【事件の表示】
　平成　３年特許願第　３４３６９号「無整流子電動機の駆動制御装置」拒絶査定不服審判事件〔平成　４年　９月３０日出願公開、特開平　４−２７５０９１〕について、次のとおり審決する。
【結　論】
　本件審判の請求は、成り立たない。
【理　由】
【１】手続の経緯
　本願は、平成３年２月２８日の出願であって、平成１４年１月１６日付けで拒絶査定がなされ、これに対して、同年２月２１日付けで審判請求がなされ、同年３月２５日付けで審判請求の理由を補正する手続補正と同時に明細書の記載を補正する手続補正がなされ、前置審査に付された後、同年７月５日付けで前置報告書が提出された。当審において、平成１５年７月３１日付けで拒絶理由を通知したところ、同年１０月６日付けで意見書が提出されたものである。
　
【２】本願発明
　本願の請求項１に係る発明は、上記平成１４年３月２５日付け手続補正による明細書の特許請求の範囲の請求項１に記載された次のとおりのもの（以下、「本願発明」という。）と認められる。
　　　【請求項１】　複数相の電機子巻線を有する電機子および永久磁石を有する回転子からなる無整流子電動機を備えたものにおいて、
　交流電源電圧を整流しそれをスイッチング素子のオン，オフによって所定周波数および複数相の電圧に変換し前記各電機子巻線への励磁電圧として出力するインバータ回路と、
　前記各電機子巻線に誘起する電圧と基準電圧との比較により、前記各電機子巻線と前記回転子との相対位置を検出する位置検出部と、
　この位置検出部の検出位置に応じた所定のタイミングで所定時間幅の駆動信号を生成する駆動信号生成部と、
　前記無整流子電動機の回転数を検出する回転数検出部と、
　この回転数検出部で検出される回転数と指令回転数との差を求め、その差に対応するレベルの電圧信号をオン，オフデューティ設定用として出力するとともに、その出力電圧レベルが設定値以上となっても所定時間以上にわたって検出回転数が指令回転数に達しないとき、または指令回転数が所定値以上のとき、前記駆動信号生成部で生成される駆動信号の位相を通常よりも進み側にシフトさせるための位相シフト信号を発する回転数制御部と、
　この回転数制御部から出力される電圧信号のレベルに対応するオン，オフデューティのチョッパ信号を生成するチョッパ信号生成部と、
　前記駆動信号生成部で生成される駆動信号に同期する期間、前記チョッパ信号生成部で生成されるチョッパ信号に応じて前記インバータ回路のスイッチング素子をオン，オフ駆動する駆動回路と、
　を備えたことを特徴とする無整流子電動機の駆動制御装置。
　
【３】引用刊行物
（引用発明１）
１.特開昭６３−２３４８９３号公報
　原査定の拒絶の理由に引用され、本願出願前に頒布された上記刊行物１（以下、「引用例１」という。）には、図面と共に以下の記載がある。
　　ａ.「１.複数個の整流素子と平滑キャパシタから成る整流回路、複数個の半導体スイッチ及びダイオードをブリッジ結線したインバータ回路、直流電動機及び、直流電動機のロータ磁極の回転位置を検出する手段とを備え、該ロータ磁極検出手段出力信号に応じ、前記インバータ回路の半導体スイッチを順次切換えるとともに、前記半導体スイッチを前記切換え周波数より高い周波数でオンオフ制御する無刷子直流電動機において、前記切換周波数より高い周波数で制御される方の半導体スイッチのオン期間に、他方の半導体スイッチを切換え制御することを特徴とする無刷子直流電動機の運転制御方法。」（特許請求の範囲）
　　ｂ.「〔実施例〕
　以下、本発明の一実施例を第１図〜第４図により説明する。第１図は、本発明を適用したモータ及びモータ制御回路の構成を示す図である。整流ダイオード群２及び平滑キャパシタ３により整流された直流電圧が、トランジスタ４ａ+〜４ｃ−及びダイオード５ａ+〜５ｃ−をブリッジ結線して構成されたインバータ部を順次切換えることにより、モータ６に転流される。これにより、モータ６は回転する。７は位置検出回路部で、モータ転流のタイミングを検出すると同時に、現在回転数を検出する。８は、チョッピング信号発生回路で、指示回転数信号、Ｎに応じて、チョッピングデューティ（オン時間／チョッピング周期）を制御する。指示回転数、Ｎよりも、位置検出回路７で検出された現在回転数が低い場合は、デューティを上げ、逆の場合にはデューティを下げて、絶えず指示回転数通りに運転する様、チョッピング制御を行う。」（２頁上段右欄１１行−同下段左欄８行）
　　ｃ.「インバータ部の上アームトランジスタ４ａ+〜４ｃ+には、位置検出回路７からの転流信号と、チョッピング信号発生回路からのチョッピング信号を合成回路９により合成した信号が送られて駆動される。下アームトランジスタ４ａ−〜４ｃ−は、位置検出回路７の転流信号により直接駆動される。第２図は、これらの信号を示したものである。上下アーム各トランジスタは、導通角１２０°で順次切換り、互いに１８０°の位相差をもっている。第２図中の斜線は、トランジスタのオン状態を示す。上アームのトランジスタ４ａ+〜４ｃ+は、斜線で示す様に、転流周波数より高い周波数でチョッピング制御されている。」（２頁下段左欄９行−同右欄１行）
　
　以上の記載（図面を含む）において、以下のことが明らかである。
(1)モータ６は複数相の電機子巻線を有する電機子および永久磁石を有する回転子からなり、また、そのインバータ部は、整流した交流電源電圧を半導体スイッチ４ａ+〜４ｃ−のオンオフによって所定周波数及び複数相の電圧に変換し前記各電機子巻線へ励磁電圧として出力するものである。
(2)記載ｂ、ｃ及び第２図から、モータ転流のタイミングを検出すると同時に、現在回転数を検出する位置検出回路部７において、そのモータ転流のタイミングの検出は前記各電機子巻線と前記回転子の相対位置の検出に基づいて行われることは明らかであるから、引用例１のものが少なくとも前記の相対位置を検出する何らかの位置検出部を（前記位置検出回路部７(の内部)に備えるか否かはともかく、何れかの箇所に）備えることは自明である。また、位置検出回路７でモータ転流のタイミングを検出して転流信号を生成することは、即ち、前記位置検出部の検出位置に応じた所定のタイミングで所定時間幅（導通角１２０°）の駆動信号を生成することであるといえる。
(3)記載cから、その合成回路９は、前記位置検出回路部７で生成される転流信号とチョッピング信号発生回路８で生成されるチョッピング信号を合成し、その合成した信号を送ることにより少なくとも前記インバータ部の上アームトランジスタ４ａ+〜４ｃ+をオン、オフ駆動するものであるといえる。
(5)引用例１は無刷子直流電動機の運転制御方法に係るものであるが、当該引用例１には実質的に無刷子直流電動機の運転制御装置に係る発明も開示されていることは明らかである。
　以上のことから、引用例１には、自明の事項も含め、少なくとも次の発明（以下、「引用発明１」という。）が記載されているものと認められる。
「複数相の電機子巻線を有する電機子および永久磁石を有する回転子からなる無刷子直流電動機を備えたものにおいて、
　交流電源電圧を整流しそれを半導体スイッチ（トランジスタ）４ａ+〜４ｃ−のオン，オフによって所定周波数および複数相の電圧に変換し前記各電機子巻線への励磁電圧として出力するインバータ回路と、
　　少なくとも前記各電機子巻線と前記回転子との相対位置を検出する位置検出部と、
　この位置検出部の検出位置に応じた所定のタイミングで所定時間幅の駆動信号（転流信号）を生成すると同時に、前記無刷子直流電動機の現在回転数を検出する位置検出回路部７と、
　指示回転数（Ｎ）よりも、この位置検出回路部７で検出された現在回転数が低い場合は、デューティを上げ、逆の場合にはデューティを下げて、絶えず指示回転数通りに運転する様、チョッピング制御を行う、チョッピング信号発生回路８と、
　前記位置検出回路部７で生成される駆動信号（転流信号）と、前記チョッピング信号発生回路８で生成されるチョッピング信号を合成し、その合成した信号を送ることにより少なくとも前記インバータ部の上アームトランジスタ４ａ+〜４ｃ+をオン、オフ駆動する合成回路９と、
　を備えたことを特徴とする無刷子直流電動機の運転制御装置。」
　
（引用発明２）
２.特開昭５５−１０００８３号公報
　原査定の拒絶の理由に引用され、本願出願前に頒布された上記刊行物２（以下、「引用例２」という。）には、図面と共に以下の記載がある。
　　ａ.「同期電動機を、複数のサイリスタで構成され出力電圧出力周波数を可変出来る電力変換装置で駆動する無整流子電動機において、前記電力変換装置の制御遅れ角が制限値に達した以降の前記同期電動機の速度を前記電力変換装置の転流進み角を進めることによって制御出来るようにしたことを特徴とする無整流子電動機の制御方法。」（特許請求の範囲）
　　ｂ.「本発明は電動機の誘起電圧を回転子の位置検出信号として用いる無整流子電動機に係り、特に電機子電流の値に関係なく常に所定の転流進み角にて電動機を運転することができる無整流子電動機の制御方法に関するものである。」（１頁下段左欄１２−１６行）
　　ｃ.「従来回転磁極の機械的位を近接スイッチ等にて検出し、その信号により電機子電流の転流を・・（中略）・・制御方式が開発されている。
　しかし、この方式の場合には電機子反作用による偏磁作用を補償して転流進み角を一定とし、電動機の出力特性を改善できるが、電機子電流の増加による減磁作用により無負荷時は有負荷時に比べて電動機誘起電圧が増加する。そのため負荷に関係なく一定の速度にて運転しようとする場合には供給電圧を増大しなければならず、電源容量を必要以上に大きくしなければならない欠点があった。そこでまずこの従来行われているところの電動機の誘起電圧を回転磁束の位置検出信号として用いる無整流子電動機について第１図の回路図にて説明する。」（１頁下段左欄１７行−同右欄１８行）
　　ｄ.「図において、R,S,Tは３相交流電源であり、位相制御にて出力電圧を制御されるサイリスタ順変換器１にてこの交流電源より直流電圧を出力し電流平滑用のリアクトル２を介してサイリスタ逆変換器３に接続される。SMは同期電動機構造の無整流子電動機本体であり、N,Sは回転磁極、U,V,Wは電動機電機子巻線入力端子、Iuは電動機相電流である。無整流子電動機が駆動されている時、電動機の相電圧は変圧器４により相電圧信号Vu,Vv,Vwとして取り出され、フィルタ５を通して相電圧基本波波形Eu,Ev,Ewが得られる。６は相電圧基本波波形Eu,Ev,Ewを適当な大きさでベクトル和し、その得られた正弦波波形の正負の極性を検出し回転磁束の位置検出信号PS1,PS2,PS3を出力する論理信号変換回路であり、この位置検出信号PS1,PS2,PS3より通電するゲートを演算するゲート論理回路７である。この７の出力はパルス発生回路８により逆変換器３の各サイリスタにゲートパルスとして与えられている。このとき無整流子電動機の原理に基づき、逆変換器３の各サイリスタに与えられる転流指令であるゲートパルスは無整流子電動機の相電圧と一定の位相関係になければならないが、（一般に転流進み角といわれる。）位置検出信号PS1,PS2,PS3が、電動機の相電圧より演算して得られるため、この関係は当然満足される。この時の各部の波形を第２図に示す。変圧器２により得られた相電圧Vuはフィルタ５により成形されEuとなっている。Ｖ相の基本波Evの振幅を変えた波形Ev'とEuとの差Eu−Ev'はEv'の大きさによりEuより任意に位相の進んだ正弦波信号であり、この信号の極性をとったものがPS1である。同様にしてPS2,PS3を得、これらの信号を演算して逆変換器３を転流させれば電動機SMの相電流は相電圧に対して常に一定の位相差にて転流を行うこととなる。さらに第２図のIu1は無負荷時、Iu2は負荷時のそれぞれU相電流波形であり、u1,u2は転流重なり角、βは転流進み角、β−u1,β−u2は無負荷時及び負荷時の転流余裕角である。
　また、第１図において無整流子電動機に供給される電圧は、１のサイリスタ順変換器の点弧位相により制御される。ここで、９は速度制御用の演算増幅器、１０は電流制御用の演算増幅器１１は順変換器１の位相制御回路、１２は順変換器１の各サイリスタへのゲートパルス発生回路、CTは主回路電流検出用の変流器、Dは変流器CTの出力を整流して電流帰還とする整流器であり、Vphは位相制御回路１１の位相基準となっている電流制御増幅器１０の出力である。」（１頁下段右欄１９行−２頁下段左欄６行）
　　ｅ.「上記従来方式の場合、無整流子電動機の誘起電圧は電機子反作用による増減磁作用により、無負荷では定格負荷時に比し一般に２０〜３０％程度増加している。そのため負荷が軽くなった場合はこの電圧増加分を補償するため順変換器１の点弧位相は進めるように制御される。しかし、電源電圧を定格電動機電圧に対応して選定した場合、転流遅れ角のリミットで決まる順変換器１の最大出力電圧では上記電圧増加分を補償できず、無整流子電動機は電圧不足になって速度が低下してしまうという欠点があり、速度制御範囲が制約をうけている。従って通常は上記リミット値に達しても十分電圧増加分を補償できるように順変換器１の入力電圧をあげるように設計している。すなわち、電源容量に、負荷容量に比して過剰な余裕を持たせなければならないという欠点があった。
　従って本発明の目的は上記欠点を解決するためのもので最適の電源容量にて軽負荷時における誘起電圧増大に伴う電圧不足の補償を行ない、速度制御範囲の広い無整流子電動機の制御方法を提供することにある。」（２頁下段左欄７行−同右欄７行）
　　ｆ.「以下本発明の一実施例を第３図を参照して説明する。第１図と同一符号の部分は同一機能をはたす。１３は本発明の中心をなす位置検出信号補正回路であり、論理信号変換回路６の詳細図を第４図に示す。第４図において前記位相制御電圧Vphが調整抵抗器１８、定電圧ダイオードZD、増幅器１９を通ることによって、位相制御電圧Vphがある電圧以上になると出力を発生する信号に変換され、位相補正信号Vpとなる。調整抵抗器１８、２０はそれぞれ・・（中略）・・回転磁極の位置検出信号に相当している。第１図の位置検出信号補正回路１３と論理信号変換回路６の動作を第４図の詳細図と、その各部波形を示すところの第６図、及び本実施例における直流出力電圧Ｖd、位相基準電圧Vph、転流遅れ角αの各関係を示す第５図を用いて説明する。第５図において電流制御増幅器１０の出力である位相制御電圧Vphの動作領域は、Vphに応じて順変換器１の点弧位相角αが変化する領域ａと、転流遅れ角リミットに相当する位相基準電圧であるVph0より大きい領域ｂに分けることができる。一方、順変換器１の直流出力電圧Ｖdと電動機の端子電圧ＥＭの間には、Ｖｄ≒１.３５ＥＭｃｏｓβ（β：前記転流進み角） の関係があり、端子電圧ＥＭはほぼ電動機の回転数Ｎに比例することから　　
　　Ｎ∝Ｖｄ／１.３５ｃｏｓβ
が成立する。すなわち速度をあげるには、Ｖｄを大きくすればよい。しかし、前記領域ｂの範囲では、転流遅れ角リミットのためにＶｄは固定されてしまう。この場合は上式よりｃｏｓβを小さく、すなわち転流進み角βを進めればよく、βを制御することにより速度制御を行えることがわかる。領域ｂでのβを補正するのが、位相検出信号補正回路１３である。」（２頁下段右欄８行−３頁上段右欄８行）
　　ｇ.「第６図におけるEuはＵ相電圧基本波、Eu・Vpは掛算器２１の出力である。加算器２３の出力Eu−Eu・Vp（審決注：Eu−Ev・Vpの誤記と認められる。）は相電圧基本波信号Euに対する位相が進んでいることが解る。そこで、位相補正信号Vpの出力発生点を第５図に示すように位相制御信号Vphoに一致するよう、調整抵抗器１８を設定することにすれば、前記領域ｂでは位相検出信号PS1,PS2,PS3を、位相基準信号と転流遅れ角リミットに相当するVphoとの偏差に応じて補正することができる。すなわち、領域ｂにおいては転流進み角を進める制御を行なえることがわかる。
　第７図は、軽負荷時の特性を表わしたもので、位相制御電圧Vphに対する電動機の端子電圧ＥＭ、回転数Ｎ転流進み角β、順変換器１の出力電圧Ｖｄの関係を示している。βｏ、Nｏはそれぞれ本発明を適用しない場合の転流進み角と回転数であり、本発明により広範囲の速度制御を行なえることが解る。従って必要以上に順変換器１の入力電圧を上げる必要はなくなる。」（３頁上段右欄１７行−同下段左欄１５行）
　　ｈ.「尚本発明は上記の直流式無整流子電動機によらず、サイクロコンバータ方式の、いわゆる交流式無整流子電動機にも当てはまることはいうまでもなく、又逆変換器側の転流進み角の進み信号も上記説明の如く位相制御信号による他にも、所定速度基準電圧以上の信号にて行なうこともできるし、又、直流主回路電圧を検出して所定値以上にて行うこともできることはいうまでもない。
　以上説明したように、本発明は順変換器の転流遅れ角リミット値以上の電圧が必要になる時は、逆変換器の転流進み角を補正するようにしたので、従来に比べて電源容量を小さくでき、また広範囲の速度制御を行なえる利点を有する。」（３頁下段左欄１６行−同右欄８行）
　
　以上の記載において、以下のことが明らかである。
(1)引用例２の無整流子電動機は、複数相（３相）の電機子巻線および永久磁石を有する回転子からなるものである。
(2)第２、６図及び記載ｄから、論理信号変換回路６において、フィルタ５を通して相電圧基本波形Eu,Ev,Ewを得、回転磁束の位置検出信号PS1,PS2,PS3を出力することは、その過程において少なくとも前記各電機子巻線に誘起する電圧と基準電圧との比較により、前記各電機子巻線と前記回転子との相対位置を検出することを意味し、前記位置を検出する位置検出部を備える。
(3)第６図及び前記記載ｆ、ｇから、位相検出信号PS1,PS2,PS3のオン信号が駆動信号として逆変換器のサイリスタのゲートパルスとして与えられるものであるから、その論理信号変換回路６は、前記位置検出部の検出位置に応じた所定のタイミングで所定時間幅の駆動信号（位相検出信号PS1,PS2,PS3）を生成する駆動信号生成部であるといえる。
(4)記載ｇから、位相検出信号補正回路１３において、位相補正信号Vpの出力発生点を電流制御用増幅器１０の出力である位相制御信号Vph0に一致するように設定して、通常よりも相電圧基本波Eu,Ev,Ewに対する位相の進んだ駆動信号PS1,PS2,PS3を逆変換器のサイリスタに与えてその駆動信号に同期する電流波形Iu,Iv,Iwを生成することにより、無整流子電動機の回転数を上げる（制御する）ものと認められるから、引用例２において電力変換装置（逆変換器）の転流進み角を進める手段は、即ち、順変換器１の制御遅れ角が制限値に達したとき、前記駆動生成部（論理信号変換回路６）で生成される駆動信号の位相を通常より進み側にシフトさせるための位相シフト信号を発生する回転数制御部であるといえる。
　以上のことから、引用例２には次の発明（以下、「引用発明２」という。）が記載されているものと認められる。
「複数相の電機子巻線を有する電機子および永久磁石を有する回転子からなる無整流子電動機を備えたものにおいて、
　交流電源電圧を順変換器１で直流出力電圧に変換しそれをスイッチング素子のオン，オフによって所定周波数および複数相の電圧に変換し前記各電機子巻線への励磁電圧として出力するインバータ回路（逆変換器３）と、
　前記各電機子巻線に誘起する電圧と基準電圧との比較により、前記各電機子巻線と前記回転子との相対位置を検出する位置検出部と、
　この位置検出部の検出位置に応じた所定のタイミングで所定時間幅の駆動信号を生成する駆動信号生成部（論理信号変換回路６）と、
　順変換器１の制御遅れ角αが制限値に達した以降、前記駆動信号生成部（論理信号変換回路６）で生成される駆動信号の位相を通常より進み側にシフトさせるための位相シフト信号を発生する回転数制御部（位置検出信号補正回路１３）と、
　位相制御電圧（Vph）に従って順変換器１の制御遅れ角αを変化させることにより、前記順変換器１の出力電圧Ｖｄ（即ち無整流子電動機に供給される電圧）を制御する順変換器用位相制御回路１１と、
　を備えたことを特徴とする無整流子電動機の駆動制御装置。」
　
【４】対比
　本願発明（前者）と引用発明１（後者）とを以下に対比する。
(1)後者の「無刷子直流電動機」、「半導体スイッチ（トランジスタ）」、「指示回転数（Ｎ）」及び総括的構成としての「運転制御装置」が、それぞれその順に前者の「無整流子電動機」、「スイッチング素子」、「指令回転数」及び「（無整流子電動機の）駆動制御装置」に相当することは明らかである。
(2)後者の「位置検出部の検出位置に応じた所定のタイミングで所定時間幅の駆動信号を生成すると同時に、無刷子直流電動機（無整流子電動機）の現在回転数を検出する位置検出回路部７」は、少なくともその奏する機能において前者の「位置検出部の検出位置に応じた所定のタイミングで所定時間幅の駆動信号を生成する駆動信号生成部」と「前記整流子電動機の回転数を検出する回転数検出部」に相当することは明らかである。したがって、両者は、少なくとも「位置検出部の検出位置に応じた所定のタイミングで所定時間幅の駆動信号を生成する機能」（以下、便宜上「機能Ａ」という。）と「無整流子電動機の現在回転数を検出する機能」（同、「機能Ｂ」という。）という二つの機能を奏する手段（部分）を備える点で一致するといえる。只、前者は前記「機能Ａ」及び「機能Ｂ」を奏する手段として「駆動信号生成部」及び「回転数検出部」というそれぞれ別個二つの構成を備えるのに対し、後者は前記「機能Ａ」と「機能Ｂ」との二つの機能を奏する手段として「位置検出回路部７」という一つの構成を備える点で一応相違するのみである。
(3)前者の回転数制御部は、検出回転数が指令回転数に達する様に、即ち絶えず指令（指示）回転数通りに運転する様、チョッパ制御を行うものであることはその記載自体から明らかである。一方、後者の「チョッピング信号発生回路８」も、その記載ｂにあるように、「指示回転数信号、Ｎに応じて、チョッピングデューティ（オン時間／チョッピング周期）を制御する。指示回転数、Ｎよりも、位置検出回路７で検出された現在回転数が低い場合は、デューティを上げ、逆の場合にはデューティを下げて、絶えず指示回転数通りに運転する様、チョッピング制御を行う」ものである。そうすると、後者のチョッピング信号発生回路８において、位置検出回路部７で検出される回転数と指示（指令）回転数との差を求めていることは自明であり、また、一般に電動機の駆動制御装置の分野において、検出された現在回転数と指令回転数との差に基づいて現在回転数が指令回転数に近づくようにインバータ回路のスイッチング素子をチョッパ制御する場合に、オン、オフデューティ設定用としてその差に対応するレベルの電圧信号を出力する制御部を備えることは、本願出願前周知・慣用の手段であって後者（引用発明１）に必要不可欠な手段であると認められるから、後者には必ずしも明記されていないものの、そのチョッピング信号発生回路８が、位置検出回路部７（回転数検出部）で検出される回転数と指令回転数との差を求め、その差に対応するレベルの電圧信号をオン、オフデューティ設定用として出力する制御部を（その内部に）備えるとともに、この制御部から出力される電圧信号のレベルに対応するオン、オフデューティのチョッパ信号を生成するものであることは明らかなことというべきである。
(4)後者の「前記位置検出回路部７からの転流信号と、前記チョッピング信号発生回路８からのチョッピング信号を合成し、その合成した信号を送ることにより少なくとも前記インバータ部の上アームトランジスタ４ａ+〜４ｃ+をオン、オフ駆動する合成回路９」は、引用例１の第２図及び「インバータ部の上アームトランジスタ４ａ+〜４ｃ+には、位置検出回路７からの転流信号と、チョッピング信号発生回路からのチョッピング信号を合成回路９により合成した信号が送られて駆動される。下アームトランジスタ４ａ−〜４ｃ−は、位置検出回路７の転流信号により直接駆動される。第２図はこれらの信号を示したものである。上下アーム各トランジスタは、導通角１２０°で順次切換り、互いに１８０°の位相差をもっている。第２図中の斜線は、トランジスタのオン状態を示す。上アームのトランジスタ４ａ+〜４ｃ+は、斜線で示す様に、転流周波数より高い周波数でチョッピング制御されている。」（記載ｃ）との記載からも明らかなように、要するに、位置検出回路部７で生成される転流信号即ち駆動信号に同期する期間、前記チョッピング信号発生回路８（チョッパ信号生成部）で生成されるチョッピング（チョッパ）信号に応じて前記インバータ回路の半導体スイッチ（スイッチング素子）をオン、オフ駆動する駆動回路を構成するものである。
(5)したがって、本願発明と引用発明とは、以下の一致点及び相違点を有することとなる。
（一致点）(なお、表現方法は本願発明に合わせる。)
「複数相の電機子巻線を有する電機子および永久磁石を有する回転子からなる無整流子電動機を備えたものにおいて、
　交流電源電圧を整流しそれをスイッチング素子のオン，オフによって所定周波数および複数相の電圧に変換し前記各電機子巻線への励磁電圧として出力するインバータ回路と、
　少なくとも前記各電機子巻線と前記回転子との相対位置を検出する位置検出部と
　少なくともこの位置検出部の検出位置に応じた所定のタイミングで所定時間幅の駆動信号を生成する機能と前記無整流子電動機の回転数を検出する機能との二つの機能を奏する手段（部）と、
　この手段（部）で検出される回転数と指令回転数との差を求め、その差に対応するレベルの電圧信号をオン、オフデューティ設定用として出力する制御部と、
　この制御部から出力される電圧信号のレベルに対応するオン，オフデューティのチョッパ信号を生成するチョッパ信号生成部と、
　前記駆動信号を生成する手段で生成される駆動信号に同期する期間、前記チョッパ信号生成部で生成されるチョッパ信号に応じて前記インバータ回路のスイッチング素子をオン，オフ駆動する駆動回路と、
　を備えたことを特徴とする無整流子電動機の駆動制御装置。」
　
（相違点１）
　前記各電機子巻線と前記回転子との相対位置を検出する位置検出部に関し、本願発明では、その位置検出部が前記各電機子巻線に誘起する電圧と基準電圧との比較により前記各電機子巻線と前記回転子との相対位置を検出するのに対し、引用発明１では、その位置検出部が前記各電機子巻線に誘起する電圧と基準電圧との比較により前記各電機子巻線と前記回転子との相対位置を検出するものであるか否か不明である点。
　
（相違点２）
　前記位置検出部の検出位置に応じた所定のタイミングで所定時間幅の駆動信号を生成する機能と前記無整流子電動機の回転数を検出する機能との二つの機能を奏する手段（部）に関し、本願発明では、その駆動信号を生成する機能と回転数を検出する機能を奏する手段は、「駆動信号生成部」及び「回転数検出部」というそれぞれ前記機能に対応する別個二つの構成であるのに対し、引用発明１では、その駆動信号を生成する機能と回転数を検出する機能を奏する手段は、「位置検出回路部７」という一つの構成である点。
　
（相違点３）
　一致点における上記手段で検出される回転数と指令回転数との差を求め、その差に対応するレベルの電圧信号をオン，オフデューティ設定用として出力する制御部に関し、本願発明では、前記制御部は「その出力電圧レベルが設定値以上となっても所定時間以上にわたって検出回転数が指令回転数に達しないとき、または指令回転数が所定値以上のとき、前記駆動信号生成部で生成される駆動信号の位相を通常よりも進み側にシフトさせるための位相シフト信号を発する」回転数制御部であるのに対し、引用発明１では、前記制御部はチョッピング信号発生回路８（の内部に備えられるもの）であって、そのチョッピング信号発生回路８は、本願発明が備える前記「その出力電圧レベルが設定値以上となっても所定時間以上にわたって検出回転数が指令回転数に達しないとき、または指令回転数が所定値以上のとき、前記駆動信号生成部で生成される駆動信号の位相を通常よりも進み側にシフトさせるための位相シフト信号を発する」構成は備えない点。
　
【５】判断
　上記各相違点につき、以下に検討する。
（相違点１について）：
　一般に複数相の電機子巻線を有する電機子および永久磁石を有する回転子からなる無整流子電動機を備えたものにおいて、所定のタイミングで所定時間幅の駆動信号を生成して電機子電流の転流を行わせるために、各電機子巻線に誘起する電圧と基準電圧との比較により前記各電機子巻線と前記回転子との相対位置を検出する位置検出手段を用いること自体は本願出願前周知の技術（下記特公昭５８−２５０３８号公報参照。）であると認められるから、引用発明１において本願発明の前記相違点１に係る位置検出部を採用することは、前記周知技術に基づき当業者が適宜容易になし得る程度のことにすぎない。
　
（相違点２について）：
　少なくとも位置検出部の検出位置に応じた所定のタイミングで所定時間幅の駆動信号を生成する機能と無整流子電動機の回転数を検出する機能という二つの機能を奏する手段を備える点で本願発明と引用発明１が一致ものである以上、本願発明の前記相違点２に係る構成に格別の技術的意義及び効果は認められず、その相違は単に名目上のもので実質的なものとはいえない。
　又、仮にその相違が実質的なものといえるとしても、設計上の微差にすぎない程度のものというべきである。
　
（相違点３について）：
（１）本願発明の前記相違点３に係る構成の内、（回転数検出手段で検出される回転数と指令回転数との差を求め、その差に対応するレベルの電圧信号をオン，オフデューティ設定用として出力する）前記一致点における制御部が回転数制御部である点については、（以下の構成Ａについては別として）前記【４】にも示したように、引用発明１において、そのチョッピング信号発生回路８の内部ではあっても、本願発明の回転数制御部に相当する手段が備えられていることは明らかである。また、仮に本願発明の前記制御部が回転数制御部であることが、当該回転数制御部をチョッパ信号生成部とは別個の構成として備えることを意味するとしても、引用発明１において、かかる回転数制御部に相当する手段をチョッピング信号発生回路８とは別個の構成として備えるように想到することも、当業者が設計的事項としてごく容易になし得ることにすぎない。
（２）−１.そして、本願発明が前記相違点３に係る構成の内、特に「その出力電圧レベルが設定値以上となっても所定時間以上にわたって検出回転数が指令回転数に達しないとき、または指令回転数が所定値以上のとき、前記駆動信号生成部で生成される駆動信号の位相を通常よりも進み側にシフトさせるための位相シフト信号を発する」との構成（「構成Ａ」という。）を採る意義に関し、本願明細書中には以下の記載がある。
　　ア.「無整流子電動機の駆動を行なうものとしては、たとえば特公昭５８−２５０３８号公報に示されるものがあるが、そこでは電機子巻線に誘起する電圧を基に回転子の位置を検出し、駆動信号を生成している。ここで、無整流子電動機の回転数Ｎは、下式により決定される。
　Ｎ＝Ｋ・｛（Ｅｓ−Ｉａ・Ｒａ）／Φ｝　
  Ｋは定数。Ｅｓはインバータ回路の出力電圧（無整流子電動機への供給電圧）。Ｉａは電機子巻線に流れる電流。Ｒａは電機子巻線の抵抗。Φは回転子から電機子巻線に有効に作用する磁束である。一般には、チョッパにより出力電圧Ｅｓを変化させて回転数制御を行なっている。」（【０００３】〜【０００４】）
　　イ.「【発明が解決しようとする課題】ところで、無整流子電動機の回転数Ｎはインバータ回路の出力電圧Ｅｓに応じて定まるが、実際にはそれだけでなく図７に示すようにインバータ回路への入力電圧Ｖinや負荷の影響も受けて変化する。
　すなわち、インバータ回路への入力電圧Ｖinが低かったり、負荷が大きかったりすると、たとえ出力電圧Ｅｓが最大であっても、指令回転数に達しないことがある。この場合、電動機出力が不十分となり、空気調和機では能力不足を生じてしまう。
　また、商用１００Ｖの交流電源電圧で運転する空気調和機の場合、インバータ回路への入力電流Ｉinを２０Ａ以下に制限する必要があり、このため無整流子電動機の出力不足が生じる頻度はますます顕著となる。
　ここで、入力電流Ｉinが一定の場合の無整流子電動機の回転数Ｎと負荷の関係を図８に示しており、実線から一点鎖線への変化として示すように、入力電圧Ｖinが低いほど回転数Ｎの最大値が極端に小さくなる。
　なお、図８において破線は誘導電動機の特性であり、入力電圧Ｖinが高くても低くても回転数Ｎの最大値にあまり差は生じない。これは、誘導電動機の場合、回転数Ｎが主にインバータ回路の出力周波数に依存するためである。つまり、図９に示すように、インバータ回路への入力電流Ｉinが所定値以下の条件では、無整流子電動機の運転範囲は誘導電動機の運転範囲に比べて非常に狭い。
　このような無整流子電動機の不具合は、暖房運転時の能力の迅速な立ち上がりが要求されるヒートポンプ式の空気調和機において、改善すべき大きな課題である。」（【０００５】〜【００１０】）、
　　ウ.「この発明は上記の事情を考慮したもので、その目的とするところは、インバータ回路への入力電圧が低くても、また負荷が大きくても、さらにはインバータ回路への入力電流に制限が加わっていても、運転効率の低下を招くことなく無整流子電動機の回転数を所望の値に確実に設定することができ、たとえば空気調和機における能力不足の解消を可能とする無整流子電動機の駆動制御装置を提供することにある。」（【００１３】）
　　エ.「ところで、インバータ回路２への入力電圧Ｖinが低くかったり、また負荷が大きかったり、さらにはインバータ回路２への入力電流Ｉinに制限が加わると、たとえインバータ回路２の出力電圧Ｅｓが最大となっても、無整流子電動機６の回転数Ｎが指令回転数に達しないことがある。そうなると、電動機出力が不十分となり、空気調和機の能力不足を生じてしまう。この場合、回転数制御部１５の出力電圧レベルが設定値以上まで上昇し、チョッパ信号のオン，オフデューティが許容最大値に達する状況となっている。
　回転数制御部１５は、自身の出力電圧レベルが所定時間以上にわたって検出回転数Ｎが指令回転数に達しなければ、位相シフト信号を発する。この位相シフト信号は駆動信号生成部１２に送られる。
　駆動信号生成部１２では、位相シフト信号に応答し、図３に示すように、通常時よりも進み側に所定値だけ位相をシフトさせた駆動信号が生成される。この駆動信号の発生タイミングは、回転子８の磁束分布において最も磁束が多い部分から外れており、回転子８から電機子巻線７ｒ，７ｓ，７ｔに有効に作用する磁束は通常よりも少ないΦ1 （＜Φ0 ）となる。
　磁束Φが少なければ、前記した式から明らかなように、無整流子電動機６の回転数Ｎが増大する。これにより、回転数Ｎが指令回転数に到達する。」（【００３２】〜【００３４】）
　　オ.「ここで、位相のシフト前，シフト後の無整流子電動機６の特性の変化を図４および図５に示す。図４はインバータ回路２の出力電圧Ｅｓが一定の場合の特性、図５はインバータ回路２の入力電流Ｉinが一定の場合の特性である。
　このように、インバータ回路２の出力電圧Ｅｓが最大となっても回転数Ｎが増大しない場合は駆動信号の位相をシフトすることにより、回転数Ｎを指令回転数に確実に設定することができ、空気調和機における能力不足を解消することができる。特に、ヒートポンプ式の空気調和機の場合、暖房運転時の能力の迅速な立ち上がりが可能である。」（【００３５】〜【００３６】）
　　カ.「また、上記実施例では、回転数Ｎが指令回転数に達しないことを条件に駆動信号の位相シフトを実行したが、それに限らず、たとえば指令回転数が所定値以上になると直ちに移送シフトを実行するようにしてもよい。」（【００４０】）
　
　以上の本願明細書（図面を含む）の記載によれば、本願発明が上記相違点３に係る構成を採ることの意義は、本願発明が属する従来の無整流子電動機においては、例えばインバータ回路２の出力電圧Ｅｓが最大となっても、インバータ回路２への入力電圧Ｖinが低くかったり、また負荷が大きかったりすると、図４の特性に示すように、また、例えばインバータ回路２への入力電流Ｉinに制限が加わった場合にも、図５の特性に示すように、それぞれ無整流子電動機６の回転数Ｎが指令（最高）回転数に達しないという不具合があったので、この不具合を解決して、運転効率の低下を招くことなく無整流子電動機の回転数を所望の値に確実に設定をすることができ、例えば空気調和機における能力不足の解消を可能とする無整流子電動機の駆動制御装置を提供するという目的を達成しようとする点にあることは明らかである。
（２）−２.ところで、一般に本願発明や引用発明１が属する無整流子電動機の特性（負荷トルク−回転数特性）が、負荷トルクと回転数がほぼ逆比例の関係にある、本願の前記図４（及び図７）に示されるような（所謂垂下）特性を示すことは、本願出願前当業者に良く知られた技術常識であると認められる。｛この技術常識に関し、要すれば、見城尚志著、「小形モータの基礎とマイコン制御」、総合電子出版社、昭和６０年３月２０日第４版発行、P.９−１３、Ｐ.７７−８３、特にＰ.１３の図１.１７及びＰ.８２参照。尚、無整流子電動機のインバータ回路の最大出力電圧（端子電圧）が基本的にその入力電圧（又は電源容量）の大きさに比例することは明らかであるから、前記図１.１７の端子電圧の大きさV1,V2,V3に替えて入力電圧Vinの大きさVin1,Vin2,Vin3を想定できる。｝
　また、上記引用例２には、例えば「従来回転磁極の機械的位を近接スイッチ等にて検出し、その信号により電機子電流の転流を・・（中略）・・制御方式が開発されている。しかし、この方式の場合には電機子反作用による偏磁作用を補償して転流進み角を一定とし、電動機の出力特性を改善できるが、電機子電流の増加による減磁作用により無負荷時は有負荷時に比べて電動機誘起電圧が増加する。そのため負荷に関係なく一定の速度にて運転しようとする場合には供給電圧を増大しなければならず、電源容量を必要以上に大きくしなければならない欠点があった」（記載ｃ）、及び、「上記従来方式の場合、無整流子電動機の誘起電圧は電機子反作用による増減磁作用により、無負荷では定格負荷時に比し一般に２０〜３０％程度増加している。そのため負荷が軽くなった場合はこの電圧増加分を補償するため順変換器１の点弧位相は進めるように制御される。しかし、電源電圧を定格電動機電圧に対応して選定した場合、転流遅れ角のリミットで決まる順変換器１の最大出力電圧では上記電圧増加分を補償できず、無整流子電動機は電圧不足になって速度が低下してしまうという欠点があり、速度制御範囲が制約を受けている」（記載ｅ）との記載がある。これらの記載は、従来の無整流子電動機は、電機子反作用による誘起電圧（即ち逆起電圧）の増大により、軽（無）負荷時には出力電圧が極度に低下して速度が低下してしまい、速度制御範囲が制約を受ける（即ち運転範囲が狭くなる）という、本願の図５（及び図８）に示されるような特性を持つことを開示しているものと認められる。
　そうすると、引用例１及び２に接した無整流子電動機の駆動制御装置に関わる当業者であれば、引用発明１のようなチョッパ（オン、オフデューティのチョッパ信号）によりインバータの出力電圧を変化させて回転数（速度）制御を行うものにおいては、その出力電圧が最大の条件下であっても例えば入力電圧が低かったり、負荷が大きかったりする場合や、又、入力電流に一定の制限が課せられる場合は、その運転範囲が狭められて現在回転数が指令回転数に達しないという課題が発生すること自体は、ごく容易に見出しうる程度のことというべきである。そして、これらの場合での前記出力電圧の最大値（以下、引用発明１において想定されるこの出力電圧の最大値を便宜上Esdと付記する。）は、それら入力電圧が低かったり、負荷が大きかったり、又、入力電流に一定の制限が課せられるという条件の下ではそれ以上に上げることのできない指令速度基準電圧の制限値となることは、当業者が容易に理解するところと認められる。
（２）−３.一方、上記引用例２には、前記【３】に示すとおりの引用発明２が記載されている。さらに、引用例２には、「一方、順変換器１の直流出力電圧Ｖｄと電動機の端子電圧ＥＭの間には、Ｖｄ≒１.３５ＥＭｃｏｓβ（β：前記転流進み角） の関係があり、端子電圧ＥＭはほぼ電動機の回転数Ｎに比例することから　Ｎ∝Ｖｄ／１.３５ｃｏｓβ　が成立する。すなわち速度をあげるには、Ｖｄを大きくすればよい。しかし、前記領域ｂの範囲では、転流遅れ角リミットのためにＶｄは固定されてしまう。この場合は上式よりｃｏｓβを小さく、すなわち転流進み角βを進めればよく、βを制御することにより速度制御を行えることがわかる。」（記載ｆ）、「第７図は、軽負荷時の特性を表わしたもので、位相制御電圧Vphに対する電動機の端子電圧ＥＭ、回転数Ｎ転流進み角β、順変換器１の出力電圧Ｖｄの関係を示している。βｏ、Ｎｏはそれぞれ本発明を適用しない場合の転流進み角と回転数であり、本発明により広範囲の速度制御を行えることが解る。従って、必要以上に順変換器１の入力電圧を上げる必要はなくなる。」（記載ｇ）との記載がある。
　これによれば、引用発明２は、位相制御電圧Vphに従って順変換器１の点弧位相角（転流遅れ角）αを変化させて順変換器１の直流出力電圧(即ち逆変換器３の入力電圧）Ｖｄを制御することにより無整流子電動機の速度制御を行う従来のものにおいては、前記順変換器１の転流遅れ角のリミットで決まる上記直流出力電圧の最大出力電圧以上に電圧を上げることができずにその最大出力電圧に固定されてしまい、（電源電圧を定格電動機電圧に対応して選定した場合、前記最大出力電圧では電機子反作用による軽負荷時の電圧不足の補償ができないので）回転数Ｎがそれ以上あがらず、指令回転数に達しないという問題があるので、（前記従来の電源電圧を定格電動機電圧に対応して選定するものを前提に）上記Ｎ∝Ｖｄ／１.３５ｃｏｓβの関係式からｃｏｓβを小さくする、即ち、逆変換器３の転流進み角βを進めることにより、回転数Ｎをあげて（即ち速度制御範囲を広げて）指令回転数に達するように速度制御を行えるようにするものであって、そのための手段として前記引用発明２における「駆動信号生成部（論理信号変換回路６）で生成される駆動信号の位相を通常より進み側にシフトさせるための位相シフト信号を発生する回転数制御部（位置検出信号補正回路１３）」との速度制御手段を採るものと認められる。
（２）−４.この引用発明２は、前記のとおり位相制御電圧Vphに従って順変換器１の点弧位相角αを変化させ、それに応じて逆変換器３の入力電圧(順変換器１の直流出力電圧）Ｖｄを変化させることにより無整流子電動機の速度制御を行うという点では、チョッパによりインバータ（逆変換器）の出力電圧Esを変化させて無整流子電動機の速度制御を行う引用発明１や本願発明とはその速度制御の手法が異なるものの、引用発明１のチョッピング信号も引用発明２の直流出力電圧Ｖｄも、共に指令速度基準となるレベルの電圧信号といえるものであって、引用発明１と引用発明２はこの指令速度基準電圧に所定条件の下での制限値（引用発明１の前記最大値Esd、引用発明２のVph0）が存在するためにその制限値に対応する以上に回転数を上げることができないという共通の課題が存在し、引用発明１において前記所定条件の下で指示回転数Ｎとして前記最大値Esdに対応する所定回転数以上の回転数が指示された場合には、現在（検出）回転数が指示（指令）回転数に達しない状態が発生することは当業者が容易に想起できるところと認められる。
　そうすると、引用発明１において前記課題を解決するために、前記引用発明２における速度制御手段、即ち「駆動信号生成部（論理信号変換回路６）で生成される駆動信号の位相を通常より進み側にシフトさせるための位相シフト信号を発生する回転数制御部（位置検出信号補正回路１３）」による手段を引用発明１（の回転数制御部）に適用して本願発明の前記相違点３に係る構成を想到することは、その適用を阻害すべき特段の事情も見出せない以上、当業者であれば適宜容易になし得る程度のものというべきであり、それにより奏する効果も当業者が当然に予測できる程度のものにすぎない。
　
【５】むすび
　以上のとおり、本願請求項１に係る発明は、上記引用例１及び２に記載の発明に基づいて当業者が容易に発明をすることができたものと認められるから、特許法第２９条第２項の規定により特許を受けることができない。
　よって、結論のとおり審決する。