(57)【要約】【課題】スイッチングレギュレータを単に間欠動作させた場合よりさらに効率を向上することのできるスイッチングレギュレータを提供する。【解決手段】誤差検出回路１０２は制御される直流電圧の目標電圧を２個有し切り替え可能でありかつＧＮＤレベルとすることもでき、本スイッチングレギュレータの負荷である装置が動作中は前記２個の目標電圧の内の高い方の電圧を継続的に使用し、前記装置が休止中は前記２個の目標電圧の内の低い方の電圧とＧＮＤレベルとを周期的に切り替え使用する。【選択図】        図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
互いに絶縁された一次巻線と二次巻線を有するトランスと、前記一次巻線に流れる電流を断続するスイッチング素子と、前記二次巻線の出力を整流平滑して得られる直流電圧を規定の値と比較検出する誤差検出回路と、前記誤差検出回路の出力を絶縁素子を介して前記トランスの一次側に伝達する伝達手段とを備え、前記伝達手段の出力をもとに前記スイッチング素子のスイッチングタイミングを制御するスイッチングレギュレータにおいて、
前記誤差検出回路は制御される直流電圧の目標電圧を２個有し切り替え可能でありかつＧＮＤレベルとすることもでき、
前記スイッチングレギュレータの負荷である装置が動作中は前記２個の目標電圧の内の高い方の電圧を使用し、前記装置が休止中は前記２個の目標電圧の内の低い方の電圧とＧＮＤレベルとを周期的に切り替え使用することを特徴とするスイッチングレギュレータ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチングレギュレータに関し、特にその効率の向上に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
スイッチングレギュレータは装置に求められる最大の負荷の状態において最大の効率を発揮できるよう設計される。これは熱設計から当然のことである。
【０００３】
しかしながら、スイッチングレギュレータは負荷が軽くなると効率が低下するものが多い。これは負荷が軽くなればなるほど顕著である。
【０００４】
したがって、スイッチングレギュレータが備えられた装置が動作時と休止時の２つの状態をもち、その２つの状態の消費電流に著しい開きがある場合（一般に休止状態のほうが消費電流が低いと考えられる）、休止状態においてスイッチングレギュレータの効率が落ちてしまう。
【０００５】
この問題を解決するため、機器休止時にスイッチング電源の誤差検出回路の基準電圧をＧＮＤレベルに断続的に変化させる、あるいは検出電圧に断続的に目標電圧よりも高い電圧を加えてやることにより、自励式スイッチング電源が断続的に動作する状態（以下間欠動作と呼ぶ）にしてやり、機器休止時の効率を上げる手法が提案されている（特許文献１参照）。また、軽負荷時にスイッチング電源の二次側から一次側に発振停止信号を伝達する手段を設ける、あるいは２つの検出電圧を切り替えることによりスイッチング電源を間欠動作させ、効率の上昇を図る提案がなされている（特許文献２参照）。
【０００６】
【特許文献１】
特許第３２１９１４５号公報
【特許文献２】
特開２０００−１５６９７７号公報
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、前述のような状況のもとでなされたもので、スイッチングレギュレータを前述のように単に間欠動作させた場合よりさらに効率を向上することのできるスイッチングレギュレータを提供することを目的とするものである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
前記目的を達成するため、本発明では、スイッチングレギュレータを次の（１）〜（４）のとおりに構成する。
【０００９】
（１）互いに絶縁された一次巻線と二次巻線を有するトランスと、前記一次巻線に流れる電流を断続するスイッチング素子と、前記二次巻線の出力を整流平滑して得られる直流電圧を規定の値と比較検出する誤差検出回路と、前記誤差検出回路の出力を絶縁素子を介して前記トランスの一次側に伝達する伝達手段とを備え、前記伝達手段の出力をもとに前記スイッチング素子のスイッチングタイミングを制御するスイッチングレギュレータにおいて、
前記誤差検出回路は制御される直流電圧の目標電圧を２個有し切り替え可能でありかつＧＮＤレベルとすることもでき、
前記スイッチングレギュレータの負荷である装置が動作中は前記２個の目標電圧の内の高い方の電圧を使用し、前記装置が休止中は前記２個の目標電圧の内の低い方の電圧とＧＮＤレベルとを周期的に切り替え使用することを特徴とするスイッチングレギュレータ。
【００１０】
（２）前記（１）に記載のスイッチングレギュレータおいて、
前記２個の目標電圧およびＧＮＤを切り替える手段として、前記装置の動作を制御するマイクロコンピュータを用いたことを特徴とするスイッチングレギュレータ。
【００１１】
（３）互いに絶縁された一次巻線と二次巻線を有するトランスと、前記一次巻線に流れる電流を開閉するスイッチング素子と、前記二次巻線の出力を整流平滑して得られる直流電圧を規定の値と比較検出する誤差検出回路と、前記誤差検出回路の出力を絶縁素子を介して前記トランスの一次側に伝達する伝達手段とを備え、前記伝達手段の出力をもとに前記スイッチング素子のスイッチングタイミングを制御するスイッチングレギュレータにおいて、
前記誤差検出回路は、制御される直流電圧の目標電圧を３個有し切り替え可能であり、
前記スイッチングレギュレータの負荷である装置が動作中は前記３個の目標電圧の内の一番高い方の電圧を使用し、前記装置が休止中は他の２個の目標電圧を周期的に切り替え使用することを特徴とするスイッチングレギュレータを備えた装置。
【００１２】
（４）前記（３）に記載のスイッチングレギュレータにおいて、
前記３個の目標電圧を切り替える手段として、前記装置の動作を制御するマイクロコンピュータを用いたことを特徴とするスイッチングレギュレータ。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下本発明の実施の形態をスイッチングレギュレータの実施例により詳しく説明する。
【００１４】
【実施例】
（実施例１）
図１は実施例１である“スイッチングレギュレータ”の回路図である。
【００１５】
図１において、Ｄ１１，Ｄ１２，Ｄ１３，Ｄ１４は整流素子であり、商用電源から供給されるＡＣ電源を全波整流する。
【００１６】
Ｃ１１は平滑コンデンサであり、前記整流素子で整流された全波整流波形を平滑し直流電圧とする。
【００１７】
Ｔ２１は絶縁トランスであり、一次巻線，二次巻線，帰還巻線を備える。
【００１８】
Ｑ２１は主スイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴであり、オン／オフ発振させることにより断続的に一次巻線に電流を流す。
【００１９】
１０１は整流素子Ｄ２１とコンデンサＣ２３により構成された整流平滑回路であり、主スイッチング素子Ｑ２１がオフの期間に発生する二次巻線電圧を平滑整流し、直流電圧を出力する。
【００２０】
１０２は誤差検出回路であり、ツェナダイオードＺＤ２１のツェナ電圧を基準電圧とし、オペアンプＩＣ２２のプラス入力端子に入力する。二次側出力電圧の情報はオペアンプＩＣ２２のマイナス端子に入力される。この２つの電位差に応じた電圧がオペアンプの出力電圧として現れる。コンデンサＣ２４，抵抗Ｒ２６は位相補償用の回路である。
【００２１】
オプトカプラＰＣ２１はオペアンプＩＣ２２の出力電圧に応じた電流が発光ダイオードに流れ、その情報を一次側に配置されたフォトトランジスタの電流として伝える。
【００２２】
主スイッチング素子Ｑ２１は電源投入時は起動抵抗Ｒ２１からの電流がコンデンサＣ２１に充電されることにより制御端子の電圧が上昇しオンする。また、連続発振時にはトランスＴ２１の帰還巻線に発生するリンギングによりオンする。このリンギングはトランスＴ２１に蓄えられたエネルギーが二次巻線を通じて二次側に全て放出されたときに発生する。オフはスイッチング素子Ｑ２２がオンすることにより主スイッチング素子Ｑ２１の制御端子の電圧が下がることにより行われる。スイッチング素子Ｑ２２の制御端子にはコンデンサＣ２２が取り付けられており、主スイッチング素子Ｑ２１がオンすると、トランスＴ２１の帰還巻線の電圧が上昇することにより抵抗Ｒ２４を介して充電される。また、オプトカプラＰＣ２１のフォトトランジスタに流れる電流も主スイッチング素子Ｑ２１の制御端から充電される。
【００２３】
主スイッチング素子Ｑ２１のオン時間はコンデンサＣ２２への充電スピードにより決定される。コンデンサＣ２２の電圧がスイッチング素子Ｑ２２の制御端の閾値電圧を超えるとスイッチング素子Ｑ２２がオンし、主スイッチング素子Ｑ２１がオフするからである。このコンデンサ２２への充電電流は抵抗Ｒ２４とオプトカプラＰＣ２１のフォトトランジスタの電流の和である。オプトカプラＰＣ２１のフォトトランジスタの電流は二次側の誤差検出回路１０２の出力電圧に依存する。誤差検出回路１０２の出力はオペアンプＩＣ２２のマイナス入力端子の電圧が高ければ低く、低ければ高くなるため、オプトカプラＰＣ２１のフォトトランジスタの電流はマイナス入力端子の電圧が高ければ大きく、低ければ小さくなる。したがって、主スイッチング素子Ｑ２１のオン時間はマイナス入力端子の電圧が高ければ短く、低ければ長くなる。
【００２４】
ここで、本スイッチングレギュレータを備えた装置が動作中、すなわち負荷が大きいときと、休止中、すなわち負荷が小さいときの動作を説明する。
【００２５】
装置が動作中はスイッチング素子Ｑ２４の制御端子はＨＩ、スイッチング素子Ｑ２３の制御端子はＬＯＷであり、Ｑ２４はオン、Ｑ２３はオフ状態となる。したがって、オペアンプＩＣ２２のマイナス端子には二次側出力電圧をＲ３１とＲ３２で分圧した電圧が入力される。したがって、ツェナダイオードＺＤ２１のツェナ電圧をＶｚｄとすると二次側出力電圧Ｖ１はＶ１＝Ｖｚｄ／Ｒ３２＊（Ｒ３１＋Ｒ３２）になるよう制御される。
【００２６】
一方、装置が休止中はスイッチング素子Ｑ２４の制御端子はＬＯＷ、スイッチング素子Ｑ２３の制御端子はＨＩ／ＬＯＷを繰り返すパルス波形となる。このパルスは通常数百Ｈｚ〜数ｋＨｚに設定される。
【００２７】
スイッチング素子Ｑ２４の端子がＬＯＷになるためＱ２４はオフとなり、スイッチング素子Ｑ２３がオフのときの目標電圧Ｖ２はＶ２＝Ｖｚｄ／（Ｒ３２＋Ｒ３３）＊（Ｒ３１＋Ｒ３２＋Ｒ３３）となる。また、スイッチング素子Ｑ２３がオンのときはＧＮＤが目標電圧となる。
【００２８】
したがって、装置が動作状態から休止状態に移行すると、目標電圧はＶ１からＶ２あるいはＧＮＤとなり、本スイッチングレギュレータの発振は停止する。その後、装置の負荷により二次側出力電圧は徐々に低下していく。二次側出力電圧がＶ２に達すると、本スイッチングレギュレータはＶ２を中心として間欠発振動作となる。
【００２９】
また、休止状態から動作状態に移行するときは、スイッチング素子Ｑ２４の制御端子はＨＩ、スイッチング素子Ｑ２３の制御端子はＬＯＷとなり、Ｑ２４はオン、Ｑ２３はオフ状態となる。したがって、本スイッチングレギュレータは急速に出力電圧をあげ、Ｖ１に達したところで安定電圧を得る。
【００３０】
この動作は図２のように移行する。休止状態におけるスイッチング素子Ｑ２３の制御端子をスイッチングさせる動作は下記のようになる。
【００３１】
スイッチング素子Ｑ２３の制御端子がＨＩの期間、誤差検出回路１０２の出力は瞬時にＬＯＷとなる。したがって、オプトカプラＰＣ２１の発光ダイオードには抵抗Ｒ２７で制限される電流が流れる。この電流は通常制御時に比べて充分大きく、一次側のオプトカプラＰＣ２１のフォトトランジスタに伝えられると瞬時にコンデンサＣ２２の電圧を上昇させスイッチング素子Ｑ２２をオンさせ、主スイッチング素子Ｑ２１をオフする。この状態を自励式スイッチング電源の発振周波数の２〜２０倍位継続するとトランスＴ２１のエネルギーが完全に放出され本自励式スイッチング電源の一次側は起動前の状態と同じになる。
【００３２】
一方、二次側出力は負荷が小さく時間が短いため出力電圧はほぼそのままの状態で維持できる。スイッチング素子Ｑ２３の制御端子がＨＩからＬＯＷに戻ると、誤差検出回路１０２の出力は元の状態に戻り、オプトカプラＰＣ２１の発光ダイオード電流も元の状態に戻る。そのため、オプトカプラＰＣ２１の一次側のフォトトランジスタの電流もほぼ以前の状態に回復する。抵抗Ｒ２４によるこの電流の電圧降下をスイッチング素子Ｑ２２の閾値電圧よりも大きく設定した場合、スイッチング素子Ｑ２２はＯＮ状態を継続し、起動抵抗Ｒ２１の電流はスイッチング素子Ｑ２２に全て流れ込む。したがって、主スイッチング素子Ｑ２１はＯＮすることができず、本スイッチングレギュレータ（自励式スイッチング電源）は停止状態を継続する。
【００３３】
その後、時間の経過に従い、負荷はコンデンサＣ２３に貯まった電荷を消費し、徐々に二次側出力の電圧は下がる。それに伴い誤差検出回路１０２の出力電圧も上昇し、一次側のオプトカプラＰＣ２１のフォトトランジスタの電流も減少し、この電流による抵抗Ｒ２４の電圧降下がスイッチング素子Ｑ２２の閾値よりも低くなると、起動抵抗Ｒ２１よりコンデンサＣ２１に充電が行われ主スイッチング素子Ｑ２１がＯＮし、その後本スイッチングレギュレータは発振を始める。
【００３４】
なお、図１に示した本実施例における誤差検出回路１０２の回路構成もさまざまな変形が考えられる。その代表的なものを図３〜５に示す。
【００３５】
以上説明したように、本実施例によれば、スイッチングレギュレータに２個の目標出力電圧を設け、装置動作時にはそのうち高い電圧の目標出力電圧を継続的に使用し、装置休止時には低い電圧の目標出力電圧とＧＮＤとを周期的に切り替えることにより、スイッチングレギュレータを間欠動作にして装置休止時の消費電力を削減し、効率をより高くすることができる。
【００３６】
また、スイッチング素子Ｑ２３に与えるパルスは、発振器を用いてもよいが、装置を制御しているマイクロコンピュータがある場合は、このマイクロコンピュータで直接与えるほうが、簡単である。またあわせてスイッチング素子Ｑ２４に与える信号もこのマイクロコンピュータで出力したほうがよい。なお、この場合は本スイッチングレギュレータの出力にステップダウンコンバータもしくはリニアレギュレータ等が備えられていることが望ましい。ステップダウンコンバータもしくはリニアレギュレータの出力電圧は電圧Ｖ２よりも低い電圧に設定される。マイクロコンピュータはこのステップダウンコンバータもしくはリニアレギュレータの出力により駆動される。
【００３７】
（実施例２）
前記実施例１においては休止時の目標電圧の一つとしてＧＮＤレベルを設けていたが、実施例２である“スイッチングレギュレータ”においては、ＧＮＤレベルの代わりとして休止時の動作を維持できるもう一つの目標電圧を設定する。
【００３８】
回路において実施例１から変更されるのは誤差検出回路１０２の部分である。
【００３９】
そのいくつかの例を図６（ａ）〜（ｉ）に示す。
【００４０】
休止時に負荷変動がある場合、前記実施例１では、負荷が急激に増大した場合出力電圧の異常な低下が発生する場合がある。
【００４１】
本実施例のように、休止時の動作を維持できるもう一つの目標電圧を設定すれば、設定された最低電圧以下に出力電圧が下がる心配がない。
【００４２】
たとえば、本スイッチングレギュレータの出力２４ＶからＤＣ−ＤＣコンバータにより３．３Ｖを作成している装置においては、２４Ｖ出力が４Ｖ以下に下がると前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力が維持できず、３．３Ｖ以下になる可能性がある。したがって、休止時に目標とする電圧をたとえば７Ｖと５Ｖに設定することにより、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧が４Ｖ以下になることはなくなる。休止時の負荷変動が予想される場合はこちらの手法を用いたほうが安全である。
【００４３】
たとえば、図６（ａ）の誤差検出回路を使用し、負荷である装置が動作中は、スイッチング素子Ｑ２４をオンして出力検出用の抵抗分圧器の分圧比をＲ３２／（Ｒ３１＋Ｒ３２）として２４Ｖ出力を供給し、負荷である装置が休止中は、スイッチング素子Ｑ２４をオフし、スイッチング素子Ｑ２３をオン，オフして抵抗分圧器の分圧比を、（Ｒ３２＋Ｒ３３）／（Ｒ３１＋Ｒ３２＋Ｒ３３），（Ｒ３２＋Ｒ３３＋Ｒ３４）／（Ｒ３１＋Ｒ３２＋Ｒ３３＋Ｒ３４）として、７Ｖないし５Ｖの出力を供給することができる。
【００４４】
以上説明したように、本実施例によれば、装置休止時に負荷変動が予想される場合に、スイッチングレギュレータに３個の目標出力電圧を設け、装置動作時にはそのうち高い電圧の目標出力電圧を継続的に使用し、装置休止時には他の２個の低い電圧の目標出力電圧を周期的に切り替えることにより、出力電圧の不所望な低下を招くことなくスイッチングレギュレータを間欠動作にして装置休止時の消費電力を削減し効率をより高くすることができる。
【００４５】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、スイッチングレギュレータを単に間欠動作させた場合より、さらに負荷である装置の休止時の消費電力を削減し効率を向上することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施例１の回路図
【図２】実施例１における出力電圧の変化を示す図
【図３】誤差検出回路の変形を示す図
【図４】誤差検出回路の変形を示す図
【図５】誤差検出回路の変形を示す図
【図６】実施例２で用いる誤差検出回路の例を示す図
【符号の説明】
Ｑ２１  制御端子つきスイッチング素子
Ｔ２１  トランス
ＩＣ２２  オペアンプ
ＺＤ２１  ツェナダイオード
ＰＣ２１  オプトカプラ
１０１  整流平滑回路
１０２  誤差検出回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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