(57)【要約】【課題】負荷が断続を繰返す条件下においても負荷電流を安定化することのできるスイッチング定電流電源装置を提供する。【解決手段】負荷６に流れる電流に応じた第１の帰還信号を発生する検出回路５と、負荷電流を安定化するために第２の電力変換回路１０の入力側に設けられた第１の電力変換回路３を駆動するための制御回路４の間に、第２の帰還信号を発生する信号保持手段８を備えた帰還回路７を設置する。そして当該帰還回路７から制御回路４に、負荷６が接続される電流流通期間中には第１の帰還信号を供給させ、負荷６が切断される電流遮断期間中には第２の帰還信号を供給させる。ここで第２の帰還信号は、電流流通期間中に現れた第１の帰還信号の最大値にほぼ等しい大きさを持つ。【選択図】  図１
2004274872.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
外部電源から電力の供給を受け、安定した直流電圧を生成するスイッチング方式の第１の電力変換回路と、該第１の電力変換回路から直流電圧の供給を受け、負荷に交流あるいはパルス状の電流を供給する、直流−交流変換機能を有した第２の電力変換回路と、負荷電流に応じた帰還信号を発生する電流検出回路および、該帰還信号に応じて該第１の電力変換回路を駆動する制御回路を備えたスイッチング定電流電源装置において、
該電流検出回路と該制御回路との間に設けられ、その内部には信号保持手段を有し、該電流検出回路から出力される第１の帰還信号と該信号保持手段から出力される第２の帰還信号のいずれか一方を該制御回路に供給する帰還回路を備え、
ここで該第２の帰還信号は、ある時点における該第１の帰還信号とほぼ等しい大きさであることを特徴とするスイッチング定電流電源装置。
【請求項２】
前記信号保持手段は、負荷電流が流れていた時のある時点における第１の制御信号を参照してそれにほぼ等しい第２の制御信号を生成し、前記帰還回路は、負荷電流が流れている時には第１の帰還信号を前記制御回路に供給し、負荷電流が流れていない時には該第２の帰還信号を該制御回路に供給することを特徴とする請求項１のスイッチング定電流電源装置。
【請求項３】
前記信号保持手段がピークホールド回路を具備し、該信号保持手段から出力される前記第２の制御信号は、負荷電流が流れている時に生じた該第１の帰還信号の最大値にほぼ等しい大きさであることを特徴とする請求項２のスイッチング定電流電源装置。
【請求項４】
前記信号保持手段が更にリセット回路を具備し、該リセット回路は、負荷電流が流れていない状態から流れている状態に転換した時、前記ピークホールド回路を初期状態に戻すことを特徴とする請求項３のスイッチング定電流電源装置。
【請求項５】
ＬＥＤを備え、高速で断続される前記負荷に所定の電流を供給することを特徴とする、請求項１、請求項２、請求項３、請求項４のいずれかのスイッチング定電流電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、断続される負荷に安定した交流あるいはパルス状の電流を供給するためのスイッチング定電流電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、液晶モニタ等の各種電子式表示装置の普及につれて、そのバックライトに発光ダイオード（以下、ＬＥＤという）を光源として利用するケースが増えている。
このようなＬＥＤを含む負荷に駆動電流を供給するための電源回路には様々な回路方式が存在するが、出力電流の形態で分類すると、流通量がほぼ一定の直流電流を供給するもの、交流電流を供給するもの、あるいはパルス状の電流を供給するもの等が存在する。
【０００３】
交流あるいはパルス状の電流を得る手段の一つとして、ロイヤーの発振回路を応用したプッシュプル構成の電源回路が知られている（特許文献１参照）。このロイヤーの発振回路を応用した電源回路（以下、ロイヤー型の電源回路という）には、構成が簡素である、共振作用を利用することで正弦波に近い交流電圧を容易に得られる、といった利点があり、これによりロイヤー型の電源回路は自励式のインバータとして広く用いられている。しかし、ロイヤー型の電源回路自体に出力電流を一定に保つ、あるいは出力電流の大きさを変更する、という機能が付加されることは少ない。それは、ＰＷＭ制御のようにトランジスタのオンデューティを変化させて出力電流を変化させるのが困難なためである。
【０００４】
そこで、ロイヤー型の電源回路から負荷に供給する電流を安定化する必要がある場合には、図５に示すように、ロイヤー型の電源回路の入力側に直流出力電圧の制御機能を有するコンバータ回路を設ける。そして、コンバータ回路でロイヤー型の電源回路に供給される電圧を制御し、ロイヤー型の電源回路から負荷に供給する交流あるいはパルス状の電流を安定化するという手段が採られていた。
【０００５】
図５のブロック図について簡単に説明する。
図５において、１はバッテリー等の外部電源から電力の供給を受けるための入力端子であり、２ａ、２ｂは、その間に接続された複数のＬＥＤを有する負荷６に電流を供給するための出力端子である。入力端子１と一方の出力端子２ａとの間には、チョークコイルＬ１、スイッチングトランジスタＱ１、整流ダイオードＤ１および平滑コンデンサＣ１が昇圧チョッパ型コンバータを形成するように接続構成された第１の電力変換回路３と、トランジスタＱ１１，Ｑ１２、コンデンサＣ２１、抵抗Ｒ２１，Ｒ２２、トランスＴがロイヤー型の電源回路を形成するよう接続構成された第２の電力変換回路１０が直列に設置されている。
【０００６】
他方の出力端子２ｂと回路の基準電位点としてのグランドとの間には、負荷６に流れる電流（以下、負荷電流という）を検出し、当該負荷電流に応じた帰還信号を発生するための検出回路５が接続されている。そして、第１の電力変換回路３と検出回路５の間には、検出回路５から帰還信号の供給を受け、帰還信号の大きさに応じて第１の電力変換回路３を駆動するための制御回路４が接続されている。
これら第１の電力変換回路３、制御回路４、第２の電力変換回路１０および検出回路５により、負荷６に所定の電流を供給するためのスイッチング定電流電源装置が構成されている。
【０００７】
この図５のスイッチング定電流電源装置の動作を簡単に解説すると、制御回路４は、検出回路５からの帰還信号に応じたオンデューティにてスイッチングトランジスタＱ１にオンオフ動作を行わせる。このスイッチングトランジスタＱ１のオンオフ動作に伴って整流ダイオードＤ１を介して平滑コンデンサＣ１に電流が流入し、平滑コンデンサＣ１の端子間に直流電圧が現れる。平滑コンデンサＣ１の端子間に現れた直流電圧が第１の電力変換回路３の出力電圧となる。
第２の電力変換回路１０は第１の電力変換回路３から直流電圧の提供を受けて自励発振動作を行い、その二次巻線Ｎ２に交番する電圧を発生させる。そして、この二次巻線Ｎ２に生じた交番する電圧により、負荷６には実質的に半波整流波形の形状をしたパルス状の電流が流れることになる。
【０００８】
検出回路５で発生する帰還信号は、その回路構成上、負荷６を流れる電流に応じたものとなる。このため第１の電力変換回路３では、スイッチングトランジスタＱ１が負荷電流に応じたオンデューティにてオンオフ動作し、例えば負荷電流が安定化目標値よりも低い場合、平滑コンデンサＣ１の端子間電圧を上昇させるような動作が行われる。ここで、第２の電力変換回路１０から負荷６に供給される電流の大きさは、第２の電力変換回路１０に供給される直流電圧、すなわち平滑コンデンサＣ１の端子間電圧に応じた値となる。このため、平滑コンデンサＣ１の端子間電圧が上昇すると安定化目標値よりも低かった負荷電流は増加するように誘導される。このような制御プロセスにより、図５の回路では負荷６を流れる負荷電流が安定化される。
【０００９】
なお、プッシュプル構成となっている第２の電力変換回路１０に安定した自励発振動作を行わせるには、二次巻線Ｎ２に順逆両方向の電流が流れるのが望ましい。しかし、負荷６に内蔵されたＬＥＤには一方方向にしか電流を流せない。このためロイヤー型の電源回路にてＬＥＤを含む負荷に電流を供給する場合、負荷６に並列に図中のＬＥＤとは逆方向の電流を流すダミー回路を設ける、あるいは負荷６を図６に示すような順方向が反対向きの複数のＬＥＤ列で構成する等の対策を施すことが多い。
しかし、この場で重要なのは電流検出を実施する方だけなので、ダミー回路や逆方向のＬＥＤ列の図示と説明を省略してある。以下に説明する他の回路についても全て同様とする。
【００１０】
【特許文献１】特公昭３２−４０６６号公報
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
近年のＬＥＤを光源として使用する表示装置・照明装置の中には、人間の目では認識できない速度でＬＥＤの点灯と消灯を繰り返し、省電力化や調光を行うようにしたものが存在する。このような表示装置・照明装置では、ＬＥＤに電流が流れている期間（以下、電流流通期間と言う）と流れていない期間（以下、電流遮断期間と言う）が当然に生じる。すると、ＬＥＤへ電流を供給するための電源が図５に示すような構成となっているスイッチング定電流電源装置では、負荷の断続によって生じる電流遮断期間には検出回路５から制御回路４に供給される帰還信号がほぼゼロレベルとなってしまう。
【００１２】
なお、図５の電源装置では負荷６を流れる電流がパルス状であるため、パルスとパルスの間に電流が流れていない期間（以下、パルスインターバル期間と呼ぶ）を生じる。しかし、スイッチングトランジスタＱ１のスイッチング周波数とトランジスタＱ１１、Ｑ１２のスイッチング周波数はほぼ同レベル（数百ｋＨｚ）である。このような場合、パルスインターバル期間に信号量がゼロになる帰還信号であっても、制御回路４内の微小容量による平均化や制御系の応答速度の関係で、制御回路４と第１の電力変換回路３は、実質的には帰還信号がゼロにならない直流である場合と同じように動作させることができる。
【００１３】
しかし、ＬＥＤの点灯・消灯の周波数は電力変換回路の動作周波数に比べて桁違いに低く、その実態は数百Ｈｚ程度である。このため、同じように帰還信号がゼロになるとしても電流遮断期間とパルスインターバル期間では状況が異なる。すなわち、制御回路４は、電流遮断期間においてはスイッチングトランジスタＱ１のオンオフ動作のオンデューティを最大にしようとし、その次に現れる電流流通期間においてはスイッチングトランジスタＱ１のオンオフ動作のオンデューティを小さくしようとする。ここで、電流遮断期間にオンデューティが最大になると平滑コンデンサＣ１の端子間電圧が急激に上昇し、次の電流流通期間には、比較的長い間、安定化目標値以上の負荷電流が流れるという不都合が生じる。
【００１４】
このような負荷電流不安定化への対策の一つとしては、例えば、その帰還信号を比較的大きな容量を持つコンデンサで平滑した上で制御回路４に供給することが考えられる。しかし、電流遮断期間の間、帰還信号を有意な大きさに維持できるだけの大容量のコンデンサを設けると、制御回路４で処理される帰還信号は比較的長い期間の平均値にほぼ等しい大きさとなってしまう。このため非周期的な負荷の断続、あるいは断続とは別の原因による負荷変動が生じた時には、速やかに安定化目標値から外れた負荷電流を目標値に復帰させることが出来なくなり、その結果、電流遮断期間とは別の原因で負荷電流の不安定化が引き起こされてしまう。
【００１５】
このように、負荷が断続される条件下では、制御回路４からスイッチングトランジスタＱ１、平滑コンデンサＣ１、第２の電力変換回路１０、負荷６、検出回路５を経て再び制御回路４に戻るフィードバックループの制御動作の応答速度が負荷の変化に追従できず、負荷電流を安定化できなくなる可能性があった。
そこで本発明は、負荷が断続を繰返す条件下においても負荷電流を安定化することのできるスイッチング定電流電源装置を提供することを目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するための本発明は、外部電源から電力の供給を受け、安定した直流電圧を生成するスイッチング方式の第１の電力変換回路と、第１の電力変換回路から直流電圧の供給を受け、負荷に交流あるいはパルス状の電流を供給する直流−交流変換機能を有した第２の電力変換回路と、負荷電流に応じた帰還信号を発生する電流検出回路および、帰還信号に応じて第１の電力変換回路を駆動する制御回路を備えたスイッチング定電流電源装置において、電流検出回路と制御回路との間に設けられ、その内部には信号保持手段を有し、電流検出回路から出力される第１の帰還信号と信号保持手段から出力される第２の帰還信号のいずれか一方を制御回路に供給する帰還回路を備え、ここで第２の帰還信号は、ある時点における第１の帰還信号とほぼ等しい大きさであることを特徴とする。
【００１７】
【発明の実施の形態】
負荷電流に応じた帰還信号を発生する検出回路と、負荷に交流あるいはパルス状の電流を供給するための第２の電力変換回路と、第２の電力変換回路に所定の直流電圧を供給する第１の電力変換回路と、検出回路からの帰還信号に応じて第１の電力変換回路を駆動する制御回路にてスイッチング定電流電源装置の基礎部分を構成する。そして本発明の要部として、検出回路と制御回路との間に、その内部に信号保持手段を備え、電流流通期間には電流検出回路が出力する第１の帰還信号を制御回路に供給し、電流遮断期間には信号保持手段が出力する第２の帰還信号を制御回路に供給する帰還回路を設ける。
【００１８】
このような機能を実現するための帰還回路は、大きく分けて選択手段と信号保持手段から成り、具体的に信号保持手段はピークホールド回路とリセット回路から構成される。
ここでピークホールド回路は、検出回路が出力する第１の帰還信号を参照し、電流流通期間内に現れた第１の帰還信号の最大値とほぼ等しい第２の帰還信号を生成する。そしてリセット回路は、負荷の断続に同期する信号が所定の変化をした時、あるいは第１の帰還信号から負荷電流が流れない状態から流れる状態に転換したことを検知した時、ピークホールド回路を初期状態に戻す。
【００１９】
このような帰還回路を組み込んだスイッチング定電流電源装置は、電流流通期間には帰還回路から制御回路に対して第１の帰還信号を供給し、これにより従来回路と同様に負荷電流を安定化するように動作する。
一方、電流遮断期間には帰還回路から制御回路に対して第２の帰還信号を供給することにより、第１の電力変換回路を構成するスイッチングトランジスタのオンデューティが高くならないようにする。具体的には、オンデューティを、負荷電流が流れなくなる直前の電流流通期間中、最大の負荷電流が流れていた時とほぼ同じ大きさに固定する。これにより、負荷が断続された時にスイッチング定電流電源装置が負荷電流を安定化できなくなるという現象の発生を防止する。
【００２０】
【実施例】
本発明によるスイッチング定電流電源装置の実施例を図１に示した。
図１のブロック図で示したスイッチング定電流電源装置は、制御回路４と検出回路５の間に帰還回路７を設けた所を除けば、図５に示した従来の回路とほぼ同じである。この図１の帰還回路７は、大きく分けて、第２の帰還信号を生成するための信号保持手段８と、検出回路５が出力する第１の帰還信号と先の第２の帰還信号のいずれかを制御回路４に供給するための選択手段９から成っている。
ここで帰還回路７は、その内部を、具体的に図２のブロック図に示すような構成としている。
【００２１】
図２において、ピークホールド回路８ａと第１のバッファ回路９ｂの各入力側は第１の帰還信号を受るように検出回路５に接続される。ピークホールド回路８ａの出力側はスイッチ回路９ａを介して第２のバッファ回路９ｃの入力側に接続され、さらにピークホールド回路８ａはリセット回路８ｂと接続される。各バッファ回路９ｂ、９ｃの出力側は制御回路４に接続される。そして、リセット回路８ｂには信号端子８ｃを介して、また、スイッチ回路９ａには信号端子９ｄを介して、負荷６の負荷電流を断続するための断続制御信号が入力されるように構成されている。
【００２２】
以上のような構成とした帰還回路７は、外部から供給される断続制御信号と検出回路５から供給される第１の帰還信号に応じて次のように動作する。
先ず、断続制御信号が第１の状態である時、負荷６には負荷電流が流れ、スイッチ回路９ａはオフ状態になる。この電流流通期間の間、制御回路４には第１のバッファ回路９ｂを介して第１の帰還信号が供給される。
この時、ピークホールド回路８ａは、検出回路５が出力する第１の帰還信号を参照して、第１の帰還信号の最大値（ピーク値）にほぼ等しい第２の帰還信号を生成する。
【００２３】
断続制御信号が第２の状態になると、今度は負荷６に負荷電流が流れなくなり、スイッチ回路９ａはオン状態になる。この電流遮断期間の間、制御回路４にはスイッチ回路９ａと第２のバッファ回路９ｃを介して第２の帰還信号が供給される。
そして、断続制御信号が第２の状態から再び第１の状態に転換した時、断続制御信号の変化からそれを検知したリセット回路８ｂは、ピークホールド回路８ａを初期状態に戻す。これによりピークホールド回路８ａは、新たな電流流通期間に発生した第１の帰還信号の最大値（ピーク値）にほぼ等しくなるような第２の帰還信号を生成することになる。
【００２４】
この図２に示すような帰還回路７を備えた図１のスイッチング定電流電源装置は、負荷電流が流れる電流流通期間の間、制御回路４には検出回路５からの第１の帰還信号が選択的に供給される。この状態での図１に示す構成の装置は従来回路と全く同じ動作によって負荷電流を安定化する。
一方、負荷電流が流れない電流遮断期間の間、制御回路４にはピークホールド回路８ａから出力された第２の帰還信号が選択的に供給される。第２の帰還信号の供給を受けた制御回路４はスイッチングトランジスタＱ１のオンデューティを固定する。この時のオンデューティは、負荷電流が流れなくなる直前の電流流通期間中、最大の負荷電流が流れていた時とほぼ同じ大きさとなる。
【００２５】
ここで、スイッチングトランジスタＱ１のオンデューティが固定されると、電流遮断期間中における平滑コンデンサＣ１の端子間電圧の上昇が抑制される。このため、次の電流流通期間に目標値以上の負荷電流が流れるという不都合な現象が発生し難くなる。また、電流遮断期間でのスイッチングトランジスタＱ１のオンデューティは実際に負荷６に電流を供給している時とほぼ同じである。このため、負荷電流が流れない状態から流れる状態になった時、第１の帰還信号に応じて素早くフィードバックループの制御動作が働くようになる。
このような動作の結果、負荷が断続を繰返す場合にも負荷電流を安定化できるようになる。
【００２６】
なお、図１の帰還回路７は、図２に限らず、図３に示す構成としても良い。
図２の帰還回路７は、リセット回路８ｂとスイッチ回路９ａが、それぞれ信号端子８ｃ、信号端子９ｄを介して供給される断続制御信号に応じて動作するように構成されていた。これに対して図３に示す帰還回路７’は、リセット回路８ｄとスイッチ回路９ｅが、検出回路５から供給される第１の帰還信号に応じて動作するように構成されている点で異なっている。
この図３の帰還回路７’でも、負荷電流のパルスインターバル期間に信号量がゼロになっても誤動作をしないようにする対策、例えば微小容量の挿入や動作速度の遅い回路素子の使用など、を行えば、図２の帰還回路７と同じ動作を行わせることが出来る。
【００２７】
図４は、本発明によるスイッチング定電流電源装置の具体的な回路構成の一例を示した。
図４の回路図において、第１の電力変換回路３と制御回路４の回路構成と、その自励発振動作については、素子削減と簡略化により回路が若干相違しているものの、基本的には実開昭５３−７８４１８号、特開平１０−１４２３６号、特開平１１−６９７９１号、特開平１２−２８７４６０号などに示されているとおりである。また、第１の電力変換回路３と負荷６の間に直流−交流変換機能を有する第２の電力変換回路１０が接続されているが、第２の電力変換回路の回路構成と発振動作については特開平８−１２６３４８に示されているとおりである。
【００２８】
そして、本発明の要部である帰還回路７は次のように構成した。
２つのエラーアンプＥＡ１、ＥＡ２を設け、エラーアンプＥＡ１の出力端子をダイオードＤ３を介してエラーアンプＥＡ２の非反転側入力端子（＋）に接続する。エラーアンプＥＡ２の非反転側入力端子（＋）とグランドとの間にコンデンサＣ３を接続し、エラーアンプＥＡ２の反転側入力端子（−）はその出力端子に接続する。エラーアンプＥＡ１の反転側入力端子（−）とその出力端子の間にはダイオードＤ４を接続し、エラーアンプＥＡ１の反転側入力端子（−）とエラーアンプＥＡ２の出力端子の間には抵抗Ｒ５を接続し、エラーアンプＥＡ１の非反転側入力端子（＋）は検出回路５に接続する。
【００２９】
このエラーアンプＥＡ１、ＥＡ２、ダイオードＤ３、Ｄ４、抵抗Ｒ５およびコンデンサＣ３により、ピークホールド回路８ａが形成されている。ちなみに、このピークホールド回路８ａの構成は、例えば、特開２００２−２８８９９０号に開示されている。
【００３０】
コンデンサＣ３とエラーアンプＥＡ２の接続点にトランジスタＱ４のコレクタを接続し、トランジスタＱ４のエミッタをグランドに接続する。トランジスタＱ４のベースはコンデンサＣ４を介して信号入力端子８ｃに接続し、トランジスタＱ４のベース、エミッタ間には抵抗Ｒ６を接続する。このコンデンサＣ４、抵抗Ｒ６およびトランジスタＱ４によりリセット回路８ｂが形成されている。
検出回路５とグランドとの間に抵抗Ｒ７と抵抗Ｒ８を直列に接続し、その抵抗Ｒ７とＲ８の接続点をトランジスタＱ５のベースに接続する。トランジスタＱ５のエミッタはグランドに接続し、そのコレクタは制御回路４のトランジスタＱ２のコレクタに接続する。この抵抗Ｒ７、抵抗Ｒ８およびトランジスタＱ５により第１のバッファ回路９ｂが形成されている。
【００３１】
エラーアンプＥＡ２の出力端子とグランドとの間に抵抗Ｒ９と抵抗Ｒ１０を直列に接続し、その抵抗Ｒ９とＲ１０の接続点をトランジスタＱ６のベースに接続する。トランジスタＱ６のエミッタはグランドに接続し、そのコレクタは制御回路４のトランジスタＱ２のコレクタに接続する。この抵抗Ｒ９、抵抗Ｒ１０およびトランジスタＱ６により第２のバッファ回路９ｃが形成されている。
そして、トランジスタＱ６のベースにトランジスタＱ７のコレクタを接続し、トランジスタＱ７のエミッタをグランドに接続する。トランジスタＱ７のベースは抵抗Ｒ１１を介して信号入力端子９ｄに接続し、トランジスタＱ７のベース、エミッタ間には抵抗Ｒ１２を接続する。この抵抗Ｒ１１、抵抗Ｒ１２およびトランジスタＱ７によりスイッチ回路９ａが形成されている。
【００３２】
このような構成となっている図４の回路では、電流流通期間中、検出回路５が出力する第１の帰還信号は負荷電流に応じた大きさとなる。この時、信号入力端子９ｄを介して供給される断続制御信号によりトランジスタＱ７はオンし、これによりトランジスタＱ６はオフする。すると、制御回路４からトランジスタＱ５のコレクタに第１の帰還信号に応じた電流が流入し、これによりスイッチングトランジスタＱ１は第１の帰還信号に応じたオンデューティでもってオンオフ動作をする。
【００３３】
この時、ピークホールド回路８ａのエラーアンプＥＡ１は、検出回路５からの第１の帰還信号の大きさに応じてコンデンサＣ３を充電する。そしてエラーアンプＥＡ２は、コンデンサＣ３の端子間に現れた電圧に応じて第２の帰還信号を生成する。ここで、エラーアンプＥＡ２の出力がエラーアンプＥＡ１の反転側入力端子（−）に接続されているため、コンデンサＣ３は第１の帰還信号が第２の制御信号を上回った時だけエラーアンプＥＡ１によって充電される。このため第２の制御信号は、第１の制御信号の最大値とほぼ同じ大きさになる。
【００３４】
電流遮断期間になると検出回路５が出力する第１の帰還信号の信号量は小さくなり、ほぼゼロレベルとなる。この時、トランジスタＱ５はオフする。また断続制御信号の状態の転換により、トランジスタＱ７はオフし、トランジスタＱ６はオンする。すると、制御回路４からトランジスタＱ６のコレクタに第２の帰還信号に応じた電流が流入し、これによりスイッチングトランジスタＱ１は第２の帰還信号に応じたオンデューティでもってオンオフ動作をする。
【００３５】
リセット回路８ｂのコンデンサＣ４と抵抗Ｒ６は、等価的に微分回路の構成になっている。このため、ベースがコンデンサＣ４と抵抗Ｒ６の接続点に接続されたトランジスタＱ４は、断続制御信号がステップ状に変化した時、ただし、電流遮断期間から電流流通期間に移行する時の変化に対し、短時間ながらオンする。するとコンデンサＣ３は放電し、ピークホールド回路８ａは初期状態に戻ることになる。
このように図４に示す回路は、図１、図２にブロック図で示したスイッチング定電流電源装置とその帰還回路を実現し、負荷が断続を繰返す場合にも負荷電流を安定化できる電源装置となる。
【００３６】
以上の実施例の説明では、帰還回路７の信号保持手段８をピークホールド回路８ａとリセット回路８ｂで構成した場合について説明した。しかし、信号保持手段８は必ずしもピークホールド回路８ａとリセット回路８ｂで構成しなくとも良く、例えばサンプルホールド回路とトリガ回路で構成してもよい。
また、リセット回路８ｂは、断続制御信号や第１の帰還信号の変化に従ってピークホールド回路８ａを初期状態に戻すのでなく、周期的な別のリセット信号によって初期状態に戻すように構成してもよい。なお、この別のリセット信号は、負荷の断続周期以上の周期で供給されれば良く、極論すれば負荷の断続に同期しないタイミングで当該リセット信号が供給される形態でもよい。
【００３７】
さらに、第１の電力変換回路３は昇圧チョッパ型に制限されず、制御回路４についても自励・ＰＷＭ制御方式に限定されない。そして、検出回路５も抵抗検出以外の検出方法を用いてもよく、第１の帰還信号の大きさを制御回路４で要求されるレベルに合わせるために新たに増幅回路やレベルシフト回路を付加してもよい。
本発明の要旨を変更しない範囲であれば、具体的な回路構成の変形が可能であることは言うまでもない。
【００３８】
【発明の効果】
以上までに説明したように、本発明によるスイッチング定電流電源装置は、負荷に流れる電流に応じた第１の帰還信号を発生する検出回路と、負荷電流を安定化するために第２の電力変換回路の入力側に設けられた第１の電力変換回路を駆動するための制御回路の間に、第２の帰還信号を発生する信号保持手段を備えた帰還回路を設置する。そして当該帰還回路から制御回路に、電流流通期間中には第１の帰還信号を供給させ、電流遮断期間中には第２の帰還信号を供給させる。ここで第２の帰還信号は、電流流通期間中に現れた第１の帰還信号の最大値にほぼ等しい大きさを持つことを特徴としている。
このような本発明によれば、フィードバックループの電流制御動作の応答速度が負荷変動に追従できなくなる事態が防止され、その結果、負荷が断続される場合にも負荷電流を安定化することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるスイッチング定電流電源装置の実施例のブロック図。
【図２】本発明の要部を成す帰還回路の第１の構成例を示すブロック図。
【図３】本発明の要部を成す帰還回路の第２の構成例を示すブロック図。
【図４】本発明によるスイッチング定電流電源装置の具体的な回路図。
【図５】従来のスイッチング定電流電源装置の一例のブロック図。
【図６】交流電流に対応したＬＥＤを含む負荷の構成例を示す回路図。
【符号の説明】
１  入力端子
２ａ、２ｂ  出力端子
３  第１の電力変換回路
４  制御回路
５  検出回路
６  断続される負荷
７  帰還回路
８  信号保持手段
８ａ  ピークホールド回路
８ｂ  リセット回路
９  選択手段
１０  第２の電力変換回路
【図１】
2004274872.tif 000003
【図２】
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【図３】
2004274872.tif 000005
【図４】
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【図５】
2004274872.tif 000007
【図６】
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