(57)【要約】【課題】自動で直交度の補正を行なうことにより、送信特性の安定性を保つことが可能なデジタル無線機を提供すること。【解決手段】直交変調部１１へ入力する、特定のパターンを形成する同相信号ＩＡと直交信号ＱＡの位相差を検出することにより直交度の誤差を算出し、直交復調部２８に同相搬送波を供給する可変移相器２９への制御電圧を誤差算出結果を用いて変化させ、直交度の補正を行なう。【選択図】　図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
被変調の同相信号と直交信号に対し、互いに直交する第１の同相搬送波と直交搬送波を用いて変調を施すことにより線形デジタル変調信号を出力する直交変調器と、該線形デジタル変調信号を増幅する増幅器と、該増幅器の出力信号の一部に対して、互いに直交する第２の同相搬送波と直交搬送波を用いて復調を施すことにより復調同相信号と復調直交信号を出力する直交復調器と、送信データの同相信号と直交信号からそれぞれ該復調同相信号と復調直交信号を減算して上記被変調の同相信号と直交信号を出力する加算器と、該被変調の同相信号と直交信号との間の直交度の誤差を検出する誤差検出手段と、該誤差検出手段の検出結果を用いて該被変調の同相信号と直交信号の間の直交度がπ／２となるように該直交度を補正する直交度補正手段とを有していることを特徴とするデジタル無線機。
【請求項２】
前記誤差検出手段は、送信データの特定パターンの基で呈する該被変調の同相信号と直交信号との間の時間差を使って直交度の誤差を検出し、
前記直交度補正手段は、前記第２の同相搬送波と直交搬送波のいずれか一方の位相を変化させることにより該直交度を補正することを特徴とする請求項１に記載のデジタル無線機。
【請求項３】
前記誤差検出手段は、送信データの特定パターンの基で呈する該被変調の同相信号と直交信号との間の時間差を使って直交度の誤差を検出し、
前記直交度補正手段は、前記送信データの同相信号と直交信号のいずれか一方の前記加算器へ入力するタイミングを変化させることにより該直交度を補正することを特徴とする請求項１に記載のデジタル無線機。
【請求項４】
前記タイミングの変化は、前記送信データの同相信号と直交信号を得るためにそれぞれにデジタル／アナログ変換器を設置した場合、該それぞれのデジタル／アナログ変換器のいずれか一方の動作タイミングを変化させることによって行なうことを特徴とする請求項３に記載のデジタル無線機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、線形デジタル変調方式を利用した無線システムのデジタル無線機、特にカーテシアンループの負帰還方式リニアライザを用いたデジタル無線機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
線形デジタル変調方式、例えば１６ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）や、π／４シフトＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒｉ　Ｐｈａｓｅ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ）等を利用した無線システムにおいては、電力増幅器の非線形特性によって生じる非線形歪を補償することが必須であり、各種の歪補償方式（リニアライザ）が用いられている。その中でも、同相信号と直交信号を用いて帰還ループを形成するカーテシアンループ（Ｃａｒｔｅｓｉａｎ　Ｌｏｏｐ）を用いた負帰還方式のリニアライザが広く利用されている。
【０００３】
従来の直交度補正回路を持った、カーテシアンループの負帰還方式リニアライザを用いたデジタル無線機の送信部の概略を図４に示す（例えば、特許文献１参照）。
【０００４】
無線チャネル制御部１は、線形デジタル変調方式によって送信するデータに対して変換処理を行ない（例えば、多値変換或いは直並列変換など）、デジタル同相信号及びデジタル直交信号を出力する。デジタル同相信号は、Ｄ／Ａ変換器３で送信データの同相信号、即ちベースバンド帯アナログ信号の同相信号Ｉに変換された後、加算器７へ入力される。同様に、デジタル直交信号は、Ｄ／Ａ変換器４で送信データの直交信号、即ちベースバンド帯アナログ信号の直交信号Ｑに変換された後、加算器８へ入力される。
【０００５】
加算器７は、出力側から戻される同相信号ｉを同相信号Ｉから減算し、同様に加算器８は、出力側から戻される直交信号ｑを直交信号Ｑから減算する。加算器７の減算結果の同相信号ＩＡは、直交変調部１１へ入力され、同様に、加算器８の減算結果の直交信号ＱＡは、直交変調部１１へ入力される。
【０００６】
直交変調部１１は、ミキサ１２及びミキサ１３において、基準信号発生器２５から入力した同相搬送波信号及び９０度移相器１５から入力した直交搬送波信号を用いて同相信号ＩＡ及び直交信号ＱＡに対してそれぞれ変調を施す。続いて直交変調部１１は、変調後のそれぞれのＩＦ（中間周波数）変調信号を合成器１４により合成してＩＦ線形デジタル変調信号を出力し、該ＩＦ線形デジタル変調信号をＲＦ（無線周波数）部１６に供給する。
【０００７】
ＲＦ部１６は、該ＩＦ線形デジタル変調信号をＲＦ周波数帯に変換してＲＦ線形デジタル変調信号にした後、該ＲＦ線形デジタル変調信号を規定の出力電力となるように電力増幅して方向性結合器１７に供給する。方向性結合器１７からのＲＦ線形デジタル変調信号は、アイソレータ１８を介してアンテナ１９より出力される。
【０００８】
この無線機では、カーテシアンループによる負帰還方式リニアライザを構成するため、方向性結合器１７により分波したＲＦ部１６からのＲＦ線形デジタル変調信号の一部が上記の同相信号ｉ及び直交信号ｑに変換される。そのために、先ず、該ＲＦ線形デジタル変調信号の一部が帰還ＲＦ部２０へ入力され、規定レベルに補正されてからＩＦ線形デジタル変調信号に変換され、直交復調部２８へ入力される。
【０００９】
直交復調部２８は、ミキサ２２及びミキサ２３において、基準信号発生器２５から入力した同相搬送波信号、及び９０度移相器２４から可変移相器２９を経て入力した直交搬送波信号を用いてＩＦ線形デジタル変調信号を直交復調し、ベースバンド帯の同相信号ｉ及び直交信号ｑを出力する。直交復調後の同相信号ｉは、加算器７へ帰還入力され、直交信号ｑは、加算器８に帰還入力される。
【００１０】
このような構成により、電力増幅に対してカーテシアンループの負帰還が掛けられ、歪補償されたＲＦ直交変調信号がＲＦ部１６から得られる。
【００１１】
ここで、直交変復調において直交度に誤差が生じると、例えばπ／４シフトＱＰＳＫ変調方式を用いた無線システムの場合、図５ａに示すようにＩＡ，ＱＡ座標のうち、角度θのずれがあってＩＡの座標軸がＩＢに傾いたとしたとき、円形となるべき同相信号ＩＡと直交信号ＱＡの軌跡が破線のように楕円形となるため、復調時に正確に直交復調を行なうことができなくなってしまう。これは、９０度移相器２４の出力が正確にπ／２となっていないためであり、図５ｂに示すように、同相信号ＩＡと直交信号ＱＡのそれぞれのオフセット電圧Ｖｒｅｆｉとオフセット電圧Ｖｒｅｆｑにおいて、同相信号ＩＡが直交信号ＱＡに対してπ／２とは角度θだけ異なることによって起こり、同相信号ＩＡが破線のように変形する。
【００１２】
このため従来技術では、直交復調部２８の可変移相器２９を制御電圧で位相を変える回路とし、該制御電圧をボリューム３０により手動で調整することにより、同相信号ＩＡと直交信号ＱＡの間の位相差をπ／２に保つ方法が採用され、直交度の誤差が低減される。
【００１３】
【特許文献１】
特開平８−７８９６７号公報
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
前述の従来技術では、直交度の補正が手動で行なわれるため調整誤差が生じ、そのため装置により直交度にばらつきが出ることが避けられず、また、直交度に経時変化が起きたときにその都度調整することは実際上困難である。
【００１５】
本発明の目的は、従来技術の上記問題点を解決し、自動で直交度の補正を行なうことにより、送信特性の安定性を保つことが可能なデジタル無線機を提供することにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明のデジタル無線機は、被変調の同相信号と直交信号に対し、互いに直交する第１の同相搬送波と直交搬送波を用いて変調を施すことにより線形デジタル変調信号を出力する直交変調器と、該線形デジタル変調信号を増幅する増幅器と、該増幅器の出力信号の一部に対して、互いに直交する第２の同相搬送波と直交搬送波を用いて復調を施すことにより復調同相信号と復調直交信号を出力する直交復調器と、送信データの同相信号と直交信号からそれぞれ該復調同相信号と復調直交信号を減算して上記被変調の同相信号と直交信号を出力する加算器と、該被変調の同相信号と直交信号との間の直交度の誤差を検出する誤差検出手段と、該誤差検出手段の検出結果を用いて該被変調の同相信号と直交信号の間の直交度がπ／２となるように該直交度を補正する直交度補正手段とを有していることを特徴とする。
【００１７】
上記の該誤差検出手段及び直交度補正手段により、自動で直交度の補正が行なわれ、デジタル無線機の送信特性の安定性が高められる。なお、本発明のデジタル無線機には、直交変調器、増幅器、直交復調器及び加算器により、カーテシアンループによる負帰還方式の歪補償手段が備えられる。
【００１８】
上記の該誤差検出手段は、例えば、送信データの特定パターンの基で呈する該被変調の同相信号と直交信号との間の時間差を使って実現される。また、上記の直交度補正手段は、例えば、前記第２の同相搬送波と直交搬送波のいずれか一方の位相を変化させることによって実現される。更に、上記の直交度補正手段は、その他に、前記送信データの同相信号と直交信号のいずれか一方の前記加算器へ入力するタイミングを変化させることによっても実現される。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係るデジタル無線機を図面に示した発明の実施の形態を参照して更に詳細に説明する。なお、図１，３，４における同一の符号は、同一物又は類似物を表示するものとする。
【００２０】
本発明の第１の実施形態を図１に示す。無線チャネル制御部１は、線形デジタル変調方式によって送信するデータに対して変換処理を行ない（例えば、多値変換或いは直並列変換など）、デジタル同相信号及びデジタル直交信号を出力する。デジタル同相信号及びデジタル直交信号は、Ｄ／Ａ変換器３，４に供給される。
【００２１】
Ｄ／Ａ変換器３，４は、デジタル同相信号及びデジタル直交信号をタイミング生成部２で生成されたタイミング制御信号に基づいてＤ／Ａ変換する。変換後の送信データの同相信号及び直交信号、即ちベースバンド帯アナログ信号の同相信号Ｉ及び直交信号Ｑは、それぞれローパスフィルタ（ＬＰＦ）５，６に供給される。なお、無線チャネル制御部１の構成によっては、変換処理により直接ベースバンド帯アナログ信号の同相信号Ｉ及び直交信号Ｑを出力することが可能となる場合があり、その場合は、Ｄ／Ａ変換器３，４は省略される。
【００２２】
同相信号Ｉ及び直交信号Ｑは、ローパスフィルタ５，６によって不要周波数成分が除去され、それぞれ加算器７，８へ入力される。
【００２３】
加算器７，８は、同相信号Ｉ及び直交信号Ｑから、出力側から戻される同相信号ｉ及び直交信号ｑをそれぞれ減算し、帯域制限を行なうループフィルタ９，１０を介して減算結果の、被変調の同相信号及び直交信号となる同相信号ＩＡ及び直交信号ＱＡを出力し、これらを直交変調部１１に供給する。
【００２４】
直交変調部１１は、ミキサ１２及びミキサ１３において、基準信号発生器２５から入力した同相搬送波信号及び９０度移相器１５から入力した直交搬送波信号を用いて同相信号ＩＡ及び直交信号ＱＡに対してそれぞれ変調を施す。続いて直交変調部１１は、変調後のそれぞれのＩＦ（中間周波数）変調信号を合成器１４により合成してＩＦ線形デジタル変調信号を出力し、該ＩＦ線形デジタル変調信号をＲＦ（無線周波数）部１６に供給する。
【００２５】
増幅器を含むＲＦ部１６は、ＩＦ線形デジタル変調信号をＲＦ周波数帯に変換してＲＦ線形デジタル変調信号にした後、該ＲＦ線形デジタル変調信号を規定の出力電力となるように電力増幅して方向性結合器１７に供給する。方向性結合器１７からのＲＦ線形デジタル変調信号は、アイソレータ１８を介してアンテナ１９より出力される。
【００２６】
なお、本実施形態では、変調により一旦ＩＦ線形デジタル変調信号を得てからこれをＲＦ線形デジタル変調信号に変換しているが、搬送波の周波数を変えて変調により直接にＲＦ線形デジタル変調信号を得るようにすることが可能である。この場合は、言うまでもなくＩＦからＲＦへの変換が省略され、更に、次に述べる直交復調においても、ＲＦ線形デジタル変調信号に対して直接に復調が行なわれる。
【００２７】
本実施形態においては、カーテシアンループによる負帰還方式リニアライザを構成するため、方向性結合器１７により分波したＲＦ部１６からのＲＦ線形デジタル変調信号の一部が上記の同相信号ｉ及び直交信号ｑに変換される。
【００２８】
そのために、先ず、該ＲＦ線形デジタル変調信号の一部が帰還ＲＦ部２０へ入力される。帰還ＲＦ部２０は、ＲＦ線形デジタル変調信号の一部を規定レベルに補正してからＩＦ線形デジタル変調信号に変換し、直交復調部２８に供給する。
【００２９】
直交復調部２８は、ミキサ２２及びミキサ２３において、基準信号発生器２５から入力した同相搬送波信号、及び９０度移相器２４から可変移相器２９を経て入力した直交搬送波信号を用いてＩＦ線形デジタル変調信号を直交復調し、ベースバンド帯の復調同相信号及び復調直交信号、即ち同相信号ｉ及び直交信号ｑを出力する。直交復調後の同相信号ｉは、加算器７へ帰還入力され、直交信号ｑは、加算器８に帰還入力される。
【００３０】
本実施形態においては、直交度の誤差を検出するためにコンパレータ（ＣＭＰ）２６及びコンパレータ２７が備えられる。コンパレータ２６及びコンパレータ２７の一方の入力端子に加算器７，８の出力の同相信号ＩＡ及び直交信号ＱＡがそれぞれ入力される。
【００３１】
コンパレータ２６の他方の入力端子には同相信号ＩＡのオフセット電圧Ｖｒｅｆｉが入力され、同様に、コンパレータ２７の他方の入力端子に直交信号ＱＡのオフセット電圧Ｖｒｅｆｑが入力される。コンパレータ２６の出力及びコンパレータ２７の出力は、タイミング生成部２に与えられる。
【００３２】
タイミング生成部２は、後で述べるように、入力したコンパレータ２６，２７の出力を基に直角度の誤差に対応した制御信号を生成し、それを可変移相器２９に与える。
【００３３】
以上の構成により、電力増幅に対してカーテシアンループの負帰還が掛けられ、非線形歪補償されたＲＦ直交変調信号がＲＦ部１６から得られる。
【００３４】
ここで、本実施形態において行なう直交度の補正方法について説明する。無線チャネル制御部１は、通信を行なうの先立って、例えばπ／４シフトＱＰＳＫ変調信号を用いる場合は、直交座標上を一定周期で同心円で回転する同相信号Ｉ、直交信号Ｑの特定パターンを予め送信するように制御される。
【００３５】
このとき、直交度に誤差がなければ、直交変調部１１への入力信号ＩＡ及びＱＡは、図２ａ，２ｂにおける実線のようになる。しかし、直交復調部２８内の９０度移相器２４にπ／２からずれた誤差が生じると、図２ａ，２ｂにおける破線のように、同相信号ＩＡと直交信号ＱＡの回転の軌跡、及び同相信号ＩＡの波形が変形する。図２では、Ｉ側にθの位相誤差が生じた場合を示している。
【００３６】
この位相誤差θが次のように検出される。コンパレータ２６及びコンパレータ２７において、直交変調部１１へ入力される同相信号ＩＡ及び直交信号ＱＡがそれぞれのオフセット電圧Ｖｒｅｆｉ、Ｖｒｅｆｑと比較され、比較結果がタイミング生成部２へ入力される。
【００３７】
タイミング生成部２は、例えば図２ｂのように、直交信号ＱＡがＶｒｅｆｑを下から上へ横切る時間（コンパレータ２７の出力がＬｏｗからＨｉｇｈへ変わる時間）と同相信号ＩＡがＶｒｅｆｉを上から下へ横切る時間（コンパレータ２６の出力がＨｉｇｈからＬｏｗへ変わる時間）の間の期間に入るクロックの数をカウントする。
【００３８】
図２ｂにおいて、クロック数をカウントする期間は、直交度に誤差が無い場合はＴで示され、直交度がθだけずれている場合はＴＤで示される。
【００３９】
ここでは特定パターンの信号を用いているため、期間Ｔに入るクロック数は事前に設定される。従って、タイミング生成部２は、期間ＴＤに入るクロック数と事前に設定される期間Ｔに入るクロック数とを比較し、期間ＴＤに入るクロック数の方が多ければ、多い分のクロック数に応じた電圧の制御信号を生成する。可変移相器２９は、その制御信号により、多い分のクロック数に応じて位相を進める。反対に、期間ＴＤに入るクロック数の方が少なければ、少ない分のクロック数に応じた電圧の制御信号を生成する。可変移相器２９は、その制御信号により、少ない分のクロック数に応じて位相を遅らせる。なお、クロック数に応じた電圧の生成は、例えば複数の重み付け電圧源とそれらをクロック数に応じて選択するスイッチ回路との組合せによって実現される。
【００４０】
このようにして、同相信号ＩＡと直交信号ＱＡの間の位相差がπ／２を保つように直交度が調整され、従ってカーテシアンループの負帰還方式による効果的な歪補償が可能になり、デジタル無線機の送信特性を安定化することができた。
【００４１】
なお、本実施形態では、９０度移相器２４を同相信号側に挿入しているが、これを直交信号側に挿入するようにしても同様の効果が得られることは言うまでもない。
【００４２】
更に、本実施形態では、線形デジタル変調方式による線形デジタル変調信号としてπ／４シフトＱＰＳＫ変調信号を取り上げたが、本発明はこれに限ることなく、１６ＱＡＭ変調信号やＱＰＳＫ変調信号など、線形デジタル変調信号の全般を対象とすることが可能であり、同様の効果を得ることができる。
【００４３】
次に、直角度の補正をＤ／Ａ変換器３，４へのタイミング制御信号の時間を調整することによって行なうようにした第２の実施形態を図３に示す。第１の実施形態との相違点は、直交復調器２８内の可変移相器２９及びそれへの制御信号が省略され、タイミング生成部２よりＤ／Ａ変換器３及びＤ／Ａ変換器４へそれぞれ別のタイミング制御信号が供給される点にある。本実施形態は、ＩＦ帯の直交復調器２８の回路構成を簡素化できる特徴がある。
【００４４】
直交度の誤差を検出する方法は、図２を用いて第１の実施形態で説明した通りであり、期間Ｔ及び期間ＴＤが検出される。そして、期間ＴＤに入るクロック数の方が少なければ、同相信号側Ｄ／Ａ変換器３の変換タイミングを位相差θだけ遅らせ即ちＤ／Ａ変換器３へのタイミング制御信号を位相差θに相当する時間だけ遅らせ、期間ＴＤに入るクロック数の方が多ければ、直交信号側Ｄ／Ａ変換器４の変換タイミングを位相差θだけ遅らせる即ちＤ／Ａ変換器４へのタイミング制御信号を位相差θに相当する時間だけ遅らせる。
【００４５】
以上の時間調整により、同相信号ＩＡと直交信号ＱＡの間の位相差をπ／２に保ち、直交度の誤差を低減することができる。なお、タイミングの調整は、Ｄ／Ａ変換器３ではなく、Ｄ／Ａ変換器４を対象に行なっても良く、その場合は、調整の方向が逆になる。
【００４６】
【発明の効果】
本発明によれば、互いに直交する同相信号と直交信号の間の位相差がπ／２を保つように自動調整されるので、カーテシアンループの負帰還方式による歪補償を効果的に行なうことができる。それにより、送信特性が安定性なデジタル無線機を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るデジタル無線機の第１の発明の実施の形態を説明するためのブロック図。
【図２】（ａ）π／４シフトＱＰＳＫ変調における信号空間を示すダイアグラム。
（ｂ）直交度の誤差を検出する方法を説明するための図。
【図３】本発明の第２の発明の実施の形態を説明するためのブロック図。
【図４】従来のデジタル無線機を説明するためのブロック図。
【図５】（ａ）π／４シフトＱＰＳＫ変調における信号空間を示すダイアグラム。
（ｂ）直交度に誤差がある場合の信号を示す図。
【符号の説明】
１…無線チャネル制御部、２…タイミング生成部、３，４…Ｄ／Ａ変換器、５，６…ローパスフィルタ、７，８…加算器、９，１０…ループフィルタ、１１…直交変調部、１２，１３，２２，２３…ミキサ、１４…合成器、１５，２４…９０度移相器、１６…ＲＦ部、１７…方向性結合器、１８…アイソレータ、１９…アンテナ、２０…帰還ＲＦ部、２１，２８…直交復調部、２５…基準信号発生器、２６，２７…コンパレータ、２９…可変移相器、３０…ボリューム。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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