(57)【要約】    【課題】      地上デジタル放送において放送波中継ＳＦＮ（単一周波数ネットワーク）を実現する中継放送所に設置され、ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号から推定した伝送路特性を用いて回り込みをキャンセルする回り込みキャンセラにおいて、回り込み波や親局波の位相やレベルの時間変動に追従する適応動作を高速、高精度に行うことと、装置を小型にすることを目的とする。    【解決手段】  伝送路特性推定部のデータ点数を限定し、帯域全体への拡張を補間によらず周波数領域での０挿入と時間領域変換後の窓がけによって行うことによって、処理データ点数の減少で回り込みキャンセラの適応動作が高速になるため、回り込み波や親局波の位相やレベルの時間変動に対する高い追従性を実現し、内部での処理がより高精度になるため、高精度なキャンセル動作を行い、回路規模が小さくなるため、装置の小型を実現するという有利な効果が得られる。  【選択図】      図２
2004153799.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
等間隔で参照キャリアを持つマルチキャリア信号を送受信同一の周波数で中継する際に、送受信アンテナ間の回り込みをキャンセルする回り込みキャンセラであって、
係数が設定されたフィルタを用いて受信信号に含まれる回り込みをキャンセルするキャンセル手段と、
前記回り込みをキャンセルした後の信号の伝送路特性を推定する伝送路特性推定手段と、
前記伝送路推定手段の推定結果に基づいてキャンセル残差を算出する残差特性算出手段と、
前記残差特性算出手段の出力に対し、０データを挿入する０挿入手段と、
前記０挿入手段の出力を時間領域の信号に変換する逆高速フーリエ変換手段と、
前記逆高速フーリエ変換手段の出力に対して、伝送路特性の繰り返し成分除去する範囲または前記フィルタの係数によって規定される範囲のいずれか小さい範囲を取り出す窓がけ手段と、
前記窓がけ手段の出力に基づいて、前記フィルタの係数を更新する更新手段と、
を具備することを特徴とする回り込みキャンセラ。
【請求項２】
前記伝送路特性推定手段は、
時間領域の信号である前記キャンセル手段の出力を周波数領域の信号へと変換する高速フーリエ変換手段と、
前記高速フーリエ変換手段の出力から参照キャリアの配置と信号成分を示す情報を抽出する参照キャリア情報抽出手段と、
前記高速フーリエ変換手段の出力を、前記参照キャリア情報抽出手段の出力から得られる参照キャリアの配置に応じて参照キャリアのみを抽出する参照キャリア抽出手段と、
前記高速フーリエ変換手段の出力を、前記参照キャリア情報抽出手段の出力から得られる参照キャリアの配置と信号成分と比較することで参照キャリアの伝送路特性を算出する伝送路特性算出手段と、
を備えることを特徴とする請求項１記載の回り込みキャンセラ。
【請求項３】
前記伝送路特性推定手段は、
前記伝送路特性算出手段の出力を１組のみ使用して伝送路特性を推定することを特徴とする請求項２記載の回り込みキャンセラ。
【請求項４】
前記伝送路特性推定手段は、
前記伝送路特性算出手段の出力の組を複数蓄積し、蓄積された出力の組のうち参照キャリアの配置が異なるものを前記参照キャリア抽出手段の出力から得られる参照キャリアの配置に応じて合成する参照キャリア合成手段、をさらに備え、
前記参照キャリア合成手段は、参照キャリアが等間隔に配置される２組の出力の組のみを合成し、
前記参照キャリア合成手段の出力を使用して伝送路特性を推定することを特徴とする請求項２記載の回り込みキャンセラ。
【請求項５】
前記伝送路特性推定手段は、
前記伝送路特性算出手段の出力の組を複数蓄積し、蓄積された出力の組のうち参照キャリアの配置が異なるものを前記参照キャリア抽出手段の出力から得られる参照キャリアの配置に応じて合成する参照キャリア合成手段、をさらに備え、
前記参照キャリア合成手段は、参照キャリアが等間隔に配置される４組の出力の組のみを合成し、
前記参照キャリア合成手段の出力を使用して伝送路特性を推定することを特徴とする請求項２記載の回り込みキャンセラ。
【請求項６】
前記伝送路特性推定手段の出力である伝送路特性の推定の際に位相回転補償処理を必要としない特定の参照キャリアの組を用いることを特徴とする請求項１記載の回り込みキャンセラ。
【請求項７】
前記窓がけ手段の出力に対して、前記伝送路特性の推定に使用されたキャリアの配置に応じた位相回転補償を行う位相回転補償手段、をさらに具備し、
前記更新手段は、前記位相回転補償手段の出力から、前記フィルタの係数を生成することを特徴とする請求項１記載の回り込みキャンセラ。
【請求項８】
前記参照キャリア合成手段は、
起動時や再起動時、または前記フィルタの係数の状態に応じて、合成する前記伝送路特性算出手段の出力の組の数を変更することを特徴とする請求項４または請求項５のいずれかに記載の回り込みキャンセラ。
【請求項９】
請求項１から請求項８のいずれかに記載の回り込みキャンセラを具備することを特徴とする中継システム。
【請求項１０】
等間隔で参照キャリアを持つマルチキャリア信号を送受信同一の周波数で中継する際に、送受信アンテナ間の回り込みをキャンセルする回りこみキャンセル方法であって、
係数が設定されたフィルタを用いて受信信号に含まれる回り込みをキャンセルするキャンセル工程と、
前記回り込みをキャンセルした後の信号の伝送路特性を推定する伝送路特性推定工程と、
前記伝送路推定工程の推定結果に基づいてキャンセル残差を算出する残差特性算出工程と、
前記残差特性算出工程の出力結果に対し、０データを挿入する０挿入工程と、
前記０挿入工程の出力結果を時間領域の信号に変換する逆高速フーリエ変換工程と、
前記逆高速フーリエ変換工程の出力に対して、伝送路特性の繰り返し成分除去する範囲または前記フィルタの係数によって規定される範囲のいずれか小さい範囲を取り出す窓がけ工程と、
前記窓がけ工程の出力結果に基づいて、前記フィルタの係数を更新する更新工程と、
を具備することを特徴とする回り込みキャンセル方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）信号から推定した伝送路特性を用いて回り込みをキャンセルする回り込みキャンセラに係り、特に、処理データ点数の減少で回り込みキャンセラの適応動作を高速にすることにより、回り込み波や親局波の位相やレベルの時間変動に対する高い追従性を実現し、内部での処理をより高精度に行うことにより、高精度なキャンセル動作を行い、回路規模の減少により装置の小型を実現する回り込みキャンセラ、中継システム及び回り込みキャンセル方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、例えば地上デジタル放送において放送波中継ＳＦＮ（Single Frequency Network：単一周波数ネットワーク）を行う場合に、ＯＦＤＭ伝送方式を用いることが検討されている。ＯＦＤＭ伝送方式は、伝送するデジタルデータによって互いに直交する多数のキャリアを変調し、それらの変調波を多重して伝送する方式である。ＯＦＤＭ伝送方式においては、使用するキャリアの数を数百から数千と多くするとシンボル時間が極めて長くなることに加え、有効シンボル期間後部の信号の複製をガード期間信号として有効シンボル期間の前に付加することにより、遅延波の影響を受けにくいという特徴を有している。
【０００３】
そしてこの特徴により、単一周波数による放送ネットワーク、すなわちＳＦＮを構築できる可能性があることから、上述したように、ＯＦＤＭ伝送方式は地上デジタル放送の伝送方式として注目されている。
【０００４】
ＳＦＮの実現方法としては、光ファイバーやマイクロ波等の放送波とは別の回線を用いて、各々の中継放送所まで信号を伝送し、同一周波数で送信する方法が技術的に容易である。しかし、光ファイバーを用いる方法では回線コストが課題となり、マイクロ波を用いる方法では新たな周波数資源の確保が必要となる。
【０００５】
そこで、コスト的に有利で、かつ、新たな周波数資源を必要としない放送波中継によるＳＦＮの実現が望まれている。
【０００６】
しかしながら、放送波中継ＳＦＮの実現にあたっては、送信アンテナから発射される電波が受信アンテナに回り込む現象のため、中継信号品質の劣化や増幅器の発振等の問題を引き起こすことが懸念されている。
【０００７】
放送波中継ＳＦＮの回り込み対策としては、
（１）送受信アンテナを分離して配置し、山岳や建物等による遮蔽を利用して回り込みを低減する、
（２）送受信アンテナの指向特性を改善することにより回り込みを低減する、
（３）信号処理技術によって回り込みのキャンセルを行う、
等が考えられる。しかし、山岳や建物の状況は様々であり、また、アンテナの指向特性改善による対策だけでは十分な回り込みの抑制が期待できないことから、（１）（２）に加えて、（３）の信号処理技術を用いた回り込みキャンセラを併用することが効果的である。
【０００８】
従来、このような信号処理技術としては、受信したＯＦＤＭ信号から回り込み伝送路の周波数特性を推定し、推定した回り込み伝送路の周波数特性データをＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform：逆高速フーリエ変換）して時間軸のインパルス応答データに変換し、そのインパルス応答データをフィルタ係数としてトランスバーサルフィルタに設定することで回り込みの複製信号を作成し、この複製信号を受信した信号から減算することで回り込みをキャンセルする手法が考案されている（例えば、特許文献１参照）。またその高速演算処理技術として、伝送路特性推定部に間引き処理回路を備えているものもある（例えば、特許文献２参照。）以下に、図面を用いて回り込みキャンセラにおける信号処理技術の例を説明する。
【０００９】
図７は、パイロット信号配置例を示す模式図であり、欧州の地上デジタル放送方式であるＤＶＢ−Ｔ（Digital Video Broadcasting - Terrestrial）方式や、日本の地上デジタル放送方式であるＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting - Terrestrial）方式などで採用されているパイロット信号配置を示している。
【００１０】
図７中の白丸はデータキャリアであり、黒丸は分散的に配置されたパイロットキャリア（ＳＰ：Scattered Pilot）である。
【００１１】
また図７において、横軸（周波数軸）のkはキャリア番号を表し、縦軸（時間軸）のnはシンボル番号を表す。このときＳＰ信号は、次の（式１）を満たすキャリア番号k=kpのキャリアを用いて伝送される。（ただし、式中のmodは剰余演算を表し、pは非負整数である。）
kp=3(n mod 4)+12p  ・・・（式１）
この（式１）から、ＳＰの配置はシンボル番号nの４による剰余で決定されることが分かる。
【００１２】
また、ＳＰ信号は擬似ランダム符号系列に基づいて変調されており、その振幅及び位相は、配置されるキャリア番号kのみによって決定され、シンボル番号nには依存しない。振幅及び位相の決定方法については説明に重要ではないので省略するが、ＳＰの配置と同様、シンボル番号nの４による剰余で決定されている。
【００１３】
さらにキャリアの右端にはシンボル番号によらずパイロット信号が配置されている。このパイロット信号もまた、擬似ランダム符号系列に基づいて変調されており、その振幅及び位相は、シンボル番号nの４による剰余によって決定されている。シンボル番号nの４による剰余が０の場合は、このパイロット信号も（式１）に従うため、これ以降はこのパイロット信号も含めてパイロットキャリアまたはＳＰと呼ぶことにする。
【００１４】
図８は、回り込みキャンセラ３の構成例を示すブロック図である。
【００１５】
フィルタ係数生成部３３の内部において、伝送路特性推定部３３１は、減算器３１の出力s(t)から伝送路特性F(ω)を推定するもので、その出力は残差特性算出回路３３０９の入力に供給される。
【００１６】
伝送路特性推定部３３１の内部において、ＦＦＴ（First Fourier Transform：高速フーリエ変換）回路３３０１は、減算器３１の出力s(t)から有効シンボル期間長分の信号を切り出し、ＦＦＴすることにより、時間領域の信号であるs(t)を周波数領域の信号に変換するもので、その出力s(ω)はシンボル番号抽出回路３３０２の入力およびＳＰ抽出回路３３０３の第一の入力に供給される。
【００１７】
シンボル番号抽出回路３３０２は、入力s(ω)に含まれるＴＭＣＣ（Transmission Multiplexing Configuration Control）などのシンボルに関する情報からＳＰの配置を規定するシンボル番号を抽出する。一度抽出した後は、シンボル番号を加算することで抽出処理を代替することもできる。ＳＰの配置、振幅及び位相を規定するのに最小限必要な情報であるシンボル番号の４の剰余を出力し、その出力はＳＰ抽出回路３３０３、伝送路特性算出回路３３０４、ＳＰ合成回路３３０５のそれぞれの第二の入力に供給される。以降、シンボル番号を直接使用することはないため、シンボル番号の４の剰余を改めてシンボル番号と呼ぶ。
【００１８】
ＳＰ抽出回路３３０３は、シンボル番号抽出回路３３０２の指定に従いＦＦＴ回路３３０１の出力s(ω)からＳＰ信号のみの信号Sp(ω)を抽出し、その出力Sp(ω)は伝送路特性算出回路の第一の入力に供給される。
【００１９】
伝送路特性算出回路３３０４は、シンボル番号抽出回路３３０２の指定に従って振幅と位相が既知である規定のＳＰ信号Xp(ω)を内部発生し、ＳＰ抽出回路３３０３の出力であるＳＰ信号Sp(ω)を除することにより、ＳＰに対する伝送路特性Fp(ω)を求めるもので、その出力はＳＰ合成回路３３０５の第一の入力に供給される。
【００２０】
ＳＰ合成回路３３０５は、ＳＰに対する伝送路特性Fp(ω)を４シンボル分蓄積し、シンボル番号抽出回路３３０２の指定に従って４シンボルに分配されたＳＰを元のキャリアの配置に合成し、改めて合成したＳＰに対する伝送路特性Fp'(ω)を出力する。すなわち、シンボル番号が０のFp(ω)の左端、シンボル番号が１のFp(ω)の左端、シンボル番号が２のFp(ω)の左端、シンボル番号が３のFp(ω)の左端、シンボル番号が０のFp(ω)の左端から２番目、…という順序で並べなおす。出力である合成したＳＰに対する伝送路特性Fp'(ω)は補間回路３３０６に供給される。
【００２１】
補間回路３３０６は、合成したＳＰに対してのみ分散的に求められた伝送路特性Fp'(ω)を補間し、信号帯域全体に対する伝送路特性を推定する。
【００２２】
すなわち、補間回路３３０６は算出済みのＳＰに対する伝送路特性を用いて、ＳＰの間から削除されたデータキャリアの位置の伝送路特性を補間し、信号帯域全体に対する伝送路特性を求める。補間にはさまざまな方法が考えられるが、例えばキャリア方向に低域通過フィルタを施す方法が考えられる。この方法においては、低域通過フィルタのインパルスレスポンスに従い、畳み込み演算を行うことで補間を実現できる。ただし精度や安定度の面からインパルスレスポンスは有限長に設定せざるを得ない。補間回路３３０６は、得られた信号帯域全体に対する伝送路特性を出力とし、その出力は間引き回路３３０８に供給される。
【００２３】
間引き回路３３０８は、後段の回路での処理時間を短縮するため、データを間引いてデータ点数を減らす。間引きはＩＦＦＴ回路３３１０による時間軸への変換で位相関係がずれることのないように、ＩＦＦＴ処理の中心周波数となるキャリアデータの位置がずれることのないように処理を行う。ＩＦＦＴ処理の制約によりデータ数は２のべき個おきに間引く。間引きの間隔が大きいほどデータ点数が減るが、特許文献２で述べられているように実用上の限界があり、２個または４個程度に限定される。また間引かない場合は間引き回路を省略することもできる。間引いた後のデータF(ω)を伝送路特性推定部３３１の出力とし、その出力は残差特性算出回路３３０９に供給される。
【００２４】
図９は伝送路特性推定部３３１の内部動作を模式的に表現したものである。動作については説明済みなので、図は参考とし説明を省略する。
【００２５】
残差特性算出回路３３０９は、伝送路特性推定部３３１の出力F(ω)からキャンセル残差E(ω)を算出するもので、その出力はＩＦＦＴ回路３３１０に供給される。
【００２６】
ＩＦＦＴ回路３３１０は、残差特性算出回路３３０９の出力E(ω)をIＦＦＴすることにより、周波数領域での残差E(ω)を時間領域での残差e(t)に変換するもので、その出力は係数更新回路３３１１に供給される。
【００２７】
係数更新回路３３１１は、ＩＦＦＴ回路３３１０の出力e(t)から、所定の係数更新式に基づいてフィルタ係数w_new(t)を算出するもので、その出力はフィルタ係数生成部３３の出力w_fir(t)としてＦＩＲフィルタ３２の第二の入力に供給される。
【００２８】
次に、回り込みキャンセラ３が回り込みを打ち消す条件について説明する。
【００２９】
まず、伝送路特性推定部３３１の出力F(ω)は（式２）で表される。
【００３０】
【数１】
2004153799.tif 000003
従って、減算器３１によって回り込み信号が打ち消される条件は（式３）で表される。
【００３１】
w_in(ω)w_out(ω)w_loop(ω)=w_fir(ω)  ・・・（式３）
ここで、キャンセル残差E(ω)を（式４）のように定義し、
E(ω)=w_in(ω)w_out(ω)w_loop(ω)-w_fir(ω)  ・・・（式４）
（式２）を変形すると（式５）が得られる。
【００３２】
【数２】
2004153799.tif 000004
ここでモデルを簡略化し、受信部の周波数特性が信号帯域内において平坦であると仮定すると、その伝達関数w_in(ω)は定数Dとなり、残差特性算出回路３３０９内部において、（式６）に基づいて算出される。
【００３３】
【数３】
2004153799.tif 000005
このとき、キャンセル残差E(ω)は（式７）で表される。
【００３４】
【数４】
2004153799.tif 000006
さらに、係数更新回路３３１１での係数更新式を（式８）で定義する。
【００３５】
w_new(t)=w_old(t)+μe(t)  ・・・（式８）
ただし、（式８）中のw_old(t)は更新前の係数、μは1以下の非負定数である。
【００３６】
以上の構成によって、回り込みの伝達関数w_loop(ω)w_out(ω)とＦＩＲフィルタ３２の伝達関数w_fir(ω)との差分であるキャンセル残差E(ω)が、０に収束するようにフィードバック制御が動作し、回り込みキャンセラ３の出力s(t)には、主波成分のみが出力される。
【００３７】
図１０は、回り込みキャンセラ３の各部での処理データ数について注釈を加えたブロック図である。各部の接続及びその処理については、図８とまったく同じであり、動作についての説明は省略する。データ数は前述したＩＳＤＢ−Ｔ方式のモード３伝送の場合の例である。
【００３８】
ＦＦＴ回路３３０１の入出力、シンボル番号抽出回路３３０２の入力、及びＳＰ抽出回路３３０３の第一の入力においては、データ数が８１９２点となっている。ＳＰ抽出回路３３０３の出力、伝送路特性算出回路３３０４の第一の入力と出力、及びＳＰ合成回路３３０５の第一の入力においては、データ点数が１シンボルに含まれるＳＰの点数である４６９点となっている。ＳＰ合成回路３３０５の出力及び補間回路３３０６の入力においては、データ点数が４シンボル分のＳＰ（ただし右端のパイロットは共通）の点数である１８７３点となっている。補間回路３３０６の出力、及び間引き回路３３０８の入力においては、データ点数がキャリア配置を表現するためにＦＦＴ回路３３０１の入出力と同様の８１９２点となっている。間引き回路３３０８の出力、残差特性算出回路３３０９の入出力、及びＩＦＦＴ回路３３１０の入出力においては、間引き処理によるデータの減らし方に応じて変化するが共通なデータ点数で、２０４８点または４０９６点または８１９２点が現実的である。
【特許文献１】特開平１１−３５５１６０号公報
【特許文献２】特開２００１−２２３６６３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００３９】
この回り込みキャンセラにおいては、回り込み波や親局波の位相やレベルの時間変動に対する高い追従性と高精度なキャンセル動作、そして装置の小型化が要求されている。
【００４０】
しかしながら、上述の構成ではＳＰによる伝送路特性に対して補間により信号帯域全体の伝送路特性を推定した上で残差特性を算出するために、処理過程で扱うデータ点数が多くなり、高速処理を妨げており、また補間に用いる低域通過フィルタのインパルスレスポンスの不完全性（例えば有限長）により伝送路特性の推定精度が低下しており、さらに低域通過フィルタの回路規模が大きいという課題を有していた。
【００４１】
本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、処理データ点数の減少で回り込みキャンセラの適応動作を高速にすることにより、回り込み波や親局波の位相やレベルの時間変動に対する高い追従性を実現し、また、内部での処理をより高精度にすることにより、高精度なキャンセル動作を行い、さらに、回路規模が小さくすることで、装置の小型を実現することができる回り込みキャンセラ、中継システム及び回り込みキャンセル方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００４２】
本発明の回り込みキャンセラは、等間隔で参照キャリアを持つマルチキャリア信号を送受信同一の周波数で中継する際に、送受信アンテナ間の回り込みをキャンセルする回り込みキャンセラであって、係数が設定されたフィルタを用いて受信信号に含まれる回り込みをキャンセルするキャンセル手段と、前記回り込みをキャンセルした後の信号の伝送路特性を推定する伝送路特性推定手段と、前記伝送路推定手段の推定結果に基づいてキャンセル残差を算出する残差特性算出手段と、前記残差特性算出手段の出力に対し、０データを挿入する０挿入手段と、前記０挿入手段の出力を時間領域の信号に変換する逆高速フーリエ変換手段と、前記逆高速フーリエ変換手段の出力に対して、伝送路特性の繰り返し成分除去する範囲または前記フィルタの係数によって規定される範囲のいずれか小さい範囲を取り出す窓がけ手段と、前記窓がけ手段の出力に基づいて、前記フィルタの係数を更新する更新手段と、を具備する構成を採る。
【００４３】
この構成によれば、帯域全体への拡張を補間によらず周波数領域での０挿入と時間領域変換後の窓がけによって行うことによって、処理データ点数の減少で回り込みキャンセラの適応動作を高速にすることにより、回り込み波や親局波の位相やレベルの時間変動に対する高い追従性を実現し、内部での処理をより高精度に行うことにより、高精度なキャンセル動作を行い、回路規模の減少により装置の小型を実現するという有利な効果が得られる。
【００４４】
本発明の回り込みキャンセラは、前記伝送路特性推定手段は、時間領域の信号である前記キャンセル手段の出力を周波数領域の信号へと変換する高速フーリエ変換手段と、前記高速フーリエ変換手段の出力から参照キャリアの配置と信号成分を示す情報を抽出する参照キャリア情報抽出手段と、前記高速フーリエ変換手段の出力を、前記参照キャリア情報抽出手段の出力から得られる参照キャリアの配置に応じて参照キャリアのみを抽出する参照キャリア抽出手段と、前記高速フーリエ変換手段の出力を、前記参照キャリア情報抽出手段の出力から得られる参照キャリアの配置と信号成分と比較することで参照キャリアの伝送路特性を算出する伝送路特性算出手段と、を備える構成を採る。
【００４５】
本発明の回り込みキャンセラは、前記伝送路特性推定手段は、前記伝送路特性算出手段の出力を１組のみ使用して伝送路特性を推定する構成を採る。
【００４６】
本発明の回り込みキャンセラは、前記伝送路特性推定手段は、前記伝送路特性算出手段の出力の組を複数蓄積し、蓄積された出力の組のうち参照キャリアの配置が異なるものを前記参照キャリア抽出手段の出力から得られる参照キャリアの配置に応じて合成する参照キャリア合成手段、をさらに備え、前記参照キャリア合成手段は、参照キャリアが等間隔に配置される２組の出力の組のみを合成し、前記参照キャリア合成手段の出力を使用して伝送路特性を推定する構成を採る。
【００４７】
本発明の回り込みキャンセラは、前記伝送路特性推定手段は、前記伝送路特性算出手段の出力の組を複数蓄積し、蓄積された出力の組のうち参照キャリアの配置が異なるものを前記参照キャリア抽出手段の出力から得られる参照キャリアの配置に応じて合成する参照キャリア合成手段、をさらに備え、前記参照キャリア合成手段は、参照キャリアが等間隔に配置される４組の出力の組のみを合成し、前記参照キャリア合成手段の出力を使用して伝送路特性を推定する構成を採る。
【００４８】
本発明の回り込みキャンセラは、前記伝送路特性推定手段の出力である伝送路特性の推定の際に位相回転補償処理を必要としない特定の参照キャリアの組を用いる構成を採る。
【００４９】
これらの構成によれば、位相回転補償処理を必要としない分、構成及び処理構成を簡略化することができる。
【００５０】
本発明の回り込みキャンセラは、前記窓がけ手段の出力に対して、前記伝送路特性の推定に使用されたキャリアの配置に応じた位相回転補償を行う位相回転補償手段、をさらに具備し、前記更新手段は、前記位相回転補償手段の出力から、前記フィルタの係数を生成する構成を採る。
【００５１】
本発明の回り込みキャンセラは、前記参照キャリア合成手段は、起動時や再起動時、または前記フィルタの係数の状態に応じて、合成する前記伝送路特性算出手段の出力の組の数を変更する構成を採る。
【００５２】
これらの構成によれば、回り込みキャンセラの起動時や再起動時には用いるシンボル数を多くすることで演算精度を高め、係数更新回路での更新回数が規定の回数を越える度に、シンボル数を少なくすることにより、処理データ点数が少なく更新時間が短くなることが期待される。また、通常の運用時にはシンボル数を多くし、係数更新回路で係数変化が激しくなったときには、シンボル数を少なくすることにより、処理データ点数が少なく更新時間が短くなることが期待される。
【００５３】
本発明の中継システムは、上記のいずれかに記載の回り込みキャンセラを具備する構成を採る。
【００５４】
この構成によれば、上記のいずれかに記載の回り込みキャンセラと同様の作用効果を、中継システムにおいて得ることができる。
【００５５】
本発明の回り込みキャンセル方法は、等間隔で参照キャリアを持つマルチキャリア信号を送受信同一の周波数で中継する際に、送受信アンテナ間の回り込みをキャンセルする回りこみキャンセル方法であって、係数が設定されたフィルタを用いて受信信号に含まれる回り込みをキャンセルするキャンセル工程と、前記回り込みをキャンセルした後の信号の伝送路特性を推定する伝送路特性推定工程と、前記伝送路推定工程の推定結果に基づいてキャンセル残差を算出する残差特性算出工程と、前記残差特性算出工程の出力結果に対し、０データを挿入する０挿入工程と、前記０挿入工程の出力結果を時間領域の信号に変換する逆高速フーリエ変換工程と、前記逆高速フーリエ変換工程の出力に対して、伝送路特性の繰り返し成分除去する範囲または前記フィルタの係数によって規定される範囲のいずれか小さい範囲を取り出す窓がけ工程と、前記窓がけ工程の出力結果に基づいて、前記フィルタの係数を更新する更新工程と、を具備するようにした。
【００５６】
この方法によれば、帯域全体への拡張を補間によらず周波数領域での０挿入と時間領域変換後の窓がけによって行うことによって、処理データ点数の減少で回り込みキャンセラの適応動作を高速にすることにより、回り込み波や親局波の位相やレベルの時間変動に対する高い追従性を実現し、内部での処理をより高精度に行うことにより、高精度なキャンセル動作を行い、回路規模の減少により装置の小型を実現するという有利な効果が得られる。
【発明の効果】
【００５７】
本発明によれば、処理データ点数の減少で回り込みキャンセラの適応動作を高速にすることにより、回り込み波や親局波の位相やレベルの時間変動に対する高い追従性を実現し、また、内部での処理をより高精度にすることにより、高精度なキャンセル動作を行い、さらに、回路規模が小さくすることで、装置の小型を実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００５８】
本発明の骨子は、合成したＳＰ（Scattered Pilot）による伝送路特性に対して補間処理の後で残差特性を算出し、その残差特性をＩＦＦＴ処理により時間領域信号に変換する構成ではなく、合成したＳＰによる伝送路特性に対してまず残差特性を算出し、残差特性に対して０挿入したものをＩＦＦＴ処理して時間領域信号に変換した後に窓がけする構成としたことである。
【００５９】
これにより、処理データ点数の減少で回り込みキャンセラの適応動作が高速になるため、回り込み波や親局波の位相やレベルの時間変動に対する高い追従性を実現し、内部での処理がより高精度になるため、高精度なキャンセル動作を行い、回路規模が小さくなるため、装置の小型を実現するという有利な効果が得られる。
【００６０】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。
【００６１】
図１は、回り込みキャンセラを用いたＳＦＮ中継システムのモデルを示すブロック図である。図中の記号「*」は畳み込み演算を表す。また以降、特に断らない限り、信号や応答は複素数として扱うものとする。「(t)」は時間領域での信号、「(ω)」は周波数領域での信号を表すものとし、信号の定義は片方の領域の定義でもう片方の領域での定義も同時に行う。
【００６２】
なお、図１中の受信部２は、ＲＦ（Radio Frequency：無線周波数）帯域の信号を基底帯域（以下、ベースバンド）の信号に変換し、送信部４は逆に、ベースバンドの信号をＲＦ帯域に変換するが、これらの周波数変換は、本発明に対して本質的な影響を与えるものではないので、以下では特に断らない限り、これら周波数変換に関しては言及しない。
【００６３】
図１において、x(t)は親局信号、r(t)は受信部２の入力信号、s(t)は送信部４の入力信号、w_in(t)は受信部２のインパルス応答、w_out(t)は送信部４のインパルス応答、w_loop(t)は回り込み伝送路６のインパルス応答、w_fir(t)は回り込みキャンセラ３ａ内部のＦＩＲ（Finite Impulse Response：有限インパルス応答）フィルタ３２のインパルス応答をそれぞれ表す。
【００６４】
図１において、受信アンテナ１は、親局信号x(t)と回り込み伝送路からの回り込み信号w_loop(t)*w_out(t)*s(t)との合成信号を受信し、その出力r(t)は受信部２に供給される。受信部２は、受信信号r(t)に対してフィルタリング、周波数変換、ゲイン調整等の処理を行うもので、その出力w_in(t)*r(t)は回り込みキャンセラ３ａ内部の減算器３１の第一の入力に供給される。
【００６５】
回り込みキャンセラ３ａの内部において、減算器３１は、受信部２の出力w_in(t)*r(t)からＦＩＲフィルタ３２の出力w_fir(t)*s(t)を減じるもので、その出力s(t)はＦＩＲフィルタ３２の第一の入力及びフィルタ係数生成部３３ａに供給されるとともに、回り込みキャンセラ３ａの出力として、送信部４に供給される。
【００６６】
フィルタ係数生成部３３ａは、減算器３１の出力s(t)から伝送路の特性を推定し、フィルタ係数を生成するもので、その出力w_fir(t)はＦＩＲフィルタ３２の第二の入力に供給される。
【００６７】
ＦＩＲフィルタ３２は、減算器３１の出力s(t)に対してフィルタ係数生成部３３ａの出力w_fir(t)による畳み込み演算を行い、回り込み信号の複製w_fir(t)*s(t)を生成するもので、その出力は減算器３１の第二の入力に供給される。
【００６８】
送信部４は、減算器３１の出力s(t)に対してフィルタリング、周波数変換、ゲイン調整等の処理を行い中継信号w_out(t)*s(t)を生成するもので、その出力は送信アンテナ５に供給される。
【００６９】
送信アンテナ５は送信部４の出力w_out(t)*s(t)を放射するもので、その出力の一部が回り込み伝送路６を経由した後、回り込み信号w_loop(t)*w_out(t)*s(t)となって受信アンテナ１に回り込む。
【００７０】
ここで、回り込みキャンセラ３ａが回り込みを打ち消す条件について説明する。
【００７１】
まず、伝送路特性推定部３３１ａの出力Fp'(ω)は（式９）で表される。なお、ＯＦＤＭ全体として、ＳＰだけでなく全てのデータキャリアの出力については、（式２）に示したようにF(ω)によって表されるが、この実施の形態のように、パイロットキャリア（ＳＰ）の周波数のみにおける出力はFp(ω)によって表される。そして、この出力Fp(ω)は１シンボルの出力を表すものであり、複数シンボルを合成した場合は、Fp'(ω)によって表すものとする。
【００７２】
【数５】
2004153799.tif 000007
従って、減算器３１によって回り込み信号が打ち消される条件は（式１０）で表される。
【００７３】
w_in(ω)w_out(ω)w_loop(ω)=w_fir(ω)  ・・・（式１０）
ここで、キャンセル残差E(ω)を（式１１）のように定義し、
E(ω)=w_in(ω)w_out(ω)w_loop(ω)-w_fir(ω)  ・・・（式１１）
（式９）を変形すると（式１２）が得られる。
【００７４】
【数６】
2004153799.tif 000008
ここでモデルを簡略化し、受信部２の周波数特性が信号帯域内において平坦であると仮定すると、その伝達関数w_in(ω)は定数Dとなり、残差特性算出回路３３０９内部において、（式１３）に基づいて算出される。
【００７５】
【数７】
2004153799.tif 000009
このとき、キャンセル残差E(ω)は（式１４）で表される。
【００７６】
【数８】
2004153799.tif 000010
さらに、係数更新回路３３１１での係数更新式を（式１５）で定義する。
【００７７】
w_new(t)=w_old(t)+μe(t)  ・・・（式１５）
ただし、（式１５）中のw_old(t)は更新前の係数、μは1以下の非負定数である。以上の条件によって、回り込みの伝達関数w_loop(ω)w_out(ω)とＦＩＲフィルタ３２の伝達関数w_fir(ω)との差分であるキャンセル残差E(ω)が、０に収束するようにフィードバック制御が動作し、回り込みキャンセラ３の出力s(t)には、主波成分のみが出力される。
【００７８】
図２は、本発明の実施の形態１における回り込みキャンセラ３ａの構成を示すブロック図である。図２において、図８と同じ構成要素については同じ符号を用いて説明する。
【００７９】
フィルタ係数生成部３３ａの内部において、伝送路特性推定部３３１ａは、減算器３１の出力s(t)から伝送路特性F(ω)を推定したものを第一の出力とし、その出力は残差特性算出回路３３０９の入力に供給される。伝送路特性推定部３３１ａはＳＰの配置、振幅及び位相を規定するのに最小限必要な情報であるシンボル番号を第二の出力とし、その出力は０挿入回路３３１２及び位相回転補償回路３３１４のそれぞれ第二の入力に供給される。
【００８０】
伝送路特性推定部３３１ａの内部において、ＦＦＴ（First Fourier Transform：高速フーリエ変換）回路３３０１は、減算器３１の出力s(t)から有効シンボル期間長分の信号を切り出し、ＦＦＴすることにより、時間領域の信号であるs(t)を周波数領域の信号に変換するもので、その出力s(ω)はシンボル番号抽出回路３３０２の入力およびＳＰ抽出回路３３０３の第一の入力に供給される。
【００８１】
シンボル番号抽出回路３３０２は、入力s(ω)に含まれるＴＭＣＣ（Transmission Multiplexing Configuration Control）などのシンボルに関する情報からＳＰの配置を規定するシンボル番号を抽出する。一度抽出した後は、シンボル番号を加算することで抽出処理を代替することもできる。ＳＰの配置、振幅及び位相を規定するのに最小限必要な情報であるシンボル番号の４の剰余を出力し、その出力はＳＰ抽出回路３３０３、伝送路特性算出回路３３０４、ＳＰ合成回路３３０５１、０挿入回路３３１２、および位相回転補償回路３３１４のそれぞれの第二の入力に供給される。以降、シンボル番号を直接使用することはないため、シンボル番号の４の剰余を改めてシンボル番号と呼ぶ。
【００８２】
ＳＰ抽出回路３３０３は、シンボル番号抽出回路３３０２の指定に従いＦＦＴ回路３３０１の出力S(ω)からＳＰ信号のみの信号Sp(ω)を抽出し、その出力Sp(ω)は伝送路特性算出回路の第一の入力に供給される。
【００８３】
伝送路特性算出回路３３０４は、シンボル番号抽出回路３３０２の指定に従って振幅と位相が既知である規定のＳＰ信号Xp(ω)を内部発生し、ＳＰ抽出回路３３０３の出力であるＳＰ信号Sp(ω)を除することにより、ＳＰに対する伝送路特性Fp(ω)を求めるもので、その出力はＳＰ合成回路３３０５１の第一の入力に供給される。
【００８４】
ＳＰ合成回路３３０５１は、ＳＰに対する伝送路特性Fp(ω)を複数シンボル分蓄積し、予め指定した規則Ｒによりシンボル番号抽出回路３３０２の指定に従って複数シンボルに分配されたＳＰを元のキャリアの配置に合成し、改めて合成したＳＰに対する伝送路特性Fp'(ω)を出力する。規則Ｒについては、後で詳細を説明する。
【００８５】
規則Ｒで連続する４シンボルを合成する場合は、図８で説明したＳＰ合成回路３３０５と同じ処理である。
【００８６】
また、規則Ｒで１シンボルしか使用しない場合は、合成の必要はなく、ＳＰ合成回路３３０５１が省略できるのは言うまでもない。
【００８７】
このＳＰ合成回路３３０５１の出力Fp'(ω)を伝送路特性推定部３３１ａの第一の出力とし、その出力は残差特性算出回路３３０９に供給される。
【００８８】
残差特性算出回路３３０９は、伝送路特性推定部３３１ａの出力Fp'(ω)からキャンセル残差Ｅ（ω）を算出するもので、算出したキャンセル残差E(ω)を出力とし、その出力は０挿入回路３３１２の第一の入力に供給される。
【００８９】
０挿入回路３３１２とＩＦＦＴ回路３３１０と窓がけ回路３３１３と位相回転補償回路３３１４は、０挿入回路３３１２の第一の入力に供給されたキャンセル残差E(ω)について、ＳＰ間の特性を補間しながら時間領域信号e(t)に変換する。
【００９０】
まず０挿入回路３３１２は第一の入力である合成したＳＰについてのキャンセル残差E(ω)の間から削除されたデータキャリアの位置に０を挿入する。挿入の仕方は規則Ｒに依存する。端的には０を２つずつ挿入する。規則Ｒについては、後で詳細を説明する。
【００９１】
規則Ｒで連続する４シンボルを合成した場合は、０挿入回路３３１２は、合成したＳＰの間から削除されたデータキャリアの位置に０を挿入する。すなわち、合成されたＳＰは３キャリアおきに配置されたものなので、０を２つずつ挿入する（図３の補間処理参照）。
【００９２】
さらに後段のＩＦＦＴ回路３３１０で扱うためにデータ点数を２のべきにする必要があり、信号帯域外であるデータの左右に連続した０を挿入する。こちらも規則Ｒに依存するが、端的にはＦＦＴ回路３３０１で扱った信号の帯域幅と同じになるよう０挿入で拡張する。
【００９３】
これらの０挿入した０挿入回路３３１２の出力は、ＩＦＦＴ回路３３１０に供給される。
【００９４】
ＩＦＦＴ回路３３１０は、０挿入回路３３１２において０が挿入されたキャンセル残差E(ω)をＩＦＦＴすることにより、周波数領域での残差E(ω)を時間領域での残差e(ω)に変換するもので、その出力は窓がけ回路３３１３に供給される。
【００９５】
窓がけ回路３３１３は、ＩＦＦＴ回路３３１０の出力である時間領域信号を規則Ｒに従って伝送路特性の繰り返し成分除去のため、またはＦＩＲフィルタ３２の係数の範囲に制限するためのいずれか小さい範囲を取り出す。規則Ｒについては、後で詳細を説明する。
【００９６】
窓がけ回路３３１３の出力は位相回転補償回路３３１４の第一の入力に供給される。
【００９７】
位相回転補償回路３３１４では、第一の入力である時間領域信号が受けている、ＩＦＦＴ回路３３１０への入力でＩＦＦＴ処理の中心周波数となるキャリアデータの位置がずれていることに起因した位相回転を、第二の入力であるシンボル番号抽出回路３３０２の指定に従って補償する。ＩＦＦＴ回路３３１０への入力は規則Ｒに依存するため、位相補償もまた規則Ｒに依存する。端的には中心周波数のずれがΔωとすると、第一の入力である時間領域信号の時刻t毎にexp(-jΔωt)を乗ずる。ただしjは虚数単位である。規則Ｒについては、後で詳細を説明する。
【００９８】
規則Ｒでシンボル番号０のシンボルを含むシンボルを使用した場合は、ＩＦＦＴ回路３３１０への入力でＩＦＦＴ処理の中心周波数となるキャリアデータの位置はずれないため、位相補償の必要はなく、位相回転補償回路３３１４は省略できる。
【００９９】
位相回転補償回路３３１４の出力である時間領域信号はキャンセル残差e(t)となり、その出力は係数更新回路３３１１に供給される。
【０１００】
次に規則Ｒとそれに依存するＳＰ合成回路３３０５１、０挿入回路３３１２、窓がけ回路３３１３、位相回転補償回路３３１４の処理について詳細を説明する。
【０１０１】
規則Ｒは１シンボルを使用する場合、２シンボルを使用する場合、４シンボルを使用する場合に大きく分けることができる。
【０１０２】
初めに規則Ｒが１シンボルを使用する場合の各部の処理について説明する。図３は、１シンボル使用の場合の動作を模式的に表現したものである。
【０１０３】
１シンボルのみ使用する場合、ＳＰ合成回路３３０５１は不要であり、伝送路特性推定部３３１ａの出力は、１２キャリアおきに伝送路特性を抽出したものになる。０挿入回路３３１２は、ＩＦＦＴ回路３３１０での処理に先がけて２のべき個おきに抽出した伝送路特性を発生するために、１２キャリアと２のべきの最大公約数を考慮して、４個おきに抽出することとし、１２キャリアの間に２つの０を挿入する。またデータの外側にはＦＦＴ回路３３０１で扱った信号の帯域幅と同じになるよう０挿入で拡張する。その際にシンボル番号によってはＳＰの配置規則により元の帯域と合わせられない可能性がある。
【０１０４】
具体的にはシンボル番号０では帯域ずれなし、シンボル番号１では（−３）キャリアずれ、シンボル番号２では（−６）キャリアずれ、シンボル番号３では（−９）キャリアずれとなる。０挿入回路３３１２ではこのずれを保持したまま出力をＩＦＦＴ回路３３１０の入力に供給する。この信号は０挿入によりデータが増えているものの、本質的には１２キャリアおきの信号であるため、よく知られたサンプリング定理によりＩＦＦＴ回路３３１０の出力では時間領域が（１／１２）シンボル時間毎に折り返される。そのためＩＦＦＴ回路３３１０の出力が供給される窓がけ回路３３１３では時刻０から（１／１２）シンボルの信号のみを取り出す。
【０１０５】
次に２シンボルを使用する場合について説明する。図４は、２シンボル使用の場合の動作を模式的に表現したものである。２シンボルは連続する２シンボルではなく、間の１シンボルを飛ばした２シンボルの組とする。具体的にはシンボル番号が０と２の組、または１と３の組である。ＳＰ合成回路３３０５１では、第一の入力に供給されるＳＰに対する伝送路特性Fp(ω)を２シンボルの組として蓄積し、元のＳＰの順序を守るよう合成する。シンボル番号が０と２の組の場合、シンボル番号０のFp(ω)の左端、シンボル番号２のFp(ω)の左端、シンボル番号０のFp(ω)の左端から２番目、…という順序で並べなおす。シンボル番号が１と３の組の場合も同様である。伝送路特性推定部３３１ａの出力は、６キャリアおきに伝送路特性を抽出したものになる。シンボル番号が１と３の組の場合、右端のパイロット信号は６キャリアおきからはずれてしまうため、削除しておく。
【０１０６】
０挿入回路３３１２は、ＩＦＦＴ回路３３１０での処理に先がけて（２のべき）個おきに抽出した伝送路特性を発生するために、６キャリアと（２のべき）の最大公約数を考慮して、２個おきに抽出することとし、６キャリアの間に２つの０を挿入する。またデータの外側にはＦＦＴ回路３３０１で扱った信号の帯域幅と同じになるよう０挿入で拡張する。その際にシンボル番号によってはＳＰの配置規則により元の帯域と合わせられない可能性がある。具体的にはシンボル番号が０と２の組では帯域ずれなし、シンボル番号が１と３の組では（−３）キャリアずれとなる。０挿入回路３３１２ではこのずれを保持したまま出力をＩＦＦＴ回路３３１０の入力に供給する。この信号は０挿入によりデータが増えているものの、本質的には６キャリアおきの信号であるため、よく知られたサンプリング定理によりＩＦＦＴ回路３３１０の出力では時間領域が（１／６）シンボル時間毎に折り返される。そのためＩＦＦＴ回路３３１０の出力が供給される窓がけ回路３３１３では時刻０から（１／６）シンボルの信号のみを取り出す。ただし（１／６）シンボル時間はシンボルの正常な受信を保証するガード時間を越える可能性もあるためあまり実質的ではなく、むしろＦＩＲフィルタ部３２の係数の範囲で限定されることが予想される。
【０１０７】
１シンボル使用、２シンボル使用で用いられる位相回転補償回路３３１４では、上記キャリアずれに起因する位相回転を補償する。前記したように位相回転補償回路３３１４の第一の入力である時間領域の信号が上記キャリアずれによって受ける位相回転は、時刻０からの遅延時間に比例し、その比例係数はＩＳＤＢ−Ｔ方式のモード３伝送の場合であれば、キャリアずれの（２π／８１９２）倍となる。例えば、（−３）キャリアずれの場合では比例係数が（−３）*（２π／８１９２）になり、この比例係数をΔωとすると、時刻０からの遅延tでは位相補償としてexp(−j*Δω*t)を乗ずることになる。
【０１０８】
次に４シンボルを使用する場合について説明する。図５は、４シンボル使用の場合の動作を模式的に表現したものである。連続する４シンボルを使用した場合、前述したようにＳＰ合成回路３３０５１の動作は図８のＳＰ合成回路３３０５と同じ処理である。１シンボルを使用する場合や２シンボルを使用する場合とは異なり、キャリアずれは発生しない。０挿入回路３３１２は出力をＩＦＦＴ回路３３１０の入力に供給する。この信号は０挿入によりデータが増えているものの、本質的には３キャリアおきの信号であるため、よく知られたサンプリング定理によりＩＦＦＴ回路３３１０の出力では時間領域が（１／３）シンボル時間毎に折り返される。そのためＩＦＦＴ回路３３１０の出力が供給される窓がけ回路３３１３では時刻０から（１／３）シンボルの信号のみを取り出す。ただし（１／３）シンボル時間はシンボルの正常な受信を保証するガード時間を越える可能性もあるためあまり実質的ではなく、むしろＦＩＲフィルタ部３２の係数の範囲で限定されることが予想される。
【０１０９】
規則Ｒはさまざまな組み合わせや限定で定義することができる。例えば、１シンボル使用では、位相回転補償回路３３１４が不要になるようにシンボル番号０のみを用いる。２シンボル使用では、位相回転補償回路３３１４が不要になるようにシンボル番号が０と２の組のみを用いる。
【０１１０】
また回り込みキャンセラの起動時や再起動時には用いるシンボル数を多くすることで演算精度を高め、係数更新回路３３１１での更新回数が規定の回数を越える度に処理データ点数が少なく更新時間が短くなることが期待される少ないシンボル数にすることもできる。通常の運用時にはシンボル数を多くし、係数更新回路３３１１で係数変化が激しくなったときには処理データ点数が少なく更新時間が短くなることが期待されるためシンボル数を少なくすることもできる。
【０１１１】
図６は、回り込みキャンセラ３ａの各部での処理データ数について注釈を加えたブロック図である。各部の接続及びその処理については、図２とまったく同じであり、動作についての説明は省略する。データ数は前述したＩＳＤＢ−Ｔ方式のモード３伝送の場合の例である。
【０１１２】
ＦＦＴ回路３３０１の入出力、シンボル番号抽出回路３３０２の入力、及びＳＰ抽出回路３３０３の第一の入力においては、データ数が８１９２点となっている。ＳＰ抽出回路３３０３の出力、伝送路特性算出回路３３０４の第一の入力と出力、及びＳＰ合成回路３３０５１の第一の入力においては、データ点数が１シンボルに含まれるＳＰの点数である４６９点となっている。ＳＰ合成回路３３０５１の出力、残差特性算出回路３３０９の入出力、及び０挿入回路３３１２の第一の入力においては、規則Ｒで使用するシンボル数Mによってデータ点数が変化し、右端のパイロット信号を含んだとして（M*４６８＋１）点となる。０挿入回路３３１２の出力、ＩＦＦＴ回路３３１０の入出力、及び窓がけ回路３３１３の入力においては、規則Ｒで使用するシンボルによってデータ点数が変化し、1シンボルでは２０４８点、２シンボルでは４０９６点、４シンボルでは８１９２点となる。窓がけの出力より後段では窓がけの処理に依存する。現実的には規則Ｒで使用するシンボルが１シンボルでは（８１９２／１２）に近い６８２点、２シンボルまたは４シンボルでは典型的なガード時間（１／８）シンボル時間に相当する１０２４点と考えられる。このように扱うデータ点数は図１０に示した従来例と比べ大幅に減り、各部の処理時間、各部間でのデータの入出力時間の短縮が期待できる。
【０１１３】
また図２に示した回り込みキャンセラでは伝送路特性推定部の出力で補間を用いて帯域全体の伝送路特性を求めていたのに対し、本実施の形態では伝送路特性推定部の出力はＳＰの部分のみとし、残差特性を求めた後に０挿入、ＩＦＦＴ、窓がけでサンプリング定理を使って帯域全体の残差特性に相当する時間領域信号を求めることができる。また補間の有限語長低域通過フィルタによる不完全な帯域全体への拡張と異なり、上記サンプリング定理を用いた拡張は理論上最も正確な帯域全体への拡張である。さらに、各部の接続を無視した回路規模の観点では、補間が０挿入および窓がけに変わった構成だが、０挿入は０データを挿入するのみ、窓がけは単にデータを切り出すだけの処理で、演算を伴う補間よりはるかに小さな回路規模である。
【０１１４】
このように本実施の形態の回り込みキャンセラ３ａによれば、伝送路特性推定部３３１ａのデータ点数を限定し、帯域全体への拡張を補間によらず周波数領域での０挿入と時間領域変換後の窓がけによって行うことによって、処理データ点数の減少で回り込みキャンセラの適応動作を高速にすることにより、回り込み波や親局波の位相やレベルの時間変動に対する高い追従性を実現し、内部での処理をより高精度に行うことにより、高精度なキャンセル動作を行い、回路規模の減少により装置の小型を実現するという有利な効果が得られる。
【０１１５】
以上のように本発明によれば、処理データ点数の減少で回り込みキャンセラの適応動作が高速になるため、回り込み波や親局波の位相やレベルの時間変動に対する高い追従性を実現し、内部での処理がより高精度になるため、高精度なキャンセル動作を行い、回路規模が小さくなるため、装置の小型を実現するという有利な効果が得られる。
【０１１６】
なお、本実施の形態においては、ＳＦＮ中継システムにおける回り込みキャンセラについて説明したが、ＯＦＤＭ伝送方式を用いるシステムであれば、例えば無線ＬＡＮや移動体通信システムにおけるリピータなどに本発明を適用することもできる。
【産業上の利用可能性】
【０１１７】
本発明は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）信号から推定した伝送路特性を用いて回り込みをキャンセルする回り込みキャンセラに係り、例えば、地上デジタル放送において放送波中継ＳＦＮを実現する中継放送所や無線通信におけるリピータなどに用いられる回り込みキャンセラ、中継システム及び回り込みキャンセル方法に適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【０１１８】
【図１】本発明の実施の形態に係る回り込みキャンセラを用いた中継放送システムの原理的構成の一例を示すブロック図
【図２】本発明の実施の形態に係る回り込みキャンセラの構成を示すブロック図
【図３】本発明の実施の形態に係る回り込みキャンセラの使用シンボル数を１とした場合のフィルタ係数生成部の動作の説明に供する模式図
【図４】本発明の実施の形態に係る回り込みキャンセラの使用シンボル数を２とした場合のフィルタ係数生成部の動作の説明に供する模式図
【図５】本発明の実施の形態に係る回り込みキャンセラの使用シンボル数を４とした場合のフィルタ係数生成部の動作の説明に供する模式図
【図６】本発明の実施の形態に係る回り込みキャンセラの各部の処理データ点数を付記したフィルタ係数生成部の構成を示すブロック図
【図７】パイロット信号配置例を示す模式図
【図８】回り込みキャンセラの構成例を示すブロック図
【図９】図８に示す回り込みキャンセラのフィルタ係数生成部の動作の説明に供する略線図
【図１０】図８に示す回り込みキャンセラの各部の処理データ点数を付記したフィルタ係数生成部の構成を示すブロック図
【符号の説明】
【０１１９】
１  受信アンテナ
２  受信部
３ａ  回り込みキャンセラ
４  送信部
５  送信アンテナ
６  回り込み伝送路
３１  減算器
３２  ＦＩＲフィルタ
３３ａ  フィルタ係数生成部
３３１ａ  伝送路特性推定部
３３０１  ＦＦＴ回路
３３０２  シンボル番号抽出回路
３３０３  ＳＰ抽出回路
３３０４  伝送路特性算出回路
３３０５１  ＳＰ合成回路
３３０９  残差特性算出回路
３３１０  ＩＦＦＴ回路
３３１１  係数更新回路
３３１２  ０挿入回路
３３１３  窓がけ回路
３３１４  位相回転補償回路
【図１】
2004153799.tif 000011
【図２】
2004153799.tif 000012
【図３】
2004153799.tif 000013
【図４】
2004153799.tif 000014
【図５】
2004153799.tif 000015
【図６】
2004153799.tif 000016
【図７】
2004153799.tif 000017
【図８】
2004153799.tif 000018
【図９】
2004153799.tif 000019
【図１０】
2004153799.tif 000020