(57)【要約】【課題】DS-CDMAタイプ受信機の局部発振器を自動周波数制御すること。【解決手段】残留周波数エラーfeを、各シンボルに対して測定し、該エラーをフィルタし、局部発振器の周波数を該フィルタしたエラーにより修正する。最初に測定した残留周波数エラーfe1を記憶し、所定数の後続残留周波数エラーの絶対値の平均を測定し、該平均を所定のしきい値と比較し、該平均が前記しきい値以上の場合、次のシンボルに関連する次の残留周波数エラーを測定する前に、前記局部発振器の周波数を-sgn(fe1)(1/T-|fe1|)に等しいエラーを用いて修正する（sgnはサイン関数を示し、||は絶対値を示し、Tはシンボルの継続期間を示す）。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
拡散周波数スペクトラムをもつ既知の信号を受信し、逆拡散周波数スペクトラムをもつシンボルにより形成されるサンプリングされたデジタル信号に変換し、各シンボルについて残留周波数エラーfeを測定し、該エラーをフィルタし、局部発振器の周波数を、該フィルタされたエラーにより修正する、DS-CDMAタイプ受信機の局部発振器の自動周波数制御方法であって、
　最初に測定した残留周波数エラーfe1を記憶し、
　所定数の後続残留周波数エラーの絶対値の平均を算出し、
　該平均を所定のしきい値と比較し、
　該平均が前記しきい値以上の場合、次のシンボルに関連する次の残留周波数エラーを測定する前に、前記局部発振器の周波数を-sgn(fe1)(1/T-|fe1|)に等しいエラーを用いて修正するようにした（sgnはサイン関数を示し、||は絶対値を示し、Tはシンボルの継続期間を示す）方法。
【請求項２】
残留周波数エラーがデジタル的にフィルタされ、
　前記平均が前記しきい値よりも大きい場合、デジタルフィルタのメモリを、次の残留周波数エラーがフィルタされる前にゼロにセットする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
残留周波数エラーを一次のマッチングフィルタでフィルタする、請求項１または２に記載の方法。
【請求項４】
局部発振器に加えられる今回の修正は、前の修正の(1-b)倍に、今回の残留周波数エラーのb倍を加えたものであり、
　前記今回の残留周波数エラーが第１の所定制限値よりも大きい場合、前記係数bを１に近くなるよう選択し、
　前記今回の残留周波数エラーが第２の所定制限値よりも小さい場合、前記係数bを０に近くなるよう選択する、請求項３に記載の方法。
【請求項５】
前記所定制限値は、シンボルレートを７で割ったものに等しい請求項４に記載の方法。
【請求項６】
拡散周波数スペクトラムをもつ既知の信号を受信する１つの入力部と、前記信号を、逆拡散周波数スペクトラムをもつシンボルにより形成されるサンプリングされたデジタル信号に変換する予備処理手段と、各シンボルについて残留周波数エラー(fe)を測定する第１計算手段と、該エラーをフィルタするフィルタ手段と、該フィルタされたエラーで局部発振器の周波数を修正する修正手段と、を備えるDS-CDMA受信機の局部発振器の周波数を制御する自動装置であって、
　前記最初に測定された残留周波数エラー(fe1)を記憶するメモリと、
　所定数の後続の残留周波数エラーの絶対値の平均を測定する第２計算手段と、
　該平均と所定のしきい値とを比較する比較手段とを備え、
　該平均が前記しきい値よりも大きい場合、前記第１計算手段が次のシンボルに関連する次の残留周波数エラーを測定する前に、前記修正手段は、前記局部発振器の周波数を-sgn(fe1)(1/T-|fe1|)に等しいエラーで修正するようにした（sgnはサイン関数を示し、||は絶対値を示し、Tはシンボルの継続期間を示す）装置。
【請求項７】
前記フィルタ手段は、デジタルフィルタを備え、
　前記装置は、前記平均が前記しきい値よりも大きい場合、デジタルフィルタのメモリを、次の残留周波数エラーをフィルタする前にゼロにリセットする制御手段を有する請求項６に記載の装置。
【請求項８】
フィルタ手段は、残留周波数エラーは一次のマッチングフィルタを有する、請求項６または７に記載の装置。
【請求項９】
局部発振器に加えられる今回の修正は、前の修正の(1-b)倍に、今回の残留周波数エラーのb倍を加えたものであり、
　前記今回の残留周波数エラーが第１の所定制限値よりも大きい場合、前記係数bは１に近くなるよう選択され、
　前記今回の残留周波数エラーが第２の所定制限値よりも小さい場合、前記係数bは０に近くなるよう選択される、請求項８に記載の装置。
【請求項１０】
前記所定制限値は、シンボルレートを７で割ったものに等しい、請求項９に記載の装置。
【請求項１１】
請求項６から１０のいずれか１つの装置を備えるDS-CDMAタイプ受信機。
【請求項１２】
携帯電話端末である、請求項１１に記載の受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
　本発明は無線通信システムに関し、特にCDMA基準に従って動作するよう設計されたシステムに関し、さらにDS-CDMAタイプの受信機の局部発振器（local oscillator）の自動周波数制御に関する。
【背景技術】
【０００２】
　無線通信システムにおいて基地局は、携帯受信端末などのいくつかの遠隔端末と通信を行う。周波数分割多重アクセス（FDMA）および時分割多重アクセス（TDMA）は、従来からある多重アクセスの方法であり、多くの端末に同時にサービスを提供するのに用いられている。FDMAおよびTDMAシステムの根底にある基本的な考え方は、複数の周波数または複数の時間インターバルをそれぞれ共有するというものであり、いくつかの端末が互いに干渉しあうことなく同時に動作できるようにするものである。
【０００３】
　GSM基準に従って動作する電話機は、異なる周波数および異なる時間インターバルで送受信を行うという点において、FDMAおよびTDMAシステムに属する。
【０００４】
　周波数分割または時分割を用いたこれらのシステムではなく、CDMA（符号分割多重アクセス）システムにより、符号変調を用いて共通の周波数および共通の時間インターバルを共有できるようになった。CDMAシステムには、CDMA2000システム、WCDMA（ワイドバンドCDMA）システム、およびIS-95システムがある。
【０００５】
　業界のものにはよく知られたことであるが、CDMAシステムでは各基地局に関連してスクランブルコードが用いられ、基地局を別のものと区別している。さらに“OVSF”コードとして業界のものに知られた直交コードは、（たとえば携帯電話端末などの）各遠隔端末に割り当てられる。すべてのOVSFコードは互いに直交であり、その結果ある遠隔端末が他の遠隔端末と区別される。
【０００６】
　信号は、送信チャネル上で遠隔端末に送ることができる前に、基地局により基地局についてのスクランブルコードおよび遠隔端末についてのOVSFコードを用いて、スクランブルされ拡散される。その結果、信号のシンボルは、チップへと変換される。チップレートはシンボルレートよりも高い。
【０００７】
　業界の専門家であれば、DS-CDMAシステムという用語を、拡散周波数スペクトラム信号を用いるCDMAシステムを説明するのに用いる。
【０００８】
　本発明は特にこのようなシステムの受信機に適用される。
【０００９】
　一般的には、このタイプの受信機には、拡散周波数スペクトラムをもつ入力信号を受信するためのアンテナに接続されるラジオ周波数アナログステージを含んでいる。
【００１０】
　一般的には、ラジオ周波数ステージには、低ノイズ増幅器、およびミキサ、フィルタ、および一般的な増幅器を含む２つの処理チャネルが含まれる。２つのミキサは、局部発振器を備える位相ロックループと90°位相が違う２つの対応信号を受信する。ミキサで周波数変換が行われた後、２つの処理チャネルでは、業界のものに知られた手法を用いて２つのフローIおよびQ（ダイレクトフローおよび直交フロー）定義している。信号は、信号のベース周波数帯域で変換される。A/D変換器でデジタル変換を行った後、IおよびQフローは受信処理ステージに出力される。受信処理ステージは、業界のものに通常用いられる用語によると「レイク」受信機と呼ばれるものを通常含む。「レイク」受信機は、例えばDS-CDMAで動作する携帯電話端末で用いられ、時間整合、スクランブル解除、逆拡散、および初期信号を遅延して組み合わせること、のために用いられる。その結果、初期信号に含まれる情報フローを出力する。
【００１１】
　ベースバンドで受信した信号の周波数変換は通常、正確性に影響を与える。それは主に、局部発振器の品質によるものであり、残留周波数オフセットエラーの要因になっている。
【００１２】
　受信機のデジタル処理ステージは通常、自動周波数制御（AFC）アルゴリズムを備えている。このアルゴリズムの目的は、この残留周波数エラーを最小化して、後続の信号処理に影響がない程度に受け入れ可能な値に下げることである。
【００１３】
　周波数修正に利用可能な方法はいくつかある。
【００１４】
　狭帯域通信で用いられる自動周波数制御技術は、逆拡散の後の周波数制御に用いることができる。
【特許文献１】国際特許公開WO/0229978
【特許文献２】欧州特許公開EP1217738
【特許文献３】欧州特許公開EP0989687
【特許文献４】欧州特許公開EP1071224
【非特許文献１】ALDO N.D’ANDREA AND UMBERTO MENGALI “Design of Quadricorrelators for Automatic Frequency Control Systems” IEEE TRANSACTIONS ON COMMUNICATIONS, vol.41 no.6 Jan 1993 (1993-06) pages 988-997
【非特許文献２】M.L.FOWLER and J.A.Johnson,“Extending the threshold and frequency estimation”IEEE Trans. Signal Processing, vol. 47, pp.2857-2863, Oct 1999
【非特許文献３】A Wannasarnmaytha, S.Hara and N.Morinaga, “Two-step-Kalman-Filter_Based AFC for Direct Conversation-type receiver in LEO satellite Communications”IEEE Trans.Commun., vol.49, pp.246-253, Jan 2000
【非特許文献３】Jin Lei and Tung-Sang Ng“New AFC Algorithm For A Fully-Digital MDPSK DS/CDMA Receiver”ISCAS 2001, vol.4, pp.294-297
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
　しかしながら、これらの技術の性能は、CDMA基準で動作するよう設計された第３世代受信機の数多くの要件を満たしていない。基準はたとえば、幅広い修正周波数レンジ、高速修正、実装上複雑でないことである。
【００１６】
　より正確には、周波数が高く、周波数オフセットがシンボルレートのオーダーである場合、たとえば第３世代無線通信システムの場合、狭帯域で用いられる自動周波数制御技術の修正レンジでは不十分である。
【００１７】
　実際にデュアルフィルタおよびバランスド二相相関器をもつ自動周波数制御技術（上述の非特許文献１）では、シンボルレートのオーダーの修正レンジを用いている。しかし、これらの手法は、誘導ノイズを除去し送信チャネルに関する正確な意識を要求するための複雑なフィルタの使用を含んでいる。
【００１８】
　別の自動周波数制御技術（非特許文献３）では、シンボルレートのオーダーの修正レンジを用いるが、信号の逆拡散の前に適用しなければならないため、実装はかなり難しい。
【００１９】
　本発明は上述の問題の解決策を提供することを目的としている。
【００２０】
　本発明の目的は、製造する上で複雑でないDS-CDMAタイプ受信機の局部発振器を自動周波数制御することを提案することである。これにより修正レンジがシンボルレートのオーダーであるシンボルレベルで動作し、自動狭帯域制御技術の修正レンジが２倍になる。
【００２１】
　本発明の他の目的は、既存の自動周波数制御よりもはるかに速くはるかに正確に安定する自動周波数制御を提案することである。
【課題を解決するための手段】
【００２２】
　従って本発明は、拡散周波数スペクトラムをもつ既知の信号を受信し、逆拡散周波数スペクトラムをもつシンボルにより形成されるサンプリングされたデジタル信号に変換するDS-CDMAタイプ受信機の局部発振器の自動周波数制御方法の処理を提案する。
【００２３】
　残留周波数エラーfeを、各シンボルに対して測定し、該エラーをフィルタし、局部発振器の周波数を該フィルタしたエラーにより修正する。
【００２４】
　本発明によると、最初に測定した残留周波数エラーfe1を記憶し、所定数の後続残留周波数エラーの絶対値の平均を測定し、該平均を所定のしきい値と比較し、該平均が前記しきい値以上の場合、次のシンボルに関連する次の残留周波数エラーを測定する前に、前記局部発振器の周波数を-sgn(fe1)(1/T-|fe1|)に等しいエラーを用いて修正する（sgnはサイン関数を示し、||は絶対値を示し、Tはシンボルの継続期間を示す）。
【００２５】
　残留周波数エラーはデジタル的にフィルタされるのが好ましいので、前記平均が前記しきい値よりも大きい場合、デジタルフィルタのメモリを、次の残留周波数エラーがフィルタされる前にゼロにセットする。
【００２６】
　残留周波数エラーを、一次のマッチングフィルタでフィルタするのが望ましい。
【００２７】
　さらに、推定残留周波数エラーが大きい場合、この推定エラーは限界でフィルタされない。この結果周波数オフセット値にすばやく収束するが、この値に到達するとすぐこの値の近傍での発振が大きくなるのは明らかである。周波数エラーが減る場合、この問題を解決すべくマッチングフィルタのパスバンドは減る。
【００２８】
　従って本発明の一形態によると、局部発振器に加えられる今回の修正は、前の修正の(1-b)倍に、今回の残留周波数エラーのb倍を加えたものであり、前記今回の残留周波数エラーが第１の所定制限値よりも大きい場合、前記係数bは１に近くなるよう選択され、前記今回の残留周波数エラーが第２の所定制限値よりも小さい場合、前記係数bは０に近くなるよう選択される。
【００２９】
　たとえば所定制限値は、シンボルレートを７で割ったものに等しい。
【００３０】
　第１および第２制限値は同一のものにも異なるものにもすることができる。異なるものである場合、これらの２つの値の間でいくつかの中間の制限値を考えることができる。例えばbの値をいくつかのステップで減らせるようテーブルに記憶することができる。
【００３１】
　本発明の他の形態は、拡散周波数スペクトラムをもつ既知の信号を受信する１つの入力部と、前記信号を、逆拡散周波数スペクトラムをもつシンボルにより形成されるサンプリングされたデジタル信号に変換する予備処理手段と、各シンボルについての残留周波数エラー(fe)を測定する第１計算手段と、該エラーをフィルタするフィルタ手段と、該フィルタされたエラーで局部発振器の周波数を修正する修正手段と、を備えるDS-CDMA受信機の局部発振器の周波数を制御する自動装置である。
【００３２】
　この装置は、前記最初に測定された残留周波数エラー(fe1)を記憶するメモリと、所定数の後続の残留周波数エラーの絶対値の平均を測定する第２計算手段と、該平均と所定のしきい値とを比較する比較手段とを備え、該平均が前記しきい値よりも大きい場合、前記第１計算手段が次のシンボルに関連する次の残留周波数エラーを測定する前に、前記修正手段は、前記局部発振器の周波数を-sgn(fe1)(1/T-|fe1|)に等しいエラーで修正する（sgnはサイン関数を示し、||は絶対値を示し、Tはシンボルの継続期間を示す）。
【００３３】
　本発明の一形態によれば、前記フィルタ手段は、デジタル的にフィルタを行い、前記装置は、前記平均が前記しきい値よりも大きい場合、デジタルフィルタのメモリは、次の残留周波数エラーをフィルタする前にゼロにセットする。
【００３４】
　本発明の他の形態は、上述の自動周波数制御装置を備えるDS-CDMAタイプ受信機である。例えばこのタイプの受信機は携帯電話端末である。
【００３５】
　本発明の他の利点および特徴は、本実施形態の詳細な説明によって明らかになるが、この記述によって限定するものではない。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３６】
　図１においてTPは、無線DS-CDMAタイプ通信システムに属する携帯端末を示している。従来この端末TPのアナログ受信ステージには、アンテナからの入射信号を受信するミキサMXを備えており、このミキサは増幅器に続く。増幅器は説明を簡単にするため図示しない。
【００３７】
　同様に、図１に示すように、処理チャネルのうち１つだけ、たとえば処理チャネル１が、説明を簡単にするため示されている。
【００３８】
　周波数変換信号は、電圧を制御された局部発振器VCOを含む移送ロックループから得られる。
【００３９】
　ミキサMXで周波数変換をしてアナログデジタル変換機CANでアナログデジタル変換を行ったのち、信号はデジタルベースのバンドシグナルとなり、1/T（Tはシンボルの継続期間）のシンボルレートよりはるかに高いサンプリングレートでサンプリングされる。このデジタル信号は、特に信号の周波数逆拡散を実行するレイク受信機RRに出力される。
【００４０】
　従ってミキサ入力信号がパイロット信号シーケンスであると考えられる場合に、次の式を用いてパイロットシーケンスを逆拡散した後に信号y(k)をモデル化することができる。
【００４１】
　y(k)=βb(k)Aexp{j[ψ(k)+φ (k)+ 2πfe(k)] }＋η(k)・・（式１）
　この式において、Aexp{jψ(k) }は、パイロットに送られるシーケンスであり、Aは実数である。
【００４２】
　exp{jψ(k) }は、送信チャネルの送信位相歪みである。
【００４３】
　b(k)は、チャネルの振幅歪みである。
【００４４】
　feは、残留周波数エラーである。
【００４５】
　η(k)は複雑ノイズであり、βは０から１の間にあり残留周波数エラーが増加するにつれ減少する実の減衰係数である。
【００４６】
　携帯端末TPのデジタルステージには、自動周波数制御装置DAFCが備えられる。DAFCは本質的にはプロセッサのソフトウェアによりつくられており、その役割は後続のシンボルにそれぞれ関連する後続周波数エラーfeを推定することである。そしてCNAコンバータでのデジタルアナログ変換を経て、VCO発振器を制御してこの残留周波数エラーを最小化している。さらに正確には、発振器の周波数、いいかえればこの発振器による変換信号出力を制御するために、発振器の電圧が制御される。
【００４７】
　装置DAFCは、ソフトウェアにより実行され各シンボルについて残留周波数エラーfeを測定することができる、第１計算手段MC1を備えている。通常これらの後続周波数エラーは２つの連続シンボルの自動相関により測定される。このことは業界のものであれば知っていることなので、ここでは詳細には説明しない。
【００４８】
　通常、あえて説明しない限り、以下の説明では、各残留周波数エラーはローパスデジタルフィルタFLTによりフィルタされる。
【００４９】
　修正手段は、この場合デジタルアナログ変換機CNAを含み、フィルタされたエラーで局部発振器を修正している。
【００５０】
　いくつかのケースが考えられる。
【００５１】
　最初に測定された残留周波数エラーがシンボルレートの半分より少ない場合、いいかえると1/2Tより少ない場合、装置DAFCによりなされた修正は望ましいものであり、後続残留周波数エラーの絶対値は０へと収束することができる。
【００５２】
　最初に測定された残留周波数エラーがシンボルレートの半分より多い場合は、これは当てはまらない。しかしながら本発明は、以下説明するように、この問題の解決を図っている。
【００５３】
　周波数領域で逆拡散しているパイロット信号シーケンスを考える場合、矩形関数をもつ時間領域の間のパイロットシーケンスの畳み込みを、シンボルTの継続時間に等しい長さの時間の間行うことで、処理が完全になる。パイロットシーケンスが一定の値を持ち、平均をとりサンプリング処理することが逆拡散処理で必要だからである。それからチップレートからシンボルレート1/Tにサンプリングを行う。
【００５４】
　周波数領域においてこの処理を行うことでスペクトラムが発生し、ディラック（dirac、パイロットシーケンスの一定の値に起因する）を関数(sin x)/xでかけたものになる。ここで主要なローブ（lobe）は1/Tに等しく、このスペクトラムの複製物はすべて周波数オフセットがk/Tであり、(kの各整数値について）互いに加算される。
【００５５】
　逆拡散の後で得られたスペクトル濃度は、周波数シフトエラーがある場合修正されない。しかしパイロットシーケンスに対応するディラックは、前記エラーに対応するオフセットにより元のところからオフセットされる。
【００５６】
　残留周波数エラーが1/2Tよりも小さい場合、スペクトラム畳み込み現象はなく、この場合後続のエラーは上述のように収束する。
【００５７】
　しかしながら残留周波数エラーの絶対値が1/2Tよりも大きい場合、スペクトラム畳み込み現象がある。
【００５８】
　たとえば、周波数オフセットが-1/2T-Δfである場合を考える。なお0＜Δf＜1/2Tである。
【００５９】
　畳み込みが原因で、この周波数エラーは1/2T-Δfであると誤って解釈される。
【００６０】
　このことを図２に示している。1/2T-Δfの周波数エラーに対応するディラックD1を、-1/2T−Δfに対応するディラックD2に重ね合わせている。
【００６１】
　この例では畳み込まれたディラックD2と畳み込まれていないディラックD1との間でパワーが大きく異なる。
【００６２】
　信号が畳み込まれていない場合、周波数エラーの推定値は修正され、その補償はディラックD1を、そのエネルギーを増加させることにより曲線C1に沿ってゼロ周波数エラーへと左にシフトさせる。
【００６３】
　しかしながら、きちんと解釈されなかった畳み込まれた信号の周波数エラーを補償することで、ディラックD2を左へと元のところにオフセットするが、周波数エラーは同時に増加する。この場合、すでに低いエネルギーの信号は、曲線C2に沿って０へと減少していく。
【００６４】
　畳み込み信号の信号対ノイズ比が減少することで、周波数エラーの推定は望ましくないものになり、そのことで後続周波数エラーの推定がかなりばらつくことになる。
【００６５】
　本発明によれば、この様々な残留周波数エラーが、ナイキスト周波数より大きい、すなわち1/2Tより大きい周波数エラーを検知し修正するのに用いられる。
【００６６】
　ここで再度特に図１を参照してこの点についてさらに詳細に説明する。
【００６７】
　装置DAFCは、最初に測定された周波数エラーfe1を記憶するのに用いられるメモリ手段MMを備えている。さらに、計算手段MC3は以下の式で定義される周波数エラーFe1’を算出する。
【００６８】
　fe1’=-sgn(fe1)(1/T-｜fe1｜)　　　・・・（式２）
　この式において、sgnはサイン関数を示している。
【００６９】
　さらに、ローパスフィルターに続く「絶対値」ブロックによりなる第２計算手段MC2は、所定数の後続残留周波数エラーの絶対値の平均を測定する。
【００７０】
　さらに正確には、今回の平均z(k)は以下の式により定義される。
【００７１】
　z(k)=1/2・z(k-1)+1/2・|x(k)|　　・・・（式３）
　ここでkは今回のシンボルに対応した今回の繰り返し回数を示しており、x(k)は、手段MC1により提供された今回残留周波数エラーである。
【００７２】
　比較手段COMP1は、計算手段MC2により出力された今回の平均値を、所定のしきい値と比較する。
【００７３】
　この平均値がしきい値よりも小さい場合、比較手段COMP1は値０を出力する。この平均値がしきい値より大きい場合、比較手段COMP1は値１を出力する。所定回数、たとえば５、６回繰り返した後、いいかえるとワードシンボルが実行された後、比較手段COMP1との比較結果が検証される。
【００７４】
　このステップはソフトウェアにより実行されるが、概略的には図１に示されており、定数０を含むレジスタRGによるものであり、制御信号出力値の関数として入力０または入力１を制御手段MCTLによりスイッチされることができるスイッチSW1によるものである。
【００７５】
　より正確には、繰り返し回数が所定回数に達しない限り、制御信号の数は０であり、スイッチSW1は対応する入力に向ける。その結果、値０が第２スイッチSW2の制御入力に出力される。入力０に位置づけられると、フィルタFLTの出力はデジタルアナログ変換器CNAに向けられる。
【００７６】
　一方で繰り返し回数が所定数に達すると、制御手段はスイッチSW1を論理値１に制御する制御信号を設定する。これは入力１に移動する。スイッチSW2の制御信号の値は比較器COMP1による値の出力により固定される。
【００７７】
　この値が０の場合、しきい値より小さい平均値に対応して、後続残留周波数エラーが収束することになる。その結果、フィルタFLTの出力がデジタルアナログ変換器CNAに接続されたままになる。
【００７８】
　しかしながら、比較器COMP1による論理出力値が１の場合、後続周波数エラーの絶対値の平均がしきい値よりも大きいということになる。従って収束しない。その結果最初に記憶された残留周波数エラーfe1は真の周波数エラーではないがそれを畳み込んだものである。
【００７９】
　この場合スイッチSW2は入力１にセットされ、局部発振器VCOは、計算手段MC3により測定された残留周波数エラーfe1’を用いて修正される。
【００８０】
　この新たな修正が一度適用されると、次の残留周波数エラーはナイキスト周波数よりも小さい値に落ち、通常はサイクルが再度スタートしてSW2が入力０にセットされ、スイッチSW21が入力０にセットされる。残留周波数エラーはそれから０へと収束する。
【００８１】
　以上のように、修正Fe1’が適用されたすぐ後、測定された残留周波数エラーがフィルタされる前に、フィルタFLTのメモリは０へとリセットされる。
【００８２】
　たとえば、キャリア周波数が2GHzで、制御信号のシンボルレートが15kHzでナイキスト周波数の7.5kHzになっていくDS-CDMAタイプのシステムがある。この場合、５回の反復の後に比較器COMP1により出力された値が使用され、しきい値は500Hzに固定される。
【００８３】
　デジタルフィルタFLTは、一次のローパスフィルタである。より正確にはフィルタから出力された今回の推定周波数エラーc(k)（いいかえると発振器に適用される今回のデジタル修正）は、以下の式により定義される。
【００８４】
　c(k)=(1-b)c(k-1)+bx(k)　　　・・・（式４）
　この式において、x(k)は計算手段MC1により修正された後に測定される今回の残留周波数エラーである。さらにbは０から１の間の係数である。
【００８５】
　係数bが動的に定義されるという意味において、このフィルタFLTはマッチングフィルタである。より正確には、たとえば計算手段MC1により定義された残留周波数エラーは所定の制限値と比較される。このことは図１の比較器COMP2で示されている。たとえばこの所定の制限値は、７で割られたシンボルレートとすることができる。残留周波数エラーがこの所定の制限値よりも大きい場合、係数bは１に近づくように、たとえば１に等しくなるように選択される。その一方で残留周波数エラーがこの所定の制限値よりも小さい場合、係数bは０に近づくように、たとえば０に等しくなるように選択される。
【００８６】
　この結果周波数エラーはターゲット値へとすばやく収束させることができ、このターゲット値近傍で発振しないようにできる。
【００８７】
　従って本発明は、シンボルレートに等しい修正レンジ内で残留周波数エラーを修正するのに用いることができる。この点に関し、残留周波数がナイキスト周波数の絶対値に近づく場合、オフセットディラックのパワーは０に近づき、その結果簡単にこの周波数エラーの推定がうまくいかなくなることに留意すべきである。しかしながら、本発明の装置ではそれは問題ではない。推定が完全に誤りである場合、第２の推定エラーをナイキスト周波数に近づけることは不可能である。この場合、上述の２つの場合のいずれか１つが当てはまる。いいかえるとナイキスト周波数より小さい残留周波数エラーまたはナイキスト周波数より大きい絶対値をもつもののいずれかである。
【００８８】
　さらにパイロット信号以外の既知のコンテントを持つ他のいかなる信号も、本発明に従った周波数制御に用いることができる。
【図面の簡単な説明】
【００８９】
【図１】本発明の方法を使用できる本発明に従った装置および実施形態を概略的に示した図。
【図２】本発明により解決される課題の１つを説明する２つの曲線を示す図。
【符号の説明】
【００９０】
　VCO　　　局部発振器
　MX 　　　ミキサ
　MC1,MC2　計算手段
　DAFC 　　自動周波数制御装置
　CAN　　　アナログデジタル変換器
　CAN　　　デジタルアナログ変換器
【図１】
2004056825.tif 000003
【図２】
2004056825.tif 000004