(57)【要約】【課題】ＣＮＮの各節点の状態変数の更新を繰り返しても状態変数の値の減衰を抑えることができ、処理の高速化も実現可能な信号処理装置を提供する。【解決手段】各節点素子１は、自己の状態変数を記憶する状態変数記憶手段２と、自己の状態変数に自己減衰係数を積算した値からなる自己減衰項と、自己に結合した節点素子の状態変数と自己の状態変数との差に結合係数を積算した値からなる結合項とに線型な更新変分値によって、状態変数記憶手段２に記憶された自己の状態変数を更新する状態変数更新手段と、自己の状態変数の初期値としてインパルス入力を加えた場合に、状態変数更新手段が演算結果を算出するために必要な回数だけ自己の状態変数を更新した時点で、インパルス入力に対する自己の状態変数の比が所定の閾値以上となるように、自己減衰係数の値を調節する自己減衰係数調節手段とを備えた。【選択図】          図２
2004272806.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
規則的にネットワーク結合した複数の節点素子を有し、前記各節点素子は、入力信号を状態変数として記憶し、当該状態変数に対して所定の演算を行い、その演算結果を出力する信号処理装置において、
前記各節点素子は、
自己の状態変数を記憶する状態変数記憶手段と、
自己の状態変数に自己減衰係数を積算した値からなる自己減衰項と、自己に結合した節点素子の状態変数と自己の状態変数との差に結合係数を積算した値からなる結合項とに線型な更新変分値によって、前記状態変数記憶手段に記憶された自己の状態変数を更新する状態変数更新手段と、
自己の状態変数の初期値として入力変数を加えた場合に、前記状態変数更新手段が演算結果を算出するために必要な回数だけ自己の状態変数を更新した時点で、前記入力変数に対する自己の状態変数の比が所定の閾値以上となるように、前記自己減衰係数の値を調節する自己減衰係数調節手段と、
を備えていることを特徴とする信号処理装置。
【請求項２】
前記自己減衰係数調節手段は、
前記自己減衰係数の値を所定の関数に従って、更新回数ごとに変化させることを特徴とする請求項１記載の信号処理装置。
【請求項３】
前記自己減衰係数調節手段は、
前記状態変数更新手段が、所定の回数だけ自己の状態変数を更新した時に、前記自己減衰項の符号を反転させること
を特徴とする請求項１記載の信号処理装置。
【請求項４】
前記状態変数更新手段は、
前記更新変分値を記憶する累積値記憶手段と、
前記状態変数記憶手段に記憶された自己の状態変数又は自己に結合された節点素子の状態変数若しくは０値のうちの何れか２つの値を選択して出力する入力選択手段と、
前記入力選択手段から出力される２つの値の差分を出力する減算手段と、
前記減算手段の出力値に対して、前記自己減衰係数又は前記結合係数を積算した値を出力する乗算手段と、
前記乗算手段の出力値と、前記累積値記憶手段に記憶された更新変分値との和を計算し、前記累積値記憶手段に記憶された更新変分値を当該計算値に更新する加算手段と、
前記入力選択手段及び前記乗算手段を制御することにより前記更新変分値の積和演算を行い、前記更新変分値の所定の積和演算が終了した時点で、前記状態変数記憶手段に記憶された状態変数と前記累積値記憶手段に記憶された更新変分値との和を計算し、前記状態変数記憶手段に記憶された状態変数を当該計算値により更新するとともに、前記累積値記憶手段に記憶された更新変分値を０に設定する演算制御手段と、
を備えていることを特徴とする請求項１乃至３の何れか一に記載の信号処理装置。
【請求項５】
前記状態変数更新手段は、
前記状態変数記憶手段に記憶された自己の状態変数又は自己に結合された節点素子の状態変数若しくは０値のうちの何れか２つの値を選択して出力する入力選択手段と、
前記入力選択手段から出力される２つの値の差分を出力する減算手段と、
前記減算手段の出力値に対して、前記自己減衰係数又は前記結合係数を積算した値を出力する乗算手段と、
前記乗算手段の出力値と、前記状態変数記憶手段に記憶された状態変数との和を計算し、前記状態変数記憶手段に記憶された状態変数を当該計算値に更新する加算手段と、
前記入力選択手段及び前記乗算手段を制御することにより前記更新変分値の所定の積和演算を行い、前記状態変数を更新する演算制御手段と、
を備えていることを特徴とする請求項１乃至３の何れか一に記載の信号処理装置。
【請求項６】
前記自己減衰係数調節手段は、
前記演算制御手段が、前記状態変数記憶手段に記憶された状態変数を所定の回数だけ更新した時に、前記乗算手段が前記減算手段の出力値に対して積算する自己減衰係数の符号、又は、前記乗算手段が前記自己減衰係数に対して積算する前記減算手段の出力値の符号の何れか一方を反転させること
を特徴とする請求項４又は５記載の信号処理装置。
【請求項７】
前記状態変数記憶手段は、自己の状態変数を電荷量として保持する状態変数電荷保持手段からなり、
前記状態変数更新手段は、
前記更新変分値を電荷量として保持する累積値電荷保持手段と、
前記状態変数電荷保持手段に保持された電荷量をパルス幅に単射した状態変数パルスを生成する入力パルス生成手段と、
自己の前記状態変数パルス又は自己に結合された節点素子の状態変数パルス若しくは０値パルスのうちの何れか２つを選択して出力する入力パルス選択手段と、
前記入力パルス選択手段から出力される２つのパルスの差分パルス及びその正負を表す符号信号を生成する差分パルス生成手段と、
前記差分パルス及び符号信号を、前記自己減衰係数又は前記結合係数に比例させて電荷量に単射し、前記累積値電荷保持手段に充電する差分電荷量変換手段と、
前記累積値電荷保持手段に保持された電荷量をパルス幅に単射した更新値パルスを生成する更新値パルス変換手段と、
前記更新値パルスを電荷量に単射し、前記状態変数電荷保持手段に充電する更新値電荷量変換手段と、
前記入力パルス選択手段及び前記差分電荷量変換手段を制御することにより前記更新変分値の積和演算を行い、前記更新変分値の積和演算が終了した時点で、前記更新値パルス変換手段及び前記更新値電荷量変換手段により前記状態変数電荷保持手段に保持された電荷量を更新するとともに、前記累積値電荷保持手段に保持された電荷を０値に対応する電荷量とする演算制御手段と、
を備えていることを特徴とする請求項１乃至３の何れか一に記載の信号処理装置。
【請求項８】
前記状態変数記憶手段は、自己の状態変数を電荷量として保持する状態変数電荷保持手段からなり、
前記状態変数更新手段は、
前記更新変分値を電荷量として保持する累積値電荷保持手段と、
自己の前記累積値電荷保持手段が保持する電荷量又は自己に結合された節点素子の累積値電荷保持手段が保持する電荷量若しくは０値電荷量のうちの何れか２つを選択し、２つの電荷量の差分電荷量を生成する差分電荷量生成手段と、
前記差分電荷量をパルス幅に単射した差分パルス及びその正負を表す符号信号を生成する差分パルス生成手段と、
前記差分パルス及び符号信号を、前記自己減衰係数又は前記結合係数に比例させて電荷量に単射し、前記累積値電荷保持手段に充電する差分電荷量変換手段と、
前記累積値電荷保持手段に保持された電荷量をパルス幅に単射した更新値パルスを生成する更新値パルス変換手段と、
前記更新値パルスを電荷量に単射し、前記状態変数電荷保持手段に充電する更新値電荷量変換手段と、
前記入力パルス選択手段及び前記差分電荷量変換手段を制御することにより前記更新変分値の積和演算を行い、前記更新変分値の積和演算が終了した時点で、前記更新値パルス変換手段及び前記更新値電荷量変換手段により前記状態変数電荷保持手段に保持された電荷量を更新するとともに、前記累積値電荷保持手段に保持された電荷を０値に対応する電荷量とする演算制御手段と、
を備えていることを特徴とする請求項１乃至３の何れか一に記載の信号処理装置。
【請求項９】
前記状態変数記憶手段は、自己の状態変数を電荷量として保持する状態変数電荷保持手段からなり、
前記状態変数更新手段は、
前記状態変数電荷保持手段に保持された電荷量をパルス幅に単射した状態変数パルスを生成する入力パルス生成手段と、
自己の前記状態変数パルス又は自己に結合された節点素子の状態変数パルス若しくは０値パルスのうちの何れか２つを選択して出力する入力パルス選択手段と、
前記入力パルス選択手段から出力される２つのパルスの差分パルス及びその正負を表す符号信号を生成する差分パルス生成手段と、
前記差分パルス及び符号信号を、前記自己減衰係数又は前記結合係数に比例させて電荷量に単射し、前記状態変数電荷保持手段に充電する差分電荷量変換手段と、
前記入力パルス選択手段及び前記差分電荷量変換手段を制御することにより前記更新変分値の積和演算を行い、前記状態変数電荷保持手段に保持された電荷量を更新する演算制御手段と、
を備えていることを特徴とする請求項１乃至３の何れか一に記載の信号処理装置。
【請求項１０】
前記状態変数記憶手段は、自己の状態変数を電荷量として保持する状態変数電荷保持手段からなり、
前記状態変数更新手段は、
自己の前記累積値電荷保持手段が保持する電荷量又は自己に結合された節点素子の累積値電荷保持手段が保持する電荷量若しくは０値電荷量のうちの何れか２つを選択し、２つの電荷量の差分電荷量を生成する差分電荷量生成手段と、
前記差分電荷量をパルス幅に単射した差分パルス及びその正負を表す符号信号を生成する差分パルス生成手段と、
前記入力パルス選択手段から出力される２つのパルスの差分パルス及びその正負を表す符号信号を生成する差分パルス生成手段と、
前記差分パルス及び符号信号を、前記自己減衰係数又は前記結合係数に比例させて電荷量に単射し、前記状態変数電荷保持手段に充電する差分電荷量変換手段と、
前記入力パルス選択手段及び前記差分電荷量変換手段を制御することにより前記更新変分値の積和演算を行い、前記状態変数電荷保持手段に保持された電荷量を更新する演算制御手段と、
を備えていることを特徴とする請求項１乃至３の何れか一に記載の信号処理装置。
【請求項１１】
前記自己減衰係数調節手段は、
前記演算制御手段が、前記状態変数電荷保持手段に保持された電荷量を所定の回数だけ更新した時に、自己減衰項における前記差分パルス生成手段が出力する符号信号を反転させること
を特徴とする請求項７乃至１０の何れか一記載の信号処理装置。
【請求項１２】
前記各節点素子は、格子状に配列された実部層と、前記実部層の各格子点に対応して格子状に配列された虚部層との２層に配列され、前記各層の節点素子は、同層における前後左右に隣接する節点素子及び他層における前後左右に隣接する節点素子と結合したネットワーク構造を有し、
前記実部層の各節点素子の前記状態変数記憶手段に状態変数の初期値を設定する初期値設定手段を備え、
前記実部層のｍ行ｎ列目の節点素子の前記状態変数更新手段は、自己の状態変数ｖｒ（ｍ，ｎ）を（数１）で表される更新変分値Δｖｒ（ｍ，ｎ）により更新し、前記虚部層のｍ行ｎ列目の節点素子の前記状態変数更新手段は、自己の状態変数ｖｉ（ｍ，ｎ）を（数２）で表される更新変分値Δｖｉ（ｍ，ｎ）により更新すること
を特徴とする請求項１乃至３の何れか一に記載の信号処理装置。
【数１】
2004272806.tif 000063
【数２】
2004272806.tif 000064
ここで、ｖｒ（ｍ，ｎ）（ｍ，ｎ∈整数）は実部層の（ｍ，ｎ）番目の節点素子の状態変数、ｖｉ（ｍ，ｎ）（ｍ，ｎ∈整数）は虚部層の（ｍ，ｎ）番目の節点素子の状態変数、Ｇ０は前記自己減衰係数、Ｇ１ｘ，Ｇ１ｙ，Ｇ２ｘ，Ｇ２ｙは前記結合係数を表す。
【請求項１３】
規則的にネットワーク結合した複数の節点素子に、入力信号を状態変数として記憶させ、当該状態変数に対して所定の演算を行い、その演算結果を得る信号処理方法において、
前記各節点素子は、自己の状態変数を記憶する状態変数記憶手段を有し、
自己の状態変数に自己減衰係数を積算した値からなる自己減衰項と、自己に結合した節点素子の状態変数と自己の状態変数との差に結合係数を積算した値からなる結合項とに線型な更新変分値によって、前記状態変数記憶手段に記憶された自己の状態変数を更新するとともに、
自己の状態変数の初期値として入力変数を加えた場合に、前記状態変数更新手段が演算結果を算出するために必要な回数だけ自己の状態変数を更新した時点で、前記入力変数に対する自己の状態変数の比が所定の閾値以上となるように、前記自己減衰係数の値を調節する
ことを特徴とする信号処理方法。
【請求項１４】
前記自己減衰係数の値の調節は、
前記自己減衰係数の値を所定の関数に従って、更新回数ごとに変化させることにより行われること
を特徴とする請求項１３記載の信号処理方法。
【請求項１５】
前記自己減衰係数の値の調節は、
前記自己の状態変数が所定の回数だけ更新された時に、前記自己減衰項の符号を反転させることにより行われること
を特徴とする請求項１３記載の信号処理方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、セルラー・ニューラルネットワークを用いて信号処理を行う信号処理技術に係り、特に演算誤差を小さくすることが可能な信号処理技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、網膜系情報処理等の分野においては、セルラー・ニューラルネットワーク（ｃｅｌｌｕｌａｒ  ｎｅｕｒａｌ  ｎｅｔｗｏｒｋ。以下、「ＣＮＮ」という。）を用いた信号処理装置が研究開発されている。ＣＮＮは、セルという単純な回路が局所的に接続された構造を有し、単純なセルの組み合わせから生成される複雑な時空間ダイナミクス（動力学）を利用する非線形回路網である。
【０００３】
ＣＮＮにおいては、各セルは、基本的には、自己の保有する状態変数（ベクトル量）を、（１）式又は（２）式で表される更新方程式によって更新し、演算を行う。
【数３】
2004272806.tif 000003
【数４】
2004272806.tif 000004
【０００４】
（数３）は、連続時間型セルラー・ニューラルネットワーク（ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ  ｔｉｍｅ  ｃｅｌｌｕｌａｒ  ｎｅｕｒａｌ  ｎｅｔｗｏｒｋ。以下、「ＣＴ−ＣＮＮ」という。）における状態変数更新方程式（微分方程式）であり、（数４）は、離散時間型セルラー・ニューラルネットワーク（ｄｉｓｃｒｅｔｅ  ｔｉｍｅ  ｃｅｌｌｕｌａｒ  ｎｅｕｒａｌ  ｎｅｔｗｏｒｋ。以下、「ＤＴ−ＣＮＮ」という。）を表す状態変数更新方程式（差分方程式）である。ｕはセルの入力変数、ｘはセルの状態を表す状態変数、ｙ＝ｆ（ｘ）はセルの出力を表す出力変数、Ａ＝［ａｉｊ］はフィードバックの近傍結合を表現する重み係数行列（フィードバック・テンプレート）、Ｂ＝［ｂｉｊ］はフィードフォアワードの近傍結合を表現する重み係数行列（フィードフォアワード・テンプレート）である。また、対角行列Ｃ＝ｄｉａｇ［ｃ１，…，ｃｎ］は、自己の状態変数の減衰を表す自己減衰係数行列を表す。
【０００５】
上記のようなＣＮＮを用いた信号処理装置として、例えば、非特許文献１，２には、画像の領域分割等に用いられる抵抗ヒューズ・ネットワークが記載されている。図２７は抵抗ヒューズ・ネットワークを実現する回路モデルである。図２７において、格子状に配列した各節点｛Ｏｍ，ｎ；ｍ，ｎ∈整数｝には、電流源｛Ｉｍ，ｎ；ｍ，ｎ∈整数｝が接続されている。これらの電流源に対して、入力変数ｕに比例した電流値を与え、平衡状態に達するまで継時変化させる。そして、平衡状態での節点電圧｛ｖ（ｍ，ｎ）；ｍ，ｎ∈整数｝を出力変数ｙとする。この場合の各節点の状態変数更新方程式は、キルヒホッフの電流則により、次のように、自己の状態変数に自己減衰係数を積算した値からなる自己減衰項と、自己に結合したセルの状態変数と自己の状態変数との差に結合係数を積算した値からなる結合項とに線型な形式で表される。
【数５】
2004272806.tif 000005
ここで、σは各節点を接地する抵抗のコンダクタンスであり、λは定数である。尚、（数５）はＣＴ−ＣＮＮについて表したものであるが、ＤＴ−ＣＮＮの場合には、微分ｄｖ（ｔ）／ｄｔを、差分Δｖ（ｔ）＝ｖ（ｔ＋１）−ｖ（ｔ）に置き換えればよい。以下も同様である。
【０００６】
図２７の抵抗ヒューズ・ネットワークは、充分な時間が経過した後には（数６）で表される関数Ｅが最小となるように安定化する。
【数６】
2004272806.tif 000006
【０００７】
ここで、｛Ｍ，Ｎ｝は、節点Ｏｍ，ｎの隣接節点の集合を表す。Ｇ（・）は図２８に示すような抵抗ヒューズのＩ−Ｖ特性であり、（数７）で与えられる。
【数７】
2004272806.tif 000007
ここで、η，δ及びＲは定数である。この抵抗ヒューズはη＝０のときは線型抵抗となるが、η＝１のときはほぼ完全な抵抗ヒューズとなる。従って、｜ｖｍ，ｎ−ｖｋ，ｌ｜≦δのときは線型抵抗となり平滑化処理が行われ、｜ｖｍ，ｎ−ｖｋ，ｌ｜＞δで隣接セルとの結合が切れてエッジ検出が行われる。従って、細かい領域を平滑化しながら大まかな領域間をエッジとして切り出すことができる。
【０００８】
また、非特許文献２，３には、ガボール型フィルタを実現するためのＣＮＮを用いた信号処理装置が記載されている。図２９は１次元のガボール型フィルタを実現する回路モデル、図３０は２次元のガボール型フィルタを実現する回路モデルである。図２９及び図３０の回路モデルでは、出力変数の実部と虚部とを同時に求めるために、出力変数の実部が出力される節点｛Ｏｒｎ；ｎ∈整数｝と出力変数の虚部が出力される節点｛Ｏｉｎ；ｎ∈整数｝とが相互コンダクタンスＧ２によって襷掛け結合された構造とされている。
【０００９】
図２９においては、各節点｛Ｏｒｎ，Ｏｉｎ；ｎ∈整数｝に接続された電流源｛Ｉｎ；ｎ∈整数｝に対して、入力変数ｕに比例した電流値が与えられる。そして、充分な時間が経過し、平衡状態に達したときの節点電圧｛（ｖｒ（ｎ），ｖｉ（ｎ））；ｎ∈整数｝を出力変数ｙとする。また、図３０においても、同様に、各節点｛Ｏｒｍ，ｎ，Ｏｉｍ，ｎ；ｍ，ｎ∈整数｝に接続された電流源｛Ｉ（ｍ，ｎ）；ｍ，ｎ∈整数｝に対して、入力変数ｕに比例した電流値を与え、平衡状態に達したときの節点電圧｛（ｖｒ（ｍ，ｎ），ｖｉ（ｍ，ｎ））；ｍ，ｎ∈整数｝を出力変数ｙとする。
【００１０】
図２９の１次元ガボール型フィルタにおいては、キルヒホッフの電流則より、各節点の状態変数（節点電圧）は（数８）の更新方程式によって更新される。
【数８】
2004272806.tif 000008
ここで、Ｇ０は各節点を接地するコンダクタンス、Ｇ１は隣接する実部の節点同士又は隣接する虚部の節点同士を接続するコンダクタンス、−Ｇ２はｎ番目の実部又は虚部の節点とｎ−１番目及びｎ＋１番目の虚部又は実部の節点を結合する相互コンダクタンスである。また、λは定数である。各定数λ，Ｇ１，Ｇ２を（数９），（数１０）のようにおくと、この回路で実現される畳み込みカーネルは、（数１１）のように指数関数で減衰する正弦波となることが知られている（非特許文献３参照）。尚、（数１１）では、離散変数ｎを連続変数ｘにより表記している。
【数９】
2004272806.tif 000009
【数１０】
2004272806.tif 000010
【数１１】
2004272806.tif 000011
【００１１】
同様に、図３０の２次元ガボール型フィルタにおいては、キルヒホッフの電流則より、各節点の状態変数（節点電圧）は（数１２）によって更新される。
【数１２】
2004272806.tif 000012
【００１２】
ここで、各定数を（数１３）〜（数１５）のようにおくと、この回路で実現される畳み込みカーネルは、（数１６）のように指数関数で減衰する正弦波となることが知られている（非特許文献２参照）。尚、（数１１）では、離散変数ｎを連続変数ｘ（ベクトル値）により表記している。
【数１３】
2004272806.tif 000013
【数１４】
2004272806.tif 000014
【数１５】
2004272806.tif 000015
【数１６】
2004272806.tif 000016
【００１３】
更に、非特許文献３，４には、ガウシアン型フィルタを実現するためのＣＮＮを用いた信号処理装置が記載されている。図３１は１次元のガウシアン型フィルタを実現する回路モデル、図３２は２次元のガウシアン型フィルタを実現する回路モデルである。図３１においては、抵抗を各節点｛Ｏｒｎ；ｎ∈整数｝に接続された電流源｛Ｉｎ；ｎ∈整数｝に対して、入力変数ｕに比例した電流値を与え、平衡状態に達したときの節点電圧｛（Ｖｒｎ，Ｖｉｎ）；ｎ∈整数｝を出力変数ｙとする。また、図３２においては、抵抗を各節点｛Ｏｒｍ，ｎ，Ｏｉｍ，ｎ；ｍ，ｎ∈整数｝に接続された電流源｛Ｉｍ，ｎ；ｍ，ｎ∈整数｝に対して、入力変数ｕに比例した電流値を与え、平衡状態に達したときの節点電圧｛（Ｖｒｍ，ｎ，Ｖｉｍ，ｎ）；ｍ，ｎ∈整数｝を出力変数ｙとする。
【００１４】
図３１の１次元ガウシアン型フィルタにおいては、キルヒホッフの電流則より、各節点の電圧は次式によって更新される。
【数１７】
2004272806.tif 000017
【００１５】
同様に、図３２のガウシアン型フィルタにおいては、キルヒホッフの電流則より、各節点の電圧は次式によって更新される。
【数１８】
2004272806.tif 000018
【００１６】
以上のように、抵抗型のＣＮＮを用いた信号処理装置（以下、「抵抗型ＣＮＮ空間フィルタ」という。）においては、基本的には、各節点の状態変数は、自己の状態変数に自己減衰係数を積算した値からなる自己減衰項と、自己に結合した節点の状態変数と自己の状態変数との差に結合係数を積算した値からなる結合項とに線型な更新変分値によって、自己の節点の状態変数を更新しながら平衡状態に向かう。すなわち、一般に（数１９）又は（数２０）の状態変数更新方程式により表すことができる。
【数１９】
2004272806.tif 000019
【数２０】
2004272806.tif 000020
但し、Ｘは、座標ｘで表される節点に結合している節点の相対座標ｒ（結合半径内の節点の相対座標）の集合を表し、ｖは状態変数、Ｇ０は自己減衰係数、Ｇｒは結合係数、Ｉは入力変数、Δは時間方向の差分、λは定数を表す。
【００１７】
以上説明したＣＮＮを用いた信号処理装置は、いずれもアナログ回路によりモデル化されたものである。しかし、これらをアナログ回路で実現した場合、高速な信号処理が可能である反面、ノイズに対し弱い。また、各部品の特性の公差によるばらつきも大きい。特に、信号処理装置をＬＳＩ化する場合には、アナログ回路のこれらの欠点が問題となる。そこで、上記各節点の状態変数を電荷量とパルス幅の間で交互に変換してパルス幅において演算を行う信号処理装置が考案されている（特許文献１，非特許文献１参照）。
【００１８】
また、以上のように各節点に継続的に入力変数を与えた後、各節点の状態変数を平衡状態として平衡状態の状態変数を出力として取り出す方法では、入力がされた初期状態から平衡状態に遷移するまでに比較的長い時間を要する。そのため、信号処理装置の処理時間の短縮に限界がある。特に、デジタル回路を用いて信号処理装置を構成した場合、定常状態に収束するまでの処理時間が顕在化してくる。そこで、（数１９）（数２０）のように、入力変数として外部から連続的に入力を与える代わりに、各節点の状態変数の初期値として入力変数を与え、所定の時間だけ状態変数の更新を行った後に、各節点の状態変数を出力変数として取り出す信号処理装置が考案されている（非特許文献５参照）。この方法においては、各節点の状態変数の更新方程式は、（数１９）（数２０）においてλ＝０としたものとなる。
【００１９】
【特許文献１】
特開２００３−４４８４０号公報
【非特許文献１】
Ｊ．Ｈａｒｒｉｓ，  Ｃ．Ｋｏｃｈ，  ａｎｄ  Ｊ．Ｌｕｏ，  ”Ｒｅｓｉｓｔｉｖｅ  ｆｕｓｅｓ：  Ａｎａｌｏｇ  ｈａｒｄｗａｒｅ  ｆｏｒ  ｄｅｔｅｃｔｉｎｇ  ｄｉｓｃｏｎｔｉｎｕｉｔｉｅｓ  ｉｎ  ｅａｒｌｙ  ｖｉｓｉｏｎ”，  ｉｎ  Ｃ．Ｍｅａｄ  ａｎｄ  Ｍ．Ｉｓｍａｉｌ，  ｅｄｉｔｏｒｓ，  Ａｎａｌｏｇ  ＶＬＳＩ  Ｉｍｐｌｅｍｅｎｔａｔｉｏｎ  ｏｆ  Ｎｅｕｒａｌ  Ｓｙｓｔｅｍｓ，  ｐｐ．２７−５５，  Ｋｌｕｗｅｒ  Ａｃａｄｅｍｉｃ  Ｐｕｂｌｉｓｈｅｒｓ，  １９８９
【非特許文献２】
森江隆，岩田穆，“脳機能に学ぶ画像認識集積システム”，社団法人電子情報通信学会，電子情報通信学会技術研究報告，ＣＡＳ２００２−３７，ＶＬＤ２００２−５１，ＤＳＰ２００２−７７，  ２００２年６月
【非特許文献３】
Ｂ．Ｅ．Ｓｈｉ，  ”Ｇａｂｏｒ−ｔｙｐｅ  ｆｉｌｔｅｒｉｎｇ  ｉｎ  ｓｐａｃｅ  ａｎｄ  ｔｉｍｅ  ｗｉｔｈ  ｃｅｌｌｕｌａｒ  ｎｅｕｒａｌ  ｎｅｔｗｏｒｋｓ”，  ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．  Ｃｉｒｃｕｉｔｓ  ＆  Ｓｙｓｔ．  Ｉ，  ｖｏｌ．４５，  ｐｐ．１２１−１３２，  １９９８
【非特許文献４】
Ｈ．Ｋｏｂａｙａｓｈｉ，  Ｊ．Ｌ．Ｗｈｉｔｅ，  ”Ａｎ  Ａｃｔｉｖｅ  Ｒｅｓｉｓｔｏｒ  Ｎｅｔｗｏｒｋ  ｆｏｒ  Ｇａｕｓｓｉａｎ  Ｆｉｌｔｅｒｉｎｇ  ｏｆ  Ｉｍａｇｅｓ”，  ＩＥＥＥ  Ｊ．  Ｓｏｌｉｄ−ｓｔａｔｅ  ｃｉｒｃｕｉｔｓ，  ｖｏｌ．２６，  ｐｐ．７３８−７４８，  １９９１
【非特許文献５】
梅澤淳，森江隆，永田真，岩田穆，“セルラーニューラルネットワーク方式ガボール型フィルタ回路の簡単化ダイナミクスの提案”，社団法人電子情報通信学会総合大会，Ａ−１−２２，  ２００２年３月
【非特許文献６】
梅澤淳，西島誠一，三宅誠，森江隆，永田真，岩田穆，“画像特徴抽出のためのパルス変調方式画素並列ガボールフィルタ回路”，社団法人電子情報通信学会，電子情報通信学会技術研究報告，ＳＤＭ２００１−１１８，  ＩＣＤ２００１−４１，  ２００１年８月
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】
上述のような抵抗型ＣＮＮ空間フィルタにおいて、信号処理を高速化するためには、ＣＮＮの各節点の状態変数の初期値として入力変数を与え、所定の時間だけ状態変数の更新を行った後に各節点の状態変数を出力変数として取り出す信号処理方式が極めて有効である。しかしながら、この信号処理方式では、各節点の状態変数は短時間に急速に減衰することが問題となる。すなわち、所望のフィルタ特性が得られるまで状態変数の更新を行うと、各節点の状態変数は初期値に比べて極めて小さい値となる。そのため、出力変数のＳ／Ｎ比が小さくなり、一般に高い信号品質を得にくい。また、デジタル回路により構成した場合、各節点の状態変数のメモリについて広いダイナミックレンジが必要となることから、回路の小型化・高集積化が難しくなる。
【００２１】
そこで、本発明の目的は、ＣＮＮを用いた信号処理装置において、各節点の状態変数の更新を繰り返しても状態変数の値の減衰を抑えることができるとともに、信号処理の高速化を実現することも可能な信号処理装置を提供することにある。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
まず、最初に、本発明の基礎となる原理を説明し、その後、本発明の構成及び作用について説明する。
【００２３】
〔１〕基礎となる原理
従来のＣＮＮを用いた信号処理装置は、（数１９）又は（数２０）のように、時間的に一定な入力変数Ｉ（ｘ）を与え、充分に時間が経過して平衡状態に達した場合の各節点の状態変数ｖ（ｘ）を出力変数として取り出す。この場合、ＣＮＮで実現される畳み込みカーネルは、定常状態における（数１９）又は（数２０）をフーリエ変換することにより得られる（非特許文献３参照）。すなわち、定常状態においてはｄｖ（ｘ）／ｄｔ＝０又はΔｖ（ｘ）＝０なので、
【数２１】
2004272806.tif 000021
となる。ここで、Ｖ（ω），Ｕ（ω）は、それぞれ、ｖ（ｘ），Ｉ（ｘ）のフーリエ変換、ωは空間周波数を表す。従って、（数１９）又は（数２０）で表されるＣＮＮ空間フィルタの畳み込みカーネルは、
【数２２】
2004272806.tif 000022
により表すことができる。
【００２４】
しかしながら、ＣＮＮの各節点の状態変数の初期値として入力変数を与え、所定の時間だけ状態変数の更新を行った後に各節点の状態変数を出力変数として取り出す信号処理方式においては、ＣＮＮの非定常状態を使用するため、ＣＮＮにより実現される空間フィルタの畳み込みカーネルは上記説明と同様に考えることはできない。
【００２５】
非特許文献５では、図３０に示したガボール型フィルタの回路モデルを用いて、計算機シミュレーションを行った結果が報告されている。しかし、理論的な時間解析はまだ行われていない。
【００２６】
そこで、まず、（数１９）又は（数２０）で表されるＣＮＮ空間フィルタにおける状態変数の継時変化についての理論的説明を行う。
【００２７】
（１）１次元ＣＮＮガボール型フィルタの状態変数の継時変化
まず、具体的に図２９に示した回路モデルにより表される１次元ＣＮＮガボール型フィルタにおける状態変数の継時変化について説明する。
【００２８】
１次元ＣＮＮガボール型フィルタの状態変数更新方程式は、（数８）により表される。以下、便宜のために、状態変数ｖｒ（ｎ），ｖｉ（ｎ）を複素表示を用いて、
【数２３】
2004272806.tif 000023
のように表す。（数２３）を用いて（数８）を複素形式で表現すると、
【数２４】
2004272806.tif 000024
と表される。更に、（数２４）をｎについて一般化した表現で表すと、
【数２５】
2004272806.tif 000025
と書くことができる。ここで、状態変数ｖ、入力変数Ｉ、及びフィルタ演算子Ｇを、
【数２６】
2004272806.tif 000026
【数２７】
2004272806.tif 000027
【数２８】
2004272806.tif 000028
とおいた。
【００２９】
入力変数Ｉは時間に依存しないので、状態変数ｖを
【数２９】
2004272806.tif 000029
により変数変換すると、（数２５）は（数３０）の同次線型微分方程式となる。
【数３０】
2004272806.tif 000030
更に、フィルタ演算子Ｇを、自己減衰項と結合項とに分けて、
【数３１】
2004272806.tif 000031
【数３２】
2004272806.tif 000032
と表す。ここでＥ＝ｄｉａｇ［…  １  １  １  …］は単位演算子であり、Ｅ−１，Ｅ＋１は（数３３）、（数３４）のようなシフト演算子を表す。
【数３３】
2004272806.tif 000033
【数３４】
2004272806.tif 000034
【００３０】
（数３０）（数３１）より、状態変数更新方程式は、
【数３５】
2004272806.tif 000035
となる。従って、（数２５）の解は、一般的に（数３６）で表される。
【数３６】
2004272806.tif 000036
【数３７】
2004272806.tif 000037
ここで、ｖ０は、各節点の状態変数の初期値を表す。また、Φはｖ０の拡散を表す演算子である。また、Ｅ±１ｋ＝Ｅ±ｋ，Ｅ０＝Ｅとした。
【００３１】
（数３６）において、第１項は各節点の状態変数の初期値ｖ０に対するフィルタの応答を表し、時間に対してＯ（ｅｘｐ（−Ｇ０ｔ））程度で減衰する。また、第１項において、Ｇ０はΦに含まれないため、Ｇ０は状態変数の初期値ｖ０の拡散には寄与せず、減衰にのみ影響することが分かる。すなわち、Ｇ０はｖ０に対するフィルタの畳み込みカーネルの空間周波数及びエンベロープ形状には影響を及ぼさないことがわかる。
【００３２】
一方、ｔ→∞の極限では、（数３６）の第１項は０となり、第２項のみが残る。すなわち、（数３６）の第２項は、定常状態における入力変数Ｉに対するフィルタの応答を表す。
【００３３】
入力変数をＣＮＮの各節点の状態変数の初期値ｖ０として与え、所定の時間だけ状態変数の更新を行った後に各節点の状態変数を出力変数として取り出す信号処理方式においては、λ＝０とする。従って、状態変数の継時変化は（数３８）で表される。
【数３８】
2004272806.tif 000038
【００３４】
非特許文献５においては、計算機シミュレーションの結果、時間ｔをある瞬間に固定した場合、（数３８）は空間方向ｎに対してガボール型フィルタとなることが報告されている。そこで、ここではそれを解析的に示しておく。
【００３５】
（数３７）において、ｎ＝ｋ−ｊ又はｎ＝ｊ−ｋとおくことにより、Φは（数３９）のように表される。
【数３９】
2004272806.tif 000039
また、（数３９）において、和算記号を
【数４０】
2004272806.tif 000040
のように置き換えて整理すると、Φは（数４１）のような形で表される。
【数４１】
2004272806.tif 000041
ここで、Ｉｎ（ｚ）はｎ次の変形ベッセル関数である。更に、
【数４２】
2004272806.tif 000042
とおくと、（数４１）より、
【数４３】
2004272806.tif 000043
と表される。従って、結局のところ、状態変数ｖは、
【数４４】
2004272806.tif 000044
により表される。初期状態変数ｖ０に対するフィルタの畳み込みカーネルを求めるため、初期状態変数ｖ０にインパルスｖ０＝［…００１００…］ｔを入力すると、畳み込みカーネルＦ（ｎ，ｔ）は、
【数４５】
2004272806.tif 000045
と求まる。ここでｚが小さい場合、Ｉｎ（ｚ）はｎに対して単調に減少する窓関数となる。従って、時間ｔが小さい場合には、ＣＮＮは近似的に空間周波数ω０のガボール型フィルタとして機能することが分かる。
【００３６】
（２）２次元ＣＮＮガボール型フィルタの状態変数の継時変化
以上の１次元ＣＮＮガボール型フィルタについての議論は、図３０に示した回路モデルで表される２次元ＣＮＮガボール型フィルタについてもそのまま拡張することができる。
【００３７】
２次元ＣＮＮガボール型フィルタの状態変数更新方程式は、（数１２）により表される。（数２３）と同様の複素表現を用いると、（数１２）は、
【数４６】
2004272806.tif 000046
と表される。これをｍ，ｎについて一般化した表現で表すと、（数４７）のようになる。
【数４７】
2004272806.tif 000047
ここで、状態変数はｖｍ，ｎ＝ｖ（ｍ，ｎ）、入力変数はＩｍ，ｎ＝Ｉ（ｍ，ｎ）と表記した。また、（Ｇ）ｍ，ｎｉ，ｊはフィルタ演算子Ｇの各要素を表す。フィルタ演算子Ｇは、一部の要素が（数４８）で表され、それ以外の要素以外が総て０の４階テンソルである。また、（Ｇ）ｍ，ｎｉ，ｊｖｉ，ｊのように、積項中に添字の同じものがある場合には、その添字について和をとるものとする（アインシュタインの表記縮約）。
【数４８】
2004272806.tif 000048
【００３８】
以下、１次元ＣＮＮガボール型フィルタの場合と同様にして状態変数ｖｍ，ｎを求めると、（数４９）のようになる。
【数４９】
2004272806.tif 000049
【数５０】
2004272806.tif 000050
ここで、ｖ（０）は初期状態変数、Ｇ−１はＧの逆演算子（ＧＧ−１＝Ｇ−１Ｇ＝Ｅ）である。また、Ｅ（ｓ，０），Ｅ（０，ｓ）（ｓ∈整数）はシフト演算子であり、以下のように定義される。
【数５１】
2004272806.tif 000051
【数５２】
2004272806.tif 000052
【００３９】
（数４９）の第１項は初期状態変数ｖ（０）に対するフィルタの応答を表し、第２項は、入力変数Ｉに対するフィルタの応答を表す。
【００４０】
初期状態変数ｖ（０）に対する畳み込みカーネルＦ（ｍ，ｎ，ｔ）は、λ＝０として、初期状態変数ｖ（０）にインパルス入力を行うことにより求められ、（数５３）のようになる。
【数５３】
2004272806.tif 000053
【００４１】
従って、時間ｔが小さい場合には、近似的に空間周波数が（ω０ｘ，ω０ｙ）のガボール型フィルタとして機能することが分かる。また、自己減衰係数Ｇ０は、フィルタの空間周波数特性及びエンベロープ形状には影響せず、インパルス応答の減衰にのみ寄与する。
【００４２】
（３）一般的な抵抗型ＣＮＮ空間フィルタの状態変数の継時変化
以上の議論を、更に（数１９）又は（数２０）で表される一般的な抵抗型ＣＮＮ空間フィルタの場合について拡張する。
【００４３】
一般的な抵抗型ＣＮＮ空間フィルタのフィルタ演算子Ｇは、（数１９）、（数２０）より、以下のように表すことができる。
【数５４】
2004272806.tif 000054
ここで、Ｘは各節点に結合する節点の集合、ｒは結合する各節点の相対位置、Ｅは単位演算子、Ｅｒはｒ方向のシフト演算子である。また、（数１９）の状態変数更新方程式は、一般的に（数５５）で表される。
【数５５】
2004272806.tif 000055
これより、状態変数ｖの形は（数５６）のようになる。
【数５６】
2004272806.tif 000056
【数５７】
2004272806.tif 000057
【００４４】
（数５６）の第１項は初期状態変数ｖ（０）に対するＣＮＮ空間フィルタの応答を表す項であり、第２項は入力変数Ｉに対するＣＮＮ空間フィルタの応答を表す項である。ΦはＣＮＮ空間フィルタのｖ（０）に対する応答の空間周波数特性を表し、自己減衰係数Ｇ０には依存しない演算子である。自己減衰係数Ｇ０はＣＮＮ空間フィルタの初期状態変数ｖ（０）の減衰速度を決めるパラメータとなる。
【００４５】
〔２〕本発明の構成及び作用
本発明に係る信号処理装置の第１の構成は、規則的にネットワーク結合した複数の節点素子を有し、前記各節点素子は、入力信号を状態変数として記憶し、当該状態変数に対して所定の演算を行い、その演算結果を出力する信号処理装置において、前記各節点素子は、自己の状態変数を記憶する状態変数記憶手段と、自己の状態変数に自己減衰係数を積算した値からなる自己減衰項と、自己に結合した節点素子の状態変数と自己の状態変数との差に結合係数を積算した値からなる結合項とに線型な更新変分値によって、前記状態変数記憶手段に記憶された自己の状態変数を更新する状態変数更新手段と、自己の状態変数の初期値として入力変数を加えた場合に、前記状態変数更新手段が演算結果を算出するために必要な回数だけ自己の状態変数を更新した時点で、前記入力変数に対する自己の状態変数の比が所定の閾値以上となるように、前記自己減衰係数の値を調節する自己減衰係数調節手段とを備えていることを特徴とする。
【００４６】
この構成により、各節点素子の状態変数記憶手段に、入力変数の値が初期値として与えられると、各節点素子の状態変数更新手段は、自己の状態変数に自己減衰係数を積算した値からなる自己減衰項と、自己に結合した節点素子の状態変数と自己の状態変数との差に結合係数を積算した値からなる結合項とに線型な更新変分値とによって、自己の状態変数を更新する。この更新を所定の時間（回数）だけ繰り返すことにより、各節点素子が保有する状態変数の値として、出力変数が得られる。
【００４７】
上記（数５６）の右辺第１項で示したように、一般に、自己減衰係数（Ｇ０）は状態変数の初期値のインパルス入力に対する出力応答（以下、「インパルス応答」という。）の空間周波数特性及びエンベロープ形状（Φで表される因子）には影響を与えない。そして、自己減衰係数はインパルス応答の強度の減衰速度を決めるパラメータとなっている。そこで、自己減衰係数調節手段によって、状態変数更新手段が演算結果を算出するために必要な回数だけ自己の状態変数を更新した時点で、入力変数に対する各時刻の自己の状態変数の比が所定の閾値以上となるように、前記自己減衰係数（Ｇ０）の値を調節する。これにより、入力変数に対する出力変数の大きさが極めて小さくなることを抑制することが可能となる。また、状態変数の平衡状態を利用するのではなく、状態変数の過渡状態を利用して信号処理を行うため、高速で信号処理を行うことが可能である。
【００４８】
ここで、「自己減衰係数調節手段」としては、実際の入力信号の処理を行う前に、テスト用のインパルス入力信号を用いて自己減衰係数の大きさを決定する手段、状態変数の更新処理中に自己減衰係数の大きさを変化させて状態変数の強度を調整する手段、状態変数の更新処理中に自己減衰係数の符号を反転させて状態変数の強度を調整する手段、状態変数の更新ごとに（又は、所定の回数だけ状態変数が更新されるごとに）総ての節点の状態変数の値の代表値（最大値や平均値等）をモニタしてその代表値が所定の値となるように自己減衰係数の値を調節する手段等が使用される。また、信号処理装置は、アナログ回路で構成してもよいし、デジタル回路やコンピュータで実行するプログラムにより構成してもよい。
【００４９】
「所定の閾値」としては、特に限定するものではないが、一般には、アナログ回路の場合には、状態変数のＳ／Ｎ比が要求される信号品質に対して充分に大きくなる程度の値とされ、デジタル回路の場合には、量子化誤差の影響が無視できる程度の値とされる。
【００５０】
特に、自己減衰係数調節手段は、自己の状態変数の初期値としてインパルス入力を加えた場合に、前記状態変数更新手段が演算結果を算出するために必要な回数だけ自己の状態変数を更新した時点で、前記インパルス入力に対する自己の状態変数の比が所定の閾値以上となるように、前記自己減衰係数の値を調節するように構成することができる。
【００５１】
この構成により、自己減衰係数の値の調節にインパルス応答を用いるので、自己減衰係数の値の調節を、適切かつ簡易に行うことが可能となる。
【００５２】
本発明に係る信号処理装置の第２の構成は、前記第１の構成において、前記自己減衰係数調節手段は、前記自己減衰係数の値を所定の関数に従って、更新回数ごとに変化させることを特徴とする。
【００５３】
これにより、所定の関数を適当に選択することで、所望の回数の状態変数の更新を行った後に、インパルス入力に対する状態変数の強度が所定の閾値以上となるように調節することができる。
【００５４】
本発明に係る信号処理装置の第３の構成は、前記第１の構成において、前記自己減衰係数調節手段は、前記状態変数更新手段が、所定の回数だけ自己の状態変数を更新した時に、前記自己減衰項の符号を反転させることを特徴とする。
【００５５】
自己減衰項の符号を反転させると、（数５６）から分かるように、自己減衰項は増幅項として作用する。そのため、自己減衰項の符号を反転させた期間は、状態変数は更新により強度が指数関数的に増幅される。この性質を利用して、インパルス入力に対する状態変数の強度の比がインパルス入力に対する自己の状態変数の比が所定の閾値以上となるように、自己減衰項の符号を反転を繰り返すことで、最終的に得られる状態変数（すなわち、出力変数）の強度を所望の大きさに調節することが可能となる。
【００５６】
本発明に係る信号処理装置の第４の構成は、前記第１乃至３の何れか一の構成において、前記状態変数更新手段は、前記更新変分値を記憶する累積値記憶手段と、前記状態変数記憶手段に記憶された自己の状態変数又は自己に結合された節点素子の状態変数若しくは０値のうちの何れか２つの値を選択して出力する入力選択手段と、前記入力選択手段から出力される２つの値の差分を出力する減算手段と、前記減算手段の出力値に対して、前記自己減衰係数又は前記結合係数を積算した値を出力する乗算手段と、前記乗算手段の出力値と、前記累積値記憶手段に記憶された更新変分値との和を計算し、前記累積値記憶手段に記憶された更新変分値を当該計算値に更新する加算手段と、前記入力選択手段及び前記乗算手段を制御することにより前記更新変分値の積和演算を行い、前記更新変分値の所定の積和演算が終了した時点で、前記状態変数記憶手段に記憶された状態変数と前記累積値記憶手段に記憶された更新変分値との和を計算し、前記状態変数記憶手段に記憶された状態変数を当該計算値により更新するとともに、前記累積値記憶手段に記憶された更新変分値を０に設定する演算制御手段とを備えていることを特徴とする。
【００５７】
この構成により、各節点素子の状態変数更新手段は、以下のように機能して状態変数の更新を行う。まず、累積値記憶手段は、初期状態では０が記憶されている。この状態で、入力選択手段が、状態変数記憶手段に記憶された自己の状態変数又は自己に結合された節点素子の状態変数若しくは０値のうちの何れか２つの値を選択する。選択された２つの値に基づき、減算手段が両者の差分値を計算し、乗算手段がこの差分値に自己減衰係数又は結合係数を積算する。尚、このとき、自己減衰係数の値は、自己減衰係数調節手段によって調節される。以上の処理により得られた値は、加算手段により、累積値記憶手段に記憶された値（更新変分値）との和算値が計算され、これが新たな更新変分値として累積値記憶手段に記憶される。
【００５８】
演算制御手段は、以上のような更新変分値の更新を、（数２０）の右辺第１項及び第２項に示されたような各項について順次行うように制御し、更新変分値を計算して累積値記憶手段に記憶する。更新変分値の計算が終わると、演算制御手段は、状態変数記憶手段に記憶された状態変数と累積値記憶手段に記憶された更新変分値との和を計算し、状態変数記憶手段に記憶された状態変数を当該計算値により更新する。そして、累積値記憶手段に記憶された更新変分値を０に設定する。この一連の動作により、状態変数が（数２０）に従って１回更新される。
【００５９】
本構成によって、（数２０）のような状態変数更新方程式を厳密に計算しながら状態変数の更新を行うことが可能となる。尚、この構成は、実際には、デジタル的に実現するのに適している。
【００６０】
本発明に係る信号処理装置の第５の構成は、前記第１乃至３の何れか一の構成において、前記状態変数更新手段は、前記状態変数記憶手段に記憶された自己の状態変数又は自己に結合された節点素子の状態変数若しくは０値のうちの何れか２つの値を選択して出力する入力選択手段と、前記入力選択手段から出力される２つの値の差分を出力する減算手段と、前記減算手段の出力値に対して、前記自己減衰係数又は前記結合係数を積算した値を出力する乗算手段と、前記乗算手段の出力値と、前記状態変数記憶手段に記憶された状態変数との和を計算し、前記状態変数記憶手段に記憶された状態変数を当該計算値に更新する加算手段と、前記入力選択手段及び前記乗算手段を制御することにより前記更新変分値の所定の積和演算を行い、前記状態変数を更新する演算制御手段と、を備えていることを特徴とする。
【００６１】
この構成により、各節点素子の状態変数更新手段は、以下のように機能して状態変数の更新を行う。まず、入力選択手段が、状態変数記憶手段に記憶された自己の状態変数又は自己に結合された節点素子の状態変数若しくは０値のうちの何れか２つの値を選択する。選択された２つの値に基づき、減算手段が両者の差分値を計算し、乗算手段がこの差分値に自己減衰係数又は結合係数を積算する。尚、このとき、自己減衰係数の値は、自己減衰係数調節手段によって調節される。以上の処理により得られた値は、加算手段により、状態変数記憶手段に記憶された値（状態変数）との和算値が計算され、これが新たな状態変数として状態変数記憶手段に記憶される。演算制御手段は、以上のような状態変数の更新を、（数２０）の右辺第１項及び第２項に示されたような各項について順次行う。この一連の動作により、状態変数が近似的に（数２０）に従って１回更新される。
【００６２】
尚、この構成によれば、厳密には（数２０）のような状態変数更新方程式によって状態変数の更新を行うことはできない。なぜならば、（数２０）の右辺の１つの項を計算するごとに、各節点素子は自己の状態変数の値が更新されてしまうからである。しかし、一般に、自己減衰係数や結合係数は小さいため、近似的に（数２０）のような状態変数更新方程式の計算を行うことができる。また、上記第４の構成と比較すると計算量が少なくなるため、特に高速な処理を行う場合に適している。尚、この構成は、実際にデジタル的により実現するのに適している。
【００６３】
本発明に係る信号処理装置の第６の構成は、前記第４又は５の構成において、前記自己減衰係数調節手段は、前記演算制御手段が、前記状態変数記憶手段に記憶された状態変数を所定の回数だけ更新した時に、前記乗算手段が前記減算手段の出力値に対して積算する自己減衰係数の符号、又は、前記乗算手段が前記自己減衰係数に対して積算する前記減算手段の出力値の符号の何れか一方を反転させることを特徴とする。
【００６４】
演算制御手段が、状態変数記憶手段に記憶された状態変数の更新を繰り返すと、（数５６）で示したように、状態変数の値は減衰する。演算制御手段がこの更新を所定の回数だけ更新した時に、自己減衰係数調節手段は、乗算手段が減算手段の出力値に対して積算する自己減衰係数の符号、又は、乗算手段が自己減衰係数に対して積算する減算手段の出力値の符号の何れか一方を反転させる。これにより、自己減衰項が逆に増幅項として機能し、状態変数は更新の度に増幅される。これは、図２９や図３０等のアナログ回路モデルで、Ｇ０が負抵抗として働くことに相当する。
【００６５】
また、更に演算制御手段がこの更新を所定の回数だけ更新した時に、自己減衰係数調節手段は、乗算手段が減算手段の出力値に対して積算する自己減衰係数の符号、又は、乗算手段が自己減衰係数に対して積算する減算手段の出力値の符号の何れか一方を反転させる。これにより、自己減衰項が更新の度に減少する方向に転ずる。これにより、状態変数の更新中にも、自己減衰項の大きさを所定のレンジ内とすることが可能となる。
【００６６】
本発明に係る信号処理装置の第７の構成は、前記第１乃至３の何れか一の構成において、前記状態変数記憶手段は、自己の状態変数を電荷量として保持する状態変数電荷保持手段からなり、前記状態変数更新手段は、前記更新変分値を電荷量として保持する累積値電荷保持手段と、前記状態変数電荷保持手段に保持された電荷量をパルス幅に単射した状態変数パルスを生成する入力パルス生成手段と、自己の前記状態変数パルス又は自己に結合された節点素子の状態変数パルス若しくは０値パルスのうちの何れか２つを選択して出力する入力パルス選択手段と、前記入力パルス選択手段から出力される２つのパルスの差分パルス及びその正負を表す符号信号を生成する差分パルス生成手段と、前記差分パルス及び符号信号を、前記自己減衰係数又は前記結合係数に比例させて電荷量に単射し、前記累積値電荷保持手段に充電する差分電荷量変換手段と、前記累積値電荷保持手段に保持された電荷量をパルス幅に単射した更新値パルスを生成する更新値パルス変換手段と、前記更新値パルスを電荷量に単射し、前記状態変数電荷保持手段に充電する更新値電荷量変換手段と、前記入力パルス選択手段及び前記差分電荷量変換手段を制御することにより前記更新変分値の積和演算を行い、前記更新変分値の積和演算が終了した時点で、前記更新値パルス変換手段及び前記更新値電荷量変換手段により前記状態変数電荷保持手段に保持された電荷量を更新するとともに、前記累積値電荷保持手段に保持された電荷を０値に対応する電荷量とする演算制御手段とを備えていることを特徴とする。
【００６７】
この構成により、各節点素子の状態変数更新手段は、以下のように機能して状態変数の更新を行う。まず、初期変数に相当する量の電荷が、状態変数電荷保持手段に与えられる。また、累積電荷保持手段には、初期値として、０値に相当する電荷量（必ずしも電荷量０である必要はない。）が与えられる。
【００６８】
そして、まず、入力パルス生成手段が、状態変数電荷保持手段に保持された電荷量をパルス幅に単射した状態変数パルスを生成する。入力パルス選択手段は、自己の状態変数パルス又は自己に結合された節点素子の状態変数パルス若しくは０値パルスのうち、何れか２つを選択する。差分パルス生成手段は、この２つのパルスの差分パルス及びその正負を表す符号信号を生成する。差分電荷量変換手段は、差分パルス及び符号信号を、自己減衰係数又は結合係数に比例させて電荷量に単射し、累積値電荷保持手段に充電する。このとき、自己減衰係数の値又は自己減衰項に対する符号信号の値は、自己減衰係数調節手段によって調節される。
【００６９】
演算制御手段は、以上のような一連の動作を、（数２０）で表されるような更新方程式の各項について行い、累積値電荷保持手段に、更新変分値に対応する量の電荷を順次蓄積する。更新変分値に対応する量の電荷の蓄積が終了すると、更新値パルス変換手段は、累積値電荷保持手段に保持された電荷量をパルス幅に単射した更新値パルスを生成する。更新値電荷量変換手段は、この更新値パルスを再び電荷量に単射し、状態変数電荷保持手段に充電する。これにより、状態変数電荷保持手段に保持された電荷量は、（数２０）のような状態変数更新方程式によって更新される。以上のように、状態変数や更新値を電荷量とパルス幅との間で交互に変換し、演算はパルス幅領域で行うようにすることで、アナログ回路によって精度のよい状態変数更新方程式の演算が可能となる。
【００７０】
本発明に係る信号処理装置の第８の構成は、上記第１乃至３の構成において、前記状態変数記憶手段は、自己の状態変数を電荷量として保持する状態変数電荷保持手段からなり、前記状態変数更新手段は、前記更新変分値を電荷量として保持する累積値電荷保持手段と、自己の前記累積値電荷保持手段が保持する電荷量又は自己に結合された節点素子の累積値電荷保持手段が保持する電荷量若しくは０値電荷量のうちの何れか２つを選択し、２つの電荷量の差分電荷量を生成する差分電荷量生成手段と、前記差分電荷量をパルス幅に単射した差分パルス及びその正負を表す符号信号を生成する差分パルス生成手段と、前記差分パルス及び符号信号を、前記自己減衰係数又は前記結合係数に比例させて電荷量に単射し、前記累積値電荷保持手段に充電する差分電荷量変換手段と、前記累積値電荷保持手段に保持された電荷量をパルス幅に単射した更新値パルスを生成する更新値パルス変換手段と、前記更新値パルスを電荷量に単射し、前記状態変数電荷保持手段に充電する更新値電荷量変換手段と、前記入力パルス選択手段及び前記差分電荷量変換手段を制御することにより前記更新変分値の積和演算を行い、前記更新変分値の積和演算が終了した時点で、前記更新値パルス変換手段及び前記更新値電荷量変換手段により前記状態変数電荷保持手段に保持された電荷量を更新するとともに、前記累積値電荷保持手段に保持された電荷を０値に対応する電荷量とする演算制御手段とを備えていることを特徴とする。
【００７１】
この構成により、差分電荷量生成手段は、更新変分値を電荷量として保持する累積値電荷保持手段と、自己の累積値電荷保持手段が保持する電荷量又は自己に結合された節点素子の累積値電荷保持手段が保持する電荷量若しくは０値電荷量のうちの何れか２つを選択し、２つの電荷量の差分電荷量を生成する。そして、差分パルス生成手段は、この差分電荷量をパルス幅に単射した差分パルス及びその正負を表す符号信号を生成する。あとは、上記第７の構成において説明した動作と同様の動作により、状態変数の更新が行われる。
【００７２】
本発明に係る信号処理装置の第９の構成は、上記第１乃至３の何れか一の構成において、前記状態変数記憶手段は、自己の状態変数を電荷量として保持する状態変数電荷保持手段からなり、前記状態変数更新手段は、前記状態変数電荷保持手段に保持された電荷量をパルス幅に単射した状態変数パルスを生成する入力パルス生成手段と、自己の前記状態変数パルス又は自己に結合された節点素子の状態変数パルス若しくは０値パルスのうちの何れか２つを選択して出力する入力パルス選択手段と、前記入力パルス選択手段から出力される２つのパルスの差分パルス及びその正負を表す符号信号を生成する差分パルス生成手段と、前記差分パルス及び符号信号を、前記自己減衰係数又は前記結合係数に比例させて電荷量に単射し、前記状態変数電荷保持手段に充電する差分電荷量変換手段と、前記入力パルス選択手段及び前記差分電荷量変換手段を制御することにより前記更新変分値の積和演算を行い、前記状態変数電荷保持手段に保持された電荷量を更新する演算制御手段とを備えていることを特徴とする。
【００７３】
この構成により、各節点素子の状態変数更新手段は、以下のように機能して状態変数の更新を行う。まず、初期変数に相当する量の電荷が、状態変数電荷保持手段に与えられる。
【００７４】
そして、入力パルス生成手段が、状態変数電荷保持手段に保持された電荷量をパルス幅に単射した状態変数パルスを生成する。入力パルス選択手段は、自己の状態変数パルス又は自己に結合された節点素子の状態変数パルス若しくは０値パルスのうち、何れか２つを選択する。差分パルス生成手段は、この２つのパルスの差分パルス及びその正負を表す符号信号を生成する。差分電荷量変換手段は、差分パルス及び符号信号を、自己減衰係数又は結合係数に比例させて電荷量に単射し、状態変数電荷保持手段に充電する。このとき、自己減衰係数の値又は自己減衰項に対する符号信号の値は、自己減衰係数調節手段によって調節される。
【００７５】
演算制御手段は、以上のような一連の動作を、（数２０）で表されるような更新方程式の各項について順次行う。これにより、状態変数電荷保持手段に保持された電荷量は、近似的に（数２０）のような状態変数更新方程式によって更新される。
【００７６】
この構成によれば、厳密には（数２０）のような状態変数更新方程式によって状態変数の更新を行うことはできない。なぜならば、（数２０）の右辺の１つの項を計算するごとに、各節点素子は自己の状態変数の値が変更されてしまうからである。しかし、一般に、自己減衰係数や結合係数は小さいため、実際には上記構成により近似的に（数２０）のような状態変数更新方程式の計算を行うことができる。また、上記第７又は８の構成と比較すると計算量が少なくなるため、特に高速な処理を行う場合に適している。また、上記第７又は８の構成と比較すると回路が小型化となるため、高集積化にも適する。
【００７７】
本発明に係る信号処理装置の第１０の構成は、前記１乃至３の何れか一の構成において、前記状態変数記憶手段は、自己の状態変数を電荷量として保持する状態変数電荷保持手段からなり、前記状態変数更新手段は、自己の前記累積値電荷保持手段が保持する電荷量又は自己に結合された節点素子の累積値電荷保持手段が保持する電荷量若しくは０値電荷量のうちの何れか２つを選択し、２つの電荷量の差分電荷量を生成する差分電荷量生成手段と、前記差分電荷量をパルス幅に単射した差分パルス及びその正負を表す符号信号を生成する差分パルス生成手段と、前記入力パルス選択手段から出力される２つのパルスの差分パルス及びその正負を表す符号信号を生成する差分パルス生成手段と、前記差分パルス及び符号信号を、前記自己減衰係数又は前記結合係数に比例させて電荷量に単射し、前記状態変数電荷保持手段に充電する差分電荷量変換手段と、前記入力パルス選択手段及び前記差分電荷量変換手段を制御することにより前記更新変分値の積和演算を行い、前記状態変数電荷保持手段に保持された電荷量を更新する演算制御手段とを備えていることを特徴とする。
【００７８】
この構成により、差分電荷量生成手段は、更新変分値を電荷量として保持する累積値電荷保持手段と、自己の累積値電荷保持手段が保持する電荷量又は自己に結合された節点素子の累積値電荷保持手段が保持する電荷量若しくは０値電荷量のうちの何れか２つを選択し、２つの電荷量の差分電荷量を生成する。そして、差分パルス生成手段は、この差分電荷量をパルス幅に単射した差分パルス及びその正負を表す符号信号を生成する。あとは、上記第９の構成において説明した動作と同様の動作により、状態変数の更新が行われる。
【００７９】
本発明に係る信号処理装置の第１１の構成は、前記第７乃至１０の何れか一の構成において、前記自己減衰係数調節手段は、前記演算制御手段が、前記状態変数電荷保持手段に保持された電荷量を所定の回数だけ更新した時に、前記自己減衰項における前記差分パルス生成手段が出力する符号信号を反転させることを特徴とする。
【００８０】
演算制御手段が、状態変数電荷保持手段に保持された電荷量の更新を繰り返すと、上述の（数５６）に示したように、状態変数の値は指数関数的に減衰する。そこで、自己減衰係数調節手段は、状態変数の更新が所定の回数だけ行われると、自己減衰項における差分パルス生成手段が出力する符号信号を反転させる。これにより、差分電荷量変換手段は、自己減衰項の符号を反転した値に相当する電荷量を累積値電荷保持手段又は状態変数電荷保持手段に充電する。これにより、状態変数の更新による状態変数の変化は、減衰から増加に転じる。
【００８１】
同様に、更に、自己減衰係数調節手段は、状態変数の更新が所定の回数だけ行われると、自己減衰項における差分パルス生成手段が出力する符号信号を反転させる。これにより、状態変数の更新による状態変数の変化は、減衰から増加に転じる。
【００８２】
このようにして、所定の回数ごとに差分パルス生成手段が出力する符号信号を反転させることで、状態変数の更新中にも、自己減衰項の大きさを所定のレンジ内とすることが可能となる。
【００８３】
本発明に係る信号処理装置の第１２の構成は、上記第１乃至３の何れか一の構成において、前記各節点素子は、格子状に配列された実部層と、前記実部層の各格子点に対応して格子状に配列された虚部層との２層に配列され、前記各層の節点素子は、同層における前後左右に隣接する節点素子及び他層における前後左右に隣接する節点素子と結合したネットワーク構造を有し、前記実部層の各節点素子の前記状態変数記憶手段に状態変数の初期値を設定する初期値設定手段を備え、前記実部層のｍ行ｎ列目の節点素子の前記状態変数更新手段は、自己の状態変数ｖｒ（ｍ，ｎ）を（数１）で表される更新変分値Δｖｒ（ｍ，ｎ）により更新し、前記虚部層のｍ行ｎ列目の節点素子の前記状態変数更新手段は、自己の状態変数ｖｉ（ｍ，ｎ）を（数２）で表される更新変分値Δｖｉ（ｍ，ｎ）により更新することを特徴とする（ここで、ｖｒ（ｍ，ｎ）（ｍ，ｎ∈整数）は実部層の（ｍ，ｎ）番目の節点素子の状態変数、ｖｉ（ｍ，ｎ）（ｍ，ｎ∈整数）は虚部層の（ｍ，ｎ）番目の節点素子の状態変数、Ｇ０は前記自己減衰係数、Ｇ１ｘ，Ｇ１ｙ，Ｇ２ｘ，Ｇ２ｙは前記結合係数を表す）。
【００８４】
これにより、（数５３）で示したとおり、状態変数の初期値に対する過渡応答を利用したＣＮＮガボール型フィルタとして機能する信号処理装置が実現される。
【００８５】
本発明に係る信号処理方法の第１の構成は、規則的にネットワーク結合した複数の節点素子に、入力信号を状態変数として記憶させ、当該状態変数に対して所定の演算を行い、その演算結果を得る信号処理方法において、前記各節点素子は、自己の状態変数を記憶する状態変数記憶手段を有し、自己の状態変数に自己減衰係数を積算した値からなる自己減衰項と、自己に結合した節点素子の状態変数と自己の状態変数との差に結合係数を積算した値からなる結合項とに線型な更新変分値によって、前記状態変数記憶手段に記憶された自己の状態変数を更新するとともに、自己の状態変数の初期値として入力変数を加えた場合に、前記状態変数更新手段が演算結果を算出するために必要な回数だけ自己の状態変数を更新した時点で、前記入力変数に対する自己の状態変数の比が所定の閾値以上となるように、前記自己減衰係数の値を調節することを特徴とする。
【００８６】
本発明に係る信号処理方法の第２の構成は、上記第１の構成において、前記自己減衰係数の値の調節は、前記自己減衰係数の値を所定の関数に従って、更新回数ごとに変化させることにより行われることを特徴とする。
【００８７】
本発明に係る信号処理方法の第３の構成は、上記第１の構成において、前記自己減衰係数の値の調節は、前記自己の状態変数が所定の回数だけ更新された時に、前記自己減衰項の符号を反転させることにより行われることを特徴とする。
【００８８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の一実施形態について図面を参照しながら説明する。
【００８９】
（実施形態１）
実施形態１では、一例として、図２９又は図３０のＣＮＮガボール型フィルタの回路モデルによる信号処理装置について説明する。
【００９０】
図１は本発明の実施形態１に係る信号処理装置における節点素子の結合状態を表す図である。図１（ａ）は、図２９に示した１次元ＣＮＮガボール型フィルタの回路モデルを実現するための結合状態であり、図１（ｂ）は、図３０に示した２次元ＣＮＮガボール型フィルタの回路モデルを実現するための結合状態である。
【００９１】
図１（ａ）における信号処理装置は、実部層のＮ個の節点素子｛Ｃｒｎ；ｎ∈｛０，…，Ｎ−１｝｝と虚部層のＮ個の節点素子｛Ｃｉｎ；ｎ∈｛０，…，Ｎ−１｝｝とが１次元的に配列されている。各節点素子Ｃｒｎ，Ｃｉｎは、それぞれ、４つの隣接する節点素子｛Ｃｒｎ−１，Ｃｒｎ＋１，Ｃｉｎ−１，Ｃｉｎ＋１｝と結合する。
【００９２】
一方、図１（ｂ）における信号処理装置は、実部層のＭ×Ｎ個の節点素子｛Ｃｒｍ，ｎ；ｍ∈｛０，…，Ｍ−１｝，ｎ∈｛０，…，Ｎ−１｝｝と虚部層のＭ×Ｎ個の節点素子｛Ｃｉｍ，ｎ；ｍ∈｛０，…，Ｍ−１｝，ｎ∈｛０，…，Ｎ−１｝｝とが２次元的に配列されている。各節点素子Ｃｒｍ，ｎ，Ｃｉｍ，ｎは、それぞれ、８つの隣接する節点素子｛Ｃｒｍ−１，ｎ，Ｃｒｍ＋１，ｎ，Ｃｒｍ，ｎ−１，Ｃｒｍ，ｎ＋１，Ｃｉｍ−１，ｎ，Ｃｉｍ＋１，ｎ，Ｃｉｍ，ｎ−１，Ｃｉｍ，ｎ＋１｝と結合する。
【００９３】
以下の説明においては、図１（ｂ）に示す２次元ＣＮＮガボール型フィルタのネットワーク結合を例にとって説明する。
【００９４】
図２は実施形態１に係る各節点素子の機能ブロック図である。図２の節点素子１は、図１（ｂ）における実部層の各節点素子｛Ｃｒｍ，ｎ；ｍ∈｛０，…，Ｍ−１｝，ｎ∈｛０，…，Ｎ−１｝｝又は虚部層の各節点素子｛Ｃｉｍ，ｎ；ｍ∈｛０，…，Ｍ−１｝，ｎ∈｛０，…，Ｎ−１｝｝に相当する。
【００９５】
節点素子１は、状態変数記憶部２、入力選択部３、減算器４、符号反転部５、乗算器６、加算器７、累積値記憶部８、加算器９、係数記憶部１０、及び演算制御部１１を備えている。
【００９６】
状態変数記憶部２は、自己の状態変数を記憶するものであり、書き換え可能なメモリにより構成される。この状態変数記憶部２の出力は、入力選択部３、及び自己に結合する８つの節点素子の入力選択部に接続されている。入力選択部３は、状態変数記憶部２に記憶された自己の状態変数、及び自己に結合された他の節点素子の状態変数、並びに０値が入力され、これらの入力の何れか２つを選択して、減算器４の入力端子ｉｎ１，ｉｎ２に出力する。
【００９７】
減算器４は、入力端子ｉｎ１，ｉｎ２からの入力値の差分Ｄｉｆｆを計算して、符号反転部５に出力する。符号反転部５は、演算制御部１１から入力される符号反転信号ｔｏｇｇｌｅが０のときには、差分Ｄｉｆｆをそのまま乗算器６に出力し、符号反転信号ｔｏｇｇｌｅが１のときには、差分Ｄｉｆｆの符号を反転させて乗算器６に出力する。乗算器６は、演算制御部１１から入力される係数設定信号の値Ｇｉを、符号反転部５から入力された値に乗算し、その乗算結果を加算器９に出力する。加算器７は、乗算器６から入力される値及び累積値記憶部８に記憶された値を加算して、加算信号として累積値記憶部８に出力する。累積値記憶部８は、加算器７から出力される出力値を記憶する。加算器９は、累積値記憶部８に記憶された更新変分値と、状態変数記憶部２に記憶された状態変数との和を計算して、状態変数記憶部２に出力する。状態変数記憶部２は、加算器９から出力される値を、新たな状態変数として記憶し、自己の状態変数を更新する。係数記憶部１０は、演算制御部１１が乗算器６に対して出力する係数設定信号の値Ｇｉを記憶する。また、演算制御部１１は、節点素子１の演算処理の制御を行う。
【００９８】
図３は図２における演算制御部１１の状態変数の更新処理機能を表す機能ブロック図である。
【００９９】
演算制御部１１の状態変数の更新処理機能は、更新制御部２１、更新回数カウンタ２２、演算終了判定部２３、反転タイミング記憶部２４、及び反転タイミング判定部２５により表される。
【０１００】
更新制御部２１及び更新回数カウンタ２２には、信号処理装置の総ての節点素子に共通する制御クロックが入力されている。更新制御部２１は、節点素子１の状態変数記憶部２に記憶された状態変数の更新のための制御を行う。更新回数カウンタ２２は、更新制御部２１が状態変数の更新を行った回数を計数する。演算終了判定部２３は、更新回数カウンタ２２が計数した更新回数が所定の回数に達すると、更新制御部２１の状態変数の更新処理を終了させる。反転タイミング記憶部２４は、符号反転部５により減算器４が出力する差分Ｄｉｆｆの符号を反転させるタイミング（状態変数の更新回数。以下、「反転タイミング」という。）を記憶する。また、反転タイミング判定部２５は、更新回数カウンタ２２が計数する状態変数の更新回数を監視し、反転タイミング記憶部２４に記憶された反転タイミングに達したときに、符号反転部５に対して出力する符号反転信号ｔｏｇｇｌｅを０から１又は１から０に反転させる。
【０１０１】
図４は図２における演算制御部１１の反転タイミングの決定機能を表す機能ブロック図である。
【０１０２】
演算制御部１１の反転タイミングの決定機能は、更新制御部２１、更新回数カウンタ２２、演算終了判定部２３、反転タイミング記憶部２４、及び閾値判定部２６により表される。
【０１０３】
更新制御部２１、更新回数カウンタ２２、演算終了判定部２３、及び反転タイミング記憶部２４は、図３と同様のものであるため、同符号を付す。
【０１０４】
閾値判定部２６は、状態変数の初期値としてインパルスが入力された節点素子において、状態変数の値が所定の閾値以下であるか否かを判定する。
【０１０５】
以上のように構成された本実施形態に係る信号処理装置について、以下その動作を説明する。
【０１０６】
図５は本発明の実施形態１に係る信号処理装置の各節点素子の動作を表すフローチャートである。尚、以下、実部層又は虚部層を特に特定する必要がない限り、状態変数における実部層又は虚部層を表す添え字「ｒ」、「ｉ」は省略する。
【０１０７】
まず、各節点素子１の更新制御部２１は、状態変数記憶部２に状態変数の初期値ｖ（０）（ｍ，ｎ）を設定する（Ｓ１）。この初期値ｖ（０）（ｍ，ｎ）は、入力変数に対応した値に設定される。また、更新制御部２１は、更新回数カウンタ２２の計数値ｃｏｕｎｔ、内部変数である反転回数カウンタｒｅｖの値、及び自己減衰係数の符号の反転の有無を表す符号反転フラグｆを総て０に初期化する（Ｓ２）。尚、符号反転フラグｆは、ｆ＝０のときは非反転、ｆ＝１のときは反転を表す。
【０１０８】
そして、更新制御部２１は、状態変数の更新処理を１回行う（Ｓ３）。この状態変数の更新処理の具体的な内容については後述する。
【０１０９】
次に、反転タイミング判定部２５は、更新回数カウンタ２２の計数値ｃｏｕｎｔが、反転タイミング記憶部２４に記憶された反転タイミングＱ（ｒｅｖ）に達したか否かを判定し（Ｓ４）、達した場合には反転回数カウンタｒｅｖの値を１だけインクリメントするとともに（Ｓ５）、符号反転フラグｆの値を反転させる（Ｓ６）。一方、ステップＳ４において、計数値ｃｏｕｎｔが反転タイミングＱ（ｒｅｖ）に達していないときには何もしない。
【０１１０】
次に、演算終了判定部２３は、計数値ｃｏｕｎｔが所定の値Ｎｃｏｕｎｔに達したか否かを判定し（Ｓ７）、達していなければ、ステップＳ３の動作に戻る。一方、ステップＳ７において、計数値ｃｏｕｎｔが所定の値Ｎｃｏｕｎｔに達した場合、演算終了判定部２３は、状態変数は収束したものと判断して、更新制御部２１の状態変数の更新処理を終了させる。更新制御部２１は、演算終了判定部２３により状態変数の更新制御の終了の指示がされると、状態変数記憶部２に記憶された状態変数ｖを読み込んで、出力変数として出力する（Ｓ８）。
【０１１１】
図６は状態変数の更新処理を表すフローチャートである。
（数１２）に従って状態変数の更新処理を行う場合、まず、更新制御部２１は、累積値記憶部８に記憶された更新変分値Δｖの値を０に設定する（Ｓ２１）。また、自己減衰項又は結合項の累算回数を表すカウンタｉの値を０に設定し、符号反転信号ｔｏｇｇｌｅの値を符号反転フラグｆの値に設定する（Ｓ２２）。
【０１１２】
そして、まず、更新制御部２１は、入力選択部３が選択する状態変数を表すインデックスｊ，ｋの値に、ｉｄｘ（ｉ，１），ｉｄｘ（ｉ，２）を設定する（Ｓ２３）。ここで、ｉｄｘ（ｉ，１），ｉｄｘ（ｉ，２）には、それぞれ（表１）のような値が格納されているものとする。
【表１】
2004272806.tif 000058
【０１１３】
（表１）において、（０，０）は自己を表す。（−１，０）は行方向左側に隣接する節点素子、（＋１，０）は行方向右側に隣接する節点素子、（０，−１）は列方向上側に隣接する節点素子、（０，＋１）は列方向下側に隣接する節点素子を表す。また、ｒは実部層の節点素子、ｉは虚部層の節点素子を表す。ｇは０値を表す。尚、ｉ＝０のときには、ｉｄｘ（ｉ，２）には自己拡散係数Ｇ０、ｉｄｘ（ｉ，１）には０値が設定されるようにする。ｉ＝０のときにのみ、符号反転フラグｆによる符号の反転が判断されるからである。
【０１１４】
次に、入力選択部３は、自己の状態変数、又は自己に結合された節点素子の状態変数、若しくは０値のうちから、インデックスｊ，ｋで指定される２つの値ｖ（ｊ），ｖ（ｋ）を選択する（Ｓ２４）。例えば、実部層のｍ行ｎ列に位置する節点素子の場合、ｉ＝０であれば、ｖ（ｊ）＝０，ｖ（ｋ）＝ｖｒ（ｍ，ｎ）、ｉ＝１であればｖ（ｊ）＝ｖｒ（ｍ−１，ｎ），ｖ（ｋ）＝ｖｒ（ｍ，ｎ）、ｉ＝４であればｖ（ｊ）＝ｖｉ（ｍ，ｎ＋１），ｖ（ｋ）＝ｖｉ（ｍ，ｎ−１）の値がそれぞれ選択される。また、虚部層のｍ行ｎ列に位置する節点素子の場合、ｉ＝０であれば、ｖ（ｊ）＝０，ｖ（ｋ）＝ｖｉ（ｍ，ｎ）、ｉ＝１であればｖ（ｊ）＝ｖｉ（ｍ−１，ｎ），ｖ（ｋ）＝ｖｉ（ｍ，ｎ）、ｉ＝４であればｖ（ｊ）＝ｖｒ（ｍ，ｎ−１），ｖ（ｋ）＝ｖｒ（ｍ，ｎ＋１）の値がそれぞれ選択される。
【０１１５】
次に、減算器４は、入力選択部３から出力されるｖ（ｊ），ｖ（ｋ）の差分ｖ（ｊ）−ｖ（ｋ）を計算し、差分値Ｄｉｆｆとして出力する（Ｓ２５）。符号反転部５は、反転タイミング判定部２５から入力される符号反転信号ｔｏｇｇｌｅの値を参照し（Ｓ２６）、ｔｏｇｇｌｅ＝０の場合には差分値Ｄｉｆｆをそのまま出力し、ｔｏｇｇｌｅ＝１の場合には差分値Ｄｉｆｆの符号を反転（Ｄｉｆｆ←−Ｄｉｆｆ）させて出力する（Ｓ２７）。
【０１１６】
次に、更新制御部２１は、乗算器６に対して、係数記憶部１０に記憶された自己減衰係数又は結合係数Ｇｉの値を出力する。乗算器６は、符号反転部５から出力される値Ｄｉｆｆに、この結合係数Ｇｉの値を積算し、積算値ｘを出力する（Ｓ２８）。ここで、カウンタｉの値に対する係数Ｇｉの値は（表２）のように設定されているものとする。
【表２】
2004272806.tif 000059
【０１１７】
次に、加算器７は、累算値記憶部８に記憶された更新変分値Δｖの値を読み出し、その値に、上記乗算器６から入力される積算値ｘを加えた値を、再び累算値記憶部８に記憶させる（Ｓ２９）。
このとき、符号反転信号ｔｏｇｇｌｅの値は、再び０に設定される。（数１）又は（数２）の右辺第１項以外の項については、符号反転は行われないからである。
【０１１８】
そして、更新制御部２１は、カウンタｉの値が７より小さいか否かを判定し（Ｓ３０）、ｉ＜７の場合には、上記ステップＳ２３〜Ｓ３０までの動作を繰り返す。これにより、（数１）又は（数２）に示した更新変分値Δｖｒ（ｍ，ｎ）又はΔｖｉ（ｍ，ｎ）の値が計算され、累積値記憶部８に格納される。
【０１１９】
ステップＳ３０において、ｉ＝７となった場合、加算器９は、状態変数記憶部２に記憶された自己の状態変数ｖ（ｍ，ｎ）の値と、累積値記憶部８に記憶された更新変分値Δｖの値とを読み出し、両者を加算してこれを新たな状態変数ｖ（ｍ，ｎ）として、状態変数記憶部２に記憶させる（Ｓ３１）。
以上の動作により、節点素子の状態変数の値が１回更新される。
【０１２０】
このように、節点素子の状態変数の更新を繰り返した場合、（数４９）に示したように、状態変数の初期値ｖ（０）（ｍ，ｎ）に対する状態変数ｖ（ｍ，ｎ）の応答（状態変数の初期値に対する畳み込みカーネル）は、ｅｘｐ（−（Ｇ０）ｔ）に従って減衰する。しかし、更新制御部２１が所定の回数だけ状態変数の更新を繰り返すごとに、自己減衰係数Ｇ０の符号を反転させることにより、状態変数の初期値に対する畳み込みカーネルは、減衰と増幅を繰り返す。その結果、（数５３）に示した状態変数の初期値に対する畳み込みカーネルＦ（０，０，ｔ）の値が極めて小さい値となることが防止される。従って、各節点の状態変数の更新を繰り返しても状態変数の値の減衰を抑えることができる。
【０１２１】
また、状態変数の初期値に対する畳み込みカーネルを利用して信号処理を行うことにより、状態変数の過渡応答期間を利用してガボール型フィルタの信号処理を行うことができる。従って、高速な信号処理が可能である。
【０１２２】
図７は状態変数の更新回数に対する値の推移を示した図である。
図７（ａ）は自己減衰係数Ｇ０の符号を反転せずに更新を繰り返した場合の状態変数の初期値に対する畳み込みカーネルの減衰を表す。また、図７（ｂ）は自己減衰係数Ｇ０の符号を所定の間隔で反転させたときの状態変数の初期値に対する畳み込みカーネルの変化を表す。図７（ｂ）では、自己減衰係数Ｇ０の符号反転は、最初が＋Ｇ０で１５回の更新、それ以降は、−Ｇ０が５回、＋Ｇ０が１５回の更新を繰り返して行ったものである。
【０１２３】
図７（ａ）（ｂ）において、縦軸は畳み込みカーネルの初期値に対する比を表し、横軸は状態変数の更新回数（時間）を表す。また、Ｔ＝１／ω０は、畳み込みカーネルの空間的周期（単位はピクセル）を表す。尚、ここではω０＝ω０ｘ，ω０ｙ＝０とした。ω０ｘ，ω０ｙは、それぞれ（数５０）により定義される。
【０１２４】
図７（ａ）から分かるように、自己減衰係数Ｇ０の符号反転をせずに状態変数の更新を続けた場合、畳み込みカーネルの値は急速に０に近づく。Ｔ＝４ピクセルの場合には約４０回、Ｔ＝６ピクセルの場合には約８０回、Ｔ＝８ピクセルの場合には約１３０回、Ｔ＝１０ピクセルの場合には約１８０回、Ｔ＝１２ピクセルの場合には、約２３０回の更新で、畳み込みカーネルの値は初期値の０．５％の大きさとなる。そのため、状態変数は更新と共に急速に減衰する。
【０１２５】
一方、図７（ｂ）のように、自己減衰係数Ｇ０の符号反転を行うと、畳み込みカーネルの値は減衰と増加を繰り返すため、符号反転の間隔を適当な間隔とすることにより、畳み込みカーネルの大きさを自由に調節することができる。従って、状態変数は更新を繰り返しても、状態変数が減衰することを防止できる。
【０１２６】
尚、本実施形態においては、状態変数の更新回数に従って、自己減衰係数Ｇ０の符号反転のみを行う構成とした。すなわち、
【数５８】
2004272806.tif 000060
【数５９】
2004272806.tif 000061
のように、自己減衰係数Ｇ０＝Ｇ０（ｎ）の値を変化させる構成とした。しかし、本発明においては、自己減衰係数Ｇ０＝Ｇ０（ｎ）の値は必ずしも（数５８）の形に限る必要はなく、一般に、
【数６０】
2004272806.tif 000062
のような関数によって調節し、更新することが可能である。ここで、ｆ（ｎ）は、自己減衰係数の値を調節するためのｎの関数である。
【０１２７】
最後に、本実施形態における演算制御部１１の反転タイミングの決定方法について説明する。
図８は演算制御部１１の反転タイミングの決定方法を表すフローチャートである。
まず、更新制御部２１は、ＣＮＮの中央の節点素子ＣｒＭ／２−１，Ｎ／２−１の状態変数ｖｒ（Ｍ／２−１，Ｎ／２−１）に初期値ｖ０＞０を設定し、その他の節点素子の状態変数の初期値を総て０に設定する（Ｓ４１）。すなわち、状態変数ｖ＝（ｖｒ，ｖｉ）の初期値として、インパルスを入力する。そして、更新制御部２１は、更新回数カウンタ２２の計数値ｃｏｕｎｔを０に初期化し、自己減衰係数Ｇ０の符号反転の回数を表す反転回数カウンタｒｅｖの値を０に設定し、符号反転フラグｆの値を０に設定する（Ｓ４２）。
【０１２８】
そして、まず、各節点素子の更新制御部２１は、図６に示したフローチャートに従って、状態変数の更新を行う（Ｓ４３）。
【０１２９】
１回の状態変数の更新が終わった後、Ｇ０＞０の場合は（Ｓ４４）、節点素子ＣｒＭ／２−１，Ｎ／２−１の閾値判定部２６は、状態変数ｖｒ（Ｍ／２−１，Ｎ／２−１）の値が所定の閾値ｖ０・ｒｓｈより小さいか否かを判定する（Ｓ４５）。ｖｒ（Ｍ／２−１，Ｎ／２−１）＜ｖ０・ｒ  ｓｈの場合は、Ｇ０の符号を反転させるタイミングであると判断し、当該閾値判定部２６は、更新回数カウンタ２２の計数値ｃｏｕｎｔを取得して反転タイミングＱ（ｒｅｖ）に設定して反転タイミング記憶部２４に記憶させる（Ｓ４７）。また、更新制御部２１は、ｒｅｖの値を１だけインクリメントし（Ｓ４８）、閾値判定部２６は、符号反転フラグｆの値を反転させる（Ｓ４９）。このとき、節点素子ＣｒＭ／２−１，Ｎ／２−１以外の総ての節点素子も、ステップＳ４７〜Ｓ４９と同様の動作を行う。
【０１３０】
尚、ステップＳ４５において、ｖｒ（Ｍ／２−１，Ｎ／２−１）≧ｖ０・ｒ  ｓｈの場合は、上記ステップＳ４７〜４９の動作は行わない。
【０１３１】
一方、ステップＳ４４において、Ｇ０≦０の場合は（Ｓ４４）、節点素子ＣｒＭ／２−１，Ｎ／２−１の閾値判定部２６は、状態変数ｖｒ（Ｍ／２−１，Ｎ／２−１）の値が初期値ｖ０より大きいか否かを判定する（Ｓ４６）。ｖｒ（Ｍ／２−１，Ｎ／２−１）＞ｖ０の場合は、Ｇ０の符号を反転させるタイミングであると判断し、当該閾値判定部２６は、更新回数カウンタ２２の計数値ｃｏｕｎｔを取得して反転タイミングＱ（ｒｅｖ）に設定して反転タイミング記憶部２４に記憶させる（Ｓ４７）。また、更新制御部２１は、ｒｅｖの値を１だけインクリメントし（Ｓ４８）、閾値判定部２６は、符号反転フラグｆの値を反転させる（Ｓ４９）。このとき、節点素子ＣｒＭ／２−１，Ｎ／２−１以外の総ての節点素子も、Ｓ４７〜Ｓ４９と同様の動作を行う。
【０１３２】
尚、ステップＳ４６において、ｖｒ（Ｍ／２−１，Ｎ／２−１）＜ｖ０の場合は、上記ステップＳ４７〜４９の動作は行わない。
【０１３３】
そして、演算終了判定部２３は、更新回数カウンタ２２の計数値ｃｏｕｎｔが所定の所定の値Ｎｃｏｕｎｔに達したか否かを判定し（Ｓ５０）、ｃｏｕｎｔ＜Ｎｃｏｕｎｔの場合にはステップＳ４３の動作に戻る。
【０１３４】
ステップＳ５０において、ｃｏｕｎｔ＝Ｎｃｏｕｎｔの場合、反転タイミングの決定処理を終了する。これにより、各節点素子の反転タイミング記憶部２４には、反転タイミング｛Ｑ（ｒｅｖ）；ｒｅｖ＝０，１，…｝が設定される。従って、この反転タイミング｛Ｑ（ｒｅｖ）；ｒｅｖ＝０，１，…｝を使用して自己減衰係数Ｇ０の符号反転を行うことにより、各節点素子は、自己の状態変数ｖ（ｍ，ｎ）の初期値としてインパルス入力ｖ０を加えた場合に、更新制御部２１が、演算結果を算出するために必要な回数だけ自己の状態変数を更新した時点で、インパルス入力に対する自己の状態変数の比ｖ（ｍ，ｎ）／ｖ０が所定の閾値ｒｓｈ以上となるように調節されることになる。
【０１３５】
尚、本実施形態においては、一例として、２次元ＣＮＮガボール型フィルタについて説明をしたが、各節点素子のネットワーク結合はこれに限られるものではない。例えば、図１（ａ）の１次元ＣＮＮガボール型フィルタであってもよいし、図９の２次元ＣＮＮ抵抗ヒューズ、図１０の２次元ＣＮＮガウシアン型フィルタ等であってもよい。図１（ａ）の１次元ＣＮＮガボール型フィルタの場合には、状態変数更新方程式は（数８）でλ＝０とした式となる。図９の２次元ＣＮＮ抵抗ヒューズの場合には、状態変数更新方程式は（数５）でλ＝０とした式となる。また、図１０の２次元ＣＮＮガウシアン型フィルタの場合には、状態変数更新方程式は（数１８）でλ＝０とした式となる。
【０１３６】
（実施形態２）
図１１は本発明の実施形態２に係る信号処理装置の節点素子のブロック図である。尚、本実施形態に係る信号処理装置の各節点素子のネットワーク結合は、図１（ｂ）の２次元ＣＮＮガボール型フィルタと同様であるものとする。すなわち、図１１の節点素子１は、図１（ｂ）における実部層の各節点素子｛Ｃｒｍ，ｎ；ｍ∈｛０，…，Ｍ−１｝，ｎ∈｛０，…，Ｎ−１｝｝又は虚部層の各節点素子｛Ｃｉｍ，ｎ；ｍ∈｛０，…，Ｍ−１｝，ｎ∈｛０，…，Ｎ−１｝｝に相当する。尚、以下では、実部層と虚部層とを特に区別する必要がある場合を除き、実部層を表す添字「ｒ」と虚部層を表す添字「ｉ」は省略して表記する。
【０１３７】
図１１において、本実施形態に係る節点素子３１は、状態変数電荷保持部３２、入力パルス生成部３３、入力パルス選択部３４、差分パルス生成部３５、符号反転部３６、差分電荷量変換部３７、係数記憶部３８、係数設定部３９、累積値電荷保持部４０、更新値パルス変換部４１、更新値電荷量変換部４２、ランプ信号生成部４３、及び演算制御部４４を備えている。
【０１３８】
状態変数電荷保持部３２は、節点素子３１の状態変数を電荷量Ｑ（ｍ，ｎ）として保持する。尚、Ｑ（ｍ，ｎ）は、必ずしも状態変数ｖ（ｍ，ｎ）に対して、Ｑ（ｍ，ｎ）＝Ｃｖ（ｍ，ｎ）のように、ｖ（ｍ，ｎ）＝０に対してＱ（ｍ，ｎ）＝０となる関係で対応している必要はない。むしろ、Ｑ（ｍ，ｎ）＝Ｃｖ（ｍ，ｎ）＋Ｑ０のように、Ｑ０を基準電荷としてｖ（ｍ，ｎ）に比例するようにするほうが好ましい。Ｑ（ｍ，ｎ）＝０近傍の値を使用すると、ノイズの影響が大きくなるからである。
入力パルス生成部３３は、状態変数電荷保持部３２に保持された電荷量Ｑ（ｍ，ｎ）をパルス幅に単射した状態変数パルスＰＷ（ｍ，ｎ）を生成し出力する。この場合、パルス幅は正の値しか表現できないことから、状態値パルスは状態変数ｖ（ｍ，ｎ）に対してＰＷ（ｍ，ｎ）＝ａ・ｖ（ｍ，ｎ）＋ＰＷ０の関係となるように対応づける。入力パルス選択部３４は、自己の状態変数パルスＰＷ（ｍ，ｎ）又は自己に結合された他の節点素子の状態変数パルスＰＷｒ（ｍ−１，ｎ），ＰＷｒ（ｍ＋１，ｎ），ＰＷｒ（ｍ，ｎ−１），ＰＷｒ（ｍ，ｎ＋１），ＰＷｉ（ｍ−１，ｎ），ＰＷｉ（ｍ＋１，ｎ），ＰＷｉ（ｍ，ｎ−１），ＰＷｉ（ｍ，ｎ＋１）、若しくは０値パルスＰＷ０のうちの何れか２つを選択して出力する。
【０１３９】
差分パルス生成部３５は、入力パルス選択部３４から出力される２つのパルスの差分パルスＰＷｄｉｆｆ及びその符号信号Ｓｉｇｎ１を生成する。符号反転部３６は、演算制御部４４が出力する符号反転信号の値に基づき、当該値が０のときには符号信号Ｓｉｇｎ１の値をそのまま符号信号Ｓｉｇｎ２として出力し、当該値が１のときには符号信号Ｓｉｇｎ１の値を反転させて符号信号Ｓｉｇｎ２として出力する。
【０１４０】
差分電荷量変換部３７は、差分パルスＰＷｄｉｆｆ及び符号信号Ｓｉｇｎ２を、自己減衰係数Ｇ０又は結合係数Ｇ１ｘ，Ｇ１ｙ，Ｇ２ｘ，Ｇ２ｙに比例させて電荷量に単射し、累積値電荷保持部４０に充電する。係数設定部３９は、差分電荷量変換部３７に対して、係数記憶部３８に記憶された自己減衰係数Ｇ０又は結合係数Ｇ１ｘ，Ｇ１ｙ，Ｇ２ｘ，Ｇ２ｙの値を選択して設定する。累積値電荷保持部４０は、（数１）又は（数２）で表される更新変分値に対応した電荷量を保持する。
【０１４１】
更新値パルス変換部４１は、累積値電荷保持部４０に保持された電荷量をパルス幅に単射した更新値パルスＰＷｓを生成する。ここでは、更新変分値の絶対値はパルス幅ＰＷｓで表され、更新変分値の正負は符号信号Ｓｉｇｎで表される。更新値電荷量変換部４２は、更新値パルスＰＷｓ及び符号信号Ｓｉｇｎを電荷量に単射して、状態変数電荷保持部３２に充電する。また、演算制御部４４は、節点素子１の演算処理の制御を行う。
【０１４２】
図１２は図１１の状態変数電荷保持部３２の回路構成を表すブロック図である。
【０１４３】
図１２において、状態変数電荷保持部３２は、電荷を保持するためのキャパシタ５１を備えており、（数１）又は（数２）の状態変数ｖ（ｍ，ｎ）は、このキャパシタ５１に電荷量Ｑ（ｍ，ｎ）として保持される。キャパシタ５１の一端は接地され、他端はノード５２に接続されている。ノード５２には、キャパシタ５１に充電された電荷量Ｑ（ｍ，ｎ）に比例した状態変数電圧Ｖ（ｍ，ｎ）が現れる。ノード５２にはスイッチ５０を介してバッファ５３が接続されており、この状態変数電圧Ｖ（ｍ，ｎ）を出力として取り出すことができるように構成されている。なお、スイッチ５０は、状態変数電圧Ｖ（ｍ，ｎ）の出力のＯＮ／ＯＦＦを制御をするためのスイッチであり、演算制御部４４から入力されるＰＷＯＮ１信号により開閉制御される。
【０１４４】
また、ノード５２は、演算制御部４４から入力されるリセット信号ｒｅｓｅｔによって開閉制御されるスイッチ５４を介してバイアスベース電圧源に接続されている。バイアスベース電圧源とは、状態変数ｖ（ｍ，ｎ）の０値に対応する状態変数電圧（バイアスベース電圧）Ｖ０を発生するものである。従って、演算制御部４４は、リセット信号ｒｅｓｅｔにより、キャパシタ５１に充電された電荷量を０値に対応する電荷量に初期化することができる。
【０１４５】
また、ノード５２には、更新値電荷量変換部４２から更新値電流が入力される。
更に、ノード５２には、初期電荷設定回路５５が接続されている。初期電荷設定回路５５は、電流源５６とスイッチ５７とが直列接続されたものであり、スイッチ５７は、外部から入力される初期値パルスＰＷｉｎｉにより、開閉制御がされる。ここで、初期値パルスとは、状態変数ｖ（ｍ，ｎ）の初期値ｖ（０）（ｍ，ｎ）をパルス幅に写像したパルスのことをいう。
尚、この回路は、電流源５６とスイッチ５７を共にＭＯＳＦＥＴで構成することを想定した回路である。ＭＯＳＦＥＴの場合、飽和領域が電流源と見なせるので、直列のスイッチ（ＭＯＳＦＥＴ）をオフにすることで、飽和領域からはずれ、電流源５６を切ることができる。
【０１４６】
図１３は図１１の入力パルス生成部３３の回路構成を表すブロック図である。図１３において、入力パルス生成部３３は、コンパレータ５８により構成されている。コンパレータ５８の負側入力は、ランプ信号生成部４３の出力に接続され、コンパレータ５８の正側入力は状態変数電荷保持部３２のバッファ５３の出力に接続されている。ランプ信号生成部４３は、時間に比例して増加するランプ電圧Ｖｒａｍｐを出力する。コンパレータ５８は、このランプ電圧Ｖｒａｍｐと状態変数電圧入力Ｖ（ｍ，ｎ）とを比較して、Ｖｒａｍｐ＜Ｖ（ｍ，ｎ）の時間幅を有する状態変数パルスＰＷ（ｍ，ｎ）を出力する。
【０１４７】
図１４は図１１の差分パルス生成部及び符号反転部の回路構成を表すブロック図である。
図１４において、差分パルス生成部３５は、２個のＮＯＴ素子６１，６２、２個のＮＯＲ素子６３，６４、及び１個のＯＲ素子６５から構成されたＥＸＯＲ論理回路と、ＮＯＲ素子６３，６４の出力側に接続されたＳＲラッチ回路６６とから構成される。入力パルス選択部３４から出力された２つのパルスｉｎ１，ｉｎ２は、ＮＯＴ素子６１，６２に入力され、両者のＥＸＯＲがＯＲ素子６５から出力される。このＯＲ素子６５から差分パルスＰＷｄｉｆｆが出力され、また、ＳＲラッチ回路６６の出力Ｑから符号信号Ｓｉｇｎ１が出力される。
【０１４８】
符号反転部３６は、ＥＸＯＲ回路６７により構成されており、符号信号Ｓｉｇｎ１及び符号反転信号ｔｏｇｇｌｅが入力され、符号信号Ｓｉｇｎ２を出力する。
【０１４９】
図１５は図１１の差分電荷量変換部３７及び累積値電荷保持部４０の回路構成を表すブロック図である。
図１５において、差分電荷量変換部３７は、スイッチ７１、電流源７２、電流源７３、スイッチ７４が直列に接続され、スイッチ７４の一端が接地されている。また、電流源７２，７３の中間のノード７８から電流が出力される。
スイッチ７１及びスイッチ７４の開閉は、差分パルスＰＷｄｉｆｆにより制御される。すなわち、差分パルスＰＷｄｉｆｆの時間幅だけスイッチ７１又はスイッチ７４の何れか一方がＯＮ状態となる。スイッチ７１又はスイッチ７４の何れのスイッチを制御するかは、スイッチ７５及びスイッチ７６により選択される。スイッチ７５がＯＮ状態の場合にはスイッチ７１が差分パルスＰＷｄｉｆｆにより制御され、スイッチ７６がＯＮ状態の場合にはスイッチ７４が差分パルスＰＷｄｉｆｆにより制御される。スイッチ７５，７６の開閉は符号信号Ｓｉｇｎ２により制御される。符号信号Ｓｉｇｎ２は、スイッチ７５のゲート入力に対しては直接入力され、スイッチ７６のゲート入力に対してはＮＯＴ素子７７を介して入力される。従って、符号信号Ｓｉｇｎ２が１のときにはスイッチ７５がＯＮ状態となりスイッチ７４が開閉制御され、符号信号Ｓｉｇｎ２が０のときにはスイッチ７６がＯＮ状態となりスイッチ７１が開閉制御される。
【０１５０】
尚、本実施形態では、スイッチ７５，７６を用いてパスゲートとして構成した例を示したが、このほかに、これと同等の論理回路（ＡＮＤゲート等）を用いて構成してもよい。
【０１５１】
また、電流源７２，７３は、電流可変であり、係数設定部３９は係数記憶部３８に記憶された係数Ｇｉに比例する電流値を電流源７２，７３に設定する。電流源７２，７３は、設定された電流値の電流を出力する。
【０１５２】
累積値電荷保持部４０は、キャパシタ８３を有し、このキャパシタ７８に、（数１）又は（数２）で表される更新変分値Δｖ（ｍ，ｎ）に対応する更新値電荷Ｑｓが充電される。尚、更新値電荷Ｑｓは、必ずしも更新変分値Δｖ（ｍ，ｎ）に対して、Ｑｓ＝ＣΔｖ（ｍ，ｎ）のように、Δｖ（ｍ，ｎ）＝０に対してＱｓ＝０となる関係で対応している必要はない。むしろ、Ｑｓ＝ＣΔｖ（ｍ，ｎ）＋Ｑ０のように、Ｑ０を基準電荷としてΔｖ（ｍ，ｎ）に比例するようにするほうが好ましい。Ｑｓ＝０近傍の値を使用すると、ノイズの影響が大きくなるからである。
【０１５３】
キャパシタ８３の一端は接地され、他端はノード８１に接続されている。ノード８１には、更新値電荷Ｑｓに比例した更新値電圧Ｖｓが発生する。この更新値電圧Ｖｓは、スイッチ８２及びバッファ７９を介して更新値パルス変換部４１に出力される。なお、スイッチ８２は、更新値電圧Ｖｓの出力の制御をするためのスイッチであり、演算制御部４４から入力されるＰＷＯＮ２信号により開閉制御される。
【０１５４】
また、ノード８１は、演算制御部４４から入力されるリセット信号ｒｅｓｅｔによって開閉制御されるスイッチ８０を介してバイアスベース電圧源に接続されている。バイアスベース電圧源とは、上述の図１２で説明したものと同じく、更新変分値Δｖ（ｍ，ｎ）の０値に対応する状態変数電圧（バイアスベース電圧）Ｖ０を発生するものである。従って、演算制御部４４は、リセット信号ｒｅｓｅｔにより、キャパシタ８３に充電された電荷量を０値に対応する電荷量に初期化することができる。
【０１５５】
また、ノード８１には、差分電荷量変換部３７から差分電流が入力される。
スイッチ７４の開閉制御により差分パルスＰＷｄｉｆｆが電荷量に変換される場合には、キャパシタ８３に充電された電荷は放電される。従って、この場合は差分パルスＰＷｄｉｆｆは負の電荷量に変換されたことになる。一方、スイッチ７２の開閉制御により差分パルスＰＷｄｉｆｆが電荷量に変換される場合には、キャパシタ８３には電荷が追加的に充電される。従って、この場合は差分パルスＰＷｄｉｆｆは正の電荷量に変換されたことになる。
【０１５６】
図１６は演算制御部の状態変数の更新処理機能を表す機能ブロック図である。図１６において、演算制御部４４の状態変数の更新処理機能は、更新制御部９１、更新回数カウンタ９２、反転タイミング判定部９３、反転タイミング記憶部９４、及び演算終了判定部９５により表される。
【０１５７】
更新制御部９１は、状態変数電荷保持部３２、入力パルス選択部３４、符号反転部３６、係数設定部３９、ランプ信号生成部４３、累積値電荷保持部４０、及び更新値パルス変換部４１の動作を制御して、状態変数電荷保持部３２に保持された状態変数電荷量の更新制御を行う。
【０１５８】
更新制御部９１及び更新回数カウンタ９２には、信号処理装置の総ての節点素子に共通する制御クロックが入力されている。更新回数カウンタ９２は、更新制御部９１が状態変数電荷量の更新を行った回数を計数する。演算終了判定部９５は、更新回数カウンタ９２が計数した更新回数が所定の回数に達すると、更新制御部９１の状態変数電荷量の更新処理を終了させる。反転タイミング記憶部９４は、符号反転部３６により差分パルス生成部３５が出力する符号信号Ｓｉｇｎ１の符号を反転させるタイミング（状態変数電荷量の更新回数。以下、「反転タイミング」という。）を記憶する。また、反転タイミング判定部９３は、更新回数カウンタ９２が計数する状態変数の更新回数を監視し、反転タイミング記憶部９４に記憶された反転タイミングに達したときに、符号反転部３６に対して出力する符号反転信号ｔｏｇｇｌｅを０から１又は１から０に反転させる。
【０１５９】
以上のように構成された本実施形態に係る信号処理装置において、以下その動作を説明する。
【０１６０】
図１７は実施形態２に係る信号処理装置の各節点素子の動作を表すフローチャートである。
【０１６１】
ます、総ての節点素子１の更新制御部９１は、状態変数電荷保持部３２に対してリセット信号ｒｅｓｅｔを一定時間Ｈレベルとする。これにより、状態変数電荷保持部３２のスイッチ５４がＯＮ状態となり、ノード５２の電圧がバイアスベース電圧Ｖ０に設定されるとともに、キャパシタ５１の電荷量は０値に対応する電荷量に初期化される（Ｓ６１）。
【０１６２】
次に、リセット信号ｒｅｓｅｔがＬレベルに戻った後、総ての節点素子１の状態変数電荷保持部３２に対して、外部から初期値パルスＰＷｉｎｉ（ｍ，ｎ）が入力される。この初期値パルスＰＷｉｎｉ（ｍ，ｎ）のパルス幅だけ初期電荷設定回路５５のスイッチ５７がＯＮ状態となり、電流源５６からキャパシタ５１に対して電流が供給される。従って、キャパシタ５１には、初期値パルスＰＷｉｎｉ（ｍ，ｎ）のパルス幅に比例した量の電荷が保持される。すなわち、（数４４）における状態変数の初期値ｖ０に相当する大きさの電荷量が、各節点素子１に保持される。
【０１６３】
次に、各節点素子１の更新制御部９１は、更新回数カウンタ９２の計数値ｃｏｕｎｔを０に初期化するとともに、反転タイミング判定部９３が内部変数として有する反転回数カウンタｒｅｖの値を０に設定し、自己減衰係数Ｇ０の符号の反転の有無を表す符号反転フラグｆの値も０に設定する（Ｓ６３）。そして、更新制御部９１は、状態変数電荷保持部３２に保持された状態変数電荷量Ｑ（ｍ，ｎ）の更新を１回行う（Ｓ６４）。尚、この状態変数電荷量Ｑ（ｍ，ｎ）の更新動作については後述する。
【０１６４】
次に、反転タイミング判定部９３は、反転タイミング記憶部９４に記憶された反転タイミングＱ（ｒｅｖ）と、更新回数カウンタ９２が出力する計数値ｃｏｕｎｔを参照し（Ｓ６５）、計数値ｃｏｕｎｔが反転タイミングＱ（ｒｅｖ）の値以上であるときは、反転回数カウンタｒｅｖの値を１だけインクリメントするとともに（Ｓ６６）、更新制御部９１に対して符号反転指示をする。更新制御部９１は、符号反転指示を受けると、符号反転フラグｆの値を０から１又は１から０に反転させる（Ｓ６７）。尚、ステップＳ６５において、計数値ｃｏｕｎｔが反転タイミングＱ（ｒｅｖ）に達していない場合には、ステップＳ６６，Ｓ６７の動作は行われない。
【０１６５】
次に、演算終了判定部９５は、更新回数カウンタ９２の計数値ｃｏｕｎｔを参照して当該計数値ｃｏｕｎｔが所定の値Ｎｃｏｕｎｔに達したか否かを判定し（Ｓ６８）、ｃｏｕｎｔ＜Ｎｃｏｕｎｔの場合にはステップＳ６４の動作に戻る。
【０１６６】
ステップＳ６８において、ｃｏｕｎｔ＝Ｎｃｏｕｎｔの場合、入力パルス生成部３３が、状態変数電荷保持部３２の保持する状態変数電荷の電荷量Ｑ（ｍ，ｎ）に比例したパルス幅の状態変数パルスＰＷ（ｍ，ｎ）を出力して（Ｓ６９）、信号処理動作を終了する。
【０１６７】
次に、ステップＳ６４における状態変数電荷の更新動作について説明する。
【０１６８】
図１８は図１１の各信号のタイミング図、図１９は状態変数電荷の更新動作を表すフローチャートである。
【０１６９】
まず、更新制御部９１は、図１８の区間Ｔ０において、累積値電荷保持部４０のリセット信号ｒｅｓｅｔを一定時間Ｈレベルとする（Ｓ７１）。これにより、累積値電荷保持部４０のスイッチ８０がＯＮ状態となり、ノード８１の電圧が０値に対応する状態変数電圧（バイアスベース電圧）Ｖ０に設定されるとともに、キャパシタ８３の電荷量Ｑｓは０値に対応する電荷量Ｑ０に初期化される（Ｓ７１）。そして、更新制御部９１は、内部変数として有している自己減衰項又は結合項の累算回数を表すカウンタｉの値を０に設定し、符号反転信号ｔｏｇｇｌｅの値を符号反転フラグｆの値に設定する（Ｓ７２）。
【０１７０】
そして、まず、更新制御部９１は、入力パルス選択部３４が選択する状態変数を表すインデックスｊ，ｋの値に、ｉｄｘ（ｉ，１），ｉｄｘ（ｉ，２）を設定する（Ｓ７３）。ここで、ｉｄｘ（ｉ，１），ｉｄｘ（ｉ，２）には、実施形態１と同様、それぞれ（表１）のような値が格納されているものとする。入力パルス選択部３４は、自己の状態変数パルス、又は自己に結合された節点素子の状態変数パルス、若しくは０値パルスのうちから、インデックスｊ，ｋで指定される２つのパルスＰＷ（ｊ），ＰＷ（ｋ）を選択する（Ｓ７４）。ここで、０値パルスとは、状態変数の値が０である場合に相当するパルス幅を有するパルスである。
【０１７１】
また、更新制御部９１は、係数設定部３９により、差分電荷量変換部３７の各電流源７２，７３の電流値を結合係数Ｇｉに比例した値に設定する（Ｓ７５）。ここで、カウンタｉの値に対する係数Ｇｉの値は、実施形態２の場合と同様、（表２）のように設定されているものとする。
【０１７２】
次に、図１８の区間Ｔ１〜Ｔ３において、更新制御部９１は、状態変数電荷保持部３２に対してＰＷＯＮ１信号を一定期間Ｈレベルとする。これにより、状態変数電荷保持部３２から状態変数電圧Ｖ（ｍ，ｎ）が入力パルス生成部３３に出力される。そして、更新制御部９１は、ランプ信号生成部４３に対してランプトリガを出力する。ランプ信号生成部４３は、ランプトリガを受けると、区間Ｔ１〜Ｔ３の間、時間に比例して増加するランプ電圧Ｖｒａｍｐを出力する。入力パルス生成部３３のコンパレータ５８は、状態変数電圧Ｖ（ｍ，ｎ）とランプ電圧Ｖｒａｍｐとを比較して、Ｖ（ｍ，ｎ）＞Ｖｒａｍｐの期間（図１８の区間Ｔ１〜Ｔ２）のパルス幅を有する状態変数パルスＰＷ（ｍ，ｎ）を出力する（Ｓ７６）。
【０１７３】
入力パルス選択部３４は、この状態変数パルスＰＷ（ｍ，ｎ）、又は自己に結合された他の節点素子の状態変数パルス、若しくは０値パルスのうちから、更新制御部９１により設定された２つのパルスＰＷ（ｊ），ＰＷ（ｋ）を選択してｉｎ１，ｉｎ２に出力する。
【０１７４】
そして、差分パルス生成部３５は、２つのパルスＰＷ（ｊ），ＰＷ（ｋ）の差分｜ＰＷ（ｊ）−ＰＷ（ｋ）｜のパルス幅を有する差分パルスＰＷｄｉｆｆを生成するとともに、ｓｉｇｎ（ＰＷ（ｊ）−ＰＷ（ｋ））を符号信号Ｓｉｇｎ１として出力する（Ｓ７７）。図１８において、区間Ｔ１では、差分パルス生成部３５の入力ｉｎ１，ｉｎ２が共にＨレベルなので差分パルスＰＷｄｉｆｆは出力されない。区間Ｔ２では、入力ｉｎ１，ｉｎ２の一方がＨレベル、一方がＬレベルなので、差分パルスＰＷｄｉｆｆが出力される。一方、区間Ｔ３では、入力ｉｎ１，ｉｎ２の双方がＬレベルなので差分パルスＰＷｄｉｆｆは出力されない。これにより、入力ｉｎ１，ｉｎ２の何れか一方がＬレベル、他方がＨレベルである期間と同じパルス幅をもった差分パルスＰＷｄｉｆｆが出力される。また、差分パルス生成部３５のＳＲラッチ回路６６は、ｉｎ１が先にＬレベルとなったときにはＬレベルをラッチし、ｉｎ２が先にＬレベルとなったときにはＨレベルをラッチする。差分パルス生成部３５は、このラッチされたレベル信号を符号信号Ｓｉｇｎ１として出力する。
【０１７５】
符号反転部３６のＥＸＯＲ回路６７は、符号信号Ｓｉｇｎ１と符号反転信号ｔｏｇｇｌｅのＥＸＯＲをとった信号を生成して出力する（Ｓ７８，Ｓ７９）。従って、符号反転信号ｔｏｇｇｌｅがＨレベルのときには符号信号Ｓｉｇｎ１のレベルが反転した信号が符号信号Ｓｉｇｎ２に出力され、符号反転信号ｔｏｇｇｌｅがＬレベルのときには符号信号Ｓｉｇｎ１が符号信号Ｓｉｇｎ２に出力される。
【０１７６】
尚、差分パルスの出力終了後、符号反転信号ｔｏｇｇｌｅの値を０に設定する（Ｓ８０）。（数１）又は（数２）の右辺第１項以外の項については、符号反転は行わないからである。
【０１７７】
また、これと並行して、差分電荷量変換部３７は、符号信号Ｓｉｇｎ２のレベルに基づき、差分パルスＰＷｄｉｆｆに係数Ｇｉを積算して電荷量に変換し、累積値電荷保持部４０のキャパシタ８３の電荷量を更新する（Ｓ８１，Ｓ８２）。
【０１７８】
すなわち、符号信号Ｓｉｇｎ２がＨレベルの場合には、差分電荷量変換部３７のスイッチ７５がＯＮ状態、スイッチ７６がＯＦＦ状態となる。従って、スイッチ７４はＯＦＦ状態に維持され、スイッチ７１は、差分パルスＰＷｄｉｆｆがＨレベルの期間（パルス幅時間）だけ、ＯＮ状態となる。スイッチ７１がＯＮ状態の期間だけ電流源７２からキャパシタ８３に電流が供給される。このときの電流の大きさは、Ｉ＝Ｉ０Ｇｉに設定されている。従って、キャパシタ８３には、Ｑ＝ＰＷｄｉｆｆ・Ｉ０Ｇｉの電荷が供給される。すなわち、Δｖ（ｍ，ｎ）＝Δｖ（ｍ，ｎ）＋Ｇｉ（ｖ（ｊ）−ｖ（ｋ））の演算が行われたこととなる。
【０１７９】
一方、符号信号Ｓｉｇｎ２がＬレベルの場合には、差分電荷量変換部３７のスイッチ７６がＯＮ状態、スイッチ７５がＯＦＦ状態となる。従って、スイッチ７１はＯＦＦ状態に維持され、スイッチ７４は、差分パルスＰＷｄｉｆｆがＨレベルの期間（パルス幅時間）だけ、ＯＮ状態となる。スイッチ７４がＯＮ状態の期間だけキャパシタ８３から電流源７３に電流が抜き取られる。このときの電流の大きさは、Ｉ＝Ｉ０Ｇｉに設定されている。従って、キャパシタ８３からは、Ｑ＝ＰＷｄｉｆｆ・Ｉ０Ｇｉの電荷が抜き取られる。すなわち、Δｖ（ｍ，ｎ）＝Δｖ（ｍ，ｎ）−Ｇｉ（ｖ（ｊ）−ｖ（ｋ））の演算が行われたこととなる。
【０１８０】
次に、図１８の区間Ｔ４において、更新制御部９１は、カウンタｉの値が７より小さいか否かを判定し（Ｓ８３）、ｉ＜７の場合には、上記ステップＳ７３〜Ｓ８２までの動作を繰り返す。これにより、（数１）又は（数２）に示した更新変分値Δｖｒ（ｍ，ｎ）又はΔｖｉ（ｍ，ｎ）の値が計算され、累積値電荷保持部４０に電荷量として保持される。
【０１８１】
ステップＳ８３において、ｉ＝７となった場合、更新制御部９１は、累積値電荷保持部４０のＰＷＯＮ２信号を一定の期間ＨレベルとしてＯＮ状態とするとともに、ランプ信号生成部４３に対してランプトリガを出力する（Ｓ８４）。ＰＷＯＮ２信号がＨレベルとなると、累積値電荷保持部４０のスイッチ８２がＯＮ状態となり、累積値電荷保持部４０から、キャパシタ８３に保持された更新値電荷量Ｑｓの大きさに比例した更新値電圧Ｖｓが更新パルス変換部４１に出力される。また、ランプ信号生成部４３は、更新制御部９１からランプトリガが入力されると、時間に比例して増加するランプ電圧Ｖｒａｍｐを更新値パルス変換部４１に出力する。更新値パルス変換部４１は、入力パルス生成部３３と同様に、更新値電圧Ｖｓとランプ電圧Ｖｒａｍｐを比較して、Ｖｓ＞Ｖｒａｍｐの期間の幅を有する更新値パルスＰＷｓを生成する。また、バイアスベース電圧Ｖ０とＶｓとを比較して、Ｖｓ−Ｖ０＞０ならば符号信号ＳｉｇｎにＨレベルを、Ｖｓ−Ｖ０＜０ならば符号信号ＳｉｇｎにＬレベルを出力する。
【０１８２】
これと並行して、更新値電荷量変換部４２は、差分電荷量変換部３７と同様に、更新値パルスＰＷｓ及び符号信号Ｓｉｇｎに基づいて、状態変数電荷保持部３２のキャパシタ５１に保持された電荷量を更新する（Ｓ８５，Ｓ８６）。
以上の動作により、節点素子の状態変数の値が１回更新される。
【０１８３】
本実施形態の信号処理装置によれば、状態変数の更新演算をパルス幅と電荷量との間で交互に単射しながら、アナログ回路により演算を行うため、実施形態１のデジタル回路に比べて高速な演算が可能となる。また、パルスを用いて時間領域において演算を行うため、各部品の特性の公差やノイズの影響を受けにくく、精度のよい演算が可能となる。
【０１８４】
尚、本実施形態においては、状態変数電荷量を状態変数パルスに単射した後に、２つの状態変数パルスの差分を演算する構成とした。しかし、この構成の代わりに、状態変数電荷量同士の差分を演算した後に、当該差分値を差分パルスに単射する構成とすることもできる。このような電荷量同士の差分を演算する回路については、例えば、非特許文献６の図３に記載された回路を使用することができる。
【０１８５】
また、本実施形態においては、状態変数の更新回数に従って、自己減衰係数Ｇ０の符号反転のみを行う構成としたが、本発明では（数６０）のように自己減衰係数Ｇ０の値自体を更新回数と共に変化させる構成としてもよい。
【０１８６】
最後に、反転タイミング記憶部９４に記憶する反転タイミングＱ（ｉ）（ｉ＝１，２，…）の決定方法について説明する。
【０１８７】
図２０は演算制御部４４の反転タイミングの決定機能を表す機能ブロック図である。
【０１８８】
演算制御部４４の反転タイミングの決定機能は、更新制御部９１、更新回数カウンタ９２、反転タイミング記憶部９４、演算終了判定部９５、閾値パルス発生器１０１及びパルス幅モニタ手段１０２により表される。
更新制御部９１、更新回数カウンタ９２、演算終了判定部９５、及び反転タイミング記憶部９４は、図１６と同様のものであるため、同符号を付す。
【０１８９】
閾値パルス発生器１０１は、状態変数パルスＰＷ（ｍ，ｎ）の最小パルス幅を定める閾値パルスＰＷｓｈ１及び状態変数パルスＰＷ（ｍ，ｎ）の最大パルス幅を定める閾値パルスＰＷｓｈ２を生成し出力する。パルス幅モニタ手段１０２は、入力パルス生成部３３が生成する状態変数パルスＰＷ（ｍ，ｎ）のパルス幅と閾値パルスＰＷｓｈ１，ＰＷｓｈ１のパルス幅とを比較し、ＰＷ（ｍ，ｎ）＜ＰＷｓｈ１となったとき又はＰＷ（ｍ，ｎ）＞ＰＷｓｈ２となったときに、符号反転トリガを出力する。
【０１９０】
図２１は演算制御部４４の反転タイミングの決定動作を表すフローチャートである。
まず、総ての節点素子３１の更新制御部９１は、状態変数電荷保持部３２に対してリセット信号ｒｅｓｅｔを一定時間Ｈレベルとする。これにより、状態変数電荷保持部３２のスイッチ５４がＯＮ状態となり、ノード５２の電圧がバイアスベース電圧Ｖ０に設定され、キャパシタ５１の電荷量は０値に対応する電荷量に初期化される（Ｓ９１）。
【０１９１】
次に、リセット信号ｒｅｓｅｔがＬレベルに戻った後、中央の節点素子ＣｒＭ／２−１，Ｎ／２−１の状態変数電荷保持部３２に対して、外部から初期値パルスＰＷｉｎｉを入力する。これにより、節点素子ＣｒＭ／２−１，Ｎ／２−１の状態変数電荷保持部３２には、初期値としてインパルス入力に相当する電荷量が設定される（Ｓ９２）。そして、各節点素子３１の更新制御部９１は、更新回数カウンタ９２の計数値ｃｏｕｎｔを０に初期化し、自己減衰係数Ｇ０の反転回数カウンタｒｅｖの値を０に設定し、自己減衰係数Ｇ０の符号反転の有無を表す符号反転フラグｆの値を０に設定する（Ｓ９３）。
【０１９２】
この状態で、各節点素子１の更新制御部９１は、図１９に示したフローチャートに従って、状態変数電荷保持部３２に保持された状態変数電荷の更新を行う（Ｓ９４）。
【０１９３】
状態変数の更新が１回終わった後に、節点素子ＣｒＭ／２−１，Ｎ／２−１の更新制御部９１は状態変数電荷保持部３２のＰＷＯＮ１信号をＨレベルにしてランプ信号生成部４３に対してランプトリガを出力し、入力パルス生成部３３により状態変数値パルスＰＷ（Ｍ／２−１，Ｎ／２−１）を生成する。同時に、閾値パルス発生器１０１は、符号反転フラグｆが０の場合は、最小幅の閾値パルスＰＷｓｈ１を出力し、また、符号反転フラグｆが１の場合は、閾値パルス発生器１０１は、最大幅の閾値パルスＰＷｓｈ２を出力する。
【０１９４】
節点素子ＣｒＭ／２−１，Ｎ／２−１のパルス幅モニタ手段１０２は、ｆ＝０の場合は、状態変数パルスＰＷ（Ｍ／２−１，Ｎ／２−１）の値が閾値パルスＰＷｓｈ１よりも小さいか否かを判定する（Ｓ９５，Ｓ９６）。そして、ＰＷ（Ｍ／２−１，Ｎ／２−１）＜ＰＷｓｈ１の場合には、パルス幅モニタ手段１０２は現時刻がＧ０の符号を反転させるタイミングであると判断し、符号反転トリガを出力する。更新制御部９１は、符号反転トリガを検出すると、更新回数カウンタ９２の計数値ｃｏｕｎｔを取得して、反転タイミングＱ（ｒｅｖ）に設定し、反転タイミング記憶部９４に記憶させる（Ｓ９７）。また、更新制御部９１は、ｒｅｖの値を１だけインクリメントし（Ｓ９８）、符号反転フラグｆの値を反転させる（Ｓ９９）。このとき、節点素子ＣｒＭ／２−１，Ｎ／２−１以外の総ての節点素子も、ステップＳ９７〜Ｓ９９と同様の動作を行う。尚、ステップＳ９６において、ＰＷ（Ｍ／２−１，Ｎ／２−１）≧ＰＷｓｈ１の場合には、上記ステップＳ９７〜Ｓ９９までの動作は行われない。
【０１９５】
一方、ステップＳ９５において、ｆ＝０の場合は、パルス幅モニタ手段１０２は、状態変数パルスＰＷ（Ｍ／２−１，Ｎ／２−１）の値が閾値パルスＰＷｓｈ２よりも大きいか否かを判定する（Ｓ９５，Ｓ１００）。そして、ＰＷ（Ｍ／２−１，Ｎ／２−１）＞ＰＷｓｈ２の場合には、パルス幅モニタ手段１０２は現時刻がＧ０の符号を反転させるタイミングであると判断し、符号反転トリガを出力する。更新制御部９１は、符号反転トリガを検出すると、更新回数カウンタ９２の計数値ｃｏｕｎｔを取得して、反転タイミングＱ（ｒｅｖ）に設定し、反転タイミング記憶部９４に記憶させる（Ｓ９７）。また、更新制御部９１は、ｒｅｖの値を１だけインクリメントし（Ｓ９８）、符号反転フラグｆの値を反転させる（Ｓ９９）。このとき、節点素子ＣｒＭ／２−１，Ｎ／２−１以外の総ての節点素子も、ステップＳ９７〜Ｓ９９と同様の動作を行う。尚、ステップＳ１００において、ＰＷ（Ｍ／２−１，Ｎ／２−１）≦ＰＷｓｈ２の場合には、上記ステップＳ９７〜Ｓ９９までの動作は行われない。
【０１９６】
そして、演算終了判定部９５は、更新回数カウンタ９２の計数値ｃｏｕｎｔが所定の値Ｎｃｏｕｎｔに達したか否かを判定し（Ｓ１０１）、ｃｏｕｎｔ＜Ｎｃｏｕｎｔの場合には、ステップＳ９４の動作に戻る。
【０１９７】
ステップＳ１０１において、ｃｏｕｎｔ＝Ｎｃｏｕｎｔの場合、反転タイミングの決定処理を終了する。これにより、各節点素子の反転タイミング記憶部２４には、反転タイミング｛Ｑ（ｒｅｖ）；ｒｅｖ＝０，１，…｝が設定される。
【０１９８】
尚、上記反転タイミングの決定方法では、パルス幅をモニタして、パルス幅が所定の閾値の範囲内となるように反転タイミングを決定する方法を示したが、反転タイミングの決定方法はこの方法に限られるものではなく、インパルス入力に対して状態変数電荷保持部３２が出力する状態変数電圧Ｖ（ｍ，ｎ）をモニタし、この状態変数電圧が所定の範囲内となるように反転タイミングを決定することもできる。
【０１９９】
図２２は状態変数電圧Ｖ（ｍ，ｎ）をモニタする方式による演算制御部４４の反転タイミングの決定機能を表す機能ブロック図である。
【０２００】
演算制御部４４の反転タイミングの決定機能は、更新制御部９１、更新回数カウンタ９２、反転タイミング記憶部９４、演算終了判定部９５、閾値電圧設定部１０３、及び電圧モニタ手段１０４により表される。
【０２０１】
更新制御部９１、更新回数カウンタ９２、反転タイミング記憶部９４、及び演算終了判定部９５は、図１６と同様のものであるため、同符号を付す。
【０２０２】
閾値電圧設定部１０３は、状態変数電圧Ｖ（ｍ，ｎ）の下限を決める閾値電圧Ｖｓｈ１及び状態変数電圧Ｖ（ｍ，ｎ）の上限を決める閾値電圧Ｖｓｈ２を発生する。電圧モニタ手段１０４は、状態変数電荷保持部３２が出力する状態変数電圧Ｖ（ｍ，ｎ）と閾値電圧Ｖｓｈ１又はＶｓｈ２とを比較して、Ｖ（ｍ，ｎ）＜Ｖｓｈ１の場合又はＶ（ｍ，ｎ）＞Ｖｓｈ２の場合に、符号反転トリガを出力する。
【０２０３】
尚、図２２で表される演算制御部４４の反転タイミングの決定方式は、状態変数パルスＰＷ（ｍ，ｎ）を監視するか状態変数電圧Ｖ（ｍ，ｎ）を監視するかの相違点以外は、図２０，図２１で説明した方式と同様であるため、動作説明については省略する。
【０２０４】
（実施形態３）
図２３は本発明の実施形態４に係る信号処理装置の節点素子のブロック図である。尚、本実施形態に係る信号処理装置の各節点素子のネットワーク結合は、図１（ｂ）の２次元ＣＮＮガボール型フィルタと同様であるものとする。尚、以下では、実部層と虚部層とを特に区別する必要がある場合を除き、実部層を表す添字「ｒ」と虚部層を表す添字「ｉ」は省略して表記する。
【０２０５】
図２３において、節点素子１’は、状態変数記憶部２、入力選択部３、減算器４、符号反転部５、乗算器６、加算器７、係数記憶部１０、及び演算制御部１１’を備えている。状態変数記憶部２、入力選択部３、減算器４、符号反転部５、乗算器６、加算器７、及び係数記憶部１０については、実施形態１の図２のものと同様であるため説明は省略する。
【０２０６】
本実施形態に係る節点素子１’は、実施形態１の節点素子１に対して、累算値記憶部８及び加算部９を省略したことを特徴としている。
【０２０７】
図２４は本発明の実施形態３に係る信号処理装置の各節点素子における１回の状態変数更新処理を表すフローチャートである。尚、各節点素子の信号処理全体の流れは、実施形態１の図５で説明したものと同様であるため、ここでは説明の重複を避けるために省略する。
【０２０８】
（数１２）に従って状態変数の更新処理を行う場合、まず、演算制御部１１’は、自己減衰項又は結合項の累算回数を表すカウンタｉの値を０に設定し、符号反転信号ｔｏｇｇｌｅの値を符号反転フラグｆの値に設定する（Ｓ１１１）。
【０２０９】
そして、まず、演算制御部１１’は、入力選択部３が選択する状態変数を表すインデックスｊ，ｋの値に、それぞれｉｄｘ（ｉ，１），ｉｄｘ（ｉ，２）を設定する（Ｓ１１２）。ここで、ｉｄｘ（ｉ，１），ｉｄｘ（ｉ，２）には、それぞれ実施形態１で用いた（表１）のような値が格納されているものとする。
【０２１０】
次に、入力選択部３は、自己の状態変数、又は自己に結合された節点素子の状態変数、若しくは０値のうちから、インデックスｊ，ｋで指定される２つの値ｖ（ｊ），ｖ（ｋ）を選択する（Ｓ１１３）。
【０２１１】
次に、減算器４は、入力選択部３から出力されるｖ（ｊ），ｖ（ｋ）の差分を計算し、差分値Ｄｉｆｆとして出力する（Ｓ１１４）。符号反転部５は、演算制御部１１’から入力される符号反転信号ｔｏｇｇｌｅの値を参照し（Ｓ１１５）、ｔｏｇｇｌｅ＝０の場合には差分値Ｄｉｆｆをそのまま出力し、ｔｏｇｇｌｅ＝１の場合には差分値Ｄｉｆｆの符号を反転（Ｄｉｆｆ←−Ｄｉｆｆ）させて出力する（Ｓ１１６）。
【０２１２】
次に、演算制御部１１’は、乗算器６に対して、係数記憶部１０に記憶された自己減衰係数又は結合係数Ｇｉの値を出力する。乗算器６は、符号反転部５から出力される値Ｄｉｆｆに、この結合係数Ｇｉの値を積算し、積算値ｘを出力する（Ｓ１１７）。ここで、カウンタｉの値に対する係数Ｇｉの値は実施形態１で用いた（表２）のように設定されているものとする。
【０２１３】
次に、加算器７は、状態変数記憶部２に記憶された状態変数ｖ（０）＝ｖ（ｍ，ｎ）の値を読み出し、その値に、上記乗算器６から入力される積算値ｘを加えた値を、再び状態変数記憶部２に記憶させる（Ｓ１１８）。また、演算制御部１１’は、符号反転信号ｔｏｇｇｌｅの値を０に設定する（Ｓ１１９）。（数１）又は（数２）の右辺第１項以外の項については、符号反転は行わないからである。
【０２１４】
そして、演算制御部１１’は、カウンタｉの値が７より小さいか否かを判定し（Ｓ１２０）、ｉ＜７の場合には、上記ステップＳ１１２〜Ｓ１２０までの動作を繰り返す。
【０２１５】
ステップＳ１２０において、ｉ＝７となった場合、演算制御部１１’は状態変数の１回の更新処理を終了する。
【０２１６】
以上のように、本実施形態に係る節点素子１’では、加算器７は、１回の演算ごとに状態変数記憶部２に記憶された状態変数ｖ（ｍ，ｎ）を更新する。従って、本実施形態の節点素子１’は厳密には（数１）又は（数２）の計算を行うことはできず、Ｇ０，Ｇ１ｘ，Ｇ１ｙ，Ｇ２ｘ，Ｇ２ｙについての２次以上の付加項が誤差として生じる。しかしながら、通常、Ｇ０，Ｇ１ｘ，Ｇ１ｙ，Ｇ２ｘ，Ｇ２ｙの値は１よりも充分に小さい値であるため、誤差として生じる付加項は無視できる程度のものである。
【０２１７】
一方、本実施形態の信号処理装置では、実施形態１のように更新変分値を計算するのではなく状態変数を逐次直接更新するため、実施形態１の場合に比べて演算処理回数が少なく、高速化が可能となる。また、回路規模も小さくすることができる。
【０２１８】
（実施形態４）
図２５は本発明の実施形態４に係る信号処理装置の節点素子のブロック図である。尚、本実施形態に係る信号処理装置の各節点素子のネットワーク結合は、図１（ｂ）の２次元ＣＮＮガボール型フィルタと同様であるものとする。また、以下では、実部層と虚部層とを特に区別する必要がある場合を除き、実部層を表す添字「ｒ」と虚部層を表す添字「ｉ」は省略して表記する。
【０２１９】
図２５において、本実施形態に係る節点素子３１’は、状態変数電荷保持部３２、入力パルス生成部３３、入力パルス選択部３４、差分パルス生成部３５、符号反転部３６、差分電荷量変換部３７、係数記憶部３８、係数設定部３９、ランプ信号生成部４３、及び演算制御部４４’を備えている。状態変数電荷保持部３２、入力パルス生成部３３、入力パルス選択部３４、差分パルス生成部３５、符号反転部３６、差分電荷量変換部３７、係数記憶部３８、係数設定部３９、及びランプ信号生成部４３については、実施形態２の図１１のものと同様であるため説明は省略する。
【０２２０】
本実施形態に係る節点素子３１’は、実施形態２の節点素子３１に対して、累算値電荷保持部４０、更新値パルス変換部４１及び更新値電荷量変換部４２を省略したことを特徴としている。
【０２２１】
図２６は本発明の実施形態４に係る信号処理装置の各節点素子における１回の状態変数更新処理を表すフローチャートである。尚、各節点素子の信号処理全体の流れは、実施形態２の図１７で説明したものと同様であるため、ここでは説明の重複を避けるために省略する。
【０２２２】
まず、演算制御部４４’は、自己減衰項又は結合項の累算回数を表すカウンタｉの値を０に設定し、符号反転信号ｔｏｇｇｌｅの値を符号反転フラグｆの値に設定する（Ｓ１２１）。
【０２２３】
そして、まず、演算制御部４４’は、入力パルス選択部３４が選択する状態変数を表すインデックスｊ，ｋの値に、ｉｄｘ（ｉ，１），ｉｄｘ（ｉ，２）を設定する（Ｓ１２２）。ここで、ｉｄｘ（ｉ，１），ｉｄｘ（ｉ，２）には、実施形態１と同様、それぞれ（表１）のような値が格納されているものとする。入力パルス選択部３４は、自己の状態変数パルス、又は自己に結合された節点素子の状態変数パルス、若しくは０値パルスのうちから、インデックスｊ，ｋで指定される２つのパルスＰＷ（ｊ），ＰＷ（ｋ）を選択する（Ｓ１２３）。
【０２２４】
また、演算制御部４４’は、係数設定部３９により、差分電荷量変換部３７の各電流源７２，７３（図１５参照）の電流値を結合係数Ｇｉに比例する値に設定する（Ｓ１２４）。ここで、カウンタｉの値に対する係数Ｇｉの値は、実施形態２の場合と同様、（表２）のように設定されているものとする。
【０２２５】
次に、演算制御部４４’は、状態変数電荷保持部３２に対してＰＷＯＮ１信号（図１２参照）を一定期間Ｈレベルとする。これにより、状態変数電荷保持部３２から状態変数電圧Ｖ（ｍ，ｎ）が入力パルス生成部３３に出力される。そして、演算制御部４４’は、ランプ信号生成部４３に対してランプトリガを出力する。ランプ信号生成部４３は、ランプトリガを受けると、時間に比例して増加するランプ電圧Ｖｒａｍｐを出力する。入力パルス生成部３３のコンパレータ５８（図１３参照）は、状態変数電圧Ｖ（ｍ，ｎ）とランプ電圧Ｖｒａｍｐとを比較して、Ｖ（ｍ，ｎ）＞Ｖｒａｍｐの期間のパルス幅を有する状態変数パルスＰＷ（ｍ，ｎ）を出力する（Ｓ１２５）。
【０２２６】
入力パルス選択部３４は、この状態変数パルスＰＷ（ｍ，ｎ）、又は自己に結合された節点素子の状態変数パルス、若しくは０値パルスのうちから、演算制御部４４’により設定された２つのパルスＰＷ（ｊ），ＰＷ（ｋ）を選択してｉｎ１，ｉｎ２に出力する。そして、差分パルス生成部３５は、２つのパルスＰＷ（ｊ），ＰＷ（ｋ）の差分｜ＰＷ（ｊ）−ＰＷ（ｋ）｜のパルス幅を有する差分パルスＰＷｄｉｆｆを生成するとともに、ｓｉｇｎ（ＰＷ（ｊ）−ＰＷ（ｋ））を符号信号Ｓｉｇｎ１として出力する（Ｓ１２６）。
【０２２７】
符号反転部３６のＥＸＯＲ回路６７（図１４参照）は、符号信号Ｓｉｇｎ１と符号反転信号ｔｏｇｇｌｅのＥＸＯＲをとった信号を生成して出力する（Ｓ１２７，Ｓ１２８）。従って、符号反転信号ｔｏｇｇｌｅがＨレベルのときには符号信号Ｓｉｇｎ１のレベルが反転した信号が符号信号Ｓｉｇｎ２に出力され、符号反転信号ｔｏｇｇｌｅがＬレベルのときには符号信号Ｓｉｇｎ１が符号信号Ｓｉｇｎ２に出力される。
【０２２８】
尚、差分パルスの出力終了後、演算制御部４４’は、符号反転信号ｔｏｇｇｌｅの値を０に設定する（Ｓ１２９）。
【０２２９】
また、これと並行して、差分電荷量変換部３７は、符号信号Ｓｉｇｎ２のレベルに基づき、差分パルスＰＷｄｉｆｆに係数Ｇｉを積算して電荷量に変換し、状態変数電荷保持部３２のキャパシタ５１（図１２参照）の電荷量を更新する（Ｓ１３０，Ｓ１３１）。すなわち、符号信号Ｓｉｇｎ２がＨレベルの場合には、キャパシタ５１には、Ｑ＝ＰＷｄｉｆｆ・Ｉ０Ｇｉの電荷が供給される。すなわち、ｖ（ｍ，ｎ）＝ｖ（ｍ，ｎ）＋Ｇｉ（ｖ（ｊ）−ｖ（ｋ））の演算が行われたこととなる。また、符号信号Ｓｉｇｎ２がＬレベルの場合には、キャパシタ５１からは、Ｑ＝ＰＷｄｉｆｆ・Ｉ０Ｇｉの電荷が抜き取られる。すなわち、ｖ（ｍ，ｎ）＝ｖ（ｍ，ｎ）−Ｇｉ（ｖ（ｊ）−ｖ（ｋ））の演算が行われたこととなる。
【０２３０】
次に、演算制御部４４’は、カウンタｉの値が７より小さいか否かを判定し（Ｓ１３２）、ｉ＜７の場合には、上記ステップＳ１２２〜Ｓ１３２までの動作を繰り返す。
【０２３１】
ステップＳ１３２において、ｉ＝７となった場合、演算制御部４４’は、１回分の状態変数電荷量の更新処理を終了する。
【０２３２】
以上のように、本実施形態に係る節点素子１’では、差分電荷量変換部３７は、１サイクルの演算ごとに状態変数電荷保持部３２に記憶された状態変数ｖ（ｍ，ｎ）を更新する。従って、本実施形態の節点素子３１’は厳密には（数１）又は（数２）の計算を行うことはできず、Ｇ０，Ｇ１ｘ，Ｇ１ｙ，Ｇ２ｘ，Ｇ２ｙについての２次以上の付加項が誤差として生じる。しかしながら、通常、Ｇ０，Ｇ１ｘ，Ｇ１ｙ，Ｇ２ｘ，Ｇ２ｙの値は１よりも充分に小さい値であるため、誤差として生じる付加項は無視できる程度のものである。
【０２３３】
一方、本実施形態の信号処理装置では、実施形態２のように更新変分値電荷量を更新するのではなく状態変数電荷量を直接逐次更新するため、実施形態２の場合に比べて１サイクルの動作時間が短く、高速化が可能となる。また、回路規模も小さくすることができる。
【０２３４】
【発明の効果】
以上のように、本発明によれば、自己の状態変数の初期値としてインパルス入力を加えた場合に、前記状態変数更新手段が演算結果を算出するために必要な回数だけ自己の状態変数を更新した時点で、前記インパルス入力に対する自己の状態変数の比が所定の閾値以上となるように、前記自己減衰係数の値を調節するように構成したことで、（数５６）の右辺第１項で表されるような、状態変数の過渡的変化項を用いて信号処理を行うと共に、ＣＮＮの空間周波数特性に影響を及ぼすことなく各節点の状態変数の値の減衰を抑えることができる。そのため、状態変数の値の減衰を抑え、かつ、信号処理の高速化を実現することも可能な信号処理装置を提供することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態１に係る信号処理装置における節点素子の結合状態を表す図である。
【図２】実施形態１に係る各節点素子の機能ブロック図である。
【図３】図２における演算制御部１１の状態変数の更新処理機能を表す機能ブロック図である。
【図４】図２における演算制御部１１の反転タイミングの決定機能を表す機能ブロック図である。
【図５】本発明の実施形態１に係る信号処理装置の各節点素子の動作を表すフローチャートである。
【図６】状態変数の更新処理を表すフローチャートである。
【図７】状態変数の更新回数に対する値の推移を示した図である。
【図８】演算制御部１１の反転タイミングの決定方法を表すフローチャートである。
【図９】２次元ＣＮＮ抵抗ヒューズの節点素子のネットワーク結合を表す図である。
【図１０】２次元ＣＮＮガウシアン型フィルタの節点素子のネットワーク結合を表す図である。
【図１１】本発明の実施形態２に係る信号処理装置の節点素子のブロック図である。
【図１２】図１１の状態変数電荷保持部の回路構成を表すブロック図である。
【図１３】図１１の入力パルス生成部３３の回路構成を表すブロック図である。
【図１４】図１１の差分パルス生成部及び符号反転部の回路構成を表すブロック図である。
【図１５】図１１の差分電流変換部及び累積値電荷保持部の回路構成を表すブロック図である。
【図１６】演算制御部の状態変数の更新処理機能を表す機能ブロック図である。
【図１７】実施形態２に係る信号処理装置の各節点素子の動作を表すフローチャートである。
【図１８】図１１の各信号のタイミング図である。
【図１９】状態変数電荷の更新動作を表すフローチャートである。
【図２０】演算制御部の反転タイミングの決定機能を表す機能ブロック図である。
【図２１】演算制御部の反転タイミングの決定動作を表すフローチャートである。
【図２２】状態変数電圧Ｖ（ｍ，ｎ）をモニタする方式による演算制御部の反転タイミングの決定機能を表す機能ブロック図である。
【図２３】本発明の実施形態４に係る信号処理装置の節点素子のブロック図である。
【図２４】本発明の実施形態３に係る信号処理装置の各節点素子における１回の状態変数更新処理を表すフローチャートである。
【図２５】本発明の実施形態４に係る信号処理装置の節点素子のブロック図である。
【図２６】本発明の実施形態４に係る信号処理装置の各節点素子における１回の状態変数更新処理を表すフローチャートである。
【図２７】抵抗ヒューズ・ネットワークを実現する回路モデルである。
【図２８】抵抗ヒューズのＩ−Ｖ特性を表す図である。
【図２９】１次元のガボール型フィルタを実現する回路モデルである。
【図３０】２次元のガボール型フィルタを実現する回路モデルである。
【図３１】１次元のガウシアン型フィルタを実現する回路モデルである。
【図３２】２次元のガウシアン型フィルタを実現する回路モデルである。
【符号の説明】
１，１’  節点素子
２  状態変数記憶部
３  入力選択部
４  減算器
５  符号反転部
６  乗算器
７  加算器
８  累積値記憶部
９  加算器
１０  係数記憶部
１１，１１’  演算制御部
２１  更新制御部
２２  更新回数カウンタ
２３  演算終了判定部
２４  反転タイミング記憶部
２５  反転タイミング判定部
２６  閾値判定部
３１，３１’  節点素子
３２  状態変数電荷保持部
３３  入力パルス生成部
３４  入力パルス選択部
３５  差分パルス生成部
３６  符号反転部
３７  差分電荷量変換部
３８  係数記憶部
３９  係数設定部
４０  累算値電荷保持部
４１  更新値パルス変換部
４２  更新値電荷量変換部
４３  ランプ信号生成部
４４，４４’  演算制御部
５０，５４，５７，７１，７４，７５，７６，８０，８２  スイッチ
５１，８３  キャパシタ
５２，８１  ノード
５３，７９  バッファ
５５  初期電荷設定回路
５６，７２，７３  電流源
５８  コンパレータ
６１，６２，７７  ＮＯＴ素子
６３，６４  ＮＯＲ素子
６５  ＯＲ素子
６６  ＳＲラッチ回路
６７  ＥＸＯＲ回路
９１  更新制御部
９２  更新回数カウンタ
９３  反転タイミング判定部
９４  反転タイミング記憶部
９５  演算終了判定部
１０１  閾値パルス発生器
１０２  パルス幅モニタ手段
１０３  閾値電圧設定部
１０４  電圧モニタ手段
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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