(57)【要約】【課題】簡素な構成にて装置の小型軽量化が可能な電気絶縁型スイッチング素子駆動回路を提供すること。【解決手段】スイッチング素子１４のゲート電極を駆動する駆動回路２００の電源電力を共振型コアレストランス７を通じて外部から駆動回路に電気絶縁しつつ供給するとともに、この外部から共振型コアレストランス７を通じて送る電源電力の電圧レベルなどを変調することによりスイッチング素子１４の駆動を制御する。更に、スイッチング素子１４をオフする場合でも、コアレストランス７を通じての駆動回路への電源電力供給は確保しておく。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子と、
入力された制御指令信号に基づいて作成した駆動電圧を前記スイッチング素子の制御電極に印加して前記スイッチング素子を断続制御する駆動回路と、
前記制御電極駆動回路に電源電力を供給する電源回路と、
前記電源回路に交流電圧を印加する給電するトランスと、
前記トランスに前記交流電圧を印加する交流電圧出力回路と、
を備え、
前記駆動回路は、前記制御指令信号をその送信側から電気絶縁されつつ受信する電気絶縁型スイッチング素子駆動回路において、
前記交流電圧出力回路は、出力する前記交流電圧の状態を前記制御指令信号により変更し、
前記駆動回路は、前記トランスから受け取った前記交流電圧の状態に基づいて前記スイッチング素子の制御電極に印加する前記駆動電圧の大きさを変更することを特徴とする電気絶縁型スイッチング素子駆動回路。
【請求項２】
請求項１記載の電気絶縁型スイッチング素子駆動回路において、
前記電源回路は、
前記トランスから受け取った前記交流電圧を整流平滑して前記駆動回路にその電源電圧として出力することを特徴とする電気絶縁型スイッチング素子駆動回路。
【請求項３】
請求項２記載の電気絶縁型スイッチング素子駆動回路において、
前記交流電圧出力回路は、
前記スイッチング素子のオフ期間も前記トランスを通じて前記電源回路に前記交流電圧を印加することを特徴とする電気絶縁型スイッチング素子駆動回路。
【請求項４】
請求項３記載の電気絶縁型スイッチング素子駆動回路において、
前記交流電圧出力回路は、前記出力する交流電圧の周波数又は振幅又は変調の状態を前記制御指令信号により変更することを特徴とする電気絶縁型スイッチング素子駆動回路。
【請求項５】
請求項４記載の電気絶縁型スイッチング素子駆動回路において、
前記交流電圧出力回路から前記電源回路に至る電源電力送電系は、出力電圧の振幅を増大させる共振回路を含み、
前記交流電圧出力回路は、
前記制御指令信号が前記スイッチング素子のオンを指令する場合に前記交流電圧の周波数を前記共振回路の共振周波数に略一致させ前記制御指令信号が前記スイッチング素子のオフを指令する場合に前記交流電圧の周波数を前記共振回路の共振周波数から所定周波数幅だけずれさせる電気絶縁型スイッチング素子駆動回路。
【請求項６】
請求項５記載の電気絶縁型スイッチング素子駆動回路において、
前記共振回路は、
前記トランスをなすコアレストランスと、その漏れインダクタンスとともに前記共振回路を構成するコンデンサとを有することを特徴とする電気絶縁型スイッチング素子駆動回路。
【請求項７】
請求項６記載の電気絶縁型スイッチング素子駆動回路において、
前記コアレストランスの前記一次コイルおよび前記二次コイルは、回路基板に絶縁層又は前記回路基板を挟んで厚さ方向に積層された渦巻き型プリントコイルからそれぞれ構成されていることを特徴とする電気絶縁型スイッチング素子駆動回路。
【請求項８】
請求項７記載の電気絶縁型スイッチング素子駆動回路において、
前記両コイルを構成する導体層の８０％以上は、前記回路基板の主面方向において同位置に配置されていることを特徴とする電気絶縁型スイッチング素子駆動回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電気絶縁型スイッチング素子駆動回路に関する。
【０００２】
【従来の技術及び発明が解決しようとする課題】
ＤＣーＤＣコンバータや各種のインバータ回路においては、入力回路系の基準電位とは異なる基準電位を基準として駆動されることが一般的である。このような用途の最も端的な例は、インバータ回路のハイサイド素子（上アーム素子）をこのインバータ回路の出力端の電位として駆動する場合であり、この場合、このハイサイド素子の制御端子にはインバータ回路の出力端（インバータ回路のハイサイド素子とローサイド素子との接続点）を基準とする制御電圧が印加されねばならない。また、ハイサイド素子だけでなくインバータ回路のローサイド素子も、しばしば制御信号回路系とは異なる電圧系により駆動される。
【０００３】
このように、スイッチング素子の制御電圧の基準電位とは異なる基準電位の制御電圧によりこのスイッチング素子を駆動制御するために、言い換えれば、スイッチング素子の基準電圧とは異なる基準電圧により駆動される制御回路によりこのスイッチング素子を駆動制御するために電気絶縁型スイッチング素子駆動回路を用いるのが通常であり、この電気絶縁型スイッチング素子駆動回路としては、たとえばトランス型スイッチング素子駆動回路や、パルストランス型スイッチング素子駆動回路が知られている。
【０００４】
たとえば、特許文献１は、パルストランスの二次コイル電圧をスイッチング素子であるＭＯＳトランジスタのゲート電極に直接に印加するパルストランス型スイッチング素子駆動回路を提案している。また、トランス絶縁型スイッチング素子駆動回路では、トランスの二次コイル電圧を整流してスイッチング素子の制御電極駆動用の回路（駆動回路とも呼ぶ）の電源電圧とし、フォトカプラなどにより伝送された制御信号をこの駆動回路で電力増幅してスイッチング素子の制御電極に印加することが通常である。
【０００５】
【特許文献１】特開平７ー２３１２５０号公報
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記した従来のパルストランス型やトランス型の電気絶縁型スイッチング素子駆動回路は、制御用の電力を制御回路側から伝送できる利点はあるものの、トランスの体格、重量を含めて装置体格が大きくなり、必要部品点数の増大を含めて回路構成が大規模となるという問題があった。
【０００７】
本発明は上記問題点に鑑みなされたものであり、簡素な構成にて装置の小型軽量化が可能な電気絶縁型スイッチング素子駆動回路を提供することを、その目的としている。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の電気絶縁型スイッチング素子駆動回路は、スイッチング素子と、入力された制御指令信号に基づいて作成した駆動電圧を前記スイッチング素子の制御電極に印加して前記スイッチング素子を断続制御する駆動回路と、前記制御電極駆動回路に電源電力を供給する電源回路と、前記電源回路に交流電圧を印加する給電するトランスと、前記トランスに前記交流電圧を印加する交流電圧出力回路とを備え、前記駆動回路は、前記制御指令信号をその送信側から電気絶縁されつつ受信する電気絶縁型スイッチング素子駆動回路において、
前記交流電圧出力回路は、出力する前記交流電圧の状態を前記制御指令信号により変更し、前記駆動回路は、前記トランスから受け取った前記交流電圧の状態に基づいて前記スイッチング素子の制御電極に印加する前記駆動電圧の大きさを変更することを特徴としている。
【０００９】
すなわち、この発明によれば、スイッチング素子を駆動制御する駆動回路へ印加するする電源電圧をトランスを通じて給電するとともに、スイッチング素子を駆動するための制御指令信号もこのトランスを通じてこの駆動回路に伝送する。これにより、回路構成を従来より大幅に簡素化した小型軽量化の電気絶縁型スイッチング素子駆動回路を実現できるとともに、パルストランスを用いる必要もなくコストダウンも実現することができるうえ、駆動回路のスイッチング素子駆動電力を大きく設定することができるので、スイッチング素子を高速駆動することができる。
【００１０】
好適な態様において、前記電源回路は、前記トランスから受け取った前記交流電圧を整流平滑して前記駆動回路にその電源電圧として出力する。
【００１１】
好適な態様において、前記交流電圧出力回路は、前記スイッチング素子のオフ期間も前記トランスを通じて前記電源回路に前記交流電圧を印加する。これにより、スイッチング素子を駆動するための制御指令信号が入力した時点から速やかにスイッチング素子のオンを実現することができる。
【００１２】
好適な態様において、前記交流電圧出力回路は、前記出力する交流電圧の周波数又は振幅又は変調の状態を前記制御指令信号により変更する。これにより、回路構成を複雑化することなく、確実に駆動回路駆動のための電源電力とスイッチング素子制御のための制御指令信号とを電気絶縁しつつ伝送することができる。
【００１３】
好適な態様において、前記交流電圧出力回路から前記電源回路に至る電源電力送電系は、出力電圧の振幅を増大させる共振回路を含み、前記交流電圧出力回路は、前記制御指令信号が前記スイッチング素子のオンを指令する場合に前記交流電圧の周波数を前記共振回路の共振周波数に略一致させ前記制御指令信号が前記スイッチング素子のオフを指令する場合に前記交流電圧の周波数を前記共振回路の共振周波数から所定周波数幅だけずれさせる。このようにすれば、トランスの電力伝送効率を高めることができるとともに、制御信号の送信、受信およびその分離も簡単となる。共振回路としては、ＬＣ共振回路を用いられる。
【００１４】
好適な態様において、前記共振回路は、前記トランスをなすコアレストランスと、その漏れインダクタンスとともに前記共振回路を構成するコンデンサとを有する。このようにすれば、装置重量を大幅に低減することができるとともに、上記した共振回路を構成するインダクタンス素子としてコアレストランスの大きな漏れインダクタンスを利用できるので、コアレストランスの漏れインダクタンスが大きいにも関わらずトランスの電力伝送効率を大幅に向上することができるとともに、この漏れインダクタンスから周辺の回路素子に放射される電磁波ノイズを大幅に低減することができる。なお、コアレストランスは開放型磁気回路を構成するものであれば部分的に磁性体コア又は磁性体層を有していてもよい。また、このトランスの共振により、トランスの巻き数比を電磁的伝送効率が高いたとえばそれを１対１に設定したとしても、トランスの出力電圧を増大することができる。
【００１５】
好適な態様において、前記コアレストランスの前記一次コイルおよび前記二次コイルは、回路基板に絶縁層又は前記回路基板を挟んで厚さ方向に積層された渦巻き型プリントコイルからそれぞれ構成されているので、コアレストランスを簡単に回路基板に実装することができる。
【００１６】
好適な態様において、前記両コイルを構成する導体層の８０％以上は、前記回路基板の主面方向において同位置に配置されている。このようにすれば、両コイルの各ターン同士の電磁結合係数を向上することができるので、コアレストランスの電力伝送効率を最大とすることができる。
【００１７】
【発明を実施するための態様】
本発明の電気絶縁型スイッチング素子駆動回路の好適な実施態様を図面を参照して以下に説明する。
【００１８】
【実施例１】
この実施例の電気絶縁型スイッチング素子駆動回路を図１を参照して以下に説明する。
【００１９】
（回路構成および動作説明）
１はＯＮ用の発振回路、２はＯＦＦ用の発振回路、３はパルス発生回路、４は変調回路、５はプッシュプルドライバ回路、６は一次側コンデンサ、７はコアレストランス、８は二次側コンデンサ、９は倍電圧整流回路、１０は検波回路、１１は分圧回路、１２はコンパレータ、１３はプッシュプルドライバ回路、１４はｎチャンネルＭＯＳトランジスタ（本発明で言うスイッチング素子）である。
【００２０】
１〜５は本発明で言う交流電圧出力回路１００を構成し、６〜８は本発明で言う共振回路を構成し、９は本発明で言う電源回路を構成し、１０〜１３は本発明で言う駆動回路２００を構成している。
【００２１】
発振回路１は所定周波数ｆ１にて発振する正弦波発振器であり、発振回路２は所定周波数ｆ２にて発振する正弦波発振器である。パルス発生回路３は外部からのスイッチング素子駆動指令信号をパルス信号に変換する。外部からのスイッチング素子指令信号が良好なパルス波形を有していれば、パルス発生回路３は省略されることができる。
【００２２】
変調回路４はアナログマルチプレクサにより構成されており、パルス発生回路３から入力されるパルス信号のレベルにより、発振回路１の出力交流電圧と発振回路２の出力交流電圧とのどちらか一方をプッシュプルドライバ回路５に出力し、プッシュプルドライバ回路５はそれを電力増幅して一次コンデンサ６を通じてコアレストランス７の一次コイルに印加する。
【００２３】
なお、発振回路１、２は、発振周波数が変更可能な一つの発振回路とすることができ、この場合にはスイッチング素子駆動指令信号はこの発振回路の発振周波数を２種類のレベルの間で切り替える。また、この実施例では発振回路として正弦波回路を用いたが、正弦波ではなくてもよくたとえば矩形波発振回路としてもよい。プッシュプルドライバ回路５は、通常の電力増幅回路であれば周知の種々の回路に変更することができる。この実施例で言うプッシュプルドライバ回路は、コンプリメンタリエミッタホロワ回路により構成されているが、たとえばＣＭＯＳインバータ回路としてもよい。
【００２４】
一次コンデンサ６、コアレストランス７および二次コンデンサ８は発振回路１の発振周波数を共振周波数とする共振回路を構成している。この発振回路の例を図２に示す。一次側の共振系はコアレストランス７の一次側の漏れインダクタンスＬ１と一次コンデンサ６の静電容量Ｃ１との直列共振回路により構成され、二次側の共振系はコアレストランス７の二次側の漏れインダクタンスＬ２と二次コンデンサ８の静電容量Ｃ０との直列共振回路により構成され、二次コンデンサ８から共振回路の出力電圧が出力される。この共振回路自体は公知事項であるので、これ以上の説明を省略する。ただし、コアレストランス７は、大きな寄生容量をもつので、この容量をたとえば二次コンデンサ８の一部又は全部を構成することができる。重要な点は、発振回路２の発振周波数は共振回路の共振点（共振周波数）から所定周波数幅だけずれている（ここでは低周波数側に）点にあり、このため、発振回路２が選択された場合にはコアレストランス７の二次コイルの出力電圧は発振回路１が選択された場合に比較して所定比率だけ低下する点にある。
【００２５】
コアレストランス７の二次コイル電圧すなわち二次コンデンサ８の電圧は、倍電圧整流回路９により倍電圧整流され、この倍電圧整流回路９に内蔵される平滑コンデンサにより平滑され、その後、定電圧ダイオードを通じてバイパスされることにより電圧変動を抑制されて略定電圧の直流電源電圧Ｖ１に変換され、コンパレータ１２やプッシュプルドライバ回路１３に電源電圧として供給される。
【００２６】
なお、定電圧ダイオードを省略しても多少はリップルが増大するものの上記平滑コンデンサの蓄電作用により発振回路２が選択された場合でも出力直流電源電圧Ｖ１としてある程度のレベルを確保することができる。つまり、この平滑コンデンサはダイオードを通じてコアレストランス７の二次コイルから高速充電されるが、放電は駆動回路の電源電力消費分だけであり、平均充電電流と平均放電電流がバランスする電位を確保することができる。
【００２７】
分圧回路１１は、直流電源電圧Ｖ１を分圧する抵抗分圧回路であって、二つの抵抗素子を直列接続してなる。分圧回路１１から出力される直流分圧はコンパレータの一つの入力端（好適にはマイナス入力端）に入力される。また、倍電圧整流回路９で整流された直流電圧は検波回路１０により半波整流され、抵抗分圧回路により所定の電圧レベルに降圧されてコンパレータ１０の他の入力端（好適にはプラス入力端）に入力される。
【００２８】
これにより、発振回路１が選択された場合には検波回路１０からコンパレータに送られる電圧は分圧回路１１の出力電圧を超えることができるが、発振回路２が選択された場合には検波回路１０からコンパレータに送られる電圧は分圧回路１１の出力電圧を超えることができない。したがって、コンパレータ１２は、発振回路１が選択された場合にはプッシュプルドライバ回路１３を通じてＭＯＳトランジスタ１４を高周波パルス駆動されるが、発振回路２が選択された場合にはＭＯＳトランジスタ１４はオフのままとなる。しかしながら、発振回路２が選択された状態、すなわちＭＯＳトランジスタ１４の遮断が選択されている場合においても駆動回路２００は電源電圧が印加されているため動作可能状態を維持しており、その後、発振回路１が選択されれば高速にＭＯＳトランジスタ１４を駆動することができる。図１の回路の具体的設計例を図３に示す。
【００２９】
図４は発振回路１、２の発振状態を示す波形図（タイミングチャート）であり、図５は図１の回路における駆動回路の直流電源電圧Ｖ１と検波回路１０の出力電圧Ｖ２を示す波形図（タイミングチャート）である。図６は共振回路のゲインと周波数との関係を示す特性図であって、発振回路１選択点（オン時のキャリアと記載）と発振回路２選択点（オフ時のキャリアと記載）を示す。検波回路１０の電圧は発振回路１のオン時にコンパレータ１２のしきい値電圧Ｖｔｈ（分圧回路１１の出力電圧）を超え、オフ時に超えない。
【００３０】
（変形態様）
上記実施例の回路には当業者がきわめて容易に採用可能な種々のバリエーションが存在する。すなわち、上記実施例の本質は、トランス７とＭＯＳトランジスタ１４との間の駆動回路２００にＭＯＳトランジスタ１４のオフ時においても電源回路９が駆動回路２００に電源電圧を供給する点にある。この電源電圧はＭＯＳトランジスタ１４のオン時に上昇可能であればＭＯＳトランジスタ１４のオフ時のそれよりもある程度小さくてもよい。したがって、交流電圧出力回路１００は一つの発振周波数をもつ発振回路とし、その発振電圧を分圧して出力したり、そのまま出力したりしてもよい。また、交流電圧出力回路１００が正弦波発振回路以外の発振回路をもつ場合には、その基本周波数を共振回路の共振周波数とすることが好適である。倍電圧整流回路９の代わりに通常の半波整流回路又は全波整流回路を採用してもよい。
【００３１】
また、上記各実施例では、コアレストランスの二次コイル側の共振回路の共振周波数を一次側から供給するパルス電圧の基本周波数としたが、その代わりに、コアレストランスの二次コイル側の共振回路の共振周波数を一次側から供給するパルス電圧の基本周波数の３倍としてもよい。これは、パルス電圧は３倍高調波成分を多く含むためである。
【００３２】
（コアレストランス７の説明）
コアレストランス７の具体例を図７を参照して説明する。４０はプリント回路基板、４１は一次コイル、４２は二次コイルである。両コイル４１、４２はプリント回路基板４０上に形成された銅箔パターンを有しており、図８に示すように略正方形に形成されている。両コイル４１、４２を構成する銅箔パターンの内側の線端４３は、銅箔パターンの上方に銅箔パターンから電気絶縁されつつ形成された渡り線４４、４５により、外側の角形銅箔パターンの外側にこの銅箔パターンと同一工程により形成された出力端４６、４７に接続され、これら出力端４６、４７は、銅箔パターンの外側の線端４８とともに、これら一次コイル４１、二次コイル４２の一対の端子を構成している。
【００３３】
図８において重要なことは、一次コイル４１と二次コイル４２とがプリント回路基板４０の互いに反対側に形成され、両銅箔パターンが同一巻き数をもち、両銅箔パターンの各ターンが基板４０の面に対して直角方向に見た場合互いに重なっていることである。また、両コイル４１、４２の出力端４６、４７も同様に重なっており、その結果として、両コイル４１、４２の間を簡単に電気絶縁しつつ、両コイル４１、４２間の電磁結合をコアを用いることなく良好に結合することができる。なお、この実施例では、両銅箔パターンは樹脂が被覆され、その上に渡り線４４、４５が配置されている。記号Ａ、Ｂは基板４０の二つの角部を示す。
【００３４】
（変形態様）
なお、全波整流などのために二次コイルを二つ用いる場合には一次コイルをプリント回路基板の内部に配置し、基板４０の両表面に二次コイルを上記と同様に配置すればよい。また、ターン数を増加するには、多層プリント基板を用いて多数のコイルを各層に同位置に形成し、それらをビヤホール導体などを用いて直列接続すればよい。また、二次コイル４２の両端を一次コイル４１側に取り出すにはスルーホール導体を用いればよい。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施例１の電気絶縁型スイッチング素子駆動回路の回路構成を示すブロック回路図である。
【図２】コアレストランスを用いた発振回路の例を示す等価回路図である。
【図３】図１の回路の具体的設計例を示す回路図である。
【図４】発振回路の発振状態を示す波形図（タイミングチャート）である。
【図５】図１の回路における駆動回路の直流電源電圧Ｖ１と検波回路の出力電圧Ｖ２を示す波形図（タイミングチャート）である。
【図６】共振回路のゲインと周波数との関係を示す特性図である。
【図７】コアレストランスの具体例を示す断面図である。
【図８】コアレストランスの配線パターンを示す図であり、（ａ）は基板表面側を示し、（ｂ）は基板裏面を示す。
【符号の説明】
１  ＯＮ用の発振回路（本発明で言う交流電圧出力回路）
２  ＯＦＦ用の発振回路（本発明で言う交流電圧出力回路）
３  パルス発生回路（本発明で言う交流電圧出力回路）
４  変調回路（本発明で言う交流電圧出力回路）
５  プッシュプルドライバ回路（本発明で言う交流電圧出力回路）
６  一次側コンデンサ（本発明で言う共振回路）
７  コアレストランス（本発明で言うトランス、共振回路）
８  二次側コンデンサ（本発明で言う共振回路）
９  倍電圧整流回路（本発明で言う電源回路）
１０  検波回路（本発明で言う駆動回路）
１１  分圧回路（本発明で言う駆動回路）
１２  コンパレータ（本発明で言う駆動回路）
１３  プッシュプルドライバ回路（本発明で言う駆動回路）
１４  ＭＯＳトランジスタ（本発明で言うスイッチング素子）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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