(57)【要約】【課題】広い運転条件，設定条件において、トルクリプルを抑制し得る電力変換装置の提供。【解決手段】インバータ６に入力する直流入力電圧の脈動と同一の周波数によって脈動する出力電圧位相角補償量により出力電圧位相角を補正する電力変換装置において、電動機７のトルクに相応する状態量を求め、直流入力電圧の脈動と同一の周波数を積分し基準位相を生成し、電動機７のトルクに相応する状態量の基準位相に対する正弦波分と余弦波分を演算し、正弦波分と余弦波分と基準位相に応じて出力電圧位相角補償量を生成する。【選択図】    図１
2004248450.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
脈動した状態の直流電圧を入力とし交流電圧に変換し該変換出力により電動機を駆動するインバータを備え、前記直流入力電圧の脈動と同一の周波数によって脈動する出力電圧位相角補償量により出力電圧位相角を補正する手段を有する電力変換装置において、
前記出力電圧位相角補償量を生成する手段は、
前記電動機のトルクに相応する状態量を求める手段と、
前記直流入力電圧の脈動と同一の周波数を積分し基準位相を生成する基準位相演算手段と、
前記電動機のトルクに相応する状態量の基準位相に対する正弦波分と余弦波分を演算する手段と、
前記正弦波分と余弦波分と前記基準位相に応じて前記出力電圧位相角補償量を生成する手段と
を具備することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
脈動した状態の直流電圧を入力とし交流電圧に変換し該変換出力により電動機を駆動するインバータを備え、前記直流入力電圧の脈動と同一の周波数によって脈動する出力電圧位相角補償量により出力電圧位相角を補正する手段を有する電力変換装置において、
前記出力電圧位相角補償量を生成する手段は、
前記電動機のトルクに相応する状態量を求める手段と、
前記直流入力電圧の脈動と同一の周波数を積分した基準位相を生成する基準位相演算手段と、
前記電動機のトルクに相応する状態量の基準位相に対する正弦波分と余弦波分を演算する手段と、
前記余弦波分に応じて前記基準位相を調整する基準位相調整手段と、
前記正弦波分に応じて前記出力電圧位相角補償振幅を演算調整する出力電圧位相角補償振幅調整手段と、
前記基準位相に基づき基準正弦波を生成する基準正弦波生成手段と、
前記基準正弦波と前記出力電圧位相角補償振幅とを乗算し出力電圧位相角補償量を生成する手段と
を具備することを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
前記出力電圧位相角補償量演算手段は、
前記トルクに相応する状態量の基準位相に対する正弦波分および余弦波分を入力とし、所定の回転角αによって回転座標変換する座標変換手段と、
前記変換手段の出力である補正後の正弦波分と余弦波分と基準位相に応じて出力電圧位相角補償量を生成する手段と
を具備することを特徴とする請求項１又は２記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記所定の回転角αを、前記電動機の回転周波数又は前記インバータの出力周波数に応じて可変とする手段を具備することを特徴とする請求項３記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記電動機の電気角相当の回転周波数又は前記インバータの出力周波数が直流入力電圧の脈動周波数の近傍である場合には、前記基準位相調整手段での基準位相の調整を行わない又は前記出力電圧位相角補償振幅調整手段での出力電圧位相角補償振幅を調整しないように制御する手段を具備することを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記電動機は誘導電動機であり且つ前記電動機のトルクに相応する状態量は２次磁束に直交する電流であることを特徴とする請求項１又は２記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記電動機は永久磁石同期電動機又は永久磁石同期電動機であり且つ前記電動機のトルクに相応する状態量は磁石磁束に直交する電流であることを特徴とする請求項１又は２記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流入力電圧が脈動するインバータにより電動機を駆動する電力変換装置に係り、特に、電動機の発生するトルクの脈動を抑制する電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
この種の電力変換装置の従来例として特許文献１に記載されたものがあり、これを、図９を参照して説明する。
【０００３】
図９において、ＰＷＭコンバータ４は、架線１９とレール６と間の単相交流電源をパンタグラフ１及び変圧器３等を介して交流側入力とし、所定の直流電圧となるように交直変換を行う。ＰＷＭコンバータ４の直流側には電圧を平滑するためのコンデンサ５を備えている。コンデンサ５には、誘導電動機７を駆動するインバータ６を備える。また、コンデンサ５の電圧は、電圧検出器５Ａにより検出され、インバータ６への直流入力電圧が検出される。また、インバータ６の交流出力側には、電流検出器８が設けられている。
【０００４】
まず、インバータの出力周波数基準ｆｏは、誘導電動機７の回転周波数検出手段２１の出力である回転周波数Ｎとすべり周波数制御手段４４の出力であるすべり周波数基準ｆｓとが加算器４４にて加算されることにより生成される。
【０００５】
インバータ６への直流入力電圧は、電圧検出器５Ａにより検出され、電圧脈動分検出手段３９にて、その脈動成分ΔＶｄｃだけが抽出される。また、インバータ６への直流入力電圧は、電圧直流分検出手段４０に入力され、その直流成分Ｖｄｃ＊だけが抽出される。除算器４１において、脈動分ΔＶｄｃ／直流分Ｖｄｃ＊として計算される直流入力電圧の脈動率が計算され、乗算器４６において、前記インバータ周波数基準ｆｏと乗算されることで、インバータ周波数補正量Δｆｏ′が算出される。インバータ周波数ｆは、加算器４７にて前記インバータ周波数基準量ｆｏとインバータ周波数補正量Δｆｏ′とを加算することで算出される。このインバータ周波数ｆは電圧制御手段４８に与えられ、ＰＷＭ制御回路４９からインバータ６に対してＰＷＭ制御信号を与える。
【０００６】
なお、電流検出器８による出力電流検出値は、電流実効値演算手段４２により入力して電流実効値が演算され、電流指令値Ｉｐと共に加算器４７に与えられ、すべり周波数制御手段４４にてすべり周波数基準ｆｓが求まる。
【０００７】
以上のように、図９に示した電力変換装置においては、脈動分ΔＶｄｃ／直流分Ｖｄｃ＊として計算される直流入力電圧の脈動率が計算され、インバータ周波数基準ｆｏと乗算されることで、インバータ周波数補正量Δｆｏ′が算出されることで、直流入力電圧の脈動ΔＶｄｃに応じてインバータ周波数ｆを調整し、これにより電流のビートやトルクリプルを低減することが可能となる。
【０００８】
また、トリプルを理論的に導かれる補償法により抑制し、または制御対象や運転状況が変化してもトルクリプルを抑制する電力変換装置が知られている（特許文献２参照）。
【０００９】
さらに、インバータのＣＶＶＶ動作における電流を安定化し、トルクリプルを抑制する電力変換装置が知られている（特許文献３参照）。
【００１０】
【特許文献１】
特公平７−４６９１８号公報
【００１１】
【特許文献２】
特開平１０−２７１９００号公報
【００１２】
【特許文献３】
特開平１１−２６２３００号公報
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、特許文献１のものでは、直流入力電圧に脈動に応じて、インバータ周波数を調整するいわばフィードフォワード的補償であること、また、このビート現象が電動機が低インピーダンスであるために生じていることから、最適な調整を行うことは困難である。電動機の出力や回転速度などの運転条件によって、又は電動機の製造固体差や温度に依る抵抗値の変化によって、トルクリプルを生じる場合もある。また、特許文献２，３のものでは、広い運転条件，設定条件においては未だトルクリプルを抑制し得ない場合がある。
【００１４】
このように従来の技術においては、騒音や機械振動などを引き起こし、様々運転条件下において問題を発生させるトルクリプルを、広い運転条件，設定条件において抑制し得ない状況であり、その改善が求められていた。
【００１５】
本発明の目的は、広い運転条件，設定条件において、トルクリプルを抑制し得る電力変換装置を提供することにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために本発明は、脈動した状態の直流電圧を入力とし交流電圧に変換し該変換出力により電動機を駆動するインバータを備え、前記直流入力電圧の脈動と同一の周波数によって脈動する出力電圧位相角補償量により出力電圧位相角を補正する手段を有する電力変換装置において、
前記出力電圧位相角補償量を生成する手段は、
前記電動機のトルクに相応する状態量を求める手段と、
前記直流入力電圧の脈動と同一の周波数を積分し基準位相を生成する基準位相演算手段と、
前記電動機のトルクに相応する状態量の基準位相に対する正弦波分と余弦波分を演算する手段と、
前記正弦波分と余弦波分と前記基準位相に応じて前記出力電圧位相角補償量を生成する手段とを具備することを特徴とする。
【００１７】
また、上記課題を解決するために本発明は、脈動した状態の直流電圧を入力とし交流電圧に変換し該変換出力により電動機を駆動するインバータを備え、前記直流入力電圧の脈動と同一の周波数によって脈動する出力電圧位相角補償量により出力電圧位相角を補正する手段を有する電力変換装置において、
前記出力電圧位相角補償量を生成する手段は、
前記電動機のトルクに相応する状態量を求める手段と、
前記直流入力電圧の脈動と同一の周波数を積分した基準位相を生成する基準位相演算手段と、
前記電動機のトルクに相応する状態量の基準位相に対する正弦波分と余弦波分を演算する手段と、
前記余弦波分に応じて前記基準位相を調整する基準位相調整手段と、
前記正弦波分に応じて前記出力電圧位相角補償振幅を演算調整する出力電圧位相角補償振幅調整手段と、
前記基準位相に基づき基準正弦波を生成する基準正弦波生成手段と、
前記基準正弦波と前記出力電圧位相角補償振幅とを乗算し出力電圧位相角補償量を生成する手段とを具備することを特徴とする。
【００１８】
本発明においては、Ｑ軸電流の脈動を抑制することで、電動機のトルク脈動を抑制することができる事に着目し且つ出力電圧位相角を制御することにより、出力電圧の変動軌跡を調整し、トルクの脈動を抑制することを可能とするものである。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の電力変換装置の実施形態について図面を参照して説明する。
【００２０】
（第１実施形態：請求項１〜４，６〜７に対応）
第１実施形態の電力変換装置を、図１〜図７を参照して説明する。
【００２１】
本実施形態は、電動機として誘導電動機を用いる交流電車に適用される電力変換装置である。
【００２２】
図１において、ＰＷＭコンバータ４は、架線１９，レール６間の単相交流電源をパンタグラフ１，変圧器３等を介して交流側入力とし、所定の直流電圧となるように交直変換を行う。ＰＷＭコンバータ４の直流側には電圧を平滑するためのコンデンサ５を備えている。コンデンサ５には、誘導電動機７を駆動するインバータ６が接続される。
【００２３】
かかる、単相交流を直流変換する電力変換装置では、電源周波数の２倍の電力変動が直流側に生じる。平滑コンデンサ５を備えていても、十分に電力変動を抑制することはできず、コンデンサ５にかかる電圧、すなわち、インバータ６への直流入力電圧は、電源周波数の２倍の周波数で脈動する。
【００２４】
誘導電動機７の制御方式としては、ＤＱ軸回転座標系上で、電気量を磁束軸とトルク軸とに分離して制御を行うベクトル制御を適用する。ベクトル制御については、周知の技術であり、詳細な説明を省略する。
【００２５】
本実施形態は、制御対象が誘導電動機７であることから、２次磁束に一致するＤ軸と、それに直交するＱ軸とから成るＤＱ軸回転座標系を用いている。電流検出器８で検出された誘導電動機７の相電流Ｉｕ，  Ｉｗより、座標変換部９にて、Ｑ軸電流Ｉｑが算出される。
【００２６】
Ｑ軸電流Ｉｑには、平均トルクに寄与する直流分とトルクリプルとなる脈動分とがある。脈動分の脈動周波数は、インバータ６への直流入力電圧の脈動周波数と同一である。
【００２７】
成分分離演算部２５では、Ｑ軸電流Ｉｑと基準位相θを入力とし、Ｑ軸電流Ｉｑの脈動分を、基準位相θに対する正弦波分Ｉｑｓと余弦波分Ｉｑｃとに分離演算する。
【００２８】
成分分離演算部２５の具体例としては、図２のように構成できる。すなわち、Ｓｉｎ波演算器２６には、基準位相θが入力され、振幅１の正弦波を演算出力する。乗算器２８では、演算された単位正弦波とＱ軸電流Ｉｑとを乗算し、積分器３０に入力する。積分器３０では、入力を時間積分し、ゲイン乗算部３２へと出力する。ゲイン乗算部３２では、π／ωｏを乗算し、出力する。ここにωｏは、直流入力電圧の脈動（角）周波数［ｒａｄ／ｓ］である。同ゲインを乗算することで、Ｑ軸電流Ｉｑの脈動から、基準位相の正弦波分の振幅値が算出できる。
【００２９】
ゼロクロス検出部３６では、Ｓｉｎ波演算器２６の出力である単位正弦波のゼロクロス（マイナスからプラスへの変化を）を検出した場合に１を、それ以外は０を出力する。
【００３０】
ラッチ部３４では、ゼロクロス検出部３６の出力が１の場合に、入力であるゲイン乗算部３２の出力を記憶する。ラッチ部３４の出力は、Ｑ軸電流Ｉｑの脈動のうち、基準位相θに対する正弦波成分Ｉｑｓとなる。積分器３０は、ゼロクロス検出部３６の出力が１の場合に積分値を０にクリアする。
【００３１】
以上が正弦波成分の抽出演算であり、余弦波成分もまた、同様に演算できる。なお、ここに演算されるＩｑｓ，  Ｉｑｃとも直流量となる。
【００３２】
抽出されたＱ軸電流Ｉｑの脈動のうち、基準位相に対する正弦波成分Ｉｑｓと余弦波成分Ｉｑｃとは、座標変換部１０に入力される。座標変換部１０では、次式のように座標変換を行う。ここにαは、誘導電動機７のロータ周波数又はインバータ周波数に応じて変化する座標変換角度であり、回転角演算部２０において設定される。
【００３３】
【数１】
2004248450.tif 000003
【００３４】
座標変換部１０の出力のうち、Ｉｑｓ＿ｃｍｐはゲインＫａと乗算され、積分器１３に入力される。
【００３５】
座標変換部１０の出力のうち、Ｉｑｃ＿ｃｍｐはゲインＫθと乗算され、積分器１４に入力される。
【００３６】
積分器１５では、あらかじめ設定される脈動（角）周波数ωｏを積分し、位相θｏを出力する。加算器１６において、積分器１５と積分器１４の出力を加算して、基準位相θを生成出力する。
【００３７】
基準正弦波演算部１７では、基準位相θに基づき、振幅１の単位正弦波を出力する。乗算器１８において、単位正弦波と積分器１３の出力とが乗算され、出力電圧位相角への補償量θＶｃｍｐを算出する。
【００３８】
すなわち、出力電圧位相角への補償量θＶｃｍｐは、次式で表される。
【００３９】
2004248450.tif 000004
出力電圧位相角への補償量θＶｃｍｐは、加算器２２において、Ｄ軸から出力電圧までの位相角を表す出力電圧位相角基準θＶ＊に加算されることにより、出力電圧位相角が補正させる。
【００４０】
次に上記のように構成された本実施形態の電力変換装置の作用について説明する。
【００４１】
図３は、主磁束に依る誘起電圧の影響と１次抵抗とを無視した場合の、ＤＱ軸出力電圧の変動分ΔＶｄ，ΔＶｑからＱ軸電流の変動分ΔＩｑまでのブロック図である。
【００４２】
誘導電動機７において、トルクは２次磁束とＱ軸電流すなわちトルク電流との積に比例する。また、２次磁束は、Ｄ軸電流すなわち励磁電流を入力とする１次遅れ系の出力で表すことができる。この時定数は、２次時定数Ｌ２／Ｒ２（Ｌ２：２次自己インダクタンス、Ｒ２：２次抵抗）であり、鉄道車両用の主誘導電動機では、２００ｍｓ〜５００ｍｓ程度である。インバータ直流入力電圧の脈動によって、Ｄ軸電流も同周波数で脈動するが、脈動周波数が上記時定数を有する１次遅れ系において十分に高いため、２次磁束の変動は小さく、無視できる。
【００４３】
よって、Ｑ軸電流Ｉｑの脈動を抑制することで、トルク脈動を抑制することができる。このトルク脈動の抑制法は、特許登録第３２４９３８０号や電気学会Ｄ部門論文「交流車両用駆動システムにおけるビート現象を抑制するトルク電流フィードバック型ビートレス制御方式の提案」，電学論Ｄ，１２１巻，１１号，平成１３年に記載されている。
【００４４】
図４は、ＤＱ軸座標系上での出力電圧の変化を表したものである。インバータ６が１８０度通電モードすなわち１パルスモードで動作する場合は、出力電圧の大きさＶは、直流入力電圧Ｖｄｃによって、次式のように一意に決まり、任意に制御ができない。よって、直流入力電圧が脈動する場合には、出力電圧の大きさが同脈動と同一周波数で脈動する。
【００４５】
【数２】
2004248450.tif 000005
【００４６】
このような１パルスモードにおいても、出力電圧のＤ軸からの位相角θＶを制御することは可能であり、出力電圧位相角θＶを制御することで出力電圧の変動の軌跡を調整することができる。
【００４７】
本実施形態では、上述したように出力電圧位相角を制御することにより、出力電圧の変動軌跡を調整し、トルクの脈動を抑制するものである。当然ながら、１パルスモードではなく、出力電圧の大きさを任意に制御できる領域においても、同様の作用効果を得ることができる。
【００４８】
本実施形態において、ビート現象が問題となるのは、インバータ周波数が、直流入力電圧の脈動周波数近傍である場合、すなわち、単相電源であるために１００Ｈｚ又は１２０Ｈｚ近傍である場合だが、このとき、出力電圧位相角θＶは、７０度から１１０度の範囲程度である。
【００４９】
よって、出力電圧位相角θＶを概ね９０度と考えると、出力電圧の変動のうち、Ｑ軸方向への変動ΔＶｑは直流入力電圧の脈動ΔＶｄｃによる作用であり、Ｄ軸方向への変動ΔＶｄは出力電圧位相角の変動ΔθＶによる作用となる。
【００５０】
【数３】
2004248450.tif 000006
【００５１】
ここに係数の√６／πは、（１）式にあるように、１パルスモードにおいて、直流電圧Ｖｄｃから出力電圧Ｖへの変換係数である。
【００５２】
Ｑ軸電流の脈動を抑制するためには、図３中のＡが零になるように、Ｄ軸電圧変動ΔＶｄとＱ軸電圧変動ΔＶｑの関係を維持すればよい。Ｑ軸電流の脈動ΔＩｑが残っている場合は、出力電圧位相角補償量ΔθＶが適切でないことになる。誘起電圧の影響を無視した場合の、ＤＱ軸電圧変動ΔＶｄ，ΔＶｑからＱ軸電流の変動ΔＩｑまでの伝達関数は次式である。
【００５３】
【数４】
2004248450.tif 000007
【００５４】
ここで、（３）式に（２）式を代入すると、次式を得る。
【００５５】
【数５】
2004248450.tif 000008
【００５６】
図５には、（４）式に示す出力電圧位相角補償量ΔθＶからＱ軸電流の変動ΔＩｑまでの位相差を、各インバータ周波数ω１に対して示す。同図から、インバータ周波数ω１、すなわち、速度が増加するとともに、同位相差が０度から−１８０度（遅れ）に移行していくことが分かる。
【００５７】
特に、インバータ周波数が１００Ｈｚ又は１２０Ｈｚの近傍、すなわち、インバータ周波数が直流入力電圧の脈動周波数の近傍である領域を除くと、その位相特性は、概ね０度、又は１８０度に近い。これは、トルク電流の脈動ΔＩｑと出力電圧位相角補償量ΔθＶの誤差が、符号の差異があるとしても、位相差がないことを表している。すなわち、トルク電流の脈動ΔＩｑのうち、出力電圧位相角補償量ΔθＶと同相分があれば、出力電圧位相角補償量ΔθＶの振幅を補正することで、更なる抑制効果が期待できる。
【００５８】
一方、トルク電流の脈動ΔＩｑのうち、同相でない成分がある場合、出力電圧位相角補償量ΔθＶの振幅が適正でないのではなく、基準位相θが適正ではないことを表す。よって、依ってトルク電流の脈動ΔＩｑから、基準位相θの余弦波分を抽出し、これが零となるように、基準位相θを補正することによって、トルク電流の脈動ΔＩｑを抑制することが可能となる。
【００５９】
次に、インバータ周波数が脈動周波数近傍である場合における脈動の抑制について説明する。すなわち、回転角演算部２０では、出力電圧位相角の変動分ΔθＶからＱ軸電流の変動分ΔＩｑまでの位相特性を、電動機の回転速度Ｎ又はインバータ周波数に応じた座標変換角αとして出力する。図５は、出力電圧位相角を概ね９０度とした場合の出力電圧位相角ΔθＶからＱ軸電流の変動分ΔＩｑまでの位相特性である。
【００６０】
インバータ周波数が直流入力電圧の脈動周波数に一致する場合、すなわち、１００Ｈｚ又は１２０Ｈｚの近傍では、同位相特性は急峻に変化する。この特性を厳密に模擬するのがよいが、複雑であるため、同図にあるように、１次近似した特性を設定することも可能である。
【００６１】
このように位相特性に合わせ、座標変換１０を行うことで、２つの制御器間の干渉を抑制し、安定したトルク脈動の抑制制御を実現できる。近似特性を設定することにより、安定性を維持しつつソフト負荷量を軽減することができる。
【００６２】
本実施形態では、回転角演算部２０では、回転速度Ｎを入力としているが、厳密には（３）式のようにインバータ周波数ω１に応じて算出する方がよい。回転速度Ｎすなわちロータ回転周波数ωＲとインバータ周波数ω１とは、次式の関係にある。ここに、ωｓはすべり周波数であり、通常数Ｈｚとなる。よって、概ねインバータ周波数＝ロータ周波数と考えても、同様の作用効果が得られる。
【００６３】
【数６】
2004248450.tif 000009
【００６４】
図６、図７には、本実施形態の効果を示すシミュレーション結果を示す。ロータ周波数１００Ｈｚ程度から加速する状況であり、インバータへの直流入力電圧に１２０Ｈｚに脈動を与えている。図６は、トルク脈動抑制制御を施さない場合であり、ロータ周波数が１２０Ｈｚ近傍、すなわち、インバータ周波数が１２０Ｈｚ近傍となった場合、相電流Ｉｕに大きなビートがあり、トルクやトルク電流に１２０Ｈｚの脈動がある。一方、図はトルク脈動抑制制御を途中より施した場合であり、制御を効かせることにより、トルクやトルク電流の脈動が抑制されており、その効果が確認できる。
【００６５】
（第２実施形態：請求項５に対応）
次に、図８を参照して本実施形態の電力変換装置について説明する。
【００６６】
本実施形態は、第１実施形態における出力電圧位相角補償量演算部２３の中の一部が異なり、他の構成は第１実施形態と同様であり、ここでは異なる部分のみ説明する。
【００６７】
図８において、速度検出器２１で検出された電動機の回転速度Ｎは、速度域判定部２４に入力される。速度域判定部２４では、次のように出力を決定する。
【００６８】
【数７】
2004248450.tif 000010
【００６９】
ここに、Ｎは電動機の回転速度であるが、電気角に換算した値［Ｈｚ］とする。Ｆはインバータへの直流入力電圧の脈動周波数［Ｈｚ］である。αは正の値である。
【００７０】
出力電圧位相角補償量演算部２３の積分器１３，１４への入力は、切替器３７，３８からの出力である。切替器３７，３８の出力は、速度域判定部２４の出力が１である場合、ゲイン乗算部１１，１２の出力であり、速度域判定部２４の出力が０である場合、０となる。
【００７１】
次に上記のように構成された本実施形態の電力変換装置の作用について説明する。すなわち、誘導電動機７の回転速度、すなわち、インバータ出力周波数が脈動周波数に近くなった場合、積分器１３，１４による積分動作を停止させる。前述のように、インバータ出力周波数がインバータ直流入力電圧の脈動周波数に近い領域では、出力電圧位相角補償量ΔθｖからＱ軸電流の変動分ΔＩｑまでの位相特性が急激に変化する。位相関係が適切でない状態で補償を継続すると、制御不安定な状態になる虞があるが、積分動作を停止させることで、この不安定現象を回避することができる。もちろん、第１実施形態と同様の効果も奏する。
【００７２】
上述した各実施形態において、インバータ６の負荷は誘導電動機７であるが、上記の作用効果は誘導電動機のみならず永久磁石同期電動機や永久磁石リラクタンス同期電動機等の電動機を駆動しても同様に得ることができる。また、上述した実施形態では、電動機の回転速度に基づく構成を示しているが、速度域判定部２４への入力を電動機の回転速度でなく、インバータ出力周波数に置き換えても、同様な作用効果を得ることができる。
【００７３】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、電動機の速度や出力、電動機の定数のばらつきなど、広い運転条件において、トルクリプルを抑制することが可能となり、また従来に比べ調整が容易であるため、調整に要する時間を短縮することが可能な電力変換装置を提供できるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態に係る電力変換装置の構成図。
【図２】同実施形態における成分分離演算部の構成図。
【図３】同実施形態におけるＤＱ軸電圧の変動分ΔＶｄ，ΔＶｑからＱ軸電流の変動分Δｉｑまでの伝達特性を示す図。
【図４】同実施形態におけるＤＱ軸座標系と出力電圧との関係を示す図。
【図５】同実施形態におけるインバータ周波数と出力電圧位相角補償量ΔθＶからＱ軸電流ΔＩｑまでの位相差との関係を示す図。
【図６】同実施形態におけるトルクリプル抑制制御なしでのシミュレーション結果を示す図。
【図７】同実施形態におけるトルクリプル抑制制御ありでのシミュレーション結果を示す図。
【図８】本発明の第２実施形態に係る電力変換装置の構成図。
【図９】従来の電力変換装置の一例を示す図。
【符号の説明】
１…パンタグラフ、２…車輪、３…変圧器、４…コンバータ、５…コンデンサ、５Ａ…電圧検出器、コンデンサ、６…レール、７…誘導電動機、８…電流検出器、９…座標変換部、１０…座標変換部、１１…ゲイン乗算部、１２…ゲイン乗算部、１３…積分器、１４…積分器、１５…積分器、１６…加算器、１７…基準正弦波演算部、１８…乗算部、１９…架線、２０…回転角演算部、２１…速度検出器、２２…加算器、２３…出力電圧位相角補償量演算部、２４…速度域判定部、２５…成分分離部、２６…Ｓｉｎ波演算部、２７…Ｃｏｓ波演算部、２８…乗算器、２９…乗算器、３０…積分器、３１…積分器、３２…ゲイン乗算器、３３…ゲイン乗算器、３４…ラッチ部、３５…ラッチ部、３６…ゼロクロス検出部、３７…切替器、３８…切替器、３９…電圧脈動分検出手段、４０…電圧直流分検出手段、４１…除算器、４２…電流実効値演算手段、４３…減算器、４４…すべり周波数制御手段、４５…加算器、４６…乗算器、４７…加算器、４８…電圧制御手段、４９…ＰＷＭ制御回路。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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