(57)【要約】【課題】周波数継続時間長によらず、高精度に受信機のＩＭ電力を測定することができる相互変調歪測定装置及び相互変調歪測定方法を提供する。【解決手段】アンテナ３は受信した電波信号を出力し、フィルタ１が電波信号の評価帯域成分を阻止して出力する。受信フィルタ４はフィルタ１の出力信号の評価帯域外成分のうち、受信帯域成分を通過させて出力する。そして、ＬＮＡ５が受信フィルタ４の出力信号を増幅させて出力する。フィルタ２はＬＮＡ５の出力信号に含まれる相互変調歪成分の評価帯域内の発生帯域成分を通過させて出力する。そして、スペクトラムアナライザ６がフィルタ２から出力される相互変調歪の電力を測定する。【選択図】　図１
2004112710.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電波信号を出力する信号発生手段と、
前記電波信号の相互変調歪みの評価帯域成分を阻止する第１のフィルタと、
前記第１のフィルタの出力信号の前記評価帯域外の成分のうち、受信帯域成分を通過させる受信フィルタと、
前記受信フィルタの出力信号を増幅し出力する低雑音増幅器と、
前記低雑音増幅器の出力信号に含まれる相互変調歪成分の前記評価帯域内の発生帯域成分を通過させる第２のフィルタと、
前記第２のフィルタが出力する相互変調歪の電力を測定するスペクトラムアナライザと
を具備することを特徴とする相互変調歪測定装置。
【請求項２】
前記信号発生手段がアンテナを有し、
前記電波信号が該アンテナから出力される電波信号である
ことを特徴とする請求項１に記載の相互変調歪測定装置。
【請求項３】
前記信号発生手段が擬似信号発生器を有し、
前記電波信号が該擬似信号発生器から出力される擬似信号である
ことを特徴とする請求項１に記載の相互変調歪測定装置。
【請求項４】
前記第１又は前記第２のフィルタが超伝導フィルタである
ことを特徴とする請求項１から請求項３のいずれかの項に記載の相互変調歪測定装置。
【請求項５】
前記スペクトラムアナライザが出力する測定電力を受けて、所定の期間において前記測定電力が予め定められた閾値を超えた回数及び該期間における前記電力測定値の最大値を記憶部に書き込む処理部
をさらに具備することを特徴とする請求項１から請求項３のいずれかの項に記載の相互変調歪測定装置。
【請求項６】
電波信号を受信し出力するアンテナと、
前記電波信号の相互変調歪みの評価帯域成分を阻止する第１のフィルタと、
前記第１のフィルタの出力信号の前記評価帯域外の成分のうち、受信帯域成分を通過させる受信フィルタと、
前記低雑音増幅器の入力信号を系時的に測定する第１のリアルタイムスペクラムアナライザと、
前記受信フィルタの出力信号を増幅し出力する低雑音増幅器と、
前記低雑音増幅器の出力信号を系時的に測定する第２のリアルタイムスペクラムアナライザと、
前記低雑音増幅器の出力信号に含まれる相互変調歪成分の前記評価帯域内の発生帯域成分を通過させる第２のフィルタと、
前記第２のフィルタが出力する相互変調歪の電力を測定し、該電力が予め定められた閾値を超えた場合、前記第１及び第２のリアルタイムスペクラムアナライザに前記受信フィルタ及び低雑音増幅器の出力信号の測定値を保持させるトリガ信号を出力するウォッチドック回路と
を具備することを特徴とする相互変調歪測定装置。
【請求項７】
信号発生手段が電波信号を出力し、
第１のフィルタが前記電波信号の評価帯域成分を阻止し、
受信フィルタが前記第１のフィルタの出力信号の前記評価帯域外の成分のうち、受信帯域成分を通過させ、
低雑音増幅器が前記受信フィルタの出力信号を増幅して出力し、
第２のフィルタが前記低雑音増幅器の出力信号に含まれる相互変調歪成分の前記評価帯域内の発生帯域成分を通過させ、
スペクトラムアナライザが前記第２のフィルタが出力する相互変調歪の電力を測定する
ことを特徴とする相互変調歪測定方法。
【請求項８】
前記信号発生手段がアンテナを有し、
前記電波信号が該アンテナから出力される擬似信号である
ことを特徴とする請求項７に記載の相互変調歪測定方法。
【請求項９】
前記信号発生手段が擬似信号発生器を有し、
前記電波信号が該擬似信号発生器から出力される擬似信号である
ことを特徴とする請求項７に記載の相互変調歪測定方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、高周波受信機で発生する相互変調歪を測定する相互変調歪測定方法及び相互変調歪測定装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
高周波受信機の初段に設置される低雑音増幅器（以下、ＬＮＡという）において、複数の搬送波が入力された場合、増幅器の非直線特性により相互変調歪（以下、ＩＭという）が発生する。相互変調歪とは、入力された複数の搬送波がそれぞれの周波数の差分または倍の周波数との差分の関係で生成される周波数成分である。これが、受信帯域内に発生した場合には受信機に対して干渉信号となる。この信号は、受信機内部では分離することが不可能であり、その電力が大きい場合には受信特性の劣化を引き起こす。そのため、受信機のＩＭを観測することは、受信特性を把握するために重要となる。
さらに、上述した複数の搬送波が受信帯域外にある場合、搬送波が変調され側帯波成分や高調波成分を含み、占有帯域が広がり、これらの成分がＬＮＡ受信帯域幅、つまり評価帯域まで影響を与えることがある。これが搬送波の帯域外雑音であり、受信機に対して干渉信号となり、受信性能を劣化されることがある。従って、この帯域外雑音を除去することが精細なＩＭ測定を行うために重要となる。
【０００３】
従来のＩＭ成分測定装置の構成を図１３に示す。アンテナ２０は受信した信号を受信フィルタ２１に出力する。受信フィルタ２１は受信信号の帯域外信号を除去して、ＬＮＡ２２に出力する。そして、ＬＮＡ２２が入力信号を増幅し　この時ＩＭ成分が発生する。スペクトラムアナライザ２３は、このＩＭ成分を測定する（特許文献１を参照）。
この方法は、与干渉波となる帯域外搬送波が評価帯域から離れており、かつ与干渉信号を定常波（連続波）として、周波数特性を測定する場合には有効であった。
【０００４】
【特許文献１】
特開平９−８００９４号公報
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上述の測定方法では以下の問題点がある。
例えば測定対象とする与干渉波がＴＤＤ（Ｔｉｍｅ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｄｕｐｌｅｘ）方式で送信される場合には、ある周波数継続時間が非常に短時間となるため、上述のような与干渉波が連続波であることを前提とする方法では、ＩＭ成分の正確な測定を行うことができない。例えば、ＰＨＳ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ　Ｈａｎｄｙｐｈｏｎｅ　Ｓｙｓｔｅｍ）信号を与干渉波とした場合、ある周波数の継続時間は６２５μｓｅｃである。ＰＨＳシステムと隣接する周波数を用いるＩＭＴ−２０００システムを被干渉システムと考えると、これによるＩＭ成分発生を評価する被干渉波評価帯域は２０ＭＨｚ幅の広帯域となる。従来の方法では、こういった短時間に発生するＩＭ信号を広帯域で評価することができないという問題点がある。
また、ＩＭ成分の正確な測定を行うためには隣接するシステム搬送波を完全に分離することが必要となるが、与干渉波と被与干渉波が隣接している場合において、これらをスペクトラムアナライザの分解能フィルタ特性によって分離することはできないという問題点がある。
さらに、与干渉波に帯域外雑音が含まれており、その信号がＬＮＡの受信帯域に含まれる場合は、ＬＮＡ内部で発生したＩＭ成分との分離を行うことができない。従ってＩＭ電力の測定値に含まれる誤差が無視できなくなり、測定の結果とシミュレーション結果との比較を行うことができず、測定値を事象解析に用いることができないという問題点がある。
【０００６】
本発明は、このような事情を考慮してなされたものであり、その目的は、周波数継続時間長によらず、高精度に受信機のＩＭ電力を測定することができる相互変調歪測定装置及び相互変調歪測定方法を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
この発明は上記の課題を解決すべくなされたもので、本発明は、電波信号を出力する信号発生手段と、前記電波信号の相互変調歪みの評価帯域成分を阻止する第１のフィルタと、前記第１のフィルタの出力信号の前記評価帯域外の成分のうち、受信帯域成分を通過させる受信フィルタと、前記受信フィルタの出力信号を増幅し出力する低雑音増幅器と、前記低雑音増幅器の出力信号に含まれる相互変調歪成分の前記評価帯域内の発生帯域成分を通過させる第２のフィルタと、前記第２のフィルタが出力する相互変調歪の電力を測定するスペクトラムアナライザとを具備することを特徴とする。
【０００８】
従って、本発明の相互変調歪測定装置によれば、ＩＭ成分の検出をハードウェアで実現することにより、スペクトラムアナライザにおいて帯域をスイープしなくても測定できるので、検出処理においてスイープ速度の遅さに起因する時間的な制約を受けないため、周波数継続時間長によらず、高精度に受信機のＩＭ電力を測定することができる。また、受信フィルタを設けて帯域外雑音を低減し受信のＣＮ比を向上させるといった、受信機における受信特性を反映させたＩＭ成分の測定を行うことで、受信機としてＩＭ成分の評価を行うことができる効果が得られる。
【０００９】
また、本発明は、前記信号発生手段がアンテナを有し、前記電波信号が該アンテナから出力される電波信号であることを特徴とする。
【００１０】
従って、本発明の相互変調歪測定装置によれば、通信システム同士が隣接する場合に、アンテナから受信した、評価帯域に入り込む搬送波の帯域外雑音を主とする外来雑音を第１のフィルタで除去することにより、微小なＩＭ成分を正確に測定することができる効果が得られる。
【００１１】
また、本発明は、前記信号発生手段が擬似信号発生器を有し、前記電波信号が該擬似信号発生器から出力される擬似信号であることを特徴とする。
【００１２】
従って、本発明の相互変調歪測定装置によれば、実際に電波信号を送受信することなく、評価帯域の周波数帯に規定信号を入れた時の影響を測定することができる効果が得られる。
【００１３】
また、本発明は、前記第１又は前記第２のフィルタが超伝導フィルタであることを特徴とする。
【００１４】
従って、本発明の相互変調歪測定装置によれば、第１のフィルタ及び第２のフィルタがより急峻な遮断特性を示すので、評価帯域に入り込む搬送波の帯域外雑音を主とする外来雑音をより効果的に除去することにより、微小なＩＭ成分をより正確に測定することができる効果が得られる。
【００１５】
また、本発明は、前記スペクトラムアナライザが出力する測定電力を受けて、所定の期間において前記測定電力が予め定められた閾値を超えた回数及び該期間における前記電力測定値の最大値を記憶部に書き込む処理部をさらに具備することを特徴とする。
【００１６】
従って、本発明の相互変調歪測定装置によれば、ＩＭ成分の発生の様子を長時間にわたって連続的に観測することができる。例えば、ＰＨＳ（登録商標）がＩＭＴ−２０００に与える干渉は、異なるエリアや時間によるＰＨＳ（登録商標）の使用状況によって、干渉発生頻度が異なる。従って、ＩＭのようなある組み合わせの時に確率的に発生する事象に対しては、より長い時間でのＩＭ発生傾向を観測する必要があり、期間毎の最大値を記憶させることで、微小時間に発生するＩＭ成分の長時間変化を観測することができる効果が得られる。
【００１７】
また、本発明は、電波信号を受信し出力するアンテナと、前記電波信号の相互変調歪みの評価帯域成分を阻止する第１のフィルタと、前記第１のフィルタの出力信号の前記評価帯域外の成分のうち、受信帯域成分を通過させる受信フィルタと、前記低雑音増幅器の入力信号を系時的に測定する第１のリアルタイムスペクラムアナライザと、前記受信フィルタの出力信号を増幅し出力する低雑音増幅器と、前記低雑音増幅器の出力信号を系時的に測定する第２のリアルタイムスペクラムアナライザと、前記低雑音増幅器の出力信号に含まれる相互変調歪成分の前記評価帯域内の発生帯域成分を通過させる第２のフィルタと、前記第２のフィルタが出力する相互変調歪の電力を測定し、該電力が予め定められた閾値を超えた場合、前記第１及び第２のリアルタイムスペクラムアナライザに前記受信フィルタ及び低雑音増幅器の出力信号の測定値を保持させるトリガ信号を出力するウォッチドック回路とを具備することを特徴とする。
【００１８】
従って、本発明の相互変調歪測定装置によれば、ＩＭ成分が発生した瞬間の低雑音増幅器の入力と出力の様子を対比することができ、アンテナの受信信号の組み合わせがどのような状態でＩＭが発生したかという因果関係が明確に把握できるという効果が得られる。
【００１９】
また、本発明は、信号発生手段が電波信号を出力し、第１のフィルタが前記電波信号の評価帯域成分を阻止し、受信フィルタが前記第１のフィルタの出力信号の前記評価帯域外の成分のうち、受信帯域成分を通過させ、低雑音増幅器が前記受信フィルタの出力信号を増幅して出力し、第２のフィルタが前記低雑音増幅器の出力信号に含まれる相互変調歪成分の前記評価帯域内の発生帯域成分を通過させ、スペクトラムアナライザが前記第２のフィルタが出力する相互変調歪の電力を測定することを特徴とする。
【００２０】
従って、本発明の相互変調歪測定装置によれば、受信フィルタを設けて帯域外雑音を低減し受信のＣＮ比を向上させるといった、受信機における受信特性を反映させたＩＭ成分の測定を行うことで、受信機としてＩＭ成分の評価を行うことができる効果が得られる。
【００２１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の第１の実施形態について図面を参照して説明する。図１は、本実施形態の相互変調歪測定装置の構成を示すブロック図である。本実施形態の相互変調歪測定装置は、図２に示すように、ＰＨＳ信号に割り当てられている周波数帯域と、ＩＭＴ−２０００に割り当てられている周波数帯域の中の１９２０ＭＨｚから１９４０ＭＨｚの評価帯域を評価帯域とする。
【００２２】
ＰＨＳシステムは、１９０６ＭＨｚから１９２０ＭＨｚの間に、３００ＫＨｚ間隔で搬送波を配置しており、半径１００ｍから１ｋｍ程度のセルを持つＰＨＳ基地局（ＣＳ：Ｃｅｌｌ　Ｓｔａｔｉｏｎ）と携帯端末との間で適当な周波数を用いながら通信を行う。また、端末−ＣＳ間通信の方式は時間分割で上り下りを分離する方式である。図３に示すように、この通信時間の最小フレームは６２５μｓｅｃであり、例えば上りの最小フレーム４つと、下りの最小フレーム４つをそれぞれ組として、これを２．５ｍｓｅｃ時間毎に上り下りの方向を変えて通信する。
一方、ＩＭＴ−２０００は、１９２０ＭＨｚから１９８０ＭＨｚの周波数を上り回線に割り当てており、セルの基地局（ＢＳ：Ｂａｓｅ　Ｓｔａｔｉｏｎ）では、その周波数を用いて携帯端末からの電波を受信するシステムである。
【００２３】
従って、ＰＨＳとＩＭＴ−２０００システムが１９２０ＭＨｚを境界にして隣接している構造であり、ＩＭＴ−２０００ＢＳの受信機がこの周波数帯域の信号を受信する場合、ＰＨＳ波によって影響を受ける可能性があると予想される。
本実施例では、このような理由からＩＭＴ−２０００ＢＳの受信機内部でＰＨＳ波によって発生するＩＭ成分について測定を行う。すなわち、検討するＩＭＴ−２０００ＢＳ受信帯域を割当のうちで最もＰＨＳよりの２０ＭＨｚ（＝１９２０ＭＨｚから１９４０ＭＨｚ）とし、ＩＭの評価帯域とした。
【００２４】
本実施形態の相互変調歪測定装置は、図１に示すように、フィルタ１、フィルタ２、アンテナ３、受信フィルタ４、ＬＮＡ５、スペクトラムアナライザ６から構成される。
アンテナ３はＰＨＳの電波信号を受信し、この電波信号をフィルタ１に出力する信号発生手段である。
フィルタ１は、アンテナ３からの出力信号のうち、ＩＭ発生の原因となるＰＨＳ波帯域は通過させ、評価帯域（１９２０ＭＨｚから１９４０ＭＨｚ）では阻止するフィルタ特性を有する。フィルタ１は、例えばこの評価帯域成分を阻止して出力するＢＥＦ（Ｂａｎｄ　Ｅｌｉｍｉｎａｔｉｏｎ　Ｆｉｌｔｅｒ）、１９２０ＭＨｚをカットオフとするＬＰＦ（Ｌｏｗ　Ｐａｓｓ　Ｆｉｌｔｅｒ）、１９００ＭＨｚ〜１９２０ＭＨｚを通過させるＢＰＦ（Ｂａｎｄ　Ｐａｓｓ　Ｆｉｌｔｅｒ）が考えられる。なお、本実施例においては、図４に示すような急峻な遮断特性を示す超伝導ＢＰＦを用いる。
【００２５】
受信フィルタ４は、ＩＭＴ−２０００ＢＳの受信機に設けられる受信フィルタと同様の特性を持つＢＰＦ等の誘電体フィルタであって、具体的には図５に示すように、１９２０ＭＨｚ〜１９４０ＭＨｚを通過させる遮断特性を示すフィルタである。
ＬＮＡ５は、ＩＭＴ−２０００ＢＳの受信機に設けられる増幅回路と同様の特性を持つ回路であって、受信フィルタの出力信号の電力を増幅させて出力する。ＬＮＡ５は、固有の入出力特性を有しており、ＬＮＡ５の電力増幅に関する非直線特性はこの特性によって決定される。すなわち、３次入力インターセプトポイント（＝ＩＩＰ３）によって非直線特性が定まることで、入力された基本周波数成分に対して発生する３次歪成分の電力が求められる。つまり、測定対象であるＩＭ成分はＬＮＡ５の非直線特性によって誘起される３次歪のうち、評価帯域内に発生する総合電力である。
【００２６】
フィルタ２は、ＬＮＡ５の出力信号に含まれる相互変調歪成分の評価帯域内の発生帯域成分を通過させるフィルタ特性を有する。フィルタ２は、例えば予め算出される相互変調歪成分の発生帯域（１９２０ＭＨｚの上側の近傍周波数帯域）を少なくとも通過域とするＢＰＦであって、フィルタ１と同様に、高温超伝導デバイスを用いて構成される超伝導フィルタ等、図６に示すような急峻な遮断特性を示すフィルタである。
スペクトラムアナライザ６は、フィルタ２が出力する相互変調歪の周波数成分と電力とを測定する電力測定器である。
【００２７】
次に第１の実施形態の相互変調歪測定装置の動作について図面を参照して説明する。図１に示すアンテナ３で受信されたＰＨＳの電波信号は、フィルタ１で評価帯域の雑音が除去された後、受信フィルタ４に入力される。図５に示すように、受信フィルタ４の減衰特性では、ＰＨＳの電波信号のＩＭＴ−２０００近傍の搬送波が十分に減衰されず、ＰＨＳの残留電波信号がＬＮＡ５に入力される。ＬＮＡ５は、このＰＨＳの電波信号の電力を増幅する。この時、ＬＮＡ５の電力増幅に関する非直線特性により、ＬＮＡ５内部においてＩＭ成分が発生する。そして、ＬＮＡ５は入力信号とこのＩＭ成分の総和を出力する。
【００２８】
フィルタ２は、ＬＮＡ５の出力信号を受けて、図６に示すような急峻な特性を持つＢＰＦにより１９２０ＭＨｚ以下のＰＨＳの残留電波信号を除去し、１９２０ＭＨｚより上における１９２０ＭＨｚ近傍の相互変調歪成分の発生帯域を通過させ、スペクトラムアナライザ６に出力する。スペクトラムアナライザ６は、入力された信号の電力を測定し、周波数成分を表示する。すなわち、図７の相互変調歪の図に示すように、１９２０ＭＨｚの上側の周波数帯域において、信号の電力測定と同時に、相互変調歪の周波数成分を表示する。
【００２９】
以上説明したように、本実施例の相互変調歪測定装置によれば、１．９ＧＨｚ帯で通信システム同士が隣接する場合に、評価帯域に入り込む搬送波の帯域外雑音を主とする外来雑音をフィルタ１で除去することにより、微小なＩＭ成分を正確に測定することができる効果が得られる。
また、受信フィルタ４を設けて帯域外雑音を低減し受信のＣＮ比を向上させるといった、受信フィルタ４及びＬＮＡ５を備える他の受信機における受信特性を反映させたＩＭ成分の測定を行うことで、受信機としてＩＭ成分の評価を行うことができる効果が得られる。
また、ＬＮＡ５の後段にフィルタ２で、他の信号を排除し、ＳＮ比を向上させたＩＭ成分を抽出することができる効果が得られる。
また、ＩＭ成分の検出をハードウェアで実現することにより、スペクトラムアナライザにおいて帯域をスイープしなくても測定できるので、検出処理においてスイープ速度の遅さに起因する時間的な制約を受けないといった効果が得られる。
【００３０】
次に、本発明の第２の実施形態について図面を参照して説明する。図８は、本実施形態の相互変調歪測定装置の構成を示すブロック図である。本実施形態の相互変調歪測定装置が、第１の実施形態の相互変調歪測定装置と異なる部分は、擬似信号発生器である擬似ＣＤＭＡ信号発生器７と、加算器８とをさらに設けた点である。
擬似ＣＤＭＡ信号発生器７は、図２に示すように、１９４０ＭＨｚより上の周波数帯に擬似的にＣＤＭＡ信号を発生させる信号発生手段であって、加算器８に発生させた信号を出力する。加算器８は、フィルタ１と、受信フィルタ４の間に設けられ、アンテナ３から出力されフィルタ１を通過したＰＨＳ信号と、擬似ＣＤＭＡ信号発生器７が出力する擬似ＣＤＭＡ信号とを加算して受信フィルタ４に出力する。
【００３１】
以下、第２の実施形態の相互変調歪測定装置の動作について図面を参照して説明する。図８に示すアンテナ３で受信されたＰＨＳの電波信号は、フィルタ１で評価帯域の雑音が除去された後、加算器８に入力される。また、擬似ＣＤＭＡ信号発生器７は、加算器８に図２に示す擬似ＣＤＭＡ信号を出力する。ＰＨＳの電波信号及びＣＤＭＡ信号は加算器８において加算され、受信フィルタ４に入力される。
【００３２】
図５に示すように、受信フィルタ４の減衰特性では、ＰＨＳの電波信号のＩＭＴ−２０００近傍の搬送波と、ＣＤＭＡの電波信号の１９４０ＭＨｚの近傍の搬送波とが十分に減衰されず、ＰＨＳの残留電波信号及びＣＤＭＡの残留電波信号がＬＮＡ５に入力される。ＬＮＡ５は、この信号の電力を増幅する。この時、ＬＮＡ５内部においてＩＭ成分が発生し、ＬＮＡ５は入力信号を増幅した信号とこのＩＭ成分の総和を出力する。
ＬＮＡ５の出力信号はフィルタ２を通過した後、スペクトラムアナライザ６に入力される。スペクトラムアナライザ６はこの信号の電力を測定し、周波数成分を表示する。
すなわち、ＰＨＳ信号及びＣＤＭＡ信号による相互変調歪が、１９２０ＭＨｚから１９４０ＭＨｚの間に表示されるとともに、その総合電力が測定される。
【００３３】
以上説明したように、本実施例の相互変調歪測定装置によれば、評価帯域の上下の周波数帯に試験用の信号を入れた時の影響を測定することができる。具体的には、ＰＨＳからの干渉でＩＭ成分が発生した時に、ＣＤＭＡ信号との相互作用を測定することができる効果が得られる。
【００３４】
次に、本発明の第３の実施形態について図面を参照して説明する。図９、１０は、本実施形態の相互変調歪測定装置の構成を示すブロック図である。本実施形態の相互変調歪測定装置が、第１、２の実施形態の相互変調歪測定装置と異なる部分は、スペクトラムアナライザ８の出力情報を管理するＰＣ９をさらに設けた点である。
ＰＣ９は、処理部であるＣＰＵと、記憶部であるＲＯＭ、ＲＡＭ、データベースからなる。ＣＰＵは、ＲＯＭに記憶されたプログラムを読み出して、予め規定された情報処理を行う。すなわち、スペクトラムラムアナライザ８が出力する測定電力等の出力情報を受けて、例えば、１分間で測定電力が予め定められた閾値を超えた回数を計測し、この間における電力測定値の最大値とともにＲＡＭに書き込む。この１分間の処理動作を１日、あるいは１週間といった長時間連続して繰り返し、これらの情報をデータベースに記憶する。
【００３５】
従って、本実施形態の相互変調歪測定装置によれば、ＰＨＳとＩＭＴ−２０００の干渉の様子を長時間にわたって連続的に観測することができる。ＰＨＳとＩＭＴ−２０００の干渉は、異なるエリアや時間によるＰＨＳの使用状況によって、干渉発生頻度が異なる。従って、ＩＭのようなある組み合わせの時に確率的に発生する事象に対しては、より長い時間でのＩＭ発生傾向を観測する必要があり、期間毎の最大値を記憶させることで、微小時間に発生するＩＭ成分が長時間にわたって見た場合、どのくらい発生頻度が変化しているかを観測することができる効果が得られる。
【００３６】
次に、本発明の第４の実施形態について図面を参照して説明する。図１１は、本実施形態の相互変調歪測定装置の構成を示すブロック図である。本実施形態の相互変調歪測定装置が、第１〜第３の実施形態の相互変調歪測定装置と異なる部分は、スペクトラムアナライザ８の代わりにフィルタ２の出力信号を監視するウォッチドック回路１２を設けるとともに、ＬＮＡ５の入力端及び出力端の信号を時系列的に測定するリアルタイムスペクラムアナライザ１０、１１をさらに設けた点である。
【００３７】
ウォッチドック回路１２は、フィルタ２によって他の信号と分離され、検出されたＩＭ成分のレベルを監視し、予め設定された規定レベルを超えるタイミングを検出する。そして、ウォッチドック回路１２は検出と同時にリアルタイムスペクトラムアナライザ１０、１１にトリガ信号を送出する。
リアルタイムスペクラムアナライザ１０は、ＬＮＡ５の入力端に接続されており、常時、ＬＮＡ５の入力端の信号を測定する。また、リアルタイムスペクラムアナライザ１０は、ウォッチドック回路１２よりトリガ信号を受けて、トリガ信号入力時点を中心とした前後の時間におけるＬＮＡ５の入力端の信号を表示する。
リアルタイムスペクラムアナライザ１１は、ＬＮＡ５の出力端に接続されており、常時、ＬＮＡ５の出力端の信号を測定する。また、リアルタイムスペクラムアナライザ１１は、ウォッチドック回路１２よりトリガ信号を受けて、トリガ信号入力時点を中心とした前後の時間におけるＬＮＡ５の出力端の信号を表示する。
【００３８】
以下、第４の実施形態の相互変調歪測定装置の動作について、他の実施形態と異なる部分についてのみ、図面を参照して説明する。本実施形態の相互変調歪測定装置の動作は、フィルタ２がＩＭ成分を出力するまでの動作は他の実施形態と同一であるため、説明を省略する。
フィルタ２の出力信号を受けて、ＩＭ成分の信号レベルが規定のレベルを超えると、ウォッチドック回路１２はこれを検出し、リアルタイムスペクトラムアナライザ１０、１１にトリガ信号を送出する。リアルタイムスペクトラムアナライザ１０、１１は、これを受けて、図１２に示すトリガ信号入力時点を中心とした前後の時間におけるＬＮＡ５の入力端の信号と、出力端の信号をそれぞれ表示する。
【００３９】
従って、本実施形態の相互変調歪測定装置によれば、ＩＭ成分が発生した瞬間のＬＮＡ入力とＬＮＡ出力の様子を対比することができ、ＰＨＳ信号の組み合わせがどのような状態でＩＭが発生したかという因果関係が明確に把握できるという効果が得られる。例えば、図１２に示すＩＭ成分は、ＰＨＳ波の組み合わせが６２５μｓｅｃ毎に変わるのに応じた時間だけ発生していることが確認できる。このように、時間、周波数、電力の組み合わせでＩＭが発生していることを明確に確認できるという効果が得られる。
【００４０】
上述のＰＣ９は内部に、コンピュータシステムを有している。そして、上述した相互変調歪測定に関する一連の処理の過程は、プログラムの形式でコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記憶されており、このプログラムをコンピュータが読み出して実行することによって、上記処理が行われる。ここでコンピュータ読み取り可能な記録媒体とは、磁気ディスク、光磁気ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ−ＲＯＭ、半導体メモリ等をいう。また、このコンピュータプログラムを通信回線によってコンピュータに配信し、この配信を受けたコンピュータが当該プログラムを実行するようにしても良い。
【００４１】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明は、信号発生手段が電波信号を出力し、第１のフィルタが電波信号の評価帯域成分を阻止して出力し、受信フィルタが第１のフィルタの出力信号の評価帯域外の成分のうち、受信帯域成分を通過させて出力し、低雑音増幅器が受信フィルタの出力信号を増幅させて出力し、第２のフィルタが低雑音増幅器の出力信号に含まれる相互変調歪成分の評価帯域内の発生帯域成分を通過させて出力し、スペクトラムアナライザが第２のフィルタが出力する相互変調歪の電力を測定するので、周波数継続時間長によらず、高精度に受信機のＩＭ電力を測定することができる。また、受信フィルタを設けて帯域外雑音を低減し受信のＣＮ比を向上させるといった、受信機における受信特性を反映させたＩＭ成分の測定を行うことで、受信機としてＩＭ成分の評価を行うことができる効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施形態の相互変調歪測定装置の構成を示すブロック図である。
【図２】ＰＨＳ信号と、ＣＤＭＡ信号の割当周波数を示すグラフである。
【図３】ＴＤＤによる通信周波数の時間変化を示すグラフである。
【図４】フィルタ１の減衰特性を示すフィルタ特性図である。
【図５】受信フィルタ４の減衰特性を示すフィルタ特性図である。
【図６】フィルタ２の減衰特性を示すフィルタ特性図である。
【図７】ＩＭ信号の発生の様子を示す説明図である。
【図８】第２の実施形態の相互変調歪測定装置の構成を示すブロック図である。
【図９】第３の実施形態の相互変調歪測定装置の構成を示すブロック図である。
【図１０】第３の実施形態の相互変調歪測定装置の構成を示すブロック図である。
【図１１】第４の実施形態の相互変調歪測定装置の構成を示すブロック図である。
【図１２】ＩＭ成分が発生した瞬間のＬＮＡ５入力とＬＮＡ５出力の様子を示す説明図である。
【図１３】従来の相互変調歪測定装置の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１、２…フィルタ
３…アンテナ
４…受信フィルタ
５…ＬＮＡ
６…スペクトラムアナライザ
７…擬似ＣＤＭＡ信号発生器
８…加算器
９…ＰＣ
１０、１１…リアルタイムスペクラムアナライザ
１２…ウォッチドック回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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