(57)【要約】【課題】変換精度及び変換速度の向上を図ることの可能なＤ／Ａ変換回路を提供する。【解決手段】基準電位側スイッチたるＰＭＯＳトランジスタＰ１〜Ｐ７は，基準電位端子Ｖｒｅｆと基準電位側抵抗Ｒ１との間の経路を切り替えるために用いられるため，ＰＭＯＳトランジスタＰ１〜Ｐ７に印加される電位は，すべて基準電位で共通である。このことは接地電位側スイッチたるＮＭＯＳトランジスタＮ０〜Ｎ７についても同様である。その結果として，Ｄ／Ａ変換精度の向上を図ることが可能である。また，アナログスイッチを用いないので，回路内の寄生容量による電圧レベル変化の遅延を防止することができ，変換速度の向上を図ることが可能である。【選択図】　図１
2004056723.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１電位を供給する第１電位端子と，
第２電位を供給する第２電位端子と，
アナログ信号を出力するための出力端子と，
前記第１電位端子と前記出力端子との間に直列に接続された（２ｎ−１）個の第１電位側抵抗と，
前記第１電位側抵抗に対応して設けられ，前記第１電位端子と前記第１電位側抵抗との間の経路を切り替えて，前記第１電位端子と前記出力端子との間に介される前記第１電位側抵抗の数を１個から（２ｎ−１）個の間で変化させる（２ｎ−１）個の第１電位側スイッチと，
ディジタル信号が入力されて前記第１電位側スイッチを制御する第１デコーダ回路と，
前記第２電位端子と前記出力端子との間に直列に接続された（２ｎ−１）個の第２電位側抵抗と，
前記第２電位側抵抗に対応して設けられ，前記第２電位端子と前記第２電位側抵抗との間の経路を切り替えて，前記第２電位端子と前記出力端子との間に介される前記第２電位側抵抗の数を０個から（２ｎ−１）個の間で変化させる２ｎ個の第２電位側スイッチと，
ディジタル信号が入力されて前記第２電位側スイッチを制御する第２デコーダ回路と，
を含むことを特徴とする，ディジタル／アナログ変換回路（ｎは分解能を表す自然数である）。
【請求項２】
前記第１電位側スイッチは，ソースが前記第１電位端子に接続されたＰチャネル型ＭＯＳトランジスタから構成され，前記第２電位側スイッチは，ソースが前記第２電位端子に接続されたＮチャネル型ＭＯＳトランジスタから構成されることを特徴とする，請求項１に記載のディジタル／アナログ変換回路。
【請求項３】
前記デコーダ回路は，更に，所望の分解能を選択する選択回路を有しており，前記選択回路に入力された選択信号を受けて，前記第１デコーダ回路は，（２ｍ−１）個の第１電位側スイッチのみを制御し，前記第２デコーダ回路は，２ｍ個の第２電位側スイッチのみを制御することを特徴とする，請求項１または２に記載のディジタル／アナログ変換回路（ｍはｎより低い分解能を表す自然数である）。
【請求項４】
前記第１デコーダ回路と前記第２デコーダ回路は，前記ディジタル信号の入力端子を共有する一の回路であることを特徴とする，請求項１，２または３のいずれかに記載のディジタル／アナログ変換回路。
【請求項５】
前記第１電位は基準となる所定の基準電位であり，前記第２電位は接地電位であることを特徴とする，請求項１，２，３または４のいずれかに記載のディジタル／アナログ変換回路。
【請求項６】
前記選択回路は，前記ディジタル信号と前記選択信号とが入力されるＯＲ回路により構成されることを特徴とする，請求項３に記載のディジタル／アナログ変換回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は，半導体集積回路に内蔵されて使用されることが多い抵抗分圧方式のディジタル／アナログ変換回路（以下，Ｄ／Ａ変換回路という。）に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図４は，従来のＤ／Ａ変換回路４０の構成の概略を示す説明図である。このＤ／Ａ変換回路４０は，分解能３ビットの場合の回路である。このＤ／Ａ変換回路４０について概説すると，基準電位を供給する基準電位端子Ｖｒｅｆと接地電位を供給する接地端子ＧＮＤとの間に，抵抗値の等しい２３＝８個の抵抗Ｒが直列に接続されている。そして，ディジタル信号（コード）がデコーダ回路（不図示）に入力されて，その制御により，スイッチＳＷ０〜ＳＷ７のいずれか一つが選択されてオンになる。オンになったスイッチに対応するノードＮ０〜Ｎ７のレベルが増幅器ＡＭＰを通して，出力端子ＯＵＴから出力される。このようにして，基準電位と接地電位を８等分に分圧し，ディジタル信号を所望のアナログ信号に変換することができる。なお，基準電位端子と抵抗Ｒの間に接続されたＰＭＯＳトランジスタＰＭＯＳは，イネーブル信号ＥＮＢに応じて，この回路の動作を禁止して消費電流を遮断するためのスイッチである。
【０００３】
スイッチＳＷ０〜ＳＷ７は，図５に示したように，Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタ（以下，ＰＭＯＳトランジスタという。）ＰＭＯＳと，Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ（以下，ＮＭＯＳトランジスタという。）ＮＭＯＳを組み合わせたアナログスイッチで実現するのが一般的である。これは，ＰＭＯＳトランジスタとＮＭＯＳトランジスタを組み合わせることによって，スイッチのオン抵抗が一定値に近づくようにするためである。図６はＭＯＳトランジスタに印加される電位と，ＭＯＳトランジスタのオン抵抗との関係を示す説明図である。図６（ａ）はＰＭＯＳトランジスタのオン抵抗を示し，図６（ｂ）はＮＭＯＳトランジスタのオン抵抗を示し，図６（ｃ）はＰＭＯＳトランジスタとＮＭＯＳトランジスタのオン抵抗の合成抵抗を示している。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら，上記従来のＤ／Ａ変換回路では以下の問題点を有していた。
▲１▼変換精度についての問題点
アナログスイッチのオン抵抗の合成抵抗は，図６（ｃ）に示したように，完全に一定ではなく，入力側の電位により変化する。上記従来のＤ／Ａ変換回路では，スイッチＳＷ０〜ＳＷ７に対応するノードＮ０〜Ｎ７の電位がそれぞれ異なっており，オン抵抗の合成抵抗も各スイッチにより一定でなかった。その結果として，Ｄ／Ａ変換精度の向上を図ることが難しかった。
▲２▼変換速度についての問題点
アナログスイッチには上述のようにオン抵抗があるため，回路内の寄生容量とにより，出力側の電圧レベル変化に時間が掛かる。このため，変換速度の向上を図ることが難しかった。
【０００５】
本発明は，従来のＤ／Ａ変換回路が有する上記問題点に鑑みてなされたものであり，本発明の主な目的は，ディジタル／アナログ変換の変換精度及び変換速度の向上を図ることの可能な，新規かつ改良されたＤ／Ａ変換回路を提供することである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため，本発明によれば，第１電位を供給する第１電位端子と，第２電位を供給する第２電位端子と，アナログ信号を出力するための出力端子と，第１電位端子と出力端子との間に直列に接続された（２ｎ−１）個の第１電位側抵抗と，第１電位側抵抗に対応して設けられ，第１電位端子と出力端子との間の経路を切り替えて，第１電位端子と出力端子との間に介される第１電位側抵抗の数を１個から（２ｎ−１）個の間で変化させる（２ｎ−１）個の第１電位側スイッチと，ディジタル信号が入力されて第１電位側スイッチを制御する第１デコーダ回路と，第２電位端子と出力端子との間に直列に接続された（２ｎ−１）個の第２電位側抵抗と，第２電位側抵抗に対応して設けられ，第２電位端子と出力端子との間の経路を切り替えて，第２電位端子と出力端子との間に介される第２電位側抵抗の数を０個から（２ｎ−１）個の間で変化させる２ｎ個の第２電位側スイッチと，ディジタル信号が入力されて第２電位側スイッチを制御する第２デコーダ回路とを含むことを特徴とする，ディジタル／アナログ変換回路が提供される（ｎは分解能を表す自然数である）。
【０００７】
なお，第１デコーダ回路と第２デコーダ回路は，ディジタル信号の入力端子を共有する一の回路として構成することも可能である。また，例えば，第１電位は基準となる所定の基準電位であり，第２電位は接地電位である。
【０００８】
従来のスイッチは，抵抗と出力端子との間の経路を切り替えるために用いられていた。このため，スイッチに印加される電位がそれぞれ異なっており，オン抵抗の合成抵抗も各スイッチにより一定でなかった。この点，本願の第１電位側スイッチは，第１電位端子と第１電位側抵抗との間の経路を切り替えるために用いられるため，第１電位側スイッチに印加される電位は，すべて第１電位で共通である。このため，オン抵抗の合成抵抗も各スイッチで一定である。このことは第２電位側スイッチについても同様である。その結果として，Ｄ／Ａ変換精度の向上を図ることが可能である。
【０００９】
また，第１電位側スイッチは，ソースが第１電位端子に接続されたＰＭＯＳトランジスタから構成され，第２電位側スイッチは，ソースが第２電位端子に接続されたＮＭＯＳトランジスタから構成されるようにしてもよい。
【００１０】
ＰＭＯＳトランジスタのソースが第１電位端子に接続されることにより，図６（ａ）に示したように，オン抵抗が最低になる部分で動作させることが可能である。また，ＮＭＯＳトランジスタのソースが第２電位端子に接続されることにより，図６（ｂ）に示したように，オン抵抗が最低になる部分で動作させることが可能である。このように，オン抵抗が低い部分（実質的には０に近い状態）で動作させることにより，Ｄ／Ａ変換精度の向上を図ることが可能である。また，アナログスイッチを用いないので，回路内の寄生容量による電圧レベル変化の遅延を防止することができ，変換速度の向上を図ることが可能である。
【００１１】
デコーダ回路は，更に，所望の分解能を選択する選択回路を有しており，選択回路に入力された選択信号を受けて，第１デコーダ回路は，（２ｍ−１）個の第１電位側スイッチのみを制御し，第２デコーダ回路は，２ｍ個の第２電位側スイッチのみを制御するように構成することも可能である（ｍはｎより低い分解能を表す自然数である）。ここで選択回路は，例えば，ディジタル信号と選択信号とが入力されるＯＲ回路により構成される。かかる構成によれば，分解能ｎビットを想定して構成されたＤ／Ａ変換回路を，分解能ｍビットとして使用することができる。すなわち，Ｄ／Ａ変換回路固有の最大分解能以下であれば，任意の分解能を選択して使用することが可能である。
【００１２】
【発明の実施の形態】
以下に添付図面を参照しながら，本発明にかかるディジタル／アナログ変換回路（Ｄ／Ａ変換回路）の好適な実施の形態について詳細に説明する。なお，本明細書及び図面において，実質的に同一の機能構成を有する構成要素については，同一の符号を付することにより重複説明を省略する。
【００１３】
（第１の実施の形態）
本実施の形態では，基準電位と分圧用抵抗の間，及び，接地電位と分圧用抵抗の間にスイッチを備えることにより，スイッチに印加される電位を一定にするとともに，スイッチとしてアナログスイッチを用いない構成について説明する。
【００１４】
図１は，本実施の形態にかかるＤ／Ａ変換回路の概略を示す構成図である。本実施の形態では，分解能ｎ＝３ビットのＤ／Ａ変換回路１０について説明するが，本発明は，分解能が何ビットであっても適用可能である。
【００１５】
（第１の実施の形態の構成）
Ｄ／Ａ変換回路１０は，図１に示したように，基準電位を供給する基準電位端子Ｖｒｅｆと，接地電位を供給する接地電位端子ＧＮＤと，アナログ信号を増幅するための増幅器ＡＭＰ及びアナログ信号を出力するための出力端子ＯＵＴと，基準電位端子Ｖｒｅｆと出力端子ＯＵＴとの間に直列に接続された（２ｎ−１）＝７個の基準電位側抵抗Ｒ１と，基準電位側抵抗Ｒ１に対応して設けられた（２ｎ−１）＝７個のＰＭＯＳトランジスタＰ１〜Ｐ７と，接地電位端子ＧＮＤと出力端子ＯＵＴとの間に直列に接続された（２ｎ−１）＝７個の接地電位側抵抗Ｒ２と，接地電位側抵抗Ｒ２に対応して設けられた２ｎ＝８個のＮＭＯＳトランジスタＮ０〜Ｎ７を含んで構成されている。
【００１６】
（基準電位側抵抗Ｒ１）
基準電位側抵抗Ｒ１は，それぞれ，ソースが基準電位端子Ｖｒｅｆに接続され，ドレインが増幅器ＡＭＰを介して出力端子ＯＵＴに接続され，ゲートが後述のデコーダ回路２０に接続されている。なお，基準電位側抵抗Ｒ１の抵抗値はそれぞれ等しいものとして説明する。
【００１７】
（ＰＭＯＳトランジスタＰ１〜Ｐ７）
ＰＭＯＳトランジスタＰ１〜Ｐ７は，基準電位端子Ｖｒｅｆと基準電位側抵抗Ｒ１との間の経路を切り替えて，基準電位端子Ｖｒｅｆと出力端子ＯＵＴとの間に介される基準電位側抵抗Ｒ１の数を１個から７個の間で変化させるためのスイッチとして機能する。すなわち，ＰＭＯＳトランジスタＰ１〜Ｐ７のいずれか１つがオンすることにより，基準電位端子Ｖｒｅｆと出力端子ＯＵＴとの間のいずれかの経路が選択され，これによって，基準電位端子Ｖｒｅｆと出力端子ＯＵＴとの間に介される基準電位側抵抗Ｒ１の数を１個から７個の間で変化させる。
【００１８】
（接地電位側抵抗Ｒ２）
接地電位側抵抗Ｒ２は，それぞれ，ソースが基準電位端子ＧＮＤに接続され，ドレインが増幅器ＡＭＰを介して出力端子ＯＵＴに接続され，ゲートが後述のデコーダ回路２０に接続されている。なお，接地電位側抵抗Ｒ２の抵抗値はそれぞれ等しく，また，上述の基準電位側抵抗Ｒ１とも等しいものとして説明する。
【００１９】
（ＮＭＯＳトランジスタＮ０〜Ｎ７）
ＮＭＯＳトランジスタＮ０〜Ｎ７は，接地電位端子ＧＮＤと接地電位側抵抗Ｒ２との間の経路を切り替えて，接地電位端子ＧＮＤと出力端子ＯＵＴとの間に介される接地電位側抵抗Ｒ２の数を０個から７個の間で変化させるためのスイッチとして機能する。すなわち，ＮＭＯＳトランジスタＮ０〜Ｎ７のいずれか１つがオンすることにより，接地電位端子ＧＮＤと出力端子ＯＵＴとの間のいずれかの経路が選択され，これによって，接地電位端子ＧＮＤと出力端子ＯＵＴとの間に介される接地電位側抵抗Ｒ２の数を１個から７個の間で変化させる。
【００２０】
次いで，上述のＰＭＯＳトランジスタＰ１〜Ｐ７，及び，ＮＭＯＳトランジスタＮ０〜Ｎ７の切り替え制御について説明する。図２は，そのＰＭＯＳトランジスタＰ１〜Ｐ７，及び，ＮＭＯＳトランジスタＮ０〜Ｎ７を制御するデコーダ回路の説明図である。
【００２１】
（デコーダ回路２０）
デコーダ回路２０は，図２に示したように，それぞれ１ビットのディジタル信号が入力される入力端子ｂｉｔ０，ｂｉｔ１，ｂｉｔ２を備え，出力端子が，ＰＭＯＳトランジスタＰ１〜Ｐ７の各ゲート，及び，ＮＭＯＳトランジスタＮ０〜Ｎ７の各ゲートに接続される論理回路である。
【００２２】
３入力ＡＮＤゲートＡ０には，入力端子ｂｉｔ２からの入力信号の反転信号と，入力端子ｂｉｔ１からの入力信号の反転信号と，入力端子ｂｉｔ０からの入力信号の反転信号が入力される。３入力ＡＮＤゲートＡ０の出力信号は，図１のＮＭＯＳトランジスタＮ０のゲートに入力される。
【００２３】
３入力ＡＮＤゲートＡ１には，入力端子ｂｉｔ２からの入力信号の反転信号と，入力端子ｂｉｔ１からの入力信号の反転信号と，入力端子ｂｉｔ０からの入力信号が入力される。３入力ＡＮＤゲートＡ１の出力信号は，図１のＮＭＯＳトランジスタＮ１のゲートに入力され，出力信号の反転信号は，図１のＰＭＯＳトランジスタＰ１に入力される。
【００２４】
３入力ＡＮＤゲートＡ２には，入力端子ｂｉｔ２からの入力信号の反転信号と，入力端子ｂｉｔ１からの入力信号と，入力端子ｂｉｔ０からの入力信号の反転信号が入力される。３入力ＡＮＤゲートＡ２の出力信号は，図１のＮＭＯＳトランジスタＮ２のゲートに入力され，出力信号の反転信号は，図１のＰＭＯＳトランジスタＰ２に入力される。
【００２５】
３入力ＡＮＤゲートＡ３には，入力端子ｂｉｔ２からの入力信号の反転信号と，入力端子ｂｉｔ１からの入力信号と，入力端子ｂｉｔ０からの入力信号が入力される。３入力ＡＮＤゲートＡ３の出力信号は，図１のＮＭＯＳトランジスタＮ３のゲートに入力され，出力信号の反転信号は，図１のＰＭＯＳトランジスタＰ３に入力される。
【００２６】
３入力ＡＮＤゲートＡ４には，入力端子ｂｉｔ２からの入力信号と，入力端子ｂｉｔ１からの入力信号の反転信号と，入力端子ｂｉｔ０からの入力信号の反転信号が入力される。３入力ＡＮＤゲートＡ４の出力信号は，図１のＮＭＯＳトランジスタＮ４のゲートに入力され，出力信号の反転信号は，図１のＰＭＯＳトランジスタＰ４に入力される。
【００２７】
３入力ＡＮＤゲートＡ５には，入力端子ｂｉｔ２からの入力信号と，入力端子ｂｉｔ１からの入力信号の反転信号と，入力端子ｂｉｔ０からの入力信号が入力される。３入力ＡＮＤゲートＡ５の出力信号は，図１のＮＭＯＳトランジスタＮ５のゲートに入力され，出力信号の反転信号は，図１のＰＭＯＳトランジスタＰ５に入力される。
【００２８】
３入力ＡＮＤゲートＡ６には，入力端子ｂｉｔ２からの入力信号と，入力端子ｂｉｔ１からの入力信号と，入力端子ｂｉｔ０からの入力信号の反転信号が入力される。３入力ＡＮＤゲートＡ６の出力信号は，図１のＮＭＯＳトランジスタＮ６のゲートに入力され，出力信号の反転信号は，図１のＰＭＯＳトランジスタＰ６に入力される。
【００２９】
３入力ＡＮＤゲートＡ７には，入力端子ｂｉｔ２からの入力信号と，入力端子ｂｉｔ１からの入力信号と，入力端子ｂｉｔ０からの入力信号が入力される。３入力ＡＮＤゲートＡ７の出力信号は，図１のＮＭＯＳトランジスタＮ７のゲートに入力され，出力信号の反転信号は，図１のＰＭＯＳトランジスタＰ７に入力される。
【００３０】
イネーブル信号ＥＮが“０”の場合，３入力ＡＮＤゲートＡ０〜Ａ７は，すべてのＰＭＯＳトランジスタＰ１〜Ｐ７及びＮＭＯＳトランジスタＮ０〜Ｎ７をオフさせ，Ｄ／Ａ変換回路１０の動作が禁止されて消費電流が遮断される。
【００３１】
（第１の実施の形態の動作）
デコーダ回路２０に入力される３ビットのディジタル信号を，（入力端子ｂｉｔ２の入力値，入力端子ｂｉｔ１の入力値，入力端子ｂｉｔ０の入力値）として表すと，（０，０，０）のとき，３入力ＡＮＤゲートＡ０の出力値に応じてＮＭＯＳトランジスタＮ０がオンし。他のトランジスタはオフする。このとき，再び図１を参照すると，出力端子ＯＵＴからは接地電位が出力される。
【００３２】
以下同様に，
（０，０，１）のとき，３入力ＡＮＤゲートＡ１の出力値に応じてＰＭＯＳトランジスタＰ１及びＮＭＯＳトランジスタＮ１がオンし。他のトランジスタはオフする。このとき，出力端子からは基準電位×１／８が出力される。
（０，１，０）のとき，３入力ＡＮＤゲートＡ２の出力値に応じてＰＭＯＳトランジスタＰ２及びＮＭＯＳトランジスタＮ２がオンし。他のトランジスタはオフする。このとき，出力端子からは基準電位×２／８が出力される。
（０，１，１）のとき，３入力ＡＮＤゲートＡ３の出力値に応じてＰＭＯＳトランジスタＰ３及びＮＭＯＳトランジスタＮ３がオンし。他のトランジスタはオフする。このとき，出力端子からは基準電位×３／８が出力される。
（１，０，０）のとき，３入力ＡＮＤゲートＡ４の出力値に応じてＰＭＯＳトランジスタＰ４及びＮＭＯＳトランジスタＮ４がオンし。他のトランジスタはオフする。このとき，出力端子からは基準電位×４／８が出力される。
（１，０，１）のとき，３入力ＡＮＤゲートＡ５の出力値に応じてＰＭＯＳトランジスタＰ５及びＮＭＯＳトランジスタＮ５がオンし。他のトランジスタはオフする。このとき，出力端子からは基準電位×５／８が出力される。
（１，１，０）のとき，３入力ＡＮＤゲートＡ６の出力値に応じてＰＭＯＳトランジスタＰ６及びＮＭＯＳトランジスタＮ６がオンし。他のトランジスタはオフする。このとき，出力端子からは基準電位×６／８が出力される。
（１，１，１）のとき，３入力ＡＮＤゲートＡ７の出力値に応じてＰＭＯＳトランジスタＰ７及びＮＭＯＳトランジスタＮ７がオンし。他のトランジスタはオフする。このとき，出力端子からは基準電位×７／８が出力される。
【００３３】
（第１の実施の形態の効果）
以上のように，本実施の形態によれば，ＰＭＯＳトランジスタＰ１〜Ｐ７（基準電位側スイッチ）は，基準電位端子Ｖｒｅｆと基準電位側抵抗Ｒ１との間の経路を切り替えるために用いられるため，ＰＭＯＳトランジスタＰ１〜Ｐ７に印加される電位は，すべて基準電位で共通である。このため，オン抵抗の合成抵抗も各ＰＭＯＳトランジスタで一定である。このことはＮＭＯＳトランジスタＮ０〜Ｎ７（接地電位側スイッチ）についても同様である。その結果として，Ｄ／Ａ変換精度の向上を図ることが可能である。
【００３４】
また，スイッチに，ＰＭＯＳトランジスタＰ１〜Ｐ７，ＮＭＯＳトランジスタＮ０〜Ｎ７を用い，アナログスイッチを用いないので，回路内の寄生容量による電圧レベル変化の遅延を防止することができ，変換速度の向上を図ることが可能である。
【００３５】
その他，本実施の形態によれば，以下の効果が得られる。
・分圧用の抵抗の大きさがＤ／Ａ変換回路１０の大きさ全体に与える影響は小さいため，基準電位側抵抗Ｒ１，及び，接地電位側抵抗Ｒ２の増加によっても，Ｄ／Ａ変換回路１０の大きさに与える影響は小さい。
・回路動作禁止用のスイッチを専用に設ける必要がないので，ＭＯＳトランジスタのオン抵抗による精度誤差を補正する設計が容易である。
・デコーダ回路２０が論理回路で構成されるので半導体集積回路に内蔵して使用する場合に特に有効である。
・回路に含まれる抵抗がすべてが同じ大きさなので，製造上のばらつきが起こりやすい半導体集積回路に適している。
【００３６】
（第２の実施の形態）
本実施の形態では，デコーダ回路の構成を変更することにより，分解能を低くしたＤ／Ａ変換回路としても使用できるようにした構成について説明する。
【００３７】
（第２の実施の形態の構成）
図３は，本実施の形態にかかるＤ／Ａ変換回路のうち，デコーダ回路の概略を示す説明図である。このデコーダ回路３０は，図２に示したデコーダ回路２０と置き換えて使用するものである。他の構成については，第１の実施の形態と実質的に同様であるため，重複説明を省略する。
【００３８】
（デコーダ回路３０）
デコーダ回路３０は，図３に示したように，それぞれ１ビットのディジタル信号が入力される入力端子ｂｉｔ０，ｂｉｔ１，ｂｉｔ２を備え，出力端子が，ＰＭＯＳトランジスタＰ１〜Ｐ７の各ゲート，及び，ＮＭＯＳトランジスタＮ０〜Ｎ７の各ゲートに接続される論理回路である。図２のデコーダ回路との相違は，動作を選択する選択信号ＳＥＬが追加された点である。
【００３９】
選択信号ＳＥＬが“１”の場合は，２入力ＯＲゲートＯ１〜Ｏ６の一の入力端子に“０”が入力されることにより，上記第１の実施の形態と実質的に同様の動作を行う。
【００４０】
選択信号ＳＥＬが“０”の場合は，２入力ＯＲゲートＯ１〜Ｏ４の一の入力端子に“１”が入力されて，ＰＭＯＳトランジスタＰ１〜Ｐ４が常にオフである。また，２入力ＡＮＤゲートＡ８〜Ａ１１の一の入力端子に“０”が入力されて，ＮＭＯＳトランジスタＮ４〜Ｎ７は常にオフである。
【００４１】
また，選択信号ＳＥＬが“０”の場合は，２入力ＯＲゲートＯ５，Ｏ６の一の入力端子に“１”が入力されることにより，入力端子ｂｉｔ２の値は後段の３入力ＡＮＤゲートＡ０〜Ａ７の出力値に影響を与えない。すなわち入力端子ｂｉｔ２の入力値にかかわらず入力端子ｂｉｔ０〜ｂｉｔ１の入力値で２２＝４種類のレベルを選択する。
【００４２】
（第２の実施の形態の動作）
デコーダ回路３０に入力される３ビットのディジタル信号のうち，入力端子ｂｉｔ２の入力値を無視して（−，入力端子ｂｉｔ１の入力値，入力端子ｂｉｔ０の入力値）として表すと，（−，０，０）のとき，３入力ＡＮＤゲートＡ０の出力値に応じてＮＭＯＳトランジスタＮ０がオンし，他のトランジスタはオフする。このとき，再び図１を参照すると，出力端子ＯＵＴからは接地電位が出力される。
【００４３】
以下同様に，
（−，０，１）のとき，３入力ＡＮＤゲートＡ１，Ａ５の出力値に応じてＮＭＯＳトランジスタＮ１及びＰＭＯＳトランジスタＰ５がオンし，他のトランジスタはオフする。このとき，出力端子ＯＵＴからは接地電位×１／４が出力される。
（−，１，０）のとき，３入力ＡＮＤゲートＡ２，Ａ６の出力値に応じてＮＭＯＳトランジスタＮ２及びＰＭＯＳトランジスタＰ６がオンし，他のトランジスタはオフする。このとき，出力端子ＯＵＴからは接地電位×２／４が出力される。
（−，１，１）のとき，３入力ＡＮＤゲートＡ３，Ａ７の出力値に応じてＮＭＯＳトランジスタＮ３及びＮＭＯＳトランジスタＰ７がオンし，他のトランジスタはオフする。このとき，出力端子ＯＵＴからは接地電位×３／４が出力される。
【００４４】
（第２の実施の形態の効果）
以上説明したように，本実施の形態によれば，上記第１の実施の形態の効果に加え，分解能３ビットを想定して構成された第１の実施の形態のＤ／Ａ変換回路１０を，分解能２ビットとして使用することができる。なお，デコーダ回路の入力ｂｉｔ１に同様な変更を追加すれば分解能ｌビットとして使用することも可能である。すなわち，Ｄ／Ａ変換回路固有の最大分解能以下であれば，任意の分解能を選択して使用することが可能である。
【００４５】
以上，添付図面を参照しながら本発明にかかるディジタル／アナログ変換回路の好適な実施形態について説明したが，本発明はかかる例に限定されない。当業者であれば，特許請求の範囲に記載された技術的思想の範疇内において各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり，それらについても当然に本発明の技術的範囲に属するものと了解される。
【００４６】
例えば，上記各実施の形態では，デコーダ回路（２０あるいは３０）を備え，基準電位端子Ｖｒｅｆ側に設けられたＰＭＯＳトランジスタＰ１〜Ｐ７及び接地電位端子ＧＮＤ側に設けられたＮＭＯＳトランジスタＮ０〜Ｎ７のすべてを，１つのデコーダ回路（２０あるいは３０）で制御する場合について説明したが，本発明はこれに限定されない。基準電位端子Ｖｒｅｆ側に設けられたＰＭＯＳトランジスタＰ１〜Ｐ７を制御する第１デコーダ回路と，接地電位端子ＧＮＤ側に設けられたＮＭＯＳトランジスタＮ０〜Ｎ７を制御する第２デコーダ回路とを別個に備えるようにしてもよい。
【００４７】
【発明の効果】
以上説明したように，本発明によれば，第１電位側スイッチは，第１電位端子と第１電位側抵抗との間の経路を切り替えるために用いられるため，第１電位側スイッチに印加される電位は，すべて第１電位で共通である。このため，オン抵抗の合成抵抗も各スイッチで一定である。このことは第２電位側スイッチについても同様である。その結果として，Ｄ／Ａ変換精度の向上を図ることが可能である。
【００４８】
また，アナログスイッチを用いないので，回路内の寄生容量による電圧レベル変化の遅延を防止することができ，変換速度の向上を図ることが可能である。
【００４９】
また，本発明によれば，分解能ｎビットを想定して構成されたＤ／Ａ変換回路を，分解能ｍビットとして使用することができる。すなわち，Ｄ／Ａ変換回路固有の最大分解能以下であれば，任意の分解能を選択して使用することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】Ｄ／Ａ変換回路の説明図である。
【図２】図１に含まれるＭＯＳトランジスタのゲートを制御するデコーダ回路の説明図である。
【図３】図１に含まれるＭＯＳトランジスタのゲートを制御する他のデコーダ回路の説明図である。
【図４】従来のＤ／Ａ変換回路の説明図である。
【図５】アナログスイッチの説明図である。
【図６】オン抵抗の説明図であり，（ａ）はＰＭＯＳトランジスタのオン抵抗，（ｂ）はＮＭＯＳトランジスタのオン抵抗，（ｃ）はアナログスイッチのオン抵抗を示している。
【符号の説明】
１０　Ｄ／Ａ変換回路
Ｖｒｅｆ　基準電位端子
ＧＮＤ　接地電位端子
ＡＭＰ　増幅器
ＯＵＴ　出力端子
Ｒ１　基準電位側抵抗
Ｐ１〜Ｐ７　ＰＭＯＳトランジスタ（基準電位側スイッチ）
Ｒ２　接地電位側抵抗
Ｎ０〜Ｎ７　ＮＭＯＳトランジスタ（接地電位側スイッチ）
２０　デコーダ回路
３０　デコーダ回路
【図１】
2004056723.tif 000003
【図２】
2004056723.tif 000004
【図３】
2004056723.tif 000005
【図４】
2004056723.tif 000006
【図５】
2004056723.tif 000007
【図６】
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