ回路において、
前記キャパシタとして、水晶基板上に作成したインターディジタルキャパシタを用いた
ことを特徴とするフィルタ回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、通信機等で用いられる特定の周波数範囲内の信号を通過させる一方、特定の周波数範囲外の信号を減衰させるフィルタ回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図２２は、例えば特開平１０−１２６２１２号公報（以下、文献１という）に記載された従来のフィルタ回路を示す構成図である。図２２において、１は並列要素を構成する弾性表面波共振器、２は直列要素を構成する弾性表面波共振器、３は入力端子、４は入力側の接地端子、５は出力端子、６は出力側の接地端子である。
【０００３】
図２３は、弾性表面波共振器１の具体例を示す構成図である。例えば、図２２に示された並列要素の弾性表面波共振器１の場合を例にすると、図２３中、上側の電気端子７は入力端子３と同電位であり、下側の電気端子８は入力側接地端子４と同電位である。
【０００４】
図２４は、弾性表面波共振器１の具体的な構造を示す構成図である。図２４において、９はＩＤＴ（Ｉｎｔｅｒ　Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒ）であり、太さｄ１の電極指１０を間隔ｐ１で幅ｗにわたり互いに交差して配置されている。通常は、厚さｈのアルミニウムを主体とした金属薄膜を使うが、アルミニウム以外の金属を使う場合もある。１１は反射器であり、ＩＤＴ９と同様に、太さｄ２のメタルストリップ１２が間隔ｐ２で多数配列されている。
【０００５】
図２４では、メタルストリップ１２が全て同電位となるように接続されたショートストリップ反射器の場合を示しているが、メタルストリップ１２が独立した電位となるように、互いのメタルストリップ１２を電気的に接続しないオープンストリップを用いる場合もある。ＩＤＴ９と反射器１１との間隔はそれぞれｇ１、ｇ２であり、多くの場合ｇ１とｇ２は同じ値を用いる。
【０００６】
電気端子７と電気端子８との間に電気信号を印加すると、互いに交差する電極１０の間に電界が生じ、この電界によって弾性表面波が励振される。このとき、電極指１０の配列間隔ｐ１が弾性表面波の波長λの２分の１と一致するときに、弾性表面波は最も効率よく励振される。すなわち、電極指１０の配列間隔ｐ１は、弾性表面波共振器の動作周波数を決定する。各電極指１０間で励振された弾性表面波は、通常の弾性表面波用圧電基板を用いる場合、電極指１０に垂直な双方向に伝搬し、ＩＤＴ９から２つの反射器１１の方向に伝搬する。
【０００７】
一方、反射器１１では、メタルストリップ１２の質量負荷と電気的境界条件の差により、メタルストリップ１２の端面で弾性表面波の反射が生じる。このとき、メタルストリップ１２の配列間隔ｐ２が弾性表面波の半波長λ／２に一致するとき、各メタルストリップ１２の端面での反射波が全て同相となるため、強い反射が生じる。
【０００８】
この場合、ＩＤＴ９で励振された弾性表面波は、両側の反射器１１で反射され、弾性表面波エネルギーが閉じ込められ、共振器として動作する。弾性表面波共振器の動作については、文献：弾性波素子技術ハンドブック、日本学術振興会弾性波素子技術第１５０委員会編、平成３年１１月３０日第１版発行、ｐｐ．２１７〜２２７（以下、文献２という）に詳しく述べられている。弾性表面波共振器は、共振周波数ｆｒにて入力インピーダンスが最小となり、反共振周波数ｆａにて入力アドミタンスが最小となる。また、共振周波数ｆｒは反共振周波数ｆａより小さい。
【０００９】
図２５は、弾性表面波共振器の等価回路を示す回路図である。図２５において、１３は図２４のＩＤＴ９が有する静電容量Ｃ０、１４はインダクタＬ１、１５はキャパシタＣ１である。弾性表面波共振器の共振周波数ｆｒは、インダクタ１４、キャパシタ１５との直列共振の周波数であり、このとき、弾性表面波共振器の電気端子７と電気端子８との間のインピーダンスはほぼ短絡となる。また、弾性表面波共振器の反共振周波数ｆａは、静電容量（電極容量）１３と直列回路（インダクタ１４、キャパシタ１５）との並列共振の周波数であり、このとき、弾性表面波共振器の電気端子７と電気端子８の間のインピーダンスはほぼ開放なる。これらの関係式は次式（１）、（２）で与えられる。
【００１０】
【数１】
2004096539.tif 000003
【００１１】
なお、文献２には、インダクタ１４に抵抗成分Ｒ１を考慮し、直列共振におけるＱ値（Ｑｕａｌｉｔｙ　Ｆａｃｔｏｒ）を考慮した等価回路が示されている。このような等価回路を考える場合、共振周波数ｆｒにおける弾性表面波共振器の電気端子７と電気端子８との間のインピーダンスは、完全な短絡ではなく、最小値となる。
【００１２】
図２６は、図２２に示すフィルタ回路の動作を説明する説明図である。（Ａ）は直列要素の弾性表面波共振器２のインピーダンス特性を示し、（Ｂ）は並列要素の弾性表面波共振器１のアドミタンス特性を示し、（Ｃ）は直列要素の弾性表面波共振器２と並列要素の弾性表面波共振器１とを図２２のように接続した場合のフィルタ特性を示している。
【００１３】
次に動作について説明する。図２６に示すように、直列要素の弾性表面波共振器２は、周波数ｆｒ２で直列共振を示し、周波数ｆａ２で並列共振を示す。すなわち、弾性表面波共振器２は、共振周波数がｆｒ２であり、反共振周波数がｆａ２である。（Ａ）の縦軸は、弾性表面波共振器２のインピーダンスの虚部を示している。弾性表面波共振器２は、弾性表面波が励振されない周波数範囲では、静電容量Ｃ０を有するキャパシタとして動作する。このため、共振周波数ｆｒ２よりも低周波数側や反共振周波数ｆａ２よりも高周波数側では、虚部が負のインピーダンスを示す。
【００１４】
一方、並列要素の弾性表面波共振器１は、周波数ｆｒ１で直列共振を示し、周波数ｆａ１で並列共振を示す。即ち、弾性表面波共振器１は、共振周波数がｆｒ１であり、反共振周波数がｆａ１である。（Ｂ）の縦軸は、弾性表面波共振器１のインピーダンスの虚部を示している。弾性表面波共振器１は共振周波数ｆｒ１よりも低周波数側や反共振周波数ｆａ１よりも高周波数側では、虚部が正のアドミタンスを示す。
【００１５】
ここで、弾性表面波共振器２の共振周波数ｆｒ２と弾性表面波共振器１の反共振周波数ｆａ１とがほぼ等しくなるように設定する。このとき、弾性表面波共振器２は、共振周波数ｆｒ２の近傍の周波数では、インピーダンスがほぼ０となるので、短絡の状態となる。また、弾性表面波共振器１は、反共振周波数ｆａ１の近傍の周波数では、アドミタンスがほぼ０となるので、開放の状態になる。このため、入力端子３と出力端子５との間はほぼ短絡となり、入力端子３と入力側の接地端子４との間はほぼ開放となり、同様に、出力端子５と出力側の接地端子６との間はほぼ開放となる。したがって、入力側端子３と出力側端子５との間は、低損失な通過域を示すことになる。
【００１６】
一方、弾性表面波共振器１の共振周波数ｆｒ１付近の周波数では、弾性表面波共振器１はほぼ短絡となる。このとき、入力端子３と入力側の接地端子４とがほぼ短絡となり、かつ、出力端子５と出力側の接地端子６とがほぼ短絡となるため、入力側端子３から出力側端子５へ電気信号を伝達することができず、大きな減衰極を形成する。この減衰極は、弾性表面波共振器１の共振周波数ｆｒ１付近の周波数となるので、フィルタ回路の通過域となる弾性表面波共振器１の反共振周波数ｆａ１よりも低い周波数に限定される。
【００１７】
さらに、弾性表面波共振器２の反共振周波数ｆａ２付近の周波数では、弾性表面波共振器２はほぼ開放となる。したがって、入力端子３から出力端子５へ電気信号を伝達することができず、大きな減衰極を形成する。この減衰極は、弾性表面波共振器２の反共振周波数ｆａ２付近の周波数となるので、フィルタ回路の通過域となる弾性表面波共振器２の共振周波数ｆｒ２よりも高い周波数に限定される。
【００１８】
図２２に示すフィルタ回路の動作は、弾性表面波共振器以外の共振器でも同様の特性を示し、例えば、厚み縦振動や厚みすべり振動を利用したバルク波共振器を用いても同様である。
【００１９】
バルク波共振器の場合、例えば、文献：電気電子のための固体振動論の基礎、オーム社発行、尾上守夫監修、昭和５７年９月２０日第１版発行、ｐｐ．１７５〜１８８（以下、文献３という）に示されているように、共振周波数ｆｒと反共振周波数ｆａとバルク波共振器を構成している圧電体の電気機械結合係数Ｋ２との間には、近似的に次式（３）の関係があることが知られている。
【００２０】
【数２】
2004096539.tif 000004
【００２１】
式（３）は、バルク波共振器の共振周波数ｆｒと反共振周波数ｆａとの差が、使用する圧電体の電気機械結合係数Ｋ２に反共振周波数ｆａを乗じた値の半分にほぼ一致することを示している。この関係は、弾性表面波共振器の場合についてほぼ同様である。即ち、バルク波共振器や弾性表面波共振器等の弾性表面波共振器を用いてフィルタ回路を構成した場合、フィルタ回路の通過域の周波数と、大きな減衰を得られる減衰極の周波数との差は、弾性表面波共振器の共振周波数ｆｒと反共振周波数ｆａとの差に相当するため、これらの差は、フィルタ回路の通過域の周波数に使用する圧電体の電気機械結合係数Ｋ２を乗じた値のほぼ半分の値に制限される。したがって、フィルタ回路の通過域の周波数と、大きな減衰を必要とする阻止域の周波数との差は、使用する圧電体の性能による制限を受ける。
【００２２】
例えば、弾性表面波共振器で使われる圧電体には、ニオブ酸リチウム（ＬｉＮｂＯ３）やタンタル酸リチウム（ＬｉＴａＯ３）が広く知られているが、これらの電気機械結合係数Ｋ２は大きくても数十％である。したがって、フィルタ回路の周波数と、大きな減衰を得られる減衰極の周波数との差は、フィルタ回路の通過域の周波数の５〜６％程度の値までしか得られない。
【００２３】
次に、図２７は、例えば特開平６−３５０３９０号公報（以下、文献４という）に示された従来のフィルタ回路を示す構成図である。このフィルタ回路は、第１の弾性表面波共振器２ａと第２の弾性表面波共振器２ｂとインダクタ１６を直列要素とし、インダクタ１４とキャパシタ１５の並列共振回路を並列要素とした構成でなる。
【００２４】
図２８は、図２７に示すフィルタ回路の動作を説明する説明図である。図２８中、（Ａ）は第１の弾性表面波共振器２ａのインピーダンス特性１７、第２の弾性表面波共振器２ｂのインピーダンス特性１８、インダクタ１６のインピーダンス特性１９を示している。第１の弾性表面波共振器２ａは共振周波数ｆｒ１、反共振周波数ｆａ１であり、第２の弾性表面波共振器２ｂの共振周波数はｆｒ２、反共振周波数はｆａ２である。このとき、第１の弾性表面波共振器２ａの反共振周波数ｆａ１は第２の弾性表面波共振器２ｂの共振周波数ｆｒ２よりも低周波数となっている。
【００２５】
（Ｂ）はインダクタ１４とキャパシタ１５の並列共振回路のアドミタンス特性２０を示している。周波数ｆａｐは並列共振回路の反共振周波数であり、第１の弾性表面波共振器２ａの反共振周波数ｆａ１と第２の弾性表面波共振器２ｂの共振周波数ｆｒ２との間になるように反共振周波数ｆａｐが設定されている。（Ａ）、（Ｂ）ともに、縦軸は、虚部を示している。（Ｃ）は図２７に示すフィルタ回路を構成した場合の通過特性を示している。
【００２６】
インダクタ１４とキャパシタ１５とからなる並列共振回路の反共振周波数ｆａｐは、フィルタ回路の通過域付近の周波数に設定されているので、並列共振回路はインピーダンスがほぼ開放となる。また、第１の弾性表面波共振器２ａは、反共振周波数ｆａ１より高い周波数で動作しているので、容量性のインピーダンスを有する。さらに、第２の弾性表面波共振器２ｂは共振周波数ｆｒ２より高い周波数で動作しているので、容量性のインピーダンスを有する。
【００２７】
このため、第１の弾性表面波共振器２ａと第２の弾性表面波共振器２ｂが有する容量性インピーダンスを打ち消すために、誘導性インピーダンスを有するインダクタ１６が必須である。一般に、ＧＨｚに達する周波数では、インダクタ損失が大きく、例えば誘電体基板上に形成されたインダクタではＱ値が数十程度であり、空芯コイルのような高Ｑタイプのものでも、１００程度が限界である。このため、図２７に示すようなフィルタ回路の直列要素にも並列要素にもインダクタを用いる構成では、実際のフィルタ回路を構成した場合に、通過域の損失が増大してしまう。
【００２８】
また、並列要素に用いた並列共振回路は、反共振周波数ｆａｐよりも低周波数では、インダクタ１４のアドミタンスの方が小さいために支配的となり、並列共振回路は誘導性のアドミタンスを示す。一方、反共振周波数ｆａｐよりも高周波数では、キャパシタ１５のアドミタンス方が小さいために支配的となり、並列共振回路は容量性のアドミタンスを示す。このため、フィルタ回路の通過域のインピーダンス特性は、反共振周波数ｆａｐから離れると、純抵抗成分以外の成分が大きくなるため、広帯域にわたり低損失な特性を実現するのは困難である。
【００２９】
次に、図２９は、例えば特開平９−１１６３８０号公報（以下、文献５という）に示されている従来のフィルタ回路を示す構成図である。図２９において、２１はキャパシタ１３と直列共振回路（キャパシタ１５、インダクタ１４）とを並列接続した共振回路である。
【００３０】
共振回路２１は、図２５に示したものと同じであり、本質的に弾性表面波共振器となんら変わらない。さらに設計面でも、共振回路２１の共振周波数と、並列要素の弾性表面波共振器１の反共振周波数とをほぼ同じに設定する点で、図２２に示したフィルタ回路と同じである。
【００３１】
しかし、弾性表面波共振器が、使用する圧電体の電気機械結合係数に依存して共振周波数と反共振周波数との差が決まるのに対して、図２９に示した共振回路２１はその制限がない分だけ広帯域化できる余地があるが、実際には、インダクタのＱ値は、弾性表面波共振器２のＱ値よりもかなり小さく、共振回路２１により、弾性表面波共振器２よりも広帯域な特性を実現できても、低損失な通過特性を実現するのは難しい。
【００３２】
さらに、共振回路２１のＱ値が小さいために、直列要素により形成されるフィルタ回路の通過域よりも高周波数側の減衰特性を急峻とするのが難しく、かつ、共振回路２１が形成する減衰域も急峻な零点を形成するのが困難であり、通過域よりも高周波数側の減衰特性が劣化してしまう。
【００３３】
そこで、通過域の周波数と減衰域の周波数が離れていても、低損失で広帯域な通過特性を実現し、かつ広帯域にわたり大きな減衰量を実現することができるフィルタ回路を得るため、反共振特性を有する共振素子を用いて直列要素とし、インダクタとキャパシタの直列回路を並列要素とする構成とすることが考えられる。
【００３４】
図３０は、反共振特性を有する共振素子を用いて直列要素とし、インダクタとキャパシタの直列回路を並列要素とする構成としたフィルタ回路の例を示す構成図である。図３０において、２は直列要素を構成する反共振特性を有する弾性表面波共振器（共振素子）、３は入力端子、４は入力側の接地端子、５は出力端子、６は出力側の接地端子、１４はインダクタ、１５はキャパシタである。なお、インダクタ１４とキャパシタ１５の直列回路は並列要素を構成し、π形回路構成をしている。
【００３５】
図３１は、弾性表面波共振器２が弾性表面波を励振しない周波数範囲、すなわち、弾性表面波共振器２の共振周波数ｆｒｓよりも低い周波数範囲や、弾性表面波共振器２の反共振周波数ｆａｓよりも高い周波数範囲におけるフィルタ回路の等価回路を示す回路図である。弾性表面波共振器２は、弾性表面波を励振しない周波数範囲では、静電容量Ｃ２のキャパシタ２２として動作する。
【００３６】
並列要素であるインダクタ１４とキャパシタ１５との直列共振回路は、周波数ｆｎで直列共振、すなわち共振特性を示す。このとき、入力端子３と入力側の接地端子４との間は、ほぼ短絡の状態となり、入力端子３に入力電気信号のほとんどは反射する。同様にして、出力端子５と出力側接地端子６との間を、入力信号はほとんど伝搬できない。すなわち、フィルタ回路としては、減衰極を示し、大きな阻止特性を示す。
【００３７】
一方、共振周波数ｆｎよりも高い周波数では、インダクタ１４のインピーダンスｊωＬ１は増大し、キャパシタ１５のインピーダンス（１／ｊωＣ１）は低下する。このため、直列共振回路は、インダクタ１４のインピーダンスが支配的となる。並列要素がインダクタ１４で、直列要素がコンデンサ２２となる回路は、周波数ｆｃを遮断周波数とする高域通過形フィルタ特性を示す。
【００３８】
インダクタ１４、キャパシタ１５、キャパシタ２２の損失が少ない場合の通過特性は、周波数ｆｎ付近に極めて急峻な減衰極を有する阻止特性を示し、また、遮断周波数ｆｃ以上の周波数域では、低損失な特性を示す。しかし、例えば、移動体通信で使われる８００ＭＨｚから２ＧＨｚ付近における周波数域では、インダクタ１４は、通常、１００ｎＨより小さいインダクタンスを使うことが多い。インダクタ１４のＱ値は、インダクタ１４に抵抗成分が直列接続されたものと考え、インダクタ１４のインピーダンスと抵抗成分の抵抗値との比がＱ値に相当する。インダクタンスが大きくなるほど、インダクタのＱ値は低下する。
【００３９】
一方、キャパシタ１５及びキャパシタ２２は、移動体通信で使われる周波数域では、１００ｐＦよりも小さい静電容量を使うことが多く、このような静電容量におけるキャパシタ１５のＱ値は数百程度である。キャパシタ１５のＱ値は、キャパシタ１５に抵抗成分が並列接続されたものとして考え、キャパシタ１５に抵抗成分が並列接続されたものとして考え、抵抗成分の抵抗値とキャパシタ１５のアドミタンスとの積の逆数がＱ値に相当する。したがって、直列共振回路では、インダクタ１４のＱ値がフィルタ特性に大きく影響する。
【００４０】
図３２は、図２９に示すフィルタ回路の回路動作を説明する説明図である。図３２において、ｆｎは減衰極の周波数、ｆｃは遮断周波数である。２３は図３１の回路を構成するインダクタ１４、キャパシタ１５、キャパシタ２２の損失がない場合の通過特性であり、２４はインダクタ１４、キャパシタ１５、キャパシタ２２の損失を考慮した場合の通過特性である。
【００４１】
無損失の場合、すなわち、インダクタ１４、キャパシタ１５、キャパシタ２２の各Ｑ値が十分に大きい場合は、通過特性２３のように、共振周波数ｆｎ付近に急峻な減衰特性を有する減衰極をつくることができる。しかし、インダクタ１４、キャパシタ１５、キャパシタ２２のＱ値を実際の回路要素に則して考慮した場合には、通過特性２４のように、無損失の場合よりも大きく劣化する。すなわち、共振周波数ｆｎ付近の減衰極は、減衰極の周波数位置が不明確なほど減衰特性が劣化し、減衰量も劣化する。さらに、遮断周波数ｆｃより高い周波数における通過域でも、挿入損失が増大する。このため、インダクタ１４、キャパシタ１５、キャパシタ２２等の回路素子を用いて図２９の回路を構成しても、実際に得られるのは、通過特性２４のような特性であり、フィルタ回路としては十分な性能を得ることができない。
【００４２】
上記の問題点を改善するために、直列要素に弾性表面波共振器２を用いる。図３３は、弾性表面波共振器２の具体的な構成を示す構成図であり、図３４は、弾性表面波共振器２の通過特性を説明する説明図である。
【００４３】
弾性表面波共振器２を直列要素として使うと、図３４に示すような通過特性２５を示す。すなわち、弾性表面波共振器２は、周波数ｆｒｓにて直列共振特性を示し、周波数ｆａｓにて並列共振特性を示す。周波数ｆｒｓを共振周波数といい、周波数ｆａｓを反共振周波数という。共振周波数ｆｒｓでは、弾性表面波共振器２は、ほぼ短絡となるので、通過特性２５は低損失な特性を示す。
【００４４】
一方、反共振周波数ｆａｓでは、弾性表面波共振器２は、ほぼ開放となるので、通過特性２５は減衰極を示す。このとき、弾性表面波共振器２の減衰極は、図３２に示したようなインダクタ１４とキャパシタ１５からなる直列共振回路の場合よりも、急峻な減衰極を形成することができる。
【００４５】
図３４は、図３０に示すフィルタ回路の動作を説明する説明図である。図３４において、２６は図３０に示すフィルタ回路の通過特性であり、図３２に示した通過特性２４と、図３３に示した通過特性とが重畳したものとして考えることができる。
【００４６】
弾性表面波共振器２は、反共振周波数ｆａｓ付近に急峻な減衰極を形成することができる。しかし、減衰極と弾性表面波共振器２の共振周波数ｆｒｓとの周波数差は、使用する圧電体の電気機械結合係数Ｋ２の制限を受け、所要の周波数差を自由に設けることができない。このため、減衰極がある所要の値以上の減衰量となる周波数幅には制限がある。一方、インダクタ１４キャパシタ１５の直列回路の共振周波数ｆｎを、弾性表面波共振器２の反共振周波数ｆａｓ付近になるように設定すると、通過特性２４のように、明確な減衰極は形成できなくても、緩やかな減衰特性が、弾性表面波共振器２の通過特性２５に重畳し、弾性表面波共振器２だけによる通過特性２５の場合よりも、減衰量を大きくすることが可能となる。
【００４７】
遮断周波数ｆｃ及び遮断周波数ｆｃよりも高い周波数では、弾性表面波共振器２は、反共振周波数ｆａｓよりも高い周波数範囲であり、弾性表面波はほとんど励振せずに、単なる静電容量Ｃ２を有するコンデンサ２２として動作する。このため、弾性表面波を励振する通常の弾性表面波フィルタや弾性表面波共振器では、大電力を入力すると、弾性表面波の励振にともなうストレスマイグレーションや、大電流の流入によるエレクトロマイグレーションにより破壊が生じるに対して、図２９に示すフィルタ回路では、弾性表面波共振器２は、大電流の流入によるエレクトロマイグレーションによる破壊だけが問題となる。さらに、弾性表面波共振器２の圧電体の電気機械結合係数Ｋ２には依存せずに、減衰極の周波数ｆａｓと遮断周波数ｆｃを設定することができ、設計の自由度が極めて高い。
【００４８】
しかし、温度変化に対して、図３０に示すフィルタ回路のインダクタ１４のインダクタンスＬ１、キャパシタ１５の静電容量Ｃ１は変化し、並列要素のインダクタ１４とキャパシタ１５との直列共振回路の直列共振周波数ｆｎが変動してしまう。通常、移動体通信機器等でフィルタ回路が使われる場合、その使用環境温度範囲が設定され、その温度範囲内で、電気性能を保証しなければならない。しかし、環境温度の変化に伴い、フィルタ回路を構成するインダクタ１４、キャパシタ１５の素子値が変化し、共振周波数が変動してしまうため、減衰特性が劣化あるいは、通過域での損失が増大する等、使用温度範囲内で電気性能が保証できない問題があった。
【００４９】
【発明が解決しようとする課題】
従来のフィルタ回路は以上のように構成されているので、環境温度が変化すると、低損失で広帯域な通過特性と広帯域にわたる大きな減衰量を保証することが困難である課題があった。
【００５０】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、環境温度が変化しても、低損失で広帯域な通過特性と広帯域にわたる大きな減衰量を保証することができるフィルタ回路を得ることを目的とする。
【００５１】
【課題を解決するための手段】
この発明に係るフィルタ回路は、反共振特性を有する共振素子を直列要素とし、静電容量Ｃを有するキャパシタとインダクタンスＬを有するインダクタからなる直列回路を用いて並列要素を構成したフィルタ回路において、ある基準温度との温度差をΔＴとしたとき、上記温度差ΔＴに伴う上記キャパシタの静電容量Ｃの変化量ΔＣと、上記温度差ΔＴに伴う上記インダクタのインダクタンスＬの変化量ΔＬとを、逆符号とするものである。
【００５２】
また、他の発明に係るフィルタ回路は、反共振特性を有する共振素子を並列要素とし、静電容量Ｃを有するキャパシタとインダクタンスＬを有するインダクタからなる並列回路を用いて直列要素を構成したフィルタ回路において、ある基準温度との温度差をΔＴとしたとき、上記温度差ΔＴに伴う上記キャパシタの静電容量Ｃの変化量ΔＣと、上記温度差ΔＴに伴う上記インダクタのインダクタンスＬの変化量ΔＬとを、逆符号とするものである。
【００５３】
また、前記キャパシタの静電容量Ｃと、前記インダクタのインダクタンスＬとを、ΔＬ／ΔＣ＝−Ｌ／Ｃの関係を満たすようにしたものである。
【００５４】
また、前記キャパシタとして、インターディジタルキャパシタを用いたものである。
【００５５】
また、前記インダクタとして、空芯コイルを用いたものである。
【００５６】
また、前記インダクタとして、線膨張係数が７ｐｐｍ／℃より大きな材料をコアとしたコイルを用いたものである。
【００５７】
さらに、前記キャパシタとして、水晶基板上に作成したインターディジタルキャパシタを用いたものである。
【００５８】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の形態を説明する。
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１によるフィルタ回路を示す回路図である。図１に示すフィルタ回路は、反共振特性を示す弾性表面波共振器（共振素子）２を直列要素に、インダクタ１４とキャパシタ１５からなる共振特性を示す直列回路を並列要素とするπ形回路を構成している。
【００５９】
図２は、弾性表面波共振器２が弾性表面波を励振しない周波数範囲におけるフィルタ回路の等価回路である。弾性表面波共振器２は、弾性表面波を励振しない周波数範囲では、静電容量Ｃ２のコンデンサ２２として動作する。
【００６０】
図３は、図２のフィルタ回路の動作を説明する説明図である。ある基準温度Ｔからの温度変化をΔＴとし、上記温度差ΔＴに伴うインダクタ１４のインダクタンスＬの変化量をΔＬ、キャパシタ１５の静電容量Ｃの変化量をΔＣとする。図３中、２４ａは基準温度Ｔにおける図２の回路を構成するインダクタ１４、キャパシタ１５、キャパシタ２２の損失を考慮した場合の通過特性である。共振周波数はｆｒＴである。
【００６１】
ある基準温度Ｔからの温度差をΔＴ１とし、上記温度差ΔＴ１に伴うインダクタ１４のインダクタンスの変化量をΔＬ１とし、上記温度差ΔＴ１に伴うキャパシタの変化量をΔＣ１とすると、ΔＴ１変化した温度Ｔ＋ΔＴ１において、
【００６２】
【数３】
2004096539.tif 000005
【００６３】
のいずれかの関係を満たす場合、インダクタ１４とキャパシタ１５からなる直列回路の共振周波数ｆｒΔＴ１は、温度Ｔにおける共振周波数ｆｒＴより低周波数となり、共振特性は２４ｂとなる。
【００６４】
すなわち、温度変化に伴い、インダクタン１４のインダクタンスが増大する、または、キャパシタ１５の静電容量が増大すると、共振周波数ｆｒＴは低周波側に移動する。
【００６５】
一方、基準温度ＴからΔＴ２変化した温度Ｔ＋ΔＴ２において、
【００６６】
【数４】
2004096539.tif 000006
【００６７】
のいずれかの関係を満たす場合、インダクタ１４とキャパシタ１５からなる直列回路の共振周波数ｆｒΔＴ２、温度Ｔにおける共振周波数ｆｒＴより高周波数となり、共振特性は２４ｃとなる。
【００６８】
すなわち、温度変化に伴い、インダクタ１４のインダクタンスが減少する、または、キャパシタンス１５の静電容量が減少すると、共振周波数ｆｒＴは高周波側に移動する。
【００６９】
したがって、温度差ΔＴに伴うインダクタ１４のインダクタンスの変化量ΔＬとキャパシタ１５の静電容量の変化量ΔＣを逆符号とすると、インダクタンスの変化による共振周波数の変動と静電容量の変化による共振周波数の変動は打ち消し合う。よって、温度変化に対して共振周波数が変動しない、あるいは共振周波数の変動が小さいインダクタ１４とキャパシタ１５からなる直列回路を得ることができ、低損失で広帯域な通過特性と広帯域にわたる大きな減衰量を実現できる。したがって、環境温度に左右されず電気性能を保証できる。
【００７０】
実施の形態２．
図４は、この発明の実施の形態２によるフィルタ回路を示す回路図である。図４に示すフィルタ回路は、反共振特性を示す弾性表面波共振器（共振素子）１を並列要素に、インダクタ１４とキャパシタ１５からなる反共振特性を示す並列回路を直列要素に用いている。
【００７１】
図５は、図４に示すフィルタ回路の弾性表面波共振器１が弾性表面波を励振しない周波数範囲における等価回路である。弾性表面波共振器１は、電極容量と同じ静電容量Ｃ２のコンデンサ２２として考える。
【００７２】
図６は、弾性表面波共振器１を並列要素とした場合の回路図であり、図７は、図６に示した弾性表面波共振器１の通過特性を示す説明図である。図７において、２７は弾性表面波共振器１の通過特性である。
【００７３】
弾性表面波共振器１を並列要素とした場合、共振周波数ｆｒｐにて弾性表面波共振器１が短絡となるので、通過特性に大きな減衰極を形成する。また、反共振周波数ｆａｐにて弾性表面波共振器１が開放となるので、通過特性は最小値を示す。
【００７４】
図８は、図４に示すフィルタ回路の動作を説明する説明図である。図８において、２８は、図４に示すフィルタ回路の通過特性である。
【００７５】
図４に示すフィルタ回路では、弾性表面波共振器１の共振周波数ｆｒｐおよび直列要素の反共振周波数ｆａを遮断周波数ｆｃより高い周波数に設定する。このような条件にすると、通過域では、弾性表面波共振器１は、共振周波数ｆｒｐよりも低い周波数となるので、弾性表面波を励振しない状態で動作させることができる。このため、通過域で弾性表面波を励振する通常の弾性表面波フィルタや弾性表面波共振器では、大電力を入力すると、弾性表面波の励振に伴うストレスマイグレーションや、大電流の流入によるエレクトロマイグレーションにより破壊が生じるのに対して、図４に示すフィルタ回路では、弾性表面波共振器１は、大電流の流入によるエレクトロマイグレーションによる破壊だけが問題となるので、従来のこの種の弾性表面波フィルタに比べ、より大電力動作に対して耐性が高くなる。
【００７６】
図９は、図５に示すフィルタ回路の動作を説明する説明図である。図９中、２９ａは基準温度Ｔにおける図５の回路を構成するインダクタ１４、キャパシタ１５、キャパシタ２２の損失を考慮した場合の通過特性である。反共振周波数はｆａＴである。
【００７７】
ある基準温度Ｔからの温度差をΔＴ１とし、上記温度差ΔＴ１に伴うインダクタ１４のインダクタンスの変化量をΔＬ１、上記温度差ΔＴ１に伴うキャパシタの変化量をΔＣ１とすると、ΔＴ１変化した温度Ｔ＋ΔＴ１において、
【００７８】
【数５】
2004096539.tif 000007
【００７９】
のいずれかの関係を満たす場合、図５に示すフィルタ回路の反共振周波数ｆａΔＴ１は、温度Ｔにおける反共振周波数ｆａＴより低周波数となり、共振特性は２９ｂとなる。
【００８０】
すなわち、温度変化に伴い、インダクタン１４のインダクタンスが増大する、または、キャパシタ１５の静電容量が増大すると、反共振周波数ｆａＴは低周波側に移動する。
【００８１】
一方、基準温度ＴからΔＴ２変化した温度Ｔ＋ΔＴ２において、
【００８２】
【数６】
2004096539.tif 000008
【００８３】
のいずれかの関係を満たす場合、図５に示すフィルタ回路の反共振周波数ｆａΔＴ２、温度Ｔにおける反共振周波数ｆｒＴより高周波数となり、共振特性は２９ｃとなる。
【００８４】
すなわち、温度変化に伴い、インダクタン１４のインダクタンスが減少する、または、キャパシタ１５の静電容量が減少すると、反共振周波数ｆａＴは高周波側に移動する。
【００８５】
したがって、温度変化ΔＴに伴うインダクタ１４のインダクタンスの変化量ΔＬとキャパシタ１５の静電容量の変化量ΔＣを逆符号とすると、インダクタンスの変化による反共振周波数の変動と静電容量の変化による反共振周波数の変動は打ち消し合う。よって、温度変化に対して反共振周波数が変動しないフィルタ回路を得ることができ、低損失で広帯域な通過特性と広帯域にわたる大きな減衰量を実現できる。したがって、環境温度に左右されず電気性能を保証できる。
【００８６】
実施の形態３．
上述した図１及び図４に示す実施の形態１及び２において、インダクタ１４のインダクタンスをＬ、キャパシタ１５の静電容量をＣとしたとき、インダクタ１４、キャパシタ１５からなる共振回路の共振周波数ｆｒは、次式で表すことができる。
【００８７】
【数７】
2004096539.tif 000009
【００８８】
式（１２）をＣについて微分すると、式（１３）となる。
【００８９】
【数８】
2004096539.tif 000010
【００９０】
ｄＬ→ΔＬ、ｄＣ→ΔＣと書き換えると、式（１４）となる。
【００９１】
【数９】
2004096539.tif 000011
【００９２】
したがって、基準温度からの温度差ΔＴに伴うインダクタ１４のインダクタンスの変化量ΔＬ、キャパシタ１５の静電容量の変化量ΔＣ、インダクタ１４のインダクタンスＬ、そして、キャパシタ１５の静電容量Ｃとの間に、式（１４）の関係が成り立つと、インダクタ１４、キャパシタ１５からなる共振回路の共振周波数ｆｒは変化しない。
【００９３】
したがって、式（１４）が成り立つように、実施の形態１または実施の形態２記載のフィルタ回路を構成すると、温度変化に対して共振周波数が変動しないフィルタ回路を得ることができ、低損失で広帯域な通過特性と広帯域にわたる大きな減衰量を実現できる。したがって、環境温度に左右されず電気性能を保証できる。
【００９４】
実施の形態４．
図１０は、この発明の実施の形態４によるフィルタ回路を示す構成図である。図１０に示すフィルタ回路の構成は、図１に示す実施の形態１に係るフィルタ回路と同じであるが、異なる点は、コンデンサ１５を圧電基板上に形成したインターディジタルキャパシタとしている点である。
【００９５】
図１１は、インターディジタルキャパシタの構造図である。図１１に示したインターディジタルキャパシタは、図２４に示したＩＤＴ９と同じ構造である。ＩＤＴ９は、弾性表面波を励振しない周波数では、単なるキャパシタとして動作するので、弾性表面波共振器２の反共振周波数と大きく異なる周波数のＩＤＴ９を形成することにより、インターディジタルキャパシタを実現することができる。
【００９６】
この種のＩＤＴ９のパターンは、正確なパターン形成ができるので、通常のチップキャパシタ等を用いる場合より、高精度に静電容量を得ることができる。また、インターディジタルキャパシタはチップコンデンサより小さく形成できるため、フィルタ回路のサイズを小さくする効果も得られる。
【００９７】
以上では、図１１に示した回路構成で説明してきたが、図４に示す実施の形態２に係るフィルタ回路構成における直列要素のキャパシタをインターディジタルキャパシタとしても、同じ効果を得ることができる。
【００９８】
実施の形態５．
図１２は、この発明の実施の形態４によるフィルタ回路を示す構成図である。図１２中、インダクタ１４は空芯コイルとしている。
【００９９】
キャパシタ１５を、圧電性基板としてよく用いられるＬｉＮｂＯ３上に形成したインターディジタルキャパシタとした場合、温度変化ΔＴに伴う、静電容量の変化量ΔＣは、正の符号を有する。一方、温度変化ΔＴに伴う、空芯コイルのインダクタンスの変化量ΔＬは、−の符号を有する。したがって、ΔＬとΔＣが逆符号であるため、共振周波数の変動が小さくなり、温度変化によらず、低損失で広帯域な通過特性と広帯域にわたる大きな減衰量を実現できる。したがって、環境温度に左右されず電気性能を保証できる。
【０１００】
図１３は、チップインダクタと、ＬｉＮｂＯ３基板上に形成したインターディジタルキャパシタを用い、実際にフィルタ回路を構成した場合の通過特性測定結果である。図１３中、３２ａはフィルタ回路を２５℃に保ち測定した通過特性であり、ｆｒ２５は並列要素の共振周波数である。３２ｂはフィルタ回路の温度を７５℃に保ち測定した通過特性であり、ｆｒ７５は並列要素の共振周波数である。
【０１０１】
図１４は、図１３の共振周波数近傍を拡大した図である。温度変化による共振周波数の変動｜ｆｒ２５−ｆｒ７５｜は約１５ＭＨｚであり、低周波数側に変動している。
【０１０２】
図１５は、この発明の実施の形態５に係るフィルタ回路を、空芯コイルと、ＬｉＮｂＯ３基板上に形成したインターディジタルキャパシタを用い、実際に構成した場合の通過特性測定結果である。図１５中、３３ａはフィルタ回路を２５℃に保ち測定した通過特性であり、ｆｒ２５は並列要素の共振周波数である。３３ｂはフィルタ回路の温度を７５℃に保ち測定した通過特性であり、ｆｒ７５は並列要素の共振周波数である。
【０１０３】
図１６は、図１５の共振周波数近傍を拡大した図である。温度変化による共振周波数の変動｜ｆｒ２５−ｆｒ７５｜は約１０ＭＨｚであり、低周波数側に変動している。インダクタを空芯コイルにすることで、チップコイルを用いてフィルタ回路を構成した場合より共振周波数の変動を小さくすることができる。
【０１０４】
以上では、コイル、キャパシタからなる共振周波数が確認できるように、共振周波数を弾性表面波共振器２の反共振周波数周波数より低い周波数に設定しているが、反共振周波数付近に設定しても、同様の効果が得られるため、温度変化によらず、低損失で広帯域な通過特性と広帯域にわたる大きな減衰量を実現でき、環境温度に左右されず電気性能を保証できる。
【０１０５】
また、上述した説明は、図１２に示した回路構成で説明してきたが、並列要素の直列共振回路が２つ以上であっても、同じ効果を得ることができる。また、図４に示す回路構成における直列要素のインダクタを空芯コイルとしても、同じ効果を得ることができる。
【０１０６】
実施の形態６．
図１７は、この発明の実施の形態６によるフィルタ回路を示す構成図である。図１７のフィルタ回路の構成は、インダクタ１４を線膨張係数が約３８０ｐｐｍ／℃のポリスチレンをコアとしたコイルとしている。図１８は、上記ポリスチレンをコア３０としたコイル３１を示している。
【０１０７】
ここで、インダクタのインダクタンスＬは、例えば、文献：電磁気学、共立出版発行、末松安晴著、昭和４８年１０月５日第１版発行、ｐｐ．２０６〜２０７（以下、文献６という）に示されているように、次式（１５）で表すことができる。
【０１０８】
【数１０】
2004096539.tif 000012
【０１０９】
ここで、γは長岡係数、μは透磁率、ａはコアの半径、Ｎはコイルの巻数、ｌはコアの長さである。
【０１１０】
線膨張係数が約３８０ｐｐｍ／℃のポリスチレンをコア３０としたコイル３１では、温度変化ΔＴに伴って、コア３０が膨張する。コア３０は、コイル３１によって拘束されており、半径方向にはほとんど膨張せず、長さ方向の膨張が支配的となるため、式（１５）より、インダクタンスＬは減少する。すなわち、インダクタンスの変化量ΔＬは負の符号を有することになる。通常、キャパシタ１５を圧電性基板としてよく用いられるＬｉＮｂＯ３基板上に形成したインターディジタルキャパシタとした場合、例えば、文献２のｐｐ．５４４に示されているように、ＬｉＮｂＯ３の誘電率の温度特性は正の温度係数を有するため、温度変化ΔＴに伴う、静電容量の変化量ΔＣは、正の符号を有する。したがって、ΔＬとΔＣが逆符号となり、インダクタ１４のインダクタンスの変化による共振周波数の変動とキャパシタ１５の静電容量の変化による共振周波数の変動が打ち消し合い、共振周波数の変動は小さくなる。
【０１１１】
図１９は、コア３０を上記ポリスチレンとしたコイル３１と、ＬｉＮｂＯ３基板上に形成したインターディジタルキャパシタを用い、実際にフィルタ回路を構成した場合の通過特性測定結果である。図１９中、３４ａは測定温度を２５℃に保ち測定した通過特性であり、ｆｒ２５は並列要素の共振周波数である。また、図２０は、図１９の共振周波数近傍を拡大した図である。このとき、上記インターディジタルキャパシタの静電容量はＣ＝２．５２ｐＦであり、上記コア３０をポリスチレンとしたコイル３１のインダクタンスはＬ＝１７．６７ｎＨであり、共振周波数はｆｒ２５＝７５４ＭＨｚである。３４ｂは測定温度を７５℃に保ち測定した通過特性であり、ｆｒ７５は並列要素の共振周波数である。このとき、温度変化に伴い、上記インターディジタルキャパシタの静電容量はＣ＝２．５５ｐＦ、上記コア３０をポリスチレンとしたコイル３１のインダクタンスはＬ＝１７．３４ｎＨと変化している。
【０１１２】
したがって、温度変化ΔＴに伴う静電容量の変化はΔＣ＝０．０２５ｐＦ、インダクタンスの変化はΔＬ＝−０．３３ｎＨであり、逆符号となるため、キャパシタによる共振周波数の変動と、インダクタによる共振周波数の変動は打ち消しあい、共振周波数の変動は約３．５ＭＨｚとなる。これは、インダクタをチップインダクタとした場合とインダクタを空芯コイルとした場合より小さくなっている。
【０１１３】
実施の形態６では、温度変化ΔＴ＝５０℃による共振周波数の変動｜ｆｒ２５−ｆｒ７５｜は約３．５ＭＨｚであり、高周波数側に変動している。したがって、共振周波数の変動を零とするには、約１４６ｐｐｍ／℃の材料をコアにしたコイルとするのが好ましい。また、共振周波数の変動を−３．５ＭＨｚまで許容するとするには、約７ｐｐｍ／℃より大きな材料をコアにすればよい。
【０１１４】
以上では、コイル、キャパシタからなる直列回路の共振周波数が確認できるように、共振周波数を弾性表面波共振器２の反共振周波数周波数より低い周波数に設定しているが、反共振周波数付近に設定しても効果は同じである。
【０１１５】
したがって、線膨張係数が７ｐｐｍ／℃より大きな材料をコアとしたコイルを並列要素の直列回路に用いれば、温度変化に伴うインターディジタルキャパシタの静電容量の変化量ΔＣによる共振周波数の変動と、コアをポリスチレンとしたコイルのインダクタンスの変化量ΔＬによる共振周波数の変動が打ち消し合い、共振周波数の変動がチップインダクタを用いた場合より小さくすることができ、温度変化によらず、低損失で広帯域な通過特性と広帯域にわたる大きな減衰量を実現でき、環境温度に左右されず電気性能を保証できる。
【０１１６】
以上では、図１３に示した回路構成で説明してきたが、並列要素の直列共振回路が２つ以上であっても同じ効果を得ることができる。また、図４に示す回路構成における直列要素のインダクタを線膨張係数が７ｐｐｍ／℃より大きな材料をコアとしたコイルとしても、同じ効果を得ることができる。
【０１１７】
実施の形態７．
図２１は、この発明の実施の形態７によるフィルタ回路を示す構成図である。図２１のフィルタ回路の構成は、図１に示したフィルタ回路と同じであるが、図２１では、コンデンサ１５を水晶基板に形成したインターディジタルキャパシタとしている。
【０１１８】
水晶基板は、文献２、ｐｐ１１１〜１１３に示されるように、広い温度範囲において、特性変化が少ない、いわゆる零温度特性を有する基板である。したがって、水晶基板上にインターディジタルキャパシタを形成することにより、インターディジタルキャパシタの静電容量は、温度によって変化せず、安定した特性を示す。したがって、低損失で広帯域な通過特性と広帯域にわたる大きな減衰量を実現でき、環境温度に左右されず電気性能を保証できる。
【０１１９】
以上では、図１に示した回路構成で説明してきたが、図４に示す実施の形態２に係るフィルタ回路の構成における直列要素のキャパシタを水晶基板上に形成したインターディジタルキャパシタとしても、同じ効果を得ることができる。
【０１２０】
【発明の効果】
以上のように、この発明によれば、温度差ΔＴに伴うインダクタのインダクタンスの変化量ΔＬとキャパシタの静電容量の変化量ΔＣを逆符号とすることで、環境温度が変化しても、低損失で広帯域な通過特性と広帯域にわたる大きな減衰量を保証することができるフィルタ回路を得ることができる。
【０１２１】
また、前記キャパシタの静電容量Ｃと、前記インダクタのインダクタンスＬとを、ΔＬ／ΔＣ＝−Ｌ／Ｃの関係を満たすようにすることで、温度変化に対して共振周波数が変動しないフィルタ回路を得ることができ、低損失で広帯域な通過特性と広帯域にわたる大きな減衰量を実現でき、環境温度に左右されず電気性能を保証できる。
【０１２２】
また、前記キャパシタとして、インターディジタルキャパシタを用いることで、通常のチップキャパシタ等を用いる場合より、高精度に静電容量を得ることができ、チップコンデンサより小さく形成できるため、フィルタ回路のサイズを小さくする効果も得られる。
【０１２３】
また、前記インダクタとして、空芯コイルを用いることで、共振周波数の変動が小さくなり、温度変化によらず、低損失で広帯域な通過特性と広帯域にわたる大きな減衰量を実現でき、環境温度に左右されず電気性能を保証できる。
【０１２４】
また、前記インダクタとして、線膨張係数が７ｐｐｍ／℃より大きな材料をコアとしたコイルを用いることで、共振周波数の変動がチップインダクタを用いた場合より小さくすることができ、温度変化によらず、低損失で広帯域な通過特性と広帯域にわたる大きな減衰量を実現でき、環境温度に左右されず電気性能を保証できる。
【０１２５】
さらに、前記キャパシタとして、水晶基板上に作成したインターディジタルキャパシタを用いることで、低損失で広帯域な通過特性と広帯域にわたる大きな減衰量を実現でき、環境温度に左右されず電気性能を保証できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１によるフィルタ回路を示す構成図である。
【図２】弾性表面波共振器が弾性表面波を励振しない周波数範囲における図１のフィルタ回路の等価回路を示す図である。
【図３】図２のフィルタ回路の動作を説明する説明図である。
【図４】この発明の実施の形態２によるフィルタ回路を示す構成図である。
【図５】弾性表面波共振器が弾性表面波を励振しない周波数範囲における図４に示すフィルタ回路の等価回路を示す図である。
【図６】弾性表面波共振器を並列要素としたときの回路図である。
【図７】図６の弾性表面波共振器の動作を説明する説明図である。
【図８】図４に示すフィルタ回路の動作を説明する説明図である。
【図９】図５のフィルタ回路の動作を説明する説明図である。
【図１０】この発明の実施の形態４によるフィルタ回路を示す構成図である。
【図１１】インターディジタルキャパシタを示す構成図である。
【図１２】この発明の実施の形態５によるフィルタ回路を示す構成図である。
【図１３】並列要素をインターディジタルキャパシタとチップインダクタにより構成したフィルタ回路の通過特性測定結果である。
【図１４】この発明の実施の形態５によるフィルタ回路の通過特性測定結果である。
【図１５】この発明の実施の形態５によるフィルタ回路の通過特性測定結果である。
【図１６】この発明の実施の形態５によるフィルタ回路の通過特性測定結果である。
【図１７】この発明の実施の形態６によるフィルタ回路を示す構成図である。
【図１８】線膨張係数が大きな材料をコアとしたコイルを示す構成図である。
【図１９】この発明の実施の形態６によるフィルタ回路の通過特性測定結果である。
【図２０】この発明の実施の形態６によるフィルタ回路の通過特性測定結果である。
【図２１】この発明の実施の形態７によるフィルタ回路を示す構成図である。
【図２２】従来のフィルタ回路を示す構成図である。
【図２３】弾性表面波共振器の具体例を示す構成図である。
【図２４】弾性表面波共振器の具体的な構造を示す構造図である。
【図２５】弾性表面波共振器の等価回路を示す構成図である。
【図２６】図２２に示すフィルタ回路の動作を説明する説明図である。
【図２７】従来のフィルタ回路を示す構成図である。
【図２８】図２５のフィルタ回路の動作を説明する説明図である。
【図２９】従来のフィルタ回路を示す構成図である。
【図３０】直列要素を弾性表面波共振器、並列要素をインダクタとキャパシタからなる直列共振回路で構成したフィルタ回路を示す構成図である。
【図３１】弾性表面波共振器が弾性表面波を励振しない周波数範囲における図３０のフィルタ回路の等価回路を示す構成図である。
【図３２】図３１のフィルタ回路の動作を説明する説明図である。
【図３３】弾性表面波共振器を直列要素とした場合の回路図である。
【図３４】図３３の弾性表面波共振器の動作を説明する説明図である。
【図３５】図３０のフィルタ回路の動作を説明する説明図である。
【符号の説明】
１、２　弾性表面波共振器、１３　静電容量、１４、１６　インダクタ、１５、２２　キャパシタ、２１　共振回路、３０　コア、３１　コイル。
【図１】
2004096539.tif 000013
【図２】
2004096539.tif 000014
【図３】
2004096539.tif 000015
【図４】
2004096539.tif 000016
【図５】
2004096539.tif 000017
【図６】
2004096539.tif 000018
【図７】
2004096539.tif 000019
【図８】
2004096539.tif 000020
【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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