(57)【要約】【課題】経済的なインバータ回路を提供する。【解決手段】ＩＧＢＴ１１、１２のコレクタ端子とエミッタ端子との間にスナバコンデンサ１３とスナバダイオード１４の直列回路を接続し、スナバコンデンサ１３とスナバダイオード１４の接続点と直流端子との間にスナバ抵抗１５を接続してクランプ型スナバ回路を構成し、ＩＧＢＴ１１、１２のコレクタ端子とエミッタ端子との間に、スナバコンデンサ１３より小さい容量の第２のスナバコンデンサ１６を接続する。ＩＧＢＴの遮断時、スナバ回路のインダクタンスやスナバダイオード１４の順回復電圧によりＩＧＢＴのコレクタ、エミッタ間に発生するサージ電圧の上昇率を、第２のスナバコンデンサ１６により低減させることができ、ＩＧＢＴのターンオフ損失を抑え遮断耐量を上昇させることができる。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子のコレクタ端子とエミッタ端子との間にコンデンサとダイオードの直列回路を接続し、前記ダイオードと前記コンデンサの接続点と直流端子との間に抵抗を接続したクランプ型スナバ回路を有し、前記クランプ型スナバ回路のコンデンサより小さい容量のコンデンサを前記スイッチング素子のコレクタ端子とエミッタ端子との間に接続したことを特徴としたインバータ回路。
【請求項２】
直流の正極、負極の端子間にコンデンサとダイオードの直列回路を接続し、前記ダイオードに並列に抵抗を接続したクランプ型スナバ回路を有し、前記クランプ型スナバ回路のコンデンサより小さい容量のコンデンサをスイッチング素子のコレクタ端子とエミッタ端子との間に接続したことを特徴としたインバータ回路。
【請求項３】
直流の正極、負極の端子間にコンデンサを接続したスナバ回路を有し、前記スナバ回路のコンデンサより小さい容量のコンデンサをスイッチング素子のコレクタ端子とエミッタ端子との間に接続したことを特徴としたインバータ回路。
【請求項４】
複数個並列に接続したスイッチング素子の内の少なくとも一部のスイッチング素子のコレクタ端子とエミッタ端子との間にコンデンサとダイオードの直列回路を接続し、前記ダイオードと前記コンデンサの接続点と直流端子との間に抵抗を接続したクランプ型スナバ回路を有し、前記クランプ型スナバのコンデンサより小さい容量のコンデンサを、前記スイッチング素子の内の少なくとも一部のスイッチング素子のコレクタ端子とエミッタ端子との間に接続したことを特徴としたインバータ回路。
【請求項５】
直流の正極、負極の端子間にコンデンサとダイオードの直列回路を接続し、ダイオードに並列に抵抗を接続したクランプ型スナバ回路を有し、前記クランプ型スナバ回路のコンデンサより小さい容量のコンデンサを、複数個並列に接続したスイッチング素子の内の少なくとも一部のスイッチング素子のコレクタ端子とエミッタ端子との間に接続したことを特徴としたインバータ回路。
【請求項６】
スイッチング素子を複数個直列に接続した直列回路全体のコレクタ端子とエミッタ端子との間にコンデンサとダイオードの直列回路を接続し、前記ダイオードと前記コンデンサの接続点と直流端子との間に抵抗を接続したクランプ型スナバ回路を有し、前記クランプ型スナバのコンデンサより小さい容量のコンデンサを、複数個直列に接続したスイッチング素子の内の少なくとも一部のスイッチング素子のコレクタ端子とエミッタ端子との間に接続したことを特徴としたインバータ回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は直流電力を交流電力に変換するインバータ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図８に、従来のインバータ回路の構成図を示す。同図において、１０は直流電源、１１は直流電源１０の正極側に接続されインバータを構成するスイッチング素子である絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（以下ＩＧＢＴと称する）、１２は直流電源１０の負極側に接続されたインバータを構成するスイッチング素子であるＩＧＢＴである。１３はＩＧＢＴ１１、１２のスナバコンデンサ、１４はスナバダイオードであり、スナバコンデンサ１３とスナバダイオード１４は直列に接続され、この直列回路はＩＧＢＴ１１、１２のコレクタ端子とエミッタ端子との間にそれぞれ接続される。１５はスナバ抵抗であり、ＩＧＢＴ１１のスナバ抵抗はスナバコンデンサ１３とスナバダイオード１４の接続点と負極端子との間に接続され、ＩＧＢＴ１２のスナバ抵抗はスナバコンデンサ１３とスナバダイオード１４の接続点と正極端子との間に接続される。
【０００３】
図８のインバータ回路において、ＩＧＢＴ１１とＩＧＢＴ１２は交互にオンし、オンする期間を変化させることにより交流電圧を出力するパルス幅変調が行なわれる。出力の電流の方向によりＩＧＢＴに内蔵されたトランジスタ側あるいはダイオード側に流れる。例えば、電流がインバータから流れ出る方向の場合、ＩＧＢＴ１１がオンのときはＩＧＢＴ１１のトランジスタ側に流れ、ＩＧＢＴ１２がオンのときはＩＧＢＴ１２のダイオード側に流れる。
【０００４】
ＩＧＢＴ１１のトランジスタ側に流れるモードで、ＩＧＢＴ１１が電流を遮断すると、ＩＧＢＴ１１の両端には回路の漂遊インダクタンスによるサージ電圧が発生する。この電圧を抑えるためにスナバ回路が接続され、このスナバ回路はコンデンサ１３とスナバダイオード１４とスナバ抵抗１５により構成される。ＩＧＢＴ１１により遮断された電流がスナバ回路に流れ込むことにより過電圧は抑えられる。
【０００５】
このようなスナバ回路により過電圧を抑える技術は、例えば特許文献１にも記載されている。この特許文献１においては、更に、主コンデンサをスイッチング素子直近に分散配置することにより主回路の配線（主コンデンサからスイッチング素子までの間の配線）に存在する漂遊インダクタンスＬＭによる過電圧を抑えているが、このスイッチング素子直近に分散配置されスイッチング素子のコレクタ端子とエミッタ端子との間に接続されたコンデンサＣＭ１、ＣＭ２は容量が大きいので、スナバ回路の配線に存在する漂遊インダクタンスＬＳによる過電圧を抑えることは難しい。
【０００６】
【特許文献１】
特開平１１−１０３５７７号公報（第２−３頁、図１）
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
図２の点線の波形は、図８に示す回路における、電流遮断時のＩＧＢＴの電圧、電流波形である。スナバ回路を接続した場合でも、スナバ回路自身の漂遊インダクタンスやダイオードの順回復電圧によりサージ電圧が発生する。ＩＧＢＴ１１ではこのとき電圧と電流の積としてのターンオフ損失が発生する。電流遮断時のサージ電圧が大きくなると、このターンオフ損失が増加し、ＩＧＢＴが耐えられなくなり、遮断失敗を発生して破損したりする。
【０００８】
このため、遮断する電流を低く抑えたり、電圧を下げたりして遮断失敗を防止してきた。このためインバータとして構成した場合に出力できる電力が低下し、不経済な装置となっていた。ゲート抵抗を大きくするとＩＧＢＴの遮断が遅くなるため回避できる場合もあるが、ターンオフ損失が増加することにより装置の損失が増加し冷却器が大型化するなど不経済になっていた。
【０００９】
本発明は、従来のこのような点に鑑みて為されたもので、安全にスイッチング素子を遮断できる回路を提供することにより、経済的なインバータ回路を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明に係わるインバータ回路は、スイッチング素子のコレクタ端子とエミッタ端子との間にコンデンサとダイオードの直列回路を接続し、ダイオードとコンデンサの接続点と直流端子との間に抵抗を接続したクランプ型スナバ回路を有し、クランプ型スナバ回路のコンデンサより小さい容量のコンデンサをスイッチング素子のコレクタ端子とエミッタ端子との間に接続したことを特徴とする。
【００１１】
このスイッチング素子のコレクタ端子とエミッタ端子との間に接続した小さい容量のコンデンサは、インダクタンスも小さくサージに対しての効果が高い。
【００１２】
従って、このように構成した本発明のインバータ回路では、スイッチング素子が遮断したときのサージ電圧の電圧上昇率が、小さい容量のコンデンサで抑えられ、スイッチング素子のターンオフ損失が抑えられることにより遮断耐量が上昇する。
【００１３】
なお、本発明は、他の接続構成のスナバ回路を有するインバータ回路においても、スナバ回路のコンデンサより小さい容量のコンデンサをスイッチング素子のコレクタ端子とエミッタ端子との間に接続することにより実施することができる。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施形態について詳細に説明する。
【００１５】
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係るインバータ回路の構成図である。図１において、図８と同じ構成要素には同じ符号が付してある。
【００１６】
図１に示すように、この実施形態は、図８に示す従来の回路に第２のスナバコンデンサ１６を付加して構成したもので、第２のスナバコンデンサ１６は、ＩＧＢＴ１１、１２のコレクタ端子とエミッタ端子との間にそれぞれ接続される。第２のスナバコンデンサ１６は、スナバコンデンサ１３より小さい静電容量を選定する。
【００１７】
図１の回路によれば、ＩＧＢＴ１１が電流を遮断すると、遮断された電流はスナバダイオード１４、スナバコンデンサ１３に流れ込む。このときスナバ回路のインダクタンスやスナバダイオード１４の順回復電圧によりＩＧＢＴ１１のコレクタ、エミッタ間にサージ電圧が発生するが、このサージ電圧の上昇は第２のスナバコンデンサ１６により抑えられ、電圧上昇率が低くなる。第２のスナバコンデンサ１６は小さい容量のコンデンサであるため、ＩＧＢＴ１１がオンすると放電して、オフするときに充電され、インダクタンスも小さくサージに対しての効果が高い。
【００１８】
図２は、ＩＧＢＴの遮断時の電流、電圧を示す図である。点線は従来の技術による回路の電圧電流であり、実線はこの実施形態による回路の電圧電流である。図示のように電圧の上昇率が低減されることにより、ＩＧＢＴのターンオフ損失が減少しＩＧＢＴは安全に遮断することができるようになる。これによりＩＧＢＴの遮断耐量が上昇し、使用する電圧、電流を大きくすることができるので、装置の容量が増加し経済的なインバータを提供することができる。
【００１９】
（第２の実施形態）
図３は、本発明の第２の実施形態に係るインバータ回路の構成図である。図３において、図８と同じ構成要素には同じ符号が付してある。図３に示すように、この実施形態においては、直流の正極、負極の端子間にコンデンサ１３とダイオード１４の直列回路を接続し、ダイオード１４に並列に抵抗を接続してクランプ型スナバ回路を構成している。そして、１６は第２のスナバコンデンサであり、ＩＧＢＴ１１、１２のコレクタエミッタ間に接続される。第２のスナバコンデンサ１６は、スナバコンデンサ１３より小さい静電容量を選定する。
【００２０】
図３の回路においても、図１の回路と同じ作用により同様の効果が得られる。
【００２１】
（第３の実施形態）
図４は、本発明の第３の実施形態に係るインバータ回路の構成図である。図４において、１７はスナバコンデンサであり、直流の正極、負極の端子間に直接接続されスナバ回路を構成する。１６は第２のスナバコンデンサであり、ＩＧＢＴ１１、１２のコレクタ端子とエミッタ端子との間にそれぞれ接続される。
【００２２】
第２のスナバコンデンサ１６は、スナバコンデンサ１７より小さい静電容量を選定する。図４の回路においても、図１の回路と同じ作用により同様の効果が得られる。
【００２３】
（第４の実施形態）
図５は、本発明の第４の実施形態に係るインバータ回路の構成図である。図５において、図８と同じ構成要素には同じ符号が付してある。図５に示すように、この実施形態においては、ＩＧＢＴ１１、１２は複数個並列に接続して構成され、その内の一部のＩＧＢＴのコレクタ端子とエミッタ端子との間には、スナバコンデンサ１３とスナバダイオード１４との直列回路が接続され、スナバコンデンサ１３とスナバダイオード１４の接続点と直流端子との間にスナバ抵抗１５が接続されてクランプ型スナバ回路が構成され、残りのＩＧＢＴのうち全部または一部には第２のスナバコンデンサ１６が接続される（図５では残りの全部のＩＧＢＴに第２のスナバコンデンサ１６が接続された例が示されている）。第２のスナバコンデンサ１６は、スナバコンデンサ１３より小さい静電容量を選定する。
【００２４】
図５の回路においても図１の回路と同じ作用により同様の効果が得られる。
【００２５】
なお、この実施形態において、上述のようにそれぞれ複数個並列に接続されたＩＧＢＴ１１、１２の内の一部のＩＧＢＴにクランプ型スナバ回路を接続し、残りのＩＧＢＴ（すなわち、直近にクランプ型スナバ回路が接続されていないＩＧＢＴ）のうち全部または一部に第２のスナバコンデンサ１６を接続する構成とすると、スペース的な面からレイアウトが容易となるが、この構成に限らず、それぞれ複数個並列に接続されたＩＧＢＴ１１、１２の内の全部または一部のＩＧＢＴにクランプ型スナバ回路を接続し、クランプ型スナバ回路が接続されているか否かにかかわらず全部または一部のＩＧＢＴに第２のスナバコンデンサ１６を接続する構成としてもよい。
【００２６】
（第５の実施形態）
図６は、本発明の第５の実施形態に係るインバータ回路の構成図である。図６において、図３と同じ構成要素には同じ符号が付してある。図６に示すように、この実施形態においては、直流の正極、負極の端子間にスナバコンデンサ１３とスナバダイオード１４の直列回路を接続し、スナバダイオード１４に並列にスナバ抵抗を接続してクランプ型スナバ回路を構成している。そして、ＩＧＢＴ１１、１２はそれぞれ複数個並列に接続されており、それぞれ複数個並列に接続されたＩＧＢＴ１１、１２の内の全部または一部のＩＧＢＴに第２のスナバコンデンサ１６が接続される（図６では全部のＩＧＢＴに第２のスナバコンデンサ１６が接続された例が示されている）。第２のスナバコンデンサ１６は、スナバコンデンサ１３より小さい静電容量を選定する。
【００２７】
図６の回路においても図１の回路と同じ作用により同様の効果が得られる。
【００２８】
（第６の実施形態）
図７は、本発明の第６の実施形態に係るインバータ回路の構成図である。図７において、図８と同じ構成要素には同じ符号が付してある。図７に示すように、この実施形態においては、ＩＧＢＴ１１、１２については、それぞれＩＧＢＴが複数個直列接続されており、ＩＧＢＴの直列回路全体のコレクタ端子とエミッタ端子との間にはスナバコンデンサ１３とスナバダイオード１４との直列回路が接続され、スナバコンデンサ１３とスナバダイオード１４の接続点と直流端子との間にスナバ抵抗１５が接続されてクランプ型スナバ回路が構成され、個々のＩＧＢＴのコレクタ端子とエミッタ端子との間には第２のスナバコンデンサ１６が接続される。第２のスナバコンデンサ１６は、スナバコンデンサ１３より小さい静電容量を選定する。
【００２９】
図７の回路においても図１の回路と同じ作用により同様の効果が得られる。
【００３０】
なお、上述のように複数個直列接続された全部のＩＧＢＴにそれぞれ、第２のスナバコンデンサ１６を接続した場合は直列の素子間の電圧分担を均一化する作用もあるが、この構成に限らず、直列接続されたＩＧＢＴの内の一部のＩＧＢＴのみに第２のスナバコンデンサ１６を接続した構成としてもよい。
【００３１】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、スイッチング素子の電流遮断時の責務を軽減し耐量を向上させることにより、より高い電圧、電流で使用可能になり、経済的なインバータ回路を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に係るインバータ回路の構成図。
【図２】第１の実施形態におけるＩＧＢＴの遮断時の動作説明図。
【図３】本発明の第２の実施形態に係るインバータ回路の構成図。
【図４】本発明の第３の実施形態に係るインバータ回路の構成図。
【図５】本発明の第４の実施形態に係るインバータ回路の構成図。
【図６】本発明の第５の実施形態に係るインバータ回路の構成図。
【図７】本発明の第６の実施形態に係るインバータ回路の構成図。
【図８】従来のインバータ回路の構成図。
【符号の説明】
１０…直流電源
１１、１２…ＩＧＢＴ
１３、１７…スナバコンデンサ
１４…スナバダイオード
１５…スナバ抵抗
１６…第２のスナバコンデンサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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