(57)【要約】【課題】高次の高調波信号と局部発振信号とを効率よく混合して中間周波信号を生成するための周波数変換回路を提供する。【解決手段】非線形領域で動作するべく直流バイアスされた第１及び第２ＦＥＴ５１、５３のゲート電極に所定の位相差を有する局部発振信号ｆＬ，ｆＬ’を入力し、線形領域で動作するべく直流バイアスされた第３ＦＥＴ５５のゲート電極には小振幅の高周波信号ｆｓを入力する。第１、第２ＦＥＴ５１、５３の共通のドレイン電極には上記位相差に応じた高調波成分が現れ、第４ＦＥＴ５６によりこの高調波成分と高周波信号とが効率良く混合される。この回路では、高次の高調波を利用して周波数混合を行えるので局部発振信号の周波数を低く設定できる。【選択図】  図１１
2004236027.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力された高周波信号の周波数を逓倍した信号を出力信号として取り出す周波数変換回路であって、
低電圧側の被制御電極がいずれも接地され、高電圧側の被制御電極が共通に接続された２個以上の低電圧側トランジスタと、その高電圧側の共通接続点に低電圧側の被制御電極が接続されるとともに、制御電極が交流的に接地された１個の高電圧側トランジスタとを備え、
前記低電圧側トランジスタのうち、その全てではない少なくとも１個のトランジスタを線形領域で動作させるようにその制御電極に直流バイアス電圧を印加するとともに、残りの低電圧側トランジスタを非線形領域で動作させるようにその制御電極に直流バイアス電圧を印加し、
前記非線形領域で動作するように直流バイアスされた１個の低電圧側トランジスタの制御電極に高周波信号を入力するとともに、他のいずれかの低電圧側トランジスタの制御電極に前記高周波信号と同一周波数で位相の異なる信号を入力し、高電圧側トランジスタの高電圧側の被制御電極から出力信号を取り出すようにしたことを特徴とする周波数変換回路。
【請求項２】
入力された高周波信号及び局部発振信号の周波数の差に基づく中間周波信号を出力信号として取り出す周波数変換回路であって、
低電圧側の被制御電極がいずれも接地され、高電圧側の被制御電極が共通に接続された２個以上の低電圧側トランジスタと、その高電圧側の共通接続点に低電圧側の被制御電極が接続されるとともに、制御電極が交流的に接地された１個の高電圧側トランジスタとを備え、
前記低電圧側トランジスタのうち、その全てではない少なくとも１個のトランジスタを線形領域で動作させるようにその制御電極に直流バイアス電圧を印加するとともに、残りの低電圧側トランジスタを非線形領域で動作させるようにその制御電極に直流バイアス電圧を印加し、
前記非線形領域で動作するように直流バイアスされた１個の低電圧側トランジスタの制御電極に局部発振信号を入力するとともに、他のいずれかの低電圧側トランジスタの制御電極に高周波信号を入力し、高電圧側トランジスタの高電圧側の被制御電極から出力信号を取り出すようにしたことを特徴とする周波数変換回路。
【請求項３】
入力された局部発振信号の周波数が逓倍された信号と、同じく入力された高周波信号の周波数の差に基づく中間周波信号を出力信号として取り出す周波数変換回路であって、
低電圧側の被制御電極がいずれも接地され、高電圧側の被制御電極が共通に接続された３個以上の低電圧側トランジスタと、その高電圧側の共通接続点に低電圧側の被制御電極が接続されるとともに、制御電極が交流的に接地された１個の高電圧側トランジスタとを備え、
前記低電圧側トランジスタのうち、その全てではない少なくとも１個のトランジスタを線形領域で動作させるようにその制御電極に直流バイアス電圧を印加するとともに、残りの低電圧側トランジスタを非線形領域で動作させるようにその制御電極に直流バイアス電圧を印加し、
前記非線形領域で動作するように直流バイアスされた１個の低電圧側トランジスタの制御電極に局部発振信号を入力するとともに、他のいずれかの低電圧側トランジスタの制御電極に前記局部発振信号と同一周波数で位相の異なる信号を入力し、更に他のいずれかの低電圧側トランジスタの制御電極に高周波信号を入力し、高電圧側トランジスタの高電圧側の被制御電極から出力信号を取り出すようにしたことを特徴とする周波数変換回路。
【請求項４】
前記低電圧側及び高電圧側トランジスタはバイポーラトランジスタであることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の周波数変換回路。
【請求項５】
前記低電圧側及び高電圧側トランジスタはＨＥＭＴ、ＭＥＳＦＥＴ、ＭＯＳＦＥＴ等の電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）であることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の周波数変換回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、逓倍回路、混合回路（ミキサ）等の周波数変換回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
高周波信号の周波数変換回路として、周波数を逓倍する逓倍回路や、高周波信号の周波数と局部発振信号（ローカル信号）の周波数との差周波数を有する中間周波信号を取り出す混合回路、などが従来より知られている。図１に、電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴと称す）を用いた逓倍回路のブロック構成の一例を示す。なお、ここではＦＥＴの直流バイアス回路は省略している。
【０００３】
ＦＥＴ３を非線形領域動作（いわゆるＡＢ級動作、Ｂ級動作又はＣ級動作）させるべく、そのゲート電極Ｇに直流バイアス電圧を印加した状態で、高周波信号入力端子１に図２（ａ）に示すような正弦波状の高周波信号を印加する。入力整合回路２は、その前段の回路の出力インピーダンスとこの逓倍回路の入力インピーダンスとの整合をとる機能を有する。この入力整合回路２を介してＦＥＴ３のゲート電極Ｇに印加された高周波信号によって、ＦＥＴ３のソース電極Ｓ−ドレイン電極Ｄ間には例えば図２（ｂ）に示すような電流が流れる。この電流波形には、高周波信号の高調波成分が含まれる。出力整合回路４は、元の基本波成分を除去して所望の高調波成分のみ、例えば２倍の高調波信号のみを抽出する帯域通過フィルタの機能と、出力インピーダンスの整合機能とを含み、逓倍信号出力端子５より逓倍信号を出力する。この逓倍信号は図２（ｃ）に示すようになる。
【０００４】
ＦＥＴを用いた混合回路については、非特許文献１に記載のように何種類かの構成が知られている。受信装置のチューナー回路に用いられる混合回路の幾つかの例を図３に示す。この図３では、直流バイアス回路に加え、入出力の整合回路も省略している。いずれの回路構成でも、図示しない局部発振回路から与えられる大きな電力の局部発振信号と高周波信号との差周波数を有する正弦波状の信号を、中間周波信号として取り出すことができる。これらの回路のうち、（ｃ）を除く（ａ）及び（ｂ）の回路構成では、ＦＥＴ１２の１つの電極を２つの信号で共有しており、図示していないが、これら２つの信号を分離するための回路が別途必要となる。また、（ｃ）の回路構成ではＦＥＴ１２のゲート電極Ｇ１、Ｇ２は各信号毎に分離されているものの、２つのゲート電極を有する特殊なＦＥＴが必要となる。
【０００５】
図３に示した混合回路はいずれも、高周波信号と局部発振信号の差周波数を中間周波信号として取り出す、基本波混合回路としての動作を行うものであるが、これに対し、局部発振信号の高調波と高周波信号とを混合するものとしてハーモニック混合回路がある。ハーモニック混合回路としては、従来、非線形素子としてダイオードを利用したものが知られており、その構成を図４に示す（例えば、非特許文献２参照）。
【０００６】
図４において、高周波信号入力端子１０に印加された高周波信号は、入力整合回路１４を経て互いに逆向きに接続されたダイオードペア１６に印加される。入力整合回路１４は、高周波信号入力端子１０側に対してはその前段の回路とダイオードペア１６とのインピーダンス整合をとるとともに、高周波信号入力端子１０側への局部発振信号の漏洩を防止する機能を有する。もちろん、入力整合回路１５はこれと全く逆の機能である。また、出力整合回路１７は中間周波信号のみを取り出す低域通過フィルタの機能を含む。この構成では、ダイオードペア１６のコンダクタンスは局部発振信号の偶数倍の周波数成分に対して線形性を呈し、これによって局部発振信号の高調波と高周波信号との混合が行われる。
【０００７】
【非特許文献１】
高山洋一郎著，「マイクロ波トランジスタ」，電子情報通信学会，平成１０年１２月１０日
【非特許文献２】
ステファン・エー・マアス（Ｓｔｅｐｈａｎ  Ａ．  Ｍａａｓ）著，「マイクロウェイブ・ミキサーズ（Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ  Ｍｉｘｅｒｓ）」，第２版，アーテック・ハウス・インク（ａｒｔｅｃｈ  Ｈｏｕｓｅ  Ｉｎｃ．），１９９３年
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
図１に示した従来の逓倍回路において、ＦＥＴ３のドレイン電極Ｄでの信号の周波数スペクトルは図５に示すようになる。即ち、２倍、３倍と高次になるに従い急速に振幅が低下する。従って、高次の逓倍動作の場合には効率が悪く、実際に利用できるのは高々４倍程度までであって、それ以上の高次の逓倍信号を必要とする場合には、逓倍回路を複数段直列的に接続する必要があり、回路構成が複雑になるという問題があった。また、図４に示したようなハーモニック混合回路でも、２倍又は４倍程度までの高調波との混合が実用上の限界であり、変換損失も通常１０ｄＢ以上とかなり大きく、変換が非効率的であった。
【０００９】
こうした問題を克服し、高次の高調波信号を利用して逓倍や混合が行うことができれば、より低い周波数の信号を基本波とすることが可能であるので、特に数ＧＨｚやそれ以上の高周波領域の回路においては非常に有益である。
【００１０】
更にまた、図３に示したような従来の基本波混合回路では、上述したように信号の分離を行うための回路を付加したり、或いは特殊なＦＥＴを用いたりする必要があり、その分のコストが必要であるという問題もあった。
【００１１】
本発明は上記のような課題を解決するために成されたものであり、その主たる目的とするところは、入力された高周波信号に対して高次の逓倍信号を効率良く取り出したり、高周波信号と局部発振信号との周波数差に基づく中間周波信号を効率良く取り出すことができる周波数変換回路を提供することである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために成された第１発明は、入力された高周波信号の周波数を逓倍した信号を出力信号として取り出す周波数変換回路であって、
低電圧側の被制御電極がいずれも接地され、高電圧側の被制御電極が共通に接続された２個以上の低電圧側トランジスタと、その高電圧側の共通接続点に低電圧側の被制御電極が接続されるとともに、制御電極が交流的に接地された１個の高電圧側トランジスタとを備え、
前記低電圧側トランジスタのうち、その全てではない少なくとも１個のトランジスタを線形領域で動作させるようにその制御電極に直流バイアス電圧を印加するとともに、残りの低電圧側トランジスタを非線形領域で動作させるようにその制御電極に直流バイアス電圧を印加し、
前記非線形領域で動作するように直流バイアスされた１個の低電圧側トランジスタの制御電極に高周波信号を入力するとともに、他のいずれかの低電圧側トランジスタの制御電極に前記高周波信号と同一周波数で位相の異なる信号を入力し、高電圧側トランジスタの高電圧側の被制御電極から出力信号を取り出すようにしたことを特徴としている。
【００１３】
また、上記課題を解決するために成された第２発明は、入力された高周波信号及び局部発振信号の周波数の差に基づく中間周波信号を出力信号として取り出す周波数変換回路であって、
低電圧側の被制御電極がいずれも接地され、高電圧側の被制御電極が共通に接続された２個以上の低電圧側トランジスタと、その高電圧側の共通接続点に低電圧側の被制御電極が接続されるとともに、制御電極が交流的に接地された１個の高電圧側トランジスタとを備え、
前記低電圧側トランジスタのうち、その全てではない少なくとも１個のトランジスタを線形領域で動作させるようにその制御電極に直流バイアス電圧を印加するとともに、残りの低電圧側トランジスタを非線形領域で動作させるようにその制御電極に直流バイアス電圧を印加し、
前記非線形領域で動作するように直流バイアスされた１個の低電圧側トランジスタの制御電極に局部発振信号を入力するとともに、他のいずれかの低電圧側トランジスタの制御電極に高周波信号を入力し、高電圧側トランジスタの高電圧側の被制御電極から出力信号を取り出すようにしたことを特徴としている。
【００１４】
また、上記課題を解決するために成された第３発明は、入力された局部発振信号の周波数が逓倍された信号と同じく入力された高周波信号の周波数の差に基づく中間周波信号を出力信号として取り出す周波数変換回路であって、
低電圧側の被制御電極がいずれも接地され、高電圧側の被制御電極が共通に接続された３個以上の低電圧側トランジスタと、その高電圧側の共通接続点に低電圧側の被制御電極が接続されるとともに、制御電極が交流的に接地された１個の高電圧側トランジスタとを備え、
前記低電圧側トランジスタのうち、その全てではない少なくとも１個のトランジスタを線形領域で動作させるようにその制御電極に直流バイアス電圧を印加するとともに、残りの低電圧側トランジスタを非線形領域で動作させるようにその制御電極に直流バイアス電圧を印加し、
前記非線形領域で動作するように直流バイアスされた１個の低電圧側トランジスタの制御電極に局部発振信号を入力するとともに、他のいずれかの低電圧側トランジスタの制御電極に前記局部発振信号と同一周波数で位相の異なる信号を入力し、更に他のいずれかの低電圧側トランジスタの制御電極に高周波信号を入力し、高電圧側トランジスタの高電圧側の被制御電極から出力信号を取り出すようにしたことを特徴としている。
【００１５】
なお、第１乃至第３発明に係る周波数変換回路においては、低電圧側及び高電圧側トランジスタはバイポーラトランジスタ又はＨＥＭＴ、ＭＥＳＦＥＴ、ＭＯＳＦＥＴ等の電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）のいずれであってもよい。バイポーラトランジスタの場合、上記制御電極はベース電極であり、被制御電極はコレクタ電極及びエミッタ電極である。一方、ＦＥＴの場合、上記制御電極はゲート電極であり、被制御電極はソース電極及びドレイン電極である。
【００１６】
【発明の実施の形態、及び効果】
第１乃至第３発明に係る周波数変換回路では、線形領域で動作するように直流バイアスされた低電圧側トランジスタの作用により、高電圧側トランジスタに適宜のバイアス電流を流し、その高電圧側トランジスタにおける増幅動作が効率良く行われるように設定する。この動作条件下で、非線形領域で動作するように直流バイアスされた低電圧側トランジスタの制御電極に高周波信号や局部発振信号等の２つ以上の信号をそれぞれ入力すると、これら信号によってそれぞれの低電圧側トランジスタに流れる電流の和が高電圧側トランジスタに流れ、高電圧側トランジスタにおいて信号が効率良く混合される。
【００１７】
具体的には、第１発明に係る周波数変換回路では、２つの入力信号の周波数は同一であるため、位相差に応じた高調波成分を多く含む電流が高電圧側トランジスタに流れる。この高調波成分が高電圧側トランジスタの増幅作用によって更に強調されるため、元の高周波信号の周波数を逓倍した信号を効率良く取り出すことができる。従って、この第１発明に係る周波数変換回路によれば、従来は利用することが困難であった高次（例えば６次以上）の逓倍信号を１段の逓倍回路で取り出すことができるので、従来のように逓倍回路を多数段直列に接続する必要がなく、構成が簡単になってコストを下げることが可能である。また、同一周波数の逓倍信号を得るためにより低い周波数の基本波を利用できるので、マイクロ波帯域等の特に高周波帯域の回路においてコストの引き下げに有用である。
【００１８】
また、第２発明に係る周波数変換回路では、相対的に大振幅で低周波数の局部発振信号による非線形性の強い電流と小振幅の高周波信号による電流とが同時に高電圧側トランジスタに流れ、その周波数差の成分が高電圧側トランジスタの増幅作用によって強調されるため、中間周波信号を効率良く取り出すことができる。従って、この第２発明に係る周波数変換回路によれば、２つのゲート電極を有するような特殊なＦＥＴを利用する必要がなく、また一般的なＦＥＴを利用しつつ従来のように信号分離回路を必要としないので、構成が簡単になってコストを下げることが可能である。
【００１９】
また、第３発明に係る周波数変換回路では、局部発振信号の位相差に応じた高調波成分を多く含む電流と小振幅の高周波信号による電流とが同時に高電圧側トランジスタに流れ、その周波数差の成分が高電圧側トランジスタの増幅作用によって強調されるため、局部発振信号の高調波信号（逓倍信号）と高周波信号との周波数差に基づく中間周波信号を効率良く取り出すことができる。従って、この第３発明に係る周波数変換回路によれば、従来は利用することが困難であった高次（例えば６次以上）の逓倍信号を利用した周波数混合が可能であるので、同一周波数の中間周波信号を得るためにより低い周波数の局部発振信号を利用することができ、マイクロ波帯域等の特に高周波帯域の回路においてコストの引き下げに有用である。また、周波数変換回路自体の利得が大きいので、信号増幅のための増幅回路を省略できる等の利点を有する。
【００２０】
【実施例】
以下、本発明に係る周波数変換回路のいくつかの実施例について、図面を参照しつつ説明する。
【００２１】
〔逓倍回路〕
図６は、第１発明の一実施例である逓倍回路の概略構成図である。この図では、直流バイアス回路及び入力整合回路は省略している。
【００２２】
この逓倍回路では、低電圧側トランジスタとしての第１、第２、第３なる３個のＦＥＴ２１、２３、２５のソース電極Ｓがいずれも接地されるとともに、ドレイン電極Ｄが共通に接続され、これに高電圧側トランジスタとしての第４ＦＥＴ２６のソース電極Ｓが接続されている。第４ＦＥＴ２６のゲート電極Ｇは、該ＦＥＴ２６が所定の動作点を中心に動作するべく直流バイアスされるが、コンデンサ２７によって高周波的には接地されている。低電圧側のＦＥＴのうち、第１及び第２ＦＥＴ２１、２３のゲート電極Ｇには、それぞれのＦＥＴを非線形領域で動作させるように直流バイアス電圧を印加し、第３ＦＥＴ２５のゲート電極Ｇには該ＦＥＴ２５を線形領域で動作させるように直流バイアス電圧を印加する。
【００２３】
逓倍すべき高周波信号は２系統に分けられ、その一方は高周波信号入力端子２０に加えられ、他方は例えば遅延回路、遅延線路を通すことによって適宜の時間遅延されて高周波信号入力端子２２に入力される。従って、第１ＦＥＴ２１のゲート電極Ｇには図７（ａ）に示すような信号ｆｓが、第２ＦＥＴ２３のゲート電極Ｇには図７（ｂ）に示すような信号ｆｓ’、つまり信号ｆｓとは同一の周波数で位相がθだけ遅れた信号が入力される。上述したように第１及び第２ＦＥＴ２１、２３は非線形領域で動作し、これによって各ＦＥＴ２１、２３に流れる電流が加算されて第４ＦＥＴ２６に流れるから、この電流波形は図７（ｃ）に示すようになる。
【００２４】
上記位相θを適宜に選ぶことにより、第４ＦＥＴ２６に流れる電流の高調波成分は異なるものととなる。例えばθをπにした場合、つまり互いに逆相の信号ｆｓ，ｆｓ’を入力した場合には、２倍、４倍、…と偶数次の高調波成分が多くなり（図８参照）、θを２π／３にすると３倍、６倍、…と３ｎ（ｎは自然数）倍の高調波成分が多くなる。従って、所望の逓倍数によって位相θを適宜に定め、そうした位相θが達成されるように上記遅延回路又は遅延線路の構成を決めればよい。こうした高調波成分が第４ＦＥＴ２６の非線形性によって強調されてそのドレイン電極Ｄに現れるから、出力整合回路２８によって所望の高調波成分を選別することにより、逓倍信号出力端子２９に所望の逓倍信号を得ることができる。
【００２５】
上記構成では、第３ＦＥＴ２５のゲート電極Ｇが線形領域で動作するように直流バイアスされているため、これによって第４ＦＥＴ２６には一定のバイアス電流が流れる。一般に、ＦＥＴの周波数特性等の性能はこのバイアス電流値に依存するため、第３ＦＥＴ２５のゲート電極Ｇの直流バイアス電圧を適宜に調整することにより、第４ＦＥＴ２６が最も効率良く動作する状態に設定することができ、高次の高調波成分を効率よく増幅することができる。また、第１及び第２ＦＥＴ２１、２３の入力レベルの変動に対するドレイン電圧の変動は小さくミラー効果が低減されるので、回路の周波数特性が良好で、特に高周波帯域で使用するのに好適である。
【００２６】
〔基本波混合回路〕
図９は、本発明の一実施例である基本波混合回路の構成例である。基本的な動作原理は逓倍回路と同様であるが、この場合には、低電圧側トランジスタとしては第１、第２ＦＥＴ３１、３３の２個のみでよい。高電圧側トランジスタとしての第３ＦＥＴ３４のゲート電極Ｇは、該ＦＥＴ３４が所定の動作点を中心に動作するべく直流バイアスされるが、コンデンサ３５によって高周波的には接地されている。低電圧側のＦＥＴのうち、第２ＦＥＴ３３のゲート電極Ｇには、該ＦＥＴ３３を非線形領域で動作させるように直流バイアス電圧を印加する一方、第１ＦＥＴ３１のゲート電極Ｇには該ＦＥＴ３１を線形領域で動作させるように直流バイアス電圧を印加する。そうした動作条件の下で、第２ＦＥＴ３３のゲート電極Ｇには局部発振信号入力端子３２により相対的に大振幅の局部発振信号ｆＬを入力し、第１ＦＥＴ３１のゲート電極Ｇには高周波信号入力端子３０により相対的に小振幅の高周波信号ｆｓを入力する。
【００２７】
その非線形動作により、第２ＦＥＴ３３には局部発振信号ｆＬに基づく非線形性の強い信号電流が流れる一方、第１ＦＥＴ３１には直流バイアスによる一定電流と小振幅の高周波電流が流れる。第３ＦＥＴ３４でこれら電流が効率良く混合され、そのドレイン電極Ｄには、高周波信号ｆｓの周波数と局部発振信号ｆＬの周波数との和又は差を有する中間周波信号波形が得られる。この混合回路をダウンコンバータとして使用する場合には、出力整合回路３６に周波数差の信号のみを取り出すような低域通過フィルタを設ければよい。もちろん、この回路をアップコンバータに利用することもできる。
【００２８】
図１０は、受信装置のダウンコンバータに本混合回路を適用した場合の要部の構成図である。アンテナ４１で受信された高周波信号は混合回路４０に入力され、局部発振回路４２から入力される局部発振信号との差の周波数を有する中間周波信号が取り出され、増幅器４３で増幅された後に後段の処理回路へと送られる。従来の基本波混合回路では、混合回路での利得が小さいため、混合回路の手前に図中に点線で示したように前置増幅器４４を挿入して高周波信号を増幅した後に混合回路に入力するようにしていた。これに対し、上記のような本実施例による混合回路では高周波信号ｆｓが効率良く局部発振信号と混合されるため、前置増幅器４４を設ける必要がなくなり、コストの削減に寄与する。
【００２９】
〔ハーモニック混合回路〕
図１１は、本発明の一実施例であるハーモニック混合回路の構成例である。このハーモニック混合回路は、局部発振信号ｆＬの高調波信号ｎ×ｆＬと高周波信号ｆｓとの周波数和又は周波数差を有する中間周波信号を得るものであって、上記逓倍回路と基本波混合回路とを組み合わせたものと考えることができる。即ち、低電圧側トランジスタである第１、第２ＦＥＴ５１、５３のゲート電極Ｇには、逓倍回路の第１、第２ＦＥＴ２１、２３と同様に、非線形領域で動作を行わせるような直流バイアス電圧を印加した条件の下に、局部発振信号ｆＬとこれと同一周波数で位相がθだけ遅延した信号ｆＬ’を入力する。そして、他の低電圧側トランジスタである第３ＦＥＴ５４のゲート電極Ｇには、基本波混合回路の第１ＦＥＴ３１と同様に、線形領域で動作を行わせるような直流バイアス電圧を印加した条件の下に、小振幅の高周波信号ｆｓを入力する。
【００３０】
局部発振信号ｆＬ，ｆＬ’の位相θに応じた高次の高調波成分が強調された信号電流と高周波信号ｆｓによる信号電流とが、高電圧側トランジスタである第４ＦＥＴ５６で効率良く混合され、中間周波信号が生成される。従って、出力整合回路５８に設けた低域通過フィルタで周波数差の信号のみを取り出すことにより、ダウンコンバータ用の中間周波信号を出力端子５９に得ることができる。なお、第３ＦＥＴ５５のゲート電極Ｇに印加する直流バイアス電圧を適宜に設定することによって第４ＦＥＴ５６の動作が最も効率良く行われるようにできることは、上述した通りである。
【００３１】
上記構成を有するハーモニック混合回路による具体的な実験結果について、説明する。この例は４倍の高調波を用いるものであって、局部発振信号ｆＬの周波数を２ＧＨｚとし、高周波信号ｆｓは周波数が８．９ＧＨｚでレベルを−２５ｄＢｍ一定とし、局部発振信号ｆＬの４倍である８ＧＨｚの高調波信号と高周波信号との周波数差９００ＭＨｚの中間周波信号を取り出す。このような条件下で、局部発振信号の入力電力を変化させたときの回路の変換利得の測定結果をプロットしたのが図１２である。
【００３２】
図４に示したようにダイオードペアを用いて同じようなハーモニック混合回路を構成した場合、一般的に１０ｄＢ以上の損失（つまり変換利得は−１０ｄＢ）が生じる。これに対し、本実施例のハーモニック混合回路では、＋１〜＋３ｄＢ程度の変換利得が得られており、従来に比べて非常に効率良く中間周波信号が生成されることが判る。
【００３３】
なお、上記実施例はいずれも本発明の一例にすぎず、本発明の趣旨の範囲で適宜変形や追加を行えることは明らかである。
【図面の簡単な説明】
【図１】ＦＥＴを用いた従来の逓倍回路の概略構成図。
【図２】図１の逓倍回路の動作を説明するための波形図。
【図３】ＦＥＴを用いた従来の基本波混合回路の概略構成図。
【図４】ＦＥＴを用いた従来のハーモニック混合回路の概略構成図。
【図５】図１の逓倍回路において生成される信号の周波数スペクトルを示す図。
【図６】本発明の一実施例である逓倍回路の概略構成図。
【図７】図６の逓倍回路の動作を説明するための波形図。
【図８】図６の逓倍回路において生成される信号の周波数スペクトルを示す図。
【図９】本発明の一実施例である基本波混合回路の概略構成図。
【図１０】図９の基本波混合回路を用いた同調装置のブロック構成図。
【図１１】本発明の一実施例であるハーモニック混合回路の概略構成図。
【図１２】本発明の一実施例であるハーモニック混合回路における局部発振信号の入力電力と回路の変換利得との関係の測定結果を示すグラフ。
【符号の説明】
２０、…高周波信号入力端子
２１、２３、２５、２６、３１、３３、３４、５１、５３、５５、５６…ＦＥＴ２２、２２、３０、５４…高周波信号入力端子
２７、３５、５７…コンデンサ
２８、３６、５８…出力整合回路
２９…逓倍信号出力端子
３２、５０、５２…局部発振信号入力端子
３７、５９…中間周波信号出力端子
【図１】
2004236027.tif 000003
【図２】
2004236027.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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