(57)【要約】【課題】２次側ユニットに接続される負荷の大きさや、１次側ユニットと２次側ユニット間の間隔、また、１次側ユニットに接続する商用電源の電圧変動によっても、２次側ユニットの出力電圧を自動的に調整することのできる非接触電源装置を提供する。【解決手段】１次側ユニットと、該１次側ユニットと分離された２次側ユニットからなり、前記１次側ユニットから２次側ユニット４２へ電磁誘導により非接触で電力を供給する非接触電源装置であって、前記２次側ユニットに収容される２次側巻線の出力にインバータ回路６を備え、該インバータ６にパルス幅変調により出力の平均電圧を可変する機能７〜９を具備して構成した。【選択図】　　　　図１
2004120915.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
１次側ユニットと、該１次側ユニットと分離された２次側ユニットからなり、前記１次側ユニットから２次側ユニットへ電磁誘導により非接触で電力を供給する非接触電源装置において、前記２次側ユニットに収容する２次側巻線の出力と負荷との間に整流平滑回路とインバータ装置を備え、該インバータ装置にパルス幅変調により出力の平均電圧を可変する機能を具備して構成したことを特徴とする非接触電源装置。
【請求項２】
前記インバータ装置は、前記整流平滑回路の出力電圧に応じて前記パルス幅変調のパルス幅を可変することにより、前記インバータ装置の出力電圧を所定の電圧に自動調整するように構成したことを特徴とする請求項１記載の非接触電源装置。
【請求項３】
前記インバータ装置は、その出力にパルス幅変調した電圧波形から基本波成分を抽出するフィルタ回路を備えて構成したことを特徴とする請求項１，２記載の非接触電源装置。
【請求項４】
前記インバータ装置は、出力周波数を設定する矩形波電圧の発振器を具備して構成したことを特徴とする請求項１ないし３記載の非接触電源装置。
【請求項５】
前記インバータ回路は、出力周波数を設定する正弦波電圧の発振器を具備して構成したことを特徴とする請求項１ないし３記載の非接触電源装置。
【請求項６】
前記発振器は、その発振周波数を任意に変更可能に構成したことを特徴とする請求項４，５記載の非接触電源装置。
【請求項７】
前記インバータ装置は、その出力電圧を任意に変更可能な機能を具備して構成したことを特徴とする請求項１ないし６記載の非接触電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、負荷の変動に応じてインバータ装置の出力電圧を自動的に調整することにより、過電圧の出力を確実に防止することのできる非接触電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来から、結合トランスの１次側と２次側をそれぞれ収容する１次側ユニットと２次側ユニットを分離可能に構成して、前記１次側ユニットから２次側ユニットへ非接触で電力を供給する所謂、非接触電源装置は良く知られている（例えば、特許文献１参照。）。
【０００３】
また、前記非接触電源装置の２次側にインバータ装置を具備することによって、１次側ユニットと２次側ユニットを互いに窓ガラスや壁等の介在物を介して対向配置し、それぞれ屋内と屋外に設置することにより、屋内電源に接続した１次側ユニットから屋外に配設した２次側ユニットへ非接触で電力を供給して、前記２次側ユニットに接続した電気製品を交流電圧にて屋外で使用できることは当然である。
【０００４】
【特許文献１】
特開２００１−１１０６５８号（第２，３頁、第２図）
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
然るに、このような非接触電源装置においては、２次側ユニットに接続される負荷が小さい場合（２次側ユニットに負荷が接続されない場合を含む）は、２次側ユニットに僅かな電流しか流れない（或いは、電流が流れない）ため、２次側ユニットの出力が過電圧となり、負荷を破壊してしまう危険があった。
【０００６】
本発明は、このような問題を解消するために、２次側ユニットに接続される負荷の大きさに応じて、２次側ユニットの出力電圧を自動的に制御して、過電圧が出力されることを確実に阻止する非接触電源装置を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
前述した目的を達成するために、請求項１記載の非接触電源装置は、１次側ユニットと、該１次側ユニットと分離された２次側ユニットからなり、前記１次側ユニットから２次側ユニットへ電磁誘導により非接触で電力を供給する電源装置であって、前記２次側ユニットに収容する２次側巻線の出力と負荷との間に整流平滑回路とインバータ装置を備え、該インバータ装置にパルス幅変調により出力の平均電圧を可変する機能を具備して構成した。
【０００８】
請求項１記載の非接触電源装置によれば、軽負荷時や１次側ユニットと２次側ユニット間の距離が変動した場合、また、電源の電圧変動によっても、インバータ装置に具備したパルス幅変調機能によって、その出力電圧を常時一定に保つことができる。
【０００９】
請求項２記載の非接触電源装置は、請求項１記載の非接触電源装置において、前記インバータ装置は、前記整流平滑回路の出力電圧に応じてパルス幅変調のパルス幅を可変することにより、前記インバータ装置の出力電圧を所定の電圧に自動調整するように構成した。
【００１０】
請求項２記載の非接触電源装置によれば、パルス幅変調のパルスレートを整流平滑回路の出力電圧に従って自動調整することで、出力電圧を負荷の増減に関わらず、常時一定に保持することができる。
【００１１】
請求項３記載の非接触電源装置は、請求項１，２記載の非接触電源装置において、前記インバータ装置は、その出力にパルス幅変調した電圧波形から基本波成分を抽出するフィルタ回路を備えて構成した。
【００１２】
請求項３記載の非接触電源装置によれば、フィルタ回路によって出力電圧に含まれる高周波電圧が除去されるので、負荷に高周波電圧が供給されることにより当該負荷を破壊してしまうといった問題の発生を未然に防ぐことができる。
【００１３】
請求項４記載の非接触電源装置は、請求項１ないし３記載の非接触電源装置において、前記インバータ装置は、出力周波数を設定する矩形波電圧の発振器を具備して構成した。
【００１４】
請求項４記載の非接触電源装置によれば、発振器の矩形波電圧の周波数を任意に選択することにより、当該非接触電源装置の出力電圧の周波数を適宜変更することができる。
【００１５】
請求項５記載の非接触電源装置は、請求項１ないし３記載の非接触電源装置において、前記インバータ回路は、出力周波数を設定する正弦波電圧の発振器を具備して構成した。
【００１６】
請求項５記載の非接触電源装置によれば、発振器より正弦波電圧を出力することにより、当該非接触電源装置の出力によって駆動する負荷が高調波によって誤動作することを確実に防止することができる。
【００１７】
請求項６記載の非接触電源装置は、請求項４，５記載の非接触電源装置において、前記発振器は、その発振周波数を任意に変更可能に構成した。
【００１８】
請求項６記載の非接触電源装置によれば、発振器の発振周波数を適宜変更することにより、出力周波数を任意に変更することができるので、周波数依存性のある負荷に対しても柔軟に対応することができる。
【００１９】
請求項７記載の非接触電源装置は、請求項１ないし６記載の非接触電源装置において、前記インバータ装置は、その出力電圧を任意に変更可能な機能を具備して構成した。
【００２０】
請求項７記載の非接触電源装置によれば、当該非接触電源装置の出力電圧を自由に可変することができるので、電圧依存性の高い負荷に対しても柔軟に対応することができる。
【００２１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の好ましい実施例について、添付図面を参照して説明する。図１は本発明の非接触電源装置Ａの回路図を示しており、前記非接触電源装置１は、第１の整流平滑回路２と駆動回路３、結合トランス４、第２の整流平滑回路５および、インバータ回路６とインバータ駆動回路７、ローパスフィルタ８、および、電圧検出回路９から概略構成されている。
【００２２】
前記第１の整流平滑回路２は、図示しない商用電源から電源コンセント１０を介して供給される交流電圧を直流に整流した後、平滑して出力するための回路であり、ダイオードブリッジＤＢ１とコンデンサＣ１から構成されている。
【００２３】
前記第１の整流平滑回路２のプラス端子は、結合トランス４の後述する主トランスＴＲ１を構成する１次巻線４１ｃ（図２参照）に設けたセンタタップ４１ｅに接続され、また、１次巻線４１ｃの両端は、駆動回路３を構成するＮ−ＭＯＳスイッチングディバイスＱ１，Ｑ２のドレイン端子にそれぞれ接続されている。
【００２４】
前記駆動回路３は、前記主トランスＴＲ１の１次側巻線４１ｃに交番電流を流すための回路であり、第１の整流平滑回路２のマイナス端子にソース端子を接続したスイッチングディバイスＱ１，Ｑ２と、スイッチングディバイスＱ１，Ｑ２のゲート端子にスイッチングディバイスＱ１，Ｑ２の駆動電流を制限するための抵抗Ｒ４，Ｒ５を介して、それぞれ出力端子Ｏｕｔ１，Ｏｕｔ２に接続した駆動ＩＣ３３と、駆動ＩＣ３３の入力端子Ｃｉｎに一端を接続したタイミング生成用のコンデンサＣ２、駆動ＩＣ３３の入力端子Ｒｉｎに直列接続したタイミング生成用の抵抗Ｒ１，Ｒ２と、前記タイミング生成用の抵抗Ｒ２に並列接続した補正用スイッチ３２から構成されている。
【００２５】
なお、前記駆動ＩＣ３３の入力端子Ｃｉｎに一端を接続したタイミング生成用のコンデンサＣ２の他端と、駆動ＩＣ３３の入力端子Ｒｉｎに接続したタイミング生成用の抵抗Ｒ１に一端を接続する抵抗Ｒ２の他端は、ともに第１の整流平滑回路２のマイナス端子に接続されている。
【００２６】
前記駆動ＩＣ３３は、出力端子Ｏｕｔ１，Ｏｕｔ２に接続したスイッチングディバイスＱ１，Ｑ２を交互にオンオフさせるための素子であり、例えばテキサス・インスツルメンツ社製のスイッチング・レギュレータ・コントローラＴＬ４９４が使用される。
【００２７】
そして、スイッチングディバイスＱ１，Ｑ２のオン・オフ周期は、駆動ＩＣ３３の入力端子Ｃｉｎに接続されるコンデンサＣ２の容量と、入力端子Ｒｉｎに接続される抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗値とによって定まる駆動ＩＣ３３の発振周波数によって決定される。
【００２８】
したがって、補正用スイッチ３２が投入された場合は、入力端子Ｒｉｎに接続される抵抗値が変化するため、スイッチングディバイスＱ１，Ｑ２のオン・オフ周期（駆動ＩＣ３３の発振周波数）は変化する。
【００２９】
前記補正用スイッチ３２は、結合トランス４の１次側と２次側の間隔が過度に狭い場合、つまり、１次側と２次側の間に挟まれる窓ガラスや壁などの介在物５０（図３参照）の厚さが薄い場合、結合トランス４の２次側の出力電圧が異常に高くなることを防ぐために用いられるスイッチであり、該補正用スイッチ３２としては、操作が解除された後も、そのオンまたはオフの操作状態が保持できるものが使用される。
【００３０】
なお、前記補正用スイッチ３２は、結合トランス４の１次側と２次側間に挟まれる窓ガラスや壁などの介在物５０の厚さに応じて、駆動ＩＣ３３の発振周波数を変更するスイッチであるので、前述したようにオンまたはオフの２通りの切り替えを行うスイッチに代えて、抵抗値を０Ω〜数キロΩの間で任意に変更可能な可変抵抗を使用しても良い。
【００３１】
補正用スイッチ３２を可変抵抗により構成すれば、前記１次側と２次側間に挟まれる窓ガラスや壁などの介在物５０の厚さに応じて、駆動ＩＣ３３の発振周波数を適宜調整し、結合トランス４の１次側から２次側への電力供給を最適化することが可能となる。
【００３２】
前記結合トランス４は、１次側巻線４１ｃ（図２参照）にセンタタップ４１ｅ（図１参照）を備えた主トランスＴＲ１と、主トランスＴＲ１の２次側巻線４２ｃ（図２参照）に並列に接続した共振用コンデンサＣ３から構成されている。
【００３３】
前記共振用コンデンサＣ３は、２次側巻線４２ｃと共に共振回路を形成するものであり、結合トランス４の１次側電流の周波数と２次側の共振周波数とが等しくなるように、その容量が調整されている。すなわち、駆動回路３の補正用スイッチ３２のオフ状態における駆動ＩＣ３３の発振周波数と２次側の共振周波数とが等しくなるように、共振用コンデンサＣ３の容量が調整されている。そして、前記共振回路の共振作用により結合トランス４の２次側インピーダンスを下げて電流を流れ易くし、２次側へ十分な電力を供給するのである。
【００３４】
また、第２の整流平滑回路５は、結合トランス４から出力された交流電圧を直流に整流した後、平滑して出力する回路であり、ダイオードブリッジＤＢ２と平滑コンデンサＣ４から構成されている。
【００３５】
前記インバータ回路６は、第２の整流平滑回路５から出力される直流電圧を所定電圧の交流に変換して、負荷１１（図３参照）に出力する回路であり、直列に接続された２個のスイッチング素子を２組（Ｑ３〜Ｑ６）並列に接続して構成されている。
【００３６】
そして、直列に接続された２組のスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６のドレイン端子は、第２の整流平滑回路５のプラス端子に接続され、ソース端子は、第２の整流平滑回路５のマイナス端子に接続されている。また、スイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４との接続点、および、スイッチング素子Ｑ５とスイッチング素子Ｑ６の接続点は、それぞれローパスフィルタ８に接続されている。
【００３７】
さらに、前記スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６のそれぞれのゲート端子には、各々独立したドライバ回路６ａ〜６ｄを介してインバータ駆動回路７が接続され、また、各スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６のドレイン端子とソース端子間には、カソードをドレイン端子側、アノードをソース端子側に向けたダイオードＤ１〜Ｄ４がそれぞれ接続されている。前記インバータ駆動回路７は、所定の周波数で発振する第１の発振器１２と、該発振器１２の発振周波数を分周する分周器ＩＣ１３を備えた分配回路１４と、電圧検出回路９によって検出された出力によってパルス幅変調の変調度を自動調整するチョッパ回路１５から構成されている。
【００３８】
第１の発振器１２を構成するヒステリシスインバータＩＣ１６（第１のヒステリシスインバータという）の入力端子には、タイミング生成用のコンデンサＣ５とタイミング生成用の可変抵抗Ｒ５の一端が接続されている。タイミング生成用のコンデンサＣ５の他端は図示しない電源のＧＮＤ端子に接続されており、タイミング生成用の可変抵抗Ｒ５の他端は、ヒステリシスインバータＩＣ１６の出力に接続されるとともに、ヒステリシスインバータＩＣ１７（第２のヒステリシスインバータという）の入力に接続されている。
【００３９】
第２のヒステリシスインバータＩＣ１７の出力は、前記分配回路１４を構成する分周器ＩＣ１３のクロック入力端子ＣＬＫに入力され、前記分周器ＩＣ１３のＱ出力端子は、抵抗Ｒ６の一端と、ダイオードＤ５のカソードおよび分周器ＩＣ１３のデータ入力端子Ｄに接続されている。
【００４０】
抵抗Ｒ６の他端とダイオードＤ５のアノードはコンデンサＣ６の一端とともに第３のヒステリシスインバータＩＣ１８の入力端子に接続されており、前記コンデンサＣ６の他端は、図示しない電源のＧＮＤ端子に接続されている。分周器ＩＣ１３のＱバー出力端子は、抵抗Ｒ７の一端とダイオードＤ６のカソードに接続されており、抵抗Ｒ７の他端とダイオードＤ６のアノードは、コンデンサＣ７の一端と第４のヒステリシスインバータＩＣ１９の入力端子に接続されている。また、コンデンサＣ７の他端は図示しない電源のＧＮＤ端子に接続されている。
【００４１】
第３のヒステリシスインバータＩＣ１８の出力は、第１の反転バッファＩＣ２０の入力端子と、第１のアンドゲートＩＣ２１の一方の入力端子に接続されており、第４のヒステリシスインバータＩＣ１９の出力端子は、第２の反転バッファＩＣ２２の入力端子と第２のアンドゲードＩＣ２３の一方の入力端子に接続されている。
【００４２】
第１の反転バッファＩＣ２０の出力端子はインバータ回路６を構成するドライバ回路６ａを介してスイッチング素子Ｑ３のゲート端子に接続され、第２の反転バッファＩＣ２２の出力端子は、インバータ回路６のドライバ回路６ｃを介してスイッチング素子Ｑ５のゲート端子に接続されている。
【００４３】
第１のアンドゲートＩＣ２１の出力端子は、インバータ回路６のドライバ回路６ｄを介してスイッチング素子Ｑ６のゲート端子に接続され、第２のアンドゲートＩＣ２３の出力端子は、インバータ回路６のドライバ回路６ｂを介してスイッチング素子Ｑ４のゲート端子に接続されている。
【００４４】
電圧検出回路９を構成する誤差アンプＩＣ２４の非反転入力端子には、抵抗Ｒ１１と抵抗Ｒ１２の間に直列に接続した可変抵抗ＶＲが接続され、誤差アンプＩＣ２４の反転入力端子には、抵抗Ｒ８と抵抗Ｒ９のそれぞれの一端が接続されている。
【００４５】
抵抗Ｒ１１と抵抗Ｒ１２の抵抗Ｒ１２と抵抗Ｒ１１と接続しない側の端部は、図示しない電源のプラス端子と、ＧＮＤ端子に接続され、また、抵抗Ｒ８の他端は、誤差アンプＩＣ２４の出力端子とともにチョッパ回路１５を構成するコンパレータＩＣ２５の反転入力端子に接続される。抵抗Ｒ９の他端は、抵抗Ｒ１０の一端とともにフォトカプラＰＣ１のエミッタ端子に接続されており、フォトカプラＰＣ１のコレクタ端子は、図示しない電源のプラス端子に接続され、さらに、抵抗Ｒ１０の他端は、図示しない電源のＧＮＤ端子に接続されている。
【００４６】
前記コンパレータＩＣ２５の非反転入力端子には、チョッパ回路１５の三角波発振器ＯＳＣ１の出力が接続されており、コンパレータＩＣ２５の出力端子は、アンドゲートＩＣ２１，ＩＣ２３の他方の入力端子に接続されている。
【００４７】
ローパスフィルタ８は、インバータ回路６の出力に含まれるインバータ駆動回路７の三角波発振器ＯＳＣ１の高周波電圧を除去して、インバータ駆動回路７の第１の発振器１２の周波数成分のみ通過させる回路であり、スイッチング素子Ｑ５のソース端子とダイオードＤ３のアノード、および、スイッチング素子Ｑ６のドレイン端子とダイオードＤ４のカソードとの接続点を一端に接続したチョークコイルＬ１と、該チョークコイルＬ１の他端に一端を接続し、他端を、スイッチング素子Ｑ３のソース端子とダイオードＤ１のアノード、および、スイッチング素子Ｑ４のドレイン端子とダイオードＤ２のカソードとの接続点に接続したコンデンサＣ８から構成されている。
【００４８】
電圧検出回路９は、当該非接触電源装置Ａの出力電圧を監視して、インバータ制御回路６にフィードバックすることにより、前記出力電圧を所定の電圧に保持するための回路であり、ローパスフィルタ８の出力を全波整流するブリッジ回路を構成するダイオードＤ７〜Ｄ１０と、該ブリッジ回路のプラス端子とマイナス端子の間に並列に接続したコンデンサＣ８，抵抗Ｒ１３および抵抗Ｒ１５〜Ｒ１７からなる抵抗列と、前記ブリッジ回路のマイナス端子にアノードを接続し、カソードをフォトカプラＰＣ１のカソードに接続したシャントレギュレータＩＣＺＤ１と、前記フォトカプラＰＣ１、および、該フォトカプラＰＣ１のアノードに一端を接続し、他端を前記ブリッジ回路のプラス端子に接続した抵抗Ｒ１４と、前述したフォトカプラＰＣ１に接続した抵抗Ｒ９，Ｒ１０、抵抗Ｒ９に接続した抵抗Ｒ８と誤差アンプＩＣ２４、誤差アンプＩＣ２４に接続した可変抵抗ＶＲと、該可変抵抗ＶＲに接続した抵抗Ｒ１１，Ｒ１２から電圧検出回路９は構成されている。
【００４９】
図２は以上のように構成された非接触電源装置Ａの結合トランス４の構造を示す側断面図であり、結合トランス４は、側断面形状を例えば、Ｃ字形に形成した１次側鉄心４１ｂ，２次側鉄心４２ｂと、該１次側鉄心４１ｂ，２次側鉄心４２ｂにそれぞれ巻回される１次側巻線４１ｃ，２次側巻線４２ｃを具備して構成されている。
【００５０】
前記１次側巻線４１ｃを巻回した１次側鉄心４１ｂと、２次側巻線４２ｃを巻回した２次側鉄心４２ｂは、それぞれ筐形状に形成した例えば、プラスティック等の樹脂材からなるケーシング４１ａ，４２ａ内に個別に収容された状態で、前記１次側鉄心４１ｂと２次側鉄心４２ｂの上下一対の端面を互いに交差することのないように対向配置している。
【００５１】
また、前記ケーシング４１ａ，４２ａには、導電率の高い非磁性体金属からなるカバー体４１ｆ，４２ｆが、それぞれ他方のケーシング４２ａ，４１ａと対向する側を開放して取り付けられている。
【００５２】
また、１次側鉄心４１ｂおよび２次側鉄心４２ｂは、継鉄部４１ｄ，４２ｄの長さを十分長くすることによって、当該１次側鉄心４１ｂに巻回される１次側巻線４１ｃから２次側鉄心４２ｂに巻回される２次側巻線４２ｃに電磁誘導によって電力が効率的に供給されるように構成している。
【００５３】
つまり、前記継鉄部４１ｄ，４２ｄの長さＬは、１次側ユニット４１と２次側ユニット４２間のギャップ長Ｇの２倍以上にすることが好ましく、１次側ユニット４１と２次側ユニット４２間に介在する窓ガラスや壁等の厚みを想定して、前記継鉄部４１ｄ，４２ｄの長さを予め設定しておけばよい。
【００５４】
なお、前記１次側鉄心４１ｂおよび２次側鉄心４２ｂの形状はＣ字形に特定するものではなく例えば、Ｅ字形に形成しても良い。この場合、１次側鉄心４１ｂと２次側鉄心４２ｂは、それぞれ上中下３段に具備する端面を互いに交差させることなく対向配置するものとする。
【００５５】
そして、このように構成した１次側ユニット４１と２次側ユニット４２間で電磁誘導により電力を供給する場合は、図３に示すように、両ユニット４１，４２を窓ガラスや壁等の介在物５０を挟んで対向配置させ、電源コンセント１０を介して１次側ユニット４１に電力を供給することにより、１次側ユニット４１は図２に示す１次側鉄心４１ｄから２次側ユニット４２の２次側鉄心４２ｄに介在物５０を介して磁束を鎖交させて、２次側巻線４２ｃに電圧を発生させることにより、２次側ユニット４２に接続した負荷１１を良好に駆動するのである。
【００５６】
なお、前記１次側鉄心４１ｄから２次側鉄心４２ｄに磁束が鎖交する際、前記１次側鉄心４１ｄに誘起された磁束は、図２に示す１次側ユニット４１に具備したカバー体４１ｆからケーシング４１ａを通過して外部へ漏出しようとするが、前記カバー体４１ｆは導電率の高い非磁性体金属によって形成されているので、磁束がカバー体４１ｆを通過するとき、前記カバー体４１ｆには漏れ磁束を妨げる向きに渦電流が発生する。
【００５７】
この渦電流の発生により、カバー体４１ｆには漏れ磁束と逆向きの磁束が誘起されるため、カバー体４１ｆを通過して外部に漏出する磁束は確実に減少し、この結果、１次側鉄心４１ｂに誘起した磁束を効率よく２次側鉄心４２ｂに鎖交させることができ、以て、１次側ユニット４１から２次側ユニット４２へ良好に電力を供給することができる。
【００５８】
また、前記１次側鉄心４１ｄおよび２次側鉄心４２ｄは、その脚間距離Ｌが１次側ユニット４１と２次側ユニット４２間のギャップ長Ｇの２倍以上になるように構成されているので、１次側鉄心４１ｄに誘起された磁束は、１次側鉄心４１ｄの脚間を跨ぐことなく確実に２次側鉄心４２ｄに鎖交して、２次側ユニット４２に確実に電力を供給することができる。
【００５９】
次に、上記のように使用する非接触電源装置Ａの動作について説明する。電源コンセント１０を例えば、屋内電源等の商用電源（交流電源）に接続すると、第１の整流平滑回路２のダイオードブリッジＤＢ１と平滑コンデンサＣ１によって整流・平滑されて直流電圧が出力される。
【００６０】
同時に、駆動回路３の駆動ＩＣ３３にも図示しない直流電源から駆動電圧が供給され、タイミング生成用のコンデンサＣ２と抵抗Ｒ１，Ｒ２の直列抵抗によって定まる駆動ＩＣ３３の発振周波数（周期）で、出力端子Ｏｕｔｌ，Ｏｕｔ２から抵抗Ｒ４，Ｒ５を介すことにより、スイッチングディバイスＱ１，Ｑ２を交互にオン・オフさせる。
【００６１】
スイッチングディバイスＱ１，Ｑ２が交互にオン・オフ駆動されると、結合トランス４の主トランスＴＲ１の１次側巻線４１ｃには、コンデンサＣ２と抵抗Ｒ１，Ｒ２とによって定まる周波数の交番電流が流れる。
【００６２】
前記１次側巻線４１ｃに交番電流が流れると、主トランスＴＲ１の２次側巻線４２ｃには磁束が鎖交して、前記２次側巻線４２ｃに電圧が発生する。このとき、共振用コンデンサＣ３は、予め結合トランス４の１次側巻線４１ｃに流れる電流の周波数と２次側の共振周波数とが等しくなるように容量調整されているので、前記共振用コンデンサＣ３と２次側巻線４２ｃからなる共振回路の共振作用によって、結合トランス４の１次側から２次側へ供給される電力は最適化される。
【００６３】
結合トランス４の共振用コンデンサＣ３の両端から供給される電圧は、第２の整流平滑回路５のダイオードブリッジＤＢ２とコンデンサＣ４とによって、再び直流電圧に変換された後、コンデンサＣ４の両端から出力される。そして、コンデンサＣ４から出力される直流のプラス電圧は、インバータ回路６に出力されるとともに、図示しない直流電源に供給されインバータ回路６とインバータ駆動回路７の制御電源（図示せず）が作られる。
【００６４】
これにより、インバータ駆動回路７からインバータ回路６に駆動信号が出力されて、第２の整流平滑回路５からインバータ回路６に供給されたプラス電圧は再度交流に変換されてローパスフィルタ８に出力され、当該ローパスフィルタ８によって高周波電圧を除去した後、負荷１１に供給されることにより、これを駆動する。
【００６５】
つづいて、前記インバータ駆動回路７の動作について、図４の波形図を用いて説明する。図１に示すヒステリシスインバータＩＣ１６の入力端子には、タイミング生成用のコンデンサＣ５と抵抗Ｒ５によって図４（ａ）に示す波形の電圧が入力される。
【００６６】
これにより、前記第１のヒステリシスインバータＩＣ１６は、図４（ｂ）に示す矩形波の発振波を出力する。そして、この発振波は、前述したように、本非接触電源装置Ａが出力すべき周波数の２倍の周波数となるように設定されており、この発振信号の立ち上がりに同期して、図１に示す分周器ＩＣ１３は、第１のヒステリシスインバータＩＣ１６の出力の１／２の周波数でデューティーサイクル５０％の信号を同図（ｃ），（ｄ）に示すようにＱ出力端子およびＱバー出力端子から出力する。
【００６７】
分周器ＩＣ１３のＱ出力端子から出力される信号は、抵抗Ｒ６，コンデンサＣ６とダイオードＤ５によって、その立ち上がり信号のみが積分されて、図４（ｅ）に示す遅延信号として第３のヒステリシスインバータＩＣ１８に出力される。
【００６８】
同様に、分周器ＩＣ１３のＱバー出力端子から出力される信号は、コンデンサＣ７，抵抗Ｒ７およびダイオードＤ６によって立ち上がり信号のみが積分されて、同図（ｆ）に示す遅延信号として第４のヒステリシスインバータＩＣ１９に出力される。
【００６９】
この結果、第３，４のヒステリシスインバータＩＣ１８，ＩＣ１９の出力は、図４（ｇ），（ｈ）に示すように、Ｌレベルである時間がＨレベルである時間よりも短い信号となるのである。
【００７０】
第３のヒステリシスインバータＩＣ１８の出力は、反転バッファＩＣ２０の入力端子と、アンドゲートＩＣ２１の一方の入力端子に入力され、また、第４のヒステリシスインバータＩＣ１９の出力は、反転バッファＩＣ２２の入力端子と、アンドゲートＩＣ２３の一方の入力端子に入力され、これにより、反転バッファＩＣ２０，２２とアンドゲートＩＣ２１，２３の出力は、インバータ回路６のそれぞれのドライバ回路６ａ〜６ｄを介してスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６のゲート端子に、図４（ｊ），（ｋ），（ｌ），（ｍ）に示すオン・オフ信号を送信するのである。
【００７１】
このとき、インバータ回路６を構成するスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４、Ｑ５，Ｑ６の各組は、抵抗Ｒ６，Ｒ７とコンデンサＣ６，Ｃ７による遅延時間分だけ同時にオフ信号が与えられるので、各組のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４、Ｑ５，Ｑ６は動作遅れによる同時オン状態が発生することがないのである。
【００７２】
また、アンドゲートＩＣ２１，２３の他方の入力端子には、コンパレータＩＣ２５のパルス幅変調された信号が入力されるので、アンドゲートＩＣ２１，２３の出力もパルス幅変調され、インバータ回路６のスイッチング素子Ｑ４，Ｑ６はそのデューティーサイクルに従ってオン・オフする。
【００７３】
前記インバータ回路６の出力は、図１に示すローパスフィルタ８に入力され、該ローパスフィルタ８によってパルス幅変調による高周波電圧のみ除去されて出力される。つまり、前記ローパスフィルタ８の出力周波数は、所定の周波数域に対しては減衰することなく、パルス幅変調による高周波電圧に対しては充分な減衰量を持つことができる。
【００７４】
前記ローパスフィルタ８を通過した交流電圧は、負荷１１（図３参照）に出力されるとともに、図１に示す電圧検出回路９にも入力される。前記電圧検出回路９では、前記ローパスフィルタ８が出力する所定周波数の交流電圧をダイオードＤ７〜Ｄ１０によって全波整流した後、コンデンサＣ８および抵抗Ｒ１３により平滑して直流電圧に変換する。
【００７５】
直流電圧に変換された出力は、シャントレギュレータＺＤ１で電圧検出されるのであるが、該シャントレギュレータＺＤ１は抵抗Ｒ１５〜Ｒ１７によって任意の電圧に設定され、所定の電圧値以上の電圧がカソードとアノード間に印加されたときのみオンする機能を備えた素子（例えば、テキサスインスツルメンツ社のＴＬ４３１）であるので、前記ダイオードＤ７〜Ｄ１０およびコンデンサＣ８と抵抗Ｒ１３にて整流・平滑されたローパスフィルタ８の出力が所定の電圧以上となった場合は、シャントレギュレータＺＤ１がオンして、フォトカプラＰＣ１に電流が流れることになる。
【００７６】
フォトカプラＰＣ１に電流が流れると、フォトカプラＰＣ１の２次側を構成するトランジスタＰＣ１’がオンして、インバータ駆動回路７の抵抗Ｒ１０とによって分圧された誤差アンプＩＣ２４の反転入力端子に入力される電圧が上昇する。一方、誤差アンプＩＣ２４の非反転入力端子には、図示しない電源とＧＮＤ端子間に接続した抵抗Ｒ１１，Ｒ１２、可変抵抗ＶＲによって決定する電圧が入力されているので、可変抵抗ＶＲを所定値に設定しておくことにより、誤差アンプＩＣ２４の反転入力端子に入力される電圧値は非反転入力端子に入力される電圧値を超えて上昇する。
【００７７】
すなわち、ローパスフィルタ８の出力電圧が所定の電圧値以上に上昇した場合、その上昇分が誤差アンプＩＣ２４で増幅されて、その結果、誤差アンプＩＣ２４の出力電圧は降下する。なお、前記誤差アンプＩＣ２４の増幅度は、これに接続される抵抗Ｒ８，Ｒ９によって所定の倍率に調整されている。
【００７８】
前記誤差アンプＩＣ２４の出力は、コンパレータＩＣ２５の反転入力端子に入力され、一方、コンパレータＩＣ２５の非反転入力端子には、三角波発振器ＯＳＣ１の出力が接続され、前記コンパレータＩＣ２５は、両入力を比較することにより、三角波発振器ＯＳＣ１の発振周波数でパルス幅変調された信号を出力するのである。
【００７９】
したがって、前述したように、ローパスフィルタ８の出力が上昇して誤差アンプＩＣ２４の出力が降下すると、コンパレータＩＣ２５から出力されるパルス信号のうちＨレベルの締める割合が増加して、スイッチング素子Ｑ４，Ｑ６のオン時間が減少するため、インバータ回路６の出力電圧を下げることができる。この結果、本非接触電源装置Ａは、所定の周波数・電圧値を維持した交流電圧を常時出力することができるのである。
【００８０】
次に、図２，３に示す１次側ユニット４１と２次側ユニット４２の間に挟まれる窓ガラスや壁等の介在物５０の厚みが薄い場合の操作について説明する。前記介在物５０の厚みが薄い場合、結合トランス４の１次側巻線４１ｃと２次側巻線４２ｃとの結合係数が上昇するため、２次側巻線４２ｃの出力電圧が異常に上昇するといった問題が発生する。
【００８１】
この場合、２次側に発生する過電圧によってインバータ回路６が破壊されることを防止するために、駆動回路３の補正用スイッチ３２をオン操作して、２次側巻線４２ｃの出力電圧の上昇を抑制するのである。
【００８２】
つまり、駆動回路３の補正用スイッチ３２をオン操作することによって、抵抗Ｒ２が短絡するので、駆動ＩＣ３３の発振周波数は高くなり、主トランスＴＲ１の１次側に流れる交番電流の周波数も高くなる。この結果、前記交番電流は、主トランスＴＲ１の２次側巻線４２ｃとコンデンサＣ３によって定まる共振周波数から逸脱するため、主トランスＴＲ１の２次側に発生する電圧の上昇を確実に抑制することができるのである。
【００８３】
図５は、本発明の他の実施例における非接触電源装置Ｂの回路図を示しており、図５において、図１に示す非接触電源装置Ａと異なるところは、図１において、インバータ駆動回路７の誤差アンプＩＣ２４の非反転入力端子に接続される抵抗Ｒ１１，Ｒ１２、可変抵抗ＶＲに替えて、発振周波数を任意に変更可能な正弦波発振器２６を接続するとともに、前記誤差アンプＩＣ２４の反転入力端子には、電圧検出回路９ａの出力が絶縁アンプＩＣ２７を介して接続されて、インバータ駆動回路２８が構成されている。なお、その他の構成については、図１に示す非接触電源装置Ａと同様であるので、説明は割愛する。
【００８４】
前記電圧検出回路９ａは、２つの抵抗Ｒ１８，Ｒ１９から構成されており、ローパスフィルタ８の出力は、前記抵抗Ｒ１８，Ｒ１９によって分圧されて絶縁アンプＩＣ２７の入力端子に入力される。
【００８５】
前記絶縁アンプＩＣ２７は、入力と出力が絶縁された所定の増幅率を有する直線増幅器であり、電圧検出回路９ａより入力された電圧を前記増幅率により増幅して、抵抗Ｒ９を介して誤差アンプＩＣ２４の反転入力端子に入力する。
【００８６】
誤差アンプＩＣ２４の非反転入力端子には、前述したように、正弦波発振器２６が接続されているので、当該誤差アンプＩＣ２４は、反転入力端子に入力された絶縁アンプＩＣ２７の出力と、基準となる正弦波発振器２６の出力波形とを誤差演算して、コンパレータＩＣ２５に出力する。
【００８７】
コンパレータＩＣ２５は、入力された電圧値を三角波発振器ＯＳＣ１の出力と比較して、正弦波信号に対応したパルス幅変調したパルス信号を出力する。前記コンパレータＩＣ２５の出力は、アンドゲートＩＣ２１，ＩＣ２３を介してスイッチング素子Ｑ４，Ｑ６のドライバ回路６ｂ，６ｄに入力される。
【００８８】
一方、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ５のドライバ回路６ａ，６ｃには、図１に示す非接触電源装置Ａの場合と同様に、抵抗Ｒ６，Ｒ７、ダイオードＤ５，Ｄ６、コンデンサＣ５，Ｃ６からなる遅延回路を介して、反転バッファＩＣ２０，ＩＣ２２の出力が入力される。
【００８９】
これにより、インバータ回路６の各スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６には、それぞれのドライバ回路６ａ〜６ｄからオン・オフ信号が入力され、前記スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６は、同時にオンすることにより破壊されることなく、良好にオン・オフすることができる
【００９０】
この結果、前記インバータ回路６からは、正弦波発振器２６から出力される正弦波に対応したパルス信号が出力されることとなり、ローパスフィルタ８の出力、すなわち、本非接触電源装置Ｂの出力電圧を常時所定の電圧値に自動的に調整することができるのである。
【００９１】
図６，７は、前記非接触電源装置Ａ，Ｂに別の機能を付加した非接触電源装置１００を示す図であり、図１，５に示す非接触電源装置Ａ，Ｂによれば、１次側ユニット４１の電源コンセント１０を商用電源に接続した時点で、２次側ユニット４２の取付けの有無に関わらず、駆動回路３が自動的に作動して、結合トランス４の１次側巻線４１ｃに励磁電流が待機電流として流れ、常に一定の電力が消費されてしまうといった欠点があった。
【００９２】
これに対し、図６，７に示す非接触電源装置１００では、１次側ユニット４１に対向して２次側ユニット４２が取付けられない限り、１次側ユニット４１で電力が消費されることはない。
【００９３】
すなわち、図６（ａ）に示す非接触電源装置１００は、１次側ユニット４１の２次側ユニット４２との対向面に押しボタンスイッチ６５が配設されており、また、２次側ユニット４２の１次側ユニット４１との対向面であって、両ユニット４１，４２を対向配置させたときに１次側ユニット４１の押しボタンスイッチ６５と対向する位置に、押しボタンスイッチ６５より十分に大きな凹部６６が形成されている。
【００９４】
そして、前記スイッチ６５は、該スイッチ６５が押下されている間のみオン状態を維持し、その押下が解除された場合にオフとなるスイッチで構成されるものとし、図６（ｂ）に示すように、電源コンセント１０と第１整流平滑回路２との間に取付けられている。また、前記凹部６６は、押しボタンスイッチ６５を、そのオフ状態を維持したまま内部に収容可能な大きさに形成されている。
【００９５】
この非接触電源装置１００によれば、電源コンセント１０が商用電源に差し込まれた状態で、押しボタンスイッチ６５が押下されている場合に限り、商用電源から交流電圧が前記ダイオードブリッジＤＢ１および駆動回路３へ供給される。
【００９６】
換言すれば、押しボタンスイッチ６５が非押下の状態では、電源コンセント１０が商用電源に差し込まれていても、商用電源からの交流電圧はダイオードブリッジＤＢ１および駆動回路３へ供給されないので、１次側ユニット４１が駆動することはなく、無駄な電力消費を抑制できる。
【００９７】
したがって、図７（ａ）に示すように、非接触電源装置１００の１次側ユニット４１と２次側ユニット４２とが、窓ガラスや壁などの介在物５０を介して正常に取り付けられている場合には、介在物５０により押しボタンスイッチ６５がオンされ、前記ダイオードブリッジＤＢ１および駆動回路３へ交流電圧が供給されて、１次側ユニット４１が作動する。
【００９８】
一方、図７（ｂ）に示すように、１次側ユニット４１が介在物５０から取り外された状態では、押しボタンスイッチ６５は投入されないので、ダイオードブリッジＤＢ１および駆動回路３へ交流電圧は供給されず、１次側ユニット４１で電力は消費されることはない。
【００９９】
また、図７（ｃ）に示すように、１次側ユニット４１と２次側ユニット４２が介在物５０を介すことなく、直接接触している状態では、押しボタンスイッチ６５は凹部６６内に収容されて投入されることはないので、この場合も前記ダイオードブリッジＤＢ１および駆動回路３へ交流電圧は供給されず、１次側ユニット４１で電力消費が行われることはない。
【０１００】
通常、図７（ｃ）に示す状態で１次側ユニット４１が作動すると、両ユニット４１，４２の間隔は極めて狭いので、２次側ユニット４２に異常に高い電圧が誘起されて出火等の事故を招く恐れがある。然るに、前記非接触電源装置１００では、このような状況において１次側ユニット４１の作動が禁止される（１次側ユニット４１は作動しない）ので、２次側ユニット４２に異常に高い電圧が誘起されることはなく、出火等の発生を完全に阻止することができる。
【０１０１】
図８は前記非接触電源装置１００同様、電源コンセント１０を商用電源に指し込むだけでは、１次側ユニット４１と２次側ユニット４２が対向していない限り、１次側ユニット４１が作動することのないように構成した非接触電源装置２００を示す斜視図である。
【０１０２】
前記非接触電源装置２００は、１次側ユニット４１の２次側ユニット４２の対向面内部にリードスイッチ７１が配設され、また、２次側ユニット４２の１次側ユニット４１との対向面であって、両ユニット４１，４２を対向配置させたときに１次側ユニット４１のリードスイッチ７１と対向する位置に、そのリードスイッチ７１をオンさせるに十分な磁力を有する永久磁石７２が配設されている。
【０１０３】
前記リードスイッチ７１は、通常、オフ状態にあり、永久磁石７２が接近した場合に限りその磁力によってオンするスイッチである。一旦オンされたリードスイッチ７１は、永久磁石７２と離隔されることによりオフされる。
【０１０４】
このリードスイッチ７１は、前記非接触電源装置１０の押しボタンスイッチ６５と電気的に（回路上）同位置に配設すればよく（図６（ｂ）参照）、電源コンセント１０が商用電源に差し込まれた状態で、リードスイッチ７１がオンされている場合に限り、商用電源の交流電圧がダイオードブリッジＤＢ１および駆動回路３へ供給される。
【０１０５】
したがって、前記リードスイッチ７１がオフした状態では、電源コンセント１０が商用電源に差し込まれていても、商用電源の交流電圧はダイオードブリッジＤＢ１および駆動回路３へ供給されず、１次側ユニット４１で無駄に電力が消費されることはない。
【０１０６】
このように図８に示す非接触電源装置２００は、１次側ユニット４１と２次側ユニット４２が対向配置された場合にのみ、１次側ユニット４１に電力が供給されるため、１次側ユニット４１と２次側ユニット４２が、窓ガラスや壁などの介在物５０を介して正常に取り付けられている場合には、永久磁石７２の磁力によってリードスイッチ７１がオンされ、ダイオードブリッジＤＢ１および駆動回路３へ交流電圧が供給されて、１次側ユニット４１を良好に作動することができる。
【０１０７】
一方、２次側ユニット４２が取り外された状態では、リードスイッチ７１に永久磁石７２の磁力が及ぶことがないので、リードスイッチ７１がオンされることはない。したがって、このような場合には、前記ダイオードブリッジＤＢ１および駆動回路３へ交流電圧は供給されず、１次側ユニット４１で無駄に電力が消費されることはない。
【０１０８】
なお、図６（ａ）に示す押しボタンスイッチ６５および凹部６６と、図８に示すリードスイッチ７１および永久磁石７２を、一の非接触電源装置に共に搭載して構成するようにしても良い。図９（ａ）は、前記両スイッチ６５，７１を直列に接続して共に搭載した非接触電源装置３００のうち、電源コンセント１０及びダイオードブリッジＤＢ１部分を抽出して示した回路図である。
【０１０９】
この非接触電源装置３００は、図９（ｂ）に示すように、１次側ユニット４１と２次側ユニット４２が介在物５０を介して対向配置している場合にのみ、１次側ユニット４１がオンされ、図９（ｃ）に示すように、１次側ユニット４１のみが介在物５０に当接し、２次側ユニット４２が取り外されている場合や、図９（ｄ）に示すように、１次側ユニット４１と２次側ユニット４２とが介在物５０を介すことなく直接接触している場合は、１次側ユニット４１はオフ状態となる。
【０１１０】
つまり、１次側ユニット４１のみが取付けられている場合や、１次側ユニット４１と２次側ユニット４２が揃っていても、両ユニット４１，４２が直接接触している場合には、前記１次側ユニット４１はオンせず、該１次側ユニット４１で無駄に電力が消費されること、および、２次側ユニット４２に異常に高い電圧が発生することを確実に防止することができる。
【０１１１】
以上説明したように、本発明の非接触電源装置によれば、接続する負荷に変動がある場合や、１次側ユニットと２次側ユニット間の距離が変動する場合、または、１次側ユニットを接続する電源電圧に変動がある場合でも、インバータ装置の出力電圧を自動的に制御することにより、２次側に過電圧が発生することを確実に防止することができる。
【０１１２】
【発明の効果】
請求項１記載の非接触電源装置によれば、負荷の変動や１次側ユニットと２次側ユニット間の距離の変動、および、電源電圧の変動に対しても、インバータ装置によって２次側ユニットの出力電圧を所定の電圧値に常に保つことができるので、負荷が過電圧によって破壊されることを確実に防止でき、非常に効果的である。
【０１１３】
請求項２記載の非接触電源装置によれば、パルス幅変調のパルスレートを整流平滑回路の出力電圧に従って自動調整することで、出力電圧を負荷の増減に関わらず、常時一定に保持することができ、有効である。
【０１１４】
請求項３記載の非接触電源装置によれば、フィルタ回路によって出力電圧に含まれる高周波電圧が除去されるので、負荷が高周波電流によって破壊されたり、誤動作するといったことはなく、安全性を向上させることができる。
【０１１５】
請求項４記載の非接触電源装置によれば、出力電圧の周波数を矩形波電圧の発振器にて自由に変更できるので、負荷に対応した出力周波数を自由に出力することができ、利便である。
【０１１６】
請求項５記載の非接触電源装置によれば、正弦波電圧の出力が可能であるので、高調波によって負荷が誤動作することはなく、有効である。
【０１１７】
請求項６記載の非接触電源装置によれば、出力電圧の周波数を自由に可変できるので、対応する利用周波数が異なる負荷に対しても柔軟に対応することが可能となり、便利である。
【０１１８】
請求項７記載の非接触電源装置によれば、出力電圧値を任意に変更することが可能であるので、利用電圧値が異なる負荷に対しても柔軟に対応することができ、利便である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例にかかる非接触電源装置の回路図である。
【図２】前記非接触電源装置を構成する結合トランスの側断面図である。
【図３】前記非接触電源装置の使用状態図である。
【図４】前記非接触電源装置のインバータ駆動回路を構成する各部位の波形図である。
【図５】本発明の第２実施例にかかる非接触電源装置の回路図である。
【図６】（ａ）は、前記非接触電源装置の外観の一例を示す斜視図であり、（ｂ）は、前記非接触電源装置の電源コンセント及びダイオードブリッジ部分を抽出して示す回路図である。
【図７】［図６］に示す非接触電源装置の使用状態図である。
【図８】前記非接触電源装置の外観の一例を示す斜視図である。
【図９】（ａ）は、［図８］に示す非接触電源装置の電源コンセント及びダイオードブリッジ部分を抽出して示す回路図であり、（ｂ）ないし（ｄ）は、前記非接触電源装置の使用状態図である。
【符号の説明】
Ａ，Ｂ，１００，２００，３００　非接触電電源装置
４　結合トランス
６　インバータ回路
７，２８　インバータ駆動回路
８　ローパスフィルタ
９，９ａ　電圧検出回路
１１　負荷
１２　第１の発振器
１４　分配回路
１５　チョッパ回路
２６　正弦波発振器
２７　絶縁アンプ
４１　１次側ユニット
４２　２次側ユニット
【図１】
2004120915.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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