(57)【要約】【課題】電力の変換効率を制御可能とすること。高い電力変換効率を実現すること。【解決手段】目標電圧に対するコンデンサの充電電圧の差分電圧を演算する差分電圧演算手段１０３と、差分電圧を減らす電流指令を出力する電圧補償手段１０４と、電流指令が大きければ大きいほどパルス幅が広いパルスを生成するパルス生成回路７６と、入力端子１，２とコンデンサ１１，１２との間に接続され、パルスが入力されたときにオン状態にスイッチングされるスイッチング素子６２，６４と、を備えるレクチュファイヤ。そのレクチュファイヤを備える無停電電源装置。【選択図】  図２
2004153916.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源が接続される入力端子と、
コンデンサと、
上記入力端子から入力される交流電力で上記コンデンサを充電するレクチファイヤと、
上記コンデンサを充電する電力を出力するバッテリと、
上記コンデンサを介して供給される直流電力を交流電力へ変換するインバータと、
上記インバータの交流電力を出力する出力端子と、を備える無停電電源装置であって、
上記レクチファイヤは、
目標電圧に対する上記コンデンサの充電電圧の差分電圧を演算する差分電圧演算手段と、
上記差分電圧を減らすための電流指令を出力する電圧補償手段と、
上記電流指令が大きければ大きいほどパルス幅が広いパルスを生成するパルス生成回路と、
上記入力端子と上記コンデンサとの間に設けられ、上記パルスが入力されたときにオン状態にスイッチングされるスイッチング素子と、を備えることを特徴とする無停電電源装置。
【請求項２】
前記レクチファイヤは、
前記パルスのパルス幅を最大にしたとしても前記コンデンサに充電することができない高い電圧を、目標電圧として前記差分電圧演算手段へ出力するパワーシェア目標電圧設定手段と、
上記パワーシェア目標電圧設定手段の目標電圧を前記差分電圧演算手段へ出力する場合に、前記バッテリから電力を出力させる制御本体と、を備えることを特徴とする請求項１記載の無停電電源装置。
【請求項３】
前記レクチファイヤは、
前記パルスのパルス幅を可変することができる範囲内の電流指令が前記電圧補償手段から出力されるような電圧を、目標電圧として出力するオンライン目標電圧設定手段と、
上記オンライン目標電圧設定手段の目標電圧および前記パワーシェア目標電圧設定手段の目標電圧の中のいずれか一方を選択して前記差分電圧演算手段へ出力する選択手段と、を備えることを特徴とする請求項２記載の無停電電源装置。
【請求項４】
前記電圧補償手段は、前記差分電圧演算手段から出力されている現在の差分電圧と、前記差分電圧演算手段が出力した過去の差分電圧と、を用いてフィルタリングした電流指令を出力し、
前記出力端子から出力される交流電力に基づいて、その交流電力と平衡するオンライン運転の目標電圧を演算し、さらに、この演算によって求めた目標電圧が前記目標電圧として設定されていた場合に前記差分電圧演算手段が出力したであろう過去の差分電圧を演算する過去差分電圧推定手段を設け、
前記パワーシェア目標電圧設定手段の目標電圧に替えて、前記オンライン目標電圧設定手段の目標電圧を前記差分電圧演算手段へ設定するときには、前記電圧補償手段は、上記過去差分電圧推定手段が演算した上記過去の差分電圧を用いて電流指令を演算することを特徴とする請求項３記載の無停電電源装置。
【請求項５】
交流電力が入力されるスイッチング素子を、オン状態とオフ状態との間でスイッチング制御することでコンデンサを充電するレクチファイヤにおいて、
目標電圧に対する上記コンデンサの充電電圧の差分電圧を演算する差分電圧演算手段と、
上記差分電圧を減らすための電流指令を出力する電圧補償手段と、
上記電流指令が大きければ大きいほどパルス幅が広いパルスを生成するパルス生成回路と、を備え、
上記スイッチング素子は、上記パルスが入力されたときにオン状態にスイッチングされることを特徴とするレクチファイヤ。
【請求項６】
前記パルスのパルス幅を可変することができる範囲内の電流指令が前記電圧補償手段から出力されるような電圧を、目標電圧として前記差分電圧演算手段へ出力するオンライン目標電圧設定手段と、
前記出力端子から出力される交流電力に基づいて、その交流電力と平衡するオンライン運転の目標電圧を演算し、さらに、この演算によって求めた目標電圧が前記目標電圧として設定されていた場合に前記差分電圧演算手段が出力したであろう過去の差分電圧を演算する過去差分電圧推定手段と、を設け、
前記電圧補償手段は、前記差分電圧演算手段から出力されている現在の差分電圧と、前記差分電圧演算手段が出力した過去の差分電圧と、を用いてフィルタリングした電流指令を出力し、特に、上記オンライン目標電圧設定手段の目標電圧に基づいて制御を開始する場合には、上記過去差分電圧推定手段が演算した上記過去の差分電圧を用いて電流指令を演算することを特徴とする請求項５記載のレクチファイヤ。
【請求項７】
前記差分電圧演算手段、前記電圧補償手段、前記オンライン目標電圧設定手段および前記過去差分電圧推定手段は、前記コンデンサの充電電圧をデジタル値へ変換するとともに前記電流指令をアナログ値へ変換するデジタルシグナルプロセッサにおいて、実現されていることを特徴とする請求項６記載のレクチファイヤ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電源と負荷機器との間に接続される無停電電源装置および整流器（レクチファイヤ：ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ）に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の無停電電源装置は、入力端子に入力される交流電力をレクチファイヤで直流電力に変換する。なお、レクチファイヤは、ＡＣ／ＤＣコンバータの一種であり、特に入力電圧よりも高い出力電圧を出力するものである。また、直流電力といった場合、一般的には電圧が一定である電力を想起するが、レクチファイヤが出力する直流電力の電圧は、一般的には、電圧の極性がプラスとマイナスとの間で変化しない程度に脈動している電圧、たとえば半波整流電圧のような電圧になっている。
【０００３】
そして、レクチファイヤが出力する直流電力でコンデンサは充電される。また、インバータは、コンデンサに充電されている直流電力を交流電力へ変換する。インバータが生成した交流電力は、出力端子から負荷機器へ供給される。
【０００４】
また、入力電力が異常な状態になると、無停電電源装置は、レクチファイヤを停止するとともに、バッテリからコンデンサへ電力を供給する。これにより、バッテリに蓄電されている電力で、負荷機器を動作させることができる。このような無停電電源装置は、たとえば、特許文献１に開示されている。
【０００５】
【特許文献１】
特開２０００−０６００２６号公報  （図１、図６）
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、この特許文献１に開示される無停電電源装置では、レクチファイヤを構成する第二の制御回路には、入力電圧と、出力電圧とが入力されている。そして、この第二の制御回路は、入力電圧に基づいて生成した基準正弦波と、三角波とをコンパレータで比較し、このコンパレータの出力に基づいてパルスを生成している。また、この第二の制御回路では、基準正弦波に対して出力電圧が減算されている。これにより、レクチファイヤは、出力電圧に基づいて、出力電力と釣り合う電力を入力することができる。
【０００７】
しかしながら、このように出力電圧に基づいてパルスを生成した場合、レクチファイヤの電力変換効率は、無制御のまま放置されている。そして、この従来のレクチファイヤでは、コンデンサの充電電圧は、通常、入力電圧や出力電圧とは無関係に、それらの電圧よりも非常に高い電圧に制御されてしまう。その結果、この従来のレクチファイヤは、電力の変換効率が低いものとなる。
【０００８】
特に、入力端子に入力されている交流電力を、常にレクチファイヤおよびインバータを介して負荷機器へ供給するような無停電電源装置では、このレクチファイヤの電力変換効率の低さが、定常的な電力変換効率の低下を引き起こしてしまうことになる。
【０００９】
本発明は、以上の課題を解決するためになされたものであり、レクチファイヤの電力変換効率を制御可能とし、その結果、高い電力変換効率を実現することができる無停電電源装置およびレクチファイヤを得ることを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明に係る無停電電源装置は、交流電源が接続される入力端子と、コンデンサと、入力端子から入力される交流電力でコンデンサを充電するレクチファイヤと、コンデンサを充電する電力を出力するバッテリと、コンデンサを介して供給される直流電力を交流電力へ変換するインバータと、インバータの交流電力を出力する出力端子と、を備える無停電電源装置であって、レクチファイヤは、目標電圧に対するコンデンサの充電電圧の差分電圧を演算する差分電圧演算手段と、差分電圧を減らすための電流指令を出力する電圧補償手段と、電流指令が大きければ大きいほどパルス幅が広いパルスを生成するパルス生成回路と、入力端子とコンデンサとの間に設けられ、パルスが入力されたときにオン状態にスイッチングされるスイッチング素子と、を備えるものである。
【００１１】
この構成を採用すれば、目標電圧よりもコンデンサの充電電圧が低い場合には、それらの差分電圧を減らすための電流指令が出力される。目標電圧よりもコンデンサの充電電圧が低ければ低いほど、パルス幅が広いパルスが生成され、スイッチング素子は、このパルスが入力されたときにオン状態にスイッチングされる。逆に、目標電圧よりもコンデンサの充電電圧が高い場合には、それらの差分電圧を減らすための電流指令が出力される。目標電圧よりもコンデンサの充電電圧が高ければ高いほど、パルス幅が狭いパルスが生成され、スイッチング素子は、このパルスが入力されたときにオン状態にスイッチングされる。したがって、コンデンサは、最終的には、目標電圧に充電される。
【００１２】
また、レクチファイヤは、コンデンサの充電電圧が目標電圧となるように制御することで、入力端子に入力される交流電力を直流電力へ変換している。したがって、入力電力と出力電力とに基づいて交流電力を直流電力へ変換する、従来の電力制御方式のレクチファイヤと比べた場合、レクチファイヤの出力電圧、すなわちコンデンサの充電電圧を低く維持することができる。その結果、レクチファイヤの電力変換効率は向上し、従来の電力制御方式のレクチファイヤと比べて高い電力変換効率を実現することができる。そして、入力端子に入力されている交流電力を、常に、レクチファイヤおよびインバータを介して負荷機器へ供給するような場合であっても、入力端子に入力される交流電力を効率よく負荷機器へ供給することができる。
【００１３】
本発明に係る無停電電源装置は、さらに、レクチファイヤは、パルスのパルス幅を最大にしたとしてもコンデンサに充電することができない高い電圧を、目標電圧として差分電圧演算手段へ出力するパワーシェア目標電圧設定手段と、パワーシェア目標電圧設定手段の目標電圧を差分電圧演算手段へ出力する場合に、バッテリから電力を出力させる制御本体と、を備えるものである。
【００１４】
この構成を採用すれば、パワーシェア目標電圧設定手段が出力する目標電圧が差分電圧演算手段へ出力されると、この目標電圧が、パルスのパルス幅を最大にしたとしてもコンデンサに充電することができない高い電圧になっているので、レクチファイヤが如何に制御したとしても、差分電圧は０にならない。そのため、パルス生成回路からは、パルス幅の広いパルスが出力され続ける。その結果、レクチファイヤは、交流電力に基づく電力をコンデンサへ供給し続ける。
【００１５】
したがって、入力端子に入力される交流電力でコンデンサを充電し、このコンデンサに充電される電力をそのままインバータで交流電力へ逆変換し続けることになるので、入力端子に入力される交流電力を効率よく負荷機器へ供給することができる。
【００１６】
また、コンデンサには、バッテリからも電力が供給されている。したがって、入力電力の異常などに起因してレクチファイヤからの電力が低下したとしても、バッテリからの電力でコンデンサの充電電圧を維持することができる。そして、バッテリからの電力でコンデンサの充電電圧を維持することができるので、入力電力が異常な状態になったとしてもレクチファイヤを停止させることなく、レクチファイヤからは可能な限りの電力を供給させ続けることができる。また、レクチファイヤから可能な限りの電力を供給させ続けることで、バッテリの放電回数や放電深度を効果的に抑制することができる。その結果、バッテリの寿命は長くなる。
【００１７】
本発明に係る無停電電源装置は、さらに、レクチファイヤは、パルスのパルス幅を可変することができる範囲内の電流指令が電圧補償手段から出力されるような電圧を、目標電圧として出力するオンライン目標電圧設定手段と、オンライン目標電圧設定手段の目標電圧およびパワーシェア目標電圧設定手段の目標電圧の中のいずれか一方を選択して差分電圧演算手段へ出力する選択手段と、を備えるものである。
【００１８】
この構成を採用すれば、選択手段がオンライン目標電圧設定手段の目標電圧を選択して差分電圧演算手段へ出力すると、レクチファイヤは、コンデンサの充電電圧が、このオンライン目標電圧設定手段の目標電圧となるようにパルスを生成する。そして、無停電電源装置は、コンデンサの充電電圧が、このオンライン目標電圧設定手段の目標電圧となる状態で、入力端子に入力される交流電力のみを負荷機器へ供給することができる。
【００１９】
また、選択手段がパワーシェア目標電圧設定手段の目標電圧を差分電圧演算手段へ出力すると、無停電電源装置はバッテリの長寿命化を図りつつ、効率よく電力を供給することができる。
【００２０】
本発明に係る無停電電源装置は、さらに、電圧補償手段は、差分電圧演算手段から出力されている現在の差分電圧と、差分電圧演算手段が出力した過去の差分電圧と、を用いてフィルタリングした電流指令を出力し、出力端子から出力される交流電力に基づいて、その交流電力と平衡するオンライン運転の目標電圧を演算し、さらに、この演算によって求めた目標電圧が目標電圧として設定されていた場合に差分電圧演算手段が出力したであろう過去の差分電圧を演算する過去差分電圧推定手段を設け、パワーシェア目標電圧設定手段の目標電圧に替えて、オンライン目標電圧設定手段の目標電圧を差分電圧演算手段へ設定するときには、電圧補償手段は、過去差分電圧推定手段が演算した過去の差分電圧を用いて電流指令を演算するものである。
【００２１】
この構成を採用すれば、電圧補償手段は、差分電圧演算手段から出力されている現在の差分電圧と、差分電圧演算手段が出力した過去の差分電圧とを用いてフィルタリングして電流指令を生成する。したがって、負荷機器の消費電力などが変動して、現在の差分電圧が瞬時的に変動してしまったとしても、電流指令は安定化する。その結果、負荷機器の消費電力などによらず安定した電力を負荷機器へ供給することができる。
【００２２】
しかも、パワーシェア目標電圧設定手段の目標電圧に替えて、オンライン目標電圧設定手段の目標電圧を差分電圧演算手段へ設定するときには、電圧補償手段は、過去差分電圧推定手段が演算した過去の差分電圧を用いて電流指令を演算する。これにより、電圧補償手段は、コンデンサの充電電圧は、直ちにオンライン運転時の目標電圧に収束し、その目標電圧に安定化することになる。また、コンデンサの充電電圧が目標電圧へ収束している途中で目標電圧が更新されることがあったとしても、その新たな目標電圧へ収束するように制御を切り替えることができる。
【００２３】
したがって、電流指令を安定化しつつ、パワーシェア運転からオンライン運転へ切り替えたときの制御不能状態の発生を効果的に抑制することができる。
【００２４】
本発明に係るレクチファイヤは、交流電力が入力されるスイッチング素子を、オン状態とオフ状態との間でスイッチング制御することでコンデンサを充電するレクチファイヤにおいて、目標電圧に対するコンデンサの充電電圧の差分電圧を演算する差分電圧演算手段と、差分電圧を減らすための電流指令を出力する電圧補償手段と、電流指令が大きければ大きいほどパルス幅が広いパルスを生成するパルス生成回路と、を備え、スイッチング素子は、パルスが入力されたときにオン状態にスイッチングされるものである。
【００２５】
この構成を採用すれば、コンデンサを、最終的には、目標電圧に充電することができる。また、レクチファイヤは、コンデンサの充電電圧が目標電圧となるように制御しているので、入力電力と出力電力とに基づいて交流電力を直流電力へ変換する、従来の電力制御方式のレクチファイヤと比べた場合、レクチファイヤの出力電圧、すなわちコンデンサの充電電圧を低く維持することができる。その結果、レクチファイヤの電力変換効率は向上する。
【００２６】
本発明に係るレクチファイヤは、さらに、パルスのパルス幅を可変することができる範囲内の電流指令が電圧補償手段から出力されるような電圧を、目標電圧として差分電圧演算手段へ出力するオンライン目標電圧設定手段と、出力端子から出力される交流電力に基づいて、その交流電力と平衡するオンライン運転の目標電圧を演算し、さらに、この演算によって求めた目標電圧が目標電圧として設定されていた場合に差分電圧演算手段が出力したであろう過去の差分電圧を演算する過去差分電圧推定手段と、を設け、電圧補償手段は、差分電圧演算手段から出力されている現在の差分電圧と、差分電圧演算手段が出力した過去の差分電圧と、を用いてフィルタリングした電流指令を出力し、特に、オンライン目標電圧設定手段の目標電圧に基づいて制御を開始する場合には、過去差分電圧推定手段が演算した過去の差分電圧を用いて電流指令を演算するものである。
【００２７】
この構成を採用すれば、電圧補償手段は、差分電圧演算手段から出力されている現在の差分電圧と、差分電圧演算手段が出力した過去の差分電圧とを用いてフィルタリングして電流指令を生成するので、電流指令は安定化する。しかも、オンライン目標電圧設定手段の目標電圧に基づいて制御を開始する場合には、過去差分電圧推定手段が演算した過去の差分電圧を用いて電流指令を演算するので、その直前の動作状態に係わらず、コンデンサの充電電圧は、直ちにオンライン運転時の目標電圧に収束し、その目標電圧に安定化することになる。また、コンデンサの充電電圧が目標電圧へ収束している途中で目標電圧が更新されることがあったとしても、その新たな目標電圧へ収束するように制御を切り替えることができる。したがって、オンライン運転を開始する際に制御不能状態などが発生してしまうことを効果的に抑制することができる。
【００２８】
本発明に係るレクチファイヤは、さらに、差分電圧演算手段、電圧補償手段、オンライン目標電圧設定手段および過去差分電圧推定手段は、コンデンサの充電電圧をデジタル値へ変換するとともに電流指令をアナログ値へ変換するデジタルシグナルプロセッサにおいて、実現されているものである。
【００２９】
この構成を採用すれば、たとえば、過去差分電圧推定手段が演算した過去の差分電圧を用いて、電圧補償手段に電流指令を演算させることが簡単に実現できる。これに対して、同様の機能をアナログ回路で実現しようとした場合には、この過去の差分電圧はオペアンプに並列に接続されるコンデンサの直流電圧として保持されているので、オペアンプの演算速度を損なってしまうことなく、コンデンサの直流電圧を任意の電圧に制御することはとても難しい。
【００３０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態に係る無停電電源装置およびレクチファイヤを、図面に基づいて説明する。
【００３１】
図１は、本発明の実施の形態に係る無停電電源装置およびその接続部分を示す接続図である。
【００３２】
無停電電源装置の一対の入力端子１，２には、商用交流電源などの交流電源３が接続される。これにより、一対の入力端子１，２には、交流電力が入力される。一対の入力端子１，２の間には、入力コンデンサ４が接続されている。
【００３３】
無停電電源装置の一対の出力端子５，６には、コンピュータ、通信機器、その他の負荷機器７が接続されている。一対の出力端子５，６から出力される交流電力で、負荷機器７は動作することができる。一対の出力端子５，６の間には、出力コンデンサ８が接続されている。
【００３４】
一対の入力端子１，２と一対の出力端子５，６との間には、レクチファイヤ本体１０と、一対のコンデンサ１１，１２と、インバータ本体１３と、がその順に接続されている。一対の入力端子１，２に入力される交流電力は、レクチファイヤ本体１０で直流電力へ変換される。この直流電圧で一対のコンデンサ１１，１２は充電される。インバータ本体１３は、直流電圧を他の交流電力へ変換する。直流から交流へ変換された交流電力は、一対の出力端子５，６から出力される。なお、他方の入力端子２と、他方の出力端子６とは、グランド１４に接続されている。一対のコンデンサ１１，１２は、それぞれの一方の端子がグランド１４に接続されている。
【００３５】
レクチファイヤ本体１０には、レクチファイヤ制御回路１５が接続されている。レクチファイヤ（整流器）は、レクチファイヤ本体１０と、レクチファイヤ制御回路１５とで構成されている。インバータ本体１３には、インバータ制御回路１６が接続されている。インバータは、インバータ本体１３と、インバータ制御回路１６とで構成されている。
【００３６】
この無停電電源装置には、さらに、レクチファイヤ本体１０、一対のコンデンサ１１，１２およびインバータ本体１３からなる電力供給経路をバイパスして、一方の入力端子１と一方の出力端子５とを直接に接続する、バイパス配線１７が設けられている。以下、バイパス配線１７が入力端子１側に接続される位置を、バイパスの分岐点１８と記載する。バイパス配線１７が出力端子５側に接続される位置を、バイパスの合流点１９と記載する。
【００３７】
一方の入力端子１と、バイパスの分岐点１８との間には、入力リレースイッチ２１が設けられている。他方の入力端子２と、レクチファイヤ本体１０との間には、他の入力リレースイッチ２２が設けられている。これらの入力リレースイッチ２１および他の入力リレースイッチ２２を閉じることで、一対の入力端子１，２とレクチファイヤ本体１０とを接続することができる。逆に、これらの入力リレースイッチ２１および他の入力リレースイッチ２２を開くことで、一対の入力端子１，２とレクチファイヤ本体１０とを切り離すことができる。
【００３８】
入力リレースイッチ２１と、バイパスの分岐点１８との間には、二入力リレースイッチ２３が設けられている。二入力リレースイッチ２３の他方の接点は、他の入力リレースイッチ２２に接続されている。二入力リレースイッチ２３を入力リレースイッチ２１側に接続することで、一対の入力端子１，２に入力される電圧をレクチファイヤ本体１０へ入力することができる。逆に、二入力リレースイッチ２３を他の入力リレースイッチ２２側に接続することで、レクチファイヤ本体１０の入力電圧を０Ｖに固定することができる。
【００３９】
バイパス配線１７には、バイパスリレースイッチ２４が設けられている。インバータ本体１３と、バイパスの合流点１９との間には、インバータリレースイッチ２５が設けられている。バイパスリレースイッチ２４を開くとともにインバータリレースイッチ２５を閉じることで、インバータ本体１３から出力される交流電力を、一対の出力端子５，６から出力することができる。逆に、バイパスリレースイッチ２４を閉じるとともにインバータリレースイッチ２５を開くことで、バイパス配線１７を介して一対の入力端子１，２に入力される交流電源３からの交流電力を、一対の出力端子５，６から出力することができる。
【００４０】
なお、以下の構成の説明では、入力リレースイッチ２１、他の入力リレースイッチ２２およびインバータリレースイッチ２５が閉じており、バイパスリレースイッチ２４が開いており、さらに、二入力リレースイッチ２３が一方の入力端子１側の端子に接続されているものとして説明する。
【００４１】
この無停電電源装置には、さらに、一方のコンデンサ１１の充電電圧（レール電圧）と、他方のコンデンサ１２の充電電圧（レール電圧）との和の電圧（レールトゥレール電圧）が入力されるチャージャ３１と、このチャージャ３１に接続されるバッテリ３２と、バッテリ３２に接続されるＤＣ／ＤＣコンバータ３３と、が備えられている。
【００４２】
チャージャ３１は、レールトゥレール電圧を所定のバッテリ充電電圧へ変換する。バッテリ３２は、このバッテリ充電電圧で充電される。ＤＣ／ＤＣコンバータ３３は、バッテリ３２に蓄電されている直流電力を、昇圧して、一対のコンデンサ１１，１２へ出力する。
【００４３】
なお、このＤＣ／ＤＣコンバータ３３は、基本的に、図示外のトランスと、スイッチングトランジスタとで構成されている。したがって、ＤＣ／ＤＣコンバータ３３からは、バッテリ３２の充電電圧にトランスの巻き数比を乗算した電圧が出力される。そして、バッテリ３２はフル充電であっても所定の電圧以下の電圧を発生するので、ＤＣ／ＤＣコンバータ３３から出力される電圧も、自ずとある電圧以下の電圧となる。その結果、このＤＣ／ＤＣコンバータ３３を動作させると、レールトゥレール電圧は、基本的に、このＤＣ／ＤＣコンバータ３３の出力電圧となる。
【００４４】
さらに、この無停電電源装置には、制御本体４１が設けられている。制御本体４１は、上述する各種のリレースイッチ２１，２２，２３，２４，２５へ制御信号を出力する。入力リレースイッチ２１、他の入力リレースイッチ２２、バイパスリレースイッチ２４は、制御信号が入力されると閉じる。インバータリレースイッチ２５は、制御信号が入力されると開く。二入力リレースイッチ２３は、制御信号が入力されると、一方の入力端子１側に接続され、制御信号が入力されないときには、他方の入力端子２側に接続される。
【００４５】
また、制御本体４１は、無停電電源装置の動作モードに応じて、レクチファイヤ制御回路１５、インバータ制御回路１６、チャージャ３１およびＤＣ／ＤＣコンバータ３３へ起動信号や停止信号を出力する。また、制御本体４１は、レクチファイヤ制御回路１５へ、所定の動作モードとなることを指示するモード信号を出力する。
【００４６】
無停電電源装置の動作モードとしては、レクチファイヤ本体１０、レクチファイヤ制御回路１５およびＤＣ／ＤＣコンバータ１３を共に動作させるパワーシェアモードと、レクチファイヤ本体１０とレクチファイヤ制御回路１５のみを動作させるオンラインモードと、ＤＣ／ＤＣコンバータ１３のみを動作させるバックアップモードと、がある。
【００４７】
なお、無停電電源装置の動作モードとしては、この他にも、バイパスモードが存在する。バイパスモードでは、制御本体４１は、インバータリレースイッチ２５およびバイパスリレースイッチ２４へ制御信号を出力する。これにより、インバータリレースイッチ２５は開く。また、バイパスリレースイッチ２４は閉じられる。これにより、レクチファイヤ本体１０、レクチファイヤ制御回路１５、インバータ本体１３、インバータ制御回路１６などが故障していたとしても、一対の入力端子１，２に入力される交流電力をそのまま一対の出力端子５，６から出力することができる。
【００４８】
次に、この実施の形態に係る無停電電源装置の各部の細かい構成を説明する。
【００４９】
インバータ本体１３は、一方の出力端子５に接続される放電コイル５１と、放電コイル５１と一方のコンデンサ１１との間に接続されるプラス放電トランジスタ５２と、プラス放電トランジスタ５２と並列に接続される保護ダイオード５３と、放電コイル５１と他方のコンデンサ１２との間に接続されるマイナス放電トランジスタ５４と、マイナス放電トランジスタ５４と並列に接続される他の保護ダイオード５５と、を備える。
【００５０】
プラス放電トランジスタ５２をオン状態に制御すると、一方のコンデンサ１１が、放電コイル５１を介して一方の出力端子５に接続される。一方のコンデンサ１１の他端は、グランド１４を介して他方の出力端子６に接続されている。これにより、一方のコンデンサ１１の充電電圧が、一対の出力端子５，６から出力される。
【００５１】
逆に、マイナス放電トランジスタ５４をオン状態に制御すると、他方のコンデンサ１２が、放電コイル５１を介して一方の出力端子５に接続される。他方のコンデンサ１２の他端は、グランド１４を介して他方の出力端子６に接続されている。これにより、他方のコンデンサ１２の充電電圧が、一対の出力端子５，６から出力される。
【００５２】
インバータ制御回路１６は、プラス放電トランジスタ５２およびマイナス放電トランジスタ５４へ互いに逆相となるパルス列を出力する。これにより、プラス放電トランジスタ５２とマイナス放電トランジスタ５４とは、交互にオン状態になる。プラス放電トランジスタ５２がオン状態に制御され、その後にマイナス放電トランジスタ５４がオン状態に制御されることで、１サイクル分の交流電力が出力されることになる。
【００５３】
なお、実際には、インバータ制御回路１６は、制御信号を、半サイクルの間に、複数個のパルスをプラス放電トランジスタ５２あるいはマイナス放電トランジスタ５４へ出力する。これにより、インバータは、レール電圧の高低に関係なく、一対の出力端子５，６から、任意の周波数および任意の振幅を有する交流電力を出力することができる。
【００５４】
レクチファイヤ本体１０は、二入力リレースイッチ２３に接続される充電コイル６１と、充電コイル６１と一方のコンデンサ１１との間に接続されるマイナス充電トランジスタ６２と、マイナス充電トランジスタ６２と並列に接続されるプラス充電ダイオード６３と、充電コイル６１と他方のコンデンサ１２との間に接続されるプラス充電トランジスタ６４と、プラス充電トランジスタ６４と並列に接続されるマイナス充電ダイオード６５と、を備える。なお、マイナス充電トランジスタ６２と、プラス充電トランジスタ６４とは、共にスイッチング素子である。
【００５５】
たとえば、一方の入力端子１の電位が他方の入力端子２の電位よりも高い状態で、プラス充電トランジスタ６４をオン状態とオフ状態との間でスイッチング制御する。プラス充電トランジスタ６４がオフ状態からオン状態へ制御されると、充電コイル６１、プラス充電トランジスタ６４、他のコンデンサ１２を介して、一方の入力端子１から他方の出力端子２へ電流が流れる。この電流で充電コイル６１には電気エネルギーが蓄電される。なお、このプラス充電トランジスタ６４がオン状態である期間に流れる電流で、他のコンデンサ１２は放電される。
【００５６】
プラス充電トランジスタ６４がオン状態からオフ状態へ制御されると、一方の入力端子１の電位が他方の入力端子２の電位よりも高いので、一対の入力端子１，２から入力される電気エネルギーと、充電コイル６１に蓄電されている電気エネルギーとが、プラス充電ダイオード６３を介して一方のコンデンサ１１に印加される。これにより、一方のコンデンサ１１は、入力電圧よりも絶対値が大きいプラスの電圧に充電される。
【００５７】
また、一方の入力端子１の電位が他方の入力端子２の電位よりも低い状態で、マイナス充電トランジスタ６２をオン状態とオフ状態との間でスイッチング制御する。マイナス充電トランジスタ６２がオフ状態からオン状態へ制御されると、一方のコンデンサ１１、マイナス充電トランジスタ６２、充電コイル６１を介して、他方の入力端子２から一方の出力端子１へ電流が流れる。この電流で充電コイル６１には電気エネルギーが蓄電される。なお、このマイナス充電トランジスタ６２がオン状態である期間に流れる電流で、一方のコンデンサ１１は放電される。
【００５８】
マイナス充電トランジスタ６２がオン状態からオフ状態へ制御されると、他方の入力端子２の電位が一方の入力端子１の電位よりも高いので、一対の入力端子１，２から入力される電気エネルギーと、充電コイル６１に蓄電されている電気エネルギーとが、マイナス充電ダイオード６５を介して他方のコンデンサ１２に印加される。これにより、他方のコンデンサ１２は、入力電圧よりも絶対値が大きいマイナスの電圧に充電される。
【００５９】
このようにレクチファイヤ本体１０は、プラス充電トランジスタ６４およびマイナス充電トランジスタ６２をオン状態とオフ状態との間でスイッチング制御することで、一方のコンデンサ１１をプラスの電圧に充電し、且つ、他方のコンデンサ１２をマイナスの電圧に充電する。
【００６０】
なお、プラス充電トランジスタ６４やマイナス充電トランジスタ６２をオフ状態からオン状態へ制御したときの充電コイル６１の両端にかかる電位差が大きければ大きいほど、充電コイル６１には大きな電気エネルギーが蓄電されるので、コンデンサ１１，１２の充電電圧の絶対値は大きくなる。
【００６１】
また、一方の入力端子１の電位が他方の入力端子２の電位よりも高い状態でのプラス充電トランジスタ６４のオン期間を長くすると、それだけ充電コイル６１には大きな電気エネルギーが蓄電されるので、一方のコンデンサ１１の充電電圧の絶対値は大きくなる。逆に、一方の入力端子１の電位が他方の入力端子２の電位よりも低い状態でのマイナス充電トランジスタ６２のオン期間を長くすると、それだけ充電コイル６１には大きな電気エネルギーが蓄電されるので、他方のコンデンサ１２の充電電圧の絶対値は大きくなる。
【００６２】
レクチファイヤ制御回路１５は、図２に示すように、一対の入力端子１，２の間に入力される入力電圧を検出する入力電圧検出回路７１と、一対の出力端子５，６から出力される出力電圧を検出する出力電圧検出回路７２と、一方の出力端子５に流れる出力電流を検出する出力電流検出回路７３と、レールトゥレール電圧を検出するレールトゥレール電圧検出回路７４と、これら４つの検出回路７１，７２，７３，７４の検出値が入力されるデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ：Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）７５と、ＤＳＰ７５が出力する電流指令が入力される瞬時制御部７６と、を備える。瞬時制御部７６は、パルス生成回路である。
【００６３】
瞬時制御部７６は、主に、入力電圧を正規化する正規化回路８１と、正規化回路８１の出力電圧を所定の倍率だけ増幅する増幅回路８２と、増幅回路８２の出力が入力される加算回路８３と、三角波を出力する三角波発生回路８４と、加算回路８３の出力と三角波とを比較するコンパレータ８５と、コンパレータ８５の出力を反転する反転回路８６と、を備える。コンパレータ８５の出力は、プラス充電トランジスタ６４に入力される。反転回路８６の出力は、マイナス充電トランジスタ６２に入力される。なお、コンパレータ８５の反転入力に入力される電圧（値）は、指令値と呼ばれている。
【００６４】
図３（Ａ）に示すような正弦波の交流電圧が一対の入力端子１，２に入力されている場合、正規化回路８１からは、図３（Ｂ）に示すような正規化された正弦波が出力される。増幅回路８２は、この正規化された正弦波を所定の倍率（Ｋ倍）に増幅する。図３（Ｃ）に示すような増幅された正弦波は、加算回路８３を介してコンパレータ８５の反転入力に入力される。コンパレータ８５は、この増幅された正弦波と、非反転入力に入力される図３（Ｄ）に示すような三角波とを比較する（図３（Ｅ）参照）。そして、コンパレータ８５は、三角波の電圧レベルが増幅された正弦波の電圧レベルよりも高くなっている期間をパルス幅とするパルスを連続的に出力する（図３（Ｆ）参照）。このコンパレータ８５から出力されるパルス列は、入力電圧が高くなればなるほどパルス幅が狭くなり、入力電圧が低くなればなるほどパルス幅が広くなっている。反転回路８６は、このコンパレータから出力されるパルスを反転して出力する（図３（Ｇ）参照）。
【００６５】
ここで、図３（Ｈ）に示すように、一方のコンデンサ１１の充電電圧の絶対値と、他方のコンデンサ１２の充電電圧の絶対値とは、入力電圧の振幅よりも大きい場合を例に説明する。
【００６６】
上述するパルスの列がプラス充電トランジスタ６４およびマイナス充電トランジスタ６２に入力され、プラス充電トランジスタ６４とマイナス充電トランジスタ６２とが交互にオン状態にスイッチングされると、充電コイル６１には、図３（Ｉ）に示すように、入力電圧から他方のコンデンサ１２の充電電圧を減算した包絡線と、入力電圧から一方のコンデンサ１１の充電電圧を減算した包絡線との間で交互に切り替わる電圧波形の電圧が印加される。充電コイル６１には、この電圧波形に従った電気エネルギーが蓄電される。
【００６７】
そして、入力電圧が正の期間においては、充電コイル６１に蓄電されている電気エネルギーは、一方のコンデンサ１１へ供給される。逆に、入力電圧が負の期間においては、充電コイル６１に蓄電されている電気エネルギーは、他方のコンデンサ１２へ供給される。充電コイル６１に流れる電流波形を、図３（Ｊ）に示す。
【００６８】
瞬時制御部７６には、さらに、正規化回路８１から出力される正弦波と、ＤＳＰ７５が出力する電流指令とを乗算する乗算回路９１と、一方の入力端子１に流れる電流を検出する入力電流検出回路９２と、この入力電流から乗算回路９１の出力を減算する減算回路９３と、減算回路９３の出力を補償する電流補償回路９４と、が設けられている。電流補償回路９４の出力は、加算回路８３に入力される。
【００６９】
正弦波の交流電圧が一対の入力端子１，２に入力されている場合、正規化回路８１から出力される正弦波と、ＤＳＰ７５が出力する電流指令とを乗算することで、電流指令を振幅とする正弦波が生成される。この電流指令を振幅とする正弦波は、減算回路９３において反転された後、電流補償回路９４を介して加算回路８３に入力される。
【００７０】
したがって、コンパレータ８５の反転入力に入力される正弦波の振幅は、電流指令を振幅とする正弦波の分だけ増減する。
【００７１】
正の値の電流指令が出力されると、コンパレータ８５の反転入力に入力される指令値（正弦波）の振幅は小さくなる。その結果、入力電圧がプラスである期間において、コンパレータ８５が出力する各パルスのパルス幅は広くなり、充電コイル６１に蓄電される電気エネルギーは大きくなり、一方のコンデンサ１１の充電可能な電圧も高くなる。同様に、入力電圧がマイナスである期間において、反転回路８６が出力する各パルスのパルス幅が広くなり、充電コイル６１に蓄電される電気エネルギーは大きくなり、他方のコンデンサ１２の充電可能な電圧も高くなる。
【００７２】
また、電流指令が正の値の範囲内で増加すると、コンデンサ１１，１２の充電電圧は高くなる。逆に、電流指令が正の値の範囲内で減少すると、コンデンサ１１，１２の充電電圧は低くなる。
【００７３】
逆に、負の値の電流指令が出力されると、コンパレータ８５の反転入力に入力される指令値（正弦波）の振幅は大きくなる。その結果、入力電圧がプラスである期間において、コンパレータ８５が出力する各パルスのパルス幅は狭くなり、充電コイル６１に蓄電される電気エネルギーは小さくなり、一方のコンデンサ１１の充電可能な電圧も低くなる。同様に、入力電圧がマイナスである期間において、反転回路８６が出力する各パルスのパルス幅が狭くなり、充電コイル６１に蓄電される電気エネルギーは小さくなり、他方のコンデンサ１２の充電可能な電圧も低くなる。
【００７４】
また、電流指令が負の値の範囲内で増加すると、コンデンサ１１，１２の充電電圧は低くなる。逆に、電流指令が負の値の範囲内で減少すると、コンデンサ１１，１２の充電電圧は高くなる。
【００７５】
なお、乗算回路９１と、電流補償回路９４との間には、入力電流から乗算回路９１の出力を減算する減算回路９３が設けられている。したがって、プラス充電トランジスタ６４がオン状態の期間に、一方の入力端子１から入力される電流がその時々の電流指令に一致した段階で、減算回路９３の出力は０となる。この制御によって、一方の入力端子１からは、電流指令の分だけ余分な電流が入力されることになる。
【００７６】
ＤＳＰ７５は、コンピュータの一種であり、特に、信号処理に最適化されたコンピュータである。そして、ＤＳＰ７５は、主に、レールトゥレール電圧の実効電圧値をデジタル値へ変換するＡＤコンバータ１０１と、レールトゥレール電圧の目標電圧を記憶する目標電圧レジスタ１０２と、目標電圧からレールトゥレール電圧の実効電圧を減算する減算手段１０３と、減算手段１０３での減算結果が入力される電圧補償手段１０４と、電圧補償手段１０４から出力される内部電流指令が入力されるリミッタ手段１０５と、リミッタ手段１０５の出力（電流指令）が入力されるＤＡコンバータ１０６と、を備える。ＤＡコンバータ１０６は、デジタル値である電流指令を、アナログのレベル信号へ変換する。この電流指令のレベル信号が、瞬時制御部７６の乗算回路９１に入力される。なお、目標電圧レジスタ１０２と、減算手段１０３は、差分電圧演算手段を構成する。
【００７７】
減算手段１０３は、目標電圧からレールトゥレール電圧の実効電圧を減算する。この減算結果は、目標電圧に対するレールトゥレール電圧の実効電圧の差分電圧となる。差分電圧は、目標電圧よりもレールトゥレール電圧が低い場合には、プラスの値となる。逆に、目標電圧よりもレールトゥレール電圧が高い場合には、差分電圧は、マイナスの値となる。目標電圧とレールトゥレール電圧の実効電圧とが一致する場合には、差分電圧は０となる。
【００７８】
電圧補償手段１０４は、図４に示すように、差分電圧を入力として、一次ＩＩＲ（Ｉｎｆｉｎｉｔｅ−ｄｕｒａｔｉｏｎ  Ｉｍｐｕｌｓｅ  Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタ演算処理を行う。そして、演算結果を内部電流指令として出力する。
【００７９】
この一次ＩＩＲフィルタ演算処理は、下記式１に示すように、差分電圧に所定の係数Ｃ１を乗算した後に、フィードバック演算値と、フィードフォワード演算値とを加算したものを、内部電流指令として出力する。フィードバック演算値およびフィードフォワード演算値は、１つ前の差分電圧に基づいて演算される。但し、式１において、Ｉｍａｇ（ｎ）は、今回の内部電流指令、Ａ１，Ｂ１およびＣ１は予め定めた係数、Ｘ（ｎ）は今回の差分電圧、Ｘ１（ｎ−１）は前回の差分電圧に基づいてフィルタ演算処理で得られた内部変数である。
【００８０】
Ｉｍａｇ（ｎ）  ＝  （Ａ１＋Ｂ１）・Ｘ１（ｎ−１）＋Ｃ１・Ｘ（ｎ）  ・・・式１
【００８１】
このように、今回の差分電圧と、前回の差分電圧に基づいて得られる内部変数とを利用することで、差分電圧の変化量に対する内部電流指令の変化量を抑制することができる。これにより、電流指令を安定化することができる。
【００８２】
リミッタ手段１０５は、内部電流指令が０以上である場合には、その内部電流指令をそのまま出力し、内部電流指令が０よりも小さい場合には、内部電流指令として０を出力する。
【００８３】
０よりも小さい負の内部電流指令をそのままＤＡコンバータ１０６から出力した場合、次のような問題が発生する。すなわち、０よりも小さい負の内部電流指令をそのままＤＡコンバータ１０６から出力すると、コンパレータ８５の反転入力に入力される波形の振幅は、電流指令が０である場合にコンパレータ８５の反転入力に入力される波形の振幅よりも、大きくなる。その分、コンパレータ８５や反転回路８６から出力されるパルスの充電時のパルス幅は、電流指令が０である場合よりも狭くなる。
【００８４】
充電時のパルス幅が狭くなると、そのパルスで充電コイル６１に蓄電される電気エネルギーは小さくなる。たとえば、電流指令が０において入力電圧と平衡するように一方のコンデンサ１１が充電されている状態を例に説明する。このような状態において、充電コイル６１に蓄電される電気エネルギーが小さくなると、充電コイル６１側から一方のコンデンサ１１側へ供給される電気エネルギーよりも、マイナス充電トランジスタ６２がプラス充電トランジスタ６４と逆相でオン状態に制御されたときに一方のコンデンサ１１から充電コイル６１側へ戻る電気エネルギーの方が大きくなってしまう。この電気エネルギーは、交流電源３から見ると、負荷機器７から交流電源３へ戻ってゆく回生電力となる。同様に、他方のコンデンサ１２からも、プラス充電トランジスタ６４を介して、負荷機器７から交流電源３への回生電力が発生してしまう。
【００８５】
しかし、この実施の形態では、リミッタ手段１０５によって、０以下の負の電流指令が出力されないようにしている。このようにすると、充電コイル６１側から一方のコンデンサ１１側へ供給される電気エネルギーと、一方のコンデンサ１１から充電コイル６１側へ戻る電気エネルギーとは、最低限でも一致するため、負荷機器７から交流電源３への回生電力が発生しなくなる。同様に、充電コイル６１側から他方のコンデンサ１２側へ供給される電気エネルギーと、他方のコンデンサ１２から充電コイル６１側へ戻る電気エネルギーとは、最低限でも一致するため、負荷機器７から交流電源３への回生電力が発生しなくなる。
【００８６】
その結果、マイナス充電トランジスタ６２と一方のコンデンサ１１との間に回生電力の発生を防止するためのダイオードや、プラス充電トランジスタ６４と他方のコンデンサ１２との間に回生電力の発生を防止するためのダイオードを設けなくても、回生電力の発生を効果的に抑制することができる。
【００８７】
なお、ＤＳＰ７５は、交流電力の１サイクル毎に、電流指令を更新する。
【００８８】
ＤＳＰ７５は、また、オンライン目標電圧設定手段として、出力電圧の実効電圧をデジタル値へ変換するＡＤコンバータ１１１と、３０Ｖの電圧値を記憶する出力加算値用レジスタ１１２と、出力実効電圧に出力加算値用レジスタに記憶されている３０Ｖの電圧を加算し、さらにその値を二倍にした電圧を出力する出力加算手段１１３と、入力電圧の実効電圧をデジタル値へ変換するＡＤコンバータ１１４と、１０Ｖの電圧値を記憶する入力加算値用レジスタ１１５と、入力実効電圧に入力加算値用レジスタに記憶されている１０Ｖの電圧を加算し、さらにさらにその値を二倍にした電圧を出力する入力加算手段１１６と、これら２つの加算手段１１３，１１６の出力値同士の大小を比較し、大きい方の出力値を出力する比較手段１１７と、比較手段１１７の出力が入力されるランプ手段１１８と、を備える。ランプ手段１１８から出力される目標電圧は、後述する選択手段１２２によって、目標電圧レジスタ１０２に設定される。
【００８９】
出力電圧の実効電圧が約１００Ｖで、且つ、入力電圧の実効電圧が約１００Ｖであるとすると、出力加算手段１１３からは約３４２（＝（（１００×２１／２）＋３０）×２）Ｖが出力され、入力加算手段１１６からは約３０２（＝（（１００×２１／２）＋１０）×２）Ｖが出力される。比較手段１１７は、大きい方の３４２Ｖを選択して出力する。
【００９０】
ランプ手段１１８は、現在の目標電圧レジスタ１０２に設定されている目標電圧から段階的に、比較手段１１７から出力される目標電圧へ変化するように、段階的に増加あるいは減少する複数の目標電圧を生成する。各目標電圧は、後述する選択手段１２２によって、順番に目標電圧レジスタ１０２に設定される。
【００９１】
なお、ランプ手段１１８は、複数の目標電圧による目標電圧の変化速度が、インバータによる出力電圧の最大変化速度よりも約１／５〜１／１０程度の速度となるように、複数の目標電圧を生成する。これにより、インバータの制御出力を不安定にしてしまわない程度に早い速度で、レール電圧を変化させてゆくことができる。
【００９２】
また、このように目標電圧レジスタ１０２に設定される目標電圧を、出力電圧や入力電圧を基準として一定のマージンを確保した値に設定することで、レール電圧を、これら入力電圧や出力電圧の最悪条件よりも高い電圧に制御する必要がなくなる。その結果、レクチファイヤの電力変換効率を、改善することができる。
【００９３】
そして、目標電圧レジスタ１０２に、ランプ手段１１８の目標電圧が設定されると、その設定された目標電圧とレールトゥレール電圧との差分電圧が演算され、この差分電圧を解消するための電流指令がＤＳＰ７５から出力される。瞬時制御部７６は、この電流指令を補うようにパルス列を出力する。レクチファイヤ本体１０は、このパルス列でスイッチングする。これにより、一対のコンデンサ１１，１２の充電電圧は、次第に目標電圧に近づいてゆき、最終的には目標電圧に安定する。
【００９４】
ＤＳＰ７５は、さらに、パワーシェア目標電圧設定手段としてのシェアモード目標電圧レジスタ１２１と、選択手段１２２と、出力電流の実効電流をデジタル値へ変換するＡＤコンバータ１２３と、出力電流の実効電流と出力電圧の実効電圧とを乗算して出力電力の実効電力を演算する出力電力演算手段１２４と、過去差分電圧推定手段としての内部変数設定手段１２５と、を備える。
【００９５】
シェアモード目標電圧レジスタ１２１には、シェアモード時に、目標電圧レジスタ１０２に設定する目標電圧が記憶されている。
【００９６】
このシェアモード時の目標電圧は、レクチファイヤとＤＣ／ＤＣコンバータ３３とを同時に動作させた場合に生じうるレールトゥレール電圧の最大電圧よりも大きな電圧とする。具体的には、レール電圧は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３３の出力電圧によって制限されているので、シェアモード時の目標電圧は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３３の最大出力電圧よりも高い電圧であればよい。そして、たとえば日本国内仕様であるならば、シェアモード時の目標電圧は、２４０Ｖ程度に設定すればよい。
【００９７】
選択手段１２２は、制御本体４１からのモード信号に基づいて、シェアモード目標電圧レジスタ１２１のシェアモード目標電圧と、ランプ手段１１８から出力されるオンラインモード目標電圧との中のいずれか一方を選択し、選択した目標電圧を目標電圧レジスタに設定する。具体的には、シェアモードが指定された場合には、シェアモード目標電圧レジスタ１２１のシェアモード目標電圧を目標電圧レジスタ１０２に設定する。逆に、オンラインモードが指定された場合には、ランプ手段１１８から出力されるオンラインモード目標電圧を目標電圧レジスタ１０２に設定する。
【００９８】
出力電力演算手段１２４が演算した出力電力の実効電力は、内部変数設定手段１２５に入力される。
【００９９】
内部変数設定手段１２５は、制御本体４１からのモード信号がシェアモードからオンラインモードへ変更された場合に、出力電力の実効電力に基づいて電圧補償手段１０４の内部変数を演算し、この内部変数を電圧補償手段１０４に設定する。電圧補償手段１０４は、この内部変数設定手段１２５によって演算された内部変数を用いて、内部電流指令を演算する。
【０１００】
内部変数設定手段１２５による内部変数の演算処理手順は、以下の通りである。
【０１０１】
たとえば、モード信号がシェアモードからオンラインモードへ変更されると、内部変数設定手段１２５は、その時の出力電力の実効電力に基づいて、その実効電力をオンラインモードで出力する場合の内部電流指令を演算する。
【０１０２】
次に、内部変数設定手段１２５は、演算した内部電流指令に基づいて、内部変数を演算する。この実施の形態では、上記式１を用いて電流指令が演算されている。上記式１において、レールトゥレール電圧がオンラインモードの目標電圧に安定した場合には、差分電圧Ｘ（ｎ）は０となる。差分電圧Ｘ（ｎ）が０であるとすると、内部変数設定手段１２５は、下記式２に示す簡単な割り算処理で、内部変数Ｘ１（ｎ−１）を求めることができる。電圧補償手段１０４は、この式２で求めたＸ１（ｎ−１）を用いて、実際の内部電流指令を演算する。
【０１０３】
Ｘ１（ｎ−１）  ＝  Ｉｍａｇ（ｎ）／（Ａ１＋Ｂ１）  ・・・式２
【０１０４】
このように、シェアモードからオンラインモードへ切り替わる際に、電圧補償手段１０４の内部変数を強制的に変更することで、以下の効果が得られる。
【０１０５】
レクチファイヤをシェアモードで動作させると、目標電圧レジスタ１０２には、シェアモード目標電圧レジスタ１２１に記憶されている目標電圧が設定される。このシェアモード目標電圧レジスタ１２１に記憶されている目標電圧は、レクチファイヤとＤＣ／ＤＣコンバータ３３とを同時に動作させた場合に生じうるレールトゥレール電圧の最大電圧よりも大きな電圧になっている。そのため、電圧補償手段１０４には、０よりも大きい差分電圧が入力され続ける。その結果、電圧補償手段１０４は、内部電流指令をどんどん大きく制御してゆく。
【０１０６】
瞬時制御部７６は、電流指令に応じたパルス幅のパルスを出力する。電流指令が大きくなれば、パルス幅が広いパルスを出力し、電流指令が小さくなれば、パルス幅が狭いパルスを出力する。そして、このような各種のパルス幅のパルスを出力できるようにするため、電流指令のレンジの一部が、パルス幅の０％〜１００％のレンジに割り当てられるのが一般的である。このように電流指令のレンジの一部に、パルス幅の０％〜１００％のレンジを割り当てることで、制御ループの一部をデジタル化しつつも、任意のループゲインとオフセットとを実現することができる。
【０１０７】
電流指令のレンジの一部に、パルス幅の０％〜１００％のレンジを割り当てる場合としては、たとえば、電流指令のレンジが０から２５５までの値をとることができる場合に、パルス幅の０％〜１００％のレンジをその３２から１６４までに割り当てる場合がある。
【０１０８】
しかしながら、このように電流指令のレンジの一部に、パルス幅の０％〜１００％のレンジを割り当てた状態で、レクチファイヤをシェアモードで動作させると、上述したように、どんなに制御したとしても差分電圧は減少してこない。その結果、電圧補償手段１０４は、内部電流指令をどんどん大きく制御してしまう。その結果、１００％のパルス幅に割り当てられた電流指令よりも、内部電流指令が大きくなってしまうことになる。上述の例では、電流指令が１６５以上の値になってしまうことになる。
【０１０９】
そして、このように１００％のパルス幅に割り当てられた電流指令よりも内部電流指令が大きくなっている状態で、シェアモードからオンラインモードに切り替わった場合、内部変数にも大きな値が設定されてしまっているため、目標電圧レジスタ１０２に設定される目標電圧をオンラインモードの目標電圧へ変更したとしても、内部目標電流は、直ぐに、所望のオンラインモードにおける内部目標電流に収束されない。
【０１１０】
その結果、シェアモードからオンラインモードに切り替えたとしても、暫らくの間は、１００％のパルス幅が出力されつづけてしまう。この間に、大きな負荷変動があって、目標電圧をそれに応じて更新したとしても、レクチファイヤは、その負荷変動に応じた適切なレール電圧に制御することはできない。つまり、制御不能状態が発生してしまう。
【０１１１】
また、１００％のパルス幅が出力されつづけてしまうことで、レール電圧が異常に高い電圧となってしまうことも考えられる。その結果、レクチファイヤ、インバータ、チャージャ３１、ＤＣ／ＤＣコンバータ３３の各種のスイッチングトランジスタやダイオードの耐圧を超えてしまうようなレール電圧によって、これらのメイン素子を破損してしまうことも考えられる。
【０１１２】
そこで、この実施の形態のように、シェアモードからオンラインモードに切り替わる時の出力電力の実効電力に基づいて、その出力電力をオンラインモードで給電した場合の内部電流指令を仮に演算し、この仮の内部電流指令に基づいて仮の内部変数を演算し、さらに、電圧補償手段１０４がこの仮の内部変数と、オンラインモード時の差分電圧とに基づいて実際の内部電流指令を演算することで、シェアモードからオンラインモードに切り替わった直後から、適切なパルス幅のパルスを生成することができる。その結果、レール電圧は、出力電力に見合った所望の電圧へ直ちに収束する。そして、この実施の形態では、シェアモードからオンラインモードに切り替えた直後に制御不能状態が発生しなくなる。
【０１１３】
また、シェアモードからオンラインモードに切り替えた直後に、１００％のパルス幅のパルスが出力されつづけてしまうことが無くなる。その結果、レール電圧が異常に高い電圧となってしまうことはなく、レクチファイヤ、インバータ、チャージャ３１、ＤＣ／ＤＣコンバータ３３の各種のスイッチングトランジスタやダイオードの耐圧を超えてしまうようなレール電圧を発生してしまうこともなくなる。
【０１１４】
次に、以上のような構成を有する無停電電源装置の全体的な動作を説明する。
【０１１５】
一対の入力端子１，２に交流電源３が接続され、且つ、一対の出力端子５，６に負荷機器７が接続された状態で、図示外の電源スイッチが操作されると、無停電電源装置は、動作を開始する。なお、電源が投入された時点では、入力リレースイッチ２１、他の入力リレースイッチ２２およびバイパスリレースイッチ２４が開いており、インバータリレースイッチ２５は閉じており、さらに、二入力リレースイッチ２３が他方の入力端子２側に接続されている。
【０１１６】
制御本体４１は、起動されると、最初に初期設定処理を行う。この初期設定処理では、上述する各リレースイッチ２１，２２，２３，２４，２５の接点が制御信号に応じて所定の開閉動作をするか否かをテストする。このテストで、所定の開閉動作をしないリレースイッチがあった場合には、制御本体４１は、図示外の起動エラーインジケータを点灯する。また、必要に応じて、制御本体４１は、図示外の通信手段から起動エラー信号を出力する。
【０１１７】
初期設定が無事に完了すると、制御本体４１は、入力リレースイッチ２１、他の入力リレースイッチ２２および二入力リレースイッチ２３へ制御信号を出力する。これにより、各入力リレースイッチ２１，２２は閉じ、二入力リレースイッチ２３は一方の入力端子１側に接続される。この結果、一対の入力端子１，２に入力される電圧は、レクチファイヤ本体１０に入力される。
【０１１８】
なお、バッテリ３２が充電されている場合、制御本体４１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３３およびインバータを起動して、バックアップモードで動作を開始する。これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ３３から出力される直流電力で、一対のコンデンサ１１，１２は充電され、インバータ本体１３から交流電力が出力される。インバータ本体１３から出力される交流電力は、インバータリレースイッチ２５および一対の出力端子５，６を介して、負荷機器７へ供給される。負荷機器７は、この交流電力で直ちに起動することができる。
【０１１９】
次に、制御本体４１は、入力電力の状態を確認し、入力電力が正常である場合には、レクチファイヤを起動するとともに、オンラインモードを指定するモード信号を出力する。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ３３を停止する。なお、チャージャ３１を起動して、バッテリ３２を充電してもよい。
【０１２０】
ＤＳＰ７５では、出力加算手段１１３から出力される電圧と、入力加算手段１１６から出力される電圧の中の大きい方の出力値が比較手段１１７から出力され、この大きい方の出力値に基づいて複数の目標電圧がランプ手段１１８において生成される。この複数の目標電圧は、選択手段１２２によって、順次予め定められた時間間隔毎に、目標電圧レジスタ１０２に設定される。
【０１２１】
そして、ＤＳＰ７５からは、目標電圧レジスタ１０２の目標電圧に対するレールトゥレール電圧の差分電圧に基づいて、電流指令が出力される。瞬時制御部７６は、この電流指令に応じたパルス幅のパルス列を生成する。レクチファイヤ本体１０は、このパルス列に基づいてスイッチング動作を開始する。
【０１２２】
これにより、レールトゥレール電圧は、ランプ手段１１８から出力される目標電圧に制御される。
【０１２３】
なお、このようにＤＣ／ＤＣコンバータ３３を動作させている状態からオンライン運転を開始する場合には、その切替時に、レールトゥレール電圧は所定の電圧に制御されている。そのため、ＤＳＰ７５には、図示外の目標電圧レジスタ１０２の初期値設定手段を設け、その初期値設定手段が、オンラインモード制御を開始する前に、目標電圧レジスタ１０２に、その初期値として、ＡＤコンバータ１０１から入力されるレールトゥレール電圧の実効電圧を設定するとよい。これにより、レールトゥレール電圧の急激な変動を抑制し、レールトゥレール電圧の変動に起因して、インバータ本体１３の出力電力が大きく変動してしまうことを防止することができる。
【０１２４】
また、出力電圧や入力電圧が変動すると、目標電圧レジスタ１０２の目標電圧が、それに応じた目標電圧へ更新される。そして、ＤＳＰ７５からは、新たな電流指令が出力され、瞬時制御部７６は、この新たな電流指令に応じた新たなパルス幅のパルス列を生成し、レクチファイヤ本体１０は、このパルス列に基づいてスイッチング動作を行う。これにより、レールトゥレール電圧は、入力電圧や出力電圧に対して一定のマージンを確保した電圧に維持される。その結果、負荷機器７の消費電力が大きく変動したとしても、インバータは、安定した品質の交流電力を負荷機器７へ供給し続けることができる。
【０１２５】
そして、このオンライン運転中に入力電力が低下したりすると、制御本体４１は、レクチファイヤを停止するとともに、ＤＣ／ＤＣコンバータ３３を起動して、バックアップモードに切り替える。その結果、入力電力が異常状態になっているにもかかわらず、インバータは、安定した品質の交流電力を負荷機器７へ供給し続けることができる。
【０１２６】
また、制御本体４１は、オンラインモード起動に替えて、あるいは、オンライン運転の後に設定や必要に応じて、パワーシェアモードを指定するモード信号を出力する。制御本体４１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３３が停止している場合には、ＤＣ／ＤＣコンバータ３３を起動する。また、チャージャ３１が起動している場合には、チャージャ３１を停止する。
【０１２７】
パワーシェアモードが指定されると、ＤＳＰ７５の選択手段１２２は、シェアモード目標電圧レジスタ１２１に記憶されている目標電圧を、目標電圧レジスタ１０２に設定する。そして、ＤＳＰ７５からは、目標電圧レジスタ１０２に設定されている目標電圧に対するレールトゥレール電圧の差分電圧に基づいて、電流指令が出力される。瞬時制御部７６は、この電流指令に応じたパルス幅のパルス列を生成する。レクチファイヤ本体１０は、このパルス列に基づいてスイッチング動作を開始する。
【０１２８】
このパワーシェアモードの場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ３３が起動されている。そのため、レールトゥレール電圧は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３３の出力電圧となる。その結果、このパワーシェアモードでは、目標電圧レジスタ１０２の目標電圧に対するレールトゥレール電圧の差分電圧が減少することはなく、電流指令はどんどん大きくなってゆく。その結果、瞬時制御部７６が生成する各パルスのパルス幅は電流指令が最大となるパルス列に固定され、レクチファイヤからインバータへ最大の入力電力が供給され続けることになる。
【０１２９】
その結果、最大の入力電力がレクチファイヤからインバータに供給され続けるので、最も効率よく入力電力を負荷機器７へ供給することができる。特に、この実施の形態では、回生電力をリミット手段１０５で防止して、レクチファイヤ本体１０に回生電力を防止するためのダイオードを設けないようにしているので、それだけレクチファイヤ本体１０での電力供給効率が向上している。したがって、レクチファイヤ本体１０は、従来では到底に実現することができない非常に高い効率で負荷機器７へ電力を供給することができる。
【０１３０】
また、このパワーシェアモードでは、ＤＣ／ＤＣコンバータ３３も常に、バッテリ３２の電力を負荷機器７へ供給するように動作している。そのため、入力電圧が低下したり、入力電力が停電したりした場合には、それによって不足する電力は、バッテリ３２から瞬時に供給される。その結果、瞬時停電などを起こすことなく、負荷機器７へ安定した電力を供給し続けることができる。
【０１３１】
しかも、このパワーシェアモードでは、入力電圧が低下した場合であっても、その低下した入力電力を可能な限り負荷機器７へ供給する。そのため、入力電圧の低下を検出したらオンラインモードからバックアップモードへ切り替えてしまう制御に比べて、バッテリ３２の電力消費を抑えることができる。その結果、バッテリ３２の放電する回数や放電する深度を効果的に抑制し、バッテリ３２の長寿命化を実現することができる。
【０１３２】
さらに、制御本体４１は、必要に応じて、モード信号をパワーシェアモードからオンラインモードへ切り替える。また、制御本体４１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３３を停止する。
【０１３３】
モード信号がパワーシェアモードからオンラインモードへ切り替わると、ＤＳＰ７５の選択手段１２２は、目標電圧レジスタ１０２に、ランプ手段１１８から出力される目標電圧を設定する。これにより、オンライン運転時の目標電圧に対するレールトゥレール電圧の差分電圧が、差分電圧として出力される。
【０１３４】
また、これと同時に、内部変数設定手段１２５は、その切り替わる時の出力電力の実効電力に基づいて電圧補償手段１０４の内部変数を演算し、この内部変数を電圧補償手段１０４に設定する。
【０１３５】
そして、電圧補償手段１０４は、オンライン運転時の目標電圧に対するレールトゥレール電圧の差分電圧と、出力電力に見合うと推定される内部変数とに基づいて、内部電流指令を出力する。
【０１３６】
その結果、レールトゥレール電圧は、直ちにオンライン運転時の目標電圧に収束し、その目標電圧に安定化することになる。また、このレールトゥレール電圧が目標電圧に収束している間に目標電圧が更新されることがあったとしても、その新たな目標電圧に収束するように制御を切り替えることができる。つまり、シェアモードからオンラインモードに切り替えた直後に、制御不能状態が発生してしまうことはない。
【０１３７】
以上のように、この実施の形態では、一対のコンデンサ１１，１２の充電電圧が目標電圧となるようにレクチファイヤを制御しているので、間接的に、電力の変換効率を制御することができる。その結果、高い電力変換効率を実現することかできる。
【０１３８】
以上の実施の形態は、本発明の好適な実施の形態の例であるが、本発明はこれに限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において、種々の変形、変更が可能である。
【０１３９】
たとえば、上記実施の形態では、制御本体４１からのモード信号がシェアモードからオンラインモードへ変更される場合にのみ、内部変数を更新している。この他にもたとえば、バックアップモードからオンラインモードへ切り替える場合や、バイパスモードからオンラインモードへ切り替える場合などのように、レクチファイヤがオンラインモードで動作を開始する場合には常に内部変数を設定するようにしてもよい。さらには、無停電電源装置を停止状態からいきなりオンラインモードで起動する場合にも、内部変数を設定するようにしてもよい。この場合には、たとえば、過去の負荷電力を記憶しておき、その過去の負荷電力に基づいて内部変数を演算すればよい。
【０１４０】
このようにオンラインモードで動作を開始する場合に、出力電力などに基づいて内部変数を設定することで、一次ＩＩＲフィルタを使用しながらも、オンラインモードを開始すると、直ちにレールトゥレール電圧を目標電圧に安定化させることができる。
【０１４１】
上述の実施の形態では、電圧補償手段１０４は、一次のＩＩＲフィルタ演算処理を実行している。この他にもたとえば、電圧補償手段１０４によるフィルタ演算処理は、二次ＩＩＲフィルタ演算処理であっても、さらに高次のＩＩＲフィルタ演算処理であってもよい。さらには、少なくとも、過去の差分電圧に基づいて得られる内部変数を利用するフィルタ演算処理であってもよい。
【０１４２】
但し、電圧補償手段１０４のフィルタ演算処理を、二次あるいはさらに高次のＩＩＲフィルタ演算処理とした場合には、その次数分の内部変数が演算処理に利用される。そして、内部変数設定手段１２５は、内部電流指令に基づいて内部変数を逆演算しているので、内部変数が複数個になった場合には、各内部変数の絶対値を演算することができなくなる。したがって、内部電流指令に対応する正確な内部変数を設定することができなくなる。一次のＩＩＲフィルタ演算処理であれば、確実に内部変数を演算することができるので、正確な内部変数に基づいて確実に制御不能状態を防止することができる。
【０１４３】
なお、二次あるいはさらに高次のＩＩＲフィルタ演算処理である場合には、複数個の内部変数が同一の値であるとして演算し、この値を全ての内部変数に設定するようにすれば、制御不能状態を効果的に抑制することができる。
【０１４４】
上述の実施の形態では、レールトゥレール電圧に基づいて差分電圧を演算している。この他にもたとえば、レール電圧に基づいて差分電圧を演算してもよい。また、比較手段１１７で比較される電圧は、それぞれ実効値とされているが、両者またはいずれか一方をピークトゥピーク電圧や振幅などの瞬時値としてもよい。
【０１４５】
上述の実施の形態では、瞬時制御部７６をアナログ回路で実現している。この他にもたとえば、瞬時制御部７６と同等の機能をＤＳＰに組み込み、ＤＳＰから正弦波の電圧信号を出力するようにしてもよい。これにより、制御素子数を削減することができる。
【０１４６】
たとえば、電流指令をアナログへ変換するＤＡコンバータ１０６の替わりに、電流指令の振幅を有する正弦波のサンプリング値を、その位相が入力電圧波形と同期させるように出力する電流指令波形出力手段と、入力電流をデジタル値へ変換するＡＤコンバータと、この電流指令波形のサンプリング値から入力電流のデジタル値を減算する減算手段と、減算手段の出力値が入力される電流補償手段と、所定の振幅を有する正弦波のサンプリング値を、その位相が入力電圧波形と同期させるように出力する固定波形出力手段と、固定波形出力手段の出力と電流補償手段の出力とを加算する加算手段と、三角波のサンプリング値を出力する三角波形出力手段と、三角波形出力手段の出力と加算手段の出力とが入力されるコンパレート手段と、コンパレート手段の出力をアナログ波形へ変換するＤＡコンバータと、をＤＳＰ７５に設ければよい。
【０１４７】
そして、コンパレート手段は、三角波のサンプリング値が加算手段の出力値よりも大きい場合には１を出力し、三角波のサンプリング値が加算手段の出力値よりも小さい場合には０を出力する。これにより、上記実施の形態と同等のパルス幅を有するパルスの列をＤＳＰから出力することができる。
【０１４８】
上記実施の形態では、レールトゥレール電圧に基づいて電流指令を演算するまでの処理を、ＤＳＰ７５で実行している。この他にも、レールトゥレール電圧に基づいて電流指令を演算する処理は、図５に示すアナログ回路で実現することができる。
【０１４９】
図５に示すアナログ回路では、レールトゥレール電圧は目標電圧とともに第一のオペアンプ１３１に入力される。この第一のオペアンプ１３１は、目標電圧に対するレールトゥレール電圧の差分電圧を出力する。差分電圧は、第二のオペアンプ１３２の反転入力に入力される。第二のオペアンプ１３２の正入力端子はグランドに設置されている。また、第二のオペアンプ１３２には並列にコンデンサ１３３が接続される。なお、第二のオペアンプ１３２の出力と、グランドとの間に接続されるダイオード１３４が、リミッタ手段１０５に相当する。このダイオード１３４が接続された第二のオペアンプ１３２の出力が、電流指令に相当する。
【０１５０】
そして、図５と図２とを比較すれば判るように、コンデンサ１３３の直流電圧が、電圧補償手段の内部変数に相当する。したがって、このアナログ回路において、本実施の形態のように内部変数を任意の値に設定するためには、このコンデンサ１３３の直流電圧を、任意の電圧に制御できるように構成する必要がある。
【０１５１】
しかしながら、このコンデンサ１３３は、第二のオペアンプ１３２と並列に接続されている。そのため、その両端をショートして０Ｖにすることは可能であったとしても、任意の電圧に制御することは非常に難しい。また、このコンデンサ１３３に並列に、コンデンサ１３３の直流充電電圧を制御するための回路を接続した場合、その回路への配線の配線容量などによって、第二のオペアンプ１３２の演算速度が非常に遅くなってしまう。
【０１５２】
それゆえ、レールトゥレール電圧に基づいて電流指令を演算するＤＳＰ７５の内部処理を、アナログ回路で実現した場合、本実施の形態のように、オンライン運転開始時に、コンデンサ１３３の直流電圧を任意の電圧に設定することは非常に難しい。しかしながら、低価格製品やユーザの要求によっては、この種のアナログ回路を利用することができる。
【０１５３】
【発明の効果】
本発明では、コンデンサの充電電圧を制御するので、間接的に、レクチファイヤの電力変換効率を制御することができる。その結果、本発明では、高い電力変換効率を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態に係る無停電電源装置およびその接続部分を示す接続図である。
【図２】図１中のレクチファイヤ制御回路およびその周辺回路を示すブロック図である。
【図３】図２に示すレクチファイヤ制御回路の動作の説明図である。
【図４】図２中の電圧補償手段の構成を示すフィルタ構成図である。
【図５】図２中の減算手段と、電圧補償手段とをアナログ回路で実現する場合の変形例を示す回路図である。
【符号の説明】
１，２  入力端子
５，６  出力端子
１０  レクチファイヤ本体（レクチファイヤ）
１１，１２  コンデンサ
１３  インバータ本体（インバータ）
１５  レクチファイヤ制御回路（レクチファイヤ）
１６  インバータ制御回路（インバータ）
３２  バッテリ
４１  制御本体
６２  マイナス充電トランジスタ（スイッチング素子）
６４  プラス充電トランジスタ（スイッチング素子）
７５  デジタルシグナルプロセッサ
７６  瞬時制御部（パルス生成回路）
１０２  目標電圧レジスタ（差分電圧演算手段）
１０３  減算手段（差分電圧演算手段）
１０４  電圧補償手段
１１１  ＡＤコンバータ（オンライン目標電圧設定手段）
１１２  出力加算値用レジスタ（オンライン目標電圧設定手段）
１１２  選択手段
１１３  出力加算手段（オンライン目標電圧設定手段）
１１４  ＡＤコンバータ（オンライン目標電圧設定手段）
１１５  入力加算値用レジスタ（オンライン目標電圧設定手段）
１１６  入力加算手段（オンライン目標電圧設定手段）
１１７  比較手段（オンライン目標電圧設定手段）
１１８  ランプ手段（オンライン目標電圧設定手段）
１２１  シェアモード目標電圧レジスタ（パワーシェア目標電圧設定手段）
１２５  内部変数設定手段（過去差分電圧推定手段）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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