(57)【要約】【課題】温度制御モジュールの駆動方式に関し、低電圧な単一電源で駆動が可能な、小型化が可能な温度制御モジュールを提供する。【解決手段】ＰＷＭ制御回路が生成するＰＷＭ制御信号のパルス期間において電源の出力電圧を昇圧する昇圧制御回路と、２つの第一の極性の能動素子と、該２つの第一の極性の能動素子と平滑回路を介してトーテム・ポール接続される２つの第二の極性の能動素子と、該第一の極性の能動素子と該第二の極性の能動素子の２つの接続点の間に配置される温度制御素子とを有し、該昇圧制御回路の出力を受けて、加熱・冷却選択信号の論理レベルによって該２つの第二の極性の能動素子の一方を導通させて、該加熱・冷却選択信号の論理レベルに応じて該温度制御素子に供給する電流の向きを制御するブリッジ回路とを備えて構成する。【選択図】　　　図１
2004112912.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御回路が生成するＰＷＭ制御信号のパルス期間において電源の出力電圧を昇圧する昇圧制御回路と、２つの第一の極性の能動素子と、該２つの第一の極性の能動素子と平滑回路を介してトーテム・ポール接続される２つの第二の極性の能動素子と、該第一の極性の能動素子と該第二の極性の能動素子の２つの接続点の間に配置される温度制御素子とを有し、該昇圧制御回路の出力を受けて、加熱・冷却選択信号の論理レベルによって該２つの第二の極性の能動素子の一方を導通させて、該加熱・冷却選択信号の論理レベルに応じて該温度制御素子に供給する電流の向きを制御するブリッジ回路と
を備える
ことを特徴とする温度制御モジュール。
【請求項２】
ＰＷＭ制御回路が生成するＰＷＭ制御信号のパルス期間において電源の出力電圧を昇圧する昇圧制御回路と、
該昇圧制御回路の出力を平滑する平滑回路と、
２つの第一の極性の能動素子と、該２つの第一の極性の能動素子とトーテム・ポール接続される２つの第二の極性の能動素子と、該第一の極性の能動素子と該第二の極性の能動素子の２つの接続点の間に配置される温度制御素子とを有し、該平滑回路の出力を受けて、加熱・冷却選択信号の論理レベルによって該２つの第二の極性の能動素子の一方を導通させて、該加熱・冷却選択信号の論理レベルに応じて該温度制御素子に供給する電流の向きを制御するブリッジ回路と
を備える
ことを特徴とする温度制御モジュール。
【請求項３】
請求項１又は請求項２のいずれかに記載の温度制御モジュールにおいて、
上記昇圧制御回路は、
複数のチャージ・ポンプに位相が異なるＰＷＭ制御信号を供給し、各々のチャージ・ポンプの出力を合成する昇圧制御回路である
ことを特徴とする温度制御モジュール。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、温度制御モジュールの駆動方式に係り、特に、低電圧な単一電源で駆動が可能で、小型化が可能な温度制御モジュールに関する。
日本においては、光信号によるデジタル伝送方式は、電気信号によるデジタル伝送方式が主要な伝送方式としての地位を確立したのと同じ頃に実用化の緒につき、１９８０年代の後半に基幹回線における主要な伝送方式の座を占めるようになった。
【０００２】
本来、光ファイバ・ケーブルは広帯域であるので、電気・光変換素子としてのレーザ・ダイオードや光・電気変換素子としてのフォト・ダイオードの高速化とあいまって、光デジタル伝送方式は大容量伝送システムに好適な方式として成長してきたが、単一波長伝送による大容量化は限界に近づいていると判断される状況になりつつある。
【０００３】
即ち、マルチメディア時代の到来、特に、最近のインターネットの急速な普及に伴って、より一層大容量な光デジタル伝送方式の実現が急務となっている。
かねてより、１本の光ファイバ・ケーブルを用いて電気信号によって変調された単一の波長の光信号を伝送する単一波長伝送方式と、１本の光ファイバ・ケーブルに各々異なる電気信号によって変調された複数の波長の光信号を多重化して伝送を行なう波長多重伝送方式（一般に「ＷＤＭ方式と呼ばれる。「ＷＤＭ」は、「Ｗａｖｅｌｅｎｇｔｈ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ」の頭文字による略語である。）の双方が並行して開発されてきたが、上記のような背景の下、伝送需要の急激な伸長に対処するために波長多重伝送方式の開発にウェイトが移っている。そして、伝送波長の範囲が広い波長多重伝送方式においては、使用される光増幅器の利得の波長特性を平坦化することと、少ない波長変動で且つ周囲条件とは無関係な安定な利得で増幅することが重要である。
【０００４】
さて、図１３は、フォトニック・ネットワークにおける光増幅器である。
図１３において、１０１は電気信号の形で入力される送信情報を光信号に変換する電気・光変換回路で、波長多重伝送方式の場合には電気・光変換回路１０１に波長多重機能を備えている。１０２は、電気・光変換回路１０１が出力する光信号を所要のレベルまで増幅する後置増幅器である。
【０００５】
１０３及び１０３ａは、光ファイバ伝送路、１０４は光ファイバ伝送路が長距離で損失が大きい場合に光信号を増幅する中間増幅器である。例えば、大陸間の光海底伝送路のように光ファイバ伝送路が非常に長距離な場合には複数の中間増幅器が設置される。
１０５は、受信した光信号を所要のレベルまで増幅する前置増幅器、１０６は前置増幅器１０５が出力する光信号を電気信号に変換して送信情報と同一な受信情報を取り出す光・電気変換回路である。
【０００６】
即ち、フォトニック・ネットワークにおいては、光増幅器として後置増幅器、中間増幅器及び前置増幅器を必要に応じて使用する。
ここで、現在最も一般的な光増幅器はエルビウム・イオンをコアに添加した光ファイバに励起光を結合して、エルビウム・イオンのエネルギー・レベルに遷移を引き起こさせて所謂負温度状態にしたところへ光信号を通して、光信号を増幅するタイプの光ファイバ増幅器である。このタイプの光ファイバ増幅器では利得の波長依存性が比較的大きいために、光ファイバ増幅器自体の改善と利得等化器の開発によって利得の波長依存性を改善してきている。しかし、そろそろ限界との見方が出てきている。
【０００７】
一方、比較的最近になって広帯域性と波長分散が少ないとして注目されているのが、誘導ラマン散乱（Ｓｔｉｍｕｌａｔｅｄ　Ｒａｍａｎ　Ｓｃａｔｔｅｒｉｎｇ　）現象という非線型光学効果を利用した光ファイバ増幅器であり、順調にゆけば近い将来光増幅器の主流になる可能性がある。
いずれのタイプの光増幅器も、図１３の後置増幅器、中継増幅器、前置増幅器として使用することができるが、特に、波長分散が少ないという特徴から中間増幅器にはラマン増幅器が好適である。
【０００８】
図１４は、光ファイバ増幅器における励起レーザの温度安定化方式である。エルビウム添加型の光ファイバ増幅器であっても、ラマン型の光ファイバ増幅器であっても、励起レーザの温度安定化方式は基本的に同じであるので、図１４の構成は光ファイバ増幅器のタイプを限定するものではない。
図１４において、１１１は光信号を増幅する光ファイバ、１１２は励起光を光ファイバ１１１に結合するカプラである。
【０００９】
１１３は励起光を供給する励起レーザ・ダイオードである。ここでは励起光源としてレーザ・ダイオードを用いる例を示しているが、エルビウム・イオンのエネルギー・レベルを遷移させたり、ラマン散乱を起こさせるのに適した波長の光を高レベルで出力できるものであればレーザ・ダイオードに限定する必要はない。
【００１０】
１１４は励起レーザ・ダイオード１１３の温度を制御するペルチェ素子である。こういう温度制御素子にはペルチェ素子が最も使用されており、しかも、小型であるという実情はあるが、ペルチェ素子に限定する必要はない。
１１５は温度検出ブリッジで、サーミスタを使用した温度検出ブリッジが一般的である。
【００１１】
そして、励起レーザ・ダイオード１１３、温度検出ブリッジ１１５はペルチェ素子１１４の上に接合配置され、温度制御の効率と温度検出の確度を高く保つようになっている。尚、励起レーザ・ダイオード１１３、ペルチェ素子１１４及び温度検出ブリッジ１１５の機構的関係などは本発明の本質ではないので、図１４ではイメージ的な図を示すに止めている。
【００１２】
１１６は温度検出ブリッジの出力と基準電圧源１１７の電圧との差に応じた出力を生成する誤差増幅器である。
１１８は誤差増幅器１１６の出力に応じてペルチェ素子に駆動電流を供給するペルチェ素子駆動回路である。
図１４の如く、ペルチェ素子１１４によって励起レーザ・ダイオード１１３の温度制御を行なうのは、温度変動による励起レーザ・ダイオード１１３の出力レベルと波長の変動を防止するためである。更に詳細には、励起レーザ・ダイオード１１３の出力レベルの変動によって光ファイバ増幅器の利得に変動が生ずるのを防止し、波長変動によって光信号のチャネルに誤りが生ずるのを防止するためである。
【００１３】
又、図１３に示した種々の光増幅器において励起レーザ・ダイオードの出力レベルと波長を安定化する以外に、電気・光変換回路において電気信号を光信号に変換するレーザ・ダイオードの波長を安定化して、波長変動に伴う光信号のチャネル誤りを防止する必要もある。
上記の如くレーザ・ダイオードの出力レベルと波長の安定化に必須な、温度制御デバイスであるペルチェ素子を駆動するための電圧は、ペルチェ素子の開発に携わっている人々の努力にもかかわらず、旧来より殆ど変化がない。これに対して、デジタル集積回路やアナログ集積回路が動作しうる電圧は低下の一途を辿っており、両者の電圧には大きな乖離が生じている。
【００１４】
勿論、デジタル集積回路及びアナログ集積回路に電圧を供給する電源とペルチェ素子に電流を供給する電源を独立なものとして使用することは可能であるが、光伝送装置の小型化を押し進めるためには比較的実装容積が大きい電源を多数使用することは好ましくない。
従って、低電圧でもペルチェ素子に代表される温度制御モジュールを駆動することが可能な温度制御モジュールの駆動方式の開発が待たれている。
【００１５】
【従来の技術】
上記〔発明が属する技術分野〕においては、発明者が光通信技術の開発に携わっている関係で、温度制御モジュールの適用対象を光ファイバ増幅器において励起光を供給するレーザ・ダイオード及び電気・光変換回路において電気信号を光信号に変換するレーザ・ダイオードに限定して説明したが、温度制御モジュールの適用対象は通信分野に限っても上記だけではなく、更に、通信分野以外の種々の制御装置にも広く適用されている。ただ、数々の適用分野の全てについて記載する必要性はないので、以降、光通信技術に適用することのみを想定して記載する。
【００１６】
図８は、従来のブリッジ型ペルチェ素子駆動方式である。
図８において、１は正電源、８及び８ａはＰＷＭ制御信号と加熱・冷却選択信号の論理レベルによって一方がＰＷＭ制御信号の論理レベルに応じてスイッチングを行なうＰチャネル型電界効果トランジスタ、９及び９ａは加熱・冷却信号によって一方がオンになってもう一方がオフになるＮチャネル型電界効果トランジスタ、１０はペルチェ素子、１１はカソードをＰチャネル型電界効果トランジスタ８のドレインに接続され、アノードをアースに接続されるダイオード、１１ａはカソードをＰチャネル型電界効果トランジスタ８ａのドレインに接続され、アノードをアースに接続されるダイオード、１２はＰチャネル型電界効果トランジスタ８のドレイン及びペルチェ素子１０の一方の端子とＮチャネル型電界効果トランジスタ９のドレインとの接続点との間に挿入されるインダクタ、１２ａはＰチャネル型電界効果トランジスタ８ａのドレイン及びペルチェ素子１０のもう一方の端子とＮチャネル型電界効果トランジスタ９ａのドレインとの接続点との間に挿入されるインダクタ、１３はインダクタ１２とペルチェ素子１０の一方の端子の接続点とアースとの間に配置されるコンデンサ、１３ａはインダクタ１２ａとペルチェ素子１０のもう一方の端子の接続点とアースとの間に配置されるコンデンサ、１４は加熱・冷却選択信号の論理レベルを反転させるインバータ、１６は加熱・冷却選択信号とＰＷＭ制御信号との論理積演算を行なう論理積回路、１６ａは加熱・冷却選択信号の反転信号とＰＷＭ制御信号との論理積演算を行なう論理積回路である。
【００１７】
尚、ダイオード１１、インダクタ１２及びコンデンサ１３によって１つの平滑回路が構成され、ダイオード１１ａ、インダクタ１２ａ及びコンデンサ１３ａによってもう１つの平滑回路が構成される。
図９は、図８の構成の基本動作を示す等価回路である。図８の構成におけるダイオード１１及び１１ａ、インダクタ１２及び１２ａ、コンデンサ１３及び１３ａはＰＷＭ制御信号の全期間を効率的に使用してペルチェ素子に駆動電流を供給するために配置されているもので、図８の構成の基本動作には必須ではないので、図９においては図８の構成におけるダイオード１１及び１１ａ、インダクタ１２及び１２ａ、コンデンサ１３及び１３ａを省略した等価回路を示している。
【００１８】
図９において、１は正電源、３２は図８のＰチャネル型電界効果トランジスタ８に対応する等価スイッチ、３２ａは図８のＰチャネル型電界効果トランジスタ８ａに対応する等価スイッチ、３３は図８のＮチャネル型電界効果トランジスタ９に対応する等価スイッチ、３３ａは図８のＮチャネル型電界効果トランジスタ９ａに対応する等価スイッチ、１０はペルチェ素子である。
【００１９】
尚、図９を見れば明らかなように、４つの等価スイッチ３２、３２ａ、３３、３３ａとペルチェ素子１０によってブリッジが構成されていることが判る。これが、図８において「ブリッジ型」とした所以である。
今、図８の加熱・冷却選択信号の論理レベルが“０”であれば、Ｎチャネル型電界効果トランジスタ９がオンになり、Ｐチャネル型電界効果トランジスタ８ａにＰＷＭ制御信号が供給され、逆に、Ｎチャネル型電界効果トランジスタ９ａがオフになり、Ｐチャネル型電界効果トランジスタ８にはＰＷＭ制御信号が供給されない。従って、ＰＷＭ制御信号によって図９の等価スイッチ３２ａがＰＷＭ制御信号の論理レベルに応じてオン・オフを繰り返し、等価スイッチ３２ａのオン電流はペルチェ素子１０と等価スイッチ３３を経由して、図９の実線の矢印の如く流れる。
【００２０】
一方、図８の加熱・冷却選択信号の論理レベルが“１”であれば、Ｎチャネル型電界効果トランジスタ９ａがオンになり、Ｐチャネル型電界効果トランジスタ８にＰＷＭ制御信号が供給され、逆に、Ｎチャネル型電界効果トランジスタ９がオフになり、Ｐチャネル型電界効果トランジスタ８ａにはＰＷＭ制御信号が供給されない。従って、ＰＷＭ制御信号によって図９の等価スイッチ３２がＰＷＭ制御信号の論理レベルに応じてオン・オフを繰り返し、等価スイッチ３２のオン電流はペルチェ素子１０と等価スイッチ３３ａを経由して、図９の破線の矢印の如く流れる。
【００２１】
即ち、加熱・冷却選択信号の論理レベルに対応してペルチェ素子１０を流れる電流の向きが変わる。
ところで、ペルチェ素子はＰ型の熱電半導体とＮ型の熱電半導体とで構成されており、流す電流の向きによって、電子がエネルギーの高い状態から低い状態へ移行するか、エネルギーの低い状態から高い状態へ移行するかを決めることができる。電子がエネルギーの高い状態から低い状態へ移行する場合には、ペルチェ素子が周囲の物質にエネルギーを放出して周囲の物質を加熱し、電子がエネルギーの低い状態から高い状態へ移行する場合には、ペルチェ素子が周囲の物質からエネルギーを吸収して周囲の物質を冷却する。
【００２２】
従って、図８の構成によってペルチェ素子を用いて温度制御を行なうことができる。
尚、ＰＷＭ制御信号は用いておらず、適用している能動素子は接合トランジスタではあるが、ペルチェ素子を用いた単一電源の温度制御回路について、特開平７−１７０４３７号公開公報に基本的技術が開示されている。
【００２３】
次に、図１０は、図８の構成の動作詳細を説明するための等価回路で、図１０においては図８のダイオード、インダクタ、コンデンサも含めた等価回路を示している。
図１０において、１は正電源、３２は等価スイッチ、１１はダイオード、１２はインダクタ、１３はコンデンサ、１０はペルチェ素子である。
【００２４】
図８の構成においては、図９の等価回路で説明した如く、Ｎチャネル型電界効果トランジスタ９がオンの時にはＰチャネル型電界効果トランジスタ８ａがオン・オフを繰り返し、Ｎチャネル型電界効果トランジスタ９ａがオンの時にはＰチャネル型電界効果トランジスタ８がオン・オフを繰り返してたすき掛け状にペルチェ素子に電流を供給するので、図８の構成の動作はたすき掛け状になった回路の一方について検討すればよい。
【００２５】
例えば、図８においてＮチャネル型電界効果トランジスタ９ａがオンで、Ｐチャネル型電界効果トランジスタ８がオン・オフを繰り返す場合には、Ｐチャネル型電界効果トランジスタ８に対応する等価スイッチ３２と、図８におけるダイオード１１、インダクタ１２、コンデンサ１３及びペルチェ素子１０とで構成される、図１０に示した等価回路について検討すればよい。尚、図８のＮチャネル型電界効果トランジスタ９ａに対応する等価スイッチを描いていないのは、オン状態を継続するＮチャネル型電界効果トランジスタ９ａに対応する等価スイッチを描く必要がないからである。
【００２６】
図１１は、図１０の等価回路における各部の波形である。
正電源１の電圧をＶＩ　とすると、等価スイッチ３２は電圧ＶＩ　を周期Ｔ、オン時間ｔＯＮで断続してダイオード１１以降の回路に供給する。従って、オン時間には正電源１から電流が供給されてインダクタ１２を励磁する。この期間に流れる電流波形が図１１（ロ）に示しているＳＷオン時の電流（▲１▼）である。
【００２７】
ついでオフ期間には等価スイッチ３２はオフで正電源からは電流が供給されないが、インダクタ１２に蓄えられた磁気エネルギーによって同じ方向に電流が流れようとする。ここで、ダイオード１１がアノードをアースされて等価スイッチ３２とインダクタ１２の接続点に接続されているので、磁気エネルギーによる電流はダイオード１１を経由して流れる。この期間に流れる電流波形が図１１（ハ）に示しているＳＷオフ時の電流（▲２▼）である。
【００２８】
そして、インダクタ１２においては磁束密度の連続性が保たれるので、電流▲１▼の流れ始めの電流値と電流▲２▼の流れ終わりの電流値とが等しく、電流▲１▼の流れ終わりの電流値と電流▲２▼の流れ始めの電流値とが等しい。従って、電流▲１▼と電流▲２▼とを合成した電流波形は図１１（ニ）の如くなる。この電流によってコンデンサ１３が充電され、ペルチェ素子１０には電圧ＶＯ　＝（ｔＯＮ／Ｔ）×ＶＩ　が印加される。
【００２９】
即ち、図８の構成でダイオード１１及び１１ａ、インダクタ１２及び１２ａ、コンデンサ１３及び１３ａを配置しているのは、ＰＷＭ制御信号の論理レベルが“０”の期間も有効に使ってペルチェ素子１０に電流を供給するためである。但し、ペルチェ素子に印加される電圧はＰＷＭ制御信号のｔＯＮに比例するので、ＰＷＭパルスの幅によってその電圧が変化し、ペルチェ素子に供給される電流も変化する。図９の説明の冒頭において「図８の構成におけるダイオード１１及び１１ａ、インダクタ１２及び１２ａ、コンデンサ１３及び１３ａはＰＷＭ制御信号の全期間を効率的に使用してペルチェ素子に駆動電流を供給するために配置されているもので、図８の構成の基本動作には必須ではない」と記載したのはこのためである。
【００３０】
さて、上において記載した如く、集積回路が動作しうる電圧が顕著に低下する一方、ペルチェ素子が動作しうる電圧はなかなか低下せず、両者に大きな差が生じている。
図１２は、従来の低電圧単一電源ペルチェ素子駆動方式のブロック構成である。
【００３１】
図１２において、１は正電源、５４は正電源１の電圧を昇圧するためのＤＣ−ＤＣ変換回路（図では、「Ｄ−Ｄ変換回路」と記載しているが、同一の物である。）、５３は例えば図８に示したブリッジ回路、５２はＰＷＭ制御信号を生成するＰＷＭ制御回路である。
図１２の構成では、集積回路のための電源の電圧がペルチェ素子を駆動するためには低い場合に、正電源１の電圧をＤＣ−ＤＣ変換回路５４によって所要の電圧まで変換してブリッジ回路５３に電源電圧として供給し、ブリッジ回路５３内に配置されているペルチェ素子を駆動する。ＤＣ−ＤＣ変換回路５４では、正電源１の電圧を昇圧することも当然できるので、正電源１の電圧がペルチェ素子を駆動するための電圧に満たない場合にも、図１２の構成によってペルチェ素子に適正な電圧を供給することができる。
【００３２】
尚、特開平１１−３７６００号公開公報には、ＤＣ−ＤＣコンバータを適用した電圧変換手段を適用して、出力電圧を段階的に制御できるペルチェ素子の電源装置が記載されている。
【００３３】
【特許文献１】
特開平７−１７０４３７号公開公報（３〜４頁、図１）
【００３４】
【特許文献２】
特開平１１−３７６００号公開公報（４〜５頁、図１）
【００３５】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、ＤＣ−ＤＣ変換回路５４には、入力直流電圧をスイッチングした波形を平滑回路に伝達する変換トランスを必要とする上に、変換トランスの後段に脈流を平滑するインダクタとコンデンサよりなる平滑回路を必要とするので、その実装容積は光通信装置の小型化には弊害となる。
【００３６】
一方、ＤＣ−ＤＣ変換回路の実装容積の大きさを嫌って、集積回路用の電源とペルチェ素子用の電源とを別々にするのも、光通信装置の小型化には弊害となる。
本発明は、かかる問題点に鑑み、低電圧な単一電源で駆動が可能で、小型化が可能な温度制御モジュールを提供することを目的とする。
【００３７】
【課題を解決するための手段】
第一の発明は、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御回路が生成するＰＷＭ制御信号のパルス期間において電源の出力電圧を昇圧する昇圧制御回路と、２つの第一の極性の能動素子と、該２つの第一の極性の能動素子と平滑回路を介してトーテム・ポール接続される２つの第二の極性の能動素子と、該第一の極性の能動素子と該第二の極性の能動素子の２つの接続点の間に配置される温度制御素子とを有し、該昇圧制御回路の出力を受けて、加熱・冷却選択信号の論理レベルによって該２つの第二の極性の能動素子の一方を導通させて、該加熱・冷却選択信号の論理レベルに応じて該温度制御素子に供給する電流の向きを制御するブリッジ回路とを備えることを特徴とする温度制御モジュールである。
【００３８】
第一の発明によれば、該昇圧制御回路において該ＰＷＭ制御信号のＰＷＭパルスの期間において電源の出力電圧を昇圧して該ブリッジ回路に供給し、該昇圧制御回路の出力を該ブリッジ回路の中で平滑し、平滑した電圧に応ずる電流の向きを該加熱・冷却選択信号の論理レベルによって制御して該温度制御素子に供給するので、電源の出力電圧が低くても該温度制御素子に必要な電圧を生成することができ、且つ、該加熱・冷却選択信号の論理レベルによって該温度制御素子の電流の向きを制御できるので、低電圧な単一電源で駆動が可能な、小型化が可能な温度制御モジュールを提供することができる。
【００３９】
第二の発明は、ＰＷＭ制御回路が生成するＰＷＭ制御信号のパルス期間において電源の出力電圧を昇圧する昇圧制御回路と、該昇圧制御回路の出力を平滑する平滑回路と、２つの第一の極性の能動素子と、該２つの第一の極性の能動素子とトーテム・ポール接続される２つの第二の極性の能動素子と、該第一の極性の能動素子と該第二の極性の能動素子の２つの接続点の間に配置される温度制御素子とを有し、該平滑回路の出力を受けて、加熱・冷却選択信号の論理レベルによって該２つの第二の極性の能動素子の一方を導通させて、該加熱・冷却選択信号の論理レベルに応じて該温度制御素子に供給する電流の向きを制御するブリッジ回路とを備えることを特徴とする温度制御モジュールである。
【００４０】
第二の発明によれば、該昇圧制御回路において該ＰＷＭ制御信号のＰＷＭパルスの期間において電源の出力電圧を昇圧して平滑し、平滑した電圧に応ずる電流の向きを該加熱・冷却選択信号の論理レベルによって制御して該温度制御素子に供給するので、電源の出力電圧が低くても該温度制御素子に必要な電圧を生成することができ、且つ、該加熱・冷却選択信号の論理レベルによって該温度制御素子の電流の向きを制御できるので、低電圧な単一電源で駆動が可能な、小型化が可能な温度制御モジュールを提供することができる。しかも、該平滑回路が単一でよいことから一層小型な温度制御モジュールを提供することができる。
【００４１】
第三の発明は、第一の発明又は第二の発明のいずれかの温度制御モジュールにおいて、上記昇圧制御回路は、複数のチャージ・ポンプに位相が異なるＰＷＭ制御信号を供給し、各々のチャージ・ポンプの出力を合成する昇圧制御回路であることを特徴とする温度制御モジュールである。
第三の発明によれば、複数のチャージ・ポンプに位相が異なるＰＷＭ制御信号を供給し、各々のチャージ・ポンプの出力を合成する昇圧制御回路を適用するので、高い昇圧効率が得られて、電源の出力電圧が低くても該温度制御素子に必要な電圧を効率よく生成することができる。
【００４２】
【発明の実施の形態】
以降、図面を併用して本発明の技術を詳細に説明する。
図１は、本発明の第一の実施の形態である。
図１において、１は正電源である。
２及び２ａはＰチャネル型電界効果トランジスタ、３及び３ａはＮチャネル型電界効果トランジスタ、６はコンデンサで、Ｐチャネル型電界効果トランジスタ２及び２ａ、Ｎチャネル型電界効果トランジスタ３及び３ａ及びコンデンサ６によって第一のチャージ・ポンプを構成する。同様に、４及び４ａはＰチャネル型電界効果トランジスタ、５及び５ａはＮチャネル型電界効果トランジスタ、７はコンデンサで、Ｐチャネル型電界効果トランジスタ４及び４ａ、Ｎチャネル型電界効果トランジスタ５及び５ａ及びコンデンサ７によって第二のチャージ・ポンプを構成する。
【００４３】
８及び８ａは加熱・冷却選択信号の論理レベルによって一方がオン、他方がオフになるＰチャネル型電界効果トランジスタ、９は該加熱・冷却信号によってＰチャネル型電界効果トランジスタ８ａがオンである時にオンであるＮチャネル型電界効果トランジスタ、９ａは該加熱・冷却選択信号によってＰチャネル型電界効果トランジスタ８がオンである時にオンであるＮチャネル型電界効果トランジスタ、１０はペルチェ素子で、Ｐチャネル型電界効果トランジスタ８以降ペルチェ素子１０までの構成要素によってペルチェ素子駆動のブリッジ回路の主要部を構成する。
【００４４】
１１はカソードをＰチャネル型電界効果トランジスタ８のドレインに接続され、アノードをアースに接続されるダイオード、１１ａはカソードをＰチャネル型電界効果トランジスタ８ａのドレインに接続され、アノードをアースに接続されるダイオード、１２はＰチャネル型電界効果トランジスタ８のドレイン及びペルチェ素子１０の一方の端子とＮチャネル型電界効果トランジスタ９のドレインとの接続点との間に挿入されるインダクタ、１２ａはＰチャネル型電界効果トランジスタ８ａのドレイン及びペルチェ素子１０のもう一方の端子とＮチャネル型電界効果トランジスタ９ａのドレインとの接続点との間に挿入されるインダクタ、１３はインダクタ１２とペルチェ素子１０の一方の端子の接続点とアースとの間に配置されるコンデンサ、１３ａはインダクタ１２ａとペルチェ素子１０のもう一方の端子の接続点とアースとの間に配置されるコンデンサで、ダイオード１１以降コンデンサ１３ａまでの構成要素によって２つの独立な平滑回路を構成する。
【００４５】
そして、図１の構成は、平滑回路を内部に包含するペルチェ素子駆動のブリッジ回路であるといえる。
又、１４は加熱・冷却選択信号の論理レベルを反転させるインバータである。即ち、Ｐチャネル型電界効果トランジスタ８とＮチャネル型電界効果トランジスタ９ａのゲートには加熱・冷却選択信号が供給され、Ｐチャネル型電界効果トランジスタ８ａとＮチャネル型電界効果トランジスタ９のゲートには該加熱・冷却選択信号の論理レベルを反転した信号が供給される。つまり、たすき掛け構造になっている。
【００４６】
１５はＰＷＭ制御信号をクロック端子Ｃに受け、反転出力端子ＸＱからデータ端子Ｄに帰還をかけて、非反転出力端子Ｑと反転出力端子ＸＱとからＰＷＭ制御信号の周期に等しいパルスを有するＰＷＭ制御信号の２倍の周期の信号を出力する遅延フリップ・フロップ、１６は該ＰＷＭ制御信号と遅延フリップ・フロップ１５の反転出力端子ＸＱの出力信号の論理積演算をする論理積回路、１６ａは該ＰＷＭ制御信号と遅延フリップ・フロップ１５の非反転出力端子Ｑの出力信号の論理積演算をする論理積回路、１７は論理積回路１６の出力の論理レベルを反転させるインバータ、１８は論理積回路１６ａの出力の論理レベルを反転させるインバータである。
【００４７】
即ち、Ｐチャネル型電界効果トランジスタ２とＮチャネル型電界効果トランジスタ３ａのゲートには論理積回路１６の出力信号が供給され、Ｐチャネル型電界効果トランジスタ２ａとＮチャネル型電界効果トランジスタ３のゲートには論理積回路１６の出力の論理レベルを反転した信号が供給される。つまり、たすき掛け構造になっている。
【００４８】
同様に、Ｐチャネル型電界効果トランジスタ４とＮチャネル型電界効果トランジスタ５ａのゲートには論理積回路１６ａの出力信号が供給され、Ｐチャネル型電界効果トランジスタ４ａとＮチャネル型電界効果トランジスタ５のゲートには論理積回路１６ａの出力の論理レベルを反転した信号が供給される。つまり、たすき掛け構造になっている。
【００４９】
図３は、図１、図２の構成の動作を示すタイムチャートである。
図３（イ）は、ＰＷＭ制御信号で、パルス幅ｔＯＮのパルスを周期Ｔで繰り返す波形である。
図１の遅延フリップ・フロップ１５は、ＰＷＭ制御信号をクロック端子Ｃに受け、反転出力端子ＸＱからデータ端子Ｄに帰還をかけているので、非反転出力端子Ｑと反転出力端子ＸＱとからＰＷＭ制御信号の周期に等しいパルスを有するＰＷＭ制御信号の２倍の周期の信号を出力する。非反転出力端子Ｑからの出力を図３（ロ）に、反転出力端子ＸＱからの出力を図３（ハ）に示す。
【００５０】
図１の論理積回路１６ａはＰＷＭ制御信号と非反転出力端子Ｑの出力との論理積演算をするので、その出力は図３（ハ）のようになる。又、図１の論理積回路１６はＰＷＭ制御信号と反転出力端子ＸＱの出力との論理積演算をするので、その出力は図３（ニ）のようになる。
従って、図１の第二のチャージ・ポンプは論理積回路１６ａの出力のパルス期間に理想的には正電源１の電圧ＶＣＣの２倍の電圧を出力し、図１の第一のチャージ・ポンプは論理積回路１６の出力のパルス期間に理想的には正電源１の電圧ＶＣＣの２倍の電圧を出力する。第二のチャージ・ポンプの出力電圧と第一のチャージ・ポンプの出力電圧を、各々、図３（ヘ）及び図３（ト）に示している。即ち、第一のチャージ・ポンプ及び第二のチャージ・ポンプは、ＰＷＭ制御信号のパルス期間に電源電圧を昇圧する昇圧制御回路として適用されている。
【００５１】
図３（チ）は、第一のチャージ・ポンプの出力電圧と第二のチャージ・ポンプの出力電圧とを合成した電圧である。
図３（チ）の電圧が図１のブリッジ回路に電源電圧として供給されるので、図８乃至図１０によって説明した如く、インダクタ１２又は１２ａの電流は図３（リ）に示す波形になる。そして、この電流でコンデンサ１３又は１３ａを充電してペルチェ素子に電流を供給するので、ペルチェ素子にはリップルが減少した電流が流れる。しかも、加熱・冷却選択信号の論理レベルによってこの電流の方向を逆転させることができるので、図１の構成によって加熱及び冷却を行なうことができる上に、チャージ・ポンプによって昇圧してペルチェ素子を備えるブリッジ回路に供給するので、電源電圧が低くてもペルチェ素子に十分な電圧を供給することができる。
【００５２】
さて、図１には２つのチャージ・ポンプを１周期だけ位相が異なるＰＷＭ制御信号によって駆動して合成する昇圧制御回路を構成して、該昇圧制御回路の出力をペルチェ素子を備えるブリッジ回路に電源電圧として供給するものを示したが、これは、２つのチャージ・ポンプを１周期だけ位相が異なるＰＷＭ制御信号によって駆動して合成することによって、ＰＷＭ制御信号のパルス幅が小さい場合でも昇圧比を確保するためである。
【００５３】
従って、更に多くのチャージ・ポンプを均等な位相差の複数のＰＷＭ制御信号で駆動して合成する昇圧制御回路を構成すれば、昇圧比を更に大きくすることができる。このことは、以降に説明する本発明の第二の実施の形態についても同様である。
又、図１ではチャージ・ポンプを構成する能動素子として、上段にＰチャネル型電界効果トランジスタを、下段にＮチャネル型電界効果トランジスタを配置する例を示し、ブリッジ回路を構成する能動素子として、上段にＰチャネル型電界効果トランジスタを、下段にＮチャネル型電界効果トランジスタを配置する例を示したが、いずれにおいても、上段にＮチャネル型電界効果トランジスタを配置して下段にＰチャネル型電界効果トランジスタを配置することも可能である。しかも、電界効果トランジスタではなくＰ−Ｎ−Ｐ型とＮ−Ｐ−Ｎ型の接合トランジスタを使用することも可能である。ただ、接合トランジスタではオン時にエミッタ・ベース間に０．７ボルト程度の電圧を固定的に必要とするために、低電圧動作のためには電界効果トランジスタを使用する方が好ましい。このことも、以降に説明する本発明の第二の実施の形態についても同様である。
【００５４】
更に、ダイオード、インダクタ及びコンデンサによる平滑回路を使用するとペルチェ素子に電流を供給する効率を向上させうるという利点が得られるが、該平滑回路の使用は必須ではない。このことも、以降に説明する本発明の第二の実施の形態についても同様である。
図２は、本発明の第二の実施の形態である。図２の構成は、図１の構成を若干変更したものではあるが、変更点だけの説明では理解しにくいので、敢えて構成の全てについて説明する。
【００５５】
図２において、１は正電源である。
２及び２ａはＰチャネル型電界効果トランジスタ、３及び３ａはＮチャネル型電界効果トランジスタ、６はコンデンサで、Ｐチャネル型電界効果トランジスタ２及び２ａ、Ｎチャネル型電界効果トランジスタ３及び３ａ及びコンデンサ６によって第一のチャージ・ポンプを構成する。同様に、４及び４ａはＰチャネル型電界効果トランジスタ、５及び５ａはＮチャネル型電界効果トランジスタ、７はコンデンサで、Ｐチャネル型電界効果トランジスタ４及び４ａ、Ｎチャネル型電界効果トランジスタ５及び５ａ及びコンデンサ７によって第二のチャージ・ポンプを構成する。
【００５６】
８及び８ａは加熱・冷却選択信号の論理レベルによって一方がオン、他方がオフになるＰチャネル型電界効果トランジスタ、９は該加熱・冷却信号によってＰチャネル型電界効果トランジスタ８ａがオンである時にオンであるＮチャネル型電界効果トランジスタ、９ａは該加熱・冷却選択信号によってＰチャネル型電界効果トランジスタ８がオンである時にオンであるＮチャネル型電界効果トランジスタ、１０はペルチェ素子で、Ｐチャネル型電界効果トランジスタ８以降ペルチェ素子１０までの構成要素によってペルチェ素子駆動のブリッジ回路を構成する。
【００５７】
１４は加熱・冷却選択信号の論理レベルを反転させるインバータである。
即ち、Ｐチャネル型電界効果トランジスタ８とＮチャネル型電界効果トランジスタ９ａのゲートには加熱・冷却選択信号が供給され、Ｐチャネル型電界効果トランジスタ８ａとＮチャネル型電界効果トランジスタ９のゲートには該加熱・冷却選択信号の論理レベルを反転した信号が供給される。つまり、たすき掛け構造になっている。
【００５８】
１１はアノードをアースされ、カソードを該第一のチャージ・ポンプ及び該第二のチャージ・ポンプの出力端子を結合した点に接続されるダイオード、１２は該第一のチャージ・ポンプ及び該第二のチャージ・ポンプの出力端子を結合した点とＰチャネル型電界効果トランジスタ８のドレインとＰチャネル型電界効果トランジスタ８ａのドレインの接続点との間に挿入されるインダクタ、１３はインダクタ１２とＰチャネル型電界効果トランジスタ８のドレインとＰチャネル型電界効果トランジスタ８ａのドレインとの接続点とアースの間に配置されたコンデンサで、ダイオード１１以降コンデンサ１３までの構成要素によって平滑回路を構成する。
【００５９】
１５はＰＷＭ制御信号をクロック端子Ｃに受け、反転出力端子ＸＱからデータ端子Ｄに帰還をかけて、非反転出力端子Ｑと反転出力端子ＸＱとからＰＷＭ制御信号の周期に等しいパルスを有するＰＷＭ制御信号の２倍の周期の信号を出力する遅延フリップ・フロップ、１６は該ＰＷＭ制御信号と遅延フリップ・フロップ１５の反転出力端子ＸＱの出力信号の論理積演算をする論理積回路、１６ａは該ＰＷＭ制御信号と遅延フリップ・フロップ１５の非反転出力端子Ｑの出力信号の論理積演算をする論理積回路、１７は論理積回路１６の出力の論理レベルを反転させるインバータ、１８は論理積回路１６ａの出力の論理レベルを反転させるインバータである。
【００６０】
即ち、Ｐチャネル型電界効果トランジスタ２とＮチャネル型電界効果トランジスタ３ａのゲートには論理積回路１６の出力信号が供給され、Ｐチャネル型電界効果トランジスタ２ａとＮチャネル型電界効果トランジスタ３のゲートには論理積回路１６の出力の論理レベルを反転した信号が供給される。つまり、たすき掛け構造になっている。
【００６１】
同様に、Ｐチャネル型電界効果トランジスタ４とＮチャネル型電界効果トランジスタ５ａのゲートには論理積回路１６ａの出力信号が供給され、Ｐチャネル型電界効果トランジスタ４ａとＮチャネル型電界効果トランジスタ５のゲートには論理積回路１６ａの出力の論理レベルを反転した信号が供給される。つまり、たすき掛け構造になっている。
【００６２】
即ち、図２の構成では平滑回路がブリッジ回路の外に配置されているのが図１の構成との違いである。
このような違いはあるが、２つのチャージ・ポンプの出力端子を結合した点の合成電圧が図３（チ）のようになることは同じであり、インダクタを流れる電流が図３（リ）のようになることもまた同じである。この脈流でコンデンサ１３を充電してリップルの少ない電圧としてブリッジ回路に供給するので、ブリッジ回路を構成するペルチェ素子に流れる電流はリップルが少ないものとなる。しかも、加熱・冷却選択信号の論理レベルによってこの電流の方向を逆転させることができるので、図２の構成によって加熱及び冷却を行なうことができる上に、チャージ・ポンプによって昇圧してペルチェ素子を備えるブリッジ回路に供給するので、電源電圧が低くてもペルチェ素子に十分な電圧を供給することができる。即ち、図２の構成の動作も図１の構成の動作と全く同じである。又、図１の構成の説明の最後に記載した留意事項も全く同じである。
【００６３】
ここで、図１及び図２の構成の説明では、温度制御素子として最も一般的なペルチェ素子を適用する例を持って説明したが、ペルチェ素子に限定しなくても本発明の技術を適用することができる。
従って、本発明の本質は、若干簡略に記載すると「ＰＷＭ制御回路が生成するＰＷＭ制御信号のパルス期間において電源の出力電圧を昇圧する昇圧制御回路と、加熱・冷却選択信号の論理レベルに応じて温度制御素子に供給する電流の向きを制御するブリッジ回路とを備える温度制御モジュール」であるということができる。
【００６４】
これを図示したものが図４の、本発明の低電圧単一電源ペルチェ素子駆動方式のブロック構成である。
図４において、１は正電源、５１はＰＷＭ制御回路が生成するＰＷＭ制御信号のパルス期間において電源の出力電圧を昇圧する昇圧制御回路、５２はＰＷＭ制御回路、５３は２つの第一の極性の能動素子と、該２つの第一の極性の能動素子とトーテム・ポール接続される２つの第二の極性の能動素子と、該第一の極性の能動素子と該第二の極性の能動素子の２つの接続点の間に配置される温度制御素子とを有し、加熱・冷却選択信号の論理レベルによって該２つの第二の極性の能動素子の一方を導通させて、該加熱・冷却選択信号の論理レベルに応じて該温度制御素子に供給する電流の向きを制御するブリッジ回路である。
【００６５】
以上で本発明の本質的な技術の説明を終えたが、最後に、本発明の技術を適用した温度制御回路について更に具体的に説明しておく。
図５は、図１の構成を用いた温度制御回路である。これは、図１の構成の温度制御モジュールに対して、温度検出をして加熱・冷却選択信号とＰＷＭ制御信号を生成する回路を付加したものであるので、温度制御モジュールの構成の説明は割愛して、温度検出をして加熱・冷却選択信号とＰＷＭ制御信号を生成する回路の構成だけ説明する。
【００６６】
図５において、１９は感温抵抗としてのサーミスタ、２０乃至２０ｂは抵抗で、サーミスタ１９及び抵抗２０乃至２０ｂによって温度検出ブリッジを構成する。そして、ペルチェ素子によって加熱も冷却も行なわない温度平衡時にはサーミスタ１９と抵抗２０ａの接続点の電圧と、抵抗２０と抵抗２０ｂの接続点の電圧とは等しい。
【００６７】
２１及び２１ａは該温度検出ブリッジから電圧を取り出すための緩衝増幅器で、利得は１でよい。
２２は演算増幅器、２３乃至２６は抵抗、３２は正電源１の出力電圧ＶＣＣの１／２の電圧を出力する電源で、演算増幅器２２と抵抗２３乃至２６によって非反転入力端子にオフセット（１／２）ＶＣＣを与えられた負帰還増幅器を構成する。そして、抵抗２３乃至２６の値（Ｒに添え数２３乃至２６を付してそれぞれの抵抗の抵抗値とする。）を適宜選択して、反転利得の絶対値Ｒ２６／Ｒ２５と、抵抗２３及び抵抗２４による分圧比Ｒ２４／（Ｒ２３＋Ｒ２４）を考慮した非反転利得（１＋Ｒ２６／Ｒ２５）・〔Ｒ２４／（Ｒ２３＋Ｒ２４）〕を等しくなるように設計すれば、温度平衡時に演算増幅器２２の出力電圧は（１／２）ＶＣＣに等しくなる。
【００６８】
２７はコンパレータ、２８は出力電圧が（１／２）ＶＣＣの正電源である。従って、演算増幅器２２の出力が（１／２）ＶＣＣより高い時にコンパレータ２７は論理レベル“１”の信号を出力し、演算増幅器２２の出力が（１／２）ＶＣＣより低い時にコンパレータ２７は論理レベル“０”の信号を出力して、加熱・冷却選択信号としてペルチェ素子駆動のブリッジ回路に供給する。
【００６９】
一方、２９は絶対値増幅器、３０は出力電圧が（１／２）ＶＣＣの正電源である。即ち、絶対値増幅器２９は、演算増幅器２２の出力が（１／２）ＶＣＣより高い時も、演算増幅器２２の出力が（１／２）ＶＣＣより低い時も、演算増幅器２２の出力と（１／２）ＶＣＣとの差の絶対値を出力する。
尚、絶対値増幅器は、基本的には、２つの入力端子の電圧の差の正負を判定し、２つの入力端子の電圧の差が正の時には２つの入力端子の電圧の差を非反転増幅し、２つの入力端子の電圧の差が負の時には２つの入力端子の電圧の差を反転増幅するように構成し、且つ、２つの入力端子の電圧の差が０の時の該反転増幅器及び該非反転増幅器の出力オフセット電圧が０になるように調整しておけばよい。
【００７０】
３１はＰＷＭ制御回路で、絶対値増幅器２９の出力電圧の大小に応じたパルス幅のパルスを一定周期で出力する。このＰＷＭ制御回路３１の出力が論理積回路１６及び１６ａ、遅延フリップ・フロップ１５に供給されるＰＷＭ制御信号である。
図７は、図５、図６の構成の動作を示すタイムチャートである。
【００７１】
図７（イ）は、検出温度を示し、縦軸は検出温度、軸は時間である。ここでは、最初温度が高く、温度平衡時の温度を経て温度が低下する場合を例示している。
図７（ロ）は、コンパレータの出力で、温度平衡時までは論理レベルが“１”となって冷却を指示し、温度平衡時以降は論理レベルが“０”となって加熱を指示する。
【００７２】
図７（ハ）は、絶対値増幅器の出力を示し、縦軸は出力電圧、軸は時間である。温度が温度平衡時を経由して降下するが、絶対値増幅器の出力は常に同一符号であり、温度平衡時の前後で電圧の絶対値が小さくなっている。
図７（ニ）は、ＰＷＭ制御信号を示し、縦軸は出力電圧、軸は時間である。ＰＷＭ制御回路は一定周期で入力電圧に対応したパルス幅のパルスを出力するので、最初はパルス幅が最大で、次第にパルス幅が減少し、次いでパルス幅が増加して最後にパルス幅が最大になる。
【００７３】
図７（ホ）は、ペルチェ素子の駆動電流を示し、縦軸は駆動電流、軸は時間である。ＰＷＭ制御信号のパルス幅に応じた電流が、コンパレータの出力である加熱・冷却選択信号に従った方向に流れることを示している。最初は温度が高く、最後は温度が低くなると仮定しているので、最初は冷却制御が行なわれ、次いで加熱制御に移行する。
【００７４】
上記の如く、図５の構成によって、温度変化に応じてペルチェ素子の電流を制御して、ペルチェ素子に接触しているレーザ・ダイオードなどの素子の温度を制御することができる。
図６は、図２の構成を用いた温度制御回路である。図６の構成は、図２の構成の温度制御モジュールに図５の構成で説明した温度検出をして加熱・冷却選択信号とＰＷＭ制御信号を生成する回路を付加したものなので、構成と動作の説明を割愛する。
【００７５】
【発明の効果】
以上詳述した如く、本発明により、低電圧な単一電源で駆動が可能な、小型化が可能な温度制御モジュールを実現することができる。
即ち、第一の発明によれば、該昇圧制御回路において該ＰＷＭ制御信号のＰＷＭパルスの期間において電源の出力電圧を昇圧して該ブリッジ回路に供給し、該昇圧制御回路の出力を該ブリッジ回路の中で平滑し、平滑した電圧に応ずる電流の向きを該加熱・冷却選択信号の論理レベルによって制御して該温度制御素子に供給するので、電源の出力電圧が低くても該温度制御素子に必要な電圧を生成することができ、且つ、該加熱・冷却選択信号の論理レベルによって該温度制御素子の電流の向きを制御できるので、低電圧な単一電源で駆動が可能な、小型化が可能な温度制御モジュールを提供することができる。
【００７６】
又、第二の発明によれば、該昇圧制御回路において該ＰＷＭ制御信号のＰＷＭパルスの期間において電源の出力電圧を昇圧して平滑し、平滑した電圧に応ずる電流の向きを該加熱・冷却選択信号の論理レベルによって制御して該温度制御素子に供給するので、電源の出力電圧が低くても該温度制御素子に必要な電圧を生成することができ、且つ、該加熱・冷却選択信号の論理レベルによって該温度制御素子の電流の向きを制御できるので、低電圧な単一電源で駆動が可能な、小型化が可能な温度制御モジュールを提供することができる。しかも、該平滑回路が単一でよいことから一層小型な温度制御モジュールを提供することができる。
【００７７】
更に、第三の発明によれば、複数のチャージ・ポンプに位相が異なるＰＷＭ制御信号を供給し、各々のチャージ・ポンプの出力を合成する昇圧制御回路を適用するので、高い昇圧効率が得られて、電源の出力電圧が低くても該温度制御素子に必要な電圧を効率よく生成することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第一の実施の形態。
【図２】本発明の第二の実施の形態。
【図３】図１、図２の構成の動作を示すタイムチャート。
【図４】本発明の低電圧単一電源ペルチェ駆動方式のブロック構成。
【図５】図１の構成を用いた温度制御回路。
【図６】図２の構成を用いた温度制御回路。
【図７】図５、図６の構成の動作を示すタイムチャート。
【図８】従来のブリッジ型ペルチェ素子駆動方式。
【図９】図８の構成の基本的動作を示す等価回路。
【図１０】図８の構成の動作詳細を説明するための等価回路。
【図１１】図１０の等価回路における各部の波形。
【図１２】従来の低電圧単一電源ペルチェ駆動方式のブロック構成。
【図１３】フォトニック・ネットワークにおける光増幅器。
【図１４】光ファイバ増幅器における励起レーザの温度安定化方式。
【符号の説明】
１　正電源
２、２ａ、４、４ａ、８、８ａ　Ｐチャネル型電界効果トランジスタ
３、３ａ、５、５ａ、９、９ａ　Ｎチャネル型電界効果トランジスタ
６、７、１３、１３ａ　コンデンサ
１０　ペルチェ素子
１１、１１ａ　ダイオード
１２、１２ａ　インダクタ
１４、１７、１８　インバータ
１５　遅延フリップ・フロップ
１６、１６ａ　論理積回路
１９　サーミスタ
２０、２０ａ、２０ｂ、２３、２４、２５、２６　抵抗
２１、２１ａ　緩衝増幅器
２２　演算増幅器
２７　コンパレータ
２８、３０、３４　正電源
２９　絶対値増幅器
３１　ＰＷＭ制御回路
３２、３２ａ　等価スイッチ
３３、３３ａ　等価スイッチ
５１　昇圧駆動回路
５２　ＰＷＭ制御回路
５３　ブリッジ回路
５４　ＤＣ−ＤＣ変換回路（Ｄ−Ｄ変換回路）
１０１　電気・光変換回路
１０２　後置増幅器
１０３、１０３ａ　光ファイバ伝送路
１０４　中間増幅器
１０５　前置増幅器
１０６　光・電気変換回路
１１１　光ファイバ
１１２　カプラ
１１３　励起レーザ・ダイオード
１１４　ペルチェ素子
１１５　温度検出ブリッジ
１１６　誤差増幅器
１１７　基準電源
１１８　ペルチェ素子駆動回路
【図１】
2004112912.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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