(57)【要約】【課題】無負荷，力行または回生等の負荷の急激な変動に対しても、特別な機器を付加することなしに安定かつ高速に対応できるようにし、低価格化および省スペース化を図る。【解決手段】インバータ１９と組み合わせて用いられる昇圧コンバータでは、一般に電流経路の切替えによる出力電圧変動に備え出力電圧をその指令値に一致させるよう比例積分回路５を設けてフィードバック制御するようにしているが、これでは高速な制御ができないので、演算回路７でインバータ出力電力値を求めこれを比較器３で所定値と比較することでコンバータの電流経路を判断し、その結果に応じて補正回路４からコンバータ出力電圧の変動を抑制する側の補正量を出力することにより、負荷の急激な変動にも高速に対応できるようにする。【選択図】　　　　図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
インバータと組み合わせて用いられる昇圧コンバータの制御を行なう昇圧コンバータ制御装置において、
前記インバータの出力電力値を一定量遅延させる遅延手段と、その遅延されたインバータ出力電力値から前記昇圧コンバータの電流経路を判断する電流経路判断手段と、昇圧コンバータのスイッチング素子をオン，オフさせるためのデューティ比を、その判断された電流経路に応じて補正する補正手段とを設けたことを特徴とする昇圧コンバータ制御装置。
【請求項２】
前記インバータの出力電力値に代えて、インバータの出力電力指令値を用いることを特徴とする請求項１に記載の昇圧コンバータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、インバータと組み合わせて用いられる昇圧コンバータの制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
この種の昇圧コンバータでは、一般にインバータの制御のために、インバータの出力電圧と出力電流が検出されているが、昇圧コンバータの制御には用いられないのが通常である。インバータは、或る程度の範囲の入力電圧であれば出力電圧を制御でき、昇圧コンバータの出力電圧制御はさほど精度を要求されないことから、図６のような制御を行なうものが知られている（例えば、非特許文献１参照）。
これは要するに、出力電圧検出値と出力電圧指令値との差に応じて、コンバータのスイッチング素子１３，１４のデューティ比を比例積分制御によりフィードバック制御するものである。
【０００３】
【非特許文献１】
長倉，佐藤，高橋，大澤，「電流センサレス方式回生機能付き昇圧コンバータ」平成１４年電気学会産業応用部門大会講演論文集［Ｉ］，ｐ．３８３−３８４
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図６のような方式では、スイッチング素子の切り替えに要するデッドタイムにおいて電流経路が変動する場合には、出力電圧が大きく変動し、インバータの制御範囲を越えてしまうと言う問題や、昇圧コンバータの出力電圧制御が遅れるために、負荷電流に追従できないなどの問題が生じる。
この点について、以下に詳述する。
【０００５】
いま、図６に示す電流可逆の昇圧コンバータにおけるスイッチング素子１３，１４に相補的なオン，オフ指令を与える場合、デッドタイムがなくスイッチのオン抵抗やリアクトルの抵抗分を無視できるとした理想的な条件では、図６の回路の昇圧比は次の（１）式で示される。
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但し、α：下アームの通流率，Ｔｏｎ：スイッチング素子１４のオン時間，Ｔｏｆｆ：スイッチング素子１４のオフ時間，τｏｎ＝Ｔｏｎ／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）である。よって、出力電圧指令Ｖｏｕｔ＊が与えられたときのτｏｎは、
τｏｎ＝１−Ｖｉｎ／Ｖｏｕｔ＊　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（２）
となる。
【０００６】
しかし、実際の回路ではスイッチング素子１３，１４の切替えにデッドタイムを設ける必要がある。そのため、電流非可逆の昇圧コンバータと異なり、図７のように「ＩＬ＜０」の状態と、「スイッチング素子１３，１４（ＳＷ１，ＳＷ２）がともにオフ」という状態が生じる。このように、電流ＩＬの方向によって同じ指令に対して異なる電流経路が存在するため、電流可逆形の昇圧コンバータでは電流経路を直接制御できない現象が生じ、「ＳＷ１，ＳＷ２がともにオフ」という状態についても考慮する必要がある。
【０００７】
ここで、スイッチング周期内のＩＬの最大値をＩＬｍａｘ，最小値をＩＬｍｉｎとすると、Ｔｄをデッドタイムとして、
モードＩ（０＜ＩＬｍｉｎのとき）
α＝τｏｎ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（３）
モードＩＩ（ＩＬｍｉｎ＜０＜ＩＬｍａｘのとき）
α＝τｏｎ＋Ｔｄ／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）　　　　　　　　　　　　　　　　（４）
モードＩＩＩ（ＩＬｍａｘ＜０のとき）
α＝τｏｎ＋２・Ｔｄ／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）　　　　　　　　　　　　　　　（５）
となる。
【０００８】
このときの様子を示すのが図８で、電流ＩＬの方向に依存して通流率αが異なった値となる。つまり、τｏｎは同じであるにも関わらず出力電圧が変動してしまうので、出力電圧を一定に保つためには、デューティ比指令値を変化させる必要がある。例えば、電流の状態がモードＩＩからモードＩの状態になったときは、デューティ比指令値にデッドタイム分τｄ＝Ｔｄ／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）を加える必要があり、モードＩＩからモードＩＩＩになったときには、デューティ比指令値からデッドタイム分を減じる必要がある。
【０００９】
電流センサを用いてＩＬの検出を行なえば、ＩＬｍａｘ，ＩＬｍｉｎの値から回路がどのモードであるか判断でき、デッドタイム補償が可能であるが、電流センサのないコンバータでは、従来はこの変動に対して出力電圧指令値と出力電圧検出値
との偏差によるフィードバック制御のみで対応しており、そのため出力電圧の変動を高速に抑制することができなかった。
この発明はこのような点に鑑みてなされたもので、その課題は、特にコンバータに電流センサや複雑な機構を付加することなく無負荷，力行，回生等の負荷の急激な変動に対しても、出力電圧を安定に保つことができるようにすることにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
このような課題を解決するため、請求項１の発明では、インバータと組み合わせて用いられる昇圧コンバータの制御を行なう昇圧コンバータ制御装置において、
前記インバータの出力電力値を一定量遅延させる遅延手段と、その遅延されたインバータ出力電力値から前記昇圧コンバータの電流経路を判断する電流経路判断手段と、昇圧コンバータのスイッチング素子をオン，オフさせるためのデューティ比を、その判断された電流経路に応じて補正する補正手段とを設けたことを特徴とする。
また、請求項１の発明においては、前記インバータの出力電力値に代えて、インバータの出力電力指令値を用いることができる（請求項２の発明）。
【００１１】
すなわち、電圧検出手段により検出された昇圧コンバータ出力電圧に応じて、デューティ比をフィードバック制御することに加えて、インバータ出力電力値から回路の電流経路を判断し、昇圧コンバータ出力電圧の変動を抑制する側に補正する。回路の電流経路に適したデューティ比を与えることで、負荷変動が与える昇圧コンバータの出力電圧への影響を抑制するものである。なお、インバータ出力電力指令値を用いることで、より高速の対応が可能となる。
【００１２】
【発明の実施の形態】
図１はこの発明の第１の実施の形態を示す要部構成図、図２はこの発明が適用される全体構成図である。以下、これらの図を参照して説明する。
全体的には図２に示すように、直流電源１１にリアクトル１２を介して接続されたスイッチング素子１３，１４、帰還ダイオード１５，１６、スイッチング素子１３，１４の出力側に接続された平滑コンデンサ１７、このコンデンサ１７の両端の電圧を検出する電圧検出装置（ＰＴ）１８、インバータ（ＩＮＶ）１９、このインバータ１９の出力電流を検出する電流検出装置２０、インバータ１９の出力電圧を検出する電圧検出装置２１、負荷２２およびスイッチング素子１３，１４を制御する制御装置３０等から構成される。上アームにスイッチング素子１３を設けたことで、電流を可逆にすることができる。負荷２２としてモータを用いたが、モータには限らない。
【００１３】
制御装置３０は電子回路でハード的に作成することも、マイコン等の演算処理装置によってソフト的に作成することもできる。制御装置３０には電圧検出装置１８により検出されたコンバータ出力電圧検出値Ｖｏｕｔ，コンバータ出力電圧指令値Ｖｏｕｔ＊，電流検出装置２０により検出されたインバータ出力電流検出値ｉおよび電圧検出装置２１により検出されたインバータ出力電圧検出値ｖ等が与えられる。なお、上記Ｖｏｕｔ＊は制御装置３０内で作成しても良く、上位制御装置などの外部コントローラから与えるようにしても良い。
【００１４】
制御装置３０について説明する。
演算装置７はインバータ出力電流検出値ｉおよびインバータ出力電圧検出値ｖから、Ｐ＝ｉ×ｖとしてインバータ出力電力Ｐを算出する。負荷が変動しても平滑コンデンサ１７等の影響で、実際に電流経路が異なるモードになるまでには、一次遅れ系の遅延が生じる。そこで、この遅延による影響を考慮してインバータ出力電力Ｐを遅延手段２に通した後（遅延されたＰをＰＤとする）、電流経路判断回路１（図２では比較器３）でしきい値ＣＡ，ＣＢと比較する。
例えば、遅延手段２の出力ＰＤがしきい値ＣＡを上回った場合（ＰＤ＞ＣＡ）を力行時と考え、電流経路はモードＩであるとしてＱ＝１を出力し、ＰＤがしきい値ＣＢを下回った場合（ＰＤ＜ＣＢ）は回生時と考え、電流経路はモードＩＩＩであるとしてＱ＝−１を出力する。また、ＣＢ≦ＰＤ≦ＣＡのときをモードＩＩと考え、Ｑ＝０を出力する。このときのＰＤ，Ｑとの関係を図３に波形図で示す。
【００１５】
補正回路４は電流経路判断回路１（図２では比較器３）の出力Ｑの値により、図４の関係に従って＋τｄ，０，−τｄのいずれかを補正値として出力する。この補正回路４の出力（＋τｄ，０，−τｄ）と比例積分回路５の出力を加算して得られるデューティ比指令値τｏｎがＰＷＭ（パルス幅変調）回路６に与えられ、ここでデッドタイムを付加された後スイッチング素子１３，１４の駆動信号として与えられる。
このように、図１，図２の実施例ではインバータ出力電流検出値ｉとインバータ出力電圧検出値ｖからインバータ出力電力Ｐを求めて電流経路の変動を判断し、それに応じた補正量をデューティ比指令値に加えることで、従来のフィードバックのみのものと比べて出力電圧応答を高速にすることが可能となる。
【００１６】
図５はこの発明の第２の実施の形態を示す構成図である。
これは、同図からも明らかなように、演算装置７の入力をインバータ出力電流指令値ｉ＊とインバータ出力電圧指令値ｖ＊とし、電流経路の判断にインバータ出力電力Ｐ＊を用いるもので、これにより出力や検出の遅れの影響なしに電流経路を判断しようとするもので、その他は図２と同様である。
このように、インバータ出力電力指令Ｐ＊を用いることにより、インバータ出力電力が変化することを事前に検出でき、電流経路に適したデューティ比をより早く与えられるので、負荷変動による昇圧コンバータの出力電圧への影響をより早く抑制することが可能となる。
【００１７】
【発明の効果】
この発明によれば、負荷の変動による電流経路の変化を特別な付加装置を用いずに、つまり、従来は用いられなかったインバータの出力電圧と出力電流を昇圧コンバータの制御に積極的に用いることで簡易に推測し、その電流経路に適したデューティ比をより早く与えるようにしたので、低価格，省スペースで、負荷変動による昇圧コンバータの出力電圧への影響を、より効果的に抑制することが可能となる利点が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の第１の実施の形態を示す要部構成図
【図２】この発明が適用される全体構成図
【図３】電流経路判断回路（比較器）と補正回路の入出力の関係を説明する波形図
【図４】補正回路における入出力の関係を説明する説明図
【図５】この発明の第２の実施の形態を示す構成図
【図６】従来例を示す構成図
【図７】図６における電流経路を説明するための説明図
【図８】図６における電流経路とデッドタイムの関係を説明するための説明図
【符号の説明】
１…電流経路判断回路、２…遅延回路、３…比較器、４…補正回路、５比例積分回路、６…ＰＷＭ生成回路、７…出力電力演算回路、１０…制御装置、１１…直流電源、１２…リアクトル、１３，１４…スイッチング素子、１５，１６…帰還ダイオード、１７…平滑用コンデンサ、１８，２１…電圧検出装置、１９…インバータ、２０…電流検出装置、２２…負荷、３０…制御装置。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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