(57)【要約】【課題】簡単な構成によりＤＣ電圧にＡＣ電圧を重畳した出力電圧を得ることができる高圧電源装置を提供する。【解決手段】交流電圧に直流電圧を重畳した電源電圧を出力する高圧電源装置において、所定レベルの高圧直流電圧を発生し出力する直流電圧発生手段（２００）と、前記直流電圧発生手段の出力／出力停止を所定周波数で行うように前記直流電圧発生手段を制御する制御手段と、前直流電圧発生手段の出力端と前記高圧電源装置の出力端子５との間に接続されたカップリングコンデンサＣ３０と、該カップリングコンデンサにおける前記高圧電源装置の出力端子側の端子に設けられ前記直流電圧発生手段の出力電圧を所定のレベルにクランプする電圧クランプ手段ＺＤ３０とを有する。【選択図】      図１
2004248353.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電圧に直流電圧を重畳した電源電圧を出力する高圧電源装置において、
所定レベルの高圧直流電圧を発生し出力する直流電圧発生手段と、
前記直流電圧発生手段の出力／出力停止を所定周波数で行うように前記直流電圧発生手段を制御する制御手段と、
前直流電圧発生手段の出力端と前記高圧電源装置の出力端子との間に接続されたカップリングコンデンサと、
該カップリングコンデンサにおける前記高圧電源装置の出力端子側の端子に設けられ前記直流電圧発生手段の出力電圧を所定のレベルにクランプする電圧クランプ手段と、
を有することを特徴とする高圧電源装置。
【請求項２】
交流電圧に直流電圧を重畳した電源電圧を出力する高圧電源装置において、
所定レベルの高圧直流電圧を発生し出力する直流電圧発生手段と、
前記直流電圧発生手段の出力／出力停止を所定周波数で行うように制御する制御手段と、
前直流電圧発生手段の出力端と前記高圧電源装置の出力端子との間に接続されたカップリングコンデンサと、
該カップリングコンデンサの両端子における前記直流電圧発生手段の出力端側及び前記高圧電源装置の出力端子側の各端子と、零電位となる部位との間に形成された充電経路と放電経路とからなる充放電路とを有し、
前記充放電路により前記カップリングコンデンサへの充電、前記カップリングコンデンサからの放電を行わせる際に前記充電電荷量及び放電電荷量の不平衡状態を生じさせることにより前記カップリングコンデンサにおける前記高圧電源装置の出力端子側に直流成分を発生させることにより直流成分が重畳された交流高圧出力を得ることを特徴とする高圧電源装置。
【請求項３】
さらに、直流電圧発生手段の出力電圧のレベルを可変にする出力電圧制御手段を有することを特徴とする請求項１または２のいずれかに記載の高圧電源装置。
【請求項４】
前記充放電路を形成する充電経路及び放電経路は、抵抗及びダイオードからなる直列回路または並列回路からなり、
前記充電経路の合成抵抗値と前記放電経路の合成抵抗値の比を選択することにより、前記クランプする電圧レベルを設定することを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の高圧電源装置。
【請求項５】
前記充放電路を形成する充電経路は前記カップリングコンデンサの充電タイミングで動作する第１のスイッチング手段を有し、
前記充放電路を形成する放電経路は前記カップリングコンデンサの放電タイミングで動作する第２のスイッチング手段を有し、
前記第１のスイッチング手段は、クランプ機能を有することを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の高圧電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電子写真技術を用いるプリンタの現像部等に用いて好適な、ＤＣ（直流）電圧にＡＣ（交流）電圧を重畳した出力電圧を得るための高圧電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、感光体ドラム上に画像信号に応じたレーザ光を照射して電子潜像を形成し、この電子潜像にトナーを付着させて現像し、このトナー像を転写紙に転写定着することにより画像を形成する電子写真技術を用いたプリンタが知られている。このようなプリンタの現像部においては、トナーを収納したケース内に現像ローラを設けて感光体ドラムに対して例えば０．２ｍｍの間隙を介して近接させ、現像ローラ及び感光体ドラムを回転させながら、現像ローラに付着したトナーを上記間隙を介して感光体ドラム上の電子潜像に付着させるようにしている。
【０００３】
その場合、感光体ドラムのトナーを付着させない部分の電位が  予め、例えば−７００Ｖに帯電され、トナーを付着すべき部分  が露光による電荷の放電により  例えば−５０Ｖの表面電位となっている。
また、現像ローラには、例えば−３００ＶのＤＣ電圧に２０００Ｖｐ−ｐ  のＡＣ電圧が重畳された電圧が加えられている。これによって、感光体ドラム表面電位が−５０Ｖの部分にはトナーが付着し、−７００Ｖの部分にはトナーが付着しないようになされている。
【０００４】
このために、従来のプリンタにおいては、現像ローラに与える上記ＤＣ電圧にＡＣ電圧を重畳した電圧を得るために、図７に示すような高圧電源装置が設けられている（特許文献１、２参照）。
図７において、高圧電源装置はＡＣ電圧発生部１００と、ＤＣ電圧発生部２００とからなる。
ＡＣ電圧発生部１００は、オペアンプＯＰ１  と、相補接続されたトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２からなるプッシュプル出力回路と、分圧抵抗Ｒ５、Ｒ６、フィードバック抵抗Ｒ７、トランスＴ２等を有する。
【０００５】
オペアンプＯＰ１は入力端子１に加えられた矩形波信号ＡＣＰＷＭ（又は正弦波電圧でもよい）と、電源電圧＋５Ｖを分圧した電圧にプッシュプル出力回路からのフィードバック電圧とを加算した電圧とを比較し、その比較出力がプッシュプル出力回路で増幅されることにより、ＤＣカットコンデンサＣ３を介してＡＣ電圧が出力される。このＡＣ電圧はさらにトランスＴ２で昇圧されることにより、トランスＴ２の２次側に入力波形（矩形波信号ＡＣＰＷＭ）と相似する２０００Ｖｐ−ｐのＡＣ電圧が得られる。尚、コンデンサＣ１  、Ｃ２  はノイズ除去用のものである。
【０００６】
一方、ＤＣ電圧発生部２００は、制御部２０１とブロッキング発振器２０２とからなるＤＣ−ＤＣコンバータに構成されている。制御部２０１において、入力端子２に供給される制御信号ＣＰによりトランジスタＴｒ４がＯＮ・ＯＦＦされることによって、ブロッキング発振器２０２の発振・停止が制御される。
また、オペアンプＯＰ２は、入力端子４から入力される基準電圧ＤＣＶｒｅｆと、入力端子３から入力されるフィードバック電圧ＤＣＶｆｂとを比較し、その比較出力によりトランジスタＴｒ３が制御されてブロッキング発振器２０２が回路定数で決定される周波数で発振する。
【０００７】
この発振出力はトランスＴ１の２次側から取り出され、ダイオードＤ１３、コンデンサＣ１５で整流平滑される。このＤＣ電圧は抵抗Ｒ１５、Ｒ１６により分圧され、前述のＤＣＶｆｂとなり、ＤＣ電圧は所望の−３００Ｖにフィードバック制御される。このＤＣ電圧は、抵抗Ｒ１７を介してトランスＴ２の２次側に並列に接続される。従って、このＤＣ電圧にトランスＴ２  の出力であるＡＣ電圧が重畳され、保護抵抗Ｒ１０を通じて出力端子５に出力電圧Ｄｅｖとして出力される。この出力電圧Ｄｅｖは現像ローラに加えられる。
【０００８】
尚、コンデンサＣ５は、トランスＴ２の２次側電圧のノイズ除去用のコンデンサ、抵抗Ｒ９  はコンデンサＣ５の放電抵抗であり、出力遮断の際等にコンデンサＣ５に蓄積された電荷を速やかに放電させる。また、上記整流平滑されたＤＣ電圧ＤＣＶｆｂは入力端子４にフィードバックされる。また、入力端子１、２、４に加えられるパルス信号ＡＣＰＷＭ、制御信号ＣＰ、基準電圧ＤＣＶｒｅｆはプリンタ本体に設けられたコントローラ（図示せず）から所定のタイミングで入力される。
【０００９】
【特許文献１】
特開平６−６１０７４号公報
【特許文献２】
特開平１１−２５２９３１号公報
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
従来のプリンタの現像部で用いられる高圧電源装置は上記のように構成されているので、ＡＣ電圧発生部１００とＤＣ電圧発生部２００の２つの高圧回路を必要とし、このため構成が複雑になるという問題があった。特にＡＣ電圧発生部１００の高圧回路の周波数が電子写真プリンタのプロセスにより決定され、高周波を使用できず、大きなトランスが必要であった。
したがって、上記構成の高圧電源装置をカラープリンタに使用する場合には、Ｙ（イエロー）、Ｍ（マゼンタ）、Ｃ（シアン）、ＢＫ（ブラック）のトナーの色の数と同じ数だけ同じ構成を有するＡＣ電圧発生部１００を必要とするので、さらに複雑な構成となっていた。このため、装置が大型化し、価格も上昇するという問題があった。
【００１１】
本発明はこのような事情に鑑みてなされたものであり、簡単な構成によりＤＣ電圧にＡＣ電圧を重畳した出力電圧を得ることができる高圧電源装置を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために請求項１に記載の発明は、交流電圧に直流電圧を重畳した電源電圧を出力する高圧電源装置において、所定レベルの高圧直流電圧を発生し出力する直流電圧発生手段と、前記直流電圧発生手段の出力／出力停止を所定周波数で行うように前記直流電圧発生手段を制御する制御手段と、前直流電圧発生手段の出力端と前記高圧電源装置の出力端子との間に接続されたカップリングコンデンサと、該カップリングコンデンサにおける前記高圧電源装置の出力端子側の端子に設けられ前記直流電圧発生手段の出力電圧を所定のレベルにクランプする電圧クランプ手段とを有することを特徴とする。
【００１３】
また、請求項２に記載の発明は、交流電圧に直流電圧を重畳した電源電圧を出力する高圧電源装置において、所定レベルの高圧直流電圧を発生し出力する直流電圧発生手段と、前記直流電圧発生手段の出力／出力停止を所定周波数で行うように制御する制御手段と、前直流電圧発生手段の出力端と前記高圧電源装置の出力端子との間に接続されたカップリングコンデンサと、該カップリングコンデンサの両端子における前記直流電圧発生手段の出力端側及び前記高圧電源装置の出力端子側の各端子と、零電位となる部位との間に形成された充電経路と放電経路とからなる充放電路とを有し、前記充放電路により前記カップリングコンデンサへの充電、前記カップリングコンデンサからの放電を行わせる際に前記充電電荷量及び放電電荷量の不平衡状態を生じさせることにより前記カップリングコンデンサにおける前記高圧電源装置の出力端子側に直流成分を発生させることにより直流成分が重畳された交流高圧出力を得ることを特徴とする。
【００１４】
また、請求項３に記載の発明は、請求項１または２のいずれかに記載の高圧電源装置において、さらに、直流電圧発生手段の出力電圧のレベルを可変にする出力電圧制御手段を有することを特徴とする。
【００１５】
また、請求項４に記載の発明は、請求項１乃至３のいずれかに記載の高圧電源装置において、前記充放電路を形成する充電経路及び放電経路は、抵抗及びダイオードからなる直列回路または並列回路からなり、
前記充電経路の合成抵抗値と前記放電経路の合成抵抗値の比を選択することにより、前記クランプする電圧レベルを設定することを特徴とする。
【００１６】
また、請求項５に記載の発明は、請求項１乃至３のいずれかに記載の高圧電源装置において、前記充放電路を形成する充電経路は前記カップリングコンデンサの充電タイミングで動作する第１のスイッチング手段を有し、前記充放電路を形成する放電経路は前記カップリングコンデンサの放電タイミングで動作する第２のスイッチング手段を有し、前記第１のスイッチング手段は、クランプ機能を有することを特徴とする。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態を、図面を参照して詳細に説明する。本発明の第１乃至第３の各実施形態において、図７に示す従来の高圧電源装置と同一の機能を有する要素には図７と同一の符号を付してある。
本発明の各実施形態では、ＡＣ電圧発生部１００を省略し、ＤＣ電圧発生部２００で発生する高圧直流電圧を所定の周波数でスイッチングすることにより得られる交流電圧を、後述する各種手段により零電位を基準としてオフセットさせることにより直流成分が重畳された交流高圧出力を得るようにしている。
【００１８】
本発明の第１実施形態に係る高圧電源装置の構成を図１に示す。本発明の第１実施形態に係る高圧電源装置では、ＤＣ電圧発生部２００で発生する高圧直流電圧を所定の周波数でスイッチングすることにより得られる交流電圧を、クランプ手段により零電位を基準としてオフセットさせることにより直流成分が重畳された交流高圧出力を得るようにしている。
【００１９】
図１において、第１実施形態に係る高圧電源装置は、制御部２０１Ａ、ブロッキング発振器２０２、ダイオード１４及びコンデンサＣ１５からなる整流回路２０３とからなるＤＣ電圧発生部２００と、整流回路２０３の出力を分圧する分圧抵抗Ｒ１５、Ｒ１６と、抵抗Ｒ３０、カップリングコンデンサＣ３０と、ダイオードＤ３０、クランプ手段を構成するツェナーダイオードＺＤ３０と、抵抗Ｒ３１とを有している。
【００２０】
ＤＣ電圧発生部２００における、制御部２０１Ａ、ブロッキング発振器２０２、整流回路２０３の回路構成は図７に示す従来の高圧電源装置のＤＣ電圧発生部２００と基本的には共通しているが、異なる点は以下のようである。
すなわち、第１に、制御部２０１Ａの入力端子２に入力される信号は、従来装置（図７の制御部２０１）では、単にブロッキング発振器２０２を発振動作、または発振停止させるように制御するための制御信号ＣＰが入力されていたが、本実施形態では、従来装置のＡＣ電圧発生部１００により発生するＡＣ電圧とほぼ同一の周波数で、トランジスタＴｒ４をオン、オフ動作させるための制御信号Ｄｅｖ−ｏｎ−ｎ（図２（Ａ））が制御回路（図示せず）より入力されるようになっている点である。
【００２１】
第２には、入力端子３には、整流回路２０３の出力電圧を分圧抵抗Ｒ１５、Ｒ１６により分圧した電圧ＤｅｖＶｓｅｎが入力され、入力端子４より入力される基準電圧ＶｒｅｆとをオペアンプＯＰ２により比較するようになっている点である。
さらに、第３には、整流回路２０３のダイオードＤ１４の極性が逆になっており、正電圧のみ出力するようになっている点である。
【００２２】
また、本実施形態で、新たに付加された部分は抵抗Ｒ３０、直流成分をカットするカップリングコンデンサＣ３０、ダイオードＤ３０、カップリングコンデンサＣ３０を介して得られる交流電圧をクランプするツェナーダイオードＺＤ３０及び抵抗Ｒ３１である。整流回路２０３の出力端は抵抗Ｒ３０を介してカップリングコンデンサＣ３０の一端に接続され、カップリングコンデンサＣ３０の他端は、ダイオードＤ３０及びツェナーダイオードＺＤ３０の直列回路を介して接地されている。
【００２３】
さらに、カップリングコンデンサＣ３０の他端は、抵抗Ｒ３１を介して接地されている。この抵抗Ｒ３１は放電抵抗である。
なお、ＤＣ電圧発生部２００は本発明の直流電圧発生手段に、入力端子２に制御信号Ｄｅｖ−ｏｎ−ｎを供給する制御回路は本発明の制御手段に、ツェナーダイオードＺＤ３０は本発明のクランプ手段に、それぞれ相当する。
【００２４】
上記構成において、入力端子３より整流回路２０３の出力電圧を分圧抵抗Ｒ１５、Ｒ１６により分圧した電圧ＤｅｖＶｓｅｎが入力され、入力端子４より基準電圧Ｖｒｅｆが入力されると、オペアンプＯＰ２により電圧ＤｅｖＶｓｅｎと基準電圧Ｖｒｅｆとが比較され、この比較結果に基づいて所定の周波数でブロッキング発振器２０２が発振する。ブロッキング発振器２０２の出力は整流回路２０３により整流され、整流回路２０３より正の高圧直流電圧（例えば、＋２０００Ｖ）が出力される。
【００２５】
一方、入力端子２より所定の周波数（例えば、図７に示すＡＣ電圧発生部の出力電圧の周波数）でハイレベルとローレベルとの間で電位が変化する制御信号Ｄｅｖ−ｏｎ−ｎ（図２（Ａ））が入力されるために、結果的に整流回路２０３からは、上記所定の周波数で０Ｖと、＋２０００Ｖ（図面では＋２ＫＶと記す。）との間で電位が変化する交流信号（図２（Ｂ））が出力される。
【００２６】
この交流信号が抵抗Ｒ３０を介してカップリングコンデンサＣ３０に入力されると、この交流信号のうち直流成分がカットされるためにカップリングコンデンサＣ３０からは、０Ｖの電位を基準として対称な波形の交流信号（図２（Ｃ））が出力される。すなわち、ＤＣ電圧発生部２００の出力電圧が２０００Ｖで、ＯＮ、ＯＦＦデューティが５０％であれば、カップリングコンデンサＣ３０の出力側からはＯＮ、ＯＦＦデューティが５０％、０Ｖの電位を基準として±１０００Ｖの対称な波形の交流信号が得られる。
【００２７】
カップリングコンデンサＣ３０から出力される交流信号は、ツェナーダイオードＺＤ３０により＋側の電圧がツェナー電圧ＶＺＤ（例えば、７００Ｖ）にクランプされ、直流成分が重畳された交流高圧出力Ｄｅｖ（図２（Ｄ））が出力端子５より得られる。このように、本実施形態では、交流高圧出力Ｄｅｖのうち、重畳された直流成分、すなわち直流重畳電圧は、−｛（ＤＣ電圧発生部２００の出力電圧／２）−（ＺＤ３０のツェナー電圧ＶＺＤ）｝となる。
【００２８】
なお、オペアンプＯＰ２の反転入力端子に入力端子４より入力される基準電圧Ｖｒｅｆを可変にすることによりＤＣ電圧発生部２００の出力電圧のレベルを可変にすることができる。この基準電圧Ｖｒｅｆは、入力端子２に制御信号Ｄｅｖ−ｏｎ−ｎと同様に、図示していない制御回路より供給される。この制御回路は、本発明の出力電圧制御手段に相当する。
【００２９】
次に本発明の第２実施形態に係る高圧電源装置について説明する。本発明の第２実施形態に係る高圧電源装置では、ＤＣ電圧発生部２００で発生する高圧直流電圧を所定の周波数でスイッチングすることにより得られる交流電圧を、直流成分をカットするカップリングコンデンサの両端子に接続される充放電路を介してカップリングコンデンサに充放電する際の充電経路による充電電荷量と放電経路による放電電荷量との不平衡状態を生じさせることにより、零電位を基準としてオフセットさせることにより直流成分が重畳された交流高圧出力を得るようにしている。
【００３０】
本発明の第２実施形態に係る高圧電源装置の回路構成を図３に示す。図３において、第２実施形態に係る高圧電源装置は、制御部２０１Ｂ、ブロッキング発振器２０２、ダイオードＤ１３及びコンデンサＣ１５からなる整流回路２０３とからなるＤＣ電圧発生部２００と、整流回路２０３の出力を分圧する分圧抵抗Ｒ１５、Ｒ１６と、整流回路２０３の出力端と高圧電源回路の出力端子５との間に接続されるカップリングコンデンサＣ３０と、抵抗Ｒ３１、Ｒ３２、Ｒ３３と、ダイオードＤ３１、Ｄ３２とを有している。
【００３１】
ＤＣ電圧発生部２００における、制御部２０１Ａ、ブロッキング発振器２０２、整流回路２０３の回路構成は図７に示す従来の高圧電源装置のＤＣ電圧発生部２００と基本的に共通しているが、次の点で異なる。
すなわち、第１に、制御部２０１Ａの入力端子２に入力される信号は、従来装置（図７の制御部２０１）では、単にブロッキング発振器２０２を発振動作、または発振停止させるように制御するための制御信号ＣＰが入力されていたが、本実施形態では、従来装置のＡＣ電圧発生部１００により発生するＡＣ電圧とほぼ同一の周波数で、トランジスタＴｒ４をオン、オフ動作させるための制御信号Ｄｅｖ−ｏｎ−ｎ（図２（Ａ））が制御回路（図示せず）より入力されるようになっている点である。
【００３２】
第２には、入力端子３には、整流回路２０３の出力電圧を分圧抵抗Ｒ１５、Ｒ１６により分圧した電圧ＤｅｖＶｓｅｎが入力され、入力端子４より入力される基準電圧ＶｒｅｆとをオペアンプＯＰ２により比較するようになっている点である。
【００３３】
また、本実施形態で、従来例に比して新たに付加された部分は直流成分をカットするカップリングコンデンサＣ３０、ダイオードＤ３１、Ｄ３２、抵抗Ｒ３１、Ｒ３２、Ｒ３３である。
整流回路２０３の出力端はカップリングコンデンサＣ３０を介して出力端子５に接続されている。また、カップリングコンデンサＣ３０の一端は、電流制限用抵抗Ｒ３２及びダイオードＤ３１の直列回路を介して接地されている。
【００３４】
また、カップリングコンデンサＣ３０の他端は電流制限用抵抗Ｒ３３及びダイオードＤ３２の直列回路を介して接地されている。
さらに、カップリングコンデンサＣ３０の他端は、抵抗Ｒ３１を介して接地されている。ここで、抵抗Ｒ３１と、抵抗Ｒ３３及びダイオードＤ３２からなる直列回路と、抵抗Ｒ１５及び抵抗Ｒ１６の直列回路はカップリングコンデンサＣ３０の充電経路を構成し、抵抗Ｒ１５及び抵抗Ｒ１６の直列回路と、抵抗Ｒ３２及びダイオードＤ３１の直列回路と、抵抗Ｒ３１はカップリングコンデンサＣ３０の放電経路を構成する。
なお、ＤＣ電圧発生部２００は本発明の直流電圧発生手段に、入力端子２に制御信号Ｄｅｖ−ｏｎ−ｎを供給する制御回路は本発明の制御手段に相当する。
【００３５】
上記構成において、入力端子３より整流回路２０３の出力電圧を分圧抵抗Ｒ１５、Ｒ１６により分圧した電圧ＤｅｖＶｓｅｎが入力され、入力端子４より基準電圧Ｖｒｅｆが入力されると、オペアンプＯＰ２により電圧ＤｅｖＶｓｅｎと基準電圧Ｖｒｅｆとが比較され、この比較結果に基づいて所定の周波数でブロッキング発振器２０２が発振する。ブロッキング発振器２０２の出力は整流回路２０３により整流され、整流回路２０３より負の高圧直流電圧（例えば、−２０００Ｖ）が出力される。
【００３６】
一方、入力端子２より所定の周波数（例えば、図７に示すＡＣ電圧発生部の出力電圧の周波数）でハイレベルとローレベルとの間で電位が変化する制御信号Ｄｅｖ−ｏｎ−ｎ（図４（Ａ））が入力されるために、結果的に整流回路２０３からは、上記所定の周波数で０Ｖと、−２０００Ｖ（図面では−２ＫＶと記す。）との間で電位が変化する交流信号（図４（Ｂ））が出力される。
【００３７】
この交流信号が抵抗Ｒ３０を介してカップリングコンデンサＣ３０に入力されると、例えば、抵抗Ｒ３１、Ｒ３２、Ｒ３３及びダイオードＤ３１、Ｄ３２が無ければ、この交流信号のうち直流成分がカットされるためにカップリングコンデンサＣ３０からは、０Ｖの電位を基準として対称な波形の交流信号（図２（Ｃ））が出力される。
【００３８】
すなわち、ＤＣ電圧発生部２００の出力電圧が−２０００Ｖで、ＯＮ、ＯＦＦデューティが５０％であれば、カップリングコンデンサＣ３０の出力側からはＯＮ、ＯＦＦデューティが５０％、０Ｖの電位を基準として±１０００Ｖの対称な波形の交流信号が得られる。ここで、カップリングコンデンサＣ３０の出力側から得られる交流信号のうち、＋側の電圧（例えば、＋１０００Ｖ）をＶ（＋）とし、−側の電圧（例えば、−１０００Ｖ）をＶ（−）とする。Ｖ（＋）、Ｖ（−）の値は、＋、−の符号を含めるものとする。
【００３９】
本実施形態では、既述したように、カップリングコンデンサＣ３０の両端にＤＣ電圧発生部２００の出力によりカップリングコンデンサＣ３０を充放電するための充放電路が形成されている。ここで、カップリングコンデンサＣ３０の充電経路を構成する抵抗Ｒ３１と、抵抗Ｒ３３及びダイオードＤ３２からなる直列回路と、抵抗Ｒ１５及び抵抗Ｒ１６の直列回路の合成抵抗値ＲＡと、カップリングコンデンサＣ３０の放電経路を構成する抵抗Ｒ１５及び抵抗Ｒ１６の直列回路と、抵抗Ｒ３２及びダイオードＤ３１の直列回路及び抵抗Ｒ３１の合成抵抗値ＲＢの比を選択することによりＤＣ電圧発生部２００の出力電圧について所望のオフセット量（オフセット電圧）Ｖｏｆｆｓｅｔを得るようにしている。ここで、オフセット量Ｖｏｆｆｓｅｔとは、零電位を基準としたＤＣ電圧発生部２００の出力電圧の中点までの電圧である。
【００４０】
オフセット量Ｖｏｆｆｓｅｔは、
オフセット量Ｖｏｆｆｓｅｔ＝｛Ｖ（＋）＋Ｖ（−）｝／２          （１）
で表せる。例えば、負方向へオフセットさせるには｜Ｖ（＋）｜＜｜Ｖ（−）｜となるように、合成抵抗値  １／ＲＡ＞１／ＲＢ  即ち、ＲＡ＜ＲＢとなるようにオフセット量に応じて上記充電経路と放電経路の各回路素子の定数を決めればよい。
【００４１】
また、正方向にオフセットさせる場合には｜Ｖ（＋）｜＞｜Ｖ（−）｜となるように、合成抵抗値  １／ＲＡ＜１／ＲＢ  即ち、ＲＡ＞ＲＢとなるようにオフセット量に応じて上記充電経路と放電経路の各回路素子の定数を決めればよい。このようにして、カップリングコンデンサＣ３０への充電、カップリングコンデンサＣ３０からの放電を行わせる際の充電電荷量と放電電荷量との不平衡状態を生じさせて、直流成分（オフセット量Ｖｏｆｆｓｅｔ）を発生させ、ＤＣ電圧発生部２００から出力される交流信号にこの直流成分が重畳された交流高圧出力Ｄｅｖ（図４（Ｄ））が出力端子５より出力される。因みに、図４（Ｄ）において、電圧Ｖｎは、整流回路２０３の出力電圧の１／２の電圧である。
【００４２】
本実施の形態によれば、上述したようにしてオフセット量に応じて上記充電経路と放電経路の各回路素子の定数を決めることにより、所望のオフセット量に設定された、すなわち、所望の直流成分が重畳された交流高圧出力Ｄｅｖを得ることができる。
【００４３】
次に、本発明の第３実施形態に係る高圧電源装置の回路構成を図５に示す。図５において、第３実施形態に係る高圧電源装置は、制御部２０１Ａと、ブロッキング発振器２０２と、ダイオードＤ１４及びコンデンサＣ１５からなる整流回路２０３とからなるＤＣ電圧発生部２００と、整流回路２０３の出力を分圧する分圧抵抗Ｒ１５、Ｒ１６と、抵抗Ｒ３０と、整流回路２０３の出力端と高圧電源回路の出力端子５との間に抵抗Ｒ３０を介して接続されるカップリングコンデンサＣ３０とを有している。
【００４４】
また、カップリングコンデンサＣ３０のＤＣ電圧発生部２００側の端子には、抵抗Ｒ３４、トランジスタ（ＮＰＮトランジスタ）Ｔｒ７、抵抗Ｒ３５、Ｒ３６、からなる放電経路が接続されている。カップリングコンデンサＣ３０のＤＣ電圧発生部２００側の端子は、抵抗Ｒ３４を介してトランジスタＴｒ７のコレクタに接続され、トランジスタＴｒ７のエミッタは接地されている。また、トランジスタＴｒ７のベースは抵抗Ｒ３５を介して接地され、かつ抵抗Ｒ３６を介して制御信号用端子６に接続されている。
【００４５】
また、カップリングコンデンサＣ３０における高圧電源装置の出力端子５側の端子には、ダイオードＤ３３、トランジスタ（ＮＰＮトランジスタ）Ｔｒ８、ツェナーダイオードＺＤ３１、抵抗Ｒ３７、Ｒ３８及びダイオードＤ３４からなる充電経路が接続されている。カップリングコンデンサＣ３０における高圧電源装置の出力端子５側の端子はダイオードＤ３３のアノードに接続され、ダイオードＤ３３のカソードはトランジスタＴｒ８のコレクタ及びツェナーダイオードＺＤ３１のカソードに接続されている。
【００４６】
トランジスタＴｒ８のベースはツェナーダイオードＺＤ３１のアノードに接続されているとともに、抵抗Ｒ３８を介して接地されている。また、トランジスタＴｒ８のエミッタは接地されている。ツェナーダイオードＺＤ３１のアノードは、抵抗Ｒ３７を介してダイオードＤ３４のカソードに接続され、ダイオードＤ３４のアノードは制御信号用端子７に接続されている。
【００４７】
制御信号用端子６には、カップリングコンデンサＣ３０の放電タイミングで出力される制御信号Ｍ−ｏｎが、また、制御信号用端子７には、カップリングコンデンサＣ３０の充電タイミングで出力される制御信号Ｐ−ｏｎが、それぞれ入力されるようになっている。制御信号Ｍ−ｏｎ、Ｐ−ｏｎは図示してない制御回路より供給されるようになっている。
【００４８】
上記充電経路は本発明の第１のスイッチング手段に、放電経路は本発明の第２のスイッチング手段に、それぞれ相当する。第１のスイッチング手段はくランプ機能も有している。
ＤＣ電圧発生部２００における、制御部２０１Ａ、ブロッキング発振器２０２、整流回路２０３の回路構成は図１に示した第１実施形態に係る高圧電源装置におけるＤＣ電圧発生部２００と同一構成であるので、重複する説明は省略する。
【００４９】
上記構成において、入力端子３より整流回路２０３の出力電圧を分圧抵抗Ｒ１５、Ｒ１６により分圧した電圧ＤｅｖＶｓｅｎが入力され、入力端子４より基準電圧Ｖｒｅｆが入力されると、オペアンプＯＰ２により電圧ＤｅｖＶｓｅｎと基準電圧Ｖｒｅｆとが比較され、この比較結果に基づいて所定の周波数でブロッキング発振器２０２が発振する。ブロッキング発振器２０２の出力は整流回路２０３により整流され、整流回路２０３より正の高圧直流電圧（例えば、＋２０００Ｖ）が出力される。
【００５０】
一方、入力端子２より所定の周波数（例えば、図７に示すＡＣ電圧発生部の出力電圧の周波数）でハイレベルとローレベルとの間で電位が変化する制御信号Ｄｅｖ−ｏｎ−ｎ（図６（Ａ））が入力されるために、結果的に整流回路２０３からは、上記所定の周波数で０Ｖと、＋２０００Ｖ（図面では＋２ＫＶと記す。）との間で電位が変化する交流信号（図６（Ｂ））が出力される。
【００５１】
上記交流信号が抵抗Ｒ３０を介してカップリングコンデンサＣ３０に入力されると、例えば、上記充放電経路が無ければ、この交流信号のうち直流成分がカットされるためにカップリングコンデンサＣ３０からは、０Ｖの電位を基準として対称な波形の交流信号が出力される。
しかし、本実施形態では、上述した充放電経路を有するために、上記交流信号の上記交流信号立下り時に、すなわちカップリングコンデンサＣ３０の放電タイミング時に制御信号用端子６に制御信号Ｍ−ｏｎ（図６（Ｃ））が入力されると、抵抗Ｒ３６を介してトランジスタＴｒ７のベースに電流が流れ、Ｔｒ７が導通状態となり、カップリングコンデンサＣ３０に流れる放電電流が増大する。
【００５２】
また、立ち上がりタイミング、すなわち、カップリングコンデンサＣ３０の充電タイミング時に制御信号用端子７に制御信号Ｐ−ｏｎ（図６（Ｄ））が入力されることによりダイオードＤ３４，抵抗Ｒ３７を介してトランジスタＴｒ８のベースに電流が流れる。この結果、トランジスタＴｒ８が導通状態となり、カップリングコンデンサＣ３０に流れる充電電流が増大する。
また、トランジスタＴｒ８が非導通時において、ツエナーダイオードＺＤ３１のツエナー電圧を超える電圧が印加されると、ツエナーダイオードＺＤ３１を介してトランジスタＴｒ８のベースに電流が流れ、トランジスタＴｒ８は導通状態となる。このにして、第１実施形態と同様に、カップリングコンデンサＣ３０から出力される交流信号がクランプされる。
【００５３】
カップリングコンデンサＣ３０から出力される交流信号は、Ｔｒ８により＋側の電圧がクランプされ、直流成分が重畳された交流高圧出力Ｄｅｖ（図６（Ｅ））が出力端子５より得られる。このように、本実施形態では、交流高圧出力Ｄｅｖのうち、重畳された直流成分、すなわち直流重畳電圧は、−｛（ＤＣ電圧発生部２００の出力電圧／２）−（トランジスタＴｒ８のクランプ電圧ＶＣＬ）｝となる。
【００５４】
なお、オペアンプＯＰ２の反転入力端子に入力端子４より入力される基準電圧Ｖｒｅｆを可変にすることによりＤＣ電圧発生部２００の出力電圧のレベルを可変にすることができるのは第１実施の形態と同様である。この基準電圧Ｖｒｅｆは、入力端子２に制御信号Ｄｅｖ−ｏｎ−ｎと同様に、図示していない制御回路より供給される。この制御回路は、本発明の出力電圧制御手段に相当する。
【００５５】
【発明の効果】
本発明によれば、従来装置で設けられていたＡＣ電圧発生部を省略し、ＤＣ電圧発生部で発生する高圧直流電圧を所定の周波数でスイッチングすることにより得られる交流電圧を、零電位を基準としてオフセットさせることにより直流成分が重畳された交流高圧出力を得るようにしたので、簡単な構成によりＤＣ電圧にＡＣ電圧を重畳した出力電圧を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態に係る高圧電源装置の回路構成を示す回路図である。
【図２】図１に示した第１実施形態に係る高圧電源装置の各部の動作状態を示す波形図である。
【図３】本発明の第２実施形態に係る高圧電源装置の回路構成を示す回路図である。
【図４】図２に示した第２実施形態に係る高圧電源装置の各部の動作状態を示す波形図である。
【図５】本発明の第３実施形態に係る高圧電源装置の回路構成を示す回路図である。
【図６】図５に示した第３実施形態に係る高圧電源装置の各部の動作状態を示す波形図である。
【図７】従来の高圧電源装置の回路構成を示す回路図である。
【符号の説明】
１〜４…入力端子
５…出力端子
１００…ＡＣ電圧発生部
２００…ＤＣ電圧発生部
２０１Ａ，２０１Ｂ…制御部
２０２…ブロッキング発振器
２０３…整流回路
Ｃ３０…カップリングコンデンサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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