(57)【要約】【課題】コンバータ起動時のスイッチング素子の制御方法により過電流を簡単に抑制し、スイッチング素子の保護を可能とする電力変換装置を実現する。【解決手段】スイッチング素子からなる主回路５と、交流電源電圧を検出する電圧検出器８と、電圧検出器８により検出された交流電源電圧の位相を検出する位相検出器９と、リアクトル４に流れる電流を検出する電流検出器２と、電流検出器２により検出されたリアクトル４に流れる電流の位相を位相検出器９により検出された交流電源電圧の位相に一致させるリアクトル４の印加電圧を演算し、該演算した印加電圧がリアクトル４に印加されるように主回路５を制御する制御回路１０とを備え、制御回路１０は主回路５の交流側の電圧と交流電源電圧とが等しい状態で主回路１０を起動させる。【選択図】        図１
2004166425.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源からリアクトルを介して印加された交流電源電圧を直流電圧に変換する電力変換装置であって、
スイッチング素子からなる主回路と、
上記交流電源電圧を検出する電圧検出器と、
上記電圧検出器により検出された交流電源電圧の位相を検出する位相検出器と、
上記リアクトルに流れる電流を検出する電流検出器と、
上記電流検出器により検出されたリアクトルに流れる電流の位相を上記位相検出器により検出された交流電源電圧の位相に一致させるための上記リアクトルの印加電圧を演算し、該演算した印加電圧が上記リアクトルに印加されるように上記主回路を制御する制御回路とを備え、
上記制御回路は、上記主回路の交流側の電圧と交流電源電圧とが等しい状態で上記主回路を起動させることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
交流電源からの電流を高調波負荷に対して供給する架線中に設置され、上記交流電源からリアクトルを介して印加された交流電源電圧を直流電圧に変換する電力変換装置であって、
スイッチング素子からなる主回路と、
上記交流電源電圧を検出する電圧検出器と、
上記電圧検出器により検出された交流電源電圧の位相を検出する位相検出器と、
上記リアクトルに流れる電流を検出する第１の電流検出器と、
上記交流電源から上記高調波負荷に対して供給される電流を検出する第２の電流検出器と、
上記第１の電流検出器により検出された上記リアクトルに流れる電流を上記第２の電流検出器により検出された高調波電流から基本波を取り除き逆位相にした電流に制御し、該逆位相にされた電流がリアクトルに流れることにより発生する上記リアクトルの印加電圧を演算し、該演算した印加電圧が上記リアクトルに印加されるように上記主回路を制御する制御回路とを備え、
上記制御回路は、上記主回路の交流側の電圧と交流電源電圧とが等しい状態で上記主回路を起動させることを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
請求項１または２に記載の電力変換装置において、
上記制御回路による上記リアクトルの印加電圧の演算を第１の演算とし、
上記制御回路は上記主回路の交流側に印加する印加電圧を算出する第２の演算を行い、上記第１の演算が完了した後に上記第２の演算により算出された上記主回路の交流側に印加する印加電圧により上記主回路を起動させることを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、電力変換装置に関し、特に、起動時の過電流を防止する制御回路を備えた電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図７は、従来の電力変換装置としてのＰＷＭコンバータ（ＰＷＭ；Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）を示したものである。図７において、１は三相交流電源、４はリアクトル、５はリアクトル４を介して三相交流電源１と接続されているスイッチング素子からなるＰＷＭコンバータ（主回路）、６は整流する際に電圧を平滑化する平滑コンデンサ、７は負荷としての抵抗、１７はＰＷＭコンバータ５を動作させるＰＷＭ信号発生部、１８は制御回路である。
【０００３】
ＰＷＭコンバータ５では、電圧、電流、位相等の信号から制御回路１８で適切な制御をすることによりＰＷＭ信号発生部１７からＰＷＭ信号を発生し、スイッチング素子をＰＷＭ制御し、回路の力率を改善するといった動作をするものである。これは、例えば高力率コンバータやアクティブフィルタに用いられる。
【０００４】
近年ではディジタル制御が多く用いられおり、回路の電圧、電流、位相等の信号により制御回路、例えばＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ  ｓｉｇｎａｌ  ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）やマイコン等を用いて制御の計算を行うことによりＰＷＭ信号を作成する。
【０００５】
ＰＷＭコンバータ５を起動させるにはスイッチング素子に接続されているダイオードにより整流を行い、平滑コンデンサ６の電圧を上昇させてからスイッチング素子のゲートをターンオンするといった方法が一般的に用いられている。
【０００６】
スイッチング素子のゲートのターンオンは、ゲートへＰＷＭ信号が伝送されてきた時（本発明ではこの時をＰＷＭコンバータ５の起動とする。）に実行されるが、このＰＷＭ信号はＰＷＭコンバータ５を起動しようとすると同時に作成される、あるいは、起動前にＰＷＭ信号は作成されているが何の制御も施されていないというのが従来の方法である。
【０００７】
従来の方法の通りにＰＷＭコンバータ５の起動と同時に制御を開始しても、アナログ制御、ディジタル制御にかかわらず起動から時間が経過してから制御が開始される。図８は従来の電力変換装置によるＰＷＭ信号のタイムチャートである。
【０００８】
図８において、（ａ）はＰＷＭコンバータが動作状態であることを示す信号、（ｂ）はＵ相ＰＷＭ信号、（ｃ）はＶ相ＰＷＭ信号、（ｄ）はＷ相ＰＷＭ信号、（ｅ）はリアクトルを流れる電流である。
【０００９】
ＰＷＭコンバータ５の起動信号は制御回路１８をオンすると作成されるのが従来の方法である。したがって、時刻ｔ０でＰＷＭ信号をＰＷＭコンバータ５へ伝送し、起動するわけであるが、図８に示すように時刻ｔ０以前のＰＷＭ信号は何の制御も施されておらず、任意の信号が出力されている。即ち、時刻ｔ０でＰＷＭコンバータ５を起動しても実際に制御が始まるのは時刻ｔ１からであり、（ｅ）に示されるように過電流が流れるのが分かる。
【００１０】
アナログ制御では整定するまでに時間がかかるために制御が遅れ、ディジタル制御ではサンプル時間や演算無駄時間により制御が遅れる。つまり、ＰＷＭコンバータ５の起動と制御の開始時間に差異が出る。
【００１１】
以上のような状態でＰＷＭコンバータ５の起動を実行するとスイッチング素子は制御がなされていないために、ＰＷＭ信号の状態によってはスイッチング素子により系統側に接続されたリアクトルが不当に短絡される状態が発生し過電流が流れる場合がある。
【００１２】
あるいは、上記のような制御遅れのために、電源電圧とＰＷＭコンバータ５の交流側の電圧との電位差や位相差が大きくなり、過電流がＰＷＭコンバータ５に流れるおそれがある。
【００１３】
さらに、過電流が流れることによりスイッチング素子が焼損したり、また焼損を避けるために定格の大きい素子を用いるために装置が大型化したりすることとなる。あるいは、過電流保護装置を取り付けていると起動する都度、これが動作し起動することができないといった状態が発生するおそれがある。
【００１４】
こういった過電流を抑制するために、例えば特許公報第２７８２６１６号に示された方法がある。図９はこの発明の制御回路のブロック図を示したものである。図９において、１０１は直流電流の指令値、１０２は直流電流のフィードバック値、１０３は加算器、１０４は誤差演算増幅器、１０５は加算器、１０６は電圧補正回路、１０７は乗算器、１０８は三角波発生器、１０９は正弦波発生器、１１０はｖＳを発生する電圧源、１１１はｖＴを発生する電圧源、１１２は比較器、１１３はゲート信号発生器である。
【００１５】
これらの中で、加算器１０５、電圧補正回路１０６を除けば従来のアナログ回路における制御方法である。図５に示した三相交流電源１の線間電圧のピーク値をＶＡ、平滑コンデンサの電圧をＶＤＣ、比較器１１２の入力信号１１０、１１１の電圧のピーク値を各々ｖＳＯ、ｖＴとしたとき、１０６からの出力ｖＣを次式となるように制御する。ただし、ｋは定数である。
ｖＣ＝（ＶＡ／ＶＤＣ）・（ｖＴ／ｖＳＯ）・（１／ｋ）
【００１６】
通常の起動では電流フィードバック値は０からスタートするため直流電流の指令値１０１と直流電流のフィードバック値１０２の差が大きくなると、ｖＳを発生する電圧源１１０が大きくなり過電流が発生するが、直流電流の指令値１０１と直流電流のフィードバック値１０２の差が大きくなってもｖＳを発生する電圧源１１０が大きくならないように加算器１０５と電圧補正回路１０６を取り付けて過電流を抑えるものである。
【００１７】
しかしながら、この従来発明では、アナログ制御が前提であるということ、ＰＷＭコンバータ５が定常状態に落ち着いても過電流を防止するための計算を続けるということ、割り算が多く動作が不安定の時に系が発散するおそれがあるということ等の問題がある。また、電圧補正回路１０６内では３種類の電圧発生器が必要で、それらを作成するのに別の装置が必要となり低コスト化が困難となる問題点がある。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】
この発明は、以上のような問題を解決するためになされたものであり、ＰＷＭコンバータ５の起動時のスイッチング素子の制御方法により前記のような過電流を簡単に抑制し、スイッチング素子ひいてはＰＷＭコンバータ５全体の保護を可能とする電力変換装置を実現することを目的とする。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
この発明に係る電力変換装置は、交流電源からリアクトルを介して印加された交流電源電圧を直流電圧に変換する電力変換装置であって、スイッチング素子からなる主回路と、交流電源電圧を検出する電圧検出器と、電圧検出器により検出された交流電源電圧の位相を検出する位相検出器と、リアクトルに流れる電流を検出する電流検出器と、電流検出器により検出されたリアクトルに流れる電流の位相を位相検出器により検出された交流電源電圧の位相に一致させるためのリアクトルの印加電圧を演算し、該演算した印加電圧がリアクトルに印加されるように主回路を制御する制御回路とを備え、制御回路は主回路の交流側の電圧と交流電源電圧とが等しい状態で主回路を起動させるものである。
【００２０】
また、交流電源からの電流を高調波負荷に対して供給する架線中に設置され、上記交流電源からリアクトルを介して印加された交流電源電圧を直流電圧に変換する電力変換装置であって、スイッチング素子からなる主回路と、交流電源電圧を検出する電圧検出器と、電圧検出器により検出された交流電源電圧の位相を検出する位相検出器と、リアクトルに流れる電流を検出する第１の電流検出器と、交流電源から高調波負荷に対して供給される電流を検出する第２の電流検出器と、第１の電流検出器により検出されたリアクトルに流れる電流を第２の電流検出器により検出された高調波電流から基本波を取り除き逆位相にした電流に制御し、該逆位相にされた電流がリアクトルに流れることにより発生するリアクトルの印加電圧を演算し、該演算した印加電圧がリアクトルに印加されるように主回路を制御する制御回路とを備え、制御回路は主回路の交流側の電圧と交流電源電圧とが等しい状態で主回路を起動させるものである。
【００２１】
また、制御回路によるリアクトルの印加電圧の演算を第１の演算とし、制御回路は主回路の交流側に印加する印加電圧を算出する第２の演算を行い、第１の演算が完了した後に第２の演算により算出された主回路の交流側に印加する印加電圧により主回路を起動させるものである。
【００２２】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の構成図である。
図１において、図５と同一符号は同一箇所を示しその説明は省略する。新たな符号として、２はリアクトルの電流を検出する電流検出器であるＣＴ、３は交流電源の電圧を検出するＰＴ、８は電圧検出器、９は位相検出器、１０は過電流を防止するための制御回路、１２はｖＳ出力部、１３は力率１制御部、１４は切り替えスイッチである。
【００２３】
本実施の形態１では、高力率コンバータからなるＰＷＭコンバータ５をディジタル制御する際の制御方法について説明する。
まず、図１に示すように、三相交流電源１の出力電圧ｖＳを、ＰＴ３を介した電圧検出器８で検出して電圧信号にする。ＰＷＭコンバータ５はリアクトル４を介して交流電源１と接続されている。
【００２４】
ＰＷＭコンバータ５で実行したい制御は交流電源電圧ｖＳとリアクトル４の電流ｉＳの位相差をなくすことであり、そのために交流電源電圧ｖＳの位相を、位相信号検出器９により電圧信号から検出する。交流電源電圧ｖＳから検出した電圧信号と位相信号の双方を過電流防止のための制御回路１０に入力する。
【００２５】
ＰＷＭコンバータ５では他に直流電圧ＥＤＣや電源電流を制御回路１０へ入力し、これらの値を用いてＰＷＭコンバータ５の制御に必要な演算がなされる。制御回路１０で演算されたデータはＰＷＭ信号としてＰＷＭコンバータ５のゲートに伝送され制御が行われる。
【００２６】
ここで、制御回路１０によるＰＷＭコンバータ５の制御に必要な演算について、より具体的に説明する。
まず、ＰＷＭコンバータ５の交流側の電圧をｖＣと定義する。また、ここでは高力率コンバータとしているので、リアクトル４を流れる電流ｉＳと交流電源電圧ｖＳが同位相になるようにする。さらに、直流電圧ＥＤＣは所望の値となるようにリアクトル電流ｉＳの大きさで制御する。
【００２７】
しかし、実際に直接的に制御が可能なのはＰＷＭコンバータ５の交流側の電圧ｖＣだけであるので、リアクトル電流ｉｓを制御するといっても出力したいリアクトル電流ｉＳからリアクトル４に印加される電圧ｖＬ＝Ｌｄｉ／ｄｔを求め、そこからｖＣ＝ｖＳ−ｖＬを求め、ｖＣを制御する。交流電源電圧ｖＳを検出するのはリアクトル電流ｉＳの位相の基準を決めるためである。
【００２８】
次に、直流電圧ＥＤＣは適当な値の目標値に設定されており、この目標値と実際の値との偏差をＰＩ制御することによりリアクトル電流ｉＳの大きさを決定する。即ち、電源電圧ＥＤＣが目標値よりも低いと、もっと多くの電流が流れるように作用し、逆に、目標値よりも高いと、これ以上電流が流れないように作用する。
【００２９】
以上より、リアクトル電流ｉＳの大きさと位相が分かり、リアクトル４の印加電圧ｖＬはｖＬ＝Ｌｄｉ／ｄｔ（制御系で用いるラプラス変換した形式で示すとＶＬ＝ｓＬＩ）で求まり、印加電圧ｖＬが演算できる。
【００３０】
実際は、ｖＣ＝ｖＳ−ｖＬで求まるｖＣをＰＷＭコンバータ５から出力し、高力率コンバータの動作を成立させる。即ち、以上の過程で求められたｖＣをＰＷＭコンバータ５から出力することにより直流電圧ＥＤＣが目標値に整定され、リアクトル電流ｉＳの位相が交流電源電圧ｖＳと同じになる。
【００３１】
なお、制御回路１０内においては、ＰＷＭコンバータ５を起動させるために用いる制御、つまりＰＷＭコンバータ５から交流電源電圧ｖＳに対抗する電圧を演算するｖＳ出力部１２と、ＰＷＭコンバータ起動後に用いる通常の制御のための演算を行う力率１制御部１３とをそれぞれ切り替えスイッチ１４により切り替えることができる。
【００３２】
ＰＷＭコンバータ５を起動させる時には、切り替えスイッチ１４がどこにも接続されていない（イ）の状態でｖＳを確定させ、その後（ロ）側のｖＳ出力部に接続しｖＳを出力させ、ＰＷＭコンバータ５の交流側の電圧ｖＣが交流電源電圧ｖＳと同一の電圧となるようなＰＷＭ信号をスイッチング素子に与える。
【００３３】
交流電源電圧ｖＳとＰＷＭコンバータ５の交流側の電圧ｖＣが全く等しければリアクトル４を流れる電流ｉＳは零である。よって、交流電源電圧ｖＳとＰＷＭコンバータ５の交流側電圧ｖＣの電位差や位相差が大きいために過電流が流れるということを防ぐことができる。
【００３４】
図２は、本実施の形態１に係る電力変換装置におけるＰＷＭ信号で（ロ）側にスイッチが接続されている場合のタイムチャートである。図２において、（ａ）はＰＷＭコンバータ５が動作状態であることを示す信号、（ｂ）はＵ相ＰＷＭ信号、（ｃ）はＶ相ＰＷＭ信号、（ｄ）はＷ相ＰＷＭ信号、（ｅ）はリアクトル４を流れる電流ｉＳである。
【００３５】
ＰＷＭコンバータ５の交流側の電圧ｖＣが交流電源電圧ｖＳにそれぞれ等しくなるようにした（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）の信号をスイッチング素子に与えることにより、ＰＷＭコンバータ５は交流電源電圧ｖＳと同一の電圧を出力することができ、結果（ｅ）に示されるように過電流は発生しない。
【００３６】
ＰＷＭコンバータ５が起動した後では（ハ）側の力率１制御部に接続し、過電流防止回路内で通常の制御のための演算を行う仕様にすれば、起動後の無駄な演算を防ぐことができ、無駄な演算により動作が不安定になるといったおそれも無くなる。
【００３７】
以上のように、本実施の形態１に係る電力変換装置によれば、図１に示されるように電圧検出器８や位相検出器９は通常の制御を行う上で必要なものであるが、それ以外の特別な回路を用いる必要はない。また、ＰＷＭコンバータ５の交流側の電圧ｖＣと交流電源電圧ｖＳとが等しい状態で起動できるので、リアクトル４を流れる電流ｉＳが起動直後は零となり、交流電源電圧ｖＳとＰＷＭコンバータ５の交流電圧側との電位差や位相差が大きいことによる過電流を防ぐことができ、スイッチング素子ひいてはコンバータ全体の保護を可能とすることができる。
【００３８】
実施の形態２．
図３は、この発明の実施の形態２に係る電力変換装置の構成図である。図３において、新たな符号として、１１は本実施の形態２で用いる制御回路、１５はオン−オフスイッチ、１６はオン−オフスイッチ１５を制御するためのオン−オフ信号である。
【００３９】
図３に示されるように制御回路１１に入力される信号は交流電源電圧ｖＳの位相信号、電圧信号と、直流電圧ＥＤＣと、リアクトル４に流れる電流ｉＳであり、これらは上記実施の形態１と同一である。異なっている点は制御回路１１の動作仕様である。ＰＷＭ信号を作成するために必要なこれらの信号は、ＰＷＭコンバータ５を起動する前から制御回路１１に入力されている。
【００４０】
この時、交流電源電圧ｖＳ、リアクトル４の値をフィードフォワード的に入力し、起動前にそれを用いて高力率コンバータの動作が実現できる演算（第１の演算、つまりリアクトルに印加すべき演算）をしておく。オン−オフスイッチ１５（このスイッチはソフト的でもハード的でも良い）をオンする前にこれらの信号を用いてＰＷＭ信号を作成しておく。
ここで、ディジタル制御における演算（第１の演算）は１クロック後には完了しているので、それ以降にオン−オフ信号１６を出力し、オン−オフスイッチ１５を閉じ、それによりゲートをターンオンすれば制御遅れが無いのと等しい状態でＰＷＭコンバータ５を起動することができる。
【００４１】
また、万全を期すためにＰＷＭ信号の２周期分をサンプリングし、前半１周期と後半１周期の波形の違いが予め設定された差の中に収まっていれば演算は安定していると判断でき、そのため演算は完了しているものみなして、それ以降にオン−オフ信号１６を出力してもよい。
【００４２】
図４は本実施の形態２に係る電力変換装置におけるＰＷＭ信号のタイムチャートである。図４において、（ａ）はＰＷＭコンバータ５が動作状態であることを示す信号、（ｂ）はスイッチのオン信号、（ｃ）はＵ相ＰＷＭ信号、（ｄ）はＶ相ＰＷＭ信号、（ｅ）はＷ相ＰＷＭ信号、（ｆ）はリアクトル４を流れる電流ｉＳである。
【００４３】
ＰＷＭコンバータ５の起動と同時にＰＷＭ信号の作成を開始しているのではなく、時刻ｔ０で制御のための演算を開始し、時刻ｔ１の時点でこの制御のための演算を完了する。この演算が完了した後にスイッチ１５をオンすることにより、ＰＷＭコンバータ５における交流電源電圧ｖＳとリアクトル４に流れる電流値ｉＳで与えられる力率を１とするための演算（第２の演算、つまり主回路から発生すべき電圧の演算）により求められたＰＷＭコンバータ５の交流側に印加される印加電圧ｖＣを与えるＰＷＭ信号をＰＷＭコンバータ５に伝送し起動する。
【００４４】
以上のように、本実施の形態２に係る電力変換装置によれば、予めリアクトル４の印加電圧ｖＬを演算し、リアクトル４の印加電圧ｖＬの演算が完了した後にスイッチング素子のオンオフ制御信号をスイッチング素子へ出力してＰＷＭコンバータ５を起動させるので、制御遅れがないのと等しい状態でＰＷＭコンバータ５を起動することができ、ＰＷＭコンバータ５の起動と制御開始時間に差異が生じないため過電流が流れることはなく、スイッチング素子ひいてはコンバータ全体の保護を可能とすることができる。
【００４５】
なお、上記実施の形態１および２では、電力変換装置の主回路であるコンバータとしてＰＷＭコンバータを例に挙げて説明してきたが、これに限るものではなく、電力用アクティブフィルタに適用しても同等の効果を奏する。
【００４６】
実施の形態３．
本実施の形態３に係る電力変換装置は、アクティブフィルタに適用した実施の形態であり、交流電源１から高調波負荷１９に対して高調波電流ｉＳを供給する架線中に設置され、交流電源１からリアクトル４を介して印加された交流電源電圧ｖＳを直流電圧ＥＤＣに変換するものである。
【００４７】
図５は本実施の形態３に係るアクティブフィルタの構成図であり、図５において、図１と同一符号は同一又は相当部分を示し、その説明を省略する。新たな符号として、１９は高調波負荷（例えばダイオードブリッジ）、２０はアクティブフィルタ用直流コンデンサ、２１は基本波除去フィルタ、２２は電流制御回路、２３はコンデンサ電圧制御回路、２４はＰＷＭ制御回路、２５はアクティブフィルタ制御回路、２６は電流検出器である。
【００４８】
ここで、起動時以外の通常の動作を行なっている場合に、切り替えスイッチ１４は（ハ）に接続されている。もしアクティブフィルタ制御回路２５が無ければ電流ｉＬは高調波負荷により基本波とそれ以外の高調波を含んだものとなる。ここで、アクティブフィルタとしての電力変換装置を付加することにより、電流ｉＣが電流ｉＬの基本波以外の高調波成分を含む電流の逆位相電流となるようにすれば、電流ｉＬは基本波のみの電流とすることができる。
【００４９】
したがって、本実施の形態３における電力変換装置では、電流検出器２６により系統の実電流ｉＳを検出し、基本波除去フィルタ２１で実電流ｉＳから基本波を除去し逆位相とすることにより指令値ｉＣ＊を作成して電流制御回路２２により上記実電流ｉＣが指令値ｉＣ＊と一致するように電流制御を行なう。また、コンデンサ電圧制御回路２３は、アクティブフィルタ用直流コンデンサ２０の直流電圧ＥＤＣが予め設定された直流電圧基準値（電源電圧よりも大きい値）ＥＤＣ＊と一致するように直流電圧制御を行なう。
【００５０】
より詳しくは、コンデンサ電圧制御回路２３は、直流電圧検出器により検出されたアクティブフィルタ用直流コンデンサ２０の直流電圧ＥＤＣと直流電圧基準値ＥＤＣ＊との偏差ΔＥＤＣをＰＩ制御し、位相検出器９により検出された交流電源電圧ｖＳの位相に同期させることにより直流−交流変換して直流電圧ＥＤＣの大きさを決める電流ｉＣＡＦ＊を出力する。また、電流制御回路２２は、電流検出器２により検出された実電流ｉＣと指令値ｉＣ＊との偏差ΔｉＣに対してコンデンサ電圧制御回路２３により出力された電流ｉＣＡＦ＊を加算して得た図示しない電流ｉＡＦ＊をＰ制御し、目標とするリアクトル４に流れる電流ｉＣを決定し、ｉＣ×ωＬにより求めた目標とするリアクトル４に印加する印加電圧ｖＬを出力する。
【００５１】
したがって、制御回路２５は電流制御回路２２により出力された電圧ｖＬと電圧検出器８により検出された交流電源電圧ｖＳとの偏差からアクティブフィルタとしてのＰＷＭコンバータ５の交流側から出力させるべき電圧ｖＣをｖＣ＝ｖＳ−ｖＬにより演算する。この演算により得たＰＷＭコンバータ５の交流側から出力させるべき電圧ｖＣの指令をＰＷＭ制御部２４でＰＷＭ信号に変換し、このＰＷＭ信号によりＰＷＭコンバータ５を制御する。よって、電流ｉＳから高調波成分を取り除くことができ、直流電圧ＥＤＣが直流電圧基準ＥＤＣ＊になるように制御をすることができる。
【００５２】
つぎに、図５におけるアクティブフィルタの起動時について考える。高力率コンバータの場合と同様に、まず切り替えスイッチ１４を（イ）にしておき、その後に（ロ）側のｖＳ出力部１２に接続し電圧ｖＳがＰＷＭ制御部２４に対して出力される。よって、ＰＷＭ制御部２４はＰＷＭコンバータ５の交流側の電圧ｖＣが電源電圧ｖＳと同一の電圧となるようなＰＷＭ信号をスイッチング素子に与える。
【００５３】
電源電圧ｖＳとＰＷＭコンバータ５の交流側の電圧ｖＣが全く等しければリアクトル４を流れる電流ｉＣは零である。すなわち、電源電圧ｖＳとＰＷＭコンバータ５の交流側電圧ｖＣの電位差や位相差が大きいために過電流が流れることを防ぐことができる。そして、切り替えスイッチ１４を（ハ）に切り替えれば通常のアクティブフィルタ動作を行なうことができる。
【００５４】
以上のように、本実施の形態３に係る電力変換装置をアクティブフィルタに適用した場合においても、制御遅れがないのと等しい状態でＰＷＭコンバータ５を起動することができ、電源電圧ｖＳとＰＷＭコンバータ５の交流側電圧ｖＣの電位差や位相差が大きいために過電流が流れるのを防ぐことができる。
【００５５】
実施の形態４．
図６は、この発明の実施の形態４に係る電力変換装置の構成図である。図６は本実施の形態４に係るアクティブフィルタの構成図であり、図６において、図５と同一符号は同一又は相当部分を示し、その説明を省略する。新たな符号として、２７は制御安定確認部である。
【００５６】
図６に示されるように制御回路２５に入力される信号は交流電源電圧ｖＳの位相信号、電圧信号と、直流電圧ＥＤＣと、リアクトル４に流れる電流ｉＣであり、これらは上記実施の形態３と同一である。異なっている点は制御回路２５の動作仕様である。ＰＷＭ信号を作成するために必要なこれらの信号は、ＰＷＭコンバータ５を起動する前から制御回路２５に入力されている。
【００５７】
この時、交流電源電圧ｖＳ、リアクトル４の値をフィードフォワード的に制御回路２５に対して入力し、起動前にそれを用いてアクティブフィルタが高調波を除去する動作が実現できる演算をしておく。オン−オフスイッチ１５（このスイッチはソフト的でもハード的でも良い）をオンする前にこれらの信号を用いてＰＷＭ信号を作成しておく。
【００５８】
ここで、ディジタル制御における演算は１クロック後には完了しているので、それ以降に制御安定確認部２７からオン−オフ信号１６を出力し、オン−オフスイッチ１５を閉じ、それによりゲートをターンオンすれば制御遅れが無いのと等しい状態でＰＷＭコンバータ５を起動することができる。
【００５９】
また、万全を期すために、ＰＷＭ信号の２周期分をサンプリングし、前半１周期と後半１周期の波形の違いが予め設定された差の中に収まっていれば演算は安定していると判断でき、そのため演算は完了しているものみなして、それ以降にオン−オフ信号１６を出力してもよい。
【００６０】
以上のように、本実施の形態４に係る電力変換装置をアクティブフィルタに適用した場合においても、予めリアクトル４の印加電圧ｖＬを演算し、リアクトル４の印加電圧ｖＬの演算が完了した後にスイッチング素子のオンオフ制御信号をスイッチング素子へ出力してＰＷＭコンバータ５を起動させるので、制御遅れがないのと等しい状態でＰＷＭコンバータ５を起動することができ、電源電圧ｖＳとＰＷＭコンバータ５の交流側電圧ｖＣの電位差や位相差が大きいために過電流が流れるのを防ぐことができる。
【００６１】
【発明の効果】
この発明に係る電力変換装置によれば、リアクトルに流れる電流の位相を交流電源電圧の位相に一致させるためのリアクトルの印加電圧を演算し、この演算した印加電圧がリアクトルに印加されるように主回路を制御し、主回路の交流側の電圧と交流電源電圧とが等しい状態で主回路を起動させるので、リアクトルを流れる電流が零となり、交流電源電圧と主回路の交流電圧側との電位差や位相差が大きいことによる過電流を防ぐことができ、スイッチング素子ひいてはコンバータ全体の保護を可能とすることができる。
【００６２】
また、主回路の交流側の電圧と交流電源電圧とが等しい状態で主回路を起動させるので、アクティブフィルタとして適用した電力変換装置においても交流電源電圧と主回路の交流電圧側との電位差や位相差が大きいことによる過電流を防ぐことができ、スイッチング素子ひいてはコンバータ全体の保護を可能とすることができる。
【００６３】
また、予めリアクトルの印加電圧を演算し、リアクトルの印加電圧の演算が終了してからスイッチング素子のオンオフ制御信号をスイッチング素子へ出力して主回路を起動させるので、制御遅れがないのと等しい状態で主回路を起動することができ、主回路の起動と制御開始時間に差異が生じないため過電流が流れることはなく、スイッチング素子ひいてはコンバータ全体の保護を可能とすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１に係る高力率コンバータにおける構成図である。
【図２】この発明の実施の形態１に係る高力率コンバータにおけるＰＷＭ信号のタイムチャートである。
【図３】この発明の実施の形態２に係る高力率コンバータにおける構成図である。
【図４】この発明の実施の形態２に係る高力率コンバータにおけるＰＷＭ信号のタイムチャートである。
【図５】この発明の実施の形態３に係るアクティブフィルタにおける構成図である。
【図６】この発明の実施の形態４に係るアクティブフィルタにおける構成図である。
【図７】従来の高力率コンバータにおける構成図である。
【図８】従来の高力率コンバータにおけるＰＷＭ信号のタイムチャートである。
【図９】従来の高力率コンバータにおける制御回路のブロック図である。
【符号の説明】
１  三相交流電源、２  ＣＴ、３  ＰＴ、４  リアクトル、５  ＰＷＭコンバータ（主回路）、６  平滑コンデンサ、７  負荷、８  電圧検出器、９  位相検出器、１０  制御回路、１１  制御回路、１２  ｖｓ出力部、１３  力率１制御部、１４  切り替えスイッチ、１５  オン−オフスイッチ、１６  オン−オフ信号、１７  ＰＷＭ信号発生部、１８  制御回路、１９  高調波負荷、２０  アクティブフィルタ用直流コンデンサ、２１  基本波除去フィルタ、２２  電流制御回路、２３  コンデンサ電圧制御回路、２４  ＰＷＭ制御部、２５  アクティブフィルタ制御回路、２６  電流検出器、２７  制御安定確認部、１０１  直流電流の指令値、１０２  直流電流のフィードバック値、１０３  加算器、１０４  誤差演算増幅器、１０５  加算器、１０６  電圧補正回路、１０７  乗算器、１０８  三角波発生器、１０９  正弦波発生器、１１０  ｖｓ、１１１  ｖｔ、１１２  比較器、１１３  ゲート信号発生器。
【図１】
2004166425.tif 000003
【図２】
2004166425.tif 000004
【図３】
2004166425.tif 000005
【図４】
2004166425.tif 000006
【図５】
2004166425.tif 000007
【図６】
2004166425.tif 000008
【図７】
2004166425.tif 000009
【図８】
2004166425.tif 000010
【図９】
2004166425.tif 000011