(57)【要約】【課題】  直交周波数分割多重に従って生成した信号サンプルのシンボルからデータを再生するシンボル同期時間を決定する受信機を提供する。【解決手段】  受信機は、パイロット支援トラッカと、ガード適応マッチドフィルタと、シンボル時間調整推定部とを備えている。シンボル時間調整推定部は、チャンネルインパルス応答プロファイル保存部及び信号プロセッサを備え、該信号プロセッサが、受信した信号がチャンネルインパルス応答プロファイル保存部を通過した際の前記チャンネルのインパルス応答の表現を維持し、前記パイロット支援トラッカ及び前記ガード適応フィルタプロセッサのうち少なくとも１つが提供した調整に従って、前記シンボル同期時間を調整する。【選択図】  図８
2004153831.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直交周波数分割多重により生成した信号サンプルのシンボルからデータを再生するシンボル同期時間を決定する受信装置であって、当該シンボルのデータ収容部から繰り返されたデータを搬送するガード期間と該信号を収容しているパイロットキャリアとを該シンボルが含んでおり、当該受信装置において、
パイロット支援チャンネルインパルス応答推定から前記シンボル同期時間に対する調整を決定するパイロット支援トラッカと、
フィルタ及びフィルタコントローラを備え、該フィルタのインパルス応答を前記ガード期間からの信号サンプルに適応させ、前記シンボル信号サンプルで該フィルタを励起することで、チャンネルインパルス応答の更なる表現を提供する出力信号を生成する、ガード適応フィルタプロセッサと、
チャンネルインパルス応答プロファイル保存部及び信号プロセッサを備え、該信号プロセッサが、受信した信号がチャンネルインパルス応答プロファイル保存部を通過した際の前記チャンネルのインパルス応答の表現を維持し、前記パイロット支援トラッカ及び前記ガード適応フィルタプロセッサのうち少なくとも１つが提供した調整に従って、前記シンボル同期時間を調整するシンボル時間調整推定部とを備え、
前記調整は、前記シンボルが受信される主要パスにおいて、前記ガードインターバル期間外にある、チャンネルインパルス応答コンポーネントに起因する符号間干渉の影響を低減するように構成されたオフセットを含むことを特徴とする受信装置。
【請求項２】
前記シンボル時間調整推定部は、前記チャンネルインパルス応答の更なる表現で示された時間的に早い信号パスに従い、前記シンボル同期時間に関する前記調整を生成することを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
【請求項３】
前記シンボル時間調整推定部は、
前記プロファイル保存部からの前記チャンネルインパルス応答の時間的な長さと前記ガードインターバルの長さとを比較し、
前記チャンネルインパルス応答の長さが前記ガードインターバルより長い場合で、
前記チャンネルインパルス応答遅延スプレッドがポストカーシブエコー（post-cursive echo）を含む場合には、前記タイミング調整に対するオフセットをゼロにセットし、
前記チャンネルインパルス応答遅延スプレッドがプリカーシブエコー（pre-cursive echo）を含む場合には、前記ガードインターバル内にあるチャンネルインパルス応答の時間的な長さとガードインターバルとの差に従って前記シンボルの開始時間に対する前記タイミング調整に対するオフセットを計算することを特徴とする請求項１又は２に記載の受信装置。
【請求項４】
前記パイロットキャリアは前記シンボルの全体にわたって分布するものであって、
前記パイロット支援トラッカは、
前記パイロットキャリア信号と前記パイロットキャリアの再生成バージョンとを比較することにより、周波数領域における前記パイロット支援チャンネルインパルス応答を生成するパイロットチャンネルインパルス応答生成部と、
前記パイロット支援チャンネルインパルス応答での時間領域補間を提供できるよう、前記パイロット支援チャンネルインパルス応答をフィルタリングする補間フィルタと、
補間フィルタ伝達関数に対応するウィンドウ内で時間領域チャンネルインパルス応答推定のエネルギを中心に設定するよう、周波数領域チャンネル伝達関数推定の位相を調整するパイロット位相調整部とを備えることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項いずれかに記載の受信装置。
【請求項５】
前記パイロット位相調整部は、前記チャンネルインパルス応答がポストカーサー（post-cursor）オフガードインパルス応答成分を提供するか又はプリカーサー（pre-cursor）オフガードインパルス応答成分を提供するか、更に、前記チャンネルインパルス応答の長さが前記補間フィルタの帯域よりも大きいかどうかに応じて、前記周波数領域パイロット支援チャンネル伝達関数の位相を調整することを特徴とする請求項４に記載の受信装置。
【請求項６】
前記パイロット位相調整部は、前記チャンネルインパルス応答がプレカーシブオフガード成分を提供する場合において、
前記チャンネルインパルス応答の長さがパイロットキャリア（３／Ｔｕ）間のスペクトラ間隔よりも短い場合、前記ガードインターバル期間に入る前記チャンネルインパルス応答の時間的長さの半分と前記チャンネルインパルス応答の全長の半分との差から、前記位相調整を形成し、
それ以外の場合、前記ガードインターバル期間に入る前記チャンネルインパルス応答の時間的長さの半分と前記パイロットキャリア間のスペクトラ間隔の半分との差から、前記位相調整を形成するものであり、又は
前記パイロット位相調整部は、前記チャンネルインパルス応答がプレカーシブオフガード成分を提供する場合において、
前記チャンネルインパルス応答の長さがパイロットキャリア（３／Ｔｕ）間のスペクトラ間隔よりも短い場合、前記チャンネルインパルス応答の全長の半分と前記ガードインターバル期間に入る前記チャンネルインパルス応答の時間的長さの半分との差から、前記位相調整を形成し、
それ以外の場合、前記パイロットキャリア間のスペクトラ間隔の半分と前記ガードインターバル期間に入る前記チャンネルインパルス応答の時間的長さの半分との差から、前記位相調整を形成するものであることを特徴とする請求項５に記載の受信装置。
【請求項７】
前記受信したシンボルから前記パイロット支援チャンネルインパルス応答推定を実質的にキャンセルすることで、該受信したシンボルにおける前記チャンネルインパルス応答の影響を低減するチャンネル訂正プロセッサを更に備えることを特徴とする請求項４乃至６のいずれか１項に記載の受信装置。
【請求項８】
直交周波数分割多重により生成した信号サンプルのシンボルからデータを再生する受信装置であって、該シンボルの全体にわたって分布するパイロットキャリア信号を該シンボルが含んでおり、当該受信装置において、
パイロット支援チャンネルインパルス応答推定を生成するパイロット支援トラッカと、
前記パイロット支援チャンネルインパルス応答推定を用いて前記受信したシンボルにおける前記チャンネルインパルス応答の影響を低減するチャンネル訂正プロセッサとを備え、
前記パイロット支援トラッカは、
前記パイロットキャリア信号と前記パイロットキャリアの再生成バージョンとを比較することにより、周波数領域における前記パイロット支援チャンネル伝達関数を生成するパイロットチャンネルインパルス応答生成部と、
前記パイロット支援チャンネル伝達関数での周波数領域補間を提供できるよう、前記パイロット支援チャンネル伝達関数をフィルタリングする補間フィルタと、
補間フィルタ伝達関数に対応するウィンドウ内で時間領域チャンネルインパルス応答推定のエネルギを中心に設定するよう、周波数領域チャンネル伝達関数推定の位相を調整するパイロット位相調整部とを備えることを特徴とする受信装置。
【請求項９】
フィルタ及びフィルタコントローラを備え、該フィルタのインパルス応答を前記ガード期間からの信号サンプルに適応させ、前記シンボル信号サンプルで該フィルタを励起することで、チャンネルインパルス応答の更なる表現を提供する出力信号を生成する、ガード適応フィルタプロセッサと、
前記パイロット支援トラッカ及び前記ガード適応フィルタプロセッサのうち少なくとも１つが提供した調整に従って、シンボル同期時間を調整するシンボル時間調整推定部とを更に備えることを特徴とする請求項８に記載の受信装置。
【請求項１０】
前記パイロット位相調整部は、前記チャンネルインパルス応答がポストカーサーオフガードインパルス応答成分を提供するか又はプリカーサーオフガードインパルス応答成分を提供するか、更に、前記チャンネルインパルス応答の長さが前記補間フィルタの帯域よりも大きいかどうかに応じて、前記周波数領域パイロット支援チャンネル伝達関数の位相を調整することを特徴とする請求項８又は９に記載の受信装置。
【請求項１１】
前記パイロット位相調整部は、前記チャンネルインパルス応答がプレカーシブオフガード成分を提供する場合において、
前記チャンネルインパルス応答の長さがパイロットキャリア（３／Ｔｕ）間のスペクトラ間隔よりも短い場合、前記ガードインターバル期間に入る前記チャンネルインパルス応答の時間的長さの半分と前記チャンネルインパルス応答の全長の半分との差から、前記位相調整を形成し、
それ以外の場合、前記ガードインターバル期間に入る前記チャンネルインパルス応答の時間的長さの半分と前記パイロットキャリア間のスペクトラ間隔の半分との差から、前記位相調整を形成するものであり、又は
前記パイロット位相調整部は、前記チャンネルインパルス応答がプレカーシブオフガード成分を提供する場合において、
前記チャンネルインパルス応答の長さがパイロットキャリア（３／Ｔｕ）間のスペクトラ間隔よりも短い場合、前記チャンネルインパルス応答の全長の半分と前記ガードインターバル期間に入る前記チャンネルインパルス応答の時間的長さの半分との差から、前記位相調整を形成し、
それ以外の場合、前記パイロットキャリア間のスペクトラ間隔の半分と前記ガードインターバル期間に入る前記チャンネルインパルス応答の時間的長さの半分との差から、前記位相調整を形成するものであることを特徴とする請求項１０に記載の受信装置。
【請求項１２】
直交周波数分割多重により生成した信号サンプルのシンボルからデータを再生するシンボル同期時間を決定するシンボル同期時間決定方法であって、当該シンボルのデータ収容部から繰り返されたデータを搬送するガード期間と該信号を収容しているパイロットキャリアとを該シンボルが含んでおり、
パイロット支援チャンネルインパルス応答推定から前記シンボル同期時間に対する調整を決定し、
フィルタのインパルス応答を前記ガード期間からの信号サンプルに適応させ、
前記シンボル信号サンプルで前記フィルタを励起することで、チャンネルインパルス応答の更なる表現を提供する出力信号を生成し、
前記受信した信号がチャンネルインパルス応答プロファイル保存部を通過した際の前記チャンネルのインパルス応答の表現を維持し、
パイロット支援トラッカ及び前記ガード適応マッチドマッチフィルタからの出力信号のうち少なくとも１つが提供した調整に従って、前記シンボル同期時間を調整するものであって、
前記調整は、前記シンボルが受信される主要パスにおいて、前記ガードインターバル期間外にある、チャンネルインパルス応答コンポーネントに起因する符号間干渉の影響を低減するように構成されたオフセットを含むことを特徴とするシンボル同期時間決定方法。
【請求項１３】
前記チャンネルインパルス応答の更なる表現で示された時間的に早い信号パスに従い、前記シンボル同期時間に関する前記調整を生成することを特徴とする請求項１２に記載のシンボル同期時間決定方法。
【請求項１４】
チャンネルインパルス応答の長さと前記ガードインターバルの長さとを比較し、
前記チャンネルインパルス応答の長さが前記ガードインターバルより長い場合で、
前記チャンネルインパルス応答遅延スプレッドがポストカーシブエコーを含む場合には、前記タイミング調整に対するオフセットをゼロにセットし、
前記チャンネルインパルス応答遅延スプレッドがプリカーシブエコーを含む場合には、前記ガードインターバル内にあるチャンネルインパルス応答の時間的な長さとガードインターバルとの差に従って前記シンボルの開始時間に対する前記タイミング調整に対するオフセットを計算することを特徴とする請求項１２又は１３に記載のシンボル同期時間決定方法。
【請求項１５】
直交周波数分割多重により生成した信号サンプルのシンボルからデータを再生するデータ再生方法であって、該シンボルの全体にわたって分布するパイロットキャリア信号を該シンボルが含んでおり、
パイロット支援チャンネルインパルス応答推定を生成し、
前記パイロット支援チャンネルインパルス応答推定を用いて前記受信したシンボルにおける前記チャンネルインパルス応答の影響を低減するものであって、
前記チャンネルインパルス応答の影響の低減に際しては、
周波数領域におけるパイロット支援チャンネル伝達関数を生成し、
前記パイロットキャリア信号と前記パイロットキャリアの再生成バージョンとを比較し、
前記パイロット支援チャンネル伝達関数での周波数領域補間を提供できるよう、前記パイロット支援チャンネルインパルス応答をフィルタリングし、
補間フィルタ伝達関数に対応するウィンドウ内で前記時間領域チャンネルインパルス応答推定のエネルギを中心に設定するよう、前記周波数領域チャンネル伝達関数推定の位相を調整することを特徴とするデータ再生方法。
【請求項１６】
前記フィルタのインパルス応答を前記ガード期間からの信号サンプルに適応させ、
前記シンボル信号サンプルで前記フィルタを励起することで、前記チャンネルインパルス応答の更なる表現を提供する出力信号を生成し、
前記パイロット支援トラッカ及び前記ガード適応フィルタプロセッサのうち少なくとも１つが提供した調整に従って、前記シンボル同期時間を調整することを特徴とする請求項１５に記載のデータ再生方法。
【請求項１７】
前記チャンネルインパルス応答がポストカーサーオフガードインパルス応答成分を提供するか又はプリカーサーオフガードインパルス応答成分を提供するか、更に、前記チャンネルインパルス応答の長さが前記補間フィルタの帯域よりも大きいかどうかに応じて、前記周波数領域パイロット支援チャンネル伝達関数の位相を調整することを特徴とする請求項１５又は１６に記載のデータ再生方法。
【請求項１８】
前記チャンネルインパルス応答がプレカーシブオフガード成分を提供する場合において、
前記チャンネルインパルス応答の長さがパイロットキャリア（３／Ｔｕ）間のスペクトラ間隔よりも短い場合、前記ガードインターバル期間に入る前記チャンネルインパルス応答の時間的長さの半分と前記チャンネルインパルス応答の全長の半分との差から、前記位相調整を形成し、
それ以外の場合、前記ガードインターバル期間に入る前記チャンネルインパルス応答の時間的長さの半分と前記パイロットキャリア間のスペクトラ間隔の半分との差から、前記位相調整を形成することで、前記周波数領域のパイロット支援チャンネル伝達関数の位相を調整する、又は
前記パイロット位相調整部は、前記チャンネルインパルス応答がプレカーシブオフガード成分を提供する場合において、
前記チャンネルインパルス応答の長さがパイロットキャリア（３／Ｔｕ）間のスペクトラ間隔よりも短い場合、前記チャンネルインパルス応答の全長の半分と前記ガードインターバル期間に入る前記チャンネルインパルス応答の時間的長さの半分との差から、前記位相調整を形成し、
それ以外の場合、前記パイロットキャリア間のスペクトラ間隔の半分と前記ガードインターバル期間に入る前記チャンネルインパルス応答の時間的長さの半分との差から、前記位相調整を形成することで、前記周波数領域のパイロット支援チャンネル伝達関数の位相を調整することを特徴とする請求項１７に記載のデータ再生方法。
【請求項１９】
請求項１乃至１１のいずれか１項に記載の受信装置を含むデジタルテレビジョン装置。
【請求項２０】
請求項１２乃至１４のいずれか１項に記載のシンボル同期時間決定方法又は請求項１５乃至１８のいずれか１項に記載のデータ再生方法により動作可能なデジタルテレビジョン装置。
【請求項２１】
コンピュータにロードされた場合に該コンピュータが実行可能なインストラクションを提供することで、該コンピュータを請求項１乃至１１のいずれか１項に記載の受信装置として動作させるコンピュータプログラム。
【請求項２２】
コンピュータにロードされた場合に該コンピュータが実行可能なインストラクションを提供することで、該コンピュータに請求項１２乃至１４のいずれか１項に記載のシンボル同期時間決定方法又は請求項１５乃至１８のいずれか１項に記載のデータ再生方法を実行させるコンピュータプログラム。
【請求項２３】
請求項２１又は２２に記載のコンピュータプログラムを示す情報信号を記録したコンピュータ読み取り可能な媒体を備えるコンピュータプログラム製品。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直交周波数分割多重に従って生成した信号サンプルのシンボルからデータを再生するよう動作可能な受信装置に関する。シンボルはパイロットキャリア信号とシンボルのデータ収容部から繰り返されたデータを搬送するガード期間を含んでいる。また、本発明は、受信した信号サンプルからデータを検出して再生する方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
直交周波数分割多重（orthogonal frequency division multiplexing：以下、ＯＦＤＭという。）伝送システムは、シンボル間にガードインターバルを含んでいる。ガードインターバルの目的は、ガードインターバルの期間である限り、遅延スプレッド（delay spread）によるチャンネルの符号間干渉（inter symbol interference：以下、ＩＳＩという。）の影響を回避する又は少なくとも低減することにある。このようなチャンネルにおいて、信号は、ガードインターバル期間よりも短い時間ウィンドウ内であれば、異なる伝搬パスを経由して受信機に到着することができる。ＤＴＶ放送用のもののようなＯＦＤＭベースのセルラネットワークでは、送信機（又は基地局）は、各送信機のセルの直径の長さ分を進むために送信信号に要求される伝搬時間がガードインターバル期間と同じになるように離間されている。したがって、隣接する送信機又はセルが同じ周波数を用いる単一周波数ネットワーク（single frequency network：以下、ＳＦＮという。）では、あるセルの受信機が、そのホームセル及びガードインターバルの期間内で全て到着する近くのセルの両方からの有意信号パスに出会うと予想される。
【０００３】
【非特許文献１】Erik Stare,"Mobile reception of 2K and 8K DVB-T Signals", Proceedings of IBC '98, pp 473〜478.
【特許文献１】英国特許出願０１１５０６１．４号
【特許文献２】英国特許出願００２７４２３．３号
【特許文献３】英国特許出願００２７４２４．１号
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ＳＦＮを構築するコストは、送信機である基地局サイトの数又は基地局の密度（単位面積当たりの基地局数）に比例する。したがって、密集したＳＦＮは、送信機サイトが更に離間している、それほど密でない又は希薄なＳＦＮよりコスト高になる。ＤＶＢ−ＴのようなＯＦＤＭベースのシステムにおいては、周波数利用効率がネットワーク設計の課題になると予想される。これは、携帯電話のような他の無線システムのケースで起こったことである。周波数利用効率とネットワークに関するコストは、希薄なＳＦＮシステムアーキテクチュアを採用すると最小限にできる。しかし、送信機が希薄なＳＦＮで更に離間していると、全ての信号伝搬パスが、ガードインターバルの期間内である受信機に到達しない可能性が増加する。実際に、通常のＳＦＮでは、間近なもの以外の任意のセルから受信機に到着する十分なパワーの任意の信号が、ガードインターバル外になると思われる。これらは、ガードインターバルより長い遅延スプレッドとなるチャンネルを構成する。
【０００５】
本願と同一出願人による英国特許出願０１１５０６１．４号（特許文献１）には、ＩＳＩの存在時に繰り返されるデータのガードインターバルを含んでいるシンボルからデータを検出して再生する受信機が開示されている。英国特許出願０１１５０６１．４号に開示された受信機は、ガードインターバル内の伝搬パスで遅延されて受信した信号のバージョンに起因するＩＳＩの影響を低減するように構成されている。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明によれば、直交周波数分割多重に従って生成した信号サンプルのシンボルからデータを再生するシンボル同期時間を決定する受信装置が提供される。シンボルは、パイロットキャリア信号とシンボルのデータ収容部から繰り返されたデータを搬送する、ガード期間を含んでいる。本受信装置は、パイロット支援チャンネルインパルス応答推定からシンボル同期時間に対する調整を決定するように動作できるパイロット支援トラッカと、ガード適応フィルタプロセッサとを含んでいる。ガード適応フィルタは、フィルタとフィルタコントローラとを含んでいる。フィルタコントローラは、ガード期間から信号サンプルにフィルタのインパルス応答を適応させるとともに、シンボル信号サンプルでフィルタを励起して出力信号を生成するように動作することで、チャンネルインパルス応答の更なる表現を提供する。シンボル時間調整推定部は、チャンネルインパルス応答プロファイル保存部と信号プロセッサとを含んでいて、信号プロセッサは、受信信号がチャンネルインパルス応答プロファイル保存部を通過した際のチャンネルのインパルス応答の表現を維持するように動作できる。シンボル時間調整推定部は、パイロット支援トラッカとガード適応フィルタプロセッサのうち少なくとも１つが提供した調整に従って、シンボル同期時間を調整するように動作できる。この調整は、シンボルが受信される主要パスにおいて、ガードインターバル外にある、チャンネルインパルス応答コンポーネントに起因する符号間干渉の影響を低減するように構成されたオフセットを含んでいる。
【０００７】
本発明の一実施形態によれば、ガードインターバル外にあるチャンネルインパルス応答のコンポーネントに起因するＩＳＩの影響を低減できる受信装置を提供できる。そのために、オフセットがシンボル同期時間に導入され、それがチャンネルインパルス応答の中で最も早いコンポーネントに従って決定される。オフセットは、ガードインターバル外にあるチャンネルインパルス応答コンポーネントに起因するＩＳＩの影響を低減するように決定される。
【０００８】
本発明の他の実施形態では、シンボル時間調整推定部は、プロファイル保存部からのチャンネルインパルス応答の時間的な長さと、ガードインターバルの長さとを比較するように動作できる。チャンネルインパルス応答の長さがガードインターバルより長い場合、タイミング調整に対するオフセットは、チャンネルインパルス応答遅延スプレッドがポストカーシブエコー（post-cursive echo）を含む時に、ゼロにセットされる。シンボル開始時間に対するタイミング調整のオフセットは、チャンネルインパルス応答遅延スプレッドがプリカーシブエコー（pre-cursive echo）を含む時に、ガードインターバル内にあるチャンネルインパルス応答の時間的な長さとガードインターバルとの差に従ってセットされる。
【０００９】
パイロットキャリアがシンボルの全体にわたって分布する例では、パイロット支援トラッカは、パイロットキャリア信号とパイロットキャリアの再生成バージョンとを比較することにより、周波数領域のパイロット支援チャンネル伝達関数を生成するように動作できる、パイロットチャンネルインパルス応答生成部を具備している。補間フィルタは、ＯＦＤＭシンボルのデータ収容キャリアにわたって、パイロット支援チャンネル伝達関数を補間するよう、パイロット支援チャンネル伝達関数をフィルタするように動作できる。パイロット位相調整部は、補間フィルタインパルス応答に対応するウィンドウ内で時間領域チャンネルインパルス応答推定のエネルギの中心を設定するよう、周波数領域チャンネル伝達関数推定の位相を調整するように動作できる。
【００１０】
シンボルのパイロットキャリアが分布しているという特性は、周波数領域チャンネル伝達関数を個別にサンプル抽出する作用を有している。そこで、チャンネル伝達関数の推定値を生成するために、パイロットキャリアから生成したチャンネル伝達関数のサンプルは、パイロットキャリアの相対離間に従って決まった帯域幅を有する、補間フィルタを通過する。しかし、チャンネルインパルス応答がガードインターバル外にあるコンポーネントを含んでいるケースでは、位相調整が、周波数領域の補間フィルタの伝達関数を基準にして、時間領域に形成されたウィンドウ内のチャンネルインパルス応答のエネルギの中心を定める作用に応じて行われる。これから分かるように、パイロットキャリアから生成されるチャンネル伝達関数のサンプルが周波数領域で形成されるので、補間フィルタを用いて時間領域のこれらのサンプルをフィルタリングすると、時間領域チャンネルインパルス応答と周波数領域に効果的に形成されるように補間フィルタの伝達関数のウィンドウを掛け算する作用をもつことになる。そこで、更なるエネルギがウィンドウ内に入るように、チャンネルインパルス応答推定値をシフトする作用をもつ位相オフセットを決めると、チャンネルインパルス応答を更に正確に推定するだけでなく、チャンネルインパルス応答のキャンセルも改善することになる。
【００１１】
本発明の他の実施形態によれば、直交周波数分割多重に従って生成した信号サンプルのシンボルからデータを再生する受信装置が提供される。シンボルは、シンボルの全体にわたって分布するパイロットキャリア信号を含んでいる。受信装置は、パイロット支援チャンネル伝達関数推定値を生成するように動作できるパイロット支援トラッカと、パイロット支援チャンネル伝達関数推定値を用いて受信シンボルにおけるチャンネルインパルス応答の作用を低減するように動作できるチャンネル訂正プロセッサとを具備している。パイロット支援トラッカは、パイロットキャリア信号とパイロットキャリアの再生成バージョンとを比較することにより、周波数領域のパイロット支援チャンネル伝達関数を生成するように動作できるパイロット支援伝達関数生成部と、補間フィルタとを具備している。補間フィルタは、パイロット支援チャンネル伝達関数の周波数領域補間を提供する作用に対するパイロット支援チャンネル伝達関数をフィルタリングするように動作できる。パイロット支援トラッカは、周波数領域の補間フィルタ伝達関数に対応するウィンドウ内の時間領域チャンネルインパルス応答推定におけるエネルギ中心を定めるように、周波数領域チャンネル伝達関数推定の位相を調整するパイロット位相調整部を更に具備している。
【００１２】
また、本発明の他の実施形態では、シンボル同期時間オフセット調整の無いパイロット位相オフセット調整を含む構成としてもよい。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、直交周波数分割多重に従って生成した信号サンプルのシンボルからデータを再生するシンボル同期時間を決定する受信装置が提供される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
１．シンボルと略語のリスト
次に示すシンボルと略語のリストは、本発明の実施形態の説明を支援するために提供される。
Ｔｕ  有用なシンボル期間であり、秒の単位で記す
Ｔｇ  ガードインターバル期間であり、秒の単位で記す
Ｔｓ  総シンボル期間であり、秒の単位で記す
Ｎｕ  シンボルの有用部分のサンプルの数
Ｎｇ  シンボルのガードインターバルのサンプルの数
Ｎｓ  シンボル全体のサンプルの数
Ｎｆ  ＭＦ出力が平均化されるシンボルの数
μ０  インガードのＣＩＲ遅延スプレッド（delay spread）の半分
η０  主要パスＴＯＡからのＳＳＴのオフセット
ＣＩＲ        チャンネルインパルス応答
ＣＴＦ        チャンネル伝達関数
ＦＦＴ        高速フーリエ変換
ＦＩ−ＴＦ    周波数補間伝達関数
ＩＦＦＴ      逆ＦＦＴ
ＩＳＩ        符号間干渉
ＭＡ          移動平均フィルタ
ＭＦ          マッチドフィルタ（Matched filter）
ＮＣＯ        数値制御発振器−ここでは信号サンプルのカウンタ
ＯＦＤＭ      直交周波数分割多重
ＴＯＡ        到着時間
（Ｃ）ＳＳＴ  （現在の）シンボル開始時間
ＳＴＡＴ      シンボル時間取得とトラッカ
ＳＦＮ        単一周波数ネットワーク
【００１５】
２．アプリケーション例：ＯＦＤＭ
本発明の一実施形態について、デジタルビデオ放送（ＤＶＢ）規格に従って例示用に作成したＣＯＦＤＭシンボルからデータを検出して再生する例を参照しながら説明する。
【００１６】
ＤＶＢ規格に従って変調したＣＯＦＤＭシンボルは、伝えるべきデータと並行してＫ個の狭帯域キャリアを変調することで生成される。欧州通信標準協会ＥＮ３００７４４号１．１．２版（１９９７−０８）に「デジタルビデオ放送（ＤＶＢ）；デジタル地上テレビジョン用フレーム構造チャンネルコーディングと変調」というタイトルで開示されているように、ＣＯＦＤＭシンボルは、周波数領域で形成され、逆フーリエ変換を用いて時間領域に変換される。図１は、時間領域のＣＯＦＤＭシンボルを示す図である。
【００１７】
図１で、ブロック１、２と記した２つのＣＯＦＤＭシンボルは、頁上で左から右に進む時間に伴って、ＤＶＢ送信機によって送信されるように図示されている。図１に示すように、各ＣＯＦＤＭシンボル１、２は、その期間中にデータが送信されるシンボルの有用部を有している。このシンボル部分はＴｕ秒の期間とＮｕ個のサンプルを有している。期間Ｔｇ秒のガードインターバルＧ．１、Ｇ．２は、現在のシンボルを前のものから分離している。ガードインターバルＧ．１、Ｇ．２はＮｇ個のサンプルを有している。したがって、ガードインターバルＧ．１、Ｇ．２は、シンボル１、２に対して、シンボルの有用部の前に位置するとともに、矢印４で示すように、シンボルの有用部の最後のＴｇ秒のサンプルを繰り返すことにより形成される。したがって、ＮｓサンプルのＣＯＦＤＭシンボル各々はＴｓ＝（Ｔｇ＋Ｔｕ）秒の期間をもつことになる。
【００１８】
ＣＯＦＤＭシンボル内でデータを再生するために、受信機は、各ＣＯＦＤＭシンボルに対応する受信信号サンプルのセット内からデータ収容信号サンプルを検出しなければならない。シンボル取得には、ＦＦＴ処理用のウィンドウが開始されるべき最適ポイントの位置が必要になる。
【００１９】
３．技術的な課題の説明
前述のように、密集度の低いＳＦＮでは、送信機は、各セルを横断するための伝搬時間がガードインターバルの期間より長くなるように離間されている。このようなネットワークには、エコーがガードインターバル外で受信機に到着する高い可能性がある。ガードインターバルによるＩＳＩの回避又は少なくとも低減だけに依存する復調器の場合、主要パスの±Ｔｇ秒以内に到着するパスだけが観察でき等化することができる。この範囲外に位置するため見ることができないパスについては、それらが受信機に達する相対的な到着時間（ＴＯＡ）に依存する問題を招くことになる。これらの問題について、図２を参照しながら次に略述する。
【００２０】
３．１  符号間干渉（ＩＳＩ）
ＴＯＡが主要パスよりもＴｇ秒進んでいる又は遅れている任意のパスは、受信機における主要パスに対してＩＳＩを生じる。これが図２に示してある。この略図では、あるパスに沿って受信機に到着する時間領域での信号サンプルシーケンスを、長方形の帯形状で表している。パスごとの信号のパワーは、あるパスの信号サンプルシーケンスを表す長方形の帯形状の高さに比例する。勿論、受信機は、図２に示すように、２つの非分離サンプルシーケンスの和に出会うことになる。図中ハッチングのついたセグメントがガードインターバルを示していて、左のハッチングのエリアがガードインターバルであり、右の同じハッチングのエリアは送信機でガードインターバルを形成するためにシンボルの末端からコピーされていたサンプルである。本図を少し明確にするために、チャンネルごとのインパルス応答が、概略的なサンプルシーケンス上にも図示してある。
【００２１】
図２（ａ）は２つのパスをもつチャンネルを示していて、小振幅のパス（エコーパス）が主要パスのＴｇ秒後に受信機に到着している。これと、エコーが主要パスのＴｇ＋τ秒後に受信機に到着している図２（ｂ）を比較してみる。このケースでは、復調器のＦＦＴのウィンドウを最善に選定しても、現在のシンボルのＦＦＴウィンドウに漏れてくる１つ前のシンボルからのエコーエネルギのために、復調器は期間τ秒のＩＳＩの影響を受けることになる。実際に、図２（ｃ）に示すように、チャンネルインパルス応答（ＣＩＲ）が３つ以上のパスから成る場合、全パスが、ＩＳＩを避けるために、互いにＴｇ秒以内に到着しなければならない。したがって、全パスがガードインターバルの期間内で到着しない場合、特性はあるＩＳＩにより常に低下することになる。各々のケースで、生じたＩＳＩの大きさは、ガードインターバルの期間外で到着するパスのパワーに依存するだけでなく、ガードインターバル期間と比較した場合の相対ＴＯＡ（図２（ｂ）のτのように）にも依存する。
【００２２】
３．２  チャンネル推定の劣化
ＯＦＤＭシステムでは、チャンネル推定で用いるためにパイロットが送信スペクトルに埋め込まれている（上記非特許文献１）。チャンネルはＰ（ｋ）、全チャンネルのチャンネル伝達関数（ＣＴＦ）を計算して推定される。ＣＴＦは、再生すべきデータの検出と再生とを改善するために用いる。次に説明するように、ＣＴＦは、マルチパス伝搬に起因するＩＳＩを最小限にする場合におけるＳＳＴの推定を改善するために用いる。
【００２３】
受信キャリアＲ（ｋ）毎に、我々は、送信したシンボルＣ（ｋ）を次のように推定できる。
【００２４】
Ｃ（ｋ）＝Ｒ（ｋ）／Ｐ（ｋ）
ここで、ｋ＝０、１、２、・・・、Ｎｕ−１であり、ＮｕはＯＦＤＭシステムにおけるサブキャリアの数である。
【００２５】
ＤＶＢ−Ｔシンボルでは、例えば、復調器でチャンネル推定のために用いる（散在）パイロットキャリアは、１２キャリアだけ離間している。これらのパイロットキャリア位置でのＣＴＦの値は、各々受信したパイロットの値をその既知値で除算すると計算できる。あるＯＦＤＭシンボルにおいては、この結果は、Ｐ１２（ｋ）と記載されるＣＴＦの１２倍に間引きされたバージョン（12-fold decimated version）である。時間的な次元（上記非特許文献１参照）又は他の推定方式による補間を用いて、この離間設定を３キャリア離間へ低減することを容易にするように、パイロットキャリアは連続するＯＦＤＭシンボル間に分布している。これらの技術は、ＣＴＦ推定の３倍の間引きであるＰ３（ｋ）を得るためのＰ１２（ｋ）の連続推定に適用することができる。ＣＴＦの全てのＰ（ｋ）は、Ｐ３（ｋ）上の周波数軸に沿って３倍補間を適用することで計算できる。シーケンスＰ１２（ｋ）とＰ３（ｋ）は、次に示す式で記すことができる。
【００２６】
【数１】
2004153831.tif 000003
ここで、Ｐｃ（ｋ）はキャリアｋで送信されたパイロットの既知値であり、ＰＩ（ｋ）は、近傍のシンボルからの、キャリアｋにおけるＰ１２上の時間的な次元（又は他の推定方式）における補間の結果である。
【００２７】
ＣＴＦ推定Ｐ（ｋ）は、システム帯域幅の１／３に分解できるだけである。なぜならば、Ｔｕ／３秒より長い遅延スプレッドをもつ任意のチャンネルに対して、３倍に間引きしたＰ３（ｋ）がスペクトル的に畳まれて、Ｔｕ／６秒のナイキスト帯域幅の半分でＣＴＦ（上記非特許文献１）に対するエイリアスとなるからである。一方、ＣＴＦはＴｕ／３秒未満の遅延スプレッドをもつチャンネルに対してエイリアスとならないので、このようなチャンネルだけ最適に推定して等化できる。それに伴って、そのパスが、密集度の低いＳＦＮのチャンネルのように、Ｔｕ／３秒のこの理論的限界内で全て到着しない任意のチャンネルは、最適に推定できない。実際に、Ｔｕ／６（分解可能な帯域幅の半分）より長いが、Ｔｕ／３秒未満の遅延スプレッドをもつチャンネルでも、最適なチャンネル推定を達成するために注意して処理しなければならない。
【００２８】
４．シンボル時間トラッカをもつ受信機
ガードインターバル期間より長い遅延スプレッドをもつ無線チャンネルに起因するＩＳＩを低減する、及び／又は、ＣＴＦ推定を改善するためには、ガードインターバルの内部と外部の両方に存在する全パス（主要パスに対する）のＴＯＡの推定が必要になる。上記特許文献１には、タップがガードインターバルのサンプルからのシンボル毎に更新される、適応マッチドフィルタに基づいてシンボル時間取得を提供するように構成した、受信機が開示されている。シンボル時間取得と追跡（ＳＴＡＴ）は、粗いシンボル開始時間（ＳＳＴ）が決まる取得位相から成る。これは、タイミングとキャリア周波数再生ループで使用するためのパイロット情報を提供するために進められる受信信号のＦＦＴと周波数処理を可能にする。これらのループが収束すると、ＳＴＡＴは、存在するエコーの相対パワーと、それらの各々のＴＯＡと、チャンネルの遅延スプレッド（ＣＩＲスパン）とを考慮して、ＳＳＴにおける任意のエラーの追跡を始める。したがって、ＳＴＡＴは、２つのモード、すなわち、主要パスの±Ｔｇ秒以内にある全パスのＴＯＡを見いだしてＣＩＲを推定して追跡するためにガードインターバル適応マッチドフィルタ（ＭＦ）を用いる時間領域ベーストラッカと、チャンネル推定部が提供する間引きされたＣＴＦ  Ｐ３（ｋ）のＩＦＦＴからＣＩＲを導く周波数領域トラッカとで、動作する。
【００２９】
本発明の実施形態について、上記特許文献１で開示した受信機の例を用いて説明する。特に、ガードインターバルより長いＣＩＲ遅延スプレッドの存在時にデータを検出して再生する作用を軽減又は少なくとも低減するために、上記特許文献１で開示した受信機の適応について、図３〜８を参照しながら説明する。したがって、上記特許文献１で開示した受信機が次項で説明され、次に、本発明の実施形態を構成するためにどのようにして受信機が適応されるかについて、以下の第５項の説明される。
【００３０】
図３は、例えばＣＯＦＤＭシンボルから、データを検出して再生する受信機を示す。図３で、アナログ／デジタル変換器１００は、ＣＯＦＤＭシンボルが変調されている、検出された無線信号を表す中間周波数（ＩＦ）信号を受信するように構成されている。受信機は、入力１０２を経由してアナログ／デジタル変換器１００に送られる中間周波数信号に、無線周波数信号を変換するためのダウンコンバータ手段と検出手段とを含んでいる。したがって、受信機は、図２に示していない無線周波数を受信する手段とそれをダウンコンバートする手段も含んでいてもよい。アナログ／デジタル変換後に、受信信号は、リサンプリング及びキャリアオフセット補正プロセッサ１０６による処理の前に、中間周波数／ベースバンド変換器１０４で処理される。リサンプリング及びキャリアオフセット補正プロセッサ１０６は、ＣＯＦＤＭ変調のＫキャリアを周波数領域で追跡するように構成されている。ベースバンドの受信信号サンプルは、周波数領域に時間領域受信信号サンプルを変換するように動作する高速フーリエ変換（以下、ＦＦＴという。）プロセッサ１０８に送られる。次にデータは、ポストＦＦＴプロセッサ１１０によって周波数領域信号サンプルから再生される。次にデータは、出力１１４で再生されたデータが形成されるように、エラー訂正符号化データをデコードするよう動作するフォワードエラー訂正プロセッサ１１２に送られる。
【００３１】
本実施形態による受信機によれば同期検出器が提供される。この同期検出器は、ＦＦＴプロセッサ１０８で処理するデータ収容信号サンプルから、ＦＦＴウィンドウの位置を定める。ＦＦＴウィンドウの位置は、ウィンドウがデータ収容信号サンプルを表す最大エネルギを含むように調整されている。そのために、ＦＦＴシンボルタイミング再生プロセッサ１１６は、接続チャンネル１１８を経由してＦＦＴプロセッサ１０８に送られる、シンボル同期時間を示す信号を生成するように構成されている。ＦＦＴシンボルタイミング再生プロセッサ１１６は、各々ＣＯＦＤＭシンボルを表す信号サンプルの受信セットからシンボル同期時間を検出するように構成されている。これらは、接続チャンネル１２０を経由してリサンプリング及びキャリアオフセット補正プロセッサ１０６から受信される。
【００３２】
４．１  シンボル時間トラッカ
ＦＦＴシンボルタイミング再生プロセッサ１１６とポストＦＦＴプロセッサ１１０を、更に詳細に図４と図５に図示する。ＦＦＴシンボルタイミング再生プロセッサ１１６とポストＦＦＴプロセッサ１１０は、組み合わされて、上記特許文献１に説明したシンボルタイミング再生処理を提供する。本発明の実施形態による利点を、より明確に説明するために、上記特許文献１で開示したシンボル時間トラッカについて本項で説明する。
【００３３】
シンボル時間再生処理は、ポストＦＦＴプロセッサ１１０とＦＦＴシンボルタイミング再生プロセッサ１１６の部分から形成されるように、図５に図示してあるシンボル時間トラッカにより実行される。
【００３４】
図４と図５で、ＣＯＦＤＭシンボルを表す時間領域サンプルは、遅延ユニット２００で受信される。ＮＵサンプル分だけ遅延された後に、時間領域サンプルがＦＦＴプロセッサ１０８に送られる。ＦＦＴプロセッサ１０８は、時間領域サンプルを周波数領域に変換する。周波数領域サンプルは、次にポストＦＦＴプロセッサ１１０に送られる。チャンネル１２６から受信した時間領域サンプルは、粗いシンボル取得プロセッサ２０２とガード適応マッチドフィルタ２０４にも送られる。出力ＮＵ遅延ユニット２００からの遅延サンプルは、ガード適応マッチドフィルタ２０４と粗いシンボル取得プロセッサ２０２の第２の入力にも送られる。
【００３５】
また、ＦＦＴシンボルタイミング再生プロセッサ１１６の形成部は、スイッチ２０８を介して３つのソースの１つから選択できる入力を有するシンボル時間調整推定部２０６である。３つのソースは、粗いシンボル取得プロセッサ２０２の出力と、ガード適応マッチドフィルタ２０４の出力と、パイロット支援トラッカ（ＰＡＴ）ＰＡＴからの出力である。３つのソースは、各々、各々のチャンネル２０７．１、２０７．２、２０７．３上のスイッチ２０８の３つの入力に信号を送る。
【００３６】
シンボル時間調整推定部２０６は、ＦＦＴプロセッサ１０８がＣＯＦＤＭ信号シンボルからデータを再生するために受信信号に対しＦＦＴを実施する、ＳＳＴを調整するように構成されている。これを行うために、ＦＦＴシンボルタイミング再生プロセッサ１１６は、ＦＦＴトリガパルス生成部２１２も備えている。トリガパルス生成部は、数値的に制御される発振器２１４を介してシンボルタイミングに対応する、サンプルカウントを指示する信号を受信するように構成されている。ＳＳＴ追跡は、ＮＣＯ２１４にシンボル時間調整推定部２０６からのサンプルカウント調整を加えるために、加算部２１６を用いて行われる。このシンボルカウント調整は、ガード適応マッチドフィルタ２０４と（ポストＦＦＴプロセッサ１１０の一部のブロックに対応する）ＰＡＴ出力プロセッサ２１０とから成るデジタル追跡ループからの入力に基づいて、シンボル時間調整推定部２０６によって導かれる。デジタル追跡ループは、したがって、（ポストＦＦＴプロセッサ１１０の一部のブロックに対応する）ＰＡＴ及び／又はガード適応マッチドフィルタ２０４を用いて、現在のＳＳＴに従ってＦＦＴトリガポイントを調整するために、シンボル時間調整推定部２０６と組み合わせて構成されている。
【００３７】
次に説明するように、シンボル時間調整推定部２０６は、粗いシンボル取得プロセッサ２０２かガード適応マッチドフィルタ２０４か又はＰＡＴのいずれかが提供する調整値を選択することにより、ＣＳＳＴを対するＳＳＴを決定する。
【００３８】
ＰＡＴは、パイロット支援チャンネル推定を構成するエレメント２５２、２５４、２５６と、このチャンネルインパルス応答推定を処理するＰＡＴ出力プロセッサ２１０とから成る。ＰＡＴは、チャンネルインパルス応答の主要パスのＴＯＡの推定からＳＳＴに対する調整を行う。これは既に説明したように、パイロットシンボルから得たチャンネルインパルス応答推定から得る。チャンネルインパルス応答推定は、ポストＦＦＴプロセッサ１１０で得る。ポストＦＦＴプロセッサ１１０は、入力チャンネル１２８．１から周波数領域サンプルを受信する、スロープオフセット補正プロセッサを含んでいる。スロープオフセット補正プロセッサは、遅延エレメント２４２と加算部２４４とから形成したデジタルスロープ積分部２４０を経由して時間調整推定部の出力から第２の入力を受信する。スロープオフセット補正プロセッサ２３８は、ＳＳＴ調整のイベントにおけるパイロットキャリアの位相継続性を維持するために、周波数領域信号サンプルの位相シフトを調整するように構成されている。このような位相の継続性は、ポストＦＦＴプロセッサ内の他のブロックに対して要求される。スロープオフセット補正プロセッサ２３８の出力は、チャンネル補正部２５０とパイロット支援チャンネル推定部２５２とに送られる。パイロットキャリア抽出モジュール２５４とパイロットＩＦＦＴプロセッサ２５６は、パイロット支援ＣＩＲを生成するために設けてある。ＦＦＴシンボルタイミング再生プロセッサ１１６とポストＦＦＴプロセッサ１１０の部分について、次項で更に詳細に説明される。
【００３９】
４．２  パイロット支援チャンネル推定
前述のように、ＰＡＴは、ＳＳＴの調整値を生成するために、パイロット支援ＣＩＲ推定を必要とする。パイロット支援チャンネル推定は、ポストＦＦＴプロセッサ１１０の部品として提供される。パイロット支援チャンネル推定を形成する部品は、次に示すとおりである。
【００４０】
パイロット支援チャンネル推定部２５２は、ＦＦＴプロセッサ１０８からの周波数領域キャリアを、それらがスロープオフセット補正プロセッサ２３８を通過した後に操作する。全キャリアから、パイロットキャリアが識別されて抽出される。名目上１２キャリア毎に離間したＣＯＦＤＭシンボルあたり限られた数のパイロットキャリアだけ存在する。パイロットキャリアの振幅と位相が既知なので、各々パイロット周波数のチャンネル伝達関数（ＣＴＦ）は、各々受信したパイロット（位相と振幅）をその期待値で割り算することで計算できる。ＣＯＦＤＭシンボル毎に、チャンネル推定部は、１２キャリア毎にＣＴＦのサンプルを有している。次に、チャンネル推定部は、多くの連続するＣＯＦＤＭシンボルにわたり、これらのＣＴＦ推定値を組み合わせる。これを行う方法は種々あるが、全体的な効果としては、チャンネル推定部がＣＴＦサンプルレートを３キャリア毎に増加できることにある。チャンネル推定部が行う最後のことは、ＣＴＦ推定がキャリア毎に提供されるように、３のファクタでＣＴＦを補間することである。ポストＦＦＴプロセッサ１１０内で、これらのＣＴＦ推定値がチャンネル補正部２５０に送られ、そこでは、それらを用いて、図１４（ａ）及び図１４（ｂ）を参照して以下で更に詳細に説明するように、データキャリアに及ぼすチャンネルの作用を等化する。それらは、ポストＦＦＴプロセッサの外部であるパイロット支援トラッカ（ＰＡＴ）にも送られる。ＰＡＴは、次に示すブロックから成る。
【００４１】
パイロットキャリア抽出部モジュール２５４：  チャンネル推定部は、ＣＯＦＤＭシンボルの全キャリアのＣＴＦ推定を提供する。本ブロックは、実際のパイロットキャリアでのこれらのＣＴＦ推定だけで、連続する２５６のＣＴＦ推定値が抽出される。
【００４２】
パイロットＩＦＦＴプロセッサ２５６：  本ブロックは、パイロットキャリア抽出モジュール２５４が提供した２５６のＣＴＦ推定値に対し、２５６ポイントの逆ＦＦＴを行う。
【００４３】
４．３  パイロット支援トラッカ（ＰＡＴ）出力プロセッサ
図６は、ＰＡＴ出力プロセッサ２１０のブロック図を更に詳細に示す。ＰＡＴ出力プロセッサは、次に示す処理ブロックから成る。
【００４４】
移動平均（ＭＡ）フィルタ４０２：  本ブロックは、パイロットＩＦＦＴ出力信号からのチャンネルの時間領域インパルス応答を推定する。本ブロックは、ＭＡフィルタウィンドウを開始するＩＦＦＴのビンを指示する、ＰＡＴコントローラ４０６からの第２の入力を有している。ＭＡは、ＩＦＦＴビンの長さがガードインターバルの期間と同じであるウィンドウ内のエネルギを積分して、出力信号を形成する。ウィンドウのシフト毎に、新しい出力が作られる。
【００４５】
ＣＩＲ推定部４０４：  本ブロックは、ＭＡフィルタの出力からのチャンネルの時間領域インパルス応答の開始時間を推定する。この開始時間は、フィルタ出力が最大になるフィルタ出力インデックスである。この開始時間は、古いＣＩＲ（現在の時間ベース）の開始時間又はシンボル時間調整推定部２０６が提供するトライアル開始時間のいずれかに相応して推定される。
【００４６】
主要パスＴＯＡ推定部４０５：  動作可能時に、本ブロックは、現在の時間ベースに対応するビンナンバーに相応する最大エネルギをもつＩＦＦＴビンのナンバーを見いだして出力する。本ブロックは、ＰＡＴコントローラ４０６からの現在の時間ベースとＩＦＦＴの出力バッファを、その入力とする。
【００４７】
ＰＡＴコントローラ４０６：  ＰＡＴコントローラ４０６は、ＰＡＴ出力プロセッササブブロックの全てを制御する。ＰＡＴコントローラ４０６は、サンプルからの入力２７１のスロープオフセットをＩＦＦＴビンに変換して、現在の時間ベースを決定するか、又はトライアル調整入力２１１をビンに変換して、基準をＣＩＲ推定部４０４に与える。ＰＡＴコントローラ４０６は、ＭＡフィルタのＩＦＦＴ入力の開始ビンナンバーを、現在の時間ベース又はトライアル調整ビンから決定する。最後に、ＰＡＴコントローラ４０６は、ＰＡＴの出力が主要パスＴＯＡ推定部４０５又はＣＩＲ推定部４０４から来るかどうか決定するスイッチを含んでいる。したがって、ＰＡＴコントローラ４０６は、ＰＡＴ出力プロセッサ２１０に異なるモードでの動作を行わせる。この異なるモードは、シンボル時間調整推定部２０６から受信した制御信号によって変更される。特に、ＣＩＲ推定部４０４からのＣＩＲ開始時間はＰＡＴコントローラ４０６が提供した時間ベースに相応して計算されるので、ＰＡＴコントローラ４０６は、ＣＩＲ推定部４０４に、送信チャンネルに存在する任意の伝搬パスの到着時間（ＴＯＡ）を出力させる。動作の別のモードで、ＰＡＴコントローラ４０６は、後のＴＯＡが与えられると、与えられたＴＯＡでチャンネル上にパスが存在するかどうか決定できる。それは、テストＴＯＡを時間基準としてＣＩＲ推定部４０４を提供することにより、これを行うことができる。パスが存在すると、ＣＩＲ推定部４０４は、ゼロに近いＣＩＲ相対開始時間を生成する。
【００４８】
４．４  シンボル時間調整推定部
シンボル時間調整推定部２０６は、粗いシンボル取得プロセッサ２０２、ガード適応マッチドフィルタ２０４又はＰＡＴ出力プロセッサ２１０からなされたＣＳＳＴに対する調整を効果的に利用する。それに対応して、スイッチ２０８は、粗いシンボル取得プロセッサ２０２、ガード適応マッチドフィルタ２０４の出力、又は各々の接続チャンネル２０７．１、２０７．２、２０７．３からのＰＡＴ出力プロセッサ２１０のいずれかからの入力を受信するように構成されている。
【００４９】
第１のシンボル時間追跡ピリオド（全てのタイミングと周波数のループがロックした後）で、シンボル時間トラッカは、主要パスのＴＯＡだけ提供するようにＰＡＴを作動する。主要パスＴＯＡはガード適応マッチドフィルタ２０４に送られ、そこでは、それを用いて、タップをセットアップし、次のシンボル追跡ピリオドにマッチしたフィルタを励起する。主要パスＴＯＡは、スイッチ２０８のチャンネル２０７．３にも送られ、そこからシンボル時間調整推定部２０６に送られる。本ブロックでは、スイッチ出力を用いて、シンボルサンプルカウンタ又はＮＣＯ２１４に実施する必要がある調整を見いだす。本カウンタの値が所定値に達すると、ＦＦＴトリガパルス生成部２１２はＦＦＴプロセッサ１０８の開始パルスを生成する。スイッチ２０８が閉じて、次の追跡ピリオドのためにチャンネル２０７．２に移動する。ガード適応マッチドフィルタ２０４は、その出力を所定数のＣＯＦＤＭシンボルピリオドに対して累積する。このピリオドの末端で、それは、「最も早いパスＴＯＡ」をスイッチ２０８のチャンネル２０７．２に、そしてシンボル時間調整推定部２０６に出力し、この値を用いて、ＮＣＯ２１４に必要な調整値を計算する。この必要な調整値が所定値より大きい場合、（変数名ＪＩＴＴＥＲを参照）、ＰＡＴが呼び出され「最も早いパスＴＯＡ」をテストして、このＴＯＡをもつ有効な伝搬パスがあるかどうか決定する。ＰＡＴが呼び出されて、予期したＴＯＡをテストすると、スイッチ２０８が閉じて、チャンネル２０７．３に移動する。テストが肯定的な場合、ＰＡＴ出力プロセッサ２１０は、テストした「最も早いパスＴＯＡ」を繰り返し、シンボル時間調整推定部２０６は、それをピックアップして、ＮＣＯ２１４の調整が加算部２１６を介して行われることを許可する。テストが失敗した場合、ＰＡＴ出力プロセッサ２１０はゼロを出力するので、シンボル時間がゼロ調整になり、調整が許可されない結果になる。
【００５０】
４．５  粗い同期検出器
図７に示したように、粗い取得プロセッサは、第１の入力２０３を経由してＣＯＦＤＭシンボルに対応する受信信号サンプルのセットを受信するように構成した、相関部３０４を含んでいる。受信信号サンプルのセットは、第２の入力２０１を介しても受信されるが、ＣＯＦＤＭシンボルのデータ収容信号サンプルの時間的な長さに対応するピリオドＴｕだけ遅延される。相関部３０４は、受信信号から２つの信号サンプルの相互相関関係を設定するように構成されている。相関部３０４は、第１の移動平均（ＭＡ）フィルタ３０６に相関関係の結果を送り、そこで相関関係の出力を積分する。これは、第１の移動平均フィルタの出力を積分する、第２の移動平均フィルタ３０８に順に送られる。第２の移動平均フィルタ３０８の出力は、シンボル積分部３１０によってシンボル基準でシンボルにわたって積分される。シンボル積分部３１０は、連続するＣＯＦＤＭシンボル上で第２のＭＡフィルタ３０８からの出力信号を積分するように作動するので、組合せ出力が、これらの連続するシンボルに対して作られる。シンボル積分部３１０の出力は、ピーク検出部３１２に送られる。ピーク検出部３１２は、シンボル積分部３１０のピーク値を生成するように構成されている。ピーク検出部３１２は、シンボル積分部３１０からの積分出力信号のピークに対応する相対変位を決めるので、シンボル時間調整推定部２０６にＳＳＴポイントを、粗く示すことになる。
【００５１】
４．６  ガード適応フィルタプロセッサ
ガード適応マッチドフィルタ２０４は、ＦＦＴプロセッサ１０８の前の時間領域サンプル上で作動する。それは、遅延サンプルストリーム上のＮｇ個のサンプルを、非遅延サンプルストリームからのＮｇ個のサンプルとマッチさせる。遅延と非遅延サンプルストリームが、各々、遅延ユニット２００の出力と入力とから取り出される。ガード適応マッチドフィルタ２０４は、シンボル時間調整推定部２０６で用いる「最も早いパスＴＯＡ」からのＣＳＳＴに対する調整と、チャンネル補正部２５０で用いる別の値とを決定する。
【００５２】
ガード適応マッチドフィルタ２０４は、連続するＣＯＦＤＭシンボルのガードインターバルに適応してマッチしたトランスバーサルフィルタを用いて、ＳＳＴの推定値を改善する。シンボルマーカの末端が、ＰＡＴ出力プロセッサ２１０が提供する主要パスＴＯＡからの主なマルチパスコンポーネントに対して導かれる。これを用いて、各々シンボル上の主要パスによりガードインターバルの開始位置を定める。シンボルｍに対して、受信したサンプルは、いずれかの側で、そのガードインターバルを含めて、３Ｎｇ個のサンプルを具備していて、トランスバーサルフィルタのタップｆｍ（ｉ）をセットするために用いる。実際には、したがって、受信信号は、Ｎｇ個のサンプルの価値に関する相関関係が設定される。これは、したがって、ガード適応マッチドフィルタトラッカがＣＳＳＴの任意のエラーを推定することを許可する。一度フィルタタップがセットされると、ガードインターバルを形成するためにコピーされていたシンボルの最後のＮｇ個のサンプルのブロックｒｍ（ｎ）は、出力信号を作るためにマッチドフィルタによってフィルタリングされる。フィルタがこれらのサンプルで励起するので、シンボルｍ中のチャンネルインパルス応答（ＣＩＲ）の概算値を表すパルストレインｈｍ（ｎ）が出力で作られる。なぜならば、フィルタは、その励起に名目上はマッチしているからである。これは次式から表される。
【００５３】
【数２】
2004153831.tif 000004
ガード適応マッチドフィルタ２０４は、受信した信号サンプルのセットと、第１及び第２の入力２０１、２０３から受信した信号サンプルの遅延セットも受信するように構成されている。第１及び第２の入力２０１、２０３から受信した信号サンプルは、第１及び第２のバイナリコンバータ３３０、３３２に各々送られる。第１のバイナリコンバータ３３０からの出力は、フィルタ励起を提供するために、適応マッチドフィルタ３３４の第１の入力に送られる。適応マッチドフィルタ３３４の第２の入力は、ガード期間内のサンプルの数に対応するピリオドだけ各々サンプルを遅延するように作動する、遅延線３３６を介して第２のバイナリコンバータ３３２の出力からのサンプルと共に送られる。この入力は、フィルタのタップを提供する。適応マッチドフィルタ３３４の出力は、同期検出器３３５の部分を形成する積分部３３８で受信される。積分部３３８は、シンボルごとの基準でマッチドフィルタの出力を積分し、積分した出力は第１及び第２の出力３４０、３４２上で中心クリッププロセッサ３４４と中心クリップレベル計算部３４６とに提供される。本願と同一の出願人による英国特許出願００２７４２３．３号（特許文献２）及び英国特許出願００２７４２４．１号（特許文献３）で説明したように、中心クリッププロセッサ３４４と中心クリップレベル計算部３４６は、積分部３３８によって積分されたガード適応マッチドフィルタ２０４の出力を予め処理するように構成されている。適応フィルタ出力の種々のピークをキャンセルする作用は、同期ポイントでの誤指示の可能性を減らす。そこで、同期検出器３３５の特性は、特にノイズの存在時に改善される。
【００５４】
中心クリッププロセッサからの事前処理済みの出力は、チャンネルインパルス応答ウィンドウ設定プロセッサ３４８に送られる。チャンネルインパルス応答ウィンドウ設定プロセッサ３４８は、更なる事前処理動作を分析ウィンドウを隔離する作用に提供し、その内部では、適応フィルタの事前処理済み出力が最大エネルギを作り出している。ガード適応マッチドフィルタ２０４のピーク出力が、フィードバックチャンネル２１３を介してＮＣＯ２１４の現在の値から導かれる現在の時間基準に関して、エラー検出部３５０によって決定されることが、この分析ウィンドウの始まりからである。ガード適応マッチドフィルタ２０４の動作は、コントローラ３６０で制御される。
【００５５】
エラー検出部３５０は、スイッチ２０８のチャンネル２０７．２に送られ、シンボル時間調整推定部２０６により適宜選択される、ＣＳＳＴに対する調整を行う。これらのプロセッサの各々が行う事前処理動作は、上記特許文献２、３で更に詳細に説明されている。フローチャートでサポートしたシンボル時間調整推定部の動作の更なる説明は上記特許文献１に記されている。
【００５６】
５．受信機とシンボル時間トラッカの適応
ガードインターバル外にある遅延をもつ伝搬パスの存在に起因するＩＳＩの影響を低減するために、前述のシンボル時間トラッカは、シンボル開始時間（ＳＳＴ）加算部ＡＤＤ＿ＳＳＴを含むように適応されている。ＳＳＴ加算部ＡＤＤ＿ＳＳＴは、図１６のフローチャートに従ってシンボル時間調整推定部２０６によって計算された、オフセット値ηを導入するように構成されている。オプションで、ＰＡＴが生成したＣＴＦ推定を改善するために、ポストＦＦＴプロセッサ１１０は、パイロットキャリアスピンプロセッサＰ＿ＳＰＩＮも含むことができる。ＣＴＦの改善された推定は、分割部５０８においてデータからのチャンネルインパルス応答の更なる最適な除去を提供する。本発明の一実施形態によるシンボル時間調整推定部２０６の一例を、図８に図示する。図８で、シンボル時間調整推定部２０６は、デジタルシグナルプロセッサ４００とＳＳＴ加算部ＡＤＤ＿ＳＳＴとＣＩＲ保存部ＣＩＲＰｒｏｆｉｌｅとを具備している。以下に説明するように、ＳＳＴ加算部ＡＤＤ＿ＳＳＴは、シンボル時間調整推定部２０６のデジタルシグナルプロセッサによって計算された、接続チャンネル２０９．１を介して調整時間ηを受信する。調整時間ηは、ＣＩＲ保存部ＣＩＲＰｒｏｆｉｌｅのシンボル時間調整推定部２０６が作ったＣＩＲプロファイル４００ａを用いて計算される。シンボル時間調整推定部２０６は、チャンネル補正部２５０に接続チャンネル２０９を介して送られる、位相スピンμも計算する。チャンネル補正部２５０は、ＣＴＦの推定を改善するために、推定したキャリアＰ３（ｋ）にスピン調整を適用する。適応した受信機とシンボル時間トラッカの動作について、次項で説明する。
【００５７】
５．１  ガードインターバル外のパスの検出
上記特許文献１に記したシンボル時間トラッカは、主要パスの±Ｔｇ秒以内にあるパスを追跡するように構成されている。ＭＦは、したがって、各々シンボルの末端でガードインターバルとマッチすべきサンプルの予想位置の±Ｎｇ個のサンプル内で作動するだけである。ｗ＞１である、この位置の±ｗＮｇ個のサンプル上でガードインターバルをマッチすることにより、主要パスの±ｗＴｇ秒以内で受信機に達するパスも、検出して追跡できる。
【００５８】
ＣＩＲを定めるマルチパスプロファイルに存在するパスの識別の際にシンボルトラッカを支援するために、ＣＩＲのサンプル値の経歴を提供するために用いるサンプルのアレイが維持されている。長さが２ｗＮｇ＋１のアレイを追跡するシンボルのオンセットから、サンプルのＣＩＲＰｒｏｆｉｌｅを用いて、連続するシンボル上のチャンネルに全パスを保存する。サンプルのＣＩＲＰｒｏｆｉｌｅは、図８に示したＣＩＲ保存部に保存される。ＭＦシンボル積分部出力のノイズ除去処理後に、各々シンボル積分部ＲＡＭ位置における残留エネルギの存在／欠如の記録が取り出され、図９のフローチャートに示す処理に従って、このアレイに累積される。
【００５９】
チャンネルの全パスの相対ＴＯＡを見いだすために、７の固定しきい値より大きい値に対してｍ＝０〜２ｗＮｇのＣＩＲ保存部ＣＩＲＰｒｏｆｉｌｅアレイのスキャンが行われる。アレイインデックスｍ毎に、ＣＩＲＰｒｏｆｉｌｅ（ｍ）＞７の場合、パスが見いだされていた。このようなパス毎に、次に示す決定が実施できる。
【００６０】
・（ｗ−１）Ｎｇ≦ｍ≦（ｗ＋１）Ｎｇならば、パスは、インガードパス、すなわち、主要パスの±Ｔｇ秒以内で受信機に達したパスである。
【００６１】
・ｍ＞（ｗ＋１）Ｎｇならば、パスは、オフガードポストエコー、すなわち、主要パス後のＴｇ秒をすぎて受信機に達したパスである。
【００６２】
・ｍ＜（ｗ−１）Ｎｇならば、パスは、オフガードプリエコー、すなわち、主要パス前のＴｇ秒よりも早く受信機に達したパスである。
【００６３】
５．２  ガードインターバル外のパスによるＩＳＩ特性の改善
図１０（ａ）〜（ｃ）は、主要パスと単一エコーのＩＳＩ問題を示す。図１０（ａ）は、チャンネル上にオフガードポストエコーパスがある時の状態を示す。ここで、ＦＦＴのデフォルトウィンドウは、（主要パスの）ガードインターバルの末端から始まって、シンボルの末端で終了している。デフォルトＦＦＴウィンドウは最小限のＩＳＩにも最適なので、このケースではＩＳＩを軽減するためにできることは多くない。ＩＳＩは、ＳＳＴに最も近いエコーパスの部分から生じている。
【００６４】
図１０（ｂ）は、オフガードプリエコーパスがチャンネル上に存在する時の状態を示す。ここで、主要パスに基づくデフォルトＦＦＴウィンドウは、悪いＩＳＩの結果になっていて、ＩＳＩがＦＦＴウィンドウの末端で生じている。オフガードプリエコーが検出できるので（ｍ＜（ｗ−１）Ｎｇ）、好ましいＩＳＩの結果が、図１０（ｃ）に示したものにＦＦＴウィンドウを変えると実現できる。これは、現在のインガードＣＩＲ延長に留意して、できるだけＳＳＴを引き戻すと実現できる。インガードＣＩＲ延長を考慮する必要がある。そうしないと、ＳＳＴが過度に引き戻されて、ＩＳＩが任意のポストエコーから生じる虞がある。どのようにこれが実現するかについては、後で説明される。なお、図１０（ｃ）の各々のケースでは、エコーパス減衰（エコー長方形の高さ）が同じなので、ＩＳＩの大きさがハッチングした長方形の長さに比例していることに注目すべきである。
【００６５】
５．３  チャンネル推定特性の改善
ＤＶＢ−Ｔ変調部では、チャンネル推定の最終段階は、フルバンドＣＴＦ推定Ｐ（ｋ）を与えるための、推定したＣＴＦ伝達関数（ＣＴＦ）Ｐ３（ｋ）の３倍補間である。この補間のために、いわゆる周波数補間フィルタを用いて、チャンネル補正部２５０の部分を形成する。最適な等化はＴＯＡがガードインターバル内にあるパスに対してだけ実現できるが、チャンネル推定部の周波数補間フィルタの帯域幅は、Ｔｕ／３秒と同じになる（上記非特許文献１）。周波数補間フィルタ処理は、ＣＴＦ−Ｐ３（ｋ）に関して間引きした推定により、オーダー２Ｍの低域通過ＦＩＲフィルタの時間応答ｈ（ｔ）の畳み込みである。時間と周波数の期間を考えると、このフィルタ動作は、次式に示すように、周波数補間フィルタの伝達関数Ｈ（ｆ）でチャンネルｐ（ｔ）のインパルス応答のウィンドウを設定することと等価であり、ここで、ｋはキャリアインデックスであり、Ｐ（ｋ）はキャリアｋにおいて補間したＣＴＦ推定値である。
【００６６】
【数３】
2004153831.tif 000005
ここで、Ｆ｛．｝はフーリエ変換を表し、ｐ（．）＝Ｆ１｛Ｐ３｝はチャンネルの時間領域インパルス応答であり、Ｈ（．）＝Ｆ｛ｈ｝は周波数補間フィルタの伝達関数である。この式の最も右側の部分は、全パスがＴｕ／３秒のタイムインターバル内で到着する任意のチャンネルを最適に推定できるという事実を解明する別の方式を示している。ここで、Ｈ（ｋ）はウィンドウであり、ｐ（ｔ）はウィンドウ設定すべき信号である。フィルタｈ（ｔ）はＴｕ／３秒の帯域幅なので、ウィンドウＨ（ｋ）はＴｕ／３秒に対応する長さを有している。したがって、ｐ（ｔ）のようにウィンドウ設定すべき信号に対して、それらの期間は、Ｔｕ／３秒より長くならないので、ウィンドウの下に完全に位置している。これが図１１に図示してあり、時間領域チャンネルインパルス応答（ＣＩＲ）が周波数補間部伝達関数ＦＩ−ＴＦに関して図示されている。その結果、Ｔｕ／３秒より長いチャンネル遅延スプレッドの場合に、チャンネル推定は最適にならない。なぜならば、信号の有用エネルギの全てがウィンドウの下に位置するわけでないからである。更に、ガードインターバル△Ｔｕ＜Ｔｕ／３の任意の信号の場合、ガードインターバル外だけに到着するエコーのチャンネル推定を改善するために、周波数補間フィルタウィンドウの下に、まだ少し余裕がある。
【００６７】
動作時に、しかし、シンボル時間トラッカは、ガードインターバル内のコーだけ最適に等化することに通常は集中している。このような動作では、等化自在のＣＩＲの第１のインパルスは、周波数補間フィルタ伝達関数（ＦＩ−ＴＦ）ウィンドウＨ（ｋ）の中心と全体的に一致する。これは、２Ｋ、Ｔｕ／４ガードインターバルシステムに従っている図１１の上部プロットに見ることができる。図１１の下部プロットで、エコーは、ガードインターバルの右側にあるので、最適に等化できる。このケースでは、しかし、このエコーによるインパルスは、ウィンドウＨ（ｋ）の外部にあるので、最適なチャンネル推定を妨げる。ＭＦトラッカは測定したインガードＣＩＲ遅延スプレッド２μ０も提供するので、これを用いてＦＩ−ＴＦウィンドウの下にＣＩＲの中心を設定できる。図１２は図１１のＣＩＲの全ての中心設定を示す。図１２は、ＣＩＲの中心設定を行うために適用されるμ＝μ０の相対値も示している。中心設定は、周波数補間の前に間引きしたＣＴＦＰ３（ｋ）にμ＝μ０（ここで、サンプルのμ０はＣＩＲ遅延スプレッドの半分である）から導かれた位相スピンを適用して行われる。この調整は、パイロット支援チャンネル推定部２５２とチャンネル補正部２５０によって行われ、各々、図１４（ａ）及び図１４（ｂ）に複素乗算部５０２、５０６として図示してある。μ個のサンプルから与えられたスピンにより、前述の時間周波数の二重性の式は、下記のようになる。
【００６８】
【数４】
2004153831.tif 000006
周波数補間の前にパイロットキャリアをスピンするというこの考えは、エコーがガードインターバル外の受信機に到着する時でも、チャンネル推定の周波数補間段階の特性を改善するために使用できる。最初に、しかし、図１３は、ＤＶＢ−Ｔ  ２Ｋ、Ｔｕ／８ガードインターバルシステムの（パイロット）周波数補間フィルタの入力において、ガードインターバル外で到着するエコーの外観を示している。ここで、±２０ｕｓエコーは、２８ｕｓのガードインターバル内にあるので、共に検出され、ＣＩＲが通常のように中心設定される。底部プロットの±５６ｕｓエコーは、しかし、主要パスから２Ｔｇ秒離れて位置している。通常動作で、ＳＴＡＴは、主要パスから離れてガードインターバルをこえるエコーを探さない。その結果、これらのチャンネルは単一パスチャンネルとして見られ、オフガードエコーはＦＩ−ＴＦウィンドウ外になるので、チャンネル推定部の周波数補間段階を著しく劣化させる。しかし、ウィンドウはこれらのエコーを適正に管理できる十分な帯域幅を有しているので、前述のμスピンを用いて、オフガードエコーをウィンドウ下方に移動して、この劣化を回避できるが、どの程度であるかは疑問である。図１３の左下のプロットではパイロットをスピンさせるという規定なので、ＣＩＲ全体がオフガードポストエコーをウィンドウ下方にするために左側に移動する。他方の右下プロットでは、スピンは、オフガードパスがプリエコーなので右方向になる。これらの２つのケースを区別する試験については既に説明したとおりである。必要なμスピンの推定についての詳細は、図１５と図１６のフローチャートを参照して次に説明する。しかし、次項で、図４及び図５に示したチャンネル補正部２５０について説明する。
【００６９】
５．４  チャンネル補正部の動作
図１４（ａ）は図４及び図５にあるチャンネル補正部２５０の略ブロック図を示していて、図１４（ｂ）はパイロット支援チャンネル推定部２５２の略ブロック図を示す。図１４（ｂ）に示すように、パイロット支援チャンネル推定部は、受信したシンボルサンプルＲ（ｋ）を接続チャンネル５０４を介して受信する。サンプルは、受信したシンボルＲ（ｋ）からパイロットキャリアを抽出するとともに、抽出したキャリアを用いてチャンネルの推定値を作る、チャンネル伝達関数推定部に送られる。キャリアは１２個のデータ収容キャリア毎に１個のパイロットキャリアの比率で分布しているので、チャンネル伝達関数の推定は、１／１２のサンプル抽出レートに従って、個別にサブサンプル抽出したチャンネル伝達関数を提供する。時間的な次元での補間は、時間次元補間部５１２で行われて、隣接するシンボルが提供する散在パイロットキャリアを活用する作用を提供する。散在パイロットキャリアの相対位置は、連続するシンボル間の時間に対してシフトするので、３つの１つにチャンネル伝達関数のサンプル抽出レートを増加する利点を提供する。その結果、時間次元補間部５１２は、パイロットキャリアサンプルＰ３（ｋ）を作り、これは複素乗算部５０２によって接続チャンネル５００を介して受信される。複素乗算部５０２は、信号プロセッサ４０１から接続チャンネル２０９．１を介して複素形態ｅｊ２πμ／Ｎｕとして位相スピン調整μを受信する。１／３Ｐ３（ｋ）ｅｊ２πμ／Ｎｕのサブサンプル抽出レートを有する位相調整済みのチャンネル伝達関数が、周波数補間部５１４に送られる。周波数補間部５１４は、チャンネル伝達関数Ｐ３（ｋ）ｅｊ２πμ／Ｎｕの位相調整済みでサブサンプル抽出済みのバージョンを周波数領域で補間することにより、補間したフルバンドバージョンのチャンネル伝達関数Ｐ^（ｋ）を作成する。
【００７０】
図１４（ａ）に示したチャンネル補正部は、チャンネル伝達関数推定値Ｐ^（ｋ）を適用して、受信シンボルに対するチャンネルインパルス応答の作用を補正する。周波数領域で受信したシンボルＲ（ｋ）は、複素乗算部５０６において接続チャンネル５０４を介して受信される。複素乗算部５０６は、シンボル時間調整推定部２０６内で信号プロセッサ４０１から接続チャンネル２０９を介して複素形態ｅｊ２πμ／Ｎｕとして位相スピン調整μを受信する。複素乗算部５０６の出力において、チャンネル伝達関数の効果が除去されている受信シンボルＲ（ｋ）の位相調整済みバージョンが形成される。位相調整は、チャンネル伝達関数になされた位相調整とマッチするように、受信シンボルＲ（ｋ）に対して行われる。
【００７１】
チャンネル伝達関数の効果は、分割部５０８により受信シンボルＲ（ｋ）から少なくとも部分的に除去され、それは、第１の入力上で位相調整済みの受信シンボルＲ（ｋ）ｅｊ２πμ／Ｎｕを且つ第２の入力を介して推定したチャンネル伝達関数Ｐ^（ｋ）を受信する。分割部５０８は、パイロット支援チャンネル推定部２５２が作った推定チャンネル伝達関数で受信シンボルＲ（ｋ）を割り算して、シンボルＣ（ｋ）から受信データの推定値を作る。
【００７２】
５．５  ＩＳＩとチャンネル推定特性の最適化
図１５及び図１６のフローチャートは、シンボル時間調整推定部２０６で行われる計算を示しており、各々、ＩＳＩを最小限にしてチャンネル推定部の周波数補間段階を最適化するために、ＳＳＴηに対する調整と位相スピンμとを決定する。チャートの変数について、次に簡単に説明する。
【００７３】
１．ＣＩＲＰｒｏｆｉｌｅＳｔａｂｌｅは、各々ＭＦ追跡ピリオドの末端で更新されるＣＩＲＰｒｏｆｉｌｅ保存部の任意の内容が設定されたしきい値の７を越える時に立てられるグローバルフラグである。これは、ＣＩＲが今安定しているので（オフガードパスを含めて）チャンネルのパスの大半が現れたという妥当な推測があることを示している。
【００７４】
２．パスが検索される主要パスからの（サンプルの）範囲が±ｗＮｇ個のサンプルであり、ＮｕはあるＯＦＤＭモードのサブキャリアの数である。
【００７５】
３．ｉＳｔａｒｔＣｈｌとｉＳｔｏｐＣｈｌとは、ＣＩＲＰｒｏｆｉｌｅ[ｍ]＞７である、ＣＩＲＰｒｏｆｉｌｅ保存部の最も左側と最も右側の位置を示すインデックスである。それらは、主要パスの±ｗＴｇ秒以内に位置するオフガードエコーを含めた、フルチャンネルプロファイルの始まりと末端とを表している。
【００７６】
４．ｓｔｔｃｈｌとｅｎｄｃｈｌは、各々、ｉＳｔａｒｔＣｈｌとｉＳｔｏｐＣｈｌの主要パスからの（サンプルでの）オフセットを提供する。一般的に、ｓｔｔｃｈｌ≦０であるが、ｅｎｄｃｈｌ≧０であるとともにフルチャンネルスパンはｌｅｎｃｈｌ＝ｅｎｄｃｈｌ−ｓｔｔｃｈｌによって与えられる。
【００７７】
５．ηとμを計算する処理は、スイッチ２０８を介してガード適応マッチドフィルタ２０４に接続する時に、ＣＩＲＰｒｏｆｉｌｅＳｔａｂｌｅがシンボル時間調整推定部により１にセットされると始まる。処理の開始時にｌｅｎｃｈｌとｓｔｔｃｈｌとｅｎｄｃｈｌが計算される。チャンネル遅延スプレッド（ｌｅｎｃｈｌ）がガードインターバルより短い場合に、処理は、ＳＳＴを変更する必要がないか、又はオフガードエコーの欠如時に間引きされたｃｔｆをスピンさせる必要がないので、終了する。
【００７８】
６．そうでない場合、η０は、主要パスの左側に対するＣＳＳＴのオフセットを保持する。したがって、オフガードプリエコーの無いチャンネルでは、ｓｔｔｃｈｌとη０が共に又はいずれかがほぼゼロになるか、又はほぼ同じ値であるが符号が逆になると予想される。したがって、Ｄ＝η０＋ｓｔｔｃｈｌがゼロに極めて近くなると予想される。それらの合計が、したがって、ＪＩＴＴＥＲに対して試験され、それは、トラッカの追跡精度に応じてセットされた小さな定数になる。｜Ｄ｜がＪＩＴＴＥＲより遙かに大きい場合、チャンネルは、オフガードプリエコーを有していなければならない。このケースでは、処理は、図１６に示すサブ処理（Ａ）に進む。他方で、｜Ｄ｜がＪＩＴＴＥＲ以下の場合、チャンネルは、オフガードポストエコーを有していなければならない。このケースで、図１６のサブ処理（Ｂ）が呼び出される。これらのサブ処理が、ここで詳細に説明される。
【００７９】
５．６  ＩＳＩとチャンネル推定特性の最適化：プリエコーケース
チャンネルがオフガードプリエコーを含んでいる時（図１６のサブ処理（Ａ））、次に示す２つのことを実施する必要がある。
【００８０】
（ａ）どのくらいＳＳＴをηで引き戻すかについて推定する。この推定から、新しいＳＳＴのＮｇ個のサンプル内に任意のインガードＣＩＲを維持できる余裕が与えられる。すなわち、インガードＣＩＲスパンを考慮する必要がある。インガードＣＩＲスパンは、２μ０だけ１つのサンプル内に近づけることができる。ＳＳＴの引き戻し量は、したがって次式から与えられる。
【００８１】
η＝Ｎｇ−２μ０
（ｂ）どのくらいμスピンをＰ３（ｋ）に適用して、オフガードプリエコーをＦＩ−ＴＦウィンドウの下におくかについて推定する。このプリエコーケースでは、スピンによりＣＴＦが右側に移動するので、推定値は負の数になる。しかし第一に、次に示す２つの更なるケースを区別する必要がある。
【００８２】
・チャンネルスパンｌｅｎｃｈｌ＞Ｎｕ／３のケースである。ここで、フルチャンネルスパンがＦＩ−ＴＦウィンドウの下に入らないので、実施できる最善のことは、許容される最大スピンを適用することである。許容される最大スピンはＮｕ／６である。しかし、チャンネルが非ゼロインガードＣＩＲスパン、２μ０、を有している場合、この半分がＮｕ／６から減算される。ＣＴＦは、したがって、下記のようにセットされる。
【００８３】
μ＝μ０−Ｎｕ／６
ここでμ０＜Ｎｕ／６なので、常に負である。
【００８４】
・チャンネルスパンｌｅｎｃｈｌ≦Ｎｕ／３のケースである。ここで、フルチャンネルスパンがＦＩ−ＴＦウィンドウの下に入るので、ＣＴＦスピンは、ＣＩＲをウィンドウの下にμ＝μ０−ｌｅｎｃｈｌ／２として単純に中心設定するようにセットできる。
【００８５】
５．７  ＩＳＩとチャンネル推定特性の最適化：ポストエコーのケース
チャンネルがオフガードポストエコーを含んでいる時（図１６のサブ処理（Ｂ））は、ＳＳＴを移動する必要がないので、η＝０とする。ＣＴＦスピンだけ、オフガードポストエコーをＦＩ−ＴＦウィンドウの下に引くことを要求される。スピンを左側にしなければならないので、推定値はプラスの数になる。ここで再び、次の２つのケースを区別する必要がある。
【００８６】
・チャンネルスパンｌｅｎｃｈｌ＞Ｎｕ／３のケースである。ここで、フルチャンネルスパンがＦＩ−ＴＦウィンドウの下に入らないので、実施できる最善のことは、許容される最大スピンを適用することである。許容される最大スピンはＮｕ／６である。しかし、チャンネルが非ゼロインガードＣＩＲスパン、２μ０、を有している場合、この半分をＮｕ／６から減算しなければならない。ＣＴＦスピンは、したがって、下記のようにセットされる。
【００８７】
μ＝Ｎｕ／６−μ０
・チャンネルスパンｌｅｎｃｈｌ≦Ｎｕ／３のケースである。ここで、フルチャンネルスパンがＦＩ−ＴＦウィンドウの下に入るので、ＣＴＦスピンは、ＣＩＲをウィンドウの下に（μ＝ｌｅｎｃｈｌ／２−μ０）として単純に中心設定するようにセットできる。
【００８８】
推定したＳＳＴシフトとＣＴＦスピンは、各々、ＮＣＯ２１４に適用してＦＦＴの早いトリガを促し、また、複素乗算部５０２、５０６に適用してＣＩＲをＦＩ−ＴＦウィンドウの下に最適に位置設定する。
【００８９】
５．８  オフガードエコー拡張の構成
ＩＳＩゼロのチャンネル遅延スプレッド限界保証は僅かＴｇ秒であるが、最適チャンネル推定の理論的限界がＴｕ／３秒までである。実際にこれは、エコーを密度の低いＳＦＮのようにガードインターバル外に到着させるように構成されているネットワークが、妥当なマージンで動作できることを意味している。オフガードエコー拡張の構成（動作段階）と、そのロジックと、インガードエコーを処理するだけであるシンボルトラッカに関する前述の保存の規定について、ここで説明する。主な構成パラメータは、モードとガードごとの定数ｗの値である。
【００９０】
前述のＭＦベース演算の場合、保存機構が、シンボル積分部とＣＩＲＰｒｏｆｉｌｅアレイ（１つの位置に４ビット）に必要である。ＭＦの出力で行われるノイズ除去処理の処理的な関係もあるが、これらはロジック又はクロック速度に主として影響する。受信機を構成して、遅延スプレッドをＴｕ／３秒の最適チャンネル推定限界までにするために、ＭＦは、±Ｎｕ／３のサンプルに対してガードサンプルをマッチさせなければならない。この範囲をカバーするために、必要な保存機構のサイズは、２Ｋの場合に１＋２＊２０４８／３＝１３６７ワードであり、８Ｋの場合に１＋２＊８１９２／３＝５４６３ワードである。デュアルモード復調器の場合、より大きな数字を用いて、下記のように必要な保存機構とする。
【００９１】
・ＣＩＲＰｒｏｆｉｌｅ：５４６３×４ビット（インガードトラッカの場合は何も無い）
・シンボル積分部：５４６３ワード（インガードトラッカでは４０９７ワード）
前述の実施形態については、本発明の趣旨から逸脱することなく、種々の修正が実施できる。特に、パイロット支援トラッカとガード適応フィルタプロセッサとの組合せを適用すると、送信信号のデータ収容信号サンプルから繰り返されるデータによりガードインターバルをもつ任意の信号との同期を促すことができる。
【００９２】
更に、パイロットという用語は、伝送すべきデータと共に送信され、受信機にとって既知である、任意の信号又はデータシンボルを意味するものとして、幅広く解釈すべきことが認められる。
【００９３】
本発明はＤＶＢに限定されない。そこで、本発明の実施形態は、データ収容信号サンプルからのデータを再生するために同期時間を決定する受信機において提供され、信号サンプルはデータ収容部から繰り返されるデータを搬送するガード期間を含んでいる。受信機は、パイロット支援トラッカを具備できて、それがパイロット支援チャンネルインパルス応答推定からの同期時間に対する調整を決めるように動作できる。ガード適応フィルタプロセッサは、フィルタとフィルタコントローラとを具備している。コントローラは、ガード期間からの信号サンプルにフィルタのインパルス応答を適応して、シンボル信号サンプルをもつフィルタを励起して出力信号を生成するので、チャンネルインパルス応答の更なる表現を提供する。シンボル時間調整推定部は、パイロット支援トラッカとガード適応フィルタプロセッサの中の少なくとも１つが提供する調整に従って、同期時間を調整するように動作できる。
【図面の簡単な説明】
【００９４】
【図１】２つの連続するＯＦＤＭシンボルの略図である。
【図２】図２（ａ）は、更なる伝搬パスに従って遅延され増減されたシンボルのバージョンとＯＦＤＭシンボルとを示す略図で、ガードインターバル内で到着するパスによるチャンネルインパルス応答に関している。図２（ｂ）は、ガードインターバル外で到着するパスによるポストカーシブ伝搬パスによるチャンネルインパルス応答に関する略図である。図２（ｃ）は、プリカーシブとポストカーシブの伝搬パスを有するチャンネルインパルス応答に関する略図である。
【図３】本発明の実施形態に基づく受信機の略ブロック図である。
【図４】図１の受信機の一部を形成するポストＦＦＴプロセッサとＦＦＴシンボルタイミング再生プロセッサの略ブロック図である。
【図５】図４に示すポストＦＦＴプロセッサとＦＦＴシンボルタイミング再生プロセッサの略ブロック図であり、シンボル時間トラッカを形成する部分を示している。
【図６】図４と図５のＦＦＴシンボルタイミング再生プロセッサの部分を形成する、パイロット支援トラッカの略ブロック図である。
【図７】図４と図５のＦＦＴシンボルタイミング再生の部分を形成する、粗い取得プロセッサとガード適応フィルタプロセッサの略ブロック図である。
【図８】図４と図５に示したシンボル時間調整プロセッサの略ブロック図である。
【図９】チャンネルインパルス応答プロファイルを形成するために、図８に示したシンボル時間調整プロセッサの一部を形成する信号プロセッサの動作を示すフローチャートである。
【図１０】図１０（ａ）は、異なる伝搬パスに従って遅延され増減されたシンボルのバージョンとＯＦＤＭシンボルとを示す略図であって、ガードインターバル外で到着するポストカーシブパスによるチャンネルインパルス応答に関している。図１０（ｂ）は、ガードインターバル外で到着するプリカーシブ伝搬パスによるチャンネルインパルス応答に関する略図である。図１０（ｃ）は、ＩＳＩを最小限にするために調整したシンボル開始時間による、図１０Ｂのチャンネルインパルス応答に関する略図である。
【図１１】補間ウィンドウに関して示した４つのチャンネルインパルス応答のグラフを示す。
【図１２】チャンネルインパルスの中心が補間ウィンドウの内部にある、図１１に示した４つのチャンネルインパルス応答のグラフを示す。
【図１３】チャンネルインパルスがＩＳＩの影響を最小限にするために補間ウィンドウを基準にして調整されている、図１２に示した４つのチャンネルインパルス応答のグラフを示す。
【図１４】図１４（ａ）は、図４と図５にもあるチャンネル補正部の略ブロック図である。図１４（ｂ）は、図４と図５にもあるパイロット支援チャンネル推定部の略ブロック図である。
【図１５】本発明の実施形態に基づくシンボル時間調整プロセッサの動作を示すフローチャートである。
【図１６】本発明の実施形態に基づくシンボル時間調整プロセッサの動作を示すフローチャートである。
【符号の説明】
【００９５】
２０６  シンボル時間調整推定部、４００  デジタルシグナルプロセッサ、４００ａ  ＣＩＲプロファイル、ＡＤＤ＿ＳＳＴ  ＳＳＴ加算部
【図１】
2004153831.tif 000007
【図２】
2004153831.tif 000008
【図３】
2004153831.tif 000009
【図４】
2004153831.tif 000010
【図５】
2004153831.tif 000011
【図６】
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【図７】
2004153831.tif 000013
【図８】
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【図９】
2004153831.tif 000015
【図１０】
2004153831.tif 000016
【図１１】
2004153831.tif 000017
【図１２】
2004153831.tif 000018
【図１３】
2004153831.tif 000019
【図１４】
2004153831.tif 000020
【図１５】
2004153831.tif 000021
【図１６】
2004153831.tif 000022