(57)【要約】【課題】電力変換回路における主スイッチのソフトスイッチングを行うための回路のスイッチング素子の低耐圧が要求されている。【解決手段】対の直流ライン間に接続された対の主スイッチＱ１　、Ｑ２　を交互にオン・オフする形式のインバ−タ、コンバ−タ等の電力変換装置において、対の直流ライン１１、１２間に補助スイッチＱ１２と共振用インダクタＬｒ　と補助電圧源１０との直列回路を接続する。補助スイッチＱ１２に並列にクランプ用ダイオ−ドＤ１３を介してクランプ用コンデンサＣ１１を接続する。クランプ用コンデンサＣ１１の一端を抵抗Ｒ１と補助スイッチＱ１３を介して直流ライン１１に接続する。【選択図】　　図５
2004112854.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電力を交流電力に又は交流電力を直流電力に変換するための電力変換装置であって、
１対の直流端子と、
前記１対の直流端子間において互いに直列に接続された第１及び第２の主スイッチの直列回路と、
前記第１及び第２の主スイッチに並列に接続された第１及び第２のダイオード又は寄生ダイオードと、
前記第１及び第２の主スイッチに並列に接続された第１及び第２のコンデンサ又は寄生容量と、
前記第１及び第２の主スイッチの相互接続点に接続された交流端子と、
直流電力を交流電力に又は交流電力を直流電力に変換するための制御信号を前記第１及び第２の主スイッチに供給する主制御回路と、
前記１対の直流端子の一方と前記第１及び第２の主スイッチの直列回路の一端との間に接続された第１の補助スイッチと、
前記第１及び第２の主スイッチの直列回路の一端と他端との間に接続された第２の補助スイッチと共振用インダクタとの直列回路と、
前記第１のコンデンサ又は寄生容量と前記第２のコンデンサ又は寄生容量との少なくとも一方を放電させる時に前記第１の補助スイッチをオフ状態に制御し、前記第２の補助スイッチをオン状態に制御する補助制御回路と
を備えている電力変換装置において、
前記第２の補助スイッチに対して並列に接続されたクランプ用ダイオードとクランプ用コンデンサとの直列回路と、
その一端が前記クランプ用ダイオードと前記クランプ用コンデンサとの相互接続点に接続され、その他端が前記第１の補助スイッチを介して前記１対の直流端子の一方に接続された抵抗と第３の補助スイッチとの直列回路と、
前記共振用インダクタの蓄積エネルギの放出期間の少なくとも一部において前記第３の補助スイッチをオン状態に制御する手段と
を備えていることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
直流電力を交流電力に又は交流電力を直流電力に変換するための電力変換装置であって、
１対の直流端子と、
前記１対の直流端子間において互いに直列に接続された第１及び第２の主スイッチの直列回路と、
前記第１及び第２の主スイッチに並列に接続された第１及び第２のダイオード又は寄生ダイオードと、
前記第１及び第２の主スイッチに並列に接続された第１及び第２のコンデンサ又は寄生容量と、
前記第１及び第２の主スイッチの相互接続点に接続された交流端子と、
直流電力を交流電力に又は交流電力を直流電力に変換するための制御信号を前記第１及び第２の主スイッチに供給する主制御回路と、
前記１対の直流端子の一方と前記第１及び第２の主スイッチの直列回路の一端との間に接続された第１の補助スイッチと、
前記第１及び第２の主スイッチの直列回路の一端と他端との間に接続された第２の補助スイッチと共振用インダクタとの直列回路と、
前記第１のコンデンサ又は寄生容量と前記第２のコンデンサ又は寄生容量との少なくとも一方を放電させる時に前記第１の補助スイッチをオフ状態に制御し、前記第２の補助スイッチをオン状態に制御する補助制御回路と
を備えている電力変換装置において、
前記第２の補助スイッチに対して並列に接続されたクランプ用ダイオードとクランプ用コンデンサとの直列回路と、
その一端が前記クランプ用ダイオードと前記クランプ用コンデンサとの相互接続点に接続され、その他端が前記第１の補助スイッチを介さないで前記１対の直流端子の一方に接続された抵抗と第３の補助スイッチとの直列回路と、
前記共振用インダクタの蓄積エネルギの放出期間の少なくとも一部において前記第３の補助スイッチをオン状態に制御する手段と
を備えていることを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
更に、前記第３の補助スイッチに直列に接続されたダイオードを有していることを特徴とする請求項１又は２記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記補助制御回路は、前記第１の補助スイッチのオン期間の少なくとも一部において前記第３の補助スイッチをオン状態に制御するものであることを特徴とする請求項１又は２又は３記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記補助制御回路は、前記第１の補助スイッチと同時に前記第３の補助スイッチをオン状態に制御するものであることを特徴とする請求項１又は２又は３記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記補助制御回路は、前記第２の補助スイッチのオフ期間の少なくとも一部において前記第３の補助スイッチをオン状態に制御するものであることを特徴とする請求項１又は２又は３記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記補助制御回路は、前記第１の主スイッチ又は前記第２の主スイッチのターンオン時点よりも前の第１の時点から前記ターンオン時点よりも後の第２の時点までの所定期間に前記第１の補助スイッチをオフ状態に制御し、同時に前記第２の補助スイッチを前記第１の補助スイッチとは逆にオン状態に制御し、且つ前記第１の補助スイッチをオン状態に制御している時には前記第２の補助スイッチをオフ状態に制御するものであることを特徴とする請求項１又は２又は３記載の電力変換装置。
【請求項８】
更に、前記共振用インダクタに直列に接続された補助電圧源又はコンデンサを有していることを特徴とする請求項１乃至７のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記第１及び第２の補助スイッチのそれぞれは、制御可能なスイッチ素子とこのスイッチ素子に逆方向並列に接続されたダイオード又は寄生ダイオードとから成ることを特徴とする請求項１乃至８のいずれかに記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、コンバ−タ、インバ−タ、ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ変換器等のスイッチング方式の電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
電力用スイッチをＰＷＭ制御して直流電力を交流電力に変換する電力変換装置は、モ−タ用インバ−タ、無停電電源装置などに用いられている。
図１は従来のＰＷＭ制御電力変換装置の１相分を示す。この電力変換装置は、直流電源１と、変換回路２と、制御回路３とを有する。変換回路２は絶縁ゲ−トバイポ−ラトランジスタ即ちＩＧＢＴから成るＱ１　、Ｑ２　の直列回路から成る。この直列回路は直流電源１の一端と他端との間に接続されている。第１及び第２の主スイッチＱ１　、Ｑ２　の相互接続点に出力交流端子４が接続されている。第１及び第２の主スイッチＱ１　、Ｑ２に並列に第１及び第２の主ダイオ−ドＤ１　、Ｄ２が接続されている。第１及び第２の主ダイオ−ドＤ１　、Ｄ２は個別ダイオ−ド又は内蔵即ち寄生ダイオ−ドから成る。
【０００３】
制御回路３は第１及び第２の主スイッチＱ１　、Ｑ２　を交互にオン・オフするための制御信号を形成し、第１及び第２の主スイッチＱ１　、Ｑ２　の制御端子（ゲ−ト）に供給するものであり、電圧基準値発生器５と、鋸波発生器６と、比較器７と、制御信号形成回路８とから成る。電圧基準値発生器５は例えば図２（Ａ）に示す正弦波から成る電圧基準値Ｖｒ　を発生する。鋸波発生器６は変換回路２の出力周波数よりも十分高い周波数の搬送波としての三角波電圧又は鋸波電圧Ｖｔ　を図２（Ａ）に示すように発生する。比較器７は図２（Ａ）に示す電圧基準値発生器５から発生した電圧基準値Ｖｒ　と鋸波電圧Ｖｔ　とを比較して図２（Ｂ）に示すＰＷＭ信号を形成する。制御信号形成回路８は、電圧基準値Ｖｒ　が鋸波電圧Ｖｔ　よりも高いことを示す比較器７の出力によって第１の主スイッチＱ１　をオン制御する信号を図２（Ｂ）に示すように形成し、また、第２の主スイッチＱ２　を第１の主スイッチＱ１　と逆に動作させる制御信号即ち図２（Ｂ）の信号の逆相信号を形成する。図２の例では出力電流Ｉｏ　を図２（Ｃ）に示すように正弦波に制御しているので、第１及び第２の主スイッチＱ１　、Ｑ２　の電流Ｉｑ１、Ｉｑ２は図２（Ｄ）（Ｅ）に示すように流れる。
なお、図１の回路をコンバータとして使用し、交流端子４に交流電圧を入力させて、直流電源１側に直流電力を得ることもできる。
【０００４】
図１に示すＰＷＭ制御電力変換回路は、任意の出力電圧又は電流を供給することができるという特長を有している。しかし、第１及び第２の主スイッチＱ１　、Ｑ２　のタ−ンオン時及びタ−ンオフ時にスイッチング損失が生じる。
【０００５】
図１の典型的な電力変換装置のスイッチング損失を低減させるために、図３に示すようなＤＣリンク回路から成るソフトスイッチング回路９即ち転流回路を図１の回路に付加することが特開２０００−２６２０６６号公報に記載されている。このソフトスイッチング回路９は、第１及び第２の主スイッチＱ１　、Ｑ２　をゼロボルトスイッチング（ＺＶＳ）させるために第１及び第２の主スイッチＱ１　、Ｑ２　のタ−ンオン時点の直前に第１及び第２の主スイッチＱ１　、Ｑ２　の電圧を零にするための回路である。即ち、このソフトスイッチング回路９は変換回路２の一対の直流ライン１１、１２間の電圧（直流リンク電圧）を第１及び第２の主スイッチＱ１　、Ｑ２　のタ−ンオン時点の直前に零にするものであり、第１及び第２の補助スイッチＱ１１、Ｑ１２と第１及び第２の補助ダイオ−ドＤ１１、Ｄ１２と共振用インダクタ（リアクトル）Ｌｒ　と補助電圧源１０　とから成る。図３の回路ではインダクタＬｒ　に基づく共振によって直流ライン１１、１２間の電圧を零にし、しかる後、第１の主スイッチＱ１　又は第２の主スイッチＱ２　をオン状態に制御する。この制御を実行するために、主制御回路３の他に、補助制御回路１３、第１及び第２の電流検出器１５、１６、及び直流リンク電圧検出回路１７が設けられている。この回路によれば、第１及び第２の主スイッチＱ１　、Ｑ２　のタ−ンオン時及びターンオフ時のスイッチング損失を低減することができる。
図４は図３の回路において交流端子４に誘導性負荷が接続され、且つ交流端子に正方向電流が流れている時における各部の状態を示す。即ち、図４の（Ａ）は第１の補助スイッチＱ１１のゲート制御信号Ｇｑ１１、（Ｂ）は第２の補助スイッチＱ１２のゲート制御信号Ｇｑ１２、（Ｃ）は第１の主スイッチＱ１のゲート制御信号Ｇｑ１、（Ｄ）は第２の主スイッチＱ２のゲート信号Ｇｑ２、（Ｅ）は交流端子４を流れる負荷電流ＩｏとインダクタＬｒを流れる共振電流Ｉｒ、（Ｆ）は一対の直流ライン１１、１２間の直流リンク電圧Ｖｄｃ１、（Ｇ）は第１の主スイッチＱ１の端子間電圧Ｖｑ１、（Ｈ）は第２の補助スイッチＱ１２の端子間電圧Ｖｑ１２を示す。
図４の方法では、ｔ１時点で第２の補助スイッチＱ１２をオン状態とし、共振電流Ｉｒを流す。この共振電流Ｉｒがｔ２で出力電流Ｉｏよりも大きくなると、直流リンク電圧Ｖｄｃ１が低下し、ｔ３時点で零になる。第１のスイッチＱ１をｔ３時点でターンオンすると、ＺＶＳが達成される。
【０００６】
【発明が解決しょうとする課題】
ところで、図４（Ｂ）に示すようにｔ６時点で第１の補助スイッチＱ１１をターンオン制御し、第２の補助スイッチＱ１２をターンオフ制御すると、第２の補助ダイオードＤ１２が逆方向バイアスされる。第２の補助ダイオードＤ１２にはｔ６時点で図４（Ｅ）に示す共振電流Ｉｒが流れているので、ｔ６時点後に第２の補助ダイオードＤ１２に逆回復電流が流れ、サ−ジ電圧が発生し、図４（Ｈ）のｔ６〜ｔ７に示すように第２の補助スイッチＱ１２に過大なサージ電圧が印加され、第２の補助スイッチＱ１２が破損することがある。
【０００７】
そこで、本発明の目的は、第２の補助スイッチＱ１２に対するサージ電圧の印加を抑制することができる電力変換装置を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決し、上記目的を達成するための本発明は、直流電力を交流電力に又は交流電力を直流電力に変換するための電力変換装置であって、
１対の直流端子と、
前記１対の直流端子間において互いに直列に接続された第１及び第２の主スイッチの直列回路と、
前記第１及び第２の主スイッチに並列に接続された第１及び第２のダイオード又は寄生ダイオードと、
前記第１及び第２の主スイッチに並列に接続された第１及び第２のコンデンサ又は寄生容量と、
前記第１及び第２の主スイッチの相互接続点に接続された交流端子と、
直流電力を交流電力に又は交流電力を直流電力に変換するための制御信号を前記第１及び第２の主スイッチに供給する主制御回路と、
前記１対の直流端子の一方と前記第１及び第２の主スイッチの直列回路の一端との間に接続された第１の補助スイッチと、
前記第１及び第２の主スイッチの直列回路の一端と他端との間に接続された第２の補助スイッチと共振用インダクタとの直列回路と、
前記第１のコンデンサ又は寄生容量と前記第２のコンデンサ又は寄生容量との少なくとも一方を放電させる時に前記第１の補助スイッチをオフ状態に制御し、前記第２の補助スイッチをオン状態に制御する補助制御回路と
を備えている電力変換装置において、
前記第２の補助スイッチに対して並列に接続されたクランプ用ダイオードとクランプ用コンデンサとの直列回路と、
その一端が前記クランプ用ダイオードと前記クランプ用コンデンサとの相互接続点に接続され、その他端が前記第１の補助スイッチを介して前記１対の直流端子の一方に接続された抵抗と第３の補助スイッチとの直列回路と、
前記共振用インダクタの蓄積エネルギの放出期間の少なくとも一部において前記第３の補助スイッチをオン状態に制御する手段と
を備えていることを特徴とする電力変換装置に係わるものである。
【０００９】
なお、請求項２に示ように、抵抗と第３の補助スイッチとの直列回路の他端を第１の補助スイッチを介さないで直流端子に接続することができる。
また、請求項３に示すように、更に、前記第３の補助スイッチに直列にダイオードを接続することができる。
また、請求項４に示すように、前記補助制御回路は、前記第１の補助スイッチのオン期間の少なくとも一部において前記第３の補助スイッチをオン状態に制御するものであることが望ましい。
また、請求項５に示すように、前記補助制御回路は、前記第１の補助スイッチと同時に前記第３の補助スイッチをオン状態に制御するものであること望ましい。
また、請求項６に示すように、前記補助制御回路は、前記第２の補助スイッチのオフ期間の少なくとも一部において前記第３の補助スイッチをオン状態に制御するものであることが望ましい。
また、請求項７に示すように、前記補助制御回路は、前記第１の主スイッチ又は前記第２の主スイッチのターンオン時点よりも前の第１の時点から前記ターンオン時点よりも後の第２の時点までの所定期間に前記第１の補助スイッチをオフ状態に制御し、同時に前記第２の補助スイッチを前記第１の補助スイッチとは逆にオン状態に制御し、且つ前記第１の補助スイッチをオン状態に制御している時には前記第２の補助スイッチをオフ状態に制御するものであることが望ましい。また、請求項８に示すように、更に、前記共振用インダクタに直列に接続された補助電圧源又はコンデンサを設けることが望ましい。
また、請求項９に示すように、前記第１及び第２の補助スイッチのそれぞれは、制御可能なスイッチ素子とこのスイッチ素子に逆方向並列に接続されたダイオード又は寄生ダイオードとから成ることが望ましい。
【００１０】
【発明の効果】
本願請求項１の発明によれば、共振用インダクタに蓄積された残留磁気エネルギをクランプ用コンデンサと第３の補助スイッチと第１の補助スイッチとを介して１対の直流端子間に回生することができ、第２の補助スイッチに過大なサージ電圧が印加されることを防止できる。このため、第２の補助スイッチに高価な高耐圧素子を使用することが不要になり、電力変換装置のコストの低減を図ることができる。
また、請求項２の発明によれば、共振用インダクタの蓄積エネルギをクランプ用コンデンサと第３の補助スイッチとを介して１対の直流端子間の電源又はコンデンサに回生することができる。
また、請求項３の発明によれば、第３の補助スイッチの逆方向電流を確実に阻止することができる。
また、請求項４〜７の発明によれば、サージ電圧の抑制を容易且つ良好に達成することができる。
また、請求項８の発明に従って、共振用インダクタに直列に補助直流電源又はコンデンサを接続すると、第１及び第２の主スイッチの直列回路の両端間の電圧と補助直流電源又はコンデンサの電圧との差の電圧が共振用インダクタに印加され、ここを流れる電流を抑制することができる。
また、請求項９のように、第１及び第２の補助スイッチのそれぞれを、スイッチング素子とこれに逆方向並列に接続されたダイオードとで構成すると、ダイオードによって逆方向電流を容易に流すことができる。
【００１１】
【第１の実施形態】
次に、図５〜図９を参照して本発明の第１の実施形態を説明する。
図５に示す第１の実施形態の電力変換装置は、図３のソフトスイッチング回路９をソフトスイッチング回路９ａに変形し、この他は図３と実質的に同一に形成したものであり、直流電源１と、ソフトスイッチング回路９ａと、第１及び第２の変換回路２ａ、２ｂと、第１及び第２の直流ライン１１、１２と、誘導性負荷２０と、主制御回路２１と、補助制御回路２２と、第１及び第２の電流検出器２３、２４とから成る。
【００１２】
直流電源１は電池又は整流平滑回路又はコンデンサ等で構成でき、第１及び第２の直流端子１ａ、１ｂを有する。
【００１３】
第１の変換回路２ａは図１の変換回路２と同一であって、ＩＧＢＴから成る第１及び第２の主スイッチＱ１、Ｑ２と第１及び第２の主ダイオ−ドＤ１、Ｄ２と第１及び第２の共振用コンデンサＣ１、Ｃ２とから成る。第１及び第２の主スイッチＱ１、Ｑ２の直列回路の一端は第１の直流ライン１１に接続され、その他端は第２の直流ライン１２に接続されている。第１及び第２の主ダイオ−ドＤ１、Ｄ２は第１及び第２の主スイッチＱ１、Ｑ２に逆方向並列に接続された個別のダイオ−ド又は第１及び第２の主スイッチＱ１、Ｑ２の内蔵又は寄生ダイオ−ドである。第１及び第２の共振用コンデンサＣ１、Ｃ２は第１及び第２の主スイッチＱ１、Ｑ２に並列に接続された個別のコンデンサ又は第１及び第２の主スイッチＱ１、Ｑ２の寄生容量又は両者の合計である。第１の交流端子４ａは第１及び第２の主スイッチＱ１、Ｑ２の相互接続点に接続されている。
【００１４】
第２の変換回路２ｂは、第１の変換回路２ａと同一の回路構成を有して第１の変換回路２ａに対して並列に接続されている。即ち、第２の変換回路２ｂは、第３及び第４の主スイッチＱ３、Ｑ４と、第３及び第４の主ダイオードＤ３、Ｄ４と、第３及び第４の共振用コンデンサＣ３、Ｃ４とから成る。第３及び第４の主スイッチＱ１、Ｑ２の直列回路の一端は第１の直流ライン１１に接続され、その他端は第２の直流ライン１２に接続されている。第３及び第４の主ダイオードＤ３、Ｄ４は第３及び第４の主スイッチＱ３、Ｑ４に逆方向並列に接続された個別ダイオード又は第３及び第４の主スイッチＱ３、Ｑ４の内蔵又は寄生ダイオードである。第３及び第４の共振用コンデンサＣ３、Ｃ４は第３及び第４の主スイッチＱ３、Ｑ４に並列に接続された個別のコンデンサ又は第３及び第４の主スイッチＱ３、Ｑ４の寄生容量又は両者の合計である。第２の交流端子４ｂは第３及び第４の主スイッチＱ３、Ｑ４の相互接続点に接続されている。
【００１５】
第１及び第２の交流端子４ａ、４ｂ間に接続された負荷２０はインダクタンスを有する誘導性負荷であり、例えば、第１及び第２の交流端子４ａ、４ｂ間にフィルタを介して接続された出力トランスの１次巻線と、この出力トランスの２次巻線と、この２次巻線に接続された負荷とから成る。
【００１６】
ソフトスイッチング回路９ａは、図３のソフトスイッチング回路９にサージ電圧抑制回路７０を付加したものであり、共振用インダクタ（リアクトル）Ｌｒと、第１、第２及び第３の補助スイッチＱ１１、Ｑ１２、Ｑ１３と、第１及び第２の補助ダイオードＤ１１、Ｄ１２と、クランプ用ダイオードＤ１３と、内蔵ダイオードＤｑ１３と、補助電圧源１０と、クランプ用コンデンサＣ１１とから成る。第１の補助スイッチＱ１１はここに並列に接続された第１の補助ダイオードＤ１１を伴って直流電源１と直流ライン１１との間に直列に接続されている。第２の補助スイッチＱ１２と共振用インダクタＬｒと補助電圧源１０との直列回路が第１及び第２の直流ライン１１、１２間に接続されている。第２の補助スイッチＱ１２は転流スイッチとも呼ぶことができるものであり、この一方の主端子は第１の直流ライン１１に接続されている。第２の補助ダイオードＤ１２は第２の補助スイッチＱ１２に逆方向並列に接続されている。第１及び第２の補助スイッチＱ１１、Ｑ１２は直流電源１によって正方向電流が流れる極性を有し、第１及び第２の補助ダイオードＤ１１、Ｄ１２は直流電源１で逆バイアスされる極性を有する。第１及び第２の補助ダイオードＤ１１、Ｄ１２は、個別ダイオード又は第１及び第２の補助スイッチＱ１１、Ｑ１２の内蔵又は寄生ダイオードである。第１及び第２の補助スイッチＱ１１、Ｑ１２が双方向スイッチの時には第１及び第２の補助ダイオードＤ１１、Ｄ１２を省くことができる。第２の補助スイッチＱ１２の他端と補助電圧源１０との間に接続された共振用インダクタＬｒは、変換回路２ａ、２ｂの第１〜第４の共振用コンデンサＣ１〜Ｃ４と共振するように接続されている。補助電圧源１０は直流電源１の電圧Ｖｄｃよりも低い値、好ましくはＶｄｃの約１／２の電圧を有し、整流平滑回路、蓄電池又はコンデンサでも構成される。
【００１７】
サージ電圧抑制回路７０は、クランプ用ダイオードＤ１３と、クランプ用コンデンサＣ１１と、抵抗Ｒ１と、第３の補助スイッチＱ１３と、この内蔵ダイオードＤｑ１３とから成る。第３の補助ダイオードとも呼ぶことができるるクランプ用ダイオードＤ１３とクランプ用コンデンサＣ１１との直列回路は第２の補助スイッチＱ１２に対して並列に接続されている。クランプ用ダイオードＤ１３は第２の補助ダイオードＤ１２と逆の極性を有する。抵抗Ｒ１と第３の補助スイッチＱ１３との直列回路の一端はクランプ用ダイオードＤ１３とクランプ用コンデンサＣ１１との相互接続点に接続され、上記直列回路の他端は第１の直流ライン１１に接続されている。従って、クランプ用コンデンサＣ１１は抵抗Ｒ１と共振用インダクタＬｒとの間に接続されている。第３の補助スイッチＱ１３は、共振用インダクタＬｒの蓄積エネルギの放出に基づく電流を流すことができる方向性を有する。寄生ダイオードとも呼ぶことができる内蔵ダイオードＤｑ１３は第３の補助スイッチＱ１３に並列に接続されている。この内蔵ダイオ−ドＤｑ１３の代りに個別ダイオードを第３の補助スイッチＱ１３に並列に接続することもできる。
【００１８】
図５において、負荷２０の電流が流れるラインに配置された電流検出器２３はライン２５によって電流検出信号を主制御回路２１に送る。図示が省略されているが、主制御回路２１の出力ライン７１、７２、７３、７４は第１、第２、第３及び第４の主スイッチＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４の制御端子（ゲ−ト）に接続され、制御信号Ｇｑ１、Ｇｑ２、Ｇｑ３、Ｇｑ４を供給する。
直流電源１の電流を検出する電流検出器２４はライン２７によって補助制御回路２２に接続されている。補助制御回路２２にはライン２６によって主制御回路２１も接続されている。図示が省略されているが、補助制御回路２２の出力ライン７５、７６，７７は第１、第２及び第３の補助スイッチＱ１１、Ｑ１２、Ｑ１３の制御端子（ゲ−ト）に接続されている。
【００１９】
主スイッチ制御回路としての主制御回路２１は第１及び第２の変換回路２ａ、２ｂの第１〜第４の主スイッチＱ１　〜Ｑ４　をオン・オフする制御信号を形成するものであって、ＤＣ−ＡＣ変換可能な制御信号を形成する周知のあらゆる回路で構成できる。図５の実施形態の主制御回路２１は図１の制御回路３と実質的に同一の電圧基準値発生器５と鋸波発生器６と比較器７と制御信号形成回路８とを有し，更に補正回路６ａを有する。電圧基準値発生器５は負荷２０に供給する交流電圧に相当する図７（Ｂ）に示す電圧基準値Ｖｒ　を発生する。鋸波発生器６は電圧基準値Ｖｒの周波数（例えば５０Ｈｚ）よりも十分に高い周波数（例えば２０ｋＨｚ　）で図７（Ａ）に示す鋸波電圧（三角波電圧）Ｖｔ　を発生する。この実施形態の鋸波電圧Ｖｔ　は傾斜して立上った後に垂直に立下っている。勿論、図７（Ａ）の鋸波電圧Ｖｔ　と傾きが逆の鋸波電圧とすることもできる。補正回路６ａは鋸波発生器６と比較器７との間に接続され，負荷電流検出器２３の出力ライン２５の信号に応答して鋸波電圧Ｖｔ　の位相を制御する。即ち補正回路６ａは、図７（Ｄ）に示す負荷電流Ｉｏが正の半波の期間には図７（Ａ）の鋸波電圧Ｖｔと同一の正相鋸波電圧Ｖｔ１を出力し、負荷電流Ｉｏが負の半波の期間には図７（Ａ）の鋸波電圧Ｖｔと逆相の鋸波電圧Ｖｔ２を出力する。正相鋸波電圧Ｖｔ１と逆相鋸波電圧Ｖｔ２との合成から成る補正鋸波電圧Ｖｔ’は比較器７の入力となる。なお，　負荷電流検出器２３は出力端子４ａを流れる電流Ｉｏを検出する。
比較器７即ちコンパレ−タは、図７（Ｂ）に示すように電圧基準値Ｖｒ　と鋸波電圧Ｖｔ’　とを比較し、図７（Ｃ）に示すようなＰＷＭ制御信号を形成する。図７（Ｂ）から明らかなように正弦波電圧基準値Ｖｒの正ピークと負ピークとの中間位置と鋸波電圧Ｖｔ’の正ピークと負ピークとの中間位置とが互いに一致するようにそれぞれのレベルが設定されている。
制御信号形成回路８は図７（Ｃ）に示す制御信号をライン７１、７４によって第１及び第４の主スイッチＱ１　、Ｑ４　に供給し、また、図７（Ｃ）の制御信号の逆相信号を形成し、この逆相の制御信号をライン７２、７３によって第２及び第３の主スイッチＱ２　、Ｑ３　に供給する。
【００２０】
図５の補助制御回路２２は第１〜第４の主スイッチＱ１　〜Ｑ４　をソフトスイッチングすることができるようにソフトスイッチング回路９ａの第１及び第２の補助スイッチＱ１１、Ｑ１２をオン・オフ制御し且つサ−ジ電圧を抑制するように第３の補助スイッチＱ１３を制御するものであり、ライン２６によって主制御回路２１の鋸波発生器６に接続され、また、ライン２７によって電流検出器２４に接続されている。補助制御回路２２はソフトスイッチング回路９ａによるソフトスイッチング及びサージ抑制が可能であれば、どのような回路構成を有するものでもよい。図６に示す補助制御回路２２はＶｔａ設定回路３１、Ｖｔｂ設定回路３２、第１及び第２の比較器３３、３４ＡＮＤゲート３５及びＮＯＴ回路３６から成る。なお、鋸波発生器６を補助制御回路２２に含めることができる。
【００２１】
図６のＶｔａ設定回路３１は、図８（Ａ）の上側電圧レベルＶｔａを設定し、これを第１の比較器３３に供給するものである。Ｖｔｂ設定回路３２は、図８（Ａ）の下側電圧レベルＶｔｂを設定し、これを第２の比較器３４に供給するものである。なお、Ｖｔａ設定回路３１及びＶｔｂ設定回路３２は演算手段を含み、ライン２６の負荷電流Ｉｏと図５の各部の定数とに基づいて図８及び図９のｔ１〜ｔ３期間Ｔ１及びｔ３〜ｔ６期間Ｔ２が最適時間長になるように電圧レベルＶｔａ，Ｖｔｂを決定する。なおこの際、鋸波電圧Ｖｔを考慮してＶｔａ、Ｖｔｂを決定する。この実施形態では鋸波電圧Ｖｔの振幅は０〜Ｖｄｃである。
【００２２】
上側電圧レベルＶｔａと下側電圧レベルＶｔｂとを演算する式は次の通りである。
Ｖｔａ＝Ｖｄｃ［１−｛（２ＬｒＩｏ）／Ｖｄｃ＋π√（ＬｒＣ）｝／Ｔ］
Ｖｔｂ＝Ｖｄｃ｛２（２ＬｒＩｏ）／Ｖｄｃ＋π√（ＬｒＣ）｝／Ｔ
ここで、Ｖｄｃは直流電源１の電圧又は鋸波電圧の最大振幅、
Ｃは直流ライン１１，１２間の容量即ちＣ１＋Ｃ４又はＣ　　　　　２＋Ｃ４、
Ｔは鋸波電圧Ｖｔの周期、
√（ＬｒＣ）は（ＬｒＣ）１／２である。
なお、Ｖｔａ及びＶｔｂ設定回路３１、３２に第２の電流検出器２４の出力を与える代わりに、第１の電流検出器２３の出力を与えることもできる。
【００２３】
第１の比較器３３はライン２６の鋸波電圧Ｖｔと上側電圧レベルＶｔａとを比較し、鋸波電圧Ｖｔが上側電圧レベルＶｔａよりも高い時に低レベルとなる図８（Ｂ）の信号を出力する。なお、Ｖｔａは鋸波電圧Ｖｔの最大値よりも少し低い値に設定される。
【００２４】
第２の比較器３４はライン２６の鋸波電圧Ｖｔと下側電圧レベルＶｔｂとを比較し、下側電圧レベルＶｔｂが鋸波電圧Ｖｔよりも高い時に低レベルとなる図８（Ｃ）の信号を出力する。
【００２５】
ＡＮＤゲート３５は第１及び第２の比較器３３、３４に接続されており、第１及び第２の比較器３３、３４の低レベル出力に対応して低レベルとなる図８（Ｅ）の信号を出力する。このＡＮＤゲート３５の出力は第１の補助スイッチＱ１１の制御信号となる。ＮＯＴ回路３６はＡＮＤゲ−ト３５の出力を位相反転し、図８（Ｄ）の信号を第２の補助スイッチＱ１２の制御信号を形成する。第３の補助スイッチＱ１３の制御信号は第１の補助スイッチＱ１１と同様にＡＮＤゲ−ト３５の出力である。なお、第３の補助スイッチＱ１３の制御信号Ｇｑ１３を第１の補助スイッチＱ１１の制御信号Ｇｑ１１と別に形成することもできる。
【００２６】
次に、図５の回路の動作を図９の波形図を参照して説明する。図９は図７の負荷電流Ｉｏの正の半波の期間ｔ１〜ｔ２の一部における図５の各部の状態を示す。更に詳細には、図９（Ａ）（Ｂ）は第１及び第２の補助スイッチＱ１１、Ｑ１２の制御信号Ｇｑ１１、Ｇｑ１２を示し、図９（Ｃ）（Ｄ）は第１及び第２の主スイッチＱ１　、Ｑ２の制御信号Ｇｑ１、Ｇｑ２を示し、図９（Ｅ）は第３の補助スイッチＱ１３の制御信号Ｇｑ１３を示し、図９（Ｆ）はインダクタＬｒの電流Ｉｒを示し、図９（Ｇ）は第１及び第２の直流ライン１１、１２間の直流リンク電圧Ｖｄｃ１示し、図９（Ｈ）は第１の主スイッチＱ１　の端子間電圧Ｖｑ１を示し、図９（Ｉ）は第２の補助スイッチＱ１２の端子間電圧Ｖｑ１２を示す。なお、第４の主スイッチＱ４　は第１の主スイッチＱ１　と実質的に同一に動作し、第３の主スイッチＱ３　は第２の主スイッチＱ２　と実質的に同一に動作する。
【００２７】
次に、図９の各区間の動作を説明する。以下の説明において電流経路は各部の参照符号のみで示す。
図９のｔ１　時点の前では、第２及び第３の主スイッチＱ２　、Ｑ３　がオン、第１及び第４の主スイッチＱ１　、Ｑ４　がオフ、第１の補助スイッチＱ１１がオン、第２の補助スイッチＱ１２がオフである。負荷２０が誘導性であるので、２０―Ｄ３―Ｄ１１―１―Ｄ２　の閉回路が形成される。この時、第１及び第４のコンデンサＣ１　、Ｃ４　は直流電源１の電圧に充電されている。
【００２８】
ｔ１時点で第１の補助スイッチＱ１１がオフ、第２の補助スイツチＱ１２がオンになると、誘導性負荷２０の蓄積エネルギの放出によって、２０−Ｄ３−Ｄ１１−１−Ｄ２の回路に回生電流が流れると共に、２０−Ｄ３−Ｑ１２−Ｌｒ−１０−Ｄ２の回路に電流Ｉｒが流れる。これにより、インダクタＬｒにエネルギが蓄積される。この時インダクタＬｒの電流Ｉｒは図９（Ｆ）に示すように傾斜を有して徐々に立上るために第２の補助スイッチＱ１２はゼロ電流スイツチングとなり、スイツチング損失がほとんど生じない。また、第１の補助スイッチＱ１１の電圧は回生電流で第１の補助ダイオ−ドＤ１１が導通しているためにｔ１時点で零に保たれ，ＺＶＳが達成される。なお、インダクタＬｒには第１及び第２の直流ライン１１、１２間の電圧Ｖｄｃと補助電圧源１０の電圧との差の電圧が印加され、補助電圧源１０を設けない場合よりも電流Ｉｒが小さくなる。
【００２９】
ｔ２〜ｔ３期間には、Ｌｒ−１０−Ｃ４　−Ｄ３−Ｑ１２の閉回路及びＬｒ−１０−Ｄ２−Ｃ１−Ｑ１２の閉回路及び２０−Ｄ３−Ｑ１２−Ｌｒ−１０−Ｄ２の閉回路が形成され、第１及び第４のコンデンサＣ１　、Ｃ４　の放電が生じ、この電圧即ち第１及び第４の主スイッチＱ１　、Ｑ４　の電圧Ｖｑ１、Ｖｑ４が図９（Ｈ）に示すように徐々に低下する。また、第１及び第２の直流ライン１１、１２間の電圧Ｖｄｃ１の低下によって第１の補助スイッチＱ１１の電圧は徐々に上昇する。ｔ１　〜ｔ３　期間はｔ３　時点で第１及び第４の主スイッチＱ１　、Ｑ４　の電圧がほぼ零になるように決定されている。従って、ｔ３　時点で第１及び第４の主スイッチＱ１　、Ｑ４　をタ−ンオンすると、ＺＶＳが達成される。図９（Ｅ）ではｔ２〜ｔ３期間で共振電流Ｉｒがオ−バ−シュ−トによって負荷電流Ｉｏよりも大きく示されているが、共振電流Ｉｒの最大値は負荷電流Ｉｏとほぼ同一である。
【００３０】
ｔ３　時点で第１及び第４の主スイッチＱ１　、Ｑ４　をタ−ンオン制御し、第２及び第３の主スイッチＱ２　、Ｑ３　をタ−ンオフ制御する。ｔ３〜ｔ４期間には、２０―Ｄ３−Ｑ１２―Ｌｒ−１０−Ｄ２の回路で電流Ｉｒが流れると共に、２０−Ｑ４−Ｄ２の閉回路に電流が流れる。
【００３１】
ｔ４時点でインダクタＬｒの電流Ｉｒが零になった後のｔ４〜ｔ５期間では、補助電圧源１０に基づいて、１０−Ｌｒ−Ｄ１２−Ｑ１−２０−Ｑ４の閉回路で逆方向の共振電流Ｉｒが図９（Ｆ）に示すように流れる。また、２０−Ｑ４−Ｄ２の回路にも電流が流れる。
【００３２】
ｔ５時点で共振電流Ｉｒの負方向の振幅が負荷電流Ｉｏの振幅に等しくなると、ｔ５〜ｔ６期間において、１０−Ｌｒ−Ｄ１２−Ｃ３−Ｑ４の回路及び１０−Ｌｒ−Ｄ１２−Ｑ１−Ｃ２の回路でコンデンサＣ３、Ｃ２の充電が始まり、対の直流ライン１１、１２間の直流リンク電圧Ｖｄｃ１と第１の主スイツチＱ１の電圧Ｖｑ１と第４の主スイツチＱ４の電圧が図９（Ｇ）に示すように徐々に上昇する。なお、ｔ５〜ｔ６期間には２０−Ｑ４−Ｄ２の回路にも電流が流れる。
【００３３】
ｔ６時点で直流リンク電圧Ｖｄｃ１が直流電源１の電圧に等しくなると、第１の補助スイッチＱ１１の電圧は実質的に零になるので、この時点でタ−ンオンし、ＺＶＳを達成する。ｔ６時点で第２の補助スイッチＱ１２をタ−ンオフ制御するが、この時第２の補助ダイオ−ドＤ１２が導通しているので、ＺＶＳが達成される。
【００３４】
ｔ６時点で第２の補助スイッチＱ１２がオフになってもｔ６〜ｔ７期間には１０−Ｌｒ−Ｄ１２−Ｑ１−２０−Ｑ４の回路に電流が流れ、また、２０−Ｑ４―Ｄ２の回路にも電流が流れる。
ｔ７時点でインダクタＬｒに基づく電流Ｉｒが流れなくなると、１―Ｑ１１―Ｑ１―２０―Ｑ４の回路で負荷電流が流れる。
【００３５】
図９のｔ１よりも少し前においては、第２の主スイッチＱ２がタ−ンオン動作し、第１の主スイッチＱ１がターンオフ動作する。本実施形態では、このｔ１よりも少し前の時点において、第１及び第２の補助スイッチＱ１１、Ｑ１２を特別に制御しない。この様にソフトスイッチング制御しなくても、第２及び第３の主スイッチＱ２、Ｑ３のソフトスイッチングが可能である。即ち、負荷２０は誘導性負荷であり、且つ図９のｔ１よりも少し前の時点は負荷２０に正方向電流が流れている図７のｔ１〜ｔ２期間内にあるので、図９のｔ１よりも少し前時点で第２及び第３の主スイッチＱ２、Ｑ３がオン制御されても、これ等に電流が流れ込まず，２０−Ｃ３−Ｃ１の回路及び２０−Ｃ４−Ｃ２の回路によって第２及び第３のコンデンサＣ２、Ｃ３が放電し、第１及び第４のコンデンサＣ１、Ｃ４が充電される。このため、コンデンサＣ２、Ｃ３の蓄積エネルギの放出に基づく損失が発生しない。図９のｔ１よりも少し前の時点で第１及び第４の主スイッチＱ１、Ｑ４がターンオフ制御されると、第１及び第４のコンデンサＣ１，Ｃ４が徐々に充電され、これ等の電圧が徐々に高くなり、第１及び第４の主スイッチＱ１、Ｑ４のＺＶＳが達成される。ｔ１よりも前の時点でソフトスイッイング回路９ａを動作させないと、第１及び第２の補助スイッチＱ１１，Ｑ１２のスイッイング回数が少なくなり、効率が向上する。
【００３６】
図７のｔ２よりも後の期間には負方向の負荷電流Ｉｏが流れる。正の半波期間ｔ１〜ｔ２と負の半波期間ｔ０〜ｔ１及びｔ２〜ｔ４とでは図５の補正回路６ａの働きで、比較器７に互いに反対位相の鋸波電圧Ｖｔ１，Ｖｔ２が供給される。この結果、図７のｔ１〜ｔ２期間では第１及び第４の主スイッチＱ１，Ｑ４のターンオン時点及び第２及び第３の主スイッチＱ２，Ｑ３のターンオフ時点で鋸波電圧Ｖｔ１が垂直に立上っている。第１及び第２の補助スイッチＱ１１、Ｑ１２の制御信号は図７（Ａ）に示す全期間で同一位相の鋸波電圧Ｖｔに基づいて作成されているが、第１〜第４の主スイッチＱ１〜Ｑ４の制御信号は図７（Ｂ）の補正鋸波電圧Ｖｔ’に基づいて作成されているので、負の半波期間の第１及び第４の主スイッチＱ１，Ｑ４のターンオン時のＺＶＳと、正の半波期間の第２及び第３の主スイッチＱ２，Ｑ３のターンオン時のＺＶＳとの両方が可能になる。
【００３７】
図７のｔ１〜ｔ２の負荷電流Ｉｏの負の半波期間における第１〜第４の主スイッチＱ１〜Ｑ４のターンオン時及びターンオフ時のソフトスイッチング動作は正の半波期間の動作とほぼ同じである。
【００３８】
図５の回路においても、図３の回路と同様に図９のｔ０時点の直前にインダクタＬｒの電流Ｉｒが第２の補助ダイオ−ドＤ１２を通って流ている。ｔ６時点で第１の補助スイッチＱ１１がオンになり、第２の補助ダイオードＤ１２が逆バイアス状態になると、インダクタＬｒの残留磁気エネルギは、Ｌｒ−Ｃ１１−Ｑ１３−Ｄ１１−１−１０の経路で放出され、直流電源１に回生される。これにより、第２の補助スイッチＱ１２に対するサ−ジ電圧の印加が抑制される。この結果、第２の補助スイッチＱ１２の破壊を防止すること、又は第２の補助スイッチＱ１２を低コストの低耐圧素子にすることができる。
【００３９】
【第２の実施形態】
次に、図１０に示す第２の実施形態の電力変換装置を説明する。但し、図１０及び後述する図１１〜図１４において、図５〜図９と実質的に同一の部分には同一の符号を付してその説明を省略する。
【００４０】
図１０の実施形態は図５のソフトスイッチング回路９ａをソフトスイッチング回路９ｂに変形し、この他は図５と同一に構成したものである。図１０のソフトスイッチング回路９ｂは、サージ電圧抑制回路７０ａの他は図５と同一に構成されている。図１０のサージ電圧抑制回路７０ａは、図５のサージ電圧抑制回路７０に第４の補助ダイオードＤ１４を追加し、第３の補助スイッチＱ１３を第４の補助ダイオードＤ１４を介して直流電源１に接続した点で図５と相違している。即ち、抵抗Ｒ１と第３の補助スイッチＱ１３と第４の補助ダイオードＤ１４との直列回路の一端がクランプ用ダイオードＤ１３とクランプ用コンデンサＣ１１との相互接続点に接続され、上記直列回路の他端が第１の補助スイッチＱ１１と直流電源１との相互接続点に接続されている。
【００４１】
図１０の回路では、インダクタＬｒの蓄積エネルギが第３の補助スイッチＱ１３のオン期間にＬｒ−Ｃ１１−Ｑ１３−Ｄ１４−１−１０の経路で直流電源１に回生される。この結果、第２の実施形態によっても第２の補助スイッチＱ１２に対するサーシ電圧の印加を防ぐことができる。
【００４２】
【第３の実施例】
次に、図１１を参照して、本発明の第３の実施例に係わるモータ駆動等に適したＡＣ−ＤＣ−ＡＣ電力変換装置を説明する。図１１の第３の実施形態の３相電力変換装置においては、一対の直流ライン１１、１２間の直流電圧を３相交流電圧に変換して誘導性負荷２０ａに供給するために、図５に示した第１及び第２の変換回路２ａ、２ｂと同様なものに加えて第３の変換回路２ｃが設けられている。第３の変換回路２ｃは第１の変換回路２ａの第１及び第２の主スイッチＱ１　、Ｑ２　及び第１及び第２のコンデンサＣ１　、Ｃ２　と同様なものを含み、一対の直流ライン１１、１２間に接続されている。要するに、図１１では第１、第２及び第３の変換回路２ａ、２ｂ、２ｃによって３相ブリッジ型インバ−タ回路が構成されている。
【００４３】
３相交流電源４０と一対の直流ライン１１、１２との間には３相ブリッジ型コンバ−タ回路が接続されている。３相ブリッジ型コンバ−タ回路は３相交流電源４０と一対の直流ライン１１、１２との間に接続された第１、第２及び第３のコンバ−タ変換回路４１、４２、４３を有する。第１、第２、第３のコンバ−タ回路４１、４２、４３は互いに同一に形成されているので、図１１では第１のコンバ−タ変換回路４１のみが詳しく示されている。この第１のコンバ−タ変換回路４１はＩＧＢＴから成る２つのスイッチＱ４１、Ｑ４２から成り、インバ−タ変換回路２ａと同一に構成されている。なお、スイッチＱ４１、Ｑ４２には内蔵タイオ−ドＤ４１、Ｄ４２及び共振用コンデンサＣ４１、Ｃ４２が並列に接続されている。また、第１、第２及び第３のコンバ−タ変換回路４１、４２、４３に含まれている対のスイッチの相互接続点は第１、第２及び第３のインダクタＬａ、Ｌｂ、Ｌｃを介して３相交流電源４０に接続され、それぞれの対のスイッチの直列回路は直流ライン１１、１２間に接続されている。要するに、３相インバ−タ変換回路２ａ、２ｂ、２ｃ及び３相コンバ−タ変換回路４１、４２、４３を構成している各対のスイッチ直列回路即ちア−ムは互いに並列に接続されている。
また、電源４０の各相の交流ラインにインダクタを含む高調波成分除去回路（図示せず）が接続されている。
【００４４】
３つの変換回路２ａ、２ｂ、２ｃから成る３相ブリッジ型インバ−タ回路、及び３つの変換回路４１、４２、４３から成る３相ブリッジ型コンバ−タ回路は、前述した特開２０００−２６２０６６号公報に示す周知の制御方法で制御される。
図１１の第３の実施形態によれば、ＡＣ−ＤＣ変換コンバ−タ回路のスイッチＱ４１、Ｑ４２等のソフトスイッチングを第１の実施形態の主スイッチＱ１　、Ｑ２　等と同様に行うことができる。また、１つのソフトスイッチング回路９ａによって３相インバ−タ回路と３相コンバ−タ回路との両方の主スイッチのソフトスイッチングを行うことが可能になる。
なお、図１１では補助電圧源１０がコンデンサで示されている。補助電圧源１０がコンデンサであっても、図５の回路と同様に動作する。
【００４５】
【第４の実施形態】
図１２に示す第４の実施形態の電力変換装置は、図５の回路における電流検出器２４の代りに第１及び第２の電圧検出器５１、５２を設け、また変形された制御回路２１ａ、２２ａを設けた他は、図５と実質的に同一に構成したものである。
第１の電圧検出器５１は、第１の補助スイツチＱ１１の両端に接続されており、このスイッチＱ１１の電圧が高レベルから低レベルに変化して実質的に零になった時に図１４（Ｄ）のｔ２　時点及びｔ６　時点に示す零電圧検出パルスを発生するものであって、コンパレ−タによって構成されている。なお、この第１の電圧検出器５１はライン５３によって補助制御回路２２ａに接続されている。
第２の電圧検出器５２は対の直流ライン１１、１２間に接続されており、直流リンク電圧Ｖｄｃ１　が実質的に零になったことを検出し、図１４（Ｃ）のｔ１　及びｔ５　に示す零電圧検出パルスを発生するものであり、コンパレ−タで構成されている。なお、第２の電圧検出器５２はライン５４によって主制御回路２１ａに接続されている。
【００４６】
図１３は図１２の主制御回路２１ａ及び補助制御回路２２ａを詳しく示し、図１４は図１２及び図１３の各部の状態を示す。なお、図１４において（Ａ）は直流ライン１１、１２間の直流リンク電圧Ｖｄｃ１を示し、（Ｂ）は搬送波としての鋸波電圧Ｖｔ　を示し、（Ｃ）は第２の電圧検出器５２の零電圧検出パルスを示し、（Ｄ）は第１の電圧検出器５１の零電圧検出パルスを示し、（Ｅ）は第２のフリップフロップ６３の出力を示し、（Ｆ）は第２のＮＯＴ回路６４の出力パルスを示し、（Ｇ）は比較器７の出力パルスを示し、（Ｈ）は第１のフリップフロップ６１の出力パルスを示し、（Ｉ）は第１のＮＯＴ回路６２の出力パルスを示す。
【００４７】
図１３の主制御回路２１ａは、図６と同一構成の電圧基準値発生器５、鋸波発生器６、補正回路６ａ、比較器７を含む他に、第１のフリップフロップ６１及び第１のＮＯＴ回路６２を含む。なお、図１３の比較器７は出力段にトリガ回路を含み、補正鋸波電圧Ｖｔ´　が電圧基準値Ｖｒ　を下から上に向かって横切った時に図１４（Ｇ）のトリガパルスを発生するように形成されている。第１のフリップフロップ６１のセット端子Ｓは直流リンク電圧が零になったことを示すパルスを伝送するためのライン５４に接続され、このリセット端子Ｒは比較器７に接続され、この出力端子は第２及び第３の主スイッチＱ２　、Ｑ３　の制御端子に接続されていると共に第１のＮＯＴ回路６２に接続されている。第１のＮＯＴ回路６２は第１及び第４の主スイッチＱ１　、Ｑ４　の制御端子に接続されている。
【００４８】
補助制御回路２２ａは、第２のフリップフロップ６３と第２のＮＯＴ回路６４とからなる。第２のフリップフロップ６３のセット端子Ｓは第１の補助スイッチＱ１１の零電圧検出パルスの伝送ライン５３に接続され、このリセット端子Ｒは鋸波発生器６に接続され、この出力端子Ｑは第１及び第３の補助スイッチＱ１１、Ｑ１３の制御端子と第２のＮＯＴ回路６４に接続されている。第２のＮＯＴ回路６４の出力は第２の補助スイツチＱ１２の制御端子に接続されている。
【００４９】
図１２の電力変換装置の各スイッチＱ１　〜Ｑ４　、Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ１３の制御タイミング及び動作は第１の実施形態の電力変換装置と実質的に同一であり、各スイッチＱ１　〜Ｑ４　、Ｑ１１〜Ｑ１３の制御信号の形成方法において第４の実施形態は第１の実施例と相違している。第４の実施形態では、図１４（Ｂ）に示す鋸波電圧Ｖｔ　の立上り時点ｔ０及びｔ４　に同期して第２のフリップフロップ６３がリセットされ、この出力が図１４（Ｅ）に示すように低レベルになり、第１の補助スイッチＱ１１がタ−ンオフ制御され、逆に第２の補助スイッチＱ１２が図１４（Ｆ）の信号でタ−ンオン制御される。これにより、第１の実施形態と同様にインダクタＬｒ　に電流が流れ、図１４のｔ１　〜ｔ２　期間において、図９のｔ１　〜ｔ６　期間と同様な共振動作が電力変換回路において生じる。この共振動作によって図１４（Ａ）の直流リンク電圧Ｖｄｃ１が図９のｔ３　時点と同様に図１４（Ａ）のｔ１　時点で実質的に零になり、第１の電圧検出器５２から図１４（Ｃ）のパルスが発生し、第１のフリップフロップ６１がセットされ、図１４（Ｈ）の出力パルスが得られ、第２及び第３の主スイッチＱ２　、Ｑ３　がＺＶＳでタ−ンオンする。図１４のｔ１時点で第１及び第４の主スイッチＱ１　、Ｑ４　がタ−ンオフ制御されるが、これ等の電圧は直ちに立上らない。即ち、図１４は図７のｔ３　時点及びこの近傍を示し、且つ負荷２０は誘導性であるために、第１及び第４の主スイッチＱ１、Ｑ４　のタ−ンオフ時に第１及び第４の主ダイオ−ドＤ１　、Ｄ４　を通って電流が流れ、図１４のｔ１　時点で第１及び第４の主スイッチＱ１　、Ｑ４　の電圧は直ちに高レベル（電源電圧）に立上らない。図１２の回路において共振動作が継続してｔ２　時点になると、図１４（Ａ）の直流リンク電圧Ｖｄｃ１がほぼ電源電圧になり、第１の補助スイツチＱ１１の電圧が実質的に零に成る。この結果、第１の電圧検出器５１から図１４（Ｄ）のパルスが発生し、第２のフリップフロップ６３がセットされ、図１４（Ｅ）の出力パルスが第１の補助スイッチＱ１１に供給され、このスイッチＱ１１がＺＶＳでタ−ンオンする。ｔ２　時点で第２の補助スイツチＱ１２がタ−ンオフ制御されるが、第２の補助ダイオ−ドＤ１２に共振電流が流れているので、第２の補助スイッチＱ１２　は零電圧でタ−ンオフ制御される。図１４のｔ３　時点で電圧基準値Ｖｒ　が補助鋸波電圧Ｖｔ　′を横切ると、図１４（Ｇ）のトリガパルスが比較器７から発生し、第１のフリップフロップ６１がリセットされ、第２及び第３の主スイッチＱ２　、Ｑ３　がタ−ンオフし、第１及び第４の主スイッチＱ１　、Ｑ４　がタ−ンオンする。この第４の実施形態においても、第１の実施形態と同様に図１４のｔ３　で特別にソフトスイッチング制御を実行する必要はない。
【００５０】
図１２〜図１４の第４の実施形態によれば、第１の実施形態と同様に損失低減、ノイス低減、共振電流の抑制の効果を得ることができ、更に演算回路を使用しないで上記効果を得ることができる。また、サ−ジ電圧抑制回路７０の効果を得ることができる。
【００５１】
【変形例】
本発明は上記の実施形態に限定されるものでなく、例えば次の変形が可能なものである。
（１）　第１〜第４の主スイッチＱ１　〜Ｑ４　、第１〜第３の補助スイッチＱ１１〜Ｑ１３を絶縁ゲ−ト型電界効果トランジスタ、バイポ−ラトランジスタ等の他の半導体スイッチとすることができる。
（２）　各実施形態で負荷２０、２０ａが回生電力を発生する場合には変換回路２ａ、２ｂ、２ｃを介して直流側に電力を回生することができる。
（３）　図１１のようにＡＣ−ＤＣ変換器とＤＣ−ＡＣ変換器との組み合せ回路におけるいずれか一方を省いてＡＣ−ＤＣ変換器のみ、又はＤＣ―ＡＣ変換器のみとすることができる。
（４）　図５から第２の変換回路２ｂ　を省き、第２の主スイッチＱ２　に並列に変換用コンデンサを介して出力トランスの１次巻線または負荷回路を接続してハ−フブリッジ型インバ−タを構成することができる。
（５）　各実施形態の電力変換回路を、負荷電流Ｉｏ　の方向に無関係に、第１の主スイッチＱ１　のタ−ンオン時の全てと第２の主スイッチＱ２　のタ−ンオン時の全てにおいて第１及び第２の補助スイッチＱ１１、Ｑ１２を使用したソフトスイッチング制御を行う用に変形するこができる。
（６）　主制御回路２１、２１ａ及び補助制御回路２２、２２ａの一部又は全部をディジタル回路で形成することができる。
（７）　負荷電流Ｉｏを直流電源１に流れる電流を検出して決定すること、又は第１及び第２の主スイッチＱ１　、Ｑ２　の電流を検出して決定することができる。また、Ｖｔａ、Ｖｔｂを演算で求める式として実施形態以外の式を使用することもできる。
（８）　インダクタＬｒの電流を検出する電流検出器を設け、この出力に基づいて第１〜第３の補助スイッチＱ１１〜Ｑ１３の制御信号を形成することができる。
（９）　ＡＮＤゲ−ト３５の代わりに排他的ＯＲゲ−トを使用することができる。
（１０）　各実施形態において、直流電源１及び補助電圧源１０をコンデンサとすることができる。また、補助電圧源１０の電圧を直流電源１の電圧よりも低い任意の値に設定することができる。また、補助電圧源１０を省くこともできる。
（１１）　図１１のインバータ変換回路２ａ、２ｂ、２ｃの内の任意の相の変換回路のＰＷＭ制御を停止することができる。
（１２）各実施形態において、第１の補助スイッチＱ１１と第１の補助ダイオードＤ１１との代りに両方向制御可能な半導体スイッチ又はスイッチ回路とすること、また、第２の補助スイッチＱ１２と第２の補助ダイオ−ドＤ１２の代りに両方向制御可能な半導体スイッチ又はスイッチ回路とすることができる。
（１３）図１１、図１２のソフトスイッチング回路９ａを図１０のソフトスイッチング回路９ｂに変形することができる。
（１４）　整流平滑回路、蓄電池、直流又は交流コンデンサ等で構成される補助電源１０の電圧は変動しても差し支えなく、また故意に変動させてもよい。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来の電力変換装置の１相分を示す回路図である。
【図２】図１の各部の状態を示す波形図である。
【図３】別の従来の電力変換装置の１相分を示す回路図である。
【図４】図３の各部の状態を示す波形図である。
【図５】本発明の第１の実施形態の電力変換装置を示す回路図である。
【図６】図５の主制御回路及び補助制御回路を概略的に示すプロック図である。
【図７】図５の主制御回路の各部の状態を示す波形図である。
【図８】負荷電流の負の半波期間における図６の各部の状態を示す波形図である。
【図９】負荷電流の正の半波期間における図５の各部の状態を示す波形図である。
【図１０】第２の実施形態の電力変換装置を示す回路図である。
【図１１】第３の実施形態の電力変換装置を示す回路図である。
【図１２】第４の実施形態の電力変換装置を示す回路図である。
【図１３】図１２の主制御回路及び補助制御回路を示すブロック図である。
【図１４】図１２及び図１３の各部の状態を示す波形図である。
【符号の説明】
１　直流電源
１ａ，１ｂ　直流端子
２ａ、２ｂ、２ｃ　変換回路
９ａ，９ｂ　ソフトスイッチング回路
１０　補助電圧源
１１、１２　直流ライン
２１　主制御回路
２２　補助制御回路
７０，７０ａ　サ−ジ電圧抑制回路
Ｑ１　〜Ｑ４　　第１〜第４の主スイッチ
Ｑ１１〜Ｑ１３　第１〜第３の補助スイッチ
Ｃ１　〜Ｃ４　　コンデンサ
Ｌｒ　　共振用インダクタ
Ｄ１１、Ｄ１２、Ｄ１４　補助ダイオ−ド
Ｄ１３　クランプ用ダイオ−ド
Ｒ１　抵抗
Ｃ１１　クランプ用コンデンサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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