(57)【要約】【課題】インバータの入力電圧を安定化する。【解決手段】インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２の入力側にコンデンサＣ１，Ｃ２をそれぞれ接続し、コンデンサＣ１，Ｃ２を直列接続する。また、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２の出力をそれぞれＭ１，Ｍ２の各相ステータコイル端に接続刷る。そして、モータＭ１，Ｍ２の中性点の間に電池Ｂを接続する。インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２のスイッチングを制御することで、電池ＢとコンデンサＣ１，Ｃ２の接続関係を任意に制御できるため、電池Ｂの電流、コンデンサＣ１，Ｃ２電圧を任意に制御することができ、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２の入力電圧を適切に制御することができる。【選択図】　　　　図４
2004112903.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
それぞれが、正側母線と負側母線間に２つのスイッチング素子の直列接続からなるアームを複数有しこのアームの中点を出力とする、２つのインバータと、
この２つのインバータの出力にそれぞれに接続され、それぞれが中性点で共通接続された複数の固定子巻線を有する２つのモータと、
この２つのモータの固定子巻線の中性点の間に接続された直流電源と、
前記２つのインバータの正側母線、負側母線間にそれぞれ接続された２つのコンデンサと、
を有し、
前記電池の正極側に固定子巻線の中性点が接続されたモータを駆動するインバータの負側母線と他方のインバータの正側母線を接続したモータ回路。
【請求項２】
請求項１に記載の回路において、
各インバータにおけるスイッチング素子の耐圧は前記直流電源の電圧より大きいモータ回路。
【請求項３】
請求項１または２に記載の回路において、
各インバータのスイッチング素子がＭＯＳＦＥＴであるモータ回路。
【請求項４】
請求項１〜３のいずれか１つに記載の回路において、
前記インバータとモータが同一の筐体内に設置された一体構成であるモータ回路。
【請求項５】
請求項１〜４のいずれか１つに記載の回路において、インバータの正側母線側のスイッチ素子をすべてオン、負側母線側のスイッチ素子をすべてオフした高圧状態、およびインバータの正側母線側のスイッチ素子をすべてオフ、負側母線側のスイッチ素子をすべてオンした低圧状態を前記２つのインバータ間で時間制御で切りかえることにより２つのモータ固定子巻線の中性点を流れる電流および各インバータの負側母線と正側母線の間にそれぞれ接続されたコンデンサの電圧をそれぞれ制御するモータ制御方法。
【請求項６】
正側母線と負側母線間に２つのスイッチング素子の直列接続からなるアームを複数有しこのアームの中点を出力とするインバータと、
このインバータの出力に接続され、中性点で共通接続された複数の固定子巻線を有するモータと、を有し、前記モータの中性点に直流電圧を受け入れるモータ回路であって、
前記インバータと、モータが同一筐体内に収容されているモータ回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、２つのインバータから２つのモータにそれぞれ駆動電流を供給して２つのモータを駆動するモータ回路、特に２つのモータの固定子巻線の中性点間に直流電源を配置したものに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、電気自動車やハイブリッド電気自動車などでは、搭載した電池からの直流電力をインバータによって所定の交流電流に変換してモータに供給し、アクセル踏み込み量に応じたモータ出力を得るようなシステムが広く採用されている。
【０００３】
ここで、車両の走行においてモータに要求される出力トルクの幅は非常に大きい。モータに大出力を得ようとすると、電源電圧が低いとそれだけ大電流を流さなければならず、損失が大きくなりやすく、損失を小さくするためにモータを大型にしなければならなかった。一方、電源電圧が高ければ、それだけ損失を小さくできるが、このために、電池セルを多数直列接続する必要があるという問題がある。
【０００４】
さらにモータの駆動状態に応じて、電池電圧が変動しやすく、これによってインバータ入力電圧が変化してしまい、安定したモータの駆動制御が行えなくなるという問題もある。
【０００５】
そこで、ＤＣ−ＤＣコンバータにより、電池電圧を昇圧して、得られた高電圧をインバータの入力とするシステムが提案されている。
【０００６】
すなわち、図１に示すように、電池Ｂの出力をＤＣ−ＤＣコンバータＣＯＮＶによって昇圧してインバータＩＮＶに供給する。そして、インバータＩＮＶが昇圧された直流電力について、所定のスイッチング動作を行い、所定の交流電流をモータＭに供給する。すなわち、モータ出力トルク指令に基づき、インバータＩＮＶのスイッチングを制御することで、モータ出力トルクが指令に合致するようにインバータＩＮＶの出力電流が制御される。
【０００７】
このように、ＤＣ−ＤＣコンバータＣＯＮＶを設けることによって、電池Ｂの電圧を比較的低くして、モータ駆動電圧（インバータＩＮＶ入力電圧）を高電圧にでき、またＤＣＤＣコンバータＣＯＮＶの駆動制御によってインバータ入力電圧を安定化することができる。
【０００８】
また、ＤＣ−ＤＣコンバータには、コイル等のインダクタンスが必要となり、回路が比較的大型化する。そこで、モータ内のモータコイルのインダクタンスを利用したＤＣ電圧可変型インバータの利用などが検討されている。すなわち、図２に示すように、電池Ｂの正極をモータＭの中性点に接続するとともに、電池Ｂの負極インバータＩＮＶの負極母線に接続する。また、インバータＩＮＶの出力側は上述の場合と同様にモータＭの各相コイル端に接続する。そして、インバータＩＮＶの正極母線と負極母線間にコンデンサＣを接続する。
【０００９】
このＤＣ電圧可変型インバータでは、コンデンサＣからの直流電力がインバータＩＮＶを介し、モータＭに供給されるが、モータ中性点電圧が電池Ｂの電圧Ｖｂに固定される。そして、インバータＩＮＶによるモータの各相電流のトータルを考えれば、図２の回路の等価回路は、図３に示すようなものとなる。そして、インバータＩＮＶの上側スイッチング素子と、下側スイッチング素子のオンデューティーが等しければ、コンデンサＣの電圧は電池Ｂの電圧Ｖｂの２倍である２Ｖｂになるはずである。従って、このシステムによれば、電池Ｂの電圧をインバータＩＮＶ入力電圧の半分にできる。このようなシステムは、例えば、特開２００１−３７２４７号公報（特許文献１）に記載されている。
【００１０】
【特許文献１】
特開２００１−３７２４７号公報
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
ここで、図２に示されるようなシステムでは、上述のようにコイルを含むＤＣ−ＤＣコンバータが別途必要になるという問題がある。
【００１２】
また、モータ内のコイルインダクタンスを利用したＤＣ電圧可変型インバータでは、電池Ｂの電流の変動が大きく、安定した動作を確保することが難しく、さらにインバータの入力電圧（コンデンサ電圧）が電池Ｂの２倍に制限されるという問題があった。
【００１３】
さらに、モータと別のインバータを別に設置した場合には、中性点を電池と接続するための配線が必要になるため、電力系の配線が駆動相数プラス１本が必要になるという問題があった。
【００１４】
本発明は、上記課題に鑑みなされたものであり、安定した動作が行える、または配線を簡略化できるモータ回路を提供することを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
本発明は、それぞれが、正側母線と負側母線間に２つのスイッチング素子の直列接続からなるアームを複数有しこのアームの中点を出力とする、２つのインバータと、この２つのインバータの出力にそれぞれに接続され、それぞれが中性点で共通接続された複数の固定子巻線を有する２つのモータと、この２つのモータの固定子巻線の中性点の間に接続された直流電源と、前記２つのインバータの正側母線、負側母線間にそれぞれ接続された２つのコンデンサと、を有し、前記電池の正極側に固定子巻線の中性点が接続されたモータを駆動するインバータの負側母線と他方のインバータの正側母線を接続したことを特徴とする。
【００１６】
この構成によって、インバータの制御によって、直流電源における電流量およびコンデンサの電圧を自由に制御することができる。そこで、直流電源の電圧変動などに影響されることなく、コンデンサ電圧を制御して安定したモータ駆動を行うことができる。すなわち、直流電源電圧の変動に対して、変圧機能を有するインバータ機能構成であるため、ＤＣ−ＤＣコンバータを付加することなく２台のモータ駆動ための２台のインバータの駆動電圧を最適値付近に制御および安定化することが可能になり、電池電圧が変動した場合でも最大出力を確保できるためにモータを大型化する必要が無く、２台のモータの仕様を最適化できる。　とくに、この構成は、２台のモータの両方を駆動制御あるいは両方を回生制御とする構成であるため、駆動輪を直接駆動する２モータ駆動等に適しており自動車の駆動状態に応じて２つのモータの駆動状態を最適化および安定化することが可能になる。
【００１７】
また、各インバータにおけるスイッチング素子の耐圧は前記直流電源の電圧より大きいことが好適である。これによって、各インバータのスイッチング素子には、コンデンサ電圧に対応した大電圧がかかるが、インバータのスイッチング素子の耐圧を直流電源電圧より大きくしておくことで、停止時にコンデンサ電圧を切り離すなどの対策をしなくても素子が破壊することがない。
【００１８】
また、各インバータのスイッチング素子がＭＯＳＦＥＴであることが好適である。これによって、直流電源電圧が概ね２００Ｖ以下の場合に、スイッチング素子における損失の発生を小さくできる。
【００１９】
また、インバータとモータが同一の筐体内に設置された一体構成であることが好適である。このように、インバータとモータが一体化されているため、外部の電源との配線数の増加による弊害が少ない。
【００２０】
また、本発明に係る制御方法は、インバータの正側母線側のスイッチ素子をすべてオン、負側母線側のスイッチ素子をすべてオフした高圧状態、およびインバータの正側母線側のスイッチ素子をすべてオフ、負側母線側のスイッチ素子をすべてオンした低圧状態を前記２つのインバータ間で時間制御で切りかえることにより２つのモータ固定子巻線の中性点を流れる電流および各インバータの負側母線と正側母線の間にそれぞれ接続されたコンデンサの電圧をそれぞれ制御することを特徴とする。
【００２１】
また、本発明は、正側母線と負側母線間に２つのスイッチング素子の直列接続からなるアームを複数有しこのアームの中点を出力とするインバータと、
このインバータの出力に接続され、中性点で共通接続された複数の固定子巻線を有するモータと、を有し、前記モータの中性点に直流電圧を受け入れるモータ回路であって、前記インバータと、モータが同一筐体内に収容されていることを特徴とする。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態について、図面に基づいて説明する。
【００２３】
図４は、実施形態に係るモータ回路の一例を示す図である。コンデンサＣ１の両端にはインバータＩＮＶ１の正極母線および負極母線が接続されている。インバータＩＮＶ１は、２つのトランジスタの直列接続からなるアームを３本（３相分）有し、これらが正極母線および負極母線間に接続されている。そして、各アームの中点が各相の出力端になっている。
【００２４】
インバータＩＮＶ１の各出力端には、モータＭ１の各相コイル端が接続されている。モータＭ１は、３相のＰＭモータであり、ロータに永久磁石を有し、ステータコイル（電機子コイル）として、３相のスター結線コイルを有している。
【００２５】
また、この実施形態では、同様の構成からなるコンデンサＣ２、インバータＩＮＶ２、モータＭ２を有している。
【００２６】
そして、モータＭ１の３相のコイルの共通接続点である中性点に電池Ｂの正極が接続され、モータＭ２の３相のコイルの中性点に電池Ｂの負極が接続されている。また、インバータＩＮＶ１の負極母線とインバータＩＮＶ２の正極母線が接続されている。すなわち、コンデンサＣ１，Ｃ２が直列接続されている。
【００２７】
図４において、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２を構成するスイッチング素子はＭＯＳＦＥＴであり、各ＭＯＳＦＥＴの耐圧は電池Ｂの電圧より大きく、概２倍となっている。
【００２８】
このような構成において、モータＭ１，Ｍ２の出力トルク指令に基づいて、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２を制御し、モータＭ１，Ｍ２への３相のモータ駆動電流が制御され、これによってモータＭ１，Ｍ２の出力が出力トルク指令に応じたものに制御される。また、モータＭ１，Ｍ２による回生電力は、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２を介し、コンデンサＣ１，Ｃ２にそれぞれ供給される。
【００２９】
また、コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧をそれぞれＶｃ１，Ｖｃ２、電池電圧をＶｂとし、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２における上側スイッチング素子のオンデューティと、下側スイッチング素子のオンデューティが同一とすると、モータＭ１，Ｍ２の中性点電圧は、それぞれＶｃ１／２＋Ｖｃ２，Ｖｃ２／２になる。そして、両者の差が電池電圧Ｖｂとなるため、Ｖｃ１／２＋Ｖｃ２−Ｖｃ２／２＝Ｖｂの関係があり、従ってＶｃ１＋Ｖｃ２＝２Ｖｂとなる。
【００３０】
また、図４の回路において、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２の上側スイッチング素子をすべてオン、下側スイッチング素子をすべてオフとしたり、反対にインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２の上側スイッチング素子をすべてオフ、下側スイッチング素子をすべてオンとすることができる。この場合の等価回路を図５（ａ）に示す。
【００３１】
このようなインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２のスイッチング素子の制御によって、電池Ｂにおける電流Ｉ、コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧Ｖｃ１，ＶＣ２を任意に制御することができる。
【００３２】
例えば、図５（ａ）においては、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２の上側スイッチング素子をすべてオンし、下側スイッチング素子をすべてオフとしている（１，１，１）、（１，１，１）。これによって、電池Ｂの両端は、モータＭ１、インバータＩＮＶ１を介し、コンデンサＣ１の両端に接続される。従って、コンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１＝Ｖｂとなる。
【００３３】
また、図５（ｂ）においては、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２の上側スイッチング素子をすべてオフし、下側スイッチング素子をすべてオンとしている（０，０，０）、（０，０，０）。これによって、電池Ｂの両端は、モータＭ２、インバータＩＮＶ２を介し、コンデンサＣ２の両端に接続される。従って、コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ１＝Ｖｂとなる。これによって、電池電流Ｉの変動は、基本的に０とできる。
【００３４】
なお、図において、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２の上側スイッチング素子のすべてオン（下側スイッチング素子のすべてオフ）を（１，１，１）、上側スイッチング素子のすべてオフ（下側スイッチング素子のすべてオン）を（０，０，０）と示してある。
【００３５】
ここで、モータＭ１，Ｍ２の各相電流をＩｕ１、Ｉｖ１，Ｉｗ１、Ｉｕ２，Ｉｖ２，Ｉｗ２とすると、直列接続されたコンデンサＣ１，Ｃ２の充放電を行う電池電流Ｉは、上側の３相電流Ｉｕ１、Ｉｖ１，Ｉｗ１の総和、すなわちＩ＝Ｉｕ１＋Ｉｖ１＋Ｉｗ１であり、下側の３相電流Ｉｕ２，Ｉｖ２，Ｉｗ２との関係では−Ｉ＝Ｉｕ２＋Ｉｖ２＋Ｉｗ２となる。
【００３６】
この電流Ｉにより直列接続されたコンデンサＣ１，Ｃ２の充電（駆動時）あるいは放電（回生時）が行われる。
【００３７】
この電池電流Ｉは、図６（ａ）の結線関係となるように、インバータＩＮＶ１の上側スイッチング素子をすべてオン（下側スイッチング素子をすべてオフ）し（１，１，１）、インバータＩＮＶ２の上側スイッチング素子をすべてオフ（下側スイッチング素子をすべてオン）した（０，０，０）状態を示している。このように、インバータＩＮＶ１のスイッチング素子をすべて高圧側に接続し、インバータＩＮＶ２のスイッチング素子をすべて低圧側に接続した場合、電池電流Ｉは減少する。
【００３８】
一方、図６（ｂ）の結線関係となるように、インバータＩＮＶ１の上側スイッチング素子をすべてオフ（下側スイッチング素子をすべてオン）し（０，０，０）、インバータＩＮＶ２の上側スイッチング素子をすべてオン（下側スイッチング素子をすべてオフ）した（１，１，１）場合には、電池電流Ｉが増加する。
【００３９】
従って、図６（ａ）、図６（ｂ）の接続状態を適宜用いることにより、電池電流Ｉを所望のものに調整することができる。なお、図６ではコンデンサ電圧は各Ｖｂとした。
【００４０】
また、図６の制御時間をＴｊ，３相コイルの中性点と直列コンデンサの中点電位間の電圧をそれぞれＶ１，Ｖ２とし図６の制御周期Ｔｊ内でのＶ１とＶ２の平均電圧をＶ１ｊ，Ｖ２ｊとする。
【００４１】
次に、コンデンサＣ１，Ｃ２間の電圧調整について説明する。図７（ａ）の結線関係となるように、インバータＩＮＶ１の上側スイッチング素子をすべてオン（下側スイッチング素子をすべてオフ）し（１，１，１）、インバータＩＮＶ２の上側スイッチング素子をすべてオン（下側スイッチング素子をすべてオフ）する（１，１，１）と、上側のコンデンサＣ１は充電（駆動時）、放電（回生時）される。
【００４２】
また、図７（ｂ）の結線関係となるように、インバータＩＮＶ１の上側スイッチング素子をすべてオフ（下側スイッチング素子をすべてオン）し（０，０，０）、インバータＩＮＶ２の上側スイッチング素子をすべてオフ（下側スイッチング素子をすべてオン）する（０，０，０）と、下側のコンデンサＣ２は充電（駆動時）、放電（回生時）される。
【００４３】
従って、コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧の調整は図７（ａ）、図７（ｂ）の接続状態を適宜用いることにより達成される。この場合の制御時間をＴｋ，Ｖ１，Ｖ２の平均をＶ１ｋ，Ｖ２ｋとする。
【００４４】
また、駆動制御に関しては一例として従来の三角波比較制御方法に基づき、ゼロベクトル以外のベクトル点制御を行う。すなわち、上述したように、モータＭ１，Ｍ２についての出力トルク指令に基づいて、モータＭ１，Ｍ２の各相電流を制御する。この際の制御時間をＴｉ，Ｖ１とＶ２の平均をＶ１ｉ，Ｖ２ｉとする。
【００４５】
次に、全体の制御について説明する。まず、電池電流Ｉに関して制御を行う。すなわち、電池電圧をＶｂ、上側インバータＩＮＶ１で駆動されるモータ（ステーターコイル）Ｍ１の駆動電力をＷ１、下側モータ（ステータコイル）Ｍ２の駆動電力をＷ２として、Ｉ×Ｖｂ＝Ｗ１＋Ｗ２となるように制御を行う。
【００４６】
この制御により、Ｔｊ，Ｖ１ｊ，Ｖ２ｊの値がきまる。回生の場合にはＷ１，Ｗ２の値がマイナスになるため電池電流Ｉの値もマイナスになる。
【００４７】
次に、駆動電流の制御指示値（モータＭ１，Ｍ２の出力トルク指令値）により、ｗ１、Ｗ２が決定され、Ｔｉ，Ｖ１ｉ，Ｖ２ｉが決定される。
【００４８】
また、コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧は、Ｗ１＝Ｖ１×Ｉ，Ｗ２＝Ｖ２×Ｉとなるように制御する必要があるので、Ｖ１＝Ｖｂ×Ｗ１／（Ｗ１＋Ｗ２），Ｖ２＝Ｖｂ×Ｗ２／（Ｗ１＋Ｗ２）となるように上下のコンデンサ電圧Ｖｃ１，ＶＣ２を制御する。
【００４９】
具体的にはＴｃ＝Ｔｊ＋Ｔｋ＋Ｔｉとして、
Ｗ１＝｛（Ｔｊ×Ｖ１ｊ＋Ｔｋ×Ｖ１ｋ＋Ｔｉ×Ｖ１ｉ）／Ｔｃ｝×Ｉ（１）
Ｗ２＝｛（Ｔｊ×Ｖ２ｊ＋Ｔｋ×Ｖ２ｋ＋Ｔｉ×Ｖ２ｉ）／Ｔｃ｝×Ｉ（２）
となるようにＴｋ，Ｖ１ｋ，Ｖ２ｋを調整することにより、モータＭ１およびモータＭ２に供給（回生）される電力と、駆動（回生）電力はバランスする。すなわち、Ｗ１＝Ｖ１×Ｉ，Ｗ２＝Ｖ２×Ｉとなるため、コンデンサＣ１，Ｃ２に出入りする電力は平均ではゼロになり、コンデンサ電圧は安定に制御される。なお、コンデンサ電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２は、概ねＶ１，Ｖ２の２倍になる。
【００５０】
以上の手順による制御により、図４の回路の駆動（回生）制御を行うことが可能になる。
【００５１】
そして、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２の入力電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２がモータＭ１、モータＭ２の最適電圧に変圧され、且つこの最適電圧（Ｖｃ１，Ｖｃ２）は電池電圧（Ｖｂ）が変動した場合でも各コンデンサ電圧は最適電圧で一定値に制御される。このため、モータＭ１、モータＭ２のステータ−コイルは電池電源電圧Ｖｂの変動にかかわらず常に同じ最適電圧で制御され、モータの仕様を最適化された状態で常に使用することが可能となっている。なお、この構成は最適駆動電圧が使用条件により変動する場合でも適応できる。
【００５２】
特に、２つのステータコイル（モータコイル）の中性点に電池Ｂが接続され、各インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２の高圧側と低圧側に各コンデンサＣ１，Ｃ２が接続されているため、２つのモータのステータコイルは一つのインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２のスイッチング素子をすべて連動して高圧側あるいは低圧側に切り替えた場合には単なるコイルとして作用する。このため、２つのインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２の高圧側と低圧側に接続されたコンデンサから見た場合、２つのＤＣ−ＤＣコンバータとして動作することになる。従って、この２つのコンデンサＣ１，Ｃ２電圧、すなわちインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２の入力電圧を駆動条件にあわせて最適に駆動することが可能になる。
【００５３】
また、このようなＤＣ−ＤＣコンバータ操作に要する時間は少なくて済むため、通常の駆動は各インバータのスイッチを組み合わせて切り替えることにより通常の駆動とほぼ同じように駆動することが可能である。
【００５４】
また、各インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２のスイッチング素子をＭＯＳＦＥＴで構成している。これによって、電池Ｂ電圧が概ね２００Ｖ以下の場合に、スイッチング素子における損失の発生を小さくできる。
【００５５】
次に、単相の場合には、図８のような構成になる。この構成では、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２は、それぞれ２つのアームのみを有しており、モータＭ１，Ｍ２は２相のステータコイルのみを有している。
【００５６】
このような構成においても、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２の上側スイッチング素子をすべてオン（またはオフ）、下側スイッチング素子をすべてオン（またはオフ）は同様に行え、基本的に同一の制御を行うことができる。
【００５７】
さらに、図９には、コンデンサＣ１，Ｃ２に対し、他のインバータＩＮＶ３，ＩＮＶ４を介しモータＭ３，Ｍ４を接続した構成を示している。このような構成によれば、コンデンサＣ１，Ｃ２を電源として他のモータＭ３，Ｍ４も駆動することができる。なお、この場合には、モータＭ３，Ｍ４の出力Ｗ３，Ｗ４を出力に加算して、全体の制御を行う必要がある。
【００５８】
また、単一モータ内のステータコイル（電機子コイル）は数十ｋＷクラスのモータの場合には複数の極対より構成されている。このため、２分割して駆動することにより２台のモータと同じとして扱うことが概可能になる。
【００５９】
この場合にモータとインバータ間の配線数を低減させるためにインバータをモータ筐体内に設置した構造が有利となる。
【００６０】
図１０には、１つの筐体内に、モータおよびインバータなどのモータ回路が収容された例を示している。
【００６１】
筐体３０の前面および後面（図における左側および右側）における中心には、一対のベアリング３２が設けられ、このベアリング３２により筐体３０を貫通するシャフト３４が回転可能に支持されている。このシャフト３４の筐体３０内中間部には、ロータ３６が固定されている。このロータ３６には、極数に対応した所定数の永久磁石が設けられている。
【００６２】
このロータ３６の周囲を取り囲むように、珪素鋼板から成るステータ３８が配置されている。このステータ３８には、複数のステータコイル（電機子コイル）４０が固定されている。このようにして、ＰＭモータが構成されている。
【００６３】
そして、この筐体３０内には、インバータ４２が収容されている。図においては、ステータ３８の周辺部分に端部が固定され、ステータ３８およびロータ３６の後部側を覆うように膨出形成された取り付け板４４が設けられており、ここにインバータ４２が取り付けられている。インバータ４２は、ＭＯＳＦＥＴから成る複数のスイッチング素子４２ａを取り付けたスイッチ素子取付基板からなっている。また、インバータ４２の前面側（図における左側）スイッチング素子を冷却するための水冷機構４６が配置されている。
【００６４】
そして、図において、２本のみを示したが、３本の接続線４８によって、インバータ４２とステータコイル４０が接続されている。また、電池との接続端５０が２つ設けられ、電池正極との接続端５０は、ステータコイル４０の中性点に接続され、負極はインバータ回路４２の負極母線に接続される。
【００６５】
さらに、１つのコンデンサＣが内蔵され、接続線５２によってインバータ４２に接続されている。すなわち、コンデンサＣの両端がインバータ回路４２の正極母線および負極母線に接続されている。このように、コンデンサＣを内蔵することによって、外側との接続ターミナルは、電池との接続用の２つだけでよい。
【００６６】
このようにして、図２に示したような回路が構成される。なお、ステータコイル（電機子コイル）４０がすべて同相で切り替えられたときには寄生インダクタンス成分を主要因とする一つのコイルとして扱えるため図２の回路は、図３に示すように、一つのコイルと一つのアームで記述してある。
【００６７】
また、上述の図４のような回路を構成するのであれば、一方のモータからは、中性点と、インバータ回路４０の負極母線にそれぞれ接続されるターミナルの２つを設け、他のモータからは、中性点と、インバータ回路４０の正極母線をターミナルとして取り出せばよい。なお、コンデンサを外付けにするのであれば、両モータともインバータ回路４０の正負極母線と接続するターミナルを設ければよく、それぞれ３つのターミナルを用意すればよい。
【００６８】
このように、モータをＤＣ電圧可変機能を有しながらインバータと一体化することにより、配線数の少ないコンパクトなモータ駆動系を構成することが可能となっている。
【００６９】
このように、一体型とすることにより電力系統の配線数が電池との接続の２本で済むため、全体コストの低減が可能になる。特に、電池電源電圧の変動に対し、可変電圧（昇圧）機能を有し、インバータの駆動電圧を常に最適化および安定化することが可能になるため、モーターのサイズを最小化することができる。また、ＤＣ−ＤＣコンバータを外付けする必要が無く、インバータ素子の若干の容量増で済むため、全体の構成を小型化できる。また、電力系の配線数も多相駆動モータの場合でも２本で済む。特に、コンデンサも筐体に内蔵することが好適である。
【００７０】
また、上述の記載では、上側スイッチング素子と、下側スイッチング素子をすべてオンまたはオフして電池電流などの調整を行ったが、必ずしも全部オン、全部オフの制御を行う必要はない。
【００７１】
すなわち、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２における上側スイッチング素子のオンデューティーと、下側スイッチング素子のオンデューティの比を変更することで、上側、下側スイッチング素子の全部オン、全部オフと等価の制御を行うことができる。
【００７２】
例えば、上側スイッチング素子のオンデューティーを１／３（下側スイッチング素子のオンデューティは２／３）にすれば、中性点電位は、インバータの入力電圧の１／３になる。
【００７３】
従って、インバータＩＮＶ２の上側スイッチング素子のオンデューティを１／３、インバータＩＮＶ１の上側スイッチング素子のオンデューティを１／２とすると、モータＭ２の中性点電位は、Ｖｃ２／３、モータＭ１の中性点電位は、（Ｖｃ２）／３＋Ｖｂとなる。また、モータＭ１の中性点電圧は、（Ｖｃ１）／２＋（Ｖｃ２）である。従って、（Ｖｃ２）／３＋Ｖｂ＝（Ｖｃ１）／２＋Ｖｃ２→Ｖｂ＝（Ｖｃ１）／２＋（Ｖｃ２）×２／３となる。
【００７４】
このような制御によっても、上述の場合と同様の制御を行うことができる。
【００７５】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、インバータの制御によって、直流電源における電流量およびコンデンサの電圧を自由に制御することができる。そこで、直流電源の電圧変動などに影響されることなく、コンデンサ電圧を制御して安定したモータ駆動を行うことができる。すなわち、直流電源電圧の変動に対して、変圧機能を有するインバータ機能構成であるため、ＤＣ−ＤＣコンバータを付加することなく２台のモータ駆動のための２台のインバータの駆動電圧を最適値付近に制御および安定化することが可能になり、電池電圧が変動した場合でも最大出力を確保できるためにモーターを大型化する必要が無く、２台のモーターの仕様を最適化できる。とくに、この構成は、２台のモータの両方を駆動制御あるいは両方を回生制御とする構成であるため、駆動輪を直接駆動する２モータ駆動等に適しており自動車の駆動状態に応じて２つのモータの駆動状態を最適化および安定化することが可能になる。
【００７６】
また、各インバータにおけるスイッチング素子の耐圧は前記直流電源の電圧より大きいことで、各インバータのスイッチング素子には、コンデンサ電圧に対応した大電圧が係るが、インバータのスイッチング素子の耐圧を直流電源電圧より大きくしておくことで、停止時にコンデンサ電圧を切り離すなどの対策をしなくても素子が破壊することがない。
【００７７】
また、各インバータのスイッチング素子がＭＯＳＦＥＴであることで、直流電源電圧が概ね２００Ｖ以下の場合に、スイッチング素子における損失の発生を小さくできる。
【００７８】
また、前記インバータとモータが同一の筐体内に設置された一体構成であることで、外部配線数の増加による弊害が少ない。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来例の構成を示す図である。
【図２】他の従来例の構成を示す図である。
【図３】他の従来例の等価回路を示す図である。
【図４】実施形態の一例の構成を示す図である。
【図５】インバータの接続の一例を示す図である。
【図６】電池電流の制御を示す図である。
【図７】コンデンサの電圧制御を示す図である。
【図８】単相駆動の構成を示す図である。
【図９】応用例の構成を示す図である。
【図１０】筐体へ収容した場合の構成を示す図である。
【符号の説明】
Ｂ　電池、Ｃ１，Ｃ２　コンデンサ、ＩＮＶ１，ＩＮＶ２　インバータ、Ｍ１，Ｍ２　モータ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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