(57)【要約】【課題】　高い検出精度で複数の無線信号の電波到来方向を１次元又は２次元で同時に検出できる電波到来方向探知装置を提供する。【解決手段】　電波到来方向探知装置は、図１に示すように、１つの励振素子Ａ０と、６個の非励振素子Ａ１乃至Ａ６とを備えてなるアレーアンテナ装置１００と、無線受信機１０と、コントローラ２０とを備える。コントローラ２０は、互いに異なる各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値のセットをそれぞれ設定したときにアレーアンテナ装置１００によって受信される各受信信号ｙ（ｔ）を検出し、各受信信号に基づく相関行列Ｒｙｙを計算し、計算された相関行列Ｒｙｙを固有値分解して相関行列Ｒｙｙの固有ベクトルを計算し、計算された固有ベクトルに基づいてＭＵＳＩＣ法を用いてＭＵＳＩＣスペクトラムを計算し、計算されたＭＵＳＩＣスペクトラムに基づいて受信された受信信号の到来方向を計算する。【選択図】図１
2004101522.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
　無線信号を受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、上記各非励振素子にそれぞれ接続された可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナを用いた電波到来方向探知方法であって、
　互いに異なる上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値のセットをそれぞれ設定したときに上記アレーアンテナによって受信される各受信信号ｙ（ｔ）を検出し、上記各受信信号に基づく相関行列Ｒｙｙを計算し、上記計算された相関行列Ｒｙｙを固有値分解して上記相関行列Ｒｙｙの固有ベクトルを計算し、上記計算された固有ベクトルに基づいて、ＭＵＳＩＣ（MUltiple SIgnal Classification）法を用いてＭＵＳＩＣスペクトラムを計算し、上記計算されたＭＵＳＩＣスペクトラムに基づいて上記アレーアンテナによって受信された受信信号の到来方向を計算するステップを含むことを特徴とする電波到来方向探知方法。
【請求項２】
　上記到来方向は、１次元又は２次元の到来方向であり、上記接地導体の平面上の方位角と、上記接地導体からの仰角との少なくとも一方を含むことを特徴とする請求項１記載の電波到来方向探知方法。
【請求項３】
　無線信号を受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、上記各非励振素子にそれぞれ接続された可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナを用いた電波到来方向探知装置であって、
　互いに異なる上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値のセットをそれぞれ設定したときに上記アレーアンテナによって受信される各受信信号ｙ（ｔ）を検出し、上記各受信信号に基づく相関行列Ｒｙｙを計算し、上記計算された相関行列Ｒｙｙを固有値分解して上記相関行列Ｒｙｙの固有ベクトルを計算し、上記計算された固有ベクトルに基づいて、ＭＵＳＩＣ（MUltiple SIgnal Classification）法を用いてＭＵＳＩＣスペクトラムを計算し、上記計算されたＭＵＳＩＣスペクトラムに基づいて上記アレーアンテナによって受信された受信信号の到来方向を計算する手段を備えたことを特徴とする電波到来方向探知装置。
【請求項４】
　上記到来方向は、１次元又は２次元の到来方向であり、上記接地導体の平面上の方位角と、上記接地導体からの仰角との少なくとも一方を含むことを特徴とする請求項３記載の電波到来方向探知装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
　本発明は、複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナ装置の指向特性を変化させることができるアレーアンテナを用いた電波到来方向探知方法及び装置に関し、特に、電子制御導波器アレーアンテナ装置（Electronically Steerable Passive Array Radiator (ESPAR) Antenna）の指向特性を適応的に変化させることができるアレーアンテナを用いた電波到来方向探知方法及び装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
　従来技術の電子制御導波器アレーアンテナ装置は、例えば、非特許文献１や特許文献１において提案されている。この電子制御導波器アレーアンテナ装置は、無線信号が給電される励振素子と、この励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられ、無線信号が給電されない少なくとも１個の非励振素子と、この非励振素子に接続された可変リアクタンス素子とから成るアレーアンテナを備え、上記可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記アレーアンテナの指向特性を変化させることができる。
【０００３】
　この電子制御導波器アレーアンテナ装置を用いた電波到来方向探知装置として、特許文献２（以下、従来例という。）において提案されている。この従来例では、「発信装置から放射された発信パルスの電波を、探知装置の受信ビーム方向をすべての方位角にわたって変化させて受信して最大の受信信号強度を検出することにより電波到来方向を検出する電波到来方向探知装置において、上記発信パルスのパルス幅は、探知装置の受信ビーム方向をすべての方位角にわたって変化させて受信して最大の受信信号強度を検出する処理に係る時間以上に設定され、上記発信パルスの立ち上がりを検出し、当該検出時点から探知装置の受信ビーム方向をすべての方位角にわたって変化させて受信して最大の受信信号強度を検出することにより電波到来方向を検出する制御手段を備えた電波到来方向探知装置」が開示されている。従って、発信パルスのパルス幅は、受信ビーム方向をすべての方位角にわたって変化させて受信して最大の受信信号強度を検出することにより電波到来方向を検出する処理に係る時間を含み、必ず、発信装置の方向である最大の強度値の方向（すなわち、電波到来方向）を含む。それ故、最大の受信信号強度の方向を常に正確に検出することができるという特有の効果を有している。
【０００４】
【特許文献１】特開２００１−０２４４３１号公報。
【特許文献２】特開２００３−１１４２６８号公報。
【非特許文献１】T. Ohira et al., “Electronically steerable passive array radiator antennas for low-cost analog adaptive beamforming,” 2000 IEEE International Conference on Phased Array System & Technology pp. 101-104, Dana point, California, May 21-25, 2000。
【非特許文献２】Ralph O. Schmidt, "Multiple Emitter Location and Signal Parameter Estimation", IEEE Transactions on Antennas and Propagation, Vol. AP-34, No. 3, March 1986。
【非特許文献３】大平孝，“エスパアンテナの主ビームを所望方法へ形成するためのリアクタンスを簡単に求める方法：準同期合成と最急勾配法”，電子情報通信学会研究技術報告，電子情報通信学会発行，ＡＰ２００１−４８，ｐｐ．１−６，２００１年７月。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
　しかしながら、この従来例では、電波到来方向の検出精度が低く、かつ複数の無線信号の電波到来方向を検出できないという問題点があった。また、２次元で電波到来方向を検出できなかった。
【０００６】
　本発明の目的は以上の問題点を解決し、従来例に比較して高い検出精度で、複数の無線信号の電波到来方向を１次元又は２次元で同時に検出できる電波到来方向探知方法及び装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
　第１の発明に係る電波到来方向探知方法は、無線信号を受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、上記各非励振素子にそれぞれ接続された可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナを用いた電波到来方向探知方法であって、
　互いに異なる上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値のセットをそれぞれ設定したときに上記アレーアンテナによって受信される各受信信号ｙ（ｔ）を検出し、上記各受信信号に基づく相関行列Ｒｙｙを計算し、上記計算された相関行列Ｒｙｙを固有値分解して上記相関行列Ｒｙｙの固有ベクトルを計算し、上記計算された固有ベクトルに基づいて、ＭＵＳＩＣ（MUltiple SIgnal Classification）法を用いてＭＵＳＩＣスペクトラムを計算し、上記計算されたＭＵＳＩＣスペクトラムに基づいて上記アレーアンテナによって受信された受信信号の到来方向を計算するステップを含むことを特徴とする。
【０００８】
　上記電波到来方向探知方法において、上記到来方向は、１次元又は２次元の到来方向であり、上記接地導体の平面上の方位角と、上記接地導体からの仰角との少なくとも一方を含むことを特徴とする。
【０００９】
　第２の発明に係る電波到来方向探知装置は、無線信号を受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数の非励振素子と、上記各非励振素子にそれぞれ接続された可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナを用いた電波到来方向探知装置であって、
　互いに異なる上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値のセットをそれぞれ設定したときに上記アレーアンテナによって受信される各受信信号ｙ（ｔ）を検出し、上記各受信信号に基づく相関行列Ｒｙｙを計算し、上記計算された相関行列Ｒｙｙを固有値分解して上記相関行列Ｒｙｙの固有ベクトルを計算し、上記計算された固有ベクトルに基づいて、ＭＵＳＩＣ（MUltiple SIgnal Classification）法を用いてＭＵＳＩＣスペクトラムを計算し、上記計算されたＭＵＳＩＣスペクトラムに基づいて上記アレーアンテナによって受信された受信信号の到来方向を計算する手段を備えたことを特徴とする。
【００１０】
　上記電波到来方向探知装置において、上記到来方向は、１次元又は２次元の到来方向であり、上記接地導体の平面上の方位角と、上記接地導体からの仰角との少なくとも一方を含むことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１１】
　従って、本発明に係る電波到来方向探知方法及び装置によれば、電子制御導波器アレーアンテナ装置であるアレーアンテナを備え、互いに異なる上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値のセットをそれぞれ設定したときに上記アレーアンテナによって受信される各受信信号ｙ（ｔ）を検出し、上記各受信信号に基づく相関行列Ｒｙｙを計算し、上記計算された相関行列Ｒｙｙを固有値分解して上記相関行列Ｒｙｙの固有ベクトルを計算し、上記計算された固有ベクトルに基づいて、ＭＵＳＩＣ（MUltiple SIgnal Classification）法を用いてＭＵＳＩＣスペクトラムを計算し、上記計算されたＭＵＳＩＣスペクトラムに基づいて上記アレーアンテナによって受信された受信信号の到来角を計算する。従って、従来例に比較して高い検出精度で、同時に複数の無線信号を１次元又は２次元で電波到来方向を検出できる。また、ハードウェア回路を従来技術に比較して簡単化できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
　以下、本発明に係る実施形態について図面を参照して説明する。なお、同様の構成要素については同一の符号を付している。
【００１３】
　図１は本発明に係る実施形態である電波到来方向探知装置の構成を示すブロック図である。この実施形態の電波到来方向探知装置は、図１に示すように、１つの励振素子Ａ０と、６個の非励振素子Ａ１乃至Ａ６とを備えてなるアレーアンテナ装置１００と、無線受信機１０と、コントローラ２０とを備え、特に、コントローラ２０は、例えばコンピュータなどのディジタル計算機で構成され、互いに異なる各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値のセットをそれぞれ設定したときにアレーアンテナ装置１００によって受信される各受信信号ｙ（ｔ）を検出し、各受信信号に基づく相関行列Ｒｙｙを計算し、計算された相関行列Ｒｙｙを固有値分解して相関行列Ｒｙｙの固有ベクトルを計算し、計算された固有ベクトルに基づいて、公知のＭＵＳＩＣ（MUltiple SIgnal Classification）法を用いてＭＵＳＩＣスペクトラムを計算し、計算されたＭＵＳＩＣスペクトラムに基づいてアレーアンテナ装置１００によって受信された受信信号の到来角を計算することを特徴としている。
【００１４】
　図１において、アレーアンテナ装置１００は、接地導体１１上に設けられた励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１乃至Ａ６から構成され、励振素子Ａ０は、半径ｒの円周上に設けられた６本の非励振素子Ａ１乃至Ａ６によって囲まれるように配置されている。好ましくは、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６は上記半径ｒの円周上に互いに等間隔を保って設けられる。各励振素子Ａ０及び非励振素子Ａ１乃至Ａ６の長さは、例えば約λ／４（但し、λは所望波の波長である。）になるように構成され、また、上記半径ｒはλ／４になるように構成される。励振素子Ａ０の給電点は同軸ケーブル５を介して無線受信機１０の低雑音増幅器（ＬＮＡ）１に接続され、また、非励振素子Ａ１乃至Ａ６はそれぞれ可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に接続され、これら可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値はコントローラ２０からのリアクタンス値信号によって設定される。
【００１５】
　図２は、アレーアンテナ装置１００の縦断面図である。励振素子Ａ０は接地導体１１と電気的に絶縁され、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６は、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６を介して、接地導体１１に対して高周波的に接地される。可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６の動作を説明すると、例えば励振素子Ａ０と非励振素子Ａ１乃至Ａ６の長手方向の長さが実質的に同一であるとき、例えば、可変リアクタンス素子１２−１がインダクタンス性（Ｌ性）を有するときは、可変リアクタンス素子１２−１は延長コイルとなり、非励振素子Ａ１乃至Ａ６の電気長が励振素子Ａ０に比較して長くなり、反射器として働く。一方、例えば、可変リアクタンス素子１２−１がキャパシタンス性（Ｃ性）を有するときは、可変リアクタンス素子１２−１は短縮コンデンサとなり、非励振素子Ａ１の電気長が励振素子Ａ０に比較して短くなり、導波器として働く。また、他の可変リアクタンス素子１２−２乃至１２−６に接続された非励振素子Ａ２乃至Ａ６についても同様に動作する。
【００１６】
　従って、図１のアレーアンテナ装置１００において、各非励振素子Ａ１乃至Ａ６に接続された可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を変化させることにより、アレーアンテナ装置１００の平面指向性特性を変化させることができる。
【００１７】
　図１のアレーアンテナの制御装置において、アレーアンテナ装置１００の励振素子Ａ０は無線信号ｙ（ｔ）を受信し、上記受信された無線信号である受信信号ｙ（ｔ）は同軸ケーブル５を介して無線受信機１０の低雑音増幅器１を介してダウンコンバータ２に入力され、ダウンコンバータ２は入力される受信信号を所定の中間周波数の中間周波信号に周波数変換した後、Ａ／Ｄ変換器３に出力する。Ａ／Ｄ変換器３は、入力されるアナログの中間周波信号をディジタルの中間周波信号に変換した後、コントローラ２０に出力する。さらに、コントローラ２０は、入力される中間周波信号に基づいて、詳細後述する図５の到来角探索処理を実行することにより、受信信号の電波の到来角を計算し、その結果をＣＲＴディスプレイ２１に出力して表示する。ここで、コントローラ２０は、具体的には、例えばコンピュータなどのディジタル計算機で構成され、互いに異なる各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値のセットをそれぞれ設定したときにアレーアンテナ装置１００によって受信される各受信信号ｙ（ｔ）を検出し、各受信信号に基づく相関行列Ｒｙｙを計算し、計算された相関行列Ｒｙｙを固有値分解して相関行列Ｒｙｙの固有ベクトルを計算し、計算された固有ベクトルに基づいて、例えば非特許文献２などにおいて開示されたＭＵＳＩＣ（MUltiple SIgnal Classification）法を用いてＭＵＳＩＣスペクトラムを計算し、計算されたＭＵＳＩＣスペクトラムに基づいてアレーアンテナ装置１００によって受信された受信信号の到来角を計算する。
【００１８】
　次いで、アレーアンテナ装置１００における信号モデルについて説明する。アレーアンテナ装置１００は１個の励振素子Ａ０と、Ｍ個の非励振素子Ａ１乃至ＡＭとを含む（Ｍ＋１）個の素子で構成され、図１の構成例では、Ｍ＝６である。上述のように、アレーアンテナ装置１００の放射パターンは、非励振素子Ａ１乃至Ａ６に接続された各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−Ｍのリアクタンス値ｘｍ（ｍ＝１，２，…，Ｍ）を調整することによって制御される。実際のアプリケーションでは、リアクタンスは、例えば−３００Ωから３００Ωまでといった所定の領域で制御することができる。次式で示されるベクトルはリアクタンスベクトルと呼ばれ、アレーアンテナ装置１００のパターン形成に使用される。
【００１９】
【数１】
2004101522.tif 000003
【００２０】
　ここで、所望波の送信信号ｕｄ（ｔ）は合計Ｄ個存在し、到来方向ＤＯＡはθｄ（ｄ＝１，２，…，Ｄ）であるものと仮定する。ｓｍ（ｔ）（ｍ＝０，１，…，Ｍ）はアレーアンテナ装置１００のｍ番目の素子に入射する信号を示し、ｓ（ｔ）はｍ番目の成分ｓｍ（ｔ）を有する列ベクトルであるものとすると、列ベクトルｓ（ｔ）を次のように表すことができる。
【００２１】
【数２】
2004101522.tif 000004
【００２２】
　ここで、ａ（θｄ）はアレーアンテナ装置１００の構成に合致する指向性ベクトルである。この信号モデルによれば、次式のようなアレーアンテナ装置１００の出力信号ｙ（ｔ）を得ることができる。
【００２３】
【数３】
2004101522.tif 000005
【００２４】
　ここで、ｎ（ｔ）は付加される白色ガウス雑音であり、ｉは高周波電流ベクトルである。高周波電流ベクトルｉは、次のように定式化される。
【００２５】
【数４】
2004101522.tif 000006
【００２６】
　ここで、Ｘは次式の対角行列で表されるリアクタンス行列である。
【００２７】
【数５】
2004101522.tif 000007
【００２８】
　また、ｕ０は次式で表される（Ｍ＋１）次元ベクトルである。
【００２９】
【数６】
2004101522.tif 000008
【００３０】
　さらに、Ｚは（Ｍ＋１）×（Ｍ＋１）行列で表されたインピーダンス行列であり、その成分は素子間の相互アドミタンスによって決定される定数である。具体的には以下のごとく求めることができる。
【００３１】
　上記アンテナの構造パラメータからモーメント法による電磁界解析を用いて素子間の相互結合を求め、これをインピーダンス行列Ｚで表すと次式のようになる（例えば、非特許文献３参照。）。
【００３２】
【数７】
2004101522.tif 000009
【００３３】
　アレーアンテナ装置１００の構造は巡回的な対称性を有しているため、この行列Ｚの４９個の要素のうち独立な要素は６個の要素となる。これらはその物理的意味からそれぞれ以下のように呼ばれるべき複素パラメータである。
【００３４】
［表１］
―――――――――――――――――――――――――――――――
ｚ００：励振素子の自己入力インピーダンス
ｚ０１：励振素子と非励振素子との間の結合インピーダンス
ｚ１１：非励振素子の自己入力インピーダンス
ｚ１２：互いに隣接する２つの非励振素子間の結合インピーダンス
ｚ１３：次に隣接する（１つ間をおいて隣接する）
２つの非励振素子間の結合インピーダンス
ｚ１４：互いに対向する２つの非励振素子間の結合インピーダンス
―――――――――――――――――――――――――――――――
【００３５】
　なお、後述する実施例で用いた各インピーダンス値は以下の通りである。
（ａ）ｚ００＝＋５２．０−５．７ｊ
（ｂ）ｚ０１＝＋２３．９−２９．２ｊ
（ｃ）ｚ１１＝＋６４．０−３．４ｊ
（ｄ）ｚ２１＝＋２９．７−２９．８ｊ
（ｅ）ｚ３１＝−１３．９−２７．６ｊ
（ｆ）ｚ４１＝−２６．０−１６．７ｊ
　ここで、インピーダンス値の単位はすべてΩである。
【００３６】
　ここで、上記電流ベクトルｉ及びｙ（ｔ）はもちろん上記リアクタンスベクトルｘの関数である。アレーアンテナ装置１００の各素子上に入射する信号ベクトルｓ（ｔ）は可測性でない点は強調されなければならない。各素子上で受信される信号ベクトルが観測される従来型の適応制御型アレーアンテナとは、この点で相違する。
【００３７】
　次いで、アレーアンテナ装置１００における単一ポートの相関行列について、以下に説明する。アレーアンテナ装置１００の場合、非励振素子Ａ１乃至ＡＭ上の信号は観測不能であり、励振素子Ａ０の単一ポートからの出力信号だけが観測されて処理される。これらの素子上の高周波電流は独立したものではなく互いに結合され、かつリアクタンス値に依存する。励振素子Ａ０の単一ポートからの出力信号は、これらの可変リアクタンス値の高度に非線形的な関数である。従来型の適応制御型アレーアンテナでは、相関行列はアレーアンテナ装置１００の各素子上の信号を測定することによって生成されるため、問題は、あらゆる種類の単一ポート出力アンテナと同様に、１つしかない出力ポートでいかにして相関行列を生成するかにある。本実施形態の目的は、単一ポート出力のアンテナで従来型のアレーアンテナの空間的ダイバーシティを生成し直すことにある。
【００３８】
　まず、従来型のアレーアンテナにおけるＭ個の素子を同時に監視することは可能であると考える。これは、通常のケースである。
【００３９】
　ここでは、単一の素子のみのアンテナについて考える。Ｍ個の素子を有する従来型のアレーアンテナで利用可能な空間的ダイバーシティを再生成したい場合には、図３（ｂ）に示すように、本発明者らの単一の素子のアンテナの位置を変更し、毎回同じ信号を送って出力をＭ回測定しなければならない。こうすれば、Ｍ個の素子を有するアンテナを使用しているかのようにＭ個の出力信号値を取得することができる。事実、本発明者らは、図３（ａ）に示すように、空間領域を使用してＭ個の素子を有するアンテナの空間的ダイバーシティを再生成している。よって、これで相関行列の計算に必要な出力はすべて揃ったことになる。単一ポート出力のアレーアンテナ装置１００の場合と同じ方法を実行することもできるが、本実施形態では、リアクタンス領域を使用して空間的ダイバーシティを再生成する。
【００４０】
　本実施形態で用いるアレーアンテナ装置１００は、Ｍ個の可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６を備えている。従って、まずはリアクタンスベクトルを設定して出力を測定するが、リアクタンスセットを変更し同じ信号を送って出力を再度測定すれば、いつでも同じ１つの素子を測定して空間的ダイバーシティを再生成することが可能であり、このプロセスをＭ回繰り返せば相関行列の生成に必要なＭ個の出力信号を得ることができる。
【００４１】
　次いで、リアクタンス領域のＭＵＳＩＣアルゴリズムについて以下説明する。アレーアンテナ装置１００の素子によって受信される信号波形は、入射波形と雑音とのコンビネーションである。従って、所定のリアクタンスセットについて、リアクタンスの関数である等価電流ベクトルｉを計算することができる。次いで、後述する式で表すようなアレーアンテナ装置１００の出力信号を得ることができる。
【００４２】
　アレーアンテナ装置１００の場合であって、リアクタンス領域において、図４の出力信号ｙｍ（ｍ＝１，２，…，Ｍ）を計算するためには、リアクタンスセットｘｍを使用して電流ベクトルｉｍを計算しかつ出力信号ｙｍを取得する。さらに、リアクタンス値の変更、よってアンテナパターン及び電流ベクトルの変更をＭ回繰り返せば従来のケースにおいて利用可能な空間的ダイバーシティ（図３）を再生成することが可能であり、最終的に相関行列の計算に使用される受信信号ｙを知ることができる。Ｍ回測定される出力信号は、ｄ＝１，２，…，Ｄのとき、
【数８】
2004101522.tif 000010
を仮定すれば、次式のように表すことができる。
【００４３】
【数９】
2004101522.tif 000011
【００４４】
　これにより、次式に表される出力ベクトルｙを導くことができる。なお、簡単化のために時刻ｔを省略している。
【００４５】
【数１０】
2004101522.tif 000012
または、
【数１１】
2004101522.tif 000013
【００４６】
　リアクタンス領域のＭＵＳＩＣアルゴリズムに対して変形された指向性ベクトルを次式のように表す。
【００４７】
【数１２】
2004101522.tif 000014
【００４８】
　このとき、上記数１０を次式のように書き直すことができる。
【００４９】
【数１３】
2004101522.tif 000015
【００５０】
　この式は、こうした形式では、従来のＭＵＳＩＣアルゴリズム（非特許文献２参照。）で使用されるものに類似している。従って、アレーアンテナ装置１００による相関行列Ｒｙｙの計算方法を得ることができ、リアクタンス領域のＭＵＳＩＣアルゴリズム（図５及び図６の到来角探索処理参照。）についての物理的説明も行うことができる。受信信号ベクトルｙのＭ×Ｍの相関行列Ｒｙｙは、次式によって計算することができる。
【００５１】
【数１４】
2004101522.tif 000016
【００５２】
　ここで、上付きのＨは、共役転置を示す。また、Ｅ［・］は所定の期間における引数の平均値を表す。この相関行列Ｒｙｙの固有分解を実行すれば、固有値（λｉ（ｉ＝Ｄ＋１，…，Ｍ））から、信号のしきい値ＴＤによって決定されるピーク値を取り出すことにより、入射する信号の数を推定することができる。選択された固有値の数は、入射する信号数Ｄを決定することができる。このとき、Ｎ＝Ｍ−Ｄは、雑音サブ空間に対応する固有値の数である。従って、アレーアンテナ装置１００のＭＵＳＩＣスペクトルは次のようになる。
【００５３】
【数１５】
2004101522.tif 000017
【００５４】
　ここで、０≦θ＜３６０゜であり、ＥＮはＭ×Ｎ行列であるものと定義され、当該行列の列はＮ個の雑音固有ベクトルｅｉであり、ｉ＝Ｄ＋１，…，Ｍである。すなわち、
【数１６】
2004101522.tif 000018
である。
【００５５】
　この段階に至れば、入射する信号の到来方向の推定は容易であり、ＭＵＳＩＣスペクトルのピークの横座標さえ発見されれば受信信号の推定値を発見することができる。
【００５６】
　以上で入射する信号の数とそれらの推定された到来方向を知り得るわけであり、次にはこれらの情報を使用して受信信号のパワーを知ることができる。知りたい所望波の信号はより強力な信号であるという仮定の下では、どの信号がその所望波の信号であるかを決定することが極めて興味深い。推定される到来方向を知ることがなければ、Ａ行列が利用可能となり、受信信号のクロスパワー及びオートパワーのＤ×ＤのＰ行列に含まれる受信信号のパラメータの計算に使用することができる。このとき、Ｐ行列を次式のように計算することができる。
【００５７】
【数１７】
2004101522.tif 000019
【００５８】
　ここで、ＩｄはＭ×Ｍの単位行列であり、λｍｉｎは相関行列Ｒｙｙの最小の固有値である。ここで、上付きの＊は共役を示す。これは、従来のＭＵＳＩＣアルゴリズムの場合とほぼ同じ式であり、Ａ行列をＩＴＡ行列に替えていることが唯一の変更点である。このＰ行列の対角成分は各受信信号の推定されたパワーを含んでいるため、より強力であるという仮定に基づいて所望波の信号の発見が容易である。
【００５９】
　図５及び図６は、図１のコントローラ２０によって実行される到来角探索処理を示すフローチャートである。
【００６０】
　図５のステップＳ１において、変数パラメータｍ及びｎをそれぞれ１にリセットし、ステップＳ２において信号のしきい値ＴＤ（所定値）をセットする。次いで、ステップＳ３において当該アレーアンテナ装置１００のステアリングベクトルａ（θ）を計算し、ステップＳ４において所定のリアクタンスベクトルテーブル（詳細後述するように、互いに異なるリアクタンスベクトルを複数セット用意してなるテーブルである。）をセットし、ステップＳ５において、上記セットされたリアクタンスベクトルテーブルに基づいて、上述のごとく、各パターンに対して電流行列Ｉを計算する。
【００６１】
　次いで、ステップＳ６において、ｍ番目のリアクタンスベクトルｘｍを取り出して、それに対応するリアクタンス値信号を可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に出力することにより、当該リアクタンスベクトルｘｍを設定して所定の放射パターンにセットする。さらに、ステップＳ７において、当該アレーアンテナ装置１００の出力信号ｙｍ（ｎ）を検出し、ステップＳ８において、変数パラメータｍを１だけインクリメントし、ステップＳ９において、変数ｍが非励振素子の個数Ｍ以下であるか否かが判断され、ＹＥＳのときはステップＳ６に進む一方、ＮＯのときはステップＳ１０に進む。そして、ステップＳ１０においてＭ個の出力信号ｙｍ（ｎ）（ｍ＝１，２，…，Ｍ）からなる信号ベクトルｙｎをメモリに格納し、ステップＳ１１において変数パラメータｎを１だけインクリメントし、ステップＳ１２で、変数パラメータｎは所定の繰り返し回数Ｎ以下であるか否かについて判断し、ＹＥＳのときはステップＳ２０に進む一方、ＮＯのときは図６のステップＳ１３に進む。
【００６２】
　図６のステップＳ１３において、上記メモリに格納されたＮ個の信号ベクトルｙｎに基づいて、上記数１４を用いて相関行例Ｒｙｙを計算し、ステップＳ１４において、相関行列Ｒｙｙの固有値分解を公知の数値計算法を用いて実行し、固有値λ１，λ２，…，λＭ及び固有ベクトルｅ１，ｅ２，…，ｅＭを計算する。次いで、ステップＳ１５において、信号のしきい値ＴＤを用いて、そのしきい値以上を有する所望波信号Ｄの数を計算し、さらに、ステップＳ１６において、方位角θを対するＭＵＳＩＣスペクトラムＰＭＵＥＳＰＥＲ（θ）を、公知のＭＵＳＩＣアルゴリズムを用いて計算し、その結果をＣＲＴディスプレイ２１に表示する。さらに、ステップＳ１７において、計算されたＭＵＳＩＣスペクトラムに基づいて、ピーク値θ１，θ２，…，θＤを到来方位角とし、メモリに格納し、その結果をＣＲＴディスプレイ２１に表示する。そして、ステップＳ１８において受信信号のクロス及びオートパワーの行列Ｐを計算し、ステップＳ１９において計算された行列Ｐに基づいて所望波信号を決定して当該到来角探索処理を終了する。
【００６３】
　さらに、到来角探索処理の具体例について以下に説明する。
【００６４】
　まず、製造時の設定として、ステップＳ４のリアクタンスベクトルのテーブルに対応する指向性ビームパターンを設定する必要がある。例えば、アレーアンテナ装置１００の非励振素子Ａ１乃至Ａ６に装荷された可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のディジタル制御電圧値Ｖ１，Ｖ２，…，Ｖ６を以下の表のように巡回させ６通りの指向性ビームパターンを形成する。
【００６５】
［表２］
指向性ビームを形成するバラクタ制御電圧値Ｖ１，Ｖ２，…，Ｖ６
――――――――――――――――――――――――――――――――
パターンＮｏ．　Ｖ１　　Ｖ２　　Ｖ３　　Ｖ４　　Ｖ５　　Ｖ６
――――――――――――――――――――――――――――――――
パターン１　　　Ｄ１　　Ｄ２　　Ｄ３　　Ｄ４　　Ｄ５　　Ｄ６
パターン２　　　Ｄ６　　Ｄ１　　Ｄ２　　Ｄ３　　Ｄ４　　Ｄ５
パターン３　　　Ｄ５　　Ｄ６　　Ｄ１　　Ｄ２　　Ｄ３　　Ｄ４
パターン４　　　Ｄ４　　Ｄ５　　Ｄ６　　Ｄ１　　Ｄ２　　Ｄ３
パターン５　　　Ｄ３　　Ｄ４　　Ｄ５　　Ｄ６　　Ｄ１　　Ｄ２
パターン６　　　Ｄ２　　Ｄ３　　Ｄ４　　Ｄ５　　Ｄ６　　Ｄ１
――――――――――――――――――――――――――――――――
【００６６】
　この例では、ディジタル制御電圧値Ｖ１，Ｖ２，…，Ｖ６を以下の表のように巡回させて設定している（以下、これをシフト法という。）が、本発明はこれに限らず、互いに放射パターンが異なるディジタル制御電圧値であればよく、例えば、公知の乱数発生法を用いて発生された乱数値を、ディジタル制御電圧値Ｖ１，Ｖ２，…，Ｖ６に設定してもよい。ただし、オムニパターンのディジタル制御電圧値（各非励振素子に対して実質的に同一の値）を採用しないことが好ましい。
【００６７】
　次いで、電子制御導波器アレーアンテナ装置の変形されたステアリングベクトルを作成する方法としては、電波到来角θのとき，アレーアンテナ装置１００の変形されたステアリングベクトルａ（θ）ｍｏｄは素子間結合を含めて次式のように表すことができる。
【００６８】
【数１８】
2004101522.tif 000020
【００６９】
　ここで、ａ（θ）はアレーアンテナ装置１００のステアリングベクトルであって、素子配列の物理的位置（図１）から次式のように７×１の列ベクトルで表される。ここで、Ｔは転置を表す。
【００７０】
【数１９】
2004101522.tif 000021
【００７１】
ここで、０≦θ＜３６０゜である。
【００７２】
　なお、ＩＴは６通りの等価ウエイトベクトル（数４の高周波電流ベクトル参照）からなる６×７の等価ウエイト行列である。いま，表２のディジタル制御電圧値とバラクタ値の関係を、例えば、次式の近似式で表す。
【００７３】
【数２０】
2004101522.tif 000022
【００７４】
　そして、ｍ番目（ｍ＝１，２，…，６）の指向性ビームパターンを形成するリアクタンス行列を次式の対角行列Ｘｍであるとする。
【００７５】
【数２１】
2004101522.tif 000023
【００７６】
　このとき、等価ウエイトベクトルｉｍ（高周波電流ベクトル）は上記式を用いて、次式のように表される。
【００７７】
【数２２】
2004101522.tif 000024
【００７８】
　従って、等価ウエイト行列ＩＴは上記数２２を用いて、次式で表される。
【００７９】
【数２３】
2004101522.tif 000025
【００８０】
　まず、相手先の無線送信機から送信された周期符号を各ビームパターンにて受信する必要があるが、周期符号を受信する方法として以下の２つの実施例がある。
（１）識別符号パターン毎に繰返し受信する第１の方法：図７参照。
（２）識別符号ビット毎に繰返し受信する第２の方法：図８参照。
【００８１】
　第１の方法では、例えばＰビットの識別符号を６回繰返し、１ビームパターン毎に連続で受信する。すなわち、図７に示すように、第１のビームパターンを設定するための、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に対してディジタル制御電圧信号（リアクタンス値信号）を出力して設定し（図７では、ハッチングで示している、コントローラ２０の終段のＤ／Ａ変換器のセットアップタイムを考慮したタイミングで実行する。以下同様である。）、Ｐビットの識別符号を受信してアレーアンテナ装置１００からの出力信号をｙ１（ｔ）としてメモリに格納する。次いで、第２のビームパターンを設定するための、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に対してディジタル制御電圧信号（リアクタンス値信号）を出力して設定し、Ｐビットの識別符号を受信してアレーアンテナ装置１００からの出力信号をｙ２（ｔ）としてメモリに格納する。そして、以下同様にして、第３乃至第６のビームパターンに対して同様の処理を繰り返す。以上の第１の方法では、Ｄ／Ａ変換器のセットアップタイムによる時間ロスが少ないという特有の効果を有する。
【００８２】
　また、第２の方法では、識別符号のビット毎に６回繰返し、すべてのビームパターンで受信する。すなわち、図８に示すように、第１のビームパターンを設定するための、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に対してディジタル制御電圧信号（リアクタンス値信号）を出力して設定し（図８では、ハッチングで示している、コントローラ２０の終段のＤ／Ａ変換器のセットアップタイムを考慮したタイミングで実行する。以下同様である。）、Ｐビットのうちの第１ビットの識別符号を受信してアレーアンテナ装置１００からの出力信号をｙ１，１（ｔ）としてメモリに格納する。次いで、第２のビームパターンを設定するための、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に対してディジタル制御電圧信号（リアクタンス値信号）を出力して設定し、Ｐビットのうちの第１ビットの識別符号を受信してアレーアンテナ装置１００からの出力信号をｙ１，２（ｔ）としてメモリに格納する。そして、以下同様にして、第３乃至第６のビームパターンに対して同様の処理を繰り返す。さらに、以上の処理を第２ビット乃至第Ｐビットの識別符号について繰り返す。以上の第２の方法では、メモリの記憶容量を削減することができるという特有の効果を有する。
【００８３】
　さらに、相関行列Ｒｙｙを計算する方法としては、以下のように行うことができる。ｍ番目（ｍ＝１，２，…，６）の指向性ビームパターンにて受信された信号系列をｙｍ（ｔ）とし、次式の受信信号ベクトルを計算する。
【００８４】
【数２４】
2004101522.tif 000026
【００８５】
　そして、次式を用いて相関行列Ｒｙｙを計算することができる。
【００８６】
【数２５】
2004101522.tif 000027
【００８７】
　ここで，Ｅ［・］は所定の期間における時間平均を意味し、Ｈ及び＊はそれぞれ複素共役転置及び複素共役を表す。
【００８８】
　さらに、相関行列Ｒｙｙを以下の方法で固有値分解する。ここで、相関行列Ｒｙｙを固有値分解して得られる相関行列Ｒｙｙの固有値及び固有ベクトルをそれぞれλｍ，ｅｍとすると、次式が成立する。
【００８９】
【数２６】
2004101522.tif 000028
【００９０】
　ここで、Ｌ個の到来波が到来する場合，相関行列Ｒｙｙの固有値には熱雑音電力をσ２として次式の関係が成立する。
【００９１】
【数２７】
2004101522.tif 000029
【００９２】
　実際には到来波数Ｌは未知であるため，信号しきい値ＴＤを設け、信号しきい値ＴＤ以上の固有値の数を到来波数として計算することができる。
【００９３】
　次いで、公知のＭＵＳＩＣアルゴリズムを用いて、アレーアンテナ装置１００のＭＵＳＩＣスペクトラムを以下の方法で計算する。すなわち、上記で得られたアレーアンテナ装置１００の変形されたステアリングベクトルａ（θ）ｍｏｄを用いて、アレーアンテナ装置１００のＭＵＳＩＣスペクトラムを次式で計算できる。
【００９４】
【数２８】
2004101522.tif 000030
【００９５】
　最後に、上記計算されたＭＵＳＩＣスペクトラムに基づいて、その最大値が得られるθを到来方位角として計算できる。
【実施例１】
【００９６】
　本発明者らは図１の電波到来方向探知装置について以下の通りシミュレーションを行った。以下のすべてのシミュレーションにおいて、すべての受信信号は同一の搬送波周波数を有し、データクロックの同期も完全であると仮定している。なお、ドップラ効果について無視している。
【００９７】
　第１のシミュレーションは、ＭＵＳＩＣスペクトルから推定された到来方向を得る方法を具体的に示すＭＵＳＩＣスペクトルの例である。本例では、無作為に選択した６つの異なるリアクタンスを使用する。図９はそれぞれ５ｄＢのＳＮＲを有する４つの受信信号のＭＵＳＩＣスペクトルと到来方位角θの推定値を示している。事実、４つの最大ピークのｘ軸の値は、到来方位角θの推定値を与えるものである。ピークは鋭く、よってリアクタンス領域のＭＵＳＩＣアルゴリズムの精度は約０．５度である。従って、このシミュレーションは、提案したこのリアクタンス領域のＭＵＳＩＣアルゴリズムが電子制御導波器アレーアンテナ装置に入射する信号の到来方位角θの推定に機能し得ることを示している。
【００９８】
　第２のシミュレーションでは、リアクタンス領域のＭＵＳＩＣアルゴリズムの解像度をチェックすることを目的とする。ここでは、到来方位角θがわずかに近接している２つの受信信号について考察し、本発明者らが提案するアルゴリズムによって到達可能な最大解像度を推定する。各信号のＳＮＲは５ｄＢである。図１０は、２つの信号が１０度しか離れていない場合のＭＵＳＩＣスペクトルを示している。これは、到来方位角θを高い精度で推定することのできる限界ケースである。提案のリアクタンス領域のＭＵＳＩＣアルゴリズムの解像度は、最終的に約１０度である。
【００９９】
　第３のシミュレーションは、リアクタンス領域のＭＵＳＩＣアルゴリズムを使用して電子制御導波器アレーアンテナ装置の性能を位置づけるために行う。このため、アレーアンテナ装置１００と同様の素子構造を有する、図１１に図示された比較例の従来型円形アレーアンテナとの比較を実行する。図１１の円形アレーアンテナにおいて、半径ｒはアレーアンテナ装置１００の場合と同じであり、λ／４に等しい。この半径はλ／２よりも小さく、よってアレーアンテナ装置１００を使用する場合のように幾分かの相互結合効果が導入される。この相互結合に対処するために、アレーアンテナ装置１００の場合のＩ行列と同じ役割を果たすＣ行列を導入しなければならない。Ｃ行列は次式で表される。
【０１００】
【数２９】
2004101522.tif 000031
【０１０１】
　ここで、ＺＳは対角行列であり、Ｚはアレーアンテナ装置１００に使用されるインピーダンス行列である。図１２は、上述の従来型の円形アレーアンテナ及び本実施形態に係るアレーアンテナ装置１００のＭＵＳＩＣスペクトルのシミュレーション結果を示している。図１２に示すように、リアクタンス領域のＭＵＳＩＣアルゴリズムに関して得られる曲線は、上述の従来型の円形アレーアンテナと共に使用される従来型のＭＵＳＩＣアルゴリズムの場合に得られるものに極めて近い。さらに、推定される到来方位角θは、両アンテナとも同じ領域にある。従って、リアクタンス領域のＭＵＳＩＣアルゴリズムを使用すれば、解像度及び精度に関して従来のケースと同じ性能に到達することができる。
【０１０２】
　第４のシミュレーションは、リアクタンス領域のＭＵＳＩＣアルゴリズムのさらに実用的なアプリケーションに対応するものである。各リアクタンスセットにはランダム法による乱数値を使用することが可能であるが、電子制御導波器アレーアンテナ装置の構成は対称性であり、またこのアンテナの較正に起因して、実際には１つのリアクタンスセットを使用し、出力の測定を希望する度にリアクタンスの値を、上記のシフト法を用いてシフトする方が簡単である。さらに、このシフト法を使用すれば、必要なハードウェア回路の実現がより簡単化できる。従って、本発明者らは、この方法を用いてシミュレーションすることにより、ランダム法のケースの場合と同じ性能を得ることができるかどうかを検証する。図１３は、第１のシミュレーションの場合と同様のランダム法と、受信信号に関するシフト法とによるＭＵＳＩＣスペクトルを示している。図１３から明らかなように、シフト法の曲線は、ランダム方法の場合に取得されるものに極めて近く、到来方位角θの推定値の精度もやはり０．５度である。従って、これ以降のシミュレーションでは実際のケースに合わせるためにこのシフト方法を使用する。
【０１０３】
　第５のシミュレーションでは、受信信号の信号対雑音電力比（ＳＮＲ）がＭＵＳＩＣスペクトルに与える影響を明らかにする。従って、２０ｄＢ、５ｄＢ及び０ｄＢのＳＮＲに対してシミュレーションを行った。ＳＮＲ＝５ｄＢのケースについては、第１のシミュレーションで既に検討を行った。図１４は、これらの個々のＳＮＲのＭＵＳＩＣスペクトルを示したものである。図１４から明らかなように、曲線を見れば、ＳＮＲが増大するほどピークはより鋭く高くなり、よって解像度がより良好になることは明らかである。到来方位角θの推定値（表３参照。）から分かるように、ＳＮＲが増大すると精度も高くなる。但し、ＳＮＲが０ｄＢであっても解像度において、かつ特に精度において良好な結果が得られる点に注目すると興味深い。精度は約０．５度であり、これはＳＮＲが５ｄＢのときと同じである。
【０１０４】
［表３］
異なったＳＮＲに対する所望波信号の到来方位角θの推定
―――――――――――――――――――――――――――――――――――
　　　　　　　　　　　　　　　　　　受信信号　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　１　　　　　２　　　　　　３　　　　　　４
到来方位角θ　　　　６０°　　　２００°　　　２４０°　　　３１０°
―――――――――――――――――――――――――――――――――――
ＳＮＲ＝２０ｄＢ　６０．０°　２００．１°　２４０．０°　２９９．９°
―――――――――――――――――――――――――――――――――――
ＳＮＲ＝５ｄＢ　　５９．７°　１９９．５°　２４０．３°　３０９．７°
―――――――――――――――――――――――――――――――――――
ＳＮＲ＝０ｄＢ　　５９．６　　１９９．５°　２３９．８°　３０９．５°
―――――――――――――――――――――――――――――――――――
【０１０５】
　第６のシミュレーションの目的は、どの信号が所望波信号であるかを決定することである。所望波信号は、入射する他のすべての信号の中から発見しようとしている信号である。この所望波信号は、入射する他の信号よりも強力であることが仮定されている（表４参照。）が、こういった仮定は実際によく行われる。
【０１０６】
［表４］
所望波信号の到来方位角θの推定
―――――――――――――――――――――――――――――――――――
　　　　　　　　　　　　　　　　　　受信信号　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　１　　　　　２　　　　　３（所望波信号）４
―――――――――――――――――――――――――――――――――――
ＳＮＲ（ｄＢ）　　　　３　　　　　２　　　　　　６　　　　　　４
―――――――――――――――――――――――――――――――――――
実際の到来方位角θ　１０°　　　１１０°　　　１８０°　　　３００°
―――――――――――――――――――――――――――――――――――
推定された
到来方位角θ　　１０．２°　１０９．６°　１８０．３°　３００．１°
―――――――――――――――――――――――――――――――――――
【０１０７】
　ＭＵＳＩＣスペクトルは受信信号のパワーに関して十分な情報を与えないため、クロス及びオートパワーのＰ行列を計算することにより、各信号の個々のパワーを推定することができる。Ｐ行列の対角成分は各受信信号の推定されたパワーを与える。すなわち、次式の通りである。
【０１０８】
【数３０】
2004101522.tif 000032
【０１０９】
　従って、Ｐ対角行列における最高値の位置は、上記表３における受信信号の番号に対応する。計算されたＰ行列は、このシミュレーションでは、対角成分を外れている値が極めて小さい値であるために受信信号はほとんど非相関性であったことを示している。最高値は第３の対角成分８．０１４であり、それ故、所望波信号は到来方位角θの推定値が１８０．３度である第３の受信信号であることが分かる（次の表参照）。従って、Ｐ行列を計算すれば、ＭＵＳＩＣスペクトルから取得される到来方位角θの推定値により、所望波信号をそれがより強力な信号であるという仮定に基づいてあらゆる受信信号の中から決定することができる。
【０１１０】
　上述の各シミュレーションでは、リアクタンス領域のＭＵＳＩＣアルゴリズムに従って、すべての受信信号を周期的に送信し、相関行列Ｒｙｙを計算している。これに対して、第７のシミュレーションでは、所望波信号のみ（第５のシミュレーション参照。）が周期的にアレーアンテナ装置１００に送られ、他の信号は未知の信号源から到来するものとされる干渉信号であって周期的には送信されない場合について考察する。この第７のシミュレーションの結果を図１５に示す。図１５のＭＵＳＩＣスペクトルは、干渉信号の到来方位角θを推定することができない場合でも、所望波信号の到来方位角θは先の各シミュレーションと同じ精度で推定が可能であることを示している。
【０１１１】
　第８のシミュレーションは、受信信号がメインパスを伝搬した直接波と、直接波の遅延バージョンである遅延波とで構成され、遅延波は直接波に対して非コヒーレントであるものとされ、すなわち遅延波は１つのサンプル持続時間よりも長い場合のリアクタンス領域のＭＵＳＩＣアルゴリズムの処理を示している。メインパスは反射されかつ遅延されたパスより強力であることが仮定されているが、この仮定は、どの入射パスがメインパスであるかを知りたいために行われる。図１６は、マルチ環境での遅延波のＭＵＳＩＣスペクトルを示したものである。Ｐ行列の対角成分の最高値を求めれば、入射するどのパスが回復させたいメインパスであるかを決定することができ、計算したＰ行列の結果を以下に示す。
【０１１２】
【数３１】
2004101522.tif 000033
【０１１３】
　このシミュレーションでは、最高値は対角成分の最初の値の７．８９９９であり、それ故、メインパスの直接波は次の表における１番目の受信信号であって、その到来方位角θの推定値は４９．９度である。マルチパス環境におけるリアクタンス領域のＭＵＳＩＣアルゴリズムの処理は、ピークが鋭くて高いこと、及び到来方位角θの推定値が０．５度という良好な精度に到達していることから良好である。
【０１１４】
［表５］
マルチパス環境における到来方位角θの推定
―――――――――――――――――――――――――――――――――――
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　受信信号　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　１　　　　２　　　　　　３　　　　　４
―――――――――――――――――――――――――――――――――――
ＳＮＲ（ｄＢ）　　　　　６　　　　４　　　　　　４　　　　　４
―――――――――――――――――――――――――――――――――――
遅延数（サンプル数）　　０　　　　１　　　　　　４　　　　　　７
―――――――――――――――――――――――――――――――――――
実際の到来方位角θ　　５０°　　１２０°　　　２３０°　　　３２０°
―――――――――――――――――――――――――――――――――――
推定された
到来方位角θ　　　４９．９°　１２０．３°　２２９．７°　３２０．２°
―――――――――――――――――――――――――――――――――――
【０１１５】
　第９のシミュレーションでは、リアクタンスの領域の影響について調査する。上述の各シミュレーションでは、リアクタンスの領域は［−３００Ω乃至３００Ω］（以下、広い範囲という。）に設定したが、実際のケースでは利用可能なリアクタンス領域が［−９３．６Ω乃至−４．８Ω］であるため、より狭い範囲のリアクタンス領域であってもリアクタンス領域のＭＵＳＩＣアルゴリズムが同じ性能を維持できるかどうかを確認したい。図１７は、第１のシミュレーションと同様の受信信号を使用して、広い範囲と狭い範囲のリアクタンス領域に関して取得された結果を示している。従って、次の表に示すように、２つのリアクタンス領域に関して取得されたＭＵＳＩＣスペクトルはほぼ同じであることを検証することができる。最終的には、実際に使用されているリアクタンス領域であっても、より大きいリアクタンスセットを使用した場合と同じ解像度及び精度の性能を取得することが可能であると言うことができる。
【０１１６】
［表６］
リアクタンス領域の広い範囲と狭い範囲における到来方位角θの推定
―――――――――――――――――――――――――――――――――――
　　　　　　　　　　　　　　　　　　受信信号　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　１　　　　　２　　　　　　３　　　　　　４
―――――――――――――――――――――――――――――――――――
ＳＮＲ（ｄＢ）　　　　５　　　　　５　　　　　　５　　　　　　５
―――――――――――――――――――――――――――――――――――
到来方位角θ　　　　６０°　　　２００°　　　２４０°　　　３１０°
―――――――――――――――――――――――――――――――――――
広い範囲で推定される
到来方位角θ　　　５９．７゜　１９９．５゜　２４０．２゜　３０９．７゜
―――――――――――――――――――――――――――――――――――
狭い範囲で推定される
到来方位角θ　　　５９．８゜　１９９．５゜　２４０．３゜　３０９．８゜
―――――――――――――――――――――――――――――――――――
【０１１７】
　上述の各シミュレーションでは、Ｎ＝１０００について相関行列Ｒｙｙの計算を実行した。従って、リアクタンス領域のアルゴリズムにおいて使用したサンプルの総数は６０００である。この最後のシミュレーションの目的は、相関行列の推定に使用するサンプル数の影響を明らかにすることにある。図１８はＮ＝１０００及びＮ＝５０に関する結果を示しているが、言い替えれば、ここでは３００のサンプルを使用するだけで相関行列を推定する。実際のケースでは、最小量のサンプルを使用して可能な限り計算コストを下げ、かつ良好な結果を得たいことから、この点は極めて重要である。図１８からは、明らかにサンプル数が減るとピークはより小さくかつ鈍くなり、解像度も低下することが分かるが、次の表における推定された到来方位角θを見れば、推定される到来方位角θの精度は良好なままである、つまり約０．５度であることに気付く。従って、リアクタンス領域のＭＵＳＩＣアルゴリズムは、極めて少ないサンプル数であっても機能し、かつ有益な到来方位角θの推定値を与えることができる。
【０１１８】
［表７］
到来方位角θの推定におけるサンプル数の影響
―――――――――――――――――――――――――――――――――――
　　　　　　　　　　　　　　　　　　受信信号　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　１　　　　　２　　　　　　３　　　　　　４
―――――――――――――――――――――――――――――――――――
ＳＮＲ（ｄＢ）　　　　５　　　　　５　　　　　　５　　　　　　５
―――――――――――――――――――――――――――――――――――
到来方位角θ　　　　４０°　　　１３０°　　　２１０°　　　３００°
―――――――――――――――――――――――――――――――――――
サンプル数＝6×1000で推定された
到来方位角θ　　　４０．１°　１２９．６°　２０９．６°　３００．３°
―――――――――――――――――――――――――――――――――――
サンプル数＝6×50で推定された
到来方位角θ　　　３９．７°　１３９．５°　２０９．８°　２９９．６°
―――――――――――――――――――――――――――――――――――
【０１１９】
　以上説明したように、本実施形態によれば、コントローラ２０は、互いに異なる各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値のセットをそれぞれ設定したときにアレーアンテナ装置１００によって受信される各受信信号ｙ（ｔ）を検出し、各受信信号に基づく相関行列Ｒｙｙを計算し、計算された相関行列Ｒｙｙを固有値分解して相関行列Ｒｙｙの固有ベクトルを計算し、計算された固有ベクトルに基づいてＭＵＳＩＣ（MUltiple SIgnal Classification）法を用いてＭＵＳＩＣスペクトラムを計算し、計算されたＭＵＳＩＣスペクトラムに基づいて受信された受信信号の到来角を計算する。従って、従来例に比較して高い検出精度で、同時に複数の無線信号の電波到来方向を検出できる。また、ハードウェア回路を従来技術に比較して簡単化できる。
【０１２０】
変形例．
　以上の実施形態においては、接地導体１１の平面上での方位角θに関する１次元の到来方向を検出する電波到来方向探知装置について説明しているが、以下の方法を用いることにより、上記方位角θと、接地導体１１の平面からの仰角φとに関する２次元の到来方向を検出することができる。以下、変形例における実施形態との相違点について説明する。
【０１２１】
　所望波の送信信号ｕｄ（ｔ）は合計Ｄ個存在し、到来方向ＤＯＡは方位角θｄ（ｄ＝１，２，…，Ｄ）と仰角φｄ（ｄ＝１，２，…，Ｄ）との２次元の到来方向であるものと仮定する。このとき、列ベクトルｓ（ｔ）を次のように表すことができる。
【０１２２】
【数３２】
2004101522.tif 000034
【０１２３】
　ここで、ａ（θｄ，φｄ）はアレーアンテナ装置１００の構成に合致する２次元の指向性ベクトルである。信号モデルによれば、次式のようなアレーアンテナ装置１００の出力信号ｙ（ｔ）を得ることができる。
【０１２４】
【数３３】
2004101522.tif 000035
【０１２５】
　電子制御導波器アレーアンテナ装置であるアレーアンテナ装置１００の場合であって、リアクタンス領域において、図４の出力信号ｙｍ（ｍ＝１，２，…，Ｍ）を計算するためには、リアクタンスセットｘｍを使用して電流ベクトルｉｍを計算しかつ出力信号ｙｍを取得する。さらに、リアクタンス値の変更、よってアンテナパターン及び電流ベクトルの変更をＭ回繰り返せば従来のケースにおいて利用可能な空間的ダイバーシティ（図３）を再生成することが可能であり、最終的に相関行列の計算に使用される受信信号ｙを知ることができる。Ｍ回測定される出力信号は、ｄ＝１，２，…，Ｄのとき、上記数８の条件を仮定すれば、次式のように表すことができる。
【０１２６】
【数３４】
2004101522.tif 000036
【０１２７】
　これにより、次式に表される出力ベクトルｙを導くことができる。なお、簡単化のために時刻ｔを省略している。
【０１２８】
【数３５】
2004101522.tif 000037
【０１２９】
　もしくは上記数１１である。リアクタンス領域のＭＵＳＩＣアルゴリズムに対して変形された指向性ベクトルを次式のように表す。
【０１３０】
【数３６】
2004101522.tif 000038
【０１３１】
　このとき、上記数３５を次式のように書き直すことができる。
【０１３２】
【数３７】
2004101522.tif 000039
【０１３３】
　さらに、アレーアンテナ装置１００のＭＵＳＩＣスペクトルは次式で表される。
【０１３４】
【数３８】
2004101522.tif 000040
【０１３５】
　ここで、０≦θ＜３６０゜，−９０゜＜φ＜９０゜である。この段階に至れば、入射する無線信号の２次元の到来方向の推定は容易であり、ＭＵＳＩＣスペクトルのピークの方位角θと仰角φさえ発見されれば、受信信号の２次元の到来方向の推定値を発見することができる。すなわち、方位角θと仰角φの両方を走査して上記数３８を計算することにより、２次元の到来方向を計算できることとなる。以上で入射する信号の数とそれらの推定された到来方向を知り得るわけであり、次にはこれらの情報を使用して受信信号のパワーを知ることができる。
【０１３６】
　図１９は変形例に係る電波到来方向探知装置によって実行される到来角探索処理の第１の部分を示すフローチャートであり、図２０は変形例に係る電波到来方向探知装置によって実行される到来角探索処理の第２の部分を示すフローチャートである。
【０１３７】
（１）図１９における図５に対する相違点は、ステップＳ３に代えてステップＳ３Ａとし、当該ステップＳ３Ａにおいて、当該アレーアンテナ装置１００のステアリングベクトルａ（θ，φ）を計算する。
（２）図２０における図６に対する相違点は、ステップＳ１６に代えてステップＳ１６Ａとし、ステップＳ１７に代えてステップＳ１７Ａとしている。ステップＳ１６Ａにおいて、方位角θ及び仰角φを対するＭＵＳＩＣスペクトラムＰＭＵＥＳＰＥＲ（θ，φ）を、公知のＭＵＳＩＣアルゴリズムを用いて計算し、その結果をＣＲＴディスプレイ２１に表示する。さらに、ステップＳ１７Ａにおいて、計算されたＭＵＳＩＣスペクトラムに基づいて、ピーク値セット（θ１，φ１）（θ２，φ２），…，（θＤ，θＤ）を到来方位角及び到仰角としてメモリに格納し、その結果をＣＲＴディスプレイ２１に表示する。
【０１３８】
　さらに、電子制御導波器アレーアンテナ装置の変形されたステアリングベクトルを作成する方法としては、電波到来方位角θ及び到来仰角φのとき，アレーアンテナ装置１００の変形されたステアリングベクトルａ（θ，φ）ｍｏｄは素子間結合を含めて次式のように表すことができる。
【０１３９】
【数３９】
2004101522.tif 000041
【０１４０】
　ここで、ａ（θ，φ）はアレーアンテナ装置１００のステアリングベクトルであって、素子配列の物理的位置（図１）から次式のように７×１の列ベクトルで表される。ここで、Ｔは転置を表す。
【０１４１】
【数４０】
2004101522.tif 000042
【０１４２】
　ここで、０≦θ＜３６０゜及び−９０゜＜φ＜９０゜である。
【０１４３】
　なお、上記数２８に対応する式は次式で表される。
【０１４４】
【数４１】
2004101522.tif 000043
【０１４５】
　図２１は変形例に係る電波到来方向探知装置のシミュレーション結果であって、方位角θ及び仰角φに対するＭＵＳＩＣスペクトラムを示すスペクトル図である。図２１のシミュレーションでは、到来方向が互いに異なる２波（θ＝２５０゜，φ＝６０゜）（θ＝１３０゜，φ＝２０゜）を受信したときの結果であるが、図２１から明らかなように、２次元の到来方向を高精度で検出可能であることがわかる。
【０１４６】
　以上の実施形態及び変形例においては、６本の非励振素子Ａ１乃至Ａ６と、それに対応した可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６とを備えているが、本発明はこれに限らず、複数Ｍ個の非励振素子Ａ１乃至ＡＭと、それに対応した可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−Ｍを備えてもよい。
【図面の簡単な説明】
【０１４７】
【図１】本発明に係る実施形態である電波到来方向探知装置の構成を示すブロック図である。
【図２】図１のアレーアンテナ装置１００の詳細な構成を示す断面図である。
【図３】（ａ）は従来技術のアレーアンテナにおいて用いられる空間領域での複数の受信信号を用いた相関行列Ｒｙｙを説明するための模式図であり、（ｂ）は従来技術のアレーアンテナにおいて用いられる時間領域において分解された複数の受信信号を用いた相関行列Ｒｙｙを説明するための模式図である。
【図４】本実施形態に係る電波到来方向探知装置において用いるリアクタンス領域における相関行列を説明するための模式図である。
【図５】図１のコントローラ２０によって実行される到来角探索処理の第１の部分を示すフローチャートである。
【図６】図１のコントローラ２０によって実行される到来角探索処理の第２の部分を示すフローチャートである。
【図７】図１のコントローラ２０によって実行される到来角探索処理における具体例を示す図であって、同期的なシンボル信号を受信する第１の方法を示すタイミングチャートである。
【図８】図１のコントローラ２０によって実行される到来角探索処理における具体例を示す図であって、同期的なシンボル信号を受信する第２の方法を示すタイミングチャートである。
【図９】図１の電波到来方向探知装置のシミュレーション結果であって、ランダムなリアクタンスセットに対する、到来方位角θ＝６０°，２００°，２４０°，３１０°で信号対雑音電力比ＳＮＲ＝５ｄＢのときの方位角（度）に対するＭＵＳＩＣスペクトラムを示すスペクトラム図である。
【図１０】図１の電波到来方向探知装置のシミュレーション結果であって、ランダムなリアクタンスセットに対する、到来方位角θ＝１７０°，１８０°で信号対雑音電力比ＳＮＲ＝５ｄＢのときの方位角（度）に対するＭＵＳＩＣスペクトラムを示すスペクトラム図である。
【図１１】比較例である複数の励振素子間で相互結合を有する円形アレーアンテナの構成を示す斜視図である。
【図１２】図１の電波到来方向探知装置及び図１１の比較例のシミュレーション結果であって、到来方位角θ＝６０°，２００°，２４０°，３１０°で信号対雑音電力比ＳＮＲ＝５ｄＢのときの方位角（度）に対するＭＵＳＩＣスペクトラムを示すスペクトラム図である。
【図１３】図１の電波到来方向探知装置のシミュレーション結果であって、ランダム法及びシフト法によって設定されたリアクタンスセットに対する、到来方位角θ＝６０°，２００°，２４０°，３１０°で信号対雑音電力比ＳＮＲ＝５ｄＢのときの方位角（度）に対するＭＵＳＩＣスペクトラムを示すスペクトラム図である。
【図１４】図１の電波到来方向探知装置のシミュレーション結果であって、到来方位角θ＝６０°，２００°，２４０°，３１０°で信号対雑音電力比ＳＮＲ＝２０ｄＢ，５ｄＢ，０ｄＢのときの方位角（度）に対するＭＵＳＩＣスペクトラムを示すスペクトラム図である。
【図１５】図１の電波到来方向探知装置のシミュレーション結果であって、所望波の到来方位角θ＝９０°で、干渉波の到来方位角θ＝１５０°，２１０°，３００°であるときの方位角（度）に対するＭＵＳＩＣスペクトラムを示すスペクトラム図である。
【図１６】図１の電波到来方向探知装置のシミュレーション結果であって、マルチパス環境であって、到来方位角θ＝５０°，１２０°，２３０°，３２０°であるときの方位角（度）に対するＭＵＳＩＣスペクトラムを示すスペクトラム図である。
【図１７】図１の電波到来方向探知装置のシミュレーション結果であって、リアクタンスセットの広い範囲及び狭い範囲において、到来方位角θ＝６０°，２００°，２４０°，３１０°であるときの方位角（度）に対するＭＵＳＩＣスペクトラムを示すスペクトラム図である。
【図１８】図１の電波到来方向探知装置のシミュレーション結果であって、到来角探索処理における繰り返し回数Ｎ＝１０００，５０であるときの方位角（度）に対するＭＵＳＩＣスペクトラムを示すスペクトラム図である。
【図１９】変形例に係る電波到来方向探知装置によって実行される到来角探索処理の第１の部分を示すフローチャートである。
【図２０】変形例に係る電波到来方向探知装置によって実行される到来角探索処理の第２の部分を示すフローチャートである。
【図２１】変形例に係る電波到来方向探知装置のシミュレーション結果であって、方位角θ及び仰角φに対するＭＵＳＩＣスペクトラムを示すスペクトル図である。
【符号の説明】
【０１４８】
Ａ０…励振素子、
Ａ１乃至Ａ６…非励振素子、
１…低雑音増幅器（ＬＮＡ）、
２…ダウンコンバータ、
３…Ａ／Ｄ変換器、
５…給電用同軸ケーブル、
１０…無線受信機、
１１…接地導体、
１２−１乃至１２−６…可変リアクタンス素子、
２０…コントローラ、
２１…ＣＲＴディスプレイ、
１００…アレーアンテナ装置。
【図１】
2004101522.tif 000044
【図２】
2004101522.tif 000045
【図３】
2004101522.tif 000046
【図４】
2004101522.tif 000047
【図５】
2004101522.tif 000048
【図６】
2004101522.tif 000049
【図７】
2004101522.tif 000050
【図８】
2004101522.tif 000051
【図９】
2004101522.tif 000052
【図１０】
2004101522.tif 000053
【図１１】
2004101522.tif 000054
【図１２】
2004101522.tif 000055
【図１３】
2004101522.tif 000056
【図１４】
2004101522.tif 000057
【図１５】
2004101522.tif 000058
【図１６】
2004101522.tif 000059
【図１７】
2004101522.tif 000060
【図１８】
2004101522.tif 000061
【図１９】
2004101522.tif 000062
【図２０】
2004101522.tif 000063
【図２１】
2004101522.tif 000064