(57)【要約】【課題】２線回線インピーダンスによるＺが接続されるものによって変化していたため、この近端エコーが生じていたが、近端エコーを減衰させるようにすることである。【解決手段】ＦＦＴ部１７で周波数毎のパワーを計算し、Ｚ計算部１８で接続された回線により変化するＺを計測し、計測したＺに近似するＺｈを、バリキャップ用ＤＡＣ部２２により、Ｚｈ近似部２３を制御することで、接続された回線の変化に対応させたハイブリッド回路にする。これによって２線回線のインピーダンスが変化しても近端エコー成分を最小にする事が可能なハイブリッド回路が実現でき、安定した全２重データ転送が安易に可能となるのである。【選択図】　　　図１
2004112669.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
近端エコーを減衰させるエコーキャンセラ用の、音声帯域内にフラットなエネルギー成分をもつトレーニング信号を送信部から出力するフェーズに、ハイブリッド回路から見た回線インピーダンスを計算する手段と、前記計算手段の出力を受けて、近端エコーが最小となる条件をバリキャップ電圧を変化させ、Ｚｈ近似部のインピーダンスを調整する手段とを備えたことを特徴とする全２重データ伝送用のハイブリッド回路。
【請求項２】
回線に送出される送信信号を発する送信部と、回線から受信される受信信号を受信する受信部と、前記送信信号をトランスと接続された２線回路に送出するためのバッファ増幅器と、前記送信信号が非反転入力側に入力される差動増幅器を用いたハイブリッド回路において、前記差動増幅器の反転入力側に接続され、可変電圧バリキャップによりインピーダンスを変化させるＺｈ近似部と、前記差動増幅器の出力側に接続され、入力信号である電圧が入力され、周波数毎のパワーを計算するＦＦＴ部と、前記ＦＦＴ部の出力側に接続され、各周波数毎のインピーダンスを計算するＺ計算部と、前記Ｚ計算部の出力側に接続され、近似インピーダンスＺｈが得られるバリキャップ電圧を計算するバリキャップ電圧計算部を備えたことを特徴とする２線４線変換を行うハイブリッド回路。
【請求項３】
前記ＦＦＴ部の代わりに、入力信号である電圧が入力され、周波数毎のパワーを計算するための、バンドパスフィルタ部と前記バンドパスフィルタ部の出力側に接続された整流部を備えた事を特徴とする、請求項２記載の２線４線変換を行うハイブリッド回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、モデムなどの伝送装置において、電話回線における２線４線変換のためのハイブリッド回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
２線式全二重通信制御方式を使用する伝送装置の場合、送信信号と受信信号はハイブリッド回路を用いて分離しているが、この場合、送信信号がハイブリッド回路を介して受信側に回り込む問題が生じる。受側に回り込んだ送信信号は、受信信号に対してノイズとなるためＳ／Ｎ比が劣化する要因であった。
【０００３】
図６に、従来のハイブリッド回路の一例を示す。２０は送信部、３０は受信部、１１はバッファ増幅器、１２は差動増幅器、１５はインピーダンス、Ｒ１からＲ５は抵抗を示す。
ハイブリッド回路は、前記のようにバッファ増幅器１１と差動増幅器１２、抵抗Ｒ１から抵抗Ｒ５で構成されている。ハイブリッド回路は、通常トランスを介して２線回路に接続される。シリコンＤＡＡ（Ｄｉｒｅｃｔ　Ａｃｃｅｓｓ　Ａｒｒａｎｇｅｍｅｎｔ）と呼ばれるトランス以外の手段による２線回路との接続でも同様である。図６中、インピーダンス１５はハイブリッド回路から見た回線側のインピーダンスを示しており、トランスのインピーダンスと回線のインピーダンスから構成されている。
【０００４】
送信部２０からの送信信号は、バッファ増幅器１１から抵抗Ｒ１を介してトランスと接続された２線回路に送出される。その信号の一部は、抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５により分圧され、差動増幅器１２の非反転入力に入力される。同時に、送信信号は抵抗Ｒ２を介して差動増幅器１２の反転入力に入力される。送信信号が差動増幅器１２の出力端子に現れないようにするためには、即ち、近端エコーが生じないようにするためには、以下の式を満足するように回路定数を設定する。
Ｒ３／（Ｒ２＋Ｒ３）＝（Ｚ／（Ｒ１＋Ｚ））＊（Ｒ４／（Ｒ４＋Ｒ５））…式（１）
但し、Ｒ２からＲ５は、ＺやＲ１より十分大きな値とする。
【０００５】
一般的には、Ｚは２線回路のインピーダンスを固定して計算される。また、トランスや２線回路のインピーダンスを抵抗成分として計算する。
しかし、実際には、２線回線インピーダンスは抵抗成分とはみなせないインピーダンス特性を持っている。更に、接続された２線回線によってインピーダンスが異なるため、接続する毎にインピーダンスＺが異なることになる。
【０００６】
したがって、式（１）を満足する条件からずれてくることにより、近端エコーが増加し、受信信号のＳ／Ｎ比が劣化する要因となる。これが、従来からの方法の問題点となっていた。
【０００７】
これに対して、近年のコンピュータ技術の発展により解決策が出てきた。以下に２例ほど、このような問題点を解決するための従来の技術を挙げる。
【０００８】
まず、一つ目は、特開平６−２７６１８２号公報記載の「全２重通信制御方式」である。これはハイブリッド回路調整シーケンスを設ける方法である。このシーケンスは、実施例によると、数組のＣとＲの組み合わせを、図６に示すハイブリッド回路のＲ３におきかえるものである。しかし、この方式でも、近端エコーを生じない条件を満足できる２線回線インピーダンスが用意されたＣとＲの組み合わせしかないという理由により、十分に近端エコーを消去できなかった。
【０００９】
二つ目の技術は、特開平９−２２３９９０号公報記載の「伝送装置」である。まずその説明をする前に、エコーは大きく近端エコーと遠端エコーとに分けられることを記しておく。近端エコーとは、自局モデムに近い、電話局のハイブリッド回路で発生するエコーのことを指す。一方、遠端エコーとは、自局モデムから離れた相手側の電話局で発生するエコーを指す。ここでの技術は、遠端エコーに関するものである。
【００１０】
それについてのここでの方法技術は、２種類が挙げられる。一つ目が遠端エコー成分が小さいような場合に、特に相手局側で遠端エコー成分を、電話局など伝送装置間に介在する施設での信号のＡ／Ｄ変換の際に、Ａ／Ｄコンバータのリニアリティがよい部分を用いたＡ／Ｄ変換が可能な程度に増幅することによって、自局側でのエコーキャンセルをデータエラーが発生しない程度に、十分に行うことが可能となるというものである。
【００１１】
二つ目の技術として、相手局で遠端エコー成分の逆相成分を出力することによって、電話局など伝送装置間に介在する施設で遠端エコー成分と逆装置成分とを相殺することができるということによるエコーキャンセル方法もある。それによって、遠端エコー成分が大きすぎるような場合であっても、自局でのエコーキャンセル動作をデータエラーが生じない程度に、十分に行うことができるというものである。しかし、この２種類の方法を記した特開平９−２２３９９０号公報記載の「伝送装置」による打開策でも、特開平６−２７６１８２号公報記載の「全２重通信制御方式」の場合と同様に、十分なエコーキャンセル手段とはなりえなかった。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
現実問題として、２線回線インピーダンスは、抵抗成分とみなせないインピーダンス特性を持っている。更に、接続された２線回線によってインピーダンスが異なるため、それを接続する毎に、図６中のインピーダンスＺが異なることになる。これでは、巧くエコーキャンセルできるようにハイブリッド回路を設定できないので、これに対する打開策が望まれる。
【００１３】
本発明の目的は、上記のような従来の課題を解決し、近端エコーを減衰させる事が可能なハイブリッド回路を実現するものである。本発明では近端エコーに関する技術となっており、その意味で、特開平９−２２３９９０号公報に記載の「伝送装置」とは、方法は元より目的も違うものである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明に係わるハイブリッド回路は、接続された回線により変化するインピーダンスＺを計測し、計測したインピーダンスＺを近似する近似インピーダンスＺｈを図４の回路を実現することで、接続された回線の変化に対応したハイブリッド回路を実現する。図４でＲａ及びＲｂは抵抗、Ｃはコンデンサである。これによって２線回線のインピーダンスが変化しても、近端エコー成分を最小にする事が可能なハイブリッド回路が実現でき、安定した全２重データ転送が安易に可能となるのである。
【００１５】
電話局の終端抵抗は、一般的に日本やアメリカ合衆国では、６００Ωといわれている。そのため、図６のインピーダンスＺは、２線回線インピーダンスを６００Ωとして計算される。
しかし、加入者線の影響で、実際には図７に示すようなインピーダンスカーブを示す。図７は、ＴＩＡ−ＥＩＡ　ＴＳＢ３７−Ａに示される、加入者線テストループ３の回線インターフェースから電話局側を見たインピーダンスの特性である。加入者線の種類にもよるが、周波数の低いところではインピーダンスが大きく、周波数の高いところではインピーダンスが小さい傾向を示す。そのため、図６のハイブリッド回路では式（１）を満足することが出来なかった。
【００１６】
図７の２線回線インピーダンスは、図４に示すＲａ＋Ｒｂ／／Ｃの回路でインピーダンス特性を近似することができる。
実際には、接続された回線により２線回線インピーダンス特性が変化するため、図４に示す回路のコンデンサＣを可変することで、接続された２線回線インピーダンス特性の変化に対応して近似することが可能になる。
【００１７】
図３は、Ｒａ＋Ｒｂ／／Ｃの回路で、回線インピーダンスを近似した場合のハイブリッド回路例を示した図である。この場合は、式（２）を満足することで、近端エコーが生じなくなる。
Ｚ／（Ｒ１＋Ｚ）＝（Ｚｈ／（Ｒ４＋Ｚｈ））＊（（Ｒ２＋Ｒ３）／Ｒ３）
＊（Ｒ７／（Ｒ６＋Ｒ７））　　　…式（２）
式（２）で示される通り、
Ｚ／（Ｒ１＋Ｚ）＝Ｚｈ／（Ｒ４＋Ｚｈ）
（（Ｒ２＋Ｒ３）／Ｒ３）＊（Ｒ７／（Ｒ６＋Ｒ７））＝１　　　…式（３）
式（３）の条件が満足されれば近端エコーが生じなくなる。
つまり、接続された回線により変化するインピーダンスＺを計測し、計測したインピーダンスＺを近似する近似インピーダンスＺｈを、図４に示す回路で実現することで、接続された回線の変化に対応したハイブリッド回路が実現できる。
【００１８】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の第１の実施形態を示すハイブリッド回路の構成図である。
２０は送信部、２１はＤＡＣ部（ｄｉｇｉｔａｌ−ｔｏ−ａｎａｌｏｇ　ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）、１１、１４はバッファ増幅器、１２は差動増幅器、１６はＡＤＣ部（ａｎａｌｏｇ−ｔｏ−ｄｉｇｉｔａｌ　ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）、１７はＦＦＴ（ｆａｓｔ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部、１８はＺ計算部、１９はバリキャップ電圧計算部、２２はバリキャップ用ＤＡＣ、３０は受信部、２３はＺｈ近似部、２５はダイオードである。電話網用全２重モデムのＩＴＵ−Ｔ（国際電気通信連合電気通信標準化部門）勧告、Ｖ．９０やＶ．３４ではエコーキャンセラを調整するために、送信部からトレーニング信号が出力されるフェーズが存在する。トレーニング信号は音声帯域内にフラットなエネルギー成分をもつ信号である。かつ、リモートモデムからの送信信号が無いため、２線回線上には送信部２０からのトレーニング信号のみが出力されている。
【００１９】
ＤＡＣ１６からのトレーニング出力Ｖｏとすると、Ａ点ではＶｏ＊（Ｚ／（Ｒ１＋Ｚ））となる。ここで、スイッチＳＷ１をオープンとすれば、ＡＤＣ１６の入力であるＢ点ではＶｉ＝−Ｖｏ＊（Ｚ／（Ｒ１＋Ｚ））＊（Ｒ３／Ｒ２）となる。
Ｂ点の入力Ｖｉから、Ａ点から先のインピーダンスＺ（ハイブリッド回路から見た回線側のインピーダンスを示しており、トランスのインピーダンスと回線のインピーダンスから構成されている）が計算できる。
Ｚ＝（Ｒ１＊Ｒ２＊Ｖｉ）／（−Ｖｏ＊Ｒ３−Ｖｉ＊Ｒ２）　　　…式（４）
【００２０】
以下に実施例の動作を説明する。トレーニング信号が出力されるフェーズになると、スイッチＳＷ１をオープンにし、ＡＤＣ部１６の出力をＦＦＴ部１７に接続する。ＡＤＣ部１６はＢ点の入力信号であるＶｉをアナログ・デジタル変換する。ＦＦＴ部１７にはＢ点の入力信号である電圧Ｖｉが入力され、周波数毎のパワーを計算する。ＦＦＴ部１７では、インピーダンスＺの周波数特性を計算するための周波数分解能があればよく、またＲａ＋Ｒｂ／／Ｃの回路でインピーダンスＺを近似することが目的であり、電話音声帯域内において５点ほどの周波数ポイントのパワーが計測できればよい。ＦＦＴ部１７は、周波数毎のパワーを計算するためのブロックであり、ＦＦＴ部１７以外の方式、例えばバンドパスフィルターと整流ブロックを組み合わせた方式でも可能である。（第２の実施形態参照）。
【００２１】
図２は、本発明の第２の実施形態を示すハイブリッド回路の構成図である。
ここで２６はＢＰＦ（バンドパスフィルター）部、２７は整流部であり、その他は図１と同様である。
ＢＰＦ部２６からの各周波数毎のパワーは、Ｚ計算部１８に入力される。送信部２０の出力Ｖｏは既知であり、式（４）を用いることで、各周波数毎のインピーダンスＺが計算できる。出力電圧Ｖｏであるトレーニング信号は一定であり、インピーダンスＺの計算は、あらかじめ計算された値をテーブル化することでも可能である。
【００２２】
Ｚ計算部１８からの出力は、各周波数毎のＡ点から先のインピーダンスＺを示しており、このインピーダンスＺの結果から、式（３）満足するＺｈ近似するＺｈ近似部の特性を変化させる。Ｚｈ近似部には、図４の回路に対してコンデンサＣの代わりにバリキャップ２５を使用している。バリキャップ２５は印可される逆電圧により容量が変化するため、バリキャップ電圧を変化させることでＺｈの特性を変化させることができる。
Ｚ計算部１８の出力は、バリキャップ電圧計算部１９に入力され、式（３）を満足するＺｈが得られるバリキャップ電圧を計算する。式（３）において抵抗Ｒ２、抵抗Ｒ３、抵抗Ｒ６、抵抗Ｒ７は、あらかじめ式（３）を満足する定数でハイブリッド回路を構成するため、計算の必要がない。そのため、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ４、インピーダンスＺの簡単な計算でＺｈが計算でき、Ｚｈ近似部のバリキャップ電圧が計算できる。
【００２３】
バリキャップ電圧部１９の計算結果はバリキャップ用ＤＡＣ部２２で実際のＤＣ電圧に変換され、Ｚｈ近似部２３のバリキャップ２５に印可される。
Ｚｈ近似部２３は、式（３）を満足するＺｈインピーダンスを近似することが可能である。
【００２４】
これにより、近端エコー成分を減衰できるハイブリッド回路の調整が終了するので、スイッチＳＷ１をクローズにし、ＡＤＣ１６の出力を受信部に切替えることで、通常動作モードとなる。
【００２５】
【発明の効果】
本発明のハイブリッド回路によれば、インピーダンスの近似を可能にすることで、近端エコー成分を最小にすることができるようになり、近端エコー減衰のためには理想的なハイブリッド回路が実現できた。これによって、全２重データ転送には安定化の容易化という効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態を示すハイブリッド回路の構成図である。
【図２】本発明の第２の実施形態を示すハイブリッド回路の構成図である。
【図３】Ｒａ＋Ｒｂ／／Ｃの回路で回線インピーダンスを近似した場合のハイブリッド回路例を示す図である。
【図４】２線回線インピーダンスにインピーダンス特性を近似するための回路図である。
【図５】図４の回路によって近似されたインピーダンス特性図である。
【図６】従来のハイブリッド回路の一例を示す図である。
【図７】回線インターフェースから電話局側を見たインピーダンスの特性図である。
【符号の説明】
１０　ハイブリッド回路
１１　バッファ増幅器
１２　差動増幅器
１４　バッファ増幅器
１５　交換網（インピーダンス）
１６　ＡＤＣ
１７　ＦＦＴ部
１８　Ｚ計算部
１９　バリキャップ電圧計算部
２０　送信部
２１　ＤＡＣ
２２　バリキャップ用ＤＡＣ
２３　Ｚｈ近似部
２５　ダイオード
２６　ＢＰＦ部
２７　整流部
３０　受信部
Ｒ１　抵抗
Ｒ２　抵抗
Ｒ３　抵抗
Ｒ４　抵抗
Ｒ５　抵抗
Ｒ６　抵抗
Ｒ７　抵抗
Ｒａ　抵抗
Ｒｂ　抵抗
Ｃ　コンデンサ
Ｃ１　コンデンサ
Ｚｈ　近似交換網（近似インピーダンス）
Ｖｏ　電圧
Ｖｉ　電圧
ＳＷ１　スイッチ
ＳＷ２　スイッチ
【図１】
2004112669.tif 000003
【図２】
2004112669.tif 000004
【図３】
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【図４】
2004112669.tif 000006
【図５】
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【図６】
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【図７】
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