(57)【要約】【課題】分散型電源を活用した電力系統の調相方法において、回路構成の簡素化、変換効率の向上、電力系統の動揺による影響の減少を図ること。【解決手段】分散型電源を活用した電力系統の調相方法は、分散型電源Ｇに高周波電源例えばマイクロガスタービン１０とサイクロコンバータ２０を用い、マイクロガスタービン１０の高周波出力をサイクロコンバータ２０により直接商用周波数に変換し、電力系統への無効電力制御を行なう。【選択図】図５
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
分散型電源に高周波電源とサイクロコンバータを用い、前記高周波電源の高周波出力を前記サイクロコンバータにより直接商用周波数に変換するとともに電力系統への無効電力制御を行なうことを特徴とする分散型電源を活用した電力系統の調相方法。
【請求項２】
給電指令所から系統電流指令、位相角指令を分散型電源に出力し、その指令値と系統電圧、分散型電源の負荷電流と負荷力率の各検出値から理論式に基づき、分散型電源出力電圧値及び系統電圧に対する分散型電源出力電圧位相差を計算し、これらを制御信号としてサイクロコンバータの制御を行ない、前記無効電力制御を行なうことを特徴とする請求項１記載の分散型電源を活用した電力系統の調相方法。
【請求項３】
分散型電源の定格電圧値及び定格電流値に基づき前記制御信号の出力電圧に上限値を設け、制御信号が上限値に達した場合、給電指令所からの位相角指令を保つようにサイクロコンバータの制御を行ない、前記無効電力制御を行なうことを特徴とする請求項２記載の分散型電源を活用した電力系統の調相方法。
【請求項４】
前記分散型電源は自家用電源であり、該自家用電源の発電出力から自家用必要電力を差し引いた余剰電力を制御することにより前記無効電力制御を行なうことを特徴とする請求項１〜３のいずれか記載の分散型電源を活用した電力系統の調相方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、分散型電源を活用した電力系統の調相方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、分散電源システムとして、「複数の分散電源が配電系統に連系された場合でも配電系統の電圧を一定に制御し、負荷が増大した場合でも全体を停止することなしに運転を継続し、必要時には他の送電系統に高速に連系し複数の分散電源の協調制御するとともに所要の電力を送電系統に確実かつ効率的に送電し、複数の送電系統間でも電力融通制御を行なうこと」を目的とし、分散型電源を「直流電源から直流電力を交流電力に変換する系統連係変換器または内燃・外燃機関からの回転エネルギーに基づき交流電力を発電する発電機から得られる分散電源の交流電力」とした分散電源システムが知られている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
この方式を高周波電源を用いた分散型電源に適用すると、高周波電源（高周波発電機やマイクロガスタービン等の高回転エネルギーを原動機とした発電機）の高周波交流出力を一旦整流した後、インバータにより商用周波数（例えば６０Ｈｚ）に変換し、連係リアクトルを介して配電線に供給するような構成となる。
【０００４】
【特許文献１】
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【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来技術によると、二度の周波数変換を行なうことから、回路構成が複雑化するとともに変換効率が低下する。また、分散電源の制御を分散電源側のローカル信号のみによって行なうことから、電力系統の動揺による大きな影響を受け易い。
【０００６】
本発明は、上記のような従来技術の問題点を解決することを目的としてなされたものであり、高周波電源（高周波発電機やマイクロガスタービン等の高回転エネルギーを原動機とした発電機）の高周波交流出力をサイクロコンバータを用いて商用周波数に変換するとともに電力系統への無効電力制御を実施することにより、回路構成の簡素化、変換効率の向上、電力系統の動揺による影響の減少を図ることができる分散型電源を活用した電力系統の調相方法を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
請求項１に係る分散型電源を活用した電力系統の調相方法は、分散型電源に高周波電源（高周波発電機やマイクロガスタービン等の高回転エネルギーを原動機とした発電機）とサイクロコンバータを用い、前記高周波電源の高周波出力を前記サイクロコンバータにより直接商用周波数に変換するとともに電力系統への無効電力制御を行なうことを特徴とする。
【０００８】
請求項２に係る分散型電源を活用した電力系統の調相方法は、請求項１において、給電指令所から系統電流指令、位相角指令を分散型電源に出力し、その指令値と系統電圧、分散型電源の負荷電流と負荷力率の各検出値から理論式に基づき、分散型電源出力電圧値及び系統電圧に対する分散型電源出力電圧位相差を計算し、これらを制御信号としてサイクロコンバータの制御を行ない、前記無効電力制御を行なうことを特徴とする。
【０００９】
請求項３に係る分散型電源を活用した電力系統の調相方法は、請求項２において、分散型電源の定格電圧値及び定格電流値に基づき前記制御信号の出力電圧に上限値を設け、制御信号が上限値に達した場合、給電指令所からの位相角指令を保つようにサイクロコンバータの制御を行ない、前記無効電力制御を行なうことを特徴とする。
【００１０】
請求項４に係る分散型電源を活用した電力系統の調相方法は、請求項１〜３のいずれかにおいて、前記分散型電源は自家用電源であり、該自家用電源の発電出力から自家用必要電力を差し引いた余剰電力を制御することにより前記無効電力制御を行なうことを特徴とする。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。
【００１２】
図１は、本発明及び従来の分散型電源を活用した電力系統の調相方法を実施するための分散型電源と制御装置およびその制御対象の比較図、図２は、一実施形態に係る分散型電源を活用した電力系統の調相方法を実施するための基本回路図、図３は、基本回路の動作説明のためのベクトル図、図４は、基本回路に対する制御方法を示す概念図、図５は、分散型電源の具体的な構成図、図６は、サイクロコンバータのスイッチング動作説明図、図７は、サイクロコンバータの出力電圧波形図、図８は、サイリスタの制御角の説明図、図９は、サイクロコンバータの出力電圧及び高周波電源の出力を示すグラフである。
【００１３】
図１に示す従来の分散型電源を活用した電力系統の調相方法を実施するための分散型電源と制御装置およびその制御対象の比較図は、（１）で、直流電源から直流電力を交流電力に変換する系統連係変換器から交流電力を得る方法を示す。この方法では、系統連係機器（インバータ）に制御信号を与えることにより、調相制御を行っている。（２）は、内燃・外燃機関からの回転エネルギーに基づき交流電力を発電する発電機から交流電力を得る方法を示す。この方法では発電機に制御信号を与えることにより、調相制御を行っている。（３）は、高周波電源から直流変換器・系統連係変換器を経て交流電力を得る方法を示す。この方法では、系統連係機器（インバータ）に制御信号を与えることにより、調相制御を行っている。（１）、（２）、（３）は、従来からある技術であり、（３）では、二度の周波数変換を行なうことから、回路構成が複雑化するとともに変換効率が低下する。（４）は、本発明の技術であり、（３）のように直流変換器を必要とせず、サイクロコンバータで商用周波数に変換するとともに調相制御を実施することができる。
【００１４】
次に、図２及び図３を用いて、分散型電源の出力電圧ＶＯと位相角αの求め方を説明する。
【００１５】
図２に示す基本回路は、分散型電源（自家用電源）Ｇの出力端に調相制御用インダクタンスＬを設置し、系統電圧Ｖと分散型電源出力電圧Ｖｏとの電圧差を制御することにより、トータル電流Ｉｔを制御するとともに電力系統への出力電流Ｉｏを制御するものである。
【００１６】
ここで、負荷ＬのインピーダンスをＺＬ、負荷電流をＩＬ、インダクタンスＬの端子間電圧をＶｘとすると、この基本回路の基本式は、下記式（１）〜（３）で表すことができる。
【００１７】
Ｖｏ＝Ｖ＋Ｖｘ＝Ｖ＋ｊωＬ・Ｉｔ          （１）
Ｉｔ＝Ｉｏ＋ＩＬ                      （２）
Ｖ＝ＺＬ・ＩＬ                        （３）
また、系統電圧Ｖの位相を基準とし、系統電圧Ｖと分散型電源出力電圧Ｖｏの位相差をα、系統電圧Ｖと出力電流Ｉｏの位相差をφ、系統電圧Ｖと負荷電流ＩＬの位相差をφＬとすると、上記基本式（１）〜（３）に基づいて図３（Ａ）に示すようなベクトル図を得ることができる。ここで、系統電圧Ｖは、電力系統を無限大母線であると想定し一定とする。
【００１８】
図３（Ａ）のベクトル図において、分散型電源出力電圧Ｖｏを出力電流Ｉｏと直交する一点鎖線上を変化させることにより、出力電流Ｉｏを位相差φを保ちながら変化させることができる。例えば、出力電流Ｉｏを位相差φを保ちながら増大させたい場合には、分散型電源出力電圧Ｖｏを図３（Ｂ）に示すように変化させる必要がある。
【００１９】
次に、給電指令所からの指令値である位相角φ、電流値｜Ｉｏ｜の出力電流Ｉｏを流すために必要となる分散型電源出力電圧Ｖｏ（電圧値｜Ｖｏ｜、位相角α）の求め方を説明すると、図３（Ａ）のベクトル図から、
2004266961.tif 000004
であるため、上記式（４）、（５）から、
2004266961.tif 000005
として、電圧値｜Ｖｏ｜と位相角αを求めることができる。例えば、電力系統への出力電流Ｉｏを系統電圧Ｖと同位相（力率＝１）で流すためには、φ＝０を上記式（４）〜（７）に代入することによって、下記式（８）〜（１１）が得られる。
【００２０】
2004266961.tif 000006
次に、図４に基づいて制御方法を説明する。
【００２１】
制御指令所１から、インターネット等の通信手段を利用して各分散型電源Ｇから電力系統に出力されるべき出力電流Ｉｏの電流値｜Ｉｏ｜及び位相角値φを示す指令信号を送信する。分散型電源Ｇ側の制御装置２は、受信した電流値｜Ｉｏ｜、位相角値φと、検出した系統電圧値｜Ｖ｜、負荷電流ＩＬの負荷電流値｜ＩＬ｜及び位相角値φとから系統電圧Ｖに対する出力電圧Ｖｏの電圧値｜Ｖｏ｜及び位相角値αを上記理論式（６）、（７）から求め、その結果に基づいて出力電圧Ｖｏの先行制御信号を作成する（ステップＳ１）。また、検出した出力電流Ｉｏの電流値｜Ｉｏ｜及び位相角値φを補正信号として先行制御信号に補正をかける（ステップＳ２）。さらに、分散型電源の余剰電力を無効電力制御に用いるため、分散型電源の定格出力電圧、定格出力電流及び定格出力に基づき予め定めた制御信号の制限値つまり出力電圧上限値及び出力電流上限値により出力電圧Ｖｏに上限側の制限をかける（ステップＳ３）。そして、補正後の制御信号を出力する（ステップＳ４）。ただし、制御信号が上限値になったときは、分散型電源の機器の保護を図るために、図３に示した一点鎖線上を出力電圧Ｖｏが変化するよう出力電圧Ｖｏの位相角値φを一定に保つようにする。
【００２２】
図５は、分散型電源Ｇの具体的な構成図を示す。
【００２３】
図５において、分散型電源Ｇは、具体的には、高周波電源１０と、この高周波電源１０の出力端に接続された三相―単相サイクロコンバータ２０により構成される。
【００２４】
サイクロコンバータ２０は、公知のように、正群（ｐ側）サイリスタＵ１、Ｕ２、Ｖ１、Ｖ２、Ｗ１、Ｗ２と負群（ｎ側）サイリスタＵ１、Ｕ２、Ｖ１、Ｖ２、Ｗ１、Ｗ２を備え、トータル電流Ｉｔ＞０の場合は正群サイリスタが選択的にオンされ、反対に、トータル電流Ｉｔ＜０の場合は負群サイリスタが選択的にオンされる。
【００２５】
サイクロコンバータ２０は、制御装置２からの制御信号（ゲート制御信号）に応じてスイッチング動作を行う。正群サイリスタ及び負群サイリスタは、それぞれ、図６に示すように、▲１▼サイリスタＵ１とＶ２がオンし、Ｖｏ＝Ｖｕｖとする、▲２▼サイリスタＵ１とＷ２がオンし、Ｖｏ＝Ｖｕｗとする、▲３▼サイリスタＶ１とＷ２がオンし、Ｖｏ＝Ｖｖｗとする、▲４▼サイリスタＶ１とＵ２がオンし、Ｖｏ＝Ｖｖｕとする、▲５▼サイリスタＷ１とＵ２がオンし、Ｖｏ＝Ｖｗｕとする、▲６▼サイリスタＷ１とＶ２がオンし、Ｖｏ＝Ｖｗｖとする、一連のスイッチング動作を繰り返し、図７に示すように、高周波電源１０の三相全波電圧波形を黒太線のようにつなぎ合わせ、商用周波数（例えば６０Ｈｚ）の基本波を有する電圧Ｖｏを出力することができる。
【００２６】
ここで、サイリスタのオンタイミング（制御角β）は、周知のようにサイリスタはゲートパルスを与えるタイミングによってオンタイミングを制御することができるが、自己消弧能力がないため、他のサイリスタをオンすることによって、オンしているサイリスタに逆電圧を印加する必要がある。トータル電流Ｉｔ＞０の場合、正群サイリスタに逆電圧を印加するために低い電圧から高い電圧への切替えが必要となり、したがって制御角βは遅れとなり、一方、トータル電流Ｉｔ＜０の場合、負群サイリスタに逆電圧を印加するために高い電圧から低い電圧への切替えが必要となり、したがって制御角βは進みとなる。したがって、サイクロコンバータ２０で希望電圧を出力するためには、図８に示すように、切替前後の電圧Ｖａ、Ｖｂの中間位相の基準電圧Ｖｓａｖと、希望電圧Ｖｏとの交点（Ａ又はＢ）を求め、Ｉｔ＞０のときは交点Ａ、遅れ制御角βｐで、また、Ｉｔ＜０のときは、交点Ｂ、進み制御角βｎでサイリスタをオンするように定める。
【００２７】
なお、周波数変換器（サイクロコンバータ）２０の出力電圧Ｖｏの出力電圧値｜Ｖｏ｜（Ｖ）及び位相角値α（ｒａｄ）と高周波電源（Ｇ）１０の出力Ｐｍ（ｋＷ）を計算したところ数値的には下記表１、グラフとしては図９に示すようになった。ここで、算出条件は、系統電圧Ｖ＝１００Ｖ，系統周波数ｆ＝６０Ｈｚ，インダクタンスＬ＝０．００１Ｈ，負荷電流値｜ＩＬ｜＝５０Ａ，負荷電流位相角値φＬ＝−０．４５ｒａｄ，周波数変換器及び調相装置の効率ｅ＝０．９５，角周波数ω＝３７６．９９ｒａｄ／ｓ，リアクタンスω・Ｌ＝０．３８Ω，負荷力率ｃｏｓφＬ＝０．９０（遅れ）とした。なお、高周波電源の出力エネルギーＰｍは、下記式（１２）
2004266961.tif 000007
により求めた。
【００２８】
【表１】
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以上説明したように、本実施形態に係る分散型電源を活用した電力系統の調相方法は、分散型電源Ｇに高周波電源１０とサイクロコンバータ２０を用い、高周波電源１０の高周波出力をサイクロコンバータ２０により直接商用周波数に変換し、電力系統への無効電力制御を行なうようにしている。このため、従来技術のように高周波電源の出力を一旦整流した後、インバータにより商用周波数（例えば６０Ｈｚ）に変換しているものと比べ、整流機器を構成するための大容量の平滑用インダクタンス及びコンデンサが不要となり回路構成が簡単になるとともに一度の周波数変換によるため変換効率を向上させることができる。ただし、本実施形態の場合、周波数変換によって発生する高次高調波（数ｋＨｚ）を除去することが必要となるが、サイクロコンバータ２０の出力側に調相制御用のインダクタンスＬを設け、このインダクタンスＬをフィルタ用のインダクタンスとして使用できる利点があり、さらにフィルタ用のコンデンサ（図示せず）を設けることで高調波除去が可能となるため、全体として回路構成が簡単となる。
【００２９】
また、本実施形態に係る分散型電源を活用した電力系統の調相方法は、高周波電源（高周波発電機やマイクロガスタービン等の高回転エネルギーを原動機とした発電機）１０及びサイクロコンバータ２０は自家用電源であり、自家用電源の発電出力から自家用必要電力を差し引いた余剰電力を制御することにより無効電力制御を行なうようにしている。これにより、自家用電源の発電出力のうち需要家が必要とする電力を確保した上でその余剰電力を電力系統に供給でき、電力の有効利用を図ることができる。
【００３０】
また、本実施形態に係る分散型電源を活用した電力系統の調相方法は、給電指令所１から系統電流指令、位相角指令を分散型電源に出力し、その指令値と系統電圧、分散型電源の負荷電流と負荷力率の各検出値から理論式に基づき、分散型電源出力電圧値及び系統電圧に対する分散型電源出力電圧位相差を計算し、これらを制御信号としてサイクロコンバータの制御を行ない、無効電力制御を行なうようにしている。このため、電力系統に動揺を生じさせない範囲内で余剰電力を電力系統に供給できるようになる。
【００３１】
また、本実施形態に係る分散型電源を活用した電力系統の調相方法は、分散型電源Ｇの定格電圧値及び定格電流値に基づき制御信号に上限値を設け、制御信号が上限値に達した場合、給電指令所１からの位相角指令を保つよう無効電力制御を行なうようにしている。このため、分散型電源Ｇを定格範囲内に保ちながら余剰電力を電力系統に供給することができる。
【００３２】
【発明の効果】
本発明の分散型電源を活用した電力系統の調相方法によると、回路構成の簡素化、変換効率の向上、電力系統の動揺による影響の減少を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明及び従来の分散型電源を活用した電力系統の調相方法を実施するための分散型電源と制御装置およびその制御対象の比較図である。
【図２】本発明の一実施形態に係る分散型電源を活用した電力系統の調相方法を実施するための基本回路図である。
【図３】基本回路の動作説明のためのベクトル図である。
【図４】基本回路に対する制御方法を示す概念図である。
【図５】分散型電源の具体的な構成図である。
【図６】サイクロコンバータのスイッチング動作説明図である。
【図７】サイクロコンバータの出力電圧波形図である。
【図８】サイリスタの制御角の説明図である。
【図９】サイクロコンバータの出力電圧及びマイクロガスタービンの出力を示すグラフである。
【符号の説明】
Ｇ        分散型電源
Ｌ        調相制御用インダクタンス
１    給電指令所
２    制御装置
１０    高周波電源
２０    サイクロコンバータ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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