(57)【要約】【課題】逆起電圧に重畳する誘導ノイズを抑制し、この逆起電圧を常に安定して精度良く検出できるようにすることを目的とする。【解決手段】逆起電圧を基に形成した通電タイミング信号とパルス幅変調信号との論理積でステータ２を構成する複数の励磁コイルＵ，Ｖ，Ｗに順次通電する励磁コイル通電回路３を制御してロータ１の回転トルクを制御するようにしたセンサレスブラシレスモータにおいて、通電中の複数の励磁コイルの端子間電圧の平均電圧と逆起電圧検出中の励磁コイルの端子間電圧との合成によりこの逆起電圧を得るようにしたものである。【選択図】        図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
逆起電圧を基に形成した通電タイミング信号とパルス幅変調信号との論理積でステータを構成する複数の励磁コイルに順次通電する励磁コイル通電回路を制御してロータの回転トルクを制御するようにしたセンサレスブラシレスモータにおいて、
通電中の複数の励磁コイルの端子間電圧の平均電圧と逆起電圧検出中の励磁コイルの端子間電圧との合成により前記逆起電圧を得るようにしたことを特徴とするセンサレスブラシレスモータ。
【請求項２】
請求項１記載のセンサレスブラシレスモータにおいて、
前記複数の通電中の励磁コイルの端子間電圧の平均電圧と前記逆起電圧検出中の励磁コイルの端子間電圧との合成の割合を所定の割合としたことを特徴とするセンサレスブラシレスモータ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば種々の小型モータに適用して好適なセンサレスブラシレスモータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に例えば小型モータとしてロータの回転位置検出用のセンサを有さない例えば３相センサレスブラシレスモータが提案されている。これはセンサ例えばホール素子を用いず、ロータが回転するときに３相のステータを構成する励磁コイルＵ，Ｖ，Ｗに誘起される逆起電圧を用いてロータの位置を検出し、各励磁コイルＵ，Ｖ，Ｗへの通電タイミングを決めて通電してロータを回転することにより、励磁感応素子例えばホール素子等より成る位置検出センサを不要としたものである。
【０００３】
斯るセンサレスブラシレスモータの例として図５、図６、図７に示す如き３相アウターロータ型のセンサレスブラシレスモータが提案されている。この３相アウターロータ型のセンサレスブラシレスモータのロータ１としては図６に示す如く、環状にＮ極及びＳ極が順次４極着磁された筒状体より成り、またステータ２としては図６に示す如く、この筒状体のロータ１内に配され、ロータ１に対応し、図６に示す如く鉄芯に巻装された３相の励磁コイルＵ，Ｖ，Ｗが電気角で順次１２０°間隔で配置されたものである。
【０００４】
このスタータ２の３相の励磁コイルＵ，Ｖ，Ｗは図５に示す如くＹ字状に接続され、励磁コイル通電回路３は励磁電流を例えば先ず励磁コイルＵ→Ｖと流し、次に励磁コイルＵ→Ｗと流し、順次励磁コイルＶ→Ｗ、励磁コイルＶ→Ｕ、励磁コイルＷ→Ｕ、励磁コイルＷ→Ｖと順次切換えて流し、これを順次繰り返す如くする。
【０００５】
この場合、逆起電圧検出励磁コイル選択回路４により励磁電流が流れない励磁コイル例えば励磁電流が励磁コイルＵ→Ｖと流れるときは励磁コイルＷを選択する如くし、この励磁電流が流れない励磁コイルに発生するロータ１の回転による逆起電圧である端子間電圧を雑音除去用のローパスフィルタ５を介して演算増幅回路より成る電圧比較回路６の一方の入力端子に供給すると共にこの励磁コイルＵ，Ｖ，Ｗの接続中点に得られる中点電圧を電圧比較回路６の他方の入力端子に供給する。
【０００６】
この電圧比較回路６の出力側には、この励磁電流が流れない励磁コイルに得られるロータ１の位置検出用の逆起電圧に応じた矩形波信号が得られ、このロータ１の位置検出用の逆起電圧に応じた矩形波信号を通電タイミング信号生成回路７及び逆起電圧検出励磁コイル選択タイミング信号生成回路８に供給する。
【０００７】
この通電タイミング信号生成回路７においてはロータ１の位置検出用の矩形波信号を受け、通電すべき励磁コイルＵ，Ｖ，Ｗを選択する図７Ａ，Ｂ及びＣに示す如き順次位相が１２０°づつ異なる通電タイミング信号ＵＳ，ＶＳ及びＷＳを発生し、この通電タイミング信号生成回路７に得られる通電タイミング信号ＵＳ，ＶＳ及びＷＳを励磁コイル通電回路３に供給し、励磁電流を通電する２相の励磁コイルを順次切換る如くする。
【０００８】
また、逆起電圧検出励磁コイル選択タイミング信号生成回路８は、この電圧比較回路６の出力側に得られるロータ１の位置検出用の矩形波信号を受け、通電されない逆起電圧検出用の励磁コイルを選択する選択タイミング信号を生成する。この逆起電圧検出励磁コイル選択タイミング信号生成回路８に得られる選択タイミング信号を逆起電圧検出励磁コイル選択回路４に供給し、逆起電圧検出用の励磁コイルを選択する。
【０００９】
また、図５において、９はこのセンサレスブラシレスモータの回転トルクを制御するためのパルス幅変調回路を示し、このパルス幅変調回路９は適切なデューティの図７Ｄに示す如きパルス幅変調信号を生成し、このパルス幅変調回路９で生成した、回転トルクに応じた適切なデューティのパルス幅変調信号を励磁コイル通電回路３に供給する如くする。
【００１０】
この励磁コイル通電回路３においては、図７Ａ，Ｂ，Ｃに示す如き通電タイミング信号ＵＳ，ＶＳ，ＷＳとこの図７Ｄに示す如きパルス幅変調信号との論理積で励磁コイルＵ，Ｖ，Ｗに順次通電し所定の回転トルクを得る如くしている。
【００１１】
センサレスブラシレスモータにおいて、この通電タイミング信号とパルス幅変調信号との論理積で励磁コイルＵ，Ｖ，Ｗに順次通電するようにしたものが先に提案されている（特許文献１）。
【００１２】
【特許文献１】
特開２００２−８４７７４号公報
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
斯るセンサレスブラシレスモータにおいてはホール素子等の位置センサを用いず、ロータ１の回転により励磁コイルＵ，Ｖ，Ｗに発生する逆起電圧を検出することによりロータ１の位置を検出する。このため、この逆起電圧に何らかのノイズが重畳すると、このロータ１の位置検出精度が低下する。
【００１４】
特に低速回転時には、この逆起電圧自体が小さいため検出精度は更に低下する。この逆起電圧に重畳するノイズは様々なものが考えられるが、上述の如くパルス幅変調信号を使用してロータ１を駆動するようにしたときには、通電されている励磁コイルからの漏れ磁束の影響が顕著となる。
【００１５】
この励磁コイルの漏れ磁束によるノイズの発生につき更に述べるに、通電中の励磁コイル例えば励磁コイルが発生する磁束は他の通電中の励磁コイル例えば励磁コイルＶにその殆どが鎖交するが、一部は逆起電圧を検出している励磁コイル例えば励磁コイルＷにも漏れ磁束が鎖交する（図６参照）。
【００１６】
この漏れ磁束が時間変化すると、逆起電圧検出中の励磁コイル例えば励磁コイルＷには電磁誘導の法則により漏れ磁束の時間微分波形に比例した電圧Δｅが誘起されるため、これが逆起電圧に重畳するノイズとなる。以下この電圧Δｅを誘導ノイズという。
【００１７】
この誘導ノイズΔｅの大きさにつき説明するに、この誘導ノイズΔｅは通電中の励磁コイルの漏れ磁束の時間微分波形に比例し、この通電中の励磁コイルの漏れ磁束の時間微分波形は、通電中の励磁コイルの電流の時間微分波形に比例する。
【００１８】
この励磁コイルＵ，Ｖ，Ｗにパルス幅変調の電流を流したときは、この励磁コイルＵ，Ｖ，Ｗに流れる電流は図８Ａに示す如く三角波状の電流になるため、この三角波状の電流の時間微分波形は図８Ｂに示す如く方形波状になり比較的大きなものとなる。
【００１９】
図５に示す如き従来例においては、この誘導ノイズΔｅを除去するために、ローパスフィルタ５を設けているが、このローパスフィルタ５のフィルタ定数をモータ特性に影響がないように設定するので、このフィルタ定数の合せ込みに時間がかかる上、この誘導ノイズΔｅの減衰の度合いはそれほど大きくできない不都合があった。
【００２０】
このため、図５に示す如き従来例においては、この誘導ノイズΔｅの影響が大きく、この電圧比較回路６の出力側に得られるロータ１の位置の検出信号の精度が低くなってしまっていた不都合があった。
【００２１】
本発明は斯る点に鑑み、この逆起電圧に重畳する誘導ノイズを抑制し、この逆起電圧を常に安定して精度良く検出できるようにすることを目的とする。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
本発明センサレスブラシレスモータは逆起電圧を基に形成した通電タイミング信号とパルス幅変調信号との論理積でステータを構成する複数の励磁コイルに順次通電する励磁コイル通電回路を制御してロータの回転トルクを制御するようにしたセンサレスブラシレスモータにおいて、通電中の複数の励磁コイルの端子間電圧の平均電圧と逆起電圧検出中の励磁コイルの端子間電圧との合成によりこの逆起電圧を得るようにしたものである。
【００２３】
斯る本発明においては、通電中の複数の励磁コイルの端子間電圧の平均電圧と逆起電圧検出中の励磁コイルの端子間電圧との合成により逆起電圧を得るようにしており、通電中の複数の励磁コイルの端子間電圧の平均電圧に逆起電圧検出中の励磁コイルの端子間電圧に含まれる誘導ノイズΔｅと逆相でほぼαが１に近い値の−αΔｅの成分が含まれており、この合成より得た逆起電圧は誘導ノイズΔｅがほぼ除去されたものとなり、この逆起電圧を常に安定して精度良く検出でき、センサレスブラシレスモータの回転精度を向上できると共に起動特性、低速回転駆動を向上でき、且つローパスフィルタ５を省略できる。
【００２４】
【発明の実施の形態】
以下、図１を参照して本発明センサレスブラシレスモータの実施の形態の例につき説明する。図１につき説明するに図５に対応する部分には同一符号を付して示す。
【００２５】
この図１例も３相アウターロータ型のセンサレスブラシレスモータに適用した例を示す。この３相アウターロータ型のセンサレスブラシレスモータのロータ１としては、例えば図６に示す如く環状にＮ極及びＳ極が等間隔に順次４極着磁された筒状体より成り、またステータ２としては例えば図６に示す如く、この筒状体のロータ１内に配され、ロータ１に対応し、図６に示す如く鉄芯に巻装された３相の励磁コイルＵ，Ｖ，Ｗが電気角で順次１２０°間隔で配置されたものである。
【００２６】
このステータ２の３相の励磁コイルＵ，Ｖ，Ｗは図１に示す如くＹ字状に接続され、励磁コイル通電回路３は励磁電流を例えば励磁コイルＵ→Ｖと流し、次に励磁コイルＵ→Ｗと流し、順次励磁コイルＶ→Ｗ、励磁コイルＶ→Ｕ、励磁コイルＷ→Ｕ、励磁コイルＷ→Ｖと順次切換えて流し、これを順次繰り返す如くする。
【００２７】
この場合、逆起電圧検出励磁コイル選択回路４により励磁電流が流れない励磁コイル例えば励磁電流が励磁コイルＵ→Ｖと流れるときは、励磁コイルＷを選択する如くし、この逆起電圧検出励磁コイル選択回路４の出力側に得られるこの励磁電流が流れない逆起電圧検出中の励磁コイルに発生するロータ１の回転による端子間電圧を電圧合成回路１０の一方の入力端子に供給する。
【００２８】
この場合、この逆起電圧検出励磁コイル選択回路４の出力側には図４Ｂに示す如く正弦波の逆起電圧Ｅに図８Ｂに示す如き矩形波の誘導ノイズΔｅが重畳したものとなる。
【００２９】
この電圧合成回路１０の出力側に得られる逆起電圧を演算増幅回路より成る電圧比較回路６の一方の入力端子に供給すると共にこの励磁コイルＵ，Ｖ，Ｗの接続中点に得られる中点電圧をこの電圧比較回路６の他方の入力端子に供給する。
【００３０】
この電圧比較回路６の出力側には、励磁電流が流れない逆起電圧検出中の励磁コイルに得られるロータ１の位置検出用の逆起電圧に応じた矩形波信号が得られ、このロータ１の位置検出用の逆起電圧に応じた矩形波信号を通電タイミング信号生成回路７、逆起電圧検出励磁コイル選択タイミング信号生成回路８及び電圧平均化励磁コイル選択タイミング信号生成回路１１に供給する。
【００３１】
この通電タイミング信号生成回路７においては、ロータ１の位置検出用の矩形波信号を受け、通電すべき励磁コイルＵ，Ｖ，Ｗを選択する図７Ａ，Ｂ及びＣに示す如き、順次位相が１２０°づつ異なる通電タイミング信号ＵＳ，ＶＳ及びＷＳを発生し、この通電タイミング信号生成回路７に得られる通電タイミング信号ＵＳ，ＶＳ及びＷＳを励磁コイル通電回路３に供給し、励磁電流を通電する２相の励磁コイルを順次切換る如くする。
【００３２】
また、逆起電圧励磁コイル選択タイミング信号生成回路は、この電圧比較回路６の出力側に得られるロータ１の位置検出用の矩形波信号を受け、通電されない逆起電圧検出用の励磁コイルを選択する選択タイミング信号を生成する。この逆起電圧検出励磁コイル選択タイミング信号生成回路８に得られる選択タイミング信号を逆起電圧検出励磁コイル選択回路４に供給し、逆起電圧検出用の励磁コイルを選択する如くする。
【００３３】
また、電圧平均化励磁コイル選択タイミング信号生成回路１１は、この電圧比較回路６の出力側に得られるロータ１の位置検出用の矩形波信号を受け、励磁電流が通電される励磁コイルを選択する複数本例では２個の励磁コイルを選択する選択タイミング信号を生成する。この電圧平均化励磁コイル選択タイミング信号生成回路１１に得られる選択タイミング信号を電圧平均化励磁コイル選択回路１２に供給する。
【００３４】
この電圧平均化励磁コイル選択回路１２は、３相の励磁コイルＵ，Ｖ及びＷの夫々の一端に接続され、励磁電流が通電される複数例えば２個の励磁コイルを選択し、この選択された２個の励磁コイルの端子間電圧を夫々電圧平均値回路１３に供給する。この電圧平均値回路１３の出力信号を電圧合成回路１０の他方の入力端子に供給する。
【００３５】
また図１において、９はこのセンサレスブラシレスモータの回転トルクを制御するためのパルス幅変調回路を示し、このパルス幅変調回路９は所望の回転トルクに応じたデューティの図７Ｄに示す如きパルス幅変調信号を生成し、このパルス幅変調回路９で生成した回転トルクに応じた適切なデューティのパルス幅変調信号を励磁コイル通電回路３に供給する如くする。
【００３６】
この励磁コイル通電回路３においては、図７Ａ，Ｂ，Ｃに示す如き通電タイミング信号ＵＳ，ＶＳ，ＷＳとこの図７Ｄに示す如きパルス幅変調信号との論理積で、励磁電流を励磁コイルＵ，Ｖ，Ｗに順次通電し、ロータ１を回転し、所望の回転トルクを得る如くしている。
【００３７】
ここで電圧平均値回路１３の出力側に得られる平均電圧につき更に説明するに今、３相の励磁コイルＵ，Ｖ，Ｗの内の２相例えば図４Ａに模式的に示す如く励磁コイルＵ，Ｖ，Ｗに図７Ａ，Ｂ，Ｃに示す如き通電タイミング信号ＵＳ，ＶＳ，ＷＳと図７Ｄに示す如きパルス幅変調信号との論理積で、励磁電流が通電されており、残りの１相の励磁コイルＷで逆起電圧を検出していたとする。
【００３８】
この場合、既に述べたように逆起電圧検出中の励磁コイルＷにロータ１の回転により発生する逆起電圧Ｅには図４Ｂに示す如く通電中の励磁コイルＵ，Ｖからの漏れ磁束により誘起される誘導ノイズΔｅが重畳されている。
【００３９】
ここで、通電中の２相の励磁コイルＵ，Ｖの端子電圧の平均電圧（図４ＡのＶ２Ｃ）に注目したところ、励磁コイルＵ，Ｖ，Ｗの中点電位ＶＣを基準として考えた場合、平均電圧Ｖ２Ｃには逆起電圧検出中の励磁コイルＷの端子電圧Ｖ０に含まれる誘導ノイズΔｅと逆相の成分−αΔｅが現れることを見いだした。
【００４０】
すなわち、以下の式が成立する。
Ｖ０−ＶＣ＝Ｅ＋Δｅ              ・・・・（１）
Ｖ２Ｃ−ＶＣ＝−１／２Ｅ−αΔｅ  ・・・・（２）
ここでαは係数である。
【００４１】
この式（２）の右辺の−１／２Ｅは以下の式より導かれる。
ｓｉｎ（ｘ）＋ｓｉｎ（ｘ＋２／３π）＋ｓｉｎ（ｘ＋４／３π）＝０・・・・（３）
この式（３）は、１２０°づつ位相がずれた３相正弦波の和が常に０となることを表したものである。
【００４２】
３相モータの励磁コイルＵ，Ｖ，Ｗに発生する逆起電圧は、１２０°づつ位相がずれた正弦波になるため、ある２相の励磁コイル例えば励磁コイルＵ，Ｖ，Ｗの端子電圧の和は残り１相の励磁コイル例えば励磁コイルＷの端子電圧の符号を反転したものと等しくなる。
【００４３】
図４Ａにおいて、Ｖ２Ｃは２相の励磁コイルＵ，Ｖの端子電圧を同一抵抗値の抵抗器Ｒにより抵抗分割したもの（和をとって２で割ったもの（平均値））であるから、式（３）の結果を用いれば、Ｖ２ＣはＶ０に現れる逆起電圧Ｅの符号を反転してこれを２で割った成分−１／２Ｅを含むことが分かる。
【００４４】
またＶ２ＣにＶ０に重畳する誘導ノイズと逆相の成分αΔｅが現れることに関しては、通電中の励磁コイル例えば励磁コイルＵ，Ｖの自己インダクタンスによるものであると考えられる。
【００４５】
実験の結果、Ｖ２Ｃに現れる誘導ノイズ逆相成分−αΔｅの大きさはＶ０に重畳する誘導ノイズΔｅの大きさと完全には同じではない（α≠１）が、このαがほぼ１に近い値となることが分かっている。
【００４６】
従って電圧平均値回路１３の出力側には式（２）で示す平均電圧である図４Ｃに示す如き−１／２Ｅの電圧に逆相の誘導ノイズ成分−αΔｅが重畳された電圧が得られる。
【００４７】
このため電圧合成回路１０において、通電中の励磁コイルの端子間電圧の平均電圧Ｖ２Ｃに含まれる誘導ノイズ逆位相成分−αΔｅと逆起電圧検出中の励磁コイルの端子間電圧Ｖ０に含まれる誘導ノイズΔｅとの合成の割合を所定の割合とすればこの電圧合成回路１０の出力側に図４Ｄに示す如く逆起電圧より誘導ノイズΔｅを除去することができる。
【００４８】
本例によれば電圧合成回路１０の出力側に誘導ノイズΔｅが除去された逆起電圧を得ることができるので、逆起電圧を常に安定して精度良く検出でき、この逆起電圧を電圧比較回路６に供給することにより、この電圧比較回路６の出力側に精度の高いロータ１の位置検出信号を得ることができ、このセンサレスブラシレスモータの回転精度が向上する。
【００４９】
また、本例によればモータ起動時においても逆起電圧対ノイズ比が改善されるので起動特性が向上すると共に低速回転時においても逆起電圧対ノイズ比が改善されるので、低速回転駆動が可能になる。
【００５０】
本例によれば逆起電圧を得るのに従来例に比しローパスフィルタが不要となるので外部端子数を削減することができると共に更なる高速回転駆動が可能になる。
【００５１】
また本例によれば回転トルクを制御するパルス幅変調信号のデューティによらず安定して逆起電圧が検出できるので、負荷変動の逆起電圧検出精度への影響を抑えることができると共にモータ定数や電流リミッタの変更に伴う再検討項目を必要最低限に抑えることができる。
【００５２】
図２及び図３は夫々図１例における電圧平均値回路１３及び電圧合成回路１０を夫々具体化した例を示す。この図２及び図３につき説明するに、この図２及び図３において、図１に対応する部分には同一符号を付し、その詳細説明は省略する。
【００５３】
図２例は電圧平均値回路１３及び電圧合成回路１０を、全て抵抗器による分圧で実現したものである。この図２例では電圧平均化励磁コイル選択回路１２はアナログスイッチにより実現し、これを用いて通電中の２相の励磁コイルの端子電圧を電圧平均値回路１３を構成する２個の直列接続された同一抵抗値の抵抗器Ｒ及びＲの一端及び他端に供給する如くする。
【００５４】
この抵抗器Ｒ及びＲの接続中点に得られる平均電圧Ｖ２Ｃを電圧合成回路１０を構成する直列接続された抵抗器ＲＡ及びＲＢの一端に供給し、逆起電圧検出励磁コイル選択回路４の出力側に得られる端子電圧Ｖ０をこの直列回路の他端に供給する。
【００５５】
この電圧合成回路１０の電圧合成比率は抵抗器ＲＡとＲＢとの抵抗値の比率を変化することにより決定する。この抵抗器ＲＡ及びＲＢの接続中点に得られた電圧合成回路１０の出力電圧を比較回路６を構成する演算増幅回路の一方の入力端子に供給し、励磁コイルＵ，Ｖ，Ｗの接続中点の電圧をこの演算増幅回路らの他方の入力端子に供給する。この図２例はその他は図１例と同様に構成する。
【００５６】
この図２例においては、図１例同様の作用効果が得られるほかに、抵抗器だけで電圧平均値回路１３及び電圧合成回路１０を構成したので、構成が簡単となる利益がある。
【００５７】
また図３例は、電圧平均値回路３及び電圧合成回路１０を１つの演算増幅回路２０により構成したものである。この図３例では電圧平均化励磁コイル選択回路１２はアナログスイッチにより実現し、これを用いて通電中の２相の励磁コイルの端子電圧を夫々抵抗器Ｒ及びＲを介して、この演算増幅回路２０の一方の入力端子に供給し、逆起電圧検出励磁コイル選択回路４の出力側に得られる逆起電圧検出用の励磁コイルに得られる端子電圧Ｖ０を抵抗器ＲＡと介して演算増幅回路２０の一方の入力端子に供給する。この演算増幅回路２０の他方の入力端子を抵抗器を介して接地する。
【００５８】
この場合、演算増幅回路２０の出力側に通電中の２相の励磁コイルの端子電圧の平均電圧と逆起電圧検出用の励磁コイルの端子電圧との合成電圧が得られる。この電圧合成の比率は抵抗器Ｒと抵抗器ＲＡとの抵抗値の比率により任意に変更できる。また演算増幅回路２０の帰還抵抗器ＲＢの抵抗値を変更することにより電圧合成部にゲインを持たせることができる。
【００５９】
この演算増幅回路２０の出力電圧を比較回路６を構成する演算増幅回路の一方の入力端子に供給し、励磁コイルＵ，Ｖ，Ｗの接続中点の電圧をこの演算増幅回路６の他方の入力端子に供給する。この図３例においては、その他は図１例と同様に構成する。
【００６０】
この図３例においては、図１例と同様の作用効果が得られることは容易に理解できよう。
【００６１】
尚、本発明は上述例に限ることなく、本発明の要旨を逸脱することなく、その他種々の構成が採り得ることは勿論である。
【００６２】
【発明の効果】
本発明によれば逆起電圧を常に安定した精度良く検出することができ、センサレスブラシレスモータの回転精度を向上できると共に起動特性、低速回転駆動を向上でき且つローパスフィルタを省略できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明センサレスブラシレスモータの実施の形態の例を示す構成図である。
【図２】図１例の一部具体例の一例を示す構成図である。
【図３】図１例の一部具体例の他の例を示す構成図である。
【図４】本発明の説明に供する線図である。
【図５】従来のセンサレスブラシレスモータの例を示す構成図である。
【図６】センサレスブラシレスモータの説明に供する線図である。
【図７】本発明の説明に供する線図である。
【図８】本発明の説明に供する線図である。
【符号の説明】
１‥‥ロータ、２‥‥ステータ、３‥‥励磁コイル通電回路、４‥‥逆起電圧検出励磁コイル選択回路、６‥‥電圧比較回路、７‥‥通電タイミング信号生成回路、８‥‥逆起電圧検出励磁コイル選択タイミング信号生成回路、９‥‥パルス幅変調回路、１０‥‥電圧合成回路、１１‥‥電圧平均化励磁コイル選択タイミング信号生成回路、１２‥‥電圧平均化励磁コイル選択回路、１３‥‥電圧平均値回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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