(57)【要約】【課題】動作電圧が制限されたゲイン可変回路及びそれを用いた温度補償回路並びに発振回路に関し、所定の動作電圧内で確実に動作させることができるゲイン可変回路及びそれを用いた温度補償回路並びに発振回路を提供することを目的とする。【解決手段】本発明は、入力信号を圧縮する圧縮回路（１２４）と、圧縮回路（１２４）の出力信号のゲインを切替信号に応じて変化させるゲイン可変回路部（１２５）と、ゲイン可変回路部（１２５）の出力信号を所定レベルにレベルシフトするレベルシフト回路（１２６）とを有することを特徴とする。【選択図】        図３
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号を圧縮する圧縮回路と、
前記圧縮回路の出力信号のゲインを切替信号に応じて変化させるゲイン可変回路と、
前記ゲイン可変回路の出力信号を所定レベルにレベルシフトするレベルシフト回路とを有することを特徴とするゲイン可変回路。
【請求項２】
前記圧縮回路の出力信号の感度を制御する感度制御回路を有することを特徴とする請求項１記載のゲイン可変回路。
【請求項３】
温度に応じて温度補償信号を生成する温度補償回路において、
温度に応じた温度検出信号を生成する温度検出回路と、
前記温度検出回路で生成された温度検出信号を圧縮する圧縮回路と、
前記圧縮回路の出力信号のゲインを切替信号に応じて変化させるゲイン可変回路と、
前記ゲイン可変回路の出力信号を所定レベルにレベルシフトするレベルシフト回路とを有することを特徴とする温度補償回路。
【請求項４】
前記圧縮回路の出力信号の温度感度を制御する感度制御回路を有することを特徴とする請求項３記載の温度補償回路。
【請求項５】
温度に応じて温度補償信号を生成する温度補償回路部と、該温度補償回路部で生成された温度補償信号に応じて発振周波数を制御する発振回路部とを含む発振回路において、
前記温度補償回路部は、温度に応じた温度検出信号を生成する温度検出回路と、
前記温度検出回路で生成された温度検出信号を圧縮する圧縮回路と、
前記圧縮回路の出力信号のゲインを切替信号に応じて変化させるゲイン可変回路と、
前記ゲイン可変回路の出力信号を所定レベルにレベルシフトするレベルシフト回路とを有することを特徴とする発振回路。
【請求項６】
前記圧縮回路の出力信号の温度感度を制御する感度制御回路を有することを特徴とする請求項５記載の発振回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はゲイン可変回路及びそれを用いた温度補償回路並びに発振回路に係り、特に、動作電圧範囲が制限されたゲイン可変回路及びそれを用いた温度補償回路並びに発振回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１１はエミッタフォロワ型コルピッツ発振回路の回路構成図を示す。
【０００３】
図１１に示すエミッタフォロワ型コルピッツ発振回路１は、温度に応じて発振周波数が変動しないように温度補償を行う構成のものであり、発振回路部１１と周波数制御部１２とから構成されている。
【０００４】
発振回路部１１は、発振子２１、抵抗Ｒ１、ＲＥ、可変容量ダイオードＣｖ、コンデンサＣＡ、ＣＢ、トランジスタＱ１を含む構成とされている。発振回路部１１は、発振子２１、可変容量ダイオードＣｖ、コンデンサＣＡ、ＣＢの誘導性成分及び容量性成分に応じた発振周波数の信号を出力端子Ｔｏｕｔから出力する。
【０００５】
可変容量ダイオードＣｖは、印加電圧に応じて容量が変化可能とされている。このため、可変容量ダイオードＣｖの印加電圧を変化させることにより出力端子Ｔｏｕｔから出力される出力発振周波数を制御できる。このとき、可変容量ダイオードＣｖの印加電圧は、周波数制御部１２により設定されている。周波数制御部１２は、直流電源３１及び抵抗Ｒ１から構成されている。
【０００６】
直流電源３１の電圧Ｖｃを制御することにより出力端子Ｔｏｕｔから出力される信号の周波数を変化させることができる。温度補償回路部１２は、発振子２２の温度特性を打ち消すように可変容量ダイオードＣｖの容量を変化させる回路である。  このとき、発振子２１は、温度特性を持つことが一般に知られている。発振子２１が持つ温度特性により出力発振周波数に温度特性が生じていた。
【０００７】
図１２は出力発振周波数の温度特性を示す図である。
【０００８】
図１２に示すように発振回路部１１の出力周波数は、温度に応じて３次関数的に変化する。
【０００９】
図１３は発振子２２の等価回路図を示す。
【００１０】
発振子２２は、インダクタンスＬ１、キャパシタンスＣ０、Ｃ１、抵抗Ｒ１から構成されている。
【００１１】
発振回路部１１の出力発振周波数の変化量は、一般に
（∂ｆ／ｆ０）＝１／｛２γ（１＋ＣＬ／Ｃ０）｝      ・・・（１）
で表せる。なお、ここで、ｆ０は中心周波数、ＣＬはＣＡ、ＣＢ、Ｃｖの直列容量、γは（Ｃ０／Ｃ１）である。
【００１２】
このとき、可変容量ダイオードＣｖに印加する電圧Ｖｃにノイズがあると、容量値Ｃｖが変化することにより位相雑音特性の悪化要因となる。特に低周波ノイズが問題となる。したがって、電源電圧Ｖｃは低ノイズ電源回路とする必要がある。
【００１３】
また、発振子２２自体の周波数変動は、図８に示すように３次関数を示す。このため、
ｆ＝αＴ＾３＋βＴ＋γ                            ・・・（２）
で近似することができる。なお、ここで、α、β、γは所定の定数である。
【００１４】
温度補償回路１２により温度に応じて３次関数的に可変容量ダイオードＣｖの印加電圧Ｖｃを制御することにより、出力周波数の温度特性を打ち消すことができる。
【００１５】
図１４は温度補償回路１２の機能ブロック図を示す。
【００１６】
温度補償回路１２は、温度センサ４１、３次関数発生回路４２、可変ゲイン部４３〜４５、定電圧発生回路４６、加算器４７、出力抵抗Ｒ１１を含む構成とされている。温度センサ４１は、周囲の温度を検出し、温度に応じた検出信号を生成する。温度センサ４１で生成された検出信号は、３次関数発生回路４２及び乗算器４４に供給される。３次関数発生回路４２は、温度センサ４１からの検出信号を予め設定された３次関数の３次成分に変換し、出力する。３次関数発生回路４２で変換された検出信号は、可変ゲイン部４３に供給される。
【００１７】
可変ゲイン部４３は、３次関数発生回路４２で変換された信号に定数αを乗算する。可変ゲイン部４３の出力は、式（２）の３次成分となる。また、可変ゲイン部４４は、温度センサ４１からの検出信号に定数βを乗算する。可変ゲイン部４４の出力は、式（２）の一次成分となる。可変ゲイン部４５は、定電圧発生回路４６で発生された定電圧に定数γを乗算する。可変ゲイン部４５の出力は、式（２）の定数成分となる。
【００１８】
加算器４７は、可変ゲイン部４３〜４５の出力を加算する。加算器４７の出力は、出力抵抗Ｒ１１を介して可変容量ダイオードＣｖに印加される。上記の構成によって、式（２）に示すような温度補償が実現できる。
【００１９】
なお、可変ゲイン部４３〜４５として一般に知られているのは、アナログ乗算器である。
【００２０】
図１５はアナログ乗算器の回路構成図を示す。
【００２１】
アナログ乗算器５０は、トランジスタＱ２１〜Ｑ２６、抵抗Ｒ２１〜Ｒ２４、電流源５１から構成される。入力端子Ｔｉｎ１１、Ｔｉｎ１２に入力される入力電圧Ｖ１と入力端子Ｔｉｎ２１、Ｔｉｎ２２に入力される入力電圧Ｖ２とを乗算した電圧Ｖｏｕｔが出力端子Ｔｏｕｔから出力される。なお上記に示すような発振回路の技術文献は発見できなかった。
【００２２】
【発明が解決しようとする課題】
しかるに図１１に示すようなアナログ乗算器５０は一般にノイズが大きいことが知られている。乗算器４３〜４５のノイズが大きくなると、これによって、出力周波数が変化するため、温度補償回路１２の可変ゲイン部４３〜４５として用いることはできなかった。
【００２３】
本発明は上記の点に鑑みてなされたもので、所定の動作電圧内で確実に動作させることができるゲイン可変回路及びそれを用いた温度補償回路並びに発振回路を提供することを目的とする。
【００２４】
【課題を解決するための手段】
本発明の請求項１は、入力信号を圧縮する圧縮回路（１２４）と、圧縮回路（１２４）の出力信号のゲインを切替信号に応じて変化させるゲイン可変回路部（１２５）と、ゲイン可変回路部（１２５）の出力信号を所定レベルにレベルシフトするレベルシフト回路（１２６）とを有することを特徴とする。
【００２５】
請求項２は、圧縮回路（１２４）の出力信号の感度を制御する感度制御回路（１２７）を有することを特徴とする。
【００２６】
請求項３は、温度に応じて温度補償信号を生成する温度補償回路（１１１）において、温度に応じた温度検出信号を生成する温度検出回路（１２３）と、温度検出回路（１２３）で生成された温度検出信号を圧縮する圧縮回路（１２４）と、圧縮回路（１２４）の出力信号のゲインを切替信号に応じて変化させるゲイン可変回路（１２５）と、ゲイン可変回路（１２５）の出力信号を所定レベルにレベルシフトするレベルシフト回路（１２６）とを有することを特徴とする。
【００２７】
請求項４は、圧縮回路（１２４）の出力信号の感度を制御する感度制御回路（１２７）を有することを特徴とする。
【００２８】
請求項５は、温度に応じて温度補償信号を生成する温度補償回路部（１１２）と、温度補償回路部（１１２）で生成された温度補償信号に応じて発振周波数を制御する発振回路部（１１１）とを含む発振回路（１００）において、温度補償回路部（１１２）は、温度に応じた温度検出信号を生成する温度検出回路（１２３）と、温度検出回路（１２３）で生成された温度検出信号を圧縮する圧縮回路（１２４）と、圧縮回路（１２４）の出力信号のゲインを切替信号に応じて変化させるゲイン可変回路（１２５）と、ゲイン可変回路（１２５）の出力信号を所定レベルにレベルシフトするレベルシフト回路（１２６）とを有することを特徴とする。
【００２９】
請求項６は、圧縮回路（１２４）の出力信号の感度を制御する感度制御回路（１２７）を有することを特徴とする。
【００３０】
本発明によれば、入力信号を圧縮し、ゲインを切替信号に応じて変化させるゲイン可変回路（１２５）の動作範囲となるように調整した後に、ゲイン可変回路（１２５）でゲインを可変し、ゲイン可変回路（１２５）の出力信号を元のレベルにレベルシフトすることにより、ゲイン可変回路（１２５）を確実に動作させることができる。
【００３１】
また、本発明によれば、ゲイン可変回路（１２５）の入力信号の感度を制御することにより、ゲイン可変回路（１２５）の前段あるいは後段のゲインを低減できる。
【００３２】
なお、参照符号は参考であり、請求の範囲は参照符号の構成要件に限定されるものではない。
【００３３】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の発振回路の一実施例の回路構成図を示す。同図中、図１０と同一構成部分には同一符号を付し、その説明は省略する。
【００３４】
本実施例の発振回路１００は、発振回路部１１１及び温度補償回路部１１２から構成される。
【００３５】
図２は温度補償回路部１１２のブロック構成図を示す。
【００３６】
温度補償回路部１１２は、３次補償部１１３、１次補償部１１４、定数補償部１１５、加算部１１６から構成される。
【００３７】
３次補償部１１３は、式（２）の３次成分の補償を行う。３次補償部１１４は、式（２）の１次成分の補償を行う。定数補償部１１５は、式（２）の定数成分の補償を行う。
【００３８】
図３は３次補償部１１４の回路構成図を示す。
【００３９】
３次補償部１１４は、レギュレータ回路１２１、バッファアンプ１２２、温度センサ回路１２３、レベルシフト回路１２４、可変ゲインアンプ１２５、ミックスアンプ１２６から構成されている。
【００４０】
レギュレータ回路１２１は、トランジスタＱ１〜Ｑ１７、抵抗Ｒ１〜Ｒ１７から構成され、２．６ボルトの電源電圧Ｖｃｃから基準電圧Ｖｒｅｆ１、Ｖｒｅｆ２を生成する。レギュレータ回路１２１で生成された基準電圧Ｖｒｅｆ１は、１．２ボルト以上、２．６ボルト以下の所定の電圧に設定されており、温度センサ回路１２３に供給される。また、レギュレータ回路１２１で生成された基準電圧Ｖｒｅｆ２は、０．６ボルトであり、バッファアンプ１２２を介してレベルシフト回路１２４及びミックスアンプ１２６に供給される。
【００４１】
温度センサ回路１２３は、抵抗Ｒ１３、ダイオードＤ１、Ｄ２を直列に接続した構成とされ、抵抗Ｒ１３、ダイオードＤ１、Ｄ２から構成される直列回路には、レギュレータ回路１２１で生成された基準電圧Ｖｒｅｆ１が印加される。温度センサ回路１２３は、ダイオードＤ１、Ｄ２によりレギュレータ回路１２１からの基準電圧Ｖｒｅｆ１に基づいて１．２ボルトのバイアス電圧を生成する。このとき、バイアス電圧は、ダイオードＤ１、Ｄ２の温度特性により、４ｍＶ／℃の温度特性を有する。温度センサ回路１２３の出力検出信号は、レベルシフト回路１２４に供給される。なお、温度センサ回路１２３は、３次補償部１１３と共用される。
【００４２】
レベルシフト回路１２４は、差動アンプＡ２、Ａ３、抵抗Ｒ１４〜Ｒ１７から構成される。レベルシフト回路１２４は、温度センサ回路１２３の出力検出信号を１／２に圧縮する。レベルシフト回路１２４で圧縮された信号は、ゲイン可変回路１２５に供給される。
【００４３】
図４はゲイン可変回路１２５の回路構成図を示す。
【００４４】
ゲイン可変回路１２５は、抵抗列１３１、スイッチ群１３２、非反転増幅回路１３３から構成される。抵抗列１３１は、ｎ個の抵抗Ｒを直列に接続した構成とされている。抵抗列１３１は、一端が入力端子Ｔｉｎ１に接続され、他端が非反転増幅回路１３３の入力端子に接続されている。
【００４５】
スイッチ群１３２は、ｎ個のスイッチＳＷから構成されている。スイッチ群１３２を構成するスイッチＳＷは、抵抗列１３１の抵抗Ｒの接続点と非反転増幅回路１３３の入力との間に接続されている。スイッチ群１３２を構成するスイッチＳＷのオン／オフのパターンに応じて入力信号のゲインが変化する。
【００４６】
図５はスイッチＳＷの回路構成図を示す。
【００４７】
スイッチＳＷは、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ１、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ２、インバータ１５１から構成される。
【００４８】
トランジスタＭ１のゲートには、設定端子Ｔｓが接続される。また、トランジスタＭ２のゲートには、インバータ１５１を介して設定端子Ｔｓが接続される。トランジスタＭ１、Ｍ２は、設定端子Ｔｓがローレベルでオンし、ハイレベルでオフする。トランジスタＭ１、Ｍ２がオンすると、入力端子Ｔｉｎと出力端子Ｔｏｕｔとが接続され、トランジスタＭ１、Ｍ２がオフすると、入力端子Ｔｉｎと出力端子Ｔｏｕｔとが切断される。
【００４９】
図６はスイッチＳＷの入力電圧に対するオン抵抗の特性を示す図である。
【００５０】
入力電圧は、スイッチＳＷの入力端子Ｔｉｎに供給される電圧であり、入力電圧が比較的小さい領域Ａ１では、トランジスタＭ１が確実にオンするのでオン抵抗は小さくなる。一方、入力電圧が比較的大きい領域Ａ２では、トランジスタＭ２が確実にオンするのでオン抵抗は小さくなる。
【００５１】
しかし、領域Ａ１と領域Ａ２との間にいずれのトランジスタも確実にオンできない領域Ａ３が発生する。この領域Ａ３では、熱雑音やアンプの入力電流によるオフセット等の影響が大きくなる。
【００５２】
例えば、５ＶのＣＭＯＳプロセスで作成されるトランジスタは、一般にゲート閾値電圧ＶＴは０．７〜１Ｖ程度に設定されている。一方、携帯機器などの電源電圧Ｖｃｃは２．６Ｖ程度で動作保証が必要となる。この場合、スイッチＳＷの設定端子Ｔｓに印加可能な電圧は、２．６Ｖｍａｘとなる。よって、このとき、入力電圧Ｖｉｎが１．２Ｖ付近で両方のトランジスタＭ１、Ｍ２が十分にオンできない領域Ａ３となる。
【００５３】
本実施例では、温度検出回路１２３の出力はダイオードＤ１、Ｄ２の順方向電圧によってその中心電圧が略１．２Ｖ付近となる。そこで、レベルシフト回路１２４によりトランジスタＭ１を充分にオンできる電圧、約０．６Ｖまで圧縮した後、可変ゲイン回路１２５に供給している。
【００５４】
これにより、可変ゲイン回路１２５のスイッチＳＷは充分にオンできる。可変ゲイン回路１２５の出力は、中心電圧が略０．６Ｖとなる。よって、次段のミックスアンプ１２６で抵抗Ｒ１９に電流を流すことによりオフセットを作成し、可変ゲイン回路１２５の出力の中心電圧を１．２Ｖに戻す。
【００５５】
図７は３次補償部１１４の変形例の回路構成図を示す。同図中、図２と同一構成部分には同一符号を付し、その説明は省略する。
【００５６】
本変形例の１次補償部２１１は、図２に示す３次補償部１１４のレベルシフト回路１２４のアンプＡ３及び抵抗Ｒ１６、Ｒ１７から構成される２倍アンプに代えて温度感度を上昇させる温度感度制御回路１２７を付加した構成とされている。
【００５７】
温度感度制御回路１２７は、トランジスタＱ１８及び抵抗Ｒ２１から構成される。トランジスタＱ１８及び抵抗Ｒ２１は、レギュレータ回路１２１のトランジスタＱ４、Ｑ５、Ｑ７、Ｑ１１、Ｑ１７、抵抗Ｒ６〜Ｒ９とともにカレントミラー回路を構成しており、トランジスタＱ４に流れる電流に応じて電流を抵抗Ｒ１４と抵抗Ｒ１５との接続点から引き込む。トランジスタＱ１８が引き込む電流には、トランジスタＱ４、Ｑ１８による温度特性が付加される。これによって、可変ゲイン回路１２５の入力信号の温度感度を上昇させることができる。このとき、温度感度の微調整は、抵抗Ｒ１５によりほとんど雑音電圧に影響することなく実現できる。温度感度が上昇することにより、レベルシフト回路１２４のアンプＡ３及び抵抗Ｒ１６、Ｒ１７から構成される２倍アンプを削除できる。また、温度センサのゲインが上昇したため、後段のミックスアンプ１２６のゲインを下げることも可能となる。
【００５８】
図８は温度感度を示す図である。
【００５９】
図８に示すように温度感度を大きくすることによって、電圧の変動範囲を大きくできるので、ゲイン可変回路１２５の前後段のゲインを低減させることができる。これによって、消費電流を低減できる。
【００６０】
なお、このとき、温度感度を余り大きくすると、ゲイン可変回路１２５のスイッチＳＷが領域Ａ３に突入してしまい、オンしない恐れがあるため、抵抗ＲＡ１５を調整することにより略６ｍＶ／℃に抑制している。
【００６１】
温度感度を略６ｍＶ／℃とすることによりミックスアンプ１２６のゲインを４ｍＶ／℃のときに比べて略１／１．１５倍に低減させることができる。これによって、温度センサ回路１２３の信号のゲインが１／３倍まで圧縮できるため、レギュレータ回路１２１で許容されるノイズ量を増加させることができる。よって、低消費電流化が可能となる。
【００６２】
以上、本実施例によれば、低電圧型ＭＯＳプロセスを用いることなく低電圧駆動が可能となる。
【００６３】
なお、本実施例では、説明を容易にするために１次補償部１１４に本発明の回路構成を適用した例について説明したが、３次補償部１１３あるいは定数補償部１１５に適用することもできる。
【００６４】
図９は３次補償部１１３に適用したときのブロック構成図を示す。同図中、図３と同一構成部分には同一符号を付し、その説明は省略する。
【００６５】
３次補償部１１３に適用する場合には、図８に示すように温度センサ回路１２３とレベルシフト回路１２４との間に３次関数生成回路１２９を設ける。温度センサ回路１２３の出力を３次関数的に変化させた後、レベルシフト回路１２４に供給するようにすることで、式（２）の３次成分を１次成分と同様に生成できる。
【００６６】
図１０は定数補償部１１５に適用したときのブロック構成図を示す。同図中、図３と同一構成部分には同一符号を付し、その説明は省略する。
【００６７】
定数補償部１１５に適用する場合には、定電圧発生回路１３０の出力をレベルシフト回路１２４に供給する。これによって、式（２）の定数成分を１次成分と同様に生成できる。
【００６８】
【発明の効果】
上述の如く、本発明によれば、入力信号を圧縮し、ゲインを切替信号に応じて変化させるゲイン可変回路の動作範囲となるように調整した後に、ゲイン可変回路でゲインを可変し、ゲイン可変回路の出力信号を元のレベルにレベルシフトすることにより、ゲイン可変回路を確実に動作させることができる。
【００６９】
また、本発明によれば、ゲイン可変回路の入力信号の感度を制御することにより、ゲイン可変回路の前段あるいは後段のゲインを低減できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の発振回路の一実施例のブロック構成図である。
【図２】温度補償回路部１１２のブロック構成図をである。
【図３】３次補償部１１４の回路構成図である。
【図４】ゲイン可変回路１２５の回路構成図である。
【図５】スイッチＳＷの回路構成図である。
【図６】スイッチＳＷの入力電圧に対するオン抵抗の特性を示す図である。
【図７】３次補償部１１４の変形例の回路構成図である。
【図８】温度感度を示す図である。
【図９】３次補償部１１３に適用したときのブロック構成図である。
【図１０】温度補償回路部１２の機能ブロック図である。
【図１１】エミッタフォロワ型コルピッツ発振回路の回路構成図である。
【図１２】出力発振周波数の温度特性を示す図である。
【図１３】発振子２２の等価回路図である。
【図１４】温度補償回路１２の機能ブロック図である。
【図１５】アナログ乗算器の回路構成図である。
【符号の説明】
１１  発振回路部、２１  発振子
１００  発振回路、１１１  発振回路部、１１２  温度補償回路部
１１３  ３次補償部、１１４  １次補償部、１１５  定数補償部
１１６  加算部
１２１  レギュレータ回路、１２２  バッファ回路、１２３  温度センサ回路
１２４  レベルシフト回路、１２５  ゲイン可変回路
１２６  ミックスアンプ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2004153541.tif 000009
【図８】
2004153541.tif 000010
【図９】
2004153541.tif 000011
【図１０】
2004153541.tif 000012
【図１１】
2004153541.tif 000013
【図１２】
2004153541.tif 000014
【図１３】
2004153541.tif 000015
【図１４】
2004153541.tif 000016
【図１５】
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