(57)【要約】【課題】必要な基本周波数帯域での挿入損失を最小に抑え、不用な周波数帯域での高調波減衰量を最大にした高周波回路を提供する。【解決手段】高周波増幅回路と、その高周波増幅回路で増幅された高周波信号が次ぎに処理される後段の高周波回路とを位相調整回路を介して接続した高周波回路であって、前記高周波増幅回路にて増幅される高周波の基本周波数のｎ倍（ｎは２以上の自然数）の周波数における、前記位相調整回路の前記高周波増幅回路側の基準面から前記高周波増幅回路を見たときのインピーダンスＺ１と、前記基準面から前記後段の高周波回路を見たときのインピーダンスＺ２との関係が、Ｚ１の位相θの共役整合の関係にある位相をθ１としたとき、Ｚ２の位相θ２がθ１に対し１８０度±１２０度の関係にある高周波回路である。【選択図】　　　図１
2004112160.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
高周波増幅回路と、その高周波増幅回路で増幅された高周波信号が次ぎに処理される後段の高周波回路とを位相調整回路を介して接続した高周波回路であって、
前記高周波増幅回路にて増幅される高周波の基本周波数のｎ倍（ｎは２以上の自然数）の周波数における、前記位相調整回路の前記高周波増幅回路側の基準面から前記高周波増幅回路を見たときのインピーダンスＺ１と、
前記基準面から前記後段の高周波回路を見たときのインピーダンスＺ２との関係が、
Ｚ１の位相θの共役整合の関係にある位相をθ１としたとき、
Ｚ２の位相θ２がθ１に対し１８０度±１２０度の関係にあることを特徴とする高周波回路。
【請求項２】
高周波増幅回路と、その高周波増幅回路で増幅された高周波信号が次ぎに処理される後段の高周波回路とを位相調整回路を介して接続した高周波回路であって、
前記高周波増幅回路にて増幅される高周波の基本周波数のｎ倍（ｎは２以上の自然数）の周波数における、前記位相調整回路の前記高周波増幅回路側の基準面から前記高周波増幅回路を見たときのインピーダンスＺ１、
前記基準面から前記後段の高周波回路を見たときのインピーダンスＺ２、
前記位相調整回路の前記後段の高周波回路側から前記後段の高周波回路を見たときのインピーダンスＺ３との関係が、
Ｚ１の位相θの共役整合の関係にある位相をθ１、
θ１に対する１８０度の位相をθ０としたとき、
Ｚ３の位相θ３がθ０に対し時計回り方向にあり、
前記位相調整回路としてハイパスフィルタ回路を用い、Ｚ２の位相θ２がθ３よりもθ０に近づくように調整されていることを特徴とする高周波回路。
【請求項３】
前記位相調整回路として伝送線路を用いたときは、前記Ｚ２の位相θ２がθ３よりもθ０に近づくように、現在の伝送線路の長さよりも短くなる方向に調整されていることを特徴とする請求項２記載の高周波回路。
【請求項４】
高周波増幅回路と、その高周波増幅回路で増幅された高周波信号が次ぎに処理される後段の高周波回路とを位相調整回路を介して接続した高周波回路であって、
前記高周波増幅回路にて増幅される高周波の基本周波数のｎ倍（ｎは２以上の自然数）の周波数における、前記位相調整回路の前記高周波増幅回路側の基準面から前記高周波増幅回路を見たときのインピーダンスＺ１、
前記基準面から前記後段の高周波回路を見たときのインピーダンスＺ２、
前記位相調整回路の前記後段の高周波回路側から前記後段の高周波回路を見たときのインピーダンスＺ３との関係が、
Ｚ１の位相θの共役整合の関係にある位相をθ１、
θ１に対する１８０度の位相をθ０としたとき、
Ｚ３の位相θ３がθ０に対し反時計回り方向にあり、
前記位相調整回路としてローパスフィルタ回路を用い、Ｚ２の位相θ２がθ３よりもθ０に近づくように調整されていることを特徴とする高周波回路。
【請求項５】
前記位相調整回路として伝送線路を用いたときは、前記Ｚ２の位相θ２がθ３よりもθ０に近づくように、現在の伝送線路の長さよりも長くなる方向に調整されていることを特徴とする請求項４記載の高周波回路。
【請求項６】
前記後段の高周波回路がスイッチ回路であることを特徴とする請求項１〜５の何れかに記載の高周波回路。
【請求項７】
前記後段の高周波回路がカプラ回路であることを特徴とする請求項１〜５の何れかに記載の高周波回路。
【請求項８】
前記後段の高周波回路がアイソレータ回路であることを特徴とする請求項１〜５の何れかに記載の高周波回路。
【請求項９】
前記後段の高周波回路がフィルタ回路であることを特徴とする請求項１〜５の何れかに記載の高周波回路。
【請求項１０】
前記高周波増幅回路に代えてカプラ回路とし、後段の高周波回路をスイッチ回路としたことを特徴とする請求項１〜５の何れかに記載の高周波回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は２つ以上の異なる周波数の信号を１つのアンテナを共用して送受信する無線通信システム等で用いられ、高周波増幅回路と次ぎに処理される後段の高周波回路とを位相調整回路を介して接続した高周波回路全般に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
携帯無線システムには、例えば主に欧州で盛んなＥＧＳＭ（Ｅｘｔｅｎｄｅｄ　Ｇｌｏｂａｌ　Ｓｙｓｔｅｍ　ｆｏｒ　Ｍｏｂｉｌｅ　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）方式およびＤＣＳ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｃｅｌｌｕｌａｒ　Ｓｙｓｔｅｍ）方式、米国で盛んなＰＣＳ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ　Ｓｅｒｖｉｃｅ）方式、日本で採用されているＰＤＣ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ　Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｃｅｌｌｕｌａｒ　）方式などの時分割マルチプルアクセス（ＴＤＭＡ）を用いた様々なシステムがある。昨今の携帯電話の急激な普及に伴い、特に先進国の主要な大都市部においては各システムに割り当てられた周波数帯域ではシステム利用者を賄いきれず、接続が困難であったり、通話途中で接続が切断するなどの問題が生じている。そこで、利用者が複数のシステムを利用できるようにして、実質的に利用可能な周波数の増加を図り、さらにサービス区域の拡充や各システムの通信インフラを有効活用することが提唱されている。
従来、複数のシステムに対応した小型軽量の高周波回路部品として、例えばＥＧＳＭとＤＣＳの２つのシステムに対応した携帯通信機に用いられるデュアルバンド対応の高周波スイッチモジュールが特開平１１−２２５０８８号公報に開示されている。また、ＥＧＳＭ、ＤＣＳ、ＰＣＳの３つのシステムに対応した携帯通信機に用いられるトリプルバンド対応の高周波スイッチモジュールが特開２０００−１６５２８８号公報で提案されている。
【０００３】
図１２にトリプルバンド高周波スイッチモジュールのブロック構成の一例を示す。アンテナＡＮＴ端子に接続された分波器（ダイプレクサＤｉｐ）によりＥＧＳＭの周波数帯の信号とＤＣＳ／ＰＣＳの周波数帯の信号を分波し（逆方向では合成するが、本明細書では分波で説明する。）、第１の高周波スイッチＳＷ１はＥＧＳＭ送信端子ＴｘとＥＧＳＭ受信端子Ｒｘとを切り換え、第２の高周波スイッチＳＷ２はＤＣＳ／ＰＣＳ送信端子ＴｘとＤＣＳ受信端子Ｒｘ及びＰＣＳ受信端子Ｒｘとを切り換える。ローパスフィルタＬＰＦ１、ＬＰＦ２は送信経路に挿入されパワーアンプで発生する高調波歪発生量を低減する。バンドパスフィルタＳＡＷ１、ＳＡＷ２、ＳＡＷ３はアンテナＡＮＴからの受信信号のうち不要周波数成分を除去し、必要成分だけをローノイズアンプに送る。従って、ＥＧＳＭ送信端子ＴｘとＤＣＳ／ＰＣＳ送信端子Ｔｘの前段にはパワーアンプＨＰＡ１、ＨＰＡ２が設けられ、ＥＧＳＭ受信端子ＲｘとＤＣＳ受信端子Ｒｘ及びＰＣＳ受信端子Ｒｘの後段にはローノイズアンプＬＮＡ１、ＬＮＡ２、ＬＮＡ３が設けられている。
【０００４】
携帯通信機の小型軽量化の要求は依然として強く、部品の共有化や機能を集約したモジュール化が進められている。例えば、図１２の点線で囲まれた回路部品は、ＬＴＣＣ（Ｌｏｗ　Ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ　Ｃｏ−ｆｉｒｅｄ　Ｃｅｒａｍｉｃｓ）等の誘電体シートを多層に積み重ねた積層体内に伝送線路やコンデンサを電極パターンにより形成し、ダイオード等を積層体上に搭載したマルチバンド用アンテナスイッチモジュールとして実現されている（上記特許公報参照）。また、一点鎖線で囲まれた範囲のモジュール化についてもディスクリートのＳＡＷフィルタを積層体上に搭載した形で実現されている。
【０００５】
一方、携帯通信機の送信側では比較的大電力の信号を出力するために、数Ｗ程度のハイパワーアンプ（本発明ではパワーアンプ等と区別をせず高周波増幅器と言うがパワーアンプ等と記す場合がある。）が用いられる。携帯電話機等は小型で低消費電力にする必要があるため、ＤＣ電力の大部分を消費するハイパワーアンプには、ＤＣ−ＲＦ電力変換効率（電力付加効率とも言う。）が高く小型であることが求められる。特に携帯電話機等においては、機器が小型であることと、電池の１回充電当たりの通話時間の長さが製品の重要なセールス・ポイントであるために、ハイパワーアンプの小型化と高効率化が必須である。ハイパワーアンプまで含めた回路部品のモジュール化は検討課題であるが、実際ＬＴＣＣ等で積層モジュール化することは実現されていない。
【０００６】
このアンプとアンテナ或いはアンテナスイッチモジュールに関与する従来技術として、受信専用アンテナとアンプを積層体上に搭載し両者間に位相調整回路を設けたアンテナ装置が特開２０００−１８３６１２号公報にある。しかしながら、このものはアンプから漏れた電磁波を当該受信専用アンテナ（パッチアンンテナ）自身が受信した場合の閉ループの位相ずれを調整するためのものであった。即ち、高周波スイッチ機能を複合化したものではない。
また、複数の誘電体層を積層してなる多層基板に高周波スイッチとアンプを構成する伝送線路やコンデンサを内蔵し、多層基板上にトランジスタ等を搭載してモジュール化することが特開平１０−１２６３０７号公報に示されている。しかし、このものでは構想を示すだけで両者を一体化したときの現実的な問題点や手段は何ら開示されておらず実現困難なものであった。
さらに、ハイパワーアンプとこの出力電力をモニタするカプラを一体化し、両者間の整合をスプリアス周波数において非共役整合に設定した高周波用送信モジュールが特開２００２−１７１１３７号公報に開示されている。しかしながら、この高周波用送信モジュールでは、高周波部品間の挿入損失低減と高調波減衰特性の劣化についての具体的な解決手段は提示されていない。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
上記したように高周波増幅回路の後段に接続される高周波回路としては、アンテナスイッチモジュールＡＳＭがある。あるいはパワーアンプの出力電力をモニタして補正をかけるカプラの場合もあり、アイソレータがあり、さらにはフィルタが接続される場合もある。
また従来、高周波増幅回路と、この高周波増幅回路で増幅された高周波信号が次ぎに処理される後段の高周波回路とを位相調整回路を介して接続した高周波回路について種々提案はあるが、実現された例がないため具体的な問題とその解決手段は提示されていない。従い、携帯通信機の組立てメーカでは、既存の高周波増幅器回路と上記した既存の高周波回路とを種々組み合わせ、変換効率や高調波発生量等の送信特性もしくはアンテナ出力特性をモニタした結果、相性の良い組み合わせを選定する設計手法に留まっているのが実情である。
【０００８】
本発明はこのような問題に鑑み、高周波増幅回路と、その後段の高周波回路とを位相調整回路を介して接続した高周波回路において、必要な基本周波数帯域での挿入損失を最小に抑えると共に、不用周波数帯域での高調波減衰量を最大にして変換効率の高い高周波回路を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明は、高周波増幅回路と、その高周波増幅回路で増幅された高周波信号が次ぎに処理される後段の高周波回路とを位相調整回路を介して接続した高周波回路であって、前記高周波増幅回路にて増幅される高周波の基本周波数のｎ倍（ｎは２以上の自然数）の周波数における、前記位相調整回路の前記高周波増幅回路側の基準面から前記高周波増幅回路を見たときのインピーダンスＺ１と、前記基準面から前記後段の高周波回路を見たときのインピーダンスＺ２との関係が、Ｚ１の位相θの共役整合の関係にある位相をθ１としたとき、Ｚ２の位相θ２がθ１に対し１８０度±１２０度の関係にあることを特徴とする高周波回路である。
【００１０】
本発明の高周波回路は、高周波増幅回路と、その高周波増幅回路で増幅された高周波信号が次ぎに処理される後段の高周波回路とを位相調整回路を介して接続した高周波回路であって、前記高周波増幅回路にて増幅される高周波の基本周波数のｎ倍（ｎは２以上の自然数）の周波数における、前記位相調整回路の前記高周波増幅回路側の基準面から前記高周波増幅回路を見たときのインピーダンスＺ１、前記基準面から前記後段の高周波回路を見たときのインピーダンスＺ２、前記位相調整回路の前記後段の高周波回路側から前記後段の高周波回路を見たときのインピーダンスＺ３との関係が、Ｚ１の位相θの共役整合の関係にある位相をθ１、θ１に対する１８０度の位相をθ０としたとき、Ｚ３の位相θ３がθ０に対し時計回り方向にあり、前記位相調整回路としてハイパスフィルタ回路を用い、Ｚ２の位相θ２がθ３よりもθ０に近づくように調整されていることを特徴とするものである。
【００１１】
本発明の高周波回路は、高周波増幅回路と、その高周波増幅回路で増幅された高周波信号が次ぎに処理される後段の高周波回路とを位相調整回路を介して接続した高周波回路であって、前記高周波増幅回路にて増幅される高周波の基本周波数のｎ倍（ｎは２以上の自然数）の周波数における、前記位相調整回路の前記高周波増幅回路側の基準面から前記高周波増幅回路を見たときのインピーダンスＺ１、前記基準面から前記後段の高周波回路を見たときのインピーダンスＺ２、前記位相調整回路の前記後段の高周波回路側から前記後段の高周波回路を見たときのインピーダンスＺ３との関係が、Ｚ１の位相θの共役整合の関係にある位相をθ１、θ１に対する１８０度の位相をθ０としたとき、Ｚ３の位相θ３がθ０に対し反時計回り方向にあり、前記位相調整回路としてローパスフィルタ回路を用い、Ｚ２の位相θ２がθ３よりもθ０に近づくように調整されていることを特徴とするものである。
【００１２】
前記位相調整回路としてハイパスフィルタの代わりに伝送線路を用いたときは、前記Ｚ２の位相θ２がθ３よりもθ０に近づくように、現在の伝送線路の長さよりも短くなる方向に調整するものである。
また、前記位相調整回路としてローパスフィルタの代わりに伝送線路を用いたときは、前記Ｚ２の位相θ２がθ３よりもθ０に近づくように、現在の伝送線路の長さよりも長くなる方向に調整するものである。
【００１３】
前記後段の高周波回路としては、スイッチ回路、カプラ回路、アイソレータ回路、フィルタ回路などがある。また前記高周波増幅回路に代えてカプラ回路を対象とし、後段の高周波回路をスイッチ回路とした場合でも本発明は実施できる。
以下、本発明の実施形態の説明では、高周波増幅器の後段にスイッチ回路を含むアンテナスイッチモジュールを設ける場合を例にとり説明する。
【００１４】
【発明の実施の形態】
本願発明者は、高周波増幅器回路とアンテナスイッチモジュール回路間の位相関係がアンテナ出力特性に及ぼす影響について図１１に示すモデルを用いて検討した。具体的には高周波増幅器回路の出力整合回路端とアンテナスイッチモジュールの送信端子との位相関係を、アンテナスイッチモジュールＡＳＭの前に移相器ＰＳを置き、接続基準面から見た高周波増幅器側のインピーダンスＺ１を固定し、アンテナスイッチモジュール側のインピーダンスＺ２を変化させ、位相変化と挿入損失及び基本波周波数、２倍波周波数、３倍波周波数の減衰量とその傾向についてスミスチャート上にプロットした。
尚、本発明では便宜上、高周波増幅器側のインピーダンスＺ１を固定し、アンテナスイッチモジュール側のインピーダンスＺ２を変化調整した例に基づいて説明するが、逆にアンテナスイッチモジュール側のインピーダンスＺ２を固定し、高周波増幅器側のインピーダンスＺ１を変化調整することでも本発明は実施できる。さらに、両側（高周波増幅器ＨＰＡ、アンテナスイッチモジュールＡＳＭ）を適宜調整することでも本発明は実施できる。これらは特許請求の範囲についても言えることである。
【００１５】
以上の検討の結果、位相の変化量とアンテナ出力特性（挿入損失や高調波減衰量など）には密接な関係があり、ｎ次高調波帯域での相互のインピーダンス特性も全体特性に強く影響を与えることを知見した。図１を参照してまとめると、
（１）基準面から見たアンテナスイッチモジュール側の位相が、高周波増幅器側の位相θの符号を反転させた位相θ１（−θ）のとき挿入損失及び減衰量は最小となる。即ち、インピーダンスＺ１の共役整合に相当する位相θ１で挿入損失が最小となる。しかし減衰量も最小となる。
（２）基準面から見たアンテナスイッチモジュール側の位相が、θ１の逆位相θ０（θ１±１８０度）で挿入損失及び減衰量は最大となる。即ち、共役インピーダンスに相当する位相θ１の逆位相θ０で減衰量が最大となる。しかし、挿入損失も最大となる。
尚、共役インピーダンスとは、あるインピーダンスに対して複素共役の関係にあるインピーダンスである。等しい抵抗成分と大きさが等しく符号が反対のリアクタンス分をもつインピーダンスの関係をいい、θのインピーダンス（Ｒ＋ｊＸ）とθ１のインピーダンス（Ｒ−ｊＸ）は複素共役である。このような関係を共役整合と言いインピーダンス整合が実現する。ここで（Ｒ＋ｊＸ）と（Ｒ−ｊＸ）による共役整合が理想的で最適であるが、（Ｒ’−ｊＸ）というリアクタンス部分のみを考慮し調整するだけでも効果があることを本検討により知見した。また、インピーダンス（Ｒ＋ｊＸ）全てを合わせるのは難しいが、少なくとも位相を考慮すれば十分な効果があり、且つ現実的な調整手段であることを見出した。
【００１６】
本発明ではこの共役整合の関係を位相で捉え、必要な基本周波数帯域においては（１）を満足させて、挿入損失を最小に抑え、インピーダンスＺ１の共役整合に相当する位相関係を設定することが第１の指針となる。即ち、高周波増幅器とアンテナスイッチモジュールを繋ぐ位相調整回路によりＬＣを調整し両者間を略５０Ωかつ共役整合となし挿入損失を最小にする。
次に、不要な２倍波、３倍波のｎ次周波数帯域においては高調波減衰量を最大にするため（２）を満足するように、インピーダンスＺ２を非共役整合に相当する位相θ２に調整する。非共役整合とは共役整合以外の状態である。これはθ１に対して逆位相にあるθ０が最も望ましい位置であることを知見し、且つ許容範囲があることを見出した。この点が本発明の特徴の一つであり、これを最大減衰量に対し５ｄＢ劣化を許容するθ０±１２０度の位相θ２の領域とした。好ましくは３ｄＢ劣化を許容するθ０±９０度であり、更に好ましくはθ０±４５度である。領域としたのは個々の場合によって条件が異なるし移動する方向も異なるので±の範囲としてとらえた。よって、まずは共役整合に相当する位相θ１から逆位相の方向に位相をずらすことを行い、より具体的にはθ２の領域内に位相調整することが第２の指針となる。
【００１７】
ここで位相調整を行う位相調整回路は伝送線路あるいはＬＣ回路で実施できる。例えば、図５は伝送線路での実施例である。増幅器出力側には半導体素子ＦＥＴ（電界効果型トランジスタ）Ｑ１があり、このトランジスタＱ１のドレイン端子Ｄには伝送線路あるいはインダクタＳＬ１を介して電源供給端子Ｖｄｄ１より電源が供給される。ドレイン端子Ｄは伝送線路ＡＳＬ１と直流カットコンデンサＣａ２を介し出力端子Ｐ０に繋がっている。アンテナスイッチ送信側は送信端子Ｐ１に直流カットコンデンサＣａ１と伝送線路ＡＳＬ２が接続され、その後方には送信系回路の一部である伝送線路Ｌ５とＬＣ回路からなるローパスフィルタＬＰＦが繋がっている。出力端子Ｐ０と送信端子Ｐ１を接続する際にはコンデンサＣａ１、Ｃａ２の一方を省略できる。そして、ここにＬＣ回路を挿入する及び／又は伝送線路ＡＳＬ１、ＡＳＬ２を位相調整回路とするものである。伝送線路ＡＳＬ２は送信端子Ｐ１とローパスフィルタＬＰＦを積層体内で接続するために必要とされるのでこれを同時に利用する。実際の設定にあたっては、先ず、増幅器出力側の伝送線路ＡＳＬ１の長さあるいは幅を調整しながら適切な位置に適切な容量のコンデンサＣａ３、Ｃａ４を挿入し、アンテナスイッチの入力インピーダンスの略５０Ω整合を図る。次に、必要に応じて伝送線路ＡＳＬ２の長さあるいは幅を調整する。更に、必要に応じてＬ５の長さ、幅、ＬＰＦ送信端子側の並列Ｃの容量値等も調整しても良い。
【００１８】
また、調整手段については以下のことが明らかになった。図２に示すように、
（ａ）位相調整回路のアンテナスイッチ側からアンテナスイッチを見たときのインピーダンスＺ３の位相θ３がスミスチャート上でθ０に対し反時計回り方向にある場合は、狙いの位相領域θ２がθ３よりも最良位相θ０に近づくように、図３▲１▼〜▲４▼のＬＣ回路からなるローパスフィルタを挿入する。ここで直流カットコンデンサＣａ１、Ｃａ２のどちらか一方は省略できるので、ここではＣａ１を省略し点線で示している。また、▲２▼、▲４▼でアンテナスイッチ側のコンデンサＣａ１を省略すればグランドに落ちる伝送線路Ｌ５と並列共振を作ることが出来る。この場合伝送線路Ｌ５が短くてすみ、積層時のレイアウト調整に都合が良い。
（ｂ）位相調整回路のアンテナスイッチ側からアンテナスイッチを見たときのインピーダンスＺ３の位相θ３がスミスチャート上でθ０に対し時計回り方向にある場合は、狙いの位相領域θ２がθ３よりも最良位相θ０に近づくように、図４▲１▼〜▲４▼のＬＣ回路からなるハイパスフィルタを挿入する。この場合もどちらか一方の直流カットコンデンサＣａ１、Ｃａ２は省略できるし、他方のＣは実質無くても動作するので、結局、高周波増幅器側のコンデンサＣａ２あるいはＣだけを残しておき、他端が接地されたインダクタＬあるいは伝送線路ＳＬの一端をアンテナスイッチ側に接続して構成すれば良い。従って、ハイパスフィルタを挿入する場合の位相調整は回路が簡略されて望ましい。
また（ａ）（ｂ）の手段はモジュール化後に微調整ができる点で望ましい。
【００１９】
また伝送線路の長さあるいは幅を調整する手段でも実施できる。
（ｃ）位相調整回路のアンテナスイッチ側からアンテナスイッチを見たときのインピーダンスＺ３の位相θ３がスミスチャート上でθ０に対し反時計回り方向にある場合は、狙いの位相領域θ２がθ３よりも最良位相θ０に近づくように、現在の伝送線路の長さよりも長くする方向に調節し、必要に応じてＬ５の長さ、幅、ＬＰＦ送信端子側の並列Ｃの容量値等も調整して、θ３を時計回り方向に移動させて調整する。尚、ここで伝送線路の幅を細くしても良いが、定性的にはこのときの位置がスミスチャートの上半円にいるときは時計回りの動きをするが、下半円にいるときは反時計回りに近い動きをする。よって、幅を細くする手段は現在位置と回転方向の考慮が必要となる。
（ｂ）同じく位相θ３がθ０に対し時計回り方向にある場合は、狙いの位相領域θ２がθ３よりも最良位相θ０に近づくように、現在の伝送線路の長さよりも短くする方向に調節し、必要に応じてＬ５の長さ、幅、ＬＰＦ送信端子側の並列Ｃの容量値等も調整して、θ３を反時計回り方向に移動させる。尚、伝送線路ＡＳＬ１側は太く短くする調整の方が望ましい。但し、伝送線路の幅を太くする場合は、細くする場合とは反対にスミスチャートの上半円にいるときは反時計回りの動きをするが、下半円にいるときは時計回りに近い動きをするので、この場合も現在位置と回転方向の考慮が必要となる。これらの調整手段も本発明の特徴である。
【００２０】
以上のことより、高周波増幅器を含む高周波複合部品の回路設計にあたって、これに含まれる半導体素子、例えばトランジスタの出力整合回路からアンテナスイッチ部との接続部までを基本波周波数だけでなく高調波成分をも考慮して設計すれば、従来の基本波周波数だけを考慮して設計する手法に比べて、アンテナからの送信出力特性が格段に向上することを確認した。
【００２１】
以下、図面を参照しながらマルチバンド用高周波複合部品を例にとり説明する。図６にＥＧＳＭ、ＤＣＳ、ＰＣＳトリプルバンド用アンテナスイッチモジュールの等価回路図を示す。図７に同じく高周波増幅器の等価回路図を示す。図５に両者を繋ぐ位相整合回路周辺を示す。また、本実施例では図１２の実線で示す範囲を一つの積層体内に複合化した積層モジュールとするものである。図１０はその積層体シートの一部展開図である。
【００２２】
図６においてダイプレクサＤｉｐは、伝送線路Ｌ１〜Ｌ４および容量Ｃ１〜Ｃ４により構成される。伝送線路Ｌ２と容量Ｃ１は直列共振回路を形成し、ＤＣＳ帯域（送信周波数：１７１０〜１７８５ＭＨｚ、受信周波数：１８０５〜１８８０ＭＨｚ）およびＰＣＳ帯域（送信周波数：１８５０〜１９１０ＭＨｚ、受信周波数：１９３０〜１９９０ＭＨｚ）に共振周波数を持つように設計する。本例では１．８ＧＨｚに減衰極をあわせた。また、伝送線路Ｌ４と容量Ｃ３は直列共振回路を形成し、ＥＧＳＭ帯域（送信周波数：８８０〜９１５ＭＨｚ、受信周波数：９２５〜９６０ＭＨｚ）に共振周波数を持つように設計する。本例では０．９ＧＨｚに減衰極をあわせた。この回路により、ＥＧＳＭ系の信号とＤＣＳ／ＰＣＳ系の信号とを分波合成することが可能となる。伝送線路Ｌ１、Ｌ３はＤＣＳ／ＰＣＳ系の信号の周波数にとって高インピーダンスになるようにある程度の長さに設定するのが好ましい。これによりＤＣＳ／ＰＣＳ系の信号がＥＧＳＭ系の経路へ伝送しにくくなる。逆に容量Ｃ２、Ｃ４はＥＧＳＭ系の信号の周波数にとって高インピーダンスになるように比較的小さい容量値に設定されるのが好ましい。これによりＥＧＳＭ系の信号がＤＣＳ／ＰＣＳ系の経路へ伝送しにくくなる。
【００２３】
第１のスイッチ回路ＳＷ１は、容量Ｃ５、Ｃ６、伝送線路Ｌ５、Ｌ６、ＰＩＮダイオードＤ１、Ｄ２、および抵抗Ｒ１により構成される。伝送線路Ｌ５、Ｌ６はＥＧＳＭの送信周波数帯においてλ／４共振器となるように伝送線路の長さを設定する。ただし、伝送線路Ｌ５はＥＧＳＭの送信周波数においてグランドレベルがオープン（高インピーダンス状態）に見える程度のチョークコイルでも代用可能である。この場合インダクタンス値は１０〜１００ｎＨ程度が望ましい。抵抗Ｒ１はコントロール電源ＶＣ１がＨｉｇｈ状態での第１、第２のダイオードＤ１、Ｄ２に流れる電流を決定する。本例では１００Ω〜２００Ωを使用した。容量Ｃ５、Ｃ６はコントロール電源のＤＣカットのために必要である。コントロール電源ＶＣ１がＨｉｇｈの時にはＰＩＮダイオードＤ２には接続ワイヤなどの寄生インダクタンスが存在するため、これを打ち消すように容量Ｃ６と直列共振させる。容量Ｃ６の容量値は適宜設定する。
【００２４】
以上によりコントロール電源ＶＣ１がＨｉｇｈの時には、第１、第２のダイオードＤ１、Ｄ２は共にＯＮとなり、第２のダイオードＤ２と伝送線路Ｌ６の接続点がグランドレベルとなり、λ／４共振器である伝送線路Ｌ６の反対側のインピーダンスが無限大となる。したがって、コントロール電源ＶＣ１がＨｉｇｈの時にはダイプレクサＤｉｐ〜ＥＧＳＭ　Ｒｘ間の経路では信号は通過できず、ダイプレクサＤｉｐ〜ＥＧＳＭ　Ｔｘ間の経路では信号が通過しやすくなる。一方、コントロール電源ＶＣ１がＬｏｗの時には第１のダイオードＤ１もＯＦＦとなりダイプレクサＤｉｐ〜ＥＧＳＭ　Ｔｘ間の経路では信号は通過できず、また第２のダイオードＤ２もＯＦＦであるので、ダイプレクサＤｉｐ〜ＥＧＳＭ　Ｒｘ間の経路では信号が通過しやすくなる。以上の構成により、ＥＧＳＭ信号の送受信の切り換えが可能となる。
【００２５】
第２のスイッチ回路ＳＷ２は、容量Ｃ７〜Ｃ１０、伝送線路Ｌ７〜Ｌ１０、ＰＩＮダイオードＤ３〜Ｄ６、および抵抗Ｒ２、Ｒ３により構成される。伝送線路Ｌ７〜Ｌ１０はＤＣＳ／ＰＣＳの信号の周波数においてλ／４共振器となるように伝送線路の長さを設定する。ただし、伝送線路Ｌ７、Ｌ９はそれぞれＤＣＳの送信周波数において、ＰＣＳの送信周波数においてグランドレベルがオープン（高インピーダンス状態）に見える程度のチョークコイルでも代用可能である。この場合インダクタンス値は５〜６０ｎＨ程度が望ましい。抵抗Ｒ２はコントロール電源ＶＣ２がＨｉｇｈ状態での第３、第４のダイオードＤ３、Ｄ４に流れる電流を決定する。本例では１００Ω〜２００Ωを使用した。抵抗Ｒ３はコントロール電源ＶＣ３がＨｉｇｈ状態での第５、第６のダイオードＤ５、Ｄ６に流れる電流を決定する。本実施例では１００Ω〜２ｋΩを使用した。容量Ｃ７、Ｃ８、Ｃ１０はコントロール電源のＤＣカットのために必要である。またコントロール電源ＶＣ２がＨｉｇｈの時にはＰＩＮダイオードＤ４には接続ワイヤなどの寄生インダクタンスが存在するため、容量Ｃ７と直列共振するように容量Ｃ７の容量値を設定する。
【００２６】
以上によりコントロール電源ＶＣ２がＨｉｇｈの時には、第３、第４のダイオードＤ３、Ｄ４は共にＯＮとなり、第４のダイオードＤ４と伝送線路Ｌ８の接続点がグランドレベルとなり、λ／４共振器である伝送線路Ｌ８の反対側のインピーダンスが無限大となる。したがって、コントロール電源ＶＣ２がＨｉｇｈの時にはダイプレクサＤｉｐ〜ＰＣＳ　ＲｘおよびダイプレクサＤｉｐ〜ＤＣＳ　Ｒｘ間の経路では信号は通過できず、ダイプレクサＤｉｐ〜ＤＣＳ／ＰＣＳ　Ｔｘ間の経路では信号が通過しやすくなる。一方、コントロール端子ＶＣ２がＬｏｗの時には第３のダイオードＤ３もＯＦＦとなりダイプレクサＤｉｐ〜ＤＣＳ／ＰＣＳＴｘ間の経路では信号は通過できず、また第４のダイオードＤ４もＯＦＦであるのでダイプレクサＤｉｐ〜ＰＣＳ　ＲｘおよびダイプレクサＤｉｐ〜ＤＣＳ　Ｒｘ間の経路では信号が通過しやすくなる。
【００２７】
また、コントロール端子ＶＣ３がＨｉｇｈの時には、ＰＩＮダイオードＤ６には接続ワイヤなどの寄生インダクタンスが存在するため、容量Ｃ１０と直列共振するように容量Ｃ１０の容量値を設定する。これによりコントロール端子ＶＣ３がＨｉｇｈの時には、第５、第６のダイオードＤ５、Ｄ６は共にＯＮとなり、第６のダイオードＤ６と伝送線路Ｌ１０の接続点がグランドレベルとなり、λ／４共振器である伝送線路Ｌ１０の反対側のインピーダンスが無限大となる。したがって、コントロール端子ＶＣ３がＨｉｇｈの時にはＤＣＳ　Ｒｘ間の経路には信号は通過できず、また第６のダイオードＤ６もＯＦＦであるのでＰＣＳ　Ｒｘ間の経路では信号が通過しやすくなる。逆にコントロール端子ＶＣ３がＬｏｗの時には第５のダイオードＤ５もＯＦＦとなり、ＰＣＳ　Ｒｘ間の経路には信号は通過できず、ＤＣＳ　Ｒｘ間の経路では信号が通過しやすくなる。以上の構成により、コントロール端子ＶＣ２がＨｉｇｈの時にはＤＣＳ／ＰＣＳ　Ｔｘへ、コントロール端子ＶＣ２、ＶＣ３がそれぞれＬｏｗ、Ｈｉｇｈの時にはＰＣＳ　Ｒｘへ、コントロール端子ＶＣ２およびコントロール端子ＶＣ３がＬｏｗの時にはＤＣＳ　Ｒｘへの切り換えが可能となる。
【００２８】
第１のローパスフィルタＬＰＦ１は、伝送線路Ｌ１１および容量Ｃ１１〜Ｃ１３より構成されるπ型のローパスフィルタである。ここでＬ１１とＣ１１は並列共振回路を構成し、その共振周波数はＥＧＳＭの送信周波数の２倍もしくは３倍の周波数に設定する。本実施例では３倍の２．７ＧＨｚに設定した。以上の構成によりパワーアンプから入力されるＥＧＳＭ側の送信信号に含まれる高調波歪みを除去できる。
第１のローパスフィルタＬＰＦ１は第１の高周波スイッチＳＷ１の第１のダイオードＤ１と伝送線路Ｌ５の間に配置しているが、これはダイプレクサＤｉｐと第１の高周波スイッチＳＷ１との間に配置しても良いし、前記伝送線路Ｌ５とＥＧＳＭ　Ｔｘとの間に配置しても良い。前記第１のローパスフィルタＬＰＦ１のグランドに接続する容量を伝送線路Ｌ５と並列に配置すれば、並列共振回路を構成することとなり、伝送線路Ｌ５の線路長をλ／４よりも短く構成でき、またチョークコイルのインダクタンス値を小さくすることが出来る。
【００２９】
第２のローパスフィルタＬＰＦ２は、伝送線路Ｌ１２および容量Ｃ１４〜Ｃ１６より構成されるπ型のローパスフィルタである。ここで伝送線路Ｌ１２と容量Ｃ１４は並列共振回路を構成し、その共振周波数はＤＣＳ／ＰＣＳ送信周波数の２倍もしくは３倍の周波数に設定する。本実施例では２倍の３．６ＧＨｚに設定した。以上の構成によりパワーアンプから入力されるＤＣＳ／ＰＣＳ側の送信信号に含まれる高調波歪みを除去できる。
第２のローパスフィルタＬＰＦ２も第１のローパスフィルタＬＰＦ１と同様に、ダイプレクサＤｉｐと第２の高周波スイッチＳＷ２との間に配置しても良いし、前記伝送線路Ｌ７とＤＣＳ送信端子ＤＣＳ　Ｔｘとの間に配置しても良い。第１、第２のローパスフィルタＬＰＦ１、ＬＰＦ２は、ダイオードＤ１と伝送線路Ｌ５との間、及びダイオードＤ３と伝送線路Ｌ７との間に構成されて、スイッチ回路の中に設けられている。これは回路設計上好ましいが必須ではない。ローパスフィルタは送信信号が通過するダイプレクサ〜送信端子との間の送信経路のどこかの位置に設けてあれば良い。
【００３０】
また、ＥＧＳＭ系をさらにＧＳＭ８５０（送信周波数：８２４〜８４９ＭＨｚ、受信周波数：８６９〜８９４ＭＨｚ）とＥＧＳＭに分けて、クワッドバンド対応とすることもできる。この場合、送信系は共通端子を用いることができ、受信系は前記トリプルバンド対応アンテナスイッチのＥＧＳＭ受信端子部にＧＳＭ８５０とＥＧＳＭを切り替えるスイッチを接続することにより構成できる。また、前記スイッチの代わりにＧＳＭ８５０、ＥＧＳＭ帯のλ／４共振器である伝送線路を用いて、両者間の周波数を分けることでも実現できる。
【００３１】
図７はマルチバンド用高周波複合部品を構成する高周波増幅器側の回路図を示す。高周波増幅器側の整合回路端の出力端子Ｐ０を図６のアンテナスイッチモジュールの例えばＥＧＳＭ　Ｔｘの送信端子Ｐ１に接続し、増幅した送信信号をアンテナスイッチ側に送る役割を果たす。出力端子Ｐ０には、直流カットコンデンサＣａ２を介して、伝送線路ＡＳＬ１の一端が接続される。伝送線路ＡＳＬ１には一端を接地されたコンデンサＣａ３、Ｃａ４が接続されて出力整合回路を構成する。伝送線路ＡＳＬ１の他端は、半導体素子の一種である電界効果スイッチングトランジスタ（ＦＥＴ）Ｑ１のドレインに接続される。また、ＦＥＴＱ１のソースは接地され、ゲートはバイポーラスイッチング素子（Ｂ−Ｔｒ）Ｑ２のコレクタに接続される。
【００３２】
他方、伝送線路ＡＳＬ１の他端と電界効果スイッチングトランジスタＦＥＴ　Ｑ１のドレインＤとの接続点は、λ／４ストリップライン等からなるインダクタＳＬ１とコンデンサＣａ５との直列回路を介して接地され、インダクタＳＬ１とコンデンサＣａ５との接続点はドレイン電圧端子Ｖｄｄ１に接続されている。また、電界効果スイッチングトランジスタＦＥＴ　Ｑ１のゲートとバイポーラスイッチング素子Ｑ２のコレクタとの接続点は、コンデンサＣａ６を介して接地されると共にゲート電圧端子Ｖｇにも接続される。
【００３３】
更に、バイポーラスイッチング素子Ｑ２のエミッタは接地され、ベースは伝送線路ＳＬ３の一端に接続される。バイポーラスイッチング素子Ｑ２のコレクタは、ストリップライン等からなるインダクタＳＬ２とコンデンサＣａ７との直列回路を介して接地され、インダクタＳＬ２とコンデンサＣａ７との接続点は、コレクタ電圧端子Ｖｃに接続される。また、インダクタＳＬ２とコンデンサＣａ７との接続点は、バイポーラスイッチング素子Ｑ２のベースと伝送線路ＳＬ３の一端との接続点にも接続される。伝送線路ＳＬ３の他端は、コンデンサＣａ８を介して接地されると共に入力端子Ｐｉｎに接続される。
尚、図６及び図７の等価回路において伝送線路及びインダクタはストリップラインで構成されることが多いものの、マイクロストリップライン、コプレーナガイドライン等で構成されていてもよい。また、トランジスタはＱ１をＦＥＴ、Ｑ２をＢ−Ｔｒとしたが、それぞれ他の種類のトランジスタでも良い。例えば、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ、ＧａＡｓＦＥＴ、Ｓｉバイポーラトランジスタ、ＧａＡｓＨＢＴ（ヘテロ接合バイポーラトランジスタ）、ＨＥＭＴ（高電子移動度トランジスタ）等があげられる。もちろん、いくつものトランジスタを集積化したＭＭＩＣ（モノリシックマイクロ波集積回路）を用いても良い。また、本実施例では伝送線路ＳＬ３とトランジスタＱ２の間を直接繋いでいるが、抵抗を介して接続しても良い。
【００３４】
図５に位相調整回路の周辺を図示している。位相調整回路は伝送線路またはハイパスフィルタやローパスフィルタ等のＬＣ回路を挿入することで実施でき、その設定指針と調整方法については上述した通りである。ここではＥＧＳＭ　Ｔｘ端子Ｐ１−Ｐ０間に図４▲２▼のハイパスフィルタを挿入した実施態様について説明を加える。図８は高周波増幅器側を固定しアンテナスイッチモジュール側を調整したときの基本波（ｆ）、２倍高調波（２ｆ）、３倍高調波（３ｆ）の動向をスミスチャート上にプロットしたものである。パワーアンプ側を見た位相は２倍高調波（２ｆ）、３倍高調波（３ｆ）共にθの領域にある。出力整合回路の伝送線路ＡＳＬ１の長さとコンデンサ付加を調整して共役整合の関係となし、アンテナスイッチモジュール側の基本波（ｆ）はほぼ中心の略５０Ωで共役整合関係に調整されている。２倍高調波（２ｆ）、３倍高調波（３ｆ）の現在位置は共役整合のθ１の領域にあるが、これをえば１８ｎＨのインダクタと６ｐＦのコンデンサで構成したハイパスフィルタを挿入したことにより上述した位相θ２の領域に移動させる。本例では２ｆの方が目標とするθ０により近いθ０−９０度の領域に、３ｆはθ０−１２０度の領域に調整することが出来ている。尚、調整する位相や方向は場合によって種々異なるが、不要高調波の主要成分である２ｆを優先させてθ０に近づけることを基本とし、場合によっては３ｆは犠牲にしてθ２の許容範外でも良いと見なせる。
【００３５】
ＥＧＳＭ（８８０〜９６０ＭＨｚ）での２倍波（２ｆ）、３倍波（３ｆ）の位相と減衰量の関係は図９に示すようであった。即ち（Ａ）は２倍波の位相―減衰量特性を、（Ｂ）は３倍波の位相―減衰量特性を示し、縦軸に減衰量（ｄＢ）を、横軸にアンテナスイッチモジュール側の入力位相（ｄｅｇ）を表している。（Ａ）によれば最大減衰量を示す位相θ０は−７３（ｄＢ）の３０度付近にある。この位相まで調整できれば申し分無いが、実際の設計上は許容範囲を設けることが相当である。例えば３ｄＢ程度の減衰量の劣化を許容できる範囲は１８０度（θ０±９０度）あり、５ｄＢ程度の劣化を許容できる範囲は２４０度（θ０±１２０度）であることが分かる。これは（Ｂ）の３倍波の減衰量特性においても同様の結果であった。実際３ｄＢ劣化でも−７０（ｄＢ）を、５ｄＢ劣化でも−６５（ｄＢ）以上を確保しているのでベストのθ０位相に対し±１２０度以内に位相調整すれば十分効果があることが分かった。そして、好ましくは±９０度、更に好ましくは±４５度程度であると言える。また、ＤＣＳ／ＰＣＳ系についても同様の範囲で効果が得られることが分かった。
【００３６】
次に、図１０は図６の等価回路で示されるアンテナスイッチモジュールと図７の等価回路で示される高周波増幅器を一つの積層体内に収めた複合積層モジュールのうち上部２層と下部２層のグリーンシートを抜き出した展開図である。グリーンシートは▲１▼が最上層で以下順に１５層で構成され、最後のシート（１５）は積層体の裏面を示している。本実施例で使用したグリーンシートは９５０℃以下の低温焼成が可能なＬＴＣＣ材料からなる。例えば、Ａｌ２Ｏ３換算で１０〜６０質量％、ＳｉＯ２換算で２５〜６０質量％、ＳｒＯ換算で７．５〜５０質量％、ＴｉＯ２換算で２０質量％以下のＡｌ，Ｓｉ，Ｓｒ，Ｔｉと、Ｂｉ２Ｏ３換算で０．１〜１０質量％、Ｎａ２Ｏ換算で０．１〜５質量％、Ｋ２Ｏ換算で０．１〜５質量％、ＣｕＯ換算で０．０１〜５質量％、ＭｎＯ２換算で０．０１〜５質量％のＢｉ、Ｎａ、Ｋ、Ｃｕ、Ｍｎをそれぞれ含有した誘電体組成物が用いられる。
グリーンシートは伝送線路や容量を形成しやすいようにシート厚みは４０〜２００μｍのものを使用した。電極材は銀系のものを用いた。このセラミックグリーンシートの各層に伝送線路やコンデンサ容量を電極パターンにより形成し、適宜スルーホールを設けて回路を構成した。このセラミックグリーンシートを順次積層圧着し、９５０℃で焼成することにより高周波部品が複合化された積層体モジュールが得られる。積層体の大きさは横１３．７５ｍｍ×縦８ｍｍ×高さ０．７５ｍｍ程度であり、積層体の上面にはダイオードやトランジスタ及びチップインダクタ、チップコンデンサを搭載し、その上に金属ケースを被せて完成品とする。完成後の全高は１．８ｍｍ程度である。ただし、金属ケースの代わりに、樹脂封止パッケージとしても良く、この場合の全高は１．５ｍｍ程度である。
【００３７】
積層体内の概略構成は、アンテナスイッチモジュール側は、上部層に分波器及びローパスフィルタを構成する伝送線路を、中部層に分波器、スイッチ回路及びローパスフィルタを構成するコンデンサ容量を、下部層にスイッチ回路を構成する伝送線路が主に形成されている。一方高周波増幅器側は、上部層に初段整合回路の主に伝送線路を、中部層に初段、後段整合回路の主にコンデンサ容量を、下部層にサーマルビアや後段整合回路の主に伝送線路、電源供給用ラインが主に形成されている。高周波増幅器とアンテナスイッチモジュールの接続は上層にあり、相互干渉を避けるためにグリーンシート▲１▼の伝送線路ＡＳＬ１とグリーンシート▲２▼の伝送線路ＡＳＬ２とは層を変えて且つ上下に重ならないような位置に形成している。両者の間に介在させるハイパスフィルタは、ＬＣ回路をチップインダクタとチップコンデンサで構成し積層体の上面に搭載する。これにより積層体モジュールを作成した後でも調整が出来るので、試作調整に時間がかからず望ましい。
【００３８】
この積層体モジュールは、高周波増幅器を構成する電極パターンは左側領域に、他方アンテナスイッチモジュールを構成する電極パターンは右側領域に形成し、グリーンシートは積層方向全てに渡って２つの領域に区分して構成している。さらに左右の領域の間に帯状のグランド電極Ｇ０を設け、以上により各電極パターンの配置設計が比較的簡易にできるし、高周波部品間の相互干渉が抑制できる。寸法配置的に余裕がある場合は全部のグリーンシートにこのようなグランド電極Ｇ０を設けることが望ましいが、多くの場合それが出来ないのでグリーンシート▲２▼に示すようにグランド電極Ｇ０に繋がるスルーホール電極ＨＧを間欠的に設けることでグランド電極Ｇ０の作用をなすことができる。ここでスルーホール電極ＨＧは簾状であるので間隔を考慮する必要があり、スルーホール電極ＨＧの間隔ｇを干渉を防ぎたい最も高い周波数の波長（λ）の１／１０以下とする必要がある。好ましくはλ／１０〜λ／５０程度で遮蔽効果が高まることが分かった。この実施例では間隔ｇは不等間隔であるが、おおよそＤＣＳ帯の３倍波のλ／２０（略１ｍｍ）〜λ／２５程度とした。
以上により、グランド電極Ｇ０及びスルーホール電極ＨＧによるグランドによって両者間の干渉が無くなり、高周波増幅器の発振等の不安定動作を防止できる。また必要信号（送信信号）と不要信号とのスプリアス発生を抑えることができ、通過特性の悪化を防止できるものである。
【００３９】
図６に示したアンテナスイッチモジュールの等価回路、図７に示した高周波増幅器の等価回路は一例であり、上記した以外にもＰＤＣ８００帯域（８１０〜９６０ＭＨｚ）、ＧＰＳ帯域（１５７５．４２ＭＨｚ）、ＰＨＳ帯域（１８９５〜１９２０ＭＨｚ）、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ帯域（２４００〜２４８４ＭＨｚ）や、米国で普及が見込まれるＣＤＭＡ２０００、中国で普及が見込まれるＴＤ−ＳＣＤＭＡなどを組み合わせたマルチバンドアンテナスイッチ回路の場合も同様の効果が期待できる。これらの場合の回路を用いてデュアルバンド、３バンド、４バンド、５バンド等のマルチモードマルチバンドのアンテナスイッチ回路が得られる。また、増幅回路は多段となしハイパワーアンプとして構成できる。
【００４０】
【発明の効果】
本発明によれば、必要な基本周波数帯域での挿入損失を最小に抑えると共に、不用周波数帯域での高調波減衰量を最大にした、損失が無く変換効率の高いアンテナ出力特性の優れた高周波回路、また高周波複合部品が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のマルチバンド用高周波複合部品の位相調整を説明するスミスチャート上の説明図である。
【図２】同じく位相調整の手順を説明する簡略的なスミスチャートの説明図である。
【図３】位相調整の具体的手段の一つであるローパスフィルタを示す回路図である。
【図４】位相調整の具体的手段の一つであるハイパスフィルタを示す回路図である。
【図５】位相調整の具体的手段の一つである伝送線路の場合を示す高周波増幅器の出力整合回路端子とアンテナスイッチモジュール側の送信端子付近の回路図である。
【図６】本発明の一実施例のトリプルバンド用アンテナスイッチモジュールの等価回路図である。
【図７】本発明の一実施例の高周波増幅器の等価回路図である。
【図８】本発明の一実施例であってハイパスフィルタを用いた場合の位相調整の状況を示すスミスチャート図である。
【図９】本発明による位相調整と減衰量の関係を示すもので（Ａ）は位相−２倍波減衰量、（Ｂ）は位相−３倍波減衰量の特性線図である。
【図１０】本発明のマルチバンド用複合積層モジュールの一実施例を示す、積層体のグリーンシート展開図である。
【図１１】本発明の位相調整を検討したモデルのブロック図である。
【図１２】本発明のマルチバンド用高周波複合部品、複合積層モジュールの形態を説明するブロック図である。
【符号の説明】
ＡＳＭ：アンテナスイッチモジュール
ＨＰＡ：ハイパワーアンプ
Ｄｉｐ：ダイプレクサ（分波器）
ＳＷ：スイッチ回路
ＬＰＦ：ローパスフィルタ回路
ＳＡＷ：弾性表面波フィルタ
Ｌ、ＳＬ、ＡＳＬ：インダクタ、伝送線路
Ｃ、Ｃａ：コンデンサ
Ｑ１、Ｑ２：半導体スイッチング素子
Ｇ０：グランド電極
ＨＧ：スルーホールによるグランド電極
【図１】
2004112160.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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