(57)【要約】 【課題】磁気部品のコア体積の低減及びコア損失の低減を図り、装置全体の効率向上を実現し得るスイッチングＤＣ／ＤＣコンバータを提供する。【解決手段】２次側がセンタータップ方式の絶縁トランスＴr を用いるＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、入力チョークコイルＬ1 及び出力チョークコイルＬ3 を該絶縁トランスＴr と一体化し、共通のコア（磁心）にトランスの１次コイル( 巻数２Ｎ）、２次コイル（巻数ｎ＋ｎ）、入力チョークコイルＬ1(巻数２Ｎ）及び出力チョークコイルＬ3 （巻数ｎ）を巻回し、かつ、それぞれのコイルが作る直流磁束を打ち消す方向にすることで、コアの直流偏磁量を非常に小さくする。【選択図】    図１
2004297994.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
絶縁トランスの１次側に直流電圧源が接続されるとともに、該１次側に接続された第１のスイッチ素子及び第２のスイッチ素子を両者が同時にオン状態とならないように交互にオン／オフさせることにより電圧変換を行い、前記絶縁トランスの２次側整流回路を介して直流電圧の出力を得る絶縁型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記絶縁トランスは２次側がセンタータップ方式のトランスであり、入力チョークコイルと、前記絶縁トランスの１次コイルと、前記絶縁トランスの２次コイルと、出力チョークコイルと、が共通のコアに巻回され、かつ、これら各コイルの巻線により発生する直流磁束が互いに打ち消し合う方向に構成されており、
前記絶縁トランスの１次側には、前記直流電圧源の端子間に前記入力チョークコイルと前記第１のスイッチ素子との直列回路が接続され、前記第１のスイッチ素子の端子間に第１のコンデンサと前記１次コイルとの直列回路が接続されるとともに、前記第１のスイッチ素子の端子間に前記第２のスイッチ素子と第２のコンデンサとの直列回路が接続されて成る１次側回路が形成され、
前記絶縁トランスの２次側には、前記２次コイルのうちセンタータップで分けられた第１の２次コイルの部分に接続された第１の整流用素子と、第２の２次コイルの部分に接続された第２の整流用素子と、前記第１及び第２の整流用素子によって整流された電流が流れる前記出力チョークコイルと、前記出力チョークコイルに接続された出力平滑コンデンサと、を含む２次側回路が形成されていることを特徴とする絶縁型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項２】
絶縁トランスの１次側に直流電圧源が接続されるとともに、該１次側に接続された第１のスイッチ素子及び第２のスイッチ素子を両者が同時にオン状態とならないように交互にオン／オフさせることにより電圧変換を行い、前記絶縁トランスの２次側整流回路を介して直流電圧の出力を得る絶縁型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記絶縁トランスは２次側がセンタータップ方式のトランスであり、入力チョークコイルと、前記絶縁トランスの１次コイルと、前記絶縁トランスの２次コイルと、出力チョークコイルと、が共通のコアに巻回され、かつ、これら各コイル巻線により発生する直流磁束が互いに打ち消し合う方向に構成されており、
前記絶縁トランスの１次側には、前記直流電圧源の端子間に前記入力チョークコイルと前記第１のスイッチ素子との直列回路が接続され、前記第１のスイッチ素子の端子間に第１のコンデンサと前記１次コイルとの直列回路が接続されるとともに、前記直流電圧源の正極端子と前記入力チョークコイルの負極端子との間に第２のコンデンサと前記第２のスイッチ素子との直列回路が前記入力チョークコイルと並列に接続されて成る１次側回路が形成され、
前記絶縁トランスの２次側には、前記２次コイルのうちセンタータップで分けられた第１の２次コイルの部分に接続された第１の整流用素子と、第２の２次コイルの部分に接続された第２の整流用素子と、前記第１及び第２の整流用素子によって整流された電流が流れる前記出力チョークコイルと、前記出力チョークコイルに接続された出力平滑コンデンサと、を含む２次側回路が形成されていることを特徴とする絶縁型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記センタータップはグランドに接続され、前記出力チョークコイルは前記第１の整流用素子及び前記第２の整流用素子と接続されていることを特徴とする請求項１又は２記載の絶縁型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記出力チョークコイルは、前記センタータップに接続されていることを特徴とする請求項１又は２記載の絶縁型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項５】
絶縁トランスの１次側に直流電圧源が接続されるとともに、該１次側に接続された第１のスイッチ素子及び第２のスイッチ素子を両者が同時にオン状態とならないように交互にオン／オフさせることにより電圧変換を行い、前記絶縁トランスの２次側整流回路を介して直流電圧の出力を得る絶縁型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記絶縁トランスは２次側に第１の２次コイルと第２の２次コイルとを有する複合トランスであり、入力チョークコイルと、前記絶縁トランスの１次コイルと、前記第１の２次コイルと、前記第２の２次コイルと、出力チョークコイルと、が共通のコアに巻回され、かつ、これら各コイル巻線により発生する直流磁束が互いに打ち消し合う方向に構成されており、
前記絶縁トランスの１次側には、前記直流電圧源の端子間に前記入力チョークコイルと前記第１のスイッチ素子との直列回路が接続され、前記第１のスイッチ素子の端子間に第１のコンデンサと前記１次コイルとの直列回路が接続されるとともに、前記第１のスイッチ素子の端子間に前記第２のスイッチ素子と第２のコンデンサとの直列回路が接続されて成る１次側回路が形成され、
前記絶縁トランスの２次側には、前記第１の２次コイルに接続された第１の整流用素子と、前記第２の２次コイルに接続された第２の整流用素子と、前記第１及び第２の整流用素子によって整流された電流が流れる前記出力チョークコイルと、前記出力チョークコイルに接続された出力平滑コンデンサと、を含む二次側回路が形成されていることを特徴とする絶縁型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項６】
絶縁トランスの１次側に直流電圧源が接続されるとともに、該１次側に接続された第１のスイッチ素子及び第２のスイッチ素子を両者が同時にオン状態とならないように交互にオン／オフさせることにより電圧変換を行い、前記絶縁トランスの２次側整流回路を介して直流電圧の出力を得る絶縁型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記絶縁トランスは２次側に第１の２次コイルと、第２の２次コイルとを有する複合トランスであり、入力チョークコイルと、前記絶縁トランスの１次コイルと、前記第１の２次コイルと、前記第２の２次コイルと、出力チョークコイルと、が共通のコアに巻回され、かつ、これら各コイルの巻線により発生する直流磁束が互いに打ち消し合う方向に構成されており、
前記絶縁トランスの１次側には、前記直流電圧源の端子間に前記入力チョークコイルと前記第１のスイッチ素子との直列回路が接続され、前記第１のスイッチ素子の端子間に第１のコンデンサと前記１次コイルとの直列回路が接続されるとともに、前記直流電圧源の正極端子と前記入力チョークコイルの負極端子との間に第２のコンデンサと前記第２のスイッチ素子との直列回路が前記入力チョークコイルと並列に接続されて成る１次側回路が形成され、
前記絶縁トランスの２次側には、前記第１の２次コイルに接続された第１の整流用素子と、前記第２の２次コイルに接続された第２の整流用素子と、前記第１及び第２の整流用素子によって整流された電流が流れる前記出力チョークコイルと、前記出力チョークコイルに接続された出力平滑コンデンサと、を含む二次側回路が形成されていることを特徴とする絶縁型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項７】
前記入力チョークコイルと前記絶縁トランスの１次コイルの巻数はともに２Ｎ（Ｎは自然数）であり、前記絶縁トランスの前記第１の２次コイル及び前記第２の２次コイルの巻数及び前記出力チョークコイルの巻数は何れもｎ（ｎは自然数）であることを特徴とする請求項１乃至６の何れか１項に記載の絶縁型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はスイッチング電源装置に係り、特に絶縁型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータの高効率化及び小型化を実現する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、昇圧回路とハーフブリッジ回路とを一体化したブーストハーフブリッジ（ＢＨＢ）方式のスイッチング電源回路が提案されている（特許文献１，非特許文献１，非特許文献２、非特許文献３参照）。非特許文献２で提案されている回路構成図を図２９に示す。なお、図２９中、Ｅは入力電圧源、Ｌ1 は入力チョークコイル、Ｌ2 は出力チョークコイル、Ｃo は出力平滑コンデンサ、Ｒo は負荷抵抗、Ｖo は出力直流電圧である。
【０００３】
同図に示したＢＨＢ方式の回路によれば、入力電圧源Ｅが入力チョークコイルＬ1 を介してハーフブリッジ構成の２つのスイッチ素子（FET1、FET2) の中点に接続し、トランスＴの２次巻線電流は２つの同期整流ＭＯＳ（FET3、FET4) によって全波整流される。また、2 つのスイッチ素子（FET1、FET2) は相補的に制御される構成となっている。
【０００４】
非特許文献３によれば、上記ＢＨＢ方式において昇圧チョークをトランスの１次巻線に取り込む構成が提案されている。
【特許文献１】特開平１１−２６２２６３号公報
【非特許文献１】渡辺晴夫、外２名，「ＢＨＢ( Boost Half Brigde ）方式電源」，信学技報，社団法人電子情報通信学会，ＥＥ９８−１７（1998−07），ｐ28−34
【非特許文献２】渡辺晴夫，「Boost Half Brigde 方式による高効率オンボード電源」，２０００スイッチング電源システムシンポジウム，社団法人日本能率協会，Ｂ２−２
【非特許文献３】松田善秋，「低電圧出力高効率ＤＣ／ＤＣコンバータ」，２００１スイッチング電源システムシンポジウム，社団法人日本能率協会，Ａ２−３
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、従来提案されている回路構成においては、出力のリプル電圧及びリプル電流は小さくなるが、磁気部品（入力チョークコイル、出力チョークコイル、トランス）のコアのトータル直流偏磁量が非常に大きくなり、コアの体積が大きく、かつ装置全体の効率が悪いという欠点がある。
【０００６】
本発明はこのような事情に鑑みてなされたもので、磁気部品のコア体積の低減及びコア損失の低減を図り、装置全体の効率向上を実現し得るスイッチングＤＣ／ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
前記目的を達成するために本発明は、絶縁トランスの１次側に直流電圧源が接続されるとともに、該１次側に接続された第１のスイッチ素子及び第２のスイッチ素子を両者が同時にオン状態とならないように交互にオン／オフさせることにより電圧変換を行い、前記絶縁トランスの２次側整流回路を介して直流電圧の出力を得る絶縁型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記絶縁トランスは２次側がセンタータップ方式のトランスであり、入力チョークコイルと、前記絶縁トランスの１次コイルと、前記絶縁トランスの２次コイルと、出力チョークコイルと、が共通のコアに巻回され、かつ、これら各コイルの巻線により発生する直流磁束が互いに打ち消し合う方向に構成されており、前記絶縁トランスの１次側には、前記直流電圧源の端子間に前記入力チョークコイルと前記第１のスイッチ素子との直列回路が接続され、前記第１のスイッチ素子の端子間に第１のコンデンサと前記１次コイルとの直列回路が接続されるとともに、前記第１のスイッチ素子の端子間に前記第２のスイッチ素子と第２のコンデンサとの直列回路が接続されて成る１次側回路が形成され、前記絶縁トランスの２次側には、前記２次コイルのうちセンタータップで分けられた第１の２次コイルの部分に接続された第１の整流用素子と、第２の２次コイルの部分に接続された第２の整流用素子と、前記第１及び第２の整流用素子によって整流された電流が流れる前記出力チョークコイルと、前記出力チョークコイルに接続された出力平滑コンデンサと、を含む２次側回路が形成されていることを特徴とする。
【０００８】
本発明によれば、２次側がセンタータップ方式の絶縁トランスを用いるＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、入力チョークコイル及び出力チョークコイルを該絶縁トランスと一体化し、同一のコア（磁心）にトランスの１次コイル、２次コイル及び入・出力チョークコイルを巻回し、かつ、それぞれのコイルが作る直流磁束を打ち消す方向に巻数と巻き方向を設計することで、コアの直流偏磁量を非常に小さくしている。これにより、従来と比較してコアの体積を大幅に小型化でき、かつコア損失を低減できるため、高効率の装置を実現できる。
【０００９】
本発明の他の態様として、前記１次側回路における第２のコンデンサと前記第２のスイッチ素子との直列回路の接続場所を変更し、前記直流電圧源の正極端子と前記入力チョークコイルの負極端子との間に第２のコンデンサと前記第２のスイッチ素子との直列回路を前記入力チョークコイルと並列に接続した構成の１次側回路とする態様もある。
【００１０】
また、２次側回路において、前記センタータップはグランドに接続され、前記出力チョークコイルは前記第１の整流用素子及び前記第２の整流用素子と接続されていることを特徴とする態様や前記出力チョークコイルを前記センタータップに接続する態様などがある。
【００１１】
更に、上記したセンタータップ方式の絶縁トランスに代えて、２次側に第１の２次コイルと第２の２次コイルとを有する複合トランスを用いる態様も可能である。
【００１２】
この場合、入力チョークコイルと、前記絶縁トランスの１次コイルと、前記第１の２次コイルと、前記第２の２次コイルと、出力チョークコイルと、が共通のコアに巻回され、かつ、これら各コイル巻線により発生する直流磁束が互いに打ち消し合う方向に構成されており、前記絶縁トランスの１次側には、前記直流電圧源の端子間に前記入力チョークコイルと前記第１のスイッチ素子との直列回路が接続され、前記第１のスイッチ素子の端子間に第１のコンデンサと前記１次コイルとの直列回路が接続されるとともに、前記第１のスイッチ素子の端子間に前記第２のスイッチ素子と第２のコンデンサとの直列回路が接続されて成る１次側回路が形成され、前記絶縁トランスの２次側には、前記第１の２次コイルに接続された第１の整流用素子と、前記第２の２次コイルに接続された第２の整流用素子と、前記第１及び第２の整流用素子によって整流された電流が流れる前記出力チョークコイルと、前記出力チョークコイルに接続された出力平滑コンデンサと、を含む２次側回路が形成されていることを特徴とする。
【００１３】
上記複合トランスを利用した構成の前記１次側回路における第２のコンデンサと前記第２のスイッチ素子との直列回路の接続場所を変更し、前記直流電圧源の正極端子と前記入力チョークコイルの負極端子との間に第２のコンデンサと前記第２のスイッチ素子との直列回路を前記入力チョークコイルと並列に接続した構成の１次側回路とする態様もある。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、トランスの２次側に複数のコイルを設けたセンタータップ方式又は複合トランスを利用した絶縁型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、入力チョークコイル及び出力チョークコイルを該絶縁トランルと一体化し、同一のコアにトランスの１次コイル、２次コイル及び入・出力チョークコイルを巻回し、かつ、それぞれのコイルが作る直流磁束を打ち消す方向にしてコアの直流偏磁量を非常に小さくしたので、従来と比較してコアの体積を大幅に小型化できるとともに、コア損失の低減を図ることができ、装置の高効率化を達成できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下添付図面に従って本発明の好ましい実施の形態について詳説する。
【００１６】
図１は本発明の実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ（昇圧アクティブクランプハーフブリッジ・コンバータ）の回路図である。図１において、Ｖi は入力電源であり、Ｌr1はリーケージインダクタンス、Ｌ1 は入力チョークコイル（巻数２Ｎ, Ｎは自然数) 、Ｑ1 とＱ1'はFET を用いたスイッチ素子、Ｃ1 は直流成分除去用コンデンサ、Ｃ2 はクランプコンデンサ、Ｌr2はリーケージインダクタンス、Ｔr は２次側がセンタータップ方式の絶縁トランス（１次コイルの巻数２Ｎ，２次コイルの巻数ｎとｎ, ｎは自然数) 、Ｑ2 とＱ2'は同期整流素子として機能するスイッチ素子、Ｌr3はリーケージインダクタンス或いは外部挿入インダクタンスとリーケージインダクタンスとの和、Ｌ3 は出力チョークコイル（巻数ｎ）、Ｃo は出力平滑コンデンサ、Ｖo は出力直流電圧を示している。なお、本例ではスイッチ素子Ｑ1,Ｑ1', Ｑ2,Ｑ2'としてMOSFETを用いているが、本発明の実施に際しては他の半導体素子を使用してもよい。
【００１７】
入・出力チョークコイルＬ1 , Ｌ3 はトランスＴr と一体化されており、共通のコア（例えば、ＥＩ形コア）に入・出力チョークコイルＬ1 , Ｌ3 とトランスＴr の１次コイル、２次コイルが巻かれ、それぞれのコイルの巻線が作る直流磁束を打ち消し合う方向に構成されている。
【００１８】
図２にＥＩ形コアを使用した例を示す。同図に示すようにＥＩ形コア２０は、Ｅ形コア２１とＩ形コア２２とが組み合わされた構造を有している。Ｅ形コア２１の３本の磁脚２１Ａ、２１Ｂ、２１ＣとＩ形コア２２との接続面にはギャップ２３が設けられている。
【００１９】
Ｅ形コア２１の一方の外磁脚２１Ａには、図２のように入力チョークコイルＬ1 、トランスＴr の１次コイル（２Ｎ）及び２次コイル（ｎ，ｎ）が巻装され、中央磁脚２１Ｂには巻数ｎの出力チョークコイルＬ3 が巻装されている。図２上で右側の外磁脚２１Ｃは漏れ磁束が流入する磁気漏洩足である。
【００２０】
外磁脚２１Ａ及び中央磁脚２１Ｂに巻かれた各コイルの巻線の方向は図中のドット（・）で表したように、それぞれの巻線に電流が流れた際に各コイルで発生する起磁力が打ち消し合う方向になっている。このように、複数の巻線を組み合わせて直流磁束を相殺する方向に構成することで、コアの直流偏磁量を非常に小さくすることができる。
【００２１】
こうして、コア全体の体積を大幅に小型化することが可能となり、コア損失の低減及び装置全体の効率向上を達成できる。なお、本発明の実施に際してコアの形状はＥＩ形コアに限定されず、ＥＥ形コアその他の他の形状から成るコアを用いることが可能である。
【００２２】
次に、図１に示した回路の動作を説明する。
【００２３】
図３は図１に示した回路の各部の動作波形である。なお、図３においてモード１とモード６以外の期間は実際よりも長く表している。
【００２４】
図３においてＶGS(Q1)とＶGS(Q1') はそれぞれスイッチ素子Ｑ1 とＱ1'のゲート電圧である。これら二つのスイッチ素子Ｑ1 ，Ｑ1'はデッドタイムＴd1, Ｔd2の期間を除いて一方がオンの期間に他方はオフするように、不図示の制御回路によって交互にオン／オフ制御される。スイッチ素子Ｑ1 ，Ｑ1'の動作周期Ｔs に対するオン期間の比率（オンデューティ比Ｄ）を変化させることで出力直流電圧Ｖo を制御できる。すなわち、出力直流電圧Ｖo は次式の関係を満たす。
【００２５】
[数１] 
Ｖo ＝（ｎ／Ｎ）×Ｄ×Ｖi 
図３のＶDS(Q1)は、スイッチ素子Ｑ1 のドレイン・ソース間電圧の波形である。ＩD(Q1) は、スイッチ素子Ｑ1 とボディーダイオードＤ1 と出力接合容量Ｃ11とを流れる電流の和である。ＩD(Q1')は、スイッチ素子Ｑ1'とボディーダイオードＤ1'と出力接合容量Ｃ12とを流れる電流の和である。またＩD(Q2) は、スイッチ素子Ｑ2 とボディーダイオードＤ2 とを流れる電流の和である。ＩD(Q2')はスイッチ素子Ｑ2'とボディーダイオードＤ2'とを流れる電流の和である。
【００２６】
本例のＤＣ／ＤＣコンバータ回路は、モード１〜９の９つの動作状態に分けることができる。各モードに対応する等価回路を参照しながらその動作を概説する。図４乃至図１２はモード１からモード９の各モードの等価回路である。
【００２７】
〔１〕モード１；ｔ0 ≦ｔ≦ｔ1 
モード１の期間は、図４に示したように、スイッチ素子Ｑ1 とＱ2 がオンしており、スイッチ素子Ｑ1 には入力電圧源Ｖi から入力チョークコイルＬ1 を介して流れる電流と、トランスＴr の１次電流とが流れている。なお、図４中ＲL は負荷抵抗、Ｌm はトランスＴr の励磁インダクタンスを示す。
【００２８】
〔２〕モード２；ｔ1 ≦ｔ≦ｔ2 
ｔ＝ｔ1 にてスイッチ素子Ｑ1 がオフしてから、図５に示すように、入力チョークコイルＬ1 の電流とトランスＴr の１次電流によってスイッチ素子Ｑ1 の出力接合容量Ｃ11の充電と、スイッチ素子Ｑ1'の出力接合容量Ｃ12の放電がなされる。これに伴い、スイッチ素子Ｑ1 のドレイン・ソース間電圧が徐々に増加し、同時にスイッチ素子Ｑ1'のドレイン・ソース間電圧が徐々に減少し、トランスＴr の各巻線電圧が低下していく。ちなみに、スイッチ素子Ｑ2 のゲート信号は、通常このモード２にてオフしてやる。
【００２９】
〔３〕モード３；ｔ2 ≦ｔ≦ｔ3 
ｔ＝ｔ2 にて、トランスＴr の各巻線電圧が零になると、図６に示すように、スイッチ素子Ｑ2'のボディーダイオードＤ2'がオンし、トランスＴr の巻線は短絡状態となる。出力チョークコイルＬ3 の電流は、はじめのうちはスイッチ素子Ｑ2 のボディーダイオードＤ2 を流れるが、それが徐々にスイッチ素子Ｑ2'側のボディーダイオードＤ2'に転流していく。
【００３０】
〔４〕モード４；ｔ3 ≦ｔ≦ｔ4 
モード４の期間は、ｔ＝ｔ3 にて図７のようにスイッチ素子Ｑ1'のボディーダイオードＤ1'が順バイアスされてオンしてから、ｔ＝ｔ4 でボディーダイオードＤ2 を流れる電流が零になるまでの期間である。
【００３１】
〔５〕モード５；ｔ4 ≦ｔ≦ｔ5 
モード５の期間は、ｔ＝ｔ4 にて図８のように、ボディーダイオードＤ2 がオフしてからｔ＝t5にてスイッチ素子Ｑ1'のゲート信号をオンさせるまでの期間である。このモード５にてスイッチ素子Ｑ2'のゲートにオン信号が与えられ、スイッチ素子Ｑ2'がオンする。また、ｔ＝ｔ4 にて、トランスＴr の巻線は短絡状態から解放され、巻線電圧が発生する。
【００３２】
〔６〕モード６；ｔ5 ≦ｔ≦ｔ6 
モード６の期間は、ｔ＝ｔ5 にて図９のように、スイッチ素子Ｑ1'のゲート信号をオンさせてから、ｔ＝ｔ6 にてスイッチ素子Ｑ1'がオフするまでの期間である。この間スイッチ素子Ｑ1'の電流の向きは負（図９の点線矢印の方向）から正（図９の実線矢印の方向）に変化する。
【００３３】
〔７〕モード７；ｔ6 ≦ｔ≦ｔ7 
モード７の期間は、ｔ＝ｔ6 にて図１０のようにスイッチ素子Ｑ1'がオフしてからスイッチ素子Ｑ1 のドレイン・ソース間電圧が徐々に低下し、トランスＴr の各巻線電圧が低下し、ｔ＝ｔ7 にて零になるまでの期間である。通常、このモード７にてスイッチ素子Ｑ2'のゲート信号はオフしてやる。
【００３４】
〔８〕モード８；ｔ7 ≦ｔ≦ｔ8 
ｔ＝ｔ7 にてトランスＴr の各巻線電圧が零になると、図１１のように、スイッチ素子Ｑ2 のボディーダイオードＤ2 がオンし、トランスＴr の各巻線は短絡状態となる。出力チョークコイルＬ3 の電流は、はじめはボディーダイオードＤ2'を流れていたが、それが徐々にボディーダイオードＤ2 に転流していく。また、この期間にスイッチ素子Ｑ1 のドレイン・ソース間電圧は更に下降を続ける。
【００３５】
〔９〕モード９；ｔ8 ≦ｔ≦ｔ9 
モード９は、ｔ＝ｔ8 にてスイッチ素子Ｑ1 のボディーダイオードＤ1 が順バイアスされてＯＮしてから、ｔ＝ｔ9 にてスイッチ素子Ｑ2'のボディーダイオードＤ2'がオフするまでの期間である（図１２参照）。また、ｔ＝ｔ9 にてトランスＴr の巻線は短絡状態から解放され、巻線電圧が発生する。この間、スイッチ素子Ｑ1 の電流の向きは負（図１２の点線矢印の方向）から正（図１２の実線矢印の方向）に変化する。このモード９終了後にモード１に戻る。
【００３６】
上記した本発明の実施形態に係るスイッチングＤＣ／ＤＣコンバータによれば、入力チョークコイルＬ1 、出力チョークコイルＬ3 及びトランスＴr を一体化し、各巻線が作る磁束を打ち消す方向にしてコアの直流偏磁量を非常に小さくしたことによって、従来の回路構成と比較してコアを大幅に小型化でき、かつコアロスを大幅に低減することができる。これにより、装置全体の効率を飛躍的に向上させることが可能である。
【００３７】
本発明の適用範囲は図１に示した回路構成に限定されず、各種の変形が可能である。図１３乃至図２８に回路の変形例を示す。各回路について図１の回路との主な相違点を指摘し、回路動作の説明は省略する。
【００３８】
図１３に示した回路は、コンデンサＣ2 とスイッチ素子Ｑ1'との直列回路の接続場所が図１の回路と相違する。その他の構成は図１の回路と同様である。
【００３９】
図１４に示した回路は、コンデンサＣ1 の接続場所が図１の回路と相違する。
【００４０】
図１５に示した回路は、コンデンサＣ2 とスイッチ素子Ｑ1'との直列回路の接続場所と、コンデンサＣ1 の接続場所が図１の回路と相違する。
【００４１】
図１６に示した回路は、コンデンサＣ2 とスイッチ素子Ｑ1'の接続関係が入れ替わっている点で図１の回路と相違する。
【００４２】
図１７に示した回路は、図１６から更にコンデンサＣ1 の接続場所が変更されている。
【００４３】
図１８に示した回路は、トランスＴr の１次側回路の構成は図１と同様であり、２次側回路についてトランスＴr のセンタータップに出力チョークコイルＬ3 が接続された構成になっている。
【００４４】
図１９に示した回路は、トランスＴr の１次側回路については図１３と同様の構成を採用し、２次側回路については図１８と同様の構成を採用したものである。
【００４５】
図２０に示した回路は、トランスＴr の１次側回路については図１４と同様の構成を採用し、２次側回路については図１８と同様の構成を採用したものである。
【００４６】
図２１に示した回路は、トランスＴr の１次側回路については図１５と同様の構成を採用し、２次側回路については図１８と同様の構成を採用したものである。
【００４７】
図２２に示した回路は、トランスＴr の１次側回路については図１６と同様の構成を採用し、２次側回路については図１８と同様の構成を採用したものである。
【００４８】
図２３に示した回路は、トランスＴr の１次側回路については図１７と同様の構成を採用し、２次側回路については図１８と同様の構成を採用したものである。
【００４９】
また、トランスＴr の２次側回路として、図２４乃至図２６に示した構成とする態様も可能である。図２４及び図２５においてそれぞれ省略されているトランスの１次側回路には、図１並びに図１３乃至図１７の何れか１つの図面に示した回路構成を用いることができる。
【００５０】
図２４及び図２５の例では、２次側がセンタータップ方式のトランスＴr に代えて、２次側に巻数ｎの第１の２次コイルと、巻数ｎの第２の２次コイルとが別々に巻装された複合トランスが用いられている。
【００５１】
また、図２６において省略されているトランスＴr の１次側回路には、図１８乃至図２３の何れか１つの図面に示した回路構成を用いることができる。
【００５２】
図２５及び図２６の回路例では、スイッチ素子Ｑ2 とＱ2'はそれぞれ他方の素子のドレイン・ソース間電圧によってゲート端子が駆動されるようになっている。
【００５３】
図２７及び図２８にはトランスＴr の１次側回路に関する他の変形例が示されている。図２７及び図２８においてトランスＴr の２次側回路は図示しないが、これらの図面で省略されている２次側回路には、図１、図１８、図２４乃至図２６等で例示した何れかの回路構成を用いることができる。
【００５４】
図２７に示した回路は、図２０の１次側回路からコンデンサＣ1 の接続場所が変更されている。すなわち、図２７では、スイッチ素子Ｑ1 の端子間にトランスＴr の１次コイルとコンデンサＣ1 との直列回路が接続されるとともに、該スイッチ素子の端子間においてスイッチ素子Ｑ1'とコンデンサＣ2 とコンデンサＣ1 との直列回路とコンデンサＣ1 とが直列に接続された構成になっている。
【００５５】
図２８に示した回路は、図２３の１次側回路と比較してコンデンサＣ1 の接続場所が変更されている点で相違する。
【００５６】
本発明は、電気自動車やハイブリッド自動車などの車両用の場合などの広範囲・高入力電圧大容量低出力電圧（一例として、入力電圧ＤＣ２００〜４００Ｖ，出力１５Ｖ）の場合に特に有益である。もちろん、本発明の適用範囲はこれに限定されるものではなく、様々な用途や仕様の電源について本発明を適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００５７】
【図１】本発明の第１の実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの回路図
【図２】ＥＩ形コアを利用した例を示す図
【図３】図１に示した回路の各部の動作波形を示す図
【図４】本例のＤＣ／ＤＣコンバータにおけるモード１の動作を示す等価回路図
【図５】本例のＤＣ／ＤＣコンバータにおけるモード２の動作を示す等価回路図
【図６】本例のＤＣ／ＤＣコンバータにおけるモード３の動作を示す等価回路図
【図７】本例のＤＣ／ＤＣコンバータにおけるモード４の動作を示す等価回路図
【図８】本例のＤＣ／ＤＣコンバータにおけるモード５の動作を示す等価回路図
【図９】本例のＤＣ／ＤＣコンバータにおけるモード６の動作を示す等価回路図
【図１０】本例のＤＣ／ＤＣコンバータにおけるモード７の動作を示す等価回路図
【図１１】本例のＤＣ／ＤＣコンバータにおけるモード８の動作を示す等価回路図
【図１２】本例のＤＣ／ＤＣコンバータにおけるモード９の動作を示す等価回路図
【図１３】本発明の第２の実施形態を示す回路図
【図１４】本発明の第３の実施形態を示す回路図
【図１５】本発明の第４の実施形態を示す回路図
【図１６】本発明の第５の実施形態を示す回路図
【図１７】本発明の第６の実施形態を示す回路図
【図１８】本発明の第７の実施形態を示す回路図
【図１９】本発明の第８の実施形態を示す回路図
【図２０】本発明の第９の実施形態を示す回路図
【図２１】本発明の第１０の実施形態を示す回路図
【図２２】本発明の第１１の実施形態を示す回路図
【図２３】本発明の第１２の実施形態を示す回路図
【図２４】本発明の第１３の実施形態を示す回路図
【図２５】本発明の第１４の実施形態を示す回路図
【図２６】本発明の第１５の実施形態を示す回路図
【図２７】本発明の第１６の実施形態を示す回路図
【図２８】本発明の第１７の実施形態を示す回路図
【図２９】従来のＢＨＢ方式ＤＣ／ＤＣコンバータの回路図
【符号の説明】
【００５８】
Ｖi …入力電源、Ｌ1 …入力チョークコイル、Ｑ1,Ｑ1'…スイッチ素子、Ｃ1 …直流成分除去用コンデンサ、Ｃ2 …クランプコンデンサ、Ｔr …トランス、Ｑ2,Ｑ2'…スイッチ素子、Ｌ3 …出力チョークコイル、Ｃo …出力平滑コンデンサ、２０…ＥＩ形コア
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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