(57)【要約】【課題】電源回路において、ノイズの影響を低減し、トランスの２次側で１次側の電圧を正確に監視可能な技術の提供。【解決手段】トランス２次側の電圧検出回路において、トランスの２次側コイルの電圧を整流するダイオードとして、逆回復時間が約１×１０−６ｓから約５×１０−６ｓの範囲にある特性のものを用いる。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
受電した１次側電力をトランスにより２次側電力に変換し整流して負荷側に供給する電源回路であって、
上記トランスの１次側にあって上記１次側電力を商用電源周波数より高い周波数でスイッチングし、該トランスの１次側コイルへの電力供給を制御するスイッチング素子と、
逆回復時間が約１×１０−６ｓから約５×１０−６ｓの範囲にある特性のダイオードを有して構成され、該特性のダイオードを介し上記トランスの２次側コイルに接続され、上記スイッチング素子がオン状態にあるときに該２次側コイルに発生する電圧を整流して平滑し該平滑電圧を検出する電圧検出回路と、
を備え、上記電圧検出回路の上記平滑電圧として上記スイッチング素子の上記スイッチング動作に基づくノイズを抑えた電圧を発生させ、上記トランスの２次側において該電圧により、該トランスの１次側の電圧を監視可能にした構成を特徴とする電源回路。
【請求項２】
受電した１次側電力をトランスにより２次側電力に変換し整流して負荷側に供給する電源回路であって、
上記トランスの１次側にあって上記１次側電力を商用電源周波数より高い周波数でスイッチングし、該トランスの１次側コイルへの電力供給を制御するスイッチング素子と、
該スイッチング素子を駆動する駆動回路と、
上記トランスの２次側にあって、上記スイッチング素子がオフ状態にあるときに２次側コイルに発生する電圧を整流して平滑し、２次側電力として出力する整流回路と、
逆回復時間が約１×１０−６ｓから約５×１０−６ｓの範囲にある特性のダイオードを有して構成され、該特性のダイオードを介し、上記トランスの上記２次側コイルに対し上記整流回路と並列に接続され、上記スイッチング素子がオン状態にあるときに該２次側コイルに発生する電圧を整流して平滑し該平滑電圧を検出する電圧検出回路と、
を備え、上記電圧検出回路の上記平滑電圧として上記スイッチング素子の上記スイッチング動作に基づくノイズを抑えた電圧を発生させ、上記トランスの２次側において該電圧により、該トランスの１次側の電圧を監視可能にした構成を特徴とする電源回路。
【請求項３】
受電した１次側電力をトランスにより２次側電力に変換し整流して負荷側に供給する電源回路であって、
上記トランスの１次側にあって上記１次側電力を商用電源周波数より高い周波数でスイッチングし、該トランスの１次側コイルへの電力供給を制御するスイッチング素子と、
該スイッチング素子を駆動する駆動回路と、
上記トランスの２次側にあって、上記スイッチング素子がオフ状態にあるとき、上記トランスの上記１次側コイルを経て該トランスの第１の２次側コイルに発生する電圧を整流して平滑し２次側電力として出力する第１、第２の整流回路と、
上記第１の整流回路の出力に基づき、該第１の整流回路及び上記第２の整流回路の出力を一定にするよう制御するための制御信号を形成し、上記駆動回路に帰還させるフィードバック回路と、
逆回復時間が約１×１０−６ｓから約５×１０−６ｓの範囲にある特性のダイオードとコンデンサとを有し、該特性のダイオードを介して上記第１または第２の整流回路に接続され、上記スイッチング素子がオン状態にあるときに該２次側コイルに発生する電圧を整流して平滑し該平滑電圧を検出する電圧検出回路と、
を備え、上記電圧検出回路の平滑電圧として上記スイッチング素子の上記スイッチング動作に基づくノイズを抑えた電圧を発生させ、上記トランスの２次側において該電圧により、該トランスの１次側の電圧を監視可能にした構成を特徴とする電源回路。
【請求項４】
上記電圧検出回路の上記特性のダイオードは、帯域周波数が約６０Ｈｚ以下である請求項１、２または３に記載の電源回路。
【請求項５】
請求項１から４のいずれかに記載の電源回路を電源部に備えたことを特徴とする電子機器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電力をトランスにより変換して負荷側に供給する電源回路に係り、特に、２次側の電圧により１次側の電圧を監視する技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
本発明に関連した従来技術としては、特開平１０−２１３６０４号公報（特許文献１）に記載されたものがある。該公報には、トランスにより１次側の商用電源と絶縁された構成の機器において、商用電源の電圧を２次側で精度良く検出するための構成として、トランスの１次側には商用電源を整流した直流電圧をスイッチングするトランジスタを備え、該トランスの２次側には、１次巻線と逆極性に接続された２個の２次巻線と、該２次巻線に接続された高周波整流回路と、上記トランジスタがオンしている期間に上記２次巻線に発生する電圧を整流、平滑して電圧検出を行う電圧検出回路とを備えた構成が記載されている。
【０００３】
【特許文献１】
特開平１０−２１３６０４号公報（段落番号０００８、００１０、図１、図４）
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来技術では、上記電圧検出回路においてトランスの２次巻線の電圧を整流するための整流ダイオードとして、上記高周波整流回路に対応し高速整流用ダイオードを用いた場合、上記トランジスタのスイッチング動作に起因して上記２次巻線に発生するノイズ電圧も忠実に整流してしまう。このため、トランスの２次側の該電圧検出回路で検出される電圧波形はノイズののった波形となり、該トランス１次側の商用電源の電圧波形とは大きく異なったものとなるおそれがある。該場合には、トランス１次側の商用電源の電圧を２次側で精度良く検出することが困難となる。これを改善するための対策として例えば、上記トランジスタのターンオン上昇時間を長くしてスイッチング動作時のノイズの発生を抑えたり、整流用ダイオードの出力側（カソード側）にインダクタンス素子を直列接続してスイッチングノイズを低減したり、電圧検出回路の平滑用コンデンサの容量を増やしたりする技術が考えられる。しかしながら、トランジスタのターンオン上昇時間を長くすると、素子の電力損失が大きくなって発熱する。このため、トランジスタとして定格容量の大きいものを使用しなければならず、定格容量の大きいものとした場合は、効率が悪く、コストも増加し、電源回路の寸法も大型化する。また、整流用ダイオードの出力側にインダクタンス素子を接続する場合も、部品点数が増える結果、コスト増加につながる。また、電圧検出回路の平滑用コンデンサの容量を増やす方法では、該平滑用コンデンサと後段の分圧用抵抗とで決まる時定数により、１次側電圧と電圧検出回路の出力電圧との間で時間的ずれが生じ、このため検出精度が劣化する。さらに、上記のトランジスタのターンオン上昇時間を長くする技術や、整流用ダイオードの出力側にインダクタンス素子を接続する技術では、ノイズ電圧低減は可能であるが、ノイズ電圧の除去は困難である。
本発明の課題点は、かかる従来技術の状況に鑑み、電源回路技術として、ノイズ（例えばトランスの１次側におけるスイッチング動作に起因するノイズ）等の影響を抑えた状態で２次側の電圧を検出可能とし、これにより上記１次側の電圧を監視できるようにすることである。また、寸法の増大やコストの増大も抑えられるようにする。
本発明の目的は、かかる課題点を解決できる技術の提供にある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上記課題点を解決するために、本発明では、基本的に、電圧検出回路において、トランスの２次巻線（２次側コイル）の電圧を整流するダイオードに、逆回復時間が約１×１０−６ｓから約５×１０−６ｓの範囲にある特性のダイオード（例えば、整流用ダイオード）を用いる。
具体的には、
（１）電源回路として、トランスの１次側にあって１次側電力を商用電源周波数より高い周波数でスイッチングし、該トランスの１次側コイルへの電力供給を制御するスイッチング素子と、逆回復時間が約１×１０−６ｓから約５×１０−６ｓの範囲にある特性のダイオードを有して構成され、該特性のダイオードを介し上記トランスの２次側コイルに接続され、上記スイッチング素子がオン状態にあるときに該２次側コイルに発生する電圧を整流して平滑し該平滑電圧を検出する電圧検出回路とを備え、上記電圧検出回路の上記平滑電圧として上記スイッチング素子の上記スイッチング動作に基づくノイズを抑えた電圧を発生させ、上記トランスの２次側において該電圧により、該トランスの１次側の電圧を監視可能にした構成とする。
（２）電源回路として、トランスの１次側にあって１次側電力を商用電源周波数より高い周波数でスイッチングし、該トランスの１次側コイルへの電力供給を制御するスイッチング素子と、該スイッチング素子を駆動する駆動回路と、上記トランスの２次側にあって、上記スイッチング素子がオフ状態にあるときに２次側コイルに発生する電圧を整流して平滑し、２次側電力として出力する整流回路と、逆回復時間が約１×１０−６ｓから約５×１０−６ｓの範囲にある特性のダイオードを有して構成され、該特性のダイオードを介し、上記トランスの上記２次側コイルに対し上記整流回路と並列に接続され、上記スイッチング素子がオン状態にあるときに該２次側コイルに発生する電圧を整流して平滑し該平滑電圧を検出する電圧検出回路とを備え、上記電圧検出回路の上記平滑電圧として上記スイッチング素子の上記スイッチング動作に基づくノイズを抑えた電圧を発生させ、上記トランスの２次側において該電圧により、該トランスの１次側の電圧を監視可能にした構成とする。
（３）電源回路として、トランスの１次側にあって１次側電力を商用電源周波数より高い周波数でスイッチングし、該トランスの１次側コイルへの電力供給を制御するスイッチング素子と、該スイッチング素子を駆動する駆動回路と、上記トランスの２次側にあって、上記スイッチング素子がオフ状態にあるとき、上記トランスの上記１次側コイルを経て該トランスの第１の２次側コイルに発生する電圧を整流して平滑し２次側電力として出力する第１、第２の整流回路と、上記第１の整流回路の出力に基づき、該第１の整流回路及び上記第２の整流回路の出力を一定にするよう制御するための制御信号を形成し、上記駆動回路に帰還させるフィードバック回路と、逆回復時間が約１×１０−６ｓから約５×１０−６ｓの範囲にある特性のダイオードとコンデンサとを有し、該特性のダイオードを介して上記第１または第２の整流回路に接続され、上記スイッチング素子がオン状態にあるときに該２次側コイルに発生する電圧を整流して平滑し該平滑電圧を検出する電圧検出回路とを備え、上記電圧検出回路の平滑電圧として上記スイッチング素子の上記スイッチング動作に基づくノイズを抑えた電圧を発生させ、上記トランスの２次側において該電圧により、該トランスの１次側の電圧を監視可能にした構成とする。
【０００６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施例につき、図面を用いて説明する。
図１〜図４は、本発明の実施例の説明図である。図１は、本発明の一実施例としての電源回路の構成例図、図２は、図１の電源回路におけるトランスの１次側の電圧波形と２次側の電圧検出回路の電圧波形の実測結果例を示す図、図３は、同じく図１の電源回路におけるトランスの２次側コイルの電圧波形の実測結果例を示す図、図４は、図１の電源回路において電圧検出回路の整流用ダイオードに、逆回復時間が約０．０５×１０−６ｓから約０．４×１０−６ｓの範囲にある特性の整流用ダイオードを用いた場合の、トランスの１次側の電圧波形と２次側の電圧検出回路の電圧波形の実測結果例を示す図である。
【０００７】
図１において、１は交流の商用電源、２は交流電力を直流電力に整流する整流用ダイオード、３は該整流した直流電力を平滑する平滑用コンデンサ、４は１次側電力を２次側電力に電力変換するトランス、Ｐ１は該トランス４の１次側コイル、Ｓ０、Ｓ１、Ｓ２はそれぞれ２次側コイル、５は、トランス４の１次側コイルＰ１への電力供給を制御するスイッチング素子、６は、スイッチング素子５を駆動する駆動回路、１２はマイクロコンピュータ、１５、１７、１９はそれぞれ整流用ダイオード、１６、１８、２０はそれぞれ、整流用ダイオード１５、１７、１９の出力を平滑化するための平滑用コンデンサ、２１、２２はそれぞれ、該電源回路からトランス４の２次側電力を供給される負荷、１３は、負荷２１、２２に印加される電圧（平滑用コンデンサ１６、２０で平滑化された電圧）を一定にするよう制御するための制御信号を形成し上記駆動回路６側に帰還させるフィードバック回路、１４は、上記制御信号をトランス４の１次側と２次側との間で電気的に絶縁された状態で伝達するためのフォトカプラ、２３は電圧検出回路、８は、電圧検出回路２３内の整流用ダイオード、９は、電圧検出回路２３内において、整流用ダイオード８により整流された出力電圧を平滑化する平滑用コンデンサ、１０、１１は、電圧検出回路２３内において電圧を分圧するための分圧用抵抗である。
【０００８】
上記トランス４の１次側コイルＰ１、２次側コイルＳ０、Ｓ１、Ｓ２のそれぞれに付した点は、各コイルの極性を表している。電圧検出回路２３内の分圧用抵抗１０、１１は、平滑コンデンサ９の両端電圧Ｖ２を分圧してマイクロコンピュータ１２に検出信号として入力可能な電圧ＶＤＣ２に降圧するとともに、平滑コンデンサ９に蓄えられた電荷を放電させる。マイクロコンピュータ１２は、電圧検出回路２３から出力される電圧ＶＤＣ２の検出信号をＡ／Ｄ変換し、デジタル信号化して、１次電圧への換算処理を行う。
【０００９】
かかる構成において、商用電源１から電力が供給されている状態において、駆動回路６がスイッチング素子５を駆動し、該スイッチング素子５に商用電源周波数よりも高い周波数でのスイッチング動作を行わせる。
スイッチング素子５がオン状態期間にあるときは、電圧検出回路２３の整流用ダイオード８が導通状態となり、電圧検出回路２３がオン状態となってトランス４の２次側コイルＳ１に発生した電圧を整流かつ平滑し、該平滑による電圧Ｖ２を分圧して得た電圧（平滑された電圧）ＶＤＣ２を検出信号として出力する。マイクロコンピュータ１２はこのとき、電圧検出回路２３から出力される該電圧ＶＤＣ２の検出信号をＡ／Ｄ変換し、デジタル信号化して、１次電圧への換算処理を行う。
【００１０】
一方、スイッチング素子５がオフ状態にあるときは、電圧検出回路２３の整流用ダイオード８は不導通状態となって、整流用ダイオード１５、１７、１９は導通状態となり、トランス４の各２次側コイルＳ０、Ｓ１、Ｓ２に接続された整流回路をオン状態にする。２次側コイルＳ１に接続された整流回路では、上記スイッチング素子５がオフ状態にあるとき、２次側コイルＳ１に発生した電圧が整流用ダイオード１９により整流され、該整流された電圧が平滑用コンデンサ２０により平滑化され、負荷２２に供給される。また、２次側コイルＳ２に接続された整流回路では、上記スイッチング素子５がオフ状態にあるとき、２次側コイルＳ２に発生した電圧が整流用ダイオード１５により整流され、該整流された電圧が平滑用コンデンサ１６により平滑化され、負荷２１に供給される。フィードバック回路１３はこのとき、平滑用コンデンサ１６で平滑化された電圧に基づき、該平滑用コンデンサ１６により平滑化され出力される電圧と、平滑用コンデンサ２０により平滑化され出力される電圧とを一定にするようスイッチング素子５を制御するための制御信号を形成する。該形成された制御信号は、フォトカプラ１４を介し上記駆動回路６に入力される。該制御信号は、駆動回路６によりスイッチング素子５のオン期間を加減することで、平滑用コンデンサ１６で平滑化され出力される電圧と、平滑用コンデンサ２０で平滑化され出力される電圧とを制御する。
【００１１】
以下、上記電圧検出回路２３につき説明する。
図１の電源回路の１次側の直流電圧をＶ１、２次側の電圧検出回路２３における平滑後の直流電圧をＶ２とするとき、該直流電圧Ｖ１、Ｖ２間には一般的に次の数１の関係がある。すなわち、
【００１２】
Ｖ１＝Ｖ２×（コイルＰ１の巻数／コイルＳ１の巻数）    …（数１）
従って、電圧検出回路２３における抵抗１０、１１の値をそれぞれＲ１、Ｒ２とするとき、上記１次側の直流電圧Ｖ１は、電圧検出回路２３の直流出力電圧ＶＤＣ２に対し次の数２で表される関係にある。すなわち、
【００１３】
Ｖ１＝ＶＤＣ２×（コイルＰ１の巻数／コイルＳ１の巻数）×（（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２）                                              …（数２）
上記数２に基づく直流電圧ＶＤＣ２からの直流電圧Ｖ１の換算は、マイクロコンピュータ１２で行われる。
上記数２から明らかなように、直流電圧Ｖ１と直流電圧ＶＤＣ２との間は、１次側コイルＰ１と２次側コイルＳ１の巻数比及び抵抗１０、１１の抵抗値で規定される関係にあり、直流電圧ＶＤＣ２が、トランス４やスイッチング素子５などに起因するノイズの影響を受けていない場合には、上記直流電圧Ｖ１の換算は正確に行われ、これによって、電圧検出回路２３の直流電圧に基づくトランス４の１次側の直流電圧Ｖ１の正確な監視がなされる。
【００１４】
直流電圧ＶＤＣ２に対する上記ノイズの影響は、電圧検出回路２３内の整流用ダイオード８の逆回復時間特性により除外されるかまたは低減化される。図１に示す本発明の実施例における電圧検出回路２３においては、該整流用ダイオード８として、逆回復時間が約１×１０−６ｓ〜約５×１０−６ｓで、帯域周波数が約６０Ｈｚ以下の特性を有する一般整流用ダイオードを用いているため、該整流用ダイオード８のノイズに対するフィルタ効果により上記ノイズ、特に上記スイッチング素子５のスイッチング動作に基づくノイズ成分（スイッチングノイズ成分）を抑えた状態で整流動作を行う。このため、電圧検出回路２３の直流出力電圧ＶＤＣ２への該ノイズ重畳が抑えられ、該電圧ＶＤＣ２はトランス４の１次側の直流電圧Ｖ１とほぼ同じ波形となり、マイクロコンピュータ１２においては、該電圧ＶＤＣ２に基づき、該電圧Ｖ１の正確な換算が可能となる。
【００１５】
図２は、図１の電源回路におけるトランス４の１次側の直流電圧Ｖ１と、２次側の電圧検出回路２３の直流電圧Ｖ２との実測結果例を示す図である。電圧検出回路２３の整流用ダイオード８として、逆回復時間が約１×１０−６ｓ〜約５×１０−６ｓで、帯域周波数が約６０Ｈｚ以下の特性を有する一般整流用ダイオードを用いているため、該整流用ダイオード８のノイズに対するフィルタ効果により、直流電圧Ｖ２へのノイズ重畳はほとんどなく、該電圧Ｖ２は１次側の直流電圧Ｖ１とほぼ同じ波形となっている。このため、マイクロコンピュータ１２においては、該電圧Ｖ２から、抵抗１０、１１の値を係数として求められる直流電圧ＶＤＣ２に基づき、該電圧Ｖ１の正確な換算すなわち正確な監視が可能となる。
【００１６】
図３は、図１の電源回路におけるトランス４の２次側コイルＳ１に発生する電圧ＶＳ１の波形の実測結果例を示す図である。該電圧ＶＳ１は、電圧検出回路２３の入力電圧であり、整流用ダイオード８で整流される前の電圧である。トランス４にはインダクタンスや漏れ磁束等があるため、スイッチング素子５のスイッチング動作によるスイッチングノイズを拾い、２次側コイルＳ１に発生する電圧ＶＳ１は該ノイズが重畳した波形となる。また、スイッチングノイズ自身も２次側の負荷の変動や、スイッチング素子５のオンするタイミング等の影響を受け、ノイズ電圧も一定化していない。該実測の結果、該ＶＳ１波形のピーク部分にオーバーシュート状に、スイッチング素子５によるスイッチングノイズが重畳している。該ノイズは、該電圧ＶＳ１が電圧検出回路２３に入力され、整流用ダイオード８で整流されることにより除去されるかまたは大幅に低減化される。該整流後さらに平滑化された直流電圧Ｖ２としては、上記図２に示す電圧波形となる。
【００１７】
図４は、図１の電源回路において、電圧検出回路２３の整流用ダイオード８に替えて、逆回復時間が約０．０５×１０−６ｓ〜約０．４×１０−６ｓと、本発明における整流用ダイオード８よりも大幅に短い逆回復時間を有する高速整流用ダイオードを接続した場合の、トランス４の１次側の直流電圧Ｖ１と２次側の電圧検出回路２３の電圧Ｖ２の波形の実測結果例を示す図である。この結果、該高速整流用ダイオードはノイズに対するフィルタ効果がほとんどなく、スイッチング素子５によるスイッチングノイズも忠実に整流してしまうため、電圧検出回路２３の電圧Ｖ２は、該ノイズが重畳した波形となり、直流電圧Ｖ１とは大きく異なった波形となっている。この場合は、該電圧Ｖ２から求められる直流電圧ＶＤＣ２も、該電圧Ｖ２と同様、ノイズがのった波形となる。このため、マイクロコンピュータ１２においては、トランス４の１次側の直流電圧Ｖ１の正確な換算すなわち正確な監視が困難となる。特に、上記高速整流用ダイオードに流れる負荷電流が少ない場合には、ノイズ電圧のピーク値で平滑コンデンサ９に充電されてしまうため、電圧Ｖ１と電圧Ｖ２の波形は特に大きく異なったものとなる。
【００１８】
上記のように、本発明の上記実施例によれば、トランス４の２次側の電圧検出回路２３において、トランス４の１次側におけるスイッチング素子５によるスイッチングノイズの影響を抑えた状態で２次側の電圧ＶＤＣ２の検出が可能となり、１次側の電圧Ｖ１を正確に監視できるようになる。整流用ダイオード８は、定格電流よりも低い値の電流を流すようにすれば過熱の問題もない。また、従来技術に比べ、本来必要な整流用ダイオードとして、適性範囲の特性のものを用いることにより対応可能なため、新たな部品の追加もなく、コストの増大も抑えられる。また、電源回路の寸法の増大化も抑えられる。
【００１９】
なお、上記実施例では、電圧検出回路２３に整流用ダイオード８を用いる構成としたが、本発明は、該電圧検出回路２３に用いるダイオードとしては、整流用ダイオードとして製作されたダイオードに限定されず、逆回復時間が約１×１０−６ｓから約５×１０−６ｓの範囲にある特性のものであれば他の用途用として製作されたものであってもよい。
【００２０】
本発明の電源回路は、工場用電子機器、事務用電子機器、情報機器、家電機器など広範囲の電子機器に適用可能である。
【００２１】
【発明の効果】
本発明によれば、電源回路において、トランスの２次側電圧へのノイズの重畳を低減でき、該２次側電圧による該トランスの１次側電圧の監視性能を従来よりも改善することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例としての電源回路の構成例を示す図である。
【図２】図１の電源回路におけるトランスの１次側の電圧波形と２次側の電圧検出回路の電圧波形の実測結果例を示す図である。
【図３】図１の電源回路におけるトランスの２次側コイルの電圧波形の実測結果例を示す図である。
【図４】電圧検出回路の整流ダイオードに高速用整流ダイオードを用いた場合の、トランスの１次側の電圧波形と２次側の電圧検出回路の電圧波形の実測結果例を示す図である。
【符号の説明】
１…商用電源、  ２、８、１５、１７、１９…整流用ダイオード、  ３、９、１６、１８、２０…平滑用コンデンサ、  ４…トランス、  ５…スイッチング素子、  ６…駆動回路、  １０、１１…分圧用抵抗、  １２…マイクロコンピュータ、  １３…フィードバック回路、  １４…フォトカプラ、  ２１、２２…負荷、  ２３…電圧検出回路、  Ｐ１…トランスの１次側コイル、  Ｓ０、Ｓ１、Ｓ２…トランスの２次側コイル。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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