(57)【要約】【課題】利得を上げると共に低雑音化が可能な周波数変換器及びこれを用いた無線送受信機を提供すること消費電力を大きくせず、シングルバランストミキサおよびダブルバランストミキサの利得を上げること。【解決手段】相互コンダクタンス増幅器の出力端とスイッチ部の入力端子間にＩＣで製造できるインダクタ、キャパシタを用いた整合回路を挿入する。また、簡易的な手法として、インダクタまたはインダクタとキャパシタからなる並列共振回路を挿入する。【選択図】      図６
2004166204.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
周波数変換される信号が入力される相互コンダクタンス回路の出力電流が局部発振信号により駆動される電流スイッチ回路を介して出力信号を得る周波数変換器において、
前記相互コンダクタンス回路と前記電流スイッチ回路の間に、インダクタおよびキャパシタから成る電力整合回路を挿入することを特徴とした周波数変換器。
【請求項２】
入力点を有し、当該入力点に入力された第１の周波数の電流を局部発振信号に応じたスイッチング動作によって第２の周波数に変換して出力する電流スイッチ回路と、
出力点を有し、前記第１の周波数を有する入力信号に応じて前記出力点に流れる電流を変化させる相互コンダクタンス回路と、
前記入力点と前記出力点との間に設けられるとともに、少なくともインダクタを有する電力整合回路と、
を備えたことを特徴とする周波数変換器。
【請求項３】
前記電流スイッチ回路は、双方のエミッタが前記入力点に接続されるとともに、双方のベース間に前記局部発振信号が入力される第１および第２のトランジスタを備え、
前記相互コンダクタンス回路は、ベースに前記入力信号を入力し、コレクタが前記出力点に接続された第３のトランジスタを備えたことを特徴とする請求項２に記載の周波数変換器。
【請求項４】
前記電力整合回路は、一端が前記第１および第２のトランジスタのエミッタに接続され他端が接地された第１のキャパシタと、
一端が前記第３のトランジスタのコレクタに接続され他端が接地された第２のキャパシタと、
一端が第１および第２のトランジスタのエミッタに接続され他端が前記第３のトランジスタのコレクタに接続されたインダクタと、
を備えたことを特徴とする請求項３に記載の周波数変換器。
【請求項５】
記電力整合回路は、モノリシック集積回路の一部として形成されたインダクタを有することを特徴とする請求項１〜４のいずれか一つに記載の周波数変換器。
【請求項６】
前記電力整合回路は、インダクタとキャパシタによって構成されるインダクティブ回路であることを特徴とする請求項１〜５のいずれか一つに記載の周波数変換器。
【請求項７】
前記インダクティブ回路は、モノリシック集積回路の一部として形成されたインダクタおよびキャパシタを有することを特徴とする請求項６に記載の周波数変換器。
【請求項８】
前記インダクティブ回路は、モノリシック集積回路の一部として形成されたインダクタおよびキャパシタの並列共振回路であることを特徴とする請求項６に記載の周波数変換器。
【請求項９】
前記並列共振回路の共振周波数は、前記局部発振信号の周波数の２倍以上であることを特徴とする請求項８に記載の周波数変換器。
【請求項１０】
前記並列共振回路の共振周波数（ω）は、略（３ω1±ω2）［ω1：前記局部発振信号の周波数，ω2：前記電流スイッチ回路から出力される信号の周波数］とすることを特徴とする請求項８に記載の周波数変換器。
【請求項１１】
前記並列共振回路の共振周波数（ω）は、略（２ω1±ω2）［ω1：前記局部発振信号の周波数，ω2：前記電流スイッチ回路から出力される信号の周波数］とすることを特徴とする請求項８に記載の周波数変換器。
【請求項１２】
前記相互コンダクタンス回路、前記電流スイッチ回路および前記電力整合回路をそれぞれ２つずつ並列に接続して構成されたダブルバランストミキサであることを特徴とする請求項１〜１１のいずれか一つに記載の周波数変換器。
【請求項１３】
並列に接続された前記相互コンダクタンス回路に共通に接続されたテール電流源を備えたことを特徴とする請求項１２に記載の周波数変換器。
【請求項１４】
前記請求項１〜１３のいずれか一つに記載の周波数変換器を、無線部の送信側もしくは受信側の周波数変換のために備えることを特徴とした無線送受信機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、周波数変換器における高利得化および低雑音化に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、無線端末の開発が盛んに行われており、無線端末の小型化、低価格化が進んでいる。小型化、低価格化の双方を満たす、無線端末用無線アナログ部の実現手法の一つに、無線アナログ回路をＩＣ（集積回路）で製造することがあげられる。無線アナログ回路の一つである周波数変換器をＩＣで製造する際、一般に用いられる回路はシングルバランストミキサおよびダブルバランストミキサである（例えば、非特許文献１参照）。
【０００３】
しかし、非特許文献１に記載されているようなミキサでは、駆動部（driver stage）のインピーダンスと電流スイッチ部（switching pair）のインピーダンスはともにキャパシティブ（−ｊＸ：Ｘは正数）であるため、電力整合条件はとれないとの問題がある。このため、この構成の周波数変換器の利得が劣化してしまっていた。
【０００４】
【非特許文献１】
K. L. Fong and R. G. Meyer, " Monolithic RF Active Mixer Design", IEEE Transaction on circuit and systems--II:  Analog and digital signal processing, vol. 46, No. 3, March 1999, pp.231-239.
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、上述のような従来の周波数変換器の問題点に鑑みてなされたもので、上述したシングルバランストミキサおよびダブルバランストミキサの利得を上げると共に低雑音化が可能な周波数変換器及びこれを用いた無線送受信機を提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
この課題を解決するために、相互コンダクタンス増幅部ＳＧ１の出力端（トランジスタＱ１のコレクタ端子）と電流スイッチ部ＳＧ２の入力端子（トランジスタＱ２、Ｑ３のエミッタ端子）との間にＩＣで製造できるインダクタ、キャパシタを用いた電力整合回路を挿入する。また、簡易的な手法として、インダクタまたはインダクタとキャパシタから成る並列共振回路を挿入する。
【０００７】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。図１は、本発明の一実施形態の構成を示すものであり、トランジスタＱ１からなる相互コンダクタンス増幅器とトランジスタＱ２、Ｑ３からなる電流スイッチとの間に、ＩＣ（集積回路）で製造可能なキャパシタまたはインダクタを用いた電力整合回路１０を接続した構成である。図１において、入力信号ＶinをＲＦ信号とし、出力信号ＶoutをＩＦ信号とした場合の周波数変換器すなわちダウンコンバータの動作について以下に説明する。
【０００８】
入力信号ＶinがトランジスタＱ１のベース端子に入力される。トランジスタＱ１は相互コンダクタンス増幅器として動作し、ベース端子に入力されたＶinに比例した電流Ｉinをコレクタ端子から出力する。
【０００９】
上記した電流Ｉinは電力整合回路１０を介してトランジスタＱ２、Ｑ３からなる電流スイッチに入力される。電流スイッチでは、局部発振信号ＬＯinがトランジスタＱ２、Ｑ３のベース端子に入力され、局部発振信号ＬＯinの極性によりトランジスタＱ２またはＱ３が導通、遮断する。すなわち、トランジスタＱ２のベース電位がトランジスタＱ３のベース電位より高いとき、トランジスタＱ２が導通しトランジスタＱ１に流れる電流が全てトランジスタＱ２に流れ、トランジスタＱ３のベース電位がＱ２のベース電位より高いとき、Ｑ３が導通しＱ１に流れる電流が全てトランジスタＱ３に流れる。
【００１０】
ＲＦ信号の角周波数をωRF、Ｉinをｃｏｓ（ωRFｔ）、局部発振信号ＬＯinの角周波数をωLO、局部発振信号ＬＯinをｃｏｓ（ωLOｔ)とした場合の、 トランジスタＱ２のコレクタに流れる電流からトランジスタＱ３のコレクタに流れる電流の差電流Ｉoutは、
【数１】
2004166204.tif 000003
と表される。ここで、ｋは比例定数である。角周波数（ωRF−ωLO）の成分が所望のＩＦ出力信号であり、角周波数（ωRF + ωLO）の成分が不要波となる。電流スイッチに流れる電流は抵抗１０１、１０２により電圧に変換され、出力電圧Ｖoutを得る。
【００１１】
ここで、図１のシングルバランストミキサにおいて、トランジスタＱ２、Ｑ３のエミッタとトランジスタＱ１のコレクタと直列接続した電力整合回路１０との間の接続点（ノードＮ１）を中心にして、このシングルバランストミキサを図示するように相互コンダクタンス増幅部ＳＧ１と電流スイッチ部ＳＧ２に分ける。
ノードＮ１から相互コンダクタンス増幅部ＳＧ１をみたインピーダンスＺgmは、図２（ａ）に示すように、近似的にトランジスタＱ１のコレクタからみた出力抵抗１１１とコレクタに寄生するキャパシタ１１２が並列接続されたインピーダンスで表される。
【００１２】
出力抵抗１１１の抵抗値をＲgmとし、キャパシタ１１２の容量値をＣgmとすると、Ｚgmは、
【数２】
2004166204.tif 000004
と表される。
【００１３】
ここで、角周波数ωRFでのＣgmとＲgmの関係は、
【数３】
2004166204.tif 000005
となる。
【００１４】
このとき、Ｚgm（ωRF）は
【数４】
2004166204.tif 000006
と近似できる。
【００１５】
これから、虚数部は寄生キャパシタによるインピーダンス成分がそのまま反映されたものであるが、実数部の値は寄生キャパシタによる成分を実数に置き換えた値よりも小さい値をとる。
【００１６】
一方、図１のシングルバランストミキサにおいて、ノードＮ１から電流スイッチ部ＳＧ２をみたインピーダンスＺswは、図２（ｂ）に示すように、近似的にトランジスタＱ２、Ｑ３の共通エミッタ端子からみた抵抗１２１とトランジスタＱ２、Ｑ３の共通エミッタに寄生するキャパシタ１２２が並列接続されたインピーダンスで表される。抵抗１２１は熱電圧ＶT（例えば２６ｍＶ）をトランジスタＱ２、Ｑ３に流れる電流和、すなわちトランジスタＱ１に流れる電流Ｉinで除算したＶT／Ｉinとなり、一般に低抵抗となる。また、寄生キャパシタ１２２は主にトランジスタＱ２、Ｑ３のベース、エミッタ間容量Ｃbeの和となる。
【００１７】
抵抗１２１の抵抗値をＲswとし、キャパシタ１２２の容量値をＣswとすると、電流スイッチの入力インピーダンスＺswは、
【数５】
2004166204.tif 000007
と表される。
【００１８】
一般に、Ｒswが小さいため、角周波数ωRF において、ＣswとＲswの関係は、
【数６】
2004166204.tif 000008
となる。
【００１９】
このとき、Ｚswは、
【数７】
2004166204.tif 000009
と近似できる。
【００２０】
これから、実数部は寄生抵抗がそのまま反映されたものであるが、虚数部の値は寄生抵抗による成分を虚数に置き換えた値よりも小さい値をとる。
【００２１】
電力伝送を最大にするには、この場合、Ｚgm＝Ｚ*swの条件を満たすことである。ここで、* は共役複素数を表す。なお、この場合の電力整合はトランジスタＱ２、Ｑ３からなる電流スイッチ部ＳＧ２の入力インピーダンスが規定されているのでトランジスタＱ２、Ｑ３へ注入される電流を最大にすることになり、周波数変換器の利得を高める手法と等価である。
【００２２】
図３は図１で示した電力整合回路１０の具体的な一実施形態の例を示す図である。電力整合回路の構成は複数あるが、ここで示したものは、トランジスタＱ１のコレクタ端子と接地間にＩＣ上で製造できるキャパシタ１１を接続し、トランジスタＱ１のコレクタ端子とトランジスタＱ２、Ｑ３の共通エミッタ端子間にＩＣ上で製造できるインダクタ１３を接続し、トランジスタＱ２、Ｑ３の共通エミッタ端子と接地間にＩＣ上で製造できるキャパシタ１２を接続するものである。
この電力整合回路１０の素子値を選ぶことにより、ノードＮ１から相互コンダクタンス増幅部ＳＧ１をみた実数部をＲswに近づけるとともに、ノードＮ１から相互コンダクタンス増幅部ＳＧ１をみた虚数部を＋ｊＲsw・ωRF Csw Rswに近づけることができる。
【００２３】
図４はトランジスタＱ１のコレクタ端子とＱ２、Ｑ３の共通エミッタ端子間にインダクティブ素子を挿入した本発明に係わる一実施形態である。ここで、インダクティブ素子（ｊＸ）はトランジスタＱ１に入力される信号の周波数帯においてインダクティブ素子として動作するものであり、必ずしも全ての周波数帯でインダクティブ素子として動作することは問わない。図１に示した構成と異なるところは、電力整合回路１０をインダクティブ素子（ｊＸ：Ｘは正数）に置き換えた点である。
【００２４】
したがって、図４におけるノードＮ１から相互コンダクタンス増幅部ＳＧ１をみたインピーダンスＺgmXは
【数８】
2004166204.tif 000010
となる。
【００２５】
例えば、Ｘ＞１／（ωRFCgm）と選べば、ＺgmXの虚数部はインダクティブとなり、電力整合点に近づくことがわかる。本手法は、相互コンダクタンス増幅器であるトランジスタＱ１から電流スイッチを構成するトランジスタＱ２、Ｑ３への電力伝送を最大とするものではないが、従来に比べて伝送される電力が大きくなるので、本発明の目的である高利得化の主旨に合致するものである。
【００２６】
図４において、インダクティブ素子の実現方法としてＩＣ上で製造できるインダクタ３１を用いた一実施形態の構成を図５に示す。
【００２７】
また、図４において、インダクティブ素子の実現手法としてＩＣ上で製造できるインダクタ４１とキャパシタ４２の並列共振回路を用いた一実施形態の構成を図６に示す。
【００２８】
インダクタ４１のインダクタンスをＬxとし、キャパシタ４２の容量値をＣxとすると、これらインダクタ４１とキャパシタ４２から構成される並列共振回路のインピーダンスＺxは、
【数９】
2004166204.tif 000011
と表される。
【００２９】
これから、インダクタ４１とキャパシタ４２の並列共振回路は、共振周波数ωX＝１／（ＬxＣx）1/2より小さい周波数に対してはインダクティブ素子となることがわかる。よって、トランジスタＱ１に入力される周波数ωRFを共振周波数ωXより小さくすることで、電流スイッチＱ２、Ｑ３へ伝送される電力が図１に示した回路に比べて大きくなる。すなわち、周波数変換器の利得を高めることができる。
【００３０】
この場合、ノードＮ１から相互コンダクタンス増幅部ＳＧ１をみたインピーダンスＺgmXは、
【数１０】
2004166204.tif 000012
となる。周波数ωRFにおいて、１／｛１／（ωRFＬx）−ωRFＣx｝は正の値をとるので、周波数変換器の利得を高めることができる。
【００３１】
次に、本発明を用いることにより、周波数変換器の利得向上のほかに低雑音化を達成できることについて述べる。図７は、周波数変換器の局部発振信号ＬＯinのスペクトル（ＬＯ）、所望のＩＦ信号帯域に周波数変換されるＲＦ信号の帯域のスペクトル（ＲＦ）、および周波数変換された所望のＩＦ信号帯域を示す。所望のＩＦ信号の帯域に周波数変換されるＲＦ信号帯域は、局部発振信号ＬＯinの周波数をωLOとすると、ωLO＋ωIF、ωLO−ωIFの他にωLOの高調波成分に起因する２ωLO＋ωIF、２ωLO−ωIF、３ωLO＋ωIF、３ωLO−ωIF、４ωLO＋ωIF、４ωLO−ωIF、ｎωLO＋ωIF、ｎωLO−ωIF、（ｎ＝５以上の整数）が存在する。シングルバランストミキサの局部発振信号ＬＯinは差動信号であるので、局部発振信号ＬＯinの高調波成分のうち、一般に最も大きいのは３次高調波である３ωLO成分である。相互コンダクタンス増幅器であるトランジスタＱ１から出力される雑音において、３ωLO＋ωIF、３ωLO−ωIFの帯域の雑音を小さくすることにより、局部発振信号ＬＯinの３ωLO成分により周波数変換される雑音が小さくなる。すなわち、トランジスタＱ１から出力される３ωLO＋ωIF、３ωLO−ωIFの雑音を抑圧することにより周波数変換器の雑音特性を向上することができる。
【００３２】
本発明に係わる図１、図３に示した電力整合回路を用いることにより、所望のＲＦ周波数ωRF＝ωLO＋ωIFまたはωLO−ωIFにおいてトランジスタＱ２、Ｑ３からなる電流スイッチへ伝送される電力を最大にし、それ以上およびそれ以下の周波数では伝送される電力は小さくなる。したがって、ω＝３ωLO＋ωIF、３ωLO−ωIFの雑音成分は所望のＲＦ信号帯域に比べ抑圧されて電流スイッチ部へ伝達されるので、本発明により低雑音化が図れる。
【００３３】
同様に、図４、図５、図６に示した所望なＲＦ信号帯域でインダクティブ素子となる回路を挿入する本提案の回路についても、ω＝３ωLO＋ωIF、３ωLO−ωIFの雑音成分を所望のＲＦ信号帯域に比べ抑圧して電流スイッチ部へ伝送できるので、低雑音化が実現できる。さらに、図６においては、インダクタ４１とキャパシタ４２の並列共振回路の共振周波数ωXを３ωLO＋ωIFまたは３ωLO−ωIFとすることにより、この周波数では雑音成分の伝達が無限小になり、低雑音性に優れた特性が得られる。
【００３４】
即ち、並列共振回路の共振周波数（ω）は、略（３ω1±ω2）［ただし、ω1：局部発振周波数，ω2：所望の出力周波数］とすることにより、低雑音特性が得られる。なお（３ω1±ω2）が望ましいが、設計上許容する範囲での誤差は構わない。
【００３５】
なお、この場合でも、所望のＲＦ信号帯域ではインダクティブ素子として動作するため、利得向上が図れることは言うまでもない。
【００３６】
また、図６において、インダクタ４１とキャパシタ４２の並列共振回路の共振周波数ωXを２ωLO以下にしても、周波数変換器の高利得化、低雑音化は原理的には得られるが、それ以下にすることは得策ではない。すなわち、ＩＣ上での製造ばらつきにより、共振周波数ωXの精度が劣化するためであり、結果的に設計で見込まれた高利得化および低雑音化が得られなくなるためである。
【００３７】
以下、この製造ばらつきが主にキャパシタの容量値の絶対ばらつきにより生じるものとして、キャパシタの容量値のばらつきに対する並列共振回路のインピーダンスＺxのばらつきについて説明する。
【００３８】
一般に、ＩＦ周波数は局部発振信号ＬＯinの周波数に比べて小さいので、ここでは説明を簡単にするため、２ωLO＋ωIF≒２ωLOまたは２ωLO−ωIF≒２ωLOと仮定する。インダクタ４１とキャパシタ４２の並列共振回路の共振周波数は式（９）よりωX＝１／（ＬxＣx）1/2である。キャパシタ４２の容量値を、ばらつきを含めてＣx（１＋ｙ）とする。
【００３９】
このときの共振周波数は
【数１１】
2004166204.tif 000013
と近似できる。
【００４０】
ＲＦ周波数として、この共振周波数の整数分の１（すなわち、１／Ｎ）を用いる場合、ＲＦ周波数は
【数１２】
2004166204.tif 000014
となる。
【００４１】
周波数ωRFにおける共振器のインピーダンスＺxは
【数１３】
2004166204.tif 000015
となる。
【００４２】
Ｎは共振周波数とＲＦ周波数の比を表しており、Ｎを大きくすると、容量値のばらつきｙに対するＺxの変化分が小さくなることがわかる。例えば、Ｎ＝２の場合、（Ｎ＋１／Ｎ）／（Ｎ−１／N)＝１．６７であり、Ｎ＝５の場合、（Ｎ＋１／Ｎ）／（Ｎ−１／Ｎ）＝１．０８となる。よって、容量値のばらつきによる感度を下げるには、Ｎを大きくするのがよい。
【００４３】
容量値のばらつきを最大０．５とすると、すなわち、ｙ＝０．５とすると、Ｎ＝２のとき、Ｚx＝０．７Ｚx0となる。ここで、Ｚx0はｙ＝０としたときの並列共振回路のインピーダンスを表す。一方、ｙ＝−０．５とすると、Ｚx＝１．７Ｚx0となる。したがって、ばらつきのない並列共振回路のインピーダンスＺx0に比べて２倍以下のインピーダンスが得られることがわかる。Ｎを２以下にすると、ばらつきのない並列共振回路のインピーダンスＺx0に比べて２倍以上変化することがあるため、期待された高利得化および低雑音化が達成できなくなる。このため、ばらつきを考慮すると、並列共振回路の共振周波数はＲＦ周波数の２倍以上にするのがよい。なお、一般にＩＣの設計においては、設計マージンとして２倍以下のばらつきを考慮するのが通例である。
【００４４】
また、ＩＣ内で製造できるインダクタは個別部品に比べてＱ値が低いため、共振回路の周波数特性は急峻ではない。これは、ＩＣ上で製造できる配線抵抗が高いために生じる。本提案は、不要な高調波から周波数変換される雑音の低減を目的のひとつとしており、雑音の低減が図れれば、必ずしも共振周波数を１点に特定する必要はない。ＩＣで製造できる共振回路の周波数特性が急峻ではないことを利用して、共振回路の共振周波数を（２ω1−ω2）から（３ω1−ω2）の帯域内［ただし、ω1：局部発振周波数，ω2：所望の出力周波数］にある周波数に設定しても、雑音の低減は可能である。ただし、この場合、周波数変換される除去すべき雑音の帯域に共振周波数があっていないため、合わせた場合に比べて雑音特性は劣化する。しかしながら、共振回路を付加しない場合に比べて良好な雑音特性が得られる。
【００４５】
図８は、本発明に係わる図６の周波数変換器をダブルバランス構成にした周波数変換器を示す。図６との違いは、トランジスタＱ４による相互コンダクタンス増幅器、ＬＣ共振回路、トランジスタＱ５とＱ６からなる電流スイッチトランジスタが、トランジスタＱ１による相互コンダクタンス増幅器、ＬＣ共振回路、トランジスタＱ２とＱ３からなる電流スイッチトランジスタと並列に接続されている点である。ただし、トランジスタＱ１のベースに入力される信号＋Ｖinと逆相の信号−ＶinがトランジスタＱ４のベースに入力される。また、トランジスタＱ２とＱ６のベース、トランジスタＱ３とＱ５のベース、トランジスタＱ２とＱ５のコレクタ、およびトランジスタＱ３とＱ６のコレクタが、各々共通に接続されている。この構成により、入力信号を差動信号としても、低雑音および高利得な周波数変換器を実現できる。
【００４６】
図９は、本発明に係わる図８の周波数変換器において、トランジスタＱ１とＱ４からなる相互コンダクタンスを、電流源５０をテール電流とし差動ペアをトランジスタＱ１とＱ４とする差動増幅器により具現化した周波数変換器を示す。本回路は、同様に、低雑音および高利得な周波数変換器を実現できるものである。
【００４７】
以上の説明では、主に受信用周波数変換器について述べたが、本発明は送信用周波数変換器についても同様に適用できる。この場合、相互コンダクタンス増幅器はＩＦ周波数となるが、共振器の共振周波数はＩＦ周波数の２倍以上であればよいことになる。送信用周波数変換器の出力角周波数をωLO＋ωIFとする場合、局部発振信号ＬＯinの３次高調波である３ωLOにより角周波数ωLO＋ωIFに変換される周波数成分は角周波数２ωLO−ωIFの成分である。このため、相互コンダクタンス増幅器であるトランジスタと電流スイッチ部との間に挿入する共振器の共振角周波数は２ωLO−ωIFとすると優れた雑音特性が得られる。一方、出力角周波数を、ωLO−ωIFとする場合、３ωLOにより出力角周波数ωLO−ωIFに変換される角周波数成分の１つは２ωLO＋ωIFであるため、共振器の共振角周波数を２ωLO＋ωIFとすると優れた雑音特性が得られる。
【００４８】
並列共振回路の共振周波数（ω）は、略（２ω1±ω2）［ただし、ω1：局部発振周波数，ω2：所望の入力周波数］とすればよい。ω＝（２ω1±ω2）が望ましいが、設計上許容する範囲での誤差は構わない。
【００４９】
本発明による周波数変換器が適用できる応用システムの例として、携帯電話機やその他の移動無線通信機器における無線送受信機回路について説明する。図１０は、ヘテロダイン方式による無線送受信機の無線部の回路構成を示している。
なお、ここでは、送受の切り替えを時分割で行なうＴＤＤ（Time Division Duplex）方式を例として説明するが、これに限るものではない。
【００５０】
送信時には、送信側ベースバンド処理部６１からその送信側ベースバンド処理部６１内のベースバンド信号発生部（図示せず）で発生された直交した二つのベースバンド信号Ｉｃｈ（ＴＸ）、Ｑｃｈ（ＴＸ）が適当な帯域制限フィルタにより処理されて出力される。これらのベースバンド信号Ｉｃｈ（ＴＸ）、Ｑｃｈ（ＴＸ）は乗算器６２ａ，６３ａと加算器６４からなる直交変調器に入力され、周波数ｆLO2の第２局部発振信号を変調する。第２局部発振信号は第２局部発振器７０で発生され、９０度移相器７１ａにより直交した二つの信号に分割されて直交変調器に入力される。
【００５１】
この直交変調器から出力される変調後の信号はＩＦ信号であり、可変利得増幅器６５に入力される。可変利得増幅器６５は、図示されない制御系からの利得可変信号に従って入力されたＩＦ信号を適当な信号レベルに調節する。
【００５２】
可変利得増幅器６５から出力されるＩＦ信号は、一般に直交変調器および可変利得増幅器６５で発生する不要な高調波を含むため、この不要成分を除去するためのローパスフィルタまたはバンドパスフィルタＦＩＬ１を介して本発明に係わるアップコンバータＵＰＣＯＮに入力される。
【００５３】
本発明に係わるアップコンバータＵＰＣＯＮは、ＩＦ信号と第１局部発振器８０で発生される周波数ｆLO1の第１局部発振信号との乗算を行い、周波数ｆLO1＋ｆLO2のＲＦ信号と周波数ｆLO1−ｆLO2のＲＦ信号を生成する。これら二つのＲＦ信号のいずれか一方が所望波とされ、一方は不要なイメージ信号である。ここでは、周波数ｆLO1＋ｆLO2のＲＦ信号を所望波とするが、周波数ｆLO1−ｆLO2のＲＦ信号を所望波としてもよい。
【００５４】
イメージ信号は、イメージ除去フィルタＦＩＬ２により除去される。所望波は電力増幅器ＰＡにより所要の電力レベルまで増幅された後、送受切り替えスイッチ６６を介してアンテナＡＮＴに供給され、電波として放射される。
【００５５】
一方、受信時には、アンテナＡＮＴから出力される受信ＲＦ信号が送受切り替えスイッチ６６およびバンドパスフィルタＦＩＬ３を介して低雑音増幅器ＬＮＡに入力される。低雑音増幅器ＬＮＡにより増幅された受信ＲＦ信号は、イメージ除去フィルタＦＩＬ４を介して本発明に係わるダウンコンバータＤＯＷＮＣＯＮに入力される。
【００５６】
本発明に係わるダウンコンバータは、第１局部発振器８０で発生される周波数ｆLO1の第１局部発振信号と受信ＲＦ信号の乗算を行い、受信ＲＦ信号をＩＦ信号に周波数変換する。
【００５７】
ＩＦ信号はバンドパスフィルタＦＩＬ５を通過した後、可変利得増幅器６７を介して分波器（図示せず）および乗算器６２ｂ，６３ｂからなる直交復調器に入力される。
【００５８】
直交復調器には、送信部の直交変調器と同様に、周波数ｆLO2の直交した第２局部発振信号が入力される。この直交復調器の出力Ｉｃｈ（ＲＸ）およびＱｃｈ（ＲＸ）は受信部ベースバンド処理部６８に入力され、受信信号が復調される。
【００５９】
なお、上述した周波数変換器では、バイポーラ型のＮＰＮトランジスタで構成するとしたが、それらに替えてＰＮＰトランジスタやＭＯＳトランジスタを用いてもよい。
【００６０】
【発明の効果】
本発明によれば、シングルバランストミキサおよびダブルバランストミキサにおいて、消費電流を増加せずに、利得を高めることができ、しかも、低雑音化を達成できる周波数変換器及びこれを用いた無線送受信機が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明一実施形態において周波数変換器の高利得化を実現する概念図である。
【図２】図１に示した周波数変換器における電力整合条件を説明するための説明図である。
【図３】図１に示した周波数変換器の高利得化を実現する具体例を示す図である。
【図４】本発明一実施形態において周波数変換器の高利得化を実現する他の１つの概念図である。
【図５】図４で示した周波数変換器の高利得化を実現する具体例を示す図である。
【図６】図４で示した周波数変換器の高利得化を実現する他の１つの具体例を示す図である。
【図７】本発明において周波数変換される雑音を説明するための図である。
【図８】本発明一実施形態において周波数変換器の高利得化をダブルバランストミキサ構成によって実現する他の１つの概念図である。
【図９】図８で示したダブルバランストミキサ構成の周波数変換器を差動増幅器として実現する具体例を示す図である。
【図１０】本発明に係る周波数変換器を用いた無線部の構成例を示す図である。
【符号の説明】
１０，２０  電力整合回路
３１，４１，５１  インダクタ
４２，５２  キャパシタ
６１  送信側ベースバンド処理部
６２ａ，６３ａ  乗算器
６２ｂ，６３ｂ  乗算器
６４  加算器
６５  可変利得増幅器
６６  送受切り替えスイッチ
６７  可変利得増幅器
６８  受信部ベースバンド処理部
７０  第２局部発振器
７１ａ  ９０度移相器
８０  第１局部発振器
１０１，１１１，１２１  抵抗
Ｑ１〜Ｑ６  トランジスタ、
ＳＧ１  相互コンダクタンス増幅部
ＳＧ２  電流スイッチ部
ＡＮＴ  アンテナ
ＬＮＡ  低雑音増幅器
ＦＩＬ１  ローパスフィルタまたはバンドパスフィルタ
ＦＩＬ２  イメージ除去フィルタ
ＦＩＬ３  バンドパスフィルタ
ＦＩＬ４  イメージ除去フィルタ
ＦＩＬ５  バンドパスフィルタ
ＵＰＣＯＮ  アップコンバータ
ＤＯＷＮＣＯＮ  ダウンコンバータ
Ｚgm  相互コンダクタンス側をみたインピーダンス
Ｚsw  電流スイッチ側をみたインピーダンス
Ｖin  入力信号
Ｖout  出力信号
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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