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　平成８年特許願第１３８９６号「ディジタル多重無線の交差偏波伝送受信機」拒絶査定に対する審判事件［平成９年８月１５日出願公開、特開平９−２１４４６１］について、次のとおり審決する。
【結　論】
　本件審判の請求は、成り立たない。
【理　由】
第１．手続の経緯
　本願は、平成８年１月３０日の出願であって、平成１３年１０月２９日付で拒絶査定がなされ、これに対し、同年１２月６日に拒絶査定に対する審判請求がなされるとともに平成１４年１月７日付で手続補正がなされたものである。
　
第２．補正却下の決定
［補正却下の決定の結論］
　平成１４年１月７日付の手続補正を却下する。
　
［理由］
１．補正後の本願発明
　平成１４年１月７日付の手続補正は、補正前の特許請求の範囲の請求項１に記載された発明を、
「互いに直交する垂直偏波及び水平偏波により送信される多値信号を受信するディジタル多重無線の交差偏波伝送受信機において、
　垂直偏波及び水平偏波側のそれぞれに、
　受信された前記多値信号を互いに直交するＩ，Ｑチャネルの信号に復調する復調回路と、
　該復調回路の前記互いに直交するＩ，Ｑチャネルの信号出力のそれぞれをディジタル信号に変換する第１のＡ／Ｄ変換回路と、
　該第１のＡ／Ｄ変換回路の出力を等化する等化回路と、
　互いに異なる偏波側の復調回路の互いに直交するＩ，Ｑチャネルの信号出力を入力し、異なる偏波側からの干渉信号を求める交差偏波干渉補償回路と、
　該交差偏波干渉補償回路により求めた干渉信号を逆相で前記等化回路の出力に加算する加算回路を有し、
更に、
　前記交差偏波干渉補償回路の入力側に、前記異なる偏波側の復調回路の互いに直交するＩ，Ｑチャネルの信号出力のそれぞれをディジタル信号に変換する第２のＡ／Ｄ変換回路と、
　前記第１のＡ／Ｄ変換回路のクロック信号を出力する発振器と、
　前記第２のＡ／Ｄ変換回路の出力であって、且つ前記交差偏波干渉補償回路に入力されるディジタル信号の位相を検出し、位相制御信号を出力する位相検出回路と、
　該位相検出回路により出力される位相制御信号により前記発振器から出力されるクロック信号の位相を移相制御して、前記第２のＡ／Ｄ変換回路にサンプリングタイミングとして与える移相回路を
有することを特徴とするディジタル多重無線の交差偏波伝送受信機。」
という発明（以下、「補正後の発明」という。）に変更するものである。
　
２．補正の適否
　上記補正のうち、補正前の「前記第１のＡ／Ｄ変換回路及び前記第２のＡ／Ｄ変換回路のクロック信号を出力する発振器」という構成を「前記第１のＡ／Ｄ変換回路のクロック信号を出力する発振器」という構成に、補正前の「交差偏波干渉補償回路に入力される信号から前記クロック信号の位相の進み、遅れを検出し」という構成を「交差偏波干渉補償回路に入力されるディジタル信号の位相を検出し」という構成に、補正前の「位相を移相制御する制御信号を出力するクロック位相検出回路」を「位相制御信号を出力する位相検出回路」という構成に変更する補正は、いずれも補正前の構成の一部を削除するものであって、発明を特定するために必要な事項を限定するものではないから、特許請求の範囲の減縮にはあたらない。また、これらの補正が、請求項の削除でもなく、誤記の訂正や明りょうでない記載の釈明でないことも明らかである。
　したがって、これらの補正は、特許法第１７条の２第４項（補正の目的）のいずれの規定にも適合していない。
　
３．結語
　以上のとおり、上記補正は、特許法第１７条の２第４項（補正の目的）のいずれの規定にも適合していない補正を含むから、他の補正事項の適否を検討するまでもなく、特許法第１５９条第１項において準用する同法第５３条第１項の規定により却下すべきものである。
　
第３．本願発明について
１．本願発明
　平成１４年１月７日付の手続補正は上記のとおり却下されたので、本願の請求項１に係る発明（以下、「本願発明」という。）は、平成１３年１０月５日付手続補正書により補正された明細書及び図面の記載からみて、その特許請求の範囲の請求項１に記載された以下のとおりのものと認める。
「互いに直交する垂直偏波及び水平偏波により送信される多値信号を受信するディジタル多重無線の交差偏波伝送受信機において、
　垂直偏波及び水平偏波側のそれぞれに、
　受信された前記多値信号を復調する復調回路と、
　該復調回路の出力をデジタル信号に変換する第１のＡ／Ｄ変換回路と、
　該第１のＡ／Ｄ変換回路の出力を等化する等化回路と、
　互いに異なる偏波側の復調回路の出力を入力し、異なる偏波側からの干渉信号を求める交差偏波干渉補償回路と、
　該交差偏波干渉補償回路により求めた干渉信号を逆相で前記等化回路の出力に加算する加算回路を有し、更に、
　前記交差偏波干渉補償回路の入力側に、前記互いに異なる偏波側の復調回路の出力をデジタル信号に変換する第２のＡ／Ｄ変換回路と、
　前記第１のＡ／Ｄ変換回路及び前記第２のＡ／Ｄ変換回路のクロック信号を出力する発振器と、
　前記第２のＡ／Ｄ変換回路の出力であって、且つ前記交差偏波干渉補償回路に入力される信号から前記クロック信号の位相の進み、遅れを検出し、該位相を移相制御する制御信号を出力するクロック位相検出回路と、
　該クロック位相検出回路により出力される制御信号により前記発振器から出力されるクロック信号の位相を移相して、前記第２のＡ／Ｄ変換器にサンプリングタイミングとして与える移相回路を
有することを特徴とするディジタル多重無線の交差偏波伝送受信機。」
　
２．引用例
（１）これに対して、原審の拒絶理由に引用された特開昭６４−７７２３５号公報（以下、「引用例」という。）には、図面とともに、次の事項が記載されている。
　イ．「１．直交偏波面を有する主偏波及び交差偏波を受信してそれぞれ同期検波により送信信号を復調する第１及び第２の復調器（１，２）、
　該第１の復調器（１）に受信された主偏波からデータ識別用クロック信号を再生するクロック信号再生回路（３）、
　該第１の復調器（１）の出力に得られる主偏波の復調信号を、該データ識別用クロック信号によりサンプリングして主偏波の復調ディジタル信号を得る第１のＡ／Ｄ変換器（４）、
　該データ識別用クロック信号の位相を移相する移相器（５）、
　該第２の復調器（２）の出力に得られる交差偏波の復調信号を、該移相器の出力によりサンプリングして交差偏波の復調ディジタル信号を得る第２のＡ／Ｄ変換器（６）、
　該第２のＡ／Ｄ変換器（６）の出力から該主偏波に対する干渉波成分を抽出する干渉波成分抽出手段（７）、
　該第１のＡ／Ｄ変換器（４）の出力から該干渉波成分抽出手段（７）の出力を差引く減算器（８）、
及び、
　該干渉波成分抽出手段（７）の出力と該減算器（８）の出力とに基づいて該干渉波成分の該主偏波に対する位相のずれを検出する位相差検出手段（９）を具備し、
　該位相差検出手段（９）の出力により該移相器（５）を制御するようにしたことを特徴とする交差偏波間干渉補償装置。」（１頁下段、特許請求の範囲第１項）
　
　ロ．「本発明は、ディジタル無線伝送における交差偏波間干渉補償装置に関する。
　同一周波数帯で互いに直交する偏波面（垂直偏波と水平偏波）を用いると、単一偏波で伝送するのに比べて２倍の伝送容量を得ることができ、周波数の利用効率を高めることができる。
　しかし、伝送路上でマルチパスフェージング等により両偏波間の分離度が劣化するので、分離度の劣化を防止するために交差偏波間干渉補償技術が受信機側に採用されている。」（２頁右上欄６〜１５行目）
　
　ハ．「第２図は本発明の一実施例による交差偏波間干渉補償装置を示すブロック図である。
　同図において、参照番号２１〜２９はそれぞれ、第１図の原理ブロック図における参照番号１〜９に相当する。干渉波成分抽出手段７は、本実施例ではトランスバーサルフィルタ２７で実現されている。位相差検出手段９は、本実施例では、傾き判定回路２９１と排他的論理和ゲート２９２とフリップフロップ２９３とループフィルタ２９４とからなる位相差検出回路２９により実現されている。」（３頁左下欄１６行目〜右下欄５行目）
　
　ニ．第２図の記載によると、主偏波及び交差偏波に対する参照番号２１、２２のＤＥＭ（第１図における参照番号１の第１、第２の復調器に相当する）はＩｃｈとＱｃｈを出力している。
　
　上記引用例の記載及び添付図面ならびにこの分野における技術常識を考慮すると、上記「ディジタル無線伝送」は、垂直偏波と水平偏波の２偏波を用いて同時伝送を行うものであるから、少なくともこの点で多重化（即ち、偏波多重）されており、いわゆる「ディジタル多重無線伝送」を行うものである。また、上記「ＩｃｈとＱｃｈ」がいわゆる「多値信号」であることは、この分野では、自明のことである。また、上記「交差偏波間干渉補償技術」は無線伝送の「受信機」側に採用されるのであるから、当該「交差偏波間干渉補償装置」を搭載した伝送装置は「ディジタル多重無線の交差偏波伝送受信機」である。
　また、上記「主偏波」と「交差偏波」という用語は、「垂直偏波」を主偏波とする場合と「水平偏波」を主偏波とする場合のいずれかを表現しており、上記「無線伝送」が「偏波多重」であることを考慮すると、上記「ディジタル多重無線の交差偏波伝送受信機」が水平偏波に対する受信系統と垂直偏波に対する受信系統の２つの受信系統を有していることも自明のことである。
　したがって、上記引用例には以下の発明（以下、「引用発明」という。）が記載されている。
「互いに直交する垂直偏波及び水平偏波により送信される多値信号を受信するディジタル多重無線の交差偏波伝送受信機において、
　垂直偏波及び水平偏波側のそれぞれに、
　受信された前記多値信号を復調する復調器と、
　該復調器の出力をデジタル信号に変換する第１のＡ／Ｄ変換器と、
　交差偏波側の復調器の出力を入力し、交差偏波側からの干渉波成分を求める干渉波成分抽出手段と、
　該干渉波成分抽出手段により求めた干渉波成分をＡ／Ｄ変換器の出力から差引く減算器を有し、更に、
　前記干渉波成分抽出手段の入力側に、前記交差偏波側の復調器の出力をディジタル信号に変換する第２のＡ／Ｄ変換器と、
　前記第１のＡ／Ｄ変換器及び前記第２のＡ／Ｄ変換器のクロック信号を出力するクロック信号再生回路と、
　前記干渉波成分抽出手段の出力と前記減算器の出力とに基づいて干渉波成分の主偏波に対する位相のずれを検出する位相差検出手段と、
　該位相差検出手段の出力により前記クロック信号再生回路から出力されるクロック信号の位相を移相制御して、前記第２のＡ／Ｄ変換器にサンプリングタイミングとして与える移相器を
有することを特徴とするディジタル多重無線の交差偏波伝送受信機。」
　
（２）また、原審の拒絶理由に引用された特開昭６３−２１５２３５号公報（以下、「周知例１」という。）には、図面とともに、次の事項が記載されている。
　イ．「本発明は、多値直交振幅変調（ＱＡＭ：Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号の復調部から出力されるＩチャネル、Ｑチャネルの多値アナログ復調信号を複数の識別レベルで識別し符号化してディジタル信号を送出する識別器に対して印加すべきクロックを生成するクロック再生回路に関する。」（２頁左下欄８〜１３行目）
　
　ロ．「この場合、クロック再生部１により再生されたクロックＣＬＫはＩチャネルデータ再生部１０（Ｑチャネルデータ再生部１７も同様）内の移相器１４に入力されて位相シフトを受けた後に、Ａ／Ｄ変換器１３のクロック端子ＣＫに印加され、識別タイミングを決定する。一般に、アナログ復調信号ＩＳａ（ＱＳａも同じ）の位相とクロックＣＬＫの位相とは若干のずれがあるので、移相器１４によってその位相ずれを補償する。」（３頁右上欄２〜１０行目）
　
　ハ．「第１図は本発明に基づくクロック再生回路の原理構成ブロックとその周辺を示す図である。本図においてクロック再生回路２０は、固定周波数の出力を送出する発振器２２と、その出力に位相シフトを加える無限移相器２３と、識別器１２の出力を監視して識別器１２における最適な識別時点と、クロックＣＬＫの位相との偏差を検出する位相偏差検出部２１とにより構成され、検出された偏差に応じて位相器２３の移相量を変化させる。」（４頁左上欄１９行目〜右上欄７行目）
　
　上記周知例１の記載及び添付図面ならびにこの分野における技術常識を考慮すると、上記「識別器」は「Ａ／Ｄ変換器」のことであるから「多値直交振幅変調復調部の信号系のＡ／Ｄ変換器のクロック信号の位相の進み遅れを、Ａ／Ｄ変換直後の信号から検出して、調整する」ことは単なる慣用手段である。
　
（３）また、例えば特開平６−６０５５３号公報（以下、「周知例２」という。）には、図面とともに、次の事項が記載されている。
　イ．「図１は一実施例を示すブロック図である。位相同期発振回路２は従来例と同様に位相検出回路３、ループフィルタ４、電圧制御発振器５より構成される。これによって、例えば再生信号Ｒの極性が変化するタイミングに一致するような立ち上がりをもったクロック信号Ｃ０を得ることができる。このクロック信号は可変位相回路６に入力され、位相制御信号Ｐに基づいて位相制御された後に、サンプリングクロックＣ１としてＡ／Ｄ変換器７に送られる。Ａ／Ｄ変換器では再生信号ＲをクロックＣ１の立ち上がりでサンプリングし、その結果Ｄを出力端子９に送るとともに、サンプリングの位相を調整するために位相誤差検出回路８に送る。位相誤差検出回路８では、出力信号Ｄの符号変化位置前後の信号振幅をもとに位相制御信号Ｐを出力する。」（３頁３欄１２〜２５行目）
　
　ロ．「【００１３】図５はディジタルフィルタの出力信号を位相誤差検出回路８への入力とする場合の実施例である。データの記録密度が高い場合には、Ａ／Ｄ交換器７から出力される信号Ｄを直接二値判定、あるいは多値判定することが困難である。このような場合にはディジタルフィルタ１８を設けることによって判定が容易なように等化された信号ＤＦを位相誤差検出回路の入力として用いることができる。
【００１４】図６は適応フィルタを用いてトラック間のクロストークを除去する回路に本発明を適用した場合の回路構成例である。入力端子１−１からは目的のトラックからの再生信号Ｒ１が、入力端子１−２，１−３からは目的のトラックに隣接する２つのトラックからの再生信号Ｒ２，Ｒ３が入力される。適応フィルタ１９−１からの出力信号はクロストーク成分を含む等化信号となるから、位相誤差検出回路８−１は図５の例と同様に働く。また適応フィルタ１９−２，１９−３からの出力信号ＤＦ２およびＤＦ３は、ＤＦ１に含まれるクロストーク成分の符号を反転した信号に近づく。これらを位相誤差検出回路８−２，８−３の入力とすることによって、Ｒ２，Ｒ３に対するサンプリングの位相をクロストークの除去のために最適に保つことができる。」（３頁４欄２５〜４６行目）
　
　上記周知例２によれば、位相誤差を検出するに際し、Ａ／Ｄ変換直後の信号から検出するか、ディジタルフィルタを介して検出するかは単なる設計的事項である。
　
（４）また、例えば特開平２−８４８３４号公報（以下、「周知例３」という。）の第２図の記載、または、特開昭６４−７４８４１号公報（以下、「周知例４」という。）の第６図の記載によれば、「Ａ／Ｄ変換器の後段に等化回路を配置し、交差偏波干渉補償回路により求めた干渉信号を逆相で前記等化回路の出力に加算する加算回路を有する交差偏波干渉補償装置」は周知である。
　
３．対比
　そこで、本願発明と引用発明とを対比するに、引用発明の「復調器」、「Ａ／Ｄ変換器」、「交差偏波側」、「干渉波成分」、「干渉波成分抽出手段」、「クロック信号再生回路」、「移相器」はそれぞれ本願発明の「復調回路」、「Ａ／Ｄ変換回路」、「異なる偏波側」、「干渉信号」、「交差偏波干渉補償回路」、「発振器」、「移相回路」に該当する。（なお、本願発明の「第２のＡ／Ｄ変換器」は「第２のＡ／Ｄ変換回路」の誤記と認める。）
　また、引用発明の「該干渉波成分抽出手段により求めた干渉波成分をＡ／Ｄ変換器の出力から差引く減算器」と本願発明の「該交差偏波干渉補償回路により求めた干渉信号を逆相で前記等化回路の出力に加算する加算回路」はいずれも「干渉波を除去するための回路」であるという点で一致している。
　また、引用発明の「前記干渉波成分抽出手段の出力と前記減算器の出力とに基づいて干渉波成分の主偏波に対する位相のずれを検出する位相差検出手段」と本願発明の「前記第２のＡ／Ｄ変換回路の出力であって、且つ前記交差偏波干渉補償回路に入力される信号から前記クロック信号の位相の進み、遅れを検出し、該位相を移相制御する制御信号を出力するクロック位相検出回路」はいずれも「干渉信号の位相ずれを検出する位相制御回路」であるという点で一致している。
　したがって、本願発明と引用発明は、
「互いに直交する垂直偏波及び水平偏波により送信される多値信号を受信するディジタル多重無線の交差偏波伝送受信機において、
　垂直偏波及び水平偏波側のそれぞれに、
　受信された前記多値信号を復調する復調回路と、
　該復調回路の出力をデジタル信号に変換する第１のＡ／Ｄ変換回路と、
　干渉波を除去するための回路を有し、更に、
　前記交差偏波干渉補償回路の入力側に、前記互いに異なる偏波側の復調回路の出力をデジタル信号に変換する第２のＡ／Ｄ変換回路と、
　前記第１のＡ／Ｄ変換回路及び前記第２のＡ／Ｄ変換回路のクロック信号を出力する発振器と、
　干渉信号の位相ずれを検出する位相制御回路と、
　該位相制御回路により出力される制御信号により前記発振器から出力されるクロック信号の位相を移相して、前記第２のＡ／Ｄ変換回路にサンプリングタイミングとして与える移相回路を
有することを特徴とするディジタル多重無線の交差偏波伝送受信機。」
の点で一致し、以下の点で相違する。
　
＜相違点＞
（１）本願発明の受信機は「第１のＡ／Ｄ変換回路の出力を等化する等化回路」を有しているのに対し、引用発明の受信機は「等化回路」を有していない点。
（２）「干渉波を除去するための回路」に関し、本願発明の回路は「交差偏波干渉補償回路により求めた干渉信号を逆相で前記等化回路の出力に加算する加算回路」であるのに対し、引用発明の回路は「該干渉波成分抽出手段により求めた干渉波成分をＡ／Ｄ変換器の出力から差引く減算器」である点。
（３）「干渉信号の位相ずれを検出する位相制御回路」に関し、本願発明の回路は「前記第２のＡ／Ｄ変換回路の出力であって、且つ前記交差偏波干渉補償回路に入力される信号から前記クロック信号の位相の進み、遅れを検出し、該位相を移相制御する制御信号を出力するクロック位相検出回路」であるのに対し、引用発明の回路は「前記干渉波成分抽出手段の出力と前記減算器の出力とに基づいて干渉波成分の主偏波に対する位相のずれを検出する位相差検出手段」である点。
　
４．判断
　そこで、まず、上記相違点（１）、（２）の「等化回路」及び「干渉波を除去するための回路」について検討するに、例えば上記周知例３または４に開示されているように、「Ａ／Ｄ変換器の後段に等化回路を配置し、交差偏波干渉補償回路により求めた干渉信号を逆相で前記等化回路の出力に加算する加算回路を有する交差偏波干渉補償装置」は周知であるから、引用発明の「該干渉波成分抽出手段により求めた干渉波成分をＡ／Ｄ変換器の出力から差引く減算器」において、Ａ／Ｄ変換器の後段に「等化回路」を配置すると共に、「減算器」の構成を「逆相で加算する加算器」で置換して本願発明のような構成とする程度のことは当業者であれば容易に成しえることである。
　
　ついで、上記相違点（３）の「干渉信号の位相ずれを検出する位相制御回路」について検討するに、例えば上記周知例１に開示されているように、「多値直交振幅変調復調部の信号系のＡ／Ｄ変換器のクロック信号の位相の進み遅れを、Ａ／Ｄ変換直後の信号から検出して、調整する」ことは単なる慣用手段であり、また、上記周知例２に開示されているように、位相誤差を検出するに際し、Ａ／Ｄ変換直後の信号から検出するか、ディジタルフィルタを介して検出するかは単なる設計的事項である。
　したがって、当該周知慣用手段に基づき、引用発明の「前記干渉波成分抽出手段の出力と前記減算器の出力とに基づいて干渉波成分の主偏波に対する位相のずれを検出する位相差検出手段」の構成を「Ａ／Ｄ変換直後の信号からクロック信号の進み遅れを検出」し、当該「クロック信号」の位相を移相制御するように変更して本願発明のように構成する程度のことも、当該変更を阻害する要因は何ら見あたらないから、当業者であれば、容易に想到し得ることである。
　
５．むすび
　以上のとおり、本願発明は、上記引用例に記載された発明及び上記周知例１〜４に記載された周知技術もしくは慣用手段に基づいて、当業者が容易に発明をすることができたものと認められるから、特許法第２９条第２項の規定により特許を受けることができない。
　
　よって、結論のとおり審決する。