(57)【要約】【課題】商用交流電源からの入力電圧が高い場合において、負荷短絡状態が長期に渡り継続されても熱破壊に至る虞のないスイッチング電源装置を提供する。【解決手段】正極性出力端子１０と負極性出力端子１１間に接続された負荷が短絡すると、この短絡状態が出力電圧検出回路１２により検出され、スイッチング制御回路の動作が停止する。そして起動時にはブリッジ整流回路４からの電流が起動電流として定電流回路２１を介してスイッチング制御回路１４に供給される。したがって、商用交流電源の交流電圧が高くなった場合でも、スイッチング制御回路１４には一定の電流が流れるので、負荷短絡状態において、前記商用交流電源からの入力電圧が高い時の消費電力を、該入力電圧が低い時に近似させることができる。【選択図】      図１
2004153983.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
商用交流電源から作成される直流電源に接続される正極性電源供給ラインと負極性電源供給ラインとの間に、トランスの一次巻線と主スイッチング素子とを含む直列回路を接続し、前記主スイッチング素子のスイッチング動作により前記トランスの二次巻線に誘起された高周波電圧を検波整流・平滑化して得た直流電圧を出力するスイッチング電源装置において、前記商用交流電源の交流電圧が変化しても、前記主スイッチング素子を制御するスイッチング制御回路に一定の電流を流す定電流回路を設けたことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
商用交流電源から作成される直流電源に接続される正極性電源供給ラインと負極性電源供給ラインとの間に、トランスの一次巻線と主スイッチング素子とを含む直列回路を接続し、前記主スイッチング素子のスイッチング動作により前記トランスの二次巻線に誘起された高周波電圧を、検波整流・平滑化回路により検波整流・平滑化し、該検波整流・平滑化して得た直流電圧を、正極性出力端子および負極性出力端子を介して出力するスイッチング電源装置において、前記正極性出力端子と負極性出力端子間の電圧を検出する出力電圧検出回路と、該出力電圧検出回路からの検出情報に基づいて前記主スイッチング素子のスイッチング動作を制御するスイッチング制御回路と、定常動作時に前記正極性出力端子と前記負極性出力端子間の出力電圧に概略比例した電圧を誘起する前記トランスの補助巻線の誘起電圧を検波整流・平滑化して前記スイッチング制御回路に動作電源として供給する定常動作電源供給回路を備え、更に、起動時に前記直流電源または前記商用交流電源からの電流を入力して一定電流の起動電流を前記スイッチング制御回路に供給する定電流回路を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項３】
商用交流電源から作成される直流電源に接続される正極性電源供給ラインと負極性電源供給ラインとの間に、トランスの一次巻線と主スイッチング素子とを含む直列回路を接続し、前記主スイッチング素子のスイッチング動作により前記トランスの二次巻線に誘起された高周波電圧を、検波整流・平滑化回路により検波整流・平滑化し、該検波整流・平滑化して得た直流電圧を、正極性出力端子および負極性出力端子を介して出力するスイッチング電源装置において、前記正極性出力端子と負極性出力端子間の電圧を検出する出力電圧検出回路と、該出力電圧検出回路からの検出情報に基づいて前記主スイッチング素子のスイッチング動作を制御するスイッチング制御回路と、正極性出力ライン上または負極性出力ライン上に備えられ該正極性出力ラインおよび負極性出力ラインに過電流が流れた時に前記出力電圧検出回路の両端を短絡する電流検出回路と、定常動作時に前記正極性出力端子と前記負極性出力端子間の出力電圧に概略比例した電圧を誘起する前記トランスの補助巻線の誘起電圧を検波整流・平滑化して前記スイッチング制御回路に動作電源として供給する定常動作電源供給回路を備え、更に、起動時に前記直流電源または前記商用交流電源からの電流を入力して一定電流の起動電流を前記スイッチング制御回路に供給する定電流回路を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記電圧検出回路からの検出情報は、正極性出力ラインと負極性出力ライン間に前記電圧検出回路と直列に接続されたフォトカプラのフォトダイオードと、前記スイッチング制御回路に接続された前記フォトカプラのフォトトランジスタとを介して前記スイッチング制御回路に伝送されることを特徴とする請求項２または請求項３に記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記定電流回路は、前記正極性電源供給ラインと前記負極性電源供給ライン間に接続された抵抗とツェナーダイオードとの直列回路と、前記抵抗とツェナーダイオードとの接続点に接続され前記スイッチング制御回路に起動電流を供給する抵抗とを備えたことを特徴とする請求項２または請求項３に記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
前記定電流回路は、一端が前記正極性電源供給ラインに接続されたバイアス抵抗とツェナーダイオードとの直列回路と、ベースが前記バイアス抵抗と前記ツェナーダイオードとの接続点に接続され、コレクタが前記正極性電源ラインに接続され、エミッタがエミッタ抵抗を介して前記ツェナーダイオードの一端に接続されたトランジスタとを備え、前記トランジスタのエミッタから前記エミッタ抵抗を介して前記スイッチング制御回路に起動電流を供給するように構成したことを特徴とする請求項２または請求項３に記載のスイッチング電源装置。
【請求項７】
前記直流電源は、前記商用交流電源をブリッジダイオードからなるブリッジ整流回路により全波整流することにより作成され、前記商用交流電源の一端から前記定電流回路と逆流防止用ダイオードとの直列回路を介して前記スイッチング制御回路に起動電流を供給するように構成したことを特徴とする請求項２または請求項３に記載のスイッチング電源装置。
【請求項８】
前記直流電源は、前記商用交流電源をブリッジダイオードからなるブリッジ整流回路により全波整流することにより作成され、前記商用交流電源の一端から前記定電流回路と逆流防止用ダイオードとの直列回路を介して前記スイッチング制御回路に起動電流を供給する構成とし、前記定電流回路と前記逆流防止用ダイオードとの接続点の電圧を検出して該電圧を駆動信号として前記スイッチング制御回路の発振周波数を変化させる発振周波数変化回路を備えたことを特徴とする請求項２または請求項３に記載のスイッチング電源装置。
【請求項９】
前記直流電源は、前記商用交流電源をブリッジダイオードからなるブリッジ整流回路により全波整流することにより作成され、前記商用交流電源の両端に直列接続された複数の放電抵抗の接続点から前記定電流回路と逆流防止用ダイオードとの直列回路を介して前記スイッチング制御回路に起動電流を供給するように構成したことを特徴とする請求項２または請求項３に記載のスイッチング電源装置。
【請求項１０】
前記直流電源は、前記商用交流電源をブリッジダイオードからなるブリッジ整流回路により全波整流することにより作成され、前記定電流回路は、前記商用交流電源の両端に直列接続された複数の放電抵抗の接続点と前記負極性電源供給ライン間に接続された複数の抵抗とツェナーダイオードとから成る直列回路を備え、前記抵抗と前記ツェナーダイオードとの接続点と前記スイッチング制御回路の動作電源間には、抵抗と逆流防止用ダイオードとから成る直列回路が接続され、前記発振周波数変化回路は、前記複数の抵抗間の接続点と前記負極性電源供給ライン間に接続されたコンデンサにより作成されたパラボラ状の電圧を駆動信号として前記スイッチング制御回路の発振周波数を変化させることを特徴とする請求項８に記載のスイッチング電源装置。
【請求項１１】
前記電圧検出回路からの検出情報は、正極性出力ラインと負極性出力ライン間に前記電圧検出回路と直列に接続されたフォトカプラのフォトダイオードと、前記スイッチング制御回路に接続された前記フォトカプラのフォトトランジスタとを介して前記スイッチング制御回路に伝送され、前記スイッチング制御回路は、負荷短絡時に前記フォトトランジスタの電流減少を検知することにより、前記主スイッチング素子のスイッチング動作を停止させることを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は電子機器の直流電源として用いられるスイッチング電源装置に関し、特に、過大な出力電流に対して本電源装置を保護するための過電流保護回路を備えたスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来からスイッチング電源装置においては、例えば、出力端子が短絡されると過大な出力電流が流れることにより、このスイッチング電源装置の破壊に至る事故を防止するため、過電流保護回路が設けられている。
【０００３】
この過電流保護回路による過電流保護の考え方に関しては、スイッチング電源装置が所定の過電流状態に至るとスイッチング動作を停止させ、ただ単に過電流状態を解除してもスイッチング動作を再開せず、スイッチング電源装置への入力電源を一旦オフした後、再度、入力電源をオンすることによりスイッチング電源装置のスイッチング動作を再開させることができるシャットダウン方式と、ただ単に過電流保護状態を解除することにより、スイッチング電源装置のスイッチング動作を再開させることができる自動復帰方式とがあり、スイッチング電源装置の設計時に、これらの何れの方式を採用するかについては、スイッチング電源装置から電源供給を受ける電子機器の特性および使用者の選択次第により決定される。
【０００４】
図１０は、自動復帰方式を採用した従来のスイッチング電源装置の回路図である。図１０において、図示しない商用交流電源が交流電源入力端子１，２に接続され、交流電源入力端子１，２間には、コンデンサ３ａとラインフィルタコイル３ｂとコンデンサ３ｃから成るフィルタ３を介してダイオード４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄから成るブリッジ整流回路４が接続されている。また、フィルタ３とブリッジ整流回路４間を接続するラインＬ１とラインＬ２間には放電抵抗３１が接続されている。
【０００５】
ブリッジ整流回路４の出力端に接続される正極性電源供給ラインＬ３と負極性電源供給ラインＬ４間には、コンデンサ５と、トランス６の一次巻線６ａおよびＦＥＴ７（主スイッチング素子）の直列回路と、抵抗１５およびコンデンサ１７の直列回路とが接続されている。トランス６の補助巻線６ｃの一端は、ダイオード１６を介して抵抗１５とコンデンサ１７との接続点に接続され、その補助巻線６ｃの他端はラインＬ４に接続されている。
【０００６】
スイッチング制御回路１４では、＋電源入力端子がダイオード１６のカソードに、−電源入力端子が負極性電源供給ラインＬ４に、フィードバック入力端子がフォトカプラ１３のフォトトランジスタ１３ｂのコレクタに、出力端子がＦＥＴ７のゲートにそれぞれ接続されている。
【０００７】
トランス６の二次巻線６ｂの一端はダイオード８を介して正極性出力ラインＬ５に接続され、その他端は負極性出力ラインＬ６に接続されている。正極性出力ラインＬ５と負極性出力ラインＬ６間には、コンデンサ９と、フォトカプラ１３のフォトダイオード１３ａと抵抗１２ｂとシャントレギュレータ１２ａとの直列回路と、抵抗１２ｄと抵抗１２ｃとの直列回路とが接続されている。抵抗１２ｄと抵抗１２ｃとの接続点はシャントレギュレータ１２ａのリファレンス端子に接続されている。シャントレギュレータ１２ａ、抵抗１２ｂ、抵抗１２ｃ、および抵抗１２ｄにより出力電圧検出回路１２が構成されている。
【０００８】
正極性出力ラインＬ５には正極性出力端子１０が接続され、負極性出力ラインＬ６には出力電流検出回路１８を介して負極性出力端子１１が接続されている。出力電流検出回路１８の制御端子は、フォトダイオード１３ａと抵抗１２ｂとの接続点に接続されている。なお、出力電流検出回路１８は、正極性出力ラインＬ５と正極性出力端子１０との間に設けても良い。
【０００９】
次に、この従来のスイッチング電源装置の動作について説明する。図示しない商用交流電源が交流電源入力端子１，２に入力され、フィルタ３を介してブリッジ整流回路４に供給されて整流される。この整流された電圧はコンデンサ５により平滑化されて直流電圧となり、この直流電圧は本スイッチング電源装置のメインとなる回路部の動作電源として正極性電源供給ラインＬ３と負極性電源供給ラインＬ４に供給される。
【００１０】
正極性電源供給ラインＬ３と負極性電源供給ラインＬ４間に供給された直流電圧によりスイッチング制御回路１４が動作し、ＦＥＴ７をスイッチング動作させる。これにより、トランス６の二次巻線６ｂには高周波電圧が誘起され、この高周波電圧はダイオード８とコンデンサ９により整流・平滑化されて直流電圧となり、この直流電圧は正極性出力端子１０および負極性出力端子１１を介して図示しない負荷の電子機器に供給される。
【００１１】
正極性出力ラインＬ５と負極性出力ラインＬ６間の電圧は、抵抗１２ｄと抵抗１２ｃとの直列接続より成る電圧分割回路により分圧され、シャントレギュレータ１２ａのリファレンス端子にリファレンス電圧として入力される。これによりシャントレギュレータ１２ａは、その内部に予め設定された基準電圧と、リファレンス端子に入力されたリファレンス電圧とを比較し、この比較結果に応じた電流をフォトカプラ１３のフォトダイオード１３ａに流し、フォトダイオード１３ａを発光させる。
【００１２】
このフォトダイオード１３ａからの光を受けたフォトカプラ１３のフォトトランジスタ１３ｂは、前記比較結果に相当する電圧をフィードバック信号としてスイッチング制御回路１４のフィードバック端子に与える。そして、スイッチング制御回路１４は、与えられたフィードバック信号に従ってＦＥＴ７をスイッチング制御し、本スイッチング電源装置の出力電圧を安定化する。
【００１３】
また、スイッチング制御回路１４は、本スイッチング電源装置の立ち上げ開始時においては、コンデンサ５の正極から起動用の抵抗１５を介して供給される電流により動作を開始し、定常動作状態においては、主としてトランス６の補助巻線６ｃに誘起する電圧をダイオード１６およびコンデンサ１７により整流・平滑化することにより作成された直流電源により動作する。
【００１４】
負極性出力ラインＬ６と負極性出力端子１１間に接続された出力電流検出回路１８は、その内部に予め設定された基準電流値（本スイッチング電源装置の出力電流制限値）と、負極性出力ラインＬ６上の電流値とを比較し、負極性出力ラインＬ６上の電流値の方が前記基準電流値よりも大きい場合、フォトカプラ１３のフォトダイオード１３ａのカソードと負極性出力ラインＬ６間を短絡状態にするため、フォトダイオード１３ａの電流が増加する。なお、出力電流検出回路１８が正極性出力ラインＬ５と正極性出力端子１０間に接続されている場合は、前記基準電流値と正極性出力ライン上の電流値とが比較される。
【００１５】
この電流増加の情報がフィードバック信号としてフォトトランジスタ１３ｂを介してスイッチング制御回路１４に与えられると、スイッチング制御回路１４は本スイッチング電源装置の出力電圧が大きく上昇したものとして認識し、本スイッチング電源装置の出力電力が低減する方向にＦＥＴ７のスイッチング動作を制御する。
【００１６】
図１１は本スイッチング電源装置の立ち上げ時の動作を説明するための電圧波形図である。この電圧波形図を用いて本スイッチング電源装置の立ち上げ時の動作について説明する。
【００１７】
図１１に示すタイミングＴ０で、本スイッチング電源装置の交流電源入力端子１，２間に商用交流電源が接続されると、コンデンサ５の正極から起動用の抵抗１５を介してコンデンサ１７に起動電流が供給され、図１１（ａ）に示すようにコンデンサ１７の充電電圧Ｖｃｃが徐々に上昇する。やがて充電電圧ＶｃｃがタイミングＴ１でスイッチング制御回路１４の動作開始電圧に到達すると、スイッチング制御回路１４はＦＥＴ７に駆動信号の供給を開始することにより、本スイッチング電源装置が立ち上げを開始し、本スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏ（出力端子１０，１１間の電圧）が、図１１（ｂ）に示すように上昇を開始し、タイミングＴ３で本スイッチング電源装置の所定の出力電圧に到達する。
【００１８】
タイミングＴ１以後、図１１（ｃ）に示すように、トランス６の補助巻線６ｃに誘起電圧が発生し、この誘起電圧の正極性方向の電圧レベルは、本スイッチング電源装置の出力電圧に比例して上昇し、タイミングＴ２で充電電圧Ｖｃｃの電圧レベルと同一レベルに到達すると、前記誘起電圧がダイオード１６により検波整流されることにより作成された電流が、コンデンサ１７に流入し、充電電圧Ｖｃｃは図１１（ａ）に示すように上昇に転じ、タイミングＴ３以後、本スイッチング電源装置の所定の出力電圧に到達すると、該出力電圧に比例した一定電圧に安定する。
【００１９】
なお、充電電圧Ｖｃｃは、図１１（ａ）に示すように、タイミングＴ０からタイミングＴ１の期間において、スイッチング制御回路１４が非動作状態のため、該スイッチング制御回路１４の消費電流が少なく、起動用の抵抗１５を介して供給される電流により上昇するが、タイミングＴ１でスイッチング制御回路１４が動作を開始すると、スイッチング制御回路１４の消費電流が起動用の抵抗１５を介して供給される電流よりも大きくなるため下降に転じ、タイミングＴ２にて再度上昇すると言う経過を辿る。
【００２０】
したがって、タイミングＴ１からタイミングＴ３の期間において、コンデンサ１７の充電電圧Ｖｃｃがスイッチング制御回路１４の動作下限電圧以下に降下しないように、コンデンサ１７の容量を充分大きな値に設定しておく必要がある。
【００２１】
図１２は本スイッチング電源装置における過電流保護の動作を説明するための電圧波形図である。この電圧波形図を用いて本スイッチング電源装置における過電流保護の動作について説明する。
【００２２】
例えば、本スイッチング電源装置の定常動作中において、図１２に示すタイミングｔ０で、本スイッチング電源装置に接続されている負荷の電子機器の故障などの要因により、出力端子１０，１１間が短絡されると、図１２（ｂ）に示すように本スイッチング電源装置の出力電圧が急峻に降下し、正極性出力ラインＬ５および負極性出力ラインＬ６に強大な電流が流れる。
【００２３】
この強大な電流を検出した出力電流検出回路１８は、フォトダイオード１３ａのカソードと負極性出力ラインＬ６間を短絡状態にする。これにより、フォトダイオード１３ａの電流が増加し、この電流増加の情報がフィードバック信号としてフォトトランジスタ１３ｂを介してスイッチング制御回路１４に与えられる。
【００２４】
したがって、スイッチング制御回路１４は、本スイッチング電源装置の出力電圧が上昇したものとして認識し、本スイッチング電源装置の出力電力が低減する方向にＦＥＴ７のスイッチング動作を制御するが、後述するようにタイミングｔ１までの期間は、完全にスイッチング動作が停止しない。
【００２５】
即ち、タイミングｔ０〜ｔ１の期間において、正極性出力ラインＬ５とフォトダイオード１３ａのアノードとの接続点と、負極性出力ラインＬ６上の出力電流検出回路１８の装着点との間の電圧が降下すると、フォトダイオード１３ａおよびフォトトランジスタ１３ｂに流れる電流が減少し、スイッチング制御回路１４が、この電流減少に見合った分、本スイッチング電源装置の出力電力が増加する方向にＦＥＴ７をスイッチング制御する。
【００２６】
また、正極性出力ラインＬ５とフォトダイオード１３ａのアノードとの接続点と、負極性出力ラインＬ６上の出力電流検出回路１８の装着点との間の電圧が上昇すると、フォトダイオード１３ａおよびフォトトランジスタ１３ｂに流れる電流が増加し、スイッチング制御回路１４が、この電流増加に見合った分、本スイッチング電源装置の出力電力が減少する方向にＦＥＴ７をスイッチング制御するという関係があり、本スイッチング電源装置は、これらの相反する要因がバランスするレベルの電力を出力することになる。
【００２７】
また、タイミングｔ０〜ｔ１の期間において、前述の通りトランス６の補助巻線６ｃに発生する誘起電圧の正極性方向の電圧レベルは、本スイッチング電源装置の出力電圧に比例する関係にあるため、誘起電圧の正極性方向の電圧レベルが低く、ダイオード１６を介してコンデンサ１７に電流を供給しない。
【００２８】
したがって、起動用の抵抗１５を介して供給される起動電流がスイッチング制御回路１４の消費電流よりも少ないため、コンデンサ１７の充電電圧Ｖｃｃが徐々に降下し、タイミングｔ１でスイッチング制御回路１４の動作下限電圧のレベルまで降下すると、スイッチング制御回路１４が動作を停止するため、本スイッチング電源装置のスイッチング動作が停止する。
【００２９】
次のタイミングｔ１〜ｔ２の期間において、スイッチング制御回路１４の動作が停止しているため、スイッチング制御回路１４の消費電力が少なく、コンデンサ１７の充電電圧Ｖｃｃは起動用の抵抗１５を介して供給される起動電流により図１２（ａ）に示すように徐々に上昇し、タイミングｔ２でスイッチング制御回路１４の動作開始電圧に到達すると、本スイッチング電源装置のスイッチング動作が再開する。
【００３０】
なお、このタイミングｔ１〜ｔ２の期間において、本スイッチング電源装置のスイッチング動作が停止しているため、図１２（ｂ），（ｃ）に示すように、本スイッチング電源装置の出力電圧は零であり、トランス６の補助巻線６ｃに誘起電圧が発生しないため、ダイオード１６を介してコンデンサ１７には電流が供給されない。
【００３１】
また、タイミングｔ２〜ｔ３の期間において、前述のタイミングｔ０〜ｔ１と同様に本スイッチング電源装置は、低出力ながらも一定電力を送出する制御がかかり、トランス６の補助巻線６ｃに発生する誘起電圧の正極性方向の電圧レベルが低く、ダイオード１６を介してコンデンサ１７に電流を供給しないため、起動用の抵抗１５を介して供給される起動電流がスイッチング制御回路１４の消費電流よりも少ないため、コンデンサ１７の充電電圧Ｖｃｃが徐々に降下し、タイミングｔ３でスイッチング制御回路１４の動作下限電圧のレベルまで降下すると、スイッチング制御回路１４が動作を停止するため、本スイッチング電源装置のスイッチング動作が停止する。
【００３２】
そしてタイミングｔ３以後、本スイッチング電源装置の正極性出力端子１０と負極性出力端子１１が短絡され続けられている限りにおいて、前述のタイミングｔ１〜ｔ３の期間の動作が繰り返される。
【００３３】
正極性出力端子１０と負極性出力端子１１間の短絡状態が解除されると、出力電流検出回路１８がフォトカプラ１３のフォトダイオード１３ａのカソードと負極性出力ラインＬ６間の短絡状態を解除するため、前述のスイッチング動作期間（例えば、タイミングｔ２〜ｔ３、ないしはタイミングｔ４〜ｔ５（ｔ５は図示せず）のスイッチング動作期間およびそれに引き続いて発生する同様のスイッチング動作期間）に差し掛かった時、フォトトランジスタ１３ａに電圧検出回路１２のシャントレギュレータ１２ａの電流のみが流れることになり、これにより本スイッチング電源装置の出力電圧安定化機能が働く定常動作に入る。
【００３４】
【特許文献１】
特開平１０−３０４６５８号公報
【００３５】
【発明が解決しようとする課題】
以上説明したような従来技術のように、自動復帰方式の過電流保護回路を採用し、大容量の電源平滑用コンデンサ１７を備えた従来のスイッチング電源装置において、正極性出力端子１０と負極性出力端子１１間に接続される負荷の電子機器が故障して正極性出力端子１０と負極性出力端子１１間が短絡された場合などに、スイッチング電源装置には予め設定された過電流保護性能を超える出力電流が流れ、スイッチング電源装置が破損に至る危険性が発生すると言う問題点があった。
【００３６】
以下、このような問題点が発生する原因について説明する。この従来のスイッチング電源装置の立ち上げ開始時、例えば、図１１に示すタイミングＴ１〜Ｔ２の期間中にコンデンサ１７の充電電圧Ｖｃｃがスイッチング制御回路１４の動作下限電圧以下に降下しないよう、コンデンサ１７に充分に大きな容量のものを採用しなければならない。
【００３７】
さもないと、トランス６の補助巻線６ｃに誘起される正極性方向の電圧がスイッチング制御回路１４の動作下限電圧以上に到達し、トランス６の補助巻線６ｃからダイオード１６を介して供給される電流によりスイッチング制御回路１４の継続動作が保証されるタイミング以前に、コンデンサ１７の充電電圧がスイッチング制御回路１４の動作下限電圧以下に降下し、立ち上げ動作の途中でスイッチング動作が停止することになる。
【００３８】
したがって、図示しない負荷側機器の電源入力端子間に接続されている電源平滑用コンデンサの容量が大きい場合において、スイッチング電源装置が負荷側機器の電源入力端子間に接続されている電源平滑用コンデンサを充電するに要する時間分、スイッチング電源装置の出力電圧の上昇速度が遅くなり、トランス６の補助巻線６ｃに発生する正極性方向の誘起電圧は、スイッチング電源装置の出力電圧に比例して上昇するため、該誘起電圧の上昇速度も遅くなる関係上、コンデンサ１７に容量値の大きいものを選択採用し、スイッチング制御回路１４がコンデンサ１７の放電電流により動作する時間を伸長することにより、図示しない負荷側機器の電源入力端子間に接続されている電源平滑用コンデンサの容量が大きい場合に対応することになる。
【００３９】
一方、スイッチング電源装置の立ち上げに要する時間を、機器の使用者が操作上の不便を感じることの無いように比較的短時間に設定する必要があり、この時間は主として起動用の抵抗１５を介して供給される電流によりコンデンサ１７の充電電圧が、スイッチング制御回路１４の動作開始電圧に到達する時間（図１１のタイミングＴ０〜Ｔ１の期間）によって決定される。
【００４０】
したがって、コンデンサ１７の容量を増加させると、必然的に起動用の抵抗１５の抵抗値を小さくし、スイッチング電源装置の立ち上げに要する時間が所定の時間以下になるように設定することになる。
【００４１】
図１０に示した従来のスイッチング電源装置は、正極性出力端子１０と負極性出力端子１１間が短絡された状態において、図１２に示すタイミングｔ１〜ｔ２およびタイミングｔ２〜ｔ３間の動作を交互に繰り返す。この内、タイミングｔ１〜ｔ２の期間は、スイッチング動作が停止しているため、スイッチング電源装置は、ほとんど電力を消費しないが、タイミングｔ２〜ｔ３の期間は、スイッチング動作が行われ、前述した出力電力の増加と減少の相反する要因がバランスするレベルの電力を出力するのに要する分、電力を消費し、主としてダイオード８とＦＥＴ７を発熱させる。
【００４２】
特に、正極性出力ラインＬ５とフォトダイオード１３ａの接続点と、負極性出力ラインＬ６上の出力電流検出回路１８を装着している点間の電圧は、少なくともフォトダイオード１３ａの順方向電位降下以上の電圧となり、この電圧を正極性出力ラインＬ５および負極性出力ラインＬ６の抵抗値で割った電流が正極性出力ラインＬ５および負極性出力ラインＬ６に流れるが、その抵抗値は近似的に零オームに近いため、短絡状態になり、正極性出力ラインＬ５上のダイオード８に強大な電流が流れ、ダイオード８が著しく発熱することになる。
【００４３】
したがって、上述の短絡状態におけるスイッチング電源装置におけるスイッチング電源装置の消費電力を抑制、およびダイオード８などの熱破壊を防止するため、タイミングｔ１〜ｔ２の期間に対して、タイミングｔ２〜ｔ３の期間を短くする必要がある。
【００４４】
前述したように、起動用の抵抗１５の抵抗値を小さくし、この抵抗１５を介して供給される電流を増加させると、後述する理由によりタイミングｔ１〜ｔ２の期間に対するタイミングｔ２〜ｔ３の期間が長くなる傾向がある。
【００４５】
ここで、説明の都合上、コンデンサ５から抵抗１５を介してコンデンサ１７に電流Ｉｋが常に供給され、スイッチング動作期間（図１２に示すタイミングｔ２〜ｔ３あるいはタイミングｔ４〜図示しないｔ５の期間）にスイッチング制御回路１４が消費する電流をＩｓとし、計算を簡単にするためスイッチング非動作期間（図１２に示すタイミングｔ１〜ｔ２あるいはタイミングｔ３〜ｔ４の期間）にスイッチング制御回路１４が消費する電流を零アンペアとする。
【００４６】
またスイッチング制御回路１４の動作開始電圧をＥｈ、動作下限電圧をＥＬ、コンデンサ１７の容量値をＣとすると、スイッチング動作期間Ｔｏｎおよびスイッチング非動作期間Ｔｏｆｆは、下記の（１）式および（２）式により求められる。
【００４７】
Ｔｏｎ＝（Ｅｈ−ＥＬ）／［Ｃ×（Ｉｓ−Ｉｋ）］            ・・・  （１）
Ｔｏｆｆ＝（Ｅｈ−ＥＬ）／（Ｃ×Ｉｋ）            ・・・  （２）
【００４８】
そして、スイッチング動作期間Ｔｏｎとスイッチング非動作期間Ｔｏｆｆとの比率は下記の（３）式により求められる。
【００４９】
Ｔｏｎ／Ｔｏｆｆ＝Ｉｋ／（Ｉｓ−Ｉｋ）            ・・・  （３）
【００５０】
したがって、起動用の抵抗１５を介してスイッチング制御回路１４に供給される電流Ｉｋが大きくなるに従い、タイミングｔ１〜ｔ２の期間に対するタイミングｔ２〜ｔ３の期間が長くなることが証明される。
【００５１】
上述の短絡状態において、スイッチング電源装置の消費電力が大きくなる問題と、その消費電力が大きくなることによって正極性出力ラインＬ５上のダイオード８が熱破壊する虞が生じる問題は、特にワールドワイド仕様（全世界対応仕様）のスイッチング電源装置において顕著となる。この仕様のスイッチング電源装置は、通常、商用交流電源の入力電圧が、例えば８５Ｖから２６４Ｖの範囲で変化しても各種性能および安全性を保障しなければならない。
【００５２】
前述したように、コンデンサ１７の容量値を適正に設定した上で商用交流入力電圧が８５Ｖの場合を想定し、スイッチング電源装置の立ち上げ時間が機器の使用者が操作上の不便を感じない時間になるよう起動用の抵抗１５の抵抗値を設定しなければならないが、このように設定すると、商用交流入力電圧が２６４Ｖの時、起動用の抵抗１５を介して供給される電流が、商用交流入力電圧が８５Ｖの場合と比較して約３倍の値となり、負荷短絡状態におけるスイッチング動作期間のスイッチング非動作期間に対する比率が著しく増大し、スイッチング電源装置の消費電力およびダイオード８などの発熱が増大する。
【００５３】
したがって、このような過電流保護回路構成を有する従来のスイッチング電源装置では、商用交流電源からの入力電圧が高い場合において、負荷短絡状態が長期に渡り継続されると、熱破壊に至る危険性があるという課題がある。
【００５４】
なお、特許文献１は、ダミー抵抗を用いることなく軽負荷時の出力電圧の安定化を図り、軽負荷時の電力損失を少なくするものであり、商用交流電源からの入力電圧が高い場合において、負荷短絡状態が長期に渡り継続された場合、回路部品の熱破壊を防止する対策が施されていないので、上記課題を解決するものではない。
【００５５】
本発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、商用交流電源からの入力電圧が高い場合において、負荷短絡状態が長期に渡り継続されても、熱破壊に至る虞のないスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
【００５６】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために本発明は、商用交流電源から作成される直流電源に接続される正極性電源供給ラインと負極性電源供給ラインとの間に、トランスの一次巻線と主スイッチング素子とを含む直列回路を接続し、前記主スイッチング素子のスイッチング動作により前記トランスの二次巻線に誘起された高周波電圧を検波整流・平滑化して得た直流電圧を出力する構成を有し、前記商用交流電源の交流電圧が変化しても、前記主スイッチング素子を制御するスイッチング制御回路に一定の電流を流す定電流回路を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置を提供する。
【００５７】
この発明のスイッチング電源装置によれば、前記商用交流電源の交流電圧が変化しても、前記スイッチング制御回路には前記定電流回路からの一定の電流が流れるので、負荷短絡状態において、前記商用交流電源からの入力電圧が高い時の消費電力を、該入力電圧が低い時に近似させることができ、したがって、商用交流電源からの入力電圧が高い場合において、負荷短絡状態が長期に渡り継続されても、熱破壊に至る危険性を防止することができる。
【００５８】
また、本発明は、商用交流電源から作成される直流電源に接続される正極性電源供給ラインと負極性電源供給ラインとの間に、トランスの一次巻線と主スイッチング素子とを含む直列回路を接続し、前記主スイッチング素子のスイッチング動作により前記トランスの二次巻線に誘起された高周波電圧を、検波整流・平滑化回路により検波整流・平滑化し、該検波整流・平滑化して得た直流電圧を、正極性出力端子および負極性出力端子を介して出力する構成を有し、前記正極性出力端子と負極性出力端子間の電圧を検出する出力電圧検出回路と、該出力電圧検出回路からの検出情報に基づいて前記主スイッチング素子のスイッチング動作を制御するスイッチング制御回路と、定常動作時に前記正極性出力端子と前記負極性出力端子間の出力電圧に概略比例した電圧を誘起する前記トランスの補助巻線の誘起電圧を検波整流・平滑化して前記スイッチング制御回路に動作電源として供給する定常動作電源供給回路を備え、更に、起動時に前記直流電源または前記商用交流電源からの電流を入力して一定電流の起動電流を前記スイッチング制御回路に供給する定電流回路を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置を提供する。
【００５９】
この発明のスイッチング電源装置によれば、前記正極性出力端子と前記負極性出力端子間に接続された負荷が例えば短絡すると、この短絡状態が前記出力電圧検出回路により検出され、前記スイッチング制御回路の動作が停止する。そして起動時には前記直流電源または前記商用交流電源からの電流が起動電流として前記定電流回路を介して前記スイッチング制御回路に供給される。
【００６０】
したがって、前記商用交流電源の交流電圧が高くなった場合でも、前記スイッチング制御回路には前記定電流回路からの一定の電流が流れるので、負荷短絡状態において、前記商用交流電源からの入力電圧が高い時の消費電力を、該入力電圧が低い時に近似させることができる。これにより、商用交流電源からの入力電圧が高い場合において、負荷短絡状態が長期に渡り継続されても、熱破壊に至る危険性を防止することができる。
【００６１】
また、本発明は、商用交流電源から作成される直流電源に接続される正極性電源供給ラインと負極性電源供給ラインとの間に、トランスの一次巻線と主スイッチング素子とを含む直列回路を接続し、前記主スイッチング素子のスイッチング動作により前記トランスの二次巻線に誘起された高周波電圧を、検波整流・平滑化回路により検波整流・平滑化し、該検波整流・平滑化して得た直流電圧を、正極性出力端子および負極性出力端子を介して出力する構成を有し、前記正極性出力端子と負極性出力端子間の電圧を検出する出力電圧検出回路と、該出力電圧検出回路からの検出情報に基づいて前記主スイッチング素子のスイッチング動作を制御するスイッチング制御回路と、正極性出力ライン上または負極性出力ライン上に備えられ該正極性出力ラインおよび負極性出力ラインに過電流が流れた時に前記出力電圧検出回路の両端を短絡する電流検出回路と、定常動作時に前記正極性出力端子と前記負極性出力端子間の出力電圧に概略比例した電圧を誘起する前記トランスの補助巻線の誘起電圧を検波整流・平滑化して前記スイッチング制御回路に動作電源として供給する定常動作電源供給回路を備え、更に、起動時に前記直流電源または前記商用交流電源からの電流を入力して一定電流の起動電流を前記スイッチング制御回路に供給する定電流回路を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置を提供する。
【００６２】
この発明のスイッチング電源装置によれば、前記正極性出力端子と前記負極性出力端子間に接続された負荷が例えば短絡すると、前記電流検出回路により、前記出力電圧検出回路の両端が短絡され、この短絡情報が前記スイッチング制御回路に伝送され、前記スイッチング制御回路の動作が停止する。そして起動時には前記直流電源または前記商用交流電源からの電流が起動電流として前記定電流回路を介して前記スイッチング制御回路に供給される。
【００６３】
したがって、前記商用交流電源の交流電圧が高くなった場合でも、前記スイッチング制御回路には前記定電流回路からの一定の電流が流れるので、負荷短絡状態において、前記商用交流電源からの入力電圧が高い時の消費電力を、該入力電圧が低い時に近似させることができる。これにより、商用交流電源からの入力電圧が高い場合において、負荷短絡状態が長期に渡り継続されても、熱破壊に至る危険性を防止することができる。
【００６４】
好ましくは、前記電圧検出回路からの検出情報は、正極性出力ラインと負極性出力ライン間に前記電圧検出回路と直列に接続されたフォトカプラのフォトダイオードと、前記スイッチング制御回路に接続された前記フォトカプラのフォトトランジスタとを介して前記スイッチング制御回路に伝送されるように構成する。
【００６５】
この構成によれば、正極性出力ラインと負極性出力ライン間の電圧に関する情報は前記電圧検出回路により検出され、この検出情報は前記フォトカプラのフォトダイオードからの光によりフォトトランジスタに伝達され、さらに該フォトトランジスタを介して電圧として前記スイッチング制御回路に伝送されるので、配線が簡単化すると共に、前記電圧検出回路と前記スイッチング制御回路は互いに電気的な影響を受けずに動作して、出力電圧の安定化を行うためのフィードバック制御の精度が向上する。
【００６６】
好ましくは、前記定電流回路は、前記正極性電源供給ラインと前記負極性電源供給ライン間に接続された抵抗とツェナーダイオードとの直列回路と、前記抵抗とツェナーダイオードとの接続点に接続され前記スイッチング制御回路に起動電流を供給する抵抗とを備えて構成する。
【００６７】
この構成によれば、簡単な回路で前記定電流回路が実現でき、前記スイッチング制御回路に一定の起動電流を供給することができる。
【００６８】
好ましくは、前記定電流回路は、一端が前記正極性電源供給ラインに接続されたバイアス抵抗とツェナーダイオードとの直列回路と、ベースが前記バイアス抵抗と前記ツェナーダイオードとの接続点に接続され、コレクタが前記正極性電源ラインに接続され、エミッタがエミッタ抵抗を介して前記ツェナーダイオードの一端に接続されたトランジスタとを備え、前記トランジスタのエミッタから前記エミッタ抵抗を介して前記スイッチング制御回路に起動電流を供給するように構成する。
【００６９】
この構成によれば、前記定電流回路の消費電流を少なくでき、例えば、軽負荷時にバーストスイッチング動作を行うことにより消費電力の低減を図る構成のスイッチング電源装置に前記定電流回路を採用すると、消費電力の低減に対して効果を発揮できる。
【００７０】
好ましくは、前記直流電源は、前記商用交流電源をブリッジダイオードからなるブリッジ整流回路により全波整流することにより作成され、前記商用交流電源の一端から前記定電流回路と逆流防止用ダイオードとの直列回路を介して前記スイッチング制御回路に起動電流を供給するように構成する。
【００７１】
この構成によれば、前記商用交流電源の交流電圧が変化しても、前記スイッチング制御回路には前記定電流回路と前記逆流防止用ダイオードとの直列回路からの一定の電流が流れる。
【００７２】
好ましくは、前記直流電源は、前記商用交流電源をブリッジダイオードからなるブリッジ整流回路により全波整流することにより作成され、前記商用交流電源の一端から前記定電流回路と逆流防止用ダイオードとの直列回路を介して前記スイッチング制御回路に起動電流を供給する構成とし、前記定電流回路と前記逆流防止用ダイオードとの接続点の電圧を検出して該電圧を駆動信号として前記スイッチング制御回路の発振周波数を変化させる発振周波数変化回路を備える。
【００７３】
この構成によれば、前記商用交流電源の交流電圧が変化しても、前記スイッチング制御回路には前記定電流回路と前記逆流防止用ダイオードとの直列回路からの一定の電流が流れる。また、前記定電流回路と前記逆流防止用ダイオードとの接続点の電圧を検出して該電圧を駆動信号として前記スイッチング制御回路の発振周波数を変化させることができる。また、前記定電圧回路と前記逆流防止用ダイオードとの接続点から抽出される電圧波形を検出することにより、前記商用交流電源の交番周期と同期してスイッチング電源装置の動作制御を行う用途に活用できる。例えば、前記商用交流電源の交番周期に同期して、スイッチング周波数をステップ的に変更することにより、スイッチング電源装置から発生するノイズを見かけ上低減させることができる。この見かけ上の意味は後述する。
【００７４】
好ましくは、前記直流電源は、前記商用交流電源をブリッジダイオードからなるブリッジ整流回路により全波整流することにより作成され、前記商用交流電源の両端に直列接続された複数の放電抵抗の接続点から前記定電流回路と逆流防止用ダイオードとの直列回路を介して前記スイッチング制御回路に起動電流を供給するように構成する。
【００７５】
この構成によれば、前記商用交流電源の交流電圧が変化しても、前記スイッチング制御回路には前記定電流回路と前記逆流防止用ダイオードとの直列回路からの一定の電流が流れる。
【００７６】
好ましくは、前記直流電源は、前記商用交流電源をブリッジダイオードからなるブリッジ整流回路により全波整流することにより作成され、前記定電流回路は、前記商用交流電源の両端に直列接続された複数の放電抵抗の接続点と前記負極性電源供給ライン間に接続された複数の抵抗とツェナーダイオードとから成る直列回路を備え、前記抵抗と前記ツェナーダイオードとの接続点と前記スイッチング制御回路の動作電源間には、抵抗と逆流防止用ダイオードとから成る直列回路が接続され、前記発振周波数変化回路は、前記複数の抵抗間の接続点と前記負極性電源供給ライン間に接続されたコンデンサにより作成されたパラボラ状の電圧を駆動信号として前記スイッチング制御回路の発振周波数を変化させる。
【００７７】
この構成によれば、前記商用交流電源の交番周期に同期して、スイッチング周波数を連続的に変更することができ、これにより、ノイズスペクトラムの拡散度合いが高まり、スイッチング電源装置から発生するノイズを、よりいっそう見かけ上低減することができる。
【００７８】
好ましくは、前記電圧検出回路からの検出情報は、正極性出力ラインと負極性出力ライン間に前記電圧検出回路と直列に接続されたフォトカプラのフォトダイオードと、前記スイッチング制御回路に接続された前記フォトカプラのフォトトランジスタとを介して前記スイッチング制御回路に伝送され、前記スイッチング制御回路は、負荷短絡時に前記フォトトランジスタの電流減少を検知することにより、前記主スイッチング素子のスイッチング動作を停止させる。
【００７９】
この構成によれば、スイッチング電源装置の負荷短絡時において、前記フォトカプラのフォトダイオードとフォトトランジスタの電流減少が検出され、これにより、前記スイッチング制御回路の動作が停止する。したがって、スイッチング電源装置の負荷短絡時において、フォトカプラの電流減少を検出して、起動電流によるコンデンサの充電電圧が動作下限電圧に降下する以前にスイッチング動作を停止させる構成の過電流保護システムにおいても、有効に適用できる。
【００８０】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照しつつ、本発明の実施の形態について説明する。
【００８１】
（第１の実施形態）
図１は本発明の第１の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。このスイッチング電源装置は自動復帰方式を採用している。図１において、図示しない商用交流電源が交流電源入力端子１，２に接続され、交流電源入力端子１，２間には、コンデンサ３ａとラインフィルタコイル３ｂとコンデンサ３ｃから成るフィルタ３を介してダイオード４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄから成るブリッジ整流回路４が接続されている。また、フィルタ３とブリッジ整流回路４間を接続するラインＬ１とラインＬ２間には放電抵抗３１が接続されている。
【００８２】
ブリッジ整流回路４の出力端に接続される正極性電源供給ラインＬ３と負極性電源供給ラインＬ４間には、コンデンサ５と、トランス６の一次巻線６ａおよびＦＥＴ７（主スイッチング素子）の直列回路と、定電流回路２１およびコンデンサ１７の直列回路とが接続されている。トランス６の補助巻線６ｃの一端は、ダイオード１６を介して定電流回路２１とコンデンサ１７との接続点に接続され、その補助巻線６ｃの他端はラインＬ４に接続されている。
【００８３】
スイッチング制御回路１４では、＋電源入力端子がダイオード１６のカソードに、−電源入力端子が負極性電源供給ラインＬ４に、フィードバック入力端子がフォトカプラ１３のフォトトランジスタ１３ｂのコレクタに、出力端子がＦＥＴ７のゲートにそれぞれ接続されている。
【００８４】
トランス６の二次巻線６ｂの一端はダイオード８を介して正極性出力ラインＬ５に接続され、その他端は負極性出力ラインＬ６に接続されている。正極性出力ラインＬ５と負極性出力ラインＬ６間には、コンデンサ９と、フォトカプラ１３のフォトダイオード１３ａと抵抗１２ｂとシャントレギュレータ１２ａとの直列回路と、抵抗１２ｄと抵抗１２ｃとの直列回路とが接続されている。抵抗１２ｄと抵抗１２ｃとの接続点はシャントレギュレータ１２ａのリファレンス端子に接続されている。シャントレギュレータ１２ａ、抵抗１２ｂ、抵抗１２ｃ、および抵抗１２ｄにより出力電圧検出回路１２が構成されている。
【００８５】
正極性出力ラインＬ５には正極性出力端子１０が接続され、負極性出力ラインＬ６には出力電流検出回路１８を介して負極性出力端子１１が接続されている。出力電流検出回路１８の制御端子は、フォトダイオード１３ａと抵抗１２ｂとの接続点に接続されている。なお、出力電流検出回路１８は、正極性出力ラインＬ５と正極性出力端子１０との間に設けても良い。
【００８６】
次に、この第１の実施形態に係るスイッチング電源装置の動作について説明する。図示しない商用交流電源が交流電源入力端子１，２に入力され、フィルタ３を介してブリッジ整流回路４に供給されて整流される。この整流された電圧はコンデンサ５により平滑化されて直流電圧となり、この直流電圧は本スイッチング電源装置のメインとなる回路部の動作電源として正極性電源供給ラインＬ３と負極性電源供給ラインＬ４に供給される。
【００８７】
正極性電源供給ラインＬ３と負極性電源供給ラインＬ４間に供給された直流電圧によりスイッチング制御回路１４が動作し、ＦＥＴ７をスイッチング動作させる。これにより、トランス６の二次巻線６ｂには高周波電圧が誘起され、この高周波電圧はダイオード８とコンデンサ９により整流・平滑化されて直流電圧となり、この直流電圧は正極性出力端子１０および負極性出力端子１１を介して図示しない負荷の電子機器に供給される。
【００８８】
正極性出力ラインＬ５と負極性出力ラインＬ６間の電圧は、抵抗１２ｄと抵抗１２ｃとの直列接続より成る電圧分割回路により分圧され、シャントレギュレータ１２ａのリファレンス端子にリファレンス電圧として入力される。これによりシャントレギュレータ１２ａは、その内部に予め設定された基準電圧と、リファレンス端子に入力されたリファレンス電圧とを比較し、この比較結果に応じた電流をフォトカプラ１３のフォトダイオード１３ａに流し、フォトダイオード１３ａを発光させる。
【００８９】
このフォトダイオード１３ａからの光を受けたフォトカプラ１３のフォトトランジスタ１３ｂは、前記比較結果に相当する電圧をフィードバック信号としてスイッチング制御回路１４のフィードバック端子に与える。そして、スイッチング制御回路１４は、与えられたフィードバック信号に従ってＦＥＴ７をスイッチング制御し、本スイッチング電源装置の出力電圧を安定化する。
【００９０】
また、スイッチング制御回路１４は、本スイッチング電源装置の立ち上げ開始時においては、コンデンサ５の正極から定電流回路２１を介して供給される定電流により動作を開始し、定常動作状態においては、主としてトランス６の補助巻線６ｃに誘起する電圧をダイオード１６およびコンデンサ１７により整流・平滑化することにより作成された直流電源により動作する。
【００９１】
負極性出力ラインＬ６と負極性出力端子１１間に接続された出力電流検出回路１８は、その内部に予め設定された基準電流値（本スイッチング電源装置の出力電流制限値）と、負極性出力ラインＬ６上の電流値とを比較し、負極性出力ラインＬ６上の電流値の方が前記基準電流値よりも大きい場合、フォトカプラ１３のフォトダイオード１３ａのカソードと負極性出力ラインＬ６間を短絡状態にするため、フォトダイオード１３ａの電流が増加する。なお、出力電流検出回路１８が正極性出力ラインＬ５と正極性出力端子１０間に接続されている場合は、前記基準電流値と正極性出力ライン上の電流値とが比較される。
【００９２】
この電流増加の情報がフィードバック信号としてフォトトランジスタ１３ｂを介してスイッチング制御回路１４に与えられると、スイッチング制御回路１４は本スイッチング電源装置の出力電圧が大きく上昇したものとして認識し、本スイッチング電源装置の出力電力が低減する方向にＦＥＴ７のスイッチング動作を制御する。
【００９３】
この第１の実施形態に係るスイッチング電源装置によれば、交流電源入力端子１，２を介して供給される商用交流電圧の変化に関係なく、ひいては正極性電源供給ラインＬ３と負極性電源供給ラインＬ４間の電圧の変化に関係なく、定電流回路２１から常に一定の起動電流がコンデンサ１７に供給されるため、正極性出力端子１０と負極性出力端子１１間が短絡された状態（負荷短絡）におけるスイッチング動作期間とスイッチング非動作期間との比率（前記（３）式参照）が変化しなくなり、これにより、商用交流電圧が高電圧時に、ひいては正極性電源供給ラインＬ３と負極性電源供給ラインＬ４間の電圧が高電圧時に、従来のスイッチング電源装置のように起動用の抵抗１５（図１０参照）を介して供給される起動電流が増大すると共に、スイッチング電源装置の消費電力が増大し、スイッチング電源装置が熱破壊に至る虞を解消することができる。
【００９４】
前述した従来のスイッチング電源装置は、負荷短絡状態において、スイッチング非動作期間が入力電圧の変動を受ける特性があり、特に、入力直流電源の電圧が高い時、スイッチング電源装置の消費電力が増大し、スイッチング電源装置が熱破壊に至る虞があったが、この第１の実施形態によるスイッチング電源装置は入力直流電源の電圧が高い時の消費電力を、電圧が低い時の消費電力とほぼ同一に抑制するため、熱破壊に至る虞を軽減することができる。特に、この効果はスイッチング電源装置から電力供給を受ける電子機器の受電端子間に接続されている電源平滑用コンデンサの容量値が大きい用途に顕著に現れる。また、電流検出回路１８の動作により、負荷短絡状態におけるスイッチング電源装置の消費電力が抑制され、上記熱破壊に至る虞を更に低減できる。
【００９５】
（第２の実施形態）
図２は本発明の第２の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。図２において、図１に示す構成要素に対応するものには同一の符号を付し、その説明を省略する。
【００９６】
図２に示す定電流回路２１ａは、図１に示す定電流回路２１を具体的に実現したものである。この定電流回路２１ａは、正極性電源供給ラインＬ３と負極性電源供給ラインＬ４間に接続された抵抗２２とツェナーダイオード２３との直列回路と、抵抗２２とツェナーダイオード２３との接続点に一端が接続された抵抗２４とを備えている。抵抗２４の他端は、コンデンサ１７の一端、スイッチング制御回路１４の＋電源入力端子、およびダイオード１６のカソードに接続されている。
【００９７】
抵抗２２とツェナーダイオード２３との直列回路は、定電圧回路を構成し、抵抗２２とツェナーダイオード２３との接続点の電圧は、正極性電源供給ラインＬ３と負極性電源供給ラインＬ４間の電圧に関係なく常に安定する。したがって、抵抗２２とツェナーダイオード２３との接続点から抵抗２４を介してコンデンサ１７に供給される起動電流は、正極性電源供給ラインＬ３と負極性電源供給ラインＬ４間の電圧に関係なく、一定となる。
【００９８】
この第２の実施形態に係るスイッチング電源装置によれば、交流電源入力端子１，２を介して供給される商用交流電圧の変化に関係なく、ひいては正極性電源供給ラインＬ３と負極性電源供給ラインＬ４間の電圧の変化に関係なく、定電流回路２１ａから常に一定の起動電流がコンデンサ１７に供給されるため、正極性出力端子１０と負極性出力端子１１間が短絡された状態（負荷短絡）におけるスイッチング動作期間とスイッチング非動作期間との比率（前記（３）式参照）が変化しなくなり、これにより、商用交流電圧が高圧時に、ひいては正極性電源供給ラインＬ３と負極性電源供給ラインＬ４間の電圧が高電圧時に、従来のスイッチング電源装置のように起動用の抵抗１５（図１０参照）を介して供給される起動電流が増大すると共に、スイッチング電源装置の消費電力が増大し、スイッチング電源装置が熱破壊に至る虞を解消することができる。
【００９９】
前述した従来のスイッチング電源装置は、負荷短絡状態において、スイッチング非動作期間が入力電圧の変動を受ける特性があり、特に、入力直流電源の電圧が高い時、スイッチング電源装置の消費電力が増大し、スイッチング電源装置が熱破壊に至る虞があったが、この第２の実施形態によるスイッチング電源装置は入力直流電源の電圧が高い時の消費電力を、電圧が低い時の消費電力とほぼ同一に抑制するため、熱破壊に至る虞を軽減することができる。
【０１００】
特に、この効果はスイッチング電源装置から電力供給を受ける電子機器の受電端子間に接続されている電源平滑用コンデンサの容量値が大きい用途に顕著に現れる。また、電流検出回路１８の動作により、負荷短絡状態におけるスイッチング電源装置の消費電力が抑制され、上記熱破壊に至る虞を更に低減できる。また定電流回路２１ａは抵抗２２，２４とツェナーダイオード２３により簡単な回路で実現できる。
【０１０１】
（第３の実施形態）
図３は本発明の第３の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。図３において、図１に示す構成要素に対応するものには同一の符号を付し、その説明を省略する。
【０１０２】
図３に示す定電流回路２１ｂは、図１に示す定電流回路２１を具体的に実現したものである。この定電流回路２１ｂは、トランジスタ２５、エミッタ抵抗２６、バイアス抵抗２７、およびツェナーダイオード２８から構成されている。トランジスタ２５のコレクタは正極性電源供給ラインＬ３に接続され、そのエミッタはエミッタ抵抗２６の一端に接続されている。バイアス抵抗２７の一端は正極性電源供給ラインＬ３に接続され、その他端はトランジスタ２５のベースおよびツェナーダイオード２８のカソードに接続されている。ツェナーダイオード２８のアノードはエミッタ抵抗２６の他端に接続されている。また、ツェナーダイオード２８のアノードとエミッタ抵抗２６の他端とは、コンデンサ１７の一端、スイッチング制御回路１４の＋電源入力端子、およびダイオード１６のカソードに接続されている。
【０１０３】
バイアス抵抗２７、ツェナーダイオード２８、トランジスタ２５、およびエミッタ抵抗２６は、定電圧回路を構成し、トランジスタ２５のベースと、エミッタ抵抗２６とコンデンサ１７の接続点間の電圧は、正極性電源供給ラインＬ３と負極性電源供給ラインＬ４間の電圧に関係なくツェナーダイオード２８のツェナー電圧によって決まる。
【０１０４】
したがって、ツェナーダイオード２８に流れる電流をエミッタ抵抗２６に流れる電流に対して小さく設定すると、正極性電源供給ラインＬ３から定電流回路２１ｂを介してコンデンサ１７に供給される起動電流を、正極性電源供給ラインＬ３と負極性電源供給ラインＬ４間の電圧に関係なく、ほぼ一定値になるように管理することができる。
【０１０５】
この第３の実施形態における定電流回路２１ｂは、図２に示した定電流回路２１ａに比べて複雑であるが、定電流回路２１ｂの電流消費を少なくすることができ、例えば、軽負荷時に主スイッチング素子をバーストスイッチング動作させることにより消費電力の低減を図れるスイッチング電源装置に採用すると、その消費電力の低減の効果を発揮することができる。
【０１０６】
この第３の実施形態に係るスイッチング電源装置によれば、交流電源入力端子１，２を介して供給される商用交流電圧の変化に関係なく、ひいては正極性電源供給ラインＬ３と負極性電源供給ラインＬ４間の電圧の変化に関係なく、定電流回路２１ｂから常に一定の起動電流がコンデンサ１７に供給されるため、正極性出力端子１０と負極性出力端子１１間が短絡された状態（負荷短絡）におけるスイッチング動作期間とスイッチング非動作期間との比率（前記（３）式参照）が変化しなくなり、これにより、商用交流電圧が高圧時に、ひいては正極性電源供給ラインＬ３と負極性電源供給ラインＬ４間の電圧が高電圧時に、従来のスイッチング電源装置のように起動用の抵抗１５（図１０参照）を介して供給される起動電流が増大すると共に、スイッチング電源装置の消費電力が増大し、スイッチング電源装置が熱破壊に至る虞を解消することができる。
【０１０７】
前述した従来のスイッチング電源装置は、負荷短絡状態において、スイッチング非動作期間が入力電圧の変動を受ける特性があり、特に、入力直流電源の電圧が高い時、スイッチング電源装置の消費電力が増大し、スイッチング電源装置が熱破壊に至る虞があったが、この第３の実施形態によるスイッチング電源装置は入力直流電源の電圧が高い時の消費電力を、電圧が低い時の消費電力とほぼ同一に抑制するため、熱破壊に至る虞を軽減することができる。
【０１０８】
特に、この効果はスイッチング電源装置から電力供給を受ける電子機器の受電端子間に接続されている電源平滑用コンデンサの容量値が大きい用途に顕著に現れる。また、電流検出回路１８の動作により、負荷短絡状態におけるスイッチング電源装置の消費電力が抑制され、上記熱破壊に至る虞を更に低減できる。
【０１０９】
また、定電流回路２１ｂは図２に示す定電流回路２１ａに比較して回路構成がやや複雑になるが、消費電流が少なくなる。この定電流回路２１ｂは消費電流が少ないので、軽負荷時にバーストスイッチング動作をさせることにより消費電力の低減を図る構成のスイッチング電源装置において、電力消費を極限状態まで低減する用途において有用となる。
【０１１０】
（第４の実施形態）
図４は本発明の第４の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。図４において、図１に示す構成要素に対応するものには同一の符号を付し、その説明を省略する。
【０１１１】
このスイッチング電源装置では、商用交流電圧のラインＬ１から定電流回路２１と逆流防止用ダイオード３０を介してコンデンサ１７に起動電流を供給するようにしたものである。また、このスイッチング電源装置では、定電流回路２１と逆流防止用ダイオード３０との接続点の電圧を抽出し、該電圧を駆動信号としてスイッチング制御回路１４内部の発振回路の発振周波数を変化させる発振周波数変化回路２９を備えている。
【０１１２】
図７は本スイッチング電源装置の動作を説明するための電圧波形図である。図７（ａ）は図示しない商用交流電源から入力されたラインＬ１とラインＬ２間の商用交流電圧の波形を示し、図７（ｂ）は定電流回路２１と逆流防止用ダイオード３０の接続点の電圧の波形を示し、図７（ｃ）はＦＥＴ７のゲート電圧の波形を示す。
【０１１３】
図７（ｂ）に示すように、定電流回路２１と逆流防止用ダイオード３０の接続点の電圧は、図７（ａ）に示すような商用交流電圧の変化に従い変動し、この電圧変動を利用し、スイッチング電源装置の動作制御に活用することができる。
【０１１４】
定電流回路２１のラインＬ１との接続点の電圧がコンデンサ１７の充電電圧Ｖｃｃよりも高い期間においては、ラインＬ１から定電流回路２１および逆流防止用ダイオード３０を介してコンデンサ１７に電流が流れるため、ほぼ充電電圧Ｖｃｃと同一電圧となり、ラインＬ１の電圧が負極性の期間においては、ラインＬ１から定電流回路２１および逆流防止用ダイオード３０を介してコンデンサ１７に流れないため、定電流回路２１と逆流防止用ダイオード３０の接続点の電圧は零ボルトとなる。
【０１１５】
発振周波数変化回路２９は、定電流回路２１と逆流防止用ダイオード３０の接続点の電圧（図７（ｂ））が入力されると、該入力電圧の電圧レベルに応じてスイッチング制御回路１４の発振周波数を変化させる。この発振周波数の変化は、主スイッチング素子の制御電圧、即ちＦＥＴ７のゲート電圧を観測することにより、図７（ｃ）に示すように確認することができ、商用交流電源の半サイクル毎にステップ的に変化する。これにより、本スイッチング電源装置から放射されるノイズのスペクトラムが時間的に変化し、見かけ上のノイズレベルを低減することができる。
【０１１６】
なお、前記見かけ上とは、スイッチング電源装置から出力されるノイズは、スイッチング周波数の高次の高調波に起因するものが大半を占め、スイッチング周波数を変化させることにより、ノイズの周波数も変化するため、任意の周波数帯域において測定したノイズレベルの長時間平均値が少なくなることを意味する。
【０１１７】
この第４の実施形態に係るスイッチング電源装置によれば、交流電源入力端子１，２を介して供給される商用交流電圧の変化に関係なく、ひいては正極性電源供給ラインＬ３と負極性電源供給ラインＬ４間の電圧の変化に関係なく、定電流回路２１から常に一定の起動電流がコンデンサ１７に供給されるため、正極性出力端子１０と負極性出力端子１１間が短絡された状態（負荷短絡）におけるスイッチング動作期間とスイッチング非動作期間との比率（前記（３）式参照）が変化しなくなり、これにより、商用交流電圧が高圧時に、ひいては正極性電源供給ラインＬ３と負極性電源供給ラインＬ４間の電圧が高電圧時に、従来のスイッチング電源装置のように起動用の抵抗１５（図１０参照）を介して供給される起動電流が増大すると共に、スイッチング電源装置の消費電力が増大し、スイッチング電源装置が熱破壊に至る虞を解消することができる。
【０１１８】
前述した従来のスイッチング電源装置は、負荷短絡状態において、スイッチング非動作期間が入力電圧の変動を受ける特性があり、特に、入力直流電源の電圧が高い時、スイッチング電源装置の消費電力が増大し、スイッチング電源装置が熱破壊に至る虞があったが、この第４の実施形態によるスイッチング電源装置は入力直流電源の電圧が高い時の消費電力を、電圧が低い時の消費電力とほぼ同一に抑制するため、熱破壊に至る虞を軽減することができる。
【０１１９】
特に、この効果はスイッチング電源装置から電力供給を受ける電子機器の受電端子間に接続されている電源平滑用コンデンサの容量値が大きい用途に顕著に現れる。また、電流検出回路１８の動作により、負荷短絡状態におけるスイッチング電源装置の消費電力が抑制され、上記熱破壊に至る虞を更に低減できる。
【０１２０】
また、この第４の実施形態に係るスイッチング電源装置によれば、定電流回路２１と逆流防止用ダイオード３０の接続点から抽出される電圧は、商用交流電圧の変化に従い変動するので、商用交流電源の交番周期と同期して動作制御する用途に活用することができる。また、商用交流電源の交番周期に同期して、スイッチング周波数をステップ的に変更することによりスイッチング電源装置から発生するノイズを見かけ上低減することができる。
【０１２１】
（第５の実施形態）
図５は本発明の第５の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。図５において、図１に示す構成要素に対応するものには同一の符号を付し、その説明を省略する。
【０１２２】
このスイッチング電源装置では、図示しない商用交流電源からの交流電圧を伝送するラインＬ１とラインＬ２間に接続された放電抵抗３１ａと放電抵抗３１ｂの直列回路を有し、放電抵抗３１ａと放電抵抗３１ｂの接続点から定電流回路２１ｃと逆流防止用ダイオード３０の直列回路を介してスイッチング制御回路１４に起動電流を供給している。
【０１２３】
定電流回路２１ｃは、抵抗２２ａ、抵抗２２ｂ、抵抗２４、およびツェナーダイオード２３により構成されている。抵抗２２ａの一端は放電抵抗３１ａ，３１ｂの接続点に接続され、その他端は抵抗２２ｂの一端およびコンデンサ３２の一端に接続されている。コンデンサ３２の他端はラインＬ４に接続されている。抵抗２２ｂの他端は、ツェナーダイオード２３のカソードおよび抵抗２４の一端に接続されている。抵抗２４の他端は逆流防止用ダイオード３０のアノードに接続されている。
【０１２４】
定電流回路２１ｃのツェナーダイオード２３のカソード電圧は、図８（ｄ）に示すように、放電抵抗３１ａと放電抵抗３１ｂの接続点の電圧が、ツェナーダイオード２３のツェナー電圧よりも高い期間において、該ツェナー電圧に安定化され、放電抵抗３１ａと放電抵抗３１ｂの接続点の電圧が、ツェナーダイオード２３のツェナー電圧よりも低い期間において、該ツェナー電圧よりも低い電圧レベルとなる。
【０１２５】
ツェナーダイオード２３のツェナー電圧を、スイッチング制御回路１４の動作開始電圧よりも高くすると言う制約範囲内でできるだけ低く設定することにより前述のツェナーダイオード２３のカソード電圧が、ツェナーダイオード２３のツェナー電圧よりも低い期間が無視できるほど短くなるため、抵抗２４および逆流防止用ダイオード３０を介してコンデンサ１７に供給される起動電流値は、商用交流電源の電圧の影響を受けないことになる。
【０１２６】
したがって、本実施形態においても、商用交流電圧が高電圧時に、ひいては正極性電源供給ラインＬ３と負極性電源供給ラインＬ４間の電圧が高電圧時に、従来のように起動用の抵抗１５（図１０参照）を介して供給される起動電流、およびスイッチング電源装置の消費電力が増大し、熱破壊に至る虞を解消できる。
【０１２７】
図８は本スイッチング電源装置の動作を説明するための電圧波形図である。図８（ａ）は商用交流電源の電圧の波形、図８（ｂ）は放電抵抗３１ａと放電抵抗３１ｂとの接続点の電圧の波形、図８（ｃ）は抵抗２２ａと抵抗２２ｂとの接続点の電圧の波形、図８（ｄ）はツェナーダイオード２３のカソード電圧の波形、図８（ｅ）はＦＥＴ７のゲート電圧の波形を示す。
【０１２８】
抵抗２２ａと抵抗２２ｂとの接続点の電圧は、コンデンサ３２により多少平滑化され、図８（ｃ）に示すようにパラボラ状の波形となる。発振周波数変化回路２９は、図８（ｃ）に示すようなパラボラ状の電圧が入力されると、該入力電圧の電圧レベルに応じてスイッチング制御回路１４の発振周波数を変化させる。この発振周波数の変化は、主スイッチング素子の制御電圧（図５の回路においてはＦＥＴ７のゲート電圧）を観測することにより、図８（ｅ）に示すように確認することができ、前記第４の実施形態と異なり、発振周波数を連続的に変化させている。
【０１２９】
したがって、本スイッチング電源装置は、前記第４の実施形態のスイッチング電源装置と比較して、回路構成がやや複雑化するが、本スイッチング電源装置から放射されるノイズのスペクトラムの時間的な拡散度合いが大きくなり、見かけ上のノイズレベルを少なくすることができ、また、起動電流を放電抵抗３１ａと放電抵抗３１ｂとの接続点から供給される関係上、起動電流供給系の電力消費を少なくすることができる。
【０１３０】
この第５の実施形態に係るスイッチング電源装置によれば、交流電源入力端子１，２を介して供給される商用交流電圧の変化に関係なく、ひいては正極性電源供給ラインＬ３と負極性電源供給ラインＬ４間の電圧の変化に関係なく、定電流回路２１ｃから常に一定の起動電流がコンデンサ１７に供給されるため、正極性出力端子１０と負極性出力端子１１間が短絡された状態（負荷短絡）におけるスイッチング動作期間とスイッチング非動作期間との比率（前記（３）式参照）が変化しなくなり、これにより、商用交流電圧が高圧時に、ひいては正極性電源供給ラインＬ３と負極性電源供給ラインＬ４間の電圧が高電圧時に、従来のスイッチング電源装置のように起動用の抵抗１５（図１０参照）を介して供給される起動電流が増大すると共に、スイッチング電源装置の消費電力が増大し、スイッチング電源装置が熱破壊に至る虞を解消することができる。
【０１３１】
前述した従来のスイッチング電源装置は、負荷短絡状態において、スイッチング非動作期間が入力電圧の変動を受ける特性があり、特に、入力直流電源の電圧が高い時、スイッチング電源装置の消費電力が増大し、スイッチング電源装置が熱破壊に至る虞があったが、この第４の実施形態によるスイッチング電源装置は入力直流電源の電圧が高い時の消費電力を、電圧が低い時の消費電力とほぼ同一に抑制するため、熱破壊に至る虞を軽減することができる。
【０１３２】
特に、この効果はスイッチング電源装置から電力供給を受ける電子機器の受電端子間に接続されている電源平滑用コンデンサの容量値が大きい用途に顕著に現れる。また、電流検出回路１８の動作により、負荷短絡状態におけるスイッチング電源装置の消費電力が抑制され、上記熱破壊に至る虞を更に低減できる。
【０１３３】
また、この第５の実施形態に係るスイッチング電源装置によれば、放電抵抗３１ａ，３１ｂの接続点から起動系回路（コンデンサ１７への回路）に電流を供給しているため該起動系回路の電力損失を低減できると共に、抵抗２２ａと抵抗２２ｂの接続点から抽出される電圧は、商用交流電圧の変化に従い変動するので、商用交流電源の交番周期と同期して動作制御する用途に活用することができる。また、商用交流電源の交番周期に同期して、スイッチング周波数を連続的に変更することにより、第４の実施形態に比べてノイズスペクトラムの拡散度合いが高まり、スイッチング電源装置から発生するノイズを、よりいっそう見かけ上低減させることができる。
【０１３４】
（第６の実施形態）
図６は本発明の第６の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。図６において、図１に示す構成要素に対応するものには同一の符号を付し、その説明を省略する。
【０１３５】
この第６の実施形態のスイッチング電源装置では、前述した各実施形態における電流検出回路１８が削除され、負荷短絡時に本スイッチング電源装置のスイッチング動作を間欠的に停止させる別のシステムが採用される。
【０１３６】
スイッチング制御回路１４ａにおいて、＋５Ｖ端子にはトランジスタ（ＰＮＰ形トランジスタ）３８のエミッタおよび抵抗３４の一端が接続され、ＣＴ端子には抵抗３９の一端およびコンデンサ４０の一端が接続されている。抵抗３４の他端は、トランジスタ３８のベースおよび抵抗３５の一端が接続されている。抵抗３９の他端はトランジスタ３８のコレクタに接続され、コンデンサ４０の他端はラインＬ４に接続されている。抵抗３５の他端は、抵抗３６およびコンデンサ４１を介してラインＬ４に接続されていると共に、フォトカプラ１３のフォトトランジスタ１３ｂのコレクタに接続されている。フォトトランジスタ１３ｂのエミッタは、抵抗３７を介してラインＬ４に接続されていると共に、スイッチング制御回路１４ａのＫ端子に接続されている。スイッチング制御回路１４ａの出力端子はＦＥＴ７のゲートに接続されている。
【０１３７】
先ず、本スイッチング電源装置の出力電圧制御のシステムから説明する。正極性出力端子１０と負極性出力端子１１間の電圧が上昇すると、出力電圧検出回路１２は、抵抗１２ｃと抵抗１２ｄより成る出力電圧分割回路の電圧と、シャントレギュレータ１２ａの内部に予め設定された基準電圧とを比較し、この結果、フォトカプラ１３のフォトダイオード１３ａおよびフォトトランジスタ１３ｂの電流を増加させることにより、フォトトランジスタ１３ｂのエミッタと抵抗３７との接続点の電圧を上昇させる。
【０１３８】
スイッチング制御回路１４ａは、該電圧上昇をＫ端子で受信すると、主スイッチング素子であるＦＥＴ７のスイッチングタイミングを本スイッチング電源装置の出力電力が減少するよう制御することにより、本スイッチング電源装置の出力電圧の上昇を抑制する。
【０１３９】
また、正極性出力端子１０と負極性出力端子１１間の電圧が低下すると、出力電圧検出回路１２は、前述と同様の判定動作を行い、フォトダイオード１３ａに流れる電流、およびフォトトランジスタ１３ｂに流れる電流を減少させることにより、フォトトランジスタ１３ｂのエミッタと抵抗３７との接続点の電圧を降下させる。
【０１４０】
スイッチング制御回路１４ａは、該電圧降下をＫ端子で受信すると、ＦＥＴ７のスイッチングタイミングを本スイッチング電源装置の出力電力が増加するよう制御することにより、本スイッチング電源装置の出力電圧の低下を抑制する。また、スイッチング制御回路１４ａは、制御動作中に＋５Ｖ端子から＋５Ｖの電源を出力し、この＋５Ｖ電源から抵抗３４，３５を介してフォトトランジスタ１３ｂに電流を供給することにより、前述の出力電圧安定化動作を可能に至らしめている。
【０１４１】
また、前記＋５Ｖ電源は、スイッチング制御回路１４ａの発振周波数制御の用途にも使用されている。トランジスタ３８は、フォトトランジスタ１３ｂの電流が該トランジスタ３８のエミッタからベースおよび抵抗３５を介して流れることによりオンし、抵抗３９を介してコンデンサ４０を徐々に充電する。
【０１４２】
コンデンサ４０の充電電圧は、スイッチング制御回路１４ａのＣＴ端子で検出され、該充電電圧が所定のハイレベルに到達すると、スイッチング制御回路１４ａの内部回路の動作により引き抜かれ（放電させられ）、所定のローレベルの電圧に降下すると、該引き抜き動作が停止する。この後、コンデンサ４０は、再度トランジスタ３８および抵抗３９を介して供給される電流により徐々に充電され、該充電電圧が所定のハイレベルに到達すると、前述したようにスイッチング制御回路１４ａの内部回路の動作により放電させられると言う繰り返しにより発振動作が行われる。
【０１４３】
フォトトランジスタ１３ｂのコレクタと負極性電源供給ラインＬ４間に接続された抵抗３６とコンデンサ４１との直列回路は、下記で説明するように本スイッチング電源装置の立ち上げ動作を保証するために設けられている。
【０１４４】
即ち、本スイッチング電源装置の立ち上げ動作時において、正極性電源供給ラインＬ３から定電流回路２１を介してコンデンサ１７に電流が供給され、該コンデンサ１７の充電電圧がスイッチング制御回路１４ａの動作開始電圧に到達すると、スイッチング制御回路１４ａは、動作を開始し、＋５Ｖ端子から＋５Ｖの電圧を出力し、トランジスタ３８のエミッタ、そのベース、抵抗３５、および抵抗３６を介してコンデンサ４１を徐々に充電する。
【０１４５】
したがって、トランジスタ３８はオンし、抵抗３９を介してコンデンサ４０に電流を供給することにより発振動作が開始され、スイッチング制御回路１４ａは該発振動作による発振信号に基づいてスイッチング制御信号を作成し、ＦＥＴ７のゲートに送出することにより、本スイッチング電源装置の電圧出力動作が開始される。
【０１４６】
この立ち上げ開始時、本スイッチング電源装置の出力電圧は、零ボルトないしはローレベルであるため、出力電圧検出回路１２は、フォトダイオード１３ａに電流を流さず、よって、フォトトランジスタ１３ｂに電流が流れないため、トランジスタ３８は前述のようにコンデンサ４１の充電電流によりオンし、発振動作が継続される。
【０１４７】
この後、本スイッチング電源装置の出力電圧が所定の電圧レベルまで立ち上がり、フォトトランジスタ１３ｂに電流が流れるようになると、トランジスタ３８は、この電流によりスイッチング制御回路１４ａの発振動作を継続することになる。したがって、コンデンサ４１の充電電流により、少なくとも本スイッチング電源装置の出力電圧が所定の電圧レベルまで立ち上がるまでの期間、トランジスタ３８をオンさせる必要があり、コンデンサ４１はこの要件を満たす容量のものが選定採用される。
【０１４８】
なお、本実施形態においても、本スイッチング電源装置の立ち上げを保証するため、コンデンサ１７は、前記要件を満たす必要があり、充分大容量のものが選定採用されなければならない。
【０１４９】
次に、本スイッチング電源装置の負荷短絡時の動作を説明する。
【０１５０】
図９は本スイッチング電源装置における過電流保護の動作を説明するための電圧波形図である。図９（ａ）はコンデンサ１７の充電電圧Ｖｃｃの波形、図９（ｂ）は本スイッチング電源装置の出力電圧の波形、図９（ｃ）はトランス６の補助巻線６ｃの電圧の波形を示す。図９（ｄ）において、実線にて記載された波形はスイッチング制御回路１４ａの＋５Ｖ端子の電圧の波形を示し、鎖線にて記載された波形は、コンデンサ４１と抵抗３６との接続点の電圧の波形（コンデンサ４１の充電電圧の波形）を示す。
【０１５１】
図９に示すように、タイミングＸ０以前に示す本スイッチング電源装置の定常動作状態において、フォトトランジスタ１３ｂに流れる電流により、抵抗３５と抵抗３６との接続点の電圧は、スイッチング制御回路１４ａの＋５Ｖ端子の出力電圧よりも低電圧レベルに維持されており、このため、図９（ｄ）の鎖線で示すように、コンデンサ４１も、＋５Ｖ端子の出力電圧よりも低い電圧に充電されている。
【０１５２】
タイミングＸ０で、本スイッチング電源装置の正極性出力端子１０と負極性出力端子１１間が短絡され、出力電圧が降下すると、出力電圧検出回路１２の制御動作によりフォトトランジスタ１３ｂの電流が停止するため、コンデンサ４１の充電電圧は、スイッチング制御回路１４ａの＋５Ｖ端子からトランジスタ３８のエミッタ、そのベース、抵抗３５および抵抗３６を介して供給される充電電流により上昇を開始する。
【０１５３】
タイミングＸ１で、コンデンサ４１の充電電圧がスイッチング制御回路１４ａの＋５Ｖ端子の出力電圧のレベルに到達すると、トランジスタ３８のベース電流が流れなくなるため、トランジスタ３８がオフすることにより、抵抗３９とコンデンサ４０との直列回路に電流が供給されなくなり、発振動作が停止し、本スイッチング電源装置のスイッチング動作が停止する。
【０１５４】
なお、前述した各実施形態においては、コンデンサ１７の充電電圧Ｖｃｃが動作下限電圧に到達するまでスイッチング動作が継続するのに対して、本実施形態においては、動作下限電圧に到達する以前にスイッチング動作を停止するため、後述するように、負荷短絡時におけるスイッチング動作期間Ｔｏｎが短縮され、この分、スイッチング電源装置の消費電力を低減する。
【０１５５】
タイミングＸ０以降、前述したようにトランス６の補助巻線６ｃの正極性誘起電圧が下がるため、コンデンサ１７の充電電圧Ｖｃｃは降下を開始し、タイミングＸ１以降においても、まだスイッチング制御回路１４ａが動作電流を消費し、該消費電流が定電流回路２１から供給される電流よりも大きいため、充電電圧Ｖｃｃは下降を続けタイミングＸ２で動作下限電圧に到達すると、スイッチング制御回路１４ａの動作が停止し、＋５Ｖ端子の電圧出力がオフする。
【０１５６】
スイッチング制御回路１４ａの＋５Ｖ端子は、スイッチング制御回路１４ａの動作停止状態において、内部インピーダンスが低く、コンデンサ４１の充電電圧を、抵抗３６，３５，３４を介して介して吸い込む動作をする。したがって、タイミングＸ２以後、コンデンサ４１の充電電圧が降下を開始する（図９（ｄ）参照）。
【０１５７】
前述したように、スイッチング制御回路１４ａの消費電流は動作停止に伴い減少するため、コンデンサ１７の充電電圧Ｖｃｃは正極性電源供給ラインＬ３から定電流回路２１を介して供給される電流により上昇を開始し、タイミングＸ３で本スイッチング電源装置の動作開始電圧のレベルに到達すると、スイッチング制御回路１４ａは動作を開始し、＋５Ｖ端子の電圧を引き上げる。
【０１５８】
したがって、コンデンサ４１に前述のルートを介して充電電流が流れ、トランジスタ３８がオンし、発振動作が開始される。これにより、スイッチング制御回路１４ａの消費電流が増加するため、コンデンサ１７の充電電流は降下を開始する。
【０１５９】
一方、コンデンサ４１の充電電圧は、前述したように、負荷短絡状態においてフォトトランジスタ１３ｂに電流が流れないため、徐々に充電され、タイミングＸ４でスイッチング制御回路１４ａの＋５Ｖ端子の出力電圧のレベルに到達すると、トランジスタ３８のベース電流が流れなくなるため、トランジスタ３８がオフすることにより、抵抗３９とコンデンサ４０との直列回路に電流が供給されなくなり、発振動作が停止し、本スイッチング電源装置のスイッチング動作が停止する。
【０１６０】
前述した各実施形態においては、コンデンサ１７の充電電圧Ｖｃｃが動作下限電圧に到達するまでスイッチング動作が継続するのに対して、本実施形態においては、前記動作下限電圧に到達する以前にスイッチング動作を停止するため、負荷短絡時におけるスイッチング動作期間Ｔｏｎが短縮され、この分、スイッチング電源装置の消費電力を低減する。
【０１６１】
タイミングＸ４以降、前述したように、トランス６の補助巻線６ｃの正極性誘起電圧が低レベルのため、コンデンサ１７の充電電圧Ｖｃｃは降下を開始し、タイミングＸ４以降においても、まだスイッチング制御回路１４ａが動作電流を消費し、該消費電流が定電流回路２１から供給される電流よりも大きいため、下降を続け、タイミングＸ５で動作下限電圧に到達すると、スイッチング制御回路１４ａの動作が停止し、＋５Ｖ端子の電圧出力がオフする。
【０１６２】
＋５Ｖ端子は、スイッチング制御回路１４ａの動作状態において内部インピーダンスが低く、コンデンサ４１の充電電圧を、抵抗３６，３５，３４を介して吸い込む動作をする。以後、本スイッチング電源装置の負荷短絡が継続されている限りにおいては、前述のタイミングＸ２〜Ｘ５の動作が繰り返される。
【０１６３】
本実施形態においても、前述した各実施形態と同様にタイミングＸ２〜Ｘ３の期間が、定電流回路２１により正極性電源供給ラインＬ３と負極性電源供給ラインＬ４間の電圧変動の影響を受けないようにしているので、入力される商用交流電圧が高い時の本スイッチング電源装置の消費電力を、商用交流電圧が低い時の消費電力とほぼ同一にすることができ、スイッチング電源装置の破壊に至る虞を低減する。
【０１６４】
この第６の実施形態に係るスイッチング電源装置によれば、交流電源入力端子１，２を介して供給される商用交流電圧の変化に関係なく、ひいては正極性電源供給ラインＬ３と負極性電源供給ラインＬ４間の電圧の変化に関係なく、定電流回路２１から常に一定の起動電流がコンデンサ１７に供給されるため、正極性出力端子１０と負極性出力端子１１間が短絡された状態（負荷短絡）におけるスイッチング動作期間とスイッチング非動作期間との比率が変化しなくなり、これにより、商用交流電圧が高電圧時に、ひいては正極性電源供給ラインＬ３と負極性電源供給ラインＬ４間の電圧が高電圧時に、従来のスイッチング電源装置のように起動用の抵抗１５（図１０参照）を介して供給される起動電流が増大すると共に、スイッチング電源装置の消費電力が増大し、スイッチング電源装置が熱破壊に至る虞を解消することができる。
【０１６５】
前述した従来のスイッチング電源装置は、負荷短絡状態において、スイッチング非動作期間が入力電圧の変動を受ける特性があり、特に、入力直流電源の電圧が高い時、スイッチング電源装置の消費電力が増大し、スイッチング電源装置が熱破壊に至る虞があったが、この第６の実施形態によるスイッチング電源装置は入力直流電源の電圧が高い時の消費電力を、電圧が低い時の消費電力とほぼ同一に抑制するため、熱破壊に至る虞を軽減することができる。特に、この効果はスイッチング電源装置から電力供給を受ける電子機器の受電端子間に接続されている電源平滑用コンデンサの容量値が大きい用途に顕著に現れる。
【０１６６】
また、この第６の実施形態によるスイッチング電源装置によれば、負荷短絡時においてフォトカプラ１３の電流減少を検出してコンデンサ１７の充電電圧Ｖｃｃが動作下限電圧に降下する以前にスイッチング動作を停止させる構成の過電流保護システムにおいても本スイッチング電源装置を適用できる。
【０１６７】
なお、この第６の実施形態によるスイッチング電源装置は、他の実施形態のように電流検出回路を採用した場合と比較して、構成が簡単で製造コストが安くなる。また、スイッチング電源装置の出力ライン上に出力の電圧降下を検出するための抵抗を接続し、この抵抗により出力の電圧降下を検出するように構成されたスイッチング電源装置では、該抵抗による電力損失が発生するが、この第６の実施形態のスイッチング電源装置においては前記電力損失が発生しない。
【０１６８】
【発明の効果】
以上のように本発明のスイッチング電源装置は、商用交流電源から作成される直流電源に接続される正極性電源供給ラインと負極性電源供給ラインとの間にトランスの一次巻線と主スイッチング素子とを含む直列回路が接続され、前記主スイッチング素子のスイッチング動作により前記トランスの二次巻線に誘起された高周波電圧を検波整流・平滑化して得た直流電圧を出力する構成を有し、前記商用交流電源の交流電圧が変化しても、前記主スイッチング素子を制御するスイッチング制御回路に一定の電流を流す定電流回路を備えている。
【０１６９】
この構成により、前記商用交流電源の交流電圧が変化しても、前記スイッチング制御回路には、前記定電流回路からの一定の電流が流れ、負荷短絡状態において、前記商用交流電源からの入力電圧が高い時の消費電力を、該入力電圧が低い時に近似させることができ、したがって、商用交流電源からの入力電圧が高い場合において、負荷短絡状態が長期に渡り継続されても、熱破壊に至る危険性を防止することができる。
【０１７０】
また、本発明のスイッチング電源装置は、商用交流電源から作成される直流電源に接続される正極性電源供給ラインと負極性電源供給ラインとの間に、トランスの一次巻線と主スイッチング素子とを含む直列回路が接続され、前記主スイッチング素子のスイッチング動作により前記トランスの二次巻線に誘起された高周波電圧を、検波整流・平滑化回路により検波整流・平滑化し、該検波整流・平滑化して得た直流電圧を、正極性出力端子および負極性出力端子を介して出力する構成を有し、前記正極性出力端子と負極性出力端子間の電圧を検出する出力電圧検出回路と、該出力電圧検出回路からの検出情報に基づいて前記主スイッチング素子のスイッチング動作を制御するスイッチング制御回路と、定常動作時に前記正極性出力端子と前記負極性出力端子間の出力電圧に概略比例した電圧を誘起する前記トランスの補助巻線の誘起電圧を検波整流・平滑化して前記スイッチング制御回路に動作電源として供給する定常動作電源供給回路を備え、更に、起動時に前記直流電源または前記商用交流電源からの電流を入力して一定電流の起動電流を前記スイッチング制御回路に供給する定電流回路を備えている。
【０１７１】
この構成により、前記正極性出力端子と前記負極性出力端子間に接続された負荷が例えば短絡すると、この短絡状態が前記出力電圧検出回路により検出され、前記スイッチング制御回路の動作が停止し、そして起動時には前記直流電源または前記商用交流電源からの電流が起動電流として前記定電流回路を介して前記スイッチング制御回路に供給される。
【０１７２】
したがって、前記商用交流電源の交流電圧が高くなった場合でも、前記スイッチング制御回路には前記定電流回路からの一定の電流が流れるので、負荷短絡状態において、前記商用交流電源からの入力電圧が高い時の消費電力を、該入力電圧が低い時に近似させることができる。これにより、商用交流電源からの入力電圧が高い場合において、負荷短絡状態が長期に渡り継続されても、熱破壊に至る危険性を防止することができる。
【０１７３】
また、本発明のスイッチング電源装置は、商用交流電源から作成される直流電源に接続される正極性電源供給ラインと負極性電源供給ラインとの間に、トランスの一次巻線と主スイッチング素子とを含む直列回路が接続され、前記主スイッチング素子のスイッチング動作により前記トランスの二次巻線に誘起された高周波電圧を、検波整流・平滑化回路により検波整流・平滑化し、該検波整流・平滑化して得た直流電圧を、正極性出力端子および負極性出力端子を介して出力する構成を有し、前記正極性出力端子と負極性出力端子間の電圧を検出する出力電圧検出回路と、該出力電圧検出回路からの検出情報に基づいて前記主スイッチング素子のスイッチング動作を制御するスイッチング制御回路と、正極性出力ライン上または負極性出力ライン上に備えられ該正極性出力ラインおよび負極性出力ラインに過電流が流れた時に前記出力電圧検出回路の両端を短絡する電流検出回路と、定常動作時に前記正極性出力端子と前記負極性出力端子間の出力電圧に概略比例した電圧を誘起する前記トランスの補助巻線の誘起電圧を検波整流・平滑化して前記スイッチング制御回路に動作電源として供給する定常動作電源供給回路を備え、更に、起動時に前記直流電源または前記商用交流電源からの電流を入力して一定電流の起動電流を前記スイッチング制御回路に供給する定電流回路を備えている。
【０１７４】
この構成により、前記正極性出力端子と前記負極性出力端子間に接続された負荷が例えば短絡すると、前記電流検出回路により、前記出力電圧検出回路の両端が短絡され、この短絡情報が前記スイッチング制御回路に伝送され、前記スイッチング制御回路の動作が停止する。そして、起動時には前記直流電源または前記商用交流電源からの電流が起動電流として前記定電流回路を介して前記スイッチング制御回路に供給される。
【０１７５】
したがって、前記商用交流電源の交流電圧が高くなった場合でも、前記スイッチング制御回路には前記定電流回路からの一定の電流が流れるので、負荷短絡状態において、前記商用交流電源からの入力電圧が高い時の消費電力を、該入力電圧が低い時に近似させることができる。これにより、商用交流電源からの入力電圧が高い場合において、負荷短絡状態が長期に渡り継続されても、熱破壊に至る危険性を防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。
【図２】本発明の第２の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。
【図３】本発明の第３の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。
【図４】本発明の第４の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。
【図５】本発明の第５の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。
【図６】本発明の第６の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。
【図７】本発明の第４の実施形態に係るスイッチング電源装置の動作を説明するための電圧波形図である。
【図８】本発明の第５の実施形態に係るスイッチング電源装置の動作を説明するための電圧波形図である。
【図９】本発明の第６の実施形態に係るスイッチング電源装置における過電流保護の動作を説明するための電圧波形図である。
【図１０】従来のスイッチング電源装置の回路図である。
【図１１】従来のスイッチング電源装置の立ち上げ時の動作を説明するための電圧波形図である。
【図１２】従来のスイッチング電源装置における過電流保護の動作を説明するための電圧波形図である。
【符号の説明】
４    ブリッジ整流回路
６    トランス
６ａ    一次巻線
６ｂ    二次巻線
６ｃ    補助巻線
７    ＦＥＴ（主スイッチング素子）
８    ダイオード（検波整流・平滑化回路に含む）
９    コンデンサ（検波整流・平滑化回路に含む）
１０    正極性出力端子
１１    負極性出力端子
１２    電圧検出回路
１３    フォトカプラ
１３ａ    フォトダイオード
１３ｂ    フォトトランジスタ
１４，１４ａ    スイッチング制御回路
１６    ダイオード（定常動作電源供給回路に含む）
２１，２１ａ，２１ｂ，２１ｃ    定電流回路
２２，２２ａ，２２ｂ，２４    抵抗
２３    ツェナーダイオード
２９    発振周波数変化回路
３０    逆流防止用ダイオード
３１ａ，３１ｂ    放電抵抗
３２    コンデンサ
Ｌ３    正極性電源供給ライン
Ｌ４    負極性電源供給ライン
Ｌ５    正極性出力ライン
Ｌ６    負極性出力ライン
【図１】
2004153983.tif 000003
【図２】
2004153983.tif 000004
【図３】
2004153983.tif 000005
【図４】
2004153983.tif 000006
【図５】
2004153983.tif 000007
【図６】
2004153983.tif 000008
【図７】
2004153983.tif 000009
【図８】
2004153983.tif 000010
【図９】
2004153983.tif 000011
【図１０】
2004153983.tif 000012
【図１１】
2004153983.tif 000013
【図１２】
2004153983.tif 000014