(57)【要約】【課題】フライバック方式のスイッチング電源装置２１において、簡単な構成で、コンデンサインプットによる入力高調波を低減し、変換効率の向上を図る。【解決手段】直流電源となる平滑コンデンサ２７への入力による前記の問題を低減するために、ダイオードスタック２８で作成した脈流電圧をチョークコイル２９を介してトランス２２の１次巻線２２ａとスイッチング素子２３との接続点に与えることで、入力交流電圧の波高値が高い時、主として前記チョークコイル２９を介する電流Ｉ２によって２次側出力電圧Ｖｏを維持し、前記波高値が低い時、主として前記平滑コンデンサ２７からの電流Ｉ１によって電圧Ｖｏを維持する。そして、従来はもう１つの整流回路によって平滑コンデンサ２７が充電されていたのを、本発明ではダイオードスタック２８だけとし、スイッチングのオン期間中にコイル２９に蓄積された励磁エネルギの一部で平滑コンデンサ２７を充電する。【選択図】  図１
2004304955.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
フライバック方式のスイッチング電源装置において、
入力交流電圧を整流して脈流電圧を生成する整流回路と、
前記整流回路の正極性出力部に一端が接続され、他端がスイッチング素子の一端およびトランスの１次巻線の一端に接続されるチョークコイルと、
前記トランスの１次巻線の他端と、前記整流回路の負極性出力部およびスイッチング素子の他端との間に介在される平滑コンデンサとを含むことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
トランスの１次巻線の電流をスイッチング素子でスイッチングすることで、オン期間に該１次巻線に蓄積した励磁エネルギを、オフ期間に２次側へ出力するようにしたフライバック方式のスイッチング電源装置において、
前記１次巻線とスイッチング素子との直列回路に並列に設けられ、直流電源となる平滑コンデンサを入力交流電圧を整流する整流回路の正極性出力部から切離し、
前記整流回路の正極性出力部をチョークコイルを介して前記１次巻線とスイッチング素子との接続点に接続し、
前記平滑コンデンサへの充電を、前記スイッチング素子のオフ時に、前記整流回路から前記チョークコイルを介して供給される電流で行うことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記トランスの１次巻線と、チョークコイルとのインダクタンスの比率を調整することによって、平滑コンデンサの電圧レベルを前記脈流電圧のピーク値と同一、乃至僅かに超えるレベルに設定することを特徴とする請求項１または２記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記整流回路の正極性出力部と前記チョークコイルとの間に、前記正極性出力部からチョークコイルに電流が供給される方向を順方向として挿入されるダイオードと、前記ダイオードのアノード側と前記整流回路の負極性出力部との間に接続されるコンデンサとを有するフィルタを備えることを特徴とする請求項１または２記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記１次巻線の巻き終わり端子とスイッチング素子との接続点に一端が接続されるスナバーコンデンサと、前記スナバーコンデンサの他端にアノードが接続され、前記１次巻線の巻き始め端子にカソードが接続されるダイオードと、前記トランスに備えられ、巻き始め端子が前記平滑コンデンサの負極端子に接続され、巻き終わり端子が前記スナバーコンデンサとダイオードとの接続点に接続されるスナバー巻線とを有する回生スナバー回路をさらに備えることを特徴とする請求項１または２記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
前記１次巻線とスナバー巻線との巻き数を、略同一値に設定することを特徴とする請求項５記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流から直流に電力変換するフライバック方式のスイッチング電源装置に関し、特に、直流電源となる平滑コンデンサへの入力による高調波誘導障害の発生や電圧波形歪による電力機器の過熱等の種々の問題を低減するために、整流回路で作成した脈流電圧をチョークコイルを介して前記１次巻線とスイッチング素子との接続点に与えるようにしたものに関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、商用交流を一旦整流した後、スイッチングすることで、小型のトランスを使用して、昇降圧するスイッチング電源装置が広く用いられている。このため、上述のように、高調波誘導障害が発生したり、直流電源となる平滑コンデンサへの入力による電圧波形歪によって電力機器が過熱する等の種々の問題が生じている。そこで、このような問題を解決できるスイッチング電源装置が、特開２００２−３４５２５１号公報に示されている。
【０００３】
図９は、同公報に示された典型的な従来技術のスイッチング電源装置１の電気回路図である。通常のスイッチング電源装置では、上述のように、商用電源２からの入力交流電圧ＶＡＣをダイオードスタック３によって脈流電圧ＶＰ１に整流し、さらに平滑コンデンサ４によって直流電圧ＶＤＣに平滑化した後、前記平滑コンデンサ４からの電流Ｉ１をスイッチング素子５によってスイッチングさせてトランス６の１次巻線６ａに与える。そして、フライバック方式のスイッチング電源装置では、スイッチング素子５のオン期間に前記１次巻線６ａに蓄積した励磁エネルギを、オフ期間に２次巻線６ｂから出力させ、ダイオード７および平滑コンデンサ８によって整流・平滑化し、出力するようになっている。さらに、出力電圧Ｖｏに応じて、制御回路９が、前記スイッチング素子５のスイッチング周波数やデューティを変化することで、前記出力電圧Ｖｏを一定に維持するようになっている。
【０００４】
注目すべきは、このスイッチング電源装置１では、前記商用電源２からの入力交流電圧ＶＡＣから、ダイオード１１，１２によって脈流電圧ＶＰ２を作成し、チョークコイル１３を介して、前記１次巻線６ａとスイッチング素子５との接続点に与えることである。したがって、入力交流電圧ＶＡＣの波高値が高い時、主として脈流電圧ＶＰ２側から供給される電流Ｉ２によって該スイッチング電源装置１の出力電圧Ｖｏを維持し、前記入力交流電圧ＶＡＣの波高値が低い時、主として直流電圧ＶＤＣ側から供給される電流Ｉ１によって該スイッチング電源装置１の出力電圧Ｖｏを維持するものである。これによって、入力電流ＩＡＣの高調波を低減し、かつ変換効率を向上することができる。
【０００５】
他にも、たとえば特開２０００−３４１９４１号、特許第３２３６５８１号、特許第３２６３７０９号および特開平７−２６４８５１号の先行技術が存在するが、これらは上記特開２００２−３４５２５１号に比べて、本発明に対する関連性が小さく、詳細な説明は省略する。
【０００６】
【特許文献１】
特開２００２−３４５２５１号公報（公開日：平成１４年１１月２９日）
【０００７】
【特許文献２】
特開２０００−３４１９４１号公報
【０００８】
【特許文献３】
特許第３２３６５８１号公報
【０００９】
【特許文献４】
特許第３２６３７０９号公報
【００１０】
【特許文献５】
特開平７−２６４８５１号公報
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
上述のような従来技術では、脈流電圧ＶＰ１，ＶＰ２を作成する電圧源として、ダイオードスタック３と、ダイオード１１，１２とを設けているので、部品点数が多く，製造コストが上がるという問題がある。
【００１２】
本発明の目的は、入力高調波低減および変換効率向上の効果を維持しつつ、簡単な構成で実現することができるスイッチング電源装置を提供することである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本発明のスイッチング電源装置は、フライバック方式のスイッチング電源装置において、入力交流電圧を整流して脈流電圧を生成する整流回路と、前記整流回路の正極性出力部に一端が接続され、他端がスイッチング素子の一端およびトランスの１次巻線の一端に接続されるチョークコイルと、前記トランスの１次巻線の他端と、前記整流回路の負極性出力部およびスイッチング素子の他端との間に介在される平滑コンデンサとを含むことを特徴とする。
【００１４】
上記の構成によれば、トランスの１次巻線の電流をスイッチング素子でスイッチングすることで、オン期間に該１次巻線に蓄積した励磁エネルギを、オフ期間に２次側へ出力するようにしたフライバック方式のスイッチング電源装置において、直流電源となる平滑コンデンサへの入力による高調波誘導障害の発生や電圧波形歪による電力機器の過熱等の種々の問題を低減するために、整流回路で作成した脈流電圧をチョークコイルを介して前記１次巻線とスイッチング素子との接続点に与えることで、入力交流電圧の波高値が高い時、主として前記チョークコイルを介して供給される電流によって２次側出力電圧を維持し、前記入力交流電圧の波高値が低い時、主として前記平滑コンデンサから供給される電流によって２次側出力電圧を維持するようにしたものにおいて、スイッチングの電圧源を脈流電源である前記チョークコイルに給電している整流回路だけとする。そして、従来はもう１つの整流回路によって、直流電圧源である平滑コンデンサが充電されていたのを、本発明では、その経路での充電電流よりも、スイッチング素子のオフ時に、前記脈流電源からチョークコイルを介する経路で前記平滑コンデンサが充電される電流の方が圧倒的に多いことに着目し（従来技術の特開２００２−３４２５１号では、９倍となっている）、その経路のみで充電を行う。
【００１５】
すなわち、入力交流電圧を整流することによって生成した脈流電源をチョークコイルを介してスイッチングし、該スイッチングのオン期間中にチョークコイルに蓄積された励磁エネルギの一部を利用して、平滑コンデンサを従来通りの昇降圧コンバータの動作用平滑電源に作成し、前記励磁エネルギの残部を利用して、出力電力の一部を生成する。
【００１６】
したがって、簡単な構成で、入力高調波低減および変換効率向上の効果を維持しつつ、前記もう１つの整流回路を備える前記従来技術の特開２００２−３４２５１号と比較して、入力交流電圧の整流回路を一組省略することができ、製造コストを節減することができる。
【００１７】
また、本発明のスイッチング電源装置は、トランスの１次巻線の電流をスイッチング素子でスイッチングすることで、オン期間に該１次巻線に蓄積した励磁エネルギを、オフ期間に２次側へ出力するようにしたフライバック方式のスイッチング電源装置において、前記１次巻線とスイッチング素子との直列回路に並列に設けられ、直流電源となる平滑コンデンサを入力交流電圧を整流する整流回路の正極性出力部から切離し、前記整流回路の正極性出力部をチョークコイルを介して前記１次巻線とスイッチング素子との接続点に接続し、前記平滑コンデンサへの充電を、前記スイッチング素子のオフ時に、前記整流回路から前記チョークコイルを介して供給される電流で行うことを特徴とする。
【００１８】
上記の構成によれば、トランスの１次巻線の電流をスイッチング素子でスイッチングすることで、オン期間に該１次巻線に蓄積した励磁エネルギを、オフ期間に２次側へ出力するようにしたフライバック方式のスイッチング電源装置において、直流電源となる平滑コンデンサへの入力による高調波誘導障害の発生や電圧波形歪による電力機器の過熱等の種々の問題を低減するために、整流回路で作成した脈流電圧をチョークコイルを介して前記１次巻線とスイッチング素子との接続点に与えることで、入力交流電圧の波高値が高い時、主として前記チョークコイルを介して供給される電流によって２次側出力電圧を維持し、前記入力交流電圧の波高値が低い時、主として前記平滑コンデンサから供給される電流によって２次側出力電圧を維持するようにしたものにおいて、平滑コンデンサを整流回路の正極性出力部から切離すことで、スイッチングの電圧源を脈流電源である前記チョークコイルに給電している整流回路だけとする。そして、本発明では、従来の回路での前記平滑コンデンサが、該平滑コンデンサのための整流回路からの充電電流よりも、スイッチング素子のオフ時に、前記脈流電源からチョークコイルを介する経路で充電される電流の方が圧倒的に多いことに着目し、その経路のみで充電を行い、前記平滑コンデンサのための整流回路を省略する。
【００１９】
すなわち、入力交流電圧を整流することによって生成した脈流電源をチョークコイルを介してスイッチングし、該スイッチングのオン期間中にチョークコイルに蓄積された励磁エネルギの一部を利用して、平滑コンデンサを従来通りの昇降圧コンバータの動作用平滑電源に作成し、前記励磁エネルギの残部を利用して、出力電力の一部を生成する。
【００２０】
したがって、簡単な構成で、入力高調波低減および変換効率向上の効果を維持しつつ、２つの整流回路を備える従来技術の特開２００２−３４２５１号と比較して、入力交流電圧の整流回路を一組省略することができ、製造コストを節減することができる。
【００２１】
さらにまた、本発明のスイッチング電源装置は、前記トランスの１次巻線と、チョークコイルとのインダクタンスの比率を調整することによって、平滑コンデンサの電圧レベルを前記脈流電圧のピーク値と同一、乃至僅かに超えるレベルに設定することを特徴とする。
【００２２】
上記の構成によれば、トランスの１次巻線のインダクタンスに対して、チョークコイルのインダクタンスを、小さくすると前記平滑コンデンサの充電電圧を高くすることができ、大きくすると前記平滑コンデンサの充電電圧を低くすることができ、一方、前記平滑コンデンサの充電電圧を、脈流電圧のピーク値より、低く設定し過ぎると、脈流電圧の高電圧期間において、チョークコイルから平滑コンデンサに流れる電流が短絡状態に近似した値に増大して入力交流電流の力率が劣化し、高く設定し過ぎると、チョークコイルのストレスが大きくなり、主として該チョークコイルのヒステリシス損失が増大する。
【００２３】
したがって、上記のように設定することで、法規制上要求される限度値に対して、充分余裕のある入力高調波電流向上機能を有し、尚且つ電力変換効率を高効率に維持することができる。
【００２４】
また、本発明のスイッチング電源装置は、前記整流回路の正極性出力部と前記チョークコイルとの間に、前記正極性出力部からチョークコイルに電流が供給される方向を順方向として挿入されるダイオードと、前記ダイオードのアノード側と前記整流回路の負極性出力部との間に接続されるコンデンサとを有するフィルタを備えることを特徴とする。
【００２５】
上記の構成によれば、チョークコイルから平滑コンデンサに流れる電流のリップル成分を除去し、スイッチング素子のスイッチング周期のノイズが、整流回路を介して入力交流電源側に漏れることを抑制することができる。
【００２６】
さらにまた、本発明のスイッチング電源装置は、前記１次巻線の巻き終わり端子とスイッチング素子との接続点に一端が接続されるスナバーコンデンサと、前記スナバーコンデンサの他端にアノードが接続され、前記１次巻線の巻き始め端子にカソードが接続されるダイオードと、前記トランスに備えられ、巻き始め端子が前記平滑コンデンサの負極端子に接続され、巻き終わり端子が前記スナバーコンデンサとダイオードとの接続点に接続されるスナバー巻線とを有する回生スナバー回路をさらに備えることを特徴とする。
【００２７】
上記の構成によれば、さらに回生スナバー回路を採用するので、急峻な電圧上昇エネルギをスナバーコンデンサに吸収した後、該エネルギを熱放散させることなく、電源装置の動作用電源として回収して、電源装置内部に発生する損失を削減することができる。また、スイッチング素子の両端間に印加される電圧のピーク値を抑制できるので、比較的低耐圧、低オン抵抗のスイッチング素子を採用でき、これによってもまた、電力変換効率を向上することができる。さらにまた、電力変換効率を低下させることなく、スイッチング素子の両端間に発生するリンギング振動の振幅を小さくすることができ、不要輻射を低減することもできる。
【００２８】
また、本発明のスイッチング電源装置は、前記１次巻線とスナバー巻線との巻き数を、略同一値に設定することを特徴とする。
【００２９】
上記の構成によれば、チョークコイルから２次側へ励磁エネルギを放出する際や、その放出が終了してからも、２つの巻線に誘起される電圧は、略同一値で、かつ相互に打消し合うように作用し、前記スナバーコンデンサの充電電圧は殆ど変化しない。
【００３０】
したがって、前記スナバーコンデンサに余分な充放電電流が流れず、損失を一層抑えることができる。
【００３１】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の第１の形態について、図１および図２に基づいて説明すれば、以下のとおりである。
【００３２】
図１は、本発明の実施の第１の形態のスイッチング電源装置２１の電気回路図である。このスイッチング電源装置２１は、フライバック方式のスイッチング電源装置であり、トランス２２の１次巻線２２ａの電流をスイッチング素子２３でスイッチングすることで、オン期間に該１次巻線２２ａに蓄積した励磁エネルギを、オフ期間に２次巻線２２ｂから出力させ、ダイオード２４および平滑コンデンサ２５によって整流・平滑化し、出力するようになっている。さらに、出力電圧Ｖｏに応じて、制御回路２６が、前記スイッチング素子２３のスイッチング信号ＳＤの周波数やデューティを変化することで、２次側出力電流Ｉ３が変化し、前記出力電圧Ｖｏを一定に維持するようになっている。
【００３３】
また、このスイッチング電源装置２１は、直流電源となる平滑コンデンサ２７への入力による高調波誘導障害の発生や電圧波形歪による電力機器の過熱等の種々の問題を低減するために、ダイオードスタック２８で作成した脈流電圧ＶＰ２をチョークコイル２９を介して前記１次巻線２２ａとスイッチング素子２３との接続点に与えることで、入力交流電圧ＶＡＣの波高値が高い時、主として前記チョークコイル２９を介して供給される電流Ｉ２によって２次側出力電圧Ｖｏを維持し、前記入力交流電圧ＶＡＣの波高値が低い時、主として前記平滑コンデンサ２７から供給される電流Ｉ１によって２次側出力電圧Ｖｏを維持するように構成されている。
【００３４】
注目すべきは、従来では、別途設けられた整流回路によって前記平滑コンデンサ２７が充電されていたのを、本発明では、その経路での充電電流よりも、スイッチング素子２３のオフ時に、前記脈流電源であるダイオードスタック２８からチョークコイル２９を介する経路で前記平滑コンデンサ２７が充電される電流の方が圧倒的に多いことに着目し、その経路のみで充電を行い、前記平滑コンデンサ２７用の整流回路を省略していることである。すなわち、該スイッチング電源装置２１の出力動作に伴う平滑コンデンサ２７の充電電荷の消耗分（消費分、或いは減少分）を、前記チョークコイル２９を介して補充するようにしたものである。
【００３５】
したがって、商用電源３０からの入力交流電圧ＶＡＣは、ダイオードスタック２８によって全波整流出力電圧（脈流電圧）ＶＰ２に整流され、前記電流Ｉ２が前記チョークコイル２９に供給される。前記平滑コンデンサ２７の正極端子は前記１次巻線２２ａの巻き始め端子に接続され、負極端子はダイオードスタック２８の負極性出力部に接続される。前記１次巻線２２ａの巻き終わり端子はスイッチング素子２３の一端に接続され、スイッチング素子２３の他端は前記平滑コンデンサ２７の負極端子およびダイオードスタック２８の負極性出力部に接続される。ダイオードスタック２８の正極性出力部は、前記チョークコイル２９を介して、前記１次巻線２２ａの巻き終わり端子およびスイッチング素子２３の一端に接続される。
【００３６】
図２は、上述のように構成されるスイッチング電源装置２１の動作を説明するための波形図である。なお、説明の都合上、このスイッチング電源装置２１のトランス２２が、１次巻線２２ａと２次巻線２２ｂとの間の結合度が１で、双方の巻線に漏洩インダクタンスが存在しない理想トランスであるものとして、以下説明する。
【００３７】
電源投入時には、ダイオードスタック２８が交流電圧ＶＡＣを脈流電圧ＶＰ２に変換し、該脈流電圧ＶＰ２がチョークコイル２９およびトランス２２の１次巻線２２ａを介して平滑コンデンサ２７に供給され、該平滑コンデンサ２７が充電される。
【００３８】
その後、スイッチング素子２３によるスイッチング動作が開始されると、該スイッチング素子２３がオン状態の時（図２に示す時間ｔ１から時間ｔ２の間）は、電流Ｉ１が、平滑コンデンサ２７の正極端子→トランス２２の１次巻線２２ａ→スイッチング素子２３→平滑コンデンサ２７の負極端子から成る電流経路を流れ、電流Ｉ２が、ダイオードスタック２８の正極性出力部→チョークコイル２９→スイッチング素子２３→ダイオードスタック２８の負極性出力部から成る電流経路を流れる。この場合、電流Ｉ１の電流値は、１次巻線２２ａのインダクタンスＬ２２ａの逆数および平滑コンデンサ２７の直流電圧ＶＤＣの電圧値に比例し、電流Ｉ２の電流値は、チョークコイル２９のインダクタンスＬＣＨの逆数および脈流電圧ＶＰ２の電圧値に比例する。
【００３９】
次に、スイッチング素子２３が時間ｔ２の時点でオフ状態に制御された時には、平滑コンデンサ２７からトランス２２の１次巻線２２ａを介するスイッチング素子２３への電流Ｉ１の供給が停止される。  一方、チョークコイル２９には、逆起電力によって、スイッチング素子２３のオン状態のときと同じ向きに電流Ｉ２が流れ続けようとする。この場合、該電流Ｉ２は、ダイオードスタック２８の正極性出力部→チョークコイル２９→トランス２２の１次巻線２２ａ→平滑コンデンサ２７の正極端子→平滑コンデンサ２７の負極端子→ダイオードスタック２８の負性出力部の経路を流れ、平滑コンデンサ２７を充電する。やがて、徐々に電流値が低下して、時間ｔ３の時点で、チョークコイル２９に蓄積されたエネルギが完全に放出される。
【００４０】
一方、前記時間ｔ２からは、トランス２２の２次巻線２２ｂには、スイッチング素子２３がオフ状態に移行したこの時間ｔ２の時点で、電流Ｉ１が流れて蓄積されたエネルギに基く逆起電力が発生する。その結果、図２において破線で示すフライバック電流Ｂが、該２次巻線２２ｂの巻き終わり端子→ダイオード２４→コンデンサ２５→２次巻線２２ｂの巻き始め端子の経路を流れる。さらに上記したように、時間ｔ２からｔ３までの間において、チョークコイル２９を介して、１次巻線２２ａに電流Ｉ２が流れるので、その間においてフォワード電流Ａが、フライバック電流Ｂと同じ電流経路を流れる。  したがって、２次巻線２２ｂを流れる電流Ｉ３は、時間ｔ２から時間ｔ３の間だけ流れるフォワード電流Ａと時間ｔ２からｔ４の間だけ流れるフライバック電流Ｂとの合成電流となり、この電流Ｉ３がダイオード２４およびコンデンサ２５によって整流・平滑化されて、出力電圧Ｖｏが形成される。
【００４１】
ここで、フライバック電流Ｂを生成する基となるエネルギ量は、電流Ｉ１の電流値、すなわち前述のように、トランス２２における１次巻線２２ａのインダクタンスＬ２２ａの逆数と直流電圧ＶＤＣの電圧値とに基いて決定される。また、フォワード電流Ａを生成する基となるエネルギ量は、電流Ｉ２の電流値、すなわち前述のように、チョークコイル２９のインダクタンスＬＣＨの逆数と脈流電圧ＶＰ２の電圧値とに基いて決定される。
【００４２】
したがって、前述のように、脈流電圧ＶＰ２の高電圧期間では、チョークコイル２９に蓄積されたエネルギが主として出力電圧Ｖｏを生成する。  このため、電流Ｉ３の生成に対して、電流Ｉ２の寄与割合が大きく、かつ電流Ｉ１の寄与割合が小さい結果、該スイッチング電源装置２１の入力力率が向上する。
【００４３】
一方、脈流電圧ＶＰ２の電圧が低下するにつれて、出力電圧Ｖｏの生成に対する電流Ｉ１の寄与割合が徐々に大きくなる。  また、脈流電圧ＶＰ２の電圧値が所定のスレショルド電圧よりも低下する低電圧期間では、該電流Ｉ１の寄与割合は１００％となる。
【００４４】
また、平滑コンデンサ２７は、前述のとおり、スイッチング素子２３のオフ期間、すなわち図２において時間ｔ２から時間ｔ３の間、電流Ｉ２が流入することによって充電され、スイッチング素子２３のオン期間、すなわち、図２における時間ｔ１からｔ２の間、電流Ｉ１が流出することによって放電し、前述のとおり、電流Ｉ１の電流値は１次巻線２２ａのインダクタンスＬ２２ａの逆数と直流電圧ＶＤＣの電圧値とに基いて決定され、電流Ｉ２の電流値はチョークコイル２９のインダクタンスＬＣＨの逆数と脈流電圧ＶＰ２の電圧値とに基いて決定される。
【００４５】
したがって、平滑コンデンサ２７の充電電圧値ＶＤＣは、前記電流Ｉ２の流入による充電電荷量と、前記電流Ｉ１の流出による放電電荷量とが等しくなる電圧値になる。すなわち、たとえば、平滑コンデンサ２７の充電電圧値ＶＤＣが、何らかの要因によって上昇すると、この結果、電流Ｉ１が増加する→平滑コンデンサ２７の放電電流が増加する→平滑コンデンサ２７の充電電圧値ＶＤＣが低下するという経過をたどり、逆に平滑コンデンサ２７の充電電圧値ＶＤＣが、何らかの要因によって下降すると、この結果、電流Ｉ１が減少する→平滑コンデンサ２７の放電電流が減少する→平滑コンデンサ２７の充電電圧値ＶＤＣが上昇するという経過をたどり、上記各要因がバランスする電圧値に収束する。
【００４６】
そして、前述のように、脈流電圧ＶＰ２の高電圧期間では電流Ｉ２の電流値が大きく、脈流電圧ＶＰ２の低電圧期間では電流Ｉ２の電流値が小さくなることから、平滑コンデンサ２７の充電電圧が商用交流周期を通して大きく変動しないように、該平滑コンデンサ２７は充分大きな容量値のものが選択採用される。
【００４７】
また、前述のとおり、電流Ｉ１と電流Ｉ２との各電流値は、トランス２２の１次巻線２２ａのインダクタンスＬ２２ａおよびチョークコイル２９のインダクタンスＬＣＨの設定値を調整することでそれぞれ変化させられることから、これらのインダクタンス間の比率を変えることによって、平滑コンデンサ２７の充電電圧値ＶＤＣを、後述する通り適正値に設定することができる。たとえば、前記充電電圧値ＶＤＣを高める必要のある場合は、チョークコイル２９のインダクタンスＬＣＨを、１次巻線２２ａのインダクタンスＬ２２ａに対して小さくし、逆に充電電圧値ＶＤＣを低くする必要のある場合は、チョークコイル２９のインダクタンスＬＣＨを、１次巻線２２ａのインダクタンスＬ２２ａに対して大きくすればよい。
【００４８】
ここで、前記充電電圧値ＶＤＣの設定値を高くし過ぎると、該チョークコイル２９のストレスが大きくなることから、主として該チョークコイル２９のヒステリシス損失が増大する。これに対して、前記充電電圧値ＶＤＣの設定を脈流電圧ＶＰ２のピーク値より低く設定し過ぎると、脈流電圧ＶＰ２の高電圧期間において、電流Ｉ２が短絡状態に近似した値に増大し、商用交流入力電流の力率が劣化する。このため、上述のとおりインダクタンスＬＣＨ，Ｌ２２ａの比率を調整し、前記充電電圧値ＶＤＣを、脈流電圧ＶＰ２のピーク値と同一、乃至、僅かに超えるレベルに設定すると良い結果を得ることができる。
【００４９】
以上のようにして、このスイッチング電源装置２１によれば、フライバック方式のスイッチング電源装置において、直流電源となる平滑コンデンサ２７への入力による高調波誘導障害の発生や電圧波形歪による電力機器の過熱等の種々の問題を低減するために、ダイオードスタック２８で作成した脈流電圧ＶＰ２をチョークコイル２９を介して１次巻線２２ａとスイッチング素子２３との接続点に与えることで、入力交流電圧ＶＡＣの波高値が高い時、主として前記チョークコイル２９を介して供給される電流Ｉ２によって２次側出力電圧Ｖｏを維持し、前記入力交流電圧ＶＡＣの波高値が低い時、主として前記平滑コンデンサ２７から供給される電流Ｉ１によって２次側出力電圧Ｖｏを維持するようにしたものにおいて、スイッチングの電圧源を脈流電源である前記ダイオードスタック２８だけとする。そして、入力交流電圧ＶＡＣを整流することによって生成した脈流電源をチョークコイル２９を介してスイッチングし、該スイッチングのオン期間中にチョークコイル２９に蓄積された励磁エネルギの一部を利用して、平滑コンデンサ２７を従来通りの昇降圧コンバータの動作用平滑電源に作成し、前記励磁エネルギの残部を利用して、出力電力の一部を生成するので、従来技術のスイッチング電源装置１と比較して、直流平滑電源となる前記充電電圧値ＶＤＣを生成する特別の整流回路を省略することができ、製造コストを低減することができる。
【００５０】
また、チョークコイル２９のインダクタンスＬＣＨと１次巻線２２ａのインダクタンスＬ２２ａとの比率を調整することによって、平滑コンデンサ２７の充電電圧値ＶＤＣを前記脈流電圧ＶＰ２のピーク値と同一、乃至僅かに超えるレベルに設定するので、法規制上要求される限度値に対して、充分余裕のある入力高調波電流向上機能を有し、尚且つ電力変換効率を高効率に維持することができる。
【００５１】
本発明の実施の第２の形態について、図３に基づいて説明すれば、以下のとおりである。
【００５２】
図３は、本発明の実施の第２の形態のスイッチング電源装置３１の電気回路図である。このスイッチング電源装置３１は、上述のスイッチング電源装置２１に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付して、その説明を省略する。注目すべきは、このスイッチング電源装置３１では、ダイオードスタック２８の正極性出力部と前記チョークコイル２９との間に、前記正極性出力部からチョークコイル２９に電流Ｉ２が供給される方向を順方向として挿入されるダイオード３２と、前記ダイオード３２のアノード側と前記ダイオードスタック２８の負極性出力部との間に接続されるコンデンサ３３とを有するフィルタ３４が設けられていることである。
【００５３】
そして、コンデンサ３３の容量値を大きく設定し過ぎると、コンデンサインプット型電源装置となり、力率改善効果が損なわれるので、前記脈流電圧ＶＰ２の電圧波形が、商用交流電圧ＶＡＣの全波整流電圧波形（未平滑）に対して近似した波形となる限度内で、該コンデンサ３３の容量値はできるだけ大きく設定される。
【００５４】
これによって、フィルタ３４の動作によって電流Ｉ２のリップル成分を除去し、スイッチング素子２３のスイッチング周期のノイズが、ダイオードスタック２８を介して商用交流電源３０側に漏れることを抑制することができる。
【００５５】
本発明の実施の第３の形態について、図４〜図８に基づいて説明すれば、以下のとおりである。
【００５６】
図４は、本発明の実施の第３の形態のスイッチング電源装置４１の電気回路図である。このスイッチング電源装置４１は、前述のスイッチング電源装置２１に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付して、その説明を省略する。注目すべきは、このスイッチング電源装置４１は、トランスを、新たにスナバー巻線４２ｃを追加したトランス４２に変更するとともに、スイッチング素子２３と該トランス４２の１次巻線２２ａとの接続点に、スナバーコンデンサ４３、ダイオード４４および前記スナバー巻線４２ｃから成る回生スナバー回路４５を追加したことである。
【００５７】
前記スナバーコンデンサ４３の一端は前記トランス４２の１次巻線２２ａの巻き終わり端子とスイッチング素子との接続点に接続され，他端はダイオード４４のアノードに接続され、前記ダイオード４４のカソードは前記１次巻線の巻き始め端子に接続される。また、前記スナバー巻線４２ｃの巻き始め端子は前記平滑コンデンサ２７の負極端子に接続され、巻き終わり端子が前記スナバーコンデンサ４３とダイオード４４との接続点に接続される。
【００５８】
そして、スナバー巻線４２ｃの巻き数Ｎｃは，１次巻線２２ａの巻き数Ｎａと同一値付近に設定することが望ましく、この理由は、後述するが、以下の動作説明は、前記巻き数ＮａとＮｃとが同一との条件のもとで行う。
【００５９】
前記スイッチング素子２３がオフし、トランス４２の１次巻線２２ａの漏洩インダクタンスに蓄積されていた励磁エネルギが放出される期間において、チョークコイル２９に蓄積されている励磁エネルギによって、スイッチング素子２３の両端間の電圧が急峻に高くなる問題が発生する。この高く且つ急峻な電圧は、トランス４２の１次巻線２２ａと２次巻線２２ｂとの間の結合度が最良状態の１であれば、（言い換えると１次巻線２２ａと２次巻線２２ｂとの間の漏洩インダクタンスが零であるならば）主スイッチング素子２３がオフした瞬間から直ちに、電流Ｉ２が１次巻線２２ａを介して平滑コンデンサ２７に流入し、発生しないのであるけれども、現状の技術では、上述の結合度１を、製造コストの急激な上昇を招くことなく実現することは不可能である。
【００６０】
このため、以下にこの漏洩インダクタンスの影響、およびその影響を低減する回生スナバー回路４５の動作を、図５を用いて説明する。図５は、図４の回路図から所要の動作説明に要する以外の回路部分を削除して記載したもので、１次巻線２２ａに直列に該１次巻線２２ａの漏洩インダクタンスＬＬａを、スナバー巻線４２ｃに直列に該スナバー巻線４２ｃの漏洩インダクタンスＬＬｃを追加して記載している。
【００６１】
スイッチング素子２３がオンしている間、図５（ａ）に矢印線にて示すとおり、電流Ｉ１が、平滑コンデンサ２７の正極端子→１次巻線２２ａの漏洩インダクタンスＬＬａおよび該１次巻線２２ａ（完全密結合インダクタンス）→スイッチング素子２３→平滑コンデンサ２７の負極端子に至る経路を流れ、漏洩インダクタンスＬＬａおよび１次巻線２２ａ（完全密結合インダクタンス）に励磁エネルギを蓄積する。
【００６２】
また、電流Ｉ２が矢印線にて示すとおり、ダイオードスタック２８の正極性出力部→チョークコイル２９→スイッチング素子２３→ダイオードスタック２８の負極性出力部に至る経路を流れ、チョークコイル２９に励磁エネルギを蓄積する。
【００６３】
この間、１次巻線２２ａに、該１次巻線２２ａの左隣に矢印にて示すとおり、巻き始め端子を正とし、電圧値が平滑コンデンサ２７の充電電圧値ＶＤＣと同一値とする逆起電圧が発生し、スナバー巻線４２ｃの巻き数が前述のとおり該１次巻線２２ａと同一であることから、スナバー巻線４２ｃの左隣に矢印にて示すとおり、巻き始め端子を正とし、電圧値が平滑コンデンサ２７の充電電圧値ＶＤＣと同一値とする誘起電圧が発生する。これによって、スナバーコンデンサ４３は、スイッチング素子２３に接続されている前記一端側を正とし、電圧値ＶＤＣに充電されている。また、この間、スナバー巻線４２ｃに流れる電流は、概略、零であり、該スナバー巻線４２ｃの漏洩インダクタンスＬＬｃに蓄積される励磁エネルギも、概略、零である。
【００６４】
次に、スイッチング素子２３がオフすると、前述のとおり１次巻線２２ａ（完全密結合インダクタンス）に蓄積されていた励磁エネルギによって、図５に図示しない２次巻線２２ｂの巻き終わり端子→ダイオード２４→平滑コンデンサ２５→２次巻線２２ｂの巻き始め端子に至る経路をフライバック電流Ｂ（図２参照）が流れ、該スイッチング電源装置４１の出力電圧Ｖｏを生成する。
【００６５】
また、前述のとおり、スイッチング素子２３のオン期間中に１次巻線２２ａの漏洩インダクタンスＬＬａに蓄積されていた励磁エネルギによって、電流Ｉ１が、図５（ｂ）に図示するとおり、該１次巻線２２ａの漏洩インダクタンスＬＬａおよび該１次巻線２２ａ（完全密結合インダクタンス）→スナバーコンデンサ４３→スナバー巻線４２ｃの漏洩インダクタンスＬＬｃおよび該スナバー巻線４２ｃ（完全密結合インダクタンス）→平滑コンデンサ２７→該１次巻線２２ａの漏洩インダクタンスＬＬａおよび該１次巻線２２ａ（完全密結合インダクタンス）に至る経路を流れる。
【００６６】
ここで、前述のとおり、スイッチング素子２３のオン期間において、スナバー巻線４２ｃの漏洩インダクタンスＬＬｃの電流が概略零であったことから、スイッチング素子２３がオフすると、該漏洩インダクタンスＬＬｃが前記電流Ｉ１の急激な増加を抑制するので、１次巻線２２ａの漏洩インダクタンスＬＬａに蓄積されていた励磁エネルギの一部は、該１次巻線２２ａの漏洩インダクタンスＬＬａおよび１次巻線２２ａ（完全密結合インダクタンス）→スナバーコンデンサ４３→ダイオード４４→前記漏洩インダクタンスＬＬａおよび１次巻線２２ａ（完全密結合インダクタンス）に戻る経路で、電流Ｉ４を流す。また、スイッチング素子２３のオン期間にチョークコイル２９に蓄積されていた励磁エネルギによって、電流Ｉ２が、ダイオードスタック２８の正極性出力部→チョークコイル２９→スナバーコンデンサ４３→ダイオード４４→平滑コンデンサ２７→ダイオードスタック２８の負極性出力部に至る経路を流れる。
【００６７】
前記スナバーコンデンサ４３は、これらの電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ４によって充電され、該スナバーコンデンサ４３の充電電圧は、ＶＤＣ＋αのレベルに上昇するが、該スナバーコンデンサ４３に充分大きな容量値のものを設定することによって、このα分が無視できるレベルに抑制され、スイッチング素子２３に印加される電圧は、概略２×ＶＤＣ以上の電圧に上昇しないよう抑制されることになる。
【００６８】
なお、この１次巻線２２ａの漏洩インダクタンスＬＬａの励磁エネルギの放出期間において、電流Ｉ２が１次巻線２２ａを流れないので、前述のフォワード電流Ａ（図２参照）がトランス４２の２次巻線２２ｂに誘導されず、後述の図５（ｃ）で説明される動作期間に移行後、誘導されることになる。
【００６９】
以上の動作によって、１次巻線２２ａの漏洩インダクタンスＬＬａの励磁エネルギがスナバーコンデンサ４３に吸収され、該励磁エネルギが消滅すると、図５（ｃ）に示すとおり、電流Ｉ２は、チョークコイル２９の励磁エネルギによって、ダイオードスタック２８の正極性出力部→チョークコイル２９→１次巻線２２ａ（完全密結合インダクタンス）および該１次巻線１４ａの漏洩インダクタンスＬＬａ→平滑コンデンサ２７→ダイオードスタック２８の負極性出力部に至る経路を流れる。この結果、前述のとおり図示しないトランス４２の２次巻線２２ｃにフォワード電流Ａを誘導し、該電流Ａが、前述のとおりフライバック電流Ｂに重畳あるいは加算されることになる。
【００７０】
この動作期間において、トランス４２の１次巻線２２ａおよびスナバー巻線４２ｃに、各々各巻線の左隣に表示した矢印にて示す極性方向の誘起電圧ＥＦａ，ＥＦｃが誘起される。
【００７１】
ＥＦａ＝Ｖｏ×（Ｎａ／Ｎｂ）                                …（１）
ＥＦｃ＝Ｖｏ×（Ｎｃ／Ｎｂ）                                …（２）
但し、上述のように、Ｖｏは本スイッチング電源装置４１の出力電圧を、Ｎａはトランス４２の１次巻線２２ａの巻き数を、Ｎｂはトランス４２の２次巻線２２ｂの巻き数を、Ｎｃはトランス４２のスナバー巻線４２ｃの巻き数を示す。
【００７２】
したがって、前述のようにトランス４２の１次巻線２２ａの巻き数Ｎａとスナバー巻線４２ｃの巻き数Ｎｃとを同一にしておくことで、ＥＦａ＝ＥＦｃとなり、前記１次巻線２２ａの漏洩インダクタンスＬＬａの励磁エネルギが消滅する時間において、スナバーコンデンサ４３の充電電荷は、前述のαＶ分、電流Ｉ５にて表示する経路、すなわち該スナバーコンデンサ４３→１次巻線２２ａ（完全密結合インダクタンス）および漏洩インダクタンスＬＬａ→平滑コンデンサ２７→スナバー巻線４２ｃ（完全密結合インダクタンス）および漏洩インダクタンスＬＬｃ→スナバーコンデンサ４３に戻る経路を通して放電し、該スナバーコンデンサ４３の充電電圧は図５（ｃ）に示すとおりＶＤＣとなる。
【００７３】
また、この電流Ｉ５の流れによって、図５（ｂ）の動作期間においてスナバーコンデンサ４３に充電されたエネルギを、平滑コンデンサ２７の充電エネルギに回生し、本スイッチング電源装置４１の電力変換効率を向上することができる。
【００７４】
なお、この動作期間において、スイッチング素子２３に印加される電圧は、ＶＤＣ＋ＥＦａとなり、トランス４２の１次巻線２２ａと２次巻線２２ｂとの巻き数比Ｎａ：Ｎｂを、ＥＦａ＜ＶＤＣの関係が成立するように設定することによって、この期間においても、該スイッチング素子２３の印加電圧を２×ＶＤＣ以下に管理することができる。
【００７５】
この後、前述のとおり、チョークコイル２９の励磁エネルギが消滅すると、図示しない２次巻線２２ｂに誘導されていたフォワード電流Ａが消滅し、フライバック電流Ｂのみが流れる。この状態においても、および更に以後の１次巻線２２ａの励磁エネルギが消滅し、２次巻線２２ｂのフライバック電流Ｂが零になる以後の状態においても、１次巻線２２ａ（完全密結合インダクタンス）とスナバー巻線４２ｃ（完全密結合インダクタンス）とに誘起される電圧ＥＦａ，ＥＦｃは同一値となって相互に打消し合うので、スナバーコンデンサ４３の充電電圧値は、前述のようにＶＤＣで一定となり、変化しない。
【００７６】
これに対して、スナバー巻線４２ｃと１次巻線２２ａとの巻き数Ｎｃ，Ｎａが大きく異なると、相互の誘起電圧ＥＦｃ，ＥＦａが相異するので、スナバーコンデンサ４３に余分な充放電電流が流れることになり、回路内に損失が発生する。したがって、前述のようにスナバー巻線４２ｃの巻き数Ｎｃを１次巻線２２ａの巻き数Ｎａと同一値付近に設定しておくことで、前記余分な充放電電流を流れなくし、一層の低消費電力化を可能であることが理解される。
【００７７】
また、スイッチング素子２３の両端間に印加される電圧のピーク値を、概略、電源電圧ＶＤＣの２倍の値に抑制でき、該スイッチング素子２３に、たとえばＦＥＴを採用した場合、ＦＥＴは、一般的に高耐圧の品種を選択するに従い、オン抵抗が高くなる傾向があり、前記スナバー回路４５を採用することによって、低耐圧の品種の選択が可能となり、これによってもまた、電力損失の低減が可能になる。さらにまた、スイッチング素子２３の両端に印加される電圧のピーク値を低くすることで、該スイッチング素子２３の両端間に発生するリンギング振動の振幅を縮小することが可能となり、スイッチング電源装置の不要輻射も低減することができる。
【００７８】
以下に、本件発明者の試作結果を示す。前記平滑コンデンサ２７の容量値を１８０μＦ、チョークコイル２９のインダクタンスＬＣＨを２８０μＨ、スナバーコンデンサ４３の容量値を３３００ｐＦ、トランス４２の１次巻線２２ａのインダクタンスＬ２２ａを８００μＨ、コンデンサ２５の容量を２０００μＦ、ＰＷＭ制御のスイッチング周波数を７０ｋＨｚ、トランス４２の１次巻線２２ａとスナバー巻線４２ｃの巻き数とを同一とし、トランス４２の１次巻線２２ａと２次巻線２２ｂとの巻き数比を８：１とする降圧チョッパを構成し、商用交流入力電圧ＶＡＣを１００Ｖｒｍｓ、出力電圧Ｖｏを１３Ｖ、出力電流Ｉ３を６．５Ａの条件のもとで動作させた結果、電力変換効率が８７．０％と言う、公知の昇降圧コンバータ回路の前段に、昇圧チョッパ回路で構成された力率改善回路を備えたスイッチング電源装置（いわゆる２コンバータ方式の電源装置、たとえば特開昭６１−１５７２６４号公報や、特開平７−２６４８５１号公報）と比較して、遜色のない効率を実現することができた。
【００７９】
上記の通り設定した本スイッチング電源装置４１において、商用交流入力電圧ＶＡＣおよび入力電流の波形は、それぞれ図６において、参照符α１およびα２に示すとおりとなった。なお、図６における電圧表示スケールは５０Ｖ／ｄｉｖ、電流表示スケールは１Ａ／ｄｉｖ、時間表示スケールは２ｍｓｅｃ／ｄｉｖである。
【００８０】
ここで、参照符α３には、スイッチング電源装置の高調波電流を規制する規格、すなわちＩＥＣ６１０００−３−２において、「特殊な電流波形」に属するかどうかを判定するために定められた包絡線を示す。入力電流の半周期の期間において、少なくとも９５％の期間で該波形が前記包絡線の範囲内にある時、前記「特殊な電流波形」（クラスＤ）と判断され、比較的厳しい高調波電流発生限度値が適用される。上記定めに従い、α２の入力電流波形を判定すると、α３で示す包絡線の範囲内にある期間が約８１％であり、「特殊な電流波形」でない（クラスＡ）と判断され、比較的緩やかな高調波電流発生限度値が適用され、上記高調波電流発生限度をパスした。
【００８１】
また、スイッチング素子２３の両端間の電圧波形（実測値）は、図７に示すとおりとなり、この波形図上に記載するＩの期間は、前述の図５（ａ）を用いて説明した動作期間を、ＩＩの期間は前述の図５（ｂ）を用いて説明した動作期間を、ＩＩＩ  の期間は前述の図５（ｃ）を用いて説明した動作期間を示すものであり、電圧表示スケールは５０Ｖ／ｄｉｖ、時間表示スケールは２μｓｅｃ／ｄｉｖである。
【００８２】
図７において、スイッチング素子２３の両端間のピーク電圧は、前述のとおり平滑コンデンサ２７の充電電圧、すなわちＶＤＣの約２倍の電圧値に抑制されている。（この動作状態におけるＶＤＣの値は、平均１４５Ｖであった。）
また、この図７において、ＩＩの動作期間からＩＩＩ  の動作期間への移行時において、前記ダイオード４４の両端間に寄生する容量と、前記１次巻線２２ａおよび前記スナバー巻線４２ｃに存在する前記漏洩インダクタンスＬＬａ，ＬＬｂによって、細かなリンギング振動が発生しているが、前述の回生スナバー回路４５の動作説明においては、該回生スナバー回路４５の動作と直接の関連性がないものと判断し、省略している。
【００８３】
そして、このリンギング振動の振幅は、前記ＩＩの動作期間におけるスイッチング素子２３の両端間の電圧と、前記ＩＩＩ  の動作期間におけるスイッチング素子２３の両端間の電圧との差に依存するものであることから、前記式１によって求められる誘起電圧ＥＦａを、電圧ＶＤＣを超えない範囲内で近付けることによって、前記細かなリンギング振動の振幅を縮小し、ノイズの発生を低減することができる。
【００８４】
また、前記測定データと同一条件のもとで、前記回生スナバー回路４５を、図９に破線で示すダイオードＤ１、コンデンサＣ１および抵抗Ｒ１によって形成される熱消費タイプのスナバー回路に置換えた場合におけるスイッチング素子の両端間の電圧波形を図８に示す。この場合における電力変換効率は８６．０％であり、前記回生スナバー回路４５を採用した場合と比較して、約１％劣化した。
【００８５】
なお、図８の電圧表示スケールは５０Ｖ／ｄｉｖ、時間表示スケールは２μｓｅｃ／ｄｉｖであり、コンデンサＣ１の容量値を３３００ｐＦに、抵抗Ｒ１の抵抗値を３３ＫΩに設定して測定したものである。  また、本図８上に、前述の図７と同様に、Ｉにスイッチング素子５がオンしている期間を、ＩＩにトランス６の１次巻線６ａの漏洩インダクタンスＬＬａおよびチョークコイル１３に蓄積されていた励磁エネルギによってコンデンサＣ１に電流が流入する期間を、ＩＩＩ  にＩＩの期間が終了し、スイッチング素子５が次回にオンするまでの期間を表示している。
【００８６】
この図８の波形を前記の図７の波形と比較して判るように、スイッチング素子５の両端間のピーク電圧値が高く、且つＩＩの期間が短くなっている。また、ＩＩの期間からＩＩＩ  の期間に移行する瞬間における前記細かなリンギング振動の振幅も大きくなっており、不要輻射低減の面から好ましくない波形となっている。なお、図８の波形測定時における平滑コンデンサ４の充電電圧値ＶＤＣは、図７の場合と同様に平均１４５Ｖである。
【００８７】
ここで、後述する理由によって、抵抗Ｒ１の抵抗値を下げ、スイッチング素子５の両端間のピーク電圧値を下げると、ＩＩの期間が伸長し、電力変換効率が劣化する。逆に、抵抗Ｒ１の抵抗値を上げ、スイッチング素子５の両端間のピーク電圧値を上げると、ＩＩの期間が縮小し、電力変換効率が向上する。したがって、前記リンギング振動の振幅を下げ、輻射ノイズを低減しようとして、抵抗Ｒ１の抵抗値を前記３３ＫΩより小さくすると、電力変換効率が前記８６％より更に劣化することになる。
【００８８】
すなわち、前述のとおり、スイッチング素子５のオン期間中に（Ｉの期間中に）チョークコイル１３に蓄積された励磁エネルギが、ＩＩの期間中においてコンデンサＣ１に吸収、且つ抵抗Ｒ１によって熱消費されるので、ＩＩの期間の長さに比例して電力損失が増加する関係がある。また、このＩＩの期間の長さは、スイッチング素子５のオン期間中にトランス６の１次巻線６ａの漏洩インダクタンスＬＬａに蓄積されていた励磁エネルギが、コンデンサＣ１に吸収され消滅するのに要する期間に相当し、該消滅に要する時間はコンデンサＣ１の充電電圧に反比例し、スイッチング素子５の両端間に印加される電圧のピーク値は、概略、平滑コンデンサ４の充電電圧であるＶＤＣとコンデンサＣ１の充電電圧とを合算したものであるとの理由による。
【００８９】
ＩＩの期間が終了し、ＩＩＩ  の期間に入った後において、前記チョークコイル１３に蓄積された励磁エネルギの残部によってトランス６の１次巻線６ａに電流が流れ始め、該励磁エネルギが前記フォワード電流Ａに変換されることになる。
【００９０】
本発明のスイッチング電源装置２１，３１，４１は、降圧コンバータに限らず、昇圧コンバータとしても使用可能である。
【００９１】
【発明の効果】
本発明のスイッチング電源装置は、以上のように、フライバック方式のスイッチング電源装置において、直流電源となる平滑コンデンサへの入力による高調波誘導障害の発生や電圧波形歪による電力機器の過熱等の種々の問題を低減するために、整流回路で作成した脈流電圧をチョークコイルを介して１次巻線とスイッチング素子との接続点に与えることで、入力交流電圧の波高値が高い時、主として前記チョークコイルを介して供給される電流によって２次側出力電圧を維持し、前記入力交流電圧の波高値が低い時、主として前記平滑コンデンサから供給される電流によって２次側出力電圧を維持するようにしたものにおいて、スイッチングの電圧源を脈流電源である前記チョークコイルに給電している整流回路だけとし、入力交流電圧を整流することによって生成した脈流電源をチョークコイルを介してスイッチングし、該スイッチングのオン期間中にチョークコイルに蓄積された励磁エネルギの一部を利用して、平滑コンデンサを従来通りの昇降圧コンバータの動作用平滑電源に作成し、前記励磁エネルギの残部を利用して、出力電力の一部を生成する。
【００９２】
それゆえ、簡単な構成で、入力高調波低減および変換効率向上の効果を維持しつつ、もう１つの整流回路を備える前記従来技術の特開２００２−３４２５１号と比較して、入力交流電圧の整流回路を一組省略することができ、製造コストを節減することができる。
【００９３】
また、本発明のスイッチング電源装置は、以上のように、フライバック方式のスイッチング電源装置において、直流電源となる平滑コンデンサへの入力による高調波誘導障害の発生や電圧波形歪による電力機器の過熱等の種々の問題を低減するために、整流回路で作成した脈流電圧をチョークコイルを介して１次巻線とスイッチング素子との接続点に与えることで、入力交流電圧の波高値が高い時、主として前記チョークコイルを介して供給される電流によって２次側出力電圧を維持し、前記入力交流電圧の波高値が低い時、主として前記平滑コンデンサから供給される電流によって２次側出力電圧を維持するようにしたものにおいて、平滑コンデンサを整流回路の正極性出力部から切離すことで、スイッチングの電圧源を脈流電源である前記チョークコイルに給電している整流回路だけとし、入力交流電圧を整流することによって生成した脈流電源をチョークコイルを介してスイッチングし、該スイッチングのオン期間中にチョークコイルに蓄積された励磁エネルギの一部を利用して、平滑コンデンサを従来通りの昇降圧コンバータの動作用平滑電源に作成し、前記励磁エネルギの残部を利用して、出力電力の一部を生成する。
【００９４】
それゆえ、簡単な構成で、入力高調波低減および変換効率向上の効果を維持しつつ、２つの整流回路を備える従来技術の特開２００２−３４２５１号と比較して、入力交流電圧の整流回路を一組省略することができ、製造コストを節減することができる。
【００９５】
さらにまた、本発明のスイッチング電源装置は、以上のように、前記トランスの１次巻線のインダクタンスに対して、チョークコイルのインダクタンスを、小さくすると前記平滑コンデンサの充電電圧を高くすることができ、大きくすると前記平滑コンデンサの充電電圧を低くすることができ、一方、前記平滑コンデンサの充電電圧を、脈流電圧のピーク値より、低く設定し過ぎると、脈流電圧の高電圧期間において、チョークコイルから平滑コンデンサに流れる電流が短絡状態に近似した値に増大して入力交流電流の力率が劣化し、高く設定し過ぎると、チョークコイルのストレスが大きくなり、主として該チョークコイルのヒステリシス損失が増大するので、それらのインダクタンスの比率を調整することによって、平滑コンデンサの電圧レベルを前記脈流電圧のピーク値と同一、乃至僅かに超えるレベルに設定する。
【００９６】
それゆえ、法規制上要求される限度値に対して、充分余裕のある入力高調波電流向上機能を有し、尚且つ電力変換効率を高効率に維持することができる。
【００９７】
また、本発明のスイッチング電源装置は、以上のように、前記整流回路の正極性出力部と前記チョークコイルとの間に、前記正極性出力部からチョークコイルに電流が供給される方向を順方向として挿入されるダイオードと、前記ダイオードのアノード側と前記整流回路の負極性出力部との間に接続されるコンデンサとを有するフィルタを設ける。
【００９８】
それゆえ、前記チョークコイルから平滑コンデンサに流れる電流のリップル成分を除去し、スイッチング素子のスイッチング周期のノイズが、整流回路を介して入力交流電源側に漏れることを抑制することができる。
【００９９】
さらにまた、本発明のスイッチング電源装置は、以上のように、前記１次巻線の巻き終わり端子とスイッチング素子との接続点に一端が接続されるスナバーコンデンサと、前記スナバーコンデンサの他端にアノードが接続され、前記１次巻線の巻き始め端子にカソードが接続されるダイオードと、前記トランスに備えられ、巻き始め端子が前記平滑コンデンサの負極端子に接続され、巻き終わり端子が前記スナバーコンデンサとダイオードとの接続点に接続されるスナバー巻線とを有する回生スナバー回路をさらに設ける。
【０１００】
それゆえ、急峻な電圧上昇エネルギをスナバーコンデンサに吸収した後、該エネルギを熱放散させることなく、電源装置の動作用電源として回収して、電源装置内部に発生する損失を削減することができる。また、スイッチング素子の両端間に印加される電圧のピーク値を抑制できるので、比較的低耐圧、低オン抵抗のスイッチング素子を採用でき、これによってもまた、電力変換効率を向上することができる。さらにまた、電力変換効率を低下させることなく、スイッチング素子の両端間に発生するリンギング振動の振幅を小さくすることができ、不要輻射を低減することもできる。
【０１０１】
また、本発明のスイッチング電源装置は、以上のように、前記１次巻線とスナバー巻線との巻き数を、略同一値に設定する。
【０１０２】
それゆえ、チョークコイルから２次側へ励磁エネルギを放出する際や、その放出が終了してからも、２つの巻線に誘起される電圧は、略同一値で、かつ相互に打消し合うように作用し、前記スナバーコンデンサの充電電圧は殆ど変化せず、前記スナバーコンデンサに余分な充放電電流が流れず、損失を一層抑えることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の第１の形態のスイッチング電源装置の電気回路図である。
【図２】図１で示すスイッチング電源装置の動作を説明するための波形図である。
【図３】本発明の実施の第２の形態のスイッチング電源装置の電気回路図である。
【図４】本発明の実施の第３の形態のスイッチング電源装置の電気回路図である。
【図５】図４で示すスイッチング電源装置における回生スナバー回路の動作を説明するための電流経路図である。
【図６】図４で示すスイッチング電源装置の本件発明者の試作結果による波形図である。
【図７】図４で示すスイッチング電源装置におけるスイッチング素子の両端間の電圧波形図である。
【図８】図９で示す従来のスイッチング電源装置におけるスイッチング素子の両端間の電圧波形図である。
【図９】典型的な従来技術のスイッチング電源装置１の電気回路図である。
【符号の説明】
２１，３１，４１    スイッチング電源装置
２２，４２    トランス
２２ａ  １次巻線
２３    スイッチング素子
２２ｂ  ２次巻線
２４，３２，４４    ダイオード
２５    平滑コンデンサ
２６    制御回路
２７    平滑コンデンサ
２８    ダイオードスタック（整流回路）
２９    チョークコイル
３０    商用電源
３３    コンデンサ
３４    フィルタ
４２ｃ  スナバー巻線
４３    スナバーコンデンサ
４５    回生スナバー回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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