(57)【要約】【課題】低廉で２次歪特性に優れた低雑音の高周波信号伝送回路を実現する。【解決手段】ＰＩＮダイオードＤ１の高周波抵抗を変化させることにより入出力信号の振幅比を可変するアッテネータ回路６と、アッテネータ回路６の出力信号を振幅が等しく且つ位相が１８０°異なる２つの信号に分配して出力する位相分配回路７と、非線形素子を具備する回路であって互いに特性の等しい増幅器Ａ１及び増幅器Ａ２と、を備え、増幅器Ａ１が位相分配回路７の一方の出力信号を入力し、増幅器Ａ２が位相分配回路７の他方の出力信号を入力することを特徴とする高周波信号伝送回路。【選択図】      図１
2004304403.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入出力信号の振幅比を可変するアッテネータ回路と、
前記アッテネータ回路の出力信号を振幅が等しく且つ位相が１８０°異なる２つの信号に分配して出力する位相分配回路と、
非線形素子を具備する回路であって互いに特性の等しい第１信号処理回路及び第２信号処理回路と、
を備え、
前記第１信号処理回路が前記位相分配回路の一方の出力信号を入力し、前記第２信号処理回路が前記位相分配回路の他方の出力信号を入力することを特徴とする高周波信号伝送回路。
【請求項２】
前記アッテネータ回路が、ＰＩＮダイオードを有し、前記ＰＩＮダイオードの高周波抵抗を変化させることにより入出力信号の振幅比を可変する請求項１に記載の高周波信号伝送回路。
【請求項３】
前記位相分配回路がトランスを有し、
前記トランスが、前記アッテネータ回路の出力信号を入力し、振幅が等しく且つ位相が１８０°異なる２つの信号を出力する請求項１又は請求項２に記載の高周波信号伝送回路。
【請求項４】
前記トランスが、バイパスコンデンサを介して又は直接に高周波的に接地される高周波接地端子を複数有し、前記高周波接地端子のうち少なくとも１つの端子が抵抗を介して接地される請求項３に記載の高周波信号伝送回路。
【請求項５】
請求項１〜４のいずれかに記載の高周波信号伝送回路において、前記アッテネータ回路に代えてスイッチ回路を備える高周波信号伝送回路。
【請求項６】
請求項１〜５のいずれかに記載の高周波信号伝送回路を備えることを特徴とするチューナ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、高周波信号伝送回路に関する。特に、広帯域で多数のチャンネル信号を有する高周波信号を伝送する高周波信号伝送回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
現在、放送のデジタル化が進んでおり、広帯域・多チャンネル放送を受信できる受信機の必要性が高まっている。特にＣＡＴＶでは５４ＭＨｚ〜８６４ＭＨｚ（米国仕様）のＲＦ伝送帯域において１３４チャンネルもの多チャンネルが伝送されるため、その放送信号を受信するＣＡＴＶチューナには多チャンネル受信に対応するための性能が要求される。
【０００３】
従来のデジタルＣＡＴＶチューナの一構成例を図７に示す。図７のデジタルＣＡＴＶチューナはダブルコンバージョン方式を採用している。
【０００４】
ＲＦ信号入力端子１４に入力された放送信号（以下、ＲＦ入力信号という）は、バンドパスフィルタ１５、ＲＦ利得制御回路６’、コンデンサＣ８、及びＲＦ増幅回路１６を介して第１周波数変換回路１７に入力される。第１周波数変換回路１７に入力された信号は、第１局部発振器１８にて発生した局部発振信号とミキシングされて第１ＩＦ信号に周波数変換される。なお、第１局部発振器１８は、受信周波数に応じた周波数の局部発振信号を出力する。
【０００５】
第１周波数変換回路１７から出力される第１ＩＦ信号は、バンドパスフィルタ１９、第１ＩＦ増幅回路２０、及びバンドパスフィルタ２１を介して第２周波数変換回路２２に入力される。第２周波数変換回路２２に入力された信号は、第２局部発振回路２３にて発生した局部発振信号とミキシングされて第２ＩＦ信号に周波数変換される。なお、第２局部発振器２３は、所定の周波数の局部発振信号又は受信周波数に応じた周波数の局部発振信号を出力する。
【０００６】
第２周波数変換回路２２から出力される第２ＩＦ信号は、バンドパスフィルタ２４及び第２ＩＦ増幅回路２５を介してＩＦ信号処理復調回路２６に入力される。そして、ＩＦ信号処理復調回路２６にて処理された信号がＡＧＣ検波回路２７と出力端子２８とに出力される。ＡＧＣ検波回路２７は、ＩＦ信号処理復調回路２６に入力される第２ＩＦ信号の振幅レベルがＲＦ入力信号レベルの強弱に拘わらず復調に適した一定レベルとなるようにＲＦ利得制御回路６’の利得を制御する。
【０００７】
ここでＲＦ入力信号は多チャンネルのままトランジスタなどの非線形素子を具備する回路であるＲＦ増幅回路１６及び第１周波数変換回路１７に入力される。非線形素子に信号が入力された場合、非線形素子の有する非線形特性により高調波が発生する。特に非線形素子に２波以上の信号が入力された場合に相互変調妨害が発生し、受信特性に大きな影響を及ぼす。
【０００８】
この相互変調妨害は２次歪や３次歪など低次の歪レベルの大きい妨害信号として現れる。そして、特に広帯域の高周波信号伝送回路では２次歪が問題となる場合が多い。
【０００９】
次に上記相互変調による２次歪の例について説明する。例えば米国仕様のデジタルＣＡＴＶチューナの場合、上述した通りＲＦ入力信号帯域は５４ＭＨｚ〜８６４ＭＨｚであり、この帯域にチャンネル帯域が６ＭＨｚの信号（以下、チャンネル信号という）が１３４波一度に伝送される。すなわち、ＲＦ入力信号帯域は、１３４波のチャンネル信号を有している。
【００１０】
ここで、その１３４波のチャンネル信号のうち、２つのチャンネル信号のキャリア周波数が５５．２５ＭＨｚと１５１．２５ＭＨｚとすると、この２つのチャンネル信号を含むＲＦ入力信号は、非線形素子を具備する回路であるＲＦ増幅回路１６及び第１周波数変換回路１７に入力されるので、この２つのチャンネル信号によって２０６．５ＭＨｚ（＝５５．２５ＭＨｚ＋１５１．２５ＭＨｚ）及び９６ＭＨｚ（＝１５１．２５ＭＨｚ−５５．２５ＭＨｚ）という周波数成分をもつ２次歪が発生する。
【００１１】
なお、１３４波のチャンネル信号の中にはキャリア周波数２０５．２５ＭＨｚの信号、キャリア周波数９１．２５ＭＨｚの信号、キャリア周波数１１５．２５ＭＨｚの信号もある。ここで２０６．５ＭＨｚという２次歪をみてみるとキャリア周波数２０５．２５ＭＨｚからわずか１．２５ＭＨｚ離れたところに発生しているので、２０６．５ＭＨｚという２次歪はキャリア周波数２０５．２５ＭＨｚのチャンネル信号にとって妨害成分となる。
【００１２】
また、２０６．５ＭＨｚという２次歪は、キャリア周波数５５．２５ＭＨｚのチャンネル信号とキャリア周波数１５１．２５ＭＨｚのチャンネル信号とから発生する歪だけではなく、その他にもキャリア周波数９１．２５ＭＨｚのチャンネル信号とキャリア周波数１１５．２５ＭＨｚのチャンネル信号とから発生する歪などの複数の歪が重なったものである。すなわち、広帯域・多チャンネルであるが故に２次歪みが大きな妨害となってしまう。このため、図７のデジタルＣＡＴＶチューナに１３４チャンネル全波を入力した場合、図８に示すように第２ＩＦ増幅回路２５における出力スペクトラム波形の４４．５ＭＨｚ付近に２次相互変調妨害の大きなピークが発生する。
【００１３】
この２次歪の特性は非線形素子の特性自体によって左右される。一方、図９に示すように、２信号入力時の非線形を具備する回路（例えばＲＦ増幅回路１６）の出力である希望信号４０及び２次歪成分４１はともに入力信号レベルに依存しているので、２次歪成分４１は入力信号レベルを落とすことにより改善することができる。
【００１４】
そこで、図７に示す従来のデジタルＣＡＴＶにおいて、この２次歪を改善するため低歪特性の優れた素子を採用したり、信号レベルが高い場合は非線形素子に入力される信号レベルを下げるためＲＦ利得制御回路６’の利得を下げて使用するなどの対策を講じていた。
【００１５】
続いて、図７に示す従来のデジタルＣＡＴＶチューナに用いられるＲＦ利得制御回路６’の具体的構成と当該回路が有する問題点について説明する。ＲＦ利得制御回路６’は、端子１、電流制御端子２、端子３、コンデンサＣ１〜Ｃ３、ＰＩＮダイオードＤ１〜Ｄ３、コイルＬ１、抵抗Ｒ１、及び抵抗Ｒ２によって構成される。端子１はコンデンサＣ１の一端に接続される。コンデンサＣ１の他端は、コイルＬ１を介して電流制御端子２に、抵抗Ｒ１を介して端子３に、ＰＩＮダイオードＤ１のアノードに、コンデンサＣ２を介してＰＩＮダイオードＤ２のアノードに、それぞれ接続される。ＰＩＮダイオードＤ２のカソードが、ＰＩＮダイオードＤ３を介してＰＩＮダイオードＤ１のカソード及び抵抗Ｒ２の一端に接続される。また、ＰＩＮダイオードＤ２とＰＩＮダイオードＤ３との接続ノードにコンデンサＣ３の一端が接続される。また、抵抗Ｒ２の他端及びコンデンサＣ３の他端が接地される。
【００１６】
ＰＩＮダイオードＤ１〜Ｄ３は、図１０に示すように順方向電流Ｉｆを変化することにより高周波抵抗ｒｄが変化する。
【００１７】
端子１は、ＲＦ入力信号を入力する。また、電流制御端子２はＰＩＮダイオードＤ１〜Ｄ３各々に流す電流を制御する電流制御端子であり、端子３はＰＩＮダイオードＤ２のアノードにかけるバイアス電圧供給端子である。
【００１８】
ここで電流制御端子２に電圧ｖ１を加えた時、電流は高周波遮断用コイルＬ１を介してＰＩＮダイオードＤ１及び抵抗Ｒ２を通してアースへ流れる。このときＰＩＮダイオードＤ２のアノード電位ｖ２がＰＩＮダイオードＤ１のカソード電位ｖ３よりも小さくなるように端子３の電圧を設定すれば、ＰＩＮダイオードＤ２及びＤ３に電流は流れない。このときＰＩＮダイオードＤ１を流れる電流が十分大きければ図１０に示す特性のようにＰＩＮダイオードＤ１の高周波抵抗は非常に小さな値となり、ＲＦ利得制御回路６’における減衰量が小さくなる。
【００１９】
次に電流制御端子２に加えていた電圧ｖ１を下げていくとＰＩＮダイオードＤ１を流れる電流は減りＰＩＮダイオードＤ１のカソード電位ｖ３は下がり、ＰＩＮダイオードＤ１のカソード電位ｖ３がＰＩＮダイオードＤ２のアノード電位ｖ２よりも低くなるとＰＩＮダイオードＤ２及びＤ３に電流が流れはじめる。
【００２０】
すなわち、電流制御端子２に加える電圧ｖ１が大きいときはＰＩＮダイオードＤ１の高周波抵抗は最小で、ＲＦ利得制御回路６’における減衰量が最小（利得が最大）となり、電流制御端子２に加える電圧ｖ１を下げていくとＰＩＮダイオードＤ１の高周波抵抗は大きくなるとともにＰＩＮダイオードＤ２及びＤ３の高周波抵抗は小さくなっていき、ＲＦ利得制御回路６’における減衰量が大きくなっていく。このように各ＰＩＮダイオードの高周波抵抗で考えると、ＲＦ利得制御回路６’はＰＩＮダイオードＤ１〜Ｄ３それぞれの高周波抵抗を具備するπ型のアッテネータ回路と等価であり、そのアッテネータ回路の減衰量は各ＰＩＮダイオードの高周波抵抗を変化させることにより制御できる。
【００２１】
【特許文献１】
実開平４−１２３６１６号公報
【００２２】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図７に示す従来のデジタルＣＡＴＶチューナにおいては次のような問題点があった。
【００２３】
図７に示す従来のデジタルＣＡＴＶチューナにおいて２次歪を改善するためＲＦ入力信号が強レベルであるときにＲＦ利得制御回路６’の利得を下げて使用するということは、ＲＦ入力信号が比較的低レベルのときにおいてもＡＧＣ検波回路２７がアッテネータ回路（ＲＦ利得制御回路６’）の減衰量を増加させる。このため、ＲＦ入力信号が比較的低レベルのときにおいてＮＦ（雑音指数）が劣化し、復調後のＳ／Ｎ（信号対雑音比）が劣化することとなる。また低歪特性の非線形素子は非常に高価であるとともに、その非線形素子の線形性をよくするためには大きな電流を流す必要があるため消費電力が大きくなるというデメリットもある。
【００２４】
つまり、図７に示す従来のデジタルＣＡＴＶチューナでは２次歪を改善するために非常に高価な非線形素子を選択するか、復調後のＳ／Ｎを犠牲にしてアッテネータ回路（ＲＦ利得制御回路６’）の減衰量を大きくとる必要があり、そのいずれの改善策にも問題点があった。
【００２５】
また、図７に示す従来のデジタルＣＡＴＶチューナで用いられるＲＦ利得制御回路６’では、ＲＦ利得制御回路の利得を最大にしたい場合（アッテネータ回路の挿入損失を最小した場合）、ＰＩＮダイオードＤ１に流す電流を多くする必要があり、バイアス抵抗Ｒ２の抵抗値を小さくしなければならなくなる。しかしながら、バイアス抵抗Ｒ２の抵抗値を小さくするとＲＦ利得制御回路６’のインピーダンスが下がり、逆にＲＦ利得制御回路６’の利得が下がってしまうという問題がある。そこで当該問題を解決するためにバイアス抵抗Ｒ２に対して直列にコイルを入れてＲＦ利得制御回路６’のインピーダンスを上げることが考えられるが、このような対策を講じるとコイルの巻き線容量により周波数特性が劣化してしまうという新たな問題が生じてしまう。
【００２６】
本発明は、上記の問題点に鑑み、低廉で２次歪特性に優れた低雑音の高周波信号伝送回路及びこれを用いたチューナを提供することを目的とする。
【００２７】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明に係る高周波信号伝送回路においては、入出力信号の振幅比を可変するアッテネータ回路と、前記アッテネータ回路の出力信号を振幅が等しく且つ位相が１８０°異なる２つの信号に分配して出力する位相分配回路と、非線形素子を具備する回路であって互いに特性の等しい第１信号処理回路及び第２信号処理回路と、を備え、前記第１信号処理回路が前記位相分配回路の一方の出力信号を入力し、前記第２信号処理回路が前記位相分配回路の他方の出力信号を入力する構成とする。
【００２８】
このような構成にし、高周波信号伝送回路を２次歪みが発生しない回路構成にすると、第１信号処理回路の出力と第２信号処理回路の出力において希望信号が逆相で２次歪みが同相になるので、第１信号処理回路の出力と第２信号処理回路の出力を差動回路で処理することによって第１信号処理回路で発生した２次歪みと第２信号処理回路で発生した２次歪みを相殺することができる。このように２次歪みを相殺することができるので、第１信号処理回路及び第２信号処理回路が具備する非線形素子を非常に高価な低歪特性の非線形素子にする必要がない。したがって、低廉で２次歪特性に優れた低雑音の高周波信号伝送回路を実現することができる。
【００２９】
前記アッテネータ回路が、ＰＩＮダイオードを有し、前記ＰＩＮダイオードの高周波抵抗を変化させることにより入出力信号の振幅比を可変することが好ましい。
【００３０】
これにより、アッテネータ回路を２次歪みが発生しにくい構成にすることができる。
【００３１】
前記位相分配回路がトランスを有し、前記トランスが、前記アッテネータ回路の出力信号を入力し、振幅が等しく且つ位相が１８０°異なる２つの信号を出力することが好ましい。
【００３２】
これにより、位相分配回路を２次歪みが発生しない構成にすることができる。
【００３３】
前記トランスが、バイパスコンデンサを介して又は直接に高周波的に接地される高周波接地端子を複数有し、前記高周波接地端子のうち少なくとも１つの端子が抵抗を介して接地されることが好ましい。
【００３４】
このような構成によると、高周波接地端子に接続される抵抗が、アッテネータ回路内の素子（例えばＰＩＮダイオード）のバイアス抵抗になり、その抵抗が信号伝送経路にないため、伝送損失を低減することができる。
【００３５】
また、上記いずれかの構成の高周波信号伝送回路において、前記アッテネータ回路に代えてスイッチ回路を備えるようにする。
【００３６】
このような構成によると、スイッチ回路がオンのときに高周波信号を伝送し、スイッチ回路がオフのときに高周波信号の伝送を遮断する低廉で２次歪特性に優れた低雑音の高周波信号伝送回路を実現することができる。
【００３７】
また、上記目的を達成するために、本発明に係るチューナは、上記のいずれかの構成の高周波信号伝送回路を備えるようにする。
【００３８】
本発明に係るチューナをＣＡＴＶチューナなど広帯域・多チャンネル用チューナに適用すれば、ノイズやビートの少ない良好な受信性能を持つチューナを実現することができる。また、本発明に係るチューナをケーブルモデムチューナなどデジタル信号伝送チューナに適用すれば、悪条件においても伝送エラーの少ないチューナを実現することができる。
【００３９】
【発明の実施の形態】
以下に本発明の一実施形態について図面を参照して説明する。本発明に係る高周波信号伝送回路の一構成例を図１に示す。なお、図１において図７と同一の部分には同一の符号を付し説明を省略する。図１に示す高周波信号伝送回路は、ＲＦ利得制御回路６、位相分配回路７、増幅器Ａ１、増幅器Ａ２、出力端子４、及び出力端子５によって構成される。
【００４０】
ＲＦ利得制御回路６は、図７のデジタルＣＡＴＶに用いられるＲＦ利得制御回路６’から抵抗Ｒ２を除いた構成である。また、位相分配回路７は、位相分配トランスＴ１、コンデンサＣ４、コンデンサＣ５、及び抵抗Ｒ３によって構成される。位相分配トランスＴ１のポートＰ１は、ＲＦ利得制御回路６の出力側すなわちＰＩＮダイオードＤ１とＰＩＮダイオードＤ３との接続ノードに接続される。位相分配トランスＴ１のポートＰ２は、抵抗Ｒ３を介して接地されるとともにコンデンサＣ４を介して接地される。また、位相分配トランスＴ１のポートＰ３は増幅器Ａ１を介して出力端子４に接続され、位相分配トランスＴ１のポートＰ４は増幅器Ａ２を介して出力端子５に接続される。位相分配トランスＴ１のポートＰ５はコンデンサＣ５を介して接地される。なお、増幅器Ａ１及びＡ２はトランジスタ等の非線形素子を具備しており、互いに特性の等しい増幅器である。なお、本実施形態では位相分配トランスＴ１のポートＰ５を高周波的に接地しているが、後段回路から直流電圧がかかることがなければ直接アースに接続することもできる。
【００４１】
位相分配回路７をこのような構成にすると、ＲＦ利得制御回路６の利得が最大の場合にダイオード電流は電流制御端子２よりコイルＬ１を介してＰＩＮダイオードＤ１、位相分配トランスＴ１のポートＰ１、位相分配トランスＴ１のポートＰ２、及び抵抗Ｒ３を経由してアースに流れ、ＲＦ利得制御回路６の利得を下げる場合でもＰＩＮダイオードＤ２及びＤ３を流れる電流は位相分配トランスＴ１のポートＰ１、位相分配トランスＴ１のポートＰ２、及び抵抗Ｒ３を経由してアースに流れるので、利得制御回路６は正常に動作する。
【００４２】
位相分配トランスＴ１のポートＰ１が利得制御回路６の出力信号を入力すると、位相分配トランスＴ１のポートＰ３及びポートＰ４それぞれから振幅が等しく且つ互いに位相が１８０°異なる信号が出力される。そして、位相分配トランスＴ１のポートＰ３から出力される信号は増幅器Ａ１を介して出力端子４に送出され、位相分配トランスＴ１のポートＰ４から出力される信号は増幅器Ａ２を介して出力端子５に送出される。出力端子４の出力信号と出力端子５の出力信号とを差動回路で処理すると２次歪みがキャンセルされる。このように２次歪みをキャンセルすることができるので、増幅器Ａ１及びＡ２が具備する非線形素子を非常に高価な低歪特性の非線形素子にする必要がない。したがって、図１の高周波信号伝送回路は低廉で２次歪特性に優れた低雑音の高周波信号伝送回路となる。
【００４３】
図１の高周波信号伝送回路をデジタルＣＡＴＶチューナに用いる場合は、例えば図７に示す従来のデジタルＣＡＴＶチューナのＲＦ利得制御回路６’、コンデンサＣ８、及び増幅器１６の代わりに図１の高周波信号伝送回路を設け、第１周波数変換回路１６以降の回路を差動型回路とする。このようにして図１の高周波信号伝送回路を用いたデジタルＣＡＴＶチューナに１３４チャンネル全波を入力した場合の第２ＩＦ増幅回路２５における出力スペクトラム波形を図５に示す。図５と図８の比較から、図１の高周波信号伝送回路を用いたデジタルＣＡＴＶチューナは、図７に示す従来のデジタルＣＡＴＶチューナに比べて２次歪が約１５ｄＢ改善していることがわかる。
【００４４】
ここで位相分配トランスＴ１は一般に０．２〜０．５ｄＢ程度の損失を有する。しかし、本実施形態ではダイオードのバイアス抵抗を信号伝送経路から無くしているので、ＲＦ利得制御回路６のインピーダンスを下げることなくＰＩＮダイオードＤ１を流れる電流を増やすことができる。さらに、本実施形態ではダイオードのバイアス抵抗を信号伝送経路から無くしているので、ＲＦ利得制御回路６’の挿入損失特性３０とＲＦ利得制御回路６の挿入損失特性３１を示す図６から明らかなように、図１に示す本発明の高周波信号伝送回路に用いるＲＦ利得制御回路６の伝送特性は図７に示す従来の高周波信号伝送回路に用いるＲＦ利得制御回路６’の伝送特性に比べて約０．３〜０．６ｄＢ伝送ロスが改善する。このようにＲＦ利得制御回路６の挿入損失を従来用いていたＲＦ利得制御回路６’の挿入損失より小さくすることができるので、上記位相分配トランスＴ１による損失を相殺することができる。
【００４５】
次に、本発明に係る高周波信号伝送回路の他の構成例について説明する。本発明に係る高周波信号伝送回路の他の構成例を図２に示す。なお、図２において図１と同一の部分には同一の符号を付し説明を省略する。図２の高周波信号伝送回路は、図１の高周波信号伝送回路の位相分配トランスＴ１を位相分配トランスＴ２に置き換えた構成である。トラディショナルトランスタイプの位相分配トランスＴ１を具備する図１の高周波信号伝送回路はＶＨＦ帯の信号を取り扱うことができるが、伝送線路トランスタイプの位相分配トランスＴ２を具備する図２の高周波信号伝送回路はより広帯域の信号を取り扱うことができる。伝送線路トランスタイプの位相分配トランスＴ２では、すべてのポートが直流的に接続されるため位相分配トランスＴ２の出力側に直流遮断用のコンデンサＣ６およびＣ７が必要となる。また、本実施形態ではダイオードのバイアス用抵抗Ｒ３は位相分配トランスＴ２のポートＰ２に接続されているが、位相分配トランスＴ２のポートＰ５に接続されてもかまわない。
【００４６】
次に、本発明に係る高周波信号伝送回路の更に他の構成例について説明する。本発明に係る高周波信号伝送回路の更に他の構成例を図３に示す。なお、図３において図１と同一の部分には同一の符号を付し説明を省略する。図３の高周波信号伝送回路は、図１に示す高周波信号伝送回路の増幅器Ａ１及びＡ２の代わりに周波数変換回路９及び１０が設けられ、更に周波数変換回路９に１８０°移相器１２を介して局部発振信号を出力しかつ周波数変換回路１０に直接局部発振信号を出力する局部発振器１１が設けられた構成である。図３の高周波信号伝送回路も図１の高周波信号伝送回路と同様に出力端子４の出力信号と出力端子５の出力信号とを差動回路で処理すると２次歪みがキャンセルされる。また、このように２次歪みをキャンセルすることができるので、周波数変換回路９及び１０が具備する非線形素子を非常に高価な低歪特性の非線形素子にする必要がない。したがって、図３の高周波信号伝送回路も図１の高周波信号伝送回路と同様に低廉で２次歪特性に優れた低雑音の高周波信号伝送回路となる。
【００４７】
次に、ＲＦ利得制御回路が二値制御される本発明に係る高周波信号伝送回路について説明する。ＲＦ利得制御回路が二値制御される本発明に係る高周波信号伝送回路の構成を図４に示す。なお、図４において図１と同一の部分には同一の符号を付し説明を省略する。図４の高周波信号伝送回路は、図１の高周波信号伝送回路のＲＦ利得制御回路６をスイッチ回路１３に置き換えた構成である。スイッチ回路１３は、端子１、電流制御端子２、コンデンサＣ１、ＰＩＮダイオードＤ１、及びコイルＬ１によって構成される。電流制御端子２に二値の制御信号が入力される。電流制御端子２に入力される制御信号が大きい方の値である場合はＰＩＮダイオードＤ１がオン状態になって信号を伝送し、電流制御端子２に入力される制御信号が小さい方の値である場合はＰＩＮダイオードＤ１がオフ状態になって信号の伝送を遮断する。図４の高周波信号伝送回路は、ＰＩＮダイオードＤ１がオン状態であるときの信号伝送ロスが少なく、かつ低廉で２次歪特性に優れた低雑音の高周波信号伝送回路となる。
【００４８】
上述した実施形態において位相分配トランスにて分配された２信号は等しい特性をもつ差動回路によって処理される必要がある。等しい特性をもつ差動回路はディスクリート素子でも実現可能であるが、ＩＣ化すれば容易に特性のそろった回路を実現することが可能である。
【００４９】
なお、アッテネータ回路の構成は、上述した実施形態に限定されることはなく、２次歪みを発生しにくい構成であればよいので、例えば、図１におけるコンデンサＣ２とＰＩＮダイオードＤ２を削除し抵抗Ｒ１をコンデンサＣ３とＰＩＮダイオードＤ３の接続点に接続する構成によるＬ型アッテネータ回路であっても構わない。また、位相分配回路の構成は、上述した実施形態に限定されることはなく、２次歪みを発生しない構成であればよいので、例えば、図１におけるトランスＴ１の２次側コイルのセンタータップ（Ｐ５）とそれに接続されるコンデンサＣ５を削除したトランスによって構成される回路であっても構わない。
【００５０】
【発明の効果】
本発明によると、低廉で２次歪特性に優れた低雑音の高周波信号伝送回路及びこれを用いたチューナを実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る高周波信号伝送回路の一構成例を示す図である。
【図２】本発明に係る高周波信号伝送回路の他の構成例を示す図である。
【図３】本発明に係る高周波信号伝送回路の更に他の構成例を示す図である。
【図４】ＲＦ利得制御回路が二値制御される本発明に係る高周波信号伝送回路の一構成例を示す図である。
【図５】図１の高周波信号伝送回路を用いたデジタルＣＡＴＶチューナに１３４チャンネル全波入力したときの出力スペクトラム波形を示す図である。
【図６】本発明の高周波信号伝送回路に用いる利得制御回路の伝送特性と従来の高周波信号伝送回路に用いる利得制御回路の伝送特性とを示す図である。
【図７】従来のデジタルＣＡＴＶチューナの一構成例を示す図である。
【図８】図７のデジタルＣＡＴＶチューナに１３４チャンネル全波入力したときの出力スペクトラム波形を示す図である。
【図９】非線形素子を具備する増幅回路の２信号入力時における入出力特性を示す図である。
【図１０】ＰＩＮダイオードの高周波抵抗特性を示す図である。
【符号の説明】
６  ＲＦ利得制御回路
７、８位相分配回路
９、１０  周波数変換回路
１３  スイッチ回路
Ａ１、Ａ２  増幅器
Ｄ１〜Ｄ３  ＰＩＮダイオード
Ｔ１、Ｔ２  位相分配トランス
Ｒ３  抵抗
【図１】
2004304403.tif 000003
【図２】
2004304403.tif 000004
【図３】
2004304403.tif 000005
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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