(57)【要約】【課題】ブラシレス直流モータに供給される３相電流の相転換区間で起こる相電流の一時的減少によるトルクリップルを最小化する。【解決手段】本発明のブラシレスモータの制御装置は交流電源を多相交流電源に変換してブラシレス直流モータに提供する電力変換部を含む。回転子位置及び速度検出部はブラシレス直流モータの回転子の状態情報を検出する。端子電圧検出部はブラシレス直流モータに提供される多相交流電源の端子電圧の変化を検出する。制御部は回転子位置及び速度検出部から提供される回転子の状態情報と端子電圧検出部から提供される多相交流電源の端子電圧の変化から多相交流電源の相転換期間を検出する。制御部は検出された相転換期間に多相交流電源の非転換相の平均電圧を一定に維持するための補償電圧がブラシレス直流モータに供給されるように電力変換部を制御する。【選択図】図２
2004215489.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
回転子を有するブラシレス直流モータの制御装置において、
交流電源を多相交流電源に変換して前記ブラシレス直流モータに供給する電力変換部と、
前記ブラシレス直流モータの回転子の状態情報を検出する回転子位置／速度検出部と、
前記ブラシレス直流モータに供給される前記多相交流電源の端子電圧の変化を検出する端子電圧検出部と、
前記回転子位置／速度検出部から供給される前記回転子の状態情報と前記端子電圧検出部から供給される多相交流電源の端子電圧変化を用いて前記多相交流電源の相転換期間を検出し、前記検出された相転換期間に多相交流電源の非転換相の平均電圧を一定に維持するための補償電圧を前記ブラシレス直流モータに供給するように前記電力変換部を制御する制御部とを含んでなることを特徴とするブラシレス直流モータの制御装置。
【請求項２】
前記電力変換部は、
交流電源を直流電源に変換するコンバータと、
前記直流電源を多相交流電源に変換するインバータと、
前記コンバータと前記インバータを連結する直流リンクキャパシタとを含むことを特徴とする請求項１に記載のブラシレス直流モータの制御装置。
【請求項３】
前記端子電圧検出部は前記多相交流電源の各端子電圧と基準電圧を比較し、前記多相交流電源の各端子電圧が前記基準電圧より高いと、前記各端子電圧に対応しかつ第１ロジックレベルを有する端子電圧情報を発生させ、前記多相交流電源の各端子電圧が前記基準電圧より低いと、第２ロジックレベルを有する端子電圧情報を発生させることを特徴とする請求項１に記載のブラシレス直流モータの制御装置。
【請求項４】
前記基準電圧は前記直流リンクキャパシタの両端間の直流リンク電圧の１／２であり、前記第１ロジックレベルは前記直流リンク電圧の１／２より高く、前記第２ロジックレベルは前記直流リンク電圧の１／２より低いことを特徴とする請求項３に記載のブラシレス直流モータの制御装置。
【請求項５】
前記回転子位置／速度検出部により検出される前記回転子の状態情報は前記回転子の位置及び速度情報であることを特徴とする請求項１に記載のブラシレス直流モータの制御装置。
【請求項６】
前記端子電圧検出部により検出される前記端子電圧変化は、相転換の際、前記多相交流電源の端子電圧の波形で発生するトリガーであることを特徴とする請求項１に記載のブラシレス直流モータの制御装置。
【請求項７】
前記制御部は前記トリガーの幅を用いて多相交流電源の相転換周期を算出することを特徴とする請求項６に記載のブラシレス直流モータの制御装置。
【請求項８】
前記制御部は、
外部から入力される速度命令と前記回転子位置／速度検出部から供給される現在速度情報に基づき、前記多相交流電源の非転換期間に非転換相電流を供給するため第１電流制御信号を発生させる速度制御部と、
前記端子電圧検出部から供給される端子電圧情報を用いて前記相転換期間を検出し、転換期間検出信号を発生させる転換期間検出部と、
前記第１電流制御信号を入力し、第２電流制御信号を発生させ、前記相転換検出部により発生される転換期間検出信号に応じて前記第１及び第２電流制御信号のいずれか一つを第３電流制御信号として出力する制御信号変換部と、
前記制御信号変換部から出力される第３電流制御信号に応じて時比率が決定される一つ以上のインバータ制御信号を発生させるインバータ制御部とを含むことを特徴とする請求項１に記載のブラシレス直流モータの制御装置。
【請求項９】
交流電源を多相交流電源に変換する電力変換部から電力を受けるブラシレス直流モータの回転制御方法において、
非転換相電流を供給して前記ブラシレス直流モータを駆動する段階と、
回転子の位置情報を用いて相転換開始時点を監視する段階と、
前記相転換が開始すると、前記相転換によるトルクリップルを最小化するため、前記ブラシレス直流モータに補償電圧を供給する段階と、
端子電圧波形のトリガーが発生するときの情報を用いて相転換の終了時点を検出して前記補償電圧の供給を中止させる段階とを含んでなることを特徴とするブラシレス直流モータの回転制御方法。
【請求項１０】
前記相転換終了時点検出段階は、
前記多相交流電力の各相電圧を基準電圧と比較する段階と、
前記多相交流電源の各端子電圧が前記基準電圧より高いと、前記各端子電圧に対応しかつ第１ロジックレベルを有する端子電圧情報を発生させ、前記多相交流電源の各端子電圧が前記基準電圧より低いと、第２ロジックレベルを有する端子電圧情報を発生させる段階とを含むことを特徴とする請求項９に記載のブラシレス直流モータの回転制御方法。
【請求項１１】
前記基準電圧は前記直流リンクキャパシタの両端間の直流リンク電圧の１／２であり、前記第１ロジックレベルは前記直流リンク電圧の１／２より高く、前記第２ロジックレベルは前記直流リンク電圧の１／２より低いことを特徴とする請求項１０に記載のブラシレス直流モータの回転制御方法。
【請求項１２】
前記トリガーが発生するときの情報を用いて多相交流電源の相転換期間を算出する段階をさらに含むことを特徴とする請求項９に記載のブラシレス直流モータの回転制御方法。
【請求項１３】
回転子を有するブラシレス直流モータの制御装置において、
交流電源を多相交流電源に変換して前記ブラシレス直流モータに供給する変換部と、
前記回転子の動作情報を検出する回転子動作検出部と、
前記ブラシレス直流モータに供給される前記多相交流電源の端子電圧の変化情報を検出する変化検出部と、
前記回転子の動作情報と前記ブラシレス直流モータに供給される多相交流電源の変化情報を用いて前記多相交流電源の相転換期間を検出し、前記検出された相転換期間に多相交流電源の非転換相の平均電圧を維持するため前記ブラシレス直流モータへの補償電圧の供給を制御する制御部とを含んでなることを特徴とするブラシレス直流モータの制御装置。
【請求項１４】
前記変換部は、
交流電源を直流電源に変換するコンバータと、
前記直流電源を多相交流電源に変換するインバータと、
前記コンバータと前記インバータを連結するキャパシタとを含むことを特徴とする請求項１３に記載のブラシレス直流モータの制御装置。
【請求項１５】
前記変化検出部は前記多相交流電源の各端子電圧と基準電圧を比較し、前記多相交流電源の各端子電圧が前記基準電圧より高いと、前記各端子電圧に対応しかつ第１ロジックレベルを有する変化情報を発生させ、前記多相交流電源の各端子電圧が前記基準電圧より低いと、第２ロジックレベルを有する変化電圧情報を発生させることを特徴とする請求項１３に記載のブラシレス直流モータの制御装置。
【請求項１６】
前記基準電圧は前記キャパシタの両端間の電圧の１／２であり、前記第１ロジックレベルは前記キャパシタの両端間の電圧の１／２より高く、前記第２ロジックレベルは前記キャパシタの両端間の電圧の１／２より低いことを特徴とする請求項１５に記載のブラシレス直流モータの制御装置。
【請求項１７】
前記回転子の動作情報は前記回転子の位置及び速度情報であることを特徴とする請求項１３に記載のブラシレス直流モータの制御装置。
【請求項１８】
前記変化検出部により検出される前記端子電圧変化は、相転換の際、前記多相交流電源の端子電圧の波形によって発生するトリガーであることを特徴とする請求項１３に記載のブラシレス直流モータの制御装置。
【請求項１９】
前記回転子動作検出部は、一つの位置センサを用いて動作情報として前記回転子の位置情報及び速度情報を検出し、前記ブラシレス直流モータに供給される各端子電圧の相転換情報を検出することを特徴とする請求項１３に記載のブラシレス直流モータの制御装置。
【請求項２０】
前記制御部は、トリガーの幅を用いて多相交流電源の相転換周期を算出することを特徴とする請求項１８に記載のブラシレス直流モータの制御装置。
【請求項２１】
前記制御部は、
外部から入力される速度命令と前記回転子動作検出部から供給される現在速度情報に基づき、前記多相交流電源の非転換期間に非転換相電流を供給するため第１電流制御信号を発生させる速度制御部と、
前記変化検出部から供給される端子電圧の変化情報を用いて前記相転換期間を検出し、転換期間検出信号を発生させる転換期間検出部と、
第２制御信号を発生させるため前記第１電流制御信号を入力し、前記相転換検出部により発生される転換期間検出信号に応じて前記第１及び第２電流制御信号のいずれか一つを出力する制御信号変換部と、
前記制御信号変換部からの出力に応じて時比率が決定される一つ以上のインバータ制御信号を発生させるインバータ制御部とを含むことを特徴とする請求項１３に記載のブラシレス直流モータの制御装置。
【請求項２２】
前記補償電圧は、相電流の不足補償又は過補償を防止するため、相転換期間にだけ提供されることを特徴とする請求項１３に記載のブラシレス直流モータの制御装置。
【請求項２３】
前記制御部は、前記変化検出部から供給される前記多相交流電源の変化情報及び前記回転子動作検出部から供給される回転子動作情報に応じて前記ブラシレス直流モータの回転速度を制御するためインバータに出力されるインバータ制御信号を発生させることを特徴とする請求項１４に記載のブラシレス直流モータの制御装置。
【請求項２４】
前記補償電圧は前記ブラシレス直流モータのトルクリップルを最小化するため相転換期間に発生する相電流減少を補償することを特徴とする請求項２２に記載のブラシレス直流モータの制御装置。
【請求項２５】
前記制御部により発生させる前記インバータ制御信号は前記インバータから前記ブラシレス直流モータに出力される多相交流電源の各相の電流量と制御転換時間を制御するために用いられることを特徴とする請求項２４に記載のブラシレス直流モータの制御装置。
【請求項２６】
前記インバータ制御信号は前記ブラシレス直流モータの回転速度が外部から入力される速度命令に従うようにすることを特徴とする請求項２４に記載のブラシレス直流モータの制御装置。
【請求項２７】
前記インバータはフルブリッジであって、前記インバータ制御信号に応じてオン又はオフに切換される多数のスイッチング装置を含むことを特徴とする請求項２４に記載のブラシレス直流モータの制御装置。
【請求項２８】
前記多数のスイッチング装置はトランジスタであることを特徴とする請求項２７に記載のブラシレス直流モータの制御装置。
【請求項２９】
前記インバータ制御信号は前記多数のスイッチング装置を制御するための後端部ユニーポーラパルス変調を与えることを特徴とする請求項２４に記載のブラシレス直流モータの制御装置。
【請求項３０】
前記制御部は、
外部から供給される速度命令と前記回転子動作検出部から供給される速度情報との差に応じて外部から供給される速度命令に前記ブラシレス直流モータの回転子の回転速度が従うようにする第１電流制御信号を発生させる速度制御部と、
前記速度制御部から出力される第１電流制御信号を変換して第２電流制御信号を発生させ、前記第１電流制御信号及び前記第２電流制御信号のいずれか一つを選択し、前記一つの電流制御信号を第３電流制御信号として出力する制御信号変換部とを含むことを特徴とする請求項１９に記載のブラシレス直流モータの制御装置。
【請求項３１】
前記制御部は、前記回転子動作情報を用いて相転換期間を検出して転換期間検出信号を出力する転換機関検出部をさらに含み、前記制御信号変換部により前記第３電流制御信号が選択されることは前記転換期間検出部から提供される前記転換期間検出信号に応じて行われることを特徴とする請求項３０に記載のブラシレス直流モータの制御装置。
【請求項３２】
前記制御部は、外部から提供される速度命令と前記回転子動作検出部から提供される速度情報との差を算出して前記速度制御部に出力するため、前記制御部の入力端に設けられる加算器をさらに含むことを特徴とする請求項３０に記載のブラシレス直流モータの制御装置。
【請求項３３】
前記制御信号変換部は、
信号加算器と、
前記第１電流制御信号を増幅して第１増幅信号を前記信号加算器に出力するため第１の所定ゲインを有する第１増幅器と、
前記第１電流制御信号の最高強度である第１信号を増幅して第２増幅信号を出力するため第２の所定ゲインを有する第２増幅器と、
前記回転子の回転速度及びキャパシタの両端間の電圧に応じて第２信号を発生させる信号発生器と、
前記第２電流制御信号を発生させるため、前記信号加算器からの結果信号を可変的に増幅させる可変利得調節制御増幅器と、
前記第１及び第２電流制御信号のいずれか一つを前記第３電流制御信号として出力するため、前記第１及び第２電流制御信号間で選択的にスイッチングするスイッチとを含むことを特徴とする請求項３０に記載のブラシレス直流モータの制御装置。
【請求項３４】
前記第１の所定ゲインは３／４であり、前記第２の所定ゲインは１／２であり、前記第２信号はＫｅω／２ＶＤＣ信号であるが、前記Ｋｅは逆起電力定数、ωは前記ブラシレス直流モータの回転子の回転速度、ＶＤＣは前記キャパシタの両端間の電圧であることを特徴とする請求項３３に記載のブラシレス直流モータの制御装置。
【請求項３５】
前記スイッチは、通電期間には前記第１電流制御信号を前記第３電流制御信号として出力し、相転換期間には前記第２電流制御信号を前記第３電流制御信号として出力するため、前記第１及び第２電流制御信号間で選択的にスイッチングすることを特徴とする請求項３３に記載のブラシレス直流モータの制御装置。
【請求項３６】
前記可変利得調節増幅器のゲインは、前記相転換がＰＷＭ搬送波信号の１サイクル内で終了するときに発生する過補償による電流リップルを防止するため、前記転換期間検出部から提供されるゲイン制御信号に応じて制御されることを特徴とする請求項３３に記載のブラシレス直流モータの制御装置。
【請求項３７】
前記制御部は、前記制御信号変換部から出力される前記第３電流制御信号に応じて時比率が決定される一つ以上のインバータ制御信号を発生させるインバータ制御部をさらに含み、
前記可変利得調節増幅器のゲインは、前記相転換期間の幅と前記インバータ制御部に入力されるＰＷＭ搬送波信号のサイクルの比によって決定されることを特徴とする請求項３３に記載のブラシレス直流モータの制御装置。
【請求項３８】
相転換によるトルクリップルは、前記相転換期間に前記インバータに提供される各インバータ制御信号の時比率を調整することにより減少することを特徴とする請求項２３に記載のブラシレス直流モータの制御装置。
【請求項３９】
前記各インバータ制御信号の時比率は前記相転換と同時に調整されることを特徴とする請求項２３に記載のブラシレス直流モータの制御装置。
【請求項４０】
前記転換期間検出部は、前記各相端子電圧をキャパシタの両端間の電圧に応じて提供される基準電圧と比較して相転換期間を検出する比較回路を含むことを特徴とする請求項３１に記載のブラシレス直流モータの制御装置。
【請求項４１】
前記多数のスイッチング装置のなかで新しく点弧された一つのスイッチング装置のターンオン時間と前記ＰＷＭ搬送波信号を同期化させるようにＰＷＭ搬送波信号の周波数が変化されるとき、前記ＰＷＭ搬送波信号の時比率がＰＷＭパルスのターンオン時間を調整することにより一定値に維持されることを特徴とする請求項２７に記載のブラシレス直流モータの制御装置。
【請求項４２】
回転子を有し、多相交流電源モータに備えられるブラシレス直流モータの制御方法において、
前記ブラシレス直流モータに非転換相電流を供給する段階と、
前記固定子の動作情報を用いて相転換開始時点を検出し、前記補償電圧の供給を中止させるために端子電圧波形のトリガーが発生されるときの情報を用いて前記相転換終了時点を検出し、前記相転換の開始時点及び終了時点により相転換期間を決定する段階と、
前記相転換期間にトルクリップルを除去するため、前記ブラシレス直流モータに補償電圧を供給する段階とを含んでなることを特徴とするブラシレス直流モータの制御方法。
【請求項４３】
前記相転換の終了時点の検出段階は、
前記多相交流電源の各相電圧を基準電圧と比較する段階と、
前記多相交流電源の各相電圧が前記基準電圧より高いと、第１ロジックレベルを有する相電圧の端子電圧情報を発生させ、前記多相交流電源の各相電圧が前記基準電圧より低いと、第２ロジックレベルを有する各相電圧の端子電圧情報を発生させる段階とを含むことを特徴とする請求項４２に記載のブラシレス直流モータの回転制御方法。
【請求項４４】
前記トリガーが発生するときの情報を用いて前記多相交流電源の相転換期間を算出する段階をさらに含むことを特徴とする請求項４２に記載のブラシレス直流モータの回転制御方法。
【請求項４５】
前記回転子の動作情報を検出する段階は、一つの位置センサを用いて前記回転子の位置情報及び速度情報と前記ブラシレス直流モータに供給される各端子電圧の相転換情報を検出する段階を含むことを特徴とする請求項４２に記載のブラシレス直流モータの回転制御方法。
【請求項４６】
前記補償電圧を供給する段階は、前記ブラシレス直流モータのトルクリップルを最小化するため、相転換期間に発生する相電流の減少を補償する段階を含むことを特徴とする請求項４２に記載のブラシレス直流モータの回転制御方法。
【請求項４７】
回転子を有するブラシレス直流モータの制御装置において、
交流電源を多相交流電源に変換して前記ブラシレス直流モータに供給する変換部と、
前記回転子の動作情報を検出する回転子動作検出部と、
前記ブラシレス直流モータに供給される前記多相交流電源の端子電圧の変化情報を検出する変化検出部と、
前記回転子の動作情報と前記ブラシレス直流モータに供給される多相交流電源の変化情報を用いて前記多相交流電源の相転換期間を検出し、トルクリップルを除去するため、前記ブラシレス直流モータへの補償電圧の供給を制御する制御部とを含んでなることを特徴とするブラシレス直流モータの制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はモータの制御装置及び方法に係り、より詳しくはトルクリップルを最小化するためのブラシレス直流モータの制御装置及び方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
ブラシレス直流モータは、ブラシと整流子などの機械的要素の代わりに、スイッチング素子からなった整流回路を用いている。このようなブラシレス直流モータは、磨耗によるブラシの交替が不要であり、電磁妨害（electromagnetic interference）と駆動騒音が少ないことが特徴である。このようなブラシレス直流モータを駆動するための制御装置を図１に基づいて説明する。
【０００３】
図１は従来のブラシレス直流モータの制御装置を示すブロック図である。同図に示すように、コンバータ１０４、キャパシタ１０８及びインバータ１０６からなる電力変換装置は、交流電源装置１０２から供給される交流電源をパルス形態の３相交流電源に変換してブラシレス直流モータ１１０に供給する。インバータ１０６からブラシレズ直流モータ１１０に供給される３相交流電源（Ｕ、Ｖ、Ｗ）を相電流のうち、Ｕ相及びＶ相電流が第１電流センサ１１２ａ及び第２電流センサ１１２ｂにより検出される。第１及び第２電流センサ１１２ａ、１１２ｂにより検出されたＵ相及びＶ相電流の情報は制御部１１４に提供され、インバータ制御信号は検出されたＵ相及びＶ相電流情報に基づく。ブラシレス直流モータ１１０の回転子の位置及び速度は位置／速度検出部１１６により検出され、検出された回転子の位置／速度情報も制御部１１４に提供され、インバータ制御信号は検出された位置／速度情報に基づく。すなわち、制御部１１４は、第１及び第２電流センサ１１２ａ、１１２ｂから入力される相電流情報と、位置／速度検出部１１６から入力される回転子の位置／速度情報を参照してブラシレス直流モータ１１０の回転速度を制御する。制御部１１４は、インバータ１０６から出力される３相交流電源（Ｕ、Ｖ、Ｗ）の相転換時点及び相電流の大きさを制御するためのインバータ制御信号を出力して、ブラシレス直流モータ１１０の回転速度が速度命令を追従するようにする。
【０００４】
ブラシレス直流モータのトルクは誘起電圧と電流の積として表わし得るが、３相交流電源（Ｕ、Ｖ、Ｗ）の相転換区間における相電流の一時的減少によりトルクリップルが発生する。このトルクリップルは騒音発生及び振動の原因となるため、これを最小化するための対策が要求される。
【０００５】
ブラシレス直流モータのトルクリップルを最小化するためには、相転換区間において一時的に減少する相電流を補償しなければならなく、その補償は相転換区間でのみ行わなければならない。相転換区間を正確に検出することができないと、電流の不足補償又は過補償を引き起こすため、トルクリップルを最小化するためには、相転換区間を正確に検出することが何よりも重要である。ブラシレス直流モータの相転換区間を検出するため、従来ホールセンサ（hall effect sensor）のような電流センサを用いた。しかし、図１のように、それぞれの相電流を検出するために電流センサを用いるのは製造原価の上昇の原因となり、生産者と消費者に共に大きな負担となる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
従って、本発明は、ブラシレス直流モータに供給される３相電流の相転換区間で生じる相電流の一時的減少によるトルクリップルを最小化するため、３相交流電源の相転換時点及び区間を正確に検出し、検出された相転換区間での電流減少を補償してトルクリップルを最小化することにその目的がある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
前記のような目的を達成するための本発明は、回転子を有するブラシレス直流モータの制御装置において、交流電源を多相交流電源に変換して前記ブラシレス直流モータに供給する電力変換部と、前記ブラシレス直流モータの回転子の状態情報を検出する回転子位置／速度検出部と、前記ブラシレス直流モータに供給される前記多相交流電源の端子電圧の変化を検出する端子電圧検出部と、前記回転子位置／速度検出部から供給される前記回転子の状態情報と前記端子電圧検出部から供給される多相交流電源の端子電圧変化を用いて前記多相交流電源の相転換期間を検出し、前記検出された相転換期間に多相交流電源の非転換相の平均電圧を一定に維持するための補償電圧を前記ブラシレス直流モータに供給するように前記電力変換部を制御する制御部とを含んでなるブラシレス直流モータの制御装置を提供する。
【０００８】
又、本発明は、交流電源を多相交流電源に変換する電力変換部から電力を受けるブラシレス直流モータの回転制御方法において、非転換相電流を供給して前記ブラシレス直流モータを駆動する段階と、回転子の位置情報を用いて相転換開始時点を監視する段階と、前記相転換が開始すると、前記相転換によるトルクリップルを最小化するため、前記ブラシレス直流モータに補償電圧を供給する段階と、端子電圧波形のトリガーが発生するときの情報を用いて相転換の終了時点を検出して前記補償電圧の供給を中止させる段階とを含んでなるブラシレス直流モータの回転制御方法を提供する。
【発明の効果】
【０００９】
本発明は、ブラシレス直流モータに供給される３相電流の相転換区間で生じる相電流の一時的減少によるトルクリップルを最小化するため、３相交流電源の相転換時点及び区間を正確に検出し、検出された相転換区間での電流減少を補償してトルクリップルを最小化する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
本発明によるブラシレス直流モータの制御装置及び方法を好ましい実施例を図２ないし図１１に基づいて説明する。
【００１１】
図２は本発明によるブラシレス直流モータの制御装置を示すブロック図である。同図に示すように、コンバータ２０４、直流リンクキャパシタ（DC-link capacitor）２０８及びインバータ２０６からなる電力変換装置は、交流電源装置２０２から提供される交流電源を直流電源に変換した後、さらに３相交流電源（Ｕ、Ｖ、Ｗ）に変換してブラシレス直流モータ２１０に供給する。コンバータ２０４は交流電源を直流に変換し、インバータ２０６は直流電源をパルス形態の３相交流電源（Ｕ、Ｖ、Ｗ）に変換する。
【００１２】
端子電圧検出部２１６は、インバータ２０６からブラシレス直流モータ２１０に供給される３相交流電源の各相の電圧（Ｕ、Ｖ、Ｗ）を検出し各相の端子電圧情報（ＵＣ、ＶＣ、ＷＣ）を制御部２１４に提供する。位置／速度検出部２４６は、ブラシレス直流モータ２１０の回転子の速度／位置情報（Ｆ／Ｇ）を獲得し、これを制御部２１４に提供する。位置／速度検出部２４６は位置センサを用いるか、或いはブラシレス直流モータ２１０に供給される端子電圧（Ｕ、Ｖ、Ｗ）の相転換情報を用いることで、回転子の位置を検出する。制御部２１４は、端子電圧検出部２１６から提供される３相交流電源の端子電圧情報（ＵＣ、ＶＣ、ＷＣ）と、位置／速度検出部２２４６から提供されるブラシレス直流モータ２１０の回転子の位置／速度情報（Ｆ／Ｇ）とを参照して、ブラシレス直流モータ２１０の回転速度を制御するためのインバータ制御信号（Ｐ１〜Ｐ６）を生成する。制御部２１４により生成されるインバータ制御信号（Ｐ１〜Ｐ６）は、インバータ２０６からブラシレス直流モータ２１０に出力される３相交流電源（Ｕ、Ｖ、Ｗ）の各相の転換時点及び電流量を制御するためのもので、その究極の目的はブラシレス直流モータ２１０の回転速度が外部から入力される速度命令（Ｈ）を追従するようにすることである。
【００１３】
図３は、図２に示す本発明によるブラシレス直流モータの制御装置において、３相フルブリッジインバータ２０６の構成を示すもので、後述する図４の２相励磁パターンの３相交流信号（Ｐ１〜Ｐ６）によりそれぞれのスイッチング素子、つまりトランジスタ（Ｑ１〜Ｑ６）がスイッチングされ相電流の転換がなされる。
【００１４】
図４はブラシレス直流モータの制御装置のインバータ２０６を駆動するためのインバータ制御信号を示すもので、２相励磁パターンの３相交流信号形態を有し、後端部ユニーポーラパルス幅変調方式で使用されるインバータ制御信号（Ｐ１〜Ｐ６）を示すものである。後端部ユニーポーラパルス幅変調方式においては、１２０°通電区間のうち、後端部の６０°区間で（out-going phase）単一のスイッチング素子のオン／オフによりパルス幅が変調される。
【００１５】
図５は図２に示す本発明によるブラシレス直流モータ制御装置の制御部２１４の構成を示すブロック図である。同図に示すように、制御部２１４の入力端に設けられる加算器５０２は、外部から提供される速度命令（Ｈ）と速度／位置検出部２４６から提供される速度情報（Ｇ）との差を算出して速度制御部５０４に提供する。速度制御部５０４は、速度命令（Ｈ）と速度情報（Ｇ）との差を反映して、ブラシレス直流モータ２１０の回転速度が速度命令Ｈを追従するようにするための第１電流制御信号（Ａ）を発生させる。速度制御部５０４から出力される第１電流制御信号（Ａ）は制御信号変換部５１０に提供される。制御信号変換部５１０は、速度制御部５０４から提供される第１電流制御信号（Ａ）を変換して、内部的に第２電流電流制御信号（Ｂ）（図５に図示せず、図８参照）を生成する。制御信号変換部５１０は、速度制御部５０４から提供される第１電流制御信号（Ａ）と内部的に生成される第２電流制御信号（Ｂ）のいずれか一つを第３電流制御信号（Ｃ）として出力するが、その選択は、転換期間検出部５１６から提供される転換期間検出信号（Ｄ）に応じてなされる。
【００１６】
転換時点検出部５１８は相転換が始まる時点を検出するためのもので、検出された相転換開始時点の情報（ｔＣ）を転換期間検出部５１６に提供する。転換期間検出部５１６は、転換時点検出部５１８から提供される相転換開始時点の情報（ｔＣ）と端子電圧検出部２１６から提供される各相の端子電圧情報（ＵＣ、ＶＣ、ＷＣ）を用いて正確な転換期間を検出し、検出された転換期間情報（ｔＣ）を用いて転換期間検出信号（Ｄ）を生成する。即ち、転換期間検出信号（Ｄ）は相転換期間にだけ活性化して、制御信号変換部５１０から第２電流制御信号（Ｂ）が第３電流制御信号（Ｃ）として出力されるようにする。２相通電期間には転換期間検出信号（Ｄ）が活性化しないため、この間には第１電流制御信号（Ａ）が第３電流制御信号（Ｃ）として出力される。制御信号変換部５１０からインバータ制御部５１４に提供される第３電流制御信号（Ｃ）は、インバータ制御部５１４から出力される２相励磁パターンのインバータ制御信号（Ｐ１〜Ｐ６）の時比率（time ratio）を決定する。
【００１７】
図６は図２に示す端子電圧検出部２１６の構成を示す回路図である。同図に示すように、端子電圧検出部２１６には、ブラシレス直流モータ２１０に供給される端子電圧（Ｕ、Ｖ、Ｗ）と直流端キャパシタ２０８の両端の直流端電圧（ＶＤＣ）が入力される。この２種の電圧は端子電圧検出部２１６を構成する抵抗（Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４）により一定比に分圧された後、抵抗（Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４）の対応比として決定された各対の対応電圧が比較器６０２、６０４、６０６により比較される。前記各対の対応電圧の比較結果は端子電圧情報（ＵＣ、ＶＣ、ＷＣ）として出力される。端子電圧情報（ＵＣ、ＶＣ、ＷＣ）は各相の端子電圧を直流端キャパシタ２０８の両端の直流端電圧（ＶＤＣ）の１／２と比較し、端子電圧がＶＤＣ／２より高いと、１状態（ハイロジックレベル状態）を出力し、ＶＤＣ／２より低いと、０状態（ローロジックレベル状態）を出力する。各相の端子電圧（Ｕ、Ｖ、Ｗ）とＶＤＣ／２電圧の比較により、各相の端子電圧情報（ＵＣ、ＶＣ、ＷＣ）を得、これから相転換期間を検出する原理を説明するとつぎのようである。
【００１８】
図７Ａないし図７Ｃは相転換期間にインバータ２０６の内部に流れる電流の方向を示す図で、Ｕ−Ｖ相（０°〜６０°区間）からＵ−Ｗ相（６０°〜１２０°区間）に転換される間の電流の流れを段階的に示すものである。図７ＡにはＵ−Ｖ相（０°〜６０°区間）でのインバータ２０６の電流の流れが示されている。この０°〜６０°区間では、トランジスタ（Ｑ１、Ｑ６）がターンオンされＵ−Ｖ相電流が流れる。
【００１９】
この状態で、トランジスタ（Ｑ６）がターンオフされ、トランジスタ（Ｑ２）がターンオンされることにより、図７Ｂ及び図７Ｃに示すように、Ｕ−Ｖ相からＵ−Ｗ相への相転換が始まる。図７Ｂ及び図７Ｃは相転換区間での消弧されるＶ相電流７０２と点弧されるＷ相電流７０４の流れを示す図である。図７Ｂの場合はトランジスタ（Ｑ１、Ｑ２）が共にターンオンされた状態である。この場合、直流端キャパシタ２０８の陰極（−）には新しく点弧されるＷ相の電流７０４が生じる。図７Ｃの場合はトランジスタ（Ｑ１）がターンオフされ、トランジスタ（Ｑ２）は未だターンオンされている状態である。この場合、消弧されるＶ相電流はダイオード（Ｄ３）を介して流れる。したがって、消弧されるＶ相電流が０に落ちるまでＶ相端子電圧（Ｖ）は直流端電圧（ＶＤＣ）と同一の強度、つまり大きさ又は瞬間値を有する。Ｖ相からＷ相への転換が完了した後、開放されたＶ相端子電圧（Ｖ）は次の式（１）ように表現される。
【００２０】
【数１】
2004215489.tif 000003
【００２１】
式（１）で、ＥＶはＶ相の逆起電力である。相転換の完了後には逆起電力（ＥＶ）の大きさが０より小さいため、Ｖ相端子電圧（Ｖ）はＶＤＣ／２より小さいことが分る。すなわち、開放されたＶ相端子電圧（Ｖ）は相転換期間にはＶＤＣ／２より大きく、相転換完了時点からはＶＤＣ／２より小さい。したがって、図６に示すような比較回路により各相の端子電圧とＶＤＣ／２電圧を比較することにより、相転換期間を正確に検出することができる。
【００２２】
図８は図６に示す端子電圧検出部２１６の入出力信号を示す波形図で、各相の端子電圧（Ｕ、Ｖ、Ｗ）及びそれによる端子電圧情報（ＵＣ、ＶＣ、ＷＣ）を同時に示す図である。図８に示すように、各相の端子電圧（Ｕ、Ｖ、Ｗ）がＶＤＣ／２より大きい区間では、各相の端子電圧情報（ＵＣ、ＶＣ、ＷＣ）は１状態である。また、各相の端子電圧（Ｕ、Ｖ、Ｗ）がＶＤＣ／２より小さい区間では、各相の端子電圧情報（ＵＣ、ＶＣ、ＷＣ）は０状態である。
【００２３】
図８には三つの相転換時点（＃１、＃２、＃３）が示されているが、それぞれＷ相、Ｖ相、Ｕ相の転換開始時点を示す。図７Ａないし図７Ｃに示すように、それぞれの相転換が開始してから消弧相の電流が０に減少するまで、消弧相の端子電圧は０又はＶＤＣの大きさを有する。したがって、相転換直後、消弧される相の端子電圧をＶＤＣ／２と比較し、その比較結果が１又は０を維持する期間が正に相転換期間である。
【００２４】
図８において、転換時点＃１の後にもＷ相の端子電圧がＶＤＣレベルを維持するので、図６の比較器６０６の出力はｔＷの時間だけ１に維持される。この時間ｔＷがＷ相の相転換期間である。また、転換時点＃２の後にはＶ相の端子電圧が０を維持するので、図６の比較器６０４の出力はｔＶの時間だけ０に維持される。この時間ｔＶがＶ相の相転換期間である。同様に、転換時点＃３の後にはＵ相の端子電圧がＶＤＣレベルを維持するので、図６の比較器６０２の出力はｔＵの時間だけ１に維持される。この時間ｔＵがＵ相の相転換期間である。したがって、図５の転換期間検出部５１６は、転換時点検出部５１８から提供される相転換開始時点の情報（ｔＣ）を用いて相転換開始時点を認知し、この時から相転換の完了時までの期間であるｔＵ、ｔＶ、ｔＷの間に制御信号変換部５１０から相転換による電圧変動が防止できる第３電流制御信号（Ｃ）が出力されるようにすることで、相転換区間で発生するトルクリップルが最小化されるようにする。
【００２５】
図９は図５に示す本発明によるブラシレス直流モータの制御装置の制御信号変換部５１０を示すブロック図である。同図に示すように、制御信号変換部５１０は、速度制御部５０４から提供される第１電流制御信号（Ａ）と内部的に生成される第２電流制御信号（Ｂ）のいずれか一つがスイッチ９１０を介して第３電流制御信号（Ｃ）として出力されるように構成される。第２電流制御信号（Ｂ）はつぎのように生成される。まず、３／４のゲインを有する第１増幅器９０２は第１電流制御信号（Ａ）を増幅して加算器９０８に提供する。１／２のゲインを有する第２増幅器９０４は第１電流制御信号（Ａ）の最大大きさであるＡｍａｘ信号を増幅して加算器９０８に提供する。信号発生器４０６はＫｅω／２ＶＤＣ信号を発生させて加算器４０８に提供する。ここで、Ｋｅは逆起電力定数、ωはブラシレス直流モータ２１０の回転子の回転速度、ＶＤＣは直流端キャパシタ２０８の両端間の電圧である。加算器９０８で合わせられた三つの信号は可変利得調節増幅器９１４（以下ＡＧＣ増幅器という）で可変的に増幅され第２電流制御信号（Ｂ）が生成される。通電期間にはスイッチ９１０の接点がＳ１端子に連結され、第１電流制御信号（Ａ）が第３電流制御信号（Ｃ）として出力される。逆に、相転換期間には、活性化された転換期間検出信号（Ｄ）に応じてスイッチ９１０の接点がＳ２端子に連結され、相転換期間に発生する平均電圧変動を補償するための第２電流制御信号（Ｂ）が第３電流制御信号（Ｃ）として出力される。
【００２６】
第２電流制御信号（Ｂ）を出力するＡＧＣ増幅器９１４の利得Ｋは転換期間検出部５１６から提供される利得制御信号（Ｅ）に応じて制御される。利得Ｋは、相転換がＰＷＭ搬送波信号の１周期以内に完了するときに発生する過補償による電流リップルを防止するためのものであって、０〜１の値を有し、インバータ制御部５１４に入力されるＰＷＭ搬送波信号の周期に対する相転換期間の幅比によってその値が決定される。例えば、ＰＷＭ搬送波信号の周期が２５０μｓであり、相転換期間の幅が１２５μｓであると、Ｋは０．５の値を有する。この際、第２電流制御信号（Ｂ）はインバータ２０６のトランジスタ（Ｑ１〜Ｑ６）を制御するインバータ制御信号（Ｐ１〜Ｐ６）の時比率に利得Ｋを掛けた値として定義される。ＰＷＭ搬送波信号の周期が２５０μｓであり、相転換期間の幅３００μｓであると、つまり相転換期間がＰＷＭ搬送波信号の１周期より大きいと、相転換直後ＰＷＭ搬送波信号の１周期の間の利得Ｋは１の値を有し、ＰＷＭ搬送波信号のそのつぎの１周期の間には０．２の値を有する。このように、相転換期間がＰＷＭ搬送波信号の１周期より大きいと、転換期間検出信号（Ｄ）はＰＷＭ搬送波信号の２周期の間、第２電流制御信号（Ｂ）が第３電流制御信号（Ｃ）として出力されるようにスイッチ９１０を制御する。一般に、インバータ制御信号（Ｐ１〜Ｐ６）の時比率は０〜１の値を有するが、リミッタ９１２は第３電流制御信号（Ｃ）の時比率を０〜１の範囲に制限する。
【００２７】
このように、相転換期間には、平均電圧変動を補償するため、インバータ制御信号（Ｐ１〜Ｐ６）の時比率を調節することが非常に重要であるが、これを具体的に説明するとつぎのようである。まず、Ｕ−Ｖ相が通電する場合、通電状態であるＵ相及びＶ相にそれぞれ印加される平均相電圧ＶＭ１は次の式（２）ようである。
【００２８】
【数２】
2004215489.tif 000004
【００２９】
式（２）で、ＶＤＣはインバータ２０６と平行なインバータ２０６の直流端キャパシタ２０８の両端間の電圧であり、Ｔ１はインバータ２０６のトランジスタ（Ｑ６）に印加されるインバータ制御信号（Ｐ６）の時比率である。Ｕ−Ｖ相通電からＵ−Ｗ相通電までの相転換期間に非転換相であるＵ相に印加される平均電圧ＶＭ２は次の式（３）ようである。
【００３０】
【数３】
2004215489.tif 000005
【００３１】
式（３）で、Ｔ２はＵ−Ｖ相からＵ−Ｗ相への相転換期間にインバータ２０６のトランジスタ（Ｑ１）に印加されるインバータ制御信号（Ｐ１）の時比率であり、ＥＵ、ＥＶ、ＥＷはそれぞれＵ、Ｖ、Ｗ相の逆起電力である。
【００３２】
前記式（２）及び（３）から分るように、２相通電期間及び相転換期間のインバータ制御信号（Ｐ６、Ｐ１）の時比率Ｔ１とＴ２が同一であると、非転換相であるＵ相に印加される平均電圧が相転換によりＶＭ１からＶＭ２に瞬間的に変動する。このような平均電圧の瞬間的な変動は非転換相電流にリップルを発生させる。相転換期間にブラシレス直流モータ２１０のトルクは非転換相電流に比例するので、相転換による非転換相電流のリップルはトルクリップルを誘発させる。したがって、相転換によるトルクリップルを低減させるためには、相転換区間に非転換相に電流リップルない一定の電流が流れるように、つまりＶＭ１＝ＶＭ２となるように、相転換期間にインバータ２０６に提供されるインバータ制御信号（Ｐ１）の時比率Ｔ２を次の式（４）にように調節する。
【００３３】
【数４】
2004215489.tif 000006
【００３４】
相転換期間にＵ、Ｖ、Ｗ相の逆起電力ＥＵ、ＥＶ及びＥＷの強度が一定であり、かつブラシレス直流モータ２１０の回転速度に比例すると仮定すると、式（４）はつぎの式（５）のように簡略化することができる。
【００３５】
【数５】
2004215489.tif 000007
【００３６】
結論として、２相励磁方式のブラシレス直流モータ２１０を制御するとき、相転換による電流リップルを低減させるため、相転換期間に非転換相に印加される平均電圧の変動を防止し、このためには、相転換と同時にインバータ制御信号（Ｐ１〜Ｐ６）の時比率を式（５）のように調節しなければならない。２相通電期間にインバータ制御信号（Ｐ１〜Ｐ６）の時比率がＴ１であると、相転換の開始と同時に時比率をＴ２に変更し、相転換が完了する時点（消弧相の電流が０となる時点）で時比率をさらにＴ１に変更することにより、非転換相の平均電圧変動を防止することができる。
【００３７】
相転換が完了する前に時比率がＴ２からＴ１に変更されると、相転換による平均平均電圧減少を十分に補償することができないため（不足補償）、電流リップルが発生する。反面、相転換が完了した後にも時比率Ｔ２に続いて維持されると、過剰補償による電流リップルが発生すると。したがって、相転換によるトルクリップルを最小化するためには、相転換期間を正確に検出し、相転換期間にだけインバータ制御信号（Ｐ１〜Ｐ６）の時比率がＴ２に維持されなければならない。
【００３８】
図１０は本発明によるブラシレス直流モータの制御装置のインバータ制御信号とＰＷＭ搬送波信号を示す波形図である。相転換によるトルクリップルを低減するために図５に示すような制御部２１４を用いる場合、図１０に示すように、ＰＷＭ搬送波と新しく点弧されるスイッチング素子のターンオン時点が同期化されなければならない。そうでないと、新しく点弧されるスイッチング素子のターン時点で非転換相に印加される平均電圧が変動して電流リップルを発生させる。図１０に示すように、ＰＷＭ搬送波と新しく点弧されるスイッチング素子のターンオン時点を同期させるためにＰＷＭ搬送波周波数を変更させる場合、ＰＷＭパルスのターンオン時点を適切に調節することで、時比率が一定値を維持するようにしなければならない。これは、ＰＷＭパルスのターン時点が一定である状態で、ＰＷＭ搬送波周波数のみを変更すると、過剰又は不足入力が印加されるため、電流リップルが発生するからである。ＰＷＭ搬送波と新たな相の点弧時点を同期化させるためには、図１０に示すように、転換時点を基準に転換直前に消弧される相に印加されるＰＷＭパルスの搬送波周波数を変更することが好ましい。また、６０°単位でＰＷＭ搬送波信号の周波数を変更する方法を使用することができる。
【００３９】
図１１は本発明によるブラシレス直流モータの制御方法を示すフローチャートである。同図に示すように、非転換相電流を供給してモータ２１０を駆動させる（１１０２）。回転子の位置情報により相転換の開始点を監視する（１１０４）。相転換開始点の監視段階１１０４で、相転換が始まると（１１０６）、トルクリップルを最小化するための補償電圧を供給する（１１０８）。相転換が終了すると（１１１０）、補償電圧の供給を中止する。
【図面の簡単な説明】
【００４０】
【図１】従来のブラシレス直流モータの制御装置を示すブロック図である。
【図２】本発明によるブラシレス直流モータの制御スイッチを示すブロック図である。
【図３】図２に示す本発明によるブラシレス直流モータの制御装置の３相フル−ブリッジインバータの構成を示す回路図である。
【図４】図２のブラシレス直流モータの制御装置のインバータを駆動するためのインバータ制御信号を示すグラフである。
【図５】図２に示す本発明によるブラシレス直流モータ制御装置の制御部の構成を示すブロック図である。
【図６】図２に示す端子電圧検出部の構成を示す回路図である。
【図７Ａ】相転換期間にインバータの内部に流れる電流の方向を示す図である。
【図７Ｂ】相転換期間にインバータの内部に流れる電流の方向を示す図である。
【図７Ｃ】相転換期間にインバータの内部に流れる電流の方向を示す図である。
【図８】図６に示す端子電圧検出部の入出力信号を示す波形図である。
【図９】図５に示す本発明によるブラシレス直流モータの制御装置の制御信号変換部を示すブロック図である。
【図１０】図２のブラシレス直流モータの制御装置のインバータ制御信号とＰＷＭ搬送波信号を示す波形図である。
【図１１】本発明によるブラシレス直流モータの制御方法を示すフローチャートである。
【符号の説明】
【００４１】
２０２    交流電源装置
２０４    コンバータ
２０６    インバータ
２０８    直流リンクキャパシタ
２１０    ブラシレス直流モータ
２１４    制御部
２１６    端子電圧検出部
２４６    位置／速度検出部
５０２    加算器
５０４    制御部
５１０    制御信号変換部
５１４    インバータ制御部
５１６    転換期間検出部
５１８    転換時点検出部
６０２、６０４、６０６    比較器
９０２    第１増幅器
９０４    第２増幅器
９０８    加算器
９１０    スイッチ
【図１】
2004215489.tif 000008
【図２】
2004215489.tif 000009
【図３】
2004215489.tif 000010
【図４】
2004215489.tif 000011
【図５】
2004215489.tif 000012
【図６】
2004215489.tif 000013
【図７Ａ】
2004215489.tif 000014
【図７Ｂ】
2004215489.tif 000015
【図７Ｃ】
2004215489.tif 000016
【図８】
2004215489.tif 000017
【図９】
2004215489.tif 000018
【図１０】
2004215489.tif 000019
【図１１】
2004215489.tif 000020