(57)【要約】【課題】インバータ回路に印加されるＤＣ電圧に変動があっても、一定の判定レベルにより故障判定できるようにする。【解決手段】インバータ回路２に印加されるＤＣ電圧Ｖｄｃを検出し、これに応じてインバータ回路２の出力デューティ値を補正する。この際、各スイッチング素子３１，４１，５１，６１，７１，８１のオンオフ遷移時のデッドタイム分のデューティ値を除外したデューティ値に対し、ＤＣ電圧Ｖｄｃに反比例した値を積算し、この積算結果にデッドタイム分のデューティ値を加算する。こうして得られた出力デューティ値に基づいて、インバータ回路２を動作させ、このインバータ回路２から出力される電流を検出して、一定の判定レベルと比較する。【選択図】        図１
2004289882.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
多相負荷（１）に接続され、多相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の各相の直流電源側に接続されるハイアーム側スイッチング素子（３１，４１，５１）と、前記各ハイアーム側スイッチング素子に対応してそれぞれ接続されるローアーム側スイッチング素子（６１，７１，８１）とを備えるインバータ回路に対し、いずれも各相において前記ハイアーム側スイッチング素子と前記ローアーム側スイッチング素子とのオンオフの組合せの態様において、前記インバータ回路から出力される相電流を所定の判定レベルに比較して故障の有無を判定するインバータの故障検出方法であって、
前記インバータ回路に印加される直流電圧（Ｖｄｃ）を検出する第１の工程と、
前記直流電圧に応じて前記インバータ回路の出力デューティ値（Ｄｘ）を求める第２の工程と、
前記出力デューティ値に基づいて前記インバータ回路内の各スイッチング素子をオンオフ動作させつつ、前記相電流を検出し、前記判定レベルと比較する第３の工程と
を備えるインバータの故障検出方法。
【請求項２】
請求項１に記載のインバータの故障検出方法であって、
前記第２の工程において、前記各スイッチング素子のオンオフ遷移時のデッドタイム（２５ａ〜２５ｆ）に対応するデューティ値（２×Ｄｄ）を除外したデューティ値（Ｄｅ−２×Ｄｄ）に対し、前記直流電圧に反比例した値（Ｖｅ／Ｖｄｃ）を積算し、この積算結果に前記デッドタイムに対応するデューティ値を加算して前記出力デューティ値を演算することを特徴とするインバータの故障検出方法。
【請求項３】
請求項２に記載のインバータの故障検出方法であって、
前記第１の工程で検出された直流電圧をＶｄｃとし、所与の値として設定されている基準出力デューティ値をＤｅとし、前記デッドタイム分のデューティ値をＤｄとし、所与の値として設定されている基準電圧をＶｅとして、前記第２の工程において、出力デューティ値Ｄｘを次の数式によって演算することを特徴とするインバータの故障検出方法。
Ｄｘ  ＝（Ｄｅ−２×Ｄｄ）×  Ｖｅ／Ｖｄｃ  ＋  ２×Ｄｄ
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、多相負荷に電流を供給するインバータ回路における故障の有無を判定する技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
多相インバータ回路で多相モータを駆動する構成において、インバータ回路の故障を検出する技術が、例えば特許文献１に開示されている。特許文献１においては、インバータ回路の各相のハイアーム側スイッチング素子とローアーム側スイッチング素子のそれぞれのオン状態とオフ状態の組合せを変更しながら、インバータ回路に供給される電流（以下「供給電流」という）を測定している。
【０００３】
【特許文献１】
特開２０００−３２５５２９号公報
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら供給電流は、通常、インバータ回路に供給されるＤＣ電圧Ｖｄｃに依存する。図６、図７、図８は、インバータ回路に供給されるＤＣ電圧Ｖｄｃを変更して相電流を測定した結果を示す図であり、それぞれＤＣ電圧Ｖｄｃを２３０Ｖ、２８０Ｖ、３５８Ｖとした場合について示している。図６〜図８中のグラフ１３は供給電流、グラフ１５は相電流をそれぞれ示している。
【０００５】
この図６〜図８から見て取れるように、ＤＣ電圧Ｖｄｃを変化させることによって相電流の振幅が変化する。具体的には、ＤＣ電圧Ｖｄｃが２３０Ｖでは相電流の振幅が約２Ａ（図６）、ＤＣ電圧Ｖｄｃが２８０Ｖでは相電流の振幅が約３Ａ（図７）、ＤＣ電圧Ｖｄｃが３５８Ｖでは相電流の振幅が約４Ａ（図８）となって現れる。このようにＤＣ電圧Ｖｄｃが変動した場合には供給電流も変動するので、故障検出の判定の根拠とされる相電流の値も変化してしまう。
【０００６】
故障の有無の判定レベルは、インバータ回路２の保護値にタイミング的に余裕を持って設定する必要があるとともに、検出誤差を考慮した検出最小レベルに対しても余裕をもって設定する必要がある。このため、ＤＣ電圧Ｖｄｃの変動に伴って相電流が変化すると、故障判定のための判定レベルを設定するのが困難となり、故障を正しく検出できないおそれがあった。
【０００７】
そこで、この発明の課題は、インバータ回路に印加されるＤＣ電圧に変動があっても、一定の判定レベルにより故障判定する技術を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決すべく、請求項１に記載の発明は、多相負荷（１）に接続され、多相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の各相の直流電源側に接続されるハイアーム側スイッチング素子（３１，４１，５１）と、前記各ハイアーム側スイッチング素子に対応してそれぞれ接続されるローアーム側スイッチング素子（６１，７１，８１）とを備えるインバータ回路に対し、いずれも各相において前記ハイアーム側スイッチング素子と前記ローアーム側スイッチング素子とのオンオフの組合せの態様において、前記インバータ回路から出力される相電流を所定の判定レベルに比較して故障の有無を判定するインバータの故障検出方法であって、前記インバータ回路に印加される直流電圧（Ｖｄｃ）を検出する第１の工程と、前記直流電圧に応じて前記インバータ回路の出力デューティ値（Ｄｘ）を求める第２の工程と、前記出力デューティ値に基づいて前記インバータ回路内の各スイッチング素子をオンオフ動作させつつ、前記相電流を検出し、前記判定レベルと比較する第３の工程とを備える。
【０００９】
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載のインバータの故障検出方法であって、前記第２の工程において、前記各スイッチング素子のオンオフ遷移時のデッドタイム（２５ａ〜２５ｆ）に対応するデューティ値（２×Ｄｄ）を除外したデューティ値（Ｄｅ−２×Ｄｄ）に対し、前記直流電圧に反比例した値（Ｖｅ／Ｖｄｃ）を積算し、この積算結果に前記デッドタイムに対応するデューティ値を加算して前記出力デューティ値を演算する。
【００１０】
請求項３に記載の発明は、請求項２に記載のインバータの故障検出方法であって、前記第１の工程で検出された直流電圧をＶｄｃとし、所与の値として設定されている基準出力デューティ値をＤｅとし、前記デッドタイム分のデューティ値をＤｄとし、所与の値として設定されている基準電圧をＶｅとして、前記第２の工程において、出力デューティ値Ｄｘを次の数式によって演算する。
【００１１】
Ｄｘ  ＝（Ｄｅ−２×Ｄｄ）×  Ｖｅ／Ｖｄｃ  ＋  ２×Ｄｄ
【００１２】
【発明の実施の形態】
図１はこの発明の一の実施の形態に係るインバータ及びその故障検出方法を示すブロック図である。三相モータ（Ｍ）１を駆動するインバータ回路２は、そのＵ相、Ｖ相及びＷ相の各相におけるハイアーム側スイッチング素子として、例えばトランジスタ３１，４１，５１を有している。またそのＵ相、Ｖ相、及びＷ相の各相におけるローアーム側スイッチング素子として、例えばトランジスタ６１，７１，８１を有している。トランジスタ３１，４１，５１，６１，７１，８１に対して、これらが電流を流す方向とは反対側に電流を流すフリーホイールダイオード３２，４２，５２，６２，７２，８２が並列に接続されている。
【００１３】
インバータ回路２にはＤＣ電源１０からＤＣ電圧Ｖｄｃが入力する。ＤＣ電源１０は例えば、交流電源１１の出力を整流するダイオードブリッジ１２及びその出力を平滑するコンデンサ１３によって構成される。この場合、ＤＣ電圧Ｖｄｃはコンデンサ１３の両端電圧として与えられる。
【００１４】
ＤＣ電圧Ｖｄｃは電圧検出部２１によって検出される。インバータ回路２はＤＣ電圧Ｖｄｃが入力されつつトランジスタ３１，４１，５１，６１，７１，８１を用いてスイッチング動作を行うので、供給電流ｉｄｃが流れる。供給電流ｉｄｃは各相に流れる相電流の合計であって、電流検出部２２によって検出される。具体的には、インバータ回路２のハイアーム側トランジスタ３１，４１，５１の接続点Ｐ１と、コンデンサ１３の高電位端との間に電流検出部２２が介挿される。なおインバータ回路２のローアーム側トランジスタ６１，７１，８１の接続点Ｐ２にコンデンサ１３の低電位端が接続される。
【００１５】
ＰＷＭ制御部２３は、電圧検出器２１で検出されたＤＣ電圧Ｖｄｃに応じて、各トランジスタ３１，４１，５１，６１，７１，８１，をオンオフ動作させる際のデューティ値を変更してＰＷＭ制御する。この際、ＰＷＭ波形に現れるデッドタイムを考慮して出力デューティ値を補正する。
【００１６】
具体的には、ＰＷＭ制御部２３においては、上記のように電圧検出器２１で検出されたＤＣ電圧Ｖｄｃと、所与の値として設定されている基準出力デューティ値Ｄｅと、デッドタイム分のデューティ値Ｄｄと、所与の値として設定されている基準電圧Ｖｅを採用し、故障検出時の出力デューティ値Ｄｘが次の（１）式のように演算される。
【００１７】
Ｄｘ  ＝（Ｄｅ−２×Ｄｄ）×  Ｖｅ／Ｖｄｃ  ＋  ２×Ｄｄ  …（１）
ここで、デッドタイムは、インバータ回路２内のハイアーム側スイッチング素子とローアーム側スイッチング素子とが同時にオンとなることによる短絡を避けるため、例えばハイアーム側スイッチング素子のオン期間を浸食する期間である。
【００１８】
相電流検出部２４は相電流を検出する。図１ではＷ相電流を測定する場合を例示している。
【００１９】
図２に、各相のトランジスタ３１，４１，５１，６１，７１，８１のオンオフタイミングと、供給電流ｉｄｃとを示す。同図（ａ）は、スイッチングの態様を示しており、デッドタイムを考慮しない場合の各スイッチング素子のオンオフの態様を示している。基本的には、同じ相においてハイアーム側スイッチング素子と、ローアーム側スイッチング素子とは排他的にオンするので、各相のハイアーム側スイッチング素子のオンオフの区別でインバータ回路２のスイッチングの態様を示すことができる。
【００２０】
具体的にはＵ相、Ｖ相、Ｗ相のそれぞれのハイアーム側スイッチング素子に対して変数ｕ，ｖ，ｗを割り当て、オン／オフに対してそれぞれ値１／０を採らせる。そしてスイッチング態様Ｓ４ｕ＋２ｖ＋ｗでインバータ回路のスイッチングを示す。例えば時刻ｔ１まではスイッチング態様Ｓ０が採用されており、これはＵ相，Ｖ相、Ｗ相の全てのハイアーム側スイッチング素子（トランジスタ３１，４１，５１）がオフし、全てのローアーム側スイッチング素子（トランジスタ６１，７１，８１）がオンしている態様を示す。
【００２１】
また、時刻ｔ１〜ｔ２ではスイッチング態様Ｓ１が採用されており、これはＵ相，Ｖ相、Ｗ相のハイアーム側スイッチング素子がそれぞれオフ、オフ、オンし、従ってＵ相、Ｖ相、Ｗ相のローアーム側スイッチング素子がそれぞれオン、オン、オフしている態様を示す。時刻ｔ２〜ｔ３ではスイッチング態様Ｓ７が採用されており、これはＵ相，Ｖ相、Ｗ相の全てのハイアーム側スイッチング素子がオンし、全てのローアーム側スイッチング素子がオフしている態様を示す。時刻ｔ３になれば再びスイッチング態様Ｓ０が採用される。
【００２２】
図２（ｂ）（ｃ）（ｄ）はそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相のそれぞれのスイッチングトランジスタのオン、オフを示している。但し、上述のようにデッドタイムを設けているので、具体的には下記のようにスイッチングが行われる。トランジスタ３１がオンする期間は時刻ｔ２よりもデッドタイム２５ａだけ遅く、時刻ｔ３よりもデッドタイム２５ｂだけ早い。トランジスタ４１がオンする期間は時刻ｔ２よりもデッドタイム２５ｃだけ遅く、時刻ｔ３よりもデッドタイム２５ｄだけ早い。トランジスタ５１がオンする期間は時刻ｔ１よりもデッドタイム２５ｅだけ遅く、時刻ｔ３よりもデッドタイム２５ｆだけ早い。制御の簡単のため、これらデッドタイム２５ａ〜２５ｆは一般には等しく設定される。以下ではこのデッドタイムの長さをデッドタイム期間Ｔｄとする。
【００２３】
図２（ｅ）は供給電流ｉｄｃを示しており、インバータ回路２へと流れ込む方向をグラフにおいて上側に採っている。デッドタイム２５ｅが存在することにより、供給電流ｉｄｃは時刻ｔ１からデッドタイム期間Ｔｄ経過した後に流れ始める。スイッチング態様Ｓ７ではデッドタイムの有無に拘わらず供給電流ｉｄｃは流れないので、デッドタイム２５ａ，２５ｃは考慮する必要がない。一方、デッドタイム２５ｂ，２５ｄ，２５ｆの存在により、モータ１からフリーホイールダイオード３２，４２，５２を通ってＤＣ電源１０へと還流するため、供給電流ｉｄｃは逆向きに流れる。このようにデッドタイムにおいて供給電流ｉｄｃが流れないことや、還流が流れることを相電流の測定に反映させる必要がある。
【００２４】
スイッチング態様Ｓ１においても還流に際して、供給電流ｉｄｃの波高値は等しいので、スイッチング態様Ｓ１の期間の全てにおいて供給電流ｉｄｃが流れるとした理想的な場合よりも、供給電流ｉｄｃの実効的な値はデッドタイム期間Ｔｄの分だけ小さい。またスイッチング態様Ｓ７の期間の全てにおいて供給電流ｉｄｃが流れないとした理想的な場合よりも、供給電流ｉｄｃの実効的な値は還流する分、すなわちデッドタイム期間Ｔｄの分だけ小さい。
【００２５】
そこで上記の（１）式に示すように、理想的なデューティＤｅからデッドタイム期間Ｔｄに対応するデューティ値Ｄｄを除外した上で、基準電圧Ｖｅに対する実際のＤＣ電圧Ｖｄｃの比率で補正を行う。但しこの補正後の値に、再びデッドタイム期間Ｔｄを設けて各相の短絡を回避するために、デューティ値Ｄｄを加算している。
【００２６】
これにより、ＤＣ電圧Ｖｄｃが変動した場合に、この変動に反比例するようにデューティ値Ｄｘを調整することにより、供給電流ｉｄｃを補正できる。よって図３〜図５のように、インバータ回路２から出力される相電流の振幅を平準化できる。
【００２７】
ここで、図３、図４、図５は、インバータ回路２に印加されるＤＣ電圧Ｖｄｃを変更して相電流を測定した結果を示す図であり、それぞれＤＣ電圧Ｖｄｃを２３０Ｖ、２８０Ｖ、３５８Ｖとした場合について示している。グラフ２７は相電流を、グラフ２９は供給電流ｉｄｃを、それぞれ示している。
【００２８】
この図３〜図５から見て取れるように、ＤＣ電圧Ｖｄｃが変動しても、相電流２７の振幅はほとんど変化しておらず、具体的には、図３〜図５のいずれの場合（ＤＣ電圧Ｖｄｃ＝２３０Ｖ、２８０Ｖ、３５８Ｖ）でも、相電流２７の振幅が約３Ａとなって現れる。
【００２９】
したがって、デューティ値Ｄｘに基づいてインバータ回路２内で各スイッチング素子をオンオフ動作させつつ、相電流を検出し、判定レベルと比較してインバータ回路２の故障の有無を判定するに際しても、図７〜図９のようにＤＣ電圧Ｖｄｃの変動に伴って相電流の振幅が変動する場合に比べて、判定レベルを一定にして判定を行うことが可能となる。
【００３０】
尚、上記実施の形態では、三相モータ（Ｍ）１を駆動するインバータ回路２を例にあげて説明したが、二相モータ等の他の多相負荷を駆動するインバータに適用しても差し支えない。
【００３１】
【発明の効果】
請求項１に記載の発明によれば、インバータ回路に印加される直流電圧が変動しても、その変動を考慮して出力電流を補正して一定のレンジに調整することが可能となり、一定の判定レベルで故障か否かの判定を行うことが可能となる。
【００３２】
請求項２及び請求項３に記載の発明によれば、直流電圧の変動によって変化が見られないデッドタイムのデューティ値を除外して、それ以外のデューティ値について直流電圧に応じた補正を行うので、精度の良いデューティ値の補正を行うことが可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の一の実施の形態に係るインバータの故障検出方法を示すブロック図である。
【図２】インバータ回路の各スイッチング素子のオンオフ動作にデッドタイムが現れている様子を示す図である。
【図３】この発明の一の実施の形態における直流電源から出力される電流とインバータ回路から出力される相電流とを示す図である。
【図４】この発明の一の実施の形態における直流電源から出力される電流とインバータ回路から出力される相電流とを示す図である。
【図５】この発明の一の実施の形態における直流電源から出力される電流とインバータ回路から出力される相電流とを示す図である。
【図６】従来における直流電源から出力される電流とインバータ回路から出力される相電流とを示す図である。
【図７】従来における直流電源から出力される電流とインバータ回路から出力される相電流とを示す図である。
【図８】従来における直流電源から出力される電流とインバータ回路から出力される相電流とを示す図である。
【符号の説明】
１  三相モータ
２  インバータ回路
３１，４１，５１  ハイアーム側スイッチング素子
６１，７１，８１  ローアーム側スイッチング素子
１１  ＤＣ電源
２１  電圧検出部
２２  電流検出部
２３  ＰＷＭ制御部
２５ａ〜２５ｆ  デッドタイム
【図１】
2004289882.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
2004289882.tif 000006
【図５】
2004289882.tif 000007
【図６】
2004289882.tif 000008
【図７】
2004289882.tif 000009
【図８】
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