(57)【要約】【課題】低帯域と高帯域との分離のためにアンテナにダイプレクサを用いることを不要にするスイッチング回路を実現する。【解決手段】マルチバンド携帯電話機のアンテナに用いられるスイッチング回路は、アンテナポート１０と低帯域送信ポート１４と高帯域送信ポート１２と少なくとも１つの受信ポート１６とを備えている。４つのＰＩＮダイオードＤ１〜Ｄ４からなる電圧制御の単極三投型（ＳＰ３Ｔ）半導体スイッチは、低帯域送信ポート１４、高帯域送信ポート１２および受信ポート１６のいずれかを選択的にアンテナポート１０に接続する。この回路の低帯域部と高帯域部とを分離するのにダイプレクサは用いられていない。【選択図】図１
2004194310.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
マルチバンド携帯電話機のアンテナに用いられるスイッチング回路であって、
アンテナポートと、低帯域送信ポートと、高帯域送信ポートと、少なくとも１つの受信ポートとを備え、
前記スイッチング回路は、更に、前記低帯域送信ポートと前記高帯域送信ポートと前記受信ポートのいずれかを選択的にアンテナポートに接続する、電圧制御の単極三投型半導体スイッチを備えたことを特徴とするスイッチング回路。
【請求項２】
前記単極三投型スイッチは、複数の単極単投型半導体スイッチング素子を備えたことを特徴とする請求項１記載のスイッチング回路。
【請求項３】
前記単極単投型半導体スイッチング素子は、ダイオードであることを特徴とする請求項２記載のスイッチング回路。
【請求項４】
前記アンテナポートは、第１の単極単投型半導体スイッチング素子を介して前記低帯域送信ポートに接続され、第２の単極単投型半導体スイッチング素子を介して前記高帯域送信ポートに接続され、直列接続された第１および第２の周波数依存の移相素子を介して前記受信ポートに接続され、
前記スイッチング回路は、更に、第３の単極単投型半導体スイッチング素子を介して前記第１および第２の移相素子の接続点に接続された第１の同調回路と、第４の単極単投型半導体スイッチング素子を介して前記第２の移相素子の一端に接続された第２の同調回路とを含み、前記第１の同調回路は、実質的に高帯域送信周波数範囲の中心値において共振するように同調され、前記第２の同調回路は、実質的に低帯域送信周波数範囲の中心値において共振するように同調され、
前記第１の移相素子は、高帯域送信周波数範囲の周波数における４分の１波長に対応し、
第１および第２の周波数依存の移相素子の組み合わせは、低帯域送信周波数範囲の周波数における４分の１波長に対応することを特徴とする請求項２または３記載のスイッチング回路。
【請求項５】
前記第１および第２の周波数依存の移相素子は、それぞれ、第１および第２の伝送線路であることを特徴とする請求項４記載のスイッチング回路。
【請求項６】
前記第１および第２の周波数依存の移相素子は、第１および第２のＬＣ回路であることを特徴とする請求項４記載のスイッチング回路。
【請求項７】
前記第１ないし第４の単極単投型半導体スイッチング素子は、それぞれ第１ないし第４のダイオードであり、
前記第１のダイオードのカソードは、前記アンテナポートに接続され、前記第１のダイオードのアノードは、前記低帯域送信ポートに接続され、
前記第２のダイオードのカソードは、前記アンテナポートに接続され、前記第２のダイオードのアノードは、前記高帯域送信ポートに接続され、
前記第３のダイオードのアノードは、前記第１および第２の周波数依存の移相素子の接続点に接続され、前記第３のダイオードのカソードは、前記第１の同調回路に接続され、
前記第４のダイオードのアノードは、前記第２の周波数依存の移相素子の一端に接続され、前記第４のダイオードのカソードは、前記第２の同調回路に接続され、
前記スイッチング回路は、更に、前記第１のダイオードのアノードと、前記第３のダイオードのカソードとに接続された第１の電圧入力端子と、前記第２のダイオードのアノードと、前記第４のダイオードのカソードとに接続された第２の電圧入力端子とを含むことを特徴とする請求項４ないし６のいずれかに記載のスイッチング回路。
【請求項８】
前記少なくとも１つの受信ポートは、前記スイッチング回路の共通ノードから導かれる、異なる帯域用の複数の受信ポートを備えたことを特徴とする請求項１ないし７記載のスイッチング回路。
【請求項９】
前記異なる帯域用の複数の受信ポートは、それぞれ、高周波バンドパスフィルタの各々を介して前記スイッチング回路の共通ノードから導かれることを特徴とする請求項８記載のスイッチング回路。
【請求項１０】
回路の共通ノードに入力され、少なくとも３つの相互に排他的な周波数帯域のいずれかに属する高周波入力信号を、対応する出力端に導く周波数帯域分離回路であって、
この周波数帯域分離回路は、それぞれ前記入力信号の周波数帯域の１つに対応する通過帯域を有する、少なくとも３つの高周波バンドパスフィルタと、前記高周波バンドパスフィルタを前記共通ノードに並列に接続すると共に、前記高周波フィルタのうちの所定の１つのフィルタの通過帯域内において、前記共通ノードから他のフィルタを通る回路経路を見たインピーダンスが、前記共通ノードから前記所定のフィルタを通る回路経路を見たインピーダンスに比べて高くなるように構成されるインピーダンス整合回路とを含むことを特徴とする周波数帯域分離回路。
【請求項１１】
前記高周波バンドパスフィルタは、ＳＡＷフィルタであることを特徴とする請求項１０記載の周波数帯域分離回路。
【請求項１２】
前記高周波バンドパスフィルタは、平衡出力端を有することを特徴とする請求項１０または１１記載の周波数帯域分離回路。
【請求項１３】
前記インピーダンス整合回路は、前記共通ノードに接続され、低帯域出力端と高帯域出力端とを有する第１の副回路と、この第１の副回路の前記高帯域出力端に接続され、高帯域出力中の高域および低域用の第１および第２の出力端を有する第２の副回路とを備えたことを特徴とする請求項１０ないし１２のいずれかに記載の周波数帯域分離回路。
【請求項１４】
前記第１の副回路の前記低帯域出力端は、並列同調回路を備え、前記第１の副回路の前記高帯域出力端は、直列同調回路を備えたことを特徴とする請求項１３記載の周波数帯域分離回路。
【請求項１５】
前記第２の副回路の一方の出力端は伝送線路を備え、前記第２の副回路の他方の出力端は同調回路を備えたことを特徴とする請求項１３または１４記載の周波数帯域分離回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数帯域の送信モードと受信モードの選択を行うために、マルチバンド携帯電話機のアンテナに用いられるスイッチング回路およびこのスイッチング回路と組み合わせて使用するのに適した周波数帯域分離回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般的に、ＧＳＭ方式のマルチバンド携帯電話機は、電話機の異なる周波数帯域に対応する、数多くの送信用および受信用回路を含んでいる。種々の高周波帯域における送信モードと受信モード間の選択を行うために、通常電話機のアンテナにはスイッチング回路が備えられている。スイッチング回路の機能は、携帯電話機のアンテナを、ある時点において使用されている帯域の送信用または受信用回路に電気的に接続し、それと同時に、アンテナから電話機の他の全ての部分をアイソレートすることである。このスイッチング回路は、単一のモジュールに組み込まれていることが多く、このスイッチングモジュールは、アンテナスイッチモジュール（ＡＳＭ）と呼ばれることがある。上記のスイッチング機能に加え、ＡＳＭは、送信信号から不要な高調波を除くため、送信ポートにおいてローパスフィルタを含むこともある。
【０００３】
デュアルバンド携帯電話機は通常、低周波数帯域（低帯域）および高周波数帯域（高帯域）で動作するように設計されている。例えば、欧州内で動作するように設計されている電話機は、ＥＧＳＭ帯とＤＣＳ帯において、送信および受信が可能である。表１は、ＥＧＳＭ帯とＤＣＳ帯において送受信の動作が行われる周波数を示す。ＥＧＳＭ帯における送受信の周波数は９２０ＭＨｚ前後（低帯域）であり、ＤＣＳ帯における送受信の周波数は１８００ＭＨｚ前後（高帯域）であることがわかる。このようなデュアルバンド携帯電話機で用いられる、デュアルバンドＡＳＭは、単一のアンテナの、低帯域送信用入力、高帯域送信用入力、低帯域受信用出力、および高帯域受信用出力間の切り替えを容易にする。従って、従来のデュアルバンドＡＳＭは、低帯域送信ポート、高帯域送信ポート、低帯域受信ポート、高帯域受信ポート、およびアンテナポートの５つのポートを有する。
【０００４】
【表１】
2004194310.tif 000003
【０００５】
特許文献１において、低帯域と高帯域とを分離するために、アンテナにダイプレクサを用いると共に、更に、各帯域における送受信間の選択を行うために、一組の単極双投型（ＳＰ２Ｔ）ＰＩＮダイオードスイッチを用いた、従来のデュアルバンドＡＳＭが開示されている。特許文献１において開示されているＡＳＭは、２つの送信用入力端のそれぞれにおいて、ローパスフィルタも含んでいる。
【０００６】
また、特許文献２には、ＧＳＭ，ＤＣＳ，ＰＣＳの各帯域で動作可能なＡＳＭが開示されている。このＡＳＭは、低帯域と高帯域との分離のためにアンテナにダイプレクサを用いている。
【０００７】
また、特許文献３には、薄膜バルク波共振子フィルタを用いて構成され、送信信号と受信信号とを分離するデュプレクサが開示されている。また、特許文献４には、フィルタに使用される薄膜バルク波共振子が開示されている。
【０００８】
【特許文献１】欧州特許出願公開第ＥＰ０９２１６４２号明細書
【特許文献２】米国特許出願公開第ＵＳ２００２／００３２０３８号明細書
【特許文献３】米国特許第ＵＳ６，４６２，６３１号明細書
【特許文献４】米国特許第ＵＳ６，２１５，３７５号明細書
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
本発明の目的は、低帯域と高帯域との分離のためにアンテナにダイプレクサを用いることを不要にする、改良されたスイッチング回路およびこのスイッチング回路と組み合わせて使用するのに適した周波数帯域分離回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明のスイッチング回路は、マルチバンド携帯電話機のアンテナに用いられる回路であって、アンテナポートと、低帯域送信ポートと、高帯域送信ポートと、少なくとも１つの受信ポートとを備えている。スイッチング回路は、更に、低帯域送信ポートと高帯域送信ポートと受信ポートのいずれかを選択的にアンテナポートに接続する、電圧制御の単極三投型半導体スイッチを備えている。
【００１１】
本発明の周波数帯域分離回路は、回路の共通ノードに入力され、少なくとも３つの相互に排他的な周波数帯域のいずれかに属する高周波入力信号を、対応する出力端に導く回路である。この周波数帯域分離回路は、それぞれ入力信号の周波数帯域の１つに対応する通過帯域を有する、少なくとも３つの高周波バンドパスフィルタと、高周波バンドパスフィルタを共通ノードに並列に接続すると共に、高周波フィルタのうちの所定の１つのフィルタの通過帯域内において、共通ノードから他のフィルタを通る回路経路を見たインピーダンスが、共通ノードから所定のフィルタを通る回路経路を見たインピーダンスに比べて高くなるように構成されるインピーダンス整合回路とを含む。
【００１２】
本発明の実施の形態は、例えば特許文献１において開示されているような、ＰＩＮダイオードスイッチングを備えたデュアルバンドＡＳＭの従来のデザインとは明確に一線を画すデュアルバンドＡＳＭを提供する。本実施の形態のデュアルバンドＡＳＭは、低帯域送信ポート、高帯域送信ポート、受信ポートおよびアンテナポートの４つのポートのみを備えている。本実施の形態のデュアルバンドＡＳＭは、アンテナポートを、低帯域送信ポート、高帯域送信ポートおよび受信ポートに交互に接続できるデュアルバンド単極三投型（ＳＰ３Ｔ）ＰＩＮダイオードスイッチングを基本として構成されている。このＡＳＭでは、２つの制御電圧を用いることによって、各種スイッチング状態を実現することができる。
【００１３】
送信信号および受信信号の経路にダイプレクサが存在しないので、ＡＳＭの挿入損失を大幅に低減することができる。また、ダイプレクサが存在しないことで、ＡＳＭの各種ポートにおけるＶＳＷＲ（Voltage Standing Wave Ratio）すなわち電圧定在波比を向上することができる。
【００１４】
本実施の形態のデュアルバンドＡＳＭは、低帯域受信ポートと高帯域受信ポートとを有するＡＳＭを必要とする携帯電話機に用いる場合に、２つの受信ポートを備えたＡＳＭに変形することができる。この変形は、受信用出力端が従来のダイプレクサを含むようにすることで実現できる。この場合、挿入損失の低減、およびＶＳＷＲの低減といった長所は、送信ポートにのみ該当する。
【００１５】
高帯域側送信帯域の周波数範囲、すなわち高帯域送信ポートに入力される信号の周波数範囲は、例えばＤＣＳ帯のような、携帯電話方式の単一の高周波数帯域である場合、または、例えばＤＣＳ帯およびＰＣＳ帯のような、携帯電話方式の複数の高周波数帯域の組み合わせである場合がある。同様に、低帯域側送信帯域の周波数範囲、すなわち低帯域送信ポートに入力される信号の周波数範囲は、例えばＥＧＳＭ帯のような、携帯電話方式の単一の低周波数帯域である場合、または、例えばＥＧＳＭ帯およびＡＧＳＭ帯のような、携帯電話方式の複数の低周波数帯域の組み合わせである場合がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
図１は、ＳＰ３Ｔスイッチを用いたＡＳＭのブロック図を示す。このＡＳＭは、アンテナポート１０を、高帯域送信ポート１２、低帯域送信ポート１４または受信ポート１６に選択的に接続するための、単極単投型（ＳＰ１Ｔ）半導体スイッチング素子としての４つのシリコンＰＩＮダイオードＤ１〜Ｄ４を備えている。この接続は、電圧入力端子１８，２０にそれぞれ印加される電圧ＶＣ１，ＶＣ２の組み合わせによって行われる。
【００１７】
高帯域送信ポート１２は、ＤＣブロッキングキャパシタＣＢを介して、ダイオードＤ２のアノードに接続されている。同様に、低帯域送信ポート１４は、ＤＣブロッキングキャパシタＣＢを介して、ダイオードＤ１のアノードに接続されている。アンテナポート１０は、ノードＡにおいて、ダイオードＤ１，Ｄ２双方のカソードに接続されると共に、ノードＢにおいて、第１のマイクロストリップ伝送線路Ｔ１を介して、ダイオードＤ３のアノードに接続されている。アンテナポート１０は更に、ノードＣにおいて、第１のマイクロストリップ伝送線路Ｔ１と、これに直列に接続された更なる第２のマイクロストリップ伝送線路Ｔ２とを介して、ダイオードＤ４のアノードおよび受信ポート１６に接続されている。ダイオードＤ３のカソードは、インダクタンスＬ１およびキャパシタンスＣ１を備えたＬＣ共振器を介して、グランドに接続されている。同様に、ダイオードＤ４のカソードは、インダクタンスＬ２およびキャパシタンスＣ２を備えたＬＣ共振器を介して、グランドに接続されている。インダクタンスＬ１，Ｌ２は、アンテナスイッチの電気的特性を最適化するために個別的に選択してもよいし、ダイオードＤ３，Ｄ４各々の寄生インダクタンスのみからなるものであってもよい。
【００１８】
第１のマイクロストリップ伝送線路Ｔ１は本発明における第１の周波数依存の移相素子に対応し、第２のマイクロストリップ伝送線路Ｔ２は本発明における第２の周波数依存の移相素子に対応する。また、Ｌ１およびＣ１を備えたＬＣ共振器は本発明における第１の同調回路に対応し、Ｌ２およびＣ２を備えたＬＣ共振器は本発明における第２の同調回路に対応する。
【００１９】
ＶＣ１用の電圧入力端子１８は、電流調整抵抗器ＲＩとＤＣチョークＬＣとを介して、ダイオードＤ１のアノードに接続されると共に、電流調整抵抗器ＲＩと他のＤＣチョークＬＣを介して、ダイオードＤ３のカソードに接続されている。また、電圧平滑キャパシタＣＳが回路に追加されており、このキャパシタの一端が、抵抗器ＲＩと２つのＤＣチョークＬＣとの接続点に接続されると共に、他端がグランドに接続されている構成となっている。
【００２０】
同様に、ＶＣ２用の電圧入力端子２０は、第２の電流調整抵抗器ＲＩとＤＣチョークＬＣとを介して、ダイオードＤ２のアノードに接続されると共に、第２の電流調整抵抗器ＲＩと他のＤＣチョークＬＣを介して、ダイオードＤ４のカソードに接続されている。また、第２の電圧平滑キャパシタＣＳが回路に追加されており、この第２のキャパシタの一端は、抵抗器ＲＩと２つのＤＣチョークＬＣとの接続点に接続され、他端はグランドに接続されている。
【００２１】
図１の低帯域側送信帯域は、携帯電話のＡＧＳＭ方式、ＥＧＳＭ方式、あるいは、周波数の範囲が１ＧＨｚ前後である他のあらゆる方式、もしくはこれらの方式を組み合わせたものの、周波数領域の上限および下限によって規定することができる（表１参照）。高帯域側送信帯域は、携帯電話のＤＣＳ方式、ＰＣＳ方式、あるいは、周波数の範囲が２ＧＨｚ前後である他のあらゆる方式、もしくはこれらの方式を組み合わせたものの、周波数領域の上限および下限によって規定することができる（表１参照）。
【００２２】
本実施の形態では、低帯域側送信帯域は、ＥＧＳＭ方式の送信周波数範囲によって規定され、高帯域側送信帯域は、ＤＣＳ方式の送信周波数範囲によって規定されるものとする。
【００２３】
図１のＡＳＭ回路には、ＳＰ３Ｔの動作を行うための３つのスイッチング状態がある。表２は、３つの状態の全てのスイッチング論理を示す。
【００２４】
【表２】
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【００２５】
［スイッチング状態１］
この状態では、電圧入力端子１８に印加される電圧ＶＣ１と、電圧入力端子２０に印加される電圧ＶＣ２は、共に０Ｖである。その結果、４つの全てのダイオードＤ１〜Ｄ４の両端の電位差は０Ｖとなり、従って、全てのダイオードはオフ状態となる。オフ状態のダイオードのインピーダンスは非常に高いので、この状態では、２つの送信ポート１２、１４は、回路からアイソレートされ、ノードＢ，Ｃを介して接地されている２つの共振器（一方はＬ１とＣ１によって構成され、他方はＬ２とＣ２によって構成される）も、回路からアイソレートされる。
【００２６】
従って、スイッチング状態１では、アンテナポート１０から、図１のＡＳＭに入力される信号は、アンテナポート１０からノードＡに至り、更にノードＡから、伝送線路Ｔ１，Ｔ２を経て、受信ポート１６に達する。
【００２７】
［スイッチング状態２］
この状態では、電圧入力端子２０に印加される電圧ＶＣ２は高電圧であり、電圧入力端子１８に印加される電圧ＶＣ１は、０Ｖである。従って、ダイオードＤ１とＤ４はオフ状態となり、ダイオードＤ２とＤ３はオン状態となる。オン状態のダイオードのインピーダンスは非常に低いので、この状態では、高帯域送信ポート１２は、オン状態のダイオードＤ２の非常に低いインピーダンスを介して、直接ノードＡに接続される。逆に、ダイオードＤ１はオフ状態なので、ノードＡから低帯域送信ポート１４へ至る回路の経路のインピーダンスは非常に高い。従って、低帯域送信ポート１４は、ノードＡからアイソレートされている。ノードＡから受信ポート１６に至る回路の経路において、ダイオードＤ３はオン状態なので、ノードＢは、Ｌ１とＣ１からなる直列のＬＣ共振器を介して、グランドに接続されている。この共振器は、高帯域側送信帯域の周波数範囲の中心（ＤＣＳ帯で１７４７．５ＭＨｚ）で共振するように調整されている。従って、ＤＣＳ帯の送信周波数範囲において、ノードＢにおけるグランドに対するインピーダンスは、ほぼゼロである（すなわち、短絡されている）。ノードＢにおける短絡回路は、伝送線路Ｔ１の一端に接続され、伝送線路Ｔ１の他端は、ノードＡに接続されている。伝送線路Ｔ１は、高帯域側送信帯域の周波数範囲の中心（１７４７．５ＭＨｚ）において、９０度の電気長を有するように構成されている。ある特定の周波数において９０度の電気長を有する伝送線路は、４分の１波長伝送線路と呼ばれることが多く、４分の１波長伝送線路の一端における反射係数の位相は、他端においてπラジアン回転される。例えば、反射係数が−１の短絡回路は、４分の１波長伝送線路の遠端から測ると、反射係数が＋１となる。逆に、反射係数が＋１の開路は、４分の１波長伝送線路の遠端から測ると、反射係数が−１となる。従って、１７４７．５ＭＨｚ前後の周波数において、反射係数が−１のノードＢにおける短絡回路は、反射係数が＋１のノードＡにおいては開路のように見えるので、こうした周波数においては、ノードＡから受信ポート１６に至る経路は、電気的に開路と等価である。
【００２８】
要約すると、スイッチング状態２では、ＡＳＭ回路のノードＡから高帯域送信ポート１２に至る分岐のインピーダンスは非常に低いが、ノードＡに接続される分岐のうちの２つ（受信ポート１６に至る分岐と、低帯域送信ポート１４に至る分岐）は、開路である（すなわち、インピーダンスが非常に高い）。従って、高帯域送信ポート１２から送られてくる、周波数範囲が１７１０〜１７８５ＭＨｚの信号は、ダイオードＤ２とノードＡとを介して、アンテナポート１０へ送られる。
【００２９】
［スイッチング状態３］
この状態では、電圧入力端子１８に印加される電圧ＶＣ１は高電圧であり、電圧入力端子２０に印加される電圧ＶＣ２は、０Ｖである。従って、ダイオードＤ２とＤ３はオフ状態となり、ダイオードＤ１とＤ４はオン状態となる。ダイオードＤ２はオフ状態なので、ノードＡから高帯域送信ポート１２へ至る回路の経路のインピーダンスは非常に高く、その結果、高帯域送信ポート１２は、ノードＡからアイソレートされている。しかしながら、低帯域送信ポート１４は、オン状態のダイオードＤ１の非常に低いインピーダンスを介して、直接ノードＡに接続される。ノードＡから受信ポート１６に至る回路の経路において、ダイオードＤ３はオフ状態なので、ダイオードＤ３をグランドに接続するＬ１とＣ１からなるＬＣ共振器は、ノードＢからアイソレートされる。しかしながら、ダイオードＤ４はオン状態なので、ノードＣは、Ｌ２とＣ２からなるＬＣ共振器を介して、グランドに接続されている。この共振器は、低帯域側送信帯域の周波数範囲の中心（８９７．５ＭＨｚ）で共振するように調整されている。従って、この周波数の周辺において、ノードＣにおけるグランドに対するインピーダンスは、ほぼゼロである（すなわち、短絡されている）。ノードＣにおける短絡回路は、直列に接続された一組の伝送線路Ｔ１，Ｔ２の一端に接続されている。この状態では、ダイオードＤ３がオフ状態なので、一組の伝送線路Ｔ１，Ｔ２は、２つの伝送線路の電気長の合計に等しい電気長を持つ単一の伝送線路として扱うことができる。上述のように、伝送線路Ｔ１は、高帯域側送信帯域の周波数範囲の中心（１７４７．５ＭＨｚ）において、９０度の電気長を有するように構成されている。これは、低帯域の周波数範囲の中心（８９７．５ＭＨｚ）において、約４６度の電気長を有することに相当する。従って、伝送線路Ｔ２は、低帯域の周波数範囲の中心において、約４４度の電気長を有するように構成されている。すなわち、伝送線路Ｔ１，Ｔ２は、８９７．５ＭＨｚにおいて、合計９０度の電気長を有することになる）。この一組の伝送線路の他端は、ノードＡに接続されている。上述のように、９０度の電気長を有する伝送線路は、伝送線路の一端における反射係数の位相を、他端においてπラジアン回転する効果を有する。従って、８９７．５ＭＨｚ前後の周波数において、ノードＣにおける短絡回路は、ノードＡにおいては開路のように見えるので、こうした周波数においては、ノードＡから受信ポート１６に至る経路は、電気的に開路と等価である。
【００３０】
要約すると、スイッチング状態３では、ＡＳＭ回路のノードＡから低帯域送信ポート１４に至る分岐のインピーダンスは非常に低いが、ノードＡに接続される分岐のうちの２つ（受信ポート１６に至る分岐と、高帯域送信ポート１２に至る分岐）は、開路である（すなわち、インピーダンスが非常に高い）。従って、低帯域送信ポート１４から送られてくる、周波数範囲が８８０〜９１５ＭＨｚの信号は、ダイオードＤ１とノードＡとを介して、アンテナポート１０へ送られる。
【００３１】
特許文献１に開示されている従来のＡＳＭと、図１に示す本発明のＡＳＭとの主要な相違点は、従来のＡＳＭは、アンテナにダイプレクサを備えることによって、低帯域部と高帯域部とに分割されていることである。図１のＡＳＭでは、アンテナに従来のダイプレクサが備えられていないので、ＡＳＭの挿入損失を低減することができる。この挿入損失の低減は、ＡＳＭに入力される送信信号と受信信号の経路において、構成部品の数が少ないことによるものである。従来のダイプレクサの挿入損失は、一般に、低帯域において０．５ｄＢ程度、高帯域において０．７５ｄＢ程度である。また、アンテナポートにダイプレクサが備えられていないことで、ＡＳＭのＶＳＷＲも大幅に改善できる。ＶＳＷＲの値が高いと、大きな信号が反射され、携帯電話機のパワーアンプに戻されて、電話機の高周波性能に悪影響を及ぼすので、ＶＳＷＲの改善は、送信経路において非常に重要である。
【００３２】
図１のＡＳＭと、特許文献１に開示されている従来のＡＳＭとの更なる相違点は、図１のＡＳＭには、単一の受信ポートしかないが、特許文献１のＡＳＭは、低帯域受信ポートと高帯域受信ポートの２つの受信ポートを有していることである。
【００３３】
図２は、高帯域送信ポート１２および低帯域送信ポート１４においてローパスフィルタ１３，１５を含むようにした、図１に示す本発明のＡＳＭの変形例を示す。このローパスフィルタ１３，１５は、ＡＳＭの送信ポート１２，１４に入力される送信信号に含まれる不要な高調波を取り除くのに必要となりうるものである。
【００３４】
２つの受信ポートが必要とされるアプリケーションでは、この要求に合うように、図１のＡＳＭを、図３に示すように、ノードＣにおいて従来のダイプレクサを含むように変形することができる。図１のＡＳＭの受信ポート１６がダイプレクサを含むようにすると、低帯域受信ポート１６′と高帯域受信ポート１６″とが設けられる。この変形によって、このＡＳＭの受信経路における挿入損失が増加するものの、このＡＳＭの送信経路における挿入損失は、何ら影響を受けない。同様に、この変形によって、このＡＳＭが、いずれの送信モードのときでも、送信ポートのＶＳＷＲおよびアンテナポートのＶＳＷＲは、何ら影響を受けない。従って、図１のＡＳＭは、特許文献１に示される従来のＡＳＭと全く同じ機能を持つよう構成できるが、送信経路における挿入損失が少なく、送信経路におけるＶＳＷＲが改善されるという、更なる長所を備えることができることがわかる。
【００３５】
以上説明したように、スイッチング状態２では、図１〜図３に示す伝送線路Ｔ１の目的は、Ｌ１，Ｃ１に直列に接続されたオン状態のダイオードＤ３に起因するノードＢにおける短絡回路を、ノードＡにおいて開路に見えるように変換することである。同様に、以上説明したように、伝送線路Ｔ２の目的は、伝送線路Ｔ１，Ｔ２を組み合わせた効果により、Ｌ２，Ｃ２に直列に接続されたオン状態のダイオードＤ４に起因するノードＣにおける短絡回路を、ノードＡにおいて開路に見えるように変換することである。
【００３６】
従って、伝送線路Ｔ１，Ｔ２はそれぞれ、低帯域側送信帯域において適切な移相を与え、また、高帯域側送信帯域において適切な移相を与える効果を持つ、いかなる電気回路にも置き換えることができる。
【００３７】
図４は、移相機能を持つ伝送線路Ｔ１，Ｔ２が、回路Ｍ１，Ｍ２に置き換えられた、図１のＡＳＭの変形例を示す。回路Ｍ１，Ｍ２は、それぞれ、π型ＬＣ回路を備えている。各ＬＣ回路は、シャントキャパシタによって、いずれかの側においてバッファされた、単一の直列インダクタを含んでいる。回路Ｍ１のインダクタとキャパシタは、伝送線路Ｔ１と同様の電気的移相を生じるように選択される。一方、回路Ｍ２のインダクタとキャパシタは、回路Ｍ１，Ｍ２が共に、直列接続された伝送線路Ｔ１，Ｔ２と同様の電気的移相を生じるように選択される。
【００３８】
通常、本発明の実施の形態を実現するのに必要な、伝送線路、整合回路およびＬＣ素子などの全ての受動構成要素は、例えば、低温焼成セラミック（ＬＴＣＣ）基板のような、多層基板の表面内および／または表面上に実装される。
【００３９】
［デュアルバンドフロントエンドモジュールへの応用］
フロントエンドモジュール（ＦＥＭ）は、通常はＡＳＭの外部にある受信用フィルタを含んだＡＳＭである。受信用フィルタは、通常、小型で、挿入損失が少ないことから、弾性表面波（ＳＡＷ）型フィルタが用いられる。ＳＡＷ型フィルタの長所は、更に、不平衡から平衡への変換が可能であることである。この機能は、携帯電話機の受信用入力端が２つの平衡端子を備えている場合に有用である。図２のＡＳＭは、図５に示すように、一組の受信用ＳＡＷフィルタ２４，２６を、ダイプレクサ２２の受信ポート１６′，１６″に追加することによって、デュアルバンドＦＥＭに変更可能である。
【００４０】
［トリプルバンドフロントエンドモジュールへの応用］
近年、ＥＧＳＭ、ＤＣＳ、およびＰＣＳの各帯域（表１）で動作可能な、トリプルバンド携帯電話機に対する需要が増えている。
【００４１】
トリプルバンド携帯電話機は、一般に、２つのパワーアンプしか含まないので、トリプルバンドＦＥＭでは通常、ＥＧＳＭ帯の送信用に１つと、ＤＣＳ帯およびＰＣＳ帯の送信用に１つの、計２つの送信ポートがあれば十分である。しかしながら、通常、各帯域用に独立した受信ポートが必要とされる。従って、トリプルバンドＦＥＭは一般的に、６つのポート、すなわち、低帯域送信ポート、高帯域送信ポート、３つの独立した受信ポート、およびアンテナポートを含んでいる。
【００４２】
ＥＧＳＭ、ＤＣＳおよびＰＣＳの各帯域で動作可能なＦＥＭは、従来のデュアルバンドＡＳＭを用いて、以下のように構成することができる。すなわち、ＡＳＭの高帯域用送信部を、ＤＣＳの送信帯域の下限から、ＰＣＳの送信帯域の上限に渡る範囲（すなわち、１７１０〜１９１０ＭＨｚ）の送信信号に対して最適となるように調整する。また、単一のＥＧＳＭ帯用ＳＡＷフィルタを、低帯域受信用出力端に追加する。更に、ＤＣＳ／ＰＣＳ帯用ＳＡＷデュプレクサを、高帯域受信用出力端に追加する（特許文献２参照）。
【００４３】
図１のＡＳＭを用いて、ＥＧＳＭ、ＤＣＳおよびＰＣＳの各帯域で動作可能なＦＥＭを構成するには、図１のＡＳＭの送信部を、以下のように調整する必要がある。すなわち、伝送線路Ｔ１を、ＤＣＳの送信帯域の下限と、ＰＣＳの送信帯域の上限との中間（すなわち、１８１０ＭＨｚ）の信号に対して、９０度の電気長を有するように調整する。また、伝送線路Ｔ２を、ＥＧＳＭの送信帯域の中心（すなわち、８９７．５ＭＨｚ）の信号に対して、伝送線路Ｔ１，Ｔ２を組み合わせた電気長が９０度となるように再調整する。更に、Ｌ１，Ｃ１を有するＬＣ共振器を、その共振周波数が１８１０ＭＨｚとなるように調整する。
【００４４】
同様に、図１のＡＳＭの受信部は、ＥＧＳＭ、ＤＣＳおよびＰＣＳの各帯域用に、計３つのバンドパスフィルタを含むように変形される必要がある。しかしながら、図１のＡＳＭは単一の受信ポートしか有していないので、特許文献２に記載されている方法は、ここで用いることはできない。
【００４５】
図１のＡＳＭの受信部を、トリプルバンドＦＥＭの機能に合わせて変更するには、単一の入力端と３つの出力端と３つの受信用バンドパスフィルタを有する周波数帯域分離回路が必要となる。これらの３つのバンドパスフィルタの各々の出力端は、この回路の各出力端に接続されている。この周波数帯域分離回路は更に、この回路の入力端に入力される電気信号で、これらのバンドパスフィルタの各々の通過帯内の周波数の信号が、この回路の対応する出力端に直接到達するように構成される必要がある。これら３つのバンドパスフィルタは、ＳＡＷフィルタであることが好ましく、その場合、ここでは、この周波数帯域分離回路はＳＡＷトリプレクサと称する。
【００４６】
図６（ａ）は、ＳＡＷトリプレクサのブロック図である。図６（ａ）では、平衡出力端を有する３つのＳＡＷフィルタ３０，３２，３４が、インピーダンス整合回路３６を介してノードＣに接続されて、平衡出力端を有する、各帯域用の３つの受信ポート１６Ａ，１６Ｂ，１６Ｃが構成されている。インピーダンス整合回路３６は、ＳＡＷトリプレクサの３つの平衡出力端が最適に終端された場合、ノードＣからＳＡＷフィルタ３０〜３４のいずれか２つを経由してグランド側を見たインピーダンスが、ノードＣから他の１つのＳＡＷフィルタを経由してグランド側を見たインピーダンスに比べて、当該他の１つのＳＡＷフィルタの通過帯域内の周波数において、非常に高くなるように構成されている。
【００４７】
図６（ｂ）は、図６（ａ）のＳＡＷトリプレクサの実施例を示す。この回路は、ノードＣに接続された第１のインピーダンス整合副回路３８と、ノードＤに接続された第２のインピーダンス整合副回路４０を含んでいる。この回路は更に、３つの平衡出力ＳＡＷバンドパスフィルタ３０，３２，３４を含んでいる。ＳＡＷフィルタ３０は、ＥＧＳＭ方式と一致する通過帯域を有し、ＳＡＷフィルタ３２は、ＤＣＳ方式と一致する通過帯域を有し、ＳＡＷフィルタ３４は、ＰＣＳ方式と一致する通過帯域を有する。
【００４８】
第１の副回路３８（この例を後述する）の機能は、低帯域の周波数において、各高帯域用ＳＡＷフィルタをノードＣからアイソレートすることと、同時に、高帯域の周波数において、低帯域用ＳＡＷフィルタをノードＣからアイソレートすることである。
【００４９】
第２の副回路４０は、ＰＣＳ帯用ＳＡＷフィルタ３４に接続された一本の伝送線路Ｔ３と、ＤＣＳ帯用ＳＡＷフィルタ３２の入力端に接続されたＬＣ回路４２とを備えている。ＰＣＳ帯用ＳＡＷフィルタ３４の入力端における伝送線路Ｔ３の長さは、ＤＣＳ帯内の周波数において、ノードＤからＰＣＳ帯用ＳＡＷフィルタ３４の出力端に至る経路のインピーダンスを非常に高い値にする効果を持つ。しかしながら、伝送線路Ｔ３は、ＰＣＳ帯内の周波数では、ＰＣＳ帯用ＳＡＷフィルタ３４の応答に対して何ら効果を及ぼさない。同様に、ＤＣＳ帯用ＳＡＷフィルタ３２の入力端におけるＬＣ回路４２は、ＰＣＳ帯内の周波数では、ノードＤからＤＣＳ帯用ＳＡＷフィルタ３２の出力端に至る経路のインピーダンスを非常に高い値にする効果を持つが、ＤＣＳ帯内の周波数では、ＤＣＳ帯用ＳＡＷフィルタ３２の応答に対して何ら効果を及ぼさない。このように、ノードＤに接続された第２の副回路４０は、ＤＣＳ帯用ＳＡＷフィルタ３２およびＰＣＳ帯用ＳＡＷフィルタ３４と共にデュプレクサの機能を発揮するので、ノードＤにおけるＤＣＳ通過帯域内の周波数の電気信号は、トリプレクサのＤＣＳ帯用出力端に直接送られることがわかる。また、ノードＤにおける、ＰＣＳ通過帯域内の周波数の電気信号は、トリプレクサのＰＣＳ帯用出力端に直接送られることがわかる。
【００５０】
第２の副回路４０がＳＡＷフィルタ３２，３４と共にＤＣＳおよびＰＣＳ帯用デュプレクサの機能を発揮するように構成された、第２の副回路４０の他の実施の形態は、数多く存在する。第２の実施の形態では、図１〜３の伝送線路Ｔ１，Ｔ２を、前述の図４に示したようなＬＣ整合回路Ｍ１，Ｍ２によって置き換え得るのと同様に、伝送線路Ｔ３を、ディスクリート素子からなる整合回路によって置き換える。第３の実施の形態では、ＬＣ回路４２を、更なる伝送線路によって置き換える。但し、第３の実施の形態では、新たな伝送線は、その一端が直接接地されるように、フィルタ３２と並列に接続されることが望ましい。
【００５１】
図６（ｂ）のＳＡＷトリプレクサのノードＣに接続された第１のインピーダンス整合副回路３８は、図７に示すような従来のダイプレクサを用いて実現することができる。従来のダイプレクサは、３つのポートを含んでいる。すなわち、回路の一方の側に接続された低帯域ポート、回路の反対側に接続された高帯域ポート、および回路内のある点（図７のノードＣ）に接続された第３のポートである。このダイプレクサのポートが全て最適に終端されたとき、ノードＣから低帯域ポートまでについて測定されたダイプレクサの応答がローパスフィルタの応答となるように、また、ノードＣから高帯域ポートまでについて測定されたダイプレクサの応答がハイパスフィルタの応答となるように、このダイプレクサの各構成素子の値が選択される。従って、例えば図７に示すような従来のダイプレクサを用いて、図６（ｂ）のＳＡＷトリプレクサの第１の副回路３８を構成することによって、所望の効果が得られる。すなわち、低帯域の周波数において、ノードＣから高帯域用ＳＡＷフィルタをアイソレートすることと、同時に、高帯域の周波数において、ノードＣから低帯域用ＳＡＷフィルタをアイソレートすることが実現される。
【００５２】
従来のダイプレクサを用いることで、図６（ｂ）の第１の副回路３８のアイソレーションの条件は実現できるが、従来のダイプレクサのフィルタ効果は、第１の副回路３８に必須の要件ではない。
【００５３】
図８は、図６（ｂ）の第１の副回路３８の代わりの回路を示す。この回路は、高帯域用および低帯域用ＳＡＷフィルタのアイソレーションのため、従来のダイプレクサの代わりに使用可能である。図８の回路は、一組の同調回路、すなわち、ＬＰ，ＣＰを有する並列同調回路４４と、ＬＳ，ＣＳを有する直列同調回路４６とを備えた分岐回路である。これらの同調回路は、共にノードＣに接続されている。並列同調回路４４のインダクタンスとキャパシタンスの値は、最適に終端された低帯域用ＳＡＷフィルタ３０の入力インピーダンスと共に、共振周波数がＤＣＳの受信帯域の下限とＰＣＳの受信帯域の上限との中間の値（すなわち１８９７．５ＭＨｚ）である共振回路を構成するように選択される。同様に、直列同調回路４６のインダクタンスとキャパシタンスの値は、最適に終端された第２の副回路４０と、最適に終端された高帯域用ＳＡＷフィルタ３２，３４の入力インピーダンスと共に、共振周波数がＤＣＳの受信帯域の下限とＰＣＳの受信帯域の上限との中間の値である直列共振回路を構成するように選択される。最適なアイソレーションを実現するため、双方の共振回路のインダクタンスとキャパシタンスは、並列共振回路のＱ（Quality Factor）が、直列共振回路のＱと等しくなるように選択される。
【００５４】
図８の分岐回路について、数式（１ａ），（１ｂ）を用いて、インダクタンスとキャパシタンスの値が計算される。
【００５５】
【数１】
2004194310.tif 000005
【００５６】
【数２】
2004194310.tif 000006
【００５７】
ここで、Ｚは、各通過帯域内における、最適に終端された各ＳＡＷフィルタの入力インピーダンスを示す。ωＨＢは、ＤＣＳの受信帯域の下限とＰＣＳの受信帯域の上限との中間の周波数を示す。Ｑは、直列共振子と並列共振子のＱ（Quality Factor）を示す。最適な結果を得るため、数式（１ａ），（１ｂ）におけるＱは、１〜２の範囲とする。
【００５８】
図８の回路は、図７の従来のダイプレクサに比べて、複雑さが軽減されているという長所を持つ。図８の回路は、接地のための新たな接続手段を必要としないので、第１の副回路３８が、図７に示すような従来のダイプレクサを備えていた場合に通常要求されるように、トリプレクサの基板にビアホールを設ける必要がない。
【００５９】
上述したトリプレクサの説明は、３つの平衡出力端を有するＳＡＷフィルタを用いた回路に基づいている。しかしながら、上記トリプレクサは、３つの不平衡出力端を有するＳＡＷフィルタを用いることもでき、ＳＡＷフィルタのうちの１つ、もしくは１つ以上を、例えば、誘電共振子フィルタや、特許文献３または特許文献４に説明されているような薄膜バルク波共振子フィルタ、あるいは、ＬＴＣＣ基板に形成されたディスクリートのインダクタとキャパシタによって実現される多層フィルタ等の、他のタイプの高周波フィルタに置き換えることもできる。
【００６０】
図９は、図６（ａ）のＳＡＷトリプレクサと、図１のＡＳＭを用いて実現された、ＥＧＳＭ、ＤＣＳおよびＰＣＳの各帯域用のトリプルバンドＦＥＭを示す。ＦＥＭを２つの独立した構造（ＡＳＭとＳＡＷトリプレクサ）に分離することで、モジュールによる構成の手法をとることができる。これは、２つの構造は、本質的に互いに独立していることによる。
【００６１】
［クワドバンドフロントエンドモジュールへの応用］
ＧＳＭ方式のマルチバンド携帯電話機の他の形態としては、４つの帯域のいずれにおいても送受信可能な電話機がある。例えば、クワド（４）バンド携帯電話機は、ＡＧＳＭ、ＥＧＳＭ、ＤＣＳおよびＰＣＳの各帯域（表１）で動作するように構成することができる。
【００６２】
クワドバンドＦＥＭは、上記の、図１のＡＳＭを用いてトリプルバンドＦＥＭを構成する方法と同様に、図１のＳＰ３Ｔスイッチング回路を用いて実現することができる。
【００６３】
上記のトリプルバンドＦＥＭと同様に、ＡＧＳＭ、ＥＧＳＭ、ＤＣＳおよびＰＣＳの各帯域用のクワドバンドＦＥＭは、４つの帯域に対して、低帯域用と高帯域用の２つの送信用入力端しか必要としない。この場合、低帯域送信用入力端は、ＡＧＳＭの送信帯域の下限から、ＥＧＳＭの送信帯域の上限に渡る範囲の周波数に対して最適化されており、高帯域送信用入力端は、ＤＣＳの送信帯域の下限から、ＰＣＳの送信帯域の上限に渡る範囲の周波数に対して最適化されている。
【００６４】
図１のＡＳＭの受信部を、クワドバンドＦＥＭの機能に合わせて変更するには、単一の入力端と４つの出力端と４つの受信用バンドパスフィルタを有する周波数帯域分離回路が必要となる。これらの４つのバンドパスフィルタの各々の出力端は、この回路の各出力端に接続されている。この周波数帯域分離回路は更に、この回路の入力端に入力される電気信号で、これらのバンドパスフィルタの各々の通過帯内の周波数の信号が、この回路の対応する出力端に直接到達するように構成される必要がある。４つのバンドパスフィルタは、ＳＡＷフィルタであることが好ましく、その場合、ここでは、この周波数帯域分離回路はＳＡＷクワドプレクサと称する。
【００６５】
図１０（ａ）は、ＳＡＷクワドプレクサのブロック図である。図１０（ａ）では、平衡出力端を有する４つのＳＡＷフィルタ５２，５４，５６，５８が、インピーダンス整合回路５０を介してノードＣに接続されて、平衡出力端を有する、各帯域用の４つの受信ポート１６Ａ，１６Ｂ，１６Ｃ，１６Ｄが構成されている。インピーダンス整合回路５０は、ＳＡＷクワドプレクサの４つの平衡出力端が最適に終端された場合、ノードＣからＳＡＷフィルタ５２〜５８のいずれか３つを経由してグランド側を見たインピーダンスが、ノードＣから他の１つのＳＡＷフィルタを経由してグランド側を見たインピーダンスに比べて、当該他の１つのＳＡＷフィルタの通過帯域内の周波数において、非常に高くなるように構成されている。
【００６６】
図１０（ｂ）は、図１０（ａ）のクワドプレクサの実施例を示す。この回路は、第１のインピーダンス整合副回路５９と、一組の第２のインピーダンス整合副回路６０，６２を備えている。第１のインピーダンス整合副回路５９の機能は、低帯域の周波数において、各高帯域ＳＡＷフィルタをノードＣから遮断することと、同時に、高帯域の周波数において、各低帯域ＳＡＷフィルタをノードＣから遮断することである。図６（ａ）、図６（ｂ）のＳＡＷトリプレクサと同様に、第１のインピーダンス整合副回路５９は、例えば図７に示すような従来のダイプレクサや、例えば図８に示すような分岐回路により構成することができる。図１０（ｂ）の２つの高帯域ＳＡＷフィルタ５６，５８は、図６（ｂ）の高帯域ＳＡＷフィルタ３２，３４と同じ通過帯域を持つので、図１０（ｂ）の第２のインピーダンス整合副回路６０は、図６（ｂ）の第２のインピーダンス整合副回路４０と同一の回路、すなわちＤＣＳおよびＰＣＳ帯用ＳＡＷデュプレクサによって実現可能である。同様に、図１０（ｂ）の第２のインピーダンス整合副回路６２は、低帯域ＳＡＷフィルタ５２，５４と共に、ＡＧＳＭおよびＥＧＳＭ帯用ＳＡＷデュプレクサを構成するようになっている。
【００６７】
図１１は、図１０（ａ）のＳＡＷクワドプレクサと図１のデュアルバンドＳＰ３ＴのＡＳＭとを用いて実現されたクワドバンドＦＥＭを示す。上記のように、図１１のクワドバンドＦＥＭは、２つの独立した回路、すなわちＡＳＭとＳＡＷクワドプレクサを備えている。これらの２つの構造は本質的に互いに独立しているので、モジュールによる構成手法を容易にする。
【００６８】
本明細書は、デュアルバンドＳＰ３ＴのＰＩＮダイオードスイッチに基づいて構成されると共に、アンテナポート、低帯域送信ポート、高帯域送信ポートおよび受信ポートの４つのポートを有する新型のＡＳＭについて説明した。このＡＳＭは、低帯域側送信帯域と高帯域側送信帯域とを分離するのにダイプレクサを必要としない。このＡＳＭは、デュアルバンド携帯電話機に用いて、アンテナを、低帯域送信用出力端、高帯域送信用出力端および受信用入力端に接続することができる。本発明で開示されているＡＳＭは、従来のＡＳＭに比べて、挿入損失が低く、また、ＶＳＷＲの値も低い。
【００６９】
本発明のＡＳＭは、受信ポートがダイプレクサを含むようにすることで、５つのポートを有する従来のデュアルバンドＡＳＭと同じ機能を持つように構成することができる。この構成により、２つの送信モードにおいて、従来のデュアルバンドＡＳＭに比べて挿入損失が低く、ＶＳＷＲが改善されるという長所が実現される。
【００７０】
本明細書は、更に、ＳＡＷトリプレクサ回路について説明している。この回路は、単一の入力端と３つの独立した出力端を有し、ＳＡＷフィルタの各々の通過帯域内の電気信号を、この単一の入力端から、対応するＳＡＷフィルタの出力端に導くために用いることができる。本明細書は、更に、上記のデュアルバンドＳＰ３ＴのＡＳＭと上記のＳＡＷトリプレクサとを用いて構成されたフロントエンドモジュール（ＦＥＭ）について説明している。このように構成されたＦＥＭでは、２つの送信モードにおいて、挿入損失が非常に低く、また、２つの送信モードにおいて、ＶＳＷＲの値も非常に低い。
【００７１】
本明細書は、更に、ＳＡＷクワドプレクサ回路について説明している。この回路は、単一の入力端と４つの独立した出力端を有し、ＳＡＷフィルタの各々の通過帯域内の電気信号を、この単一の入力端から、対応するＳＡＷフィルタの出力端に導くために用いることができる。本明細書は、更に、上記のデュアルバンドＳＰ３ＴのＡＳＭと上記のＳＡＷクワドプレクサとを用いて構成されたフロントエンドモジュール（ＦＥＭ）について説明している。このように構成された４バンドＦＥＭでは、２つの送信モードにおいて、挿入損失が非常に低く、また、２つの送信モードにおいて、ＶＳＷＲの値も非常に低い。
【００７２】
本発明は、上記の実施の形態に限定されず、本発明の範囲から逸脱することなく、変形もしくは変更することができる。
【図面の簡単な説明】
【００７３】
【図１】本発明の実施の形態に係る、ＳＰ３ＴのシリコンＰＩＮダイオードスイッチを用いたＡＳＭの回路図である。
【図２】各送信用入力端にローパスフィルタを追加した、図１のＡＳＭの変形例を示す回路図である。
【図３】２つの受信ポートを含む、図１のＡＳＭの変形例を示す回路図である。
【図４】移相伝送線路Ｔ１，Ｔ２がそれぞれ、集中定数素子Ｍ１，Ｍ２によって構成される移相回路に置き換えられた、図１のＡＳＭの変形例を示す回路図である。
【図５】図１のＡＳＭを基に構成された、デュアルバンドフロントエンドモジュール（ＦＥＭ）を示す回路図である。
【図６（ａ）】ＳＡＷトリプレクサのブロック図である。
【図６（ｂ）】図６（ａ）のＳＡＷトリプレクサの実施例を示す回路図である。
【図７】従来のダイプレクサを示す回路図である。
【図８】図６（ａ）のＳＡＷトリプレクサのインピーダンス整合回路において使用可能な低帯域・高帯域分岐回路を示す回路図である。
【図９】図１のＡＳＭと図６（ａ）のＳＡＷトリプレクサとに基づいて構成された、ＰＩＮダイオードスイッチングを有するトリプルバンドＦＥＭを示す回路図である。
【図１０（ａ）】ＳＡＷクワドプレクサを示すブロック図である。
【図１０（ｂ）】図１０（ａ）のＳＡＷクワドプレクサの実施例を示すブロック図である。
【図１１】図１のＡＳＭと図１０（ａ）のクワドプレクサとに基づいて構成された４バンドＦＥＭを示す回路図である。
【符号の説明】
【００７４】
１０…アンテナポート、１２…高帯域送信ポート、１４…低帯域送信ポート、１６…受信ポート、１８，２０…電圧入力端子、Ｄ１〜Ｄ４…ＰＩＮダイオード、Ｔ１，Ｔ２…マイクロストリップ伝送線路。
【図１】
2004194310.tif 000007
【図２】
2004194310.tif 000008
【図３】
2004194310.tif 000009
【図４】
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【図５】
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【図６（ａ）】
2004194310.tif 000012
【図６（ｂ）】
2004194310.tif 000013
【図７】
2004194310.tif 000014
【図８】
2004194310.tif 000015
【図９】
2004194310.tif 000016
【図１０（ａ）】
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【図１０（ｂ）】
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【図１１】
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