(57)【要約】【課題】モータを安定動作させ得る、低価格で占有スペースの小さなブラシレス直流１相モータのプリドライブ回路用昇圧回路を提供する。【解決手段】モータコイルＬ１を間においてＨブリッジ回路をなす４つの主スイッチング素子ＰＦ１〜ＰＦ４を備え、ＰＦ１，ＰＦ２のＯＮに電源電圧を超える制御電圧が必要なブラシレス直流１相モータのドライブ回路を駆動するプリドライブ回路用の昇圧回路において、基本的に、２つの昇圧制御用スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２と、２つのコンデンサＣ１１，Ｃ１２と、２つのダイオードＤ１２，Ｄ１３を備えるだけで、連続した安定な昇電圧を出力する構成とした。【選択図】        図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
２つの主スイッチング素子の直列接続体が一対、直流電源・アース間に接続され、それら直列接続体の２つの主スイッチング素子の接続点相互間に接続されたモータコイルに、各主スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ制御によって任意の方向から、任意のタイミングでＯＮ／ＯＦＦ通電制御可能で、前記直流電源側の２つの主スイッチング素子のＯＮに電源電圧を超える制御電圧が必要なブラシレス直流１相モータのドライブ回路を駆動するプリドライブ回路において、
前記モータコイルの一端側が他端側に比べて高電位になったときにＯＮ動作して前記直流電源から第１ダイオードを介して第１コンデンサを充電させる第１昇圧制御用スイッチング素子と、
前記モータコイルの他端側が一端側に比べて高電位になったときにＯＮ動作して前記第１コンデンサの前記第１昇圧制御用スイッチング素子との接続側の端子及び前記直流電源相互間を導通して、前記第１コンデンサの前記第１ダイオードとの接続点側の電位を上昇させる第２昇圧制御用スイッチング素子と、
この第２昇圧制御用スイッチング素子のＯＮ時に、前記第１コンデンサから第２ダイオードを介して電荷を受けて充電される、前記第２ダイオードと第２昇圧制御用スイッチング素子の前記直流電源の接続側の開閉端子との間に接続された第２コンデンサとを備え、
前記第２ダイオードと第２コンデンサとの接続路から、昇電圧出力を得ることを特徴とするブラシレス直流１相モータのプリドライブ回路用昇圧回路。
【請求項２】
請求項１に記載のブラシレス直流１相モータのプリドライブ回路用昇圧回路において、モータコイルの一端側と第１昇圧制御用スイッチング素子の制御端子との間、及び前記モータコイルの他端側と第２昇圧制御用スイッチング素子の制御端子との間の各々に、各昇圧制御用スイッチング素子の制御端子に対して順方向に向けられたダイオードと抵抗の並列回路が介挿接続されることを特徴とするブラシレス直流１相モータのプリドライブ回路用昇圧回路。
【請求項３】
請求項１又は２に記載のブラシレス直流１相モータのプリドライブ回路用昇圧回路において、第１及び第２昇圧制御用スイッチング素子の各制御端子とアース側の開閉端子との間に、各々電圧制限素子が接続されることを特徴とするブラシレス直流１相モータのプリドライブ回路用昇圧回路。
【請求項４】
請求項１、２又は３に記載のブラシレス直流１相モータのプリドライブ回路用昇圧回路において、第２ダイオードと第２コンデンサとの接続路からの昇電圧出力路中にフィルタ回路が挿入されることを特徴とするブラシレス直流１相モータのプリドライブ回路用昇圧回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電子機器の筐体内で発生する熱を外部に排出するファンモータとして好適なブラシレス直流１相モータのプリドライブ回路用昇圧回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
例えば、パーソナルコンピュータやコピー機等のＯＡ機器のように、多数の電子部品を比較的狭い筐体内に収容した電子機器においては、上記電子部品から発生する熱が筐体内にこもり、電子部品を熱破壊させる虞がある。
そこで、このような電子機器の筐体の壁面等に通気口を設け、その通気口に送風機（ファンモータ）を取り付けて筐体内の熱を外部に排出するようにしている。
【０００３】
この種のファンモータに、ブラシレス直流１相モータを用いることが少なくないが、このようなブラシレス直流１相モータのドライブ回路を図４を参照して説明する。
図４において、ドライブ回路３１は、４つの主スイッチング素子、ここではＮチャンネルＭＯＳ形パワーＦＥＴ（電界効果トランジスタ）ＰＦ１〜ＰＦ４と、ダイオードＤ３１を備えて構成されている。
【０００４】
上記４つのパワーＦＥＴ  ＰＦ１〜ＰＦ４（以下、パワーＦＥＴ  ＰＦ１，ＰＦ２，ＰＦ３，ＰＦ４をＰＦ１，ＰＦ２，ＰＦ３，ＰＦ４と略記する。）は、２つのパワーＦＥＴの直列接続体、つまりＰＦ１，ＰＦ３による直列接続体とＰＦ２，ＰＦ４による直列接続体に分けられ、各々電源＋Ｂ及びアース間に図示極性で接続されている。ダイオードＤ３１は、電源＋Ｂと上記２つの直列接続体（ＰＦ１，ＰＦ３；ＰＦ２，ＰＦ４）との間に、電源＋Ｂに対して順方向に接続されている。駆動対象であるコイル（モータコイル）Ｌ１は、ＰＦ１とＰＦ３の接続点と、ＰＦ２とＰＦ４の接続点との間に接続されている。
【０００５】
プリドライブ回路３２は、モータ回転位置検出器３３及びＰＷＭ（ｐｕｌｓｅ  ｗｉｄｔｈ  ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）におけるデューティ比設定器３４から信号を受け、適宜設定されたデューティ比に応じたゲート信号ＧＳ１〜ＧＳ４をＰＦ１〜ＰＦ４に供給し、それらＰＦ１〜ＰＦ４をＯＮ／ＯＦＦ制御する回路である。
【０００６】
上記コイルＬ１は、モータのステータ（図示せず）に備えられ、後述するように、ＰＦ１〜ＰＦ４によって所定のＯＮ／ＯＦＦタイミングで図中左端から右端又は右端から左端に向かって通電され、動的な磁界（回転磁界）を作る。
モータのロータ（図示せず）には永久磁石が備えられており、このロータは永久磁石が上記磁界に追従して回転することにより回転する。
【０００７】
ここで、上記プリドライブ回路３２は、ゲート信号ＧＳ１〜ＧＳ４を各別に出力するゲート回路部３２ａ〜３２ｄを備えてなる。この場合、ＰＦ１，ＰＦ２にゲート信号ＧＳ１，ＧＳ２を出力するゲート回路部３２ａ，３２ｂへは、直流電源＋Ｂを昇圧回路３５によって昇圧された電源＋Ｖｐが与えられる。また、ＰＦ３，ＰＦ４にゲート信号ＧＳ３，ＧＳ４を出力するゲート回路部３２ｃ，３２ｄへは、直流電源＋Ｂが昇圧されることなく与えられる。
【０００８】
これは、ＰＦ１〜ＰＦ４のうち、ＰＦ３，ＰＦ４は、ソースがアースされているのでゲート（制御入力端子）がアース電位より若干高ければＯＮする。
一方、ＰＦ１，ＰＦ２は、コイルＬ１を挟んで電源＋Ｂ側にある。このため、コイルＬ１の駆動電圧が電源電圧＋Ｂ〔Ｖ〕にほぼ等しい通常の場合にあっては、この電源電圧以上の電圧、具体的には電源電圧＋Ｂ〔Ｖ〕に、ＰＦ１，ＰＦ２をＯＮさせるために必要なゲート・ソース間電圧を加えた電圧＋Ｖｐ〔Ｖ〕をゲートに与えなければ、ＰＦ１，ＰＦ２をＯＮさせ得ないからである。
【０００９】
上記昇圧回路３５を用いれば、直流電源＋Ｂの電圧＋Ｂ〔Ｖ〕を所定の電圧＋Ｖｐ〔Ｖ〕に昇圧してゲート回路部３２ａ，３２ｂに与え、ＰＦ１，ＰＦ２のゲート信号ＧＳ１，ＧＳ２につき、ＰＦ３，ＰＦ４のゲート信号ＧＳ３，ＧＳ４に比べて高い電圧までレベル変化させることができ、ＰＦ１，ＰＦ２のＯＮ／ＯＦＦ制御が可能となる。
【００１０】
図５は、従来の昇圧回路の構成を図４中のドライブ回路３１と共に示す図である。
この図に示すように昇圧回路は、図示極性のダイオードＤ４１，Ｄ４２、コンデンサＣ４１，Ｃ４２及び抵抗Ｒ４１，Ｒ４２を備えたチャージポンプ回路からなる。
図中、＋Ｖｐ１が、図４に示すプリドライブ回路３２のゲート回路部３２ａへの電源となり、＋Ｖｐ２が、同プリドライブ回路３２のゲート回路部３２ｂへの電源となる。
図６（ａ）は図５中の電源＋Ｖｐ１の、換言すればゲート信号ＧＳ１の電圧波形図、同（ｂ）はゲート信号ＧＳ４の電圧波形図である。電源＋Ｖｐ２（ゲート信号ＧＳ２）とゲート信号ＧＳ３の電圧波形も、位相が異なることを除けば図６（ａ），（ｂ）と同様である。なお、図６（ａ），（ｂ）は、デューティ比が１００％の場合を例示している。
このような昇圧回路によれば、ゲート信号ＧＳ１（ＧＳ２）を、ゲート信号ＧＳ４（ＧＳ３）に比べて高い電圧までレベル変化させることができ、ＰＦ１（ＰＦ２）のＯＮ／ＯＦＦ制御が可能となる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら上述従来回路では、電源＋Ｖｐ１（＋Ｖｐ２）はコンデンサＣ４１及び抵抗Ｒ４１（コンデンサＣ４２及び抵抗Ｒ４２）により生成され、この電源＋Ｖｐ１を用いてゲート信号ＧＳ１が作成されている。このため、ゲート信号ＧＳ１の電圧波形は、図６（ａ）中の破線で示す方形に比べて、立上がり、立下がり時、共になまりが生じ、モータの動作を極めて不安定にしていた。
そこで、ＩＣ、変圧器及び他の素子を用いて安定な高電圧を得、モータを安定に動作させる昇圧回路が出現した。しかしこの昇圧回路は、上記ＩＣや変圧器、特にＩＣが高価であること、変圧器の占有スペースが大きく、モータに内蔵させる小サイズのプリント基板への実装が難しいこと等の問題点があった。
【００１２】
本発明は、上記のような実情に鑑みなされたもので、小型で小サイズのプリント基板への実装が容易に行え、かつ低価格であり、しかもモータを安定動作させることのできるブラシレス直流１相モータのプリドライブ回路用昇圧回路を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、請求項１に記載の発明は、２つの主スイッチング素子の直列接続体が一対、直流電源・アース間に接続され、それら直列接続体の２つの主スイッチング素子の接続点相互間に接続されたモータコイルに、各主スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ制御によって任意の方向から、任意のタイミングでＯＮ／ＯＦＦ通電制御可能で、前記直流電源側の２つの主スイッチング素子のＯＮに電源電圧を超える制御電圧が必要なブラシレス直流１相モータのドライブ回路を駆動するプリドライブ回路において、前記モータコイルの一端側が他端側に比べて高電位になったときにＯＮ動作して前記直流電源から第１ダイオードを介して第１コンデンサを充電させる第１昇圧制御用スイッチング素子と、前記モータコイルの他端側が一端側に比べて高電位になったときにＯＮ動作して前記第１コンデンサの前記第１昇圧制御用スイッチング素子との接続側の端子及び前記直流電源相互間を導通して、前記第１コンデンサの前記第１ダイオードとの接続点側の電位を上昇させる第２昇圧制御用スイッチング素子と、この第２昇圧制御用スイッチング素子のＯＮ時に、前記第１コンデンサから第２ダイオードを介して電荷を受けて充電される、前記第２ダイオードと第２昇圧制御用スイッチング素子の前記直流電源の接続側の開閉端子との間に接続された第２コンデンサとを備え、
前記第２ダイオードと第２コンデンサとの接続路から、昇電圧出力を得ることを特徴とする。
【００１４】
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の発明において、モータコイルの一端側と第１昇圧制御用スイッチング素子の制御端子との間、及び前記モータコイルの他端側と第２昇圧制御用スイッチング素子の制御端子との間の各々に、各昇圧制御用スイッチング素子の制御端子に対して順方向に向けられたダイオードと抵抗の並列回路が介挿接続されることを特徴とする。
【００１５】
請求項３に記載の発明は、請求項１又は２に記載の発明において、第１及び第２昇圧制御用スイッチング素子の各制御端子とアース側の開閉端子との間に、各々電圧制限素子が接続されることを特徴とする。
【００１６】
請求項４に記載の発明は、請求項１、２又は３に記載の発明において、第２ダイオードと第２コンデンサとの接続路からの昇電圧出力路中にフィルタ回路が挿入されることを特徴とする。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づき説明する。
図１は、本発明によるブラシレス直流１相モータのプリドライブ回路用昇圧回路の一実施形態を示す図で、図４と同一符号は同一又は相当部分を示す。
この図１において、ブラシレス直流１相モータのコイル（モータコイル）Ｌ１及びそのドライブ回路３１を除いた部分１１が本発明のプリドライブ回路用昇圧回路である。＋Ｂは回路動作用の直流電源を示す。
【００１８】
すなわち、本発明のプリドライブ回路用昇圧回路１１は、チャージポンプ回路からなるもので、ここでは２つのＮＰＮ形トランジスタ（昇圧制御用スイッチング素子）Ｑ１１，Ｑ１２、３つのコンデンサＣ１１〜Ｃ１３、４つのダイオードＤ１１〜Ｄ１４、２つのツェナダイオードＺＤ１１，ＺＤ１２及び６つの抵抗Ｒ１１〜Ｒ１６を備えて構成されている。
この場合、上記トランジスタＱ１１は、ベース（制御端子）がダイオードＤ１１及び抵抗Ｒ１１の並列回路と抵抗Ｒ１２とを順に介してドライブ回路３１のＰＦ１、ＰＦ３及びコイルＬ１の接続点に接続されている。また、上記ダイオードＤ１１は、トランジスタＱ１１のベース・エミッタ間に対して順方向に向けられている。
またトランジスタＱ１１のベース・エミッタ間には、このベース・エミッタ間とは逆極性のツェナダイオードＺＤ１１が接続されている。
更に、トランジスタＱ１１のコレクタ（電源側開閉端子）は、＋Ｂ電源ライン＋ＢＬに直結されると共に、コンデンサＣ１１、ダイオードＤ１２及びダイオードＤ１３を順に介して＋Ｂ電源ライン＋ＢＬに接続されている。ダイオードＤ１３、ダイオードＤ１２及びコンデンサＣ１１は、図示するように、トランジスタＱ１１のコレクタ・エミッタ間に対して順方向に向けて接続されている。
また、ダイオードＤ１３，Ｄ１２の接続点とトランジスタＱ１１のエミッタ間には、ダイオードＤ１３，Ｄ１２の接続点側を＋極に向けたコンデンサＣ１２が接続されている。
【００１９】
上記トランジスタＱ１２は、ベース（制御端子）がダイオードＤ１４及び抵抗Ｒ１３の並列回路と抵抗Ｒ１４とを順に介してドライブ回路３１のＰＦ２、ＰＦ４及びコイルＬ１の接続点に接続され、エミッタがアースされている。この場合、上記ダイオードＤ１４は、トランジスタＱ１２のベース・エミッタ間に対して順方向に向けられている。
またトランジスタＱ１２のベース・エミッタ間には、このベース・エミッタ間とは逆極性のツェナダイオードＺＤ１２が接続されている。
更にトランジスタＱ１２のコレクタ（電源側開閉端子）は、トランジスタＱ１１のエミッタ（コンデンサＣ１２の−極）に直結されている。
【００２０】
このような昇圧回路１１の出力電圧、つまり昇電圧＋Ｖｐ〔Ｖ〕は、上記ダイオードＤ１２とコンデンサＣ１１の接続点からフィルタＲＣＦを介して出力端ＯＵＴに導出される。フィルタＲＣＦは、ここでは上記ダイオードＤ１２とコンデンサＣ１１の接続点と、出力端ＯＵＴとの間に挿入された抵抗Ｒ１５及びＲ１６の並列回路と、この並列回路の出力端ＯＵＴ側の接続点とアース間に接続されたコンデンサＣ１３とによって構成されている。
【００２１】
次に、上述昇圧回路の動作について説明する。
いま、ＰＦ１，ＰＦ４がＯＦＦしてＰＦ２，ＰＦ３がＯＮすると、トランジスタＱ１１がＯＦＦしてトランジスタＱ１２がＯＮ（コレクタ・エミッタ間が導通）する。トランジスタＱ１２がＯＮすると、＋Ｂ電源からの電流がダイオードＤ１３を通ってコンデンサＣ１２を充電する。このときのコンデンサＣ１２の両端間電圧はほぼ＋Ｂ電源電圧であり、ここではこれを＋Ｖｐ１〔Ｖ〕とする。なおこの際、コンデンサＣ１２の−極側の電位は、トランジスタＱ１２のコレクタ・エミッタ間の抵抗が極めて小さいのでアース電位（約０Ｖ）である。
【００２２】
次に、ＰＦ１，ＰＦ４がＯＮしてＰＦ２，ＰＦ３がＯＦＦすると、トランジスタＱ１１がＯＮ（コレクタ・エミッタ間が導通）してトランジスタＱ１２がＯＦＦする。トランジスタＱ１１がＯＮすると、このトランジスタＱ１１のコレクタ・エミッタ間の抵抗が極めて小さいのでコンデンサＣ１２の−極側の電位はほぼ＋Ｖｐ１〔Ｖ〕となり、コンデンサＣ１２の＋極側の電位は２・＋Ｖｐ１〔Ｖ〕となる。この時、コンデンサＣ１１の＋極側の電位が２・＋Ｖｐ１〔Ｖ〕に達していないことと、ダイオードＤ１３，Ｄ１２が逆流阻止機能をもつことから、コンデンサＣ１２はコンデンサＣ１１を充電し始める。
【００２３】
コンデンサＣ１１の充電に伴って、コンデンサＣ１２の＋極側の電位は低下し、また、後述＋Ｖｐ電源の供給に伴ってコンデンサＣ１１の＋極側の電位は低下しようとする。しかしその間、ＰＦ１，ＰＦ４のＯＦＦ／ＯＮ（ＰＦ２，ＰＦ３のＯＮ／ＯＦＦ）、すなわちトランジスタＱ１１のＯＦＦ／ＯＮ（トランジスタＱ１２のＯＮ／ＯＦＦ）が繰り返され、両コンデンサＣ１２，Ｃ１１の充電も瞬時に行われているので、コンデンサＣ１１の＋極側の電位は２・＋Ｖｐ１〔Ｖ〕に保持される。
つまり、ダイオードＤ１２とコンデンサＣ１１の接続点は２・＋Ｖｐ１〔Ｖ〕に一定に保持され、出力端ＯＵＴからは連続した安定な出力電圧（昇電圧）＋Ｖｐ（＝２・＋Ｖｐ１）〔Ｖ〕が＋Ｖｐ電源として出力される。この＋Ｖｐ電源は、図４中のプリドライブ回路３２のゲート回路部３２ａ，３２ｂに、共通の動作用直流電源として供給される。
【００２４】
図２（ａ）は図１中のゲート信号ＧＳ１の電圧波形図、同（ｂ）はゲート信号ＧＳ４の電圧波形図である。ゲート信号ＧＳ２とゲート信号ＧＳ３の電圧波形も、位相が異なることを除けば図２（ａ），（ｂ）と同様である。なお、図２（ａ），（ｂ）は、デューティ比が１００％の場合を例示している。
図示するように、ゲート信号ＧＳ１（ＧＳ２）は、ゲート信号ＧＳ４（ＧＳ３）に比べて高い電圧までレベル変化させることができ、ＰＦ１（ＰＦ２）のＯＮ／ＯＦＦ制御が可能となる。しかも、連続した安定な出力電圧（昇電圧）＋Ｖｐ〔Ｖ〕が＋Ｖｐ電源として出力されることから、ゲート信号ＧＳ１（ＧＳ２）の電圧波形には、立上がり、立下がり時、共になまりが生じることはなく、モータの動作は極めて安定する。
また、ＩＣや変圧器を用いた従来回路のように、高価であったり、占有スペースが大きかったりすることがなく、モータに内蔵させる小型で小サイズのプリント基板への実装が容易に行え、低価格化が図れる。
【００２５】
図１において、ダイオードＤ１１及び抵抗Ｒ１１の並列回路と、ダイオードＤ１４及び抵抗Ｒ１３の並列回路は、トランジスタＱ１１，Ｑ１２のＯＮ期間やＯＦＦ期間が重なることのないように、トランジスタＱ１１，Ｑ１２のＯＮ／ＯＦＦ時点を微調整する。すなわち、トランジスタＱ１１に対して、ダイオードＤ１１はＯＦＦ時点を早め、抵抗Ｒ１１はＯＮ時点を遅らせる。また、トランジスタＱ１２に対して、ダイオードＤ１４はＯＦＦ時点を早め、抵抗Ｒ１３はＯＮ時点を遅らせる。これによれば、トランジスタＱ１１，Ｑ１２の誤動作を防止できる。
また、ツェナダイオードＺＤ１１，ＺＤ１２は、トランジスタＱ１１，Ｑ１２のベースに高圧サージ等が入力されようとしたときにこれを吸収（電圧制限）し、トランジスタＱ１１，Ｑ１２を保護する。
更に、フィルタＲＣＦは、昇電圧出力に含まれるノイズを吸収（除去）する。
【００２６】
図２は、本発明回路の他の実施形態を示す回路図である。
この図において、図１と同一又は相当部分に同一符号を付して説明すると、この実施形態では、図１に示す回路からＲＣフィルタ回路ＲＣＦを省略した。
図中のダイオードＤ１２とコンデンサＣ１１の接続点から出力される昇電圧に含まれるノイズが小さいときには、図１中のＲＣフィルタ回路ＲＣＦを省略してもよい。
【００２７】
上述実施形態では、主スイッチング素子にＮチャンネルＭＯＳ形パワーＦＥＴを用いたが、これのみに限定されず、例えば、コレクタ・エミッタ間に逆並列にダイオードを接続したパワートランジスタを用いてもよい。
また、昇圧制御用スイッチング素子にＮＰＮ形トランジスタを用いたが、これ以外のスイッチング機能をもつ素子を用いてもよい。
【００２８】
【発明の効果】
請求項１に記載の発明によれば、連続した安定な昇電圧を出力するので、ＯＮ電圧に電源電圧以上の電圧を必要とする主スイッチング素子への制御電圧の波形（立上がり、立下がり時）になまりを生じさせることがなく、モータの動作を極めて安定にする。
加えて、ＩＣや変圧器を用いずに構成できるので、低価格化が図れ、また占有スペースが小さくなって、モータに内蔵させる小型で小サイズのプリント基板への実装が容易に行える。
【００２９】
また、請求項２に記載の発明によれば、２つの昇圧制御用スイッチング素子のＯＮ期間やＯＦＦ期間が相互に重なることを防止できるので昇圧制御用スイッチング素子の誤動作を防止でき、請求項３に記載の発明によれば、昇圧制御用スイッチング素子の制御端子を高電圧から保護できる。更に、請求項４に記載の発明によれば、昇電圧出力に含まれるノイズを除去できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明回路の一実施形態を示す図である。
【図２】同上回路の動作を説明するための波形図である。
【図３】本発明回路の他の実施形態を示す図である。
【図４】ブラシレス直流１相モータのプリドライブ回路を説明するための図である。
【図５】従来回路を示す図である。
【図６】従来回路の動作を説明するための波形図である。
【符号の説明】
１１  本発明の昇圧回路
３１  ブラシレス直流１相モータのドライブ回路
ＰＦ１〜ＰＦ４  ＮチャンネルＭＯＳ形パワーＦＥＴ（主スイッチング素子）
＋Ｂ  直流電源
Ｌ１  モータコイル
Ｄ１２  ダイオード（第２ダイオード）
Ｄ１３  ダイオード（第１ダイオード）
Ｃ１１  コンデンサ（第２コンデンサ）
Ｃ１２  コンデンサ（第１コンデンサ）
Ｑ１１  ＮＰＮ形トランジスタ（第２昇圧制御用スイッチング素子）
Ｑ１２  ＮＰＮ形トランジスタ（第１昇圧制御用スイッチング素子）
ＯＵＴ  出力端
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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