(57)【要約】      （修正有）【課題】トランスポンダで支配的な電界強度から独立に確実な信号検出を行う。【解決手段】コーディングされた受信信号を整流する整流器（ＧＬ）と、整流器（ＧＬ）の出力側に接続された信号キャパシタ（ＣＳ）と、信号キャパシタ（ＣＳ）に結合された放電電流シンク部（ＩＳ）および評価回路（ＡＳ）とを有しており、放電電流シンク部（ＩＳ）はカレントミラー回路を有している例えば受動または半受動のトランスポンダ用の信号検出回路装置において、放電電流シンク部（ＩＳ）のカレントミラー回路がカスケード型に接続された複数のトランジスタを有する。【選択図】図１
2004248287.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
コーディングされた受信信号を整流する整流器（ＧＬ）と、
整流器（ＧＬ）の出力側に接続された信号キャパシタ（ＣＳ）と、
信号キャパシタ（ＣＳ）に結合された放電電流シンク部（ＩＳ）および評価回路（ＡＳ）とを有しており、
放電電流シンク部（ＩＳ）はカレントミラー回路を有している
例えば受動または半受動のトランスポンダ用の信号検出回路装置において、
放電電流シンク部（ＩＳ）のカレントミラー回路がカスコード型に接続された複数のトランジスタ（Ｔ１〜Ｔ５）を有する
ことを特徴とする信号検出回路装置。
【請求項２】
カスコード型に接続された複数のトランジスタ（Ｔ１〜Ｔ５）は大きな出力領域を有するカスコード型カレントミラー回路を形成している、請求項１記載の回路装置。
【請求項３】
信号キャパシタ（ＣＳ）は電圧制限回路（ＢＳ）に結合されている、請求項１または２記載の回路装置。
【請求項４】
電圧制限回路（ＢＳ）は直列に接続された複数のダイオード（Ｄ１，Ｄ２）または信号キャパシタ（ＣＳ）に並列接続された１つのツェナーダイオードを有する、請求項１から３までのいずれか１項記載の回路装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は例えば受動または半受動のトランスポンダ用の信号検出回路装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
この種の回路装置は例えば無接触識別システム（ＲＦＩＤシステム）におけるトランスポンダやリモートセンサなどで基地局または読み取り装置から送信されたコード信号を復号化し、ディジタル信号へ変換するために用いられている。通常はこのためにトランスポンダのアンテナで受信された信号が整流器を介して整流される。整流器の出力側にはいわゆる信号キャパシタが接続されており、ここに実際に伝送されるコードを表す信号電圧が印加され、評価回路によって評価される。信号電圧を整流器の入力電圧の変化に可及的速やかに追従させるために、信号キャパシタには放電電流源または放電電流シンク部を介して所定の放電電流が印加される。放電電流は信号キャパシタのキャパシタンスに適合するように設計される。ここで当該のキャパシタンスは小さな時定数が達成されかつＵＨＦデカップリングが保証されるように選定される。
【０００３】
カレントミラー回路を有するこの種の放電電流シンク部は例えば米国特許第５８８９４８９号明細書から周知である。カレントミラー回路はいわばシンプルなカレントミラーとして２つのｎＦＥＴトランジスタから成っており、ここではトランジスタのうち１つを通る基準電流の形態の電流目標値により他のトランジスタの電流強度（すなわち放電電流）が定められる。こうしたカレントミラーではＭＯＳトランジスタの特性のためにトランジスタの飽和電圧よりも小さい信号電圧での電流強度がおおきく低下する。またトランジスタの飽和電圧よりも大きな信号電圧であっても、放電電流と信号電圧とのあいだの依存関係は存在する。
【０００４】
カレントミラー回路のかたちの電流源は電流と電圧とのあいだにわずかな依存性しか有さず、例えばオペアンプにおいて使用される。Johns D.A. and Martin K., Analog integrated circuit design, ISBN0-471-14448-7 256頁〜259頁には、オペアンプに対して大きな出力領域を有するいわゆるカスコード型カレントミラー回路（wide-swing cascode current mirror）が記載されている。ここでは電流と電圧との依存関係が大幅に低減される。
【特許文献１】米国特許第５８８９４８９号明細書
【非特許文献１】Johns D.A. and Martin K., Analog integrated circuit design, ISBN0-471-14448-7 256頁〜259頁
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本発明の課題は、冒頭に言及した形式の信号検出回路装置において、特にトランスポンダで支配的な電界強度から独立に確実な信号検出を行うことである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
この課題は、放電電流シンク部のカレントミラー回路がカスコード型に接続された複数のトランジスタを有する構成により解決される。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００７】
本発明の回路装置では放電電流シンク部のカレントミラー回路はカスコード型に接続された複数のトランジスタを有する。こうした構成により電流シンクの内部抵抗が大幅に高まり、例えばトランジスタの飽和電圧よりも高い信号電圧ではほぼ理想的な、すなわち平坦な電流電圧特性曲線が得られる。これは放電電流と信号電圧との一貫した依存関係を生じさせる。さらにこの種の構成の回路では従来のシンプルなカレントミラーに比べて信号キャパシタに並列にかかる寄生容量が小さい。
【０００８】
本発明の回路装置の請求項２に記載の実施形態では、カスコード型に接続された複数のトランジスタが大きな出力領域を有するカスコード型カレントミラー回路を形成している。可能な信号領域または信号の偏移幅は拡大され、検出回路の動作は大きな電界強度領域にわたって保証される。さらに有利には、電流を節約できるミラー特性と最小のエラーとが同時に得られ、簡単なカレントミラーで寄生容量のために要求されるような信号キャパシタは必要ない。
【０００９】
本発明の回路装置の請求項３に記載の実施形態では、信号キャパシタが電圧制限回路に結合されている。これにより後方の回路部分の誤動作または故障が阻止され、基地局近傍のフィールドにおける高い電界強度でもいわゆる“ノッチ”が確実に検出されることが保証される。“ノッチ”とは連続する２つのデータビットのセパレータである。
【００１０】
本発明の回路装置の請求項４に記載の実施形態では、電圧制限回路は直列に接続された複数のダイオードまたは信号キャパシタに並列接続された１つのツェナーダイオードを有する。この種のモジュールは簡単かつ省スペースで回路に組み込むことができ、別個の過電圧検出用の制御論理回路を必要としない。
【実施例】
【００１１】
本発明の実施例を図示し、以下に詳細に説明する。
【００１２】
図１にはアンテナＡＴと、このアンテナＡＴに入力側で接続している整流器ＧＬと、この整流器ＧＬの出力極のあいだに挿入された信号キャパシタＣＳと、この信号キャパシタＣＳに並列接続された放電電流シンク部ＩＳと、信号キャパシタＣＳおよび放電電流シンク部ＩＳに並列接続された直列接続の２つのダイオードから成る制限回路ＢＳと、信号キャパシタＣＳの信号電圧ＵＣを評価してディジタル信号を形成する評価回路ＡＳとを有する信号検出回路装置が示されている。
【００１３】
図１に示された回路装置の機能を以下に変調プロセスとして搬送波信号のＡＳＫ変調を使用するケースに則して説明する。ここでは論理“１”で搬送波信号が存在することが表され、論理“０”で搬送波信号が完全に抑圧されることが表される。ただし図示の回路の機能はこれだけに限定されない。変調は図示しない基地局で行われる。
【００１４】
搬送波信号が存在するとき、整流器ＧＬの出力側すなわち信号キャパシタＣＳに搬送波信号の電界強度に相応する信号電圧ＵＣが発生し、これが評価回路ＡＳによって評価される。信号電圧ＵＣが評価回路ＡＳの閾値を上方超過すると、論理“１”が検出される。搬送波信号が基地局によって遮断されると、信号キャパシタＣＳは放電電流シンク部ＩＳにより完全に放電される。このとき評価回路は論理“０”を検出する。
【００１５】
放電電流シンク部ＩＳの内部構造が図２に示されている。放電電流シンク部ＩＳは大きな出力領域を有するカスコード型カレントミラー回路をなすように相互接続された複数のトランジスタＴ１〜Ｔ５を有している。放電電流シンク部ＩＳの放電電流ＩＥは基準電流ＩＲ１，ＩＲ２およびトランジスタパラメータによって定まるが、ここではＩＲ１とＩＲ２とは等しく、ミラー比は１：１０である。いわゆるカスコードトランジスタＴ１はミラー比にはほとんど影響しないので、そのチャネル幅またはチャネル長さを小さく選定することができ、これにより信号キャパシタに対して並列に生じる寄生容量を最小化することができる。全体で放電電流シンク部に起因する寄生容量も抑えられ、しかも電流消費量の点で有利なミラー比を小さなエラー率で得ることができる。
【００１６】
図３には図２のカスコード型カレントミラー回路の電流電圧特性曲線と同一のミラー比（１：１０）を有するシンプルなカレントミラーの電流電圧特性曲線との比較が示されている。電流強度の電圧依存性は図２のカスコード型カレントミラー回路の電流電圧特性曲線Ａではシンプルなカレントミラーの電流電圧特性曲線Ｂに比べて著しく小さくなっている。例えば基地局とトランスポンダとのあいだの距離が変化したことによって生じる搬送波の電界強度の変化は信号電圧ＵＣの変化を生じさせる。これはシンプルなカレントミラーではトランスポンダで求められるパルス持続時間の大きな変化となって現れる。ここでは放電時間を決定する放電電流ＩＥが大きく変化するからである。こうした効果が本発明のカスコード型カレントミラー回路では低減され、これによりディジタル信号の確実な再生が保証される。
【００１７】
駆動の確実性は制限回路ＢＳによってさらに向上する。図４には例として図１の整流器ＧＬでの入力信号の時間特性について、近傍領域のものを実線で、遠隔領域のものを破線で示してある。基地局は搬送波信号を短時間だけ抑圧し、２つの連続するデータビットのあいだにセパレータまたは“ノッチ”を挿入する。搬送波信号の抑圧に基づいて入力電圧は０Ｖまで低下し、続いて再び搬送波の電界強度に相応する値まで上昇する。このセパレータはトランスポンダで評価回路によって確実に検出しなければならない。
【００１８】
図５には信号電圧ＵＣの時間特性が示されている。これは入力信号が図４の時間特性で受信されるときに得られたものである。ここで電圧制限回路ＢＳの設けられていない回路装置の電圧特性がＣで、電圧制限回路ＢＳの設けられている回路装置の電圧特性がＤで示されている。近傍領域の電圧特性は破線で示されている。信号電圧ＵＣが評価回路の閾値電圧ＵＳを下回ると論理“０”が識別され、それ以外のときに論理“１”が識別される。
【００１９】
電圧特性Ｃからわかるように、近傍領域の信号電圧ＵＣは電圧制限回路ＢＳが設けられていないと閾値電圧ＵＳを下回らない。なぜならこのとき搬送波信号の存在により信号電圧ＵＣが大きな値となるために搬送波信号が欠落しているあいだの電圧低下が不充分となるからである。したがって基地局で挿入されたセパレータが評価回路ＡＳによって検出されない。制限回路ＢＳを使用すると信号電圧ＵＣは最大値ＵＭまで制限される。これは信号電圧ＵＣが順方向電圧の和を上回る際にダイオードＤ１，Ｄ２が導通されて行われる。搬送波信号が基地局によって抑圧されると、搬送波信号が欠落しているあいだの電圧低下が充分となり、信号電圧ＵＣが閾値電圧ＵＳを下回る。これによりセパレータを確実に識別することができる。遠隔領域では搬送波信号が存在しているときの閾値電圧ＵＭが上方超過されないので、制限回路ＢＳは作用しない。
【００２０】
図示の回路装置により基地局の近傍のフィールドでも遠隔したフィールドでも確実かつ障害のない信号検出が可能となる。ここで制限回路ＢＳは過度に高い電界強度のもたらす損傷を回避する機能を果たしている。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】信号検出回路装置のブロック図である。
【図２】図１の装置で放電電流シンク部として用いられる大きな出力領域を有するカスコード型カレントミラー回路の回路図である。
【図３】図２のカスコード型カレントミラー回路の電流電圧特性と簡単なカレントミラーの電流電圧特性とを比較したグラフである。
【図４】基地局近傍のフィールドでの入力信号の時間的な特性を示したグラフである。
【図５】図４の入力信号を受信する際に電圧制限回路のある場合とない場合との信号電圧の時間特性を示したグラフである。
【符号の説明】
【００２２】
ＡＴ  アンテナ
ＧＬ  整流器
ＣＳ  信号キャパシタ
ＩＳ  放電電流シンク部
ＢＳ  制限回路
ＡＳ  評価回路
Ｄ１，Ｄ２  ダイオード
Ｔ１〜Ｔ５  トランジスタ
ＩＥ  放電電流
ＩＲ１，ＩＲ２  基準電流
ＵＣ  信号電圧
ＵＳ  閾値電圧
ＵＭ  電圧最大値
【図１】
2004248287.tif 000003
【図２】
2004248287.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
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