(57)【要約】【課題】モータ回転数を誘起電圧を検出しフィードバックすることで行う、１ピストンロータリーコンプレッサーのトルク制御運転方法において、相電流をモータの低回転時には負荷トルクに合わせ、中速時には１２０°通電から通電角を所定の角度まで広げる広角通電を行い、高速時には誘起電圧検出のため部分正弦波状とする１８０°通電を行うとき、負荷増大時、電源電圧降下時などに発生しうる不安定状態が発生するおそれがあった。【解決手段】上記課題を解決するために本発明は、部分正弦波の進角制御が、いかなる場合においてもトルク制御と同時に行われる区間を排除することで、位置センサ付正弦波１８０゜通電と同等レベルの高速性能を高い信頼性にて実現する。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
ブラシレスＤＣモータと、スイッチング素子を含み該スイッチング素子の開閉により直流電圧をＰＷＭ信号に基づき交流電圧に変換し前記ブラシレスＤＣモータに供給する直流交流変換手段と、前記ブラシレスＤＣモータの誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段と、前記直流電圧を検出する直流電圧検出手段と、前記誘起電圧検出手段から出力される磁極位置情報と前記直流電圧検出手段の出力に基づいて電圧波形を出力する電圧制御手段と、前記電圧波形を前記ＰＷＭ信号に変換するモータの運転制御装置において、前記モータ回転数の全領域を３つの領域に分け、前記モータ回転数が最も低い領域である第１の回転数の範囲では所定の第１の電圧波形を電圧制御手段により出力し、前記モータ回転数が中間の領域である第２の回転数の範囲では所定の第２の電圧波形を出力し、前記モータ回転数が最も高い領域である第３の回転数の範囲では誘起電圧に対する前記ブラシレスＤＣモータに流れる電流位相角を所定の第１の物理量により決定し、０°〜６０°の範囲にあるα°だけ進角させると共に、電気角１周期の所定の部分を正弦波状にした所定の第３の電圧波形を出力することを特徴とする、モータの運転制御装置。
【請求項２】
１ピストンロータリーコンプレッサー及び熱交換器を有する空気調和機に搭載され、複数の温度検出手段を有し、前記温度検出手段がそれぞれ熱交換器の温度Ｔｈと外気温度Ｔｏを検出し、Ｔｈ−ＴｏおよびＴｌが所定の値の範囲であることを特徴とする、請求項１記載のモータの運転制御装置。
【請求項３】
所定の第１の物理量は、誘起電圧検出手段の出力であることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載のモータの運転制御装置。
【請求項４】
所定の第１の物理量は、１ピストンロータリーコンプレッサーの本体、またはその周辺の振動または音を検出し出力する振動検出手段または音検出手段の出力であることを特徴とする、請求項１〜３のいずれかに記載のモータの運転制御装置。
【請求項５】
振動検出手段に、トルクゲージあるいは振動ピックアップを用いたことを特徴とする、請求項４に記載のモータの運転制御装置。
【請求項６】
音検出手段に、音検知センサを用いたことを特徴とする、請求項４に記載のモータの運転制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、負荷トルクが頻繁に変動するモータの運転制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
ブラシレスＤＣモータを回転数制御するモータ運転制御装置として、従来１２０゜通電方式と、正弦波１８０゜通電方式のものとがある。
【０００３】
１２０゜通電方式は、誘起電圧のゼロクロス信号を直接検出する方式であり、それを検出するために、インバータ相電圧と基準電圧との比較を行っている。このゼロクロス信号に基づいて、転流信号を変化させている。このゼロクロス信号は、モータ１回転中に１２回発生し、機械角３０゜、すなわち電気角６０゜毎に発生する（例えば、特許文献１参照）。
【０００４】
また、１８０゜通電方式は、モータ巻線の中性点電位と、３相のインバータ出力電圧に対して３相Ｙ結線した抵抗の中性点電位との差分電圧を増幅し、それを積分回路に入力し、その積分回路の出力信号と、その出力信号をフィルタ回路により処理し直流カットしたローパス信号との比較により、誘起電圧に対応する位置検知信号を得ている。この位置検知信号は、モータ１回転中に１２回発生し、機械角３０゜、すなわち電気角６０゜毎に発生する。この方式においては、積分回路を通すため、位相補正制御が必要である（例えば特許文献２〜３参照）。
【０００５】
【特許文献１】
特許第２６４２３５７号公報
【特許文献２】
特開平７−２４５９８２号公報
【特許文献３】
特開平７−３３７０７９号公報
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の技術では以下のような課題を有していた。
【０００７】
図１１は従来の１２０°通電方式のモータ制御装置の制御ブロック図である。この方式では、誘起電圧部分のゼロクロスの比較を行っているため、モータ負荷の急変や電源電圧の急変の場合、誘起電圧のゼロクロス信号がインバータ出力電圧領域内に隠れてしまい、検出できなくなることがある。このような状態になると、まず脱調現象が発生し、インバータシステムが停止してしまう。
【０００８】
また、１相当たり誘起電圧が電気角６０゜連続して確認できるが、モータ運転時の音・振動を軽減しようとして、通電角を１５０゜程度に設定して運転させようとすると、１相当たり誘起電圧が電気角３０゜分しか連続確認できず、通常運転時においても脱調する危険性が増加し、また乱調等の不安定現象も発生し易くなる傾向があった。
【０００９】
また、図１２（ａ）は１２０゜通電制御の相電流波形と誘起電圧波形との関係図である。通常運転時には誘起電圧１０に対して相電流１１の位置に設定し、最高回転数を増加させる場合には相電流１２の位置まで進角させる。しかし、相電流１２の位置より進角させることは困難であるため、最高回転数も低くなり、限定された速度範囲しか運転できない課題がある。
【００１０】
図１２（ｂ）は１８０゜通電制御の相電流波形と誘起電圧波形との関係図である。１８０゜通電方式は、積分回路を通すため、誘起電圧のゼロクロス位置を絶対値での的確な把握ができず、運転状態によってはゼロクロス位置と位置検知信号の位相差が大きく変化するため、位相補正等の複雑な制御が必要となり、その位相補正調整が困難であったり、制御演算が複雑になる。また、モータに中性点出力端子が必要、誘起電圧波形の３次高調波成分を利用しているため正弦波着磁マグネットを使用したモータでは使用不可能という課題を有していた。
【００１１】
また、電流フィードバック方式によるセンサレス正弦波１８０゜通電方式では、モータの磁極位置をモータ電流とモータ電気的定数とにより推定演算するため演算誤差が大きくなり、モータ電流の進角制御の限界点が早く、最高回転数も位置センサ付制御に対しどうしても遠く及ばない課題があった。通常運転時には誘起電圧１０に対して相電流１３の位置に設定し、最高回転数を増加させる場合には相電流１４の方向へ進角させる。
【００１２】
本発明は、上記課題を解決すべきなされたものであり、その目的とするところは、機械的電磁ピックアップセンサの必要としない誘起電圧フィードバック制御の方式により、位置センサ付正弦波１８０゜通電と同等レベルの高速性能を実現し、さらには安価かつ信頼性の高いモータの運転制御装置を提供することにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために本発明は、ブラシレスＤＣモータと、スイッチング素子を含み該スイッチング素子の開閉により直流電圧をＰＷＭ信号に基づき交流電圧に変換し前記ブラシレスＤＣモータに供給する直流交流変換手段と、前記ブラシレスＤＣモータの誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段と、前記直流電圧を検出する直流電圧検出手段と、前記誘起電圧検出手段から出力される磁極位置情報と前記直流電圧検出手段の出力に基づいて電圧波形を出力する電圧制御手段と、前記電圧波形を前記ＰＷＭ信号に変換するモータの運転制御装置において、前記モータ回転数の全領域を３つの領域に分け、前記モータ回転数が最も低い領域である第１の回転数の範囲では所定の第１の電圧波形を電圧制御手段により出力し、前記モータ回転数が中間の領域である第２の回転数の範囲では所定の第２の電圧波形を出力し、前記モータ回転数が最も高い領域である第３の回転数の範囲では誘起電圧に対する前記ブラシレスＤＣモータに流れる電流位相角を所定の第１の物理量により決定し、０°〜６０°の範囲にあるα°だけ進角させると共に、電気角１周期の所定の部分を正弦波状にした所定の第３の電圧波形を出力するものである。
【００１４】
また、１ピストンロータリーコンプレッサー及び熱交換器を有する空気調和機に搭載され、複数の温度検出手段を有し、前記温度検出手段がそれぞれ熱交換器の温度Ｔｈと外気温度Ｔｏを検出し、Ｔｈ−ＴｏおよびＴｌが所定の値の範囲であるものである。
【００１５】
また、所定の第１の物理量は、誘起電圧検出手段の出力であるものである。
【００１６】
また、所定の第１の物理量は、１ピストンロータリーコンプレッサーの本体、またはその周辺の振動または音を検出し出力する振動検出手段または音検出手段の出力であるものである。
【００１７】
また、振動検出手段に、トルクゲージあるいは振動ピックアップを用いたものである。
【００１８】
また、音検出手段に、音検知センサを用いたものである。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
【００２０】
（実施の形態１）
図１〜図６を用いて本発明の第１の実施の形態を説明する。
【００２１】
図１は、１ピストンロータリーコンプレッサを搭載した空気調和機に本発明を応用した第１の実施の形態の制御ブロック図である。
【００２２】
同図に示すように、ブラシレスＤＣモータ１を搭載した１ピストンロータリーコンプレッサ７と、スイッチング素子を内蔵し、このスイッチング素子の開閉によりＰＷＭ信号に基づき直流電圧を交流電圧に変換しブラシレスＤＣモータ１に供給する直流交流変換手段２と、ＤＣブラシレスモータ１の誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段３と、直流電圧検出手段３０を設け、直流電圧情報３１と誘起電圧検出手段３から出力される磁極位置情報８に基づいて所定の電圧波形を出力する電圧制御手段４と、所定の電圧波形を前記ＰＷＭ信号に変換するＰＷＭ制御手段５とを有するモータの運転制御装置である。
【００２３】
図２は、本発明の１８０°部分正弦波通電を電気角と振幅により示したものである。同図に示すように、１８０°通電部分正弦波通電時の誘起電圧１６と、相電流１７と、誘起電圧１６に対し相電流を進角させた相電流１９と、誘起電圧１６のゼロクロス点１５である。
【００２４】
また、図３は、モータの回転数に対する電圧制御手段４の出力する電圧波形を示す図である。同図に示すように、ブラシレスＤＣモータ１の速度領域を示し左端を０Ｈｚとした横軸２０と、電圧制御手段４の出力が公知のトルク制御相電流となる電圧波形Ａの出力区間と、電圧制御手段４の出力が公知の１２０°通電相電流から１８０°部分正弦波通電の相電流１７となる電圧波形Ｂの出力区間と、電圧制御手段４の出力が１８０°部分正弦波通電の相電流１７を誘起電圧１６に対し進角させた相電流１９となる電圧波形Ｃの出力区間と、トルク制御の最低駆動回転数２８、電圧波形Ａと電圧波形Ｂの切り替え点２４（モータの回転数：ｆｔ）と電圧波形Ｂと電圧波形Ｃの切り替え点２５（モータの回転数：ｆｗ）を示しており、このときｆｔとｆｗの関係は、０＜ｆｔ＜ｆｗと表される。
【００２５】
図４は、トルク制御ゲインＧｔとモータの回転数の相関を示す図である。
同図は、ｆｔにおいてＧｔ＝０となる、ゲインカーブ２７と、前出のトルク制御の最低駆動回転数２８を表している。
【００２６】
次に図１の構成における運転方法を説明する。
起動より特定の回転数までは磁極位置情報８を検出することが困難なため、公知の同期運転によりブラシレスＤＣモータ１の運転を開始し特定の回転数まで加速させ、それ以上のブラシレスＤＣモータ１の低速領域では電圧制御手段４は電圧波形Ａを出力し公知のトルク制御により１ピストンロータリーコンプレッサー７の低速回転領域の音、振動の低減を行っている。電圧制御手段４は、トルク制御と１２０°通電の混在度合いを設定するトルク制御ゲインＧｔ（０％≦Ｇｔ≦１００％）と、磁極位置情報８との図１３の選択テーブルにより、ｆｔでトルク制御ゲイン＝０％、つまり１２０°通電のみにする制御を行うことで、脱調が発生することなく安定した電圧波形Ａから電圧波形Ｂへの切り替えを実現している。
【００２７】
電圧波形Ｂの出力区間では、磁極位置情報８を基に電圧制御手段４の出力ｄｕｔｙを１００％まで増加させ、相電流１７の振幅を増加した後、電圧制御手段４の出力を電気角１８０°毎のゼロクロス点１５で通電を行うことのない電圧波形Ｃの１８０°部分正弦波になるように通電角を１２０°から通電角１８０°にまで広げ、ｆｗにおいて通電角１８０°となる制御を行うことで、１８０°通電しつつも磁極位置情報８を安定して得ることを実現している。
【００２８】
電圧波形Ｃの区間では、誘起電圧１０に対し相電流１１を磁極位置情報８を基に演算されるα°（０≦α≦６０）進角させることで、高速領域までの運転を実現している。
【００２９】
本制御を行うとき、ブラシレスＤＣモータ１の負荷が増大すると、ＰＷＭ信号のデューティを１００％まで増加させてもモータ回転数が増加せず電圧波形Ｂの区間が狭くなり、さらには０＜ｆｔ＜ｆｗの関係が成り立たなくなる可能性があり、このような場合トルク制御と進角制御を同時に行うこととなり脱調現象の発生は免れない。また、直流電圧の減少によりブラシレスＤＣモータ１の回転数が急激に低下した場合においても、トルク制御と進角制御が同時に行われる可能性がある。
【００３０】
電圧制御手段４は図５（ａ）に表すように、０＜Ｘ≦ｆｗのときα＝０、ｆｗ＜Ｘ≦ｆｔ１のときα＝ｂＸ（ｂは傾きを表す定数と定義する）、ｆｔ１＜Ｘのとき、α＝α１で表される１次関数によって増減し、常に０＜ｆｔ＜ｆｗの関係を満足する。負荷が増大した場合、前記の通りｆｔ＞ｆｗとなりうるが、図５（ｂ）のようにｆｔとなった時α＝０°とすることにより進角制御が入らないよう制御を行うことで、安定した１ピストンロータリーコンプレッサーのトルク制御運転を行うことができる。
【００３１】
また、この構成は、直流電圧検出手段３０を設け、直流電圧情報３１を電圧制御手段４にフィードバックする。ＰＷＭ信号のデューティを１００％まで増加させてもモータ回転数が増加せず０＜ｆｔ＜ｆｗを満足しない場合、図６のように直流電圧がＶＬまで低下した時、α＝０とすることで直流電圧の低下によらず安定した１ピストンロータリーコンプレッサーのトルク制御運転を行うことができる。
【００３２】
（実施の形態２）
図２〜図４及び、図７〜図８を用いて本発明の第２の実施の形態を説明する。図２〜図４は実施の形態１での説明の通りである。
【００３３】
図７は、第２の実施の形態の制御ブロック図である。この構成は、実施の形態１の構成に、熱交換器４１の温度検出手段４０と、外気温度検出手段４２を設けたものである。熱交換器温度４３をＴｈ、外気温度４４をＴｏする。
【００３４】
実施の形態２の温度検出手段４０と、外気温検出手段４２はサーミスタと抵抗の分圧により、電圧を検知する。
【００３５】
また、基本制御は実施の形態１と同様のため、説明は省略する。
図８は熱交換器温度と室外気温から求まる負荷の領域図およびこの負荷に応じた進角図である。（ａ）に示すように、熱交換器温度Ｔｈと室外気温Ｔｏから両者の差Ｔｌを求め、ＴｌとＴｏの座標上で図中ＴＯの範囲を過負荷の領域とする。すなわち、
Ｔｌ≧−ａＴｏ＋ｂ      （ａ、ｂ：定数）
Ｔｏｌ≦Ｔｏ≦Ｔｏｍａｘ
Ｔｌ１≦Ｔｌ≦Ｔｌｍａｘ
を満たす領域である。そして、負荷がＴＯの範囲にある場合、ブラシレスＤＣモータ１の負荷が過負荷であると判断し、図８（ｂ）に示すように進角α＝０とする。これにより、安定した１ピストンロータリーコンプレッサーのトルク制御運転を行うことができる。
【００３６】
（実施の形態３）
図２〜図４および、図９〜図１０を用いて本発明の第３の実施の形態を説明する。図２〜図４は実施の形態１の通りであるので説明を省略する。
図９は、実施の形態３の制御ブロック図である。
【００３７】
同図において、実施の形態１の構成に対し、直流電圧検出手段３０の代りに、１ピストンロータリーコンプレッサー７の振動を検出する振動検出手段であるトルクゲージ５２を備えたものであり、振動情報５３を電圧制御手段４にフィードバックする。
【００３８】
図３の電圧波形Ｃの区間における進角α°（０≦α≦６０）を進角制御中に発生するＤＣブラシレスモータ１の振動情報５３を基に図１  ０（ａ）に示すように、
振動情報５３が所定の振動値Ａ以下でαを増減させるというステップ制御を行うことで負荷によってαの微調整を行うことが出来、高速領域までの安定した運転を実現している。
【００３９】
また、振動とともに発生する音をフィードバックし、図１０（ｂ）に示すように、所定の音圧Ｂ以下でステップ制御によりαを増減させることにより同様の効果が得られる。
【００４０】
その他の基本制御は実施の形態１と同様のため、説明は省略する。
【００４１】
【発明の効果】
以上のことから明らかなように、ブラシレスＤＣモータの相電流に所定の非通電期間を設け、磁極位置情報のゼロクロス点を除き、部分正弦波状とすることで、高速性能を実現する。さらに本発明を公知のトルク制御と同時に行う区間を排除し、さらに磁極位置情報により誘起電圧に対する相電流の進角を調整することで、機械的電磁ピックアップや積分回路を搭載することなく、信頼性の高いモータの運転制御装置を提供できる。
【００４２】
また、温度によりブラシレスＤＣモータの過負荷を検知し、ｆｔ＜ｆｗを常に満足することで信頼性の高いモータの運転制御装置を提供できる。
【００４３】
また、直流電圧を検出することで、直流電圧の急変時にもｆｔ＜ｆｗを常に満足する信頼性の高いモータの運転制御装置を提供できる。
【００４４】
また、１ピストンロータリーコンプレッサーの振動、音を検知することで、進角制御を可能とするモータの運転制御装置を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本願発明のブラシレスＤＣモータの制御ブロック図
【図２】実施の形態１の１８０°部分正弦波通電の電気角に対する相電流と誘起電圧図
【図３】モータの回転数に対する電圧制御手段４の出力する電圧波形図
【図４】実施の形態１の回転数に対するゲイン図
【図５】実施の形態１のブラシレスＤＣモータのモータ回転数と進角αの関係図
【図６】実施の形態１の直流電圧と進角αの関係図
【図７】実施の形態２の制御ブロック図
【図８】（ａ）は実施の形態２の熱交換器と外気の温度差と、負荷相関図
（ｂ）は実施の形態２の負荷と進角αの関係図
【図９】実施の形態３の制御ブロック図
【図１０】（ａ）は実施の形態３の振動値と進角αの関係図
（ｂ）は実施の形態３の音圧と進角αの関係図
【図１１】従来の制御ブロック図
【図１２】（ａ）は１２０゜通電方式の相電流波形と誘起電圧波形の関係図
（ｂ）は１８０゜通電方式の相電流波形と誘起電圧波形の関係図
【符号の説明】
１  ＤＣブラシレスモータ
２  直流交流変換手段
３  誘起電圧検出手段
４  電圧制御手段
５  ＰＷＭ制御手段
６  直流電圧
７  １ピストンロータリーコンプレッサー
８  磁極位置情報
１０  誘起電圧
２１  電圧波形Ａ
２２  電圧波形Ｂ
２３  電圧波形Ｃ
２４  ｆｔ切り替え点
２５  ｆｗ切り替え点
３０  直流電圧検出手段
３１  直流電圧情報
４０  温度検出手段
４１  熱交換器
４２  外気温検出手段
４３  熱交換器温度
４４  外気温度
５０  振動検出手段
５２  トルクゲージ
５３  振動情報
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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