(57)【要約】【課題】９０度サンプリング法において、超音波受信信号の整相精度を改善して超音波ビームの空間分解能や感度を向上させる。【解決手段】超音波診断装置１は、被検体との間で超音波を送受する複数の振動子を配列してなる探触子１０と、各振動子を駆動して超音波を送信すると共に被検体からの超音波信号を受信する送受信部（１６、１８）と、受信された超音波信号の中心周波数の４倍に相当する周波数を有したサンプリングクロックにより超音波信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換部２２と、ＡＤ変換部２２からのデジタル信号を順次格納する記憶部３４と、格納されたデジタル信号を読み出して位相を整相する整相部２４と、整相された信号を信号処理して超音波画像を構成する画像構成部（２６、２８）とを備え、整相部２４は記憶部３４から読み出される信号のうち９０度位相差関係を有する２つの信号に対し位相を回転させてサンプリング間隔より短い時間の遅延を施す手段を有した構成とする。【選択図】    図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
被検体との間で超音波を送受する複数の振動子を配列してなる探触子と、前記各振動子を駆動して超音波を送信すると共に前記被検体からの超音波信号を受信する送受信部と、該受信された超音波信号の中心周波数の４倍に相当する周波数を有したサンプリングクロックにより前記超音波信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換部と、該ＡＤ変換部からのデジタル信号を順次格納する記憶部と、該格納されたデジタル信号を読み出して位相を整相する整相部と、該整相された信号を信号処理して超音波画像を構成する画像構成部とを備え、
前記整相部は、前記記憶部から読み出される信号のうち９０度位相差関係を有する２つの信号に対し位相を回転させて前記サンプリング間隔より短い時間の遅延を施す手段を含んでなる超音波診断装置。
【請求項２】
前記整相部は、前記振動子群により送信される超音波の集束点から前記各振動子までの距離に基づいて前記各振動子により受信される超音波信号の伝搬時間差を算出し、該算出された伝搬時間差と前記サンプリング間隔とに基づいて位相回転データを生成する手段を備えてなる請求項１に記載の超音波診断装置。
【請求項３】
前記整相部は、前記記憶部に格納された信号を前記サンプリング間隔に応じて順次読み出す読出部と、該読出部により読み出された第１の信号に対し前記サンプリング間隔に相当する時間の遅延を施す遅延部と、該遅延部からの第１の信号と該第１の信号の次に読み出された９０度位相差を有する第２の信号に対し前記位相回転データを乗算する位相回転部と、該乗算された第１の信号と第２の信号を加算する加算部を備えてなる請求項１又は２に記載の超音波診断装置。
【請求項４】
前記整相部は、前記送受信部により受信した信号に基づいて、前記探触子からの超音波送波方向に対し複数の受信ビームを形成する複ビーム形成部を備えてなる請求項３に記載の超音波診断装置。
【請求項５】
前記遅延部は、直列に複数設けられてなる請求項４に記載の超音波診断装置。
【請求項６】
前記ＡＤ変換部は、超音波の中心周波数の８倍に相当する周波数を有したサンプリングクロックを生成する手段を備えた請求項１乃至５に記載の超音波診断装置。
【請求項７】
前記整相部は、前記記憶部から読み出された信号に対し前記サンプリング間隔と該サンプリング間隔の半分に相当する間隔で交互に読み出す手段と、該読み出された第１の信号を所定時間保持する第１のデータ保持部と、前記第１の信号の次に読み出された第２の信号を所定時間保持する第２のデータ保持部と、前記第１のデータ保持部と前記第２のデータ保持部からの信号各々に補間データを乗算して前記サンプリング間隔で加算する加算部と、前記第１のデータ保持部と前記第２のデータ保持部と前記加算部の駆動タイミングを制御する制御部を備えてなる請求項１乃至６に記載の超音波診断装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、超音波診断装置に係り、具体的には被検体から発生する超音波信号をデジタル化して整相する技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
超音波診断装置は、被検体との間で超音波を送受する複数の振動子を配列してなる探触子を有し、その探触子を介して被検体から発生する超音波信号つまり反射エコーを受信し、その受信信号をサンプリングしてデジタル信号としてＡＤ変換し、変換された信号を整相加算して超音波画像を得るものである。
【０００３】
この超音波診断装置における受信信号のサンプリング法として、９０度サンプリング法すなわち４ｆ０サンプリング法が知られている（例えば、特許文献１参照）。９０度サンプリング法では、振動子により受信された超音波信号を超音波の中心周波数ｆ０の４倍に相当する周波数（４ｆ０）を有したサンプリングクロックによりサンプリングしてデジタル化する。そして、伝搬時間差τ０つまり各振動子における超音波信号の受信時間の時間差がほぼゼロになるように、超音波受信信号に対しサンプリング周期の整数倍に相当する時間を遅延して整相処理することが行われている。
【０００４】
【特許文献１】
特開平１１−２７６４７７号公報
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、伝搬時間差τ０が常にサンプリング周期の整数倍になるとは限らない。つまり、伝搬時間差τ０にはサンプリング間隔以下に相当する微少な時間が含まれることが多い。したがって、伝搬時間差τ０をサンプリング間隔の整数倍で遅延させたとしても、微少な時間の分だけズレが生じるので、基準時間への合わせ精度つまり整相精度が悪くなる。その結果、形成される超音波ビームの空間分解能や感度が低下するおそれがある。
【０００６】
このとき、波面同期サンプリング法を用いて受信信号の整相精度を向上させることが考えられる。波面同期サンプリング法とは、サンプリング間隔以下の微少な時間例えば５ｎｓづつ遅延させた多相のサンプリングクロックを有し、その多層のサンプリングクロックから超音波受信波面に同期するクロックを選択してサンプリングすることにより整相精度を向上させるものである。
【０００７】
しかし、波面同期サンプリング法では、微少時間の遅延を施すアナログ遅延線が多数設けられるため回路構成が複雑になる。また、アナログ遅延線では微少時間例えば５ｎｓを精度よく遅延させることが難しい場合がある。このように、波面同期サンプリング法では遅延回路の実装が困難になるという問題がある。
【０００８】
本発明は、９０度サンプリング法において、超音波受信信号の整相精度を改善して超音波ビームの空間分解能や感度を向上させることにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、本発明の超音波診断装置は、被検体との間で超音波を送受する複数の振動子を配列してなる探触子と、その各振動子を駆動して超音波を送信すると共に被検体からの超音波信号を受信する送受信部と、その受信された超音波信号の中心周波数の４倍に相当する周波数を有したサンプリングクロックにより超音波信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換部と、ＡＤ変換部からのデジタル信号を順次格納する記憶部と、その格納されたデジタル信号を読み出して位相を整相する整相部と、整相された信号を信号処理して超音波画像を構成する画像構成部とを備え、整相部に、記憶部から読み出される信号のうち９０度位相差関係を有する２つの信号に対し位相を回転させてサンプリング間隔より短い時間の遅延を施す手段を設けたことを特徴とする。
【００１０】
これによれば、超音波受信信号は９０度サンプリング法によりデジタル化されているので、記憶部に格納された信号をサンプリング間隔で順次読み出せば、読み出された信号のうち隣接した信号は、９０度ペアつまり９０度位相差関係を有する複素信号とみなすことができる。したがって、その９０度ペアの信号に対し設定される複素位相データを乗算すれば、超音波受信信号がサンプリング間隔より短い微少な遅延時間（例えば５ｎｓ）を含んでいたとしても、その遅延時間に相当する位相の分だけ補正することが可能になる。その結果、超音波受信信号をサンプリング間隔の整数倍でのみ遅延させる場合に比べ、整相精度を向上させることが可能になるので、超音波受信信号から形成される超音波ビームの空間分解能や感度を向上させることができる。
【００１１】
また、微少な時間の遅延を施すため、複数のアナログ遅延線に代えてデジタル整相する整相部を用いているから、アナログ処理する場合に比べ、整相回路を簡単化することができると共に整相精度を向上させることができる。
【００１２】
この場合、９０度ペアの信号に乗算する複素位相データを、振動子群により送信される超音波の集束点から各振動子までの距離に従って各振動子における超音波信号の伝搬時間差を算出し、算出された伝搬時間差とサンプリング間隔とに基づいて算出することができる。そして、算出された伝搬時間差をサンプリング周期で除算すると、伝搬時間の端数が求められる。その端数に基づいて位相補正データを生成することができる。
【００１３】
また、超音波受信信号の位相を整相する整相部として、記憶部に格納された信号をサンプリング間隔に応じて順次読み出す読出部と、読出部により読み出された第１の信号に対しサンプリング間隔に相当する時間の遅延を施す遅延部と、遅延部からの第１の信号と第１の信号の次に読み出された９０度位相差を有する第２の信号に対し位相回転データを乗算する位相回転部と、乗算された第１の信号と第２の信号を加算する加算部を備えてなるものを用いることができる。
【００１４】
また、送受信部により受信した信号に基づいて、探触子からの超音波送波方向に対し複数の受信ビームを形成する複ビーム形成部を整相部に設けるようにしてもよい。これにより、超音波の送信ビーム方向の両側に受信ビームを形成することができる。したがって、１回の送信で異なる例えば２方向からの受信エコーが同時に得られることになるので、１枚の断層像を得るための走査線密度を一定とすると、送信回数を半分にすることができる。その結果、走査時間が半分となるので、超音波画像のフレームレートを向上させることができる。また、走査密度を倍にすると、同じフレームレートで高分解能画像が得られる。
【００１５】
このように複ビームを形成するとき、ビームの数に相当する個数の整相部を並設に設ける必要があるので、回路が大型化する。そこで、本発明の超音波診断装置は、複数のビームを時分割処理して同時に形成することができる。その結果、複数の整相部を並列に配設した場合に比べ装置回路を小型化することができると共に、各ビーム毎に位相回転を施すので、各ビームの整相精度をより一層向上させることが可能になる。
【００１６】
また、超音波信号の中心周波数ｆ０の４倍の周波数（４ｆ０）でサンプリングすると、サンプリング遅延の精度は１／４ｆ０である。そこで、超音波の中心周波数の８倍に相当する周波数（８ｆ０）を有したサンプリングクロックにより受信データをサンプリングすることが好ましい。これにより、サンプリング周波数が４ｆ０の場合に比べ、サンプリング遅延の精度を２倍に向上できる。また、形成される受信ビームの数が２本の場合、各方向の受信ビーム毎のサンプリングデータが交互に出力される。それゆえ、一の方向に属する受信ビームについて隣接するデータは、サンプリング間隔の２倍に相当する間隔を有する。その場合、ナイキスト周波数になり、余裕がなくなる。したがって、記憶部から読み出された信号を１サンプル毎に読み出せば、一の方向に属する受信ビームについて隣接するデータ間の遅延時間をサンプリング間隔にすることができ、波形復元の精度が向上する。その結果、良好な受信信号を得ることができる。
【００１７】
また、超音波ビームを多段にフォーカスする場合、フォーカス切替時にフォーカス段前後のデータが混在して処理されると、誤差を含んだ信号が生成されることがある。例えば、１段目のデータ群と２段目のデータ群が記憶部に連結して格納されるので、フォーカス１段目からフォーカス２段目に切り替わる際、その各段に属する信号が混在して処理される。
【００１８】
そこで、整相部に、記憶部から読み出された信号に対し前記サンプリング間隔とサンプリング間隔の半分に相当する間隔で交互に読み出す手段と、読み出された第１の信号を所定時間例えばサンプリング間隔の１．５倍に相当する時間保持する第１のデータ保持部と、第１の信号の次に読み出された第２の信号を所定時間例えばサンプリング間隔の１．５倍に相当する時間保持する第２のデータ保持部と、第１のデータ保持部と第２のデータ保持部からの信号各々に補間データを乗算してサンプリング間隔で加算する加算部と、第１のデータ保持部と第２のデータ保持部と加算部の駆動タイミングを制御する制御部を備えるようにしてもよい。
【００１９】
これにより、各フォーカス段の信号が同時に処理されることを回避することができる。すなわち、フォーカス切替時の直後に出力されるデータに異なるフォーカス段のデータが混在しないように、フォーカス段前後で取得されるデータを所定時間ずらすことができる。その結果、フォーカス切替時でもフォーカス段前後のデータが同時に処理することを回避できるので、超音波診断装置の空間分解能や感度をより一層向上させることができる。
【００２０】
【発明の実施の形態】
（実施形態１）本発明を適用してなる超音波診断装置の実施形態について、図１乃至図５を用いて説明する。図１は本発明を適用した超音波診断装置の構成例を示すブロック図である。図２はＡＤ変換部の概略構成例を示しており、図３は受波整相部の概略構成例を示している。また、図４は遅延計算の概念図を示しており、図５は超音波受信信号のサンプリング原理を説明する例を示している。
【００２１】
図１に示すように、超音波診断装置１には、複数の振動子を配列してなる探触子１０が設けられ、探触子１０に切替スイッチ１２が取り付けられている。また、切替スイッチ１２に送受分離部１４が接続され、送受分離部１４に送信部１６と受波回路１８が並列に接続されている。また、その送信部１６に送信整相部２０が設けられている一方、受波回路１８の後段にＡＤ変換部２２を介して受波整相部２４が設けられている。受波整相部２４の出力側には信号処理部２６とモニタ２８が設置されている。そして、受波整相部２４に位相回転制御部３０が付設されている。
【００２２】
また、ＡＤ変換部２２には、図２のとおり、信号の入力側にＡＤＣ３２が設けられ、ＡＤＣ３２にクロック生成部３６が付設されている。なお、クロック生成部３６は、全チャネル共通でよい。そして、ＡＤＣ３２の後段にメモリ３４が備えられている。また、メモリ３４の後段に受波整相部２４が設けられている。
【００２３】
さらに、受波整相部２４には、図３のとおり、読出制御部３７が取り付けられている。該読出制御部３７によりメモリ３４から読み出されて入力側（Ｐｉｎ）に入力した信号は、ラッチ３８を介して乗算部４０１に入力されると同時に、乗算部４０４に入力される。また、ラッチ３８と乗算器４０１の接続路から分岐して乗算部４０２が設けられており、乗算部４０４への接続路から分岐して乗算部４０３が設けられている。乗算部４０１と乗算部４０３に位相回転制御部３０が接続されると共に、乗算部４０２と乗算部４０４にも位相回転制御部３０が接続されている。そして、乗算部４０１と乗算部４０３の双方に接続する加算部４４１が設けられており、乗算部４０２と乗算部４０４の双方に接続する加算部４４２が設けられている。また、乗算部４０１と加算部４４１の間には符号反転部４２が介在されている。なお、ラッチ３８、乗算部４０１〜４０４及び加算部４４１、４４２並びに符号反転部４２により構成される回路を位相回転部と称する。
【００２４】
このように構成される超音波診断装置の各構成部を動作と共に説明する。探触子１０の各振動子は、切替スイッチ１２を介して供給される駆動信号に応じて超音波を被検体に射出すると共に、被検体から発生する反射エコー信号を受信するものである。
【００２５】
切替スイッチ１２は、送信部１６から出力される駆動信号を探触子１０の各振動子に出力する系と、探触子１０の各振動子から出力されるアナログの反射エコー信号を送受分離部１４を介して受波回路１８に出力する系を指令に応じて切り替えるものである。また、送受分離部１４は、送信部１６からの駆動信号を切替スイッチ１２に出力する系と切替スイッチ１２からの受信信号を受波回路１８に出力する系を分離するものである。
【００２６】
送信整相部２０は、探触子１０から射出される超音波ビームが焦点すなわち診断部位に収束するような遅延タイミングを生成して出力するものである。送信部１６は、送信整相部２０からの遅延タイミングに基づいて生成した駆動信号を探触子１０の各振動子に送受分離部１４と切替スイッチ１２を介して印加するものである。
【００２７】
受波回路１８は、送受分離部１４から出力される反射エコー信号に対して媒体伝播時の信号減衰を増幅補正するとともに、その反射エコー信号の通過帯域を制限してエリアジングを抑制するものである。
【００２８】
ＡＤ変換部２２は、受波回路１８からの反射エコー信号をＡＤＣ３２によりサンプリングしてアナログの反射エコー信号をデジタルの受信データに変換し、変換された受信データをメモリ３４に格納するものである。このとき、クロック生成部３６は、ＡＤＣ３２に超音波の中心周波数ｆ０の４倍に相当する周波数（４ｆ０）を有したサンプリングクロックを付与する。
【００２９】
受波整相回路２４は、メモリ３４に格納された受信データに対しサンプリング遅延を考慮して読出制御部３７により読み出し、読み出した信号に対し位相回転部により補間処理すなわち位相回転処理を施すものである。すなわち、メモリ３４から読み出される受信データは焦点からの波面により遅延処理が施されてダイナミックにフォーカス処理される。この操作を順次選択する振動子をずらしながら多段或いはダイナミックに受波フォーカス点を変えてビーム走査が行われる。このとき、読出制御部３７は、メモリ３４内の受信データに対し、基準時からの伝搬時間差τ０がほぼゼロになるように、サンプリング間隔の整数倍に相当する時間の粗遅延を施して読み出すものである。位相回転部は、位相回転制御部３０からの位相回転データ（Ｄ１、Ｄ２）に基づいて、読み出された受信データの位相を回転させて補間処理すなわちサンプリング周期以下の微少遅延を施すものである。
【００３０】
信号処理部２６は、受波整相部２４により形成された超音波受信ビームに対し、フィルタリング、圧縮、エッジ強調、包絡線検波等の画像処理を行うものである。そして、モニタ２８は、信号処理部２６の画像信号をアナログに変換して超音波画像例えば断層像を表示するものである。
【００３１】
ここで、受波整相部２４について図２及び図３を参照して詳細に説明する。探触子１０の振動子により受信された反射エコー信号はＡＤ変換部２２のＡＤＣ３２により９０度サンプリングされてデジタル化される。デジタル化された受信データはメモリ３４により順次格納される。格納された受信データは受波整相部２４の読出制御部３７により制御部の指令に従ってサンプリング間隔の整数倍に相当する時間の遅延を施して読み出される。つまり、受信データは、伝搬時間差τ０がほぼゼロになるようにサンプリング間隔の整数倍に相当する時間の遅延が施されるように読み出される。次に、読み出された受信データから２つの信号すなわち９０度位相差関係を有する複素信号が抽出される。つまり、サンプリング間隔は９０度であるので、メモリ３４から順次読み出される受信データのうち隣接したデータが複素関係にある９０度ペアの信号とみなされて抽出される。抽出された２つの信号のうち第１の信号はラッチ３８により１サンプリング時間間隔の遅延が施される。遅延された第１の信号と抽出された第２の信号はそれぞれ実数成分と虚数成分に分けられる。各実数成分は乗算部４０１、４０３により位相回転制御部３０からの位相補正データ（Ｄ２）と乗算されて位相回転され、また、各虚数成分は乗算部４０２、４０４により位相回転制御部３０からの位相補正データ（Ｄ１）と乗算されて位相回転される。そして、乗算部４０１からの出力は符号反転部４２により符号反転された後、加算部４４１により乗算部４０４からの出力と加算されて出力信号（Ｐｏｕｔ）の実部（Ｉ）として出力される。また、乗算部４０２からの出力は、加算部４４２により乗算部４０３からの出力と加算されて出力信号（Ｐｏｕｔ）の虚部（Ｑ）として出力される。
【００３２】
例えば、超音波の中心周波数ｆ０を１０ＭＨｚとすると、ＡＤＣ３２に付与されるサンプリングクロックの周波数は４ｆ０すなわち４０ＭＨｚとなるので、サンプリング間隔に相当する時間は１／４０ＭＨｚすなわち２５ｎｓとなる。ここで、受信データの伝搬時間差τ０が２１２ｎｓである場合、メモリ３４に格納された受信データは読出制御部３７により２００ｎｓ（２５ｎｓ×８）遅延されて読み出される。このとき受信データには依然として１２ｎｓの伝搬時間差が含まれているので、その伝搬時間差１２ｎｓに相当する位相補正データ４３．２度（（１２ｎｓ÷２５ｎｓ）×９０度）が位相回転制御部３０により生成される。生成された位相補正データが抽出された９０度ペアの信号に加算部４４１〜４４４により乗算されるので、受信データは位相回転される。位相回転された受信データは実数成分と虚数成分毎に信号処理部２６に出力される。
【００３３】
次に、受信データの伝搬時間差τ０を算出する方法について図４を用いて説明する。図４に示すとおり、振動子部４５は、ｍ個の振動子４５１〜４５ｍがアレー状にピッチＰ０で配列して構成されている。このような振動子部４５において、第ｎ＋１番目の振動子を基準振動子４５ｎ＋１とし、基準振動子４５ｎ＋１からフォーカス点Ｑ０までの距離をｒ０、超音波ビームの方向をθ、超音波口径をｄ０とすると、１番目の振動子４５１からフォーカス点Ｑまでの距離Ｘ０は、数１式のように表すことができる。このとき、音速をＶ０とすると、基準振動子４５ｎ＋１と振動子４５１の超音波の伝搬時間差τ０は、数２に式のように表すことができる。すなわち、振動子４５１と基準振動子４５ｎ＋１の伝搬時間差τ０は、距離Ｘ０と距離をｒ０と音速ｖ０から算出される。
【００３４】
【数１】
2004216047.tif 000003
【００３５】
【数２】
2004216047.tif 000004
ここで、９０度サンプリングと位相回転の原理について説明する。まず、探触子１０の振動子により受信される反射エコー信号の包絡線をハニングと仮定すれば、中心周波数ｆ０の受信信号ｓ（ｔ）は数３式のように表される。このとき、クロック生成部３６から超音波の中心周波数ｆ０の４倍に相当する周波数を有したサンプリングクロックがＡＤＣ３２に付与されるので、そのサンプリングクロックによりサンプリングされた数３式に示す受信信号は数４式のように表される。なお、Ｔはサンプリング周期（１／４ｆ０）を示しており、ｎは自然数を示している。そして、サンプリングされた受信信号のうち連続して出力された信号（例えばｎ＝１、ｎ＝２）はそれぞれ数５式と数６式のように表される。この場合、数５式と数６式は９０度の位相差を有しているので、数５式と数６式から数７式を導くことができる。それゆえ、数５式に示される第１の信号と数７式に示される第２の信号は時刻ｔで９０度位相差関係を有した複素信号となる。したがって、メモリ３４から順次読み出される隣接した２つの信号を９０度ペアとして取り扱うことが可能になる。
【００３６】
【数３】
2004216047.tif 000005
【００３７】
【数４】
2004216047.tif 000006
【００３８】
【数５】
2004216047.tif 000007
【００３９】
【数６】
2004216047.tif 000008
【００４０】
【数７】
2004216047.tif 000009
そして、９０度ペアとして取り扱われる第１及び第２の信号はサンプリング間隔で受波整相部２４に順次入力される。先に入力された第１の信号Ａｓｉｎ（ω０Ｔ）は、ラッチ３８により１サンプリングクロック遅延された後、複素位相回転される。その位相回転量をθとすると、受波整相部２４の出力（Ｐｏｕｔ）の実数成分Ｉは数８式、虚数成分Ｑは数９式のように表される。数９式からわかるように、受波整相部２４つまり位相回転部によれば、第１の信号を受波整相部２４により位相θだけ位相回転した値にすることが可能になる。すなわち、第１の信号は位相回転によりサンプリング遅延以下の微少遅延が施される。
【００４１】
【数８】
2004216047.tif 000010
【００４２】
【数９】
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このような９０度サンプリングと位相回転の概念図を図５に示している。図５の横軸は時間を示しており、縦軸は反射エコー信号の振幅を示している。点５０１〜５０６は、サンプリング周期Ｔｓ（１／４ｆ０）を有したサンプリングクロックによる反射エコー信号のサンプル点である。また、黒丸は、サンプリング周期以下の微少時間Δτを遅延するための補間点である。ここで、隣接するデータ例えば点５０１と点５０２の位相差は９０度であるので、その２つの信号を９０度ペアとして取り扱う。そして、その９０度ペアに位相回転を施すことにより微少時間Δτの遅延を施して整相精度を向上させている。
【００４３】
以上、本実施形態によれば、超音波受信データがサンプリング間隔より短い微少な遅延時間Δτを含んでいたとしても、その微少遅延時間Δτに相当する位相が位相回転制御部３０からの位相補正データに基づいて回転すなわち補正される。その結果、受信データをサンプリング間隔の整数倍でのみ遅延させる場合に比べ、整相精度を向上させることが可能になるので、受信データから形成される超音波ビームの空間分解能や感度を向上させることができる。また、微少な時間を遅延するために、複数のアナログ遅延線に代えてデジタル整相する受波整相部を用いているので、アナログ処理する場合に比べて、整相回路を簡単化することができると共に整相精度を向上させることができる。
【００４４】
なお、本実施形態に基づいて説明したが、これに限られるものではない。例えば、図２は説明の煩雑さを避けるため１つのＡＤ変換部２２と１つの受波整相部２４を設けた例を説明したが、これに代えて、ＡＤ変換部２２と受波整相部２４は探触子１０の振動子の数に応じて増設される。
【００４５】
また、図２では実部と虚部とがそれぞれ出力される受波整相部２４を用いた例を説明したが、これに代えて、実部のみ出力する受波整相部２５を用いることができる。例えば、図６Ａは、メモリ３４の後段に受波整相部２５が設けられた例を示しており、図６Ｂは、受波整相部２５の構成例を示している。図６Ｂのとおり、入力部にラッチ３８が接続されており、ラッチ３８の後段に乗算部４１２が備えられている。また、入力部とラッチ３８間の接続路から分岐して乗算部４１１が備えられている。そして、乗算部４１２と乗算部４１１の双方に接続された加算部４５が設けられている。
【００４６】
この受波整相部２５の動作を説明する。メモリ３４に格納された受信データはサンプル遅延が施されて順次読み出される。読み出された受信データ例えば数５式に示される第１の信号と数７式に示される第２の信号が順に受波整相部２５に入力される。最初に入力された第１の信号は、ラッチ３８により１サンプリング間隔遅延され、遅延された第１の信号が乗算部４１２により位相補正データＤ２と乗算される。一方、第１の信号の次に入力される第２の信号は、乗算部４１１により位相補正データＤ１と乗算される。そして、乗算部４１１からのデータ（Ｐ１０）と乗算部４１２からのデータ（Ｐ２０）が加算部４５により加算されて出力（Ｐｏｕｔ）される。
【００４７】
ここで、位相補正制御部３０からの位相回転量をθとすると、受波整相部２５から出力されるデータｙ（ｔ）は、数１０式のように表すことができる。また、数１０式においてｎ＝１とすると数１１式のように表すことができる。そして、数１１式において包絡線が等しいとすると、数１２式が導かれる。数１２式から分かるように、出力ｙ（ｔ）は第１の信号におけるＡ（Ｔ）ｓｉｎ（ω０Ｔ）の部分がθ回転されている。すなわち、乗算部４１１で第２の信号にｓｉｎθを乗算すると共に乗算部４１２で第１の信号にｃｏｓθを乗算し、乗算された第１及び第２の信号を加算すれば、第１の信号に対しサンプリング間隔以下の微少遅延に相当する位相θを回転できる。したがって、包絡線内の位相整合が可能になる。なお、ωは包絡線の周波数を示している。また、Ａ（Ｔ）とＡ（２Ｔ）は近似していると仮定している。
【００４８】
【数１０】
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【００４９】
【数１１】
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【００５０】
【数１２】
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（実施形態２）第１の実施形態では、探触子１０から射出される超音波の送波方向に対し１本の受信ビームを形成する受波整相部を説明したが、それに代えて、探触子１０から射出される超音波の送波方向の両側に同時に異なる方向の２本の受信ビームを形成する受波整相部の例を図７及び図８を用いて説明する。
【００５１】
図７は、２本の受信ビームを形成する受波整相部の構成例を示している。図７のとおり、受波整相部６２には、入力部に直列に２段構成で設けられるラッチ３８１、３８２を含む複ビーム形成部６０が接続されており、複ビーム形成部６０の後段に乗算部６４２が設けられている。また、受波整相部６２の入力部と複ビーム形成部６０との接続路から分岐して乗算部６４１が設けられている。そして、乗算部６４１と乗算部６４２の双方に接続された加算部６６が備えられている。
【００５２】
この受波整相部６２の動作を図８を参照して説明する。図８は、２本の受信ビームを形成する場合のタイムチャートを示している。図８の横軸は時間の経過を示している。そして、図８の第１段目は、メモリ内の受信データに対しサンプリング遅延を施した後に読み出す時間（Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４、…）を示している。すなわち、受信データは、サンプリングクロックの間隔（Ｔ０＝１／４ｆ０）で読み出される。第２段目は、受波整相部６２に入力されるデータ列Ｐｉｎすなわちデータ（ａ１１、ｂ１１、ａ１２、ｂ１２、…）を示している。なお、ａは第１のビームを示し、ｂは第２のビームを示している。また、添え字はフォーカス段と受信データの番号を示している。また、例えばａ１１は第１ビームの第１のフォーカス段における第１番目の受信データを表し、ｂ１１は第２ビームの第１のフォーカス段における第１番目の受信データを表している。第３段目は、データ列Ｐｉｎに対し乗算部６４１により乗算される位相補正データ列Ｄ１すなわちデータ（ｓａ（１）、ｓｂ（１）、ｓａ（１）、ｓｂ（１）、…）を示している。なお、例えばｓａ（１）は、位相回転量をθとすると、データ列Ｐｉｎのデータａ１１に対し乗算する位相回転データｓｉｎθを表している。第４段目は、データ列Ｐｉｎに対しラッチ３８１とラッチ３８２により２サンプリング遅延されたデータ列Ｐ２を示している。第５段目は、データ列Ｐ２に対し乗算部６４２により乗算される位相補正データ列Ｄ２すなわちデータ（ｃａ（１）、ｃｂ（１）、ｃａ（１）、ｃｂ（１）、…）を示している。なお、例えばｃａ（１）は、データ列Ｐ２のデータａ１１に対し乗算する位相回転データｃｏｓθを表している。第６段目は、データ列Ｐｉｎに位相回転データ列Ｄ１を乗算したものと、データ列Ｐ２に位相回転データ列Ｄ２を乗算したものを加算したデータ列Ｐｏｕｔを示している。例えば、時間Ｔ３における出力データは、ａ１１×ｃａ（１）＋ａ１２×ｓａ（１）となる。
【００５３】
このように、受波整相部２４を並列に設置しなくても、メモリ３４から時分割で２方向の受信データを読み出し、読み出した受信データを２つのラッチ３８１、３８２により２サンプリング間隔遅延すれば、方向の異なる受信ビーム毎に受信データが処理されるので、２本のビームが時分割処理で同時に形成される。もちろん、ラッチ３８１、３８２を並列に設けてもよいことはいうまでもない。そして、図８のデータ列Ｐｏｕｔから分かるように、形成される２本のビームは、それぞれ１サンプル毎に位相回転制御部３０からの位相補正データ（Ｄ１、Ｄ２）に従って位相回転が施されている。このように、複ビームを形成する場合でも、整相回路を小型化できると同時に、各ビームの整相精度を向上させて超音波ビームの空間分解能や感度を向上させることができる。
【００５４】
（実施形態３）図９及び図１０を用いて第３の実施形態を説明する。図９は、単ビームを形成する受波整相部の他の構成例を示しており、図１０は図９の受波整相部の動作を説明するためのタイムチャートを示している。図９に示すとおり、受波整相部８０には、入力側にラッチ８２１とラッチ８２２が並列に設けられている。ラッチ８２１の後段に乗算器６４１が設けられると共に、ラッチ８２２の後段に乗算器６４２が設けられている。また、乗算部６４１と乗算部６４２の双方に接続された加算部６６が備えられており、加算部６６にラッチ８２３が接続している。そして、乗算部６４１と乗算部６４２のそれぞれに補正制御部３０が接続されている。
【００５５】
また、図１０の横軸は時間の経過を示しており、第１段目は、クロック生成部３６により生成されるサンプリングクロックのサンプリング間隔（Ｔ０＝１／４ｆ０）を示している。第２段目は、メモリ内の受信データに対しサンプリング遅延を施した後に読み出す時間（Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４、…）を示している。例えば、時間Ｔ１はサンプリング間隔Ｔ０の半分の時間に相当する時間（Ｔ０／２）であり、ａ１１を読み出してからａ１２を読み出すまでの時間を示しており、時間Ｔ２はサンプリング間隔Ｔ０に相当する時間であり、ａ１２を読み出してからａ１３を読み出すまでの時間を示している。また、時間Ｔ３は時間Ｔ１と同様な間隔であり、時間Ｔ４は時間Ｔ２と同様な間隔となっている。第３段目は、メモリ３４から読み出されて受波整相部８０に入力されるデータ列Ｍｏｕｔすなわちデータ（ａ１１、ａ１２、ａ１３、ａ１４、…）を示している。このとき、データ列Ｍｏｕｔは、第２段目に示した時間間隔（Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４、…）でメモリ３４から順次読み出される。第４段目は、時間Ｔ１の経過後にサンプリング間隔Ｔ０の１．５倍に相当する時間間隔（１．５Ｔ０）でラッチ８２１にデータを保持するタイミングＣＬＫ１を示している。第５段目は、ラッチ８２１にタイミングＣＬＫ１で保持されるデータ列Ｐ１０すなわち奇数データ（ａ１１、ａ１３、ａ２１、ａ２３、ａ３１…）を示している。第６段目は、データ列Ｐ１０に対し乗算部６４１により乗算する位相補正データ列Ｄ１すなわちデータ（ｃ（１）、ｓ（１）、ｃ（１）、…）を示している。第７段目は、ＣＬＫ１の駆動時間からＴ０／２の経過後すなわちサンプリング時間の半分に相当する時間の経過後に、サンプリング間隔Ｔ０の１．５倍に相当する時間間隔（１．５Ｔ０）でラッチ８２２にデータを保持するタイミングＣＬＫ１を示している。第８段目は、ラッチ８２２にタイミングＣＬＫ２で保持されるデータ列Ｐ２０すなわち偶数データ（ａ１２、ａ１４、ａ２２、ａ２４、ａ３２…）を示している。第９段目は、データ列Ｐ２０に対し乗算部６４２により乗算する位相補正データ列Ｄ２すなわちデータ（ｓ（１）、ｃ（１）、ｓ（１）、…）を示している。第１０段目は、サンプリング間隔の１．５倍に相当する時間（１．５Ｔ０）の経過後にサンプリング間隔で乗算部６４１と乗算部６４２のデータを加算した値をラッチ８２３で保持するタイミングＣＬＫ３を示している。そして、第１１段目は、タイミングＣＬＫ３に従ってラッチ８２３から開放される出力データ列Ｐｏｕｔを示している。例えば、最初の出力データは、ａ１１×ｃ（１）＋ａ１２×ｓ（１）となる。なお、位相回転制御部３０は、原則として位相補正データ列（Ｄ１、Ｄ２）として正弦波（ｓｉｎθ）と余弦波（ｃｏｓθ）が交互に連なるデータ列となるように制御しているが、フォーカス切替点Ａ及びＢにおいては正弦波或いは余弦波が連続するように制御する。例えば、フォーカス切替点Ａにおいて余弦波の位相補正データＣ（１）の後に続くデータは、正弦波のデータではなく余弦波の位相補正データＣ（２）としている。
【００５６】
本実施形態によれば、メモリ３４内の受信データを９０度ペアごと例えばａ１１とａ１２に高速に読み出しているので、図９のフォーカス切替点Ａの直後における出力データは、第１のフォーカス段のデータと第２のフォーカス段のデータは混在せず各々別個に加算処理されている。このように、データを取得するタイミング及び保持するタイミングをずらせば、フォーカス切替点Ａ或いはＢの直後に出力されるデータは各々のビーム毎に処理することが可能になる。その結果、誤差を含むビームが形成することがないので、フォーカス切替の影響を回避できるから、超音波診断装置の空間分解能や感度をより一層向上させることができる。
【００５７】
すなわち、従来、超音波ビームを多段にフォーカスする場合、フォーカス切替時にフォーカス段前後のデータが混在して処理される場合がある。この場合、誤差を含んだ信号が生成される。これは、複ビームを形成する場合も単ビームを形成する場合も同様に生じる問題である。例えば、図８では、フォーカス切替点Ａの直後に出力されるデータは、第１のフォーカス段のデータ（ａ１３×ｃａ（１））と第２のフォーカス段のデータ（ａ２１×ｓａ（２））が混在しているので、誤差を含んでいる。この誤差を含む出力データは１サンプルのみなので影響を無視してもよいが、本実施形態では誤差の発生を回避するようにしている。
【００５８】
また、本実施形態では、４ｆ０のサンプリングクロックを生成するクロック生成部３６を用いているので、２本の受信ビームを形成する場合、サンプリング遅延の合わせ精度は２ｆ０となる。したがって、８ｆ０のサンプリングクロックを生成するクロック生成部を用いるのがよい。これにより、サンプリング遅延の合わせ精度を４ｆ０にすることができる。また、メモリ３４のデータを読み出すクロックの周波数を２倍にするのが好ましい。
【００５９】
（実施形態４）第１乃至第３の実施形態では、４ｆ０サンプリングクロックを生成するクロック生成部３６を用いる例を説明したが、これに代えて、８ｆ０サンプリングクロックを生成するクロック生成部１００を設けた例を説明する。図１１に示すとおり、ＡＤＣ３２にクロック生成部１００が付設されている。また、ＡＤＣ３２の後段にメモリ１００が設けられている。メモリ１００は、図２のメモリ３４に比べて２倍の記憶空間を有している。メモリ１００の後段には図６と同様な受波整相部２５が備えられている。
【００６０】
次に動作を説明する。クロック生成部１００は超音波中心周波数ｆ０の８倍に相当する周波数（８ｆ０）を有するサンプリングクロックを生成してＡＤＣ３２に付与する。そのＡＤＣ３２により受波回路１８からの反射エコー信号がデジタル化される。そして、デジタル化された受信データはメモリ１０２に格納される。
【００６１】
このようにすれば、反射エコー信号の１波長に８個のサンプリングデータを取得することができるので、１波長に４個のサンプリングデータを取得する場合に比べ、整相精度を向上させることができる。すなわち、４ｆ０のサンプリングクロックではサンプリング遅延をサンプリング間隔Ｔ０で行う必要があるのに対し、８ｆ０のサンプリングクロックではサンプリング間隔の半分の間隔（Ｔ０／２）でサンプリング遅延を行うことができる。したがって、４ｆ０サンプリングクロックに代えて８ｆ０サンプリングクロックを用いれば、サンプリングデータにおける包絡線のエッジの合わせ精度を向上させることが可能になる。
【００６２】
ここで、８ｆ０サンプリングクロックによりサンプリングされたデータを１サンプルおきに読む出せば、読む出されたデータ間すなわち隣接データ間の位相差は９０度になるので、９０度サンプル方式を利用した位相回転を位相回転制御部３０により施して精度のよい良好な受信ビームを実現することが可能になる。また、図１１の受波整相部２５に代えて図３の受波整相部２４を用いることもできる。さらに、メモリ１００は最大遅延時間を保持する長さであればよい。
【００６３】
【発明の効果】
本発明によれば、９０度サンプリング法において、超音波受信信号の整相精度を改善して超音波ビームの空間分解能や感度を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を適用してなる超音波診断装置の構成例を示すブロック図である。
【図２】ＡＤ変換部の概略構成例を示している。
【図３】受波整相部の概略構成例を示している。
【図４】遅延計算の概念図を示している。
【図５】超音波受信信号のサンプリング原理を説明する例を示している。
【図６】受波整相部の他の構成例を示している。
【図７】２本の受信ビームを形成する受波整相部の構成例を示している。
【図８】２本の受信ビームを形成する場合のタイムチャートを示している。
【図９】受波整相部の他の構成例を示している。
【図１０】受波整相部の動作を説明するためのタイムチャートを示している。
【図１１】クロック生成部の他の具体例を示している。
【符号の説明】
１  超音波診断装置
１０  探触子
１６  送信部
１８  受波回路
２２  ＡＤ変換部
２４  受波整相部
３０  位相回転制御部
３７  読出制御部
３８  ラッチ
４０１  乗算部
４４１  加算部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
2004216047.tif 000023
【図１０】
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【図１１】
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