(57)【要約】 【課題】  本発明は、同一位相の直交信号を生成する分周型移相回路、及びアナログ直交変復調回路を提供する。 【解決手段】  （Ａ）のアナログ直交復調回路において、分周型移相回路３１２に含まれるＦＦ３１５及び３１６は、ＬＯＣＡＬ信号を４分周することにより直交搬送波信号を生成する。アナログミキサ３１３及び３１４は、当該直交搬送波信号を用いて、受信信号ＲをＩ受信信号とＱ受信信号とに直交復調する。ＦＦ３１５及び３１６はＣＬＥＡＲ信号によって同時にリセットされる。分周型移相回路３１２は、クリアピンが外部に引き出された１チップＩＣにより実現されるか、又はこのアナログ直交復調回路全体がそのような１チップＩＣにより実現される。（Ｂ）のアナログ直交変調回路も同様である。複数のこのような回路に外部から一斉にクリア信号を与えることによってそれぞれの直交搬送波信号の位相が一致する。 【選択図】          図１  
2004248266.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のアンテナを備え、所望の指向性を形成しつつ直交変調信号を送受信するアダプティブアレイ装置の直交搬送波信号生成回路であって、
搬送波の基準となるクロック信号を生成するクロック信号生成手段と、
前記クロック信号を入力して互いに位相が直交する２つの信号ＡとＢを生成する複数の直交信号生成手段と、
前記直交信号生成手段が出力する直交信号Ａ及びＢの位相が、複数の直交信号生成手段間でそれぞれ同期するようにする同期手段と
を備えることを特徴とする直交搬送波信号生成回路。
【請求項２】
前記直交信号生成手段は、分周器を備えて前記クロック信号を分周することによって互いに位相が直交する信号ＡとＢを生成し、
前記同期手段は、複数の直交信号生成手段の分周器を同時にクリアして複数の直交信号生成手段間での位相が同期するようにすることを特徴とする請求項１に記載の直交搬送波信号生成回路。
【請求項３】
前記直交信号生成手段は、前記クロック信号の位相を所定量シフトさせることによって互いに位相が直交する信号ＡとＢを生成し、
前記同期手段は、複数の直交信号生成手段の入力端でのクロック信号の位相を一致させて複数の直交信号生成手段間での位相が同期するようにすることを特徴とする請求項１に記載の直交搬送波信号生成回路。
【請求項４】
複数のアンテナを備え、所望の指向性を形成しつつ直交変調信号を送受信するアダプティブアレイ装置であって、
搬送波の基準となるクロック信号を生成するクロック信号生成手段と、
クリア信号を生成するクリア信号生成手段と、
前記複数のアンテナそれぞれに対応して設けられ、対応するアンテナに受信された受信信号をＩ受信信号及びＱ受信信号に直交復調するアナログ直交復調手段と、
前記複数のアンテナそれぞれに対応して設けられ、対応するアンテナ用のＩ送信信号及びＱ送信信号を送信信号に直交変調するアナログ直交変調手段と、
前記各アンテナのＩ受信信号及びＱ受信信号それぞれの位相と振幅とを調整することによって所望の受信指向性を形成し、かつ、前記各アンテナ用のＩ送信信号及びＱ送信信号それぞれの位相と振幅とを調整することによって所望の送信指向性を形成する指向性処理手段と
を備え、
前記各アナログ直交復調手段は、
前記クロック信号を取得するクロック信号取得手段と、
前記クリア信号を取得するクリア信号取得手段と、
当該取得されたクロック信号を分周することによって直交搬送波信号を生成し、かつ当該クリア信号によって所定の内部状態にリセットされる分周回路と、
当該分周回路によって生成される直交搬送波信号を用いて、前記対応するアンテナに受信された受信信号をＩ受信信号及びＱ受信信号に直交復調する２つのアナログミキサ回路とを備え、
前記各アナログ直交変調手段は、
前記クロック信号を取得するクロック信号取得手段と、
前記クリア信号を取得するクリア信号取得手段と、
当該取得されたクロック信号を分周することによって直交搬送波信号を生成し、かつ当該クリア信号によって所定の内部状態にリセットされる分周回路と、
当該分周回路によって生成される直交搬送波信号を用いて、前記対応するアンテナ用のＩ送信信号及びＱ送信信号を送信信号に直交変調する２つのアナログミキサ回路とを備えることを特徴とするアダプティブアレイ装置。
【請求項５】
前記アダプティブアレイ装置は、時分割多重アクセス方式の通信に適用され、
前記クリア信号生成手段は、前記アダプティブアレイ装置が通信を行う各送信タイムスロットの開始及び各受信タイムスロットの開始に先立って、前記クリア信号を生成する
ことを特徴とする請求項４に記載のアダプティブアレイ装置。
【請求項６】
複数のアンテナを備え、所望の指向性を形成しつつ直交変調信号を送受信するアダプティブアレイ装置であって、
搬送波の基準となるクロック信号を生成するクロック信号生成手段と、
前記複数のアンテナそれぞれに対応して設けられ、対応するアンテナに受信された受信信号をＩ受信信号及びＱ受信信号に直交復調するアナログ直交復調手段と、
前記複数のアンテナそれぞれに対応して設けられ、対応するアンテナ用のＩ送信信号及びＱ送信信号を送信信号に直交変調するアナログ直交変調手段と、
前記各アンテナのＩ受信信号及びＱ受信信号それぞれの位相と振幅とを調整することによって所望の受信指向性を形成し、かつ、前記各アンテナ用のＩ送信信号及びＱ送信信号それぞれの位相と振幅とを調整することによって所望の送信指向性を形成する指向性処理手段と
を備え、
前記各アナログ直交復調手段は、
前記クロック信号を取得するクロック信号取得手段と、
当該取得されたクロック信号の位相をシフトすることによって直交搬送波信号を生成する位相シフト回路と、
当該位相シフト回路によって生成される直交搬送波信号を用いて、前記対応するアンテナに受信された受信信号をＩ受信信号及びＱ受信信号に直交復調する２つのアナログミキサ回路とを備え、
前記各アナログ直交変調手段は、
前記クロック信号を取得するクロック信号取得手段と、
当該取得されたクロック信号の位相をシフトすることによって直交搬送波信号を生成する位相シフト回路と、
当該位相シフト回路によって生成される直交搬送波信号を用いて、前記対応するアンテナ用のＩ送信信号及びＱ送信信号を送信信号に直交変調する２つのアナログミキサ回路とを備える
ことを特徴とするアダプティブアレイ装置。
【請求項７】
前記各直交復調手段及び前記各直交変調手段は、それぞれ、送受信信号をダイレクト変調及びダイレクト復調する
ことを特徴とする請求項４又は請求項６のいずれかに記載のアダプティブアレイ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、移相回路を用いて互いに位相が直交する信号（以降、単に直交信号と言う）を生成する移相回路に関し、特に、並行動作する複数のそのような移相回路から絶対位相が揃った直交信号を生成させる技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、フリップフロップ回路（ＦＦと略記する）による分周回路を用いて直交信号を生成する分周型移相回路がある。
【０００３】
そのような分周型移相回路を含んで構成される直交変調回路が、例えば特許文献１に開示されている。
【０００４】
図５は、特許文献１に示されている分周型移相回路と同様の作用によって直交信号を生成する分周型移相回路を示すブロック図である。
図５に示す分周型移相回路９００は、ＦＦ１、及びＦＦ２を用いて構成される。
分周型移相回路９００は、ＣＬＯＣＫ信号を４分周することにより、直交信号φ１及び信号φ２を出力する。
【０００５】
このような直交信号は、前述した特許文献１に示されるように、直交変復調を行う際の直交搬送波信号として用いられる。
【０００６】
従来、このような分周型移相回路を含む直交変調用ＩＣ及び直交復調用ＩＣは１チップＩＣとして製品供給されており、そのような１チップＩＣとして、例えば非特許文献１に開示された製品の利用が可能である。
【特許文献１】特開平６−３０３２７１号公報
【非特許文献１】μＰＣ８１９４Ｋ、μＰＣ８１９５Ｋデータシート、ｐ．１０、ＮＥＣ発行、資料番号ＰＵ１００１６ＪＪ０１Ｖ０ＤＳ（第１版）２００１年１１月
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
さて、従来の分周型移相回路９００から得られる信号φ１と信号φ２との相対的な位相差は必ず９０゜に保たれるが、当該両信号の絶対位相は、ＦＦ１、及びＦＦ２の初期状態に依存するので一意に定まらない。
【０００８】
図６（Ａ）〜（Ｄ）は、ＦＦ１及びＦＦ２のそれぞれ異なる初期状態に対応して得られる信号φ１と信号φ２との絶対位相を示すタイミングチャートである。
【０００９】
ここでは、図６（Ａ）のＦＦ１Ｑ出力の絶対位相を０゜としている。
【００１０】
ＦＦの初期状態に応じて、４種類の絶対位相が得られることが示されている。
絶対位相が一意に定まらないことは、例えば、複数の分周型移相回路をアダプティブアレイ方式による無線通信装置に適用した場合に、所望の指向性パターンを形成できないという問題を引き起こす。
【００１１】
周知のように、アダプティブアレイ方式による無線通信装置は、複数のアンテナを備え、受信時には、アンテナ毎の受信信号に好適な位相差と振幅比とを与えて合成することによって所望方向に選択的に受信利得を高め、送信時には、当該好適な位相差と振幅比とをアンテナ毎の送信信号に与えることによって当該所望方向に選択的に送信利得を高める。
【００１２】
このため、アンテナ毎に別個の分周型移相回路から得られる直交搬送波信号を用いて送信信号を直交変復調した場合、アンテナ毎に直交搬送波信号の絶対位相を揃えることができず、その結果、指向性形成のための好適な位相差に、さらに搬送波信号の位相差が加重されることとなり、所望の指向性パターンを形成することができなくなる。
【００１３】
この問題は、前記非特許文献１に開示されているような従来の直交変調用ＩＣ及び直交復調用ＩＣをアンテナ毎に用いてアダプティブアレイ装置を構成した場合、当該各ＩＣに含まれる分周型移相回路のＦＦの状態を一致させる手段が存在しないため、不可避に発生する。
【００１４】
アンテナ毎の送受信信号をデジタル化し、当該デジタル化された送受信信号に対して直交変復調処理を行うのであれば、当該処理用のプログラムにアンテナ毎の直交搬送波信号の位相を一致させるステップを含めて実行することにより、上述した問題は回避される。
【００１５】
しかしながら、その場合には、送受信信号をデジタル化するためにＡ／Ｄ変換器が必須であり、それゆえ、高い周波数帯域に設けられる昨今の搬送波に適応するためには、高い応答周波数を有する高価なＡ／Ｄ変換器を使わざるを得ず、通信機器の低価格化が阻害されるという、別の問題を生じる。
【００１６】
すなわち、デジタル直交変復調処理を行う通信機器は、低価格を訴求する低廉な携帯端末機器としては、受け入れられない。
【００１７】
上記の問題に鑑み、本発明は、複数並行動作する場合に、それぞれ絶対位相が揃った直交信号を生成可能な分周型移相回路、当該分周型移相回路を用いたアナログ直交変復調回路、並びに、当該アナログ変復調回路を用いたアダプティブアレイ装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
本発明のある態様は、直交搬送波信号生成回路である。この直交搬送波信号生成回路は、複数のアンテナを備え、所望の指向性を形成しつつ直交変調信号を送受信するアダプティブアレイ装置の直交搬送波信号生成回路であって、搬送波の基準となるクロック信号を生成するクロック信号生成手段と、クロック信号を入力して互いに位相が直交する２つの信号ＡとＢを生成する複数の直交信号生成手段と、直交信号生成手段が出力する直交信号Ａ及びＢの位相が、複数の直交信号生成手段間でそれぞれ同期するようにする同期手段とを備える。
【００１９】
直交信号生成手段は、分周器を備えてクロック信号を分周することによって互いに位相が直交する信号ＡとＢを生成し、同期手段は、複数の直交信号生成手段の分周器を同時にクリアして複数の直交信号生成手段間での位相を同期させてもよい。
【００２０】
また、直交信号生成手段は、クロック信号の位相を所定量シフトさせることによって互いに位相が直交する信号ＡとＢを生成し、同期手段は、複数の直交信号生成手段の入力端でのクロック信号の位相を一致させて複数の直交信号生成手段間での位相を同期させてもよい。
【００２１】
本発明の別の態様は、アダプティブアレイ装置である。このアダプティブアレイ装置は、複数のアンテナを備え、所望の指向性を形成しつつ直交変調信号を送受信するアダプティブアレイ装置であって、搬送波の基準となるクロック信号を生成するクロック信号生成手段と、クリア信号を生成するクリア信号生成手段と、複数のアンテナそれぞれに対応して設けられ、対応するアンテナに受信された受信信号をＩ受信信号及びＱ受信信号に直交復調するアナログ直交復調手段と、複数のアンテナそれぞれに対応して設けられ、対応するアンテナ用のＩ送信信号及びＱ送信信号を送信信号に直交変調するアナログ直交変調手段と、各アンテナのＩ受信信号及びＱ受信信号それぞれの位相と振幅とを調整することによって所望の受信指向性を形成し、かつ、各アンテナ用のＩ送信信号及びＱ送信信号それぞれの位相と振幅とを調整することによって所望の送信指向性を形成する指向性処理手段とを備え、各アナログ直交復調手段は、クロック信号を取得するクロック信号取得手段と、クリア信号を取得するクリア信号取得手段と、取得されたクロック信号を分周することによって直交搬送波信号を生成し、かつクリア信号によって所定の内部状態にリセットされる分周回路と、分周回路によって生成される直交搬送波信号を用いて、対応するアンテナに受信された受信信号をＩ受信信号及びＱ受信信号に直交復調する２つのアナログミキサ回路とを備え、各アナログ直交変調手段は、クロック信号を取得するクロック信号取得手段と、クリア信号を取得するクリア信号取得手段と、取得されたクロック信号を分周することによって直交搬送波信号を生成し、かつクリア信号によって所定の内部状態にリセットされる分周回路と、分周回路によって生成される直交搬送波信号を用いて、対応するアンテナ用のＩ送信信号及びＱ送信信号を送信信号に直交変調する２つのアナログミキサ回路とを備える。
【００２２】
このアダプティブアレイ装置は、時分割多重アクセス方式の通信に適用され、クリア信号生成手段は、アダプティブアレイ装置が通信を行う各送信タイムスロットの開始及び各受信タイムスロットの開始に先立って、クリア信号を生成してもよい。
【００２３】
本発明の別の態様もアダプティブアレイ装置である。このアダプティブアレイ装置は、複数のアンテナを備え、所望の指向性を形成しつつ直交変調信号を送受信するアダプティブアレイ装置であって、搬送波の基準となるクロック信号を生成するクロック信号生成手段と、複数のアンテナそれぞれに対応して設けられ、対応するアンテナに受信された受信信号をＩ受信信号及びＱ受信信号に直交復調するアナログ直交復調手段と、複数のアンテナそれぞれに対応して設けられ、対応するアンテナ用のＩ送信信号及びＱ送信信号を送信信号に直交変調するアナログ直交変調手段と、各アンテナのＩ受信信号及びＱ受信信号それぞれの位相と振幅とを調整することによって所望の受信指向性を形成し、かつ、各アンテナ用のＩ送信信号及びＱ送信信号それぞれの位相と振幅とを調整することによって所望の送信指向性を形成する指向性処理手段とを備え、各アナログ直交復調手段は、クロック信号を取得するクロック信号取得手段と、取得されたクロック信号の位相をシフトすることによって直交搬送波信号を生成する位相シフト回路と、  位相シフト回路によって生成される直交搬送波信号を用いて、対応するアンテナに受信された受信信号をＩ受信信号及びＱ受信信号に直交復調する２つのアナログミキサ回路とを備え、各アナログ直交変調手段は、クロック信号を取得するクロック信号取得手段と、取得されたクロック信号の位相をシフトすることによって直交搬送波信号を生成する位相シフト回路と、位相シフト回路によって生成される直交搬送波信号を用いて、対応するアンテナ用のＩ送信信号及びＱ送信信号を送信信号に直交変調する２つのアナログミキサ回路とを備える。
【００２４】
また、各直交復調手段及び各直交変調手段は、それぞれ、送受信信号をダイレクト変調及びダイレクト復調してもよい。
【発明の効果】
【００２５】
本発明によれば、複数のアンテナを備え、所望の指向性を形成しつつ直交変調信号を送受信するアダプティブアレイ装置の直交搬送波信号生成回路は、搬送波の基準となるクロック信号を生成するクロック信号生成手段と、クロック信号を入力して互いに位相が直交する２つの信号ＡとＢを生成する複数の直交信号生成手段と、直交信号生成手段が出力する直交信号Ａ及びＢの位相が、複数の直交信号生成手段間でそれぞれ同期するようにする同期手段とを備えるので、絶対位相が揃った直交信号を生成できる。
【００２６】
また、本発明のアダプティブアレイ装置のアナログ直交変調回路及びアナログ直交復調回路は、絶対位相が揃った直交搬送波信号を用いて送受信処理を行うので、アンテナ毎の直交搬送波信号の絶対位相の不揃いのために所望の指向性パターンが形成できなくなるという問題が解決される。
【００２７】
しかも、この問題の解決にあたって、変復調処理に高価なデジタル処理技術を用いないので、低廉で、かつアダプティブアレイ方式を採用した通信機器の提供が可能となる。
【００２８】
また、アダプティブアレイ装置は、時分割多重アクセス方式の通信に適用され、クリア信号生成手段は、アダプティブアレイ装置が通信を行う各送信タイムスロットの開始及び各受信タイムスロットの開始に先立って、クリア信号を生成してもよい。
【００２９】
この構成によれば、アダプティブアレイ装置が時分割多重アクセス方式の通信に適用される場合、通信に用いられないタイムスロットにおいて、各アナログ直交変調回路及び各アナログ直交復調回路への給電を停止しても、通信に用いられる各タイムスロットの開始に先立って供給されるクリア信号によって、タイムスロット毎に、絶対位相が揃った直交搬送波信号が確実に得られる。
【００３０】
それゆえ、所望の指向性パターンが形成できなくなるという問題を解決した上で、省電力化の効果が得られる。
【００３１】
また、アダプティブアレイ装置において、各直交復調手段及び各直交変調手段は、それぞれ、送受信信号をダイレクト変調及びダイレクト復調してもよい。
【００３２】
この構成によれば、中間周波数段を設ける必要がないので、上述した効果に加えて、回路規模を縮小できる効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３３】
本発明の実施の形態は、アンテナ毎の直交搬送波信号の絶対位相を揃えるための移相回路と、それを利用したアダプティブアレイ装置に関する。ここで、本実施の形態に係る移相回路の一例として、能動部品による構成例を実施例１に、また受動部品による構成例を実施例２にそれぞれ記載し説明する。
【実施例１】
【００３４】
本発明の実施の形態では、能動部品である分周器を用いた移相回路、およびその移相回路を利用したアダプティブアレイ装置について説明する。
【００３５】
図１（Ａ）及び（Ｂ）はそれぞれ、当該分周型移相回路を含んで構成される直交変調回路、及び直交復調回路を示すブロック図である。従来の分周型移相回路に比べ、分周用のＦＦの状態を外部からリセット可能に構成している。以下に詳述する。
【００３６】
図１（Ａ）は直交復調回路を示し、ＦＦ３１５及びＦＦ３１６からなる分周型移相回路３１２、分配回路３１１、アナログミキサ３１３、及びアナログミキサ３１４から構成される。
【００３７】
当該直交復調回路は通信装置に用いられ受信信号を直交復調する。
【００３８】
分周型移相回路３１２は、ローカル信号ＬＯＣＡＬを４分周して、直交搬送波を生成すると共に、ＣＬＥＡＲ信号を与えられた場合に、ＦＦ３１５及びＦＦ３１６を同時にリセットする。
【００３９】
分配回路３１１は、受信信号Ｒをアナログミキサ３１３及びアナログミキサ３１４に分配し、アナログミキサ３１３及びアナログミキサ３１４は、当該分配された受信信号を、分周型移相回路３１２により生成された直交搬送波のそれぞれと乗算することによりＩ受信信号ＲI及びＱ受信信号ＲQを生成する。
【００４０】
なお、この直交復調回路に含まれる分周型移相回路３１２が、クリア信号を取得するためのクリアピンが外部に引き出された１チップＩＣにより実現されるとしてもよいし、この直交復調回路全体がそのような１チップＩＣにより実現されるとしてもよい。
【００４１】
図１（Ｂ）は直交変調回路を示し、ＦＦ３２５及びＦＦ３２６からなる分周型移相回路３２１、アナログミキサ３２２、３２３、及び加算器３２４から構成される。
当該直交変調回路は、通信装置に用いられ送信信号を直交変調する。
【００４２】
分周型移相回路３２１の構成は、分周型移相回路３１２と同一である。
アナログミキサ３２２及び３２３は、Ｉ送信信号ＳI及びＱ送信信号ＳQを、分周型移相回路３２１により生成された直交搬送波とそれぞれ乗算し、さらに加算器３２４は、その乗算により得られる信号を加算することにより、送信信号Ｓを生成する。
【００４３】
なお、この直交変調回路に含まれる分周型移相回路３２１が、クリア信号を取得するためのクリアピンが外部に引き出された１チップＩＣにより実現されるとしてもよいし、この直交変調回路全体がそのような１チップＩＣにより実現されるとしてもよい。
【００４４】
次に、上述した分周型移相回路を利用したアダプティブアレイ装置について説明する。
【００４５】
本発明の実施の形態におけるアダプティブアレイ装置は、複数のアンテナ、並びにアンテナ毎に分周型移相回路を含む直交変調回路及び直交復調回路を備え、無線通信装置に適用され、アダプティブアレイ方式による指向性制御を行って相手装置と無線通信を行う。
【００４６】
図２は、当該アダプティブアレイ装置を含んで構成される無線通信装置を示す機能ブロック図である。
【００４７】
当該無線通信装置は、２つのアンテナ１０ａ及び１０ｂ、温度補償型水晶発振器１５、フロントエンド部２０、変復調部３０、指向性処理部４０、ベースバンド処理部５０、スピーカ６０、マイク７０、制御部８０から構成される。
【００４８】
温度補償型水晶発振器１５は、当該無線通信装置の動作の基準となるクロック信号を生成する。
【００４９】
フロントエンド部２０は、ＲＦローカル発振回路２４１、分配回路２４２、送受信切替スイッチ２３１ａ及び２３１ｂ、バンドパスフィルタ２１１ａ及び２１１ｂ、ローノイズアンプ２１２ａ及び２１２ｂ、アナログミキサ２１３ａ及び２１３ｂ、可変利得アンプ２１４ａ、２１４ｂ、２２１ａ、及び２２１ｂ、アナログミキサ２２２ａ及び２２２ｂ、ハイパワーアンプ２２３ａ及び２２３ｂ、並びに、バンドパスフィルタ２２４ａ及び２２４ｂから構成される。
【００５０】
フロントエンド部２０において、ＲＦローカル発振回路２４１は、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）回路を含んで構成され、温度補償型水晶発振器１５が生成したクロック信号に基いて当該ＰＬＬ回路を用いてＲＦ局発信号を生成し、分配回路２４２は当該ＲＦ局発信号をアナログミキサ２１３ａ、２１３ｂ、２２２ａ、及び２２２ｂへ供給する。  アンテナ１０ａに受信された受信信号は、送受信切替スイッチ２３１ａ、バンドパスフィルタ２１１ａ、及びローノイズアンプ２１２ａを介してアナログミキサ２１３ａへ供給され、前記ＲＦ局発信号を用いてＩＦ帯へ周波数変換された後、可変利得アンプ２１４ａによって振幅調整され、変復調部３０へ供給される。
【００５１】
アンテナ１０ｂに受信された受信信号も同様に処理される。
【００５２】
一方、変復調部３０から供給されたアンテナ１０ａ用のＩＦ帯の送信信号は、可変利得アンプ２２１ａによって振幅調整された後、アナログミキサ２２２ａへ供給され、前記ＲＦ局発信号を用いてＲＦ帯へ周波数変換された後、ハイパワーアンプ２２３ａ、バンドパスフィルタ２２４ａ、及び送受信切替スイッチ２３１ａを介してアンテナ１０ａから送信される。
【００５３】
アンテナ１０ｂ用のＩＦ帯の送信信号も同様に処理される。
【００５４】
変復調部３０は、ＩＦローカル発振回路３４１、スイッチ３４３、分配回路３４２、３１１ａ、及び３１１ｂ、分周型移相回路（図２では９０゜と記載）３１２ａ、３１２ｂ、３２１ａ、及び３２１ｂ、アナログミキサ３１３ａ、３１３ｂ、３１４ａ、３１４ｂ、３２２ａ、３２２ｂ、３２３ａ、及び３２３ｂ、並びに、加算器３２４ａ及び３２４ｂから構成される。
【００５５】
変復調部３０において、ＩＦローカル発振回路３４１は、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）回路を含んで構成され、温度補償型水晶発振器１５が生成したクロック信号に基いて当該ＰＬＬ回路を用いてＩＦ局発基準信号を生成し、スイッチ３４３を介して当該ＩＦ局発基準信号を分配回路３４２へ供給し、分配回路３４２は当該ＩＦ局発基準信号を分周型移相回路３１２ａ、３１２ｂ、３２１ａ、及び３２１ｂへ供給する。
分周型移相回路３１２ａ、３１２ｂ、３２１ａ、及び３２１ｂはそれぞれ、当該ＩＦ局発基準信号を分周することによって、互いに位相が直交する同相ＩＦ局発信号及び直交ＩＦ局発信号を生成し、対応するアナログミキサへ供給する。
【００５６】
ここで、スイッチ３４３は、制御部８０から通信実行期間にのみ供給されるイネーブル信号に応じて、通信を実行しない期間には前記ＩＦ局発基準信号の供給を停止することによって、変復調部３０の省電力化を実現する。
【００５７】
また、各分周型移相回路はそれぞれ異なる１チップＩＣで実現されるとしてもよい。
【００５８】
この場合、各１チップＩＣは、本発明の特徴である、分周用ＦＦのクリア信号を外部から供給可能に構成される。
【００５９】
当該クリア信号は制御部８０から供給される。
【００６０】
特に前記イネーブル信号の供給開始時には、当該クリア信号が必ず供給され、各１チップＩＣ内の分周用ＦＦの状態がリセットされる。
これにより、各分周用ＦＦが生成する同相ＩＦ局発信号及び直交ＩＦ局発信号の位相が必ず一致することとなる。
【００６１】
アナログミキサ３１３ａ及び３１４ａは、分配回路３１１ａを介して、ＩＦ帯へ周波数変換されたアンテナ１０ａの受信信号を供給され、分周型移相回路３１２ａによって生成された同相ＩＦ局発信号及び直交ＩＦ局発信号をそれぞれ用いて、アンテナ１０ａのベースバンド帯域のＩ受信信号及びＱ受信信号に直交復調した後、指向性処理部４０へ供給する。
【００６２】
ＩＦ帯へ周波数変換されたアンテナ１０ｂの受信信号も同様に処理される。
【００６３】
一方、アナログミキサ３２２ａ及び３２３ａはそれぞれ、アンテナ１０ａ用のベースバンド帯域のＩ送信信号及びＱ送信信号を指向性処理部４０から供給され、分周型移相回路３２１ａによって生成された同相ＩＦ局発信号及び直交ＩＦ局発信号を用いてアンテナ１０ａ用のＩＦ帯の送信信号に直交変調した後、フロントエンド部２０へ供給する。
【００６４】
アンテナ１０ｂ用のベースバンド帯域のＩ送信信号及びＱ送信信号も同様に処理される。
【００６５】
指向性処理部４０は、複素ウェイト計算部４０１、位相振幅調整部４１１、４１２、加算器４１３、分配回路４２１、及び、位相振幅調整部４２２、４２３から構成される。
【００６６】
受信時、ウェイト計算部４０１は、アンテナ１０ａ、及びアンテナ１０ｂそれぞれの受信信号の位相及び振幅の調整量を表す複素ウェイトＷ1R、Ｗ2Rを算出する。
位相振幅調整部４１１は、アンテナ１０ａのＩ受信信号及び、Ｑ受信信号を、複素ウェイトＷ1Rと複素乗算することによって位相及び振幅調整し、位相及び振幅調整後の両信号成分を含む複素信号を出力する。
【００６７】
位相振幅調整部４１２は、アンテナ１０ｂのＩ受信信号と、Ｑ受信信号とを、複素ウェイトＷ2Rと複素乗算することによって位相及び振幅調整し、位相及び振幅調整後の両信号成分を含む複素信号を出力する。
【００６８】
加算器４１３は、それぞれの複素信号を加算し、加算結果であるベースバンド帯域の複素受信信号をベースバンド処理部５０へ供給する。
【００６９】
この際、一例として、ウェイト計算部４０１は、受信信号の複素包絡線が一定であるといった信号の性質を予め知って、加算器４１３から得られる信号の複素包絡線を一定とする複素ウェイトを逐次算出する。
【００７０】
また、他の例として、ウェイト計算部４０１は、通信相手から受信される所望信号のうち、内容が既知である部分（例えば、ＰＨＳ通信におけるＵＷ信号）について、本来受信されるべき信号と、加算器４１３から得られる信号とを比較し、両者の誤差を減少させる複素ウェイトを逐次算出し直してもよい。
【００７１】
このような制御を行うことによって、所望信号の到来方向に選択的に受信利得を高めた受信指向性が形成される。
【００７２】
一方、送信時、分配回路４２１は、ベースバンド処理部から供給されたベースバンド帯域の複素送信信号を、アンテナ１０ａ用、及びアンテナ１０ｂ用に分配し、それぞれ位相振幅調整器４２２、４２３へ供給する。
【００７３】
位相振幅調整器４２２は、アンテナ１０ａ用の複素送信信号を、複素ウェイトＷ1Sと複素乗算することによって、複素送信信号に含まれるＩ送信信号、及びＱ送信信号を位相及び振幅調整し、位相及び振幅調整後のそれぞれの信号を変復調部３０へ供給する。
【００７４】
位相振幅調整器４２３は、アンテナ１０ｂ用の複素送信信号を、複素ウェイトＷ2Sと複素乗算することによって、複素送信信号に含まれるＩ送信信号、及びＱ送信信号を位相及び振幅調整し、位相及び振幅調整後のそれぞれの信号を変復調部３０へ供給する。  受信時に得られた複素ウェイトＷ1R、Ｗ2Rをそれぞれ、複素ウェイトＷ1S、Ｗ2Sとすることにより、受信時の指向性と同一の指向性が送信時に形成され、送信信号は前記所望信号の到来方向へ選択的に送出される。
【００７５】
ベースバンド処理部５０は、図示しないＤ／Ａ変換器、Ａ／Ｄ変換器を含み、指向性処理部４０から供給されたベースバンド帯域の受信信号を音声信号に変換し、スピーカ６０を通して利用者に提示し、また、マイク７０から取得した音声信号をベースバンドの送信信号に変換して指向性処理部４０へ供給する。
【００７６】
制御部８０は、本無線通信装置の全体を制御し、特に、イネーブル信号を分配回路３４２へ供給すると共に、クリア信号を各分周型移相回路３１２ａ、３１２ｂ、３２１ａ、及び３２１ｂへ供給する。
【００７７】
上述したように、本発明に係る分周型移相回路は、分周用ＦＦの状態をリセットするためのクリア信号を取得するクリア信号取得手段を有している。
特に、当該分周型移相回路が１チップＩＣによって実現される場合、当該クリア信号取得手段は、当該１チップＩＣの外部へ引き出されるクリアピンである。
【００７８】
この構成により、当該分周型移相回路が複数並行動作する場合に、各分周型移相回路に一斉にクリア信号を与えて全ての分周用ＦＦの状態を一致させることにより、各分周型移相回路は、絶対位相が揃った直交信号を生成する。
【００７９】
アダプティブアレイ装置において、アンテナ毎に当該分周型移相回路を用いることにより、各アンテナ用に絶対位相が揃った直交搬送波信号が生成されるので、直交搬送波信号の絶対位相の不揃いのために所望の指向性パターンが形成できないという問題が解決される。
【００８０】
しかも、この問題の解決には、直交変復調を行うために高価なデジタル処理技術を用いないので、低廉で、かつアダプティブアレイ方式を採用した通信機器を提供可能となる。
なお、本発明を上記の実施の形態に基づいて説明してきたが、本発明は、上記の実施の形態に限定されないのはもちろんである。以下のような場合も本発明に含まれる。
（１）実施の形態のアダプティブアレイ装置は、ＴＤＭＡ（Time Division Multiple Access:時分割多重アクセス）方式の通信を行う無線通信装置に適用されてもよく、またＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access:符号分割多重アクセス）方式の通信を行う無線通信装置に適用されてもよい。
【００８１】
当該アダプティブアレイ装置がＴＤＭＡ方式の無線通信装置に適用され、かつ送信用のタイムスロットと受信用のタイムスロットとが間欠的に割り当てられる場合には、制御部８０は、当該送受信用の各タイムスロット期間においてイネーブル信号を供給することによりローカル信号を各分周型移相器へ分配させると共に、当該送受信用の各タイムスロットの開始に先立ってクリア信号を供給してもよい。
【００８２】
この構成によれば、各分周型移相回路は通信に用いられないタイムスロットにおいて動作を停止するので消費電力を低減できる。
消費電力をさらに低減するために、イネーブル信号が与えられない期間、各分周型移相回路への電源供給を停止してもよい。
【００８３】
そして、各分周型移相回路は、通信に用いられる各タイムスロットの開始に先立ってリセットされるから確実に各アンテナ用に絶対位相が揃った直交搬送波信号を生成でき、しかも変復調部３０の省電力化が実現される。
【００８４】
図３は、携帯電話システムのような移動体通信における送信用及び受信用の各タイムスロット、並びにイネーブル信号及びクリア信号それぞれの発生期間の関係の一例を示すタイミングチャートである。
ここで、上りスロットとは無線移動局から無線基地局への通信か行われるタイムスロットを言い、下りスロットとは無線基地局から無線移動局への通信が行われるタイムスロットを言う。
（２）実施の形態では、４分周型の移相回路を例示したが、２分周型の移相回路を構成してもよい。
【００８５】
図４は、２分周型の移相回路３５０を示す機能ブロック図である。
【００８６】
移相回路３５０において、ＦＦ３５１はクロック信号を２分周し、後段のＦＦ３５２はＦＦ３５１の出力を逆相のクロック信号でラッチすることにより、直交信号φ１及びφ２を生成する。
【００８７】
この分周型移相回路３５０は、クリア信号を取得するためのクリアピンが外部に引き出された１チップＩＣにより実現されるとしてもよいし、この分周型移相回路を含んで構成される直交復調回路全体が、そのような１チップＩＣにより実現されるとしてもよい。
（３）実施の形態では、フリップフロップ回路により構成される分周回路を用いた分周型移相回路を例示したが、本発明は分周回路の構成を限定するものではない。例えば、ダイナミックラッチ回路により構成される分周回路を用いた分周型移相回路も本発明に含まれる。
【実施例２】
【００８８】
本発明の実施の形態では、受動部品を用いた移相回路、およびその移相回路を利用したアダプティブアレイ装置について説明する。
【００８９】
図７（Ａ）及び（Ｂ）はそれぞれ、受動部品としてのコンデンサや抵抗器を用いた移相回路を含んで構成される直交変調回路、及び直交復調回路を示すブロック図である。
【００９０】
実施例１における図１に示した分周型移相回路に比べ、分周用のＦＦの状態をリセットする必要が無いことから、ＣＬＥＡＲ信号が不要な構成としている。以下に詳述する。
【００９１】
図７（Ａ）は直交復調回路を示し、抵抗器７００と７０３、コンデンサ７０１と７０２からなる移相回路７１２、分配回路３１１、アナログミキサ３１３、及びアナログミキサ３１４から構成される。尚、分配回路３１１とアナログミキサ３１３、及びアナログミキサ３１４は、図１と同様であるため、同じ符号を付して説明を省略する。
【００９２】
当該直交復調回路は通信装置に用いられ受信信号を直交復調する。
【００９３】
移相回路７１２は、入力したローカル信号ＬＯＣＡＬを、抵抗器７００とコンデンサ７０１よるＲＣ回路と、コンデンサ７０２と抵抗器７０３によるＣＲ回路とをそれぞれ通過させることで位相をシフトさせ、π／２（９０°）の位相差を有する２つの直交搬送波ＯＵＴ＿Ａ７０６とＯＵＴ＿Ｂ７０７を生成する。
【００９４】
図８に、ローカル信号ＬＯＣＡＬと直交搬送波ＯＵＴ＿Ａ７０６及びＯＵＴ＿Ｂ７０７
の位相関係を示す。
【００９５】
周波数ωを有するローカル信号ＬＯＣＡＬは、ＲＣ回路により−ｔａｎ-１（ＲＣω）の位相シフトを、また、ＣＲ回路によりπ／２−ｔａｎ-１（ＲＣω）の位相シフトをそれぞれ受け、これにより、直交搬送波ＯＵＴ＿Ａ７０６とＯＵＴ＿Ｂ７０７間の位相差は、π／２となる。
【００９６】
尚、移相回路７１２は、分配回路３１１、アナログミキサ３１３、アナログミキサ３１４らとともに直交復調回路全体としてＩＣ化してもよく、また、移相回路のみや他の回路らとともにＩＣ化してもよい。即ち、移相回路としてπ／２の位相差で復調動作に供する直交搬送波を出力する構成であれば、いかなる構成であってもよい。
【００９７】
図７（Ｂ）は直交変調回路を示し、抵抗器７００と７０３、コンデンサ７０１と７０２からなる移相回路７１２、アナログミキサ３２２、３２３、及び加算器３２４から構成される。尚、アナログミキサ３２２、３２３、及び加算器３２４は、図１と同様であるため、同じ符号を付して説明を省略する。
【００９８】
当該直交変調回路は、通信装置に用いられ送信信号を直交変調する。
【００９９】
移相回路７２１の構成は、移相回路７１２と同一である。
【０１００】
なお、移相回路７２１は、加算器３２４、アナログミキサ３２２、３２３らとともに直交復調回路全体としてＩＣ化してもよく、また、移相回路のみや他の回路らとともにＩＣ化してもよい。即ち、移相回路としてπ／２の位相差で変調動作に供する直交搬送波を出力する構成であれば、いかなる構成であってもよい。
【０１０１】
次に、上述した移相回路を図１にて説明したアダプティブアレイ装置に適用した場合について説明する。
【０１０２】
図９は、図７に示す移相回路を適用した無線通信装置を示す機能ブロック図である。
【０１０３】
当該無線通信装置は、２つのアンテナ１０ａ及び１０ｂ、温度補償型水晶発振器１５、フロントエンド部２０、変復調部３０、指向性処理部４０、ベースバンド処理部５０、スピーカ６０、マイク７０、制御部８０から構成される。
【０１０４】
図２との相違点は、直交変調回路及び直交復調回路における移相回路が、能動部品による分周型移相回路（３１２ａ、３１２ｂ、３２１ａ、３２１ｂ）か、あるいは受動部品による移相回路（７１２ａ、７１２ｂ、７２１ａ、７２１ｂ）かで異なる点、及び、移相回路の制御信号である制御部８０によるリセット信号の有無である。
【０１０５】
温度補償型水晶発振器１５は、当該無線通信装置の動作の基準となるクロック信号を生成する。
【０１０６】
フロントエンド部２０は、ＲＦローカル発振回路２４１、分配回路２４２、送受信切替スイッチ２３１ａ及び２３１ｂ、バンドパスフィルタ２１１ａ及び２１１ｂ、ローノイズアンプ２１２ａ及び２１２ｂ、アナログミキサ２１３ａ及び２１３ｂ、可変利得アンプ２１４ａ、２１４ｂ、２２１ａ、及び２２１ｂ、アナログミキサ２２２ａ及び２２２ｂ、ハイパワーアンプ２２３ａ及び２２３ｂ、並びに、バンドパスフィルタ２２４ａ及び２２４ｂから構成される。
【０１０７】
フロントエンド部２０において、ＲＦローカル発振回路２４１は、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）回路を含んで構成され、温度補償型水晶発振器１５が生成したクロック信号に基いて当該ＰＬＬ回路を用いてＲＦ局発信号を生成し、分配回路２４２は当該ＲＦ局発信号をアナログミキサ２１３ａ、２１３ｂ、２２２ａ、及び２２２ｂへ供給する。  アンテナ１０ａに受信された受信信号は、送受信切替スイッチ２３１ａ、バンドパスフィルタ２１１ａ、及びローノイズアンプ２１２ａを介してアナログミキサ２１３ａへ供給され、前記ＲＦ局発信号を用いてＩＦ帯へ周波数変換された後、可変利得アンプ２１４ａによって振幅調整され、変復調部３０へ供給される。
アンテナ１０ｂに受信された受信信号も同様に処理される。
【０１０８】
一方、変復調部３０から供給されたアンテナ１０ａ用のＩＦ帯の送信信号は、可変利得アンプ２２１ａによって振幅調整された後、アナログミキサ２２２ａへ供給され、前記ＲＦ局発信号を用いてＲＦ帯へ周波数変換された後、ハイパワーアンプ２２３ａ、バンドパスフィルタ２２４ａ、及び送受信切替スイッチ２３１ａを介してアンテナ１０ａから送信される。
【０１０９】
アンテナ１０ｂ用のＩＦ帯の送信信号も同様に処理される。
【０１１０】
変復調部３０は、ＩＦローカル発振回路３４１、スイッチ３４３、分配回路３４２、３１１ａ、及び３１１ｂ、移相回路（図２では９０゜と記載）７１２ａ、７１２ｂ、７２１ａ、及び７２１ｂ、アナログミキサ３１３ａ、３１３ｂ、３１４ａ、３１４ｂ、３２２ａ、３２２ｂ、３２３ａ、及び３２３ｂ、並びに、加算器３２４ａ及び３２４ｂから構成される。
【０１１１】
変復調部３０において、ＩＦローカル発振回路３４１は、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）回路を含んで構成され、温度補償型水晶発振器１５が生成したクロック信号に基いて当該ＰＬＬ回路を用いてＩＦ局発基準信号を生成し、スイッチ３４３を介して当該ＩＦ局発基準信号を分配回路３４２へ供給し、分配回路３４２は当該ＩＦ局発基準信号を移相回路７１２ａ、７１２ｂ、７２１ａ、及び７２１ｂへ供給する。
【０１１２】
移相回路７１２ａ、７１２ｂ、７２１ａ、及び７２１ｂはそれぞれ、当該ＩＦ局発基準信号をローカル信号ＬＯＣＡＬとして入力し、位相をシフトすることによって、互いに位相が直交する同相ＩＦ局発信号及び直交ＩＦ局発信号を生成し、対応するアナログミキサへ供給する。
【０１１３】
ここで、スイッチ３４３は、制御部８０から通信実行期間にのみ供給されるイネーブル信号に応じて、通信を実行しない期間には前記ＩＦ局発基準信号の供給を停止することによって、変復調部３０の省電力化を実現する。
【０１１４】
また、各移相回路はそれぞれ異なる１チップＩＣで実現されるとしてもよく、また統合したICで実現してもよい。即ち、移相回路としてπ／２の位相差で復調動作に供する直交搬送波を出力する構成であれば、いかなる構成であってもよい。
【０１１５】
アナログミキサ３１３ａ及び３１４ａは、分配回路７１１ａを介して、ＩＦ帯へ周波数変換されたアンテナ１０ａの受信信号を供給され、移相回路７１２ａによって生成された同相ＩＦ局発信号及び直交ＩＦ局発信号をそれぞれ用いて、アンテナ１０ａのベースバンド帯域のＩ受信信号及びＱ受信信号に直交復調した後、指向性処理部４０へ供給する。
【０１１６】
ＩＦ帯へ周波数変換されたアンテナ１０ｂの受信信号も同様に処理される。
【０１１７】
一方、アナログミキサ３２２ａ及び３２３ａはそれぞれ、アンテナ１０ａ用のベースバンド帯域のＩ送信信号及びＱ送信信号を指向性処理部４０から供給され、移相回路７２１ａによって生成された同相ＩＦ局発信号及び直交ＩＦ局発信号を用いてアンテナ１０ａ用のＩＦ帯の送信信号に直交変調した後、フロントエンド部２０へ供給する。
【０１１８】
アンテナ１０ｂ用のベースバンド帯域のＩ送信信号及びＱ送信信号も同様に処理される。
【０１１９】
指向性処理部４０は、複素ウェイト計算部４０１、位相振幅調整部４１１、４１２、加算器４１３、分配回路４２１、及び、位相振幅調整部４２２、４２３から構成される。
【０１２０】
受信時、ウェイト計算部４０１は、アンテナ１０ａ、及びアンテナ１０ｂそれぞれの受信信号の位相及び振幅の調整量を表す複素ウェイトＷ1R、Ｗ2Rを算出する。
【０１２１】
位相振幅調整部４１１は、アンテナ１０ａのＩ受信信号及び、Ｑ受信信号を、複素ウェイトＷ1Rと複素乗算することによって位相及び振幅調整し、位相及び振幅調整後の両信号成分を含む複素信号を出力する。
【０１２２】
位相振幅調整部４１２は、アンテナ１０ｂのＩ受信信号と、Ｑ受信信号とを、複素ウェイトＷ2Rと複素乗算することによって位相及び振幅調整し、位相及び振幅調整後の両信号成分を含む複素信号を出力する。
【０１２３】
加算器４１３は、それぞれの複素信号を加算し、加算結果であるベースバンド帯域の複素受信信号をベースバンド処理部５０へ供給する。
【０１２４】
この際、一例として、ウェイト計算部４０１は、受信信号の複素包絡線が一定であるといった信号の性質を予め知って、加算器４１３から得られる信号の複素包絡線を一定とする複素ウェイトを逐次算出する。
【０１２５】
また、他の例として、ウェイト計算部４０１は、通信相手から受信される所望信号のうち、内容が既知である部分（例えば、ＰＨＳ通信におけるＵＷ信号）について、本来受信されるべき信号と、加算器４１３から得られる信号とを比較し、両者の誤差を減少させる複素ウェイトを逐次算出し直してもよい。
【０１２６】
このような制御を行うことによって、所望信号の到来方向に選択的に受信利得を高めた受信指向性が形成される。
【０１２７】
一方、送信時、分配回路４２１は、ベースバンド処理部から供給されたベースバンド帯域の複素送信信号を、アンテナ１０ａ用、及びアンテナ１０ｂ用に分配し、それぞれ位相振幅調整器４２２、４２３へ供給する。
【０１２８】
位相振幅調整器４２２は、アンテナ１０ａ用の複素送信信号を、複素ウェイトＷ1Sと複素乗算することによって、複素送信信号に含まれるＩ送信信号、及びＱ送信信号を位相及び振幅調整し、位相及び振幅調整後のそれぞれの信号を変復調部３０へ供給する。
【０１２９】
位相振幅調整器４２３は、アンテナ１０ｂ用の複素送信信号を、複素ウェイトＷ2Sと複素乗算することによって、複素送信信号に含まれるＩ送信信号、及びＱ送信信号を位相及び振幅調整し、位相及び振幅調整後のそれぞれの信号を変復調部３０へ供給する。  受信時に得られた複素ウェイトＷ1R、Ｗ2Rをそれぞれ、複素ウェイトＷ1S、Ｗ2Sとすることにより、受信時の指向性と同一の指向性が送信時に形成され、送信信号は前記所望信号の到来方向へ選択的に送出される。
【０１３０】
ベースバンド処理部５０は、図示しないＤ／Ａ変換器、Ａ／Ｄ変換器を含み、指向性処理部４０から供給されたベースバンド帯域の受信信号を音声信号に変換し、スピーカ６０を通して利用者に提示し、また、マイク７０から取得した音声信号をベースバンドの送信信号に変換して指向性処理部４０へ供給する。
【０１３１】
制御部８０は、本無線通信装置の全体を制御する。
【０１３２】
この構成により、アダプティブアレイ装置においては、アンテナ毎に当該移相回路を用いることにより、各アンテナ用に絶対位相が揃った直交搬送波信号が生成されるので、直交搬送波信号の絶対位相の不揃いのために所望の指向性パターンが形成できないという問題が解決される。
【０１３３】
しかも、この問題の解決には、直交変復調を行うために高価なデジタル処理技術を用いないので、低廉で、かつアダプティブアレイ方式を採用した通信機器を提供可能となる。
【０１３４】
また、受動部品による移相回路では、分周などの周波数変換が行われないので、消費電力とノイズフロアレベルの低減を図ることができる。
【０１３５】
尚、本発明を上記の実施の形態に基づいて説明してきたが、本発明は、上記の実施の形態に限定されるものではない。例えば、直交変復調回路は、上述したコンデンサや抵抗器による移相回路を用いたものに限定するものではなく、以下の図１０や図１１に示す構成であってもよい。
【０１３６】
図１０に、コンデンサ、コイル及び抵抗器による移相回路を用いた直交復調回路の一例を示す。
【０１３７】
図１０における移相回路１０１２は、コンデンサ１０００，１００１と、コイル１００２、および抵抗器１００３より構成される。
【０１３８】
本回路においても、入力されるローカル信号ＬＯＣＡＬに対して、π／２の位相差を有する２つの直交搬送波を生成し、アナログミキサ３１３，３１４へ出力する。
【０１３９】
図１１に、ブランチライン型９０°ハイブリッドカプラによる移相回路を用いた直交復調回路の一例を示す。
【０１４０】
ブランチライン型９０°ハイブリッドカプラ１１０１は、インピーダンスの不整合により発生する反射電力を利用して信号の位相を変化させる回路であり、入力されるローカル信号ＬＯＣＡＬに対して、π／２の位相差を有する２つの直交搬送波を生成し、アナログミキサ３１３，３１４へ出力する。
【０１４１】
以上、実施例１と実施例２により本願発明における実施の形態について説明したが、上述の説明に限るものではなく、以下のような場合も本発明に含まれる。
（１）実施の形態では、２つのアンテナを備えるアダプティブアレイ装置を例示したが、アンテナの数が２に限定されないことは言うまでもない。３以上のアンテナを備え、アンテナ毎に直交搬送波信号を生成するための分周型移相回路を備えるアダプティブアレイ装置も、本発明に含まれる。
（２）実施の形態では、本発明のアダプティブアレイ装置を携帯電話機に適用する場合を想定して、通話用のスピーカ６０及びマイク７０を含む構成を例示した。しかしながら、本発明のアダプティブアレイ装置は、携帯電話機のみならず、携帯情報端末、無線基地局等を含む無線通信装置に広く適用できる。
【０１４２】
例えば、本アダプティブアレイ装置を無線基地局に適用する場合には、通話用のスピーカ６０及びマイク７０に代えて、公衆電話網とのインターフェース手段を備えればよい。
（３）本アダプティブアレイ装置は、空間多重方式を用いて通信を行う無線通信装置に適用できる。
【０１４３】
この場合、指向性処理部４０を複数設け、それらは並列に動作して複数の異なる指向性パターンを形成し、それぞれの指向性パターンを通して異なる方向にある通信相手と無線通信すればよい。
（４）実施の形態では、ＲＦ段とＩＦ段とを有し、ＩＦ段において直交変復調するスーパーヘテロダイン構成の無線通信装置を例示したが、ＩＦ段を設けず、ＲＦ段においてダイレクト直交変復調する構成とした無線通信装置も、本発明に含まれる。
（５）実施の形態では、複素乗算を用いて位相及び振幅を調整する位相振幅調整部を例示したが、本発明は、位相及び振幅を調整するための構成を、本例に限定するものではない。
【０１４４】
例えば、送受信信号の位相と振幅とを、移相器と振幅調整器とを用いて直接に調整する構成も、本発明に含まれる。
（６）実施の形態では、分配回路３４２から移相回路（３１２、３２１、７１２、７２１、１０１２、１１１２等）へ、ＩＦ局発基準信号を直接供給する方法としているが、これに限定するものではない。例えば、ＩＦ局発基準信号を増幅するためのドライバ回路や、分配回路３４２と全ての移相回路間の線路長を等しく配線した等長線路、更には、分配回路３４２から移相回路への線路を移相回路の入力端で終端するライン終端回路などを構成し、各移相回路へ接続してもよい。即ち、分配回路３４２から出力されたＩＦ局発基準信号が、複数の移相回路の入力端において、位相同期するように接続されれば接続の方法は、如何なる方法であってもよい。
【図面の簡単な説明】
【０１４５】
【図１】（Ａ）本発明の分周型移相回路を用いたアナログ直交復調回路を示す機能ブロック図である。（Ｂ）本発明の分周型移相回路を用いたアナログ直交変調回路を示す機能ブロック図である。
【図２】当該直交復調回路及び直交変調回路をアンテナ毎に用いたアダプティブアレイ装置を含む無線通信装置を示す機能ブロック図である。
【図３】当該無線通信装置の動作タイミングを表すタイミングチャートである。
【図４】本発明の分周型移相回路の他の例を示す機能ブロック図である。
【図５】従来の分周型移相回路を示す機能ブロック図である。
【図６】（Ａ）〜（Ｄ）従来の分周型移相回路から出力される直交信号の位相バリエーションである。
【図７】（Ａ）本発明の受動部品による移相回路を用いたアナログ直交復調回路を示す機能ブロック図である。
【０１４６】
（Ｂ）本発明の受動部品による移相回路を用いたアナログ直交変調回路を示す機能ブロック図である。
【図８】移相回路における、入力信号と出力信号の関係を示す図である。
【図９】図８の移相回路を当該直交復調回路及び直交変調回路に適用した無線通信装置を示す機能ブロック図である。
【図１０】本発明の受動部品による移相回路の他の例を示す機能ブロック図である。
【図１１】本発明の受動部品による移相回路の他の例を示す機能ブロック図である。
【符号の説明】
【０１４７】
１０ａ、１０ｂ  アンテナ
２０    フロントエンド部
３０    変復調部
４０    指向性処理部
５０    ベースバンド処理部
６０    スピーカ
７０    マイク
８０    制御部
２１１ａ、２１１ｂ、２２４ａ、２２４ｂ  バンドパスフィルタ
２１２ａ、２１２ｂ  ローノイズアンプ
２１３ａ、２１３ｂ、２２２ａ、２２２ｂ  アナログミキサ
２１４ａ、２１４ｂ、２２１ａ、２２１ｂ  可変利得アンプ
２２３ａ、２２３ｂ  ハイパワーアンプ
２３１ａ、２３１ｂ  送受信切替スイッチ
２４１    ＲＦローカル発振回路
２４２    分配回路
３１１、３１１ａ、３１１ｂ  分配回路
３１２、３１２ａ、３１２ｂ、３２１、３２１ａ、３２１ｂ  分周型移相回路
３１３、３１３ａ、３１３ｂ、３１４、３１４ａ、３１４ｂ  アナログミキサ
３１５、３１６、３２５、３２６  ＦＦ  ３２２、３２２ａ、３２２ｂ、３２３、３２３ａ、３２３ｂ  アナログミキサ
３２４、３２４ａ、３２４ｂ  加算器
３４１    ＩＦローカル発振回路
３４２    分配回路
３４３    スイッチ
３５０    分周型移相回路
３５１、３５２  ＦＦ
４０１    複素ウェイト計算部
４１１、４１２、４２２、４２３  位相振幅調整器
４１５    加算器
４２１    分配回路
７００、７０３    抵抗器
７０１、７０２    コンデンサ
７０６    直交搬送波ＯＵＴ＿Ａ
７０７    直交搬送波ＯＵＴ＿Ｂ
７１２、７１２ａ、７１２ｂ、７２１、７２１ａ、７２１ｂ  移相回路
９００    分周型移相回路
１０００、１００１    コンデンサ
１００２    コイル
１００３    抵抗器
１０１２    移相回路
１１０１    ブランチライン型９０°ハイブリッドカプラ
１１０２    抵抗器
１１１２    移相回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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