(57)【要約】【課題】  時分割されたＰＮコードによりスペクトラム拡散されている信号を受信する場合でも、情報を損なうことのないコード位相同期方式を確立し、コード位相追尾性能を改善することを目的とする。【解決手段】  時分割されたＰＮコードに位相追尾する場合に、受信機内に有するＰＮコード発生部から供給されるＰＮコードＥ位相信号およびＰＮコードＬ位相信号、またはＰＮコードＥ−Ｌ位相信号の符号列に、時分割されたＰＮ信号に適した波形整形を施す。【選択図】  図１                                       
2004304782.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
時分割された擬似雑音コード（以下ＰＮコード）に位相追尾するスペクトラム拡散信号受信装置において、
ＰＮコード発生部を有し、前記ＰＮコード発生部より供給される位相追尾点のＰＮコード位相信号より位相の早いＰＮコードＥ位相信号、位相追尾点のＰＮコード位相信号より位相の遅いＰＮコードＬ位相信号、又は前記ＰＮコードＥ位相信号から前記ＰＮコードＬ位相信号をあらかじめ減算処理したＰＮコードＥ−Ｌ位相信号の符号列を、時分割されたＰＮコードに適した波形整形を施す波形整形部を有することを特徴としたスペクトラム拡散信号受信装置。
【請求項２】
前記波形整形部は、Ｅ位相とＰ位相、及びＰ位相とＬ位相の位相差を各々τチップ（τ≪０．５チップ）とした場合において、
ＰＮコードＥ位相信号については、時分割された一方のＰＮコードのＥ位相信号を当該Ｐ位相信号遷移点よりτチップ早い区間は０とし、時分割された他方のＰＮコード信号成分との相関はとらない処理を施し、さらに前記Ｅ位相信号は前記Ｐ位相信号遷移点から（１−τ）チップ〜１チップの区間は当該Ｐ位相信号と逆符号とし、前記一方のＰＮコード信号成分との相関処理を行える処理を施したＥ’位相信号を発生させ、
ＰＮコードＬ位相信号に関しては、時分割された一方のＰＮコードのＬ位相信号を当該Ｐ位相信号遷移点よりτチップ遅い区間は当該Ｐ位相信号と逆符号とし、前記一方のＰＮコード信号成分との相関処理を行える処理を施し、さらに前記Ｌ位相信号は前記Ｐ位相信号遷移点から１チップ〜（１＋τ）チップの区間は０とし、時分割された他方のＰＮコード信号成分との相関はとらない処理を施したＬ’位相信号を発生させることを特徴とした請求項１記載のスペクトラム拡散信号受信装置。
【請求項３】
前記波形整形部は、Ｅ位相とＰ位相、及びＰ位相とＬ位相の位相差を各々τチップ(τ≪０．５チップ）とした場合において、
ＰＮコードＥ位相信号については、時分割された一方のＰＮコードのＥ位相信号を当該Ｐ位相信号遷移点よりτチップ早い区間は０とし、時分割された他方のＰＮコードの信号成分との相関処理はとらない処理を施したＥ”位相信号を発生させ、
ＰＮコードＬ位相信号については、時分割された一方のＰＮコードのＬ位相信号を当該Ｐ位相信号遷移点より１チップ〜（１＋τ）チップ遅い区間は０とし、時分割された他方のＰＮコードの信号成分との相関処理はとらない処理を施したＬ”位相信号を発生させる事を特徴とした請求項１記載のスペクトラム拡散信号受信装置。
【請求項４】
スペクトラム拡散信号受信装置において、
複数に時分割されたＰＮコードに位相追尾する位相追尾部を時分割された個数分有し、
時分割された各々のＰＮコードに独立して位相追尾する機能と、各々の位相追尾情報を相互に利用する機能と、各々の位相追尾情報を平均化する機能を切り替える位相制御量演算制御部を有することを特徴としたスペクトラム拡散信号受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はスペクトラム拡散されている受信信号に対するＰＮコード追尾を維持するコード位相同期ループ等に用いられる。
【背景技術】
【０００２】
擬似雑音コード（以下ＰＮコード）によりスペクトラム拡散されている信号を受信する場合、送信側と同一のＰＮコードを受信機内で発生させて逆拡散することにより、重畳されている信号に含まれる情報を復調する。この場合、定常的に情報を復調するために、コード位相同期ループを用いて受信信号を追尾する方法が一般的である。  
【０００３】
又、最近では複数のＰＮコードを時分割して組合せた拡散コードを用いてスペクトラム拡散を行う方式もある。この時分割されたＰＮコードによりスペクトラム拡散されている信号を受信する場合でも前記と同様に送信側と同一の複数個のＰＮコードを受信機内で発生させて逆拡散することにより重畳されている信号に含まれる情報を復調する。
【０００４】
まず図６を用いて時分割されていないＰＮコードのコード位相同期ループの動作について説明する。
受信したＰＮコード２００に対し、スペクトラム拡散信号受信装置では、受信装置内で生成したＰＮコードの位相と一致させた状態をＰ（Punctual）位相コード２１０を定常的に得るために、Ｐ位相と同じＰＮコード系列で、Ｐ位相より早い位相Ｅ（Early）コード２２０、Ｐ位相より遅い位相Ｌ（Late）コード２３０を生成する。Ｅ位相コードとＬ位相コード各々と受信ＰＮコードの積算相関特性は２４０に示す特性を持ち、Ｅ相関特性からＬ相関特性を引いた特性は２５０に示すとおり、追尾点（Ｐ位相）を中心としたゼロクロス特性となり、この特性を用いてコード位相弁別を行うことによりコード位相同期ループが組まれるのが一般的である。
【０００５】
上記コード位相同期ループの構造について図５を用いて説明する。
受信信号１０に重畳されているＰＮコード系列と同一のＰＮコード系列をＰＮコード発生部２０を用いて発生させ、コード位相差発生部３０で、Ｅ位相、Ｐ位相、Ｌ位相を生成し、発生させた各ＰＮコードと入力信号の相関を相関部４０で行い、例えばＰＮコードの繰り返し周期の期間、積算部５０で積算する事により積算相関値が得られる。
【０００６】
ここで得られた積算相関値Ｒ（Ｐ）、及びＲ（Ｅ）−Ｒ（Ｌ）からＰＮコード発生部２０を制御する事でコード位相追尾を行う。
【０００７】
図示しないが、実際の受信信号を復調するには搬送波成分への追尾、及び重畳されているデータの解読が必要となり。ＰＮコード位相Ｅ、Ｐ、Ｌ、搬送波直交成分Ｉ、Ｑ各々相関値として、積算相関値Ｒ（Ｐａ）、Ｒ（Ｅａ）、Ｒ（Ｌａ）、Ｒ（Ｐ）、Ｒ（Ｅ）、Ｒ（Ｌ）を得る。
尚、ここでは、Ｒ（Ｐ）＝√（Ｒ（ＰＩ）２＋Ｒ（ＰＱ）２）、Ｒ（Ｅ）＝√（Ｒ（ＥＩ）２＋Ｒ（ＥＱ）２）、Ｒ（Ｌ）＝√（Ｒ（ＬＩ）２＋Ｒ（ＬＱ）２）としている。
【０００８】
上記の積算相関値からコード位相追尾誤差値としてＰＮコード発生部２０が受信信号１０のＰＮコード位相に追尾して定常的に重畳されているデータを復調する。一例として、コード位相追尾誤差値Δは、
Δ＝１／２｛（Ｒ（Ｅ）−Ｒ（Ｌ））／（Ｒ（Ｐ）＋ＡＢＳ（Ｒ（Ｅ）−Ｒ（Ｌ））／２  ）｝
で求める事が可能である。
【０００９】
ここでは、コード位相追尾特性に注目し、搬送波成分への追尾、及び重畳されているデータの復調の説明は省略する。
【００１０】
次に図８を用いて、例えば２つの時間領域に時分割されたＰＮコードのコード位相同期ループ動作について説明する。
ＰＮコードＡ（３００）とＰＮコードＢ（３１０）は別系列であり、繰り返し周期も異なるが、チップレートは同一である。送信装置ではチップレートの２倍の周波数でＰＮコードＡとＰＮコードＢを切り換える事により時分割したＰＮコードＣ（３２０）を送信し、受信装置ではこのＰＮコードＣを受信し、その信号に含まれるＰＮコードＡ、ＰＮコードＢ各々を逆拡散し、コード位相追尾を行う。
【００１１】
以下にＰＮコードＡに対する位相追尾ループについてのみ説明するが、ＰＮコードＢに対しても同様の処理を実施する事となる。
【００１２】
先の例と同様に、受信装置内では送信元のＰＮコードＡと同じＰＮコード系列のＰＮコードａを発生させる事となるが、送信された信号がすでに時分割されている事から、ＰＮコードＢの時間割当時にはＰＮコードＡの情報は含まれていないため、ＰＮコードＢの区間つまり、ＰＮコードＣのコードレートで１コード毎に間引いた状態で相関をとればよい。そのため相関をとる区間を＋１、又は−１とし、相関をとらない区間は０として表すＰＮコードａ（図８の３３０）を受信機内で発生させれば良い。
【００１３】
図８の３３０をＰＮコードａのＰ位相とすると先の例と同様に、Ｐ位相と同じＰＮコード系列で、Ｐ位相より早いＥ位相コード３４０、Ｐ位相より遅いＬ位相コード３５０を生成する。
【００１４】
又、Ｅ−Ｌ積算相関特性を得る為には、（Ｅ位相積算相関特性）−（Ｌ位相積算算相関特性）を得る手段だけでなく、予めＰＮコード列として（Ｅ位相コード）−（Ｐ位相コード）の処理をしたＥ−Ｌ位相コード３６０を生成して、受信信号と相関後、例えばＰＮコードＡの繰り返し周期の期間積算すれば同様にＥ−Ｌ積算相関特性を取得できる。
【００１５】
前記コード位相同期ループの構造を図７に示す。先の例の図５と同様な構造で構成することができ、相違点は入力信号１０ａに対し、ＰＮコード発生部で発生するＰＮコードが３値を持つことであり、ＰＮコード発生部２０ａ、コード位相差発生部３０ａ、相関部４０ａ、積算部５０ａが各々３値の相関処理に対応した構造となっている。
【００１６】
構造図７に対応する各ＰＮコードの説明図を図８に示す。ここで問題となるのが、Ｅ位相とＰ位相、及びＰ位相とＬ位相の位相差を各々τチップ（τ≪０．５チップ）とした場合、時分割されたＰＮコードＡに位相追尾する場合、ＰＮコードａのＥ位相信号のＰ位相信号の遷移点よりτチップ早い区間３４１の受信信号はＰＮコードＢの情報であり、ＰＮコードＡの情報は含んでおらず、ＰＮコードＢとＰＮコードａは無相関であり、雑音となって位相追尾情報に悪影響を与える事、前記Ｐ位相遷移点から（１−τ）チップ〜１チップの区間３４２はＰＮコードａは０であり、ＰＮコードＡの受信信号との相関が取られず、情報が欠落していることである。
【００１７】
同様に問題となるのは、ＰＮコードａのＬ位相信号のＰ位相信号遷移点よりτチップ遅い区間３５１ではＰＮコードａは０であり、ＰＮコードＡの受信信号との相関が取られず情報が欠落しており、又、前記Ｐ位相信号の遷移点より１チップ〜（１＋τ）チップ遅い区間３５２の受信信号はＰＮコードＢの情報であり、ＰＮコードＡの情報は含んでおらずＰＮコードＢとＰＮコードａは無相関であり、雑音となって位相追尾情報に悪影響を与える事である。
又、この問題はＰＮコードＢに位相追尾する場合も同様に発生する。
【００１８】
【特許文献１】特開平１１−２３１０３６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１９】
時分割されたＰＮコードによりスペクトラム拡散されている信号を受信する場合でも、情報を損なうことなくコード位相同期方式を確立することが本発明の課題である。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
スペクトラム拡散信号受信装置において、時分割されたＰＮコードに位相追尾する場合であって、ＰＮコード発生部を有し、前記ＰＮコード発生部より供給されるＰＮコードＥ位相信号、ＰＮコードＬ位相信号、又はＰＮコードＥ−Ｌ位相信号の符号列を、時分割ＰＮ信号に適した波形整形を施す波形整形部を有する。また、同様のスペクトラム拡散信号受信装置において、複数に時分割されたＰＮコードに位相追尾する位相追尾部を時分割された個数分有し、時分割された各々のＰＮコードに独立して位相追尾する機能と、各々の位相追尾情報を相互に利用する機能と、各々の位相追尾情報を平均化する機能を切り替える位相制御量演算制御部を有する。
【発明の効果】
【００２１】
本発明では、波形整形部で波形整形されたＥ−Ｌ相関値式により、受信機内で生成したＰＮコードａと受信信号に含まれるＰＮコードＢとの相関により生じる雑音成分を含まないという利点と、受信機内で生成したＰＮコードａと受信信号に含まれるＰＮコードＡとの相関情報を２倍有するという利点があり、コード位相追尾性能の改善が計られる。
また、本発明では、ＰＮコードＡ、ＰＮコードＢの両信号の位相制御量を利用して位相制御量演算制御部で制御する事により、信号情報量が２倍に向上し良好な位相追尾が実現できる。さらに、ＰＮコードＡ、あるいはＰＮコードＢのいずれかの信号が捕捉できない場合、又中断などで再捕捉する場合にどちらか一方の位相制御量を利用して高速に捕捉状態、追尾状態に移行することができるという効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
図１に本発明の実施例１に係るスペクトラム拡散受信装置の構成図を、図２および図３にその説明図を示す。実施例１では、一例として２つの時間領域に時分割された場合について説明する。
ＰＮコードＡ（図２の１００）とＰＮコードＢ（図２の１１０）は別系列であり、繰り返し周期も異なるが、チップレートは同一である。送信元ではチップレートの２倍の周波数でＰＮコードＡとＰＮコードＢを切り換える事により時分割されたＰＮコードＣ（図２の１２０）を送信し、受信装置ではこのＰＮコードＣを受信しその信号に含まれるＰＮコードＡ、ＰＮコードＢ各々を逆拡散し、コード位相追尾を行う。本信号を受信した場合の受信信号を図１の１０ａとする。
【００２３】
受信装置内では従来技術と同様に、送信元のＰＮコードＡと同じＰＮコード系列のＰＮコードａを発生させる事となるが、送信された信号がすでに時分割されている事から、ＰＮコードＢの時間割当時にはＰＮコードＡの情報は含まれていないため、ＰＮコードＢの区間つまり、ＰＮコードＣのコードレートで１コード毎に間引いた状態で相関をとればよい。そのため、図１のＰＮコード発生部２０ａにおいて、相関をとる区間を＋１、又は−１とし、相関をとらない区間は０して表すＰＮコードａ（図２の１３０）を発生させる。
【００２４】
次にＰ位相と同じＰＮコードで、Ｐ位相より早いＥ位相コード、Ｐ位相より遅いＬ位相Ｌコードをコード位相差発生部３０ａで生成する。ここまでは従来技術と同様である。
【００２５】
本発明では、Ｅ位相とＰ位相、及びＰ位相とＬ位相の位相差を各々τチップ（τ≪０．５チップ）とした場合、図１の波形整形部３５ａを用いて、図２に示すＰＮコードａのＥ位相信号１４０のＰ位相信号１３０の遷移点よりτチップ早い区間１４１は０とし、ＰＮコードＢ信号成分との相関はとらない処理を施し、又、Ｅ位相信号１４０は前記Ｐ位相遷移点から（１−τ）チップ〜１チップの区間１４２はＰ位相信号１３０と逆符号とし、ＰＮコードＡ信号成分との相関処理を行える処理を施しＥ’位相信号を発生させる。
【００２６】
又、図１の波形整形部３５ｂを用いて、図２に示すＰＮコードａのＬ位相信号１５０のＰ位相信号１３０の遷移点よりτチップ遅い区間１５１はＰ位相信号１４０と逆符号とする処理を施し、又、Ｌ位相信号１５０の前記Ｐ位相遷移点から１チップ〜（１＋τ）チップの区間１５２は０とし、ＰＮコードＢ信号成分との相関はとらない処理を施しＬ’位相信号を発生させる。
【００２７】
そして受信信号１０ａとＰＮコードＰ位相信号１３０との相関を相関部４０ａで施し、積算部５０ａでＰＮコードＡの例えば繰り返し周期の間積算し、Ｐ位相積算相関特性を得る。
同様に受信信号１０ａとＰＮコードＥ’位相信号１４０との相関を相関部４０ａで施し、積算部５０ａでＰＮコードＡの例えば繰り返し周期の間積算し、Ｅ’位相積算相関特性を得る。
又同様に受信信号１０ａとＰＮコードＬ’位相信号１５０との相関を相関部４０ａで施し、積算部５０ａでＰＮコードＡの例えば繰り返し周期の間積算し、Ｌ’位相積算相関特性を得る。
そして、制御部６０でＥ’位相積算相関特性−Ｌ’位相積算相関特性からコード位相弁別を行い、ＰＮコード発生部２０ａを制御することによりコード位相同期ループを構成する。
【００２８】
上記ではＥ’−Ｌ’特性は積算後の減算としているが、受信信号と相関を取る前に、Ｅ’位相ＰＮコード（１４０）からＬ’位相ＰＮコード（１５０）を減算したＥ’−Ｌ’位相ＰＮコード（１６０）を用い、受信信号と相関を取り積算すれば、上記と同様のＥ’−Ｌ’積算相関特性を得る事もできる。
【００２９】
波形整形部３５ａ、３５ｂの効果の詳細を説明するためにＰＮコードＡの１チップ分の動作について詳細を述べる。
【００３０】
図３では、時間軸上でＴ０、Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４に分割した場合、Ｔの添え字に対応させて、従来技術のＰＮコードａのＥ位相信号１７１をＥ０〜Ｅ３、Ｌ位相信号１７２をＬ１〜Ｌ４、本実施例におけるＰＮコードａのＥ位相信号１７３をＥ’０〜Ｅ’３、Ｌ位相信号１７４をＬ’１〜Ｌ’４とする。
ここでは、Ｔ０＝Ｔ１＝Ｔ３＝Ｔ４＝τチップ、Ｔ２＝（１−２×τ）チップに相当する。
【００３１】
まず従来技術における相関波形整形前の状態の動作は、
Ｅ位相相関値＝Ｂｍ×Ｅ０  ＋Ａ０×Ｅ１＋Ａ０×Ｅ２＋Ａ０×Ｅ３  …（１）
ここでＰＮコードＢとＰＮコードａは無相関である雑音成分であり、この場合の相関値をα（但しα≠０）とする。又、Ｅ３は０であることからＥ３と受信信号の相関値は０となるため、（１）式は、
Ｅ位相相関値＝Ａ０×（Ｅ１＋Ｅ２）＋α                  …（２）
となり、同様に、
Ｌ位相相関値＝Ａ０×Ｌ１  ＋Ａ０×Ｌ２＋Ａ０×Ｌ３＋Ｂ０×Ｌ４  …（３）
ここで上記と同様にＰＮコードＢとＰＮコードａの相関であるＢ０×Ｌ４をα’（但しα≠α’）とし、Ｌ１が０である事から、Ｌ１と受信信号の相関値は０となるため、（３）式は、
Ｌ位相相関値＝Ａ０×（Ｌ２＋Ｌ３）＋α’                …（４）
となる。
次に（２）式−（４）式でＥ−Ｌ特性が得られ、
Ｅ−Ｌ相関値＝Ａ０×（ＥＩ＋Ｅ２−Ｌ２−Ｌ３）＋α−α’  …（５）
ここでＥ２とＬ２は同一の受信信号とＰＮコードの相関値である事から相殺され、
Ｅ−Ｌ相関値＝Ａ０×（ＥＩ−Ｌ３）＋α”    （但しα”＝α−α’）  …（６）
となる。
【００３２】
同様の手法で本実施例における相関波形整形後の状態の動作について説明する。
Ｅ’位相相関値＝Ｂｍ×Ｅ’０  ＋Ａ０×Ｅ’１＋Ａ０×Ｅ’２＋Ａ０×Ｅ’３  …（７）
ここで、Ｅ’０＝０であるからＥ’０と受信信号の相関値は０となるため、（７）式は、
Ｅ’位相相関値＝Ａ０×（Ｅ’１＋Ｅ’２＋Ｅ’３）          …（８）
となり、同様に、
Ｌ’位相相関値＝Ａ０×Ｌ’１＋Ａ０×Ｌ’２＋Ａ０×Ｌ’３＋Ｂ０＋Ｌ’４  …（９）
ここで、Ｌ’４＝０であるからＬ’４と受信信号の相関値は０となるため、（９）式は、
Ｌ’位相相関値＝Ａ０×（Ｌ’１＋Ｌ’２＋Ｌ’３）        …（１０）
となる。
次に（８）式−（１０）式でＥ’−Ｌ’特性が得られ、
Ｅ’−Ｌ’相関値＝Ａ０×（Ｅ’１＋Ｅ’２＋Ｅ’３−Ｌ’１−Ｌ’２−Ｌ’３）  …（１１）
ここでＥ’２とＬ’２は同一の受信信号とＰＮコードの相関値値である事から相殺され、
Ｅ’−Ｌ’相関値＝Ａ０×（Ｅ’１＋Ｅ’３−Ｌ’１−Ｌ’３）
＝Ａ０×｛（Ｅ’１−Ｌ’１）＋（Ｅ３’−Ｌ’３）｝  …（１２）
ここで、波形整形部３５ａ、３５ｂにより生成したＬ’１＝−Ｅ’１、Ｅ’３＝−Ｌ’３であることから、（１２）式を更に変形させて、
Ｅ’−Ｌ’相関値＝  ２×Ａ０×（Ｅ’１−Ｌ’３）          …（１３）
を得る。
【００３３】
従来方式のＥ−Ｌ相関値（６）式に対し、本実施例におけるＥ’−Ｌ’相関値（１３）式は、受信機内で生成したＰＮコードａと受信信号に含まれるＰＮコードＢとの相関により生じる雑音成分α”を含まないという利点と、受信機内で生成したＰＮコードａと受信信号に含まれるＰＮコードＡとの相関情報を２倍有するという利点があり、コード位相追尾性能の改善が計られる。
【００３４】
又、本実施例の変形例として、図２に示すとおり、ＰＮコードaにおけるＥ位相信号のＰ位相信号の遷移点よりτチップ早い区間１６４は０とする処理のみを施したＥ”位相信号１６１を発生させ、又、同時にＬ位相信号の前記Ｐ位相遷移点から１チップ〜（１＋τ）チップの区間１６５は０とする処理のみを施したＬ”位相信号１６２を発生させる波形整形部を用いる事により、雑音成分α”の削減のみの効果を得る事も可能である。
図３の１７０，１７５，１７６を用いて同様の手法で詳細動作を説明する。
前述（１）式のＥをＥ”に置き換えて説明すると、
Ｅ”位相相関値＝Ｂｍ×Ｅ”０＋Ａ０×Ｅ”１＋Ａ０×Ｅ”２×Ａ０×Ｅ”３  …  （１４）
ここでＥ”０＝０となる事から、前述の雑音成分であるα＝Ｂｍ×Ｅ”０＝０となり、又、Ｅ”３は元来０であることから、（１４）式を（２）式と同様に表すと、
Ｅ”位相相関値＝Ａ０×（Ｅ”１＋Ｅ”２）        …（１５）
となる。
同様に（３）式のＬをＬ”に置き換えて説明すると、
Ｌ”位相相関値＝Ａ０×Ｌ”１＋Ａ０×Ｌ”２×Ａ０×Ｌ”３＋Ｂ０×Ｌ”４  …  （１６）
ここでＬ”４＝０となる事から、前述の雑音成分であるα’＝Ｂ０×Ｌ”４＝０となり、又、Ｌ”１は元来０であることから、（１６）式を（４）式と同様に表すと、
Ｌ”位相相関値＝Ａ０×（Ｌ”２＋Ｌ”３）        …（１７）
となる。
従って、Ｅ”−Ｌ”位相相関値は（１５）式−（１７）式で得られ、前述と同様にＥ”２とＬ”２は同符号であることから相殺され、
Ｅ”−Ｌ”位相相関値＝Ａ０×（Ｅ”１−Ｌ”３）    …（１８）
となる。
上記（１８）式と前記（６）式を比較すると、雑音成分α”を含まないという利点がある。
尚、上記効果は予めＥ”位相信号とＬ”位相信号を減算したＥ”−Ｌ”位相信号１６３を用いても同様に効果は得られる。
【００３５】
ここまでの説明は全てＰＮコードＡについて説明してきたが、時間軸で１チップシフトさせ、ＰＮコードＢと同一コード系列のＰＮコードｂを発生させ、上記の説明と同様な処理を施す手段を並列に有する事でＰＮコードＢに対しても同様の効果でコード位相追尾が可能である。
【００３６】
図４に本発明の実施例２に係るスペクトラム拡散受信装置の構成図を示す。
時分割されたＰＮコード  ＰＮコードＡ、ＰＮコードＢに各々追尾する為に、ＰＮコードＡ位相追尾部７０はＰＮコードＡに追尾する為に実施例１で述べた手段を有する。相違点は制御部６１が位相制御量演算制御部８０を介してＰＮコードａ発生部２１ａに接続されていることである。同様な構成でＰＮコードＢ位相追尾部７１はＰＮコードＢに追尾する手段であり、発生するＰＮコードに相違があることである。
【００３７】
時分割信号ＰＮコードＡ、ＰＮコードＢ各々に受信機内部でＰＮコードａ、ｂを発生させて、各々相関値として  積算相関値Ｒ（Ｐａ）、Ｒ（Ｅａ）、Ｒ（Ｌａ）、Ｒ（Ｐｂ）、Ｒ（Ｅｂ）Ｒ（Ｌｂ）が得られたとする。
尚、ここでは、Ｒ（Ｐａ）＝√（Ｒ（ＰIａ）２＋Ｒ（ＰＱａ）２）、Ｒ（Ｅａ）＝√（Ｒ（ＥIａ）２＋Ｒ（ＥＱａ）２）、Ｒ（Ｌａ）＝√（Ｒ（ＬIａ）２＋Ｒ（ＬＱａ）２）
又、Ｒ（Ｐｂ）＝√（Ｒ（ＰIｂ）２＋Ｒ（ＰＱｂ）２）、Ｒ（Ｅｂ）＝√（Ｒ（ＥIｂ）２＋Ｒ（ＥＱｂ）２）、Ｒ（Ｌｂ）＝√（Ｒ（ＬIｂ）２＋Ｒ（ＬＱｂ）２）
とし、受信信号と各々ＰＮコードＡ、ＰＮコードＢの例えば繰返し周期以上の積算相関値であり、説明の簡略化のため搬送波成分、データ変調成分は考慮しないものとする。
この場合、ＰＮコードＡの位相制御量は、Ｒ（Ｐａ）、Ｒ（Ｅａ）、Ｒ（Ｌａ）から、
Δａ＝１／２｛（Ｒ（Ｅａ）−Ｒ（Ｌａ））／（Ｒ（Ｐａ）＋ＡＢＳ（Ｒ（Ｅａ）−Ｒ（Ｌａ））／２  ）｝
同様にＰＮコードＢの位相制御量はＲ（Ｐｂ）、Ｒ（Ｅｂ）、Ｒ（Ｌｂ）から、
Δｂ＝１／２｛（Ｒ（Ｅｂ）−Ｒ（Ｌｂ））／（Ｒ（Ｐｂ）＋ＡＢＳ（Ｒ（Ｅｂ）−Ｒ（Ｌｂ））／２  ）｝
で得られる。
【００３８】
ＰＮコードＡ位相追尾部７０とＰＮコードＢ位相追尾部７１は初期捕捉時には独立して位相追尾動作を行っているが、時分割信号は同一送信装置から送信される場合、コード位相追尾誤差は同一であると考えられるため、両方のコード位相追尾情報を利用することで、信号情報量を増やすことができる。
例えば位相制御量演算制御部８０にＰＮコードＡ、ＰＮコードＢの両信号の位相制御量を入力し、その平均値Δａｂ＝（Δａ＋Δｂ）／２を位相制御量として用いれば、信号情報量が２倍に向上し良好な位相追尾が実現できる。
【００３９】
又、ＰＮコードＡ、あるいはＰＮコードＢのいずれかの信号が捕捉できない場合、又中断などで再捕捉する場合にどちらか一方の位相制御量を利用して高速に捕捉状態、追尾状態に移行することができる。
又、本方式は従来技術で説明したＥ、Ｌ位相信号でも、実施例１において説明したＥ’Ｌ’位相信号及びＥ”Ｌ”位相信号を用いても同様の効果を得る事ができる。
【図面の簡単な説明】
【００４０】
【図１】本発明の実施例１における構成図
【図２】本発明の実施例１における説明図（１）
【図３】本発明の実施例１における説明図（２）
【図４】本発明の実施例２における構成図
【図５】従来技術の構成図（１）
【図６】従来技術の説明図（１）
【図７】従来技術の構成図（２）
【図８】従来技術の説明図（２）
【符号の説明】
【００４１】
１０、１０ａ…受信信号
２０、２０ａ…ＰＮコード発生部
２１ａ…ＰＮコード発生部ａ
２１ａ’…ＰＮコード発生部ｂ
３０、３０ａ、３０ａ’…コード位相差発生部
３５ａ、３５ｂ、３５ａ’、３５ｂ’…波形整形部
４０、４０ａ、４０ａ’…相関部
５０、５０ａ、５０ａ’…積算部
６０、６１、６２…制御部
７０…ＰＮコードＡ位相追尾部
７１…ＰＮコードＢ位相追尾部
８０…位相制御量演算制御部
１００…送信元のＰＮコードＡ
１１０…送信元のＰＮコードＢ
１２０…ＰＮコードＡとＰＮコードＢを時分割した受信信号ＰＮコードＣ
１３０…受信機内で生成したレプリカＰ位相ＰＮコードａ
１４０…Ｅ位相信号とＥ’位相ＰＮコードａ
１４１…Ｐ位相信号１３０の遷移点よりτチップ早い区間におけるＥ’位相信号のコード値
１４２…Ｐ位相信号１３０の遷移点から（１−τ）チップ〜τチップの区間におけるＥ’位相信号のコード値
１５０…Ｌ位相信号とＬ’位相ＰＮコードａ
１５１…Ｐ位相信号１３０の遷移点よりτチップ遅い区間におけるＬ’位相信号のコード値
１５２…Ｐ位相信号１３０の遷移点から１チップ〜（１＋τ）チップの区間におけるＬ’位相信号のコード値
１６０…Ｅ’位相ＰＮコードａからＬ’位相ＰＮコードａを減算したＥ’−Ｌ’位相ＰＮコードａ
１６１…Ｅ位相信号とＥ”位相ＰＮコードa
１６２…Ｌ位相信号とＬ”位相ＰＮコードa
１６３…Ｅ”位相ＰＮコードaからＬ”位相ＰＮコードaを減算したＥ”−Ｌ”位相ＰＮコードa
１６４…Ｐ位相信号１３０の遷移点よりτチップ早い区間
１６５…Ｐ位相信号１３０の遷移点から１チップから（１＋τ）チップ遅い区間
１７０…ＰＮコードＡとＰＮコードＢを時分割した受信信号ＰＮコードＣ
１７１…従来技術によるＥ位相ＰＮコードａ
１７２…従来技術によるＬ位相ＰＮコードａ
１７３…本発明によるＥ位相信号であるＥ’位相ＰＮコードａ
１７４…本発明によるＬ位相信号であるＬ’位相ＰＮコードａ
１７５…本発明によるＥ位相信号であるＥ”位相ＰＮコードａ
１７６…本発明によるＬ位相信号であるＬ”位相ＰＮコードｂ
２００…受信したＰＮコード
２１０…受信機内で生成した受信ＰＮコードと位相が同じレプリカＰ位相ＰＮコード
２２０…受信機内で生成したＰ位相より早い位相のレプリカＥ位相ＰＮコード
２３０…受信機内で生成したＰ位相より遅い位相のレプリカＬ位相ＰＮコード
２４０…受信したＰＮコードとレプリカＰＮコード(Ｅ位相，Ｌ位相)の積算相関特性
２５０…Ｅ相関特性からＬ相関特性を引いたコード位相追尾弁別特性（Ｅ−Ｌ）
３００…送信元のＰＮコードＡ
３１０…送信元のＰＮコードＢ
３２０…ＰＮコードＡとＰＮコードＢを時分割した受信信号ＰＮコードＣ
３３０…ＰＮコードＡに関して受信機内で生成したレプリカＰ位相ＰＮコードａ
３４０…ＰＮコードＡに関して受信機内で生成したレプリカＥ位相ＰＮコードａ
３４１…ＰＮコードａＥ位相信号のＰ位相信号遷移点よりτチップ早い区間
３４２…ＰＮコードａＥ位相信号のＰ位相信号遷移点から（１−τ）チップ〜１チップの区間
３５０…ＰＮコードＡに関して受信機内で生成したレプリカＬ位相ＰＮコードａ
３５１…ＰＮコードａＬ位相信号のＰ位相信号遷移点よりτチップ遅い区間
３５２…ＰＮコードａＬ位相信号のＰ位相信号遷移点から１チップ〜（１＋τ）チップの区間
３６０…Ｅ位相ＰＮコードａからＬ位相ＰＮコードａを減算したＥ−Ｌ位相ＰＮコードａ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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