(57)【要約】      （修正有）【課題】交流入力フィルタ小型化でき，装置が小型化−低価格できる。【解決手段】三相交流電源から全波整流電圧より低い直流電圧を作り出す降圧形ＰＷＭ整流装置において，逆阻止機能を有する半導体スイッチを直列接続した半導体スイッチ直列回路２個と、ダイオードを直列接続した相アームダイオード直列回路１個とを並列接続してブリッジ回路を構成し、該相アームダイオード直列回路の各々のダイオードと並列にリアクトルとコンデンサとの直列回路を各々のコンデンサ同士が直接接続構成となる向きに接続し、２個の半導体スイッチ直列回路の直列接続点に各々三相交流電源の各一相の端子を、ダイオード直列回路の直列接続点に三相交流電源の残りの一相の端子を，各々接続し、直流出力となる前記各々のコンデンサ電圧を個別に制御する。【選択図】  図１
2004180422.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
三相交流電源から全波整流電圧より低い直流電圧を作り出す降圧形ＰＷＭ整流装置において，逆阻止機能を有する半導体スイッチを直列接続した半導体スイッチ直列回路２個と、ダイオードを直列接続した相アームダイオード直列回路１個とを並列接続してブリッジ回路を構成し、該相アームダイオード直列回路の各々のダイオードと並列にリアクトルとコンデンサとの直列回路を各々のコンデンサ同士が直接接続構成となる向きに接続し、２個の半導体スイッチ直列回路の直列接続点に各々三相交流電源の各一相の端子を、ダイオード直列回路の直列接続点に三相交流電源の残りの一相の端子を，各々接続し、直流出力となる前記各々のコンデンサ電圧を個別に制御することを特徴とする降圧形ＰＷＭ整流装置。
【請求項２】
請求項１に示す逆阻止機能を有する半導体スイッチとして、ダイオードとＩＧＢＴの直列回路を用いたことを特徴とする請求項１に記載の降圧形ＰＷＭ整流装置。
【請求項３】
請求項１に示す逆阻止機能を有する半導体スイッチとして、逆阻止形ＩＧＢＴを用いたことを特徴とする請求項１に記載の降圧形ＰＷＭ整流装置。
【請求項４】
三相交流電源から全波整流電圧より低い直流電圧を作り出す降圧形ＰＷＭ整流装置において，ダイオード２個を直列接続したダイオード直列回路を半導体スイッチと逆並列に接続し，該半導体スイッチの正極と第１のダイオードのカソードを，該半導体スイッチの負極と第２のダイオードのアノードを、各々接続して構成した相アーム交流スイッチ回路２個と，ダイオード２個を直列接続した相アームダイオード直列回路１個とを並列接続してブリッジ回路を構成し、該相アームダイオード直列回路の各々のダイオードと並列にリアクトルとコンデンサの直列回路を各々のコンデンサ同士が直接接続構成となる向きに接続し、前記２個の相アーム交流スイッチ回路の各々のダイオード直列回路のダイオード直列接続点に各々三相交流電源の各一相の端子を、前記相アームダイオード直列回路の直列接続点に三相交流電源の残りの一相の端子を，各々接続し、直流出力となる前記各々のコンデンサ電圧を個別に制御することを特徴とする降圧形ＰＷＭ整流装置。
【請求項５】
三相交流電源から全波整流電圧より低い直流電圧を作り出す降圧形ＰＷＭ整流装置において，ダイオード２個を直列接続したダイオード直列回路を半導体スイッチと逆並列に接続し，該半導体スイッチの正極と第１のダイオードのカソードを，該半導体スイッチの負極と第２のダイオードのアノードを、各々接続して構成した相アーム交流スイッチ回路３個と，ダイオード２個を直列接続した相アームダイオード直列回路１個とを並列接続してブリッジ回路を構成し、該相アームダイオード直列回路の各々のダイオードと並列にリアクトルとコンデンサの直列回路を各々のコンデンサ同士が直接接続構成となる向きに接続し、前記３個の相アーム交流スイッチ回路の各々のダイオード直列回路のダイオード直列接続点に各々三相交流電源の各一相の端子を、前記相アームダイオード直列回路の直列接続点と三相交流電源の中性点との間に交流スイッチを，各々接続し、直流出力となる前記各々のコンデンサ電圧を個別に制御することを特徴とする降圧形ＰＷＭ整流装置。
【請求項６】
請求項５に記載の相アームダイオード直列回路の直列接続点と三相交流電源の中性点との間に接続される交流スイッチとして、逆阻止形ＩＧＢＴの逆並列接続回路を用いたことを特徴とする請求項５に記載の降圧形ＰＷＭ整流装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は，三相交流電源から全波整流電圧より低い降圧された直流電圧を得るＰＷＭ整流装置の回路構成技術に関し，特に２分割された直流出力電圧を個別に制御でき，さらに入力電流を高力率に制御できるＰＷＭ整流回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
整流回路の直流電圧を２分割してインバータに供給する回路構成として、図４に示す３レベルインバータ回路が知られている。
本回路は，文献「ベクトル制御に適した中性点クランプ電圧型インバータの電流制御法」（著者：阿部  慶一，小笠原  悟司，赤木  康文，難波江  章）（平成元年電気学会産業応用部門全国大会，１１３，ｐｐ．４６９〜４７２）に記されている。
三相交流電源１００の交流電源端子１〜３にはダイオード９〜１４で構成さらた整流器が，整流器の直流出力間にはコンデンサ１５と１６とからなるコンデンサ直列回路が，コンデンサ直列回路の直流出力７，４８，８間にはＩＧＢＴとダイオードの逆並列回路で構成された半導体スイッチ１７〜２８とダイオード２９〜３４で構成された３レベルインバータが，３レベルインバータの交流出力端子４〜６にはモータ３５が、各々接続されている。整流器と３レベルインバータの回路は一般的に知られている回路であるので詳細な説明は省略する。
【０００３】
この回路は，三相の交流を整流器で整流し、コンデンサ１５と１６に２分割された直流電圧を得る直流電源に変換し，その直流電源から３レベルインバータで任意の周波数と電圧値の交流を得る回路である。
３レベルインバータの場合，コンデンサ１５とコンデンサ１６の出力電力が不平衡になるといった問題がある。例えば，コンデンサ１５→半導体スイッチ１７→半導体スイッチ１８→交流出力端子４→モータ３５→交流出力端子５→半導体スイッチ２３→ダイオード３２→直流端子４８→コンデンサ１５の経路などではコンデンサ１５の電荷のみを放電するが，この電荷量とコンデンサ１６を放電する例えば，コンデンサ１６→ダイオード２９→半導体スイッチ１８→交流出力端子４→モータ３５→交流出力端子５→半導体スイッチ２３→半導体スイッチ２４→直流端子８→コンデンサ１６の経路などではコンデンサ１６の電荷のみを放電するため、放電電荷量を平衡させないと，コンデンサ１５とコンデンサ１６の電圧が不平衡となる。コンデンサ電圧が不平衡となると出力電圧が不平衡となり，所定の出力電圧値が得られないことや，ＩＧＢＴなどの半導体素子に過電圧が印加され素子が破壊するなどの問題が発生する。
【０００４】
このため，３レベルインバータの制御にコンデンサ電圧を平衡させる制御を追加してコンデンサ１５とコンデンサ１６の電圧値を平衡させる制御方式が用いられている。しかし，この制御は出力周波数に対して平均値的に行われるのが一般的で，急加減速などで負荷が急変する汎用インバータなどの装置では直流電圧が変動して，出力電圧変動が発生してしまう。
この対策のため，コンデンサ電圧を個別に制御する半導体スイッチ素子を追加した従来の回路例を図５に示す。また，図５の回路は，直流出力電圧を低い電圧から制御できるように降圧チョッパを付加している。この回路は，交流を直流電源に変換するＰＷＭ整流器の部分を示している。交流電源端子１〜３にはダイオード９〜１４で構成された整流器が，整流器の出力にはＩＧＢＴ３６，リアクトル３７，ダイオード４１，ダイオード４２およびリアクトル３８で構成された降圧チョッパが，コンデンサ１５と並列に、負荷１０１と、ダイオード４３とＩＧＢＴ３９で構成された昇圧チョッパが，コンデンサ１６と並列に、負荷１０２と、ダイオード４４とＩＧＢＴ４０で構成された昇圧チョッパが，交流電源端子１〜３には星型結線されたコンデンサ４５〜４７が、各々接続されている。
【０００５】
この回路は，整流器で変換された直流電圧をＩＧＢＴ３６がオンしているときには，ＩＧＢＴ３６→リアクトル３７→ダイオード４３→コンデンサ１５→コンデンサ１６→ダイオード４４→リアクトル３８→整流器の経路でコンデンサ１５，１６，リアクトル３７，３８に電力を供給する。次にＩＧＢＴ３６をオフすると，リアクトル３７，３８に蓄積されているエネルギーは，リアクトル３７→ダイオード４３→コンデンサ１５→コンデンサ１６→ダイオード４４→リアクトル３８→ダイオード４２→ダイオード４１の経路でコンデンサ１５，１６に放出される。
コンデンサ１５の電圧がコンデンサ１６の電圧より大きくなったときは，ＩＧＢＴ３９をオンすることにより，リアクトル３７の電流はＩＧＢＴ３９の経路に転流し，コンデンサ１５への充電経路はなくなり，コンデンサ１６のみが充電される。また，コンデンサ１６の電圧がコンデンサ１５の電圧より大きくなったときは，ＩＧＢＴ４０をオンすることにより，リアクトル３８の電流はＩＧＢＴ４０の経路に転流し，コンデンサ１６への充電経路はなくなり，コンデンサ１５のみが充電される。このような制御を追加することにより，コンデンサ１５と１６の電圧はは等しい値に保たれる。
【０００６】
しかし，このような回路の場合，３相交流電源から流れる入力電流はダイオード整流器の入力電流で１２０°期間通流した電流となり，高調波電流を大きく含んだ電流となる。一般的にこれらの電源装置の交流入力電流は，ＩＥＣ６１０００−３−２の規格を満足しなければならず、大きな入力フィルタが必要になり，装置が大型化し高価になるという問題がある。
図６に入力電流の高調波電流を低減するたの従来の回路例を示す。
この回路は，文献「正弦波入力電流形コンバータ」（著者：上田  茂田，本部  光幸，植田  明照，松田  靖夫）（電気学会電力変換研究会資料，ＳＰＣ−８４−８１，ｐｐ．６１−７０，昭和５９年）に記されている回路である。
図６の回路には図５の回路と同一部分は同一番号を記して説明は省略する。図６の回路は，図５の回路におけるＩＧＢＴ３６を省略し，整流器のダイオード９〜１４をダイオードとＩＧＢＴを直列接続した構成の逆阻止形ＩＧＢＴスイッチ４８〜５３に置換えた構成である。
【０００７】
この回路において，図７に示すように，リアクトル３７，３８の電流は，逆阻止形ＩＧＢＴスイッチ４８（または５１）と逆阻止形ＩＧＢＴスイッチ５２（または４９）がオンしているとき交流電源端子１−２間（Ｕ−Ｖ間）から、逆阻止形ＩＧＢＴスイッチ４８（または５１）と逆阻止形ＩＧＢＴスイッチ５３（または５０）がオンしているとき交流電源端子３−１間（Ｗ−Ｕ間）から、同様に逆阻止形ＩＧＢＴスイッチ４９（または５２）と逆阻止形ＩＧＢＴスイッチ５３（または５０）をオンしているとき交流電源端子２−３間（Ｖ−Ｗ間）から、それぞれ交流電流を流す。逆阻止ＩＧＢＴ４８〜５３がオフしているときは，リアクトル３７，３８の電流はダイオード４１，４２を通る経路で環流する。
【０００８】
このような回路構成とすることにより，入力電流の高調波電流が低減され、入力フィルタを小形化できる。
しかし，この回路の場合，逆阻止形ＩＧＢＴスイッチやＩＧＢＴが８個必要となり，ゲート駆動回路やゲート駆動電源などが個別に必要となり装置が高価となる課題がある。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
三相交流電源からコンデンサを直列に接続した中性点付の直流電源を得る降圧形整流器の場合，図５に示す従来の実施例では，交流入力電流の高調波が大きく，大きな入力フィルタが必要になり，装置が大型化し高価になるといった課題がある。また，図６に示す従来の実施例は，逆阻止形ＩＧＢＴスイッチやＩＧＢＴが８個必要となり，ゲート駆動回路やゲート駆動電源などが個別に必要となり装置が高価となる課題がある。本発明は、これらの課題を解決するための新しい回路方式を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
前記課題を解決するための第１の手段は、三相交流電源から全波整流電圧より低い直流電圧を作り出す降圧形ＰＷＭ整流装置において，逆阻止機能を有する半導体スイッチを直列接続した半導体スイッチ直列回路２個と、ダイオードを直列接続した相アームダイオード直列回路１個とを並列接続してブリッジ回路を構成し、該相アームダイオード直列回路の各々のダイオードと並列にリアクトルとコンデンサとの直列回路を各々のコンデンサ同士が直接接続構成となる向きに接続し、２個の半導体スイッチ直列回路の直列接続点に各々三相交流電源の各一相の端子を、ダイオード直列回路の直列接続点に三相交流電源の残りの一相の端子を，各々接続し、直流出力となる前記各々のコンデンサ電圧を個別に制御する。
【００１１】
第２の手段は、三相交流電源から全波整流電圧より低い直流電圧を作り出す降圧形ＰＷＭ整流装置において，ダイオード２個を直列接続したダイオード直列回路を半導体スイッチと逆並列に接続し，該半導体スイッチの正極と第１のダイオードのカソードを，該半導体スイッチの負極と第２のダイオードのアノードを、各々接続して構成した相アーム交流スイッチ回路２個と，ダイオード２個を直列接続した相アームダイオード直列回路１個とを並列接続してブリッジ回路を構成し、該相アームダイオード直列回路の各々のダイオードと並列にリアクトルとコンデンサの直列回路を各々のコンデンサ同士が直接接続構成となる向きに接続し、前記２個の相アーム交流スイッチ回路の各々のダイオード直列回路のダイオード直列接続点に各々三相交流電源の各一相の端子を、前記相アームダイオード直列回路の直列接続点に三相交流電源の残りの一相の端子を，各々接続し、直流出力となる前記各々のコンデンサ電圧を個別に制御する。
【００１２】
第３の手段は、三相交流電源から全波整流電圧より低い直流電圧を作り出す降圧形ＰＷＭ整流装置において，ダイオード２個を直列接続したダイオード直列回路を半導体スイッチと逆並列に接続し，該半導体スイッチの正極と第１のダイオードのカソードを，該半導体スイッチの負極と第２のダイオードのアノードを、各々接続して構成した相アーム交流スイッチ回路３個と，ダイオード２個を直列接続した相アームダイオード直列回路１個とを並列接続してブリッジ回路を構成し、該相アームダイオード直列回路の各々のダイオードと並列にリアクトルとコンデンサの直列回路を各々のコンデンサ同士が直接接続構成となる向きに接続し、前記３個の相アーム交流スイッチ回路の各々のダイオード直列回路のダイオード直列接続点に各々三相交流電源の各一相の端子を、前記相アームダイオード直列回路の直列接続点と三相交流電源の中性点との間に交流スイッチを，各々接続し、直流出力となる前記各々のコンデンサ電圧を個別に制御する。
【００１３】
【発明の実施の形態】
図１に本発明の請求項１から３に基づいた実施例を示す。この回路構成は，図６の回路から，逆阻止形ＩＧＢＴスイッチ４９と５２，ＩＧＢＴ３９と４０，ダイオード４３と４４を省略し，交流電源端子２とコンデンサ１５と１６の直列接続点とを接続した構成である。この回路構成において，リアクトル３７の電流は，逆阻止形ＩＧＢＴスイッチ４８がオンのときは，交流電源端子１→逆阻止形ＩＧＢＴスイッチ４８→リアクトル３７→コンデンサ１５→交流電源端子２の経路でコンデンサ１５を充電する。逆阻止形ＩＧＢＴスイッチ５０がオンのときは，交流電源端子３→逆阻止形ＩＧＢＴスイッチ５０→リアクトル３７→コンデンサ１５→交流電源端子２の経路でコンデンサ１５に電荷を充電する。
リアクトル３８の電流は，逆阻止形ＩＧＢＴスイッチ５１がオンのときは，交流電源端子２→コンデンサ１６→リアクトル３８→逆阻止形ＩＧＢＴスイッチ５１→交流電源端子１の経路でコンデンサ１６を充電する。逆阻止形ＩＧＢＴスイッチ５３がオンのときは，交流電源端子２→コンデンサ１６→リアクトル３８→逆阻止形ＩＧＢＴスイッチ５３→交流電源端子３の経路でコンデンサ１６を充電する。逆阻止形ＩＧＢＴスイッチ４８，５０がオフのときはリアクトル３７の電流はダイオード４１を通る経路に環流する。逆阻止形ＩＧＢＴスイッチ５１，５３がオフのときはリアクトル３８の電流はダイオード４２を通る経路に環流する。
従って，交流電源相電圧ＶＵＯ（交流電源端子１とコンデンサ４５〜４７の接続点（中性点）間電圧）が正の時は逆阻止形ＩＧＢＴスイッチ４８をオンし，交流電源相電圧ＶＵＯ（端子１とコンデンサ４５〜４７の接続点（中性点）間電圧）が負の時は逆阻止形ＩＧＢＴスイッチ５１をオンすることにより，交流電源端子１（Ｕ相）からの電流は図７と同様に高力率の電流とすることが出来る。交流電源相電圧ＶｗＯ（交流電源端子３とコンデンサ４５〜４７の接続点（中性点）間電圧）が正の時は逆阻止形ＩＧＢＴスイッチ５０をオンし，交流電源相電圧ＶＷＯ（交流電源端子３とコンデンサ４５〜４７の接続点（中性点）間電圧）が負の時は逆阻止形ＩＧＢＴスイッチ５３をオンすることにより，交流電源端子３（Ｗ相）からの電流は図７と同様に高力率の電流とすることができる。
また，交流電源端子２（Ｖ相）の電流は交流電源端子１（Ｕ相）と交流電源端子３（Ｗ相）の差電流となり，図７と同様に高力率の電流とすることができる。
従って，コンデンサ１５の電圧は，逆阻止形ＩＧＢＴスイッチ５０と４８のオンオフ比を変えることにより、またコンデンサ１６の電圧は逆阻止形ＩＧＢＴスイッチ５１と５３のオンオフ比を変えることにより、それぞれ個別に調整できる。このような制御により、入力電流の高調波電流は小さくなり、交流入力部のフィルタ（コンデンサ４５〜４７）を小形化できる。
以上の説明からわかるように、この回路構成の場合，逆阻止形ＩＧＢＴスイッチ４個で直流出力である２個のコンデンサ電圧を個別に制御できる高力率のＰＷＭ整流器を構成できる。
また、図１では逆阻止形ＩＧＢＴスイッチとして、請求項２のダイオードとＩＧＢＴの直列回路で示したが、請求項３に示した逆阻止機能を兼ね備えた逆素子ＩＧＢＴを適用でき、この適用により直列のダイオードが不要となり、損失の低減と部品点数の削減が達成され、装置を一層小形化できる。
【００１４】
図２に本発明の請求項４に基づいた実施例を示す。ダイオード５４と５６を直列接続したダイオード直列回路をＩＧＢＴ５７と逆並列に接続し，ＩＧＢＴ５７のコレクタとダイオード５８のカソードを，ＩＧＢＴ５７のエミッタとダイオード５９のアノードを、各々接続して構成した第１の相アーム交流スイッチ回路と，ダイオード７０と７１を直列接続したダイオード直列回路をＩＧＢＴ７２と逆並列に接続し，ＩＧＢＴ７２のコレクタとダイオード７３のカソードを，ＩＧＢＴ７２のエミッタとダイオード７４のアノードを、各々接続して構成した第２の相アーム交流スイッチ回路と、ダイオード４１と４２を直列接続した相アームダイオード直列回路とを並列接続してブリッジ回路を構成し、該相アームダイオード直列回路のダイオード４１と並列にリアクトル３７とコンデンサ１５との直列回路を、ダイオード４２と並列にリアクトル３８とコンデンサ１６との直列回路を、コンデンサ１５と１６がダイオード４１と４２との直列接続点に接続される方向に、前記第１の相アーム交流スイッチ回路のダイオード５４と５６のダイオード直列接続点に三相交流電源端子１を、前記第２の相アーム交流スイッチ回路のダイオード７０と７１とのダイオード直列接続点に三相交流電源端子３を、前記相アームダイオード直列回路のダイオード４１と４２との直列接続点に三相交流電源端子２を，各々接続し、交流電源端子１にフィルタコンデンサ４５を、交流電源端子２にフィルタコンデンサ４６を、交流電源端子３にフィルタコンデンサ４７を、各々接続した構成である。
【００１５】
この回路構成における動作は以下のようになる。交流電源端子１と２間の電圧が正のときは，ＩＧＢＴ５７をオンすることにより交流電源端子１→ダイオード５４→ＩＧＢＴ５７→ダイオード５９→リアクトル３７→コンデンサ１５→交流電源端子２の経路で電流が流れ、コンデンサ１５の電圧を制御することができる。交流電源端子１と２間が負のときは，ＩＧＢＴ５７をオンすることにより交流電源端子２→コンデンサ１６→リアクトル３８→ダイオード５８→ＩＧＢＴ５７→ダイオード５６の経路で電流が流れ、コンデンサ１６の電圧を制御することができる。
交流電源端子２と３間の電圧が負のときは，ＩＧＢＴ７２をオンすることにより交流電源端子３→ダイオード７０→ＩＧＢＴ７２→ダイオード７４→リアクトル３７→コンデンサ１５→交流電源端子２の経路で電流が流れ、コンデンサ１５の電圧を制御することができる。交流電源端子２と３間の電圧が正のときは，ＩＧＢＴ７２をオンすることにより交流電源端子２→コンデンサ１６→リアクトル３８→ダイオード７３→ＩＧＢＴ７２→ダイオード７１の経路で電流が流れ、コンデンサ１６の電圧を制御することができる。
【００１６】
ＩＧＢＴ５７，ダイオード５４，５６，５８，５９で構成された回路をＡＣスイッチ７５とし，ＩＧＢＴ７２，ダイオード７０，７１，７３，７４で構成された回路をＡＣスイッチ７８とすると、この回路は，交流電源端子１と交流電源端子３の線間電圧でコンデンサ１５と１６の直列回路を充電することができる。交流電源端子１と３間の電圧が正のときは，交流電源端子１→ＡＣスイッチ７５→リアクトル３７→コンデンサ１５→コンデンサ１６→リアクトル３８→ＡＣスイッチ７８→交流電源端子３の経路で充電でき，交流電源端子１と３間の電圧が負のときは，交流電源端子３→ＡＣスイッチ７８→リアクトル３７→コンデンサ１５→コンデンサ１６→リアクトル３８→ＡＣスイッチ７５→交流端子１の経路で充電できる。
【００１７】
図３に本発明の請求項５に基づいた実施例を示す。図２の回路との相違点は，ＡＣスイッチを４個用い，３個のＡＣスイッチ７５〜７７の入力を各々交流電源端子１〜３に接続し，ダイオード５９，６４，６９のカソードをリアクトル３７に，ダイオード５８，６３，６８のアノードをリアクトル３８に，ＡＣスイッチ７８の一方の入力をコンデンサ４５〜４７の接続点（中性点）に，ダイオード７３と７４を短絡しコンデンサ１５と１６の直列接続点に各々接続した点である。
このような回路構成における動作を以下に説明する。交流電源端子１と３間の電圧が正のときは、交流電源端子１→ＡＣスイッチ７５→リアクトル３７→コンデンサ１５→コンデンサ１６→リアクトル３８→ＡＣスイッチ７７→交流電源端子３の経路で，交流電源端子１と３間の電圧が負のときは、交流電源端子３→ＡＣスイッチ７７→リアクトル３７→コンデンサ１５→コンデンサ１６→リアクトル３８→ＡＣスイッチ７５→交流電源端子１の経路で、各々コンデンサ１５と１６を充電する。
交流電源端子１と２間の電圧が正のときは、交流電源端子１→ＡＣスイッチ７５→リアクトル３７→コンデンサ１５→コンデンサ１６→リアクトル３８→ＡＣスイッチ７６→交流電源端子２の経路で，交流電源端子１と２間の電圧が負のときは、交流電源端子２→ＡＣスイッチ７６→リアクトル３７→コンデンサ１５→コンデンサ１６→リアクトル３８→ＡＣスイッチ７５→交流電源端子１の経路で、各々コンデンサ１５と１６を充電する。
交流電源端子２と３間の電圧が正のときは，交流端子２→ＡＣスイッチ７６→リアクトル３７→コンデンサ１５→コンデンサ１６→リアクトル３８→ＡＣスイッチ７７→交流電源端子３の経路で，交流電源端子２と３間の電圧が負のときは，交流電源端子３→ＡＣスイッチ７７→リアクトル３７→コンデンサ１５→コンデンサ１６→リアクトル３８→ＡＣスイッチ７６→交流電源端子２の経路で、各々コンデンサ１５と１６を充電する。このように，三相交流電源の線間電圧でコンデンサ１５と１６の直列回路を充電することができる。
また，ＡＣスイッチ７８をオンすることにより，コンデンサ１５，１６の電圧を個別に制御することができる。例えばコンデンサ１５のみに充電する場合，Ｕ相電圧Ｖｕｏ（端子１とコンデンサ４５〜４７の接続点（中性点）間の電圧）を利用する場合には，ＡＣスイッチ７５と７８をオンすることにより，交流電源端子１→ＡＣスイッチ７５→リアクトル３７→コンデンサ１５→ＡＣスイッチ７８の経路でコンデンサ１５のみ充電することができる。
コンデンサ１６のみを充電するとき場合は，例えば相電圧Ｖｕｏ（端子１とコンデンサ４５〜４７の接続点（中性点）間の電圧）を利用する場合には，ＡＣスイッチ７５と７８をオンすることにより，交流電源中性点（コンデンサ４５〜４７の接続点）→ＡＣスイッチ７８→コンデンサ１６→リアクトル３８→ＡＣスイッチ７５の経路でコンデンサ１６のみ充電することができる。Ｖ相，Ｗ相の相電圧を用いても同様にコンデンサ１５，１６を充電することができる。
ここで、ＡＣスイッチ７８はダイオード７０，７１，７３，７４とＩＧＢＴ７２を用いた回路構成を示しているが、請求項６に示すように逆阻止機能を兼ね備えた逆阻止ＩＧＢＴを逆並列接続して構成することができ、その結果、部品点数の削減と通電損失の低減が図られ、装置が一層小形化される。
【００１８】
【発明の効果】
従来の回路では，直流出力となる直列コンデンサの電圧を個別に制御して，高力率の入力電流を得るためには，入力フィルタが大型化したり，ＩＧＢＴなどの能動素子が８個必要で，装置が大形化し，高価になるなどの課題があった。しかし，本発明を適用した回路を用いることにより，使用する能動素子の数は、請求項１〜３の実施例では４個、請求項４の実施例では２個、請求項５の実施例では４個、請求項６の実施例では５個に削減でき，また高力率の入力電流とすることができるため，入力フィルタを小形化でき、装置が小形・低価格になるという効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】請求項１〜３に基づいた本発明の実施例を示す回路図である。
【図２】請求項４に基づいた本発明の実施例を示す回路図である。
【図３】請求項５に基づいた本発明の実施例を示す回路図である。
【図４】３レベルインバータを用いた従来例を示す回路図である。。
【図５】整流器とチョッパ回路を用いた従来例を示す回路図である。
【図６】逆阻止形ＩＧＢＴスイッチを用いた従来例を示す回路図である。
【図７】図６の回路動作を説明するための動作波形図である。
【符号の説明】
１，２，３・・・交流電源端子      ４，５，６・・・交流出力端子
７，８，４８・・・直流端子
９〜１４，２９〜３４，４１〜４４・・・ダイオード
５４，５６，５８〜６１，６３〜６６，６８〜７１７３，７４・・・ダイオード
１５，１６，４５〜４７・・・コンデンサ    １７〜２８・・・半導体スイッチ
３５・・・モータ
３６，３９，４０，５７，６２，６７，７２・・・ＩＧＢＴ
３７，３８・・・リアクトル      ４８〜５３・・・逆阻止形ＩＧＢＴスイッチ
７５〜７８・・・ＡＣスイッチ
１００・・・交流電源        １０１，１０２・・・負荷
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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