(57)【要約】【課題】電流／電圧変換操作を最小限とし、電流信号による演算を主体とすることで回路の簡素化を図ることにより、ＡＳＩＣ化する場合の障害要因を除いた振動式センサ検出回路を実現する。【解決手段】測定すべき物理量によりその固有振動周波数が変化する振動式センサの交流起電力信号を増幅し、この増幅出力を前記振動式センサの励振信号として印加することにより自励発振せしめた振動式センサ検出回路において、前記交流起電力信号を交流電流信号に変換する電圧／電流変換回路と、前記交流電流信号に比例する第１電流信号を電圧信号に変換する電流／電圧変換回路と、前記電圧信号を入力し、前記振動式センサに励振信号を供給する利得制御変換回路と、前記交流電流信号の絶対値に比例する第２電流信号を発生する絶対値回路と、前記第２電流信号を入力して前記利得制御変換回路の利得を制御する第３電流信号を発生する積分回路とを具備する。【選択図】　　　　　　　　　　図１
2004108848.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
測定すべき物理量によりその固有振動周波数が変化する振動式センサの交流起電力信号を増幅し、この増幅出力を前記振動式センサの励振信号として印加することにより自励発振せしめた振動式センサ検出回路において、
前記交流起電力信号を交流電流信号に変換する電圧／電流変換回路と、前記交流電流信号に比例する第１電流信号を電圧信号に変換する電流／電圧変換回路と、前記電圧信号を入力し、前記振動式センサに励振信号を供給する利得制御変換回路と、前記交流電流信号の絶対値に比例する第２電流信号を発生する絶対値回路と、前記第２電流信号を入力して前記利得制御変換回路の利得を制御する第３電流信号を発生する積分回路とを具備する、振動式センサ検出回路。
【請求項２】
前記電流／電圧変換回路及び前記利得制御変換回路に、同一のレベルシフト用基準電圧が供給されることを特徴とする、請求項１記載の振動式センサ検出回路。
【請求項３】
前記振動式センサは、シリコン材によるＨ型共振子であり、一方のＩ型部に励振信号が供給されて測定すべき物理量により固有周波数で振動し、磁界内で連動して振動する他方のＩ型部に発生する交流起電力信号の周波数により前記物理量を測定することを特徴とする、請求項１又は２記載の振動式センサ検出回路。
【請求項４】
前記物理量は圧力であることを特徴とする、請求項１乃至３のいずれかに記載の振動式センサ検出回路。
【請求項５】
前記物理量は第１圧力と第２圧力との差圧であり、第１圧力により引っ張り（又は圧縮）力を受けて共振振動する第１振動式センサと、第２圧力により圧縮（又は引っ張り）力を受けて共振振動する第２振動式センサとを具備し、前記第１，第２振動式センサの交流起電力信号の周波数の差により前記差圧を測定することを特徴とする、請求項１乃至３のいずれかに記載の振動式センサ検出回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、測定すべき物理量によりその固有振動周波数が変化する振動式センサの交流起電力信号を増幅し、この増幅出力を前記振動式センサの励振信号として印加することにより自励発振せしめた振動式センサ検出回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図３により、シリコン材によるＨ型共振子を２個用いた差圧センサの概要を説明する。（Ａ）は平面図、（Ｂ）はＸ―Ｘ´線で切った側断面図である。１は正方形板状のシリコンダイアフラムであり、裏面中央部に凹部１ａが形成され、表面側より第１圧力Ｐ１（高）が、裏面の凹部１ａ側より第２圧力Ｐ２（低）が印加される。
【０００３】
２は凹部中央に対向するシリコンダイアフラム１上にマイクロ加工で形成されたＨ型共振子による第１振動式センサ、３は凹部端部に対向するシリコンダイアフラム１上に同じくマイクロ加工で形成されたＨ型共振子による第２振動式センサである。
【０００４】
中央部に位置する第１振動式センサ２は、Ｐ１＞Ｐ２の関係から圧縮力を受け共振振動すると共に、端部に位置する第２振動式センサ３は、Ｐ１＞Ｐ２の関係から引っ張り力を受けて共振振動する。第１，第２振動式センサの振動周波数の差より差圧（Ｐ１−Ｐ２）を測定する。
【０００５】
図４は、第１振動式センサ２を代表して示すＨ型共振子の電気的な接続を示す模式図である。一方のＩ型部２１の励振端子２２，２３には励振トランスＴ２を介してセンサ検出回路を形成する増幅器Ａより励振電流ｉｏが供給されて測定すべき物理量により固有周波数で振動する。
【０００６】
他方のＩ型部２４は磁界Ｂ内で２１と連動して振動し、磁界Ｂとの間に発生する交流起電力信号ｅｉが出力端子２５，２６に発生し、入力トランスＴ１を介して増幅器Ａに正帰還入力され、自励発振が持続する。この交流起電力信号ｅｉの周波数により物理量（圧力）を測定する。
【０００７】
図５は、特開平２−１５４５０（特許第２８３７２１１号）で出願人が開示した振動式センサ検出回路の構成を示す機能ブロック図である。交流起電力信号ｅｉは、２次側中点がレベルシフト用の基準電圧Ｖｓ１に接続された入力トランスＴ１を介して電圧／電流変換回路３に入力され、第１電流信号ｉ１に変換される。
【０００８】
第１電流信号ｉ１は、基準電圧Ｖｓ１にレベルシフトされた演算増幅器Ｑ１よりなる第１電流／電圧変換回路４により、基準電圧Ｖｓ１でレベルシフトした第１電圧信号Ｖｏ１に変換される。
【０００９】
次に、この第１電圧信号Ｖｏ１は、前記レベルシフトとは逆方向のレベルシフトを有する二乗演算回路５の演算により、第２電流信号ｉ２に変換される。この第２電流信号ｉ２は、第２電流／電圧変換回路６により、基準電圧Ｖｓ２でレベルシフトした第２電圧信号Ｖｏ２に変換される。
【００１０】
更に、第２電圧信号にＶｏ２は積分回路７に入力され、基準電圧Ｖｒをベースとして比較積分演算され、利得制御信号Ｖｇを出力する。８は利得制御変換回路であり、基準電圧Ｖｓ１でレベルシフトした第１電圧信号Ｖｏ１と、基準電圧Ｖｓ２でレベルシフトした利得制御信号Ｖｇが夫々入力される。
【００１１】
利得制御変換回路８は、第１電圧信号Ｖｏ１に対して利得制御号Ｖｇにより発振ループのループゲインが１となるように制御して励振信号ｉｏを振動式センサ２に出力し、自励発振の振幅を一定に保持して安定な発振を持続させる。安定した振幅を持続する第１電圧信号Ｖｏ１が出力端子９に導かれ、物理量に関連する周波数が測定される。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
このセンサ検出回路は、広帯域でかつ低直流電源電圧で作動させるためのレベルシフトの課題を解消した点が特徴であるが、次のような問題点がある。
（１）レベルシフトの課題を解消するために、レベルシフトした第１電圧信号Ｖｏ１を、このレベルシフトとは逆方向のレベルシフトを有する二乗演算回路５の演算により、第２電流信号ｉ２に変換する煩雑な回路を必要としている。
【００１３】
（２）更に、この第２電流信号ｉ２を、別の基準電圧Ｖｓ２にレベルシフトした第２電圧信号にＶｏ２に変換するための第２電流／電圧変換回路６を必要としている。即ち、高精度の基準電圧並びに電流／電圧変換回路を２組用いており、回路構成が冗長的である。
【００１４】
（３）この結果、回路全体をＡＳＩＣ化する場合に、パッケージの大型化、消費電流の増加、静電気特性の悪化、ノイズ特性の悪化等の問題が発生し、小型，高精度，低コストＡＳＩＣ作成の障害要因となっている。
【００１５】
本発明の目的は、電流／電圧変換操作を最小限とし、電流信号による演算を主体とすることで回路の簡素化を図ることにより、ＡＳＩＣ化する場合の障害要因を除いた振動式センサ検出回路を実現することにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
このような目的を達成するための本発明の構成は次の通りである。
（１）測定すべき物理量によりその固有振動周波数が変化する振動式センサの交流起電力信号を増幅し、この増幅出力を前記振動式センサの励振信号として印加することにより自励発振せしめた振動式センサ検出回路において、
前記交流起電力信号を交流電流信号に変換する電圧／電流変換回路と、前記交流電流信号に比例する第１電流信号を電圧信号に変換する電流／電圧変換回路と、前記電圧信号を入力し、前記振動式センサに励振信号を供給する利得制御変換回路と、前記交流電流信号の絶対値に比例する第２電流信号を発生する絶対値回路と、前記第２電流信号を入力して前記利得制御変換回路の利得を制御する第３電流信号を発生する積分回路とを具備する、振動式センサ検出回路。
【００１７】
（２）前記電流／電圧変換回路及び前記利得制御変換回路に、同一のレベルシフト用基準電圧が供給されることを特徴とする、請求項１記載の振動式センサ検出回路。
【００１８】
（３）前記振動式センサは、シリコン材によるＨ型共振子であり、一方のＩ型部に励振信号が供給されて測定すべき物理量により固有周波数で振動し、磁界内で連動して振動する他方のＩ型部に発生する交流起電力信号の周波数により前記物理量を測定することを特徴とする、請求項１又は２記載の振動式センサ検出回路。
【００１９】
（４）前記物理量は圧力であることを特徴とする、請求項１乃至３のいずれかに記載の振動式センサ検出回路。
【００２０】
（５）前記物理量は第１圧力と第２圧力との差圧であり、第１圧力により引っ張り（又は圧縮）力を受けて共振振動する第１振動式センサと、第２圧力により圧縮（又は引っ張り）力を受けて共振振動する第２振動式センサとを具備し、前記第１，第２振動式センサの交流起電力信号の周波数の差により前記差圧を測定することを特徴とする、請求項１乃至３のいずれかに記載の振動式センサ検出回路。
【００２１】
【発明の実施の形態】
以下本発明実施態様を、図面を用いて説明する。図１は本発明を適用した振動式センサ検出回路一例を示す機能ブロック図であり、図５の従来回路で説明した要素と同一要素には同一符号を付して説明を省略する。
【００２２】
電圧／電流変換回路３及び電流／電圧変換回路４の構成は、従来回路と同一である。電圧／電流変換回路３は、交流起電力信号ｅｉを、これに比例する交流電流信号ｉｘに変換する。この電圧／電流変換回路３より発生する第１電流信号ｉ１は、交流電流信号ｉｘに比例する。
【００２３】
１０は電流／電圧変化回路４と同様に交流電流信号ｉｘに関連する電流信号ｉαを入力し、適当なバイアス電流値をゼロ点として正負に変化する交流電流信号ｉｘの絶対値（｜ｉｘ｜）に等しい第２電流信号ｉ２を出力する。
【００２４】
１１は積分回路であり、第２電流信号ｉ２を入力し、内部の基準電流をベースとした積分演算により、利得制御変換回路１２の利得制御電流ｉ３を出力する。
利得制御変換回路１２は、電流／電圧変換回路４と同一の基準電圧Ｖｓ１でレベルシフトされ、電流／電圧変換回路４の出力電圧Ｖｏ１を入力し、利得制御電流ｉ３で利得制御された励振信号電流ｉｏを出力する。
【００２５】
本発明の従来回路に比較した特徴は、絶対値回路１０並びに積分回路１１の動作を、電流を変数とした演算回路で構成すると共に、利得制御変換回路１２の利得制御も電流で制御することで、電圧変換操作は電流／電圧変化回路４の一箇所のみとしている点である。
【００２６】
このように、演算回路や利得制御の変数を電流とし、電圧変換操作を最小限とることで、レベルシフトのための基準電圧はＶｓ１のみでよくなり、回路構成を簡素化することができる。この結果、回路全体をＡＳＩＣ化する場合のパッケージの大型化、消費電流の増加、静電気特性の悪化、ノイズ特性の悪化等の障害要因を除くことが可能となる。
【００２７】
次に、回路全体をＡＳＩＣ化する場合の詳細回路構成の一例を、図２により説明する。点線のブロック３，１０，１１，１２内の回路構成は、図１のブロック３，１０，１１，１２の機能を実現する詳細回路である。以下、各ブロックの動作の概要を説明する。
【００２８】
電圧／電流変換回路３において、入力トランスＴ１の中点の基準電圧Ｖｓ１を動作点として正負に発生する入力電圧信号ｅｉは、差動増幅器Ｑ４，Ｑ５の正側入力端子に印加される。差動増幅器Ｑ４，Ｑ５の出力端子はトランジスタＱ６，Ｑ７のベースに、負側入力端子はトランジスタＱ６，Ｑ７のエミッタに接続される。
【００２９】
トランジスタＱ６，Ｑ７のエミッタ間には共通の負帰還抵抗Ｒｅが接続されると共に、定電流源ＣＣ１及びＣＣ２により同一値のバイアス電流Ｉｂで引かれている。交流起電力信号ｅｉの変化で負帰還抵抗Ｒｅを流れる交流電流信号を矢印方向のｉｘとすれば、トランジスタＱ６のコレクタ電流は（Ｉｂ＋ｉｘ）、Ｑ７トランジスタＱ７のコレクタ電流は（Ｉｂ−ｉｘ）となる。
【００３０】
トランジスタＱ８，Ｑ９及びトランジスタＱ１０，Ｑ１１はミラー回路を構成する。トランジスタＱ８，Ｑ９は、絶対値回路１０に電流（Ｉｂ＋ｉｘ）及び（Ｉｂ−ｉｘ）を発信する。この電流は図１においてｉαとして示したｉｘに関連する電流である。
【００３１】
トランジスタＱ１０，Ｑ１１は、適当なレベルシフトＶｓ２（Ｖｓ２＞Ｖｓ１）を有するバイアス設定トランジスタＱ１２，Ｑ１３を介してそのコレクタに電流（Ｉｂ＋ｉｘ）及び（Ｉｂ−ｉｘ）を発生する。
【００３２】
トランジスタＱ１３のコレクタ電流は、電流／電圧変換回路４に第１電流信号ｉ１として入力されると共に、トランジスタＱ１５のコレクタに流れる。トランジスタＱ１２のコレクタ電流（Ｉｂ−ｉｘ）は、ミラー回路を構成するトランジスタＱ１４及びＱ１５に流れ、トランジスタＱ１５のコレクタ電流は（Ｉｂ−ｉｘ）となる。
【００３３】
トランジスタＱ１３のコレクタ電流は（Ｉｂ＋ｉｘ）であるから、電流／電圧変換回路４に入力される第１電流信号ｉ１は、ｉ１＝２ｉｘとなる。従って、電流／電圧変換回路４の出力Ｖｏ１は、ｉｘに比例する。
【００３４】
絶対値回路１０において、定電流源ＣＣ３は、前記定電流源ＣＣ１及びＣＣ２と同一値のバイアス電流Ｉｂを発生する。これにより、入力される電流（Ｉｂ＋ｉｘ）及び（Ｉｂ−ｉｘ）はバイアス分Ｉｂが差し引かれ、トランジスタＱ１６のコレクタに−ｉｘを半波整流した電流ｉｘ１が流れる。同様にトランジスタＱ１７のコレクタに＋ｉｘを半波整流した電流ｉｘ２が流れる。
【００３５】
これら電流を合成した全波整流電流が第２電流信号ｉ２として積分回路１１に供給される。ここで第２電流信号ｉ２は、
ｉ２＝ｉｘ１＋ｉｘ２＝｜ｉｘ｜
であり、ｉｘの絶対値に等しい値である。
【００３６】
積分回路１１において、ＣＣ４及びＣＣ５は、共にＩｒの値を有する定電流源である。トランジスタＱ１８のコレクタ電流は、Ｉｒ−｜ｉｘ｜である。この電流を入力するトランジスタＱ１９及びＱ２０よりなる積分回路は、抵抗Ｒ，コンデンサＣの自定数を有し、トランジスタＱ２０のコレクタ電流ｉβは、
ｉβ＝（Ｉｒ−｜ｉｘ｜）／（１＋ＲＣｓ）
となる。ここで、ｓはラプラス変換演算子である。
【００３７】
この電流に、定電流源ＣＣ５の電流Ｉｒが加算された電流、
ｉ３＝ｉｒ＋（Ｉｒ−｜ｉｘ｜）／（１＋ＲＣｓ）
が、利得制御変換回路１２に、第３電流信号ｉ３として流れる。
【００３８】
利得制御変換回路１２は、エミッタが共通接続され、第３電流ｉ３で引かれるトランジスタＱ２１，Ｑ２２よりなる差動増幅器で構成される。トランジスタＱ２１のベースには電流／電圧変換回路４の出力である第１電圧信号Ｖｏ１が、トランジスタＱ２２のベースにはレベルシフト用の基準電圧Ｖｓ１が与えられる。
【００３９】
トランジスタＱ２２のコレクタの接続された基準電圧Ｖｓ２（Ｖｓ２＞Ｖｓ１）でバイアスされた励振トランスＴ２の一次巻線に流れる励振信号電流ｉｏは、
ｉｏ＝ｉ３×（Ｖｏ１−Ｖｓ１）／２ＶＴ
となる。ここでＶＴは熱電圧（常温で約２６ｍＶ）である。
即ち、利得制御変換回路１２は（Ｖｏ１−Ｖｓ１）と第３電流信号ｉ３の掛け算回路であり、ｉ３の変化により利得が変化する。
【００４０】
積分回路１１による利得制御変換回路１２の電流制御により、Ｉｒ＝｜ｉｘ｜となるフィードバック制御が行われ、ｉｘは一定振幅なり、従って出力電圧Ｖｏ１の振幅も安定する。
【００４１】
以上説明した実施例において、において、入力トランスＴ１の中点に供給される基準電圧は回路設計を簡単化するために、電圧／電流変換回路３及び利得制御変換回路１２の基準電圧Ｖｓ１と等しい値で示したが、差動増幅器Ｑ４，Ｑ５の動作点を基準電位よりシフトさせる目的であり、Ｖｓ１と同一値でなくてもよい。
【００４２】
同様に、トランジスタＱ１２，Ｑ１３のバイアス及び励振トランスＴ２の一次巻線のバイアスのための基準電圧は回路設計を簡単化するために同一値Ｖｓ２（Ｖｓ２＞Ｖｓ１）で示したが、Ｖｓ１より大であれば同一値でなくてもよい。
【００４３】
【発明の効果】
以上説明したことから明らかなように、本発明により次のような効果を期待することができる。
（１）レベルシフトした電圧信号を、このレベルシフトとは逆方向のレベルシフトを有する二乗演算回路で第２電流信号に変換する煩雑な回路を必要とせず、電流信号の演算で直接に絶対値に等しい第２電流信号を演算するため、回路構成を簡素とすることが可能となる。
【００４４】
（２）更に、この第２電流信号を、別の基準電圧にレベルシフトされた電圧信号に変換するための第２電流／電圧変換回路を必要としない。即ち、高精度の基準電圧並びに電流／電圧変換回路は１組でよく、冗長性が排除された簡素な回路構成とすることが可能となる。
【００４５】
（３）この結果、回路全体をＡＳＩＣ化する場合に、パッケージの大型化、消費電流の増加、静電気特性の悪化、ノイズ特性の悪化等の問題が解消され、高精度且つ低コストのＡＳＩＣ化を可能とする振動式センサ検出回路を容易に実現することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を適用した振動式センサ検出回路一例を示す機能ブロック図である。
【図２】本発明を適用した振動式センサ検出回路の詳細回路構成図である。
【図３】シリコン材によるＨ型共振子を２個用いた差圧センサの概要説明図である。
【図４】自励振するＨ型共振子の電気的な接続を示す模式図である。
【図５】従来の振動式センサ検出回路の一例を示す機能ブロック図である。
【符号の説明】
２　振動式センサ
４　電流／電圧変換回路
９　出力端子
１０　絶対値回路
１１　積分回路
１２　利得制御変換回路
【図１】
2004108848.tif 000003
【図２】
2004108848.tif 000004
【図３】
2004108848.tif 000005
【図４】
2004108848.tif 000006
【図５】
2004108848.tif 000007