(57)【要約】【課題】簡単な構成により時間同期誤差を高い精度で検出することができる通信装置及び方法を提供すること。【解決手段】本発明の通信装置１００は、順次に入力されるディジタル変調信号のシンボルのＩＱ平面上でのシンボル遷移を判定するシンボル判定部１１３と、前記シンボルの各々の前記ＩＱ平面上での位置に基づいて前記ＩＱ平面上での閾値を算出する閾値算出装置１１６と、前記シンボルの各々の前記ＩＱ平面上での位置を前記シンボル遷移に応じて前記閾値と順次に比較することにより前記シンボルの前記ＩＱ平面上での閾値判定誤り数を検出する閾値判定誤り検出装置１１７と、前記閾値判定誤り数を用いて前記シンボルの各々の前記ＩＱ平面上での信号点分散度を算出する信号点分散度算出装置１１８と、前記信号点分散度に基づいて前記ディジタル変調信号の時間同期誤差の有無を検出する時間同期誤差検出装置１１９と、を具備する。【選択図】　　　図１
2004120630.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
順次に入力されるディジタル変調信号のシンボルのＩＱ平面上でのシンボル遷移を判定するシンボル判定手段と、前記ディジタル変調信号のシンボルの各々の前記ＩＱ平面上での位置に基づいて前記ＩＱ平面上での閾値を算出する閾値算出手段と、前記シンボルの各々の前記ＩＱ平面上での位置を前記シンボル遷移に応じて前記閾値と順次に比較することにより前記シンボルの前記ＩＱ平面上での閾値判定誤り数を検出する閾値判定誤り検出手段と、前記閾値判定誤り数を用いて前記シンボルの各々の前記ＩＱ平面上での信号点分散度を算出する信号点分散度算出手段と、前記信号点分散度に基づいて前記ディジタル変調信号の時間同期誤差の有無を検出する時間同期誤差検出手段と、を具備することを特徴とする通信装置。
【請求項２】
順次に入力されるディジタル変調信号のシンボルのＩＱ平面上でのシンボル遷移を判定するシンボル判定手段と、前記ディジタル変調信号のシンボルの各々の前記ＩＱ平面上での位置に基づいて前記ＩＱ平面上での閾値を算出する閾値算出手段と、前記シンボルの各々の前記ＩＱ平面上での位置を前記シンボル遷移に応じて前記閾値と順次に比較することにより前記シンボルの前記ＩＱ平面上での閾値判定誤り数を検出する閾値判定誤り検出手段と、前記閾値判定誤り数を用いて前記シンボルの各々の前記ＩＱ平面上での信号点分散度を算出する信号点分散度算出手段と、前記信号点分散度に基づいて前記ディジタル変調信号の時間同期誤差の方向を検出する時間同期誤差方向検出手段と、を具備することを特徴とする通信装置。
【請求項３】
前記信号点分散度に基づいて前記ディジタル変調信号の時間同期誤差の有無を検出する時間同期誤差検出手段を具備することを特徴とする請求項２記載の通信装置。
【請求項４】
前記閾値算出手段は、前記ディジタル変調信号の受信品質を検出する受信品質検出手段を具備し、前記受信品質と前記シンボルの各々の前記ＩＱ平面上での前記位置とに基づいて前記ＩＱ平面上での前記閾値を算出することを特徴とする請求項１から請求項３のいずれかに記載の通信装置。
【請求項５】
順次に入力されるディジタル変調信号のシンボルの各々のＩＱ平面上での位置に基づいて前記ＩＱ平面上での２つの閾値を算出する閾値算出手段と、前記シンボルの各々の前記ＩＱ平面上での位置を前記シンボル遷移に応じて前記２つの閾値と順次に比較することにより前記シンボルの前記ＩＱ平面上での閾値判定誤り数を検出する閾値判定誤り検出手段と、前記閾値判定誤り数を用いて前記シンボルの各々の前記ＩＱ平面上での信号点分散度を算出する信号点分散度算出手段と、前記信号点分散度に基づいて前記ディジタル変調信号の時間同期誤差の有無を検出する時間同期誤差検出手段と、を具備することを特徴とする通信装置。
【請求項６】
順次に入力されるディジタル変調信号のシンボルのＩＱ平面上でのシンボル遷移を判定するシンボル判定ステップと、前記ディジタル変調信号のシンボルの各々の前記ＩＱ平面上での位置に基づいて前記ＩＱ平面上での閾値を算出する閾値算出ステップと、前記シンボルの各々の前記ＩＱ平面上での位置を前記シンボル遷移に応じて前記閾値と順次に比較することにより前記シンボルの前記ＩＱ平面上での閾値判定誤り数を検出する閾値判定誤り検出ステップと、前記閾値判定誤り数を用いて前記シンボルの各々の前記ＩＱ平面上での信号点分散度を算出する信号点分散度算出ステップと、前記信号点分散度に基づいて前記ディジタル変調信号の時間同期誤差の有無を検出する時間同期誤差検出ステップと、を具備することを特徴とする通信方法。
【請求項７】
順次に入力されるディジタル変調信号のシンボルのＩＱ平面上でのシンボル遷移を判定するシンボル判定ステップと、前記ディジタル変調信号のシンボルの各々の前記ＩＱ平面上での位置に基づいて前記ＩＱ平面上での閾値を算出する閾値算出ステップと、前記シンボルの各々の前記ＩＱ平面上での位置を前記シンボル遷移に応じて前記閾値と順次に比較することにより前記シンボルの前記ＩＱ平面上での閾値判定誤り数を検出する閾値判定誤り検出ステップと、前記閾値判定誤り数を用いて前記シンボルの各々の前記ＩＱ平面上での信号点分散度を算出する信号点分散度算出ステップと、前記信号点分散度に基づいて前記ディジタル変調信号の時間同期誤差の方向を検出する時間同期誤差方向検出ステップと、を具備することを特徴とする通信方法。
【請求項８】
前記信号点分散度に基づいて前記ディジタル変調信号の時間同期誤差の有無を検出する時間同期誤差検出ステップを具備することを特徴とする請求項７記載の通信方法。
【請求項９】
前記閾値算出ステップは、前記ディジタル変調信号の受信品質を検出する受信品質検出ステップと、前記受信品質と前記シンボルの各々の前記ＩＱ平面上での前記位置とに基づいて前記ＩＱ平面上での前記閾値を算出するステップと、を具備することを特徴とする請求項６から請求項８のいずれかに記載の通信方法。
【請求項１０】
順次に入力されるディジタル変調信号のシンボルの各々のＩＱ平面上での位置に基づいて前記ＩＱ平面上での２つの閾値を算出する閾値算出ステップと、前記シンボルの各々の前記ＩＱ平面上での位置を前記シンボル遷移に応じて前記２つの閾値と順次に比較することにより前記シンボルの前記ＩＱ平面上での閾値判定誤り数を検出する閾値判定誤り検出ステップと、前記閾値判定誤り数を用いて前記シンボルの各々の前記ＩＱ平面上での信号点分散度を算出する信号点分散度算出ステップと、前記信号点分散度に基づいて前記ディジタル変調信号の時間同期誤差の有無を検出する時間同期誤差検出ステップと、を具備することを特徴とする通信方法。
【請求項１１】
請求項６から請求項１０のいずれかに記載の通信方法を実施することを特徴とする通信プログラム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、無線通信システムに適用に適用される通信装置及び方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
無線通信システムでは、高品質かつ高効率に通信を行うために様々なシステム制御が行われる。例えば、送信電力制御、通信チャネル制御及びセルの切り換え制御等の制御が行われ、これにより通信品質が向上して省電力化も進んでいる。
【０００３】
また、近年では、通信装置として、無線通信リンクの通信品質に応じて適応的に変調方式や符号化方式を切り換える適応変調方式の検討も進んでいる（例えば、非特許文献１参照）。この適応変調方式における切り換えの判定基準としては、通信リンクにおける通信品質の測定値が用いられることが多い。
【０００４】
通信品質を示すものとしては、受信ビット誤り率［ＢＥＲ（Ｂｉｔ　Ｅｒｒｏｒ　Ｒａｔｅ）］、及び、受信電力や受信電力対雑音比［ＣＮＲ（Ｃａｒｒｉｅｒ　ｔｏ　Ｎｏｉｓｅ　Ｒａｔｉｏ）］等が用いられることが多い。
【０００５】
以下、図２０を参照して、従来の通信装置における適応通信方式の１例の構成と動作を説明する。この例では、送受信局２０００から送受信局２０１０への通信リンクをダウンリンクと称し、ＱＰＳＫと１６値ＱＡＭとの間で適応的に変調方式切り換えが行われるものとする。一般的に２つの変調方式の伝送帯域が同一であると、１６値ＱＡＭのほうがＱＰＳＫよりも伝送速度が高速で、かつ、所要のＣＮＲ（同じビット誤り率の通信品質を実現するために必要なＣＮＲ）が大きい関係にあることとする。
【０００６】
送受信局２０１０における適応変調受信装置２０１１は、適応変調により送受信局２０００から送信された信号を受信復調し復調結果を出力する。受信ＣＮＲ検出装置２０１２は、適応変調受信部２０１１における受信復調時の信号情報を用いて受信ＣＮＲを検出するものである。受信ＣＮＲ検出装置２０１２は、例えば受信信号の直交ＩＱベクトル情報を用いて平均信号点振幅を求め、その２乗値と誤差分散との比を求めることにより受信ＣＮＲを算出することができる。変調送信装置２０１３は、アップリンク用の送信データ変調を送信するものであるが、その際に受信ＣＮＲ検出装置２０１２により検出された受信ＣＮＲをダウンリンクの通信品質情報として同時に送信する。
【０００７】
送受信局２０００においては、受信復調装置２００１が送受信局２０１０から送信された信号を受信復調して復調結果を出力すると共に、受信ＣＮＲ情報を抽出して適応変調制御装置２００２へ供給する。適応変調制御装置２００２は、入力される受信ＣＮＲ情報に基づいて受信ＣＮＲが所定の値よりも大きい時には、ダウンリンクの通信品質が良好であると判定し、データ容量の大きい１６値ＱＡＭを選択する。逆に、適応変調制御装置２００２は、受信ＣＮＲが所定の値を下回る時には、ダウンリンクの通信品質が劣悪であると判定して相対的に誤り耐性の強いＱＰＳＫを選択する。
【０００８】
上記のような構成および動作により、ダウンリンクの通信品質に応じ、通信状況が良い時には大容量伝送の可能な変調方式を用い、かつ、逆に通信状況が悪い時には相対的に誤り大勢の強い変調方式を適応的に切り換えて用いるいわゆる適応変調方式を行うことにより、より効率的に通信を行うことを可能としている。
【０００９】
そして、従来の通信装置においては、適応変調方式を用いて通信を行う時に、時間同期誤差がある時に切り換える変調方式によって受信感度特性に対する時間同期誤差の受信感度への影響が異なる時、特に時間同期誤差の影響の小さい変調方式から影響の大きい変調方式に切り換える時に、通信品質情報のみに基づいて切り換え判断を行うと、切り換え先の変調方式において時間同期誤差の影響が大きくなるから、十分な通信品質が得られない。
【００１０】
このような従来の通信装置においては、適応変調方式を用いて通信を行う時に通信品質を向上させるために、時間同期誤差を高い精度で検出することができるものが要望されている。
【００１１】
また、従来の通信装置においては、信号の受信時に同期制御をするための時間同期誤差を高い精度で検出することができるものが要望されている。
【００１２】
【非特許文献１】
笹岡秀一編著「移動通信」オーム社出版、１９９８年５月２５日発行
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の通信装置においては、簡単な構成により時間同期誤差を高い精度で検出することができるものがないという問題がある。
【００１４】
本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、簡単な構成により時間同期誤差を高い精度で検出することができる通信装置及び方法を提供することを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
本発明の通信装置は、順次に入力されるディジタル変調信号のシンボルのＩＱ平面上でのシンボル遷移を判定するシンボル判定手段と、前記ディジタル変調信号のシンボルの各々の前記ＩＱ平面上での位置に基づいて前記ＩＱ平面上での閾値を算出する閾値算出手段と、前記シンボルの各々の前記ＩＱ平面上での位置を前記シンボル遷移に応じて前記閾値と順次に比較することにより前記シンボルの前記ＩＱ平面上での閾値判定誤り数を検出する閾値判定誤り検出手段と、前記閾値判定誤り数を用いて前記シンボルの各々の前記ＩＱ平面上での信号点分散度を算出する信号点分散度算出手段と、前記信号点分散度に基づいて前記ディジタル変調信号の時間同期誤差の有無を検出する時間同期誤差検出手段と、を具備する構成を採る。
【００１６】
この構成によれば、順次に入力されるディジタル変調信号のシンボルの各々のＩＱ平面上での位置をシンボル遷移に応じて閾値と順次に比較することにより前記シンボルの前記ＩＱ平面上での閾値判定誤り数を検出し、前記閾値判定誤り数を用いて前記シンボルの各々の前記ＩＱ平面上での信号点分散度を算出し、前記信号点分散度に基づいて前記ディジタル変調信号の時間同期誤差の有無を検出するため、簡単な構成により時間同期誤差を高い精度で検出することができる。
【００１７】
本発明の通信装置は、順次に入力されるディジタル変調信号のシンボルのＩＱ平面上でのシンボル遷移を判定するシンボル判定手段と、前記ディジタル変調信号のシンボルの各々の前記ＩＱ平面上での位置に基づいて前記ＩＱ平面上での閾値を算出する閾値算出手段と、前記シンボルの各々の前記ＩＱ平面上での位置を前記シンボル遷移に応じて前記閾値と順次に比較することにより前記シンボルの前記ＩＱ平面上での閾値判定誤り数を検出する閾値判定誤り検出手段と、前記閾値判定誤り数を用いて前記シンボルの各々の前記ＩＱ平面上での信号点分散度を算出する信号点分散度算出手段と、前記信号点分散度に基づいて前記ディジタル変調信号の時間同期誤差の方向を検出する時間同期誤差方向検出手段と、を具備する構成を採る。
【００１８】
この構成によれば、順次に入力されるディジタル変調信号のシンボルの各々のＩＱ平面上での位置をシンボル遷移に応じて閾値と順次に比較することにより前記シンボルの前記ＩＱ平面上での閾値判定誤り数を検出し、前記閾値判定誤り数を用いて前記シンボルの各々の前記ＩＱ平面上での信号点分散度を算出し、前記信号点分散度に基づいて前記ディジタル変調信号の時間同期誤差の方向を検出するため、簡単な構成により時間同期誤差の方向を高い精度で検出することができる。
【００１９】
本発明の通信装置は、前記構成において、前記信号点分散度に基づいて前記ディジタル変調信号の時間同期誤差の有無を検出する時間同期誤差検出手段を具備する構成を採る。
【００２０】
この構成によれば、簡単な構成により時間同期誤差の方向及び時間同期誤差を高い精度で検出することができる。
【００２１】
本発明の通信装置は、前記構成において、前記閾値算出手段が、前記ディジタル変調信号の受信品質を検出する受信品質検出手段を具備し、前記受信品質と前記シンボルの各々の前記ＩＱ平面上での前記位置とに基づいて前記ＩＱ平面上での前記閾値を算出する構成を採る。
【００２２】
この構成によれば、前記効果に加えて、閾値算出手段が、受信品質とシンボルの各々のＩＱ平面上での位置とに基づいて前記ＩＱ平面上での前記閾値を算出するから、簡単な構成により時間同期誤差又は時間同期誤差及び時間同期誤差の方向をより高い精度で検出することができる。
【００２３】
本発明の通信装置は、順次に入力されるディジタル変調信号のシンボルの各々のＩＱ平面上での位置に基づいて前記ＩＱ平面上での２つの閾値を算出する閾値算出手段と、前記シンボルの各々の前記ＩＱ平面上での位置を前記シンボル遷移に応じて前記２つの閾値と順次に比較することにより前記シンボルの前記ＩＱ平面上での閾値判定誤り数を検出する閾値判定誤り検出手段と、前記閾値判定誤り数を用いて前記シンボルの各々の前記ＩＱ平面上での信号点分散度を算出する信号点分散度算出手段と、前記信号点分散度に基づいて前記ディジタル変調信号の時間同期誤差の有無を検出する時間同期誤差検出手段と、を具備する構成を採る。
【００２４】
この構成によれば、順次に入力されるディジタル変調信号のシンボルの各々のＩＱ平面上での位置を２つの閾値と順次に比較することにより前記シンボルの前記ＩＱ平面上での閾値判定誤り数を検出し、前記閾値判定誤り数を用いて前記シンボルの各々の前記ＩＱ平面上での信号点分散度を算出し、前記信号点分散度に基づいて前記ディジタル変調信号の時間同期誤差の有無を検出するため、簡単な構成により時間同期誤差をより高い精度で検出することができる。
【００２５】
本発明の通信方法は、順次に入力されるディジタル変調信号のシンボルのＩＱ平面上でのシンボル遷移を判定するシンボル判定ステップと、前記ディジタル変調信号のシンボルの各々の前記ＩＱ平面上での位置に基づいて前記ＩＱ平面上での閾値を算出する閾値算出ステップと、前記シンボルの各々の前記ＩＱ平面上での位置を前記シンボル遷移に応じて前記閾値と順次に比較することにより前記シンボルの前記ＩＱ平面上での閾値判定誤り数を検出する閾値判定誤り検出ステップと、前記閾値判定誤り数を用いて前記シンボルの各々の前記ＩＱ平面上での信号点分散度を算出する信号点分散度算出ステップと、前記信号点分散度に基づいて前記ディジタル変調信号の時間同期誤差の有無を検出する時間同期誤差検出ステップと、を具備するようにした。
【００２６】
この方法によれば、順次に入力されるディジタル変調信号のシンボルの各々のＩＱ平面上での位置をシンボル遷移に応じて閾値と順次に比較することにより前記シンボルの前記ＩＱ平面上での閾値判定誤り数を検出し、前記閾値判定誤り数を用いて前記シンボルの各々の前記ＩＱ平面上での信号点分散度を算出し、前記信号点分散度に基づいて前記ディジタル変調信号の時間同期誤差の有無を検出するため、簡単な構成により時間同期誤差を高い精度で検出することができる。
【００２７】
本発明の通信方法は、順次に入力されるディジタル変調信号のシンボルのＩＱ平面上でのシンボル遷移を判定するシンボル判定ステップと、前記ディジタル変調信号のシンボルの各々の前記ＩＱ平面上での位置に基づいて前記ＩＱ平面上での閾値を算出する閾値算出ステップと、前記シンボルの各々の前記ＩＱ平面上での位置を前記シンボル遷移に応じて前記閾値と順次に比較することにより前記シンボルの前記ＩＱ平面上での閾値判定誤り数を検出する閾値判定誤り検出ステップと、前記閾値判定誤り数を用いて前記シンボルの各々の前記ＩＱ平面上での信号点分散度を算出する信号点分散度算出ステップと、前記信号点分散度に基づいて前記ディジタル変調信号の時間同期誤差の方向を検出する時間同期誤差方向検出ステップと、を具備するようにした。
【００２８】
この方法によれば、順次に入力されるディジタル変調信号のシンボルの各々のＩＱ平面上での位置をシンボル遷移に応じて閾値と順次に比較することにより前記シンボルの前記ＩＱ平面上での閾値判定誤り数を検出し、前記閾値判定誤り数を用いて前記シンボルの各々の前記ＩＱ平面上での信号点分散度を算出し、前記信号点分散度に基づいて前記ディジタル変調信号の時間同期誤差の方向を検出するため、簡単な構成により時間同期誤差の方向を高い精度で検出することができる。
【００２９】
本発明の通信方法は、前記通信方法において、前記信号点分散度に基づいて前記ディジタル変調信号の時間同期誤差の有無を検出する時間同期誤差検出ステップを具備するようにした。
【００３０】
この方法によれば、簡単な構成により時間同期誤差の方向及び時間同期誤差を高い精度で検出することができる。
【００３１】
本発明の通信方法は、前記通信方法において、前記閾値算出ステップが、前記ディジタル変調信号の受信品質を検出する受信品質検出ステップと、前記受信品質と前記シンボルの各々の前記ＩＱ平面上での前記位置とに基づいて前記ＩＱ平面上での前記閾値を算出するステップと、を具備するようにした。
【００３２】
この方法によれば、前記効果に加えて、閾値算出手段が、受信品質とシンボルの各々のＩＱ平面上での位置とに基づいて前記ＩＱ平面上での前記閾値を算出するから、簡単な構成により時間同期誤差又は時間同期誤差及び時間同期誤差の方向をより高い精度で検出することができる。
【００３３】
本発明の通信方法は、順次に入力されるディジタル変調信号のシンボルの各々のＩＱ平面上での位置に基づいて前記ＩＱ平面上での２つの閾値を算出する閾値算出ステップと、前記シンボルの各々の前記ＩＱ平面上での位置を前記シンボル遷移に応じて前記２つの閾値と順次に比較することにより前記シンボルの前記ＩＱ平面上での閾値判定誤り数を検出する閾値判定誤り検出ステップと、前記閾値判定誤り数を用いて前記シンボルの各々の前記ＩＱ平面上での信号点分散度を算出する信号点分散度算出ステップと、前記信号点分散度に基づいて前記ディジタル変調信号の時間同期誤差の有無を検出する時間同期誤差検出ステップと、を具備するようにした。
【００３４】
この方法によれば、順次に入力されるディジタル変調信号のシンボルの各々のＩＱ平面上での位置を２つの閾値と順次に比較することにより前記シンボルの前記ＩＱ平面上での閾値判定誤り数を検出し、前記閾値判定誤り数を用いて前記シンボルの各々の前記ＩＱ平面上での信号点分散度を算出し、前記信号点分散度に基づいて前記ディジタル変調信号の時間同期誤差の有無を検出するため、簡単な構成により時間同期誤差をより高い精度で検出することができる。
【００３５】
本発明の通信プログラムは、前記通信方法を実施するようにした。
【００３６】
このプログラムによれば、前記効果を有する通信方法を実施することができる。
【００３７】
【発明の実施の形態】
本発明の骨子は、順次に入力されるディジタル変調信号のシンボルの各々のＩＱ平面上での位置を閾値と順次に比較することにより前記シンボルの前記ＩＱ平面上での閾値判定誤り数を検出し、前記閾値判定誤り数を用いて前記シンボルの各々の前記ＩＱ平面上での信号点分散度を算出し、前記信号点分散度に基づいて前記ディジタル変調信号の時間同期誤差の有無を検出することである。
【００３８】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
【００３９】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係る通信装置の構成を示すブロック図である。
【００４０】
図１に示すように、本発明の実施の形態１に係る通信装置１００は、復調装置１１１及び時間同期誤差検出ユニット１１５を具備している。
【００４１】
復調装置１１１は、直交復調部１１２、シンボル判定部１１３及びビット判定部１１４を具備している。シンボル判定部１１３の入力端子は、直交復調部１１２の出力端子に接続されている。
【００４２】
時間同期誤差検出ユニット１１５は、閾値算出装置１１６、閾値判定誤り検出装置１１７、信号点分散度算出装置１１８及び時間同期誤差検出装置１１９を具備している。閾値算出装置１１６は、平均信号点振幅検出部１１６１及び閾値算出部１１６２を具備している。閾値判定誤り検出装置１１７は、閾値判定部１１７１及びカウンタ１１７２を具備している。
【００４３】
平均信号点振幅検出部１１６１の入力端子は、直交復調部１１２の出力端子に接続されている。閾値算出部１１６２の入力端子は、平均信号点振幅検出部１１６１の出力端子に接続されている。閾値判定部１１７１の入力端子は、直交復調部１１２及び閾値算出部１１６２の出力端子に接続されている。カウンタ１１７２の入力端子は、シンボル判定部１１３及び閾値判定部１１７１の出力端子に接続されている。信号点分散度算出装置１１８の入力端子は、カウンタ１１７２の出力端子に接続されている。時間同期誤差検出装置１１９の入力端子は、信号点分散度算出装置１１８の出力端子に接続されている。
【００４４】
以上の構成により受信信号の直交ＩＱベクトルのシンボル遷移パターンに応じて信号点分散度を算出することにより、時間同期誤差の有無を検出する。ここで、シンボル遷移とは、前後の受信シンボル間でシンボルデータが変化するか否かの遷移状況のことである。以下では、具体的な例として変調方式にＱＰＳＫを用い、連続する３つの受信のシンボルによりシンボル遷移の有無を検出する時について説明する。送受信間ではナイキスト伝送が行われるものとし、ロールオフファクタαは０．５であるものとする。
【００４５】
復調装置１１１は、ＱＰＳＫ変調信号Ｄ１を入力とし、受信信号をＩ直交復調して直交ＩＱベクトル信号Ｄ２を出力すると共に、直交ＩＱベクトル信号を用いて受信のシンボルを判定してシンボル遷移パターンＳＰを出力し、さらに受信のシンボルのビット判定を行ってビットデータ列Ｄ４を出力するものである。
【００４６】
直交復調部１１２は、ＱＰＳＫ変調信号Ｄ１を入力とし、直交復調処理、シンボル同期処理及び必要に応じて周波数や振幅及び歪等についての補正処理を施すことにより、各シンボルの直交ＩＱベクトル信号Ｄ２を生成してシンボル判定部１１３、平均信号点振幅検出部１１６１及び閾値判定部１１７１に出力する。
【００４７】
シンボル判定部１１３は、順次入力される直交ＩＱベクトル信号Ｄ２に基づいて、連続する３つのシンボル分の直交ＩＱベクトルを用いてシンボル判定を行い、シンボル遷移パターンＳＰを生成し閾値判定誤り検出装置１１７のカウンタ１１７２に出力し、かつ、直交ＩＱベクトル信号Ｄ３を生成してビット判定部１１４に出力するものである。
【００４８】
詳細には、シンボル判定部１１３は、１シンボル目から２シンボル目の間、又は、２シンボル目と３つのシンボル目の間でシンボル遷移が生じているか否かを判定することにより、シンボル遷移の有無を検出し、シンボル遷移パターンＳＰを出力する。具体的には、シンボル判定部１１３は、例えば、受信したＱＰＳＫ信号の直交ＩＱベクトルが図２に示すような信号点で得られるものと仮定し、２シンボル目が網掛け領域の象限に存在したとすると、１シンボル目又は３つのシンボル目が網掛け領域以外の象限に存在する時には、シンボル遷移が有ると判定し、１シンボル目と３つのシンボル目とともに２シンボル目と同じ象限（この時には網掛け領域の象限）に存在した時にはシンボル遷移がないと判定する。
【００４９】
本発明の実施の形態１では、１例として、受信信号の直交ＩＱベクトルのシンボル遷移パターンＳＰを２種類のシンボル遷移パターンＡ、Ｂに分けることとする。シンボル遷移パターンＡは、連続する３つの受信シンボルにおいてシンボル遷移がある時とし、シンボル遷移パターンＢは、連続する３つの受信シンボルにおいてシンボル遷移がない時とする。各シンボルの存在する象限の判定は、例えば、図２に示すようにＱ軸及びＩ軸において直交ＩＱベクトルのＩ成分及びＱ成分のそれぞれを閾値と比較して判定すれば得られる。また、各シンボルの存在する象限の判定は、Ｉ成分及びＱ成分の符号判定をすれば得られる。
【００５０】
なお、シンボル判定部１１３は、図１に示す構成に限らず、例えば、ビット判定部１１４より出力されるビットデータ列Ｄ４を入力してシンボル遷移を判定する構成にしてもよい。
【００５１】
ビット判定部１１４は、各受信のシンボルのシンボル判定結果Ｄ３を用いて、各受信のシンボルのビット判定してビットデータ列Ｄ４を生成して出力するものである。本発明の実施の形態１では、ＱＰＳＫ信号を受信する時を想定しているので、各受信シンボルがＩＱ平面上のどの象限にあるかを検出することによりビット判定を行い、ビットデータ列Ｄ４を出力する構成とすればよい。
【００５２】
時間同期誤差検出ユニット１１５は、直交ＩＱベクトル信号Ｄ２及びシンボル遷移パターンＳＰに基づいて時間同期誤差の有無を検出し、時間同期誤差検出結果ｔ＿ｅｒｒを出力するものである。
【００５３】
閾値算出装置１１６は、直交ＩＱベクトル信号Ｄ２を入力とし、受信したＱＰＳＫ変調信号の平均信号点振幅を算出し、その平均信号点振幅に基づいた閾値ｔｈｓ２を算出するものである。
【００５４】
平均信号点振幅検出部１１６１は、順次入力される直交ＩＱベクトルのＩＱ平面上での平均振幅を検出する。ここでの平均振幅とは、ＩＱ平面上でのＩＱベクトルの長さではなく、Ｉ軸からの距離及びＱ軸からの距離を意味するものとする。
【００５５】
具体的に説明すると、直交ＩＱベクトル信号Ｄ２のベクトル列をＩＱ平面上にプロットすると、図３のようになる。図３は搬送波電力対雑音電力比（以下、ＣＮＲ）が１７０ｄＢである状況下でＱＰＳＫ変調信号を受信した際に得られる直交ＩＱベクトル列の１例である。平均信号点振幅検出部１１６１は、図３に示すような、ＩＱベクトルのＱ軸からの平均距離ａ（Ｉ軸からの平均距離も同様となる）を検出するものである。
【００５６】
ＱＰＳＫ変調信号を受信した時、その受信信号のＩＱ平面上での信号点分布は図３のようになり、ＱＰＳＫ変調信号の４つの平均信号点ベクトルは（±ａ，±ａ）と表すことができる。閾値算出装置１１６は、この４つの平均信号点ベクトルに基づき、図４に示すような所定の閾値ｔｈｓ２を算出する。所定の閾値ｔｈｓ２は、例えばルートナイキストフィルタのインパルス応答特性に基づいて算出することができる。
【００５７】
具体的には、例えば、本発明の実施の形態１において、受信信号が１／１６シンボル時間の時間同期誤差を生じているか否かを推定しようとした時、時間同期が理想的なタイミング（ナイキスト点）から１／１６シンボル長ずれた時点でのナイキストフィルタのインパルス応答特性に基づき、前後の３つのシンボルのビット遷移が有る時と無い時それぞれの振幅値をあらかじめ算出しておき、これらの中点に相当する値を閾値として算出する方法がある。
【００５８】
閾値判定誤り検出装置１１７は、ＱＰＳＫ変調信号のＩＱベクトル各成分の振幅値をシンボル遷移パターンＳＰに応じて閾値判定することにより、２種類のシンボル遷移パターンＡ、Ｂに対する閾値判定誤り数Ｎａと閾値判定総数Ｎを生成して出力する。
【００５９】
閾値判定部１１７１は、閾値ｔｈｓ２と直交ＩＱベクトル信号Ｄ２を入力とし、順次入力される直交ＩＱベクトルに対して、閾値ｔｈｓ２（ｔｈｓ−ｔｈｓ２＿ｑ）を用いた閾値判定処理を行う。具体的には、閾値判定部１１７１は、受信シンボルの直交ＩＱベクトルのＩ及びＱの各成分が閾値ｔｈｓ２＿ｉ、ｔｈｓ２＿ｑを下回っている時、すなわち、図４の網掛け領域内に存在している時に、閾値判定誤りが生じるものと判定する。
【００６０】
カウンタ１１７２は，シンボル遷移パターンＳＰに応じて、閾値判定誤り数Ｎａ及び閾値判定総数Ｎをカウントする。つまり、カウンタ１１７２は、順次に入力される各受信のシンボルのベクトルｒｘ＝（ｒｉ，ｒｑ）に対し、次の式（１）及び式（２）の両方又はいずれかを満たしており、かつ、前後の３つのシンボル間でシンボル遷移がある時には閾値判定誤り数Ｎａ＿Ａをインクリメントし、シンボル遷移がない時には閾値判定誤り数Ｎａ＿Ｂをインクリメントする。カウンタ１１７２は、この処理を所定の期間にわたって行う。
【００６１】
−ｔｈｓ２＿ｉ　＜　ｒｉ　＜　ｔｈｓ２＿ｉ・・・式（１）
−ｔｈｓ２＿ｑ　＜　ｒｑ　＜　ｔｈｓ＿ｑ・・・式（２）
信号点分散度算出装置１１８は、２種類のシンボル遷移パターンＡ、Ｂに応じた閾値判定誤り数Ｎａと閾値判定総数Ｎを入力とし、シンボル遷移パターンＡ、Ｂのそれぞれにおける受信信号のＩＱ平面上での信号点分散度ｄｉｓを算出し、この信号点分散度ｄｉｓを用いて信号点分散度比Ｒを算出し、信号点分散度比Ｒを用いて時間同期誤差の有無を検出するものである。
【００６２】
信号点分散度算出装置１１８は、閾値判定誤り数Ｎａ及び閾値判定総数Ｎを用いて、連続する３つのシンボル間でシンボル遷移がある時とシンボル遷移がない時における信号点分散度ｄｉｓＡ、ｄｉｓＢを次の式（３）及び式（４）に示すように算出する。
【００６３】
ｄｉｓＡ＝Ｎａ＿Ａ／Ｎ＿Ａ・・・式（３）
ｄｉｓＢ＝Ｎａ＿Ｂ／Ｎ＿Ｂ・・・式（４）
一般にディジタル通信システムにおいて、受信信号のシンボルは常にその前後のシンボルの影響を受けている。その影響の度合いは、前後のシンボルのＩＱ平面上での象限に応じて変化し、前後のシンボルのＩＱ平面上での象限が２つ目のシンボル同じ時に影響は小さく、異なる時に影響が大きくなり、かつ、前後のシンボルの影響を受けないのは時間同期が理想的なタイミングで行われている時であることが知られている。
【００６４】
すなわち、時間同期誤差が生じていると前後のシンボルの影響を受け、受信シンボルのＩＱ平面上での分散にばらつきが生じ、その結果、連続する３つのシンボル間でシンボル遷移がある時には受信シンボルの信号点分散度ｄｉｓが大きくなり、逆にシンボル遷移がない時には信号点分散度ｄｉｓは小さくなるのである。このことを用いると、信号点分散度ｄｉｓＡ、ｄｉｓＢの間には、ｄｉｓＡ＞ｄｉｓＢなる関係が成り立つ。
【００６５】
時間同期誤差検出装置１１９は、連続する３つのシンボル間にシンボル遷移がある時とシンボル遷移がない時とにおける信号点分散度ｄｉｓＡとｄｉｓＢを用いて、信号点分散度比Ｒを次の式（５）のように算出する。
【００６６】
Ｒ＝ｄｉｓＡ／ｄｉｓＢ・・・式（５）
時間同期誤差検出装置１１９は、信号点分散度比Ｒが所定の値ｔｈｓ３よりも大きい時時間同期誤差があると判定し、時間同期誤差を検出する。例えば、ＣＮＲが１７ｄＢである受信状況下において１／１６シンボル長に相当する時間同期誤差がある時には、Ｒは約１．１という値をとることになるので、本発明の実施の形態１では、１例としてｔｈｓ３を１．１に設定することにする。これにより、上記精度の時間同期誤差の有無を検出することが可能となる。
【００６７】
ここでは、ｔｈｓ３を１．１と設定したが、１．１に限らず１よりも大きければ同様の効果が得られる。
【００６８】
なお、本発明の実施の形態１では、送受信間ではナイキスト伝送が行われるものとし、ロールオフファクタαは０．５であるものとしたが、本発明はこれに限るものではない。
【００６９】
また、本実施の実施の形態１では、シンボル遷移のパターンとして、前後の３つのシンボル遷移を用いることとし、具体的には前後の３つのシンボルにおいて、１シンボル目から２シンボル目の間又は２シンボル目と３つのシンボル目の間でシンボル遷移が生じているか否かを判定することとしたが、本発明はこれに限るものではない。例えば、本実施の実施の形態１では、前後の３つのシンボルの遷移パターンとして、図５に示すような網掛け領域内でシンボル遷移が生じるか否かという条件を用いることとしてもよい。
【００７０】
また、本実施の実施の形態１では、前後の３つのシンボルによる遷移パターンに限るものではなく、前後の２シンボルによる遷移パターンを用いることとしても良い。この時、１シンボル目と２シンボル目の間にシンボル遷移が生じているか否かを判定すればよい。さらに、本実施の実施の形態１では、４以上のシンボル遷移パターンを用いる構成としてもよい。
【００７１】
また、本発明の実施の形態１では、閾値算出部１１６２における閾値ｔｈｓ２の算出方法として、ナイキストフィルタのインパルス応答特性に基づいた算出方法を用いたが、これに限るものではなく、この値より高い値に設定してもよく、又は低い値に設定してもよい。また、本発明の実施の形態１では、閾値算出部１１６２における閾値ｔｈｓ２の算出方法として、ＱＰＳＫ変調信号の受信電力と同電力の１６値ＱＡＭ信号を受信した時の１６値ＱＡＭの各信号点間距離を想定し、この信号点間の判定閾値に相当する距離の閾値に設定する方法もある。
【００７２】
また、本発明の実施の形態１では、シンボル判定部１１３と閾値判定部１１７１は、受信のシンボルのＩＱ平面上で位置判定を行っているという観点から見れば同一のものであるため、これらをまとめて１つの回路構成にすることも可能である。
【００７３】
また、閾値算出装置１１６は、平均信号点振幅検出部１１６１の代わりに信号点振幅検出部を有し、この信号点振幅検出部の測定値によりディジタル変調信号のシンボルの各々のＩＱ平面上での位置を検出し、この位置に基づいてＩＱ平面上での閾値を算出するように構成してもよい。
【００７４】
また、本発明の実施の形態１では、時間同期誤差の量を検出し、検出した時間同期誤差をフィードバックさせることにより、時間同期の制御を行う構成にしても良い。
【００７５】
以上のように、本発明の実施の形態１によれば、時間同期誤差検出ユニット１１５において受信信号の直交ＩＱベクトルのシンボル遷移パターンＳＰに応じて信号点分散度比Ｒを算出し、信号点分散度比Ｒと所定の閾値ｔｈｓ３を比較することにより、時間同期誤差の有無を検出することが可能となる。また、本発明の実施の形態１においては、ナイキスト伝送の時に、ロールオフ率が小さいほど時間同期誤差の検出精度が高くなる。
【００７６】
（実施の形態２）
次に、本発明の実施の形態２について、図面を参照して詳細に説明する。
図６は、本発明の実施の形態２に係る通信装置の構成を示すブロック図である。本発明の実施の形態２においては、本発明の実施の形態１と同じ構成要素には同じ参照符号を付して、その説明を省略する。
【００７７】
図６に示すように、本発明の実施の形態２に係る通信装置６００は、本発明の実施の形態１に係る通信装置１００において、シンボル判定部１１３の代わりにシンボル判定部６０１を具備し、かつ、時間同期誤差検出装置１１９の代わりに時間同期誤差方向検出装置６０２を具備している。
【００７８】
シンボル判定部６０１は、順次に入力される直交ＩＱベクトル信号Ｄ２に基づいて連続する３つのシンボル分の直交ＩＱベクトルを用いてシンボル判定を行い、シンボル遷移の有無を検出して、シンボル遷移パターンＳＰを閾値判定誤り検出装置１１７のカウンタ１１７２に出力し、かつ、直交ＩＱベクトル信号Ｄ３を生成して出力するものである。
【００７９】
本発明の実施の形態２では、１例として、受信信号の直交ＩＱベクトルのシンボル遷移を２種類の遷移パターンＣ、Ｄに分けることとする。シンボル遷移パターンＣは、連続する３つの受信シンボルにおいて１シンボル目と２シンボル目の間にはシンボル遷移がなく、かつ、２シンボル目と３つのシンボル目の間でシンボル遷移が生じている時とする。シンボル遷移パターンＤは、連続する３つの受信シンボルにおいて１シンボル目と２シンボル目の間にシンボル遷移が生じ、かつ、２シンボル目と３つのシンボル目の間にはシンボル遷移がない時とする。
【００８０】
なお、シンボル判定部６０１は、図６に示す構成に限らず、例えばビット判定部１１４より出力されるビットデータ列Ｄ４を入力してシンボル遷移を判定する構成にしてもよい。
【００８１】
信号点分散度算出装置１１８は、前述と同様に動作しシンボル遷移パターンＣ、Ｄにおける信号点分散度ｄｉｓＣとｄｉｓＤを算出するものである。
【００８２】
時間同期誤差方向検出装置６０２は、シンボル遷移パターンＣ、Ｄにおける信号点分散度ｄｉｓＣとｄｉｓＤの大きさを比較して時間同期誤差方向を検出する。。具体的に説明すると、図７は受信雑音が存在しない状況下でＱＰＳＫ変調信号を受信した際に得られる直交ベースバンド信号のアイパターンの１例を示している。図７において横軸は時間を示し、縦軸は振幅を示している。また、図７において線Ｔ０　は時間同期が理想的な同期タイミングを示し、この線Ｔ０　より右に位置する特性曲線上の信号は位相が進んでおり、かつ、線Ｔ０　より左に位置する特性曲線上の信号は位相が遅れている。
【００８３】
例えば、時間同期が理想的な同期タイミングに対して進んでいる時に、すなわち、図７において信号が理想的な同期タイミングを示す線Ｔ０　より右にずれている時に、シンボル遷移パターンＣでは２シンボル目と３つのシンボル目の間にシンボル遷移があるため２シンボル目は３つのシンボル目の影響を受け、受信のシンボルのＩＱ平面状での分散にばらつきが生じる。また、シンボル遷移パターンＤでは、２シンボル目と３つのシンボル目の間にはシンボル遷移は生じないため、３つのシンボル目の影響は小さい。従ってｄｉｓＣとｄｉｓＤの間には次の式（６）が成り立つ。逆に時間同期が理想的な同期タイミングに対して遅れている時には次の式（７）が成り立つ。
【００８４】
ｄｉｓＣ　＞　ｄｉｓＤ・・・式（６）
ｄｉｓＤ　＞　ｄｉｓＣ・・・式（７）
このことを逆に利用すると、ｄｉｓＣとｄｉｓＤの関係が、式（６）を満たす時に時間同期が理想的なタイミングに対して進んでおり、式（７）を満たす時に理想的なタイミングに対して遅れていることが分かる。
【００８５】
以上のように、本発明の実施の形態２によれば、時間同期誤差方向検出装置６０２において、受信信号の直交ＩＱベクトルのシンボル遷移パターンＣ、Ｄに応じて信号点分散度比ｄｉｓＣ、ｄｉｓＤを算出し、この信号点分散度比ｄｉｓＣとｄｉｓＤの大きさを比較することにより、時間同期誤差の方向を検出することができる。
【００８６】
（実施の形態３）
次に、本発明の実施の形態３について、図面を参照して詳細に説明する。
図８は、本発明の実施の形態３に係る通信装置の構成を示すブロック図である。本発明の実施の形態３においては、本発明の実施の形態１と同じ構成要素には同じ参照符号を付して、その説明を省略する。
【００８７】
図８に示すように、本発明の実施の形態３に係る通信装置８００は、本発明の実施の形態１に係る通信装置１００において、閾値算出装置１１６の代わりに閾値算出装置８０１を具備する。
【００８８】
閾値算出装置８０１は、平均信号点振幅検出部１１６１、受信品質検出部８０１１及び閾値算出部８０１２を具備している。受信品質検出部８０１１の入力端子は、直交復調部１１２の出力端子に接続されている。閾値算出部８０１２の入力端子は、平均信号点振幅検出部１１６１及び受信品質検出部８０１１の出力端子に接続されている。閾値算出部８０１２の出力端子は、閾値判定部１１７１の入力端子に接続されている。
【００８９】
閾値算出装置８０１は、閾値判定誤り検出装置１１７の閾値判定部１１７１で受信のシンボルの閾値判定を行う時に用いられる閾値ｔｈｓ２を受信信号の受信品質（例えば、ＣＮＲ）に応じて変化させるものである。
【００９０】
受信品質検出部８０１１は、順次入力される直交ＩＱベクトルＤ２の受信品質を検出して閾値算出部８０１２に与える。閾値算出部８０１２は、平均信号点振幅検出部１１６１からの平均信号点振幅から閾値ｔｈｓ２を算出する時に閾値ｔｈｓ２を受信信号の受信品質に応じて変化させる。
【００９１】
平均信号点振幅検出部１１６１は、順次に入力される直交ＩＱベクトルＤ２のＩＱ平面上での平均振幅を検出する。ここでの平均振幅とは、ＩＱ平面上でのＩＱベクトルの長さではなく、Ｉ軸からの距離及びＱ軸からの距離を意味するものとする。受信品質検出部８０１１は、順次に入力される直交ＩＱベクトルＤ２から受信信号の受信品質の１つであるＣＮＲを算出するものとする。
【００９２】
閾値算出部８０１２は、平均信号点振幅及びＣＮＲに基づいて、所定の閾値ｔｈｓ２を算出する。閾値算出部８０１２は、例えば、ＣＮＲが小さくなると受信信号点の分布が時間同期誤差よりも雑音の影響が支配的になるため、ＣＮＲが小さくなるにつれ、図９に示すようにｔｈｓ２を小さく設定する。具体的に説明すると、閾値算出部８０１２は、予めＣＮＲに応じたｔｈｓ２の値をテーブルに用意しておき、受信品質検出部８０１１により算出されるＣＮＲの値に基づいて、テーブルを参照し、ｔｈｓ２の値を出力する。
【００９３】
例えば、１／１６シンボル長に相当する時間同期誤差がある時に、ｔｈｓ３＝１．１に設定すると仮定する。この時に、閾値ｔｈｓ２＝２．２（平均信号点振幅ａ＝√５の時）とするとＣＮが２５ｄＢの時には信号点分散度比Ｒ＝１．２３となり、Ｒ＞ｔｈｓ３を満たすので時間同期誤差を検出できるが、ＣＮＲが１５ｄＢに下がるとＲ＝１．０３となるため、Ｒ＜ｔｈｓ３となるから時間同期誤差を検出することができなくなる。そこでｔｈｓ２＝１．８に設定すると、Ｒ＝１．１５となりＲ＞ｔｈｓ３を満たすので時間同期誤差を検出することができるようになる。これにより、時間同期誤差の検出精度を上げることが可能となる。
【００９４】
なお、本発明の実施の形態３では、閾値ｔｈｓ２を変化させるための判定基準となる受信信号の品質を表すものとしてＣＮＲを用い受信品質検出部８０１１で直交ＩＱベクトルを用いてＣＮＲを算出する構成としたが、これに限るものではなく、受信信号の品質を表すパラメータであれば他のパラメータ（例えば、受信信号レベル又は受信ビット誤り率等）を用いてもよい。
【００９５】
また、本発明の実施の形態３は、本発明の実施の形態２に適用することができる。
【００９６】
以上のように、本発明の実施の形態３によれば、閾値算出装置８０１において、閾値ｔｈｓ２を受信品質に応じて変化させることにより信号点分散度比Ｒを増加させることで、時間同期誤差の検出精度を上げることができる。
【００９７】
（実施の形態４）
次に、本発明の実施の形態４について、図面を参照して詳細に説明する。
図１０は、本発明の実施の形態４に係る通信装置の構成を示すブロック図である。本発明の実施の形態４においては、本発明の実施の形態１と同じ構成要素には同じ参照符号を付して、その説明を省略する。
【００９８】
本発明の実施の形態４は、受信信号の直交ＩＱベクトルをＩＱ平面上で２つの閾値を用いた閾値判定を行い、それぞれの閾値に対する信号点分散度を算出することにより、時間同期誤差の有無を検出する。
【００９９】
図１０に示すように、本発明の実施の形態４に係る通信装置１０００は、復調装置１１１及び時間同期誤差検出装置１００１を具備している。
【０１００】
復調装置１１１は、直交復調部１１２及びビット判定部１１４を具備している。ビット判定部１１４の入力端子は、直交復調部１１２の出力端子に接続されている。ビット判定部１１４は、直交復調部１１２から順次に入力される直交ＩＱベクトル信号Ｄ２に基づいて、各受信のシンボルのビット判定して受信ビットデータ列Ｄ４を生成して出力するものである。
【０１０１】
時間同期誤差検出装置１００１は、閾値算出装置１００２、閾値判定誤り検出装置１００３、信号点分散度算出装置１００４及び時間同期誤差検出装置１００５を具備している。閾値算出装置１００２は、平均信号点振幅検出部１１６１及び閾値算出部１１０２１を具備している。閾値判定誤り検出装置１００３は、閾値判定部１００３１及びカウンタ１００３２を具備している。
【０１０２】
平均信号点振幅検出部１１６１の入力端子は、直交復調部１１２の出力端子に接続されている。閾値算出部１００２１の入力端子は、平均信号点振幅検出部１１６１の出力端子に接続されている。閾値判定部１００３１の入力端子は、直交復調部１１２及び閾値算出部１００２１の出力端子に接続されている。カウンタ１００３２の入力端子は、閾値判定部１００３１の出力端子に接続されている。信号点分散度算出装置１００４の入力端子は、カウンタ１００３２の出力端子に接続されている。時間同期誤差検出装置１００５の入力端子は、信号点分散度算出装置１００４の出力端子に接続されている。
【０１０３】
ここでは、本発明の実施の形態４について、本発明の実施の形態１と異なる構成及び動作についてのみ説明する。以下では、具体的な例として変調方式にＱＰＳＫが用いられているものとする。
【０１０４】
閾値算出装置１００２は、直交ＩＱベクトル信号Ｄ２を入力とし、受信したＱＰＳＫ変調信号の平均信号点振幅を算出し、その平均信号点振幅に基づいた２つの閾値をｔｈｓ１＿１、ｔｈｓ１＿２を算出するものである。
【０１０５】
ＱＰＳＫ変調信号を受信した時に、ＱＰＳＫ変調信号の４つの平均信号点ベクトルは（±ａ，±ａ）と表すことができる。閾値算出部１００２１は、この平均信号点ベクトルに基づき、所定の閾値ｔｈｓ１＿１、ｔｈｓ１＿２を算出する。所定の閾値ｔｈｓ１＿１及びｔｈｓ１＿２は、例えばｔｈｓ１＿１＝２ａ／３、ｔｈｓ１＿２＝３ａ／４のように設定する。
【０１０６】
閾値判定誤り検出装置１００３は、ＱＰＳＫ変調信号におけるＩＱベクトルの各成分の振幅値を２つの閾値と比較して判定することにより、閾値判定誤り数Ｎａと閾値判定総数Ｎを生成して出力する。
【０１０７】
閾値判定部１００３１は、閾値ｔｈｓ１＿１、ｔｈｓ１＿２と直交ＩＱベクトル信号Ｄ２を入力とし、順次に入力される直交ＩＱベクトルに対して、閾値ｔｈｓ１＿１と閾値ｔｈｓ１＿２を用いた閾値の判定処理を２通り行う。具体的には、閾値判定部１００３１は、受信のシンボルの直交ＩＱベクトルにおけるＩ及びＱの各成分が閾値ｔｈｓ１＿１＿ｉ、ｔｈｓ１＿１＿ｑを下回っている時に、すなわち、図１１の斜線領域内に存在している時に、閾値ｔｈｓ１＿１に対する閾値判定誤りが生じるものと判定する。また、閾値判定部１００３１は、受信シンボルの直交ＩＱベクトルのＩ及びＱの各成分が閾値ｔｈｓ１＿２＿ｉ、ｔｈｓ１＿２＿ｑを下回る時に、すなわち、図１１の網掛け領域内と斜線領域内をあわせた領域に存在している時に、閾値ｔｈｓ１＿２に対する閾値判定誤りが生じるものと判定する。
【０１０８】
カウンタ１００３２は、閾値判定部１００３１からの出力をカウントして閾値判定誤り数Ｎａと閾値判定総数Ｎを生成して出力する。
【０１０９】
すなわち、カウンタ１００３２は、２つの閾値ｔｈｓ１＿１及びｔｈｓ１＿２に基づいて、順次に入力される各受信のシンボルのベクトルｒｘ＝（ｒｉ，ｒｑ）に対し、次の式（８）及び式（９）式の両方又はいずれかを満たしている時には閾値判定誤り数Ｎａ＿１をインクリメントし、次の式（１０）及び式（１１）の両方又はいずれかを満たしている時には閾値誤り判定数Ｎａ＿２をインクリメントする。カウンタ１００３２は、この処理を所定の期間にわたって行う。
【０１１０】
−ｔｈｓ１＿１＿ｉ　＜　ｒｉ　＜　ｔｈｓ１＿１＿ｉ・・・式（８）
−ｔｈｓ１＿１＿ｑ　＜　ｒｑ　＜　ｔｈｓ１＿１＿ｑ・・・式（９）
−ｔｈｓ１＿２＿ｉ　＜　ｒｉ　＜　ｔｈｓ１＿２＿ｉ・・・式（１０）
−ｔｈｓ１＿２＿ｑ　＜　ｒｑ　＜　ｔｈｓ１＿２＿ｑ・・・式（１１）
信号点分散度算出装置１００４は、２つの閾値に対する閾値判定誤り数Ｎａと閾値判定総数Ｎを入力とし、それぞれの閾値に対する受信シンボルのＩＱ平面上での信号点分散度ｄｉｓを算出するものである。時間同期誤差検出装置１００５は、信号点分散度算出部１００４からの信号点分散度ｄｉｓを用いて信号点分散度比Ｒを算出し、信号点分散度比Ｒを用いて時間同期誤差の有無を検出するものである。
【０１１１】
信号点分散度算出部１００４は、閾値判定誤り数Ｎａ（Ｎａ＿１、Ｎａ＿２）及び閾値判定総数Ｎ（Ｎ＿１、Ｎ＿２）を用いて、２つの閾値ｔｈｓ１＿１とｔｈｓ１＿２に対する信号点分散度ｄｉｓ１、ｄｉｓ２を、次の式（１２）及び式（１３）に示すように算出する。この時（ここではｔｈｓ１＿１＜ｔｈｓ１＿２）、信号点分散度ｄｉｓ１、ｄｉｓ２の間には、ｄｉｓ１＜ｄｉｓ２なる関係が成り立つ。
【０１１２】
ｄｉｓ１＝Ｎａ＿１／Ｎ＿１・・・式（１２）
ｄｉｓ２＝Ｎａ＿２／Ｎ＿２・・・式（１３）
時間同期誤差検出装置１００５は、２つの信号点分散度ｄｉｓ１とｄｉｓ２を用いて、信号点分散度比Ｒを次の式（１４）のように算出する。
【０１１３】
Ｒ＝ｄｉｓ２／ｄｉｓ１・・・式（１４）
時間同期誤差検出装置１００５は、信号点分散度比Ｒが所定の値ｔｈｓ２よりも大きい時間同期誤差があると判定し、時間同期誤差を検出する。例えば、ＣＮＲが１７ｄＢの受信状況下において１／１６シンボル長に相当する時間同期誤差がある時、ｔｈｓ１＿１＝２ａ／３、ｔｈｓ１＿２＝３ａ／４とすると、Ｒは約２．９という値をとることになるので、本発明の実施の形態４では、１例としてｔｈｓ２を２．９に設定することにする。これにより、上記精度の時間同期誤差の有無を推定することが可能となる。
【０１１４】
ここでは、ｔｈｓ２を２．９と設定したが、２．９に限らず１よりも大きければ同様の効果が得られる。
【０１１５】
なお、本発明の実施の形態４では、２つの閾値にｔｈｓ１＿１＝２ａ／３、ｔｈｓ１＿２＝３ａ／４を用いたが、本発明はこれに限るものではない。例えば、ＱＰＳＫ変調信号の受信電力と同電力で１６値ＱＡＭ信号を受信した時における１６値ＱＡＭ信号及び６４値ＱＡＭ信号のＩＱ平面上での理論上の信号点の分布状態と、平均信号点振幅検出部１１６１で検出した平均信号点振幅とに基づいて、１６値ＱＡＭ信号及び６４値ＱＡＭ信号に対する擬似的な閾値を生成して用いる構成としてもよい。
【０１１６】
また、本発明の実施の形態４では、閾値の判定の条件式の１つの例として式（８）〜式（１１）を用いたが、本発明はこれに限るものではない。例えば、閾値の判定の式として、次の式（１５）、式（１６）、式（１７）及び式（１８）を用いてもよい。
【０１１７】
｜ｒｉ｜　＜　ｔｈｓ１＿１＿ｉ・・・式（１５）
｜ｒｑ｜　＜　ｔｈｓ１＿１＿ｑ・・・式（１６）
ｔｈｓ１＿１＿ｉ　＜　｜ｒｉ｜　＜　ｔｈｓ１＿２＿ｉ・・・式（１７）
ｔｈｓ＿１＿１＿ｑ　＜　｜ｒｑ｜　＜　ｔｈｓ１＿２＿ｑ・・・式（１８）
以上のように、本発明の実施の形態４によれば、時間同期誤差検出装置１００５において、２つの閾値ｔｈｓ１＿１、ｔｈｓ１＿２に対して信号点分散度比Ｒを算出し、信号点分散度比Ｒと所定の閾値ｔｈｓ２を比較することにより、時間同期誤差の有無を推定することが可能となる。
【０１１８】
（実施の形態５）
次に、本発明の実施の形態５について、図面を参照して詳細に説明する。
図１２は、本発明の実施の形態５に係る通信装置の構成を示すブロック図である。本発明の実施の形態５においては、本発明の実施の形態１と同じ構成要素には同じ参照符号を付して、その説明を省略する。
【０１１９】
本発明の実施の形態５は、本発明の実施の形態１における時間同期誤差の有無の検出の時に、変調信号として１６値ＱＡＭを用いるものである。また、本発明の実施の形態５は、本発明の実施の形態２にも適用することができる。
【０１２０】
本発明の実施の形態５における構成と動作については、変調方式を１６値ＱＡＭと読み替えれば、本発明の実施の形態１、２と基本的には同様である。ここでは、本発明の実施の形態５について、本発明の実施の形態１、２と異なる構成及び動作についてのみ説明を行う。
【０１２１】
図１２に示すように、本発明の実施の形態５に係る通信装置１２００は、本発明の実施の形態１に係る通信装置１００において、シンボル判定部１１３の代わりにシンボル判定部１２０１を具備している。
【０１２２】
シンボル判定部１２０１は、順次に入力される直交ＩＱベクトル信号Ｄ２に基づいて、連続する３つのシンボル分の直交ＩＱベクトルを用いてシンボル判定を行い、シンボル遷移パターンＳＰを閾値判定誤り検出装置１１７のカウンタ１１７１に出力し、かつ、直交ＩＱベクトル信号Ｄ３を出力するものである。
【０１２３】
本発明の実施の形態５では、シンボル判定部１２０１は、受信信号の直交ＩＱベクトルのシンボル遷移パターンＳＰを２つの遷移パターンＥ、Ｆに分けることとし、例えば、ＩＱ平面上で、Ｉ軸方向又はＱ軸方向に振幅が最大に変化するような信号点配置の中で、シンボル遷移パターンを検出する。
【０１２４】
具体的には、シンボル判定部１２０１は、例えば、受信した１６値ＱＡＭ信号の直交ＩＱベクトルが図１３に示すような信号点で得られるものと仮定し、２シンボル目が網掛け領域の象限に存在したとすると、１シンボル目と３つのシンボル目が斜線領域のいずれかに存在する時にはシンボル遷移パターンＥと判定し、１シンボル目と３つのシンボル目ともに２シンボル目と同じ領域（この時には網掛け領域）に存在した時にはシンボル遷移パターンＦと判定する。各シンボルの存在する領域の判定は、例えば、図１３に示すようにＱ軸及びＩ軸及び隣接信号点との中間を閾値として直交ＩＱベクトルのＩ成分及びＱ成分のそれぞれを閾値判定すれば得られる。
【０１２５】
なお、シンボル判定部１２０１は、図１２に示す構成に限らず、例えばビット判定部１１４より出力されるビットデータ列Ｄ４を入力してビット遷移を判定する構成にしてもよい。
【０１２６】
閾値算出装置１１６は、直交ＩＱベクトル信号Ｄ２を入力とし、受信した１６値ＱＡＭ変調信号の平均信号点振幅を算出し、その平均信号点振幅に基づいた閾値ｔｈｓ２を算出するものである。
【０１２７】
平均信号点振幅検出部１１６１は、順次に入力される直交ＩＱベクトルのＩＱ平面上での平均振幅を検出する。ここでの平均振幅とは、ＩＱ平面上でのＩＱベクトルの長さではなく、Ｉ軸からの距離及びＱ軸からの距離を意味するものとする。
【０１２８】
具体的に説明すると、直交ＩＱベクトル信号Ｄ２のベクトル列をＩＱ平面上にプロットすると、図１４のようになる。図１４はＣＮＲが２０ｄＢの状況下で１６値ＱＡＭ変調信号を受信した際に得られる直交ＩＱベクトル列の１例である。平均信号点振幅検出部１１６１は、図１４に示すように、ＩＱベクトルのＱ軸からの平均距離ａ及び３ａ（Ｉ軸からの平均距離も同様となる）を検出する。
【０１２９】
１６値ＱＡＭ変調信号を受信した時に、その受信信号のＩＱ平面上での信号点分布は図１４のようになり、１６値ＱＡＭ変調信号の平均信号振幅のＩ及びＱ成分は±ａ、±３ａの４通りの値をとることになる。閾値算出部１１６２は、この１６個の平均信号点ベクトルに基づき、所定の閾値ｔｈｓ２を算出する。所定の閾値ｔｈｓ２は、例えばルートナイキストフィルタのインパルス応答特性に基づいて算出することができる。
【０１３０】
具体的には、例えば，本発明の実施の形態５において、受信信号が１／１６シンボル時間の時間同期誤差を生じているか否かを検出しようとした時に、時間同期が理想的なタイミング（ナイキスト点）から１／１６シンボル長ずれた時点でのナイキストフィルタのインパルス応答特性に基づき、前後の３つのシンボルのシンボル遷移パターンＥ、Ｆそれぞれの振幅値をあらかじめ算出しておき、これらの中点に相当する値を閾値として算出する。
【０１３１】
閾値判定誤り検出装置１１７は、１６値ＱＡＭ変調信号のＩＱベクトル各成分の振幅値をシンボル遷移パターンＳＰに応じて閾値判定することにより、２つのシンボル遷移パターンＥ、Ｆに対する閾値判定誤り数Ｎａと閾値判定総数Ｎを出力するものである。
【０１３２】
閾値判定部１１７１は、閾値ｔｈｓ２と直交ＩＱベクトル信号Ｄ２を入力とし、順次に入力される直交ＩＱベクトルに対して、閾値ｔｈｓ２を用いた閾値判定処理を行う。具体的には、閾値判定部１１７１は、受信シンボルの直交ＩＱベクトルにおけるＩ及びＱの各成分が１６値ＱＡＭの各信号点から、この閾値ｔｈｓ２を超えた領域にある時、すなわち、図１５の網掛け領域内に入った時に、閾値判定誤りが生じるものと判定する。
【０１３３】
カウンタ１１７２は、シンボル遷移パターンＳＰに応じて、閾値判定誤り数Ｎａ及び閾値判定総数Ｎをカウントする。つまり、カウンタ１１７２は、シンボル遷移パターンＥの時には閾値判定誤り数Ｎａ＿Ａをインクリメントし、シンボル遷移パターンＦの時には閾値判定誤り数Ｎａ＿Ｂをインクリメントする。カウンタ１１７２は、この処理を所定の期間にわたって行う。
【０１３４】
信号点分散度算出装置１１８は、２つのシンボル遷移パターンＥ、Ｆに応じた閾値判定誤り数Ｎａと閾値判定総数Ｎを入力とし、２つのシンボル遷移パターンＥ、Ｆのそれぞれにおける受信信号のＩＱ平面上での信号点分散度ｄｉｓを算出する。時間同期誤差検出装置１１９は、信号点分散度算出装置１１８からの信号点分散度ｄｉｓを用いて信号点分散度比Ｒを算出し、信号点分散度比Ｒに基づいて時間同期誤差の有無を検出して時間同期誤差結果ｔ＿ｅｒｒを生成して出力するものである。
【０１３５】
信号点分散度算出装置１１８は、閾値判定誤り数Ｎａ及び閾値判定総数Ｎを用いて、２つのシンボル遷移パターンＥ、Ｆにおける信号点分散度ｄｉｓＥ、ｄｉｓＦを次の式（１９）及び式（２０）に示すように算出する。この時、ｄｉｓＥ＞ｄｉｓＦなる関係が成り立つ。
【０１３６】
ｄｉｓＡ＝Ｎａ＿Ａ／Ｎ＿Ａ・・・式（１９）
ｄｉｓＢ＝Ｎａ＿Ｂ／Ｎ＿Ｂ・・・式（２０）
時間同期誤差検出装置１１９は、この２つの信号点分散度ｄｉｓＥとｄｉｓＦを用いて、信号点分散度比Ｒを次の式（２１）を用いて算出する。
【０１３７】
Ｒ＝ｄｉｓＥ／ｄｉｓＦ・・・式（２１）
時間同期誤差検出装置１１９は、信号点分散度比Ｒが所定の値ｔｈｓ３よりも大きい時時間同期誤差があると判定し、時間同期誤差を検出する。例えば、ＣＮＲが２０ｄＢの受信状況下において１／１６シンボル長に相当する時間同期誤差の時には、Ｒは約１．２という値をとることになるので、本発明の実施の形態５では、１例としてｔｈｓ３を１．２に設定することにする。これにより、上記精度の時間同期誤差の有無を検出することが可能となる。
【０１３８】
ここでは、ｔｈｓ３を１．２と設定したが、１．２に限らず１よりも大きければ同様の効果が得られる。
【０１３９】
なお、時間同期誤差方向を検出する時には、２つの信号点分差度ｄｉｓＥ、ｄｉｓＦの大小関係を比較し、次の式（２２）及び式（２３）のいずれかを満たすかによって時間同期誤差の方向を検出する。この場合の具体的な動作は、本発明の実施の形態２における時間同期誤差方向検出装置６０２の動作と同様である。
【０１４０】
ｄｉｓＥ　＞　ｄｉｓＦ・・・式（２２）
ｄｉｓＦ　＞　ｄｉｓＥ・・・式（２３）
なお、本発明の実施の形態５では、シンボル遷移のパターンとして、前後の３つのシンボルの遷移パターンを用いることとし、具体的には前後の３つのシンボルにおいて、図１３に示すように網掛け領域及び斜線領域でシンボル遷移の有無を判定することとしたが、本発明はこれに限るものではない。例えば、本発明の実施の形態５では、シンボル遷移のパターンとして、前後の３つのシンボルの遷移パターンを用いることとし、１シンボル目と３つのシンボル目が２シンボル目のＩＱ平面上での領域と同じか否かという条件を用いることとしてもよい。また、本発明の実施の形態５では、シンボル遷移パターンとして、前後の３つのシンボルによる遷移パターンに限るものではなく、前後の２つのシンボルによる遷移パターンを用いることとしても良い。この時、例えば図１６に示すように網掛け領域と斜線領域内でシンボル遷移が生じるか否かという条件を用いればよい。さらに、また、本発明の実施の形態５では、シンボル遷移のパターンとして、４以上のシンボルの遷移パターンを用いる構成としてもよい。
【０１４１】
また、本発明の実施の形態５では、閾値算出部１１６２における閾値ｔｈｓ２の算出方法として、ナイキストフィルタのインパルス応答特性に基づいた算出方法を用いたが、これに限るものではなく、この値より高い値に設定してもよく、又は、低い値に設定してもよい。また、本発明の実施の形態５では、閾値算出部１１６２における閾値ｔｈｓ２の算出方法として、１６値ＱＡＭ変調信号の受信電力と同電力の６４値ＱＡＭ信号を受信した時の６４値ＱＡＭの各信号点間距離を想定し、この信号点間の判定閾値に相当する距離の閾値に設定する方法もある。また、本発明の実施の形態５は、多値数の大きい変調方式への適用も可能である。
【０１４２】
以上のように、本発明の実施の形態５によれば、受信信号の直交ＩＱベクトルのシンボル遷移パターンＳＰに応じて信号点分散度比Ｒを算出し、信号点分散度比Ｒと所定の閾値ｔｈｓ３を比較することにより、時間同期誤差の有無を検出することが可能となる。
【０１４３】
（実施の形態６）
次に、本発明の実施の形態６について、図面を参照して詳細に説明する。図１７は、本発明の実施の形態６に係る通信システムの構成を示すブロック図である。
【０１４４】
本発明の実施の形態６は、時間同期誤差の受信感度への影響の小さいディジタル変調方式と影響の大きいディジタル変調方式との間で、状況に応じて適応的に変調方式を切り換える適応変調切り換えにおいて、時間同期誤差の受信感度への影響の小さいディジタル変調方式から影響の大きいディジタル変調方式に変調方式を切り換える時に、変調方式切り換えの判定基準として受信品質及び時間同期誤差の有無を用いるものである。
【０１４５】
図１７に示すように、本発明の実施の形態６に係る通信システム１７００は、送受信局１７１０及び送受信局１７２０を具備している。送受信局１７１０と送受信局１７２０とは、双方向の無線通信を行なう。本発明の実施の形態６においては、送受信局１７１０は基地局を構成し、送受信局１７２０は移動局を構成するものとする。以下、送受信局１７１０から送受信局１７２０への通信リンクをダウンリンク（下り回線）と呼び、かつ、逆方向の通信リンクをアップリンク（上り回線）と呼ぶ。
【０１４６】
送受信局１７１０は、適応変調送信装置１７１１、適応変調制御装置１７１２及びＡＣＫ受信装置１７１３を具備している。適応変調制御装置１７１２の入力端子は、ＡＣＫ受信装置１７１３の出力端子に接続されている。適応変調送信装置１７１１の入力端子は、適応変調制御装置１７１２の出力端子に接続されている。
【０１４７】
送受信局１７２０は、適応変調受信装置１７２１、変調方式切り換え判断装置１７２２及びＡＣＫ送信装置１７２３を具備している。変調方式切り換え判断装置１７２２は、受信品質検出部１７２４、時間同期誤差検出部１７２５及び変調方式切り換え判断部１７２６を具備している。
【０１４８】
受信品質算出部１７２４の入力端子は、適応変調受信装置１７２１の出力端子に接続されている。時間同期誤差検出部１７２５の入力端子は、適応変調受信装置１７２１の出力端子に接続されている。変調方式切り換え判断部１７２６の入力端子は、受信品質検出部１７２４、時間同期誤差検出部１７２５及び適応変調受信装置１７２１の出力端子に接続されている。ＡＣＫ送信装置１７２３の入力端子は、変調方式切り換え判断部１７２６の出力端子に接続されている。
【０１４９】
以上の構成により、送受信局１７２０は、適応変調切り換えにおいて、変調方式切り換えの判定基準として受信品質と時間同期誤差の有無を用いて、変調方式の切り換えを行う。なお、本発明の実施の形態６では、１例として時間同期誤差の受信感度への影響の小さい変調方式にＱＰＳＫを用い、時間同期誤差の受信感度への影響の大きい変調方式に１６値ＱＡＭを用い、変調方式をＱＰＳＫから１６値ＱＡＭに切り換える時を想定し、受信品質としてＣＮＲを用いる場合の構成及び動作について説明する。
【０１５０】
適応変調受信装置１７２１は、ＱＰＳＫ変調信号Ｄ１を入力とし、直交復調処理、シンボル同期処理及び必要に応じて周波数や振幅又は歪等についての補正処理を施すことにより、各シンボルの直交ＩＱベクトル信号Ｄ２を生成し出力するとともに、現在の変調方式を識別して変調方式識別結果ｍｏｄを出力する。
【０１５１】
変調方式切り換え装置１７２２は、直交ＩＱベクトル信号Ｄ２を用い、受信信号のＣＮＲを算出するとともに、時間同期誤差の有無を検出し、変調方式識別結果ｍｏｄと受信品質ＣＮと時間同期誤差検出結果ｔ＿ｅｒｒを用いて、現在の変調方式（この時ＱＰＳＫ）から他の変調方式（この場合には１６値ＱＡＭ）に切り換えるか否かを判定し、変調方式切り換え判断結果ｊｄｇを出力するものである。
【０１５２】
受信品質算出部１７２４は、順次に入力される直交ＩＱベクトル信号Ｄ２から受信信号のＣＮＲを算出するものである。
【０１５３】
時間同期誤差検出部１７２５は、直交ＩＱベクトル信号Ｄ２に基づいて、現在の受信状況下における時間同期誤差の有無を検出するものである。本発明の実施の形態６において、時間同期誤差検出部１７２５は、本発明の実施の形態１に係る通信装置１００と同じである。なお、時間同期誤差検出部１７２５は、本発明の実施の形態３から５のいずれかで構成してもよい。
【０１５４】
変調方式切り換え判断部１７２６は、変調方式識別結果ｍｏｄと時間同期誤差検出結果ｔ＿ｅｒｒと受信信号のＣＮＲに基づいて、変調方式を切り換えるか否かの判断を行う。すなわち、変調方式切り換え判断部１７２６は、変調方式識別結果ｍｏｄに基づいて、現在の変調方式（この時にはＱＰＳＫ）を知る。次に、変調方式切り換え判断部１７２６は、受信信号のＣＮＲＣＮを用いて、切り換え先の変調方式（この時１６値ＱＡＭ）において十分な通信品質が得られるかどうか判断し、時間同期誤差検出結果ｔ＿ｅｒｒを検出し、ＣＮＲと時間同期誤差検出結果ｔ＿ｅｒｒとを用いて、変調方式を切り換えるか否かの判断を行う。具体的に説明すると、ＱＰＳＫ変調信号と１６値ＱＡＭ変調信号のＢＥＲ特性は、図１８のようになる。
【０１５５】
例えば、時間同期誤差がない時、ＣＮＲが１８ｄＢにおける１６ＱＡＭ変調信号のＢＥＲは約１０−４であるが、１／１６シンボル長の時間同期誤差が生じていると、同じＣＮＲにおける１６値ＱＡＭ変調信号のＢＥＲは約１０−３となってしまう。このように、たとえ受信信号のＣＮＲが切り換え先の変調方式（この時１６値ＱＡＭ）において十分な通信品質を得ることが可能な値でも、時間同期誤差が生じると、切り換え先の変調方式において十分な通信品質が得られないことがある。このことから、変調方式切り換え判断部１７２６は、ＣＮＲが十分に良い値であっても、時間同期誤差が存在している時には、変調方式の切り換えを行わないように判断する。また、変調方式切り換え判断部１７２６は、逆に時間同期誤差がない時でも、受信信号のＣＮＲが低ければ、変調方式を切り換えないように判断する。
【０１５６】
ＡＣＫ送信装置１７２３は、変調方式切り換えの判定結果ｊｄｅに基づいて変調方式切り換え信号ｃ＿ｍｏｄをアップリンクに送出するものである。
【０１５７】
一方、送受信局１７１０においては、ＡＣＫ受信装置１７１３は、ＡＣＫ送信装置１７２３から送信された変調方式切り換え信号ｃ＿ｍｏｄを受けて適応変調制御装置１７１２に与える。適応変調制御装置１７１２は、ＡＣＫ受信装置１７１３からの変調方式切り換え信号ｃ＿ｍｏｄに基づいて適応変調送信装置１７１１の変調方式を切り換える。
【０１５８】
なお、本発明の実施の形態６では、変調方式の切り換え判断を送受信局１７２０の変調方式切り換え判断装置１７２２で行う構成となっているが、本発明はこれに限るものではなく、例えば、送受信局１７２０は受信品質と時間同期誤差検出結果ｔ＿ｅｒｒをＡＣＫ送信部１７２３によりアップリンクに送出し、受信品質と時間同期誤差検出結果ｔ＿ｅｒｒに基づき、送受信局１７１０の適応変調制御装置１７１２により変調方式の切り換え判断を行う構成としても良い。また、本発明の実施の形態５では、時間同期誤差を適応変調受信部１７２１にフィードバックして同期制御を行う構成としても良い。また、本発明の実施の形態６では、受信品質検出部１７２４を削除しても良い。
【０１５９】
以上のように、本発明の実施の形態６によれば、変調方式切り換え判断装置１７２２において受信品質ＣＮと時間同期誤差検出結果ｔ＿ｅｒｒを用い、時間同期誤差が生じているか否かを判断し、この判断の結果に基づいて変調方式を切り換えるか否かの判断をすることができる。これにより、本発明の実施の形態６によれば、時間同期誤差の影響の小さいディジタル変調方式から影響の大きいディジタル変調方式に変調方式を切り換える時、より正確な切り換え判断が行えるようになる。
【０１６０】
（実施の形態７）
次に、本発明の実施の形態７について、図面を参照して詳細に説明する。図１９は、本発明の実施の形態７に係る通信システムの構成を示すブロック図である。本発明の実施の形態７においては、本発明の実施の形態６と同じ構成要素には同じ参照符号を付して、その説明を省略する。
【０１６１】
本発明の実施の形態７は、本発明の実施の形態６における変調方式の切り換えを行う時において、時間同期誤差の受信感度への影響の小さいディジタル変調信号に切り換える時には時間同期精度を低くし、かつ、時間同期誤差の受信感度への影響の大きいディジタル変調信号に切り換える時には時間同期精度を高くするように制御を行うものである。
【０１６２】
本発明の実施の形態７では、１例として時間同期誤差の受信感度への影響の小さい変調方式にＱＰＳＫを用い、時間同期誤差の受信感度への影響の大きい変調方式に１６値ＱＡＭを用い、かつ、時間同期精度を受信信号をサンプリングする際のオーバーサンプル数を変えることによって制御する場合について説明する。
【０１６３】
図１９に示すように、本発明の実施の形態７に係る通信システム１９００は、本発明の実施の形態６に係る通信システム１７００において時間同期制御装置１９０１を追加してなるものである。時間同期制御部１９０１の入力端子は、適応変調受信装置１７２１及び変調方式切り換え判断部１７２６の出力端子に接続されている。時間同期制御部１９０１の出力端子は、適応変調受信装置１７２１の入力端子に接続されている。
【０１６４】
適応変調受信装置１７２１は、ＱＰＳＫ変調信号Ｄ１と時間同期制御信号ｔ＿ｃｔ１を入力とし、受信信号に同期して直交復調処理、シンボル同期処理及び必要に応じて周波数や振幅又は歪等についての補正処理を施すことにより、各シンボルの直交ＩＱベクトル信号Ｄ２として出力し、かつ、現在の変調方式を識別して変調方式識別結果ｍｏｄを出力する。この時に、受信信号はシンボルレートよりも高いレートでサンプリングされ、いわゆる、オーバサンプリングが施され、時間同期は、理想的な時間同期タイミングに最も近いサンプルタイミングを推定することにより得られるものとする。この時に、オーバサンプリングのレートが時間同期の誤差に大きく影響することになる。本発明の実施の形態７では、１例として、ＱＰＳＫ変調信号の受信時にシンボルレートに対して８倍のオーバサンプリングレートでサンプリングされるものとする。
【０１６５】
時間同期制御装置１９０１は、変調方式識別結果ｍｏｄと変調方式切り換え判断結果ｊｄｇに基づいて変調方式を切り換える時に、切り換え先の変調方式に応じて、時間同期誤差検出分解能の制御を行って時間同期制御信号ｔ＿ｃｔ１を出力するものである。すなわち、時間同期制御装置１９０１は、現在の変調方式がＱＰＳＫの時に、切り換え先の変調方式（この場合に１６値ＱＡＭ）のほうが時間同期誤差の影響が大きいので、時間同期精度を高くするためにオーバーサンプル数を増加させ、具体的には、例えば、シンボルレートに対して８倍から１６倍へ増加させることとする。
【０１６６】
一方、時間同期制御装置１９０１は、現在の変調方式が１６値ＱＡＭである時に、切り換え先の変調方式（この場合にＱＰＳＫ）のほうが時間同期誤差の影響が小さいので、時間同期精度を低くするためにオーバーサンプル数を減少するように制御を行って、時間同期制御信号ｔ＿ｃｔ１を出力するものである。具体的には、例えば、時間同期制御装置１９０１は、シンボルレートに対して１６倍から４倍へ低減させることとする。
【０１６７】
なお、本発明の実施の形態７では、時間同期精度を変化させる具体例として、受信信号をサンプリングする際のオーバサンプリングレートを増減させる構成としたが、これに限るものではなく、等価的に時間同期精度を変化させることができれば他の構成であってもよい。本発明の実施の形態７では、例えば、受信信号をサンプリングするレートは固定としておき、時間同期処理を行う際に用いるサンプリングデータの個数を増減させる構成としてもよい。具体的には、本発明の実施の形態７では、例えば、サンプリングレートはシンボルレートに対して１６倍に固定としておき、ＱＰＳＫでの通信の際にはデータを間引いて使用することにより４倍オーバサンプリング分のデータのみ使用することとし、１６ＱＡＭでの通信時には全てのサンプリングデータを用いることとすればよい。
【０１６８】
また、本発明の実施の形態７では、時間同期誤差と共に時間同期誤差の方向をも検出して、これらの検出結果に基づいて同期追従を行う構成としても良い。また、本発明の実施の形態７では、受信品質算出部１７２４を削除してもよい。
【０１６９】
以上のように、本発明の実施の形態７によれば、時間同期制御装置１９０１において変調方式切り換え判断結果ｊｄｇを用い、変調方式を切り換えるか否かを判定し、かつ、変調方式を切り換える時に現在の変調方式と比べて切り換え先の変調方式の方が時間同期誤差の受信感度への影響が小さい変調方式の時には時間同期精度を低く抑えることにより、信号処理の量を削減することが可能となる。また、本発明の実施の形態７によれば、逆に切り換え先の変調方式の方が時間同期誤差の影響の大きい変調方式の時には時間同期精度を高く制御することにより、受信感度に影響を与えないようにすることが可能となる。
【０１７０】
なお、本発明は、本発明の実施の形態１から７のいずれかの動作（ステップ）を実施する通信プログラムを含むものである。
【０１７１】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、受信しているディジタル変調信号の直交ＩＱベクトルのシンボル遷移パターンに応じて閾値判定し、ＩＱ平面上での信号点分散度を算出することにより、受信しているディジタル変調信号の時間同期誤差を容易に検出することができるから、簡単な構成により時間同期誤差を高い精度で検出することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１に係る通信装置の構成を示すブロック図
【図２】本発明の実施の形態１に係る通信装置におけるＱＰＳＫ信号に対するシンボル遷移を説明するための図
【図３】本発明の実施の形態１に係る通信装置におけるＱＰＳＫ信号を受信した時の直交ＩＱベクトルの分布を説明するための図
【図４】本発明の実施の形態１に係る通信装置におけるＱＰＳＫ信号に対する閾値の設定例を説明するための図
【図５】本発明の実施の形態１に係る通信装置におけるＱＰＳＫ信号に対するシンボル遷移を説明するための他の図
【図６】本発明の実施の形態２に係る通信装置の構成を示すブロック図
【図７】本発明の実施の形態２に係る通信装置におけるＱＰＳＫ信号の受信時のアイパターンを説明するための図
【図８】本発明の実施の形態３に係る通信装置の構成を示すブロック図
【図９】本発明の実施の形態３に係る通信装置におけるＱＰＳＫ信号に対する閾値の設定例を説明するための図
【図１０】本発明の実施の形態４に係る通信装置の構成を示すブロック図
【図１１】本発明の実施の形態４に係る通信装置おけるＱＰＳＫ信号に対する閾値の設定例を説明するための図
【図１２】本発明の実施の形態５に係る通信装置の構成を示すブロック図
【図１３】本発明の実施の形態５に係る通信装置における１６値ＱＡＭ信号に対するシンボル遷移を説明するための図
【図１４】本発明の実施の形態５に係る通信装置における１６値ＱＡＭ信号を受信した時の直交ＩＱベクトルの分布を説明するための図
【図１５】本発明の実施の形態５に係る通信装置における１６値ＱＡＭ信号に対する閾値の設定例を説明するための図
【図１６】本発明の実施の形態５に係る通信装置における１６値ＱＡＭ信号に対するシンボル遷移を示す図
【図１７】本発明の実施の形態６に係る通信システムの構成を示すブロック図
【図１８】本発明の実施の形態６に係る通信システムにおけるＱＰＳＫ及び１６値ＱＡＭのビット誤り率を説明するための特性曲線図
【図１９】本発明の実施の形態７に係る通信システムの構成を示すブロック図
【図２０】従来の通信システムの構成の１例を示すブロック図
【符号の説明】
１００、６００、８００、１０００、１２００　通信装置
１１１　復調装置
１１２　直交復調部
１１３　シンボル判定部
１１４　ビット判定部
１１５　時間同期誤差検出ユニット
１１６　閾値算出装置
１１７　閾値判定誤り検出装置
１１８　信号点分散度算出装置
１１９　時間同期誤差検出装置
１１６１　平均信号点振幅検出部
１１６２　閾値算出部
１１７１　閾値判定部
１１７２　カウンタ
６０１　シンボル判定部
６０２　時間同期誤差方向検出装置
８０１　閾値算出装置
８０１１　受信品質検出部
８０１２　閾値算出部
１００１　時間同期誤差検出装置
１００２　閾値算出装置
１００３　閾値判定誤り検出装置
１００４　信号点分散度算出装置
１００５　時間同期誤差検出装置
１００２１　閾値算出部
１００３１　閾値判定部
１００３２　カウンタ
１２０１　シンボル判定部
【図１】
2004120630.tif 000003
【図２】
2004120630.tif 000004
【図３】
2004120630.tif 000005
【図４】
2004120630.tif 000006
【図５】
2004120630.tif 000007
【図６】
2004120630.tif 000008
【図７】
2004120630.tif 000009
【図８】
2004120630.tif 000010
【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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