(57)【要約】【課題】直流電流の検出が不要なフィードフォワード制御方法により、外乱による直流中間電圧の変動を素早く抑制できるようにすることにある。【解決手段】インバータ装置１０の直流中間電圧ＶＤＣをその目標値に一致させる制御を行う際に、前記直流中間回路に外乱が入力したときの直流電圧ＶＤＣの微分値を求め、これと前記コンデンサの静電容量推定値Ｃ０  との積を直流電流演算回路２７で演算し、これを前記外乱を相殺する極性で前記直流中間電圧の制御信号に加算する。このときの前記コンデンサの静電容量推定値Ｃ０  は、インバータ装置１０に電圧を印加したときの前記直流中間電圧の変化から計算する。または、インバータ装置１０の直流中間電圧ＶＤＣを、その目標値に一致させる制御を行う際に、前記直流中間回路に入力する外乱信号を、当該外乱を相殺する極性で前記直流中間電圧ＶＤＣを制御する信号に加算する。【選択図】        図１
2004153978.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源側変換器と、負荷側変換器と、これら両変換器の直流側同士を結合している直流中間回路に接続したコンデンサとで構成している電力変換装置の前記直流中間回路電圧の実際値を、その目標値に一致させる制御を行っている電力変換装置の直流中間電圧制御方法において、
前記直流中間回路に外乱が入力したときの当該直流中間電圧の微分値または不完全微分値を求め、これと前記コンデンサの静電容量推定値との積を、前記外乱を相殺する極性で前記直流中間電圧の制御信号に加算することを特徴とする電力変換装置の直流中間電圧制御方法。
【請求項２】
請求項１に記載の電力変換装置の直流中間電圧の制御方法において、
前記コンデンサの静電容量推定値は、前記電力変換装置に電圧を印加したときの前記直流中間電圧の変化から計算することを特徴とする電力変換装置の直流中間電圧制御方法。
【請求項３】
電源側変換器と、負荷側変換器と、これら両変換器の直流側同士を結合している直流中間回路に接続したコンデンサとで構成している電力変換装置の前記直流中間回路電圧の実際値を、その目標値に一致させる制御を行っている電力変換装置の直流中間電圧制御方法において、
前記直流中間回路に入力する外乱信号を、当該外乱を相殺する極性で前記直流中間電圧の制御信号に加算することを特徴とする電力変換装置の直流中間電圧制御方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、電源側変換器と負荷側変換器とコンデンサとでなる電力変換装置の直流中間電圧の外乱による変動を素早く抑制できる電力変換装置の直流中間電圧制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図６は電力変換装置の一般的な構成を単線で示した主回路接続図である。この図６において、コンバータ６と平滑コンデンサ７とインバータ８とで構成している電力変換装置としてのインバータ装置１０は、交流電源１からの交流電力を可変電圧・可変周波数の交流電力に変換し、負荷である誘導電動機９を所望の回転速度で駆動する。
このインバータ装置１０を始動するにあたっては、先ず直流中間回路に接続している平滑コンデンサ７を充電する。そのために、短絡スイッチ５がオフしている状態で電源スイッチ２をオンにして、交流電源１からコンバータ６と充電抵抗４を経て平滑コンデンサ７へ充電電流を流すのであるが、このときの充電電流は充電抵抗４により抑制されている。電源スイッチ２をオンにして平滑コンデンサ７の充電を開始してから所定の時間が経過すれば、短絡スイッチ５をオンにして充電抵抗４を短絡し、平滑コンデンサ７の充電は完了する。充電完了後に当該インバータ装置１０は誘導電動機９の可変速運転を開始するのであるが、このときコンバータ６の直流側とインバータ８の直流側とを結合している回路の電圧，すなわち直流中間電圧ＶＤＣは一定値に制御される。
【０００３】
このインバータ装置１０の運転中に、負荷である誘導電動機９の回転速度を急激に変化させると、これに対応して直流中間電圧ＶＤＣが変動する。例えば誘導電動機９を急停止させると、この誘導電動機９の運動エネルギーに起因する回生電流が直流中間回路へ流入する。このとき直流中間回路に接続している全平滑コンデンサ７の静電容量をＣｎ  とし、流入する直流電流をＩＤＣとすると、直流中間電圧ＶＤＣは下記の数式１で示す値となる。
【０００４】
【数１】
2004153978.tif 000003
すなわち直流中間電圧ＶＤＣはこの回生電流ＩＤＣにより急上昇する。このような外乱に対抗して直流中間電圧ＶＤＣを一定値に維持する制御方法は、大別すると以下の３つの方法がある。すなわち、
▲１▼自動電圧調整器（以下ではＡＶＲと略記）による比例積分（以下ではＰＩと略記）制御方法。
▲２▼ＡＶＲによるＰＩ制御に、直流中間電流によるフィードフォワード（以下ではＦＦと略記）制御を付加する方法（例えば、特許文献１参照。）。
【０００５】
▲３▼ＡＶＲによるＰＩ制御に、オブザーバによるＦＦ制御を付加する方法。
【０００６】
【特許文献１】
特開平１１−１８３０４号公報
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら▲１▼の方法では、定常安定と外乱抑制の両者を満足させるような設定をすることは通常は不可能に近いから、どちらか一方のみを対象にした設定になってしまう。また▲２▼の方法は、直流電流を検出するセンサが必要であるが、この直流電流検出センサは複雑で装置の価格を上昇させる欠点がある。更に▲３▼の方法は、制御の状態方程式を解くことで直流電流を推定し、これをＦＦ項にしてＡＶＲの出力に加算するのであるが、外乱抑制の効果を高めるには、パラメータの設定を最適にしなければならないなどの欠点がある。
【０００８】
図７は外乱による直流中間電圧ＶＤＣの変動を抑制する従来の制御方法を示した制御ブロック図であって、前述の▲２▼の対策を施した場合を示している。
図７において、制御対象部１１の符号１２は外乱であり、符号１３はコンデンサである。またコントローラ部１４の符号１５はＡＶＲであり、符号１６はローパスフィルタ（以下ではＬＰＦと略記）、符号１７はＦＦ項である。なおＺ−１はディジタル演算の際の１サンプルホールド遅れを示し、１／ｓはラプラス演算子、Ｃはコンデンサの静電容量であり、ＶＤＣ＊  は直流中間電圧指令値である。
この図７の従来例では、外乱である回生電流が流入することにより直流中間電圧ＶＤＣが上昇し、この電圧上昇を検知してから制御を開始している。すなわち数式１で明らかなように、流入する電流の積分結果が電圧となる制御の性質から必ず制御遅れが生じる。よってＰＩ制御のみでは、過渡的に直流中間電圧ＶＤＣが上昇するのは避けられない。またＡＶＲ制御のＰＩ設計値を、外乱抑制のためだけに高応答に設定すると、定常状態では安定性に欠けることになってしまうし、これとは逆に定常状態での安定性を向上させると、外乱抑制の応答性が低下してしまうことになる。
【０００９】
結局誘導電動機９に急制動をかけたときの回生電流による直流中間電圧ＶＤＣの上昇を抑制できず、過電圧トリップにいたる恐れがある。また、インバータ装置１０はパルス幅変調制御が一般的であるから、直流中間電圧ＶＤＣにはこれらの制御に起因する各種ノイズが重畳することが多いので、ＬＰＦ１６を通過させることになるが、そのためにＡＶＲ１５の応答を高められない欠点がある。そこでＡＶＲ１５の出力段にＦＦ項１７を付加するのであるが、前述したように外乱である直流電流を検出するためのセンサを設置する必要があり、回路が複雑・高価になってしまう欠点がある。
【００１０】
そこでこの発明の目的は、直流電流の検出が不要なフィードフォワード制御方法により、外乱による直流中間電圧の変動を素早く抑制できるようにすることにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
前記の目的を達成するために、この発明電力変換装置の直流中間電圧制御方法は、
電源側変換器と、負荷側変換器と、これら両変換器の直流側同士を結合している直流中間回路に接続したコンデンサとで構成している電力変換装置の前記直流中間回路電圧の実際値を、その目標値に一致させる制御を行う際に、前記直流中間回路に外乱が入力したときの当該直流中間電圧の微分値または不完全微分値を求め、これと前記コンデンサの静電容量推定値との積を、前記外乱を相殺する極性で前記直流中間電圧の制御信号に加算する。このときの前記コンデンサの静電容量推定値は、前記電力変換装置に電圧を印加したときの前記直流中間電圧の変化から計算する。
【００１２】
または、電源側変換器と、負荷側変換器と、これら両変換器の直流側同士を結合している直流中間回路に接続したコンデンサとで構成している電力変換装置の前記直流中間回路電圧の実際値を、その目標値に一致させる制御を行う際に、前記直流中間回路に入力する外乱信号を、当該外乱を相殺する極性で前記直流中間電圧の制御信号に加算する。
【００１３】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の第１実施例を表した制御ブロック図であるが、制御対象部１１を構成する外乱１２とコンデンサ１３、およびコントローラ部２４を構成するＡＶＲ１５とＦＦ項１７も、図７で既述の従来例と同じであるから、同じ部分の説明は省略する。
直流中間回路へ流入する回生電流ＩＤＣと直流中間電圧ＶＤＣとの関係は、下記の数式２で表されるが、この数式２は前述した数式１から導かれる。但しＣはコンデンサの静電容量である。
【００１４】
【数２】
2004153978.tif 000004
すなわち直流中間電圧ＶＤＣを微分し、この微分値とコンデンサの静電容量Ｃとの積が回生電流ＩＤＣであるから、図７の従来例におけるＦＦ項１７の代わりに数式２の演算値を使用すればよい。図１の第１実施例では、後述の方法で推定するコンデンサの静電容量推定値Ｃ０  と直流中間電圧ＶＤＣの微分値との積をから直流電流ＩＤＣを演算する直流電流演算２７を設けたコントローラ部２４を備えることで、直流電流検出センサを省略している。
【００１５】
図２は本発明の第１実施例の応用例を表した制御ブロック図であって、前述した図１に記載の直流電流演算回路２７の代わりに、ＬＰＦ３７と減算器３８とを組み合わせて使用するコントローラ部３４を備えることで、直流中間電圧ＶＤＣを不完全微分するところが図１の第１実施例とは異なっているが、これ以外はすべて同じであるから、図２の説明は省略する。
図３は本発明の第２実施例を表した主回路接続図であって、図６で既述のインバータ装置の一部分を三相回路で表している。すなわち、ダイオードと半導体スイッチ素子との逆並列接続でなるスイッチング回路を三相ブリッジ接続してコンバータ４６を構成し、交流電源１からの三相交流電力を電源スイッチ４２とリアクトル４３を介してコンバータ４６へ与える。コンバータ４６は例えばパルス幅変調制御により交流電力を直流電力に変換して直流中間回路へ出力するが、この直流電力に含まれているリプル分を抑制するために、大容量の平滑コンデンサ４７を備えている。このインバータ装置の始動の際に、平滑コンデンサ４７に過大な充電電流が流入するのを防ぐために、充電抵抗４４とこれを短絡する短絡スイッチ４５を、コンバータ４６の交流入力側に設置する。更に、交流電源１の電圧ＶＳ  を検出するための分圧抵抗５１，絶縁検出器５２，ＬＰＦ５３，Ａ／Ｄ変換器５４を備えるとともに、直流中間電圧ＶＤＣを検出するための絶縁検出器５５，ＬＰＦ５６，Ａ／Ｄ変換器５７を備え、ディジタル量に変換された各電圧信号はＣＰＵ５８へ入力される。なお、符号５９は保護ヒューズである。
【００１６】
図３の回路において、短絡スイッチ４５がオフの状態，すなわち充電抵抗４４が挿入されている状態で電源スイッチ４２をオンすると、平滑コンデンサ４７へ充電電流が流入するが、このときの平滑コンデンサ４７の直流電圧ＶＤＣは下記の数式３で表される。但しＶＳ  は三相交流の線間電圧、Ｃは平滑コンデンサ４７の静電容量で、Ｒは充電抵抗４４の抵抗値であり、ｔは経過時間である。
【００１７】
【数３】
2004153978.tif 000005
電源スイッチ４２をオンにした瞬間の平滑コンデンサ４７の電圧（以下では直流電圧と称する）をＶＤＣ（０）  とすると、ＶＤＣ（０）  ＝０である。ＴＳ  をデータのサンプリング周期とすると、各サンプリング時間経過後の直流電圧ＶＤＣ（１）  ，  ＶＤＣ（２）  ・・・の値はＡ／Ｄ変換器５７から取得できるから、下記の各数式を適用し、ＣＰＵ５８で演算することで、それぞれからｅｘｐ（−ＴＳ  ／ＣＲ）の値が得られる。
【００１８】
【数４】
2004153978.tif 000006
【００１９】
【数５】
2004153978.tif 000007
【００２０】
【数６】
2004153978.tif 000008
【００２１】
【数７】
2004153978.tif 000009
各式から得られるｅｘｐ（−ＴＳ  ／ＣＲ）の値を移動平均するなどの統計処理を行って時定数を求め、この時定数から平滑コンデンサ４７の静電容量推定値Ｃ０  が得られる。
図４は本発明の第３実施例を表した制御ブロック図であって、図１に記載の直流電流演算回路２７の代わりに、あるいは図２に記載のＬＰＦ３７と減算器１８の代わりに、外乱を抑制する極性で当該外乱１２の情報をＡＶＲ１５の出力に加算するコントローラ部６４を備えることで外乱抑制を行うところが、図１と図２で既述の実施例とは異なる点であるが、これ以外は図１または図２と同じであるから、その説明は省略する。
【００２２】
図５は図４で既述の第３実施例の応用例を表した制御ブロック図であって、制御対象電動機の機械外乱７２が、速度調節器（ＡＳＲ）７５から出力されるトルク指令値に付加される。これの回生情報８２を取り出してＡＶＲ８５の出力に付加することでＦＦ制御がなされるが、このときに制御の遅れは発生せず、簡易な構成で高い応答性を有するシステムにすることができる。
【００２３】
【発明の効果】
電力変換装置の直流中間電圧を外乱に対抗して高い応答性で制御するにあたって、従来はフィードフォワード制御に直流電流の検出が不可欠であったことから、高価で複雑な直流電流検出器を設置しなければならなかった。あるいは調整が面倒なオブザーバを設置しなければならなかったし、複数台のインバータやコンバータを並列運転する際にはコンデンサの静電容量の計測に手間がかかる不便があった。これに対して本発明では、複数台の電力変換装置を並列にする場合でも、これを始動する際にコンデンサの静電容量を演算できるし、この静電容量を使った微分回路を構成しているので、装置の複雑化や高価格化を回避しつつ、外乱を素早く抑制できる効果も得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例を表した制御ブロック図
【図２】本発明の第１実施例の応用例を表した制御ブロック図
【図３】本発明の第２実施例を表した主回路接続図
【図４】本発明の第３実施例を表した制御ブロック図
【図５】図４で既述の第３実施例の応用例を表した制御ブロック図
【図６】電力変換装置の一般的な構成を単線で示した主回路接続図
【図７】外乱による直流中間電圧ＶＤＣの変動を抑制する従来の制御方法を示した制御ブロック図
【符号の説明】
１                    交流電源
２，４２              電源スイッチ
３，４３              リアクトル
４，４４              充電抵抗
５，４５              短絡スイッチ
６，４６              コンバータ
７，４７              平滑コンデンサ
８                    インバータ
９                    誘導電動機
１０                    インバータ装置
１１                    制御対象部
１２                    外乱
１３，８３              コンデンサ
１４，２４，３４，６４  コントローラ部
１５，８５              ＡＶＲ
１６，３７，５３        ＬＰＦ
１７                    ＦＦ項
２７                    直流電流演算回路
３８                    減算器
５１                    分圧抵抗
５２，５５              絶縁検出器
５４，５７              Ａ／Ｄ変換器
５６，７６，８６        ＬＰＦ
５８                    ＣＰＵ
７２                    機械外乱
７５                    ＡＳＲ
８２                    回生
【図１】
2004153978.tif 000010
【図２】
2004153978.tif 000011
【図３】
2004153978.tif 000012
【図４】
2004153978.tif 000013
【図５】
2004153978.tif 000014
【図６】
2004153978.tif 000015
【図７】
2004153978.tif 000016