(57)【要約】【課題】分散補償なしでの半導体電界吸収型変調器の伝送距離を拡大する。【解決手段】多重量子井戸から構成された電界吸収型変調器とこれに直列に接続された位相変調器と電界吸収型変調器に与える電気信号を反転してデューティー比を変える電気回路から構成された光送信装置。【効果】半導体電界吸収型変調器の伝送距離を拡大する。【選択図】　図１
2004004381.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電界吸収効果を生じさせる吸収層を有する電界吸収型半導体光変調器と、前記電界吸収型変調器と光導波路で結合された位相変調器とを有する半導体光変調モジュールにおいて、前記吸収層が多重量子井戸を有し、前記電界吸収型半導体光変調器に印加する駆動電圧波形がデジタル的にＯＦＦ，　ＯＮ，　ＯＦＦの順序で変化するときにＯＦＦからＯＮへの変化の途中で前記駆動電圧が前記電界吸収型変調器の駆動振幅の半分になる時刻をＴＥＡ＿ｒとし、ＯＮからＯＦＦへ変化する途中で前記駆動電圧が前記電界吸収型変調器の駆動振幅の半分になる時刻をＴＥＡ＿ｆとし、ＴＥＡ＿ｒとＴＥＡ＿ｆの中間の時刻をＴＥＡ＿ｈａｌｆ　＝　ＴＥＡ＿ｒ＋｜ＴＥＡ＿ｆ−ＴＥＡ＿ｒ｜／２で定義し、前記位相変調器の駆動電圧波形がデジタル的にＯＮ，　ＯＦＦ，　ＯＮの順序で変化するときにＯＮからＯＦＦへ変化する途中で前記駆動電圧が前記位相変調器の駆動振幅の半分になる時刻をＴｐｈ＿ｆとし、ＯＦＦからＯＮへ変化する途中での前記駆動電圧が前記位相変調器の駆動振幅の半分になる時刻をＴｐｈ＿ｒとし、Ｔｐｈ＿ｒとＴｐｈ＿ｆの中間の時刻をＴｐｈ＿ｈａｌｆ　＝　Ｔｐｈ＿ｒ＋｜Ｔｐｈ＿ｆ−Ｔｐｈ＿ｒ｜／２で定義するとき、ＴＥＡ＿ｈａｌｆ　＝　Ｔｐｈ＿ｈａｌｆを満たし（ＴＥＡ＿ｈａｌｆとＴｐｈ＿ｈａｌｆとは同時刻である。）、かつ、｜ＴＥＡ＿ｒ　−　ＴＥＡ＿ｆ｜＞　｜Ｔｐｈ＿ｒ　　Ｔｐｈ＿ｆ｜の関係を満たすことを特徴とする光送信モジュール。
【請求項２】
電界吸収効果を生じさせる吸収層を有する電界吸収型半導体光変調器と、前記電界吸収型変調器と光導波路で結合された位相変調器とを有する半導体光変調モジュールにおいて、前記吸収層が多重量子井戸を有し、前記電界吸収型半導体光変調器に印加する駆動電圧波形がデジタル的にＯＮ，　ＯＦＦ，　ＯＮの順序で変化するときにＯＮからＯＦＦへの変化の途中で前記駆動電圧が前記電界吸収型変調器の駆動振幅の半分になる時刻をＴＥＡ＿ｆとし、ＯＦＦからＯＮへ変化する途中で前記駆動電圧が前記電界吸収型変調器の駆動振幅の半分になる時刻をＴＥＡ＿ｒとし、ＴＥＡ＿ｒとＴＥＡ＿ｆの中間の時刻をＴＥＡ＿ｈａｌｆ　＝　ＴＥＡ＿ｒ＋｜ＴＥＡ＿ｆ−ＴＥＡ＿ｒ｜／２で定義し、前記位相変調器の駆動電圧波形がデジタル的にＯＦＦ，　ＯＮ，　ＯＦＦの順序で変化するときにＯＦＦからＯＮへ変化する途中で前記駆動電圧が前記位相変調器の駆動振幅の半分になる時刻をＴｐｈ＿ｒとし、ＯＮからＯＦＦへ変化する途中での前記駆動電圧が前記位相変調器の駆動振幅の半分になる時刻をＴｐｈ＿ｆとし、Ｔｐｈ＿ｒとＴｐｈ＿ｆの中間の時刻をＴｐｈ＿ｈａｌｆ　＝　Ｔｐｈ＿ｒ＋｜Ｔｐｈ＿ｆ−Ｔｐｈ＿ｒ｜／２で定義するとき、ＴＥＡ＿ｈａｌｆ　＝　Ｔｐｈ＿ｈａｌｆを満たし（ＴＥＡ＿ｈａｌｆとＴｐｈ＿ｈａｌｆとは同時刻である。）、かつ、｜ＴＥＡ＿ｒ　−　ＴＥＡ＿ｆ｜＜　｜Ｔｐｈ＿ｒ　　Ｔｐｈ＿ｆ｜の関係を満たすことを特徴とする光送信モジュール。
【請求項３】
前記電界吸収型変調器に前記駆動電圧を与える第一の電気信号と前記位相変調器に前記駆動電圧を与える第二の信号が一つの集積回路から供給されており、当該信号が前記集積回路の差動回路によって作られていることを特徴とする請求項１記載の光送信モジュール。
【請求項４】
前記電界吸収型変調器に前記駆動電圧を与える第一の電気信号と前記位相変調器に前記駆動電圧を与える第二の信号が一つの集積回路から供給されており、当該信号が前記集積回路の差動回路によって作られていることを特徴とする請求項２記載の光送信モジュール。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、光通信システムにおける光変調器および光通信光源に関する。
【０００２】
【従来の技術】
光通信システムにおける光通信用光源の高速化の要求が続いている。現在、１チャネル当たり１０Ｇｂｉｔ／ｓの伝送速度の通信システムは既に実用化されている。しかし、その伝送距離はファイバの分散特性によって８０ｋｍ以下に制限されている。この伝送距離の制限はαパラメタと呼ばれるパラメタによって良く特徴つけられる。このαパラメタが−１程度の時、伝送距離は最大となる。一方、半導体電界吸収型光変調器は小型かつ駆動電圧が小さく、レーザとの集積が可能であることから安価な光送信モジュールを構成することが可能であるが、αパラメタは電圧に対して変化して、＋１〜−２程度の値を取る。実効的にはこのαパラメタは０程度に相当し、最大の伝送距離を得られない。半導体電界吸収型変調器のαパラメタを調整して−１程度にすることが望ましいが、これを実現する手段として特開平６−２３５８８９に公開されている位相変調器と電界吸収型変調器を組み合わせる方法がある。しかし、ここで開示されている電界吸収型変調器はバルク吸収層によるフランツケルディッシュ効果を用いている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
本発明では電界吸収型変調器の吸収層として多重量子井戸を有する半導体光変調器のαパラメタを調整するたことを課題とする。まず、図２に変調器の光出力と変調器に印加する電圧の関係を示す。図２から分かるように、電界吸収型変調器を構成するＰＩＮ接合への逆電圧の大きさを大きくするに従って、変調器の出力光強度が曲線２１の添って小さくなる。レーザ光が前記変調器を透過する状態をつくるためにその変調器に与える電圧は−Ｖｏｎとし、前記変調器でレーザ光を遮断する状態をつくるためにその変調器に与える電圧はその変調器の特性から決まる適切な負バイアスとする。この値を−Ｖｏｆｆとする。このとき、電圧の符号の規約は、電界吸収型変調器を構成するＰＩＮ接合の順方向バイアスが正になるようにとるものとする。いま、−Ｖｏｎと−Ｖｏｆｆの差をＶｐｐ＝｜Ｖｏｎ　−　Ｖｏｆｆ｜と定義し、−Ｖｏｎと−Ｖｏｆｆの中点に対応するバイアス電圧の絶対値を電圧振幅中心：Ｖ１／２　＝　Ｖｏｎ　＋　Ｖｐｐ／２と定義する。また、変調器に加える電圧が−Ｖｏｎのときの光出力の半分の光出力に対応する変調器印加電圧を−Ｖ３ｄＢと定義する。図３にバルク材料についてのαパラメタの変調器印加電圧依存性を示す。図中の曲線２２は吸収層にバルク材料（量子井戸に対して）を用いた場合に、従来型の変調器のαパラメタの印加電圧依存性を示す。横軸は変調器に印加する電圧とし、縦軸をαパラメタとした。αパラメタとは電圧を微小量ΔＶだけ変化するに従って、変調器を光が通過したときに感じる屈折率変化と吸収率変化がそれぞれΔｎとΔｋの時に、αパラメタをΔｎ／Δｋで定義する。このαパラメタはシングルモードファイバの分散の影響を受けた時の伝送可能な距離の指標となるパラメタである。また、図３中の曲線２３は位相変調器のαパラメタの変調器印加電圧依存性であり、曲線２４は曲線２２の示すαパラメタを持った電界吸収型変調器と曲線２３の示すアルファパラメタを持った位相変調器を直列に接続したときの組み合されたαパラメタの電界吸収型変調器への印加電圧依存性を示す。図３においては位相変調器は電界吸収型変調器と逆向きで同じ大きさの電圧が印加されたとして曲線２４を描いている。
【０００４】
図３からわかるように、電界吸収型変調器では印加電圧に対してαパラメタは一定の値をとらない。それゆえ、αパラメタの電圧依存性を線形近似することによって２つのパラメタと伝送距離を対応させることが必要である。ここでは、図３に示すように、変調器への印加電圧が−Ｖ３ｄＢの場合のαパラメタをα３ｄＢとし、印加電圧がＶ１／２の場合のαパラメタをα１／２と定義する。これら２つのαパラメタの値は伝送距離の良い指標になっており、これら２つのパラメタと伝送距離の関係は図４から読みとることができる。図４にはいろいろなα３ｄＢとα１／２の値に対して１５００ｐｓ／ｎｍの分散量（ファイバ長８３ｋｍ程度に対応）を持ったファイバを伝送したあとに、αパラメタの大きさによって伝送後の波形がゆがむ度合いを示している。より正確には、伝送後の波形歪みによる受信感度劣化量を受信器への入力パワで補償しようとしたときに、余分に必要な光パワ、すなわち、伝送ペナルティの値の分布を示す。通常伝送ペナルティは２ｄＢ以上では伝送できないと見なすことができる。また、伝送ペナルティが１ｄＢ以下のときに伝送可能と見なすことができ、１〜２ｄＢでは伝送システム設計に依存して伝送可能かどうかが決定される。図３の曲線２２のαパラメタではα３ｄＢ＝　＋１．０、α１／２＝　＋１．６であるから、これら示すαは図の描いている範囲外にあるが、伝送ペナルティは２ｄＢ以上であることが分かる。
【０００５】
次に、特開平６−２３５８８９で公開されているように位相変調器を電界吸収型変調器に直列に接続してαパラメタを小さくする場合を説明する。位相変調器も電界吸収型変調器と同様に吸収層にバルクを用いているため、αパラメタの電圧依存性は図３の曲線２３に示すように駆動電気信号が逆位相であることを反映して、吸収変調器の電圧に対しては双曲線２２に左右が反転した曲線を描く。図６に電界吸収型変調器と位相変調器に入力する電圧の波形を示す。横軸は時間をであり、縦軸は電界九首型変調器および位相変調器への印加電圧を示す。図６には１０Ｇｂｉｔ／ｓ　ＮＲＺ（Ｎｏ−　ｒｅｔｕｒｎ−ｔｏ−ｚｅｒｏ）の電気信号波形を示している。位相変調器を電界吸収型変調器と逆位相で駆動するとき、位相変調器のαパラメタの符号が反転して、電界吸収型変調器のαパラメタに加算されるため、全体としては曲線２４のような負のαパラメタを持つ変調器を実現することができる。このとき曲線２４のαパラメタではα３ｄＢ＝　−０．５、α１／２＝　−０．８であるから伝送ペナルティは１ｄＢ以下であることがわかる。すなわち、位相変調器を電界吸収型変調器に対して逆位相で駆動することによって伝送距離を延長することができる。
【０００６】
このようにバルクの吸収層のフランツケルディッシュ効果を用いた電界吸収型変調器と位相変調器を組み合わせることによって、伝送特性が改善することができる理由は、それぞれのαパラメタが電圧に対して同様の変化を示し、組み合わされたαパラメタの電界依存性が小さくできることによっている。
【０００７】
次に吸収層に多重量子井戸（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ｑｕａｎｔｕｍ　Ｗｅｌｌ　：　ＭＱＷ）を用いた場合を説明する。図５は図３と同様に横軸が電界吸収型変調器への印加電圧であり、縦軸がαパラメタを示す。曲線３１は電界吸収型変調器のαパラメタを示し、曲線３２は位相変調器のαパラメタを示す。また、曲線３３は位相変調器と電界吸収型変調器の合成されたαパラメタを示す。図５の曲線３１に示すような吸収層に多重量子井戸を用いた場合のαパラメタに対応する前記２つの指標はα３ｄＢ＝　＋０．８、α１／２＝　−１．２であることを示す。
【０００８】
図４からαパラメタが上記の値のときには伝送ペナルティは２ｄＢ以上であり、１５００ｐｓ／ｎｍに相当する伝送距離を伝送できないことが分かる。すなわち、吸収層にＭＱＷを用いた場合にはファイバの分散量が１８ｐｓ／ｎｍｋｍのとき８３ｋｍの伝送は不可能であることが分かる。α３ｄＢ＝　＋０．８、α１／２＝　−１．２の値は電界吸収型変調器中の量子井戸設計によって異なるが、α３ｄＢは０．５〜１．５程度、α１／２はα３ｄＢより１〜２程度以上小さいということ特徴を持つことが多い。いずれの場合も１５００ｐｓ／ｎｍ伝送後のペナルティは１ｄＢ以上で８０ｋｍ伝送には十分適切なαパラメタとなっていない。吸収層にバルクを用いた場合と同様に位相変調器に逆位相の電気信号を加えることによって実効的なαパラメタを小さくしたものが図５の曲線３４である。この時、位相変調器への逆位相条件を考慮したαカーブを曲線３３に示すように電界吸収型変調器のαパラメタ曲線３２と大幅に吸収変調器印加電圧依存性が異なるためにα１／２が小さくなりすぎてしまう。すなわち、変調器への印加電圧が大きいときにαパラメタが小さくなりすぎる。実際、この図５の曲線３４に対応するα３ｄＢとα１／２はそれぞれ、＋０．２、α１／２＝　−３となり１５００ｐｓ／ｎｍ伝送後のペナルティは２ｄＢ以上となる。よって、吸収層がＭＱＷを有する場合、位相変調器との組み合わせを行っても十分な長距離伝送ができないことを示す。
【０００９】
上記図５の曲線３４のαパラメタは電界吸収型変調器への印加電圧と位相変調器への印加電圧が逆位相である場合を示しているが、このときの電気信号波形をもう少し具体的に説明する。図６に電界吸収型変調器への電気信号と位相変調器への電気信号を示す。電界吸収型光変調器に印加する駆動電圧波形がデジタル的にＯＦＦ，　ＯＮ，　ＯＦＦの順序で変化するときにＯＦＦからＯＮへの変化の途中で電圧が振幅の半分になる時刻をＴＥＡ＿ｒとし、ＯＮからＯＦＦへ変化する途中で電圧が振幅の半分になる時刻をＴＥＡ＿ｆとし、さらに位相変調器の駆動電圧波形がデジタル的にＯＮ，　ＯＦＦ，　ＯＮの順序で変化するときにＯＮからＯＦＦへ変化する途中で電圧が振幅の半分になる時刻をＴｐｈ＿ｆとし、ＯＦＦからＯＮへ変化する途中での電圧が振幅の半分になる時刻をＴｐｈ＿ｒとする。位相変調器と電界吸収型変調器を逆位相で駆動するとき、ＴＥＡ＿ｒ　＝　Ｔｐｈ＿ｆとＴＥＡ＿ｆ　＝　Ｔｐｈ＿ｒが成立している。
【００１０】
【発明を解決するための手段】
上記電界吸収型変調器への印加電圧が大きいときのαパラメタが小さすぎるという課題を解決するために、位相変調器の駆動波形を電界吸収型変調器の駆動波形に対して、後に示すように符号の変化を始める時間を変えることによって実現する。
【００１１】
図８に本発明における位相変調器と電界吸収型変調器の駆動波形を示す。横軸を時間とし縦軸を位相変調器と電界吸収型変調器への印加電圧とする。時間に関する記号は図６と同じ規約である。ここでは電界吸収型変調器の駆動波形がデジタル的にｏｆｆ、ｏｎ、ｏｆｆという変化をさせる場合について説明する。図８の波形は位相変調器への印加電圧がＶｏｆｆである時間が電界吸収型変調器の電圧がＶｏｎである時間に比べて短いという特徴を持つ。一方、図６の駆動波形の場合には位相変調器のＶｏｆｆの時間と電界吸収型変調器のＶｏｎの時間は同じである。上記の特徴を図中の記号で示すと｜ＴＥＡ＿ｆ　−　ＴＥＡ＿ｒ｜＞　｜Ｔｐｈ＿ｒ　　Ｔｐｈ＿ｆ｜となる。また、このような“ずれ”は電界吸収型変調器駆動波形と位相変調器駆動波形が次に記すような“同期”がとれているという条件のもとでなければならない。図８においてＴＥＡ＿ｒとＴＥＡ＿ｆの中点をＴＥＡ＿ｈａｌｆとし、Ｔｐｈ＿ｒとＴｐｈ＿ｆの中点をＴｐｈ＿ｈａｌｆとする。このとき前記条件とはＴＥＡ＿ｈａｌｆ　＝　Ｔｐｈ＿ｈａｌｆである。すなわち、位相変調器および電界吸収型変調器印加電圧波形のタイミング抽出を行ったときに位相ずれがないようにする。両変調器の駆動電圧波形は同期しているのである。
【００１２】
次にこのような波形にすることによってなぜαパラメタが小さくなりすぎるという問題が解決するかについて説明する。図８の電界吸収型変調器の駆動波形においてＶｏｆｆからＶｏｎに変化し始める時刻に注目する。このとき、図８に示すように位相変調器への印加電圧は、時間ずれのためにＶｏｎのままである。そのため位相変調器は周波数チャ―プには寄与しない。それゆえ、Ｖｏｎが変化しない時間では、電界吸収型変調器のみの寄与が位相変調器と電界吸収型変調器を組み合わせたときのαパラメタとなる。次に電界吸収型変調器がＶｏｎとＶｏｆｆの中間的な電圧となるとき、すなわち、時刻Ｔｐｈ＿１に位相変調器はＶｏｎからＶｏｆｆへ変化し始めるとする。このＴｐｈ＿１が電界吸収型変調器のαパラメタの低減が必要な電圧の絶対値の最大値である電圧Ｖａとなる時刻Ｔｒｖａと一致する時、位相変調器と電界吸収型変調器を組み合わせた場合のαパラメタを低減することができ、かつ、必要以上にαパラメタを低減することがなくなる。このように電界吸収型変調器のαパラメタの低減が必要な電圧領域についてのみ、位相変調器との組み合わせによってαパラメタの低減が可能となる。その中で最も適切な時刻Ｔｐｈ＿１は電界吸収型変調器印加電圧がｏｆｆからｏｎへ変化する途中で電界吸収型変調器印加電圧がＶａとなる時刻すなわちＴｒｖａと一致する場合である。
【００１３】
次にこのような原理を位相変調器および電界吸収型変調器への印加電圧とαパラメタの関係で説明する。図７は電界吸収型変調器と位相変調器およびこれらを組み合わせた変調器のαパラメタを電界吸収型変調器への印加電圧を横軸としてプロットしてある。図７の曲線４２は図５の曲線３２と同じＭＱＷを有する電界吸収型変調器のαパラメタを示す。曲線４５は位相変調器のαパラメタ、曲線４４は電界吸収型変調器と位相変調器を組み合わせた場合のαパラメタを示す。曲線４２のαパラメタはＶａ以下の電圧では伝送距離を延長するために低減が必要であるとする。このとき上記に記したように位相変調器は上記に示すような電界吸収型変調器との駆動時間ずれを発生させることによって、電界吸収型変調器の電圧がＶａ以下の電圧でのみ位相変調器が組合された変調器のαパラメタはＶａ以下の領域でのみαパラメタの低減し、従来生じていた、αパラメタの過剰な低減は発生しない。ここで注意しなければならないのは図７の横軸が電界吸収型変調器への印加電圧としたことである。図８のようにＴＥＡ＿ｈａｌｆ　＝　Ｔｐｈ＿ｈａｌｆの条件を満たした状態で位相変調器を駆動するとき電界吸収型変調器の印加電圧を決定すれば一意的に位相変容器への印加電圧が決まる。この一意性を利用して横軸の電圧を電界吸収型変調器への印加電圧とし、縦軸を位相変調器のαパラメタをプロットした。
【００１４】
以上のことから、上記のような適切なαパラメタの低減は図８のＴｐｈ＿１と同様にＴｐｈ＿２を電界吸収型変調器の駆動電圧の低減が必要な電圧Ｖａに合わせて、図６に示すような電界吸収型変調器の電圧を反転した符号に比べてＴｐｈ＿１は遅く、Ｔｐｈ＿２は早く、することによって実現することができる。特に、時刻Ｔｐｈ＿１がＴｒｖａと一致させた場合において、駆動波形の大幅な広帯域化を伴わないようにするためには、駆動波形に課する条件は｜ＴＥＡ＿ｆ　−　ＴＥＡ＿ｒ｜＞　｜Ｔｐｈ＿ｒ　　Ｔｐｈ＿ｆ｜とすることができる。すなわち、電界吸収型変調器と位相変調器のデューティー比を変えることによって、Ｔｐｈ＿１がＴｒｖａに一致する条件を作り出すか、これに近い状況を作り出すことができる。逆にＴｐｈ＿ｒとＴｐｈ＿ｆを変えずにＴｐｈ＿１とＴｐｈ＿２を上記のように変えた場合には符号の立ちあがりに必要とする時間と立下りに必要とする時間を短縮しなければならないため、駆動波形はより高速な成分を含まなくてはならない。このような高周波成分の駆動波形形成回路の高速化を要求するという不都合が発生する。
【００１５】
また、完全に過剰なα低減を起こさないが、必ずしも最適ではない条件として図８において電界吸収型変調器の立ちあがり始めの時刻ＴＥＡ＿ｒ１　＜　Ｔｐｈ＿１かつＴＥＡ＿ｆ２　＜　Ｔｐｈ＿２がある。これは上記説明と同じ原理に基づき過剰なα低減を抑制するものであることは言うまでもない。
【００１６】
また、電界吸収型変調器の印加電圧がＯＮ，ＯＦＦ，ＯＮと変化した場合も同様に、位相変調器の駆動波形を電界吸収変調器の駆動波形に対して変化させることによって、組み合わせた変調器のαパラメタが長距離伝送に適したものにすることができる。図８に対応する電界吸収型変調器と位相変調器の駆動波形を図９に示す。｜ＴＥＡ＿ｆ　−　ＴＥＡ＿ｒ｜＜　｜Ｔｐｈ＿ｒ　　Ｔｐｈ＿ｆ｜とすることによって、位相変調器と電界吸収変調器を組み合わせてαパラメタが適切な値を取るようにすることができる。特に、上記説明と同様に電界吸収型変調器への印加電圧がＶａ以下場合に電界吸収変調器のαパラメタの低減が必要な場合にはＴｐｈ＿１　＝　Ｔｆｖａ、Ｔｐｈ＿２　＝　Ｔｒｖａとすることによって実現することができる。また、より不完全なαパラメタ最適化の条件としては前節に記したことと同様で、図９に示すように、ＴＥＡ＿ｆ３　＞　Ｔｐｈ＿１かつＴＥＡ＿ｒ４　＜　Ｔｐｈ＿２という条件があることもいうまでもない。
【００１７】
また、一般にＮＲＺ（Ｎｏ　Ｒｅｔｕｒｎ　ｔｏ　Ｚｅｒｏ）符号の場合には、図８のように電界吸収型変調器印加電圧波形がＯＦＦ，ＯＮ，ＯＦＦの順に変化する場合と図９に示すようにＯＮ，ＯＦＦ，ＯＮの順に変化する場合があり、両者ともに前記説明のような調整を行わなくてはならない。
【００１８】
一方、ＲＺ（Ｒｅｔｒｕｎ　ｔｏ　Ｚｅｒｏ）符号の場合には、図８に示すようなＯＦＦ，ＯＮ，ＯＦＦの順に変化する場合しかありえない。このように、符号方法によってＯＮ，ＯＦＦ，ＯＮとＯＦＦ，ＯＮ，ＯＦＦの２つのパタンの適用方法異なる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
［実施例１］
図１本発明をＩｎＰ半導体同一基板上に集積した場合素子構造を示す。図の上側に鳥瞰図を示し、図の下側に断面図を示した。図１中の断面図において電界吸収型変調器の吸収層を１１とし、位相変調器の変調層を１２とし分布帰還型半導体レーザの活性層を１３として、これらを同一基板上に集積した。これらの素子の間は光導波路のコア層１４によって結合されており、分布帰還型半導体レーザで発振した光はコア層１４および吸収層１１および変調層１２を光導波路のコアとしてガイドされながら、図の左側より変調光として出射する。半導体レーザおよび電界吸収型変調器および位相変調器に対応する電極をそれぞれ１８，１６，１７に示す。活性層、吸収層、変調層と電極の間は一括成長したＰクラッド層１５を設けるが、この層は光導波路のクラッド層の役目だけでなく、レーザおよび電界吸収型変調器および位相変調器を構成するＰＩＮ構造のＰ層の役割を果たす。また、このｐクラッド層はレーザと電界吸収型変調器の間および電界吸収型変調器と位相変調器の間の領域においてプロトンを打ちこむことによって高抵抗化し、それぞれの機能を果たす素子の電気的アイソレーションを実現している。
【００２０】
次に素子作製方法を示す。まずＳｉをドープしたｎ基板上にＩｎＰ層２６を１．５μｍ積層し、その上にｎ側アンドープ層２５を２０ｎｍと多重量子井戸層（以下ＭＱＷ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ｑｕａｎｔｕｍｅ　Ｗｅｌｌ）層）を９０ｎｍ６層とこの上部に形成されるアンドープのＩｎＰ層からなる電界吸収型変調器層１１を成長する。ＭＱＷ層はＩｎＧａＡｌＡｓで構成され井戸層の幅は１０ｎｍでひずみ量０．５％の圧縮ひずみとし、バリア層の厚さは５ｎｍで０．９％の引っ張りひずみの層より構成した。このときＭＱＷ層の厚さは９０ｎｍで井戸とバリアの組成比はＩｎ０．７Ａｌ０．０４９Ｇａ０．２５１ＡｓとＩｎ０．３５２Ａｌ０．１Ｇａ０．５４Ａｓとした。このＭＱＷ層の上ののアンドープ層は９０ｎｍである。この層はＭＱＷから離れるにつれてＧａの割合を減らし９０ｎｍの範囲でＩｎＡｌＡｓの層が一番上層にできるようにした。次に電界吸収型変調器部分を構成する部分以外の領域における吸収層をドライエッチによって取り除き、電界吸収型変調器と同様に位相変調器層１２を選択成長する。位相変調層もアンドープＩｎＰ層とＭＱＷ層から構成され、ＭＱＷ層のウエル組成はバンドギャップが吸収形光変調器のそれに比べて５０ｍｅＶ大きくなるようにＩｎ，Ｇａ，Ａｌの組成を調整した。さらに、位相変調器と電界吸収型変調器以外の領域の変調層をドライエッチによって取り除き再びレーザ部の活性層を選択成長する。この活性層の組成は発振波長が電界吸収型変調器のＰＬ波長の５０ｎｍ程度長波長になるように調整した。これらの成長が終了した段階で最後に残った選択成長用のＳｉＯ２からできたマスクを除去し、この上にＩｎＰクラッド層１６を１．７μｍ形成した。この層のドーピングレベルは２×１０１７〜８×１０１８ｃｍ−３に変化させた０．７μｍの層の上に８×１０１８ｃｍ−３の層が０．９μｍさらに０．１μｍのＩｎＧａＡｓの層ドーピングは１×１０１９ｃｍ−３の濃度とした。このような多層基板を図１のように光導波路となるメサを形成し導波路以外の部分に平坦化と容量低減のためにＦｅ−ＩｎＰを用いた。メサの幅は１．５μｍで高さは３．０μｍとした。このあと、レーザ部と電界吸収形変調器、電界吸収型変調器と位相変調器の間の電気的アイソレーション層１９を形成するためにをプロトンを打ち込んだ。この上に電界吸収型変調器電極１６および位相変調器電極１７および半導体レーザ電極１８を形成した。最後に素子裏面にグランド電極２０を形成して素子を完成させた。駆動電圧２．０Ｖ、の図８に示す駆動波形をこの素子に印加することによって（動的）消光比１０ｄＢ、帯域１５ＧＨｚかつ３ｄＢ消光時のαパラメタが−１．１で振幅中心のαパラメタが−１．３の素子を実現することができた。
［実施例２］
電界吸収型光変調器に入力する電気信号の発生には通常、高速性の要求から差動アンプを用いる場合が多い。差動アンプとは図１０に示すように一つの低電流源からの電流を２つに分岐して、入力信号に従ってどちらか一方に電流が流れるようにスイッチすることによって互いに位相が反転した２つの信号を発生する。このような形式にすることによって、一定の電流がいつも流れているが流れる経路だけを変えることによって高速の信号が形成可能である。そのため電界吸収型変調器を駆動するための一つの信号を発生する必要がある場合でも、この回路形式にて位相が反転した２つの信号を発生させ、一方のみを電界吸収型変調器に入力することがしばしば行われる。本発明においては位相が反転した２つの信号がＥＡ変調器と位相変調器に与えられる必要があり、差動増幅器の２つの出力をそのままＥＡ変調器と位相変調器に入力することによってチャーピング調整が実現できる。図１０に示した回路は｜ＴＥＡ＿ｆ　−　ＴＥＡ＿ｒ｜＜　｜Ｔｐｈ＿ｒ　　Ｔｐｈ＿ｆ｜を実現するための回路であるが、そのためにはこの回路に入力する電気信号は差動入力信号をＡとＢに入力しなければならない。図１０の６１，６２は負荷抵抗であり、６３は回路の定電流源であり、６４が差動アンプを構成する１組のトランジスタである。ここで上記条件を満たすようにデューティーを電界吸収型変調器と位相変調器で変化を与えるためにさらにトランジスタ６５を追加し、差動入力をＡとＢとするこのとき６６は可変の定電流源であり、この電流値を変えることによってＣの電位を調整することができ、これによって｜ＴＥＡ＿ｆ　−　ＴＥＡ＿ｒ｜　／　｜Ｔｐｈ＿ｒ　　Ｔｐｈ＿ｆ｜を調整することができる。
【００２１】
【発明の効果】
多重量子井戸を用いた電界吸収型変調器のαパラメタを調整することによって長距離伝送を可能にする。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の光変調器の基本構造および駆動回路を示す図。
【図２】電界吸収型変調器の電圧に対する相対光出力を示した図。
【図３】吸収層をバルク材料としたときのαと電圧の関係を示す図。
【図４】αパラメタと伝送後の分散ペナルティの関係を示す図。
【図５】吸収層をＭＱＷとした場合のαと電圧の関係を示す図。
【図６】従来の電界吸収型変調器と位相変調器に印加する電気信号波形。
【図７】本発明の場合のαパラメタと電圧の関係。
【図８】本発明において電界吸収変調器にＯＦＦ，ＯＮ，ＯＦＦの順に符号変化する場合の電界吸収型変調器と位相変調器に印加する電気信号波形。
【図９】本発明において電界吸収変調器にＯＮ，ＯＦＦ，ＯＮの順に符号変化する場合の電界吸収型変調器と位相変調器に印加する電気信号波形。
【図１０】本発明の電界吸収変調器と位相変調器へ印加する電気信号を最も簡便に発生できる基本回路図。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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