(57)【要約】【課題】インバータのスイッチング素子のターンオフ時に該スイッチング素子に印加される電圧の変化率を小さくして前記スイッチング素子の損失を低減するソフトスイッチング回路を有するＤＣ−ＤＣコンバータの損失を低減して高効率のＤＣ−ＤＣコンバータ及びこれを用いたインバータ式Ｘ線高電圧装置を提供する。【解決手段】インバータのスイッチング素子に印加されている電圧を略ゼロにして該スイッチング素子をターンオフさせるゼロ電圧スイッチング手段を備えたインバータの出力側に接続された変圧器と、この変圧器の出力を直流に変換する整流器と、この整流器の出力側に接続された負荷とを備えて成るＤＣ−ＤＣコンバータに、上記インバータのスイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出手段と、この電流検出手段で検出した電流値が前記インバータのスイッチング素子をターンオフさせるターンオフ目標電流値に一致するように上記ゼロ電圧スイッチング手段を動作させる。このＤＣ−ＤＣコンバータの負荷にＸ線管を用いてＸ線高電圧装置を構成する。【選択図】      図１
2004159419.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、このインバータを構成する半導体スイッチング素子のターンオフ時の所定期間のみ双方向導通制御可能な半導体スイッチング素子を導通させて前記インバータのスイッチング素子に印加されている電圧を略ゼロにして該インバータのスイッチング素子をターンオフさせるゼロ電圧スイッチング手段と、前記インバータの出力側に接続された変圧器と、この変圧器の出力を直流に変換する整流器と、この整流器の出力側に接続された負荷とを備えて成るＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、上記ゼロ電圧スイッチング手段に、上記インバータのスイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出手段と、この電流検出手段で検出した電流値が前記インバータのスイッチング素子をターンオフさせるターンオフ目標電流値に一致するように上記双方向導通制御可能な半導体スイッチング素子を導通させる期間を制御する第一の制御手段とを設けたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
上記第一の制御手段は、上記インバータの動作周波数に同期して上記双方向導通制御可能な半導体スイッチング素子の導通期間を演算することを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
上記負荷に印加する電圧及び負荷に流す電流の設定信号に応じて上記インバータのスイッチング素子のターンオン及びターンオフのタイミングを制御する第二の制御手段とを有して成る請求項１又は２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
上記ゼロ電圧スイッチング手段を備えたインバータは、上記直流電源の正極に接続された第一のスイッチング素子及びその負極に接続された第二のスイッチング素子から成る第一の直列接続体と上記正極に接続された第三のスイッチング素子及びその負極に接続された第四のスイッチング素子から成る上記第一の直列接続体に並列接続された第二の直列接続体とを有し且つ上記第一から第四のスイッチング素子にそれぞれ逆並列接続された第一から第四のダイオード及びコンデンサを有すると共に上記第一及び第二のスイッチング素子のターンオフ時に上記第一及び第二のダイオードの順方向に電流を供給する第一の補助電流供給手段と、上記第三及び第四のスイッチング素子のターンオフ時に上記第三及び第四のダイオードの順方向に電流を供給する第二の補助電流供給手段とを備えて成り、上記直流電源は、第一と第二の二つの直流電源を直列に接続してその接続点を中性点とする直流電源であって、上記第一の補助電流供給手段は、上記第一及び第二のスイッチング素子の接続点と上記直流電源の中性点との間に第一のインダクタと第一の双方向スイッチとの直列接続体を接続して成り、上記第二の補助電流供給手段は、上記第三及び第四のスイッチング素子の接続点と上記直流電源の中性点との間に第二のインダクタと第二の双方向スイッチの直列接続体を接続して構成されることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】
上記請求項１乃至４に記載のＤＣ−ＤＣコンバータの負荷はＸ線管であることを特徴とするＸ線高電圧装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、インバータのスイッチング素子のターンオフ時に該スイッチング素子に印加される電圧の変化率を小さくして前記スイッチング素子の損失を低減するソフトスイッチング回路を有するＤＣ−ＤＣコンバータに係り、特に前記ソフトスイッチング回路の損失を低減して高効率のＤＣ−ＤＣコンバータ及びこれを用いたインバータ式Ｘ線高電圧装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
Ｘ線高電圧装置からの直流高電圧をＸ線管に印加して該Ｘ線管から放射されるＸ線を被検体に照射して撮影するＸ線撮影装置及びＸ線コンピュータ断層撮影装置（以下、Ｘ線ＣＴ装置と呼ぶ）などのＸ線画像診断装置は、医用画像診断装置の分野で非常に多く用いられている。近年、これらのＸ線画像診断装置には、新しい撮影法に対応するために多量のＸ線を長時間に亘って出力する、いわゆる高負荷率のＸ線発生装置が必要となってきた。
特に、Ｘ線ＣＴ装置においては、“短時間で広い範囲のスキャンが可能”、“体軸方向に連続したデータが得られ、これによって三次元画像の生成が可能になる”等の特徴により、ヘリカルスキャンやスパイラルスキャンと呼ばれる螺旋ＣＴが普及している。
【０００３】
このような螺旋スキャンを実現するためには、Ｘ線管とＸ線検出器を支持したスキャナ回転盤を連続して回転させる必要があり、そのためにはスキャナ回転盤に搭載したＸ線管に連続して電力を供給するための手段が必要となる。この手段として、スリップリングとブラシから成る電力伝達機構が用いられ、前記スキャナ回転盤には少なくともＸ線管と共に該Ｘ線管に高電圧（以下、この電圧を管電圧と呼ぶ）を印加するための高電圧発生装置を搭載し、この高電圧発生装置に前記電力伝達機構を介して前記Ｘ線管から所要のＸ線を発生するための電力を供給する。
【０００４】
このように、高電圧発生装置は、スキャナ回転盤に搭載されて高速に回転されるために、その重量はできるだけ軽い方が望ましい。このため、Ｘ線高電圧装置には、前記高電圧発生装置の高電圧変圧器を小型、軽量化でき、かつ管電圧の脈動を小さくできるインバータ式Ｘ線高電圧装置が用いられている。
【０００５】
このインバータ式Ｘ線高電圧装置は、適宜の直流電源からインバータを介して交流電圧を変圧器に送りその出力を調整して直流電圧を所要の負荷に供給するＤＣ−ＤＣコンバータの機能を備えており、商用の交流電源をコンバータで直流電圧に変換し、この直流電圧をインバータで前記商用電源周波数よりも高い周波数の交流電圧に変換して、この高周波の交流電圧を高電圧変圧器で昇圧し、この昇圧した交流高電圧を高電圧整流器で直流の高電圧に整流して、この直流高電圧をＸ線管に印加してＸ線を発生するように構成されている。そして、高電圧変圧器の小型化と管電圧波形の脈動低減のために、インバータの動作周波数は２０ｋＨｚ以上に高周波化されたものを用いている。
【０００６】
上記のように、螺旋ＣＴはスキャンを連続して行うために撮影時間が長くなり、さらに、近年においては、モーションアーチファクトがなく、心臓の診断も可能とするためにスキャン時間はますます高速化する傾向にあり、１スキャン時間が０．５秒以下のものが要望されるようになってきた。
したがって、１スキャン時間が０．５秒に対応するためには、前記スキャナを０．５秒で１回転させなければならないので、それよりも低速の従来の装置に比べてスキャナ回転時間に反比例して単位時間当たりのＸ線量を多くしなければならない。
【０００７】
すなわち、粒状ノイズの少ない良好な断層画像を得るためには、Ｘ線管の陽極と陰極間に流す電流（以下、管電流と呼ぶ）をスキャナ回転速度に反比例して多く流し、十分なＸ線量を発生させて被検体にＸ線を放射する必要があり、管電流は従来のものよりも大きくなる。このために、スキャン時間の高速化による管電流の増大と螺旋スキャンによる撮影時間の長時間化とにより、Ｘ線管には大容量のものが必要となり、このＸ線管に電力を供給するインバータ式Ｘ線高電圧装置も大出力のものが必要となってきた。
【０００８】
このように、インバータの出力電流が大きくなると、該インバータを構成する電力半導体スイッチング素子のスイッチング損失が大きくなる。すなわち、インバータのスイッチング素子は、該スイッチング素子を非導通状態から導通状態にスイッチング動作させるターンオン動作、及びスイッチング素子を導通状態から非導通状態にスイッチング動作させるターンオフ動作のときは、スイッチング素子に印加される電圧と該スイッチング素子に流れる電流との積によりスイッチング損失が生じる。このスイッチング損失は、インバータの動作周波数が高くなればなるほど大きくなり、前記スイッチング素子を冷却するための手段が必要となる。この冷却手段は、大出力のＸ線高電圧装置においては大がかりなものとなり、装置の大型化を招き、上記のようにスキャナ回転盤に搭載することが困難となる。そこで、上記スイッチング損失を低減するインバータ式Ｘ線高電圧装置として、例えば特許文献１に開示されている。
【０００９】
【特許文献１】
特開平６−２２５５１号公報。
【００１０】
この公報に開示されている技術は、インバータを構成する各スイッチング素子には、定格以上の逆電圧が印加されないようにするために、ダイオードをその極性が逆になるように前記スイッチング素子と並列に接続し、前記スイッチング素子をターンオン、ターンオフさせる時は、前記ダイオードに電流を流して（以下、この電流を補助電流と呼び、この補助電流を流す回路を補助回路と呼ぶ）、スイッチング素子に印加される電圧を略ゼロにしてスイッチングさせるスイッチング方法である（以下、このスイッチング方式をソフトスイッチング方式と呼ぶ）。この方法により、スイッチグ損失を大幅に低減させることができるが、前記補助電流はインバータの直流入力電源からインダクタ（以下、このインダクタを補助インダクタと呼ぶ）を介して供給されるので、大出力のインバータ式Ｘ線高電圧装置においては、インバータの電流も大きくなるので、前記補助インダクタに流れる電流も大きくなり、該補助インダクタの損失も無視できないものとなる。そこで、これを解決する方法として、例えば非特許文献１に記載されているものがある。
【００１１】
【非特許文献１】
非特許文献１  Ｒ．Ｗ．Ｄｅ  Ｄｏｎｃｋｅｒ，ｅｔ  ａｌ：“Ｔｈｅ  Ａｕｘｉｌｉａｒｙ  Ｒｅｓｏｎａｎｔ  Ｃｏｍｍｕｔａｔｅｄ  Ｐｏｌｅ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ”、ＩＥＥＥ−ＩＡＳ（１９９０）、ｐｐ．１２２８−１２３５。
【００１２】
これは、前記補助インダクタと直列に双方向の半導体スイッチを接続し（以下、この双方向スイッチを補助スイッチと呼ぶ）、この補助スイッチを開閉して前記補助電流を必要な時にのみ、すなわちインバータのスイッチング素子をターンオン、ターンオフさせる時にのみ流すようにするものである。このように補助回路を動作させることにより、補助インダクタには常時電流を流す必要がなくなるので、該補助インダクタの損失は大幅に低減する。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記ＤＣ−ＤＣコンバータによるインバータ式Ｘ線高電圧装置において、インバータを構成する電力用半導体スイッチング素子の各素子（以下、これをスイッチと呼ぶ）に流れる電流は、負荷条件（Ｘ線管に印加される管電圧とＸ線管に流れる管電流）やインバータの動作条件（上記特開平６−２９２３６１号公報に開示されている例ではインバータの位相差）によって異なる。そのため、上記補助電流を流す期間Δｔを一定にした場合、上記負荷条件及びインバータの動作条件によっては前記インバータのスイッチの電流が不必要に大きくなったり、ソフトスイッチング動作ができない場合が発生する。
【００１４】
また、上記負荷条件及びインバータの動作条件ごとに最適なΔｔを予め設定するという方法も考えられるが、Ｘ線高電圧装置の過渡動作時（管電圧の立ち上がり時）と定常動作時（管電圧が設定電圧を維持する期間）の違いや、温度、部品の特性などによる動作のばらつきには対応できない。そのため、Δｔの設定は、ソフトスイッチングが確実に行われるように、ある程度大きめの電流が流れるように長めに設定しておくことになる。Δｔが余分に長いということは、スイッチング素子に流れる電流が必要以上に流れるということである。その結果、インバータ回路のスイッチの導通損失（スイッチが導通状態にあるときの損失）や補助インダクタの導通損失の点で無駄が多い状態となる。特に、Ｘ線高電圧装置に適用した場合、大電力の長時間出力が要求されるため、インバータのスイッチング素子や補助インダクタの発熱は大きな問題となる。
【００１５】
そこで本発明の目的は、インバータのスイッチング素子のターンオフ時に該スイッチング素子に印加される電圧の変化率を小さくして前記スイッチング素子の損失を低減するソフトスイッチング回路を有するＤＣ−ＤＣコンバータの損失を低減して高効率のＤＣ−ＤＣコンバータ及びこれを用いたインバータ式Ｘ線高電圧装置を提供することにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
上記目的は、以下の手段によって達成される。
（１）直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、このインバータを構成する半導体スイッチング素子のターンオフ時の所定期間のみ双方向導通制御可能な半導体スイッチング素子を導通させて前記インバータのスイッチング素子に印加されている電圧を略ゼロにして該インバータのスイッチング素子をターンオフさせるゼロ電圧スイッチング手段と、前記インバータの出力側に接続された変圧器と、この変圧器の出力を直流に変換する整流器と、この整流器の出力側に接続された負荷とを備えて成るＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、上記ゼロ電圧スイッチング手段に、上記インバータのスイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出手段と、この電流検出手段で検出した電流値が前記インバータのスイッチング素子をターンオフさせるターンオフ目標電流値に一致するように上記双方向導通制御可能な半導体スイッチング素子を導通させる期間を制御する第一の制御手段とを設ける。
【００１７】
（２）上記（１）の第一の制御手段は、上記インバータの動作周波数に同期して上記双方向導通制御可能な半導体スイッチング素子の導通期間を演算する。
【００１８】
（３）上記（１）又は（２）のＤＣ−ＤＣコンバータは、このコンバータの負荷に印加する電圧及び負荷に流す電流の設定信号に応じて上記インバータのスイッチング素子のターンオン及びターンオフのタイミングを制御する第二の制御手段を有する。
【００１９】
（４）上記（１）のゼロ電圧スイッチング手段を備えたインバータは、上記直流電源の正極に接続された第一のスイッチング素子及びその負極に接続された第二のスイッチング素子から成る第一の直列接続体と上記正極に接続された第三のスイッチング素子及びその負極に接続された第四のスイッチング素子から成る上記第一の直列接続体に並列接続された第二の直列接続体とを有し且つ上記第一から第四のスイッチング素子にそれぞれ逆並列接続された第一から第四のダイオード及びコンデンサを有すると共に上記第一及び第二のスイッチング素子のターンオフ時に上記第一及び第二のダイオードの順方向に電流を供給する第一の補助電流供給手段と、上記第三及び第四のスイッチング素子のターンオフ時に上記第三及び第四のダイオードの順方向に電流を供給する第二の補助電流供給手段とを備えて成り、上記直流電源は、第一と第二の二つの直流電源を直列に接続してその接続点を中性点とする直流電源であって、上記第一の補助電流供給手段は、上記第一及び第二のスイッチング素子の接続点と上記直流電源の中性点との間に第一のインダクタと第一の双方向スイッチとの直列接続体を接続して成り、上記第二の補助電流供給手段は、上記第三及び第四のスイッチング素子の接続点と上記直流電源の中性点との間に第二のインダクタと第二の双方向スイッチの直列接続体を接続して構成される。
【００２０】
（５）上記（１）乃至（４）に記載のＤＣ−ＤＣコンバータの負荷にＸ線管を用いてＸ線高電圧装置を構成する。
【００２１】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータ及びそれを用いたＸ線高電圧装置の第１の実施例を示す回路図である。図１の回路は、単相又は三相の商用電源１からの交流電圧を直流電圧に変換する整流回路２と、この整流回路の出力電圧を平滑する平滑キャパシタ３，４，５，６と、このキャパスタで平滑された直流電圧を前記商用電源よりも高い周波数の交流電圧に変換するインバータ４２と、このインバータの出力電圧を昇圧する高電圧変圧器２５と、この高電圧変圧器の出力電圧を直流電圧に変換する高電圧整流器２６と、この高電圧整流器の出力直流高電圧が印加されてＸ線を放射するＸ線管２８の電圧（管電圧）を検出する管電圧検出器２７と、この管電圧検出器で検出した管電圧が目標の管電圧３１に一致するように前記インバータの動作位相を制御する信号を発生する位相シフトＰＷＭ（ｐｕｌｓｅ  ｗｉｄｔｈ  ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号発生回路３２と、前記インバータ４２のスイッチング素子に印加される電圧の変化率を小さくして該スイッチング素子の損失を低減するソフトスイッチング回路（以下、補助回路と呼ぶ）の制御信号を発生する補助電流制御回路６０で構成される。
【００２２】
前記インバータ４２は、前記整流回路２の正極に接続された第一のスイッチング素子７及びその負極に接続された第二のスイッチング素子８から成る第一の直列接続体を有すると共に上記正極に接続された第三のスイッチング素子９及び負極に接続された第四のスイッチング素子１０と、前記第一から第四のスイッチ（以下、これらのスイッチをメインスイッチと呼ぶ）にはダイオードが逆並列に接続されると共にロスレス（無損失）スナバ回路として用いるコンデンサ１５〜１８が並列に接続されてフルブリッジ型のインバータ回路を構成している。このインバータには、前記第一から第四のメインスイッチのスイッチング損失を低減するための補助回路を備えており、前記インバータ４２の第一及び第二のスイッチ７，８から成る第一の直列接続体の接続点と前記平滑キャパシタ３，４の中性点との間、及び前記第三及び第四のスイッチ９，１０から成る第二の直列接続体の接続点と前記平滑キャパシタ５，６の中性点との間のどちらか一方又は両方に補助回路としてインダクタ２３（２４）と相対する２つの補助スイッチング素子１９〜２２を接続して構成されている。この補助回路の補助スイッチング素子１９〜２２（以下、これらのスイッチをサブスイッチと呼ぶ）のオン／オフのタイミングは、前記位相シフトＰＷＭ信号発生回路３２の出力信号（ＳＷ１〜ＳＷ４のＰＷＭ信号）と前記第一乃至第四のメインスイッチに流れる電流を検出する電流検出回路１１〜１４の検出値及び該第一乃至第四のスイッチをターンオフさせる電流の目標値５０とから補助電流制御回路６０によって生成された信号により制御される。
【００２３】
前記位相シフトＰＷＭ信号発生回路３２の出力信号ＳＷ１〜ＳＷ４のＰＷＭ信号は駆動回路３３〜３６で増幅されて前記第一乃至第四のメインスイッチに入力し、補助電流制御回路６０の信号は駆動回路３８〜４１で増幅されて前記サブスイッチ１９〜２２に入力して、メインスイッチ及びサブスイッチをオン／オフ制御する。これらのメインスイッチ及びサブスイッチとしての電力用半導体スイッチング素子には、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタＩＧＢＴ、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタＭＯＳ−ＦＥＴやバイポーラトランジスタなどが適しているが、オン／オフ制御可能な素子であればどのようなスイッチング素子でも良い。
【００２４】
上記のように構成されたＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、非特許文献２に記載されている位相シフトＰＷＭ制御を適用し、適当な補助インダクタ２３、２４の値を選択すれば、インバータ４２の第一から第四のスイッチ７〜１０については常に逆並列ダイオードに電流が流れている状態でターンオン、そしてスイッチの順方向に電流が流れている状態でターンオフさせることが可能となり、第一〜第四のメインスイッチの全てが非導通の期間であるデッドタイム期間中にロスレススナバキャパスタ１５〜１８を効果的に利用したソフトスイッチング動作が実現できる。
【００２５】
【非特許文献２】
医歯薬出版株式会社：医用放射線科学講座１３、放射線診断機器工学、８９頁の図２−１２０。
サブスイッチとしての補助スイッチング素子１９〜２２は、補助インダクタ２３，２４に不必要に大きな電流が流れることを防止するために設けたもので、メインスイッチ７〜１０の導通損失や補助インダクタ２３，２４の導通損失の点で無駄に多い状態にならないように制御される。
【００２６】
これは図２に示すように、第一〜第四のスイッチのオン／オフのタイミングを基準としてその前後の一定の期間Δｔの間、サブスイッチ１９〜２２をオンさせるものである。補助インダクタ２３，２４に流れる電流のピーク値は、サブスイッチのオン期間Δｔに比例し、この電流は第一〜第四のメインスイッチに流れる電流の増分となる。
【００２７】
図１の実施例は、前記第一〜第四のメインスイッチに流れる電流の増分を負荷条件及びインバータの動作条件が変わっても必要最小限にして、前記補助電流による損失の増分を最小にするために、従来の回路に電流検出回路１１〜１４と補助電流制御回路６０とを設けたものである。
【００２８】
サブスイッチ１９〜２２は、メインスイッチ７〜１０のターンオフ時の遮断電流を電流検出器１１〜１４で検出し、これによりサブスイッチ１９〜２２のオン時間Δｔを増減する。メインスイッチのターンオフ時の遮断電流の検出は、電流検出器１１〜１４で検出する。前記電流検出器１１〜１４によって検出されるメインスイッチ７〜１０の電流値は、それぞれ補助電流制御回路４３〜４６に入力される。
それぞれの補助電流制御回路では、対応するメインスイッチのＰＷＭ信号のオフのタイミングに同期して検出電流値をサンプル＆ホールド回路４７によりサンプル＆ホールドする。
これにより、サンプル＆ホールドされた検出値は、メインスイッチのターンオフ時の電流値となり、Δｔ決定回路４９に入力される。
【００２９】
前記検出電流値は、Δｔ決定回路４９で予め設定されたターンオフ電流の目標値と比較演算を行って、ターンオフさせるメインスイッチに電流を供給するためのサブスイッチをオンさせる期間Δｔを求める。さらに前記Δｔ決定回路４９では、次のサイクルでオフさせるメインスイッチに対応するＰＷＭ信号のオンタイミングと前記Δｔとから前記オフさせるメインスイッチに対応するサブスイッチをオンさせるタイミングを演算し、このタイミングからΔｔの期間だけサブスイッチをオンさせる信号を前記駆動回路で増幅してサブスイッチをオンさせる。
【００３０】
上記遮断電流が目標値より低い場合は、図３の  （ｅ）〜（ｇ）に示すように、Δｔを長くすることにより補助インダクタに流れる電流を増加させる。逆に、遮断電流が目標値より大きい場合は、図３の（ｅ’）〜（ｇ’）に示すようにΔｔを短くする。
【００３１】
ソフトスイッチングが可能な期間は、メインスイッチのターンオフ時に該メインスイッチの正方向に電流が流れている期間であるので、この条件を満足するように遮断電流の目標値を決める。この目標値は、撮影の都度、外部から撮影条件に応じた値を入力して設定しても良いし、補助電流制御回路６０のメモリに各条件に対応した値を記憶しておき、図示省略の操作器からの撮影条件指令に対応できるようにしても良い。
【００３２】
上記Δｔの制御は、図４に示すように比例・微分・積分制御などの古典制御理論などを用いて、メインスイッチの遮断電流が目標値になるように制御できるものであればどのような制御でも良い。
【００３３】
なお、上記においては、ＰＷＭ信号に同期させてサンプル＆ホールドすることにより、メインスイッチ電流の検出値を取得している。そのため、メインスイッチ電流検出のサンプリング周波数は、メインスイッチのスイッチング周波数に等しい。
したがって、電流検出はメインスイッチのスイッチング周波数以上に高速なサンプリングをする必要がないので、本発明の電流検出のサンプリング方法はメインスイッチのスイッチング周波数が高くなっても適応しやすい方法である。
【００３４】
なお、上記実施例では、それぞれのメインスイッチに流れる電流は電流検出器で検出するようにしたが、本発明はこれに限定するものではなく、各メインスイッチの電流は、高電圧変圧器２５に流れる電流と、補助インダクタ２３，２４に流れる電流とを検出し、これらの差を演算で求める方法を用いても良い。電流検出器には、ホール素子を用いたカレントトランスを用いる方法や、シャント抵抗によるもの、あるいは変圧器の磁束を検出するものといった、メインスイッチに流れる電流を検出できるものであればどのようなものでもよい。
【００３５】
さらに、上記実施形態においては、サブスイッチの制御を、１つ前の周期における結果をフィードバックする場合に述べたが、２つ前またはそれ以前のものなど、過去のメインスイッチ電流を用いてΔｔを制御するようにしても良い。
【００３６】
また、インバータ回路システムをＸ線高電圧装置に適用した場合について述べたが、これをトランスリンクＤＣ−ＤＣコンバータ回路に適用した場合、あるいはトランスリンクＤＣ−ＡＣコンバータに適用しても良い。
【００３７】
サブスイッチには、２つの直列接続した半導体スイッチングデバイスを２組使用した場合について述べたが、双方向に流れる電流を任意の時間に遮断することができるものであればどのような双方向スイッチを用いても良い。
【００３８】
加えて、上記実施例おいては、ソフトスイッチングを実現するための補助回路としてインダクタと双方向スイッチとを直列接続したものを第一の直列接続体及び第二の直接接続体の両方に対して設けた（１９・２０・２３と、２１・２２・２４）が、メインスイッチ７〜１０の電流波形に応じて、どちらか片方をインダクタ２３あるいは２４だけの補助回路としてもよいし、またどちらか一方の補助回路を取り除いてもソフトスイッチングが可能な場合にはそのようにしても構わない。
【００３９】
さらにまた、本実施例では、インバータの制御に位相シフトＰＷＭ方式を用いた例を示したが、本発明はこの制御に限定するものではなく、例えばインバータの動作周波数や単なるパルス幅のみを制御するものなど、上記実施例に示した補助回路が適用できるものであればどのような制御でも良い。
【００４０】
以上により、第一から第四のスイッチ７〜１０の各スイッチに対しソフトスイッチングの実現に必要な最小限の補助電流を流すことができるようになり、電力変換効率は一段と向上する。なお、図１の回路は、負荷範囲の非常に広い（負荷抵抗にして１０＾４倍も変化する）Ｘ線高電圧装置等へ適用をした場合、全ての負荷条件において常に効率のよい動作が可能となるという点で非常に有効である。
【００４１】
【発明の効果】
以上、本発明によれば、インバータのスイッチング素子のターンオフ時に該スイッチング素子に印加される電圧の変化率を小さくするための補助電流を必要最小限にするようにしたので、前記補助電流を流す回路（ソフトスイッチング回路）の損失が大幅に低減され、これによって高効率のＤＣ−ＤＣコンバータ及びそれを用いたインバータ式Ｘ線高電圧装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータ及びそれを用いたＸ線高電圧装置の第１の実施例を示す回路図。
【図２】従来の回路を用いた場合のメインスイッチとサブスイッチのオン、オフのタイミング及び補助電流との関係を示す図。
【図３】本発明による回路を用いた場合のメインスイッチとサブスイッチのオン、オフのタイミング及び補助電流との関係を示す図。
【図４】補助電流を流す期間を演算する制御ブロック図。
【符号の説明】
１：  商用電源（単相／三相）  、２：  整流回路、３〜６：  平滑キャパシタ、７〜１０：  半導体スイッチング素子（メインスイッチ）、１１〜１４：  電流検出器、１５〜１８：  ロスレススナバキャパシタ、１９〜２２：  双方向導通制御可能な半導体スイッチング素子（サブスイッチ）、２３，２４：  補助インダクタ、２５：  高電圧変圧器、２６：  高電圧整流器、２７：  管電圧検出器、２８：  Ｘ線管、２９：  管電圧検出値、３１：  管電圧目標値、３２：  位相シフトＰＷＭ信号発生回路、３３〜３６：  メインスイッチＳＷ１〜４の駆動回路、  ３８〜４１：  サブスイッチＳＷ５〜ＳＷ８の駆動回路、４２：  インバータ回路、４３〜４６：  サブスイッチＳＷ５〜ＳＷ８の補助電流制御回路、４７：サンプル＆ホールド回路、４８：メインスイッチのターンオフタイミング検出回路、４９：Δｔ（サブスイッチの導通期間）決定回路、５０：メインスイッチのターンオフ電流目標値、６０：補助電流制御回路
【図１】
2004159419.tif 000003
【図２】
2004159419.tif 000004
【図３】
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【図４】
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