(57)【要約】【課題】不要な発振を防止すると共に発振周波数を広帯域に得ることができる電圧制御発振器を得る。【解決手段】同調回路３において、第１のインダクタ３２および制御電圧が印加される第１のバラクタダイオード３３からなる直列共振回路３１と、第２のインダクタ３５、第３のインダクタ３６および第２のバラクタダイオード３７からなるＴ形９０°インバータ回路３４とを備えた。直列共振回路３１およびＴ形９０°インバータ回路３４からなる並列共振回路の共振点は１つしかなく、不要な共振点はなく、不要な発振を防止することができる。また、第１のバラクタダイオード３３に印加される制御電圧が変化すると、第１のバラクタダイオード３３の接合キャパシタンスが変化し、この時Ｔ形９０°インバータ回路３４の第２のバラクタダイオード３７の接合キャパシタンスも変化するため、発振周波数を広帯域に得ることができる。【選択図】        図１
2004266505.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
能動素子を用いた能動回路と、
上記能動回路に接続され、発振出力する負荷抵抗と、
上記能動回路に接続され、制御電圧に応じて発振周波数を可変する同調回路とを備え、
上記同調回路は、
直列接続された第１のインダクタおよび制御電圧が印加される第１のバラクタダイオードからなる直列共振回路と、
直列接続された第２のインダクタおよび第３のインダクタの接続点に並列接続された第２のバラクタダイオードからなり、上記直列共振回路に接続され、位相を９０°移相させるＴ形９０°インバータ回路とを備えたことを特徴とする電圧制御発振器。
【請求項２】
Ｔ形９０°インバータ回路の第２のインダクタおよび第３のインダクタは、伝送線路により構成されたことを特徴とする請求項１記載の電圧制御発振器。
【請求項３】
Ｔ形９０°インバータ回路に並列接続された第４のインダクタを備えたことを特徴とする請求項２記載の電圧制御発振器。
【請求項４】
Ｔ形９０°インバータ回路に並列接続され、そのＴ形９０°インバータ回路よりも高周波数帯域で位相を９０°移相させる高周波数帯域Ｔ形９０°インバータ回路を備えたことを特徴とする請求項２記載の電圧制御発振器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、発振周波数を広帯域化した電圧制御発振器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の電圧制御発振器としては、電力を増幅する能動回路と、その能動回路に接続され、発振出力する負荷抵抗と、その能動回路に接続され、制御電圧に応じて発振周波数を可変する同調回路とを備え、その同調回路としては、第１のインダクタおよび制御電圧が印加されるバラクタダイオードの直列接続からなる直列共振回路と、その直列共振回路に接続され、第２のインダクタおよび、その両端の第１の可変キャパシタおよび第２の可変キャパシタの並列接続からなり、位相を９０°移相させるπ形９０°インバータ回路とを備えたものがある。
その動作としては、同調回路の直列共振回路およびπ形９０°インバータ回路により並列共振回路を構成し、その並列共振周波数で発振動作を行い、負荷抵抗から発振出力させる。発振周波数を制御する場合は、バラクタダイオードに印加される制御電圧を変化することによって、そのバラクタダイオードの接合キャパシタンスを変化させ、直列共振回路の共振周波数を変化させる。その変化に応じてπ形９０°インバータ回路を構成する第１および第２の可変キャパシタの各可変キャパシタンスを制御し、π形９０°インバータ回路が直列共振回路の共振周波数の位相を９０°移相させるように調整することによって、直列共振回路およびπ形９０°インバータ回路により並列共振回路を構成させ、その並列共振周波数で発振動作を行わせる（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
【特許文献１】
特開平８−３３５８２８号公報
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
従来の電圧制御発振器は以上のように構成されているので、発振周波数を制御する際には、π形９０°インバータ回路を構成する第１および第２の可変キャパシタの各可変キャパシタンスを変化させることで、π形９０°インバータ回路が位相を９０°移相させる帯域が広帯域となり、発振周波数を広帯域に得ることができる。
図８は従来のπ形９０°インバータ回路による課題を示す説明図である。図８（ａ）の回路図に示すようなπ形９０°インバータ回路を用いた場合、同調回路の並列共振周波数は次式（１）で示される。
【数１】
2004266505.tif 000003
但し、Ｃｊは直列共振回路を構成するバラクタダイオードの接合キャパシタンス、Ｌ１は直列共振回路を構成する第１のインダクタのインダクタンス、Ｌ２はπ形９０°インバータ回路を構成する第２のインダクタのインダクタンス、Ｃｖ１はπ形９０°インバータ回路を構成する第１の可変キャパシタの可変キャパシタンス、Ｃｖ２はπ形９０°インバータ回路を構成する第２の可変キャパシタの可変キャパシタンスである。
この場合、上記式（１）で示されるように、並列共振点を２つ持ってしまい、低周波数側の共振点が所望の共振点であり、高周波数側の共振点が不要な共振点となる。図８（ａ）の特性図に示すように、所望の共振点はこの電圧制御発振器のループ利得の最大値近傍にあるので大きな利得でその所望の共振点に応じた発振周波数が得られるが、不要な共振点はループ利得外（≦１）にあるので、発振されることはない。
しかしながら、図８（ｂ）に示す回路図のように、第１および第２の可変キャパシタの内部インダクタンスＬｘ１，Ｌｘ２および第２のインダクタを回路に接続するためのインダクタンスＬｘ３等を考慮すると、図８（ｂ）に示す特性図のように、所望および不要な共振点の共振周波数は共に低くなり、且つ相対的には２つの共振周波数は近づくため、不要な共振点がループ利得内（＞１）に入り、発振条件を満足して不要な発振を起こしてしまう可能性が生じてしまう課題があった。
【０００５】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、発振周波数が広帯域に得られると共に、不要な発振を防止する電圧制御発振器を得ることを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
この発明に係る電圧制御発振器は、同調回路において、直列接続された第１のインダクタおよび制御電圧が印加される第１のバラクタダイオードからなる直列共振回路と、直列接続された第２のインダクタおよび第３のインダクタの接続点に並列接続された第２のバラクタダイオードからなり、直列共振回路に接続され、位相を９０°移相させるＴ形９０°インバータ回路とを備えたものである。
【０００７】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の一形態を説明する。
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１による電圧制御発振器を示す回路図であり、図において、能動回路１は、電力を増幅し、負荷抵抗２は、その能動回路１およびグランド間に接続され発振出力し、同調回路３は、その能動回路１に接続され制御電圧に応じて発振周波数を可変するものである。
その能動回路１において、電界効果トランジスタ（能動素子、以下、ＦＥＴと言う）１１は、電力を増幅し、阻止キャパシタ１２は、そのＦＥＴ１１のソースおよび同調回路３間に接続され、ソース電圧と制御電圧を区分けし、直列帰還インダクタ１３は、そのＦＥＴ１１のゲートおよびグランド間に接続され、反射利得を得るものであり、帰還キャパシタ１４は、そのＦＥＴ１１のドレインおよびグランド間に接続され、発振周波数を負荷抵抗２側に出力すると共に、電力の一部をＦＥＴ１１側に戻すものである。
また、その同調回路３において、直列共振回路３１は、第１のインダクタ３２と、その第１のインダクタ３２の一端およびグランド間に接続され、制御電圧が印加される第１のバラクタダイオード３３との直列接続からなるものである。Ｔ形９０°インバータ回路３４は、その直列共振回路３１の第１のインダクタ３２の他端および能動回路１１間に接続され、位相を９０°移相させるものであり、直列接続された第２のインダクタ３５および第３のインダクタ３６と、その接続点およびグランド間に並列接続された第２のバラクタダイオード３７とからなるものである。
【０００８】
次に動作について説明する。
図１に示した電圧制御発振器では、能動回路１と同調回路３とによる閉ループで、ループの利得が得られ、且つループの位相が同相で重ね合わされる周波数で、電力を増幅して発振動作を行う。発振条件式は次式（２）、（３）となる。
｜Γａ｜・｜Γｔ｜＞１      （ループの利得が得られる条件式）        （２）
∠Γａ＋∠Γｔ＝２πｎ  （ループの位相が同相で重ね合わされる条件式）（３）
但し、Γａは能動回路１および同調回路３間から能動回路１側を見た反射係数、Γｔは能動回路１および同調回路３間から同調回路３側を見た反射係数、∠Γａは能動回路１での反射時に移相される位相角、∠Γｔは同調回路３での反射時に移相される位相角、ｎは整数である。
第１のインダクタ３２および第１のバラクタダイオード３３から構成される直列共振回路３１は、Ｔ形９０°インバータ回路３４により位相を９０°移相されることにより、それら直列共振回路３１およびＴ形９０°インバータ回路３４により並列共振回路として表すことができ、能動回路１と共にその並列共振周波数で発振動作を行い、負荷抵抗２から発振出力させることができる。ここで、ＦＥＴ１１および直列帰還インダクタ１３は、電力を増幅すると共に同調回路３側に反射利得が得られるように動作し、阻止キャパシタ１２は、直流の流れを阻止し、帰還キャパシタ１４は、発振周波数を負荷抵抗２側に出力すると共に、その電力の一部がＦＥＴ１１側に戻るように動作する。
発振周波数を制御する場合は、第１のバラクタダイオード３３に印加される制御電圧を変化することによって、その第１のバラクタダイオード３３の接合キャパシタンスを変化させ、直列共振回路３１の共振周波数を変化させる。その変化に応じてＴ形９０°インバータ回路３４を構成する第２のバラクタダイオード３７の接合キャパシタンスが変化し、Ｔ形９０°インバータ回路３４が直列共振回路３１の共振周波数の位相を９０°移相させるように制御されることによって、直列共振回路３１およびＴ形９０°インバータ回路３４により並列共振回路を構成させ、その可変調整後の並列共振周波数で発振動作を行わせることができる。このように、発振周波数を制御する際には、Ｔ形９０°インバータ回路３４を構成する第２のバラクタダイオード３７の接合キャパシタンスが変化することで、Ｔ形９０°インバータ回路３７が位相を９０°移相させる帯域が広帯域となり、発振周波数を広帯域に得ることができる。
【０００９】
図２はこの発明の実施の形態１によるＴ形９０°インバータ回路による効果を示す説明図である。図２（ａ）の回路図に示すようなＴ形９０°インバータ回路３４を用いた場合、同調回路３の並列共振周波数は次式（４）で示される。
【数２】
2004266505.tif 000004
但し、Ｃｊ１は直列共振回路を構成する第１のバラクタダイオードの接合キャパシタンス、Ｌ１は直列共振回路を構成する第１のインダクタのインダクタンス、Ｌ２はＴ形９０°インバータ回路を構成する第２のインダクタのインダクタンス、Ｃｊ２はＴ形９０°インバータ回路を構成する第２のバラクタダイオードの接合キャパシタンスである。
この場合、上記式（４）で示されるように、並列共振点を１つしか持たないので、図２（ａ）の特性図に示すように、その並列共振点を所望の共振点としてこの電圧制御発振器のループ利得の最大値近傍に設ければ、大きな利得でその所望の共振点に応じた発振周波数が得られる。
また、図２（ｂ）に示す回路図のように、第２のバラクタダイオード３７の内部インダクタンスおよび第２のバラクタダイオード３７を回路に接続するためのインダクタンスＬｘ等を考慮すると、同調回路３の並列共振周波数は次式（５）で示される。
【数３】
2004266505.tif 000005
この場合、図２（ｂ）に示す特性図のように、共振周波数は低くなるが、不要な共振点はない。
【００１０】
以上のように、この実施の形態１によれば、同調回路３における直列共振回路３１およびＴ形９０°インバータ回路３４からなる並列共振回路の共振点は１つしかなく、不要な共振点はなく、不要な発振を防止することができる。
なお、第１のバラクタダイオード３３に印加される制御電圧が変化すると、第１のバラクタダイオード３３の接合キャパシタンスが変化し、並列共振回路の共振周波数が変化することから発振周波数を可変することができるが、この時、Ｔ形９０°インバータ回路３４の第２のバラクタダイオード３７の接合キャパシタンスも変化するため、Ｔ形９０°インバータ回路３４が位相を９０°移相させる帯域が広帯域となり、発振周波数が広帯域に得られることを維持することができる。
【００１１】
実施の形態２．
図３はこの発明の実施の形態２による電圧制御発振器を示す回路図であり、図において、同調回路３のＴ形９０°インバータ回路４１の第２のインダクタ４２および第３のインダクタ４３は、伝送線路等の分布定数回路により構成されたものである。その他の構成については、図１と同等である。
【００１２】
次に動作について説明する。
上記実施の形態１では、Ｔ形９０°インバータ回路３４を設けることによって、不要な共振点がなくなると共に発振周波数が広帯域に得られることを維持することができることを示した。
しかしながら、上記実施の形態２において、Ｔ形９０°インバータ回路３４を構成する第２のインダクタ３５および第３のインダクタ３６は、それぞれのインダクタが有する内部キャパシタンスとにより自己共振回路を構成してしまい、その自己共振周波数以上の周波数ではインダクタとして機能することができない。そこで、この実施の形態２では、第２のインダクタ４２および第３のインダクタ４３を、伝送線路により構成することによって、伝送線路の内部キャパシタンスは小さく、自己共振回路を構成しないことから、高周波帯域でも適用可能となり、その結果、発振周波数が高周波帯域側に広帯域に得られる。
【００１３】
以上のように、この実施の形態２によれば、Ｔ形９０°インバータ回路４１を設けることによって、不要な共振点がなくなると共に発振周波数が広帯域に得られることを維持することができる。
また、第２のインダクタ４２および第３のインダクタ４３を、伝送線路により構成することによって、伝送線路の内部キャパシタンスは小さく、自己共振回路を構成しないことから、高周波帯域でも適用可能となり、その結果、発振周波数が高周波帯域側に広帯域に得られる。
【００１４】
実施の形態３．
図４はこの発明の実施の形態３による電圧制御発振器を示す回路図であり、図において、上記実施の形態２に示したように第２のインダクタ４２および第３のインダクタ４３が伝送線路等の分布定数回路により構成されたＴ形９０°インバータ回路４１に、第４のインダクタ５１が並列接続されたものである。その他の構成については、図３と同等である。
【００１５】
次に動作について説明する。
上記実施の形態２では、Ｔ形９０°インバータ回路４１の第２のインダクタ４２および第３のインダクタ４３に伝送線路を用いることで、発振周波数が高周波帯域側に広帯域に得られることを示した。
しかしながら、上記実施の形態２におけるＴ形９０°インバータ回路４１には周波数特性があり、位相を９０°移相できる周波数帯域が狭い。
そこで、この実施の形態３では、上記実施の形態２におけるＴ形９０°インバータ回路４１に第４のインダクタ５１を並列接続することによって、発振周波数を高周波帯域側にさらに広帯域にするものである。
図５はこの発明の実施の形態３によるＴ形９０°インバータ回路による効果を示す特性図である。図において、破線はＴ形９０°インバータ回路４１のみの周波数に応じた通過位相、一点鎖線は第４のインダクタ５１のみの周波数に応じた通過位相、実線はＴ形９０°インバータ回路４１に第４のインダクタ５１を組み合せた周波数に応じた通過位相をそれぞれ示したものである。なお、破線および実線は、それぞれ２本ずつあるが、それぞれ第２のバラクタダイオード３７の接合キャパシタンスの最小時（Ｃｊ−ｍｉｎ）と、最大時（Ｃｊ−ｍａｘ）とを示したものである。すなわち、通過位相が−９０°における２本の破線間隔は、Ｔ形９０°インバータ回路４１のみでの通過位相を−９０°移相させることが可能な周波数帯域を示し、通過位相が−９０°における２本の実線間隔は、Ｔ形９０°インバータ回路４１に並列の第４のインダクタ５１を組み合せたものでの通過位相を−９０°移相させることが可能な周波数帯域を示したものである。
このように、Ｔ形９０°インバータ回路４１のみでは、通過位相を−９０°移相させる周波数帯域が狭いが、そのＴ形９０°インバータ回路４１に第４のインダクタ５１を並列接続することにより、第４のインダクタ５１は、周波数に対する位相の変化が緩やかなため、Ｔ形９０°インバータ回路４１と第４のインダクタ５１とを組み合せた回路全体の周波数に対する位相の変化が緩やかになり、位相が９０°移相される周波数帯域を広帯域にすることができる。その結果、さらに広帯域に発振周波数が得られる。
【００１６】
以上のように、この実施の形態３によれば、Ｔ形９０°インバータ回路４１を設けることによって、不要な共振点がなくなると共に発振周波数が広帯域に得られることを維持することができる。
また、第２のインダクタ４２および第３のインダクタ４３を、伝送線路により構成したＴ形９０°インバータ回路４１に、そのＴ形９０°インバータ回路４１よりも周波数に対する位相の変化が緩やかな第４のインダクタ５１を並列接続することによって、発振周波数が高周波帯域側にさらに広帯域に得られる。
なお、第４のインダクタ５１は、伝送線路等の自己共振回路を構成しないもので構成した方が良い。
【００１７】
実施の形態４．
図６はこの発明の実施の形態４による電圧制御発振器を示す回路図であり、図において、上記実施の形態２に示したように第２のインダクタ４２および第３のインダクタ４３が伝送線路等の分布定数回路により構成されたＴ形９０°インバータ回路４１に、そのＴ形９０°インバータ回路４１よりも高周波数帯域で位相を９０°移相させるＴ形９０°インバータ回路（高周波数帯域Ｔ形９０°インバータ回路）６１が並列接続されたものである。その他の構成については、図３と同等である。
【００１８】
次に動作について説明する。
上記実施の形態３では、Ｔ形９０°インバータ回路４１に第４のインダクタ５１を並列に接続することで、発振周波数が高周波帯域側にさらに広帯域に得られることを示した。
この実施の形態４では、Ｔ形９０°インバータ回路４１に、そのＴ形９０°インバータ回路４１よりも高周波数帯域で位相を９０°移相させるＴ形９０°インバータ回路６１を並列に接続することで、発振周波数が高周波帯域側にさらに広帯域に得られることについて示す。
図７はこの発明の実施の形態４によるＴ形９０°インバータ回路による効果を示す特性図である。図において、破線はＴ形９０°インバータ回路４１のみの周波数に応じた通過位相、一点鎖線はＴ形９０°インバータ回路６１のみの周波数に応じた通過位相、実線はＴ形９０°インバータ回路４１にＴ形９０°インバータ回路６１を組み合せた周波数に応じた通過位相をそれぞれ示したものである。なお、破線および実線は、それぞれ２本ずつあるが、それぞれ第２のバラクタダイオード３７の接合キャパシタンスの最小時（Ｃｊ−ｍｉｎ）と、最大時（Ｃｊ−ｍａｘ）とを示したものである。すなわち、通過位相が−９０°における２本の破線間隔は、Ｔ形９０°インバータ回路４１のみでの通過位相を−９０°移相させることが可能な周波数帯域を示し、通過位相が−９０°における２本の実線間隔は、Ｔ形９０°インバータ回路４１にＴ形９０°インバータ回路６１を組み合せたものでの通過位相を−９０°移相させることが可能な周波数帯域を示したものである。
このように、Ｔ形９０°インバータ回路４１のみでは、通過位相を−９０°移相させる周波数帯域が狭いが、そのＴ形９０°インバータ回路４１にＴ形９０°インバータ回路６１を並列接続することにより、Ｔ形９０°インバータ回路６１は、Ｔ形９０°インバータ回路４１よりも高周波数帯域で位相を９０°移相させるものであり、周波数に対する位相の変化が緩やかなため、Ｔ形９０°インバータ回路４１とＴ形９０°インバータ回路６１とを組み合せた回路全体の周波数に対する位相の変化が緩やかになり、位相が９０°移相される周波数帯域を広帯域にすることができる。その結果、さらに広帯域に発振周波数が得られる。
【００１９】
以上のように、この実施の形態４によれば、Ｔ形９０°インバータ回路４１を設けることによって、不要な共振点がなくなると共に発振周波数が広帯域に得られることを維持することができる。
また、第２のインダクタ４２および第３のインダクタ４３を、伝送線路により構成したＴ形９０°インバータ回路４１に、そのＴ形９０°インバータ回路４１よりも高周波数帯域で位相を９０°移相させるＴ形９０°インバータ回路６１を並列接続することによって、発振周波数が高周波帯域側にさらに広帯域に得られる。
なお、Ｔ形９０°インバータ回路６１は、上記実施の形態２で示したＴ形９０°インバータ回路からなるものであっても、上記実施の形態３で示したＴ形９０°インバータ回路４１と並列接続されたインダクタ５１からなるものであっても良い。
【００２０】
【発明の効果】
以上のように、この発明によれば、９０°インバータ回路を、直列接続された第２のインダクタおよび第３のインダクタの接続点に並列接続された第２のバラクタダイオードからなるＴ形９０°インバータ回路によって構成したので、同調回路における直列共振回路およびＴ形９０°インバータ回路からなる並列共振回路の共振点は１つしかなく、不要な共振点はなく、不要な発振を防止することができる効果がある。
なお、第１のバラクタダイオードに印加される制御電圧が変化すると、第１のバラクタダイオードの接合キャパシタンスが変化し、並列共振回路の共振周波数が変化することから発振周波数を可変することができるが、この時、Ｔ形９０°インバータ回路の第２のバラクタダイオードの接合キャパシタンスも変化するため、Ｔ形９０°インバータ回路が位相を９０°移相させる帯域が広帯域となり、発振周波数が広帯域に得られることを維持することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１による電圧制御発振器を示す回路図である。
【図２】この発明の実施の形態１によるＴ形９０°インバータ回路による効果を示す説明図である。
【図３】この発明の実施の形態２による電圧制御発振器を示す回路図である。
【図４】この発明の実施の形態３による電圧制御発振器を示す回路図である。
【図５】この発明の実施の形態３によるＴ形９０°インバータ回路による効果を示す特性図である。
【図６】この発明の実施の形態４による電圧制御発振器を示す回路図である。
【図７】この発明の実施の形態４によるＴ形９０°インバータ回路による効果を示す特性図である。
【図８】従来のπ形９０°インバータ回路による課題を示す説明図である。
【符号の説明】
１  能動回路、２  負荷抵抗、３  同調回路、１１  電界効果トランジスタ（能動素子）、１２  阻止キャパシタ、１３  直列帰還インダクタ、１４  帰還キャパシタ、３１  直列共振回路、３２  第１のインダクタ、３３  第１のバラクタダイオード、３４，４１  Ｔ形９０°インバータ回路、３５，４２  第２のインダクタ、３６，４３  第３のインダクタ、３７  第２のバラクタダイオード、５１  第４のインダクタ、６１  Ｔ形９０°インバータ回路（高周波数帯域Ｔ形９０°インバータ回路）。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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