(57)【要約】【課題】力行制御時に電圧の利用効率が高く発電時に発電効率が高い車両用交流電動機の制御装置を提供することを目的とする。【解決手段】内燃機関に駆動連結された交流電動機の電機子コイルと直流電源の間に接続された３相の整流素子及びスイッチング素子を有し、上記直流電源からの直流電力を交流に変換して上記電機子コイルに給電するインバータの機能と上記交流電動機によって発電された交流電力を直流電力に変換して上記直流電源に給電するコンバータの機能とを有するモータ制御装置において、上記交流電動機を力行させる場合は、矩形波電圧を上記交流電動機の電機子コイルに印加する矩形波駆動制御を行い、上記交流電動機を発電させる場合は、上記交流電動機によって生成された交流電力を同期整流する同期整流制御を行う。【選択図】  図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
内燃機関に駆動連結された交流電動機の電機子コイルと直流電源の間に接続された３相の整流素子及びスイッチング素子を有し、上記直流電源からの直流電力を交流に変換して上記電機子コイルに給電するインバータの機能と上記交流電動機によって発電された交流電力を直流電力に変換して上記直流電源に給電するコンバータの機能とを有するモータ制御装置において、
上記交流電動機を力行させる場合は、矩形波電圧を上記交流電動機の電機子コイルに印加する矩形波駆動制御を行い、上記交流電動機を発電させる場合は、上記交流電動機によって生成された交流電力を同期整流する同期整流制御を行うことを特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載のモータ制御装置において、上記矩形波駆動制御において、上記電機子コイルに矩形波電圧を印加したとき、上記スイッチング素子に流れる電流は上記スイッチング素子の最大許容電流値以下となるように構成されていることを特徴とするモータ制御装置。
【請求項３】
請求項２に記載のモータ制御装置において、上記電機子コイルに印加する矩形波電圧のパルス幅は、上記スイッチング素子に流れる電流が上記スイッチング素子の最大許容電流値以下となるように、設定されることを特徴とするモータ制御装置。
【請求項４】
請求項２に記載のモータ制御装置において、上記電機子コイルの抵抗値は、上記スイッチング素子に流れる電流が上記スイッチング素子の最大許容電流値以下となるように、設定されることを特徴とするモータ制御装置。
【請求項５】
請求項１に記載のモータ制御装置において、上記矩形波駆動制御において、上記電機子コイルに印加する矩形波電圧のパルス幅は、上記交流電動機の電気角の半周期（１８０°）を最大とし、上記交流電動機の速度が低くなるに従って減少することを特徴とするモータ制御装置。
【請求項６】
請求項１に記載のモータ制御装置において、上記矩形波駆動制御において、上記電機子コイルに印加する矩形波電圧のパルス幅は、上記交流電動機の電気角の半周期（１８０°）を最大とし、上記直流電源の電圧が高くなるに従って減少することを特徴とするモータ制御装置。
【請求項７】
請求項６に記載のモータ制御装置において、上記矩形波駆動制御において、上記電機子コイルに印加する矩形波電圧のパルス幅は、上記直流電源の電圧が高い状態のとき、上記スイッチング素子に流れる電流が上記スイッチング素子の最大許容電流値以下となるように、設定されることを特徴とモータ制御装置。
【請求項８】
請求項１に記載のモータ制御装置において、上記矩形波駆動制御において、上記電機子コイルに印加する矩形波電圧のパルス幅は、上記交流電動機の電気角の半周期（１８０°）を最大とし、上記電機子コイルの温度もしくはスイッチング素子の温度が上昇するに従って減少することを特徴とするモータ制御装置。
【請求項９】
請求項８に記載のモータ制御装置において、上記矩形波駆動制御において、上記電機子コイルに印加する矩形波電圧のパルス幅は、上記電機子コイルの温度もしくは上記スイッチング素子の温度が高い状態とき上記スイッチング素子に流れる電流が、上記電機子コイルもしくは上記スイッチング素子の許容温度以下となるように設定されることを特徴とするモータ制御装置。
【請求項１０】
請求項１に記載のモータ制御装置において、上記交流電動機の回転速度が規定速度よりも小さいときに上記矩形波駆動制御による力行を行い、上記交流電動機の回転速度が規定速度より大きいときに上記同期整流制御による発電を行うことを特徴とするモータ制御装置。
【請求項１１】
請求項１に記載のモータ制御装置において、上記内燃機関の起動開始から規定時間が経過していないときには、上記矩形波駆動制御による力行を行い、上記内燃機関の起動開始から規定時間が経過したときには、上記同期整流制御による発電を行うことを特徴とするモータ制御装置。
【請求項１２】
内燃機関に接続された交流電動機に対して力行制御及び発電制御を行うためのモータ制御装置において、整流素子及びスイッチング素子を含み直流を交流に変換するインバータ機能と交流を直流に変換するコンバータ機能を有するパワーモジュールと、上記交流電動機に対する力行制御と発電制御を切替える力行・発電切替え部と、該力行・発電切替え部によって力行制御に切替えられたとき上記交流電動機を力行制御する力行制御部と、を有し、該力行制御部は、上記交流電動機の磁極位置又は電気角を検出する磁極位置検出部と、上記交流電動機の回転速度ωを演算する速度演算部と、上記交流電動機のステータの電機子コイルに鎖交する磁束量φを演算する鎖交磁束数演算部と、上記交流電動機のステータの電機子コイルに与える印加電圧ベクトルＶの位相θｖを演算する電圧ベクトル位相演算部と、上記パワーモジュールのスイッチング素子に与えるスイッチング信号を生成するパルス発生部とを有し、力行時に上記交流電動機に対して矩形波駆動制御を行うことを特徴とするモータ制御装置。
【請求項１３】
内燃機関に接続された交流電動機に対して力行制御及び発電制御を行うためのモータ制御装置において、整流素子及びスイッチング素子を含み直流を交流に変換するインバータ機能と交流を直流に変換するコンバータ機能を有するパワーモジュールと、上記交流電動機に対する力行制御と発電制御を切替える力行・発電切替え部と、該力行・発電切替え部によって発電制御に切替えられたとき上記交流電動機を発電制御する発電制御部と、を有し、該発電制御部は、上記交流電動機の磁極位置又は電気角を検出する磁極位置検出部と、上記交流電動機の回転速度ωを演算する速度演算部と、上記交流電動機のステータの電機子コイルに鎖交する磁束量φを演算する鎖交磁束数演算部と、上記交流電動機のロータの電機子コイルの各相誘起電圧Ｖｕｅ、Ｖｖｅ、Ｖｗｅを演算する誘起電圧演算部と、上記パワーモジュールに接続された直流電源の電圧ＶＢを検出する直流電圧検出部と、上記誘起電圧Ｖｕｅ、Ｖｖｅ、Ｖｗｅの線間値と上記直流電源の電圧ＶＢを比較する電圧比較部と、該電圧比較部の比較結果に基づいて上記パワーモジュールのスイッチング素子に与えるスイッチング信号のパルスの周期を演算するパルス周期演算部と、該パルス周期演算部からのパルス周期に基づいて上記パワーモジュールのスイッチング素子に与えるスイッチング信号を生成するパルス発生部と、を有し、発電時に、上記交流電動機に対して同期整流制御を行うことを特徴とするモータ制御装置。
【請求項１４】
上記交流電動機は、上記内燃機関がアイドリング回転状態のときに上記誘起電圧が上記直流電源の電圧より高いことを特徴とする請求項１３に記載のモータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、車両用交流電動機の制御装置に関し、特に力行制御及び発電制御を行う制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
車両用交流電動機の制御方法として、高周波のＰＷＭを用いて素子をスイッチングさせ、交流電動機の電機子コイルに流れる電流の位相を交流電動機の誘起電圧に対して変化させることによって、力行や発電を行うＰＷＭ制御が知られている。
【０００３】
特開２０００−１９７２０４号公報には、交流電動機の電機子コイルに各相半周期（１８０°）毎に切り替わる矩形波電圧を与え、電機子コイルに流れる電流の位相をモータの誘起電圧に対して変化させ、交流電動機のトルクを制御する矩形波駆動制御が記載されている。更に、特開２００２−２１８７９７号公報には、発電制御として、交流電動機の誘起電圧が電源電圧より高い領域で、交流電動機から発生する発電電流を整流している素子をスイッチングさせ、整流時の損失を低減させる同期整流制御が記載されている。
【０００４】
【特許文献１】
特開２０００−１９７２０４号公報
【特許文献２】
特開２００２−２１８７９７号公報
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ＰＷＭ制御を用いて交流電動機を駆動させる場合、スイッチング周波数が高いため一定時間におけるスイッチング回数が多く、総合的に見るとスイッチング損失が増大する。また、スイッチングを行うスピードが速いため直流電圧のリップルが増大し、そのリップルを抑制するための大容量の平滑コンデンサが必要となり、モータ制御装置の寸法が大きくなる。交流電動機の誘起電圧はモータ制御装置の制御可能電圧よりも低くする必要があるため、高回転側では弱め界磁を行う。従って、そのための電流が必要となり効率が低下する。さらに、場合によってはスイッチング動作に起因して発生する騒音も問題となることもある。
【０００６】
矩形波駆動制御を用いて交流電動機を駆動させる場合、スイッチング周波数はＰＷＭ制御に比べ低いので、平滑コンデンサを用いる必要はない。しかしながら、発電時に交流電動機から発生する発電電流は、損失の大きいスイッチング素子に逆並列接続されたダイオードのみを通じて流れているため、スイッチング素子とダイオードを併用して整流動作を行う同期整流制御に比べて発電時の損失が大きい。
本発明の目的は、力行制御時に電圧の利用効率が高く発電時に発電効率が高い車両用交流電動機の制御装置を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明によると、交流電動機を力行させる場合は、矩形波駆動制御を行い、交流電動機を発電させる場合は、同期整流制御を行う。
【０００８】
力行時に矩形波駆動制御を行うことによって、交流電動機の電機子コイルに与える電圧は矩形波（１パルス）となる。即ち、交流電動機の電機子コイルに直流電源の最大電圧が与えられ、電圧利用率の向上が図られる。従って、高速回転域において行う弱め界磁制御に対して効率を向上させることができる。また、スイッチング周波数が低いのでスイッチング損失を低減させることができる。更にスイッチングスピードを遅くすることができるので、大容量の平滑コンデンサを用いる必要がなく、モータ制御装置の寸法を小さくすることができる。
【０００９】
発電時に同期整流制御を行うことによって、スイッチング素子とスイッチング素子に逆並列接続されたダイオードを併用して整流するため、整流時の損失を低減でき発電効率の向上が図られる。また、矩形波駆動制御と同様にスイッチングスピードが遅いため、平滑コンデンサを用いる必要がなく、モータ制御装置の寸法を小さくすることできる。
また、力行時と発電時のいずれにおいても、スイッチング動作に起因する騒音問題が解決される。
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を添付図面を参照して説明する。図１は、本発明の車両用モータ制御装置を搭載した車両の駆動系の構成を示している。同図に示すように、車両の駆動系は、内燃機関１と交流電動機（モータ／ジェネレータ）９とモータ制御装置３と直流電源（バッテリ）５とを有する。内燃機関１のクランクシャフトと交流電動機９の出力軸はベルトなどの動力伝達手段２を介して連結されている。また、交流電動機９とモータ制御装置３は、３相のパワーケーブル４及び励磁用ケーブル７によって接続されている。モータ制御装置３と直流電源（バッテリ）５は、直流パワーケーブル６を介して接続されている。
【００１１】
モータ制御装置３は、交流電動機９をモータとして力行制御するときには、直流電源５からの直流電力を交流電力に変換するインバータ回路として作動し、交流電動機９を発電機として発電制御するときには、交流電動機９からの交流電力を直流電力に変換するコンバータ（整流器）回路として作動する。
【００１２】
内燃機関１を起動するとき、モータ制御装置３は、交流電動機９を力行制御する。即ち、交流電動機９には、直流電源５からモータ制御装置３を介して交流電力が供給される。交流電動機９の出力軸は、力行トルクを発生し、動力伝達手段２を介して内燃機関１のクランクシャフトを回転させる。内燃機関１が所定の回転数に達すると、ファイヤリングを開始する。本例では、交流電動機９は、スタータモータとしての役割を果たすことになる。
【００１３】
内燃機関１が安定して自立運転をしているとき、モータ制御装置３は、交流電動機９への力行制御を停止し、発電制御を行う。即ち、交流電動機９は、内燃機関１の動力によって駆動され、発電を行う。発電によって発生した交流電力は、モータ制御装置３によって直流電力に変換され直流電源５へ充電される。
【００１４】
このように、交流電動機９は、直流電源５からの電力供給によって動力を発生するモータとして機能すると共に、内燃機関１からの動力供給によって発電を行う発電機として機能する。
【００１５】
図２を参照して、図１の駆動系の電気的構成について説明する。本例のモータ制御装置３は、パワーモジュール１０、パワーモジュール駆動回路１１、コントローラ１２、及び励磁駆動回路１５を有する。
【００１６】
パワーモジュール１０は、スイッチング素子（ＵＰ〜ＷＮ）と各スイッチング素子に逆並列に接続された整流素子を含む３相ブリッジ回路として構成されている。本例では、スイッチング素子として電解効果型トランジスタ（ＦＥＴ）を使用し、整流素子としてダイオードを使用する。
【００１７】
交流電動機９はステータとロータとを有し、巻線界磁式の３相交流モータとして構成されている。動力伝達手段２に駆動連結されたロータには、励磁コイル１４が装着され、ステータには、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電機子コイル１６が設けられている。
【００１８】
交流電動機９には、ロータの回転位置を検知するための磁極位置検出手段１３が設けられている。交流電動機９のロータの励磁コイル１４は、励磁駆動回路１５によって給電される。また、励磁コイル１４への印加電圧も、この励磁駆動回路１５によって調整される。交流電動機９のステータの電機子コイル１６の各相の出力線４は、パワーモジュール１０の３相のスイッチング素子（ＵＰ〜ＷＮ）及び整流素子を介して、直流電源５の高電位側端子及び低電位側端子に接続された電源ライン６に接続されている。
【００１９】
パワーモジュール１０は、交流電動機９をモータとして力行制御するときには、直流電源５に蓄電された直流電力を直流／交流変換して電機子コイル１６に給電するインバータ回路として作動する。また、パワーモジュール１０は、交流電動機９を発電機として発電制御するときには、発電によって電機子コイル１６から出力される交流電力を交流／直流変換して電源ライン６に給電するコンバータ（整流器）回路として作動する。こうしたパワーモジュール１０の作動に係るスイッチング素子（ＵＰ〜ＷＮ）のオン／オフ操作は、パワーモジュール駆動回路１１によって操作されている。
一方、コントローラ１２には、後に説明するように、力行モードと発電モードを切替える切替え手段を有し、力行制御と発電制御を行う。
【００２０】
図３を参照して、力行制御である矩形波駆動制御について説明する。図３は、力行制御において、交流電動機９のステータの電機子コイル１６に供給する電流と電圧の関係を２軸（ｄ−ｑ軸）に変換したものを示す。励磁駆動回路１５からの給電によってロータの励磁コイル１４には、鎖交磁束φがｄ軸の正方向に発生する。この鎖交磁束φのベクトルに対して直交するｑ軸の正方向に電流を流すことによって力行作動が行われる。
【００２１】
すなわち、Ｉｑを電機子コイル１６に流れる電流のｑ軸成分、Ｉｄを電機子コイル１６に流れる電流のｄ軸成分とすれば、次に数１の式の関係が成立するように、電機子コイル１６に与える印加電圧ベクトルＶの位相θｖを制御する。
【００２２】
【数１】
Ｉｑ＞０、Ｉｄ＝０
電機子コイル１６に与える印加電圧ベクトルＶの位相θｖは次の式によって導かれる。
【００２３】
【数２】
θｖ＝θ＋ｔａｎ−１（Ｖｑ／Ｖｄ）
【００２４】
ここで、θは磁極位置検出手段１３によって検知した磁極位置又は電気角、Ｖｑは電機子コイル１６に与える印加電圧ベクトルＶのｑ軸成分、Ｖｄは印加電圧ベクトルＶのｄ軸成分である。また、電機子コイル１６に与える印加電圧ベクトルＶに関して次の関係が成立する。
【００２５】
【数３】
Ｖ＝Ｖｑ＋Ｖｄ
【００２６】
【数４】
Ｖｑ＝Ｉｑ・Ｒ＋ω・φ−ω・Ｌｄ・Ｉｄ
【００２７】
【数５】
Ｖｄ＝Ｉｄ・Ｒ−ω・Ｌｑ・Ｉｑ
【００２８】
ここで、Ｒは電機子コイル１６の抵抗、ωは交流電動機９の回転速度、Ｌｑは電機子コイル１６のｑ軸インダクタンス成分、Ｌｄは電機子コイル１６のｄ軸インダクタンス成分を示す。
【００２９】
以上の関係のように、電機子コイル１６に与える印加電圧ベクトルＶの位相θｖは、回転速度ωと、鎖交磁束数φの変化に応じて逐次変化する。従って、本発明の例では、電機子コイル１６に与える印加電圧ベクトルＶのｄ軸成分Ｖｄと印加電圧ベクトルＶのｑ軸成分Ｖｑの値は、回転速度ωと鎖交磁束数φをパラメータとしたマップにより算出する。
【００３０】
図４を参照して説明する。図４の最初の曲線（１）は、電機子コイル１６の各相の誘起電圧を示し、第２の曲線（２）は電機子コイル１６の各相に与える印加電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを示す。第３の曲線（３）は磁極位置、即ち、電気角θを示し、第４の曲線（４）は、各スイッチング素子（ＵＰ〜ＷＮ）に与えるスイッチング命令信号を示す。本例では、曲線（３）の電気角θは、誘起電圧のＵ相の角度を示す。
第２の曲線（２）に示されるように、本例では、印加電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、電気角が１８０°の範囲にて印加される。
【００３１】
曲線（２）のＵ相の印加電圧指令Ｖｕと磁極位置θを比較すると明らかなように、Ｕ相の印加電圧指令Ｖｕの位相は磁極位置θに対して、印加電圧ベクトル位相θｖだけ進んでいる。即ち、数２の式の関係がある。例えば、現在の磁極位置が０°のときは、Ｕ相の印加電圧指令Ｖｕの位相は印加電圧ベクトル位相θｖに等しくなる。
【００３２】
曲線（２）と曲線（４）を比較すると明らかなように、電機子コイル１６の各相に与える印加電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが求められると、それらの位相と同一のスイッチング命令信号が生成される。
【００３３】
図５を参照してコントローラ１２の構成のうち、力行制御に関する部分を説明する。コントローラ１２は、力行制御を行うのか発電制御を行うのかを判断し、力行制御と発電制御を切替える力行・発電切替え部１９と矩形波駆動制御を行う力行制御部２０とを有する。力行制御部２０は、交流電動機９の磁極位置又は電気角を検出する磁極位置検出部２１、交流電動機９の回転速度ωを演算する速度演算部２２、ステータの電機子コイル１６に鎖交する磁束量φを演算する鎖交磁束数演算部２３、電機子コイル１６に印加する電圧ベクトルＶの位相θｖを演算する電圧ベクトル位相演算部２４及びパワーモジュール１０のスイッチング素子（ＵＰ〜ＷＮ）に与えるスイッチング信号を生成するパルス発生部２５を有する。これらの各構成部の動作は以下に図６を参照して説明する。
【００３４】
図６を参照して本発明による力行時における矩形波駆動制御の動作を説明する。まず、ステップＳ１において、外部コントローラからの信号により、力行制御を行うのか発電制御を行うのかの判断を行う。力行制御の場合ステップＳ２へ進む。ステップＳ２にて、磁極位置検出手段１３から出力されたパルス信号から磁極位置θを算出する。ステップＳ３にて、磁極位置検出手段１３から出力されたパルス信号の時間的変化から実際の交流電動機９の速度ωを算出する。ステップＳ４にて、ステップＳ３で算出した速度ωと励磁駆動回路１５によって検出されたロータの励磁コイル１４の励磁電流Ｉｆとから、ステータの電機子コイル１６に鎖交する磁束量φを算出する。本例では、予め実験等で計測した、励磁電流Ｉｆと速度ωをパラメータとした鎖交磁束数φのマップから対応する鎖交磁束数φを求める。
【００３５】
ステップＳ５にて、ステップＳ４で算出した鎖交磁束数φ、速度ω及び磁極位置θから上述の数４の式及び数５の式を用いて電機子コイル１６に印加する電圧ベクトルＶのｄ軸成分Ｖｄと、電圧ベクトルＶのｑ軸成分Ｖｑを算出する。そして、Ｖｄ、Ｖｑ、θから電圧ベクトルＶの位相θｖを数２の式を用いて算出する。
【００３６】
ステップＳ６にて、ステップＳ５にて算出された電圧ベクトル位相θｖに基づいて、印加電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの位相又はタイミングが得られる。印加電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの位相又はタイミングに基づいて、スイッチング命令信号を生成する。
【００３７】
本例では、力行時に矩形波駆動制御を行うから、交流電動機の電機子コイルに与える電圧は矩形波（１パルス）となり、直流回路の最大電圧が与えられ、電圧利用率の向上が図られる。従って、高速回転域において行う弱め界磁制御に対し効率を向上させることができる。また、スイッチング周波数が低いのでスイッチング損失を低減させることができる。更にスイッチングスピードを遅くすることができるので、大容量の平滑コンデンサを用いる必要がなく、モータ制御装置の寸法を小さくすることができる。
【００３８】
本発明による矩形波駆動制御では、ＰＷＭ制御のように電機子コイル１６に流れる電流をフィードバック制御せず、図４の曲線（２）（４）に示したように、電気角θの半周期（１８０°）のデューティーにて、直流電源５の電圧が直接電機子コイル１６に印加される。従って、電機子コイル１６のインピーダンスが低くなる低速時や停止時には大電流がパワーモジュール１０や交流電動機９に流れ、パワーモジュール１０内のスイッチング素子（ＵＰ〜ＷＮ）が破損したり、交流電動機９が異常過熱する恐れがある。従って、電機子コイル１６のインピーダンスは、直流電源５の電圧が印加されても、パワーモジュール１０や交流電動機９に許容電流値以上の電流が流れることがないように、設定しなければならない。本例では、数４の式及び数５の式に示した電機子コイル１６の抵抗Ｒの値を、パワーモジュール１０や交流電動機９に許容電流値以上の電流が流れることがないように、設定する。
【００３９】
また、電機子コイル１６のインピーダンスが低くなる低速時や停止時には、許容電流値以上の電流が流れる過電流状態になることを防止するために、印加電圧のパルス幅を本来の１８０°から１８０°以下のパルス幅に絞って、電機子コイル１６に流れる電流を減少させてよい。即ち、電気角θの半周期（１８０°）より小さいデューティーにて、電機子コイル１６に電圧が印加される。
【００４０】
図７を参照して説明する。図７の最初の曲線（１）は、電機子コイル１６の各相の誘起電圧を示し、第２の曲線（２）は電機子コイル１６の各相に与える印加電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを示す。第３の曲線（３）は磁極位置、即ち、電気角θを示し、第４の曲線（４）は、各スイッチング素子（ＵＰ〜ＷＮ）に与えるスイッチング命令信号を示す。
第２の曲線（２）に示されるように、本例では、印加電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、電気角が１８０°より小さの範囲にて印加される。
【００４１】
図８は電機子コイル１６の各相に与えられる印加電圧のパルス幅（デューティー）と交流電動機９の回転速度ωの関係を示す。交流電動機９の回転速度ωが大きい領域では、印加電圧のパルス幅は１８０°であるが、交流電動機９の回転速度ωが規定速度ω１以下の速度領域では、回転速度が低下するにつれて印加電圧のパルス幅は下限値ｘ°まで絞られ、低速時や停止時の過電流を防止する。
【００４２】
また、直流電源５の電圧が上昇した場合にも電機子コイル１６に過電流が流れる恐れがある。従って、直流電源５の電圧が規定値以上になった場合に図７に示したように印加電圧のパルス幅を絞ってよい。
【００４３】
図９は電機子コイル１６の各相に与えられる印加電圧のパルス幅と直流電源５の電圧の関係を示す。直流電源５の電圧が規定電圧Ｖ１以下の領域では印加電圧のパルス幅は１８０°であるが、直流電源５の電圧が規定電圧Ｖ１より高くなると印加電圧のパルス幅は下限値ｘ°まで絞られ、電圧上昇時の過電流を防止する。
【００４４】
また、スイッチング素子（ＵＰ〜ＷＮ）の温度、または交流電動機９の温度が上昇した場合、印加電圧のパルス幅を絞り、電機子コイル１６とスイッチング素子（ＵＰ〜ＷＮ）に流れる電流を減少させて、それぞれの許容温度を超えないように制御してよい。
【００４５】
図１０は電機子コイル１６の各相に与えられる印加電圧のパルス幅とスイッチング素子（ＵＰ〜ＷＮ）の温度の関係を示す。スイッチング素子（ＵＰ〜ＷＮ）の温度が規定温度ＴＩ１以下では印加電圧のパルス幅は１８０°であるが、スイッチング素子（ＵＰ〜ＷＮ）の温度が規定温度ＴＩ１より高くなると、印加電圧のパルス幅は下限値ｘ°まで絞られる。
【００４６】
図１１は電機子コイル１６の各相に与えられる印加電圧のパルス幅と電機子コイル１６の温度の関係を示す。電機子コイル１６の温度が規定温度ＴＭ１以下では、印加電圧のパルス幅は１８０°であるが、電機子コイル１６の温度が規定温度ＴＭ１より高くなると印加電圧のパルス幅は下限値ｙ°まで絞られる。
【００４７】
こうして本例では、電機子コイル１６の各相に与えられる印加電圧のパルス幅を絞ることによって、電機子コイル１６及びスイッチング素子（ＵＰ〜ＷＮ）が過温度状態になるのを防止する。尚、スイッチング素子（ＵＰ〜Ｗ）の温度上昇を防止するために絞った印加電圧のパルス幅と、電機子コイル１６の温度上昇を防止するために絞った印加電圧のパルス幅を比較して、より小さい方のパルス幅を選択する。
【００４８】
図１２を参照してコントローラ１２の構成のうち、発電制御に関する部分を説明する。コントローラ１２は、力行制御を行うのか発電制御を行うのかを判断し、力行制御と発電制御を切替える力行・発電切替え部１９と同期整流制御を行う発電制御部３０とを有する。発電制御部３０は、交流電動機９の磁極位置又は電気角を検出する磁極位置検出部３１、交流電動機９の回転速度ωを演算する速度演算部３２、ステータの電機子コイル１６に鎖交する磁束量φを演算する鎖交磁束数演算部３３、交流電動機９の電機子コイル１６の各相誘起電圧Ｖｕｅ、Ｖｖｅ、Ｖｗｅを演算する誘起電圧演算部３４、直流電源５の電圧ＶＢを検出する直流電圧検出部３５、誘起電圧Ｖｕｅ、Ｖｖｅ、Ｖｗｅの線間値と直流電源５の電圧ＶＢを比較する電圧比較部３６、電圧比較部３６の比較結果に基づいてパワーモジュール１０のスイッチング素子（ＵＰ〜ＷＮ）に与えるスイッチング信号のパルスの周期を演算するパルス周期演算部３７及びスイッチング信号を生成するパルス発生部３８を有する。
【００４９】
図１３及び図１４を参照して、パルス周期演算部３７の動作を説明する。図１３は、バッテリ電圧ＶＢが誘起電圧線間値の下限値Ｖｅより低い場合、図１４は誘起電圧線間値の下限値Ｖｅより高い場合の動作説明図である。図１３及び図１４において曲線（ａ）は交流電動機９の各誘起電圧Ｖｕｅ、Ｖｖｅ、Ｖｗｅ波形、曲線（ｂ）は各誘起電圧の線間値、曲線（ｃ）は磁極位置信号θ、曲線（ｄ）は誘起電圧とバッテリ電圧ＶＢによって制御する各相スイッチング素子（ＵＰ〜ＷＮ）のパルス信号波形を示す。
磁極位置θと各相誘起電圧の関係は、各相誘起電圧最大値Ｅｕ０、Ｅｖ０、Ｅｗ０がｅｍであるとすると次式で表される。
【００５０】
【数６】
Ｖｕｅ＝−Ｅｕ０・ｓｉｎθ＝−ｅｍ・ｓｉｎθ
【００５１】
【数７】
Ｖｖｅ＝−Ｅｖ０・ｓｉｎ（θ＋２π／３）＝−ｅｍ・ｓｉｎ（θ＋２π／３）
【００５２】
【数８】
Ｖｗｅ＝−Ｅｗ０・ｓｉｎ（θ−２π／３）＝−ｅｍ・ｓｉｎ（θ−２π／３）
【００５３】
また、図１３及び図１４の曲線（ａ）（ｂ）に示すように、誘起電圧線間値が下限値Ｖｅとなる時刻は、誘起電圧の相電圧値がｅｍ／２となる時刻と同じである。
【００５４】
まず、図１３に示すようにバッテリ電圧ＶＢが誘起電圧線間値の下限値Ｖｅより低い場合について発電時の動作を説明する。この場合の整流動作は、誘起電圧Ｖｕｅ、Ｖｖｅ、Ｖｗｅの大きさにより導通するスイッチング素子（ＵＰ〜ＷＮ）が順次移行することによって誘起電圧を直流電圧に変換し、直流電源５を充電する。すなわち、上アーム側のスイッチング素子ＵＰ、ＶＰ、ＷＰは各相の誘起電圧が最大値となる相が順次導通状態となる。他方、下アーム側のスイッチング素子ＵＮ、ＶＮ、ＷＮは各相の誘起電圧が最小値となる相が順次導通状態となる。このように誘起電圧の大きさによって導通するスイッチング素子が移行することによって整流動作が行われ直流電源５が充電される。
【００５５】
次に図１４に示すバッテリ電圧ＶＢが誘起電圧線間値の下限値Ｖｅより高い場合について動作を説明する。図１４に示すようにバッテリ電圧ＶＢが高い場合、各スイッチング素子（ＵＰ〜ＷＮ）がＯＮして導通状態となるのは図示のように、上アーム側では誘起電圧の相電圧値が最大となる相で、かつ誘起電圧線間値がバッテリ電圧ＶＢより高い範囲である。また、下アーム側では誘起電圧の相電圧値が最小となる相で、図１４（ｄ）に示す範囲で導通状態となる。
【００５６】
図１５を参照して本発明による発電時における同期整流制御の動作を説明する。まず、ステップＳ１において、外部コントローラからの信号により、力行制御を行うのか発電制御を行うのかの判断を行う。同期整流制御の場合には、ステップＳ１０へ進む。ステップＳ１０にて、磁極位置検出手段１３から出力されたパルス信号から磁極位置θを算出する。ステップＳ１１にて、磁極位置検出手段１３から出力されたパルス信号の時間的変化から実際の交流電動機９の速度ωを算出する。ステップＳ１２にて、ステップＳ１１で算出した速度ωと励磁駆動回路１５によって検出されたロータの励磁コイル１４の励磁電流Ｉｆとから、ステータの電機子コイル１６に鎖交する磁束量φを算出する。本例では、予め実験等で計測した、励磁電流Ｉｆと速度ωをパラメータとした鎖交磁束数φのマップから対応する鎖交磁束数φを求める。
【００５７】
ステップＳ１３にて、ステップＳ１２にて算出した鎖交磁束数φ、ステップＳ１１にて算出した速度ω、及び、ステップＳ１０にて算出した磁極位置θから、上述の数６の式、数７の式及び数８の式を用いて各相の誘起電圧（Ｖｕｅ、Ｖｖｅ、Ｖｗｅ）を算出する。また、以下の式に従って、各誘起電圧の線間値（Ｖｕｖ、Ｖｖｗ、Ｖｗｕ）を算出する。
【００５８】
【数９】
Ｖｕｖ    ＝  Ｖｕｅ    −  Ｖｖｅ
【００５９】
【数１０】
Ｖｖｗ    ＝  Ｖｖｅ    −  Ｖｗｅ
【００６０】
【数１１】
Ｖｗｕ    ＝  Ｖｗｅ    −  Ｖｕｅ
【００６１】
また、ステップＳ１４にて、直流電源５の電圧を検出する。ステップＳ１５にて、ステップＳ１４にて検出したバッテリ電圧ＶＢとステップＳ１３にて算出した各誘起電圧の線間値（Ｖｕｖ、Ｖｖｗ、Ｖｗｕ）とを比較する。ステップＳ１６にて、ステップＳ１５の比較結果に基づいて、図１３及び図１４に示したように、各スイッチング素子（ＵＰ〜ＷＮ）に与えるパルス周期を演算する。ステップＳ６にて、それぞれのパルス出力処理を行い同期整流制御を行っている。
【００６２】
本例では、発電時に同期整流制御を行い、スイッチング素子とスイッチング素子に逆並列接続されたダイオードを併用して整流する。従って、整流時の損失を低減でき発電効率の向上が図られる。また、矩形波駆動制御と同様にスイッチングスピードが遅いため、平滑コンデンサを用いる必要がなく、モータ制御装置の寸法を小さくすることができる。
【００６３】
上述の同期整流制御では、誘起電圧（Ｖｕｖ、Ｖｖｗ、Ｖｗｕ）を算出し、各誘起電圧の線間値（Ｖｕｖ、Ｖｖｗ、Ｖｗｕ）とバッテリ電圧ＶＢと比較して各スイッチング素子（ＵＰ〜ＷＮ）をスイッチングするタイミングを演算する。しかしながら、各スイッチング素子（ＵＰ〜ＷＮ）の両端子間の電位（ソース・ドレイン間の電位）を検出する手段を設け、その検出した電位が規定値以下になった素子をスイッチングしてもよい。すなわち、交流電動機９が発電した電流が各スイッチング素子において整流される際、各スイッチング素子に逆並列接続されたダイオードを導通するが、その導通したダイオードが接続されたスイッチング素子の両端子間電位（ソース・ドレイン間の電位）はダイオードの順電圧付近まで低下することを利用したものである。
【００６４】
交流電動機９は動力伝達手段２を介して内燃機関１に連結されている。従って、内燃機関１がアイドリング回転中であっても、交流電動機９による発電が可能である必要がある。上述したように交流電動機９による発電が可能であるのは、各誘起電圧の線間値（Ｖｕｖ、Ｖｖｗ、Ｖｗｕ）がバッテリ電圧ＶＢよりも高い場合である。従って、内燃機関１がアイドリング回転中でも、交流電動機９の誘起電圧（Ｖｕｖ、Ｖｖｗ、Ｖｗｕ）は、バッテリ電圧ＶＢよりも大きい領域を有するようにしなければならない。
【００６５】
図１６を参照して、力行制御と発電制御を切替える方法の例を説明する。上述の例では、外部コントローラからの切替え指令信号１８によって力行制御と発電制御を切替えた。しかしながら、交流電動機９の速度ωに基づいて、力行制御と発電制御を切替えてもよい。本例では、図１６に示すように、交流電動機９の速度ωが規定速度ω０以下では、力行制御を行い、規定速度ω０より大きい場合には、発電制御を行う。即ち、交流電動機９の速度ωが０から規定速度ω０までは、内燃機関１を起動させるために力行制御を行い、内燃機関１の回転をアイドリング回転数まで上昇させる。そして内燃機関１が完爆して交流電動機９の速度ωが規定速度ω０以上になったら発電制御に切り替える。
【００６６】
図１７を参照して、力行制御と発電制御を切り換える方法の他の例を説明する。本例では、内燃機関１の起動指令信号が入力されてから、規定時間ｔ０までは力行制御を行い、それ以降は発電制御に切替える。すなわち、内燃機関１の起動指令信号が入力されてから、規定時間ｔ０まで、力行制御を行い、内燃機関１を起動させる。規定時間ｔ０が経過したとき内燃機関は完爆していると判断して、発電制御へと切り替える。
【００６７】
以上、本発明の例を説明したが、本発明は、上述の例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された発明の範囲にて、様々な変更が可能であることは当業者に理解されよう。
【００６８】
【発明の効果】
本発明によると、力行時に矩形波駆動制御を行うから、電圧利用率を向上させることができる効果がある。
【００６９】
本発明によると、発電時に同期整流制御を行うから、発電効率を向上させることができる効果がある。
本発明によると、力行時と発電時のいずれにおいても、スイッチング動作に起因する騒音が解決される効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による車両用モータ制御装置を搭載した車両の駆動系の構成を示す図である。
【図２】本発明による車両用モータ制御装置を含む電気的回路構成を示す図である。
【図３】本発明による力行時の矩形波駆動制御において、電機子コイルの印加電圧ベクトルをｄ−ｑ軸成分に分解して示した図である。
【図４】本発明による力行時の矩形波駆動制御において、各相誘起電圧、電機子コイルの印加電圧指令、磁極位置信号、及び各スイッチング素子に与えるパルス信号のタイムチャート図である。
【図５】本発明による矩形波駆動制御を行う力行制御部の構成を示す図である。
【図６】本発明による力行時の矩形波駆動制御の処理を示す流れ図である。
【図７】本発明による力行時の矩形波駆動制御において、電機子コイルの印加電圧指令のパルス幅を絞った場合、各相誘起電圧、電機子コイルの印加電圧指令、磁極位置信号、及び各スイッチング素子に与えるパルスのタイムチャート図である。
【図８】本発明による力行時の矩形波駆動制御において、交流電動機の回転速度と電機子コイルの印加電圧のパルス幅の関係を示す図である。
【図９】本発明による力行時の矩形波駆動制御において、バッテリ電圧と電機子コイルの印加電圧のパルス幅の関係を示す図である。
【図１０】本発明による力行時の矩形波駆動制御において、スイッチング素子の温度と印加電圧のパルス幅の関係を示す図である。
【図１１】本発明による力行時の矩形波駆動制御において、電機子コイルの温度と印加電圧のパルス幅の関係を示す図である。
【図１２】本発明による同期整流制御を行う発電制御部の構成を示す図である。
【図１３】本発明による発電時の同期整流制御において、バッテリ電圧が誘起電圧線間値Ｖｅより低い場合、各相誘起電圧、磁極位置信号、及び各スイッチング素子に与えるパルスのタイムチャート図である。
【図１４】本発明による発電時の同期整流制御において、バッテリ電圧が誘起電圧線間値Ｖｅより高い場合、各相誘起電圧、磁極位置信号、及び各スイッチング素子に与えるパルスのタイムチャート図である。
【図１５】本発明による発電時の同期整流制御の処理を示す流れ図である。
【図１６】本発明による力行制御と発電制御の切替えタイミングの例を示す図である。
【図１７】本発明による力行制御と発電制御の切替えタイミングの他の例を示す図である。
【符号の説明】
１…内燃機関、２…動力伝達手段、３…モータ制御装置（モータ制御装置）、４…３相パワーケーブル、５…直流電源、６…直流パワーケーブル、７…励磁側ケーブル、９…交流電動機、１０…パワーモジュール、１１…パワーモジュール駆動回路、１２…コントローラ、１３…磁極位置検出手段、１４…励磁コイル、１５…励磁駆動回路、１６…電機子コイル、１８…外部コントローラからの力行／発電切り替え指令
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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