(57)【要約】【課題】低消費電力化と共にサンプリング信号のジッタ品質を高めることのできる受信装置を提供すること。【解決手段】無線信号を受信する第１の無線信号受信部１０１と、第１の無線信号受信部１０１の出力信号をサンプリングしてＡＤ変換を行うサンプリング部１０６と、サンプリング部１０６の出力信号に対してデジタル信号処理を行うデジタル信号処理部１０７と、これらの各部に基準周波数の信号を供給する基準発振器１０９とを有する。デジタル信号処理部１０７は、無線信号の通信方式に対応したサンプリング速度に変換し直してサンプリングを行うリサンプラ１０７ｃを有し、このリサンプラ１０７ｃでサンプリングされたデジタル信号を復調する。サンプリング部１０６が行うサンプリング動作のタイミングを決定するサンプリング信号１１０は、基準発振器１０９の出力信号である。【選択図】    図１
2004194068.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線信号を受信する無線信号受信手段と、
前記無線信号受信手段の出力信号をサンプリングしてＡＤ変換を行うサンプリング手段と、
前記サンプリング手段の出力信号に対して信号処理を行う信号処理手段と、
前記無線信号受信手段、前記サンプリング手段および前記信号処理手段に基準周波数の信号を供給する基準発振器と、を備え、
前記信号処理手段は、前記無線信号受信手段が受信した無線信号の通信方式に対応したサンプリング周波数で前記サンプリング手段の出力信号をサンプリングするリサンプラ手段を有し、当該リサンプラ手段によってサンプリングされた信号を復調し、
前記サンプリング手段が行うサンプリング動作のタイミングを決定するサンプリング信号は、前記基準発振器の出力信号であることを特徴とする受信装置。
【請求項２】
前記無線信号受信手段を少なくとも２つ有し、
前記リサンプラ手段は、前記各無線信号受信手段が受信した無線信号の通信方式に応じて動作を切り替え、当該通信方式に対応したサンプリング周波数で前記サンプリング手段の出力信号をサンプリングすることを特徴とする請求項１記載の受信装置。
【請求項３】
前記基準発振器から得られた信号を元に、前記無線信号受信手段が受信した無線信号の通信方式に対応した周波数のクロック信号を前記リサンプラ手段に供給するクロック発振器を備え、
前記リサンプラ手段におけるサンプリング周波数は、前記クロック発振器から供給されるクロック信号の周波数であることを特徴とする請求項１または２記載の受信装置。
【請求項４】
前記信号処理手段は、前記サンプリング手段の出力信号を直交ベースバンド信号に変換する直交変換手段を有し、
前記無線信号受信手段の出力信号の周波数“ｆｉｆ１”と、前記サンプリング手段のサンプリング周波数“ｆｓ”と、前記サンプリング手段の出力信号の周波数“ｆｉｆ２”と、の関係は、
ｆｉｆ２＝ｆｉｆ１−ｋ×ｆｓ
または
ｆｉｆ２＝ｋ×ｆｓ−ｆｉｆ１
（ｋは整数）
なお、
ｆｓ＝４×ｆｉｆ２
を満たすことを特徴とする請求項１、２または３記載の受信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、低消費電力化と共にサンプリング信号のジッタ品質を高めた受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、無線通信機では、その受信方式としてスーパーヘテロダインと呼ばれる方式が用いられている。また、近年、デジタル携帯電話等に代表されるデジタル無線通信機では、受信信号をＡＤ変換し、デジタル処理により復調する方法が必須となっている。
【０００３】
以下に、従来のデジタル無線通信機における受信部の構成について、図３を参照して説明する。図３は、スーパーヘテロダイン方式の従来の受信部を示す構成図である。同図に示す受信部は、無線信号を受信するアンテナ３０１と、フロントエンド部３０２と、周波数変換部３０３と、中間周波数増幅部３０４と、直交変換部３０５と、ベースバンドフィルタ部３０６と、ＡＤ変換部（ＡＤＣ）３０７と、デジタルフィルタ部３０８と、復調器３０９と、クロック（ＣＬＫ）発振器３１０と、基準発振器３１１とを備えて構成されている。
【０００４】
以下、従来の受信部が有する各構成要素について説明する。
まず、フロントエンド部３０２は、受信した信号を周波数選択して増幅するものであり、無線システムで用いられる無線周波数帯域の信号を周波数選択するフィルタ３０２ａと、増幅器３０２ｂとを有している。また、周波数変換部３０３は、周波数変換を行うミキサ３０３ａと、周波数変換を行うための局部発振信号を供給する局部発振器３０３ｂと、周波数変換に伴うイメージ信号を除去するフィルタ３０３ｃとを有している。
【０００５】
また、中間周波数増幅部３０４は、周波数変換部３０３から出力される中間周波数信号を増幅するものであり、受信信号から必要な信号帯域だけを選択するフィルタ３０４ａと、可変利得増幅器３０４ｂとを有している。なお、可変利得増幅器３０４ｂは、後述するＡＤ変換部３０７の入力電圧振幅がＡＤ変換部３０７の入力範囲を越えないように、かつ、ＡＤ変換に伴う量子化誤差が受信特性に影響を与えない範囲に信号を増幅するものである。ここでは、可変利得増幅器３０４ｂの制御方法の説明については省略するが、例えば、復調器３０９により信号振幅を測定することによって制御可能である。
【０００６】
また、直交変換部３０５は、中間周波数部３０４の出力信号をＩ成分およびＱ成分から成る直交ベースバンド信号に周波数変換するものであり、ミキサ３０５ａ，３０５ｂと、９０度移相器３０５ｃと、中間周波数増幅部３０４の出力信号の中心周波数に等しい周波数の信号を出力する局部発振部３０５ｄとを有している。また、ベースバンドフィルタ部３０６は、直交ベースバンド信号から不要な帯域の信号を除去するフィルタ３０６ａ，３０６ｂを有している。当該ベースバンドフィルタ部３０６は、受信信号に対して不要な帯域の信号を除去すると共に、ＡＤ変換に際して不要な帯域の信号を除去する、つまりエリアシングの防止の働きも有する。
【０００７】
また、ＡＤ変換部３０７は、直交ベースバンド信号をＡＤ変換するＡＤ変換器３０７ａ，３０７ｂを有している。また、デジタルフィルタ部３０８は、受信信号から不要な成分を除去するものであり、直交ベースバンド信号に対応したデジタルフィルタ３０８ａ，３０８ｂを有している。また、復調器３０９は、受信信号の変調方式に応じた復調を行うものであり、デジタル回路、またはＤＳＰおよび信号処理ソフトウェアから構成される（例えば、非特許文献１参照。）。
【０００８】
また、クロック（ＣＬＫ）発振器３１０は、ＡＤ変換部３０７、デジタルフィルタ部３０８および復調器３０９にサンプリングクロックを供給するものである。なお、ＡＤ変換部３０７以降のデジタル信号処理は、受信した信号の通信方式のシンボルレートまたはビットレートの周波数で行われる。したがって、ＣＬＫ発振器３１０の周波数は、受信した信号の通信方式のシンボルレートまたはビットレートの周波数またはその整数倍に設定される。ＣＬＫ発振器３１０は、例えば周波数シンセサイザ、逓倍器または分周器によって実現される。
【０００９】
また、基準発振器３１１は、当該無線通信機における基準周波数の信号を出力するものであり、ＴＣＸＯ（温度補償型水晶発振器）やＶＴＣＸＯ（電圧制御付温度補償型水晶発振器）、ＯＣＸＯ（恒温槽付水晶発振器）といった高精度、高安定の水晶発振器から構成される。また、基準発振器３１１は、局部発振器３０３ｂ，３０５ｄおよびクロック発振器３１０に接続され、各部に基準周波数のクロック信号を供給する。なお、局部発振器３０３ｂ，３０５ｄは、周波数シンセサイザ等によって構成される（例えば、非特許文献２参照。）。これは、局部発振器３０３ｂでは、発振周波数を数百ＭＨｚ以上でかつ周波数可変とする必要があるためであり、局部発振器３０５ｄでは、周波数変換部３０３におけるイメージ除去の都合等によりその発振周波数を数百ＭＨｚに設定する必要がある等の理由による。
【００１０】
上記説明した従来の受信部では、周波数シンセサイザが２つ必要である。一般に、周波数シンセサイザの消費電流は数ｍＡと、受信機の中で占める比率が大きくなっているため、周波数シンセサイザを２つ使用することは、特に、低消費電流化が求められている機器において不利である。
【００１１】
このため、局部発振器３０５ｄを、数百ＭＨｚの発振周波数を出力する周波数シンセサイザよりも周波数の低い発振器に置き換えて、消費電流を削減する方法として、アンダーサンプリング（バンドパスサンプリングまたはサブサンプリング）と呼ばれる方式が知られている。当該アンダーサンプリング方式では、受信信号をその周波数よりも低い周波数でサンプリングし、その折り返しを利用して周波数変換することが行われる（例えば、非特許文献３参照。）。
【００１２】
図４は、アンダーサンプリング方式の従来の受信部を示す構成図である。同図において、図３と重複する部分には同一の符号を付して説明を省略する。まず、サンプルホールド回路４０１は、ＣＬＫ発振器３１０の出力信号をサンプリングクロックとして、その周期で入力信号をサンプルホールドするものである。ここで、ＣＬＫ発振器３１０の出力信号の周波数は、サンプルホールド回路４０１の入力信号周波数に比べて低く、かつ、サンプルホールド回路４０１の入力信号帯域の２倍以上に設定されている。
【００１３】
また、ＡＤ変換器４０２は、サンプルホールド回路４０１でサンプルホールドされた信号をＣＬＫ発振器３１０の出力信号の周期でＡＤ変換するものである。また、デジタルミキサ４０３は、ＡＤ変換器４０２の出力信号をデジタル的に周波数変換し、Ｉ成分およびＱ成分から成る直交ベースバンド信号を得るものである。なお、デジタルミキサ４０３の動作は、図３に示した直交変換部３０５の動作と基本的に同様である。つまり、デジタルミキサ４０３は、デジタル信号処理によって直交変換部３０５が行う信号処理と同様の処理を行う。
【００１４】
図４に示した従来の受信部の場合も、サンプルホールド回路４０１以降のデジタル信号処理は、受信した信号の通信方式のシンボルレートまたはビットレートの周波数で行われる。したがって、ＣＬＫ発振器３１０が発振するサンプリングクロックの周波数は、受信した信号の通信方式のシンボルレートまたはビットレートの周波数またはその整数倍に設定される。
【００１５】
本発明に関連する先行技術文献としては、その他に以下のものが挙げられる。非特許文献４や非特許文献５には、アンダーサンプリングを用いた受信機におけるサンプリングクロックのジッタ品質について記載されている。また、非特許文献６には、デジタル信号の状態におけるリサンプリングの方法について記載されている。また、非特許文献７には、ＡＤ変換器として、バンドパスデルタシグマＡＤ変換器の構成について記載されている。また、特許文献１には、アンダーサンプリング方式の受信装置について記載されている。さらに、特許文献２には、シグマデルタアナログデジタル変換器を有する受信機について記載されている。
【００１６】
【非特許文献１】
石川他著「Ｗ−ＣＤＭＡ移動機用ベースバンドＬＳＩ」Matsushita TechnicalJournal, Vol.47,No.6, ２００１年１２月、Ｐ．６２−６７
【非特許文献２】
夜陣、佐藤著「ＧＳＭ方式携帯電話ＥＢ−Ｇ６００シリーズ」Matsushita Technical Journal, Vol.44, No.6, １９９８年１２月、Ｐ．３１−３５
【非特許文献３】
Behzad Razavi著、黒田忠広監訳「ＲＦ  マイクロエレクトロニクス」丸善、２００２年、Ｐ．１６０−１６４
【非特許文献４】
J.A.Wepman著「Analog-to-Digital Converters and Their Applications in Radio Receivers」IEEE Communication Magazine, １９９５年５月、Ｐ．３９−４５
【非特許文献５】
河野、春山著、「ソフトウエア無線の現状と将来」信学論（Ｂ）、ｖｏｌ．Ｊ８４−Ｂ  Ｎｏ．７、２００１年，Ｐ．１１１２−１１１９
【非特許文献６】
青山監訳「現代デジタル信号処理理論とその応用」丸善、１９９２年、Ｐ．１２５−１９９
【非特許文献７】
Armond Hairpetian著「An 81-MHzIF Receiver in CMOS」IEEE J.Solid-Circuit, vol.31, １９９６年１２月，Ｐ．１９８１−１９８６
【特許文献１】
特開平８−１６２９９０号公報
【特許文献２】
特表２００１−５２６４８７号公報
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記説明した受信部には以下に示す問題点があり、その改善が望まれていた。図３に示したスーパーヘテロダイン方式の従来の受信部には周波数シンセサイザが２つ必要であった。一般に、周波数シンセサイザの消費電流は数ｍＡであり、受信機の中で占める比率が大きくなっている。したがって、周波数シンセサイザを２つ使用する場合、特に、低消費電流化が求められる携帯電話等の用途では、その消費電流の削減が問題となっていた。
【００１８】
また、図４に示したアンダーサンプリング従来の受信部では、周波数シンセサイザが１つで良く低消費電力化が可能である反面、サンプリングクロックのジッタが受信時に大きく影響してしまうという問題点があった（例えば、非特許文献４、非特許文献５参照。）。サンプリングクロックは、複数の無線システムに対応する場合、各無線システムに対応したサンプリングクロックを生成する必要があるため、周波数シンセサイザ、逓倍器または分周器等を用いて生成される。
【００１９】
周波数シンセサイザは、基準発振器の位相とＶＣＯ（電圧制御発振器）の位相を比較することで安定した周波数の出力信号を得るものであり、理想的には、基準発振器と同等のジッタ品質を得ることが可能である。しかし、実際には、各種雑音源の影響により、基準発振器に比べて周波数シンセサイザのジッタ品質は劣る。また、周波数シンセサイザの回路構成は、基準発振器に比べて複雑であるたま回路設計が難しく、設計に多くの時間を必要としていた。また、逓倍器または分周器を用いた場合でも、実際には、各種雑音源の影響により基準発振器に比べてジッタ品質は劣っていた。
【００２０】
本発明は、上記従来の問題点に鑑みてなされたものであって、低消費電力化と共にサンプリング信号のジッタ品質を高めることのできる受信装置を提供することを目的としている。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明に係る受信装置は、無線信号を受信する無線信号受信手段と、前記無線信号受信手段の出力信号をサンプリングしてＡＤ変換を行うサンプリング手段と、前記サンプリング手段の出力信号に対して信号処理を行う信号処理手段と、前記無線信号受信手段、前記サンプリング手段および前記信号処理手段に基準周波数の信号を供給する基準発振器と、を備え、前記信号処理手段は、前記無線信号受信手段が受信した無線信号の通信方式に対応したサンプリング周波数で前記サンプリング手段の出力信号をサンプリングするリサンプラ手段を有し、当該リサンプラ手段によってサンプリングされた信号を復調し、前記サンプリング手段が行うサンプリング動作のタイミングを決定するサンプリング信号は、前記基準発振器の出力信号である。
【００２２】
このように、当該受信装置は、サンプリング手段が基準発振器の出力信号に従ってサンプリングを行うアンダーサンプリング方式であるため、基準発振器からサンプリング手段との間に周波数シンセサイザを設ける必要がない。したがって、消費電力を低減することができる。また、サンプリング手段が行うサンプリング動作のタイミングを決定するサンプリング信号は基準発振器の出力信号であるため、周波数シンセサイザを設けた場合と比較して、サンプリング手段に供給するサンプリング信号のジッタ品質を高めることができる。この結果、設計が容易となり低コスト化を実現できる。
【００２３】
また、本発明に係る受信装置は、前記無線信号受信手段を少なくとも２つ有し、前記リサンプラ手段は、前記各無線信号受信手段が受信した無線信号の通信方式に応じて動作を切り替え、当該通信方式に対応したサンプリング周波数で前記サンプリング手段の出力信号をサンプリングする。したがって、通信方式毎にリサンプラ手段を設けなくても良いため、低コスト化を図ることができる。
【００２４】
また、本発明に係る受信装置は、前記基準発振器から得られた信号を元に、前記無線信号受信手段が受信した無線信号の通信方式に対応した周波数のクロック信号を前記リサンプラ手段に供給するクロック発振器を備え、前記リサンプラ手段におけるサンプリング周波数は、前記クロック発振器から供給されるクロック信号の周波数である。このため、クロック発振器には周波数シンセサイザの構成が必要であるが、ここでの動作はデジタル的な動作であるため低ジッタである必要はないためクロック発振器の設計は容易である。したがって、低コストの素子等が使用可能となるため、安価に受信装置を提供することができる。
【００２５】
さらに、本発明に係る受信装置は、前記信号処理手段は、前記サンプリング手段の出力信号を直交ベースバンド信号に変換する直交変換手段を有し、前記無線信号受信手段の出力信号の周波数“ｆｉｆ１”と、前記サンプリング手段のサンプリング周波数“ｆｓ”と、前記サンプリング手段の出力信号の周波数“ｆｉｆ２”と、の関係は、
ｆｉｆ２＝ｆｉｆ１−ｋ×ｆｓ
または
ｆｉｆ２＝ｋ×ｆｓ−ｆｉｆ１
（ｋは整数）
なお、
ｆｓ＝４×ｆｉｆ２
を満たす。この関係を満たすことで、直交変換手段における掛算処理は入力信号と｛１，０、−１，０，１，０、−１，０，１…｝の積をとるだけで良くなるため、回路規模を縮小することができる。
【００２６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係る受信装置の実施の形態について、〔第１の実施形態〕、〔第２の実施形態〕の順に図面を参照して詳細に説明する。
【００２７】
［第１の実施形態］
図１は、本発明に係る第１の実施形態の受信装置を示す構成図である。第１の実施形態の受信装置は、同図に示すように、特許請求の範囲の無線信号受信手段に該当する第１の無線信号受信部１０１と、サンプリング手段に該当するサンプリング部１０６と、信号処理手段に該当するデジタル信号処理部１０７と、クロック（ＣＬＫ）発振器１０８と、基準発振器１０９とを備えて構成されている。
【００２８】
以下、本実施形態の受信装置が有する各構成要素について説明する。
まず、第１の無線信号受信部１０１は、第１の無線信号を受信するアンテナ１０２と、受信した無線信号を周波数選択して増幅するフロントエンド部１０３と、フロントエンド部１０３の出力信号を中間周波数に周波数変換する周波数変換部１０４と、周波数変換部１０４の出力信号を増幅する中間周波数増幅部１０５とを有している。
【００２９】
フロントエンド部１０３は、無線システムで用いられる無線周波数帯域の信号を周波数選択する第１のフィルタ１０３ａと、増幅器１０３ｂとを有している。また、周波数変換部１０４は、周波数変換を行うミキサ１０４ａと、周波数変換を行うためにミキサ１０４ａに局部発振信号を供給する局部発振器１０４ｂと、周波数変換に伴うイメージ信号を除去するフィルタ１０４ｃとを有している。なお、局部発振器１０４ｂは、例えば周波数シンセサイザによって構成される。
【００３０】
また、中間周波数増幅部１０５は、周波数変換部１０４から出力される中間周波数信号を増幅するものであり、受信信号から必要な信号帯域だけを選択するフィルタ１０５ａと、可変利得増幅器１０５ｂと、可変利得増幅器１０５ｂの出力信号から不要な雑音を除去するフィルタ１０５ｃとを有している。なお、可変利得増幅器１０５ｂは、後述するＡＤ変換部１０６ｂの入力電圧振幅がＡＤ変換部１０６ｂの入力範囲を越さないように、かつ、ＡＤ変換に伴う量子化誤差が受信特性に影響を与えない範囲に信号を増幅するものである。ここでは、可変利得増幅器１０５ｂの制御方法の説明については省略するが、例えば、復調器１０７ｄにより信号振幅を測定することによって制御可能である。
【００３１】
また、サンプリング部１０６は、第１の無線信号受信部１０１の出力信号をサンプリングしてＡＤ変換するものであり、入力信号をサンプリング信号１１０の周期でサンプルホールドするサンプルホールド部１０６ａと、サンプルホールド部１０６ａの出力信号をサンプリング信号１１０の周期でＡＤ変換（量子化）するＡＤ変換部（ＡＤＣ）１０６ｂとを有している。
【００３２】
また、デジタル信号処理部１０７は、ＡＤ変換部１０６ｂによってデジタル化された信号を処理するものであり、特許請求の範囲の直交変換手段に該当するデジタルミキサ１０７ａと、デジタルフィルタ１０７ｂと、リサンプラ手段に該当するリサンプラ１０７ｃと、復調器１０７ｄとを有している。デジタルミキサ１０７ａは、ＡＤ変換部１０６ｂから出力されたデジタル信号をＩ成分およびＱ成分から成る直交ベースバンド信号に変換するものである。また、デジタルフィルタ１０７ｂは、デジタルミキサ１０７ａから出力された直交ベースバンド信号から不要な成分を除去するものである。
【００３３】
また、リサンプラ１０７ｃは、サンプリング信号１１０の周波数でサンプリングされた信号を、第１の無線信号受信部１０１が受信する信号の通信方式に対応したサンプリング周波数で再度サンプリングしなおすものである。例えば、ＧＳＭ方式ではシンボルレートが２７０．８３３ｋｂｐｓ（より正確には、１３ＭＨｚ／４８ｂｐｓ）であるため、リサンプラ１０７ｃは、サンプリング信号１１０の周波数間隔のサンプリング信号を２７０．８３３ｋＨｚ（より正確には、１３ＭＨｚ／４８ｂｐｓ）に変換して出力する。なお、リサンプラ１０７ｃにおけるサンプリング周波数は、後述するＣＬＫ発振器１０８から供給されるクロック信号の周波数である。
【００３４】
リサンプラ１０７ｃは、ＤＡ変換器によりアナログ信号に一旦変換した後、ＡＤ変換器により再度サンプリングすることにより実現可能である。より好ましくは、デジタル信号の状態で変換する。なお、デジタル信号の状態でのリサンプリング方法については非特許文献６に記載されている。
【００３５】
また、復調器１０７ｄは、第１の無線信号受信部１０１で受信する信号の変調方式に応じた復調を行うものである。復調器１０７ｄは、デジタル回路、またはＤＳＰおよび信号処理ソフトウェアから構成される。なお、復調器１０７ｄの例としては非特許文献１に記載されている。
【００３６】
また、ＣＬＫ発振器１０８は、リサンプラ１０７ｃおよび復調器１０７ｄにクロック信号を供給するものである。ＣＬＫ発振器１０８は周波数シンセサイザ等により構成され、基準発振器１０９から得られた信号を元に、第１の無線信号受信部１０１で受信される信号の通信方式に対応したシンボルレートの周波数またはその整数倍の周波数の信号を出力する。
【００３７】
また、基準発振器１０９は、当該受信装置における基準周波数の信号を出力するものであり、ＴＣＸＯ（温度補償型水晶発振器）やＶＴＣＸＯ（電圧制御付温度補償型水晶発振器）、ＯＣＸＯ（恒温槽付水晶発振器）といった高精度、高安定の水晶発振器から構成される。また、基準発振器１０９は、局部発振器１０４ｂおよびクロック発振器１０８に基準周波数の信号を供給すると共に、サンプリング部１０６、デジタルミキサ１０７ａおよびデジタルフィルタ１０７ｂに動作タイミング信号として基準周波数の信号を供給する。
【００３８】
なお、本実施形態では、サンプリング部１０６が行うサンプリング動作のタイミングを決定するサンプリング信号１１０のジッタ劣化を抑えるために、基準発振器１０９から出力される信号（サンプリング信号１１０）はそのまままたは必要最小限のバッファを介して、サンプリング部１０６に供給される。また、本実施形態では、サンプリング部１０６に供給するサンプリング信号１１０の供給源として基準発振器１０９を用いている。例えば携帯電話では、２６ＭＨｚ、１９．２ＭＨｚ、１３ＭＨｚ、１２．６ＭＨｚといった周波数が用いられることが多く、基準発振器は、発振周波数が安定しかつ高精度で比較的容易かつ安価に入手可能であるためである。
【００３９】
また、第１の無線信号受信部１０１から出力される中間信号周波数の典型的な値は５０ＭＨｚ〜３００ＭＨｚである。５０ＭＨｚ〜３００ＭＨｚの中間信号周波数の信号を標本化定理に従う周波数でサンプリングするためには、１００ＭＨｚ〜４００ＭＨｚでサンプリングする必要がある。このような場合、アンダーサンプリング方式またはサブサンプリング方式が用いられる（例えば、非特許文献３参照。）。
【００４０】
また、信号を再生する場合、受信信号が占める周波数帯域の少なくとも２倍の周波数で信号をサンプリングすれば良い。例えば、Ｗ−ＣＤＭＡの占める周波数帯域は３．８４ＭＨｚであるため、７．６８ＭＨｚ以上の周波数でサンプリングすれば良い。また、ＧＳＭの占める周波数帯域は約２００ｋＨｚであるためため、４００ｋＨｚ以上の周波数でサンプリングすれば良い。したがって、基準発振器１０９の基準周波数の信号を用いて第１の無線信号受信部１０１から出力される中間周波数信号をサンプリングすることにより、信号を正しく再生することができる。
【００４１】
さらに、第１の無線信号受信部１０１の出力信号の周波数を“ｆｉｆ１”、サンプリング信号１１０のサンプリング周波数を“ｆｓ”、ＡＤ変換部１０６ｂのデジタル信号出力の出力周波数を“ｆｉｆ２”とする場合、“ｆｉｆ１”、“ｆｓ”および“ｆｉｆ２”は、以下に示す式の関係を満たすことが望ましい。この関係を満たすことで、デジタルミキサ１０７ａにおける掛算処理は入力信号と｛１，０、−１，０，１，０、−１，０，１…｝の積をとるだけで良くなるため、回路規模を縮小することができる。
【００４２】
ｆｉｆ２＝ｆｉｆ１−ｋ×ｆｓ
または
ｆｉｆ２＝ｋ×ｆｓ−ｆｉｆ１
（ｋは整数）
なお、ｆｓ＝４×ｆｉｆ２
【００４３】
また、ＰＤＣ方式の場合、基準発振器１０９の発振周波数を１２．６ＭＨｚにすると、復調信号は４２ｋｂｐｓであるため、リサンプラ１０７ｃの動作を例えば３００回に１回の間引き動作とすることができる。これにより、リサンプラ１０７ｃの回路構成を簡単にすることができる。また、ＰＨＳ方式の場合、基準発振器１０９の発振周波数を１９．２ＭＨｚにすると、復調信号は３８４ｋｂｐｓであるため、リサンプラ１０７ｃの動作を例えば５０回に１回の間引き動作とすることができる。これにより、リサンプラ１０７ｃの回路構成を簡単にすることができる。
【００４４】
また、ＧＳＭ方式の場合、基準発振器１０９の発振周波数を２６ＭＨｚまたは１３ＭＨｚにすると、復調信号は１３ＭＨｚ／４８ｂｐｓであるため、リサンプラ１０７ｃの動作を例えば９６回に１回または４８回に１回の間引き動作とすることができる。これにより、リサンプラ１０７ｃの回路構成を簡単にできる。また、Ｗ−ＣＤＭＡ方式の場合、基準発振器１０９の発振周波数を１９．２ＭＨｚにすると、復調信号は３８４ｋｂｐｓであるため、リサンプラ１０７ｃの動作を例えば５０回に１回の間引き動作とすることができる。これにより、リサンプラ１０７ｃの回路構成を簡単にすることができる。
【００４５】
以上説明したように、本実施形態の受信装置は、サンプリング部１０６が基準発振器１０９から得られた信号の周波数に従ってサンプリングを行うアンダーサンプリング方式であるため、周波数シンセサイザを１つ備えていれば良い。したがって、消費電力を低減することができる。また、サンプリング信号１１０として周波数シンセサイザよりもジッタ品質の良い基準発振器１０９の出力信号を利用するため、設計が容易となり低コスト化を実現できる。さらに、リサンプラ１０７ｃおよび復調器１０７ｄにクロック信号を供給するクロック（ＣＬＫ）発振器１０８には周波数シンセサイザの構成が必要であるが、ここでの動作はデジタル的な動作であるため低ジッタである必要はなく、ＣＬＫ発振器１０８の設計を容易にできる。したがって、低コストのＣＭＯＳが使用可能となり、安価に受信装置を提供することができる。
【００４６】
なお、上記各方式における基準発振器１０９の発振周波数は、上記数値に限定されるものではない。例えば、ＰＨＳ方式の場合、基準発振器１０９の発振周波数を１２．６ＭＨｚとしても良い。このような数値にすることで、ＰＨＳ方式の受信装置とＰＤＣ方式の受信装置とで部品を共通化することができ、量産効果により基準発振器の低コスト化が可能となる。つまり、ＰＨＳ方式において、ＰＤＣ方式と同じ基準発振器を使用することにより、安価な基準発振器を得ることができる。但し、リサンプラ１０７ｃの回路は多少複雑になるが、アナログ的な精度は不要であるため、ＡＤ変換器１０６ｂ、デジタルミキサ１０７ａ、デジタルフィルタ１０７ｂ、リサンプラ１０７ｃおよび復調器１０７ｄを組み合わせた集積化を行うことで、コストの増加を抑えることができる。したがって、受信装置の低コスト化を実現できる。
【００４７】
また、基準発振器１０９の発振周波数は、２６ＭＨｚ、１９．２ＭＨｚ、１３ＭＨｚ、１２．６ＭＨｚでなくても、その整数倍またはその整数分の１であっても良い。
【００４８】
［第２の実施形態］
図２は、本発明に係る第２の実施形態の受信装置を示す構成図である。同図において、図１（第１の実施形態）と重複する部分には同一の符号を付して説明を省略する。第２の実施形態の受信装置は、第１の実施形態の受信装置が有する構成要素に加えて、第１の無線信号受信部１０１と同様の構成の第２の無線信号受信部２０１を備えている。なお、第２の無線信号受信部２０１は、特許請求の範囲の無線信号受信手段に該当する。また、本実施形態では、第１の無線信号受信部１０１が例えばＧＳＭ方式に対応し、第２の無線信号受信部２０１が例えばＷ−ＣＤＭＡ方式に対応するといったように、各無線信号受信部はそれぞれ異なる通信方式に対応している。
【００４９】
第２の無線信号受信部２０１は、第１の無線信号を受信するアンテナ２０２と、受信した無線信号を周波数選択して増幅するフロントエンド部２０３と、フロントエンド部１０３の出力信号を中間周波数に周波数変換する周波数変換部２０４と、周波数変換部２０４の出力信号を増幅する中間周波数増幅部２０５とを有し、中間周波数増幅部２０５によって増幅された信号がサンプリング部１０６のサンプルホールド部１０６ａに入力される。また、周波数変換部２０４の局部発振器２０４ｂには、第１の実施形態と同様に、基準発振器１０９から発振された基準周波数の信号が供給される。
【００５０】
また、本実施形態では、デジタル信号処理部１０７が有するリサンプラ１０７ｃおよび復調器１０７ｄ並びにＣＬＫ発振器１０８は、第１の無線信号を受信する場合と第２の無線信号を受信する場合とでその動作を切り替える。例えば、第１の無線信号がＧＳＭ方式の信号、第２の無線信号がＷ−ＣＤＭＡ方式の信号の場合、次のような動作に切り替える。
【００５１】
第１の無線信号（ＧＳＭ方式）を受信した際、リサンプラ１０７ｃは、サンプリング信号１１０の周波数でサンプリングした信号を２７０．８３３ｋＨｚ（正確には、１３ＭＨｚ／４８ｂｐｓ）の信号に変換し、復調器１０７ｄはＧＳＭ復調器として動作する。そして、ＣＬＫ発振器１０８は、２７０．８３３ｋＨｚ（正確には、１３ＭＨｚ／４８ｂｐｓ）またはその整数倍の周波数の信号を出力する。
【００５２】
一方、第２の無線信号（Ｗ−ＣＤＭＡ方式）を受信した際、リサンプラ１０７ｃは、サンプリング信号１１０の周波数でサンプリングした信号を３．８４ＭＨｚの信号に変換し、復調器１０７ｄはＷ−ＣＤＭＡ復調器として動作する。そして、ＣＬＫ発振器１０８は、３．８４ＭＨｚまたはその整数倍の周波数の信号を出力する。
【００５３】
なお、リサンプラ１０７ｃの切替動作は、復調器１０７ｄ内部の論理回路で実現しても良いし、マイクロプロセッサ（図示せず）およびソフトウェアで実現しても良い。また、好ましくは、第１の無線信号および第２の無線信号の各周波数帯域に適応した不要成分除去のため、リサンプラ１０７ｃと復調器１０７ｄとの間に、ＣＬＫ発振器１０８の周波数に応じて動作を切り替えるデジタルフィルタを挿入しても良い。
【００５４】
以上説明したように、本実施形態の受信装置では、無線信号毎にサンプリングクロックを用意する必要がないため低コスト化を図ることができる。また、デジタルミキサ１０７ａ、リサンプラ１０７ｃおよび復調器１０７ｄをマイクロプロセッサやＤＳＰおよびとソフトウェアにより構成することで、異なる無線方式への対応が容易となり、安価に受信装置を提供することができる。なお、本実施形態では、２つの無線信号受信部を備えた場合について示したが、３つ以上の無線信号受信部を備えても良い。
【００５５】
上記説明した第１および第２の実施形態において、サンプリング部１０６にフラッシュ型ＡＤ変換器を用いることで、サンプルホールド部１０６ａを省略した構成であって良い。また、ＡＤ変換器としては、例えば非特許文献７に記載されたバンドパスデルタシグマＡＤ変換器を用い、より受信特性に余裕を持たせた構成であっても良い。
【００５６】
また、リサンプラ１０７ｃの位置として、ＡＤ変換器１０６ｂとデジタルミキサ１０７ａとの間にリサンプラ１０７ｃを挿入した構成であっても良い。また、デジタルミキサ１０７ａ、デジタルフィルタ１０７ｂ、リサンプラ１０７ｄおよび復調器１０７ｄは、論理回路で構成しても、マイクロプロセッサやＤＳＰおよびソフトウェアで構成しても良い。また、受信する無線方式に応じて変更可能とした構成にしても良い。
【００５７】
また、基準発振器１０９の周波数は、２６ＭＨｚ、１９．２ＭＨｚ、１３ＭＨｚ、１２．６ＭＨｚに限定されるものではなく他の周波数でも良い。または、発振周波数がより高い発振器を用いて、広帯域信号を受信可能な構成とすることも可能である。
【００５８】
さらに、以上説明した実施形態の受信装置は、サンプリング信号１１０を発振する手段として、発振周波数が安定し高精度の基準発振器１０９を利用することにある。したがって、基準発振器１０９は、ＴＣＸＯやＶＴＣＸＯ、ＯＣＸＯに限定されるものではない。
【００５９】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明に係る受信装置は、サンプリング手段が基準発振器の出力信号に従ってサンプリングを行うアンダーサンプリング方式であるため、基準発振器からサンプリング手段との間に周波数シンセサイザを設ける必要がない。したがって、消費電力を低減することができる。また、サンプリング手段が行うサンプリング動作のタイミングを決定するサンプリング信号は基準発振器の出力信号であるため、周波数シンセサイザを設けた場合と比較して、サンプリング手段に供給するサンプリング信号のジッタ品質を高めることができる。この結果、設計が容易となり低コスト化を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る第１の実施形態の受信装置を示す構成図
【図２】本発明に係る第２の実施形態の受信装置を示す構成図
【図３】スーパーヘテロダイン方式の従来の受信部を示す構成図
【図４】アンダーサンプリング方式の従来の受信部を示す構成図
【符号の説明】
１０１  第１の無線信号受信部
１０２，２０２  アンテナ
１０３，２０１  フロントエンド部
１０３ａ，２０３ａ  第１のフィルタ
１０３ｂ，２０３ｂ  増幅器
１０４，２０４  周波数変換部
１０４ａ，２０４ａ  ミキサ
１０４ｂ，２０４ｂ  局部発振器
１０４ｃ，２０４ｃ  フィルタ
１０５，２０５  中間周波数増幅部
１０５ａ，２０５ａ  フィルタ
１０５ｂ，２０５ｂ  可変利得増幅器
１０５ｃ，２０５ｃ  フィルタ
１０６  サンプリング部
１０６ａ  サンプルホールド部
１０６ｂ  ＡＤ変換部
１０７  デジタル信号処理部
１０７ａ  デジタルミキサ
１０７ｂ  デジタルフィルタ
１０７ｃ  リサンプラ
１０７ｄ  復調器
１０８  クロック発振器
１０９  基準発振器
２０１  第２の無線信号受信部
【図１】
2004194068.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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