(57)【要約】【課題】簡単な構成で回転速度の変動を素早くスイッチングに反映でき、また、電流検出器による相不平衡状態を防止できると共に、駆動と制動の両動作で力率を操作することのできる矩形波状スイッチング制御方式の電動機制御装置を提供する。【解決手段】直流電力と交流電力を相互に変換し、交流側に接続された電動機４ｂを駆動または制動するインバータ２と、上記インバータ２の直流側電流を検出する電流検出器６ｂと、上記インバータを矩形波状にスイッチングして制御する制御演算装置３を備え、上記電流検出器６ｂによって検出された上記インバータの直流側電流にもとづいて上記制御演算装置３のスイッチングを行なう構成とする。【選択図】        図１
2004159383.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電力と交流電力を相互に変換し、交流側に接続された電動機を駆動または制動するインバータと、上記インバータの直流側電流を検出する電流検出器と、上記インバータを矩形波状にスイッチングして制御する制御演算装置を備え、上記電流検出器によって検出された上記インバータの直流側電流にもとづいて上記制御演算装置のスイッチングを行なうことを特徴とする電動機制御装置。
【請求項２】
直流電力と交流電力を相互に変換し、交流側に接続された電動機を駆動または制動するインバータと、上記インバータの直流側電流を検出する電流検出器と、上記インバータを矩形波状にスイッチングして制御する制御演算装置を備え、上記電流検出器によって検出された上記インバータの直流側電流にもとづいて力率を算出し、この力率にもとづいて上記制御演算装置のスイッチングを行なうことを特徴とする電動機制御装置。
【請求項３】
上記力率が＋１．０または−１．０となるように上記制御演算装置のスイッチングを行なうことを特徴とする請求項２記載の電動機制御装置。
【請求項４】
直流電力と交流電力を相互に変換し、交流側に接続された電動機を駆動または制動するインバータと、上記インバータの直流側電流を検出する電流検出器と、上記インバータを矩形波状にスイッチングして制御する制御演算装置を備え、上記電流検出器によって検出された上記インバータの直流側電流にもとづいて上記電動機の線電流を算出し、この線電流にもとづいて上記制御演算装置のスイッチングを行なうことを特徴とする電動機制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は電動機制御装置、特に矩形波状にスイッチングするインバータを備えた電動機制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図１３は、従来の矩形波状にパワー半導体をスイッチングして電動機を制御する電動機制御装置の一例を示す回路図で、電動機または充電発電機として機能する車両用充電発電機の整流装置に適用したものである。
この図において、電動機制御装置１は、直流電力と交流電力を相互に変換するインバータ２と、それを制御する制御演算装置３と、制御演算装置からの指令にもとづいて上記インバータを構成するパワーＭ  ＯＳ−ＦＥＴ（詳細後述）にゲート駆動信号を与えるゲート駆動回路８とを有する。また、インバータ２の直流入力端子Ｐ、Ｎには直流電源５が接続され、交流出力端子Ｕ、Ｖ、Ｗには車両用充電発電機４ａが接続されている。
【０００３】
また、インバータ２は一対のパワーＭＯＳ−ＦＥＴ７ａ、７ｂを直列接続して構成されたＵ相アームと、パワーＭＯＳ−ＦＥＴ７ｃ、７ｄを直列接続したＶ相アームと、パワーＭＯＳ−ＦＥＴ７ｅ、７ｆを直列接続したＷ相アームを並列接続したブリッジ回路と平滑コンデンサ９とを直流入力端子Ｐ、Ｎに接続している。
さらに、各相アームのうち、Ｕ相アームのパワーＭＯＳ−ＦＥＴ７ａ、７ｂの接続点と交流出力端子Ｕとの間に線電流検出用としてシャント抵抗６ａが接続され、Ｖ相とＷ相については各アームのパワーＭＯＳ−ＦＥＴの接続点と交流出力端子Ｖ、Ｗとがそれぞれ直接接続されている。Ｕ相の線電流は線電流検出器６ａの両端の電位差として検出され、制御演算装置３へ取り込まれている。
【０００４】
図１４は、図１３に示す従来の電動機制御装置のゲート信号動作の説明図で、（ａ）はＵ相の線電流を示し、（ｂ）はＵ相上アームのパワーＭＯ  Ｓ−ＦＥＴに与えられるゲート信号、（ｃ）は同じくＵ相下アームに与えられるゲート信号、（ｄ）はＶ相上アームに与えられるゲート信号、（ｅ）はＶ相下アームに与えられるゲート信号、（ｆ）はＷ相上アームに与えられるゲート信号、（ｇ）はＷ相下アームに与えられるゲート信号をそれぞれ示す。
この従来装置では、車両用充電発電機４ａの電機子巻線のうちＵ相の線電流を線電流検出器６ａで検出し、この線電流の極性を判断して極性が反転（いわゆるゼロクロス）してから次に極性が反転するまでの間に、線電流極性がマイナスである場合は各相アームを構成するパワーＭＯＳ−ＦＥＴのうち、上アームＭＯＳ−ＦＥＴをスイッチＯＮし、かつ、下アームＭＯＳ−ＦＥＴをスイッチＯＦＦとする。
また、線電流極性がプラスである場合は、上アームＭＯＳ−ＦＥＴをスイッチＯＦＦし、かつ、下アームＭＯＳ−ＦＥＴをスイッチＯＮとする。
【０００５】
さらに、線電流を検出していないＶ相、Ｗ相については、検出相の線電流の極性が反転してから次に反転するまでの時間を計測し、この時間を相数に応じた分割比率で分割すると共に、この分割された時間を用いて検出相のスイッチング切り替えタイミングから適正に遅延したタイミングで、上記線電流検出相と同様に上下各アームのＭＯＳ−ＦＥＴをスイッチングするものである。
制御演算装置３ではＵ相線電流の極性の判別、並びに、極性が反転してから次に極性が反転するまでの時間を計測し、これを２／３と４／３の分割比率で分割した遅延タイミングを生成する。図１４では、Ｕ相線電流波形のマイナスからプラスへの極性反転から、次のプラスからマイナスへの極性反転までの時間間隔ＴＡを計測すると共に、ＴＡ×２／３とＴＡ×４／３の遅延タイミングを生成する。また、引き続きプラスからマイナスへの極性反転から、次のマイナスからプラスへの極性反転までの時間間隔ＴＢを計測すると共に、ＴＢ×２／３とＴＢ×４／３の遅延タイミングを生成する。
【０００６】
さらに、制御演算装置３は、図１４（ｂ）に示すように、時間間隔ＴＡが計測された時点から遅延時間ｔ１を置いたタイミングでＵ相上アームＭＯＳ−ＦＥＴ７ａをスイッチＯＮするようゲート信号ＧｕｐをＯＮする。また、時間間隔ＴＢが計測された時点でＵ相上アームＭＯＳ−ＦＥＴ７ａをスイッチＯＦＦするようゲート信号ＧｕｐをＯＦＦする。さらに、図１４（ｃ）に示すように、時間間隔ＴＡが計測された時点でＵ相下アームＭＯＳ−ＦＥＴ７ｂをスイッチＯＦＦするようゲート信号ＧｕｎをＯＦＦする。また、時間間隔ＴＢが計測された時点から遅延時間ｔ２を置いたタイミングでＵ相下アームＭＯＳ−ＦＥＴ７ｂをスイッチＯＮするようゲート信号ＧｕｎをＯＮする。
【０００７】
Ｖ相上アームのゲート信号Ｇｖｐは、図１４（ｄ）に示すように、Ｕ相上アームのゲート信号ＧｕｐからＴＡ×２／３の時間遅れでもってスイッチＯＮ、ＴＢ×２／３の時間遅れでもってスイッチＯＦＦする。Ｖ相下アームのゲート信号Ｇｖｎは、図１４（ｅ）に示すように、Ｕ相下アームのゲート信号ＧｕｎからＴＡ×２／３の時間遅れでもってスイッチＯＦＦ、ＴＢ×２／３の時間遅れでもってスイッチＯＮする。
【０００８】
同様にしてＷ相上アームのゲート信号Ｇｗｐは、図１４（ｆ）に示すように、Ｕ相上アームのゲート信号ＧｕｐからＴＡ×４／３の時間遅れでもってスイッチＯＮ、ＴＢ×４／３の時間遅れでもってスイッチＯＦＦする。Ｗ相下アームのゲート信号Ｇｗｎは、図１４（ｇ）に示すように、Ｕ相下アームのゲート信号ＧｕｎからＴＡ×４／３の時間遅れでもってスイッチＯＦＦ、ＴＢ×４／３の時間遅れでもってスイッチＯＮする。ゲート信号Ｇｕｐ、Ｇｕｎ、Ｇｖｐ、Ｇｖｎ、Ｇｗｐ、Ｇｗｎはそれぞれゲート駆動回路８を経て、パワーＭＯＳ−ＦＥＴ７ａ〜７ｆに与えられ、上述のようにスイッチングすることになる。
【０００９】
このスイッチング動作は、一般的に１８０度矩形波スイッチングと呼ばれるものである。従来装置では、最小構成の場合、１つの相の線電流検出により他相のパワーＭＯＳ−ＦＥＴのスイッチングを制御するため、構成が簡単で廉価である。
また、整流素子としてダイオードの代わりにパワーＭＯＳ−ＦＥＴを使用するため、発熱ロスを抑えられるという特徴がある。（例えば特許文献１参照）。
【００１０】
【特許文献１】
特開２００２−１７１６７８号公報（段落００１１、００１３、００１５、図１）
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来装置では、ある相の線電流の極性の反転毎（電気角１８０度）の時間間隔にもとづいて、他相のパワーＭＯＳ−ＦＥＴのスイッチングを制御することから、極性の反転毎の時間間隔に変動がある場合には、時間間隔の変動が線電流を検出していない相のスイッチングに遅れて反映されるという問題点があった。  また、電流検出器をシャント抵抗で構成する場合、線電流の検出相と非検出相のインピーダンスが異なるものとなるため、相不平衡状態になるという問題点もあった。
【００１２】
この発明は上記のような問題点を解決するためになされたもので、簡単な構成でありながら電気角度の変化率の変動、すなわち、回転速度の変動が素早くスイッチングに反映され、また、電流検出器をシャント抵抗で構成した場合でも相不平衡状態となることを防止すると共に、駆動と制動の両動作において力率を操作することのできる矩形波状スイッチング制御方式の電動機制御装置を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
この発明に係る電動機制御装置は、直流電力と交流電力を相互に変換し、交流側に接続された電動機を駆動または制動するインバータと、上記インバータの直流側電流を検出する電流検出器と、上記インバータを矩形波状にスイッチングして制御する制御演算装置を備え、上記電流検出器によって検出された上記インバータの直流側電流にもとづいて上記制御演算装置のスイッチングを行なうものである。このようにすることにより、相不平衡状態を防止することができる。
【００１４】
この発明に係る電動機制御装置は、また、直流電力と交流電力を相互に変換し、交流側に接続された電動機を駆動または制動するインバータと、上記インバータの直流側電流を検出する電流検出器と、上記インバータを矩形波状にスイッチングして制御する制御演算装置を備え、上記電流検出器によって検出された上記インバータの直流側電流にもとづいて力率を算出し、この力率にもとづいて上記制御演算装置のスイッチングを行なうものである。力率角の算出は位相角６０度毎に行なえるため、電気角度の変化率が変動した場合でも素早くスイッチングに反映することができる。
【００１５】
この発明に係る電動機制御装置は、また、上記力率が＋１．０または−１．０となるように上記制御演算装置のスイッチングを行なうものである。
電動機の駆動時においては力率を＋１．０に、制動時においては力率を−１．０にするようスイッチングを制御することで、インバータの直流側に流れる電流の変動成分（リップル）を最小に抑制することができる。この結果、インバータの直流側電圧の変動を抑制する目的で配置される平滑コンデンサへの流入、流出電流（直流側電流の変動成分）を抑制することができる。
【００１６】
この発明に係る電動機制御装置は、また、直流電力と交流電力を相互に変換し、交流側に接続された電動機を駆動または制動するインバータと、上記インバータの直流側電流を検出する電流検出器と、上記インバータを矩形波状にスイッチングして制御する制御演算装置を備え、上記電流検出器によって検出された上記インバータの直流側電流にもとづいて上記電動機の線電流を算出し、この線電流にもとづいて上記制御演算装置のスイッチングを行なうものである。このため、電動機の線電流量に応じた、例えば過電流検出、保護などを行なうことができる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１を図にもとづいて説明する。図１は、実施の形態１による電動機制御装置の全体構成を示すブロック図である。
この図において、電動機制御装置１は、直流電力と交流電力を相互に変換するインバータ２と、それを制御する制御演算装置３と、制御演算装置からの指令にもとづいて上記インバータを構成するパワーＭＯＳ−ＦＥ  Ｔにゲート駆動信号を与えるゲート駆動回路８とを有する。また、インバータ２の直流入力端子Ｐ、Ｎには直流電源５が接続され、交流出力端子Ｕ、Ｖ、Ｗには電動機４ｂが接続されている。
【００１８】
また、インバータ２は一対のパワーＭＯＳ−ＦＥＴ７ａ、７ｂを直列接続して構成されたＵ相アームと、パワーＭＯＳ−ＦＥＴ７ｃ、７ｄを直列接続したＶ相アームと、パワーＭＯＳ−ＦＥＴ７ｅ、７ｆを直列接続したＷ相アームを並列接続したブリッジ回路と平滑コンデンサ９とを直流入力端子Ｐ、Ｎに接続し、各相アームは交流出力端子Ｕ、Ｖ、Ｗに接続されている。さらに、ブリッジ回路の直流側に直流側電流検出器６ｂが接続されている。
【００１９】
図１において、インバータ２は各相アームを構成する半導体電力変換素子である計６個のパワーＭＯＳ−ＦＥＴをスイッチングすることにより直流電力と交流電力を相互に変換して電動機４ｂを駆動または制動する。なお、インバータ２のパワーＭＯＳ−ＦＥＴ７ａ〜７ｆは、制御演算装置３の指令を受けてゲート駆動回路８から出力されるゲート信号にもとづいて矩形波状にスイッチング動作を行なうようにされている。
【００２０】
ここで、図１の具体的な動作の説明に先立ち、この発明の根幹である力率角の算出、並びに、線電流振幅の算出の基本原理について説明する。
図３は、直流電源５のＮ側電位に配置された直流側電流検出器６ｂで検出される電流ｉｄｃｎと、パワーＭＯＳ−ＦＥＴ７ｂに流れる電流ｉｄｃｎ−ｕ、パワーＭＯＳ−ＦＥＴ７ｄに流れる電流ｉｄｃｎ−ｖ、パワーＭＯＳ−ＦＥＴ７ｆに流れる電流ｉｄｃｎ−ｗ、及び、電動機４ｂに流れる線電流の関係を模式的に表す図である。図中ｉｄｃｎ−ｕ、ｉｄｃｎ−ｖ、ｉｄｃｎ−ｗは、Ｎ電位側から電動機４ｂに流れ込む方向をプラス（正）とする。
また、直流側電流ｉｄｃｎは、パワーＭＯＳ−ＦＥＴから平滑コンデンサ９に流れ込む方向をプラス（正）とする。すなわちｉｄｃｎとｉｄｃｎ−ｕ、ｉｄｃｎ−ｖ、ｉｄｃｎ−ｗの関係は次式となる。
【００２１】
ｉｄｃｎ＝−（ｉｄｃｎ−ｕ＋ｉｄｃｎ−ｖ＋ｉｄｃｎ−ｗ）                              （１）
【００２２】
図４は、１８０度矩形波スイッチングによる各パワーＭＯＳ−ＦＥＴ７ａ〜７ｆのゲートＯＮタイミングを示す図である。１８０度矩形波スイッチングは、電気角一周期のうち、１８０度の区間にわたって上アームパワーＭＯＳ−ＦＥＴをスイッチＯＮし、残る１８０度の区間で下アームパワーＭＯＳ−ＦＥＴをスイッチＯＮするものである。また、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のスイッチングは相互に１２０度の位相差でもって行なわれる。このため、スイッチングの切り替りは６０度毎に発生する。
スイッチング位相角一周期を▲１▼０〜６０度、▲２▼６０〜１２０度、▲３▼１２０〜１８０度、▲４▼１８０〜２４０度、▲５▼２４０〜３００度、▲６▼３００〜３６０度のように６０度毎に区分すると、下アームにおいて各区分でスイッチＯＮする相は、区分▲１▼がＶ相、区分▲２▼がＶ相とＷ相、区分▲３▼がＷ相、区分▲４▼がＵ相とＷ相、区分▲５▼がＵ相、区分▲６▼がＵ相とＶ相である。
【００２３】
ここで、下アームパワーＭＯＳ−ＦＥＴと上アームパワーＭＯＳ−ＦＥＴは相補の関係でスイッチＯＮしていることから、各スイッチング位相区分で直流側電流ｉｄｃｎとして検出されるのは、下アームパワーＭＯＳ−ＦＥＴのうち、スイッチＯＮしている相の線電流の総和の逆符号値である。すなわち、各スイッチング位相区分での直流側電流ｉｄｃｎは次式で表される。ただし、電動機４ｂに流れる線電流をＵ、Ｖ、Ｗ相それぞれ  ｉｕ、ｉｖ、ｉｗと表わす。
【００２４】
区分▲１▼    ｉｄｃｎ  ＝  −ｉｄｃｎ−ｖ  ＝  −ｉｖ                        （２ａ）
区分▲２▼    ｉｄｃｎ  ＝  −（ｉｄｃｎ−ｖ  ＋  ｉｄｃｎ−ｗ）  ＝  −ｉｖ−ｉｗ        （２ｂ）
区分▲３▼    ｉｄｃｎ  ＝  −ｉｄｃｎ−ｗ  ＝  −ｉｗ                        （２ｃ）
区分▲４▼    ｉｄｃｎ  ＝  −（ｉｄｃｎ−ｗ  ＋  ｉｄｃｎ−ｕ）  ＝  −ｉｗ−ｉｕ        （２ｄ）
区分▲５▼    ｉｄｃｎ  ＝  −ｉｄｃｎ−ｕ  ＝  −ｉｕ                        （２ｅ）
区分▲６▼    ｉｄｃｎ  ＝  −（ｉｄｃｎ−ｕ  ＋  ｉｄｃｎ−ｖ）  ＝  −ｉｕ−ｉｖ        （２ｆ）
【００２５】
ここで、スイッチング位相と三相電流の位相差、すなわち、力率角をψ、振幅をＩａとして、線電流を次式のように定義する。
【００２６】
ｉｕ  ＝  Ｉａ・ｓｉｎ（θ＋ψ）                                    （３ａ）
ｉｖ  ＝  Ｉａ・ｓｉｎ（θ＋ψ−１２０）                              （３ｂ）
ｉｗ  ＝  Ｉａ・ｓｉｎ（θ＋ψ−２４０）                              （３ｃ）
【００２７】
この時、各スイッチング位相区分での直流側電流ｉｄｃｎは次式のようになる。
【００２８】
2004159383.tif 000003
【００２９】
上式より、スイッチング位相区分（６０度）毎にｉｄｃｎの位相は６０度ずつシフトする関係にあるため、ｉｄｃｎは各スイッチング位相区分毎に相似の波形となる。
この時、力率角ψを変えて力率を変化させた場合の各相線電流と直流側電流ｉｄｃｎの波形は図５のように示される。この図において、（ａ）は力率＝−１．０の場合、（ｂ）は同じく力率＝−０．９の場合、（ｃ）は力率＝−０．５の場合、（ｄ）は力率＝０．０の場合、（ｅ）は力率＝＋０．５の場合、（ｆ）は力率＝＋０．９の場合、（ｇ）は力率＝＋１．０の場合をそれぞれ示す。
スイッチング位相一周期で見ればｉｄｃｎは線電流基本波の６倍周波数でリップルを有する波形であり、その直流成分は力率＝−１．０の場合に最小、力率＝＋１．０の場合に最大、力率＝０．０の場合に０となる。また、リップル成分は力率＝−１．０、＋１．０の場合に最小、力率＝０．０の場合に最大となる。
【００３０】
ここでｉｄｃｎの直流成分ｉｄｃｎ−ＤＣは、１つのスイッチング位相区分について平均して流れる電流を求める形として、次式のように算出される。ただしθ、ψの単位はラジアンを用いており、位相区分▲２▼を対象としている。
【００３１】
【数１】
2004159383.tif 000004
【００３２】
また、リップル成分ｉｄｃｎ−ｒｐｌはｉｄｃｎから直流成分ｉｄｃｎ−ＤＣを減算したものとなる。図５に示されるようにリップル成分は力率によって大きく変化する。そこで、力率とリップル成分を関係付ける量として、スイッチング位相区分の半周期（３０度）の積分（Ａｒｐｌ）について考えると、その算出式は次式のようになる。ただしθ、ψの単位はラジアンを用いており、位相区分▲２▼を対象としている。
【００３３】
【数２】
2004159383.tif 000005
【００３４】
図６は、力率＝−１．０と力率＝＋０．５の場合のリップル成分ｉｄｃｎ−ｒｐｌとリップル３０度積分量Ａｒｐｌについて模式的に表した図である。力率＝ｃｏｓ（ψ）であるため、（６）式が示すように力率＝−１．０の場合はψ＝０度でありＡｒｐｌ＝０となる。
また、力率＝＋０．５の場合はψ＝−６０度であり、Ａｒｐｌ＝−（２−√３）／４×Ｉａ＝−０．０６６９９×Ｉａとなる。
【００３５】
次に、リップル３０度積分量Ａｒｐｌと直流成分ｉｄｃｎ−ＤＣの比は次式のようになる。
【００３６】
【数３】
2004159383.tif 000006
【００３７】
以上から、力率角ψはリップル３０度積分量Ａｒｐｌと直流成分ｉｄｃ  ｎ−ＤＣを用いて、次式により算出することができる。
【００３８】
【数４】
2004159383.tif 000007
【００３９】
力率角ψに対する直流成分ｉｄｃｎ−ＤＣ、リップル３０度積分量Ａｒｐｌ、リップル３０度積分量Ａｒｐｌと直流成分ｉｄｃｎ−ＤＣの比の特性は、図７のように示される。
直流成分ｉｄｃｎ−ＤＣはψの余弦（ＣＯＳ）関数、リップル３０度積分量Ａｒｐｌはψの正弦（ＳＩＮ）関数、リップル３０度積分量Ａｒｐｌと直流成分ｉｄｃｎ−ＤＣの比はψに対する正接（ＴＡＮ）関数の特性を持つ。
また、線電流については、ｉｄｃｎを検出して（８）式により力率角ψを算出すれば、各スイッチング位相区分の範囲（６０度）内は、（４ａ）〜（４ｆ）式に応じた電流を観測できる。さらに線電流の振幅Ｉａは、（５）式の関係から力率角ψとｉｄｃｎの直流成分ｉｄｃｎ−ＤＣにもとづき次式で求めることができる。
【００４０】
【数５】
2004159383.tif 000008
【００４１】
この他、スイッチング位相区分の切り替り直後の直流側電流ｉｄｃｎをサンプリングするとｉｄｃｎ＝−Ｉａ・ｓｉｎ（ψ−１２０）であるため、線電流の振幅Ｉａは力率角ψとｉｄｃｎにもとづき次式で求めることもできる。
【００４２】
【数６】
2004159383.tif 000009
【００４３】
さらには、リップル３０度積分の積分終了時点、すなわちスイッチング位相区分の中点の３０度時点で直流側電流ｉｄｃｎをサンプリングするとｉｄｃｎ＝−Ｉａ・ｓｉｎ（ψ−９０）＝Ｉａ・ｃｏｓψであるため、線電流の振幅Ｉａは力率角ψとｉｄｃｎにもとづき次式で求めることもできる。
【００４４】
【数７】
2004159383.tif 000010
【００４５】
以上の基本原理にもとづき、力率角ψ、線電流振幅Ｉａが算出される。この原理を用いた図１の具体的な動作は次のようになる。
まず、図４の１８０度矩形波スイッチングにより電動機４ｂが回転し、線電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗが流れているとする。この時、直流側電流ｉｄｃｎが直流側電流検出器６ｂにより検出され、制御演算装置３へ取り込まれる。
【００４６】
図２は、制御演算装置３の詳細な構成を示すブロック図である。この図において、１０は低域通過フィルタ、１１は減算器、１２は微分手段、１３は不感帯演算器、１４は力率角算出手段、１５は線電流振幅算出手段、１６は力率角制御器、１７は過電流検知手段、１８はゲート信号生成手段である。
続いて、制御演算装置３の動作について説明する。直流側電流ｉｄｃｎは低域通過フィルタ１０へ入力され高周波成分を遮断して直流成分ｉｄｃｎ−ＤＣが出力される。低域通過フィルタ１０の遮断周波数は電動機４ｂの駆動周波数帯の６倍周波数成分を遮断するような値に設定される。
【００４７】
次に、減算器１１にて直流側電流ｉｄｃｎから直流成分ｉｄｃｎ−ＤＣが減算されてリップル成分ｉｄｃｎ−ｒｐｌが出力される。また、微分手段１２では直流側電流ｉｄｃｎの２階の微分演算が行われる。直流側電流ｉｄｃｎはスイッチング位相区分毎に切り替る位相角６０度毎の相似波形であることから、スイッチング位相区分の切り替りに際してｉｄｃｎの変化率は大きく変化し、図８に示すように、２階の微分演算をするとスパイク状のパルスが発生する。
微分手段１２の出力は不感帯演算器１３により、直流側電流ｉｄｃｎの変化率の小さな部分は取り除かれて、スイッチング位相区分の切り替りで発生するスパイク状のパルスのみ通過し、位相区分切り替りパルスとなす。このスパイク状のパルスにより、スイッチング位相区分の切り替りを認識することができる。
さらに、力率角算出手段１４に直流成分ｉｄｃｎ−ＤＣ、リップル成分ｉｄｃｎ−ｒｐｌ、不感帯演算器１３からの位相区分切り替りパルス（ｉｄｃｎの２階微分信号）を入力すると、（５）〜（８）式にもとづく演算により力率角ψが算出される。
【００４８】
図９は、力率角算出手段１４の詳細な構成を示すブロック図である。この図において、２１は位相３０度タイミング生成手段、２２は切り替えスイッチ、２３は積分演算器、２４は除算器、２５は逆正接算出手段である。
【００４９】
続いて、力率角算出手段１４の動作について説明する。まず、位相区分切り替りパルスを位相３  ０度タイミング生成手段２１に入力すると、図１０のＴ３０−ｓｍｐで示されるような位相区分切り替りパルスに同期して立ち上がると共に、位相角３０度毎に立ち下りと立ち上がりを繰り返す矩形信号を出力する。切り替えスイッチ２２  は信号Ｔ３０−ｓｍｐが立ち上がるとスイッチをリップル成分ｉｄｃｎ−ｒｐｌ側に切り替え、立ち下がると逆（信号レベルゼロ）側に切り替える。
積分演算器２３は切り替えスイッチ２２の出力信号を積分演算する。位相区分切り替り時点から位相角３０度の間はリップル成分ｉｄｃｎ−ｒｐｌの値を積分し、信号Ｔ３０−  ｓｍｐが立ち下がってからは信号レベルゼロを積分することとなるから、すなわち、（６）式のリップル３０度積分を行ってＡｒｐｌを算出することに相当する。
【００５０】
さらに、除算器２４により（７）式のリップル３０度積分量Ａｒｐｌ／直流成分ｉｄｃｎ−ＤＣの演算が行なわれ、その出力は直流成分ｉｄｃｎ−ＤＣと共に逆正接算出手段２５に入力される。逆正接算出手段２５では（８）式にもとづく逆正接演算により力率角ψが算出される。逆正接演算にはｔａｎの数値データと力率角ψとを対応付けた変換マップを用いると演算量が少なく適切である。また、力率角ψは直流成分ｉｄｃｎ−ＤＣが正（プラス）の場合に２７０〜０〜９０度の範囲にあり、負（マイナス）の場合に９０〜１８０〜２７０度の範囲にある。また、リップル３０度積分量Ａｒｐｌ／直流成分ｉｄｃｎ−ＤＣが正（プラス）の場合に０〜９０度あるいは１８０〜２７０度の範囲にあり、負（マイナス）の場合に９０〜１８０度あるいは２７０〜３６０度の範囲にあることから、この関係より、直流成分ｉｄｃｎ−ＤＣとリップル３０度積分量Ａｒｐｌ／直流成分ｉｄｃｎ−ＤＣとから力率角ψを算出することができる。また、逆正接算出手段２５は力率角ψの算出が完了すると、図１０のＴｒｓｔで示されるような形で矩形信号を立ち下げる。すなわちＴｒｓｔは各位相区分毎に、位相区分切り替りパルスに同期して立ち上がると共に力率角ψの算出完了時点で立ち下がる矩形信号である。
【００５１】
次に、力率角ψと力率角指令ψ＊を力率角制御器１６に入力すると、公知の比例積分（ＰＩ）演算、あるいは比例（Ｐ）演算などによりψ＊とψを一致させるようなスイッチング位相の補正量θｃｏｍｐ（ｋ）を出力する。
また、線電流振幅算出手段１５に直流成分ｉｄｃｎ−ＤＣ、力率角ψ、信号Ｔｒｓｔを入力すると、（９）式にもとづく演算により線電流振幅Ｉａが算出される。
【００５２】
ここで、図１１は線電流振幅算出手段１５の詳細な構成を示すブロック図である。この図において、３１はサンプリング指示発生器、３２はサンプラＡ、３３はサンプラＢ、３４は余弦算出手段、３５は除算器、３６は係数器である。
【００５３】
続いて、線電流振幅算出手段１５の動作について説明する。まず、信号Ｔｒｓｔをサンプリング指示発生器３１に入力するとＴｒｓｔが立ち下がるタイミング、すなわち、力率角ψの算出完了のタイミングでサンプラＡ３２、サンプラＢ３３に対してサンプリング指示信号を出力する。サンプラＡ３２はサンプリング指示信号に応じて直流成分ｉｄｃｎ−ＤＣをサンプリングしてｉｄｃｎ−ＤＣ（ｋ）となす。また、サンプラＢ３３はサンプリング指示信号に応じて力率角ψをサンプリングしてψ（ｋ） となす。ψ（ｋ） を余弦算出手段３４へ入力するとψ（ｋ） の余弦関数値ｃｏｓ（ψ（ｋ））を出力する。余弦演算には上述の逆正接演算の場合と同様に、力率角ψとｃｏｓψとを対応付けた変換マップを用いると演算量が少なく適切である。
【００５４】
次に、除算器３５、係数器３６により、（９）式にもとづく演算が行われる。すなわち、除算器３５にｉｄｃｎ−ＤＣ（ｋ）とｃｏｓ（ψ（ｋ））を入力するとｉｄｃｎ−ＤＣ（ｋ）／ｃｏｓ（ψ（ｋ））の演算が行なわれ、係数器３６にてπ／３倍して出力される。係数器３６の出力は線電流振幅Ｉａである。さらに、線電流振幅Ｉａは図２の過電流検知手段１７に入力される。過電流検知手段１７は予め設定される過電流振幅レベルＩａ−ｏｃと線電流振幅Ｉａを突き合わせて比較し、過電流状態であると判断されると、電動機４ｂやパワーＭＯＳ−ＦＥＴ７ａ〜７ｆの損傷を予防するためゲート信号生成手段１８へ過電流検知信号を出力し、電流量を抑制するよう促す。
【００５５】
続いて、ゲート信号生成手段１８では、図４に示される１８０度矩形波スイッチングにより、ゲート信号Ｇｕｐ〜Ｇｗｎを生成して出力する。ゲート信号生成手段１８には不感帯演算器１３が出力する位相区分切り替りパルスと力率角制御器１６が出力するスイッチング位相の補正量θｃｏｍｐ（ｋ）と線電流振幅算出手段１５が出力する線電流振幅Ｉａと低域通過フィルタ１０が出力する直流成分ｉｄｃ  ｎ−ＤＣと過電流検知手段１７が出力する過電流検知信号が入力される。
【００５６】
ここで、制御演算装置３が力率角指令ψ＊に従って電動機を制御しようとする場合、そのスイッチングは図４のスイッチング位相角θに補正量θｃｏｍｐ（ｋ）を加算した位相角に対して各スイッチング位相区分を算出し、ゲート信号を生成することとなる。この動作の一例を図１２にもとづき説明する。
【００５７】
図１２は、力率角指令ψ＊を−１５４．２度（力率＝−０．９）から−１８０度（力率＝−１．０）へ変化させていった場合の線電流、スイッチング位相の補正量θｃｏｍｐ（ｋ）を時間量に換算したＴｃｏｍｐ（ｋ）、スイッチング位相区分の切り替えタイミングとスイッチング位相区分、及び、直流側電流ｉｄｃｎの変化の模様を示した図である。まず、波形の左端の区分▲３▼にて力率角算出手段１４により力率角ψが算出され、これを力率角指令ψ＊と一致させるべく力率角制御器１６で補正量θｃｏｍｐ（ｋ）が算出される。
その後、区分▲３▼から区分▲４▼へスイッチングが切り替るとともに前回区分での切り替りから切り替りまでの時間、すなわち、区分▲３▼の実所要時間ｐａ（ｋ）が測定される。この実所要時間ｐａ（ｋ）は区分▲４▼の標準予想所要時間ｐｅ（ｋ＋１）となる。
力率角算出手段１４内の位相３０度タイミング生成手段２１は、このｐａ（ｋ）に対して信号Ｔ３０−ｓｍｐを生成し、力率角算出のためのリップル３０度積分演算が行われる。
【００５８】
次に標準予想所要時間ｐｅ（ｋ＋１）に対して補正量θｃｏｍｐ（ｋ）を時間量に換算したＴｃｏｍｐ（ｋ）が加算され、実所要時間ｐａ（ｋ＋１）となる。すなわち、区分▲３▼から区分▲４▼への切り替りからｐａ（ｋ＋１）経過した時点で区分▲５▼のスイッチングへ切り替える。
図では補正量θｃｏｍｐ（ｋ）は負（マイナス）の量、すなわち、θｃｏｍｐ（ｋ）の時間換算量Ｔｃｏｍｐ（ｋ）、は負（マイナス）の量であるためｐｅ（ｋ＋１）＞ｐａ（ｋ＋１）であり、補正量θｃｏｍｐ（ｋ）に相当する時間分だけ早めにスイッチングを切り替えることとなる。また、同時に力率角ψがその時点での力率角指令ψ＊に一致するように力率角制御器１６で補正量θｃｏｍｐ（ｋ＋１）が算出される。この補正量θｃｏｍｐ（ｋ＋１）は、次の区分▲５▼に切り替った際にスイッチングタイミングの補正量として反映される。以上のスイッチング位相区分毎の動作の繰り返しにより、力率角指令ψ＊に従った電動機の制御が行なわれる。また、過電流検知手段１７からの過電流検知信号を認識した場合には、電流量を抑制するようスイッチングを行なう。
【００５９】
この他、制御演算装置３が直流成分の指令ｉｄｃｎ−ＤＣ＊に従って電動機４ｂを制御しようとする場合、力率角制御器１６と同様な様態で、公知の比例積分（ＰＩ）演算、あるいは比例（Ｐ）演算などによりｉｄｃｎ−ＤＣ＊とｉｄｃｎ−ＤＣを一致させるようなスイッチング位相の補正量θｃｏｍｐ（ｋ）を算出し、この補正量θｃｏｍｐ（ｋ）を用いてスイッチング位相区分の切り替りタイミングを操作する形態とすることも可能である。
【００６０】
また、制御演算装置３が所定の線電流振幅指定値Ｉａ＊となるよう電動機を制御しようとする場合、力率角制御器１６と同様な様態で、公知の比例積分（ＰＩ）演算や比例（Ｐ）演算によりスイッチング位相の補正量θｃｏｍｐ（ｋ）を算出し、この補正量θｃｏｍｐ（ｋ）を用いてスイッチング位相区分の切り替りタイミングを操作する形態とすることも可能である。あるいは、力率角指令ψ＊や直流成分の指令ｉｄｃｎ−ＤＣ＊に従って電動機４ｂを制御している際に、線電流振幅指定値Ｉａ＊を超えないように電動機を制御しようとする場合、線電流振幅値Ｉａが線電流振幅指定値Ｉａ＊を超えたか否かで補正量θｃｏｍｐ（ｋ）を制限、解除して、スイッチング位相区分の切り替りタイミングを操作する形態とすることも可能である。
【００６１】
続いて、ゲート信号生成手段１８から出力されるゲート信号Ｇｕｐ、Ｇｕｎ、Ｇｖｐ、Ｇｖｎ、Ｇｗｐ、Ｇｗｎはゲート駆動回路８を経てパワーＭＯＳ−ＦＥＴ７ａ〜７ｆをスイッチングすることになる。パワーＭＯＳ−ＦＥＴ７ａ〜７ｆのスイッチングにより電動機４ｂの三相端子間に制御演算に応じた電圧が印加され、ひいては電動機４ｂが制御されることとなる。
【００６２】
以上の構成によれば、電流検出器６ｂを１つだけ用いる簡易な構成にて位相角６０度毎にスイッチングのタイミングを制御できることから、従来装置の位相角３６０度毎のスイッチングタイミングの制御に比較して、位相角（電気角）の変化率の変動、すなわち、回転速度の変動を素早くスイッチングに反映させることができる。なお、従来装置においても電流検出器を３つ用いて各線電流の極性反転を検出する構成とすれば、位相角６０度毎にスイッチングのタイミングを制御可能であるが大きなコストアップとなる。
【００６３】
さらに、電流検出器としてシャント抵抗を１つだけ用いる構成において、従来装置では電動機４ｂのうち、１つの相にのみ抵抗成分が挿入されることから、相不平衡状態となる恐れがあるが、この実施の形態による構成では直流側に電流検出器６ｂを設けるため、相不平衡状態とはならない。
【００６４】
また、力率が＋１．０あるいは−１．０となるよう電動機４ｂを制御する場合、この実施の形態の構成を簡略化することができる。すなわち、力率が＋１．０あるいは−１．０の場合は力率角が０度あるいは１８０度のため、（６）式よりリップル３０度積分量Ａｒｐｌはゼロとなる。このため、力率角算出手段１４内の除算器２４、逆正接算出手段２５を削除して、リップル３０度積分量Ａｒｐｌを出力する形態とすることができる。また、この時、信号Ｔ３０−ｓｍｐと信号Ｔｒｓｔを等しくＴ３０−ｓｍｐ＝Ｔｒｓｔとできる。力率角制御器１６はリップル３０度積分量Ａｒｐｌをゼロとすべく演算を行ない、スイッチング位相の補正量θｃｏｍｐ（ｋ）を出力する。
【００６５】
ここで、上述のように力率を＋１．０あるいは−１．０となるよう電動機４ｂを制御すると、リップル成分ｉｄｃｎ−ｒｐｌの振幅は最小となる。このリップル成分ｉｄｃｎ−ｒｐｌは、大部分が平滑コンデンサ９に吸収され、また、吸収されるリップル電流に起因して平滑コンデンサ９は発熱する。発熱量はコンデンサの耐久性と相関があることから、所定の耐久性を確保するため、一般的に平滑コンデンサ９の個体当りに吸収されるリップル電流が所定値以下に収まるよう、平滑コンデンサ９の本数、容量が選択される。しかし、インバータ２を低容積、廉価に製造するために平滑コンデンサ９の本数、容量を減らすことが強く望まれる。このため、力率を＋１．０あるいは−１．０となるよう制御すればリップル成分ｉｄｃｎ−ｒｐｌ自体を低減することができ、インバータ２を低容積、廉価に製造できるという効果がある。
【００６６】
なお、この実施の形態では図２、図９、図１１で示されるブロック構成にもとづいてその動作を説明したが、この発明はこれらブロック構成に何ら限定されるものではなく、この発明の根幹である力率の算出、並びに、線電流振幅の算出の基本原理にもとづく様態であればどのような構成でも良い。
【００６７】
【発明の効果】
この発明に係る電動機制御装置は、直流電力と交流電力を相互に変換し、交流側に接続された電動機を駆動または制動するインバータと、上記インバータの直流側電流を検出する電流検出器と、上記インバータを矩形波状にスイッチングして制御する制御演算装置を備え、上記電流検出器によって検出された上記インバータの直流側電流にもとづいて上記制御演算装置のスイッチングを行なうものであるため、簡易な構成で廉価な電動機制御装置を提供することができる。また、電動機の線電流ではなくインバータの直流側電流を検出することから、電流検出器としてシャント抵抗を用いる場合でも電動機の相インピーダンスが電流検出相と非検出相とで異なる相不平衡状態を回避することができる。
【００６８】
この発明に係る電動機制御装置は、また、直流電力と交流電力を相互に変換し、交流側に接続された電動機を駆動または制動するインバータと、上記インバータの直流側電流を検出する電流検出器と、上記インバータを矩形波状にスイッチングして制御する制御演算装置を備え、上記電流検出器によって検出された上記インバータの直流側電流にもとづいて力率を算出し、この力率にもとづいて上記制御演算装置のスイッチングを行なうものであるため、位相角６０度毎に力率角を算出してスイッチングのタイミングを制御できることから、位相角（電気角）の変化率の変動、すなわち、回転速度の変動を素早くスイッチングに反映させることができる。また、駆動と制動の両動作において任意の力率角で制御可能な矩形波状スイッチング制御方式の電動機制御装置を提供することができる。
【００６９】
この発明に係る電動機制御装置は、また、上記力率が＋１．０または−１．０となるように上記制御演算装置のスイッチングを行なうものであるため、インバータの直流側に流れる電流の変動成分（リップル）を最小に抑制することができる結果、平滑コンデンサの流入、流出電流（直流側電流のリップル成分）を抑制することができ、平滑コンデンサの耐久性の向上、平滑コンデンサの本数、容量の低減などを図ることができる。従って、さらに低容積で廉価なインバータを用いた電動機制御装置を提供することができる。
【００７０】
この発明に係る電動機制御装置は、また、直流電力と交流電力を相互に変換し、交流側に接続された電動機を駆動または制動するインバータと、上記インバータの直流側電流を検出する電流検出器と、上記インバータを矩形波状にスイッチングして制御する制御演算装置を備え、上記電流検出器によって検出された上記インバータの直流側電流にもとづいて上記電動機の線電流を算出し、この線電流にもとづいて上記制御演算装置のスイッチングを行なうものであるため、電動機の線電流量に応じた、例えば過電流検出、保護などを行なうことにより、信頼性の向上を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１の全体構成を示すブロック図である。
【図２】実施の形態１における制御演算装置の具体的な構成を示すブロック図である。
【図３】実施の形態１の直流側電流検出に関する動作原理の説明図である。
【図４】実施の形態１の１８０度矩形波スイッチングによるゲートＯＮタイミングの説明図である。
【図５】実施の形態１において力率が変化した場合の線電流波形と直流側電流波形を示す特性図である。
【図６】実施の形態１におけるリップル成分ｉｄｃｎ−ｒｐｌとリップル３０度積分量Ａｒｐｌを例示する説明図である。
【図７】実施の形態１における直流成分ｉｄｃｎ−ＤＣとリップル３０度積分量Ａｒｐｌと比Ａｒｐｌ／ｉｄｃｎ−ＤＣの特性を示す説明図である。
【図８】実施の形態１における直流側電流ｉｄｃｎとその１階微分、２階微分を例示する説明図である。
【図９】実施の形態１における力率角算出手段の具体的な構成を示すブロック図である。
【図１０】実施の形態１におけるリップル成分ｉｄｃｎ−ｒｐｌと位相区分切り替りパルスとタイミング信号（Ｔ３０−ｓｍｐ、Ｔｒｓｔ）の動作説明図である。
【図１１】実施の形態１における線電流振幅算出手段の具体的な構成を示すブロック図である。
【図１２】実施の形態１における力率角制御の動作を例示する説明図である。
【図１３】従来装置の構成を示すブロック図である。
【図１４】従来装置におけるゲート信号動作の説明図である。
【符号の説明】
１  電動機制御装置、      ２  インバータ、      ３  制御演算装置、
４ｂ  電動機、      ５  直流電源、      ６ｂ  直流側電流検出器、
７ａ〜７ｆ  パワーＭＯＳ−ＦＥＴ、      ８  ゲート駆動回路、
９  平滑コンデンサ、      １０  低域通過フィルタ、
１１  減算器、      １２  微分手段、      １３  不感帯演算器、
１４  力率角算出手段、      １５  線電流振幅算出手段、
１６  力率角制御器、      １７  過電流検知手段、
１８  ゲート信号生成手段。
【図１】
2004159383.tif 000011
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
2004159383.tif 000019
【図１０】
2004159383.tif 000020
【図１１】
2004159383.tif 000021
【図１２】
2004159383.tif 000022
【図１３】
2004159383.tif 000023
【図１４】
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