(57)【要約】【課題】過電流検出側の温度補正抵抗が大きく、過電流検出感度調整能力が低下するのを防止する【解決手段】パルス幅変調回路３よりの信号で並列に接続されたパワースイッチング素子Ｑ１とセンサースイッチング素子Ｑ２をＯＮし、レベル比較回路８で基準電圧と前記センサースイッチング素子を介して得られる電流検出検圧及びフィードバック電圧との和電圧を比較し、パルス変調回路をリセットしパワースイッチング素子をＯＦＦするスイッチング電源回路において、レベル比較回路の基準電圧が加わる端子に温度補正抵抗Ｒ１Ａ、Ｒ１Ｂ、Ｒ１Ｃを接続する。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
発振回路から発振される発振信号によりパルス幅変調回路をセットし、電源トランスの一次巻線とアース間に並列に接続されたパワースイッチング素子とセンサースイッチング素子をＯＮし、レベル比較回路で基準電圧と前記センサースイッチング素子を介して得られる過電流検出検圧及び負荷電圧の大きさに応じて帰還されるフィードバック電圧との和電圧を比較し、前記和電圧が基準電圧以上になったときに発生する信号で前記パルス変調回路をリセットし前記パワースイッチング素子をＯＦＦするスイッチング電源回路において、
前記基準電圧と和電圧とを比較するレベル比較回路の基準電圧が加わる端子に温度補正抵抗を接続したことを特徴とするスイッチング電源装置の過電流検出回路。
【請求項２】
前記パワースイッチング素子及びセンサースイッチング素子はＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置の過電流検出回路。
【請求項３】
前記温度補正抵抗は基準電圧発生回路とレベル比較回路の端子間に直列接続された負温度特性の温度補正抵抗と正温度特性の温度補正抵抗および前記端子とアース間に接続された正温度特性の温度補正抵抗とよりなることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置の過電流検出回路。
【請求項４】
前記温度補正抵抗の内少なくとも２つを同時に作りこむことを特徴とする請求項３記載のスイッチング電源装置の過電流検出回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、テレビジョンあるいは音響機器等の電子機器に用いられるスイッチング電源装置の過電流検出回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
スイッチング電源装置では、トランスの一次巻線に接続されたパワーＭＯＳＦＥＴがＯＦＦしたときに発生する逆起電圧の立下りを補助巻線から検出し、発振回路の発振周波数を制御し、負荷に供給する負荷電圧を制御している。
【０００３】
図７は従来のスイッチング電源装置の過電流検出回路である。
【０００４】
制御信号発生回路１からパルス信号を発生し、発生されたパルス信号はインバータ２を介してＲＳフリップフロップ３のセット端子Ｓに加えられる。ＲＳフリップフロップ３はセット端子Ｓにパルス信号が加えられると、セットされ出力端子Ｑ（−）の出力信号がローレベルにされる。出力信号はドライバー４でハイレベルに反転され、パワーＭＯＳＦＥＴＱ１及びセンサーＭＯＳＦＥＴＱ２のゲート電極に加えられ、これらパワーＭＯＳＦＥＴＱ１及びセンサーＭＯＳＦＥＴＱ２をオンさせる。
【０００５】
パワーＭＯＳＦＥＴＱ１がオンされると、電源トランス５の一次側巻線５Ａに直流電源からの直流電流がパワーＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン・ソースを介して流れる。電源トランス５の一次側巻線５Ａに流れる直流電流に応じて電源トランス５の二次側巻線５Ｃに所定の二次電圧が得られ、負荷７に供給される。負荷７からフィードバックされるフィードバック電圧ＦＢとオンされたセンサーＭＯＳＦＥＴＱ２のソース電極に温度補正抵抗Ｒ１を介して接続された電流検出抵抗Ｒ２に生じる検出電圧Ｖｋとの和電圧が基準電圧Ｖｒｅｆを越えると、レベル比較回路８の出力電圧をハイレベルとし、ＲＳフリップフロップ３をリセットする。
【０００６】
ＲＳフリップフロップ３がリセットされると、出力端子Ｑ（−）をハレベルとするので、ドライバー４の出力信号がローレベルとなる。そのため、パワーＭＯＳＦＥＴＱ１はオフされ、電源トランス５の一次側巻線５Ａには直流電源６からの直流電流は流れなくなる。このようにしてフィードバック電圧と電流検出抵抗Ｒ２で検出された過電流で、電源トランス５の一次側巻線５Ａに流れる電流を制御し、負荷７に供給される負荷電圧を制御する。
【０００７】
図８は従来のスイッチング電源装置に用いた集積回路部分のブロック図である。破線の枠は集積回路Ｑ単体で、Ｖｃｃ端子、ＴＲＧ端子、ＦＢ端子、ＳＥＮＳＥ端子、ＧＡＴＥ端子及びＧＮＤ端子を有する。前記集積回路ＱはパッケージＰに組み込まれる。前記パッケージＰにはＶｃｃ端子▲１▼、ＴＲＧ端子▲２▼、ＦＢ端子▲３▼、ＳＯＵＲＣＥ端子▲４▼及びＤＲＡＩＮ端子▲５▼を有する。
【０００８】
前記Ｖｃｃ端子とＶｃｃ端子▲１▼、ＴＲＧ端子とＴＲＧ端子▲２▼及びＦＢ端子とＦＢ端子▲３▼とは接続され、又前記ＳＯＵＲＣＥ端子▲４▼とＤＲＡＩＮ端子▲５▼間にはパワーＭＯＳＦＥＴＱ１のソース・ドレインが接続されている。またパワーＭＯＳＦＥＴＱ１のドレインにはセンサーＭＯＳＦＥＴＱ２のドレイン電極が接続されている。
【０００９】
発振回路１０は鋸歯状波信号を発生する発振器で、フイックス回路１１から充電信号が加わるとＭＯＳＦＥＴＱ３がＯＮされ、そのＭＯＳＦＥＴＱ３を介しても発振回路１０内のコンデンサーＣに充電し、充電される速度を早める。前記発振された鋸歯状波信号は発振エッジ回路１２でパルス信号に変換され、ラッチ回路１３に加わる。
【００１０】
前記充電信号はトリガー信号ＴＲＧと周波数制限信号とをフイックス回路１１で論理演算し得られる。前記トリガー信号ＴＲＧはパワーＭＯＳＦＥＴＱ１がＯＦＦする時に後述するトランスの補助巻線から発生する信号に関連してトリガー端子ＴＲＧ▲２▼にトリガー端子信号を発生する。そしてトリガー検出回路１４でトリガー端子信号を検出し得る。また周波数制限信号は発振回路１０からの信号がフイックス回路１１に帰還され、発振信号がＨ（ハイ）からＬ（ロー）或いはＬからＨに切り替わった瞬間からある一定期間遅れてフイックス回路１１内で生成する。
【００１１】
基準電圧発生回路１５はＶｃｃ端子▲１▼に加えられた電源電圧Ｖｃｃから基準電圧Ｖｒｅｆを発生する。低電圧検出回路１６は電源電圧Ｖｃｃと所定電圧とを比較し、電源電圧Ｖｃｃが所定電圧以下の場合は停止信号を発生し、電源電圧Ｖｃｃが所定電圧以上になると停止解除信号を発生し、前記発振回路１０を発振する。
【００１２】
高電圧検出回路１７は逆に前記電源電圧Ｖｃｃが規定電圧より高い場合に停止信号を検出しラッチ回路１３に加え、ラッチする。異常過熱検出回路１８はチップが異常な温度上昇を検出するもので、チップが異常な温度まで上昇すると停止信号をラッチ回路１３に加えラッチする。
【００１３】
レベル比較回路８は前記基準電圧発生回路１５からの基準電圧ＶｒｅｆとＦＢ端子▲３▼よりの負荷電圧に応じて供給される電圧及びセンサーＭＯＳＦＥＴＱ２を介して検出される過電流検出電圧との和電圧を比較し、基準電圧が大きいときには発生される信号はローレベルである。しかし負荷電圧等に応じて供給される和電圧が基準電圧より大きくなると前記レベル比較回路８からハイレベルの信号を発生する。
【００１４】
ＲＳフリップフロップ３はＲＳフリップフロップよりなり、ＳＥＴ端子Ｓには前記ラッチ回路１３を通過したパルス信号がインバータ回路１９を介して加えられる。又ＲＳＥＴ端子Ｒにはレベル比較回路８からの信号が加えられる。前記ＲＳフリップフロップ３のＱ（−）端子よりの信号はドライバー１８を介して前記パワーＭＯＳＦＥＴＱ１とセンサーＭＯＳＦＥＴＱ２のゲートに加えられる。
【００１５】
図３は前述した集積回路Ｑを用いた擬似共振方式スイッチング電源回路の回路図である。全波整流回路２０にはチョークコイル２１を介して端子Ｘと端子Ｙに商業電源Ｖｉｎが加えられる。電源トランス５は一次側巻線５Ａと出力電圧を取り出す二次側巻線５Ｃ及び補助巻線５Ｂよりなる。前記一次側巻線５Ａの一端に前記全波整流回路２０の端子Ｓに接続され、他端がパッケージＰのＤＲＡＩＮ端子▲５▼に接続され、パワーＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン・ソース電極を介して前記全波整流回路２０の端子Ｔに接続されている。
【００１６】
平滑回路２７は前記全波整流回路２０で整流された直流電圧を平滑する。前記整流し平滑された直流電圧は起動抵抗２８を介してパッケージＰのＶＣＣ端子▲１▼に加えられ集積回路の電源電圧Ｖｃｃとなる。又補助巻線５Ｂの一端はダイオード３０を介して前記Ｖｃｃ端子▲１▼に接続される。更に抵抗４５を介してＴＲＧ端子▲２▼にも接続されている。
【００１７】
電源トランス５の二次側巻線５Ｃにはダイオード３１及びコンデンサ３２が接続されている。フォトカプラ３３は発光ダイオード３４とフォトトランジスタ３５とよりなり、フォトトランジスタ３５の一端は抵抗３６及び抵抗３７が接続されている。
【００１８】
トランジスタ４０は端子Ｍと端子Ｎから取り出される負荷電圧の変化を検出するもので、ベースに分割抵抗４１、４２が接続され、エミッタにツエーナーダイオード４３が接続されている。
【００１９】
次に動作を説明する。今端子Ｘと端子Ｙ間に加えられた商業電源は全波整流回路２０で整流され、平滑回路２７で平滑された後起動抵抗２８を介してパッケージＰのＶｃｃ端子▲１▼に電源電圧Ｖｃｃとして加えられる。
【００２０】
Ｖｃｃ端子▲１▼に電源電圧Ｖｃｃが加えられると基準電圧発生回路１５より基準電圧Ｖｒｅｆを発生する。電源電圧Ｖｃｃが設定電圧以上になると低電圧検出回路１６からの停止解除信号が発振回路１０に加わり、発振回路１０より鋸波状波信号を発生する。
【００２１】
鋸歯状波信号は発振エッジ回路１２に加わり、パルス信号に変換されラッチ回路１３に加わる。このとき高電圧検出回路１２からは停止信号が検出されないので、パルス信号はラッチ回路１３及びインバータ回路１９を介してＲＳフリップフロップ３のＳＥＴ端子Ｓに加わる。
【００２２】
図４に示すように、ＲＳフリップフロップ３のＳＥＴ端子Ｓにパルス信号が加わると、ＲＳフリップフロップ３は反転し、Ｑ（−）端子の信号はローレベルとなる。このときドライバー４には低電圧検出回路１６よりの停止解除信号が加えられているので、ドライバー４は動作状態となっている。前記ＲＳフリップフロップ３のＱ（−）端子のローレベル信号はドライバー４でハイレベル信号に反転され、パワーＭＯＳＦＥＴＱ１及びセンサーＭＯＳＦＥＴＱ２のそれぞれのゲートに加わる。
【００２３】
パワーＭＯＳＦＥＴＱ１及びセンサーＭＯＳＦＥＴＱ２のゲートに前記ドライバー４で反転されたハイレベル信号が加わると、これらパワーＭＯＳＦＥＴＱ１及びセンサーＭＯＳＦＥＴＱ２をＯＮされる。するとパワーＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン・ソースを介してトランスの一次側巻線に前記整流され平滑された直流電圧が加わる。
【００２４】
そのため前記パワーＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン・ソースを介して機器にある電源トランス５の一次側巻線５Ａに商業電源から整流された電流が流れる。前記トランスの２２一次側巻線５Ａに流れる電流に応じて電源トランス５の二次側巻線５Ｃに電流が流れ所定の負荷電圧が得られる。
【００２５】
前記負荷電圧が所定の電圧以下且つパワーＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン電流値が基準値以下のときＲＳフリップフロップ３はＳＥＴし続けるので、ＲＳフリップフロップ３のＱ（−）端子の信号はローレベルのままでパワーＭＯＳＦＥＴＱ１はＯＮし続ける。
【００２６】
端子Ｍ及び端子Ｎより取り出された負荷電圧の変化は分割抵抗４１、４２で検出され、トランジスタ４０のベース電圧を変化する。即ち負荷電圧が上がるとトランジスタ４０のベース電圧は上昇し、トランジスタ４０を介して発光ダイオード３４に流れる電流ＩＤが増加し発光も増加する。それによりフォトトランジスタ３５の抵抗値が下がり、端子▲３▼に加わるフィードバック電圧ＦＢが大きくなる。
【００２７】
前記レベル比較回路８に加えられる負荷電圧に応じたフィードバック電圧ＦＢとセンサーＭＯＳＦＥＴＱ２及び温度補正抵抗Ｒ１を介して加えられる電流検出抵抗Ｒ２で検出される検出電圧との和電圧が前記基準電圧発生回路１５からの基準電圧Ｖｒｅｆより僅かでも大きくなると、前記レベル比較回路８からハイレベルの信号を発生し、ＲＳフリップフロップ３のＲＳＥＴ端子Ｒにリセット信号を加え、前記ＲＳフリップフロップ３のＱ（−）端子の信号をハイレベルにする。
【００２８】
従ってドライバー４を介してパワーＭＯＳＦＥＴＱ１のゲートに加わる信号がローレベルとなるため、前記パワーＭＯＳＦＥＴＱ１はＯＦＦされるので、機器にある電源トランス５の一次側巻線５Ａに商業電源からの電流は流れない。
【００２９】
図５に示すように前記パワーＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイ・ソース間電圧ＶＤＳはパワーＭＯＳＦＥＴＱ１がＯＦＦした瞬間に、電源トランス５の一次側巻線５Ａに蓄えられたエネルギーによって発生する逆起電圧により一旦上昇し、そのエネルギーの放出が終了したと同時に低下するが、このとき一次側巻線５Ａに応じて発生する補助巻線５Ｂの電圧を抵抗４５及びＴＲＧ端子とＧＮＤ間に設けたコンデンサＣＯとにより積分して、ＴＲＧ端子信号を生成し、ＴＲＧ端子▲２▼に加える。前記ＴＲＧ端子▲２▼に加えられたＴＲＧ端子信号はトリガー検出回路１４に加えられトリガー信号を生成する。
【００３０】
生成されたトリガー信号ＴＲＧはフイックス回路１１に加わる。図６に示すように、前記フイックス回路１１では内部で生成された発振制限信号と前記トリガー信号とを論理演算し、共にローレベルのとき充電信号を発生する。するとＭＯＳＦＥＴＱ３がＯＮされ、ＭＯＳＦＥＴＱ３を介してもコンデンサーＣを充電するので、前記コンデンサーＣの充電が早められた鋸歯状波信号を発振する。
【００３１】
前記発振回路１０から発振された鋸歯状波信号は、前記発振エッジ回路１２でパルス信号に変換されＲＳフリップフロップ３のＳＥＴ端子に加わり、前記ＲＳフリップフロップ３のＱ（−）端子の信号は再びローレベルとなる。前記ＲＳフリップフロップ３のＱ（−）端子のローレベル信号はドライバー回路４を介してパワーＭＯＳＦＥＴＱ１及びセンサーＭＯＳＦＥＴＱ２のそれぞれのゲートに加わり、これらパワーＭＯＳＦＥＴＱ１及びセンサーＭＯＳＦＥＴＱ２をＯＮする。
【００３２】
そのためパワーＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン・ソースを介して機器にある電源トランス５の一次側巻線５Ａに商業電源から整流された電流が流れる。前記トランスの２２一次側巻線５Ａに流れる電流に応じて電源トランス５の二次側巻線５Ｃに電流が流れ所定の負荷電圧が得られる。
【００３３】
【非特許文献１】
「スイッチング電源ハンドブック第２版」日刊工業新聞社出版、２０００年１月２５日発行ｐ．２５７−２６０
【００３４】
【発明が解決しようとする課題】
スイッチング電源装置において、負荷７からフィードバックされるフィードバック電圧ＦＢとオンされたセンサーＭＯＳＦＥＴＱ２のソース電極に接続された電流検出抵抗Ｒ２に生じる検出電圧Ｖｋとの和電圧が基準電圧Ｖｒｅｆを越えると、レベル比較回路８の出力電圧をハイレベルとし、ＲＳフリップフロップ３をリセットするようにし過電流を制限している。
【００３５】
前述のように、電流検出抵抗Ｒ２に温度補正抵抗Ｒ１を接続すると、パワーＭＯＳＦＥＴＱ１の温度特性を打ち消す為には温度依存性の大きな抵抗が必要であり、又抵抗値もある程度の大きさが必要である。そのため過電流検出感度調整能力の低下、高抵抗自体のばらつきによる過電流制限値のばらつき等が懸念される。
【００３６】
【課題を解決するための手段】
本発明は基準電圧と過電流検出の温度補正を基準電圧側で行ない、過電流検出感度調整能力の低下を防止するもので、
発振回路から発振される発振信号によりパルス幅変調回路をセットし、電源トランスの一次巻線とアース間に並列に接続されたパワースイッチング素子とセンサースイッチング素子をＯＮし、レベル比較回路で基準電圧と前記センサースイッチング素子を介して得られる過電流検出検圧及び負荷電圧の大きさに応じて帰還されるフィードバック電圧との和電圧を比較し、前記和電圧が基準電圧以上になったときに発生する信号で前記パルス変調回路をリセットし前記パワースイッチング素子をＯＦＦするスイッチング電源回路において、前記基準電圧と和電圧とを比較するレベル比較回路の基準電圧が加わる端子に温度補正抵抗を接続したスイッチング電源装置の過電流検出回路を提供する。
【００３７】
【発明の実施の形態】
本発明を図１及び図６に従い説明する。
【００３８】
図１は本発明のスイッチング電源装置の過電流検出回路である。制御信号発生回路１は負荷電圧を制御するパルス信号を発生する。発生されたパルス信号はインバータ２を介してパルス信号に基づいてＰＷＭ信号を発生するＲＳフリップフロップ３のセット端子Ｓに加えられる。ＲＳフリップフロップ３の出力端子Ｑ（−）はドライバー４を介してパワーＭＯＳＦＥＴＱ１とセンサーＭＯＳＦＥＴＱ２のゲート電極に接続されている。
【００３９】
電源トランス５は商業電源からの電圧を整流し且つ、平滑し得られた直流電源６からの直流電流が加えられる一次側巻線５Ａと補助巻線５Ｂ及び負荷７が接続されている二次側巻線５Ｃを有する。さらにセンサーＭＯＳＦＥＴＱ２のソース電極には過電流を検出する電流検出抵抗Ｒ２が接続されている。
【００４０】
本願発明の特徴とするところは、電流検出抵抗Ｒ２で検出された過電流検出電圧は負荷７からのフィードバック電圧と共にレベル比較回路８の＋端子に加えられるが、そのレベル比較回路８の基準電圧Ｖｒｅｆが加えられる−端子に正温度特性と負温度特性の温度補正抵抗Ｒ１Ａ、Ｒ１Ｂ、Ｒ１Ｃを接続したことである。
【００４１】
即ちレベル比較回路８の＋端子を電流検出抵抗Ｒ２の一端に接続し、−端子と基準電圧発生回路１５間には直列に負温度特性の温度補正抵抗Ｒ１Ａと正温度特性の温度補正抵抗Ｒ１Ｂが接続され、−端子とアース間には正温度特性の温度補正Ｒ１Ｃが接続されている。負温度特性の温度補正抵抗Ｒ１と正温度特性の温度補正抵抗Ｒ１Ｂ、Ｒ１Ｃは温度依存性の大きい抵抗であるため、抵抗値も比較的大きいものとなる。そしてこれら温度補正抵抗Ｒ１Ａ、Ｒ１Ｂ、Ｒ１Ｃは同一基板に作り込み、温度特性のバラツキが低減されるようにしている。
【００４２】
次に動作を説明する。制御信号発生回路１からパルス信号を発生し、発生されたパルス信号はインバータ２を介してＲＳフリップフロップ３のセット端子Ｓに加えられる。ＲＳフリップフロップ３はセット端子Ｓにパルス信号が加えられると、セットされ出力端子Ｑ（−）の出力信号をローレベルにされる。出力信号はドライバー４でハイレベルに反転され、パワーＭＯＳＦＥＴＱ１及びセンサーＭＯＳＦＥＴＱ２のゲート電極に加えられ、これらパワーＭＯＳＦＥＴＱ１及びセンサーＭＯＳＦＥＴＱ２をオンさせる。
【００４３】
パワーＭＯＳＦＥＴＱ１がオンされると、電源トランス５の一次側巻線５Ａに直流電源からの直流電流がパワーＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン・ソースを介して流れる。電源トランス５の一次側巻線５Ａに流れる直流電流に応じて電源トランス５の二次側巻線５Ｃに所定の二次電圧が得られ、負荷７に供給される。負荷７からフィードバックされるフィードバック電圧ＦＢとオンされたセンサーＭＯＳＦＥＴＱ２のソース電極に接続された電流検出抵抗Ｒ２に生じる検出電圧Ｖｋとの和電圧が基準電圧Ｖｒｅｆを越えると、レベル比較回路８の出力電圧をハイレベルとし、ＲＳフリップフロップ３をリセットする。
【００４４】
ＲＳフリップフロップ３がリセットされると、出力端子Ｑ（−）をハレベルとするので、ドライバー４の出力信号がローレベルとなる。そのため、パワーＭＯＳＦＥＴＱ１はオフされ電源トランス５の一次側巻線５Ａには直流電源６からの直流電流は流れなくなる。このようにして電流検出抵抗Ｒ２でセンサーＭＯＳＦＥＴＱ２に流れる電流を電圧に変換して検出し、設定以上の過電流が流れたとき、電源トランス５の一次側巻線５Ａに流れる電流を制御し、パワーＭＯＳＦＥＴＱ１に過電流が流れるのを防止している。
【００４５】
ところで動作中に温度が上昇した際、センサーＭＯＳＦＥＴＱ２に流れる過電流を検出する電流が多くなるため、電流検出抵抗Ｒ２に流れる電流値が増加する。そのため電流検出抵抗Ｒ２で検出される電流検出電圧が上昇し、過電流保護が早く働いてしまう。その結果、パワーＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン電流が設定値に達する前に過電流保護機能が動作してしまう。
【００４６】
しかし温度が上昇すると、レベル比較回路８に接続された温度補正抵抗Ｒ１Ａの抵抗値は下がるが、温度補正抵抗Ｒ１Ｂ、Ｒ１Ｃの抵抗値は上がる。従ってレベル比較回路８の−端子に加わる基準電圧Ｖｒｅｆを抵抗Ｒ１Ａ，Ｒ１Ｂ、Ｒ１Ｃで分圧した電圧が上昇し、検出電圧が上昇した分、基準電圧も上昇し、過電流保護値を適正に補償する。
【００４７】
図２は本発明のスイッチング電源回路に用いた集積回路のブロック図である。基本的な動作原理および回路構成は従来に技術の欄で説明したものと同じであるので、簡単に説明する。
【００４８】
パッケージＰのＤＲＡＩＮ端子▲５▼とＳＯＵＲＣＥ端子▲４▼間にはパワーＭＯＳＦＥＴＱ１のソース電極・ドレイン電極が接続されている。またパワーＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン電極にはセンサーＭＯＳＦＥＴＱ２のドレイン電極が接続されている。
【００４９】
発振回路１０は鋸歯状波信号を発生する発振器で、フイックス回路１１から充電信号が加わるとＭＯＳＦＥＴＱ３がＯＮされ、前記発振回路１０内のコンデンサーＣに前記ＭＯＳＦＥＴＱ３を介しても充電し、充電される速度を早める。前記発振された鋸歯状波信号は発振エッジ回路１２でパルス信号に変換され、ラッチ回路１３に加わる。
【００５０】
レベル比較回路８は＋端子に負荷７からのフィードバック電圧ＦＢとセンサーＭＯＳＦＥＴＱ２のドレイン・ソースを流れ、電流検出抵抗Ｒ２で検出された検出電圧ＶＫとの和電圧が加わる。一方レベル比較回路８の−端子と基準電圧発生回路間には負温度特性の補正抵抗Ｒ１Ａと正温度特性の補正抵抗Ｒ１Ｂの直列回路が接続され、−端子とアース間には正温度特性の補正抵抗Ｒ１Ｃが接続されている。
【００５１】
図５に示すように、前記トリガー信号ＴＲＧはパワーＭＯＳＦＥＴＱ１がＯＦＦした瞬間に、電源トランス５の一次側巻線５Ａに蓄えられたエネルギーによって発生する逆起電圧により一旦上昇し、エネルギーの放出が終了したと同時に低下するが、このとき一次側巻線５Ａに応じて発生する補助巻線５Ｂの電圧を抵抗４５及びＴＲＧ端子とＧＮＤ間に設けたコンデンサＣＯとにより積分して、ＴＲＧ端子信号を生成し、ＴＲＧ端子▲２▼に加える。
【００５２】
次に動作を説明する。図３に示す端子Ｘと端子Ｙ間に加えられた商業電源は全波整流回路２０で整流され、平滑回路２７で平滑された後起動抵抗２８を介してパッケージＰのＶｃｃ端子▲１▼に電源電圧Ｖｃｃとして加えられる。
【００５３】
前記Ｖｃｃ端子▲１▼に電源電圧Ｖｃｃが加えられると基準電圧発生回路１５より基準電圧Ｖｒｅｆを発生する。電源電圧Ｖｃｃが設定電圧以上になると低電圧検出回路１６からの停止解除信号が発振回路１０に加わり、発振回路１０より鋸波状波信号を発生する。
【００５４】
鋸歯状波信号は発振エッジ回路１２に加わり、パルス信号に変換されラッチ回路１３に加わる。このとき高電圧検出回路１７からは停止信号が検出されないので、パルス信号はラッチ回路１３及びインバータ回路１９を介してＲＳフリップフロップ３のＳＥＴ端子Ｓに加わる。
【００５５】
図４に示すように、ＲＳフリップフロップ３のＳＥＴ端子Ｓにパルス信号が加わると、前記ＲＳフリップフロップ３は反転し、Ｑ（−）端子の信号はローレベルとなる。このときドライバー４には低電圧検出回路１６よりの停止解除信号が加えられているので、前記ドライバー回路４は動作状態となっている。前記ＲＳフリップフロップ３のＱ（−）端子のローレベル信号はドライバー回路４でハイレベル信号に反転され、パワーＭＯＳＦＥＴＱ１及びセンサーＭＯＳＦＥＴＱ２のそれぞれのゲートに加わる。
【００５６】
前記パワーＭＯＳＦＥＴＱ１及びセンサーＭＯＳＦＥＴＱ２のゲートに前記ドライバー回路４で反転されたハイレベル信号が加わると、これらパワーＭＯＳＦＥＴＱ１及びセンサーＭＯＳＦＥＴＱ２をＯＮされる。するとパワーＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン・ソースを介してトランスの一次側巻線に前記整流され平滑された直流電圧が加わる。
【００５７】
そのため前記パワーＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン・ソースを介して機器にある電源トランス５の一次側巻線５Ａに商業電源から整流された電流が流れる。前記トランスの２２一次側巻線５Ａに流れる電流に応じて電源トランス５の二次側巻線５Ｃに電流が流れ所定の負荷電圧が得られる。
【００５８】
負荷７の変動等により過負荷がかかると、センサーＭＯＳＦＥＴＱ２のドレイン・ソースを介して電流検出抵抗Ｒ２に過大電流が流れ、電流検出抵抗Ｒ２で検出される過電流検出電圧ＶＫは大きくなる。従って負荷７からフィードバック電圧ＦＢと過電流検出電圧ＶＫとの和電圧は基準電圧を超えるので、レベル比較回路８の出力信号はハイレベルとなり、ＲＳフリップフロップ３をリセットする。従ってパワーＭＯＳＦＥＴＱ１とセンサーＭＯＳＦＥＴＱ２のゲート電極はローレベルにされる。そのためパワーＭＯＳＦＥＴＱ１とセンサーＭＯＳＦＥＴＱ２はオフされ、過電流が流れるのを防止する。
【００５９】
ところで前述したように温度が上昇した際、電流検出抵抗Ｒ２で検出される過電流検出電圧が上昇し、過電流保護が早く働いてしまう。その結果、パワーＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン電流が設定値に達する前に過電流保護機能が動作してしまう。
【００６０】
一方レベル比較回路８に接続された温度補正抵抗Ｒ１Ａの抵抗値は下がるが、温度補正抵抗Ｒ１Ｂ、Ｒ１Ｃの抵抗値は上がる。従ってレベル比較回路８の−端子に加わる基準電圧が上昇し、過電圧検出電圧が上昇した分、基準電圧を上昇し、過電流保護値を適正に補償する。
【００６１】
【発明の効果】
本発明のスイッチング電源装置の過電流検出回路は基準電圧と過電流検出検圧及び負荷電圧の大きさに応じて帰還されるフィードバック電圧との和電圧とを比較するレベル比較回路に温度補正抵抗を接続したので、過電流検出側には温度補正のための高抵抗を入れる必要がなく、過電流制限値の感度調整幅を十分に確保できる。
【００６２】
また、温度補正抵抗は正温度特性抵抗を２分割して同時に作り込み、負温度特性と組み合わせたので、過電流保護値のばらつきが低減される。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のスイッチング電源装置の過電流検出回路の回路図である。
【図２】本発明のスイッチング電源装置の過電流検出回路に用いられた集積回路のブロック図である。
【図３】本発明及び従来の集積回路を用いたスイッチング電源装置の回路図である。
【図４】本発明及び従来のスイッチング電源装置の過電流検出回路に用いられたパルス幅変調回路部分の波形図である。
【図５】本発明及び従来のスイッチング電源装置のＴＲＧ検出回路の各部部分の信号波形図である。
【図６】本発明および従来のスイッチング電源装置のフイックス回路部分の信号波形図である。
【図７】従来のスイッチング電源装置の過電流検出回路の回路図である。
【図８】従来のスイッチング電源装置に用いられた集積回路のブロック図である。
【符号の説明】
Ｑ１    パワーＭＯＳＦＥＴ
Ｑ２    センサーＭＯＳＦＥＴ
Ｒ１Ａ  負温度特性の温度補正抵抗
Ｒ１Ｂ  正温度特性の温度補正抵抗
Ｒ１Ｃ  正温度特性の温度補正抵抗
Ｒ２    電流検出抵抗
１      制限信号発生回路
３      ＲＳフリップフロップ
４      ドライバー
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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