(57)【要約】【課題】定電圧回路の出力端子が高電圧配線に接触した場合においても、内部のトランジスタが破壊しないような過電圧保護機能付シリーズ型直流定電圧回路を提供する。【解決手段】定電圧回路の出力電圧を抵抗で分圧した帰還電圧と基準電圧との差を増幅する誤差増幅器の出力端と、該誤差増幅器の出力電流を電流増幅するＰＮＰトランジスタのベースとの間に電流制限用抵抗を挿入する。また、定電圧回路の出力端子と前記電流増幅用ＰＮＰトランジスタのベースとの間にアノードを前記出力端子側にしてダイオードを追加接続する。【選択図】　図１
2004070666.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
非安定直流電圧を受ける電源ノードと、出力電圧を受ける出力ノードとの間に、出力電流制御用ＮＰＮトランジスタと電流検出用抵抗とを該電流検出用抵抗を出力ノード側にして直列接続し、
該出力電流制御用ＮＰＮトランジスタのエミッタ電流が所定値以下の場合には、一端が前記電源ノードに接続された定電流源より前記出力電流制御用ＮＰＮトランジスタのベースに供給されるベース電流の一部を、出力電圧を分圧して得た帰還電圧と基準電圧との差を誤差増幅器で増幅し更に該誤差増幅器の出力電流を電流増幅用ＰＮＰトランジスタで増幅した電流分だけ接地ノードにバイパスすることにより、前記出力電流制御用ＮＰＮトランジスタのエミッタ電流の変動にかかわらず出力電圧が一定値に制御され、
一方、前記電流検出用抵抗の両端電圧が所定値を超えた場合には、ベースを前記出力電流制御用ＮＰＮトランジスタと前記電流検出用抵抗との相互接続点に、エミッタを前記出力ノードに、コレクタを前記出力電流制御用ＮＰＮトランジスタのベースにそれぞれ接続した過電流防止用ＮＰＮトランジスタが導通することによって前記出力電流制御用ＮＰＮトランジスタのベース電流が出力ノードにバイパスされることにより前記出力電流制御用ＮＰＮトランジスタに過大なエミッタ電流が流れることを防止するように構成された過電流防止機能の付いたシリーズ型直流定電圧回路において、
前記誤差増幅器の出力端と前記電流増幅用ＰＮＰトランジスタのベースとの間に電流制限用抵抗を、前記出力ノードと前記電流増幅用ＰＮＰトランジスタのベースとの間にアノードを前記出力ノード側にしてダイオードを追加接続したことを特徴とする過電圧保護機能付シリーズ型直流定電圧回路。
【請求項２】
非安定直流電圧を受ける電源ノードと、出力電圧を受ける出力ノードとの間に、出力電流制御用ＮＰＮトランジスタと電流検出用抵抗とを該電流検出用抵抗を出力ノード側にして直列接続し、
該出力電流制御用ＮＰＮトランジスタのエミッタ電流が所定値以下の場合には、一端が前記電源ノードに接続された定電流源より前記出力電流制御用ＮＰＮトランジスタのベースに供給されるベース電流の一部を、出力電圧を分圧して得た帰還電圧と基準電圧との差を誤差増幅器で増幅し更に該誤差増幅器の出力電流を電流増幅用ＰＮＰトランジスタで増幅した電流分だけ接地ノードにバイパスすることにより、前記出力電流制御用ＮＰＮトランジスタのエミッタ電流の変動にかかわらず出力電圧が一定値に制御され、
一方、前記電流検出用抵抗の両端電圧が所定値を超えた場合には、ベースを前記出力電流制御用ＮＰＮトランジスタと前記電流検出用抵抗との相互接続点に、エミッタを前記出力ノードに、コレクタを前記出力電流制御用ＮＰＮトランジスタのベースにそれぞれ接続した過電流防止用ＮＰＮトランジスタが導通することによって前記出力電流制御用ＮＰＮトランジスタのベース電流が出力ノードにバイパスされることにより前記出力電流制御用ＮＰＮトランジスタに過大なエミッタ電流が流れることを防止するように構成された過電流防止機能の付いたシリーズ型直流定電圧回路において、
前記基準電圧を生成する基準電圧生成回路と前記誤差増幅器の非反転入力端子との間に電流制限用抵抗を、前記出力ノードと前記誤差増幅器の非反転入力端子との間にアノードを前記出力ノード側にしてダイオードを追加接続したことを特徴とする過電圧保護機能付シリーズ型直流定電圧回路。
【請求項３】
請求項２に記載の過電圧保護機能付シリーズ型直流定電圧回路において、前記電流増幅用ＰＮＰトランジスタを取り除き、代わりに前記誤差増幅器の出力端子を前記定電流源と前記出力電流制御用ＮＰＮトランジスタとの相互接続ノードに接続したことを特徴とする過電圧保護機能付シリーズ型直流定電圧回路。
【請求項４】
前記定電流源を固定抵抗に置き換えたことを特徴とする請求項１ないし３の何れかに記載の過電圧保護機能付シリーズ型直流定電圧回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、非安定直流電源と負荷との間に電流制御素子を直列に挿入し、負荷電流の変動にも関わらず負荷に一定電圧を供給するいわゆるシリーズ型直流定電圧回路に関し、特に出力端子に過電圧が加わった場合に定電圧回路内の回路素子を破壊から防止する機能を備えた過電圧保護機能付シリーズ型直流定電圧回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
商用周波数電源より安定した直流電源を得るためには、まず交流電圧を整流平滑して非安定直流電圧を生成し、次にまだ残っているリプル電圧成分を取り除いて変動の少ない直流電圧を生成する直流定電圧回路が用いられる。こうした直流定電圧回路としては、多少効率は良くないものの回路構成が簡単で手軽なシリーズ型と呼ばれる定電圧回路が広く採用されている。このシリーズ型の定電圧回路は、トランジスタなどの電流制御素子を、まだ安定化されていない直流電源と負荷との間に直列に挿入し、挿入したトランジスタの電流制御作用によって負荷に一定の直流電圧を供給するものである。
【０００３】
図５は、このようなシリーズ型直流定電圧回路の代表的回路構成を示したものである。この回路は、出力電圧を一定に保つと共に、負荷の過電流を制限して定電圧回路内の回路素子を破壊から防止する過電流防止機能をも備えている。以下、図５に示す回路の構成と動作について説明し、出力端子に過電圧が加わった場合の問題点を説明する。
【０００４】
図示しない商用周波数電源を整流して得られた、まだ安定化されていない直流電圧は、電源ノードＶｄｄと接地ノードＧＮＤとの間に加えられる。安定化された出力電圧Ｖｏｕｔは、出力ノードＮｏｕｔと接地ノードＧＮＤとの間に得られる。電源ノードＶｄｄと出力ノードＮｏｕｔとの間には、電源ノードＶｄｄ側より出力電流制御用ＮＰＮトランジスタ（以下、単に出力トランジスタという）Ｔｒ１と抵抗Ｒ１とが直列に接続して挿入されている。出力トランジスタＴｒ１は、そのベースに供給されるベース電流Ｉｂ１によりそのエミッタ電流が制御される。これにより出力ノードＮｏｕｔより負荷に供給される負荷電流（定電圧回路の出力電流でもあり、また出力トランジスタＴｒ１のエミッタ電流でもある）Ｉｌが制御される。抵抗Ｒ１は負荷電流の値を電圧値に変換して検出する負荷電流検出用抵抗である。
【０００５】
出力トランジスタＴｒ１のベース電流Ｉｂ１は、一端が電源ノードＶｄｄに接続された定電流源Ｉｄｄから供給される。定電流源Ｉｄｄから供給された定電流Ｉｄは、出力トランジスタＴｒ１にベース電流Ｉｂ１を供給するとともに、その一部はＰＮＰトランジスタＴｒ３のコレクタ電流Ｉｃ３となって接地ノードＧＮＤにバイパスされる。図中のトランジスタＴｒ２がＯＦＦしている状態を考えると次の関係が成立している。
Ｉｄ　＝　Ｉｂ１　＋　Ｉｃ３　　　　　　　　　　　　　　（１）式
【０００６】
従って、トランジスタＴｒ３のコレクタ電流Ｉｃ３の値が大きくなれば、出力トランジスタＴｒ１のベース電流Ｉｂ１が減少して負荷電流Ｉｌは減少し、逆にコレクタ電流Ｉｃ３の値が小さくなれば、ベース電流Ｉｂ１が増加して負荷電流Ｉｌは増加する。即ち、トランジスタＴｒ３のコレクタ電流Ｉｃ３を制御することで、負荷電流Ｉｌの値を制御することができる。
【０００７】
トランジスタＴｒ３は、誤差増幅器ＯＰ１の出力電流を電流増幅する役割を果たす電流増幅用トランジスタで、そのコレクタ電流Ｉｃ３は、誤差増幅器ＯＰ１の出力電流によりベース電流Ｉｂ３を制御することで制御される。誤差増幅器ＯＰ１の非反転入力端子には、バンドギャップ基準電圧回路に代表される基準電圧生成回路１の基準電圧Ｖｓが入力される。また、反転入力端子には、出力ノードＮｏｕｔの電圧（定電圧回路の出力電圧）を抵抗Ｒ２、Ｒ３で分圧した帰還電圧Ｖｆが入力される。
【０００８】
このような回路構成の下で、負荷変動により帰還電圧Ｖｆが基準電圧Ｖｓより低くなると、誤差増幅器ＯＰ１の出力電流（通常の動作状態では、誤差増幅器ＯＰ１には常に電流が流入している）、即ち、トランジスタＴｒ３のベース電流Ｉｂ３が減少してコレクタ電流Ｉｃ３も減少する。これにより前記（１）式に従い、出力トランジスタＴｒ１のベース電流Ｉｂ１は増加し負荷電流Ｉｌが増加する。その結果、出力電圧Ｖｏｕｔは上昇を始め、帰還電圧Ｖｆも上昇する。
【０００９】
逆に、負荷変動により帰還電圧Ｖｆが基準電圧Ｖｓより高くなると、上記とは逆に誤差増幅器ＯＰ１の出力電流、即ち、電流増幅用のトランジスタＴｒ３のベース電流Ｉｂ３が増加してコレクタ電流Ｉｃ３も増加するため、出力トランジスタＴｒ１のベース電流Ｉｂ１は逆に減少して負荷電流Ｉｌも減少する。その結果、出力電圧Ｖｏｕｔは減少し、帰還電圧Ｖｆも下降する。
【００１０】
このような動作の結果、帰還電圧Ｖｆは常に基準電圧Ｖｓに等しくなるように制御される。帰還電圧Ｖｆが基準電圧Ｖｓに等しくなるように制御された場合、出力電圧Ｖｏｕｔは、次式で計算される一定値に維持される。
Ｖｏｕｔ　＝　Ｖｓ・（Ｒ２＋Ｒ３）／Ｒ３　　　　　　（２）式
【００１１】
ＮＰＮトランジスタＴｒ２は、負荷短絡等により負荷に過電流が流れる場合に、出力トランジスタＴｒ１を破壊から防止するための過電流防止用トランジスタである。負荷が短絡等して過電流が流れた場合には、抵抗Ｒ１の両端の電圧が上昇し、その両端に接続されたトランジスタＴｒ２のベース−エミッタ間が順方向に大きくバイアスされる。これによりトランジスタＴｒ２が導通し、出力トランジスタＴｒ１のベース電流Ｉｂ１の大部分をトランジスタＴｒ２を通って出力ノードＮｏｕｔにバイパスする。従って、出力トランジスタＴｒ１のベース電流Ｉｂ１の増加が抑えられ、結果として出力トランジスタＴｒ１のエミッタ電流ＩｌはトランジスタＴｒ１の電流許容値内に制限されることとなり、出力トランジスタＴｒ１は過電流による破壊から免れる。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、前述した従来の直流定電圧回路は、出力ノードＮｏｕｔが、例えば高電圧の電源ノードＶｄｄに接触した場合には問題がある。電源ノードＶｄｄの電圧は、出力ノードＮｏｕｔの電圧よりも高い。この高い電圧が出力ノードＮｏｕｔに加わると、帰還電圧Ｖｆは基準電圧Ｖｓより大幅に高くなる。このため誤差増幅器ＯＰ１の出力電流はマイナス側に大幅に振れ、トランジスタＴｒ３のベース電流Ｉｂ３が増加してトランジスタＴｒ３のコレクタ電流Ｉｃ３を増加させる方向に作用する。
【００１３】
すると図５中の一点鎖線で示したように、出力ノードＮｏｕｔに接触した高電圧源から出力ノードＮｏｕｔ、抵抗Ｒ１、トランジスタＴｒ２のベース−コレクタ間ＰＮ接合、導通状態にあるトランジスタＴｒ３を通って、電流Ｉｏｖが接地ノードＧＮＤに流れる。この電流経路の中で、流れる電流Ｉｏｖを制限する働きをするのは、負荷電流検出用の低抵抗Ｒ１のみである。このため電流Ｉｏｖは大電流となって、トランジスタＴｒ２、Ｔｒ３を破壊に至らしめる。
【００１４】
このように、出力ノードＮｏｕｔが電源ノードＶｄｄ等の高電圧配線と接触した場合に、内部の回路素子の破壊を防止する方法としては、図６に示すように定電流源ＩｄｄとトランジスタＴｒ３のエミッタとの相互接続ノードＮ１と、出力トランジスタＴｒ１のベースとの間にダイオードＤ１を、アノードをノードＮ１側にして挿入する方法がある。このようにダイオードＤ１を挿入すれば、出力ノードＮｏｕｔが高電圧配線に接触した場合、過電流ＩｏｖはダイオードＤ１により阻止されるため、トランジスタＴｒ２、Ｔｒ３は破壊から免れる。
【００１５】
しかしながら、このダイオードＤ１を挿入することは、出力トランジスタＴｒ１がリニア領域で動作するために最小限必要とされるコレクタ−エミッタ間電圧が、ダイオードＤ１の順方向電圧降下分だけ上昇することを意味し、定電圧回路の出力電圧の最大定格値がその分だけ低下する逆効果を生む。
【００１６】
本発明は、かかる事情から案出されたもので、定電圧回路の出力端子が高電圧配線に接触した場合においても、出力電圧の最大定格値を下げることもなく内部のトランジスタ等の回路素子の破壊を防ぐことのできる過電圧保護機能付シリーズ型直流定電圧回路を提供することにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、請求項１に記載の発明は、非安定直流電圧を受ける電源ノードと、出力電圧を受ける出力ノードとの間に、出力電流制御用ＮＰＮトランジスタと電流検出用抵抗とを該電流検出用抵抗を出力ノード側にして直列接続し、該出力電流制御用ＮＰＮトランジスタのエミッタ電流が所定値以下の場合には、一端が前記電源ノードに接続された定電流源より前記出力電流制御用ＮＰＮトランジスタのベースに供給されるベース電流の一部を、出力電圧を分圧して得た帰還電圧と基準電圧との差を誤差増幅器で増幅し更に該誤差増幅器の出力電流を電流増幅用ＰＮＰトランジスタで増幅した電流分だけ接地ノードにバイパスすることにより、前記出力電流制御用ＮＰＮトランジスタのエミッタ電流の変動にかかわらず出力電圧が一定値に制御され、一方、前記電流検出用抵抗の両端電圧が所定値を超えた場合には、ベースを前記出力電流制御用ＮＰＮトランジスタと前記電流検出用抵抗との相互接続点に、エミッタを前記出力ノードに、コレクタを前記出力電流制御用ＮＰＮトランジスタのベースにそれぞれ接続した過電流防止用ＮＰＮトランジスタが導通することによって前記出力電流制御用ＮＰＮトランジスタのベース電流が出力ノードにバイパスされることにより前記出力電流制御用ＮＰＮトランジスタに過大なエミッタ電流が流れることを防止するように構成された過電流防止機能の付いたシリーズ型直流定電圧回路において、
前記誤差増幅器の出力端と前記電流増幅用ＰＮＰトランジスタのベースとの間に電流制限用抵抗を、前記出力ノードと前記電流増幅用ＰＮＰトランジスタのベースとの間にアノードを前記出力ノード側にしてダイオードを追加接続したことを特徴とする過電圧保護機能付シリーズ型直流定電圧回路である。
【００１８】
このような回路構成にすれば、出力ノードが高電圧の非安定直流電源配線と接触した場合、前記電流増幅用ＰＮＰトランジスタのベースとエミッタにはほぼ同じ電圧が加わることとなるため、電流増幅用ＰＮＰトランジスタはベース電流が流れずコレクタ電流はＯＦＦする。従って、出力ノードから電流検出用抵抗、過電流防止用ＮＰＮトランジスタ、電流増幅用ＰＮＰトランジスタを経由して接地ノードに流れる電流経路が遮断される。この結果、過電流防止用ＮＰＮトランジスタ、電流増幅用ＰＮＰトランジスタは破壊を免れる。また出力ノードから追加したダイオードを経由して誤差増幅器の出力に流れ込む電流は、誤差増幅器の出力端に接続した電流制限用抵抗により電流値が制限されるので、誤差増幅器が被害を受けることもない。
【００１９】
請求項２に記載の発明は、非安定直流電圧を受ける電源ノードと、出力電圧を受ける出力ノードとの間に、出力電流制御用ＮＰＮトランジスタと電流検出用抵抗とを該電流検出用抵抗を出力ノード側にして直列接続し、該出力電流制御用ＮＰＮトランジスタのエミッタ電流が所定値以下の場合には、一端が前記電源ノードに接続された定電流源より前記出力電流制御用ＮＰＮトランジスタのベースに供給されるベース電流の一部を、出力電圧を分圧して得た帰還電圧と基準電圧との差を誤差増幅器で増幅し更に該誤差増幅器の出力電流を電流増幅用ＰＮＰトランジスタで増幅した電流分だけ接地ノードにバイパスすることにより、前記出力電流制御用ＮＰＮトランジスタのエミッタ電流の変動にかかわらず出力電圧が一定値に制御され、一方、前記電流検出用抵抗の両端電圧が所定値を超えた場合には、ベースを前記出力電流制御用ＮＰＮトランジスタと前記電流検出用抵抗との相互接続点に、エミッタを前記出力ノードに、コレクタを前記出力電流制御用ＮＰＮトランジスタのベースにそれぞれ接続した過電流防止用ＮＰＮトランジスタが導通することによって前記出力電流制御用ＮＰＮトランジスタのベース電流が出力ノードにバイパスされることにより前記出力電流制御用ＮＰＮトランジスタに過大なエミッタ電流が流れることを防止するように構成された過電流防止機能の付いたシリーズ型直流定電圧回路において、前記基準電圧を生成する基準電圧生成回路と前記誤差増幅器の非反転入力端子との間に電流制限用抵抗を、前記出力ノードと前記誤差増幅器の非反転入力端子との間にアノードを前記出力ノード側にしてダイオードを追加接続したことを特徴とする過電圧保護機能付シリーズ型直流定電圧回路である。
【００２０】
このような回路構成にすれば、出力ノードが高電圧の非安定直流電源配線と接触した場合、出力ノードから追加したダイオードを経由して誤差増幅器の非反転入力端子に高電圧が加わるため、誤差増幅器の出力はプラス側の飽和出力となる。誤差増幅器も非安定直流電源より電源供給を受けているため、このプラス側の飽和出力電圧は、ほぼ非安定直流電源電圧に等しい。従って、電流増幅用ＰＮＰトランジスタのベースとエミッタにはほぼ同じ電圧が加わることとなるため、電流増幅用ＰＮＰトランジスタはベース電流が流れずコレクタ電流はＯＦＦする。
【００２１】
これにより、出力ノードから電流検出用抵抗、過電流防止用ＮＰＮトランジスタ、電流増幅用ＰＮＰトランジスタを経由して接地ノードに流れる電流経路が遮断される。この結果、過電流防止用ＮＰＮトランジスタ、電流増幅用ＰＮＰトランジスタは破壊を免れる。また出力ノードから追加したダイオードを経由して基準電圧生成回路に流れ込む電流は、基準電圧生成回路の出力端に接続した電流制限用抵抗により電流値が制限されるので、基準電圧生成回路が被害を受けることもない。更に、誤差増幅器の非反転入力端子には、非安定直流電源電圧にほぼ等し電圧が加わることとなるが、誤差増幅器は非安定直流電源から電源供給を受けており、且つその入力インピーダンスは高く設計されているので、非安定直流電源電圧にほぼ等しい電圧の印加により、その入力部が被害を受けることもない。
【００２２】
請求項３に記載の発明は、請求項２に記載の過電圧保護機能付シリーズ型直流定電圧回路において、前記電流増幅用ＰＮＰトランジスタを取り除き、代わりに前記誤差増幅器の出力端子を前記定電流源と前記出力電流制御用ＮＰＮトランジスタとの相互接続点に接続したことを特徴とするものである。
【００２３】
このように構成にすれば、出力ノードが高電圧の非安定直流電源配線と接触した場合、前記請求項２に記載の発明の場合と同様の理由により、基準電圧生成回路の出力部や誤差増幅器の非反転入力部が破壊を受けることはない。また誤差増幅器の出力には、非安定直流電源電圧にほぼ等しい電圧が加わることとなるが、誤差増幅器は非反転入力端子に高電圧が加わることにより出力がプラス側の飽和出力となる。この場合も誤差増幅器は非安定直流電源より電源供給を受けているので、このプラス側飽和出力のときに非安定直流電源電圧が出力端に加わったとしても、出力部が被害を受けることはない。
【００２４】
請求項４に記載の発明は、請求項１ないし３の何れかに記載の過電圧保護機能付シリーズ型直流定電圧回路であって、前記定電流源を固定抵抗に置き換えたことを特徴とするものである。
【００２５】
このような回路構成とすれば、前述した請求項１ないし３の場合と同様の理由により、定電圧回路内の回路素子が破壊を受けることはない。加えて、定電流回路を抵抗に置き換えれば、回路構成が簡単になる利点がある。
【００２６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を実施例にもとづき図面を参照して説明する。
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態を示す回路図である。なお図中、従来技術を示した図５と同一又は相当部分には同一符号を付してその説明を繰り返さない。
【００２７】
なお、図示してないが誤差増幅器ＯＰ１は、電源ノードＶｄｄと接地ノードＧＮＤ間に加わっている非安定直流電圧から電源供給を受けている。
【００２８】
図１が図５と相違する点は、次の２点である。
第１点は、出力ノードＮｏｕｔと電流増幅用ＰＮＰトランジスタＴｒ３のベースとの間に、アノードを出力ノードＮｏｕｔ側にしてダイオードＤ２を追加接続した点で
ある。第２点は、誤差増幅器ＯＰ１の出力端子と電流増幅用ＰＮＰトランジスタＴｒ３のベースとの間に抵抗Ｒ４を追加挿入した点である。
【００２９】
このような回路構成の下で、出力ノードＮｏｕｔが非安定直流電圧が加わっている電源ノードＶｄｄに接触した場合を考える。この場合、電流増幅用ＰＮＰトランジスタＴｒ３のベース電圧は、出力ノードＮｏｕｔの電圧からダイオードＤ２の順方向電圧降下を差し引いた電圧となる。
【００３０】
一方、非安定直流電圧は出力ノードＮｏｕｔの電圧（定電圧回路の出力電圧）よりも高い電圧であるので、接触した高電圧配線より出力ノードＮｏｕｔ、電流検出用抵抗Ｒ１、過電流防止用ＮＰＮトランジスタＴｒ２のベース−コレクタ間のＰＮ接合、電流増幅用ＰＮＰトランジスタＴｒ３を経由して接地ノードに電流が流れようとする。この場合、電流増幅用ＰＮＰトランジスタＴｒ３のエミッタの電圧は、出力ノードＮｏｕｔの電圧から過電流防止用ＮＰＮトランジスタＴｒ２のベース−コレクタ間のＰＮ接合の順方向電圧降下と電流検出用抵抗Ｒ１の電圧降下を引いた電圧となる。この電圧は、前述した電流増幅用ＰＮＰトランジスタＴｒ３のベース電圧と同じ乃至は僅かに低い電圧である。従って、電流増幅用ＰＮＰトランジスタＴｒ３のベース−エミッタ間は逆バイアスとなりベース電流は流れない。これにより、電流増幅用ＰＮＰトランジスタＴｒ３はＯＦＦするので、出力ノードＮｏｕｔから電流増幅用ＰＮＰトランジスタＴｒ３を通って接地ノードＧＮＤに流れる電流経路が遮断される。従って、過電流防止用ＮＰＮトランジスタＴｒ２、電流増幅用ＰＮＰトランジスタＴｒ３が破壊されることはない。
【００３１】
他方、出力ノードＮｏｕｔが高電圧配線に接触した場合、帰還電圧Ｖｆが通常より高くなるため、誤差増幅器ＯＰ１の出力は通常よりも大きな電流を吸引しようとする。従って、出力ノードＮｏｕｔ、追加したダイオードＤ２を経由した電流が誤差増幅器ＯＰ１の出力端に流れ込もうとする。しかし、本実施形態の場合は誤差増幅器ＯＰ１の出力端に電流制限用抵抗Ｒ４が新たに追加してある。従って、誤差増幅器ＯＰ１の出力端に流入する電流は、この抵抗Ｒ４によって許容値内に制限されるので、誤差増幅器ＯＰ１の出力部が被害を受けることもない。
このように、本実施形態の場合には、出力ノードＮｏｕｔが非安定電源電圧が加わっている電源ノードＶｄｄに接触しても、内部の回路素子が破壊されることはない。
【００３２】
以上の説明では、出力ノードＮｏｕｔが電源ノードＶｄｄに接触した場合について述べてきたが、本実施形態の場合は上述したように、電流増幅用ＰＮＰトランジスタＴｒ３のベースとエミッタに加わる電圧が、共に出力ノードＮｏｕｔの電圧からＰＮ接合の順方向電圧降下を引いた電圧にほぼ等しくなる。従って、本実施形態の場合は、出力ノードＮｏｕｔが電源ノードＶｄｄの電圧よりも多少高い電圧配線に接触しても、過電流防止用ＮＰＮトランジスタＴｒ２及び電流増幅用ＰＮＰトランジスタＴｒ３の破壊は防止される効果がある。但し、この場合において誤差増幅器ＯＰ１の破壊を防ぐには、出力ノードＮｏｕｔに加わる電圧を考慮して電流制限用抵抗Ｒ４の値を決めておく必要がある。
【００３３】
（第２の実施形態）
図２は、本発明の第２の実施形態を示す回路図である。なお図中、従来技術を示した図５と同一又は相当部分には同一符号を付してその説明を繰り返さない。
【００３４】
なお、図示してないが誤差増幅器ＯＰ１は、この場合も電源ノードＶｄｄと接地ノードＧＮＤ間に加わっている非安定直流電圧から電源供給を受けている。
【００３５】
図２が図５と相違する点は、次の２点である。
第１点は、出力ノードＮｏｕｔと誤差増幅器ＯＰ１の非反転入力端子との間に、アノードを出力ノードＮｏｕｔ側にしてダイオードＤ３を追加接続した点である。第２点は、基準電圧生成回路１と誤差増幅器ＯＰ１の非反転入力端子との間に抵抗Ｒ５を追加挿入した点である。
【００３６】
このような回路構成の下で、出力ノードＮｏｕｔが非安定直流電圧が加わっている電源ノードＶｄｄに接触した場合を考える。誤差増幅器ＯＰ１の非反転入力端子の電圧は、出力ノードＮｏｕｔの電圧からダイオードＤ３の順方向電圧降下を引いた値となり、この値は帰還電圧Ｖｆより遥かに高い。従って誤差増幅器ＯＰ１の出力は、プラス側の飽和出力となり電流を外部に出力しようとする。
【００３７】
一方、出力ノードＮｏｕｔに接触した電源ノードＶｄｄの配線からは、出力ノードＮｏｕｔ、電流検出用抵抗Ｒ１、過電流防止用ＮＰＮトランジスタＴｒ２のベース−コレクタ間ＰＮ接合、電流増幅用ＰＮＰトランジスタＴｒ３のベース−エミッタ接合を経由して、電流増幅用ＰＮＰトランジスタＴｒ３のベース電流Ｉｂ３を誤差増幅器ＯＰに流れ込ませようとする。即ち、誤差増幅器ＯＰ１の出力端部で、誤差増幅器ＯＰ１から流出しようとする電流と、逆に出力ノードＮｏｕｔに端を発し誤差増幅器ＯＰ１に流れ込もうとする電流とがせめぎあい、何れかの方向に電流が流れるように見える。
【００３８】
しかし、この状態を、誤差増幅器ＯＰ１の出力と電流増幅用ＰＮＰトランジスタＴｒ３のベースとの間の接続を仮に切断したとして、その切断点から誤差増幅器ＯＰ１側、及び出力ノードＮｏｕｔ側を眺めた場合の開放電圧を考えてみる。すると、切断点から誤差増幅器ＯＰ１側を見た場合には、誤差増幅器ＯＰ１は電源ノードＶｄｄと接地ノードＧＮＤ間の非安定直流電源の供給を受けて動作していることから、その開放電圧は非安定直流電源の電圧Ｖｄｄにほぼ等しい。
【００３９】
一方、前記切断点から出力ノードＮｏｕｔ側を眺めた場合には、その開放電圧は出力ノードＮｏｕｔと接地ノードＧＮＤ間の電圧にほぼ等しい。この電圧は、出力ノードＮｏｕｔが電源ノードＶｄｄに接触した場合を考えているので、非安定直流電源の電圧Ｖｄｄに等しい。つまり、前記切断点から左右を見た回路の開放電圧は殆ど等しい。従って、前記切断点を接続しても、その接続点を通して左右に電流が流れることはない。
【００４０】
つまり、図２の回路では誤差増幅器ＯＰ１の出力から電流が流出することも、反対に流入することもない。このことは電流増幅用ＰＮＰトランジスタＴｒ３のベース電流が流れないことを意味し、電流増幅用ＰＮＰトランジスタＴｒ３はＯＦＦしたままである。従って、過電流防止用ＮＰＮトランジスタＴｒ２、電流増幅用ＰＮＰトランジスタＴｒ３は、出力ノードＮｏｕｔが電源ノードＶｄｄに接触したことによっては破壊されることはない。
【００４１】
但し、出力ノードＮｏｕｔが電源ノードＶｄｄの電圧よりも高電圧の配線に接触した場合には、電流増幅用ＰＮＰトランジスタＴｒ３に大きなベース電流が流れて、電流増幅用ＰＮＰトランジスタＴｒ３を通して大電流が接地ノードＧＮＤに流れ、過電流防止用ＮＰＮトランジスタＴｒ２、電流増幅用ＰＮＰトランジスタＴｒ３が破壊されることがあり得る。
【００４２】
また、出力ノードＮｏｕｔからダイオードＤ３を通った電流が基準電圧生成回路１に流入して、基準電圧生成回路１が破壊される懸念については、基準電圧生成回路１の出力側に抵抗Ｒ５を追加接続して電流制限することで防いでいる。
【００４３】
また、誤差増幅器ＯＰ１の非反転入力端子に、非安定電源電圧ＶｄｄよりダイオードＤ３の順方向電圧降下を引いた高い電圧が加わる点については、誤差増幅器ＯＰ１が非安定電源の電圧Ｖｄｄの供給を受けて動作していること、及び誤差増幅器ＯＰ１の入力インピーダンスは通常、非常に高いことから、誤差増幅器ＯＰ１の非反転入力部が破壊される恐れはない。
【００４４】
（第３の実施形態）
図３は、本発明の第３の実施形態を示す回路図である。なお図中、従来技術を示した図５と同一又は相当部分には同一符号を付してその説明を繰り返さない。
【００４５】
なお、図示してないが誤差増幅器ＯＰ１は、この場合も電源ノードＶｄｄと接地ノードＧＮＤ間に加わっている非安定直流電圧から電源供給を受けている。
【００４６】
本実施形態の図３は、従来技術の図５の変形であるが、第２の実施形態の図２と非常に良く似ている。図３が図２と相違する点は、次の２点である。
第１点は、図２における電流増幅用ＰＮＰトランジスタＴｒ３を取り除いた点である。第２点は電流増幅用ＰＮＰトランジスタＴｒ３を取り除いた後の誤差増幅器ＯＰ１の出力端子を、定電流源Ｉｄｄと出力電流制御用ＮＰＮトランジスタＴｒ１との相互接続ノードＮ１に接続した点である。
【００４７】
第２の実施形態と同様に、出力ノードＮｏｕｔと誤差増幅器ＯＰ１の非反転入力端子との間にはアノードを出力ノードＮｏｕｔ側にしてダイオードＤ３が追加接続されている。また基準電圧生成回路１と誤差増幅器ＯＰ１の非反転入力端子との間には、同じく抵抗Ｒ５が追加挿入してある。従って、第２の実施形態の説明で述べた理由と同じ理由により、出力ノードＮｏｕｔが電源ノードＶｄｄに接触したとしても、基準電圧生成回路１は保護される。同様に誤差増幅器ＯＰ１の非反転入力部も破壊から保護される。
【００４８】
誤差増幅器ＯＰ１の出力部についは、第２の実施形態の説明と同様に、誤差増幅器ＯＰ１の出力端子部で配線を切断して、その切断点から誤差増幅器ＯＰ１側、及び出力ノードＮｏｕｔ側を見た開放電圧を考えてみる。すると、切断点から誤差増幅器ＯＰ１側を見た場合、誤差増幅器ＯＰ１が電源ノードＶｄｄと接地ノードＧＮＤ間の非安定直流電圧から電源供給を受けて動作していることから、その開放電圧は非安定直流電源の電圧Ｖｄｄにほぼ等しい。
【００４９】
一方、前記切断点から出力ノードＮｏｕｔ側を見た場合の開放電圧は、出力ノードＮｏｕｔと接地ノードＧＮＤ間の電圧にほぼ等しい。この電圧は、出力ノードＮｏｕｔが電源ノードＶｄｄに接触した場合を考えているので、非安定電源の電圧Ｖｄｄに等しい。つまり、前記切断点から左右を見た回路の開放電圧は殆ど等しい。従って、前記切断点を接続しても、その接続点を通して左右に電流が流れることはない。
【００５０】
つまり、出力ノードＮｏｕｔが電源ノードＶｄｄに接触したとしても、出力ノードＮｏｕｔから電流検出用抵抗Ｒ１、過電流防止用ＮＰＮトランジスタＴｒ２のベース−コレクタＰＮ間接合を通して大電流が誤差増幅器ＯＰ１に流れ込むことはない。従って、過電流防止用ＮＰＮトランジスタＴｒ２、誤差増幅器ＯＰ１が破壊を受けることはない。
【００５１】
但し、本実施形態の場合も、出力ノードＮｏｕｔが電源ノードＶｄｄの電圧よりも高電圧の配線に接触した場合には、誤差増幅器ＯＰ１の出力に大きな電流が流れ込んで、過電流防止用ＮＰＮトランジスタＴｒ２、及び誤差増幅器ＯＰ１が破壊されることはあり得る。
【００５２】
（第４の実施形態）
本実施形態は、前述した第１、第２、第３の実施形態に対応する図１、図２、図３中の定電流源Ｉｄｄを固定抵抗に置き換えた実施形態である。
このような回路構成としても、前述した第１、第２、第３の実施形態の場合と同様の理由により、定電圧回路内の回路素子が破壊されることはない。加えて、定電流回路を抵抗に置き換えることにより、回路構成が簡単になる利点がある。
【００５３】
（その他の実施形態）
前述の第１、第２、第３の実施形態では、何れも定電流源Ｉｄｄを使用してきた。定電流源回路としては種々の回路が知られているが、この定電流源Ｉｄｄ部に図４に示すようなカレントミラー型の電流源回路を使用してもよい。
【００５４】
図４のカレントミラー型の電流源回路は、第１のＰＮＰトランジスタＴｒ４と第２のＰＮＰトランジスタＴｒ５と抵抗Ｒ６とで構成される。第１、第２のＰＮＰトランジスタＴｒ４、Ｔｒ５のエミッタは、共に電源ノードＶｄｄに接続される。また、第１、第２のＰＮＰトランジスタＴｒ４、Ｔｒ５のベースは共通に接続された後、第１のＰＮＰトランジスタＴｒ４のコレクタに接続される。第１のＰＮＰトランジスタＴｒ４のコレクタと接地ノードＧＮＤとの間には抵抗Ｒ６が接続される。
【００５５】
第２のＰＮＰトランジスタＴｒ５のエミッタとベースの電圧は、第１のＰＮＰトランジスタＴｒ４のエミッタとベース電圧にそれぞれ等しいため、第２のＰＮＰトランジスタＴｒ５は、第１のＰＮＰトランジスタＴｒ４と同じ動作をする。従って、そのコレクタ電流は第１のＰＮＰトランジスタＴｒ４のコレクタ電流と等しくなる。これが、図４の回路がカレントミラー回路と呼ばれる所以でもある。
【００５６】
第１、第２のＰＮＰトランジスタＴｒ４、Ｔｒ５の電流増幅率が共に非常に大きいとする。第１のＰＮＰトランジスタＴｒ４はダイオード接続され、コレクタ電流飽和領域で動作するので、そのコレクタ電流Ｉｄｃは次式で表される。
Ｉｄｃ　≒　Ｖｄｄ　／Ｒ６　　　　　　　　　　　　　　（３）式
従って、第２のＰＮＰトランジスタＴｒ５のコレクタ電流Ｉｄも（３）式のＩｄｃの値に等しくなる。第２のＰＮＰトランジスタＴｒ５もコレクタ電流飽和領域で動作するので、その負荷抵抗の値に殆ど影響されることなく一定電流Ｉｄが負荷に供給される。
【００５７】
但し、（３）式から分かるようにＩｄｃの値、従ってＩｄの値も電源ノードＶｄｄの電圧Ｖｄｄに影響されるため、供給されるＶｄｄの値と必要とされるＩｄの値に応じて抵抗Ｒ６の値を決める必要がある。そのように抵抗Ｒ６の値を決めることで、図４のカレントミラー回路を第１、第２、第３の実施形態における定電流源Ｉｄｄの代わりに適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態である過電圧保護機能付シリーズ型直流定電圧回路の回路図である。
【図２】本発明の第２の実施形態である過電圧保護機能付シリーズ型直流定電圧回路の回路図である。
【図３】本発明の第３の実施形態である過電圧保護機能付シリーズ型直流定電圧回路の回路図である。
【図４】定電流源の代わりに使用できるカレントミラー回路の例である。
【図５】従来技術を示すシリーズ型直流定電圧回路の例である。
【図６】従来技術を示す図１相当図である。
【符号の説明】
図面中、１は基準電圧生成回路、Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３はダイオード、ＧＮＤは接地ノード、Ｉｂ１、Ｉｂ３はベース電流、Ｉｄは定電流、Ｉｄｄは定電流源、Ｉｌは負荷電流（Ｔｒ１のエミッタ電流）、Ｎ１は相互接続ノード、Ｎｏｕｔは出力ノード、ＯＰ１は誤差増幅器、Ｒ１は電流検出用抵抗、Ｒ２、Ｒ３は分圧抵抗、Ｒ４、Ｒ５は電流制限抵抗、Ｔｒ１は出力電流制御用ＮＰＮトランジスタ（出力トランジスタ）、Ｔｒ２は過電流防止用ＮＰＮトランジスタ、Ｔｒ３は電流増幅用ＰＮＰトランジスタ、Ｔｒ４、Ｔｒ５はＰＮＰトランジスタ、Ｖｄｄは電源ノード、Ｖｆは帰還電圧、Ｖｏｕｔは出力電圧、Ｖｓは基準電圧を示す。
【図１】
2004070666.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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