(57)【要約】【課題】簡単な構造及び低価格で、且つ、並列運転中のＰＷＭインバータを交換（ホットスワップという）を行うことができるＰＷＭインバータの並列運転方法及び並列運転可能なＰＷＭインバータを提供する。【解決手段】基準正弦波発生器の出力と、出力電圧の検出回路とを比較する電圧比較器の出力によってパワーユニットを制御するインバータ制御回路を含む制御ユニットを備えた並列運転可能な正弦波インバータであって、前記制御ユニットには、並列接続された他の正弦波インバータに接続される同期共通ラインと、電流分担共通ラインとを含み、前記電流分担共通ラインに接続された横流検出器の検出出力を前記電圧比較器に加える電流分担回路を備え、並列接続された複数の正弦波インバータの電流分担を制御して、該並列接続された複数のインバータ間に流れる横流を無す並列運転可能な正弦波インバータ。【選択図】  図３
2004236496.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
基準正弦波発生器の出力と、出力電圧の検出回路とを比較する電圧比較器の出力によってパワーユニットを制御するインバータ制御回路を含む制御ユニットを備えた並列運転可能な正弦波インバータであって、
前記制御ユニットには、並列接続された他の正弦波インバータに接続される同期共通ラインと、電流分担共通ラインとを含み、
前記電流分担共通ラインに接続された横流検出器の検出出力を前記電圧比較器に加える電流分担回路を備え、
並列接続された複数の正弦波インバータの電流分担を制御して、該並列接続された複数のインバータ間に流れる横流を無すことを特徴とする並列運転可能な正弦波インバータ。
【請求項２】
前記同期共通ラインに接続された同期制御回路は、マイコンと、該マイコンの入力及び出力の信号を絶縁する複数のホトカプラとで構成されることを特徴とする請求項１に記載の並列運転可能な正弦波インバータ。
【請求項３】
前記電流分担回路は、電流検出回路と、減算器と、差動増幅器と、重み付けネットワークと、前記電流分担共通ラインとの接続を選択的にオン・オフできるスイッチを含むことを特徴とする請求項２に記載の並列運転可能な正弦波インバータ。
【請求項４】
前記パワーユニットは、ＰＷＭインバータであることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の並列運転可能な正弦波インバータ。
【請求項５】
前記請求項１〜４のいずれか１項に記載の並列運転可能な正弦波インバータの出力ポートであるＯＵＴ端子及びＰＡＲＡ端子を並列制御バス及びＡＣ出力バスにそれぞれ接続して、共通の負荷にＡＣ電圧を供給する正弦波インバータの並列運転制御方法であって、並列接続された複数の正弦波インバータの電流分担を制御して、該並列接続された複数のインバータ間に流れる横流を無すことを特徴とする正弦波インバータの並列運転制御方法。
【請求項６】
並列運転中の正弦波インバータを停止中の正弦波インバータと交換するホットスワップが可能な請求項５記載の正弦波インバータの並列運転制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は並列運転可能な正弦波（ＰＷＭ）インバータ及びその並列運転制御方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
ＰＷＭインバータを用いた無停電電源装置が従来から知られている。（例えば特許文献１参照）
ＰＷＭインバータを用いた従来の無停電電源装置を図１を用いて説明する。
図１の無停電電源装置では、通常時はＡＣ電源（商用交流電源）を切換スイッチをバイパス回路側に接続して負荷３に交流電源を供給している。
この状態では、交流電源を整流器１で整流して蓄電池５に充電しておく。
交流電源の停止時には、切換えスイッチ４を逆変換回路（インバータ）側に接続して、
蓄電池５からの直流電圧をＰＷＭインバータ２で逆変換して交流電圧を負荷３に供給する。
【０００３】
図１において、ＰＷＭインバータ２は、直流を交流に変換するパワーユニット部２−１とそれ以外の制御部（ユニット）で構成されている。
制御部は、ＡＣ電圧検出及び整形回路２−２，基準正弦波信号発生器２−３、出力電圧検出回路２−４、電圧比較器２−５及びインバータ制御回路２−６を含んでいる。
【０００４】
図１では、ＡＣ電圧検出及び整形回路２−２の出力ｓｙｍを基準正弦波信号発生器２−３に与えて得た基準正弦波信号ｖｒと出力電圧検出回路２−４で検出したｖｆとを電圧比較器２−５で比較して得た制御出力ｖｘをインバータ制御回路２−６に与えてパワーユニットを定電圧制御している。
このような無停電電源装置としては（例えば特許文献１参照）
【０００５】
次に、従来のＰＷＭインバータの並列運転時の電流分担制御について図２を用いて説明する。
図２では、ディジタルＰＬＬ回路２−７で調整された基準正弦波信号発生器の出力ｖｒをフィードフォワード制御器２−９で電流信号に変換したｉｃ＊と、自己のインバータ出力電流ｉｆ１と他のインバータ出力電流ｉｆ２との位相差に基づく横流ｉｍｘとを演算して電流信号ｉｓｕｍ得る。
この電流信号ｉｓｕｍとＰＩ制御器２−８を介して得た電流信号ｉｒとを電流制御器２−１０に与えて制御信号ｖｘを得てインバータ制御回路２−６に与えてパワーユニットを制御している。
この場合には、ＰＷＭインバータは電流分担制御と定電圧制御とが同時に実行することができる。
【特許文献１】特開平８−２２３８２１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
図１のＰＷＭインバータでは、該ＰＷＭインバータを複数並列に接続した並列運転時に電流分担制御と定電圧制御とが同時に実行することが可能ではあるが、図２の電流分担制御器をそれぞれ設ける必要があって、装置が大型化すると共に、並列運転中のＰＷＭインバータを停止中のＰＷＭインバータと交換することができないという問題があった。
【０００７】
本発明の課題（目的）は、簡単な構造及び低価格で、且つ、並列運転中のＰＷＭインバータを交換（ホットスワップという）を行うことができるＰＷＭインバータの並列運転方法及び並列運転可能なＰＷＭインバータを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
前記課題を解決するために、基準正弦波発生器の出力と、出力電圧の検出回路とを比較する電圧比較器の出力によってパワーユニットを制御するインバータ制御回路を含む制御ユニットを備えた並列運転可能な正弦波インバータであって、
前記制御ユニットには、並列接続された他の正弦波インバータに接続される同期共通ラインと、電流分担共通ラインとを含み、前記電流分担共通ラインに接続された横流検出器の検出出力を前記電圧比較器に加える電流分担回路を備え、並列接続された複数の正弦波インバータの電流分担を制御して、該並列接続された複数のインバータ間に流れる横流を無すことを特徴とする。（請求項１）
【０００９】
また、前記同期共通ラインに接続された同期制御回路は、マイコンと、該マイコンの入力及び出力の信号を絶縁する複数のホトカプラとで構成されることを特徴とする。（請求項２）
また、前記電流分担回路は、電流検出回路と、減算器と、差動増幅器と、重み付けネットワークと、前記電流分担共通ラインとの接続を選択的にオン・オフできるスイッチを含むことを特徴とする。（請求項３）
また、前記パワーユニットは、ＰＷＭインバータであることを特徴とする。（請求項４）
【００１０】
前記請求項１〜４のいずれか１項に記載の並列運転可能な正弦波インバータの出力ポートであるＯＵＴ端子及びＰＡＲＡ端子を並列制御バス及びＡＣ出力バスにそれぞれ接続して、共通の負荷にＡＣ電圧を供給する正弦波インバータの並列運転制御方法であって、並列接続された複数の正弦波インバータの電流分担を制御して、該並列接続された複数のインバータ間に流れる横流を無すことを特徴とする正弦波インバータの並列運転制御方法。（請求項６）
また、並列運転中の正弦波インバータを停止中の正弦波インバータと交換するホットスワップが可能な正弦波インバータの並列運転制御方法。（請求項６）
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、簡単な構成で高い経済性及び回路構成の並列運転が可能なＰＷＭインバータが実現できる。
また、本発明を使用しているＰＷＭインバータはN＋X並列冗長システムを容易に構成できる。
また、本発明のＰＷＭインバータモジュールは、並列システムを構成する時制御回路が関与する限りにおいて絶縁されているので、ノイズに対して高い信頼性を有している。
更に、本発明のＰＷＭインバータの並列運転システムにおいては、瞬時の電流分担が得られるので、過渡電流分担特性が優れている。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
本発明のＰＷＭインバータは、図１の従来のＰＷＭインバータと同様に、パワーユニットとインバータの制御ユニットで構成されている。
インバータの制御ユニットは、主に、ＡＣ入力電圧のサンプリングと整形回路、出力電圧のサンプリング回路、基準正弦波発生器、電圧制御回路およびその他の制御回路から成り立っている点で図１のものと同様であるが、以下の点で相違している。
【００１３】
本発明のＰＷＭインバータのインバータ制御回路は、サンプリング＆整形回路と基準正弦波発生器に接続された同期制御回路、全てのインバータに並列に接続された同期共通ライン、横流センサーと加算機と全てのインバータに並列に接続された電流分担共通ラインを含む点に特徴がある。
【００１４】
同期制御回路は、基準電圧vrの間の位相差によって発生する横流を無くすために使用され、電流分担制御と電圧調整によるインバータ制御に使用される。
前記同期制御回路は主に、マイコン（MCU）および、他のインバータモジュールの同期制御回路からMCUの入出力信号を絶縁するためのいくつかのホトカプラから構成されている。
【００１５】
前記の横流センサーは、電流サンプリング回路、減算器、作動増幅器または絶縁アンプ、重み付けネットワーク、抵抗、スイッチを含んでいる。
電流サンプリング回路の出力は減算器の1つの入力端子に接続されると同時に抵抗に接続されている。その抵抗のもう一方の端子はスイッチを介して電流分担共通ラインに接続されると同時に減算器の他の入力端子に接続されている。
減算器の出力は作動増幅器または絶縁アンプの入力に接続されている。
作動増幅器または絶縁アンプの出力は重み付けネットワークを介して加算機に接続されている。
【００１６】
次に、図３を用いて本発明のＰＷＭインバータの並列運転時の接続構成について説明する。
図３では３台のＰＷＭインバータ２を並列接続して負荷に交流出力を供給している。
本発明のＰＷＭインバータ２には、それぞれ出力ポートとしてＯＵＴ及びＰＡＲＡが設けらており、全てのＯＵＴポート（端子）及びＰＡＲＡポート（端子）は並列制御バス３１とＡＣ出力バス３２に接続されている。
本発明のＰＷＭインバータの並列運転においては、図３の如く複数台のＰＷＭインバータモジュールは他のいかなる制御装置も必要とせず、並列システムとして動作することができる。
【００１７】
並列運転における動作原理において、図３のものは図１の従来方式と同じであって、並列運転制御は、図１に示す制御信号ｖｘを変化させて並列運転制御を実現している。
本発明では図１における、信号ｓｙｎ と信号ｖｘの間の波線で囲われた制御要素Iの部分を改良したもので、信号ｖｘの発生方法とその回路が図１の従来のものとは異なっている。
【００１８】
次に、本発明のＰＷＭインバータの並列運転制御原理（逆変換制御と電流分担制御）を図４を用いて説明する。
図４では、図１の従来のものとで示した構成と比較すると２つの要素が追加されている。
追加された、第1の要素は、基準正弦波発生器とＡＣ入力電圧のサンプリングと整形回路の間に同期制御回路が挿入されていることである。
この同期制御回路は、基準電圧ｖｒの位相差に基く横流を除去するために、ｓｙｎの代わりに、新しいＡＣ入力電圧の基準位相信号ｓｙｎ１*を作成する。
第２の要素は、横流検出器と加算器から構成される制御要素IIが追加されていることで
ある。
横流検出器の出力信号ｄｖｉｆは、並列運転しているＰＷＭインバータの間の横流を意味している。
【００１９】
本発明では、図１に示した出力電圧のサンプリング信号ｖｆは、ｄｖｉｆと出力電圧のサンプリング信号ｖｆに同期したｖｆ* によって置き換えられる。
ｖｆ*は電圧比較器に伝達され、ＰＷＭインバータによる逆変換と電流分担制御を実現する。
図４の同期共通ラインと電流分担共通ラインは図３に示した提案するＰＷＭインバータの並列バスＰＡＲＡを構成する。
複数台のＰＷＭインバータモジュールが並列運転システムを構成する時、各ＰＷＭインバータからの同種の信号はそれぞれ並列制御バス３１を通じて互いに接続されるべきである。
【００２０】
本発明の同期制御回路の詳細を図５を用いて説明する。
図５の同期制御回路は、主に１つのマイコン（ＭＣＵ）と５つの絶縁用ホトカプラから構成されている。
同期共通ラインは、同期位相共通ライン５１と同期ステータス共通ライン５２を含んでいる。
マイコンの出力信号ｓｙｎ１は、絶縁用ホトカプラ３を介して同期位相共通ライン５１に伝達される。
そして、他のインバータモジュールからの同種の信号とワイアードアンド（またはワイアードオワ）され、信号ｓｙｎ* を生成する。
さらに、ｓｙｎ* は絶縁用ホトカプラ４を介してマイコンに伝達される。
絶縁用ホトカプラ１、２は、絶縁用ホトカプラ３、４とそれぞれ同じ機能を有している。
絶縁用ホトカプラ５からの出力信号Ｃｔｒは、後述の図６に示したＳをスイッチするための制御信号である。
【００２１】
サンプリング信号ｓｙｎが正常時、マイコンはｓｙｎに追従する。
このことはｓｙｎ１はｓｙｎと同じ周波数と位相でマイコンに生成されることを意味する。
ｓｙｎが異常な時はｓｙｎはマイコンによって無視され、マイコンは標準の周波数(５０Hz または６０Hz)にて直接方形波ｙｎ１ を生成する。
そして、最終的に、ｓｙｎ１をｓｙｎ１* に同期させる為に、ｓｙｎ１ の周波数と位相を全ての期間でｓｙｎ１* に従って制御する。
【００２２】
ステータス信号ｓｔａ１は、そのＰＷＭインバータのｓｙｎ が正常か異常かの判断を表す。
並列運転する全ＰＷＭインバータによって共有される信号ｓｔａ*は、各ＰＷＭインバータの同種の信号ｓｔａ１ の状態から決定される。
【００２３】
実際、マイコンはｓｔａ１*によって、ｓｙｎ１ をｓｙｎに従って生成するか否か決定する。その結果、たとえｓｙｎ が正常異常の境目の状態の時でも各ＰＷＭインバータは同じ状態で動作することができる。
ＰＷＭインバータへの入力電力が存在しない時も同様に動作する（例えば航空機用の電源）。
これはｓｙｎ が異常状態の時と同じである。
【００２４】
したがって、たとえＡＣ電源がどのような状態であっても、同期制御回路によって、基準正弦波信号はそれぞれのＰＷＭインバータモジュールにおいて共通信号ｓｙｎ*と同じ周波数と位相にて生成される。
以上の動作は並列運転システムにおいてＰＷＭインバータが負荷を均等に分担することができるための前提条件である。
【００２５】
さらに、並列運転しているＰＷＭインバータのうちの1台が故障した時、ｓｙｎ*は自動的に他の健全なＰＷＭインバータのｓｙｎ１にて生成され、若干の変動を生じる。それは、各ＰＷＭインバータモジュールのｓｙｎ１は互いに同期状態を保つからである。
【００２６】
一方、1台のＰＷＭインバータが並列運転システムに投入された時、マイコンはそのＰＷＭインバータの ｓｙｎ１がｓｙｎ*に同期するまで、そのＰＷＭインバータのｓｙｎ１を阻止する。
故にｓｙｎ*は新たなＰＷＭインバータの投入の影響を受けない。
故に、ＰＷＭインバータモジュールは、同期制御部が接続されている限りにおいてホットスワップが可能である。
【００２７】
図６は、制御要素IIの回路構成である。
制御要素IIには、電流サンプリング回路、減算器、差動増幅器または絶縁増幅器、重み
付けネットワーク、抵抗R、スイッチS、および加算器が含まれる。
図示しない変流器（またはホールセンサー）は電流ｉ０を検出するために使用される。
ｉ０は、ＰＷＭインバータの出力電流またはＰＷＭインバータの出力フィルタのリアクトルの電流である。
【００２８】
並列運転している各ＰＷＭインバータモジュールは、電流分担共通ラインにて互いに接続されている。
各ＰＷＭインバータモジュールの電流分担信号ｖｉｆは、抵抗RとスイッチSを介して電流分担共通ラインに伝達される。
【００２９】
動作しているＰＷＭインバータのスイッチSはＯＮし、故障しているＰＷＭインバータのスイッチSはOFFしている。
故に、ｖｉｆ*は、ＰＷＭインバータの並列運転システムにおいて動作しているＰＷＭインバータモジュールの平均電流信号であり、各ＰＷＭインバータモジュールの理想的な負荷電流を表している。
この信号は並列運転しているＰＷＭインバータモジュールの台数にかかわりなく電流分担共通ラインに自動的に生成される。
ｖｉｆ１と ｖｉｆ*の差、即ちｄｖｉｆ*は横流を表しており、減算器で生成される。
【００３０】
ＰＷＭインバータの並列運転システムの各ＰＷＭインバータモジュールの横流電流信号ｄｖｉｆ*は、共通のグランドＧＮＤ１を持っている。
ｄｖｉｆ*は、差動増幅器または絶縁増幅器にて、グランドとしてＧＮＤ２を持っている信号ｄｖｉｆに変換される。
ＧＮＤ２は、横流検出部以外の部分のＰＷＭインバータの共通グランドである。
横流検出部は、ローパスフィルタでノイズ除去されており、かつグランドからのノイズに影響を受けにくい回路である。
言い換えれば、差動増幅器または絶縁増幅器は並列運転しているＰＷＭインバータと互いに絶縁している、と言える。
また、横流検出部以外は共通グランドを持っていない、とも言える。
このことはＰＷＭインバータの並列運転システムのノイズ耐量を向上させる。
【００３１】
重み付けネットワークで調整された横流電流信号ｄｖｉｆは、加算器にて出力電圧検出信号ｖｆに加算されてｖｆ*を生成する。
ｖｆ*は、図１の定電圧制御回路のｖｆの代わりの信号として用いられる。
この定電圧制御回路は、電流分担制御回路としても動作する。そのための他の電流制御回路は不要である。
【００３２】
出力信号ｖｘ は横流とエラー電圧（ｖｆ−ｖｒ）の双方の情報を有している。
出力電圧が基準正弦波信号から差が生じた時、または横流電流信号が増加した時、定電圧制御回路は素早く応答し、主回路や他の制御回路と共に出力電圧を調整する。
電流分担制御もまた出力電圧を調整することによって得られる。
重み付けネットワークは抵抗、または抵抗とコンデンサのネットワークであり、電流分担制御ループのゲインに相関関係がある。
【００３３】
図６のスイッチＳは、そのＰＷＭインバータが他のＰＷＭインバータと並列運転している時のみONする。（例えば、ＰＷＭインバータがスタート途中の時（単独で運転時）はOFFしている）。
スイッチＳは、リレーとアナログスイッチの直列回路でも良い。（リレーは横流検出部が通電された時またはインバータが並列動作した時にのみONする）。
または横流検出部の後で電源が切られるという条件の下に1つのアナログスイッチのみ使用しても良い。
【００３４】
スイッチＳの機能は、共有されている電流信号ｖｉｆ*が電力の無い（運転していない）ＰＷＭインバータの横流検出部の影響を受けないことを保証することである。
スイッチＳの制御信号は、図５のＭＣＵから与えられ、ＰＷＭインバータ出力のスイッチ（トライアックが良く使用される）と共にＯＮ／ＯＦＦされる。
よって、本発明のＰＷＭインバータの並列運転システムのＰＷＭインバータモジュールは電流分担制御部が機能する限りにおいてホットスワップが可能である。
即ち、前記の電流分担制御部と同期制御部の動作により、ＰＷＭインバータモジュールはホットスワップが可能である。
【００３５】
本発明の一つの実用化例は並列冗長運転の可能な１kVAのＰＷＭインバータである（定格出力電圧は100V50Hzである）。
このＰＷＭインバータの逆変換と並列運転の制御回路を図７及び図８を用いて説明する。
【００３６】
図７は、本発明の同期制御回路の１例を示すブロック図である。
図７において、ＩＮＴ０及びＩＮＴ１は、共に外部からの入力信号端子である。
Ｐ１．０，Ｐ１．１及びＰ１．３はマイコンの出力信号端子であり、Ｐ１．２及びＰ１．４は入力信号端子である。
図７のホトカプラ１〜５は、図５のホトカプラ１〜５に対応している。
ＰＷＭインバータの並列運転システムの各ホトカプラ１のコレクタ端子を全て接続することにより、絶縁とＡＮＤ論理構成が実現されている。
【００３７】
ＰＷＭインバータの並列運転システムの１つのＰＷＭインバータモジュールのホトカプラ１がＯＮしている限り、そのＰＷＭインバータモジュールにてｓｙｎ信号は異常であると判断され、共通信号ｓｔａ* はＬレベルとなり、全てのＰＷＭインバータのｓｔａ１*信号はＬレベルとなる。
その結果、ＰＷＭインバータの並列運転システムの出力電圧はＡＣ入力位相信号ｓｙｎに追従しなくなる。
【００３８】
ホトカプラ１がＯＮしなければ、共通信号ｓｔａ*はそのＰＷＭインバータが他のＰＷＭインバータとの並列運転を開始しない限り、そのＰＷＭインバータに影響されない。
ホトカプラ１は、他のＰＷＭインバータと並列運転を開始して初めてONする。
よって、並列運転をしてないＰＷＭインバータは共通信号ｓｔａ*の状態に影響を与えない。
ホトカプラ３，４の接続方法はホトカプラ１，２と同じである。
【００３９】
共通位相信号ｓｙｎ* はＰＷＭインバータの並列運転システムの全てのＰＷＭインバータモジュールの位相信号ｓｙｎ１のＡＮＤ論理で作られる。
ホトカプラ３がＯＮしないので、共通信号ｓｙｎ*は、そのＰＷＭインバータが他のＰＷＭインバータとの並列運転を開始しない限り、そのインバータに影響されない。
【００４０】
図７において、ＭＣＵはＰＷＭインバータの電力出力とｃｔｒ信号を制御する信号ＩＮＶ＿Ｓ を実時間で読み込む。
なお、ｃｔｒは図６のスイッチＳを制御するための信号であり、スイッチＳはＰＷＭインバータの出力スイッチと共にＯＮ／ＯＦＦされる。
【００４１】
図８は、本発明の電流分担制御回路の構成を示すブロック図である。
図８において、変流器ＣＴと検出抵抗Ｒｓは、ＰＷＭインバータの出力電流ｉ０の電流検出回路を構成している。
アナログスイッチＳの制御信号は図７に示したマイコンから与えられる。
【００４２】
ＰＷＭインバータが並列運転を開始すると、スイッチＳがＯＮして、電流検出信号ｖｉｆは、抵抗Ｒを介して電流分担共通ラインに接続される。
その結果、ＰＷＭインバータの並列運転システムの他のＰＷＭインバータの同種の信号と共に平均電流信号ｖｉｆ＊を生成する。
【００４３】
ｖｉｆとｖｉｆ*の差、即ち、横流電流は差動増幅器１から与えられる。
アース電位としてＧＮＤ１を持っている信号ｄｖｉｆ*は、アース電位としてＧＮＤ２を持っている信号ｄｖｉｆに変換される。
抵抗ＲａとコンデンサＣａから構成されている重み付けネットワークの出力は加算器の一方の入力に接続される。
図４に示した定電圧制御回路の出力ｖｆ*は、重み付けされた信号ｄｖｉｆと出力電圧検出信号ｖｆの和である。
【００４４】
本発明のＰＷＭインバータの並列運転システムの実験波形を図９に示す。
図９において、ＣＨ１，ＣＨ３及びＣＨ４は、出力電流波形である。（１Ａを１００mVで表している）
ＣＨ２は並列運転システムの出力電圧である。
この実験波形から、本発明を用いた並列運転システムは良い電流分担特性を有していることが分かる。
【産業上の利用可能性】
【００４５】
請求項１〜４に記載の発明によれば、簡単な構成で高い経済性及び回路構成の並列運転が可能なＰＷＭインバータが実現できる。
また、本発明を使用しているＰＷＭインバータはN＋X並列冗長システムを容易に構成できる。
また、本発明のＰＷＭインバータモジュールは、並列システムを構成する時制御回路が関与する限りにおいて絶縁されているので、ノイズに対して高い信頼性を有している。
更に、本発明のＰＷＭインバータの並列運転方法においては、瞬時の電流分担が得られるので、過渡電流分担特性が優れているので、産業上の利用可能性は極めて大きい。
【図面の簡単な説明】
【００４６】
【図１】従来のインバータと無停電電源装置（UPS）の回路構成を示す図である。
【図２】図１の並列運転が可能な従来のPWMインバータの回路構成を示す図である。
【図３】本発明のＰＷＭインバータの並列システムの接続構成を示す図である。
【図４】本発明の並列運転時の電流分担とインバータ制御の構成を示す図である。
【図５】本発明の同期制御回路の回路構成を示す図である。
【図６】本発明の電流分担回路の回路構成を示す図である。
【図７】本発明のＰＷＭインバータモジュールの同期制御回路の１例を示すブロック図である。
【図８】本発明のＰＷＭインバータモジュールの電流分担制御回路１例を示すブロック図である。
【図９】本発明のＰＷＭインバータの並列運転の出力電圧及び電流波形を示す図である。
【符号の説明】
【００４７】
２        ＰＷＭインバータ
３        負荷
３１      並列制御バス
３２      ＡＣ出力バス
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
2004236496.tif 000006
【図５】
2004236496.tif 000007
【図６】
2004236496.tif 000008
【図７】
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【図８】
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【図９】
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