(57)【要約】【課題】充電式電源部の回生動作時に、最適な電流値で充電を行い、充電効率を向上する。【解決手段】回生時に、トルク常数Ｋｔと回転速度Ωｍを用いて、Ｅｖ＝Ｋｔ・Ωｍの式より、逆起電圧Ｅｖを求め、最適電流値Ｉｍ’をモータ抵抗値Ｒｍとバッテリ抵抗値Ｒｂａｔを用いて、Ｉｍ’＝Ｅｖ／２・（Ｒｍ＋Ｒｂａｔ）の式よりを求める。そして、この最適電流値Ｉｍ’を限界電流値ＯＣ（−８Ａ）と比較する。そして、最適電流値Ｉｍ’が限界電流値ＯＣ以上である場合には、最適電流値Ｉｍ’（＝Ｅｖ／２・（Ｒｍ＋Ｒｂａｔ））を電流指令値Ｉｍとして決定する。また、最適電流値Ｉｍ’が限界電流値ＯＣ未満である場合には、限界電流値ＯＣを電流指令値Ｉｍとして決定する。このようにして、限界電流値の範囲内で電流指令値Ｉｍを最適化し、充電効率（回生効率）の向上を実現する。【選択図】        図１
2004266907.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
駆動モータによる助力駆動時には駆動モータへの駆動電源を供給し、駆動モータによる回生時には前記駆動モータの逆起電圧によって充電を行う充電式電源部に対する回生動作を制御する回生装置であって、
所定の電流指令値に基づいて前記充電式電源部に接続される充放電経路の電流値を制御する電流制御手段と、
前記回生時に駆動モータの逆起電圧を検知する逆起電圧検知手段と、
前記逆起電圧検知手段によって検知された逆起電圧値に基づいて前記電流制御手段に供給する電流指令値を決定し、前記電流制御手段に供給する電流指令値決定手段と、
を有することを特徴とする回生装置。
【請求項２】
前記逆起電圧検知手段は、前記駆動モータの回転速度を検出し、その検出値に基づいて前記逆起電圧値を算出することを特徴とする請求項１記載の回生装置。
【請求項３】
前記逆起電圧検知手段は、前記駆動モータで発生した逆起電圧信号を直接検出し、その検出信号をＡ／Ｄ変換して逆起電圧値を求めることを特徴とする請求項１記載の回生装置。
【請求項４】
前記電流指令値決定手段は、前記逆起電圧値を用いて最も大きい回生電力を得るための最適電流値を算出するとともに、前記最適電流値を前記充電式電源部の特性に対応する限界電流値と比較し、前記最適電流値が限界電流値の範囲内にある場合には前記最適電流値を電流指令値として決定し、前記最適電流値が限界電流値の範囲外にある場合には前記限界電流値を電流指令値として決定することを特徴とする請求項１記載の回生装置。
【請求項５】
前記電流指令値決定手段は、前記最適電流値をＩｍ、前記逆起電圧値をＥｖ、前記駆動モータの抵抗値をＲｍ、前記充電式電源部の抵抗値をＲｂａｔとした場合に、演算式Ｉｍ＝Ｅｖ／２・（Ｒｍ＋Ｒｂａｔ）より前記最適電流値を算出することを特徴とする請求項４記載の回生装置。
【請求項６】
前記充電式電源部が２次電池であることを特徴とする請求項１記載の回生装置。
【請求項７】
前記充電式電源部が大容量コンデンサであることを特徴とする請求項１記載の回生装置。
【請求項８】
車輪の助力駆動を行う駆動モータと、前記駆動モータに電力を供給する充電式電源部と、前記駆動モータにおいて生じた電力によって前記充電式電源部の充電を行う回生装置と、前記回生装置を制御する上位コントローラとを有し、
前記回生装置は、
駆動モータによる助力駆動時には前記駆動モータへの駆動電源を供給し、駆動モータによる回生時には前記駆動モータの逆起電圧によって充電を行う充電式電源部に対する回生動作を制御する回生装置であって、
所定の電流指令値に基づいて前記充電式電源部に接続される充放電経路の電流値を制御する電流制御手段と、
前記回生時に駆動モータの逆起電圧を検知する逆起電圧検知手段と、
前記逆起電圧検知手段によって検知された逆起電圧値に基づいて前記電流制御手段に供給する電流指令値を決定し、前記電流制御手段に供給する電流指令値決定手段とを有する、
ことを特徴とする自転車。
【請求項９】
前記逆起電圧検知手段は、前記駆動モータの回転速度を検出し、その検出値に基づいて前記逆起電圧値を算出することを特徴とする請求項８記載の自転車。
【請求項１０】
前記逆起電圧検知手段は、前記駆動モータで発生した逆起電圧信号を直接検出し、その検出信号をＡ／Ｄ変換して逆起電圧値を求めることを特徴とする請求項８記載の自転車。
【請求項１１】
前記電流指令値決定手段は、前記逆起電圧値を用いて最も大きい回生電力を得るための最適電流値を算出するとともに、前記最適電流値を前記充電式電源部の特性に対応する限界電流値と比較し、前記最適電流値が限界電流値の範囲内にある場合には前記最適電流値を電流指令値として決定し、前記最適電流値が限界電流値の範囲外にある場合には前記限界電流値を電流指令値として決定することを特徴とする請求項８記載の自動車。
【請求項１２】
前記電流指令値決定手段は、前記最適電流値をＩｍ、前記逆起電圧値をＥｖ、前記駆動モータの抵抗値をＲｍ、前記充電式電源部の抵抗値をＲｂａｔとした場合に、演算式Ｉｍ＝Ｅｖ／２・（Ｒｍ＋Ｒｂａｔ）より前記最適電流値を算出することを特徴とする請求項１１記載の自転車。
【請求項１３】
前記充電式電源部が２次電池であることを特徴とする請求項８記載の自転車。
【請求項１４】
前記充電式電源部が大容量コンデンサであることを特徴とする請求項８記載の自転車。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、充電式電源部から駆動モータへの電力供給動作と駆動モータで発生した電力の充電式電源部への回生動作とを制御するための回生装置と、この回生装置を利用したアシスト型自転車に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、回生装置による充電式バッテリと助力用駆動モータを搭載したアシスト型自転車が知られている。また、回生装置を用いたシステムとしては、アシスト型自転車に限らず、電気自動車等に種々応用されている（例えば、特許文献１〜３参照）。
以下、アシスト型自転車を従来例として説明する。
一般に、この種のアシスト型自転車では、人力による走行を力行走行といい、下り坂等の重力や人力・外力による走行を回生走行という。
そして、力行走行時には、バッテリから駆動モータに流れる電流を一定の目標値に制御するＣＣ（Ｃｏｎｓｔａｎｔ  Ｃｕｒｒｅｎｔ）制御を行うことで力行走行をアシストする。また、回生走行時には、駆動モータからの回生電圧（ＢＥＦＭ）を電源としてＣＣ制御充電が可能である。
また、この充電時には、バッテリの種類によっては安全／バッテリ寿命上、上限充電電圧ＯＶ（Ｏｖｅｒ  Ｖｏｌｔａｇｅ）を超えないようにする必要があり、充電電圧を一定の目標値に制御するためのＣＶ（Ｃｏｎｓｔａｎｔ  Ｖｏｌｔａｇｅ）制御を行い、同時に上限充電電流ＯＣ（Ｏｖｅｒ  Ｃｕｒｒｅｎｔ）をも超えないように制御しつつ、バッテリに充電する必要があり、この一連の制御をＣＶＣＣ制御という。
【０００３】
そして、このようなＣＶＣＣ制御は、回生装置に設けられたＣＣコントローラ及びＣＶコントローラによって実行される。
すなわち、ＣＣコントローラは充放電経路より検出される電流値に基づくフィードバック制御によって充放電経路の電流値を目標値に制御する。なお、電流値の制御は、例えば駆動モータを制御するモータドライバを通して行う。また、回生（充電）時と力行（放電）時とで充放電経路に流れる電流の方向（電流値の極性）は逆になる。
また、ＣＶコントローラも充放電経路より検出される電圧値に基づくフィードバック制御によって充放電経路の電圧値を目標値に制御するものであるが、充放電経路の電圧値を目標値に一致させるための電流値を算出し、これを電流指令値として充放電経路の電流値を制御することにより、充放電経路の電圧値を目標値に制御する。
【０００４】
【特許文献１】
特開２０００−６８７８号公報
【特許文献２】
特開２００２−５８１０６号公報
【特許文献３】
特開２００２−３４５１０６号公報
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上述のような従来の回生装置において、バッテリの回生動作を行う場合、最終的に充放電経路に流れる電流値は、ＣＣコントローラで決定される電流目標値（最大で上限充電電流ＯＣ）に応じて固定的に制御されるようになっている。
しかしながら、このように充放電経路の電流値を限界電流値に制御しながら回生動作を行った場合、特に回生電圧が低い時（すなわちモータの低速回転時）にバッテリへの充電効率（回生電力）が低下するという現象が認められる。
つまり、回生電圧が十分大きい時（すなわちモータの回転速度が十分大きい時）はバッテリが適正な充電状態におかれ、充電電力の最大化が達成されているが、モータ速度の低下に伴い、徐々にバッテリへの充電電流量が減少し、やがてバッテリからの放電が始まってしまい、充電電力の最大化が達成できなくなる。
また、モータをさらに低速で走らせて充電した場合には、充電が不可能となる場合もあることが確認される。
なお、以上は充電式電源部に２次電池を用いた例で説明したが、最近では大容量のコンデンサが開発されてきており、このような大容量コンデンサを用いた場合にも同様の問題点が生じるものと推測される。
【０００６】
本発明は、上述のような実情に鑑みてなされたものであり、その目的は、充電式電源部の回生動作時に、最適な電流値でＣＶＣＣ制御充電を行うことができ、充電効率を向上することが可能な回生装置及び自転車を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明は前記目的を達成するため、駆動モータによる助力駆動時には前記駆動モータへの駆動電源を供給し、駆動モータによる回生時には前記駆動モータの逆起電圧によって充電を行う充電式電源部に対する回生動作を制御する回生装置であって、所定の電流指令値に基づいて前記充電式電源部に接続される充放電経路の電流値を制御する電流制御手段と、前記回生時に駆動モータの逆起電圧を検知する逆起電圧検知手段と、前記逆起電圧検知手段によって検知された逆起電圧値に基づいて前記電流制御手段に供給する電流指令値を決定し、前記電流制御手段に供給する電流指令値決定手段とを有することを特徴とする。
【０００８】
また本発明は、車輪の助力駆動を行う駆動モータと、前記駆動モータに電力を供給する充電式電源部と、前記駆動モータにおいて生じた電力によって前記充電式電源部の充電を行う回生装置と、前記回生装置を制御する上位コントローラとを有し、前記回生装置は、駆動モータによる助力駆動時には前記駆動モータへの駆動電源を供給し、駆動モータによる回生時には前記駆動モータの逆起電圧によって充電を行う充電式電源部に対する回生動作を制御する回生装置であって、所定の電流指令値に基づいて前記充電式電源部に接続される充放電経路の電流値を制御する電流制御手段と、前記回生時に駆動モータの逆起電圧を検知する逆起電圧検知手段と、前記逆起電圧検知手段によって検知された逆起電圧値に基づいて前記電流制御手段に供給する電流指令値を決定し、前記電流制御手段に供給する電流指令値決定手段とを有することを特徴とする。
【０００９】
本発明の回生装置及び自転車では、充電式電源部の回生動作時に駆動モータの逆起電圧を検知し、この逆起電圧値に基づいて電流制御手段に供給する電流指令値を決定し、充放電経路の電流制御を行うようにしたので、充電式電源部を最適な電流値で充電を行うことができ、充電効率を向上することが可能となる。
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明による回生装置及び自転車の実施の形態例について説明する。
図１は本発明の実施の形態例による回生装置を搭載したアシスト自転車の駆動制御系の構成例を示すブロック図である。
また、図２は図１に示す駆動制御系の回生動作時の電流指令値決定動作を示すフローチャートであり、本発明の特徴となる動作例を示している。
本例の回生装置では、アシスト自転車の回生動作時にバッテリに供給する充電電流値を最適化することによって充電効率の向上を図るものである。
なお、本例ではバッテリの耐久特性等により、回生時の限界電流（負値の上限電流値）ＯＣは例えば−８Ａとなっており、この値を下回らない（絶対値で超えない）範囲で電流指令値Ｉｍを最適化するものである（すなわち、−８Ａ＜Ｉｍ＜０Ａ（０＞Ｉｍ＞−８Ａ））。
また、本例では、充電式電源部として２次電池（ここでは単にバッテリという）を用いた例で説明するが、同様に大容量コンデンサ等の手段を用いた場合にも同様に適用できるものとする。
【００１１】
まず、図１に基づいて本例の要部となる回路構成について説明する。
図１に示すように、本例の回生装置は、速度検出部１４、演算部１６、及び電流制御部１８を含んで構成される。
速度検出部１４は、駆動モータ１０に設けた周波数発生器１２を用いてモータの回転速度Ωｍを検出し、その検出値を演算部１６に出力する。
演算部１６は、この速度検出部１４によって検出された回転速度Ωｍを用いて駆動モータ１０に生じた逆起電圧Ｅｖを算出し、この値からバッテリへの充電電流が最大となる最適電流値Ｉｍ’を算出し、電流制御部１８に出力する。
電流制御部１８は、例えば図示しない上位コントローラからの入力あるいは予め設定された設定値による上限電流値ＯＣ（本例では−８Ａ）と演算部１６によって算出された最適電流値Ｉｍ’とを比較して最終電流指令値Ｉｍを決定し、この電流指令値Ｉｍに基づいてバッテリへの充電電流をモータ制御部２０を介して制御する。
なお、図１に示す例では、駆動モータの回転速度から逆起電圧を算出しているが、駆動モータで生成される逆起電圧を直接検出し、Ａ／Ｄ変換した値を取り込んで最適電流値Ｉｍ’を求めるようにしてもよい。
【００１２】
次に図２のフローチャートを用いて本例における動作例について説明する。なお、図２において（＜０）と記している部分は、負（極性）の値であることを示している。
まず、ステップＳ１は、逆起電圧Ｅｖと最適電流値Ｉｍ’を算出する処理を行う。図示のように、逆起電圧Ｅｖは、トルク常数Ｋｔと回転速度Ωｍを用いて、Ｅｖ＝Ｋｔ・Ωｍの式より、逆起電圧Ｅｖを求める。
次に、この逆起電圧Ｅｖから最適電流値Ｉｍ’を算出する。これは、後述する駆動モータの抵抗値Ｒｍとバッテリの抵抗値Ｒｂａｔを用いて、Ｉｍ’＝Ｅｖ／２・（Ｒｍ＋Ｒｂａｔ）の式より、最適電流値Ｉｍ’を求める。なお、上述のように、逆起電圧Ｅｖについては、直接Ａ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）から求めるようにしてもよい。また、抵抗値Ｒｍ、Ｒｂａｔは、例えば予め図示しない不揮発性メモリ内のテーブル等に記憶しておくものとする。
次に、ステップＳ２では、ステップＳ１で求めた最適電流値Ｉｍ’を限界電流値ＯＣ（−８Ａ）と比較する。そして、最適電流値Ｉｍ’が限界電流値ＯＣ以上（Ｉｍ’≧ＯＣ）である場合には、ステップＳ３に進み、最適電流値Ｉｍ’（＝Ｅｖ／２・（Ｒｍ＋Ｒｂａｔ））を電流指令値Ｉｍとして決定し、この演算処理を終了する（ステップＳ５）。
また、最適電流値Ｉｍ’が限界電流値ＯＣ未満（Ｉｍ’＜ＯＣ）である場合には、ステップＳ４に進み、限界電流値ＯＣを電流指令値Ｉｍとして決定し、この演算処理を終了する（ステップＳ５）。
以上のようにして、限界電流値の範囲内で電流指令値Ｉｍを最適化し、充電電力量を最大化を達成することで、充電効率（回生効率）の向上を実現することができ、充電時間の短縮を図ることが可能である。
【００１３】
次に、以上のような回生電流の最適化を行うための詳細な回路構成とアルゴリズムについて説明する。
（Ａ）まず、本例で用いるモータ制御部（モータドライバ）の基本的構成例を説明する。
図３はＨ型ＰＷＭインバータによるモータドライバの構成例を示す回路図である。一般にモータ部の結線法には、例えば、デルタ結線、Ｙ結線等があり、インバータの各アームのスイッチ素子（例えばトランジスタやＦＥＴ等）のオン・オフ制御方式としては、１２０度／１８０度通電方式が用いられるが、いずれも電機角６０度毎に６回のスイッチ制御を行うのが一般的であり、本例のアルゴリズムはこれらの方式によらないので、以下は一例としてＹ結線／１２０度通電方式を念頭に説明する。
また、タイミング上、Ｕ／Ｖ相がアクティブとなって電流が流れている状況のみを考えるものとし、他のタイミングでの挙動は、このＵ／Ｖ相をＶ／Ｗ相、Ｗ／Ｕ相に変えれば全く同じである。また、ブラシモータに対しても以下の説明が適用可能である。
【００１４】
図３に示すように、インバータのＵ相アームには、上下に一対のスイッチ素子（ＦＥＴ）Ｑｕｈ、Ｑｕｌが設けられている。そして、このＵ相アーム側には、バッテリ部が接続されており、このバッテリ部は、等価的に内部抵抗Ｒｂａｔを有するバッテリ電圧Ｅｂａｔのバッテリ１０１と充電用の大容量コンデンサ１０２が並列に接続されたものとなっている。なお、バッテリ内部抵抗Ｒｂａｔに流れる電流がＩｂａｔ’、コンデンサ１０２に流れる電流がＩｃ’、このバッテリ部からインバータに流れる電流がＩｈ’（Ｈ型ＰＷＭインバータ電流ＰＡＭ；パルス増幅変調信号）である。なお、図３において、’を付した電流はパルス電流であることを示している。
また、バッテリ部の伝達関数が１／（Ｓ・Ｃ）となる。なお、Ｓはラプラス演算子、Ｃはコンデンサ１０２の容量である。
また、インバータのＶ相アームにも、上下に一対のスイッチ素子（ＦＥＴ）Ｑｖｈ、Ｑｖｌが設けられている。
そして、Ｕ相アームのスイッチ素子Ｑｕｈとスイッチ素子Ｑｕｌの接続点とＶ相アームのスイッチ素子Ｑｖｈとスイッチ素子Ｑｖｌの接続点との間に、駆動モータのコイルＳＬｍが配置されている。このコイルＳＬｍには等価的にＶ相側に逆起電圧Ｅｖの電圧源１０３を含み、Ｕ相側にモータ抵抗Ｒｍを含んでいる。そして、アシスト駆動時には、抵抗Ｒｍ側からコイルＳＬｍにモータ駆動電流Ｉｍが流れ、回生時には逆起電圧Ｅｖによる回生電流Ｉｍが抵抗Ｒｍを通してバッテリ部側に供給される。
このような構成において、インバータのＵ相アームとＶ相アームの各スイッチ素子がＰＷＭ信号によってオン・オフ制御され、モータコイルＳＬｍをドライブする。
【００１５】
（Ｂ）次に、以上のようなモータドライバの動作について詳細に説明する。なお、図３に示す回路は、オームの法則等、回路計算上、扱いづらいため、以下の説明では、高周波成分は無視して実用上便利なモデル化した例について説明する。
（Ｂ−１）電源と抵抗負荷と１つのスイッチ素子を有する場合
図４（Ａ）は電源Ｅに抵抗負荷Ｒがつながり、途中に理想的な動作特性を有するスイッチＳＷが存在する場合の回路例を示す。例えば、スイッチのＰＷＭデューティ比αが７５％：２５％でオン・オフ動作している場合の１サイクル間の本回路に流れるパルス状電流Ｉ’をタイムチャートで描くと、図４（Ｂ）に示すようになると考えられる。この電流信号をＰＷＭスイッチＳＷのオン・オフ周波数より十分に低い周波数応答をもつローパスフィルタにて平均化すると、図４（Ｃ）に示すようになるものと考えられる。
このことは、ＰＷＭキャリア周波数より十分低い周波数でこの回路を見ると、図５に示すような等価回路化できることを意味している。
したがって回路方程式は、
Ｉ＝α・Ｅ／Ｒ
となる。
【００１６】
（Ｂ−２）抵抗負荷と２つのコンプリメンタリスイッチ素子を有する場合
上述した図３に示す回路では、スイッチ素子が両側に一対ずつあり、しかも互いのスイッチのオン・オフ信号が反転した動作をする。したがって、この場合、図４に示した１つのスイッチ素子を有する構成で得られる等価回路（低周波）モデルは、重ね合わせの理より、図６（Ａ）に示すような等価回路化が可能である。そして、これをまとめると、図６（Ｂ）に示すような等価回路化が可能であることは自明である。
したがって、電流に含まれる情報の成分がＰＷＭのキャリア周波数より十分小さい場合には、図６（Ｂ）示す構成でもよい。実際には、このようになるようにＰＷＭキャリア周波数が選ばれる。結局、図３に示す回路方程式は、実用上、次の式を適用できる。
Ｉ＝｛（２α−１）・Ｅ｝／Ｒ        ……式１１
なお、実際には、図３に示すＨ型ＰＷＭインバータドライバにおいて、モータをドライブするから、負荷Ｒは純粋抵抗ではなく、インダクタンスＬも含むこととなる。このことは本例のアルゴリズムとは無関係であるので、ここでは説明を省略するが、その場合でも図６の等価回路モデルは成立する。Ｌの影響は電流Ｉが多少三角波になるだけである。
【００１７】
（Ｂ−３）モータ負荷と２つのコンプリメンタリスイッチ素子を有する場合
モータ負荷の場合、インダクタンスの他に回転速度に比例した逆起電圧（ＢＥＭＦ電圧）Ｅｖが発生する。インダクタンスの影響の詳細は、本例の機能と直接関係しないので省略し、ここではＥｖの影響を検討する。ＥｖもＥと同様に電圧源であるので、図６（Ａ）と同様の影響を受けることから、この状況を図示すると、図７（Ａ）に示すような等価回路となる。ここで、ＥｖはＨ型ドライバの両側のスイッチ素子のオン・オフにかかわらず、Ｅの極性と逆になるため、図７（Ｂ）に示す等価回路化モデルが成り立つ。
なお、以下の説明において、電圧源Ｅの電圧極性を＋とする。したがって、Ｅｖの値は、−をとる。電流も同様であり、Ｅから流出する方向を＋、Ｅに流れ込む電流を−とする。また、ＥｖとＥの極性が同一方向を向く場合も同様に理論展開できるのが、ここでは図７に示す逆方向の場合のみで説明する。
以上の結果を利用すれば、Ｈ型ＰＷＭインバータを流れる電流値を実用上求めることができる。
【００１８】
（Ｃ）次に、パワー電源Ｅと平滑コンデンサＣの１次側の低周波等価回路モデルについて説明する。
上述したＨ型ＰＷＭインバータのパワー電源側（以下、１次側という）には、図８（Ａ）にも示すように、１００００［μＦ］程度の大容量のコンデンサが電源に並列に接続される。そこで、このコンデンサの低周波等価回路モデルを求める。
一般に、抵抗値が〜０．２［Ω］程度、容量値が〜１００００［μＦ］程度であるので、等価回路に含まれる時定数は〜０．５［ｍｓｅｃ］程度となり、ＰＷＭキャリア周波数〜１５［Ｋｈｚ］に比べて十分に周波数が低い。したがって、結局、低周波モデルとしては、図８（Ｃ）に示すような等価回路化が適用可能である。
【００１９】
（Ｄ）次に、図３に示す回路の各ノードにおける電流波形について説明する。
図９及び図１０は、図３に示す回路の各ノードにおける電流波形を示す説明図であり、図９は回生動作時の波形を示し、図１０はアシスト動作時の波形を示している。以下、これらの図を用いて各波形について説明する。
まず、図９（Ａ）に示す回生ＰＷＭ信号は、ハイ（Ｈｉ）とロー（Ｌｏ）の信号であり、ＰＷＭインバータのスイッチ素子のオン・オフを制御している。ＰＷＭのデューティ比をαとし、回生方向電流（図３のＩｍの−側）に流すスイッチ素子のオン期間をα値で表している。なお、図１０（Ａ）に示すアシスト時のＰＷＭ信号波形も同様であるが、この場合、アシスト方向のデューティ比は１−αである。
次に、図９（Ｂ）に示す回生時のモータ電流Ｉｍは−の値となる。また、図１０（Ｂ）に示すアシスト時のモータ電流Ｉｍは＋の値となる。電流がランプ（上昇／下降）しているのは、モータのインダクタンスＬｍの電流積分効果によるものである。
次に、図９（Ｃ）に示すインバータ電源部の電流Ｉｈ’は、パルス状のＰＡＭ信号となっている。これは、アナログ的なモータ回生電流Ｉｍが流れる方向がスイッチされ、そのまま見えている。つまり、電流Ｉｍがアンぺールの法則によってＩｈ’になる、換言すれば、Ｈ型ＰＷＭインバータがパルス状電流Ｉｈ’を連続電流Ｉｍに変換していることになる。したがって、正確に図を描くと、Ｉｈ’とＩｍとは電流波形は正確に同じでなければならない。ここでは簡単のために、Ｉｈ’として方形波を描いているだけである。
したがって、常に（任意の時刻に）、
Ｉｍ＝−ａｂｓ（Ｉｈ’）        ……式１２
が成り立つ。
なお、図１０（Ｃ）に示すアシスト時のインバータ電源部の電流Ｉｈ’も基本的には同様であるが、この場合には、常に（任意の時刻に）、
Ｉｍ＝ａｂｓ（Ｉｈ’）        ……式１３
が成り立つ。
【００２０】
次に、図９（Ｄ）に示す電源側大容量コンデンサに流れるパルス電流Ｉｃ’は、インバータ電流Ｉｈ’が分流して大容量コンデンサ側に流れるものであるが、パルス電流Ｉｃ’の平均値Ｉｃは０となる。なぜなら、０でなければ、コンデンサＤＣ電圧は上昇（下降）してしまうからである。
なお、図１０（Ｄ）に示すアシスト時のコンデンサ電流Ｉｃ’についても同様である。
次に、図９（Ｅ）に示すバッテリ電流Ｉｂａｔ’は、インバータ電流Ｉｈ’のうちのコンデンサ電流Ｉｃ’を差し引いた電流であり、これもパルス状電流である。したがって、常に（任意の時刻に）正確に次の式が成り立つ。
Ｉｈ’＝Ｉｃ’＋Ｉｂａｔ’        ……式１４
なお、図１０（Ｅ）に示すアシスト時のバッテリ電流Ｉｂａｔ’についても同様である。
【００２１】
（Ｅ）次に、バッテリ電流Ｉｂａｔ’とコンデンサ電流Ｉｃ’とインバータ電流Ｉｈ’の関係について説明する。
まず、モータ回生電流Ｉｍとバッテリ電流Ｉｂａｔ’は等しいと考えるのが自然ではあるが、図３に示すように、バッテリ側に大容量コンデンサが並列に挿入されている場合には異なる。インバータ電流Ｉｈ’はバッテリ電流Ｉｂａｔ’とコンデンサ電流Ｉｃ’に分流してしまうために、コンデンサ電流Ｉｃ’だけ充電電流が小さくなってしまうように思われるが、コンデンサ電流Ｉｃ’はデューティが１−αの期間でアシスト方向の電流として有効に再利用されている。つまり、コンデンサ電流Ｉｃ’はバッテリに充電されてはいないが、充電電流そのものである。例えば、コンデンサを外した回路構成にした場合（可能だとして）、インバータ電流Ｉｈ’全てがバッテリ電流Ｉｂａｔ’としてバッテリに充電されるが、１−α期間でちょうどコンデンサ電流Ｉｃ’分の電流がバッテリからアシスト方向の電流として消費されるからである。いずれにしても、コンデンサ電流Ｉｃ’はモータ回生電流Ｉｍの生成に必要な電流である。
したがって、充電電流は、式１４からもＨ型ＰＷＭインバータ電流Ｉｈ’そのものである。
【００２２】
（Ｆ）次に、平均モータ回生電流について説明する。
上述したように、充電電流とは、インバータ電流Ｉｈ’そのものである。しかし、インバータ電流Ｉｈ’及びバッテリ電流Ｉｂａｔ’は、いずれも非常に時定数の大きいコンデンサとバッテリに充電されるから、結局実質的な充電電流は、インバータ電流Ｉｈ’を平均化した（平滑化した）電流Ｉｈで次の式で表される。
Ｉｈ＝（２・α−１）Ｉｍ        ……式１５
【００２３】
（Ｇ）次に、バッテリ充電電力Ｗｂａｔについて説明する。
まず、バッテリ電圧Ｅｂａｔ［Ｖ］、バッテリ電流Ｉｂａｔ［Ａ］（流出時＞０、流入時＜０）、バッテリ内部抵抗Ｒｂａｔ［Ω］、モータ逆起電圧Ｅｖ［Ｖ］、モータ電流Ｉｍ［Ａ］（アシスト方向＞０、回生方向＜０）、モータＤＣ抵抗Ｒｍ［Ω］、充電電力Ｗｂａｔ［ｗ］、モータ回生電流Ｉｍ［Ａ］、ＰＷＭデューティ比（０＜α＜１、αは図３に示すモータ回生電流方向を制御するＦＥＴのオン比率で表す）、回生電力Ｗ［ｗ］＝Ｉｍ・Ｅｖとする。
この時のＨ型ＰＭＷインバータの低周波等価回路は、図７（Ｂ）から図１１に示すようになる。
【００２４】
（Ｈ）次に、回路方程式と充電電力Ｗｂａｔについて説明する。
図１１から、次の式が求まる。
（２・α−１）Ｅｂａｔ＋Ｅｖ＝（Ｒｍ＋Ｒｂａｔ）・Ｉｍ
ただし、回生モードより、Ｅｖ＜０、Ｉｍ＜０である。    ……式１６
両辺にＩｍをかけると、
2004266907.tif 000003
この式１７が充電電力を定義する式である。
【００２５】
（Ｉ）次に、この式１７の意義について検討する。
（Ｉ−１）回生電力Ｗｖ
Ｗｖ＝Ｅｖ・Ｉｍ＝（Ｒｍ＋Ｒｂａｔ）・Ｉｍ・Ｉｍ−Ｗｂａｔ
ただし、Ｗｂａｔ＜０      ……式１８
左辺がモータ回転により発生する回生電力Ｗｖで、この電力の一部が回路抵抗（Ｒｍ＋Ｒｂａｔ）で消費され、残りが充電電力Ｗｂａｔとしてバッテリに蓄えられる。したがって、当然ではあるが、回路抵抗が小さい方が充電電力Ｗｂａｔは大きくなる。必要であれば、この式から充電効率の式を定義できる。
（Ｉ−２）（２・α−１）とαについて、
Ｗｂａｔ＝（２・α−１）・Ｉｍ・Ｅｂａｔ      ……式１９
であることから、これは電流（２・α−１）・Ｉｍが電圧Ｅｂａｔのバッテリに流れ込み、電力Ｗｂａｔを充電するとも解釈できるし、あるいはバッテリ電圧（２・α−１）・Ｅｂａｔに電流Ｉｍが流れ込み、充電電力Ｗｂａｔが蓄えられるとも解釈できる。
いずれの解釈でも構わないが、回生電力がバッテリに充電されるためには、（２・α−１）は大きければ大きい方がよいのは明らかである。
【００２６】
ここで式１６より、以下の式が導かれる。
（２・α−１）＝−Ｅｖ／Ｅｂａｔ＋（Ｒｍ＋Ｒｂａｔ）・Ｉｍ／Ｅｂａｔ  ……式２０
０＜（２・α−１）＜１    ……式２１
そして、回生時は、Ｅｖ＜０、Ｉｍ＜０であるから、（２・α−１）ができるだけ大きく充電電力Ｗｂａｔが大きくなるためには、
（１）ａｂｓ（Ｅｖ）の値が大きいほど、つまり、モータ回転速度が大きいほどよい。
（２）バッテリ電圧Ｅｂａｔが小さい方がよい、つまり、バッテリが空の方がよい。
（３）回路抵抗Ｒｍ＋Ｒｂａｔが小さいほどよい。
（４）（２・α−１）＝０、つまり、ＰＷＭデューティα＝０．５の場合には、たとえモータ電流Ｉｍが大きくとも充電電力Ｗｂａｔは０となってしまう。
これらの結果はいずれも納得できるものである。
【００２７】
（Ｊ）次に、充電電力Ｗｂａｔの性質について説明する。
まず、充電電力Ｗｂａｔの定義式は以下のようになる。
2004266907.tif 000004
つまり、充電電力Ｗｂａｔは、モータ回生電流Ｉｍの２次式で放物線となっている。この状況を図１２に示す。なお、図１２において、横軸はモータ回生電流Ｉｍを示し、縦軸は充電電力Ｗｂａｔを示している。ただし、回生領域Ｉｍ＜０、Ｗｂａｔ＜０のみを示している。
この図１２より、充電電力Ｗｂａｔの以下の性質が読み取れる。
（１）充電電力Ｗｂａｔはモータ電流Ｉｍに対して下に凹の放物線特性を持つものである。
（２）最大充電電力Ｗｂａｔｍａｘは、
Ｗｂａｔｍａｘ＝Ｅｖ・Ｅｖ／４・（Ｒｍ＋Ｒｂａｔ）  ……式２３
となり、この最大値は、
Ｉｍ＝Ｅｖ／２・（Ｒｍ＋Ｒｂａｔ）  ……式２４
で生じ、この時、
（２・α−１）＝Ｅｖ／２Ｅｂａｔ    ……式２５
である。
したがって、モータ電流Ｉｍがこの値以上でも、以下でも充電電力Ｗｂａｔは減少してしまう。特に、
Ｉｍ＝Ｅｖ／（Ｒｍ＋Ｒｂａｔ）    ……式２６
では、Ｗｂａｔ＝０となり、これ以下では、逆にＷｂａｔ＞０となり、電力はバッテリから持ち出しとなってしまう。
【００２８】
（Ｋ）次に、具体例として、バッテリを電源にもちＣＣ制御系からＰＷＭインバータドライバ経由でモータを駆動するシステムでの充電電力の最大化について説明する。
図１３は、この場合のシステム構成を示すブロック図であり、３相ＰＷＭインバータによる３相ＡＣモータのＰＷＭドライバによるＣＣ制御系の構成を示している。
ここで、ＣＣ制御系２１０は、モータ電流Ｉｍを目標値に適切な応答で収束させるための制御則をもつコントローラである。なお、このＣＣ制御系２１０ではシステム全体の安全を確保する仕組みも内装されているものとする。
また、ＰＷＭ発生源２２０は、Ｈ型ＰＷＭインバータにＣＣ制御系からの入力を反映させたＰＷＭデューティを生成するとともに、モータ位相を基にモータ界磁位相を制御する。その他は、既に説明した内容であるので省略する。
【００２９】
（Ｌ）次に、バッテリへの充電電力Ｗｂａｔを最大化するためのモータ回生電流Ｉｍについて説明する。
まず、モータ回生電圧Ｅｖは、モータの回転速度をΩｍ［ｒａｄ／ｓｅｃ］としてトルク係数（＝逆起定数）をＫｔ［Ｎｍ／Ａ］とする時、
Ｅｖ＝Ｋｔ・Ωｍ        ……式２７
となる。
したがって、バッテリへの充電電力Ｗｂａｔを最大化するためには、上述した式２４または図１２よりモータに流す電流Ｉｍを
2004266907.tif 000005
とすればよい。
こうすれば、最大充電電力は式２３より、
Ｗｂａｔｍａｘ＝Ｅｖ・Ｅｖ／４・（Ｒｍ＋Ｒｂａｔ）    ……式２９
となる。
当然、この関係はモータが一定速度で回転していようが、速度が変化していようが、式２８で得られるモータ回生電流値を流すように制御すれば、バッテリへの充電電力Ｗｂａｔを最大化できることを表している。
【００３０】
（Ｍ）次に、バッテリの充電電流Ｉｂａｔの限界電流ＯＣについて説明する。
上述した式２８のＩｍをバッテリに流せば充電電力Ｗｂａｔを最大化できるが、一般にバッテリには、その安全性や寿命を確保するために、バッテリへの充電電流及び充電電圧に各々限界値ＯＣ（Ｏｖｅｒ  Ｃｕｒｒｅｎｔ）、ＯＶ（Ｏｖｅｒ  Ｖｏｌｔａｇｅ）を設けて制限している。そこで次に、本例の制御に関係する限界電流値ＯＣの制限がある場合の充電電力の最大化について説明する。
モータがある速度で回転している場合、ＯＣと図１２に示すＩｍ対Ｗｂａｔ特性との相互関係を図示すると図１４に示すようになる。すなわち、図１２はモータ電流Ｉｍを表す横軸を基準として１つの充電電力Ｗｂａｔの変化を表したものであるが、図１４は充電電力Ｗｂａｔの変化カーブを基準として想定されるＯＣの３つのケース（ＯＣ１、ＯＣ２、ＯＣ３）を併記したものである。
ここで３つのケースでは、ＯＣの大小に関し、
ａ）ＯＣ１＜Ｅｖ／（Ｒｍ＋Ｒｂａｔ）
ｂ）Ｅｖ／（Ｒｍ＋Ｒｂａｔ）＜ＯＣ２＜Ｅｖ／２・（Ｒｍ＋Ｒｂａｔ）
ｃ）Ｅｖ／２・（Ｒｍ＋Ｒｂａｔ）＜ＯＣ３＜０
である。以下、これらのケースについて充電電力を最大化するためのＩｍ決定方法について順番に説明する。なお、これらは図１４からも直感的に分かることである。
【００３１】
（１）ケースａ）
Ｉｍ＝Ｅｖ／２・（Ｒｍ＋Ｒｂａｔ）        ……式３０
においてＷｂａｔが以下の最大値になる。
Ｗｂａｔ＝Ｅｖ・Ｅｖ／４・（Ｒｍ＋Ｒｂａｔ）        ……式３１
この場合、もしＩｍ＝ＯＣ１としてしまえば、Ｗｂａｔ＞０となり、バッテリから逆に電流を持ち出すことになってしまう。
ただし、もしＩｍ＝Ｅｖ／（Ｒｍ＋Ｒｂａｔ）とすれば、Ｗｂａｔ＝０とさえなってしまう。
（２）ケースｂ）
この場合は、ケースａ）と同じで、
Ｉｍ＝Ｅｖ／２・（Ｒｍ＋Ｒｂａｔ）        ……式３２
において、
Ｗｂａｔ＝Ｅｖ・Ｅｖ／４・（Ｒｍ＋Ｒｂａｔ）        ……式３３
でＷｂａｔが最大値になる。
（３）ケースｃ）
この場合は、図１４から、
Ｉｍ＝ＯＣ３          ……式３４
において、Ｗｂａｔが最大値、
Ｗｂａｔ＝ＯＣ３｛（Ｒｍ＋Ｒｂａｔ）・ＯＣ３−Ｅｖ｝  ……式３４
をとる。ＯＣ値の絶対値を大きくとればとるほど、Ｗｂａｔも大きくできる領域でもある。
【００３２】
以上、本発明の実施例について説明したが、以上の例は一例であり、本発明は特許請求の範囲を逸脱しない範囲で種々変形が可能である。
例えば、上述の例では、モータの回転速度から逆起電圧を検出したが、Ａ／Ｄ変換器等を介してモータから直接逆起電圧を検出するようにしてもよい。また、充電式電源部としては、上述のようなバッテリに限らず、大容量コンデンサ（上述した回路説明では等価的に大容量コンデンサを表したが）として製品化されたものを実際に用いることも可能である。
また、上述した実施例では、アシスト自転車に適用した例で説明したが、本発明は単独の回生装置としても実現できるものであり、さらにモータやバッテリから分離した構成であっても本発明の範囲に含まれるものである。
【００３３】
【発明の効果】
以上説明したように本発明の回生装置及び自転車では、充電式電源部の回生動作時に駆動モータの逆起電圧を検知し、この逆起電圧値に基づいて電流制御手段に供給する電流指令値を決定し、充放電経路の電流制御を行うようにしたので、充電式電源部を最適な電流値で充電を行うことができ、充電効率を向上することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態例による回生装置を搭載したアシスト自転車の駆動制御系の構成例を示すブロック図である。
【図２】図１に示す駆動制御系の回生動作時の電流指令値決定動作を示すフローチャートである。
【図３】図１に示す駆動制御系で用いるＨ型ＰＷＭインバータによるモータドライバの構成例を示す回路図である。
【図４】電源、抵抗負荷、及び１つのスイッチ素子の回路とその動作タイミングを示す説明図である。
【図５】図４に示す回路を等価回路化を示す説明図である。
【図６】電源、抵抗負荷、及び２つのコンプリメンタリスイッチ素子の回路とその等価回路化を示す説明図である。
【図７】電源、モータ負荷、及び２つのコンプリメンタリスイッチ素子の回路とその等価回路化を示す説明図である。
【図８】図３に示す回路のバッテリ部の等価回路化を示す説明図である。
【図９】図３に示す回路の回生動作時の各ノードにおける電流波形を示す説明図である。
【図１０】図３に示す回路のアシスト動作時の各ノードにおける電流波形を示す説明図である。
【図１１】図７に示す回路の回生時の等価回路を示す説明図である。
【図１２】図１に示す回路の回生動作時における充電電力Ｗｂａｔとモータ回生電流Ｉｍの関係を示す説明図である。
【図１３】図１に示す駆動制御系のＣＣ制御系から駆動モータまでのシステム構成を示すブロック図である。
【図１４】図１２に示すＩｍ対Ｗｂａｔ特性と限界電流ＯＣの相互関係を示す説明図である。
【符号の説明】
１０……駆動モータ、１２……周波数発生器、１４……速度検出部、１６……演算部、１８……電流制御部、２０……モータ制御部。
【図１】
2004266907.tif 000006
【図２】
2004266907.tif 000007
【図３】
2004266907.tif 000008
【図４】
2004266907.tif 000009
【図５】
2004266907.tif 000010
【図６】
2004266907.tif 000011
【図７】
2004266907.tif 000012
【図８】
2004266907.tif 000013
【図９】
2004266907.tif 000014
【図１０】
2004266907.tif 000015
【図１１】
2004266907.tif 000016
【図１２】
2004266907.tif 000017
【図１３】
2004266907.tif 000018
【図１４】
2004266907.tif 000019