(57)【要約】【課題】本発明は、遅延プロファイル生成装置に関し、マルチパスの多様な形態および広範な変動に柔軟に適応し、かつチップ周期未満の分解能で精度よく安定に遅延プロファイルを求めることができることを目的とする。【解決手段】時間軸上における自己相関が急峻である単一の符号系列との積として生成された単一の信号の位相を順次シフトさせ、位相が異なる複数の信号を生成する移相手段１１と、単一の符号系列を構成するビットまたは語の周期の四分の一に相当する値に亘って位相が異なる２つの時間関数の何れかと、その単一の符号系列と、複数の信号の何れかとからなる全ての組み合わせ毎の積のレベルとして、この単一の信号に位相毎に含まれる成分の分布を求める位相分析手段１２とを備えて構成される。【選択図】      図１
2004289534.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
時間軸上における自己相関が急峻である単一の符号系列との積として生成された単一の信号の位相を順次シフトさせ、位相が異なる複数の信号を生成する移相手段と、
前記単一の符号系列を構成するビットまたは語の周期の四分の一に相当する値に亘って位相が異なる２つの時間関数の何れかと、その単一の符号系列と、前記複数の信号の何れかとからなる全ての組み合わせ毎の積のレベルとして、この単一の信号に前記位相毎に含まれる成分の分布を求める位相分析手段と
を備えたことを特徴とする遅延プロファイル生成手段。
【請求項２】
時間軸上における自己相関が急峻である単一の符号系列の位相を順次シフトさせ、位相が異なる複数の符号系列を生成する移相手段と、
前記単一の符号系列を構成するビットまたは語の周期の四分の一に相当する値に亘って位相が異なる２つの時間関数の何れかと、その単一の符号系列との積として生成された単一の信号と、前記複数の符号系列の何れかとからなる全ての組み合わせ毎の積のレベルとして、この単一の信号に前記位相毎に含まれる成分の分布を求める位相分析手段と
を備えたことを特徴とする遅延プロファイル生成手段。
【請求項３】
時間軸上における自己相関が急峻である単一の符号系列の符号系列を構成するビット、または語の周期の四分の一に相当する値に亘って位相が異なる２つの時間関数の位相を並行して順次シフトさせ、位相が異なる複数の時間関数を生成する移相手段と、
前記単一の符号系列と、前記単一の信号と、前記複数の時間関数の何れかとからなる全ての組み合わせ毎の積のレベルとして、その単一の信号に前記位相毎に含まれる成分の分布を求める位相分析手段と
を備えたことを特徴とする遅延プロファイル生成手段。
【請求項４】
時間軸上における自己相関が急峻である単一の符号系列との積として生成された単一の信号の位相を順次シフトさせ、位相が異なる複数の信号を生成する移相手段と、
前記単一の符号系列と、前記複数の信号の何れかとからなる全ての対毎に含まれる符号系列と信号との相関を時系列の順にとり、その相関の結果と、この単一の符号系列を構成するビットまたは語の周期の四分の一に相当する値に亘って位相が異なる２つの時間関数のそれぞれとの積の列として、この単一の信号に前記位相毎に含まれる成分の分布を求める位相分析手段と
を備えたことを特徴とする遅延プロファイル生成手段。
【請求項５】
時間軸上における自己相関が急峻である単一の符号系列の位相を順次シフトさせ、位相が異なる複数の符号系列を生成する移相手段と、
前記複数の符号系列の何れかと、前記単一の符号系列との積として生成された単一の信号とからなる全ての対毎に含まれる符号系列と信号との相関を時系列の順にとり、その相関の結果と、この単一の符号系列を構成するビットまたは語の周期の四分の一に相当する値に亘って位相が異なる２つの時間関数のそれぞれとの積の列として、この単一の信号に前記位相毎に含まれる成分の分布を求める位相分析手段と
を備えたことを特徴とする遅延プロファイル生成手段。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、マルチパスを介して到来した信号に所定の処理を施す装置やシステムにおいて、その処理の過程で参照され、これらの信号のレベルおよび到来時刻の分布を示す遅延プロファイルを求める遅延プロファイル生成装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ａｃｃｅｓｓ）方式が適用された移動通信系その他の無線伝送系では、伝送路に形成されたマルチパスを介して遅延して到来した個々の受信波がＲＡＫＥ合成されることによって、伝送品質が高く維持される。
また、このようなＲＡＫＥ合成の対象となる主要な受信波の成分は、時系列の順に到来した個々の受信波の時刻およびレベルの分布として求められた「遅延プロファイル」に基づいて適宜選定される。
【０００３】
図１６は、従来の遅延プロファイル生成装置の構成例を示す図である。
図において、直接拡散方式に基づいて生成され、かつマルチパスが形成され得る無線伝送路を介して受信された受信波は、シフタ６１の入力と、逆拡散器６２−１の一方の入力とに接続される。このシフタ６１は、受信波の遅延プロファイルが求められるべき時間軸上の分解能τに等しい遅延時間を個別に有し、かつ縦続接続された複数（ｎ−１）の遅延器６３−１〜６３−（ｎ−１）から構成される。遅延器６３−１〜６３−（ｎ−１）の出力は逆拡散器６２−２〜６２−ｎの一方の入力に接続され、これらの逆拡散器６２−２〜６２−ｎの他方の入力には所定の逆拡散符号が与えられる。逆拡散器６３−１〜６３−ｎの出力はそれぞれパス対応部６４−１〜６４−ｎの入力に接続され、これらのパス対応部６４−１〜６４−ｎの出力には並列に遅延プロファイルが出力される。また、パス対応部６４−１〜６４−ｎの構成は何れも同じであり、これらのパス対応部６４−１〜６４−ｎの内、例えば、パス対応部６４−１は、縦続接続されたチップ積分器６５−１、自乗器６６−１および積分器６７−１から構成される。なお、以下では、これらのパス対応部６４−１〜６４−ｎに共通の事項については、添え番号「１」〜「ｎ」の何れにも該当し得ることを意味する添え文字「ｃ」を適用して記述する。
【０００４】
このような構成の遅延プロファイル生成装置では、受信波はシフタ６１によって時間軸上で時間τずつ到来した時点が異なる複数ｎの受信波に変換され、かつ逆拡散器６２−１〜６２−ｎは、既述の逆拡散符号との積（相関）をとることによって、これらの受信波に逆拡散処理を施す。
これらの逆拡散処理の結果として得られる信号（以下、簡単のため、「ベースバンド信号」という。）のレベルは、既述の逆拡散符号が有する急峻な自己相関特性となだらかな相互相関との下で、その逆拡散信号と、「既述の通りに逆拡散器６２−２〜６２−ｎに個別に与えられる受信波」との位相が等しいときに、実際に該当する位相で到来した受信波の電力に比例した極大値をとる。
【０００５】
パス対応部６４−ｃでは、チップ積分器６５−ｃは、既述の逆拡散符号を構成する個々のチップ周期毎に上述したベースバンド信号の複素領域における電力を求める。
自乗器６６−ｃはこのような電力の絶対値を求め、かつ積分器６７−ｃは、所定の時定数およびアルゴリズム（例えば、移動平均法や指数平滑法）に基づいてこのような絶対値を時系列の順に平滑する。
【０００６】
したがって、積分器６７−１〜６７−ｎ（パス対応部６４−１〜６４−ｎ）の出力には、時間軸上の分解能が既述のτである遅延プロファイルが求められる。
なお、このような遅延プロファイル生成装置は、例えば、以下に列記する通りに構成されてもよい。
・  図１６に示す遅延プロファイル生成装置と同様に、シフタ６１および逆拡散器６２−１〜６２−ｎから構成される「最尤推定器」が備えられ、これらの逆拡散器６２−１〜６２−ｎには、既述の受信波ではなく、逆拡散信号がシフタ６１を介して与えられることによって構成される（図１７）。
【０００７】
・  図１８および図１９に示すように、上述した「最尤推定器」に代わる「トランスバーサル型マッチドフィルタ」が備えられ、その「トランスバーサル型マルチドフィルタ」に縦続接続され、かつ図１６および図１７に示す自乗器６６−１〜６６−ｎと積分器６７−１〜６７−ｎとして作動する自乗器６６および積分器６７が備えられて構成される。
【０００８】
・  既述の遅延器６３−１〜６３−（ｎ−１）と、上述した「トランスバーサル型マルチドフィルタ」とによって行われる処理が何れも線形処理であるために、これらの処理の順序が入れ替えられても総合的に同じ処理が行われることを根拠して、  これらの遅延器６３−１〜６３−（ｎ−１）が、図２０に示すように、その「トランスバーサル型マルチドフィルタ」の最終段に配置される加算器に組み込まれることによって構成される。
【特許文献１】
特開平８−３０７３８２号公報（要約、請求項３）
【特許文献２】
特開平１１−２６１４４５号公報（要約）
【特許文献３】
特許公報第２６１８０９４号（要約、請求項１、段落０００５〜０００７）
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上述した従来例では、既述の受信波が到来する無線伝送路に形成され得るマルチパスの数および伝搬遅延時間の分布は、一般に広範に変化し、かつ特に移動通信系においては、予測が困難であって、しかも、伝搬遅延時間の差が拡散符号のチップ周期未満となり得る。
しかし、このような伝搬遅延時間の差が著しく小さい２つパスは、図２１に点線で示すように、両者のレベルの差が小さいほど、既述の遅延プロファイル上には単一のパスとして反映され、例えば、同図２１に実線で示すように、これらのパスの電力の和が最大となる時点に生起した仮想的なパスとして識別される可能性が高かった。
【００１０】
また、このようなパスの分解能の向上は、適用された拡散符号のチップ周期が短縮されない限り、既述の処理の精度やこれらの処理を行うハードウエアの性能が高められても容易には達成され難かった。
本発明は、マルチパスの多様な形態および広範な変動に柔軟に適応し、かつチップ周期未満の分解能で精度よく安定に遅延プロファイルを求めることができる遅延プロファイル生成装置を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
図１は、本発明の第一の原理ブロック図である。
請求項１に記載の発明では、移相手段１１は、時間軸上における自己相関が急峻である単一の符号系列との積として生成された単一の信号の位相を順次シフトさせ、位相が異なる複数の信号を生成する。位相分析手段１２は、単一の符号系列を構成するビットまたは語の周期の四分の一に相当する値に亘って位相が異なる２つの時間関数の何れかとその単一の符号系列と、前記複数の信号の何れかとからなる全ての組み合わせ毎の積のレベルとして、この単一の信号に前記位相毎に含まれる成分の分布を求める。
【００１２】
上述した組み合わせに個別に含まれる２つ時間関数と「複数の信号の何れか」との乗算は、線形演算であり、その「複数の信号の何れか」とこれらの２つ時間関数との相関処理を意味する。また、このような組み合わせに個別に含まれる「複数の信号の何れか」と上述した単一の符号系列との乗算は、線形演算であり、しかも、これらの「複数の信号の何れか」と「単一の符号系列」との相関処理を意味する。
【００１３】
すなわち、これらの組み合わせ毎の積は、個々の積を求める演算の順序の如何にかかわらず、『「上述した２つの時間関数の位相の差に等しい異なる位相」で既述の単一の信号に含まれる個々の成分』と、既述の第一の符号系列との間における相関を意味する。
したがって、単一の信号が上述した積の精度の劣化が許容される程度に良好な伝送品質で与えられる限り、既述の成分の位相の分解能は、２つの時間関数の位相の差にほぼ等しい値に高められる。
【００１４】
図２は、本発明の第二の原理ブロック図である。
請求項２に記載の発明では、移相手段１１Ａは、時間軸上における自己相関が急峻である単一の符号系列の位相を順次シフトさせ、位相が異なる複数の符号系列を生成する。位相分析手段１２Ａは、単一の符号系列を構成するビットまたは語の周期の四分の一に相当する値に亘って位相が異なる２つの時間関数の何れかと、その単一の符号系列との積として生成された単一の信号と、複数の符号系列の何れかとからなる全ての組み合わせ毎の積のレベルとして、この単一の信号に前記位相毎に含まれる成分の分布を求める。
【００１５】
このような組み合わせ毎の積は、「上述した単一の信号に代わって、その第一の信号に因数として含まれる単一の符号系列」を「位相が異なる因数」として含むが、その積を求める演算が線形演算であるために、請求項１に記載の発明におけるこれらの組み合わせ毎の積と等価となる。
したがって、単一の信号が上述した積の精度の劣化が許容される程度に良好な伝送品質で与えられる限り、既述の成分の位相の分解能は、２つの時間関数の位相の差にほぼ等しい値に高められる。
【００１６】
図３は、本発明の第三の原理ブロック図である。
請求項３に記載の発明では、移相手段１１Ｂは、時間軸上における自己相関が急峻である単一の符号系列の符号系列を構成するビット、または語の周期の四分の一に相当する値に亘って位相が異なる２つの時間関数の位相を並行して順次シフトさせ、位相が異なる複数の時間関数を並行して生成する。位相分析手段１２Ｂは、単一の符号系列と、前記単一の信号と、前記複数の時間関数の何れかとからなる全ての組み合わせ毎の積のレベルとして、その単一の信号に前記位相毎に含まれる成分の分布を求める。
【００１７】
このような組み合わせ毎の積は、請求項１に記載された単一の信号に代わって、既述の２つの時間関数を「位相が異なる因数」として含むが、その積を求める演算が線形演算であるために、この請求項１に記載の発明におけるこれらの組み合わせ毎の積と等価となる。
したがって、単一の信号が上述した積の精度の劣化が許容される程度に良好な伝送品質で与えられる限り、既述の成分の位相の分解能は、２つの時間関数の位相の差にほぼ等しい値に高められる。
【００１８】
請求項４に記載の発明では、移相手段１１は、時間軸上における自己相関が急峻である単一の符号系列との積として生成された単一の信号の位相を順次シフトさせ、位相が異なる複数の信号を生成する。位相分析手段２１は、単一の符号系列と、前記複数の信号の何れかとからなる全ての対毎に含まれる符号系列と信号との相関を時系列の順にとり、その相関の結果と、この単一の符号系列を構成するビットまたは語の周期の四分の一に相当する値に亘って位相が異なる２つの時間関数のそれぞれとの積の列として、この単一の信号に前記位相毎に含まれる成分の分布を求める。
【００１９】
このような積は、「最尤推定器」ではなく、その「最尤推定器」と等価な演算を時系列の順に直列に行う「マッチドフィルタ」によって請求項１に記載の発明と同様に求められる。
すなわち、上述した組み合わせ毎の積は、個々の積を求める演算の順序の如何にかかわらず、上述した２つの時間関数の位相の差に等しい異なる位相で既述の単一の信号に含まれる個々の成分と、既述の第一の符号系列との間における相関を意味する。
【００２０】
したがって、既述の成分の位相の分解能は、２つの時間関数の位相の差にほぼ等しい値に高められる。
請求項５に記載の発明では、移相手段１１Ａは、時間軸上における自己相関が急峻である単一の符号系列の位相を順次シフトさせ、位相が異なる複数の符号系列を生成する。位相分析手段２１Ａは、複数の符号系列の何れかと、前記単一の符号系列との積として生成された単一の信号とからなる全ての対毎に含まれる符号系列と信号との相関を時系列の順にとり、その相関の結果と、この単一の符号系列を構成するビットまたは語の周期の四分の一に相当する値に亘って位相が異なる２つの時間関数のそれぞれとの積の列として、この単一の信号に前記位相毎に含まれる成分の分布を求める。
【００２１】
このような積は、「最尤推定器」ではなく、その「最尤推定器」と等価な演算を時系列の順に直列に行う「マッチドフィルタ」によって請求項２に記載の発明と同様に求められる。
すなわち、上述した組み合わせ毎の積は、個々の積を求める演算の順序の如何にかかわらず、上述した２つの時間関数の位相の差に等しい異なる位相で既述の単一の信号に含まれる個々の成分と、既述の第一の符号系列との間における相関を意味する。
【００２２】
したがって、単一の信号が上述した積の精度の劣化が許容される程度に良好な伝送品質で与えられる限り、既述の成分の位相の分解能は、２つの時間関数の位相の差にほぼ等しい値に高められる。
請求項４、５に記載の発明に関連した発明では、移相手段１１Ｂは、時間軸上における自己相関が急峻である単一の符号系列の符号系列を構成するビットまたは語の周期の四分の一に相当する値に亘って位相が異なる２つの時間関数の位相を順次シフトさせ、位相が異なる複数の時間関数を生成する。位相分析手段２１Ｂは、単一の符号系列と、前記単一の符号系列との積として生成された単一の信号との相関をとり、その相関の結果と、前記複数の時間関数のそれぞれとの積の列として、この単一の信号に前記位相毎に含まれる成分の分布を求める。
【００２３】
このような積は、「最尤推定器」ではなく、その「最尤推定器」と等価な演算を時系列の順に直列に行う「マッチドフィルタ」によって請求項３に記載の発明と同様に求められる。
すなわち、上述した組み合わせ毎の積は、個々の積を求める演算の順序の如何にかかわらず、上述した２つの時間関数の位相の差に等しい異なる位相で既述の単一の信号に含まれる個々の成分と、既述の第一の符号系列との間における相関を意味する。
【００２４】
したがって、単一の信号が上述した積の精度の劣化が許容される程度に良好な伝送品質で与えられる限り、既述の成分の位相の分解能は、２つの時間関数の位相の差にほぼ等しい値に高められる。
請求項１ないし請求項５に記載の発明の第一の下位概念の発明では、位相制御手段３１は、２つの時間関数の位相を可変する。
【００２５】
すなわち、既述の組み合わせ毎の積、またはこれらの積の列は、無線伝送路の構成および特性と、系において識別された所望の事象とに基づいて適宜変更され得る。
したがって、多様な構成の無線伝送系に対する柔軟な適応が可能となる。
請求項１ないし請求項５に記載の発明の第二の下位概念の発明では、単一の符号系列は、単一の信号の逆拡散に供される逆拡散符号である。２つの時間関数の位相の差は、拡散符号を構成するチップの周期の四分の一に相当する。
【００２６】
すなわち、既述の組み合わせ毎の積、またはこれらの積の列は、直接拡散方式が適用された無線伝送系において、無線伝送路に生じたマルチパスを介して到来した個々の受信波の分布を意味する。
したがって、例えば、ＲＡＫＥ合成の対象となる受信波の成分のように、上述したマルチパスを介して到来した受信波の内、主要な受信波は、これらの受信波が到来したパスの伝搬遅延時間の相違に精度よく適合した位相で検出される。
【００２７】
【発明の実施の形態】
以下、図面に基づいて本発明の実施形態について詳細に説明する。
図４は、本発明の第一および第二の実施形態を示す図である。
本実施形態の構成の特徴は、サインテーブル４１およびコサインテーブル４２が備えられ、既述のパス対応部６４−１〜６４−ｎに代えて、これらのパス対応部６４−１〜６４−ｎと下記の要素を有する点で異なるパス対応部４３−１〜４３−ｎ（以下、これらのパス対応部４３−１〜４３−ｎに共通の事項については、添え番号「１」〜「ｎ」の何れにも該当し得ることを意味する添え文字「ｃ」を対応する符号に付加することによって記述する。）が備えられた点にある。
【００２８】
・  チップ積分器６５−ｃと自乗器６６−ｃとの段間に配置され、サインテーブル４１の第ｃの出力に接続された入力を有する乗算器４４−  ｃ
・  チップ積分器６５−ｃの出力と、コサインテーブル４２の第ｃの出力とに個別に接続された入力を有する乗算器４４ａ−  ｃ
・  この乗算器４４ａ−１に縦続接続され、かつ既述の自乗器６６−１および積分器６７−  ｃとそれぞれ構成が同じである自乗器６６ａ−１および積分器６７ａ−１
以下、本実施形態の動作を説明する。
【００２９】
サインテーブル４１には、下記の条件を満たす単一の正弦波の瞬時値の列が予め格納される。
・  周期が「既述の逆拡散符号のチップ周期ｔ」の４倍の値（＝Ｔ）に等しい。
・  『上記の周期Ｔと「パス対応部４３−１〜４３−ｎの総数ｎ」との比以下であって、既述の分解能τの整数（「１」であってもよい。）分の一に等しく、かつ既述の乗算器４４−ｃにおいて行われる乗算が所望の精度で達成される周期』でサンプリングされ、さらに、量子化された瞬時値の列として与えられる。
【００３０】
このようなサインテーブル４１は、逆拡散符号に同期して乗算器４４−１〜４４−ｎに、『位相（ここでは、簡単のため、対応する乗算器４４−ｃを示す添え番号ｃ（＝１〜ｎ）に対して、（２πτｃ／Ｔ）ラジアンであると仮定する。）が異なるｎ個の正弦波』の瞬時値の列を時系列の順に並行して与える。
また、コサインテーブル４２には、サインテーブル４１に格納された正弦波に対して位相が（π／２）ラジアン遅れる点で異なる単一の余弦波の瞬時値の列が予め格納される。
【００３１】
コサインテーブル４２は、逆拡散符号に同期して乗算器４４ａ−１〜４４ａ−ｎに、『「既述の通りにサインテーブル４１によって乗算器４４−１〜４４−ｎにそれぞれ並行して与えられるｎ個の正弦波」より位相が（π／２）ラジアン遅い余弦波』の瞬時値の列を時系列の順に並行して与える。
乗算器４４−ｃ、４４ａ−ｃは、それぞれ定常的に直交する（位相が（π／２）ラジアン異なる。）正弦波と余弦波とのそれぞれと、チップ積分器６５−ｃによって求められた「複素領域における電力」とを乗じることにより、相関器として機能する。
【００３２】
すなわち、乗算器４４−ｃ、４４ａ−ｃは、上述した「複素領域における電力」に含まれる互いに直交する成分を抽出する。
したがって、積分器６７−ｃ、６７ａ−ｃの出力には、図５に示すように、これらの直交する成分のレベルを個別に示す信号が並行して得られる。
このように本実施形態によれば、伝搬遅延時間が「既述の分解能τより小さいチップ周期」未満である異なる２つのパスを介して到来した個々の受信波の峻別が図られ、実効的な遅延プロファイルの精度が向上する。
【００３３】
したがって、本実施形態によれば、無線伝送路に発生し得るマルチパスの多様な形態と広範な変動に対する柔軟な適応に併せて、伝送品質およびサービス品質の向上が可能となる。
以下、本発明の第二の実施形態について説明する。
本実施形態の構成の特徴は、図４に点線で示すように、サインテーブル４１とコサインテーブル４２とに、外部から指定された位相が与えられる点にある。
【００３４】
以下、図４を参照して本発明の第二の実施形態の動作を説明する。
乗算器４４−１〜４４−ｎに瞬時値の列として並行して与えられる正弦波と、乗算器４４ａ−１〜４４ａ−ｎに瞬時値の列として並行して与えられる余弦波との位相は、両者の直交性が損なわれることなく、「上述したように外部から指定され、かつ下記の全てまたは一部に適応した位相」に、サインテーブル４１およびコサインテーブル４２によって維持される。
【００３５】
・  適用されるべき逆拡散符号の系列
・  チャネル構成、ゾーン構成、周波数配置、変調方式の全てまたは一部
・  チャネル制御、呼設定、保守や運用にかかわる処理の形態の全てまたは一部したがって、本実施形態によれば、『既述の逆拡散符号の系列、チャネル構成、ゾーン構成、周波数配置、変調方式、チャネル制御、呼設定および「保守や運用にかかわる処理」の形態の如何にかかわらず、上述した正弦波および余弦波の位相が設定される場合』に比べて、多様な構成の無線伝送系に対する柔軟な適応が可能となる。
【００３６】
なお、上述した各実施形態では、乗算器４４−１〜４４−ｎ、４４ａ−１〜４４ａ−ｎがチップ積分器６５−１〜６５−ｎの後段に配置されている。
しかし、本発明は、このような構成に限定されず、「自乗器６６−１〜６６−ｎ、６６ａ−１〜６６ａ−ｎの前段において行われる処理」が線形処理であるので、これらの処理の精度や応答性が確保される限り、例えば、以下の何れかに示されるように、等価な処理が達成される如何なる形態で構成されてもよい。
【００３７】
・  図６に示すように、チップ積分器６５−ｃが乗算器４４−ｃの後段に配置され、そのチップ積分器６５−ｃと対をなすチップ積分器６５ａ−ｃが乗算器４４ａ−ｃの後段に配置されると共に、同図６に点線枠で示すように、サインテーブル４１と乗算器４４−ｃとの段間と、コサインテーブル４２と乗算器４４ａ−ｃとの段間とに、それぞれ逆拡散器６２−ｃに代わる一対の逆拡散器６２−ｃ，６２ａ−ｃが備えられる。
【００３８】
・  図７に点線枠で示すように、このような一対の逆拡散器６２−ｃ，６２ａ−ｃがそれぞれ「乗算器４４−ｃとチップ積分器６５−ｃとの段間」と、「乗算器４４ａ−ｃとチップ積分器６５−ｃ、６５ａ−ｃとの段間」とに配置され、これらの逆拡散器６２−ｃ，６２ａ−ｃに位相が共通の逆拡散符号が与えられる。
・  図８に示すように、ｎ対の逆拡散器（６２−１、６２ａ−１）、…、（６２−（ｎ−１）、６２ａ−（ｎ−１））に対する逆拡散符号の供給を実現する信号線に、遅延器６３−１〜６３−（ｎ−１）がこれらの対毎に分散されて配置される。
【００３９】
・  図９に示すように、図６に示す構成と図８に示す構成とが併合される。
また、上述した各実施形態は、『図１６または図１７に示され、かつ「最尤推定器」を含んでなる従来例』が改良されることによって構成されている。
しかし、本発明は、このような構成に限定されず、例えば、『図１８または図１９に示され、かつ「トランスバーサル型マッチドフィルタ」を含んで構成される従来例』に同様の改良が施されることによって、下記の何れかの形態で構成されてもよい。
【００４０】
・  図１０に示すように、図１８に示す「トランスバーサル型マッチドフィルタ」の後段に、同図に示す自乗器６６および積分器６７とそれぞれ対をなす自乗器６６ａおよび積分器６７ａが備えられ、かつ既述のサインテーブル４１およびコサインテーブル４２に併せて、『一方の入力にこの「トランスバーサル型マッチドフィルタ」の出力が共通に接続され、他方の入力にこれらのサインテーブル４１およびコサインテーブル４２の出力がそれぞれ接続されると共に、出力がそれぞれ自乗器６６、６６ａの入力に接続された乗算器４４、４４ａ』が備えられる。
【００４１】
・  図１１の点線枠内に示すように、「トランスバーサル型マッチドフィルタ」の最終段に備えられた加算器が既述の正弦波と余弦波とに対応した２つの加算器に分離され、これらの加算器の前段に上述した乗算器４４、４４ａがそれぞれ分散されて配置されると共に、自乗器６６、６６ａの入力にこれらの加算器の出力がそれぞれ直結される。
【００４２】
・  図１２に示すように、『既述の正弦波および余弦波との乗算により、逆拡散符号が分解能τ単位の遅延に対応した位相毎に「直交する２つの逆拡散符号」に変換されること』を前提として作動する「トランスバーサル型マッチドフィルタ」が備えられる。
・  図１３に示すように、図２０に示す構成に、上述した図１０に準じた改良が施される。
【００４３】
・  図１４に示すように、既述の正弦波および余弦波に対応した２つの系統に、「図２０に一点鎖線枠で示され、かつ遅延時間がτである遅延器と加算器とが交互に直接に配置されることによってなる回路」が区分され、かつ同図２０に示す「トランスバーサル型マッチドフィルタ」の後段に、図１１に示す自乗器６６、６６ａおよび積分器６７、６７ａが備えられる。
【００４４】
・  図１５に示すように、受信波の逆拡散に先行して、その逆拡散に供される逆拡散符号が既述の正弦波および余弦波に対応する２つの直交する逆拡散符号に変換される。
さらに、上述した各実施形態では、パス対応部４３−ｃでは、互いに直交する正弦波と余弦波とのそれぞれと、受信波との相関がとられた後に、その相関の結果として得られた信号の電力が並行して求められることによって、遅延プロファイルの分解能が二倍に設定されている。
【００４５】
しかし、本発明はこのような構成に限定されず、例えば、直交性が担保されないことに起因して個々のパスの峻別の確度が低下することが許容される場合には、既述の正弦波および余弦波に代えて、位相の差が（π／２）ラジアン未満である複数の異なる正弦波と受信波との相関がとられ、これらの相関の結果として得られた信号の電力の集合として遅延プロファイルが求められてもよい。
【００４６】
また、上述した各実施形態では、シフタ６１の段数（ｎ−１）およびそのシフタ６１に備えられた単一の遅延器当たりの遅延時間τの値が具体的に示されていない。
しかし、これらの段数ｎおよび遅延時間τについては、「各部の処理量や応答性の限界の範囲で求められるべき遅延プロファイル」の精度および範囲に適合する限り、如何なる値であってもよい。
【００４７】
さらに、上述した各実施形態では、求められた遅延プロファイルは、ＣＤＭＡ方式が適用された無線伝送系の受信端においてＲＡＫＥ合成されるべきパスの選定に供されている。
しかし、本発明は、このようなパスの選定に限定されず、例えば、マルチアウトプットや送信ダイバーシチのように、積極的に送信端において複数のパスが形成される無線伝送系において、受信の対象となるべきパスが選定され過程にも適用可能である。
【００４８】
また、本発明は、受信波に含まれるべき既知の情報とその受信波との間における急峻な相関性に基づいてこの受信波が到来した時刻を精度よく特定することが要求される限り、如何なる装置やシステムにも適用可能である。
さらに、上述した各実施形態では、逆拡散符号との同期の下で、チップ積分器６５−ｃによってその逆拡散符号のチップ周期毎に受信波の電力が求められている。
【００４９】
しかし、本発明はこのような構成に限定されず、パス毎の電力は、適用された多元接続方式や変調方式に適合する限り、如何なる形態で求められてもよい。
また、上述した各実施形態では、既述の処理の全てがベースバンド領域で行われている。
しかし、このような処理の一部もしくは全ては、コストや技術にかかわる制約に阻まれることなく所望の精度で達成される限り、無線周波数帯や中間周波数帯で行われてもよい。
【００５０】
さらに、本発明は、上述した実施形態に限定されるものではなく、本発明の範囲において多様な形態による実施形態が可能であり、かつ構成要素の一部もしくは全てに如何なる改良が施されてもよい。
以下、上述した各実施形態に開示された技術を階層的・多面的に整理し、付記項として列記する。
【００５１】
（付記１）  時間軸上における自己相関が急峻である単一の符号系列との積として生成された単一の信号の位相を順次シフトさせ、位相が異なる複数の信号を生成する移相手段１１と、
前記単一の符号系列を構成するビットまたは語の周期の四分の一に相当する値に亘って位相が異なる２つの時間関数の何れかと、その単一の符号系列と、前記複数の信号の何れかとからなる全ての組み合わせ毎の積のレベルとして、この単一の信号に前記位相毎に含まれる成分の分布を求める位相分析手段１２と
を備えたことを特徴とする遅延プロファイル生成手段。
【００５２】
（付記２）  時間軸上における自己相関が急峻である単一の符号系列の位相を順次シフトさせ、位相が異なる複数の符号系列を生成する移相手段１１Ａと、
前記単一の符号系列を構成するビットまたは語の周期の四分の一に相当する値に亘って位相が異なる２つの時間関数の何れかと、その単一の符号系列との積として生成された単一の信号と、前記複数の符号系列の何れかとからなる全ての組み合わせ毎の積のレベルとして、この単一の信号に前記位相毎に含まれる成分の分布を求める位相分析手段１２Ａと
を備えたことを特徴とする遅延プロファイル生成手段。
【００５３】
（付記３）  時間軸上における自己相関が急峻である単一の符号系列の符号系列を構成するビット、または語の周期の四分の一に相当する値に亘って位相が異なる２つの時間関数の位相を並行して順次シフトさせ、位相が異なる複数の時間関数を生成する移相手段１１Ｂと、
前記単一の符号系列と、前記単一の信号と、前記複数の時間関数の何れかとからなる全ての組み合わせ毎の積のレベルとして、その単一の信号に前記位相毎に含まれる成分の分布を求める位相分析手段１２Ｂと
を備えたことを特徴とする遅延プロファイル生成手段。
【００５４】
（付記４）  時間軸上における自己相関が急峻である単一の符号系列との積として生成された単一の信号の位相を順次シフトさせ、位相が異なる複数の信号を生成する移相手段１１と、
前記単一の符号系列と、前記複数の信号の何れかとからなる全ての対毎に含まれる符号系列と信号との相関を時系列の順にとり、その相関の結果と、この単一の符号系列を構成するビットまたは語の周期の四分の一に相当する値に亘って位相が異なる２つの時間関数のそれぞれとの積の列として、この単一の信号に前記位相毎に含まれる成分の分布を求める位相分析手段２１と
を備えたことを特徴とする遅延プロファイル生成手段。
【００５５】
（付記５）  時間軸上における自己相関が急峻である単一の符号系列の位相を順次シフトさせ、位相が異なる複数の符号系列を生成する移相手段１１Ａと、
前記複数の符号系列の何れかと、前記単一の符号系列との積として生成された単一の信号とからなる全ての対毎に含まれる符号系列と信号との相関を時系列の順にとり、その相関の結果と、この単一の符号系列を構成するビットまたは語の周期の四分の一に相当する値に亘って位相が異なる２つの時間関数のそれぞれとの積の列として、この単一の信号に前記位相毎に含まれる成分の分布を求める位相分析手段２１Ａと
を備えたことを特徴とする遅延プロファイル生成手段。
【００５６】
（付記６）  時間軸上における自己相関が急峻である単一の符号系列の符号系列を構成するビットまたは語の周期の四分の一に相当する値に亘って位相が異なる２つの時間関数の位相を順次シフトさせ、位相が異なる複数の時間関数を生成する移相手段１１Ｂと、
前記単一の符号系列と、前記単一の符号系列との積として生成された単一の信号との相関をとり、その相関の結果と、前記複数の時間関数のそれぞれとの積の列として、この単一の信号に前記位相毎に含まれる成分の分布を求める位相分析手段２１Ｂと
を備えたことを特徴とする遅延プロファイル生成手段。
【００５７】
（付記７）  付記１ないし付記６の何れか１項に記載の遅延プロファイル生成装置において、
前記２つの時間関数の位相を可変する位相制御手段３１を備えた
ことを特徴とする遅延プロファイル生成装置。
（付記８）  付記１ないし付記７の何れか１項に記載の遅延プロファイル生成装置において、
前記単一の符号系列は、
前記単一の信号の逆拡散に供される逆拡散符号であり、
前記２つの時間関数の位相の差は、
前記拡散符号を構成するチップの周期の四分の一に相当する
ことを特徴とする遅延プロファイル生成装置。
【００５８】
【発明の効果】
上述したように請求項１ないし請求項５に記載の発明と、請求項４、５に記載の発明に関連した発明とでは、既述の単一の信号に含まれる個々の成分の位相の分解能は、２つの時間関数の位相の差にほぼ等しい値に高められる。
また、請求項１ないし請求項５に記載の発明の第一の下位概念の発明では、多様な構成の無線伝送系に対する柔軟な適応が可能となる。
さらに、請求項１ないし請求項５に記載の発明の第二の下位概念の発明では、ＲＡＫＥ合成の対象となる受信波の成分のように、マルチパスを介して到来した受信波の内、主要な受信波は、これらの受信波が到来したパスの伝搬遅延時間の相違に精度よく適合した位相で検出される。
【００５９】
したがって、これらの発明が適用された無線伝送系では、マルチパスの多様な形態および広範な変動に柔軟に適応し、かつ伝送品質およびサービス品質が高められる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第一の原理ブロック図である。
【図２】本発明の第二の原理ブロック図である。
【図３】本発明の第三の原理ブロック図である。
【図４】本発明の第一および第二の実施形態を示す図である。
【図５】本実施形態によって求められる遅延プロファイルの一例を示す図である。
【図６】本発明の第一の実施形態の他の構成を示す図（１）である。
【図７】本発明の第一および第二の実施形態の他の構成を示す図（２）である。
【図８】本発明の第一および第二の実施形態の他の構成を示す図（３）である。
【図９】本発明の第一および第二の実施形態の他の構成を示す図（４）である。
【図１０】本発明の第一および第二の実施形態の他の構成を示す図（５）である。
【図１１】本発明の第一および第二の実施形態の他の構成を示す図（６）である。
【図１２】本発明の第一および第二の実施形態の他の構成を示す図（７）である。
【図１３】本発明の第一および第二の実施形態の他の構成を示す図（８）である。
【図１４】本発明の第一および第二の実施形態の他の構成を示す図（９）である。
【図１５】本発明の第一および第二の実施形態の他の構成を示す図（１０）である。
【図１６】従来の遅延プロファイル生成装置の構成例を示す図である。
【図１７】従来の遅延プロファイル生成装置の他の構成例を示す図（１）である。
【図１８】従来の遅延プロファイル生成装置の他の構成例を示す図（２）である。
【図１９】従来の遅延プロファイル生成装置の他の構成例を示す図（３）である。
【図２０】従来の遅延プロファイル生成装置の他の構成例を示す図（４）である。
【図２１】従来例によって求められる遅延プロファイルの一例を示す図である。
【符号の説明】
１１，１１Ａ，１１Ｂ  移相手段
１２，１２Ａ，１２Ｂ，２１，２１Ａ，２１Ｂ  位相分析手段
３１  位相制御手段
４１  サインテーブル
４２  コサインテーブル
４３，６４  パス対応部
４４，４４ａ  乗算器
６１  シフタ
６２，６２ａ  逆拡散器
６３，６３ａ  遅延器
６５，６５ａ  チップ積分器
６６，６６ａ  自乗器
６７，６７ａ  積分器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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