(57)【要約】【課題】デジタル回路の規模を大きくすることなく、受信周波数の周波数補正を行うことができ、受信特性を向上させた復調器および方法、受信装置を提供する。【解決手段】本発明の受信回路はダイレクトコンバージョン方式のダウンコンバージョンミキサ１２、ベースバンドフィルタ１３、リミッタ回路１４、復調器１５、復調器１５内の周波数ずれ検出回路、および局部発振信号を生成するＰＬＬシンセサイザ１７を含んで構成されている。【選択図】        図１
2004248102.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
周波数制御される発振手段からの発振出力に基づき受信信号が変換手段によりベースバンドに変換されたベースバンド信号を復調する復調器であって、
前記ベースバンド信号を復調する復調手段と、
前記復調手段により復調された復調信号の周波数ずれを検出し、その周波数ずれ量に対応する周波数補正信号を出力する周波数ずれ検出手段と、
前記周波数補正信号を前記発振手段に帰還することで前記発振出力を周波数制御してその周波数を調整することで前記ベースバンド信号の周波数を補正する補正手段と
を備えたことを特徴とする復調器。
【請求項２】
請求項１に記載の復調器において、
前記周波数ずれ検出手段は、
前記復調信号の偏移の平均値を求めるデジタルフィルタと、
前記平均値を量子化する量子化手段と、
前記平均値に従って前記量子化手段のスライスレベルを決定し、該スライスレベルを重み付けした値に従って前記周波数補正信号を生成する手段と
からなることを特徴とする復調器。
【請求項３】
請求項１に記載の復調器において、
前記周波数ずれ検出手段は、
前記復調信号の偏移の平均値を求めるデジタルフィルタと、
前記平均値を量子化する量子化手段と、
前記平均値に従って前記量子化手段のスライスレベルを決定する手段と、
該スライスレベルを重み付けした値に従って前記周波数補正信号を生成する手段と、
前記ベースバンド信号のＩ／Ｑ信号の周期を測定する手段と、
その測定値を重み付けした値に従って前記周波数補正信号を生成する手段と
からなることを特徴とする復調器。
【請求項４】
周波数補正信号および発振手段からの発振出力に基づき周波数制御される変換手段によって受信信号がベースバンドに変換されたベースバンド信号を復調する復調器であって、
前記変換手段はフラクショナルＮシンセサイザを含み、さらに、
前記ベースバンド信号を復調する復調手段と、
前記復調手段により復調された復調信号の周波数ずれを検出し、その周波数ずれ量に対応する周波数補正信号を出力する周波数ずれ検出手段と、
前記周波数補正信号に応じて前記フラクショナルＮシンセサイザの分数分周を調整することで前記ベースバンド信号の周波数を補正する補正手段と
を備えたことを特徴とする復調器。
【請求項５】
請求項１乃至請求項４のいずれかに記載の受信信号を同変換手段によりベースバンドに変換して復調する受信装置であって、
該変換手段により得られたベースバンド信号を所定の低域通過特性によってフィルタするフィルタ手段と、該フィルタ手段により得られた信号を２値化して請求項１乃至請求項４のいずれかに記載の復調器に供給する手段とを備えたことを特徴とする受信装置。
【請求項６】
周波数制御される発振手段からの発振出力に基づき受信信号を変換手段によりベースバンドに変換し、ベースバンド信号を復調する復調方法であって、
前記ベースバンド信号を復調する復調ステップと、
前記復調手段により復調された復調信号の周波数ずれを検出し、その周波数ずれ量に対応する周波数補正信号を出力する周波数ずれ検出ステップと、
前記周波数補正信号を前記発振手段に帰還することで前記発振出力を周波数制御してその周波数を調整することで前記ベースバンド信号の周波数を補正する補正ステップと
を含むことを特徴とする復調方法。
【請求項７】
請求項６に記載の復調方法において、
前記周波数ずれ検出ステップは、
前記復調信号の偏移の平均値を求めるデジタルフィルタリングステップと、
前記平均値を量子化する量子化ステップと、
前記平均値に従って前記量子化手段のスライスレベルを決定し、該スライスレベルを重み付けした値に従って前記周波数補正信号を生成するステップと
を含むことを特徴とする復調方法。
【請求項８】
請求項６に記載の復調方法において、
前記周波数ずれ検出ステップは、
デジタルフィルタを用いて前記復調信号の偏移の平均値を求め、該平均値に従って量子化時のスライスレベルを決定し、該スライスレベルで前記平均値を量子化するとともに前記スライスレベルを重み付けした値に従って前記周波数補正信号を生成するステップと、
前記ベースバンド信号のＩ／Ｑ信号の周期を測定し、その測定値を重み付けした値に従って前記周波数補正信号を生成するステップと
を含むことを特徴とする復調方法。
【請求項９】
周波数補正信号および発振手段からの発振出力に基づき周波数制御される変換手段によって受信信号をベースバンドに変換し、ベースバンド信号を復調する復調方法であって、
前記変換手段としてフラクショナルＮシンセサイザを用い、さらに、
前記ベースバンド信号を復調する復調ステップと、
前記復調手段により復調された復調信号の周波数ずれを検出し、その周波数ずれ量に対応する周波数補正信号を出力する周波数ずれ検出ステップと、
前記周波数補正信号に応じて前記フラクショナルＮシンセサイザの分数分周を調整することで前記ベースバンド信号の周波数を補正する補正ステップと
を含むことを特徴とする復調方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は復調器および方法、受信装置に関し、半導体電子回路に用いられる変調波、例えばＦＳＫ、ＡＳＫ、ＯＯＫ、ＭＳＫ、ＧＭＳＫなどの無線方式全般に適応可能である。
【０００２】
【従来の技術】
ダイレクトコンバージョン方式の受信装置の機能を数式で表現すると以下のようになる。
ｆＢＢＲＸ＝ｆＬＯＲＸ−ｆＲＦ                  （１）
ｆＲＦ＝ｆＬＯＴＸ±ｆＢＢＴＸ                  （２）
ゆえに
ｆＢＢＲＸ＝（ｆＬＯＲＸ−ｆＬＯＴＸ）±ｆＢＢＴＸ
＝ΔｆＬＯ±ｆＢＢＴＸ                      （３）
ｆＢＢＲＸ  受信ベースバンド信号スペクトル
ｆＬＯＲＸ  受信ＬＯ周波数
ｆＲＦ      受信周波数
ｆＬＯＴＸ  送信ＬＯ周波数
ｆＢＢＴＸ  送信ベースバンド信号スペクトル
ΔｆＬＯ    送受ＬＯ周波数ずれ
【０００３】
以上の式からダイレクトコンバージョン方式の受信装置は、送信側の送信周波数と受信側のＬＯ周波数が合わないとベースバンドに変換される信号は所望の周波数からオフセットを持った周波数となることがわかる。
【０００４】
ダイレクトコンバージョン方式のトランシーバのアプリケーションが
ΔｆＬＯ＜＜ｆＢＢＴＸ                        （４）
とみなせる場合はｆＢＢＴＸとｆＢＢＲＸがほぼ等しいとみなせるため、受信復調器の受信特性に大きな影響を与えない。
【０００５】
しかしながら、式（４）のようにみなせない場合、具体的にΔｆＬＯがｆＢＢＴＸに近い大きさになった場合はｆＢＢＴＸとｆＢＢＲＸは明らかに異なるため、受信特性に大きな影響を与える。現象を説明すると、ｆＢＢＲＸの周波数がデータレート周期に近接することで受信できる変調指数を超えるために受信特性が悪化する。なお変調指数Ｍの定義は下式の通りである。
Ｍ＝２＊Δｆ／（Ｄａｔａ＿Ｒａｔｅ）      （５）
【０００６】
この問題を解決するために、例えば特許文献１、特許文献２は、ＲＦ信号を中間周波数帯に変換してからＡＤ変換を行い、中間周波数帯以降を全てデジタルで処理し、周波数補正も併せて行っている。一方、特許文献３、特許文献４はベースバンド信号に変換してからＡＤ変換を行い、ベースバンド以降をデジタルで処理し、周波数補正もベースバンド処理部で行っている。
【０００７】
【特許文献１】
特開２０００−２８６８２６号公報
【０００８】
【特許文献２】
特開２０００−２８６９１０号公報
【０００９】
【特許文献３】
特開２０００−４９７６３号公報
【００１０】
【特許文献４】
特開２０００−１７４６７７号公報
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来の方式はいずれも、ダウンコンバート以降にＡＤ変換してデジタルで処理を行っているため、少なくともデジタルフィルタやＡＰＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ  Ｐｏｗｅｒ  Ｃｏｎｔｒｏｌ）を必要とする。ベースバンド帯を扱う場合、フィルタの周波数特性は非常に急峻な特性が求められるため、回路規模は大きくなる傾向にある。ＡＰＣをデジタルで構成する場合、さらに演算部が必要になるので回路規模はアナログ構成と比べて大きくなる傾向にある。加えてデジタル回路規模が大きくなるとデジタルのノイズパワーが大きくなるので、アナログ特性に及ぼす影響が大きくなる。このようにＡＤ変換器を内蔵しデジタル処理を行うことで、回路規模の増大及びデジタルノイズの増大を招いている。
【００１２】
本発明の目的は、デジタル回路の規模を大きくすることなく、受信周波数の周波数補正を行うことができ、受信特性を向上させた復調器および方法、受信装置を提供することである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために本発明では、周波数制御される発振手段からの発振出力に基づき受信信号が変換手段によりベースバンドに変換されたベースバンド信号を復調する復調器であって、前記ベースバンド信号を復調する復調手段と、前記復調手段により復調された復調信号の周波数ずれを検出し、その周波数ずれ量に対応する周波数補正信号を出力する周波数ずれ検出手段と、前記周波数補正信号を前記発振手段に帰還することで前記発振出力を周波数制御してその周波数を調整することで前記ベースバンド信号の周波数を補正する補正手段とを備えた形態の復調器を実施した。
【００１４】
ここで、前記周波数ずれ検出手段は、前記復調信号の偏移の平均値を求めるデジタルフィルタと、前記平均値を量子化する量子化手段と、前記平均値に従って前記量子化手段のスライスレベルを決定し、該スライスレベルを重み付けした値に従って前記周波数補正信号を生成する手段とからなる形態が好ましい。
【００１５】
ここで、前記周波数ずれ検出手段は、前記復調信号の偏移の平均値を求めるデジタルフィルタと、前記平均値を量子化する量子化手段と、前記平均値に従って前記量子化手段のスライスレベルを決定する手段と、該スライスレベルを重み付けした値に従って前記周波数補正信号を生成する手段と、前記ベースバンド信号のＩ／Ｑ信号の周期を測定する手段と、その測定値を重み付けした値に従って前記周波数補正信号を生成する手段とからなる形態が好ましい。
【００１６】
また上記の目的を達成するために本発明では、周波数補正信号および発振手段からの発振出力に基づき周波数制御される変換手段によって受信信号がベースバンドに変換されたベースバンド信号を復調する復調器であって、前記変換手段はフラクショナルＮシンセサイザを含み、さらに、前記ベースバンド信号を復調する復調手段と、前記復調手段により復調された復調信号の周波数ずれを検出し、その周波数ずれ量に対応する周波数補正信号を出力する周波数ずれ検出手段と、前記周波数補正信号に応じて前記フラクショナルＮシンセサイザの分数分周を調整することで前記ベースバンド信号の周波数を補正する補正手段とを備えた形態の復調器を実施した。
【００１７】
また上記の目的を達成するために本発明では、上記のいずれかの形態における受信信号を同変換手段によりベースバンドに変換して復調する受信装置であって、該変換手段により得られたベースバンド信号を所定の低域通過特性によってフィルタするフィルタ手段と、該フィルタ手段により得られた信号を２値化して上記のいずれかの形態における復調器に供給する手段とを備えた形態を実施した。
【００１８】
上記の目的を達成するために本発明ではさらに、周波数制御される発振手段からの発振出力に基づき受信信号を変換手段によりベースバンドに変換し、ベースバンド信号を復調する復調方法であって、前記ベースバンド信号を復調する復調ステップと、前記復調手段により復調された復調信号の周波数ずれを検出し、その周波数ずれ量に対応する周波数補正信号を出力する周波数ずれ検出ステップと、前記周波数補正信号を前記発振手段に帰還することで前記発振出力を周波数制御してその周波数を調整することで前記ベースバンド信号の周波数を補正する補正ステップとを含む形態の復調方法を実施した。
【００１９】
ここで、前記周波数ずれ検出ステップは、前記復調信号の偏移の平均値を求めるデジタルフィルタリングステップと、前記平均値を量子化する量子化ステップと、前記平均値に従って前記量子化手段のスライスレベルを決定し、該スライスレベルを重み付けした値に従って前記周波数補正信号を生成するステップとを含む形態が好ましい。
【００２０】
ここで、前記周波数ずれ検出ステップは、デジタルフィルタを用いて前記復調信号の偏移の平均値を求め、該平均値に従って量子化時のスライスレベルを決定し、該スライスレベルで前記平均値を量子化するとともに前記スライスレベルを重み付けした値に従って前記周波数補正信号を生成するステップと、前記ベースバンド信号のＩ／Ｑ信号の周期を測定し、その測定値を重み付けした値に従って前記周波数補正信号を生成するステップとを含む形態も好ましい。
【００２１】
また上記の目的を達成するために本発明では、周波数補正信号および発振手段からの発振出力に基づき周波数制御される変換手段によって受信信号をベースバンドに変換し、ベースバンド信号を復調する復調方法であって、前記変換手段としてフラクショナルＮシンセサイザを用い、さらに、前記ベースバンド信号を復調する復調ステップと、前記復調手段により復調された復調信号の周波数ずれを検出し、その周波数ずれ量に対応する周波数補正信号を出力する周波数ずれ検出ステップと、前記周波数補正信号に応じて前記フラクショナルＮシンセサイザの分数分周を調整することで前記ベースバンド信号の周波数を補正する補正ステップとを含む形態の復調方法を実施した。
【００２２】
【発明の実施形態】
本発明の受信回路はダイレクトコンバージョン方式のダウンコンバージョンミキサ１２、ベースバンドフィルタ１３、リミッタ回路１４、復調器１５、復調器１５内の周波数ずれ検出回路、および局部発振信号を生成するＰＬＬシンセサイザ１７を含んで構成されている（実施形態１の図１）。周波数ずれ検出回路は、デジタルフィルタ２２と量子化器２４と量子化器２４のスライスレベルを決定する回路２４を含んでいる（実施形態１の図２参照）。
【００２３】
通常復調回路はリミッタ回路の出力を受けて復調を行うが、送信周波数と受信周波数に差があると、Ｓ／Ｎが良好な環境下でも復調誤りが発生してしまう。これは復調回路のデータ検出法の問題である。一般にＩ／Ｑの直交復調データの変化点で互いのデータをサンプルし、サンプルしたデータがすべて変化しない限り復調結果はトグルしない構成になっている（図３の復調器構成例を参照）。図３において、３４は４入力ＮＯＲ、３５は３入力ＮＯＲである。
【００２４】
そのため周波数差が大きい状況下ではサンプルしたデータの変化をとりきれないことが原因となって、データの取りこぼしが発生してしまう。このデータの取りこぼしは先に説明したように、復調器が復調できる限界変調指数を超えてしまうことで発生している。このデータの取りこぼしがＳ／Ｎが良好な環境下でも復調誤りを起こす主な要因である。
【００２５】
前述のデータの取りこぼしを改善するために、本発明ではサンプルしたデータが１つでも変化したらパルスを発生させる方式を採用した（図４参照）。図４において、４０はＤフリップフロップ、４１は排他的論理和回路、４２はセレクタである。
【００２６】
この構成を採ることで受信信号の変化点が増えるため、等価的に式（５）のΔｆが大きくなるので変調指数Ｍが大きくなるため復調できる限界変調指数を上げることができる。さらにＩＱのゼロクロスしている位相面を検出し、その信号がどの程度正方向に偏っているか、または負方向に偏っているかを計算することで復調信号を生成する構成にした。
【００２７】
以上の構成を採ることで周波数ずれを検出することが可能になる。すなわち、位相面の偏りは積分すると周波数情報としても使用できるので、これを周波数補正信号とすることで、データの取りこぼしがなく、周波数ずれにも強い構成とすることができる。具体的に説明すると、周波数ずれがない場合は、位相面信号は正負いずれの方向にも偏りのない信号となるが、周波数ずれがある場合は、周波数ずれの方向に応じて正または負方向に偏る信号となる。具体的な回路で説明すると、図２の構成において、フィルタ出力の動作点のずれとして周波数ずれが現れる。その動作点を検出するためにスライスレベル検出器２３（図５参照）がある。
【００２８】
受信信号のパワーが弱くなり受信Ｓ／Ｎが低下してくると、復調器はノイズにより誤った信号を発生してしまう。復調器は周波数ずれだけではなくＳ／Ｎの低下によってもビットエラーレート特性が悪化するので、本発明ではデータ誤りを改善するために復調データを平滑化して出力を決定する方法を採用した。しかし、ただ単に積分して平均化するだけだと過去の誤ったデータの影響を受けてしまい、Ｓ／Ｎが悪い環境下では期待するほど効果が上がらない場合がある。本発明では過去の誤ったデータの影響を受けない工夫を平均化回路（スライスレベル検出器２３）に施し、Ｓ／Ｎが悪い環境下でも良好な特性を得られるようにした。
【００２９】
図６において説明したように、Ｓ／Ｎの良し悪しに依らず、過渡的なばたつきを打ち消す構成を採り、耐ノイズ性を持たせた。
【００３０】
本発明では復調信号の立ち上がりで正パルス、立下りで負パルスと定義しており、それらのパルスの総和で最終的な復調結果を判定している。この方式を一般化して説明する。復調信号がゼロクロスでｎ回ばたついた後、最終値に到達した場合を考察する。
【００３１】
１）信号の初期値：０、信号の最終値：１の場合
０〜１の変化  （ｎ−１）／２＋１回  ：正パルス
１〜０の変化  （ｎ−１）／２    回  ：負パルス
加算結果：（（ｎ−１）／２  ＋１）−（ｎ−１）／２＝１
２）信号の初期値：１、信号の最終値：０の場合
０〜１の変化  （ｎ−１）／２    回  ：正パルス
１〜０の変化  （ｎ−１）／２＋１回  ：負パルス
加算結果：（（ｎ−１）／２）−（（ｎ−１）／２  ＋１）＝−１
３）初期値と最終値が同じである場合は０〜１、１〜０の変化の回数は同じになるので、加算結果はゼロとなる。
【００３２】
以上説明したように、ゼロクロスのばたつきは加算結果に影響しない。
【００３３】
さらに本発明では復調信号の移動平均をとることでデータを平滑化している。具体的に、移動平均長がｍビットの場合、期待される結果は以下のようになる。
ｍビットａｌｌ”１”の場合  加算結果＝ｎ
ｍビットａｌｌ”０”の場合  加算結果＝０
”１”の発生確率がαの場合  加算結果＝ｍ＊α
この特性を利用して”１”の発生確率が１／２以上である場合は”１”が確からしいとして”１”を復調結果とし、”１”の発生確立が１／２未満の場合は”０”が確からしいとして”０”を復調結果として採用する。
【００３４】
以上の特性を本発明の復調器と組み合わせることで、ノイズ環境下でも良好な復調特性を達成できた。さらに、先に述べたように本発明は、周波数ずれがある場合は周波数ずれの方向に応じて正または負方向に偏る信号を生成する。この信号の偏りを利用することで周波数補正が可能になる。すなわち信号の偏りを打ち消す方向に帰還をかけることによって周波数ずれをゼロに近づけることができる。この偏りの大きさは前述した正負パルスの積分結果から得ているため、回路構成よりも、データレート、周波数偏移といった無線規格に依存している。具体的にデータレートが１．２ｋｂｐｓ、周波数偏移が２．４ｋＨｚの場合を例にとって、パルスの偏りと周波数の偏りの関係を説明する。周波数ずれがない場合、１シンボル区間（１／１．２ｋ）ＩＱ信号は２周期存在する。この場合、以下のようになる。
正パルス  ８個
負パルス  ８個
（Ｉ、Ｑから発生するパルスの和）
【００３５】
周波数ずれがないので正負パルスの数が一致する。この８パルスは周波数偏移と等価であることに着目すると、２４００Ｈｚ／８パルス＝３００Ｈｚ／パルスとなり、１パルスあたり３００Ｈｚ周波数解像度を持つことが分かる。すなわち、周波数補正を行った結果は−３００〜＋３００Ｈｚの誤差を持ってしまう。
【００３６】
しかしながら本発明では、さらにＩ／Ｑ周期測定回路を備えることで、周波数解像度を上げている。本回路は、Ｉ・Ｑリミッタ出力は周波数情報と位相情報の両方を併せ持つことに着目して設けられたもので、ＩまたはＱの周期を検出し、期待値との差を求め、その差を周波数補正分に変換する機能を有する。この回路を併せ持つことで、周波数ずれを理論上ゼロにすることができる。
【００３７】
以上説明した補助回路の構成を実施形態３の図１１に示す。図１１の制御回路１１６は、全体を制御する信号を発生する。レジスタ及び積分器１１７は、入力信号Ｉ＿Ｑの周期を測定し、その測定結果を積算する。判定回路１１８は、積分結果から周波数ずれの大きさを判定する。レジスタ１１９は、判定された結果を格納する。以上説明したように復調前のＩ／Ｑ信号周期を直接測定するので、式（３）のΔｆＬＯを正確に求めることができる。
【００３８】
以上、周波数補正の具体的な構成について述べた。周波数補正信号の制御先はシステム構成によって様々に選択できる。本発明ではＴＣＸＯとフラクショナルＮシンセサイザを選択しており、詳細については以下の発明の実施形態に記載の通りである。
【００３９】
本発明によって、デジタル回路を大きくすることなく信号Ｓ／Ｎが悪い環境下においても復調が可能になり、さらに送受信の周波数のずれに対しても非常に耐性のある受信装置を構成することができる。
【００４０】
以下、本発明に係る受信装置の実施形態について詳細に説明すると、本発明に係る受信装置は、ダイレクトコンバージョン方式のダウンコンバージョンミキサ１２、ＰＬＬシンセサイザー１７、ベースバンドフィルタ１３、リミッタ１４、復調器１５、そして復調器１５内のデジタルフィルタ２２すべてを１チップに内蔵して実施したものである。
【００４１】
（実施形態１）
本発明の構成は図１に示すように、受信信号はＬＮＡ（Ｌｏｗ  Ｎｏｉｓｅ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）１１で増幅され、その増幅された信号は、ダイレクトコンバージョンミキサー１２でベースバンド周波数にダウンコンバートされる。ベースバンド周波数にダウンコンバートされた受信信号はフィルタ１３で高域を除去され、リミッタ１４で２値化され、その２値化信号が復調器１５に入力される。
【００４２】
本発明の復調器１５の構成は図２に示す通りである。最初に復調部２１に入りＩＱ信号から１／０判定を行う。しかしながら、この復調出力はＳ／Ｎや送受信の周波数ずれのためノイズを含んでいる。そのため次段のデジタルフィルタ２２で帯域を制限することでノイズを低減し、さらにデジタルフィルタ２２の動作点をスライスレベル検出器２３で求めることで、周波数ずれがあっても最適な量子化が可能になっただけなく、スライスレベル自体が周波数ずれの情報を具備しているため、周波数補正も可能になった。
【００４３】
この点は前述した通り、復調部２１から出力されるパルスの積分結果から求めることができる。本発明では、当該信号に重み付けの係数をかけ合わせ、その結果をＤＡ変換してＴＣＸＯ１６へ帰還してやることで周波数補正機能を実現した。本発明の機能を一般式で表すと以下のようになる。（３）式より
2004248102.tif 000003
ゆえに
2004248102.tif 000004
【００４４】
式（７）に示したように周波数補正機能を実現できる。なお、デジタルフィルタ２２の構成は、図７の各段の遅延素子７３のフィルタゲインが１である移動平均フィルタとした。移動平均のサンプリング速度は最適化を行った結果、データレートの８０倍サンプリングを選択した。移動平均のサンプリング速度が高いほどフィルタ効果が高くなる傾向があるが、あるところから効果が飽和してしまう。本発明では前述のフィルタの効果が飽和しない最適なサンプリング速度を選択している。
【００４５】
さらに、スライスレベル検出器２３を図５に、量子化器２４の構成を図８に示す。
【００４６】
図５において、サーチ回路５０で入力データをサーチして最大値（Ｍａｘレベル５１）と最小値（Ｍｉｎレベル５２）を検出し、これらから加算器５３およびアンプ５４によって相化平均を求める。
【００４７】
図８において、減算器８０によって、デジタルフィルタ２２の出力とスライスレベル検出器２３の出力の差を求め、計算結果の符号ビットを量子化器２４の出力とする。
【００４８】
本発明では、ＴＣＸＯ１６の中心周波数は１４．４ＭＨｚで±１０ｐｐｍの補正が可能なものを採用した。ＴＣＸＯ１６に補正をかけるＤＡ変換器は８ビットを採用している。その結果、ＴＣＸＯ１６の周波数調整は０．５６２５Ｈｚピッチで調整可能になるが、本発明では必要十分な周波数分解能である。
【００４９】
一般に周波数補正は常に動作しており、ＰＬＬシンセサイザ１７の過渡現象を小さくするためにＴＣＸ１６Ｏへのループフィルタの時定数を大きくしている。しかしながら、ＴＣＸＯ１６へ周波数補正をかけるとＰＬＬシンセサイザループにも小さいながらも過渡現象が現れ、ＶＣＯ１９の再引き込みが起こる。再引き込みに時間がかかると通信時間が長くなるため、低消費電力化が難しい。
【００５０】
本発明では通常の周波数補正と低消費電力化のため、再引き込みを極力少なくするモードを併せ持つ。具体的には、プリアンブル期間に周波数ずれ量を検出し、周波数補正をかけ、プリアンブル終了前に周波数補正を完了し、周波数補正回路を停止させるという機能である。この機能は特に、連続通信ではなく、パケット通信時に有効な機能となる。
【００５１】
（実施形態２）
本発明の構成を図９に示す。ＴＣＸＯ１６への帰還、ＰＬＬシンセサイザの構成以外は実施形態１と同じである。
【００５２】
周波数補正は実施形態１とは異なり、ＴＣＸＯ１６に帰還をかけることなく行っている。実施形態２ではＰＬＬシンセサイザをフラクショナルＮシンセサイザ９７で構成し、その分周比を変えることで周波数補正を行っている。周波数補正機能を一般式で表すと以下のようになる。
2004248102.tif 000005
【００５３】
式（８）のように分周を分数分周することにより、チャネル周波数よりも小さな周波数間隔で周波数を調整することが可能になるため、周波数補正することができる。
【００５４】
本発明では１チャネル幅を１２．５ｋＨｚとしてフラクション数を２５６とした。これで周波数分解能は〜５０Ｈｚを実現した。周波数補正信号の大きさによって１チャネル内で（０／２５６）〜（２５５／２５６）のフラクションチャネルに割り当てられる。具体例を示すと、周波数補正信号を６４とすると、シンセサイザ９７の設定が既存設定値＋６４／２５６チャネルとなるためＶＣＯ１９の周波数は、
１２．５ＫＨｚ＊６４／２５６＝３．１２５ＫＨｚ
だけずれることになる。この機能で周波数補正を可能とすることができる。
【００５５】
実施形態１と同様に、本発明では通常の周波数補正と低消費化のため、再引き込みを極力少なくするモードを併せ持つ。具体的には、プリアンブル期間に周波数ずれ量を検出し、周波数補正をかけ、プリアンブル終了前に周波数補正は完了し、周波数補正回路は停止するという機能である。この機能は特に連続通信ではなく、パケット通信時に有効な機能となる。
【００５６】
（実施形態３）
実施形態１の変形として、図２の復調器１５にＩ／Ｑ周期測定回路１００を追加し、その測定結果に重み付けすることで周波数解像度を上げている例を図１０に示す。Ｉ／Ｑ周期測定回路１００は図１１に示す通りである。図１１の回路１００は、Ｉ・Ｑリミッタ出力が周波数情報と位相情報の両方を併せ持つことに着目して設けられたもので、ＩまたはＱの周期を検出し、期待値との差を求め、その差を周波数補正分に変換する機能を有する。この回路１００を併せ持つことで、周波数ずれを理論上ゼロにすることができる。
【００５７】
レジスタ及び積分器１１７は、入力信号Ｉ＿Ｑの周期を測定し、その測定結果を積算する。判定回路１１８は、積分結果から周波数ずれの大きさを判定する。レジスタ１１９は、判定された結果を格納する。以上説明したように復調前のＩ／Ｑ信号周期を直接測定するので、送受信ＬＯ周波数ずれΔｆＬＯ（式（３））を正確に求めることができる。
【００５８】
【発明の効果】
本発明によって、回路規模を大きくすることなく、信号のＳ／Ｎが悪い環境下においても復調が可能になり、さらに送受信の周波数のずれに対しても非常に耐性のある復調器および受信装置を構成することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る受信装置の実施形態１のブロック構成図である。
【図２】図１の受信装置の要部である復調器のブロック構成図である。
【図３】図１に示した復調器内の復調部の構成例の回路図である。
【図４】図１に示した復調器内の復調部の別の構成例の回路図である。
【図５】図１に示した復調器内のスライスレベル検出器の構成図である。
【図６】図５に示したスライスレベル検出器の動作の特長を説明する説明図である。
【図７】図１に示した復調器内のデジタルフィルタの構成図である。
【図８】図１に示した復調器内の量子化器２４の構成図である。
【図９】本発明に係る受信装置の実施形態２のブロック構成図である。
【図１０】本発明に係る受信装置の実施形態３の要部のブロック構成図である。
【図１１】図１０に示した復調器の要部のブロック構成図である。
【符号の説明】
１１  ローノイズアンプ
１２  ダウンコンバージョンミキサ
１３  ベースバンドフィルタ
１４  リミッタ回路
１５  復調器
２１  復調部
２２  デジタルフィルタ
２３  量子化器のスライスレベルを決定する回路
２４  ＦＩＲフィルタの結果を２値化する量子化器
２５  ＤＡ変換器
２６  復調器出力信号
２７  フィルタ出力
２８  量子化器のスライスレベル信号
２９  反転器
３４  ４入力ＮＯＲ
３５  ３入力ＮＯＲ
４０  Ｄフリップフロップ
４１  排他的論理和
４２  セレクター
７３  遅延素子
１００  Ｉ／Ｑ周期測定回路
１１６  補助回路の制御部
１１７  レジスタ及び積分器
１１８  判定回路
１１９  ＤＡ変換器用レジスタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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