(57)【要約】【課題】ノイズ対策素子の削減により回路の大規模化を避けつつ、スイッチング動作に伴うノイズ問題に対処する。【解決手段】コイル３、逆流防止用ダイオード４、出力電圧安定化用コンデンサ５、スイッチング素子６、電流検出抵抗７及び制御部８を備え、制御部８から出力される発振信号で該スイッチング素子６のオンオフ制御を行うことにより入力電圧を昇圧して出力する。制御部８は、スイッチング素子６を所定のオフ／オン時間だけオフ／オン状態にしオフ／オン時間経過後にスイッチング素子６をオン／オフするＯＦＦタイマ１１／ＯＮタイマ１２を備えている。オフ時間及びオン時間のうちの少なくとも一方をランダムに変更して発振信号の発振周波数をランダムにすることにより、ノイズピークを広帯域に分散させ、ノイズレベルを下げる。【選択図】        図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
コイル、ダイオード、コンデンサ、スイッチング素子、抵抗及び制御部を備え、該制御部から出力される発振信号で該スイッチング素子のオンオフ制御を行うことにより入力電圧を昇圧して出力するＤＣ−ＤＣコンバータ回路において、
上記制御部は、上記発振信号の発振周波数がランダムになるように構成されていることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
【請求項２】
前記制御部は、前記スイッチング素子を所定のオフ時間だけオフ状態にしオフ時間経過後に該スイッチング素子をオンするＯＦＦタイマ及び該スイッチング素子を所定のオン時間だけオン状態にしオン時間経過後に該スイッチング素子をオフするＯＮタイマを備え、該ＯＦＦタイマのオフ時間及び該ＯＮタイマのオン時間のうちの少なくとも一方をランダムに変更することにより、前記発振信号の発振周波数をランダムにすることを特徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
【請求項３】
コイル、ダイオード、コンデンサ、スイッチング素子、抵抗及び制御部を備え、該制御部から出力される発振信号で該スイッチング素子のオンオフ制御を行うことにより入力電圧を昇圧して出力するＤＣ−ＤＣコンバータ回路において、
上記制御部は、上記発振信号の発振周波数が一定になるとともに、上記スイッチング素子のスイッチング動作に伴って発生するノイズのピークが公共電波帯を避けた特定周波数帯に集中するように構成されていることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
【請求項４】
前記制御部は、前記スイッチング素子を一定に設定されたオフ時間だけオフ状態にしオフ時間経過後に該スイッチング素子をオンするＯＦＦタイマ及び該スイッチング素子を一定に設定されたオン時間だけオン状態にしオン時間経過後に該スイッチング素子をオフするＯＮタイマを備え、該ＯＦＦタイマ及び該ＯＮタイマの作動で該スイッチング素子をオンオフ制御することにより、前記発振信号の発振周波数を一定にすることを特徴とする請求項３記載のＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はＤＣ−ＤＣコンバータ回路に関する。本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、例えば、衝突時など、車両に極端な減速度が掛かったときに乗員を保護するエアバッグを駆動させるための駆動回路に好適に適用することができる。
【０００２】
【従来の技術】
従来、エアバッグの駆動回路においては、車両の衝突状態を検出したときに、車載バッテリまたはバックアップコンデンサから点火装置（以下、スクィブという）に点火電流を供給して、エアバッグを展開させるようにしている。また、車両の衝突時にバッテリ配線などが切断しても、駆動回路の最低動作電圧を確保するためにＤＣ−ＤＣコンバータ回路よりなる昇圧回路が内蔵されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
例えば、図９に示すＤＣ−ＤＣコンバータ回路よりなる昇圧回路は、コイル８１、ダイオード８２、コンデンサ８３、スイッチング素子８４、コイル８１やスイッチング素子８４に流れる電流値を検出するための電流検出抵抗８５及び制御部８６を備え、制御部８６から出力される発振信号でスイッチング素子８４のオンオフ制御を行うことにより、バッテリ電源９０からの入力電圧を昇圧して出力する。制御部８６は、このＤＣ−ＤＣコンバータ回路駆動用の基本発振回路８７と、基本発振回路８７から発振信号が供給され、スイッチング素子８４を所定のオフ時間だけオフ状態にし該オフ時間経過後にスイッチング素子８４をオンするＯＦＦタイマ８８と、電流検出抵抗８５の両端電圧（Ｖ１＝Ｉ×Ｒ）を検出電流値（Ｉ）及び電流検出抵抗８５の抵抗（Ｒ）から求め、この電圧（Ｖ１）が規定値（Ｖ０  ）に達したか否かを判定する電圧判定部８９とを備えている。そして、制御部８６は、昇圧電圧が目標値に達するまで（所望の昇圧電圧が得られるまで）、上記電圧（Ｖ１）が規定値（Ｖ０  ）に達した時にスイッチング素子８４をオフし、ＯＦＦタイマ８８のオフ時間経過後にスイッチング素子８４をオンすることを繰り返すように、所定の発振周波数の発振信号をスイッチング素子８４に供給する。
【０００４】
【特許文献１】
特開平６−３３１６６８号公報（第３頁、第１図）
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来のＤＣ−ＤＣコンバータ回路では、スイッチング素子８４のスイッチング動作に伴ってノイズが発生し、このノイズのピークがラジオ等の公共電波帯に重なると、その公共電波の受信性能に悪影響を及ぼすという問題がある。
【０００６】
ここに、上記スイッチング動作に伴って発生するノイズは、図１０に示されるように仮に上記電圧（Ｖ１）の基本周期（Ｔ）が常に一定であれば、図１１の実線で示されるように基本周波数（１／Ｔ）とその倍数の周波数（２／Ｔ、３／Ｔ、…）にピークをもつ波形となって現れることから、これらのノイズピークが公共電波帯に重ならないように上記ＯＦＦタイマ８８のオフ時間や上記規定値（Ｖ０  ）を適宜設定することにより、上記ノイズ問題を容易に回避することができる。
【０００７】
しかし、上記電圧（Ｖ１）の基本周期（Ｔ）を常に一定にすることは、以下の理由により困難である。すなわち、図１０に示されるように、この基本周期（Ｔ）は、上記ＯＦＦタイマ８８のオフ時間（ａ）と、このオフ時間経過後にスイッチング素子８４がオンされてから上記電圧（Ｖ１）が上記規定値（Ｖ０  ）に達するまでの到達時間（ｂ）との和である。ここに、ＯＦＦタイマ８８のオフ時間（ａ）は常に一定に設定することが可能であるが、上記到達時間（ｂ）はコイル８１の両端電圧やコンデンサ８３の電圧等の影響を受けて変動することから、この到達時間（ｂ）を一定に制御することは困難である。すなわち、オフ時間（ａ）の経過後においても、コイル８１にはエネルギーが残っており、スイッチ素子８４がオンされた瞬間にこのエネルギー残量に応じてコイル８１の両端電圧が立ち上がる（図１０のＰ矢印で示す立ち上がり部分）が、このコイル８１のエネルギー残量、ひいてはコイル８１の両端電圧の立ち上がり量を一定に制御することは困難である。そうすると、このコイル８１の両端電圧のばらつきにより、上記到達時間（ｂ）がばらつくことになり、したがって上記電圧（Ｖ１）の基本周期（Ｔ）を常に一定にすることが困難となる。
【０００８】
したがって、実際に発生するノイズは、図１１の破線で示されるように、上記電圧（Ｖ１）の基本周期（Ｔ）が常に一定であるときのノイズを示す実線に対してばらつきをもち、ピーク部分が下がりピーク以外の部分のノイズレベルが上がるような波形となる。そうすると、仮にノイズのピークが公共電波帯に重ならないように上記ＯＦＦタイマ８８のオフ時間や上記規定値（Ｖ０  ）を設定したとしても、このノイズ分布のばらつきにより、比較的高いレベルにあるノイズの周波数が公共周波数帯に重なって公共電波の受信性能に悪影響を及ぼす場合がある。
【０００９】
そこで、従来のＤＣ−ＤＣコンバータ回路では、図９に破線で示されるように、コイル９１及びコンデンサ９２よりなるノイズ除去用のフィルタ等のノイズ対策素子を別途設けてノイズの発生を抑制する必要があり、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の大規模化に繋がっていた。
【００１０】
本発明は上記実状に鑑みてなされたものであり、ノイズ対策素子の削減により回路の大規模化を避けつつ、スイッチング動作に伴うノイズ問題に対処しうるＤＣ−ＤＣコンバータ回路を提供することを解決すべき技術課題とするものである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決する請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、コイル、ダイオード、コンデンサ、スイッチング素子、抵抗及び制御部を備え、該制御部から出力される発振信号で該スイッチング素子のオンオフ制御を行うことにより入力電圧を昇圧して出力するＤＣ−ＤＣコンバータ回路において、上記制御部は、上記発振信号の発振周波数がランダムになるように構成されていることを特徴とするものである。
【００１２】
このＤＣ−ＤＣコンバータ回路では、スイッチング素子のオンオフ制御を行う発振信号の発振周波数がランダムになるように制御部が構成されていることから、前記基本周期（Ｔ）がランダムになる。このため、基本周期（Ｔ）が常に一定である場合に現れる基本周波数（１／Ｔ）とその倍数の周波数（２／Ｔ、３／Ｔ、…）のノイズピークが広帯域に分散し、その結果広帯域に亘って平坦なノイズレベルになり、また、そのノイズレベルも全体的に下がる。これにより、公共電波の受信性能に及ぼす影響を小さくすることができる。したがって、従来必要であったノイズ対策素子を削減することができ、ノイズ対策素子の付加による回路の大規模化を避けつつ、スイッチング動作に伴うノイズ問題に対処することが可能となる。
【００１３】
好適な態様において、前記制御部は、前記スイッチング素子を所定のオフ時間だけオフ状態にしオフ時間経過後に該スイッチング素子をオンするＯＦＦタイマ及び該スイッチング素子を所定のオン時間だけオン状態にしオン時間経過後に該スイッチング素子をオフするＯＮタイマを備え、該ＯＦＦタイマのオフ時間及び該ＯＮタイマのオン時間のうちの少なくとも一方をランダムに変更することにより、前記発振信号の発振周波数をランダムにする。
【００１４】
この態様によれば、ＯＦＦタイマのオフ時間及びＯＮタイマのオン時間の少なくとも一方をランダムに変更することにより、前記基本周期（Ｔ）を容易かつ確実にランダムにして、スイッチング素子をオンオフ制御する発振信号の発振周波数を容易かつ確実にランダムにすることができる。
【００１５】
なお、ＯＦＦタイマのオフ時間を所定の一定値に設定するとともに、ＯＮタイマのオン時間のみをランダムに設定する場合は、基本的には、ＯＮタイマによる信号でスイッチング素子がオフされ、前述した従来のＤＣ−ＤＣコンバータ回路のように、電流検出抵抗の両端電圧（Ｖ１）が規定値（Ｖ０  ）に達した時にスイッチング素子をオフする制御構成とはされていない。ただし、ＯＮタイマによる信号以外の信号でスイッチング素子がオフされる制御構成も場合によっては許容される。
【００１６】
上記課題を解決する請求項３記載のＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、コイル、ダイオード、コンデンサ、スイッチング素子、抵抗及び制御部を備え、該制御部から出力される発振信号で該スイッチング素子のオンオフ制御を行うことにより入力電圧を昇圧して出力するＤＣ−ＤＣコンバータ回路において、上記制御部は、上記発振信号の発振周波数が一定になるとともに、上記スイッチング素子のスイッチング動作に伴って発生するノイズのピークが公共電波帯を避けた特定周波数帯に集中するように構成されていることを特徴とするものである。
【００１７】
このＤＣ−ＤＣコンバータ回路では、スイッチング素子のオンオフ制御を行う発振信号の発振周波数が一定になるように制御部が構成されている。すなわち、前記基本周期（Ｔ）が一定となるように制御構成されており、このため、基本周期（Ｔ）に応じて現れる基本周波数（１／Ｔ）とその倍数の周波数（２／Ｔ、３／Ｔ、…）のピークレベルが上がり、ピーク以外のノイズレベルが下がる。そして、これらのノイズピークが公共電波帯を避けた特定周波数帯に集中するように構成されていることから、公共電波の受信性能に影響を及ぼすノイズを確実に低下させることができる。したがって、従来必要であったノイズ対策素子を削減することができ、ノイズ対策素子の付加による回路の大規模化を避けつつ、スイッチング動作に伴うノイズ問題に対処することが可能となる。
【００１８】
好適な態様において、前記制御部は、前記スイッチング素子を一定に設定されたオフ時間だけオフ状態にしオフ時間経過後に該スイッチング素子をオンするＯＦＦタイマ及び該スイッチング素子を一定に設定されたオン時間だけオン状態にしオン時間経過後に該スイッチング素子をオフするＯＮタイマを備え、該ＯＦＦタイマ及び該ＯＮタイマの作動で該スイッチング素子をオンオフ制御することにより、前記発振信号の発振周波数を一定にする。
【００１９】
この態様によれば、オフ時間が一定に設定されたＯＦＦタイマ及びオン時間が一定に設定されたＯＮタイマの作動によりスイッチング素子をオンオフ制御することから、前記基本周期（Ｔ）を容易かつ確実に一定にして、スイッチング素子をオンオフ制御する発信信号の発信周波数を容易かつ確実に一定にすることができる。このとき、コイルの両端電圧やコンデンサの電圧等の影響を受けて、この基本周期（Ｔ）が変動するようなこともない。
【００２０】
なお、この態様のようにＯＦＦタイマ及びＯＮタイマの作動によりスイッチング素子をオンオフ制御する場合は、基本的には、ＯＮタイマによる信号でスイッチング素子がオフされ、前述した従来のＤＣ−ＤＣコンバータ回路のように、電流検出抵抗の両端電圧（Ｖ１）が規定値（Ｖ０  ）に達した時にスイッチング素子をオフする構成とはされていない。ただし、ＯＮタイマによる信号以外の信号でスイッチング素子がオフされることも場合によっては許容される。
【００２１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
【００２２】
［第１実施形態］
本実施形態は、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ回路を自動車用エアバックの駆動回路に適用したもので、請求項１又は２に記載の発明を具現化したものである。
【００２３】
図１に示されるこのＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、入力部の逆流防止用ダイオード１ａ〜１ｃ、入力電圧安定化用コンデンサ２、コイル３、昇圧部の逆流防止用ダイオード４、出力電圧安定化用（平滑用）コンデンサ５、ＦＥＴトランジスタ等よりなるスイッチング素子６、コイル３やスイッチング素子６に流れる電流値を検出するための電流検出抵抗７及び制御部８を備えている。そして、直流電源としてのバッテリ電源９の電流は、入力部の逆流防止用ダイオード１ｂ、コイル３及び昇圧部の逆流防止用ダイオード４を介して出力電圧安定化用コンデンサ５に供給される。また、スイッチング素子６は制御部８の後述する信号発生部１３から出力される発振信号でオンオフ制御される。このスイッチング素子６のオンオフに伴ってコイル３に流れる電流が変化し、バッテリ電源９からの入力電圧が昇圧されて出力安定化用コンデンサ５に供給される。なお、車体の衝突時には、図示しない加速度スイッチ等が閉ざされることにより、出力安定化用コンデンサ５に充電された電荷が放電され、その放電電流がエアバッグを展開させるためのスクイブ（図示せず）に供給される。
【００２４】
上記制御部８は、このＤＣ−ＤＣコンバータ回路駆動用の基本発振回路１０と、この基本発振回路１０から発振信号が供給され、スイッチング素子６を所定のオフ時間（Ａ）だけオフ状態にし該オフ時間（Ａ）経過後にスイッチング素子６をオンするＯＦＦタイマ１１及びスイッチング素子６を所定のオン時間（Ｂ）だけオン状態にし該オン時間（Ｂ）経過後にスイッチング素子６をオフするＯＮタイマ１２を備えた制御ロジック部よりなる信号発生部１３と、過電流検出用の第１電圧判定部１４と、出力電圧制御用の第２電圧判定部１５と、入力電圧判定用の第３電圧判定部１６と、上記ＯＮタイマ１２のオン時間（Ｂ）をランダムにするための乱数発生手段（マイコン等）１７とを備えている。
【００２５】
上記第１電圧判定部１４は、コイル３やスイッチング素子６に流れる電流値を検出して過電流が流れたことを検出する回路よりなり、上記第２電圧判定部１５は、昇圧電圧が目標値に達したことを検出するフィードバック回路よりなり、上記第３電圧判定部１６は、入力電圧の低下を判定して、その電圧低下に応じてＤＣ−ＤＣコンバータ回路作動を停止させる回路部よりなる。そして、これら第１〜第３電圧判定部１４〜１６の出力信号は制御ロジック部としての上記信号発生部１３に供給される。なお、第１電圧判定部１４により過電流が検出された場合及び第２電圧判定部により昇圧電圧が目標値に達したと検出された場合は、信号発生部１３からスイッチング素子６をオフする出力信号がスイッチング素子６に供給される。
【００２６】
そして、上記基本発振回路１０から発振信号が供給されてＯＦＦタイマ１１が作動すれば、所定のオフ時間（Ａ）だけスイッチング素子６がオフ状態にされ該オフ時間経過後にスイッチング素子６がオンされると同時に、ＯＮタイマ１２が作動し、これにより所定のオン時間（Ｂ）だけスイッチング素子６がオン状態にされ該オン時間経過後にスイッチング素子６がオフされ、これと同時にＯＦＦタイマ１１が再び作動する。こうしてＯＦＦタイマ１１及びＯＮタイマ１２の繰り返し作動により、スイッチング素子６のオンオフ制御が行われる。
【００２７】
ここに、本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ回路では、上記ＯＦＦタイマ１１のオフ時間（Ａ）は所定の一定値に設定され、上記ＯＮタイマ１２のオン時間（Ｂ）は乱数発生手段１７の制御によりランダムになるように設定されており、これにより制御部８の信号発生部１３からスイッチング素子６に供給される発振信号の発振周波数がランダムになるように設定されている。
【００２８】
また、上記第１電圧判定部１４は、電流検出抵抗７の両端電圧（Ｖ１＝Ｉ×Ｒ）を検出電流値（Ｉ）及び電流検出抵抗７の抵抗（Ｒ）から求め、この電圧（Ｖ１）が過電流判定用の規定値（Ｖ１  ）に達したか否かを判定する。そして、この第１電圧判定部１４によりコイル３やスイッチング素子６に過電流が流れたと判定された場合は、コイル３等の各素子を保護すべく、スイッチング素子６を強制的にオフする信号が制御部８の信号発生部１３からスイッチング素子６に出力される。
【００２９】
なお、ランダムに設定される上記ＯＮタイマ１２のオン時間（Ｂ）は、基本的に、スイッチング素子６がオンされてから電流検出抵抗７の両端電圧（Ｖ１）が上記過電流判定用の規定値（Ｖ１  ）に達するまでの時間（以下、過電流到達時間という）よりも短い時間とされている。このため、スイッチング素子６をオンオフ制御するために制御部８の信号発生部１３からスイッチング素子６に供給される発振信号の基本周期（Ｔ）は、図２に示されるように、オフ時間（Ａ）とオン時間（Ｂ）との和となる。ただし、ランダムに設定されるオン時間の全てが過電流到達時間よりも短い時間とされることを必須の要件とするものではない。
【００３０】
こうして、制御部８は、昇圧電圧が目標値に達するまで（所望の昇圧電圧が得られるまで）、上記ＯＦＦタイマ１１及びＯＮタイマ１２の作動により所定の発振周波数の発振信号をスイッチング素子６に供給して、スイッチング素子６のオンオフ制御を繰り返す。
【００３１】
このとき、本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ回路では、上述のとおり、ＯＦＦタイマ１１のオフ時間（Ａ）が一定に設定され、ＯＮタイマ１２のオン時間（Ｂ）がランダムになるように設定されていることから、図２に示されるように、制御部８の信号発生部１３からスイッチング素子６に供給される発振信号の基本周期（Ｔ）もランダムとなり、この発振信号の発振周波数（１／Ｔ）もランダムとなる。このため、図３に示されるように、基本周期（Ｔ）が常に一定である場合に現れる基本周波数（１／Ｔ）とその倍数の周波数（２／Ｔ、３／Ｔ、…）のノイズピークが広帯域に分散し、その結果広帯域に亘って平坦なノイズレベルになり、また、そのノイズレベルも全体的に下がる。これにより、公共電波の受信性能に及ぼす影響を小さくすることができる。
【００３２】
したがって、本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ回路によれば、従来必要であったノイズ対策素子を削減することができ、ノイズ対策素子の付加による回路の大規模化を避けつつ、スイッチング動作に伴うノイズ問題に対処することが可能となる。
【００３３】
なお、この実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ回路では、上述のとおり従来必要であったノイズ対策素子を削減することができるものであるが、このＤＣ−ＤＣコンバータ回路内にノイズ対策素子としてのフィルタ等を別途設けることを完全に排除するものではなく、必要に応じて保護フィルタ等をこの回路内に設けることも勿論可能である。
【００３４】
（その他の実施形態）
なお、上述の第１実施形態では、ＯＦＦタイマ１１のオフ時間（Ａ）を所定の一定値に設定するとともに、上記ＯＮタイマ１２のオン時間（Ｂ）がランダムになるように設定することにより、基本周期（Ｔ）、すなわち基本の発振周波数（１／Ｔ）をランダムにする例について説明したが、発振周波数（１／Ｔ）をランダムにする態様としては、これに限定されない。
【００３５】
例えば、図４に示されるように、ＯＦＦタイマ１１のオフ時間（Ａ）をランダムに設定するとともに、ＯＮタイマ１２のオン時間（Ｂ）を所定の一定値に設定したり、あるいは図５に示されるように、ＯＦＦタイマ１１のオフ時間（Ａ）及びＯＮタイマ１２のオン時間（Ｂ）の双方をランダムに設定したりすることも可能である。
【００３６】
また、ＯＦＦタイマ１１のオフ時間（Ａ）をランダムに設定する場合は、前述した従来のＤＣ−ＤＣコンバータ回路と同様に、電流検出抵抗９の両端電圧（Ｖ１）が所定の規定値（Ｖ０  ）に達したときにスイッチング素子６をオフするような制御構成としてもよい（図６参照）。この場合、ＯＮタイマ１２のオン時間（Ｂ）を上記過電流到達時間（オフ時間経過後にスイッチング素子６がオンされてから両端電圧（Ｖ１）が規定値（Ｖ０  ）に達するまでの到達時間（ｂ）よりも長い時間）に設定することにより、ＯＮタイマ１２によるスイッチング素子６のオフ制御を過電流防止のためのガードとして利用することができる。
【００３７】
［第２実施形態］
本実施形態は、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ回路を自動車用エアバックの駆動回路に適用したもので、請求項３又は４に記載の発明を具現化したものである。
【００３８】
この実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、第１実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ回路から乱数発生手段１７を除いたもので、その他の構成は基本的には第１実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ回路と同様である。そして、この実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ回路では、上記制御部８は、信号発生部１３からの発振信号の発振周波数が一定になるとともに、スイッチング素子６のスイッチング動作に伴って発生するノイズのピークが公共電波帯を避けた特定周波数帯に集中するように構成されている。
【００３９】
すなわち、上記ＯＦＦタイマ１１のオフ時間（Ａ）は所定の一定値に設定されるとともに、上記ＯＮタイマ１２のオン時間（Ｂ）も所定の一定値に設定されており、これにより制御部８の信号発生部１３からスイッチング素子６に供給される発振信号の発振周波数が一定になるように設定されている。こうして、ＯＦＦタイマ１１及びＯＮタイマ１２の作動のみでスイッチング素子６をオンオフ制御することにより、信号発生部１３の発振信号の発振周波数を一定にしている。
【００４０】
なお、上記第１電圧判定部１４は、第１実施形態と同様、コイル３等に過電流が流れることを防止するために、電流検出抵抗７の両端電圧（Ｖ１）が過電流判定用の規定値（Ｖ１  ）に達したか否かを判定する。
【００４１】
また、所定の一定値に設定された上記ＯＮタイマ１２のオン時間（Ｂ）は、基本的に、上記過電流到達時間よりも短い時間とされている。このため、スイッチング素子６をオンオフ制御するために制御部８の信号発生部１３からスイッチング素子６に供給される発振信号の基本周期（Ｔ）は、図７に示されるように、実施形態１と同様、オフ時間（Ａ）とオン時間（Ｂ）との和となる。
【００４２】
こうして、制御部８は、昇圧電圧が目標値に達するまで（所望の昇圧電圧が得られるまで）、上記ＯＦＦタイマ１１及びＯＮタイマ１２の作動により所定の発振周波数の発振信号をスイッチング素子６に供給して、スイッチング素子６のオンオフ制御を繰り返す。
【００４３】
このとき、本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ回路では、上述のとおり、ＯＦＦタイマ１１のオフ時間（Ａ）及びＯＮタイマ１２のオン時間（Ｂ）が所定の一定値に設定されていることから、図７に示されるように、制御部８の信号発生部１３からスイッチング素子６に供給される発振信号の基本周期（Ｔ）も一定となり、この発振信号の発振周波数（１／Ｔ）も一定となる。そして、コイル３の両端電圧やコンデンサ５の電圧等の影響を受けて、この基本周期（Ｔ）が変動するようなことはない。
【００４４】
このため、図８に示されるように、基本周期（Ｔ）に応じて現れる基本周波数（１／Ｔ）とその倍数の周波数（２／Ｔ、３／Ｔ、…）のピークレベルが上がり、ピーク以外のノイズレベルが下がる。そして、これらのノイズピークが公共電波帯を避けた特定周波数帯に集中するように構成されていることから、公共電波の受信性能に影響を及ぼすノイズを確実に低下させることができる。したがって、従来必要であったノイズ対策素子を削減することができ、ノイズ対策素子の付加による回路の大規模化を避けつつ、スイッチング動作に伴うノイズ問題に対処することが可能となる。
【００４５】
また、この実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ回路において、ＯＦＦタイマ１１のオフ時間（Ａ）及びＯＮタイマ１２のオン時間（Ｂ）の和である基本周期（Ｔ）の小さくすることにより、信号発生部１３の発振信号の発振周波数を高くすれば、基本周波数（１／Ｔ）とその倍数の周波数（２／Ｔ、３／Ｔ、…）に現れる各ピーク間の間隔が広がるため、ピーク以外の低ノイズ領域を広くすることができる。したがって、ノイズ対策素子の削減により貢献して、回路の大規模化をより効果的に避けることが可能となる。
【００４６】
なお、この実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ回路では、上述のとおり従来必要であったノイズ対策素子を削減することができるものであるが、このＤＣ−ＤＣコンバータ回路内にノイズ対策素子としてのフィルタ等を別途設けることを完全に排除するものではなく、必要に応じて保護フィルタ等をこの回路内に設けることも勿論可能である。
【００４７】
例えば、基本周波数（１／Ｔ）とその倍数の周波数（２／Ｔ、３／Ｔ、…）に現れるピークのうちの一つが、ある公共電波帯に重なった場合は、その特定周波数に合ったノイズ対策素子を設けることができる。この場合、本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ回路ではピークのばらつきが少ないので、このノイズ対策素子により確実かつ容易にノイズを除去することが可能となる。
【００４８】
なお、前述した第１及び第２実施形態では、自動車用エアバックの駆動回路に適用本発明を適用する例について説明したが、その他の駆動回路、例えば車両における車輪のロック状態を検出したときに車輪のロック状体を解除するＡＢＳ（Ａｎｔｉ−ｌｏｃｋ  Ｂｒｅａｋ  Ｓｙｓｔｅｍ）や、ブレーキアシストシステムを駆動する回路に本発明を適用してもよい。
【００４９】
【発明の効果】
以上詳述したように、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ回路によれば、ノイズ対策素子の削減により回路の大規模化を避けつつ、スイッチング動作に伴うノイズ問題に対処しうるＤＣ−ＤＣコンバータ回路を提供することが可能となり、回路の小型化、低コスト化に貢献しうる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ回路を示す電気回路図である。
【図２】第１実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ回路において、時間と電流検出抵抗の両端電圧（Ｖ１）との関係を示す図である。
【図３】第１実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ回路において、スイッチング動作に伴って発生するノイズレベルを示す図である。
【図４】第１実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ回路のその他の態様において、時間と電流検出抵抗の両端電圧（Ｖ１）との関係を示す図である。
【図５】第１実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ回路のその他の態様において、時間と電流検出抵抗の両端電圧（Ｖ１）との関係を示す図である。
【図６】第１実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ回路のその他の態様において、時間と電流検出抵抗の両端電圧（Ｖ１）との関係を示す図である。
【図７】第２実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ回路において、時間と電流検出抵抗の両端電圧（Ｖ１）との関係を示す図である。
【図８】第２実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ回路において、スイッチング動作に伴って発生するノイズレベルを示す図である。
【図９】従来のＤＣ−ＤＣコンバータ回路を示す電気回路図である。
【図１０】従来のＤＣ−ＤＣコンバータ回路において、時間と電流検出抵抗の両端電圧（Ｖ１）との関係を示す図である。
【図１１】従来のＤＣ−ＤＣコンバータ回路において、スイッチング動作に伴って発生するノイズレベルを示す図である。
【符号の説明】
３…コイル                        ４…逆流防止用ダイオード
５…出力電圧安定化用コンデンサ    ６…スイッチング素子
７…電流検出抵抗                  ８…制御部
９…バッテリ電源                                １０…基本発振回路
１１…ＯＦＦタイマ                                １２…ＯＮタイマ
１７…乱数発生手段
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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