(57)【要約】【課題】大型のインダクタを用いることなく交流電圧の入力側への流入を阻止する。【解決手段】電子チョーク回路ＣＨの出力端３，４間に流入した交流電圧はキャパシタＣ１を通して高入力インピーダンスの非反転増幅器Ａ１に入力する。インダクタＬ１の両端に印加される交流電圧を同振幅・同位相としインダクタＬ１のインダクタンスを等価的に無限大にする。キャパシタＣ３とインダクタＬ３でローパスフィルタを構成し、インダクタＬ１，Ｌ２の接続点に印加される交流電圧を前記ローパスフィルタで減衰させることで直流電源に流れ込むのを防ぐことができる。また、インダクタＬ１，Ｌ２自身のインピーダンスによって交流成分を減衰させる必要がないから、それぞれ小型のインダクタを用いることができる。【選択図】　　　　図１
2004112960.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力側が直流電源に接続され、出力側から流れ込む交流電圧を阻止する電子チョーク回路であって、入力側に印加される直流電源電圧から前記交流電圧を分離し高入力インピーダンスのバッファを通して出力する交流電圧分離部と、前記直流電源電圧を出力側へ通過させる直流電圧出力部とを備え、前記交流電圧分離部は、入力側に印加される直流電源電圧から前記交流電圧を分離する第１のキャパシタと、第１のキャパシタにより分離された交流電圧を増幅する前記バッファとしての非反転増幅器とからなり、前記直流電圧出力部は、一端が第１のキャパシタの入力端に接続された第１のインダクタと、前記非反転増幅器の出力端と第１のインダクタの他端との間に接続される第２のインダクタ及び第２のキャパシタの直列回路と、一端が直流電源に接続されるとともに他端が第１及び第２のインダクタの接続点に接続される第３のインダクタと、第３のインダクタの他端に一端が接続されるとともに直流電源と並列に接続される第３のキャパシタとからなることを特徴とする電子チョーク回路。
【請求項２】
前記第２のインダクタと前記第３のインダクタが、同一のコアに巻設された２巻線のインダクタからなることを特徴とする請求項１記載の電子チョーク回路。
【請求項３】
前記第２のインダクタと前記第３のインダクタのインダクタンスを略同一としたことを特徴とする請求項２記載の電子チョーク回路。
【請求項４】
入力側が直流電源に接続され、出力側から流れ込む交流電圧を阻止する電子チョーク回路であって、入力側に印加される直流電源電圧から前記交流電圧を分離し高入力インピーダンスのバッファを通して出力する交流電圧分離部と、前記直流電源電圧を出力側へ通過させる直流電圧出力部とを備え、前記交流電圧分離部は、前記直流電源電圧を出力する高電位側の出力端に一端が接続された第１のキャパシタと、前記直流電源電圧を出力する低電位側の出力端に一端が接続された第２のキャパシタと、第１及び第２のキャパシタの他端がそれぞれ差動入力に接続された前記バッファとしての差動増幅器とからなり、前記直流電圧出力部は、前記直流電源の正極と前記高電位側の出力端との間に接続された第１及び第２のインダクタの直列回路と、前記直流電源の負極と前記低電位側の出力端との間に接続された第３及び第４のインダクタの直列回路と、第１及び第２のインダクタの接続点と第１のキャパシタを介した入力に対応する前記差動増幅器の一方の出力端との間に挿入される第５のインダクタ及び第３のキャパシタの直列回路と、第３及び第４のインダクタの接続点と第２のキャパシタを介した入力に対応する前記差動増幅器の他方の出力端との間に挿入される第６のインダクタ及び第４のキャパシタの直列回路と、第２及び第４のインダクタの一端間に直流電源と並列に接続される第５のキャパシタとからなることを特徴とする電子チョーク回路。
【請求項５】
前記第１のインダクタと前記第３のインダクタが、同一のコアに巻設された２巻線のインダクタからなり、前記第２のインダクタ、第４のインダクタ、第５のインダクタ並びに第６のインダクタが、同一のコアに巻設された４巻線のインダクタからなることを特徴とする請求項４記載の電子チョーク回路。
【請求項６】
前記第１のインダクタと前記第３のインダクタのインダクタンスを略同一とし、前記第２のインダクタ、第４のインダクタ、第５のインダクタ並びに第６のインダクタのインダクタンスを略同一としたことを特徴とする請求項５記載の電子チョーク回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、入力側が直流電源に接続され、出力側から流れ込む交流電圧を阻止する電子チョーク回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来から、図７に示すように２線式の信号線Ｌｓを介して複数台の端末器を接続し、端末器間でデータを授受するとともに、端末器のいずれかを給電端末Ｔｓとし残りの端末器を受電端末Ｔｒとして給電端末Ｔｓから受電端末Ｔｒに対して電源を供給するデータ伝送システムが提案されている。この種のデータ伝送システムとしてデータを時分割多重化して伝送する多重伝送システムがあり、この種の多重伝送システムでは、給電端末Ｔｓにおいて直流電源電圧Ｖｄｃにデータによって変調した交流信号電圧を重畳させ、一方、受電端末Ｔｒにおいて直流電源電圧Ｖｄｃと交流信号電圧とを分離することによってデータの伝送と電源の供給とを同時に行うものが知られている。このような構成のデータ伝送システムにおいては、直流電源電圧Ｖｄｃに交流信号電圧（以下、「交流電圧」と略す）を重畳する回路と、直流電源に交流電圧が流れ込まないようにするためのチョーク回路とが給電端末Ｔｓに必要となる。このチョーク回路は、直流電源電圧Ｖｄｃに対しては低インピーダンス特性を示し、交流電圧に対しては高インピーダンス特性を示すものである。このチョーク回路の最も簡単な回路構成としては、図８に示すようにインダクタ（チョークコイル）Ｌを１個用いた回路構成が考えられる。インダクタＬは直流成分に対して低インピーダンス、交流成分に対しては高インピーダンスであるから、直流電源と直流電源電圧Ｖｄｃに交流電圧を重畳する回路との間にチョーク回路（インダクタＬ）ＣＨを挿入することによって、直流電源電圧に重畳させた交流電圧が直流電源に流れ込むのを防ぐことができる。なお、チョーク回路の他の構成として、図９に示すようにトランジスタＱのような能動素子を用いてインピーダンス変換を行ったチョーク回路（電子チョーク回路）ＣＨも既に提供されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
【特許文献１】
特公平７−７７５０８号公報（第２頁−第３頁、第１図）
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、信号成分である交流電圧の周波数が十分に高ければ、図８に示したチョーク回路ＣＨでインダクタンスの小さいインダクタＬを用いても交流電圧の流入を充分に阻止することができるが、交流電圧の周波数が比較的低い場合には、インダクタンスの大きいインダクタＬが必要になる。
【０００５】
さらに、上述した構成の多重伝送システムでは２線式の信号線Ｌｓに複数台の受電端末Ｔｒが接続されることになるから、各受電端末Ｔｒの入力インピーダンスが信号線Ｌｓを介して並列に接続されることになり、信号成分である交流電圧を遠方まで伝送したり、信号線Ｌｓに接続可能な受電端末Ｔｒの許容台数を多くしたりするためには、給電端末Ｔｓに設けられるチョーク回路ＣＨの出力端子から見た交流電圧に対する入力インピーダンスをできるだけ高くすることが必要である。つまり、図８に示した構成のチョーク回路ＣＨでは出力端子から見た交流電圧に対する入力インピーダンスを大きくとるためにもインダクタンスの大きいインダクタＬが必要になる。
【０００６】
インダクタＬはインダクタンスが大きいほど大型化し、鉄心に銅線を巻回して形成されているものであるから、寸法が大型化するだけではなく大型化に伴って質量も大幅に増加することになる。その結果、比較的低周波の交流電圧を信号成分として伝送する場合には、給電端末Ｔｓの大型化や質量増加が避けられないという問題がある。さらに、インダクタＬのインダクタンスが大きくなれば巻線の巻数も増加するから、インダクタＬの巻線による直流抵抗が増加することになり、インダクタＬでの電力損失が大きくなる結果、給電端末Ｔｓの電力効率が低下するという問題も生じる。
【０００７】
また、図９に示した電子チョーク回路ＣＨでは、出力端子から見た交流電圧に対する入力インピーダンスＺを下式で表すことができる。但し、ｒｏはトランジスタＱの出力抵抗、ｇｍはトランジスタＱの相互コンダクタンス、ＲＥはエミッタ抵抗である。
【０００８】
Ｚ＝ｒｏ×（１＋ｇｍ×ＲＥ）
上式から明らかなように、出力端子から見た交流電圧に対する入力インピーダンスＺを大きくとるためにはエミッタ抵抗ＲＥを大きくする必要があり、エミッタ抵抗ＲＥによる電力損失によって給電端末Ｔｓの電力効率が低下するという問題がある。なお、このエミッタ抵抗ＲＥの代わりに、直流に対しては低インピーダンスであり且つ交流に対しては高インピーダンスとなるインダクタを用いる回路構成も考えられるが、インダクタの巻線を太くして巻数を増やす必要があるため、結果的に形状が大きくなってしまうという問題が生じる。
【０００９】
本発明は上記事情に鑑みて為されたものであり、その目的は、大型のインダクタを用いることなく交流電圧の入力側への流入を阻止することができる電子チョーク回路を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、上記目的を達成するために、入力側が直流電源に接続され、出力側から流れ込む交流電圧を阻止する電子チョーク回路であって、入力側に印加される直流電源電圧から前記交流電圧を分離し高入力インピーダンスのバッファを通して出力する交流電圧分離部と、前記直流電源電圧を出力側へ通過させる直流電圧出力部とを備え、前記交流電圧分離部は、入力側に印加される直流電源電圧から前記交流電圧を分離する第１のキャパシタと、第１のキャパシタにより分離された交流電圧を増幅する前記バッファとしての非反転増幅器とからなり、前記直流電圧出力部は、一端が第１のキャパシタの入力端に接続された第１のインダクタと、前記非反転増幅器の出力端と第１のインダクタの他端との間に接続される第２のインダクタ及び第２のキャパシタの直列回路と、一端が直流電源に接続されるとともに他端が第１及び第２のインダクタの接続点に接続される第３のインダクタと、第３のインダクタの他端に一端が接続されるとともに直流電源と並列に接続される第３のキャパシタとからなることを特徴とする。
【００１１】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記第２のインダクタと前記第３のインダクタが、同一のコアに巻設された２巻線のインダクタからなることを特徴とする。
【００１２】
請求項３の発明は、請求項２の発明において、前記第２のインダクタと前記第３のインダクタのインダクタンスを略同一としたことを特徴とする。
【００１３】
請求項４の発明は、上記目的を達成するために、入力側が直流電源に接続され、出力側から流れ込む交流電圧を阻止する電子チョーク回路であって、入力側に印加される直流電源電圧から前記交流電圧を分離し高入力インピーダンスのバッファを通して出力する交流電圧分離部と、前記直流電源電圧を出力側へ通過させる直流電圧出力部とを備え、前記交流電圧分離部は、前記直流電源電圧を出力する高電位側の出力端に一端が接続された第１のキャパシタと、前記直流電源電圧を出力する低電位側の出力端に一端が接続された第２のキャパシタと、第１及び第２のキャパシタの他端がそれぞれ差動入力に接続された前記バッファとしての差動増幅器とからなり、前記直流電圧出力部は、前記直流電源の正極と前記高電位側の出力端との間に接続された第１及び第２のインダクタの直列回路と、前記直流電源の負極と前記低電位側の出力端との間に接続された第３及び第４のインダクタの直列回路と、第１及び第２のインダクタの接続点と第１のキャパシタを介した入力に対応する前記差動増幅器の一方の出力端との間に挿入される第５のインダクタ及び第３のキャパシタの直列回路と、第３及び第４のインダクタの接続点と第２のキャパシタを介した入力に対応する前記差動増幅器の他方の出力端との間に挿入される第６のインダクタ及び第４のキャパシタの直列回路と、第２及び第４のインダクタの一端間に直流電源と並列に接続される第５のキャパシタとからなることを特徴とする。
【００１４】
請求項５の発明は、請求項４の発明において、前記第１のインダクタと前記第３のインダクタが、同一のコアに巻設された２巻線のインダクタからなり、前記第２のインダクタ、第４のインダクタ、第５のインダクタ並びに第６のインダクタが、同一のコアに巻設された４巻線のインダクタからなることを特徴とする。
【００１５】
請求項６の発明は、請求項５の発明において、前記第１のインダクタと前記第３のインダクタのインダクタンスを略同一とし、前記第２のインダクタ、第４のインダクタ、第５のインダクタ並びに第６のインダクタのインダクタンスを略同一としたことを特徴とする。
【００１６】
【発明の実施の形態】
（実施形態１）
本実施形態における電子チョーク回路ＣＨは、図１に示す構成を有しており、出力端３，４から流れ込む交流電圧を入力端１，２間に印加される直流電源電圧Ｖｄｃから分離し高入力インピーダンスのバッファを通して出力する交流電圧分離部と、直流電源電圧Ｖｄｃ１を出力側へ通過させる直流電圧出力部とを備える。
【００１７】
交流電圧分離部は、高電位側の出力端３に一端が接続されたキャパシタＣ１と、キャパシタＣ１の他端が非反転入力端に接続されたバッファとしての非反転増幅器Ａ１とからなる。また、直流電圧出力部は、一端がキャパシタＣ１の入力端に接続されたインダクタＬ１と、非反転増幅器Ａ１の出力端とインダクタＬ１の他端との間に接続されるインダクタＬ２及びキャパシタＣ２の直列回路と、一端が高電位側の入力端１に接続されるとともに他端がインダクタＬ１，Ｌ２の接続点に接続されるインダクタＬ３と、インダクタＬ３の他端に一端が接続されるとともに入力端１，２間に直流電源と並列に接続されるキャパシタＣ３とからなる。ここで、本実施形態では直流電圧出力部を構成する２つのインダクタＬ２，Ｌ３のインダクタンスを同一としている。また、非反転増幅器Ａ１を理想増幅器と仮定し、キャパシタＣ２のキャパシタンスを充分に大きくとってインピーダンスを無視すれば、非反転増幅器Ａ１の利得を２倍とすることで高入力インピーダンスが得られる。但し、実際にはインダクタＬ３及びキャパシタＣ２のインピーダンス、並びに非反転増幅器Ａ１の出力インピーダンスが加算されるから、利得は２倍よりも若干大きくなる。
【００１８】
次に、本実施形態における電子チョーク回路ＣＨの動作について説明する。入力端１，２に印加された直流電源電圧Ｖｄｃが出力端３，４から出力されるが、電子チョーク回路ＣＨの後段において直流電源電圧Ｖｄｃに重畳された交流電圧が出力端３，４間に流入した場合、この流入した交流電圧はキャパシタＣ１を通して非反転増幅器Ａ１に入力する。ここに、非反転増幅器Ａ１から出力される交流電圧の位相は、出力端３，４から流入する交流電圧と同位相になる。また、非反転増幅器Ａ１の利得が２倍であるから非反転増幅器Ａ１から出力される交流電圧の振幅は出力端３，４から流入する交流電圧の２倍となる。
【００１９】
ところで、２つのインダクタＬ１，Ｌ３の接続点はインダクタＬ２及びキャパシタＣ２の直列回路を介して非反転増幅器Ａ１の出力端に接続されており、しかも、キャパシタＣ２，Ｃ３のインピーダンスが充分に小さく且つインダクタＬ２，Ｌ３のインダクタンスを等しくしているから、前記接続点の電位は、直流電源電圧Ｖｄｃに交流電圧と同振幅・同位相の交流電圧を重畳した電圧になる。したがって、インダクタＬ１の両端に現れる交流電圧が同位相・同振幅となることから、インダクタＬ１には交流電流が流れないことになり、出力端３，４から流入する交流電圧に対してインダクタＬ１のインピーダンスを等価的に無限大とみなすことが可能になる。なお、出力端３，４間に出力される直流電圧Ｖｄｃ１は、２つのインダクタＬ１，Ｌ３の巻線の直流抵抗による電圧降下を差し引いたものになる。
【００２０】
一方、入力端１，２間に直流電源と並列に接続されているキャパシタＣ３とインダクタＬ３によってローパスフィルタが構成されているため、インダクタＬ１，Ｌ３の接続点に現れる交流電圧が前記ローパスフィルタで減衰され、入力端１，２から直流電源に交流電圧が流れ込むことがないものである。
【００２１】
以上説明したように、インダクタＬ１の両端に印加する電圧の振幅及び位相を等しくすることによって、インダクタＬ１のインダクタンスを等価的に無限大とすることができる。この状態では、電子チョーク回路ＣＨの出力端３，４から見た交流電圧に対する入力インピーダンスは非反転増幅器Ａ１の入力インピーダンスにより決まるから、非反転増幅器Ａ１として入力インピーダンスの高いものを用いればよい。たとえば、入力段を電圧制御素子であるＭＯＳＦＥＴで構成した非反転増幅器Ａ１を用いれば非反転増幅器Ａ１の入力インピーダンスを高めることができ、結果として電子チョーク回路の出力端３，４から見た交流電圧に対する入力インピーダンスを高めることができる。
【００２２】
上述した動作から明らかなように、本実施形態では３個のインダクタＬ１〜Ｌ３を用いているが、インダクタＬ１，Ｌ２では自身のインダクタンスによって交流信号を減衰させる必要がないから、インダクタＬ１，Ｌ２にはそれぞれインダクタンスの小さいものを使用することができ、結果的に小型かつ軽量なインダクタＬ１〜Ｌ３が使用できる。また、インダクタＬ３及びキャパシタＣ３によってローパスフィルタを構成しているから、直流電源Ｖｄｃに交流成分が流入するのを防ぐことができる。なお、インダクタＬ１，Ｌ３には直流電流が流れるから、巻線の直流抵抗ができるだけ小さいものを用いるのが望ましい。
【００２３】
ところで、理論上は非反転増幅器Ａ１の利得は２倍であればよいが、実際には電子チョーク回路ＣＨの内部での損失（非反転増幅器Ａ１の出力インピーダンスやキャパシタＣ１のインピーダンスによる損失）を補償するために、非反転増幅器Ａ１の利得は２倍付近で調節可能にしてある。つまり、インダクタＬ１の両端に印加される電圧が等しくなるように非反転増幅器Ａ１の利得を調節することによって、電子チョーク回路ＣＨの出力端３，４から見た交流電圧に対する入力インピーダンスを高くすることが可能になる。なお、非反転増幅器Ａ１の利得調整のみで補正しきれない場合、非反転増幅器Ａ１に必要に応じて位相補償回路を付加すればよい。
【００２４】
（実施形態２）
本実施形態における電子チョーク回路ＣＨは、図２に示す構成を有しており、直流電圧出力部を構成する２つのインダクタＬ２，Ｌ３が同一のコアに巻設された２巻線のインダクタからなる点に特徴がある。なお、これ以外の構成については実施形態１と共通であるから、共通の構成要素には同一の符号を付して説明を省略する。
【００２５】
実施形態１における電子チョーク回路ＣＨでは、入力端１に接続されているインダクタＬ３に直流電流が流れることで直流偏磁が発生し、直流偏磁の影響によってインダクタＬ３のインダクタンスが減少してインダクタＬ２のインダクタンスとの間にばらつきが生じてしまう虞がある。
【００２６】
これに対して本実施形態では、同一のコアに２つのインダクタＬ２，Ｌ３を巻設しているため、直流偏磁が生じた場合でも２つのインダクタＬ２，Ｌ３は同じようにインダクタンスが減少することになり、２つのインダクタＬ２，Ｌ３のインダクタンスのばらつきを抑えることができる。但し、インダクタＬ２，Ｌ３の巻始めの位置を互いに異ならせることで極性を逆にする必要がある。
【００２７】
したがって、インダクタＬ２，Ｌ３を同一のインダクタンスを有する２巻線のインダクタで構成し、且つ両者の極性を異ならせることによって、インダクタＬ２，Ｌ３の接続点には常に非反転増幅器Ａ１から出力される交流電圧の２分の１の交流電圧、つまり出力端３，４から流入した交流電圧と同振幅且つ同位相の交流電圧が現れることになり、直流電流が変動するような場合でも出力端３，４から見た交流電圧に対する入力インピーダンスを高い状態で得ることが可能となる。
【００２８】
（実施形態３）
本実施形態における電子チョーク回路ＣＨは、図３に示す構成を有しており、交流電圧分離部が、高電位側の出力端３に一端が接続されたキャパシタＣ１と、低電位側の出力端４に一端が接続されたキャパシタＣ４と、各キャパシタＣ１，Ｃ４の他端が差動入力端５，６に接続されたバッファとしての差動増幅器Ａ２とからなり、直流電圧出力部が、高電位側の入力端１と出力端３の間に挿入されるインダクタＬ１，Ｌ３の直列回路と、インダクタＬ１，Ｌ３の接続点とキャパシタＣ１を介した入力に対応する差動増幅器Ａ２の一方の出力端７との間に挿入されるインダクタＬ２及びキャパシタＣ２の直列回路と、低電位側の入力端２と出力端４の間に挿入されるインダクタＬ４，Ｌ６の直列回路と、インダクタＬ４，Ｌ６の接続点とキャパシタＣ４を介した入力に対応する差動増幅器Ａ２の他方の出力端８との間に挿入されるインダクタＬ５及びキャパシタＣ５の直列回路と、インダクタＬ３，Ｌ６の他端にそれぞれ一端が接続されるとともに入力端１，２間に直流電源と並列に接続されるキャパシタＣ３とからなる。
【００２９】
ここで、本実施形態では直流電圧出力部を構成する２つのインダクタＬ２，Ｌ３並びにインダクタＬ５，Ｌ６のインダクタンス同士を各々同一としている。また、差動増幅器Ａ２を理想増幅器と仮定し、３つのキャパシタＣ２，Ｃ３，Ｃ５のキャパシタンスを充分に大きくしてそのインピーダンスによる影響を無視できるものとすれば、差動増幅器Ａ２の利得を２倍とすることで高入力インピーダンスが得られる。但し、実際にはインダクタＬ３にキャパシタＣ２のインピーダンス、並びに差動増幅器Ａ２の出力インピーダンスが加算され、同じくインダクタＬ５にキャパシタＣ５のインピーダンス、並びに差動増幅器Ａ２の出力インピーダンスが加算されるから、利得は２倍よりも若干大きくなる。
【００３０】
次に、本実施形態における電子チョーク回路ＣＨの動作を説明する。出力端３，４から流れ込んだ交流電圧はキャパシタＣ１，Ｃ４を通して差動増幅器Ａ２の差動入力端５，６にそれぞれ入力されるから、差動増幅器Ａ２の２つの出力端７，８からは同振幅且つ逆位相の交流電圧が出力される。つまり、出力端３，４から流入した交流電圧の２倍の振幅を有する交流電圧が差動増幅器Ａ２から出力されることになる。ここに、差動増幅器Ａ２から出力される交流電圧の位相は、出力端３，４から流入した交流電圧と同位相且つ振幅が２倍になる。
【００３１】
ところで、高電位側の入力端１と出力端３の間に挿入されている２つのインダクタＬ１，Ｌ３の接続点はインダクタＬ２及びキャパシタＣ２の直列回路を介して差動増幅器Ａ２の一方の出力端（キャパシタＣ１を介して入力される交流電圧が増幅されて出力される出力端）７に接続されており、しかも、キャパシタＣ２のインピーダンスが充分に小さく且つインダクタＬ２，Ｌ３のインダクタンスを等しくしているから、前記接続点の電位は、直流電源電圧Ｖｄｃに交流電圧と同振幅・同位相の交流電圧を重畳した電圧になる。したがって、インダクタＬ１の両端に現れる交流電圧が同位相・同振幅となることから、インダクタＬ１には交流電流が流れないことになり、出力端３から流入する交流電圧に対してインダクタＬ１のインピーダンスを等価的に無限大とみなすことが可能になる。
【００３２】
同様に、低電位側の入力端２と出力端４の間に挿入されている２つのインダクタＬ４，Ｌ６の接続点はインダクタＬ５及びキャパシタＣ５の直列回路を介して差動増幅器Ａ２の他方の出力端（キャパシタＣ４を介して入力される交流電圧が増幅されて出力される出力端）８に接続されており、しかも、キャパシタＣ５のインピーダンスを充分に小さく且つインダクタＬ５，Ｌ６のインダクタンスを等しくしているから、前記接続点の電位は、直流電源電圧Ｖｄｃに交流電圧と同振幅且つ同位相の交流電圧を重畳した電圧になる。したがって、インダクタＬ４の両端に現れる交流電圧が同位相・同振幅となることから、インダクタＬ４にも交流電流が流れないことになり、出力端４から流入する交流電圧に対してインダクタＬ４のインピーダンスを等価的に無限大とみなすことが可能になる。
【００３３】
一方、入力端１，２間に直流電源と並列に接続されているキャパシタＣ３とインダクタＬ３，Ｌ６によってローパスフィルタが構成されることにより、インダクタＬ１，Ｌ３の接続点及びインダクタＬ４，Ｌ６の接続点の交流電圧が前記ローパスフィルタで減衰されるため、入力端１，２から直流電源に交流電圧が流れ込むことがないものである。
【００３４】
以上説明したように、インダクタＬ１，Ｌ４の両端に印加する電圧の交流成分を同振幅かつ同位相にすることによって、インダクタＬ１，Ｌ４のインダクタンスを等価的に無限大とすることができる。この状態では、電子チョーク回路ＣＨの出力端３，４から見た交流電圧に対する入力インピーダンスは差動増幅器Ａ２の入力インピーダンスにより決まるから、差動増幅器Ａ２として入力インピーダンスの高いものを用いればよい。たとえば、入力段を電圧制御素子であるＭＯＳＦＥＴで構成した差動増幅器を用いれば差動増幅器Ａ２の入力インピーダンスを高めることができ、結果として電子チョーク回路ＣＨの出力端３，４から見た交流電圧に対する入力インピーダンスを高めることができる。
【００３５】
上述した動作から明らかなように、本実施形態では６個のインダクタＬ１〜Ｌ６が必要ではあるが、インダクタＬ１，Ｌ２，Ｌ４，Ｌ５では自身のインダクタンスによって交流信号を減衰させる必要がないから、各インダクタＬ１，Ｌ２，Ｌ４，Ｌ５にはそれぞれインダクタンスの小さいインダクタを使用することができ、結果的に小型かつ軽量なインダクタＬ１〜Ｌ６を用いることができる。また、インダクタＬ３，Ｌ６及びキャパシタＣ３によって構成されたローパスフィルタで交流成分が直流電源に流れ込むのを防ぐことができる。しかも、交流電圧分離部に差動増幅器Ａ２を設けることで回路構成を平衡型とすることができるから、出力端３，４から流入するコモンモードノイズが電子チョーク回路ＣＨでノーマルモードノイズに変わるのを防ぐことができる。その結果、Ｓ／Ｎ比を低下させずに耐ノイズ性能を向上しつつ出力端３，４から見た交流電圧に対する入力インピーダンスの高い電子チョーク回路ＣＨを提供することができる。なお、インダクタＬ１，Ｌ３，Ｌ４，Ｌ６には直流電流が流れるから、巻線の直流抵抗ができるだけ小さいものを用いるのが望ましい。
【００３６】
（実施形態４）
本実施形態における電子チョーク回路ＣＨは、図４に示す構成を有しており、直流電圧出力部を構成する２つのインダクタＬ１，Ｌ４が同一のコアに巻設された２巻線のインダクタからなり、４つのインダクタＬ２，Ｌ３，Ｌ５，Ｌ６が同一のコアに巻設された４巻線のインダクタからなる点に特徴がある。なお、これ以外の構成については実施形態３と共通であるから、共通の構成要素には同一の符号を付して説明を省略する。
【００３７】
実施形態３における電子チョーク回路ＣＨでは、２つのインダクタＬ１，Ｌ４に大きな直流電流が流れる場合に直流偏磁が発生してしまうから、これを防止するためには磁気飽和し難い形状の大きなコアを用いる必要がある。また、インダクタＬ３，Ｌ６にも直流電流が流れるため、直流電流による直流偏磁が発生し、直流偏磁の影響によって２つのインダクタＬ３，Ｌ６のインダクタンスが減少してインダクタＬ２，Ｌ５のインダクタンスとの間にそれぞればらつきが生じる虞があり、これを防ぐには直流電流の大きさに応じて差動増幅器Ａ２の利得を調整しなければならない。
【００３８】
これに対して本実施形態では、同一のコアに２つのインダクタＬ１，Ｌ４を逆極性に巻設するとともに、４つのインダクタＬ２，Ｌ３，Ｌ５，Ｌ６を同一のコアにそれぞれ逆極性に巻設しているため、直流偏磁を打ち消して小型のコアを使用することが可能であるとともにインダクタンスのばらつきが生じるのを防ぐことができる。したがって、直流電流が変動するような場合でも出力端３，４から見た交流電圧に対する入力インピーダンスを高い状態で得ることが可能となる。
【００３９】
ところで、実施形態１〜４で説明した本発明の電子チョーク回路ＣＨは、図７に示した多重伝送システムの給電端末Ｔｓに用いる用途に限られるものではなく、以下に説明する電源供給システムに用いても構わない。例えば、大きな負荷１１を駆動するために大容量の電源が必要な場合には、図５に示すように複数のＤＣ−ＤＣコンバータ１０ｉ（ｉ＝１，２，…，ｎ）を負荷１１に並列接続した電源供給システムが一般的に用いられる。これら複数のＤＣ−ＤＣコンバータ１０ｉは、専用の制御回路（図示せず）によって制御されており、この制御回路は制御信号線１２により各ＤＣ−ＤＣコンバータ１０ｉと接続されている。そして、制御回路がＤＣ−ＤＣコンバータ１０ｉの動作を制御することにより、負荷１１に供給する電力を複数のＤＣ−ＤＣコンバータ１０ｉで分担するとともに、何れかのＤＣ−ＤＣコンバータ１０ｉの出力に生じたリップル電流が負荷１１に流れ込むことなく他のＤＣ−ＤＣコンバータ１０ｉに流入する、所謂リップル電流の循環を防止している。
【００４０】
しかしながら、複数のＤＣ−ＤＣコンバータ１０ｉを制御回路の近くに設置できない場合や異なるタイプのＤＣ−ＤＣコンバータを使用するような場合では、制御信号線１２で接続して全てのＤＣ−ＤＣコンバータ１０ｉを制御することは困難である。また、リップル電流の周波数では負荷１１のインピーダンスよりもＤＣ−ＤＣコンバータ１０ｉが具備するフィルタコンデンサのインピーダンスが小さくなるため、上述のようにリップル電流が循環してＤＣ−ＤＣコンバータ１０ｉにリップル電流が流れ込んでしまう虞がある。このように循環するリップル電流は循環電流であり、フィルタコンデンサの劣化や無駄な電力消費による電源効率の低下、そして電源供給システムが不安定動作する要因となるため、できるだけ小さくすることが望ましい。
【００４１】
そこで、図６に示すように各ＤＣ−ＤＣコンバータ１０ｉの出力端と負荷１１との間に本発明の電子チョーク回路ＣＨを挿入すれば、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０ｉで生じたリップル電流を電子チョーク回路ＣＨで阻止することにより、リップル電流の循環が防止できるものである。しかも、本発明の電子チョーク回路ＣＨでは小型でありながらもリップル電流に対して出力端３，４から見た交流電圧に対する入力インピーダンスを高い状態にできるものである。
【００４２】
【発明の効果】
請求項１の発明は、入力側が直流電源に接続され、出力側から流れ込む交流電圧を阻止する電子チョーク回路であって、入力側に印加される直流電源電圧から前記交流電圧を分離し高入力インピーダンスのバッファを通して出力する交流電圧分離部と、前記直流電源電圧を出力側へ通過させる直流電圧出力部とを備え、前記交流電圧分離部は、入力側に印加される直流電源電圧から前記交流電圧を分離する第１のキャパシタと、第１のキャパシタにより分離された交流電圧を増幅する前記バッファとしての非反転増幅器とからなり、前記直流電圧出力部は、一端が第１のキャパシタの入力端に接続された第１のインダクタと、前記非反転増幅器の出力端と第１のインダクタの他端との間に接続される第２のインダクタ及び第２のキャパシタの直列回路と、一端が直流電源に接続されるとともに他端が第１及び第２のインダクタの接続点に接続される第３のインダクタと、第３のインダクタの他端に一端が接続されるとともに直流電源と並列に接続される第３のキャパシタとからなることを特徴とし、交流電圧分離部で分離された交流電圧を高入力インピーダンスのバッファである非反転増幅器で増幅し、増幅された交流電圧を第２のインダクタ及び第２のキャパシタの直列回路を通して第１及び第３のインダクタの接続点に印加しているから、第１のインダクタの両端の電位が等しくなり、第１のインダクタには交流電圧が流れないことによって第１のインダクタのインダクタンスを等価的に無限大とすることができて、出力側から見た交流電圧に対する入力インピーダンスを高くすることができる。しかも、出力側から見た交流電圧に対する入力インピーダンスを高くするために第１のインダクタのインダクタンスを用いるのではないから、第１のインダクタはインダクタンスの比較的小さい小型のものを用いることができる。そして、第３のインダクタと第３のキャパシタによりローパスフィルタが構成されるため、直流電源に交流電圧が流れ込むのを防ぐことができる。
【００４３】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記第２のインダクタと前記第３のインダクタが、同一のコアに巻設された２巻線のインダクタからなることを特徴とし、複数のインダクタでコアを兼用することにより回路をさらに小型化できる。
【００４４】
請求項３の発明は、請求項２の発明において、前記第２のインダクタと前記第３のインダクタのインダクタンスを略同一としたことを特徴とし、同一のコアに巻設した複数のインダクタのインダクタンスを略同一としているため、直流偏磁が生じた場合でも同一のコアに巻設されているインダクタは同じようにインダクタンスが減少することになり、複数のインダクタのインダクタンスのばらつきを抑えることができる。その結果、直流負荷に流れる直流電流が変動するような場合でも、出力側から見た交流電圧に対する入力インピーダンスを高い状態で得ることが可能となる。
【００４５】
請求項４の発明は、入力側が直流電源に接続され、出力側から流れ込む交流電圧を阻止する電子チョーク回路であって、入力側に印加される直流電源電圧から前記交流電圧を分離し高入力インピーダンスのバッファを通して出力する交流電圧分離部と、前記直流電源電圧を出力側へ通過させる直流電圧出力部とを備え、前記交流電圧分離部は、前記直流電源電圧を出力する高電位側の出力端に一端が接続された第１のキャパシタと、前記直流電源電圧を出力する低電位側の出力端に一端が接続された第２のキャパシタと、第１及び第２のキャパシタの他端がそれぞれ差動入力に接続された前記バッファとしての差動増幅器とからなり、前記直流電圧出力部は、前記直流電源の正極と前記高電位側の出力端との間に接続された第１及び第２のインダクタの直列回路と、前記直流電源の負極と前記低電位側の出力端との間に接続された第３及び第４のインダクタの直列回路と、第１及び第２のインダクタの接続点と第１のキャパシタを介した入力に対応する前記差動増幅器の一方の出力端との間に挿入される第５のインダクタ及び第３のキャパシタの直列回路と、第３及び第４のインダクタの接続点と第２のキャパシタを介した入力に対応する前記差動増幅器の他方の出力端との間に挿入される第６のインダクタ及び第４のキャパシタの直列回路と、第２及び第４のインダクタの一端間に直流電源と並列に接続される第５のキャパシタとからなることを特徴とし、交流電圧分離部で分離された交流電圧を高入力インピーダンスのバッファである差動増幅器で増幅し、増幅された交流電圧を第５のインダクタ及び第３のキャパシタの直列回路を通して第１及び第２のインダクタの接続点に印加するとともに第６のインダクタ及び第４のキャパシタの直列回路を通して第３及び第４のインダクタの接続点に印加しているから、第１及び第３のインダクタの両端の電位が等しくなり、第１及び第３のインダクタには交流電圧が流れないことによって第１及び第３のインダクタのインダクタンスを等価的に無限大とすることができ、出力側から見た場合、交流電圧に対して高い入力インピーダンスを確保することができる。しかも、出力側から見た交流電圧に対する入力インピーダンスを高くするために第１及び第３のインダクタのインダクタンスを用いるのではないから、第１及び第３のインダクタはインダクタンスの比較的小さい小型のものを用いることができる。そして、第２及び第４のインダクタと第５のキャパシタによりローパスフィルタを構成しているため、直流電源に交流電圧が流れ込むのを防ぐことができる。さらに、差動増幅器を用いることで回路構成を平衡型とすることが可能となり、電子チョーク回路にてコモンモードノイズがノーマルモードノイズに変わるのを防ぐことができる。
【００４６】
請求項５の発明は、請求項４の発明において、前記第１のインダクタと前記第３のインダクタが、同一のコアに巻設された２巻線のインダクタからなり、前記第２のインダクタ、第４のインダクタ、第５のインダクタ並びに第６のインダクタが、同一のコアに巻設された４巻線のインダクタからなることを特徴とし、複数のインダクタでコアを兼用することにより回路をさらに小型化できる。
【００４７】
請求項６の発明は、請求項５の発明において、前記第１のインダクタと前記第３のインダクタのインダクタンスを略同一とし、前記第２のインダクタ、第４のインダクタ、第５のインダクタ並びに第６のインダクタのインダクタンスを略同一としたことを特徴とし、同一のコアに巻設した複数のインダクタのインダクタンスを略同一としているため、直流偏磁が生じた場合でも同一のコアに巻設されているインダクタは同じようにインダクタンスが減少することになり、複数のインダクタのインダクタンスのばらつきを抑えることができる。その結果、直流負荷に流れる直流電流が変動するような場合でも、出力側から見た交流電圧に対する入力インピーダンスを高い状態で得ることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施形態１を示す回路図である。
【図２】実施形態２を示す回路図である。
【図３】実施形態３を示す回路図である。
【図４】実施形態４を示す回路図である。
【図５】従来の電源供給システムの一例を示す構成図である。
【図６】同上に本発明の電子チョーク回路を付加したシステム構成図である。
【図７】従来の多重伝送システムの一例を示す構成図である。
【図８】従来例を示す回路図である。
【図９】他の従来例を示す回路図である。
【符号の説明】
ＣＨ　電子チョーク回路
Ｌ１　インダクタ
Ｌ２　インダクタ
Ｌ３　インダクタ
Ｃ１　キャパシタ
Ｃ２　キャパシタ
Ｃ３　キャパシタ
Ａ１　非反転増幅器
Ｖｄｃ　直流電源電圧
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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