(57)【要約】【課題】超音波診断装置の送信回路において、送信時には送信信号を歪ませずに受信時において送信回路を受信回路から分離できるようにする。【解決手段】トランジスタ１０２と１０４との間に分離回路１０６が設けられる。送信時においては、トランジスタ１０２，１０４にバイアス電流が流される。この場合において分離回路１０６は送信信号を通過させる。受信時においては各ダイオード素子１０６Ａ〜１０６Ｄによってトランジスタ１０２，１０４が受信回路から分離され、帰還回路１０８も分離される。【選択図】        図３
2004230069.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
超音波振動子に対して送信信号を供給する送信回路と、
前記超音波振動子からの受信信号を処理する受信回路と、
を有する超音波診断装置において、
前記送信回路は、
第１電源ラインと前記送信信号の出力点との間に設けられた第１出力トランジスタ素子と、
第２電源ラインと前記出力点との間に設けられた第２出力トランジスタ素子と、
前記第１出力トランジスタ素子と前記出力点との間に設けられた第１出力用ダイオード素子と、
前記第２出力トランジスタ素子と前記出力点との間に設けられた第２出力用ダイオード素子と、
前記第１出力トランジスタ素子と当該送信回路に設けられた負帰還回路への入力点との間に設けられた第１負帰還用ダイオード素子と、
前記第２出力トランジスタ素子と前記入力点との間に設けられた第２負帰還用ダイオード素子と、
を含み、
前記第１出力トランジスタ素子及び前記第２出力トランジスタ素子には、送信時にバイアス電流が流され、受信時に前記バイアス電流が遮断され、
前記受信時に、前記第１及び第２出力用ダイオード素子並びに前記第１及び第２負帰還用ダイオード素子によって前記送信回路と前記受信回路とが電気的に分離されることを特徴とする超音波診断装置。
【請求項２】
請求項１記載の装置において、
前記送信回路はリニアアンプであり、
前記送信時にバイアス電流を流すための時間幅をもった一対のペデスタルクランプパルスを生成する回路が設けられたことを特徴とする超音波診断装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は超音波診断装置に関し、特に受信時における送信回路と受信回路との電気的分離に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図６には、従来の超音波診断装置における送受信回路の構成例が示されている。送信時において、送信回路２００からの出力信号は、分離ダイオード回路２０４を介して、更にケーブル２０８を介して振動子２１０へ送られる。受信時においては、振動子２１０からの受信信号がケーブル２０８を介して、更にダイオードブリッジなどの構成を有する入力保護回路２０６を介して受信回路２０２へ伝送される。送信時においては、入力保護回路２０６によって、送信信号の受信回路２０２への回り込みを防止できる。受信時においては、分離ダイオード回路２０４によって、受信回路から送信回路２００を切り離すことができる。
【０００３】
分離ダイオード回路２０４について更に説明すると、送信時には、ダイオードの障壁電圧よりも送信信号の電圧が高いために、分離ダイオード回路２０４を送信信号が通過する。受信時には、微弱な受信信号の電圧がダイオードの障壁電圧よりも低いために、受信信号は送信回路２００側へは流れない。
【０００４】
仮に、分離ダイオード回路２０４が設けられていない場合、送信回路２００が有するインピーダンスによって受信信号が減衰したり、送信回路２００側からのノイズが受信回路２０２へ回り込んだりし、結局、Ｓ／Ｎ比が悪化する。つまり、受信時には、送信回路２００がオフしていても、その出力段の大電力用トランジスタが有する大きな静電容量の影響が生じる。また、送信回路２００に負帰還が設けられている場合には、送信回路２００の入力側からのノイズも影響を与える。分離ダイオード回路２０２はこのような問題に対処するためのものである。
【０００５】
【特許文献１】
特開２００１−８７２６３号公報
【特許文献２】
米国特許第６０２８４８４号明細書
【特許文献３】
特開２０００−１５２９３０号公報
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図６に示したような回路構成において、分離ダイオード回路は、信号の大小によってオンオフ動作が決まるスイッチであるために、通過させる信号を歪ませるという問題がある。送信回路が単純なスイッチング動作を行う場合においてはあまり信号波形の歪みは問題とならないかも知れないが、特に任意波形送信を行うような場合には送信信号の波形の歪みはできる限り避けなければならない。
【０００７】
上記特許文献１には、超音波診断装置の送信回路が示されているが、上記のような問題に対処する具体的構成は示されていない。上記特許文献２（特に図４）には、超音波診断装置の送信回路において、最終段の２つのトランジスタと出力点との間に２つのダイオードを設けて、それらのトランジスタを送信時に分離すると思われる構成が示されている。しかし、帰還回路については示されておらず、つまり帰還経路の分離についてはまったく開示されていない。特許文献３には、超音波診断装置の送信回路の一般的な構成例が示されている。
【０００８】
本発明の目的は、超音波診断装置において、送信信号の歪みを小さくしつつも、受信時において送信回路を受信回路から分離できるようにすることにある。
【０００９】
本発明の他の目的は、超音波診断装置において、送信時にのみバイアス電流が流される送信回路という特有の構成を前提とし、受信時において送信回路を受信回路から分離できるようにすることにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明は、超音波振動子に対して駆動送信信号を供給する送信回路と、前記超音波振動子からの受信信号を処理する受信回路と、を有する超音波診断装置において、前記送信回路は、第１電源ラインと前記駆動送信信号の出力点との間に設けられた第１出力トランジスタ素子と、第２電源ラインと前記出力点との間に設けられた第２出力トランジスタ素子と、前記第１出力トランジスタ素子と前記出力点との間に設けられた第１出力用ダイオード素子と、前記第２出力トランジスタ素子と前記出力点との間に設けられた第２出力用ダイオード素子と、前記第１出力トランジスタ素子と当該送信回路に設けられた負帰還回路への入力点との間に設けられた第１帰還用ダイオード素子と、前記第２出力トランジスタ素子と前記入力点との間に設けられた第２帰還用ダイオード素子と、を含み、前記第１出力トランジスタ素子及び前記第２出力トランジスタ素子には、送信時にバイアス電流が流され、受信時に前記バイアス電流が遮断され、前記受信時に、前記第１及び第２出力用ダイオード素子並びに前記第１及び第２負帰還用ダイオード素子によって前記送信回路と前記受信回路とが電気的に分離されることを特徴とする。
【００１１】
上記構成によれば、受信時において、第１出力用ダイオード素子によって第１出力トランジスタが受信回路から分離され、第２出力用ダイオード素子によって第２出力トランジスタが受信回路から分離され、第１帰還用ダイオード素子及び第２帰還用ダイオード素子によって、帰還経路を受信回路から分離できる。
【００１２】
望ましくは、前記送信回路はリニアアンプであり、前記送信時にバイアス電流を流すための時間幅をもった一対のペデスタルクランプパルスを生成する回路が設けられる。
【００１３】
上記構成によれば、送信時には、各ダイオード素子にバイアス電流が流れ、低歪の送信信号を出力でき、受信時には、各ダイオード素子にバイアス電流は流されず、ダイオード素子の障壁電圧を利用して、送信回路を受信回路から分離できる。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
【００１５】
図１は、本実施形態に係る送信回路の概略構成図である。なお、この構成自体は、特許文献１（特開２００１−８７２６３号公報）の図１に記載された内容と同一である。図１において、この実施形態では各振動子（あるいは各送信信号）ごとに一対のペデスタルクランプ回路３０及び疑似リニアアンプ３２が設けられている。
【００１６】
ペデスタルクランプ回路３０は、図示されない制御部から、超音波ビームを収束させる送信フォーカシングおよびスタンバイ時間を勘案した送信制御信号ＰＤを入力し、それに基づいて正負対称のペデスタルクランプパルスＶｂ１およびＶｂ２を発生し、それぞれを疑似リニアアンプ３２へ送出する。図２（Ａ）〜（Ｃ）（特許文献１の図５と同一）には送信制御信号ＰＤと、ペデスタルクランプパルスＶｂ１およびＶｂ２の波形が例示されている。ここで、送信制御信号ＰＤとそれに連動するペデスタルクランプパルスＶｂ１およびＶｂ２は、図２の（Ｄ）に示す原送信波形の全期間１００よりも前後に長い期間を有し、すなわち、原送信波形の開始点よりも期間１０２だけ先行して立ち上がり、原送信波形の終了点よりも期間１０４だけ遅く立ち下がるように設定されている。
【００１７】
疑似リニアアンプ３２は、入出力全段直流結合で無バイアスの相補対称形回路構成を有するドライブ回路であり、無信号時の消費電力は零（０）である。疑似リニアアンプ３２は、ペデスタルクランプ回路３０から送出されたペデスタルクランプパルスＶｂ１およびＶｂ２により、ペデスタルクランプパルスの発生期間中のみ、回路の動作点が線形動作領域に固定され高速負帰還形増幅器として動作し、送信制御信号ＰＤに同期して入力された超音波探触子駆動用任意波形信号（原送信信号）Ｔｘ  ｉｎを線形に増幅し、Ｔｘ  ｏｕｔを図示されない振動子へ送出する。図２の（Ｄ）には上記の通り原送信波形が示され、図２の（Ｅ）には出力信号Ｔｘ  ｏｕｔの波形が示されている。
【００１８】
Ｔｘ  ｉｎは、図示されない制御部から送出される送信フォーカシング、送信レベルおよび送信重み付け（アポダイゼーション）を勘案したパルス波、サイン波およびガウシャン波等の任意波形であり、送信制御信号ＰＤに同期して発生されたものである。
【００１９】
Ｔｘ  ｏｕｔは、疑似リニアアンプ３２がペデスタルクランプパルスＶｂ１およびＶｂ２の発生期間中にＴｘ  ｉｎを線形増幅した後の出力信号であり、それは図示されない振動子へ出力される。なお、送信期間後の受信期間において、ケーブルを介して伝送される受信信号は図示されていない受信回路へ送られる。
【００２０】
図１において、ＶｃｃおよびＶｅｅはペデスタルクランプ回路３０の電源であり、例えば正負対称の±５〜±１５Ｖの中の所定電圧値が用いられる。ＨＶ１およびＨＶ２は疑似リニアアンプ３２の高圧電源で、正負対称の電圧値を有し、例えば表示モード等により自動的に又は手動で±１０Ｖ〜±１００Ｖの範囲内で可変設定可能である。
【００２１】
以上のように、ドライブ回路を疑似リニアアンプ３２で構成すると、ドライブ回路の無信号時の消費電力を零（０）とすることができるので、送信回路の発熱の問題が解消される。ペデスタルクランプパルスの発生期間中は高速負帰還形増幅器として動作させることができるので、高周波化、高速応答化、波形の低歪み率化および回路の安定化ができる。また、ドライブ回路へ供給する高圧電源を可変しても、ペデスタルクランプパルスにより動作点を所定の値に保つことができるので、Ｂモード、ドプラ（ＣＷ）モード、ＣＦＭ（カラ−フロ−マツピング）モード等の各モードにおける高圧電源を適切な値に可変することによって、ドライブ回路および高圧電源の消費電力を最低限に抑えながら、任意波形、（例えばパルス波、サイン波、およびガウシャン波等）の入力波を低歪み率で所定の値に線形に増幅し、図示されない振動子を駆動することができる。
【００２２】
図３は、送信回路１００の部分的な詳細図である。この送信回路１００は、図１に示した疑似リニアアンプ３２に相当するものである。送信回路１００は、ケーブル１１２を介して振動子１１０に接続されている。また、ケーブル１１２を介して伝送されてくる受信信号は受信回路へ送られる。
【００２３】
送信回路１００の最終段には、２つの電源ライン間に直列接続された２つのトランジスタ１０２，１０４が設けられている。その中間には、分離回路１０６が設けられている。具体的には、分離回路１０６は、トランジスタ１０２のエミッタとケーブル１１２の一端（出力点）１１２Ａとの間に設けられたダイオード１０６Ａと、ケーブル１１２の一端１１２Ａとトランジスタ１０４のエミッタとの間に設けられたダイオード１０６Ｂと、トランジスタ１０２のエミッタと帰還回路１０８への入力点である帰還点１０８Ａとの間に設けられたダイオード１０６Ｃと、帰還点１０８Ａとトランジスタ１０４のエミッタとの間に設けられたダイオード１０６Ｄと、を含む。
【００２４】
このような分離回路１０６によれば、送信時には、送信回路１００がオンして各ダイオード１０６Ａ〜１０６Ｄにバイアス電流が流れるため、出力信号の歪みを小さくできる。受信時には、送信回路１００がオフしてバイアス電流がゼロになるため、ダイオードの障壁電圧以下の微弱な受信信号に対して送信信号が切り離される、つまり、受信時において、受信信号がトランジスタ１０２，１０４へ回り込むことを防止でき、しかも帰還経路へ受信信号が回り込むことを防止できる。
【００２５】
図４および図５には、送信回路１００（図１の疑似リニアアンプ３２に相当）の具体例が示されている。なお、図４および図５において、分離回路１０６以外の構成は上記特許文献１の図３及び図４に示した構成と同一である。以下においては、念のため、公知の部分についてもその説明を行うこととする。
【００２６】
まず図４において、Ｑ１〜Ｑ１４はトランジスタ、Ｒ１〜Ｒ２４は抵抗器、Ｃ１〜Ｃ３はコンデンサである。この回路は、抵抗Ｒ１〜Ｒ１４およびトランジスタＱ１〜Ｑ８からなる相補対称形カレントミラー回路、抵抗Ｒ１５〜Ｒ１７およびトランジスタＱ９、Ｑ９からなるフローテイング形シャントレギレータ回路、抵抗Ｒ１８〜Ｒ２２、コンデンサＣ２，Ｃ３およびトランジスタＱ１１〜Ｑ１４からなる相補対称形シングルエンデットプッシュプル回路、抵抗Ｒ２３、Ｒ２４およびコンデンサＣ１を有する帰還回路、並びに、分離回路１０６で構成されている。そして、この回路は入出力全段直流結合で無信号時の消費電力は零バイアスのために零（０）である。以下、その動作を詳細に説明する。
【００２７】
送信制御信号に基づいてペデスタルクランプパルスＶｂ１およびＶｂ２が発生し、それぞれが疑似リニアアンプの送信制御信号入力端であるＲ２およびＲ３の両端に送出される。すると、抵抗Ｒ１〜Ｒ１４およびトランジスタＱ１〜Ｑ８からなる正負対称の相補対称形カレントミラー回路の動作点がＡＢ１級に固定される。
【００２８】
トランジスタＱ１〜Ｑ８からなる正負対称の相補対称形カレントミラー回路の動作点がＡＢ１級に固定されると、トランジスタＱ７、Ｑ８のコレクタ電流により抵抗Ｒ１５、Ｒ１６に発生する電圧に基づいてトランジスタＱ１０のコレクタおよびエミッタに、次段のトランジスタＱ１１〜Ｑ１４からなる相補対称形シングルエンデットプッシュプル回路の動作点をＡＢ１級に固定する電圧が送出される。
【００２９】
この電圧により、トランジスタＱ１１〜Ｑ１４からなる相補対称形シングルエンデットプッシュプル回路の動作点がＡＢ１級に固定される。ここで、コンデンサＣ２，Ｃ３は位相補正用で、数ｐＦ〜数十ｐＦの値が用いられる。
【００３０】
以上の手順で入出力全段直流結合で無バイアスのドライブ回路の動作点が固定され、その際、抵抗Ｒ２３、Ｒ２４とコンデンサＣ１で構成された帰還回路により、入出力に負帰還がかかり入出力同相の高速負帰還形増幅器となる。ここで、コンデンサＣ１は位相補正用で、数ｐＦの値が用いられる。
【００３１】
回路の増幅率Ａｖは次式であらわされる。
【００３２】
Ａｖ＝Ｒ２４／Ｒ２３
ペデスタルクランプパルスを正負対称のＶｂ１およびＶｂ２とし、入出力全段直流結合無バイアスのドライブ回路を、上記の全段正負対称の相補形回路とすることによって、ペデスタルクランプパルスの立ち上がりおよび立ち下がりの過度応答時におけるスパイクノイズを抑圧することができる。過度応答時のスパイクノイズの抑圧効果は、入力無信号時において高圧電源ＨＶ１およびＨＶ２を可変した場合にも同様に作用する。
【００３３】
一般のリニアアンプでは、ドライブ回路のＱ１〜Ｑ８からなる回路は差動増幅回路で構成され、無信号時の動作点はＡ級で、無信号時のバイアス電流は数百ｍＡである。ドライブ回路は数十から数百個用いられるため、その発熱が問題となる。
【００３４】
また図示していないが、生体内反射波を増幅する受信時において、リニアアンプは動作中であるので、リニアアンプから発生する雑音がＳＮＲの観点より問題となる。
【００３５】
本実施形態の回路においては、前記ドライブ回路を入出力全段直流結合無バイアスの回路構成とすることによって無信号時の消費電力が零（０）であるので、発熱および雑音上の問題は生じない。また、本実施例では、ドライブ回路のＱ１〜Ｑ８が正負対称の相補対称形カレントミラー回路で構成され、ペデスタルクランプパルスにより動作点がＡＢ１級に固定されるが、動作時のバイアス電流は前記Ａ級バイアス無信号時の数十分の一であるので、図示されない振動子を駆動する送信時においても熱的に有利に作用する。
【００３６】
本実施形態では、分離回路１０６が設けられているため、図３を用いて説明したように、受信時において、送信回路を受信回路から分離することが可能であり、送信回路が存在することに起因する問題を未然に防止することができる。
【００３７】
次に図５の回路構成例について説明する。図５において、Ｑ１〜Ｑ１２はトランジスタ、Ｒ１〜Ｒ１９は抵抗器、Ｃ１〜Ｃ３はコンデンサである。この回路は、抵抗Ｒ１〜Ｒ１０およびトランジスタＱ１〜Ｑ６からなる相補対称形カレントミラー回路、抵抗Ｒ１１〜Ｒ１３およびトランジスタＱ７、Ｑ８からなるフローテイング形シャントレギレータ回路、抵抗Ｒ１４〜Ｒ１８、コンデンサＣ２，Ｃ３およびトランジスタＱ９〜Ｑ１２からなる相補対称形シングルエンデットプッシュプル回路、抵抗Ｒ１９およびコンデンサＣ１からなる帰還回路、並びに、分離回路１０６で構成され、入出力全段直流結合無バイアスで、無信号時の消費電力は零（０）である。以下、その動作を詳細に説明する。
【００３８】
送信制御信号に基づいてペデスタルクランプパルスＶｂ１およびＶｂ２が発生し、それぞれが疑似リニアアンプの送信制御信号入力端であるＲ２およびＲ３の両端に送出されると、抵抗Ｒ１〜Ｒ１０およびトランジスタＱ１〜Ｑ６からなる正負対称の相補対称形カレントミラー回路の動作点がＡＢ１級に固定される。トランジスタＱ１〜Ｑ６からなる正負対称の相補対称形カレントミラー回路の動作点がＡＢ１級に固定されると、トランジスタＱ５、Ｑ６のコレクタ電流により抵抗Ｒ１１、Ｒ１２に発生する電圧に基づいてトランジスタＱ８のコレクタおよびエミッタに、次段のトランジスタＱ９〜Ｑ１２からなる相補対称形シングルエンデットプッシュプル回路の動作点をＡＢ１級に固定する電圧が送出される。
【００３９】
この電圧により、トランジスタＱ９〜Ｑ１２からなる相補対称形シングルエンデットプッシュプル回路の動作点がＡＢ１級に固定される。ここで、コンデンサＣ２，Ｃ３は位相補正用で、数ｐＦ〜数十ｐＦ程度である。
【００４０】
以上の手順で、入出力全段直流結合無バイアスのドライブ回路の動作点が固定されると、抵抗Ｒ１、Ｒ１９とコンデンサＣ１とで構成された帰還回路により、入出力に負帰還がかかり入出力逆相の高速負帰還形増幅器となる。ここで、コンデンサＣ１は位相補正用で、数ｐＦ程度である。回路の増幅率Ａｖは次式であらわされる。
【００４１】
Ａｖ＝−（Ｒ１９／Ｒ１）
ペデスタルクランプパルスを正負対称のＶｂ１およびＶｂ２とし、入出力全段直流結合無バイアスドライブ回路を、上記の全段正負対称の相補形回路とすることによって、ペデスタルクランプパルスの立ち上がりおよび立ち下がりの過度応答時のスパイクノイズを抑圧することができる。その他の動作は図４の場合と同様なので省略する。
【００４２】
この図５に示す構成においても、分離回路１０６が設けられているため、受信時において、送信回路を受信回路から分離することが可能であり、送信回路が存在することに起因する問題を未然に防止することができる。
【００４３】
上記の図４及び図５に示した構成はもちろん一例であって、例えば分離回路１０６を特許文献３に示されたような送信回路に設けるようにしてもよい。
【００４４】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、送信信号の歪みを小さくしつつ、受信時において送信回路を受信回路から分離することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る送信回路の実施形態を示す回路図である。
【図２】図１に示す回路の動作を説明するための図である。
【図３】本発明の原理を説明するための図である。
【図４】送信回路の構成例を示す図である。
【図５】送信回路の他の構成例を示す図である。
【図６】従来例を説明するための図である。
【符号の説明】
１００  送信回路、１０６  分離回路、１０６Ａ〜１０６Ｂ  ダイオード。
【図１】
2004230069.tif 000003
【図２】
2004230069.tif 000004
【図３】
2004230069.tif 000005
【図４】
2004230069.tif 000006
【図５】
2004230069.tif 000007
【図６】
2004230069.tif 000008