(57)【要約】【課題】可飽和リアクトルを使用せずに、スイッチング損失の増加を最小限に抑えて、回路の簡素化、小型化、低コスト化を図る。【解決手段】直流電源２からの直流信号をフルブリッジ型のインバータ４が高周波信号に変換する。高周波信号が変圧器１２の一次側に供給される。変圧器１２の二次側に誘起された高周波信号を整流回路１４が整流し、その整流出力を整流出力端子１４ｐから電源出力端子１８ｐに流し、電源出力端子１８ｎから整流出力端子１４ｎに帰還させる。整流出力端子１４ｐと電源端子１８ｐとの間にリアクトル２０が介在し、整流出力端子１８ｐとリアクトル２０との接続点にリアクトル２２の一端が接続されている。リアクトル２２の他端にダイオード２４のカソードを接続し、アノードを整流出力端子１８ｎに接続している。リアクトル２０、２２が磁気的に密に結合されている。【選択図】　　　　図１
2004056971.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源と、
この直流電源からの直流信号を高周波信号に変換するフルブリッジ型のインバータと、
前記高周波信号が一次側に供給される変成器と、
２つの整流出力端子を有し、前記変成器の二次側に誘起された高周波信号を整流し、整流信号を一方の整流出力端子から一方の電源出力端子に流し、他方の電源出力端子から他方の整流出力端子に帰還させる整流手段と、
一方の整流出力端子と一方の電源端子との間に介在する第１のリアクトルと、一方の整流出力端子と第１のリアクトルとの接続点に一端が接続された第２のリアクトルと、
第２のリアクトルの他端と、前記他方の整流出力端子との間に、前記他方の出力端子から第２のリアクトルに向かって電流が流れる方向性に接続された単方向性電流通過素子とを、
具備し、第１及び第２のリアクトルが磁気的に密に結合されているＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記インバータは、前記直流電源の両端間に直列に接続された第１及び第２の半導体スイッチング素子と、前記直流電源の両端間に直列に接続された第３及び第４の半導体スイッチング素子とを、具備し、第１及び第２の半導体スイッチング素子は、短いデッドタイミングを挟んで交互にオンされ、第３及び第４の半導体スイッチング素子は、第１の半導体スイッチング素子がオンの時に、第４の半導体スイッチング素子がオンとなり、第２の半導体スイッチング素子がオンの時に、第３の半導体スイッチング素子がオンとなるように、短いデッドタイミングを挟んで交互にオンされるＤＣ−ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば直流安定化電源、バッテリー充電器、直流無停電電源装置、燃料電池発電ポストレギュレータ、金属表面処理用電源、プラズマ切断用電源、アーク溶接機等の電源に使用されるＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、上記のＤＣ−ＤＣコンバータとしては、例えば特開平６−１４５４４号公報に開示されているようなものがある。これは、直流電源を半導体スイッチング素子構成のブリッジ回路により交流に変換し、この交流を出力トランスの一次巻線に供給し、出力トランスの二次巻線出力を可飽和リアクトルを介して整流器に供給し、整流器の出力をチョークインプット回路構成の２次側平滑回路フィルタによって平滑して直流出力を生成するものである。更に、上記ブリッジ回路の各ブリッジ辺を、半導体スイッチング素子にダイオードを逆並列に接続すると共に、コンデンサも並列に接続することによって、形成してある。２次側平滑フィルタは、タップを有する平滑リアクトルを有している。そのタップに整流器の出力が供給され、平滑リアクトルの一端が一方の出力端子に接続されている。平滑リアクトルの他端と他方の出力端子との間に、フライホイールダイオードが接続されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
上記のＤＣ−ＤＣコンバータでは、スイッチング損失が小さく、スイッチング素子やトランスの導通損失も小さいという特徴を持っている。しかし、可飽和リアクトルを使用しているので、コンバータを大容量化したり、スイッチング素子のスイッチング周波数を高くしたりした場合、可飽和リアクトルの発熱の問題が生じる。また、大容量化に伴い大型の可飽和リアクトルを使用しなければならないので、コストが高くなるという問題が生じる。
【０００４】
本発明は、可飽和リアクトルを使用しなくても、スイッチング損失の増加を最小限に止め、回路の簡素化、小型化、低コスト化を図ったＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源を有している。この直流電源は、例えば商用交流電源を整流、平滑する回路によって構成することができる。
この直流電源からの直流信号を高周波信号にフルブリッジ型のインバータが、変換する。フルブリッジ型のインバータは、例えば複数の半導体スイッチング素子を各辺に有している。半導体スイッチング素子は、例えば第１及び第２の端子と制御端子とを有し、第１及び第２の端子間に所定の方向性に電圧が印加されている状態において、制御端子に制御信号が供給されているとき、導通し、具体的には、ＩＧＢＴ、ＦＥＴまたはバイポーラトランジスタ等からなる。各半導体スイッチング素子には、逆並列に環流用のダイオードを接続することもできるし、更にコンデンサも接続することができる。インバータからの高周波信号が変成器の一次側に供給される。変成器は、漏れインダクタンスと、励磁インダクタンスとを備えたものとすることができる。変成器の二次側に誘起された高周波信号は、整流手段によって整流される。この整流手段は、２つの整流出力端子を有し、整流信号を一方の整流出力端子から一方の電源出力端子に流し、他方の電源出力端子から他方の整流出力端子に帰還させる。整流手段としては、例えば変成器の二次側巻線の両端を同一の方向性とされた２つのダイオードで一方の整流出力端子に接続し、二次側巻線の中間タップを他方の整流出力端子に接続したものを使用することができる。或いは、変成器の二次側にフルブリッジ型に接続した４つのダイオードによって構成することもできる。この場合、２次巻線の両端に直列に第１及び第２のダイオードが接続され、更に２次巻線の両端に直列に第３及び第４のダイオードが接続され、第１及び第２のダイオードの接続点と、第３及び第４のダイオードの接続点とが、整流出力端子とされる。一方の整流出力端子と一方の電源端子との間に第１のリアクトルが介在する。一方の整流出力端子と第１のリアクトルとの接続点に第２のリアクトルの一端が接続されている。第２のリアクトルの他端と前記他方の整流出力端子との間に、前記他方の出力端子から第２のリアクトルに向かって電流が流れる方向性に単方向性電流通過素子、例えばダイオードが接続されている。第１及び第２のリアクトルは磁気的に密に結合されている。例えばそれぞれが、同一コアに密に結合されている。
【０００６】
前記インバータは、前記直流電源の両端間に直列に接続された第１及び第２の半導体スイッチング素子と、前記直流電源の両端間に直列に接続された第３及び第４の半導体スイッチング素子とを、具備することができる。第１及び第２の半導体スイッチング素子は、短いデッドタイミングを挟んで交互にオンされ、第３及び第４の半導体スイッチング素子は、第１の半導体スイッチング素子がオンの時に、第４の半導体スイッチング素子がオンとなり、第２の半導体スイッチング素子がオンの時に、第３の半導体スイッチング素子がオンとなるように、短いデッドタイミングを挟んで交互にオンされる。
【０００７】
このように構成されたＤＣ−ＤＣコンバータでは、インバータの半導体スイッチング素子を介して直流電源から電流が変成器の一次巻線に流れていない状態において、整流出力手段の２つの整流出力端子間の電圧が、２つの電源出力端子間の電圧を第１及び第２のリアクトルによって分圧された電圧に等しくなったとき、単方向性電流通過素子が導通し、第１及び第２のリアクトル、単方向性電流通過素子の間で電流が環流する。この環流電流は徐々に減少していく。これに伴って、変成器の一次巻線を環流する電流も減少する。
【０００８】
【発明の実施の形態】
本発明の第１の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータを図１乃至図３を参照して説明する。このＤＣ−ＤＣコンバータは、図１に示すように、直流電源２を有している。この直流電源２は、例えば商用交流電源からの商用交流電圧を整流回路によって整流し、かつ、平滑回路によって平滑することによって構成することができる。
【０００９】
この直流電源の両出力端子２Ｐ、２Ｎ間にインバータ４が接続されている。このインバータ４は、フルブリッジ型のもので、４つの半導体スイッチング素子、例えばＩＧＢＴ６ａ乃至６ｄを有している。これらＩＧＢＴ６ａ乃至６ｄは、２つの端子、例えばコレクタ、エミッタを有し、コレクタ側がエミッタ側よりも正の電位にある状態において、制御端子、例えばゲートに制御信号が供給されている期間、導通するものである。ＩＧＢＴ６ａのコレクタは、出力端子２Ｐに接続され、そのエミッタは、ＩＧＢＴ６ｂのコレクタに接続されている。ＩＧＢＴ６ｂのエミッタは、出力端子２Ｎに接続されている。同様に、ＩＧＢＴ６ｃのコレクタは、出力端子２Ｐに接続され、そのエミッタは、ＩＧＢＴ６ｄのコレクタに接続されている。ＩＧＢＴ６ｄのエミッタは出力端子２Ｎに接続されている。
【００１０】
ＩＧＢＴ６ａ乃至６ｄのコレクタ、エミッタ間には、逆並列にダイオード８ａ乃至８ｄが接続されている。即ち、電位が高くなるコレクタ側に各ダイオード８ａ乃至８ｄのカソードが、電位が低くなるエミッタ側に各ダイオード８ａ乃至８ｄのアノードが、接続されている。さらに、これらダイオード８ａ乃至８ｄに並列にコンデンサ１０ａ乃至１０ｄが接続されている。これらコンデンサ１０ａ乃至１０ｄとしては、例えばＩＧＢＴ８ａ乃至８ｄが、コレクタ、エミッタ間に有する寄生容量を使用することができる。
【００１１】
図示していないが、各ＩＧＢＴ６ａ乃至６ｄのゲートには、制御回路から駆動信号が供給され、これに応じてＩＧＢＴ６ａ乃至６ｄは、オンオフ制御される。
【００１２】
ＩＧＢＴ６ａのエミッタとＩＧＢＴ６ｂのコレクタとの接続点、即ち、インバータ４の一方の出力端子４ａは、変成器、例えば変圧器１２の一次巻線１２ｐの一端に接続されている。同様に、ＩＧＢＴ６ｃのエミッタとＩＧＢＴ６ｄのコレクタとの接続点、即ちインバータ４の他方の出力端子４ｂは、変圧器１２の一次巻線１２ｐの他端に接続されている。
【００１３】
変圧器１２の二次巻線１２ｓの一端には、整流出力手段、例えば整流回路１４の一部を構成するダイオード１４ｂのアノードが接続されている。同様に二次巻線１２の他端には、整流回路１４の残りの部分を構成するダイオード１４ａのアノードが接続されている。ダイオード１４ａ、１４ｂのカソードが互いに接続され、整流回路１４の一方の出力端子１４ｐに接続されている。また、変圧器１２の二次巻線１２ｓの中間タップ１２ｔは、整流回路１４の他方の出力端子１４ｎに接続されている。
【００１４】
２つの整流出力端子１４ｐ、１４ｎの間に平滑フィルタ１６が接続されている。この平滑フィルタ１６は、整流出力端子１４ｐと電源出力端子１８ｐとの間に接続された第１のリアクトル２０を有している。第１のリアクトル２０の一端と整流出力端子１４ｐとの接続点に、第２のリアクトル２２の一端が接続されている。この第２のリアクトル２２の他端に、単方向性電流通過素子、例えばダイオード２４のカソードが接続され、アノードが整流出力端子１４ｎに接続されている。さらに、電源出力端子１８ｐ、１８ｎの間に平滑用のコンデンサ２６が接続されている。このコンデンサ２６は、アーク溶接機やプラズマ切断機の電源として、このＤＣ−ＤＣコンバータを使用する場合には、不要である。なお、リアクトル２０、２２は、磁気的に密に結合されており、例えば同一の鉄心上に接近して配置されて、構成されている。電源出力端子１８ｐ、１８ｎの間には、負荷２８が接続されている。
【００１５】
なお、図２に示すように、変圧器１２には、一次側に励磁インダクタンス１２Ｌｐと、漏洩インダクタンス１２Ｌｓとが存在している。以下、図３を参照しながら、このＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明するが、この動作では、これら励磁インダクタンス１２Ｌｐと漏洩インダクタンス１２Ｌｓとが考慮されている。
【００１６】
図３（ａ）乃至（ｄ）に示すＶｇａ乃至Ｖｇｄは、ＩＧＢＴ６ａ乃至６ｄに印加される駆動信号を表している。ＶｇａとＶｇｂは、ＩＧＢＴ６ａと６ｂとが共に短い期間オフとなるデッドタイムｔｄａを隔てて交互にＩＧＢＴ６ａと６ｄとがオンするように供給されている。同様にＶｇｃとＶｇｄも、ＩＧＢＴ６ｃと６ｄとが共に短い期間オフとなるデッドタイムｔｄｂを隔てて交互にＩＧＢＴ６ｃと６ｄとがオンするように供給されている。但し、ＶｇａとＶｇｄとが共にＩＧＢＴ６ａと６ｄとに供給され、ＶｇｂとＶｇｃとが共にＩＧＢＴ６ｂと６ｃとに供給される期間がある。
【００１７】
時刻ｔｏの直前ではＩＧＢＴ６ａ、６ｄに駆動信号ＶｇａとＶｇｄとが供給され、ＩＧＢＴ６ａ、６ｄがオンしている。その結果、図３（ｍ）に示す変圧器１２の一次側電流ｉは、直流電源２、ＩＧＢＴ６ａ、変圧器１２の一次巻線１２ｐ、ＩＧＢＴ６ｄを介して流れている。このとき、変圧器１２の二次巻線１２ｓ側では、ダイオード１４ａが導通しており、リアクトル２０を介して負荷２８に電流が流れている。ダイオード１４ｂ、２４は逆バイアスされており、オフである。
【００１８】
時刻ｔ０において、図３（ａ）に示すように、ＩＧＢＴ６ａをターンオフさせると、変圧器１２の一次側電流ｉは、コンデンサ１０ａを充電する電流と、コンデンサ１０ｂから放電される電流として供給される。図３（ｅ）に示すように、コンデンサ１０ａの充電は、スナバ効果によって緩やかに行われるので、ＩＧＢＴ６ａのターンオフ損失は小さい。
【００１９】
コンデンサ１０ａの充電が行われている途中の時刻ｔ１において、図３（ｏ）に示すように、変圧器１２の二次側整流電圧Ｖｄが、ＮＬＥｏに達すると、リアクトル２０、２２が密に結合しているので、ダイオード２４が導通する。ＮＬは、ｎ２／（ｎ１＋ｎ２）で、ｎ１は、リアクトル２０の巻数、ｎ２はリアクトル２２の巻数である。Ｅｏは、負荷２８の両端間電圧である。リアクトル２０に蓄積されたエネルギーに基づく電流は、リアクトル２０、負荷２８、ダイオード２４、リアクトル２２を流れ始める。この電流は徐々に減少していく。同時に、変圧器１２の一次巻線１２ｐに流れる電流ｉも、図３（ｍ）に示すように、ｄｉ／ｄｔ＝−ＮｔＶｄ／Ｌｓ＝−ＮｔＮＬＥｏ／Ｌｓの傾きで減少していく。Ｎｔは、変圧器１２の巻数比（一次巻数／二次巻数）である。
【００２０】
コンデンサ１０ａの充電が更に進み、時刻ｔ２において図３（ｅ）に示すように直流電源２の電圧Ｅに到達すると、ダイオード８ｂが導通する。変圧器１２の一次巻線１２ｐを流れる電流ｉは、ＩＧＢＴ６ｄ、ダイオード８ｂを流れる。このとき、一次巻線１２ｐの両端間電圧Ｖａｂは、図３（ｎ）に示すように零となる。
【００２１】
このようにダイオード８ｂが導通している期間中である時刻ｔ３にＩＧＢＴ６ｂのゲートに駆動信号が供給されている。この時刻ｔ３と、ＩＧＢＴ６ａへの駆動信号の供給が絶たれた時刻ｔ１との間には、予め定めた時間ｔｄａがある。一次巻線１２ｐの両端間電圧Ｖａｂが零になったことにより、ダイオード１４ａを流れる電流が零になり、ダイオード１４ａが非導通状態になり、変圧器１２の二次巻線１２ｓの電流は零となる。これによって、リアクトル２０からの全電流は、ダイオード２４、リアクトル２２を環流する。また、変圧器１２の一次巻線１２ｐを流れる電流ｉは、変圧器１２の励磁電流成分のみなる。そのため、ダイオード８ｂ、ＩＧＢＴ６ｄを環流する電流も励磁電流成分のみとなる。
【００２２】
ＩＧＢＴ６ａへの駆動信号の供給が絶たれた時刻ｔ１から予め定めた時間ｔθが経過した時刻ｔ４には、図３（ｄ）に示すようにＩＧＢＴ６ｄへの駆動信号が遮断される。このとき、ＩＧＢＴ６ｄを流れる電流ｉｓｄは、図３（ｋ）に示すように変圧器１２の励磁電流のみの非常に小さい値であるので、ＩＧＢＴ６ｃ、６ｄに並列に接続されているコンデンサ１０ｃ、１０ｄが、ＩＧＢＴ６ｃ、６ｄの寄生容量のみであっても、ＩＧＢＴ６ｄのターンオフ損失は充分に小さい。コンデンサ１０ｄの電圧は、励磁インダクタンス１２Ｌｐの蓄積エネルギーによって緩やかに上昇する。
【００２３】
コンデンサ１０ｄの電圧が上昇し、時刻ｔ５において、ＮｔＮＬＥｏに達すると、ダイオード１４ｂが導通する。
【００２４】
ＩＧＢＴ６ｄへの駆動信号が遮断された時刻ｔ４から予め定めた時間ｔｄｂが経過した時刻ｔ６において、図３（ｃ）に示すようにＩＧＢＴ６ｃに駆動信号を供給して、ＩＧＢＴ６ｃを導通させる。なお、時刻ｔ５においてダイオード１４ｂが導通しているが、ｔｄｂの期間が短いので、時刻ｔ５から時刻ｔ６の期間は、殆ど無視できる。ＩＧＢＴ６ｃが導通したことにより、変圧器１２の一次巻線１２ｐを流れる電流ｉは、ＩＧＢＴ６ｃ、変圧器１２の一次巻線１２ｐ、ＩＧＢＴ６ｂを流れ、その絶対値が増加していく。このとき、変圧器１２には、漏れインダクタンス１２Ｌｓが存在しているので、電流ｉの傾きは、ｄｉ／ｄｔ＝（Ｅ−ＮｔＶｄ）／１２Ｌｓ＝（Ｅ−ＮｔＮＬＥｏ）／１２Ｌｓとなり、漏れインダクタンス１２Ｌｓによって制限されるので、ＩＧＢＴ６ｃのターンオン損失は小さい。また、ＩＧＢＴ６ｂは、ダイオード８ｂが導通している期間に既に駆動信号が供給されているので、ＩＧＢＴ６ｂのターンオン損失も小さい。ダイオード１４ｂを流れる電流の絶対値も、電流ｉと同じような傾きで増加する。他方、ダイオード２４の電流は急激に減少していく。
【００２５】
なお、ＩＧＢＴ６ｃのターンオン時に、ＩＧＢＴ６ｃを介してコンデンサ１０ｃの電荷を放電すると共に、コンデンサ１０ｄを充電するので、コンデンサ１０ｃ、１０ｄの充放電によるターンオン損失が発生するが、コンデンサ１０ｃ、１０ｄは、ＩＧＢＴ６ｃ、６ｄの寄生容量のみで構成されているので、小さな値であり、ターンオン損失が比較的小さい。
【００２６】
時刻ｔ７において、ダイオード２４の電流が零になり、ダイオード２４が非導通となり、ダイオード１４ｂからの電流は全てリアクトル２０を介して負荷２８に流れる。図３（ｂ）に示すようにＩＧＢＴ６ｂへの駆動信号が遮断されて、ＩＧＢＴ６ｂが非導通となる時刻ｔ８において、半サイクルＴ／２が終了する。
【００２７】
次の半サイクルも、回路の対称性により、同様に動作する。
【００２８】
上記のように、ＩＧＢＴ６ｃまたはＩＧＢＴ６ｄのターンオン時に、コンデンサ１０ｃ、１０ｄの充放電によりターンオン損失が若干生じるが、上述した従来の回路では必要であった可飽和リアクトルを省略しても、スイッチング損失の増加を最小限に抑えることができ、回路構成が簡略化され、低コストのコンバータを実現できる。
【００２９】
上記の実施の形態では、半導体スイッチング素子にＩＧＢＴを使用したが、これに限ったものではなく、ＭＯＳＦＥＴやバイポーラトランジスタ等の他の半導体スイッチング素子を使用することもできる。このコンバータの出力制御は、図３（ａ）乃至（ｄ）に示すように、駆動信号Ｖｇａ乃至Ｖｇｄのパルス幅をほぼ１８０度とし、Ｖｇａ、Ｖｇｂと、Ｖｇｃ、Ｖｇｄとの位相差、即ちｔθを制御する位相差ＰＷＭ制御によって行える。
【００３０】
本発明は、上記の第１の実施の形態に限定されるものではなく、例えば図４乃至図７の第２乃至第５の実施の形態に示すような変形も可能である。
【００３１】
即ち、図４の第２の実施の形態では、出力側の整流手段、例えば整流回路１４０が、４つのダイオード１４０ａ乃至１４０ｄからなるフルブリッジ型に構成されている。この場合でも、整流出力端子１４０ｐと１４０ｎとの間に、平滑フィルタ１６が接続されている。他の構成は、上記の実施の形態と同様であるので、詳細な説明は省略する。
【００３２】
或いは、図５の第３の実施の形態は、上述した第１の実施形態において、インバータ４の出力端子４ａと変圧器１２の一次巻線１２ｐの一端との間に、コンデンサ３０を設けたものである。他の構成は第１の実施の形態と同様であるので、詳細な説明は省略する。
【００３３】
また、図６の第４の実施の形態では、整流手段を図４と同様にフルブリッジ型に構成した上に、図５と同様にコンデンサ３０を設けてある。他の構成は第１の実施の形態と同様であるので、詳細な説明を省略する。
【００３４】
或いは、図７の第５の実施の形態では、上述した第１の実施形態において、直流電源２の両端間にコンデンサ３０ａ、３０ｂを設け、これらコンデンサ３０ａ、３０ｂの接続点をリアクトル３２を介してＩＧＢＴ６ａ、６ｂの相互接続点に接続したものである。図示していないが、図４のようにフルブリッジ型の整流回路１４０を設けて、コンデンサ３０ａ、３０ｂ、リアクトル３２を設けてもよい。
【００３５】
【発明の効果】
以上のように、本発明によれば、可飽和リアクトルを使用しなくても、スイッチング損失の増加を最小限に抑えることができ、回路構成が簡略化され、低コストのＤＣ−ＤＣコンバータを実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータのブロック図である。
【図２】図１のＤＣ−ＤＣコンバータの等価回路図である。
【図３】図１のＤＣ−ＤＣコンバータの動作説明図である。
【図４】本発明の第２の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータのブロック図である。
【図５】本発明の第３の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータのブロック図である。
【図６】本発明の第４の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータのブロック図である。
【図７】本発明の第５の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータのブロック図である。
【符号の説明】
２　直流電源
４　インバータ
１２　変圧器（変成器）
１４　整流回路（整流手段）
１６　平滑回路
２０　第１のリアクトル
２２　第２のリアクトル
２４　ダイオード（単方向性電流通過素子）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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