(57)【要約】【課題】電動機を低速度から高速度まで制御する際、各運転状態における高効率の制御を実現した空気調和装置を提供する。【解決手段】交流を直流に変換し直流電圧を上昇させる機能を有する電力変換回路と、同期電動機をベクトル制御し弱め磁束制御機能を有する電動機制御装置を、空気調和機用の圧縮機を駆動する電動機の制御に採用する。この電動機の回転数を上昇させる際、弱め磁束制御に優先して直流電圧を上昇させる手段を選択する。これにより、効率が悪くなる弱め磁束制御をむやみに投入しない。【選択図】　図１
2004101151.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
冷凍サイクル中に配置された圧縮機を動作させる電動機と、直流を交流に変換しこの電動機を駆動するインバータとを備えた空気調和装置において、前記インバータの直流電圧を上昇させる手段と、前記電動機がベクトル制御されるように前記インバータにスイッチング信号を付与し弱め磁束制御可能な制御手段とを備えた空気調和装置。
【請求項２】
請求項１において、前記インバータの直流電圧を上昇させる手段は、交流を直流に変換する整流回路を全波整流から倍電圧整流に切替える手段である空気調和装置。
【請求項３】
請求項１において、前記インバータの直流電圧を上昇させる手段は、前記インバータの反電動機側に設けられ、電源を短絡することで直流電圧を上昇させる手段である空気調和装置。
【請求項４】
請求項１において、前記インバータの直流電圧を上昇させる手段は、交流を直流に変換する整流回路を全波整流から倍電圧整流に切替える手段、及び前記インバータの反電動機側に設けられ、電源を短絡することで直流電圧を上昇させる手段である空気調和装置。
【請求項５】
冷凍サイクル中に配置された圧縮機を動作させる電動機と、直流を交流に変換しこの電動機を駆動するインバータとを備えた空気調和装置において、前記インバータの直流電圧を上昇させる手段と、前記電動機がベクトル制御されるように前記インバータにスイッチング信号を付与し弱め磁束制御可能な制御手段と、前記電動機の速度を上昇させる際、この弱め磁束制御に優先して前記インバータの直流電圧を上昇させる手段を選定する機能を備えた空気調和装置。
【請求項６】
請求項５において、前記インバータの直流電圧を上昇させる手段は、交流を直流に変換する整流回路を全波整流から倍電圧整流に切替える手段である空気調和装置。
【請求項７】
請求項５において、前記インバータの直流電圧を上昇させる手段は、前記インバータの反電動機側に設けられ、電源を短絡することで直流電圧を上昇させる手段である空気調和装置。
【請求項８】
請求項５において、前記インバータの直流電圧を上昇させる手段は、交流を直流に変換する整流回路を全波整流から倍電圧整流に切替える手段、及び前記インバータの反電動機側に設けられ、電源を短絡することで直流電圧を上昇させる手段である空気調和装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、空気調和装置であって、特に圧縮機用電動機の制御に関する。
【０００２】
【従来の技術】
永久磁石型の同期電動機を可変速制御する一般的な方法が、例えば（非特許文献１）に示されている。
【０００３】
電動機の回転速度を上昇させるには、電力変換器から電動機に加える周波数を増加させると共に電圧を同時に増加させる必要がある。回転子の角速度に比例して固定子に発生する誘起電圧が増加するため、電動機に電流を流して回転トルクを発生させるためには、誘起電圧より高い電圧を加えなければならない。よって、高速度で回転させるためには、高電圧を発生させる電力変換器が必要となるが、電力変換器のコスト増やノイズ発生等の問題につながる。
【０００４】
一方、電力変換器から供給する電圧を変えずに同期電動機を可変速制御する方法として、ベクトル制御を用いた弱め磁束制御がある。負のｄ軸電流を流すことで生じる減磁作用により、電動機に加える電圧の上昇を抑制することができる。この制御を用いれば、電動機に加える電圧を所定の範囲内に抑えながら、高速度で回転させることができる。
【非特許文献１】
「電気工学ハンドブック」第５９４頁〜第５９６頁（２００１年２月２０日、電気学会発行）
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
空気調和機の圧縮機を駆動する電動機は、熱負荷が小さいときや室温が平衡しているときは数百回転程度の低速回転で運転され、急速冷房や急速暖房時は数千回転の高速回転で運転される。
【０００６】
このように電動機を低速度から高速度まで制御する必要がある場合、低い電圧で高速度まで回転できるように電動機の巻き線数を少なく調整する。しかし、同じ負荷で駆動させた場合、巻き線数が多い電動機に比較して、少ない電動機の電動機電流が多くなる。このため、電動機の効率を考慮した場合、巻き線数を多くして回転数設計点を低くする。
【０００７】
しかし、回転数設計点が低い電動機を高速度まで制御するには、従来の技術で述べたように、電動機を駆動する電力変換回路で高電圧を加えるか、又はベクトル制御による弱め磁束制御を用いる必要がある。
【０００８】
電力変換回路で電動機に高電圧を印加する場合、さらに速度を上昇させたい場合、高価な回路としなければならない。特に家庭用空気調和機で高価な回路を付加することは困難である。また、ベクトル制御による弱め磁束制御を行う場合、電動機巻き線の巻き数を増やすと比較的低速で弱め磁束制御に入ってしまい、負のｄ軸電流が増えると電動機の巻き線に流れる電流が増えて、電動機の損失が増加するといった問題がある。
【０００９】
本発明の目的は、空気調和機の冷凍サイクルに用いられる電動機を、あまりコストを上昇させずに損失の発生を抑えつつ低速度から高速度まで制御可能な空気調和機を提供することにある。
【００１０】
また、この際、各運転状態において効率よく電動機を制御することで空気調和機の効率低下を抑えた空気調和機を提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記目的は、冷凍サイクル中に配置された圧縮機を動作させる電動機と、直流を交流に変換しこの電動機を駆動するインバータとを備えた空気調和装置において、前記インバータの直流電圧を上昇させる手段と、前記電動機がベクトル制御されるように前記インバータにスイッチング信号を付与し弱め磁束制御可能な制御手段とを備えることにより達成される。
【００１２】
また、上記目的は、冷凍サイクル中に配置された圧縮機を動作させる電動機と、直流を交流に変換しこの電動機を駆動するインバータとを備えた空気調和装置において、前記インバータの直流電圧を上昇させる手段と、前記電動機がベクトル制御されるように前記インバータにスイッチング信号を付与し弱め磁束制御可能な制御手段と、前記電動機の速度を上昇させる際、この弱め磁束制御に優先して前記インバータの直流電圧を上昇させる手段を選定する機能を備えることによって達成される。
【００１３】
【発明の実施の形態】
図１は本発明に係る空気調和機用電動機の制御装置の回路構成の実施形態を示す図である。図において、１は商用電源、２は力率改善リアクタ、３は整流ダイオード、４は整流回路切替えスイッチ、５，６，７は平滑コンデンサ、８は電流検出用抵抗、９は入力電流検出コイル、１０は整流ダイオード、１１，１２はＡＤ変換器、１３，１４，１５はドライバ、１６は演算処理装置、１７はＡＤ変換器、１８は同期電動機（直流ブラシレスモータ）、１９は３相インバータブリッジ回路、２０はマイコン、２１，２２，２３，２４は抵抗、２５はコンパレータ、２６は電源ゼロクロス検出回路、２７はスイッチング素子、Ｖｓは商用電源、Ｉｓは入力電流、Ｖｄｃは直流電圧、Ｉｄｃは直流電流、Ｓｚはゼロクロス信号、Ｓｒスイッチ切替え信号、ＰＷＭ１はコンバータのスイッチング素子駆動信号、ＰＷＭ２はインバータのスイッチング素子駆動信号である。
【００１４】
この回路の動作について説明する。商用電源１からの交流電力Ｖｓは、整流ダイオード３と平滑コンデンサ５，６，７によって、直流電力に変換される。インバータブリッジ回路１９には直流電力が供給され、インバータブリッジ回路１９を構成する６個のスイッチング素子を駆動信号ＰＷＭ２によって駆動し、直流電動機１８を速度制御する。この直流電動機１８は図示しない密閉チャンバ内に圧縮機構と共に収納され、直流電動機１８の回転運動が圧縮機構の圧縮動作に変換される。この圧縮作用によって冷媒が圧縮され、冷凍サイクル中に流れることによって空気調和器として冷房、暖房、除湿を行う。
【００１５】
整流回路切り替えスイッチ４によって全波整流回路と倍電圧整流回路が切り替えられ、電動機を高速度で駆動する場合は、倍電圧整流回路に切り替えてインバータブリッジ回路１９の直流側に高い電圧が印加され、この直流電圧をチョッピングすることによって得られる交流が電動機に加えられる。
【００１６】
２７はコンバータ用のスイッチング素子であって、１０の整流回路の出力を駆動信号ＰＷＭ１によって短絡し、２の力率改善用リアクタとの組み合わせで入力電流Ｉｓを整形し、電源力率を改善すると共に直流電圧Ｖｄｃの高さを制御する。２６は電源ゼロクロス信号を生成する回路であって、電源Ｖｓの両端電圧を抵抗２１，２２，２３，２４で分圧し，分圧した電圧をコンパレータ２５に入力して比較することにより、電源半周期ごとに反転するゼロクロス信号Ｓｚを生成する。ゼロクロス信号Ｓｚはマイコン２０で参照し、ゼロクロス信号Ｓｚの反転タイミングに応じて駆動信号ＰＷＭ１を出力する。これらの部分を交流電力から直流電力に変換する第１の電力変換回路とする。９は入力電流Ｉｓのレベルを検出するコイルであり、１７のＡＤ変換器で検出した値は４の整流回路切替えスイッチの切替え条件等に用いる。
【００１７】
直流電圧ＶｄｃはＡＤ変換器１１で検出し、整流回路の出力電圧を制御する際に用いる。直流電流ＩｄｃはＡＤ変換器１２で検出し、電動機をベクトル制御する際に参照する。１９は６個のスイッチング素子からなるインバータブリッジ回路であり、マイコン２０から出力する駆動信号ＰＷＭ２によって、直流電動機１８を回転駆動させる。これらの部分を直流電力から交流電力に変換する第２の電力変換回路とする。
【００１８】
次に、図２を用いてベクトル制御演算について説明する。３１はモータ電圧方程式演算、３２は２相→３相変換演算、３３は位相演算、３４は３相→２相変換演算、３５は相電流再現演算、３６は２相→３相変換演算、１２，１５，１６は図１と同一である。Ｉｄ＊はｄ軸電流指令、ｆ＊は周波数指令、Ｖｄ＊はｄ軸電圧指令、Ｖｑ＊はｑ軸電圧指令、θは電圧位相、ＩｕはＵ相電動機電流、ＩｗはＷ相電動機電流、Ｉｑはｑ軸電動機電流、Ｉｄはｄ軸電動機電流、Ｉｕ’はＩｕの前回値、Ｉｗ’はＩｗの前回値、Ｉｄｃは８の電流検出用抵抗に流れる直流電流、ＶｕはＵ相モータ電圧、ＶｖはＶ相モータ電圧、ＶｗはＷ相モータ電圧である。
【００１９】
ベクトル制御演算の内容について説明する。図２はベクトル制御演算として一般的な計算ブロックを示したものである。ベクトル制御は、ｄ軸電流指令、周波数指令、電流フィードバック値である実ｑ軸電流に基づいてインバータブリッジ回路１９を構成するスイッチング素子に付与するパルス列を演算するし、電動機を制御するものである。各演算ブロックの計算式は電気工学ハンドブック等に示されているので説明は省略する。
【００２０】
２０のモータ電圧方程式演算は、Ｉｄ＊のｄ軸電流指令、ｆ＊の周波数指令、Ｉｑのｑ軸電動機電流に基づいてＶｄ＊のｄ軸電圧指令、Ｖｑ＊のｑ軸電圧指令を算出する。２２の位相演算は、ｆ＊の周波数指令に比例させてモータ電圧位相を進め、モータ電圧位相の瞬時値を算出してθに格納する。２１の２相→３相変換演算は電圧位相θを参照して、Ｖｄ＊のｄ軸電圧指令、Ｖｑ＊のｑ軸電圧指令より、ＶｕのＵ相モータ電圧、ＶｖのＶ相モータ電圧、ＶｗのＷ相モータ電圧を算出する。２４の相電流再現演算は、１２のＡＤ変換器によって８の電流検出用抵抗に流れる直流電流Ｉｄｃを読込み、ＩｕのＵ相電動機電流、ＩｗのＷ相電動機電流を算出する。２３の３相→２相変換演算は、ＩｕのＵ相電動機電流、ＩｗのＷ相電動機電流からＩｑのｑ軸電動機電流、Ｉｄのｄ軸電動機電流を算出する。２５の２相→３相変換演算は電圧位相θを参照して、Ｉｑのｑ軸電動機電流、Ｉｄのｄ軸電動機電流からＩｕ’のＩｕ前回値、Ｉｗ’のＩｗ前回値を算出する。Ｉｕ’のＩｕ前回値、Ｉｗ’のＩｗ前回値は、２４の相電流再現演算にて相電流が再現できなかった場合に、相電流の前回算出した値を今回の値として代用するために用いる。高効率を目的とする場合、或いは高速運転を目的とする場合などに応じてｄ，ｑ軸の電流をそれぞれ調整する。
【００２１】
例えば電動機１８を高速度で運転する場合、弱め磁束制御により負のｄ軸電流を流すことで生じる減磁作用によって、電動機に加える電圧の上昇を抑制することができる。この制御を用いることにより、電動機に加える電圧を所定の範囲内に抑えながら、高速度で回転させることができる。
【００２２】
次に、図３を用いて力率改善の機能を有する、交流電力を直流電力に変換する第１の電力変換回路の力率改善制御について説明する。Ｔｓは電源周期、Ｖｓは商用電源、Ｓｚはゼロクロス信号、ＰＷＭ１はコンバータのスイッチング素子駆動信号、Ｉｓは電源電流、ＰｏｎはＰＷＭ１がオフからオンに切替わるタイミング、ＰｏｆｆはＰＷＭ１がオンからオフに切替わるタイミング、ｔ１はＳｚのゼロクロス信号が変化した時刻からＰＷＭ１がオンするまでのディレイ時間、ｔ２はＰＷＭ１がオンしている時間を示す。交流電力を直流電力に変換する電力変換回路は、図１に示す整流回路１０とスイッチング素子２７、及び力率改善リアクタ２によって構成する。スイッチング素子２７は短絡回路であり、電源電圧の位相がＰｏｎの時にスイッチング素子２７の駆動信号ＰＷＭ１をオンし、電源電圧の位相がＰｏｆｆの時にＰＷＭ１をオフする。このＰｏｎとＰｏｆｆの位相を変えることにより、電源電流Ｉｓの波形を整形して力率を改善すると共に、昇圧スイッチング動作による直流電圧Ｖｄｃの制御を行うことができる。
【００２３】
マイコン２０は、ゼロクロス信号Ｓｚを基準にして、時間ｔ１とｔ２を設定することにより駆動信号ＰＷＭ１位相Ｐｏｎでオン、位相Ｐｏｆｆでオフさせる。時間ｔ２を拡大するとスイッチング素子がオンする時間が長くなり、同時に短絡電流が流れる時間が長くなる。短絡電流を流すことによって力率が向上するが、ｔ２を長くしすぎると短絡電流のピークが伸びて、過電流などの問題が生じるので、適切な範囲で調整する。また、短絡電流を流すことによって入力電力が増えるので、直流電圧Ｖｄｃを昇圧制御することができる。
【００２４】
次に、力率改善の機能を有する、交流電力を直流電力に変換する電力変換回路と、同期電動機のベクトル制御の機能を有する、直流電力を交流電力に変換する電力変換回路の動作によって直流電動機を速度制御する方法について説明する。図４に直流電動機の制御モードと各制御信号及び制御量との関係について示す。制御モードは０から３までの４種類がある。各モード毎に、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊、直流電圧Ｖｄｃ、スイッチ切替え信号Ｓｒ、コンバータのスイッチング素子駆動信号ＰＷＭ１を制御する。電源電流Ｉｓを参照して各モードを切替える。
【００２５】
モード０は、Ｉｄ＊を０近傍として弱め磁束制御を行わずに、かつＶｄｃをＶｄｃ１に制御して全波整流電圧程度の値とし、かつＳｒをオフして整流回路を全波整流回路とし、かつＰＷＭ１の出力を行わない。このモードでは、入力電流Ｉｓが小さいので力率改善制御を行う必要がなく、よってスイッチング素子の駆動信号ＰＷＭ１を出力しないことによりスイッチング損失をなくことができる。力率改善の機能を有する、交流電力を直流電力に変換する電力変換回路のスイッチング動作は行わずに、全波整流電圧を直流電力を交流電力に変換する電力変換回路に加えて電動機を可変速制御する。
【００２６】
モード１は、Ｉｄ＊を０近傍として弱め磁束制御を行わずに、かつＶｄｃをＶｄｃ２に制御して全波整流電圧に若干のオフセット電圧を加えた値とし、かつＳｒをオフして整流回路を全波整流回路とし、かつＰＷＭ１の出力を行って直流電圧Ｖｄｃの制御を行う。このモードは、入力電流ＩｓがＩｓ１以上Ｉｓ２未満の場合に作動させる。入力電流が所定の値以上になると、力率改善制御を行って電流波形を整形することにより効率を向上させることができる。よって、力率改善の機能を有する、交流電力を直流電力に変換する電力変換回路のスイッチング動作を行い直流電圧Ｖｄｃを制御して、全波整流電圧を直流電力を交流電力に変換する電力変換回路に加えて電動機を可変速制御する。
【００２７】
ここで入力電流Ｉｓ１の選定について図８を用いて説明する。Ｔｓは電源電圧の周期を示す。力率改善制御を行わない場合の入力電流Ｉｓの波形をａ及びｂで示す。入力電流が増えるに従って、ａの波形からｂの波形のように電流のピークが尖端状となり力率が低下する。また、電流による回路損失は電流値の２乗に比例するので、電流のピークが伸びることにより損失の発生が増大する。そこで、交流電力を直流電力に変換する電力変換回路のスイッチング動作を行うことにより、ｃの波形のように力率を改善して電流のピークを抑え、ｂの波形に対してｃの波形の損失を低減できる。一方、スイッチング動作を行うことによって、スイッチング素子２７で損失が発生する。よって、入力電流のピーク値を抑えることによって損失を低減できた分とスイッチングによって生じた損失のトレードオフによって回路の損失が増減する。
【００２８】
ここで、図９を用いて、スイッチングを行った場合とそうでない場合の損失について比較する。ｄの実線はスイッチングを行わない場合の回路損失を示し、ｅの点線はスイッチングを行った場合の損失を示す。入力電流Ｉｓが小さい場合は、電流の波高値が小さいため、スイッチングにる電流ピーク値の抑制効果は小さい。一方、スイッチングによる損失が発生するので、トータルとしての回路損失はスイッチングを行ったｅの方が、スイッチングを行わないｄより大きくなる場合がある。次に、入力電流Ｉｓが大きくなると、スイッチングによって電流のピークを抑えた場合とそうでない場合の効率差が顕著に現れ、スイッチングを行ったｅの方が、スイッチングを行わないｄより損失を抑えることができる。そこで、所定のＩｓを基準にしてモードｎとモードｎ＋１に区分し、より損失が低くなるようにスイッチングを行う場合とそうでない場合に分けて制御する。これにより、モードｎではｄの実線、モードｎ＋１ではｅの点線で示す損失にすることができる。モード境界の入力電流Ｉｓ１は、実線ｄに相当するスイッチング行わない場合の損失と、点線ｅに相当するスイッチング行う場合の損失を実測して求める。尚、回路構成や回路定数によっては、実線ｄと点線ｅの交差が発生しない場合が考えられるので、このような場合は、損失の低い方のモードに固定する。
【００２９】
モード２は、Ｉｄ＊を０近傍として弱め磁束制御を行わずに、かつＶｄｃをＶｄｃ３に制御して倍電圧整流電圧に若干のオフセット電圧を加えた値とし、かつＳｒをオンして整流回路を倍電圧整流回路とし、かつＰＷＭ１の出力を行って直流電圧Ｖｄｃの制御を行う。このモードは、入力電流ＩｓがＩｓ２以上Ｉｓ３未満の場合に作動させる。電動機を高速度まで回転させるため、電動機に加える電圧を高くする必要があり、整流回路を全波整流回路から倍電圧整流回路に切り替える。電動機を高速度まで回転する場合を、入力電流が所定の値以上の場合として判断し、整流回路切替えの判断基準とする。
【００３０】
ここで、全波整流回路と倍電圧整流回路における損失について図１０と図１１を参照して説明する。図１０は全波整流の回路、図１１は倍電圧整流の回路構成をそれぞれ示す。図１０の全波整流回路では、スイッチ４が開いているので、電源電流Ｉｓは、整流ダイオード３ｃと３ｂ或いは３ａと３ｄの組み合わせで流れ、常に２つのダイオードを電源電流が流れる構成になる。図１１の倍電圧整流回路では、スイッチ４が閉じているので、電源電流Ｉｓは、整流ダイオード３ａ、或いは３ｃの組み合わせで流れ、常に１つのダイオードを電源電流が流れる構成になる。各々のダイオードで生じる損失を同じとすれば、図１０の方が、電流が流れるダイオード数が２倍になるので、ダイオード損失も２倍になる。よって、全波整流の損失が大きい。一方、直流電動機の損失は、直流電圧Ｖｄｃが低い場合の方が低損失の場合がある。直流電圧Ｖｄｃが高ければ、電動機電流のＰＷＭチョッパ毎に断続する電流振幅が広がり、うず電流等により電動機の鉄損が増えること、更に電動機電流のＰＷＭチョッパ毎のピーク電流値が伸びることによって銅損が増えることによって電動機損失が増加する場合が考えられる。よって、回路損失と電動機損失まで含めた総合損失は、全波整流から倍電圧整流に切り替えることによって減少した回路損失と、増加した電動機損失のトレードオフによって総合損失が増減する。図９を用いて先述したように、所定のＩｓを基準にしてモードｎとモードｎ＋１に区分し、より損失が低くなるように全波整流と倍電圧整流に分けて制御する。モード境界の入力電流Ｉｓ２は、実線ｄに相当する全波整流時の損失と、点線ｅに相当する倍電圧整流時の損失を実測して求める。尚、回路構成や回路定数によっては、実線ｄと点線ｅの交差が発生しない場合が考えられるので、このような場合は、損失の低い方のモードに固定する。また、直流電圧Ｖｄｃはなるべく低い値の方が総合損失が低くなるので、Ｖｄｃ２は力率向上が可能な範囲内でなるべく低い値に設定する。実際には全波整流電圧Ｖｄｃ１に若干のオフセット電圧を加えた値とする。同様にＶｄｃ３は力率向上が可能な範囲内でなるべく低い値に設定する。実際には倍電圧整流電圧に若干のオフセット電圧を加えた値とする。
【００３１】
モード３は、Ｉｄ＊を負の値にして弱め磁束制御を行い、かつＶｄｃをＶｄｃ３に制御して倍電圧整流電圧に若干のオフセット電圧を加えた値とし、かつＳｒをオンして整流回路を倍電圧整流回路とし、かつＰＷＭ１の出力を行って直流電圧Ｖｄｃの制御を行う。このモードは、入力電流ＩｓがＩｓ３以上の場合に作動させる。電動機を高速度まで回転させるため、直流電力を交流電力に変換する電力変換回路の電圧変調率が所定の値に至った場合、Ｉｄ＊を負の値にして弱め磁束制御を行い電動機の回転数を制御する。このモードは、入力電流が非常に大きく、弱め磁束制御によって電動機を制御する必要がある場合に作動させる。弱め磁束制御を動作させる判断は、直流電力から交流電力に変換する電源変換回路の電圧変調率が予め定めた所定値に至ったか否かで行う。
【００３２】
次に、図５を用いて直流電力から交流電力に変換する電源変換回路の電圧変調率と動作モードの切替えについて説明する。図４において電源電流Ｉｓを判定基準値として各動作モードの切り替えを説明したが、図５では各動作モードの内容は図４で説明した内容と同一であるが、電圧変調率ｋｈｖ１を各動作モードの切替え判定基準とする。モード０からモード１の切替え及びモード１からモード２の切替えは、電圧変調率ｋｈｖ１が所定の最大値ｋｈｖ１（ｍａｘ）に至った時点で切り替える。また、モード３において電圧変調率ｋｈｖ１が所定の最大値ｋｈｖ１（ｍａｘ）に至った時点で弱め磁束制御を開始する。
【００３３】
ここで、図１２を用いて電圧変調率と弱め磁束制御について説明する。図１２はマイコン２０においてＰＷＭ１を作成する内部信号波形を示したもので、Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは電動機各相の正弦波電圧信号、Ｖｃはチョッパ信号であり、Ｖｕ，Ｖｖ，ＶｗとＶｃを比較することによって各相のＰＷＭ信号を得る。ＰＷＭ信号の振幅は、Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの振幅αに比例する。振幅の最大値をβとすれば、電圧変調率ｋｈｖ１はβに占めるαの割合となる。αがβと同じ値に至った時にｋｈｖ１は１００％となり、電動機への電圧をこれ以上、上昇させることができない。よって、電圧変調率が１００％に至った時点で電動機の速度を上昇させるには、弱め磁束制御を用いる。
【００３４】
ここで、図１３を用いて弱め磁束制御と電動機の損失について説明する。図は直流電動機の電圧ベクトルを示すものであり、Ｖｍは電動機電圧、ωは回転速度、Ｌは巻き線インダクタンス値、ｒは巻き線抵抗値、Ｅ０は誘起電圧、Ｉｑはｑ軸電流、Ｉｄはｄ軸電流、Ｉｍは電動機電流、φはｑ軸とＩｍのなす角度、δはｑ軸とＶｍのなす角度、ｑはｑ軸、ｄはｄ軸を示す。電動機の巻き線で生じる電圧は、インダクタンス分のω・Ｌ・Ｉｍと、抵抗分のｒ・Ｉｍと、誘起電圧分のＥ０であり、これらの電圧ベクトルの合計が電動機の端子電圧となる。弱め磁束制御を行う場合は、ｄ軸電流Ｉｄを負の値にして制御する。ＩｑとＩｄのベクトル和がＩｍであり、電圧ベクトルのｒ・ＩｍはＩｍと平行になるが、Ｉｄを負の値にして、Ｅ０に対するＶｍのなす角δが拡大するように制御すれば、負のｄ軸電流を流すことで生じる減磁作用により、電動機に加える電圧Ｖｍの上昇を抑制することができる。この制御を用いれば、電動機に加える電圧Ｖｍを所定の範囲内に抑えながら、高速度で回転させることができる。弱め磁束制御を行わない場合はｄ軸電流Ｉｄを０近傍に制御することにより、損失を少なくして速度制御を行うのに対し、弱め磁束制御を行う場合は、負のｄ軸電流が増えると電動機の巻き線に流れる電流が増えて、電動機の損失が増加する。よって、効率の良い運転を行うためには、前記したように運転モードを設定して、なるべく弱め磁束制御を行わないように、直流電圧ＶｄｃをＶｄｃ１，Ｖｄｃ２，Ｖｄｃ３に適宜制御する。
【００３５】
モード０からモード１への遷移、モード１からモード２への遷移、モード２からモード３への遷移は、電圧変調率ｋｈｖ１が所定の最大値になったことに基づいて行われる。ベクトル制御のプログラム上、電圧変調率ｋｈｖ１が所定の最大値になったとき弱め磁束制御が開始されるように組まれている。例えば、モード１からモード２への遷移を考えた場合、電圧変調率ｋｈｖ１が、所定の最大値に到達したとき、このままでは弱め磁束制御が開始されてしまう。弱め磁束制御は、前述のように、電動機損失が増大する運転である。従ってここではまだ、弱め磁束制御を投入したくない。何故なら、このモード１は、効率よく高速度を達成する手段が残っているからである。すなわちここでは、全波整流から倍電圧整流に切替えることで、弱め磁束制御を行うことなく効率よく更なる高速度を望むことができる。
【００３６】
すなわち、本実施例における制御の考え方として、現在のＰＷＭ制御ではこれ以上電動機を高速化させることができないとき、弱め磁束制御の他に電動機を高速化可能な手段が残っている場合、弱め磁束制御に優先させて他の手段を選択するようにする。例えば、モード０において、電圧変調率ｋｈｖ１が所定の最大値に達し、更なる高速度を望む場合、弱め磁束制御の他に電動機を高速にする手段として、インバータの直流電圧を上昇させる手段が残されており、中でもスイッチング素子２７をＰＷＭ制御させることと、スイッチＳｒを投入して全波整流から倍電圧整流に切替える２種類の手段が残っている。この場合、スイッチング素子２７をＰＷＭ制御させる方を優先して選択している。なお、直流側を短絡して直流電圧を上昇させるＰＡＭ用スイッチング素子を設けた場合も考え方は同様である。
【００３７】
換言すると、本実施例では、電動機の速度上昇手段として、直流電圧を上昇させることで電動機速度を上昇させる手段と、弱め磁束制御を投入して電動機速度を上昇させる手段が存在する場合、弱め磁束制御に優先して直流電圧を上昇させる手段を選択する。これにより、電動機の効率低下を抑えつつ速度上昇を行なうことができる。
【００３８】
以上、図４では入力電流Ｉｓを参照して負荷に応じた運転モードの切替によって効率を向上させる運転モードの切替えを説明し、図５では電圧変調率ｋｈｖ１を参照して弱め磁束制御をなるべく行わないようして効率を向上させる運転モードの切替えを説明した。これら２つの運転モードの切替えを組み合わせることによって、電動機を速度制御する方法について説明する。図６は図４及び図５で説明した運転モードの遷移図である。図７は運転モードの遷移条件を図表に示したものである。図６に示した記号▲１▼，▲２▼，▲３▼，▲４▼，▲５▼，▲６▼，▲７▼は、図７の記号と対応している。図６において、電動機の始動時をイニシャルとし、運転状態に応じてモード０から３まで運転モードを切り替える。各モードの切替え条件は、記号▲１▼から▲７▼で示している。例えば、モード０から１に切り替える場合の条件は▲１▼であり、モード１から０に切り替える場合の条件は▲２▼である。電動機を停止させて再起動させる場合は、モード０から運転を開始する。モード０から１に切り替える条件は、図４で説明したモード０から１に切り替える条件と、図５で説明したモード０から１に切り替える条件のいずれかに該当する場合とする。モード１から２に切り替える条件は、図４で説明したモード１から２に切り替える条件と、図５で説明したモード１から２に切り替える条件のいずれかに該当する場合とする。モード２から３に切り替える条件は、図４で説明した条件と同一とする。モード１から０に切り替える条件は、図４で説明したモード０から１に切り替える条件に該当しなくなった場合、かつ図５で説明したモード０から１に切り替える条件に該当しなくなった場合とする。モード２から１に切り替える条件は、図４で説明したモード２から１に切り替える条件に該当しなくなった場合、かつ図５で説明したモード２から１に切り替える条件に該当しなくなった場合とする。モード３から２に切り替える条件は、図４で説明した条件に該当しなくなった場合とする。このようにモード切り替えの条件設定を行うことにより、交流電力から直流電力に変換する第１の電力変換回路で効率や力率が低下しない条件と、直流から交流に変換する第２の電力変換回路において、弱め磁束制御をなるべく行わないようして効率を向上させる条件を同時に満たすことができ、効率の良い直流電動機の運転ができる。
【００３９】
以上本実施例によれば、第１の電力変換回路と第２の電力変換回路を備え、第１の変換回路は力率を向上させるように第１のスイッチング素子のスイッチング動作によって入力電流の波形を制御する手段を備え、第２の電力変換回路は、電動機電流に基づいて回転子座標軸上で直交するｄ、ｑ軸における電動機電流を算出し、直交するｄ、ｑ軸における各電流指令値と周波数指令値とに基づいて交流電力を出力する手段を備え、これらの手段から構成する同期電動機のインバータ装置において、前記第１の電力変換回路は、入力電流が予め定めた所定値以上の場合は、第１のスイッチング素子のスイッチング動作を行い、入力電流が予め定めた所定値以下の場合は、第１のスイッチング素子のスイッチング動作を停止するように制御し、又は、前記第１の電力変換回路は、前記第２の電力変換回路における直流電力から交流電力に変換する電圧変調率が予め定めた所定値以上の場合は、第１のスイッチング素子のスイッチング動作を行い、電圧変調率が予め定めた所定値以下の場合は、第１のスイッチング素子のスイッチング動作を停止するように動作するので、電力変換回路で発生する電力損失を抑制することができる。
【００４０】
また、入力電流が予め定めた所定値以上の場合は、第１のスイッチング素子のスイッチング動作を行い、入力電流が予め定めた所定値以下の場合は、第１のスイッチング素子のスイッチング動作を停止するように制御する際に、スイッチング動作を行った場合の効率又は力率が、スイッチング動作を行わない場合の効率又は力率より高くなる入力電流の値を以って入力電流の予め定めた所定値とし、又は前記第１の電力変換回路は、前記第２の電力変換回路における直流電力から交流電力に変換する電圧変調率が予め定めた所定値以上の場合は、第１のスイッチング素子のスイッチング動作を行い、電圧変調率が予め定めた所定値以下の場合は、第１のスイッチング素子のスイッチング動作を停止するように制御する際に、電圧変調率の最大値を以って予め定めた所定値とするので、電力変換回路と電動機の電力損失を抑制することができる。
【００４１】
更に、第１の電力変換回路は、整流回路を全波整流回路と倍電圧整流回路に切替える手段を備え、入力電力を直流電力に変換する際は、入力電流が予め定めた所定値以上の場合は、整流回路を倍電圧整流回路に切替え、入力電流が予め定めた所定値以下の場合は、整流回路を全波整流回路に切替えるように制御し、又は、前記第１の電力変換回路は、前記第２の電力変換回路における直流電力から交流電力に変換する電圧変調率が予め定めた所定値以上の場合は、整流回路を倍電圧整流回路に切替え、電圧変調率が予め定めた所定値以下の場合は、整流回路を全波整流回路に切替えるように制御するので、電力変換回路と電動機の電力損失を抑制することができる。
【００４２】
更に、第１の電力変換回路は、整流回路を全波整流回路に切替えて制御する際は、入力電力を直流電力に変換した値が予め定めた所定の値となるように、第１のスイッチング素子のスイッチング動作によって入力電力を制御し、かつ効率又は力率が最も高くなる直流電圧の値を以って、予め定めた所定の値とするので、電力変換回路と電動機の電力損失を抑制することができる。
【００４３】
更に、入力電力を直流電力に変換する際は、入力電流が予め定めた所定値以上の場合は、整流回路を倍電圧整流回路に切替え、入力電流が予め定めた所定値以下の場合は、整流回路を全波整流回路に切替えるように制御する際は、倍電圧整流回路に切替えた場合の効率又は力率が、全波整流回路に切替えた場合の効率又は力率より高くなる入力電流の値を以って、入力電流の予め定めた所定値とし、又は、前記第１の電力変換回路は、前記第２の電力変換回路における直流電力から交流電力に変換する電圧変調率が予め定めた所定値以上の場合は、整流回路を倍電圧整流回路に切替え、電圧変調率が予め定めた所定値以下の場合は、整流回路を全波整流回路に切替えるように制御する際に、電圧変調率の最大値を以って予め定めた所定値とするので、電力変換回路と電動機の電力損失を抑制することができる。
【００４４】
更に、第１の電力変換回路は、整流回路を倍電圧整流回路に切替えて制御する際は、入力電力を直流電力に変換した値が予め定めた所定の値となるように、第１のスイッチング素子のスイッチング動作によって入力電力を制御し、かつ、前記第２の電力変換回路における直流電力から交流電力に変換する電圧変調率が予め定めた所定値以上の場合は、前記電動機電の回転子座標軸上で直交するｄ、ｑ軸におけるｄ軸の電流指令値を増減させて電動機の出力を制御するので、電力変換回路と電動機の電力損失を抑制することができる。
【００４５】
更に、入力電力を直流電力に変換した値が予め定めた所定の値となるように、第１のスイッチング素子のスイッチング動作によって入力電力を制御する際は、効率又は力率が最も高くなる直流電圧の値を以って、予め定めた所定の値とし、かつ、前記第２の電力変換回路における直流電力から交流電力に変換する電圧変調率が予め定めた所定値以上の場合は、前記電動機電の回転子座標軸上で直交するｄ、ｑ軸におけるｄ軸の電流指令値を増減させて電動機の出力を制御する際は、電圧変調率の最大値を以って予め定めた所定値とするので、電力変換回路と電動機の電力損失を抑制することができる。
【００４６】
【発明の効果】
以上本発明によれば、空気調和機の冷凍サイクルに用いられる電動機を、あまりコストを上昇させずに損失の発生を抑えつつ低速度から高速度まで制御可能な空気調和機を提供することができる。
【００４７】
また、この際、各運転状態において効率よく電動機を制御することで空気調和機の効率低下を抑えた空気調和機を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるインバータ装置の一実施例の回路図である。
【図２】本発明によるインバータ装置の一実施例の制御図である。
【図３】本発明によるインバータ装置の一実施例の制御図である。
【図４】本発明によるインバータ装置の一実施例の制御図である。
【図５】本発明によるインバータ装置の一実施例の制御図である。
【図６】本発明によるインバータ装置の一実施例の制御図である。
【図７】本発明によるインバータ装置の一実施例の制御図である。
【図８】本発明によるインバータ装置の一実施例の電流波形の例を示す図である。
【図９】本発明によるインバータ装置の一実施例の損失を示す図である。
【図１０】本発明によるインバータ装置の一実施例の回路図である。
【図１１】本発明によるインバータ装置の一実施例の回路図である。
【図１２】本発明によるインバータ装置の一実施例の制御図である。
【図１３】本発明によるインバータ装置の一実施例の制御図である。
【符号の説明】
１…商用電源、２…力率改善リアクタ、３…整流ダイオード、４…整流回路切替えスイッチ、５，６，７…平滑コンデンサ、８…電流検出用抵抗、９…入力電流検出コイル、１０…整流ダイオード、１１，１２…ＡＤ変換器、１３，１４，１５…ドライバ、１６…演算処理装置、１７…ＡＤ変換器、１８…同期電動機、１９…３相インバータブリッジ回路、２０…マイコン、２１，２２，２３，２４…抵抗、２５…コンパレータ、２６…電源ゼロクロス検出回路、２７…スイッチング素子、Ｖｓ…商用電源、Ｉｓ…入力電流、Ｖｄｃ…直流電圧、Ｉｄｃ…直流電流、Ｓｚ…ゼロクロス信号、Ｓｒ…スイッチ切替え信号、ＰＷＭ１…コンバータのスイッチング素子駆動信号、ＰＷＭ２…インバータのスイッチング素子駆動信号、３１…モータ電圧方程式演算、３２…２相→３相変換演算、３３…位相演算、３４…３相→２相変換演算、３５…相電流再現演算、３６…２相→３相変換演算、Ｉｄ＊…ｄ軸電流指令、ｆ＊…周波数指令、Ｖｄ＊…ｄ軸電圧指令、Ｖｑ＊…ｑ軸電圧指令、θ…電圧位相、Ｉｕ…Ｕ相電動機電流、Ｉｗ…Ｗ相電動機電流、Ｉｑ…ｑ軸電動機電流、Ｉｄ…ｄ軸電動機電流、Ｉｕ’…Ｉｕの前回値、Ｉｗ’…Ｉｗの前回値、Ｉｄｃ…８の電流検出用抵抗に流れる直流電流、Ｖｕ…Ｕ相モータ電圧、Ｖｖ…Ｖ相モータ電圧、Ｖｗ…Ｗ相モータ電圧、Ｔｓ…電源周期、Ｖｓ…商用電源、Ｓｚ…ゼロクロス信号、ＰＷＭ１…コンバータのスイッチング素子駆動信号、Ｉｓ…電源電流、Ｐｏｎ…ＰＷＭ１がオフからオンに切替わるタイミング、Ｐｏｆｆ…ＰＷＭ１がオンからオフに切替わるタイミング、ｔ１…Ｓｚのゼロクロス信号が変化した時刻からＰＷＭ１がオンするまでのディレイ時間、ｔ２…ＰＷＭ１がオンしている時間。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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