(57)【要約】【課題】温度特性を補正して周波数可変範囲の少ない電圧制御型発振器、この電圧制御型発振器を備えたクロック変換器およびこのクロック変換器を用いた電子機器を提供する。【解決手段】電圧制御型ＳＡＷ発振器４を構成するＳＡＷ共振子１５の出力部にＬＣ共振回路からなるタンク回路１６を設け、このタンク回路素子の温度特性を利用してＳＡＷ共振子１５の共振信号の位相変化をキャンセルすることにより、ＳＡＷ共振子１５の周波数偏差−温度特性を補正する。これによって、電圧制御型ＳＡＷ発振器４の回路規模を大ききすることなく、従来のＡＴ水晶振動子とほぼ同程度の周波数偏差−温度特性を得ることができる。また、ＡＴ水晶振動子に比べてジッタの少ないクロック信号を生成することができる。さらに、電源電圧が低電圧化されても容易に周波数可変範囲を補償してクロック信号の周波数偏差を高精度に維持することができる。【選択図】　　　　図５
2004120353.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＳＡＷ（Ｓｕｒｆａｃｅ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）共振子と、前記ＳＡＷ共振子で生成された高周波信号を波形整形して所望の周波数のクロック信号を出力すると共に正帰還信号およびＰＬＬ帰還信号を出力するバッファと、外部からの制御電圧に応じて発振信号の位相をシフトする電圧制御移相回路とを備えた電圧制御型発振器であって、
前記電圧制御発振器を構成する受動素子の温度特性が持つ特性を利用して、前記ＳＡＷ共振子の周波数温度特性を補正する
ことを特徴とする電圧制御型発振器。
【請求項２】
前記電圧制御発振器は、
前記バッファに高周波信号を供給する前記ＳＡＷ共振子の出力端にＬＣ並列共振回路を設け、
前記ＬＣ並列共振回路を構成する受動素子であるコンデンサの負の温度特性を利用し、前記ＳＡＷ共振子の周波数温度特性を所定量回転させて前記ＳＡＷ共振子の周波数温度特性を補正する
ことを特徴とする請求項１に記載の電圧制御型発振器。
【請求項３】
前記バッファは、
前記ＳＡＷ共振子の前記出力端および前記ＬＣ並列共振回路にその入力端が接続された第１の差動増幅器と、
前記第１の差動増幅器から供給された高周波信号を波形整形して所望の周波数のクロック信号を出力する第２の差動増幅器と、
前記第１の差動増幅器から高周波信号を入力し、一方の出力端子より正帰還信号を出力し、他方の出力端子よりＰＬＬ帰還信号を出力する第３の差動増幅器とを備えることを特徴とする請求項１に記載の電圧制御型発振器。
【請求項４】
前記差動増幅器として、ＥＣＬ（Ｅｍｉｔｔｅｒ−ｃｏｕｐｌｅｄ　Ｌｏｇｉｃ）ラインレシーバを用いたことを特徴とする請求項３に記載の電圧制御型発振器。
【請求項５】
前記バッファは、
前記ＳＡＷ共振子の前記出力端および前記ＬＣ並列共振回路にその入力端が接続された第１の増幅器と、
前記第１の増幅器から供給された高周波信号を波形整形して所望の周波数のクロック信号を出力する第２の増幅器と、
前記第１の増幅器から高周波信号を入力してＰＬＬ帰還信号を出力する第３の増幅器と、
前記第１の増幅器の出力から高周波信号を分岐して正帰還信号として前記電圧制御移相回路に供給するラインと
を備えることを特徴とする請求項１に記載の電圧制御型発振器。
【請求項６】
前記ＳＡＷ共振子は、オイラー角が（０，１１３°〜１３５°、＋４０°〜４９°）にある面内回転ＳＴカット水晶板を用いることを特徴とする請求項１乃至請求項５の何れかに記載の電圧制御型発振器。
【請求項７】
請求項１乃至請求項６の何れかに記載の電圧制御型発振器を備えたことを特徴とするクロック変換器。
【請求項８】
請求項７に記載のクロック変換器を備えたことを特徴とする電子機器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電圧制御型発振器、この電圧制御型発振器を備えたクロック変換器およびこのクロック変換器を用いた電子機器に関するものであり、より詳細には、ＳＡＷ共振子を用いて自己に起因する周波数変動の少ない電圧制御型発振器を備えた、数ｋＨｚ（例えば、８ｋＨｚ）台の基本クロック信号を数百ＭＨｚ（例えば、６２２．０８ＭＨｚ）以上の高周波のクロック信号に変換するためのクロック変換器およびこのクロック変換器を用いた電子機器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、固定電話機、携帯電話機、ＦＡＸ、およびパソコンなどの通信機器は、クロック変換器によってクロック信号が高速化されて通信データの送受信が行われている。また、近年、通信ネットワークのブロードバンド化が進み、市場の要求が４００ＭＨｚを超えた高周波帯域におけるデータの送受信が行われるようになってきている。このような通信速度の高速化に対応するためのクロック変換器に用いられる電圧制御型発振器は、高周波帯域において周波数安定度が高いこと、通信機器の使用温度範囲において発振周波数が温度補正されていること、発振器から出力されるクロック信号のジッタが少ないこと、などが要求されている。
【０００３】
また、クロック信号を高速に変換するためのクロック変換器の特性条件としては、入力側のクロック信号と出力側のクロック信号が同期していることが必要である。そのため、入力側のクロック信号と出力側のクロック信号の変換比は整数倍であり、且つ入力側のクロック信号と出力側のクロック信号の立ち上がり、立ち下りは一致していることが必要である。このような特性条件を実現させるために、一般的にＰＬＬ回路を用いたクロック変換器による位相同期および周波数変換が行われている。近年では、通信速度が高速化されるにつれて、数ｋＨｚ（例えば、８ｋＨｚ）台の基本クロック信号を数百ＭＨｚ（例えば、６２２．０８ＭＨｚ）以上の高周波クロック信号に変換するための高速通信用のクロック変換器も実現している。
【０００４】
クロック変換器は電圧制御型発振器（ＶＣＯ：Ｖｏｌｔａｇｅ　Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ　Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）によって発振周波数が決定される。また、ＶＣＯの発振デバイスとしては、例えば、数１０ＭＨｚで発振するＡＴカット型の水晶振動子（以下、ＡＴ水晶振動子という）が使用されるので、このようなＶＣＯは電圧制御型水晶発振器（ＶＣＸＯ：Ｖｏｌｔａｇｅ　Ｃｏｎｔｒｏｌ　Ｘ’ｔａｌ　Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）と云われている。
【０００５】
図１７は一般的なＶＣＸＯの概念構成図である。図１７に示すＶＣＸＯ５０において、発振部５２がＡＴ水晶振動子５１を共振させて所定周波数（たとえば、１５５．５２ＭＨｚ）のクロック信号を生成する。このとき、数１００ＭＨｚ以上の高周波のクロック信号を出力するためには、逓倍部５３を設けて、発振部５２で生成された発振信号の周波数をｎ倍して所望の高周波のクロック信号を出力する。たとえば、図１７に示すように、発振部５２が１５５．５２ＭＨｚのクロック信号を生成して６２２．０８ＭＨｚの高周波のクロック信号を出力するためには、逓倍部５３は、周波数を４倍に逓倍する必要がある。なお、ＡＴ水晶振動子としては、上記の１５５ＭＨｚが限界であり、数１００ＭＨｚ以上の高周波信号を出力するためには逓倍部５３を設ける必要がある。さらに、図１７のＶＣＸＯは、負荷回路との相互の影響を考慮して、複数の出力が取り出せる差動変換部５４を設けて、差動出力信号が取り出せるようになっている。
【０００６】
図１８は、ＶＣＸＯを用いた従来のクロック変換器の構成を示すブロック図である。クロック変換器６０は、入力分周回路６１、位相比較器６２、ローパスフィルタ６３、ＶＣＸＯ５０、帰還分周回路６５、およびバッファ６６によって構成されている。このクロック変換器６０の構成は一般的なＰＬＬ回路の構成と同じであるので詳細な動作説明は省略する。このようなクロック変換器６０は、たとえば、入力分周回路６１にジッタを含んだ１５５．５２ＭＨｚのクロック信号Ｆ１が入力されると、バッファ６６からジッタが低減された６２２．０８ＭＨｚのクロック信号Ｆ２が出力される。
【０００７】
また、近年、上記のようなＡＴ水晶振動子に代えて、ＳＡＷ（Ｓｕｒｆａｃｅ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ：弾性表面波）共振子を用いた電圧制御型ＳＡＷ発振器（ＶＣＳＯ：Ｖｏｌｔａｇｅ　Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ　ＳＡＷ　Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）も使用されるようになっている。ＳＡＷ共振子は、圧電基板上にすだれ状の励振電極と梯子状の反射器を配置し、励振電極で励振された表面波を反射器で反射させることで定在波を発生させ、共振子として機能するものである。このＳＡＷ共振子は、振動エネルギがＳＡＷ共振子表面に局在して主振動以外の副振動と結合しにくいため、ＡＴ水晶振動子と比較すると、所定の周波数以外には共振点は存在しないという利点がある。また、ＳＡＷ共振子を用いたＶＣＳＯは、高周波の発振信号が直接に得られるために逓倍部が不要となるので、ＡＴ水晶振動子を用いたＶＣＸＯに比べてジッタの少ない出力信号が得られるという利点もある。なお、ＳＡＷ共振子の共振周波数は数１００ＭＨｚ〜数ＧＨｚであり、高周波発振回路に用いられている。
【０００８】
本願発明に関連する先行技術文献としては、特許文献１、２が挙げられる。
【０００９】
【特許文献１】
特開平６−６１８４６号公報
【特許文献２】
特開昭６１−８４９０７号公報
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
図１８に示すような従来のＶＣＸＯを用いたクロック変換器には幾つかの問題点がある。第１の問題点は、ＡＴカット型のＡＴ水晶振動子は、副振動が近接すると温度条件によっては主振動と重なり合って複雑な振動が発生したり、不要なスプリアス（つまり、不要な振動）が発生したりする。また、逓倍部は、主振動に基づいて高調波信号を発生させ、必要な高調波を高周波信号として選択し、周波数の変換を図っているが、このとき、他の高調波（つまり、不要な高調波）は、その周波数帯とレベルによって雑音として残ることがある。したがって、ＡＴ水晶振動子に起因する不要な振動の結合、不要なスプリアス、および逓倍部で生成される不要な高調波などがジッタの発生要因となり、出力されるクロック信号のジッタを増大させる。第２の問題点として、従来のＶＣＸＯにおいては逓倍部やバッファを必要とするためにクロック変換器が大きくなり、近年の超小型化、低コスト化という要請に応えられないなどの問題がある。
【００１１】
次に、ＳＡＷ共振子を搭載したＶＣＳＯを用いたクロック変換器においても以下に述べるような問題点がある。図１９は、ＡＴ水晶振動子とＳＡＷ共振子の温度変化と周波数偏差の関係を示す周波数偏差−温度特性の比較を示す図である。
つまり、図１９の周波数偏差−温度の特性図に示すように、ＳＡＷ共振子はＡＴ水晶振動子に比べて温度変化に対する周波数偏差の変動が大きいため、ＶＣＳＯの周波数可変範囲をＶＣＸＯの周波数可変範囲に比べて広くとらなければならない。
【００１２】
クロック変換器は、外部からジッタを多く含んだクロック信号Ｆ１を入力した場合でも、ジッタの低減された出力側のクロック信号Ｆ２と同期がとれるようにするために、広範囲な周波数可変範囲に亘って周波数制御ができるようにすることが必要である。たとえば、米国のＳＯＮＥＴ方式においては、そのシステムにおける周波数精度は±２０ｐｐｍであり、その精度以内で補償することが義務づけられている。この周波数精度は、一般に、クロック変換器内のＶＣＳＯ（またはＶＣＸＯ）がその責務を負っている。
【００１３】
例えば、ＶＣＳＯがその周波数精度を補償するために必要とする周波数可変範囲は、米国におけるＳＯＮＥＴ（Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ　Ｏｐｔｉｃａｌ　ＮＥＴｗｏｒｋ）方式のシステム精度（以下、システム精度という）と、ＶＣＳＯ自身の周波数偏差（以下、自己の偏差という）と、ＶＣＳＯの経年変化による周波数変動（以下、経年変化という）とを考慮した範囲となる。なお、ＶＣＳＯ自身の周波数偏差（自己の偏差）としては、製造上の周波数偏差（いわゆる製造ばらつき）と図１９に示すようなＶＣＳＯの温度変動による周波数偏差とが含まれている。もちろん、ＶＣＸＯを用いた場合の周波数精度を補償するために必要とする周波数可変範囲についても同様である。なお、自己の偏差のうち、温度変化による周波数偏差は、図１９に示すように、温度変化が使用温度範囲において、ＡＴ水晶振動子は２０ｐｐｍ程度、ＳＡＷ共振子は６０ｐｐｍ程度である。
【００１４】
ＶＣＸＯやＶＣＳＯの周波数精度について具体的に説明すると、ＡＴ水晶振動子を用いたＶＣＸＯの場合の周波数可変範囲は、システム精度＋自己の偏差＋経年変化＝±２０ｐｐｍ＋±５０ｐｐｍ＋±１０ｐｐｍ＝±８０ｐｐｍである。一方、ＳＡＷ共振子を用いたＶＣＳＯの周波数可変範囲は、システム精度＋自己の偏差＋経年変化＝±２０ｐｐｍ＋±１５０ｐｐｍ＋±１０ｐｐｍ＝±１８０ｐｐｍとなる。両者の周波数可変範囲の数値から判るように、ＳＡＷ共振子を用いたＶＣＳＯの周波数可変範囲は、ＡＴ水晶振動子を用いたＶＣＸＯの周波数可変範囲と比較して、１００ｐｐｍ程度変動幅が大きい。このため、ＳＡＷ共振子を用いたＶＣＳＯは、ＡＴ水晶振動子を用いたＶＣＸＯに比べて、周波数精度を補償するために必要とする周波数可変範囲を広くとらなければならない。
【００１５】
さらに、近年の低消費電力化に呼応して、クロック変換器の発振回路に供給される電源電圧の低電圧化が進んでいる。具体的には、現在の電源電圧は３．３Ｖが主流であるが、今後、さらに低い電源電圧（たとえば、２．５Ｖ）への動きが強まっている。このように電源電圧が低電圧化すると、クロック信号の周波数を可変させるための制御電圧を広く変化させることができないため、周波数精度を補償するために必要な周波数可変範囲を広くとることができない。このような問題は、ＳＡＷ共振子を用いたＶＣＳＯとＡＴ水晶振動子を用いたＶＣＸＯとに共通して云えることであるが、特に、ＳＡＷ共振子を用いたＶＣＳＯは、上述のように周波数可変範囲が大きいので周波数精度を補償するための周波数可変範囲を確保することが難しくなる。
【００１６】
本発明は、上述の課題に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、クロック信号のジッタを低減させると共に、温度特性を補正して自己に起因する周波数変動の少ない電圧制御型発振器、この電圧制御型発振器を備えたクロック変換器およびこのクロック変換器を用いた電子機器を提供することにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため、第１の発明に係る電圧制御型発振器は、ＳＡＷ（Ｓｕｒｆａｃｅ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）共振子と、前記ＳＡＷ共振子で生成された高周波信号を波形整形して所望の周波数のクロック信号を出力すると共に正帰還信号およびＰＬＬ帰還信号を出力するバッファと、外部からの制御電圧に応じて発振信号の位相をシフトする電圧制御移相回路とを備えた電圧制御型発振器であって、前記電圧制御発振器を構成する受動素子の温度特性が持つ特性を利用して、前記ＳＡＷ共振子の周波数温度特性を補正することを特徴とする。
【００１８】
上記の第１の発明に係る電圧制御型発振器によれば、電圧制御発振器を構成する受動素子の温度特性が持つ特性を利用して、前記ＳＡＷ共振子の周波数温度特性を補正することによって、ＳＡＷ共振子の共振信号の位相変化をキャンセルすることにより、ＳＡＷ共振子の周波数偏差−温度特性の補正を図っている。
【００１９】
また、第２の発明に係る電圧制御型発振器は、バッファに高周波信号を供給するＳＡＷ共振子の出力端にＬＣ並列共振回路を設け、前記ＬＣ並列共振回路を構成する受動素子であるコンデンサの負の温度特性を利用し、前記ＳＡＷ共振子の周波数温度特性を所定量回転させて前記ＳＡＷ共振子の周波数温度特性を補正することを特徴とする
【００２０】
上記の第２の発明に係る電圧制御型発振器によれば、ＳＡＷ共振子の出力部にＬＣ共振回路からなるタンク回路を設け、このタンク回路素子であるコンデンサの負の温度特性を利用してＳＡＷ共振子の共振信号の位相変化をキャンセルすることにより、ＳＡＷ共振子の周波数偏差−温度特性の補正を図っている。
これによって、ＶＣＳＯ（電圧制御型ＳＡＷ発振回路）の回路規模を大きくすることなく、従来のＡＴ水晶振動子とほぼ同程度まで周波数偏差−温度特性を補正することができる。また、ＡＴ水晶振動子に比べてジッタの少ないクロック信号を生成して出力することができる。さらに、ＡＴ水晶振動子を使用した場合とほぼ同程度の周波数可変範囲を確保することができるので、電源電圧が低電圧化されても容易に周波数可変範囲を補正してクロック信号の周波数偏差を高精度に維持することができる。
【００２１】
また、第３の発明に係る電圧制御型発振器におけるバッファは、前記ＳＡＷ共振子の出力端および前記ＬＣ並列共振回路にその入力端が接続された第１の差動増幅器と、第１の差動増幅器から供給された高周波信号を波形整形して所望の周波数のクロック信号を出力する第２の差動増幅器と、第１の差動増幅器から高周波信号を入力し、一方の出力端子より正帰還信号を出力し、他方の出力端子よりＰＬＬ帰還信号を出力する第３の差動増幅器とを備えることを特徴とする。
【００２２】
上記の第３の発明に係る電圧制御型発振器によれば、前記第３の差動増幅器の一方の出力端子から正帰還ループを取り出し、他方の出力端子からからＰＬＬ帰還ループを取り出しているので、ＶＣＳＯの出力側の負荷変動に伴って生じるクロック信号の振幅の不安定や波形の変形などに影響されないＰＬＬ帰還信号を出力することができる。また、バッファに対して差動増幅器をさらに付加する必要がないので、小型かつ経済的な電圧制御型発振器を実現することができる。
【００２３】
また、第４の発明に係る電圧制御型発振器における前記差動変換器として、ＥＣＬ（Ｅｍｉｔｔｅｒ−ｃｏｕｐｌｅｄ　Ｌｏｇｉｃ）ラインレシーバを用いたことを特徴とする。
【００２４】
上記の第４の発明に係る電圧制御型発振器によれば、バッファにＥＣＬラインレシーバを用いることによってバッファを簡素化することができる。これにより、差動増幅器相互間の高周波信号の相互干渉がなくなり、ジッタの少ない安定したクロック信号を出力することができる。
【００２５】
また、第５の発明に係る電圧制御型発振器におけるバッファは、前記ＳＡＷ共振子の出力端および前記ＬＣ並列共振回路にその入力端が接続された第１の増幅器と、第１の増幅器から供給された高周波信号を波形整形して所望の周波数のクロック信号を出力する第２の増幅器と、第１の増幅器から高周波信号を入力してＰＬＬ帰還信号を出力する第３の増幅器と、前記第１の増幅器の出力から高周波信号を分岐して正帰還信号として前記電圧制御移相回路に供給するラインとを備えることを特徴とする。
【００２６】
上記の第５の発明に係る電圧制御型発振器によれば、バッファ内において、発振用の第１の増幅器の出力が分岐され２つの出力用増幅器に供給される。そして、一方の第２の増幅器の出力からクロック信号を出力し、他方の第３の増幅器の出力からＰＬＬ帰還ループの出力信号を出力している。これにより、バッファの外部に余分なバッファ用増幅器を追加する必要がなくなるので、ＶＣＳＯ電圧制御型発振器の部品点数を削減することができ、電圧制御型発振器の小型化を図ることができる。しかも、発振用の第１の増幅器の出力信号をバッファの内部に設けた第２の増幅器と第３の増幅器に分配することができるので、第２の増幅器から出力されるクロック信号と第３の増幅器から出力されるＰＬＬ帰還ループの信号との間に位相差が生じることがなくなる。もちろん、このようなバッファを用いても、前記の各発明と同様にＳＡＷ共振子の周波数偏差−温度特性を補正できることは云うまでもない。
【００２７】
また、第６の発明に係る電圧制御型発振器における前記ＳＡＷ共振子は、オイラー角が（０，１１３°〜１３５°、＋４０°〜４９°）にある面内回転ＳＴカット水晶板を用いることを特徴とする。
【００２８】
上述の第６の発明に係る電圧制御型発振器における前記ＳＡＷ共振子によれば、上記のようにオイラー角を考慮したＳＴカット水晶板を用いたＳＡＷ共振子を採用することにより、従来のＳＡＷ共振子における温度特性を改善することができる。しかし、このようなＳＡＷ共振子においても、従来のＡＴ水晶振動子と比較すると周波数偏差−温度特性が劣るので、本発明では、上述のように、電圧制御型発振器中にＬＣ並列共振回路を設け、このＬＣ並列共振回路中の回路素子（たとえば、コンデンサ）の温度特性を利用して、ＳＡＷ共振子の共振信号の位相変化をキャンセルすることにより、ＳＡＷ共振子における周波数偏差−温度特性のさらなる補正を図っている。
【００２９】
また、第７の発明のクロック変換器は、前記の各電圧制御型発振器を備えるように構成される。
【００３０】
上記の第７の発明に係るクロック変換器によれば、周波数偏差−温度特性の良好なクロック変換器を提供できる。これによって、広範囲な周波数可変範囲に亘って周波数制御ができる。たとえば、米国のＳＯＮＥＴ方式における周波数精度±２０ｐｐｍの精度を満たすクロック変換器を提供できる。
【００３１】
また、第８の電子機器は、前記のクロック変換器を備えるように構成される。
【００３２】
上記の第８の発明に係る電子機器によれば、上記の各発明のクロック変換器を光トランシーバ用モジュールに用いることによって、クロック変換器の周波数可変範囲を広くとることができる。また、ジッタが多く含まれたクロック信号が入力されても、ジッタの非常に少ない高周波のクロック信号を光トランシーバ用モジュールの多重化部へ供給することができる。
【００３３】
【発明の実施の形態】
以下、図面を用いて、本発明の一実施の形態における電圧制御型発振器を詳細に説明する。現在では、従来のＡＴ水晶振動子を使ったＶＣＸＯの高周波化に対応するために従来のＳＡＷ共振子を使ったＶＣＳＯが普及している。しかし、上述のように、ＳＡＷ共振子であるがゆえに温度変化に対する周波数可変範囲が大きくなり、周波数精度を補償するための周波数可変範囲のマージンを狭くしている。そこで、これに代えて温度特性の補正を図った改善型のＳＡＷ共振子（以下、単にＳＡＷ共振子という）が検討されている。しかし、このＳＡＷ共振子においても、従来のＡＴ振動子と比較して周波数の温度特性が劣るので、本発明では、これを補正するために、発振回路中にＬＣ共振回路から成るタンク回路を設け、このタンク回路中で使われているコンデンサの温度特性を用いることによってＳＡＷ振動子の温度特性の補正を図っている。なお、本発明では、タンク回路のコンデンサによって温度補正を行っているが、タンク回路のコンデンサに限ることなく電圧制御移相回路を構成するコンデンサの温度特性を利用してＳＡＷ共振子における周波数の温度特性補正を図ることもできる。
【００３４】
本発明に用いられるＳＡＷ共振子は、従来のＳＡＷ共振子に比べて温度特性が良くなるようなカット角度でカットした水晶片を用いている。このＳＡＷ共振子は、２次温度係数βが−１．６×１０−８程度となり、従来のＳＡＷ共振子に比べて周波数偏差−温度特性が２分の１程度まで改善されている。なお、このＳＡＷ共振子のデバイス技術については特許第３２１６１３７号公報に報告されている。以下、本発明に用いられるＳＡＷ共振子について簡単に説明する。
【００３５】
図１は、本発明のＳＡＷ共振子に使用される水晶片の結晶軸に対するカット角度を示す図である。図１に示すように、水晶の結晶軸は、電気軸（Ｘ軸）、機械軸（Ｙ軸）、光軸（Ｚ軸）によって定義される。先ず、オイラー角（φ、θ、ψ）が（０，０，０）の水晶Ｚ板２が、電気軸（Ｘ軸）まわりにθ＝１１３〜１３５度回転させた水晶板１からその結晶軸（Ｘ，Ｙ’，Ｚ’）に沿って切り出される。なお、このようなカット方法をＳＴカットという。このようにＳＴカットされた水晶板１のＺ’軸まわりに、さらにψ＝±（４０〜４９）度回転させ、弾性表面波の伝播方向がこの方向となるように作製された圧電振動子が、Ｚ’軸まわりに面内回転させたＳＴカット型のＳＡＷ共振子３である。
【００３６】
この面内回転によるＳＴカット型のＳＡＷ共振子３は、周波数変化率が小さくて温度特性が極めてよいことが知られており、その温度特性は、変曲点が１１０℃近辺にある３次関数温度特性である。ＳＡＷ共振子３は、この３次関数温度特性において、常温範囲に位置する極大値もしくは極小値温度を頂点温度とし、一次係数項の調整により常温範囲外に位置する変曲点まわりに温度特性を回転させて、頂点温度を常温範囲の最適値に調整するように構成したものである。
【００３７】
すなわち、水晶板を電気軸（Ｘ軸）まわりにθ＝１１３〜１３５度回転させて得られるＳＴカット型の水晶板１を、さらに、Ｚ’軸まわりにψ＝±（４０〜４９）度だけ面内回転させたＳＴカット型の水晶板（水晶片）を設定する。その範囲内で、さらに温度特性が極値を持つ範囲を選定し、この範囲内で面内回転角を調整し、温度特性の極大値もしくは極小値温度を常温範囲の最適値に調整して温度特性を調整する。それを説明したものが図２である。
【００３８】
図２は、本発明のＳＡＷ共振子における周波数偏差−温度特性を示す図である。図２に示すように、Ｚ’軸まわりに面内回転させたＳＴカット型のＳＡＷ共振子の温度特性は変曲点温度が約１１０℃であり、常用温度範囲は、それより低い温度領域−４０〜＋８５℃であるので、変曲点より低い温度領域に位置する極大値を有する特性領域を使用する（図２において四角で囲んだ部分）。３次関数温度特性の場合には変曲点を移動することが困難であるので、一次係数項を調整し、特性線を変曲点まわりに回転させる。
【００３９】
図２に示す実線が基本特性線である場合、その極大値Ｐ１を使用温度範囲Ｔｚの中央に位置するように、特性線を変曲点まわりに回転させて新たに破線で示しているような特性線を得る。これにより、あたかも、使用温度範囲で頂点温度を平行移動したかの如く、極大値温度がＰ１からＰ２に移動し、使用温度範囲において周波数変化率を最小にすることができる。
【００４０】
図３は、ＡＴ水晶振動子、従来のＳＡＷ共振子、および本発明のＳＡＷ共振子の周波数偏差−温度特性を比較した図である。それぞれの周波数は、ＡＴ水晶振動子が８０ＭＨｚ、従来のＳＡＷ共振子が１２５ＭＨｚ、本発明のＳＡＷ共振子が６２５ＭＨｚのものを使用しているが、基本的な周波数偏差−温度特性は使用する周波数には依存されない。図３から分かるように、本発明のＳＡＷ共振子はＡＴ水晶振動子に比べて周波数偏差−温度特性は劣るが、従来のＳＡＷ共振子に比べて温度領域全体で周波数偏差−温度特性は補正されている。たとえば、−５℃において、本発明のＳＡＷ共振子における周波数偏差−温度特性は、従来のＳＡＷ共振子の周波数偏差−温度特性に比べて１／２程度にまで改善されていることが分かる。
【００４１】
上記で説明したように、本発明のＳＡＷ共振子は、従来のＡＴ水晶振動子に比べて周波数の温度特性が劣っている。このため、本発明では、ＶＣＳＯ４を構成するタンク回路１６のＬＣ受動素子の温度特性を利用してＳＡＷ共振子における周波数の温度特性を補正する。補正されたＳＡＷ共振子を用いて周波数可変範囲をさらに改善するための本発明の実施の形態を説明する。
【００４２】
＜第１の実施の形態＞
図４は、本発明の第１の実施の形態におけるクロック変換器の構成を示すブロック図である。図４に示すクロック変換器１は、位相比較部２、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）３、電圧制御型ＳＡＷ発振器（ＶＣＳＯ）４によって構成されている。また、位相比較部２は、位相比較器（ＰＤ）６、帰還分周回路（１／Ｎ）７、および入力分周回路（１／Ｐ）８によって構成されている。位相比較部２は、通常、全体がＩＣ化されている。このような構成において、たとえば、クロック変換器１に１５５．５２ＭＨｚで入力されたクロック信号（ＣＫ＋，ＣＫ−）は、６２２．０８ＭＨｚのクロック信号（ＯＵＴ＋，ＯＵＴ−）に周波数逓倍されて出力される。
【００４３】
ＶＣＳＯ４は、改善型のＳＡＷ共振子を用いた発振器であり、発振信号の周波数に応じて外部からの制御電圧ＶｃによりＳＡＷ共振子に供給される正帰還信号の位相をシフトし、所定の周波数のクロック信号を生成する。出力端子Ｔ４はＶＣＳＯ４のＰＬＬ帰還信号を供給する出力端子である。この出力端子Ｔ４から位相比較部２にＰＬＬ帰還信号が供給される。
【００４４】
ローパスフィルタ３は、位相比較器６の差動動作によって発生したノイズを除去して、制御電圧ＶｃをＶＣＳＯ４の電圧制御移相回路１４（図５参照）に供給する。なお、帰還分周回路７は、ＰＬＬ帰還ループからのＰＬＬ帰還信号を分周して位相比較器６に供給するための分周器である。また、入力分周回路８は、入力側のクロック信号を分周して位相比較器６へ入力するための分周器である。
【００４５】
図５は、図４に示すクロック変換器内のＶＣＳＯ４の構成を示すブロック図である。ＶＣＳＯ４は、３つの差動増幅器１１，１２，１３を内蔵するバッファ４ａと、所定の共振周波数を有するＳＡＷ共振子１５と、外部からの制御電圧Ｖｃに基づいて発振信号の位相を所定量シフトし、ＳＡＷ共振子１５の共振周波数を変化させる電圧制御移相回路１４と、ＬＣ並列共振回路であるタンク回路（Ｚｄ）１６とによって構成されている。このような構成によって、発振用の差動増幅器（第１の差動増幅器）１１、帰還用の差動増幅器（第３の差動増幅器）１３、電圧制御移相回路１４、ＳＡＷ共振子１５、およびタンク回路１６によって正帰還ループが形成される。また、帰還用の差動増幅器１３の他の出力端子Ｑ１から、図４に示すように、ＶＣＳＯ４の出力端子Ｔ４を介して、ＰＬＬ帰還ループ用出力信号を出力する。
【００４６】
図５において、ＳＡＷ共振子１５で共振した所定の共振周波数の高周波信号は、発振用の差動増幅器１１の非反転入力端子Ｄｌに入力される。そして、相互の位相差が１８０度異なる出力信号が、差動増幅器１１の出力端子から非反転出力信号Ｐ＋と反転出力信号Ｐ−として送出される。また、出力用の差動増幅器（第２の差動増幅器）１２は、発振用の差動増幅器１１からの出力信号Ｐ＋，Ｐ−を波形整形して所定の周波数、例えば６２２．０８ＭＨｚのクロック信号として外部へ供給する。さらに、帰還用の差動増幅器１３は、負荷回路に対してバッファ機能を有する差動増幅器であり、一方の出力端子Ｔ４’からの出力信号Ｑ２を正帰還ループへ、他方の出力端子Ｔ５’からの出力信号Ｑ１をＰＬＬ帰還ループへ供給している。
【００４７】
図６は、図５に示す差動増幅器１１，１２，１３の具体的な回路構成を示す差動増幅器を示す図である。上記の差動増幅器１１，１２，１３は、何れも同じエミッタ開放型のＥＣＬ（Ｅｍｉｔｔｅｒ−ｃｏｕｐｌｅｄ　Ｌｏｇｉｃ：エミッタ結合論理）ラインレシーバで構成される差動増幅器である。なお、図６の差動増幅器は、図５のバッファ４ａにおける出力段の差動増幅器１２の差動増幅器を示しており、エミッタ終端抵抗Ｒ１，Ｒ２は外付け用として出力端子Ｔ２’，Ｔ３’に接続される。また、ＥＣＬラインレシーバは、低消費電力であり、かつ高速動作が可能であるので高周波発振回路に用いられている。
【００４８】
図６に示すＥＣＬラインレシーバ増幅器は、一般的な回路であるので詳細な動作説明は省略するが、１８０度位相の異なる入力信号（ＩＮ＋、ＩＮ−）によってトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２が差動反転動作を繰り返し、トランジスタＴｒ３のＯＵＴ−およびＴｒ４のＯＵＴ＋から増幅および波形整形された差動信号を取り出すことができる。なお、トランジスタＴｒ５は発振信号のバイアスレベルを可変設定するための手段である。
【００４９】
図７は、図５に示す電圧制御移相回路の具体的な回路図である。この電圧制御移相回路１４は、図４に示すローパスフィルタ３から入力された制御電圧Ｖｃによって可変容量ダイオード（バリキャップ）Ｃｖのキャパシタンスを可変させ、伸長コイルＬｖとバリキャップＣｖおよびコンデンサＣ１からなるＬＣ共振回路の共振周波数を制御してＳＡＷ共振子１５に供給される信号の位相をシフトさせている。この正帰還ループで生成された発振信号は、図５の差動増幅器１１，１２を介して出力端子Ｔ２，Ｔ３からクロック信号ＯＵＴ＋，ＯＵＴ−として送出される。
【００５０】
また、図８は、図５に示すタンク回路１６の具体的な回路図である。図８に示すように、タンク回路（Ｚｄ）１６は、コイルＬ１とコンデンサＣ２からなるＬＣ受動素子によって構成されている。このタンク回路１６は、共振周波数Ｆ０（＝１／２π（Ｌ１×Ｃ２）１／２）で共振し、インピーダンスが無限大になり、ＳＡＷ共振子１５から差動増幅器１１に伝送される高周波信号の効率を最大にするためのＬＣ並列共振回路である。
【００５１】
本発明では、タンク回路１６中のコンデンサＣ２の温度特性を利用してＳＡＷ共振子の周波数偏差−温度特性の補正を図っているので、このタンク回路１６についてさらに詳しく説明する。図９は、コンデンサ容量の温度特性を示す図である。図９に示すように、コンデンサ容量の温度特性は、温度ｔが高くなるとコンデンサの容量は小さくなるという負の温度特性を示している。
【００５２】
図１０は、タンク回路の位相−周波数特性を示す図である。すなわち、高い温度（Ｔａ）から低い温度（Ｔｂ）に推移したときの位相−周波数の特性を示している。
この場合、ＳＡＷ共振子の発振条件における位相の回転量は３６０度であるから、温度変化による位相の変動分はＳＡＷ共振子によって補正される。すなわち、温度が高温（Ｔａ）から低温（Ｔｂ）に推移したとき、当初の共振周波数Ｆａにおける位相はａ点からｃ点の方向に、すなわち、遅れ位相を大きくする方向へシフトする。この場合、電圧制御移相回路１４が、負の方向に変動した位相をもとに戻すように、ＳＡＷ共振子の位相を正の方向に変化させる制御を行う。
【００５３】
図１１は、ＳＡＷ共振子の位相一周波数特性を示す図である。電圧制御移相回路１４は、図１０におけるａ点の位相がｃ点にシフトすると、その分だけ、図１１に示すように、ＳＡＷ共振子の位相を位相−周波数曲線上をａ’点からｂ’点の方向に遅れ位相が小さくなるように制御する。この時、ＳＡＷ共振子の共振周波数Ｆａは、図１１に示すように、高い共振周波数Ｆｂへ変化することになる。この結果、タンク回路の共振周波数Ｆａも、図１０に示すように、ｃ点の共振周波数Ｆａからｂ点の共振周波数Ｆｂへ推移することになる。言い換えれば、温度が低下することによってタンク回路１６の共振周波数が低下した分を補正するように、ＳＡＷ共振子の共振周波数を上昇させる。このようにして、ＳＡＷ共振子の共振周波数が変動した分を、タンク回路１６におけるコンデンサ容量の温度特性によって補正する。
【００５４】
図１２は、タンク回路で補正されたＳＡＷ共振子の周波数偏差−温度特性を示す図である。すなわち、図１２は、図３に示した従来のＳＡＷ共振子の周波数偏差−温度特性（ａ）と、上記で説明したタンク回路のコンデンサの温度特性を利用して補正されたＳＡＷ共振子の周波数偏差−温度特性（ｂ）との関係を示している。つまり、タンク回路１６におけるコンデンサＣ２の温度特性を利用することにより、従来のＳＡＷ共振子の特性（ａ）を、矢印で図示した方向に一定量回転させることによって補正されたＳＡＷ共振子の特性（ｂ）が得られる。
【００５５】
また、このようなタンク回路１６におけるコンデンサＣ２の温度特性を利用したＳＡＷ共振子の周波数偏差−温度特性の補正は、上述のようなＳＡＷ共振子だけでなく、従来のＳＡＷ共振子にも適用することができる。さらに、タンク回路１６におけるコンデンサＣ２だけでなく、図７の電圧制御移相回路１４に用いられる可変容量ダイオードＣｖやコンデンサＣ１の温度特性を利用しても、ＳＡＷ共振子の周波数偏差−温度特性と同様の周波数偏差−温度特性の補正が得られることは云うまでもない。
【００５６】
図１３は、従来のＡＴ水晶振動子、並びにコンデンサの温度特性を利用して周波数偏差−温度特性を補正したＳＡＷ共振子および従来のＳＡＷ共振子の周波数偏差−温度特性を示す図である。図１３において、実線が本発明のＳＡＷ共振子（ａ）の周波数偏差−温度の特性、破線が従来のＳＡＷ共振子（ｂ）の周波数偏差−温度の特性、一点鎖線がＡＴ水晶振動子の周波数偏差−温度特性である。なお、周波数偏差−温度特性の回転量は、ＳＡＷ共振子（ａ）および従来のＳＡＷ共振子（ｂ）において同一量である。図１３から明らかなように、使用温度範囲においては、ＳＡＷ共振子（ａ）の周波数偏差−温度特性は、ＡＴ水晶振動子（ｃ）の周波数偏差−温度特性と同程度まで補正されている。また、従来のＳＡＷ共振子（ｂ）においても使用温度範囲における周波数偏差−温度特性はやや改善されている。
【００５７】
以上説明したように、本発明のクロック変換器によれば、周波数温度特性が改善されたＳＡＷ共振子を利用し、さらに、ＶＣＳＯのタンク回路や電圧制御移相回路に構成されているコンデンサの温度特性を利用することにより、従来のＡＴ水晶振動子とほぼ同程度の周波数偏差−温度特性を得ることができる。これにより、ＡＴ水晶振動子を使用した場合とほぼ同程度の周波数偏差の変動範囲（つまり、±８０ｐｐｍ）を確保することができるので、ＡＴ水晶振動子と同程度の周波数可変範囲で、市場において要求される周波数精度をクリアすることができる。
【００５８】
また、ＳＡＷ共振子はＡＴカット型のＡＴ水晶振動子のような副振動がないので主振動と結合することがなく、また、不要なスプリアスも存在しない。さらに、周波数を変換するための逓倍回路を必要としないので、高調波が発生することもなくなる。その結果、これらに起因するジッタが発生することがなくなるのでジッタの少ないクロック変換器を実現することができる。
【００５９】
さらに、ＡＴ水晶振動子を使用した場合とほぼ同程度の周波数可変範囲（±８０ｐｐｍ）を確保することができるので、電圧制御移相回路の電圧制御幅を小さくすることができる。この結果、電源電圧が低電圧化されても容易に周波数可変範囲を補償してクロック信号の周波数偏差を高精度に維持することができる。また、ＳＡＷ共振子は逓倍回路を不要とし、かつ、専用の温度補償回路を設けることなくＶＣＳＯを構成する受動素子のコンデンサを温度補償用として用いて簡易な回路構成とすることで、クロック変換器を小型化することができると共に、クロック変換器のコストダウンを図ることができる。
【００６０】
＜第２の実施の形態＞
図１４は、本発明の第２の実施の形態におけるのＶＣＳＯの構成を示すブロック図である。図１４に示す第２の実施の形態のＶＣＳＯ４’は、バッファ４ａ’内において、図５に示す差動増幅器の代わりに入出力が単一型の増幅器３１，３２，３３を用い、発振用の増幅器（第１の増幅器）３１の出力段に２つの増幅器３２，３３を並列に接続している。そして、発振用の増幅器３１は電圧制御移相回路１４及びＳＡＷ共振子１５とによって正帰還ループを構成し、増幅器（第３の増幅器）３３はＰＬＬ帰還ループを構成し、さらに、増幅器（第２の増幅器）３２は外部へクロック信号を出力するための出力用増幅器を構成する。その他の回路構成については図５に示す第１の実施の形態のＶＣＳＯ４と同様であるので説明を省略する。
【００６１】
従来のＶＣＳＯにおいては、クロック信号の出力とＰＬＬ帰還ループの出力とを兼用させる場合、相互の影響を回避するために、クロック信号の出力側に出力バッファ回路を設けていた。しかし、本発明の第２の実施の形態では、図１４のような構成の単一型の増幅器を用いることにより、発振用の増幅器３１の出力が、バッファ４ａ’の内部に設けた２つの出力用の増幅器３２，３３によって分岐され、一方の増幅器３２よりクロック信号を出力し、他方の増幅器３３よりＰＬＬ帰還ループのＰＬＬ信号を出力している。したがって、バッファ４ａ’の外部に余分なバッファを追加する必要がなくなるので、クロック変換器の部品点数の削減および小型化を図ることができる。
【００６２】
また、従来のＶＣＳＯのようにバッファの外部に出力バッファ回路を設けると、クロック信号を出力するための増幅器と外部に設けた出力バッファ回路との間を接続するための配線によって、それぞれの信号が相互に干渉したり信号間に位相差が生じてしまうことがある。しかし、図１４のような構成の単一型の増幅器を用いることにより、発振用の増幅器３１の出力信号をバッファ４ａ’の内部に設けた２つの出力用の増幅器３２，３３へ分配することができるので、増幅器３２から出力されるクロック信号と増幅器３３から出力されるＰＬＬ帰還ループのＰＬＬ信号との間に位相差が生じることはなくなる。なお、図１４のような単一型の増幅器を用いた場合も、図５に示す第１の実施の形態の場合と同様に、ＳＡＷ共振子１５における周波数の温度補正効果が得られることは云うまでもない。
【００６３】
図１５は、本発明の温度補正機能を有するＶＣＳＯ４’を内蔵した本発明のクロック変換器の構成図である。つまり、図１５に示すクロック変換器は、図４に示すクロック変換器において、クロック入力を単一入力とし、および電圧制御型ＳＡＷ発振器として図１４に示す単一型ＶＣＳＯ４’を用いたものである。
【００６４】
＜第３の実施の形態＞
次に、本発明におけるクロック変換器の電子機器ヘの応用例について述べる。
本発明のクロック変換器は、たとえば、１０ギガビットの光インタフェースにおける光トランシーバ用モジュールなどの電子機器にも応用することができる。
図１６は、本発明のクロック変換器を用いた１０ギガビットの光インタフェースにおける光トランシーバ用モジュールの概略構成図である。光ネットワーク向けの光トランシーバ用モジュール１００は、例えば、サーバ用コンピュータと光ネットワークとの間で、光／電気変換及び電気／光変換と多重化及び分離化のためのインタフェース機能を実現するモジュールである。この光トランシーバ用モジュール１００は、クロック変換器１０３で生成された高周波のクロック信号を多重化部（ＭＵＸ）１０１の基準クロック信号として供給する。
【００６５】
各ブロックはそれぞれ次のような機能を備えている。多重化部（ＭＵＸ）１０１は、下位のシステムから受信した複数の送信低速データ（ＴｘＤＡＴＡ×Ｎ）を多重化する。ここで、Ｎは整数であって、例えば、Ｎ＝１６である。電気／光変換部（ＴｘＥ−Ｏ）１０２は電気信号を光信号（ＯＰＯＵＴ）に変換して光伝送路に送出し、光／電気変換部（ＲｘＯ−Ｅ）１０５は光伝送路から受信した光信号（ＯＰＩＮ）を電気信号に変換する。分離化部（ＤｅＭＵＸ／ＣＤＲ）１０４は、光／電気変換部（ＲｘＯ−Ｅ）１０５によって電気信号に変換された受信データを複数の受信低速データ（ＲｘＤＡＴＡ×Ｎ）に分離する。クロック変換器１０３は低周波のクロック信号を、高周波数の基準クロック信号に変換して多重化部（ＭＵＸ）１０１へ供給する。選択部１０６は、低周波数の外部クロック信号（ＴｘＲＥＦ）または分離化部（ＤｅＭＵＸ／ＣＤＲ）１０４からのクロック信号ＲｘＣＬＫから所望のクロック信号を選択してクロック変換器１０３へ供給する。
【００６６】
次に、光トランシーバ用モジュール１００の動作について説明する。クロック変換器１０３は、選択部１０６によって選択された低周波数の外部クロック信号（ＴｘＲＥＦ）を高周波数のクロック信号に変換する。例えば、選択部１０６が６４ＫＨｚ〜１５５．５２ＭＨｚの低周波数の外部クロック信号（ＴｘＲＥＦ）を選択してクロック変換器１０３へ供給すると、クロック変換器１０３は、６００ＭＨｚ帯の６２２．０８ＭＨｚの高周波数のクロック信号に変換して多重化部（ＭＵＸ）１０１へ供給する。これによって、電気／光変換部（ＴｘＥ−Ｏ）１０２において６２２．０８ＭＨｚの電気信号が光信号（ＯＰＯＵＴ）に変換されて光伝送路へ送出される。
【００６７】
また、分離化部（ＤｅＭＵＸ／ＣＤＲ）１０４は、ＣＤＲ（Ｃｌｏｃｋ　ａｎｄ　Ｄａｔａ　Ｒｅｃｏｖｅｒｙ）機能により、光／電気変換部（ＲｘＯ−Ｅ）１０５から受信した光信号（ＯＰＩＮ）のデータから高周波数のクロック信号を抽出する。選択部１０６が、この抽出したクロック信号（ＲＣＬＫ）を選択した場合は、クロック変換器１０３でジッタが多く含まれたクロック信号（ＲＣＬＫ）のジッタが低減され、ジッタの少ない高周波数のクロック信号が多重化部（ＭＵＸ）１０１へ供給される。
【００６８】
つまり、ＡＴ水晶振動子の場合と同程度の周波数可変範囲が取れる電圧制御型ＳＡＷ発振器（ＶＣＳＯ）を適用したクロック変換器１０３を光トランシーバ用モジュール１００に用いて、ジッタの多く含んだクロック信号を入力しても、クロック変換器１０３は非常にジッタの少ない高周波数のクロック信号を生成して多重化部（ＭＵＸ）１０１へ供給することができる。このようなジッタの少ないクロック信号が多重化部（ＭＵＸ）１０１へ供給されることにより、多重化部（ＭＵＸ）１０１において多重化する送信データ（ＴｘＤＡＴＡ×Ｎ）とクロック信号との間におけるタイミングマージンが確保されるので、多重化部（ＭＵＸ）１０１の送信データの誤動作を防止することができる。また、動画像のような大量のデータが伝送できる１０ギガビットに代表される高速なネットワークシステムにおいても、安定した動作を容易に確保することができる。
【００６９】
以上述べた実施の形態は本発明を説明するための一例であり、本発明は、上記の実施の形態に限定されるものではなく、発明の要旨の範囲で種々の変形が可能である。
（変形例１）
上記の実施の形態では、タンク回路を構成するＬＣ並列共振回路のコンデンサの負の静電容量温度特性を利用することによって、従来のＳＡＷ共振子やＳＡＷ共振子の周波数偏差−温度特性を補正する場合について説明した。しかし、これに限ることはなく、ＶＣＳＯ内に構成されている回路素子のうち、負の温度特性を有する回路素子の温度特性を利用すれば、従来のＳＡＷ共振子やＳＡＷ共振子の共振信号の位相変化をキャンセルして周波数偏差−温度特性の改善を図ることができるのは云うまでもない。たとえば、電圧制御移相回路に構成されている可変容量ダイオードやコンデンサなどの温度特性も負の温度特性を有しているので、これらの回路素子の温度特性を利用して従来のＳＡＷ共振子やＳＡＷ共振子の周波数偏差−温度特性を補正することもできる。
（第２変形例）
上記した実施形態の増幅器は、バイポーラトランジスタを使用して構成した実施例を示し説明したが、トランジスタの種類が異なるＭＯＳトランジスタにより構成してもよい。
（第３変形例）
又、発振回路をネットワーク用の光インターフェースモジュールに用いる場合について説明したが、発振回路、特に高周波発振回路を必要とする携帯電話などの無線通信機器など各種電子機器に適用することが可能である。
（第４変形例）
水晶振動子、セラミック振動子やＳＡＷ共振子等の圧電振動子を構成する圧電材料について、水晶の他、他の圧電材料としてランガサイトや四ほう酸リチウムを用いた構成としてもよい。
【００７０】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の電圧制御型発振器によれば、ＶＣＳＯの回路に用いられているコンデンサの温度特性を利用することによってＳＡＷ共振子における周波数偏差−温度特性を補正している。これにより、ＶＣＳＯの回路規模を大ききすることなく、従来のＡＴ水晶振動子とほぼ同程度まで周波数偏差−温度特性を補正することができる。また、ＡＴ水晶振動子に比べてジッタの少ないクロック信号を生成して出力することができる。さらに、ＡＴ水晶振動子を使用した場合とほぼ同程度の周波数可変範囲を確保することができるので、電圧制御移相回路の電圧制御幅を小さくすることができる。この結果、電源電圧が低電圧化されても容易に周波数可変範囲を補償してクロック信号の周波数偏差を高精度に維持することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のＳＡＷ共振子に使用される水晶片の結晶軸に対するカット角度を示す図である。
【図２】本発明のＳＡＷ共振子の周波数偏差−温度特性を示す図である。
【図３】ＡＴ水晶振動子、従来のＳＡＷ共振子、および本発明のＳＡＷ共振子の周波数偏差−温度特性を比較した図である。
【図４】本発明の第１の実施の形態におけるクロック変換器の構成を示すブロック図である。
【図５】図４に示すクロック変換器内のＶＣＳＯの構成を示すブロック図である。
【図６】図５に示す差動増幅器１１，１２，１３の具体的な回路構成を示す図である。
【図７】図５に示す電圧制御移相回路の具体的な回路図である。
【図８】図５に示すタンク回路の具体的な回路図である。
【図９】コンデンサ容量の温度特性を示す特性図である。
【図１０】タンク回路の位相−周波数特性を示す図である。
【図１１】ＳＡＷ共振子の位相−周波数特性を示す図である。
【図１２】タンク回路で補正されたＳＡＷ共振子の周波数偏差−温度特性を示す図である。
【図１３】従来のＡＴ水晶振動子の周波数−温度特性、並びにコンデンサの温度特性を利用して特性を補正した本発明のＳＡＷ共振子および従来のＳＡＷ共振子の周波数−温度特性を示す図である。
【図１４】本発明の第２の実施の形態におけるＶＣＳＯの構成を示すブロック図である。
【図１５】図１４のＶＣＳＯを内蔵した本発明のクロック変換器の構成図である。
【図１６】本発明のクロック変換器を用いた１０ギガビットの光トランシーバ用モジュールの概略構成図である。
【図１７】従来の一般的なＶＣＸＯの構成を示す概念図である。
【図１８】従来のＶＣＸＯを用いた従来のクロック変換器の構成を示すブロック図である。
【図１９】ＡＴ水晶振動子と従来のＳＡＷ共振子の周波数偏差−温度特性を示す図である。
【符号の説明】
１…クロック変換器、２…位相比較部、３…ローパスフィルタ（ＬＰＦ）、４，４’…電圧制御型ＳＡＷ発振回路（ＶＣＳＯ）、４ａ，４ａ’…バッファ、６…位相比較器（ＰＤ）、７…帰還分周回路（１／Ｎ）、８…入力分周回路（１／Ｐ）、１１，１２，１３…差動増幅器、１４…電圧制御移相回路、１５…ＳＡＷ共振子、１６…タンク回路（Ｚｄ）、３１，３２，３３…増幅器、１００…光トランシーバ用モジュール、１０１…多重化部（ＭＵＸ）、１０２…電気／光変換部（ＴｘＥ−Ｏ）、１０３…クロック変換器、１０４…分離化部（ＤｅＭＵＸ／ＣＤＲ）、１０５…光／電気変換部（ＲｘＯ−Ｅ）、１０６…選択部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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