(57)【要約】      （修正有）【課題】ワイヤレスＬＡＮ信号をそれらの帯域幅の圧縮に抗して、分析することができる方法及び分析デバイスを提供する。【解決手段】ロー・パス・フィルタ２４を用いたＯＦＤＭ信号のロー・パス・フィルタリングを行うステップ及び周波数シフトされたフィルタリング後のＯＦＤＭ信号ｒ（ｉ）を獲得するために、ＯＦＤＭ信号のスペクトルをシフト２６するステップを含み、それによってロー・パス・フィルタ２４のインパルス応答の長さが、データシンボルのガード期間の長さより短くなる。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
分析デバイス（４０）を用いてＯＦＤＭ信号（ｒIF（ｔ））を分析するための方法であって、前記分析デバイスは、前記ＯＦＤＭ信号の帯域幅（ＢＷOFDM）より小さい帯域幅（ＢＷA）を伴う信号セクション（２０）を有し、前記ＯＦＤＭ信号（ｒIF（ｔ））は、それぞれのデータシンボル（Ｓ１）が、ガード期間（３１）によって隣接データシンボル（Ｓ２）から分けられる有効部分（３０）を有する一連のデータシンボル（Ｓ１、Ｓ２、．．．）をいくつかの直交キャリア周波数上において搬送するものであって、
ロー・パス・フィルタ（２４）を用いた前記ＯＦＤＭ信号のロー・パス・フィルタリングを行うステップ及び周波数シフトされたフィルタリング後のＯＦＤＭ信号（ｒ（ｉ））を獲得するために、前記ＯＦＤＭ信号のスペクトルをシフト（２６）するステップを含み、
それによって前記ロー・パス・フィルタ（２４）のインパルス応答（ｈ（ｔ））の長さ（τ）が、前記データシンボル（Ｓ１、Ｓ２、．．．）のガード期間（３１）の長さ（ＴGP）より短くなるようにした分析デバイスを用いたＯＦＤＭ信号を分析するための方法。
【請求項２】
前記ロー・パス・フィルタ（２４）のインパルス応答（ｈ（ｔ））の長さ（τ）が、前記データシンボル（Ｓ１、Ｓ２、．．．）のガード期間（３１）の長さ（ＴGP）の１／４より短いことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記ロー・パス・フィルタ（２４）のインパルス応答（ｈ（ｔ））の長さ（τ）が、前記データシンボル（Ｓ１、Ｓ２、．．．）のガード期間（３１）の長さ（ＴGP）の約２．５／１６であることを特徴とする請求項２に記載の方法。
【請求項４】
いくつかの直交キャリア周波数上において一連のデータシンボル（Ｓ１、Ｓ２、．．．）を搬送し、第１の特定数のキャリア周波数が前記ＯＦＤＭ信号内においてパイロット信号を搬送するＯＦＤＭ信号（ｒIF（ｔ））を、前記ＯＦＤＭ信号の帯域幅（ＢＷOFDM）より小さい帯域幅（ＢＷA）を伴う信号セクション（２０）を有する分析デバイス（４０）を用いて分析するための方法であって、
ロー・パス・フィルタ（２４）を用いた前記ＯＦＤＭ信号のロー・パス・フィルタリングを行うステップ及び周波数シフトされたフィルタリング後のＯＦＤＭ信号（ｒ（ｉ））を獲得するために前記ＯＦＤＭ信号のスペクトルをシフト（２６）するステップ並びに前記パイロット信号の使用によって前記ＯＦＤＭ信号のいくつかの同期化パラメータ（Δハットｆl、ハットξl）の評価（１２）を行うステップを含み、
それにより、前記パイロット信号を搬送する有効キャリア周波数の数が、前記ＯＦＤＭ信号の帯域幅（ＢＷOFDM）より小さい帯域幅（ＢＷA）を伴う信号セクション（２０）によって第２の特定数まで減少され、且つ、
前記パイロット信号を搬送する有効キャリア周波数の数の減少を補償するために、いくつかのデータシンボルにわたって、前記ＯＦＤＭ信号の前記評価が行われた同期化パラメータ（ハットΔｆl、ハットξl）の平均（１２）が行われる方法。
【請求項５】
前記第１の特定数は４であり、前記第２の特定数は２であることを特徴とする請求項４に記載の方法。
【請求項６】
前記評価される前記ＯＦＤＭ信号の特性値が、シンボル単位の周波数オフセット（ハットΔｆl）及び／又はクロック・オフセット（ハットξl）及び／又はそれらの結果としてもたらされる位相オフセット及び／又は利得（ハットｇl）であることを特徴とする請求項４又は５に記載の方法。
【請求項７】
各データシンボル（Ｓ１）が、ガード期間（３１）によって隣接データシンボル（Ｓ２）から分けられる有効部分（３０）を有し、
それによって、前記ロー・パス・フィルタ（２４）のインパルス応答（ｈ（ｔ））の長さ（τ）が、前記データシンボル（Ｓ１、Ｓ２、．．．）のガード期間（３１）の長さ（ＴGP）より短くなることを特徴とする請求項４乃至６のいずれかに記載の方法。
【請求項８】
前記ロー・パス・フィルタ（２４）のインパルス応答（ｈ（ｔ））の長さ（τ）が、前記データシンボル（Ｓ１、Ｓ２、．．．）のガード期間（３１）の長さの１／４より短いことを特徴とする請求項７に記載の方法。
【請求項９】
前記同期化パラメータの評価が前記パイロット信号の各シンボルに関して行われ、且つ、いくつかのシンボルにわたって平均されることを特徴とする請求項４乃至８のいずれかに記載の方法。
【請求項１０】
前記ロー・パス・フィルタ（２４）のインパルス応答（ｈ（ｔ））の長さ（τ）が、前記データシンボル（Ｓ１、Ｓ２、．．．）のガード期間（３１）の長さの約２．５／１６であることを特徴とする請求項９に記載の方法。
【請求項１１】
前記ＯＦＤＭ信号が、ロー・パス・フィルタリング（２４）の後にリサンプル（２５）されることを特徴とする請求項１乃至１０のいずれかに記載の方法。
【請求項１２】
いくつかの直交キャリア周波数上において一連のデータシンボル（Ｓ１、Ｓ２、．．．）を搬送するＯＦＤＭ信号（ｒIF（ｔ））を分析するための、それぞれのデータシンボル（Ｓ１）が、ガード期間（３１）によって隣接データシンボル（Ｓ２）から分けられる有効部分（３０）を有する分析デバイス（４０）であって、
前記分析デバイス（４０）が、前記ＯＦＤＭ信号の帯域幅（ＢＷOFDM）より小さい帯域幅（ＢＷA）を伴う信号セクション（２０）を備え、
前記分析デバイス（４０）が、前記ＯＦＤＭ信号のロー・パス・フィルタリングを行うためのロー・パス・フィルタ（２４）及び周波数シフトされたフィルタリング後のＯＦＤＭ信号（ｒ（ｉ））を獲得するための前記ＯＦＤＭ信号のスペクトルをシフトするための周波数シフタ（２６）を備え、且つ、
前記ロー・パス・フィルタ（２４）のインパルス応答（ｈ（ｔ））の長さ（τ）が、前記データシンボル（Ｓ１、Ｓ２、．．．）のガード期間（３１）の長さ（ＴGP）より短くしたデバイス。
【請求項１３】
いくつかの直交キャリア周波数上において一連のデータシンボル（Ｓ１、Ｓ２、．．．）を搬送するＯＦＤＭ信号（ｒIF（ｔ））を分析するための分析デバイス（４０）であって、
前記分析デバイス（４０）が、前記ＯＦＤＭ信号内における前記ＯＦＤＭ信号の帯域幅（ＢＷOFDM）より小さい帯域幅（ＢＷA）を伴う信号セクション（２０）を備え、
第１の特定数のキャリア周波数がパイロット信号を搬送し、
前記分析デバイス（４０）が、前記ＯＦＤＭ信号のロー・パス・フィルタリングを行うためのロー・パス・フィルタ（２４）及び周波数シフトされたフィルタリング後のＯＦＤＭ信号（ｒ（ｉ））を獲得するための前記ＯＦＤＭ信号のスペクトルをシフトするための周波数シフタ（２６）並びに前記パイロット信号の使用によって、前記ＯＦＤＭ信号のいくつかの同期化パラメータ（Δハットｆl、ハットξl）の評価を行うための評価手段（１２）を備え、
前記パイロット信号を運ぶキャリア周波数の数が、前記ＯＦＤＭ信号の帯域幅（ＢＷOFDM）より小さい帯域幅（ＢＷA）を伴う信号セクション（２０）によって第２の特定数まで減少され、且つ、
前記評価手段（１２）が、前記パイロット信号を運ぶキャリア周波数の数の減少を補償するために、いくつかのデータシンボルｌにわたって、前記ＯＦＤＭ信号の前記評価が行われた同期化パラメータ（Δハットｆl、ハットξl）を平均するものとするデバイス。
【請求項１４】
ディジタル記録媒体から電気的に読み出し可能なコントロール信号を伴うディジタル記録媒体であって、請求項１乃至１１のいずれかに記載の方法の全ステップが実行され得るように、プログラム可能なコンピュータ又はディジタル信号プロセッサと相互作用するディジタル記録媒体。
【請求項１５】
請求項１乃至１１のいずれかに記載の全ステップを実行する機械可読データ・キャリア上に記録されたプログラム−コード手段を伴うコンピュータ−プログラム製品であって、前記プログラムがプログラム可能なコンピュータ又はディジタル信号プロセッサ上において実行されるときに、請求項１乃至１１のいずれかに記載の全ステップを実行する機械可読データ・キャリア上に記録されたプログラム−コード手段を伴うコンピュータ−プログラム製品。
【請求項１６】
請求項１乃至１１のいずれかに記載の全ステップを実行するためのプログラム−コード手段を伴うコンピュータ−プログラムであって、前記プログラムは、プログラム可能なコンピュータ又はディジタル信号プロセッサ上において実行されるときに、請求項１乃至１１のいずれかに記載の全ステップを実行するプログラム−コード手段を伴うコンピュータ−プログラム。
【請求項１７】
請求項１乃至１１のいずれかに記載の全ステップを実行するためのプログラム−コード手段を伴うコンピュータ−プログラムであって、前記プログラムは、機械可読データ・キャリア上に記録されたときに、請求項１乃至１１のいずれかに記載の全ステップを実行するプログラム−コード手段を伴うコンピュータ−プログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号、特に、ここでＩＥＥＥのＷ−ＬＡＮ標準として参照されている非特許文献１に定義されているようなワイヤレスＬＡＮに関するＯＦＤＭ信号の簡素化された分析に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＯＦＤＭシステムの原理は、いくつかの直交サブキャリアを介して信号を送信することである。このＯＦＤＭの原理は、例えば、非特許文献２に紹介されている。
【０００３】
ワイヤレス・ブロードバンド・システムのための受信機設計は、非特許文献３及び非特許文献４から知ることができる。
【０００４】
ワイヤレスＬＡＮシステムの信号は、信号品質をモニタするために分析される。例えば、信号全体の又は特定サブキャリアのエラー・ベクトルの大きさＥＶＭは、信号品質を記述する代表的なパラメータである。
【０００５】
過去においては、広帯域信号処理を伴う分析デバイス、特に、広帯域中間周波ＩＦセクションを伴う分析デバイスだけが使用されていた。しかしながら、この種の広帯域信号処理を伴う分析デバイスは、比較的高価である。
【０００６】
【非特許文献１】Wireless LAN Medium Access Control (MAC) and Physical Layer (PHY) specifications)、IEEE802.11a、第11部
【非特許文献２】Hermann Rohling、Thomas May、Karsten Bruninghaus及びRainer Grunheid著 Broad-Band OFDM Radio Transmission for Multimedia Applications)、IEEE会報、1999年10月、第87巻、第10号、p.1788以下
【非特許文献３】Speth、Fechtel、Fock及びMeyr著 Optimum Receiver Design for Wireless Broad-Band Systems Using OFDM - Part I、IEEE通信会報、1999年11月、第47巻、第11号、p1668-1677
【非特許文献４】Speth、Fechtel、Fock、Meyr著 Optimum Receiver Design for Wireless Broad-Band Systems Using OFDM - Part II、IEEE通信会報、2001年4月、第49巻、第4号、p571-578
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
そこで、本発明は、広帯域ＯＦＤＭ信号、特に、ワイヤレスＬＡＮ信号を、それらの帯域幅の圧縮に抗して分析することのできる方法及び分析デバイスを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的は、方法に関しては特許請求の範囲の請求項１又は請求項４の特徴によって、分析デバイスに関しては請求項１２又は請求項１３の特徴によって解決される。請求項１４は、それぞれのコンピュータ・プログラムを記録している記録媒体に関し、請求項１５、１６及び１７は、それぞれ、コンピュータ・プログラム製品及びコンピュータ・プログラムに関する。
【０００９】
本発明によれば、ＯＦＤＭ信号のスペクトルのシフトが可能であり、その結果、ＯＦＤＭスペクトルの異なる部分を、分析デバイスの減じられた帯域幅内に入れることができる。ミラー周波数の抑圧及び信号パス内における続くリサンプラ用の入力帯域幅の制限のためにロー・パス・フィルタが必要となる。
【００１０】
本発明の１つの側面によれば、このロー・パス・フィルタのインパルス応答の長さが、データシンボルのガード期間の長さより短い。
【００１１】
ＯＦＤＭ信号、特に、ワイヤレスＬＡＮ応用のためのＯＦＤＭ信号は、概していくつかのパイロット・チャンネルを特定のキャリア周波数上に有している。ＩＥＥＥ  Ｗ−ＬＡＮ標準によれば、パイロット信号を運ぶ４つのキャリア周波数が存在する。分析デバイスは減じられた帯域幅を有していることから、この分析デバイスの減じられた帯域幅の中に全てのパイロット・チャンネルが入らない。例えば、有効なパイロット・チャンネルを４から２に減らすことができる。分析デバイスは、ＯＦＤＭ信号のいくつかの同期化パラメータ、例えば、周波数オフセット、タイミング若しくはクロック・オフセット、周波数オフセット及びクロック・オフセットから結果としてもたらされる位相オフセット並びに利得を評価する必要がある。これらのパラメータの評価の精度は、数の減少されたパイロット・チャンネルだけが評価に使用できるという事実に起因して下がる。
【００１２】
本発明の別の側面によれば、これが、パイロット・チャンネルのオリジナルの数の使用に適用されるものと同じ精度を達成するためにＯＦＤＭシンボル方向において評価済み同期化パラメータを平均することによって補償される。
【００１３】
従属請求項は、本発明を更に発展させた展開に関係する。
【００１４】
上記の通り、本発明の分析デバイスを用いたＯＦＤＭ信号を分析するための方法は、請求項１に記載の通り、分析デバイス（４０）を用いてＯＦＤＭ信号（ｒIF（ｔ））を分析するための方法であって、前記分析デバイスは、前記ＯＦＤＭ信号の帯域幅（ＢＷOFDM）より小さい帯域幅（ＢＷA）を伴う信号セクション（２０）を有し、前記ＯＦＤＭ信号（ｒIF（ｔ））は、それぞれのデータシンボル（Ｓ１）が、ガード期間（３１）によって隣接データシンボル（Ｓ２）から分けられる有効部分（３０）を有する一連のデータシンボル（Ｓ１、Ｓ２、．．．）をいくつかの直交キャリア周波数上において搬送するものであって、
ロー・パス・フィルタ（２４）を用いた前記ＯＦＤＭ信号のロー・パス・フィルタリングを行うステップ及び周波数シフトされたフィルタリング後のＯＦＤＭ信号（ｒ（ｉ））を獲得するために、前記ＯＦＤＭ信号のスペクトルをシフト（２６）するステップを含み、
それによって前記ロー・パス・フィルタ（２４）のインパルス応答（ｈ（ｔ））の長さ（τ）が、前記データシンボル（Ｓ１、Ｓ２、．．．）のガード期間（３１）の長さ（ＴGP）より短くなるようにしたものである。
また、請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の発明において、前記ロー・パス・フィルタ（２４）のインパルス応答（ｈ（ｔ））の長さ（τ）が、前記データシンボル（Ｓ１、Ｓ２、．．．）のガード期間（３１）の長さ（ＴGP）の１／４より短いことを特徴とする。
また、請求項３に記載の発明は、請求項２に記載の発明において、前記ロー・パス・フィルタ（２４）のインパルス応答（ｈ（ｔ））の長さ（τ）が、前記データシンボル（Ｓ１、Ｓ２、．．．）のガード期間（３１）の長さ（ＴGP）の約２．５／１６であることを特徴とする。
また、請求項４に記載の分析方法は、いくつかの直交キャリア周波数上において一連のデータシンボル（Ｓ１、Ｓ２、．．．）を搬送し、第１の特定数のキャリア周波数が前記ＯＦＤＭ信号内においてパイロット信号を搬送するＯＦＤＭ信号（ｒIF（ｔ））を、前記ＯＦＤＭ信号の帯域幅（ＢＷOFDM）より小さい帯域幅（ＢＷA）を伴う信号セクション（２０）を有する分析デバイス（４０）を用いて分析するための方法であって、
ロー・パス・フィルタ（２４）を用いた前記ＯＦＤＭ信号のロー・パス・フィルタリングを行うステップ及び周波数シフトされたフィルタリング後のＯＦＤＭ信号（ｒ（ｉ））を獲得するために前記ＯＦＤＭ信号のスペクトルをシフト（２６）するステップ並びに前記パイロット信号の使用によって前記ＯＦＤＭ信号のいくつかの同期化パラメータ（Δハットｆl、ハットξl）の評価（１２）を行うステップを含み、
それにより、前記パイロット信号を搬送する有効キャリア周波数の数が、前記ＯＦＤＭ信号の帯域幅（ＢＷOFDM）より小さい帯域幅（ＢＷA）を伴う信号セクション（２０）によって第２の特定数まで減少され、且つ、
前記パイロット信号を搬送する有効キャリア周波数の数の減少を補償するために、いくつかのデータシンボルにわたって、前記ＯＦＤＭ信号の前記評価が行われた同期化パラメータ（ハットΔｆl、ハットξl）の平均（１２）が行われるものである。
また、請求項５に記載の発明は、請求項４に記載の発明において、前記第１の特定数は４であり、前記第２の特定数は２であることを特徴とする。
また、請求項６に記載の発明は、請求項４又は５に記載の発明において、前記評価される前記ＯＦＤＭ信号の特性値が、シンボル単位の周波数オフセット（ハットΔｆl）及び／又はクロック・オフセット（ハットξl）及び／又はそれらの結果としてもたらされる位相オフセット及び／又は利得（ハットｇl）であることを特徴とする。
また、請求項７に記載の発明は、請求項４乃至６のいずれかに記載の発明において、各データシンボル（Ｓ１）が、ガード期間（３１）によって隣接データシンボル（Ｓ２）から分けられる有効部分（３０）を有し、
それによって、前記ロー・パス・フィルタ（２４）のインパルス応答（ｈ（ｔ））の長さ（τ）が、前記データシンボル（Ｓ１、Ｓ２、．．．）のガード期間（３１）の長さ（ＴGP）より短くなることを特徴とする。
また、請求項８に記載の発明は、請求項７に記載の発明において、前記ロー・パス・フィルタ（２４）のインパルス応答（ｈ（ｔ））の長さ（τ）が、前記データシンボル（Ｓ１、Ｓ２、．．．）のガード期間（３１）の長さの１／４より短いことを特徴とする。
また、請求項９に記載の発明は、請求項４乃至８のいずれかに記載の発明において、前記同期化パラメータの評価が前記パイロット信号の各シンボルに関して行われ、且つ、いくつかのシンボルにわたって平均されることを特徴とする。
また、請求項１０に記載の発明は、請求項９に記載の発明において、前記ロー・パス・フィルタ（２４）のインパルス応答（ｈ（ｔ））の長さ（τ）が、前記データシンボル（Ｓ１、Ｓ２、．．．）のガード期間（３１）の長さの約２．５／１６であることを特徴とする。
また、請求項１１に記載の発明は、請求項１乃至１０のいずれかに記載の発明において、前記ＯＦＤＭ信号が、ロー・パス・フィルタリング（２４）の後にリサンプル（２５）されることを特徴とする。
また、本発明の分析デバイスは、請求項１２に記載の通り、いくつかの直交キャリア周波数上において一連のデータシンボル（Ｓ１、Ｓ２、．．．）を搬送するＯＦＤＭ信号（ｒIF（ｔ））を分析するための、それぞれのデータシンボル（Ｓ１）が、ガード期間（３１）によって隣接データシンボル（Ｓ２）から分けられる有効部分（３０）を有する分析デバイス（４０）であって、
前記分析デバイス（４０）が、前記ＯＦＤＭ信号の帯域幅（ＢＷOFDM）より小さい帯域幅（ＢＷA）を伴う信号セクション（２０）を備え、
前記分析デバイス（４０）が、前記ＯＦＤＭ信号のロー・パス・フィルタリングを行うためのロー・パス・フィルタ（２４）及び周波数シフトされたフィルタリング後のＯＦＤＭ信号（ｒ（ｉ））を獲得するための前記ＯＦＤＭ信号のスペクトルをシフトするための周波数シフタ（２６）を備え、且つ、
前記ロー・パス・フィルタ（２４）のインパルス応答（ｈ（ｔ））の長さ（τ）が、前記データシンボル（Ｓ１、Ｓ２、．．．）のガード期間（３１）の長さ（ＴGP）より短くしたものである。
また、本発明の分析デバイスは、請求項１３に記載の通り、いくつかの直交キャリア周波数上において一連のデータシンボル（Ｓ１、Ｓ２、．．．）を搬送するＯＦＤＭ信号（ｒIF（ｔ））を分析するための分析デバイス（４０）であって、
前記分析デバイス（４０）が、前記ＯＦＤＭ信号内における前記ＯＦＤＭ信号の帯域幅（ＢＷOFDM）より小さい帯域幅（ＢＷA）を伴う信号セクション（２０）を備え、
第１の特定数のキャリア周波数がパイロット信号を搬送し、
前記分析デバイス（４０）が、前記ＯＦＤＭ信号のロー・パス・フィルタリングを行うためのロー・パス・フィルタ（２４）及び周波数シフトされたフィルタリング後のＯＦＤＭ信号（ｒ（ｉ））を獲得するための前記ＯＦＤＭ信号のスペクトルをシフトするための周波数シフタ（２６）並びに前記パイロット信号の使用によって、前記ＯＦＤＭ信号のいくつかの同期化パラメータ（Δハットｆl、ハットξl）の評価を行うための評価手段（１２）を備え、
前記パイロット信号を運ぶキャリア周波数の数が、前記ＯＦＤＭ信号の帯域幅（ＢＷOFDM）より小さい帯域幅（ＢＷA）を伴う信号セクション（２０）によって第２の特定数まで減少され、且つ、
前記評価手段（１２）が、前記パイロット信号を運ぶキャリア周波数の数の減少を補償するために、いくつかのデータシンボルｌにわたって、前記ＯＦＤＭ信号の前記評価が行われた同期化パラメータ（Δハットｆl、ハットξl）を平均するものとしたものである。
また、本発明のディジタル記録媒体は、請求項１４に記載の通り、ディジタル記録媒体から電気的に読み出し可能なコントロール信号を伴うディジタル記録媒体であって、請求項１乃至１１のいずれかに記載の方法の全ステップが実行され得るように、プログラム可能なコンピュータ又はディジタル信号プロセッサと相互作用するものである。
また、本発明のコンピュータ−プログラム製品は、請求項１５に記載の通り、請求項１乃至１１のいずれかに記載の全ステップを実行する機械可読データ・キャリア上に記録されたプログラム−コード手段を伴うコンピュータ−プログラム製品であって、前記プログラムがプログラム可能なコンピュータ又はディジタル信号プロセッサ上において実行されるときに、請求項１乃至１１のいずれかに記載の全ステップを実行する機械可読データ・キャリア上に記録されたプログラム−コード手段を伴うものである。
また、本発明のコンピュータ−プログラムは、請求項１６に記載の通り、請求項１乃至１１のいずれかに記載の全ステップを実行するためのプログラム−コード手段を伴うコンピュータ−プログラムであって、前記プログラムは、プログラム可能なコンピュータ又はディジタル信号プロセッサ上において実行されるときに、請求項１乃至１１のいずれかに記載の全ステップを実行するプログラム−コード手段を伴うものである。
また、本発明のコンピュータ−プログラムは、請求項１７に記載の通り、請求項１乃至１１のいずれかに記載の全ステップを実行するためのプログラム−コード手段を伴うコンピュータ−プログラムであって、前記プログラムは、機械可読データ・キャリア上に記録されたときに、請求項１乃至１１のいずれかに記載の全ステップを実行するプログラム−コード手段を伴うものである。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、図面を参照して、本発明を説明する。図面の簡単な説明については末尾を参照されたい。
次の図１を参照した説明は、ＩＥＥＥ８０２．１１ａを適用した信号処理に関する概要である。考え方の概略を示すために詳細については無視している。
【００１６】
次に、以下の説明中に使用されている略語を示す。
ａl,k：サブキャリアｋの記号ｌ
ＥＶＭk：サブキャリアｋのエラー・ベクトルの大きさ
ＥＶＭ：カレント・パケットのエラー・ベクトルの大きさ
Δｆ：送信機Ｔｘと受信機Ｒｘの間における周波数偏差
ｌ：記号インデクス；ｌ＝［ｌ，nof_Symbols］
nof_Symbols：ペイロードの記号の数
Ｈk：サブキャリアｋのチャンネル伝達関数
ｋ：チャンネル・インデクス；ｋ＝［−３１，３２］
Ｋmod：変調依存正規化係数
ξ：基準オシレータの相対クロック・エラー
ｒl,k：記号ｌのサブキャリアｋ
尚、ここでは、ハット＾が概して評価を表すものとする（文中では「ハット」を前置する）。例：ハットｘ（式においては、＾ｘ又はハット＾がｘの上に置かれる）は、ｘの評価である。また、本書においてチルダ〜は、概して試行パラメータを表す（文中では「チルダ」を前置する）。例：チルダｘ（式においては、〜ｘ又はチルダ〜がｘの上に置かれる）は、ｘの試行パラメータである。
【００１７】
図１は、分析デバイス４０のブロックのここで注目する部分のブロック図を示している。まず、ＲＦ信号が中間ＩＦ周波数に、例えば、ｆIF＝２０．４ＭＨｚにダウンコンバートされる。結果として得られるＩＦ信号ｒIF（ｔ）が、図１の左側に示されている。ＩＦ信号セクション２０のブロック１内におけるバンド・パス・フィルタリングの後、アナログ・ディジタル・コンバータ（ＡＤＣ）２により、例えば、ｆS1＝８１．６ＭＨｚのサンプリング・レートにおいて信号のサンプリングが行われる。このディジタル・シーケンスは、リサンプラ３によって、ナイキスト・レート（２０ＭＨｚ）の倍数の新しいサンプリング周波数、例えば、ｆS2＝８０ＭＨｚに再サンプリングが行われる。続くディジタル・ダウン・コンバータ４は、このＩＦ信号を複素ベース・バンドにシフトする。次のステップにおいては、ＦＩＲフィルタ５により、このベース・バンド信号のフィルタリングが行われる。考え方を示すために、図１には概略の伝達関数を示した。このＦＩＲフィルタ５は、次の２つのタスクを実行する：第１にはＩＦイメージ周波数を抑圧し、第２には、これ以下に続くダウン・サンプラ６におけるダウン・サンプリングによって生じるエイリアシング周波数帯域を減衰する。フィルタリングの後、４を因数としてこのシーケンスのダウン・サンプリングが行われる。つまり、ダウン・サンプリング後のシーケンスｒ（ｉ）のサンプリング・レートは、ナイキスト・レートであるｆS3＝２０ＭＨｚになる。ＩＦ信号セクション２０のこのポイントまでのディジタル部分は、ＡＳＩＣ内に実装可能である。
【００１８】
図１の下側部分には、その後のディジタル信号処理が示されており、その部分をＷ−ＬＡＮアプリケーション・ブロック７と呼ぶ。最初のブロック８においては、パケット・サーチが実行される。このブロック８は、長いシンボルＬＳを検出し、タイミングのリカバリを行う。最初に粗タイミングが検出される。このサーチは、好ましくは、時間ドメインにおいて実行される。アルゴリズムは、Ｎ＝６４サンプルの後のＬＳ内における周期的反復を基礎とする。更に、メトリックから、受信機−送信機Ｒｘ−Ｔｘ周波数オフセットΔｆの粗評価、ハットΔｆcoarseが導出される。これは、ｒ（ｉ）・ｒ*（ｉ＋Ｎ）の位相がこの周波数から決定されることを考えると容易に理解することができる。周波数偏差Δｆがビン（隣接サブキャリア間の隔たり）の半分を超える可能性もあることから、あいまい性を検出するために、先行する短いシンボルＳＳの分析も行われる。
【００１９】
粗タイミング計算の後、精密タイミング計算によってタイミング評価の向上が行われる。これは、最初に、占有されたサブキャリアのチャンネル・インデクスを表すｋ＝［−２６，２６］を用いて、粗周波数応答、ハットＨk(coarse)の評価を行うことによって達成される。まず、長いシンボルＬＳの高速フーリエ変換ＦＦＴが計算される。ＦＦＴ計算の後、ＬＳサブキャリアの既知のシンボル情報が、そのシンボルにより除することによって除去される。結果は、チャンネル伝達関数の粗評価、ハットＨk(coarse)となる。次のステップにおいては、複素チャンネル・インパルス応答がＩＦＦＴによって計算される。続いて、窓化（windowed）されたインパルス応答（ウインドウ・サイズは、ガード期間に等しい）のエネルギが、毎試行時間に関して計算される。その後、最大エネルギの試行時間が検出される。この試行時間がタイミングの調整に使用される。
【００２０】
この時点において長いシンボルＬＳのポジションが既知となり、最初のペイロードシンボルの有効部分を導出することが可能になる。次のブロック９においては、計算されたこの瞬間がペイロード・ウインドウのポジショニングに使用される。ペイロード部分だけが窓化（windowed）される。ペイロードだけが、続く測定の対象となることから、これで充分である。
【００２１】
次のブロック１０においては、粗周波数評価、Δハットｆcoarseによって窓化（windowed）されたシーケンスの補償が行われる。これを行わないと、周波数ドメインにおいてチャンネル間干渉（ＩＣＩ）を生じることになるため、この補償が必要になる。
【００２２】
周波数ドメインへの移行は、ブロック１１内における、例えば、長さ６４の高速フーリエ変換ＦＦＴによって達成される。このＦＦＴは、ペイロードのnof_Symbols個のシンボルのそれぞれについて、シンボル単位で実行される。計算されたＦＦＴは、例えば、シンボルインデクスをｌ＝［１，nof_Symbols］、チャンネル・インデクスをｋ＝［−３１，３２］として、ｒl,kによって記述される。
【００２３】
加法的な白色ガウス・ノイズ（ＡＷＧＮ）チャンネルの場合には、ＦＦＴが次の（数１）によって記述される。
【００２４】
【数１】
2004194327.tif 000003
【００２５】
ただし、上記の式においては、
変調依存正規化係数Ｋmod、
シンボルｌにおけるサブキャリアｋのシンボルａl,k、
チャンネル周波数応答Ｈk、
シンボルＴの１つの有効部分内におけるサブキャリアｋの位相ドリフトφk（以下を参照）、
シンボル期間のナイキスト・サンプルの数、例えば、Ｎs＝８０、
シンボルの有効部分のナイキスト・サンプルの数、例えば、Ｎ＝６４、及び、
独立のガウス分布ノイズ・サンプルｎl,kが用いられている。
【００２６】
更に、チャンネル依存位相ドリフトφk（シンボルの１つの有効部分内における位相ドリフト）が、次の（数２）によって与えられる。
【００２７】
【数２】
2004194327.tif 000004
【００２８】
上記の式において、
ξ＝基準オシレータの相対クロック偏差、
Δｆ＝（補償前の）周波数偏差である。
【００２９】
（数１）において、補償前の周波数偏差Δｆ及びクロック偏差ξによって生じる位相ドリフトφkは、いずれも無視できないものとなることがある。これは、次の例によって例証される。ＩＥＥＥのＷ−ＬＡＮ標準によれば、被検査デバイス（ＤＵＴ）の許容クロック偏差は、ξmax＝２０ｐｐｍまでとなっている。更に、nof_Symbols＝４００個のシンボルを伴う長いパケットが仮定される。（数１）、（数２）から、最終シンボルｌ＝nof_Symbols内における最も高いサブキャリアｋ＝２６の位相ドリフトは、９３度であるという結果がもたらされる。ノイズの全くない場合であっても、これによってシンボルエラーが招かれることになる。この例は、クロック偏差についても評価及び補償が必要であることを示しており、それが、パイロット・テーブル１３を使用する評価ブロック１２内並びに補償ブロック１４及び１５内において達成されている。
【００３０】
前述したように、ＦＦＴの後に利得ｇ、精密周波数偏差Δｆ及びクロック偏差ξの合同評価が続かなければならない。文献（IEEE W-LAN標準、第17.3.9.7章 Transmit modulation accuracy test）によれば、位相ドリフトはパイロット・サブキャリアから評価が行われなければならない。従って、全てのシンボルに関して独立に評価が行われ、その後に続く式の評価パラメータにはシンボルインデクスｌが付加される。
【００３１】
それに加えて、利得ｇの追跡がシンボルごとにサポートされる。その理由は、基準利得ｇ＝１が長いシンボルの瞬間に生じることにある。その時点において、粗チャンネル伝達関数、ハットＨk(coarse)が計算される。これは、シンボルの評価の前にシーケンスｒ’l,kが、粗チャンネル伝達関数、ハットＨk(coarse)によって補償されることから有用である。つまり、シンボルｌにおける利得の可能性のある変化（例えば、ＤＵＴ増幅器の温度上昇によって生じる）が、特に、ＭＱＡＭ送信のラージシンボルアルファベットＭにおいてシンボルエラー・レートを増加させる。この場合には、利得の評価及びその後の補償が有用である。次に示す式内に、シンボルｌにおける利得をパラメータｇlによって記述する。
【００３２】
本書においては、最適最大尤度アルゴリズムが使用されている。つまり、次に示す（数３）の対数尤度関数、
【００３３】
【数３】
2004194327.tif 000005
【００３４】
が、試行パラメータ、チルダｇl、Δチルダｆl及びチルダξlの関数として計算される。最終的には、対数尤度関数の最小値をもたらす試行パラメータが評価、チルダｇl、Δチルダｆl及びハットξlとして使用される。（数３）において、既知のパイロットシンボルａl,kは、テーブル１３から読み出される。サーチ・プロシージャが、周波数応答Ｈkとは独立であることを示すことができる（（数３）参照）。従って、カレントｒl,k及びａl,kだけが必要になる。この堅牢なアルゴリズムは、約５ｄＢといったクラメール・ラオ境界に達する低い信号対ノイズ比においても良好に機能する。
【００３５】
３つのパラメータの評価の後、補償ブロック１４及び１５内においてシーケンスｒl,kの補償が行われる。上側の分析ブランチにおいては、この補償がユーザ定義となり、言い換えると、補償ブロック１４内において３つのパラメータのいずれの補償を行うかについてユーザが決定する。これは、これらのパラメータの影響を抽出する上で有用である。結果として得られる出力シーケンスは、ｒ’l,kによって記述されている。下側の補償ブランチの場合には、補償ブロック１５内において常に完全な補償が行われる。この分離された補償は、シンボルエラーを回避するために必要になる。完全な補償の後、データシンボルの確実な評価、ハットａl,kが実行される。（数１）から、まず、チャンネル伝達関数Ｈkを取り除かなければならないことが明らかである。これは、ＬＳから計算された既知の粗チャンネル評価、ハットＨk(coarse)を除することによって達成される。通常、エラーのないデータシンボルの評価を前提とすることができる。
【００３６】
文献（IEEE W-LAN標準、第17.3.9.7章 Transmit modulation accuracy test）に関して言えば、ペイロードのnof_Symbols個のシンボル全てを使用することによって、より良好なチャンネル評価のハットＨkのデータ及びパイロット・サブキャリアが計算されなければならない。これは、ブロック１８内において達成可能であり、それは、この時点においては位相の補償が行われており、データシンボルが既知であることによる。
【００３７】
続くブロック１６においては、改善された評価ハットＨkによってｒ’l,kの除算が行われる。結果として得られるチャンネル補償済みシーケンスが、ｒ”l,kによって記述されている。
【００３８】
最後のブロック１９においては、測定変数が計算される。最も重要な変数は、次の（数４）、
【００３９】
【数４】
2004194327.tif 000006
【００４０】
によって表される、カレント・パケットのサブキャリアｋのエラー・ベクトルの大きさである。更に、次の（数５）、
【００４１】
【数５】
2004194327.tif 000007
【００４２】
によって表されるパケット・エラー・ベクトルの大きさがｋに対するＥＶＭkの二乗の平均から導かれる。最後に、次の（数６）、
【００４３】
【数６】
2004194327.tif 000008
【００４４】
によって表される平均のエラー・ベクトルの大きさが、nof_packets個の検出された全パケットのパケットＥＶＭを平均することから計算される。このパラメータは、いわゆるＩＥＥＥ８０２．１１ａの測定命令の「全エラーのＲＭＳ平均ＥｒｒｏｒRMS」に等しく、それについては文献（IEEE W-LAN標準、第17.3.9.7章 Transmit modulation accuracy test）を参照されたい。
【００４５】
以下の本書においては、次に示す略語を使用する。
ｆIF：ＩＦ周波数
ｆbin：隣接サブキャリア間の周波数の隔たり
Ｈ...（ｆ）：フィルタの伝達関数
ｉ：サンプリングされたシーケンスの時間インデクス
ｋ：占有されているサブキャリアのチャンネル・インデクス；ｋ＝［−２６，２６］
Ｔs＝１／ｆs：それぞれサンプリング周期及び周波数
【００４６】
図１は、ローデ・アンド・シュワルツ（Rohde & Scwarz）のデバイスＦＳＱ等の広帯域信号セクション２０を使用するＷ−ＬＡＮ信号処理を記述している。ＦＳＱの利用可能な帯域幅は２７ＭＨｚであり、従って、１６．４ＭＨｚの帯域幅を伴うＩＥＥＥ８０２．１１ａ信号の測定には充分である。
【００４７】
以下においては、ローデ・アンド・シュワルツ（Rohde & Scwarz）のデバイスＦＳＰ等のより狭い帯域幅を伴う分析デバイス４０の信号セクション２０とともにＷ−ＬＡＮ応用について論じる。問題は、ＦＳＰのより小さい８ＭＨｚという帯域幅が、ＯＦＤＭ信号帯域幅の半分しかカバーしないことである。本発明の主要なアイデアは、慎重に設計されたフィルタを用いてスペクトル的にカットされた測定信号を分析することである。シミュレーションは、次の特性が期待できることを示した。
【００４８】
−  ５２のサブキャリアのうちの約２０が１つの測定の中で分析可能である。
−  分析ウインドウ（window）のポジションをオペレータが選択し、例えば、左側、中央又は右側のサブキャリアを分析することができる。
−  更に、タイミング、位相及び利得のシンボル単位の追跡がサポートされる。
【００４９】
図２に、信号セクション２０の、ここで注目する部分のブロック図を示す。説明は、ＩＦ周波数、例えば、ｆIF＝２１．４ＭＨｚにおけるＩＦ信号ｒIF（ｔ）から開始する。簡略化のため、このＩＦ信号は、まだ帯域制限がなされていない。８ＭＨｚの信号セクション２０の帯域幅ＢＷAが、周波数伝達関数ＨIF（ｆ）を有するＩＦフィルタ２１によってモデリングされる。入力信号の略図的なスペクトルＲIF（ｆ）を図３に示した。図３には、ＯＦＤＭ信号のスペクトルの帯域幅ＢＷOFDM及び分析デバイス４０の減じられた帯域幅ＢＷAが示されている。これを参照すると、ＯＦＤＭスペクトルの中央（サブキャリアｋ＝０）が、ユーザ定義可能な周波数オフセットｆoffsetだけＩＦ周波数ｆIFからシフトされていることがわかる。ｆoffsetを変化させることによって、分析ウインドウ３９のポジションを変更することができる。例えば、周波数オフセットがｆoffset＝０に設定された場合には、分析ウインドウ３９がＯＦＤＭスペクトルの中央となる。更に、図３には、略図的な伝達関数ＨIF（ｆ）が示されている。この例の通過帯域幅ＢＷAは８ＭＨｚであり、ＩＦ周波数に対して対称である。ひずみのない通過帯域内のサブキャリアが分析されることになる。
【００５０】
ＩＦフィルタ２１の主要なタスクは、続いて行われるアナログ・ディジタル・コンバータ（ＡＤＣ）２２のサンプリング・プロセスによる、８ＭＨｚの分析ウインドウ内におけるエイリアシング効果の回避である。このＡＤＣのサンプリング・レートは、例えば、ｆS1＝３２ＭＨｚとなる。
【００５１】
次に乗算器２６において、サンプリング後のＩＦシーケンスにシーケンスｅｘｐ（−ｊωIF・ｉＴS1）が乗じられ（ただし、ｅｘｐ（ｘ）はｅxを表す）、それにより、ＴS1＝１／ｆS1によってサンプリング周期が定義される。この複素数乗算は、ＩＦ周波数ｆIFからベース・バンドへのスペクトル・シフトをもたらす。
【００５２】
この後に続く伝達関数ＨLP（ｆ）を有するロー・パス・フィルタ２４もまた、図３の略図的なプロットに示されているように８ＭＨｚの通過帯域幅を有し、次に示す２つのタスクを実行する。
【００５３】
−  スペクトル・シフトによって生じるｆ＝−２ｆIFにおけるミラーを抑圧する。
−  ロー・パス・フィルタ２４は、例えば、８ＭＨｚの分析ウインドウ３９内に生じる、この後に続くリサンプリング・プロセスによるエイリアシング効果を回避しなければならない。リサンプリング・プロセスがサンプリング・レートを圧縮することから、ロー・パス・フィルタ２４における遷移帯域がＩＦフィルタ２１に比較して急峻でなければならない。
【００５４】
次に、サンプリングをナイキスト・レートに変更しなければならない。これは、ディジタル・リサンプラ２５によって実行される。出力シーケンスは、例えば、ｆS2＝２０ＭＨｚといった所望のナイキスト・レートにおいて生成される。
【００５５】
その後、乗算器２６内において、リサンプリング後のシーケンスにシーケンスｅｘｐ（−ｊωoffset・ｉＴs2）が乗じられる（ただし、ｅｘｐ（ｘ）はｅxを表す）。このオペレーションは、更に、周波数ｆoffsetによるスペクトル・シフトを生じさせる。リサンプリング・プロセスがロー・パス入力シーケンスを必要としない場合には、最初のダウンコンバージョンにおいてこのスペクトル・シフトを積分できる。結果として得られる出力シーケンスがｒ（ｉ）である。
【００５６】
再度、略図的なスペクトルＲ（ｆ）を図３に示す。ｒ（ｉ）がベース・ポジション内におけるＯＦＤＭ信号であるということ、つまり、チャンネルｋ＝０が周波数ｆ＝０に配置されるということはすぐわかる。更に、８ＭＨｚの分析ウインドウ３９内のサブキャリアは、ひずみを受けない。分析ウインドウのポジションは、対応する周波数オフセットｆoffsetによって選択可能である。
【００５７】
その後、シーケンスｒ（ｉ）が、図１に示されている広帯域ＦＳＱ実装に同一のＷ−ＬＡＮアプリケーション７内に入る。従って、図１の下側部分が参照される。
【００５８】
本発明の１つの側面によれば、ロー・パス・フィルタ２４のインパルス応答ｈ（ｔ）の長さτが、データシンボルのガード期間の長さＴGAより短い。これを例証するため、パイロット・キャリアの１つの、データ・シーケンスの２つのデータシンボルＳ１及びＳ２を図４に示す。各データシンボルの有効部分３０が、時間長ＴGPを有するガード期間３１によって隣接データシンボルから離隔されていることが観察される。図４の下側部分は、ロー・パス・フィルタ２４から結果としてもたらされる時間シフトを例示している。
【００５９】
ロー・パス・フィルタ２４のインパルス応答ｈ（ｔ）は、固有の長さτを有する。インパルス応答ｈ（ｔ）の長さτの定義には、いくつかの可能性がある。１つの可能性を図５に示す。図５は、ロー・パス・フィルタの代表的なインパルス応答ｈ（ｔ）を示している。このフィルタは、時間ｔ＝０におけるディラック・インパルスを用いて処理されている。インパルス応答ｈ（ｔ）は、開始値Ａから時間期間τ内に値（１／ｅ）・Ａまで減少し、それをインパルス応答ｈ（ｔ）の長さτの定義として使用することができる。
【００６０】
この長さτを、フィルタの帯域幅ＢＷAから定義することもできる。ロー・パス・フィルタ２４が８ＭＨｚの帯域幅ＢＷAを有している場合には、フィルタ２４のインパルス応答の長さτを次式のように定義することができる。
【００６１】
τ＝１／ＢＷA
【００６２】
上記の実施態様の場合であれば、次のようになる。
【００６３】
τ＝１／８ＭＨｚ＝１２５ｎｓ
【００６４】
本書の中ではこの定義が使用されており、従って、ロー・パス・フィルタ２４のインパルス応答の長さτは、ロー・パス・フィルタ２４の帯域幅ＢＷAの逆数１／ＢＷAとして定義されている。
【００６５】
インパルス応答ｈ（ｔ）の長さτは、好ましくは、ガード期間３１の長さＴGPの１／４より短く、最も好ましくは、ガード期間３１の長さＴGPの約２．５／１６とし、ＩＥＥＥのＷ−ＬＡＮ標準にあるようにガード期間３１の長さＴGPが１６シンボルの長さを有しているときは、１６・５０ｎｓ＝８００ｎｓとなることから、インパルス応答の長さ１２５ｎｓが、２．５シンボルの長さ、即ち、τ／ＴGP＝２．５／１６に等しくなる。
【００６６】
このように、わずかなシンボル間干渉（ＩＳＩ）しか予想されない。このことが、シミュレーションによって確認されている。
【００６７】
更に、ここで重要なことは、１つの測定においていくつのサブキャリアの分析が可能であるかということである。８ＭＨｚの送信帯域内におけるサブキャリアの最大数は次式で表される。
【００６８】
【数７】
2004194327.tif 000009
【００６９】
より用心的な観点から言えば、測定の間に約２０個のサブキャリアを使用することができる。
【００７０】
ここで、この帯域制限された測定であってもシンボル単位の追跡がサポートされることに注意が必要である。本発明によれば、８ＭＨｚの分析ウインドウ内に、合計４つのパイロット・サブキャリアのうちの２つのパイロット・サブキャリアが常時存在することから、これが可能になる。これらのパイロットは、シンボル単位の追跡、即ち、オプションの位相及び／又はタイミング及び／又は利得に関して使用される。使用するパイロット・キャリアの数がより少ない（通常４のところ２）ということは、帯域幅の制限を全く伴わない測定に比較すると、同期化パラメータ、Δハットｆl、ハットξlの評価エラーがより高くなり、結局はＥＶＭの増加を招く。しかしながら、統計的な増加の計算が可能であり、いくつかのデータシンボルにわたる同期化パラメータ、Δハットｆl、ハットξlの平均によって補償することができる。
【００７１】
更に、シミュレーションによって、帯域制限されたＯＦＤＭ信号の場合には、プリアンブル同期も同様に機能し、且つ、低い信号対ノイズ比に関して堅牢であることが明らかになった。
【００７２】
図６に、分析デバイス４０の代表的なスクリーン・プロットを示した。セクション４１は、ＯＦＤＭ信号の特定サブキャリアのバーストを示している。セクション４２は、特定サブキャリアのコンスタレーションダイアグラムである。セクション４３は、全キャリア、データ・キャリア、パイロット・キャリア及び自由キャリアのＥＶＭを表す。更に、ＩＱオフセット、ＩＱ不平衡及び直角不整合が示されている。セクション４４は、サブキャリア番号の関数としてＥＶＭを表したグラフである。
【図面の簡単な説明】
【００７３】
【図１】従来の分析デバイスのブロック図
【図２】本発明の分析デバイスのブロック図
【図３】本発明の分析デバイスのＯＦＤＭ信号及び信号セクション２０の減じられた帯域幅のスペクトルを示した説明図
【図４】有効部分及びガード期間を伴うＯＦＤＭ信号の１つのチャンネルのシンボルシーケンスを示した説明図
【図５】ロー・パス・フィルタ２４のインパルス応答を示した説明図
【図６】特定の図表を伴う分析デバイスのスクリーンの一例を示した説明図
【符号の説明】
【００７４】
１  ブロック
２  アナログ・ディジタル・コンバータ（ＡＤＣ）
３  リサンプラ
４  ダウン・コンバータ
５  ＦＩＲフィルタ
６  ダウン・サンプラ
７  Ｗ−ＬＡＮアプリケーション・ブロック
８  ブロック
９  ブロック
１０  ブロック
１１  ブロック
１２  評価ブロック
１３  パイロット・テーブル
１４  補償ブロック
１５  補償ブロック
１６  ブロック
１９  ブロック
２０  ＩＦ信号セクション、広帯域信号セクション、信号セクション
２１  ＩＦフィルタ
２２  アナログ・ディジタル・コンバータ（ＡＤＣ）
２４  ロー・パス・フィルタ
２５  ディジタル・リサンプラ
２６  乗算器
３０  有効部分
３１  ガード期間
３９  分析ウインドウ
４０  分析デバイス
４１  セクション
４２  セクション
４３  セクション
４４  セクション
ＬＳ  長いシンボル
ＳＳ  短いシンボル
【図１】
2004194327.tif 000010
【図２】
2004194327.tif 000011
【図３】
2004194327.tif 000012
【図４】
2004194327.tif 000013
【図５】
2004194327.tif 000014
【図６】
2004194327.tif 000015