(57)【要約】【課題】ビーム形成処理の時間を大幅に短縮することができ、しかも受信信号のＳＩＮＲ値を従来技術に比較して増大させる。【解決手段】無線通信装置１ｂは、ビームパターンを変更可能なアレーアンテナであるエスパアンテナ装置１００を備えるとともに、受信された無線信号に関する信号対干渉雑音比を検出し、検出された信号対干渉雑音比が実質的に最大となるように、エスパアンテナ装置１００のビームパターンを適応的に制御するとともに、上記検出された信号対干渉雑音比に基づいて複数の伝送モードのうちの１つの伝送モードを選択し、選択した伝送モードを無線通信装置１ａに通知する一方、無線通信装置１ａは、無線通信装置１ｂからの選択した伝送モードの通知に応答して、無線通信装置１ｂに送信するデータ信号を、当該選択した伝送モードを用いて変調するように制御する。【選択図】  図３
2004215171.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
互いに異なるデータ伝送レートを有する複数の伝送モードのうちのいずれか１つの伝送モードを用いてデータ信号を変調し、変調された無線信号をアレーアンテナを介して送信する一方、上記アレーアンテナを用いて無線信号を受信し、受信した無線信号をそれに含まれるデータ信号の伝送モードを用いてデータ信号に復調して出力する無線通信装置において、
上記アレーアンテナはビームパターンを変更可能であり、
上記受信された無線信号に関する信号対干渉雑音比を検出し、検出された信号対干渉雑音比が実質的に最大となるように、上記アレーアンテナのビームパターンを適応的に制御するとともに、上記検出された信号対干渉雑音比に基づいて複数の伝送モードのうちの１つの伝送モードを選択して設定するように制御する制御手段を備えたことを特徴とする無線通信装置。
【請求項２】
上記複数の伝送モードは、畳み込み符号化における畳み込みレートと、信号マッピングにおける変調方式とに依存して異なることを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
【請求項３】
上記アレーアンテナは、無線信号を送受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、上記複数の非励振素子にそれぞれ接続された複数の可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記複数の非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、当該アレーアンテナのビームパターンを変化させることを特徴とする請求項１又は２記載の無線通信装置。
【請求項４】
互いに異なるデータ伝送レートを有する複数の伝送モードのうちのいずれか１つの伝送モードを用いてデータ信号を変調し、変調された無線信号をアレーアンテナを介して送信する一方、上記アレーアンテナを用いて無線信号を受信し、受信した無線信号をそれに含まれるデータ信号の伝送モードを用いてデータ信号に復調して出力する無線通信装置のための無線通信方法において、
上記アレーアンテナはビームパターンを変更可能であり、
上記受信された無線信号に関する信号対干渉雑音比を検出し、検出された信号対干渉雑音比が実質的に最大となるように、上記アレーアンテナのビームパターンを適応的に制御するとともに、上記検出された信号対干渉雑音比に基づいて複数の伝送モードのうちの１つの伝送モードを選択して設定するように制御するステップを含むことを特徴とする無線通信方法。
【請求項５】
上記複数の伝送モードは、畳み込み符号化における畳み込みレートと、信号マッピングにおける変調方式とに依存して異なることを特徴とする請求項４記載の無線通信方法。
【請求項６】
上記アレーアンテナは、無線信号を送受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、上記複数の非励振素子にそれぞれ接続された複数の可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記複数の非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、当該アレーアンテナのビームパターンを変化させることを特徴とする請求項４又は５記載の無線通信方法。
【請求項７】
互いに異なるデータ伝送レートを有する複数の伝送モードのうちのいずれか１つの伝送モードを用いてデータ信号を変調し、変調された無線信号をアンテナを介して送信する一方、上記アンテナを用いて無線信号を受信し、受信した無線信号をそれに含まれるデータ信号の伝送モードを用いてデータ信号に復調して出力する第１と第２の無線通信装置を備えた無線通信システムにおいて、
上記第１の無線通信装置は、
ビームパターンを変更可能なアレーアンテナと、
上記受信された無線信号に関する信号対干渉雑音比を検出し、検出された信号対干渉雑音比が実質的に最大となるように、上記アレーアンテナのビームパターンを適応的に制御するとともに、上記検出された信号対干渉雑音比に基づいて複数の伝送モードのうちの１つの伝送モードを選択し、選択した伝送モードを上記第２の無線通信装置に通知する第１の制御手段とを備え、
上記第２の無線通信装置は、
上記第１の無線通信装置からの選択した伝送モードの通知に応答して、上記第１の無線通信装置に送信するデータ信号を、当該選択した伝送モードを用いて変調するように制御する第２の制御手段を備えたことを特徴とする無線通信システム。
【請求項８】
上記複数の伝送モードは、畳み込み符号化における畳み込みレートと、信号マッピングにおける変調方式とに依存して異なることを特徴とする請求項７記載の無線通信システム。
【請求項９】
上記アレーアンテナは、無線信号を送受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、上記複数の非励振素子にそれぞれ接続された複数の可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記複数の非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、当該アレーアンテナのビームパターンを変化させることを特徴とする請求項７又は８記載の無線通信システム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、アレーアンテナ装置を備えた無線通信装置及び方法並びに無線通信システムに関し、特に、受信局側に電子制御導波器アレーアンテナ装置（Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃａｌｌｙ  Ｓｔｅｅｒａｂｌｅ  Ｐａｓｓｉｖｅ  Ａｒｒａｙ  Ｒａｄｉａｔｏｒ  （ＥＳＰＡＲ）  Ａｎｔｅｎｎａ；以下、エスパアンテナという。）を備えた無線通信装置及び方法並びに無線通信システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、適切な信号方式及び検出方式と共にアレーアンテナを使用することは、無線通信システムにおいて多大な伝送容量とダイバーシティ利得をもたらしうることが分かっている。マルチユーザを有する無線通信システムにおいては、アレーアンテナを用いた空間フィルタリングが干渉を抑圧し、また、アンテナの重み係数を適正に設定することによって信号対干渉雑音電力比（ＳＩＮＲ）を最大化することは、通常、「ビーム形成」と呼ばれる。
【０００３】
各アンテナ素子が、ミキサと電力増幅器を含む各自の無線周波（ＲＦ）モジュールにより制御されている従来型のアレーアンテナは、セルラーシステムの基地局には適しているが、それらは非常に複雑で電力消費量が大きいので、典型的なユーザ端末には実用的でない。
【０００４】
一方、例えば特許文献１や非特許文献１において開示されたエスパアンテナは、ＲＦステージでのビーム形成を達成しているので、必要とされるＲＦ装置は１つだけである。このエスパアンテナは、無線信号が給電される励振素子と、この励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられ、無線信号が給電されない少なくとも１個の非励振素子と、この非励振素子に接続された可変リアクタンス素子とから成るアレーアンテナを備え、上記可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記アレーアンテナの指向特性を変化させることができる。
【０００５】
上述のエスパアンテナと、ベースバンドステージにおける信号合成を用いた従来型のアレーアンテナとの主な違いは、エスパアンテナが、単一の励振素子に接続された、ただ１つの入力／出力ポートを有している点にある。ビームパターンは、励振素子を包囲しかつ可変リアクタンス素子を装荷された複数個の非励振素子によって制御される。非励振素子に関連付けられたリアクタンス値は、所定の範囲内で任意に決定可能である。しかしながら、等価なアンテナの重み係数へのリアクタンス値のマッピングは非線形であり、所望の重み係数からリアクタンス値を直接的に計算することはできない。
【０００６】
【特許文献１】
特開２００１−２４４３１号公報。
【非特許文献１】
Ｔ．  Ｏｈｉｒａ  ｅｔ  ａｌ．，  ”Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃａｌｌｙ  ｓｔｅｅｒａｂｌｅ  ｐａｓｓｉｖｅ  ａｒｒａｙ  ｒａｄｉａｔｏｒ  ａｎｔｅｎｎａｓ  ｆｏｒ  ｌｏｗ−ｃｏｓｔ  ａｎａｌｏｇ  ａｄａｐｔｉｖｅ  ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ，”  ２０００  ＩＥＥＥ  Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ  ｏｎ  Ｐｈａｓｅｄ  Ａｒｒａｙ  Ｓｙｓｔｅｍ  ＆  Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ  ｐｐ．  １０１−１０４，  Ｄａｎａ  ｐｏｉｎｔ，  Ｃａｌｉｆｏｒｎｉａ，  Ｍａｙ  ２１−２５，  ２０００
【非特許文献２】
Ｙ．  Ｌｉ  ｅｔ  ａｌ．，  ”Ｒｏｂｕｓｔ  Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ  ｆｏｒ  ＯＦＤＭ  Ｓｙｓｔｅｍｓ  ｗｉｔｈ  Ｒａｐｉｄ  Ｄｉｓｐｅｒｓｉｖｅ  Ｆａｄｉｎｇ  Ｃｈａｎｎｅｌｓ”，  ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ  ｏｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，  Ｖｏｌ．  ４６，Ｎｏ．  ７，  ｐｐ．  ９０２−９１５，  Ｊｕｌｙ  １９９８。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
エスパアンテナでは、適応ビーム形成と到来方向推定との両方が実行可能であることが示されている。ビーム形成は、ＳＩＮＲ値の最大化を目的とした最急勾配法を用いることによって達成できる（例えば、特許文献１参照、）。このアプローチでは、各個別のリアクタンス値で構成されるリアクタンスベクトルの空間の各次元において、ステップを逐次に実行することで勾配が計算される。これまで、ＳＩＮＲ値の推定は、学習シーケンスに基づいて行われてきた。逐次的に勾配を計算する結果、実際のデータ伝送に先行する初期ビーム形成にかなり時間がかかってしまう。端末の位置と方位の変化を追跡し続けるためには、学習シーケンスのシンボルの反復的な交換も必要であるため、ビーム形成処理の時間と帯域幅の消費量とはより大きな問題である。
【０００８】
また、非特許文献２において、高速なフェージング環境において適用可能であって、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式の性能を改善することができるチャンネル推定方法が提案されているが、受信信号のＳＩＮＲ値はいまだ低いという問題点があった。
【０００９】
本発明の目的は以上の問題点を解決し、ビーム形成処理の時間を大幅に短縮することができ、しかも受信信号のＳＩＮＲ値を従来技術に比較して増大させることができる無線通信装置及び方法並びに無線通信システムを提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
第１の発明に係る無線通信装置は、互いに異なるデータ伝送レートを有する複数の伝送モードのうちのいずれか１つの伝送モードを用いてデータ信号を変調し、変調された無線信号をアレーアンテナを介して送信する一方、上記アレーアンテナを用いて無線信号を受信し、受信した無線信号をそれに含まれるデータ信号の伝送モードを用いてデータ信号に復調して出力する無線通信装置において、
上記アレーアンテナはビームパターンを変更可能であり、
上記受信された無線信号に関する信号対干渉雑音比を検出し、検出された信号対干渉雑音比が実質的に最大となるように、上記アレーアンテナのビームパターンを適応的に制御するとともに、上記検出された信号対干渉雑音比に基づいて複数の伝送モードのうちの１つの伝送モードを選択して設定するように制御する制御手段を備えたことを特徴とする。
【００１１】
また、上記無線通信装置において、上記複数の伝送モードは、畳み込み符号化における畳み込みレートと、信号マッピングにおける変調方式とに依存して異なることを特徴とする。
【００１２】
さらに、上記無線通信装置において、上記アレーアンテナは、無線信号を送受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、上記複数の非励振素子にそれぞれ接続された複数の可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記複数の非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、当該アレーアンテナのビームパターンを変化させることを特徴とする。
【００１３】
第２の発明に係る無線通信方法は、互いに異なるデータ伝送レートを有する複数の伝送モードのうちのいずれか１つの伝送モードを用いてデータ信号を変調し、変調された無線信号をアレーアンテナを介して送信する一方、上記アレーアンテナを用いて無線信号を受信し、受信した無線信号をそれに含まれるデータ信号の伝送モードを用いてデータ信号に復調して出力する無線通信装置のための無線通信方法において、
上記アレーアンテナはビームパターンを変更可能であり、
上記受信された無線信号に関する信号対干渉雑音比を検出し、検出された信号対干渉雑音比が実質的に最大となるように、上記アレーアンテナのビームパターンを適応的に制御するとともに、上記検出された信号対干渉雑音比に基づいて複数の伝送モードのうちの１つの伝送モードを選択して設定するように制御するステップを含むことを特徴とする。
【００１４】
また、上記無線通信方法において、上記複数の伝送モードは、畳み込み符号化における畳み込みレートと、信号マッピングにおける変調方式とに依存して異なることを特徴とする。
【００１５】
さらに、上記無線通信方法において、上記アレーアンテナは、無線信号を送受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、上記複数の非励振素子にそれぞれ接続された複数の可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記複数の非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、当該アレーアンテナのビームパターンを変化させることを特徴とする。
【００１６】
第３の発明に係る無線通信システムは、互いに異なるデータ伝送レートを有する複数の伝送モードのうちのいずれか１つの伝送モードを用いてデータ信号を変調し、変調された無線信号をアンテナを介して送信する一方、上記アンテナを用いて無線信号を受信し、受信した無線信号をそれに含まれるデータ信号の伝送モードを用いてデータ信号に復調して出力する第１と第２の無線通信装置を備えた無線通信システムにおいて、
上記第１の無線通信装置は、
ビームパターンを変更可能なアレーアンテナと、
上記受信された無線信号に関する信号対干渉雑音比を検出し、検出された信号対干渉雑音比が実質的に最大となるように、上記アレーアンテナのビームパターンを適応的に制御するとともに、上記検出された信号対干渉雑音比に基づいて複数の伝送モードのうちの１つの伝送モードを選択し、選択した伝送モードを上記第２の無線通信装置に通知する第１の制御手段とを備え、
上記第２の無線通信装置は、
上記第１の無線通信装置からの選択した伝送モードの通知に応答して、上記第１の無線通信装置に送信するデータ信号を、当該選択した伝送モードを用いて変調するように制御する第２の制御手段を備えたことを特徴とする。
【００１７】
また、上記無線通信システムにおいて、上記複数の伝送モードは、畳み込み符号化における畳み込みレートと、信号マッピングにおける変調方式とに依存して異なることを特徴とする。
【００１８】
さらに、上記無線通信システムにおいて、上記アレーアンテナは、無線信号を送受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、上記複数の非励振素子にそれぞれ接続された複数の可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記複数の非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、当該アレーアンテナのビームパターンを変化させることを特徴とする。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。
【００２０】
図１は、本発明の実施形態に係る無線通信システムの構成を示すブロック図であり、図２と図３はそれぞれ図１の無線通信装置１ａと無線通信装置１ｂの詳細構成を示すブロック図である。
【００２１】
図１の無線通信システムでは、無線通信装置１ａと無線通信装置１ｂの間で無線通信が行われ、このとき、無線通信装置１ｃはその他の無線通信装置と交信中であり、無線通信装置１ｃから送信される無線信号は無線通信装置１ｂに対して干渉波となっている。各無線通信装置１ａ，１ｂは、互いに異なるデータ伝送レートを有する複数の伝送モードのうちのいずれか１つの伝送モードを用いてデータ信号を変調し、変調された無線信号をアンテナを介して送信する一方、上記アンテナを用いて無線信号を受信し、受信した無線信号をそれに含まれるデータ信号の伝送モードを用いてデータ信号に復調して出力するものである。ここで、無線通信装置１ｂは、ビームパターンを変更可能なアレーアンテナであるエスパアンテナ装置１００を備えるとともに、受信された無線信号に関する信号対干渉雑音比を検出し、検出された信号対干渉雑音比が実質的に最大となるように、エスパアンテナ装置１００のビームパターンを適応的に制御するとともに、上記検出された信号対干渉雑音比に基づいて複数の伝送モードのうちの１つの伝送モードを選択し、選択した伝送モードを無線通信装置１ａに通知する一方、無線通信装置１ａは、無線通信装置１ｂからの選択した伝送モードの通知に応答して、無線通信装置１ｂに送信するデータ信号を、当該選択した伝送モードを用いて変調するように制御することを特徴としている。
【００２２】
図１の無線通信システムにおいて、干渉波の無線信号を送信する無線通信装置１ｃが存在するときに、無線通信装置１ａからのデータ信号を含む無線信号を、無線通信装置１ｂにより受信される場合について考察する。本実施形態では、いわゆるビットインターリーブ符号化変調（ＢＩＣＭ）型の直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式が、ＩＥＥＥ８０２．１１ａの標準に従って用いられている。
【００２３】
次に、図２と図３を参照して、無線通信装置１ａ及び１ｂの詳細構成について説明する。図２と図３において同じ参照番号を有する構成要素は、それぞれ同様に動作する構成要素を示しており、構成要素２０から２８までの回路は、無線送信機部を構成する一方、構成要素３１から３９まで及び構成要素４１から４３又は４４までの回路は無線受信機部を構成する。
【００２４】
まず、図２を参照して、無線通信装置１ａからデータ信号を送信する処理について説明する。最初に、伝送モード指定データ挿入器２０は、入力されたデータ信号のデータ伝送レート（ＲＡＴＥ）フィールドに、伝送モードコントローラ４０からその情報を受ける伝送モードを指定するビット列を書き込む。当該伝送モードを指定するビット列は、具体的には、図５を参照して説明されるＰＬＣＰヘッダ内のデータレートフィールドに書き込まれる。なお、伝送モードは、本実施形態では、図６を参照して詳細後述されるように、畳み込み符号化における畳み込みレートと、信号マッピングにおける変調方式（ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６値ＱＡＭ、６４値−ＱＡＭのうちのいずれか１つを選択する）とに依存して、受信される無線信号のＳＩＮＲ値に基づいて決定される。
【００２５】
図５に、本無線通信システムの無線通信装置間で送受信される信号のフレームフォーマットが示され、図５（ａ）はＰＨＹ  ＰＬＣＰレイヤのフレームフォーマットを示す図であり、図５（ｂ）はＰＨＹ  ＰＭＤレイヤのフレームフォーマットを示す図である。図５において、ＰＬＣＰは物理層の変換手順を表し、ＰＨＹ  ＰＬＣＰレイヤにおけるフレーム６０は、先頭に４ビットのデータ伝送レートフィールドを含んでいる。また、ＰＭＤは物理媒体依存を表し、ＰＨＹ  ＰＭＤレイヤにおけるフレーム６１は、ＰＨＹ  ＰＬＣＰレイヤにおけるフレーム６０に加えて、フレーム６０の前に挿入されたＰＬＣＰプリアンブルフィールドをさらに含んでいる。フレーム６０は、ＰＨＹ  ＰＭＤレイヤにおいて、１個のＯＦＤＭシンボルにてなる信号フィールドと、さまざまな個数のＯＦＤＭシンボルにてなるデータフィールドとに区分される。
【００２６】
図６は、図２及び図３の伝送モードテーブルメモリ４５に記憶された伝送モードテーブルを示す図である。伝送モードテーブルは、図６に示すように、異なる伝送モード毎に、変調方式、畳み込みレート（Ｒｃ）、データビット数／ＯＦＤＭシンボル、データレートフィールドのビット列情報、必要とされるＳＩＮＲ値の情報が予め格納されている。本実施形態では、図５のフレーム６１において、ＰＬＣＰプリアンブルフィールドと信号フィールドは、常に、図６に示された伝送モードＭ１（すなわち、ＢＰＳＫかつ畳み込みレートＲｃ＝１／２）で送信され、データフィールドは、適応的に選択されたいずれかの伝送モードで送信される。また、データフィールドの伝送モードは、データ伝送レートフィールドに示されており、４ビットのデータ伝送レートフィールドはＩＥＥＥ８０２．１１ａ標準に準拠し、図６に示されたように、例えばＢＰＳＫかつ畳み込みレートＲｃ＝１／２のときは［１１０１］で表され、６４ＱＡＭかつＲｃ＝３／４のときは［００１１］で表される。
【００２７】
図２の伝送モード指定データ挿入器２０から出力されるデータ信号は、バイナリ｛０，１｝信号列のフォーマットで、畳み込み符号化器２１に入力される。畳み込み符号化器２１は、適当なパンクチャリング（すなわち、畳み込み符号化器２１から出力される信号列の間引き）によって、畳み込み符号化における畳み込みレートＲｃを１／２，２／３又は３／４のいずれかに変更する。この畳み込みレートの変更は、無線通信装置１ｂから送信された無線信号を受信して復調した後に、その復調データに含まれる情報ビットに基づいて、又は受信された無線信号のＳＩＮＲ推定値に基づいて伝送モードコントローラ４０に制御されることで、適応的に実行される。
【００２８】
ＢＩＣＭでは、無線送信機部は、畳み込み符号化の後で、かつビットが複素数値信号にマッピングされる前に、分離演算（ｓｅｐａｒａｔｅ  ｏｐｅｒａｔｉｏｎ）においてビットレベルでのインターリーブを達成する。本実施形態では、ビットインタリーバ２２が、畳み込み符号化器２１からバイナリデータで入力されるシリアル信号のビット列をＩＥＥＥ８０２．１１ａ標準の規格に従って入れ替える。
【００２９】
次いで、信号マッピング処理器２３は、ビットインタリーバ２２によって組み替えられたシリアル信号を、信号セットの変調方式に応じた複素シンボル列、すなわちＩ信号及びＱ信号を含む変調信号に変換する。本実施形態において使用できる信号セットの変調方式は、図６に示すように、バイナリ及び４相位相シフトキーイング（ＢＰＳＫ及びＱＰＳＫ）と、１６−ａｒｙ及び６４−ａｒｙ直交振幅変調（１６値ＱＡＭ及び６４値ＱＡＭ）である。信号マッピング処理器２３に入力されたシリアル信号は、通信開始時には初期設定としてＢＰＳＫ変調の信号に変換される。その後無線通信装置１ｂから送信された無線信号を受信して復調した後、信号マッピング処理器２３は、その復調データに含まれるデータフィールド（図５参照。）の情報ビットに基づいて、又は受信された無線信号のＳＩＮＲ推定値に基づいて伝送モードコントローラ４０に制御されることで、Ｉ及びＱ信号の信号セットの変調方式を変更できる。信号系列は｛０，１｝のバイナリ信号で表される。
【００３０】
次のシリアル／パラレル（Ｓ／Ｐ）変換器２４は、信号マッピング処理器２３で生成されたＩ及びＱ信号のシリアルデータに対して、情報を伝送するサブキャリア（すなわち、サブチャンネル）分だけシリアルからパラレルへの信号変換を実行する。すなわち、Ｓ／Ｐ変換器２４は、入力された４８個毎の連続的な信号を１つのベクトルに変換する。Ｓ／Ｐ変換器２４から出力される信号系列は、｛０，１｝のバイナリ信号で表される。
【００３１】
パイロットシンボル挿入器２５は、Ｓ／Ｐ変換器２４から出力される信号系列のうちのサブチャンネル毎の信号に、規格に従ったパイロットシンボルを付加する。ＩＥＥＥ８０２．１１ａ標準の規格では、６番目、２０番目、３４番目及び４８番目のサブチャンネルがパイロットチャンネルとして指定され、周波数帯の中央の２７番目のサブチャンネル上には、信号は送られない。本実施形態では、パイロットシンボル挿入器２５が、入力された信号に対して、周波数の同期化を促進するための４個のパイロットシンボルを追加し、かつ中央にゼロを追加した結果、５３個の成分のベクトルが１個のＯＦＤＭシンボルを構成する。パイロットシンボルは送信と受信の無線通信装置間で既知の信号であり、マッピングされたデータと同じく｛０，１｝のバイナリ信号で表される。
【００３２】
さらに、ＩＤＦＴ回路２６は、これらのサブチャンネルごとのＩ及びＱ信号を逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）し、ＯＦＤＭ信号を生成する。そして、ＧＩ挿入器２７は、この信号に対して、マルチパス伝搬に起因する伝送された信号間の干渉を回避するための適切なガードインターバル（ＧＩ）を付加し、結果的に得られたＯＦＤＭシンボルに対する時間領域信号をＲＦ送信用フロントエンド回路２８に出力する。
【００３３】
最後に、ＲＦ送信用フロントエンド回路２８では、ディジタル／アナログ変換と、無線周波数へのアップコンバージョン（すなわち、周波数変換）と、電力増幅とが実行され、ＲＦ送信用フロントエンド回路２８から出力された無線信号は、サーキュレータ３０を介して、アンテナ装置１０１から空間に放射される。
【００３４】
無線通信装置間を伝送される各バースト信号は、図５に示されたように、所定の個数Ｎｓの連続的なＯＦＤＭシンボルと、それに先行するプリアンブルとを備えたフレームで構成されている。無線通信装置１ａから無線通信装置１ｂへ送信されるバースト信号のすべてのフレームは同じサイズを有し、かつ時分割二重方式を用いていると仮定され、この時分割二重方式では、各バースト信号の後に逆方向（すなわち無線通信装置１ｂから無線通信装置１ａへ）のバースト信号が続いている。さらに、無線通信装置１ａと１ｂの間のチャンネルと、無線通信装置１ｃと１ｂの間のチャンネルの両方は、周波数選択的でありかつ時間不変であるものとしてモデル化される。
【００３５】
次に、図３を参照して、無線通信装置１ｂにおいて無線信号を受信する処理について説明する。無線通信装置１ｂは、エスパアンテナ装置１００を備えたことにより、所望波方向にビームを向けかつ干渉波方向にヌルを向けるように、ビームパターンを適応的に制御して形成することができる。
【００３６】
図３において、エスパアンテナ装置１００は、接地導体１１上に設けられた７本のアンテナ素子、すなわち励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１乃至Ａ６から構成され、励振素子Ａ０は、半径ｒの円周上に設けられた６本の非励振素子Ａ１乃至Ａ６によって囲まれるように配置されている。好ましくは、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６は上記半径ｒの円周上に互いに等間隔を保って設けられる。各励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１乃至Ａ６は、例えば、所望波の波長λに対して約λ／４の長さのモノポール素子になるように構成され、また、上記半径ｒはλ／４になるように構成される。励振素子Ａ０の給電点は、同軸ケーブル５及びサーキュレータ３０を介して低雑音増幅器（ＬＮＡ）１に接続され、また、非励振素子Ａ１乃至Ａ６はそれぞれ可変リアクタンス素子（例えば、可変容量ダイオードにより構成される。）１２−１乃至１２−６に接続され、これら可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６は、リアクタンスコントローラ４４からのリアクタンス値信号を設定されることによって、そのリアクタンス値を変化させる。
【００３７】
図４は、図３のエスパアンテナ装置１００の詳細構成を示す断面図である。励振素子Ａ０は接地導体１１と電気的に絶縁され、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６は、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６を介して、接地導体１１に対して高周波的に接地される。可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６の動作を説明すると、例えば励振素子Ａ０と非励振素子Ａ１乃至Ａ６の長手方向の長さが実質的に同一であるとき、例えば、可変リアクタンス素子１２−１がインダクタンス性（Ｌ性）を有するときは、可変リアクタンス素子１２−１は延長コイルとなり、非励振素子Ａ１乃至Ａ６の電気長が励振素子Ａ０に比較して長くなり、反射器として働く。一方、例えば、可変リアクタンス素子１２−１がキャパシタンス性（Ｃ性）を有するときは、可変リアクタンス素子１２−１は短縮コンデンサとなり、非励振素子Ａ１の電気長が励振素子Ａ０に比較して短くなり、導波器として働く。また、他の可変リアクタンス素子１２−２乃至１２−６に接続された非励振素子Ａ２乃至Ａ６についても同様に動作する。
【００３８】
従って、図１のエスパアンテナ装置１００において、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６に接続された可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に印加するバイアス電圧値を変化させて、その接合容量値であるリアクタンス値を変化させることにより、エスパアンテナ装置１００の平面指向特性を変化させることができる。エスパアンテナは、例えばハンドヘルド又はラップトップコンピュータに採用され、特に、将来の無線アドホックネットワークにおける干渉抑圧のための有望な解決法である。
【００３９】
図３において、エスパアンテナ装置１００で受信された無線信号は、サーキュレータ３０を介してＲＦ受信用フロントエンド回路３１に入力され、ＲＦ受信用フロントエンド回路３１は、受信された無線信号に対して低雑音増幅及び低域周波数変換を実行し、さらにＡ／Ｄ変換する。次いで、同期化及びＧＩ除去器３２は、ディジタル値に変換された信号に同期化し、さらに当該信号からガードインターバル区間を取り除く。ＤＦＴ回路３３は、ガードインターバルが取り除かれたディジタル値の信号をＯＦＤＭシンボル毎に離散フーリエ変換（ＤＦＴ）して、バイナリの復調複素シンボル列に変換し、変換された信号はＤＦＴの後段のゼロ強制（ゼロとなるように制御する）周波数領域等化器（ＦＥＱ）回路３４に入力される。
【００４０】
ＦＥＱ回路３４は、干渉及び雑音が付加されていることを除いて、無線通信チャンネルを伝送される前の元の信号を復元することを目的とする。ＦＥＱ回路３４によって等化されたシンボル列は、チャネルパラメータ推定器４１とＳＩＮＲ推定器４２及びパイロットシンボル除去器３５に送られる。チャネルパラメータ推定器４１は入力されたシンボル列をもとに、等化器の動作基準となるチャンネルパラメータを計算し、計算されたチャンネルパラメータの情報をＦＥＱ回路３４にフィードバックする。チャンネルパラメータの計算方法は、例えば前述の非特許文献２に示されている。ＳＩＮＲ推定器４２は入力されたシンボル列に基づいてＳＩＮＲ推定値を計算し、計算されたＳＩＮＲ推定値が情報ビットとしてリアクタンスコントローラ４４及び伝送モード選択器４３に送られる。リアクタンスコントローラ４４は、ＳＩＮＲ推定器４２で計算されるＳＩＮＲ推定値が実質的に最大となるように、エスパアンテナ装置１００の可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６を制御するためのＤＣ電圧を含むリアクタンス値信号を、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に出力する。伝送モード選択器４３は、伝送モードテーブルメモリ４５を参照して、設定されている伝送モードを変更する必要があるか否かを決定し、伝送モードを変更するとき、無線通信装置１ａへ送信するフレーム中にデータ伝送レートフィールドとして挿入するための情報を、バイナリデータの形式で伝送モードコントローラ４０に出力する。
【００４１】
パイロットシンボル除去器３５は既知のパイロットシンボルを除去し、各ベクトルの４８個の情報を含んだ信号（すなわち情報伝送信号）である複素シンボル列を、パラレル／シリアル（Ｐ／Ｓ）変換器３６へ送る。Ｐ／Ｓ変換器３６は、パラレルの複素シンボル列をシリアルの複素シンボル列に変換して信号デマッピング処理器３７へ送る。信号デマッピング処理器３７は、送信側無線通信装置の各信号の変調方式に応じて、シリアル化された複素シンボル列の信号からビット情報を、例えば対数尤度比の形式で抽出することで、入力されたシリアル信号をバイナリのデータ列に変換する。そして、バイナリのシリアルデータ列がデインターリーバ３８に送られる。デインターリーバ３８はＩＥＥＥ８０２．１１ａ標準の規格に従ってバイナリデータ列の順列を変更し、ビタビ復号化器３９にデータ列を送付する。ビタビ復号化器３９は誤り訂正を実行し、シリアルのバイナリデータ列を最終的なビット推定値として出力する。出力されたバイナリデータ列は、出力データ信号として後段の外部回路（図示せず。）に供給されるとともに伝送モードコントローラ４０に入力される。
【００４２】
伝送モードコントローラ４０は、ビタビ復号化器３９から入力されたバイナリデータ列に含まれるデータ伝送レートフィールドを参照し、このデータ伝送レートフィールドに、畳み込み符号化器２１と信号マッピング処理器２３に設定されている現在の伝送モードと異なる新しい伝送モードが指定されているときは、伝送モード指定データ挿入器２０に対して、この新しい伝送モードに対応する信号を挿入させるように制御するとともに、畳み込み符号化器２１の畳み込みレートと信号マッピング処理器２３の変調方式とを更新する。また、伝送モードコントローラ４０は、伝送モード選択器４３から設定すべき新たな伝送モードを入力されたときも、伝送モード指定データ挿入器２０にこの新しい伝送モードに対応する信号を挿入させるとともに、畳み込み符号化器２１の畳み込みレートと信号マッピング処理器２３の変調方式とを更新する。伝送モードコントローラ４０は、無線送信機１ｂの伝送モードを変更するとき、当該変更後の伝送モードを無線通信装置１ａ側の伝送モードコントローラ４０に通知して、無線通信装置１ａ側の伝送モードコントローラ４０に無線通信装置１ａ側の伝送モードを変更させることを特徴とする。
【００４３】
以上においては、無線通信装置１ａから無線通信装置１ｂにデータ信号を送信するときの動作について説明したが、無線通信装置１ａがリアクタンスコントローラ４４及びエスパアンテナ装置１００を用いてビームパターンを適応制御するのではないことを除いて、無線通信装置１ｂから無線通信装置１ａにデータ信号を送信するときの動作も同様であることは理解されるであろう。なお、以上の実施形態においては、送信側の無線通信装置１ａは、エスパアンテナ装置１００を備えず、無指向性のアンテナ素子１０１を備えているが、エスパアンテナ装置１００を備えるとともに、リアクタンスコントローラ４４を備えても良い。
【００４４】
以下、無線通信装置１ｂにおいて受信するときの信号モデルについて説明する。Ｍ素子のエスパアンテナ装置は、１個の励振素子と（Ｍ−１）個の非励振素子を備えている。本実施形態のエスパアンテナ装置１００ではＭ＝７とし、波長の１／４の半径を有する円周上で、６個の非励振素子Ａ１乃至Ａ６が励振素子Ａ０を包囲している。エスパアンテナ装置１００の受信モードでは、従来型のアレーアンテナから出力される、合成された信号と同様に、エスパアンテナの単一の出力ポートにおける信号は次式で表される。
【００４５】
【数１】
2004215171.tif 000003
【００４６】
ここで、ｓｉ（ｔ）はｉ番目のアンテナ素子Ａｉに着信する信号を示し、ωｉは各信号に対応する重み係数を示す。上式中のすべての信号は、重み係数と同様に、ベースバンド等価信号であり、複素数の値を有する。
【００４７】
従来型のアレーアンテナと異なり、重み係数にてなる行ベクトルｗ＝（ω０，…，ω６）は、非励振素子Ａ１乃至Ａ６に関連付けられた６個のリアクタンス値を調整することによって、間接的に制御されることだけが可能である。ｘ１，…，ｘ６で示される実数のリアクタンス値は、最小値ｘｍｉｎから最大値ｘｍａｘまでの範囲内で任意で選択可能である。実際にはＲＦ電流である重み係数が次式によって示されるモデルが現実的であることがわかっている。
【００４８】
【数２】
ｗ＝（Ｙ−１＋ｊＸ）−１ｅ１
【００４９】
ここで、７×７行列Ｙは、エスパアンテナ装置１００に固有の、アンテナ素子間の相互アドミタンスを成分として含む。ｅ１は７次元ベクトル（Ｖｓ，０，…，０）Ｔを示し、Ｖｓは内部ソースＲＦ電圧である。７×７対角行列Ｘは、−ｊＺ０を左上の成分（１行目１列目の成分）とし、リアクタンス値ｘ１，…，ｘ６を後続の対角成分として構成され、ここでｊは虚数単位を示し、Ｚ０は入力インピーダンスを示す。
【００５０】
次いで、無線通信装置１ｂ内の構成要素３１乃至３９における信号モデルを説明する。ＲＦ受信用フロントエンド回路３１における電力増幅、周波数変換及びＡ／Ｄ変換と、同期化及びＧＩ除去器３２における同期化及び周期的プレフィックス（又はガードインターバル）の除去の後に、ＤＦＴ回路３３は、ＯＦＤＭシンボル毎に離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を実行する。ベクトル
【数３】
ｓｍ（ｋ）＝（ｓｍ，１（ｋ），…，ｓｍ，５３（ｋ））Ｔ
は、送信側無線通信装置１ａで生成されたｍ番目のフレームのｋ番目のＯＦＤＭシンボルにおいて送信され、受信側無線通信装置１ｂで受信された信号を含むベクトルを示し、また、完全なＲＦ受信用フロントエンド回路３１の動作（電力増幅、周波数変換及びＡ／Ｄ変換を含む）と信号の同期化とを仮定すると、対応するＤＦＴ回路３３の出力ベクトルを次式で表すことができる。
【００５１】
【数４】
ｙｍ（ｋ）＝Ｈｍｓｍ（ｋ）＋νｍ（ｋ）
【００５２】
上式の５３×５３対角行列であるチャンネル行列Ｈｍの成分は、送信側の無線通信装置１ａにおけるＩＤＦＴ回路２６への入力と、受信側の無線通信装置１ｂにおけるＤＦＴ回路３３からの出力との間での、サブチャンネル毎の利得と位相回転から決定され、ランダムベクトルνｍ（ｋ）は、無線通信装置１ｃからの干渉と相加性の白色ガウス雑音（ＷＧＮ）とによる歪みをモデル化する。干渉のないＯＦＤＭ伝送とは異なり、無線通信装置１ｃと１ｂの間のチャンネルが周波数選択性であることの結果として、ベクトルνｍ（ｋ）の成分の分散はサブチャンネル毎に変化するという点を特記する。
【００５３】
ＤＦＴ回路３３の後段のＦＥＱ回路３４は、チャンネルパラメータ推定器４１によって推定されたチャンネル行列Ｈａｍの逆行列を乗算することにより、干渉及び雑音が付加されていることを除いて、元の信号を復元することを目的とする。すなわち、次式の演算を実行する。
【００５４】
【数５】
ｚｍ（ｋ）＝Ｈａｍ−１ｙｍ（ｋ）＝Ｈａｍ−１Ｈｍｓｍ（ｋ）＋ｖｍ（ｋ）
【００５５】
ここで、
【数６】
ｖｍ（ｋ）＝Ｈａｍ−１νｍ（ｋ）
である。
【００５６】
次いで、パイロットシンボル除去器３５においてパイロットシンボルを除去されることによって生成された各ベクトルｚｍ（ｋ）の４８個の情報を含んだ信号（すなわち情報伝送信号）が、Ｐ／Ｓ変換器３６によってパラレル／シリアル（Ｐ／Ｓ）変換される。次に、信号デマッピング処理器３７は、シリアル化された信号からビット情報を、例えば対数尤度比の形式で抽出し、抽出されたビット情報は、デインターリーバ３８を介して最終的にビタビ復号化器３９へ送られて、最終的なビット推定値が取得される。
【００５７】
行列Ｈａｍは、通常、受信信号中の既知のプリアンブル構造を利用して計算される。場合によっては、ＤＦＴ回路３３の出力における検出されたデータ信号にチャンネル推定値が依存する判定帰還方式が有益である（例えば、非特許文献２を参照。）。判定帰還法でビームパターンの適応化を実行することは、エスパアンテナ装置１００に設定されるリアクタンス値を計算する時間を短縮するための、より有益な解決法である。実際、データ伝送は大まかなビーム形成の後で既に開始可能である。最初に、情報は適度なデータ伝送レートで伝送され、優れた誤り訂正能力を持つ前方誤り制御（ＦＥＣ）方式により保護される。それに続いて、ビーム形成の結果ＳＩＮＲが徐々に増大するに従い、データ伝送レートを増大させることができる。
【００５８】
そのため、以下、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ型の物理層に基づく無線ネットワーキングシステムのための、このような判定帰還型ビーム形成処理と伝送レート適応化処理のアプローチについて述べる。
【００５９】
本実施形態では、この判定帰還型推定によるＳＩＮＲ推定値の計算を実装した。受信側の無線通信装置１ｂは、ＦＥＱ回路３４の出力シーケンスから各フレームを受信する間に、後述する方法を用いて、１つのこのようなＳＩＮＲ推定値を計算する。ＳＩＮＲ推定値は、詳細後述するように、設定される６個のリアクタンス値の最適化と、無線通信装置１ａへのフィードバックチャンネルを介した伝送モード（すなわち、畳み込みレートと変調方式の組み合わせ）の選択とのための基準を提供する。
【００６０】
次いで、ＳＩＮＲ推定器４２によって実行される判定帰還型ＳＩＮＲ推定について説明する。まず、ｍ番目に受信したフレームのｎ番目のデータ指向サブチャンネルに注目し、各ベクトルｚｍ（１），…，ｚｍ（Ｎｓ）内のｎ番目の成分をそれぞれｚｍ，ｎ（１），…，ｚｍ，ｎ（Ｎｓ）で示し、各ベクトルｖｍ（１），…，ｖｍ（Ｎｓ）内のｎ番目の成分をそれぞれｖｍ，ｎ（１），…，ｖｍ，ｎ（Ｎｓ）で示す。データ信号ｓｍ，ｎ（１），…，ｓｍ，ｎ（Ｎｓ）と干渉及び雑音項ｖｍ，ｎ（１），…，ｖｍ，ｎ（Ｎｓ）との両方を、ゼロ平均のランダム変数とみなす。データ信号は独立であって、かつ、ｐｍ個の成分を有し、次式
【数７】
2004215171.tif 000004
を満たす既知の信号の集合Ωｍに対して一様に分布すると仮定される。ここで、左辺の関数ｍｉｎ（・）はデータ信号ｓが集合Ωｍの範囲内での引数の最小値を表す関数である。
【００６１】
また、干渉及び雑音項は、独立かつ同一に分布し、データ信号から独立していると仮定される。さらに、次式は、通常型のスライサが備えたものと同様であって、チャンネルパラメータ推定器４１内に設けられた判定装置によって得られる信号検出値である。
【００６２】
【数８】
2004215171.tif 000005
ｋ＝１，…，Ｎｓ
【００６３】
ここで、右辺の関数ａｒｇｍｉｎ（・）は引数が最小値をとるときのデータ信号ｓの値を返す関数である。本実施形態においては、次式で定義されるＳＩＮＲ値γｍ，ｎを評価することを目的としている。
【００６４】
【数９】
2004215171.tif 000006
【００６５】
ここで、
【数１０】
2004215171.tif 000007
は平均信号エネルギーを表し、σｍ，ｎ２は雑音項ｖｍ，ｎ（１），…，ｖｍ，ｎ（Ｎｓ）の分散を表す。当該目的のために、次式で定義されるシーケンス（ｑｍ，ｎ（１），…，ｑｍ，ｎ（Ｎｓ））を観測する。
【００６６】
【数１１】
ｑｍ，ｎ（ｋ）＝（ｓａｍ，ｎ（ｋ））−１ｚｍ，ｎ（ｋ）−１
【００６７】
判定帰還型パラメータ推定において、信号検出値は誤差無し、つまり次式を満たすものとして考察される。
【００６８】
【数１２】
ｓａｍ，ｎ（ｋ）＝ｓｍ，ｎ（ｋ）
∀ｋ∈｛１，…，Ｎｓ｝
【００６９】
次に、数５より次式が導かれる。
【００７０】
【数１３】
ｑｍ，ｎ（ｋ）＝ｈａｍ，ｎ−１ｈｍ，ｎ−１＋（ｓｍ，ｎ（ｋ））−１ｖｍ，ｎ（ｋ）
ｋ＝１，…，Ｎｓ
【００７１】
ここで、ｈｍ，ｎとｈａｍ，ｎは、それぞれチャンネル行列ＨｍとＨａｍにおけるｎ番目の対角成分を示す。明らかに、推定されたチャンネル行列Ｈａｍにおける推定誤差は、シーケンス（ｑｍ，ｎ（１），…，ｑｍ，ｎ（Ｎｓ））における一定のオフセットをもたらし、一方、成分ｑｍ，ｎ（ｋ）の分散は、データ信号と干渉及び雑音信号とが独立であることの結果として、次式のとおり示される。
【００７２】
【数１４】
ｖａｒ［ｑｍ，ｎ（ｋ）］＝εａｓσｍ，ｎ２
【００７３】
ここで、左辺の関数ｖａｒ（・）は引数の分散を表す関数であり、εａｓは次式で表される。
【００７４】
【数１５】
2004215171.tif 000008
【００７５】
ここで、数９と数１４を組み合わせると、次式が得られる。
【００７６】
【数１６】
2004215171.tif 000009
【００７７】
次に、次式を用いて、ｎ番目のサブチャンネル上のＳＩＮＲ値を推定することができる。
【００７８】
【数１７】
2004215171.tif 000010
【００７９】
ここで、次式が不偏分散推定量を示している。
【００８０】
【数１８】
2004215171.tif 000011
【００８１】
パイロットサブチャンネルの場合、既知の信号ｓｍ，ｎ（１），…，ｓｍ，ｎ（Ｎｓ）は一定の大きさを有するので、数１７のＳＩＮＲ推定式中で、εｓεａｓを１で置き換えることができる。
【００８２】
最終的に、本実施形態のビーム形成処理及び伝送レート適応化処理に用いられる、決定的な全体のＳＩＮＲ推定値として、次式の、デシベルで表されたサブチャンネルＳＩＮＲ値の平均値を選択する。
【００８３】
【数１９】
2004215171.tif 000012
【００８４】
次に、エスパアンテナ装置１００を用いたビーム形成処理と、本実施形態の無線通信システムにおける伝送レート適応化処理とについて説明する。まず、ビーム形成処理から説明するが、これは、最急勾配法（例えば、特許文献１参照。）を用いた、エスパアンテナ装置１００に設定されるリアクタンス値ｘ１，…，ｘ６の最適化である。以下、これら６個のリアクタンス値の組を、リアクタンスベクトルと呼ぶ。無線通信装置１ｂがフレームを受信する毎にただ１つのＳＩＮＲ推定値が計算されるので、最急勾配法アルゴリズムにおける勾配ベクトルを計算するために７個のフレームのサイクルが（一般のＭ素子エスパアンテナ装置の場合には、Ｍ個のフレームのサイクル）必要である。詳しくは、ビーム形成処理は以下の手順で達成される。
【００８５】
（ｉ）リアクタンス値ｘ１，…，ｘ６のすべてがゼロに設定され、その結果、無指向性ビームパターンが得られる。勾配ベクトル計算のためのステップサイズｘΔと変化量ｇΔが、初期値ｘΔ，ｉｎｉｔとｇΔ，ｉｎｉｔにそれぞれ設定され、パラメータｍが１に設定される。
（ｉｉ）ｍ番目のフレームを受信中にＳＩＮＲ推定値ＳＩＮＲｍが計算される。
（ｉｉｉ）後続の６個のフレームのそれぞれを受信中に、リアクタンスベクトルの成分のうちの１つがｇΔだけ増加される。得られたＳＩＮＲｍ＋１，…，ＳＩＮＲｍ＋６の、ＳＩＮＲｍに対する偏差が勾配ベクトルを定義する。
（ｉｖ）勾配ベクトルは単位ベクトルノルムに対して正規化され、ステップサイズｘΔを乗算され、次にリアクタンスベクトルに加算される。
（ｖ）ステップサイズｘΔと変化量ｇΔの両方がファクタλｇにより縮小され、パラメータｍが７だけ増加される。この手順はステップ（ｉｉ）に続く。
【００８６】
以上の手順を反復することによって、エスパアンテナ装置１００のビームパターンを、所望波方向にビームを向けかつ干渉波方向にヌルを向けるように適応的に制御させて変化させ、受信される無線信号のＳＩＮＲ推定値を増大させることができる。
【００８７】
エスパアンテナ装置１００に設定するためのリアクタンスベクトルを更新してＳＩＮＲ推定値を変化させることに加えて、各サイクルの最後に、伝送レート適応化処理として、無線通信装置１ａへのフィードバックチャンネルを介して、変化されたＳＩＮＲ推定値に対して適当な伝送モードが選択される。サイクル内で見つかった６個のＳＩＮＲ推定値ＳＩＮＲｍ＋１，…，ＳＩＮＲｍ＋６のうちで最小のものが、この選択の基準値として働く。ＩＥＥＥ８０２．１１ａ標準で定義された伝送モードは、信号セットで表される変調方式と、畳み込みレートＲｃとによって異なる。各伝送モードのうちで、伝送モードＭ１は、６４個の状態とハミング自由距離ｄｆｒｅｅ＝１０を備えた、デファクトスタンダードのレートＲｃ＝１／２の畳み込み符号による順方向誤り制御（ＦＥＣ）を含む。また、いくつかの伝送モードでは、畳み込みレートは、適当なパンクチャリング（変更処理）によってＲｃ＝１／２からＲｃ＝２／３まで又はＲｃ＝３／４まで増加される。
【００８８】
図６は伝送モードテーブルメモリ４５内の伝送モードテーブルを示しており、これは、潜在的に使用可能な７つの伝送モードＭ１乃至Ｍ７を、１個のＯＦＤＭシンボルによって伝送される情報ビットの各個数（又は、データ伝送レートと呼ぶ。）と、必要とされる最小のＳＩＮＲ値と共にまとめたものである。必要とされるＳＩＮＲ値は、伝送モードを選択するためのしきい値となる。詳しくは、リアクタンスベクトルを更新するサイクルにおいて発見された６個のＳＩＮＲ推定値｛ＳＩＮＲｍ＋１，…，ＳＩＮＲｍ＋６｝のうちの最小値よりも小さい、必要とされるＳＩＮＲ値を備えた伝送モードのうちで、最高の可能なデータ伝送レートを備えた伝送モードが選択される。伝送モードＭ１からＭ７まで、必要とされるＳＩＮＲ値は昇順に割り当てられているので、計算されたＳＩＮＲ推定値が１０ｄＢ未満の範囲にあるときは伝送モードＭ１が選択され、計算されたＳＩＮＲ推定値が１０ｄＢ以上１４ｄＢ未満の範囲にあるときは伝送モードＭ２が選択され、以下同様に選択される。計算されたＳＩＮＲ推定値が２５ｄＢ以上の範囲にあるときは伝送モードＭ７が選択される。ＳＩＮＲしきい値は発見的に定義された。これらのしきい値は、相加性白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）チャンネルにわたる伝送において、ソフト決定符号化とフェージング用の約６ｄＢのマージンとを用いて、１０−６のビットエラーレート（ＢＥＲ）を達成するための最小の信号対雑音比に対応する。
【００８９】
本実施形態の伝送レート適応化処理は、伝送モード選択処理と伝送モード更新処理とから構成される。図７は、伝送モード選択器４３によって実行される伝送モード選択処理を示すフローチャートである。
【００９０】
図７において、伝送モード選択器４３は、ステップＳ１において、畳み込み符号化器２１及び信号マッピング処理器２３に設定されている現在の伝送モードを示す情報を、伝送モードコントローラ４０から取得し、ステップＳ２において、ＳＩＮＲ推定器４２において計算されたＳＩＮＲ推定値を取得する。ここで、伝送モード選択器４３がＳＩＮＲ推定器４２から取得するＳＩＮＲ推定値は、前述のように、リアクタンスベクトルを更新するためのサイクルで計算されたＳＩＮＲ推定値のうちの最小の値である。ステップＳ３において、伝送モード選択器４３は、取得されたＳＩＮＲ推定値が、現在の伝送モードに対応するＳＩＮＲ値の範囲内にあるか否かを決定する。ここで、現在の伝送モードに対応するＳＩＮＲ値の範囲は、伝送モードテーブルメモリ４５に記憶されたしきい値から決まる。例えば、現在の伝送モードが伝送モードＭ２であるときは、対応するＳＩＮＲ値の範囲は、１０ｄＢ以上１４ｄＢ未満である。次いで、ステップＳ４において、伝送モード選択器４３は、伝送モードテーブルメモリ４５内の伝送モードテーブルを参照して現在のＳＩＮＲ推定値に対応する伝送モードを選択し、選択された新たな伝送モードを示す信号を伝送モードコントローラ４０に出力する。
【００９１】
図８は、伝送モードコントローラ４０によって実行される伝送モード更新処理を示すフローチャートである。
【００９２】
図８のステップＳ１１において、伝送モードコントローラ４０は、伝送モード選択器４３から、選択された新たな伝送モードを示す信号が入力されたか否かを決定する。ステップＳ１１がＹＥＳのときはステップＳ１５に進み、ＮＯのときは、ビタビ復号化器３９から、復調された受信信号のフレームが入力され（ステップＳ１２がＹＥＳ）、かつ、当該フレームのデータ伝送レートフィールドが指定する伝送モードが、設定されている現在の伝送モードと同一であるとき（ステップＳ１３がＹＥＳ）、ステップＳ１４に進む。ステップＳ１２又はＳ１３がＮＯのときは処理を終了する。ステップＳ１４において、伝送モードコントローラ４０は、フレームのデータ伝送レートフィールドが指定する伝送モードを、新たな伝送モードに決定する。次いで、ステップＳ１５において、伝送モードコントローラ４０は、伝送モードテーブルメモリ４５を参照して、伝送モード指定データ挿入器２０を用いて、新たな伝送モードを示す４ビット値を、送信されるデータ信号に挿入する。ステップＳ１６において、伝送モードコントローラ４０は、伝送モードテーブルメモリ４５を参照して、上記決定された新たな伝送モードに基づいて、畳み込み符号化器２１の動作モード（すなわち畳み込みレート）と、信号マッピング処理器２３の動作モード（すなわち変調方式）とを更新する。
【００９３】
図９は、無線通信装置１ａと１ｂの間で送受信される無線信号の伝送モードを示すシーケンスの一例を示す図である。このとき、無線通信装置１ｂにおけるＳＩＮＲ推定値が１１ｄＢであることを仮定している。
【００９４】
図９において、まず、無線通信装置１ａは、初期状態である伝送モードＭ１によって無線信号を送信する。これに応答して、無線通信装置１ｂは送信された無線信号を受信し、受信された無線信号に基づいてＳＩＮＲ推定値を計算して、計算されたＳＩＮＲ推定値に基づいてビーム形成処理を実行するともに、伝送モード選択処理を実行する。この場合、ＳＩＮＲ推定値が１１ｄＢであるので、伝送モード選択処理では、新たな伝送モードとして伝送モードＭ２を選択する。無線通信装置１ｂはさらに伝送モード更新処理を実行する。詳しくは、無線通信装置１ｂの伝送モードコントローラ４０は、伝送モード指定データ挿入器２０を用いてフレームのデータ伝送レートフィールドに［０１０１］を書き込み、信号マッピング処理器２３の変調方式をＱＰＳＫに変更する。ここで、畳み込み符号化器２１の畳み込みレートは変更されない。無線通信装置１ｂは、無線通信装置１ａに向けて伝送モードＭ２によって無線信号を送信する。これに応答して、伝送モードＭ２の無線信号を受信した無線通信装置１ａは伝送モード更新処理を実行して、設定されている伝送モードをＭ１からＭ２に変更する。
【００９５】
以上説明したように、本実施形態の無線通信システムによって、受信局側のエスパアンテナ装置におけるビーム形成処理の時間が短縮され、かつ受信信号のＳＩＮＲ値が増大した無線通信システムを提供することができる。また、以下のシミュレーションより、伝送モードテーブルメモリ４５に記憶されたＳＩＮＲ推定値のしきい値からは、フレーム毎に１つの誤りが発生する確率を適度に低く維持できることがわかった。
【００９６】
【実施例】
本実施形態に係る精巧に構成された無線通信システムの潜在的な可能性を示すために、以下の例示的な無線通信システムで実行されたコンピュータシミュレーションについて考察する。無線通信装置１ａからのＩＥＥＥ８０２．１１ａ標準に準拠したＯＦＤＭ信号は、３つの個別のパスを通って無線通信装置１ｂに達し、無線通信装置１ｂのエスパアンテナ装置１００に対して、３５０°，０°及び６０°の角度から異なる利得及び遅延で着信する。すべてのフレームはＮｓ＝１６個のＯＦＤＭシンボルにて構成される。無線通信装置１ｃは白色ガウス雑音（ＷＧＮ）信号を送信し、この白色ガウス雑音（ＷＧＮ）信号もまた、無線通信装置１ｂのエスパアンテナ装置１００に対して、３つの角度、つまり５０°，７０°及び８０°から着信する。選択された基準チャンネルにおけるマルチパス信号部分の遅延差は、周波数選択性に影響を与える。
【００９７】
その他のシミュレーションパラメータには、以下のものが使用された。使用された符号化方式、インターリーブ方式、及びＯＦＤＭ変調方式は、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ標準の定義に準拠している。１つのＯＦＤＭシンボルの中に４８個のデータ指向サブチャンネルが存在し、そのうち、４個のパイロットサブチャンネルが含まれている。また、ＯＦＤＭシンボルは、４マイクロ秒のＯＦＤＭシンボル長と、０．８マイクロ秒のガード期間長を有している。
【００９８】
エスパアンテナ装置１００のアドミタンス行列Ｙは、アンテナ構造の対称性により、次式のように表される。
【００９９】
【数２０】
2004215171.tif 000013
【０１００】
ここで、ｙ００は励振素子Ａ０の自己アドミタンスであり、ｙ１０は励振素子Ａ０と各非励振素子Ａ１乃至Ａ６との間の相互アドミタンスであり、ｙ１１は非励振素子Ａ１乃至Ａ６の自己アドミタンスであり、ｙ２１は互いに隣接する非励振素子Ａ１乃至Ａ６間の相互アドミタンスであり、ｙ３１は１本の非励振素子を挟設して隣り合う非励振素子間の相互アドミタンスであり、ｙ４１は励振素子Ａ０を挟設して向かい合う非励振素子間の相互アドミタンスである。エスパアンテナ装置１００の固有パラメータとして、上記数２０のアドミタンス行列について、次の値を仮定した。
【０１０１】
【表１】
―――――――――――――――――――――――――――――――
ｙ００＝０．０００８６１６−ｊ０．０１２０７９５［Ω−１］，
ｙ１０＝−０．０００６９６３＋ｊ０．００３６４６２［Ω−１］，
ｙ１１＝０．００４４２１６−ｊ０．００７１６００［Ω−１］，
ｙ２１＝０．０００９７２１＋ｊ０．００４７８５１［Ω−１］，
ｙ３１＝−０．０００５３７６−ｊ０．００１１２９７［Ω−１］，
ｙ４１＝０．０００１７０１−ｊ０．０００２９５０［Ω−１］。
―――――――――――――――――――――――――――――――
【０１０２】
実数のリアクタンス値の範囲［ｘｍｉｎ，ｘｍａｘ］が、最小値ｘｍｉｎ＝−３００から最大値ｘｍａｘ＝３００までに設定された。エスパアンテナ装置１００の内部ソースＲＦ電圧はＶｓ＝１［Ｖ］に等しく、エスパアンテナ装置１００の入力インピーダンスはＺ０＝５０に等しい。ビーム形成処理の固有パラメータにおいては、上述された手順について、ステップサイズと変化量の初期値は、それぞれｘΔ，ｉｎｉｔ＝１６［Ω］とｇΔ，ｉｎｉｔ＝８［Ω］であり、ファクタλｇ＝０．９である。
【０１０３】
図１０は、無線通信装置１ｂにおいて無指向性ビームパターンを用いたときのサブチャンネル毎の利得を示すグラフである。この利得は、エスパアンテナ装置１００がその初期状態（すなわち無指向性ビームパターンが設定された状態）にあるときの、無線通信装置１ａと１ｂの間と無線通信装置１ｃと１ｂの間での、選択された基準チャンネルの５３個のサブチャンネル周波数における伝達関数の大きさを示している。実線の曲線は、行列Ｈ１の対角成分の大きさにも対応する。簡単化のために、相加性白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）が存在しないことと完全なチャンネル推定とが仮定されている。所望波信号と干渉波信号との両方が同じパワーで着信するので、初期の無指向性ビームパターンのときのＳＩＮＲ推定値は０ｄＢである。
【０１０４】
図１１は、無線通信装置１ｂにおいてエスパアンテナ装置１００を用いてビーム形成を実行したときのＳＩＮＲ推定値、データ伝送レート、及びＦＥＣなしのフレームＢＥＲを示すグラフである。図１１の上段において、ＮＦ＝１７５個のフレームを受信する間における、上述されたビーム形成処理を実行するときのＳＩＮＲ推定値の変化を示す。図１１の中段には、サイクル毎に選択された伝送モードが、その伝送モードに対応するデータ伝送レートｎｍによって示され、このデータ伝送レートｎｍは、ｍ＝１，…，１７５に対して、ＯＦＤＭシンボル毎の実際のデータビット数を示す。スタートアップの後、データ伝送レートｎｍ＝２４ビット／ＯＦＤＭシンボルのレートでの信頼性のあるデータ伝送が可能になるには、ＳＩＮＲは７ｄＢの最初のしきい値に到達する必要がある。その後、ＳＩＮＲが次のしきい値を超えるとすぐに、データ伝送レートｎｍが次のレベルにまで増加される。図１１の下段は、符号化されていない伝送のフレームＢＥＲ、つまり、ＦＥＣなしで得られたＢＥＲを示す。このＢＥＲは、ＳＩＮＲが増加するに従って減少する傾向にあるが、より大きなデータ伝送レートを有する伝送モードに切り替わった後に増大（ステップアップ）する。
【０１０５】
図１１を参照すると、われわれの実施例では、２４ビット／ＯＦＤＭシンボルでの信頼性のあるデータ伝送は、２９番目のフレームと共に開始し、４８ビット／ＯＦＤＭシンボルでの伝送は３６番目のフレームと共に開始し、これ以降も同様に続く。明らかに、伝送信号の全体が長くなるほど、全体的な帯域幅効率も向上し、われわれは、この帯域幅効率を次式で測定する。
【０１０６】
【数２１】
2004215171.tif 000014
【０１０７】
ここで、ＮＦは、伝送中に受信されるフレーム数を定義する。
【０１０８】
以下、提案した方式の帯域幅効率と、伝送レート適応化を用いずに従来型のビーム形成のみを実行した方式の帯域幅効率とを比較する。従来型のビーム形成のみを実行した方式では、予め決められた伝送モードＭ１乃至Ｍ７で通信を開始するための図６中の各ＳＩＮＲしきい値に到達するまで、学習シンボルのみを含むＯＦＤＭシンボルが伝送される。実現された特定のチャンネルからシミュレーション結果を独立させるために、インパルス応答が各伝送に対してランダムに生成され、その結果得られた帯域幅効率ｎｂ（ＮＦ）は多数の伝送にわたって平均化された。チャンネル生成について、遅延及び方向の領域における無相関の散乱が仮定され、このとき、１６０ナノ秒、すなわちガード期間長の５分の１で広がった遅延を有し、指数関数的に減衰する遅延パワースペクトルと、方位角平面において５°で広がった方向を有し、２つの方向に指数関数的に減衰する方向パワースペクトルとに従っている。所望波信号の平均方向はμａ（Ｄ）＝０°であり、干渉波信号の平均方向はμａ（Ｉ）＝７０°であり、また、これら２つの信号は、同じ平均パワーで無線通信装置１ｂに着信する。
【０１０９】
図１２は、無線通信装置１ｂにおいて受信されたフレーム数に対する平均化された帯域幅効率と、固定された伝送レートＭ１乃至Ｍ７で受信されたフレーム数に対する平均化された帯域幅効率とを示すグラフである。このグラフにおける７本の実線の曲線は、伝送レート適応化を用いずに従来型のビーム形成のみを実行した場合の、７つの可能な伝送モードを事前に選択した場合のいずれかに対する平均化した帯域幅効率ｎｂ（ＮＦ）を示す。伝送レート適応化を用いれば、破線の曲線で示す帯域幅効率が達成される。明らかに、平均の帯域幅効率ｎｂ（ＮＦ）は、伝送レート適応化によって実質的に増加している。最良の固定伝送レート方式に対する相対利得の最大値は、２倍のオーダーであり、伝送の長さが約１６０フレームのときに生じる。
【０１１０】
それに代わって、データ伝送中のＳＩＮＲ推定は、４つのパイロットサブチャンネルのみに基づいて達成可能である。これにより、数８を用いた検出が回避されるので、ＳＩＮＲ推定値を計算する際の複雑さが低下する。しかしながら、観測する集合がずっと小さいために、この技術を用いて取得されるＳＩＮＲ推測値の精度はより低くなる。図１３は、ＳＩＮＲ推定のためにパイロットシンボルのみを用いたときの、図１の無線通信装置１ｂにおいて受信されたフレーム数に対する平均化された帯域幅効率と、固定された伝送レートＭ１乃至Ｍ７で受信されたフレーム数に対する平均化された帯域幅効率とを示すグラフである。図１３からわかるように、本実施形態では、せいぜい５０％の利得が達成可能であるが、非常に長い伝送のときには、固定された伝送モードを用いることによって、最良の帯域幅効率が達成される。
【０１１１】
図１４は、所望波方向と干渉波方向との角度差を小さくしたときの、図１の無線通信装置１ｂにおいて受信されたフレーム数に対する平均化された帯域幅効率と、固定された伝送レートＭ１乃至Ｍ７で受信されたフレーム数に対する平均化された帯域幅効率とを示すグラフである。ここでは、図１２と同様であるが、所望波信号と干渉波信号との平均方向が３０度しか離れていないセットアップについて、平均の帯域幅効率を示している。ここでは、エスパアンテナ装置１００を用いて干渉波を抑圧することがずっと困難であるので、結果として得られる平均化された帯域幅効率ｎｂ（ＮＦ）はずっと小さくなり、本実施形態の判定帰還型ビーム形成処理が利得に与える影響も小さくなる。図１５は、所望波方向と干渉波方向との角度差を小さくし、かつ所望波及び干渉波の角度の広がりを小さくしたときの、図１の無線通信装置１ｂにおいて受信されたフレーム数に対する平均化された帯域幅効率と、固定された伝送レートＭ１乃至Ｍ７で受信されたフレーム数に対する平均化された帯域幅効率とを示すグラフである。図１５からわかるように、方向の広がりσａが１°まで減少されると、所望波信号と干渉波信号の平均着信方向がそれぞれ０°と３０°であっても、結果は再び良好になる。
【０１１２】
最後に、図１６は、フレーム長を小さくしたときの、図１の無線通信装置１ｂにおいて受信されたフレーム数に対する平均化された帯域幅効率と、固定された伝送レートＭ１乃至Ｍ７で受信されたフレーム数に対する平均化された帯域幅効率とを示すグラフである。ここでは、フレーム長Ｎｓ＝４である一方、他のすべてのパラメータを図１２の実験と同じ値に選択したときの、ずっと短いフレーム長さに基づいたビーム形成処理に対する、平均化された帯域幅効率ｎｂ（ＮＦ）を示している。明らかに、正確さが低下したＳＩＮＲ推定値の結果として、所定値の帯域幅効率ｎｂ（ＮＦ）に達するためには、わずかに大きなフレーム数が必要であるが、このときもなお、判定帰還型伝送レート適応化によって実質的に帯域幅が節約されている。
【０１１３】
以上説明したように、本発明に係る実施形態の無線通信システムによれば、受信局側のエスパアンテナ装置におけるビーム形成処理の時間が短縮され、かつ受信信号のＳＩＮＲ値が増大した無線通信システムを提供することができる。
【０１１４】
本実施形態の無線通信システムによって、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ標準に基づく、エスパアンテナ装置を用いたマルチユーザ無線通信システムのための、ビーム形成技術及び伝送レート適応化技術の組み合わせが実現される。受信側の無線通信装置はＳＩＮＲ推定値を計算するが、このＳＩＮＲ推定値は、同時に、最急勾配法を用いたビーム形成処理のための基準、また、フィードバックチャンネルを介した伝送モード選択のための基準としても働く。判定帰還型ＳＩＮＲ推定により、短い学習期間の後であっても伝送レートの段階的な増加が可能になるため、利用可能な時間−帯域幅資源を効率的に使用することができるようになる。コンピュータシミュレーションによれば、本実施形態の無線通信システムによって、所定の伝送長さに他しては、伝送レート適応化を用いないシステムと比較して、平均帯域幅効率が約２倍になりうることが分かった。パイロットサブチャンネルのみがＳＩＮＲ推定と関連した別の非判定帰還型伝送レート適応化方式では、より小さな実質的な利得をもたらすということがわかった。
【０１１５】
【発明の効果】
以上詳述したように、本発明に係る無線通信装置又は方法によれば、受信された無線信号に関する信号対干渉雑音比を検出し、検出された信号対干渉雑音比が実質的に最大となるように、上記アレーアンテナのビームパターンを適応的に制御するとともに、上記検出された信号対干渉雑音比に基づいて複数の伝送モードのうちの１つの伝送モードを選択して設定するように制御する。従って、受信装置におけるビーム形成処理の時間を大幅に短縮できるとともに、受信信号のＳＩＮＲ値を従来技術に比較して増大させて無線通信を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態に係る無線通信システムの構成を示すブロック図である。
【図２】図１の無線通信装置１ａの詳細構成を示すブロック図である。
【図３】図１の無線通信装置１ｂの詳細構成を示すブロック図である。
【図４】図３のエスパアンテナ装置１００の詳細構成を示す断面図である。
【図５】図１の無線通信装置間で送受信される信号のフレームフォーマットを示す図であり、（ａ）はＰＨＹ  ＰＬＣＰレイヤのフレームフォーマットを示す図であり、（ｂ）はＰＨＹ  ＰＭＤレイヤのフレームフォーマットを示す図である。
【図６】図２及び図３の伝送モードテーブルメモリ４５に記憶された伝送モードテーブルを示す図である。
【図７】図２及び図３の伝送モード選択器４３によって実行される伝送モード選択処理を示すフローチャートである。
【図８】図２及び図３の伝送モードコントローラ４０によって実行される伝送モード更新処理を示すフローチャートである。
【図９】図１の無線通信装置１ｂにおけるＳＩＮＲ推定値が１１ｄＢであるときの、無線通信装置１ａと１ｂの間で送受信される無線信号の伝送モードを示すシーケンス図である。
【図１０】図１の無線通信装置１ｂにおいて無指向性ビームパターンを用いたときのサブチャンネル毎の利得を示すグラフである。
【図１１】図１の無線通信装置１ｂにおいてエスパアンテナ装置１００を用いてビーム形成を実行したときのＳＩＮＲ推定値、データ伝送レート、及びＦＥＣなしのフレームＢＥＲを示すグラフである。
【図１２】図１の無線通信装置１ｂにおいて受信されたフレーム数に対する平均化された帯域幅効率と、固定された伝送レートＭ１乃至Ｍ７で受信されたフレーム数に対する平均化された帯域幅効率とを示すグラフである。
【図１３】ＳＩＮＲ推定のためにパイロットシンボルのみを用いたときの、図１の無線通信装置１ｂにおいて受信されたフレーム数に対する平均化された帯域幅効率と、固定された伝送レートＭ１乃至Ｍ７で受信されたフレーム数に対する平均化された帯域幅効率とを示すグラフである。
【図１４】所望波方向と干渉波方向との角度差を小さくしたときの、図１の無線通信装置１ｂにおいて受信されたフレーム数に対する平均化された帯域幅効率と、固定された伝送レートＭ１乃至Ｍ７で受信されたフレーム数に対する平均化された帯域幅効率とを示すグラフである。
【図１５】所望波方向と干渉波方向との角度差を小さくし、かつ所望波及び干渉波の角度の広がりを小さくしたときの、図１の無線通信装置１ｂにおいて受信されたフレーム数に対する平均化された帯域幅効率と、固定された伝送レートＭ１乃至Ｍ７で受信されたフレーム数に対する平均化された帯域幅効率とを示すグラフである。
【図１６】フレーム長を小さくしたときの、図１の無線通信装置１ｂにおいて受信されたフレーム数に対する平均化された帯域幅効率と、固定された伝送レートＭ１乃至Ｍ７で受信されたフレーム数に対する平均化された帯域幅効率とを示すグラフである。
【符号の説明】
Ａ０…励振素子、
Ａ１乃至Ａ６…非励振素子、
１ａ，１ｂ，１ｃ…無線通信装置、
５…同軸ケーブル、
１１…接地導体、
１２−１乃至１２−６…可変リアクタンス素子、
２０…伝送モード指定データ挿入器、
２１…畳み込み符号化器、
２２…ビットインターリーバ、
２３…信号マッピング処理器、
２４…Ｓ／Ｐ変換器、
２５…パイロットシンボル挿入器、
２６…ＩＤＦＴ変換器、
２７…ＧＩ挿入器
２８…ＲＦ送信用フロントエンド回路、
３０…サーキュレータ、
３１…ＲＦ受信用フロントエンド回路、
３２…同期化及びＧＩ除去器、
３３…ＤＦＴ回路、
３４…ＦＥＱ回路、
３５…パイロットシンボル除去器、
３６…Ｐ／Ｓ変換器、
３７…信号デマッピング処理器、
３８…デインターリーバ、
３９…ビタビ復号化器、
４０…伝送モードコントローラ、
４１…チャンネルパラメータ推定器、
４２…ＳＩＮＲ推定器、
４３…伝送モード選択器、
４４…リアクタンスコントローラ、
４５…伝送モードテーブルメモリ、
６０，６１…フレーム、
１００…エスパアンテナ装置、
１０１…アンテナ装置。
【図１】
2004215171.tif 000015
【図２】
2004215171.tif 000016
【図３】
2004215171.tif 000017
【図４】
2004215171.tif 000018
【図５】
2004215171.tif 000019
【図６】
2004215171.tif 000020
【図７】
2004215171.tif 000021
【図８】
2004215171.tif 000022
【図９】
2004215171.tif 000023
【図１０】
2004215171.tif 000024
【図１１】
2004215171.tif 000025
【図１２】
2004215171.tif 000026
【図１３】
2004215171.tif 000027
【図１４】
2004215171.tif 000028
【図１５】
2004215171.tif 000029
【図１６】
2004215171.tif 000030