(57)【要約】【課題】エリアシングによって発生する周期を検出する手段を有することにより、測定値のふらつきの原因が、測定信号が変動していることによるのか、エリアシングによる影響なのかを明確にすることで、安定した精度のよい測定を可能としたサンプリング式測定装置を提供する。【解決手段】所定のアナログ信号をデジタルサンプリングして測定するサンプリング式測定装置において、前記アナログ信号をデジタルサンプリングすることによって発生する周期を検出する周期検出器を設けたことを特徴とするサンプリング式測定装置。【選択図】        図１
2004294177.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定のアナログ信号をデジタルサンプリングして測定するサンプリング式測定装置において、
前記アナログ信号をデジタルサンプリングすることによって発生する周期を検出する周期検出器を設けたことを特徴とするサンプリング式測定装置。
【請求項２】
前記周期検出器は、
前記アナログ信号のゼロクロス信号を前記デジタルサンプリングのサンプリング信号でラッチした結果を出力する第１のフリップフロップと、
前記ゼロクロス信号を前記サンプリング信号の反転信号でラッチした結果を出力する第２のフリップフロップと、
前記第１のフリップフロップの出力を前記第２のフリップフロップの出力でラッチした結果を出力する第３のフリップフロップから構成されることを特徴とする請求項１に記載のサンプリング式測定装置。
【請求項３】
予め設定されたサンプリング数の限界値と、
前記周期検出器で検出された周期の１周期換算でのサンプリング周波数と、
の比較に基づきサンプリング周波数の変更を行うことを特徴とする請求項１または請求項２に記載のサンプリング式測定装置。
【請求項４】
前記周期検出器の検出結果が、デジタルローパスフィルタの所定の演算区間に満たない場合には、その演算区間を変更することを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれかに記載のサンプリング式測定装置。
【請求項５】
前記周期検出器の検出結果が、所定の平均値演算区間に満たない場合には、その平均値演算区間を変更することを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれかに記載のサンプリング式測定装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、サンプリング式測定装置に関し、特に電圧、電流、電力を求める際の平均値演算に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ある周期をもつ交流波形の実効値、平均値、有効電力値は以下の式により求めることができる。
【数１】
2004294177.tif 000003
ここで、ＲＭＳは信号の実効値，ＡＶＧ（ＤＣ）は信号の単純平均値，ｆ（ｔ）は所定の信号波形，Ｗは電力値，ｖ（ｔ）は電圧波形，ｉ（ｔ）は電流波形，Ｔは波形の周期である。
【０００３】
従来のサンプリング式測定装置では、入力波形のデジタルサンプリングを行い上式に基づいて実効値や平均値など算出している。
サンプリング方式で平均値を演算する場合、次の３つの手法が考えられる。
（ａ）波形の周期を測定し、その期間内のデータを平均する（以下、総和平均という。）。
（ｂ）アナログのローパスフィルタで平均化するのと同様に、デジタルフィルタにて平均する（以下、デジタルローパスフィルタという。）。
（ｃ）波形周期の整数倍のサンプルレートでＦＦＴ（高速フーリエ変換）やＤＦＴ（離散フーリエ変換）を行い周波数成分から平均値を求める。
【０００４】
（ｃ）の手法は、波形周期に同期したサンプルレートを設定しなければならないので、その設定精度と設定時間や演算時間を要するため波形の平均を求める手段としては一般的ではない。したがって、主に（ａ）や（ｂ）の手法が選択される。
【０００５】
（ａ）の手法は、波形周期に応じた演算区間設定が可能であるため応答性が良い。しかし平均化精度は波形の周期検出精度に依存するので精度と安定度にやや欠ける。
【０００６】
これに対して、（ｂ）の手法であるデジタルローパスフィルタは波形に関係なく平均化できるので精度と安定度に優れている。
しかしながら、（ａ）および（ｂ）の双方ともサンプリングによって発生するエリアシングにより、正常に平均化が出来ないことがある。
【０００７】
このため、正常に平均化できない時には平均値が大きく変動するということを利用し、平均値がある範囲を超えた変動があった場合、サンプリング周期を変更しているのが現状である。また、予防として、更新レート毎にサンプリング周期を変更している（例えば、特許文献１。）。
【０００８】
以下にデジタルローパスフィルタで平均値を演算する場合について説明する。
図７はデジタルローパスフィルタの一例を示した構成図である。
図７において、アンプ５１は信号波形を正規化する。Ａ／Ｄコンバータ５２はアナログ波形をサンプリングしてデジタルデータに変換する。ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）５３は、サンプリングした波形データに対し、デジタルローパスフィルタ演算処理を行い、サンプリングデータから平均値を求める。
【０００９】
図８は、デジタルローパスフィルタの信号波形の処理工程を示した図である。
図８において、信号波形（イ）は入力された信号波形である。サンプリングした波形（ロ）は前出のＡ／Ｄコンバータで信号波形がデジタルサンプリングされた波形を示している。デジタルローパスフィルタ演算後波形（ハ）は、前出のＤＳＰで演算処理されたデジタルローパスフィルタ演算後の波形である。サンプリング（ニ）は、前出のＡ／Ｄコンバータによるサンプリングタイミングを示している。
【００１０】
任意に設定された演算時間（演算区間）内のサンプリングデータから実効値および平均値を得る。
実効値および平均値の理論式は以下通りである。
【数２】
2004294177.tif 000004
ここで、Ｎは、サンプリング個数，ｆ（ｎ）はｎ番目のサンプリング値を示している。
【００１１】
デジタルローパスフィルタでは以下の式により演算処理される。
【数３】
2004294177.tif 000005
ここで、ｅ（ｎ）は、デジタルフィルタｎ回目の結果，ｓ（ｎ）は、ｎ番目の信号のサンプリング値を示している。
【００１２】
この演算を基本として、複数段（複数次）の演算を行う。
この結果を、
【数４】
2004294177.tif 000006
とすることにより上記の理論値と同じ結果を得られる。
【００１３】
図９は信号波形とサンプリングのタイミングを示した図である。
信号波形７１は実際に装置に入力された波形である。矢印で示した各点がサンプリングタイミングである。エリアシング波形７２は、信号波形をサンプリングしたことにより得られる波形である。
サンプリングは、信号周期に同期している必要はないがエリアシングにより図９のように、サンプリング値Ｓ（ｎ）を取得する周期が実際の信号波形の周期と異なってしまう結果、演算区間内で平均化に必要となる波数が取れない場合や、サンプリング周期が信号波形の周期の１／２の整数倍で、サンプリング値がある決まった値にしかならない場合には、演算値がふらつくのでサンプリング周期を変えなければならない。
【００１４】
一方、上述のように、従来のサンプリング式測定装置では、デジタルローパスフィルタと同様に応答速度や信号波形が低い周波数での平均化精度に有利な総和平均が多く用いられている。
【００１５】
周期の検出には、周期の検出には信号波形をＡＣ結合した後、ゼロ点通過を周期の１／２と見なすゼロクロス検出器を使用している。このゼロクロス検出器からの情報をもとに波形周期の整数倍の区間の平均値を計算する。
【００１６】
図１０は、総和平均の一例を示した構成図である。
図１０において、アンプ８１は信号波形を正規化する。Ａ／Ｄコンバータ８２はアナログ波形をサンプリングしてデジタルデータに変換する。ゼロクロス検出器８４は、ゼロ点通過を周期の１／２と見なすゼロクロス検出を行う。ＤＳＰ８３は、サンプリングした波形データを用いて、波形周期の整数倍の区間の平均値を計算する。
【００１７】
図１１は、演算タイミングを示したタイミングチャートである。
図１１において、信号波形（ホ）は入力された信号波形である。ゼロクロス検出信号（へ）は前出のゼロクロス検出器で検出された信号波形の周期をもった矩形波でありＤＳＰに入力される。サンプリング（ト）は、前出のＡ／Ｄコンバータによるサンプリングタイミングを示している。図１１では信号波形の周期の３倍に設定された演算期間のサンプリングデータを使用し平均値を得る。
【００１８】
実効値および平均値は次式により算出される。
【数５】
2004294177.tif 000007
ここで、Ｎはサンプリング数，ｆ（ｎ）は、ｎ番目のサンプリング値である。また、サンプリングは、信号波形の周期に同期している必要はない。
【００１９】
サンプリング方式を使用する場合、サンプリング周波数／２未満の信号波形に対しては一般的に、波形を再現できることが知られている。しかし、サンプリング周波数／２を超える周波数の信号波形ではエリアシングにより波形を再現できないが、波形の平均値を得る場合には正しい値を得ることができる。
【００２０】
図１２にエリアシングが発生した時に得られる波形の一例を示す。
図１２において、矢印で示した各点がサンプリングタイミングである。信号波形１０１と周波数が異なる振幅が等しい波形データから成るエリアシング波形１０２が得られる。
【００２１】
電圧、電流などの２信号を同時にサンプリングした場合は、信号間の位相も振幅同様に正しいので、電圧、電流の位相情報を持つ電力についても正しい値が得られる。これにより、サンプリング周波数を超える信号の測定を可能としている。
【００２２】
ここで、信号波形をサンプリングすることにより得られる周波数ｆａは、信号波形周波数をｆ，サンプリング周波数をｆｓ，係数をｋ（整数）とすると次式のようになる。
ｆａ＝｜ｆ−ｋｆｓ｜
このため、装置が測定対象とする信号の周波数ｆａは信号波形周波数ｆと異なるため入力される信号波形の周期で平均化すると正しい値が得られない場合がある。サンプリング周波数ｆｓと信号波形周波数ｆとが近づくと低い周波数ｆａの信号を測定するのと等価となることがあるため、演算期間内に１周期を認識できないからである。
【００２３】
また、例えば、図１２のＡ点からＺ点までが信号波形１０１の周期の整数倍であるので使用するデータはＡ点からＢ点までとなる。しかし、この場合求めるべき区間はＡ点からＺａ点なので、使用するデータはＡ点からＣ点である必要がある。このように、期待するサンプリング個数を得ることができない。
【００２４】
【特許文献１】
特開平７−９８３３６号公報
【００２５】
【発明が解決しようとする課題】
従来のデジタルローパスフィルタを適用したサンプリング式測定装置では、エリアシングが原因で平均値がふらつく時には、サンプリング周期を変えることで正しい値を得ることが可能となる。
しかし、この方法ではエリアシングの影響により平均値が安定しないのか、信号そのものが安定していないのかが判断できない。
【００２６】
また、判断できないだけなら良いが信号が安定してないために平均値が安定していないのにもかかわらず、エリアシングであると判断してサンプリング周期を変えてしまう。変えたことにより、今度はエリアシングの影響が現れてしまい未だふらつくので、またサンプリング周期を変更する。このような動作を繰り返してしまうという状態が発生する。このため、実際の信号を正確に平均することが出来なくなるという問題があった。
【００２７】
一方、従来の総和平均を適用したサンプリング式測定装置でも、測定値に大きな変動があった場合サンプリング周波数を変え、上記ｆａが十分高い周波数となるような対策が採られている。
【００２８】
しかし、総和平均の場合、前回の測定値と比較してサンプリング周波数を変えているのでエリアシングによって値が変動しているのか、測定信号の振幅が変動しているため値が変動しているのかの判別ができない。
【００２９】
そのため、自らｆａを小さくしてしまうサンプリング周波数に変更してしまい、安定した測定ができなくなる場合がある。
【００３０】
また、ゼロクロス信号で得られる周期は信号波形の周期なので、エリアシングの周期の整数倍の演算期間を設定することができないことがあるという問題があった。
【００３１】
本発明は上述した問題点を解決するためになされたものであり、エリアシングによって発生する周期を検出する手段を有することにより、測定値のふらつきの原因が、測定信号が変動していることによるのか、エリアシングによる影響なのかを明確にすることで、安定した精度のよい測定を可能としたサンプリング式測定装置を提供することを目的とする。
【００３２】
【課題を解決するための手段】
本発明は次の通りの構成になったサンプリング式測定装置である。
【００３３】
（１）  所定のアナログ信号をデジタルサンプリングして測定するサンプリング式測定装置において、
前記アナログ信号をデジタルサンプリングすることによって発生する周期を検出する周期検出器を設けたことを特徴とするサンプリング式測定装置。
【００３４】
（２）  前記アナログ信号のゼロクロス信号を前記デジタルサンプリングのサンプリング信号でラッチした結果を出力する第１のフリップフロップと、
前記ゼロクロス信号を前記サンプリング信号の反転信号でラッチした結果を出力する第２のフリップフロップと、
前記第１のフリップフロップの出力を前記第２のフリップフロップの出力でラッチした結果を出力する第３のフリップフロップから構成されることを特徴とする（１）に記載のサンプリング式測定装置。
【００３５】
（３）  予め設定されたサンプリング数の限界値と、
前記周期検出器で検出された周期の１周期換算でのサンプリング周波数と、
の比較に基づきサンプリング周波数の変更を行うことを特徴とする（１）または（２）に記載のサンプリング式測定装置。
【００３６】
（４）  前記周期検出器の検出結果が、デジタルローパスフィルタの所定の演算区間に満たない場合には、その演算区間を変更することを特徴とする（１）乃至（３）のいずれかに記載のサンプリング式測定装置。
【００３７】
（５）  前記周期検出器の検出結果が、所定の平均値演算区間に満たない場合には、その平均値演算区間を変更することを特徴とする（１）乃至（３）のいずれかに記載のサンプリング式測定装置。
【００３８】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の一実施例を示した構成図である。
従来あるゼロクロス検出器とＤＳＰの間に周期検出器を入れ、サンプリングにより発生する周期（エリアシングの周期）を検出するものである。
【００３９】
アンプ１は、測定対象の信号波形を正規化する。Ａ／Ｄコンバータ２は、ＤＳＰ３からのサンプリング信号により測定波形をデジタルサンプリングして、そのデータをＤＳＰ３に出力する。ゼロクロス検出器４は、信号波形からゼロクロスを検出し、信号波形の周期Ｔに等しい周期のゼロクロス信号を出力する。周期検出器５は、このゼロクロス信号とサンプリング信号とを取り込み、ゼロクロス信号と共に、エリアシングの周期Ｔａに等しい周期の周期検出信号をＤＳＰ３に出力する。ゼロクロスとはゼロ電位と信号波形とが交差する点である。
【００４０】
図２は、周期検出器の一例を示した構成図である。
Ｄフリップフロップ１１は、Ｄ端子に前出のゼロクロス信号が入力されＣＬＫ端子に遅延回路１６を介してマスタークロックが入力されることにより再構成された周期Ｔの信号ｓｉｇｎａｌをＱ端子から出力する。
Ｄフリップフロップ１２は、Ｄ端子にｓｉｇｎａｌが入力され、ＣＬＫ端子に遅延回路１７を介してサンプリング周期Ｔｓの信号ｓａｍｐｌｅが入力される。
Ｄフリップフロップ１３は、Ｄ端子にｓｉｇｎａｌが入力され、ＣＬＫ端子にインバータ１５を介してｓａｍｐｌｅの反転信号ｓａｍｐｌｅ−が入力される。ここでは、便宜上ｓａｍｐｌｅの反転信号をｓａｍｐｌｅ−と記している。
【００４１】
これにより、このｓｉｇｎａｌは、ｓａｍｐｌｅとその反転信号ｓａｍｐｌｅ−によりサンプルされ、フリップフロップ１２のＱ端子からは信号ｍａｉｎが出力され、Ｄフリップフロップ１３のＱ端子から信号ｓｕｂが出力される。
【００４２】
Ｄフリップフロップ１４は、Ｄ端子にｍａｉｎが入力され、ＣＬＫ端子には、ｓｕｂが入力されｍａｉｎをｓｕｂでラッチすることにより、周期Ｔａの周期検出信号をＱ端子から出力する。
【００４３】
詳細には、ｓａｍｐｌｅの周期Ｔｓとｓｉｇｎａｌの周期Ｔの時間差の整数倍がサンプリング周期以上となった時不連続が発生し、これが周期となり繰り返される。ｍａｉｎとｓｕｂではサンプリング周期／２ずれてｓｉｇｎａｌをラッチしているので、繰り返しの周期が等しく１／２ずれる。これによりエリアシングの周期Ｔａの検出を可能としている。遅延回路１６，１７はフリップフロップなどのゲートＩＣの遅延を補償するためのものである。
【００４４】
尚、Ｄフリップフロップ１１のゼロクロス信号の再構成は、ゼロクロス信号の検出器までの遅れの補償をしたり、サンプルリング信号もマスタークロックから生成されるため周期検出器内での全信号の同期化をしたり、マスタークロックでゼロクロス信号の周期Ｔの調整を行うことによりサンプルリング信号とセロクロス信号との周期の時間差の上限を設定して、検出精度の適正化を図るものである。また、ゼロクロス信号の再構成をしなくても、他に適切な時間調整手段（遅延回路）が介在していれば良くＤフリップフロップ１１は必ずしも必要ではない。
【００４５】
図３は、エリアシングの周期Ｔａを検出する原理を示した説明図である。
図３において、ｔ０はオフセットでありｓｉｇｎａｌの所定の立ち上がり点に対するｓａｍｐｌｅの立ち上がり点の時間のズレを示しており、ｓａｍｐｌｅの周期をＴｓとすると−Ｔｓ＜ｔ０＜Ｔｓの範囲の値となる。
【００４６】
ｔｎ（ｎは整数）はｓｉｇｎａｌの周期Ｔに対するサンプルの位置のズレであり、ｓｉｇｎａｌの変化点（立ち上がりと立下り）を基準にして、その変化点に対するｓａｍｐｌｅの立ち上がりまでの時間差である。この関係を次式に示す。
ｔｎ＝ｍＴ−ｋＴｓ−ｔ０
ここで、ｍは、ｓｉｇｎａｌの繰り返し数を示し、ｋは、そのｓｉｇｎａｌの繰り返し数の起点となるｓｉｇｎａｌの変化点直後のｓａｍｐｌｅの立ち上がりからｍ回繰り返したｓｉｇｎａｌの変化点直後に発生するｓａｍｐｌｅの立ち上がりまでのｓａｍｐｌｅの繰り返し数を示している。
【００４７】
つまり、ｔｎはｓｉｇｎａｌの変化点からその変化点直後のｓａｍｐｌｅの立ち上がりまでの時間差であり、時間の経過と共に増加していく。この差がｓａｍｐｌｅの周期Ｔｓと等しくなったときに１サンプル周期Ｔｓ分つまりｋが１増加し、その分だけｔｎが小さくなる。したがってｔｎは−Ｔｓ＜ｔｎ＜−Ｔｓの範囲で変動し、この変動が繰り返され周期となる。
図３において、Ａ点でのｓｉｇｎａｌのレベルが、時間の経過と共にＬ−Ｈ−Ｌ−Ｈ−Ｈとｔ４で変化（不連続）が発生しているとことがｋの１増加を示している。
【００４８】
一方、Ｔｓ／２ずれたタイミングでサンプルしても同様な動作をし、Ｔｓ／２分の時間ｔｎの変動に差があるため、約Ｔａ／２だけ周期がずれる。前出の信号ｍａｉｎと信号ｓｕｂに相当するこの両者を比較、一方でラッチすることで周期Ｔａを求めることができる。
【００４９】
図４は、周期検出器の動作を説明するタイミングチャートである。
図４において、前出の信号と同じ信号には同じ信号名を付けている。
ｓｉｇｎａｌは、測定波形をゼロクロス検出して形成した矩形波である。ｓａｍｐｌｅは、Ａ／Ｄコンバータのサンプリングタイミングを決定する矩形波である。ｍａｉｎは、ｓｉｇｎａｌをｓａｍｐｌｅの立ち上がりでラッチして形成される矩形波である。ｓｕｂは、ｓｉｇｎａｌをｓａｍｐｌｅの立下りでラッチして形成される矩形波である。周期検出信号は、ｍａｉｎをｓｕｂの立ち上がりでラッチして形成される矩形波である。
【００５０】
図４においてａｂ間およびｃｄ間のｓａｍｐｌｅの繰り返し数に対してｂｃ間およびｄｅ間のｓａｍｐｌｅの繰り返し数が１だけ増加している。これをｍａｉｎとｓｕｂにより検出してサンプリングにより発生した周期に等しい周期の信号を出力している。これがエリアシングの周期検出信号である。
【００５１】
デジタルローパスフィルタで周期検出信号を用いた平均値の演算処理は以下の通りである。
前出の信号Ｔａが存在する場合、Ｔａの周期と現在ある更新レート（演算区間）の評価を行い、演算区間が短い場合、演算区間に対してサンプリング周期を変更する。
【００５２】
それでも、演算区間が不足する場合は更新レートに対するアラームを出す。Ｔａが存在しないがｓｉｇｎａｌの周期Ｔが存在する場合は、サンプリング周期を変更する。その後再評価する。Ｔ，Ｔａとも存在しない場合は、現サンプリング周期の設定にて演算を行う。
【００５３】
サンプリング周期の妥当性については、従来の演算値による評価ではなく、周期検出信号の周期Ｔａや、エリアシングが発生しない場合での信号波形の周期Ｔの１周期換算での有効サンプル数（ＮＷ）によって判定する。目標とする測定精度に応じて設定されるサンプリング周波数の限界値（ＭＩＮＷ）に対してＮＷが満足しない場合は、次の演算区間に対しサンプリング周期を変更する。サンプリング周期の変更は、例えば、コントローラがサンプリング信号を発生させているＩＣに、サンプリング信号の分周比を下げる命令を送ってサンプリング周波数を増加させる。
【００５４】
また、更新レート内で１周期を検出できなければ、その測定は誤りとなるため、その周期に応じた更新レートに変更する。デジタルフィルタの場合は、フィルタのカットオフ周波数が存在するため、これに応じた更新レートの設定を行う。例えば、デジタルローパスフィルタの時定数に対して出力が安定するまでの時間を更新レートに設定する。
【００５５】
以上により、サンプリング式測定装置で平均値を求める際に問題となるエリアシングに対して、サンプリングにより実際に現れる周期を基にサンプリング周期や更新レートを設定するため、エリアシングと入力変動の混同による値の変動や誤動作をなくすことができる。また、実際の信号を正確に平均することができ、精度の高い平均値が演算可能となる。
【００５６】
さらに、ノイズが多い環境においても、そのノイズが発生する周期を、サンプリング周期から求めることができるためノイズ除去率が高くなり、高Ｓ／Ｎ比を得ることができる。
【００５７】
一方、総和平均で周期検出信号を用いた平均値の演算処理は以下の通りである。
周期検出信号が存在する場合、周期Ｔａにて演算を行う。また、周期検出信号が存在しない場合は、ｓｉｇｎａｌの周期Ｔにて演算を行う。Ｔ，Ｔａとも存在しない場合は、全区間にて演算を行う。
【００５８】
サンプリング周波数の妥当性は、従来と異なり、演算値による評価ではなく、エリアシングのようなサンプリングにより実際に現れる周期の１周期換算での有効サンプル数（ＮＷ）によって判定する。目標とする測定精度に応じて設定されるサンプリング周波数の限界値（ＭＩＮＷ）に対してＮＷが満足しない場合は、次の平均値区間からサンプリング周期を変更する。
【００５９】
サンプリング周期の変更は、例えば、コントローラがサンプリング信号を発生させているＩＣに、サンプリング信号の分周比を下げる命令を送ってサンプリング周波数を増加させる。
また、平均区間内で１周期を検出できなければ、その測定は誤りとなるため、その周期に応じた更新レートに変更する。例えば、周期検出器が検出した周期に対して少なくとも１波取れるような更新レートに設定する。
【００６０】
図５および図６は、総和平均方式における処理工程を示したフローチャートである。
このフローチャートの処理手順に従って説明する。
【００６１】
Ｓ１  測定を開始する。
Ｓ２  信号波形をサンプリングしてｎ番目のサンプリングデータＤｎを取得する。
Ｓ３  サンプリングデータを積算する。
【００６２】
Ｓ４  ゼロクロス信号のエッジの有無を判断する。エッジが有れば工程Ｓ５の処理を行い、エッジが無い場合は工程Ｓ１９の処理をする。
Ｓ５  ゼロクロス信号のエッジの方向が予め設定された方向Ｚｓと同じか判断する。方向が異なる場合は工程Ｓ１１の処理を行い、方向が同じ場合は工程Ｓ１２の処理を行う。
Ｓ６  周期検出信号のエッジの方向が予め設定された方向Ｚａと同じか判断する。方向が同じなら工程Ｓ７の処理を行い、方向が異なる場合は工程Ｓ１３の処理を行う。
【００６３】
Ｓ７  サンプリングデータの加算値Ｓｎを周期検出信号の同期加算値Ｓａとする。加算に用いたサンプリング数ｎを周期検出信号間のサンプリング数Ｎａとする。
Ｓ８  周期検出信号のエッジ数Ｃａが０ではないかを判断する。
判断結果がＮＯ（Ｃａ＝０）であれば工程Ｓ９の処理を行い、ＹＥＳであれば工程Ｓ１０の処理を行う。
Ｓ９  周期検出信号の同期加算値Ｓａの値を、周期検出信号の最初のエッジまでの加算値Ｓａ０とする。
周期検出信号のエッジ区間でのサンプル数Ｎａを、周期検出信号の最初のエッジまでのサンプル数Ｎａ０とする。
【００６４】
Ｓ１０  Ｃａに１を加算して工程Ｓ２の処理に戻る。
Ｓ１１  ゼロクロス信号のエッジ数ＣｚがＣｚ＝０かを判定する。判定結果がＹＥＳの場合は工程Ｓ１２の処理を行い、ＮＯの場合は工程Ｓ１９の処理を行う。
Ｓ１２  工程Ｓ５で検出したエッジ方向にＺｓを設定し直して工程Ｓ６の処理を行う。
【００６５】
Ｓ１３  Ｃａ＝０かを判定する。判定結果がＹＥＳの場合は工程Ｓ１４の処理を行い、ＮＯであれば工程Ｓ１５の処理を行う。
Ｓ１４  工程Ｓ６で検出したエッジ方向にＺａを設定し直す。
Ｓ１５  Ｓｎをゼロクロス同期加算値Ｓｓとする。サンプリング数ｎをゼロクロス信号のエッジ区間でのサンプル数Ｎｓとする。
【００６６】
Ｓ１６  Ｃｚが０でないことを判断する。
判断結果がＮＯ（Ｃｚ＝０）であれば工程Ｓ１７の処理を行い、ＹＥＳであれば工程Ｓ１８の処理を行いう。
Ｓ１７  Ｓｓの値をゼロクロス信号の最初のエッジまでの加算値Ｓｓ０とする。ゼロクロス信号のエッジ区間でのサンプル数Ｎｓをゼロクロス信号の最初のエッジまでのサンプル数Ｎｓ０とする。
Ｓ１８  Ｃｚに１を加算して工程Ｓ２の処理に戻る。
【００６７】
Ｓ１９  測定を終了するか判断する。終了しない場合は、工程Ｓ２に戻り、終了する場合は、工程Ｓ２０の処理を行う。
Ｓ２０  Ｃａが２以上か判断する。判断結果がＮＯの場合は、工程Ｓ２１の処理を行い、ＹＥＳの場合は、工程Ｓ２２の処理を行う。
Ｓ２１  Ｃｚが２以上か判断する。判断結果がＹＥＳの場合は工程Ｓ２３の処理を行い、ＮＯの場合は工程Ｓ２４の処理を行う。
【００６８】
Ｓ２２  Ｎａ−Ｎａ０を演算し有効サンプル数Ｎを求める。Ｎ／Ｃａを演算し周期検出信号の１周期に対するサンプル数ＮＷを求める。Ｓａ−Ｓａ０を演算し有効加算値Ｓを求める。次に工程Ｓ２５の処理を行う。
Ｓ２３  Ｎｓ−Ｎｓ０を演算して有効サンプル数Ｎを求める。Ｎ／Ｃｚを演算してゼロクロス信号の１周期に対するサンプル数ＮＷを求める。Ｓｓ−Ｓｓ０を演算し有効加算値Ｓを求める。次に工程Ｓ２５の処理を行う。
Ｓ２４  Ｎｓを有効サンプル数Ｎとする。周期検出信号の１周期に対するサンプル数ＮＷを０とする。Ｓｓを有効加算値Ｓとする。次に工程Ｓ２５の処理を行う。
【００６９】
Ｓ２５  ＮＷが予め設定された最低ＮＷ（限界値）以上かを判断する。判断結果がＮＯであれば工程Ｓ２６の処理を行い、ＹＥＳであれば工程Ｓ２７の処理を行う。
Ｓ２６  サンプリング周波数を変更する。
Ｓ２７  ＡＶＧ＝Ｓ／Ｎを演算し単純平均ＡＶＧを求める。
【００７０】
実効値ＲＭＳを測定する場合は、の工程Ｓ２と工程Ｓ２７において以下のように変更すればよい。
Ｓ２  信号波形をサンプリングしてｎ番目のサンプリングデータＤｎを取得し、Ｄｎ×Ｄｎを演算する。
Ｓ２７  ＲＭＳ＝（Ｓ／Ｎ）１／２を演算し実効値ＲＭＳを求める。
【００７１】
平均値整流実行値換算値ＭＥＡＮを測定する場合は、工程Ｓ２と工程Ｓ２７を以下ように変更すればよい。
Ｓ２  信号波形をサンプリングしてｎ番目のサンプリングデータＤｎを取得し、Ｄｎの絶対値｜Ｄｎ｜を求める。
Ｓ２７  ＭＥＡＮ＝（π／２）×（Ｓ／Ｎ）を演算し平均値整流実行値換算値ＭＥＡＮを求める。
【００７２】
以上により、平均値などを求める際に、重要である平均値区間を実際に現れる周期をもとに決定することができるため、精度の高い平均値が演算可能となり、エリアシングと入力変動の混同による値の変動や誤動作をなくすことができる。
【００７３】
さらに、ノイズが多い環境においても、そのノイズが発生する周期を、サンプリング周期から求めることができるためノイズ除去率が高くなり、高Ｓ／Ｎ比を得ることができる。
【００７４】
【発明の効果】
本発明によれば、以下のような効果がある。
【００７５】
請求項１に記載の発明によれば、信号波形をサンプリングしたことにより生ずるエリアシングの周期を検出する周期検出器を有することにより、測定値のふらつきの原因が、測定信号が変動していることによるのか、エリアシングによる影響なのかを明確にすることで、安定した精度のよい測定を可能とした。
【００７６】
請求項２に記載の発明によれば、周期検出器をフリップフロップなどのゲートＩＣで構成しているため簡単な付加回路で周期検出を実現できる。
【００７７】
請求項３に記載の発明によれば、サンプリング周期の妥当性を容易に判断することができる。
【００７８】
請求項４に記載の発明によれば、デジタルローパスフィルタで平均値を求める際に問題となるエリアシングに対して、周期検出器で検出した実際に現れる周期を基にサンプリング周期や更新レートを設定するため、エリアシングと入力変動の混同による値の変動や誤動作をなくすことができる。また、実際の信号を正確に平均することができ、精度の高い平均値が演算可能となる。
さらに、ノイズが多い環境においても、そのノイズが発生する周期を、サンプリング周期から求めることができるためノイズ除去率が高くなり、高Ｓ／Ｎ比を得ることができる。
【００７９】
請求項５に記載の発明によれば、総和平均により平均値などを求める際に、重要である平均値区間を周期検出器で検出した実際に現れる周期をもとに決定することができるため、精度の高い平均値が演算可能となり、エリアシングと入力変動の混同による値の変動や誤動作をなくすことができる。
さらに、ノイズが多い環境においても、そのノイズが発生する周期を、サンプリング周期から求めることができるためノイズ除去率が高くなり、高Ｓ／Ｎ比を得ることができる
【００８０】
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例を示した構成図である。
【図２】周期検出器の一例を示した構成図である。
【図３】エリアシングの周期Ｔａを検出する原理を示した説明図である。
【図４】周期検出器の動作を説明するタイミングチャートである。
【図５】総和平均方式における処理工程を示したフローチャートである。
【図６】総和平均方式における処理工程を示したフローチャートである。
【図７】デジタルローパスフィルタの一例を示した構成図である。
【図８】デジタルローパスフィルタの信号波形の処理工程を示した図である。
【図９】信号波形とサンプリングのタイミングを示した図である。
【図１０】総和平均の一例を示した構成図である。
【図１１】演算タイミングを示したタイミングチャートである。
【図１２】エリアシングが発生した時に得られる波形の一例を示した図である。
【符号の説明】
１  アンプ
２  Ａ／Ｄコンバータ
３  ＤＳＰ
４  ゼロクロス検出器
５  周期検出器
１１、１２、１３、１４  Ｄフリッププロップ
１５  インバータ
１７、１８  遅延回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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