(57)【要約】【課題】絶縁コンバータトランスの一次巻線と三次巻線間の層間フィルムを省略する。リップル成分を低減する。【解決手段】電流共振形コンバータをベースとした一次側スイッチングコンバータを備えるワイドレンジ対応の電源回路としての基本構成とする。また、力率改善のための構成として、絶縁コンバータトランスに巻装される三次巻線及びインダクタの直列接続回路を、商用交流電源ラインと、商用交流電源を整流する整流ダイオードの入力側との間に直列的に接続し、これら整流ダイオードについては高速リカバリ型とする。また、一次側直列共振回路の一方の端部を、スイッチング出力点に対して接続した上で、他方の端部は整流平滑電圧の正極ラインに対して接続する。また、一次巻線と三次巻線の各巻始め端部／巻終わり端部について、三次巻線に流れる高周波の整流電流と、一次巻線に流れる直列共振電流が相殺されるように接続をする。【選択図】        図１
2004215377.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
商用交流電源を入力して整流平滑電圧を生成するものとされ、入力される商用交流電源のレベルに応じて、商用交流電源レベルの等倍に対応するレベルの上記整流平滑電圧を生成する等倍電圧整流動作と、商用交流電源レベルの所定倍に対応するレベルの上記整流平滑電圧を生成する倍電圧整流動作とで切り換えが行われる整流平滑手段と、
上記整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行うスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、
上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスと、
少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とすると共に、その一方の端部が、上記スイッチング手段のスイッチング出力点に接続され、他方の端部が、上記整流平滑手段により生成される整流平滑電圧の正極ラインに対して接続される一次側直列共振回路と、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行うことで二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、
上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段と、
力率改善を図る力率改善手段とを備え、
上記力率改善手段は、
上記絶縁コンバータトランスの一次側に巻装される三次巻線と、インダクタとを直列接続して形成される直列接続回路を、商用交流電源ラインと、上記整流平滑手段を形成する整流ダイオードとが接続されるべきライン間に直列に挿入するとともに、
上記整流平滑手段を形成する整流ダイオードについて、高速リカバリ型ダイオードが用いられるようにして構成される、
ことを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】
上記三次巻線を流れる整流電流と、上記一次側直列共振回路を流れる直列共振電流について相互に相殺されるようにして、絶縁コンバータトランスに巻装する一次巻線の巻始め端部／巻終わり端部の接続と、三次巻線の巻始め端部／巻終わり端部の接続との関係を設定している、ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、力率改善のための回路を備えたスイッチング電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、高周波の比較的大きい電流及び電圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によって、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源回路としては、大部分がスイッチング方式の電源回路になっている。
スイッチング電源回路はスイッチング周波数を高くすることによりトランスその他のデバイスを小型にすると共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電子機器の電源として使用される。
【０００３】
そして、上記したスイッチング電源回路として、例えばフライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知られている。これらのスイッチングコンバータはスイッチング動作波形が矩形波状（ハードスイッチング動作）であることから、スイッチングノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、電力変換効率の向上にも限界があることが分かっている。
そこで、各種共振形コンバータによるスイッチング電源回路が各種知られるようになってきている。共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると共に、スイッチング動作波形が正弦波状（ソフトスイッチング動作）となることで低ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数により構成することができるというメリットも有している。
【０００４】
また、一般に商用電源を整流すると平滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。
また、歪み電流波形となることによって発生する高調波を抑圧するための対策が必要とされている。
【０００５】
またスイッチング電源回路として、例えば交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系の地域とＡＣ２００Ｖ系の地域に対応するように、ＡＣ８０Ｖ〜２８８Ｖの交流入力電圧範囲に対応するようにされた、いわゆるワイドレンジ対応の電源回路が知られている。
このようなワイドレンジ対応の電源回路としては、例えばＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の場合とで整流平滑回路の整流動作を切換え、ＡＣ１００Ｖ系の場合には倍電圧整流動作とし、ＡＣ２００Ｖ系の場合には全波整流等の通常の整流動作とすることにより、交流入力電圧のレベルに関わらずほぼ一定の直流入力電圧（整流平滑電圧）が得られるようにして、後段のスイッチングコンバータに供給するように構成したものが知られている。
【０００６】
そこで、本出願人は、ワイドレンジ対応で、一次側に共振形コンバータを備えた電源回路に対して、力率改善のための回路を付加した構成を各種提案し、出願している。そして、このような電源回路の先行技術として、次のような構成のものが、先に本出願人により提案されている（例えば特許文献１参照）。
この先行技術としての電源回路は、上記もしているように、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで整流動作が切り換わる整流回路系を商用交流電源に対して接続している。そして、この整流回路系によって得られる整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチングする電流共振形コンバータを備える。
電流共振形コンバータは、スイッチング素子のスイッチング出力点に対して絶縁コンバータトランスの一次巻線と一次側直列共振コンデンサとから成る、一次側直列共振回路を接続している。これにより、一次側直列共振回路では、スイッチング素子のスイッチング出力によって共振動作を行うことになるのであるが、この共振動作によって、スイッチングコンバータの動作を電流共振形とする。
【０００７】
そして、力率改善は、上記のようにして直流入力電圧（整流平滑電圧）を生成するための整流回路系に対して、上記一次側直列共振回路の端部を直接的に接続するようにされる。これにより、一次側直列共振回路に得られる共振電流としてのスイッチング出力は、一次側直列共振回路を形成する一次側直列共振コンデンサの静電容量結合を介するようにして、整流電流経路に帰還される。そして、整流電流経路内においては、帰還されたスイッチング出力によって発生する交番電圧によって、高速リカバリ型による整流ダイオード素子が整流電流を断続するようにしてスイッチング動作を行う。
このようにして、整流ダイオード素子が整流電流をスイッチングする結果、商用交流電源から流入する交流入力電流の導通角が拡大されることになる。つまり、力率の改善が図られることになる。
【０００８】
【特許文献１】
特開平９−０９３９４０号公報（図１１，図１３）
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記のようにして電流共振形コンバータの一次側直列共振回路の共振電流を整流電流経路に帰還する構成のもとでは、負荷電力の減少及び交流入力電圧の上昇に伴って、力率が低下するという問題点を有していた。また、直流入力電圧（整流平滑電圧）に重畳する、商用電源周期のリップル成分が増加するという問題点も抱えていた。
【００１０】
そこで、これまでに本出願人が出願した構成に基づけば、上記した問題を解決することのできる電源回路としては、図６に示す構成を考えることができる。この図６に示す電源回路も、電流共振形コンバータと力率改善回路が組み合わされたワイドレンジ対応のスイッチング電源回路とされる。また、この図に示す電源回路が対応すべき負荷電力としては、２００Ｗ以上とされる。
【００１１】
この図６に示す電源回路においては、先ず商用交流電源ＡＣのラインに対して、各１組のアクロスコンデンサＣＬ及びコモンモードチョークコイルＣＭＣとから成る、コモンモードノイズフィルタが接続される。
そして、商用交流電源ＡＣのラインにおいては、上記コモンモードノイズフィルタの後段に対して、１組のフィルタコンデンサＣＮが並列に接続される。このフィルタコンデンサＣＮは、次に説明する一次側の整流回路において形成される整流電流経路に発生するノーマルモードノイズを抑制するためのものとされる。また、フィルタコンデンサＣＮは、後述する力率改善回路３の一部となる。
【００１２】
この場合、商用交流電源から整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生成する整流回路系は、ブリッジ整流回路Ｄｉと、２本の平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２を備えて成る。平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２は同じキャパシタンスを有する。なお、この場合のブリッジ整流回路Ｄｉを形成する整流ダイオードＤａ，Ｄｂ，Ｄｃ，Ｄｄは、それぞれ低速リカバリ型とされる。
そして、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子と負極入力端子は、それぞれ、上記フィルタコンデンサＣＮの両端と商用交流電源ＡＣの正／負の各ラインとの接続点に対して接続される。また、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子は、平滑コンデンサＣｉ１側の正極端子に接続され、負極出力端子は、一次側アースに接続される。
平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２は、図示するようにして、平滑コンデンサＣｉ１の正極端子と、平滑コンデンサＣｉ２の負極端子とが接続されるようにして直列に接続される。そして、平滑コンデンサＣｉ１側の正極端子は、上記もしたように、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と接続される。平滑コンデンサＣｉ２側の負極端子は一次側アースに接続される。整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）は、平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の直列接続回路の両端電圧として得られる。
【００１３】
また、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子と、平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の接続点との間には、リレースイッチＳを挿入している。このリレースイッチＳは、整流回路切換モジュール５に接続されたリレーＲＬの駆動状態に応じて、オン／オフされる。
【００１４】
整流回路切換モジュール５は、リレーＲＬを駆動することで、上記のようにして形成される整流回路系の動作をＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで切り換えるために設けられる。このために、検出端子Ｔ１１には、整流平滑電圧Ｅｉが入力されるようになっている。検出端子Ｔ１１から入力される整流平滑電圧Ｅｉのレベルは、商用交流電源ＡＣのレベルに応じた変化を示す。つまり、整流回路切換モジュール５は、整流平滑電圧Ｅｉのレベルを検出することで、商用交流電源ＡＣのレベルを検出するようになっている。
また、リレー駆動端子Ｔ１２，Ｔ１３間に対してはリレーＲＬが接続される。なお、リレーＲＬは、自身の導通状態に応じて、リレースイッチＳをオン／オフ制御する。なお、ここでは、リレーＲＬが導通状態ではリレースイッチＳがオン、リレーＲＬが非導通状態ではリレースイッチＳがオフとなるようにされている。
また、整流回路切換モジュール５の電源入力端子Ｔ１４には所定レベルの低圧直流電圧が入力されている。この場合、電源入力端子Ｔ１４に入力する低圧直流電圧は、交流入力電圧ＶＡＣを入力して整流動作を行う、ダイオードＤ１０及びコンデンサＣ１０とから成る半波整流回路によって得るようにされている。整流回路切換モジュール５は、この電源入力端子Ｔ１４に入力された直流電圧を入力電源として動作するようになっている。端子Ｔ１５は、整流回路切換モジュール５のアースラインを一次側アースに接地させるための端子である。
【００１５】
上記した構成による整流回路の切り換え動作は次のようになる。
整流回路切換モジュール５では、検出端子Ｔ１１に入力される整流平滑電圧Ｅｉのレベルと所定の基準電圧とを比較する。検出端子Ｔ１１に入力される電圧レベルは、交流入力電圧ＶＡＣ＝１５０Ｖ以上であるときには上記基準電圧以上となり、交流入力電圧ＶＡＣが１５０Ｖ以下であるときには上記基準電圧以下となる。つまり、基準電圧は、交流入力電圧ＶＡＣ＝１５０Ｖに対応したレベルとなっている。
そして、整流回路切換モジュール５では、分圧レベルが基準電圧以下であるときには、リレーＲＬをオンとし、基準電圧以上であるときには、リレーＲＬをオフとするように駆動する。
【００１６】
ここで、例えばＡＣ２００Ｖ系であるのに対応して、交流入力電圧ＶＡＣ＝１５０Ｖ以上に対応するレベルの整流平滑電圧Ｅｉが発生したとする。
この場合には、検出端子Ｔ１１に入力される電圧レベルが基準電圧以上となるので、整流回路切換モジュール５は、リレーＲＬをオフとする。これに応じて、リレースイッチＳもオフ（オープン）となる。
リレースイッチＳがオフの状態では、交流入力電圧ＶＡＣが正／負となる各期間において、交流入力電圧ＶＡＣをブリッジ整流回路Ｄｉにより整流して平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の直列接続回路に整流電流を充電する動作が得られる。つまり、通常のブリッジ整流回路を備えた全波整流回路による整流動作が得られる。これにより、平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の直列接続回路の両端電圧として、交流入力電圧ＶＡＣの等倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉが得られる。
【００１７】
これに対して、ＡＣ１００Ｖ系であるのに対応して、交流入力電圧ＶＡＣ＝１５０Ｖ以下に対応するレベルの整流平滑電圧Ｅｉが発生したとする。
この場合には、検出端子Ｔ１１に入力される電圧レベルが上記基準電圧以下となって、整流回路切換モジュール５はリレーＲＬをオンとするので、リレースイッチＳはオン（クローズ）となるように制御される。
リレースイッチＳがオンの状態では、交流入力電圧ＶＡＣが正の期間では、ブリッジ整流回路Ｄｉによる整流出力が、平滑コンデンサＣｉ１のみに充電される整流電流経路が形成される。一方、交流入力電圧ＶＡＣが負の期間では、ブリッジ整流回路Ｄｉによる整流出力が、平滑コンデンサＣｉ２のみに充電される整流電流経路が形成される。
このようにして整流動作が行われる結果、平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２の各両端電圧として、交流入力電圧ＶＡＣの等倍に対応したレベルが生じることになる。従って、平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の直列接続回路の両端電圧である整流平滑電圧Ｅｉとしては、交流入力電圧ＶＡＣの２倍に対応するレベルが得られる。つまり、いわゆる倍電圧整流回路が形成されるものである。
【００１８】
このようにして、図６に示す回路では、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系の場合には、倍電圧整流動作により、交流入力電圧ＶＡＣの２倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成し、商用交流電源ＡＣ２００Ｖ系の場合には、例えば全波整流回路による等倍電圧整流動作によって、交流入力電圧ＶＡＣの等倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成する。つまり、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系の場合と、ＡＣ２００Ｖ系の場合とで、結果的に同等レベルの整流平滑電圧Ｅｉが得られるようにしており、これによって、ワイドレンジ対応としているものである。そして、この整流平滑電圧Ｅｉは、後段のスイッチングコンバータに対して、直流入力電圧として入力される。
【００１９】
上記整流平滑電圧Ｅｉを直流入力電圧として入力して動作するスイッチングコンバータとしては、この場合、電流共振形コンバータとしての基本構成に対して少なくとも一次側に部分電圧共振回路を備えた、複合共振形コンバータとしての構成を採る。
そして、ここでは、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ１（ハイサイド），Ｑ２（ローサイド）をハーフブリッジ結合により接続している。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各ドレイン−ソース間に対しては、図示する方向により、それぞれダンパーダイオードＤＤ１，ＤＤ２を並列に接続している。
【００２０】
また、スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間に対しては、部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンスＬ１によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【００２１】
コントロールＩＣ２は、電流共振形コンバータを他励式により駆動するための発振回路、制御回路、及び保護回路等を備えて構成されるもので、内部にバイポーラトランジスタを備えた汎用のアナログＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  Ｃｉｒｃｕｉｔ）とされる。このコントロールＩＣ２は、電源入力端子Ｖｃｃに入力される直流電圧により動作する。この場合の電源入力端子Ｖｃｃは、起動抵抗Ｒｓを介して整流平滑電圧Ｅｉのラインと接続されている。コントロールＩＣ２は、の起動抵抗Ｒｓを介して入力される整流平滑電圧Ｅｉにより起動して動作することになる。また、このコントロールＩＣ２は、アース端子Ｅにより一次側アースに接地させるようにしている。
【００２２】
そして、コントロールＩＣ２においては、スイッチング素子に対してドライブ信号（ゲート電圧）を出力するための端子として、２つのドライブ信号出力端子ＶＧＨ，ＶＧＬが備えられる。
ドライブ信号出力端子ＶＧＨからは、ハイサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力され、ドライブ信号出力端子ＶＧＬからは、ローサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力される。
そして、ドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力されるハイサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ１のゲートに対して印加され、ドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力されるローサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ２のゲートに対して印加されるようになっている。
そして、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、それぞれ上記ドライブ信号出力端子ＶＧＨ，ＶＧＬから出力されるドライブ信号によって、所要のスイッチング周波数により交互にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行う。
【００２３】
絶縁コンバータトランスＰＩＴはスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力を二次側に伝送するものであり、この場合には、一次巻線Ｎ１と、２組の二次巻線Ｎ２，Ｎ２Ａが巻装される。また、この場合には、後述する力率改善回路３を形成する三次巻線Ｎ３も巻装される。
この場合、絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の一端は、スイッチング素子Ｑ１のソースとスイッチング素子Ｑ２のドレインとの接続点（スイッチング出力点）に対して、直列共振コンデンサＣ１の直列接続を介して接続される。また、一次巻線Ｎ１の他端は、一次側アースに接続される。
【００２４】
上記した接続態様によると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力点に対して、直列共振コンデンサＣ１−一次巻線Ｎ１の直列回路が接続されていることになる。これにより、直列共振コンデンサＣ１のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ１を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴのリーケージインダクタンスＬ１とによって、一次側直列共振回路が形成される。そして、上記のようにして、この一次側直列共振回路がスイッチング出力点に対して接続されていることで、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力が一次側直列共振回路に伝達されることになる。一次側直列共振回路では伝達されたスイッチング出力に応じて共振動作するが、これによって、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とする。
そして、この場合においては、一次側直列共振回路の一端が、一次側スイッチングコンバータのスイッチング出力点と接続され、他端が一次側アース間に対して接続されていることになる。
【００２５】
また、これまでの説明によると、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｃ１−Ｌ１）による電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振回路（Ｃｐ／／Ｌ１）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
つまり、この図に示す電源回路は、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路とが組み合わされた形式を採っていることになる。つまり、複合共振形コンバータとしての構成を採っている。
【００２６】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に巻装される二次巻線Ｎ２，Ｎ２Ａの各々においては、一次巻線Ｎ１に伝達されたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起される。
先ず、二次巻線Ｎ２に対しては、図示するようにしてセンタータップを設けて二次側アースに接続した上で、整流ダイオードＤｏ１，Ｄｏ２、及び平滑コンデンサＣｏ１から成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣｏ１の両端電圧として二次側直流出力電圧Ｅｏ１が得られる。この二次側直流出力電圧Ｅｏ１は、図示しない負荷側に供給されるとともに、次に説明する制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００２７】
また、二次巻線Ｎ２Ａについてもセンタータップを設けて二次側アースに接続した上で、整流ダイオードＤｏ３，Ｄｏ４、及び平滑コンデンサＣｏ２から成る両波整流回路を接続しており、これにより、平滑コンデンサＣｏ２の両端電圧として二次側直流出力電圧Ｅｏ２を生成するようにしている。この二次側直流出力電圧Ｅｏ２も、図示しない所要の負荷に供給される。
【００２８】
制御回路１は、二次側直流出力電圧Ｅｏ１のレベルに応じて、そのレベルが可変される電流又は電圧を制御出力として得る。この制御出力は、コントロールＩＣ２の制御端子Ｖｃに対して出力される。
コントロールＩＣ２では、制御端子Ｖｃに入力された制御出力レベルに応じて、ドライブ信号出力端子ＶＧＨ，ＶＧＬから出力すべきハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号とについて、互いに交互にオン／オフさせるタイミングを保たせたうえで、各ドライブ信号の周波数を同期させた状態で可変するように動作する。
これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数は、制御端子Ｖｃに入力された制御出力レベル（つまり二次側直流出力電圧レベル）に応じて、可変制御されることになる。
スイッチング周波数が可変されることによっては、一次側直列共振回路における共振インピーダンスが変化することになる。このようにして共振インピーダンスが変化することによっては、一次側直列共振回路の一次巻線Ｎ１に供給される電流量が変化して二次側に伝送される電力も変化することになる。これにより、二次側直流出力電圧Ｅｏ１のレベルが変化することとなって、二次側直流出力電圧についての定電圧制御が図られることになる。
【００２９】
そして、図６に示す電源回路においては、これまで説明した構成に対して、力率改善のための力率改善回路３が備えられる。
この図に示す力率改善回路３は、商用交流電源ＡＣのライン側において、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子と負極入力端子間に並列に挿入されるフィルタコンデンサＣＮを含むものとされる。そして、このフィルタコンデンサＣＮの一端とブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子の接続点に対し、図示するように、インダクタＬ２０−三次巻線Ｎ３−高速リカバリ型ダイオードＤ１を直列接続する。この場合、高速リカバリ型ダイオードＤ１のアノード側が三次巻線Ｎ３と接続されるようになっている。そして、高速リカバリ型ダイオードＤ１のカソードを、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子に対して接続するようにしている。
【００３０】
また、高速リカバリ型ダイオードＤ１のアノードに対しては、もう１つの高速リカバリ型ダイオードＤ２のカソードを接続している。高速リカバリ型ダイオードＤ２のアノードは、一次側アースに接地させている。
【００３１】
このような構成による力率改善回路３の動作は、次のようになる。
交流入力電圧ＶＡＣが正の期間では、正極性の整流電流は、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子から、このブリッジ整流回路Ｄｉを形成するダイオードＤａに流入する成分と、電流Ｉ１としてインダクタＬ２０側に流入する成分とに分岐される。
そして、このときの電流Ｉ１は、フィルタコンデンサＣＮからインダクタＬ２０→三次巻線Ｎ３→高速リカバリ型ダイオードＤ１の経路で平滑コンデンサＣｉ１の正極端子に流入する。そして、交流入力電圧ＶＡＣがＡＣ１００Ｖ系であるのに対応して倍電圧整流回路が形成されている場合には、平滑コンデンサＣｉ１を流れた電流Ｉ１は、リレースイッチＳを介して商用交流電源ＡＣの負極ラインからフィルタコンデンサＣＮに流入する。また、ＡＣ２００Ｖ系に対応して全波整流回路が形成されている場合には、平滑コンデンサＣｉ１を流れた電流Ｉ１は、さらに平滑コンデンサＣｉ１を流れて、ブリッジ整流回路ＤｉのダイオードＤｄを介して商用交流電源ＡＣの負極ラインからフィルタコンデンサＣＮに流入する。
【００３２】
また、交流入力電圧ＶＡＣが負の期間では、負極性の整流電流は、倍電圧整流回路が形成されている場合には、平滑コンデンサＣｉ２を介した後において、ブリッジ整流回路ＤｉのダイオードＤｃに流れる成分と、平滑コンデンサＣｉ２を介して高速リカバリ型ダイオードＤ２に流入して負極性の電流Ｉ１となる成分とに分岐する。
また、全波整流回路が形成されている場合には、ブリッジ整流回路ＤｉのダイオードＤｂ→平滑コンデンサＣｉ１→Ｃｉ２を介した後において、ブリッジ整流回路ＤｉのダイオードＤｃに流れる成分と、高速リカバリ型ダイオードＤ２に流入して負極性の電流Ｉ１となる成分とに分岐する。
そして、上記のように高速リカバリ型ダイオードＤ２に流入した負極性の電流Ｉ１は、先ず、高速リカバリ型ダイオードＤ２→三次巻線Ｎ３→インダクタＬ２０の経路で流れ、商用交流電源ＡＣの正極ライン側からフィルタコンデンサＣＮに流入する。
【００３３】
ここで、一次側スイッチングコンバータがスイッチング動作を行っていることで、三次巻線Ｎ３には、スイッチング周期に応じた交番電圧が励起される。この三次巻線Ｎ３は、力率改善回路３において、整流電流成分である電流Ｉ１が流れる整流電流経路に挿入されていることで、三次巻線Ｎ３に励起された交番電圧は、この整流電流経路に重畳されることとなる。つまり、一次側スイッチングコンバータのスイッチング出力を、整流電流経路に対して電圧として帰還している。
そして、このようにしてスイッチング出力が帰還されることによっては、この帰還されたスイッチング出力に基づく交番電圧によって、この整流電流経路において挿入される高速リカバリ型ダイオードＤ１，Ｄ２が、整流電流をスイッチングして断続するようにして整流動作を行うことになる。
これにより、電流Ｉ１は、正極性のときには高速リカバリ型ダイオードＤ１によりスイッチング（断続）され、負極性のときには高速リカバリ型ダイオードＤ２によりスイッチング（断続）されることで交番波形とされて、整流電流経路に流れることになる。
【００３４】
このようにして、高速リカバリ型ダイオードＤ１，Ｄ２によって、整流電流がスイッチングされるようにして断続されることで、整流出力電圧レベルが整流平滑電圧Ｅｉのレベルよりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２への充電電流が流れるようにされる。
この結果、交流入力電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付くようにされることで、ＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とで共に、交流入力電流ＩＡＣの導通角が拡大される。このようにして、交流入力電流ＩＡＣの導通角が拡大される結果、力率改善が図られることになる。
【００３５】
このようにして、図６に示す回路では、力率改善回路を備える電流共振形コンバータ（複合共振形コンバータ）として、絶縁コンバータトランスＰＩＴに三次巻線Ｎ３を設け、この三次巻線Ｎ３によって整流電流経路にスイッチング出力を電圧帰還することによって力率改善を図るようにされている。
そして、このような構成であれば、負荷電力の減少及び交流入力電圧の上昇に伴う力率の低下を抑制することができる。
【００３６】
しかしながら、図６に示す回路の場合にも、依然として、整流平滑電圧Ｅｉに重畳するリップル成分が増加するという問題は残る。
図６に示す回路においては、三次巻線Ｎ３に励起されるスイッチング周期の交番電圧によって、力率改善回路３内に、スイッチング周期による交番波形の電流Ｉ１が重畳して流れることになる。この交番波形の電流Ｉ１は、先に説明した電流経路からも分かるように、ＡＣ１００Ｖ系に対応する倍電圧整流動作時と、ＡＣ２００Ｖ系に対応する全波整流動作時において、交流入力電圧ＶＡＣが正／負となる期間において、少なくとも、平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２のいずれかに対して流れるようになっている。
このため、平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２の両端電圧として得られる整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）には、例えば図７（ｃ）に示すようにして、先ず、商用交流電源周期によるリップル電圧成分が重畳される波形に対して、さらにスイッチング周期による交番電圧成分が重畳することになる。これによりリップル電圧成分のピークレベルが増加してしまう。
【００３７】
この具体例を図７の波形図により説明する。図７は、最大負荷電力Ｐｏｍａｘ＝２５０Ｗ、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ（５０Ｈｚ）時の動作を示している。
例えば図７（ａ）（ｂ）に示すようにして、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ（５０Ｈｚ）の入力に対応して、交流入力電圧ＶＡＣ＝２８２Ｖｐ−ｐ、交流入力電流ＩＡＣ＝１０Ａｐとなる条件の下では、整流平滑電圧Ｅｉに重畳するリップル電圧ΔＥｉは、図７（ｃ）に示すようにして、整流平滑電圧Ｅｉの規定レベルを基準とすると１５Ｖｐ−ｐの振幅となる。
また、このようにして整流平滑電圧Ｅｉにリップル電圧ΔＥｉが重畳する影響で、二次側直流出力電圧Ｅｏ１のリップル電圧ΔＥｏ１も、二次側直流出力電圧Ｅｏ１の規定レベルを基準とすると１５０ｍＶｐ−ｐとなる。このリップル電圧ΔＥｏ１＝１５０ｍＶｐ−ｐという値は、図６に示す電源回路において力率改善回路３を備えない場合が５０ｍＶｐ−ｐであるから、３倍に増加していることになる。
【００３８】
そして、このようにしてリップル電圧ΔＥｏ１が増加した場合には、その分、制御回路１による定電圧制御動作を強力なものにする必要が生じる。このため、制御回路１についてより高いゲインが得られるように構成したり、また、平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２、及び二次側の平滑コンデンサＣｏ１などについて、より大きなキャパシタンスのものを選定することが必要になって、コストアップ、及び部品サイズの大型化を招くことになる。
【００３９】
また、図６に示す電源回路では、次のような問題も生じる。
図６に示す電源回路の絶縁コンバータトランスＰＩＴには、一次側に対応して一次巻線Ｎ１と三次巻線Ｎ３が巻装されているが、その巻き方としては、一次巻線Ｎ１の巻終わりの上に対して三次巻線Ｎ３を巻装するようにしている。しかしながら、このような巻き方となる場合、一次巻線Ｎ１の巻終わり、三次巻線Ｎ３間の電位差が非常に大きなものとなる。
【００４０】
ここで、図８の波形図には、図６に示す電源回路における力率改善回路３の動作が示されている。この図も、最大負荷電力Ｐｏｍａｘ＝２５０Ｗ、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ（５０Ｈｚ）時の動作を示している。
図８（ａ）に示すようにして、例えば、交流入力電流電圧ＶＡＣ＝１００Ｖの入力に対応して、交流入力電圧ＶＡＣ＝２８２Ｖｐ−ｐとなる条件の場合であると、一次巻線Ｎ１の巻終わり端部と一次側アース間の電位Ｖ１は、図８（ｂ）に示すようにして、定常的に９００Ｖｐ−ｐとなる。
これに対して、三次巻線Ｎ３の巻始め端部と一次側アース間の電位Ｖ２は、図８（ｃ）に示すようにして、交流入力電圧ＶＡＣが正極性とされて図８（ｅ）に示す電流Ｉ１が流れるとされる期間において２７０Ｖｐとなり、交流入力電圧ＶＡＣが負極性とされて電流Ｉ１が流れるとされる期間においては０レベルとなる。
また、三次巻線Ｎ３の巻終わり端部と一次側アース間の電位Ｖ３は、交流入力電圧ＶＡＣが正極性とされて電流Ｉ１が流れるとされる期間においては３９０Ｖｐで、交流入力電圧ＶＡＣが負極性とされて電流Ｉ１が流れるとされる期間においては−１３０Ｖｐとなる。これに応じて、三次巻線Ｎ３の両端電圧としては、２４５Ｖｐ−ｐが発生する。
なお、このときの電流Ｉ１としては、図８（ｅ）に示すようにして、±５Ａｐにより流れる交番電流となる。
【００４１】
そして、上記した電位Ｖ１と、電位Ｖ２，Ｖ３の関係によると、電位Ｖ２，Ｖ３が一定以上に高くなる期間では、一次巻線Ｎ１と三次巻線Ｎ３との電位差が７２０Ｖｐ−ｐ以上となる。
【００４２】
ここで、一次巻線Ｎ１及び三次巻線Ｎ３には、例えば６０μφ／１５０束のリッツ線が選定される。この線材は絶縁規格が１種なのであるが、例えば上記した程度の一次巻線Ｎ１と三次巻線Ｎ３との電位差が生じる場合、一次巻線Ｎ１と三次巻線Ｎ３は、耐圧オーバーにより、いわゆるレアーショート状態となる。
このために、図６に示す電源回路に実装する絶縁コンバータトランスＰＩＴの実際としては、一次巻線Ｎ１と三次巻線Ｎ３との間に、絶縁用の層間マイラーテープを施す必要があることになり、それだけ、絶縁コンバータトランスＰＩＴの製造能率が低下する。また、層間マイラーテープが追加される分のコストアップも生じることになる。
【００４３】
このようにして図６に示す電源回路において、リップル電圧の増加と、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける一次巻線Ｎ１と三次巻線Ｎ３間の耐圧オーバーの問題を抱えており、実際には、これらの問題に対応した対策を施さなければならない。
【００４４】
ここで、参考までに、上記図７及び図８に示す結果を得た場合における、図６に示す電源回路における要部のスペックを示しておく。
絶縁コンバータトランスＰＩＴ：ＥＥＲ４０のフェライトコア、ギャップ長Ｇａｐ＝１ｍｍ、
一次巻線Ｎ１＝３３Ｔ
二次巻線Ｎ２：センタータップを分割位置として１４Ｔ＋１４Ｔ
三次巻線Ｎ３＝９Ｔ
インダクタＬ２０＝３９μＨ
一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０２２μＦ
フィルタコンデンサＣＮ＝１μＦ
【００４５】
【課題を解決するための手段】
そこで本発明は、上記した課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のように構成することとした。
つまり、商用交流電源を入力して整流平滑電圧を生成するものとされ、入力される商用交流電源のレベルに応じて、商用交流電源レベルの等倍に対応するレベルの上記整流平滑電圧を生成する等倍電圧整流動作と、商用交流電源レベルの所定倍に対応するレベルの上記整流平滑電圧を生成する倍電圧整流動作とで切り換えが行われる整流平滑手段を備える。
また、整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行うスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段を備える。
また、スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、この一次巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスを備える。
また、絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて、スイッチング手段の動作を電流共振形とすると共に、その一方の端部が、上記スイッチング手段のスイッチング出力点に接続され、他方の端部が、整流平滑手段により生成される整流平滑電圧の正極ラインに対して接続される一次側直列共振回路を備える。
また、絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行うことで二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、二次側直流出力電圧のレベルに応じてスイッチング駆動手段を制御して、スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段を備える。また、力率改善を図る力率改善手段を備えることとして、この力率改善手段は、絶縁コンバータトランスの一次側に巻装される三次巻線と、インダクタとを直列接続して形成される直列接続回路を、商用交流電源ラインと、上記整流平滑手段を形成する整流ダイオードとが接続されるべきライン間に直列に挿入するとともに、整流平滑手段を形成する整流ダイオードについて、高速リカバリ型ダイオードが用いられるようにして構成することとした。
【００４６】
上記構成によると、本発明のスイッチング電源回路は、電流共振形コンバータを基本構成とした一次側スイッチングコンバータが備えられる。そして、整流平滑電圧（直流入力電圧）を生成する整流平滑手段について、商用交流電源レベルに応じて等倍電圧整流動作と倍電圧整流動作とで整流動作の切り換えが行われるように構成することで、ワイドレンジ対応としている。
また、力率改善のために、絶縁コンバータトランスに巻装される三次巻線及びインダクタの直列接続回路を、商用交流電源ラインと、商用交流電源を整流する整流ダイオードの入力側との間に直列的に接続し、これら整流ダイオードについては高速リカバリ型として高周波のスイッチングを可能とする回路構成を付加するようにされる。そして、三次巻線に伝達されたスイッチング出力を整流電流経路に対して電圧帰還して整流電流を断続し、これにより交流入力電流の導通角を拡大して力率改善を図るようにされる。
ここまでの構成により、ワイドレンジ対応の力率改善機能を有する電流共振形コンバータが形成されることになる。
そして、上記構成の下で、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための一次側直列共振回路の一方の端部を、スイッチング出力点に対して接続した上で、他方の端部は整流平滑電圧の正極ラインに対して接続するようにしている。これにより、絶縁コンバータトランスに巻装される一次巻線と一次側アース間の電位としては、０レベルがシフトされ、三次巻線との電位差が変化することとなる。
【００４７】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示している。
この図に示す電源回路においては、先ず、商用交流電源ＡＣのラインに対して、各１組のアクロスコンデンサＣＬ及びコモンモードチョークコイルＣＭＣとから成る、コモンモードノイズフィルタが接続される。
そして、商用交流電源ＡＣのラインにおいては、上記コモンモードノイズフィルタの後段に対して、１組のフィルタコンデンサＣＮが並列に接続される。このフィルタコンデンサＣＮは、次に説明する一次側の整流回路において形成される整流電流経路に発生するノーマルモードノイズを抑制するためのものとされる。また、フィルタコンデンサＣＮは、後述する力率改善回路３の一部となる。
【００４８】
この場合、商用交流電源から整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生成する整流回路系は、力率改善回路３内にて形成されるようにして設けられ、ブリッジ整流回路Ｄｉと、２本の平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２を備えている。平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２は同じキャパシタンスを有する。また、力率改善のための部品素子として、絶縁コンバータトランスＰＩＴに巻装される三次巻線Ｎ３、インダクタＬ２０を備える。
【００４９】
この場合のブリッジ整流回路Ｄｉを形成する整流ダイオードＤａ，Ｄｂ，Ｄｃ，Ｄｄには、それぞれ高速リカバリ型が選定される。そして、この場合においては、これら整流ダイオードＤａ，Ｄｂ，Ｄｃ，Ｄｄについて、いわゆるブリッジ接続することで、全体として、ブリッジ整流回路Ｄｉとしての接続態様を得ている。
先ず、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子は、三次巻線Ｎ３−インダクタＬ２０の直列接続を介して、商用交流電源ＡＣの正極ラインとフィルタコンデンサＣＮの接続点に対して接続される。つまり、力率改善改善回路３の構成としてみた場合には、三次巻線Ｎ３−インダクタＬ２０の直列接続回路を、商用交流電源ＡＣの正極ラインに挿入したうえで、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子（交流入力側）に接続していることになる。これは、三次巻線Ｎ３−インダクタＬ２０の直列接続回路を、商用交流電源ＡＣラインと、整流平滑回路を形成する整流ダイオードとが接続されるべきライン間に直列に挿入していることを意味する。
【００５０】
ブリッジ整流回路Ｄｉの負極入力端子は、上記フィルタコンデンサＣＮと商用交流電源ＡＣの負曲のラインとの接続点に対して接続される。
また、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子は、平滑コンデンサＣｉ１側の正極端子に接続され、負極出力端子は、一次側アースに接続される。
【００５１】
平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２は、図示するようにして、平滑コンデンサＣｉ１の正極端子と、平滑コンデンサＣｉ２の負極端子とが接続されるようにして直列に接続される。そして、平滑コンデンサＣｉ１側の正極端子は、上記もしたように、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と接続される。平滑コンデンサＣｉ２側の負極端子は一次側アースに接続される。整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）は、平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の直列接続回路の両端電圧として得られる。
【００５２】
また、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子と、平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の接続点との間には、リレースイッチＳを挿入している。このリレースイッチＳは、整流回路切換モジュール５に接続されたリレーＲＬの駆動状態に応じて、オン／オフされる。
【００５３】
整流回路切換モジュール５は、リレーＲＬを駆動することで、上記のようにして形成される整流回路系の動作をＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで切り換えるために設けられる。このために、検出端子Ｔ１１には、整流平滑電圧Ｅｉが入力されるようになっている。検出端子Ｔ１１から入力される整流平滑電圧Ｅｉのレベルは、商用交流電源ＡＣのレベルに応じた変化を示す。つまり、整流回路切換モジュール５は、整流平滑電圧Ｅｉのレベルを検出することで、商用交流電源ＡＣのレベルを検出するようになっている。
また、リレー駆動端子Ｔ１２，Ｔ１３間に対してはリレーＲＬが接続される。なお、リレーＲＬは、自身の導通状態に応じて、リレースイッチＳをオン／オフ制御する。なお、ここでは、リレーＲＬが導通状態ではリレースイッチＳがオン、リレーＲＬが非導通状態ではリレースイッチＳがオフとなるようにされている。
また、整流回路切換モジュール５の電源入力端子Ｔ１４には所定レベルの低圧直流電圧が入力されている。この場合、電源入力端子Ｔ１４に入力する低圧直流電圧は、交流入力電圧ＶＡＣを入力して整流動作を行う、ダイオードＤ１０及びコンデンサＣ１０とから成る半波整流回路によって得るようにされている。整流回路切換モジュール５は、この電源入力端子Ｔ１４に入力された直流電圧を入力電源として動作するようになっている。端子Ｔ１５は、整流回路切換モジュール５のアースラインを一次側アースに接地させるための端子である。
【００５４】
上記した構成による整流回路の切り換え動作は次のようになる。
整流回路切換モジュール５では、検出端子Ｔ１１に入力される整流平滑電圧Ｅｉのレベルと所定の基準電圧とを比較する。検出端子Ｔ１１に入力される電圧レベルは、交流入力電圧ＶＡＣ＝１５０Ｖ以上であるときには上記基準電圧以上となり、交流入力電圧ＶＡＣが１５０Ｖ以下であるときには上記基準電圧以下となる。つまり、基準電圧は、交流入力電圧ＶＡＣ＝１５０Ｖに対応したレベルとなっている。
そして、整流回路切換モジュール５では、分圧レベルが基準電圧以下であるときには、リレーＲＬをオンとし、基準電圧以上であるときには、リレーＲＬをオフとするように駆動する。
【００５５】
ここで、例えばＡＣ２００Ｖ系であるのに対応して、交流入力電圧ＶＡＣ＝１５０Ｖ以上に対応するレベルの整流平滑電圧Ｅｉが発生したとする。
この場合には、検出端子Ｔ１１に入力される電圧レベルが基準電圧以上となるので、整流回路切換モジュール５は、リレーＲＬをオフとする。これに応じて、リレースイッチＳもオフ（オープン）となる。
リレースイッチＳがオフの状態では、交流入力電圧ＶＡＣが正／負となる各期間において、交流入力電圧ＶＡＣをブリッジ整流回路Ｄｉにより整流して平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の直列接続回路に整流電流を充電する動作が得られる。つまり、通常のブリッジ整流回路を備えた全波整流回路による整流動作が得られる。これにより、平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の直列接続回路の両端電圧として、交流入力電圧ＶＡＣの等倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉが得られる。
【００５６】
これに対して、ＡＣ１００Ｖ系であるのに対応して、交流入力電圧ＶＡＣ＝１５０Ｖ以下に対応するレベルの整流平滑電圧Ｅｉが発生したとする。
この場合には、検出端子Ｔ１１に入力される電圧レベルが上記基準電圧以下となって、整流回路切換モジュール５はリレーＲＬをオンとするので、リレースイッチＳはオン（クローズ）となるように制御される。
リレースイッチＳがオンの状態では、交流入力電圧ＶＡＣが正の期間では、ブリッジ整流回路Ｄｉによる整流出力が、平滑コンデンサＣｉ１のみに充電される整流電流経路が形成される。一方、交流入力電圧ＶＡＣが負の期間では、ブリッジ整流回路Ｄｉによる整流出力が、平滑コンデンサＣｉ２のみに充電される整流電流経路が形成される。
このようにして整流動作が行われる結果、平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２の各両端電圧として、交流入力電圧ＶＡＣの等倍に対応したレベルが生じることになる。従って、平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の直列接続回路の両端電圧である整流平滑電圧Ｅｉとしては、交流入力電圧ＶＡＣの２倍に対応するレベルが得られる。つまり、いわゆる倍電圧整流回路が形成されるものである。
【００５７】
このようにして、図１に示す回路では、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系の場合には、倍電圧整流動作により、交流入力電圧ＶＡＣの２倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成し、商用交流電源ＡＣ２００Ｖ系の場合には、例えば全波整流回路による等倍電圧整流動作によって、交流入力電圧ＶＡＣの等倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成する。つまり、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系の場合と、ＡＣ２００Ｖ系の場合とで、結果的に同等レベルの整流平滑電圧Ｅｉが得られるようにしており、これによって、ワイドレンジ対応としているものである。そして、この整流平滑電圧Ｅｉは、後段のスイッチングコンバータに対して、直流入力電圧として入力される。
【００５８】
上記整流平滑電圧Ｅｉを直流入力電圧として入力して動作するスイッチングコンバータとしては、この場合、電流共振形コンバータとしての基本構成に対して少なくとも一次側に部分電圧共振回路を備えた、複合共振形コンバータとしての構成を採る。
そして、ここでは、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ１（ハイサイド），Ｑ２（ローサイド）をハーフブリッジ結合により接続している。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各ドレイン−ソース間に対しては、図示する方向により、それぞれダンパーダイオードＤＤ１，ＤＤ２を並列に接続している。
【００５９】
また、スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間に対しては、部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンスＬ１によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【００６０】
コントロールＩＣ２は、電流共振形コンバータを他励式により駆動するための発振回路、制御回路、及び保護回路等を備えて構成されるもので、内部にバイポーラトランジスタを備えた汎用のアナログＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  Ｃｉｒｃｕｉｔ）とされる。このコントロールＩＣ２は、電源入力端子Ｖｃｃに入力される直流電圧により動作する。この場合の電源入力端子Ｖｃｃは、起動抵抗Ｒｓを介して整流平滑電圧Ｅｉのラインと接続されている。コントロールＩＣ２は、の起動抵抗Ｒｓを介して入力される整流平滑電圧Ｅｉにより起動して動作することになる。また、このコントロールＩＣ２は、アース端子Ｅにより一次側アースに接地させるようにしている。
【００６１】
コントロールＩＣ２では、内部の発振回路により所要の周波数の発振信号を生成する。なお、この発振回路は、後述するようにして制御回路１から端子Ｖｃに入力される制御出力のレベルに応じて、発振信号の周波数を可変するようにされている。
そして、コントロールＩＣ２では、上記発振回路にて生成された発振信号を利用して、ハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号を生成する。そして、ハイサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力し、ローサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力する。
【００６２】
上記説明によると、スイッチング素子Ｑ１に対しては、ドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力されるハイサイド用のドライブ信号がゲート抵抗Ｒ１１を介して印加される。これによって、スイッチング素子Ｑ１のゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１としては、このハイサイド用のドライブ信号に対応した波形が得られることになる。
つまり、図２（ａ）に示すようにして、１スイッチング周期内において、正極性による矩形波のパルスが発生する期間と、０Ｖとなる期間が得られることになる。
そして、この図２（ａ）に示されるゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１によって、スイッチング素子Ｑ１は、先ず、１スイッチング周期内において、正極性の矩形波パルスが得られるタイミングでオン状態となるようにされる。つまり、スイッチング素子Ｑ１がオンとなるには、ゲート閾値電圧（≒５Ｖ）以上の適切なレベルの電圧が印加されることが必要である。上記正極性のパルスとしてのゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１は１０Ｖとなるように設定されているから、この正極性のパルスが印加される期間に対応してオンとなる状態が得られることになる。そして、ゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１が０Ｖでゲート閾値電圧以下となると、オフ状態に切り換わることになる。このようなタイミングにより、スイッチング素子Ｑ１は、オン／オフするようにしてスイッチング動作を行うことになる。
【００６３】
一方、スイッチング素子Ｑ２に対しては、ドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力されるローサイド用のドライブ信号が印加されるようになっている。このドライブ信号に応じては、図２（ｂ）に示す波形によるスイッチング素子Ｑ２のゲート−ソース間電圧ＶＧＬ１が得られる。
つまり、ゲート−ソース間電圧ＶＧＬ１は、図２（ａ）に示したスイッチング素子Ｑ１のゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１と同じ波形とされたうえで、タイミングとしては、ゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１に対して１８０°の位相差を有した波形が得られているものである。このことから、スイッチング素子Ｑ２は、スイッチング素子Ｑ１と交互にオン／オフするタイミングによりスイッチング駆動されることになる。
また、図２（ａ）（ｂ）によると、スイッチング素子Ｑ１がターンオフしてスイッチング素子Ｑ２がターンオンするまでの間と、スイッチング素子Ｑ２がターンオフして、スイッチング素子Ｑ１がターンオンするまでの間には期間ｔｄが形成されるようになっている。
【００６４】
この期間ｔｄは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が共にオフとなるデッドタイムである。このデッドタイムとしての期間ｔｄは、部分電圧共振動作として、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がターンオン／ターンオフするタイミングでの短時間において、部分共振コンデンサＣｐにおける充放電の動作が確実に得られるようにすることを目的として形成している。そして、このような期間ｔｄとしての時間長は、例えばコントロールＩＣ２側で設定することができるようになっており、コントロールＩＣ２では、設定された時間長による期間ｔｄが形成されるように、ドライブ信号出力端子ＶＧＨ，ＶＧＬから出力すべきドライブ信号についてのパルス幅のデューティ比を可変する。
【００６５】
絶縁コンバータトランスＰＩＴはスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力を二次側に伝送するものであり、この場合には、一次巻線Ｎ１と、２組の二次巻線Ｎ２，Ｎ２Ａが巻装される。また、この場合には、後述する力率改善回路３を形成する三次巻線Ｎ３も巻装される。
この場合、絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の巻始め端部は、スイッチング素子Ｑ１のソースとスイッチング素子Ｑ２のドレインとの接続点（スイッチング出力点）に対して、直列共振コンデンサＣ１の直列接続を介して接続される。また、一次巻線Ｎ１の巻終わり端部は、整流平滑電圧Ｅｉの正極ライン（平滑コンデンサＣｉ１の正極端子と接続される。
【００６６】
上記した接続態様によると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力点に対して、直列共振コンデンサＣ１−一次巻線Ｎ１の直列回路が接続されていることになる。これにより、直列共振コンデンサＣ１のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ１を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴのリーケージインダクタンスＬ１とによって、一次側直列共振回路が形成される。そして、上記のようにして、この一次側直列共振回路がスイッチング出力点に対して接続されていることで、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力が一次側直列共振回路に伝達されることになる。一次側直列共振回路では伝達されたスイッチング出力に応じて共振動作するが、これによって、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とする。
そして、この場合においては、一次側直列共振回路の一方の端部が一次側スイッチングコンバータのスイッチング出力点と接続され、一次側直列共振回路の他方の端部は、一次側アースではなく、整流平滑電圧Ｅｉの正極ラインに対して接続されていることになる。
【００６７】
また、これまでの説明によると、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｃ１−Ｌ１）による電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振回路（Ｃｐ／／Ｌ１）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
つまり、この図に示す電源回路は、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路とが組み合わされた形式を採っていることになる。つまり、複合共振形コンバータとしての構成を採っている。
【００６８】
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴに巻装される三次巻線Ｎ３は、この場合には、巻始め端部をインダクタＬ２０側に接続し、巻終わり端部を、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子側（整流ダイオードＤａ，Ｄｃの接続点）に接続するようにしている。
【００６９】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に巻装される二次巻線Ｎ２，Ｎ２Ａの各々においては、一次巻線Ｎ１に伝達されたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起される。
先ず、二次巻線Ｎ２に対しては、図示するようにしてセンタータップを設けて二次側アースに接続した上で、整流ダイオードＤｏ１，Ｄｏ２、及び平滑コンデンサＣｏ１から成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣｏの両端電圧として二次側直流出力電圧Ｅｏ１が得られる。この二次側直流出力電圧Ｅｏ１は、図示しない負荷側に供給されるとともに、次に説明する制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００７０】
また、二次巻線Ｎ２Ａについてもセンタータップを設けて二次側アースに接続した上で、整流ダイオードＤｏ３，Ｄｏ４、及び平滑コンデンサＣｏ２から成る両波整流回路を接続しており、これにより、平滑コンデンサＣｏ２の両端電圧として二次側直流出力電圧Ｅｏ２を生成するようにしている。この二次側直流出力電圧Ｅｏ２も、図示しない所要の負荷に供給される。
【００７１】
制御回路１は、上記二次側直流出力電圧Ｅｏ１のレベルに応じて、そのレベルが可変される電流又は電圧を制御出力として得る。この制御出力は、コントロールＩＣ２の制御端子Ｖｃに対して出力される。
コントロールＩＣ２では、制御端子Ｖｃに入力された制御出力レベルに応じて、ドライブ信号出力端子ＶＧＨ，ＶＧＬから出力すべきハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号とについて、互いに交互にオン／オフさせるタイミングを保たせたうえで、各ドライブ信号の周波数を同期させた状態で可変するように動作する。
これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数は、制御端子Ｖｃに入力された制御出力レベル（つまり二次側直流出力電圧レベル）に応じて、可変制御されることになる。
スイッチング周波数が可変されることによっては、一次側直列共振回路における共振インピーダンスが変化することになる。このようにして共振インピーダンスが変化することによっては、一次側直列共振回路の一次巻線Ｎ１に供給される電流量が変化して二次側に伝送される電力も変化することになる。これにより、二次側直流出力電圧Ｅｏ１のレベルが変化することとなって、二次側直流出力電圧についての定電圧制御が図られることになる。
【００７２】
上記のようにして構成される図１に示す電源回路では、商用交流電源ＡＣを整流する整流回路系を含んで力率改善回路３が形成されていることになる。続いては、この力率改善回路３の動作について説明する。
先ず、商用交流電源ＡＣのラインから、力率改善回路３において流れるとされる整流電流Ｉ１の電流経路について説明する。
【００７３】
ＡＣ２００Ｖ系とされて全波整流回路が形成されている場合において、交流入力電圧ＶＡＣが正極性の期間では、整流電流Ｉ１は、フィルタコンデンサＣＮから商用交流電源ＡＣの正極ラインを介して、インダクタＬ２０→三次巻線Ｎ３→整流ダイオードＤａ→平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２→整流ダイオードＤｄを介して流れ、商用交流電源ＡＣの負極ラインからフィルタコンデンサＣＮに流入する。
一方、交流入力電圧ＶＡＣが負極性の期間では、整流電流Ｉ１は、フィルタコンデンサＣＮから商用交流電源ＡＣの負極ラインを介して、整流ダイオードＤｂ→平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２→整流ダイオードＤｃ→三次巻線Ｎ３→インダクタＬ２０を介して流れ、商用交流電源ＡＣの正極ラインからフィルタコンデンサＣＮに流入する。
【００７４】
また、ＡＣ１００Ｖ系とされて倍電圧整流回路が形成されている場合において、交流入力電圧ＶＡＣが正極性の期間では、整流電流Ｉ１は、フィルタコンデンサＣＮから商用交流電源ＡＣの正極ラインを介して、インダクタＬ２０→三次巻線Ｎ３→整流ダイオードＤａ→平滑コンデンサＣｉ１→リレースイッチＳを介して流れ、商用交流電源ＡＣの負極ラインからフィルタコンデンサＣＮに流入する。
一方、交流入力電圧ＶＡＣが負極性の期間では、整流電流Ｉ１は、フィルタコンデンサＣＮから商用交流電源ＡＣの負極ラインを介して、平滑コンデンサＣｉ２→整流ダイオードＤｃ→三次巻線Ｎ３→インダクタＬ２０を介して流れ、商用交流電源ＡＣの正極ラインからフィルタコンデンサＣＮに流入する。
【００７５】
このようにして、整流電流Ｉ１は、整流回路系が倍電圧整流回路であるときと全波整流回路であるときとで共に、交流入力電圧ＶＡＣが正／負となる両期間において、ブリッジ整流回路Ｄｉを形成する整流ダイオードＤａ〜Ｄｄのうちの少なくともいずれか１つにより整流されて得られるものであることが分かる。
【００７６】
ここで、一次側スイッチングコンバータがスイッチング動作を行っていることで、三次巻線Ｎ３には、スイッチング周期に応じた交番電圧が励起される。この三次巻線Ｎ３は、力率改善回路３において、整流電流Ｉ１が流れる電流経路（整流電流経路）に挿入されていることで、三次巻線Ｎ３に励起された交番電圧は、この整流電流経路に重畳されることとなる。つまり、一次側スイッチングコンバータのスイッチング出力を、整流電流経路に対して電圧として帰還している。
そして、このようにしてスイッチング出力が帰還されることによっては、この帰還されたスイッチング出力に基づく交番電圧によって、このブリッジ整流回路Ｄｉを形成している高速リカバリ型の整流ダイオードＤａ〜Ｄｄのうち、整流電流を整流する整流ダイオードによって、整流電流をスイッチングして断続する動作が得られることになる。これにより、整流電流Ｉ１は交番波形とされて、整流電流経路に流れることになる。
【００７７】
このようにして、整流電流Ｉ１がスイッチングされるようにして断続されることで、整流出力電圧レベルが整流平滑電圧Ｅｉのレベルよりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２への充電電流が流れるようにされる。
この結果、交流入力電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付くようにされることで、ＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とで共に、交流入力電流ＩＡＣの導通角が拡大される。このようにして、交流入力電流ＩＡＣの導通角が拡大される結果、力率改善が図られることになる。
【００７８】
上記構成による図１に示す電源回路においては、前述もしたように、一次側直列共振回路（Ｃ１−Ｎ１）の一端をスイッチング出力点（スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点）に対して接続し、他方の端部は、整流平滑電圧Ｅｉの正極ラインに接続するようにしている。図１の回路における実際としては、一次巻線Ｎ１の巻終わり端部側を、整流平滑電圧Ｅｉの正極ラインに接続している。
これにより、一次巻線Ｎ１の巻始め端部と一次側アース間の電位Ｖ１は、整流平滑電圧Ｅｉのレベル分シフトされることになる。
【００７９】
具体例を図３の波形図により示す。この図に示す動作は、最大負荷電力Ｐｏｍａｘ＝２５０Ｗ、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ（５０Ｈｚ）時のものとされる。
先ず、図３（ａ）に示すようにして、交流入力電圧ＶＡＣ＝２８２Ｖｐ−ｐが入力されているとした場合においては、上記した電位Ｖ１は、図３（ｂ）に示すようにして、正極性方向では７２０Ｖｐで、負極正方向では１８０Ｖｐとなるようにして、０電位が下側にシフトされることになる。
【００８０】
なお、三次巻線Ｎ３の巻始め端部と一次側アース間の電位Ｖ２は、図３（ｃ）に示すようにして、交流入力電圧ＶＡＣが正極性とされて図３（ｅ）に示す＋１５Ａｐの整流電流Ｉ１が流れるとされる期間において２７０Ｖｐとなり、交流入力電圧ＶＡＣが負極性とされて−１５Ａｐの整流電流Ｉ１が流れるとされる期間においては０レベルとなる。
また、三次巻線Ｎ３の巻終わり端部と一次側アース間の電位Ｖ３は、交流入力電圧ＶＡＣが正極性とされて電流Ｉ１が流れるとされる期間においては３９０Ｖｐで、交流入力電圧ＶＡＣが負極性とされて電流Ｉ１が流れるとされる期間においては−１３０Ｖｐとなる。また、三次巻線Ｎ３の両端電圧としては、２４５Ｖｐ−ｐが発生する。
【００８１】
このようにして、電位Ｖ２，Ｖ３に対して、電位Ｖ１がシフトされることによっては、一次巻線Ｎ１の巻終わり端子と、三次巻線Ｎ３との間の電位差を、例えば図６に示した回路の場合よりも小さなものとすることができる。そして、図３に示した動作の下では、この電位差は４００Ｖｐ以下となる。
そして、この電位差であれば、一次巻線Ｎ１及び三次巻線Ｎ３に採用される線材（例えば６０μφ／１５０束のリッツ線）の絶縁規格内に収まることになる。これにより、一次巻線Ｎ１と三次巻線Ｎ３は耐圧オーバーすることがなくなって、レアーショートも発生しないことになる。
従って、この場合にはレアーショートの対策としての絶縁用の層間マイラーテープを施す必要は無いこととなる。これにより、絶縁コンバータトランスＰＩＴの製造能率は向上し、また、層間マイラーテープの追加によるコストアップも避けられることになる。
【００８２】
また、図１に示す電源回路では、一次巻線Ｎ１と三次巻線Ｎ３の極性の関係として、一次巻線Ｎ１については、巻始め端部をスイッチング出力点側に接続し、巻終わり端部側を整流平滑電圧Ｅｉの正極ライン側に接続し、三次巻線Ｎ３については、巻始め端部を商用交流電源ＡＣのライン側に接続し、巻終わり端部をブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子に接続するようにしている。
そして、このような一次巻線Ｎ１と三次巻線Ｎ３の極性の関係を設定することによっては、力率改善回路３に流れる整流電流Ｉ１と、一次側直列共振回路を流れる直列共振電流とについて、次のような方向の関係により流すことができる。。
つまり、例として、ＡＣ１００Ｖ系とされて倍電圧整流回路が形成されている場合として、交流入力電圧ＶＡＣが正極性となる期間について考えてみると、先ず、整流電流Ｉ１は、フィルタコンデンサＣＮ→インダクタＬ２０→三次巻線Ｎ３（巻始め→巻終わり）→整流ダイオードＤａ→平滑コンデンサＣｉ１→リレースイッチＳ→フィルタコンデンサＣＮによる方向で流れる。
これに対して、一次側直列共振回路に流れる直列共振電流は、平滑コンデンサＣｉ１→一次巻線Ｎ１（巻終わり→巻始め）→一次側直列共振コンデンサＣ１→スイッチング素子Ｑ２（ドレイン→ソース）による方向で流れる。
そして、次の期間では、整流電流Ｉ１は反転して流れ、直列共振電流は、平滑コンデンサＣｉ１→スイッチング素子Ｑ１（ドレイン→ソース）→一次側直列共振コンデンサＣ１→一次巻線Ｎ１（巻始め→巻終わり）による方向で流れる。
【００８３】
このような整流電流Ｉ１と直列共振電流の流れる方向の関係によると、整流電流Ｉ１が三次巻線Ｎ３の巻始めから巻終わりとなる方向で流れるときには、直列共振電流は、一次巻線Ｎ１の巻終わりから巻始めとなる方向で流れることになる。逆に、整流電流Ｉ１が三次巻線Ｎ３の巻終わりから巻始めとなる方向で流れるときには、直列共振電流は、一次巻線Ｎ１の巻始めから巻終わりとなる方向で流れることになる。
つまり、整流電流Ｉ１と直列共振電流は、三次巻線Ｎ３と一次巻線Ｎ１の巻方向に対する関係として、互いに逆方向となるようにして流れている。これまでの説明から理解されるように、整流電流Ｉ１と直列共振電流は、何れもスイッチング出力に応じた周期の交番波形である。そして、これら整流電流Ｉ１と直列共振電流が逆位相であることになる。従って、整流電流Ｉ１と直列共振電流が上記した方向によって流れることによっては、これら整流電流Ｉ１と直列共振電流が相互に相殺されることとなる。
【００８４】
ここで整流電流Ｉ１は、平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２に流入するスイッチング周期の交番電流成分であるから、これに起因しては、整流平滑電圧Ｅｉに現れる商用交流電源周期のリップル電圧成分に対して、さらにスイッチング周期の交番電圧成分が重畳することになる。
しかしながら、本実施の形態では、上記のようにして整流電流Ｉ１が相殺されて、波形として現れなくなるなることから、整流平滑電圧Ｅｉに重畳されるスイッチング電圧成分も現れないことになる。
【００８５】
図４は、図１に示す電源回路において、最大負荷電力Ｐｏｍａｘ＝２５０Ｗ、商用交流電源ＡＣとして１００Ｖ系（ＶＡＣ＝１００Ｖ／５０Ｈｚ）が入力されている場合における、整流平滑電圧Ｅｉのリップル電圧成分ΔＥｉと、二次側直流出力電圧Ｅｏ１のリップル電圧成分ΔＥｏ１を、交流入力電圧ＶＡＣ及び交流入力電流ＩＡＣと共に示している。
この条件では、図４（ａ）（ｂ）に示すようにして、交流入力電圧ＶＡＣ＝２８２Ｖｐ−ｐが入力され、交流入力電流ＩＡＣとしては、±１０Ａｐが得られる。そして、この条件下でのリップル電圧成分ΔＥｉは、図４（ｃ）に示すようにして、整流平滑電圧Ｅｉの規定レベルを基準として、１０Ｖｐ−ｐにまで低減されることになる。また、図４（ｃ）に示す波形から、スイッチング周期の交番電圧成分はリップル電圧成分ΔＥｉに重畳していないことが分かる。
また、このようにして、整流平滑電圧Ｅｉのリップル電圧成分ΔＥｉの振幅が抑制されることに応じて、二次側直流出力電圧Ｅｏ１のリップル電圧成分ΔＥｏ１についても、図４（ｄ）に示すようにして、６０ｍＶｐ−ｐにまで抑制されることになる。
【００８６】
例えば上記図４（ｃ）（ｄ）に示す結果を、図６の電源回路の場合のリップル電圧成分ΔＥｉ（図７（ｃ））、リップル電圧成分ΔＥｏ１（図７（ｄ））と比較すると、リップル電圧成分ΔＥｉについては、３／２程度にまで低減され、また、リップル電圧成分ΔＥｏ１については、２／５程度にまで低減されていることが分かる。
【００８７】
また、図５は、図１に示す電源回路において、商用交流電源ＡＣとして２００Ｖ系（ＶＡＣ≒２３０Ｖ）が入力されている場合における、整流平滑電圧Ｅｉのリップル電圧成分ΔＥｉと、二次側直流出力電圧Ｅｏ１のリップル電圧成分ΔＥｏ１を、交流入力電流ＩＡＣと共に示している。なお、負荷条件は図４の場合と同じく、最大負荷電力Ｐｏｍａｘ＝２５０Ｗである。
交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖが入力される場合には、交流入力電流ＩＡＣは、図５（ａ）に示すようにして、４Ａｐ程度となる。
そして、この場合においては、リップル電圧成分ΔＥｉは、図５（ｂ）に示すようにして、整流平滑電圧Ｅｉの規定レベルを基準として、４Ｖｐ−ｐとなってさらに小さなものとなる。また、この場合にも、図５（ｂ）に示す波形を見れば、スイッチング周期の交番電圧成分はリップル電圧成分ΔＥｉに重畳していないことが分かる。また、これに応じて、二次側直流出力電圧Ｅｏ１のリップル電圧成分ΔＥｏ１についても、図５（ｃ）に示すようにして、３０ｍＶｐ−ｐとなる。
【００８８】
このようにしてリップル電圧成分ΔＥｏ１が抑制されることによっては、制御回路１についてより高いゲインを設定して構成したり、平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２、及び二次側の平滑コンデンサＣｏ１などについてキャパシタンスの大きなものを選定しなくとも、異常発振等の無い安定した動作を得ることができる。また、これにより、定電圧制御回路系の強化によるコストアップ、及び部品サイズの大型化なども避けられる。
【００８９】
また、例えば図６に示す回路では、整流回路系の整流素子として、４本の低速リカバリ型によるブリッジ整流回路Ｄｉと、２本の高速リカバリ型の整流ダイオードＤ１，Ｄ２を備えていた。これに対して、本実施の形態では、ブリッジ整流回路Ｄｉを形成する、４本の高速リカバリ型の整流ダイオードＤａ〜Ｄｄのみとなる。
そして、本実施の形態では、これら高速リカバリ型の整流ダイオードＤａ〜Ｄｄを形成するのにあたって、高速リカバリ型ダイオードが２本で１組となるようにパッケージ化した、いわゆるペアダイオードを用いることができる。また、図１に示す回路の場合のように、２００Ｗ程度の最大負荷電力に対応する構成では、ペアダイオードとして、８Ａ／４００Ｖの規格のものを用いることができる。これにより、例えば電源回路としての電力変換効率は、力率改善を施さない場合とほぼ同等とすることができ、また、整流回路系の構成としてもより簡略なものとなる。
【００９０】
なお、本発明としては、これまでに説明した電源回路の構成に限定されるものではない。
例えばスイッチング素子としては、例えばＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）など、他励式に使用可能な素子であれば、ＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子が採用されて構わない。また、先に説明した各部品素子の定数なども、実際の条件等に応じて変更されて構わない。
また、本発明としては、自励式でハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータを備えて構成することも可能とされる。この場合には、スイッチング素子として例えばバイポーラトランジスタを選定することができる。
さらには、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側において二次側直流出力電圧を生成するための回路構成としても、各図に示した以外の構成が採られて構わない。また、本発明に基づく電源回路により生成する二次側直流出力電圧の数としては、例えば対応すべき負荷電力や、必要とされる直流電源の数などに応じて適宜変更されてよい。
【００９１】
【発明の効果】
以上説明したように本発明は、電流共振形コンバータをベースとした一次側スイッチングコンバータを備えるワイドレンジ対応の電源回路としての基本構成を採る。
また、絶縁コンバータトランスに巻装される三次巻線及びインダクタの直列接続回路を、商用交流電源ラインと、商用交流電源を整流する整流ダイオードの入力側との間に直列的に接続し、これら整流ダイオードについては高速リカバリ型として高周波のスイッチングを可能とする。このような構成を付加することで、三次巻線に伝達されたスイッチング出力を整流電流経路に対して電圧帰還して整流電流を断続し、これにより交流入力電流の導通角を拡大して力率改善を図るように構成される。
そして、このような構成の下で、本発明では、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための一次側直列共振回路の一方の端部を、スイッチング出力点に対して接続した上で、他方の端部は整流平滑電圧の正極ラインに対して接続するようにしている。これにより、絶縁コンバータトランスに巻装される一次巻線と一次側アース間の電位としては、０レベルがシフトされる。この結果、一次側巻線と三次巻線との電位差を小さくすることが可能となって、一次側巻線と三次巻線における耐圧が確保できることになる。
【００９２】
これにより、例えば絶縁コンバータトランスを製造するのにあたり、一次巻線と二次巻線との間に、層間マイラーテープを施す必要が無くなるので、それだけ、絶縁コンバータトランスの製造効率が高まり、また、コストダウンにもつながることとなる。
【００９３】
また、上記した構成の下では、一次巻線と三次巻線の各巻始め端部／巻終わり端部の接続関係を任意に選択できる自由度が得られることになる。そして、この接続関係の設定によっては、三次巻線に流れるスイッチング周期の整流電流成分と、一次巻線に流れる直列共振電流が相互にキャンセルされるようにして、各電流の流れる方向を設定することができる。これにより、整流平滑電圧のリップル電圧成分の振幅が抑制され、結果的に、二次側直流出力電圧のリップルが抑制されることになる。
このため、例えば定電圧制御回路系のゲインを高く設定して構成したり、また、整流平滑電圧及び二次側直流出力電圧を生成するための各平滑コンデンサについてより大きなキャパシタンスのものを選定する必要はなくなる。これにより、例えば、コストアップ及び回路規模の拡大を避けることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２】実施の形態の電源回路におけるスイッチング素子のゲート−ソース間電圧を示す波形図である。
【図３】実施の形態の電源回路における力率改善回路の動作を示す波形図である。
【図４】ＡＣ１００Ｖ系時における、整流平滑電圧及び二次側直流出力電圧のリップル電圧成分を、商用交流電源周期により示す波形図である。
【図５】ＡＣ２００Ｖ系時における、整流平滑電圧及び二次側直流出力電圧のリップル電圧成分を、商用交流電源周期により示す波形図である。
【図６】先行技術としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図７】図６に示す電源回路における整流平滑電圧及び二次側直流出力電圧のリップル電圧成分を、商用交流電源周期により示す波形図である。
【図８】図６に示す電源回路における力率改善回路の動作を示す波形図である。
【符号の説明】
１  制御回路、２  コントロールＩＣ、３  力率改善回路、５  整流回路切換モジュール、Ｄｉ  ブリッジ整流回路、Ｃｉ１，Ｃｉ２  平滑コンデンサ、Ｑ１，Ｑ２  スイッチング素子、ＰＩＴ  絶縁コンバータトランス、Ｃ１  一次側直列共振コンデンサ、Ｃｐ  部分共振コンデンサ、Ｎ１  一次巻線、Ｎ２，Ｎ２Ａ  二次巻線、ＲＬ  リレー、Ｓ  リレースイッチ、Ｌ２０  インダクタ、Ｄａ〜Ｄｄ  高速リカバリ型の整流ダイオード、ＣＮ  フィルタコンデンサ、Ｎ３  三次巻線、ＣＭＣコモンモードチョークコイル、ＣＬ  アクロスコンデンサ
【図１】
2004215377.tif 000003
【図２】
2004215377.tif 000004
【図３】
2004215377.tif 000005
【図４】
2004215377.tif 000006
【図５】
2004215377.tif 000007
【図６】
2004215377.tif 000008
【図７】
2004215377.tif 000009
【図８】
2004215377.tif 000010