(57)【要約】【課題】高周波トランスの１次側に配置したインバータを一定の導通時間で動作させて定格の小さい部品の使用を可能とすると共に、常時ゼロ電圧スイッチングを維持して低損失かつ安価な構成の電力変換装置を提供すること。【解決手段】第１インバータ１２のスイッチング素子１８を一定の導通時間で動作させることで、共振コンデンサ１７の作用でオフ時のコレクタ電圧を共振させるゼロ電圧スイッチングを常時実現しつつ、整流手段１４の出力に一定の電圧を生成し、第２インバータ１５がパルス幅変調（ＰＷＭ）制御で正弦波電流を系統に出力する電力変換装置としたもの。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
高周波トランスと、前記高周波トランスで絶縁された１次側は直流電源と直流を高周波電力に変換する第１インバータからなり、前記第１インバータはスイッチング素子とスイッチング素子のオフ時にコレクタ電圧を共振させる第１共振コンデンサを有し、前記高周波トランスの２次側には限流リアクトルとダイオードと平滑コンデンサからなる整流手段と、高周波スイッチング動作を行うフルブリッジ構成のスイッチング素子と高周波平滑リアクトルとコンデンサからなる第２インバータとを配置して、前記整流手段の出力と前記第２インバータの入力とが直列に接続される構成において、前記第２インバータ出力が商用系統と連系することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
高周波トランスは１次巻線と２次巻線とコアで構成されるものであって、コアにギャップを設けた磁気漏洩形トランスとすることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
コアギャップの周囲に１次巻線を配置したことを特徴とする請求項１又は２記載の電力変換装置。
【請求項４】
整流手段は限流リアクトルと直列に第２共振コンデンサを配置したことを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項５】
整流手段は半波倍電圧構成としたことを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項６】
高周波トランスは２次巻線にセンタータップを有し、整流手段は全波倍電圧構成としたことを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項７】
複数の第１共振コンデンサと、第１切換手段と、内部に第１しきい値をもつ入力電圧検知手段とを有し、入力電圧と第１しきい値とを比較して、前記第１切換手段が第１共振コンデンサの容量を切り換えることを特徴する請求項１から６のいずれ１項かに記載の電力変換装置。
【請求項８】
複数の第２共振コンデンサと、第２切換手段と、内部に第２しきい値をもつ入力電圧検知手段とを有し、入力電圧と第２しきい値とを比較して、前記第２切換手段が前記第２共振コンデンサの容量を切り換えることを特徴する請求項１から７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項９】
第１インバータのスイッチング素子に導通信号を与える第１インバータ制御回路と、内部に第３しきい値をもつ入力電圧検知手段とを有し、入力電圧が第３しきい値以下となった時に、前記第１インバータ制御回路にスイッチング素子の上限導通時間を与えることを特徴とする請求項１から８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１０】
整流手段内のダイオードを通過する電流を検知する２次電流検知手段と、２次電流指令値発生手段と、誤差増幅手段と、駆動信号発生手段とを有し、２次電流指令値と２次電流検出値との誤差が第１インバータのスイッチング素子導通時間にフィードバックされることを特徴とする請求項１から９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、太陽電池または燃料電池などの直流電力を商用周波数の交流電力に変換して系統に電力を注入する電力変換装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の電力変換装置は、高周波トランスの１次側に共振コンデンサとスイッチング素子を配置し、スイッチング素子の電圧波形を共振させてゼロ電圧スイッチング動作を行う系統連系形高周波インバータにおいて、概ね力率１の正弦波電流を生成するために系統電圧が小さい時または出力電流が小さい時は導通時間を短くすることから、スイッチング素子が短絡動作となり損失が増大する。そこでスイッチング素子の導通時間に下限を設けてゼロ電圧スイッチング領域のみで動作することにより損失を抑制し、出力電流を絞りきれない系統電圧の谷間付近の波形成形は、高周波トランス３の２次側に配置された極性切換インバータがパルス幅変調（ＰＷＭ）制御することで低歪みの出力電流を実現している（例えば特許文献１参照。）。
【０００３】
図１５は、従来使用している電力変換装置の構成を示す接続図である。直流電源１の出力電力は第１インバータ２で高周波電力に変換された後、高周波トランス３を介して２次側へ電力伝達される。高周波トランス３の２次側に発生した高周波電力は整流手段４で高周波の脈流に変換され、フィルタコンデンサ９で高周波電流成分が除去された後、第２インバータ５で系統６に同期した正弦波状の交流電流に変換されて、系統６に注入されるものである。ここで、第１インバータ２はスイッチング素子８と共振コンデンサ７で構成され、第２インバータ５はＱ１からＱ４の４個のスイッチング素子でフルブリッジ構成されている。
【０００４】
以下に図１６の波形図を参照して動作を説明する。本実施例では第１インバータ２が直流電源１の電力を高周波電力に変換する。これは、第１インバータ２のスイッチング素子８がオンオフを繰り返すことにより実現されるものである。通常、スイッチング素子８がターンオフする際、コレクタ−エミッタ間に流れる電流が遮断されるため、高周波トランス３に蓄積された励磁エネルギーを共振コンデンサ７との間で充放電することで、スイッチング素子８のコレクタ−エミッタ電圧は図１６に示すように共振波形となる。つぎに、コレクタ−エミッタ電圧がゼロとなりスイッチング素子８に逆並列で接続されたダイオードに電流が流れている期間にスイッチング素子８をターンオンすることで、ゼロ電圧スイッチングを実現している。１次インバータは力率１で出力電流を系統に注入するために、系統電圧のピーク付近ではスイッチング素子８の導通時間を大きく、ゼロ近傍では導通時間を小さくする連続的なパルス幅の変調を行う。特に系統電圧の絶対値が小さく１次インバータ２を構成するスイッチング素子８の導通時間を絞る時は、高周波トランス３の励磁エネルギーが小さいことからスイッチング素子８のコレクタ−エミッタ電圧の振幅も小さくなり、ゼロ電圧に到達しないため逆並列ダイオードが導通せずスイッチング素子８のゼロ電圧スイッチング動作が維持できなくなる。その場合、残留するコレクタ−エミッタ電圧を短絡する動作が必要となり、スイッチング損失が大幅に増加する。そこで第１スイッチング素子８の導通時間に下限を設けて、高周波トランス３の２次側に配置した２次インバータ５を高周波ＰＷＭ動作させることにより、電力変換装置は正弦波出力電流を生成している。
【０００５】
【特許文献１】
特開２０００−３２７５１号公報
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら上記従来の構成では、１次インバータが正弦波出力電流を生成するため、系統電圧ピーク付近ではスイッチング素子や高周波トランスの電圧と電流が大きくなり、スイッチング素子はピーク付近に対応する大きな定格が必要となる。また入出力条件によっては、ゼロ電圧スイッチングの期間が小さくなり、特に系統電圧のゼロ近傍ではスイッチング素子の短絡動作の発生や、２次インバータの高周波スイッチング期間が広がることもあり、装置の効率が低くなる。またスイッチング時の遮断電流が大きいためノイズ発生レベルも拡大し、フィルタ性能向上のための追加部品が必要になるなど、冷却性能のアップも含めて製品の小形化に限界があるといった課題を有していた。
【０００７】
本発明は、高周波トランスの１次側に配置したインバータを一定の導通時間で動作させて電圧と電流のピークを小さくすることで、定格の小さい部品の使用が可能となると共に常時ゼロ電圧スイッチングを維持して、短絡動作を起こすことのない低損失かつ安価な構成の電力変換装置を提供することを目的としたものである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
前記目的を達成するために本発明の電力変換装置は、第１インバータのスイッチング素子を一定の導通時間で動作させることで、共振コンデンサの作用でオフ時のコレクタ電圧を共振させるゼロ電圧スイッチングを常時実現しつつ、整流手段の出力に一定の電圧を生成し、２次インバータがパルス幅変調（ＰＷＭ）制御で正弦波電流を系統に出力することにより、１次インバータを構成するスイッチング素子、高周波トランスといった各部品の容量を小さくすると同時に機器全体としてのスイッチング損失を低減することのできる高効率の電力変換装置を提供するものである。
【０００９】
【発明の実施の形態】
請求項１に記載の発明は、高周波トランスと、高周波トランスで絶縁された１次側は直流電源と直流を高周波電力に変換する第１インバータからなり、第１インバータはスイッチング素子とスイッチング素子のオフ時にコレクタ電圧を共振させる第１共振コンデンサを有し、高周波トランスの２次側には限流リアクトルとダイオードと平滑コンデンサからなる整流手段と、高周波スイッチング動作を行うフルブリッジ構成のスイッチング素子と高周波平滑リアクトルとコンデンサからなる第２インバータとを配置して、整流手段の出力と第２インバータの入力とが直列に接続される構成において、第２インバータ出力が商用系統と連系する構成によって、２次インバータが正弦波電流を生成することで、入出力条件の変化に対して常時第１インバータでのゼロ電圧スイッチングを維持して低損失化を実現すると共に第１スイッチング素子と高周波トランスといった各部品の容量を小さくすることができる。
【００１０】
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の発明において、高周波トランスは１次巻線と２次巻線とコアで構成される高周波トランスのコアにギャップを設けた磁気漏洩形トランスとすることで、トランスに限流作用を持たせて整流手段を構成する限流リアクトルを省略することができる。
【００１１】
請求項３に記載の発明は、請求項１又は２記載の発明において、高周波トランスのコアギャップの周囲に１次巻線を配置することで、コアの断面積を小さくすることができる。
【００１２】
請求項４に記載の発明は、請求項１〜３のいずれか１項に記載の発明において、限流リアクトルまたは高周波トランスと、ダイオードとの間に直列に第２共振コンデンサを配置した整流手段とすることで、ダイオード電流を共振させてリカバリー損失を低減することができる。
【００１３】
請求項５に記載の発明は、請求項１〜４のいずれか１項に記載の発明において、整流手段を半波倍電圧構成として１次インバータのスイッチングの導通または非導通時に整流手段内のコンデンサを充電するすることで、高周波トランス２次巻線数とダイオードを削減することができる。
【００１４】
請求項６に記載の発明は、請求項１〜５のいずれか１項に記載の発明において、高周波トランスの２次側にセンタータップを有し、整流手段を全波倍電圧構成としたことで、ダイオードから出力されて平滑コンデンサで除去する電流の高周波リップルを小さくして、低損失化を実現することができる。
【００１５】
請求項７に記載の発明は、請求項１〜６のいずれか１項に記載の発明において、複数の第１共振コンデンサと、第１切換手段とを有し、第１切換手段は第１共振コンデンサの容量を切り換えることで、入力電圧の変化に伴って、１次インバータの導通時間が大幅に変化した場合でもゼロ電圧スイッチングを可能として、低損失化を実現することができる。
【００１６】
請求項８に記載の発明は、請求項１〜７のいずれか１項に記載の発明において、複数の第２共振コンデンサと、第２切換手段とを有し、第２切換手段は第２共振コンデンサの容量を切り換えることで、入力電圧の変化に対して、整流手段内のダイオードを通過する電流を概ねゼロで異なる電流経路に遷移させることが可能となり、リカバリー損失を小さくすることができる。
【００１７】
請求項９に記載の発明は、請求項１〜８のいずれか１項に記載の発明において、第１インバータを構成するスイッチング素子の導通時間に上限を設けて、入力電圧がしきい値以下となった時は、出力電力を低減することで第１インバータのスイッチング素子の短絡動作を防止して、高効率化を維持することができる。
【００１８】
請求項１０に記載の発明は、請求項１〜９のいずれか１項に記載の発明において、整流手段内のダイオードを通過する電流を検知する２次電流検知手段を有し、２次電流指令値との誤差を第１インバータのスイッチング素子導通時間にフィードバックすることで、整流手段内の平滑コンデンサを必要最小限の容量に設定して、小形で安価な装置とすることができる。、
【００１９】
【実施例】
以下、本発明の実施例について、図１〜１４を参照しながら説明する。
【００２０】
（実施例１）
図１は本発明の第１の実施例の回路構成を示す接続図である。ここで直流電源１１で発電した直流電力は第１インバータ１２で高周波電力に変換された後、高周波トランス１３を介して２次側へ電力伝達される。高周波トランス１３の２次側に発生した高周波電力は整流手段１４で直流に変換され、第２インバータ１５で交流に変換されて、系統１６に同期注入されるものである。ここで、高周波トランス１３の１次巻線と第１スイッチング素子１８とは、入力電圧に対して直列に接続され、さらに高周波トランス１３の１次巻線と第１共振コンデンサ１７とは並列に接続されている。高周波トランス１３の２次側と整流手段１４との間には限流リアクトル１９が直列配置されている。また第２インバータ１５は、Ｑ１からＱ４の４個のスイッチング素子と、電流平滑用のリアクトルと、高周波電流除去用のコンデンサとで構成されている。
【００２１】
以上の様に構成された電力変換装置について、図２の波形図を参照して動作を説明する。第１インバータ１２は、スイッチング素子１８の１周期において、導通時はＱａコレクタ−エミッタ電流が徐々に拡大し、高周波トランス１３の２次側に電力を伝達する。スイッチング素子１８がターンオフした際、高周波トランス１３に蓄積された励磁エネルギーは第１共振コンデンサ１７を充放電することで、第１スイッチング素子１８のコレクタ−エミッタ電圧は共振波形となる。コレクタ−エミッタ電圧がゼロに到達してスイッチング素子１８に逆並列に配置されたダイオードが導通した際、一定期間コレクタ電圧がゼロを維持する。その期間中にスイッチング素子１８をターンオンしてゼロ電圧スイッチングが行われる。ここで、商用１周期において高周波トランス１３の２次側のインピーダンスに大きな変動はないため、スイッチング素子１８の導通時間を一定として、ゼロ電圧スイッチングを維持する。高周波トランス１３の２次側には一定振幅の高周波電圧が発生し、整流手段１４は平滑コンデンサ２０に系統１６のピーク電圧以上の直流電圧を生成する。第２インバータ１５は整流手段１４の出力をパルス幅変調（ＰＷＭ）制御することで、正弦波電流を生成し系統に同期交流電流を注入する。
【００２２】
以上のように本実施例によれば、１次インバータが昇圧動作を、２次インバータが正弦波変調動作を行うことで、入出力条件の変化に対して常時第１インバータでのゼロ電圧スイッチングを維持して低損失化を実現すると共にスイッチング素子と高周波トランスといった各部品の容量を小さくすることができる。
【００２３】
（実施例２）
図３（ａ）は本発明の第２の実施例における回路構成を示す接続図、図３（ｂ）はトランスの断面図である。図３において図１の回路構成と異なるのは、高周波トランスを磁気漏洩形トランスで構成し、限流リアクトルを除去した点である。上記以外の構成要素は第１の実施例と同等であり、説明を省略する。
【００２４】
以上のように構成された電力変換装置について動作を説明する。第１インバータ１２と１次巻線の動作で発生した高周波磁束が、コアにギャップを持つ磁気漏洩形トランス２２の２次巻線と鎖交することで、２次側に電力が出力される。ここで、ギャップは１次２次間に等価直列インダクタンスを形成することになるため、磁気漏洩形トランス２２は限流作用を有する。したがって、磁気漏洩形トランス２２が限流リアクトル１９の働きを包含することになる。
【００２５】
以上のように本実施例によれば、１次巻線と２次巻線とコアで構成される高周波トランスをコアにギャップを設けた磁気漏洩形トランスとすることで、トランスに限流作用を持たせて整流手段の一部を構成する限流リアクトルを省略し、低損失かつ安価な構成にすることができる。
【００２６】
（実施例３）
図４は本発明の第３の実施例における磁気漏洩形トランスの断面図である。本実施例における回路構成及び構成要素は第２の実施例と同等であり、説明を省略する。
【００２７】
以上のように構成された電力変換装置について図４の断面図を参照して説明する。第１インバータ１２と磁束漏洩形トランス２２による高周波スイッチング動作で、トランス１次側に発生した磁束の大部分は、磁気抵抗の小さいコアを通過する。また第１インバータ１２はスイッチング素子１８の導通または非導通でのみ２次側に電力が伝達される構成であるため、コアは偏磁されて使用されることから、コアの飽和を回避するために最も磁束密度の高い１次巻線周辺にギャップを配置する。
【００２８】
以上のように本実施例によれば、高周波トランスのコアギャップの周囲に１次巻線を配置することで、コアの断面積を小さくして装置の小形化を図ることができる。
【００２９】
（実施例４）
図５は本発明の第４の実施例における回路構成を示す接続図である。図５において図１の回路構成と異なるのは、整流手段１４内部に限流リアクトル１９と直列に第２共振コンデンサ２３を配置した点である。上記以外の構成要素は第１の実施例と同等であり、説明を省略する。
【００３０】
以上のように構成された電力変換装置について図６の波形図を参照して動作を説明する。第１インバータ１２は、スイッチング素子１８の１周期において、導通時はスイッチング素子１８のコレクタ−エミッタ電流が徐々に拡大し、高周波トランス１３の２次側に電力を伝達する。この時、整流手段１４内のダイオード２０を通過する電流は同様に増加するが、限流リアクトル１９と第２共振コンデンサ２３との間で電流共振動作となり、徐々に低下する。第１スイッチング素子１８のターンオフ時に、ダイオード２０の電流はピークを経過しているため、リカバリー電流を抑えることが可能となる。次にスイッチング素子１８がターンオフした際、高周波トランス１３に蓄積された励磁エネルギーは第１共振コンデンサ１７を充放電することで、第１スイッチング素子１８のコレクタ−エミッタ電圧は共振波形となる。次にコレクタ−エミッタ電圧がゼロに到達してスイッチング素子１８に逆並列に配置されたダイオードが導通した際、一定期間コレクタ電圧がゼロを維持する。その期間中にスイッチング素子１８をターンオンしてゼロ電圧スイッチングが行われる。この期間中ダイオード２０には電流は流れない。なお、図６では整流手段１４のダイオード２０は半波整流における波形としたが、全波整流構成としても良いことは言うまでもない。
【００３１】
以上のように本実施例によれば、限流リアクトルまたは高周波トランスと、ダイオードとの間に直列に第２共振コンデンサを配置した整流手段とすることで、ダイオード電流を共振させて１次インバータのスイッチング素子がターンオフする際のダイオードのリカバリー損失を低減することができる。
【００３２】
（実施例５）
図７は本発明の第５の実施例における回路構成を示す接続図である。図７において図５の回路構成と異なるのは、整流手段１４内に第１ダイオード２４と第２ダイオード２５を配置して、第２共振コンデンサ２３と共に半波倍電圧整流手段を構成した点である。上記以外の構成要素は第４の実施例と同等であり、説明を省略する。
【００３３】
以上のように構成された電力変換装置について、図８の波形図を参照して動作を説明する。スイッチング素子１８が導通時は、非導通時に第２共振コンデンサ２３に蓄積された電圧と高周波トランス１３の出力とが第２インバータ１５に出力され、第２ダイオード２５を通過する電流は共振波形となる。次にスイッチング素子１８が非導通の時は、高周波トランス１３に蓄積されたエネルギーが第１ダイオード２４を通過して第２共振コンデンサ２３を充電する。このときスイッチング素子１８のコレクタ−エミッタ電圧はゼロ電圧でターンオン及びターンオフしている共振電圧波形であるため、第１ダイオード２４に流れる電流も概ね相似波形となっており、リカバリー電流は小さい。なお、本実施例では高周波トランス１３をスイッチング素子１８が導通時に２次側に電力を伝達するフォワード形としたが、スイッチング素子１８が非導通時に２次側に電力を伝達するフライバック形としても良いことは言うまでもない。
【００３４】
以上のように本実施例によれば、整流手段を半波倍電圧構成として１次インバータのスイッチングの導通または非導通時に整流手段内のコンデンサを充電することで、高周波トランス２次巻線数とダイオード数の削減が可能となる安価な装置を実現することができる。
【００３５】
（実施例６）
図９は本発明の第６の実施例における回路構成を示す接続図である。図９において図７の回路構成と異なるのは、磁気漏洩形トランス２２の２次巻線をセンタータップ型として、整流手段１４を第１ダイオード２４、第２ダイオード２５、第３ダイオード２６と、第２共振コンデンサ２３と第３共振コンデンサ２７とで構成した点である。上記以外の構成要素は第５の実施例と同等であり、説明を省略する。
【００３６】
以上のように構成された電力変換装置について図１０を参照して動作を説明する。スイッチング素子１８が導通時は、非導通時に第２共振コンデンサ２３に蓄積された電圧と磁気漏洩形トランス２２の２次側片方の出力とが第２インバータ１５に出力され、第２ダイオード２５を通過する電流は共振波形となる。同期間において磁気漏洩形トランス２２の２次側の別出力は第３ダイオード２６を介して第３共振コンデンサ２７を充電する。次にスイッチング素子１８が非導通の時は、第３共振コンデンサ２７に蓄積された電圧と、磁気漏洩形トランス２２の２次側の別出力が第２ダイオード２５を介して２次インバータ１５に出力されると同時に磁気漏洩形トランス２２の片方の出力が第２共振コンデンサ２３を充電する。したがって、スイッチング素子１８の導通、非導通に関わらず第２インバータ１５に出力が伝達されることから、ダイオード２５を通過する高周波電流のリップルが小さくなる。
【００３７】
以上のように本実施例によれば、高周波トランスの２次側にセンタータップを有し、整流手段を全波倍電圧構成としたことで、ダイオードから出力されて平滑コンデンサで除去する電流の高周波リップルを小さくして、低損失化を実現することができる。
【００３８】
（実施例７）
図１１は本発明の第７の実施例における回路構成を示す接続図である。図１１におい図１の回路構成と異なるのは、第１共振コンデンサ１７を複数に分割して第１切換手段２８で容量を切り換え可能とした点と、入力電圧検知手段２９を配置した点である。上記以外の構成要素は第１の実施例と同等であり、説明を省略する。
【００３９】
以上のように構成された電力変換装置について動作を説明する。商用１周期内ではスイッチング素子１８の導通時間は一定であるが、非導通時は高周波トランス１３の１次電圧が入力電圧を中心に共振するため、例えば入力電圧が大幅に増加した場合、スイッチング素子１８のコレクタに発生する共振電圧の下限がゼロ電圧に到達しなくなり、コレクタ−エミッタ電圧が短絡動作となる。そこで入力電圧検知手段２９で検知された入力電圧が、入力電圧検知手段２９内部に設定されたしきい値以上の時は、第１切換手段２８は第１共振コンデンサ１７の容量を小さくする方向に切り換えることで、スイッチング素子１８の共振電圧の振幅を大きくし、コレクタ−エミッタ電圧がゼロに到達可能となるため、スイッチング素子１８に逆並列に配置されたダイオードが導通し、ゼロ電圧スイッチングが実現される。
【００４０】
以上のように本実施例によれば、複数の第１共振コンデンサと、第１切換手段とを有し、第１切換手段は第１共振コンデンサの容量を切り換えることで、入力電圧の変化に伴って、１次インバータの導通時間が大幅に変化した場合でもゼロ電圧スイッチングを可能として、低損失化を実現することができる。
【００４１】
（実施例８）
図１２は本発明の第８の実施例における回路構成を示す接続図である。図１２において図１の回路構成と異なるのは、入力電圧を検知する入力電圧検知手段２９を配置した点と、第２共振コンデンサ２３を複数に分割して第２切換手段３０で容量を切り換え可能とした点である。上記以外の構成要素は第１の実施例と同等であり、説明を省略する。
【００４２】
以上のように構成された電力変換装置について動作を説明する。商用１周期内ではスイッチング素子１８の導通時間は一定であるが、例えば入力電圧が大幅に増加した場合、スイッチング素子１８に流れる電流の傾きが大きくなり導通時間は短くなる。その結果、ダイオード２０の電流振幅も大きくなり、スイッチング素子１８のターンオフ時においても、ダイオード２０の電流が十分流れている状態になることからリカバリー電流が大きくなり、ダイオード２０の損失が増加する。そこで入力電圧検知手段２９で検知された入力電圧が、入力電圧検知手段２９内部に設定されたしきい値以上の時は、第２切換手段３０が第２共振コンデンサ２３の容量を小さくする方向に切り換えて高周波トランス１３の２次側の共振周波数を大きくすることで、ダイオード２０の電流がゼロ近傍になったときに逆電圧が印加されることから、リカバリー電流が大幅に削減される。
【００４３】
以上のように本実施例によれば、複数の第２共振コンデンサと、第２切換手段とを有し、第２切換手段は第２共振コンデンサの容量を切り換えることで、入力電圧の変化に対して、整流手段内のダイオードを通過する電流を概ねゼロで異なる電流経路に遷移させることが可能となり、リカバリー損失を小さくすることができる。
【００４４】
（実施例９）
図１３は本発明の第９の実施例における回路構成を示す接続図である。図１３において図１の回路構成と異なるのは、入力電圧検知手段２９が入力電圧を検知し、さらに内部のしきい値と比較して、１次インバータ制御回路３１に信号を送るようにした点である。上記以外の構成要素は第１の実施例と同等であり、説明を省略する。
【００４５】
以上のように構成された電力変換装置について動作を説明する。商用１周期内ではスイッチング素子１８の導通時間は一定であるが、例えば直流電源１１が図示していない太陽電池の場合、導通時間を増加させても入力電圧が大幅に減少して、逆に出力電力が小さくなる定電流動作領域が存在する。通常、１次インバータ１２は目標の出力電力に到達するまでスイッチング素子１８の導通時間を長くするが、定電流動作領域ではスイッチング素子１８の導通時間に逆比例して入力電圧が減少するため共振電圧の振幅が小さくなり、ゼロ電圧まで到達せずにターンオフするコレクタ−エミッタ間の短絡動作が発生する。そこで、入力電圧検知手段２９は入力電圧がしきい値以下となった場合は、１次インバータ制御回路３１がスイッチング素子１８の導通時間に制限を設定することで、スイッチング素子１８のコレクタ−エミッタ間電圧を短絡することなく、ゼロ電圧スイッチング動作を維持する。
【００４６】
以上のように本実施例によれば、第１インバータを構成するスイッチング素子の導通時間に上限を設けて、入力電圧がしきい値以下となった時は、出力電力を低減することで第１インバータのスイッチング素子の短絡動作を防止して、高効率化を維持することができる。
【００４７】
（実施例１０）
図１４は本発明の第１０の実施例における回路構成を示す接続図である。図１４において図１の回路構成と異なるのは、整流手段１４内にダイオード２０の出力電流を検知する２次電流検知手段３２を配置して、２次電流指令値発生手段３３との間の誤差を検出する誤差増幅手段３４と、スイッチング素子１８の駆動信号発生手段３５を設けた点である。上記以外の構成要素は第１の実施例と同等であり、説明を省略する。
【００４８】
以上のように構成された電力変換装置について動作を説明する。整流手段１４の出力に配置された平滑コンデンサ２１によって、１次インバータ１２が生成する電流が変化した場合でも整流手段１４の出力電圧が変化しにくいため、２次インバータの制御が容易となるが、直流電源１１の急激な変動や目標とする出力電力の変化に対して、電圧変動を少なくするには平滑コンデンサ２１の大容量化が不可欠となる。そこで、２次電流検知手段３２はダイオード２０を通過する電流を検知し、得られた２次電流が２次電流指令値発生手段３３の値と比較され、誤差増幅手段３４での検出誤差がゼロになるように駆動信号発生手段３５が１次インバータ１２のスイッチング素子１８の導通時間を決定することで、入力電力に対して最小限の平滑容量をもつ平滑コンデンサ２１としている。
【００４９】
以上のように本実施例によれば、整流手段内のダイオードを通過する電流を検知する２次電流検知手段を有し、２次電流指令値との誤差を第１インバータのスイッチング素子導通時間にフィードバックすることで、整流手段内の平滑コンデンサを必要最小限の容量に設定して、小形で安価な装置とすることができる。
【００５０】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、商用全周期において第１スイッチング素子のゼロ電圧スイッチングを実現する高効率の電力変換装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例である電力変換装置の構成を示す接続図
【図２】本発明の第１の実施例である電力変換装置の各部動作を示す波形図
【図３】（ａ）本発明の第２の実施例である電力変換装置の構成を示す接続図
（ｂ）本発明の第２の実施例である電力変換装置のトランスの断面図
【図４】本発明の第３の実施例である高周波トランスの構造を示す断面図
【図５】本発明の第４の実施例である電力変換装置の構成を示す接続図
【図６】本発明の第４の実施例である電力変換装置の各部動作を示す波形図
【図７】本発明の第５の実施例である電力変換装置の構成を示す接続図
【図８】本発明の第５の実施例である電力変換装置の各部動作を示す波形図
【図９】本発明の第６の実施例である電力変換装置の構成を示す接続図
【図１０】本発明の第６の実施例である電力変換装置の各部動作を示す波形図
【図１１】本発明の第７の実施例である電力変換装置の構成を示す接続図
【図１２】本発明の第８の実施例である電力変換装置の構成を示す接続図
【図１３】本発明の第９の実施例である電力変換装置の構成を示す接続図
【図１４】本発明の第１０の実施例である電力変換装置の構成を示す接続図
【図１５】従来の電力変換装置の構成を示す接続図
【図１６】従来の電力変換装置の各部動作を示す波形図
【符号の説明】
１１  直流電源
１２  第１インバータ
１３  高周波トランス
１４  整流手段
１５  第２インバータ
１６  系統
１７  第１共振コンデンサ
１８  スイッチング素子
１９  限流リアクトル
２０  ダイオード
２１  平滑コンデンサ
２２  磁気漏洩形トランス
２３  第２共振コンデンサ
２８  第１切換手段
２９  入力電圧検知手段
３０  第２切換手段
３１  １次インバータ制御回路（第１インバータ制御回路）
３２  ２次電流検知手段
３３  ２次電流指令値発生手段
３４  誤差増幅手段
３５  駆動信号発生手段
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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