(57)【要約】【課題】高効率化をさらに図ると共に、高速応答および小型化を同時に実現できるカレントフェッド型コンバータを提供する。【解決手段】降圧コンバータ回路４とプッシュプルコンバータ回路８からなるカレントフェッド型コンバータにおいて、ｎ個（ｎ≧２）の降圧コンバータ回路４ａ，４ｂ，４ｃ…を並列接続する。また、第１のスイッチ素子５ａ，５ｂ，５ｃ…および第２のスイッチ素子６ａ，６ｂ，６ｃ…が、各降圧コンバータ回路４ａ，４ｂ，４ｃ…毎に３６０°／ｎの位相差を有してそれぞれオン，オフ動作されるように構成し、各チョークコイル７ａ，７ｂ，７ｃ…のインダクタンス値を小さくする。【選択図】  図１
2004312788.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交互にオン，オフする第１および第２のスイッチ素子とチョークコイルとを有し、前記第１のスイッチ素子のオン時に前記チョークコイルにエネルギーを蓄え、前記第２のスイッチ素子のオフ時に前記チョークコイルの蓄積エネルギーを放出して降圧出力を得る降圧コンバータ回路と、
交互にオン，オフする第３および第４のスイッチ素子をトランスの一次巻線に接続し、このトランスの二次巻線に誘起した電圧を整流平滑して出力電圧を得るプッシュプルコンバータ回路とを備え、
前記第３および第４のスイッチ素子が固定デューティでオン，オフ動作される一方で、前記第１および第２のスイッチ素子が、前記第３および第４のスイッチ素子に対し２倍の周期で、且つ前記出力電圧を安定化させるためにオン期間を可変制御しながらオン，オフ動作されるカレントフェッド型コンバータにおいて、
ｎ個（ｎ≧２）の前記降圧コンバータ回路を並列に接続すると共に、
前記各降圧コンバータ回路における前記第１および第２のスイッチ素子が、前記各降圧コンバータ回路毎に３６０°／ｎの位相差を有してそれぞれオン，オフ動作されるように構成したことを特徴とするカレントフェッド型コンバータ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、プッシュプルコンバータ回路の入力段に降圧コンバータ回路を備えたカレントフェッド型コンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、スイッチング素子のスイッチング動作に伴い、絶縁トランスの二次巻線に誘起された電圧を出力回路により整流平滑して、所望の直流出力電圧を得るＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、出力回路を構成する二次側チョークコイルの銅損を低減するために、例えば特許文献１に開示されるような二次側チョークコイルの存在しない回路構成のカレントフェッド型コンバータが提案されている。他方、こうしたＤＣ−ＤＣコンバータでは、例えば特許文献２などに開示されるように、二次側チョークコイルと共に出力回路を構成する整流素子の導通損失を低減するために、ダイオードに代わりオン抵抗の小さなＭＯＳ型ＦＥＴを使用した同期整流回路が提案されている。
【０００３】
このような同期整流回路を、上記カレントフェッド型コンバータに組み込んだ一例を図３に示す。同図において、１，２は入力電圧Ｖｉｎが印加される入力端子、３は入力電圧Ｖｉｎを平滑する入力平滑コンデンサで、これは入力端子１，２間に接続される。また、４は平滑された入力電圧Ｖｉｎを降圧する降圧コンバータ回路で、これは一方の入力端子１に一端を接続した整流用の第１のスイッチ素子５と、このスイッチ素子５の他端と他方の入力端子２との間に、一端と他端をそれぞれ接続する転流用の第２のスイッチ素子６と、スイッチ素子５，６の接続点に一端を接続したチョークコイル７とにより構成され、チョークコイル７の他端は後述するトランス１１の一次巻線１１ａ，１１ｃの接続点である一次側センタータップ１１ｂに接続される。
【０００４】
８は、前記降圧コンバータ回路４の後段に接続するプッシュプルコンバータ回路で、これはプッシュプル構成の第３のスイッチ素子９と第４のスイッチ素子１０およびトランス１１の他に、好ましくはＭＯＳ型ＦＥＴなどのオン抵抗の小さな整流スイッチ素子１２，１３と、この整流スイッチ素子１２，１３を通した整流出力を平滑する出力平滑コンデンサ１４とにより構成される。より具体的には、トランス１１の一次側は同極性に直列接続された一次巻線１１ａ，１１ｃで構成され、一次巻線１１ａのドット側端子とスイッチ素子６の他端との間にスイッチ素子９が接続され、別な一次巻線１１ｃの非ドット側端子とスイッチ素子６の他端との間にスイッチ素子１０が接続される。また、トランス１１の二次側は同極性に直列接続された二次巻線１１ｄ，１１ｆで構成され、二次巻線１１ｄのドット側端子に整流スイッチ素子１３の一端が接続される一方で、二次巻線１１ｆの非ドット側端子に整流スイッチ素子１２の他端が接続される。さらに、前記二次巻線１１ｄ，１１ｆの接続点である二次側センタータップ１１ｅと、整流スイッチ素子１２，１３の他端どうしの接続点との間に出力平滑コンデンサ１４を接続し、このコンデンサ１４の両端間に出力端子１５，１６が接続される。
【０００５】
そして、図示しない制御手段により、トランス１１の一次側にあるスイッチ素子９，１０を交互にオン，オフさせると、前記降圧コンバータ回路４からの降圧出力が一次巻線１１ａ，１１ｃに交互に印加され、トランス１１の二次巻線１１ｄ，１１ｆに電圧が誘起される。ここで前記制御手段が、スイッチ素子９のオン動作に同期して整流スイッチ素子１３をオンし、スイッチ素子１０のオン動作に同期して整流スイッチ素子１２をオンすることにより、二次巻線１１ｄ，１１ｆに誘起された電圧が整流スイッチ素子１２，１３およびコンデンサ１４で整流平滑され、このコンデンサ１４の両端間に接続する出力端子１５，１６間に出力電圧Ｖｏｕｔが得られる。
【０００６】
なお、１７はスイッチ素子５とチョークコイルの直列回路に逆並列接続され、スイッチ素子９，１０が同時にオフした際に、トランス１１に蓄えられたエネルギーを入力側へ回生するための回生ダイオードである。この回生ダイオード１７は、トランス１１のフライバック電圧を抑制するためのものであるが、スイッチ素子９，１０が確実に同時オフしない動作タイミングを得られる場合には不要となる。
【０００７】
上記構成のカレントフェッド型コンバータでは、降圧コンバータ回路４の各スイッチ素子５，６が、プッシュプルコンバータ回路８のスイッチ素子９，１０に対し２倍の周期でオン，オフ動作される。また、スイッチ素子９，１０は一周期に対するオン時間の比であるデューティ比が５０％にそれぞれ固定される一方で、出力電圧Ｖｏｕｔを一定に保つために、スイッチ素子５，６のオン期間（パルス導通幅）が前記制御手段により可変制御される。
【０００８】
上記構成について、図４に示す各スイッチ素子５，６，９，１０および整流スイッチ素子１２，１３の動作タイミング波形を用いて説明すると、期間Ｔ１ではスイッチ素子５，９および整流スイッチ素子１２がオンし、スイッチ素子６，１０および整流スイッチ素子１３がオフしている。降圧コンバータ回路４は、スイッチ素子５を通してチョークコイル７にエネルギーが蓄えられ、入力平滑コンデンサ３により平滑された入力電圧Ｖｉｎよりも低い電圧が出力側に発生する。それと共に、プッシュプルコンバータ回路８のスイッチ素子９と整流スイッチ素子１２が同期してオンしているので、降圧コンバータ回路４からの降圧出力がトランス１１の一次巻線１１ａに印加され、二次巻線１１ｆに誘起された電圧が、整流スイッチ素子１２を通して出力平滑ダイオード１４および出力端子１５，１６間に供給される。
【０００９】
期間Ｔ２になると、スイッチ素子６，９および整流スイッチ素子１２がオンし、スイッチ素子５，１０および整流スイッチ素子１３がオフする。降圧コンバータ回路４は、スイッチ素子６がオンすることによりチョークコイル７に蓄えられたエネルギーが出力側に送り出され、前記入力電圧Ｖｉｎよりも低い電圧が出力側に発生する。それと共に、プッシュプルコンバータ回路８は引き続きスイッチ素子９と整流スイッチ素子１２が同期してオンしているので、二次巻線１１ｆに誘起された電圧が、整流スイッチ素子１２を通して出力平滑ダイオード１４および出力端子１５，１６間に供給される。
【００１０】
期間Ｔ３では、スイッチ素子５，１０および整流スイッチ素子１３がオンし、スイッチ素子６，９および整流スイッチ素子１２がオフする。降圧コンバータ回路４は、スイッチ素子５を通してチョークコイル７にエネルギーが蓄えられ、入力平滑コンデンサ３により平滑された入力電圧Ｖｉｎよりも低い電圧が出力側に発生する。それと共に、今度はプッシュプルコンバータ回路８のスイッチ素子１０と整流スイッチ素子１３が同期してオンしているので、降圧コンバータ回路４からの降圧出力がトランス１１の一次巻線１１ｃに印加され、二次巻線１１ｄに誘起された電圧が、整流スイッチ素子１３を通して出力平滑ダイオード１４および出力端子１５，１６間に供給される。
【００１１】
期間Ｔ４になると、スイッチ素子６，１０および整流スイッチ素子１３がオンし、スイッチ素子５，９および整流スイッチ素子１２がオフする。降圧コンバータ回路４は、スイッチ素子６がオンすることによりチョークコイル７に蓄えられたエネルギーが出力側に送り出され、前記入力電圧Ｖｉｎよりも低い電圧が出力側に発生する。それと共に、プッシュプルコンバータ回路８のスイッチ素子１０と整流スイッチ素子１３が引き続きオンしているので、二次巻線１１ｄに誘起された電圧が、整流スイッチ素子１３を通して出力平滑ダイオード１４および出力端子１５，１６間に供給される。そして、この期間Ｔ４が終了すると期間Ｔ１に戻り、上述の動作を継続することで、出力平滑コンデンサ１４間に所望の出力電圧Ｖｏｕｔが得られる。
【００１２】
上記一連の動作において、整流スイッチング素子１２，１３はオン抵抗の小さなＭＯＳ型ＦＥＴを用いているため、トランス１１の二次側における整流素子の導通損失が小さく、さらにプッシュプルコンバータ回路８のスイッチ素子９，１０は、降圧コンバータ回路４の各スイッチ素子５，６ほど高速で動作させる必要がないため、プッシュプルコンバータ回路８におけるスイッチング損失が少ない。また、スイッチ素子９，１０のオン，オフデューティを５０パーセントの固定に設定して、トランス１１をあたかもＤＣトランスのように動作させることで、トランス１１の二次側にチョークコイルを備える必要がなくなる。そのため、特にトランス１１の二次側で低電圧大電流を取り出す場合に、チョークコイルが存在しない分だけ銅損を少なくすることができ、高効率化を達成できる。
【００１３】
【特許文献１】
特許第３２３８８４１号公報
【特許文献２】
特開平１１−３０８８６２号公報
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
図３に示すカレントフェッド型コンバータは、特許文献１にもあるように、トランス１１の一次巻線１１ａ，１１ｃと直列にチョークコイル７を接続すると共に、このチョークコイル７のインダクタンス値を、トランス１１のインダクタンス値の数倍に設定して、コンバータを電流源として動作させている。しかし、このような大きなインダクタンス値のチョークコイル７は、コンバータの小型化を図る上で支障となる上に、チョークコイル７を流れる電流の傾斜が緩くなるため、負荷電流が急変する場合などにおいて、スイッチ素子５，６のパルス導通幅を制御する制御回路が高速に応答することができず、出力電圧Ｖｏｕｔが大きく変動するなどの問題を有していた。
【００１５】
本願発明は上記問題点に鑑み、高効率化をさらに図ると共に、高速応答および小型化を同時に実現できるカレントフェッド型コンバータを提供することをその目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
本発明における請求項１のカレントフェッド型コンバータは、交互にオン，オフする第１および第２のスイッチ素子とチョークコイルとを有し、前記第１のスイッチ素子のオン時に前記チョークコイルにエネルギーを蓄え、前記第２のスイッチ素子のオフ時に前記チョークコイルの蓄積エネルギーを放出して降圧出力を得る降圧コンバータ回路と、交互にオン，オフする第３および第４のスイッチ素子をトランスの一次巻線に接続し、このトランスの二次巻線に誘起した電圧を整流平滑して出力電圧を得るプッシュプルコンバータ回路とを備え、前記第３および第４のスイッチ素子が固定デューティでオン，オフ動作される一方で、前記第１および第２のスイッチ素子が、前記第３および第４のスイッチ素子に対し２倍の周期で、且つ前記出力電圧を安定化させるためにオン期間を可変制御しながらオン，オフ動作されるカレントフェッド型コンバータにおいて、ｎ個（ｎ≧２）の前記降圧コンバータ回路を並列に接続すると共に、前記各降圧コンバータ回路における前記第１および第２のスイッチ素子が、前記各降圧コンバータ回路毎に３６０°／ｎの位相差を有してそれぞれオン，オフ動作されるように構成したものである。
【００１７】
上記構成によれば、各降圧コンバータ回路における第１および第２のスイッチ素子は、第３および第４のスイッチ素子に対し２倍の周期で、且つ出力電圧を安定化させるためにオン期間を可変制御しながら、各降圧コンバータ回路毎に位相をずらしながら交互にオン，オフ動作される。そのため、各降圧コンバータ回路に備わるチョークコイル１つ当たりのインダクタンス値を小さくでき、コンバータ内部の小型化を実現できる。しかも、個々のチョークコイルを流れる電流の傾斜は、インダクタンス値が小さい分だけ急になるため、負荷電流が急変する場合などにおいて、チョークコイルを流れる電流がすぐに追従して、高速応答を実現することができる。
【００１８】
さらに、カレントフェッド型コンバータの特長として、トランスの二次側に出力チョークコイルを設ける必要がなく、銅損を少なくできると共に、プッシュプルコンバータ回路を構成する第３および第４のスイッチ素子は低い周波数で動作するため、これらの第３および第４のスイッチ素子におけるスイッチング損失が少ない。その上、トランスを増やさずに、降圧コンバータ回路の多相化を実現しているので、極めて効率のよいコンバータを得ることができる。
【００１９】
また、各降圧コンバータ回路は並列に接続され、それぞれのチョークコイルを流れる電流は、降圧出力側で加算されてリプル分が相殺されるので、個々のチョークコイルのインダクタンス値は小さいものの、プッシュプルコンバータ回路への印加電流のリプルを著しく低減することができる。
【００２０】
【発明の実施形態】
以下、本発明の好ましい実施例について、添付図面である図１および図２を参照して詳細に説明する。尚、従来例の図３と構成が重複するものについては同一の符号を付し、その説明を極力省略する。
【００２１】
回路の全体構成を示す図１において、本実施例では、プッシュプルコンバータ回路８の入力段にある降圧コンバータ回路４ａ，４ｂ，４ｃ…を、少なくともｎ個（ｎ≧２）並列に接続するとともに、各降圧コンバータ回路４ａ，４ｂ，４ｃ…のスイッチ素子５ａ，５ｂ，５ｃ…が、それぞれ３６０°／ｎの位相差を有してオン，オフ動作されるように、図示しない制御手段から駆動信号が与えられ、かつ別のスイッチ素子６ａ，６ｂ，６ｃ…も、それぞれ３６０°／ｎの位相差を有してオン，オフ動作されるように、図示しない制御手段から駆動信号が与えられるように構成している。なお、本実施例では図１の実線に示すように、２個の降圧コンバータ回路４ａ，４ｂを並列接続した例を説明するが、図１の波線に示すように、３個以上の降圧コンバータ回路４ａ，４ｂ，４ｃ…を並列接続してもよい。並列接続する降圧コンバータ回路４ａ，４ｂ，４ｃ…の個数を増やすほど、トランス１１の一次巻線１１ａ，１１ｃに直列的に接続する個々のチョークコイル７ａ，７ｂ，７ｃ…のインダクタンス値は小さくなる。それ以外の構成は、図３に示す従来例と共通している。
【００２２】
なお、図１に示す回路図において、プッシュプルコンバータ回路８を構成するスイッチ素子９，１０は交互にオン，オフ動作されるが、各スイッチ素子９，１０が確実に同時オフしないように駆動信号が与えられるならば、回生ダイオード１７を不要にできる。また、転流用のスイッチ素子６ａ，６ｂ，６ｃ…は、例えばＭＯＳ型ＦＥＴのような制御端子（ゲート）付き素子ではなく、制御端子を持たないダイオードを用いてもよい。
【００２３】
次に上記構成の作用について、図２の各スイッチ素子５ａ，５ｂ，６ａ，６ｂ，９，１０および整流スイッチ素子１２，１３の動作タイミング波形を参照しながら説明する。２個の降圧コンバータ回路４ａ，４ｂを並列接続した場合、スイッチ素子５ａとスイッチ素子６ａ、およびスイッチ素子５ｂとスイッチ素子６ｂは、スイッチ素子５ａ，５ｂ，６ａ，６ｂの一周期において、それぞれ１８０°の位相差を有してオン，オフ動作される。なお、この位相差は、３個の降圧コンバータ回路４ａ，４ｂ，４ｃの場合に１２０°となり、４個の降圧コンバータ回路４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄの場合に９０°となるのはいうまでもない。
【００２４】
期間Ｔ１において、ここではスイッチ素子５ａ，６ｂ，９および整流スイッチ素子１２がオンし、スイッチ素子５ｂ，６ａ，１０および整流スイッチ素子１３がオフしている。降圧コンバータ回路４ａは、スイッチ素子５ａを通してチョークコイル７ａにエネルギーが蓄えられるため、チョークコイル７ａを流れる電流が傾斜増加する一方で、別の降圧コンバータ回路４ｂは、チョークコイル７ｂの蓄積エネルギーが出力側に送り出されるため、チョークコイル７ｂを流れる電流が傾斜減少する。これにより、入力平滑コンデンサ３により平滑された入力電圧Ｖｉｎよりも低い電圧が出力側に発生すると共に、それぞれのチョークコイル７ａ，７ｂを流れる電流を加算したプッシュプルコンバータ回路８への印加電流は、リプル分が殆どない直流になる。
【００２５】
また、後段のプッシュプルコンバータ回路８では、スイッチ素子９と整流スイッチ素子１２が同期してオンしているので、降圧コンバータ回路４ａ，４ｂからの降圧出力がトランス１１の一次巻線１１ａに印加され、二次巻線１１ｆに誘起された電圧が、整流スイッチ素子１２を通して出力平滑ダイオード１４および出力端子１５，１６間に供給される。
【００２６】
期間Ｔ２になると、スイッチ素子５ｂ，６ａ，９および整流スイッチ素子１２がオンし、スイッチ素子５ａ，６ｂ，１０および整流スイッチ素子１３がオフする。降圧コンバータ回路４ａは、チョークコイル７ａの蓄積エネルギーが出力側に送り出されるため、チョークコイル７ａを流れる電流が傾斜減少するが、別の降圧コンバータ回路４ｂは、スイッチ素子５ｂを通してチョークコイル７ｂにエネルギーが蓄えられるため、チョークコイル７ｂを流れる電流が傾斜増加する。これにより、期間Ｔ１に引き続いて、入力電圧Ｖｉｎよりも低い電圧が出力側に発生すると共に、プッシュプルコンバータ回路８への印加電流は、リプル分が殆どない直流になる。
【００２７】
また、プッシュプルコンバータ回路８は引き続きスイッチ素子９と整流スイッチ素子１２が同期してオンしているので、二次巻線１１ｆに誘起された電圧が、整流スイッチ素子１２を通して出力平滑ダイオード１４および出力端子１５，１６間に供給される。
【００２８】
期間Ｔ３では、スイッチ素子５ａ，６ｂ，１０および整流スイッチ素子１３がオンし、スイッチ素子５ｂ，６ａ，９および整流スイッチ素子１２がオフしている。降圧コンバータ回路４ａは、スイッチ素子５ａを通してチョークコイル７ａにエネルギーが蓄えられるため、チョークコイル７ａを流れる電流が傾斜増加する一方で、別の降圧コンバータ回路４ｂは、チョークコイル７ｂの蓄積エネルギーが出力側に送り出されるため、チョークコイル７ｂを流れる電流が傾斜減少する。これにより、入力電圧Ｖｉｎよりも低い電圧が出力側に発生すると共に、プッシュプルコンバータ回路８への印加電流は、リプル分が殆どない直流になる。
【００２９】
また、ここからはプッシュプルコンバータ回路８のスイッチ素子１０と整流スイッチ素子１３が同期してオンしているので、降圧コンバータ回路４からの降圧出力がトランス１１の一次巻線１１ｃに印加され、二次巻線１１ｄに誘起された電圧が、整流スイッチ素子１３を通して出力平滑ダイオード１４および出力端子１５，１６間に供給される。
【００３０】
期間Ｔ４になると、スイッチ素子５ｂ，６ａ，１０および整流スイッチ素子１３がオンし、スイッチ素子５ａ，６ｂ，９および整流スイッチ素子１２がオフする。降圧コンバータ回路４ａは、チョークコイル７ａの蓄積エネルギーが出力側に送り出されるため、チョークコイル７ａを流れる電流が傾斜減少するが、別の降圧コンバータ回路４ｂは、スイッチ素子５ｂを通してチョークコイル７ｂにエネルギーが蓄えられるため、チョークコイル７ｂを流れる電流が傾斜増加する。これにより、期間Ｔ３に引き続いて、入力電圧Ｖｉｎよりも低い電圧が出力側に発生すると共に、プッシュプルコンバータ回路８への印加電流は、リプル分が殆どない直流になる。
【００３１】
また、引き続きプッシュプルコンバータ回路８のスイッチ素子１０と整流スイッチ素子１３が同期してオンしているので、降圧コンバータ回路４からの降圧出力がトランス１１の一次巻線１１ｃに印加され、二次巻線１１ｄに誘起された電圧が、整流スイッチ素子１３を通して出力平滑ダイオード１４および出力端子１５，１６間に供給される。そして、この期間Ｔ４が終了すると期間Ｔ１に戻り、上述の動作を継続することで、出力平滑コンデンサ１４間に所望の出力電圧Ｖｏｕｔが得られる。
【００３２】
上記一連の動作において、プッシュプルコンバータ回路８のスイッチ素子９，１０は、降圧コンバータ回路４ａ，４ｂの各スイッチ素子５ａ，５ｂ，６ａ，６ｂ，ほど高速で動作させる必要がないため、プッシュプルコンバータ回路８におけるスイッチング損失が少ない。また、スイッチ素子９，１０のオン，オフデューティを５０パーセントの固定に設定して、トランス１１をあたかもＤＣトランスのように動作させることで、トランス１１の二次側にチョークコイルを備える必要がなくなるため、特にトランス１１の二次側で低電圧大電流を取り出す場合に、チョークコイルが存在しない分だけ銅損を少なくすることができる。こうした特徴は、カレントフェッド型コンバータのものである。
【００３３】
また本実施例では、複数の降圧コンバータ回路４ａ，４ｂを並列に接続し、これらの降圧コンバータ回路４ａ，４ｂにおけるスイッチ素子５ａ，５ｂ（およびスイッチ素子６ａ，６ｂ）の位相をずらしつつオン，オフ動作させることで、それぞれのチョークコイル７ａ，７ｂを流れる電流のリプル分を相殺して、各チョークコイル７ａ，７ｂのインダクタンス値を小さくすることができる。そのため、トランス１１と直列に接続されるチョークコイル７ａ，７ｂは、従来のものに比べて著しく小型のものを使用できる。しかも、インダクタンス値の小さなチョークコイル７ａ，７ｂを使用すると、負荷電流が急変したときにチョークコイル７ａ，７ｂを流れる電流がすぐに追従して、高速応答を実現することができる。
【００３４】
以上のように本実施例では、交互にオン，オフする第１のスイッチ素子５，第２のスイッチ素子６，およびチョークコイル７を有し、第１のスイッチ素子５のオン時にチョークコイル７にエネルギーを蓄え、第２のスイッチ素子６のオフ時にチョークコイル７の蓄積エネルギーを放出して降圧出力を得る降圧コンバータ回路４と、交互にオン，オフする第３のスイッチ素子９および第４のスイッチ素子１０をトランス１１の一次巻線１１ａ，１１ｃに接続し、このトランス１１の二次巻線１１ｄ，１１ｆに誘起した電圧を整流平滑して出力電圧を得るプッシュプルコンバータ回路８とを備え、図示しない制御手段により第３のスイッチ素子９および第４のスイッチ素子１０が、好ましくは５０％の固定デューティでオン，オフ動作される一方で、第１のスイッチ素子５および第２のスイッチ素子６が、第３のスイッチ素子９および第４のスイッチ素子１０に対し２倍の周期で、且つ出力電圧Ｖｏｕｔを安定化させるためにオン期間を可変制御しながらオン，オフ動作されるカレントフェッド型コンバータにおいて、単独の降圧コンバータ回路４ではなく、ｎ個（ｎ≧２）の降圧コンバータ回路４ａ，４ｂ，４ｃ…を並列に接続すると共に、各降圧コンバータ回路４ａ，４ｂ，４ｃ…における第１のスイッチ素子５ａ，５ｂ，５ｃ…および第２のスイッチ素子６ａ，６ｂ，６ｃ…が、各降圧コンバータ回路４ａ，４ｂ，４ｃ…毎に３６０°／ｎの位相差を有してそれぞれオン，オフ動作されるように構成している。
【００３５】
この場合、各降圧コンバータ回路４ａ，４ｂ，４ｃ…における第１のスイッチ素子５ａ，５ｂ，５ｃ…および第２のスイッチ素子６ａ，６ｂ，６ｃ…は、第３のスイッチ素子９および第４のスイッチ素子１０に対し２倍の周期で、且つ出力電圧Ｖｏｕｔを安定化させるためにオン期間を可変制御しながら、各降圧コンバータ回路４ａ，４ｂ，４ｃ…毎に位相をずらしながら交互にオン，オフ動作される。そのため、各降圧コンバータ回路４ａ，４ｂ，４ｃ…に備わるチョークコイル１つ当たりのインダクタンス値を小さくでき、コンバータ内部の小型化を実現できる。しかも、個々のチョークコイル７ａ，７ｂ，７ｃ…を流れる電流の傾斜は、インダクタンス値が小さい分だけ急になるため、負荷電流が急変する場合などにおいて、チョークコイル７ａ，７ｂ，７ｃ…を流れる電流がすぐに追従して、高速応答を実現することができる。
【００３６】
さらに、カレントフェッド型コンバータの特長として、トランス１１の二次側に出力チョークコイルを設ける必要がなく、銅損を少なくできると共に、プッシュプルコンバータ回路８を構成する第３および第４のスイッチ素子９，１０は低い周波数で動作するため、これらの第３および第４のスイッチ素子９，１０におけるスイッチング損失が少ない。その上、本実施例ではトランス１１を増やさずに、降圧コンバータ回路４ａ，４ｂ，４ｃ…の多相化を実現しているので、極めて効率のよいコンバータを得ることができる。
【００３７】
また、各降圧コンバータ回路４ａ，４ｂ，４ｃ…は並列に接続され、それぞれのチョークコイル７ａ，７ｂ，７ｃ…を流れる電流は、降圧出力側で加算されてリプル分が相殺されるので、個々のチョークコイル７ａ，７ｂ，７ｃ…のインダクタンス値は小さいものの、プッシュプルコンバータ回路８への印加電流のリプルを著しく低減することができる。
【００３８】
なお、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。例えば各スイッチ素子５，６，９，１０および整流スイッチ素子１２，１３は、ＭＯＳ型ＦＥＴに限定されるものではない。具体的には、制御手段の構成を簡単にするために、整流スイッチ素子１２，１３としてダイオードを用いてもよい。
【００３９】
【発明の効果】
本発明のカレントフェッド型コンバータによれば、高効率化をさらに図ると共に、高速応答および小型化を同時に実現できる。さらに、プッシュプルコンバータ回路への印加電流のリプルを著しく低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本実施例におけるカレントフェッド型コンバータの好ましい一例を示す回路図である。
【図２】同上、各スイッチ素子および整流スイッチ素子の動作を示す波形図である。
【図３】従来のシングルフェイズカレントフェッドプッシュプル回路の一例を示す回路図である。
【図４】同上、各スイッチ素子の駆動波形の一例を示すタイミング図である。
【符号の説明】
４，４ａ，４ｂ，４ｃ  降圧コンバータ回路
５，５ａ，５ｂ，５ｃ  第１のスイッチ素子
６，６ａ，６ｂ，６ｃ  第２のスイッチ素子
７，７ａ，７ｂ，７ｃ  チョークコイル
８  プッシュプルコンバータ回路
１１  トランス
【図１】
2004312788.tif 000003
【図２】
2004312788.tif 000004
【図３】
2004312788.tif 000005
【図４】
2004312788.tif 000006