(57)【要約】【課題】マルチキャリア変調信号を受信するダイバーシティ受信装置に関し、フェージングによる受信周波数の変動に対して、受信装置側のベースバンド信号処理のみによりダイバーシティブランチ信号を生成し、ダイバーシティ利得を得て品質の高いデータを再生する。【解決手段】受信信号に対してそれぞれ異なる複数の周波数シフトｆｑ　（ｑ＝１〜Ｑ）を周波数シフト手段１−１により与え、周波数シフトを与えた各受信信号から、それぞれ各サブキャリアの信号を高速フーリエ変換により（ＦＦＴ）により抽出し、パイロット信号を用いて算定したチャネル推定値を用いて各サブキャリアの信号に対してチャネル補償１−３を行い、チャネル補償後の同一サブキャリアの信号に対して、各周波数シフト毎に異なる重み付けを行って合成１−４し、重み付け合成した信号を用いてデータ判定１−６、誤り訂正復号１−７を行う。【選択図】　　　図１
2004120709.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
マルチキャリア変調方式の信号を受信する受信装置において、受信信号に対してそれぞれ異なる複数の周波数シフトを与える周波数シフト手段と、
前記複数の周波数シフトを与えた受信信号から、それぞれ各サブキャリアの信号を抽出する手段と、
前記受信信号に含まれるパイロット信号を用いて算定したチャネル推定値を用いて前記各サブキャリアの信号に対してチャネル補償を行う手段と、
前記チャネル補償後の同一サブキャリアの信号に対して、各周波数シフト毎に異なる重み付けを行って合成する手段と、
前記重み付け合成した信号を用いてデータ再生を行う手段と、
を備えたことを特徴とするダイバーシティ受信装置。
【請求項２】
複数のアンテナを用いて受信した各受信信号に対して、それぞれ異なる複数の周波数シフトを与える周波数シフト手段と、
前記各アンテナ毎の受信信号に対して複数の周波数シフトを与えた受信信号から、それぞれの各サブキャリアの信号を抽出する手段と、
前記受信信号に含まれるパイロット信号を用いて算定したチャネル推定値を用いて、それぞれの各サブキャリアの信号に対してチャネル補償を行う手段と、
前記チャネル補償後の同一サブキャリアの信号に対して、各アンテナ毎及び各周波数シフト毎に異なる重み付けを行って合成する手段と、
前記重み付け合成した信号を用いてデータ再生を行う手段と、
を備えたことを特徴とする請求項１に記載のダイバーシティ受信装置。
【請求項３】
前記重み付けを行って合成する手段において、重み付けを行って合成した後の信号と既知の参照信号との間の平均二乗誤差が小さくなるように最小平均二乗法により重み付け合成係数を制御する手段を備えたことを特徴とする請求項１又は２に記載のダイバーシティ受信装置。
【請求項４】
前記重み付けを行って合成する手段において、重み付け合成係数として、予め設定された固定値の係数を用いることを特徴とする請求項１又は２に記載のダイバーシティ受信装置。
【請求項５】
前記マルチキャリア変調方式の信号として直交周波数分割多重方式の信号を受信する構成を備えたことを特徴とする請求項１乃至４の何れかに記載のダイバーシティ受信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
高速無線ＬＡＮや次世代移動通信システムとして、広帯域無線伝播において問題となるマルチパスフェージングに強いという特長から、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ　）方式等のマルチキャリア変調による信号伝送が採用又は採用に向けた検討が行われている。本発明は、マルチキャリア変調を用いて信号伝送を行う無線通信システムにおいて、高速フェージングを受けた受信信号より、品質の高いデータを再生するダイバーシティ受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図４に直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式を用いた送信機の構成を示す。誤り訂正符号化を行った符号化送信データを変調器４−１によりＱＰＳＫやＱＡＭなどの信号に変調した後、シリアル−パラレル変換器４−１によりＮ個の並列の信号を生成する。
【０００３】
Ｎ個の並列の各信号をＮ点高速逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）器４−３に入力して時間領域の信号を生成し、該信号をパラレル−シリアル変換器４−４により時系列の信号に変換し、ガードインタバル挿入部４−５により、ガードインターバル信号として、Ｎサンプルからなる１ＦＦＴシンボルの後半のＮＧＩサンプルを、シンボルの先頭にコピーして挿入する。
【０００４】
従って、ガードインターバル挿入後のシンボル長はＮ＋ＮＧＩサンプルとなる。これをアップコンバータ４−６により所定の無線周波数に変換して送信する。ガードインターバル長ＮＧＩを、伝送路の最大パス遅延量より大きく設定することにより、受信側で遅延パスによる符号間干渉による特性劣化を防ぐことができる。この特長により、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式は、マルチパスの影響が大きい広帯域無線伝送に適した伝送方式として高速無線ＬＡＮなどに採用されている。
【０００５】
図５に１本の受信アンテナを用いた直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号の受信機の構成を示す。アンテナ５−１で受信した信号をダウンコンバータ５−２によりベースバンド信号に周波数変換し、該受信ベースバンド信号からガードインタバル除去部５−３により、送信側で挿入されたガードインターバル部分を削除した後に、シリアル−パラレル変換器５−４によりＮ個の並列な受信信号を生成する。
【０００６】
Ｎ個の並列な受信信号をＮ点高速フーリエ変換（ＦＦＴ）器５−５に入力して各サブキャリア信号Ｘ（０）〜Ｘ（Ｎ−１）を抽出する。各サブキャリア信号のパイロット信号を用いてチャネル推定を行い、この推定結果Ｈ＊　（０）〜Ｈ＊　（Ｎ−１）を用いて各サブキャリア信号のチャネル補償を行う。
【０００７】
チャネル補償を行った信号Ｚ（０）〜Ｚ（Ｎ−１）を用いてサブキャリア毎に判定部５−６によりデータ判定を行い、判定後の信号をパラレル−シリアル変換器５−７により時系列の信号に変換し、該時系列信号に対して誤り訂正復号器５−８により誤り訂正復号処理を行って送信ビット情報を再生する。
【０００８】
上記の構成は、ガードインターバルの挿入により、符号間干渉による特性劣化を防ぐことができるが、個々のサブキャリアは、フェージングにより受信レベルが変動し、受信レベルの低いサブキャリアの信号は誤りデータとして受信される。
【０００９】
フェージングに対する品質改善手段として、ダイバーシティ受信技術が広く用いられている。ダイバーシティ受信には幾つかの種類があるが、複数のアンテナを用いて受信を行うアンテナ（空間）ダイバーシティが一般的である。
【００１０】
図６に直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号のアンテナダイバーシティ受信機の構成を示す。同図は２本の受信アンテナを用いたアンテナダイバーシティ受信機の構成例を示している。２本のアンテナ６−１（１）　，６−１（２）　で受信した信号を、それぞれダウンコンバータ６−２（１）　，６−２（２）　によりベースバンド信号に周波数変換し、該受信ベースバンド信号からそれぞれガードインタバル除去部６−３（１）　，６−３（２）　により、送信側で挿入されたガードインターバル部分を削除した後に、それぞれシリアル−パラレル変換器６−４（１）　，６−４　（２）によりＮ個の並列な受信信号を生成する。
【００１１】
それぞれのＮ個の並列な受信信号を、それぞれＮ点高速フーリエ変換（ＦＦＴ）器６−５（１）　，６−５（２）　に入力して、それぞれの各サブキャリア信号Ｘ（１）　（０）〜Ｘ（１）　（Ｎ−１），Ｘ（２）　（０）〜Ｘ（２）　（Ｎ−１）を抽出する。各サブキャリア信号のパイロット信号を用いてそれぞれチャネル推定を行い、この推定結果Ｈ（１）＊（０）〜Ｈ（１）＊（Ｎ−１），Ｈ（１）＊　（０）〜Ｈ（１）＊（Ｎ−１）を用いてそれぞれ各サブキャリア信号のチャネル補償を行う。
【００１２】
アンテナブランチ毎にそれぞれチャネル補償を行った信号を、アンテナブランチ合成器６−６によりサブキャリア信号毎に合成し、該合成後のサブキャリア信号Ｚ（０）〜Ｚ（Ｎ−１）を用いてサブキャリア毎に判定部６−７によりデータ判定を行い、判定後の信号をパラレル−シリアル変換器６−８により時系列の信号に変換し、該時系列信号に対して誤り訂正復号器６−９により誤り訂正復号処理を行って送信ビット情報を再生する。
【００１３】
本発明に関連する文献公知発明として、マルチキャリア変調方式用受信機に関する発明が下記の特許文献１に、また、マルチキャリアスペクトル拡散通信における受信機、及び受信方法に関する発明が下記の特許文献２に開示されている。
【００１４】
【特許文献１】
特開平８−２６５１８４号公報
【特許文献２】
特開２０００−２５２８６６号公報
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
アンテナダイバーシティ受信は高いダイバーシティ利得が得られるが、複数のアンテナと複数のダウンコンバータなどの無線信号受信部を備える必要があり、特に小型化が要求される移動局では実装スペースの問題もあり、あまり多くのアンテナを用いることができない。
【００１６】
本発明はこのような問題点を鑑みて発案され、受信装置側のベースバンド信号処理のみにより、新たなダイバーシティブランチ信号を生成し、これらの信号を重み付け合成することにより、１本のアンテナの受信装置においてもダイバーシティ利得を得ることができるダイバーシティ受信装置を提供することを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
本発明のダイバーシティ受信装置は、（１）マルチキャリア変調方式の信号を受信する受信装置において、受信信号に対してそれぞれ異なる複数の周波数シフトを与える周波数シフト手段と、前記複数の周波数シフトを与えた受信信号から、それぞれ各サブキャリアの信号を抽出する手段と、前記受信信号に含まれるパイロット信号を用いて算定したチャネル推定値を用いて前記各サブキャリアの信号に対してチャネル補償を行う手段と、前記チャネル補償後の同一サブキャリアの信号に対して、各周波数シフト毎に異なる重み付けを行って合成する手段と、前記重み付け合成した信号を用いてデータ再生を行う手段と、を備えたものである。
【００１８】
また、（２）複数のアンテナを用いて受信した各受信信号に対して、それぞれ異なる複数の周波数シフトを与える周波数シフト手段と、前記各アンテナ毎の受信信号に対して複数の周波数シフトを与えた受信信号から、それぞれの各サブキャリアの信号を抽出する手段と、前記受信信号に含まれるパイロット信号を用いて算定したチャネル推定値を用いて、それぞれの各サブキャリアの信号に対してチャネル補償を行う手段と、前記チャネル補償後の同一サブキャリアの信号に対して、各アンテナ毎及び各周波数シフト毎に異なる重み付けを行って合成する手段と、前記重み付け合成した信号を用いてデータ再生を行う手段と、を備えたものである。
【００１９】
また、（３）前記重み付けを行って合成する手段において、重み付けを行って合成した後の信号と既知の参照信号との間の平均二乗誤差が小さくなるように最小平均二乗法により重み付け合成係数を制御する手段を備えたものである。
【００２０】
また、（４）前記重み付けを行って合成する手段において、重み付け合成係数として、予め設定された固定値の係数を用いるものである。
また、（５）前記マルチキャリア変調方式の信号として直交周波数分割多重方式の信号を受信する構成を備えたものである。
【００２１】
【発明の実施の形態】
図１は本発明のダイバーシティ受信原理を説明する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号受信機の構成を示す。本発明によるダイバーシティ受信を行う直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号受信機は、ダウンコンバータ（図示省略）から得られたベースバンド受信信号ｘ（ｋ）からＱ個の同一のベースバンド受信信号を生成し、それぞれのベースバンド受信信号に、予め設定された異なる周波数シフトｆｑ　（ｑ＝１〜Ｑ）を与える。
【００２２】
受信信号の周波数がマルチパスフェージングにより変動し、最大ドップラ周波数ｆＭＡＸ　のドップラ分散を有する場合、Ｑ個の異なる周波数シフトｆｑ　（≦ｆＭＡＸ　）を適宜選択して予め設定し、該周波数シフトｆｑ　（ｑ＝１〜Ｑ）をベースバンド受信信号に与えることにより、互いにフェージング相関が小さいＱ個の受信信号を生成することができる。
【００２３】
従って、これらの受信信号を各サブキャリア毎に最大比合成等を用いてダイバーシティ合成することにより、ダイバーシティ利得を得ることが可能となる。ダイバーシティ合成した信号をサブキャリア毎にデータ判定を行い、ビット情報を再生することにより、受信誤り率特性を改善することができる。
【００２４】
図１において、ベースバンド受信信号ｘ（ｋ）を分岐してＱ個のドップラブランチ＃１〜＃Ｑに入力し、各ドップラブランチ＃ｑ（ｑ＝１〜Ｑ）では、周波数シフト部１−１によりそれぞれベースバンド受信信号ｘ（ｋ）に周波数シフトｆｑ　（ｑ＝１〜Ｑ）を与える。
【００２５】
この周波数シフトした信号をそれぞれのドップラブランチ＃１〜＃Ｑにおいて、シリアル−パラレル変換（Ｓ／Ｐ）し、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）処理することによりサブキャリア信号を抽出する。各サブキャリア信号のパイロット信号を用いてチャネル推定部１−２によりチャネル推定を行い、この推定結果を用いて各サブキャリア信号に対してチャネル補償部１−３によりチャネル補償を行う。
【００２６】
各ドップラブランチ＃１〜＃Ｑ毎にチャネル補償を行って受信した信号を、重み付け合成部１−４により各ドップラブランチ＃１〜＃Ｑ毎に異なる重みを付して合成し、各サブキャリア信号毎に判定部１−６により受信信号をデータ判定し、該データ判定した受信信号をパラレル−シリアル変換（Ｐ／Ｓ）し、誤り訂正復号器１−７により誤り訂正復号処理を行ってビット情報を再生する。
【００２７】
重み付け合成部１−４における重み付けは、重み係数制御部１−５から得られる各ドップラブランチ＃１〜＃Ｑ毎の重み係数を、各サブチャネルの信号に乗ずることにより重み付けを行う。重み係数制御部１−５は、チャネル補償部１−３からの各サブチャネルの受信信号と、判定部１−６から出力される判定後の受信信号とを基に、重み係数を算定する。
【００２８】
図２に本発明の第１の実施例を示す。第１の実施例は、１本のアンテナで受信した受信信号に対してドップラダイバーシティ受信を行う実施例である。アンテナ２−１で受信した信号をダウンコンバータ２−２によりベースバンド信号に周波数変換し、該受信ベースバンド信号からガードインタバル除去部２−３により、送信側で挿入されたガードインターバル部分を削除した後に、該受信信号を分岐してＱ個の同一のベースバンド受信信号を生成し、それぞれのベースバンド受信信号に、周波数シフト部２−４１　〜２−４Ｑ　により異なる周波数シフトｆｑ　（ｑ＝１〜Ｑ，ｆｑ　≦ｆＭＡＸ　）を与える。
【００２９】
異なる周波数シフトｆｑ　を与えられた各受信信号を、それぞれシリアル−パラレル変換（Ｓ／Ｐ）してＮ個の並列な受信信号を生成し、Ｎ個の並列な受信信号をＮ点高速フーリエ変換（ＦＦＴ）して各サブキャリア信号Ｘ（０，ｆ１　）〜Ｘ（Ｎ−１，ｆ１　），・・・，Ｘ（０，ｆＱ　）〜Ｘ（Ｎ−１，ｆＱ　）を抽出する。
【００３０】
各サブキャリア信号のパイロット信号を用いてチャネル推定を行い、この推定結果に、ドップラブランチ毎の重み係数ｗ１　〜ｗＱ　により重みけを行った推定値ｗ１　Ｈ＊　（０，ｆ１　）〜ｗ１　Ｈ＊　（Ｎ−１，ｆ１　），・・・，ｗＱ　Ｈ＊　（０，ｆＱ　）〜ｗＱ　Ｈ＊　（Ｎ−１，ｆＱ　）を用いて各サブキャリア信号のチャネル補償を行う。
【００３１】
チャネル補償を行った信号を合成部（Σ）により合成した各サブチャネル信号Ｚ（０）〜Ｚ（Ｎ−１）を、判定部２−５によりデータ判定し、該データ判定した受信信号をパラレル−シリアル変換（Ｐ／Ｓ）し、誤り訂正復号器２−６により誤り訂正復号処理を行ってビット情報を再生する。
【００３２】
伝送路のインパルス応答ｈ（ｔ，τ）は次式（１）のように表される。
【数１】
2004120709.tif 000003
ここでａｐ　，τｐ　及びｆＤｐは、それぞれｐ番目のパスの複素振幅、遅延、ドップラシフトである。Ｎｐはパス数である。
【００３３】
Ｎサブキャリアの直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号ｓ（ｔ）は次式（２）のように表される。
【数２】
2004120709.tif 000004
ここでｄｉ　は第ｉ番目のサブキャリアの送信シンボル、ｇ（ｔ）はシンボル波形で、次式（３）のように表される。
【数３】
2004120709.tif 000005
ここでＴｇ　はガードインターバル長、Ｔはシンボル長である。
【００３４】
受信信号は、送信信号と伝送路インパルス応答の畳み込みで表される。受信側でガードインターバルを除去した後の信号は次式（４）のようになる。
【数４】
2004120709.tif 000006
ここでＴｓ　はサンプリング間隔、ｖ（ｋＴｓ　）は分散σ２　の雑音信号である。Ｔ＝ＮＴｓ　及びＴｇ　＝Ｎｇ　Ｔｓ　の関係がある。以降、簡単化のためＴｓ　＝１とする。
【００３５】
図２に示すＱブランチのドップラダイバーシティ受信機において、受信信号ｘ（ｋ）に対して、予め設定された複数（Ｑ個）のシフト量ｆｑ　（ｑ＝１〜Ｑ）の周波数シフトを与える。ドップラー分散は、通常０Ｈｚを中心に対称なスペクトル分布となるため、周波数シフトは、例えば｛０，±ｆ１　，・・・，±ｆＭ　｝として設定する。この場合、Ｑ＝２Ｍ＋１となる。
【００３６】
この周波数シフトした複数の信号をそれぞれ高速フーリエ変換（ＦＦＴ）処理により各サブキャリア信号を抽出する。シフト周波数がｆｑ　であるブランチの高速フーリエ変換（ＦＦＴ）後の第ｉサブキャリアの信号をＸ（ｉ，ｆｑ　）とすると、Ｘ（ｉ，ｆｑ　）は次式（５）のように表される。
【数５】
2004120709.tif 000007
【００３７】
全ブランチの信号Ｘ（ｉ，ｆｑ　）を次式（６）のように重み付け合成し、第ｉサブキャリアの合成信号Ｚ（ｉ）を求める。
【数６】
2004120709.tif 000008
ここでＨ（ｉ，ｆｑ　）は、第ｉサブキャリアのチャネル推定値である。
【００３８】
チャネル推定値Ｈ（ｉ，ｆｑ　）は、受信パイロット信号Ｘｐ　（ｉ，ｆｑ　）と既知のパイロット信号Ｐ（ｉ）との相互相関をとることにより、次式（７）により求めることができる。
【数７】
2004120709.tif 000009
パイロット信号は、例えば伝送フレーム中に時間多重して埋め込まれる。
【００３９】
次に、重み係数の算定について説明する。チャネル補償後の第ｉサブキャリアの受信信号ベクトルＸｉ　を次式（８）のように定義する。
【数８】
2004120709.tif 000010
また、重み係数ベクトルＷを次式（９）のように定義する。
【数９】
2004120709.tif 000011
【００４０】
最小平均二乗誤差基準による最適重み係数ベクトルＷｏｐｔ　は次式（１０）のように表される。
【数１０】
2004120709.tif 000012
ここでｓｉ　は参照信号である。Ｚ（ｉ）がパイロットシンボルである場合は、ｓｉ　は既知の送信パイロットシンボルとなる。最適重み係数Ｗｏｐｔ　は次式（１１）により算出することができる。
【数１１】
2004120709.tif 000013
ここで、
【数１２】
2004120709.tif 000014
【数１３】
2004120709.tif 000015
である。
【００４１】
図３に本発明の第２の実施例を示す。第２の実施例は、２本のアンテナによるアンテナダイバーシティ受信を併用した実施例である。２本のアンテナ３−１（１）　，３−１（２）　で受信した信号を、それぞれダウンコンバータ３−２（１）　，３−２（２）　によりベースバンド信号に周波数変換し、該受信ベースバンド信号からそれぞれガードインタバル除去部３−３（１）　，３−３（２）　により、送信側で挿入されたガードインターバル部分を削除した後に、それぞれのアンテナブランチの受信信号を分岐してＱ個の同一のベースバンド受信信号を生成し、各ベースバンド受信信号に、周波数シフト部３−４１　（１）　〜３−４Ｑ　（１）　，３−４１　（２）　〜３−４Ｑ　（２）　により、それぞれ異なる周波数シフトｆｑ　（ｑ＝１〜Ｑ，ｆｑ　≦ｆＭＡＸ　）を与える。
【００４２】
異なる周波数シフトｆｑ　を与えられた各受信信号を、それぞれシリアル−パラレル変換（Ｓ／Ｐ）してそれぞれＮ個の並列な受信信号を生成し、Ｎ個の並列な受信信号をＮ点高速フーリエ変換（ＦＦＴ）して各サブキャリア信号｛Ｘ（１）　（０，ｆ１　）〜Ｘ（１）　（Ｎ−１，ｆ１　），・・・，Ｘ（１）　（０，ｆＱ　）〜Ｘ（１）　（Ｎ−１，ｆＱ　）｝，｛Ｘ（２）　（０，ｆ１　）〜Ｘ（２）　（Ｎ−１，ｆ１　），・・・，Ｘ（２）　（０，ｆＱ　）〜Ｘ（２）　（Ｎ−１，ｆＱ　）｝を抽出する。
【００４３】
各サブキャリア信号のパイロット信号を用いてチャネル推定を行い、この推定結果に、アンテナブランチ及びドップラブランチ毎に異なる重み係数｛ｗ（１）　１　〜ｗ（１）　Ｑ　｝，｛ｗ（１）　１　〜ｗ（１）　Ｑ　｝により重みけを行った推定値｛ｗ（１）　１　Ｈ＊　（０，ｆ１　）〜ｗ（１）　１　Ｈ＊　（Ｎ−１，ｆ１　），・・・，ｗ（１）　Ｑ　Ｈ＊　（０，ｆＱ　）〜ｗ（１）　Ｑ　Ｈ＊　（Ｎ−１，ｆＱ　）｝，｛ｗ（２）　１　Ｈ＊　（０，ｆ１　）〜ｗ（２）　１　Ｈ＊　（Ｎ−１，ｆ１　），・・・，ｗ（２）　Ｑ　Ｈ＊　（０，ｆＱ　）〜ｗ（２）　Ｑ　Ｈ＊　（Ｎ−１，ｆＱ　）｝を用いて各サブキャリア信号のチャネル補償を行う。
【００４４】
チャネル補償を行った各アンテナブランチ及びドップラブランチ信号を合成部（Σ）により合成した各サブチャネル信号Ｚ（０）〜Ｚ（Ｎ−１）を、判定部３−５によりデータ判定し、該データ判定した受信信号をパラレル−シリアル変換（Ｐ／Ｓ）し、誤り訂正復号器３−６により誤り訂正復号処理を行ってビット情報を再生する。
【００４５】
第ｊアンテナブランチの受信信号ｘ（ｊ）　（ｋ）に対して、予め設定された複数（Ｑ個）のシフト量ｆｑ　（ｑ＝１〜Ｑ）の周波数シフトを与える。この周波数シフトした複数の信号を、それぞれ高速フーリエ変換（ＦＦＴ）処理によりサブキャリア信号を抽出する。
【００４６】
シフト周波数がｆｑ　であるドップラブランチの高速フーリエ変換（ＦＦＴ）後の第ｊアンテナブランチ、第ｉサブキャリアの信号をＸ（ｊ）　（ｉ，ｆｑ　）とすると、Ｘ（ｊ）　（ｉ，ｆｑ　）は次式（１４）のように表される。
【数１４】
2004120709.tif 000016
【００４７】
全ドップラブランチの信号Ｘ（ｊ）　（ｉ，ｆｑ　）を次式（１５）のように重み付け合成し、第ｉサブキャリアの合成信号Ｚ（ｉ）を求める。
【数１５】
2004120709.tif 000017
ここでＨ（ｊ）　（ｉ，ｆｑ　）は第ｊアンテナブランチ、第ｑドップラブランチ、第ｉサブキャリアのチャネル推定値である。
【００４８】
チャネル推定値は、受信パイロット信号Ｘｐ　（ｊ）　（ｉ，ｆｑ　）と既知のパイロット信号Ｐ（ｉ）との相互相関をとることにより、以下の式（１６）により求めることができる。
【数１６】
2004120709.tif 000018
パイロット信号は例えば伝送フレーム中に時間多重して埋め込まれる。
【００４９】
次に、重み係数の算定について説明する。チャネル補償後の第ｉサブキャリアの受信信号ベクトルＸｉ　を次式（１７）のように定義する。
【数１７】
2004120709.tif 000019
また、重み係数ベクトルＷを次式（１８）のように定義する。
【数１８】
2004120709.tif 000020
【００５０】
最小平均二乗誤差基準のよる最適重み係数ベクトルＷｏｐｔ　は、次式（１９）のように表される。
【数１９】
2004120709.tif 000021
ここでｓｉ　は参照信号である。Ｚ（ｉ）がパイロットシンボルである場合はｓｉ　は既知の送信パイロットシンボルとなる。最適重み係数ベクトルＷｏｐｔ　は次式（２０）により算出することができる。
【数２０】
2004120709.tif 000022
ここで、
【数２１】
2004120709.tif 000023
【数２２】
2004120709.tif 000024
である。
【００５１】
（付記１）　マルチキャリア変調方式の信号を受信する受信装置において、受信信号に対してそれぞれ異なる複数の周波数シフトを与える周波数シフト手段と、前記複数の周波数シフトを与えた受信信号から、それぞれ各サブキャリアの信号を抽出する手段と、前記受信信号に含まれるパイロット信号を用いて算定したチャネル推定値を用いて前記各サブキャリアの信号に対してチャネル補償を行う手段と、前記チャネル補償後の同一サブキャリアの信号に対して、各周波数シフト毎に異なる重み付けを行って合成する手段と、前記重み付け合成した信号を用いてデータ再生を行う手段と、を備えたことを特徴とするダイバーシティ受信装置。
（付記２）　複数のアンテナを用いて受信した各受信信号に対して、それぞれ異なる複数の周波数シフトを与える周波数シフト手段と、前記各アンテナ毎の受信信号に対して複数の周波数シフトを与えた受信信号から、それぞれの各サブキャリアの信号を抽出する手段と、前記受信信号に含まれるパイロット信号を用いて算定したチャネル推定値を用いて、それぞれの各サブキャリアの信号に対してチャネル補償を行う手段と、前記チャネル補償後の同一サブキャリアの信号に対して、各アンテナ毎及び各周波数シフト毎に異なる重み付けを行って合成する手段と、前記重み付け合成した信号を用いてデータ再生を行う手段と、を備えたことを特徴とする付記１に記載のダイバーシティ受信装置。
（付記３）　前記重み付けを行って合成する手段において、重み付けを行って合成した後の信号と既知の参照信号との間の平均二乗誤差が小さくなるように最小平均二乗法により重み付け合成係数を制御する手段を備えたことを特徴とする付記１又は２に記載のダイバーシティ受信装置。
（付記４）　前記重み付けを行って合成する手段において、重み付け合成係数として、予め設定された固定値の係数を用いることを特徴とする付記１又は２に記載のダイバーシティ受信装置。
（付記５）　前記マルチキャリア変調方式の信号として直交周波数分割多重方式の信号を受信する構成を備えたことを特徴とする付記１乃至４の何れかに記載のダイバーシティ受信装置。
（付記６）　前記受信信号に対して与える複数の周波数シフトを、０Ｈｚを中心に正及び負の対称なスペクトル分布のシフト量としたことを特徴とする請求項１乃至５の何れかに記載のダイバーシティ受信装置。
【００５２】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、マルチパスフェージングによる受信信号の周波数変動に対して、最大ドップラ周波数以下の幾つかの周波数シフトを受信信号に与えて、互いにフェージング相関が小さい幾つかの受信信号を生成し、ドップラダイバーシティ合成を行うことにより、受信装置における信号処理のみでダイバーシティブランチを生成することができる。
【００５３】
従って、複数のアンテナ及び無線周波数受信部を備えることなく、小型の受信装置でダイバーシティ利得を得る構成とすることができる。特に、ドップラ分散が比較的大きい場合　（例えば、サブキャリア周波数の間隔の１０％以上程度）により大きなダイバーシティ利得が得られる。また、アンテナダイバーシティ受信などの他のダイバーシティ合成受信技術と併用することにより、より大きなダイバーシティ利得が得られ、受信品質を改善することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のダイバーシティ直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号受信機の構成を示す図である。
【図２】アンテナダイバーシティ受信を行わない本発明の第１の実施例を示す図である。
【図３】２ブランチアンテナダイバーシティ受信を行う本発明の第２の実施例を示す図である。
【図４】直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式を用いた送信器の構成を示す図である。
【図５】１本の受信アンテナを用いた従来の直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号の受信機の構成を示す図である。
【図６】従来の２ブランチアンテナダイバーシティ直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号受信機の構成を示す図である。
【符号の説明】
１−１　周波数シフト部
１−２　チャネル推定部
１−３　チャネル補償部
１−４　重み付け合成部
１−５　重み係数制御部
１−６　判定部
１−７　誤り訂正復号器
Ｓ／Ｐ　シリアル−パラレル変換部
ＦＦＴ　高速フーリエ変換部
Ｐ／Ｓ　パラレル−シリアル変換部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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