(57)【要約】      （修正有）【課題】従来の粗い公差の送信機で動作可能な技術を提供するため、ＦＳＫ信号の処理と復調をし、高効率、低コストで頑健で、隣接周波数干渉に対し比較的高い耐性を有する装置を提供する。【解決手段】受信した周波数シフト信号の復調装置において、復調信号を与える受信信号の相関の推定装置４１、復調信号を受信し、出力として第一の位相信号Ｓ１を与える第一のフィルター４２、第一のフィルターとの比較において該フィルターの通過信号の異なった積分時間を導き、変調信号を受信することと出力として第一の位相信号に対して位相シフトされた第二の位相信号Ｓ２を与える第二のフィルター４４、受信周波数シフト変調成分ＦＳＫを導出するために該第一と第二の位相信号Ｓ１、Ｓ２の位相を比較し、出力として復調信号を与える位相比較器４７、復調信号を受信しＦＳＫ復調メッセージの抽出モジュール４８を備えた装置。【選択図】図４
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
復調信号を与える受信信号の相関する１つの推定装置と、
復調信号を受信し、出力として第一の位相信号を与える第一のフィルタと、該第一のフィルターとの比較において該フィルターの通過信号の異なった積分時間を導き、変調信号を受信することと出力として該第一の位相信号に対して位相シフトされている第二の位相信号を与える第二のフィルターと、
受信通信信号の周波数シフト変調成分を導出するために前記第一と第二の位相信号の位相を比較し、出力として復調信号を与える１つの位相比較器と、
前記復調信号を受信し周波数シフト変調成分復調メッセージを与える周波数シフト変調成分メッセージの抽出モジュールとを有する周波数シフト変調信号の干渉防止装置。
【請求項２】
請求項1の装置において、該装置は更に受信通信号の成分を抑止することと、出力として１つのフィルターを掛けられた信号(28)を与えるアダプティブフィルターを有し、該相関推定装置(41)は復調信号として該フィルターを掛けられた信号(28)を受信することを特徴とする。
【請求項３】
前記請求項のいずれかにおける装置において、前記フィルター(42,44)はローパスフィルターであることを特徴とする。
【請求項４】
請求項3の装置において、前記フィルター(42,44)はハイパスフィルターであることを特徴とする。
【請求項５】
前記請求項のいずれかにおける装置において、前記アダプティブフィルター(22)はウイナー（Wiener）フィルターを含むことを特徴とする。
【請求項６】
前記請求項のいずれかにおける装置において、前記アダプティブフィルター(22)は第一の入力として通信信号を、そして第二の基準入力として遅延通信信号を受信することを特徴とする。
【請求項７】
前記請求項のいずれかにおける装置において、前記アダプティブフィルター(22)は少なくとも１つの有限インパルス応答フィルターを含むことを特徴とする。
【請求項８】
前記請求項のいずれかにおける装置において、受信通信信号のサンプリング処理をするためにディジタル回路の形で実現されることを特徴とする。
【請求項９】
前記請求項のいずれかにおける装置において、アナログ回路の形で実現されることを特徴とする。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は受信通信信号処理において使用される技術に関連するものである。本発明は特に無線受信信号処理(例えば、車輌又は車輌のリモートロック/アンロック信号)に適したものである、しかし無線環境に限定されるものでは無い。更に特に、本発明は受信信号における干渉効果を抑止することに関連している。本発明は更に周波数シフト変調(ＦＳＫ)により変調された信号を処理し、復調するための技術に関連するものである。
【背景技術】
【０００２】
ＦＳＫ変調においては、ビット又はビット列は少なくとも二つの異なった周波数により表現される。技術的な制限から、変調特性は必ずしも時間的に安定ではない。例えば、変調特性は温度変動、供給電力変動、部品公差、そして送受信機間の相対動作により影響されることもある。例えば、特に自動車安全システムにおいては、送信機は通常小さなキーポケット又はキーハンドルに搭載され、低コスト(粗い公差)の小さな回路であり、小さなバッテリにより給電される。そのような送信機では、その送信機により生成される周波数を正確に予測することは困難である。またその周波数は送信中に変動することもありうる。又、ＦＳＫ信号が送信される時間も受信機側では分からないこともある。
【０００３】
そのような予測不能なＦＳＫ信号の復調のためにノンコヒーレント技術が知られている。しかしながら、高い演算負荷を要すると共に、従来のノンコヒーレント技術は対象とするＦＳＫ信号と同一周波数帯にある他の信号からの干渉に対しかなり脆弱である。
【０００４】
ノンコヒーレント技術は１つ以上の比較的安定した干渉周波数の形でノンコヒーレント干渉により特に影響される。そのようなコヒーレント干渉は電灯又は、例えば安定的なクロック周波数を有するディジタル回路により発生することが多い。自動車環境においては、隣接周波数干渉を引き起こす可能性のある多くの独立回路が存在する。
【０００５】
更に、干渉は周波数スイープ成分によっても引き起こされる可能性がある。実際、モーター始動のような産業環境が信号復調をより困難にするＦＳＫ信号の周波数帯における干渉を引き起こす可能性がある。
【０００６】
ノイズと干渉を抑止する技術が知られている。しかしながら、これらの技術の有効性は抑止すべきノイズ又は干渉の基準源により多く依存する、例えば、その基準源は空間的に離れた受信信号を出し、第一の受信機とは異なった場所にある第二の受信機である。しかしながら、そのような第二の受信機はかなり高コストであり、実施にかなり不便である。その基準源は予めプログラム化された信号発生器又は、数学モデルで代替可能である。しかしながら、予めプログラム化された基準源を使用するのには干渉を前もって予測しておくことが必要である。又、予めプログラム化された基準源は変化する条件や異なった条件領域には適用出来ない。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
まとめると、従来の粗い公差の送信機で動作可能な技術を提供するのには多くの重要な問題が残されている、その技術はＦＳＫ信号の処理と復調をし、高効率、低コストで頑健でなければならない、そして隣接周波数干渉に対し比較的高い耐性を有する。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
復調信号を与える受信信号の相関する１つの推定装置と、
復調信号を受信し、出力として第一の位相信号を与える第一のフィルタと、該第一のフィルターとの比較において該フィルターの通過信号の異なった積分時間を導き、変調信号を受信することと出力として該第一の位相信号に対して位相シフトされている第二の位相信号を与える第二のフィルターと、
受信通信信号の周波数シフト変調成分を導出するために前記第一と第二の位相信号の位相を比較し、出力として復調信号を与える１つの位相比較器と、
前記復調信号を受信し周波数シフト変調成分復調メッセージを与える周波数シフト変調成分メッセージの抽出モジュールとを有する周波数シフト変調信号の干渉防止装置としたことである。
【発明の効果】
【０００９】
ディジタル化された信号は段階によりベースバンドまでダウンコンバートされ、ディジタルフィルター段階によりフィルターに掛けられる、ディジタルフィルター段階は更に通過バンドを例えば、１２０〜１３０ＫＨｚまで狭くする。最後に、信号はダウンサンプリング段階８４で例えば、約５〜１０の係数で除去される。そのような狭いバンドパスは大幅なノイズ除去を提供するので、次の干渉抑止技術が周波数スイープ干渉信号を低減するために最も効果的につかわれ、そして相対的にコンピュータ低電力技術がＦＳＫ信号復調のために使用される。最終的に、信号除去の利点は次の処理コスト低減である。一般的に、ディジタル処理回路のコストと複雑さは採用されるサンプリングレートとは独立である。ベースバンド信号を使うことは信号処理装置６０のコストと複雑さを低減することにおいて大きな効果をもたらす。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
全体の好ましい具体化を詳細に述べる前に、１つの干渉抑止装置の原理を簡単に図1を参照して述べる。該干渉抑止装置は、例えばＷｉｅｎｅｒ型の１つのアダプティブフィルターを一般的には含む。図1はノイズ基準に基付いて該受信信号中の干渉をキャンセルする１つのＷｉｅｎｅｒ型のフィルターを含む抑止装置の使用の原理を示す。該ノイズ基準は該受信信号から得られ、適当な遅延、好ましくはｚ-1だけ遅延される。ウイーン型（Ｗｉｅｎｅｒ型）のそのような抑止装置の原理は差分器により該受信信号から差し引かれた位相信号の生成をする一つのリニアフィルターを推測することに在る。差分後、該ノイズ基準に関するノンコヒーレント成分のみが残る。この信号はアダプティブフィルターのエラー信号として使用され、一方該フィルターからの出力信号は復調されるよう意図された出力信号として使用される。このフィルターの原理は入力信号の線形に予測可能なコピーを同定し、選択することである。
【００１１】
非線形に予測可能な成分はこの方法で該フィルターにより抑止される。
【００１２】
もし、入力信号が非線形に予測可能な成分を含んでいなければそのようなアダプティブフィルターを使う必要が無いことが理解できる。
【００１３】
非線形に予測可能な成分を持たない受信信号は事実、以下により、詳細に説明するように直接復調される。
【００１４】
そこで、該干渉抑止装置は一般的に、１つの入力信号24と１つのエラー信号２６を受信し、１つの出力信号２８を生成する一つのアダプティブフィルター２２を含む。例示したように、該アダプティブフィルター２２差分型で、例えばＷｉｅｎｅｒ型がありうる。該フィルター２２はディジタル的に実装され、ディジタル化された信号サンプルのシーケンスを処理するサンプリング環境で動作する。該フィルター２２は１つの第一の信号パス３０、遅延(Z-1)を含む１つの第二の信号パスと該第一と第二のパス３０、３１からの信号の成分を差分的に結合するための１つの差分器を含む。該フィルター２２は更に、該フィルター係数を動的に更新するためにエラー信号２６に応答する１つの係数推定装置を含む。該係数更新の動きは対象とする信号の変調特性に応じて設定される。このようにして、該出力２８において信号の全ての非線形に予測可能な成分の抑止を達成できる。次の原理がどのようなアダプティブフィルターにも適用できるということが分かる。
【００１５】
該エラー信号２６は該推定装置36が該係数更新のために動作する該フィルター２２の適合を制御する。一般的に、該推定装置３６はどのような変動、対象とする信号成分の生成又は、散逸をも補正するために連続的に該フィルター係数を更新する。このようにして、該信号を線形に予測可能に復調しながら、該フィルターは全ての非線形に予測可能な成分を差し引くことを効率よく継続する。
【００１６】
このフィルターの動作原理は該信号パス２８上の予測可能な成分のみで構成される１つの信号生成を可能にする。事実、該周波数スイープ干渉は急速に変化し、非線形でそして該ＦＳＫ信号(対象信号)と他の成分がより安定で線形であると推測できる。
【００１７】
該入力信号から該アダプティブフィルターの出力信号を差し引くことにより、急速な非線形干渉を抑止できる。
【００１８】
該抑止装置を含む電子回路が低電力で周期的に起動される状態において動作するなら、該抑止装置は連続的に動作するか又は、周期的な間隔で動作する。
【００１９】
例えば、低電力で周期的に起動される状態は回路がバッテリから給電される自動車への適用に使用される。そのような状態では、該フィルター22は回路が個々の起動サイクルにおいて起動されるよりも短い適合応答時間を有することが望ましい。そのような応答時間は起動サイクルの開始時に検知される新しい干渉を該フィルター22がアダプティブに除去することを可能にする。
【００２０】
例えば、該フィルターは回路が起動される時間の約１／１０より短い適合応答時間を有する。
【００２１】
上記原理は例えばサイン波干渉信号のような周波数スイープ干渉を減らす極端に効率の良い技術を提供する。
【００２２】
ＦＳＫトーン又はＦＳＫ入力信号の周波数は一般的にＦｃ＋／−Ｆｔと定義される、ここでＦｃはセントラル又はキャリヤー波であり、２Ｆｔはトーン間の周波数差である。セントラル又はキャリヤー波Fcは日本では314MHz欧州では４３３MHzであるので、ＦＳＫトーンの間の周波数差は約６０kHzである。
【００２３】
図２を参照して、１つの信号処理装置６０が受信機内で受信されたＦＳＫ通信信号６２を処理するために描かれている。該受信機は無線受信機であり、例えばラジオ、マイクロ波又は赤外線受信機である。現在の具体化の１つの応用がセキュリティーシステムのリモートコントロールの分野にある、例えば自動車セキュリティーシステム(例、アラーム、イモビライザー、ドアロック)又は建築セキュリティーシステム(例、アラーム、ドアロック)。該信号処理装置６０はハードウェア又は処理機上で実行されるソフトウェア又はハードウェアとソフトウェアの組み合わせで実現される。該信号処理装置６０はアナログとディジタル回路の組み合わせで構成されるか、又は全アナログである。
【００２４】
該信号処理装置６０は該受信信号６２をバンドパスフィルターに通し、受信周波数を複合ベースバンドに変換する一つの第一の条件部A、周波数スイープ干渉信号除去するためのアダプティブフィルターＣの１つの第二の部分そして、対象ＦＳＫ信号関する情報を得るために最終信号を処理するための１つの第三の部分を含む。
【００２５】
該第一の部分Ａは図３を参照することによりより詳細に説明される。該第一の部分Ａにおいて、該受信信号６２は１つの第一のアナログバンドパスフィルター７０により先ずバンドパスフィルターに掛けられる。通常バンドパスフィルター７０の帯域はキャリアー周波数Ｆｃの約１０%である。バンドパスフィルター通過後に、該受信信号は１つの第二のアナログバンドパスフィルター74により更にフィルターを掛けられるために中間周波数までダウンコンバートするよう周波数ミキサー７２に送られる。現在フィルター回路７４の広いレンジがすでに１０．７MHzの中間周波数基準に基付いて使えるので、該中間周波数は１０．７MHzである。最終バンドパスフィルター通過信号は通常約６００ＫＨｚのバンド幅を持っている。更にアナログフィルターを使って侠帯域を実現するのは困難である。それ故、現在の具体化においては該信号は更なるディジタル化処理のためにディジタル化装置段階78によりディジタル化される。例えば、該信号は１．３ＭＨｚ（信号バンド幅の約２倍）のサンプリング周波数でサンプリングされる。
【００２６】
ディジタル化された信号は段階７９によりベースバンドまでダウンコンバートされ、ディジタルフィルター段階８０によりフィルターに掛けられる、ディジタルフィルター段階８０は更に通過バンドを例えば、１２０〜１３０ＫＨｚまで狭くする。最後に、信号はダウンサンプリング段階８４で例えば、約５〜１０の係数で除去される。
【００２７】
そのような狭いバンドパスは大幅なノイズ除去を提供するので、次の干渉抑止技術が周波数スイープ干渉信号を低減するために最も効果的につかわれ、そして相対的にコンピュータ低電力技術がＦＳＫ信号復調のために使用される。最終的に、信号除去の利点は次の処理コスト低減である。一般的に、ディジタル処理回路のコストと複雑さは採用されるサンプリングレートとは独立である。ベースバンド信号を使うことは信号処理装置６０のコストと複雑さを低減することにおいて大きな効果をもたらす。
【００２８】
信号処理の前述の具体化は単なる例であり、多くの他の処理、バンドパスフィルター、周波数変換技術が使用可能であることは高く評価される。
【００２９】
図２を参照して、該第二の部分Ｃは非線形干渉要素を除去し、対象とする信号と見なされないようにするために、複合ベースバンドにおける該第一の部分Aの出力信号を処理する。該第二の部分ＣはＷｉｅｎｅｒフィルターに基付き、入力信号９０と遅延９４経由で与えられる規準入力９２を有する。該フィルターは図1を参照して既に述べたものと同類のものである。該第二の部分Cの該アダプティブフィルターはエラー信号として該差分装置の出力信号を受信する、そして該抑止装置は前述のように既に存在している干渉成分をキャンセルするようアクティブに適合する。
【００３０】
該第三の部分Ｂは復調部分１００(図４参照)を含む。該復調部分１００において、復調は該第一の相関係数の明らかな位相の動きに基付いている。
【００３１】
図４に示されたように、該第三の復調部分Ｂは１つの第一のフィルター４２と１つの第二のフィルター４４を含み、入力として信号２８を受信する。この入力信号は先ず、相関機能４１の推定装置を通過し、ローパスフィルター４３を通り、復調の準備のために除去モジュール４５を通過する。該除去装置４５の出力信号は対象信号を含む信号であり、線形成分であるが非線形成分ではない。
【００３２】
前述のように、受信信号が非線形予測可能な成分を含まなければ、アダプティブフィルターを使用する必要は無い。
【００３３】
非線形予測可能な成分を含まない受信信号は対象とする信号と考えられ、そしてこの信号は直接該復調部分を通過する。
【００３４】
個々のフィルター４２、４４は図５に示されるように、異なったグループ遅延を持っている。復調される信号は異なった積分時間で個々のフィルター４２、４４を通過する。該第一のフィルター４２は出力信号Ｓ１を出し、該第二のフィルター４４は出力信号Ｓ２を出す。これらの信号Ｓ１ とＳ２は単純な比較によりＦＳＫメッセージを導出するために１つの位相比較器４７に送られる。例えば、決定のルールは以下のようである、
Ｓ１の位相＞Ｓ２相ならば、ＦＳＫメッセージは＋１、そうでなければＦＳＫメッセージは−１である。
【００３５】
ＦＳＫメッセージは復調されたＦＳＫメッセージを得るために１つのメッセージ抽出モジュールにおいて抽出される。図６はこのルールよる復調の一例を示す。
【００３６】
もちろん、使用された該フィルター４２、４４はハイパス又はローパスフィルターである。本領域の専門家によって理解されるように使用されるフィルターによってΠの付加的な位相シフトが必要になる。
【００３７】
更に詳細には、フィルター通過と除去処理後のベースバンド信号は以下のようにモデル化される、
【数１】
2004289849.tif 000003
【００３８】
ＦＳＫ信号モデルは以下のように表現される、
【数２】
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【００３９】
ここで、
Ａ：信号振幅
【数３】
2004289849.tif 000005
【００４０】
Ｆｃ:キャリア周波数
【数４】
2004289849.tif 000006
【００４１】
安定した周波数干渉の成分(一般的にはｊａｍｍｅｒと呼ばれる、は次式で表される、
【数５】
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【００４２】
ノイズ成分は(＜＜Ｎｏｉｓｅと呼ばれる)はガウス分布と仮定される。
【００４３】
該第一の相関係数を決めることが出来る。
【数６】
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【００４４】
相関係数は３つの分離した部分を表している、なぜならば、個々の要素は他の要素といかなる情報をも共有していない、そしてこれらの要素は直交要素と考えられるからである。
【数７】
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【００４５】
ＦＳＫ変調の個々の要素のために、相関関数は複素数であり、一つの周期Ｔｃｈｉｐ(ＦＳＫ変調信号の周期又は、標準サイクル)の間は一定である。
【００４６】
ＦＳＫ変調の二つの要素間には干渉が無いので、因数分解できる、
【数８】
2004289849.tif 000010
【００４７】
安定した周波数干渉成分の異なったエレメントが直交することを考えると、個々の干渉の第一の相関係数のみが保持され、振幅において正規化される。合計は時間に依存しないが、複素数定数値である。
【数９】
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【００４８】
ノイズの寄与は無視される、なぜならば、この成分はガウスノイズに相当すると仮定されるからである。
【００４９】
そこで、
【数１０】
2004289849.tif 000012
【００５０】
第一の相関係数は個々のＴｃｈｉｐを変えることの出来る複素数信号である。そのバンド幅は大きく低減している。
【００５１】
そこで、復調されるＦＳＫメッセージは該二つのフィルターの適用で前述のように、係数Γ(ｔ，１)の相対的な尺度により求められる。
【００５２】
都合の良いことに、図1に述べられたＷｉｅｎｅｒフィルターにおいては、有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルター又は無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルターが線形フィルターのために使用される。ＦＩＲフィルターは安定性において利点がある。しかしながら、ＦＩＲフィルターの限界は付加的な処理の複雑性とコストという結果になる。対象信号付近の干渉効果をキャンセルするために、ＦＩＲフィルターは個々の干渉成分の位相を回復しなければならない。このためには、フィルターに適当な自由度を与えるためにＦＩＲのタップ数をふやさなければならない。例えば，５までの干渉成分をキャンセルするためには、理論的なフィルタータップ数は１０である。実際には、ノイズ推定の故に、この数は通常約３０まで増やさなければならない。タップ数は処理の複雑さとコストに直接関連し、そして好ましくはコンピュータ演算負荷を低減するために最小でなければならない。
【００５３】
一般的に、ＩＩＲフィルターはより大きな柔軟性を伴った高効率のものを実現でかる。安定性の問題を回避するために、ＩＩＲはシリアルーパラレル方式で実施されることが望ましい。
【００５４】
フィルター構成が間歇動作即ち、節電モードで使用される時、前回起動サイクルからの係数は干渉成分のヒストリーとして保持される、そして次の起動サイクルの初期係数として使用される。
【図面の簡単な説明】
【００５５】
【図１】選択的な一つの干渉抑止装置の原理を示す図である。
【図２】該通信受信機の１つの信号処理装置を表現する図である。
【図３】図２の該信号処理装置の１つの第一の条件部分における情報信号処理段階を示すブロックダイアグラムである。
【図４】情報処理段階を示すブロックダイアグラムである。
【図５】復調を行なうローパスフィルター特性(パワースペクトル密度とグループ遅延)の一例である。
【図６】図５の該フィルターを使った復調結果の例である。
【符号の説明】
【００５６】
１００  装置、
２２  アダプティブフィルター
２８  信号、
４１  推定装置、
４２  第一のフィルター、
４４  第二のフィルター、
４７  位相比較器、
４８  抽出モジュール、
Ｓ１  第一の位相信号、
Ｓ２  第二の位相信号、
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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