(57)【要約】 【課題】  フェーディングによる劣化に対応するために送信アンテナダイバーシティを使用する送受信装置に関する。【解決手段】  本発明による符号化器は、４つの入力シンボルが各アンテナ及び各時間区間で１回だけ伝送されるように、前記４つのシンボルをそれぞれ３つのシンボルを含む４つの組み合わせに構成し、前記４つの組み合わせを４つの時間区間の間に前記３つの送信アンテナに伝達する符号化器と、を含み、前記４つの入力シンボルのうち選択された２つ以上のシンボルをそれぞれ所定の位相値だけ位相回転させる。このように、本発明は、最大ダイバーシティ次数を得、送信遅延時間を減少させることによって高速フェーディングに対抗する。【選択図】  図３
2004215255.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線通信システムで複素シンボルを伝送する送信器において、
３つの送信アンテナと、
Ｎ個の入力シンボルが各アンテナ及び各時間区間で１回だけ伝送されるように、前記Ｎ個のシンボルをそれぞれ３つのシンボルを含むＮ個の組み合わせに構成し、前記Ｎ個の組み合わせをＮ個の時間区間の間に前記３つの送信アンテナに伝達する符号化器と、を含み、
前記Ｎ個の入力シンボルのうち選択された２つ以上のシンボルは、それぞれ所定の位相値だけ位相回転されることを特徴とする送信器。
【請求項２】
前記Ｎが４である請求項１記載の送信器。
【請求項３】
前記選択されたシンボルは、２つであり、受信器における復号時に異なるメトリックに関連する請求項２記載の送信器。
【請求項４】
ＱＰＳＫが使用される場合、前記位相値は、４５°を中心にして２１°ないし６９°の範囲である請求項３記載の送信器。
【請求項５】
８ＰＳＫが使用される場合、前記位相値は、２１°ないし２４°の範囲である請求項３記載の送信器。
【請求項６】
１６ＰＳＫが使用される場合、前記位相値は１１．２５°である請求項３記載の送信器。
【請求項７】
前記符号化器は、４つの時間区間の間にそれぞれのアンテナに伝達される３つのシンボルシーケンスのうち２つのシンボルシーケンスが相互直交するように、４つのシンボルに反転及び共役を適用することによって４つの組み合わせを構成する請求項２記載の送信器。
【請求項８】
前記４つの組み合わせは、前記４つの入力シンボルから構成され、以下のように４つの列と３つの行を有する行列を形成する請求項７記載の送信器。
【数１】
2004215255.tif 000025
ここで、ｘ１、ｘ２、ｘ３、ｘ４は、位相回転された２つのシンボルを含む４つの入力シンボルである。
【請求項９】
前記Ｎが３である請求項１記載の送信器。
【請求項１０】
前記３つの組み合わせは、前記３つの入力シンボルから構成され、下記のように３つの列と３つの行を有する行列を構成する請求項９記載の送信器。
【数２】
2004215255.tif 000026
ここで、ｓ１、ｓ２、ｓ３は、前記３つの入力シンボルであり、θ１、θ２は、それぞれｓ１、ｓ２の位相値である。
【請求項１１】
前記位相値は、３０°の倍数であり、前記位相値間の差が最大になるように決定される請求項９記載の送信器。
【請求項１２】
無線通信システムで複素シンボルを受信する受信器において、
３つの送信アンテナから少なくとも１つの受信アンテナを通じて受信された信号を４つの時間区間の間に受信するシンボル配列器と、
前記３つの送信アンテナから前記少なくとも１つの受信アンテナへのチャネル利得を示す３つのチャネル利得を推定するチャネル推定器と、
前記チャネル利得及び前記シンボル配列器によって受信された信号を利用して、それぞれ２つのシンボルを含む可能な全てのシンボルサブ組み合わせに対してメトリック値を計算し、最小のメトリック値を有する２つのシンボルをそれぞれ検出する第１及び第２デコーダと、
前記第１及び第２デコーダによって検出された２つのシンボルを順次に配列する並／直列変換器と、
から構成される受信器。
【請求項１３】
それぞれの前記第１及び第２デコーダは、
それぞれ２つのシンボルを含む可能な全てのシンボルサブ組み合わせを発生するシンボル発生器と、
前記２つのシンボルのうち選択された１つのシンボルを所定の位相値だけ位相回転させる位相回転器と、
前記シンボル配列器によって受信された信号及び前記チャネル利得を利用して前記位相回転されたシンボルを含むシンボルサブ組み合わせに対するメトリック値を計算するメトリック計算器と、
前記計算されたメトリック値を利用して最小のメトリック値を有する２つのシンボルを検出する検出器と、から構成される請求項１２記載の受信器。
【請求項１４】
前記第１デコーダは、
【数３】
2004215255.tif 000027
によって計算されるメトリック値を最小化する２つのシンボルを検出することを特徴とする請求項１３記載の受信器。
ここで、ｓ１、ｓ３は、検出しようとする２つのシンボルであり、θ１は、ｓ１の回転位相値であり、Ｒ１＝ｒ１ｈ１*＋ｒ２*ｈ２＋ｒ３*ｈ３で、Ｒ３＝ｒ２*ｈ３＋ｒ４ｈ１*−ｒ３*ｈ２で、Ｃ３＝ｈ３*ｈ２−ｈ３ｈ２*であり、ｈ１、ｈ２、ｈ３は、３つの送信アンテナに対する推定されたチャネル利得であり、ｒ１、ｒ２、ｒ３、ｒ４は、４つの時間区間の間に受信された信号である。
【請求項１５】
前記第２デコーダは、
【数４】
2004215255.tif 000028
によって計算されたメトリック値を最小化する２つのシンボルを検出することを特徴とする請求項１３記載の受信器。
ここで、ｓ２、ｓ４は、検出しようとする２つのシンボルであり、θ２は、ｓ２の回転位相値であり、Ｒ２＝ｒ１ｈ２*−ｒ２*ｈ１＋ｒ４ｈ３*で、Ｒ４＝ｒ１ｈ３*−ｒ３*ｈ１−ｒ４ｈ２*で、Ｃ４＝ｈ３ｈ２*−ｈ３*ｈ２であり、ｈ１、ｈ２、ｈ３は、３つの送信アンテナに対する推定されたチャネル利得であり、ｒ１、ｒ２、ｒ３、ｒ４は、４つの時間区間の間に受信された信号である。
【請求項１６】
無線通信システムで複素シンボルを受信する受信器において、
３つの送信アンテナから少なくとも１つの受信アンテナを通じて受信された信号を３つの時間区間の間に受信するシンボル配列器と、
前記３つの送信アンテナから前記少なくとも１つの受信アンテナへのチャネル利得を示す３つのチャネル利得を推定するチャネル推定器と、
前記チャネル利得及び前記シンボル配列器によって受信された信号を利用してそれぞれ３つのシンボルを含む可能な全てのシンボル組み合わせに対するメトリック値を計算し、最小のメトリック値を有する３つのシンボルを検出するデコーダと、
から構成されることを特徴とする受信器。
【請求項１７】
前記デコーダは、
３つのシンボルを含む可能な全てのシンボル組み合わせを発生するシンボル発生器と、
前記３つのシンボルのうち選択された２つのシンボルを所定の位相値だけ位相回転させる２つの位相回転器と、
前記シンボル配列器によって受信された信号及び前記チャネル利得を利用して、前記位相回転されたシンボルを含むシンボル組み合わせに対するメトリック値を計算するメトリック計算器と、
前記計算されたメトリック値を利用して最小のメトリック値を有する３つのシンボルを検出する検出器と、から構成されることを特徴とする請求項１６記載の受信器。
【請求項１８】
前記デコーダは、
【数５】
2004215255.tif 000029
によって計算されるメトリック値を最小化する３つのシンボルを検出することを特徴とする請求項１７記載の受信器。
ここで、ｓ１、ｓ２、ｓ３は、シンボル組み合わせを形成する３つのシンボルであり、θ１、θ２は、それぞれｓ１、ｓ２の回転位相値であり、ｈ１、ｈ２、ｈ３は、３つの送信アンテナに対するチャネル利得であり、ｒ１、ｒ２、ｒ３は、３つの時間区間の間に受信された信号である。
【請求項１９】
無線通信システムで複素シンボルを受信する受信器において、
Ｍ個の伝送アンテナと、
Ｎ個の入力シンボルが各アンテナ及び各時間区間で１回だけ伝送されるように、前記Ｎ個のシンボルをそれぞれＭ個のシンボルを含むＮ個の組み合わせに構成し、前記Ｎ個の組み合わせをＮ個の時間区間の間に前記Ｍ個の送信アンテナに伝達する符号化器と、を含み、
前記Ｎ個の入力シンボルのうち選択された２つ以上のシンボルは、それぞれ所定の位相値だけ位相回転されることを特徴とする送信器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信システムに関し、特に、フェーディング(Fading)による劣化(Degradation)に対応するために送信アンテナダイバーシティを使用する送受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信システムにおいて、多重経路フェーディングを緩和するための効果的な技術の１つは、時間及び周波数ダイバーシティ(time and frequency diversity)である。アンテナダイバーシティのための周知の技術のうち、Vahid Tarokhによって提案された空間-時間ブロック符号(Space time block code)は、S.M.Alamoutiによって提案された送信アンテナダイバーシティを、２つ以上のアンテナを使用することができるように拡張する。Tarokhによる提案は、“Space time block coding from orthogonal design,”IEEE Trans. on Info., Theory, Vol.45, pp.1456-1467, July 1999に公開されており、Alamoutiによる提案は、“A simple transmitter diversity scheme for wireless communications,”IEEE Journal on Selected Area in Communications, Vol.16, pp.1451-1458, Oct. 1998に公開されている。
【０００３】
図１は、従来技術による空間-時間ブロック符号を使用する送信器の構成を示すブロック図である。これは、Tarokhによって提案された送信器であり、図示されたように、直／並列変換器(Serial to Parallel(S/P) Converter)１１０及び符号化器(Encoder)１２０から構成される。この構成において、送信器は３つの送信アンテナ１３０、１３２、１３４を使用する。
【０００４】
図１を参照すると、直／並列変換器１１０は、入力される４つのシンボルを１つのブロックにグループ化して符号化器１２０に提供する。符号化器１２０は、４つのシンボルを利用して８つの組み合わせを構成し、そして、その８つの組み合わせを８つの時間区間の間に３つの送信アンテナ１３０、１３２、１３４に伝達する。前記８つの組み合わせは、式(6)のような８×３の符号化行列で表現することができる。
【０００５】
【数６】
2004215255.tif 000003
【０００６】
ここで、ｇ３は、３つの送信アンテナを通じて伝送されるシンボルの符号化行列を示し、ｓ１、ｓ２、ｓ３、ｓ４は、伝送しようとする４つの入力シンボルを示す。
符号化器１２０は、４つの入力シンボルに反転(negative)及び共役(conjugate)を適用し、その結果値を８つの時間区間の間に３つのアンテナ１３０、１３２、１３４に出力する。ここで、それぞれのアンテナに出力されるシンボルシーケンス、つまり、列(column)は、相互直交性を有する。
【０００７】
より具体的に説明すると、第１時間区間において、１番目の列の３つのシンボルｓ１、ｓ２、ｓ３が前記３つのアンテナ１３０、１３２、１３４にそれぞれ伝達される。同様に、最後の時間区間において、最後の列の３つのシンボルｓ４*、ｓ３*、ｓ２*が前記３つのアンテナ１３０、１３２、１３４にそれぞれ伝達される。つまり、符号化器１２０は、Ｍ番目のアンテナに前記符号化行列のＭ番目の列のシンボルを順次に伝達する。
【０００８】
図２は、図１の送信器から送信された信号を受信する受信器の構成を示すブロック図である。図示されたように、複数の受信アンテナ１４０、１４２、チャネル推定器(Channel Estimator)１５０、多重チャネルシンボル配列器(Multiply Channel Symbol Arranger)１６０、及び検出器(Detector)１７０から構成される。
【０００９】
図２を参照すると、チャネル推定器１５０は、送信アンテナから受信アンテナへのチャネル利得を示すチャネル係数(channel coefficient)を推定し、多重チャネルシンボル配列器１６０は、受信アンテナ１４０、１４２からの受信シンボルを収集して検出器１７０に提供する。次に、検出器１７０は、前記受信シンボルに前記チャネル係数をかけることによって決定された推定(hypotheses)シンボルを利用して可能な全てのシンボルに対する決定統計量(decision statistic)を計算し、臨界値検出(threshold detection)によって送信シンボルを検出する。
【００１０】
Alamoutiによって提案された空間-時間ブロック符号技術は、２つの送信アンテナを通じて複素シンボル(complex symbol)を伝送しても、伝送率(rate)に損失を与えることなく、送信アンテナの個数と同一のダイバーシティ次数(diversity order)、つまり、最大のダイバーシティ次数を得る。この技術を拡張してTarokhによって提案された図１及び図２の装置は、相互直交(orthogonal)の列を有する行列形態の空間-時間ブロック符号を使用して最大ダイバーシティ次数を得る。しかしながら、前記装置は、４つの複素シンボルを８つの時間区間(time interval)の間に伝送するので、１／２だけ伝送率が損失される。さらに、１つのブロック(４つのシンボル)を完全に伝送するためには８つの時間区間が必要であるので、高速フェーディングの場合、ブロック内でチャネル環境の変化によって受信性能が低下する。
【００１１】
前述したように、３つ以上のアンテナを使用して複素シンボルを伝送する場合、Ｎ個のシンボルを送信するために２Ｎ個の時間区間が必要であるので、伝送率の損失が発生する。さらに、前記伝送率の損失は、遅延時間(latency)を増加させるという問題点がある。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
本発明の目的は、３つの送信アンテナを使用する無線通信システムにおいて、伝送率の損失を生じることなく、最大のダイバーシティ次数及び最大の伝送率を得る送受信装置を提供することにある。
さらに、本発明は、３つの送信アンテナを使用する無線通信システムにおいて、伝送率の損失を生じることなく、伝送遅延時間を最小化する送受信装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明の第１特徴によると、無線通信システムで複素シンボルを伝送する送信器は、３つの送信アンテナと、４つの入力シンボルが各アンテナ及び各時間区間で１回だけ伝送されるように、前記４つのシンボルをそれぞれ３つのシンボルを含む４つの組み合わせに構成し、前記４つの組み合わせを４つの時間区間の間に前記３つの送信アンテナに伝達する符号化器と、を含み、前記４つの入力シンボルのうち選択された２つ以上のシンボルは、それぞれ所定の位相値だけ位相回転される。
【００１４】
本発明の第２特徴によると、無線通信システムで複素シンボルを受信する受信器は、３つの送信アンテナから少なくとも１つの受信アンテナを通じて受信された信号を４つの時間区間の間に受信するシンボル配列器と、前記３つの送信アンテナから前記少なくとも１つの受信アンテナへのチャネル利得を示す３つのチャネル利得を推定するチャネル推定器と、前記チャネル利得及び前記シンボル配列器によって受信された信号を利用して、それぞれ２つのシンボルを含む可能な全てのシンボルサブ組み合わせに対してメトリック値を計算し、最小のメトリック値を有する２つのシンボルをそれぞれ検出する第１及び第２デコーダと、前記第１及び第２デコーダによって検出された２つのシンボルを順次に配列する並／直列変換器と、から構成される。
【００１５】
本発明の第３特徴によると、無線通信システムで複素シンボルを伝送する送信器は、３つの送信アンテナと、３つの入力シンボルが各アンテナ及び各時間区間で１回だけ伝送されるように、前記３つのシンボルをそれぞれ３つのシンボルを含む４つの組み合わせに構成し、前記３つの組み合わせを３つの時間区間の間に前記３つの送信アンテナに伝達する符号化器と、を含み、前記３つの入力シンボルのうち選択された２つ以上のシンボルは、それぞれ所定の位相値だけ位相回転される。
【００１６】
本発明の第４特徴によると、無線通信システムで複素シンボルを受信する受信器は、３つの送信アンテナから少なくとも１つの受信アンテナを通じて受信された信号を３つの時間区間の間に受信するシンボル配列器と、前記３つの送信アンテナから前記少なくとも１つの受信アンテナへのチャネル利得を示す３つのチャネル利得を推定するチャネル推定器と、前記チャネル利得及び前記シンボル配列器によって受信された信号を利用してそれぞれ３つのシンボルを含む可能な全てのシンボル組み合わせに対するメトリック値を計算し、最小のメトリック値を有する３つのシンボルを検出するデコーダと、から構成される。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、複素コンステレーションを使用する場合も、伝送率の損失を生じることなく最大のダイバーシティ次数を得ることができ、送信遅延時間を減少させることによって高速フェーディングに強くなる。特に、本発明の第１実施形態によれば、符号化行列の一部の列が相互直交するようにすることによってデコーディング設計を簡単にすることができ、本発明の第２実施形態によれば、送信遅延時間をさらに減少させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
以下、本発明の好適な一実施形態について添付図を参照しつつ詳細に説明する。下記の説明において、本発明の要旨のみを明確にする目的で、関連した公知機能又は構成に関する具体的な説明は省略する。
【００１９】
本発明は、最大ダイバーシティ次数及び最大伝送率を得るために、複素伝送信号(complex transmission signal)の一部を位相回転(phase-rotate)させ、デコーディング設計を簡単にするために部分的直交構造を導入する。特に、本発明においては、３つの送信アンテナを使用する場合、使用できる最適のブロック符号に対して３つの実施形態を提案する。第１実施形態は、ダイバーシティ次数及び伝送率を最適化し、第２実施形態は、伝送遅延時間を最小化するためである。以下、本発明の２つの実施形態を区分して詳細に説明する。さらに、以下の説明においては、２つの送信シンボルを位相回転させる構成及び動作に対して説明するが、本発明を達成するためには、２つ以上の送信シンボルを回転させてもよい。
【００２０】
≪第１実施形態≫ 
本発明の第１実施形態において、４つの入力シンボルを３つのアンテナを通じて４つの時間区間の間に伝送し、式(7)のように符号化行列で表現することができる。
【００２１】
【数７】
2004215255.tif 000004
【００２２】
周知のように、ＭＬ(Maximum Likelihood)デコーディングを使用する受信器は、送信アンテナから受信アンテナへのチャネル利得を使用して可能な全てのシンボルに対して受信信号とのメトリック値を計算し、前記計算されたメトリック値を最小化するシンボルを検出する方式を採用する。
【００２３】
式(7)のようなシンボルを受信する受信器において、ｉ番目の送信アンテナから１つの受信アンテナへのチャネル利得をｈｉと定義すると、任意で生成されたシンボル組み合わせ(symbol combination)ｃｔに対応するメトリック値は、式(8)のように表現される。
【００２４】
【数８】
2004215255.tif 000005
【００２５】
ここで、ｒｔは、ｔ番目の時間区間で受信された信号を示し、ｃｔは、ｔ番目の時間区間で生成された任意のシンボル組み合わせを示す。式(8)に式(7)の符号化行列を適用すると、受信器は、可能な全てのシンボル組み合わせに対して、式(9)を最小化するシンボル組み合わせを決定する。
【００２６】
【数９】
2004215255.tif 000006
【００２７】
ここで、ｒ１、ｒ２、ｒ３、ｒ４は、受信器で４つの時間区間の間にそれぞれ受信された信号であり、ｈ１、ｈ２、ｈ３は、３つの送信アンテナから受信アンテナへのチャネル係数を示すチャネル利得である。
【００２８】
受信器のＭＬ検出設計を簡略化するためには、式(9)からできるだけ多くのクロスオーバー項(crossover term)を除去して、送信アンテナを通じて伝送されるシンボルシーケンス、つまり、列が相互直交するようにすべきである。このために、クロスオーバー項のみを式(10)に並べる。
【００２９】
【数１０】
2004215255.tif 000007
【００３０】
４×３符号化行列を利用して４つのシンボルを伝送する場合、ＭＬ検出時に現れる全てのクロスオーバー項を除去することができないことは、Tarokhによって知られている点である。しかしながら、式(10)から少なくとも２つの項、つまり、Ｃ１及びＣ２を除去することによって、少なくとも第１アンテナ(ｈ１)及び第３アンテナ(ｈ３)が相互直交性を有するようにすることはできる。
【００３１】
最大のダイバーシティ次数を得るために、４つの伝送シンボルが各アンテナ及び各時間区間で一回のみ現れるべきであり、このような条件を満足する４×３符号化行列は、式(11)に示すようである。他の符号化行列は、下記の４つの行列の列または行を相互置換することによって構成されることができる。
【００３２】
【数１１】
2004215255.tif 000008
【００３３】
式(12)は、式(11)の符号化行列に対して式(10)の２つのクロスオーバー項、つまり、Ｃ１及びＣ２を除去するために、反転及び共役を適用した符号化行列の一例を示す。
【００３４】
【数１２】
2004215255.tif 000009
【００３５】
式（13）は、最大のダイバーシティ次数を有しながら列が部分的に直交する符号化行列の可能な例を示す。
【００３６】
【数１３】
2004215255.tif 000010
【００３７】
ここで、ｘ１、ｘ２、ｘ３、ｘ４は、ｓ１、ｓ２、ｓ３、ｓ４に反転及び共役を適用した後に任意で配列される。具体的に、式(12)は、式(13)の２番目の行列でｘ１＝ｓ１、ｘ２＝ｓ２、ｘ３＝−ｓ４*、ｘ４＝−ｓ３*に割り当てたものである。
【００３８】
式(13)の符号化行列を使用して少なくとも２つのクロスオーバー項Ｃ１及びＣ２を除去する場合、受信器のＭＬ検出設計をさらに簡略化することができる。例えば、式(12)の符号化行列を適用することによって、式(9)を再び表現すると、式(9)を最小化することは、式(14)及び式(15)を最小化することと同一である。これは、式(14)のメトリック及び式(15)のメトリックが互いに独立的であるので、可能である。
【００３９】
【数１４】
2004215255.tif 000011
【００４０】
【数１５】
2004215255.tif 000012
【００４１】
ここで、“Min(a,b)(y(a,b))”は、y(a,b)を最小化する“a,b”を 決定するという意味であり、“Re{ }”は、括弧内の複素数に対する実数成分を計算するという意味である。さらに、Ｃ１及びＣ２は、前述したように、０になり、Ｃ３＝ｈ３*ｈ２−ｈ３ｈ２*、Ｃ４＝ｈ３ｈ２*−ｈ３*ｈ２＝−Ｃである。また、Ｒ１＝ｒ１ｈ１*＋ｒ２*ｈ２＋ｒ３*ｈ３、Ｒ２＝ｒ１ｈ２*−ｒ２*ｈ１＋ｒ４ｈ３*、Ｒ３＝ｒ２*ｈ３＋ｒ４ｈ１*−ｒ３*ｈ２、Ｒ４＝ｒ１ｈ３*−ｒ３*ｈ１−ｒ４ｈ２*である。
【００４２】
式(14)及び式(15)を利用すると、受信器が式(14)によってｓ１とｓ３の対(pair)をデコーディングする部分と、式(15)によってｓ２とｓ４の対をデコーディングする部分を分離(decouple)することによって、受信器の構造をさらに簡略化することができる。
【００４３】
一方、入力シンボルがＢＰＳＫ(Binary Phase Shift Keying)によって生成された場合、前述したように構成される符号化行列は、常に３のダイバーシティ次数を有する。しかしながら、複素コンステレーション(complex constellation)を利用する３次以上のシンボルマッピング方式、つまり、ＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying)、８ＰＳＫ(8ary PSK)、１６ＰＳＫ(16ary PSK)を使用する場合は、伝送シンボルが複素形態になるので、ダイバーシティ次数が２に減少する。従って、本発明は、４つのシンボルのうち、異なるメトリック値を決定する２つのシンボルをそれぞれ所定の位相値だけ位相回転させることによって、最大のダイバーシティ次数３を得る。次に、３つのアンテナを通じて最終的に伝送されるシンボルは、式(16)のように表現される。
【００４４】
【数１６】
2004215255.tif 000013
【００４５】
式（１６）は、式(12)の入力シンボルｓ１、ｓ２、ｓ３、ｓ４のうちｓ１及びｓ４をそれぞれθ１及びθ４だけ位相回転する符号化行列を示す。他の場合、異なるメトリックに関連するシンボル対である(ｓ１,ｓ２)、(ｓ３,ｓ４)または(ｓ２,ｓ３)を回転させることができる。ここで、２つのシンボルをそれぞれ回転させる位相値が互いに異なるか、または、同一であっても、ダイバーシティ次数は常に３に維持される。同様に、式(13)の他の符号化行列に対しても、異なるメトリック値を決定する２つのシンボルを所定の位相値だけ位相回転させると、最終符号化行列を得ることができる。
【００４６】
前述したような符号化行列を利用する送信器及び受信器をそれぞれ図３及び図４に示した。
図３は、本発明の第１実施形態による空間-時間ブロック符号を使用する送信器の構成を示すブロック図である。図示されたように、前記送信器は、直／並列変換器(Serial to Parallel  Converter)２１０、位相回転器(Phase Rotators)２２０、２２２、符号化器(Encoder)２３０、及び３つの送信アンテナ２４０、２４２、２４４から構成される。
【００４７】
図３を参照すると、直／並列変換器２１０は、４つの入力シンボルｓ１、ｓ２、ｓ３、ｓ４を１つのブロックにグループ化して符号化器２３０に提供する。前記ブロックから選択された２つのシンボルｓ１、ｓ４は、符号化器２３０に入力される前に位相回転器２２０、２２２によってそれぞれ所定の位相値θ１、θ４だけ回転される。前記２つのシンボルは、受信器で異なるメトリックに関連するように選択される。符号化器２３０は、位相回転された２つのシンボルを含む１つのブロックのシンボルを利用して、それぞれ３つのシンボルを含む４つの組み合わせを構成し、前記４つの組み合わせを４つの時間区間の間に３つの送信アンテナ２４０、２４２、２４４に伝達する。
【００４８】
符号化器２３０は、最大のダイバーシティ次数を得るために、前記４つの入力複素シンボルが各アンテナ及び各時間区間で１回のみ伝送されるように前記組み合わせを構成する。さらに、符号化器２３０は、それぞれのアンテナに伝達されるシンボルシーケンスが相互直交性を有するように、前記入力シンボルに反転及び共役を適用して前記組み合わせを構成する。前記入力シンボルから選択された２つのシンボルを位相回転させる理由は、前記入力シンボルが複素シンボルである場合であっても最大のダイバーシティ次数を得るためである。
【００４９】
前記３つのアンテナを通じて伝送される４つの組み合わせを４×３行列で表現すると、Ｍ番目のアンテナには符号化行列のＭ番目の列(column)のシンボルが順次に伝達される。つまり、ｎ番目の時間区間で、ｎ番目の行(row)のシンボルが同時に３つのアンテナに伝達される。
【００５０】
例えば、４つの入力シンボルｓ１、ｓ２、ｓ３、ｓ４のうちｓ１、ｓ４をそれぞれθ１、θ４だけ位相回転する場合、符号化器２３０の出力は、式(16)の４×３符号化行列で表現することができる。式(16)の符号化行列が使用される場合、第１時間区間では１番目の列の３つのシンボル
【数１７】
2004215255.tif 000014
が前記３つのアンテナ２４０、２４２、２４４に伝達され、最後の４番目の時間区間では最後の４番目の列のシンボル
【数１８】
2004215255.tif 000015
が前記３つのアンテナ２４０、２４２、２４４に伝達される。
【００５１】
以上、式(16)の行列を伝送する送信器の例に関して説明した。しかしながら、本発明の変更された実施形態では、送信器が式(16)の行列にユニタリ行列(unitary matrix)をかけて送信することもできる。
【００５２】
図４は、図３の送信器によって送信された信号を受信する受信器の構成を示すブロック図である。本発明の第１実施形態による受信器は、独立的に動作する２つのＭＬ(Maximum Likelihood)デコーダ(Decoder)３４０、３４５を含む。
図４を参照すると、チャネル推定器(Channel Estimator)３２０は、３つの送信アンテナ２４０、２４２、２４４から受信アンテナ３１０、３１５へのチャネル係数(channel coefficient)、つまり、チャネル利得ｈ１、ｈ２、ｈ３を推定し、シンボル配列器(Symbol Arranger)３３０は、受信アンテナ３１０、３１５のそれぞれを通して４つの時間区間の間に受信される信号ｒ１、ｒ２、ｒ３、ｒ４を収集する。
【００５３】
受信アンテナが１つである場合、シンボル配列器３３０は、４つの時間区間の間に受信された信号ｒ１、ｒ２、ｒ３、ｒ４を収集する。これは、送信器によって１つのブロックのシンボルが４つの時間区間の間に伝送されたからである。２つ以上の受信アンテナが使用される場合、シンボル配列器３３０は、受信信号を収集するとによって行列を構成する。この場合、１つの行には１つの受信アンテナを通じて受信される信号を配置し、他の行には他の受信アンテナを通じて受信される信号を配置する。ここでは、複数の受信アンテナ３１０、３１５を使用する受信器を示すが、以下、本発明の説明の便宜のために、１つの受信アンテナを使用する場合に関して説明する。
【００５４】
送信器から伝送された４つのシンボルｓ１、ｓ２、ｓ３、ｓ４を復元しようとする場合、第１デコーダ３４０は、前記チャネル利得及び前記受信信号によってｓ１及びｓ３を検出し、第２デコーダ３４５は、同様の方式で、ｓ２及びｓ４を検出する。このようにして、デコーダ３４０、３４５によって前記４つのシンボルが同時に検出される。前記検出されたシンボルは、元のシンボルと区別するためにs’によって表記する。
【００５５】
以下、式(16)の符号化行列を利用する場合の第１デコーダ３４０の動作に関して説明する。第１デコーダ３４０において、シンボル発生器(Symbol Generator)３５０は、全ての可能なｓ１及びｓ３のサブ組み合わせ(Sub-combination)を生成し、位相回転器(Phase Rotator)３５２は、前記発生されたシンボルのうち１つであるｓ１を送信器によって使用された位相値と同一の位相値θ１だけ回転させ、
【数１９】
2004215255.tif 000016
を出力する。メトリック計算器(Metric Calculator)３７０は、前記推定されたチャネル利得ｈ１、ｈ２、ｈ３及び前記受信信号ｒ１、ｒ２、ｒ３、ｒ４を利用して前記位相回転された１つのシンボルを含む全てのシンボルサブ組み合わせに対して式(14)を計算することによってメトリック値(Metric value)を決定する。そうすると、最小メトリック検出器３８０は、前記メトリック値をのうち最小のメトリック値を有するｓ１’及びｓ３’を検出する。
【００５６】
以上のような動作は、第２デコーダ３４５においても同一に行われる。第１デコーダ３４０がｓ１’及びｓ３’を検出し、第２デコーダ３４５がｓ２’及びｓ４’を検出すると、並／直列変換器(Parallel to Serial(P/S) Converter)３９０は、前記検出されたシンボルを順次に配列し、シンボル組み合わせｓ１’、ｓ２’、ｓ３’、ｓ４’を出力する。
【００５７】
図３及び図４のように構成される送信器及び受信器においてシンボルを位相回転させるために使用される位相値は、誤謬行列(error matrixes)の最小符号化利得(minimum coding gain)によって決定されるべきである。前記“誤謬行列”とは、受信器で検出された誤謬を含むシンボルと、もともと送信されたシンボルとの間の差を配列した行列であり、“最小符号化利得”は、誤謬行列の全ての固有値(eigen values)の積を意味する。
【００５８】
図５は、本発明の第１実施形態においてＱＰＳＫを使用する時、２つの位相値に対する最小符号化利得の変化を示すシミュレーション結果である。図５において、ｘ軸及びｙ軸は、それぞれ２つの位相値を示し、ｚ軸は、誤謬行列の最小符号化利得を示す。位相値が９０°の倍数になると、最小符号化利得は０になる。これは、ＱＰＳＫコンステレーションを９０°だけ回転させると、元のコンステレーションになるからである。
【００５９】
図５に示す結果によると、全ての位相値が４５°に付近に存在する時、最小符号化利得が平坦(flat)になることが分かる。従って、本発明の第１実施形態において好適な位相値は４５°である。図６は、４５°だけ位相回転されたＱＰＳＫコンステレーションを示す。図示されたように、前記位相回転されたシンボルは、実数軸または虚数軸上に位置する。本発明の第１実施形態による好適な位相回転の範囲は、ＱＰＳＫが使用される場合、４５°を中心にして２１°ないし６９°であり、８ＰＳＫが使用される場合は、２１°ないし２４°であり、１６ＰＳＫが使用される場合は、１１．２５°である。しかしながら、本発明は、このような数値限定によって制限されず、好適な位相回転の範囲は、システムの特性によって設定されるべきである。
【００６０】
図７は、本発明の第１実施形態によるブロック符号化技術と従来技術とを信号対雑音比(Signal to Noise Ratio: ＳＮＲ)に対するビットエラー率(Bit Error Rate: ＢＥＲ)の観点で比較したグラフである。図７において、曲線４１０は、Tarokhによって提案された直交の列を有する８×３符号化行列を使用する場合の効率であり、曲線４２０は、Alamoutiによって提案され、２つのアンテナを使用する場合の効率を示し、曲線４３０は、本発明の第１実施形態によって最適化された位相値を有する４×３符号化行列を使用する場合の効率であり、曲線４４０は、最適化されなかった位相値を有する４×３符号化行列を使用する場合の効率を示す。図示されたように、本発明の第１実施形態によって最適化された位相値を有するブロック符号は、同一のＳＮＲの環境でより低いＢＥＲを有することが分かる。
【００６１】
≪第２実施形態≫
本発明の第２実施形態において、３つの入力シンボルを３つのアンテナを通じて３つの時間区間の間に伝送する。第２実施形態は、第１実施形態に比べて送信待機時間をさらに減少させる。
【００６２】
前述したように、最大のダイバーシティ次数を得るためには、各シンボルが各アンテナの各時間区間で一回のみ現れるべきであり、このような条件を満足させる唯一の３×３符号化行列を式(17)に示す。
【００６３】
【数２０】
2004215255.tif 000017
【００６４】
式(17)の符号化行列を使用する空間-時間ブロック符号の誤謬行列は、式(18)のように表現することができる。
【００６５】
【数２１】
2004215255.tif 000018
【００６６】
ここで、Ｃ３３は送信符号化行列であり、Ｅ３３はエラーを含んで決定されたシンボルを示す行列である。式(18)において、Ｄ３３の符号化利得は、３ｄ１ｄ２ｄ３−ｄ１３−ｄ２３−ｄ３３である。従って、ｄ１＝ｄ２＝ｄ３またはｄ２＝０、ｄ１＝−ｄ３であると、前記符号化利得は０になる。この場合、ダイバーシティ次数は、送信アンテナの個数である３より小さいので、性能において大きな損失が発生する。
【００６７】
本発明の第２実施形態において、符号化利得が０になることを防止するために、３つのシンボルから選択された２つのシンボルを所定の位相値だけ回転させる。これを符号化行列で表現すると、式(19)のようである。
【００６８】
【数２２】
2004215255.tif 000019
【００６９】
ここで、３つの入力シンボルｓ１、ｓ２、ｓ３のうちｓ１、ｓ２をそれぞれ−θ１及び−θ２だけ位相回転させる。そうすると、式(19)の符号化行列を使用する空間-時間ブロック符号の符号化利得は常に３になる。
式(19)に対して３つの送信アンテナから受信アンテナへのチャネル利得ｈ１、ｈ２、ｈ３を利用してメトリック値を計算すると、式(20)のようになる。
【００７０】
【数２３】
2004215255.tif 000020
【００７１】
そうすると、受信器は、式(20)を最小化するシンボルｓ１ないしｓ３を決定する。
図８は、本発明の第２実施形態による空間-時間ブロック符号を使用する送信器の構成を示すブロック図である。図示されたように、前記送信器は、直／並列変換器５１０、２つの位相回転器５２０、５２２、符号化器５３０、３つの送信アンテナ５４０、５４２、５４４から構成される。
【００７２】
図８を参照すると、直／並列変換器５１０は、３つの入力シンボルｓ１、ｓ２、ｓ３を１つのブロックにグループ化して符号化器５３０に提供する。前記ブロックの２つのシンボルｓ１、ｓ２は、符号化器５３０に提供される前に、位相回転器５２０、５２２によってそれぞれ所定の位相値−θ１及び−θ２だけ回転される。符号化器５３０は、入力される１つのブロックのシンボルを利用して、それぞれ３つのシンボルを含む３つの組み合わせを構成し、３つの時間区間の間に３つの送信アンテナ５４０、５４２、５４４に伝達する。
【００７３】
言い換えると、符号化器５３０は、３つの入力複素シンボルに反転及び共役を適用し、その結果値を３つの時間区間の間に出力する。ここで、符号化器５３０は、Ｍ番目のアンテナに符号化行列のＭ番目の列のシンボルを順次に伝達する。つまり、ｎ番目の時間区間でｎ番目の行のシンボルを同時に伝達する。
【００７４】
例えば、３つの入力シンボルｓ１、ｓ２、ｓ３のうちｓ１及びｓ２をそれぞれθ１及び−θ２だけ位相回転する場合、符号化器５３０の出力は、前述した式(19)の３×３の符号化行列によって表現することができる。式(19)の符号化行列が使用される場合、一番目の時間区間では、一番目の列の３つのシンボル
【数２４】
2004215255.tif 000021
が３つのアンテナ５４０、５４２、５４４にそれぞれ伝達され、最後の３番目の時間区間では、最後の３番目の列のシンボル
【数２５】
2004215255.tif 000022
が２つのアンテナ５４０、５４２、５４４にそれぞれ伝達される。
【００７５】
図９は、図８の送信器によって送信された信号を受信する受信器の構成を示すブロック図である。ここでは、複数の受信アンテナ６１０、６１５を使用する構造を示すが、以下、説明の便宜のために、１つの受信アンテナを使用する場合に関して説明する。
【００７６】
図９を参照すると、チャネル推定器６２０は、３つの送信アンテナ５４０、５４２、５４４から受信アンテナ６１０、６１５へのチャネル利得、つまり、チャネル係数を推定し、多重チャネルシンボル配列器６３０は、受信アンテナ６１０、６１５を通じて受信される信号を収集する。受信アンテナが１つであると、シンボル配列器６３０は、３つの時間区間の間に受信される信号を収集することによって１つのブロックを構成する。２つ以上の受信アンテナが使用される場合、シンボル配列器６３０は、３つの時間区間の間に受信アンテナを通じて受信される信号を収集することによって行列を構成する。この場合、シンボル配列器６３０は、１つの行には１つの受信アンテナを通じて受信される信号を配置し、他の行には他の受信アンテナを通じて受信される信号を配置する。
【００７７】
そうすると、ＭＬデコーダ６４０は、チャネル推定器６２０からのチャネル利得及びシンボル配列器６３０からの受信信号を利用して、３つの時間区間ごとに所望する３つのシンボルを復元する。ＭＬデコーダ６４０は、シンボル発生器６５０、位相回転器６６０、６６５、メトリック計算器６７０、及び最小メトリック検出器６８０から構成される。
【００７８】
以下、式(19)の符号化行列を利用する場合のデコーダ６４０の動作に関して説明する。シンボル発生器６５０は、可能な全ての組み合わせのシンボルｓ１、ｓ２、ｓ３を生成して時間区間ごとに１つずつ出力し、位相回転器６６０、６６５は、シンボル発生器６５０から出力されるシンボルから選択された２つのシンボルｓ１及びｓ２を送信器によって使用された位相値と同一の位相値−θ１及び−θ２だけそれぞれ位相回転させて、それぞれ
【数２６】
2004215255.tif 000023
を出力する。
【数２７】
2004215255.tif 000024
の組み合わせをシンボル組み合わせと称する。
【００７９】
メトリック計算器６７０は、前記チャネル利得ｈ１、ｈ２、ｈ３を前記シンボル発生器６５０によって発生された可能な全てのシンボル組み合わせにそれぞれ所定の方式によって掛け、シンボル配列器６５０によって配列された受信信号ｒ１、ｒ２、ｒ３を利用することによって、前記可能な全てのシンボル組み合わせに対するメトリック値を決定する。メトリック計算器６７０の動作は、式(20)によって遂行される。そうすると、最小メトリック検出器６８０は、前記メトリック値のうち最小のメトリック値を有するシンボル組み合わせｓ１’、ｓ２’、ｓ３’を検出する。
【００８０】
式(19)に示す符号化行列の符号化利得は、シンボルを位相回転させるのに使用された位相値に依存する。図１０は、本発明の第２実施形態においてＱＰＳＫを使用する場合の２つの位相値に対する最小符号化利得の変化を示すシミュレーション結果である。図１０において、ｘ軸及びｙ軸は、２つの位相値をそれぞれ示し、ｚ軸は、誤謬行列の最小符号化利得を示す。ここで、最小符号化利得が０になることは、ダイバーシティ利得の損失が発生することを意味する。
【００８１】
図１０の結果によると、位相値が３０°の倍数である場合、最小符号化利得が０になることが分かる。従って、２つの位相値は、最小符号化利得が最大になるように決定される。２つの位相値間の差が大きくなるほど、その性能が優れる。本発明の第２実施形態による好適な位相値は、３０°、６０°、９０°、１２０°、１５０°、１８０°のように３０°の倍数になる。
【００８２】
図１１は、本発明の第２実施形態によるブロック符号化技術を従来の技術と信号対雑音比(ＳＮＲ)に対するビットエラー率(ＢＥＲ)の観点で比較したグラフである。曲線７１０は、位相回転させなかった符号化行列を使用する場合の効率であり、曲線７２０は、本発明の第２実施形態によって最適化された位相値(７．４８°)を有する３×３符号化行列を使用する場合の効率であり、曲線７３０は、最適化されなかった位相値(２４°及び２５°)を有する３×３符号化行列を使用する場合の効率を示す。図示されたように、本発明の第２実施形態によって最適化された位相値を有するブロック符号は、同一のＳＮＲ環境においてより低いＢＥＲを有する。
【００８３】
前述の如く、本発明を具体的な一実施形態を参照して詳細に説明してきたが、本発明の範囲は前述の一実施形態によって限られるべきではなく、本発明の範囲内で様々な変形が可能であるということは、当該技術分野における通常の知識を持つ者には明らかである。
【図面の簡単な説明】
【００８４】
【図１】従来技術による空間-時間ブロック符号を使用する送信器の構成を示すブロック図である。
【図２】図１の送信器から送信された信号を受信する受信器の構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の第１実施形態による空間-時間ブロック符号を使用する送信器の構成を示すブロック図である。
【図４】図３の送信器から送信された信号を受信する受信器の構成を示すブロック図である。
【図５】本発明の第１実施形態においてＱＰＳＫを使用する時、２つの位相値に対する最小符号化利得の変化を示すシミュレーション結果を表す図である。
【図６】４５°だけ位相回転されたＱＰＳＫコンステレーションを示す図である。
【図７】本発明の第１実施形態によるブロック符号化技術を従来の技術と信号対雑音比(ＳＮＲ)に対するビットエラー率(ＢＥＲ)の観点で比較した図である。
【図８】本発明の第２実施形態による空間-時間ブロック符号を使用する送信器の構成を示すブロック図である。
【図９】図８の送信器から送信された信号を受信する受信器の構成を示すブロック図である。
【図１０】本発明の第２実施形態においてＱＰＳＫを使用する時、２つの位相値に対する最小符号化利得の変化を示すシミュレーション結果を表す図である。
【図１１】本発明の第２実施形態によるブロック符号化技術を従来の技術と信号対雑音比(ＳＮＲ)対するビットエラー率(ＢＥＲ)の観点で比較したグラフを表す図である。
【符号の説明】
【００８５】
２１０  直／並列変換器
２３０  符号化器
２４０，２４２，２４４  送信アンテナ
【図１】
2004215255.tif 000030
【図２】
2004215255.tif 000031
【図３】
2004215255.tif 000032
【図４】
2004215255.tif 000033
【図５】
2004215255.tif 000034
【図６】
2004215255.tif 000035
【図７】
2004215255.tif 000036
【図８】
2004215255.tif 000037
【図９】
2004215255.tif 000038
【図１０】
2004215255.tif 000039
【図１１】
2004215255.tif 000040