(57)【要約】【課題】マトリクスコンバータ等のスイッチの全オフ時に誘導性エネルギーを吸収するスナバコンデンサを入力フィルタ用コンデンサと共用し、フィルムコンデンサを不要にして電力変換器の小型化及び低コスト化を図る。【解決手段】マトリクスコンバータ３０等の主変換器内の双方向スイッチ３１〜３９の全オフ時に、誘導性負荷４０に起因して発生するエネルギーを吸収するスナバコンデンサをコンデンサ群９７，９８により構成し、これらのコンデンサを入力フィルタ用のコンデンサと共用する。また、コンデンサ群９７，９８の直列回路両端に放電手段１００を接続し、直流電圧が所定値以上になった場合にコンデンサを放電させて抵抗１０４により消費させ、コンデンサに過電圧が印加されるのを防止する。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
主変換器内の半導体スイッチング素子のスイッチングにより、前記主変換器に入力される多相交流電圧を直流電圧に変換することなく多相交流電圧に変換する交流−交流直接変換形電力変換器において、
前記半導体スイッチング素子のオフ時に誘導性負荷に起因して発生するエネルギーを吸収するスナバコンデンサを、前記主変換器の入力フィルタ用のコンデンサと共用したことを特徴とする交流−交流直接変換形電力変換器。
【請求項２】
請求項１に記載した交流−交流直接変換形電力変換器において、
前記主変換器がマトリクスコンバータであり、このマトリクスコンバータを構成する半導体スイッチング素子としての双方向スイッチが全てオフしたときに誘導性負荷に起因して発生するエネルギーを、前記スナバコンデンサにより吸収することを特徴とする交流−交流直接変換形電力変換器。
【請求項３】
請求項１または２に記載した交流−交流直接変換形電力変換器において、
前記主変換器の出力側に全波整流回路が接続されると共に、
前記スナバコンデンサは、前記主変換器の入力側各相間にそれぞれ星形結線される少なくとも二つのコンデンサ群を備え、
前記全波整流回路の出力側の一端を一つのコンデンサ群の中性点に接続し、前記全波整流回路の出力側の他端を別のコンデンサ群の中性点に接続したことを特徴とする交流−交流直接変換形電力変換器。
【請求項４】
請求項１，２または３に記載した交流−交流直接変換形電力変換器において、
前記スナバコンデンサの直流電圧が所定値を超えた場合に、半導体スイッチング素子の動作によって前記スナバコンデンサを放電させることを特徴とする交流−交流直接変換形電力変換器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、半導体スイッチング素子を用いて多相の交流電圧を多相の交流電圧に直接変換して出力する交流−交流直接変換形電力変換器に関し、特に、コンデンサやリアクトル等の大形のエネルギーバッファを持たないマトリックスコンバータにおいて、運転中に主変換器の全てのスイッチをオフした際に誘導性負荷に蓄えられたエネルギーを処理するためのスナバ回路に特徴を有するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図４は、主変換器としてマトリックスコンバータを用いたこの種の直接変換形電力変換器を示す構成図である。ここでは、多相の例として最も一般的な三相を例示しており、入力側（電源側）をＲ，Ｓ，Ｔ相、出力側（負荷側）をＵ，Ｖ，Ｗ相と呼ぶものとする。
【０００３】
図４において、１０は三相交流電源、２０はリアクトル２１及びコンデンサ２２からなる入力フィルタ、３０は双方向スイッチ３１〜３９からなるマトリクスコンバータ、４０は電動機等の誘導性負荷であり、マトリクスコンバータ３０の双方向スイッチ３１〜３９は制御手段５０により制御される。
ここで、双方向スイッチ３１〜３９は、例えばＩＧＢＴ等の２個の半導体スイッチング素子を逆方向に直列接続すると共に、各スイッチング素子に環流ダイオードをそれぞれ逆並列に接続して構成されている。
周知のように、マトリクスコンバータ３０は、電源電圧の最大電圧と最小電圧とに着目して各相に接続された双方向スイッチを選択し、ＰＷＭ制御により入力の交流電圧を所望の大きさ、周波数を有する交流電圧に直接変換して出力するものである。
【０００４】
マトリクスコンバータ３０はコンデンサやリアクトル等の大形のエネルギーバッファを有しないため、過電流や過電圧等の異常発生時には、双方向スイッチ３１〜３９を全てオフして運転を停止しなくてはならない。しかし、負荷４０として電動機等の誘導性負荷が接続されている場合には、過電流等の異常発生信号を受けた制御手段５０により双方向スイッチ３１〜３９を一斉にオフさせると、負荷４０に蓄積された誘導性エネルギーの還流経路がなくなるため、スイッチ端に大きなサージ電圧が発生し、素子を破壊する。
【０００５】
上記サージ電圧の発生を防止するため、従来では図４に示す如く、いわゆる整流スナバ回路として、マトリクスコンバータ３０の出力側に全波整流回路７０を接続すると共に、その出力側にコンデンサ８１及び抵抗８２の並列回路からなるスナバ回路を接続している。これにより、例えば、異常発生時に双方向スイッチ３１〜３９を一斉にオフしたとしても、負荷４０に蓄積されたエネルギーは全波整流回路７０を介してスナバコンデンサ８１に吸収され、やがてスナバ抵抗８２により消費されるため、スイッチ端へのサージ電圧の印加を防止することができる。
【０００６】
なお、マトリクスコンバータ３０の入力側であって全波整流回路７０と並列に接続された全波整流回路６０は、入力側の配線インダクタンスにより発生するサージ電圧から双方向スイッチ３１〜３９を保護するためのもので、配線インダクタンスに蓄えられたエネルギーは全波整流回路６０を介してスナバコンデンサ８１により吸収されることになる。
【０００７】
ここで、図４に示した入力フィルタ、マトリクスコンバータ、その制御手段、双方向スイッチの全オフ時における保護回路（整流スナバ回路）等を備えた電力変換器は、例えば下記の特許文献１に記載されている。
【０００８】
【特許文献１】
特開２０００−１３９０７６号公報（図５，図７等）
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
図４に示したスナバコンデンサ８１としては、双方向スイッチの全オフ時に誘導性負荷に起因して発生するエネルギーを吸収して全波整流回路６０，７０相互間の直流電圧の上昇を抑えるために、大きな容量が要求される。
一方、マトリクスコンバータ等の直接変換形電力変換器は各相に直列に双方向スイッチが接続されるため、入力電流は断続的な波形となる。そこで、系統（三相交流電源１０）側にスイッチング周波数付近の高い周波数の高調波が流出するのを防止するため、図４に示す如く、マトリクスコンバータ３０の入力側にリアクトル２１及びコンデンサ２２からなる入力フィルタ２０が設けられている。
【００１０】
入力フィルタ２０のコンデンサ２２には通常、フィルムコンデンサが用いられるが、フィルムコンデンサは電解コンデンサに比べてエネルギー密度が低いため大形になりがちであり、また、価格も電解コンデンサに比べて高価である。
従って、これらのフィルムコンデンサの持つ欠点が、電力変換器全体の大型化や高コスト化の原因となっていた。
【００１１】
そこで本発明は、上述したように誘導性負荷に起因して発生するエネルギーを吸収するスナバコンデンサを入力フィルタ用コンデンサと共用することにより、小型化及び低コスト化を可能にした交流−交流直接変換形電力変換器を提供しようとするものである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、主変換器内の半導体スイッチング素子のスイッチングにより、前記主変換器に入力される多相交流電圧を直流電圧に変換することなく多相交流電圧に変換する交流−交流直接変換形電力変換器において、
前記半導体スイッチング素子のオフ時に誘導性負荷に起因して発生するエネルギーを吸収するスナバコンデンサを、前記主変換器の入力フィルタ用のコンデンサと共用したものである。
【００１３】
請求項２に記載した発明は、請求項１に記載した交流−交流直接変換形電力変換器において、
主変換器がマトリクスコンバータであり、このマトリクスコンバータを構成する半導体スイッチング素子としての双方向スイッチが全てオフしたときに誘導性負荷に起因して発生するエネルギーを、前記スナバコンデンサにより吸収するものである。
【００１４】
請求項３に記載した発明は、請求項１または２に記載した交流−交流直接変換形電力変換器において、
主変換器の出力側に全波整流回路が接続されると共に、スナバコンデンサは、主変換器の入力側各相間にそれぞれ星形結線される少なくとも二つのコンデンサ群を備え、前記全波整流回路の出力側の一端を一つのコンデンサ群の中性点に接続し、前記全波整流回路の出力側の他端を別のコンデンサ群の中性点に接続したものである。
【００１５】
請求項４に記載した発明は、請求項１，２または３に記載した交流−交流直接変換形電力変換器において、
スナバコンデンサの直流電圧が所定値を超えた場合に、半導体スイッチング素子の動作によって前記スナバコンデンサを放電させるものである。
ここで、スナバコンデンサの放電手段としては、半導体スイッチング素子に直列接続された抵抗によりエネルギーを消費させる回路や、エネルギーを電源側に回生し、あるいは負荷側に供給する回路によって構成される。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は本発明の一実施形態を示す構成図であり、図４と同一の構成要素には同一の参照符号を付し、以下では図４と異なる部分を中心に説明する。
【００１７】
図１において、三相交流電源１０の各相には入力フィルタ用のリアクトル２１の各一端が接続され、これらの他端は、コンデンサ群９７とコンデンサ群９８との相互接続点にそれぞれ接続されている。
ここで、コンデンサ群９７は星形結線されたコンデンサ９１，９３，９５からなり、また、コンデンサ群９８は同じく星形結線されたコンデンサ９２，９４，９６からなっており、コンデンサ９１，９２の相互接続点、同９３，９４の相互接続点、同９５，９６の相互接続点がＲ相、Ｓ相、Ｔ相のリアクトル２１の他端にそれぞれ接続されている。すなわち、コンデンサ９１〜９６は全体として三相ブリッジ回路を構成しており、コンデンサ群９７，９８の直列回路の両端には放電手段１００が接続されていると共に、この両端は全波整流回路７０の直流出力側に接続されている。なお、全波整流回路７０の交流入力側は、図４と同様にマトリクスコンバータ３０の出力側の各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）に接続されている。
【００１８】
次に、この実施形態の動作を説明する。
過電流や過電流により異常発生信号が入力されると、制御手段５０はマトリクスコンバータ３０の全ての双方向スイッチ３１〜３９をオフする。このとき、全波整流回路７０には電動機等の負荷４０に蓄積された誘導性エネルギーが流入するので、その出力電圧（直流電圧）が増加し、コンデンサ群９７，９８の各コンデンサ直列回路を充電して前記エネルギーを吸収することができる。従って、コンデンサ９１〜９６はスナバコンデンサとして機能する。
【００１９】
一方、図１の構成において、コンデンサ群９７，９８は三相交流電源１０に対して星形結線されているため、スナバコンデンサ以外に、入力フィルタ用コンデンサとしても機能することが明らかである。
なお、負荷４０の誘導性エネルギーを吸収するためにコンデンサ群９７，９８の容量だけでは不足する場合には、全波整流回路７０の出力側に不足分を補う容量を有するコンデンサを別途接続しても良い。この場合、追加されるコンデンサの容量は、コンデンサ群９７，９８の容量があるため、図４における従来のスナバコンデンサ８１に比べて小さくすることができる。
【００２０】
図４の従来のスナバコンデンサ８１の容量をＣ０とし、コンデンサ群９７，９８を構成する各コンデンサ９１〜９６の容量（何れも等しいとする）をＣＦとすれば、補うべきコンデンサ容量ＣＣは数式１で表される。
【００２１】
【数１】
2004274906.tif 000003
【００２２】
次に、コンデンサ群９７，９８を構成する各コンデンサ９１〜９６に印加される電圧について説明する。例えば、Ｒ相に接続されたコンデンサ９１，９２の電圧をＶ９１，Ｖ９２とし、全波整流回路７０の出力電圧（全波整流回路６０，７０間の直流リンク電圧）をＶｄｃとすれば、数式２の関係がある。
【００２３】
【数２】
2004274906.tif 000004
【００２４】
また、Ｒ相の電源電圧をｖＲとすれば、各コンデンサ９１，９２の電圧Ｖ９１，Ｖ９２は数式３で表される。
【００２５】
【数３】
2004274906.tif 000005
【００２６】
各コンデンサ９１，９２には相電圧実効値Ｖｐｈａｓｅの最大電圧が充電されることを考えると、直流リンク電圧Ｖｄｃとの間に数式４の関係が成立する。
【００２７】
【数４】
2004274906.tif 000006
【００２８】
数式４を数式３に代入して、コンデンサ電圧を求めると、数式５が得られる。
【００２９】
【数５】
2004274906.tif 000007
【００３０】
−√２Ｖｐｈａｓｅ≦ｖＲ≦√２Ｖｐｈａｓｅであるから、各コンデンサ９１，９２の電圧は直流であることがわかる。
他のＳ相、Ｔ相についても同様に考えられるため、コンデンサ群９７，９８に使用するコンデンサ９１〜９６には安価な電解コンデンサを使用することが使用できる。ここで、前述のようにコンデンサ９１〜９６は入力フィルタ用コンデンサとしても機能するので、従来の如くスナバコンデンサ以外に高価なフィルムコンデンサを用いることが不要になる。
【００３１】
次に、図２は図１における放電手段１００の具体例を示している。
放電手段１００は、コンデンサ群９７，９８の直列回路の両端に接続されてこの直列回路の両端電圧（全波整流回路７０の直流出力電圧）を検出する電圧検出手段１０１と、抵抗１０４及び半導体スイッチング素子１０５の直列回路と、電圧検出手段１０１による電圧検出値を閾値（上限値及び下限値）と比較する比較手段１０２と、この比較手段１０２からのオンオフ指令により前記スイッチング素子１０５を駆動するドライブ回路１０３とから構成されている。
【００３２】
図３は、放電手段１００の動作を示すものである。
前記比較手段１０２にはヒステリシス付きのものが用いられており、比較手段１０２は、電圧検出手段１０１により検出される直流電圧が上限値に達すると、下限値に減少するまでの一定期間、ドライブ回路１０３を介してスイッチング素子１０５にオン指令を送出する。なお、図３において、時刻ｔ０は、異常発生により制御手段５０からマトリクスコンバータ３０の全ての双方向スイッチ３１〜３９に対するゲートオフ指令が出力されるタイミングを示す。
【００３３】
図２におけるスイッチング素子１０５のオンにより、コンデンサ群９７，９８に蓄えられた電荷は抵抗１０４を介して放電され、直流電圧は減少していく。そして、直流電圧が下限値に達したら、ドライブ回路１０３を介したオフ指令によってスイッチング素子１０５をオフする。以後は同じ動作の繰り返しにより、コンデンサ群９７，９８の直列回路の両端電圧が所定範囲を超えないように制御が行われ、コンデンサ群９７，９８に対する過電圧の印加が防止される。
【００３４】
抵抗１０４の寄生インダクタンスが大きい場合や抵抗１０４とスイッチング素子１０５との間の配線による配線インダクタンスを無視できない場合には、スイッチング素子１０５を保護するために抵抗１０４に並列にダイオードを接続すれば良い。
【００３５】
本実施形態では、コンデンサの放電手段１００として抵抗１０４によるエネルギー消費手段を示したが、放電手段１００としては、コンデンサのエネルギーをスイッチング素子の動作により電源に回生しても良く、負荷４０に供給しても良い。
なお、本発明は、三相以外の多相交流電圧を直接変換する電力変換器にも適用可能である。
【００３６】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、マトリクスコンバータ等において、異常発生によりスイッチを全てオフした際に発生する負荷の誘導性エネルギーを吸収するスナバコンデンサを入力フィルタ用コンデンサと共用したため、この共用コンデンサとして安価な電解コンデンサのみを使用することができる。
従って、従来のように入力フィルタ用のフィルムコンデンサを不要として電力変換器全体の低価格化を図ることができる。
また、本発明に必要とされるコンデンサ全体の容量は従来のスナバコンデンサに相当する容量のみで足りるため、電力変換器の小型化も期待することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態を示す構成図である。
【図２】図１における放電手段の具体例を示す構成図である。
【図３】図２の放電手段の動作説明図である。
【図４】従来技術を示す構成図である。
【符号の説明】
１０：三相交流電源
２１：フィルタ用リアクトル
３０：マトリクスコンバータ
３１〜３９：双方向スイッチ
４０：負荷
５０：制御手段
７０：全波整流回路
９１〜９６：コンデンサ
９７，９８：コンデンサ群
１００：放電手段
１０１：電圧検出手段
１０２：比較手段
１０３：ドライブ回路
１０４：抵抗
１０５：半導体スイッチング素子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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