(57)【要約】【課題】インバータ回路を可変周波数制御する場合に、制御精度を向上させることができる誘導加熱調理器を提供する。【解決手段】誘導加熱調理器の制御回路５４は、入力電力設定に応じて、インバータ回路９の出力電圧と出力電流との位相差またはそれらの基準位相間における時間差に基づき、インバータ回路９を構成するＩＧＢＴ１１，１３を周波数可変でＰＷＭ制御する。【選択図】  図１
2004199982.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
商用交流電源に基づいて高周波電流を生成するインバータ回路と、前記高周波電流を加熱手段に供給することで被加熱物を加熱する誘導加熱調理器において、
入力電力設定に応じて、前記インバータ回路の出力電圧と出力電流との基準位相間の時間差、または、前記出力電圧と出力電流との位相差の何れかを一定とするように、前記インバータ回路の出力を周波数可変制御するインバータ出力制御回路を備えたことを特徴とする誘導加熱調理器。
【請求項２】
インバータ出力制御回路は、入力電力設定に応じて基準位相間の時間差を短くする場合は、インバータ回路のスイッチング周波数を低下させ、基準位相間の時間差を長くする場合は、インバータ回路のスイッチング周波数を上昇させることを特徴とする請求項１記載の誘導加熱調理器。
【請求項３】
インバータ出力制御回路は、入力電力設定が低出力領域に属する場合は基準位相間の時間差を一定とするように制御し、入力電力設定が高出力領域に属する場合は、インバータ回路の出力電圧と出力電流との位相差を一定とするように制御形態を切替えることを特徴とする請求項１または２記載の誘導加熱調理器。
【請求項４】
前記インバータ出力制御回路は、加熱制御中において、定められたスイッチング周波数に対する入力電流値が下限値よりも低下した場合は、加熱制御を停止するように制御することを特徴とする請求項１乃至３の何れかに記載の誘導加熱調理器。
【請求項５】
インバータ回路は、ハーフブリッジ型で構成されており、
インバータ出力制御回路は、加熱制御を停止する場合に、前記インバータ回路を構成する上又は下アーム側のスイッチング素子のスイッチングを先に停止させ、その後一定時間が経過してから下又は上アーム側のスイッチング素子のスイッチングを停止させることを特徴とする請求項４記載の誘導加熱調理器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、商用交流電源に基づいて高周波電流を生成するインバータ回路と、前記高周波電流を加熱手段に供給することで被加熱物を加熱する誘導加熱調理器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
例えば、インバータ回路の出力電圧と出力電流との位相差に基づいて前記インバータ回路を制御する誘導加熱調理器は周波数可変型であり、加熱出力が低いレベルから高いレベルまで滑らかに変化させることができるという利点がある。斯様なタイプの加熱調理器の従来技術として、特許文献１に開示されているものがある。この従来技術では、上記出力電圧と出力電流との位相を比較し、それらの位相差が入力電流設定に応じた一定値になるようにフィードバック制御している。その場合、上記時間差に基づく信号が電圧制御発振器（ＶＣＯ）に与えられ、電圧制御発振器が出力する発振信号によってインバータ回路を構成するＩＧＢＴが交互にオンオフされる。
【０００３】
【特許文献１】
特許第２８５６７８８号公報
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
このように、周波数可変制御をインバータ回路の出力電圧と出力電流との位相差が一定となるようにして行う方式では、入力電力設定（加熱出力設定）が小さくなるとインバータ回路のスイッチング周波数が高くなる。すると、前記位相差を検出して制御を行おうとすると、位相差の変化が小さくなり分解能が低下し、精細な制御を行うことが困難になるという問題があった。
【０００５】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、インバータ回路を、周波数可変で制御する場合に、制御精度を向上させることができる誘導加熱調理器を提供することに有る。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、請求項１記載の誘導加熱調理器は、商用交流電源に基づいて高周波電流を生成するインバータ回路と、前記高周波電流を加熱手段に供給することで被加熱物を加熱するものにおいて、
入力電力設定に応じて、前記インバータ回路の出力電圧と出力電流との基準位相間の時間差、または、前記出力電圧と出力電流との位相差の何れかを一定とするように、前記インバータ回路の出力を周波数可変制御するインバータ出力制御回路を備えたことを特徴とする。
【０００７】
即ち、基準位相間の時間差は、周波数が高い領域でもある程度の差を以って検出することが可能である。従って、入力電力設定に応じて、出力電圧と出力電流との基準位相間の時間差、または、前記出力電圧と出力電流との位相差の何れかを一定とするように制御すれば制御の最適化を図ることができ、制御精度をより向上させることができる。
【０００８】
この場合、請求項２に記載したように、インバータ出力制御回路を、入力電力設定に応じて基準位相間の時間差を短くする場合は、インバータ回路のスイッチング周波数を低下させ、基準位相間の時間差を長くする場合は、インバータ回路のスイッチング周波数を上昇させるように構成すると良い。
【０００９】
即ち、入力電力設定値が大きくなった場合はそれに応じて前記時間差を短くし、入力電力設定値が小さくなった場合はそれに応じて前記時間差を長くするように制御する必要がある。そして、誘導加熱においては、負荷が誘導性を示す周波数領域における制御が主として行われる。従って、前記時間差の設定に応じてインバータ回路のスイッチング周波数を上記のように増減させれば、負荷が誘導性を示す周波数領域において所望の入力電力設定を行うことが可能となる。
【００１０】
また、請求項３に記載したように、インバータ出力制御回路を、入力電力設定が低出力領域に属する場合は基準位相間の時間差を一定とするように制御し、入力電力設定が高出力領域に属する場合はインバータ回路の出力電圧と出力電流との位相差を一定とするように制御形態を切替える構成とするのが好適である。
【００１１】
即ち、入力電力設定が上昇するのに応じて、インバータ回路のスイッチング周波数は低下する。そして、スイッチング周波数が低くなると、今度は基準位相間の時間差を検出しようとすると分解能が低下する。従って、請求項３のように構成すれば、夫々の周波数領域に適した高精度の制御を行うことができる。
【００１２】
更に、請求項４に記載したように、インバータ出力制御回路を、加熱制御中において、定められたスイッチング周波数に対する入力電流値が下限値よりも低下した場合は、加熱制御を停止するように制御することを特徴とする。
【００１３】
即ち、従来の誘導加熱調理器では、加熱制御中に無負荷状態となったことを判定して制御を停止するために、加熱出力（入力電力）が設定値の１／２に低下した場合に（例えば、出力設定が２０００Ｗであれば１０００Ｗ）無負荷と判定するようにしていた。
【００１４】
しかしながら、誘導加熱対象として適正な負荷であっても、その材質によっては、出力電流が大きく流れるものや、インバータ回路を構成するスイッチング素子に並列に接続される環流用ダイオードに電流が流れる時間が長くなるもの（周波数設定が高くなるもの）などがある。そのような負荷については、スイッチング素子の温度上昇が大きくなるため、入力電力設定を低めに抑える必要がある。ところが、無負荷判定を従来のように行なうと、設定の下限を低く設定することができず、煮込み調理などに支障をきたすことになる。
そこで、請求項４のように、入力電力設定に応じて定められるスイッチング周波数について入力電流値の下限値を定め、その下限値に基づいて無負荷判定を行なうようにすれば、加熱出力をより低い値に設定することができる。
【００１５】
また、この場合、請求項５に記載したように、インバータ回路を、ハーフブリッジ型で構成し、
インバータ出力制御回路を、加熱制御を停止する場合に、前記インバータ回路を構成する上又は下アーム側のスイッチング素子のスイッチングを先に停止させ、その後一定時間が経過してから下又は上アーム側のスイッチング素子のスイッチングを停止させるように構成することが好ましい。
【００１６】
斯様に構成すれば、インバータ回路の上又は下アーム側スイッチング素子を先にオフすることで、加熱コイルに対する高周波電流の供給を停止させる。それから、下又は上アーム側のスイッチング素子をオフすれば、インバータ回路−加熱コイル間に流れる電流を極力緩慢に減少させることができる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
（第１実施例）
以下、本発明を誘導加熱調理器（ＩＨクッキングヒータ）に適用した場合の一実施例について図面を参照して説明する。電気的構成を示す図１において、交流電源１は直流電源回路３と接続されている。この直流電源回路３は直流電源を整流するためのブリッジ回路５と、整流された脈流を平滑化するためのコンデンサ７とから構成されている。
【００１８】
ハーフブリッジ型のインバータ回路９は２つのＩＧＢＴ（スイッチング素子）１１,１３と、各ＩＧＢＴ１１,１３のコレクターエミッタ間に接続されたダイオード１５,１７と、インバータ回路９の出力端子とグランドの間に接続された直列共振回路、即ち加熱コイル（加熱手段）１９及び共振用のコンデンサ２１とから構成されている。
【００１９】
インバータ電圧位相検知回路２０は第１の信号としてインバータ電圧ＶINを検出し、この検出したインバータ電圧ＶINを時間差／位相差検出回路２３へ出力する。またコンデンサ電圧位相検知回路２２はコンデンサ２１を流れるインバータ電流ＩINと位相的に相関する第２の信号としてコンデンサ２１の両端の電圧Ｖc１を検出し、この検出した電圧Ｖc１を時間差検出／位相比較回路２３へ出力する。
【００２０】
時間差検出／位相比較回路２３は入力した第１の信号と第２の信号の双方の信号の基準位相（例えば、電圧波形のゼロクロス点に相当する立上がりエッジ）の時間差を検出し、その時間差に係る信号ＶP1を差分比較回路２５へ出力する。また、その時間差に代えてインバータ回路９の出力電圧，出力電流の位相差を検出する機能との双方を備え、それらを選択することが可能となっている。時間差／位相差設定回路２７は、設定信号ＶSETを、前述した第１の信号と第２の信号の時間差、または、前記位相差に対する設定値とに切替えて出力可能に構成されている。
【００２１】
差分比較回路２５は、時間差／位相差検出回路２３より出力される信号ＶP1と、時間差／位相差設定回路２７において可変設定された信号ＶSETとの大小を比較して、その比較結果ＶP2を電圧制御発振器（以下ＶＣＯと称する）２９に出力する。即ち、ＶP1＞ＶSETであればＶP2＝Ｈを出力し、ＶP1≦ＶSETであればＶP2＝Ｌを出力する。ＶＣＯ２９は、前記時間差／位相差設定回路２７によって可変設定された時間差または位相差となるよう、にインバータ回路９の発振周波数を制御するための周波数制御手段であり、差分比較回路２５からの出力信号に応じて発振周波数を変化させる。
【００２２】
尚、一般的なアナログ回路としてのＶＣＯは、入力電圧に応じて発振周波数が変化するものであるが、ここでのＶＣＯ２９は、後述するように回路動作をデジタル的にシミュレートしたものであるから、差分比較回路２５より与えられる比較結果に応じて発振周波数を変化させる構成である。
【００２３】
駆動回路３１はＶＣＯ２９からの信号に基づいてＩＧＢＴ１１,１３を交互にオンオフ動作させる。この駆動回路３１からの信号に基づいてＩＧＢＴ１１,１３を交互にオンオフ動作すると、加熱コイル１９とコンデンサ２１が直列共振状態に設定され、これにより加熱コイル１９が高周波電力を発生して図示しないトッププレートの上に載置された鍋などの被加熱物を誘導加熱する。
【００２４】
初期回路３３はインバータ回路９の出力電圧と位相的に相関する第１の信号と、共振用のコンデンサ２１を流れる電流と位相的に相関する第２の信号との双方の信号の時間差を初期設定するための初期設定手段であり、電源が投入されると初期信号を時間差／位相差設定回路２７へ出力する。時間差／位相差設定回路２７はこの初期回路３３から初期信号を入力すると、第１の信号と第２の信号との時間差を基準の時間差を例えば３．８μ秒に設定する。これにより例えばトッププレートの上に載置された被加熱物が鉄製の鍋である場合には、入力電力が２ｋＷに設定される。
【００２５】
カレントトランスＣＴ（１）は交流電源１から供給される電源電流ＩINを検出し、この検出した電源電流ＩINと相応する信号を入力電流検知回路４３へ出力する。この入力電流検知回路４３はカレントトランスＣＴ（１）からの検出信号に基づいて電源電流すなわち入力電流ＩINを検知する。
【００２６】
負荷状態検知回路３５は、入力電流検知回路４３からの情報に基づいてトッププレートの上に載置された負荷の状態が適正な負荷であるかどうかを検出する。尚、以上の構成がなす基本的な作用は、特許文献１（特許第２８５６７８８号）に開示されているものと同様である。但し、比較回路２３と設定回路２７とが位相差の検出，設定を行う機能に加えて、基準位相間の時間差を検出，設定する機能をも有する点は異なっている。また、差分比較回路２５は、特許文献１におけるローパスフィルタ（ＬＰＦ）に対応する構成だが、これは信号の比較をアナログ処理するか、デジタル処理するかの相違に基づく機能名称の相違であり、本質的な機能は同じである。
【００２７】
また、ＩＧＢＴ１１のエミッタと加熱コイル１９とが接続されている部分にもカレントトランスＣＴ（２）が介挿されており、そのカレントトランスＣＴ（２）の出力信号は、インバータ電流検知回路５１を介して負荷状態検知回路３５に与えられている。また、周期フラグ発生部５２は、入力電流検知回路４３によって検知される入力電流ＩINに基づいて交流電源の半周期毎に所定の期間を示す周期フラグ（図５（ｂ）参照）を発生させるようになっている。
【００２８】
加えて、Ａ／Ｄ変換部５３の入力ポートは、ブリッジ回路５の正側出力端子と、インバータ回路９の出力端子及び入力電流検知回路４３の出力端子に夫々接続されている。そして、Ａ／Ｄ変換部５３は、インバータ回路９の入力電流，入力電圧，出力電圧及び出力電流をマルチプレックスしてＡ／Ｄ変換するようになっている。尚、インバータ回路９の出力電圧検出については、必要に応じて分圧抵抗（図示せず）を設けるようにする。
【００２９】
そして、本実施例においては、時間差／位相差検出回路２３，差分比較回路２５，ＶＣＯ２９，負荷状態検知回路３５,初期回路３３，時間差／位相差設定回路２７及びＡ／Ｄ変換部５３が制御回路（インバータ出力制御回路）５４を構成しているが、制御回路５４は、ＲＩＳＣ(Reduced Instruction Set Computer)アーキテクチャのＣＰＵコアを有するマイクロコンピュータ（ＲＩＳＣマイコン）によって構成されている。例えば、本実施例の制御回路５４は、少なくとも１命令の実行速度が１μ秒以下であるものとする。
【００３０】
ここで、図２は、制御回路５４がＶＣＯ２９としての機能を実現してＰＷＭ信号１，２を出力するための処理プログラムのフローチャートであり、図３は、その処理に対応したタイミングチャートである。尚、初期状態として、ＰＷＭ信号１＝Ｈ，ＰＷＭ信号２＝Ｌであるとする。また、設定値ＴＭ１，ＴＭ３には、適当な初期値が設定されている。
【００３１】
制御回路５４は、先ず、図示しない搬送波発生用タイマのカウント値が「０」である場合は（ステップＳ１，「ＹＥＳ」）タイマにアップカウント動作を開始させる（ステップＳ２）。それから、差分比較回路２５からの比較結果ＶP2に応じて、設定値ＴＭ１〜ＴＭ３を設定する（ステップＳ３〜Ｓ５）。即ち、ＶP2＝Ｈであれば（ステップＳ３，「ＹＥＳ」）設定値ＴＭ１，ＴＭ３を減少させて周波数を高くし（ステップＳ４）、ＶP2＝Ｌであれば（ステップＳ３，「ＮＯ」）設定値ＴＭ１，ＴＭ３を増加させて周波数を低くする（ステップＳ５）。
【００３２】
更に言えば、ＶＣＯ２９は、基準位相間の時間差設定が長くなることに応じて、インバータ回路９のスイッチング周波数を上昇させ、逆に、前記時間差設定が短くなることに応じてスイッチング周波数を低下させるように作用する。
【００３３】
そして、タイマのカウント値が設定値ＴＭ１に達するまで待機し（ステップＳ６）、達すると(「ＹＥＳ」) ＰＷＭ信号１のレベルをロウに変更する（ステップＳ７）。即ち、スタートからここまでがＰＷＭ信号１のレベルがハイとなり、インバータ回路９の上アームＩＧＢＴ１１がＯＮする期間となる。
【００３４】
次に、制御回路５４は、タイマのカウント値が設定値ＴＭ２に達するまで待機し（ステップＳ８）、達すると(「ＹＥＳ」) ＰＷＭ信号２のレベルをハイに変更する（ステップＳ９）。即ち、ステップＳ７〜Ｓ９の期間は、ＰＷＭ信号１，２のレベルが何れもロウとなり、インバータ回路９の上下アームＩＧＢＴ１１，１３が何れもＯＦＦするデッドタイム期間となる。尚、デッドタイム期間を例えば１μ秒とすると、設定値ＴＭ１に対して１μ秒相当のカウント値を加えたものが設定値ＴＭ２となる。
【００３５】
次に、制御回路５４は、タイマのカウント値が設定値ＴＭ３に達するまで待機し（ステップＳ１０）、達すると(「ＹＥＳ」) ＰＷＭ信号２のタイマをダウンカウント動作に切り替える（ステップＳ１１）。そして、更に、タイマのカウント値が設定値ＴＭ１に達するまで待機し（ステップＳ１２）、達すると(「ＹＥＳ」) ＰＷＭ信号２のレベルをロウに変更する（ステップＳ１３）。即ち、ステップＳ９〜Ｓ１３の期間は、ＰＷＭ信号１，２のレベルが夫々ロウ，ハイとなり、インバータ回路９の上アームＩＧＢＴ１１がＯＦＦ，下アームＩＧＢＴ１３がＯＮする期間となる。
【００３６】
それから、制御回路５４は、タイマのカウント値が設定値ＴＭ４に達するまで待機し（ステップＳ１４）、達すると(「ＹＥＳ」) 内部的に割り込みを発生させて各種の測定・検出を行なうための検出ルーチンを起動させ（ステップＳ１４ａ）、ＰＷＭ信号１のレベルをハイに変更する（ステップＳ１５）。即ち、ステップＳ１３〜Ｓ１５の期間は、ＰＷＭ信号１，２のレベルが何れもロウとなり、インバータ回路９の上下アームＩＧＢＴ１１，１３が何れもＯＦＦするデッドタイム期間となる。従って、設定値ＴＭ４は、設定値ＴＭ１よりデッドタイム１μ秒に相当するカウント値を減じたものとなる。
【００３７】
ステップＳ１５の実行後はステップＳ１に戻る。そして、ＰＷＭ信号１のレベルはステップＳ１５〜Ｓ７の期間においてハイとなるので、当該期間は、インバータ回路９の上アームＩＧＢＴ１１がＯＮ，下アームＩＧＢＴ１３がＯＦＦする期間となる。
【００３８】
尚、以上の処理について、ＰＷＭ制御の搬送波周波数を例えば２０ｋＨｚ〜１００ｋＨｚの範囲で可変することを前提とすると、デッドタイムを挿入することを考慮すると、タイマの分解能（カウント周期）としては０．１μ秒以上が必要である。
【００３９】
また、時間差または位相差の検出を搬送波周期に同期させて行う場合は、ＰＷＭ信号によって上アームＩＧＢＴ１１がＯＮした時点からインバータ回路９の出力電流のゼロクロス点までの時間を測定する必要がある。この場合も、搬送波周波数が１００ｋＨｚである場合、その周期は１０μ秒であるから、時間差測定にもやはり０．１μ秒以上の分解能が必要である。
【００４０】
図４は、制御回路５４が実行する検出処理ルーチンのフローチャートである。このルーチンでは、制御回路５４は、測定開始タイミングが発生するまで待機している（ステップＡ０）。測定開始タイミングは、周期フラグによって与えられる。周期フラグは、上述したように周期フラグ発生部５２が発生させるフラグであり、商用交流電源の半周期毎に、電流のゼロクロス点付近を除く所定期間を示すフラグである。
【００４１】
制御回路５４は、周期フラグの立ち上がりによって測定開始タイミングの発生を認識すると（ステップＡ０，「ＹＥＳ」）、続いて、割込みの発生を待つ（ステップＡ１）。ここでの割込みは、前述した図２のステップＳ１４ａにおいて発生する内部的な割り込みであり、ＰＷＭ搬送波周期で発生する。そして、その割り込みが発生すると(「ＹＥＳ」)、制御回路５４は、Ａ／Ｄ変換部５３によって入力電圧を読み込む（ステップＡ２）。
【００４２】
この時読み込んだ入力電圧が、前回の値に対して急激に上昇したり低下したりした場合には(ステップＡ３，「ＹＥＳ」)、雷サージの発生や商用交流電源に停電が発生したことが想定されるため、ＶＣＯ２９に停止信号を出力してインバータ回路９の制御を停止させてから（ステップＡ４）ステップＡ０に戻る。一方、読み込んだ入力電圧が、前回の値に対して通常時に想定される所定範囲内で変化した場合には(ステップＡ３，「ＮＯ」)、ステップＡ５に移行する。
【００４３】
ステップＡ５，Ａ６，Ａ７において、制御回路５４は、インバータ回路９の出力電圧，出力電流，入力電流を夫々読み込む。尚、これらの電圧，電流をＡ／Ｄ変換して読み込む場合の波形は、実際にはＰＷＭ搬送波が重畳された波形となっているが、ＰＷＭ制御周期に合わせて検出を行うことで、搬送波が重畳された波形をそのまま扱うことが可能となっている。
【００４４】
次に、制御回路５４は、ＶＣＯ２９における発振周波数、即ち、インバータ回路９のスイッチング周波数（図２に示すＴＭ３）がその時点で何ｋＨｚに設定されているのかを検出する（ステップＡ８）。そして、ステップＡ８で検出した電流値が、その時点のスイッチング周波数に対応する下限値を下回っているか否かを判断する（ステップＡ９）。
【００４５】
ここでのスイッチング周波数に対応する入力電流の下限値は、図９に示す無負荷判定曲線に応じて設定されるものである。図９は、発明者らが、様々な材質の鍋についてインバータ回路のスイッチング周波数を変化させた場合に、入力電流のＡ／Ｄ変換値を測定したものである。全体の傾向として、周波数が低くなるほど入力電流値は増加している。
【００４６】
そして、加熱制御中においてトッププレートから鍋を下ろそうとした場合は、出力電流が加熱に用いられなくなるため入力電流値は低下する。また、その低下する入力電流値を一定に維持しようするため、スイッチング周波数も低下することになる。従って、無負荷判定曲線を図９に示すように設定することで、無負荷判定を確実に行うことができる。また、無負荷判定は、負荷の材質判定処理を行ない、その判定した材質に応じて下限値が異なるように（例えば図９に示す各材質の曲線に応じて）設定しても良い。
【００４７】
ステップＡ９において、スイッチング周波数が下限値以上であれば(「ＮＯ」)、制御回路５４は、ステップＡ８において検出したスイッチング周波数が高周波数領域に属するか否かを判定する（ステップＡ１０）。ここで、高周波数領域に属するか否かの閾値は、例えば、最大入力電力が３ｋＷである場合に、低入力領域を６００Ｗ未満に設定する場合、鉄鍋については４０ｋＨｚに設定する。
【００４８】
即ち、高周波数領域とは、入力電力設定（加熱出力設定）が比較的小さい領域（低出力領域）に対応しており、低周波数領域とは、入力電力設定が比較的大きい領域（高出力領域）に対応している。そして、高周波数領域に属する場合は(「ＹＥＳ」)ステップＡ１１に移行して時間差検出を行い、高周波数領域に属さない場合は(「ＮＯ」)ステップＡ１２に移行して出力電圧−出力電流間の位相差を検出する。
【００４９】
ここで、ステップＡ１１における時間差検出処理について、図５及び図６をも参照して説明する。図５は、時間差検出処理の内容を示すフローチャートであり、図６はその検出処理に対応するタイミングチャートである。制御回路５４は、先ず、インバータ電圧位相検知回路２０の出力信号（図６（ａ））の立ち上がりに同期して、（フリーラン）カウンタのカウンタ値Ｔ１を読み込む（ステップＢ１）。次に、コンデンサ電圧位相検知回路２２の出力信号（図６（ｃ））の立ち上がりに同期して、カウンタのカウンタ値Ｔ２を読み込む（ステップＢ２）。
【００５０】
但し、検知回路２２の出力信号は、本来加熱コイル１９に流れている電流（図６（ｂ））に対して位相が９０度遅れており、その遅れ分がカウンタ値Ｔ２に含まれている。続くステップＢ３では、
時間差Ｔ１０＝（Ｔ２−Ｔ１）−（Ｔ３／４）
を演算するが、右辺第２項で上記９０度遅れ位相分を差し引いている。即ち、
Ｔ３はスイッチング周期に対応しているので（図２のＴＭ３）、その１／４が位相９０度に相当する。
【００５１】
それから、制御回路５４は、アキュムレータＴＳに時間差Ｔ１０を加えて累算すると共に、その累算回数を示すカウンタＴＣをインクリメントする（ステップＢ３）。そして、メインルーチンにリターンする。例えば入力電力設定が２ｋＷで鉄鍋の場合は、位相差が３５．５度になるように設定する。その際、スイッチング周波数（ＰＷＭ搬送波周波数）は２６ｋＨｚとなるので、時間差Ｔ１０は、約３．８μ秒となるように制御される。
【００５２】
一方、ステップＡ１２における位相差検出処理では、ステップＢ３で求めた時間差Ｔ１０を以下のように演算して位相差ＰＤを求める。
位相差ＰＤ＝Ｔ１０／Ｔ３×３６０（度）
ここで、再び図４を参照する。ステップＡ１１またはＡ１２の実行後は、測定終了タイミングが発生したか否かを判断する（ステップＡ１３）。測定終了タイミングは周期フラグの立下りとなる。測定終了タイミングでなければ(「ＮＯ」)ステップＡ１に戻り、測定終了タイミングであれば(「ＹＥＳ」)ステップＡ１４に移行する。
【００５３】
ステップＡ１４では、時間差（または位相差）の平均化処理を行なう。即ち、商用交流電源半周期内において周期フラグがセットされている期間に測定した複数の時間差（または位相差）データについてそれらの平均値を求める。例えば、時間差データであれば、平均値ＴＴ＝ＴＳ／ＴＣ，で求められる。そして、得られた平均値をＶP1として差分比較回路２５に出力する（ステップＡ１５）。この信号ＶP1は差分比較回路２５に出力され、時間差／位相差設定回路２７より与えられる設定信号ＶSETと比較される。
【００５４】
それから、制御回路５４は、ステップＡ２，Ａ５〜Ａ７において得られたインバータ回路９の入力電圧，入力電流並びに出力電圧，出力電流について、実効値を演算する（ステップＡ１６）。実効値は、周知のように、例えばｎ個のデータdata_1,data_2,・・・,data_nについて求めた２乗平均値の平方根で得られる。これらの値は、ＩＨクッキングヒータの加熱制御等に使用される。
【００５５】
次に、制御回路５４は、入力電力（入力電圧×入力電流）を演算すると（ステップＡ１７）、ユーザによって設定された入力電力（設定電力）と前記演算した入力電力（実際電力）とを比較する（ステップＡ１８）。そして、前者が後者よりも大であれば(「ＹＥＳ」)、時間差／位相差設定回路２７における設定信号ＶSETを増加させ（＋Ｋ，ステップＡ２０）、前者が後者以下であれば(「ＮＯ」)、設定信号ＶSETを減少させる（−Ｋ，ステップＡ１９）。それから、ステップＡ０に戻る。
【００５６】
尚、図４は、商用交流電源の半周期について行なう検出だが、ステップＡ１６で演算した実効値については、更に複数周期について平均値を求めて評価する。また、商用交流電源の半周期を単位として電圧・電流などの検知を行なっているので、ユーザの操作により入力電流設定が変化した場合は、電流波形のゼロクロス点付近でＰＷＭ制御周期の変更が行われるようになっている。即ち、搬送波周波数の変化は、電源電流レベルが比較的低い期間に行われることになる。
【００５７】
ここで、制御回路５４は、ステップＡ１０における周波数領域の判断に応じて、時間差一定制御と位相差一定制御とを切替えるが、これらについて図７及び図８を参照して説明する。図７において、時間差制御は時間差Ｔ１０に基づいて行い、位相差制御は位相差ＰＤ＝Ｔ１０／Ｔ３×３６０（度）に基づいて行なう。
【００５８】
そして、図８に示すように周波数が変化すると、それに伴って時間差Ｔ１０は直接的に変化するが、位相差ＰＤは、周期Ｔ３との割合で相対的に変化する。従って、高周波数領域においては、時間差Ｔ１０を検出した方が検出値に差が出易くなる。一方、周波数が低い領域においては、上記の関係が逆となるため、時間差Ｔ１０よりも位相差ＰＤを検出した方が検出値に差が出易くなる。
【００５９】
また、ステップＡ９において、スイッチング周波数が下限値未満であれば(「ＹＥＳ」)、制御回路５４は、ステップＡ２１〜Ａ２２において加熱制御の停止処理を行う。先ず、インバータ回路９の上アームであるＩＧＢＴ１１をオフにする（ステップＡ２１，図１０（ｂ）参照）。すると、直流電源回路３からの電源供給が遮断される。それから、制御回路５４は、所定時間が経過するまで待機した後（ステップＡ２２，「ＹＥＳ」）、インバータ回路９の下アームであるＩＧＢＴ１３をオフにする（ステップＡ２３，図１０（ｃ）参照）。そして、処理を終了する。
【００６０】
以上のように本実施例によれば、誘導加熱調理器の制御回路５４は、入力電力設定に応じて、インバータ回路９の出力電圧と出力電流との位相差またはそれらの基準位相間における時間差に基づき、インバータ回路９を構成するＩＧＢＴ１１，１３を周波数可変でＰＷＭ制御するようにした。より具体的には、入力電力設定に応じて、インバータ回路９のスイッチング周波数が高周波数領域に属する場合は基準位相間の時間差を一定とするように制御し、スイッチング周波数が低周波数領域に属する場合はインバータ回路９の出力電圧と出力電流との位相差を一定とするように制御形態を切替えるようにした。従って、夫々の周波数領域に適した高精度の制御を行うことが可能となる。
【００６１】
加えて、制御回路５４は、入力電力設定に応じて基準位相間の時間差を短くする場合は、インバータ回路９のスイッチング周波数を低下させ、時間差を長くする場合は、インバータ回路９のスイッチング周波数を上昇させるので、負荷が誘導性を示す領域において、その時間差設定に応じて所望の入力電力設定を行うことが可能となる。
【００６２】
また、制御回路５４は、加熱制御中において、定められたスイッチング周波数に対する入力電流値が下限値よりも低下したか否かによって無負荷判定を行い、下限値よりも低下した場合は、加熱制御を停止するように制御するので、従来飲む負荷判定方式よりも、加熱出力をより低い値に設定することができる。
【００６３】
更に、制御回路５４は、加熱制御を停止する場合に、インバータ回路９を構成する上アーム側のＩＧＢＴ１１のスイッチングを先に停止させ、その後一定時間が経過してから下アーム側のＩＧＢＴ１３のスイッチングを停止させるようにしたので、インバータ回路９−加熱コイル１９間に流れる電流を極力緩慢に減少させることができ、鍋の「鳴り」を防止することもできる。
【００６４】
本発明は上記しかつ図面に記載した実施例にのみ限定されるものではなく、以下のような変形または拡張が可能である。
図４に示す検出処理は、ＰＷＭ制御周期に同期して行うものに限らず、例えば２００μ秒程度の間隔で実行しても良い。
インバータ制御回路を、ＲＩＳＣマイコンに代えて、ＤＳＰとＣＩＳＣマイコンとを用いて構成しても良い。また、これらに限らず、ロジック回路や特許文献１と同様なアナログ回路で構成しても良い。
搬送波周波数を可変するタイミングは、必ずしも商用交流電源周期の半周期に限らず、半周期の倍数としても良い。
入力電力値に応じて周波数をステップ状に変化させて、周波数可変制御を行うようにしても良い。
加熱制御を停止する場合に、下アーム側のスイッチング素子を先に停止させて、その後一定時間が経過してから上アーム側のスイッチング素子を停止させるようにしても良い。
【００６５】
【発明の効果】
本発明の誘導加熱調理器によれば、インバータ出力制御回路は、入力電力設定に応じて、インバータ回路の出力電圧と出力電流との基準位相間の時間差、または、前記出力電圧と出力電流との位相差の何れかを一定とするように、インバータ回路の出力を周波数可変制御するので、周波数領域に応じた適切な制御形態を選択して制御の最適化を図ることができ、制御精度をより向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例であり、誘導加熱調理器の電気的構成を示す図
【図２】制御回路がＶＣＯに相当する機能を実現してＰＷＭ信号１，２を出力するための処理プログラムのフローチャート
【図３】図２の処理に対応するタイミングチャート
【図４】制御回路が実行する検出処理ルーチンのフローチャート
【図５】時間差検出処理のフローチャート
【図６】時間差検出処理のタイミングチャート
【図７】時間差一定制御と位相差一定制御との相違を説明する図
【図８】（ａ）は周波数が比較的高い場合、（ｂ）は周波数が比較的低い場合の図７相当図
【図９】発明者らが、様々な材質の鍋についてインバータ回路のスイッチング周波数を変化させた場合に、入力電流のＡ／Ｄ変換値を測定した結果を示す図
【図１０】無負荷判定に応じてインバータ回路のスイッチングを停止させる制御を示すタイミングチャート
【符号の説明】
９はインバータ回路、１１，１３はＩＧＢＴ（スイッチング素子）、１９は加熱コイル（加熱手段）、５４は制御回路（インバータ出力制御回路）を示す。
【図１】
2004199982.tif 000003
【図２】
2004199982.tif 000004
【図３】
2004199982.tif 000005
【図４】
2004199982.tif 000006
【図５】
2004199982.tif 000007
【図６】
2004199982.tif 000008
【図７】
2004199982.tif 000009
【図８】
2004199982.tif 000010
【図９】
2004199982.tif 000011
【図１０】
2004199982.tif 000012