(57)【要約】【課題】電圧切替部における低消費電力化を図るとともに、電流制御性の向上を図ることを目的とする。【解決手段】検出器コイル１５に流れる励磁電流が規定値に到達したか否か判断し、励磁電流が規定値に到達していない場合には、直流電圧源（ＶＥＸ）１から検出器コイル１５への電流を供給するとともに、電源回路（ＶＥＸ’）１７から前記検出器コイルへの電流の供給を抑え、励磁電流が規定値に到達している場合には、直流電圧源（ＶＥＸ）から検出器コイル１５への電流を抑えて、電源回路（ＶＥＸ’）１７から検出器コイル１５への電流の供給を行う電磁流量計の励磁回路を提供する。【選択図】　　　　　　　　　　図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧源により検出器コイルの励磁電流を立ち上げ、前記励磁電流が規定値になると、前記励磁電流を一定に制御する電磁流量計の励磁回路において、前記励磁電流が前記規定値に到達したか否か判断する手段と、直流電源と、前記励磁電流が規定値に到達していない場合には前記直流電圧源から前記検出器コイルへの電流を供給するとともに前記直流電源から前記検出器コイルへの電流の供給を抑える第一制御回路と、前記励磁電流が規定値に到達した場合には前記直流電圧源から前記検出器コイルへの電流を抑えるとともに前記直流電源を選択して前記検出器コイルへの電流の供給を行う第二制御回路とを備えることを特徴とする電磁流量計の励磁回路。
【請求項２】
前記第一制御回路は、前記直流電源の出力側の電圧を監視することによって、前記直流電圧源から前記検出器コイルへの前記励磁電流の供給をスイッチング素子を制御することによって行うことを特徴とする請求項１記載の電磁流量計の励磁回路。
【請求項３】
前記第二制御回路は、前記励磁電流が規定値に到達した場合、前記電源切替手段を制御することにより、前記直流電源を選択して前記検出器コイルへの電流の供給を行うことを特徴とする請求項１または請求項２記載の電磁流量計の励磁回路。
【請求項４】
前記第一制御回路は、三角波発生回路を備え、前記三角波発生回路から発生する三角波電圧と、前記検出器コイルにかかる電圧とを用いてパルス幅を制御することにより前記スイッチング素子を制御することを特徴とする請求項１、請求項２または請求項３記載の電磁流量計の励磁回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明が属する技術分野】
本発明は、電磁流量計の検出器コイルを励磁する励磁回路に関し、特に、この励磁回路における低消費電力化を実現しようとするものである。
【０００２】
【従来の技術】
図４に従来の電磁流量計の励磁回路を表わす。
この図にあって、直流電圧源１は、スイッチング素子２を介して電圧制御回路１６に接続される。この電圧制御回路１６は、整流素子５、コイル６及びコンデンサ７により構成され、電流検出用抵抗８及び定電流用ＦＥＴ９を介して、スイッチング素子１０，１１，１２，１３より構成されるスイッチング回路側に接続される。
【０００３】
スイッチング素子１０，１１の接続点、スイッチング素子１２，１３の接続点は検出器コイル１５に結合し、スイッチング素子１０，１１，１２，１３は、後述するように、検出器コイル１５に供給される励磁電流が正負に切り換わるように制御される。
【０００４】
更に、定電流制御回路Ｕ１は、電流検出用抵抗８及び定電流用ＦＥＴ９に接続し、スイッチング素子２は、スイッチング制御回路Ｕ２によりオンオフ制御される。
【０００５】
また、励磁タイミング制御回路Ｕ３は、スイッチング素子１０，１３をオンオフ制御し、励磁タイミング制御回路Ｕ４は、スイッチング素子１１，１２を制御する。
【０００６】
検出器コイル１５は、電磁流量計の検出器側に設置されていて、スイッチング素子１０，１３、スイッチング素子１１，１２が相補的にオンオフされることにより、正負に励磁電流が供給される。
【０００７】
このような構成を備える電磁流量計の励磁回路の動作を図４及び図５のタイムチャートを用いて説明する。
【０００８】
はじめに、検出器コイル１５へ励磁電流ＩＥＸを供給するため、励磁タイミング制御回路Ｕ３により、スイッチング素子１０，１３をオンとする。
【０００９】
これにより、励磁電流ＩＥＸの立ち上げ時、直流電圧源１から高電圧ＶＥＸが検出器コイル１５に印加され、励磁電流ＩＥＸの立ち上がり時間が短縮される。その後、励磁電流ＩＥＸが規定値に達すると、励磁電流ＩＥＸが一定電流となるように、電流検出抵抗８、定電流用ＦＥＴ９及び定電流制御回路Ｕ１により定電流制御が開始する。
【００１０】
この定電流制御と同時に、スイッチング素子２をスイッチング制御回路Ｕ２でオンオフ制御することにより、整流素子５、コイル６及びコンデンサ７よりなる電圧制御回路によって、Ａ点の電圧を降圧させる。ここで、Ａ点の電圧を降圧させるのは、定電流用ＦＥＴ９の消費電力を抑えるためである。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記の動作中、電圧切替部におけるＢ点の動作波形が、図５で、下側に伸び過ぎている。これは、この励磁回路における消費電力が増大することを意味し、次に説明するような不都合を引き起こすこととなる。
【００１２】
つまり、電圧切替部にあって、Ｂ点が一瞬高電圧になるため、定電流用ＦＥＴ９のドレインＤ−ソースＳ間の電流特性が悪化し、ＦＥＴ素子自身の発熱によるドレイン電流の変化、図６のＶＤＳ−ＩＤ特性図にも示すように、回路遅延による定電流制御不可が発生する。このようなドレイン電流変化を抑制するには、大型の放熱器が必要となる。但し、図６の特性図にあって、ゲートＧ−ソースＳ間電圧を−４．１Ｖとする。
【００１３】
また、検出器コイル１５の励磁周波数を高くした場合、電流を立ち上げる回数が増えるため、電圧切替部における消費電力が更に大きくなる。
【００１４】
また、電圧切替部の後の定電流制御区間にあっては、次の問題がある。
即ち、コンデンサ７の容量を大きくすることができないため、図５に示すように、定電流制御区間の電圧変化を小さくすることができない。このため、全体の電圧制御幅を大きくとる必要があるが、そうすると、電流×電圧の値が大きくなり、結局、低消費電力化を図ることができない。
【００１５】
また、コンデンサ７の容量を大きくすると、このコンデンサ７に蓄えられたエネルギーにより、消費電力大の区間も大きくなる、という問題があった。
【００１６】
本発明は上記の問題を解決するものであり、電圧切り替わり時の低消費電力化、定電流用ＦＥＴのＤ−Ｓ間電圧の安定化及び定電流用ＦＥＴの制御能力アップを図ることを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成する本発明は、次の通りである。
（１）直流電圧源により検出器コイルの励磁電流を立ち上げ、前記励磁電流が規定値になると、前記励磁電流を一定に制御する電磁流量計の励磁回路において、前記励磁電流が前記規定値に到達したか否か判断する手段と、直流電源と、前記励磁電流が規定値に到達していない場合には前記直流電圧源から前記検出器コイルへの電流を供給するとともに前記直流電源から前記検出器コイルへの電流の供給を抑える第一制御回路と、前記励磁電流が規定値に到達した場合には前記直流電圧源から前記検出器コイルへの電流を抑えるとともに前記直流電源を選択して前記検出器コイルへの電流の供給を行う第二制御回路とを備えることを特徴とする電磁流量計の励磁回路。
（２）前記第一制御回路は、前記直流電源の出力側の電圧を監視することによって、前記直流電圧源から前記検出器コイルへの前記励磁電流の供給をスイッチング素子を制御することによって行うことを特徴とする（１）記載の電磁流量計の励磁回路。
（３）前記第二制御回路は、前記励磁電流が規定値に到達した場合、前記電源切替手段を制御することにより、前記直流電源を選択して前記検出器コイルへの電流の供給を行うことを特徴とする（１）または（２）記載の電磁流量計の励磁回路。
（４）前記第一制御回路は、三角波発生回路を備え、前記三角波発生回路から発生する三角波電圧と、前記検出器コイルにかかる電圧とを用いてパルス幅を制御することにより前記スイッチング素子を制御することを特徴とする（１）、（２）または（３）記載の電磁流量計の励磁回路。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
【００１９】
図１は、本発明の電磁流量計の励磁回路を示すブロック図である。図４に示す従来の回路と異なる構成は、以下に示す通りである。
【００２０】
スイッチング素子２に電流制限検出用抵抗３を接続し（後述する直流電源１７の出力側Ａ点）、その電流制限検出用抵抗３に電源切替手段として電源切替ＦＥＴ４を接続し、この電源切替ＦＥＴ４のＤ端子にはコンデンサ７及び整流素子５を接続する。尚、コンデンサ７、整流素子５は、コイル６が接続され、従来例と同様に直流電源（電圧制御回路）１７を構成する。
【００２１】
また、スイッチング制御回路Ｕ２とスイッチング素子２との間に、電流制限検出用抵抗３の電圧によって、スイッチング制御回路Ｕ２からの出力信号を制限する第一制御回路Ｕ２ａを設ける。
【００２２】
更に、スイッチング制御回路Ｕ２とスイッチング素子１０（Ｂ点：検出器コイル１５にかかる励磁電圧）との間に、電源切替ＦＥＴ４のスイッチング制御を行う第二制御回路Ｕ２ｂを設ける。
【００２３】
次に、この図１及び図２の動作タイムチャートを用いて、本発明の回路の動作を説明する。
【００２４】
まず、図２に示す区間▲１▼である励磁電流ＩＥＸの立ち上がり時の動作について説明する。
はじめに、スイッチング素子１０，１３をオンとする。
励磁電流ＩＥＸが０ｍＡから規定値の電流に達するまで、スイッチング制御回路Ｕ２及び第一制御回路Ｕ２ａによりスイッチング素子２をオンする。つまり、直流電圧源１から検出器コイル１５に電圧ＶＥＸを印加する。これにより、従来方式と同様に、電流の立ち上がり時間を短縮できる。一方、この間、第二制御回路Ｕ２ｂは、電源切替ＦＥＴ４をオフするように制御する。
【００２５】
次に、図２に示す区間▲２▼である、励磁電流ＩＥＸが定電流となった時の動作について説明する。
まず、スイッチング素子１０，１３はオン状態にあり、励磁電流ＩＥＸが規定値（定電流）となったとき、Ｂ点電圧を監視しているスイッチング制御回路Ｕ２の指示により、第一制御回路Ｕ２ａはスイッチング素子２をオフとする。
【００２６】
そして、励磁電流ＩＥＸの定電流制御の期間、定電流制御回路Ｕ１は、電流検出用抵抗８により回路中に流れる電流を監視し、一定電流となるように、定電流用ＦＥＴ９を制御する。
【００２７】
一方、スイッチング素子２をオフした瞬間に、第二制御回路Ｕ２ｂ（励磁電流ＩＥＸが規定値に到達したか否かを判断する手段を含む）は、電流切替ＦＥＴ４がオンとなるように制御し、Ｂ点電圧が上昇しないよう（Ｂ点動作波形が図２にあって下側に伸びないよう）に制御する。
【００２８】
即ち、このとき、電源切替ＦＥＴ４がオンとなると、整流素子５、コイル６及びコンデンサ７で構成される電源回路（ＤＣ−ＤＣコンバータ）（ＶＥＸ’）１７によって検出器コイル１５へ電流供給が行われる。
【００２９】
また、電源回路１７による電流供給が行われる一方、Ｂ点電圧はスイッチング制御回路Ｕ２でも監視され、第一制御回路Ｕ２ａによりスイッチング素子２をオン、オフさせて直流電圧源１を制御する。これにより、Ａ点電圧が一定（ＶＥＸ’）となるように制御される。
【００３０】
尚、このときの電源回路１７の動作は、従来方式と同様に、検出器コイル１５の負荷によってＡ点電圧を変化させることができる構成とする。
【００３１】
ここで、コンデンサ７は、Ａ点、Ｂ点電圧が安定する容量値を有するものを選択する（例えば１００μＦ程度）。また、コイル６もスイッチング素子２のオフ期間中、検出器コイル１５に十分電力を供給できる素子とする（例えば１ｍＨ）。
【００３２】
尚、コンデンサ７を流れる電流によっては、直流電圧源１の供給能力を超える場合があるため、電流制限検出用抵抗３によりスイッチング素子２のオン、オフを制限する。つまり、直流電圧源１の初期起動時の対策としてコンデンサ７に電荷が蓄積されていないようにしている。
【００３３】
更に、図２に示す▲３▼の区間である励磁電流ＩＥＸの立ち下がり時の動作について説明する。
まず、スイッチング素子１０，１３をオフとする。そうすると、Ｂ点の電圧が変化し、第二制御回路Ｕ２ｂは、電源切替ＦＥＴ４をオフとして電源回路１７からの電流供給を中止する。
【００３４】
また、スイッチング制御回路Ｕ２及び第一制御回路Ｕ２ａは、スイッチング素子２をオンとして、次の▲１▼区間に備える。
【００３５】
尚、以上の実施例では、低電流動作時Ｂ点の電圧のみで自励振にて制御しているが、他振動にすることで▲２▼の区間の効率アップを図ることもできる。
【００３６】
次に、図３に、他の実施の形態である電磁流量計の励磁回路のブロック図を示す。
図１に示すブロック図と異なる点は、スイッチング制御回路Ｕ２に三角波を入力する三角波発生回路１８を設けたことである。このようにスイッチング制御回路Ｕ２に三角波を入力すると、Ｂ点電圧と三角波でスイッチング素子２を作動させることになる。このように、三角波を用いることでパルス幅の広狭を選択することでき、スイッチング素子２のオン、オフするタイミングを長くまたは短くすることができる。
【００３７】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明によれば、電磁流量計の励磁回路の低消費電力化を図ることができる。具体的には、検出器コイルに印加する電圧を電源切替ＦＥＴにより制御することにより、図２に示すＢ点電圧（定電流用ＦＥＴ９のＤ−Ｓ間電圧）を抑制でき、必要な電圧のみを検出器コイルに印加できる。例えば、電圧切り替え時の電圧６５Ｖ、印加時間０．２２ｍｓ、検出器の励磁周波数を７５Ｈｚ、ＩＥＸ＝０．５Ａとすると、０．１８Ｗ程度改善されることになる。
【００３８】
また、Ｂ点電圧（定電流用ＦＥＴ９のＤ−Ｓ間電圧）の安定化を図ることができる。つまり、従来の励磁回路では、励磁電流（ＩＥＸ）の立ち上がり時に、コンデンサ７を分離できなかったため、コンデンサ７の容量を大きくできなかったのでＢ点電圧の変化が大きかったが、本発明の回路構成では、コンデンサ７の容量を大きくでき、その分電圧変化を抑制できる。
【００３９】
例えば、電圧変化幅を１Ｖ改善できれば、ＩＥＸ＝０．５Ａとすると、１／２（Ｖ）×０．５＝０．２５（Ｗ）改善できる。その結果、定電流用ＦＥＴ９の制御能力アップを図ることができ、Ｂ点電圧の安定化で、低電流制御が向上することができる。
【００４０】
他の例としては、ＶＤＳ電圧が５Ｖ以内となった場合、図６より、ＩＤが１６ｍＡ変化する。この制御を演算増幅器で行う場合、励磁電流（ＩＥＸ）変化を１ｍＡ以内で抑えたいとすると増幅度を１６倍と低く設定できる。また、増幅度を低く設定できることで応答性も良くなり、安価で部品も少なく高応答の回路が実現できる。
【００４１】
更に、周波数を上げた場合に低消費電力化を図ることができる。つまり、電圧切り替え時の消費電力が低減できるので高周波励磁でも低消費化が可能になる。また、低消費電力化による回路の小型化を図ることができ、放熱器の小型化を達成できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の電磁流量計の励磁回路を示すブロック図である。
【図２】図１に示すブロック図の各部の波形を示す波形図である。
【図３】本発明の電磁流量計の他の励磁回路を示すブロック図である。
【図４】従来方式の励磁回路を示すブロック図である。
【図５】図４に示すブロック図の各部の波形を示す波形図である。
【図６】定電流用ＦＥＴのＤ−Ｓ間電圧が変化したときのドレイン電流の変化を示すグラフである。
【符号の説明】
１　直流電圧源（ＶＥＸ）
２　スイッチング素子
３　電流制限検出用抵抗
４　電源切替ＦＥＴ
５　整流素子
６　検出器コイル
７　コンデンサ
８　電流検出用抵抗
９　定電流用ＦＥＴ
１０，１１，１２，１３　スイッチング素子
１５　検出器のコイル
１６　電圧制御回路
１７　電源回路
１８　三角波発生回路
Ｕ１　定電流制御回路
Ｕ２　スイッチング制御回路
Ｕ２ａ　第一制御回路
Ｕ２ｂ　第二制御回路
Ｕ３　励磁タイミング制御回路
Ｕ４　励磁タイミング制御回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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