(57)【要約】【課題】直交変調器及び直交復調器にフリップフロップ型０°／９０°移相器を用いた負帰還ループを有するカーテシアン型送信機において、運用時に可変移相器の移相量を容易に確定できるようにすることを目的とする。【解決手段】直交変調器２１から出力される直交変調信号が直接に直交復調器２２に入力されるように信号の経路を切り替えるための可変減衰器２４，２５，２６と、経路を切り替えてから直交復調器２２に入力される直交変調信号を検波して検波電圧を出力する検波器２７を設けることにより、帰還ループが負帰還か正帰還であるかを検波電圧の大きさに応じて位相差検出／補正器２３が判定し、正帰還であるときには可変移相器１９に補正移相情報Ｃを出力して、帰還信号Ｉｒ，Ｑｒの位相を補正して負帰還となるようにする。【選択図】図１
2004289576.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
互いに直交する入力信号から互いに直交する帰還信号を同じ直交性を有する信号同士で減算する加算器と、該加算器の出力信号を直交変調する直交変調器と、該直交変調器の出力信号を電力増幅する増幅器と、該増幅器と上記直交変調器の内、一方の出力信号を直交復調して上記帰還信号を出力する直交復調器と、上記入力信号と上記帰還信号の間の位相差を検出する位相差検出器と、該位相差検出器の制御により上記帰還信号の位相を補正する可変移相器を含むカーテシアン型送信機において、
上記位相差検出器に接続されると共に、送信動作を行なわせる前に上記直交変調器の出力信号を上記直交復調器に入力させた場合の上記直交変調器の出力信号を検波する検波器を備え、
該検波器の出力信号レベルが所定値以上であるとき、送信動作時において上記位相差検出器は、運用前に予め求めておいた上記入力信号と上記帰還信号の位相差に所定の位相量を加算した位相量だけ上記帰還信号の位相を補正させるように可変移相器を制御するように構成したことを特徴とするカーテシアン型送信機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明が属する技術分野】
本発明は、負帰還ループを形成するカーテシアン型送信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒｉ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）や多値ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）のような線形変調方式を使用するディジタル無線機、特に移動通信用においては、周波数有効利用の観点より、限られた帯域の中で多数のチャネルが設けられる。しかし、チャネル間で干渉が起きると通信品質が劣化するため、厳しい隣接チャンネル漏洩電力が規定されている。
【０００３】
隣接チャネルへの妨害が発生する主な原因に無線機における高周波電力増幅器の非線形歪がある。このため、非線形歪を相殺して補償することが高周波電力増幅器に必須となっている。
【０００４】
高周波電力増幅器の非線形歪補償を行なう従来のカーテシアン型送信機の一例（例えば特許文献１参照）を図３に示す。同相信号と直交信号とにより増幅器に負帰還を掛けるカーテシアン型の負帰還ループによって非線形歪補償が行なわれる。
【０００５】
信号入力端子１より印加された直交成分信号Ｑは、加算器３と位相差検出器２０に入力され、信号入力端子２より印加された同相成分信号Ｉは、加算器４と位相差検出器２０に入力される。加算器３に入力された直交成分信号Ｑは、加算器３に別途入力される帰還直交成分信号Ｑｒを減算された直交成分信号となり、増幅器５へ出力され、増幅器５で所要のレベルまで増幅されてから直交変調器２１の変調器７へ出力される。加算器４に入力された同相成分信号Ｉは、加算器４に別途入力される帰還同相成分信号Ｉｒを減算された同相成分信号となり、増幅器６へ出力され、増幅器６で所要のレベルまで増幅されてから直交変調器２１の変調器８へ出力される。帰還直交成分信号Ｑｒの直交成分信号Ｑに対する最適位相差値、及び帰還直交成分信号Ｉｒの直交成分信号Ｉに対する最適位相差値は、いずれも０°である。
【０００６】
一方、搬送波発振器１８は発振して所要周波数の搬送波Ｌｏを出力する。搬送波Ｌｏは、直交変調器２１の０°／９０°移相器９及び可変位相器１９へ出力される。０°／９０°移相器９に入力した搬送波Ｌｏは、互いに位相が９０°ずれた搬送波ＬｏＱ，ＬｏＩとなり、それぞれ直交変調器２１の変調器７，８へ入力される。また、可変位相器１９に入力した搬送波Ｌｏは所要量だけ移相されて搬送波Ｌｏｄとなり、直交復調器２２の０°／９０°移相器１７へ入力される。０°／９０°移相器１７に入力した搬送波Ｌｏｄは、互いに位相が９０°ずれた搬送波ＬｏｄＱ，ＬｏｄＩとなり、それぞれ直交復調器２２の復調器１５，１６へ入力される。
【０００７】
変調器７に入力された直交成分信号は、０°／９０°移相器９出力の搬送波ＬｏＱを変調する。そして、直交成分信号による変調信号は、加算器１０へ出力される。変調器８に入力された同相成分信号は、０°／９０°移相器９出力の搬送波ＬｏＩを変調する。そして、同相成分信号による変調信号は、加算器１０へ出力される。直交成分信号による変調信号と同相成分信号による変調信号とは、加算器１０で加算されて直交変調信号となり、フィルタ１１へ出力される。
【０００８】
フィルタ１１に入力した直交変調信号は、不要成分を除去された後、電力増幅器１２へ出力される。電力増幅器１２に入力した直交変調信号は、所要電力まで増幅される。このとき、電力増幅器１２の非線形歪が相殺補償され、歪のない直交変調信号がアンテナ１３より送信される。
【０００９】
電力増幅器１２で所要電力まで増幅された送信出力の一部は、方向性結合器１４で取り出され、直交復調器２２の復調器１５、１６に帰還入力される。復調器１５に帰還入力した帰還信号は、復調器１５に入力される搬送波ＬｏｄＱによって復調されて帰還直交成分信号Ｑｒとなる。帰還直交成分信号Ｑｒは、加算器３及び位相差検出器２０へ入力される。更に、復調器１６に帰還入力した帰還信号は、搬送波ＬｏｄＩよって復調されて帰還同相成分信号Ｉｒとなる。帰還同相成分信号Ｉｒは、加算器４及び位相差検出器２０へ入力される。
【００１０】
直交復調器２２に入力される搬送波Ｌｏｄは、帰還信号Ｉｒ，Ｑｒが信号Ｉ，Ｑに対して最適な位相となるよう可変位相器１９で搬送波Ｌｏが位相差Θだけ補正されたものである。この位相量の検出制御は、位相差検出器２０により行なわれる。
【００１１】
位相差Θは、直交変調器２１から直交復調器２２までのフィルタ１１、電力増幅器１２、方向性結合器１４等による遅延時間により決まる値で、入力した直交成分信号Ｑと帰還直交成分信号Ｑｒ、及び同相成分信号Ｉと帰還同相成分信号Ｉｒより求められる。加算器３，４から直交変調器２１及び直交復調器２２を経て再び加算器３，４に戻る経路によって負帰還ループが構成され、電力増幅器１２等により発生する非線形歪が相殺されて補償される。
【００１２】
図４に可変位相器１９の従来例を示す。可変位相器１９は、直交変調器を使用した移相器であり、サイン・コサインＲＯＭ７１、二つのＤ／Ａ変換器７２，７３、直交変調器７４で構成されている。サイン・コサインＲＯＭ７１に入力される補正位相情報Ｃが位相差Θに応じて変化すると、サイン・コサインＲＯＭ７１からＳＩＮΘ、ＣＯＳΘデータが出力される。このＳＩＮΘ、ＣＯＳΘデータは、Ｄ／Ａ変換器７２、７３によりアナログ信号に変換され、直交変調器７４に入力される。アナログ信号は、直交変調器７４に別途入力する搬送波Ｌｏに位相変調を掛ける。これにより、搬送波Ｌｏは、位相Θだけ移相され、搬送波Ｌｏｄとなって出力される。
【００１３】
次に、図５にフリップフロップを用いた０°／９０°移相器９の従来例を示す。移相器９は、搬送波Ｌｏを２逓倍器９１で２逓倍し、Ｄフリップフロップ９２、９３を用いたマスタスレーブ型フリップフロップ９４で２分周して、互いに位相差が９０°の搬送波ＬｏＱ，ＬｏＩを得る。０°／９０°移相器１７も同じ構成である。
【００１４】
【特許文献１】
特開２００１−２８５３８７号公報
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
図５に示すフリップフロップを用いた０°／９０°移相器は構成が簡単であるが、例えば起動時の搬送波ＬｏＩの位相は、搬送波Ｌｏの位相と同じ場合と、１８０°ずれる場合とがあり、不確定である。それ故に、直交変調器及び直交復調器に使用する０°／９０°移相器にフリップフロップを用いた場合、同相信号と直交信号とにより負帰還を行なうカーテシアン型送信機において、電源を投入する度に、即ち運用の度に可変移相器の移相量がΘ又はΘ＋１８０°となって不確定であり、可変移相器の移相量を確定することができない（可変移相器の位相量を誤ると、正帰還が行なわれることで時間の経過と共に送信出力が増大するため、過大な送信出力を有する電波の送信、電力増幅器の破壊といった問題が発生する）。そのため、運用の度に、アンテナ１３を終端抵抗に付け替える作業を行なった上で移相量の補正を行なうか、或いは、スイッチを設けてアンテナ１３を終端抵抗に切り換える動作を行なった上で移相量の補正を行なうなどの対策が必要になる。しかし、この対策は、面倒で煩雑であり、無線機の実用性を著しく落とすという問題がある。
【００１６】
本発明の目的は、直交変調器及び直交復調器にフリップフロップを用いた０°／９０°移相器を用いたカーテシアン型送信機において、運用時に可変移相器の移相量を容易に確定できるようにすることで上記問題を解決することである。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明では、互いに直交する入力信号から互いに直交する帰還信号を同じ直交性を有する信号同士で減算する加算器と、該加算器の出力信号を直交変調する直交変調器と、該直交変調器の出力信号を電力増幅する増幅器と、該増幅器と上記直交変調器の内、一方の出力信号を直交復調して上記帰還信号を出力する直交復調器と、上記入力信号と上記帰還信号の間の位相差Θを検出する位相差検出器と、該位相差検出器の制御により上記帰還信号の位相を補正する可変移相器を含むカーテシアン型送信機において、上記位相差検出器に接続されると共に、送信動作を行なわせる前に上記直交変調器の出力信号を上記直交復調器に入力させた場合の上記直交変調器の出力信号を検波する検波器を備えるようにしたことを特徴とする。
【００１８】
その結果、該検波器の出力信号レベルが所定値以上であることで帰還ループが正帰還になっていると上記位相差検出器が判定したとき、送信動作時に上記位相差検出器は、運用前に予め求めておいた上記入力信号と上記帰還信号の位相差Θ１に所定の位相量（１８０°）を加算した位相量Θ１＋１８０°だけ上記帰還信号の位相を補正させるように上記可変移相器を制御することにより、帰還ループが負帰還となるようにする。負帰還となった後、上記増幅器の出力信号を上記直交復調器に入力させることで送信動作を行なわせるようにする。
【００１９】
このような本発明のカーテシアン型送信機の好ましい一実施形態を例にとって、可変移相器の移相量を確定する方法を更に具体的に以下に説明する。
【００２０】
位相差検出補正器において、予め、運用前に通常動作時の位相補正量Θ１を求めてから（ただし、増幅器からの出力信号はアンテナではなく終端抵抗に伝送されるようにする）そのまま電源を切らずに直交変調器から出力される直交変調信号が直接に直交復調器に入力されるように信号の経路を切り替え、そのときの位相補正量を調整用位相補正量Θ２として求めておく。
【００２１】
運用時に、送信に先立って、この調整用位相補正量Θ２で直交復調器に与える搬送波を移相させてから、直交変調信号が直接に直交復調器に入力されるように信号の経路を切り替える。このとき、帰還ループは、負帰還となるか正帰還となるかのいずれかとなる。負帰還となったとき正常動作するものの、正帰還となったとき時間の経過と共に送信出力が増大する。即ち、例えば搬送波ＬｏＩと搬送波ＬｏｄＩの間の位相関係が運用前と送信動作時とで一致しているとき、入力信号と帰還信号の位相差は調整用位相補正量Θ２と等しくなるため、帰還ループは負帰還となる。一方、搬送波ＬｏＩと搬送波ＬｏｄＩの間の位相関係が運用前と送信動作時とで異なっているとき、入力信号と帰還信号の位相差は調整用位相補正量Θ２に１８０°を加算した値となるため、帰還ループは正帰還となる。
【００２２】
負帰還のときと正帰還のときとで検波電圧が異なるので、位相差検出補正器は、検波電圧の相違から、負帰還であるか正帰還であるかを判定し、正帰還であるとき予め求めておいた位相補正量Θ１に１８０°を加えた値を送信時の位相補正量Θとすることにより、可変移相器の移相量が確定される。移相量が確定してから、送信が行なわれるようにするために、増幅器の出力信号が直交復調器に入力されるよう信号の経路の切り替える。
【００２３】
運用の送信の前後で行なう切り替えの操作は簡単であり、負帰還であるか正帰還であるかの検出も検波電圧の相違で行なわれるので容易である。また、切り替えでは、電力増幅が行なわれる前の信号が対象になるので、切り替えの手段、例えば、スイッチや可変減衰器は小型のものでよく、損失も問題にならない。
【００２４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係る高周波電力増幅器を図面に示した発明の実施の形態を参照して更に詳細に説明する。
＜発明の実施の形態１＞
信号経路の切り替えを可変減衰器を用いて行なうようにした本発明のカーテシアン型送信機の第１の実施形態を図１に示す。図１において、１は直交成分信号Ｑを入力する入力端子、２は同相成分信号Ｉを入力する入力端子、３は、入力した直交成分信号Ｑから同じ直交性を有する帰還直交成分信号Ｑｒを減算する加算器、４は、入力した同相成分信号Ｉから同じ直交性を有する帰還同相成分信号Ｉｒを減算する加算器、５は、加算器３において加算された直交成分信号を増幅する増幅器、６は、加算器４において加算された同相成分信号を増幅する増幅器、７は、増幅器５が出力する直交成分信号で搬送波ＬｏＱを変調する変調器、８は、増幅器６が出力する同相成分信号で搬送波ＬｏＩを変調する変調器、９は、搬送波Ｌｏから互いに位相が９０°異なる搬送波ＬｏＱ，ＬｏＩを生成する０°／９０°移相器、１０は、変調器７，８からの変調信号を加算する加算器、２１は、変調器７，８と０°／９０°移相器９と加算器１０とからなる直交変調器、１１は、直交変調信号の不要成分を除去するフィルタ、１２は、フィルタ１１が出力する直交変調信号を所要電力まで増幅する電力増幅器、１３はアンテナを示す。
【００２５】
更に、図１において、１４は、電力増幅器１２の出力から帰還信号を取り出すための方向性結合器、１５は、帰還直交変調信号から直交成分信号を搬送波ＬｏｄＱを用いて復調する復調器、１６は、帰還直交変調信号から同相成分信号を搬送波ＬｏｄＩを用いて復調する復調器、１７は、搬送波Ｌｏｄから互いに位相が９０°異なる搬送波ＬｏｄＱ，ＬｏｄＩを生成する０°／９０°移相器、２２は、復調器１５，１６と０°／９０°移相器１７とからなる直交復調器、１８は、搬送波Ｌｏを発振する搬送波発振器（局部発振器）、１９は、搬送波Ｌｏを移相して搬送波Ｌｏｄを出力する可変移相器、２３は、入力信号と帰還信号との位相差を検出し補正位相情報を記憶し出力する位相差検出補正器（以下「位相差検出／補正器」とする）、２４、２５、２６は可変減衰器、２７は、直交変調器２１が出力する直交変調信号を検波する検波器を示す。
【００２６】
可変減衰器２６の減衰量を所定の大きい減衰量にして可変減衰器２６の経路には信号を伝達させなくし、可変減衰器２４，２５の減衰量を所定の小さい減衰量にして非線形歪を補償しながら増幅を行なう通常動作について説明する。
【００２７】
入力端子１より印加された直交成分信号Ｑは、加算器３と位相差検出／補正器２３に入力され、同相成分信号入力端子２より印加された同相成分信号Ｉは、加算器４と位相差検出／補正器２３に入力される。加算器３に入力された直交成分信号は、加算器３に別途入力される帰還直交成分信号Ｑｒを減算された直交成分信号となり、増幅器５へ出力され、増幅器５で所要のレベルまで増幅されてから直交変調器２１の変調器７へ出力される。加算器４に入力された同相成分信号Ｉは、加算器４に別途入力される帰還同相成分信号Ｉｒを減算された同相成分信号となり、増幅器６へ出力され、増幅器６で所要のレベルまで増幅されてから直交変調器２１の変調器８へ出力される。直交成分信号Ｑに対する帰還直交成分信号Ｑｒに対する最適位相差値、及び帰還直交成分信号Ｉｒの直交成分信号Ｉに対する最適位相差値は、いずれも０°である。
【００２８】
一方、搬送波発振器１８は発振して所要周波数の搬送波Ｌｏを出力する。搬送波Ｌｏは、直交変調器２１の０°／９０°移相器９及び可変位相器１９へ出力される。０°／９０°移相器９に入力した搬送波Ｌｏは、互いに位相が９０°ずれた搬送波ＬｏＱ，ＬｏＩとなり、それぞれ直交変調器２１の変調器７，８へ入力される。また、可変位相器１９に入力した搬送波Ｌｏは所要量だけ移相されて搬送波Ｌｏｄとなり、直交復調器２２の０°／９０°移相器１７へ入力される。０°／９０°移相器１７に入力した搬送波Ｌｏｄは、互いに位相が９０°ずれた搬送波ＬｏｄＱ，ＬｏｄＩとなり、それぞれ直交復調器２２の復調器１５，１６へ入力される。
【００２９】
変調器７に入力された直交成分信号は、０°／９０°移相器９出力の搬送波ＬｏＱを変調する。そして、直交成分信号による変調信号は、加算器１０へ出力される。変調器８に入力された同相成分信号は、変調器８に入力される搬送波ＬｏＩを変調する。そして、同相成分信号による変調信号は、加算器１０へ出力される。直交成分信号による変調信号と同相成分信号による変調信号とは、加算器１０で加算されて直交変調信号となり、可変減衰器２４を経てフィルタ１１へ出力される。
【００３０】
フィルタ１１に入力した直交変調信号は、不要成分を除去された後、電力増幅器１２へ出力される。電力増幅器１２に入力した直交変調信号は、所要電力まで増幅され、アンテナ１３より送信される。
【００３１】
電力増幅器１２で所要電力まで増幅された送信出力の一部は、方向性結合器１４で取り出され、可変減衰器２５を経て直交復調器２２の復調器１５、１６に帰還入力される。復調器１５に帰還入力した帰還信号は、復調器１５に入力される搬送波ＬｏｄＱによって復調されて帰還直交成分信号Ｑｒとなる。帰還直交成分信号Ｑｒは、加算器３及び位相差検出／補正器２３へ入力される。更に、復調器１６に帰還入力した帰還信号は、搬送波ＬｏｄＩによって復調されて帰還同相成分信号Ｉｒとなる。帰還同相成分信号Ｉｒは、加算器４及び位相差検出／補正器２３へ入力される。
【００３２】
直交復調器２２に入力される搬送波Ｌｏｄは、帰還信号Ｉｒ，Ｑｒが信号Ｉ，Ｑに対して最適な位相即ち最適位相差値０°となるよう可変位相器１９で搬送波Ｌｏが位相差Θだけ補正されたものである。この位相量の検出制御は、位相差検出／補正器２３により行なわれる。
【００３３】
位相差Θは、直交変調器２１から直交復調器２２までの可変減衰器２４，２５、フィルタ１１、電力増幅器１２、方向性結合器１４等による遅延時間により決まる値で、入力した直交成分信号Ｑと帰還直交成分信号Ｑｒ、及び同相成分信号Ｉと帰還同相成分信号Ｉｒより求められる。加算器３，４から直交変調器２１及び直交復調器２２を経て再び加算器３，４に戻る経路によって負帰還ループが構成され、電力増幅器１２等により発生する非線形歪が相殺されて補償される。
【００３４】
ここで、カーテシアン型送信機の工場出荷前即ち運用前に行なう記憶設定について説明する。まず、アンテナ１３の代わりに終端抵抗を接続して上記の動作を行なわせ、このときの最適位相差値０°からの位相差Θ１を位相差検出／補正器２３に位相補正量Θ１として記憶させる。
【００３５】
次に、位相補正量Θ１が検出されたときのまま搬送波発振器１８の発振を継続させ、可変減衰器２４，２５の減衰量を所定の大きい減衰量として可変減衰器２４，２５の経路には信号を伝達させなくし、可変減衰器２６の減衰量を所定の小さい減衰量とし、可変減衰器２６の経路に信号を伝達させる。これにより、直交変調器２１が出力する直交変調信号が直接に直交復調器２２に入力される。
【００３６】
この状態において、直交復調器２２に入力される搬送波Ｌｏｄは、帰還信号Ｉｒ，Ｑｒが最適な位相となるよう可変位相器１９で位相差Θ２だけ補正される。この位相補正量は調整用位相補正量となるもので、その検出制御が位相差検出／補正器２３により行なわれる。位相差Θ２は、直交変調器２１から直交復調器２２までの可変減衰器２６等のみの遅延時間により決まる値であり、従って、位相差Θ２の値は、位相差Θ１よりも小さい。
【００３７】
位相差Θ２は、位相差検出／補正器２３において、入力した直交成分信号Ｑと帰還直交成分信号Ｑｒ、及び入力した同相成分信号Ｉと帰還同相成分信号Ｉｒより求められる。このときの最適位相差値０°からの位相差Θ２が位相差検出／補正器２３に調整用位相補正量Θ２として記憶される。そして、位相差検出／補正器２３は、位相補正量Θ１と調整用位相補正量Θ２の差である位相補正量差ΔΘ（＝Θ１−Θ２）を記憶する。更に、このときに検波器２７で検波した検波電圧Ｖ２を記憶する。
【００３８】
続いて、位相補正量をΘ２＋１８０°とする。帰還ループは、この状態では正帰還となって発振する。位相差検出／補正器２３は、このときに検波器２７で検波した検波電圧Ｖ３を記憶する。
【００３９】
以上により、運用前の記憶設定が終了する。次に、記憶したデータΘ１，Θ２，ΔΘ，Ｖ２，Ｖ３を用いた高周波増幅器の運用時動作について説明する。
【００４０】
まず、送信に先立って、可変減衰器２４，２５の減衰量を所定の大きい減衰量にして可変減衰器２４、２５の経路には信号を伝達させなくし、可変減衰器２６の減衰量を所定の小さい減衰量にして可変減衰器２６の経路には信号を伝達させる。この動作にて、位相差検出／補正器２３より位相補正量Θ２で位相補正を行なう。
【００４１】
次いで、位相差検出／補正器２３は、検波器２７で検波した検波電圧を調べる。Ｖ２又はＶ３のいずれかである検波電圧がＶ２の場合は、負帰還となっているので、搬送波発振器１８はそのままの状態で、位相補正量をΘ２＋ΔΘとする。
【００４２】
ここで、電圧Ｖ２及び電圧Ｖ３の検出は、正帰還の場合の電圧Ｖ３が発振により高い電圧となるので、所定の電圧値を設け、検波電圧がこの所定値以上となったときに、検波電圧は正帰還の場合の電圧Ｖ３であると判定する。
【００４３】
続いて、可変減衰器２６の減衰量を所定の大きい減衰量にして可変減衰器２６の経路には信号を伝達させなくし、可変減衰器２４，２５の減衰量を所定小さい減衰量にして可変減衰器２４，２５の経路に信号を伝達させて通常状態にする。運用の送信時の位相補正量ΘがΘ＝Θ２＋ΔΘ＝Θ１となる。
【００４４】
また、検波器２７で検波した検波電圧がＶ３の場合は、正帰還となっているので、搬送波発振器１８はそのままの状態で、位相補正量をΘ２＋１８０°＋ΔΘとする。
【００４５】
続いて、可変減衰器２６の減衰量を所定の大きい減衰量にして可変減衰器２６の経路には信号を伝達させなくし、可変減衰器２４，２５の減衰量を所定の小さい減衰量にして可変減衰器２４，２５の経路に信号を伝達させて通常状態にする。運用の送信時の位相補正量ΘがΘ＝Θ２＋１８０°＋ΔΘ＝Θ１＋１８０°となる。
【００４６】
このように、位相差検出／補正器２３は、送信前に得た検波器２７の検波電圧から、帰還ループが負帰還であるか正帰還であるかを送信に先立って検出し、正帰還であるとき位相補正量Θ１に１８０°を加えて送信時の位相補正量Θにする。
【００４７】
可変減衰器２４，２５，２６の操作は簡単であり、本実施形態により、電源投入の都度、可変移相器１９の移相量を確定することが可能となり、歪のない直交変調信号がアンテナ１３より送信される。
＜発明の実施の形態２＞
信号経路の切り替えをスイッチと可変減衰器を用いて行なうようにした本発明のカーテシアン型送信機の第２の実施形態を図２に示す。本実施形態では、図１の可変減衰器２６の代わりにスイッチ２８が用いられる。スイッチ２８をＯＮすることによりスイッチ２８の経路に信号を伝達させ、スイッチ２８をＯＦＦすることによりスイッチ２８の経路に信号を伝達させる。その他の構成は実施形態１と変わりがない。
【００４８】
スイッチ２８及び可変減衰器２４，２５の操作は簡単であり、本実施形態により、電源投入の都度、可変移相器の移相量を確定することが可能となり、歪のない直交変調信号がアンテナ１３より送信される。
【００４９】
【発明の効果】
本発明によれば、非線形歪補償を行なう負帰還ループにフリップフロップ型０°／９０°移相器を用いた場合に起こる運用時の位相の不確定が解消され、可変移相器の移相量を容易に確定することができる。運用時の移相量を確定するために行なう操作は簡単であり、実用性の高い高周波電力増幅器を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る高周波電力増幅器の第１の発明の実施の形態を説明するための回路ブロック図。
【図２】本発明の第２の発明の実施の形態を説明するための回路ブロック図。
【図３】従来の高周波電力増幅器を説明するための回路ブロック図。
【図４】可変位相器を説明するための回路ブロック図。
【図５】フリップフロップ型０°／９０°移相器を説明するための回路図。
【符号の説明】
１，２…信号入力端子、３，４…加算器、５，６…増幅器、７，８…変調器、９，１７…０°／９０°移相器、１０…加算器、１２…電力増幅器、１４…方向性結合器、１５、１６…復調器、１８…搬送波発振器、１９…可変位相器、２０…位相差検出器、２１…直交変調器、２２…直交復調器、２３…位相差検出／補正器、２４、２５、２６…可変減衰器、２７…検波器、２８…スイッチ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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