(57)【要約】【課題】突極性を有する同期モータにおいて、突極性による電機子電流磁束の誤差や過渡項も省略せずに考慮し、過渡項の影響や雑音を抑制するためのフィルタについても評価できる制御方法および装置を提供する。【解決手段】突極性の問題を解消するために電機子電流による磁束を変数とし、同一次元適応オブザーバにより推定した電機子電流磁束と見かけの電機子電流磁束の誤差により、角度推定および速度推定を同時に実現する。また、始動時には見かけ上の無効電流のみを流す電流制御を行い、始動完了後、僅かな時間、電機子電流指令値をゼロとして運転する。この期間の電圧指令値よりモータの回転速度を推定するとともに、オブザーバで推定した電機子電流磁束と見かけの電機子電流磁束から大振幅での角度推定を行い、これらの推定値をオブザーバの初期値としてＡＣＦＯ速度センサレス方式に切り替える。【選択図】        図５
2004166408.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
インバータによる円筒形あるいは突極形同期電動機の可変速運転において、電機子電流の変わりに電機子電流の作る磁束を変数に選んだモデルに基づいて同一次元オブザーバを構成し、オブザーバの推定磁束の信号と電機子電流から演算した見かけの電機子電流磁束の信号との誤差を基に主磁束の回転角および回転角速度を演算する同一次元適応オブザーバを利用したことを特徴とする永久磁石同期電動機制御方法。
【請求項２】
インバータによる円筒形あるいは突極形同期電動機の始動方式および速度センサを用いない回転角および回転角速度演算方式への切換に関して、交流電流の大きさおよび周波数を零から一次関数あるいはこれと同等な関数に基づいて増加させ、予定した回転方向で予定した回転速度以上に達したことをオブザーバの信号を利用して判定し、一旦、交流電流を零としてインバータを制御する運転モードに切り替えて、この期間のインバータ電圧指令値の大きさから同期電動機の回転角速度を演算するとともに、同一次元適応オブザーバの推定磁束と電機子電流から演算した見かけの電機子電流磁束の誤差から主磁束の回転角を演算し、適切な時間経過後に、得られた回転角速度と回転角を初期値として、請求項１の永久磁石同期電動機制御方法に切替えることを特徴とする永久磁石同期電動機制御方法。
【請求項３】
インバータによる円筒形あるいは突極形同期電動機の速度センサを用いない可変速運転において、トルク変動が大きい電動機負荷が原因で回転角速度の変動が大きくなること防止するため、負荷トルクの変動パターン、速度制御系から出力されるトルク指令および速度推定値をもとに負荷トルク変動分の瞬時値を演算して、電動機トルク指令値にこの負荷トルク変動分を加算し、負荷トルクの変動分を電動機トルクの変動分によりキャンセルして回転角速度の変動を低減することを特徴とする永久磁石同期電動機制御方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、突極形永久磁石電動機の回転制御を行う永久磁石同期電動機制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術および発明が解決しようとする課題】
従来から、永久磁石同期電動機の速度センサレス制御について多くの研究がなされている。代表的なものの一つに、竹下氏らの提案した実電流と内部モデル電流の誤差から誘起電圧を推定する方法がある。この方法は、制御周期毎の電流誤差に着目しているため、即応性に優れる反面、モータのパラメータ変動の影響を受けやすい、速度推定値の雑音除去のためフィルタの挿入が必要などの問題点がある。一方、大熊氏らは、突極形同期電動機の拡張誘起電圧を定義し、外乱オブザーバによりこの拡張誘起電圧を推定する方法を提案している。パラメータ変動に対してロバストであり、森本氏らによりその簡便な設計手法も提案されているが、拡張誘起電圧に含まれる過渡成分を無視するなどの近似が必要であり、即応性を改善する場合にはその影響が明確でないことが問題となる。
【０００３】
【課題を解決するための手段】
本発明では、突極性の問題を解消するため電機子電流による磁束を変数とし、同一次元適応オブザーバにより推定した電機子電流磁束と見かけの電機子電流磁束の誤差より、角度推定および速度推定を同時に実現する方式（Ａｒｍａｔｕｒｅ  Ｃｕｒｒｅｎｔ  Ｆｌｕｘ  ｂａｓｅｄ  Ａｄａｐｔｉｖｅ  Ｆｕｌｌ−ｏｒｄｅｒ  Ｏｂｓｅｒｖｅｒ  Ｓｐｅｅｄ  Ｓｅｎｓｏｒ−ｌｅｓｓ、略してＡＣＦＯ速度センサレス方式  ）を提案する。このＡＣＦＯ方式では、突極性による電機子電流磁束の誤差や過渡項も省略せずに考慮しており、過渡項の影響や雑音を抑制するためのフィルタについても評価できる利点がある。
【０００４】
また、速度センサレス制御では安定な始動が重要となるが、オープンループで始動した後にＡＣＦＯ速度センサレス方式に切り替える簡便な方法を提案する。始動時には見かけ上の無効電流のみを流す電流制御を行い、始動完了後、僅かな時間、電機子電流指令値をゼロとして運転する。この期間の電圧指令値よりモータの回転速度を推定するとともに、オブザーバで推定した電機子電流磁束と見かけの電機子電流磁束から大振幅での角度推定を行い、これらの推定値をオブザーバの初期値としてＡＣＦＯ速度センサレス方式に切替える。
その１；インバータによる円筒形あるいは突極形同期電動機の可変速運転において、電機子電流の変わりに電機子電流の作る磁束を変数に選んだモデルに基づいて同一次元オブザーバを構成し、オブザーバの推定磁束の信号と電機子電流から演算した見かけの電機子電流磁束の信号との誤差を基に主磁束の回転角および回転角速度を演算する同一次元適応オブザーバを利用した速度センサを用いない回転角および回転角速度演算方式または装置、および原理的にこれと同等な速度センサを用いない回転角および回転角速度演算方式または装置。
その２；インバータによる円筒形あるいは突極形同期電動機の始動方式および速度センサを用いない回転角および回転角速度演算方式への切換に関して、交流電流の大きさおよび周波数を零から一次関数あるいはこれと同等な関数に基づいて増加させ、予定した回転方向で予定した回転速度以上に達したことをオブザーバの信号を利用して判定し、一旦、交流電流を零としてインバータを制御する運転モードに切り替えて、この期間のインバータ電圧指令値の大きさから同期電動機の回転角速度を演算するとともに、同一次元適応オブザーバの推定磁束と電機子電流から演算した見かけの電機子電流磁束の誤差から主磁束の回転角を演算し、適切な時間経過後に、得られた回転角速度と回転角を初期値として上記の速度センサを用いない回転角および回転角速度演算方式に切替える始動方式または装置、および原理的にこれと同等な始動および切り替え方式または装置。
その３；インバータによる円筒形あるいは突極形同期電動機の速度センサを用いない可変速運転において、トルク変動が大きい電動機負荷が原因で回転角速度の変動が大きくなること防止するため、負荷トルクの変動パターン、速度制御系から出力されるトルク指令および速度推定値をもとに負荷トルク変動分の瞬時値を演算して、電動機トルク指令値にこの負荷トルク変動分を加算し、負荷トルクの変動分を電動機トルクの変動分によりキャンセルして回転角速度の変動を低減するトルク制御方式または装置、および原理的にこれと同等なトルク制御方式または装置。
【０００５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明について、図面を参照しながら詳細に説明する。
図１は、一実施形態の速度センサレス制御システムが適用されるシステム全体を示す図である。また、図２〜図４は図１に示した制御部で実行される制御手順を示す流れ図である。図５は、一実施形態の速度センサレス制御システムのブロック図であり、図１に示した制御部の詳細構成が示されている。
【０００６】
（１）突極形永久磁石同期電動機のモデル化
同期回転座標系での突極形永久磁石電動機の電圧電流方程式は次式で与えられる。
【０００７】
【数１】
2004166408.tif 000003
【０００８】
なお、各変数は通常の表記に従っている。突極性を解消するため、電機子電流の代わりに電機子電流の作る磁束を変数にとり、（１）式を次のように変形する。
【０００９】
【数２】
2004166408.tif 000004
【００１０】
このように、電機子抵抗による電圧降下を補正した電圧および電機子電流による磁束を変数にした場合には、突極性の影響を排除することができる。簡単のため、ｖ′ｄ、ｖ′ｑを改めてｖｄ、ｖｑと置き、行列表記を複素数表記に書き改めると、
【００１１】
【数３】
2004166408.tif 000005
【００１２】
となる。
図６は、本実施形態における突極形永久磁石同期電動機の座標定義を示す図である。図６に示すように、制御系の座標軸をγ、δ軸とし、ｄ、ｑ軸に対してθｅだけ角度が進んでいるとする。静止座標（適切な基準を考える）に対するｄ軸（永久磁石の磁束の方向）角度を
【００１３】
【数４】
2004166408.tif 000006
【００１４】
とすると、静止座標から見たγ軸の角度は
【００１５】
【数５】
2004166408.tif 000007
【００１６】
であり、次式が成り立つ。
【００１７】
【数６】
2004166408.tif 000008
【００１８】
一方、γ、δ座標系での電圧および磁束は次式で与えられる。
【００１９】
【数７】
2004166408.tif 000009
【００２０】
これらの関係を（３）式に代入して整理すると、次の関係式が得られる。
【００２１】
【数８】
2004166408.tif 000010
【００２２】
（２）軸ずれによる磁束演算誤差と同一次元オブザーバの構成
電機子電流による磁束は直接検出ができないため、電機子電流より演算することになるが、軸ずれが生じると磁束演算に誤差が生じる。γ、δ軸上での見かけの電機子電流磁束は次式で与えられる。
【００２３】
【数９】
2004166408.tif 000011
【００２４】
一方、真の電機子電流磁束は軸ずれ角を考慮して次のように計算される。
【００２５】
【数１０】
2004166408.tif 000012
【００２６】
（３）同一次元オブザーバの構成
さて、軸ずれ角が不明なため真の電機子電流磁束は利用できないため、見かけの電機子電流磁束を用いて、同一次元オブザーバを次のように構成する。
【００２７】
【数１１】
2004166408.tif 000013
【００２８】
この場合の誤差方程式を求めると、（６）式および（９）式より、
【００２９】
【数１２】
2004166408.tif 000014
【００３０】
となる。図７は、ＡＣＦＯオブザーバ８の詳細な内容を示すブロック図であり、（１０）式で表される内容をブロック線図で示したものである。
さて、軸ずれ角が小さい場合には、（７）式および（８）式より次の近似式が成り立つ。
【００３１】
【数１３】
2004166408.tif 000015
【００３２】
（４）磁束演算誤差を考慮した軸ずれ角の推定則（小振幅）
軸ずれが小さいものとし、（１０）式に（１１）式を代入して整理すると、
【００３３】
【数１４】
2004166408.tif 000016
【００３４】
となる。（１２）式の実部と虚部を整理して、次式が得られる。
【００３５】
【数１５】
2004166408.tif 000017
【００３６】
これらより、次のような過程により、軸ずれ角を求めることができる。まず、過渡項をすべて無視した場合には、
【００３７】
【数１６】
2004166408.tif 000018
【００３８】
となり、拡張誘起電圧による方法と同じような結果が得られる。
一方、過渡項を考慮した場合には次のように軸ずれ角を求めることができる。
【００３９】
【数１７】
2004166408.tif 000019
【００４０】
（１６）式の両辺を（ρ＋α）で除すと、
【００４１】
【数１８】
2004166408.tif 000020
【００４２】
となる。ただし、オブザーバの応答は軸ずれ角の変動に比べ十分速いものとした。この仮定により、逆に軸ずれ角のハイパスフィルタ出力（カットオフ周波数α）を零とできる。（１７）式より軸ずれ角が求まる。
【００４３】
【数１９】
2004166408.tif 000021
【００４４】
図８は、角度誤差演算部９の詳細構成を示すブロック図であり、（１８）式で表される内容をブロック線図で示したものである。（１８）式により軸ずれ角を推定する場合、突極比が大きくトルク電流が大きな場合には分母が零となる恐れがある。簡単のため定常状態を考え、分母が零となる条件を求めると、
【００４５】
【数２０】
2004166408.tif 000022
【００４６】
となる。すなわち、常に（１９）式が余裕をもって満足されるように励磁電流およびトルク電流を制御すれば（１８）式の分母が零となることはない。また、オブザーバの根を運転角周波数に比べて大きく選ぶことにより、トルク電流の限界値を大きくできることが判る。
【００４７】
さて、この軸ずれ角検出値より、角速度推定値および磁極の回転角を次のように推定する。なお、大文字はラプラス変換した諸量を表す。
【００４８】
【数２１】
2004166408.tif 000023
【００４９】
図９は、速度位置推定部１０の詳細構成を示すブロック図であり、（２０）式で表される内容をブロック線図で示したものである。（２０）式で、ローパスフィルタ（カットオフ周波数β）は雑音を除去するとともに、推定速度のステップ的変化を防止するためのものである。
（５）磁束演算誤差を考慮した軸ずれ角の推定則（大振幅）
起動後に一定周波数で無効電流指令のみを与えて運転する場合、定常状態にあるとすると次式が成り立つ。
【００５０】
【数２２】
2004166408.tif 000024
【００５１】
これと、（１０）式を組み合わせると、定常状態における大振幅の軸ずれ角を推定するための計算式を求めることができる。
【００５２】
【数２３】
2004166408.tif 000025
【００５３】
（２２）式の実部と虚部をとり、整理すると、以下のようになる。
【００５４】
【数２４】
2004166408.tif 000026
【００５５】
【数２５】
2004166408.tif 000027
【００５６】
（２３）式、（２４）式を整理すると、次式が得られる。
【００５７】
【数２６】
2004166408.tif 000028
【００５８】
（６）オープンループから位置・速度推定制御への切り替え手法
簡便な始動方法としてオープンループで始動し、軸ずれ角を推定してから位置・速度推定制御に切り替える方式を考える。一連の流れは以下の通りである。
切り替え手順
１）期間Ａ（１秒程度）：電流指令および周波数を零から直線的に増加させる。速度に関してオープンループであるが、過電流を防止するために電流制御を行う。電流指令はｄ軸成分のみを与える。ＩＰＭではｑ軸インダクタンスに比べｄ軸インダクタンスが小さいが、ｄ軸電流指令のみを与えることにより、電流制御のゲインも自動的に小さく設定され、電流制御が不安定になるなどの問題は生じない。負荷トルクが小さい場合には、実際のｑ軸電流も小さく、角度推定の誤差も小さくなる。なお、速度は指令に一致していると仮定し、切換判定のための角度推定演算は大振幅の演算式を用いる。
２）期間Ｂ（０．５秒程度）：電流指令値および周波数を一定に保ち、実速度が設定角周波数に近づくのを待つ。システムのＪ，Ｄおよび負荷トルクに応じて、期間Ａおよび期間Ｂにおける電流指令および周波数のパターンを設定する必要がある。期間Ａと同様に切り替え判定のため、速度が指令に一致していると仮定し、大振幅の角度演算を行う。期間Ｃへの切換はある程度時間が経過し、
【００５９】
【数２７】
2004166408.tif 000029
【００６０】
が満足された時点とする。図１０は、期間Ａおよび期間Ｂに対応する動作手順を示す流れ図であり、図４に含まれる期間Ａ，Ｂルーチンの動作手順が示されている。
３）期間Ｃ（０．３秒）：ｄ軸電流指令、ｑ軸電流指令の両者をゼロに設定し、指令角周波数を維持したまま運転を続ける。一方で大振幅での角度推定を行うとともに、インバータ電圧指令値にフィルタをかけ、角速度推定値を求める。図１１は、期間Ｃに対応する動作手順を示す流れ図であり、図４に含まれる期間Ｃルーチンの動作手順が示されている。
４）期間Ｄ（０．２秒）オブザーバ、速度推定演算および速度制御に関する変数の初期化（各種積分値のリセットなど）を行い、期間Ｃで求めた角度および角速度を初期値としてオブザーバによる角度および角速度推定（小振幅）を有効とする。また、切換時の推定角速度を角速度指令値として、切換時の過渡振動を小さくする。速度制御は行わない。図１２は、期間Ｄに対応する動作手順を示す流れ図であり、図４に含まれる期間Ｄルーチンの動作手順が示されている。
５）期間Ｅ（通常運転）：速度および位置推定、速度制御の総てを有効とする通常の運転モード。加減速、インパクト負荷等に十分対応できる。図１３は、期間Ｅに対応する動作手順を示す流れ図であり、図４に含まれる期間Ｅルーチンの動作手順が示されている。
６）期間Ｆ（停止）：速度指令値が最少設定値を下回った時点で、インバータの動作を停止する。
（７）コンプレッサ負荷に対する速度変動低減（静音化）手法
コンプレッサとして最も構造が簡単で、低価格・高効率なシングルロータリ圧縮機を使用する場合には、一回転の間に０から１００％の間で大きく負荷が変動する。本論文で提案したＡＣＦＯ速度センサレス制御は比較的大きな速度誤差に対しても安定な動作が保証されるため、負荷のトルクパターンが予測できれば、トルク指令に変動トルク分を重畳するのみで実速度の変動を大幅に低減でき、静音化が簡単に実現できる利点がある。変動トルク分の瞬時値の決定には推定角度および推定速度のほか、圧縮機側のセンサ（温度、圧力）の情報も加味して決定する必要があると考えられる。なお、変動トルクはその平均値が零となるように重畳するものとする。シミュレーション結果によれば、速度推定値の変動パターンが変化するが、実速度の変動は一桁程度、低減することが可能である。具体的には、
【００６１】
【数２８】
2004166408.tif 000030
【００６２】
となる。
図１４は、トルクリプル補償７の詳細なブロック図であり、（２６）式で表される内容をブロック線図で示したものである。（２６）式に示すように、速度制御系の出力であるトルク指令から加減速に必要なトルク分を差し引く。角速度変化率はカットオフ周波数α／１０のハイパスフィルタにより推定し、慣性モーメントを乗じることにより加減速に必要なトルク分とする。
【００６３】
【数２９】
2004166408.tif 000031
【００６４】
このトルクをトルク指令より差し引いたものを負荷トルク平均値
【００６５】
【数３０】
2004166408.tif 000032
【００６６】
と見なし、負荷の正規化パターンｆ（θ）とその平均値
【００６７】
【数３１】
2004166408.tif 000033
【００６８】
から、（２６）式に従って負荷トルク変動分を推定し、トルク指令に加算した
【００６９】
【数３２】
2004166408.tif 000034
【００７０】
を最終的なトルク指令とする。
【００７１】
【数３３】
2004166408.tif 000035
【００７２】
は交流成分であり、トルク指令値に重畳しても速度変動の抑制にのみ効果があり、平均的な速度制御はτ＊  によって行われる。
高速領域では回転角周波数で変動する負荷トルク変動分を補償しようとすると、電流制御系の応答が重要となる。制御遅れやオーバーシュートが大きいと変動分補償の性能が劣化する。この対策として、以下の事項が有効である。
１）電流制御系をＰＩでなくＰ制御のみとし、オーバーシュートの問題を無くす。積分補償が必要な場合でも積分ゲインを不用意に大きくしない。
２）制御遅れを低減するためＰ補償のゲインを出来るだけ大きく選ぶ。目安は
ｋＰｉｄ  ＝Ｌｄ  ／（４ｔｓｗｉｔｃｈｉｎｇ  ），ｋＰｉｑ  ＝Ｌｑ  ／（４ｔｓｗｉｔｃｈｉｎｇ  ）
３）制御遅れを補償するため数３３を
【００７３】
【数３４】
2004166408.tif 000036
【００７４】
程度位相を進ませる。また、若干大きめに設定することで偏差を小さくすることができる。
図１５は、速度制御器１の詳細構成を示すブロック図である。また、図１６は電流制御器３の詳細構成を示す図である。図１７は、図７〜図９、図１４〜図１６に示した各構成の詳細なブロック図を用いて図５に示した速度センサレス制御システムの各部の詳細を示したブロック図である。
【００７５】
【発明の効果】
上述したように、本発明では、突極形永久磁石同期電動機の速度センサレス制御の設計手法について説明した。電機子電流による磁束を変数にとることにより、突極性の影響を排除したが、軸ずれのために電機子電流磁束が見かけと真値では異なる。そこで、この影響やオブザーバやフィルタなどの総ての過渡項を考慮した位置および速度の推定手法（ＡＣＦＯ速度センサレス方式）を開発した。原理的に小振幅での解析および設計ではあるが、総ての過渡項を考慮しているため安定性が高く、シミュレーションによると突極比１０でも良好な推定特性を示した。過渡項の影響を総て無視すると、拡張誘起電圧による推定則に一致すると考えられる。拡張誘起電圧を用いる場合には突極比で３程度が適応限界であり、それ以上の突極比では安定なシミュレーション結果を得ることは不可能であった。
【００７６】
提案したＡＣＦＯ速度センサレス方式は、電流制御系、オブザーバ、位置・速度推定系、速度制御系の総ての制御ゲインが解析的に設計済みであり、適用するモータおよび負荷のパラメータがわかれば、短時間に制御システムをカスタマイズできる利点がある。また、速度誤差が比較的大きい場合にも安定な位置推定が可能であり、シングルロータリ圧縮機のように負荷トルクの変動が極めて大きき場合にも、負荷トルクの変動パターンを推定角度から演算し、トルク指令値に重畳することにより、実速度の変動を１桁程度低減し、静音化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】一実施形態の速度センサレス制御システムが適用されるシステム全体を示す図である。
【図２】図１に示した制御部で実行される制御手順を示す流れ図である。
【図３】図１に示した制御部で実行される制御手順を示す流れ図である。
【図４】図１に示した制御部で実行される制御手順を示す流れ図である。
【図５】一実施形態の速度センサレス制御システムのブロック図である。
【図６】本実施形態における突極形永久磁石同期電動機の座標定義を示す図である。
【図７】ＡＣＦＯオブザーバの詳細な内容を示すブロック図である。
【図８】角度誤差演算部の詳細構成を示すブロック図である。
【図９】速度位置推定部の詳細構成を示すブロック図である。
【図１０】期間Ａおよび期間Ｂに対応する動作手順を示す流れ図である。
【図１１】期間Ｃに対応する動作手順を示す流れ図である。
【図１２】期間Ｄに対応する動作手順を示す流れ図である。
【図１３】期間Ｅに対応する動作手順を示す流れ図である。
【図１４】トルクリプル補償の詳細なブロック図である。
【図１５】速度制御器の詳細構成を示すブロック図である。
【図１６】電流制御器の詳細構成を示す図である。
【図１７】速度センサレス制御システムの各部の詳細を示したブロック図である。
【符号の説明】
１  速度制御器
２  電流パターン発生部
３  電流制御器
４  ２相３相変換器
５  ＰＷＭインバータ
６  永久磁石同期電動機
７  トルクリプル補償
８  ＡＣＦＯオブザーバ
９  角度誤差演算部
１０  速度位置推定部
１１  ３相２相変換器
１２  ローパスフィルタ
１３  積分器
１４  リミッタ
１５  Ｉ補償ゲイン
１６  Ｐ補償ゲイン
１７  トルクリミッタ
１８  電圧リミッタ
【図１】
2004166408.tif 000037
【図２】
2004166408.tif 000038
【図３】
2004166408.tif 000039
【図４】
2004166408.tif 000040
【図５】
2004166408.tif 000041
【図６】
2004166408.tif 000042
【図７】
2004166408.tif 000043
【図８】
2004166408.tif 000044
【図９】
2004166408.tif 000045
【図１０】
2004166408.tif 000046
【図１１】
2004166408.tif 000047
【図１２】
2004166408.tif 000048
【図１３】
2004166408.tif 000049
【図１４】
2004166408.tif 000050
【図１５】
2004166408.tif 000051
【図１６】
2004166408.tif 000052
【図１７】
2004166408.tif 000053