(57)【要約】【課題】従来の増幅回路では、「入力信号の変調を受けた電流」（以下、変調電流）が電源回路や増幅回路内部に流れて、「変調電流と回路のインピーダンスにより発生する電圧」（以下、変調電圧）が、他の回路や自らの回路に悪影響を与えていた。【解決手段】ボルテージフォロアー回路１５１と負帰還により電流の和を一定に制御する回路１５２，１５３で構成された回路１００を用いて、Ｒ１を通りグランドに流出する電流と大きさが等しく位相が逆の信号を高精度に作り、直接または負荷Ｒ２を介してグランドに流すことで、グランドラインＳ１に流れる変調電流の大部分を打ち消し、電源ラインＳ２，Ｓ３に流れる変調電流を抑圧することで、電源回路に発生する変調電圧を減少させると同時に、増幅回路内部の電流供給源のインピーダンスを極めて低くく保つことで、自らの変調電流により内部回路に発生する変調電圧も減少させた。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
ボルテージフォロアー回路と負帰還により電流の和を一定に制御する回路で構成された回路を用いて、ボルテージフォロアー回路からグランドに流出する電流と大きさが等しく位相が逆の信号を高精度に作り、直接または負荷を介してグランドに流すことで、グランドラインに流れる「入力信号の変調を受けた電流」（以下、変調電流）の大部分を打ち消し、電源ラインに流出しようとする変調電流を抑えることで、電源回路において「変調電流と回路のインピーダンスにより発生する電圧」（以下、変調電圧）を大幅に減少させると同時に、増幅回路内部の電流供給源のインピーダンスを極めて低くく保つことで、電流供給源に発生する変調電圧も大幅に減少させた低周波増幅回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、ＡＶ機器等に適した低周波増幅回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
複数の増幅回路で構成された回路では、各増幅回路から流出した変調電流と電源回路に存在するインピーダンスによって発生する変調電圧によって相互に干渉したり、増幅回路内部の電流供給源に存在するインピーダンスによって発生する変調電圧によって、信号が劣化することが問題だった。以下、図２、図３、図５、図６を用いて従来の低周波増幅回路の説明を行う。
【０００３】図２は、一般的は増幅回路で、Ｖ１，Ｖ２は電源、１ｎは入力端子、２００は増幅回路、Ｏｕｔは出力端子、Ｒ２は負荷抵抗である。
【０００４】以上のように構成された図２の従来の一般的な低周波増幅回路について、以下にその動作を説明する。
【０００５】図２の回路では負荷抵抗Ｒ２に流れる変調電流は、電源から電源ラインＳ２，Ｓ３を通り増幅器を通りＲ２を通過してグランドラインＳ１から電源に戻るというような、電源回路を含む閉回路を流れる。図２の具体的な例として汎用ＯＰアンプを使った反転増幅回路を、図５を用いて以下に説明する。
【０００６】Ｒ２０１は入力電圧を電流に変化する抵抗、Ｒ２０２は電流に変換された入力電圧を出力電圧に変換する抵抗、Ｕ２０１は２番端子と３番端子の電位差を６番端子の電圧を制御して０［Ｖ］にする汎用ＯＰアンプである。
【０００７】反転増幅回路の基本動作を図５で説明すると、信号電圧源Ｖ３は入力電圧ｖｉｎとしてグランドとＲ２０１間に印加されて、Ｕ２０１の−入力端子には、ｖｉｎにｖｉｎと出力電圧ｖｏｕｔの電位差をＲ２０２とＲ２０１で分圧した電圧を加算した電圧が加わる。Ｕ２０１は＋端子が接地されているので、Ｕ２０１は−入力端子の電圧が０［Ｖ］になるようにｖｏｕｔを制御する。ＯＰアンプの入力電流は微少なので、ｖｉｎと−入力端子間の電位差はＲ２０１によって電流に変換された後、その電流のほとんどがＲ２０２に流れＵ２０１を通って電源ラインＳ２，Ｓ３に流れ電源に流入する。このときに−入力端子を基準にしてＲ２０２に発生する電圧がｖｏｕｔになる。ｖｏｕｔはＲ２に印加され、Ｒ２の抵抗値に応じた出力電流がＵ２０１から供給される。出力電流の一方はグランドに流れグランドラインＳ１を通って電源に流入し、もう片方はＵ２０１を通って電源ラインＳ２，Ｓ３に流れ電源に流入する。また、信号電圧源Ｖ３からグランドには、Ｒ２０１に流れる電流と同じ大きさの電流が流れ込んでグランドラインＳ１を通って電源に流入する。
【０００８】次に、図３は「ボルテージフォロアー」（以下、ＶＦ）回路３５１と「フォールデットカスコード」（以下、ＦＣ）回路３５２，３５３で構成された回路３００（以下、ＶＦＣ：ボルテージフォロアー　フォールデットカスコード　サーキット）で、Ｖ１，Ｖ２は電源、Ｉｎは入力端子、３５１はＶＦ回路、３５２，３５３はＦＣ回路、Ｏｕｔは出力端子、Ｒ１は入力電圧を電流に変換するための抵抗、Ｒ２は出力電流を電圧に変換するための抵抗である。
【０００９】以上のように構成された図３の従来のＶＦＣについて、以下にその動作を説明する。
【００１０】図３の回路ではＦＣ回路３５２，３５３により電源ラインＳ２，Ｓ３から供給される電流はほぼ一定になるので負荷抵抗Ｒ２に流れる変調電流は、グランドから抵抗Ｒ１とＶＦ回路３５１を通過してＦＣ回路で折り返してＲ２を通過してグランドに戻るというような、電源回路を含まない閉回路を流れる。図３のＶＦＣの具体的な構成を、図６を用いて以下に説明する。
【００１１】Ｑ３０１，Ｑ３０２は１段目のＦＥＴによるソースフォロアー、Ｑ３０４，Ｑ３０６は２段目のＴｒによるエミッターフォロアー、Ｑ３０３，Ｑ３０５はエミッターフォロアーのバイアス電流の温度補償用Ｔｒ、Ｒ３０１はエミッターフォロアーのバイアス電流調整用抵抗、Ｑ３０７，Ｑ３０８は定電流動作をするＴｒ、Ｒ３０２，Ｒ３０３はＱ３０７，Ｑ３０８の電流値を決定する抵抗、Ｄ３０１，Ｄ３０２，Ｄ３０８，Ｄ３０９はＱ３０７，Ｑ３０８にバイアス電圧を与えるえるダイオード、Ｑ３０９，Ｑ３１０はＶＦ回路の電流変化を検出し出力するＴｒ、Ｄ３０３，Ｄ３０４，Ｄ３０６，Ｄ３０７はＱ３０９，Ｑ３１０にバイアス電圧を与えるダイオード、Ｄ３０５はＤ３０１，Ｄ３０２，Ｄ３０３，Ｄ３０４，Ｄ３０６，Ｄ３０７，Ｄ３０８，Ｄ３０９にバイアス電流を与える定電流ダイオードである。
【００１２】ＶＦＣの基本動作を図６で説明すると、３０２の接続端子２に入力した信号電圧ｖｉｎは、Ｑ３０１，Ｑ３０２，Ｑ３０３，Ｑ３０４，Ｑ３０５，Ｑ３０６，Ｒ３０１で構成されるＶＦ回路から３０４の接続端子４を経て抵抗Ｒ１とグランド間に印加され、電流ｉｉｎに変換される。その電流の一方はＲ１を経てグランドへ、もう片方の電流はＱ３０４，Ｑ３０６のエッミターでｉｉｎ／２に分かれてＱ３０４，Ｑ３０６のコレクターからＦＣ回路に供給される。この回路では、電源ラインＳ２，Ｓ３から供給されＲ３０２，Ｒ３０３に流れる電流をＱ３０７、Ｑ３０８で一定に制御している。従って、その電流を変化させるような電流がＱ３０４，Ｑ３０６のコレクターから流入すると、それを打ち消す電流ｉｏｕｔ／２をＱ３０９，Ｑ３１０のエミッターから供給し、それらの電流の和を一定に保持する。結果として電流の変化分は、Ｑ３０９，Ｑ３１０のコレクターから３０８の接続端子８を通りＲ２を通過して再び合成され電流ｉｏｕｔとなってグランドに流れる。このときＲ２の両端には、ｉｏｕｔによって出力電圧ｖｏｕｔが発生する。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
図２の回路では変調電流が流れる閉回路に電源回路を含むので、信号の増幅に伴い増幅回路から流出した変調電流がグランドラインＳ１及び電源ラインＳ２，Ｓ３に流れ、変調電流と電源回路が有するインピーダンスにより発生する変調電圧が、電源やグランドを共有する他の回路に影響を与えたり、自らもその影響を受ける欠点があった。
【００１４】また、図３の回路では基本的には変調電流が流れる閉回路に電源回路を含まないので、電源回路に発生する変調電圧は減少するが、ＶＦ回路が接続している電流供給源であるＦＣ回路のインピーダンスが十分に低くないので変調電圧が発生し、ＶＦ回路に影響を与える欠点があった。
【００１５】図２、図３の回路における従来の変調電圧の対処法とその問題点を、以下に説明する。
【００１６】図２の回路において変調電圧対策として用いるデカップリング回路は、変調電流をバイパスすることによって変調電圧を軽減していたが、デカップリング回路のインピーダンスが増加する周波数では変調電圧が大きくなり、逆にインピーダンスが低下する周波数ではデカップリング回路に使う素子の特性に伴う変調電圧の歪み成分が現れ、その影響を無くせるわけではなかった。そして、デカップリング回路は共通インピーダンスを作らないように電流が変動する回路ごとに入れる必要があるので、実装密度が高い基板ではその個数が増え、特に低周波増幅器では静電容量の大きなコンデンサーが必要なので広い面積を占有していた。
【００１７】また、図３の回路のような回路内部で発生する変調電圧は、デカップリング回路では改善することができず、他に有効な方法もなかった。
【００１８】従って、グランドラインおよび電源ラインを経由して電源回路に流出する変調電流を減少させ、さらに、ＶＦ回路の電流供給源のインピーダンスを低く保つことで、変調電流によって発生する各部の変調電圧をできるだけ小さくする回路構成をもつ増幅回路を開発すことが研究の課題となっていた。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記の課題を解決するために発明された回路で、ＶＦ回路と負帰還により電流の和を一定に制御する回路により構成された回路である。
【００２０】この回路は、ＶＦ回路からグランドに流出する電流と大きさが等しく位相が逆の信号を負帰還により電流の和を一定に制御する回路で高精度に作り、直接または負荷を介してグランドに流すことでグランドラインに流れる変調電流の大部分を打ち消し、電源ラインに流出しようとする変調電流を抑えるものである。同時に、負帰還により電流の和を一定に制御する回路の働きによりＶＦ回路の電流供給源のインピーダンスを極めて低くく保ち、変調電流により内部回路で発生する変調電圧も減少させるものである。
【００２１】
【発明の実施の形態】
本発明の形態について図１を用いて説明すれば、ＶＦ回路１５１と負帰還により電流の和を一定に制御する回路１５２，１５３により構成された回路１００（以下、ＴＣＣ：トランス　カレント　サーキット）である。
【００２２】ＴＣＣの動作を図１を用いて説明すれば、１ｎ端子から入力した信号電圧は、ＶＦ回路とＲ１によってグランドに流出する電流に変換される。Ｒ１に流れる電流の片方はＶＦ回路１５１の電流源側の負帰還により電流の和を一定に制御する回路１５２，１５３に流れる。負帰還により電流の和を一定に制御する回路では、Ｒ１を通りグランドに流れる電流と大きさが等しく位相が逆の信号を高精度に作り、Ｏｕｔ端子から出力しＲ２を通過してグランドに流すことでグランドラインＳ１に流れる変調電流の大部分を打ち消し、電源ラインＳ２，Ｓ３に流出しようとする変調電流を抑え、電源回路に発生する変調電圧を減少させる。同時に、負帰還により電流の和を一定に制御する回路によりＶＦ回路の電流供給源のインピーダンスを極めて低くく保つことで、変調電流により内部回路に発生する変調電圧も減少させる。
【００２３】ＴＣＣの具体的な構成を図４で説明すると、Ｑ１０１，Ｑ１０２は１段目のＦＥＴによるソースフォロアー、Ｑ１０４，Ｑ１０６は２段目のＴｒによるエミッターフォロアー、Ｑ１０３，Ｑ１０５はエミッターフォロアーのバイアス電流の温度補償用Ｔｒ、Ｒ１０１はエミッターフォロアーのバイアス電流調整用抵抗、Ｒ１０２，Ｒ１０３はＲ１０２，Ｒ１０３に流れる電流値を決定する抵抗、Ｒ１０４，Ｒ１０５は負帰還により電流の和を一定に制御する回路の電圧増幅段Ｑ１０７，Ｑ１０８のポールを決定する抵抗、Ｑ１０７，Ｑ１０８は電圧増幅用Ｔｒ、Ｄ１０１はＱ１０７，Ｑ１０８のバイアス電流用定電流ダイオード、Ｑ１０９，Ｑ１１１は電流増幅をするドライバーＴｒ、Ｒ１０６，Ｒ１０７はＱ１０９，Ｑ１１１にバイアス電流を流すための抵抗、Ｑ１１０，Ｑ１１２はＲ１０２、Ｒ１０３の電流を制御するＴｒである。
【００２４】ＴＣＣの基本動作を図４で説明すると、１０２の接続端子２に入力した信号電圧ｖｉｎは、Ｑ１０１，Ｑ１０２，Ｑ１０３，Ｑ１０４，Ｑ１０５，Ｑ１０６，Ｒ１０１で構成されるＶＦ回路から１０４の接続端子４を経て抵抗Ｒ１とグランド間に印加され、電流ｉｉｎに変換される。その電流の一方はＲ１を経てグランドへ、もう片方の電流はＱ１０４，Ｑ１０６のエッミターでｉｉｎ／２に分かれてＱ１０４，Ｑ１０６のコレクターから負帰還により電流の和を一定に制御する回路に供給される。この回路ではＲ１０２，Ｒ１０３に発生する電圧をＱ１０７，Ｑ１０８で検出し、その電圧をＱ１０９，Ｑ１１０，Ｑ１１１，Ｑ１１２で一定に保つことにより、電源ラインＳ２，Ｓ３から供給されＲ１０２，Ｒ１０３に流れる電流を一定に制御している。従って、その電流を変化させるような電流がＱ１０４，Ｑ１０６のコレクターから流入すると、それを打ち消す電流ｉｏｕｔ／２をＱ１１０，Ｑ１１２のエミッターから供給し、それらの電流の和を一定に保持する。結果として電流の変化分ｉｏｕｔ／２は、Ｑ１１０，Ｑ１１２のコレクターから１０８の接続端子８を通りＲ２を通過して再び合成され電流ｉｏｕｔとなってグランドに流れる。このときＲ２の両端には、ｉｏｕｔによって出力電圧ｖｏｕｔが発生する。
【００２５】この関係を説明するために、Ｔｒの電流増幅率及びコレクターの出力インピーダンスを無限大として簡略して数式化すれば以下のようになる。
【数１】
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【数２】
2004112734.tif 000004
【００２６】数１はＲ１０２及びＲ１０３を通過する変調電流の大きさを表していて、電流の和を一定に制御する回路の働きでこの抵抗を通過する変調電流はゼロになる。また、出力側に現れる電流ｉｏｕｔの大きさは入力電圧を電流に変換したｉｉｎに等しくｉｉｎに対して位相が反転していることを示している。
【００２７】数２は電圧増幅率で、出力に現れる電圧ｖｏｕｔの大きさは、Ｒ１とＲ２の抵抗値の比率で決まり入力電圧ｖｉｎに対して位相が反転していることを示している。
【００２８】数１から、ｉｉｎとｉｏｕｔは大きさが同じでかつ位相が逆なので、グランドラインＳ１に流出する変調電流は打ち消し合うことがわかる。また、電源ラインＳ２，Ｓ３に流出しようとする変調電流も、負帰還により電流の和を一定に制御する回路で除去される。同時に、この回路は、Ｒ１０２，Ｒ１０３の両端の電圧を一定に制御しているので、回路内部の電流供給源で発生する変調電圧は極めて少なくなる。
【００２９】実際には、上記の計算式で簡略したＴｒの電流増幅率は有限で、ベース電流の変化分などがあるので変調電流は完全には除去できない。それを考慮した場合の動作を以下に示す。
【００３０】Ｑ１０９，Ｑ１１０，Ｑ１１１，Ｑ１１２の電流増幅率を等しくｈＦＥとおけば、Ｒ１０２，Ｒ１０３を流れる電流を一定に制御するためにＱ１０９，Ｑ１１１はベース電流ｉｉｎ／２／（ｈＦＥ）２が必要で、それがＱ１０７，Ｑ１０８のコレクターを通りエミッターから１１０の接続端子１０、１０６の接続端子６を経て電源ラインＳ２，Ｓ３に流出する。また、Ｑ１１０，Ｑ１１２のコレクターから１０８の接続端子８を経てＲ２を通過しグランドに流れる電流とＱ１０９，Ｑ１１１のコレクターから１０７の接続端子７を経てグランドに流れる電流の和は、Ｑ１０９，Ｑ１１０，Ｑ１１１，Ｑ１１２のエミッター電流の和に対してＱ１０９，Ｑ１１１のベース電流分が減少してｉｉｎ・（１−１／（ｈＦＥ）２）となるので、ｉｉｎ／（ｈＦＥ）２が打ち消されずに残りグランドラインＳ１に流出する。よって、実際の回路では変調電流は完全に除去されることはないが、その値は１／（ｈＦＥ）２程度に抑圧される。このことを、実測により以下で確認した。
【００３１】従来の回路である反転増幅回路及びＶＦＣと、ＴＣＣの電源ライン及びグランドラインに流れる変調電流の測定結果を以下に示す。
【００３２】図５の汎用ＯＰアンプを使った反転増幅回路と、図６のＶＦＣと、図４のＴＣＣを使った回路のグランドラインＳ１、＋側電源ラインＳ２、−側電源ラインＳ３に流れる変調電流の大きさを測定し、その結果を表１に示す。測定条件は、Ｒ１＝２００［Ω］、Ｒ２＝２［ｋΩ］入力信号ｖｉｎの周波数は１［ｋＨｚ］、出力電圧ｖｏｕｔは２０［Ｖ］ｐ−ｐである。
【表１】
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【００３３】表１から、Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３に流れる変調電流の大きさを比較するとＴＣＣは、ＯＰアンプを使った回路に比べ約１／１００００、ＶＦＣに対しても約１／２０と大幅に抑圧された。
【００３４】このように、ＴＣＣは電源ラインやグランドラインに流出する変調電流が極めて少ないので複数のＴＣＣだけで構成された回路の場合は、電源ラインやグランドラインを介した相互干渉を従来に比べ大幅に少なくできる。一方、電源変動除去比の大きいＯＰアンプでは、ＯＰアンプ自身が電源ラインの変調電圧から受ける影響は少ないが、他の電源変動除去比の小さな回路に影響を与えることや、グランドラインに残留する共通インピーダンスによって発生する変調電圧により相互干渉することは避けられない。
【００３５】また表１から、ＶＦＣもＯＰアンプに比べＳ１，Ｓ２，Ｓ３に流れる変調電流を約１／５００に抑圧できるが、ＶＦ回路の電流供給源のインピーダンスがＱ３０９，Ｑ３１０のエミッターのインピーダンスに依存し十分に低くならないので、それにより発生する変調電圧がＶＦ回路のドレイン，コレクターに帰還されて、ＶＦ回路の動作に悪影響を与えていた。これに対しＴＣＣでは、Ｒ１０２，Ｒ１０３の両端のインピーダンスは、負帰還により電流の和を一定に制御する回路で極めて低く制御されているので、ＶＦ回路の電流供給源のインピーダンスは極めて低くなっている。よって、ＴＣＣでは電源回路に発生する変調電圧が極めて少ないうえにＶＦ回路の電流供給源のインピーダンスが極めて低いので、電流供給源で発生する変調電圧も極めて少なくなる。従って、変調電圧がＶＦ回路に与えるの影響は極めて少なくなる。このことを、実測により以下で確認した。
【００３６】従来の回路であるＶＦＣと、ＴＣＣのＶＦ回路の電流供給源のインピーダンスの測定結果を以下に示す。
【００３７】表２に、図４のＴＣＣのテスト端子Ｔ１０１と図６のＶＦＣのテスト端子Ｔ３０１のインピーダンスの測定結果を示す。測定条件は、Ｒ１＝２００［Ω］、Ｒ２＝２［ｋΩ］、入力信号ｖｉｎの周波数は１［ｋＨｚ］、出力電圧ｖｏｕｔは２０［Ｖ］ｐ−ｐである。
【表２】
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【００３８】表２に示すようにＴＣＣは、ＶＦＣに対してＶＦ回路の電流供給源のインピーダンスが約１／１５００に低減していて、ＶＦ回路がそれ自身で発生する変調電流の影響を極めて受けにくくなっている。
【００３９】次に、ＴＣＣの低周波におけるに周波数特性と歪み率の測定結果を表３、表４に示す。測定条件は、Ｒ１＝１［ｋΩ］、Ｒ２＝１０［ｋΩ］、表３の出力電圧ｖｏｕｔは１［Ｖ］ｒｍｓ、表４の入力信号ｖｉｎの周波数は１［ｋＨｚ］と１０［ｋＨｚ］で、歪み率の単位は［％］である。
【表３】
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【表４】
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【００４０】表３、表４に示すように周波数特性は、１００［ｋＨｚ］で−２．２［ｄＢ］で、歪み率は、１［ｋＨｚ］、１０［ｋＨｚ］において出力電圧２．０［Ｖ］ｒｍｓで約０．０２５［％］である。
【００４１】回路図で用いるＴＣＣの記号を図７に示す。その記号は、ＯＰアンプの記号にＴｒの特徴を取り入れたもので、片側の入力端子の角に黒く印を付けたものである。１０２の接続端子２（＋Ｖｉｎ）はＴｒのベースに相当し、電圧入力端子として使用する。黒いマーク側の１０４の接続端子４（＋Ｖｏｕｔ／−Ｉｉｎ）は、Ｔｒのエッミターに相当し、電圧出力／電流入力端子として使用する。１０８の接続端子８（−Ｉｏｕｔ）はＴｒのコレクターに相当し、電流出力端子として使用する。各端子の位相関係も、Ｔｒと同様である。１０７の接続端子７（ＧＮＤ）はＴＣＣ内部のドライバー段Ｑ１０９，Ｑ１１１のコレクターに接続されていて、通常はグランドに接地する。接地できないときは、１０８の接続端子８（−Ｉｏｕｔ）に接続する。但し、この場合はミラー効果によってＱ１０７，Ｑ１０８の負荷容量が増えるので高域の負帰還量が減って、高い周波数成分の変調電流の除去率は低下する。
【００４２】図８にＴＣＣの基本的な使い方を示す。図８の４００は電圧増幅回路で、その電圧増幅率は約−（（Ｒ４０２の抵抗値）／（Ｒ４０１の抵抗値））倍である。同図５００は電圧電流変換回路で、電圧を電流に変換する変換比率は約−（１／（Ｒ５０１の抵抗値））倍である。同図６００は電流電圧変換回路で、電流を電圧に変換する変換比率は約（Ｒ６０１の抵抗値）倍である。同図７００はバッファーで、その電圧利得は約１倍である。どの使い方でも、変調電流が電源回路に与える悪影響を軽減できる事に変わりはない。
【００４３】図９にＴＣＣの使用例としてチャンネルディバイダー回路を示す。この回路は、ハイパスフルターとローパスフィルターの出力電圧の和を元の入力信号の電圧と正確に合わせるために、ハイパスフィルターの出力信号を入力信号とローパスフィルターを通過した信号の差から作り出している。この回路の動作を以下に説明する。Ｒ８０２とＣ８０１は１次のローパスフィルターである。その出力は、Ｕ８０３のバッファーを通ってＬｏ．Ｏｕｔに出力される。一方、ハイパスフィルターの信号は、Ｕ８０１でＣ８０１の電圧を検出し入力信号との電位差をＲ８０１で電流に変換し、その電流をＵ８０１は接続端子８に送り、Ｒ８０３で電圧に変換しＵ８０２のバッファーを通ってＨｉ．Ｏｕｔに出力される。このような回路もＴＣＣのみで構成することができる。
【００４４】実際のＴＣＣの使用に際しては、以下の点に注意する。負帰還により電流の和を一定に制御する回路は、ＤＣから「負帰還の量が低下し始める周波数」（以下、ｆｃ）未満の帯域では変調電流の除去率が一定だが、ｆｃ以上では変調電流の除去率が悪くなるので、ＴＣＣの１０６の−電源端子６と１１０の＋電源端子１０付近にバイパスコンデンサーを入れる必要がある。しかしその容量は、変調電流の周波数成分が高いので従来の低周波回路でＴｒやＯＰアンプを使用する時に使う値よりも小容量で効果が得られる。従って、バイパスコンデンサーが基板上を占有する面積は従来よりも縮小できる。その上、バイパスコンデンサーを通過する変調電流は従来の回路よりも大幅に少ないので、それにより発生する変調電圧の歪み成分も少なくなる。
【００４５】次に注意する点は、打ち消される逆位相の電流が流れるグランドＧ１とＧ２は、他の回路と共通インピーダンスを作らないように配線することである。その他の接続方法においても、打ち消されるべき電流どうしを、他の回路と共通インピーダンスを作らないように配線する。
【００４６】ＴＣＣは図４の具体的な回路に限定されず、用途に応じてその仕様を満足させるために、図１のブロックダイヤグラムで構成される範囲のどのような回路を用いてもよい。また、１０８の電流出力端子８に接続されているＱ１１０、Ｑ１１２のコレクターはＴＣＣの内部で接続せずに、次段の増幅回路のバイアス回路用電流源として利用するために、外部のバイアス回路で接続してもよい。さらに、入力電圧及び出力電流のオフセット調整用回路を付加してもよい。
【００４７】
【発明の効果】
以下にＴＣＣの効果をまとめる。
（イ）電源回路に発生する変調電圧が極めて少なく、他の回路との相互干渉が極めて少ない。
（ロ）回路内部の電流供給源で発生する変調電圧が極めて少なく、内部回路自体が受ける影響が極めて少ない。
（ハ）バイパスコンデンサーが小容量でよく、スペースを節約できる。
（ニ）接続方法により、増幅器や変換器など様々な使い方ができる。
以上のことから、ＴＣＣは回路間の相互干渉の悪影響を受けやすいＡＶ機器等に適した低周波増幅器や変換器を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】ＴＣＣのブロック図
【図２】一般的な増幅回路のブロック図
【図３】ＶＦＣのブロック図
【図４】ＴＣＣの回路
【図５】汎用ＯＰアンプによる反転増幅回路
【図６】ＶＦＣの回路
【図７】ＴＣＣの記号
【図８】ＴＣＣの基本的な使い方
【図９】ＴＣＣの使用例
【符号の説明】
１００　ＴＣＣ　　　：トランス　カレント　サーキット
１０１　接続端子１　：無接続端子（ＮＣ）
１０２　接続端子２　：電圧入力端子（＋Ｖｉｎ）
１０３　接続端子３　：無接続端子（ＮＣ）
１０４　接続端子４　：電圧出力／電流入力端子（＋Ｖｏｕｔ／−Ｉｉｎ）
１０５　接続端子５　：無接続端子（ＮＣ）
１０６　接続端子６　：−電源端子（Ｖｅｅ）
１０７　接続端子７　：接地端子（ＧＮＤ）
１０８　接続端子８　：電流出力端子（−Ｉｏｕｔ）
１０９　接続端子９　：無接続端子（ＮＣ）
１１０　接続端子１０：＋電源端子（Ｖｃｃ）
１５１　ボルテージフォロアー回路
１５２　負帰還により電流の和を一定に制御する回路
１５３　負帰還により電流の和を一定に制御する回路
２００　一般的な増幅回路
２０１　接続端子１　：無接続端子（ＮＣ）
２０２　接続端子２　：電圧入力端子（＋Ｖｉｎ）
２０３　接続端子３　：無接続端子（ＮＣ）
２０４　接続端子４　：接地端子（ＧＮＤ）
２０５　接続端子５　：無接続端子（ＮＣ）
２０６　接続端子６　：−電源端子（Ｖｅｅ）
２０７　接続端子７　：無接続端子（ＮＣ）
２０８　接続端子８　：電圧出力端子（−Ｖｏｕｔ）
２０９　接続端子９　：無接続端子（ＮＣ）
２１０　接続端子１０：＋電源端子（Ｖｃｃ）
３００　ＶＦＣ：ボルテージフォロアー　フォールデットカスコードサーキット
３０１　接続端子１　：無接続端子（ＮＣ）
３０２　接続端子２　：電圧入力端子（＋Ｖｉｎ）
３０３　接続端子３　：無接続端子（ＮＣ）
３０４　接続端子４　：電圧出力／電流入力端子（＋Ｖｏｕｔ／−Ｉｉｎ）
３０５　接続端子５　：無接続端子（ＮＣ）
３０６　接続端子６　：−電源端子（Ｖｅｅ）
３０７　接続端子７　：無接続端子（ＮＣ）
３０８　接続端子８　：電流出力端子（−Ｉｏｕｔ）
３０９　接続端子９　：無接続端子（ＮＣ）
３１０　接続端子１０：＋電源端子（Ｖｃｃ）
３５１　ボルデージフォロアー回路
３５２　フォールデットカスコード回路
３５３　フォールデットカスコード回路
４００　電圧入力−電圧出力接続
５００　電圧入力−電流出力接続
６００　電流入力−電圧出力接続
７００　ボルテージフォロアー（バッファー）接続
Ｓ１　グランドライン
Ｓ２　＋側電源ライン
Ｓ３　−側電源ライン
Ｑ＋数字　能動素子
Ｄ＋数字　ダイオード
Ｒ＋数字　抵抗
Ｃ＋数字　コンデンサー
Ｇ＋数字　グランド
Ｖ＋数字　電源、信号電圧源
Ｕ＋数字　能動回路のユニット
Ｔ＋数字　テスト端子
Ｉｎ　　　入力端子
Ｏｕｔ　　出力端子
Ｇ　　　　グランド端子
Ｈｉ．Ｏｕｔ　ハイパスフィルターの出力
Ｌｏ．Ｏｕｔ　ローパスフィルターの出力
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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