(57)【要約】      （修正有）【課題】スイッチングレギュレータとステップダウンコンバータとを有する電源装置において、ステップダウンコンバータが故障した際に当該電源装置に接続されている回路の保護を安価に行うことが可能となる保護回路を備えた電源装置を提供する。【解決手段】非絶縁型自励式ステップダウンコンバータ３００が故障した場合、たとえばＦＥＴＱ３０２のソース−ドレイン間ショートにより出力電圧が異常に高くなった場合、誤差増幅器ＩＣ４０１の出力はＬＯＷとなり、出力端はＧＮＤ（グランド）電位となる。そのため、絶縁型スイッチングレギュレータ１００のオプトカプラＰＣ１０１の電流が増大し、コンデンサＣ１０３が急速に充電される。これにより、ＦＥＴＱ１０１は十分なオン時間を確保できなくなり、絶縁型スイッチングレギュレータ１００はその動作を停止する。この結果、回路に過電圧をほとんど印加することなく、出力停止状態になる。【選択図】    図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の直流電圧を出力する第１のレギュレータと、該第１の直流電圧の入力をうけて該第１の直流電圧より低い第２の直流電圧に変換する第２のレギュレータと、該第２のレギュレータから過電圧が出力されたときに前記第１のレギュレータの動作を停止させる保護回路とを備えた電源装置であって、
前記第１のレギュレータは、
基準電圧と、
該基準電圧と前記第１の直流電圧との誤差を検出する第１の誤差検出手段と、該第１の誤差検出手段によって検出された誤差に応じて当該第１のレギュレータから出力される第１の直流電圧が前記基準電圧に応じた直流電圧に維持されるようにする制御手段と
を有し、
前記第２のレギュレータは、
前記第１の直流電圧を第１の抵抗と第２の抵抗で分圧した電圧と前記第２の直流電圧との誤差を検出する第２の誤差検出手段と、
該第２の誤差検出手段によって検出された誤差に応じて該第２のレギュレータから出力される第２の直流電圧が前記第１の直流電圧を前記第１の抵抗と前記第２の抵抗で分圧した電圧に応じた直流電圧に維持されるようにする制御手段と
を有し、
前記保護回路は、
前記第１の直流電圧を第３の抵抗と第４の抵抗で分圧した電圧と前記第２の直流電圧との誤差を検出する第３の誤差検出手段
を有し、
前記第３の誤差検出手段の出力を前記第１の誤差検出手段の出力、あるいは入力に接続し、
前記第１の直流電圧を前記第３の抵抗と前記第４の抵抗で分圧した電圧を前記第２の直流電圧が上回ったときに、前記第１のレギュレータの出力を低下させる、あるいは動作を停止させる
ことを特徴とする電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、商用交流電源から所定の直流電圧を生成するスイッチングレギュレータと、該スイッチングレギュレータの出力を降圧し、さらにもう一種類の直流電圧を生成するステップダウンコンバータとを有する電源装置において、前記ステップダウンコンバータが故障したときに、該ステップダウンコンバータから過電圧が発生しないようにして、当該電源装置に接続された回路を保護するする保護回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、スイッチングレギュレータとステップダウンコンバータとを組み合わせて構成した電源装置では、それぞれの構成単位の中で保護機能を備えていた。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来の電源装置のように、それぞれの構成要素単位の中で保護機能を完結させると、どうしても回路が冗長になるとともに無駄が多くなることが多く、このため、保護回路を安価に構成することができなかった。
【０００４】
本発明は、この点に着目してなされたものであり、スイッチングレギュレータとステップダウンコンバータとを有する電源装置において、ステップダウンコンバータが故障した際に当該電源装置に接続されている回路の保護を安価に行うことが可能となる保護回路を備えた電源装置を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、請求項１に記載の発明は、第１の直流電圧を出力する第１のレギュレータと、該第１の直流電圧の入力をうけて該第１の直流電圧より低い第２の直流電圧に変換する第２のレギュレータと、該第２のレギュレータから過電圧が出力されたときに前記第１のレギュレータの動作を停止させる保護回路とを備えた電源装置であって、前記第１のレギュレータは、基準電圧と、該基準電圧と前記第１の直流電圧との誤差を検出する第１の誤差検出手段と、該第１の誤差検出手段によって検出された誤差に応じて当該第１のレギュレータから出力される第１の直流電圧が前記基準電圧に応じた直流電圧に維持されるようにする制御手段とを有し、前記第２のレギュレータは、前記第１の直流電圧を第１の抵抗と第２の抵抗で分圧した電圧と前記第２の直流電圧との誤差を検出する第２の誤差検出手段と、該第２の誤差検出手段によって検出された誤差に応じて該第２のレギュレータから出力される第２の直流電圧が前記第１の直流電圧を前記第１の抵抗と前記第２の抵抗で分圧した電圧に応じた直流電圧に維持されるようにする制御手段とを有し、前記保護回路は、前記第１の直流電圧を第３の抵抗と第４の抵抗で分圧した電圧と前記第２の直流電圧との誤差を検出する第３の誤差検出手段を有し、前記第３の誤差検出手段の出力を前記第１の誤差検出手段の出力、あるいは入力に接続し、前記第１の直流電圧を前記第３の抵抗と前記第４の抵抗で分圧した電圧を前記第２の直流電圧が上回ったときに、前記第１のレギュレータの出力を低下させる、あるいは動作を停止させることを特徴とする。
【０００６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。
【０００７】
（第１の実施の形態）
図１は、本発明の第１の実施の形態に係る保護回路を備えた電源装置の回路図である。
【０００８】
同図において、本実施の形態の電源装置は、自励式フライバックタイプの絶縁型スイッチングレギュレータ１００と、非絶縁型自励式ステップダウンコンバータ３００と、保護回路４００とによって構成されている。
【０００９】
自励式フライバックタイプの絶縁型スイッチングレギュレータ１００は、整流素子Ｄ１０１、Ｄ１０２、Ｄ１０３、Ｄ１０４、平滑コンデンサＣ１０１、起動抵抗Ｒ１０１、ＭＯＳＦＥＴＱ１０１、トランジスタＱ１０２、オプトカプラＰＣ１０１、一次巻線１０１ａ、帰還巻線１０１ｂ、二次巻線１０１ｃを有する絶縁トランスＴ１０１、整流素子Ｄ２０１、コンデンサＣ２０１、シャントレギュレータＩＣ２０１等を備えている。
【００１０】
先ず、自励式フライバックタイプの絶縁型スイッチングレギュレータ１００各部の接続関係を詳述すると、絶縁トランスＴ１０１の一次巻線１０１ａのマイナス極側とＭＯＳＦＥＴＱ１０１のドレインが接続され、絶縁トランスＴ１０１の一次巻線１０１ａのプラス極側と起動抵抗Ｒ１０１の一端が接続されている。起動抵抗Ｒ１０１の他端は、ＭＯＳＦＥＴＱ１０１のゲート、コンデンサＣ１０２と抵抗Ｒ１０３の直列回路の一端、抵抗Ｒ１０２の一端、トランジスタＱ１０２のコレクタ、及びオプトカプラＰＣ１０１のフォトトランジスタと抵抗Ｒ１０５で構成された直列回路のフォトトランジスタコレクタ側に接続されている。
【００１１】
抵抗Ｒ１０２の他端は、ＭＯＳＦＥＴＱ１０１のソース及びトランジスタＱ１０２のエミッタ、コンデンサＣ１０３の一端、及び絶縁トランスＴ１０１の帰還巻線１０１ｂのマイナス極側と接続されている。コンデンサＣ１０２と抵抗Ｒ１０３の直列回路の他端は、絶縁トランスＴ１０１の帰還巻線１０１ｂのプラス極側及び抵抗Ｒ１０４の一端と接続され、抵抗Ｒ１０４の他端は、トランジスタＱ１０２のベース、コンデンサＣ１０３の他端及びオプトカプラＰＣ２１のフォトトランジスタと抵抗Ｒ１０５で構成された直列回路のフォトトランジスタエミッタ側に接続されている。
【００１２】
コンデンサＣ２０１と整流素子Ｄ２０１は整流平滑回路を構成し、整流素子Ｄ２０１は、絶縁トランスＴ１０１の二次巻線１０１ｃに対し、ＭＯＳＦＥＴＱ１０１がオフの時に該二次巻線１０１ｃに電流が流れる向きに接続されている。シャントレギュレータＩＣ２０１は、内蔵された基準電圧とコンデンサＣ２０１と整流素子Ｄ２０１で構成された整流平滑回路の出力電圧を抵抗Ｒ２０３、Ｒ２０４で分圧した電圧を比較しその差に応じた電圧を出力するものであり、シャントレギュレータＩＣ２０１の出力は、オプトカプラＰＣ１０１の発光ダイオードのカソード側に直接、あるいは抵抗を介して接続されている。
【００１３】
次に、自励式フライバックタイプの絶縁型スイッチングレギュレータ１００各部の機能を詳述すると、整流素子Ｄ１０１、Ｄ１０２、Ｄ１０３、Ｄ１０４は、商用電源から供給されるＡＣ電源を全波整流する。平滑コンデンサＣ１０１は、上記整流素子Ｄ１０１〜Ｄ１０４で整流された全波整流波形を平滑し直流電圧とする。絶縁トランスＴ１０１は、一次巻線１０１ａ、帰還巻線１０１ｂ、二次巻線１０１ｃを備える。ＭＯＳＦＥＴＱ１０１は、絶縁トランスＴ１０１の一次巻線１０１ａに流れる電流の導通遮断を制御する。ＭＯＳＦＥＴＱ２１をオン／オフ発振させることにより、断続的に絶縁トランスＴ１０１の一次巻線１０１ａに電流を流す。整流素子Ｄ２０１とコンデンサＣ２０１から構成された整流平滑回路は、ＭＯＳＦＥＴＱ１０１がオフの期間に発生する絶縁トランスＴ１０１の二次巻線１０１ｃの電圧を平滑整流し、直流電圧を出力する。
【００１４】
整流素子Ｄ２０１とコンデンサＣ２０１から構成された整流平滑回路の出力電圧は抵抗Ｒ２０３、Ｒ２０４で分圧され、シャントレギュレータＩＣ２０１のリファレンス端子に入力される。シャントレギュレータＩＣ２０１は、内蔵された基準電圧とリファレンス端子に入力された電圧とを比較するものであり、両電圧の差に応じた電圧がカソード端子に現れる。コンデンサＣ２０２及び抵抗Ｒ２０２から構成される部分は、位相補償用の回路である。オプトカプラＰＣ１０１は、二次側に配置された発光ダイオードと一次側に配置されたフォトトランジスタから構成されており、シャントレギュレータＩＣ２０１のカソード電圧と二次側出力電圧の電位差に応じた電流が、オプトカプラＰＣ１０１の発光ダイオードに流れる。この電流は二次側出力電圧が一定とするとシャントレギュレータＩＣ２０１のカソード電圧に応じたものとなる。したがって、オプトカプラＰＣ１０１のフォトトランジスタの電流はシャントレギュレータＩＣ２０１のカソード電圧に応じたものとなる。
【００１５】
ＭＯＳＦＥＴＱ１０１は、電源投入時は起動抵抗Ｒ１０１からの電流がコンデンサＣ１０２に充電されることにより、ゲートの電圧が上昇しオンする。また、ＭＯＳＦＥＴＱ１０１は、連続発振時には絶縁トランスＴ１０１の帰還巻線１０１ｂに発生するリンギングによりオンする。このリンギングは、絶縁トランスＴ１０１に蓄えられたエネルギーが二次巻線１０１ｃを通じて二次側に全て放出されたときに発生する。ＭＯＳＦＥＴＱ１０１のオフは、トランジスタＱ１０２がオンすることにより、ＭＯＳＦＥＴＱ１０１の制御端子の電圧が下がることで行われる。
【００１６】
トランジスタＱ１０２のベースにはコンデンサＣ１０３が取り付けられており、コンデンサＣ１０３は、ＭＯＳＦＥＴＱ１０１がオンすると、絶縁トランスＴ１０１の帰還巻線１０１ｂの電圧が上昇することにより、抵抗Ｒ１０４を介して充電される。抵抗Ｒ１０４は、本電源の最低発振周波数を決定するための抵抗である。また、オプトカプラＰＣ１０１のフォトトランジスタに流れる電流も、コンデンサＣ１０３を充電する。
【００１７】
ＭＯＳＦＥＴＱ１０１のオン時間は、コンデンサＣ１０３への充電速度により決定される。その理由は、コンデンサＣ１０３の電圧がトランジスタＱ１０２のベースの閾値電圧を超えるとトランジスタＱ１０２がオンし、ＭＯＳＦＥＴＱ１０１がオフするからである。このコンデンサＣ１０３への充電電流は、抵抗Ｒ１０４の電流とオプトカプラＰＣ１０１のフォトトランジスタの電流との和である。オプトカプラＰＣ１０１のフォトトランジスタの電流は、二次側のシャントレギュレータＩＣ２０１のカソード電圧に依存する。シャントレギュレータＩＣ２０１のカソード電圧は、二次側出力電圧が高ければ低く、二次側出力電圧が低ければ高くなるため、オプトカプラＰＣ１０１のフォトトランジスタの電流は、二次側出力電圧が高ければ大きく、二次側出力電圧が低ければ小さくなる。したがって、ＭＯＳＦＥＴＱ１０１のオン時間は、二次側出力電圧が高ければ短く、二次側出力電圧が低ければ長くなる。
【００１８】
以上の動作により、自励式フライバックタイプの絶縁型スイッチングレギュレータ１００は二次側出力電圧として所望の一定の値を得る。本実施の形態の場合は二次側出力電圧は２４Ｖに制御されている。
【００１９】
非絶縁型自励式ステップダウンコンバータ３００は、ＩＣ化されたオープンコレクタ出力の誤差増幅器ＩＣ３０１、トランジスタＱ３０１、ＭＯＳＦＥＴＱ３０２、回生ダイオードＤ３０２、小信号ダイオードＤ３０１、チョークコイルＬ３０１、電解コンデンサＣ３０１、抵抗Ｒ３０１、抵抗Ｒ３０２、抵抗Ｒ３０３、抵抗Ｒ３０４、抵抗Ｒ３０７、抵抗Ｒ３０８、抵抗Ｒ３０９を備えている。
【００２０】
先ず、ステップダウンコンバータ各部の接続関係を詳述すると、ＭＯＳＦＥＴＱ３０２のドレインは、ステップダウンコンバータの入力端であり、抵抗Ｒ３０１の一端に接続されている。抵抗Ｒ３０１はドレイン電流検出抵抗であり、Ｒ３０１の両端電圧は抵抗Ｒ３０２を介してトランジスタＱ３０１のベースエミッタ間に接続される。ＭＯＳＦＥＴＱ３０２のソースは、回生ダイオードＤ３０２のカソードとダイオードＤ３０１のカソードとチョークコイルＬ３０１の一端に接続されている。チョークコイルＬ３０１の他端は、本チョッパ電源の出力端であり、電解コンデンサＣ３０１の一端に接続されている。電解コンデンサＣ３０１の他端と回生ダイオードＤ３０２のアノードは、二次側のＧＮＤに接続されている。自励式フライバックタイプの絶縁型スイッチングレギュレータ１００の出力電圧２４Ｖは抵抗Ｒ３０７とＲ３０８で分圧され、基準電圧として誤差増幅器ＩＣ３０１のマイナス入力端子に抵抗Ｒ３０５を介して接続されるとともに、ダイオードＤ１２のアノードが接続される。なお、本ステップダウンコンバータの出力電圧は３．３Ｖであるため、上記分圧された電圧は３．３Ｖである。誤差増幅器ＩＣ１０１のプラス入力端子には、本チョッパ電源の出力電圧が抵抗Ｒ３０９、Ｒ３０６を介して接続される。誤差増幅器ＩＣ３０１の出力は、抵抗Ｒ３０４を介してＭＯＳＦＥＴＱ３０２のゲートと抵抗Ｒ３０３に接続されている。
【００２１】
次に、ステップダウンコンバータ各部の機能を詳述する。誤差増幅器ＩＣ３０１は、プラス入力端子に入力される電圧と、マイナス入力端子に入力される基準電圧とを比較し、出力電圧が基準電圧を下回った場合にコンパレータ出力がＬＯＷとなり、出力電圧が基準電圧を上回った場合にコンパレータ出力がＨＩとなる。誤差増幅器ＩＣ３０１の出力がＬＯＷのとき、ＭＯＳＦＥＴＱ３０２はオン状態となる。したがって、ダイオードＤ３０１のカソード電位は２４Ｖとなり、このダイオードＤ３０２は非導通状態である。誤差増幅器ＩＣ３０１のマイナス入力端子には、基準電圧である３．３Ｖが入力される。チョッパ電源の出力電圧が上昇し、誤差増幅器ＩＣ３０１のプラス入力端子が基準電圧３．３Ｖを超えると、誤差増幅器ＩＣ３０１の出力はＨＩとなり、ＭＯＳＦＥＴＱ３０２はオフ状態となる。
【００２２】
チョークコイルＬ３０１にはエネルギーが蓄えられているため、チョークコイルＬ３０１は回生ダイオードＤ３０２を介して電流を流す。このとき、ダイオードＤ３０１のカソード電位はＧＮＤレベルに対し回生ダイオードＤ３０２の電圧降下分だけ低い電圧となるため、ダイオードＤ３０１は導通状態となり、誤差増幅器ＩＣ３０１のマイナス入力端子は、回生ダイオードＤ３０２とダイオードＤ３０１の導通状態時電圧降下の差の電圧となる。したがって、誤差増幅器ＩＣ３０１の出力はＨＩ状態を維持する。
【００２３】
その後、チョークコイルＬ３０１のエネルギーの放出が終了すると、ダイオードＤ３０１のカソード電位は出力電圧と等しい電圧となり、ダイオードＤ３０１は非導通状態となり、誤差増幅器ＩＣ３０１のマイナス入力端子は基準電圧である３．３Ｖになる。その時、出力電圧が基準電圧３．３Ｖを下回っていると直ちに誤差増幅器ＩＣ３０１の出力はＬＯＷとなり、ＭＯＳＦＥＴＱ３０２はオンになるが、出力電圧が基準電圧３．３Ｖを下回っていなければこの状態を維持し、出力電圧が３．３Ｖを下回った瞬間に同様にＭＯＳＦＥＴＱ３０２はオンになる。以下同様の動作を繰り返す。
【００２４】
なお、ドレイン電流検出抵抗Ｒ３０１の両端電圧がトランジスタＱ３０１のエミッタコレクタ間閾値電圧を超えるとＱ３０１はオンし、抵抗Ｒ３１０、Ｒ３０６を介して誤差増幅器のプラス入力端子電圧を上昇させ、ＭＯＳＦＥＴＱ３０２がオンできないようにし、ＭＯＳＦＥＴＱ３０２に過大な電流が流れないようにしている。
【００２５】
保護回路４００は、オープンコレクタ出力の誤差増幅器ＩＣ４０１を備えている。誤差増幅器ＩＣ４０１のプラス側入力端には、絶縁型スイッチングレギュレータ１００の出力電圧である２４Ｖを抵抗Ｒ４０２，Ｒ４０３で分圧して得られる４Ｖの入力電圧が印加され、そのマイナス側入力端には、非絶縁型自励式ステップダウンコンバータ３００の出力電圧が抵抗Ｒ４０１を介して印加される。
【００２６】
抵抗Ｒ４０１は、誤差増幅器ＩＣ４０１のバイアス電流をキャンセルするために設けられている。
【００２７】
誤差増幅器ＩＣ４０１の出力は、絶縁型スイッチングレギュレータ１００のシャントレギュレータＩＣ１０１のカソードに接続される。
【００２８】
通常、誤差増幅器ＩＣ４０１のプラス側入力端は４Ｖとなり、マイナス側入力端は３．３Ｖとなるため、誤差増幅器ＩＣ４０１からの出力は、ＨＩとなる。誤差増幅器ＩＣ４０１は、オープンコレクタ出力の誤差増幅器であるため、その出力はオープン状態となり、絶縁型スイッチングレギュレータ１００の動作に影響を与えることは無い。
【００２９】
非絶縁型自励式ステップダウンコンバータ３００が故障した場合、たとえばトランジスタＱ３０１のソース−ドレイン間ショートにより出力電圧が異常に高くなった場合、誤差増幅器ＩＣ４０１の出力はＬＯＷとなり、出力端はＧＮＤ（グランド）電位となる。そのため、絶縁型スイッチングレギュレータ１００のオプトカプラＰＣ１０１の電流が増大し、コンデンサＣ１０３が急速に充電される。これにより、ＦＥＴＱ１０１は十分なオン時間を確保できなくなり、絶縁型スイッチングレギュレータ１００はその動作を停止する。この結果、絶縁型スイッチングレギュレータ１００の出力は急激に低下し、非絶縁型自励式ステップダウンコンバータ３００の出力も同様に低下する。したがって、非絶縁型自励式ステップダウンコンバータ３００の出力に接続されている回路に過電圧をほとんど印加することなく、本実施の形態の電源装置は出力停止状態になる。また、この状態が継続した場合、絶縁型スイッチングレギュレータ１００は起動抵抗Ｒ１０１からの電流により再び起動を開始する。起動開始後、絶縁型スイッチングレギュレータ１００の出力と同じように、非絶縁型自励式ステップダウンコンバータ３００の出力も上昇し出すが、誤差増幅器ＩＣ４０１が動作し始めると、再びＰＣ１０１の電流が増大し、絶縁型スイッチングレギュレータ１００は再び動作を停止する。したがって、本状態が継続しても、非絶縁型自励式ステップダウンコンバータ３００に過電圧が出力されることは無い。上記状態で電源装置の起動を開始した場合も同様の動作となる。
【００３０】
なお、本実施形態の電源装置が起動するとき、正常な状態では以下のような動作となる。自励式フライバックタイプの絶縁型スイッチングレギュレータ１００の出力電圧が上昇するにつれて、その出力電圧を抵抗Ｒ３０７、Ｒ３０８で分圧した電圧を基準に動作している非絶縁型自励式ステップダウンコンバータ３００の出力電圧も抵抗Ｒ３０７、Ｒ３０８で分圧比で上昇する。また、保護回路４００の誤差増幅器ＩＣ４０１のプラス側入力端も自励式フライバックタイプの絶縁型スイッチングレギュレータ１００の出力電圧をＲ４０２、Ｒ４０３で分圧された電圧が入力される。したがって、誤差増幅器ＩＣ４０１のマイナス側入力端電圧はプラス側入力端電圧よりも高くなることはありえず、自励式フライバックタイプの絶縁型スイッチングレギュレータ１００と非絶縁型自励式ステップダウンコンバータ３００は正常に起動する。
【００３１】
本実施の形態では、自励式フライバックタイプの絶縁型スイッチングレギュレータと非絶縁型自励式ステップダウンコンバータの組み合わせにて説明を行ったが、絶縁、非絶縁あるいは電源方式の組み合わせは自由である。
【００３２】
（第２の実施の形態）
図２は、本発明の第２の実施の形態に係る保護回路を備えた電源装置の回路図であり、図１の絶縁型スイッチングレギュレータの二次側と保護回路の部分のみを抜き出したものである。なお、他の部分は、図１と同じであるため、その図示は省略する。
【００３３】
図２において、絶縁型スイッチングレギュレータ１００の基準電圧は、ツェナダイオードＺＤ５０１によって形成され、誤差増幅器ＩＣ５０１のプラス側入力端に印加される。
【００３４】
なお、誤差増幅器ＩＣ５０１は、プッシュプル出力である。
【００３５】
誤差増幅器ＩＣ５０１のマイナス側入力端には、絶縁型スイッチングレギュレータ１００の出力電圧を抵抗Ｒ２０３，Ｒ２０４で分圧したものが印加されており、誤差増幅器ＩＣ５０１は、これらを比較する。
【００３６】
誤差増幅器ＩＣ５０１の出力は、オプトカプラＰＣ１０１を介して一次側に伝達され、図１と同様の制御を行う。
【００３７】
保護回路４００は、図１と同様に、誤差増幅器ＩＣ４０１を中心に構成され、入力側は図１と同じであるが、出力側は、誤差増幅器ＩＣ５０１のプラス側入力端に入力される。保護回路４００が動作していないとき、誤差増幅器ＩＣ４０１はコレクタオープンの状態であり、絶縁型スイッチングレギュレータ１００′の動作に影響を与えない。
【００３８】
非絶縁型自励式ステップダウンコンバータ３００に異常が発生し、過電圧が出力された場合、誤差増幅器ＩＣ４０１はＧＮＤ電位となり、誤差増幅器ＩＣ５０１のマイナス側入力端もＧＮＤ電位となる。したがって、絶縁型スイッチングレギュレータ１００′の出力は、第１の実施の形態と同様に、急激に低下し、非絶縁型自励式ステップダウンコンバータ３００の出力も同様に低下する。したがって、非絶縁型自励式ステップダウンコンバータ３００の出力に接続されている回路に過電圧をほとんど印加することなく、本実施の形態の電源装置は出力停止状態になる。
【００３９】
なお、この異常状態が継続した場合も、第１の実施の形態と同様の動作を示す。
【００４０】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、１つの誤差増幅器と数本の抵抗を追加する簡単な構成で、スイッチングレギュレータとステップダウンコンバータとを組み合わせて構成した電源装置における、ステップダウンコンバータの出力過電圧異常を安全に保護することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る保護回路を備えた電源装置の回路図である。
【図２】本発明の第２の実施の形態に係る保護回路を備えた電源装置の回路図である。
【符号の説明】
１００，１００′  絶縁型スイッチングレギュレータ
３００  非絶縁型ステップダウンコンバータ
４００  保護回路
【図１】
2004274881.tif 000003
【図２】
2004274881.tif 000004