(57)【要約】【課題】高圧電流の変動に伴うラスター振幅変動やラスター歪みを補正するための補正回路を、比較的簡単な回路構成、低コスト、低電力なものとする。【解決手段】水平偏向回路１の内部（フライバックトランスの１次側）に、ラスター振幅を補正するためのラスター補正回路３を備える。補正回路３は、共振パルスの立ち下がり時間を検出するパルス時間検出回路を備えるか、または、水平偏向回路内に流れ込む高圧駆動電流を検出するための高圧駆動電流検出回路を備えるものである。【選択図】  図１
2004274388.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
水平偏向回路の内部（フライバックトランスの１次側）に、ラスター振幅を補正するためのラスター補正回路部を備えていることを特徴とする水平偏向回路。
【請求項２】
前記補正回路は、共振パルスの立ち下がり時間を検出するパルス時間検出回路を備えることを特徴とする、請求項１に記載の水平偏向回路。
【請求項３】
前記補正回路は、水平偏向回路内に流れ込む高圧駆動電流を検出するための高圧駆動電流検出回路を備えることを特徴とする、請求項１に記載の水平偏向回路。
【請求項４】
前記パルス時間検出回路は、少なくとも１つのダイオードと、少なくとも１つのコンデンサを有する、請求項２に記載の水平偏向回路。
【請求項５】
前記高圧駆動電流検出回路は、少なくとも１つのダイオードと、少なくとも１つのコンデンサを有する、請求項３に記載の水平偏向回路。
【請求項６】
ダイオードモジュレーション型水平偏向回路に、前記高圧駆動電流検出回路を備える、請求項３に記載の水平偏向回路。
【請求項７】
２種類以上の水平偏向周波数毎に回路整合を行うための、水平偏向周波数検出部および切換部を備える、請求項４〜６のいずれかに記載の水平偏向回路。
【請求項８】
前記切換部は、少なくとも１つのスイッチ素子と、少なくとも１つのコンデンサを備える、請求項７に記載の水平偏向回路。
【請求項９】
前記水平偏向周波数検出部は、Ｓ字コンデンサ切換信号を備える、請求項７に記載の水平偏向回路
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は陰極線管装置に関するものであり、特に高圧（アノード電圧）の変動による画面ラスター振幅及び歪みを補正する回路を内蔵した水平偏向回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
以下、図面を参照しながら従来の画面ラスター振幅補正回路の一例を示す。
【０００３】
まず、一般的な水平偏向回路の動作の概略について図１６を用いて説明する。一般的な水平偏向回路は、偏向ヨーク（以下「ＤＹ」と略記する）９０、リニアリティコイル９１、共振コンデンサ８８、水平出力トランジスタ８７、ダンパーダイオード８９、Ｓ字コンデンサ９２、電源８５および陰極線管高圧部（アノード）９３に接続されたフライバックトランス（以下「ＦＢＴ」と略記する）８６等で構成される共振回路であり、ＤＹにのこぎり波電流を流し磁界を発生させ、電子ビームを走査するための回路である。水平偏向回路の偏向原理については既に一般的なものである。また、ローエンド（低価格帯）のＴＶセットでは、この回路に生じるパルス電圧を利用して高圧を発生する高圧電源回路の役割をもっている。
【０００４】
画像を表示する走査期間前半では、偏向磁界によってラスター左端から画面中央へ電子ビームを走査し映像を表示する。走査期間後半では磁界によって画面中央からラスター右端に電子ビームを走査し映像を表示する。帰線期間中は、急勾配の偏向電流をＤＹに流すことによって、走査ビームの位置を画面左端にもどす。走査期間後半は、トランジスタ８７、ＤＹ９０、Ｓ字コンデンサ９２を通して偏向電流が流れ、走査前半は共振パルスがマイナス電圧になろうとしたときダンパーダイオード８９を通してＳ字コンデンサが電流を吸収することでＤＹ９０に偏向電流が流れる。
【０００５】
走査期間は水平偏向期間の約８３％で、帰線期間は水平偏向期間の約１７％であり、走査期間でラスター左端からラスター右端へ走査した電子ビームを、短い帰線期間でラスター右端からラスター左端へもどさなければならない。そのためには走査期間と帰線期間で同じ電流量が必要であるが、帰線期間は走査期間に比べて短いためＤＹには走査期間より急勾配の電流を流さなければならず、より大きなパルス電圧が必要となる。このパルス電圧は、水平出力トランジスタ８７のスイッチによりＤＹ９０と共振コンデンサ８８による共振で発生させる。さらに、このパルスをＦＢＴ８６で昇圧し高圧電源として陰極線管高圧部に供給している。
【０００６】
次に、ラスター振幅の変動が生じる一般的な原理について説明する。陰極線管装置を使用した、水平偏向回路と高圧駆動回路が一体型のＴＶセットにおいて、水平偏向回路はＦＢＴ１次側を通して電源に接続されている。これは、一般的に、共振回路である水平偏向回路に発生する共振パルスをＦＢＴで昇圧し、二次側に高圧電圧を発生させている。この共振パルスは、水平偏向電流をＤＹに流すために発生するパルス電圧である。ＤＹと共振コンデンサで共振させ、高圧電流（アノード電流）はＦＢＴ２次側から陰極線管装置に入力されている。ここで「高圧電流」とは、陰極線管アノード部から流れ入る、画面に画像を出力する総合電流のことである。高圧電流が大きくなると、高圧出力回路は整流回路であるから、ＦＢＴの高圧電圧が低下する。高圧電圧が低くなると、陰極線管にカソード電極から放出される電子の速度は遅くなり、電子がＤＹを通過する時間が長くなり、電子は偏向磁界の影響を受ける時間が長くなる。これにより偏向量が大きくなるため、ラスター振幅は大きくなり画面サイズは大きくなる。
【０００７】
従来のラスター振幅を補正する回路は、図１７に示すように、高圧検出回路９８、制御電圧生成回路９７、制御信号出力回路９６、水平偏向回路９４内の変調回路９５で構成されている。高圧部９９の高圧電流を高圧検出回路９８で検出し制御電圧生成回路９７で制御波形を作成し、その信号を制御信号出力回路９６を通して、水平偏向回路９４内の変調回路９５に信号を印加する（例えば、特許文献１参照。）。
【０００８】
【特許文献１】
特開２０００−２７８５４８号公報
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、このような従来技術は水平偏向回路の外部に補正のための回路を多く搭載しなければならない。また、補正波形を水平偏向回路で変調しなければならない。このため、水平偏向回路自体も複雑になり、コスト的にも大きなものとなる。また、現在採用されているラスター振幅補正回路の高圧検知部は、高圧電流（電圧）を検知していて、電力需給側のＦＢＴの２次側で検出しているので、ＦＢＴのロス電力量の変化、特に水平周期の高周波歪みに対応できないため補正精度が低いという問題がある。
【００１０】
本発明は、上記の課題を解決するものであり、水平偏向回路内すなわちＦＢＴの１次側で高圧検知とラスター補正を行うことにより、外部補正回路を不要とし、また水平偏向回路自体も単純なものにし、低コスト、低電力な補正回路を実現するものである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するため、本発明の水平偏向回路は、水平偏向回路内（フライバックトランスの１次側）に、ラスター振幅を補正するためのラスター補正回路部を備えていることを特徴とする（請求項１）。
【００１２】
この構成によれば、外部回路が不要であり低コスト、低電力にラスター補正ができる。また、水平偏向回路内で高圧検出とラスター補正を同時に行うので、高精度のラスター補正を行うことができる。
【００１３】
また、前記補正回路は、共振パルスの立ち下がり時間を検出するパルス時間検出回路を備える（請求項２）。
【００１４】
この構成によれば、水平偏向パルスの立ち下がり変化量を検出することで高圧変動量を検出できる。また、パルス時間検出回路とラスター補正回路を兼用できるので、コスト面、電力面で有効である。
【００１５】
また、前記補正回路は、水平偏向回路内に流れ込む高圧駆動電流を検出するための高圧駆動電流検出回路を備える（請求項３）。
【００１６】
この構成によれば、高圧駆動電流の検出を行うことにより高圧変動を検出することができる。また、高圧電流検出とラスター補正を１つの回路で行えるので、コスト面、電力面で有効である。
【００１７】
また、前記パルス時間検出回路は、少なくとも１つのダイオードと、少なくとも１つのコンデンサを有する（請求項４）。
【００１８】
この構成によれば、単純で安価にパルス時間検出兼ラスター補正回路を構成できる。
【００１９】
また、前記高圧駆動電流検出回路は、少なくとも１つのダイオードと、少なくとも１つのコンデンサを有する（請求項５）。
【００２０】
この構成によれば、安価でさらに簡単に高圧駆動電流検出を行うことができる。
【００２１】
また、ダイオードモジュレーション型水平偏向回路に、前記高圧駆動電流検出回路を備える（請求項６）。
【００２２】
この構成によれば、ＤＹ歪み（糸巻き歪み、台形歪み等）の歪み補正を行うダイオードモジュレーション回路において、高圧変動を検知してラスター補正を行うことができる。
【００２３】
また、２種類以上の水平偏向周波数毎に回路整合を行うための、水平偏向周波数検出部および切換部を備える（請求項７）。
【００２４】
この構成によれば、多くの偏向周波数に対応するＴＶセットにおいて、偏向周波数を検出し、それぞれの偏向周波数で適切な切換を行うことができ、適切な回路整合を周波数毎に実現できる。
【００２５】
また、前記切換部は、少なくとも１つのスイッチ素子と、少なくとも１つのコンデンサを備える（請求項８）。
【００２６】
この構成によれば、安価な回路構成で切換を行うことができる。
【００２７】
また、前記水平偏向周波数検出部は、Ｓ字コンデンサ切換信号を備える（請求項９）。
【００２８】
この構成によれば、通常使われているＳ字コンデンサ切換信号を切換部に兼用できるので、別に水平偏向周波数検出部を作成する必要がなくコスト、電力の面で効率的である。
【００２９】
【発明の実施の形態】
図１に本発明の水平偏向回路のブロック図を示す。本発明の水平偏向回路１は、水平偏向回路１の内部（ＦＢＴの１次側）に、高圧を検出する高圧検出回路２と、高圧変動による歪みの補正を行うラスター補正回路３とを備えている。
【００３０】
高圧部（アノード）４で出力された電流の量によって生じる高圧の変動を、ＦＢＴの２次側ではなく１次側、すなわち水平偏向回路１の内部の高圧検出回路２で検出する。その検出信号をもとに、水平偏向回路１内のラスター補正回路３で水平偏向電流を補正する。これにより高圧の変動によるラスター歪みを補正する。
【００３１】
図２、図３は、本発明の水平偏向回路の異なる実施の形態について、それぞれのブロック図を示す。図２に示す水平偏向回路５は、高圧検出回路にパルス時間検出を使い、パルス時間検出回路とラスター補正回路を兼用した、パルス時間検出兼ラスター補正回路６を使用したものである。図３に示す水平偏向回路８は、高圧検出に高圧駆動電流検出を使い、高圧駆動電流検出回路とラスター補正回路を兼用した、高圧駆動電流検出兼ラスター補正回路９を使用したものである。以下、各々を第１の実施の形態、第２の実施の形態として説明する。
【００３２】
なお、図９は、水平トランジスタのコレクタ端子電圧と偏向電流を示すものであるが、偏向走査期間をｔｓ、パルス出力後ｔｓ／２を走査前半、その後のｔｓ／２を走査後半、帰線期間をｔｒと記し、パルス電圧とは図９に示す波形を呼ぶことを前提として、本発明の水平偏向回路について説明する。偏向期間は、帰線期間（ｔｒ）および走査期間（ｔｓ＝走査前半＋走査後半）で構成されている。水平偏向回路内のＤＹに図９に示すような偏向電流が流れ、走査期間前半では偏向磁界によって画面左端から画面中央へ映像を表示する。走査期間後半では画面中央から画面右端に電子ビームを走査し映像を表示する。帰線期間（ｔｒ）中は、図９に示すように急激な傾きの偏向電流をＤＹに流すことによって、走査ビームの位置を画面左端にもどす。
【００３３】
（第１の実施の形態）
図２に示すパルス時間検出回路を用いた水平偏向回路５は、その内部にパルス時間検出兼ラスター補正回路６とを備え、高圧部７に接続されている。
【００３４】
図４は具体的な回路図を示す。水平偏向回路は、直流電源１１と、ＦＢＴ１２と、水平出力トランジスタ１３と、共振コンデンサ１４と、ダンパーダイオード１５と、ＤＹ１６と、リニアリティコイル１７と、Ｓ字コンデンサ１８と、パルス時間検出兼ラスター補正回路１９で構成されている。パルス時間検出兼ラスター補正回路１９は、ダイオード２０とコンデンサ２１とからなる。
【００３５】
ＦＢＴ１２の２次側に直列に陰極線管高圧部（アノード）２２が接続されている。またＦＢＴ１２の１次側の一方は直流電源１１に接続されており、もう一方は水平出力トランジスタ１３のコレクタ端子および、共振コンデンサ１４、ダンパーダイオード１５、ＤＹ１６に接続されている。水平出力トランジスタ１３のベース端子にはドライブ信号が供給されており、水平出力トランジスタ１３のエミッタ端子は接地されている。ダンパーダイオード１５のもう一方の端子は、パルス時間検出兼ラスター補正回路１９内のダイオード２０とコンデンサ２１に接続されている。ＤＹ１６のもう一方の端子はリニアリティコイル１７に接続されており、リニアリティコイル１７のもう一方の端子はＳ字コンデンサ１８に接続されている。Ｓ字コンデンサ１８のもう一方の端子は、ダイオード２０およびコンデンサ２１に接続されている。ダイオード２０、コンデンサ２１のもう一方の端子は接地されている。
【００３６】
次に、第１の実施の形態の水平偏向回路の動作について、高圧電流が流れていない場合と、流れている場合とに分けて説明する。
【００３７】
（１）高圧電流が流れていない場合
▲１▼  走査期間後半
ＤＹ１６に流れる偏向電流を走査期間後半で考えると、ＤＹ１６に流れる偏向電流は、図４中の▲１▼（実線）で示す経路（ダイオード２０→ＤＹ１６→トランジスタ１３）を流れる。そのため、偏向回路はＤＹ１６とＳ字コンデンサ１８の直列接続と考えられる（ただし、リニアリティコイル１７のインダクタンスは無視できると考える。）。この偏向電流は、（１）式で表せる（以下の式中で＊印は乗算（×）を表す。）。
【００３８】
ｉ  ＝  Ｖｓｍａｘ＊√（Ｃｓ／Ｌｈ）  ＊  ｓｉｎ（  ｔ  ／  √（Ｃｓ＊Ｌｈ））  …（１）
（ただし、Ｌｈ：ＤＹの水平インダクタンス、Ｖｓｍａｘ：Ｓ字コンデンサの走査領域ピーク電圧、Ｃｓ：Ｓ字コンデンサのキャパシタンス）
偏向電流走査期間をｔｓとすると、走査後半の走査期間はｔｓ／２となる。そのため、帰線期間に入る時点での偏向電流ｉｐｅａｋ−０は、（２）式で表せる。
【００３９】
ｉｐｅａｋ−０  ＝  Ｖｓｍａｘ＊√（Ｃｓ／Ｌｈ）  ＊  ｓｉｎ（  （ｔｓ／２）  ／  √（Ｃｓ＊Ｌｈ））  …（２）
このｉｐｅａｋ−０が帰線期間最初に流れる。
【００４０】
▲２▼  帰線期間前半
帰線期間ｔｒの前半は、図４中の▲２▼（点線）で示す経路（ダイオード２０→ＤＹ１６→共振コンデンサ１４）でダイオード２０を通って電流が流れる。ＤＹ１６と共振コンデンサ１４により、共振周波数ｆ＝１／２π√（Ｃｒ＊Ｌｈ）の直列共振回路（このときＳ字コンデンサ１８のキャパシタンスは十分に大きく影響しない。）となる。帰線期間の電流ｉｒは、（３）式で表せる。
【００４１】
ｉｒ  ＝  −Ｖｃｐｍａｘ＊√（Ｃｒ／Ｌｈ）  ＊  ｓｉｎ（  ｔ  ／  √（Ｃｒ＊Ｌｈ））  …（３）
（ただし、Ｃｒ：共振コンデンサ１４のキャパシタンス）
この正弦関数の偏向電流波形を図１０（ａ）−（ＩＩ）に示す。
【００４２】
また、トランジスタ１３のコレクタ端子に発生するパルス電圧は、（４）式で表せる。
【００４３】
ｖｃｐ  ＝  Ｖｃｐｍａｘ＊ｃｏｓ（  ｔ  ／  √（Ｃｒ＊Ｌｈ））  …（４）
この余弦関数のパルス電圧波形を図１０（ａ）−（Ｉ）に示す。
【００４４】
ここで、トランジスタ１３のコレクタ端子に発生する最大パルス電圧Ｖｃｐｍａｘは、（５）式で表せる。
【００４５】
Ｖｃｐｍａｘ  ＝  ２πｆ＊Ｌｈ＊ｉｐｅａｋ−０  ＋Ｖｃｃ    …（５）
（ただし、Ｖｃｃ：直流電源電圧）
▲３▼  帰線期間後半
帰線期間ｔｒの後半は、図４中の▲３▼（一点鎖線）で示す経路（共振コンデンサ１４→ＤＹ１６→コンデンサ２１）でコンデンサ２１を通って電流が流れる。パルス電圧（式（４））を電源と考えると、パルス時間検出兼ラスター補正回路１９内のコンデンサ２１を充電する電流は、（６）式で表せる。
【００４６】
ｉｒ  ＝  Ｖｃｐｍａｘ  ＊［Ｃｒ＊Ｃｃ／（Ｃｒ−Ｃｃ）］
＊［１／√（ＣｃＬｈ）＊ｓｉｎ（ｔ／√（ＣｃＬｈ））−１／√（ＣｒＬｈ）＊ｓｉｎ（ｔ／√（ＣｒＬｈ））］  …（６）
（ただし、Ｃｃ：コンデンサ２１のキャパシタンス）
この電流によってコンデンサ２１が充電されるので、コンデンサ２１の両端電圧ｖｃｒは、（７）式で表せる。
【００４７】
ｖｃｒ＝Ｖｃｐｍａｘ＊Ｃｒ／（Ｃｃ−Ｃｒ）＊［ｃｏｓ（ｔ／√（ＣｃＬｈ））−ｃｏｓ（ｔ／√（ＣｒＬｈ））］  …（７）
この電圧波形を図１０（ａ）−（Ｉ）に示す（パルス電圧波形の右下部に位置する略三角波状の小さい波形）。ここで、コンデンサ２１の値は共振コンデンサ１４に比べて十分に大きく、またＤＹコイルの誘導起電力が働くため、共振には影響しないと考えてよい。
【００４８】
図１０（ａ）−（Ｉ）のＡ点で、コンデンサ２１の充電電圧がパルス電圧を超えそうになることがわかる。このとき、ダンパーダイオード１５が導通状態に切り換わるので、帰線偏向電流はＡ点で終わり走査電流に移るため、偏向電流は図１０（ａ）−（Ｉ）に示すように流れる。
【００４９】
（２）高圧電流が流れている場合
ＦＢＴ１２の２次側に高圧電流が流れるとき、電力供給のためにＦＢＴ１２の１次側の電流が増える。この増えた分の電流のほとんどは、帰線期間中は共振コンデンサ１４を通して図４中の▲４▼（２点鎖線）で示す経路（フライバックトランス１２→共振コンデンサ１４）を流れていく。このため、帰線期間時のパルス立ち上がりが早くなり、等価的にＦＢＴ１２のインダクタンスが影響し、ＤＹ１６のＬｈと等価的に並列状態になる。結果として、共振周波数ｆ＝１／２π√（Ｃｒ＊Ｌｈ）のインダクタンスがＬｈより小さくなる。そのため共振周波数は高くなり図１０（ｂ）に示すような波形になる。
【００５０】
パルス電圧の立ち下がり時に高圧電流によりＦＢＴ１２の１次側に流れる電流は、パルス立ち上がり時と同じ向きに流れている。ＤＹ１６のＬｈとＦＢＴ１２の一次側は並列状態でなくなるため、共振周波数は低くなる。その結果、図１０（ｂ）−（Ｉ）に示すようなパルス電圧波形となる。図１０（ｂ）−（ＩＩ）に示すように、偏向電流の中心は前半側に片寄っている。図１０（ｂ）−（Ｉ）中のＢ点の経路で流れる電流の期間が長くなる。そのため、コンデンサ２１の充電時間が長くなるため、ダンパーダイオード２０の導通する交差点の電圧が高くなる。そのため、帰線期間の偏向電流は、図１０（ｂ）−（ＩＩ）に示すように走査期間には少ない電流量となる。
【００５１】
コンデンサ２１の値を小さくするとラスターサイズは小さくなり、コンデンサ２１の値を大きくするとラスターサイズは大きくすることができ、最適なラスターサイズを作ることができる。
【００５２】
以上説明したように、本発明の水平偏向回路では、高圧電流量を随時水平偏向回路内で検出し同時に補正を行っている。補正を行わないと、図１３に示すように、高圧電流が少ないときはラスター振幅が小さくなり、高圧電流が大きいときはラスター振幅が大きくなる。また、図１５に示すラスター歪みを生じる。本発明による補正を実施すると、図１２に示すように、高圧電流の大小によらずラスター振幅がほぼ一定である。また、図１４に示すようにラスター歪みを補正できる。すなわち、高圧電圧が変動してもラスター振幅や、ラスター歪みを補正することができ、高画質化を実現できる。
【００５３】
また、パルス時間検出兼ラスター補正回路の定数値を変えることによって、所望のラスターサイズを求めることができる。さらに、偏向周波数に対応したパルス時間検出兼ラスター補正回路内のコンデンサの切換を行うことにより、複数の偏向周波数モードを持つＴＶセットにおいても最適な補正を行うことができる。
【００５４】
〔具体例〕
実際に２１型陰極線管を搭載したＴＶセットに、本発明の水平偏向回路を適用したときの、回路定数および品番を示す。
【００５５】
水平ドライブトランジスタ１３の品番は２ＳＤ２５５３（東芝製）、ダンパーダイオード１５の品番はＥＲＤ０７１５（富士電機製）、ＤＹ１６水平インダクタンスは１．８ｍＨ、ダイオード２０の品番はＲＵ４（Ｓａｎｋｅｎ製）、共振コンデンサ１４のキャパシタンス１２０００ｐＦ、コンデンサ２１のキャパシタンス５６０００ｐＦ、直流電源１１の電圧１２０Ｖである。
【００５６】
〔変形例〕
図５は、プログレッシブ放送や、ハイビジョン放送などに対応した偏向周波数モードを幾つかもつＴＶセットに用いる水平偏向回路を示す。電源２３、ＦＢＴ２４、トランジスタ２５、３２、コンデンサ２６、３０、３１、３５、３６、ダイオード２７、３４、ＤＹ２８、リニアリティコイル２９、ＦＥＴ３７を備える。一般に使われているＳ字コンデンサ３０、３１のＳ字コンデンサ切換信号を使い、コンデンサ３５、３６の切換を行うことによって、複数の種類の周波数の偏向においても最適なラスター補正を行うことができる。
【００５７】
（第２の実施の形態）
図３に、高圧駆動電流検出回路を用いた水平偏向回路を示す。本実施の形態は、陰極線管高圧部（アノード）１０と水平偏向回路８とその中の高圧駆動電流検出兼ラスター補正回路９から構成されている。具体的な回路を図６に示す。
【００５８】
水平偏向部は直流電源３８と、ＦＢＴ３９と、水平出力トランジスタ４０と、共振コンデンサ４１、４３と、ダンパーダイオード４２と、ＤＹ４４と、リニアリティコイル４５と、Ｓ字コンデンサ４６と、高圧駆動電流検出兼ラスター補正回路４７で構成されている。高圧駆動電流検出兼ラスター補正回路４７は、ダイオード４８とコンデンサ４９からなる。
【００５９】
ＦＢＴ３９の２次側に、直列に陰極線管高圧（アノード）部５０が接続されている。また、ＦＢＴ３９の１次側の一方は直流電源３８に接続されていて、もう一方は水平出力トランジスタ４０のコレクタ端子および、共振コンデンサ４１，４３ダンパーダイオード４２、ＤＹ４４に接続されている。水平出力トランジスタ４０のベース端子にはドライブ信号が供給されており、水平出力トランジスタ４０のエミッタ端子は接地されている。ダンパーダイオード４２のもう一方の端子は、高圧駆動電流検出兼ラスター補正回路４７内のダイオード４８とコンデンサ４９、共振コンデンサ４３に接続されている。ＤＹ４４のもう一方の端子はリニアリティコイル４５に接続されていて、リニアリティコイル４５のもう一方の端子はＳ字コンデンサ４６に接続されている。Ｓ字コンデンサ４６のもう一方の端子は、高圧駆動電流検出兼ラスター補正回路４７内のダイオード４８および、コンデンサ４９に接続されている、ダイオード４８、コンデンサ４９のもう一方の端子は接地されている。
【００６０】
次に、水平偏向回路の動作について、高圧電流が流れていない場合と、流れている場合とに分けて説明する。
【００６１】
（１）高圧電流が流れていない場合
偏向期間の水平出力トランジスタ４０のコレクタ端子の波形を図１１に示す。
【００６２】
▲１▼  走査期間の後半
ＤＹ４４に流れる偏向電流を走査期間の後半で考えると、ＤＹ４４に流れる偏向電流は図６中の▲１▼（実線）で示される経路（ダイオード４８→コンデンサ４６→ＤＹ４４→トランジスタ４０）を流れる。そのため、偏向回路はＤＹ４４とＳ字コンデンサ４６の直列接続と考えられる（ただし、リニアリティコイル４５のインダクタンスは無視できると考える）。この偏向電流は、
ｉ  ＝  Ｖｓｍａｘ＊√（Ｃｓ／Ｌｈ）  ＊  ｓｉｎ（  ｔ  ／  √（Ｃｓ＊Ｌｈ））  …（８）
（ただし、Ｌｈ：ＤＹの水平インダクタンス、Ｖｓｍａｘ：Ｓ字コンデンサ走査領域ピーク電圧、Ｃｓ：Ｓ字コンデンサのキャパシタンス）
となる。
【００６３】
偏向電流走査期間をｔｓとすると走査後半の走査期間はｔｓ／２となる。そのため、帰線期間に入る時点での偏向電流ｉｐｅａｋ−０は、
ｉｐｅａｋ−０  ＝  Ｖｓｍａｘ＊√（Ｃｓ／Ｌｈ）  ＊  ｓｉｎ（  （ｔｓ／２）  ／  √（Ｃｓ＊Ｌｈ））  …（９）
である。このｉｐｅａｋ−０が帰線期間最初に流れる。
【００６４】
▲２▼  帰線期間ｔｒの前半
帰線期間ｔｒの前半は、図６中の▲２▼（点線）に示す２つの経路（ダイオード４８→コンデンサ４６→ＤＹ４４〜コンデンサ４１、コンデンサ４６→ＤＹ４４→コンデンサ４３→コンデンサ４６）を通って電流が流れる。ＤＹ４４と共振コンデンサ４１、４３により、共振周波数ｆ＝１／２π√（（Ｃｒ１＋Ｃｒ２）×Ｌｈ）の直列共振回路となり、帰線期間の電流ｉｒは、
ｉｒ  ＝  −Ｖｃｐｍａｘ＊√（（Ｃｒ１＋Ｃｒ２）／Ｌｈ）  ＊  ｓｉｎ（  ｔ  ／  √（（Ｃｒ１＋Ｃｒ２）＊Ｌｈ））    …（１０）
（ただし、Ｃｒ１，Ｃｒ２：共振コンデンサ４１，４３それぞれのキャパシタンス）と正弦関数で示せる。この波形を図１１（ａ）−（ＩＩ）に示す。
【００６５】
また、水平出力トランジスタ４０のコレクタ端子に発生するパルス電圧は、
ｖｃｐ  ＝  Ｖｃｐｍａｘ＊ｃｏｓ（  ｔ  ／  √（（Ｃｒ１＋Ｃｒ２）＊Ｌｈ））    …（１１）
と余弦関数で示せる。この波形を図１１（ａ）−（Ｉ）に示す。
【００６６】
ここで、水平出力トランジスタ４０のコレクタ端子に発生する最大パルス電圧Ｖｃｐｍａｘは、
Ｖｃｐｍａｘ  ＝  ２πｆ＊Ｌｈ＊ｉｐｅａｋ−０  ＋Ｖｃｃ    …（１２）
（ただし、Ｖｃｃ：直流電源電圧）
となる。
【００６７】
▲３▼  帰線期間ｔｒの後半
帰線期間ｔｒの後半は、図６の▲３▼（一点鎖線）で示す二つの経路を流れる（コンデンサ４１→ＤＹ４４→コンデンサ４６→コンデンサ４９、コンデンサ４３→ＤＹ４４→コンデンサ４６→コンデンサ４３）であり、１つの経路はコンデンサ４９を通って電流が流れる。ここでコンデンサ４９の値は共振コンデンサ４１，４３に比べて十分に大きく、またＤＹコイルの誘導起磁力が働くため、共振には影響しないと考えてよい。
【００６８】
パルス電圧（式（１１））を電源と考え、高圧電流検出兼ラスター補正回路４７内のコンデンサ４９を充電する電流ｉｒは、共振コンデンサ４１と共振コンデンサ４３のインピーダンスによって分流される。共振コンデンサ４１を流れる電流がコンデンサ４９を通過すると考えると、
ｉｒ  ＝  Ｖｃｐｍａｘ＊［Ｘｃｒ２／（Ｘｃｒ１＋Ｘｃｒ２）］＊［（Ｃｒ１＋Ｃｒ２）＊Ｃｃ／（（Ｃｒ１＋Ｃｒ２）−Ｃｃ）］
＊［１／√（ＣｃＬｈ）＊ｓｉｎ（ｔ／√（ＣｃＬｈ））
−１／√（（Ｃｒ１＋Ｃｒ２）＊Ｌｈ）＊ｓｉｎ（ｔ／√（（Ｃｒ１＋Ｃｒ２）＊Ｌｈ））］  …（１３）
（ただし、Ｃｃ：コンデンサ４９のキャパシタンス、Ｘｃｒ１，Ｘｃｒ２：共振コンデンサ４１，４３それぞれのリアクタンス）
で示せる。この電流によってコンデンサ４９が充電される。コンデンサ４９の両端電圧ｖｃｒは、図１１（ａ）−（Ｉ）に示すように、
ｖｃｒ  ＝  Ｖｃｐｍａｘ＊［Ｘｃｒ２／（Ｘｃｒ１＋Ｘｃｒ２）］＊（Ｃｒ１＋Ｃｒ２）／（Ｃｃ−（Ｃｒ１＋Ｃｒ２））
＊［ｃｏｓ（ｔ／√（ＣｃＬｈ））−ｃｏｓ（ｔ／√（（Ｃｒ１＋Ｃｒ２）＊Ｌｈ））］  …（１４）
となる。ここで、コンデンサ４９の値は共振コンデンサ４１，４３に比べて十分に大きく、またＤＹ４４の誘導起磁力が働くため共振には影響しないと考えてよい。
【００６９】
図１１（ａ）−（Ｉ）に示すＣの点でコンデンサ４９の充電電圧がパルス電圧を超えそうになることがわかる。このときダンパーダイオード４２が導通状態に切り換わるので、帰線期間の偏向電流はそのＣ点で終わり走査領域に移るため、偏向電流は図１１（ａ）−（ＩＩ）に示すように流れる。
【００７０】
（２）高圧電流が流れている場合
陰極線管のカソードに電流が流れてＦＢＴ３９の二次側に高圧電流が流れるとＦＢＴ３９の二次側への電力供給のため、一次側に供給電流が流れる。この電流は帰線期間中にほとんどが共振コンデンサを通って流れるため、図６の▲４▼（２点鎖線）で示す２つの経路（ＦＢＴ３９→コンデンサ４１、ＦＢＴ３９→コンデンサ４３→コンデンサ４９）に高圧駆動電流が流れる。
【００７１】
共振コンデンサ４３を流れる経路の電流はコンデンサ４９を流れるので、図１１（ｂ）に示すように、最初高圧駆動電流により、コンデンサ４９に充電の始まる時間が遅れる。しかし、高圧駆動電流より帰線電流が大きくなった時点から、コンデンサ４９は高圧駆動電流により急速に充電速度が増し、電圧増加量の傾きが大きくなる。高圧電流が増えると、ダンパーダイオード４２の導通が早くなり、共振電流が図１１（ｂ）−（Ｉ）のＤ点で終わり走査期間へと移る。高圧電流が流れていないときに比べて、高圧電流が流れるとその量に応じて偏向電流を少なくすることができる。
【００７２】
コンデンサ４９の値を小さくするとラスターサイズは小さくなり、値を大きくするとラスターサイズは大きくすることができ、最適なラスターサイズを作ることができる。
【００７３】
〔具体例〕
実際に２１型陰極線管を搭載したＴＶセットに、本発明の水平偏向回路を適用したときの、回路定数及び品番を示す。
【００７４】
水平ドライブトランジスタ４０の品番は２ＳＤ２５５３（東芝製）、ダンパーダイオード４２の品番はＥＲＤ０７１５（富士電機製）、ＤＹ４４水平インダクタンスは１．８ｍＨ、ダイオード４８の品番はＲＵ４（Ｓａｎｋｅｎ製）、共振コンデンサ４１のキャパシタンス５６００ｐＦ、共振コンデンサ４３のキャパシタンス５６００ｐＦ、コンデンサ４９のキャパシタンス２７０００ｐＦ、直流電源３８電圧１２０Ｖで実装実験を行った。
【００７５】
〔変形例１〕
図７は、プログレッシブ放送や、ハイビジョン放送などに対応した偏向周波数モードを複数備えるＴＶセットに用いる水平偏向回路を示す。電源５１、ＦＢＴ５２、トランジスタ５３、６６、コンデンサ５４、５６、５９、６２、６３、６５、ダイオード５５、６１、ＤＹ５７、リニアリティコイル５８、ＦＥＴ６４を備える。一般に使われているＳ字コンデンサ５９、６５のＳ字コンデンサ切換信号を使い、スイッチ素子６４によってコンデンサ６２、６３の切換を行うことによって、複数の種類の周波数の偏向においても最適なラスター補正を行うことができる。
【００７６】
〔変形例２〕
図８は、ＤＹ７３の歪みを補正するための回路を用いるダイオードモジュレーション型の水平偏向回路に、高圧駆動電流検出兼ラスター補正回路８０を適用した例を示す。この回路は、電源６７、ＦＢＴ６８、トランジスタ６９、コンデンサ７０、７１、７５、７６、７９、８１、ダイオード７２、７７、８２、ＤＹ７３、リニアリティコイル７４、コイル７８、Ｅ／Ｗ補正変調回路８４を備える。
【００７７】
基本的な回路動作は、図６に示したものと同様である。
【００７８】
帰線期間前半には図８の▲１▼（実線）の経路（ダイオード８２→ダイオード７７→コンデンサ７５→ＤＹ７３→トランジスタ６９）で電流が流れる。帰線期間前半には▲２▼（点線）で示す２経路（ダイオード８２→コンデンサ７６→コンデンサ７５→ＤＹ７３→コンデンサ７０、コンデンサ７１→コンデンサ７５→ＤＹ７３→コンデンサ７１）で偏向電流は流れる。帰線期間後半には▲３▼（一点鎖線）で示す２経路（ダイオード７０→ＤＹ７３→コンデンサ７５→コンデンサ７６→コンデンサ８１、コンデンサ７１→ＤＹ７３→コンデンサ７５→コンデンサ７１）で偏向電流は流れる。
【００７９】
高圧電流の変化によって高圧電圧が変動し高圧駆動電流が増えたとき、帰線期間中でその電流は、▲４▼に示すように２経路で流れる。コンデンサ８１の充電電圧の傾きが図６の高圧駆動電流検出兼ラスター補正回路内のコンデンサ４９の電圧と同様の動きをする。高圧電流が流れて高圧電圧が下がったときはコンデンサ８１の電圧が大きくなり、偏向電流を小さくする。図１３、図１５に示すラスター振幅変動、ラスター歪みを、図１２、１４に示すように補正する。同様に高圧電圧が上がったときも補正することができる。すなわち、高圧の変動を随時検知し同時にラスター振幅及び、ラスター歪みを補正することができる。
【００８０】
また、コンデンサ８１の値を小さくするとラスターサイズは小さくなり、値を大きくするとラスターサイズは大きくすることができ、最適なラスターサイズを作ることができる。さらに、プログレッシブ放送や、ハイビジョン放送に対応した偏向周波数モードを幾つかもつＴＶセットにおいても、図７に示したのと同様に、一般のＴＶセットで使われているＳ字コンデンサ切換信号を使い、スイッチ素子によってコンデンサ８１の切換を行うことによって、異なる周波数の偏向において最適なラスター振幅、ラスター歪みの補正を行うことができる。
【００８１】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、陰極線管を用いたＴＶセットに発生する、高圧電流（画面表示する電流量）の変動に伴うラスター振幅変動やラスター歪みを補正でき、高画質を実現できる。高圧電流量を水平偏向回路内で直接検出し同時に補正しているので、高周波の高圧変動によるラスター振幅、ラスター歪みの補正を行うことができる。
【００８２】
また、高圧検出部の定数を変えることによって、適切なラスターサイズを容易に得ることができる。
【００８３】
幾つかの偏向周波数をもつＴＶセットにおいても高圧検出兼ラスター補正部を容易に切り換えられ、さらに切換信号も一般に使われているＳ字コンデンサ切換信号を共用して使用できるために、制御信号を作らずに偏向周波数が変わっても最適なラスター振幅及び、ラスター歪みの補正を行うことができる。
【００８４】
また、ＤＹが持つピンクッション歪みなどを補正するためのダイオードモジュレーション型の水平偏向回路に対しても最適な補正を行うことができる。
【００８５】
なお、従来の一般的なラスター振幅補正回路に比べて単純な構造で容易に構成でき、また素子数も少なくすることができるが、上記具体例では、従来の補正回路に比べて約２５０円のコスト削減及び、約２．５Ｗの電力削減が達成された。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の水平偏向回路の基本構成を示すブロック図
【図２】第１の実施の形態に係るパルス時間検出を用いた水平偏向回路のブロック図
【図３】第２の実施の形態に係る高圧駆動電流検出を用いた水平偏向回路のブロック図
【図４】第１の実施の形態の水平偏向回路の回路図
【図５】第１の実施の形態の変形例に係る周波数切換装置を備えた水平偏向回路の回路図
【図６】第２の実施の形態の水平偏向回路の回路図
【図７】第２の実施の形態の変形例１に係る周波数切換装置を備えた水平偏向回路の回路図
【図８】第２の実施の形態の変形例２に係るダイオードモジュレーション型の水平偏向回路の回路図
【図９】パルス電圧波形、偏向電流波形を示す図
【図１０】第１の実施の形態において、高圧電流が流れていないときと流れているときの、パルス電圧波形、偏向電流波形を示す図
【図１１】第２の実施の形態において、高圧電流が流れていないときと流れているときの、パルス電圧波形、偏向電流波形を示す図
【図１２】本発明を実施した時の画面ラスター振幅を示した図
【図１３】本発明を実施しないときの画面ラスター振幅を示した図
【図１４】本発明を実施したときのラスター歪み（補正後）を示した図
【図１５】本発明を実施しないときのラスター歪みを示した図
【図１６】一般的な水平偏向回路の回路図
【図１７】従来の技術を示すブロック図
【符号の説明】
１、５、８  水平偏向回路
２  高圧検出回路
３  ラスター補正回路
４  高圧部
６  パルス時間検出兼ラスター補正回路
９  高圧駆動電流検出兼ラスター補正回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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