(57)【要約】【課題】従来のパワーアンプにおいては、終段トランジスタのエミッタ抵抗器が音質劣化要因であるのに関わらず必要不可欠な物となっていた。またスピーカーに対する保護回路においてはリレーの接点による音質劣化があった。【解決手段】従来回路ではアンプ回路を１つの温度補償回路で動作させていたのに対し、これを２つの温度補償回路によるものとした。１つは出力段トランジスタの急激な温度変化にも対応できるもの、もう１つは周囲温度変化などの穏やかな温度変化に対応するものである。この２つの温度補償回路の組み合せにより、出力トランジスタにエミッタ抵抗を使用しなくとも、熱暴走しない温度補償を可能とした。また、保護回路においては異常動作検出時には交流電源入力電を断とすると同時に、直流電源平滑回路の大容量電解コンデンサに蓄えられた電荷を半導体スイッチにより瞬時に放電させる事によって、出力トランジスタの過電流防止と、リレーを使用せずスピーカーの破損を防止する保護回路を実現した。【選択図】  図１
2004297746.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力増幅回路の出力段トランジスタと、これに熱結合されたダイオードにより構成されたカレントミラー回路の、ダイオード側を流れる電流をダイオードに直列接続された抵抗器により任意の負の温度係数となる基準電圧発生回路により補償したものとする事を特徴とする温度補償回路。
【請求項２】
電力増幅回路の出力段トランジスタと、これに熱結合されたコンプリメンタリートランジスタにより構成されたカレントミラー回路の、コンプリメンタリートランジスタ側を流れる電流をエミッタに直列接続された抵抗器により任意の負の温度係数となる基準電圧発生回路によって補償したものとする事を特徴とする温度補償回路。
【請求項３】
電子機器において、内部回路素子及び外部接続機器に対する保護動作を電流ブレーカーＨと、内部電源シャント回路Ｅにより行う事を特徴とする保護回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、音響用電力増幅器回路の温度補償及び保護回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
音響用電力増幅器（以下パワーアンプ）においては高音質化を目的として様々な試行が行われてきた。その過程においてわかった事の１つに、電力出力素子としてトランジスタを用いた場合には必ず使用されている出力段トランジスタのエミッタ抵抗器が音質に大きな影響を与えているという事である。この事は既に高音質アンプを設計している技術者においては常識となっている事であり、このエミッタ抵抗器自体においても高音質な物を製造すべく様々な試行が行われた。例えば、非磁性化、無誘導化、低温度係数化などである。そして又この過程においてさらに明確となってきた事もある。エミッタ抵抗器による音質劣化はエミッタ抵抗器自体の素材・特性もさることながら、抵抗値の大小そのものが音質と高い相関性を持っているという事である。ほとんどの場合においてエミッタ抵抗の抵抗値は小さいほど高音質となる。この事からも、トランジスタを終段に用いたパワーアンプのエミッタ抵抗器の値が初期のパワーアンプでは１Ω〜０．４７Ωであったのが近年の物では０．４７Ω〜０．２２Ωとなり、最近の物では０．１Ωという物も製品化された。このエミッタ抵抗の低抵抗化は単にこのエミッタ抵抗器での損失を低下させると言うだけでなく音質劣化の問題によるところが大きい。では、エミッタ抵抗の値が小さい程、音質が良いのならば、これを取り去ってゼロオームとすれば良いと考えるのは当然の事である。しかしながら、従来の回路（温度補償回路）では、このエミッタ抵抗をゼロとする事が出来ないのである。従来の回路方式においては終段トランジスタの熱暴走防止のためにエミッタ抵抗を使用しているため、単にエミッタ抵抗をゼロとしてしまうと熱暴走を引き起こしてしまう。熱暴走というのは、トランジスタのベース〜エミッタ間（以下Ｖｂｅ）の電圧が負の温度係数を持っている事に起因するもので、終段トランジスタの温度が上昇した時に、その温度上昇速度に温度補償が追いつかなくなった状態である。この状態に一旦陥ってしまうと、トランジスタの発熱〜Ｖｂｅの低下〜コレクタ電流（以下Ｉｃ）の増加〜発熱増加〜Ｖｂｅ低下という無限ループとなってしまい、最終的には発熱や過電流によりトランジスタが破損してしまうものである。実際の熱暴走は複数の要因によるものであるが、その中で最も問題となると考えられるのがサーマルディレーである。パワーアンプの場合には温度変化の一番大きな出力トランジスタと、その温度変化を検出し温度補償制御を行われるまでに時間的なずれが発生し、これが大きな場合には補正が間に合わなくなってしまい熱暴走の発生要因となってしまう。温度検出位置や取り付け方法によりサーマルディレーの値は変化するが、もともとが熱伝導度や熱抵抗に起因するものであるため絶対にゼロにはなり得ない。そのため、このサーマルディレーに対処するために、いくつかの手段が用いられており、その１つが従来回路においてはエミッタ抵抗なのである。
【０００３】
まず、従来回路の例をもとにして、その動作及びエミッタ抵抗の効果等について説明を行う。図２は従来のパワーアンプの回路の中でも、ごく一般的と思われる回路の電圧増幅段以降の回路図例である。この回路においてＱ３は温度検出素子で有ると共に、バイアス電圧発生回路および温度補償回路となっている。実際のパワーアンプにおいては、このＱ３が出力トランジスタＱ６、Ｑ７の取り付けられた放熱器に熱結合された状態で取り付けられるのが一般的であるが、ここでの説明では敢えてこの熱結合がされていない状態での説明を行うものとする。これは、先の説明にもある通りサーマルディレーによる時間的な遅れは必ず発生するものであり、一般的に用いられる熱結合の方法では少なくとも数秒以上の遅れが発生している。つまり、この間は熱結合が全くされていない状態にほぼ等しい状態となっている事および、エミッタ抵抗の効果がより明確に説明できるためである。また、ここでの説明においては、説明を簡単にするため電源電圧（±ＶＣＣ）を加えた直後のＱ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６、Ｑ７の初期Ｖｂｅ（ベース、エッミッタ間電圧）を全て０．６〔Ｖ〕とし各Ｖｂｅの温度係数は−２〔ｍＶ／℃〕として説明を行うものとする。また、省略形で示されている電圧増幅段のトランジスタＱ１、Ｑ２には数〔ｍＡ〕程度の電流が流れているものとする。この条件をもとにして、まず出力とトランジスタＱ６、Ｑ７のエミッタ抵抗Ｒｅを各１〔Ω〕とした時、電源電圧を加えた直後のアイドリング電流（Ｉ）を０．１〔Ａ〕とするために必要なバイアス電圧（Ｖｂｉａｓ）を算出すると、Ｖｂｅ４＋Ｖｂｅ５＋Ｖｂｅ６＋Ｖｂｅ７＋２（０．１・１）＝２．６〔Ｖ〕となる。その後、この出力回路により負荷（ＲＬ）に電力供給を行い、出力トランジスタＱ６、Ｑ７の温度が５０℃上昇した時にはアイドリング電流がどうなるかというと、バイアス電圧Ｖｂｉａｓは２．６〔Ｖ〕のままでＱ６とＱ７のＶｂｅが各１００〔ｍＶ〕低下する事によって０．２〔Ａ〕まで増加する事になる。同様にＱ６、Ｑ７のエミッタ抵抗Ｒｅを各０．１〔Ω〕とした場合に、電源電圧を加えた直後のアイドリング電流（Ｉ）を０．１〔Ａ〕とするために必要なバイアス電圧（Ｖｂｉａｓ）を算出すると２．４２〔Ｖ〕となり、出力トランジスタＱ６、Ｑ７の温度が５０℃上昇した時にアイドリング電流はどうなるかというと、バイアス電圧Ｖｂｉａｓは２．４２〔Ｖ〕のままでＱ６とＱ７のＶｂｅが各１００〔ｍＶ〕低下する事によって１．１〔Ａ〕まで増加する事になる。結果として、同じ温度上昇時においてもエミッタ抵抗が１〔Ω〕の場合には０．１〔Ａ〕から０．２〔Ａ〕へ２倍の電流増加で抑えられるのに対し、エミッタ抵抗が０．１〔Ω〕の場合には０．１〔Ａ〕から１．１〔Ａ〕へと１０倍以上の電流増加となってしまうという事である。この事は、トランジスタの発熱量はその損失に比例して大きくなるものであるから、当然、温度上昇速度も５倍以上となってしまうという事であり、熱暴走が温度上昇に対する温度補償が追いつかない状態である事を考えれば、温度上昇速度が遅いほうが、つまりエミッタ抵抗の値が大きい方が熱暴走状態に陥りにくいという事である。
【０００４】
次に、この回路図例、図２におけるＱ３の動作についての説明を行う。このＱ３は、温度検出とバイアス電圧発生と温度補償の３つの機能を１つのトランジスで行っている。この回路はＲ１、Ｒ２、Ｑ３によって構成されるもので、通常はＲ２を半固定抵抗器とし発生電圧（Ｖｂｉａｓ）を連続的に可変出来るものとしておく事により、出力段トランジスタのバイアス電流を調整できるようになっているのが普通で部品数の少ない事などから現在最もよく使用されている方式である。この回路において発生する電圧値（Ｖｂｉａｓ）は、ほぼＶｂｅ３・（１＋Ｒ１／Ｒ２）〔Ｖ〕となり、この温度係数は約−２（１＋Ｒ１／Ｒ２）〔ｍＶ／℃〕となる。この負の温度係数を持った電圧をバイアス電圧として使用する事によって、温度が上昇した場合にはバイアス電圧が低下しアイドリング電流を一定に保つように温度補償がはたらくものとなっている。ここで重要な点は、上記の式から判る通りこの回路により発生させる電圧値が大きい程、その電圧の温度係数は負方向へ大きくなるということであり、ここで発生させる電圧は出力トランジスタに一定のバイアス電流を流すための電圧で、出力トランジスタに一定電流が流れた時にエミッタ抵抗の両端に発生する電圧も含めた電圧である事から、同一のアイドリング電流とする場合でも出力トランジスタのエミッタ抵抗値が大きい程、必要となるバイアス電圧は高くなる。つまり、この部分においても出力トランジスタのエミッタ抵抗値が大きいほど熱暴走が起きにくいものとなる事である。
【０００５】
次に、熱結合に関する説明を、図２をもとに行う。先にも説明のとおり、実際のパワーアンプにおいては出力トランジスタＱ６、Ｑ７の近辺にＱ３を熱結合した状態で取り付ける事により温度検出および温度補償動作が行われるが、サーマルディレーを出来る限り少なくした方が熱的な安定度が向上する事は明白である。具体的にこれを行うには、温度変化の一番大きな所つまりパワーアンプの場合は出力トランジスタと温度検出素子を出来る限り近接させて熱結合を行う方法が望ましい筈である。しかしながら、この方法は音質劣化を招く要因を含んでいるため高音質を得るという点からは使用したくない方法なのである。以下その理由について説明を行う。
【０００６】
先に説明を行った、図２のＱ３とＲ１とＲ２による温度検出、バイアス電圧発生、温度補償回路の動作をさらに詳しく説明すると、この回路の動作はＶｂｅ３を基準電圧とし、Ｒ１とＲ２による帰還回路によってＶｂｉａｓを一定とする定電圧回路となっている。つまり、この回路自体が負帰還増幅回路なのである。そして、この回路が使用される部分はどちらかと言えばハイインピーダンス部分である事が多いことも相まって、出力トランジスタの直近のような電流変化の大きな所には近づけたくないのである。大電流が大きな変化を伴いながら流れる周辺には当然大きな電界・磁界の変化が起きており、このような強力な電磁界の中で負帰還増幅器を安定に動作させる事は非常に困難な事である。実際にこのバイアス発生・温度補償回路に飛びつきが起こることにより動作不安定、場合によっては発振状態となる場合もある。そして、このような状態となった場合には必ず音質が劣化する。このように熱的安定度の点からは、なるべく近づけたいが音質的な観点からは、なるべく離したいという相反した条件を含んでいるのである。このため、従来のパワーアンプにおいては、温度検出・補償用のトランジスタの取り付け位置は殆どの場合、出力トランジスタの直近ではなく音質劣化がなるべく少なく、かつ熱的安定度においても問題の無い位置が選ばれていたのである。なお、図２には出力トランジスタの過電流防止回路が含まれている。点線内で囲まれた部分がこれで、この動作を簡単に説明すると出力トランジスタＱ６に電流が流れる事によってＱ６のエミッタ抵抗器Ｒｅの両端に発生する電圧をＱｎで検出し、これが一定値を超えた場合にはＱｎによってＱ６のベース・エミッタ間をシャントする事により、Ｑ６に過大電流が流れるのを防止するのである。そして、Ｑ７に対してはＱｐが同様の動作を行うものとなっている。そしてスピーカーに対する保護にはメカニカルリレー（以下リレー）を使用しているのが最も一般的である。図２においてはＰがこのリレー接点である。このリレーは通常、電源投入時のショックノイズを防止するミューティングを兼ねている事が多く、電源投入後に一定時間が経過した後、アンプ出力に直流電圧が出ていない事を条件としてＰの接点が閉じる事により、パワーアンプ出力とスピーカーが電気的に接続されるものとなる。動作中においても常にアンプ出力の直流分を検出しており、直流電圧が出力された場合には、このリレー接点を開けてスピーカーを切り離しスピーカーの破損を防止するというものである。この方式の最大の欠点は正常動作時においても常に、アンプとスピーカーがリレー接点を介して接続される事であり、特に経年変化による接点の劣化は非常に大きな音質劣化を引き起こすものとなる。このような事から、従来回路においてもメカニカルリレー接点を使用しない方式も存在したが、何らかの問題を残していた。例えば、メカニカルリレーの接点を半導体スイッチに置き換えた物は、アンプ出力とスピーカー間に非直線素子が入るものとなるため経年変化による劣化からは逃れられたものの音質的には良くなかった。また、異常動作時には出力トランジスタに供給する電源電圧をＯＦＦする方法もあったが、単にトランジスタやＰＯＷ−ＦＥＴをスイッチ動作させたものは、ＯＮ抵抗による電源インピーダンスの上昇や、非直線素子である事から音質劣化し、これを解決すべく定電圧回路とした物も、その回路によって音質が大きく異なってしまうという物であった。他には、スピーカーの保護に重点を置き、異常発生時にはスピーカーを短絡する方式の物もあったがスピーカーの保護は出来るものの、大抵がアンプ自身の出力トランジスタを破損させてしまうものであった。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
上記のように、従来の回路方式においては終段トランジスタのエミッタ抵抗器が音質劣化を招くにも関わらず、熱暴走防止のため必要不可欠な物となっていた。また、温度補償のための熱結合を行う方法においても音質劣化の要因を内包したものであった。そこで、本発明においては終段トランジスタにエミッタ抵抗器を使用しなくても熱暴走を起こさないだけでなく、音質的にも劣化要因の非常に少ない温度補償回路、及び出力トランジスタやスピーカーに対する保護回路を提供する事を課題とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
以下、これをより詳細に説明する。図１は、本発明によるバイアス・温度補償回路の基本回路である。この回路の動作の説明を行うと、まずＲ１とＲ２とＱ３は基本バイアス電圧発生・温度補償回路となっている。この回路部分を単独で見た場合の回路動作としては先に説明を行った、従来のバイアス電圧発生・温度補償回路と全く同一である。しかしながら、従来のパワーアンプにおいてはこの回路のみによってドライブ段Ｑ４、Ｑ５と出力段Ｑ６、Ｑ７のトランジスタ全ての温度補償を行っていたのに対し、本発明においてはこの基本バイアス・温度補償電圧（Ｖｂｉａｓ１）によって、更にもう１つ負の温度係数をもつバイアス電圧（Ｖｂｉａｓ２）を発生させ、これを出力トランジスタＱ６、Ｑ７専用のバイアス電圧・温度補償として用いている。このＶｂｉａｓ２は、Ｉ１によりＤ１、Ｄ２の両端に発生する順方向電圧降下である。ここで使用するダイオードＤ１、Ｄ２にはＱ６、Ｑ７に使用しているのと同一品種のトランジスタを各々、ダイオード接続したものを使用する事が望ましい、この方法によればＱ６又はＱ７のベース・エミッタ間の順方向電圧と同一の特性を持つダイオードとなるからである。このＶｂｉａｓ２を出力トランジスタＱ６、Ｑ７のベースに加えた場合、Ｄ１とＤ２、Ｑ６とＱ７によりカレントミラー回路が構成されものとなり、この回路の無信号入力時の電流配分、つまり出力トランジスタＱ６、Ｑ７のアイドリング電流は、Ｉ１＝Ｉ２となる。そして、このＩ１を流すためのバイアス電圧が基本バイアス電圧Ｖｂｉａｓ１となっているのである。
【０００９】
この回路を実際のパワーアンプに使用する場合には、Ｄ１とＤ２をＱ６とＱ７の取り付けられている放熱器のＱ６、Ｑ７の取り付け位置に近接配置し熱結合する事が重要である。このようにすればＤ１、Ｄ２とＱ６、Ｑ７間のサーマルディレーが小さくなりＱ６、Ｑ７の温度上昇時に時間的なずれの少ない温度補償動作が行えるものとなる。この部分はＱ６、Ｑ７の温度が上昇した時、これがＤ１、Ｄ２に伝わり、この温度上昇によってＤ１とＤ２の順方向電圧が低下する事によってＱ６、Ｑ７のＶｂｅの低下を補償し温度上昇による電流増加を抑える、つまり温度上昇があった場合にも常にＩ１＝Ｉ２となるような温度補償となっているが、この部分の温度補償はこれ単独では完全なものとはいえない。何故ならば、Ｄ１、Ｄ２、Ｑ６、Ｑ７を出来る限り近接させて熱結合を行ったとしても、少なからずサーマルディレーが発生する事、又この部分のみの温度係数はＤ１、Ｄ２、Ｑ６、Ｑ７が完全な状態で熱結合された場合においてゼロとなり得るものであり、現実的には完全な熱結合は不可能な事からもこの部分は、小さい正の温度係数を持っていると考える必要があるからである。但し、非常に近接した位置で熱結合されている事も含め、この部分のサーマルディレー・温度係数は共に小さなものである。そして、この部分に残る小さな正の温度係数と、Ｑ４、Ｑ５を含めた回路全体の温度係数をゼロ又は若干の負とするための温度補償をＱ３による基本バイアス・温度補償回路に受け持たせているのである。
【００１０】
Ｄ１、Ｄ２とＱ６、Ｑ７はカレントミラー回路を構成しているためＩ１＝Ｉ２となり、この回路部分におけるサーマルディレーおよび温度係数は共に小さなものとなっている事は先の説明の通りである。この事は、このカレントミラー回路を動作させる場合においてＩ１を適度な負の温度係数を持った電流とすれば、簡単にトータルな温度係数をゼロないし負とする事が出来るという事である。この温度補償はＱ３による基本バイアス・温度補償回路により行うが、これは出力トランジスタの温度補償というよりも、ドライブ段のトランジスタＱ４、Ｑ５のアイドリング電流、つまりＩ１の温度補償と考えた方がわかり易い。出力トランジスタＱ６、Ｑ７にはＤ１、Ｄ２によりＩ１＝Ｉ２となるような温度補償がなされているので、Ｉ１が一定ならばＩ２つまり出力トランジスタのアイドリング電流も一定となる事になるからである。
【００１１】
では、Ｉ１の電流値・温度係数等が何によって決定されるかについて図１を用いて説明を行う。まず、先に従来回路の動作説明を行った時と同様に、説明を簡単にするため電源電圧（±ＶＣＣ）を加えた直後のＱ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６、Ｑ７の初期Ｖｂｅ（ベース、エッミッタ間電圧）及びＤ１、Ｄ２の順方向電圧を全て０．６〔Ｖ〕とし各Ｖｂｅの温度係数は−２〔ｍＶ／℃〕、Ｑ４とＱ５のエミッタに入っているＲ３とＲ４は各１〔Ω〕とし、Ｄ１、Ｄ２、Ｑ６、Ｑ７は放熱器上において近接配置され熱結合されているものとし、基本バイアス電圧発生・温度補償回路のトランジスタＱ３は何ら熱結合されていないという条件で説明を行うものとする。また、省略形で示されている電圧増幅段のトランジスタＱ１、Ｑ２には数〔ｍＡ〕程度の電流が流れているものとする。先ず、電源を加えた直後のＩ１を０．１〔Ａ〕とするために必要なバイアス電圧Ｖｂｉａｓ１を算出すると、Ｖｂｅ４＋Ｖｂｅ５＋２・１〔Ω〕・０．１〔Ａ〕＋Ｖｂｉａｓ２＝２．６〔Ｖ〕となる。そして、この回路においてはＩ１が変動する要素の中で一番大きいものは、Ｄ１、Ｄ２、Ｑ６、Ｑ７が密に熱結合されている事から、出力トランジスタの発熱時にこれがＤ１、Ｄ２に伝わり、これによってＤ１、Ｄ２の順方向電圧を低下するためのＩ１の増加である。例えば、出力トランジスタＱ６とＱ７の温度が５０〔℃〕上昇した場合のＩ１はどのようになるかというと、この温度上昇がＤ１、Ｄ２に伝わりこれによりＤ１、Ｄ２の順方向電圧が低下する。この順方向電圧の低下は、Ｄ１、Ｄ２、Ｑ６、Ｑ７のループ内においてはＱ６とＱ７の電流増加を抑えるものとして機能するがＩ１は増加するものとなる。この時のＩ１の増加が最大となるのはＤ１、Ｄ２の温度が最大となった時点、つまりＱ６、Ｑ７の温度とＤ１、Ｄ２の温度がほぼ同じになった場合である。Ｄ１とＤ２の温度が５０〔℃〕上昇したとすれば、順方向電圧は各々１００〔ｍＶ〕低下する事になり。これによるＩ１の増加は０．１〔Ａ〕という事になる。つまり、出力トランジスタの温度が５０〔℃〕上昇した時Ｉ１は０．１〔Ａ〕から０．２〔Ａ〕に増加するという事になる。この事は、Ｄ１、Ｄ２、Ｑ６、Ｑ７のループ内で常にＩ１＝Ｉ２となるような温度補償が行われているため出力トランジスタのアイドリング電流の増加もこの変動範囲に収まるという事になるのである。なお、上記の試算は基本バイアス電圧発生・温度補償回路のＱ３が全く熱結合されていない状態のものであるため、このＱ３も熱結合を行う事により更に変動幅が小さくなる事は明白である。
【００１２】
なお、上記の説明中にはＱ４、Ｑ５が含まれていないが、従来のパワーアンプも含め高音質アンプの設計においてはドライブ段（Ｑ４、Ｑ５）の動作はＡクラス動作が一般的となっている事から、電源投入後しばらくの間は自己発熱による温度上昇変化を伴うものの、定常状態となってからは出力トランジスタのような大きな電流変化は無い事によるものである。実際にはこのＱ４、Ｑ５のＶｂｅも温度依存性をもっているため周囲温度（気温）の変化によってするが、本発明の回路においてはＱ３による温度補償が、当然これを含めた温度補償となっている。このＱ３は温度検出素子を兼ねているが、Ｑ３による温度補償は周囲温度変化などの比較的遅い温度変化に対して追随できれば良いため、取り付けの位置（熱結合の場所）は、出力トランジスタの取り付けられている放熱器上の任意の位置で、問題なく高い熱安定度が得られる。それでは、Ｑ３による温度補償回路の温度係数は何によって決まるかについての説明を行う。先にも説明を行ったとおり、Ｑ３とＲ１とＲ２によって構成される基本バイアス電圧発生・温度補償回路の動作は、従来の回路と同じである。この回路で発生させる電圧値によって、その電圧の温度係数が決まるのである。但し、従来回路においては出力トランジスタのエミッタ抵抗の値とアイドリング電流が決まると同時に、必要となるバイアス電圧が決まってしまうため温度補償回路の温度係数も決まってしまうものであったが、本発明による回路の場合にはＲ３とＲ４の抵抗値によって、Ｑ３で発生する基本バイアス電圧の温度係数を任意のものと出来る。この事は、Ｑ３を熱結合する時に、まず音質劣化の少ないと思われる位置を選択した後、温度係数を変える事によって最適な温度補償を行う事が出来るのである。
【００１３】
温度補償を行う場合において補償が足りない場合には熱暴走の可能性が残り、過補償となってしまうと周囲温度によってアイドリング電流が大きく変わってしまうとか、一番の問題となるのは大出力により出力トランジスタの温度が上昇した時に温度補償が過補償となっていると、その補償によってアイドリング電流が減少しすぎて歪が増加してしまう事である。温度補償は、特に出力トランジスタがＢクラスまたはＡＢクラス動作の大出力のパワーアンプにおいて重要である、これらは出力トランジスタの大きな発熱により急激な温度上昇状態となる事から熱暴走が起こり易いため、最適な温度補償が施されている必要がある。最適な温度補償とは単に周囲温度変化によってアイドリング電流が殆ど変化しないというだけでは完全とはいえない。例えば、周囲温度が０〔℃〕から５０〔℃〕まで変化してもアイドリング電流が±１％しか変化しないというパワーアンプがあったとしても、このアンプが大出力時においても熱暴走を起こさないという保証は何もないのである。つまり温度補償は周囲温度変化などの比較的ゆっくりした温度変化から出力トランジスタの急激な温度上昇まであらゆる温度変化に対応したものでなければいけないのである。逆に、小出力アンプでは、出力トランジスタの放熱器の容量が完全に不足しているような事がなければ、温度補償が不完全な物でも殆ど熱暴走状態にならない事が多い。これは、本質的に発熱量が少なく温度上昇速度など熱暴走の起きる条件まで達しないからである。このような事から雑誌等において時折、アマチュアが実験記事として従来の温度補償回路のまま単に出力トランジスタのエミッタ抵抗をゼロとして動作させている物を見かける事もあるが、このような回路が取敢えず正常に動作している状態というのは、本質的に正常動作をしているのではなく、上記のように熱暴走の起きる条件まで達しないからに他ならない。これは、同一回路のまま大出力化してみればすぐに判るが確実に熱暴走状態に陥る。本発明の温度補償回路は、このようなものではなく大出力パワーアンプの温度補償回路に用いた場合にも極めて安定した動作が保証されるものである。
【００１４】
上記の説明は、本発明の温度補償回路の基本回路となる図１において行ったが、同様の方法でより高性能化した回路もある。図３に示す回路がその１つである。この回路は、図１においてはＱ６、Ｑ７と同一品種のトランジスタをダイオード接続したＤ１とＤ２を使用していたのを、トランジスタとして動作させたものである。図１のＤ１が図３のＱ５に、図１のＤ２が図３のＱ６に対応している。当然、Ｑ５、Ｑ６をトランジスタとして動作させるためにＱ５、Ｑ６のベースにはＲ３とＲ４により信号が加えられている。Ｒ３とＲ４を同一の抵抗値とすればＲ３とＲ４の中点、つまりベースの接続されているところの直流電圧値はほぼ０〔Ｖ〕となり、出力トランジスタのベースに加わるバイアス電圧値は図１も図３も同じになる。図３の回路もＱ５、Ｑ６、Ｑ８、Ｑ９によりカレントミラー回路が構成されているため、Ｑ５、Ｑ６のコレクタ電流とＱ８、Ｑ９を流れる電流は同一な値となる。この事から図３を実際のパワーアンプに使用する場合には放熱器にＱ５、Ｑ６、Ｑ８、Ｑ９を取り付ける際にこの４個のトランジスタを近接配置し熱結合する事が重要となる。
【００１５】
図３の回路も基本的動作としては図１と同様であるが、ダイオードをトランジスタに置き換えた事により発生する大きな効果が１つある。それは、図１のダイオード接続したトランジスタを使用した回路の場合Ｑ６、Ｑ７の発生した熱がＤ１、Ｄ２に伝わり温度補償動作が行われるのに対し、図３のトランジスタ動作をさせた場合には無信号時におけるＱ８、Ｑ９のコレクタ電流、つまりアイドリング電流とほぼ同一値の電流がＱ５、Ｑ６にも流れており、各トランジスタのエミッタ・コレクタ間電圧も等しいため同じ損失となり４個のトランジスタは発熱量も等しくなるのである。これにより電源投入直後からＱ５、Ｑ６は自己発熱により自身のＶｂｅを低下させる事になると同時に、この自己発熱によるＶｂｅの低下は出力トランジスタＱ８、Ｑ９でも同一の速度で起こっているため、お互いのＶｂｅの変化がキャンセルされ、電源投入直後からアイドリング電流がすぐに定常状態に近い値で安定するのである。
【００１６】
上記で説明を行った図１、図３は一般的に２段ダーリントン接続方式と呼ばれている出力回路であるが、より低インピーダンス負荷に対するドライブ能力を向上させたい場合、より低歪率化を行いたい場合などにおいては３段ダーリントン接続方式とした方が良い場合も考えられる。図４は本発明の温度補償回路を３段ダーリントン接続方式において使用する場合の回路例である。なお、本発明による温度補償回路は従来回路におけるバイアス発生・温度補償回路以降の回路を、本発明による回路と置き換える事により使用可能であり、任意の初段増幅部・電圧増幅回路部と組み合わせて出来るため、この部分には従来のパワーアンプ設計において得られたノウハウをそのまま生かす事が出来るものである。又、図３の回路におけるＱ５、Ｑ６、Ｑ８、Ｑ９、図４においてはＱ７、Ｑ８、Ｑ１０、Ｑ１１をＭＯＳ−ＦＥＴに置き換えれば、出力段をＭＯＳ−ＦＥＴとしたパワーアンプにおいても本発明の温度補償回路は利用できるものである。
【００１７】
本発明による温度補償回路を用いてエミッタ抵抗ゼロのパワーアンプを設計する時に、大出力アンプとしたい場合にはどうしても出力トランジスタを並列接続する必要が出てくる。ここまでの説明においては、従来回路・本発明の回路共に出力トランジスタの並列化に関する説明がされていなかったため、以下これについての説明を行う。従来回路の説明において、温度補償を全く考慮に入れない場合でも出力トランジスタのエミッタ抵抗器の値が大きい程、温度変化に対しての電流変化が少なくなる事を説明したが、出力トランジスタを並列接続して使用する場合においては、各々のトランジスタのエミッタ抵抗器が並列接続を行う複数個のトランジスタのＶｂｅのばらつきを吸収する働きを兼ねる物として作用する。つまり、Ｖｂｅの変化による電流変化量が小さくなるという事は、Ｖｂｅのばらつきによる電流変化量（電流のばらつき）も少なくなると言う事になるのである。このため、全く無選別の出力トランジスタを並列接続して使用するような場合には非常に有効な方法となる。では、本発明による温度補償を用いたエミッタ抵抗ゼロの出力回路では出力トランジスタの並列接続はどうすれば可能となるかについての説明を行う。
【００１８】
低価格のアンプにおいては、コスト等の問題から半導体メーカーから供給されるトランジスタの同一ランク、つまりトランジスタのｈｆｅ（電流増幅率）が一定の範囲内に入っている物をそのまま使用する事も多いが、高級アンプにおいては少なくとも並列接続して使用するトランジスタには、同一ランクの中からさらに選別された特性の揃った物を使用するのが一般的である。同様に、本発明の温度補償回路によるエミッタ抵抗ゼロのパワーアンプにおいても、トランジスタを選別して用いれば、出力トランジスタを並列接続して使用する事が出来るのである。但し、従来の選別方法がｈｆｅのみを揃えた物であったのに対して、エミッタ抵抗を使用せずに並列接続するためにはより厳密な選別を行う必要がある。トランジスタの選別を行う時にｈｆｅだけでなく、Ｖｂｅ特性による選別も行い両方の特性が揃ったものを選別する必要があるのである。エミッタ抵抗器を用いない場合には、特にＶｂｅ特性の揃っている事が重要となり、このＶｂｅ特性は少なくとも２個所での特性が揃っている物である事が必要である。１つはアイドリング電流領域（０．１〔Ａ〕前後）でのＶｂｅ電圧、もう１箇所は大電流領域（数アンペア）でのＶｂｅ電圧である。実際の選別作業においてはコレクタ・エミッタ間電圧を固定値とし、Ｖｂｅ電圧も２値の固定電圧とし、この電圧をベース・エミッタ間に加えた時のコレクタ電流により選別を行う方が簡単である。但し、Ｖｂｅは温度依存性が大きいためトランジスタに電流を流し続けると自己発熱によって測定不能状態となってしまうため、発熱の少ないパルス電圧（流）による測定方法が必要となる。なお、当然の事としてこのような選別を行ったトランジスタを用いる場合においても、これを放熱器上に取り付ける場合においては各トランジスタを近接配置する事が必要である。上記のポイントを押さえておけば、並列接続を行った出力トランジスタには均等に電流が分散して流れるため、充分な放熱器容量と電流マージンを持った回路設計がされている限り電流集中状態となる事はない。
【００１９】
図５は、上記のような方法により選別された出力トランジスタを並列接続したエミッタ抵抗ゼロの出力回路の例である。図５は出力トランジスタを３並列接続した例であるが、当然さらに多数の並列接続をする事も可能で、この場合でも図６のような出力トランジスタの温度補償をダイオード接続したトランジスタによるものとしても全く問題ない。
【００２０】
出力トランジスタにエミッタ抵抗を使用しない場合、出力トランジスタの保護（過電流防止）を必要とする場合には、従来回路図（図２）で説明した、エミッタ抵抗の両端の電圧を検出する方法は使用出来ないため、何らかの他の検出・保護の方法が必要となる。図８はこの方法をブロック図に示したもので、図８のＡはパワーアンプの回路で、ここには任意の回路が使用できる。Ｂは差分検出回路でパワーアンプ回路の入力信号と（出力信号÷ゲイン）との差分の検出・増幅を行う。つまり簡単に言えば歪検出・増幅回路で差分が設定値（任意のスレッシュホールドレベル）のレベルを超えた時にＢはこれを出力する。Ｃはパワーアンプ出力の直流出力の検出増幅回路である、この回路においてもパワーアンプの直流出力値が設定値（任意のスレッシュホールドレベル）を超えた時にＣはこれを出力する。このＣの直流検出はＢのＩｎ側入力をＡＣ結合とすれば、ＢでＣの動作を兼ねる事も出来る。ＢとＣの実際の回路には各種の回路が周知となっているため、この説明を省略する。Ｄは電流検出回路である。これはパワーアンプの出力トランジスタに流れる電流の合計電流を検知するため物でこの部分にも色々な回路が使用できるが、音質劣化の少ない方法としてはホール素子を使用した直流電流センサーが良い。ここでの検出は出力トランジスタの最大コレクタ電流を制限するためのものであるため、このような大電流を検出するための電流センサーモジュールにおいては、非常に低い直流抵抗値で低インダクタンス分の物が容易に入手できる。このような電流検出モジュールを介して電源回路から出力トランジスタに給電する事により電流値を検出するものとし、これも設定値（任意のスレッシュホールドレベル）を超えた時にＤはこれを出力する。この設定値は出力トランジスタの最大コレクタ電流（並列接続時にはその合計電流）に対してマージンを取った値としておけば良い。Ｆはタイミング発生回路である。本方式はＢ、Ｃ、Ｄのいずれかに出力信号があった時、電圧引き落とし機能付の電流ブレーカーＨを駆動して、先ず交流電源入力を遮断し、遮断後に電源回路の平滑コンデンサＣ１、Ｃ２を電源シャント回路Ｅによって短絡する事によって数〔ｍＳ〕から数１０〔ｍＳ〕の短時間の間に電圧を０［Ｖ］近くまで低下させてしまう方法であるが、シャント回路Ｅの負担を少なくするためＨの駆動電圧を出力した後、Ｈの動作時間分のディレーをかけた信号によりＥに電源シャント回路を駆動する。そのタイミングを発生するための回路がＦである。シャント回路の容量に充分な余裕があればＥとＨを同時に駆動しても良く、さらにはＥのみを駆動し電源トランスの２次側を短絡する事によって，１次側に入っているブレーカーを落とす事も可能であるが各部の負担がかなり大きくなるため、あまり良い方法とは言えない。
【００２１】
電源シャント回路ＥにおけるスイッチＳは半導体によるスイッチである。ここに使用する半導体にはサイリスタやＭＯＳ−ＰＯＷ−ＦＥＴ等が使用でき、必要とされる条件は、大電流が流せる物である事。ＯＮ抵抗・ＯＮ電圧が出来るだけ小さい事（少なくとも０．１〔Ω〕以下が望ましい）。耐圧がシャントする電源の電圧以上ある事などである。Ｓが閉じた時に流れるピーク電流はＳに使用する素子のＯＮ抵抗＋シャント抵抗Ｒｓで制限されるが、当然この最大電流を大きくした場合の方がより短時間でＣ１、Ｃ２を放電する事ができるため、トランジスタやスピーカーに対する保護効果が高くなる。この方法はＳに使用する半導体とシャント抵抗器Ｒｓに非常に大きな電流（１０から１００〔Ａ〕前後）が流れるため非常に大きな発熱をするかに思えるが、実際には時間積が小さい事から発熱量は少ない。しかしながら、瞬間的には大電流が流れるため使用部品の中でも、特にシャント抵抗器Ｒｓはワット数や結果的な温度上昇だけでなく抵抗器自体の許容最大ピーク電流にも留意する必要がある。図９にスイッチとして大電流型ＭＯＳ−ＰＯＷＥＲ−ＦＥＴを使用したシャント回路の例を示す。この回路の簡単な説明をおこなうと、先ず駆動用信号入力にはフォトカプラを用いている。駆動用信号が入力されこのフォトカプラの出力トランジスタがＯＮになるとツェナーダイオードＺＤによってクランプされた電圧がＦＥＴのゲートＧに加わり、Ｄ・Ｓ間がＯＮ状態となりＲｓにより電源回路のコンデンサＣＣを放電するものとなる。この時、最大電流の制限用の抵抗Ｒｓは先の説明のように最大電流を考慮し４本を並列接続して規定の抵抗値となるものとしている。この回路を使用する場合、フォトカプラ及びＦＥＴの耐圧が電源電圧の±間以上ある場合には、図８のように正負の電源間に接続しＣ１・Ｃ２を同時に放電させる事が出来るが、大電流用ＦＥＴはその用途から比較的耐圧の低いものが多いため、正負電源どちらか片方分の耐圧しか無い場合には図９の回路を、図８のＣ１とＣ２に各々に１回路使用し駆動用信号入力となるフォトカプラのＬＥＤを直列接続とすれば２本のラインで２回路を同時に駆動できる。この保護回路によれば、パワーアンプ回路の出力にリレーを用いないスピーカーの保護回路と、出力トランジスタの過大電流に対する保護回路として動作し、メカニカルな接点が全くないため経年変化による劣化も音質劣化もない保護回路となる。
【００２２】
また、Ｈ及びＥの駆動条件は必要とする機能により任意の数に増減可能である。例えば図８の場合検出回路をＣだけとする事も、また放熱器の温度検出を行い一定以上の温度になった時とか、Ａに対して無信号入力の状態が一定時間を超えた時にはＨのみを駆動する、つまり単に電源をＯＦＦとすると言った事も行える。上記の説明においてはパワーアンプにおいて使用した場合の説明であったが、本発明の保護回路は基本的動作として異常動作検出時に電源電圧を速やかにゼロとする事によって内部又は・外部に接続された物の保護を行うものであるため他の電子機器回路の保護回路としても、ＥとＨの駆動条件を機器ごとに必要とされる条件に設定する事により応用可能となる物である。
【００２３】
【発明の実施の形態】
図６は本発明による温度補償回路を用い、出力段回路のトランジスタを２パラレル接続としたパワーアンプの回路例である。先に説明の通り、電圧増幅回路には従来の回路がそのまま使用可能であり、この例においても初段回路及び２段目の電圧増幅回路は、従来のパワーアンプにおいても良く使用された差動２段増幅回路である。この電圧増幅回路部に本発明の温度補償回路を組み合わせる事によって出力トランジスタを２パラレル接続したエミッタ抵抗レスのパワーアンプとしている。Ｔｒ６とＴｒ８及びＴｒ７とＴｒ９には必ずＶｂｅ特性、ｈｆｅ共に特性の揃った選別品を使用する必要がある。出来れば、ダイオードとして使用するＴｒ３、Ｔｒ４も出力トランジスタと同じＶｂｅ特性を持った選別品とする事が望ましいが、同一品種のトランジスタを用いる限りにおいては無選別の物を用いて問題ない。この回路を安定に動作させる上で重要な点は、Ｔｒ３、Ｔｒ４、Ｔｒ６、Ｔｒ７、Ｔｒ８、Ｔｒ９を放熱器に取り付ける際に近接配置し確実な熱結合を行う事である。この具体的な配置例を示したのが図７で、この例では図６において点線で囲まれたトランジスタを同一の放熱器上に取り付けており、図からも解る通り出力トランジスタの温度補償を行うＴｒ３、Ｔｒ４を挟み込む形で出力トランジスタが近接配置される事によって熱結合され、基本温度補償を行うＴｒ１は出力トランジスタから離れたところに配置され熱結合されている。更に、このパワーアンプと先に説明を行った電源シャント方式の保護回路を組み合わせて使用すれば、高音質で高い安定度を持つパワーアンプが実現するものとなる。
【００２４】
【発明の効果】
本発明による温度補償回路方式及び保護回路を用いる事により、従来のパワーアンプにおいて音質劣化の要因のとなっていたエミッタ抵抗器とリレー接点を完全に排除した事により、高音質でなお且つ熱的にも高い安定度を持ったパワーアンプの設計が可能となった。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の温度補償回路による低周波電力出力回路
【図２】従来の温度補償回路による低周波電力出力回路
【図３】本発明の温度補償回路による低周波電力出力回路の例
【図４】本発明の温度補償回路による低周波電力出力回路の例
【図５】本発明の温度補償回路による低周波電力出力回路の例
【図６】本発明の温度補償回路によるパワーアンプ回路例
【図７】本発明の実施の形態例
【符号の説明】
Ｄ１・・・ダイオード接続されたトランジスタ
Ｄ２・・・ダイオード接続されたトランジスタ
Ｒ３・・・抵抗器３
Ｒ４・・・抵抗器４
Ｑ３・・・トランジスタ３
Ｑ４・・・トランジスタ４
Ｑ５・・・トランジスタ５
Ｑ６・・・トランジスタ６
Ｑ７・・・トランジスタ７
Ｖｂｉａｓ１・・・バイアス電圧１
Ｖｂｉａｓ２・・・バイアス電圧２
Ｖｂｅ３・・・トランジスタ３のベース・エミッタ間電圧
Ｖｂｅ４・・・トランジスタ４のベース・エミッタ間電圧
Ｖｂｅ５・・・トランジスタ５のベース・エミッタ間電圧
Ｖｂｅ６・・・トランジスタ６のベース・エミッタ間電圧
Ｖｂｅ７・・・トランジスタ３のベース・エミッタ間電圧
Ｉ１・・・トランジスタ４、５のアイドリング電流
Ｉ２・・・トランジスタ６、７のアイドリング電流
Ｉ・・・トランジスタ６、７のアイドリング電流
Ｒｂ１・・・抵抗器
Ｒｂ２・・・抵抗器
Ｒｂ３・・・抵抗器
Ｒｂ４・・・抵抗器
Ｐ・・・リレー接点
ＲＬ・・・負荷
Ｔｒ１・・・トランジスタ１
Ｔｒ２・・・トランジスタ２
Ｔｒ３・・・トランジスタ３
Ｔｒ４・・・トランジスタ４
Ｔｒ５・・・トランジスタ５
Ｔｒ６・・・トランジスタ６
Ｔｒ７・・・トランジスタ７
Ｔｒ８・・・トランジスタ８
Ｔｒ９・・・トランジスタ９
Ａ・・・パワーアンプ回路部
Ｂ・・・差分検出部
Ｃ・・・ＤＣオフセット電圧検出部
Ｄ・・・電流検出部
Ｅ・・・電源シャント部
Ｆ・・・タイミングコントロール部
Ｇ・・・パワーアンプ電源トランス及び整流回路部
Ｈ・・・電圧引き落とし機能付電流ブレーカー
Ｉｎ・・・パワーアンプの信号入力
Ｏｕｔ・・・パワーアンプの出力
＋Ｂ・・・パワーアンプの出力段電源（正側）
−Ｂ・・・パワーアンプの出力段電源（負側）
Ｃ１・・・パワーアンプ電源の平滑用コンデンサ
Ｃ２・・・パワーアンプ電源の平滑用コンデンサ
Ｓ・・・スイッチ
Ｒｓ・・・抵抗器
ＡＣ  ＩＮ・・・交流電源入力
ＰＣ・・・フォトカプラ
ＺＤ・・・ツェナーダイオード
ＣＣ・・・大容量電解コンデンサ
【図１】
2004297746.tif 000003
【図２】
2004297746.tif 000004
【図３】
2004297746.tif 000005
【図４】
2004297746.tif 000006
【図５】
2004297746.tif 000007
【図６】
2004297746.tif 000008
【図７】
2004297746.tif 000009
【図８】
2004297746.tif 000010
【図９】
2004297746.tif 000011
【手続補正書】
【提出日】平成15年6月29日(2003.6.29)
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】図面の簡単な説明
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の温度補償回路による低周波電力出力回路
【図２】従来の温度補償回路による低周波電力出力回路
【図３】本発明の温度補償回路による低周波電力出力回路の例
【図４】本発明の温度補償回路による低周波電力出力回路の例
【図５】本発明の温度補償回路による低周波電力出力回路の例
【図６】本発明の温度補償回路によるパワーアンプ回路例
【図７】本発明の実施の形態例
【図８】本発明の保護回路の構成を示すブロック図
【図９】内部電源シャント回路の回路例
【符号の説明】
Ｄ１・・・ダイオード接続されたトランジスタ
Ｄ２・・・ダイオード接続されたトランジスタ
Ｒ３・・・抵抗器３
Ｒ４・・・抵抗器４
Ｑ３・・・トランジスタ３
Ｑ４・・・トランジスタ４
Ｑ５・・・トランジスタ５
Ｑ６・・・トランジスタ６
Ｑ７・・・トランジスタ７
Ｖｂｉａｓ１・・・バイアス電圧１
Ｖｂｉａｓ２・・・バイアス電圧２
Ｖｂｅ３・・・トランジスタ３のベース・エミッタ間電圧
Ｖｂｅ４・・・トランジスタ４のベース・エミッタ間電圧
Ｖｂｅ５・・・トランジスタ５のベース・エミッタ間電圧
Ｖｂｅ６・・・トランジスタ６のベース・エミッタ間電圧
Ｖｂｅ７・・・トランジスタ３のベース・エミッタ間電圧
Ｉ１・・・トランジスタ４、５のアイドリング電流
Ｉ２・・・トランジスタ６、７のアイドリング電流
Ｉ・・・トランジスタ６、７のアイドリング電流
Ｒｂ１・・・抵抗器
Ｒｂ２・・・抵抗器
Ｒｂ３・・・抵抗器
Ｒｂ４・・・抵抗器
Ｐ・・・リレー接点
ＲＬ・・・負荷
Ｔｒ１・・・トランジスタ１
Ｔｒ２・・・トランジスタ２
Ｔｒ３・・・トランジスタ３
Ｔｒ４・・・トランジスタ４
Ｔｒ５・・・トランジスタ５
Ｔｒ６・・・トランジスタ６
Ｔｒ７・・・トランジスタ７
Ｔｒ８・・・トランジスタ８
Ｔｒ９・・・トランジスタ９
Ａ・・・パワーアンプ回路部
Ｂ・・・差分検出部
Ｃ・・・ＤＣオフセット電圧検出部
Ｄ・・・電流検出部
Ｅ・・・電源シャント部
Ｆ・・・タイミングコントロール部
Ｇ・・・パワーアンプ電源トランス及び整流回路部
Ｈ・・・電圧引き落とし機能付電流ブレーカー
Ｉｎ・・・パワーアンプの信号入力
Ｏｕｔ・・・パワーアンプの出力
＋Ｂ・・・パワーアンプの出力段電源（正側）
−Ｂ・・・パワーアンプの出力段電源（負側）
Ｃ１・・・パワーアンプ電源の平滑用コンデンサ
Ｃ２・・・パワーアンプ電源の平滑用コンデンサ
Ｓ・・・スイッチ
Ｒｓ・・・抵抗器
ＡＣ  ＩＮ・・・交流電源入力
ＰＣ・・・フォトカプラ
ＺＤ・・・ツェナーダイオード
ＣＣ・・・大容量電解コンデンサ