(57)【要約】【課題】低消費電力化と小型化が図れ、無調整で使用するとができるようにした適応型前置歪補償回路を提供すること。【解決手段】Ａ／Ｄ変換器１１０を用い、アナログ形式の入力信号をデジタル形式にした後、前置歪補償部１０５に入力し、歪発生制御部１２０から供給される振幅／位相制御データを用いて前置歪補償を施した後、Ｄ／Ａ変換器を用い、アナログ形式の入力信号に戻す方式の適応型前置歪補償回路において、前記Ａ／Ｄ変換器のサンプリングを、前記入力信号の搬送波周波数の４／３倍の周波数のクロックで行うようにしたもの。【選択図】  図１
2004165908.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
Ａ／Ｄ変換器を用い、アナログ形式の入力信号をデジタル形式にして適応型前置歪補償を施した後、Ｄ／Ａ変換器を用い、アナログ形式の入力信号に戻す方式の適応型前置歪補償回路において、
前記Ａ／Ｄ変換器のサンプリングを、前記入力信号の搬送波周波数の４／３倍の周波数のクロックで行うことを特徴とする適応型前置歪補償回路。
【請求項２】
Ａ／Ｄ変換器を用い、アナログ形式の入力信号をデジタル形式にした後、同相成分と直交成分からなるベースバンド信号に変換して適応型前置歪補償を施し、この後、Ｄ／Ａ変換器を用い、アナログ形式の入力信号に戻す方式の適応型前置歪補償回路において、
前記Ａ／Ｄ変換器のサンプリングを、前記入力信号の搬送波周波数の４／３倍の周波数のクロックで行うことを特徴とする適応型前置歪補償回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、線形変調方式の伝送システムに使用される電力増幅器の歪補償回路に係り、特に適応型の前置歪補償回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
線形変調方式の無線通信システムでは、搬送波（キャリア）を変調した後で当該搬送波を増幅しているので、電力増幅器の非線型歪が問題になり、このため、要求される仕様によっては、歪補償方式の適用がほとんど必須の要件になる。
【０００３】
そこで、予め電力増幅器で発生する歪を想定し、それを打ち消す方向に入力信号を歪ませ、結果として電力増幅器からは歪みがない出力信号が得られるようにした、いわゆる前置歪補償方式（プリディストーション方式）と呼ばれる歪補償方式が従来から知られている。
【０００４】
そして、この前置歪補償方式を発展させたものとして、電力増幅器の出力信号から歪み相殺の程度を常時監視し、歪み補償に反映させることにより、正しい歪補償が保証されるようにした、いわゆる適応型前置歪補償方式（アダプティブ・プリディストーション方式）と呼ばれる歪補償方式も従来から知られている（例えば特許文献１参照。）。
【０００５】
ここで、このような適応型前置歪補償方式の一例について、図５を用いて説明する。ここで、この図５に示す従来技術の場合、この後で周波数変換して電力増幅器（図示してない）に供給すべきＩＦ信号（中間周波信号：キャリア周波数ｆＩＦ）を、まず分岐回路として機能する方向性結合器５０１に入力する。
【０００６】
そして、この方向性結合器５０１の出力を、遅延部（Ｄｅｌｅｙ）５０２と振幅／位相変調器からなる前置歪補償部（Ｐｒｅ−Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）５０３で処理してから後段にある電力増幅器に供給するようになっている。
【０００７】
そして、このとき、方向性結合器５０１で分岐されたＩＦ信号の一部を、検波器５０４とＡ／Ｄ変換器５０５を介して歪発生制御部５０６に取り込む。このとき、クロック発生部５１０は、キャリア周波数ｆＩＦ  の少なくとも２倍の周波数２ｆＩＦ  のクロックＣＫを発生し、これをＡ／Ｄ変換器５０５に供給するようになっている。
【０００８】
そこで、方向性結合器５０１で分岐されたＩＦ信号は、まず検波器５０４で包絡線レベルの瞬時値が検出され、次いでＡ／Ｄ変換器５０５により、サンプリング周波数２ｆＩＦ  で数値化されてから歪発生制御部５０６に供給される。
【０００９】
このとき歪発生制御部５０６には、所望する非線形特性の生成に必要な振幅／位相制御データが予め格納してあり、Ａ／Ｄ変換器５０５から数値化された値が入力されると、この値に対応して振幅／位相制御データの何れかを読出し、それをアナログ信号に変換して前置歪補償部５０３に出力する働きをする。
【００１０】
そこで、この前置歪補償部５０３は、歪発生制御部５０６から供給されるアナログ信号を制御信号とし、遅延器５０２を通過して入力されてくるＩＦ信号に振幅変調と位相変調を施し、ＩＦ信号に対して所望の非線形特性を与えた後、それを出力し、後段の高周波増幅系にあるＰＡ（電力増幅器）に供給するのである。
【００１１】
この結果、ＰＡから歪みのないＲＦ信号（高周波信号）が出力され、前置歪補償方式による動作が得られることになるが、このとき、更に適応型としての動作が得られるようにするため、このＰＡで電力増幅されたＲＦ信号からＩＭ（相互変調歪）の程度を監視し、この結果から補償の確からしさを求め、歪補償に反映させるようになっている。
【００１２】
そのため、図示してないＰＡの出力からＲＦ信号の一部を分岐し、それをＩＦ周波数に変換して検波器５０８に入力させ、検波することによりＩＭ成分の包絡線レベルを抽出し、Ａ／Ｄ変換器５０７により、サンプリング周波数２ｆＩＦ  で数値化してから歪発生制御部５０６に入力する。
【００１３】
そこで、歪発生制御部５０６は、この数値化されたＩＭ成分の包絡線レベルに基づいて、ＩＭが更に小さくなるよう振幅／位相制御データの更新を行ない、これにより適応型前置歪補償方式による動作が得られるようにしている。
【００１４】
【特許文献１】
特許２７４６１３０号公報
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来技術は、信号処理速度と回路規模の抑制に配慮がされておらず、低消費電力化と小型化無調整化に問題があった。
【００１６】
すなわち、従来技術では、ＩＦ信号の数値化に、ＩＦ周波数の２倍以上の周波数のクロックを用いた、いわゆるオーバーサンプリング方式が必要で、このため信号処理速度が高くなり、低消費電力化が困難であった。
【００１７】
また、従来技術では、信号の遅延に同軸ケーブルなどが必要なため、規模が大きくなって小型化が難しく、且つ遅延量が同軸ケーブルの長さに依存するため、遅延量の調整が必要になった場合には精密な作業が要求され、対応が困難であった。
【００１８】
本発明の目的は、低消費電力化と小型化が図れ、無調整で使用するとができるようにした適応型前置歪補償回路を提供することにある。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
上記目的は、Ａ／Ｄ変換器を用い、アナログ形式の入力信号をデジタル形式にして適応型前置歪補償を施した後、Ｄ／Ａ変換器を用い、アナログ形式の入力信号に戻す方式の適応型前置歪補償回路において、前記Ａ／Ｄ変換器のサンプリングを、前記入力信号の搬送波周波数の４／３倍の周波数のクロックで行うことにより達成される。
【００２０】
同じく上記目的は、Ａ／Ｄ変換器を用い、アナログ形式の入力信号をデジタル形式にした後、同相成分と直交成分からなるベースバンド信号に変換して適応型前置歪補償を施し、この後、Ｄ／Ａ変換器を用い、アナログ形式の入力信号に戻す方式の適応型前置歪補償回路において、前記Ａ／Ｄ変換器のサンプリングを、前記入力信号の搬送波周波数の４／３倍の周波数のクロックで行うことによっても達成される。
【００２１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明による適応型前置歪補償回路について、図示の実施の形態により詳細に説明する。
【００２２】
まず、図１は本発明の一実施形態で、この場合、ＩＦ信号が供給されてくるポイントＰ０から、それが取り出され、ＰＡに出力されるポイントＰ４までの経路に、Ａ／Ｄ変換器１１０と遅延部１０２、補間部（Ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｏｒ）１０３、高域濾波器（ＨＰＦ）１０４、前置歪補償部（Ｐｒｅ−Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）１０５、Ｄ／Ａ変換器１０６、それに低域濾波器（ＬＰＦ）１０７が設けてある。
【００２３】
そして、上記経路において、ポイントＰ１（Ａ／Ｄ変換器１１０の出力）には、遅延部１０２の入力に加えて、更に直交復調部１０８の入力が接続され、その出力が歪発生制御部１２０に供給されるようになっている。
【００２４】
一方、図示してないＰＡの出力は、まずＡ／Ｄ変換器１１１に供給され、この後、直交復調部１０９に供給される。そして、この直交復調部３０１の出力も歪発生制御部１２０に入力されるようになっている。
【００２５】
ここで、これら直交復調部１０８、１０９は、夫々入力側の切換スイッチ３０１ａ、３０１ｂと、出力側の切換スイッチ３０２ａ、３０２ｂ、それに極性反転回路（インバータ回路）３０３ａ、３０３ｂで構成されている。
【００２６】
また、ここにもクロック発生部５００が設けてあり、これから５種のクロックｆａ１、ｆａ２、ｆｓ１、ｆｓ２、ｆｓ３が発生されるようになっている。
【００２７】
そして、これらのクロックの内、まずクロックｆａ１とクロックｆａ２は夫々切換スイッチ３０１ａ、３０１ｂ、３０２ａ、３０２ｂに供給され、各々切換用として使用され、次にクロックｆｓ１、ｆｓ２、ｆｓ３は夫々Ａ／Ｄ変換器１１０、１１１、１０３に供給され、各々サンプリング用に使用される。
【００２８】
そして、これらクロックの周波数は、ＩＦ信号のキャリア周波数をｆＩＦ  として、それぞれ次の通りになっている。なお、以下の説明では、各クロックを表わす符号、例えばｆａ１は、当該クロックの周波数を表わす符号としても使用される。
【００２９】
クロックｆａ１の周波数：ｆＩＦ×２／３
クロックｆａ２の周波数：ｆＩＦ×４／３
クロックｆｓ１の周波数：ｆＩＦ×４／３
クロックｆｓ２の周波数：ｆＩＦ×４／３
クロックｆｓ３の周波数：ｆＩＦ×８／３
ここで、このＩＦ信号としては、例えば帯域幅が６ＭＨｚで、キャリア周波数ｆＩＦ  が３７．１５ＭＨｚのものが使用される。
【００３０】
次に、この実施形態の動作について説明すると、図示してない前段部からポイントＰ０に供給されてくるＩＦ信号は、まずＡ／Ｄ変換器１１０に入力され、クロックｆｓ１（周波数ｆＩＦ×４／３）によりデジタル変換され、数値化された上で遅延部１０２と直交復調部１０８の各々に供給される。
【００３１】
ここで、まず、Ａ／Ｄ変換器１１０により数値化されたＩＦ信号のうちで、遅延部１０２に入力された数値（信号）は、ここで必要な遅延が与えられてから、補間部１０３に出力される。
【００３２】
ここで、この補間部１０３は、後段でアナログ信号に戻すためのＤ／Ａ変換器１０６のサンプリング周波数ｆｓ３が、Ａ／Ｄ変換器１１０のサンプリング周波数ｆｓ１の２倍になっていることによるサンプリングデータのずれを補償するために設けられているものである。
【００３３】
そして、このため、補間部１０３では、Ａ／Ｄ変換器１１０により１サンプリング毎に入力されてくる数値の間に次々と数値０を挿入し、１サンプル毎に数値０が付加された状態の数値にしてから、それを高域濾波器１０４に供給するようになっている。
【００３４】
高域濾波器１０４は、サンプリング周波数ｆｓ１の２分の１以上の周波数成分だけを通過させる特性Ａ（後述）をもち、これにより、サンプリング周波数ｆｓ１で数値化した際、発生する折り返し成分ＩＦＬ  （後述）を除く働きをし、出力は前置歪補償部１０５に供給される。
【００３５】
そこで、前置歪補償部１０５は、歪発生制御部１２０から与えられる振幅／位相値によって、高域濾波器１０４から供給されたＩＦ信号に対して振幅及び位相変調の演算を行い、演算結果をＤ／Ａ変換器１０６に出力する。
【００３６】
Ｄ／Ａ変換器１０６は、デジタル値の演算結果を周波数ｆｓ３（ｆＩＦ×８／３）の周期でアナログ値に戻し、低域濾波器１０７に供給する。そして、この低域濾波器１０７は、ＩＦ信号より高域にある折り返し成分ＩＦＨ  （後述）を通過させない特性をもち、ＩＦ信号だけが次段以降に出力されるようにしている。
【００３７】
一方、Ａ／Ｄ変換器１１０により数値化されたＩＦ信号は、直交復調部１０８にも入力される。ここで、この直交復調部１０８は、既に説明したように、周波数（ｆＩＦ×２／３）のクロックｆａ１で切換動作する入力側の切換スイッチ３０１ａと、周波数（ｆＩＦ×４／３）のクロックｆａ２で切換動作する出力側の切換スイッチ３０２ａを備えている。
【００３８】
そして、まず、入力側の切換スイッチ３０１ａは、入力信号を図の上側の経路（極性反転回路３０３ａにより極性を反転して通過させる経路）と下側の経路（スルーで通過させる経路）に、周波数ｆａ１（ｆＩＦ×２／３）で交互に切換える働きをする。
【００３９】
次に、出力側の切換スイッチ３０２ａは、上記２種の経路を通過した信号を周波数ｆａ２（ｆＩＦ×４／３）で交互に切換え、同相成分Ｉと直交成分Ｑに振り分ける働きをする。
【００４０】
そこで、これらの動作により、Ａ／Ｄ変換器１１０により数値化されたＩＦ信号を直交復調する働きが直交復調部１０８によって得られ、この結果、歪発生制御部１２０に同相成分Ｉと直交成分Ｑからなるベースバンド信号を供給することができる。
【００４１】
ここで、この直交復調部１０８（直交復調部１０９も同じ）の動作原理について説明する。まず、直交復調器の一般的な構成は、図２（ａ）に示す通りで、この場合、入力端子１１０１から入力された信号（Ａ／Ｄ変換器１１０、１１１から入力される信号）は２経路に分配され、夫々乗算器１１０２、乗算器１１０３に入力される。
【００４２】
一方、局部発振器１１０５では入力される信号の搬送波と同じ周波数の局部発振信号を出力し、これを乗算器１１０２にはそのまま入力し、乗算器１１０３には９０°位相器１１０４を介して入力させる。
【００４３】
そうすると、各々の乗算結果が同相成分Ｉｏｕｔ、直交成分Ｑｏｕｔ  として乗算器１１０２、１１０３から出力され、直交復調器として機能することになる。
【００４４】
ここで、サンプリング周波数を考慮すると、局部発振信号は図２（ｂ）に示すようなデータ列となり、同相成分は入力データのＩ軸上への写像投影になり、直交成分はＱ軸上への写像投影となるから、実際の直交復調の動作は、この図２（ｂ）の４種のデータ（１、１、−１、−１）を順次、乗算していって、１サンプル毎に振り分ければ、同相成分Ｉと直交成分Ｑが得られることになる。
【００４５】
以上のことから、簡易化すると、図１の直交復調部１０８となる。すなわち、切換スイッチ３０１ａと位相反転部３０３ａにより２サンプルに１回、データの符号を反転させ、切換スイッチ３０２ａで各サンプル毎に同相成分Ｉｏｕｔ、直交成分Ｑｏｕｔ  として取り出せば良い。
【００４６】
次に、歪発生制御部１２０には、所望の非線形特性を生成するために必要な振幅／位相制御データが予め格納されている。そして、この振幅／位相制御データが、直交復調部１０８から供給されるベースバンド信号に対応して読出され、前置歪補償部１０５に供給されるようになっている。
【００４７】
この結果、出力ポイントＰ４からＰＡに供給すべきＩＦ信号のデジタル値に、所定の振幅／位相値の歪成分が予め重畳されることになり、前置歪補償方式としての動作が得られることになる。
【００４８】
次に、この実施形態における各部の周波数スペクトルについて、図３により説明する。ここで横軸は、原点をＤＣ（直流）とする周波数になっている。
【００４９】
そして、まず、図３（Ａ）は、図１のポイントＰ０での周波数スペクトルで、次に同図（Ｂ）は、ポイントＰ１での周波数スペクトルであり、何れもＩＦ信号とサンプリング周波数ｆｓ（ｆｓ＝ｆｓ１）の関係を表わしている。
【００５０】
ここで、これら図３（Ａ）と図３（Ｂ）を比較すれば明らかなように、ＩＦ信号をサンプリング周波数ｆｓ１でＡ／Ｄ変換したことにより、ＩＦ信号の折り返し成分ＩＦＬ、ＩＦＨ  が発生していることが判る。これらの図では、周波数２ｆｓ  までしか示してないが、実際には、周波数ｆｓ／２のｎ倍（ｎは１以上の奇数）を中心にして更らに高域までＩＦ信号の折り返し成分が発生している。
【００５１】
次に、図３（Ｃ）は、図１のポイントＰ２での周波数スペクトルで、高域濾波器１０４によりＩＦ信号だけが通過されるようになっている。しかし、この場合でも、周波数ｆｓ  で折り返した成分は、まだ残ってしまっていることが判る。ここで一点鎖線で示した特性Ａが高域濾波器１０４の通過特性である。
【００５２】
次に、図３（Ｄ）は、図１のポイントＰ３での周波数スペクトルで、ここには前置歪補償部１０５によりＩＦ信号に重畳された信号が表わされている。
【００５３】
そして、図３（Ｅ）が、図１のポイントＰ４での周波数スペクトルで、低域濾波器１０７により折り返し成分が除かれ、ＩＦ信号だけが通過して後段に出力されていることが判る。ここで一点鎖線で示した特性Ｂが低域濾波器１０７の通過特性である。
【００５４】
従って、この実施形態によれば、Ｄ／Ａ変換器１０６のクロックｆｓ３以外のクロックの周波数をＩＦ信号の周波数ｆＩＦ  以下にしているにもかかわらず、前置歪補償方式としての動作が的確に得られることになる。
【００５５】
次に、適応型としての動作を与えるために設けてあるＡ／Ｄ変換器１１１と直交復調部１０９の動作について説明する。
【００５６】
まず、ＰＡの出力から分岐した信号をＩＦ周波数帯の信号に変換してＡ／Ｄ変換器１１１に入力し、クロックｆｓ２（＝ｆｓ１：周波数ｆＩＦ×４／３）により数値化して直交復調部１０９に供給する。
【００５７】
そして、直交復調部１０９（動作は直交復調器１０８と同様）により復調し、同相成分Ｉと直交成分Ｑからなるベースバンド信号を歪発生制御部１２０に供給する。
【００５８】
そこで、歪発生制御部１２０では、この直交復調部１０９から入力されたベースバンド信号に基づいて、ＩＭが更に小さくなるよう振幅／位相制御データの更新を行ない、これにより適応型前置歪補償方式による動作が得られるようにするのである。
【００５９】
従って、この実施形態によれば、Ｄ／Ａ変換器１０６のクロックｆｓ３以外のクロックの周波数をＩＦ信号の周波数ｆＩＦ  以下にすることができ、この結果、低消費電力化を容易に得ることができる。
【００６０】
また、この実施形態によれば、前置歪補償系をデジタル化し、処理時間が設定値として決められるようにしているので、遅延器１０２による遅延時間が定数化でき、この結果、無調整化が得られ、小型化を図ることができる。
【００６１】
次に、本発明の他の実施形態について説明する。
【００６２】
図４は本発明の第２の実施形態で、図において、１１５は直交変調器で、その他の構成要素は図１の実施形態と同じであり、各々の動作についても、接続関係が異なっているだけで同じである。
【００６３】
そして、この図４の実施形態では、遅延器１０１の入力を直交復調部１０８の出力に変え、これにより、この遅延器１０１を含み、これから補間部１０３と高域濾波器１０４、それに前置歪補償部１０５に至る経路の信号を、直交復調部１０８の出力であるベースバンド信号になるようにした上で、前置歪補償部１０５の出力とＤ／Ａ変換器１０６の入力の間に直交変調器１１５を挿入したものである。
【００６４】
ここで、この直交変調器１１５は直交復調器１０８と反対の動作を行って、同相成分Ｉと直交成分Ｑからなるベースバンド信号を元のデジタルＩＦ信号に戻す働きをする。
【００６５】
このため、直交変調器１１５は、図示のように、周波数（ｆＩＦ×４／３）のクロックｆａ２で切換動作する入力側の切換スイッチ３０４と、周波数（ｆＩＦ×２／３）のクロックｆａ１で切換動作する出力側の切換スイッチ３０５、それに極性反転回路３０６を備えている。
【００６６】
そして、まず入力側の切換スイッチ３０４は、前置歪補償部１０５から出力されるベースバンド信号の同相成分Ｉと直交成分Ｑを周波数ｆａ２（ｆＩＦ×４／３）で交互に切換えて取り込む働きをする。
【００６７】
次に、出力側の切換スイッチ３０５は、Ｄ／Ａ変換器１０６に出力すべき信号の経路を、図の上側の経路（極性反転回路３０６により極性を反転して通過させる経路）と下側の経路（スルーで通過させる経路）に、周波数ｆａ１（ｆＩＦ×４／３）で交互に切換える働きをする。
【００６８】
この結果、直交変調器１１５からベースバンド信号から変換されたデジタルＩＦ信号が出力させることができ、これがＤ／Ａ変換器１０６に供給されることになり、従って、この図４の実施形態では、ＩＦ信号で入力された信号をベースバンド信号にしてから非線形歪み補償を行い、再びＩＦ信号に戻すことにより、前置歪補償方式による動作が得られることになる。
【００６９】
そして、この図４の実施形態でも、その他の構成は図１の実施形態と同じであり、従って、同じく適応型前置歪補償方式による動作が得られ、この結果、低消費電力化が容易で、無調整化による小型化を図ることができる。
【００７０】
しかも、この図４の実施形態では、上記したように、ＩＦ信号で入力された信号をベースバンド信号にしてから非線形歪み補償を行っているので、木目細かな歪み補償の適用が可能になり、精度の向上を容易に図ることができる。
【００７１】
【発明の効果】
本発明によれば、直交復調が簡素化されるので、無調整化が可能になり、高精度で安定した歪補償が実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による適応型前置歪補償回路の一実施形態のブロック図である。
【図２】本発明の実施形態における直交復調器の動作説明図である。
【図３】本発明の実施形態による周波数スペクトル図である。
【図４】本発明による適応型前置歪補償回路の他の一実施形態のブロック図である。
【図５】従来技術による応型前置歪補償方式の一例を示すブロック構成図である。
【符号の説明】
１１０  Ａ／Ｄ変換器
１０２  遅延部
１０３  補間部
１０４  高域濾波器
１０５  前置歪補償部
１０６  Ｄ／Ａ変換器
１０７  低域濾波器
１０８、１０９  直交復調器
１１１  Ａ／Ｄ変換器
１１５  直交変調器
１２０  歪発生制御部
３０１ａ、３０１ｂ、３０４  切換スイッチ（入力側）
３０２ａ、３０２ｂ、３０５  切換スイッチ（出力側）
３０３ａ、３０３ｂ、３０６  極性反転回路
５００  クロック発生部
【図１】
2004165908.tif 000003
【図２】
2004165908.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
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