(57)【要約】【解決手段】入力側の伝送回路３とミキサー回路６の間と、ミキサー回路６と出力側の伝送回路５との間に、それぞれ回路に並列にインピーダンス素子８、９を挿入する。ミキサー回路６に使用する局部発振回路７から出力されたローカル周波数をＬとしたとき、インピーダンス素子８、９により、ミキサー回路６の入力側と出力側から見たインピーダンスを、周波数２Ｌに対して不整合状態にする【効果】（２Ｌ−受信テレビジョン信号周波数）のスプリアスは、充分に無視できる程度のレベルになる。【選択図】        図１
2004165793.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
周波数変換の対象となる受信テレビジョン信号を伝送する入力側の伝送回路と、
前記入力側の伝送回路を経て入力する受信テレビジョン信号と、局部発振回路から出力されたローカル周波数の信号とを混合して、周波数変換したテレビジョン信号を取り出すミキサー回路と、
周波数変換したテレビジョン信号を伝送する出力側の伝送回路とを備え、
前記入力側の伝送回路とミキサー回路の間と、ミキサー回路と出力側の伝送回路との間に、それぞれ回路に並列にインピーダンス素子を挿入し、
ミキサー回路に使用する局部発振回路から出力されたローカル周波数をＬとしたとき、前記インピーダンス素子により、ミキサー回路の入力側から見たインピーダンスと、ミキサー回路の出力側から見たインピーダンスとを、周波数２Ｌに対して不整合状態にすることを特徴とするチャンネルコンバータ。
【請求項２】
周波数変換の対象となる受信テレビジョン信号を伝送する入力側の伝送回路と、
前記入力側の伝送回路を経て入力する受信テレビジョン信号と、局部発振回路から出力されたローカル周波数Ｌの信号とを混合して、周波数変換したテレビジョン信号を取り出すミキサー回路と、
周波数変換したテレビジョン信号を伝送する出力側の伝送回路とを備え、
前記入力側の伝送回路とミキサー回路の間と、ミキサー回路と出力側の伝送回路との間に、それぞれ回路に並列にインピーダンス素子を挿入し、
前記局部発振回路出力の信号レベルを、ミキサー回路が正常な動作を維持できる範囲で変化させたとき、（２Ｌ−受信テレビジョン信号周波数）のスプリアスの信号レベルが、下に凸の極小値を持つ略Ｖ字特性を示すように、前記インピーダンス素子の値を選択するとともに、
局部発振回路出力の信号レベルを（２Ｌ−受信テレビジョン信号周波数）のスプリアスの信号レベルが極小値を示す値に選定したことを特徴とするチャンネルコンバータ。
【請求項３】
請求項２に記載のチャンネルコンバータにおいて、
入力側平衡トランスと出力側平衡トランスの間にダイオードブリッジを配置した構成のミキサー回路を有し、
このミキサー回路は、
入力側平衡トランスの入力側と出力側平衡トランスの出力側に、インピーダンス回路を接続し、
このダイオードブリッジの入力端子部分において、周波数２Ｌに対して、インピーダンスがゼロ近傍になるように、当該インピーダンスの値を選定したものであることを特徴とするチャンネルコンバータ。
【請求項４】
請求項２に記載のチャンネルコンバータにおいて、
入力側平衡トランスと出力側平衡トランスの間にダイオードブリッジを配置した構成のミキサー回路を有し、
入力側平衡トランスの入力側と出力側平衡トランスの出力側に、インピーダンス回路を直列接続し、
このダイオードブリッジの入力端子において、周波数２Ｌに対して、インピーダンスが無限大近傍になるように、当該インピーダンスの値を選定したものであることを特徴とするチャンネルコンバータ。
【請求項５】
周波数変換の対象となる受信テレビジョン信号を伝送する入力側の伝送回路と、
前記入力側の伝送回路を経て入力する受信テレビジョン信号と、局部発振回路から出力されたローカル周波数Ｌの信号とを混合して、周波数変換したテレビジョン信号を取り出すミキサー回路と、
周波数変換したテレビジョン信号を伝送する出力側の伝送回路とを備え、
前記入力側の伝送回路とミキサー回路と出力側の伝送回路を含む回路の、周波数２Ｌの信号に対する伝送効率が、他の信号の伝送効率に比較して十分に低くなるような値の、インピーダンス素子を挿入するとともに、
ミキサー回路における周波数２Ｌの信号を使用した周波数変換効率を、周波数Ｌの信号を使用した変換効率に比較して十分に低くなるように、局部発振回路から出力された周波数Ｌの信号レベルを選定したことを特徴とするチャンネルコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＣＡＴＶシステムに使用され、受信チャンネルの信号周波数を他のチャンネルの周波数に変換する、チャンネルコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＣＡＴＶシステムのヘッドエンドで、テレビジョン放送の再送用として使用されるチャンネルコンバータは、例えば、アンテナで受信したＵＨＦ帯の受信チャンネルを、ＶＨＦ帯の空きチャンネルの周波数に変換して、幹線に向けて出力する働きをする。このチャンネルコンバータに使用するミキサー回路は、ＵＨＦテレビジョン信号（受信テレビジョン信号）と、局部発振回路から出力されたローカル周波数の信号とを混合して、両者の和分または差分に相当する周波数の信号を取り出す動作をする。シングル変換の場合は差分に相当する周波数の信号を取り出す。
【０００３】
この周波数変換をする場合に問題になるのはスプリアスである。上記ローカル周波数をＬとしたとき、（受信テレビジョン信号周波数−Ｌ）の周波数の出力信号以外に、（２Ｌ−受信テレビジョン信号周波数）や（３Ｌ−２×受信テレビジョン信号周波数−Ｌ）といった周波数のスプリアスが発生し、幹線に出力するテレビジョン信号に妨害を与える。
【０００４】
こうしたスプリアスは、帯域フィルタやトラップ等によって大部分を除去することができるが、（２Ｌ−受信テレビジョン信号周波数）のスプリアスはレベルが高く、しかも、変換後のチャンネルの帯域内に発生するため、除去が困難であるという問題があった。
【０００５】
即ち、例えば、ＵＨＦ２１チャンネルをＶＨＦ４チャンネルに変換する場合には、（２Ｌ−ＵＨＦ２１チャンネルの映像搬送波の周波数）のスプリアスが、ＶＨＦ４チャンネルの映像搬送波周波数＋１ＭＨｚの部分に発生する。これを帯域フィルタやトラップで除去しようとすると、変換チャンネルの信号を劣化させてしまう。従って、通常の仕様のチャンネルコンバータでは、このような組み合わせのチャンネル変換は技術的に不可能であるとし、チャンネルコンバータのメーカのカタログにも明記されている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上記のような従来の技術には、次のような解決すべき課題があった。
空きチャンネルの少ない都市のＶＨＦ帯では、上記のようなチャンネル変換にも対応せざるをえないケースがある。そこで、２個の局部発振器と２個のミキサを使用した、ダブル変換方式のチャンネルコンバータを特別に設計して対応するようにしている。このチャンネルコンバータでは、いったんＵＨＦ２１チャンネルを別の中間的な周波数に変換してから、目的とするＶＨＦ４チャンネルに変換する。これで、スプリアスが変換チャンネルの帯域内に発生するのを防止できる。しかしながら、この方式は、回路が複雑でしかも消費電力が大きく、コストが大幅に増大するという難点があった。
本発明は、以上の点に着目してなされたもので、比較的簡単な回路構成で、スプリアスを十分に抑圧できるチャンネルコンバータを提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明は次の構成により上記の課題を解決する。
〈構成１〉
周波数変換の対象となる受信テレビジョン信号を伝送する入力側の伝送回路と、上記入力側の伝送回路を経て入力する受信テレビジョン信号と、局部発振回路から出力されたローカル周波数の信号とを混合して、周波数変換したテレビジョン信号を取り出すミキサー回路と、周波数変換したテレビジョン信号を伝送する出力側の伝送回路とを備え、上記入力側の伝送回路とミキサー回路の間と、ミキサー回路と出力側の伝送回路との間に、それぞれ回路に並列にインピーダンス素子を挿入し、ミキサー回路に使用する局部発振回路から出力されたローカル周波数をＬとしたとき、上記インピーダンス素子により、ミキサー回路の入力側から見たインピーダンスと、ミキサー回路の出力側から見たインピーダンスとを、周波数２Ｌに対して不整合状態にすることを特徴とするチャンネルコンバータ。
【０００８】
〈構成２〉
周波数変換の対象となる受信テレビジョン信号を伝送する入力側の伝送回路と、上記入力側の伝送回路を経て入力する受信テレビジョン信号と、局部発振回路から出力されたローカル周波数Ｌの信号とを混合して、周波数変換したテレビジョン信号を取り出すミキサー回路と、周波数変換したテレビジョン信号を伝送する出力側の伝送回路とを備え、上記入力側の伝送回路とミキサー回路の間と、ミキサー回路と出力側の伝送回路との間に、それぞれ回路に並列にインピーダンス素子を挿入し、上記局部発振回路出力の信号レベルを、ミキサー回路が正常な動作を維持できる範囲で変化させたとき、（２Ｌ−受信テレビジョン信号周波数）のスプリアスの信号レベルが、下に凸の極小値を持つ略Ｖ字特性を示すように、上記インピーダンス素子の値を選択するとともに、局部発振回路出力の信号レベルを（２Ｌ−受信テレビジョン信号周波数）のスプリアスの信号レベルが極小値を示す値に選定したことを特徴とするチャンネルコンバータ。
【０００９】
〈構成３〉
構成２に記載のチャンネルコンバータにおいて、入力側平衡トランスと出力側平衡トランスの間にダイオードブリッジを配置した構成のミキサー回路を有し、このミキサー回路は、入力側平衡トランスの入力側と出力側平衡トランスの出力側に、インピーダンス回路を接続し、このダイオードブリッジの入力端子部分において、周波数２Ｌに対して、インピーダンスがゼロ近傍になるように、当該インピーダンスの値を選定したものであることを特徴とするチャンネルコンバータ。
【００１０】
〈構成４〉
構成２に記載のチャンネルコンバータにおいて、入力側平衡トランスと出力側平衡トランスの間にダイオードブリッジを配置した構成のミキサー回路を有し、入力側平衡トランスの入力側と出力側平衡トランスの出力側に、インピーダンス回路を直列接続し、このダイオードブリッジの入力端子において、周波数２Ｌに対して、インピーダンスが無限大近傍になるように、当該インピーダンスの値を選定したものであることを特徴とするチャンネルコンバータ。
【００１１】
〈構成５〉
周波数変換の対象となる受信テレビジョン信号を伝送する入力側の伝送回路と、上記入力側の伝送回路を経て入力する受信テレビジョン信号と、局部発振回路から出力されたローカル周波数Ｌの信号とを混合して、周波数変換したテレビジョン信号を取り出すミキサー回路と、周波数変換したテレビジョン信号を伝送する出力側の伝送回路とを備え、上記入力側の伝送回路とミキサー回路と出力側の伝送回路を含む回路の、周波数２Ｌの信号に対する伝送効率が、他の信号の伝送効率に比較して十分に低くなるような値の、インピーダンス素子を挿入するとともに、ミキサー回路における周波数２Ｌの信号を使用した周波数変換効率を、周波数Ｌの信号を使用した変換効率に比較して十分に低くなるように、局部発振回路から出力された周波数Ｌの信号レベルを選定したことを特徴とするチャンネルコンバータ。
【００１２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を具体例を用いて説明する。
図１は本発明のチャンネルコンバータの具体例を示すブロック図である。
この回路は、ＣＡＴＶシステムのヘッドエンドにおけるチャンネルコンバータの主要部分を示している。図のアンテナ１で受信されたテレビジョン信号は、バンドパスフィルタやアンプ等の伝送回路３を経てミキサー回路６に入力する。この信号は、局部発振回路７の出力信号と混合されて周波数変換され、ミキサー回路６から出力される。周波数変換後のテレビジョン信号は、出力側の伝送回路５に送り出される。
【００１３】
この実施例では、ミキサー回路６の入力端子と出力端子に、インピーダンス素子８と９をそれぞれ並列に接続するとともに、局部発振回路７から出力されたローカル周波数Ｌの信号レベルを最適化して、スプリアスの減少を図っている。入力側の伝送回路３は、周波数変換の対象となる、例えば、ＵＨＦの受信テレビジョン信号を伝送する回路である。ミキサー回路６は、受信テレビジョン信号と局部発振回路７から出力されたローカル周波数の信号とを混合して、例えば、ＶＨＦ帯の周波数に変換したテレビジョン信号を取り出す回路である。出力側の伝送回路５は、周波数変換したテレビジョン信号を伝送する後続回路である。このテレビジョン信号は、ＣＡＴＶシステムのヘッドエンドでは、幹線同軸ケーブルを経て視聴者に向けて伝送される。
【００１４】
インピーダンス素子８は、入力側の伝送回路３とミキサー回路６の間に並列に挿入されている。また、インピーダンス素子９は、ミキサー回路６と出力側の伝送回路５との間に並列に挿入されている。この時、ミキサー回路６に接続された周波数発振回路７から出力されたローカル周波数をＬとした時、インピーダンス素子８や９により、ミキサー回路の入力側から見たインピーダンスと、ミキサー回路の出力側から見たインピーダンスとを、周波数２Ｌに対して不整合状態にする。
【００１５】
即ち、入力側の伝送回路３とミキサー回路６と出力側の伝送回路５を含む伝送回路の、周波数２Ｌの信号に対する伝送効率が、他の信号の伝送効率に比較して十分に、好ましくは最も低くなるような値の、インピーダンス素子８や９を挿入する。インピーダンス素子の挿入位置は、どこでもよいし、直列に挿入しても並列に挿入しても構わない。インピーダンス素子は、（２Ｌ−受信テレビジョン信号周波数）をトラップするものではないから、出力信号の劣化は起こらない。なお、あとで説明するように、ミキサー回路６における周波数２Ｌの信号を使用した周波数変換効率を、周波数Ｌの信号を使用した変換効率に比較して十分に、好ましくは最も低くなるように、局部発振回路から出力された周波数Ｌの信号レベルを選定することで、きわめて実用的なレベルのチャンネルコンバータが完成した。
【００１６】
図２は、ミキサー回路の具体例を示す結線図である。
このミキサー回路は、入力側平衡トランス１１とダイオードブリッジ１５と出力側平衡トランス１２とを  順に接続したものである。ダイオードブリッジ１５は、図３（ａ）に示すように、４個のダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４からなる。これらのダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４を、図の（ｂ）に示すようにブリッジ接続して使用する。このダイオードブリッジの入力端子は１番と３番、出力端子は６番、７番と５番、８番である。
【００１７】
入力側平衡トランス１１の入力端子には、インピーダンス素子８が並列接続されている。このインピーダンス素子８は、トリマコンデンサからなる。また、出力側平衡トランス１２の出力側には、インピーダンス素子９が接続されている。このインピーダンス素子９は、トリマコンデンサＣＴ２とコイルＬ１からなる。なお、トリマコンデンサＣＴ１とトリマコンデンサＣＴ２には、この例では、いずれも１０ピコファラット（ｐＦ）の容量のものを使用した。
【００１８】
いずれのインピーダンス素子も、コンデンサとその接続用リード線等のインダクタンスによって直列共振回路を構成している。実施例では、インピーダンス素子８とインピーダンス素子９の値を、ミキサー回路が正常な動作を維持する範囲で、（２Ｌ−受信テレビジョン信号周波数）のスプリアス信号レベルが下に凸の極小値を持つほぼＶ字状の特性を示すように調整する。入力側の伝送回路３や出力側の伝送回路５やミキサー回路６の構成や配置に応じて、上記直列共振回路の共振周波数が比較的大きく変動するので、インピーダンス素子に使用するコンデンサは可変コンデンサとし、最適条件を見つけることが可能な構成にすることが好ましい。ここで、スプリアス信号レベルをＶ字状にするために、例えば、ダイオードブリッジ１５の入力端子の部分で、周波数２Ｌに対してインピーダンスがほぼ０に近くなるようにインピーダンス素子８とインピーダンス素子９とを調整する。
【００１９】
図４は、２Ｌのスプリアスによって従来変換が不可能であったチャンネルの組み合わせを示す説明図である。
図の左側に示す「変換チャンネル」には、それぞれ変換不可能な組み合わせをリストしてある。すなわち、２０チャンネルから４チャンネル、２１チャンネルから４チャンネル、２３チャンネルから５チャンネル、というような変換は、帯域内のスプリアスと隣接チャンネルへのスプリアスのレベルが高すぎて、特別な高価な回路を使用しないと、利用できなかった。この発明では、以下の構成によって、この従来の問題を解決し、簡単な回路でスプリアスレベルを充分に下げることができる。
【００２０】
図５は、局部発振回路から出力されたローカル周波数の信号とスプリアスの関係を示す説明図である。
図２に示した回路を使用して、局部発振回路７（図１）の出力レベルを少しずつ変化させて、２Ｌのスプリアスの信号レベルを測定してみる。図７の横軸は局部発振回路から出力されたローカル周波数の信号で、縦軸はスプリアスレベルである。スプリアスレベルは、主信号に対する比を示している。比較例は、インピーダンス素子を挿入しない場合の例である。この図に示すように、比較例の場合は、スプリアスのレベルが−２０デシベルから−３０デシベルの範囲である。ところが、インピーダンス素子を接続すると、図に示すように−３０デシベルから−６０デシベルの範囲で、下に凸のＶ字特性となる。従来は、局部発振回路７の出力レベルは、所要の変換利得を得るために、可能な限り最大レベルに設定していた。
【００２１】
一方、本発明においては、上記のようなインピーダンス素子を接続したことによって、図に示すようなＶ字特性を得るとともに、局部発振回路からの出力レベルを調整する。すなわち、この例では、局部発振回路から出力されたローカル周波数の信号の出力レベルが１１５ｄＢμの部分で、スプリアスレベルが−６０デシベルという値を示す。この値ならば、（２Ｌ−受信テレビジョン信号周波数）のスプリアスは、充分に無視できる程度のレベルになる。すなわち、この方法によれば、従来組み合わせ不可能とされていたチャンネル変換が可能になる。しかも、従来使用されていた簡単な構成のミキサー回路に簡単なインピーダンス素子を接続し、最適条件を選定するだけで実現ができるため、非常にコストの安いチャンネルコンバータが提供できる。
【００２２】
なお、上記の例では、ダイオードブリッジを使ったミキサー回路を使用したが、これ以外の一般的なミキサー回路でも、実験により同様の効果を得た。いずれの場合においても、あらかじめミキサー回路の入力端子と出力端子に並列にインピーダンス素子を接続し、その値をその伝送回路のインピーダンスが周波数２Ｌに対して０の近傍になるように設定すればよい。このインピーダンスは、図５に示したＶ字特性の最小値が、スプリアスを無視できる程度になればよく、厳密な精度は要求されない。なお、この伝送回路に直列に、周波数２Ｌに対してインピーダンスが無限大の近傍になるようなインピーダンス素子を挿入しても、同様の結果を得る。要するに、変換される信号に対してではなく、周波数２Ｌの信号に対して、伝送効率が最も悪くなるように、インピーダンス素子の回路常数を選定すればよい。さらに、周波数２Ｌの信号に対して、変換効率が最も悪くなるように、回路条件を選定すればよい。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のチャンネルコンバータの具体例を示すブロック図である。
【図２】ミキサー回路の具体例を示す結線図である。
【図３】ダイオードブリッジの結線図である。
【図４】２Ｌのスプリアスによって従来変換が不可能であったチャンネルの組み合わせを示す説明図である。
【図５】インピーダンス素子８と９とを接続した後の局部発振回路から出力されたローカル周波数の信号とスプリアスの関係を示す説明図である。
【符号の説明】
１  アンテナ
３  入力側の伝送回路
５  出力側の伝送回路
６  ミキサー回路
７  局部発振回路
８、９  インピーダンス素子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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