(57)【要約】【課題】コンバータに一次側電源を接続した場合において、スイッチング素子が不用意にオン状態となって、過大な電流が流れるのを回避できるようにすること。【解決手段】コンバータの出力電圧が分圧回路１１によって取得され、スイッチング制御回路１２に供給されることで、スイッチング素子Ｑ１  の駆動動作が制御される。これにより、コイルＬ１  によって昇圧された電圧が出力端子Ｖｏｕｔ  にもたらされる。スイッチング制御回路１２はレギュレータ１３により生成される電源電圧Ｖｄｄを受けて動作する。そのレギュレータ１３により生成される電源電圧Ｖｄｄの供給状態を検証するＶｄｄ検出回路１４が具備され、Ｖｄｄの非供給状態を検証した場合に、スイッチ手段ＳＷ２  を介してスイッチング素子Ｑ１  を強制的にオフ状態に設定する。【選択図】      図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
コンバータの出力電圧値を取得して、当該出力電圧値に基づいてスイッチング素子のスイッチング動作を制御し、前記出力電圧値を所定の範囲に制御するＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記スイッチング素子のオン・オフ動作を制御するスイッチング制御回路と、前記スイッチング制御回路を動作させる動作電源の供給状態を検証する動作電源検証手段と、前記動作電源検証手段が、動作電源の非供給状態を検証した場合に、前記スイッチング素子をオフ状態に設定する状態設定手段とが具備されていることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記スイッチング制御回路に対して、コンバータの出力電圧情報を与える分圧回路と、前記分圧回路への供給電流を停止させることができる電流供給停止手段がさらに具備され、前記動作電源検証手段が、動作電源の非供給状態を検証した場合に、前記電流供給停止手段を動作させるように構成したことを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記動作電源検証手段が、コンバータに加わる一次側電源により動作するように構成したことを特徴とする請求項１または請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記状態設定手段が、前記スイッチング素子の制御電極に加わるバイアス電圧を制御することで、前記スイッチング素子をオフ状態に設定するように構成したことを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれかに記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】
前記スイッチング素子としてｎ型ＭＯＳＦＥＴが用いられ、前記状態設定手段が、前記ＦＥＴのゲートを基準電位点に設定するスイッチ手段であることを特徴とする請求項４に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項６】
前記スイッチング素子のオン動作により、一次側の直流電源よりコイルに電流を流して電磁エネルギーの蓄積動作を実行し、前記スイッチング素子のオフ動作により、前記コイルに蓄積されたエネルギーを放出させることで、二次側出力電圧を昇圧させるように構成したことを特徴とする請求項１ないし請求項５のいずれかに記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、例えば昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータに関し、特にコンバータに一次側電源を接続した場合において、スイッチング素子の動作の不確実性から生ずる不測の事態が発生するのを回避できるようにしたＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
例えばチョッパー型のＤＣ−ＤＣコンバータは、周知のように一次側の直流電力を、スイッチング素子の動作により間欠的にコイルに供給することで、当該コイルに電磁エネルギーを蓄積させると共に、前記コイルから放出されるエネルギーを利用して、例えば昇圧された二次側出力（コンバータ出力）を得るようになされる。このＤＣ−ＤＣコンバータによる出力電圧は、あらかじめ定められた所定の電圧値に安定していることが重要であり、その出力電圧を安定した状態に保つための制御方式として、代表的には２つの方式が知られている。その１つはＰＷＭ（ｐｕｌｓｅ  ｗｉｄｔｈ  ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ＝パルス幅変調）方式であり、他の１つはＰＦＭ（ｐｕｌｓｅ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ＝周波数変調）方式である。
【０００３】
ところで、近年においては有機材料を発光層に利用した有機ＥＬ（エレクトロルミネセンス）素子の開発が進み、これをマトリクス状に配列した発光表示パネルが一部においてすでに実用化されている。前記した有機ＥＬ素子を点灯駆動させるためには、一般に１２〜２０Ｖ程度の直流電圧が必要となる。一方、この有機ＥＬディスプレイを携帯用端末機器、例えば携帯電話器に採用した場合を例にすると、これに用いられる駆動電源（バッテリー）の出力電圧は４Ｖ弱であり、電圧値が不足する。
【０００４】
そこで、駆動電源の電圧を昇圧させる必要があるが、効率面から考えると、一次側電源であるバッテリーから直接昇圧する方式を採用する方が有利である。したがって、前記したＥＬ素子を用いた表示パネルの駆動電源としては、バッテリーを一次側電源とした前記したチョッパー型のＤＣ−ＤＣコンバータを好適に採用することができる。
【０００５】
図１は、前記したチョッパー型のＤＣ−ＤＣコンバータの一例を示したものである。図１において、符号Ｅ１  はコンバータの一次側電源として機能するバッテリーを示す。このバッテリーＥ１  の陰極側端子は基準電位点（アース）に接続され、その陽極側端子はコンバータの一次側電源入力端子Ｖｉｎに接続されている。
前記電源入力端子Ｖｉｎには、昇圧用のコイルＬ１  の一端が接続されており、当該コイルＬ１  の他端には、スイッチング素子としてのｎ型ＭＯＳパワーＦＥＴＱ１  のドレインが接続され、そのソースはアースに接続されている。
【０００６】
一方、前記コイルＬ１  とパワーＦＥＴＱ１  の接続点にはダイオードＤ１  のアノードが接続され、このダイオードＤ１  のカソードがコンバータの出力端子Ｖｏｕｔ  を構成している。また、前記出力端子Ｖｏｕｔ  とアースとの間には、電圧保持用のコンデンサＣ１  が接続されており、このコンデンサＣ１  によって保持されたコンバータの出力電圧が、出力端子Ｖｏｕｔ  に接続される図示せぬ負荷に供給されるように構成されている。
【０００７】
したがって、前記パワーＦＥＴＱ１  がオンされると、前記コイルＬ１  には端子Ｖｉｎより電流が流れてコイルＬ１  に電磁エネルギーが蓄積される。その後、パワーＦＥＴＱ１  がオフされると、コイルＬ１  に蓄積されたエネルギーにより、コイルＬ１  に起電力が発生し、前記ダイオードＤ１  を介して出力端子Ｖｏｕｔ  側に電流が流れる。これにより出力端子Ｖｏｕｔ  には、入力端子Ｖｉｎの電圧（Ｖｂａｔｔ）よりも高い電圧が発生する昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータが実現される。
【０００８】
前記出力端子Ｖｏｕｔ  とアースとの間には、コンバータの出力電圧値を検出するための抵抗素子Ｒ１  およびＲ２  からなる分圧回路１１が接続されており、この分圧回路１１により生成される分圧電圧、すなわち、コンバータの出力電圧情報はスイッチング制御回路１２に供給されるように構成されている。
【０００９】
このスイッチング制御回路１２においては、前記分圧回路１１により生成される分圧電圧に基づいて、前記したＰＷＭ方式、あるいはＰＦＭ方式によりスイッチング制御信号を生成し、前記パワーＦＥＴＱ１  のゲートに供給するように構成されている。これにより、パワーＦＥＴＱ１  はコンバータの出力電圧に応じたスイッチング動作がなされ、出力端子Ｖｏｕｔ  における二次側電圧の安定化が図られる。
【００１０】
一方、前記したスイッチング制御回路１２には、その動作電源（Ｖｄｄ）として、レギュレータ１３により安定化された電源が供給されるように構成されている。このレギュレータ１３は、このコンバータが搭載された機器のオン・オフを司る電源スイッチＳＷ１  を介してバッテリーＥ１  からの電圧（Ｖｂａｔｔ）の供給を受け、前記したように安定化した電源電圧をスイッチング制御回路１２に供給するように作用する。
【００１１】
なお、前記したＰＷＭ方式あるいはＰＦＭ方式を採用したチョッパー型のＤＣ−ＤＣコンバータについては、例えば次に示す特許文献１に開示されている。
【００１２】
【特許文献１】
特開平１１−８９２２２号公報（段落００１２〜００１５、図１）
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、前記した構成のＤＣ−ＤＣコンバータを備えた機器においては、一次側電源であるバッテリーＥ１  を機器から取り外したり、再度装着するなどの操作がなされる場合がある。例えば、バッテリーＥ１  を再装着した場合においては、バッテリーＥ１  からの電圧（Ｖｂａｔｔ）が、前記昇圧用のコイルＬ１を介して、パワーＦＥＴＱ１  のドレインに供給されることになる。この時、前記した電源スイッチＳＷ１  はオフになされている場合がほとんどであり、この場合には、スイッチング制御回路１２には、動作電源（Ｖｄｄ）が供給されない状態になされる。
【００１４】
それ故、スイッチング素子としての前記したパワーＦＥＴＱ１  は、オンまたはオフの状態が確定されない状態となる。この様な場合においては、前回の動作により内部回路に保持されていた電荷などにより、前記パワーＦＥＴＱ１  がオン状態になされる場合が生ずる。
【００１５】
このようにして、パワーＦＥＴＱ１  がオン状態になされた場合には、バッテリーＥ１  からの大きな電流が、前記した昇圧用のコイルＬ１およびパワーＦＥＴＱ１  を介して継続して流れることになる。したがって、バッテリーＥ１  の消耗を早めるだけでなく、コイルＬ１やパワーＦＥＴＱ１  が加熱され、これらの損傷にとどまらず、最悪の場合には発煙や発火に至ることもある。
【００１６】
この発明は、前記した問題点に着目してなされたものであり、コンバータにバッテリー等の一次側電源を接続した場合において、スイッチング素子の動作の不確実性から生ずる前記した不測の事態が発生するのを回避できるようにしたＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とするものである。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
前記した目的を達成するためになされたこの発明にかかるＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項１に記載のとおり、コンバータの出力電圧値を取得して、当該出力電圧値に基づいてスイッチング素子のスイッチング動作を制御し、前記出力電圧値を所定の範囲に制御するＤＣ−ＤＣコンバータであって、前記スイッチング素子のオン・オフ動作を制御するスイッチング制御回路と、前記スイッチング制御回路を動作させる動作電源の供給状態を検証する動作電源検証手段と、前記動作電源検証手段が、動作電源の非供給状態を検証した場合に、前記スイッチング素子をオフ状態に設定する状態設定手段とが具備されている点に特徴を有する。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、この発明にかかるＤＣ−ＤＣコンバータについて、好ましい実施の形態を図に基づいて説明する。図２はその第１の実施の形態をブロック図によって示したものである。なお、図２においてはすでに説明した図１に示した各構成要素に対応する部分を同一符号で示しており、したがって、その詳細な説明は適宜省略する。
【００１９】
図２において、符号１４は動作電源検証手段としてのＶｄｄ検出回路であり、このＶｄｄ検出回路１４は、一次側電源であるバッテリーＥ１  からの電源電圧（Ｖｂａｔｔ）を受けて動作するように構成されている。前記Ｖｄｄ検出回路１４はレギュレータ１３からもたらされるスイッチング制御回路１２の動作電源（Ｖｄｄ）を検証するものであり、動作電源（Ｖｄｄ）が非供給状態にある場合には、スイッチ手段ＳＷ２  を図に示す状態に設定する。また、動作電源（Ｖｄｄ）が供給状態にある場合には、前記スイッチ手段ＳＷ２  を図とは逆の状態に設定する。
【００２０】
これにより、スイッチング制御回路１２に対して動作電源（Ｖｄｄ）が非供給状態にある場合には、スイッチング素子としてのパワーＦＥＴＱ１  の制御電極、すなわちゲートがスイッチ手段ＳＷ２  を介してアース接続される。前記パワーＦＥＴＱ１  はｎチャンネルのＭＯＳＦＥＴであるため、そのゲートに加わるバイアス電圧が０Ｖになされた場合には、カットオフ状態になされる。したがって、一次側電源であるバッテリーＥ１  から昇圧用コイルＬ１  およびパワーＦＥＴＱ１  を介して電流が流れるのを阻止することができる。
【００２１】
一方、スイッチング制御回路１２に対して動作電源（Ｖｄｄ）が供給状態にある場合には、スイッチング制御回路１２からのスイッチング駆動信号が、前記スイッチ手段ＳＷ２  を介してパワーＦＥＴＱ１  のゲートに供給される。これにより、パワーＦＥＴＱ１  はコンバータ出力電圧に応じて、正常なスイッチング動作がなされ、コンバータ出力電圧の安定化が図られる。
【００２２】
前記した図２に示す構成によると、一次側電源であるバッテリーＥ１  を取り外し、再装着した場合においては、バッテリーＥ１  の電源電圧（Ｖｂａｔｔ）を受けて動作電源検証手段としてのＶｄｄ検出回路１４が即座に動作する。そして、レギュレータ１３からもたらされるスイッチング制御回路１２の動作電源（Ｖｄｄ）の有無を検証し、動作電源（Ｖｄｄ）が非供給状態である場合においては、スイッチ手段ＳＷ２  を介してスイッチング素子としてのパワーＦＥＴＱ１  を強制的にオフ状態となるように設定する。したがって、前記スイッチ手段ＳＷ２  は動作電源（Ｖｄｄ）が非供給状態である場合において、スイッチング素子としてのパワーＦＥＴＱ１  をオフ状態に設定する状態設定手段として機能する。
【００２３】
それ故、このコンバータが搭載された電源スイッチＳＷ１  がオフ状態にされたままで、バッテリーＥ１  を再装着したような場合において、スイッチング素子としてのパワーＦＥＴＱ１  が、内部回路に保持されていた電荷などによりオン状態になされるのを阻止することができる。したがって、スイッチング素子としてのパワーＦＥＴＱ１  の動作の不確実性から生ずる前記したような問題の発生を未然に防ぐことができる。
【００２４】
次に図３は、この発明にかかるＤＣ−ＤＣコンバータの第２の実施の形態をブロック図によって示したものである。なお、図３においてはすでに説明した図１および図２に示した各構成要素に対応する部分を同一符号で示しており、したがって、その詳細な説明は適宜省略する。
【００２５】
この図３に示す実施の形態においては、図２に示す形態に加えて、分圧回路１１に流れる電流を停止させることができる電流供給停止手段として機能するＭＯＳＦＥＴＱ２  、およびこのＦＥＴＱ２  をオンまたはオフ制御することができるスイッチ手段ＳＷ３  が具備されている。
【００２６】
電流供給停止手段として機能するＭＯＳＦＥＴＱ２  は、分圧回路１１を構成する抵抗素子Ｒ２  の一端にドレインが接続され、そのソースはアースに接続されている。そして、スイッチ手段ＳＷ３  はＦＥＴＱ２  のゲート電位を、アースまたはスイッチング制御回路１２からもたらされる正バイアス電位（これは、レギュレータ１３からもたらされる動作電源Ｖｄｄをそのまま利用することもできる。）のいずれかに切り換えるように作用する。前記ＦＥＴＱ２  はこの実施の形態においてはｎチャンネルにより構成されており、したがって、スイッチ手段ＳＷ３  によってゲートがアース接続された場合には、カットオフ状態になされる。換言すれば、分圧回路１１への電流供給が停止される。
【００２７】
また、スイッチ手段ＳＷ３  を介して、ＦＥＴＱ２  のゲートにスイッチング制御回路１２からもたらされる正バイアス電位を加えた場合には、ＦＥＴＱ２  はオン状態となって分圧回路１１に電流が供給される。それ故、スイッチング制御回路１２に対して分圧出力が供給され、コンバータ出力電圧の安定化が図られる。
【００２８】
前記スイッチ手段ＳＷ３  は動作電源検証手段としてのＶｄｄ検出回路１４からの制御信号により切り換え動作がなされ、動作電源電圧（Ｖｄｄ）が非供給状態である場合に、ＦＥＴＱ２  のゲートがアース接続されるように動作する。また、スイッチ手段ＳＷ３  は動作電源電圧（Ｖｄｄ）が供給状態である場合に、ＦＥＴＱ２  のゲートに正バイアス電位を加えるように動作する。
【００２９】
したがって、前記した構成によると、電源スイッチＳＷ１  がオンされて、コンバータが動作状態となる場合においては、ＦＥＴＱ２  もオン状態となって、コンバータは正常な動作を遂行する。また、電源スイッチＳＷ１  がオフされた場合には、ＦＥＴＱ２  がカットオフされることで、分圧回路１１における電流の消費を避けることができる。
【００３０】
要するに図３に示した実施の形態によると、動作電源検証手段としてのＶｄｄ検出回路１４の機能をそのまま利用して、コンバータの非動作時において分圧回路１１に流れるバッテリーからの電流を効果的に遮断させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来のＤＣ−ＤＣコンバータの一例を示したブロック図である。
【図２】この発明にかかるＤＣ−ＤＣコンバータの第１の実施の形態を示したブロック図である。
【図３】同じく第２の実施の形態を示したブロック図である。
【符号の説明】
１１    分圧回路
１２    スイッチング制御回路
１３    レギュレータ
１４    Ｖｄｄ検出回路（動作電源検証手段）
Ｃ１      コンデンサ
Ｄ１      ダイオード
Ｅ１      バッテリー（一次側電源）
Ｌ１      昇圧用コイル
Ｑ１      スイッチング素子
Ｑ２      ＭＯＳＦＥＴ（電流供給停止手段）
ＳＷ１    電源スイッチ
ＳＷ２    スイッチ手段（状態設定手段）
ＳＷ３    スイッチ手段
Ｖｉｎ    電源入力端子
Ｖｏｕｔ    出力端子
【図１】
2004274924.tif 000003
【図２】
2004274924.tif 000004
【図３】
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