(57)【要約】【課題】ダイプレックスドップラ方式のレーダの距離計測精度を向上し、かつコストを低減することのできる変調回路部を備えたダイプレックスドップラ方式の車間距離計測装置を提供する。【解決手段】離散値化した２つの中間周波数の周波数より自車と前方車両もしくは障害物との相対速度と距離を算出するミリ波レーダ装置であって、基準矩形波の交流成分を通過させる手段と、通過させた交流成分を所定の比率で減衰する手段と、減衰させた交流成分の中心値を決定する直流成分を発生させる手段とを備える。【選択図】　図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
車両前方に設置され、ミリ波信号発生手段と、そのミリ波発生手段を２つの周波数に瞬時に切替える矩形波を発生する変調手段と、変調したミリ波信号を送信する手段と、前方車両もしくは障害物から反射したミリ波信号を受信する手段と、受信した信号から中間周波数信号を生成する手段と、２つの周波数の送信信号から得られる２つの中間周波数のアナログ信号を離散値化する手段をそなえ、離散値化した２つの中間周波数の周波数より自車と前方車両もしくは障害物との相対速度を算出する手段と、位相差より距離を算出する手段とを備えたミリ波レーダ装置であって、
該変調手段は入力される基準矩形波の交流成分を通過させる手段と、通過させた交流成分を所定の比率で減衰する手段と、減衰させた交流成分の中心値を決定する直流成分を発生させる手段とを備えたことを特徴とするミリ波レーダ装置。
【請求項２】
請求項１において、
基準矩形波の交流成分を通過させる手段に入力される信号は、基準矩形波に同期して二つの電圧を交互に選択する手段により発生されることを特徴とするミリ波レーダ装置。
【請求項３】
請求項２において、
該ミリ波レーダ装置は交流成分設定値と直流成分設定値を記憶する記憶手段を備え、記憶手段の設定値を読み出し、読み出した値を変調回路に送信する手段を備え、これらの設定値に基づき交流成分の電圧を発生させる手段と直流成分を発生させる手段を備えたことを特徴とするミリ波レーダ装置。
【請求項４】
請求項３において、
該ミリ波レーダ装置は通過させた交流成分を減衰させる比率の設定値を記憶する手段を備え、該記憶手段の設定値を読み出し、読み出した値を変調回路に送信する手段を備え、この設定値に基づき通過させた交流成分を減衰する比率を変更する手段を備えたことを特徴とするミリ波レーダ装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、自車両と先行車もしくは障害物などの物標との距離、あるいは相対速度を検出するミリ波レーダ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ミリ波等の電波を用いた電波レーダは、雨，霧等が存在する悪天候でも電波のビームの減衰量が小さく、遠距離まで到達するので、航空管制，気象観測分野で広く用いられてきた。最近では、自動車の予防安全の分野において、先行車との車間距離，相対速度を計測するミリ波レーダが研究開発され、商品化されつつある。その電波レーダの変調方式にはいくつかあるが、代表的なものとしては、公知例昭４９−１０７４９１号に示す、ダイプレックスドップラ方式のレーダがある。この方式の検知原理を図１２，図１３を用いて説明する。図１２はこの方式のブロック図を示しており、ミリ波発振器７０１は、変調タイミング信号７１７に同期する変調信号７０２を発生する変調回路部７０３により変調され、時分割でｆ１，ｆ２（Δｆ：ｆ２−ｆ１）の二つの周波数の送信信号を送信アンテナ７０４から送信する。送信信号は先行車７０５で反射し受信信号となり、受信アンテナ７０６に入力される。この時，先行車７０５とミリ波レーダ装置７０７間に相対速度Ｖがある場合、ドップラ周波数ｆｄ１，ｆｄ２が発生し、受信信号の周波数は
ｆ１＋ｆｄ１，ｆ２＋ｆｄ２　となる。受信信号がミキサ７０８を通過すると、ｆｄ１，ｆｄ２のそれぞれの情報を含む、時分割した信号（中間周波数信号７１８（以下
ＩＦ信号とする））となる。ＩＦ信号７１８はアンプ７０９により増幅された後、変調タイミング信号７１７に同期したスイッチ７１０により二つのＬＰＦ（ローパスフィルタ）７１１の方向に分配される。図１３に変調信号７０２とＩＦ信号７１８の関係を示す。ＬＰＦ７１１を通過したＩＦ信号７１８は、通過する前の時分割したＩＦ信号７１８の方絡線からなる二つの信号となり、すなわち、この信号が変調周波数ｆ１，ｆ２に対するドップラ信号である。このドップラ信号をＡＤＣ７１２により離散値化し、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）７１３でＦＦＴ解析処理すると、周波数ｆｄ１，ｆｄ２と位相差φ１，φ２が求まる。先行車
７０５との相対速度Ｖは次式より求めることが出来る。
【０００３】
【数１】
2004108901.tif 000003
【０００４】
または
【０００５】
【数２】
2004108901.tif 000004
【０００６】
ここで、Ｃ：電波伝播速度である。
【０００７】
いま、ｆｄ１≪ｆ１　，ｆｄ２≪ｆ２　，Δｆ≪ｆ１　の場合、ｆｄ１≒ｆｄ２としてよい。よって、
【０００８】
【数３】
2004108901.tif 000005
【０００９】
ここで、ｆ０　＝（ｆ１＋ｆ２）／２である。
【００１０】
また、車間距離Ｒは次式により表すことが出来る。
【００１１】
【数４】
2004108901.tif 000006
【００１２】
ここで、図１４に示すように、自車両９０１とその前方に先行車９０２があり、それぞれの走行速度がＶ１，Ｖ２である時、相対速度は（Ｖ１−Ｖ２）となる。この時、相対速度に対するドップラ信号周波数をｆｄ１，ｆｄ２とした場合、その信号をＦＦＴ解析した結果を図１５に示す。（ここで、ｆｄ１≒ｆｄ２となる。）ドップラ周波数ｆｄ１に対応した周波数軸にスペクトルが現れる。この周波数情報と位相情報から、先行車両の相対速度（Ｖ１−Ｖ２）、及び距離Ｄを求めることが出来る。そして、求めた相対速度や距離はシステム制御マイコン７１４により、車両側上位システム７１５に出力される。
【００１３】
このダイプレックスドップラ方式の信号処理は、ＦＦＴ解析の結果からスペクトルを検出し、１つの先行車両に対して、対応したスペクトルが存在し、その周波数情報から相対速度、また、位相情報から距離を同時に求めることが可能であるため、複雑な信号処理を用いることなく、安定した先行車両検知が可能となる利点がある。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来技術は、次のような点で問題があった。図１６を用いて説明する。
【００１５】
図１６は、変調回路部７０３の従来の内部構成を表した図である。この変調回路部７０３は定電圧源１６１の電圧を抵抗Ｒａ１６２と抵抗Ｒｂ１６３で決まる比率で増幅する。さらに、０−５Ｖの変調タイミング信号７１７を抵抗Ｒｃ１６４と抵抗Ｒａ１６２で決まる比率で増幅する。変調信号７０２はこれら２つの信号を加算した出力となる。この回路では、出力の変調信号７０２はオペアンプ１６５の特性に大きく依存し、通常、図１７に示すように出力波形にリンギングなどのノイズが現れる。
【００１６】
上述したように、ダイプレックスドップラ方式のレーダでは、ｆ１　とｆ２　の電波を送信することで先行車９０２などのターゲットの距離を計測し、その距離はｆ１　とｆ２　の差Δｆに依存する。したがって、変調信号７０２が図１７に示すように、きれいな矩形波ではなくリンギングなどのノイズが存在すると距離の計測精度に大きく影響を及ぼすという問題があった。また、オペアンプなどの能動素子を使用するとコスト的にも高いという問題があった。
【００１７】
本発明は、以上の事項を考慮してなされたものであり、ダイプレックスドップラ方式のレーダの距離計測精度を向上し、かつコストを低減することのできる変調回路部を備えたダイプレックスドップラ方式の車間距離計測装置を提供することを目的とする。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
上記目的は、車両前方に設置され、ミリ波信号発生手段と、そのミリ波発生手段を２つの周波数に瞬時に切替える矩形波を発生する変調手段と、変調したミリ波信号を送信する手段と、前方車両もしくは障害物から反射したミリ波信号を受信する手段と、受信した信号から中間周波数信号を生成する手段と、２つの周波数の送信信号から得られる２つの中間周波数のアナログ信号を離散値化する手段をそなえ、離散値化した２つの中間周波数の周波数より自車と前方車両もしくは障害物との相対速度を算出する手段と、位相差より距離を算出する手段とを備えたミリ波レーダ装置であって、該変調手段は入力される基準矩形波の交流成分を通過させる手段と、通過させた交流成分を所定の比率で減衰する手段と、減衰させた交流成分の中心値を決定する直流成分を発生させる手段を備えたことにより達成される。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照して本発明の実施形態について説明する。
【００２０】
図１は本発明の第一の実施例の変調回路部７０３ａを示す図である。図２は本実施例の変調回路に入力される変調タイミング信号７１７と出力される変調信号７０２の関係を示す図である。変調回路部７０３ａは変復調タイミング信号発生部７１６から変調タイミング信号７１７が入力される。変調タイミング信号７１７は図２に示すような０−５Ｖの矩形信号であるが、この信号はコンデンサ１０１で直流成分をカットされ、定電圧源１０２で設定される電圧Ｖｒｅｆ　を中心とした振幅５Ｖの信号となる。そして、その信号は抵抗Ｒａ１０３と抵抗Ｒｂ１０４により分圧され図２に示すような所定の変調信号７０２となる。
【００２１】
ここで、出力される変調信号７０２の電圧は次式のように表される。
【００２２】
変調信号中心電圧：Ｖｒｅｆ（Ｖ）
変調電圧振幅：５×Ｒｂ／（Ｒａ＋Ｒｂ）（Ｖ）
この変調回路部７０３ａは定電圧源１０２，コンデンサ１０１，抵抗Ｒａ１０３，抵抗Ｒｂ１０４から構成されており、オペアンプといった能動素子を使用しないため、不要なリンギングが発生せず、しかも安価なコストで変調信号７０２を実現することができる。
【００２３】
図３は本発明の第二の実施例の変調回路部７０３ｂを示す図である。図４は本実施例の変調回路に入力される変調タイミング信号７１７と出力される変調信号７０２の関係を示す図である。変調回路部７０３ｂに変復調タイミング信号発生部７１６から変調タイミング信号７１７が入力される。変調タイミング信号７１７はスイッチ回路部１０５に入力される。本スイッチ回路は入力される信号のＨｉｇｈ，Ｌｏｗ　に同期して接続回路を切替える。スイッチ回路部１０５は定電圧源１０６とＧＮＤに接続されており、変調タイミング信号７１７によって、コンデンサ
１０１に供給する電圧をＶｒｅｆｂ　Ｖと０Ｖの間で切替える。これにより、コンデンサ１０１に入力される波形は変調タイミング信号７１７に同期した０−ＶｒｅｆｂＶの矩形波となる。以降の動作は第一の実施例と同様である。本実施例で、出力される変調信号７０２の電圧は次式のように表される。
【００２４】
変調信号中心電圧：Ｖｒｅｆ（Ｖ）
変調電圧振幅：Ｖｒｅｆｂ×Ｒｂ／（Ｒａ＋Ｒｂ）（Ｖ）
本実施例では変調電圧振幅がＶｒｅｆｂにも依存するため、所定の変調電圧振幅を設定する際に、抵抗Ｒａ１０３，抵抗Ｒｂ１０４を調整せずＶｒｅｆｂの電圧で変調電圧振幅を調整することが出来る。
【００２５】
図５は本発明の第三の実施例のシステム構成を示す図である。本実施例ではシステム制御マイコン７１４にメモリ７１９が接続される。システム制御マイコン７１４はメモリ７１９内に格納された変調中心電圧値と変調電圧幅値を読み出し、読み出した値を変調回路部７０３ｃへ送信する。図６は第三の実施例における変調回路部７０３ｃを示す図である。変調回路部７０３ｃは第二の実施例における２つの定電圧源の代わりに２つのＤＡコンバータ、ＤＡＣａ１０７とＶＤＡＣｂ１０８を備える。ＤＡＣａ１０７はシステム制御マイコン７１４から転送される変調中心電圧値を受け取り、所定の電圧を発生する。また、ＶＤＡＣｂ８は同様にシステム制御マイコン７１４から転送される変調電圧振幅値を受け取り、所定の電圧を発生する。図７は第三の実施例の変調回路部７０３ｃに入力される変調タイミング信号７１７と出力される変調信号７０２の関係を示す図である。本実施例で、出力される変調信号の電圧は次式のように表される。
【００２６】
変調信号中心電圧：ＶＤＡＣａ（Ｖ）
変調電圧振幅：ＶＤＡＣｂ×Ｒｂ／（Ｒａ＋Ｒｂ）（Ｖ）
図８はミリ波発振器７０１の個体差と変調信号中心電圧，変調信号電圧振幅の関係を説明する図である。ミリ波発振器７０１の変調信号電圧と送信周波数の特性を示す変調感度直線は、通常、ミリ波発振器７０１の個体差によって変調感度直線１と変調感度直線２に示すように異なっていることが多い。この時、送信する２つの周波数の中心周波数として（ｆ１＋ｆ２）／２、周波数幅としてｆ１−ｆ２を設定する場合、変調感度直線１を持つミリ波発振器７０１に対しては変調回路部７０３ｃが出力する変調信号７０２はＶ１，Ｖ２でなければならない。これに対して、変調感度直線２を持つミリ波発振器７０１に対しては変調回路部７０３ｃが出力する変調信号７０２はＶ１′，Ｖ２′でなければならない。本実施例では、変調信号中心電圧と変調信号電圧幅をシステム制御マイコン７１４から転送する所定の値によって変更することが出来るため、ミリ波発振器７０１の個体差をメモリ７１９に格納する値を変更することで対応することが出来る。
【００２７】
図９は本発明の第四の実施例のシステム構成を示す図である。本実施例では第三の実施例に追加して、システム制御マイコン７１４はメモリ７１９から抵抗調整値を読み出し、読み出した値を変調回路部７０３ｄに送信する。図１０は第四の実施例における変調回路部７０３ｄを示す図である。変調回路部７０３ｄは第三の実施例における抵抗Ｒａ１０３，Ｒｂ１０４の代わりに可変抵抗Ｒａ１０９可変抵抗Ｒｂ１１０を備える。これらの可変抵抗はシステム制御マイコン７１４から転送される抵抗調整値を受け取り所定の分圧比になるよう抵抗値を変更することが出来る。図１１は可変抵抗の調整特性の一例を示している。システム制御マイコン７１４から送信される値が０から２５５で変化すると、可変抵抗ＲａはＲａ＋Ｒｂから０に直線的に減少し、可変抵抗Ｒｂは０からＲａ＋Ｒｂに直線的に増加する。このような特性を示す可変抵抗にシステム制御マイコン７１４から調整値として１２７を送信すると可変抵抗Ｒａ１０９と可変抵抗Ｒｂ１１０は等しい抵抗値となる。また、システム制御マイコン７１４から調整値として２５５を送信すると、可変抵抗Ｒａ１０９は０、可変抵抗ＲｂはＲａ＋Ｒｂとなる。本実施例の変調回路部７０３ｄに入力される変調タイミング信号７１７と出力される変調信号７０２の関係は図７にしめす第三の実施例で出力される変調信号の電圧と同様であり、下式であらわすことが出来る。
【００２８】
変調信号中心電圧：ＶＤＡＣａ（Ｖ）
変調電圧振幅：ＶＤＡＣｂ×Ｒｂ／（Ｒａ＋Ｒｂ）（Ｖ）
しかしながら、本実施例では第三の実施例に比較して次のような特徴がある。第三の実施例では抵抗Ｒａ１０３と抵抗Ｒｂ１０４が固定値であるため、変調電圧振幅の最大値は次式で決定してしまう。
【００２９】
変調電圧最大振幅：ＶＤＡＣｂｍａｘ×Ｒｂ／（Ｒａ＋Ｒｂ）（Ｖ）
例えば、ＶＤＡＣｂ１０８の最大電圧が５Ｖで抵抗Ｒａ１０３と抵抗Ｒｂ１０４が等しい時、変調電圧最大幅は２．５Ｖ　となる。しかし、ミリ波発振器７０１の特性から２．５Ｖよりも大きい電圧振幅を得たい場合、第三の実施例では、対応することが出来ない。それに対して、第四の実施例では、可変抵抗Ｒａ１０９と可変抵抗Ｒｂ１１０の比率をシステム制御マイコン７１４から転送する抵抗調整値で変更することが出来る。この例の場合、システム制御マイコン７１４から抵抗調整値として２５５を転送すると、可変抵抗Ｒａ１０９は０、可変抵抗Ｒｂ１１０はＲａ＋Ｒｂとなり、変調電圧最大振幅は５Ｖとなる。
【００３０】
【発明の効果】
本発明によれば、簡易な回路構成で調整可能な変調回路を備えたダイプレックスドップラ方式のレーダ装置を提供することが出来る。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第一の実施例の変調回路を表す図である。
【図２】本発明の第一の実施例の変調回路の入出力波形を表す図である。
【図３】本発明の第二の実施例の変調回路を表す図である。
【図４】本発明の第二の実施例の変調回路の入出力波形を表す図である。
【図５】本発明の第三の実施例のシステムブロックを表す図である。
【図６】本発明の第三の実施例の変調回路を表す図である。
【図７】本発明の第三の実施例の変調回路の入出力波形を表す図である。
【図８】ミリ波発振器の変調感度直線を表す図である。
【図９】本発明の第四の実施例のシステムブロックを表す図である。
【図１０】本発明の第四の実施例の変調回路を表す図である。
【図１１】本発明の第四の実施例の可変抵抗の特性を表す図である。
【図１２】ダイプレックスドップラレーダのシステム構成を表す図である。
【図１３】ダイプレックスドップラ方式の変調信号とＩＦ信号の関係を表す図である。
【図１４】自車両と先行車両との位置関係を表す図である。
【図１５】ダイプレックスドップラ方式のドップラ信号の周波数スペクトルを表す図である。
【図１６】従来の変調回路を表す図である。
【図１７】従来の変調回路の入出力波形を表す図である。
【符号の説明】
１０１…コンデンサ、１０２，１０６…定電圧源、１０３…抵抗Ｒａ、１０４…抵抗Ｒｂ、１０５…スイッチ回路部、１０７…ＤＡＣａ、１０８…ＶＤＡＣｂ、１０９…可変抵抗Ｒａ、１１０…可変抵抗Ｒｂ、７０１…ミリ波発振器、７０２…変調信号、７０３…変調回路部、７０４…送信アンテナ、７０５…先行車、
７０６…受信アンテナ、７０８…ミキサ、７０９…アンプ、７１０…アナログスイッチ、７１１…ＬＰＦ、７１２…ＡＤＣ、７１３…ＤＳＰ、７１４…システム制御マイコン、７１５…車両側上位システム、７１６…変復調タイミング信号発生部、７１８…ＩＦ信号。
【図１】
2004108901.tif 000007
【図２】
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【図３】
2004108901.tif 000009
【図４】
2004108901.tif 000010
【図５】
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【図６】
2004108901.tif 000012
【図７】
2004108901.tif 000013
【図８】
2004108901.tif 000014
【図９】
2004108901.tif 000015
【図１０】
2004108901.tif 000016
【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
2004108901.tif 000019
【図１４】
2004108901.tif 000020
【図１５】
2004108901.tif 000021
【図１６】
2004108901.tif 000022
【図１７】
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