(57)【要約】【課題】車載電子制御装置内の複数の供給対象へそれぞれ電源供給を行う多出力電源装置において、各供給対象への電源供給状態が不整合となるのを防ぐ。【解決手段】マイコン６１内のコアへ供給されるｃｈ１出力Ｖ４は、通常動作時は、外部電源Ｖ１をスイッチングレギュレートにより降圧した中間電圧Ｖ３を更にトランジスタ２３の電流制御（シリーズレギュレート）により降圧したメイン電源（２．５Ｖ）が出力される。そして、外部電源Ｖ１の瞬断等によりメイン電源が２．４Ｖ以下に低下すると、トランジスタ３及びサポート電源制御回路４からなるサポート用シリーズレギュレータにて生成されるサポート電源２．４Ｖが、メイン電源に代わってコアへ供給される。そのため、マイコン６１内のＩ／Ｏポートへ供給されるｃｈ２出力Ｖ５が正常であるにも拘わらずメイン電源が低下してしまうといった、電源供給状態の不整合を防止することができる。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
外部電源からの入力を降圧した中間電圧を生成するスイッチングレギュレータと該中間電圧を降圧して外部供給用の第１供給電圧を生成するシリーズレギュレータとにより構成され、車載電子制御装置内の第１供給対象へ前記第１供給電圧を供給する第１定電圧生成回路と、
前記外部電源からの入力を第２供給電圧に降圧して前記車載電子制御装置内の第２供給対象へ供給する第２定電圧生成回路と、
を備えた多出力電源装置において、
前記第１供給対象又は前記第２供給対象のうち一方は、外部からの信号に基づいて外部制御対象の動作を制御するための制御信号を生成する主回路であり、他方は、前記主回路からの前記制御信号を受け、該制御信号に従って前記制御対象を動作させるための動作信号を出力する副回路であって、
更に、バッテリから直接入力されるバッテリ電圧を降圧したサポート用供給電圧を生成するサポート用定電圧生成回路を備え、
該サポート用定電圧生成回路からの前記サポート用供給電圧は、前記主回路に供給される
ことを特徴とする多出力電源装置。
【請求項２】
前記サポート用供給電圧の電圧値は、前記主回路を動作させることが可能な値であって、且つ、前記主回路へ供給される前記第１又は第２供給電圧より低い値である
ことを特徴とする請求項１記載の多出力電源装置。
【請求項３】
前記サポート用定電圧生成回路は、前記バッテリ電圧を前記サポート用供給電圧に降圧するシリーズレギュレータにより構成される
ことを特徴とする請求項１又は２記載の多出力電源装置。
【請求項４】
前記主回路又は前記副回路のうち、前記第１供給対象として前記第１定電圧生成回路からの前記第１供給電圧の供給を受ける回路は、前記主回路である
ことを特徴とする請求項３記載の多出力電源装置。
【請求項５】
前記サポート用定電圧生成回路は、
前記副回路へ供給される前記いずれかの供給電圧が所定の電圧値以下であるとき、前記サポート用供給電圧の供給を停止する
ことを特徴とする請求項１〜４いずれかに記載の多出力電源装置。
【請求項６】
前記所定の電圧値は、前記副回路が動作しない範囲の電圧値である
ことを特徴とする請求項５記載の多出力電源装置。
【請求項７】
前記第１定電圧生成回路を構成する前記シリーズレギュレータ及び前記サポート用定電圧生成回路を構成する前記シリーズレギュレータはいずれも、
フィードバックされた自身の出力電圧を所定レベルの電圧に減衰させる減衰手段と、
該減衰手段による減衰後の減衰電圧と所定の基準電圧とを比較して両者の差に応じた誤差信号を出力する誤差出力手段と、
を備え、前記誤差信号に基づいて、自身の入力電圧をそれぞれ予め設定した目標電圧に降圧するよう制御するものであり、
前記減衰手段はそれぞれ、対応する前記シリーズレギュレータの前記目標電圧がフィードバックされたときの前記減衰電圧が、前記各シリーズレギュレータ間で同一値となるよう、前記出力電圧の減衰比が設定されており、
更に、
前記各シリーズレギュレータで共用され、前記基準電圧を生成するための一
つの基準電圧生成手段を備えている
ことを特徴とする請求項３〜６いずれかに記載の多出力電源装置。
【請求項８】
前記各シリーズレギュレータを構成する前記減衰手段と、前記基準電圧生成手段とが、同一の半導体集積回路内に構成されている
ことを特徴とする請求項７記載の多出力電源装置。
【請求項９】
前記サポート用供給電圧の供給を受ける前記主回路は、前記車載電子制御装置に設けられたマイクロコンピュータ内部のコアであり、
前記サポート用供給電圧の供給を受けない前記副回路は、前記マイクロコンピュータ内部に設けられ、該マイクロコンピュータ外部との信号授受を行う入出力回路である
ことを特徴とする請求項１〜８いずれかに記載の多出力電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、外部電源からの入力を複数種類の定電圧に降圧してそれぞれ外部の電源供給対象へ供給する多出力電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、車両に搭載される電子制御装置では、内部のマイクロコンピュータ（以下「マイコン」と略す）及びその周辺回路が共に同じ電源電圧（例えば５Ｖ）で動作するよう構成されているものが一般的であった。
【０００３】
しかし近年、マイコンに要求される高性能化に伴い、より高速動作させるために、内部のコア（例えばＣＰＵやメモリ等）を従来より低い電源電圧（例えば２．５Ｖ）で動作させるようになってきた。これに対し、マイコン内部において外部回路との信号の授受を行う入出力回路やマイコンの周辺回路については、近年においても従来と同じ電源電圧で作動する部品が広く安価に提供されている。
【０００４】
そのため、マイコン内部の入出力回路や他の周辺回路に従来通りの電源電圧を供給すると共に、マイコン内部の各種コアに対してはそれより低い電源電圧を供給するための、複数種類の電源電圧を供給可能な多出力電源装置が必要とされている。この種の電源装置として従来より知られているものの一例を、図４に示す。
【０００５】
図４は、従来の多出力電源装置の概略構成を示す説明図である。図４に示す如く、従来の多出力電源装置４０は、車載電子制御装置６０内の各部（マイコン６１，入力回路６２，駆動回路６３等）へ動作用電源を供給するための電源装置であり、図示しないイグニションキースイッチ（以下単に「ＩＧスイッチ」と略す）を介して入力されるバッテリ（又はオルタネータ）電圧を外部電源Ｖ１として受け、この外部電源Ｖ１を二種類の定電圧Ｖ４及びＶ５に降圧して出力するものである。そして、このうち定電圧Ｖ４（本例では２．５Ｖ）は車載電子制御装置６０が備えるマイコン６１のコア６１ａへ動作用電源として供給され、他方の定電圧Ｖ５（本例では５Ｖ）は同じマイコン６１内のＩ／Ｏポート６１ｂ，外部センサ等からの信号を受ける入力回路６２，外部電子負荷を駆動する駆動回路６３を含む各種回路へ動作用電源として供給される。
【０００６】
マイコンコア６１ａへの定電圧Ｖ４を生成する系統（以下「ｃｈ１」という）は、チョークコイルＬ１及びコンデンサＣ１からなる入力平滑回路２０を経て入力される外部電源電圧Ｖ１を中間電圧Ｖ３に変換（降圧）するための、スイッチング用ＭＯＳＦＥＴ（以下単に「ＭＯＳ」という）２１，スイッチングレギュレート制御回路２２，出力平滑回路２８及び各分圧抵抗Ｒ２１，Ｒ２２からなるスイッチングレギュレータと、このスイッチングレギュレータにより生成される中間電圧Ｖ３を更に定電圧Ｖ４へ降圧するための、出力制御用トランジスタ（以下単に「トランジスタ」という）２３及びシリーズレギュレート制御回路２４からなるシリーズレギュレータとの、二つのレギュレータを直列接続したコア電源用定電圧生成回路として構成されている。
【０００７】
一方、マイコンＩ／Ｏポート６１ｂ等への定電圧Ｖ５を生成する系統（以下「ｃｈ２」という）は、入力平滑回路２０を経て入力される外部電源電圧Ｖ１を定電圧Ｖ５に変換（降圧）して出力するＩ／Ｏポート電源用定電圧生成回路３１により構成されている。このＩ／Ｏポート電源用定電圧生成回路３１の具体的構成はここでは省略する。
【０００８】
ｃｈ１のコア電源用定電圧生成回路では、まず、外部電源からの入力電圧Ｖ１が、入力平滑回路２０にて所定周波数以上のノイズ成分がカットされて、スイッチングレギュレータを構成するＭＯＳ２１に印加される。ＭＯＳ２１は、スイッチングレギュレート制御回路２２からのスイッチング制御信号（電圧パルス信号）によりオン・オフ制御され、これによりＭＯＳ２１から出力されるパルス状の電圧Ｖ２は、環流ダイオードＤ１，チョークコイルＬ２及びコンデンサＣ２からなる出力平滑回路２８にてほぼ安定した平均電圧に変換される。そしてこの平均電圧が、スイッチングレギュレータの出力電圧Ｖ３として、後段のシリーズレギュレータへ入力される。尚、スイッチングレギュレート制御回路２２は、フィードバックされる出力電圧Ｖ３を分圧抵抗Ｒ２１，Ｒ２２により分圧した分圧値に基づいて上記スイッチング制御信号を生成する。
【０００９】
そして、スイッチングレギュレータからの出力電圧Ｖ３は、電流検出抵抗Ｒ１１を介してトランジスタ２３のエミッタに印加される。このトランジスタ２３を含むシリーズレギュレータでは、シリーズレギュレート制御回路２４を構成するメイン電源制御回路２５が、当該シリーズレギュレータ自身の出力電圧Ｖ４をフィードバックしながらトランジスタ２３のベース電流を連続的に制御することで、出力電圧Ｖ４を一定の目標電圧（２．５Ｖ）に保つようにしている。
【００１０】
具体的には、フィードバックされた出力電圧Ｖ４が分圧回路２５ａにおいて所定の分圧比にて分圧（減衰）され、その分圧値が誤差増幅回路２５ｂへ出力される。誤差増幅回路２５ｂでは、図示しない基準電圧生成回路により生成された所定の基準電圧と、分圧回路２５ａからの分圧値とが比較され、両者の差に応じた誤差信号が出力される。この誤差信号に基づいて、出力Ｖ４が目標電圧となるようトランジスタ２３を制御するのである。
【００１１】
また、シリーズレギュレート制御回路２４は、外部電源Ｖ１の入力側から電源供給対象（コア６１ａ）への通電経路の過電流・過電圧を検出するための回路が備えられている。まず、過電流については、電流検出抵抗Ｒ１１両端の電位差が差動増幅器２６にて増幅され、通電経路を流れる電流値Ｉ２に対応した信号としてメイン電源制御回路２５へ出力される。
【００１２】
メイン電源制御回路２５では、この信号から通電電流Ｉ２のレベルを検出し、予め設定した電流しきい値を超えたか否かを判断する。そして、電流しきい値を超える通電電流Ｉ２が検出されれば過電流と判定し、その場合、メイン電源制御回路２５は、例えばトランジスタ２３のベース電流を絞り込むこと等によって、定電圧Ｖ４の出力を停止させる。
【００１３】
過電圧については、スイッチングレギュレータからの出力電圧Ｖ３を分圧抵抗Ｒ２３，Ｒ２４により分圧した分圧値と、過電圧か否かの判定基準となる参照電圧とを、コンパレータ２７により比較する。そして、分圧値が参照電圧より大きくなってコンパレータ２７からＨｉｇｈレベル信号が出力されると、上記過電流検出時と同様、トランジスタ２３のベース電流を絞り込むこと等によって定電圧Ｖ４の出力を停止させる。
【００１４】
尚、図４に示した多出力電源装置４０のように、外部電源入力を二系統の定電圧に変換して出力する構成や、一つの系統がスイッチングレギュレータとシリーズレギュレータとの直列接続にて構成されていること（図４ではｃｈ１）は、二系統の定電圧出力が可能な電源装置としての一般的な構成であり、公知・公用の技術に相当するため、特に先行技術文献は開示しない。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、図４に示した従来の多出力電源装置４０は、マイコンに６１おけるコア６１ａ及びＩ／Ｏポート６１ｂにそれぞれ電源を供給するものであり、周知の如く、マイコンにおいてコアとＩ／Ｏポートとは相互に信号を授受しながら動作するものである。そのため、仮に何らかの異常等が生じて、コア６１ａへの電源供給がなされなくなってＩ／Ｏポート６１ｂのみに供給されるといった電源供給状態の不整合が生じると、結果的にマイコン６１が正常に動作しなくなるおそれがある。
【００１６】
このような電源供給状態の不整合が心配されるモードとして、例えば、外部から入力される電源（図４のＶ１）が遮断される場合が想定される。自動車用の電子制御装置においては、図４にて説明したように、ＩＧスイッチやそれに応じて制御されるリレー等を介して入力される電源（元電源はバッテリ，オルタネータ等）を受けて、電子制御装置用の電源装置が所望の動作用電源を生成するのが一般的である。
【００１７】
このようにスイッチやリレー等の機械的接点を介してバッテリ等から元電源の提供を受ける構成では、例えばリレーへの励磁電流低下により接点が離れてしまったり、或いは車両走行中の振動等によって接点が離れてしまうなど、ごく短時間ではあれ瞬間的な切断状態が発生し、多出力電源装置４０への外部電源Ｖ１の入力が瞬断する場合がある。そして、外部電源Ｖ１の瞬断が生じると、各ｃｈの出力Ｖ４，Ｖ５も低下する。
【００１８】
この場合の各出力Ｖ４，Ｖ５の低下の過程は、ｃｈ１，２各々の定電圧生成回路の性能差や、各々の出力を受けて動作する回路の数・構成・通電状態等によって様々な状態となり得るが、図４に例示したように、ｃｈ１の出力Ｖ４はコア６１ａへの供給とし、ｃｈ２の出力Ｖ５はＩ／Ｏポート６１ｂに加え他の各回路６２，６３等にも供給するものである場合、ｃｈ１の出力Ｖ１の方がｃｈ２の出力Ｖ２よりも急峻に低下してしまう。
【００１９】
即ち、ｃｈ２の出力Ｖ５が供給される各回路６１，６２，６３等においては、図示の如くその入力段に安定化のためのコンデンサを並列設置するのが一般的である。そして、各回路６１，６２，６３への電源供給中は、それぞれ入力段のコンデンサが充電されている。この充電により、車載電子制御装置６０への電源供給中に外部電源Ｖ１が遮断されてもｃｈ２の出力Ｖ５は急には低下せず、上記各コンデンサの放電に伴って徐々に低下していく。そのため、ｃｈ２の出力Ｖ５に比べてｃｈ１の出力Ｖ４の方が急峻に低下するのである。尚、入力電源Ｖ１の遮断時におけるｃｈ２出力Ｖ５の低下の過程は、供給対象の各回路のコンデンサ容量や供給状態（通電状態）などによって異なる。
【００２０】
図５に、多出力電源装置４０の通常動作中に何らかの要因で外部電源Ｖ１が瞬断した場合の、各ｃｈの出力の変化を示す。図５に示す如く、ＩＧスイッチのＯＮにより外部電源Ｖ１が上昇を始め、Ｖ１１になるとＭＯＳ２１がスイッチング動作を開始（つまりｃｈ１のスイッチングレギュレータが動作を開始）する。尚、この動作開始時は、平滑用のコンデンサＣ２への突入電流を防止するために、ＭＯＳ２１へのスイッチング制御信号のデューティを徐々に増加させる所謂ソフトスタートが行われる。スイッチングレギュレータの出力電圧（平滑電圧）Ｖ３がＶ３１に達すると、ｃｈ１及びｃｈ２からそれぞれ供給対象への定電圧電源供給が開始される。
【００２１】
そして、図示のように通常動作中に外部電源Ｖ１の瞬断が生じると、各ｃｈからの供給電圧Ｖ４，Ｖ５も低下する。このとき、ｃｈ２の出力Ｖ５は、上記の通り急には低下しない。そのため、Ｉ／Ｏポート６１ｂ等の供給対象が動作できなくなるレベル（例えば４Ｖ）にまで低下する前に再び正常値へ復帰する。
【００２２】
これに対し、ｃｈ１の出力Ｖ４は、ｃｈ２の出力Ｖ５よりも急峻に低下してコア６１ａの動作電圧の下限値（例えば２．３Ｖ）より低くなるため、コア６１ａの動作用電源が遮断されることになる。そのため、Ｉ／Ｏポート６１ｂが動作を継続しているにも拘わらず、コア６１ａが一時的に動作を停止してしまう。
【００２３】
また、外部電源Ｖ１の遮断時だけでなく、ＩＧスイッチＯＦＦによる通常の動作終了時においても、同様にｃｈ１の出力Ｖ４の方がｃｈ２の出力Ｖ５より急峻に低下するため、Ｉ／Ｏポート６１ｂよりも先にコア６１ａの方が動作を停止してしまうことになる。
【００２４】
尚、図５では、外部電源が瞬断してｃｈ２の出力Ｖ５が低下してもＩ／Ｏポート６１ｂの動作が維持される場合について示したが、これは一例であり、Ｉ／Ｏポート６１ｂ以外にｃｈ２の出力Ｖ５が供給される各回路のコンデンサ容量や通電状態によっては、Ｉ／Ｏポート６１ｂまで一時的に動作停止する場合もあり得る。但しその場合でも、ｃｈ１出力Ｖ４の低下の方が急峻となるのが一般的であり、それ故、やはりＩ／Ｏポート６１ｂより先にコア６１ａが動作停止してしまうことになる。
【００２５】
そして、上記のように、Ｉ／Ｏポート６１ｂには動作用電源が供給されているにも拘わらずコア６１ａの動作用電源が遮断されてしまうといった供給状態の不整合が生じて、コア６１ａの方がＩ／Ｏポート６１ｂよりも先に動作を停止すると、Ｉ／Ｏポート６１ｂの動作が不安定になるおそれがあり、車載電子制御装置６０の正常動作（延いてはこれにより制御される制御対象の正常動作）は期待できないものとなる。
【００２６】
本発明は上記課題に鑑みなされたものであり、車載電子制御装置内の複数の供給対象へそれぞれ電源供給を行う多出力電源装置において、各供給対象への電源供給状態が不整合となるのを防ぐことを目的とする。
【００２７】
【課題を解決するための手段及び発明の効果】
上記課題を解決するためになされた請求項１記載の多出力電源装置は、外部電源からの入力を降圧した中間電圧を生成するスイッチングレギュレータと該中間電圧を降圧して外部供給用の第１供給電圧を生成するシリーズレギュレータとにより構成された第１定電圧生成回路と、外部電源からの入力を第２供給電圧に降圧する第２定電圧生成回路と、を備えたものであり、第１供給電圧は車載電子制御装置内の第１供給対象へ、第２供給電圧は車載電子制御装置内の第２供給対象へ、それぞれ供給される。
【００２８】
第１供給対象又は第２供給対象のうち一方は、外部からの信号に基づいて外部制御対象の動作を制御するための制御信号を生成する主回路であり、他方は、主回路からの制御信号を受け、該制御信号に従って制御対象を動作させるための動作信号を出力する副回路である。
【００２９】
そして、請求項１記載の発明では、更に、バッテリから直接入力されるバッテリ電圧を降圧したサポート用供給電圧を生成するサポート用定電圧生成回路を備えており、生成したサポート用供給電圧は、主回路に供給される。
即ち、多出力電源装置から電源供給を受ける車載電子制御装置において、万一主回路への電源供給が停止してしまうと、主回路からの制御信号に従って動作信号を出力する副回路は主回路から正常な制御信号を得られない（或いは制御信号が完全停止する）ため、正常な動作信号が出力できず車載電子制御装置の動作を不安定化させるおそれがある。
【００３０】
そこで、バッテリからの直接入力を元電源とするサポート用定電圧生成回路を別途設け、その出力であるサポート用供給電圧を主回路に供給するようにすれば、上記第１及び第２定電圧生成回路の動作状態や車両の状態等に拘わらず主回路を動作させることができる。
【００３１】
従って、請求項１記載の多出力電源装置によれば、主回路へ供給される第１又は第２いずれかの供給電圧が何らかの要因で低下しても、サポート用定電圧生成回路からのサポート用供給電圧によって主回路の動作を継続させることができるため、副回路が動作しているにも拘わらず主回路への電源供給が停止してしまうといった電源供給状態の不整合を防ぐことができる。
【００３２】
ここで、主回路へ供給される第１供給電圧又は第２供給電圧いずれかの供給電圧（以下「主電源」という）が低下した時に、主回路へ供給する電源電圧をサポート用供給電圧へ切り換える（或いは主電源の復帰によりサポート用供給電圧から再び主電源へ切り換える）方法としては、例えば切り換えスイッチを別途設けて、主回路への電源を主電源とサポート用供給電圧とのいずれかに切り換える方法が考えられる。
【００３３】
しかし、このように切り換えスイッチを設けたのでは、その分装置構成が複雑化して電源装置のコストアップを招くのに加え、例えば外部電源の入力が瞬断した場合に切り換えが間に合わなくなって結果的に主回路への電源供給をサポートできず、供給状態の不整合を招いてしまうおそれがある。
【００３４】
そこで、例えば請求項２に記載のように、サポート用供給電圧の電圧値は、主回路を動作させることが可能な値であって、且つ、主回路へ供給される主電源電圧より低い値であるとよい。
サポート用供給電圧をこのように設定すれば、例えばサポート用供給電圧の供給経路と主電源の供給経路とを単に電気的に接続するだけで、サポート用供給電圧と主電源との切り換えが自動的に行われることになる。
【００３５】
即ち、例えば外部電源が当該多出力電源装置へ正常に入力されて主電源電圧がサポート用供給電圧より高いときは、主回路は、主電源を生成する第１又は第２いずれかの定電圧生成回路（以下「主電源生成回路」という）から電力供給を受けて動作することになる。しかし、例えば外部電源の瞬断等により主電源電圧が低下して、サポート用供給電圧より低くなると、両電圧の関係が逆転して、主電源生成回路に代わりサポート用定電圧生成回路からの電力供給を受けて主回路が動作することになる。
【００３６】
従って、請求項２記載の多出力電源装置によれば、主回路に対する主電源とサポート用供給電圧との切り換えを、単に主電源出力経路へサポート用供給電圧出力経路を接続する（換言すれば、主回路への主電源供給ラインにサポート用供給電圧を重畳させる）だけで実現できるため、切り換えスイッチ等を別途設けることなく速やかな切り換えが可能となる。
【００３７】
尚、第１定電圧生成回路及び第２定電圧生成回路はいずれも、外部電源電圧をそれぞれ予め設定された目標電圧に降圧して出力するよう構成されているが、実際には、各定電圧生成回路の性能や外部電源の状態等によって、その出力値に誤差が生じ、上記各第１及び第２供給電圧はこの誤差に応じた幅で変動することが多い。
【００３８】
そのため、サポート用供給電圧の電圧値は、単に、第１又は第２供給電圧としてそれぞれ設定された目標電圧値より低い値ではなく、上記誤差（変動幅）を考慮した上でその変動範囲より低い値とするのが好ましい。このようにすれば、通常の主電源供給時に起こりうる主電源電圧の変動によってサポート用定電圧生成回路からの電源供給に切り換わってしまうことはなく、まさに主電源の供給が途絶えたときにサポート用定電圧生成回路からの電力供給を行わせることができる。
【００３９】
ところで、バッテリ電源を受けて動作するサポート用定電圧生成回路は、例えば第１定電圧生成回路のようにスイッチングレギュレータとシリーズレギュレータとの直列接続構成としてもよいが、そのようにすると、主回路へ供給される主電源の低下時に一時的に主回路への電源供給を行うことを想定しているにも拘わらず回路構成が第１定電圧生成回路と同規模になり、装置全体のコスト高を招く。
【００４０】
そのため、例えば一つのスイッチングレギュレータのみの構成も考えられるが、バッテリ電圧を直接スイッチングレギュレータにてサポート用供給電圧に降圧する構成だと、車載電子制御装置の非動作時において、一般に暗電流又は待機電流といわれる無用な電流消費が大きくなる。また、スイッチングレギュレータは一般に、シリーズレギュレータに比べて出力電圧のリプルが大きい。そのため、サポート用供給電圧の電圧値を設定する際には、上記の主電源の変動に加えてこのリプル分まで考慮する必要があり、場合によっては主回路が動作可能なぎりぎりの低いレベルにサポート用供給電圧を設定せざるを得ない状況もおこりうる。
【００４１】
一方、シリーズレギュレータは、車載電子制御装置の非動作時の暗電流はスイッチングレギュレータより小さく、出力変動も小さいが、通常のレギュレート動作時においてはスイッチングレギュレータに比べて損失が大きく効率が悪いという、効率上の欠点がある。しかしながら、サポート用定電圧生成回路はそもそも、既述の通り主回路電源の一時的なサポートを主たる目的としており、定常的に供給することはあまり想定していない。そのため、一時的な電源供給であれば、効率が悪くてもそれほど大きな影響を与えることはない。
【００４２】
そこで、サポート用定電圧生成回路は、例えば請求項３に記載のように、バッテリ電圧をサポート用供給電圧に降圧するシリーズレギュレータにより構成するとよい。
このようにシリーズレギュレータにより構成すれば、スイッチングレギュレータに比べて車載電子制御装置の非動作時の暗電流が小さく、しかも電源装置全体を簡易的に構成でき、装置コストを低く抑えることができる。また、既述の通り主回路用電源の一時的なサポートを主目的として設けられるものであるため、短時間負荷に耐える安価なトランジスタを採用することができ、より低コスト化が実現できる。しかも、スイッチングレギュレータに比べてリプル分が小さいため、サポート用供給電圧を主電源よりわずかに低い値に設定でき、サポート用供給電圧による主回路の安定した動作をより確実にできる。
【００４３】
また、上記請求項３に記載のようにサポート用定電圧生成回路をシリーズレギュレータにて構成した場合は、更に、例えば請求項４に記載のように、主回路への主電源供給を第１定電圧生成回路により行うようにするとよい。つまり、主回路に対しては、出力段がシリーズレギュレータにて構成された第１定電圧生成回路からの第１供給電圧と、シリーズレギュレータにて構成されたサポート用定電圧生成回路からのサポート用供給電圧とが供給される。
【００４４】
仮に、主回路が第２定電圧生成回路からの第２供給電圧の供給を受けるものであってその第２定電圧生成回路がスイッチングレギュレータにて構成されているならば、スイッチングレギュレータ出力のリプル分を考慮して、サポート用供給電圧が低く設定されてしまう傾向になりがちだが、請求項４記載の発明では、主回路へ供給される電源がいずれも、最終的にシリーズレギュレータから出力されたものとなる。そのため、サポート用供給電圧を、第１供給電圧との差がより小さい値となるよう設定することができ、サポート用供給電圧によって主回路をより確実に動作させることができる。
【００４５】
ところで、サポート用定電圧生成回路は、バッテリ電圧を直接受けて回路動作しサポート用供給電圧を生成するものであるため、例えば通常行われる車両のスイッチ（例えばＩＧスイッチ）オフにより外部電源の入力が遮断されて車両が動作停止しても（つまり各定電圧生成回路が動作停止してそれぞれ供給対象へ電源供給を行わなくなっても）、サポート用供給電圧が主回路へ供給され続け、通常動作時より低いレベルではあるものの主回路へ電流が流れることになる。このような、車載電子制御装置非動作時に供給される無駄な電流（いわゆる暗電流又は待機電流）は、バッテリの消耗を促進する。
【００４６】
そこで、例えば請求項５に記載のように、サポート用定電圧生成回路は、副回路へ供給されるいずれかの供給電圧が所定の電圧値以下であるとき、サポート用供給電圧の供給を停止するものであるとよい。このようにすれば、車載電子制御装置の非動作時におけるサポート用定電圧生成回路からの暗電流を低減することができ、バッテリの消耗を抑制することができる。
【００４７】
そして、上記所定の電圧値は、具体的には例えば請求項６に記載のように、副回路が動作しない範囲の電圧値にするとよい。このようにすれば、副回路が動作を停止してからサポート用供給電圧の供給を停止（つまり主回路が動作を停止）することになるため、暗電流の低減と、副回路の動作中における主回路の確実な動作とを兼ねそえた多出力電源装置の提供が可能となる。
【００４８】
次に、請求項７記載の多出力電源装置は、請求項３〜６いずれかに記載の多出力電源装置において、第１定電圧生成回路を構成するシリーズレギュレータ及びサポート用定電圧生成回路を構成するシリーズレギュレータがいずれも、フィードバックされた自身の出力電圧を所定レベルの電圧に減衰させる減衰手段と、該減衰手段による減衰後の減衰電圧と所定の基準電圧とを比較して両者の差に応じた誤差信号を出力する誤差出力手段と、を備え、誤差信号に基づいて自身の入力電圧をそれぞれ予め設定した目標電圧に降圧するよう制御するものである。
【００４９】
そして、減衰手段はそれぞれ、対応するシリーズレギュレータの目標電圧がフィードバックされたときの減衰電圧が、各シリーズレギュレータ間で同一値となるよう、出力電圧の減衰比が設定されており、更に、各シリーズレギュレータで共用され、前記基準電圧を生成するための一つの基準電圧生成手段を備えている。
【００５０】
つまり、各シリーズレギュレータの目標電圧が異なっても、各シリーズレギュレータでそれぞれ目標電圧値が出力・フィードバックされたときの減衰電圧が両者で同じ値となるように、減衰手段の減衰比を設定するのである。このようにすれば、各スイッチングレギュレータが基準電圧生成手段を個々に備える必要がなく、一つの基準電圧生成手段のみで足りることになる。
【００５１】
従って、請求項１０記載の多出力電源装置によれば、一つの基準電圧生成手段を複数のシリーズレギュレータ間で共用できるため、装置構成をより簡素化でき、装置をより低コスト化することができる。
更に、各シリーズレギュレータを構成する減衰手段と、基準電圧生成手段とは、例えば請求項８に記載のように、同一の半導体集積回路内に構成されたものであるとよい。
【００５２】
即ち、減衰手段としては、例えばフィードバックされてきた出力電圧を抵抗により分圧するものが一般的であり、基準電圧生成手段についても、例えば生成した定電圧を最終的に抵抗分圧して所望の基準電圧とすることが一般に知られている。そして、抵抗素子の抵抗値が温度に応じて変化することは周知である。
【００５３】
そのため、これら減衰手段及び基準電圧生成手段が同一の半導体集積回路内に構成されていれば、周囲温度変化に対する各抵抗の比精度が高レベルに確保されて、温度特性のよい定電圧出力を得ることが可能となる。特に、温度変化が激しい車載電子制御装置の電源装置としてより効果的であり、温度変化に対して出力電圧を高精度に制御できる。
【００５４】
そして、請求項１〜８いずれかに記載の多出力電源装置は、例えば請求項９に記載のように、主回路としてのマイコン内部のコアと、副回路としてのマイコン内部の入出力回路とにそれぞれ電源供給を行う電源装置としてより好適なものである。本発明の多出力電源装置を車載電子制御装置が備えるマイコンのコア及び入出力回路の電源用として用いれば、入出力回路の動作中にコア用電源が停止してしまうといった電源供給状態の不整合を防ぐことができ、車載電子制御装置をより安定して動作させることが可能となる。
【００５５】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明の好適な実施形態を図面に基づいて説明する。
図１は、本実施形態の多出力電源装置の概略構成を示す説明図であり、図３は、本実施形態の車載電子制御装置の概略構成を示す説明図である。図３に示す如く、本実施形態の多出力電源装置１は、図４で説明した従来の多出力電源装置４０と同様、車載電子制御装置６０の各部へ動作用電源を供給するものであり、バッテリ（又はオルタネータ）６５からリレー６６（図示しないＩＧスイッチと連動）を介して入力される外部電源Ｖ１と、バッテリ６５から直接入力されるバッテリ電圧Ｖｂとを受け、それぞれ外部供給用の電圧に降圧する。
【００５６】
具体的には、２系統（２ｃｈ）の電源供給が可能であり、ｃｈ１の出力電圧はマイコン６１内のコア６１ａへ供給され、ｃｈ２の出力電圧は、マイコン６１内のＩ／Ｏポート６１ｂ，外部センサからの信号を受ける入力回路６２，及び外部制御対象としての電子負荷６４ａ，６４ｂ・・・を駆動する各駆動回路６３ａ，６３ｂ・・・へ供給される。
【００５７】
主回路としてのコア６１ａは、外部センサからの信号等に基づいて各種演算を行い、各電子負荷６４ａ，６４ｂ・・・の動作を制御するための制御信号を生成するものであり、例えばＣＰＵやメモリ等により構成される。副回路としてのＩ／Ｏポート６１ｂは、外部センサからの信号に対応した信号をコア６１ａへ出力すると共に、コア６１ａからの制御信号を受け、それに従って各電子負荷６４ａ，６４ｂ・・・を動作させるための動作信号を出力する。そして、この動作信号を受けた各駆動回路６３ａ，６３ｂ・・・が実際に各電子負荷を駆動する。
【００５８】
そして、マイコン６１を含む車載電子制御装置６０内の各部へ動作用電源を供給する多出力電源装置１は、具体的には、図１に示すよう構成されている。図１に示す本実施形態の多出力電源装置１は、基本的には図４で説明した従来の多出力電源装置４０がそのまま構成された上で、さらに後述する各種回路が備えられたものである。
【００５９】
具体的には、図４の多出力電源装置と同様、ｃｈ１の系統は、ＭＯＳ２１，スイッチングレギュレート制御回路２２，出力平滑回路２８及び各分圧抵抗Ｒ２１，Ｒ２２からなるスイッチングレギュレータと、このスイッチングレギュレータにより生成される中間電圧Ｖ３を更に予め設定した目標電圧（例えば２．５Ｖ）となるよう降圧してｃｈ１の定電圧出力Ｖ４として出力するための、トランジスタ２３（ＰＮＰ型トランジスタ）及びメイン電源制御回路２５等からなるシリーズレギュレータとの、二つのレギュレータを直列接続したコア電源用定電圧生成回路（本発明の第１定電圧生成回路）として構成されている。尚、このシリーズレギュレータからｃｈ１出力Ｖ４として出力される電圧（以下「メイン電源」という）が本発明の第１供給電圧に相当するものである。
【００６０】
一方、マイコンＩ／Ｏポート６１ｂ等への定電圧出力Ｖ５を生成するｃｈ２は、入力平滑回路２０を経て入力される外部電源電圧Ｖ１を定電圧Ｖ５（例えば５Ｖ；本発明の第２供給電圧に相当）に降圧して出力するＩ／Ｏポート電源用定電圧生成回路３１（本発明の第２定電圧生成回路）により構成されている。このＩ／Ｏポート電源用定電圧生成回路３１の具体的構成は任意であり、例えばｃｈ１と同様スイッチングレギュレータとシリーズレギュレータの直列接続にて構成できるなど、出力すべき電圧値や回路規模、出力電圧の精度等を考慮して適宜決めればよい。
【００６１】
そして、本実施形態の多出力電源装置１は、図４の多出力電源装置４０に対し、更に、トランジスタ３（ＰＮＰ型トランジスタ），サポート電源制御回路４，基準電圧生成回路１２，電流検出抵抗Ｒ１及び電流検出用差動増幅器１１により構成されるサポート用シリーズレギュレータ（本発明のサポート用定電圧生成回路）と、Ｉ／Ｏポート電源用定電圧生成回路３１からの出力電圧（つまりｃｈ２の出力Ｖ５）が所定の電圧値以下になったか否かを判断してその判断結果に応じた回路停止信号を出力する電圧低下検出回路９とを設けたものである。
【００６２】
また、図１に示した本実施形態の多出力電源装置１において、二点鎖線で囲んだ部分は、同一の半導体集積回路上に構成されている（つまり１チップ化されている）部分である。
図１の多出力電源装置１において、図４の多出力電源装置４０と同じ構成要素には図４と同じ符号を付し、その詳細説明を省略する。そして、以下の説明においては、図４の多出力電源装置に対して新たに備えられた上記サポート用シリーズレギュレータ及び電圧低下検出回路９を中心に説明する。
【００６３】
まず、サポート用シリーズレギュレータは、バッテリ６５からのバッテリ電圧Ｖｂを直接受け、予め設定した目標電圧（本例では２．４Ｖ）に降圧してｃｈ１出力とするものであり、基本的には、既に説明したトランジスタ２３等からなるシリーズレギュレータと同様に構成されたものである。
【００６４】
バッテリ６５からのバッテリ電圧Ｖｂは、電流検出抵抗Ｒ１を介してトランジスタ３のエミッタに印加される。一方、トランジスタ３のコレクタ電圧（つまり本サポート用シリーズレギュレータの出力電圧）はサポート電源制御回路４へフィードバックされ、分圧抵抗Ｒ２及びＲ３からなる分圧回路にて所定レベルの分圧値（減衰電圧）に分圧（減衰）されてエラーアンプ５へ入力される。
【００６５】
エラーアンプ５は、この分圧値と、基準電圧生成回路１２（本発明の基準電圧生成手段）にて生成される所定の基準電圧との差を増幅して、その差に応じた誤差信号を出力する。この誤差信号は、トランジスタ６（ＰＮＰ型トランジスタ）のベースに入力され、これに従ってトランジスタ６のベース電流（延いてはトランジスタ３のベース電流）が制御され、サポート用シリーズレギュレータの出力電圧を目標電圧である２．４Ｖに維持するよう制御される。
【００６６】
また、本実施例では、サポート用シリーズレギュレータからの出力電圧（本発明のサポート用供給電圧；以下「サポート電源」という）が目標電圧値（２．４Ｖ）に一致したときの、分圧抵抗Ｒ２，Ｒ３による分圧値と、コア電源用定電圧生成回路の出力であるメイン電源電圧が目標電圧（２．５Ｖ）に一致したときの、分圧回路２５ａ（図４参照）による分圧値（減衰電圧）とが、同一値となるよう、各分圧抵抗Ｒ２，Ｒ３の分圧比及び分圧回路２５ａの分圧比がそれぞれ設定されている。
【００６７】
そのため、基準電圧生成回路１２にて生成される基準電圧は、サポート電源制御回路４内のエラーアンプ５へ入力されるのに加え、メイン電源制御回路２５内の誤差増幅回路２５ｂにも入力されて分圧回路２５ａからの分圧値と比較される（図４参照）。つまり、基準電圧生成回路１２を一つ設け、これにより生成される基準電圧をメイン電源制御回路２５とサポート電源制御回路４とで共用するようにしている。
【００６８】
また、サポート用シリーズレギュレータを構成するトランジスタ３の通電経路上に設けられた電流検出抵抗Ｒ１は、この通電経路上を流れる電流Ｉ１の過電流を検出するためのものであり、この電流検出抵抗Ｒ１両端の電位差は差動増幅器１１にて増幅され、サポート電源制御回路４へ入力される。これに基づきサポート電源制御回路４では、図示は省略したものの電流Ｉ１のレベルを判断し、過電流と判断したときは、トランジスタ３のベース電流を絞り込む等によってサポート電源の出力を停止する保護動作を行う。
【００６９】
ここで、サポート用シリーズレギュレータは、バッテリ電源Ｖｂを直接受けて動作するものであり、サポート電源制御回路４の内部回路及び基準電圧生成回路１２も同じくバッテリ電源Ｖｂを元電源として動作する。そのため、ＩＧスイッチをオフにして外部電源Ｖ１が遮断されても、サポート用シリーズレギュレータだけは動作を続け、コア６１ａへサポート電源（２．４Ｖ）が供給され続けることになって、暗電流（待機電流）による無用な電流消費が大きくなり、バッテリ上がりが促進されることになる。
【００７０】
そこで本実施形態では、ｃｈ２の出力電圧Ｖ５が所定の電圧値以下になったときに、サポート用シリーズレギュレータからの出力を停止するようにしている。具体的には、エラーアンプ５からの誤差信号を受けるトランジスタ６のコレクタ側に別途ＮＰＮ型トランジスタ７を設け、このトランジスタ７のオン・オフを、電圧低下検出回路９からの信号により制御する。
【００７１】
電圧低下検出回路９は、バッテリ電圧Ｖｂを直接受けてｃｈ２の出力Ｖ５を常時監しており、当該電源装置１の停止時（ＩＧスイッチのオフ時等）であって出力Ｖ５が所定の電圧値以下である間は、Ｌｏｗ  レベルの回路停止信号をサポート電源制御回路４内のトランジスタ７のベースへ印加する。そのため、このときはトランジスタ７はオフとなり、サポート用シリーズレギュレータからの出力が停止する。但しこのとき、僅かながら暗電流がコア６１ａへ流れるが、これは通常の車両使用上問題とならないレベルである。
【００７２】
一方、当該電源装置が動作を開始して出力電圧Ｖ５が目標電圧（５Ｖ）に向かって上昇し始め、上記所定の電圧値を超えると、回路停止信号がＨｉｇｈレベルへ変わり、トランジスタ７がオンする。これにより、サポート用シリーズレギュレータは通常のレギュレート動作を開始する。
【００７３】
また、本実施形態では、ｃｈ１の出力電圧Ｖ４として、メイン電源が正常に生成される状態においてはメイン電源を供給し、外部電源Ｖ１低下等の何らかの要因でメイン電源が正常に生成されなくなった場合に、サポート用シリーズレギュレータによるサポート電源の供給を行うようにしている。
【００７４】
即ち、図１に示す如く、ｃｈ１の出力側においては、メイン電源（２．５Ｖ）の出力経路とサポート電源（２．４Ｖ）の出力経路とが電気的に接続されている。そのため、相互の電圧値の違いにより、メイン電源が正常に出力されているときはメイン電源電圧がサポート電源電圧より高いため、メイン電源がコア６１ａへ供給される。そのため、サポート用シリーズレギュレータは通常のレギュレート動作を行っているものの出力側にはほとんど電流を流さない。
【００７５】
しかし、メイン電源が正常に生成されなくなってその出力電圧が２．４Ｖを下回ると、サポート電源との電圧レベル関係が逆転して、サポート用シリーズレギュレータからの電源供給に切り換わり、サポート電源２．４Ｖがコア６１ａへ供給されることになる。
【００７６】
つまり、本実施形態では、切換スイッチ等の手段を設けることなく、サポート電源の電圧値をメイン電源の電圧値よりわずかに低い値（上記例では０．１Ｖ低い値）として、両電圧の出力経路を電気的に接続するだけの簡単な構成で、両電圧の切り換えを実現しているのである。
【００７７】
また本実施形態では、ｃｈ１の各レギュレータの出力電圧値を、一例として、メイン電源であるコア電源用定電圧生成回路の出力電圧（メイン電源電圧）が２．５Ｖであるのに対し、サポート用シリーズレギュレータの出力電圧（サポート電源）を２．４Ｖとしたが、このサポート電源の設定について若干説明を加える。
【００７８】
サポート電源電圧は、基本的には供給対象であるコア６１ａを動作させることができ、且つメイン電源より低い値とすればいい。そのため、仮にメイン電源が２．５Ｖ不変の理想的電源であれば、サポート電源を例えば２．４５Ｖとしてもよいことになる。しかしながら、メイン電源は種々の要因により変動するため、その変動を見越して設定する必要がある。
【００７９】
メイン電源が例えば２．５±０．１Ｖの範囲で変動するのであれば、サポート電源電圧は２．４Ｖ以下の値に設定する必要がある。そして、コア６１ａの動作可能な電源電圧の範囲が例えば２．５±０．２Ｖであるならば、少なくとも２．３Ｖ以上の値に設定する必要がある。そのため、結果的には２．３〜２．４Ｖの範囲内でサポート電源を設定すればよいことになる。尚その際、サポート電源自身の変動も考慮する必要がある。
【００８０】
以上詳述した本実施形態の多出力電源装置１において、通常動作中に何らかの要因で外部電源Ｖ１が瞬断した場合の、各ｃｈの出力の変化について、図２に基づいて説明する。図２に示す如く、ＩＧスイッチのＯＮにより外部電源Ｖ１が上昇を始め、Ｖ１１になるとＭＯＳ２１がスイッチング動作を開始する。但しこの動作開始時は、ＭＯＳ２１へのスイッチング制御信号のデューティを徐々に増加させるソフトスタートが行われる。スイッチングレギュレータの出力電圧（平滑電圧）Ｖ３がＶ３１に達すると、ｃｈ１及びｃｈ２からそれぞれ供給対象への定電圧電源供給が開始される。
【００８１】
尚、図１及び図２には詳細を示さなかったが、多出力電源装置は一般に、電源投入時（ＩＧスイッチオン時）の各レギュレータの立ち上がり順序を設定する回路を備えており、本実施形態においても、例えば、メイン電源を２．５Ｖまで立ち上げてからＩ／Ｏポート６１ｂ側の電源（ｃｈ２の出力Ｖ５）を立ち上げるように構成される。ｃｈ２の出力Ｖ５が立ち上がれば、電圧低下検出回路９からの回路停止信号がＨｉｇｈレベルとなって、サポート用シリーズレギュレータも動作開始することになる。
【００８２】
そして、ＩＧスイッチ投入後の通常動作中に、図示のように外部電源Ｖ１の瞬断が生じると、ｃｈ１の出力Ｖ４（メイン電源電圧２．５Ｖ）及びｃｈ２の出力Ｖ５（５Ｖ）はいずれも低下する。但しこのとき、図５でも説明した通り、ｃｈ２の出力Ｖ５は急には低下せず、Ｉ／Ｏポート６１ｂ等の供給対象が動作を維持できる範囲内で再び正常値へ復帰する。
【００８３】
これに対し、ｃｈ１のメイン電源である２．５Ｖは、同じく図５でも説明した通り、ｃｈ２の出力Ｖ５よりも急峻に低下してコア６１ａの動作電圧の下限値（例えば２．３Ｖ）より低くなってしまう。
しかしながら、本実施形態では、メイン電源とは別に、サポート用シリーズレギュレータからのサポート電源（２．４Ｖ）がメイン電源と共にｃｈ１の出力経路に接続されている。そのため、メイン電源が２．４Ｖより低くなると自動的にサポート電源に切り換わり、サポート電源２．４Ｖがｃｈ１の出力Ｖ４としてコア６１ａへ供給され、コア６１ａは引き続き動作を継続できることになる。そして、外部電源Ｖ１の瞬断が回復して再びメイン電源が２．４Ｖを超えると、再び自動的にメイン電源に切り換わり、メイン電源２．５Ｖがｃｈ１の出力Ｖ４としてコア６１ａへ供給される。
【００８４】
また、ＩＧスイッチＯＦＦによる通常の動作終了時は、外部電源Ｖ１が完全に遮断されるため、ｃｈ１のメイン電源及びｃｈ２の出力Ｖ５はいずれも出力停止する。このときも、ｃｈ２の出力Ｖ５がＩ／Ｏポート６１ｂの動作できる下限値Ｖｓｔ（本発明の所定の電圧値に相当）より低くなるまでの過程ではＩ／Ｏポート６１ｂが動作するが、コア６１ａの動作可能な電圧の下限値は本例では２．３Ｖであり、メイン電源が低下し始めると比較的すぐに２．３Ｖを下回ってしまう。
【００８５】
しかし本実施形態では、上記した瞬断時の場合と同様、メイン電源が２．４Ｖ以下になれば自動的にサポート電源２．４Ｖに切り換わり、コア６１ａが動作を継続することができる。そして、ｃｈ２の出力Ｖ５がＩ／Ｏポート動作下限値Ｖｓｔ以下になったとき、電圧低下検出回路９からの回路停止信号がＬｏｗ  レベルとなって、サポート電源の供給を停止する。
【００８６】
従って、本実施形態の多出力電源装置１によれば、コア６１ａへ供給されるメイン電源が何らかの要因で低下しても、サポート用シリーズレギュレータからのサポート電源によってコア６１ａの動作を継続させることができるため、Ｉ／Ｏポート６１ｂが動作しているにも拘わらずコア６１ａへの電源供給が停止してしまうといった電源供給状態の不整合を防ぐことができる。
【００８７】
また、サポート電源の電圧値を、メイン電源の電圧値より僅かに低い値に設定しているため、サポート電源の出力経路とメイン電源の出力経路とを電気的に接続するだけで両電源の切り換えを行うことができる。そのため、切り換えのために別途切り換えスイッチ等を設ける必要がないのに加え、速やかな切り換えが可能となる。
【００８８】
更に、サポート電源を一つのシリーズレギュレータにて生成しているため、スイッチングレギュレータにて構成する場合に比べて暗電流を低減でき、しかも電源装置全体を簡易的に構成できる。また、サポート電源はｃｈ１の一時的なサポートを目的としているため、トランジスタ３として短時間負荷に耐える安価なトランジスタを採用することができ、装置全体をより低コスト化できる。しかも、スイッチングレギュレータで構成する場合に比べ、シリーズレギュレータは出力電圧のリプル分が小さいため、サポート電源電圧をメイン電源電圧よりわずかに低い値（本例では０．１Ｖ低い値）に設定でき、サポート電源によるコア６１ａの安定した動作をより確実にできる。
【００８９】
サポート電源に加え、メイン電源も最終的にはシリーズレギュレータにて生成されるものである。このように、出力電圧の変動が比較的少ないシリーズレギュレータの出力を相互に電気的に接続することで、サポート電源電圧をよりメイン電源電圧に近い値に設定できる。
【００９０】
更にまた、上記実施形態では、ｃｈ２の出力Ｖ５が、Ｉ／Ｏポート６１ｂの動作ができない範囲（本例では電圧値Ｖｓｔ以下）となったときに、サポート電源の出力を停止するようにしている。そのため、装置非動作時の暗電流の低減と、Ｉ／Ｏポート６１ｂの動作中におけるコア６１ａの確実な動作とを兼ねそえた多出力電源装置の提供が可能となる。
【００９１】
そして、上記実施形態では、メイン電源電圧がその目標電圧値である場合のフィードバック値を分圧した分圧値と、サポート電源電圧がその目標電圧値である場合のフィードバック値を分圧した分圧値とが同一値となるようにして、各シリーズレギュレータで一つの基準電圧生成回路１２を共用している。そのため、装置構成をより簡素化でき、且つより低コスト化することができる。
【００９２】
また、上記実施形態では、メイン電源を生成するシリーズレギュレータを構成する分圧回路２５ａと、サポート電源を生成するシリーズレギュレータを構成する各分圧抵抗Ｒ２，Ｒ３と、基準電圧生成回路１２とが、同一の半導体集積回路内に構成されている。そして、図示は省略したものの分圧回路２５ａも二つの分圧抵抗からなり、基準電圧生成回路１２においても最終的に出力する電圧値を決定付けるために抵抗が用いられる。そのため、これらが同一の半導体集積回路内に構成されてることで、周囲温度変化に対する各抵抗の比精度を高レベルに確保でき、温度特性のよい定電圧出力を得ることが可能となる。
【００９３】
尚、本実施形態において、メイン電源制御回路２５内の分圧回路２５ａ、及びサポート電源制御回路４内の各分圧抵抗Ｒ２，Ｒ３からなる分圧回路はいずれも、本発明の減衰手段に相当する。また、メイン電源制御回路２５内の誤差増幅回路２５ｂ、及びサポート電源制御回路４内のエラーアンプ５はいずれも、本発明の誤差出力手段に相当する。
【００９４】
尚、本発明の実施の形態は、上記実施形態に何ら限定されるものではなく、本発明の技術的範囲に属する限り種々の形態を採り得ることはいうまでもない。
例えば、上記実施形態では、ｃｈ２の出力Ｖ５の低下を検出する電圧低下検出回路９を、多出力電源装置１を構成する一つの回路として他の回路と共にＩＣ化したが、必ずしも多出力電源装置１を構成する一つの要素である必要はなく、例えば、電圧低下検出回路９が単独で存在してもいいし、或いは、マイコン６１がその機能を備えていてもいい。後者の場合、例えばマイコン６１に入力される電圧Ｖ５を監視して所定のレベル以下に低下したか否かを判断する手段を設け、低下したと判断したときにマイコン６１からサポート電源制御回路４へサポート電源を停止すべき旨の信号を出力することにより、上記実施形態と同等の作用効果を奏する。
【００９５】
また、マイコン６１自身が、Ｉ／Ｏポート６１ｂの動作状態を監視して動作しているか否かを判断する手段を持ち、その判断内容に応じた信号をサポート電源制御回路４へ出力するようにしてもよい。
更に、上記実施形態では、ｃｈ２出力Ｖ５の低下時にサポート電源の供給を停止させる方法として、サポート電源制御回路４内に設けたトランジスタ７のオン・オフによる方法を用いたが、これに限定されないのはいうまでもなく、例えばトランジスタ６のエミッタからトランジスタ３のベースへの経路を遮断してもよく、サポート電源の出力を停止できる限りあらゆる手法を採用できる。
【００９６】
また、上記実施形態では、マイコン６１のコア６１ａ及びＩ／Ｏポート６１ｂへそれぞれ動作用電源を供給する場合について説明したが、本発明の多出力電源装置１の適用はこのようなコア６１ａ及びＩ／Ｏポート６１ｂに限定されず、車載電子制御装置内に構成された回路であって、一方（上記例ではＩ／Ｏポート６１ｂ）が他方（上記例ではコア６１ａ）からの制御信号に従って外部に作用するような相互関係にある種々の回路に対して適用できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本実施形態の多出力電源装置の概略構成を示す説明図である。
【図２】本実施形態の多出力電源装置において、通常動作中に外部電源入力が瞬断した場合の各ｃｈの出力の変化を示す説明図である。
【図３】本実施形態の車載電子制御装置の概略構成を示す説明図である。
【図４】従来の多出力電源装置の概略構成を示す説明図である。
【図５】従来の多出力電源装置において、通常動作中に外部電源入力が瞬断した場合の各ｃｈの出力の変化を示す説明図である。
【符号の説明】
１，４０…多出力電源装置、３，６，７，２３…トランジスタ、４…サポート電源制御回路、５…エラーアンプ、９…電圧低下検出回路、１０，２４…シリーズレギュレート制御回路、１１，２６…差動増幅器、１２…基準電圧生成回路、２０…入力平滑回路、２１…スイッチング用ＭＯＳＦＥＴ、２２…スイッチングレギュレート制御回路、２５…メイン電源制御回路、２５ａ…分圧回路、２５ｂ…誤差増幅回路、２７…コンパレータ、２８…出力平滑回路、３１…Ｉ／Ｏポート電源用定電圧生成回路、６０…車載電子制御装置、６１…マイコン、６１ａ…コア、６１ｂ…Ｉ／Ｏポート、６２…入力回路、６３，６３ａ，６３ｂ…駆動回路、６４ａ，６４ｂ…電子負荷、６５…バッテリ、６６…リレー、Ｒ１，Ｒ１１…電流検出抵抗、Ｒ２，Ｒ３，Ｒ２１，Ｒ２２，Ｒ２３，Ｒ２４…分圧抵抗
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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