(57)【要約】【課題】デジタル無線通信で使用される復調器に含まれる回路に要求される動作周波数を，より低くするための技術を提供する。【解決手段】本発明による復調器（２０）は，所定の搬送波周波数でデジタル変調がなされている入力信号（１９）をサンプリングするＡ／Ｄ変換器（２２）と，Ａ／Ｄ変換器（２２）が生成するデジタルデータ（２４）に対して復調演算を行って受信データ（２１）を再生する演算器（２３）とを含む。Ａ／Ｄ変換器（２２）が入力信号（１９）をサンプリングするサンプリング周波数ｆＳは，入力信号（１９）のナイキスト周波数よりも小さく，且つ，前記搬送波周波数をｆとし，前記デジタル変調のベースバンド信号の帯域幅をＢとして，下記条件：2004096177.tif 000020を満足するように選択されている。【選択図】　図１
2004096177.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定の搬送波周波数でデジタル変調がなされている入力信号をサンプリングするＡ／Ｄ変換器と，
前記Ａ／Ｄ変換器が生成するデジタルデータに対して復調演算を行って受信データを再生する演算器
とを含み，
前記Ａ／Ｄ変換器が前記入力信号をサンプリングするサンプリング周波数ｆＳは，前記入力信号のナイキスト周波数よりも小さく，且つ，前記搬送波周波数をｆとし，前記デジタル変調のベースバンド信号の帯域幅をＢとして，下記条件：
【数１】
2004096177.tif 000015
を満足するように選択された
復調器。
【請求項２】
所定の搬送波周波数でデジタル変調がなされている入力信号を，互いに異なる位相で，且つ，実質的に同一のサンプリング周波数ｆＳでサンプリングする複数のＡ／Ｄ変換器と，
前記複数のＡ／Ｄ変換器のそれぞれが生成するデジタルデータに対して復調演算を行って受信データを再生する演算器
とを含み，
前記サンプリング周波数ｆＳは，前記入力信号のナイキスト周波数よりも小さく，且つ，前記搬送波周波数をｆとし，前記デジタル変調のベースバンド信号の帯域幅をＢとして，下記条件：
【数２】
2004096177.tif 000016
を満足するように選択された
復調器。
【請求項３】
請求項１又は請求項２に記載の復調器において，
前記サンプリング周波数ｆＳは，
【数３】
2004096177.tif 000017
なるｆｍａｘ，ｆｍｉｎについて，下記式：
ｆｍａｘ≦ｆＳ≦ｆｍｉｎ，
を満足するように選択された
復調器。
【請求項４】
請求項１に記載の復調器において，
更に，クロック調整器を含み，
前記演算器は，前記デジタルデータに基づいて，複数の復調方式のうちから一の復調方式を選択復調方式として選択し，且つ前記選択復調方式に従って前記復調演算を行い，
前記クロック調整器は，前記選択復調方式に応答して，前記入力信号をサンプリングするタイミングを指示するクロック信号を生成し，
前記Ａ／Ｄ変換器は，前記クロック信号に同期して前記入力信号をサンプリングする
復調器。
【請求項５】
請求項１から請求項４のいずれか一に記載の復調器において，
前記演算器は，前記復調演算の手順が記述されたプログラムを記憶するプログラム格納器を備え，
前記プログラムは，書き換え可能である
復調器。
【請求項６】
請求項１〜請求項５に記載の復調器を含む
受信機。
【請求項７】
所定の搬送波周波数でデジタル変調がなされている入力信号を増幅し，増幅入力信号を生成する増幅器と，
復調器
とを含み，
前記復調器は，
前記増幅入力信号をサンプリングするＡ／Ｄ変換器と，
前記Ａ／Ｄ変換器が生成するデジタルデータに対して復調演算を行って受信データを再生する演算器
とを備え，
前記Ａ／Ｄ変換器が前記増幅入力信号をサンプリングするサンプリング周波数ｆＳは，前記増幅入力信号のナイキスト周波数よりも小さく，且つ，前記搬送波周波数をｆとし，前記デジタル変調のベースバンド信号の帯域幅をＢとして，下記条件：
【数４】
2004096177.tif 000018
を満足するように選択され，
前記増幅器のゲインは，前記デジタルデータに基づいて調整される
受信機。
【請求項８】
第１搬送波周波数でデジタル変調がなされている高周波信号に，変換用周波数を有する信号を乗算して前記第１搬送波周波数より低い第２搬送波周波数で変調されている中間周波数信号を生成する周波数変換器と，
前記中間周波数信号を増幅して増幅中間周波数信号を生成するアンプと，
復調器
とを含み，
前記復調器は，
前記増幅中間周波数信号をサンプリングするＡ／Ｄ変換器と，
前記Ａ／Ｄ変換器が生成するデジタルデータに対して復調演算を行って受信データを再生する演算器
とを備え，
前記Ａ／Ｄ変換器が前記増幅中間周波数信号をサンプリングするサンプリング周波数ｆＳは，前記増幅中間周波数信号のナイキスト周波数よりも小さく，且つ，前記搬送波周波数をｆとし，前記デジタル変調のベースバンド信号の帯域幅をＢとして，下記条件：
【数５】
2004096177.tif 000019
を満足するように選択され，
前記変換用周波数は，前記デジタルデータに応じて調整される
受信機。
【請求項９】
車両に搭載され，路側に設けられる路側装置と無線による通信を行う車載器であって，
請求項６から請求項８のいずれか一の請求項に記載の受信機を含む
車載器。
【請求項１０】
路側に設けられ，車両に搭載された車載器と無線による通信を行う路側装置であって，
請求項６から請求項８のいずれか一の請求項に記載の受信機を含む
路側装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は，復調器，並びにこれを用いた受信機，車載器，及び路側装置に関する。本発明は，特に，デジタル変調された無線通信信号を復調するための復調器，並びにこれを用いた受信機，車載器，及び路側装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
デジタルデータを無線によって通信するデジタル無線通信が広範囲な用途で使用されている。ＥＴＣ（Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ　Ｔｏｌｌ　Ｃｏｌｌｅｃｔｉｏｎ：自動料金収受システム）で使用される車載器と路側装置との間の無線通信は，デジタル無線通信の典型的な用途の一つである。
【０００３】
デジタル無線通信に使用されるデジタル復調器は，小型化，消費電力の低減，及びコストの低減が望まれている。かかる要求を満足するためのデジタル無線通信用復調装置が公開特許公報（特開平１１−９８２０８）に開示されている。公知のそのデジタル無線通信用復調装置は，デジタル信号によって周波数変調または位相変調された信号を受信する受信手段と、該受信した信号を中間周波数の信号に変換する周波数変換手段と、前記変換された中間周波数信号の位相を検出する位相検出手段と、前記検出された位相情報をサンプリングするサンプリング手段と、前記サンプリングされた前記受信信号の位相情報のサンプリング点数を増やすためのオーバーサンプリング手段と、前記オーバーサンプリング手段の出力から前記中間周波数信号の検波を行う検波手段と、前記検波手段の出力から送信情報を復調する復調手段とを具備する。公知のそのデジタル無線通信用復調装置は，受信特性を劣化させることなく位相成分抽出用計数器の動作周波数や中間周波数を低く抑えることができ、消費電力の低減化が可能である。
【０００４】
デジタル復調器に含まれている回路に要求される動作周波数は、一層に低いことが望まれる。該デジタル復調器が含んでいる回路に要求される動作周波数がより低いことは、デジタル復調器の低価格化を可能にする。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的は，デジタル無線通信で使用される復調器に含まれる回路に要求される動作周波数を，より低くするための技術を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
以下に，［発明の実施の形態］で使用される番号・符号を用いて，課題を解決するための手段を説明する。これらの番号・符号は，［特許請求の範囲］の記載と［発明の実施の形態］の記載との対応関係を明らかにするために付加されている。但し，付加された番号・符号は，［特許請求の範囲］に記載されている発明の技術的範囲の解釈に用いてはならない。
【０００７】
本発明による復調器（２０他）は，所定の搬送波周波数でデジタル変調がなされている入力信号（１９）をサンプリングするＡ／Ｄ変換器（２２）と，Ａ／Ｄ変換器（２２）が生成するデジタルデータ（２４）に対して復調演算を行って受信データ（２１）を再生する演算器（２３）とを含む。Ａ／Ｄ変換器（２２）が入力信号（１９）をサンプリングするサンプリング周波数ｆＳは，入力信号（１９）のナイキスト周波数よりも小さく，且つ，前記搬送波周波数をｆとし，前記デジタル変調のベースバンド信号の帯域幅をＢとして，下記条件：
【数６】
2004096177.tif 000003
を満足するように選択されている。当該復調器（２０）では，アンダーサンプリングが行われ，且つ，サンプリング周波数ｆＳが上記条件を満足するように定められているため，エイリアシングによる受信データ（２１）の再生への悪影響を回避しながら，Ａ／Ｄ変換器（２２）の動作周波数を低減可能である。
【０００８】
本発明による復調器（３１）は，所定の搬送波周波数でデジタル変調がなされている入力信号（１９）を，互いに異なる位相で，且つ，実質的に同一のサンプリング周波数ｆＳでサンプリングする複数のＡ／Ｄ変換器（３３−１〜３３−Ｍ）と，複数のＡ／Ｄ変換器（３３−１〜３３−Ｍ）のそれぞれが生成するデジタルデータ（３６−１〜３６−Ｍ）に対して復調演算を行って受信データ（２１）を再生する演算器（３５）とを含む。前記サンプリング周波数ｆＳは，前記入力信号のナイキスト周波数よりも小さく，且つ，前記搬送波周波数をｆとし，前記デジタル変調のベースバンド信号の帯域幅をＢとして，下記条件：
【数７】
2004096177.tif 000004
を満足するように選択されている。当該復調器では，一の入力信号（１９）のサンプリングに複数のＡ／Ｄ変換器（３３−１〜３３−Ｍ）が使用され，Ａ／Ｄ変換器（３３−１〜３３−Ｍ）それぞれの動作周波数を低減することが可能である。
【０００９】
前記サンプリング周波数ｆＳは，
【数８】
2004096177.tif 000005
なるｆｍａｘ，ｆｍｉｎについて，下記式：
ｆｍａｘ≦ｆＳ≦ｆｍｉｎ，
を満足するように選択されていることが好適である。このようにサンプリング周波数ｆＳが選択されていることにより，より確実にエイリアシングを回避することができる。
【００１０】
当該復調器（９１）は，更に，クロック調整器（９４）を含み，演算器（９１）は，デジタルデータ（９５）に基づいて，複数の復調方式のうちから一の復調方式を選択復調方式として選択し，且つ前記選択復調方式に従って前記復調演算を行い，クロック調整器（９４）は，前記選択復調方式に応答して，入力信号（１９）をサンプリングするタイミングを指示するクロック信号（９６）を生成し，Ａ／Ｄ変換器（９２）は，クロック信号（９６）に同期して入力信号（１９）をサンプリングすることが好ましい。
【００１１】
演算器（２０他）は，前記復調演算の手順が記述されたプログラムを記憶するプログラム格納器（２５）を備え，前記プログラムは，書き換え可能であることが好ましい。
【００１２】
本発明による受信機は，所定の搬送波周波数でデジタル変調がなされている入力信号（１７）を増幅し，増幅入力信号（１９）を生成する増幅器（１８）と，復調器（２１）とを含む。復調器（２１）は，増幅入力信号（１９）をサンプリングするＡ／Ｄ変換器（２２）と，Ａ／Ｄ変換器（２２）が生成するデジタルデータに対して復調演算を行って受信データを再生する演算器（２３）とを備得ている。Ａ／Ｄ変換器（２２）が増幅入力信号（１９）をサンプリングするサンプリング周波数ｆＳは，入力信号（１７）のナイキスト周波数よりも小さく，且つ，前記搬送波周波数をｆとし，前記デジタル変調のベースバンド信号の帯域幅をＢとして，下記条件：
【数９】
2004096177.tif 000006
を満足するように選択されている。増幅器（１８）のゲインは，デジタルデータ（２４）に基づいて調整される
【００１３】
本発明による受信機は，第１搬送波周波数でデジタル変調がなされている高周波信号（７）に，変換用周波数を有する信号（１６）を乗算して前記第１搬送波周波数より低い第２搬送波周波数で変調されている中間周波数信号（１７）を生成する周波数変換器（１４）と，中間周波数信号（１７）を増幅して増幅中間周波数信号（１９）を生成するアンプ（１８）と，復調器（２１）とを含む。復調器（２１）は，増幅中間周波数信号（１９）をサンプリングするＡ／Ｄ変換器（２２）と，Ａ／Ｄ変換器（２２）が生成するデジタルデータ（２４）に対して復調演算を行って受信データ（２１）を再生する演算器（２３）とを備えている。Ａ／Ｄ変換器（２２）が増幅中間周波数信号（１９）をサンプリングするサンプリング周波数ｆＳは，中間周波数信号（１７）のナイキスト周波数よりも低く，且つ，前記搬送波周波数をｆとし，前記デジタル変調のベースバンド信号の帯域幅をＢとして，下記条件：
【数１０】
2004096177.tif 000007
を満足するように選択されている。変換用周波数は，デジタルデータ（２４）に応じて調整される。
【００１４】
上記の復調機及び受信機は，車両（１）に搭載され，路側に設けられる路側装置（３）と無線による通信を行う車載器（２）に好適に使用され，また，路側に設けられ，車載器（２）と無線による通信を行う路側装置（３）に好適に使用される。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下，添付図面を参照しながら，本発明による復調器，受信機，車載器，及び路側装置の実施の一形態を説明する。
【００１６】
（実施の第１形態）
本発明の実施の第１形態では，図２に示されているように，車両１に搭載された車載器２と，路側に設けられた路側装置３との間で無線通信が行われる。車載器２と路側装置３とには，図３に示されているように，それぞれ，送信機４と受信機５とアンテナ６とが搭載され，車載器２と路側装置３との間の無線通信は，送信機４と受信機５とアンテナ６とによって行われる。送信機４は，デジタル変調によってＲＦ信号７を生成し，ＲＦ信号７をアンテナ６を介して発信する。ＲＦ信号７の搬送波周波数はギガヘルツ帯であり，ＥＴＣシステムでは，ＲＦ信号７の搬送波周波数は，５．８ＧＨｚである。
【００１７】
受信機５は，アンテナ６によってＲＦ信号７を受信する。図１は，受信機５の構成を示している。受信機５は，アンテナ６に接続された高周波アンプ１１を備えている。高周波アンプ１１は，アンテナ６によって受信されたＲＦ信号７を増幅し，増幅ＲＦ信号１２を生成する。増幅ＲＦ信号１２は，周波数変換器１３に入力される。
【００１８】
周波数変換器１３は，発振器１４とミキサ１５とを備えている。発振器１４は，ＲＦ信号７の搬送波周波数よりも微少に小さい周波数を有する高周波信号１６を生成する。ＥＴＣシステムでは，高周波信号１６の周波数は，５．７６ＧＨｚである。ミキサ１５は，高周波アンプ１１が生成する増幅ＲＦ信号１２と，発振器１４が生成する高周波信号１６とを乗じ，中間周波数帯のＩＦ信号１７を生成する。このような構成を有する周波数変換器１３は，ギガヘルツ帯の増幅ＲＦ信号１２を中間周波数帯のＩＦ信号１７に変換する機能を果たす。ＩＦ信号１７は，中間周波数帯アンプ１８に入力される。
【００１９】
中間周波数帯アンプ１８は，ＩＦ信号１７を増幅し，増幅ＩＦ信号１９を生成する。増幅ＩＦ信号１９は，復調器２０に入力される。
【００２０】
復調器２０は，増幅ＩＦ信号１９を復調して，受信データ２１を再生する。復調器２０は，Ａ／Ｄ変換器２２とデジタル復調演算回路２３とを含む。Ａ／Ｄ変換器２２は，増幅ＩＦ信号１９をサンプリングして，サンプリングデータ２４を生成する。サンプリングデータ２４は，デジタル復調演算回路２３に入力される。
【００２１】
デジタル復調演算回路２３は，メモリ２５とプログラマブルハードウエア２６とを含む。メモリ２５は，サンプリングデータ２４に対して行われる復調演算の手順が記述されたプログラムを保存するプログラム格納領域２５ａと，該復調演算のワークエリアである復調処理エリア２５ｂとを有している。メモリ２５は，該プログラムを不揮発的に，且つ，書き換え可能に保持する。該プログラムは，書き換え可能である。プログラマブルハードウエア２６は，プログラム格納領域２５ａに格納されているプログラムを実行する。プログラマブルハードウエア２６は，典型的には，ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ），プログラマブルゲートアレイ，及びＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）で構成される。プログラム格納領域２５ａに格納されているプログラムの実行により，サンプリングデータ２４に対する復調演算が行われ，受信データ２１が再生される。
【００２２】
デジタル復調演算回路２３は，送受信インターフェース２７に接続されている。送受信インターフェース２７は，プログラム格納領域２５ａに記憶されているプログラムの更新に使用される。プログラム格納領域２５ａに記憶されているプログラムを更新する場合，送受信インターフェース２７は，外部装置２８に接続される。外部装置２８から送受信インターフェース２７を介してデジタル復調演算回路２３にプログラムがダウンロードされ，復調演算の実行に使用されるプログラムが更新される。復調演算の実行に使用されるプログラムが書き換え可能であることは，該プログラムの更新が可能であり，従って送受信方式の変更に柔軟に対応可能である点で好ましい。
【００２３】
Ａ／Ｄ変換器２２の動作周波数を低減するために，Ａ／Ｄ変換器２２による増幅ＩＦ信号１９のサンプリングには，アンダーサンプリングが適用される。即ち，Ａ／Ｄ変換器２２のサンプリング周波数ｆＳは，増幅ＩＦ信号１９のナイキスト周波数（即ち，ＩＦ信号１７の搬送波周波数ｆＩＦの２倍）より小さい。一般に，ナイキストの定理によると，サンプリングデータ２４から増幅ＩＦ信号１９の波形を完全に再生するためには，増幅ＩＦ信号１９のサンプリングの周波数は，増幅ＩＦ信号１９のナイキスト周波数以上でなくてはならない。従って，アンダーサンプリングでは，増幅ＩＦ信号１９の波形の完全な再生は不可能である。
【００２４】
しかし，サンプリングデータ２４から受信データ２１を生成するためには，受信データ２１の判別ができれば十分であり，増幅ＩＦ信号１９の完全な再生は必要とされない。受信データ２１の判別は，増幅ＩＦ信号１９に含まれるベースバンド信号（変調波）の成分が損なわれていなければ可能である。
【００２５】
かかる観点から，Ａ／Ｄ変換器２２が増幅ＩＦ信号１９をサンプリングするサンプリング周波数ｆＳは，下記条件：
【数１１】
2004096177.tif 000008
を満足するように決定される。ここでｆＩＦは，ＩＦ信号１７の搬送波周波数であり，Ｂは，ベースバンド信号の帯域幅である。
【００２６】
式（１）を満足するようなサンプリング周波数ｆＳで増幅ＩＦ信号１９をサンプリングすることにより，エイリアシングを回避し，ベースバンド信号のスペクトルを再現可能である。図４（ａ）は，Ａ／Ｄ変換器２２が生成するサンプリングデータ２４をＡ／Ｄ変換器２２からデジタル復調演算回路２３に伝送する伝送信号の周波数スペクトルである。サンプリングデータ２４を伝送する信号の周波数スペクトルには，ベースバンド信号のスペクトルが折り返されて繰り返される。図４（ｂ）に示されているように，ベースバンド信号のスペクトルが，ｋ・ｆＳから（２ｋ＋１）ｆＳ／２の間に収まっていれば，エイリアシングが起こらずベースバンド信号を再現可能である。ここでｋは，自然数である。この条件は，下記式：
【数１２】
2004096177.tif 000009
によって表される。式（２），（３）をまとめると，式（１）が得られる。ゆえに，式（１）を満足するようなサンプリング周波数ｆＳで増幅ＩＦ信号１９をサンプリングすることにより，ベースバンド信号のスペクトルを再現可能である。このように，式（１）を満足する条件で増幅ＩＦ信号１９をアンダーサンプリングすることにより，受信データ２１の再生に影響を及ぼすことなく，Ａ／Ｄ変換器２２の動作周波数を低減することができる。
【００２７】
エイリアシングを確実に回避するためには，
【数１３】
2004096177.tif 000010
なるｆｍａｘ，ｆｍｉｎについて，サンプリング周波数ｆＳが下記式：
ｆｍａｘ≦ｆＳ≦ｆｍｉｎ，　　　　　　　…（６）
を満足するように選択されることが好適である。このように，サンプリング周波数ｆＳを選択することにより，マージンが得られ，エイリアシングをより確実に回避できる。
【００２８】
以上に説明されているように，本実施の形態では，復調器２０に含まれるＡ／Ｄ変換器２２が増幅ＩＦ信号１９をサンプリングするサンプリング周波数ｆＳが，式（１）を満足するように選択され，受信データ２１の再生に影響を及ぼすことなくＡ／Ｄ変換器２２の動作周波数の低減が可能である。Ａ／Ｄ変換器２２の動作周波数の低減は，Ａ／Ｄ変換器２２の低コスト化を可能にする点で好適である。
【００２９】
（実施の第２形態）
本発明の実施の第２形態では，Ａ／Ｄ変換器の動作周波数を一層に低減するために車載器２，路側装置３に含まれる受信機５の構成が変更される。図５は，実施の第２形態の受信機５を示す。実施の第２形態では，実施の第１形態の受信機５で使用される復調器２０の代わりに，復調器３１が使用される。復調器３１では，増幅ＩＦ信号１９のサンプリングが複数のＡ／Ｄ変換器で行われ、実効的なサンプリング周波数ｆＳを保ったまま，複数のＡ／Ｄ変換器それぞれの動作周波数が低減されている。
【００３０】
より詳細には，復調器３１は，分配器３２と，Ａ／Ｄ変換器３３−１〜３３−Ｍと，並列アンダーサンプリングタイミング発生器３４と，デジタル復調演算回路３５とを含む。分配器３２は，増幅ＩＦ信号１９をＡ／Ｄ変換器３３−１〜３３−Ｍのそれぞれに分配する。Ａ／Ｄ変換器３３−１〜３３−Ｍは，それぞれ，増幅ＩＦ信号１９に対してアンダーサンプリングを行い，それぞれ，サンプリングデータ３６−１〜３６−Ｍを生成する。Ａ／Ｄ変換器３３−１〜３３−Ｍのサンプリング周波数ｆＳは同一である。
【００３１】
Ａ／Ｄ変換器３３−１〜３３−Ｍが増幅ＩＦ信号１９をサンプリングするタイミングは，並列アンダーサンプリングタイミング発生器３４によって指示される。並列アンダーサンプリングタイミング発生器３４は，Ａ／Ｄ変換器３３−１〜３３−Ｍがサンプリングを行うタイミングの位相を互いに２π／Ｍだけずらす。
【００３２】
Ａ／Ｄ変換器３３−１〜３３−Ｍがそれぞれ生成するサンプリングデータ３６−１〜３６−Ｍは，デジタル復調演算回路３５に入力される。デジタル復調演算回路３５は，サンプリングデータ３６−１〜３６−Ｍから受信データ２１を再生する。
【００３３】
デジタル復調演算回路３５は，メモリ３７とプログラマブルハードウエア３８とを含む。メモリ３７は，サンプリングデータ３６−１〜３６−Ｍに対して行われる復調演算の手順が記述されたプログラムを保存するプログラム格納領域３７ａと，該復調演算のワークエリアである復調処理エリア３７ｂとを有している。メモリ３７は，該プログラムを不揮発的に，且つ，書き換え可能に保持する。該プログラムは，書き換え可能である。プログラマブルハードウエア３８は，プログラム格納領域３７ａに格納されているプログラムを実行する。プログラム格納領域３７ａに格納されているプログラムの実行により，サンプリングデータ３６−１〜３６−Ｍに対する復調演算が行われ，受信データ２１が再生される。
【００３４】
Ａ／Ｄ変換器３３−１〜３３−Ｍそれぞれが増幅ＩＦ信号１９をサンプリングするサンプリング周波数ｆＳは，上記の式（１）を満足するように選択される。これにより，エイリアシングを回避し，ベースバンド信号のスペクトルを損なうことなく増幅ＩＦ信号１９のサンプリングが行われる。
【００３５】
更に，Ａ／Ｄ変換器３３−１〜３３−Ｍは，互いに異なるタイミングで増幅ＩＦ信号１９をサンプリングするため，Ａ／Ｄ変換器３３−１〜３３−Ｍは，全体としては，サンプリング周波数Ｍ・ｆＳで動作する一のＡ／Ｄ変換器と等価の動作をすることになる。これは，逆に，増幅ＩＦ信号１９をサンプリングするサンプリング周波数が固定されている場合には，Ａ／Ｄ変換器３３−１〜３３−Ｍのサンプリング周波数をＭ分の一にすることができることを意味している。このように，Ｍ個のＡ／Ｄ変換器３３−１〜３３−Ｍを使用することにより，Ａ／Ｄ変換器３３−１〜３３−Ｍそれぞれの動作周波数をＭ分の一に抑制可能であり，Ａ／Ｄ変換器３３−１〜３３−Ｍの動作周波数の一層の低減が可能である。
【００３６】
本実施の形態において、図６に示されているように，並列アンダーサンプリングタイミング発生器３４の代わりに遅延回路３９−１〜３９−Ｍを使用することも可能である。分配器３１によって分波された増幅ＩＦ信号１９は，それぞれ遅延回路３９−１〜３９−Ｍによって遅延されてＡ／Ｄ変換器３３−１〜３３−Ｍに入力される。遅延回路３９−１〜３９−Ｍは，それぞれ異なる遅延時間を有しており，これにより，Ａ／Ｄ変換器３３−１〜３３−Ｍが増幅ＩＦ信号１９をサンプリングするタイミングの位相が，互いに２π／Ｍだけずらされる。
【００３７】
また，本実施において，実施の第１形態と同様に，Ａ／Ｄ変換器３３−１〜３３−Ｍのそれぞれがサンプリングをおこなうサンプリング周波数ｆＳが，式（４）〜式（６）を満足するように定められることは，エイリアシングをより確実に回避可能である点で好適である。
【００３８】
（実施の第３形態）
実施の第３形態では，ＡＳＫ（Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ）によって生成されたＲＦ信号７の受信及び復調が行われる。図７に示されているように，実施の第３形態の受信機５では，ＡＳＫによって生成されたＲＦ信号７の受信及び復調が可能であるように，実施の第１形態で使用される復調器２０の代わりに，復調器４１が使用される。復調器４１は，増幅ＩＦ信号１９をＡＳＫ復調して受信データ２１を再生する。
【００３９】
復調器４１は，Ａ／Ｄ変換器４２とＡＳＫ復調タイミング発生器４３とデジタル復調演算回路４４とを備えている。Ａ／Ｄ変換器４２は，増幅ＩＦ信号１９をアンダーサンプリングしてサンプリングデータ４５を生成する。Ａ／Ｄ変換器４２がアンダーサンプリングを行うことにより，Ａ／Ｄ変換器４２の動作周波数が低減されている。
【００４０】
Ａ／Ｄ変換器４２が増幅ＩＦ信号１９をサンプリングするタイミングは，ＡＳＫ復調タイミング発生器４３によって生成されるサンプリングタイミング発生信号４６によって指定される。図８に示されているように，サンプリングタイミング発生信号４６は，増幅ＩＦ信号１９の周期をＴとしたとき，周期ｋ・Ｔを有している。サンプリングタイミング発生信号４６は，周期ｋ・Ｔに一のパルスを有し，Ａ／Ｄ変換器４２は，該パルスが入力されると，増幅ＩＦ信号１９をサンプリングする。
【００４１】
Ａ／Ｄ変換器４２のサンプリング周波数ｆＳは，上述のｋを用いて，上述の式（１）：
【数１４】
2004096177.tif 000011
なる条件を満足するように定められる。これにより，ベースバンド信号のスペクトルを損なうことなく増幅ＩＦ信号１９のサンプリングが可能である。
【００４２】
図７に示されているように，デジタル復調演算回路４４は，サンプリングデータ４５から受信データ２１を再生する。デジタル復調演算回路４４は，メモリ４７とプログラマブルハードウエア４８とを含む。メモリ４７は，サンプリングデータ４５をＡＳＫ復調する復調演算の手順が記述されたＡＳＫ復調プログラムを保存するＡＳＫ復調プログラム格納領域４７ａと，該復調演算のワークエリアである復調処理エリア４７ｂとを有している。メモリ４７は，該プログラムを不揮発的に，且つ，書き換え可能に保持し，該プログラムは，書き換え可能である。プログラマブルハードウエア４８は，プログラム格納領域４７ａに格納されているＡＳＫ復調プログラムを実行する。プログラム格納領域４７ａに格納されているプログラムの実行により，サンプリングデータ４５に対する復調演算が行われ，受信データ２１が再生される。
【００４３】
図９は，デジタル復調演算回路４４の動作を示す。Ａ／Ｄ変換器４２が増幅ＩＦ信号１９をアンダーサンプリングすることによって生成されたサンプリングデータ４３は２乗され，２乗サンプリングデータ４９が生成される。２乗サンプリングデータ４９から低周波成分が取り出され，低周波成分データ５０が生成される。低周波成分データ５０は，２値化されて符号化され，受信データ２１が生成される。このようなデジタル復調演算回路４４の動作により，増幅ＩＦ信号１９を復調して受信データ２１を再生することが可能である。
【００４４】
実施の第３形態では，Ａ／Ｄ変換器４２のサンプリング周波数ｆＳが式（１）を満足するように定められ，受信データ２１の再生に影響を及ぼすことなくＡ／Ｄ変換器４２の動作周波数の低減が可能である。更に，ＡＳＫ復調タイミング発生器４３が設けられ，デジタル復調演算回路４４の動作がＡＳＫ復調を実行可能に構成されることにより，ＡＳＫによって変調されたＲＦ信号７の復調が実現されている。
【００４５】
本実施の形態において，実施の第１形態と同様に，Ａ／Ｄ変換器４２のそれぞれがサンプリングをおこなうサンプリング周波数ｆＳが，式（４）〜式（６）を満足するように定められることは，エイリアシングをより確実に回避可能である点で好適である。
【００４６】
（実施の第４形態）
実施の第４形態では，ＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ　Ｐｈａｓｅ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ）によって生成されたＲＦ信号７の受信及び復調が行われる。図１０に示されているように，実施の第４形態の受信機５では，ＢＰＳＫによって生成されたＲＦ信号７の受信及び復調が可能であるように，実施の第１形態で使用される復調器２０の代わりに，復調器５１が使用される。復調器５１は，増幅ＩＦ信号１９をＢＰＳＫ復調して受信データ２１を再生する。
【００４７】
復調器５１は，Ａ／Ｄ変換器５２とＢＰＳＫ復調タイミング発生器５３とデジタル復調演算回路５４とを備えている。Ａ／Ｄ変換器５２は，増幅ＩＦ信号１９をアンダーサンプリングしてサンプリングデータ５５を生成する。Ａ／Ｄ変換器５２がアンダーサンプリングを行うことにより，Ａ／Ｄ変換器５２の動作周波数が低減されている。
【００４８】
Ａ／Ｄ変換器５２が増幅ＩＦ信号１９をサンプリングするタイミングは，ＢＰＳＫ復調タイミング発生器５３によって生成されるサンプリングタイミング発生信号５６によって指定される。図１１に示されているように，サンプリングタイミング発生信号５６は，増幅ＩＦ信号１９の周期をＴとして，周期ｋ・Ｔを有している。サンプリングタイミング発生信号５６は，一の周期毎に一のパルスを有し，Ａ／Ｄ変換器５２は，該パルスが入力されると，増幅ＩＦ信号１９をサンプリングする。
【００４９】
Ａ／Ｄ変換器５２のサンプリング周波数ｆＳは，上述のｋを用いて，式（１）：
【数１５】
2004096177.tif 000012
なる条件を満足するように定められる。これにより，ベースバンド信号のスペクトルを損なうことなく増幅ＩＦ信号１９のサンプリングが可能である。
【００５０】
更に，Ａ／Ｄ変換器５２のサンプリング周波数ｆＳは，デジタル復調演算回路５４によるＢＰＳＫ復調を可能にするために，下記式：
ｆＳ＝ｌ・ｆＳＩＧ，　　　（ｌ＝１，２，３…）　　　…（７）
を満足するように定められる。ここでｆＳＩＧは，ベースバンド信号の周波数であり，データ伝送速度の逆数である。式（７）の条件は，デジタル復調演算回路５４によるＢＰＳＫ復調において，ベースバンド信号の一周期分だけの遅延演算が行われることと関係している。
【００５１】
図１０に示されているように，デジタル復調演算回路５４は，サンプリングデータ５５から受信データ２１を再生する。デジタル復調演算回路５４は，メモリ５７とプログラマブルハードウエア５８とを含む。メモリ５７は，サンプリングデータ５５をＢＰＳＫ復調する復調演算の手順が記述されたＢＰＳＫ復調プログラムを保存するＢＰＳＫ復調プログラム格納領域５７ａと，該復調演算のワークエリアである復調処理エリア５７ｂとを有している。メモリ５７は，該プログラムを不揮発的に，且つ，書き換え可能に保持し，該プログラムは，書き換え可能である。プログラマブルハードウエア５８は，プログラム格納領域５７ａに格納されているＢＰＳＫ復調プログラムを実行する。プログラム格納領域５７ａに格納されているプログラムの実行により，サンプリングデータ５５に対する復調演算が行われ，受信データ２１が再生される。
【００５２】
図１２は，デジタル復調演算回路５４の動作を示す。デジタル復調演算回路５４は，遅延検波によって受信データ２１を再生する。Ａ／Ｄ変換器５２が増幅ＩＦ信号１９をアンダーサンプリングすることによって生成されたサンプリングデータ５３は２つに分配される。分配されたサンプリングデータ５３のうちの一方はベースバンド信号の周期（１／ｆＳＩＧ）だけ遅延され遅延サンプリングデータ５９が生成される。サンプリングデータ５３と，遅延された遅延サンプリングデータ５９とが乗じられ，乗算データ６０が生成される。乗算データ６０から低周波成分が取り出され，低周波成分データ６１が生成される。低周波成分データ６１は，２値化されて符号化され，受信データ２１が生成される。このようなデジタル復調演算回路５４の動作により，増幅ＩＦ信号１９を復調して受信データ２１を再生することが可能である。
【００５３】
実施の第４形態では，Ａ／Ｄ変換器５２のサンプリング周波数ｆＳが式（１）を満足するように定められ，受信データ２１の再生に影響を及ぼすことなくＡ／Ｄ変換器５２の動作周波数の低減が可能である。更に，サンプリング周波数ｆＳが式（７）を満足するように定められ，ＢＰＳＫ復調タイミング発生器５３が設けられ，更にデジタル復調演算回路５４の動作がＢＰＳＫ復調を実行可能に構成されることにより，ＢＰＳＫによって変調されたＲＦ信号７の復調が実現されている。
【００５４】
本実施の形態において，実施の第１形態と同様に，Ａ／Ｄ変換器５２のそれぞれがサンプリングをおこなうサンプリング周波数ｆＳが，式（４）〜式（６）を満足するように定められることは，エイリアシングをより確実に回避可能である点で好適である。
【００５５】
（実施の第５形態）
実施の第５形態では，ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ｐｈａｓｅ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ）によって生成されたＲＦ信号７の受信及び復調が行われる。図１３に示されているように，実施の第５形態の受信機５では，ＱＰＳＫによって生成されたＲＦ信号７の受信及び復調が可能であるように，実施の第１形態で使用される復調器２０の代わりに，復調器７１が使用される。復調器７１は，増幅ＩＦ信号１９をＱＰＳＫ復調して受信データ２１を再生する。
【００５６】
復調器７１は，Ａ／Ｄ変換器７２とＱＰＳＫ復調タイミング発生器７３とデジタル復調演算回路７４とを備えている。Ａ／Ｄ変換器７２は，増幅ＩＦ信号１９をアンダーサンプリングしてサンプリングデータ７５を生成する。Ａ／Ｄ変換器７２がアンダーサンプリングを行うことにより，Ａ／Ｄ変換器７２の動作周波数が低減されている。
【００５７】
Ａ／Ｄ変換器７２が増幅ＩＦ信号１９をサンプリングするタイミングは，ＢＰＳＫ復調タイミング発生器７３によって生成されるサンプリングタイミング発生信号７６によって指定される。図１４に示されているように，サンプリングタイミング発生信号７６は，増幅ＩＦ信号１９の周期をＴとして，周期ｋ・Ｔを有している。サンプリングタイミング発生信号７６は，一の周期毎に一のパルスを有し，Ａ／Ｄ変換器７２は，該パルスが入力されると，増幅ＩＦ信号１９をサンプリングする。
【００５８】
Ａ／Ｄ変換器７２のサンプリング周波数ｆＳは，デジタル復調演算回路７４によるＱＰＳＫ復調を可能にするために，上述のｋを用いて，下記条件：
【数１６】
2004096177.tif 000013
なる条件を満足するように定められる。この条件は，デジタル復調演算回路７４によるＱＰＳＫ復調において，ベースバンド信号の一周期分（１／ｆＳＩＧ）だけデータを遅延させる遅延演算と，サンプリング周期（１／ｆＳ）だけデータを遅延させる遅延計算とが行われることに関係している。
【００５９】
式（８）〜式（１０）を満足するように定められたサンプリング周波数ｆＳは，上述の式（１）を満足するため，かかるサンプリング周波数ｆＳを使用することにより，ベースバンド信号のスペクトルを損なうことなく増幅ＩＦ信号１９のサンプリングが可能である。
【００６０】
図１３に示されているように，デジタル復調演算回路７４は，サンプリングデータ７５から受信データ２１を再生する。デジタル復調演算回路７４は，メモリ７７とプログラマブルハードウエア７８とを含む。メモリ７７は，サンプリングデータ７５をＱＰＳＫ復調する復調演算の手順が記述されたＱＰＳＫ復調プログラムを保存するＱＰＳＫ復調プログラム格納領域７７ａと，該復調演算のワークエリアである復調処理エリア７７ｂとを有している。メモリ７７は，該プログラムを不揮発的に，且つ，書き換え可能に保持し，該プログラムは，書き換え可能である。プログラマブルハードウエア７８は，プログラム格納領域７７ａに格納されているＱＰＳＫ復調プログラムを実行する。プログラム格納領域７７ａに格納されているプログラムの実行により，サンプリングデータ７５に対する復調演算が行われ，受信データ２１が再生される。
【００６１】
図１５は，デジタル復調演算回路７４の動作を示す。サンプリングデータ７５が分配されて，サンプリングデータ７５と同一のサンプリングデータ７５−１，７５−２が生成される。サンプリングデータ７５−２はベースバンド信号の周期（１／ｆＳＩＧ）だけ遅延され，第１遅延サンプリングデータ７９が生成される。更に，第１遅延サンプリングデータ７９から，Ａ／Ｄ変換器７２のサンプリング周期（１／ｆＳ）だけ遅延された第２遅延サンプリングデータ８０が生成される。サンプリングデータ７５−１と第１遅延サンプリングデータ７９とが，０°系復調演算に使用され，サンプリングデータ７５−１と第２遅延サンプリングデータ８０とが９０°系復調演算に使用される。
【００６２】
０°系復調演算では，サンプリングデータ７５−１と第１遅延サンプリングデータ７９とが乗じられ，乗算データ８１が生成される。乗算データ８１から低周波成分が取り出され，低周波成分データ８２が生成される。低周波成分データ８２は，２値化されて符号化され，０°系データ８３が生成される。
【００６３】
一方，９０°系復調演算では，サンプリングデータ７５−１と第２遅延サンプリングデータ８０とが乗じられ，乗算データ８４が生成される。乗算データ８４から低周波成分が取り出され，低周波成分データ８５が生成される。低周波成分データ８５は，２値化されて符号化され，９０°系データ８６が生成される。
【００６４】
生成された０°系データ８３と９０°系データ８６とが統合されて，受信データ２１が再生される。このようなデジタル復調演算回路７４の動作により，増幅ＩＦ信号１９をＱＰＳＫ復調して受信データ２１を再生することが可能である。
【００６５】
実施の第５形態では，Ａ／Ｄ変換器７２のサンプリング周波数ｆＳが式（８）〜式（１０）を満足するように定められ，該サンプリング周波数ｆＳは，式（１）を満足する。このため，受信データ２１の再生に影響を及ぼすことなくＡ／Ｄ変換器５２の動作周波数の低減が可能である。更に，サンプリング周波数ｆＳが式（８）〜式（１０）を満足するように定められ，ＱＰＳＫ復調タイミング発生器７３が設けられ，更にデジタル復調演算回路７４の動作がＱＰＳＫ復調を実行可能に構成されることにより，ＱＰＳＫによって変調されたＲＦ信号７の復調が実現されている。
【００６６】
（実施の第６形態）
実施の第６形態では，ＲＦ信号７がＡＳＫ，ＢＰＳＫ，及びＱＰＳＫのいずれのデジタル変調方式で変調されていても受信データ２１の再生が可能であるように，図１６に示されているように，実施の第１形態で使用される復調器２０の代わりに，復調器９１が使用される。復調器９１は，増幅ＩＦ信号１９を復調して受信データ２１を再生する。
【００６７】
復調器９１は，Ａ／Ｄ変換器９２とデジタル復調演算器９３とクロック調整器９４とを含む。Ａ／Ｄ変換器９２は，増幅ＩＦ信号１９をアンダーサンプリングしてサンプリングデータ９５を生成する。Ａ／Ｄ変換器９２がアンダーサンプリングを行うことにより，Ａ／Ｄ変換器９２の動作周波数が低減されている。
【００６８】
Ａ／Ｄ変換器９２のサンプリング周波数ｆＳは，式（１）：
【数１７】
2004096177.tif 000014
なる条件を満足するように定められる。これにより，ベースバンド信号のスペクトルを損なうことなく増幅ＩＦ信号１９のサンプリングが可能である。
【００６９】
Ａ／Ｄ変換器９２が増幅ＩＦ信号１９をサンプリングするタイミングは，クロック調整器９４によって生成されるサンプリングタイミング発生信号９６によって指定される。クロック調整器９４は，図１７に示されているように，ＡＳＫ復調タイミング発生器９４ａ，ＢＰＳＫ復調タイミング発生器９４ｂ，及びＱＰＳＫ復調タイミング発生器９４ｃを含む。
【００７０】
サンプリングタイミング発生信号９６の生成は，ＡＳＫ復調タイミング発生器９４ａ，ＢＰＳＫ復調タイミング発生器９４ｂ，及びＱＰＳＫ復調タイミング発生器９４ｃのいずれかによって排他的に行われる。ＡＳＫ復調タイミング発生器９４ａは，ＡＳＫ復調に適したタイミングを指示するようにサンプリングタイミング発生信号９６を生成する。ＢＰＳＫ復調タイミング発生器９４ｂは，ＢＰＳＫ復調に適したタイミングを指示するように，即ち，Ａ／Ｄ変換器９２のサンプリング周波数ｆＳが上述の式（７）を満足するようなタイミングでサンプリングすることを指示するようにサンプリングタイミング発生信号９６を生成する。ＱＰＳＫ復調タイミング発生器９４ｃは，ＱＰＳＫ復調に適したタイミングを指示するように，即ち，Ａ／Ｄ変換器９２のサンプリング周波数ｆＳが上述の式（８）〜式（１０）を満足するようなタイミングでサンプリングすることを指示するようにサンプリングタイミング発生信号９６を生成する。ＡＳＫ復調タイミング発生器９４ａ，ＢＰＳＫ復調タイミング発生器９４ｂ，及びＱＰＳＫ復調タイミング発生器９４ｃのいずれがサンプリングタイミング発生信号９６の発生に使用されるかは，デジタル復調演算回路９３によって指定される。
【００７１】
図１６に示されているように，デジタル復調演算回路９３は，Ａ／Ｄ変換器９２によって生成されるサンプリングデータ９５から受信データ２１を再生する。デジタル復調演算回路９３は，メモリ９７とプログラマブルハードウエア９８とを含む。メモリ９７は，サンプリングデータ９５を復調する復調演算の手順が記述された復調プログラムを保存する復調プログラム格納領域９７ａと，該復調演算のワークエリアである復調処理エリア９７ｂとを有している。メモリ９７は，該プログラムを不揮発的に，且つ，書き換え可能に保持し，該プログラムは，書き換え可能である。プログラマブルハードウエア９８は，プログラム格納領域９７ａに格納されている復調プログラムを実行する。プログラム格納領域９７ａに格納されているプログラムの実行により，サンプリングデータ９５に対する復調演算が行われ，受信データ２１が再生される。
【００７２】
デジタル復調演算回路９３による復調演算は，以下の過程で行われる。デジタル復調演算回路９３は，ＲＦ信号７がＡＳＫ，ＢＰＳＫ，及びＱＰＳＫのいずれのデジタル変調方式で変調されているかを知らない。そこで，デジタル復調演算回路９３は，ＱＰＳＫ復調，ＢＰＳＫ復調，及びＡＳＫ復調を，順番に試行する。この順番で試行が行われるのは以下の理由による。デジタル変調方式としてＱＰＳＫが使用されているときにＡ／Ｄ変換器９２のサンプリング周波数ｆＳに課せられる条件は，自動的に，ＢＰＳＫが使用されているときにＡ／Ｄ変換器９２のサンプリング周波数ｆＳに課せられる条件を満足する。更に，ＢＰＳＫが使用されているときにＡ／Ｄ変換器９２のサンプリング周波数ｆＳに課せられる条件は，自動的に，ＡＳＫが使用されているときにＡ／Ｄ変換器９２のサンプリング周波数ｆＳに課せられる条件を満足する。ゆえに，ＱＰＳＫ復調によって受信データ２１の再生が可能であれば，ＲＦ信号７はＱＰＳＫで復調されていると推定される。ＱＰＳＫ復調によっては受信データ２１の再生ができないが，ＢＰＳＫ復調によって受信データ２１の再生が可能であれば，ＲＦ信号７はＱＰＳＫで復調されていると推定される。ＱＰＳＫ復調及びＢＰＳＫ復調のいずれでも受信データ２１の再生が出来なければ，ＲＦ信号７はＡＳＫで復調されていると推定される。このため，デジタル復調演算回路９３は，ＱＰＳＫ復調，ＢＰＳＫ復調，及びＡＳＫ復調を，順番に試行して，適正な復調方式を推定する。
【００７３】
より詳細には，ＲＦ信号７の受信が始まると，デジタル復調演算回路９３は，クロック調整器９４にＱＰＳＫ復調タイミング発生器９４ｃによってサンプリングタイミング発生信号９６を生成することを指示する。Ａ／Ｄ変換器９２は，ＱＰＳＫ復調に適したタイミングでサンプリングを行い，サンプリングデータ９５を生成する。デジタル復調演算回路９３は，実施の第５形態と同一の動作により，ＱＰＳＫ復調演算を行う。ＱＰＳＫ復調演算の結果，適正な受信データ２１が得られた場合には，そのまま，ＱＰＳＫ復調演算を継続する。
【００７４】
一方，ＱＰＳＫ復調演算の結果，適正な受信データ２１が得られない場合には，デジタル復調演算回路９３は，クロック調整器９４にＢＰＳＫ復調タイミング発生器９４ｂによってサンプリングタイミング発生信号９６を生成することを指示する。Ａ／Ｄ変換器９２は，ＢＰＳＫ復調に適したタイミングでサンプリングを行い，サンプリングデータ９５を生成する。デジタル復調演算回路９３は，実施の第４形態と同一の動作により，ＢＰＳＫ復調演算を行う。ＢＰＳＫ復調演算の結果，適正な受信データ２１が得られた場合には，そのまま，ＢＰＳＫ復調演算を継続する。
【００７５】
一方，ＢＰＳＫ復調演算の結果，適正な受信データ２１が得られない場合には，デジタル復調演算回路９３は，クロック調整器９４にＡＳＫ復調タイミング発生器９４ａによってサンプリングタイミング発生信号９６を生成することを指示する。Ａ／Ｄ変換器９２は，ＡＳＫ復調に適したタイミングでサンプリングを行い，サンプリングデータ９５を生成する。デジタル復調演算回路９３は，実施の第３形態と同一の動作により，ＡＳＫ復調演算を行う。
【００７６】
デジタル復調演算回路９３が以上に説明された動作を行うことにより，本実施の形態では，ＲＦ信号７がＡＳＫ，ＢＰＳＫ，及びＱＰＳＫのいずれのデジタル変調方式で変調されていても受信データ２１の再生が可能である。
【００７７】
（実施の第７形態）
実施の第７形態では，図１８に示されているように，実施の第１形態の受信機５に含まれる復調器２０にゲイン調整器１０１が追加される。ゲイン調整器１０１は，Ａ／Ｄ変換器２２が生成するサンプリングデータ２４の値に基づいて，中間周波数帯アンプ１８のゲインを調整する。
【００７８】
中間周波数帯アンプ１８のゲインが調整されることにより，Ａ／Ｄ変換器２２に適正な電圧を有する増幅ＩＦ信号１９を入力可能である。増幅ＩＦ信号１９の電圧が，Ａ／Ｄ変換器２２の最大入力電圧以上であると，Ａ／Ｄ変換器２２が出力するサンプリングデータ２４が飽和してしまい，復調ができなくなる。一方，増幅ＩＦ信号１９の電圧が過小であると，Ａ／Ｄ変換器２２の分解能が不足し，復調ができなくなる。中間周波数帯アンプ１８のゲインが調整されることにより，これらの不具合が防止される。
【００７９】
なお，中間周波数帯アンプ１８のゲインに代えて，又は，中間周波数帯アンプ１８のゲインに加えて，高周波アンプ１１のゲインの調整がゲイン調整器１０１によって行われることが可能である。
【００８０】
更に，図１９に示されているように，デジタル復調演算回路２３が中間周波数帯アンプ１８（及び／又は高周波アンプ１１）のゲイン調整機能を有していることも可能である。この場合，デジタル復調演算回路２３は，中間周波数帯アンプ１８（及び／又は高周波アンプ１１）のゲインを指示するゲイン調整信号１０２を出力し，中間周波数帯アンプ１８（及び／又は高周波アンプ１１）は指示されたゲインを有するように設定される。
【００８１】
（実施の第８形態）
実施の第８形態では，図２０に示されているように，実施の第１形態の受信機５に周波数調整器１０３が追加される。周波数調整器１０３は，Ａ／Ｄ変換器２２が生成するサンプリングデータ２４の値に基づいて，周波数変換器１３の発振器１４が生成する高周波信号１６の周波数を調整する。サンプリングデータ２４の値が意味を有する値となるように，高周波信号１６の周波数は調整される。
【００８２】
このような構成は、アンテナ６によって受信されるＲＦ信号７の搬送波周波数が不明である場合でも，適正な周波数を有するＩＦ信号１７を生成することが可能であり，従って，ＲＦ信号７の搬送波周波数が不明である場合でも，受信データ２１の再生が可能である。
【００８３】
図２１に示されているように，デジタル復調演算回路２３が高周波信号１６のの周波数を調整機能を有していることも可能である。この場合，デジタル復調演算回路２３は，高周波信号１６の周波数を指示する周波数調整信号１０４を出力し，発振器１４は指示された周波数の高周波信号１６を生成するように設定される。
【００８４】
【発明の効果】
本発明により，デジタル無線通信で使用される復調器に含まれる回路に要求される動作周波数を，より低くするための技術が提供される。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は，本発明による復調器，受信機，車載器，及び路側装置の実施の第１形態を示す。
【図２】図２は，車両１に搭載される車載器２と，路側装置３とを示す図である。
【図３】図３は，車載器２と路側装置３との構成を示すブロック図である。
【図４】図４（ａ）は，サンプリングデータ２４を伝送する信号の周波数スペクトルを示す図であり，図４（ｂ）は，その拡大図である。
【図５】図５は，本発明による復調器，受信機，車載器，及び路側装置の実施の第２形態を示す。
【図６】図６は，本発明による復調器，受信機，車載器，及び路側装置の実施の第２形態の変形例を示す。
【図７】図７は，本発明による復調器，受信機，車載器，及び路側装置の実施の第３形態を示す。
【図８】図８は，サンプリングタイミング発生信号４６の波形を示す図である。
【図９】図９は，デジタル復調演算回路４４の動作を示す機能ブロック図である。
【図１０】図１０は，本発明による復調器，受信機，車載器，及び路側装置の実施の第４形態を示す。
【図１１】図１１は，サンプリングタイミング発生信号５６の波形を示す図である。
【図１２】図１２は，デジタル復調演算回路５４の動作を示す機能ブロック図である。
【図１３】図１３は，本発明による復調器，受信機，車載器，及び路側装置の実施の第５形態を示す。
【図１４】図１４は，サンプリングタイミング発生信号７６の波形を示す図である。
【図１５】図１５は，デジタル復調演算回路７４の動作を示す機能ブロック図である。
【図１６】図１６は，本発明による復調器，受信機，車載器，及び路側装置の実施の第６形態を示す。
【図１７】図１７は，クロック調整器９４を示す。
【図１８】図１８は，本発明による復調器，受信機，車載器，及び路側装置の実施の第７形態を示す。
【図１９】図１９は，本発明による復調器，受信機，車載器，及び路側装置の実施の第７形態の変形例を示す。
【図２０】図２０は，本発明による復調器，受信機，車載器，及び路側装置の実施の第８形態を示す。
【図２１】図２１は，本発明による復調器，受信機，車載器，及び路側装置の実施の第８形態の変形例を示す。
【符号の説明】
１：車両
２：車載器
３：路側装置
４：送信機
５：受信機
６：アンテナ
７：ＲＦ信号
１１：高周波アンプ
１２：増幅ＲＦ信号
１３：周波数変換器
１４：発振器
１５：ミキサ
１６：高周波信号
１７：ＩＦ信号
１８：中間周波数帯アンプ
１９：増幅ＩＦ信号
２０：復調器
２１：受信データ
２２：Ａ／Ｄ変換器
２３：デジタル復調演算回路
２４：サンプリングデータ
２５：メモリ
２５ａ：プログラム格納領域
２５ｂ：復調処理エリア
２６：プログラマブルハードウエア
２７：送受信インターフェース
２８：外部装置
３１：復調器
３２：分配器
３３−１〜３３−Ｍ：Ａ／Ｄ変換器
３４：並列アンダーサンプリングタイミング発生器
３５：デジタル復調演算回路
３６−１〜３６−Ｍ：サンプリングデータ
３７：メモリ
３８：プログラマブルハードウエア
３９−１〜３９−Ｍ：遅延回路
４１：復調器
４２：Ａ／Ｄ変換器
４３：ＡＳＫ復調タイミング発生器
４４：デジタル復調演算回路
４５：サンプリングデータ
４６：サンプリングタイミング発生信号
４７：メモリ
４７ａ：ＡＳＫ復調プログラム格納領域
４７ｂ：復調処理エリア
４８：プログラマブルハードウエア
４９：２乗サンプリングデータ
５０：低周波成分データ
５１：復調器
５２：Ａ／Ｄ変換器
５３：ＢＰＳＫ復調タイミング発生器
５４：デジタル復調演算回路
５５：サンプリングデータ
５６：サンプリングタイミング発生信号
５７：メモリ
５７ａ：ＢＰＳＫ復調プログラム格納領域
５７ｂ：復調処理エリア
５８：プログラマブルハードウエア
５９：遅延サンプリングデータ
６０：乗算データ
６１：低周波成分データ
７１：復調器
７２：Ａ／Ｄ変換器
７３：ＱＰＳＫ復調タイミング発生器
７４：デジタル復調演算回路
７５，７５−１，７５−２：サンプリングデータ
７６：サンプリングタイミング発生信号
７７：メモリ
７７ａ：ＱＰＳＫ復調プログラム格納領域
７７ｂ：復調処理エリア
７８：プログラマブルハードウエア
７９：第１遅延サンプリングデータ
８０：第２遅延サンプリングデータ
８１：乗算データ
８２：低周波成分データ
８３：０°系データ
８４：乗算データ
８５：低周波成分データ
８６：９０°系データ
９１：復調器
９２：Ａ／Ｄ変換器
９３：デジタル復調演算器
９４：クロック調整器
９４ａ：ＡＳＫ復調タイミング発生器
９４ｂ：ＢＰＳＫ復調タイミング発生器
９４ｃ：ＱＰＳＫ復調タイミング発生器
９５：サンプリングデータ
９６：サンプリングタイミング発生信号
９７：メモリ
９７ａ：復調プログラム格納領域
９７ｂ：復調処理エリア
９８：プログラマブルハードウエア
１０１：ゲイン調整器
１０２：ゲイン調整信号
１０３：周波数調整器
１０４：周波数調整信号
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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