(57)【要約】【課題】回路構成の複雑化、装置の大型化、コストの上昇等を招くことなく、異常発生時にスイッチング素子を保護しながら安全に運転を停止可能とした直接変換形電力変換装置を提供する。【解決手段】半導体スイッチング素子を用いて交流電力を交流電力に直接変換する直接変換器を備えた交流−交流直接変換形電力変換装置に関する。装置の異常を検出する異常検出手段４６と、この異常検出手段４６による異常検出時に、直接変換器２０’内のすべてのスイッチング素子をオフさせて負荷端を開放するための全オフパターン４８及び切換スイッチ４７と、異常検出により各スイッチング素子をオフさせた際に、負荷３０に蓄積されたエネルギーを当該スイッチング素子により消費させるためのスパイク電圧抑制回路２５１と、を備える。【選択図】  図１
2004153952.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
半導体スイッチング素子を用いて交流電力を交流電力に直接変換する直接変換器を備えた交流−交流直接変換形電力変換装置において、
装置の異常を検出する異常検出手段と、
この異常検出手段による異常検出時に、前記直接変換器内のすべてのスイッチング素子をオフさせて負荷端を開放する手段と、
異常検出により各スイッチング素子をオフさせた際に、負荷に蓄積されたエネルギーを当該スイッチング素子により消費させるためのスパイク電圧抑制手段と、
を備えたことを特徴とする交流−交流直接変換形電力変換装置。
【請求項２】
半導体スイッチング素子を用いて交流電力を交流電力に直接変換する直接変換器を備えた交流−交流直接変換形電力変換装置において、
装置の異常を検出する異常検出手段と、
この異常検出手段による異常検出時に、前記直接変換器内のすべてのスイッチング素子をオフさせて負荷端を開放する全オフパターンと、所定のスイッチング素子をオンさせて負荷端を短絡させる負荷短絡パターンとを交互に選択する手段と、
異常検出により各スイッチング素子をオフさせた際に、負荷に蓄積されたエネルギーを当該スイッチング素子により消費させるためのスパイク電圧抑制手段と、
を備えたことを特徴とする交流−交流直接変換形電力変換装置。
【請求項３】
請求項２に記載した交流−交流直接変換形電力変換装置において、
前記負荷短絡パターンによりオンさせるスイッチング素子を経時的に変化させることを特徴とする交流−交流直接変換形電力変換装置。
【請求項４】
請求項１，２または３に記載した交流−交流直接変換形電力変換装置において、
前記スパイク電圧抑制手段は、スイッチング素子のオフ時にその両端に印加される電圧を利用して当該スイッチング素子のオン、オフを繰り返し、当該スイッチング素子の両端電圧をほぼ一定電圧にクランプする手段であることを特徴とする交流−交流直接変換形電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、大型のエネルギーバッファなしに、交流電力を交流電力に直接変換する交流−交流直接変換形電力変換装置（以下、必要に応じて単に直接変換形電力変換装置という）に関し、特に、異常発生時における半導体スイッチング素子等の保護機能を高めた直接変換形電力変換装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図９は、異常発生時の処理機能を備えた従来の直接変換形電力変換装置の制御ブロック図である。
図９において、４１は所定の振幅及び周波数の電圧指令を発生する電圧指令発生手段、４２は、上記電圧指令に基づき、電圧検出器４４により検出した電源電圧及び電流検出器４５により検出した負荷電流に応じたスイッチングパターン（ＰＷＭパターン）を発生するＰＷＭ発生手段、４７は切換スイッチ、１０は三相交流電源等の電源、２０は交流−交流直接変換を行う直接変換器、３０は交流電動機等の負荷である。
【０００３】
また、４６は出力過電流、負荷温度過熱、冷却ファン過熱等の異常を検出して前記切換スイッチ４７を異常処理側へ切り換えるための異常検出手段、４３は、異常検出時に異常時のスイッチングパターンを決定して切換スイッチ４７側へ出力する異常処理手段である。
【０００４】
ここで、直接変換器２０の代表的な例としては、図１０に示すマトリックスコンバータがある。すなわち、図１０において、入力端子Ｒには双方向スイッチＳ１，Ｓ４，Ｓ７の各一端が接続され、入力端子Ｓには双方向スイッチＳ２，Ｓ５，Ｓ８の各一端が接続され、入力端子Ｔには双方向スイッチＳ３，Ｓ６，Ｓ９の各一端が接続されており、双方向スイッチＳ１〜Ｓ３の各他端は一括して出力端子Ｕに、双方向スイッチＳ４〜Ｓ６の各他端は一括して出力端子Ｖに、双方向スイッチＳ７〜Ｓ９の各他端は一括して出力端子Ｗにそれぞれ接続されている。
【０００５】
上記双方向スイッチＳ１〜Ｓ９は、図１０の括弧内に示すように、例えばダイオードＤａ，Ｄｂが逆並列接続されたＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子Ｓａ，Ｓｂを逆直列に接続したり、逆耐圧能力がある場合には半導体スイッチング素子Ｓａ，Ｓｂだけを逆並列に接続して構成されている。
【０００６】
この種の直接変換器２０では、負荷３０が誘導性負荷の場合、負荷端が開放されると、負荷３０のリアクトルに蓄積されたエネルギーにより内部の半導体スイッチング素子の両端にサージ電圧が発生し、スイッチング素子を破壊する。
このような負荷端開放による素子の破壊を防止するため、図９の直接変換形電力変換装置では、電源電圧及び負荷電流をそれぞれ検出し、これらの極性に応じてＰＷＭ発生手段４２がスイッチングパターンを生成し、直接変換器２０を運転している。
【０００７】
同時に、前述した出力過電流等の異常が異常検出手段４６により検出された場合には、異常処理手段４３により電源電圧の最大線間電圧となっている相を検出し、各相の負荷電流が最大線間電圧となっている相へ回生するように直接変換器２０に対する異常時のスイッチングパターンを決定し、このスイッチングパターンを、異常検出手段４６により切り換えた切換スイッチ４７を介して直接変換器２０に与える。
【０００８】
すなわち、上記異常時のスイッチングパターンにより直接変換器２０を駆動して負荷電流を電源へ回生し、負荷電流がゼロになった後に、すべての双方向スイッチＳ１〜Ｓ９のスイッチング素子をオフする。例えば、異常時に電源側の最大線間電圧がｖＲＳ（Ｒ相−Ｓ相の線間電圧）、負荷側のＵ相電流ｉＵ＞０，Ｖ相電流ｉＶ＜０，Ｗ相電流ｉＷ＜０であったとすると、図１０における双方向スイッチＳ２，Ｓ４，Ｓ７をオンして負荷電流を電源１０に回生し、負荷電流がゼロになった後にすべての双方向スイッチＳ１〜Ｓ９をオフして運転を停止している。
【０００９】
なお、マトリックスコンバータを用いて同期電動機を駆動する駆動制御装置は、例えば後述の特許文献１に記載されている。
また、双方向スイッチング手段を備えたＰＷＭサイクロコンバータにより、交流電源電圧を周波数及び振幅の異なる交流電圧に直接変換して交流電動機を駆動する電力変換装置が後述の特許文献２に記載されており、この文献には、スナバコンデンサの充放電に起因するスイッチング素子の破壊を防止するための技術が開示されている。
【００１０】
【特許文献１】
特開平１１−１８４８９号公報（図１）
【特許文献２】
特開平１１−２６２２６４号公報（図１、図６〜図８、［００１０］、［００１５］〜［００１７］）
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
図９に示した従来技術では、電源電圧や負荷電流に応じて回生モードのパルスパターンを発生させることにより負荷端開放等に対処しているので、電圧検出器４４や電流検出器４５等に動作不良や故障があると、異常処理が適切に行われず、直接変換器２０内のスイッチング素子を破壊する恐れがある。
また、負荷電流の大きさに関わらず単にすべての双方向スイッチを遮断すると、負荷端が開放となってスイッチング素子に大きなサージ電圧が印加されるため、同様にスイッチング素子を破壊する心配がある。
【００１２】
更に、前記サージ電圧を抑制するためには、抵抗やダイオード、コンデンサ等からなるスナバ回路を設けることが有効であるが、異常時に対処するためだけの目的でこれらのスナバ回路を備えることは、回路構成が複雑になって装置の大型化やコストの上昇を招く。
【００１３】
また、前記特許文献２に記載された電力変換装置はスイッチング素子の破壊防止を解決課題とするものであるが、整流型のスナバ回路を必須の構成要素としているため、上述したごとく回路構成の複雑化、装置の大型化等の問題があるほか、この従来技術では、負荷端開放時に発生するサージ電圧に起因したスイッチング素子の破壊防止策は検討されていない。
【００１４】
そこで本発明は、回路構成の複雑化、装置の大型化、コストの上昇等を招くことなく、異常発生時にスイッチング素子を保護しながら安全に運転を停止可能とした直接変換形電力変換装置を提供しようとするものである。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、半導体スイッチング素子を用いて交流電力を交流電力に直接変換する直接変換器を備えた交流−交流直接変換形電力変換装置において、
装置の異常を検出する異常検出手段と、
この異常検出手段による異常検出時に、前記直接変換器内のすべてのスイッチング素子をオフさせて負荷端を開放する手段と、
異常検出により各スイッチング素子をオフさせた際に、負荷に蓄積されたエネルギーを当該スイッチング素子により消費させるためのスパイク電圧抑制手段と、
を備えたものである。
【００１６】
請求項２に記載した発明は、
半導体スイッチング素子を用いて交流電力を交流電力に直接変換する直接変換器を備えた交流−交流直接変換形電力変換装置において、
装置の異常を検出する異常検出手段と、
この異常検出手段による異常検出時に、前記直接変換器内のすべてのスイッチング素子をオフさせて負荷端を開放する全オフパターンと、所定のスイッチング素子をオンさせて負荷端を短絡させる負荷短絡パターンとを交互に選択する手段と、
異常検出により各スイッチング素子をオフさせた際に、負荷に蓄積されたエネルギーを当該スイッチング素子により消費させるためのスパイク電圧抑制手段と、
を備えたものである。
【００１７】
請求項３に記載した発明は、請求項２に記載した交流−交流直接変換形電力変換装置において、
前記負荷短絡パターンによりオンさせるスイッチング素子を経時的に変化させるものである。
【００１８】
請求項４に記載した発明は、請求項１，２または３に記載した交流−交流直接変換形電力変換装置において、
前記スパイク電圧抑制手段は、スイッチング素子のオフ時にその両端に印加される電圧を利用して当該スイッチング素子のオン、オフを繰り返し、当該スイッチング素子の両端電圧をほぼ一定電圧にクランプする手段であることを特徴とし、このスパイク電圧抑制手段は、例えばＩＧＢＴ等のスイッチング素子の入力側に互いに逆直列に接続されるツェナーダイオード及びダイオードの直列回路から構成される。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、図１は請求項１及び請求項４に対応する本発明の第１実施形態を示すものであり、図９と同一の構成要素には同一の参照符号を付して説明を省略し、以下では異なる部分を中心に説明する。
【００２０】
図１の構成が図９と異なる点は、直接変換器２０’の構成と、異常検出手段４６の出力により切り換えられる切換スイッチ４７が、異常時には全オフパターン４８側に切り換えられる点である。ここで、全オフパターンとは、直接変換器２０’の主要部が図１０に示したマトリックスコンバータ２０により構成される場合、双方向スイッチＳ１〜Ｓ９（これらを構成するスイッチング素子）のすべてをオフさせるスイッチングパターンをいう。
【００２１】
まず、直接変換器２０’の構成を図２を参照しつつ説明する。
図２に示す直接変換器２０’の基本回路は、図１０のマトリックスコンバータ２０と同様であり、図２における逆並列接続された半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ）Ｓ１ａ，Ｓ１ｂにより図１０の双方向スイッチＳ１が、以下同様に図２のＳ２ａ，Ｓ２ｂにより図１０のＳ２が、図２のＳ３ａ，Ｓ３ｂにより図１０のＳ３が、それぞれ構成されている。
更に図２においては、各スイッチング素子Ｓ１ａ，Ｓ１ｂ，Ｓ２ａ，Ｓ２ｂ，Ｓ３ａ，Ｓ３ｂのゲート−コレクタ間に、ツェナーダイオード２５１とダイオード２５２との直列回路からなるスパイク電圧抑制回路２０１〜２０６がそれぞれ接続されており、これらの素子によってＵ相スイッチング部２０Ｕが構成されている。
【００２２】
図２におけるＶ相スイッチング部２０Ｖ、Ｗ相スイッチング部２０Ｗの構成も上述したＵ相スイッチング部２０Ｕと同一であり、Ｖ相スイッチング部２０Ｖはスイッチング素子Ｓ４ａ，Ｓ４ｂ，Ｓ５ａ，Ｓ５ｂ，Ｓ６ａ，Ｓ６ｂ及びこれらのゲート−コレクタ間のスパイク電圧抑制回路により構成され、Ｗ相スイッチング部２０Ｗはスイッチング素子Ｓ７ａ，Ｓ７ｂ，Ｓ８ａ，Ｓ８ｂ，Ｓ９ａ，Ｓ９ｂ及びこれらのゲート−コレクタ間のスパイク電圧抑制回路により構成されている。
なお、図２において、Ｖ相スイッチング部２０Ｖ及びＷ相スイッチング部２０Ｗの内部構成は、便宜的に図示を省略してある。
【００２３】
ここで、Ｕ相スイッチング部２０Ｕを例に挙げると、スパイク電圧抑制回路２０１〜２０６は、ツェナーダイオード２５１及びダイオード２５２のカソード同士を接続してあり、ツェナーダイオード２５１のアノードはスイッチング素子のゲートに、ダイオード２５２のアノードはスイッチング素子のコレクタ（負荷側の出力端子Ｕ）にそれぞれ接続されている。他のＶ相スイッチング部２０Ｖ及びＷ相スイッチング部２０Ｗについても、スパイク電圧抑制回路の接続構成は同一である。
【００２４】
このスパイク電圧抑制回路２０１〜２０６は、負荷３０が有するリアクトルに蓄積されたエネルギーをスイッチング素子により消費させ、スイッチング素子のターンオフ時に発生するスパイク電圧をツェナーダイオード２５１のブレークダウンにより抑制するように作用する。
【００２５】
図３は、スパイク電圧抑制回路がある場合のスイッチング素子のターンオフ波形を示している。なお、ｉｃはスイッチング素子のコレクタ電流、ｖｃｅはコレクタ−エミッタ間電圧である。
例えば、図２におけるスパイク電圧抑制回路２０１において、スイッチング素子Ｓ１ａのターンオフ時にそのコレクタ−エミッタ間にツェナー電圧Ｖｚを超える電圧が発生した場合、ツェナーダイオード２５１がオンし、ゲートに電圧が印加されてスイッチング素子Ｓ１ａが再びオンする。
【００２６】
スイッチング素子Ｓ１ａがオンするとそのコレクタ−エミッタ間電圧ｖｃｅは減少するので、ツェナーダイオード２５１がオフし、ゲート電圧が小さくなってターンオフする。しかし、このターンオフ動作により、スイッチング素子Ｓ１ａのコレクタ−エミッタ間電圧ｖｃｅが再び上昇するため、スイッチング素子Ｓ１ａはオンする。
この過程を繰り返すことにより、結果としてスイッチング素子Ｓ１ａの両端電圧（エミッタ−コレクタ間電圧ｖｃｅ）は、ツェナーダイオード２５１のツェナー電圧Ｖｚにクランプされる。このクランプ期間を図３にＴＣとして示す。
【００２７】
以下、この実施形態の動作を説明する。
まず、平常時は、切換スイッチ４７がＰＷＭ発生手段４２側に接続されている。ＰＷＭ発生手段４２は、電圧指令発生手段４１が出力した電圧指令に基づき、その時の電源電圧、負荷電流に応じたスイッチングパターンを生成して直接変換器２０’を駆動する。
【００２８】
次に、異常発生時の動作を説明する。図４は、出力過電流、負荷温度過熱、冷却ファン過熱等の異常発生時における各スイッチング素子のオンオフ指令の例を示している。なお、図４において、Ｓ１は図２における二つのスイッチング素子Ｓ１ａ，Ｓ１ｂのオンオフ指令を示しており、以下、Ｓ２，Ｓ３，……についても同様にそれぞれ二つのスイッチング素子のオンオフ指令を示している。
【００２９】
図４において、異常発生直前まで双方向スイッチＳ１，Ｓ５，Ｓ８がオンしており、異常発生後は、図１における切換スイッチ４７が全オフパターン４８側へ切り換わってすべての双方向スイッチＳ１〜Ｓ９のゲートをオフとする。
この全ゲートオフによって負荷端が開放となり、スイッチング素子の両端には大きなサージ電圧が印加される。しかしながら、前述したスパイク電圧抑制回路の動作により、負荷３０のインダクタンスに蓄積されたエネルギーはスイッチング素子のコレクタ−エミッタ間電圧ｖｃｅとコレクタ電流ｉｃとの積で表される損失（図３の斜線部）により消費され、スイッチング素子の両端電圧はクランプ期間ＴＣにわたってツェナー電圧Ｖｚにクランプされることになる。このため、スイッチング素子がサージ電圧によって破壊されるおそれはない。
【００３０】
次に、図５は請求項２及び請求項４に対応する本発明の第２実施形態を示すものであり、図１と同一の構成要素には同一の参照符号を付してある。
前述した如く、負荷３０のリアクトルに蓄えられるエネルギーは、スイッチング素子の損失により消費される。従って、負荷３０のリアクトルに蓄えられたエネルギーが非常に大きい場合には１回のクランプ期間ＴＣが長くなるので、スイッチング素子やスパイク電圧抑制回路を破壊する恐れがある。
【００３１】
そこで、この実施形態では、負荷３０のリアクトルに蓄えられるエネルギーをスイッチング素子により消費させる際に、スイッチング素子を全オフさせる期間と負荷端を短絡させる期間（出力電圧をゼロとする期間）とを繰り返すようにした。すなわち、クランプ期間ＴＣを連続させずに負荷短絡期間を挟んで間欠的にすることで、スイッチング素子及びスパイク電圧抑制回路の負担を軽減するものである。
【００３２】
図５の実施形態では、全オフパターン４８の他に、所定のスイッチング素子をオンさせて負荷端を短絡させるための負荷短絡パターン４９を備えている。
そして、異常検出手段４６の出力が加えられるタイマ５０の出力によって切換スイッチ５１を駆動することにより全オフパターン４８と負荷短絡パターン４９とを切り換え、選択したパターンを切換スイッチ４７を介して直接変換器２０’に加えるように構成されている。
【００３３】
その動作を説明すると、異常検出手段４６が異常を検出した場合にタイマ５０が計時を開始し、切換スイッチ５１を所定時間間隔で切り換えることにより全オフパターン４８による全オフ期間ＴＯ（クランプ期間ＴＣ）と負荷短絡パターン４９による負荷短絡期間ＴＳとを交互に実現する。そして、切換スイッチ５１を所定回数だけ切り換えたら、最後は全オフパターンに移行する。
【００３４】
図６は、異常発生時における各スイッチング素子のオンオフ指令を示している。この例では、当初、双方向スイッチＳ１，Ｓ５，Ｓ８がオンしており、異常発生後はタイマ５０及び切換スイッチ５１の動作により全オフ期間ＴＯと負荷短絡期間ＴＳとを交互に繰り返して双方向スイッチＳ１，Ｓ４，Ｓ７を間欠的にオン、オフさせ、やがてすべての双方向スイッチＳ１〜Ｓ８をオフさせる全ゲートオフに移行する。
これにより、負荷３０のリアクトルに蓄えられたエネルギーが非常に大きい場合にクランプ期間ＴＣが長期化するのを防止し、スイッチング素子やスパイク電圧抑制回路の破壊を防ぐことができる。
【００３５】
次いで、図７は請求項３及び請求項４に係る本発明の第３実施形態を示している。
この実施形態は、負荷短絡パターン５２として、双方向スイッチＳ１，Ｓ４，Ｓ７のオン、Ｓ２，Ｓ５，Ｓ８のオン、Ｓ３，Ｓ６，Ｓ９のオンという３つのスイッチングパターンを備え、異常発生後に、一定期間オンする双方向スイッチの組合せを経時的に変化させることで、各スイッチング素子及びスパイク電圧抑制回路の負担を第２実施形態より一層軽減するようにした。なお、第２実施形態と同様に、所定回数だけ切り換えたら最後は全オフパターンに移行する。
【００３６】
図８は、異常発生時における各スイッチング素子のオンオフ指令を示している。この例では、当初、双方向スイッチＳ１，Ｓ５，Ｓ８がオンしており、異常発生後はタイマ５０及び切換スイッチ５１の動作により、全オフ期間ＴＯ、双方向スイッチＳ１，Ｓ４，Ｓ７のオンによる負荷短絡期間ＴＳ、全オフ期間ＴＯ、Ｓ２，Ｓ５，Ｓ８のオンによる負荷短絡期間ＴＳ、全オフ期間ＴＯ、最後にＳ３，Ｓ６，Ｓ９による負荷短絡期間ＴＳを設け、その後、すべての双方向スイッチＳ１〜Ｓ８をオフさせる全ゲートオフに移行する。
【００３７】
本実施形態によれば、図６との比較から明らかなように、特定のスイッチング素子のクランプ期間（オフ期間）が長期にわたるのを防止してオフ期間を各スイッチング素子に分散させることができ、各スイッチング素子やスパイク電圧抑制回路の一層の負担軽減、長寿命化が可能になる。
【００３８】
【発明の効果】
以上述べたように本発明によれば、異常発生時にスイッチング素子をオフして負荷端を開放する際に、スイッチング素子に印加されるサージ電圧をスパイク電圧抑制手段により抑制することができ、スナバ抵抗等を用いることなく、負荷のリアクトルに蓄積されたエネルギーをスイッチング素子のオン、オフによって消費させることが可能である。このため、電圧検出器や電流検出器が故障した場合でも、主回路のスイッチング素子を破壊せずに装置の運転を安全に停止させることができる。
また、スナバ回路が不要であるため、回路構成の簡略化、装置の小型化が可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態を示す制御ブロック図である。
【図２】図１における直接変換器の構成図である。
【図３】第１実施形態におけるスイッチング素子のターンオフ波形を示す図である。
【図４】第１実施形態の動作を示すタイミングチャートである。
【図５】本発明の第２実施形態を示す制御ブロック図である。
【図６】第２実施形態の動作を示すタイミングチャートである。
【図７】本発明の第３実施形態を示す制御ブロック図である。
【図８】第３実施形態の動作を示すタイミングチャートである。
【図９】従来技術を示す制御ブロック図である。
【図１０】マトリックスコンバータの構成図である。
【符号の説明】
１０：電源
２０’：直接変換器
２０Ｕ：Ｕ相スイッチング部
２０Ｖ：Ｖ相スイッチング部
２０Ｗ：Ｗ相スイッチング部
２０１〜２０６：スパイク電圧抑制回路
２５１：ツェナーダイオード
２５２：ダイオード
３０：負荷
４１：電圧指令発生手段
４２：ＰＷＭ発生手段
４４：電圧検出器
４５：電流検出器
４６：異常検出手段
４７，５１：切換スイッチ
４８：全オフパターン
４９，５２：負荷短絡パターン
５０：タイマ
Ｓ１ａ，Ｓ１ｂ，Ｓ２ａ，Ｓ２ｂ，Ｓ３ａ，Ｓ３ｂ，Ｓ４ａ，Ｓ４ｂ，Ｓ５ａ，Ｓ５ｂ，Ｓ６ａ，Ｓ６ｂ，Ｓ７ａ，Ｓ７ｂ，Ｓ８ａ，Ｓ８ｂ，Ｓ９ａ，Ｓ９ｂ：半導体スイッチング素子
【図１】
2004153952.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
2004153952.tif 000011
【図１０】
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