(57)【要約】【課題】２次側に定電流制御回路を設けることなく、定電流垂下特性を備えた、スイッチング電源装置を提供する。【解決手段】ドレインおよび補助巻線ＶＣＣからのレギュレータ２と、スイッチング素子１のドレイン電流検出回路６と、発振回路９と、２次側からの制御信号を検出して、ドレイン電流を制御するフィードバック信号制御回路１１と、ドレイン電流の最大値を制御するクランプ回路１２と、ＶＣＣの電圧に応じてクランプ回路１２のクランプ電圧および発振回路９の発振周波数を変化させるクランプ電圧可変回路１３と、クランプ電圧調整回路６０を備えている。過負荷時に出力電圧が低下すると、クランプ電圧可変回路１３により、発振周波数とスイッチング素子の最大電流値が小さくなるが、その変化率をクランプ電圧調整回路６０によりスイッチング電源制御用半導体装置の外部から最適に調整する。【選択図】  図１
2004274885.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
１次巻線と２次巻線と補助巻線とを有するトランスと、
前記１次巻線に供給される第１の直流電圧を、スイッチング制御端子へのスイッチング制御信号によりオンオフしてスイッチングするスイッチング素子と、
前記第１の直流電圧のスイッチングにより前記２次巻線に発生する２次側交流電圧を整流および平滑化して第２の直流電圧を出力電圧として生成する出力電圧生成回路と、
前記第２の直流電圧を安定化制御する出力電圧制御回路と、
前記スイッチング素子に対して、そのスイッチング制御端子へ前記スイッチング制御信号を供給して前記第１の直流電圧のスイッチングを制御する制御回路と、
前記出力電圧制御回路により安定化制御された電圧信号を、前記制御回路による前記第１の直流電圧のスイッチングを制御するための信号として前記制御回路に伝達する制御信号伝達回路と、
前記第１の直流電圧のスイッチングにより前記補助巻線に発生する補助側交流電圧を整流および平滑化して前記制御回路の補助電源電圧を生成する補助電源電圧生成回路とからなり、
前記制御回路に、
前記第１の直流電圧および前記補助電源電圧から前記制御回路で使用する各種電源電圧を生成するレギュレータと、
前記スイッチング制御信号を生成するための発振器と、
前記スイッチング素子を流れる電流を検出して素子電流検出信号として出力する電流検出回路と、
前記制御信号伝達回路からの制御信号をフィードバック信号として出力するフィードバック信号制御回路と、
前記素子電流検出信号と前記フィードバック信号とを比較し、その比較結果信号を出力する比較器と、
前記比較器からの比較結果信号に基づいて、前記スイッチング制御信号の電流量及び出力を制御するスイッチング信号制御回路と、
前記比較器による比較時の前記素子電流検出信号の最大値をクランプするクランプ回路と、
前記クランプ回路によるクランプ電圧を前記補助電源電圧の電圧値に応じて可変するとともに、そのクランプ電圧が一定値よりも低い場合には、前記発振器の発振周波数を低くするための発振周波数低下信号を前記発振器に供給するクランプ電圧可変回路と、
前記補助電源電圧の電圧値に応じて可変するクランプ電圧値の変化量を、スイッチング電源制御用半導体装置外で調整するためのクランプ電圧調整回路を備え、スイッチング素子を流れる電流を調整することで、出力電圧電流特性が、定電流垂下特性を達成するように構成したことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記レギュレータは、補助電源電圧から前記制御回路へ電源を供給するように動作し、かつ補助電源電圧が一定値よりも低い場合には、第一の直流電圧から前記制御回路へ電源を供給するように構成された、請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記クランプ電圧可変回路は、前記クランプ電圧を、前記補助電源電圧の電圧値が低くなるほど前記クランプ電圧が小さくなるように、可変するよう構成したことを特徴とする請求項１または請求項２に記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記クランプ電圧可変回路は、前記クランプ電圧を、その最小値が最大値の１０％程度になるように、可変するよう構成したことを特徴とする請求項１〜請求項３のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記発振器は、その発振周波数を、前記発振周波数低下信号が入力された場合には通常時の略１／５程度とするよう構成したことを特徴とする請求項１〜請求項４のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
前記スイッチング素子と前記制御回路は、同一半導体基板上に形成し、前記第１の直流電圧と前記スイッチング素子間の２つの接続端子と、前記制御回路と前記補助電源電圧間の接続端子と、前記制御回路からの電源電圧出力端子と、前記制御回路への前記フィードバック信号の入力端子と、前記クランプ電圧可変回路への前記補助電源電圧の入力端子とを有する半導体装置として構成したことを特徴とする請求項１〜請求項６のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチング電源装置であり、特に、出力電圧電流特性として定電流垂下特性を持つ充電器用スイッチング電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来から、例えば充電器用の電源装置として、２次側制御回路を備えることで、負荷の変動に対して良好な出力特性である定電流垂下特性を有するスイッチング電源装置が、広く利用されている。
【０００３】
以上のような従来のスイッチング電源装置（例えば、特許文献１を参照）について、図面を参照しながら以下に説明する。
【０００４】
図９は従来の充電器用のスイッチング電源装置の一構成例を示す回路図である。図９において、１３０はスイッチング電源制御用の半導体装置であり、スイッチング素子１０１とその制御回路から構成されている。
【０００５】
半導体装置１３０は、外部入力端子として、スイッチング素子１０１の入力端子（ＤＲＡＩＮ）、補助電源電圧入力端子（ＶＣＣ）、内部回路電源端子（ＶＤＤ）、フィードバック信号入力端子（ＦＢ）、過電流保護値可変端子（ＣＬ）、スイッチング素子１０１の出力端子および制御回路のＧＮＤ端子（ＧＮＤ）の６端子を備えている。
【０００６】
１０２は半導体装置１３０の内部回路電源を供給するためのレギュレータで、起動電流をＶＣＣへ流すためのスイッチ１０２Ａと、起動電流をＶＤＤへ流すためのスイッチ１０２Ｂと、ＶＣＣからＶＤＤへ電流を供給するためのスイッチ１０２Ｃとを備えている。１０３は、起動用の回路電流を供給するための起動用定電流源であり、起動時に、スイッチ１０２Ａを介してＶＣＣへ起動電流を供給する。また、起動後に、ＶＣＣが一定電圧以下のときは、スイッチ１０２Ｂを介してＶＤＤへ回路電流を供給する。
【０００７】
１０７は半導体装置１３０の起動／停止を制御するための起動／停止回路であり、ＶＤＤの電圧を検出し、ＶＤＤが一定以下のときは、スイッチング素子１０１のスイッチング動作を停止させる信号を、ＮＡＮＤ回路１０５へ出力する。
【０００８】
１０６はスイッチング素子１０１に流れる電流を検出するためのドレイン電流検出回路であり、検出した電流を電圧信号に変換して、比較器１０８へ信号を出力する。１１１はフィードバック信号制御回路であり、ＦＢ端子に入力される電流信号を電圧信号に変換して、比較器１０８へ信号を出力する。比較器１０８は、フィードバック信号制御回路１１１からの出力信号と、ドレイン電流検出回路１０６からの出力信号が等しくなったときに、ＲＳフリップフロップ回路１１０のリセット端子（Ｒ）へ信号を出力する。
【０００９】
１１２はフィードバック信号制御回路１１１の出力信号の最大値を決めるためのクランプ回路で、これがスイッチング素子１０１に流れる電流の最大値を決定し、スイッチング素子１０１の過電流保護として機能する。
【００１０】
１１３はクランプ回路１１２のクランプ電圧値を変化させるためのクランプ電圧可変回路であり、ＣＬ端子からＰ型ＭＯＳＦＥＴ１１４を通って流れ込む電流が増加すると、クランプ回路１１２によるクランプ電圧が上昇する。すなわち、ＣＬ端子に流れ込む電流が大きくなると、スイッチング素子１０１の過電流保護レベルが上昇する。また、ＣＬ端子からＰ型ＭＯＳＦＥＴ１１４を通って流れ込む電流が一定値以下になると、発振周波数低下信号を発振回路１０９へ出力する。
【００１１】
Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１１４は、ＣＬ端子からクランプ電圧可変回路１１３へ電流を流し、ＣＬ端子の電圧を一定値に固定するための素子であり、そのドレインがクランプ回路１１２と接続され、そのゲートは基準電圧源と接続され、そのソースはＣＬ端子と接続されている。
【００１２】
１０９は発振回路であり、スイッチング素子１０１の最大デューティサイクルを決める最大デューティサイクル信号１０９Ａと、スイッチング素子１０１の発振周波数を決めるクロック信号１０９Ｂを出力する。また、クランプ電圧可変回路１１３から発振周波数低下信号が入力されると、発振周波数が小さくなる。最大デューティサイクル信号１０９Ａは、ＮＡＮＤ回路１０５へ入力され、クロック信号１０９Ｂは、ＲＳフリップフロップ回路１１０のセット端子へ入力される。
【００１３】
ＮＡＮＤ回路１０５へは、起動／停止回路１０７の出力信号と、最大デューティサイクル信号１０９Ａと、ＲＳフリップフロップ回路１１０の出力信号（Ｑ）が入力される。ＮＡＮＤ回路１０５の出力信号は、ゲートドライバ１０４へ入力され、スイッチング素子１０１のスイッチング動作を制御する。
【００１４】
１４０はトランスであり、１次巻線１４０Ａと、２次巻線１４０Ｂと、補助巻線１４０Ｃを有している。補助巻線１４０Ｃには、ダイオード１３１とコンデンサ１３２とで構成される整流平滑回路が接続され、半導体装置１３０の補助電源部として活用され、ＶＣＣへ入力される。
【００１５】
１３３はＶＤＤの安定化用コンデンサである。１３５は制御信号を２次側から１次側へ伝達するための制御信号伝達回路であり、フォトトランジスタ１３５Ａと、フォトダイオード１３５Ｂから構成される。フォトトランジスタ１３５Ａのコレクタは、ＶＤＤと接続され、フォトトランジスタ１３５Ａのエミッタは、ＦＢと接続される。ＶＣＣとＣＬの間には、抵抗１３４が接続され、ＶＣＣの電圧に応じた電流が、ＣＬ端子へ流れ込む。
【００１６】
２次巻線１４０Ｂには、ダイオード１５０とコンデンサ１５１とで構成される整流平滑回路が接続され、負荷１５５へ接続される。２次側制御回路１５６は、定電圧制御回路１５７と定電流制御回路１５８とからなり、定電圧制御回路１５７は、２次側出力電圧ＶＯの検出用抵抗１５２および１５３で分圧された電圧を入力し、２次側出力電圧ＶＯが一定になるように、フォトダイオード１３５Ｂに流れる電流を制御する。定電流制御回路１５８は、出力電流検出用抵抗１５４に流れる電流が一定以上になると動作し、出力電流ＩＯが定電流になるように、フォトダイオード１３５Ｂに流れる電流を制御する。
【００１７】
以上のように構成されたスイッチング電源装置について、その動作を図面を用いて以下に説明する。
【００１８】
図１１は図９の各部の動作波形を説明したタイムチャートである。図１１に示すように、電源が投入されると、装置の入力端子には、たとえば商用の交流電源が整流平滑されてつくられる直流電圧ＶＩＮが入力される。直流電圧ＶＩＮは、トランス１４０の１次巻線１４０Ａを介して、半導体装置１３０のＤＲＡＩＮ端子に印加される。
【００１９】
そして、起動用定電流源１０３で作られる起動電流が流れ、レギュレータ１０２内のスイッチ１０２Ａを介して、コンデンサ１３２を充電し、ＶＣＣの電圧が上昇する。また、レギュレータ１０２内のスイッチ１０２Ｃは、ＶＤＤが一定電圧になるように動作するため、起動電流の一部は、スイッチ１０２Ｃを介してＶＤＤに接続されたコンデンサ１３３を充電し、ＶＤＤの電圧も上昇する。
【００２０】
レギュレータ１０２内のスイッチ１０２Ｂは、起動後の状態において、起動直後や過負荷時など、ＶＣＣ電圧が一定値（ＶＣＣ＿ＵＶ）以下のときに、スイッチング動作（ＩＤＳが流れている状態）のオフ期間中に導通し、ＶＣＣ電圧が不足してもＶＤＤが低下しないようにしている。
【００２１】
ＶＣＣおよびＶＤＤが上昇し、ＶＤＤが起動／停止回路１０７で設定された起動電圧（ＶＤＤ＿ＵＶ）に達すると、発振が開始しスイッチング素子１０１のスイッチング（ＩＤＳのスイッチング）動作が開始される。このとき、同時にレギュレータ１０２内のスイッチ１０２Ａがオフとなるため、ＶＣＣへの起動電流供給は停止する。スイッチング動作が開始されると、トランス１４０の各巻線にエネルギーが供給されるようになり、２次巻線１４０Ｂ、補助巻線１４０Ｃに電流が流れ、ＶＣＣが起動する。
【００２２】
２次巻線１４０Ｂに流れる電流は、ダイオード１５０とコンデンサ１５１により整流平滑されて、直流電力となり、負荷１５５に電力を供給する。スイッチング動作が繰り返されることで、出力電圧ＶＯが徐々に上昇し、出力電圧検出用抵抗１５２および１５３で設定された電圧に達すると、定電圧制御回路１５７からの信号により、フォトダイオード１３５Ｂに流れる電流が増加する。そして、フォトトランジスタ１３５Ａに流れる電流が増加し、ＦＢ端子に流れ込む電流も増加する。ＦＢ端子電流が増加すると、比較器１０８に入力される電圧が低下するため、起動が完了しスイッチング素子１０１に流れるドレイン電流ＩＤＳが小さくなる。このような負帰還がかかることで、出力電圧ＶＯは安定化される。
【００２３】
補助巻線１４０Ｃに流れる電流は、ダイオード１３１とコンデンサ１３２により整流平滑されて、半導体装置１３０の補助電源として活用され、ＶＣＣ端子に電流を供給する。ＶＤＤが一度起動電圧に達すると、レギュレータ１０２内のスイッチ１０２Ａはオフとなるため、起動後の半導体装置の電流は、補助巻線１４０Ｃから供給されるようになる。
【００２４】
補助巻線１４０Ｃの極性は、２次巻線１４０Ｂと同一のため、ＶＣＣは出力電圧ＶＯに比例した電圧となる。ただし、ＶＣＣの電圧が一定値（ＶＣＣ＿ＵＶ）以下のときは、レギュレータ１０２内のスイッチ１０２Ｂが導通可能となるため、このときは、起動電流がスイッチ１０２Ｂを介してＶＤＤに供給されることで、ＶＤＤが安定化される。
【００２５】
出力電圧ＶＯが安定化された後、負荷１５５に流れる出力電流ＩＯを増加させ、出力電流検出用抵抗１５４に流れる電流が一定値に達すると、定電流制御回路１５８が動作し、フォトダイオード１３５Ｂに流れる電流を増加させる。そして、フォトトランジスタ１３５Ａに流れる電流が増加し、ＦＢ端子に流れ込む電流も増加する。ＦＢ端子電流が増加すると、比較器１０８に入力される電圧が低下するため、スイッチング素子１０１に流れるドレイン電流ＩＤＳが小さくなる。
【００２６】
このような負帰還がかかることで、出力電流ＩＯが一定になるように制御される。そのため、ある一定以上の負荷電流になると、出力電流ＩＯは一定で、出力電圧ＶＯが低下するといった定電流垂下特性となる。
【００２７】
さらに負荷をとると、出力電圧ＶＯがさらに低下するが、このとき、補助電源電圧ＶＣＣも低下する。ＶＣＣが低下すると、それに伴い抵抗１３４を介してＣＬ端子に流れ込む電流が減少する。すると、クランプ電圧可変回路１１３によって、クランプ回路１１２のクランプ電圧を減少させる。
【００２８】
そのため、ＶＣＣが停止し、ＶＯおよびＶＣＣが低下するにつれて、スイッチング素子１０１の過電流保護値ＩＬＩＭＩＴが低下することになるため、ある出力電圧まで低下すると、ＩＬＩＭＩＴ動作が開始し、スイッチング素子１０１は過電流保護状態になり、出力の定電流垂下からはずれ、出力電流ＩＯは垂下定電流値よりも小さくなる。さらに、発振周波数低下信号がクランプ電圧可変回路１１３から発振回路１０９へ出力されるため、発振周波数が低下し、出力電流は急速に小さくなるため、図１１における出力電流電圧特性は図１２のようになり、出力電圧ＶＯがある電圧以下まで垂下すると、出力電流ＩＯが絞られるようになるといった、いわゆるフの字特性となる。
【００２９】
図１０は従来のスイッチング電源装置を構成するスイッチング電源制御用の半導体装置の一構成例を示す回路図であり、図９における半導体装置１３０の内部回路を詳細に記載したもので、図中の符号は、図９のそれに相当するため、同一の構成要素についての説明は省略する。
【００３０】
図１０において、起動／停止回路１０７は、ＶＣＣ用比較器１０７Ａ、インバータ１０７Ｂおよび１０７Ｄ、ＡＮＤ回路１０７Ｃ、ＶＤＤ用比較器１０７Ｅから構成される。ＶＣＣ用比較器１０７Ａは、ＶＣＣの電圧と基準電圧を比較し、インバータ１０７Ｂへ信号を出力する。ＶＤＤ用比較器１０７Ｅは、ＶＤＤの電圧と基準電圧を比較し、ＮＡＮＤ回路１０５、ＡＮＤ回路１０７Ｃおよびインバータ１０７Ｄへ信号を出力する。インバータ１０７Ｂは、ＡＮＤ回路１０７Ｃへ信号を出力する。ＡＮＤ回路１０７Ｃの出力により、スイッチ１０２Ｂが制御され、インバータ１０７Ｄの出力により、スイッチ１０２Ａが制御される。
【００３１】
このように構成された起動／停止回路１０７の動作について、以下に説明する。起動前は、ＶＣＣ用比較器１０７Ａの出力がローレベル、ＶＤＤ用比較器１０７Ｅの出力がローレベルのため、レギュレータ１０２内のスイッチ１０２Ａがオン、スイッチ１０２Ｂはオフとなる。従って、起動用定電流源１０３の起動電流は、スイッチ１０２Ａを通ってＶＣＣへ流れる。また、スイッチ１０２Ｃは、ＶＤＤが一定値になるように動作するため、起動時はスイッチ１０２Ｃを通ってＶＤＤにも流れる。
【００３２】
そして、ＶＤＤの電圧がＶＤＤ用比較器１０７Ｅにより設定されたＶＤＤ起動電圧に達すると、ＶＤＤ用比較器１０７Ｅの出力はハイレベルとなり、スイッチング素子１０１のスイッチング動作が可能となるとともに、スイッチ１０２Ａがオフとなる。起動後は、ＶＣＣの電圧がＶＣＣ用比較器１０７Ａにより設定されたＶＣＣ起動電圧よりも高い場合は、ＶＣＣ用比較器１０７Ａの出力はハイレベルとなっているため、ＡＮＤ回路１０７Ｃの出力はローレベルとなり、スイッチ１０２Ｂはオフとなる。
【００３３】
また、起動後のＶＣＣの電圧が、ＶＣＣ用比較器１０７Ａにより設定されたＶＣＣ起動電圧よりも低い場合は、ＶＣＣ用比較器１０７Ａの出力はローレベルとなっているため、ＡＮＤ回路１０７Ｃの出力はハイレベルとなり、スイッチ１０２Ｂはオンとなる。従って、起動後のＶＤＤの電流は、ＤＲＡＩＮもしくはＶＣＣのどちらからより供給されるため、起動直後や過負荷時にＶＣＣが低下しても、半導体装置の動作は継続する。
【００３４】
【特許文献１】
特開平１０−３０４６５８号公報
【００３５】
【発明が解決しようとする課題】
一般的に、充電器用のスイッチング電源装置では、バッテリーを定電流で充電するための、２次側定電流制御回路を構成する必要がある。また、スイッチング電源装置には、負荷短絡時の保護機能が必要であり、負荷短絡状態が続いても、スイッチング電源装置の構成部品が発熱したり破壊したりしないように、負荷短絡電流を極力小さくすることが望まれる。そのため、負荷短絡時の出力電流を小さく抑えるための保護回路が備わっている。
【００３６】
図９のような従来のスイッチング電源装置には、負荷短絡状態をＶＣＣ電圧で検出し、スイッチング素子の過電流保護値と発振周波数を小さく抑えることで、負荷短絡時の出力電流を小さくすることができるが、２次側定電流垂下特性を得るためには、２次側に定電流制御回路を備えた２次側制御回路が必要であり、消費電力の増加、コストアップや部品点数の増加になるといった課題がある。
【００３７】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するために、
本発明の請求項１に記載のスイッチング電源装置は、１次巻線と２次巻線と補助巻線とを有するトランスと、
前記１次巻線に供給される第１の直流電圧を、スイッチング制御端子へのスイッチング制御信号によりオンオフしてスイッチングするスイッチング素子と、
前記第１の直流電圧のスイッチングにより前記２次巻線に発生する２次側交流電圧を整流および平滑化して第２の直流電圧を出力電圧として生成する出力電圧生成回路と、
前記第２の直流電圧を安定化制御する出力電圧制御回路と、
前記スイッチング素子に対して、そのスイッチング制御端子へ前記スイッチング制御信号を供給して前記第１の直流電圧のスイッチングを制御する制御回路と、
前記出力電圧制御回路により安定化制御された電圧信号を、前記制御回路による前記第１の直流電圧のスイッチングを制御するための信号として前記制御回路に伝達する制御信号伝達回路と、
前記第１の直流電圧のスイッチングにより前記補助巻線に発生する補助側交流電圧を整流および平滑化して前記制御回路の補助電源電圧を生成する補助電源電圧生成回路とからなり、
前記制御回路に、
前記第１の直流電圧および前記補助電源電圧から前記制御回路で使用する各種電源電圧を生成するレギュレータと、
前記スイッチング制御信号を生成するための発振器と、
前記スイッチング素子を流れる電流を検出して素子電流検出信号として出力する電流検出回路と、
前記制御信号伝達回路からの制御信号をフィードバック信号として出力するフィードバック信号制御回路と、
前記素子電流検出信号と前記フィードバック信号とを比較し、その比較結果信号を出力する比較器と、
前記比較器からの比較結果信号に基づいて、前記スイッチング制御信号の電流量及び出力を制御するスイッチング信号制御回路と、
前記比較器による比較時の前記素子電流検出信号の最大値をクランプするクランプ回路と、
前記クランプ回路によるクランプ電圧を前記補助電源電圧の電圧値に応じて可変するとともに、そのクランプ電圧が一定値よりも低い場合には、前記発振器の発振周波数を低くするための発振周波数低下信号を前記発振器に供給するクランプ電圧可変回路と、
前記補助電源電圧の電圧値に応じて可変するクランプ電圧値の変化量を、スイッチング電源制御用半導体装置外で調整するためのクランプ電圧調整回路を備え、スイッチング素子を流れる電流を調整することで、出力電圧電流特性が、定電流垂下特性を達成するように構成したことを特徴とする。
【００３８】
以上により、スイッチング電源装置に、２次側制御回路を備えることなく、簡単に良好な定電流垂下特性を得ることができる。
【００３９】
また、本発明の請求項２に記載のスイッチング電源装置は、請求項１に記載のスイッチング電源装置であって、前記レギュレータは、補助電源電圧から前記制御回路へ電源を供給するように動作し、かつ補助電源電圧が一定値よりも低い場合には、第一の直流電圧から前記制御回路へ電源を供給するよう構成されており、負荷短絡時に補助巻線が低下しても、制御回路の電源は供給されるため、安定して動作を続けることができる。
【００４０】
また、本発明の請求項３に記載のスイッチング電源装置は、請求項１または請求項２に記載のスイッチング電源装置であって、前記クランプ電圧可変回路は、前記クランプ電圧を、前記補助電源電圧の電圧値が低くなるほど前記クランプ電圧が小さくなるように、可変するよう構成したことを特徴とする。
【００４１】
以上により、補助電源電圧が低くなるにつれて、スイッチング素子の過電流保護値が小さくなるため、負荷短絡時の過電流保護値が小さくなり、負荷短絡時の出力電流を小さくすることができる。
【００４２】
また、本発明の請求項４に記載のスイッチング電源装置は、請求項１〜請求項３のいずれかに記載のスイッチング電源装置であって、前記クランプ電圧可変回路は、前記クランプ電圧を、その最小値が最大値の１０％程度になるように、可変するよう構成したことを特徴とする。
【００４３】
また、本発明の請求項５に記載のスイッチング電源装置は、請求項１〜請求項４のいずれかに記載のスイッチング電源装置であって、前記発振器は、その発振周波数を、前記発振周波数低下信号が入力された場合には通常時の略１／５程度とするよう構成したことを特徴とする。
【００４４】
以上により、負荷短絡時の出力電流を十分に小さくすることができる。
【００４５】
また、本発明の請求項６に記載のスイッチング電源装置は、請求項１〜請求項７のいずれかに記載のスイッチング電源装置であって、前記スイッチング素子と前記制御回路は、同一半導体基板上に形成し、前記第１の直流電圧と前記スイッチング素子間の２つの接続端子と、前記制御回路と前記補助電源電圧間の接続端子と、前記制御回路からの電源電圧出力端子と、前記制御回路への前記フィードバック信号の入力端子と、前記クランプ電圧可変回路への前記補助電源電圧の入力端子とを有する半導体装置として構成したことを特徴とする。
【００４６】
以上により、回路を構成するための部品点数を削減することができ、容易に小型化および軽量化を行うことができる。
【００４７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を示すスイッチング電源装置について、図面を参照しながら具体的に説明する。
【００４８】
以下、本発明の実施の形態を、図面に基づいて具体的に説明する。図１は、本発明のスイッチング電源装置の実施の形態の一例を示す回路図である。
【００４９】
この図１において、３０はスイッチング電源制御用半導体装置であり、スイッチング素子１とその制御回路から構成されている。
【００５０】
このスイッチング電源では、ＶＤＤとＣＬ間、またはＣＬとＧＮＤ間に抵抗が接続されている。これにより、ＣＬ端子へ流れ込む電流量の調整が可能となり、ＣＬ端子へ流れ込む電流量に応じて可変するクランプ電圧値の変化量を、スイッチング電源制御用半導体装置外で調整できる。このことにより、スイッチング素子１を流れる電流値が調整され、出力電流特性において、２次側に定電流制御回路を含む２次側制御回路を設けることなく、定電流垂下特性を達成することができる。
【００５１】
その他の構成は図９に示すスイッチング電源装置の構成と同様になっている。
【００５２】
半導体装置３０は、外部入力端子として、スイッチング素子１の入力端子（ＤＲＡＩＮ）、補助電源電圧入力端子（ＶＣＣ）、内部回路電源端子（ＶＤＤ）、フィードバック信号入力端子（ＦＢ）、過電流保護値可変端子（ＣＬ）、スイッチング素子１の出力端子および制御回路のＧＮＤ端子（ＧＮＤ）の６端子を備えている。
【００５３】
２は、半導体装置３０の内部回路電源を供給するためのレギュレータで、起動電流をＶＣＣへ流すためのスイッチ２Ａと、起動電流をＶＤＤへ流すためのスイッチ２Ｂと、ＶＣＣからＶＤＤへ電流を供給するためのスイッチ２Ｃを備えている。
【００５４】
３は、起動用の回路電流を供給するための起動用定電流源であり、起動時にスイッチ２Ａを介してＶＣＣへ起動電流を供給する。また、起動後にＶＣＣが一定電圧以下のときは、スイッチ２Ｂを介してＶＤＤへ回路電流を供給する。
【００５５】
７は、半導体装置３０の起動／停止を制御するための起動／停止回路であり、ＶＤＤの電圧を検出し、ＶＤＤが一定以下のときは、スイッチング素子１のスイッチング動作を停止させる信号を、ＮＡＮＤ回路５へ出力する。
【００５６】
６は、スイッチング素子１に流れる電流を検出するためのドレイン電流検出回路であり、検出した電流を電圧信号に変換して、比較器８へ信号を出力する。１１は、フィードバック信号制御回路であり、ＦＢ端子に入力される電流信号を電圧信号に変換して、比較器８へ信号を出力する。比較器８は、フィードバック信号制御回路１１からの出力信号と、ドレイン電流検出回路６からの出力信号が等しくなったときに、ＲＳフリップフロップ回路１０のリセット端子へ信号を出力する。
【００５７】
１２は、フィードバック信号制御回路の出力信号の最大値を決めるためのクランプ回路で、これがスイッチング素子１に流れる電流の最大値を決定し、スイッチング素子１の過電流保護として機能する。１３は、クランプ回路１２のクランプ電圧値を変化させるための、クランプ電圧可変回路であり、ＣＬ端子からＰ型ＭＯＳＦＥＴ１４を通って流れ込む電流が増加すると、クランプ電圧可変回路１３により、クランプ電圧が上昇する。すなわち、ＣＬ端子に流れ込む電流が大きくなると、スイッチング素子１の過電流保護レベルが上昇する。また、ＣＬ端子からＰ型ＭＯＳＦＥＴ１４を通って流れ込む電流が一定値以下になると、発振周波数低下信号を発振回路９へ出力する。Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１４は、ＣＬ端子からクランプ電圧可変回路１３へ電流を流し、ＣＬ端子の電圧を一定値に固定するための素子であり、そのドレインがクランプ回路と接続され、そのゲートは基準電圧源と接続され、そのソースはＣＬ端子と接続されている。
【００５８】
９は、発振回路であり、スイッチング素子１の最大デューティサイクルを決める、最大デューティサイクル信号９Ａと、スイッチング素子１の発振周波数を決める、クロック信号９Ｂを出力する。また、クランプ電圧可変回路１３から発振周波数低下信号が入力されると、発振周波数が小さくなる。最大デューティサイクル信号９Ａは、ＮＡＮＤ回路５へ入力され、クロック信号９Ｂは、ＲＳフリップフロップ回路１０のセット端子へ入力される。
【００５９】
ＮＡＮＤ回路５へは、起動／停止回路７の出力信号と、最大デューティサイクル信号９Ａと、ＲＳフリップフロップ回路１０の出力信号が入力される。ＮＡＮＤ回路５の出力信号は、ゲートドライブ回路４へ入力され、スイッチング素子１のスイッチング動作を制御する。
【００６０】
４０はトランスであり、１次巻線４０Ａと、２次巻線４０Ｂと、１次側補助巻線４０Ｃを有している。
【００６１】
１次側補助巻線４０Ｃには、ダイオード３１とコンデンサ３２とで構成される整流平滑回路が接続され、半導体装置３０の補助電源部として活用され、ＶＣＣへ入力される。３３は、ＶＤＤの安定化用コンデンサである。３５は、制御信号を２次側から１次側へ伝達するための制御信号伝達回路であり、フォトトランジスタ３５Ａと、フォトダイオード３５Ｂから構成される。フォトトランジスタ３５Ａのコレクタは、ＶＤＤと接続され、フォトトランジスタ３５Ａのエミッタは、ＦＢと接続される。ＶＣＣとＣＬの間には、抵抗３４が接続され、ＶＣＣの電圧に応じた電流が、ＣＬ端子へ流れ込む。
【００６２】
２次巻線４０Ｂには、ダイオード５０とコンデンサ５１とで構成される整流平滑回路が接続され、負荷５５へ接続される。２次側定電圧制御回路５７は、２次側出力電圧ＶＯが一定になるように、フォトダイオード３５Ｂに流れる電流を制御する。
【００６３】
ＶＤＤとＣＬ間には抵抗６１が接続されている。ＶＣＣとＣＬの間に接続された抵抗３４により、ＶＣＣの電圧に応じた電流がＣＬ端子に流れ込み、過電流保護レベル及び発振周波数が変化するが、この抵抗６１により、ＣＬ端子へ流れ込む電流の変化率が変わり、スイッチング素子１に流れる電流値の変化率が変わる。このことで、２次側へトランス４０を介して伝達されるエネルギーが調整され、２次側に定電流制御回路を設けることなく、定電流垂下特性が得られる。
【００６４】
以上のように構成された、スイッチング電源装置の動作を、図１〜図４を用いて説明する。図２は、図１の各部の動作波形を説明したタイムチャートであり、図３はこの構成により得られる出力電圧電流特性図である。
【００６５】
図１において、入力端子には、たとえば商用の交流電源が整流平滑されてつくられる、直流電圧ＶＩＮが入力される。ＶＩＮは、トランス４０の１次巻線４０Ａを介して、半導体装置３０のＤＲＡＩＮ端子に印加される。そして、起動用定電流源３で作られる起動電流が流れ、レギュレータ２内のスイッチ２Ａを介して、コンデンサ３２を充電し、ＶＣＣの電圧が上昇する。また、レギュレータ２内のスイッチ２Ｃは、ＶＤＤが一定電圧になるように動作するため、起動電流の一部は、スイッチ２Ｃを介してＶＤＤに接続されたコンデンサ３３を充電し、ＶＤＤの電圧も上昇する。レギュレータ２内のスイッチ２Ｂは、起動後の状態において、起動直後や過負荷時など、ＶＣＣ電圧が一定値以下のときに、スイッチング動作のオフ期間中に導通し、ＶＣＣ電圧が不足してもＶＤＤが低下しないようにしている。
【００６６】
ＶＣＣおよびＶＤＤが上昇し、ＶＤＤが起動／停止回路７で設定された起動電圧に達すると、スイッチング素子１のスイッチング動作が開始される。スイッチング動作が開始されると、トランス４０の各巻線にエネルギーが供給されるようになり、２次巻線４０Ｂ、１次側補助巻線４０Ｃに電流が流れる。
【００６７】
２次巻線４０Ｂに流れる電流は、ダイオード５０とコンデンサ５１により整流平滑されて、直流電力となり、負荷５５に電力を供給する。スイッチング動作が繰り返されることで、出力電圧ＶＯが徐々に上昇し、定電圧制御回路５７で設定された電圧に達すると、定電圧制御回路５７からの信号により、フォトダイオード３５Ｂに流れる電流が増加する。そして、フォトトランジスタ３５Ａに流れる電流が増加し、ＦＢ端子に流れ込む電流も増加する。ＦＢ端子電流が増加すると、比較器８に入力される電圧が低下するため、スイッチング素子１に流れるドレイン電流が小さくなる。このような負帰還がかかることで、出力電圧ＶＯは安定化される。
【００６８】
１次側補助巻線４０Ｃに流れる電流は、ダイオード３１とコンデンサ３２により整流平滑されて、半導体装置３０の補助電源として活用され、ＶＣＣ端子に電流を供給する。ＶＤＤが一度起動電圧に達すると、レギュレータ２内のスイッチ２Ａはオフとなるため、起動後の半導体装置の電流は、１次側補助巻線４０Ｃから供給されるようになる。１次側補助巻線４０Ｃの極性は、２次巻線４０Ｂと同一のため、ＶＣＣは出力電圧ＶＯに比例した電圧となる。ただし、ＶＣＣの電圧が一定以下のときは、レギュレータ２内のスイッチ２Ｂが導通可能となるため、このときは起動電流がスイッチ２Ｂを介してＶＤＤに供給されることで、ＶＤＤが安定化される。
【００６９】
出力電圧ＶＯが安定化された後、負荷５５に流れる出力電流ＩＯを増加させていくと、出力電圧が低下し、フォトダイオード３５Ｂに流れる電流は減少する。そしてフォトトランジスタ３５Ａに流れる電流が減少し、ＦＢ端子へ流れ込む電流も減少するため、スイッチング素子１に流れるドレイン電流ＩＤＳは大きくなる。スイッチング素子１に流れるドレイン電流ＩＤＳが、ＣＬ端子へ流れ込む電流により設定される最大値になると、最大出力電力に達する。この後、さらに負荷をとると、出力電圧ＶＯは定電圧領域を外れ、低下し始める。最大電力に達した後、出力電圧ＶＯが低下すると、１次側補助巻線電圧ＶＣＣも低下し、それに伴い、抵抗３４を介してＣＬ端子へ流れ込む電流が減少する。すると、クランプ電圧可変回路１３によって、クランプ回路１２のクランプ電圧を減少させる。そのため、ＶＯおよびＶＣＣが低下するにつれて、スイッチング素子１の過電流保護レベルが低下することになり、トランス４０を介して２次側へ伝達されるエネルギーはさらに減少する。
【００７０】
このような負帰還がかかる状態において、ＣＬ端子へ流れ込む電流量はＶＣＣの電圧と、ＶＣＣ及びＣＬ間に接続された抵抗値により、スイッチング素子１の過電流保護レベルの変化率が決まるが、ＶＤＤ及びＣＬ間に抵抗を接続し、ＣＬ端子へ流れ込む電流量を調整することで、変化率が変わる。
【００７１】
このようにしてスイッチング素子１の過電流保護レベルの変化率を変えることで、トランス４０を介して２次側へ伝達されるエネルギーと、出力電圧と出力電流で決まる出力電力のバランスをとると、出力電流が一定になるように制御されるようになる。そのため、ある一定以上の負荷電流になると、出力電流は一定で、出力電圧が低下するといった、定電流垂下特性が得られる。
【００７２】
さらに、ＶＯおよびＶＣＣが低下するにつれて、スイッチング素子１の過電流保護レベルが低下することになるため、ある出力電圧まで低下すると、発振周波数低下信号がクランプ電圧可変回路１３から発振回路９へ出力されるため、発振周波数が低下し、出力電流は急速に小さくなる。そこで、図３における出力電流電圧特性は、出力電圧ＶＯがある電圧以下まで垂下すると、出力電流ＩＯが絞られるようになるといった、いわゆるフの字特性となる。
【００７３】
図２は、図１の各部の動作波形を説明したタイムチャートである。ＶＣが低下するにつれて、ＣＬ端子へ流れ込む電流が減少すると、スイッチング素子１の過電流保護レベルが低下する。さらに出力電流ＩＯを増加させると、２次側に定電流制御回路がない状態では、過電流保護レベルの低下の割合が大きく、トランス４０を介して２次側へ伝達されるエネルギーの低下が出力電力の低下に対して早い場合、図４に示すように、出力電流ＩＯは減少し、出力電圧は低下するといった出力電圧電流特性となる場合がある。ここで、ＶＤＤとＣＬ間に抵抗を接続し、ＣＬ端子へ流れ込む電流量を調整し、スイッチング素子１の過電流保護レベルの変化率を変えることで、トランス４０を介して２次側へ伝達されるエネルギーと、出力電圧と出力電流で決まる出力電力のバランスをとると、出力電流が一定になるように制御されるようになる。
【００７４】
図５は、本発明のスイッチング電源装置の第２の実施の形態の一例を示す回路図である。
【００７５】
この回路図においては、ＣＬとＧＮＤ間に抵抗を接続することで、ＣＬ端子へ流れ込む電流量を調整し、スイッチング素子１の過電流保護レベルの変化率を変えることで、トランス４０を介して２次側へ伝達されるエネルギーと、出力電圧と出力電流で決まる出力電力のバランスをとり、定電流垂下特性を得る。
【００７６】
図６は、図５の各部の動作波形を説明したタイムチャートである。ＶＣが低下するにつれて、ＣＬ端子へ流れ込む電流が減少すると、スイッチング素子１の過電流保護レベルが低下する。さらに出力電流ＩＯを増加させると、２次側に定電流制御回路がない状態では、過電流保護レベルの低下の割合が小さく、トランス４０を介して２次側へ伝達されるエネルギーの低下が出力電力の低下に対して遅い場合、図８に示すように、出力電流ＩＯは増加し、出力電圧は低下するといった定電力カーブで出力電圧電流特性が変化する場合がある。ここで、ＣＬとＧＮＤ間に抵抗を接続し、ＣＬ端子の電流量を調整し、過電流保護レベルの変化率を変えることで、トランス４０を介して２次側へ伝達されるエネルギーと、出力電圧と出力電流で決まる出力電力のバランスをとると、出力電流が一定になるように制御されるようになる。
【００７７】
【発明の効果】
以上のように、本発明によれば、スイッチング電源装置の１次側に、抵抗を追加し、過電流保護レベルを、スイッチング電源用半導体装置の外部から最適に調整することで、２次側に定電流制御回路を備えることなく、定電流垂下特性を得ることができる。
【００７８】
また、定電流垂下特性を得るため、回路構成する部品点数を削減することができ、電源装置として、容易に省電力化、小型化および軽量化さらにコスト低減を実現することができるといった効果もある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態のスイッチング電源装置の一構成例を示すブロック図
【図２】同実施の形態のスイッチング電源装置の動作を示すタイムチャート
【図３】同実施の形態のスイッチング電源装置における出力電圧電流特性の説明図
【図４】同実施の形態のスイッチング電源装置における出力電圧電流特性の説明図
【図５】本発明の第２の実施の形態のスイッチング電源装置の一構成例を示すブロック図
【図６】同第２の実施の形態のスイッチング電源装置の動作を示すタイムチャート
【図７】同第２の実施の形態のスイッチング電源装置における出力電圧電流特性の説明図
【図８】同第２の実施の形態のスイッチング電源装置における出力電圧電流特性の説明図
【図９】従来のスイッチング電源装置の一構成例を示すブロック図
【図１０】同従来例のスイッチング電源装置における制御回路の一構成例を示すブロック図
【図１１】同従来例のスイッチング電源装置の動作を示すタイムチャート
【図１２】従来のスイッチング電源装置における出力電圧電流特性の説明図
【符号の説明】
１  スイッチング素子
２  レギュレータ
２Ａ、２Ｂ、２Ｃ  スイッチ
３  起動用定電流源
４  ゲートドライブ回路
５  ＮＡＮＤ回路
６  ドレイン電流検出回路
７  起動／停止回路
８  比較器
９  発振回路
９Ａ  最大デューティサイクル信号
９Ｂ  クロック信号
１０  ＲＳフリップフロップ回路
１１  フィードバック信号制御回路
１２  クランプ回路
１３  クランプ電圧可変回路
１４  Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ
３０  スイッチング電源用半導体装置
３１  ダイオード
３２、３３  コンデンサ
３４、６１、６２  抵抗
３５  制御信号伝達回路
３５Ａ  フォトトランジスタ
３５Ｂ  フォトダイオード
４０  トランス
４０Ａ  １次巻線
４０Ｂ  ２次巻線
４０Ｃ  補助巻線
５０  ダイオード
５１  コンデンサ
５５  負荷
５７  定電圧制御回路
６０  ＣＬ電圧調整回路
１０７Ａ  ＶＣＣ用比較器
１０７Ｂ、１０７Ｄ  インバータ
１０７Ｃ  ＡＮＤ回路
１０７Ｅ  ＶＤＤ用比較器
１５２、１５３  出力電圧検出用抵抗
１５４  出力電流検出用抵抗
１５６  ２次側制御回路
１５７  定電圧制御回路
１５８  定電流制御回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
2004274885.tif 000011
【図１０】
2004274885.tif 000012
【図１１】
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【図１２】
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