(57)【要約】【課題】小型、軽量にして大出力の用途に適用可能なＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。【解決手段】トランスＴ１〜Ｔ３の一次巻線の一方端を互いに結線し、他方端にスイッチ素子１１，１２、スイッチ素子１３，１４、スイッチ素子１５，１６をそれぞれ接続する。スイッチ素子１１，１３，１５を直流電圧源１０の正極に接続し、スイッチ素子１２，１４，１６を負極に接続する。トランスＴ１〜Ｔ３の二次側を平滑回路に接続し、二次巻線の一方端にそれぞれダイオード３１〜３３を接続する。そして、駆動信号ＤＲＶ Ａ，ＤＲＶ Ｃ，ＤＲＶ Ｅの位相を互いに１２０°ずらし、駆動信号ＤＲＶ Ｂ，ＤＲＶ Ｄ，ＤＲＶ Ｆをこれと逆相とすることでトランスＴ１〜Ｔ３を１２０°ずれた位相で順次オンする。【選択図】    図１
2004194455.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧源の供給電圧を電圧変換するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
一次巻線の一方端および二次巻線の一方端がそれぞれ互いに接続される第１乃至第３のトランスと、
これらの第１乃至第３のトランスの二次巻線の一方端にそれぞれ接続される第１乃至第３の整流器と、
前記第１乃至第３のトランスの二次巻線に生じる電圧を平滑出力する平滑回路と、
前記第１乃至第３のトランスの一次巻線の他方端と前記直流電圧源の正極とにそれぞれ接続される第１乃至第３のハイサイドスイッチと、
前記第１乃至第３のトランスの一次巻線の他方端と前記直流電圧源の負極とにそれぞれ接続される第１乃至第３のローサイドスイッチと、
第１乃至第３のハイサイドスイッチを所定のスイッチング周波数のもとで互いに位相を１２０°ずらして順次オン／オフし、それぞれ同じトランスに接続されるハイサイドスイッチとローサイドスイッチとを互いに逆相でオン／オフするスイッチング制御手段とを具備し、
前記第１乃至第３のトランスは、前記第１乃至第３のハイサイドスイッチがそれぞれオンされたとき当該オンされたハイサイドスイッチに流れる電流をＩHiとし、前記第１乃至第３のローサイドスイッチがそれぞれオンされたとき当該オンされたローサイドスイッチに流れる電流をＩLowとしたとき、ＩHi≦０かつＩLow≧０を満たす励磁インダクタンスを有することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記スイッチング制御手段は、前記スイッチをオフしてから所定の期間の経過後に、当該オフされたスイッチと同じトランスに接続されるスイッチをオンすることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記スイッチング制御手段は、前記スイッチング周波数のデューティーをＤとしたとき、１／３≦Ｄ≦２／３の範囲でＤを可変することを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
さらに、出力電圧を前記スイッチング制御手段にフィードバックしてＤを可変させ出力電圧を安定化させる安定化手段を具備することを特徴とする請求項４に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】
前記第１乃至第３のトランスは、共通のコア上に形成されることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ゼロ電圧スイッチング回路を適用するＤＣ−ＤＣコンバータの改良に関する。
【０００２】
【従来の技術】
コンピュータのＣＰＵ（Central Processing Unit）や、レーダ装置などの用途に用いられるＤＣ−ＤＣコンバータは、低電圧、かつ大電流で動作する必要がある。既存のＤＣ−ＤＣコンバータには、出力電流値が高くなるほど出力平滑用のチョークコイルおよびコンデンサが大型化し、全体でのサイズが大きくなるとともに質量も増加するという欠点がある。
【０００３】
これを解決するために、スイッチング周波数を上げることが考えられる。これによればチョークコイルおよびコンデンサのサイズは縮小されるが、スイッチング損失が増加することにより発熱量が増える。よって放熱器のサイズが大きくなり、やはりＤＣ−ＤＣコンバータの小型化、軽量化が困難となる。
【０００４】
ところで、スイッチング損失を低減できる方式として、ゼロ電圧スイッチング回路の利用が知られている。これは、ゼロ電圧スイッチング回路の外部に共振用のコンデンサやインダクタンスを追加することにより、ＤＣ−ＤＣコンバータにおけるスイッチング損失の低減を図るという方式である。しかしながらこの方式を用いた共振型ＤＣ−ＤＣコンバータは回路構成が複雑になりやすく、結局のところサイズが大型化することが指摘されている。また、この方式には共振用素子に過大なストレスがかかるため、非常に限られた条件でしか使用することができないという欠点もある。
【０００５】
なお、ゼロ電圧スイッチング回路を用いた共振型ＤＣ−ＤＣコンバータにつき述べた文献として、下記の非特許文献１がある。この文献には、パルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）技術を用いた出力固定型のＤＣ−ＤＣコンバータが記載されている。この文献に記載のＤＣ−ＤＣコンバータは１２個のスイッチング素子を備え、各スイッチング素子をオン／オフする矩形波状の駆動信号のデューティーは固定値である。また、ＬとＣの共振によりゼロ電圧スイッチを構成するものとなっている。
【０００６】
【非特許文献１】
W.A.Reass et.al 「OPERATIONAL RESULTS OF THE SPALLATION NEUTORN SOURCE(SNS) POLYPHASE CONVERTER-MODULATOR FOR THE 140KV KLYSTRON RF SYSTEM」 Proceeding of the 2001 Particle Accelerator Conference, Chicago P.1029 -1031
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
以上述べたように従来のＤＣ−ＤＣコンバータには、大出力の用途においてはサイズが大きくなるという欠点がある。
本発明は上記事情によりなされたもので、その目的は、小型、軽量にして大出力の用途に適用可能なＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために本発明は、直流電圧源の供給電圧を電圧変換するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、一次巻線の一方端および二次巻線の一方端がそれぞれ互いに接続される第１乃至第３のトランスと、これらの第１乃至第３のトランスの二次巻線の一方端にそれぞれ接続される第１乃至第３の整流器と、前記第１乃至第３のトランスの二次巻線に生じる電圧を平滑出力する平滑回路と、前記第１乃至第３のトランスの一次巻線の他方端と前記直流電圧源の正極とにそれぞれ接続される第１乃至第３のハイサイドスイッチと、前記第１乃至第３のトランスの一次巻線の他方端と前記直流電圧源の負極とにそれぞれ接続される第１乃至第３のローサイドスイッチと、第１乃至第３のハイサイドスイッチを所定のスイッチング周波数のもとで互いに位相を１２０°ずらして順次オン／オフし、それぞれ同じトランスに接続されるハイサイドスイッチとローサイドスイッチとを互いに逆相でオン／オフするスイッチング制御手段とを具備し、前記第１乃至第３のトランスを、前記第１乃至第３のハイサイドスイッチがそれぞれオンされたとき当該オンされたハイサイドスイッチに流れる電流をＩHiとし、前記第１乃至第３のローサイドスイッチがそれぞれオンされたとき当該オンされたローサイドスイッチに流れる電流をＩLowとしたとき、ＩHi≦０かつＩLow≧０を満たす励磁インダクタンスを有するものとした。
【０００９】
このような構成であるから、ハイサイドスイッチおよびローサイドスイッチのオン／オフに応じて、各トランスの２次側に誘導される電流の向きが反転する。トランスの２次側には整流器が設けられているので、各トランスにおいて誘導電流が一方の向きとなる場合にのみ電流が流れる。すなわちトランスがオンされる。そして、各トランスは所定のスイッチング周波数のもとで互いに１２０°ずつ位相がずれた状態で順次オン／オフされる。
【００１０】
これにより、従来方式に比して二次側の誘導電圧が１／３、誘導電流が１／２となるためスイッチング損失を減少させることができ、従ってサイズを縮小することができる。
【００１１】
さらに、各トランスの励磁インダクタンスを上記の条件に設定することにより、ゼロ電圧スイッチング回路を実現することができる。従って外部に部品を追加することなくスイッチング損失を減少させることができ、更なるサイズの縮小を促すことができる。
【００１２】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。
図１は、本発明に係わるＤＣ−ＤＣコンバータの実施の形態を示す回路図である。このＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電圧源１０の供給電圧Ｖｉｎをコンバータ部１００で電圧変換し、出力電圧Ｖｏｕｔを生成する。コンバータ部１００は制御部３００から与えられる矩形波状の駆動信号ＤＲＶ Ａ〜ＤＲＶ Ｆにより動作する。出力電圧Ｖｏｕｔはモニタ部２００によりモニタされ、その結果が制御部３００に戻される。制御部３００は出力電圧Ｖｏｕｔの値に応じて駆動信号ＤＲＶ Ａ〜ＤＲＶ ＦのデューティーＤを制御し、これにより出力電圧Ｖｏｕｔが所望値にフィードバック制御される。
【００１３】
コンバータ部１００は、ＦＥＴ（Field Effect Transistor）などのスイッチ素子１１〜１６と、トランスＴ１〜Ｔ３と、ダイオード３１〜３３と、コイル４（例えばチョークコイル）およびコンデンサ５を備える。スイッチ素子１１，１３，１５は直流電圧源１０の正極に接続され、ハイサイドスイッチとして動作する。スイッチ素子１２，１４，１６は直流電圧源１０の負極に接続され、ローサイドスイッチとして動作する。
【００１４】
トランスＴ１〜Ｔ３の一次巻線の一方端は、互いに結線される。トランスＴ１の一次巻線の他方端は、スイッチ素子１１と１２とに接続される。トランスＴ２の一次巻線の他方端は、スイッチ素子１３と１４とに接続される。トランスＴ３の一次巻線の他方端は、スイッチ素子１５と１６とに接続される。本実施形態では、各トランスＴ１〜Ｔ３の励磁インダクタンスが互いにほぼ等しいとする。
【００１５】
ダイオード３１のアノードはトランスＴ１の二次巻線の一方端に接続される。ダイオード３２のアノードはトランスＴ２の二次巻線の一方端に接続される。ダイオード３３のアノードはトランスＴ３の二次巻線の一方端に接続される。
【００１６】
コイル４およびコンデンサ５は、平滑回路を構成する。トランスＴ１〜Ｔ３の二次側に接続されるダイオード３１〜３３のカソードは、いずれもこの平滑回路に接続される。トランスＴ１〜Ｔ３の二次側の他方端は、互いに接続される。
【００１７】
図２は、図１における駆動信号ＤＲＶ Ａ〜ＤＲＶ Ｆの変化に伴う各部波形を示す図である。図２に示されるように、駆動信号ＤＲＶ Ａ〜ＤＲＶ Ｆは矩形波状で、HiおよびLowの状態を交互にとる。図２においては、各駆動信号のデューティーＤを５０％とする。
【００１８】
駆動信号ＤＲＶ ＡとＤＲＶ Ｂ、ＤＲＶ ＣとＤＲＶ Ｄ、および、ＤＲＶ ＥとＤＲＶ Ｆはそれぞれ同じトランスに接続されるスイッチ素子に与えられるもので、互いに逆相である。駆動信号がHiのときスイッチ素子がオンされ、駆動信号がLowのときスイッチ素子がオフされる。
【００１９】
ＤＲＶ Ａ、ＤＲＶ Ｃ、ＤＲＶ Ｅは所定のスイッチング周波数のもとで互いに位相が１２０°異なる。これによりスイッチ素子１１，１３，１５は上記スイッチング周波数のもとで、互いに位相が１２０°ずれた状態で順次オン／オフされる。スイッチ素子１１，１３，１５がオンのときは、それぞれ対向するスイッチ素子１２，１４，１６がオフとなり、逆にスイッチ素子１１，１３，１５がオフのときは、それぞれスイッチ素子１２，１４，１６がオンとなる。すなわち、同じトランスに接続されるスイッチ素子は互いに逆相でオン／オフされる。
【００２０】
さらに図２において、Ｖｔは各トランスＴ１〜Ｔ３の１次側にそれぞれ印加される電圧を示す。Ｉｔは各トランスＴ１〜Ｔ３の１次側に流れる電流を示す。Ｉｍは励磁電流を示す。点線は各トランスＴ１〜Ｔ３の励磁インダクタンスを示す。Ｉｄは各トランスＴ１〜Ｔ３の２次側に誘導される電流を示す。
【００２１】
図２において、駆動信号ＤＲＶ Ａ〜ＤＲＶ Ｆの変化に伴って状態が６つに遷移する。ＤＲＶ Ａがオン、ＤＲＶ Ｃがオフ、ＤＲＶ Ｅがオンの状態を状態（ａ）とする。ＤＲＶ Ａがオン、ＤＲＶ Ｃがオフ、ＤＲＶ Ｅがオフの状態を状態（ｂ）とする。ＤＲＶ Ａがオン、ＤＲＶ Ｃがオン、ＤＲＶ Ｅがオフの状態を状態（ｃ）とする。ＤＲＶ Ａがオフ、ＤＲＶ Ｃがオン、ＤＲＶ Ｅがオフの状態を状態（ｄ）とする。ＤＲＶ Ａがオフ、ＤＲＶ Ｃがオン、ＤＲＶ Ｅがオンの状態を状態（ｅ）とする。ＤＲＶ Ａがオフ、ＤＲＶ Ｃがオフ、ＤＲＶ Ｅがオンの状態を状態（ｆ）とする。
これらの状態は、状態（ａ）から状態（ｂ）、状態（ｃ）、状態（ｄ）、状態（ｅ）、状態（ｆ）と遷移し、状態（ｆ）から再び状態（ａ）に戻ってこれを繰り返す。
【００２２】
図３は、図２の各状態（ａ）〜（ｆ）に対応する図１のコンバータ部１００の等価回路を示す模式図である。図３の状態（ａ）では、トランスＴ１、Ｔ３の一次側に１／３Ｖｉｎの電圧が印加され、トランスＴ２の一次側に−２／３Ｖｉｎの電圧が印加される。このうち２次側のダイオードに順方向電圧が誘導されるのはトランスＴ１，Ｔ３であるので、これらのトランスがオンとなり、トランスＴ２はオフとなる。すなわち、トランスＴ２の二次側には見かけ上、回路が接続されていない状態となる。
【００２３】
各トランスＴ１〜Ｔ３の巻数比をｎとすると、トランスＴ１，Ｔ３の二次側には１／３Ｖｉｎ・ｎの電圧が誘導される。コンバータ部１００の出力電流をＩｏとすると、この状態で各トランスＴ１，Ｔ３の二次側に流れる電流は１／２Ｉｏとなる。
【００２４】
状態（ｂ）では、トランスＴ１の一次側に２／３Ｖｉｎの電圧が印加され、トランスＴ２，Ｔ３の一次側に−１／３Ｖｉｎの電圧が印加される。よってトランスＴ１のみがオンとなり、このトランスの二次側に２／３Ｖｉｎ・ｎの電圧が誘導されてＩｏの電流が流れる。
【００２５】
状態（ｃ）では、トランスＴ１，Ｔ２の一次側に１／３Ｖｉｎの電圧が印加され、トランスＴ３の一次側に−２／３Ｖｉｎの電圧が印加される。よってトランスＴ１，Ｔ２がオンとなり、これらのトランスの二次側に１／３Ｖｉｎ・ｎの電圧が誘導され、１／２Ｉｏの電流が流れる。
【００２６】
状態（ｄ）では、トランスＴ２の一次側に２／３Ｖｉｎの電圧が印加され、トランスＴ１，Ｔ３の一次側に−１／３Ｖｉｎの電圧が印加される。よってトランスＴ２のみがオンとなり、このトランスの二次側に２／３Ｖｉｎ・ｎの電圧が誘導されてＩｏの電流が流れる。
【００２７】
状態（ｅ）では、トランスＴ２，Ｔ３の一次側に１／３Ｖｉｎの電圧が印加され、トランスＴ１の一次側に−２／３Ｖｉｎの電圧が印加される。よってトランスＴ２，Ｔ３がオンとなり、これらのトランスの二次側に１／３Ｖｉｎ・ｎの電圧が誘導され、１／２Ｉｏの電流が流れる。
【００２８】
状態（ｆ）では、トランスＴ３の一次側に２／３Ｖｉｎの電圧が印加され、トランスＴ１，Ｔ２の一次側に−１／３Ｖｉｎの電圧が印加される。よってトランスＴ３のみがオンとなり、このトランスの二次側に２／３Ｖｉｎ・ｎの電圧が誘導されてＩｏの電流が流れる。
【００２９】
以上のように状態が遷移するにつれ、トランスＴ１のＶｔ，Ｉｔ，およびＩｍは、図２に示されるように変化する。他のトランスＴ２，Ｔ３に関しても、それぞれ位相が１２０°ずつずれるがＶｔ，Ｉｔ，およびＩｍの値は同じである。すなわち図３に示される過程において、各トランスＴ１〜Ｔ３がオフからオンへと遷移する際に、２次側の誘導電圧が従来方式に比して１／３、誘導電流が１／２となる。このためスイッチングロスを大幅に低減させることができ、従ってサイズを縮小することができる。
【００３０】
各ダイオード３１〜３３のカソード側に誘導される電圧は、状態が遷移するたびに、２／３Ｖｉｎ・ｎから１／３Ｖｉｎ・ｎへと繰り返し変化し、この誘導電圧がコイル４に印加される。コイル４を流れる電流が連続となる条件をもとに出力電圧Ｖｏを求めると、次式（１）が得られる。ただし、各素子における電圧降下は無視できるとする。
【００３１】
【数１】
2004194455.tif 000003
式（１）から、デューティーＤを可変することにより出力電圧Ｖｏを変化させることができることがわかる。このことを利用して図１に示されるように出力電圧Ｖｏをフィードバック制御することで、出力電圧Ｖｏを安定化することが可能になる。もちろん、出力電圧Ｖｏを所望値に変化させることも可能である。
【００３２】
ただし本実施形態では、駆動信号ＤＲＶ Ａ、ＤＲＶ Ｃ、およびＤＲＶ Ｅ（またはＤＲＶ Ｂ、ＤＲＶ Ｄ、ＤＲＶ Ｆ）の位相を互いに１２０°ずらすようにしているので、デューティーＤの取り得る範囲は式（２）ように制限される。
【００３３】
次に、各トランスＴ１〜Ｔ３の励磁インダクタンスにつき説明する。各駆動信号のスイッチング周波数をｆｓとし、駆動信号ＤＲＶ Ａ、ＤＲＶ Ｃ、ＤＲＶ Ｅがオン側にある時間（オン時間）をＴｏｎとし、各状態（ａ）〜（ｆ）にある時間をそれぞれＴ（ａ）〜Ｔ（ｆ）とすると、これらのパラメータはそれぞれ次式（３）〜（５）のように表すことができる。
【００３４】
【数２】
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ここで、各トランスＴ１〜Ｔ３の励磁インダクタンスをＬｐとし、状態（ａ）〜（ｆ）における各トランスＴ１〜Ｔ３の励磁電流をそれぞれΔＩ（ａ）〜ΔＩ（ｆ）とし、状態（ａ）〜（ｆ）において各トランスＴ１〜Ｔ３に流れる平均電流をそれぞれＩａｖｅとすると、次式（６）〜（１０）が得られる。
【００３５】
【数３】
2004194455.tif 000005
スイッチ素子１１，１３，１５をオンしたときに流れる電流をＩ（ａ）とし、スイッチ素子１２，１４，１６をオンしたときに流れる電流をＩ（ｄ）とすると、これらの式から、次式（１１），（１２）が得られる。
【００３６】
【数４】
2004194455.tif 000006
このように、Ｉ（ａ）およびＩ（ｄ）のいずれも、Ｌｐの関数として表現される。そこで本実施形態では、Ｉ（ａ）≦０となるようにＬｐを設定する。このようにすると、ＤＲＶ Ａ、ＤＲＶ Ｃ、ＤＲＶ Ｅ側のスイッチ素子（すなわちスイッチ素子１１，１３，１５）に逆向きに電流が流れる期間に、これらのスイッチ素子をオンできるようになる。これにより、これらのスイッチ素子をゼロ電圧スイッチングすることが可能となる。
【００３７】
同様に本実施形態では、Ｉ（ｄ）≧０となるようにＬｐを設定する。このようにすると、ＤＲＶ Ｂ、ＤＲＶ Ｄ、ＤＲＶ Ｆ側のスイッチ素子（すなわちスイッチ素子１２，１４，１６）に逆向きに電流が流れる期間に、これらのスイッチ素子をオンできるようになる。これにより、これらのスイッチ素子をも、ゼロ電圧スイッチングすることが可能となる。従って、スイッチング損失をさらに低減することができる。
【００３８】
このように本実施形態では、トランスＴ１〜Ｔ３の一次巻線の一方端を互いに結線し、他方端にスイッチ素子１１，１２、スイッチ素子１３，１４、スイッチ素子１５，１６をそれぞれ接続する。スイッチ素子１１，１３，１５を直流電圧源１０の正極に接続し、スイッチ素子１２，１４，１６を負極に接続する。トランスＴ１〜Ｔ３の二次側を平滑回路に接続し、二次巻線の一方端にそれぞれダイオード３１〜３３を接続する。そして、駆動信号ＤＲＶ Ａ，ＤＲＶ Ｃ，ＤＲＶＥの位相を互いに１２０°ずらし、駆動信号ＤＲＶ Ｂ，ＤＲＶ Ｄ，ＤＲＶ Ｆをこれと逆相とすることでトランスＴ１〜Ｔ３を１２０°ずれた位相で順次オンするようにしている。
【００３９】
このようにしたので、各トランスＴ１〜Ｔ３の二次側への誘導電圧を従来に比べ１／３、誘導電流を１／２とすることができる。よってスイッチングロスを大幅に低減させることができ、スイッチング周波数を容易に向上させることができるようになる。これにより、特に各トランスＴ１〜Ｔ３を小型化でき、従ってサイズの縮小および軽量化を促すことができる。
【００４０】
また本実施形態では、スイッチ素子１１，１３，１５をオンしたときに流れる電流をＩ（ａ）とし、スイッチ素子１２，１４，１６をオンしたときに流れる電流をＩ（ｄ）したとき、Ｉ（ａ）≦０かつＩ（ｄ）≧０となるように各トランスＴ１〜Ｔ３の励磁インダクタンスを設定するようにしている。
【００４１】
このようにしたので、共振回路を必要とすることなくゼロ電圧スイッチングを実現でき、よりシンプルな回路構成でスイッチング損失を大幅に低減できる。このことからも、回路の小型、軽量化を促すことが可能になる。さらに、部品点数が少なくなるので、出力および入力のノイズを低減することもできる。
【００４２】
なお、本発明は上記実施の形態に限定されるものではない。例えば図１においてはトランスＴ１〜Ｔ３を個別に表示したが、これらのトランスを共通のコア上に形成しても良い。このようにすると、更なる省サイズ化を促すことが可能になる。また、コイル４を各トランスＴ１〜Ｔ３に対して逆の位置に接続しても良いし、ダイオード３１〜３３をそれぞれ逆向きに接続しても良い。
【００４３】
また、それぞれ対となるスイッチ素子１１，１２、スイッチ素子１３，１４、および、スイッチ素子１５，１６が共にオンされることを防止するため、各対においていずれかのスイッチ素子がオフされてから所定の期間経過後に、当該オフされたスイッチと対をなすスイッチ素子をオンするようにしても良い。すなわちスイッチ素子のオン／オフの短い期間に、各対のスイッチ素子を共にオフする期間をデッドタイムとして設けるようにしても良い。このようにすると、直流電源１０が短絡されることをより確実に防止できる。
【００４４】
また本実施形態では、出力電圧Ｖｏに基づきデューティーＤをフィードバック制御するようにしたが、フィードフォワード制御でも良い。このほか、本発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の変形実施を行うことができる。
【００４５】
【発明の効果】
以上詳しく述べたように本発明によれば、小型、軽量にして大出力の用途に適用可能なＤＣ−ＤＣコンバータを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係わるＤＣ−ＤＣコンバータの実施の形態を示す回路図。
【図２】図１における駆動信号ＤＲＶ Ａ〜ＤＲＶ Ｆの変化に伴う各部波形をを示す図。
【図３】図２の各状態（ａ）〜（ｆ）に対応する図１のコンバータ部１００の等価回路を示す模式図。
【符号の説明】
Ｖｉｎ…供給電圧
Ｖｏｕｔ…出力電圧
Ｔ１〜Ｔ３…トランス
３１〜３３…ダイオード
４…コイル
５…コンデンサ
１０…直流電圧源
１１〜１６…スイッチ素子
１００…コンバータ部
２００…モニタ部
３００…制御部
ＤＲＶ Ａ〜ＤＲＶ Ｆ…駆動信号
【図１】
2004194455.tif 000007
【図２】
2004194455.tif 000008
【図３】
2004194455.tif 000009