(57)【要約】【課題】ＳＩＳＯ伝送において、十分な通信エリアでの１００Ｍｂｐｓ　高速伝送を実現できるディジタル情報の無線伝送方法及び装置を提供する。【解決手段】ディジタル情報を該ディジタル情報のシンボル周期Ｔの１／Ｎ間隔（Ｎは２以上の整数）でサンプリングを行って伝送パルス列を取り出し、該伝送パルス列は連続するＮ個のサンプリング点でほぼ同一のインパルス応答の値をとり当該Ｎ個のサンプリング点以外のサンプリングでは前記ほぼ同一のインパルス応答の値よりも零に近いインパルス応答の値をとるような帯域制限された無線伝送チャネルを介して伝送されるように構成されている。【選択図】　　　図１
2004096371.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ディジタル情報を該ディジタル情報のシンボル周期Ｔの１／Ｎ間隔（Ｎは２以上の整数）でサンプリングを行って伝送パルス列を取り出し、該伝送パルス列は連続するＮ個のサンプリング点でほぼ同一のインパルス応答の値をとり当該Ｎ個のサンプリング点以外のサンプリングでは前記ほぼ同一のインパルス応答の値よりも零に近いインパルス応答の値をとるような帯域制限された無線伝送チャネルを介して伝送されることを特徴とするディジタル情報の無線伝送方法。
【請求項２】
インパルス応答のテールに起因した符号間干渉成分を判定帰還型波形等化により抑圧する伝送を行うことを特徴とする請求項１に記載のディジタル情報の無線伝送方法。
【請求項３】
インパルス応答のヘッドに起因した符号間干渉成分を予め生成した干渉レプリカを差し引くことにより抑圧することを特徴とするディジタル情報の無線伝送方法。
【請求項４】
前記ディジタル情報はトレリス変調されたディジタル情報であることを特徴とする請求項１に記載のディジタル情報の無線伝送方法。
【請求項５】
送信側において、
ディジタル情報を複数のサブ系列に分割し、
前記サブ系列ごとのディジタル情報に基づき複数のベースバンド変調信号を生成し、
前記複数のベースバンド変調信号をシンボルタイミングが互いに異なるように時間軸をずらして算術加算することによりデータ期間の送信ベースバンド信号を生成し、
伝送特性推定のためのプリアンブル信号とそれに引き続く前記データ期間の送信ベースバンド信号を無線周波数に周波数変換した信号を無線伝送路に送信し、
受信側においては、
受信した無線周波数の信号をベースバンド帯域に周波数変換し、
プリアンブル期間の受信ベースバンド信号によりベースバンド変調のシンボル長より短い時間間隔での伝送路特性の推定を行い、
推定された前記無線伝送路の伝送路特性情報を用いて波形等化を行うことにより、データ期間の受信ベースバンド信号を復調して、
前記送信側から伝送された前記ディジタル情報の受信データ信号を得るディジタル情報の無線伝送方法。
【請求項６】
伝送すべきディジタル情報を複数のサブ系列に分割する送信データ分割手段と、
前記サブ系列ごとにベースバンド変調信号を生成する複数の情報変調手段と、前記複数のベースバンド変調信号のシンボルタイミングを互いに異ならせるための複数の信号遅延手段と、
前記複数の信号遅延手段から各々出力される複数のベースバンド変調信号を加算するための送信ベースバンド信号加算手段と、
受信側で伝送路特性を推定するためのプリアンブルのベースバンド変調信号を生成するプリアンブル生成手段と、
前記送信ベースバンド信号加算手段から出力される送信ベースバンド情報変調信号と前記プリアンブル生成手段から出力される送信プリアンブル変調信号を合成してフレーム変調信号を得るためのフレーム合成手段と、
前記フレーム変調信号を無線周波数にアップコンバートするアップコンバート手段と、
アップコンバートされた無線周波信号を無線伝送路に送出する送信アンテナが具備されたディジタル情報の無線伝送波用送信機。
【請求項７】
シンボルタイングが異なる複数のベースバンド信号を加算したベースバンド情報変調信号とプリアンブル変調信号とが合成されて伝送された無線周波信号を受信するために、
該伝送された無線周波信号を受信する受信アンテナと、
前記受信アンテナで受信した受信信号をダウンコンバートして受信ベースバンドＩＱ信号に変換するダウンコンバート手段と、
プリアンブル期間の前記受信ベースバンドＩＱ信号から、ベースバンド変調のシンボル長より短い時間間隔で伝送路特性を推定するための伝送路特性推定手段と、
前記伝送路特性推定手段からの伝送路特性情報を用いてデータ期間の前記受信ベースバンドＩＱ信号の波形等化を行い前記シンボルの変換点におけるデータを復調する波形等化手段が具備されていることを特徴とするディジタル情報の無線伝送波用受信機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ディジタル情報を無線伝送するための方法及び装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
無線ＬＡＮの実質的に唯一の国際標準規格であるＩＥＥＥ８０２．１１は、１９９７年に策定された。当初は高価格で動作が遅い（最大で２Ｍｂｐｓ　）という評判であまり普及しなかったが、１９９９年に低価格の製品が登場し、また１１Ｍｂｐｓ　までサポートする高速の規格ＩＥＥＥ８０２．１１ｂ　が策定され、製品化されたこともあって、２０００年以降、日本国内においても急速に普及が進んでいる。
ただし、１１Ｍｂｐｓ　の標準規格１１ｂをもってしても、実効スループットは４Ｍｂｐｓ　程度であり、１００ｂａｓｅ−ＴのＥｔｈｅｒｎｅｔが普及してきている現状を考えると、十分な伝送速度が得られているとはいえない（１００ｂａｓｅ−ＴのＥｔｈｅｒｎｅｔスループットは３０Ｍｂｐｓ　程度といわれている）。有線ＬＡＮと無線ＬＡＮが混在するシステムにおいては、現状では無線ＬＡＮの区間がボトルネックとなってしまう。
ＩＥＥＥ８０２．１１では５ＧＨｚ帯という新たな周波数（標準規格８０２．１１および１１ｂは２．４ＧＨｚ帯システム）を利用した一層高速の標準規格１１ａも策定しており、最近になって１１ａ準拠の製品も登場してきた。１１ａの伝送速度は最大で２４Ｍｂｐｓ　であり、理論的には１８Ｍｂｐｓ　の実効スループットが得られる。１１ａのオプションによると、５４Ｍｂｐｓ　の最大伝送速度が得られるが、６４ＱＡＭという多値変調の採用により高速化を実現しているため、雑音やマルチパスに弱く、通信可能範囲は見通し可能な狭いエリアに限定されてしまっている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
オフィス内の有線ネットワークにおいては、高速化が進んでおり、１００ｂａｓｅ−Ｔが普及してきている。一方、無線ネットワークにおいては、最も高速な無線ＬＡＮにおいても実質的な実効スループットは１８Ｍｂｐｓ　程度であり、有線ＬＡＮと無線ＬＡＮの混在システムにおいては、無線ＬＡＮがボトルネックになってしまう。
米国等では最大伝送速度が１００Ｍｂｐｓ　を超える製品も販売されているが、それらは１１ａの５４Ｍｂｐｓ　オプションを拡張したものであり、通信可能範囲は見通し可能な狭いエリアに限定されてしまう。また、電波法上の問題もあるため、それらを日本国内において使用することはできない。
すなわち、十分な通信エリアが確保できて、かつ３０Ｍｂｐｓ　以上の実効スループットを実現できる無線ＬＡＮの高速伝送方式が求められている。
実際、日本国内における無線ＬＡＮの標準化機関であるＭＭＡＣおよび米国のＩＥＥＥ８０２．１１においても１００Ｍｂｐｓ　以上を実現できる高速伝送方式の検討が進められている。
【０００４】
既存の無線ＬＡＮ標準の通信容量を図７に示す。図７においては、データ長が１０００バイトのパケット伝送においてパケット誤り率が１％となるときのＥｓ／Ｎｏ（１シンボル当たりの信号エネルギーを雑音電力密度で割ったもの）と伝送速度（Ｍｂｐｓ　）との関係が示されている。また、参考のために、ＳＩＳＯ（Ｓｉｎｇｌｅ　Ｉｎｐｕｔ／Ｓｉｎｇｌｅ　Ｏｕｔｐｕｔ）伝送路およびＭＩＭＯ（ＭｕｌｔｉｐｌｅＩｎｐｕｔ／Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ｏｕｔｐｕｔ　）伝送路におけるＳｈａｎｎｏｎ　の通信容量も示してある。図７から分かるように、既存の無線ＬＡＮ標準方式Ｂａｒｋｅｒ，ＣＣＫ，ＰＢＣＣ及びＯＦＤＭの通信容量はＳＩＳＯ伝送のＳｈａｎｎｏｎ　容量よりも小さく、これを高能率変調等の手法で１００Ｍｂｐｓ　に高速化したとしても、所要Ｅｓ／Ｎｏは２５ｄＢよりも大きくなってしまう。このときの通信可能距離は数ｍ以下であり、無線ＬＡＮとして十分な通信エリアを確保することができない。
【０００５】
一方、図７より、ＭＩＭＯ伝送を行う場合には、１００Ｍｂｐｓ　の高速伝送を十分な通信エリアにおいて実現する可能性があることが分かる。ただし、実システムの容量はＳｈａｎｎｏｎ　容量よりも小さくなることを考慮すると、十分な通信エリアを確保するためには少なくとも、４×４以上のＭＩＭＯ伝送を行う必要があり、装置構成が非常に複雑となってしまう問題が存在する。特に、ノートパソコン用のＰＣカードタイプの無線ＬＡＮ端末においては、４本の独立なアンテナを実装することは、ほとんど不可能である。
【０００６】
本発明は、以上で述べた問題点を解決するためになされたものであり、ＳＩＳＯ伝送において、十分な通信エリアでの１００Ｍｂｐｓ　高速伝送を実現できるディジタル情報の無線伝送方法及び装置を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
この目的を達成するために、本発明によるディジタル情報の無線伝送方法は、ディジタル情報を該ディジタル情報のシンボル周期Ｔの１／Ｎ間隔（Ｎは２以上の整数）でサンプリングを行って伝送パルス列を取り出し、
該伝送パルス列は連続するＮ個のサンプリング点でほぼ同一のインパルス応答の値をとり当該Ｎ個のサンプリング点以外のサンプリングでは前記ほぼ同一のインパルス応答の値よりも零に近いインパルス応答の値をとるような帯域制限された無線伝送チャネルを介して伝送されるように構成されている。
インパルス応答のテールに起因した符号間干渉成分を判定帰還型波形等化により抑圧する伝送を行うように構成することができる。
また、インパルス応答のヘッドに起因した符号間干渉成分を予め生成した干渉レプリカを差し引くことにより抑圧する伝送を行うように構成することができる。
前記ディジタル情報として、トレリス変調されたディジタル情報を用いることができる。
【０００８】
また、本発明によるディジタル情報の無線伝送方法は、送信側において、
ディジタル情報を複数のサブ系列に分割し、
前記サブ系列ごとのディジタル情報に基づき複数のベースバンド変調信号を生成し、
前記複数のベースバンド変調信号をシンボルタイミングが互いに異なるように時間軸をずらして算術加算することによりデータ期間の送信ベースバンド信号を生成し、
伝送特性推定のためのプリアンブル信号とそれに引き続く前記データ期間の送信ベースバンド信号を無線周波数に周波数変換した信号を無線伝送路に送信し、
受信側においては、
受信した無線周波数の信号をベースバンド帯域に周波数変換し、
プリアンブル期間の受信ベースバンド信号を用いて、ベースバンド変調のシンボル長より短い時間間隔での伝送路特性の推定を行い、
推定された前記無線伝送路の伝送路特性情報を用いて波形等化を行うことにより、データ期間の受信ベースバンド信号を復調して、
前記送信側から伝送された前記ディジタル情報の受信データ信号を得るように構成されている。
前記データ期間の送信ベースバンド信号は、複数のベースバンド変調信号をシンボルタイミングが互いに異なるように時間軸をずらして算術加算した信号であるので、符号間干渉を生じる。
そこで、受信機側では、プリアンブル期間の受信ベースバンド信号を用いて、ベースバンド変調のシンボル長より短い時間間隔での伝送路特性の推定を行い、推定されたインパルス応答を用いて波形等化を行うことにより、多重化されたデータ期間の受信ベースバンド信号の復調を行う。
【０００９】
【発明の実施の形態】
次に、本発明によるディジタル情報の無線伝送方法によると、ＳＩＳＯ伝送を行いながら、かつ、十分な通信エリアでの１００Ｍｂｐｓ　高速伝送を実現できることの理論的な根拠を以下に説明する。
【００１０】
先に述べたように、既存の無線ＬＡＮ標準方式の通信容量は、ＳＩＳＯ伝送路におけるＳｈａｎｎｏｎ　の通信容量により上限を抑えられている。上述の既存の無線ＬＡＮ標準方式には、符号化変調方式の一種であるトレリス変調方式（高能率変調とトレリス符号化を組み合わせることにより、信号間距離を大きくし、雑音特性を改善する）やＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式も含まれる。十分な通信可能エリアを提供することができる１００Ｍｂｐｓ　高速伝送を実現するためには、上述のＳｈａｎｎｏｎ　容量を超える通信方式を開発する必要がある。
時間空間伝送のようなＭＩＭＯ伝送路を用いた通信方式を用いれば、高速性と十分な通信エリアの条件は満足することができるが、送信機および受信機の両方に各々４本以上のアンテナを具備する必要があり、この通信方式により実用可能な装置を実現することは著しく困難である。
【００１１】
ところで、ＳＩＳＯ伝送路およびアンテナ間の相関がすべて零となる理想的なＭＩＭＯ伝送路における通信容量は、各々次式（１），（２）で表現される。
【００１２】
【数１】
2004096371.tif 000003
ここで、ρは受信ＣＮＲである。上式より、ＭＩＭＯ伝送を用いると、３ｄＢのＣＮＲ劣化を許容することにより、伝送速度を２倍に高めることが可能であることが分かる。
【００１３】
（２）式は、Ｎ多重伝送において、多重化に起因した通信品質の劣化が信号電力のＮ倍の増大のみである場合の通信容量の一般的な数式表現である。以上より、ＳＩＳＯ伝送においても、Ｎ倍の信号電力の増大以外には品質劣化を生じない形でＮ多重伝送を実現することができれば、十分な通信エリアでの１００Ｍｂｐｓ　高速伝送を実現する可能性があることが分かる。
【００１４】
本発明によるディジタル情報の無線伝送方式では、
ディジタル情報を該ディジタル情報のシンボル周期Ｔの１／Ｎ間隔（Ｎは２以上の整数）でサンプリングを行って伝送パルス列を取り出し、該伝送パルス列は連続するＮ個のサンプリング点でほぼ同一のインパルス応答の値をとり当該Ｎ個のサンプリング点以外のサンプリングでは前記ほぼ同一のインパルス応答の値よりも零に近いインパルス応答の値をとるような帯域制限された無線伝送チャネルを介して伝送（以下本願では、このディジタル情報の無線伝送の形式を、「分数タップのパーシャルレスポンス伝送」という）を行うことにより、信号電力がＮ倍に増大することを除く品質劣化はほとんど生じないＮ多重伝送を実現している。
【００１５】
本願発明による分数タップのパーシャルレスポンス伝送の性能について、通常のパーシャルレスポンス伝送の性質と対比して以下に詳述する。分数タップのパーシャルレスポンス伝送におけるインパルス応答の一例を図８に示す。参考のために、通常の伝送におけるインパルス応答の一例を図９に示す。また、従来のパーシャルレスポンス伝送におけるインパルス応答の一例を図１０に示す。図８，図９および図１０において、Ｔは情報変調のシンボル周期を表している。また、受信機における理想的な復調タイミングに対応したサンプリングタイミングを黒丸で示してある。
【００１６】
図９に示すように、通常の伝送においては、シンボル周期Ｔ毎にサンプリングが行われる。また、隣接シンボルからの符号間干渉がほぼ零となるようなインパルス応答を用いた帯域制限が一般に行われる。また、図１０に示すように、従来のパーシャルレスポンス伝送においては、信号成分とほぼ等しい大きさの隣接シンボルからの符号化間干渉が存在する。ただし、従来のパーシャルレスポンス伝送においては、サンプリングはシンボル周期Ｔ毎に行われる。
【００１７】
これに対して、本発明によるディジタル情報の無線伝送方法である分数タップのパーシャルレスポンス伝送では、シンボル周期Ｔの１／Ｎ間隔（Ｎは２以上の整数）でサンプリングが行われる。図８に示した例においては、シンボル周期Ｔの１／２間隔でのサンプリングが行われている。分数タップのパーシャルレスポンス伝送においては、連続するＮ個のサンプリング点でほぼ同一のインパルス応答の値をとり、それら以外のサンプリング点では、より零に近いインパルス応答の値をとるような帯域制限を行う。図８に示した例においては、インパルス応答は２個のサンプリング点でほぼ同一の値をとり、それ以外のサンプリング点ではほぼ零となっている。
【００１８】
図８は、本発明によるディジタル情報の無線伝送方法で使用するインパルス応答を模式的に表現したものである。このようなインパルス応答は、ディジタルフィルタを用いて近似的に実現することができる。本発明によるディジタル情報の無線伝送方法で使用するインパルス応答の近似的な実現例▲１▼を図１２に示す。図１２では、ｔ＝０について対称なインパルス応答のｔ＞０の部分のみを示してある。図１２において、シンボル周期はＴｓ　であり、サンプリング点は、ｔ＝±Ｔ／４，±３Ｔ／４，±５Ｔ／４，…である。ｔ＝±Ｔ／４を除くインパルス応答の値は、ほぼ零となっている。参考のために、ロールオフ率５０％および１００％におけるナイキストフィルタのインパルス応答▲２▼，▲３▼も示す。
【００１９】
図１３には、図１２に示した本発明によるインパルス応答の周波数特性▲４▼が示してある。参考のため、現状の無線ＬＡＮにおいて、最も一般的に使用されている帯域制限フィルタの特性▲８▼およびベースバンド受信信号のスペクトル▲５▼およびロールオフ率５０％および１００％におけるナイキストフィルタの周波数特性▲６▼，▲７▼も示してある。現状の無線ＬＡＮと比較すると、伝送信号の帯域幅をわずかに拡げるだけで、２多重伝送が実現できることが分かる。
多重数Ｎに関する理論的な制約条件は存在しないが、実用上はＮ＝２〜４とすることが現実的である。
【００２０】
以下では、まず、本発明による分数タップのパーシャルレスポンス伝送において、連続するＮ個のサンプリング点が同一のインパルス応答値をとり、かつそれら以外のサンプリング点のインパルス応答値が零である場合の雑音特性，周波数特性について明らかにする。
同一インパルス応答値を有する連続するＮ個のサンプリング点以外のサンプリング点におけるインパルス応答の値が零でない場合の特性については、後で詳述する。
【００２１】
以下では、Ｎ＝２の場合の分数タップパーシャルレスポンス伝送と通常の伝送について、伝送速度，雑音特性およびスペクトル特性の比較を行う。これらの場合における帯域制限フィルタのインパルス応答は、図８および図９に示してある。以下では、情報変調がＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ　Ｐｈａｓｅ−Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ）の場合について説明するが、本発明のディジタル情報の無線伝送方法は、情報変調が任意の線形変調である場合に適用可能である。
【００２２】
Ｎ＝２の場合に、Ｍをシンボル数としたとき、Ｍ・Ｔ期間内での分数タップパーシャルレスポンス伝送および通常の信号伝送における受信信号は、各々次式（３），（４）で表現される。
【数２】
2004096371.tif 000004
ここで、ｒ１＋Ｄ　（ｔ）　およびｒ１　（ｔ）　は、各々分数タップパーシャルレスポンス伝送および通常の伝送における受信信号を表す。また、ｈ１＋Ｄ　（ｔ）　およびｈ１　（ｔ）　は、各々分数タップパーシャルレスポンス伝送および通常のＢＰＳＫ伝送における送受信を合わせた帯域制限フィルタのインパルス応答を表す。また、上式において、ａｉ　はｉ番目の送信シンボルを表している。ＢＰＳＫ変調を行うので、ａｉ　の取り得る値は＋１または−１の２値となる。上式（３），（４）において、ｎ（ｔ）　は付加的なガウス雑音を表している。
【００２３】
（４）式において表現されているように、通常のＢＰＳＫ伝送においては、情報シンボルを時間Ｔ間隔で配置し、Ｍ・Ｔ期間内にＭシンボルの情報を伝送する。一方、（３）式から分かるように、分数タップパーシャルレスポンス伝送においては、情報シンボルを時間Ｔ／２間隔で配置し、同一期間内に２Ｍシンボルの情報を伝送する。このように、分数タップパーシャルレスポンス伝送を用いると、通常の伝送と比較して２倍の伝送速度を実現することができる。ここではＮ＝２の場合について説明したが、同様に、連続するＮ個のサンプリング点が同一のインパルス応答値をとるような分数タップパーシャルレスポンス伝送を用いると、通常の伝送と比較してＮ倍の伝送速度を実現することができる。
【００２４】
次に、本願発明による分数タップパーシャルレスポンス伝送および通常の伝送における雑音特性の比較を行う。
簡単のため、復調タイミングは理想的であるものとする。すなわち、次式（５），（６）が成り立つものとする。
【数３】
2004096371.tif 000005
【００２５】
ところで、サンプリングされた受信信号は次式（７），（８）で表現される。（７），（８）式においては、時間に関する連続関数の値とそのサンプリング値を、同一関数名で表現している。
【数４】
2004096371.tif 000006
【００２６】
（７），（８）式に（５），（６）式を代入することにより、次式（９），（１０）が得られる。
【数５】
2004096371.tif 000007
【００２７】
（１０）式は、ＢＰＳＫ伝送において符号干渉が存在しない場合の受信信号を表している。ａｉ　の取り得る値は＋１または−１の２値であるから、｜ｎ（ｋ）｜＜１が成り立つ場合には、データ復調における判定誤りは発生しない。この場合におけるビット誤り率は、平均雑音電力をＰとすると、次式（１１），（１２）で表現される。
【数６】
2004096371.tif 000008
【００２８】
一方、（９）式は、パーシャルレスポンス符号の一種であるデュオバイナリ符号を用いて信号伝送を行った場合の受信信号と同一表現となる。デュオバイナリ符号を用いた信号伝送においては、誤り伝播を防止する目的でプリコーディングが行われることが一般的である。デュオバイナリ符号に対するプリコーディングは、次式（１３）で表現される。
【数７】
2004096371.tif 000009
【００２９】
ここで、ｃＫ　は送信２進データ系列であり、ｄＫ　はプリコーディング出力である。ｄｋ　も２進データ系列となる。ｄｋ　をＢＰＳＫ変調の信号点にマッピングしたものがａｋ　となる。
送信２進データ系列ｃｋ　，プリコーディング出力ｄｋ　，マッピング出力ａｋ　および受信信号ｒ１＋Ｄ　（ｋ）の関数を表１に示す。表１においては、ガウス雑音の項は省略してある。
【００３０】
【表１】
2004096371.tif 000010
【００３１】
表１より、送信２進データ系列ｃｋ　が１のとき受信信号ｒ１＋Ｄ　（ｋ）は０となり、ｃｋ　が０のときには受信信号ｒ１＋Ｄ　（ｋ）は−２または＋２となることが分かる。すなわち、受信信号ｒ１＋Ｄ　（ｋ）が０であるか±２であるかを識別することにより、送信データ系列ｃｋ　の復調が可能である。
【００３２】
従って、この場合の信号点間ユークリッド距離は２であり、｜ｎ（ｋ）｜＜１が成り立てば、データ復調における判定誤りは発生しない。このときのビット誤り率は、平均雑音電力をＰとすると、次式（１４）で表現される。
【数８】
2004096371.tif 000011
【００３３】
（１１）式および（１４）式より、（１０）式で表現されるＢＰＳＫ伝送と（９）式で表現される本発明による分数タップパーシャルレスポンス伝送のビット誤り率特性は同一であることが化分かる。
【００３４】
一方、（１０）式で表現されるＢＰＳＫ伝送の信号電力は１であるのに対して、（９）式で表現される本発明による分数タップパーシャルレスポンス伝送の信号電力は０または４となる。ａｉ　に関して、＋１と−１の発生頻度が同じであるものと仮定すると、（９）式で表現される受信信号の平均電力は２となる。
【００３５】
ａｉ　に関する＋１と−１の発生頻度は同じであるものとし、受信信号における平均信号対雑音電力比（受信ＳＮＲ）をρとすると、次式（１５），（１６）が成り立つ。
【数９】
2004096371.tif 000012
【００３６】
以上より、ＢＰＳＫ伝送において、本発明によるＮ＝２の分数タップパーシャルレスポンス符号化を行うことにより、ビット誤り率特性の３ｄＢの劣化を許容すれば、２倍の高速化が実現できることが分かる。
同様に、ＱＰＳＫ伝送においても、Ｉ成分とＱ成分の両方に本発明によるＮ＝２の分数タップパーシャルレスポンス符号化を行うことにより、２倍の高速化を実現することができる。
【００３７】
ＱＰＳＫ伝送におけるサンプリングされた受信信号は、（１０）式で表現される。ただし、この場合には、ａｉ　の取り得る値は＋１＋ｊ，＋１−ｊ，−１＋ｊ，−１−ｊの４値となる。｜ｎ（ｋ）｜＜１が成り立つ場合には、データ復調における判定誤りは発生しないので、平均雑音電力をＰとすると、ビット誤り率は次式（１７）で表現される。
【数１０】
2004096371.tif 000013
【００３８】
一方、ＱＰＳＫ伝送において、本発明によるＮ＝２の分数タップパーシャルレスポンス符号化を行った場合のサンプリングされた受信信号は、（７）式で表現される。ただし、この場合にも、ａｉ　の取り得る値は＋１＋ｊ，＋１−ｊ，−１＋ｊまたは−１−ｊの４値となる。
【００３９】
この場合においても、｜ｎ（ｋ）｜＜１が成り立つ場合には、データ復調における判定誤りは発生しないので、平均雑音電力をＰとすると、ビット誤り率は次式（１８）で表現される。
【数１１】
2004096371.tif 000014
【００４０】
ＱＰＳＫ伝送において、（８）式で表現される受信信号の信号電力は２であるので、受信信号の平均ＳＮＲをρとすると、次式（１９）が成り立つ。
【数１２】
2004096371.tif 000015
【００４１】
一方、ＱＰＳＫ伝送において、（７）式で表現される本発明による分数タップパーシャルレスポンス符号化を行った場合の受信信号の信号電力は０、４または８となる。ａｉ　に関して、４通りの値（＋１＋ｊ，＋１−ｊ，−１＋ｊ，−１−ｊ）の発生頻度が同じであるものと仮定すると、（９）式で表現される受信信号の平均電力は４となる。このとき、次式が成り立つ。
【数１３】
2004096371.tif 000016
【００４２】
以上より、ＱＰＳＫ伝送においても、本発明によるＮ＝２の分数タップパーシャルレスポンス符号化を行うことにより、ビット誤り率特性の３ｄＢの劣化を許容すれば、２倍の高速化が実現できることが分かる。
【００４３】
ＱＰＳＫ伝送およびＱＰＳＫ伝送に本発明によるＮ＝２の分数タップパーシャルレスポンス符号化を行った場合（以下では、ＦＰＲ（１，１）と略記する）に得られる通信容量を図１３に示す。
【００４４】
次に、ＱＰＳＫ伝送とＦＰＲ（１，１）伝送の周波数特性の比較を行う。図８と図９を比較すると、ＱＰＳＫ伝送における帯域制限フィルタのインパルス応答の時間幅は、ＦＰＲ（１，１）伝送の帯域制限フィルタと比較すると４／３倍であることが分かる。すなわち、同一特性の帯域制御フィルタ（例えば、ナイキストフィルタ）を使用した場合には、ＱＰＳＫ伝送と比較するとＦＰＲ（１，１）伝送の伝送帯域幅は４／３倍となる。
【００４５】
以上では、本発明による分数タップパーシャルレスポンス伝送において、連続するＮ個のサンプリング点が同一のインパルス応答値をとり、かつそれら以外のサンプリング点でのインパルス応答値が零である場合の特性について明らかにした。
【００４６】
次に、同一インパルス応答値を有する連続するＮ個のサンプリング点以外のサンプリング点におけるインパルス応答の値が零でない場合の特性について説明する。
本発明によるＮ＝２の分数タップパーシャルレスポンス符号化において、ＱＰＳＫ伝送と同一特性のフィルタで帯域制限を行った場合のインパルス応答を図１４に示す。この場合には、同一のインパルス応答値をとる連続する２個のサンプリング点の前後のサンプリング点において、インパルス応答が零ではない値をとっている。
【００４７】
インパルス応答が零ではない値をとる前後のサンプリング点のうち、過去側のサンプリング点からの符号間干渉については、パーシャルレスポンス符号の復号にＤＤＦＳＥ（Ｄｅｌａｙｅｄ　Ｄｅｃｉｓｉｏｎ　Ｆｅｅｄｂａｃｋ　Ｓｅｑｕｅｎｃｅ　Ｅｓｔｉｍａｔｏｒ）を用いることにより取り除くことが可能である。
【００４８】
以下では、この点について説明する。
一般に、パーシャルレスポンス符号の復号を、ビタビ復号法を用いて行うことが可能であることは知られている。ＰＲ（１，１）伝送のビタビ復号におけるメトリックは、次式（２１）により計算される。
【数１４】
2004096371.tif 000017
【００４９】
（７）式および（１９）式より、真の伝送データに対応したトレリス状態におけるメトリックは、次式（２２）で表現される。
【数１５】
2004096371.tif 000018
【００５０】
一方、過去側のサンプリング点からの符号間干渉ｐ（｜ｐ｜≪１）が存在する場合のサンプリングされた受信信号は次式（２３）で表現される。
【数１６】
2004096371.tif 000019
ＤＤＦＳＥにおいては、トレリス状態毎に過去の判定データ（∧ａｋ−２　，∧ａｋ−３　，）を記憶しているので、∧ａｋ−２　を用いて過去側のサンプリング点からの符号間干渉をキャンセルすることができる。
【００５１】
【実施例】
図１は本発明の一実施例における、ディジタル情報を無線伝送するための装置の送信機のブロック構成である。
図１において、ディジタル情報１を送信データ分割手段２によりサブ系列３−１からサブ系列３−Ｎに分割し、前記サブ系列３−１からサブ系列３−Ｎそれぞれのディジタル情報に基づき、情報変調手段４−１から情報変調手段４−Ｎによってベースバンド変調信号５−１からベースバンド変調信号５−Ｎを生成している。
前記ベースバンド変調信号５−１からベースバンド変調信号５−Ｎをそれぞれの信号遅延手段６−１から信号遅延手段６−Ｎによってシンボルタイミングが互いに異なるように時間軸をずらして、送信ベースバンド信号加算手段８において算術加算することによりデータ期間の送信ベースバンド信号９を生成している。前記データ期間の送信ベースバンド信号９と、伝送路特性推定のためにプリアンブル生成手段１０において生成した送信プリアンブル変調信号１１とを、フレーム合成手段１２によって合成してフレーム変調信号１３を生成し、アップコンバート手段１４によって前記フレーム変調信号１３を無線周波数に周波数変換した無線周波信号１５を送信アンテナ１６から無線伝送路に送信している。
【００５２】
図２は本発明の一実施例における、ディジタル情報を無線伝送するための装置の受信機のブロック図である。
図２において、受信アンテナ２０から受信した無線周波数の受信信号２１を、ダウンコンバート手段２２によってベースバンド帯域周波数の受信ベースバンドＩＱ信号に周波数変換している。
伝送路特性推定手段２８によって、プリアンブル期間のベースバンド信号からベースバンド変調のシンボル長より短い時間間隔での伝送路特性の推定を行い、推定された前記無線伝送路の伝送路特性情報を用いて、波形等化手段３０によって波形等化を行うことにより、データ期間の受信ベースバンドＩＱ信号を復調して、前記送信側から伝送された前記ディジタル情報の受信データ信号を得ている。
【００５３】
図３は本発明の一実施例において、多重化数が２であり、かつ情報変調がシンボルレート１１Ｍｓｙｍｂｏｌ／ｓｅｃＱＰＳＫの場合の、ディジタル情報を無線伝送するための装置の送信機ブロック構成図である。図３において、送信しようとする４４Ｍｂｐｓ　のデータ１を、送信データ分割回路２において２２Ｍｂｐｓ　のデータ２系統、サブ系列３−１およびサブ系列３−２にシリアル・パラレル変換し、サブ系列３−１は情報変調回路４−１で、サブ系列３−２は情報変調回路４−２によってＱＰＳＫ変調され、ベースバンド変調信号５−１とベースバンド変調信号５−２が出力される。
前記ベースバンド変調信号５−１は、０信号遅延回路６−１で信号を０遅延させベースバンド遅延信号７−１を生成し、前記ベースバンド変調信号５−２はＴ／２信号遅延回路６−で信号をＴ／２遅延させベースバンド遅延信号７−２を生成している。ここで、Ｔはシンボルレートの逆数であり、この場合は約９１ｎｓである。
前記ベースバンド遅延信号７−１と前記ベースバンド遅延信号７−２は送信ベースバンド信号加算回路８において加算され、送信ベースバンド情報変調信号９が出力される。
【００５４】
データの分割と多重化についての時系列の詳細を図５を用いて説明する。ディジタル情報の４４Ｍｂｐｓ　のデータ（ｄ０　〜ｄｎ　）を、送信データ分割回路２において２２Ｍｂｐｓ　のデータ２系統，サブ系列３−１（ｄ０　，ｄ２　，ｄ４　，〜，ｄｎ　−１）およびサブ系列２（ｄ１　，ｄ３　，ｄ５　，〜，ｄｍ　）にシリアル・パラレル変換し、サブ系列３−１（ｄ０　，ｄ２　，ｄ４　，〜，ｄｎ−１　）は情報変調回路４−１でベースバンド変調信号５−１（ａ０　〜ａｎ／２　）に、サブ系列３−２は情報変調回路４−２によってベースバンド変調信号５−２（ｂ０　〜ｂｎ　）にそれぞれＱＰＳＫ変調される。
前記ベースバンド変調信号５−１のタイミングに対して前記ベースバンド変調信号５−２のタイミングをずらせるために、前記ベースバンド変調信号５−１は０信号遅延回路６−１で信号を０遅延させてベースバンド遅延信号７−１を生成し、前記ベースバンド変調信号５−２はＴ／２信号遅延回路６−２で信号をＴ／２遅延させてベースバンド遅延信号７−２を生成している。
【００５５】
プリアンブル生成回路１０ａにより、受信機においてＴ／２間隔での伝送路特性を求めるための送信プリアンブル信号１１ａを生成し、プリアンブル変調回路１０ｂによりＱＰＳＫ変調されて送信プリアンブル変調信号１１が出力される。前記送信ベースバンド情報変調信号９と前記送信プリアンブル変調信号１１はフレーム合成回路１２によって合成されて、フレーム変調信号１３が出力される。前記フレーム変調信号１３は、帯域制限送信フィルタ１７によって帯域制限されたのち、アップコンバート回路によって無線周波に変調され被変調無線周波が伝送路に送信される。
【００５６】
図４は本発明の一実施例において、多重化数が２であり、かつ情報変調がシンボルレート１１Ｍｓｙｍｂｏｌ／ｓｅｃ　のＱＰＳＫの場合の、ディジタル情報を無線伝送するための装置の受信機ブロック構成図である。図４において、受信アンテナで受信した無線周波数帯の受信信号をダウンコンバート回路によってダウンコンバートして受信ベースバンド信号に変換し、帯域制限受信フィルタにより前記受信ベースバンド信号を帯域制限した帯域制限受信信号をＡ／Ｄ変換回路により受信ディジタル信号に変換される。前記受信ディジタル信号は、２分岐され、一方は伝送路特性推定回路へ、残りは波系等化回路へ各々印加される。伝送路特性推定回路には、例えばマッチドフィルタが含まれており、プリアンブル期間のマッチドフィルタの出力信号を用いて、伝送路のＴ／２間隔のインパルス応答推定を行ってる。前記波形等化回路は、前記伝送路特性推定回路により得られた伝送路のインパルス応答推定値を用いて、波形等化を行う。
【００５７】
等化低域系で表現したベースバンド受信信号をｒ（ｔ）　とする。データ期間において、ｒ（ｔ）　をＴ／２監視区でサセンプリングし、波形等化および復調処理を行う。
【００５８】
以下においては、ｔ＝ｍＴ／２（ｍは整数）におけるｒ（ｔ）　のサンプル値をｒｍ　と表記する。
また、Ｔ／２間隔で求めた伝送路のインパルス応答をｈｎ　と表記する。
【００５９】
伝送路のインパルス応答の例を図６に示す。
ｈ０，ｈ１以外は、ほぼ零となっている。以下では、ｈ０を先行成分，ｈ１を遅延成分とよぶ。
送信データａにおける第ｎ番目の変調信号をａｎ　、送信データｂにおける第ｎ番目の変調信号をｂｎ　と表記する。
【００６０】
送信データａにおいて、最初の変調信号ａ０　の先行成分の受信タイミングをｒ０　とする。このとき、送信データａの第ｎ番目の変調信号の先行成分に対応した受信信号はｒ２ｎであり、送信データｂの第ｎ番目の変調信号の先行成分に対応した受信信号はｒ２ｎ＋１である。
【００６１】
送信データａにおける最初の変調信号ａ０　の先行成分の受信タイミングをｔ＝０とする。このとき、送信データａの第ｎ番目の変調信号の先行成分はｔ＝２ｎにおいて受信される。また、送信データｂの第ｎ番目の変調信号の先行成分はｔ＝２ｎ＋１において受信される。ｔ＝２ｎにおいて送信データａの波形等化および復調を行い、ｔ＝２ｎ＋１において送信データｂの波形等化および復調を行う。
【００６２】
このとき、受信信号ｒｎ　は次式（２４）で表現される。
【数１７】
2004096371.tif 000020
ここで、ｎｎ　は雑音成分である。また、無線伝送路での遅延時間は有限であるものとし、ｈｎ　＝０（ｎ＜−１，ｎ＞Ｎ）とした。
（２４）式において、第１項目は信号成分を、第２項目は時系列からの符号間干渉を、第３項目はもう一方の系列からの干渉を表す。
【００６３】
ここで、次式（２５）により、変調信号ａｎ　を表す。
【数１８】
2004096371.tif 000021
【００６４】
（２４）式と（２５）式より、次式（２６）式が成り立つ。
【数１９】
2004096371.tif 000022
【００６５】
これは、シンボル長Ｔ／２の場合の符号間干渉のある伝送路での受信信号の一般的な表現であり、ＭＬＳＥ（Ｍａｘｉｍｕｍ　Ｌｉｋｌｉｈｏｏｄ　Ｓｅｑｕｅｎｃｅ　Ｅｓｔｉｍａｔｏｒ），ＤＤＦＳＥ，ＤＦＥ（Ｄｅｃｉｓｉｏｎ　Ｆｅｅｄｂａｃｋ　Ｅｑｕａｌｉｚｅｒ）等の従来の等化器で復調することができる。
【００６６】
【発明の効果】
以上詳細に述べたように、本発明においては、送信機側で、送信データを分割して時間をずらして多重化することにより、多重しない場合に比べ、多重数倍の無線伝送速度を実現することができる。また、受信側でシンボル長より短い時間間隔での伝送路特性情報を用いて波形等化することにより、符号間干渉を精度良く抑圧することができるので、無線伝送帯域幅を変更することなく、高速高品質伝送が可能となる０従って、本発明によるディジタル情報の無線伝送に及ぼす効果は極めて大きい。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるディジタル情報の無線伝送方法を説明するためのブロック図である。
【図２】本発明によるディジタル情報の無線伝送方法により伝送された無線周波信号を受信するための受信機の構成例を示すブロック図である。
【図３】本発明によるディジタル情報の無線伝送方法を実施する送信機の構成例を示すブロック図である。
【図４】本発明方法により伝送された無線周波信号を受信する受信機の実施例を示すブロック図である。
【図５】図３に示す構成例の動作を説明するためのタイムチャートである。
【図６】本発明方法により伝送される無線周波信号の伝送路インパルス応答例を示すタイムチャートである。
【図７】従来の無線ＬＡＮ標準の通信容量を示す特性図である。
【図８】本発明に用いる分数タップのパーシャルレスポンス伝送におけるインパルス応答の１例を示す波形図である。
【図９】通常の伝送におけるインパルス応答を示す波形図である。
【図１０】従来のパーシャルレスポンス伝送をした場合のインパルス応答を示す波形図である。
【図１１】ＱＰＳＫ伝送及びＱＰＳＫ伝送に本発明によるＮ＝２の分数タップパーシャルレスポンス符号化を行った場合に得られる通信容量を示す特性図である。
【図１２】帯域制限フィルタのインパルス応答側の２シンボル長を示す特性図である。
【図１３】帯域制限フィルタのインパルス応答側の２／シンボル長を示す特性図である。
【図１４】本発明によるＮ＝２分数タップパーシャルレスポンス符号化においてＱＰＳＫ伝送と同一特性のフィルタで帯域制限を行った場合のインパルス応答を示す波形図である。
【符号の説明】
１　伝送されるディジタル情報
２　送信データ分割手段，送信分割回路
３−１，…３−Ｎ　サブ系列
４−１，…４−Ｎ　情報変調手段，情報変調回路
５−１，…５−Ｎ　ベースバンド変調信号
６−１，…６−Ｎ　信号遅延手段，遅延回路
７−１，７−２　ベースバンド遅延信号
８　ベースバンド信号加算手段，ベースバンド信号加算回路
９　送信ベースバンド情報変調信号
１０　プリアンブル生成手段
１０ａ　プリアンブル生成回路
１０ｂ　プリアンブル変調回路
１１　送信プリアンブル変調信号
１２　フレーム合成回路
１３　フレーム変調信号
１４　アップコンバート回路
１５　無線周波信号
１６　送信アンテナ
１７　帯域制限送信フィルタ
２０　受信アンテナ
２１　受信信号
２２　ダウンコンバート回路
２３　受信ベースバンド信号
２４　帯域制限受信フィルタ
２５　受信帯域制限信号
２６　Ａ／Ｄ変換器
２７　ベースバンドＩ／Ｑ信号
２７−１，２７−２　受信ディジタル信号
２８　伝送路特性推定回路
２９　伝送路特性情報
３０　波形等化手段
３１　受信データ
３２　同期回路
【図１】
2004096371.tif 000023
【図２】
2004096371.tif 000024
【図３】
2004096371.tif 000025
【図４】
2004096371.tif 000026
【図５】
2004096371.tif 000027
【図６】
2004096371.tif 000028
【図７】
2004096371.tif 000029
【図８】
2004096371.tif 000030
【図９】
2004096371.tif 000031
【図１０】
2004096371.tif 000032
【図１１】
2004096371.tif 000033
【図１２】
2004096371.tif 000034
【図１３】
2004096371.tif 000035
【図１４】
2004096371.tif 000036