(57)【要約】【課題】安定して作動する信頼性の高いマルチバイブレータ回路及び圧電ブザーユニットの提供。【解決手段】２つのトランジスタＱ１、Ｑ２が交互に作動するマルチバイブレータ回路であって、それら２つのトランジスタのベース・コレクタ間には、抵抗Ｒ３、Ｒ４によって自己帰還バイアス型のバイアス回路が設けられている。【選択図】　図１
2004012789.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
２つのトランジスタが交互に作動するマルチバイブレータ回路であって、
前記２つのトランジスタのうち、少なくとも何れか一方のトランジスタにおけるベースのバイアス回路が、ベース・コレクタ間が抵抗を介して接続された自己帰還バイアス型である
ことを特徴とするマルチバイブレータ回路。
【請求項２】
前記２つのトランジスタのうち、第１トランジスタにおけるベースのバイアス回路には、前記自己帰還バイアス型のバイアス回路が設けられ、
第２トランジスタにおけるベースには、前記第１トランジスタのコレクタ出力が抵抗を介して供給される
ことを特徴とする請求項１記載のマルチバイブレータ回路。
【請求項３】
請求項１または請求項２記載のマルチバイブレータ回路によって駆動される
ことを特徴とする圧電ブザーユニット。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、マルチバイブレータ回路及びそのマルチバイブレータ回路を駆動源として備える圧電ブザー等の電子回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、鳴動によって所定の状況を報知する電子部品として、圧電素子を利用した圧電ブザーが知られており、係る圧電ブザーは、一般に、自励式と他励式とに大別される。
【０００３】
自励式の圧電ブザーは、組み立て具合や外気温の変化によって圧電ブザーを構成する圧電素子自体に応力が加えられることによって発振周波数の変化が生じ、結果として、鳴動に際して、圧電ブザーとしての本来の音色が変化したり、発音自体が停止してしまう場合がある。
【０００４】
そこで、前記のような圧電素子特有の性質によって、鳴動に際しての音色が変化することを防止すべく、例えば、実開昭５８−１９９８号公報や、特開昭６０−１０２６９４号公報等には、圧電素子からなる圧電ブザーを外部の発振回路（駆動回路）によって作動させる他励式の圧電ブザー（圧電ブザーユニット）が提案されている。
【０００５】
図７は、従来の他励式の圧電ブザーユニットの回路構成を例示する図であり、同図に示す圧電ブザーユニットは、圧電素子からなる一般的な圧電ブザー１００と、それを外部から駆動する駆動回路（発振回路）としてのマルチバイブレータ回路とによって構成される。
【０００６】
このマルチバイブレータ回路において、２つのトランジスタＱ１１、Ｑ１２のベースには、そのベースと電源電圧Ｖｃｃの給電点Ｐとの間に抵抗Ｒ１３、Ｒ１４が接続されることにより、所謂、固定バイアス式のバイアス回路が設けられている。そして、このマルチバイブレータ回路に電源電圧Ｖｃｃが印加された状態においてトランジスタＱ１１及びＱ１２が交互に作動することにより、圧電ブザー１００は、それら２つのトランジスタのオン・オフ動作に応じた発振周波数（駆動周波数）で鳴動する。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図７に例示するような一般的なマルチバイブレータ回路を駆動源として圧電ブザーユニット（モジュール）を構成すると、以下の問題が生じる。
【０００８】
即ち、
（１）マルチバイブレータ回路の回路構成（特に、トランジスタＱ１１、Ｑ１２のベースに固定バイアス式のバイアス回路を有する点）に起因して、電源電圧Ｖｃｃの変化に応じて、当該２つのトランジスタのオン・オフ動作による発振周波数が変化し、結果として、圧電ブザー１００の鳴動時の音色が変化してしまう。
【０００９】
（２）作動（鳴動）中に何らかの原因で鳴動（即ち、マルチバイブレータ回路の発振が停止）した場合、その原因を取り除いても、電源電圧Ｖｃｃの再投入（オフ・オン）するまで作動しない。また、電源電圧のオン・オフを繰り返すと、まれに発振を停止することがある。
【００１０】
（３）用途に応じて圧電ブザーの仕様も様々であり、その仕様に応じて圧電ブザーを構成する圧電素子の静電容量も異なるが、ある仕様の圧電ブザーに最適なマルチバイブレータ回路（発振回路）は、その圧電ブザーより静電容量が大きな圧電ブザーを発振させることができないことが多いため、そのマルチバイブレータ回路の仕様のままでは採用することができない場合が多い。
【００１１】
そこで本発明は、安定して作動する信頼性の高いマルチバイブレータ回路及び圧電ブザーユニットの提供を目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため、本発明に係るマルチバイブレータ回路は、以下の構成を特徴とする。
【００１３】
即ち、２つのトランジスタが交互に作動するマルチバイブレータ回路であって、
前記２つのトランジスタのうち、少なくとも何れか一方のトランジスタにおけるベースのバイアス回路が、ベース・コレクタ間が抵抗を介して接続された自己帰還バイアス型であることを特徴とする。
【００１４】
また、好適な実施形態において、前記２つのトランジスタのうち、第１トランジスタにおけるベースのバイアス回路には、前記自己帰還バイアス型のバイアス回路が設けられ、
第２トランジスタにおけるベースには、前記第１トランジスタのコレクタ出力が抵抗を介して供給されると良い。
【００１５】
また、上記の同目的を達成するため、本発明に係る圧電ブザーユニットは、上記の回路構成を備えるマルチバイブレータ回路によって駆動されることを特徴とする。
【００１６】
上記構成を備えるマルチバイブレータ回路及び圧電ブザーユニットによれば、従来の技術と比較して安定して作動し、高い信頼性を享受することができる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係るマルチバイブレータ回路及び圧電ブザーユニットの実施形態を、図面を参照して詳細に説明する。
【００１８】
［第１の実施形態］
図１は、第１の実施形態における圧電ブザーユニットの回路構成を示す図であり、同図に示す圧電ブザーユニットは、圧電ブザー１００と、それを外部から駆動する駆動回路（発振回路）としてのマルチバイブレータ回路とによって構成される。
【００１９】
同図において、圧電素子からなる圧電ブザー１００は、外部から発振信号が供給されるのに応じて鳴動する一般的なものであり、本実施形態における詳細な説明は省略する。
【００２０】
そして、本実施形態に係るマルチバイブレータ回路は、２つのトランジスタＱ１、Ｑ２を備えており、そのコレクタ端子には、抵抗Ｒ１、Ｒ２（但し、Ｒ１，Ｒ２＜＜Ｒ３，Ｒ４）を介して、給電点Ｐから電源電圧Ｖｃｃが印加され、且つ負荷である圧電ブザー１００がＡ点及びＢ点において接続される。Ａ点とトランジスタＱ２のベース端子とは、コンデンサＣ２を介して接続されており、このＡ点は、圧電ブザー１００の一方の端子に接続される。また、Ｂ点とトランジスタＱ１のベース端子とは、コンデンサＣ１を介して接続されており、このＢ点は、圧電ブザー１００の他方の端子に接続される。係る回路構成自体は上述した従来のマルチバイブレータ回路（図７）と同様である。
【００２１】
但し、本実施形態に係るマルチバイブレータ回路において、トランジスタＱ１のベースには、そのベースと上記Ａ点との間に抵抗Ｒ３が接続され、トランジスタＱ２のベースには、そのベースと上記Ｂ点との間に抵抗Ｒ４が接続されることにより、所謂、自己帰還バイアス式のバイアス回路がそれぞれ設けられている。
【００２２】
そして、このマルチバイブレータ回路に電源電圧Ｖｃｃが給電点Ｐから印加された状態において、以下に説明する発振原理の如く、トランジスタＱ１及びＱ２が交互に作動することによって生成される駆動電圧（発振信号）が上記Ａ点及びＢ点より供給されることにより、圧電ブザー１００は、それら２つのトランジスタのオン・オフ動作に応じた発振周波数（駆動周波数）で鳴動する。
【００２３】
＜発振原理＞
ここで、図１に示す圧電ブザーユニットにおけるマルチバイブレータ回路の発振原理について説明する。
【００２４】
図１において、電源電圧Ｖｃｃが印加されていない初期状態において、コンデンサＣ１及びＣ２の充電状態は空（或いは、充電量が略ゼロ、以下「空充電状態」と総称する）である。この初期状態において、給電点Ｐへの電源電圧Ｖｃｃの印加が開始されると、トランジスタＱ１及びＱ２のスイッチング素子としての仕様が同じであっても、一般には微妙に個体差があるので、何れか一方のトランジスタが先にオン状態となる。ここでは、電源電圧Ｖｃｃの印加に応じてＢ点及び空充電状態のコンデンサＣ１を介してトランジスタＱ１のベースに所定のベース電流が流れることによって、トランジスタＱ２より先にトランジスタＱ１がオン状態を採り、これによってＡ点の電位が低下する。そして、その後もトランジスタＱ１へのベース電流の供給が継続されることによってコンデンサＣ１の充電量が次第に大きくなり、所定の満充電状態になるのに応じてトランジスタＱ１へのベース電流の供給は停止するので、それまでオン状態であったトランジスタＱ１はオフ状態に変化する。
【００２５】
また、上記の如くトランジスタＱ１がオフ状態に変化するのに応じて、Ａ点の電位が所定の高電位に変化するため、その高電位に応じてＡ点及び空充電状態のコンデンサＣ２を介してトランジスタＱ２のベースに所定のベース電流が流れることによって、今度はトランジスタＱ２がオン状態を採り、これによってＢ点の電位が低下する。そして、その後もトランジスタＱ２へのベース電流の供給が継続されることによってコンデンサＣ２の充電量が次第に大きくなり、所定の満充電状態になるのに応じてトランジスタＱ２へのベース電流の供給は停止するので、それまでオン状態であったトランジスタＱ２はオフ状態に変化する。
【００２６】
即ち、本実施形態に係るマルチバイブレータ回路は、トランジスタＱ１及びＱ２に関して左右対象な回路構成を有するが、ここで、トランジスタＱ１がオフ状態でトランジスタＱ２がオン状態において、まず、トランジスタＱ１側に注目して動作を説明すれば、トランジスタＱ１のコレクタ出力は、図１に示すように、Ａ点及びコンデンサＣ２を介してトランジスタＱ２のベースに供給されることによって反転増幅され、Ｂ点及びコンデンサＣ１を介して正帰還のかたちで再びトランジスタＱ１のベースに返される回路構造を有し、この回路構造はトランジスタＱ２側においても同様である。
【００２７】
従って、係る回路構造において、トランジスタＱ１がオフ状態からオン状態に変化した場合、Ａ点は、所定の高電位から基準電位（例えば０Ｖ）になり、これによりトランジスタＱ２はオン状態からオフ状態に変化するため、Ｂ点は基準電位（例えば０Ｖ）から所定の高電圧となるのに応じて、コンデンサＣ１を介してトランジスタＱ１にベース電流が流れるので、コンデンサＣ１が所定の満充電状態になるまでの間、トランジスタＱ１はオン状態を保持することになる。
【００２８】
そして、コンデンサＣ１が所定の満充電状態になるのに応じてトランジスタＱ１へのベース電流が流れなくなると、今度はトランジスタＱ１がオフ状態になるので、トランジスタＱ１のコレクタ出力（Ａ点）は、基準電位から所定の高電位になる。そして、コンデンサＣ２を介してトランジスタＱ２にベース電流の供給が開始されるため、トランジスタＱ２はそれまでのオフ状態からオン状態に変化し、その変化に応じてトランジスタＱ２のコレクタ出力（Ｂ点）は基準電位（例えば０Ｖ）となり、それまで満充電状態だったコンデンサＣ１は放電方向、即ちトランジスタＱ１のベースからＢ点方向に電流を流すように働く。Ｂ点は、基準電位状態（例えば０Ｖ）になっているので、トランジスタＱ１のベース電位は、更に基準電位以下のマイナス電位状態になり、コンデンサＣ１が空充電状態になるまで、トランジスタＱ１はオフ状態を保持することになる。
【００２９】
その後、トランジスタＱ１がオフ状態、且つトランジスタＱ２がオン状態のままでコンデンサＣ２への充電が進み、所定の満充電状態になるのに応じてトランジスタＱ２へのベース電流が流れなくなると、今度はトランジスタＱ２がオフ状態になると、上記の動作と対象な動作が開始され、この動作（トランジスタＱ１及びＱ２のオン・オフ動作）が交互に繰り返されることによって発振が実現する。
【００３０】
係るマルチバイブレータ回路において、トランジスタＱ１のオフ状態からオン状態への動作タイミングは、主に抵抗Ｒ４の大きさによって決定され、他方のトランジスタＱ２のオフ状態からオン状態への動作タイミングは、主に抵抗Ｒ３の大きさによって決定される。また、動作中において、電源電圧Ｖｃｃの印加が停止された場合には、２つのトランジスタＱ１、Ｑ２が共にオフ状態になると共に、コンデンサＣ１及び／またはＣ２に充電されていた電気エネルギがその接続経路上に存在する各抵抗において消費されるので、所定時間経過後には何れのコンデンサも空充電状態となる。
【００３１】
従って、係るマルチバイブレータ回路のＡ点及びＢ点に図１に示す如く負荷として圧電ブザー１００を接続すれば、圧電ブザー１００は、抵抗Ｒ３及びコンデンサＣ２の時定数に基づく発振周波数の発振と、抵抗Ｒ４及びコンデンサＣ１の時定数に基づく発振周波数の発振とを交互に繰り返す発振信号によって鳴動する。
【００３２】
ここで、上述した回路構成のマルチバイブレータ回路において、何等かの原因（例えば、２つのトランジスタのコレクタ出力同士の短絡等）によって発振が停止した場合について考える。
【００３３】
このような場合、上述した従来のマルチバイブレータ回路（図７）においては、２つのトランジスタＱ１１、Ｑ１２のベースバイアス回路が、抵抗Ｒ１３、Ｒ１４を介して、電源電圧Ｖｃｃに直接接続されている固定バイアス式のバイアス回路が採用されているので、発生した原因を取り除いても、２つのトランジスタが共にオン状態に保持されてしまうため、電源電圧Ｖｃｃの再投入（オフ・オン）するまで発振（作動）を再開することはない。
【００３４】
また、係る固定バイアス式のバイアス回路を有する従来のマルチバイブレータ回路においては、その回路構成に起因して、何等かの原因によって電源電圧Ｖｃｃが大きくなるのに応じて、２つのトランジスタＱ１１、Ｑ１２のベース電圧も上昇することになる。従って、僅かな信号の変化によっても当該２つのトランジスタが容易にオン状態に変化し易くなり（即ち、スイッチング動作し易くなり）、圧電ブザーユニットとして全体で捉えると、係る電源電圧Ｖｃｃの上昇に応じて発振周波数が高くなるのに伴って、圧電ブザー１００が発する音色が変化してしまう、という問題が生じる。
【００３５】
このように係る従来のマルチバイブレータ回路を圧電ブザー１００の発振回路（駆動回路）として用いた場合、致命的な問題があるのに対して、本実施形態に係るマルチバイブレータ回路（図１）では、２つのトランジスタＱ１、Ｑ２のそれぞれのバイアス回路に上述した如く自己帰還バイアス型の回路構成を採用すると共に、何れのトランジスタにおいても、一方のトランジスタの出力が他方のトランジスタによって反転増幅されることによって正帰還する回路構成とした。このため、従来のような固定バイアス式のバイアス回路を有するマルチバイブレータ回路とは異なり、何等かの原因によって発振が一時的に停止した場合であっても、個々のトランジスタＱ１、Ｑ２が共にオン状態に保持されることはなく、その原因が取り除かれれば、電源電圧Ｖｃｃの再投入をすること無く、発振動作を自動的に再開することができる。
【００３６】
また、本実施形態に係るマルチバイブレータ回路（図１）では、上記の如く２つのトランジスタＱ１、Ｑ２のベースにそれぞれ自己帰還型のバイアス回路を用いている。このため、何等かの原因による電源電圧Ｖｃｃの上昇に伴ってベース電圧が大きくなっても、抵抗Ｒ３、Ｒ４によって個々のトランジスタのコレクタ電位が下げられるため、その結果、ベース電位の変化が抑制される。従って、本実施形態では、電源電圧Ｖｃｃの上昇分に対する当該マルチバイブレータ回路の発振周波数の上昇を極小化することができるので、広範囲な電源電圧、即ち電源電圧が変動する使用環境下においても、例えば設計段階にて決定された所定の発振周波数及びその近傍周波数において、安定した発振動作を実現することができる。
【００３７】
従って、このような特徴を有する本実施形態に係るマルチバイブレータ回路によって圧電ブザー１００を駆動すれば、鳴動に際して所定の音色を維持することができ、好適である。
【００３８】
即ち、上述した本実施形態によれば、安定して作動する信頼性の高いマルチバイブレータ回路及び圧電ブザーユニットの提供が実現する。
【００３９】
［第２の実施形態］
次に、上述した第１の実施形態に係るマルチバイブレータ回路及び圧電ブザーユニットを基本とする第２の実施形態を説明する。以下の説明においては、第１の実施形態と同様な構成については重複する説明を省略し、本実施形態における特徴的な部分を中心に説明する。
【００４０】
図２は、第２の実施形態における圧電ブザーユニットの回路構成を示す図であり、同図に示す圧電ブザーユニットは、圧電ブザー１００と、それを外部から駆動する駆動回路（発振回路）としてのマルチバイブレータ回路とによって構成され、本実施形態に係るマルチバイブレータ回路は、トランジスタＱ２側に上述した自己帰還型のバイアス回路を有しておらず、コンデンサＣ２の代わりに抵抗３ａが接続されている点が、第１の実施形態の回路構成（図１）と異なる（但し、Ｒ１，Ｒ２＜＜Ｒ３ａ，Ｒ４）。
【００４１】
即ち、本実施形態に係るマルチバイブレータ回路は、トランジスタＱ１側にのみ自己帰還バイアス式のバイアス回路が設けられており、このマルチバイブレータ回路に電源電圧Ｖｃｃが給電点Ｐから印加された状態において、以下に説明する発振原理の如く、トランジスタＱ１及びＱ２が交互に作動することによって生成される駆動信号が上記Ａ点及びＢ点より供給されることにより、圧電ブザー１００は、それら２つのトランジスタのオン・オフ動作に応じた発振周波数（駆動周波数）で鳴動する。
【００４２】
＜発振原理＞
ここで、図２に示す圧電ブザーユニットにおけるマルチバイブレータ回路の発振原理について説明する。
【００４３】
図２において、電源電圧Ｖｃｃが印加されていない初期状態において、コンデンサＣ１の充電状態は空（或いは、充電量が略ゼロ）である。この初期状態において、給電点Ｐへの電源電圧Ｖｃｃの印加が開始されると、トランジスタＱ１及びＱ２のスイッチング素子としての仕様が同じであっても、一般には微妙に個体差があるので、何れか一方のトランジスタが先にオン状態となる。ここでは、電源電圧Ｖｃｃの印加に応じてＢ点及び空充電状態のコンデンサＣ１を介してトランジスタＱ１のベースに所定のベース電流が流れることによって、トランジスタＱ２より先にトランジスタＱ１がオン状態を採り、これによってＡ点の電位が低下する。そして、その後もトランジスタＱ１へのベース電流の供給が継続されることによってコンデンサＣ１の充電量が次第に大きくなり、所定の満充電状態になるのに応じてトランジスタＱ１へのベース電流の供給は停止するので、それまでオン状態であったトランジスタＱ１はオフ状態に変化する。
【００４４】
また、上記の如くトランジスタＱ１がオフ状態に変化するのに応じて、Ａ点の電位が所定の高電位に変化するため、その高電位に応じてＡ点及び抵抗Ｒ３ａを介してトランジスタＱ２のベースに所定のベース電流が流れることによって、今度はトランジスタＱ２がオン状態を採り、これによってＢ点の電位が低下する。
【００４５】
そして、その後もトランジスタＱ２へのベース電流の供給が継続されるが、トランジスタＱ１がオフ状態からオン状態に変化した場合に、Ａ点では、所定の高電位から基準電位（例えば０Ｖ）になるのに応じて、トランジスタＱ２へのベース電流の供給は停止するので、それまでオン状態であったトランジスタＱ２はオフ状態に変化する。
【００４６】
即ち、本実施形態に係るマルチバイブレータ回路は、第１の実施形態とは異なりトランジスタＱ１及びＱ２に関して左右非対象な回路構成を有しており、ここで、トランジスタＱ１がオフ状態でトランジスタＱ２がオン状態から動作を説明すれば、トランジスタＱ１のコレクタ出力は、図２に示すように、Ａ点及び抵抗Ｒ３ａを介してトランジスタＱ２のベースに供給されることによって反転増幅され、Ｂ点及びコンデンサＣ１を介して正帰還のかたちで再びトランジスタＱ１のベースに返される回路構造を有する。
【００４７】
コンデンサＣ１が所定の満充電状態に至っていないときに、係る正帰還によってトランジスタＱ１がオフ状態からオン状態に変化した場合、Ａ点は、所定の高電位から基準電位（例えば０Ｖ）になり、これによりトランジスタＱ２は、オン状態からオフ状態に変化するため、Ｂ点は基準電位（例えば０Ｖ）から所定の高電圧となるのに応じて、コンデンサＣ１を介してトランジスタＱ１にベース電流が流れるので、コンデンサＣ１が所定の満充電状態になるまでの間、トランジスタＱ１はオン状態を保持することになる。
【００４８】
そして、コンデンサＣ１が所定の満充電状態になるのに応じてトランジスタＱ１へのベース電流が流れなくなると、今度はトランジスタＱ１がオフ状態になるので、トランジスタＱ１のコレクタ出力（Ａ点）は、基準電位から所定の高電位になる。そして、抵抗Ｒ３ａを介してトランジスタＱ２にベース電流の供給が開始されるため、トランジスタＱ２はそれまでのオフ状態からオン状態に変化し、その変化に応じてトランジスタＱ２のコレクタ出力（Ｂ点）は基準電位（例えば０Ｖ）となり、それまで満充電状態だったコンデンサＣ１は放電方向、即ちトランジスタＱ１のベースからＢ点方向に電流を流す働きに切り替わる。Ｂ点は、基準電位状態（例えば０Ｖ）になっているので、トランジスタＱ１のベース電位は、更に基準電位以下のマイナス電位状態になり、コンデンサＣ１が空充電状態になるまで、トランジスタＱ１はオフ状態を保持することになる。即ち、この説明の最初の状態（トランジスタＱ１がオフ状態でトランジスタＱ２がオン状態）に戻ることになる。
【００４９】
係るマルチバイブレータ回路において、トランジスタＱ１のオフ状態からオン状態への動作タイミングは、主に抵抗Ｒ４の大きさによって決定され、他方のトランジスタＱ２のオフ状態からオン状態への動作タイミングは、主に抵抗Ｒ３ａの大きさによって決定される。また、動作中において、電源電圧Ｖｃｃの印加が停止された場合には、２つのトランジスタＱ１、Ｑ２が共にオフ状態になると共に、コンデンサＣ１に充電されていた電気エネルギがその接続経路上に存在する各抵抗において消費されるので、所定時間経過後にはコンデンサＣ１は空充電状態となる。
【００５０】
従って、係るマルチバイブレータ回路のＡ点及びＢ点に図２に示す如く負荷として圧電ブザー１００を接続すれば、圧電ブザー１００は、抵抗Ｒ２及びコンデンサＣ１の時定数に基づく発振周波数の発振と、抵抗Ｒ４及びコンデンサＣ１の時定数に基づくの発振とを交互に繰り返す発振信号によって鳴動する。
【００５１】
図３は、第２の実施形態における圧電ブザーユニットを駆動した際の、基準電位（０Ｖ）に対するＡ点及びＢ点の出力電圧波形を例示するタイムチャートである。また、図４は、図３に例示するＡ点及びＢ点の出力電圧波形に対応するＡ点及びＢ点間の出力電位差を示すタイムチャートである。そして、図５は、第２の実施形態における圧電ブザーユニットを駆動した際に圧電ブザー１００に印加される出力電圧波形を例示するタイムチャートである。
【００５２】
本実施形態に係る圧電ブザーユニットを駆動すると、上述した如くトランジスタＱ１、Ｑ２が交互にオン・オフ動作（即ち、発振動作）を繰り返すので、その発振動作に応じて、図２に示すＡ点及びＢ点においては、図３に示すような出力電圧波形が現れ、このＡ点に現れる出力電圧波形と、Ｂ点に現れる出力電圧波形とは、１８０度位相が反転しているので、圧電ブザー１００には、図４に示す如く電源電圧の略２倍の電位差の電圧波形が印加されることになる。そして、圧電ブザー１００は、係る電源電圧の略２倍の電圧波形に応じて鳴動する。但し、鳴動に際しては、当該圧電ブザー自体が有する静電容量の影響によって発振周波数が低くなるため、上記のＡ点及びＢ点を介して圧電ブザー１００の駆動用の端子に実際に印加される電圧波形は、図５に示す如く少々鈍った波形となる。
【００５３】
更に、図６は、従来のマルチバイブレータ回路（図７）によって駆動した場合における発振周波数及び圧電ブザーの静電容量の関係と、第２の実施形態に係るマルチバイブレータ回路（図２）によって駆動した場合における発振周波数及び圧電ブザーの静電容量の関係とを比較した結果を示す図である。
【００５４】
即ち、図６に示すグラフは、本願出願人が従前より製造及び販売しているミニブザーＥＰＭ１２Ｓを上記の圧電ブザー１００として用いて、発振周波数が４．２ＫＨｚ，消費電流が２ｍＡ／５Ｖにて、係る圧電ブザーの静電容量を大きくしながら実験した際の測定結果を示す。
【００５５】
同図に示す測定結果から明らかなように、一般的なマルチバイブレータ回路を用いた圧電ブザーユニットでは、圧電ブザーの静電容量の増加に応じて発振周波数が急激に大きくなり、２５ｎＦ付近にて発振が停止（即ち鳴動停止）している。このような動作特性に対して、本実施形態に係るマルチバイブレータ回路を用いた圧電ブザーユニットでは、圧電ブザーの静電容量の増加に応じて、発振周波数特性が緩やかなカーブを描いて徐々に小さくなり、５１ｎＦ付近にて発振が停止（即ち鳴動停止）している。
【００５６】
即ち、上記の測定結果（図６）は、本実施形態に係るマルチバイブレータ回路及びそれを駆動源とする圧電ブザーユニットが、従来のマルチバイブレータ回路及びそれを駆動源とする圧電ブザーユニットと比較して、大きな静電容量を有する圧電ブザーであっても駆動できるという特徴がある、ということを表わしており、このことを換言すれば、本実施形態に係るマルチバイブレータ回路は、ある仕様のマルチバイブレータ回路を対象とした場合に、従来と比較して大きな静電容量の圧電ブザーまで駆動することができ、汎用性に優れることを表わすから、係る仕様のマルチバイブレータ回路の量産によるコストメリット（コスト削減効果）が優れ、用途が広がることが判る。
【００５７】
このように、上述した本実施形態に係るマルチバイブレータ回路（図２）では、２つのトランジスタＱ１、Ｑ２において、一方のトランジスタの出力が他方のトランジスタによって反転増幅されることによって正帰還する回路構成を採用し、その一方のトランジスタＱ１におけるベースのバイアス回路にのみ上述した自己帰還バイアス型の回路構成を採用した。このため、従来のような固定バイアス式のバイアス回路を有するマルチバイブレータ回路とは異なり、何等かの原因によって発振が一時的に停止した場合であっても、個々のトランジスタＱ１、Ｑ２がオン状態に保持されることはなく、その原因が取り除かれれば、電源電圧Ｖｃｃの再投入をすること無く、発振動作を自動的に再開することができる。
【００５８】
また、本実施形態に係るマルチバイブレータ回路（図２）では、上記の如く２つのトランジスタＱ１、Ｑ２のうち一方（本実施形態ではトランジスタＱ１側）のベースにのみ自己帰還型のバイアス回路が設けられており、第１の実施形態の場合の回路構成と比較して、発振用のコンデンサ（Ｃ２）を省略することができ、回路構成の簡素化及び小型化が実現する。特に、従来のマルチバイブレータ回路を駆動源とする圧電ブザーユニットにおいては、発振用のコンデンサの単価が当該ユニット全体の部材費に占める割合は大きいので、本実施形態の如く発振用のコンデンサを１つ削減できることはコスト削減に大きく寄与するものである。
【００５９】
また、本実施形態に係るマルチバイブレータ回路において、何等かの原因による電源電圧Ｖｃｃの上昇に伴ってベース電圧が大きくなっても、抵抗Ｒ４によってトランジスタＱ１のコレクタ電位が下げられるため、その結果、ベース電位の変化が抑制される。従って、本実施形態においても、電源電圧Ｖｃｃの上昇分に対する当該マルチバイブレータ回路の発振周波数の上昇を極小化することができるので、広範囲な電源電圧、即ち電源電圧が変動する使用環境下においても、例えば設計段階にて決定された所定の発振周波数及びその近傍周波数において、安定した発振動作を実現することができる。
【００６０】
従って、このような特徴を有する本実施形態に係るマルチバイブレータ回路によって圧電ブザー１００を駆動すれば、鳴動に際して所定の音色を維持することができ、好適である。
【００６１】
即ち、上述した本実施形態によれば、コストメリット（コスト削減効果）に優れ、且つ安定して作動する信頼性の高いマルチバイブレータ回路及び圧電ブザーユニットの提供が実現する。
【００６２】
尚、上述した各実施形態では、マルチバイブレータ回路によって駆動される負荷として、圧電ブザーを例に挙げて説明したが、負荷はこれに限られるものではなく、上述した各実施形態において説明したマルチバイブレータ回路は、図７に示すような従来のマルチバイブレータ回路によって駆動可能な負荷であれば、例えば、保安用品や自動車用品に採用されるＬＥＤの点滅回路等のように、何れのものに採用しても好適である。
【００６３】
【発明の効果】
上述した本発明によれば、安定して作動する信頼性の高いマルチバイブレータ回路及び圧電ブザーユニットの提供の提供が実現する。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施形態における圧電ブザーユニットの回路構成を示す図である。
【図２】第２の実施形態における圧電ブザーユニットの回路構成を示す図である。
【図３】第２の実施形態における圧電ブザーユニットを駆動した際の、基準電位（０Ｖ）に対するＡ点及びＢ点の出力電圧波形を例示するタイムチャートである。
【図４】図３に例示するＡ点及びＢ点の出力電圧波形に対応するＡ点及びＢ点間の出力電位差を示すタイムチャートである。
【図５】第２の実施形態における圧電ブザーユニットを駆動した際に圧電ブザー１００に印加される出力電圧波形を例示するタイムチャートである。
【図６】従来のマルチバイブレータ回路（図７）によって駆動した場合における発振周波数及び圧電ブザーの静電容量の関係と、第２の実施形態に係るマルチバイブレータ回路（図２）によって駆動した場合における発振周波数及び圧電ブザーの静電容量の関係とを比較した結果を示す図である。
【図７】従来の他励式の圧電ブザーユニットの回路構成を例示する図である。
【符号の説明】
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ１１，Ｑ１２：トランジスタ，
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ３ａ，Ｒ４，Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３，Ｒ１４：抵抗，
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ１１，Ｃ１２：コンデンサ，
１００：圧電ブザー
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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