(57)【要約】【課題】負荷対象に電圧を供給する際、電圧値に対して広範囲にわたって定電力制御を行う。【解決手段】交流（ＡＣ）電源からランプ負荷８に電圧供給を行う場合、まず、第１の整流平滑回路１によって、交流電源から第１の直流電圧源（ＤＣ１）を作成し、ＯＮ／ＯＦＦ動作を行うスイッチング素子ＳＷ１と、さらに、電流を整流平滑して負荷対象に電圧を供給するための第２の直流電圧源（ＤＣ２）を作成するインダクタＬ１を設ける。また、電圧検出回路５及び電流検出回路６によって、ランプ負荷の負荷電圧及び負荷電流を検出し、これらの検出結果を乗算器４に供給して、負荷電圧と負荷電流との積（乗算器からの出力）を取得する。乗算器からの出力は、増幅器３、フォトカップラＰＣ１、カレントモードＰＷＭ制御回路２を介して、スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ制御を行い、乗算器からの出力が所定の値で一定となるよう制御する。【選択図】        図１
2004248343.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源から供給される電圧を負荷対象に供給する際、前記負荷対象に定電力が供給されるよう制御する定電力制御回路であって、
前記交流電源から第１の直流電圧源を作成する第１の整流平滑回路と、
前記第１の整流平滑回路から前記負荷対象に供給する電力をＯＮ／ＯＦＦするスイッチング素子と、
前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作で制御される電流を整流平滑して、前記負荷対象に電圧を供給するための第２の直流電圧源を作成するインダクタと、
前記負荷対象の電圧を検出する電圧検出回路と、
前記負荷対象の電流を検出する電流検出回路と、
前記負荷対象の前記電圧と前記電流との積を出力する乗算器と、
前記乗算器の出力に応じて前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ制御を行う制御回路とを有し、
前記電圧検出回路と前記電流検出回路と前記乗算器と前記制御回路とが電力変化に対して負のフィードバック制御を行う閉ループ回路を構成し、前記制御回路によって前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ制御が行われて、前記乗算器の出力が所定の値に収束し、前記負荷対象の前記電圧と前記電流との積が略一定となるよう構成されている定電力制御回路。
【請求項２】
前記制御回路は、前記インダクタのピークインダクタ電流と前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作のタイミングを決定するパルス信号とが供給されて、前記供給されて電圧変換された前記ピークインダクタ電流の電圧値が、前記乗算器の出力に応じて設定される閾値電圧を超えた場合に、前記スイッチング素子の導通を終了するよう制御するものであって、前記インダクタの前記ピークインダクタ電流を前記パルス信号単位で制御することが可能なカレントモードＰＷＭ制御回路であることを特徴とする請求項１に記載の定電力制御回路。
【請求項３】
前記制御回路に基準電圧を供給するシャントレギュレータを有し、
前記乗算器の出力が、前記シャントレギュレータの基準電圧源によって決まる値に収束することを特徴とする請求項２に記載の定電力制御回路。
【請求項４】
前記基準電圧源は、所定の基準電位が設定されている第１の回路系と、前記乗算器及び前記シャントレギュレータを含み、前記所定の基準電位とは異なる基準電位が設定されている第２の回路系とによって構成されていることを特徴とする請求項３に記載の定電力制御回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、過渡期間の急峻な負荷電圧変化の追随を可能とする定電力制御回路に関し、定常期間の負荷電圧変化に対して広帯域な定電力供給が要求され、また、ＡＣ電源の商用周波数や高周波スイッチングによるリップルが低減化された性能が要求される、画像映写用プロジェクタの光源や照明装置の光源などとして用いられる放電灯を主に負荷対象とするＡＣ／ＤＣ定電力コンバータ機器における定電力制御回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、定電力制御回路を実現するための方式として、下記の３通りの方式が存在し、実用化されている。
（１）負荷電圧と負荷電流を検出し、コンパレータを介してＰＷＭ（パルス幅変調：Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御する負荷電圧と負荷電流との加算型擬似狭帯域定電力方式。
（２）上記の（１）の方式を改善するために負荷電流を検出し、電流値に応じて回路定数を切り替える複数擬似定電力方式。
（３）マイコン使用の広帯域定電力制御方式。
【０００３】
まず、下記の特許文献１における従来の技術として記載されている従来例（１）の定電力制御回路について説明する。図５は、従来の放電灯（ランプ）用電源回路である定電力制御回路の第１の例を示す図である。図５において、Ｅ１は交流電源を整流平滑した直流電圧源であり、この直流電圧源Ｅ１からの直流電圧が、ＰＷＭ制御スイッチング回路１０１に供給される。ＰＷＭ制御スイッチング回路１０１は、差動増幅器（ＭＩＸ）Ａ３からの入力に応じて、パルス幅制御したスイッチングを行い、電圧ＶＬ、電流ＩＬを出力する。この電圧ＶＬ、電流ＩＬは、ランプ負荷ＲＬ及び増幅器Ａ２に供給される。
【０００４】
ここで、仮に増幅器Ａ２及び加算器１０２が存在しない場合を考える。この場合、検出抵抗ＲＳには電流ＩＬが流れ、検出抵抗ＲＳに発生した電圧は増幅器Ａ１に入力されて、所定のゲインで増幅される。そして、増幅器Ａ１の出力電圧は、差動増幅器Ａ３の一方の端子に入力され、この電圧が他方の端子に入力される基準電圧Ｖｒｅｆ０に等しくなると、この系が安定し、出力電流ＩＬが決まる。なお、検出抵抗ＲＳは小抵抗であり、無視できるので、ＶＬ＝ＩＬ×ＲＬとなる。
【０００５】
一方、この回路に増幅器Ａ２及び加算器１０２を追加した場合（図５に示す定電力制御回路）を考える。この場合、増幅器Ａ２は電圧ＶＬを所定のゲインで増幅する。加算器１０２は、増幅器Ａ２の出力電圧と増幅器Ａ１の出力電圧とを加算し、この加算結果は、差動増幅器Ａ３の一方の端子に供給される。
【０００６】
図６は、従来の擬似定電力特性と理想的な定電力特性とを示すグラフである。
図５に示す定電力制御回路では、電圧ＶＬ及び電流ＩＬは、図６のグラフ（１）に示すように、電圧ＶＬが高くなるに従って電流ＩＬが減少する特性となる。しかし、電力ＰＬは電圧ＶＬと電流ＩＬとの積であって加算ではないので、理想的な定電力特性を示す図６のグラフ（２）との比較から、電圧ＶＬが低電圧と高電圧のところで積と和との乖離が大きくなっていることが判る。すなわち、定電力であると言える範囲は、図６のグラフ（１）と図６のグラフ（２）とのＶ−Ｉ特性が擬似的に一致するセンタの狭い範囲であり、このため、図６のグラフ（１）は擬似定電力と呼ばれる。
【０００７】
また、図７は、従来のパルス幅制御回路の代表的な一例を示す図である。一般に、従来のＰＷＭ制御スイッチング回路１０１は、例えば、図７に示すように構成されている。ＰＷＭコンパレータと呼ばれる差動増幅器５１の反転端子側には、抵抗ＲＴとコンデンサＣＴの時定数から作成される、のこぎり波電圧を発生する発振器５３が接続される。一方、差動増幅器５１の非反転端子側には、負荷電流ＩＬ、負荷電圧ＶＬを検出したデータ、又は、負荷電流ＩＬと負荷電圧ＶＬとの加算値に比例した値が入力される差動増幅器５０の出力端子が接続される。
【０００８】
差動増幅器５１からの出力は、一方にデッドタイムコントロール電圧Ｐ１１などが供給されるＯＲ回路５２に入力される。そして、ＯＲ回路５２からの出力は、次段のＤフリップフロップ（Ｆ／Ｆ）５４、ＮＯＲ回路５７、５８に供給される。Ｄフリップフロップ５４からの出力は、一方に出力コントロール電圧Ｐ１０が入力されるＡＮＤ回路５５、５６に供給され、ＡＮＤ回路５５、５６からの出力は、ＮＯＲ回路５７、５８に供給される。そして、ＮＯＲ回路５７、５８の出力端子は、プッシュプルトランジスタ（エミッタ）増幅器Ｑ１０、Ｑ１１に接続される。
【０００９】
図８は、図７に示す従来のパルス幅制御回路におけるタイミングチャートである。なお、簡単化のため、図８では、デッドタイムコントロール電圧Ｐ１１及び出力コントロール電圧Ｐ１０は省略する。図８（ａ）〜（ｆ）には、コンデンサＣＴにおける電圧、Ｆ／Ｆ５４のＣｋ入力、Ｆ／Ｆ５４の出力Ｑ、Ｆ／Ｆの反転出力Ｑバー、プッシュプルトランジスタ増幅器Ｑ１０及びＱ１１のエミッタへの出力の各波形が図示されている。
【００１０】
差動増幅器５０の出力（図８（ａ）の点線で示されるフィードバック電圧Ｐ１２）が、反転端子側に供給されるのこぎり波電圧（図８（ａ）のコンデンサＣＴ）を超えた場合、差動増幅器５１及びＯＲ回路５２からは、方形波パルスが出力される。ＯＲ回路５２からの出力は、図８（ｂ）のＦ／Ｆ５４のＣｋ入力のようになる。このとき、Ｄフリップフロップ（Ｆ／Ｆ）５４の出力Ｑ、Ｄフリップフロップ（Ｆ／Ｆ）５４の反転出力Ｑバー、そして、ＡＮＤ回路５５、５６とＮＯＲ回路５７、５８とにより構成される論理回路を介してプッシュプルトランジスタ増幅器Ｑ１０、Ｑ１１のエミッタに出力される各波形は、図８（ｃ）〜（ｆ）のように図示される。そして、例えば、このプッシュプルトランジスタ増幅器Ｑ１０、Ｑ１１のエミッタからの出力が、後述の図１１に示すダウンコンバータ（降圧型チョッパ回路）ＢＬ２に供給されるよう構成された回路が、ＰＷＭ制御スイッチング回路１０１である。
【００１１】
次に、図５の定電力制御回路の具体的な例について説明する。図９は、図５に示す定電力制御回路の具体例を示す図である。図９に示す回路は、図５に示す回路に存在する電流検出のための増幅器Ａ１を抵抗Ｒ６で置き換えた回路であり、図５に示す回路と同様に基準電圧源Ｖｒｅｆ０に収束するように安定化される。この回路系のＰＬ（＝ＶＬ×ＩＬ）の伝達関数は次式となる。
ＰＬ＝−Ｋ２／ＲＳ×（ＶＬ−Ｋ１／Ｋ２）×ＶＬ
（ただし、Ｋ１、Ｋ２は定数）
【００１２】
図１０は、図５に示す回路系の電力伝達関数を示すグラフである。なお、図１０では、横軸をＶＬ、縦軸をＰＬとして電力伝達関数のグラフが図示されている。図１０に示すように、電力伝達関数の特性カーブは、必ず軸の原点ｏを通る負の放物線である。したがって、電力ＰＬが略一定とみなせる範囲は狭帯域であり、例えば、２００Ｗの超高圧水銀ランプを負荷対象とした場合、せいぜい±１２Ｗの範囲が実用上使用可能な範囲となる。これ以上の電力が印加された場合にはランプ温度が高くなってランプが破裂する可能性があり、逆に、これ以下の電力では輝度不足や水銀の蒸発が少なくなり、フリッカーの発生などの不具合が生じることが知られている。すなわち、この回路方式では、せいぜいＶＬ＝７０Ｖ〜１２０Ｖが実用範囲である。
【００１３】
ショートギャップ化によってランプ電圧は低電圧方向に移行するため、ランプの輝度を向上させるためには不可欠なショートギャップ化の妨げとなっている。
他方、高い電圧に対しては上記の範囲を超えないようにシャットダウン保護回路を設ける必要があるが、ランプの経年変化による電極磨耗でランプ電圧が上昇し、このシャットダウン保護回路の閾値電圧によってランプ寿命が短縮する結果となる。
【００１４】
また、図１１は、従来の放電灯（ランプ）用電源回路である定電力制御回路の第２の例を示す図であり、ＡＣ電圧源及びＡＣ／ＤＣコンバータを含む回路の一例を示す図である。図１１に示す定電力制御回路では、商用周波数の交流（ＡＣ）電源から整流平滑回路１を介して第１の直流（ＤＣ）電圧源ＤＣ１が作成される。この回路は、インダクタＬ１とＯＮ／ＯＦＦ動作のスイッチング素子ＳＷ１、該スイッチング素子ＳＷ１の制御回路ＢＬ１、該インダクタＬ１を介してＯＮ／ＯＦＦ電流を整流平滑した第２の直流（ＤＣ）電圧源ＤＣ２、スイッチングパルスを平滑するコンデンサＣ２、ランプ負荷８の絶縁破壊を行うイグナイタ回路７などにより構成されている。
【００１５】
また、ランプ負荷８の電圧ＶＬの検出が可能な分割抵抗Ｒ３１、Ｒ３２から、非反転増幅器１５、基準電圧源Ｖｒｅｆ１を有する反転増幅器１６、電力調整用ボリュームＶＲ２を介して非反転増幅器１７の反転端子に接続されている。さらに、電流ＩＬの検出が可能な抵抗ＲＳから、非反転増幅器１０を介して非反転増幅器１７の非反転端子に接続されている。そして、非反転増幅器１７の出力によって、ＰＷＭ制御スイッチング回路１８を介してスイッチング素子ＳＷ１のＯＮ／ＯＦＦ動作の制御が行われる。
【００１６】
この定電力制御回路は、図５及び図９の回路と同様に、電圧、電流の加算器となっている。そして、この定電力制御回路によって発生する擬似定電力（すなわち、反転増幅器１６の反転端子電圧）は、非反転端子の基準電圧源Ｖｒｅｆ１となり、かつ、非反転増幅器１７の非反転端子電圧が反転端子電圧と等しくなるよう電流ＩＬがＰＷＭ制御され、すなわち、電力に対して負のフィードバック制御が行われて安定化される。
【００１７】
スイッチング素子ＳＷ１が短絡（導通）時には、負荷電圧ＶＬによって、第１の直流（ＤＣ）電圧源ＤＣ１からインダクタＬ１を介してコンデンサＣ２、ランプ負荷８などに電流が供給される。一方、スイッチング素子ＳＷ１が開放時には、スイッチング素子ＳＷ１の短絡時にインダクタＬ１に貯蔵された磁気エネルギーが、フライフォイールダイオードＤ２、インダクタＬ１、そしてコンデンサＣ２、ランプ負荷８などの経路で電流として放出される。
【００１８】
図１１に示す回路によって作成された電圧ＶＬ、電流ＩＬは、整流、平滑されたＤＣ電圧、ＤＣ電流である。この電圧、電流を検出してＰＷＭ制御を行う従来の方式は、定常時の平均値制御であり、商用周波数の交流（ＡＣ）電源が有する５０／６０Ｈｚの低周波数リップル（ブリッジ整流後は１００／１２０Ｈｚに変換された周波数リップル）や、スイッチング素子ＳＷ１の高周波スイッチング（一般には１０ｋＨｚ〜１０００ｋＨｚ）によるリップル変動を抑制するには限界がある。したがって、どうしても整流平滑回路１のコンデンサＣ１の容量を大きくせざるを得ないことになり、小型化ができない、コストが下がらないなどの問題が生じる。
【００１９】
また、第２の直流（ＤＣ）電圧源のコンデンサＣ２の容量を大きくした場合には、ランプ負荷８へのインラッシュ電流が大きくなって電極の寿命に影響を与えることとなる。さらに、ランプ負荷８がイグナイタ７によりブレークダウンしてから、グロー放電及び安定したアーク放電に移行する過渡期間（１μ秒〜１００μ秒）では、コンデンサＣ２のコンデンサエネルギーが瞬間的に放電する。したがって、連続的エネルギーを必要とするランプ負荷８に対して、インダクタＬ１からの電流供給に切り替えるためにも、できるだけコンデンサＣ２の容量を小さくする必要がある。しかしながら、コンデンサＣ２の容量を小さくした場合には、逆に高周波スイッチングによるリップル変動がランプ負荷８との音響共鳴を引き起こす要因となることや、プロジェクタ画面上のノイズ要因になりやすいなどの欠点がある。
【００２０】
第２の直流（ＤＣ）電圧源のコンデンサＣ２とランプ負荷８との関係については、特に厳しい制約条件があるので、まず、ランプ特性との関連について説明し、現在問題になっていることをより明確化する。図１２は、従来のメタルハライドランプなどの放電ランプの典型的な放電電流及び電圧特性を示すグラフである。この種のランプを点灯させる際には、まず、イグナイタ７により高電圧パルスを供給してバルブの電極間をブレークダウンし、放電を開始させる。これは図１２のｏ−Ａ付近の領域に相当する。
【００２１】
バルブの電極間のブレークダウンに必要な高圧パルスは、通常数ｋＶ以上である。ランプのブレークダウンに続いて始まる不安定な期間（この期間を第１次テイクオーバと呼ぶことにする）から、ランプはグロー放電段階に入る。なお、第１次テイクオーバは、典型的には数μ秒〜数１０μ秒間継続するものであり、図１２のＢ点付近に相当する。また、グロー電圧は略一定であり、ランプの特性によって異なるが、グロー電圧の値は通常１５０〜２００Ｖ程度である。
【００２２】
放電を維持するために必要な放電維持電圧は、第１の直流電圧源ＤＣ１から供給される。グロー放電への移行エネルギーはコンデンサＣ２に蓄えられた充電電圧により生成され、（１／２）ＣＶ２となることが知られている。なお、Ｃはコンデンサの容量、Ｖは充電電圧を示す。グロー放電への移行後、すみやかにアーク放電に移行（第２次テイクオーバと呼ぶことにする）するためには、十分なエネルギーが必要とされる。すなわち、グロー放電の熱で電極が加熱されて熱電子電流が多くなるに従って、グローからアークへの障壁を超えて、アーク放電を開始することが可能となる。
【００２３】
従来の技術では、コンデンサＣ２はランプ点灯のためだけではなく、アーク放電後の高周波リップル電流を低減するための平滑用コンデンサとしての役割が大きい。この高周波リップル電流は、ダウンコンバータＢＬ２が高周波（数１０ｋＨｚ〜数１００ｋＨｚ）でスイッチングしているために発生するリップル成分であり、ランプ負荷８の音響共鳴によるアーク不安定のリスクを低減するために平滑される必要がある。典型的にはリップル含有率を５％以下にするため、平滑用のコンデンサＣ２として、０．１μＦ〜１０μＦの容量のコンデンサが一般的に使用される。
【００２４】
ダウンコンバータＢＬ２から供給される電力は、主に、アーク放電への移行後のゆっくりとしたランプ電圧変化における電力制御に利用されるが、グロー放電段階においても適切なエネルギーを供給できるようにダウンコンバータＢＬ２を制御し、典型的には数１００ｍＡのグロー電流を供給できると考えられている。
【００２５】
しかしながら、平滑用として使用するコンデンサＣ２の容量が大きい場合、ランプ負荷８のブレークダウンからアーク放電までの速い動作にダウンコンバータＢＬ２の動作が応答しきれず、グロー放電段階にはダウンコンバータＢＬ２からランプ負荷８に対して、連続的な電力の供給がほとんどできていない。すなわち、ダウンコンバータＢＬ２からの電流は、いったんコンデンサＣ２に充電されるので、ランプ負荷８に対して、すぐに供給することはできない。
【００２６】
実際には、コンデンサＣ２の充電電圧がランプ負荷８に放電するエネルギーによってアーク放電への移行を行っている。このエネルギーは、瞬間的には高いが連続的ではないので、しばしばアーク放電は失敗し、ブレークダウンとグロー放電及び第２次テイクオーバの領域との間を往復しながら徐々に電極が加熱されて、アーク放電に達する。
【００２７】
この往復する回数は、ランプ自身の点灯の性能の善し悪しに依存する。すなわち、図１２において、Ｂ点、Ｄ点、Ｅ点、Ｆ点の電圧レベルの高いランプは、点灯性能が悪く、ブレークダウンとグロー放電及び第２次テイクオーバの領域との間を何度も往復することとなる。そして、ブレークダウンとグロー放電及び第２次テイクオーバの領域との間を往復する度に、ランプ負荷８の電極間に高圧パルスが供給され、スバッタによってランプの内壁が電極素材のタングステンで覆われて、ルーメン出力が低下してしまう。したがって、コンデンサＣ２の容量をいたずらに大きくして充電エネルギーを大きくしても、実際には、ランプの点灯性能はほとんど変わらない。
【００２８】
これを改善する方法として、下記の特許文献２には、過渡期間はコンデンサＣ２を小さい定数としておき、定常時になった場合には、コンデンサＣ２に大きな容量を追加する方法が開示されている。
【００２９】
また、狭帯域の定電力範囲を改善するために、従来例（２）として負荷電流を検出し、検出された電流値に応じて回路定数を切り替える複数擬似定電力方式が特許文献１に開示されている。図１３は、従来の負荷電流を検出して、その電流値に応じて回路定数を切り替える方式における回路系の電力伝達関数を示すグラフである。図１３に示すように、この技術は、狭帯域擬似定電力カーブを、定数を切り替えて複数重ね合わせ、電力のフラット範囲を拡張させるものである。
【００３０】
図１４は、従来の放電灯（ランプ）用電源回路である定電力制御回路の第３の例を示すものであり、具体的に、図１１の制御回路ＢＬ１の部分を変更した回路の一例を示す図である。図１４に示す回路は、電流値に応じて定数の切り替えを行うためのものであり、図１１の回路を改善したものである。図１４の回路では、電圧ＶＬと電流ＩＬとを検出してＰＷＭ制御スイッチング回路１８の非反転増幅器１７に入力させ、ＰＷＭ制御スイッチング回路１８の出力によってインダクタＬ１に接続されたスイッチング素子ＳＷ１を駆動させる定電力ＤＣコンバータの制御回路部分のみが示されている。
【００３１】
図１４に示す回路では、ランプ電圧ＶＬの検出が可能な分割抵抗Ｒ３１、Ｒ３２から、非反転増幅器１５及び基準電圧源Ｖｒｅｆ１を有する反転増幅器１６を介して、ＰＷＭ制御スイッチング回路１８の非反転増幅器１７の反転端子に接続されている。また、非反転増幅器１７の他方の非反転端子には、放電灯電流ＩＬを検出抵抗ＲＳで検出し、非反転増幅器１０、抵抗Ｒ１２、Ｒ２０、Ｒ２２を介して接続されるよう構成されている。この回路構成において、抵抗Ｒ１２と抵抗Ｒ２０との間の接続点から、トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３のＯＮ／ＯＦＦに応じて、切り替え用抵抗Ｒ１７、Ｒ１８、Ｒ１９に接続又は非接続となる切り替えを可能にしている。
【００３２】
また、非反転増幅器１０の出力を反転増幅器１１を介してコンパレータ１２、１３、１４の反転端子に共通に供給し、各コンパレータ１２、１３、１４の他方の非反転端子には、分割抵抗Ｒ１３、Ｒ１４、Ｒ１５、Ｒ１６、電力調整ボリュームＶＲ１による切り替え電流値に応じて、電圧源Ｐ１から閾値電圧を付加させる。この構成により、電流値に応じて、図１３に示すような複数の擬似定電力特性が得られ、負荷電圧ＶＬに対して負荷電力ＰＬが平坦となる範囲を広帯域化することが可能となる。例えば、超高圧水銀ランプ２００Ｗの場合、±１２Ｗの偏差が少なくともランプ電圧ＶＬ＝６０Ｖ〜１４０Ｖの広範囲で実現可能である。
【００３３】
また、図１５は、従来の放電灯（ランプ）用電源回路である定電力制御回路の第４の例を示すものであり、マイコンを利用して定電力制御を行うための回路を示す図である。なお、図１５に示す回路は、従来例（３）の一例であり、図１１の制御回路ＢＬ１内の非反転増幅器１５、反転増幅器１６部分をマイコン２０、Ｄ／Ａコンバータ２１に置き換え、電流検出用の非反転増幅器１０の非反転端子に電力コントロールＶＲ２を付加したものである。
【００３４】
図１５に示す回路では、電圧ＶＬと電流ＩＬとを検出してマイコン２０に印加し、電圧ＶＬと電流ＩＬとの積が一定となるようにプログラム制御されたマイコン２０のデジタル出力を、Ｄ／Ａコンバータ２１でアナログ値に変換し、このアナログ値を非反転増幅器１７に供給する。
【００３５】
図１６は、図１５に示す定電力制御回路の電流特性及び電力特性を示す図である。マイコンを利用した従来例（３）は、従来例（１）及び（２）とは異なり、電力ＰＬは和ではなく積となっているので広帯域にわたって定電力化を実現することが可能である。
【００３６】
また、図１７は、従来の力率補正コンバータの代表的な回路の一例を示す図である。最近は、電源の高調波規制、力率改善、ワールド電源を主目的として、図１７に示すような力率補正制御回路３０を含む昇圧型チョッパ方式の力率補正コンバータ（ＰＦＣコンバータ）ＢＬ３０を整流平滑回路１の後段に挿入する場合がある。
【００３７】
【特許文献１】
特許番号第２９９２０２３号（段落０００２〜００３２、図１〜図９、図１３）
【特許文献２】
特開２０００−１２３９８９号公報（段落０００２〜００５６、図１〜図１３）
【００３８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、例えば、マイコンを利用して定電力制御を行う方式を採用した図１５に示す回路では、超高圧水銀ランプやメタルハロイドランプが有する特性、すなわち、グロー放電からアーク放電に移行してランプ電圧が１５Ｖ付近から徐々に上昇していく特性を有する放電灯（ランプ）の場合、定電流モードから定電力モードに切り替わる点Ｐ１０が存在する。マイコン２０の制御は、この電圧の上昇速度に追随することができず、図１６（ａ）に示すように定電流領域が定電力領域にまで入り込んでしまい（Ｚで示す部分）、図１６（ｂ）に示すように、この影響によって過大電力が発生してしまう（Ｚで示す部分）という問題がある。
【００３９】
また、例えば、電流値に応じて定数の切り替えを行う方式を採用した図１４に示す回路では、ランプ電圧ＶＬ＝７０Ｖ〜９０Ｖの範囲でトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３を切り替えることとなる。したがって、４モードの擬似定電力特性が重なり合う関係上、定数切り替えごとに電力カーブが変化するため、電圧ＶＬに対して電力ＰＬが平坦化になるよう収束させるためには、電力調整ボリュームＶＲ２と、７０Ｖ〜９０Ｖの平坦化調整ボリュームＶＲ１とを交互に調整する必要がある。さらに、後述の図１６に示すように、実際には、定電力モード移行前に定電流モードが存在し、その定電流値を調整するためのボリュームとの交互調整も必要となり、調整が複雑となって時間がかかるという短所を有している。
【００４０】
また、例えば、図１７に示すように、整流平滑回路１の後段に力率補正コンバータＢＬ３０を挿入した場合、力率補正コンバータＢＬ３０が過大電力の引き金となり、コンデンサＣ３１との共振によって生じる過大共振電流によりＦＥＴなどのスイッチング素子ＳＷ３０が破壊されたり、交流（ＡＣ）電圧９０Ｖ以下の減電圧入力ではＡＣ入力電流がさらに増加するために、チョッパコイルＬ３０の飽和によってスイッチング素子ＳＷ３０が破壊されたり、力率補正コンバータＢＬ３０が有する過電流保護回路が動作してしまったりするなどの問題がある。また、プログラム開発ツールの費用、メモリ書き込み費用、マスク代などを考慮した場合には、マイコン２０を使用する回路方式は相対的にコストが高くなってしまう。
【００４１】
上記問題点に鑑み、本発明は、ショートギャップ化によるランプ電圧ダウンや、経年変化によるランプ電圧の上昇によらず、また、回路定数の切り替え回路を必要とせずに、電圧ＶＬと電流ＩＬとの積が一定となるようにし、ランプ電圧変化に対して広帯域で定電力制御を行って、ランプ輝度向上、ランプ寿命延長、ランプ破裂やフリッカーのない安定したランプ点灯を実現する定電力制御回路を提供することを目的とする。
【００４２】
また、本発明は、点灯開始時から定常時まで（定電流期間、定電力期間又は過渡期間、定常期間によらず）過大電力などが生じない安定したランプ点灯を実現する定電力制御回路を提供することを目的とする。
【００４３】
また、本発明は、平滑コンデンサなどの切り替え回路を必要とせずに、商用周波数の低周波リップルと高周波リップルをリップル低減可能とし、かつ、安定したランプ点灯を実現する定電力回路を提供することを目的とする。
【００４４】
また、本発明は、コンパクトで、コストが低い定電力制御回路を提供することを目的とする。
【００４５】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明では、交流電源から供給される電圧を負荷対象に供給する際、前記負荷対象に定電力が供給されるよう制御する定電力制御回路であって、
前記交流電源から第１の直流電圧源を作成する第１の整流平滑回路と、
前記第１の整流平滑回路から前記負荷対象に供給する電力をＯＮ／ＯＦＦするスイッチング素子と、
前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作で制御される電流を整流平滑して、前記負荷対象に電圧を供給するための第２の直流電圧源を作成するインダクタと、
前記負荷対象の電圧を検出する電圧検出回路と、
前記負荷対象の電流を検出する電流検出回路と、
前記負荷対象の前記電圧と前記電流との積を出力する乗算器と、
前記乗算器の出力に応じて前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ制御を行う制御回路とを有し、
前記電圧検出回路と前記電流検出回路と前記乗算器と前記制御回路とが電力変化に対して負のフィードバック制御を行う閉ループ回路を構成し、前記制御回路によって前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ制御が行われて、前記乗算器の出力が所定の値に収束し、前記負荷対象の前記電圧と前記電流との積が略一定となるよう構成されている定電力制御回路が提供される。
【００４６】
さらに、本発明では、上記発明において、前記制御回路は、前記インダクタのピークインダクタ電流と前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作のタイミングを決定するパルス信号とが供給されて、前記供給されて電圧変換された前記ピークインダクタ電流の電圧値が、前記乗算器の出力に応じて設定される閾値電圧を超えた場合に、前記スイッチング素子の導通を終了するよう制御するものであって、前記インダクタの前記ピークインダクタ電流を前記パルス信号単位で制御することが可能なカレントモードＰＷＭ制御回路であることを特徴とする定電力制御回路が提供される。
【００４７】
さらに、本発明では、上記発明において、前記制御回路に基準電圧を供給するシャントレギュレータを有し、
前記乗算器の出力が、前記シャントレギュレータの基準電圧源によって決まる値に収束することを特徴とする定電力制御回路が提供される。
【００４８】
さらに、本発明では、上記発明において、前記基準電圧源は、所定の基準電位が設定されている第１の回路系と、前記乗算器及び前記シャントレギュレータを含み、前記所定の基準電位とは異なる基準電位が設定されている第２の回路系とによって構成されていることを特徴とする定電力制御回路が提供される。
【００４９】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照しながら、本発明の定電力制御回路の実施の形態について説明する。本発明では、広帯域にわたって定電力（図６のグラフ（２））を実現するために、コンパレータの加算器や、演算による応答速度の遅延が生じるマイコンプログラムソフトを用いずに、ハードの乗算器を採用する。また、リップル低減を実現するために、従来用いられている定常時の平均値の出力電圧や出力電流を検出するＰＷＭ制御スイッチング回路ではなく、インダクタＬ１のピークインダクタ電流をパルスサイクルごとに（スイッチング素子ＳＷ１のＯＮ／ＯＦＦスイッチングごとに）電流制限を行うラッチングＰＷＭ構成のカレントモードＰＷＭ制御回路（カレントモード制御回路）２を導入する。
【００５０】
図１は、本発明の定電力制御回路の一実施の形態を示す図である。図１に示す定電力制御回路では、商用周波数の交流（ＡＣ）電源から整流平滑回路１を介して直流（ＤＣ）電圧源ＤＣ１が作成される。また、この定電力制御回路は、インダクタＬ１と、ＯＮ／ＯＦＦ動作のスイッチング素子ＳＷ１と、スイッチング素子ＳＷ１の制御回路と、インダクタＬ１を介してＯＮ／ＯＦＦ電流を整流平滑するコンデンサＣ２と、イグナイタ回路７を介して放電灯負荷（ランプ負荷）８に接続される回路によって少なくとも構成されている。
【００５１】
さらに、ランプ負荷電流検出抵抗ＲＳと、インダクタＬ１のピークインダクタ電流検出用の抵抗ＲＳ１が設けられている。この抵抗ＲＳ１を設けたことにより、従来のＲＳ端子間の電圧処理回路系とは別に、新たに、ＲＳ１端子間の電圧処理回路系が必要となる。すなわち、図１において点線で示される第１の回路系と第２の回路系との接続点が複数の場合には、フォトカップラやトランスなどのフローティング素子を設けた各基準電位間でのフローティングが必要となる。上記のことを考慮して、図１に示す定電力制御回路では、例えば、ＧＮＤ１を基準電位とする第１の回路系、及び、ＧＮＤ２を基準電位とする第２の回路系の複数の処理回路系が存在し、第１の回路系と第２の回路系との接続点に、フォトカップラＰＣ１を設けている。
【００５２】
また、検出抵抗ＲＳにて負荷電流ＩＬを検出する電流検出回路６と、ランプ負荷電圧ＶＬを検出する電圧検出回路５の各出力は、乗算器４に供給されて処理される。これにより、乗算器４は、電圧ＶＬと電流ＩＬとの積に比例した値を出力することが可能となる。乗算器４の出力は、基準電圧源を有する増幅器３に供給され、さらにフォトカップラＰＣ１を介してカレントモードＰＷＭ制御回路２に供給される。そして、カレントモードＰＷＭ制御回路２からの出力によってスイッチング素子ＳＷ１がＯＮ／ＯＦＦ制御される。
【００５３】
次に、カレントモードＰＷＭ制御回路２について説明する。図３は、本発明の定電力制御回路に用いられるカレントモードＰＷＭ制御回路及び降圧型チョッパ回路の一例を示す図である。例えば、図３に示すように、カレントモードＰＷＭ制御回路２では、抵抗ＲＴ及びコンデンサＣＴによって構成される充放電回路による充放電波形を用いて、発振器１２１が方形波パルスを発生する。発振器１２１の出力は、ＲＳフリップフロップ回路などにより実現されるＰＷＭ（パルス幅変調）ラッチ回路１２３の入力セット端子Ｓと、ＯＲ回路１２４の入力端子に供給される。
【００５４】
また、図１に示す定電力制御回路において、フォトカップラＰＣ１から供給される電圧値をＶＰとした場合、この電圧ＶＰは差動増幅器１２２の反転端子に供給される。一方、インダクタＬ１のピークインダクタ電流、すなわち、検出抵抗ＲＳ１を介して得られる電圧値は、差動増幅器１２２の非反転端子に供給される。そして、差動増幅器１２２からの出力が、ＰＷＭラッチ回路１２３の入力リセット端子Ｒに入力され、このＰＷＭラッチ回路１２３の出力がＯＲ回路１２４の入力端子に供給される。ＯＲ端子１２４は、少なくともＰＷＭラッチ回路１２３の出力と発振器１２１の出力とを受け、トランジスタＱ４、Ｑ５により構成されるシングルエンド増幅器に出力を行い、このトランジスタＱ４、Ｑ５からの出力によってスイッチング素子ＳＷ１が駆動する。
【００５５】
コンデンサＣＴに発生するのこぎり波をトランジスタＱ６と抵抗Ｒ４によって差動増幅器１２２の非反転端子に供給する理由は、負荷対象が接続されておらず、検出抵抗ＲＳ１に流れる電流が少ない場合でも電圧が常に入力され、不安定動作が生じないようにするためである。ここで、スイッチング素子ＳＷ１の導通は、スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作のタイミングを決定するパルスを発生する発振器１２１で開始される。また、ピークインダクタ電流をＲＳ１抵抗にて検出して電圧変換された値が、閾値電圧ＶＰ（乗算器４の出力によって設定される閾値電圧（すなわち、乗算器４の出力）から基準電圧源を有する増幅器３及びフォトカップラＰＣ１を介して得られる値）を超えた場合に、スイッチング素子ＳＷ１の導通が終了する。すなわち、図３に示すカレントモードＰＷＭ制御回路は、パルスサイクルごとに制御を行うものである。この方式を用いることによって、リップル変動がある場合でも、出力電圧、出力電流を平均値的に負のフィードバック制御を行う従来の方式と異なり、パルスごとに検出してＰＷＭ制御が可能となるため、リップル低減の効果が大きい。
【００５６】
また、図４は、本発明の定電力制御回路に用いられる基準電圧源を有する増幅器であり、シャントレギュレータ回路を用いた一例を示す図である。乗算器４とフォトカップラＰＣ１との間に設けられる基準電圧源を有する増幅器３として、例えば、反転増幅器１３１とシャントレギュレータＳＲ１とを構成要素として用いることが可能である。シャントレギュレータＳＲ１の基準電圧源をＶｒｅｆ２とした場合、Ｐ３０の電位は（１＋Ｒ１３３／ＶＲ１３１）×Ｖｒｅｆ２となるようにこの回路系全体が収束し安定化する。ここで、可変ボリュームＶＲ１３１は出力電力調整用ボリュームである。
【００５７】
ランプ負荷電流検出回路６の出力とランプ負荷電圧検出回路５の出力とが供給される乗算器４と、シャントレギュレータＳＲ１などにより構成される基準電圧源を有する増幅器３と、フォトカップラＰＣ１と、差動増幅器１２２と、ＰＷＭラッチ回路１２３と、ＯＲ回路１２４及びトランジスタＱ４、Ｑ５により構成されるＯＲ回路出力増幅器と、トランジスタＱ４、Ｑ５の出力によってＯＮ／ＯＦＦ動作が制御されるスイッチング素子ＳＷ１と、そして、ＯＮ／ＯＦＦ動作で制御された放電ランプ負荷電流を検出するランプ負荷電流検出回路６へと一巡する回路構成は、電力変化に対して負のフィードバック制御を行う閉ループ回路となっている。そして、乗算器４の出力は、シャントレギュレータＳＲ１の基準電圧源Ｖｒｅｆ０に収束するように安定制御され、その結果、スイッチング素子ＳＷ１のＯＮ／ＯＦＦ比が変化して、乗算器４の出力を一定化し、ランプ負荷８に流れる負荷電流とランプ負荷への負荷電圧との積が一定となるよう制御することが可能となる。
【００５８】
また、一般にシャントレギュレータＳＲの等価回路は、基準電圧源を有するコンパレータの後段にエミッタ接地のトランジスタが付加される回路で表すことが可能であり、したがって、基準電圧源を有する差動増幅器でシャントレギュレータＳＲを構成することも可能である。
【００５９】
また、図２は、本発明の定電力制御回路の別の実施の形態を示す図である。図１に示す定電力制御回路は、インダクタＬ１を有する降圧型チョッパ回路により構成されているが、図２に示すようにインダクタＬ１の代わりに、例えば、トランスＴ１を設け、誘導電圧を整流ダイオードＤ３、フライフォイールダイオードＤ４、チョークコイルＬ２で整流平滑する回路とすることも可能である。
【００６０】
また、本発明の定電力制御回路は、ＡＣ／ＤＣコンバータ部分に関するものであり、ランプ負荷８がＤＣ点灯ではなくＡＣ点灯放電ランプの場合には、第２のＤＣ電圧源（ＤＣ２）とイグナイタ７との間にＤＣ／ＡＣインバータ回路を設けることによってＤＣ点灯に対応することが可能である。すなわち、本発明の定電力制御回路は、負荷対象がＤＣ点灯かＡＣ点灯かによらず、どちらにも適用可能である。
【００６１】
また、本発明は、放電ランプ特有の絶縁破壊のためのイグナイタ回路７を除けば、ランプ負荷８と同様に負荷インピーダンスの変化速度が急峻な負荷対象においても、電圧値に対して広範囲に定電力性能を必要とし、かつ、リップルに対してシビアな性能が必要とされる電源回路に適用可能である。すなわち、本発明の定電力制御回路は、放電ランプに限らず他の負荷対象に対しても利用することが可能である。
【００６２】
【発明の効果】
以上、説明したように、本発明によれば、交流（ＡＣ）電源から電圧をランプ負荷に電圧供給を行う場合、まず、第１の整流平滑回路によって、交流電源から第１の直流電圧源を作成し、また、ＯＮ／ＯＦＦ動作を行うスイッチング素子を設け、電圧検出回路及び電流検出回路によって、ランプ負荷の負荷電圧及び負荷電流を検出し、これらの検出結果を乗算器に供給して、負荷電圧と負荷電流との積（乗算器からの出力）を取得し、乗算器からの出力は、増幅器、フォトカップラ、カレントモードＰＷＭ制御回路を介して、スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ制御を行い、乗算器からの出力が所定の値で一定となるよう制御するので、電圧値に対して広範囲にわたって、定電力制御を行うことが可能となる。
【００６３】
また、特に負荷対象が放電ランプの場合、ランプ電圧変化に対して広帯域に定電力特性が得られ、ランプ輝度向上、ランプ寿命延長及びランプ破裂や、フリッカーのない安定したランプ点灯を実現することが可能となる。また、点灯初期から定常時までの期間（定電流期間、定電力期間又は過渡期間、定常期間にかかわらず）に、過大電力などが発生しない安定したランプ点灯を実現することが可能となる。また、平滑コンデンサなどの切り替え回路を必要とせずに、商用周波数の低周波リップルと高周波リップルをリップル低減可能とし、点灯性にも影響がない安定したランプ点灯を実現することが可能である。また、コンパクトでコストが低い回路方式を提供することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の定電力制御回路の一実施の形態を示す図である。
【図２】本発明の定電力制御回路の別の実施の形態を示す図である。
【図３】本発明の定電力制御回路に用いられるカレントモードＰＷＭ制御回路及び降圧型チョッパ回路の一例を示す図である。
【図４】本発明の定電力制御回路に用いられる基準電圧源を有する増幅器であり、シャントレギュレータ回路を用いた一例を示す図である。
【図５】従来の放電灯（ランプ）用電源回路である定電力制御回路の第１の例を示す図である。
【図６】従来の擬似定電力特性と理想的な定電力特性とを示すグラフである。
【図７】従来のパルス幅制御回路の代表的な一例を示す図である。
【図８】図７に示す従来のパルス幅制御回路におけるタイミングチャートである。
【図９】図５に示す定電力制御回路の具体例を示す図である。
【図１０】図５に示す回路系の電力伝達関数を示すグラフである。
【図１１】従来の放電灯（ランプ）用電源回路である定電力制御回路の第２の例を示す図であり、ＡＣ電圧源及びＡＣ／ＤＣコンバータを含む回路の一例を示す図である。
【図１２】従来のメタルハライドランプなどの放電ランプの典型的な放電電流及び電圧特性を示すグラフである。
【図１３】従来の負荷電流を検出して、その電流値に応じて回路定数を切り替える方式における回路系の電力伝達関数を示すグラフである。
【図１４】従来の放電灯（ランプ）用電源回路である定電力制御回路の第３の例を示すものであり、具体的に、図１１の制御回路ＢＬ１の部分を変更した回路の一例を示す図である。
【図１５】従来の放電灯（ランプ）用電源回路である定電力制御回路の第４の例を示すものであり、マイコンを利用して定電力制御を行うための回路を示す図である。
【図１６】図１５に示す定電力制御回路の電流特性及び電力特性を示す図である。
【図１７】従来の力率補正コンバータの代表的な回路の一例を示す図である。
【符号の説明】
１  整流平滑回路
２  カレントモードＰＷＭ制御回路（カレントモード制御回路）
３  増幅器
４  乗算器
５  電圧検出回路
６  電流検出回路
７  イグナイタ（イグナイタ回路）
８  放電灯負荷（ランプ負荷、負荷対象）
１０、１５、１７  非反転増幅器
１１、１６、１３１  反転増幅器
１２、１３、１４  コンパレータ
１８、１０１  ＰＷＭ制御スイッチング回路
２０  マイコン
２１  Ｄ／Ａコンバータ
３０  力率補正制御回路
５０、５１、１２２  差動増幅器
５２、１２４  ＯＲ回路
５３、１２１  発振器
５４  Ｄフリップフロップ（Ｆ／Ｆ）
５５、５６  ＡＮＤ回路
５７、５８  ＮＯＲ回路
１０２  加算器
１２３  ＰＷＭラッチ回路
ＤＣ１、ＤＣ２  直流電圧源
ＧＮＤ１、ＧＮＤ２  基準電位
Ｌ１  インダクタ
ＰＣ１  フォトカップラ
ＲＳ、ＲＳ１  抵抗
ＳＲ１  シャントレギュレータ
ＳＷ１  スイッチング素子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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