(57)【要約】【課題】直交検波用のアナログ回路のＶＣＯを不要にして調整の手間を減らす。【解決手段】ディジタル変調方式の被変調波を受信した中間周波信号をＡ／Ｄ変換器３０でディジタル化し、ＤＳＰ（ディジタルシグナルプロセッサ）３１に入力する。ＤＳＰ３１では、ヒルベルト変換部３２によりディジタル中間周波信号をディジタル複素中間周波信号に変換し、同期信号発生部３６で発生させたディジタル複素中間周波搬送波と乗算部３７で乗算させてディジタル複素受信ベースバンド信号を復調する。周波数オフセット推定部３８はディジタル複素受信ベースバンド信号から時間軸方向のアレーデータを作成しＥＳＰＲＩＴ法を用いて周波数オフセットを推定し、補正部３９がディジタル複素受信ベースバンド信号に対し当該周波数オフセットをキャンセルするように時間軸補正する。【選択図】図１
2004297616.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ディジタル変調方式で変調された被変調波の受信波のディジタル中間周波信号からヒルベルト変換によりディジタル複素中間周波信号を形成するヒルベルト変換手段と、
ディジタル複素中間周波搬送波を生成する信号発生手段と、
ディジタル複素中間周波信号の実部と虚部の各々にディジタル複素中間周波搬送波の実部と虚部を乗じ、ディジタル複素受信ベースバンド信号を作成する乗算手段と、
乗算手段の出力から、ディジタル複素受信ベースバンド信号の周波数オフセットを推定する推定手段と、
推定手段で推定された周波数オフセット情報に基づきディジタル複素受信ベースバンド信号に対し時間軸伸縮補正を施す時間軸補正手段と、
を備えたことを特徴とする受信機の直交検波回路。
【請求項２】
推定手段は、ディジタル複素受信ベースバンド信号から時間軸上で所定時間間隔（Δｔ）ずつずれた一定時間長（Ｔ０  ）分ずつのアレーデータを抽出し、ＥＳＰＲＩＴ法によりディジタル複素受信ベースバンド信号の周波数オフセットを推定するようにしたこと、
を特徴とする請求項１記載の受信機の直交検波回路。
【請求項３】
ディジタル変調方式で変調された被変調波の受信波のディジタル中間周波信号からヒルベルト変換によりディジタル複素中間周波信号を形成するヒルベルト変換手段と、
ディジタル複素中間周波搬送波を生成する信号発生手段と、
ディジタル複素中間周波信号の実部と虚部の各々にディジタル複素中間周波搬送波の実部と虚部を乗じ、ディジタル複素受信ベースバンド信号を作成する乗算手段と、
乗算手段の出力から、ディジタル複素受信ベースバンド信号の周波数オフセットを推定する推定手段と、
を備え、
信号発生手段は推定手段で推定された周波数オフセットをキャンセルするように複素中間周波搬送波の周波数を補正するようにしたこと、
を特徴とする受信機の直交検波回路。
【請求項４】
推定手段は、ディジタル複素受信ベースバンド信号から時間軸上で所定時間間隔（Δｔ）ずつずれた一定時間長（Ｔ０  ）分ずつのアレーデータを抽出し、ＥＳＰＲＩＴ法によりディジタル複素受信ベースバンド信号の周波数オフセットを推定するようにしたこと、
を特徴とする請求項３記載の受信機の直交検波回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、受信機の直交検波回路に係り、とくに受信信号の周波数オフセットをキャンセルすることのできる受信機の直交検波回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＱＰＳＫ、ＱＡＭ等のディジタル変調方式で変調された被変調波を受信する受信機では、中間周波信号に対し同期搬送波を乗じて直交検波を行い複素受信ベースバンド信号を復調する。複素受信ベースバンド信号をＡ／Ｄ変換後、シンボルタイミングを推定し、シンボルタイミングでの複素受信ベースバンド信号の値（シンボルサンプリングデータ）を検出し、シンボル判定して受信シンボルを得るようになっている。
【０００３】
ところで、複素受信ベースバンド信号をＡ／Ｄ変換するサンプルクロックの周波数が温度・湿度の環境変化や電源電圧の変動に伴い変動すると、Ａ／Ｄ変換後の複素受信ベースバンド信号に周波数オフセットが生じて受信シンボル判定にエラーを生じる。また移動通信では、移動体の移動に伴い生じるドップラーシフトによっても複素受信ベースバンド信号に周波数オフセットが生じて受信シンボル判定にエラーを生じる。このため、従来の直交検波回路では同期搬送波の周波数を可変とし、Ａ／Ｄ変換後の複素受信ベースバンド信号の周波数オフセットを検出して同期搬送波の周波数を増減するようにしている。
【０００４】
図４に従来のＰＬＬ同期検波式の直交検波回路の構成例を示す。ディジタル変調方式の変調波を受信、周波数変換した中間周波信号ＩＦは２系統に分けられ、一方の系統はＶＣＯ１から直接出力された周波数ｆＩＦの同期搬送波Ｐｃｏｓ  と乗算器２で乗算されたのちＬＰＦ３を通して受信ベースバンド信号のＩ成分が抽出される。他方の系統はＶＣＯ１から９０°移相器４を介して入力された周波数ｆＩＦの同期搬送波Ｐｓｉｎ  と乗算器５で乗算されたのちＬＰＦ６を通して受信ベースバンド信号のＱ成分が抽出される。
【０００５】
Ｉ、Ｑ信号は各々サンプラ７、８でＡ／Ｄ変換されたのち、ＤＳＰ（ディジタルシグナルプロセッサ）１０に入力される。ＤＳＰ１０では複素信号作成部１１がディジタル化されたＩ、Ｑ信号からディジタル複素受信ベースバンド信号を作成し、シンボルタイミング推定部１２がディジタル複素受信ベースバンド信号からシンボルタイミングを推定し、受信シンボル判定部１３がシンボルタイミングでのディジタル複素受信ベースバンド信号の値（シンボルサンプリングデータ）から複素受信シンボルを判定して出力する。搬送波位相誤差推定部１４は複素受信シンボル列中の同期パターン部分を既知の同期パターンと比較するなどして中間周波信号ＩＦに乗っている搬送波成分と同期搬送波Ｐｃｏｓ  、Ｐｓｉｎ  との位相誤差分を推定する。推定された位相誤差データはＤ／Ａ変換器２０でＤ／Ａ変換され、ＬＰＦ２１で積分されたあとＶＣＯ１へ周波数制御信号として出力される。ＶＣＯ１は位相誤差を打ち消すように発振周波数を可変する（参考文献：藤野忠著「ディジタル移動通信」１２７頁株式会社昭晃堂２０００年６月１０日発行）。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、図４の例ではアナログ回路であるＶＣＯ１を用いるために、アナログ受動部品の特性をそろえる必要がある。設計や実装にかかる回路コストがかさむ、組み立て時に特性の調整作業が必要となるという問題があった。
本発明は上記した問題に鑑み、アナログ受動部品の特性をそろえる手間や組み立て時の調整の手間を減らしたり、設計や実装にかかる回路コストを低減することのできる受信機の直交検波回路を提供することを、その目的としている。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の受信機の直交検波回路は、ディジタル変調方式で変調された被変調波の受信波のディジタル中間周波信号からヒルベルト変換によりディジタル複素中間周波信号を形成するヒルベルト変換手段と、ディジタル複素中間周波搬送波を生成する信号発生手段と、ディジタル複素中間周波信号の実部と虚部の各々にディジタル複素中間周波搬送波の実部と虚部を乗じ、ディジタル複素受信ベースバンド信号を作成する乗算手段と、乗算手段の出力から、ディジタル複素受信ベースバンド信号の周波数オフセットを推定する推定手段と、推定手段で推定された周波数オフセット情報に基づきディジタル複素受信ベースバンド信号に対し時間軸伸縮補正を施す時間軸補正手段と、を備えたことを特徴としている。
【０００８】
請求項３記載の受信機の直交検波回路は、ディジタル変調方式で変調された被変調波の受信波のディジタル中間周波信号からヒルベルト変換によりディジタル複素中間周波信号を形成するヒルベルト変換手段と、ディジタル複素中間周波搬送波を生成する信号発生手段と、ディジタル複素中間周波信号の実部と虚部の各々にディジタル複素中間周波搬送波の実部と虚部を乗じ、ディジタル複素受信ベースバンド信号を作成する乗算手段と、乗算手段の出力から、ディジタル複素受信ベースバンド信号の周波数オフセットを推定する推定手段と、を備え、信号発生手段は推定手段で推定された周波数オフセットをキャンセルするように複素中間周波搬送波の周波数を補正するようにしたことを特徴としている。
【０００９】
請求項１または３において、ディジタル複素受信ベースバンド信号から時間軸上で所定時間間隔（Δｔ）ずつずれた一定時間長（Ｔ０  ）分ずつのアレーデータを抽出し、ＥＳＰＲＩＴ（Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ  ｏｆ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ  ｖｉａ  Ｒｏｔａｔｉｏｎａｌ  Ｉｎｖａｒｉａｎｃｅ  Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ）法によりディジタル複素受信ベースバンド信号の周波数オフセットを推定するようにしても良い。
【００１０】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の一つの実施の形態に係るＱＰＳＫ変調波の移動体受信機の直交検波回路の構成を示すブロック図である。
空中搬送周波数ｆＣ  の下にＱＰＳＫ変調方式で変調されたディジタル変調波を受信機で受信し、所定の中間周波数ｆＩＦに周波数変換された中間周波信号（ＩＦ信号）はＡ／Ｄ変換器３０により周期Ｔｓ  のサンプルクロックＣＫに従いディジタル信号に変換されＤＳＰ（ディジタルシグナルプロセッサ）３１に入力される。ＤＳＰ３１ではまずディジタル化されたディジタル中間周波信号ＩＦＤ  からヒルベルト変換部３２によりディジタル複素中間周波信号が作成される。このヒルベルト変換部３２はＩＦＤ  を２つの系統に分け、一方をヒルベルト変換フィルタ部３３に通し、ヒルベルト変換を施す。他方はヒルベルト変換フィルタ部３３での要処理時間分だけ遅延部３４で信号遅延させる。ヒルベルト変換フィルタ部３３はインパルス応答がｈ（ｔ）＝１／πｔに設定されており、位相を９０°遅らせる働きをする。遅延部３４とヒルベルト変換フィルタ部３３の出力ＩＩＦとＱＩＦから複素信号作成部３５によりディジタル複素中間周波信号（ＩＩＦ＋ｊＱＩＦ）が作成される。３６は周波数がｆＩＦで実部と虚部の直交するディジタル複素中間周波搬送波を生成する同期信号発生部であり、乗算部３７でディジタル複素中間周波搬送波の実部と虚部の各々がディジタル複素中間周波信号の実部と虚部と乗算されることでディジタル複素受信ベースバンド信号ｓ（ｔ）が復調される（なお、ヒルベルト変換を利用した直交検波については「Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ  ２００２年９月号」１６５  〜１７５  頁（ＣＱ出版社２００２年９月１日発行）に詳述されている）。
【００１１】
Ａ／Ｄ変換器３０のサンプルクロックＣＫは周波数が温度・湿度の環境変化や電源電圧の変動に伴い変動することがあり、この場合、ディジタル複素受信ベースバンド信号ｓ（ｔ）に周波数オフセットが生じてしまう。移動通信では、移動体の移動に伴い生じるドップラーシフトによってもディジタル複素受信ベースバンド信号ｓ（ｔ）に周波数オフセットが生じてしまう。周波数オフセットが生じたままのディジタル複素受信ベースバンド信号ｓ（ｔ）を図４のシンボルタイミング推定部１２、シンボル判定部１３へ出力した場合、シンボルタイミングの推定誤差やシンボル判定誤差が大きくなってしまう。この実施の形態では周波数オフセットを検出し、ディジタル複素受信ベースバンド信号ｓ（ｔ）を時間軸上で伸縮して補正するようにしている。
【００１２】
３８は周波数オフセットの推定を行う周波数オフセット推定部、３９は推定された周波数オフセットに基づき該周波数オフセットを打ち消すように時間軸の伸縮を行う補正部である。周波数オフセット推定部３８はアレーアンテナ用信号処理技術のとくにＥＳＰＲＩＴ法を利用してディジタル複素ベースバンド信号の周波数オフセットを推定する。以下、原理説明を行う（なお、ＥＳＰＲＩＴ法については菊間信良著「アレーアンテナによる適応信号処理」２６９  〜２９０  頁株式会社科学技術出版１９９８年１１月２５日発行に詳しい）。
【００１３】
周波数オフセット推定部３８は図２に示す如くＫ段のシフトレジスタ部４０、転送部４１、ｋ個の連続した信号データをＭ列分記憶可能なバッファメモリ部４２、演算処理部４３から成る。ディジタル複素ベースバンド信号は周期Ｔｓ  でシフトレジスタ部４０に転送されており、該シフトレジスタ部４０には最新のＫ個×Ｔｓ  の時間長分の信号データが蓄積される。演算処理部４３は定期的（例えば、５秒周期、１０秒周期など）に周波数オフセット推定を行う。このとき、転送部４１に指示してまずシフトレジスタ部４０の内、１段目からｋ段目まで一定時間長Ｔ０  （＝ｋＴｓ  ）分の信号データをバッファメモリ部４０の１列目に格納し、（１＋ｐ）段目から（ｋ＋ｐ）段目まで一定時間長Ｔ０  分の信号データをバッファメモリ部４０の２列目に格納し、（１＋２ｐ）段目から（ｋ＋２ｐ）段目まで一定時間長Ｔ０  分の信号データをバッファメモリ部４０の３列目に格納し、・・、（１＋（Ｍ−１）ｐ）段目から（ｋ＋（Ｍ−１）ｐ）＝Ｋ段目まで一定時間長Ｔ０  分の信号データをバッファメモリ部４０のＭ列目に格納する。なお、ｐＴｓ  ＝Δｔとする。また、ここではΔｔ＜Ｔ０  であるとする。
【００１４】
空中搬送波周波数ｆＣ  の下にＱＰＳＫ変調方式で変調されたディジタル変調波の受信波がマルチパスの影響でＷ個（但し、１≦Ｗ＜Ｍ）有ったとし、バッファメモリ部４０の１列目の信号データをＸ１  （ｔ）として、この中のｗ番目の受信波の複素振幅成分をＦｗ  （ｔ）  とすると、
【数１】
2004297616.tif 000003
但し、Ｎ１  （ｔ）は内部雑音成分
と表すことができる。ｗ番目の受信波の周波数オフセットをΔｆｗ  、バッファメモリ部４０の２列目〜Ｍ列目の信号データをＸ２  （ｔ）、Ｘ３  （ｔ）、・・ＸＭ  （ｔ）とすると、
【数２】
2004297616.tif 000004
但し、Ｎｉ  （ｔ）は内部雑音成分
と表すことができる。
【００１５】
Ｘ１  （ｔ）〜ＸＭ  （ｔ）は１次元の等間隔リニアアレーデータである。（１．１）〜（１．Ｍ）の式をベクトル表記すると、
【数３】
2004297616.tif 000005
【数４】
2004297616.tif 000006
但し、
【数５】
2004297616.tif 000007
と表される。
【００１６】
（２）式は受信波の到来方向推定におけるリニアアレーの信号ベクトルと同形であり、到来方向推定で利用されるＥＳＰＲＩＴ法の適用が可能となる。
信号ベクトルＸの相関行列Ｒｘｘは、Ｎｉ  （ｔ）が平均０、分散σ２  （雑音電力）の互いに独立な複素ガウス過程であるとして、
【数６】
2004297616.tif 000008
と表される。行列ＳはＷ個の受信波間の相関関係を表す信号相関行列であり成分表示すると、
【数７】
2004297616.tif 000009
である。
【００１７】
次に相関行列Ｒｘｘの固有値λｉ  と固有ベクトルｅｉ  を求めると、固有値に関しては
【数８】
2004297616.tif 000010
という関係があるので、内部雑音電力σ２  より大きい固有値の数から到来波数Ｗを推定することができる。
ＥＳＰＲＩＴの基本原理である回転不変式は次のように表される。
【数９】
2004297616.tif 000011
ここにΦはＷ次の対角行列を表す。また、行列Ｊ１  とＪ２  は（Ｍ−１）×Ｍの行列で、式（５）においてそれぞれ行列Ａの１行目から（Ｍ−１）行目までを抽出する操作、行列Ａの２行目からＭ行目までを抽出する操作を意味している。
つまり、次式の関係がある。
【数１０】
2004297616.tif 000012
次にＲｘｘの固有値展開後の処理を説明する。なおアルゴリズムはＴＬＳ（Ｔｏｔａｌ−Ｌｅａｓｔ−Ｓｑｕａｒｅｓ  ）−ＥＳＰＲＩＴである（なお、ＴＬＳ−ＥＳＰＲＩＴ法についてはＢ．Ｏｔｔｅｒｓｔｅｎ，  Ｍ．Ｖｉｂｅｒｇ  ａｎｄ  Ｔ．Ｋａｉｌａｔｈ  ：  ”Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ  Ａｎａｌｙｓｉｓ  ｏｆ  ｔｈｅ  Ｔｏｔａｌ  Ｌｅａｓｔ  Ｓｑｕａｒｅｓ  ＥＳＰＲＩＴ  Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ”，  ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．  Ｏｎ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ，ｖｏｌ．ＳＰ−３９，  Ｎｏ．５，  ｐｐ．１１３５（Ｍａｙ  １９９１）に詳しい）。到来波数Ｗを推定した後、信号部分空間
【数１１】
2004297616.tif 000013
に属する固有ベクトル
【数１２】
2004297616.tif 000014
から行列ＥＸ  ＝Ｊ１  ＥＳ  ，ＥＹ  ＝Ｊ２  ＥＳ  を作る。この行列ＥＳ  は行列Ａと同じ空間を張るので
【数１３】
2004297616.tif 000015
と表される。ここにＴはＷ次の正則行列である。したがって
【数１４】
2004297616.tif 000016
であるので、
【数１５】
2004297616.tif 000017
が成り立つ。
ＴＬＳ法を用いて、式（１０）のＥＹ  ＝ＥＸ  ΨをΨについて解く。これには、まず行列
【数１６】
2004297616.tif 000018
但し、行列ＥＨ  は２Ｗ×２Ｗ次の非負定値エルミート行列でありランクＷの固有値展開をし、ゼロに等しいＷ個の固有値に属する固有ベクトルｖｗ＋１  ，  …，  ｖ２Ｗから行列
【数１７】
2004297616.tif 000019
を構成する。行列ＶＮ  は２Ｗ×Ｗ次である。そして，行列ＶＮ  の上半分のＷ次正方行列をＶＮ１＝ＧＸ  、下半分のＷ次正方行列をＶＮ２＝ＧＹ  とすると
【数１８】
2004297616.tif 000020
として解Ψが得られる（詳細は前記した菊間信良著「アレーアンテナによる適応信号処理」２１１  〜２４５  頁を参照）。
（１２）式で得られた行列Ψは
【数１９】
2004297616.tif 000021
という構造をもつので、ΦとＴを求める問題は、Ψの固有値問題となる。したがってΨの固有値展開をして得られる固有値
【数２０】
2004297616.tif 000022
はΦの対角成分に等しいので
【数２１】
2004297616.tif 000023
より周波数オフセットΔｆｗ  （  ｗ＝１，  ２，  …，  Ｗ）  の推定値が得られる。
【００１８】
この内、Ψの最大固有値に対応する受信波成分が後段での復調に最も強い影響を及ぼすものであり、通常それ以外の受信波成分の影響は小さい。ここではΨの最大固有値がｗ＝１の受信波に対応していたとすると、
【数２２】
2004297616.tif 000024
が求める周波数オフセットとなる。
周波数オフセット推定部３８は推定した周波数オフセットΔｆ１  を周波数オフセット情報として補正部３９へ出力し、補正部３９は周波数オフセットに基づきディジタル複素受信ベースバンド信号に対し、当該周波数オフセットを打ち消すように時間軸の伸縮をして出力する。これにより、温度・湿度の環境変化や電源電圧変動に伴うサンプルクロックの周波数の変動や、移動体通信で不可避なドップラーシフトに起因するディジタル複素ベースバンド信号の周波数オフセットがキャンセルされて、後段のシンボルタイミング推定部１２がディジタル複素受信ベースバンド信号からシンボルタイミングを推定し、受信シンボル判定部１３がシンボルタイミングでのディジタル受信ベースバンド信号の値（シンボルサンプリングデータ）から受信シンボルを判定して出力する。
【００１９】
この実施の形態によれば、ヒルベルト変換と、ディジタル複素中間周波搬送波との乗算で得たディジタル複素受信ベースバンド信号に温度・湿度の環境変化や電源電圧変動に伴うサンプルクロックの周波数の変動や、移動体通信で不可避なドップラーシフトに起因する周波数オフセットが存在しても、時間軸方向のアレーデータを作成しＥＳＰＲＩＴ法を用いて周波数オフセットを推定し、該周波数オフセットをキャンセルするように時間軸補正するようにしたので、ディジタル信号処理だけで直交検波ができ、直交検波用のアナログ回路のＶＣＯを不要にしてアナログ受動部品の特性をそろえる手間や組み立て時の調整の手間を減らしたり、設計や実装にかかる回路コストを低減することができる。
【００２０】
なお、図１を図３の如く変形し、補正部を省略するとともに同期信号発生部３６Ａの出力するディジタル複素中間周波搬送波の周波数を、周波数オフセット推定部３８で推定した周波数オフセットに基づき、該周波数オフセットをキャンセルするように可変可能としても、直交検波用のアナログ回路のＶＣＯを用いることなくディジタル複素受信ベースバンド信号の周波数オフセットを無くすことができる。
また、ディジタル被変調波はＱＰＳＫ変調に限定されず、ＱＡＭ変調など他のディジタル変調方式にも同様に適用することができる。
【００２１】
【発明の効果】
この発明によれば、ディジタル中間周波信号からヒルベルト変換と、ディジタル複素中間周波搬送波との乗算で得たディジタル複素受信ベースバンド信号に周波数オフセットが存在しても、時間軸方向のアレーデータを作成しＥＳＰＲＩＴ法を用いて当該周波数オフセットを推定し、該周波数オフセットをキャンセルするように時間軸補正するか、ディジタル複素中間周波搬送波の周波数を可変させるようにしたので、ディジタル信号処理だけで直交検波ができ、直交検波用のアナログ回路のＶＣＯを不要にして、アナログ受動部品の特性をそろえる手間や組み立て時の調整の手間を減らしたり、設計や実装にかかる回路コストを低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は本発明の一つの実施の形態に係るＱＰＳＫ変調波の移動体受信機の直交検波回路の構成を示すブロック図である。
【図２】図１中の周波数オフセット推定部の構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の変形例に係る直交検波回路の構成を示すブロック図である。
【図４】従来のＰＬＬ同期検波式の直交検波回路の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
３０  Ａ／Ｄ変換器
３１  ＤＳＰ（ディジタルシグナルプロセッサ）
３２  ヒルベルト変換部            ３３  ヒルベルト変換フィルタ部
３４  遅延部                      ３５  複素信号作成部
３６、３６Ａ  同期信号発生部      ３７  乗算部
３８  周波数オフセット推定部      ３９  補正部
【図１】
2004297616.tif 000025
【図２】
2004297616.tif 000026
【図３】
2004297616.tif 000027
【図４】
2004297616.tif 000028