(57)【要約】      （修正有）【課題】出力電流リップルを低減した系統連系インバータ裝置を提供する。【解決手段】系統連系インバータ装置において、直流電力源１と、直流電力源１に並列に接続され、直流電力源１からの直流電圧をスイッチ素子のスイッチング動作によって昇圧する２つのＤＣ−ＤＣコンバータ４、５を備え、ＤＣ−ＤＣコンバータ４、５の出力側は出力電圧が足し合わされるように接続されたのち、直流を交流に変換するインバータ回路６に接続され、インバータ回路６から開閉手段７を介して商用電力系統３に接続される構成であり、ＤＣ−ＤＣコンバータ４は第１昇圧部４ａと第２昇圧部４ｂを備え、ＤＣ−ＤＣコンバータ５は第１昇圧部５ａと第２昇圧部５ｂを備える。第１昇圧部４ａと第２昇圧部４ｂの少なくとも一方、および、第１昇圧部５ａと第２昇圧部５ｂの少なくとも一方は絶縁トランスを備えることにより、各ＤＣ−ＤＣコンバータの入出力間を絶縁する。【選択図】      図１
2004274893.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電力源と、該直流電力源から供給される直流電圧を昇圧する昇圧手段と、該昇圧手段から供給される直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路と、を備えたインバータ装置において、
前記昇圧手段が複数のＤＣ−ＤＣコンバータで構成され、該各ＤＣ−ＤＣコンバータがスイッチ素子のスイッチング動作により昇圧を行う直列に接続された第１、第２昇圧部を有し、第１、第２昇圧部の少なくとも一方が絶縁トランスを備えることにより前記各ＤＣ−ＤＣコンバータの入出力間が絶縁され、前記各ＤＣ−ＤＣコンバータの各第１昇圧部の入力部が前記直流電力源に並列に接続され、各第２昇圧部の出力部が出力電圧を足し合わせるように接続されたことを特徴とするインバータ装置。
【請求項２】
前記各ＤＣ−ＤＣコンバータの第１昇圧部が有する前記スイッチ素子の各々が、互いに、３６０度を前記昇圧手段を構成する前記ＤＣ−ＤＣコンバータの個数で除算した角度だけ位相をずらして駆動されることを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
【請求項３】
直流電力源と、該直流電力源から供給される直流電圧を昇圧する昇圧手段と、該昇圧手段から供給される直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路と、該インバータ回路と商用電力系統との接続を開閉する開閉手段と、前記昇圧手段と前記インバータ回路の駆動を制御する制御部とを備えた系統連系インバータ装置において、
前記昇圧手段が複数のＤＣ−ＤＣコンバータで構成され、該各ＤＣ−ＤＣコンバータがスイッチ素子のスイッチング動作により昇圧を行う直列に接続された第１、第２昇圧部を有し、第１、第２昇圧部の少なくとも一方が絶縁トランスを備えることにより前記各ＤＣ−ＤＣコンバータの入出力間が絶縁され、前記各ＤＣ−ＤＣコンバータの各第１昇圧部の入力部が前記直流電力源に並列に接続され、各第２昇圧部の出力部が出力電圧を足し合わせるように接続されたことを特徴とする系統連系インバータ装置。
【請求項４】
前記直流電力源と前記昇圧手段との間に前記直流電力源の出力電流を検出する電流検出手段を設け、前記昇圧手段と前記インバータ回路との間に前記昇圧手段の出力電圧を検出する電圧検出手段を設け、前記電流検出手段により検出された電流値が前記直流電力源の出力電流目標値になるようにするとともに、前記電圧検出手段により検出された電圧値が前記昇圧手段の出力電圧目標値になるように、前記各ＤＣ−ＤＣコンバータの第１昇圧部が有する前記スイッチ素子がＰＷＭ制御されることを特徴とする請求項３に記載の系統連系インバータ装置。
【請求項５】
前記制御部は、前記商用電力系統の電圧ゼロクロスを検出し、前記商用電力系統の電圧がゼロクロスする度に前記電流検出手段により検出された電流値を保持する記憶手段を有し、該記憶手段で保持された電流値が前記直流電力源の出力電流目標値になるように、前記各ＤＣ−ＤＣコンバータの第１昇圧部が有する前記スイッチ素子を駆動するＰＷＭ信号のパルス幅を制御するとともに、前記直流電力源の出力電流目標値と前記電流検出手段により検出された電流値との偏差に所定ゲインを乗じた値で前記ＰＷＭ信号のパルス幅を補正することを特徴とする請求項４に記載の系統連系インバータ装置。
【請求項６】
前記各ＤＣ−ＤＣコンバータの第１昇圧部が有する前記スイッチ素子の各々が、互いに、３６０度を前記昇圧手段を構成する前記ＤＣ−ＤＣコンバータの個数で除算した角度だけ位相をずらして駆動されることを特徴とする請求項３〜請求項５のいずれかに記載の系統連系インバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、インバータ装置に関するものであり、特に、直流電力源が発電した直流電力を交流電力に変換して商用電力系統に出力する系統連系インバータ装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
商用電力系統と連系して運転される分散電源発電システムは、太陽電池や蓄電池、燃料電池等の直流電力源が発電した直流電力を系統連系インバータにより商用周波数の交流電力に変換し、この交流電力を商用電力系統に接続されている家庭内負荷に供給すると共に、家庭内負荷で消費しきれない余剰電力を自動的に商用電力系統側に逆潮流できるシステムである。尚、このような系統連系インバータ装置に接続される直流電力源は、発電機等により発生した交流電力をコンバータによって直流電力に変換したものでもよい。
【０００３】
前記分散電源発電システムとして最も一般的なのは、環境意識の高まりやシステムの低価格化などにより近年普及が進んでいる住宅用太陽光発電システムである。このような住宅用太陽光発電システムに用いられる従来の系統連系インバータ装置は図８に示すような構成になっている。
【０００４】
図８は、住宅用太陽光発電システムに用いられる従来の系統連系インバータ装置の回路図である。図８において、１０１は系統連系インバータ装置を示す。系統連系インバータ装置１０１は、太陽電池１０２に接続された直流コンデンサＣ１と、直流コンデンサＣ１の出力を約２０ｋＨｚの高周波ＡＣに変換する高周波インバータ回路１０３と、高周波インバータ回路１０３の出力を約２倍に昇圧する高周波トランス１０４と、高周波トランス１０４の出力を整流する整流回路１０５と、整流回路１０５の出力を平滑する平滑回路１０６と、平滑回路１０６の出力電流の極性を切り替える低周波インバータ回路１０７と、低周波インバータ回路１０７の出力波形を整形するＡＣフィルタ１０８と、ＡＣフィルタ１０８の出力を単相２００Ｖの商用電力系統１１０に接続する連系リレー１０９により構成されている。
【０００５】
先ず、直流コンデンサＣ１は太陽電池１０２の正極、負極間に接続され、太陽電池１０２からの直流電力の変動を抑制する。次に、高周波インバータ回路１０３を説明する。高周波インバータ回路１０３は、スイッチング手段として４個のＮチャンネル型ＩＧＢＴＴ１〜Ｔ４を単相フルブリッジ構成にしたものである。ＩＧＢＴＴ１、Ｔ３のコレクタは直流コンデンサＣ１の正極性側に接続され、ＩＧＢＴＴ２、Ｔ４のエミッタは直流コンデンサＣ１の負極性側に接続されている。また、ＩＧＢＴＴ１のエミッタとＩＧＢＴＴ２のコレクタとが接続され、ＩＧＢＴＴ３のエミッタとＩＧＢＴＴ４のコレクタとが接続されている。そして、ＩＧＢＴＴ１、Ｔ２の接続点とＩＧＢＴＴ３、Ｔ４の接続点との間に高周波トランス１０４の１次巻線が接続されている。
【０００６】
このような構成の高周波インバータ回路１０３は、図示しない制御回路からの約２０ｋＨｚの駆動信号がＩＧＢＴＴ１〜Ｔ４の各ゲートに印加されて、ＩＧＢＴＴ１〜Ｔ４が所定のオン、オフ状態でスイッチングされることにより、太陽電池１０２から出力された直流電圧を約２０ｋＨｚの交流電圧に変換する。そして、この交流電圧が高周波トランス１０４の１次巻線に印加されることにより、高周波トランス１０４の２次巻線に約２倍の電圧の交流電圧が誘起される。この高周波トランス１０４の２次巻線に誘起された交流電圧は、通常、約３５０Ｖ以上になるようにされている。
【０００７】
次に、高周波トランス１０４の２次巻線に誘起された交流電圧を整流する整流回路１０５を説明する。整流回路１０５はダイオードＤ１〜Ｄ４で構成されたダイオードブリッジであり、ダイオードＤ１、Ｄ３のカソードが正側の直流母線１１１に接続され、ダイオードＤ２、Ｄ４のアノードが負側の直流母線１１２に接続されている。また、ダイオードＤ１のアノードとダイオードＤ２のカソードが接続され、ダイオードＤ３のアノードとダイオードＤ４のカソードが接続されている。そして、ダイオードＤ１、Ｄ２の接続点とダイオードＤ３、Ｄ４の接続点との間に高周波トランス１０４の２次巻線が接続されている。このような構成により、ダイオードＤ１、Ｄ２の接続点とダイオードＤ３、Ｄ４の接続点に印加された交流電圧が、矩形波状の直流電圧に全波整流されて出力される。
【０００８】
次に、この整流回路１０５で整流された矩形波状直流電圧を平滑する平滑回路１０６を説明する。平滑回路１０６は、直流母線１１１に一端が接続され、他端が直流母線１１３に接続されたコイルＬ１と、直流母線１１２に一端が接続され、他端が直流母線１１４に接続されたコイルＬ２がノーマルモードで結合されたリアクトルである。これにより、整流回路１０５からの矩形波状直流電圧が、正弦波全波整流波形に平滑されて出力される。ダイオードＤ５は、直流母線１１１にカソードが接続され、直流母線１１２にアノードが接続されており、前記高周波インバータ回路１０３のＩＧＢＴＴ１〜Ｔ４が全オフ時に、前記平滑回路１０６のリアクトル電流をコイルＬ２からダイオードＤ５を経由してコイルＬ１へと還流させるためのバイパスダイオードである。
【０００９】
次に、この平滑回路１０６で平滑された直流電圧が入力される低周波インバータ回路１０７を説明する。低周波インバータ回路１０７は、スイッチング手段として４個のＮチャンネル型ＩＧＢＴＴ５〜Ｔ８を単相フルブリッジ構成にしたものである。ＩＧＢＴＴ５、Ｔ７のコレクタは直流母線１１３に接続され、ＩＧＢＴＴ６、Ｔ８のエミッタは直流母線１１４に接続されている。また、ＩＧＢＴＴ５のエミッタとＩＧＢＴＴ６のコレクタとが接続され、ＩＧＢＴＴ７のエミッタとＩＧＢＴＴ８のコレクタとが接続されている。そして、ＩＧＢＴＴ５、Ｔ６の接続点ｕとＩＧＢＴのＴ７、Ｔ８の接続点ｖとが次段のＡＣフィルタ１０８に接続されている。
【００１０】
このような構成の低周波インバータ回路１０７は、図示しない制御回路からの駆動信号がＩＧＢＴＴ５〜Ｔ８の各ゲートに印加されて、商用電力系統１１０の電圧ゼロクロス毎にＩＧＢＴＴ５〜Ｔ８が所定のオン、オフ状態でスイッチングされることにより、直流母線１１３、１１４間に印加された正弦波全波整流波形が系統電圧ゼロクロス点で折り返されて、系統電圧と同期した正弦波電流を商用電力系統１１０に対して出力する。
【００１１】
次に、この系統電圧と同期した正弦波電流が入力されるＡＣフィルタ１０８を説明する。ＡＣフィルタ１０８は、コイルＬ３、コイルＬ４がノーマルモードで結合されたリアクトルと、コンデンサＣ２とを備えている。低周波インバータ回路１０７内の接続点ｕがコイルＬ３の一端に接続され、低周波インバータ回路１０７内の接続点ｖがコイルＬ４の一端に接続されている。また、コイルＬ３の他端とコイルＬ４の他端が、コンデンサＣ２を介して接続されている。そして、コイルＬ３とコンデンサＣ２との接続点は、次段の連系リレー１０９の接点１０９ａに接続され、コイルＬ４とコンデンサＣ２との接続点は、次段の連系リレー１０９の接点１０９ｂに接続されている。
【００１２】
このような構成のＡＣフィルタ１０８により、低周波インバータ１０７から出力される系統電圧と同期した正弦波電流の高周波成分を除去し、高調波ひずみ率の小さい正弦波電流が連系リレー１０９の接点１０９ａ、１０９ｂを介して接続されている単相２００Ｖの商用電力系統１１０に出力される。
【００１３】
上述した住宅用太陽光発電システムの系統連系インバータ装置１０１の仕様は、定格入力直流電圧が２００Ｖ程度、定格出力交流電力は３〜５ｋＷの範囲のものが多い。上述のように、太陽電池１０２の電圧は、一旦高周波トランス１０４により３５０Ｖ以上の電圧に昇圧されており、系統連系インバータ装置１０１がひずみ率の充分小さい正弦波電流を商用電力系統１１０に対して出力するためには、このように商用電力系統１１０の電圧に対して充分高い電圧に昇圧する必要がある。
【００１４】
ところで、近年、太陽光発電システム以外に、新エネルギーを利用する分散電源発電システムとして、熱電併給が可能な燃料電池コージェネレーションシステムが注目されている。特に、最近、技術の進歩が著しい固体高分子型燃料電池は、１００℃以下の低温でも高いイオン導電性を有する固体高分子電解質膜を利用しており、古くから技術開発されている固体酸化物燃料電池や、リン酸型燃料電池等の高温型燃料電池に比べて容量の小さいコンパクトなシステムを実現しやすいため、家庭用システムとして非常に有力である。このような燃料電池コージェネレーションシステムに用いられる従来の系統連系インバータ装置は図９に示すような構成になっている。
【００１５】
図９は、上述した太陽光発電システム用系統連系インバータ装置をベースとした、燃料電池の出力を昇圧して直交変換する従来の燃料電池システム用系統連系インバータ装置の回路図である。図９において、２００は系統連系インバータ装置を示す。系統連系インバータ装置２００は、燃料電池２０１からの直流電力を昇圧する昇圧回路２０２、高周波インバータ回路２０３、高周波トランス２０４、整流回路２０５、平滑回路２０６、低周波インバータ回路２０７、ＡＣフィルタ２０８、および、ＡＣフィルタ２０８の出力を単相２００Ｖの商用電力系統２１０に接続する連系リレー２０９により構成されている。
【００１６】
燃料電池２０１は太陽電池１０２と比較して低電圧であり、定格出力電圧は３０〜４０Ｖ程度であるため、一旦昇圧回路２０２を介して９０Ｖ程度まで昇圧したのち、高周波インバータ回路２０３に入力される。前記昇圧回路２０２の直流出力は高周波インバータ回路２０３において約２０ｋＨｚの高周波ＡＣに変換されたのち、高周波トランス２０４により約４倍に昇圧される。前記昇圧回路２０２および高周波インバータ回路２０３の駆動には、ＰＷＭ（パルス幅変調）制御が用いられる。また、高周波トランス２０４の出力は、整流回路２０５によって全波整流されたのち、平滑回路２０６によって正弦波状の波形に平滑化される。
そして、低周波インバータ回路２０７は、電流波形の極性を切り替える折返し用インバータで、商用電力系統２１０の電圧ゼロクロス点でのみスイッチングを行う。この低周波インバータ回路２０７を経て得られた正弦波交流電流は、ＡＣフィルタ２０８および連系リレー２０９、さらに図示しない漏電ブレーカ等を介して、単相２００Ｖの商用電力系統２１０に出力される。
【００１７】
先ず、燃料電池２０１に接続される昇圧回路２０２について説明する。燃料電池２０１の正極にはリアクトルＬ１０を介してダイオードＤ１０のアノードとＮチャンネル型ＩＧＢＴＴ１０のコレクタとが接続されている。そして、ダイオードＤ１０のカソードには電解コンデンサＣ１０の正極性側が接続されている。一方、燃料電池２０１の負極にはＩＧＢＴＴ１０のエミッタと電解コンデンサＣ１０の負極性側が接続されている。
【００１８】
このような構成の昇圧回路２０２の動作について説明する。ＩＧＢＴＴ１０がオン状態になるとリアクトルＬ１０にエネルギーが蓄積され、ＩＧＢＴＴ１０がオフ状態になるとリアクトルＬ１０に蓄積されたエネルギーが放出されて電解コンデンサＣ１０に充電される。ＩＧＢＴＴ１０のオン状態とオフ状態との割合を制御することにより、昇圧回路２０２は燃料電池２０１から供給される電圧（３０〜４０Ｖ程度）を所定の電圧（９０Ｖ程度）に昇圧する。
【００１９】
次に、昇圧回路２０２に接続される高周波インバータ回路２０３について説明する。高周波インバータ回路２０３は、スイッチング手段として４個のＮチャンネル型ＩＧＢＴＴ１１〜Ｔ１４を単相フルブリッジ構成にしたものである。ＩＧＢＴＴ１１、Ｔ１３のコレクタは上述した昇圧回路２０２に設けられている電解コンデンサＣ１０の正極性側に接続され、ＩＧＢＴＴ１２、Ｔ１４のエミッタは電解コンデンサＣ１０の負極性側に接続されている。また、ＩＧＢＴＴ１１のエミッタとＩＧＢＴＴ１２のコレクタとが接続され、ＩＧＢＴＴ１３のエミッタとＩＧＢＴＴ１４のコレクタとが接続されている。そして、ＩＧＢＴＴ１１、Ｔ１２の接続点とＩＧＢＴのＴ１３、Ｔ１４の接続点との間に高周波トランス２０４の１次巻線が接続されている。
【００２０】
このような構成の高周波インバータ回路２０３は、図示しない制御回路からの約２０ｋＨｚの駆動信号がＩＧＢＴＴ１１〜Ｔ１４の各ゲートに印加されて、ＩＧＢＴＴ１１〜Ｔ１４が所定のオン、オフ状態に制御されることにより、電解コンデンサＣ１０から出力された直流電圧を約２０ｋＨｚの交流電圧に変換する。そして、この交流電圧が高周波トランス２０４の１次巻線に印加されることにより、高周波トランス２０４の２次巻線に約４倍の電圧の交流電圧が誘起される。この高周波トランス２０４の２次巻線に誘起された交流電圧は、通常、約３５０Ｖ以上になるようにされている。
【００２１】
次に、高周波トランス２０４の２次巻線に誘起された交流電圧を整流する整流回路２０５を説明する。整流回路２０５はダイオードＤ１１〜Ｄ１４で構成されたダイオードブリッジであり、ダイオードＤ１１、Ｄ１３のカソードが正側の直流母線２１１に接続され、ダイオードＤ１２、Ｄ１４のアノードが負側の直流母線２１２に接続されている。また、ダイオードＤ１１のアノードとダイオードＤ１２のカソードが接続され、ダイオードＤ１３のアノードとダイオードＤ１４のカソードが接続されている。そして、ダイオードＤ１１、Ｄ１２の接続点とダイオードＤ１３、Ｄ１４の接続点との間に高周波トランス２０４の２次巻線が接続されている。このような構成により、ダイオードＤ１１、Ｄ１２の接続点とダイオードＤ１３、Ｄ１４の接続点に印加された交流電圧が、直流母線２１１を正側、直流母線２１２を負側とする矩形波状の直流電圧に全波整流されて出力される。
【００２２】
次に、この整流回路２０５で整流された矩形波状直流電圧を平滑する平滑回路２０６を説明する。平滑回路２０６は、直流母線２１１に一端が接続され、他端が直流母線２１３に接続されたコイルＬ１１と、直流母線２１２に一端が接続され、他端が直流母線２１４に接続されたコイルＬ１２がノーマルモードで結合されたリアクトルである。これにより、整流回路２０５からの矩形波状直流電圧が、正弦波全波整流波形に平滑化されて出力される。ダイオードＤ１５は、直流母線２１１にカソードが接続され、直流母線２１２にアノードが接続されており、前記高周波インバータ回路２０３のＩＧＢＴＴ１１〜Ｔ１４が全オフ時に、前記平滑回路２０６のリアクトル電流をコイルＬ１２からダイオードＤ１５を経由してコイルＬ１１へと還流させるためのバイパスダイオードである。
【００２３】
次に、この平滑回路２０６で平滑された直流電圧が入力される低周波インバータ回路２０７を説明する。低周波インバータ回路２０７は、スイッチング手段として４個のＮチャンネル型ＩＧＢＴＴ１５〜Ｔ１８を単相フルブリッジ構成にしたものである。ＩＧＢＴＴ１５、Ｔ１７のコレクタは直流母線２１３に接続され、ＩＧＢＴＴ１６、Ｔ１８のエミッタは直流母線２１４に接続されている。また、ＩＧＢＴＴ１５のエミッタとＩＧＢＴＴ１６のコレクタとが接続され、ＩＧＢＴＴ１７のエミッタとＩＧＢＴＴ１８のコレクタとが接続されている。そして、ＩＧＢＴＴ１５、Ｔ１６の接続点ｕ１とＩＧＢＴのＴ１７、Ｔ１８の接続点ｖ１とが次段のＡＣフィルタ２０８に接続されている。
【００２４】
このような構成の低周波インバータ回路２０７は、図示しない制御回路からの駆動信号がＩＧＢＴＴ１５〜Ｔ１８の各ゲートに印加されて、商用電力系統２１０の電圧ゼロクロス毎にＩＧＢＴＴ１５〜Ｔ１８が所定のオン、オフ状態でスイッチングされることにより、直流母線２１３、２１４間に印加された正弦波全波整流波形が系統電圧ゼロクロス点で折り返されて、系統電圧と同期した正弦波電流を商用電力系統２１０に対して出力する。
【００２５】
次に、この系統電圧と同期した正弦波電流が入力されるＡＣフィルタ２０８を説明する。ＡＣフィルタ２０８は、コイルＬ１３、コイルＬ１４がノーマルモードで結合されたリアクトルと、コンデンサＣ１２とを備えている。低周波インバータ回路２０７内の接続点ｕ１がコイルＬ１３の一端に接続され、低周波インバータ回路２０７内の接続点ｖ１がコイルＬ１４の一端に接続されている。また、コイルＬ１３の他端とコイルＬ１４の他端が、コンデンサＣ１２を介して接続されている。そして、コイルＬ１３とコンデンサＣ１２との接続点は、次段の連系リレー２０９の接点２０９ａに接続され、コイルＬ１４とコンデンサＣ１２との接続点は、次段の連系リレー２０９の接点２０９ｂに接続されている。
【００２６】
このような構成のＡＣフィルタ２０８により、低周波インバータ２０７から出力される系統電圧と同期した正弦波電流の高周波成分を除去し、高調波ひずみ率の小さい正弦波電流が連系リレー２０９の接点２０９ａ、２０９ｂを介して接続されている単相２００Ｖの商用電力系統２１０に出力される。
【００２７】
上述のように、燃料電池システム用系統連系インバータ装置は、昇圧回路および高周波トランスを用いて低電圧の燃料電池出力電圧を高昇圧比で昇圧することにより、商用電力系統に対して充分高い電圧を得ており、これによってひずみ率の小さい正弦波電流の出力が実現されている。
【００２８】
また、コンデンサと、インバータ部と、制御部とを含む電力変換装置において、前記インバータ部は、入力された電圧をスイッチングして出力し、前記コンデンサは、前記インバータ部の入力側または出力側の何れかに接続されており、前記制御部は、電圧制御部と、電流制御部と、リプル補償部とを含み、前記電圧制御部は、前記コンデンサの端子電圧信号が入力され、前記端子電圧信号を指令値に合わせるための電力指令信号を演算して出力し、前記電流制御部は、前記電力指令信号に基いて得られた電流指令信号と、電流検出信号との誤差として得られた指令信号が入力され、前記指令信号に基いて、前記インバータ部にパルス幅変調制御を与え、前記リプル補償部は前記コンデンサの端子電圧によって誘導されるリプル成分に応答して、前記リプル成分をキャンセルするという従来技術がある（例えば、特許文献１参照）。これによれば、前記コンデンサに発生する電圧リプルを低減できるので、前記コンデンサの容量を減らして電力変換装置を小型化することができる。
【００２９】
【特許文献１】
特開平１１−３０８８７１号公報    （第４−９頁、第１図）
【００３０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図９に示す系統連系インバータ装置２００は、上述したように非常に高い昇圧比が必要であるため、高周波トランス２０４による昇圧以外に昇圧回路２０２を備えており、直流入力側から交流出力側に至る電流経路の半導体素子数は増加する。これに伴い、半導体素子のオン電圧降下による電力損失が増加するため、変換効率は低下する。特に、昇圧回路２０２では入力電圧が低いため入力電流が多く、チョッパ用のリアクトルＬ１０などの受動素子における銅損も無視できない。また、昇圧比を上げるために高周波トランス２０４の巻数比を増加させると、トランスの１次２次間の結合が低下してトランス効率が低下するため、総合変換効率は低下する。
【００３１】
また、上述した従来の系統連系インバータの構成では、直流電力源の出力電流に大きなリップルが発生しやすい。より具体的には、図９に示す系統連系インバータ装置２００は、商用電力系統２１０の電圧に同期した正弦波電流を出力しているが、商用周波数の正弦波電流のゼロクロス付近とピーク付近では前記昇圧回路２０２が要する入力電流レベルが異なっている。この問題を図１０を参照して説明する。
【００３２】
図１０は、図９に示す従来の系統連系インバータ装置２００における燃料電池２０１の出力電流のリップルを示す波形図である。図１０において、（ａ）は商用電力系統２１０の電圧波形を示し、（ｂ）は系統連系インバータ装置２００の出力電流波形を示し、（ｃ）は燃料電池２０１の出力電流波形を示す。昇圧回路２０２は、図９の斜線部Ａに示す商用電力系統２１０の電圧波形のピーク付近では、ゼロクロス付近より多くの電力を後段の高周波インバータ回路２０３に対して送り出す必要があるため、商用周波数の１周期あたり２回の頻度で、昇圧回路２０２の入力電流、即ち、燃料電池２０１の出力電流の増大（電流リップル）が発生することになる。
【００３３】
図１０（ｃ）に示すこのような電流リップルの発生は燃料電池セルスタック出力の不安定状態を引き起こすため、燃料電池の運転の信頼性が低下してしまう。
具体的には、燃料電池の安定運転のためには、固体高分子電解質膜の面内で均一な電気化学反応が連続的に進行することが望ましいが、電流リップルの発生は前記反応の均一性を阻害する要因となる。
【００３４】
また、特許文献１に記載の従来技術は、コンデンサインプット形のインバータ装置における入力電圧リップル除去の方法としては有効であるが、前記系統連系インバータ装置２００のようなチョークインプット形のインバータ装置で、かつ燃料電池２０１のように出力電流変動に比べて出力電圧変動の少ない直流電力源においては、電流リップル除去の方法として有効でない。すなわち、前記燃料電池２０１は出力電圧変動が小さいので、電圧リップルを検出して電圧リップル補償を行ったとしても、電流リップル成分については有効に低減することができない。
【００３５】
本発明は、上記の問題点に鑑み、燃料電池のように電圧が低く電流の多い電源を入力とする系統連系インバータにおける電力損失を減らし、直流電力源の出力電流リップルを改善した系統連系インバータ装置を提供することを目的とする。
【００３６】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために本発明は、インバータ装置および系統連系インバータ装置において、直流電力源と、該直流電力源に並列に接続され、前記直流電力源からの直流電圧をスイッチ素子のスイッチング動作によって昇圧する少なくとも２つのＤＣ−ＤＣコンバータを備え、該各ＤＣ−ＤＣコンバータの出力側は出力電圧が足し合わされるように接続されたのち、直流を交流に変換するインバータ回路に接続され、該インバータ回路から開閉手段を介して負荷、または、負荷および商用電力系統に接続される構成であり、前記各ＤＣ−ＤＣコンバータは第１昇圧部と第２昇圧部を備え、第１昇圧部と第２昇圧部の少なくとも一方は絶縁トランスを備えることにより、前記各ＤＣ−ＤＣコンバータの入出力間が絶縁されたものである。
【００３７】
このような構成にすることにより、前記ＤＣ−ＤＣコンバータ１つあたりの入力電流は、前記直流電力源の出力電流を前記ＤＣ−ＤＣコンバータの個数で割った電流値となるため、前記ＤＣ−ＤＣコンバータ１つあたりの銅損が低減されると同時に、電流の流れる経路が並列に増加するので、前記ＤＣ−ＤＣコンバータが備える前記スイッチ素子やその他受動素子による等価抵抗成分はＤＣ−ＤＣコンバータの個数分の１に減少する。更に、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力側は直列に接続されるため、後段の前記インバータ回路の入力電圧は、前記ＤＣ−ＤＣコンバータ１つあたりの出力電圧に前記ＤＣ−ＤＣコンバータの個数を掛け合わせた電圧となる。
【００３８】
従って、前記インバータ回路が要する入力電圧が一定の場合、このようにＤＣ−ＤＣコンバータが複数あると、各ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧はＤＣ−ＤＣコンバータの個数分の１の電圧に低減することができるため、各ＤＣ−ＤＣコンバータにおける昇圧比もＤＣ−ＤＣコンバータの個数分の１に低減される。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ部における電力損失の低減を図ることができる。
【００３９】
また、例えば、前記直流電力源と前記ＤＣ−ＤＣコンバータとの間に前記直流電力源の出力電流を検出する電流検出手段を設け、前記各ＤＣ−ＤＣコンバータと前記インバータ回路との間に前記複数のＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を足し合わせた電圧を検出する電圧検出手段を設け、前記電流検出手段により検出された電流値が前記直流電力源の出力電流目標値になるようにするとともに、前記電圧検出手段により検出された電圧値が前記複数のＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を足し合わせた電圧の出力電圧目標値になるように、前記各ＤＣ−ＤＣコンバータの第１昇圧部が有する前記スイッチ素子がＰＷＭ制御されるようにすると良い。
【００４０】
このようにすると、前記各ＤＣ−ＤＣコンバータの第１昇圧部が有する前記スイッチ素子のオン時間は、前記電流検出手段で検出された電流値が一定になるように制御される。そして、各ＤＣ−ＤＣコンバータは、第１昇圧部への入力電流が一定になるようにスイッチング制御されるので、前記直流電力源からの出力電流が一定になり、前記直流電力源から安定した出力を取り出すことができる。
【００４１】
また、例えば、前記直流電力源の出力電流目標値と前記直流電流検出手段により検出された電流値との偏差に所定ゲインを乗じた値をパルス幅補正値とし、前記商用電力系統の電圧ゼロクロスを検出し、前記商用電力系統の電圧がゼロクロスする度に前記電流検出手段により検出された電流値を保持する記憶手段を設け、該記憶手段に保持された電流値が前記直流電力源の出力電流目標値になるように前記各ＤＣ−ＤＣコンバータの第１昇圧部が有する前記スイッチ素子を駆動するＰＷＭ信号のパルス幅に、前記パルス幅補正値を加算したパルス幅を前記第１昇圧部のスイッチ素子を駆動する駆動信号のパルス幅にすると良い。
【００４２】
このようにすると、前記電流検出手段による電流検出値の増加分に所定ゲインを乗じた量だけ第１昇圧部のスイッチ素子の駆動パルス幅を減少させる補正をかけることにより、前記商用電力系統の電圧のゼロクロス点から次のゼロクロス点までの期間の前記直流電力源の出力電流が、前記商用電力系統の電圧のゼロクロス付近に比べてピーク付近で増加することを抑制できる。従って、前記直流電力源の出力電流は、前記商用電力系統の電圧のゼロクロス時点であってもピーク時点であっても変動なくほぼ一定に保たれるので、前記直流電力源の出力電流の電流リップルの低減を図ることができる。
【００４３】
また、例えば、各ＤＣ−ＤＣコンバータの第１昇圧部が備えるスイッチ素子が、互いに、３６０°／（ＤＣ−ＤＣコンバータの個数）ずつ位相のずれた駆動信号でオン、オフ制御されるようにすると良い。このようにすると、前記各ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電流のリップルは、互いに打ち消しあうように生じるため、前記複数のＤＣ−ＤＣコンバータの入力電流波形の合成となる前記直流電力源の出力電流のリップルの振幅を、前記各ＤＣ−ＤＣコンバータが同じ駆動信号で駆動される場合と比較して低減することができる。
【００４４】
【発明の実施の形態】
以下に本発明の実施形態を図面を参照して説明する。図１は本発明の一実施形態の系統連系インバータ装置を示す構成図である。
【００４５】
図１に示す系統連系インバータ装置２は、直流電力源として燃料電池１を用いており、燃料電池１からの直流電力を交流電力に変換して単相２００Ｖの商用電力系統３のＵ相とＶ相に連系している。燃料電池１は出力１ｋＷ以下であり、このような小型の分散型発電システムでは固体高分子型燃料電池が用いられる場合が多い。
【００４６】
系統連系インバータ装置２は、３０〜６０Ｖの燃料電池１の直流出力電圧を約３５０Ｖまで昇圧する２つのＤＣ−ＤＣコンバータ（昇圧手段）４、５と、ＤＣ−ＤＣコンバータ４、５からの出力を交流に変換するインバータ回路６と、インバータ回路６と商用電力系統３との接続を開閉する連系リレー（開閉手段）７とから構成されている。
【００４７】
ＤＣ−ＤＣコンバータ４、５の入力側は、共に燃料電池１に並列に接続されている。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ４の出力の負側の直流母線ｎ１は後段のインバータ回路６の負側に接続され、ＤＣ−ＤＣコンバータ４の出力の正側はＤＣ−ＤＣコンバータ５の出力の負側と接続され、ＤＣ−ＤＣコンバータ５の出力の正側の直流母線ｐ１はインバータ回路６の正側に接続されている。従って、各ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を約１７５Ｖに設定すると、インバータ回路６には約３５０Ｖの直流電圧が供給される。
【００４８】
インバータ回路６は、フルブリッジ回路６ａとフィルタ回路６ｂとから成り、フルブリッジ回路６ａは４個のＮチャンネル型ＭＯＳＦＥＴＳ１〜Ｓ４を単相フルブリッジ構成にしたものである。ＭＯＳＦＥＴＳ１、Ｓ３のドレインは直流母線ｐ１に接続され、ＭＯＳＦＥＴＳ２、Ｓ４のソースは直流母線ｎ１に接続されている。また、ＭＯＳＦＥＴＳ１のソースとＭＯＳＦＥＴＳ２のドレインとが接続され、ＭＯＳＦＥＴＳ３のソースとＭＯＳＦＥＴＳ４のドレインとが接続されている。そして、ＭＯＳＦＥＴＳ１、Ｓ２の接続点ｕ２とＭＯＳＦＥＴのＳ３、Ｓ４の接続点ｖ２とが次段のフィルタ回路６ｂに接続されている。
【００４９】
ＭＯＳＦＥＴＳ１〜Ｓ４の各ゲートには図示しない制御部からの駆動信号が印加され、上下に連結された２個のＭＯＳＦＥＴで構成される２個のアームのうち、一方のアームは低周波スイッチングを行い、他方のアームは高周波スイッチングを行う。より具体的には、低周波スイッチング側のアームは、商用電力系統３の電圧のゼロクロス点ごとに上下２個のＭＯＳＦＥＴのオン、オフ状態が切り替わるようなスイッチングが行われる。高周波スイッチング側のアームの駆動にはキャリア周波数約２０ｋＨｚのＰＷＭ制御が用いられ、商用電力系統３の電圧の半周期は高周波スイッチング側のアームを構成する一方のＭＯＳＦＥＴが高周波スイッチングを行い、他方のＭＯＳＦＥＴが全オフ状態であり、次の半周期は前の半周期で全オフ状態であったＭＯＳＦＥＴが高周波スイッチングを行い、前の半周期で高周波スイッチングを行っていたＭＯＳＦＥＴが全オフ状態に切り替わる。尚、ＭＯＳＦＥＴＳ１〜Ｓ４は、ＩＧＢＴなどを用いても良い。
【００５０】
フィルタ回路６ｂは、コイルＬ５とコイルＬ６がノーマルモードで結合したリアクトルと、コンデンサＣ３とを備えている。フルブリッジ回路６ａ内の接続点ｕ２がコイルＬ５の一端に接続され、フルブリッジ回路６ａ内の接続点ｖ２がコイルＬ６の一端に接続されている。また、コイルＬ５の他端とコイルＬ６の他端が、コンデンサＣ３を介して接続されている。そして、コイルＬ５とコンデンサＣ３との接続点は、次段の連系リレー７の接点７ａに接続され、コイルＬ６とコンデンサＣ３との接続点は、次段の連系リレー７の接点７ｂに接続されている。
【００５１】
このような構成のフィルタ回路６ｂにより、フルブリッジ回路６ａから出力されたパルス状の電圧が平滑化され、電流波形を正弦波状にした交流電流が連系リレー７の接点７ａ、７ｂ、図示しないＥＭＩフィルタおよび漏電ブレーカを介して商用電力系統３に出力される。
【００５２】
次に、ＤＣ−ＤＣコンバータ４、５について説明する。ＤＣ−ＤＣコンバータ４は、第１昇圧部４ａと第１昇圧部４ａに直列に接続された第２昇圧部４ｂを備えている。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ５は、第１昇圧部５ａと第１昇圧部５ａに直列に接続された第２昇圧部５ｂを備えている。先ず、第１昇圧部４ａ、５ａの回路構成を説明する。
【００５３】
第１昇圧部４ａ、５ａには、図２（ａ）、または、図２（ｂ）に示すような昇圧チョッパ回路が適用できる。先ず、図２（ａ）に示す昇圧チョッパ回路を説明する。図２（ａ）に示す昇圧チョッパ回路は、図１に示す燃料電池１の正極に接続される入力端子９と燃料電池１の負極に接続される入力端子１０とを備えている。また、入力端子９にはリアクトルＬ７を介して逆流阻止用のダイオードＤ７のアノードとＮチャンネル型ＭＯＳＦＥＴＳ７のドレインとが接続されている。そして、ダイオードＤ７のカソードには電解コンデンサＣ７の正極性側と出力端子１１とが接続されている。一方、入力端子１０にはＭＯＳＦＥＴＳ７のソースと電解コンデンサＣ７の負極性側と出力端子１２とが接続されている。出力端子１１、１２は図１に示す次段の第２昇圧部４ｂ、５ｂに接続される。
【００５４】
このような構成の図２（ａ）に示す昇圧チョッパ回路の動作について説明する。ＭＯＳＦＥＴＳ７がオン状態になるとリアクトルＬ７にエネルギーが蓄積され、ＭＯＳＦＥＴＳ７がオフ状態になるとリアクトルＬ７に蓄積されたエネルギーが放出されて電解コンデンサＣ７に充電される。ＭＯＳＦＥＴＳ７のオン状態とオフ状態との割合を制御することにより、図２（ａ）に示す昇圧チョッパ回路は燃料電池１から供給される電圧（３０〜６０Ｖ程度）を所定の電圧（９０Ｖ程度）に昇圧し、出力端子１１、１２を介して図１に示す次段の第２昇圧部４ｂ、５ｂに供給する。
【００５５】
次に、図２（ｂ）に示す昇圧チョッパ回路を説明する。図２（ａ）と同一の部分には同一の符号を付し、その説明を省略する。図２（ｂ）に示す昇圧チョッパ回路は、図２（ａ）に示す逆流阻止用のダイオードＤ７を同期整流用のＭＯＳＦＥＴＳ８に置き換えた同期整流形昇圧チョッパ回路である。ＭＯＳＦＥＴＳ８のソースがＭＯＳＦＥＴＳ７のドレインに接続され、ＭＯＳＦＥＴＳ８のドレインが出力端子１１に接続されている。また、ＭＯＳＦＥＴＳ８のドレイン−ソース間の寄生ダイオードをＤＳ８とする。
【００５６】
このように構成された図２（ｂ）に示す同期整流形昇圧回路の動作を説明する。同期整流用ＭＯＳＦＥＴＳ８は、補助素子として、メイン素子であるＭＯＳＦＥＴＳ７と逆論理の駆動信号で駆動させる。先ず、ＭＯＳＦＥＴＳ７がオン状態、ＭＯＳＦＥＴＳ８がオフ状態になるとリアクトルＬ７にエネルギーが蓄積される。このとき、ＭＯＳＦＥＴＳ８の寄生ダイオードＤＳ８は、図２（ａ）に示す逆流阻止用のダイオードＤ７と同じ役割を果たしている。次に、ＭＯＳＦＥＴＳ７がオフ状態、ＭＯＳＦＥＴＳ８がオン状態になるとリアクトルＬ７に蓄積されたエネルギーが放出されて電解コンデンサＣ７に充電される。このとき、ＭＯＳＦＥＴＳ８のオン抵抗はダイオードＤ７のオン抵抗より小さいため、図２（ａ）に示す昇圧回路よりも低損失となる。ＭＯＳＦＥＴＳ７、Ｓ８のオン状態とオフ状態との割合を制御することにより、図２（ｂ）に示す昇圧チョッパ回路は燃料電池１から供給される電圧（３０〜６０Ｖ程度）を所定の電圧（９０Ｖ程度）に昇圧し、出力端子１１、１２を介して次段の第２昇圧部４ｂ、５ｂに供給する。
【００５７】
前述したとおり、前記同期整流用ＭＯＳＦＥＴはダイオードよりオン抵抗が小さいので、前記第１昇圧部に図２（ａ）の代わりに図２（ｂ）の昇圧チョッパ回路を用いると、電力損失の少ない昇圧部が構成できる。尚、昇圧チョッパ回路を構成するＭＯＳＦＥＴＳ７は、代わりにＩＧＢＴなどを用いてもよい。
【００５８】
次に、図１に示す第２昇圧部４ｂ、５ｂには図３（ａ）に示すようなプッシュプル回路、または、図３（ｂ）に示すような電流共振型コンバータなどが適用できる。先ず、図３（ａ）に示すプッシュプル回路の構成を説明する。図３（ａ）に示すプッシュプル回路は、図１に示す第１昇圧部４ａ、５ａからの昇圧された直流電圧の正側が入力される入力端子１３と負側が入力される入力端子１４を備えている。入力端子１３は、約２０ｋＨｚで動作する高周波トランス１７の１次巻線のセンタータップに接続されている。また、高周波トランス１７の１次巻線の一端がＮチャンネル型のＭＯＳＦＥＴＳ９のドレインに接続され、他端がＮチャンネル型のＭＯＳＦＥＴＳ１０のドレインに接続されている。そして、ＭＯＳＦＥＴＳ９、Ｓ１０のソースが共に入力端子１４に接続されている。
【００５９】
また、高周波トランス１７の２次巻線の一端が整流用ダイオードＤ８のアノードに接続され、他端が整流用ダイオードＤ９のアノードに接続されている。そして、ダイオードＤ８、Ｄ９のカソードが共にフィルタ回路１８を構成するリアクトルＬ８の一端に接続され、リアクトルＬ８の他端が出力端子１５とフィルタ回路１８を構成する電解コンデンサＣ８の正極性側に接続されている。また、高周波トランス１７の２次巻線のセンタータップがコンデンサＣ８の負極性側と出力端子１６に接続されている。尚、このようなプッシュプル回路を構成するスイッチ素子としてＭＯＳＦＥＴの代わりにＩＧＢＴなどを用いてもよい。
【００６０】
次に、このような構成の図３（ａ）に示すプッシュプル回路の動作を説明する。ＭＯＳＦＥＴＳ９、Ｓ１０は、図示しない制御部からの約２０ｋＨｚでオン、オフ状態が切り替わる互いに逆論理の駆動信号がそれぞれのゲートに印加されることにより、交互にオン、オフ動作を行う。これにより入力端子１３、１４間に印加された直流電圧の極性が反転されて高周波トランスの１次巻線に印加されることにより、高周波トランスの２次巻線に約２倍に昇圧された交流電圧が誘起される。
そして、この交流電圧が整流用ダイオードＤ８、Ｄ９によって直流電圧に全波整流され、更に、フィルタ回路１８によって平滑される。このようにして、入力端子１３、１４間に印加された直流電圧は、約２倍となる直流電圧（約１７５Ｖ）に変換されて出力端子１５、１６から出力される。
【００６１】
次に、図３（ｂ）に示す電流共振型コンバータの構成を説明する。図３（ｂ）に示す電流共振型コンバータは、図１に示す第１昇圧部４ａ、５ａからの昇圧された直流電圧の正側が入力される入力端子１３と負側が入力される入力端子１４を備えている。入力端子１３は、Ｎチャンネル型のＩＧＢＴＴ２０のコレクタと、電流共振コンデンサＣ４を介して、漏れインダクタンスを有するリーケージトランスである高周波トランス１９の１次巻線の一端に接続されている。また、高周波トランス１９の１次巻線の他端がＩＧＢＴＴ２０のエミッタと、Ｎチャンネル型のＩＧＢＴＴ２１のコレクタに接続され、ＩＧＢＴＴ２１のエミッタが入力端子１４に接続されている。
【００６２】
また、高周波トランス１９の２次巻線は、倍電圧整流回路２０を介して出力端子１５、１６に接続されている。倍電圧整流回路２０は、コンデンサＣ６、整流用ダイオードＤ１６、Ｄ１７、電解コンデンサＣ９から成っている。高周波トランス１９の２次巻線の一端がコンデンサＣ６を介してダイオードＤ１７のアノードとダイオードＤ１６のカソードに接続されている。また、ダイオードＤ１７のカソードが電解コンデンサＣ９の正極性側と出力端子１５に接続され、高周波トランス１９の２次巻線の他端がダイオードＤ１６のアノードと電解コンデンサＣ９の負極性側と出力端子１６に接続されている。
【００６３】
次に、このような構成の図３（ｂ）に示す電流共振型コンバータの動作について説明する。先ず、ＩＧＢＴＴ２０、Ｔ２１は、約１５ｋＨｚ〜７０ｋＨｚの範囲で駆動周波数が可変するＰＦＭ（パルス周波数変調）方式で駆動される。ＩＧＢＴＴ２０、Ｔ２１が交互にオン、オフすることにより、高周波トランス１９の１次巻線に略正弦波状電流が流れる。このとき、高周波トランス１９の漏れインダクタンス成分と共振用コンデンサＣ４との電流共振を利用してＩＧＢＴＴ２０、Ｔ２１のソフトスイッチングが達成されている。
【００６４】
高周波トランス１９の１次巻線に略正弦波状電流が流れることにより、２次巻線にも略正弦波状交流電圧が誘起される。この交流電圧の負の半周期のときにダイオードＤ１６を介してコンデンサＣ６を充電しておき、正の半周期のときにコンデンサＣ６の充電電圧と、誘起される交流電圧との和、即ち、発生する交流電圧の２倍の電圧でダイオードＤ１７を介して電解コンデンサＣ９を充電する。このようにして倍電圧整流が行われ、電解コンデンサＣ９の出力である約１７５Ｖの直流電圧が出力端子１５、１６を介して出力される。
【００６５】
また、図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータ４、５の出力電圧を約１７５Ｖとするための第１昇圧部４ａ、５ａおよび第２昇圧部４ｂ、５ｂにおける昇圧比の分担は、ＤＣ−ＤＣコンバータ４、５の変換効率が最も高くなるように設定するのが望ましいので、各昇圧部における理想的な昇圧比設定は、スイッチ素子の特性や回路定数等により変化する。例えば、第１昇圧部４ａ、５ａの出力電圧を約８５Ｖ固定とし、第２昇圧部４ｂ、５ｂの昇圧比を約２．１倍（入力８５Ｖから出力１７５Ｖまで昇圧）の固定とすると、第１昇圧部４ａ、５ａは入力電圧範囲（３０Ｖ〜６０Ｖ）に対応して約１．４〜２．８倍の範囲で可変となる。
【００６６】
通常、燃料電池の出力電圧範囲は約３０〜６０Ｖ程度であるため、燃料電池の定格出力電力が０．５〜１ｋＷ程度の容量であっても２０〜２５Ａという大電流を出力する。この入力電流値は、定格出力４ｋＷの太陽電池用系統連系インバータ装置の定格入力電流値とほぼ等しい。電流が等しければ銅損もほぼ同等であるので、燃料電池用系統連系インバータ装置２は、一般的な太陽電池用系統連系インバータ装置に比べて、定格出力電力に対して銅損の占める割合が大きい。
【００６７】
しかしながら、図１に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ４、５の入力部を並列接続した系統連系インバータ装置２によれば、燃料電池１の出力電流がＤＣ−ＤＣコンバータ４、５に等分されて、ＤＣ−ＤＣコンバータ１つあたりの電流は半分になる。ここで、前記銅損は素子の抵抗成分に因る損失であるため、ほぼ電流値の２乗に比例して増加する。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータ１つあたりの入力電流が半分になればＤＣ−ＤＣコンバータ一つあたりの銅損は約４分の１になるので、ＤＣ−ＤＣコンバータが１つの場合の銅損と比較すると、ＤＣ−ＤＣコンバータ４、５における総合的な銅損は約２分の１に低減される。
【００６８】
更に、ＤＣ−ＤＣコンバータ４、５の出力部は出力電圧を足し合わせるように接続されているので、ＤＣ−ＤＣコンバータを１つだけ備えた構成の場合と比較すると、各ＤＣ−ＤＣコンバータにおける昇圧比は半減される。これに伴うメリットについて、以下、詳細に説明する。
【００６９】
第１のメリットは、第１昇圧部４ａ、５ａの昇圧比が半減するので、図２（ａ）、または、図２（ｂ）に示すＭＯＳＦＥＴＳ７のような昇圧チョッパ回路を構成するスイッチ素子のオン時間を減らすことができる。ここで、スイッチ素子のオン時間をＴｏｎ、スイッチングの周期をＴ、昇圧比をηとすると、昇圧比とオン時間の関係は式１のように表される。
【００７０】
Ｔｏｎ＝Ｔ−Ｔ／η        ・・・（式１）
【００７１】
従って、昇圧比の値がη／２になると、オン時間Ｔｏｎは、Ｔｏｎ・（η−２）／（η−１）に減少する。スイッチ素子のオン時間は、短ければ短いほどスイッチ素子の抵抗分に起因する銅損を低減することができるため、この効果により第１昇圧部４ａ、５ａの変換効率が向上する。
【００７２】
第２のメリットは、第２昇圧部４ｂ、５ｂにおける昇圧比も半減するので、第２昇圧部４ｂ、５ｂが備える図３（ａ）に示す高周波トランス１７や図３（ｂ）に示す高周波トランス１９のような高周波トランスの巻数比を半減できる。一般的に、高周波トランスは巻数比が１に近ければ近いほど結合係数が高く、変換効率も高くなる。例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータを１つだけ備えた構成の場合は、図３（ａ）に示すプッシュプル回路の高周波トランス１７には３倍の巻数比のものを要するが、本実施形態の構成では、高周波トランス１７の巻数比は半分の１．５倍にできるため、より変換効率の高い高周波トランスを用いることができる。
【００７３】
第３のメリットは、ＤＣ−ＤＣコンバータ４、５の昇圧比が半減するので、ＤＣ−ＤＣコンバータ４、５に使用する素子の定格電圧を半分にできる。一般的に、半導体素子は耐圧の低い低電圧用の素子ほどオン抵抗が小さいため、ＤＣ−ＤＣコンバータ４、５に使用されるすべてのスイッチ素子、整流素子を約半分の定格電圧の素子に置き換えることにより、半導体素子における銅損を低減することができる。
【００７４】
以上述べたように、ＤＣ−ＤＣコンバータを複数備えて、その入力側を並列接続し、出力側を出力電圧を足し合わせるように接続した構成とすることで、ＤＣ−ＤＣコンバータ部の変換効率を改善することができ、電力損失を低減した系統連系インバータ装置が実現できる。
【００７５】
また、図３（ａ）に示したようなプッシュプル回路や図３（ｂ）に示したような電流共振型コンバータを用いて図１に示す第２昇圧部４ｂ、５ｂを構成すると、第２昇圧部４ｂ、５ｂの入出力が高周波トランスで絶縁されているため、燃料電池１側で直流地絡事故が発生しても、商用電力系統３から地絡箇所に電流が流れ込まない。従って、系統連系インバータ装置としての安全性が高く、長期使用により燃料電池の対地絶縁抵抗が低下した場合でも漏電事故の発生しにくい信頼性の高いシステムが実現できる。
【００７６】
尚、本実施形態は直流電力源にＤＣ−ＤＣコンバータを２つ並列に接続した構成であるが、より多数のＤＣ−ＤＣコンバータを本実施形態と同様な構成で接続しても良い。
【００７７】
次に、直流電力源の出力電流制御について、図４を参照して説明する。図４は、図１に示す系統連系インバータ装置２のＤＣ−ＤＣコンバータ４、５の制御を示す制御ブロック図である。図４において、図１と同一の部分には同一の符号を付し、その詳細な説明を省略する。図４（ａ）に示す第１昇圧部４ａ、５ａの内部回路は図２（ａ）に示した昇圧チョッパ回路を適用している。
【００７８】
図４（ａ）において、第１昇圧部４ａは、燃料電池１の正極に接続された入力端子９ａと燃料電池１の負極に接続された入力端子１０ａとを備えている。また、入力端子９ａにはリアクトルＬ７ａを介して逆流阻止用のダイオードＤ７ａのアノードとＮチャンネル型ＭＯＳＦＥＴＳ７ａのドレインとが接続されている。そして、ダイオードＤ７ａのカソードには電解コンデンサＣ７ａの正極性側と出力端子１１ａとが接続されている。一方、入力端子１０ａにはＭＯＳＦＥＴＳ７ａのソースと電解コンデンサＣ７ａの負極性側と出力端子１２ａとが接続されている。出力端子１１ａ、１２ａは次段の第２昇圧部４ｂに接続されている。
【００７９】
また、第１昇圧部５ａは、燃料電池１の正極に接続された入力端子９ｂと燃料電池１の負極に接続された入力端子１０ｂとを備えている。また、入力端子９ｂにはリアクトルＬ７ｂを介して逆流阻止用のダイオードＤ７ｂのアノードとＮチャンネル型ＭＯＳＦＥＴＳ７ｂのドレインとが接続されている。そして、ダイオードＤ７ｂのカソードには電解コンデンサＣ７ｂの正極性側と出力端子１１ｂとが接続されている。一方、入力端子１０ｂにはＭＯＳＦＥＴＳ７ｂのソースと電解コンデンサＣ７ｂの負極性側と出力端子１２ｂとが接続されている。出力端子１１ｂ、１２ｂは次段の第２昇圧部５ｂに接続されている。
【００８０】
また、燃料電池１の正極側と入力端子９ａ、９ｂとの間に燃料電池１の出力電流値、換言すれば、燃料電池１から第１昇圧部４ａ、５ａへの入力電流値Ｉｉｎを検出するカレントセンサ（電流検出手段）２１が設けられており、また、第２昇圧部４ｂ、５ｂの出力電圧の和Ｖｏｕｔを検出する電圧センサ（電圧検出手段）２２が、直流母線ｐ１、ｎ１間に設けられている。
【００８１】
また、２５は、カレントセンサ２１により検出された入力電流値Ｉｉｎを一定にし、且つ、第２昇圧部４ｂおよび５ｂの出力電圧の和Ｖｏｕｔを一定にする制御を行う制御部であり、２３は制御部２５からのパルス幅指令値Ｔｒｅｆに応じたＰＷＭパルスを生成するＰＷＭ生成部である。ＰＷＭ生成部２３からのＰＷＭパルスが駆動回路２４を介してＭＯＳＦＥＴＳ７ａおよびＳ７ｂの各ゲートに与えられる。
【００８２】
燃料電池１の出力電流の目標値、換言すれば、燃料電池１から第１昇圧部４ａ、５ａへの入力電流の入力電流目標値Ｉｒｅｆが制御部２５に与えられ、この入力電流目標値Ｉｒｅｆと入力電流値Ｉｉｎとの偏差が、制御部２５内部のＰＩ制御を行う制御ブロックＰＩ１にて積分される。また、第２昇圧部４ｂ、５ｂの出力電圧の和の出力電圧目標値Ｖｒｅｆが制御部２５に与えられ、この出力電圧目標値Ｖｒｅｆと第２昇圧部４ｂ、５ｂの出力電圧の和Ｖｏｕｔとの偏差が、ＰＩ制御を行う制御ブロックＰＩ２にて積分される。そして、制御ブロックＰＩ１と制御ブロックＰＩ２とで積分された値が足し合わされて、パルス幅指令値Ｔｒｅｆが生成される。制御ブロックＰＩ１、ＰＩ２は、図４（ｂ）に示すように、比例ゲインＫの比例器２６と積分器２７の組み合わせで構成されている。そして、パルス幅指令値Ｔｒｅｆに基づいて、ＰＷＭパルス生成部２３にてキャリア周波数約２０ｋＨｚのＰＷＭパルスが生成される。駆動回路２４は、このＰＷＭパルスに基づいて、ＭＯＳＦＥＴＳ７ａ、Ｓ７ｂを同じ駆動信号で駆動する。
【００８３】
ここで、カレントセンサ２１を第１昇圧部４ａおよび５ａの入力部に１つずつ備えて、各昇圧部へ流れる各入力電流を一定に制御するような構成としてもよいが、部品点数の低減のためには図７（ａ）に記載したような構成が望ましい。
【００８４】
また、上述したように、第２昇圧部４ｂおよび５ｂが固定昇圧比になるように駆動されている場合は、第２昇圧部の出力電圧を一定に制御することにより第１昇圧部の出力電圧も一定に保たれるので、電圧センサ２２を１つにすることができる。一方、第２昇圧部４ｂ、５ｂの昇圧比が可変の場合は、第１昇圧部４ａ、５ａの出力電圧を一定に制御するためには第１昇圧部４ａおよび５ａの各出力電圧を検出して制御する必要があるため、電圧センサ２２の設置台数が増加する。従って、本回路構成においては、第２昇圧部は固定昇圧比で駆動されるのが望ましい。
【００８５】
上述した制御が行われることにより、燃料電池１の出力電流が一定に制御されるので、燃料電池１のセルスタックは安定した発電状態を維持して信頼性の高い運転を行うことができる。また、入力電流目標値Ｉｒｅｆを変化させることにより、燃料電池１の出力電力を自由に制御することができる。ただし、上述した入力電流Ｉｒｅｆの一定制御は、図１０（ｃ）に示したような商用電力系統の周波数の２倍の周波数で発生する燃料電池１からの出力電流の電流リップルを除去できるほど高速ではないので、以下に述べるような制御により、前記電流リップルを除去する。
【００８６】
図４（ａ）に示した制御部２５に、電流リップル除去用のパルス幅補正制御を追加した制御ブロック図を図５に示す。図５において、図４と同一の部分には同一の符号を付し、その説明を省略する。図５において、ゼロクロスサンプリング（記憶手段）２８は、商用電力系統３の電圧ゼロクロス点を検出し、この電圧ゼロクロス検出時点での入力電流値ＩｉｎをＩｉｎ０として、次の電圧ゼロクロス検出時点までホールドして制御ブロックＰＩ１に出力する。従って、制御ブロックＰＩ１による入力電流一定制御の制御対象はＩｉｎ０となり、商用電力系統３の電圧ゼロクロス点での入力電流値Ｉｉｎ０を入力電流目標値Ｉｒｅｆに一致させる制御が制御ブロックＰＩ１によって行われる。
【００８７】
また、同時に、上述した電流リップル除去のためのパルス幅補正制御を行うパルス幅補正制御ブロック２９は、入力電流の瞬時値であるＩｉｎと入力電流目標値Ｉｒｅｆとの偏差に、比例器３０によって比例ゲインＫ１を乗じた値を補正値として制御ブロックＰＩ１の出力値に加算する。商用電力系統３の電圧ゼロクロス点から次の電圧ゼロクロス点までの期間では入力電流目標値Ｉｒｅｆは一定なので、前記補正値が加算されることにより入力電流の瞬時値Ｉｉｎが一定となるような比例制御が働き、電流リップルを除去することができる。
【００８８】
上述の制御方式の違いによるＰＷＭパルスの変化を、図６に示す。図６において、（ａ）は商用電力系統３の電圧波形を示し、（ｂ）および（ｄ）は図４に示すＰＷＭパルス生成部２３で生成されるＰＷＭパルスの波形を示し、（ｃ）および（ｅ）はＰＷＭパルスを生成するためのキャリア信号とパルス幅指令値Ｔｒｅｆから作られるパルス幅指令信号の波形を示している。（ｂ）および（ｃ）は、電流リップル除去の補正をしない場合の信号波形を示し、（ｄ）および（ｅ）が電流リップル除去の補正をした場合の信号波形を示す。
【００８９】
図６（ｂ）、（ｃ）および（ｄ）、（ｅ）に示すように、ＰＷＭパルス生成部２３では、パルス幅指令値Ｔｒｅｆから作られるパルス幅指令信号と約２０ｋＨｚのＰＷＭキャリア信号との比較によりＰＷＭパルスが生成されている。尚、本図では説明のためにキャリア周波数を実際より低く描いている。前記の補正制御により、商用電力系統３の電圧波形のピーク付近でパルス幅を狭め、ゼロクロス付近でパルス幅を大きくする制御が働き、結果として入力電流Ｉｉｎが一定に保たれる。
【００９０】
以上説明した制御方式では、図４に示す駆動回路２４が第１昇圧部４ａおよび５ａのＭＯＳＦＥＴＳ７ａ、Ｓ７ｂを駆動する駆動信号は同一であったが、ＭＯＳＦＥＴＳ７ａを駆動する駆動信号とＭＯＳＦＥＴＳ７ｂを駆動する駆動信号との位相を１８０°ずらしてもよい。図７は、ＭＯＳＦＥＴＳ７ａ、Ｓ７ｂを駆動する各駆動信号と、第１昇圧部４ａおよび５ａに流れる入力電流を示した波形図である。
【００９１】
図７において、（ａ）はＭＯＳＦＥＴＳ７ａを駆動する駆動信号を示し、（ｂ）はＰＷＭパルス生成部２３におけるＭＯＳＦＥＴＳ７ａを駆動するＰＷＭパルスを生成するためのキャリア信号とパルス幅指令値Ｔｒｅｆから作られるパルス幅指令信号の波形を示している。また、（ｃ）はＭＯＳＦＥＴＳ７ｂを駆動する駆動信号を示し、（ｄ）はＰＷＭパルス生成部２３におけるＭＯＳＦＥＴＳ７ｂを駆動するＰＷＭパルスを生成するためのキャリア信号とパルス幅指令値Ｔｒｅｆから作られるパルス幅指令信号の波形を示している。そして、（ｅ）は第１昇圧部４ａに流れ込む入力電流の波形を示し、（ｆ）は第１昇圧部４ｂに流れ込む入力電流の波形を示している。
【００９２】
図７（ｂ）および（ｄ）に示すように、ＰＷＭパルス生成部２３は、第１昇圧部４ａ、５ａを駆動する各ＰＷＭパルス生成のために、互いに１８０°位相の異なる同一周波数のＰＷＭキャリア信号を用いているので、生成される駆動信号も図７（ａ）および（ｃ）に示すように、互いに１８０°位相が異なっている。その結果として、第１昇圧部４ａ、５ａへ流れ込む入力電流は、それぞれ図７（ｅ）および（ｆ）のような波形となり、入力電流の電流リップルは互いに打ち消しあう位相で発生する。従って、燃料電池１の出力電流のリップル成分は、第１昇圧部４ａおよび５ａが同一信号で駆動される場合と比較して、少なくとも２分の１に低減される。
【００９３】
尚、本実施形態は直流電力源に２個のＤＣ−ＤＣコンバータが接続された例を示したが、より多数のＤＣ−ＤＣコンバータが接続された場合は、各ＤＣ−ＤＣコンバータの第１昇圧部が備えるスイッチ素子が、互いに、３６０°／（ＤＣ−ＤＣコンバータの個数）ずつ位相のずれた駆動信号でオン、オフ制御されるようにすると良い。このようにすると、前記各ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電流のリップルは、互いに打ち消しあうように生じるため、前記複数のＤＣ−ＤＣコンバータの入力電流波形の合成となる前記直流電力源の出力電流のリップルの振幅を、前記各ＤＣ−ＤＣコンバータが同じ駆動信号で駆動される場合と比較して低減することができる。
【００９４】
また、本実施形態は商用電力系統に連系される系統連系インバータ装置の例を示したが、図１に示すインバータ回路６の出力が商用電力系統３に接続されず、図１１に示すように、直接負荷８に接続されたインバータ装置においても、本発明は適用可能である。
【００９５】
また、図１２に示すように、商用電力系統３との連系運転と、商用電力系統３から切り離されて負荷８のみに電力を供給する自立運転との切り替えが可能な系統連系インバータ装置３２における自立運転時についても、本発明は適用可能である。前記のような自立運転機能を有する系統連系インバータ装置は、商用電力系統３が停電中に自立運転に移行する等により停電中の系統が充電状態になる等の誤動作を防止するために、連系リレー７に加えて保護リレー３０と自立リレー３１を増設する必要がある。前記系統連系インバータ装置３２が自立運転時には、連系リレー７と保護リレー３０はオフ、自立リレー３１がオンとなり、負荷８に電力を供給する。
【００９６】
【発明の効果】
以上のように、本発明によれば、直流電力源と、該直流電力源から供給される直流電圧を昇圧する昇圧手段と、該昇圧手段から供給される直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路を備えたインバータ装置、および、更に前記インバータ回路と商用電力系統との接続を開閉する開閉手段とを備えた系統連系インバータ装置において、前記昇圧手段が前記直流電力源に複数のＤＣ−ＤＣコンバータが並列に接続されて構成されているので、前記直流電力源からの出力電流が各ＤＣ−ＤＣコンバータに分流されるため、銅損が低減される。これにより、電力損失の少ないインバータ装置、および、系統連系インバータ装置が実現できる。
【００９７】
また、本発明によれば、前記各ＤＣ−ＤＣコンバータの出力側は直列に接続されるため、各ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧比が低減されるので、耐圧の低い素子を使用できるとともに、変換効率を高めることができる。更に、各ＤＣ−ＤＣコンバータは絶縁トランスを備えることにより入出力が絶縁されているため、直流電力源の直流地絡事故時でも、連系している商用電力系統が短絡される危険がなく、安全性の高いシステムが実現できる。
【００９８】
また、本発明によれば、前記各ＤＣ−ＤＣコンバータが備える第１昇圧部は、該第１昇圧部への入力電流が一定になるようにスイッチング制御されるので、前記直流電力源は出力の一定した安定運転を行うことができる。更に、前記各ＤＣ−ＤＣコンバータの第１昇圧部の入力電流波形を入力電流目標値に一致させるパルス幅補正制御が行われるので、前記商用電力系統の周波数の２倍の周波数で発生する入力電流リップルを低減することができる。また、前記複数のＤＣ−ＤＣコンバータは、互いに位相の異なる駆動信号で駆動されるため、各ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電流リップルが打ち消しあって前記入力電力源の出力電流リップルが更に低減される。これにより、入力電力源としての燃料電池の発電反応が均一に行われるため、安定した発電状態となり信頼性の高い運転を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】は、本発明の一実施形態の系統連系インバータ装置を示す構成図である。
【図２】は、本発明の実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータの第１昇圧部の構成例を示す回路図である。
【図３】は、本発明の実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータの第２昇圧部の構成例を示す回路図である。
【図４】は、本発明の実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータの制御を示す制御ブロック図である。
【図５】は、本発明の実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータの他の制御を示す制御ブロック図である。
【図６】は、本発明の実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータの制御を説明する信号波形図である。
【図７】は、本発明の実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータの他の制御を説明する信号波形図である。
【図８】は、従来の太陽光発電用系統連系インバータ装置の回路図である。
【図９】は、従来の燃料電池用系統連系インバータ装置の回路図である。
【図１０】は、従来の燃料電池用系統連系インバータ装置において発生する直流電力源の出力電流リップルの波形図である。
【図１１】は、本発明の一実施形態のインバータ装置を示す構成図である。
【図１２】は、本発明の一実施形態の系統連系インバータ装置の運転切替を説明する構成図である。
【符号の説明】
１、２０１    燃料電池
２、３２、１０１、２００    系統連系インバータ装置
３、１１０、２１０    商用電力系統
４、５    ＤＣ−ＤＣコンバータ（昇圧手段）
４ａ、５ａ    第１昇圧部
４ｂ、５ｂ    第２昇圧部
６、１０７、２０７    インバータ回路
６ａ    フルブリッジ回路
６ｂ、１８    フィルタ回路
７、１０９、２０９    連系リレー
７ａ、７ｂ、１０９ａ、１０９ｂ、２０９ａ、２０９ｂ    接点
８    負荷
９、９ａ、９ｂ、１０、１０ａ、１０ｂ、１３、１４    入力端子
１１，１１ａ、１１ｂ、１２、１２ａ、１２ｂ、１５、１６    出力端子
１７、１９、１０４、２０４    高周波トランス
２０    倍電圧整流回路
２１    カレントセンサ
２２    電圧センサ
２３    ＰＷＭパルス生成部
２４    駆動回路
２５    制御部
２６、３０    比例器
２７    積分器
２８    ゼロクロスサンプリング（記憶手段）
２９    パルス幅補正制御ブロック
３０    保護リレー
３１    自立リレー
１０２    太陽電池
１０３、２０３    高周波インバータ回路
１０５、２０５    整流回路
１０６、２０６    平滑回路
１０７、２０７    低周波インバータ回路
１０８、２０８    ＡＣフィルタ
１１１〜１１４、２１１〜２１４、ｐ１、ｎ１    直流母線
２０２    昇圧回路
Ｔ１〜Ｔ８、Ｔ１０〜Ｔ１８、Ｔ２０、Ｔ２１    ＩＧＢＴ
Ｓ１〜Ｓ４、Ｓ７、Ｓ７ａ、Ｓ７ｂ、Ｓ８〜Ｓ１０    ＭＯＳＦＥＴ
Ｄ１〜Ｄ５、Ｄ７〜Ｄ１７、Ｄ７ａ、Ｄ７ｂ、ＤＳ８    ダイオード
Ｃ１〜Ｃ７、Ｃ７ａ、Ｃ７ｂ、Ｃ８〜Ｃ１０、Ｃ１２    コンデンサ
Ｌ１〜Ｌ６、Ｌ１１〜Ｌ１４    コイル
Ｌ７、Ｌ７ａ、Ｌ７ｂ、Ｌ８、Ｌ１０    リアクトル
ＰＩ１、ＰＩ２    制御ブロック
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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