(57)【要約】【課題】入力信号の周波数帯域の広狭に関係なく、歪み成分を除去することができる、歪み補償増幅装置とする。【解決手段】主増幅器２で増幅された後ＤＬ４で遅延された入力信号と、副増幅器８の出力信号との合成信号を、ＣＤＣ１０により取り出し、ＢＰＦ２１，２２により使用周波数帯域を協働でカバーする互いに異なる周波数の二つの信号に分離し、分離された各信号を同期検波回路２３，２４でそれぞれＣＤＣ２０により取り出した副増幅器８の出力信号又はその直交信号（位相差が９０度の信号）により同期検波するとともに、同期検波された信号を信号処理回路２５で制御信号に変換して副増幅器８の制御部に入力することにより、主増幅器２の出力信号に含まれる歪み成分を、合成部９において正しく相殺できるようにする。【選択図】  図１
2004320651.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一定の周波数帯域を有する入力信号を増幅する主増幅器の出力信号から前記入力信号の信号成分を除去することにより前記主増幅器で生じた歪み成分を抽出し、抽出した歪み成分を増幅する副増幅器の出力信号と前記主増幅器の出力信号とを合成して歪み成分を相殺することにより歪み成分を補償する装置に組み込まれる歪み除去回路であって、
前記副増幅器の出力信号と前記主増幅器の出力信号との合成信号をそれぞれ所定の周波数帯域を協働でカバーする互いに異なる周波数の複数の信号に分離する分離回路と、
前記分離回路により分離された前記合成信号の各々について、前記副増幅器の出力信号と同相の信号で同期検波して第１信号を生成するとともに前記副増幅器の出力信号に直交する信号により同期検波して第２信号を生成する同期検波回路と、
この同期検波回路における前記第１信号及び前記第２信号の相関値に基づいて前記主増幅器の出力信号と前記副増幅器の出力信号の振幅の差分を低減させるための制御信号を前記副増幅器に供給する信号処理回路と、を備えてなる、
歪み除去回路。
【請求項２】
一定の周波数帯域を有する入力信号を増幅する主増幅器の出力信号から前記入力信号の信号成分を除去することにより前記主増幅器で生じた歪み成分を抽出し、抽出した歪み成分を増幅する副増幅器の出力信号と前記主増幅器の出力信号とを合成して歪み成分を相殺することにより歪み成分を補償する装置に組み込まれる歪み除去回路であって、
前記入力信号を増幅する第三の増幅器と、
前記第三の増幅器の出力信号と、前記副増幅器の出力信号と前記主増幅器の出力信号との合成信号と、を結合し、前記合成信号に含まれる信号成分を相殺するための結合器と、
前記結合器の出力信号に基づいて、前記第三の増幅器の出力信号の振幅、位相を制御するための制御信号を生成するための振幅位相調整器と、
前記結合器の出力信号をそれぞれ所定の周波数帯域を協働でカバーする互いに異なる周波数の複数の信号に分離する分離回路と、
前記分離回路により分離された前記結合器の出力信号の各々について、前記副増幅器の出力信号と同相の信号で同期検波して第１信号を生成するとともに前記副増幅器の出力信号に直交する信号により同期検波して第２信号を生成する同期検波回路と、
この同期検波回路における前記第１信号及び前記第２信号の相関値に基づいて前記主増幅器の出力信号と前記副増幅器の出力信号の振幅の差分を低減させるための制御信号を前記副増幅器に供給する信号処理回路と、を備えてなる、
歪み除去回路。
【請求項３】
前記分離回路は、この回路に入力される信号のうち、所定の周波数帯域の信号だけを通過させ、それ以外の周波数の信号を減衰させるフィルタである、
請求項１又は２記載の歪み除去回路。
【請求項４】
前記分離回路は、この回路に入力される信号を、前記入力信号の全周波数帯域を二分割した周波数帯域毎に分離するものである、
請求項１又は２記載の歪み除去回路。
【請求項５】
前記同期検波回路が、前記副増幅器の出力信号又は前記分離回路により分離された信号の一方の振幅を一定にするためのリミッタ増幅器と、前記副増幅器の出力信号又は前記分離回路により分離された信号の一方の位相を９０度移相させる移相器と、この移相器で一方が９０度移相された前記副増幅器の出力信号と前記分離回路により分離された信号の各々とを乗算する第２乗算器と、前記副増幅器の出力信号と前記分離回路により分離された信号の各々とを同相で乗算する第１乗算器とを備え、前記第１乗算器から前記分離回路により分離された信号の各々について前記第１信号を出力し、前記第２乗算器から前記分離回路により分離された信号の各々について前記第２信号を出力するように構成されている、
請求項１又は２記載の歪み除去回路。
【請求項６】
一定の周波数帯域を有する入力信号を増幅する主増幅器の出力信号から前記入力信号の信号成分を除去することにより前記主増幅器で生じた歪み成分を抽出し、抽出した歪み成分を増幅する副増幅器の出力信号と前記主増幅器の出力信号とを合成して歪み成分を相殺することにより歪み成分を補償する装置に組み込まれる歪み除去回路であって、
前記副増幅器の出力信号の振幅、位相及び／又は遅延時間を調整するための制御回路と、
前記主増幅器の出力信号から前記副増幅器で増幅された歪み成分を相殺する合成部と、
この合成部の出力信号をそれぞれ所定の周波数帯域を協働でカバーする互いに異なる周波数の複数の信号に分離する分離回路と、
前記分離回路により分離された前記合成信号の各々について、前記副増幅器の出力信号と同相の信号で同期検波して第１信号を生成するとともに前記副増幅器の出力信号に直交する信号により同期検波して第２信号を生成する同期検波回路と、
この同期検波回路における前記第１信号及び前記第２信号の相関値に基づいて前記副増幅器の出力信号の振幅、位相及び／又は遅延時間を調整させるための制御信号を前記制御回路に供給する信号処理回路と、を備えており、
前記制御回路が、前記副増幅器の入力側或いは出力側のいずれかに設けられて、前記主増幅器の出力信号と前記副増幅器の出力信号の振幅の差分を低減させるように構成されている、
歪み除去回路。
【請求項７】
一定の周波数帯域を有する入力信号を増幅する主増幅器の出力信号から前記入力信号の信号成分を除去することにより前記主増幅器で生じた歪み成分を抽出し、抽出した歪み成分を増幅する副増幅器の出力信号と前記主増幅器の出力信号とを合成して歪み成分を相殺することにより歪み成分を補償する装置に組み込まれる歪み除去回路であって、
前記主増幅器の出力信号から前記副増幅器で増幅された歪み成分を相殺する合成部と、
この合成部の出力信号をそれぞれ所定の周波数帯域を協働でカバーする互いに異なる周波数の二つの信号に分離する分離回路と、
前記分離回路により分離された二つの信号の一方を、前記副増幅器の出力信号と同相の信号で同期検波して第１信号を生成するとともに前記副増幅器の出力信号に直交する信号により同期検波して第２信号を生成する第１同期検波回路と、
前記分離回路により分離された二つの信号の他方を、前記副増幅器の出力信号と同相の信号で同期検波して第１信号を生成するとともに前記副増幅器の出力信号に直交する信号により同期検波して第２信号を生成する第２同期検波回路と、
前記第１同期検波回路および前記第２同期検波回路のそれぞれにより生成された第１信号及び第２信号の相関値に基づいて、前記合成部が前記主増幅器の出力信号から前記副増幅器で増幅された歪み成分を相殺するのに適した前記副増幅器の出力信号を生成するための制御信号を前記副増幅器に供給する信号処理回路と、を備えており、
前記第１同期検波回路および前記第２同期検波回路の各々は、
前記副増幅器の出力信号の振幅を一定にするためのリミッタ増幅器と、
前記副増幅器の出力信号の位相を９０度移相させる移相器と、
前記分離回路により分離された二つの信号の一方又は他方と前記リミッタ増幅器により振幅が一定にされた前記副増幅器の出力信号とを乗算する第１乗算器と、
前記分離回路により分離された二つの信号の一方又は他方と前記移相器により９０度移相された前記副増幅器の出力信号とを乗算する第２乗算器とを備えており、
前記第１乗算器の乗算結果を前記第１信号として出力し、前記第２乗算器の乗算結果を前記第２信号として出力するように構成されている、
歪み除去回路。
【請求項８】
一定の周波数帯域を有する入力信号を増幅する主増幅器の出力信号から前記入力信号の信号成分を除去することにより前記主増幅器で生じた歪み成分を抽出し、抽出した歪み成分を増幅する副増幅器の出力信号と前記主増幅器の出力信号とを合成して歪み成分を相殺することにより歪み成分を補償する装置に組み込まれる歪み除去回路であって、
二種類の周波数の信号をそれぞれパイロット信号として前記主増幅器に注入するパイロット発振器と、
前記副増幅器の出力信号と前記主増幅器の出力信号との合成信号に前記パイロット信号を含めた状態で分離する分離回路と、
この分離回路により分離された信号の各々に含まれる前記パイロット信号の電力を検出する電力検出回路と、
この電力検出回路で検出された各パイロット信号の電力の差に基づいて前記入力信号と前記副増幅器の出力信号の振幅の差分を低減させるための制御信号を前記副増幅器に供給する信号処理回路とを備えている、歪み除去回路。
【請求項９】
前記制御信号が、前記副増幅器を制御してその出力信号の振幅及び／又は位相のほか、前記副増幅器の出力信号の遅延時間をも変化させるための信号である、
請求項１、２、７又は８記載の歪み除去回路。
【請求項１０】
主増幅器の出力信号から入力信号の信号成分を除去することにより前記主増幅器で生じた歪み成分を抽出する歪み抽出回路と、請求項１乃至９のいずれかの項記載の歪み除去回路と、を備え、
前記歪み抽出回路が、前記主増幅器の出力信号から前記入力信号の信号成分を除去するための結合器と、この結合器の出力信号を分岐抽出する分岐抽出部と、分岐抽出された出力信号に基づいて前記主増幅器から出力される出力信号の振幅及び位相を制御する振幅位相調整器とを含んで構成される、
歪み補償増幅装置。
【請求項１１】
主増幅器の出力信号から入力信号の信号成分を除去することにより前記主増幅器で生じた歪み成分を抽出する歪み抽出回路と、請求項１乃至９のいずれかの項記載の歪み除去回路と、を備え、
前記歪み抽出回路が、前記主増幅器の出力信号から前記入力信号の信号成分を除去するための結合器と、この結合器で前記信号成分が除去された前記主増幅器の出力信号を分岐抽出する分岐抽出部と、
この分岐抽出された信号について、前記入力信号と同相の信号で同期検波して第１信号を生成するとともに前記入力信号に直交する信号により同期検波して第２信号を生成する同期検波回路と、
この同期検波回路における前記第１信号及び前記第２信号の相関値に基づいて前記入力信号と前記主増幅器の出力信号の振幅の差分を低減させるための制御信号を前記主増幅器に供給する信号処理回路とを含んで構成される、
歪み補償増幅装置。
【請求項１２】
入力信号を増幅する主増幅器の出力信号から前記入力信号の信号成分を除去することにより前記主増幅器で生じた歪み成分を抽出し、抽出した歪み成分を増幅する副増幅器の出力信号と前記主増幅器の出力信号とを合成して歪み成分を相殺することにより歪み補償を行う歪み補償増幅装置の動作制御方法であって、
前記副増幅器の出力信号と前記主増幅器の出力信号との合成信号を、所定の周波数の二つの信号に分離する過程と、
分離した前記二つの信号を、前記副増幅器の出力信号と同相の信号により同期検波して第１信号を生成するとともに前記副増幅器の出力信号に直交する信号により同期検波して第２信号を生成する過程と、
前記第１信号及び前記第２信号の相関関係に基づいて前記副増幅器の振幅、位相及び／又は遅延時間を変化させるための制御信号を生成し、生成した制御信号により前記副増幅器を制御して前記主増幅器の出力信号と前記副増幅器の出力信号の振幅の差分を低減させる過程とを含む、
歪み補償増幅装置の動作制御方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば非線形歪みを補償する歪み補償増幅装置、歪み補償増幅装置に組み込み可能な歪み除去回路、及び歪み補償増幅装置の動作制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
入力信号に対して出力信号の波形が非線形に歪むと、例えばデータ化け、映像歪み等の障害が発生する場合がある。このことから、歪み成分を抽出して元の波形に戻すための、歪み補償増幅装置が従来より用いられている。
従来のこの種の歪み補償増幅装置の一つは、図１１に示すように、入力端子１３０に入力された信号（入力信号）が、方向性結合器（Ｃｏａｘｉａｌ  Ｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ  Ｃｏｕｐｌｅｒｓ：以下、ＣＤＣと略す）１を介して主増幅器（図では「主」と表記）２に入力される。
ＣＤＣ１より取り出された入力信号は、遅延回路（Ｄｅｌａｙ  Ｌｉｎｅ：以下、ＤＬと略す）５で遅延された後、ＣＤＣ６で主増幅器２の出力信号の一部と合成される。このとき、両信号の振幅が等しく、位相がちょうど反転していれば、主増幅器２の出力信号の歪み成分のみがＣＤＣ６の出力信号となり、ＣＤＣ７に入力される。
【０００３】
このＣＤＣ７を経て、副増幅器（図では「副」と表記）８で増幅された信号は、主増幅器２で増幅された後、ＣＤＣ３、ＤＬ４を経た出力信号と合成部９で合成される。合成された信号は、出力端子１３１に導かれる。このとき、副増幅器８からの出力信号の歪み成分と主増幅器２からの出力信号の歪み成分との振幅が等しく、位相が完全に反転していれば、両信号の歪み成分が相殺され、合成部９の出力信号は入力信号の増幅分のみとなる。
【０００４】
この歪み補償増幅装置には、この合成部９による信号合成の際、歪み成分が常にうまく相殺されるようにするための二つの制御ループが形成されている。
第１の制御ループは、ＣＤＣ７により取り出されたＣＤＣ６の出力信号に基づいて、振幅・位相調整器１２０で主増幅器２の出力信号の振幅、位相を調整するための制御信号を生成し、この制御信号を主増幅器２の利得制御系に帰還することにより、主増幅器２の振幅、位相又はその両者を制御するループである。振幅・位相調整器１２０は、信号成分（電力）を検出する電力検出回路と、検出された信号成分を制御信号に変換する信号処理回路とを含んで構成される。
第２の制御ループは、出力信号の分岐抽出部となる出力段のＣＤＣ１０により分岐抽出された合成部９の出力信号を、入力信号のみを通過させる帯域通過フィルタ（ＢＰＦ：Ｂａｎｄ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ）１２１を通過させ、このＢＰＦ１２１を通過した信号（合成部９の出力信号に含まれる入力信号）を同期検波回路１２３でＣＤＣ１２２により分岐抽出された副増幅器８の出力信号またはその直交信号（位相差が９０度の信号）で同期検波し、同期検波された信号に基づいて信号処理回路１２４で副増幅器８の出力信号の振幅、位相を調整するための制御信号を生成し、この制御信号を副増幅器８の利得制御系に帰還することにより、副増幅器８の振幅、位相又はその両者を制御するループである。
【０００５】
また、従来の歪み補償増幅装置としては、図１２に示すように、パイロット発振器１４０を使用したものもある。このパイロット発振器１４０は、入力端子１５０から入力される信号（入力信号）の周波数に近い周波数のパイロット信号を発振し、発振されたパイロット信号を主増幅器２に注入するものである。
このような歪み補償増幅装置は、図１１に示した装置と同様に、二つの制御ループを有するものであるが、副増幅器８の出力信号の振幅、位相の調整を、パイロット信号を利用して行う点で相違する。
すなわち、図１２に示すように、パイロット発振器１４０から発振され、主増幅器２に入力されたパイロット信号は、ＤＬ４に入力されると共に、その一部は、ＣＤＣ３より取り出されて、ＤＬ５で遅延された入力信号とＣＤＣ６で合成されるが、この際パイロット信号は歪み成分と同様に除去されず、ＣＤＣ６から出力される。このパイロット信号を含むＣＤＣ７の出力信号は、副増幅器８で増幅され、合成部９で、主増幅器２で増幅された後、ＣＤＣ３、ＤＬ４を経た出力信号と合成される。
このとき、副増幅器８からの出力信号のパイロット信号成分と主増幅器２からの出力信号のパイロット信号成分との振幅が等しく、位相が完全に反転していれば、両信号のパイロット信号成分が相殺され、合成部９の出力信号は入力信号の増幅分のみとなる。つまり歪み成分の相殺を適切に行うためには、パイロット信号成分の相殺を適切に行えばよいことになる。このことから、図１２に示した歪み補償増幅装置は、副増幅器８の振幅、位相を、パイロット信号を利用して調整するものである。すなわち、ＣＤＣ１０により分岐抽出された合成部９の出力信号を、パイロット信号のみを通過させるＢＰＦ１４１を通過させ、このＢＰＦ１４１を通過した信号（合成部９の出力信号に含まれるパイロット信号）に基づき、振幅・位相調整器１２５で副増幅器８の振幅、位相を調整するための制御信号を生成し、この制御信号を副増幅器８に帰還することにより、副増幅器８の振幅、位相又はその両者を制御するようにしたものである。なお、振幅・位相調整器１２５は、振幅・位相調整器１２０と同様に、信号成分（電力）を検出する電力検出回路と、検出された信号成分を制御信号に変換する信号処理回路とを含んで構成される。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
このように、図１１に示した歪み補償増幅装置では、主増幅器２で生じた歪み成分を相殺するには、信号成分が除去されたＣＤＣ６の出力信号を副増幅器８で増幅された信号の歪み成分と、主増幅器２で増幅された信号を所定時間だけ遅延させた信号の歪み成分とを相殺する必要がある。
また、図１２に示した歪み補償増幅装置では、信号成分が除去されたＣＤＣ６の出力信号を副増幅器８で増幅された信号のパイロット信号成分と、主増幅器２で増幅された信号を所定時間だけ遅延させた信号の出力信号のパイロット信号成分とを完全に相殺する必要がある。
ここで、信号の遅延時間は、信号の位相の周波数割合で決定されるので、入力信号の周波数帯域が比較的狭い場合には、第２の制御ループにより副増幅器８の振幅及び位相を適切に調整すれば、歪み成分またはパイロット信号成分を確実に相殺することができ、増幅された信号成分のみを取り出すことができる。
【０００７】
しかし、副増幅器８の振幅又は位相を調整するということは、これらを変動させるだけでなく、その出力信号の遅延時間も変動させることになる。遅延時間が変動した場合は、副増幅器８の位相をさらに調整することにより、合成部９で合成される二種類の信号の位相を、入力信号の中心周波数においては一致させることができるが、入力信号の周波数帯域が広くなると位相差が大きくなるため、全周波数帯域において位相を一致させることが困難であり、歪み成分またはパイロット信号成分が相殺されない可能性がある。そのため、入力信号の周波数帯域が比較的広い場合には、第２の制御ループにより副増幅器８の振幅、位相又はその両者を調整しても、すべての周波数帯域にわたって歪み成分またはパイロット信号成分を相殺することができず、主増幅器２により増幅された信号成分のみを出力することができないという問題が生じる。
【０００８】
本発明は、歪み補償型増幅装置に組み込むことにより入力信号の周波数帯域の広狭に関係なく歪み成分を相殺することができるようにする歪み除去回路を提供することをその課題とする。
本発明の他の課題は、歪み補償制御の容易な歪み補償増幅装置を提供することにある。
本発明の他の課題は、歪み補償の迅速な制御を可能にする歪み補償制御方法を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、本発明は、一定の周波数帯域を有する入力信号を増幅する主増幅器の出力信号から前記入力信号の信号成分を除去することにより前記主増幅器で生じた歪み成分を抽出し、抽出した歪み成分を増幅する副増幅器の出力信号と前記主増幅器の出力信号とを合成して歪み成分を相殺することにより歪み成分を補償する装置に組み込まれる歪み除去回路であって、前記副増幅器の出力信号と前記主増幅器の出力信号との合成信号をそれぞれ所定の周波数帯域を協働でカバーする互いに異なる周波数の複数の信号に分離する分離回路と、前記分離回路により分離された前記合成信号の各々について、前記副増幅器の出力信号と同相の信号で同期検波して第１信号を生成するとともに前記副増幅器の出力信号に直交する信号により同期検波して第２信号を生成する同期検波回路と、この同期検波回路における前記第１信号及び前記第２信号の相関値に基づいて前記主増幅器の出力信号と前記副増幅器の出力信号の振幅の差分を低減させるための制御信号を前記副増幅器に供給する信号処理回路と、を備えてなる歪み除去回路を提供する。
【００１０】
この歪み除去回路では、前記副増幅器の出力信号と前記主増幅器の出力信号との合成信号を所定の周波数帯域を協働でカバーする互いに異なる周波数の二つの信号に分離し、分離された二つの信号をそれぞれ第１信号と第２信号で同期検波するため、当該周波数帯域の広狭に関わらず、入力信号の遅延時間を正しく検出することができる。
【００１１】
また、本発明は、前記入力信号を増幅する第三の増幅器と、前記第三の増幅器の出力信号と、前記副増幅器の出力信号と前記主増幅器の出力信号との合成信号と、を結合し、前記合成信号に含まれる信号成分を相殺するための結合器と、前記結合器の出力信号に基づいて、前記第三の増幅器の出力信号の振幅、位相を制御するための制御信号を生成するための振幅位相調整器と、前記結合器の出力信号をそれぞれ所定の周波数帯域を協働でカバーする互いに異なる周波数の複数の信号に分離する分離回路と、前記分離回路により分離された前記結合器の出力信号の各々について、前記副増幅器の出力信号と同相の信号で同期検波して第１信号を生成するとともに前記副増幅器の出力信号に直交する信号により同期検波して第２信号を生成する同期検波回路と、この同期検波回路における前記第１信号及び前記第２信号の相関値に基づいて前記主増幅器の出力信号と前記副増幅器の出力信号の振幅の差分を低減させるための制御信号を前記副増幅器に供給する信号処理回路と、を備えてなる歪み除去回路を提供する。
【００１２】
同期検波は、副増幅器の出力である歪み成分により行われるため、歪み成分以外は雑音成分となるが、この歪み除去回路では、前記副増幅器の出力信号と前記主増幅器の出力信号との合成信号自体を二つの信号に分離するのではなく、この合成信号に含まれる信号成分を相殺した信号を分離して同期検波するため、信号成分が同期検波されにくく、信号処理が容易となる。
【００１３】
上述の分離回路は、例えば、この回路に入力される信号のうち、所定の周波数帯域の信号だけを通過させ、それ以外の周波数の信号を減衰させるフィルタにより構成される。あるいは、この回路に入力される信号を、前記入力信号の全周波数帯域を二分割した周波数帯域毎に分離するようにしてもよい。
【００１４】
前記制御信号は、より具体的には、前記副増幅器を制御して、その出力信号の振幅、位相だけでなく、前記副増幅器の出力信号の遅延時間をも変化させるための信号である。
【００１５】
前記同期検波回路は、具体的には、前記副増幅器の出力信号又は前記分離回路により分離された信号の一方の振幅を一定にするためのリミッタ増幅器と、前記副増幅器の出力信号又は前記分離回路により分離された信号の一方の位相を９０度移相させる移相器と、この移相器で一方が９０度移相された前記副増幅器の出力信号と前記分離回路により分離された信号の各々とを乗算する第２乗算器と、前記副増幅器の出力信号と前記分離回路により分離された信号の各々とを同相で乗算する第１乗算器とを備え、前記第１乗算器から前記分離回路により分離された信号の各々について前記第１信号を出力し、前記第２乗算器から前記分離回路により分離された信号の各々について前記第２信号を出力するように構成される。
【００１６】
本発明の他の歪み除去回路は、一定の周波数帯域を有する入力信号を増幅する主増幅器の出力信号から前記入力信号の信号成分を除去することにより前記主増幅器で生じた歪み成分を抽出し、抽出した歪み成分を増幅する副増幅器の出力信号と前記主増幅器の出力信号とを合成して歪み成分を相殺することにより歪み成分を補償する装置に組み込まれる歪み除去回路であって、前記副増幅器の出力信号の振幅、位相及び／又は遅延時間を調整するための制御回路と、前記主増幅器の出力信号から前記副増幅器で増幅された歪み成分を相殺する合成部と、この合成部の出力信号をそれぞれ所定の周波数帯域を協働でカバーする互いに異なる周波数の複数の信号に分離する分離回路と、前記分離回路により分離された前記合成信号の各々について、前記副増幅器の出力信号と同相の信号で同期検波して第１信号を生成するとともに前記副増幅器の出力信号に直交する信号により同期検波して第２信号を生成する同期検波回路と、この同期検波回路における前記第１信号及び前記第２信号の相関値に基づいて前記副増幅器の出力信号の振幅、位相及び／又は遅延時間を調整させるための制御信号を前記制御回路に供給する信号処理回路と、を備えており、前記制御回路が、前記副増幅器の入力側或いは出力側のいずれかに設けられて、前記主増幅器の出力信号と前記副増幅器の出力信号の振幅の差分を低減させるように構成されているものである。
【００１７】
本発明の他の歪み除去回路は、一定の周波数帯域を有する入力信号を増幅する主増幅器の出力信号から前記入力信号の成分を除去することにより前記主増幅器で生じた歪み成分を抽出し、抽出した歪み成分を増幅する副増幅器の出力信号と前記主増幅器の出力信号とを合成して歪み成分を相殺することにより歪み成分を補償する装置に組み込まれる歪み除去回路であって、前記主増幅器の出力信号から前記副増幅器で増幅された歪み成分を相殺する合成部と、この合成部の出力信号をそれぞれ所定の周波数帯域を協働でカバーする互いに異なる周波数の二つの信号に分離する分離回路と、前記分離回路により分離された二つの信号の一方を、前記副増幅器の出力信号と同相の信号で同期検波して第１信号を生成するとともに前記副増幅器の出力信号に直交する信号により同期検波して第２信号を生成する第１同期検波回路と、前記分離回路により分離された二つの信号の他方を、前記副増幅器の出力信号と同相の信号で同期検波して第１信号を生成するとともに前記副増幅器の出力信号に直交する信号により同期検波して第２信号を生成する第２同期検波回路と、前記第１同期検波回路および前記第２同期検波回路のそれぞれにより生成された第１信号及び第２信号の相関値に基づいて、前記合成部が前記主増幅器の出力信号から前記副増幅器で増幅された歪み成分を相殺するのに適した前記副増幅器の出力信号を生成するための制御信号を前記副増幅器に供給する信号処理回路と、を備えており、前記第１同期検波回路および前記第２同期検波回路の各々は、前記副増幅器の出力信号の振幅を一定にするためのリミッタ増幅器と、前記副増幅器の出力信号の位相を９０度移相させる移相器と、前記分離回路により分離された二つの信号の一方又は他方と前記リミッタ増幅器により振幅が一定にされた前記副増幅器の出力信号とを乗算する第１乗算器と、前記分離回路により分離された二つの信号の一方又は他方と前記移相器により９０度移相された前記副増幅器の出力信号とを乗算する第２乗算器と、を有しており、前記第１乗算器の乗算結果を前記第１信号として出力し、前記第２乗算器の乗算結果を前記第２信号として出力するように構成されるものである。
【００１８】
本発明の他の歪み除去回路は、一定の周波数帯域を有する入力信号を増幅する主増幅器の出力信号から前記入力信号の信号成分を除去することにより前記主増幅器で生じた歪み成分を抽出し、抽出した歪み成分を増幅する副増幅器の出力信号と前記主増幅器の出力信号とを合成して歪み成分を相殺することにより歪み成分を補償する装置に組み込まれる歪み除去回路であって、二種類の周波数の信号をそれぞれパイロット信号として前記主増幅器に注入するパイロット発振器と、前記副増幅器の出力信号と前記主増幅器の出力信号との合成信号に前記パイロット信号を含めた状態で分離する分離回路と、この分離回路により分離された信号の各々に含まれる前記パイロット信号の電力を検出する電力検出回路と、この電力検出回路で検出された各パイロット信号の電力の差に基づいて前記入力信号と前記副増幅器の出力信号の振幅の差分を低減させるための制御信号を前記副増幅器に供給する信号処理回路とを備えている、歪み除去回路である。
この歪み除去回路では、二種類の周波数のパイロット信号を用い、電力検出回路にてそれぞれのパイロット信号の電力を検出して、信号処理回路にて両方の電力が最小になるような制御信号を副増幅器に供給することにより、全周波数帯にわたって歪み成分の相殺ができるようになる。
前記制御信号は、より具体的には、前記副増幅器を制御して、その出力信号の振幅、位相だけでなく、前記副増幅器の出力信号の遅延時間をも変化させるための信号である。
【００１９】
本発明の歪み補償増幅装置は、主増幅器の出力信号から入力信号の信号成分を除去することにより前記主増幅器で生じた歪み成分を抽出する歪み抽出回路と、上述したいずれかの歪み除去回路と、を備え、前記歪み抽出回路が、前記主増幅器の出力信号から前記入力信号の信号成分を除去するための結合器と、この結合器の出力信号を分岐抽出する分岐抽出部と、分岐抽出された出力信号に基づいて前記主増幅器から出力される出力信号の振幅及び位相を制御する振幅位相調整器とを含んで構成される装置である。
このような歪み補償増幅装置では入力信号の周波数帯域が比較的広い場合であっても、信号成分が正しく除去されるため、周波数帯域に関わらない歪み補償が可能になる。
前記制御信号は、より具体的には、前記副増幅器を制御して、その出力信号の振幅、位相だけでなく、前記副増幅器の出力信号の遅延時間をも変化させるための信号である。
【００２０】
本発明の、他の歪み補償増幅装置は、主増幅器の出力信号から入力信号の信号成分を除去することにより前記主増幅器で生じた歪み成分を抽出する歪み抽出回路と、上述したいずれかの歪み除去回路と、を備え、前記歪み抽出回路が、前記主増幅器の出力信号から前記入力信号の信号成分を除去するための結合器と、この結合器で前記信号成分が除去された前記主増幅器の出力信号を分岐抽出する分岐抽出部と、この分岐抽出された信号について、前記入力信号と同相の信号で同期検波して第１信号を生成するとともに前記入力信号に直交する信号により同期検波して第２信号を生成する同期検波回路と、この同期検波回路における前記第１信号及び前記第２信号の相関値に基づいて前記入力信号と前記主増幅器の出力信号の振幅の差分を低減させるための制御信号を前記主増幅器に供給する信号処理回路とを含んで構成される装置である。
【００２１】
本発明の歪み補償増幅装置の動作制御方法は、入力信号を増幅する主増幅器の出力信号から前記入力信号の信号成分を除去することにより前記主増幅器で生じた歪み成分を抽出し、抽出した歪み成分を増幅する副増幅器の出力信号と前記主増幅器の出力信号とを合成して歪み成分を相殺することにより歪み補償を行う歪み補償増幅装置の動作制御方法であって、前記副増幅器の出力信号と前記主増幅器の出力信号との合成信号を、所定の周波数の二つの信号に分離する過程と、分離した前記二つの信号を、前記副増幅器の出力信号と同相の信号により同期検波して第１信号を生成するとともに前記副増幅器の出力信号に直交する信号により同期検波して第２信号を生成する過程と、前記第１信号及び前記第２信号の相関関係に基づいて前記副増幅器の振幅、位相及び／又は遅延時間を変化させるための制御信号を生成し、生成した制御信号により前記副増幅器を制御して前記主増幅器の出力信号と前記副増幅器の出力信号の振幅の差分を低減させる過程とを含む方法である。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して、本発明の実施形態を説明する。
＜第１実施形態＞
図１は、本発明の第１実施形態に係る歪み補償増幅装置の構成図である。本実施形態の装置は、図１１に示すような、パイロット信号を用いていない従来の歪み補償増幅装置を改良したものであり、この装置と同一機能の構成要素については、同一符号を付してある。
この歪み補償増幅装置は、図１１に示した従来の歪み補償増幅装置における歪み成分の歪み除去回路の部分、すなわち第２の制御ループを改良し、入力信号の周波数帯域の広狭に関わらずに歪み成分を相殺できるようにしたものである。この改良された第２の制御ループを簡易な手法で実現するのが、本発明の歪み除去回路である。
【００２３】
この実施形態における歪み除去回路は、出力段のＣＤＣ１０により取り出された合成部９の出力信号、すなわち、主増幅器２で増幅された後、ＤＬ４で遅延された信号と副増幅器８の出力信号との合成信号を、ＣＤＣ１０により取り出し、ＢＰＦ２１，２２により使用周波数帯域を協働でカバーする互いに異なる周波数の二つの信号に分離する。そして、分離された各信号を同期検波回路２３，２４でそれぞれＣＤＣ２０により取り出した副増幅器８の出力信号又はその直交信号（位相差が９０度の信号）により同期検波するとともに、同期検波された信号を信号処理回路２５で制御信号に変換して副増幅器８の制御部に入力することにより副増幅器８の振幅、位相だけでなく、遅延時間をも調整できるようにし、主増幅器２の出力信号に含まれる歪み成分を、合成部９において正しく相殺できるようにしたものである。
【００２４】
なお、主増幅器で生じた歪み成分を抽出するための歪み抽出回路の部分、すなわち第１制御ループについては、電力検出回路１１，信号処理回路１２とを含むものとする。この部分は、図１１に示した従来の歪み補償増幅装置のものと同一構成となる。
【００２５】
本実施形態の歪み補償増幅装置の動作を説明する前に、まず、特徴的な各部品について説明する。
＜ＢＰＦ２１，２２＞
ＢＰＦ２１，２２には、それぞれＣＤＣ１０により取り出された合成部９の出力信号が入力される。この信号が入力されると、ＢＰＦ２１，２２は、それぞれ予め設定された周波数帯域の信号のみを通過させる。この実施形態では、ＢＰＦ２１は、合成部９の出力信号の上側波帯域の信号のみを通過させ、ＢＰＦ２２は、合成部９の出力信号の下側波帯域の信号のみを通過させるように構成されている。これにより、合成部９の出力信号が、上側波帯域の信号と下側波帯域の信号の二つに分離される。
【００２６】
＜同期検波回路２３，２４＞
図２は、この同期検波回路２３の構成図である。
同期検波回路２３には、ＣＤＣ２０により取り出された、副増幅器８の出力信号（図２上段の信号）と、ＣＤＣ１０により取り出された合成部９の出力信号のうち、ＢＰＦ２１を通過した上側波帯域の合成信号（図２下段の信号）とが入力される。入力される信号がＢＰＦ２２を通過した下側波帯域の合成信号である点以外は、同期検波回路２４も同様の構成となる。
【００２７】
これらの同期検波回路２３，２４の構成をより具体的に説明すると、次のようになる。
ＣＤＣ２０により取り出された副増幅器８の出力信号は、リミッタＡＭＰ２６でその振幅が一定値に増幅された後、２分岐される。一方の分岐信号はＩ出力用の乗算器２７に供給され、他方の分岐信号は９０度移相器２８で９０度の位相をずらした状態でＱ出力用の乗算器２９に供給される。
一方、ＢＰＦ２１又はＢＰＦ２２の出力信号は、両乗算器２７，２９に同時に入力される。Ｉ出力用の乗算器２７からは副増幅器８の出力信号と同相の成分の信号（以下、「検波出力Ｉ」）、Ｑ出力用の乗算器２９からは、副増幅器８の出力信号と直交する成分の信号（以下、「検波出力Ｑ」）がそれぞれ出力される。これらの出力は、後段の信号処理回路２５に出力される。
【００２８】
検波出力Ｉは、ＢＰＦ２１又はＢＰＦ２２を通過したＣＤＣ１０により取り出された合成部９の出力信号のうち、副増幅器８の出力信号と同相成分の振幅の増減に伴って増減する。また、主増幅器２、ＤＬ４を経由して合成部９に入力される信号の振幅と、ＤＬ５、副増幅器８を経由して合成部９に入力される信号の振幅が一致したときゼロとなる。
すなわち、検波出力Ｉは、ＢＰＦ２１又はＢＰＦ２２を通過したＣＤＣ１０により取り出された合成部９の出力信号のうち副増幅器８の出力信号と同相成分の振幅の変化に従って正方向と負方向の両方向に変化する。検波出力Ｑは、ＢＰＦ２１又はＢＰＦ２２を通過したＣＤＣ１０により取り出された合成部９の出力信号のうち、副増幅器８の出力信号と直交する成分の振幅の変化に従って正方向と負方向の両方向に変化する。
【００２９】
位相変化については、ＣＤＣ１０からの合成部９の出力信号に含まれる、副増幅器８の出力信号と同相成分の振幅と直交成分の振幅との比率を変えることになるので、検波出力Ｉ及び検波出力Ｑが正方向と負方向の両方向に変化する。
実際には、同相成分と直交成分の信号は、同時に同期検波回路２３，２４に入力され、また、伝搬中に各種位相の回り込みの影響を受けて同期検波回路２３，２４に入力されるので、両成分は、図３及び図４に示されるように、複雑な関係になっている。
【００３０】
図３，図４において、”Ｉ”軸は、副増幅器８を経由してＣＤＣ２０で取り出され、リミッタＡＭＰ２６で増幅された信号の同相の成分を表すベクトル軸であり、”Ｑ”軸は、”Ｉ”軸と直交するベクトル軸である。すなわち、”Ｉ軸”は副増幅器８の出力信号の同相軸、”Ｑ軸”は副増幅器８の出力信号の直交軸である。
【００３１】
図３において、ベクトルＯＡは、主増幅器２で増幅された後、ＤＬ４で遅延され、合成部９で合成される前の信号の位相を表している。ベクトルＯＲは、ＤＬ５で遅延された後、副増幅器８で増幅され、合成部９で合成される前の信号の位相を表している。両信号が合成された状態、すなわちベクトルＯＡとベクトルＯＲの合成ベクトルは、後者が前者から減算されるものとして、ベクトルＲＡで表される。
なお、ベクトルＯＢは、副増幅器８の振幅を大きくしたとき、つまり利得を上げたときの信号の状態を表している。このときの合成信号は、ベクトルＲＢで表される。また、ベクトルＯＣは、副増幅器８の位相を調整したときの信号の状態を表している。このときの合成信号は、ベクトルＲＣで表される。
【００３２】
図４は、図３の各ベクトル頂点付近の拡大図であり、検波出力Ｉ、及び検波出力Ｑの関係を示している。図中、Ａ，Ｂ，Ｃは、図３の各ベクトルの頂点位置である。Ｂｉは頂点Ｂから”Ｉ”軸への垂線であり、Ｂｑは頂点Ｂから”Ｑ”軸への垂線、Ｃｉは頂点Ｃから”Ｉ”軸への垂線、Ｃｑは頂点Ｃから”Ｑ”軸への垂線である。副増幅器８の利得を上げたとき、検波出力Ｉの値はＡＢｉとなり、検波出力Ｑの値はＡＢｑとなる。また、副増幅器８の位相を調整したとき、検波出力Ｉの値はＡＣｉとなり、検波出力Ｑの値はＡＣｑとなる。
【００３３】
ここで、”Ｉ”軸、”Ｑ”軸の方向は、歪み補償増幅器の構成に応じて一意に決まる。そこで、この実施形態では、副増幅器８の振幅、位相又はその両者を調整することにより、検波出力Ｉと検波出力Ｑの値を測定し、両者の相関関係を求める。
例えば、振幅微小変化ΔＧ、位相微小変化ΔＰにより、検波出力Ｉ、検波出力Ｑが、図４における値ＡＢｉ、ＡＢｑ、ＡＣｉ、ＡＣｑであったとすると、振幅変化Ｇ、位相変化Ｐによる検波出力Ｉの変化、検波出力Ｑの変化は、それぞれ下記式で表される。
検波出力Ｉの変化＝（ＡＢｉ／ΔＧ）Ｇ＋（ＡＣｉ／ΔＰ）Ｐ
検波出力Ｑの変化＝（ＡＢｑ／ΔＧ）Ｇ＋（ＡＣｑ／ΔＰ）Ｐ
この関係は、ベクトルＯＡ＝ベクトルＯＲのときも成り立ち、ベクトルＯＡ＝ベクトルＯＲとなるための振幅、位相をＧＯ、ＰＯとすると、以下のようになる。
検波出力Ｉ＝（ＡＢｉ／ΔＧ）（Ｇ−ＧＯ）＋（ＡＣｉ／ΔＰ）（Ｐ−ＰＯ）
検波出力Ｑ＝（ＡＢｑ／ΔＧ）（Ｇ−ＧＯ）＋（ＡＣｑ／ΔＰ）（Ｐ−ＰＯ）
すなわち、副増幅器８の出力の振幅と位相の変化は、検波出力Ｉ及び検波出力Ｑと、一次式の関係で表現することができる。
【００３４】
信号処理回路２５は、同期検波回路２３，２４から出力される各検波出力Ｉ及び各検波出力Ｑの相関値に基づいて副増幅器８の振幅、位相及び遅延時間の制御方向及び制御量を決定し、主増幅器２の出力信号と副増幅器８の出力信号の振幅の差分を低減させる制御信号を副増幅器８に供給する。主増幅器２の出力信号と副増幅器８の出力信号の振幅の差分を低減させることにより、合成部９の出力信号の内の歪み成分をゼロにする。
合成部９に入力される二種類の信号（副増幅器８で増幅され、合成部９に入力される信号と、主増幅器２で増幅された後、ＤＬ４で遅延され、合成部９に入力される信号）の遅延時間が異なる場合、下側波帯域の位相と上側波帯域の位相は相違する。
なお、分離された二つの周波数帯のそれぞれの中心角周波数をω１、ω２とし、それぞれの必要な位相制御量をΦ１、Φ２とすると、副増幅器８で調整される位相の制御量Φ及び遅延時間の制御量Ｔｄは、以下の式で算出できる。
Φ＝（Φ１ω２−Φ２ω１）／（ω２−ω１）
Ｔｄ＝（Φ１−Φ２）／（ω２−ω１）
【００３５】
この実施形態によれば、ＣＤＣ１０により取り出された合成部９の出力信号がＢＰＦ２１，２２により上側波帯域の信号と下側波帯域の信号とに分離され、同期検波回路２３，２４により分離された各信号についてそれぞれ同期検波されるので、それぞれの周波数帯域毎の移相調整量を容易に求めることができる。そして、この移相調整量に基づいて位相及び遅延時間を調整することにより、入力信号の周波数帯域が広い場合でも全周波数帯域にわたって歪み成分を除去することができる。また、副増幅器８の消費電力を下げることができることから、歪み補償増幅装置の製造コストを低減させることもできるようになる。
【００３６】
この実施形態では、副増幅器８の制御部により振幅、位相及び遅延時間を調整する場合の例を説明した。合成部９で歪み成分を相殺するには、副増幅器８で増幅されて合成部９に入力される信号と、主増幅器２で増幅された後ＤＬ４で遅延されて合成部９に入力される信号との振幅、位相及び遅延時間を一致させればよいため、これらのずれを調整する箇所は、ＣＤＣ１で分離された後、合成部９により合成される前であれば、どの箇所であってもよい。
また、振幅及び位相については副増幅器８で調整し、遅延時間については副増幅器８で増幅された後、合成部９により合成される前に調整することとしてもよい。つまり、振幅、位相及び遅延時間は、ＣＤＣ１からＤＬ５、ＣＤＣ７、副増幅器８を通って合成部９に入力されるまでの経路上のいずれかに制御部を設けて調整すればよい。
【００３７】
なお、遅延時間は、周波数により位相が直線的に変化するので、任意の周波数の二点の位相を検波し、この位相差をゼロにすることで全周波数の位相差をゼロにすることができる。このことから、ＢＰＦ２１，２２では、必ずしも入力信号の全周波数帯域を共通幅の周波数帯域に分離する必要はなく、例えば、ＢＰＦ２１は、入力信号の全周波数帯域のうち下側１／４の低周波数帯域の周波数信号のみを通過させ、ＢＰＦ２２は、上側１／４の高周波数帯域の周波数信号のみを通過させるという構成であってもよい。
また、必ずしもＢＰＦではなく、バンド・リジェクト・フィルタその他の信号分離回路によって入力信号を二つの信号に分離するようにしてもよい。要は、互いに協働して全周波数帯域をカバーする二つの信号に分離するようにすれば、本発明を実施することができるものである。
また、ＢＰＦ及び同期検波回路の数を増やして、合成信号を２以上に分離するようにしてもよい。このようにすれば、入力信号の全周波数帯域が大きくなっても、分離する数を増やして対応することができる。
【００３８】
＜第２実施形態＞
第１実施形態の歪み補償増幅装置は、パイロット信号を用いていない従来の歪み補償増幅装置における第２の制御ループを改良したものであるが、さらに、第１の制御ループも改良することにより、歪み成分をより適切に相殺することができる。つまり、第１実施形態による歪み抽出回路をさらに改良したものを以下に説明する。
【００３９】
第１実施形態における第１の制御ループは、上述したように、電力検出回路１１および信号処理回路１２からなり、主増幅器２で増幅された信号と増幅前の信号とを合成し、合成電力が最小となるように、主増幅器２の位相、利得又はその両者を調整することによって、非線形の歪み成分を抽出するものである。つまり、位相、利得又はその両者を変化させたときの電力変化に応じて、位相、利得あるいはその両者の制御方向を判別するように構成されている。この制御ループでは、ＣＤＣ６に入力される二種類の信号の位相、振幅又はその両者が大きくずれている場合、両信号は殆ど相殺されないことから、電力検出回路が飽和してしまい、制御すべき方向の判別ができず、主増幅器２の位相ないし利得を正しく調整することができない場合がある。この場合は、制御すべき方向性が見つかるまでランダムに位相、利得又はその両者を変化させ、そのＣＤＣ６の出力変化の検出を制御すべき方向が見つかるまで繰り返す必要があり、収束に向かうまで時間がかかる。また、制御すべき方向性が見つかった後も、雑音電力の最小値を探すことが困難な場合がある。
そこで、第２実施形態では、第１の制御ループとして、図５に示すように、電力検出回路１１に代えて同期検波回路４１を設け、主増幅器２の出力信号の一部と増幅前の入力信号との合成信号を、ＣＤＣ４０で取り出した入力信号又はその直交信号（位相差が９０度の信号）により同期検波することにより、主増幅器２の出力に含まれる歪み成分を抽出するようにする。ＣＤＣ７により取り出されたＣＤＣ６の出力信号の電力を検出するのではなく、ＣＤＣ６の出力信号を同期検波するのである。
なお、歪み成分の歪み除去回路の部分である第２の制御ループについては、この実施形態の第１の制御ループを用いることにより、信号成分が確実に除去された信号が副増幅器８で増幅され、この信号により同期検波することとなる点を除き、図１に示した第１実施形態の歪み除去回路と同一構成となる。
【００４０】
この実施形態による同期検波回路４１の動作原理は、第１実施形態の同期検波回路２３，２４と同様である。すなわち、信号処理回路４２は、同期検波回路４１から出力される検波出力Ｉ及び検波出力Ｑの相関値に基づいて主増幅器２の利得と位相の制御方向及び制御量を決定し、入力信号と合成信号の振幅の差分を低減させる制御信号を主増幅器２に供給する。
【００４１】
この実施形態の同期検波回路４１及び信号処理回路４２によれば、同期検波回路４１の出力極性から制御の方向（正方向か負方向か）が決まり、同期検波された信号に基づいて、信号処理回路４２で、主増幅器２の利得、位相又はその両者をいつも正しい方向に制御する制御信号に変換して主増幅器２の制御部に入力するので、仮に検波出力Ｉ，Ｑが飽和していても、必ず収束の方向に向かう。更にいえば、検波出力Ｉ，Ｑから制御の方向だけでなく、適正制御のための振幅（利得）も算出することができるため、そのとき飽和していなければ、たった一回の制御動作により収束点の利得と位相を求めることができる。
【００４２】
次に、第２実施形態の歪み補償増幅装置における第１の制御ループが、雑音電力の最小値、すなわち、収束点の利得と位相を求めるまでの時間を著しく短縮することができることを説明する。
図６は、主増幅器２の出力信号に歪み成分が含まれている場合の電力検出回路１１の出力波形、図７は、同期検波回路４１の出力波形を示している。図６及び図７の横軸は、主増幅器２の位相または振幅の大きさを示しており、縦軸は、出力電力を示している。各図の横軸の中央は、ＣＤＣ６により信号成分がうまく相殺される点、すなわち、収束点を示している。
【００４３】
図６において、出力電力が最小になる横軸の値を決定することは、図７において、出力電力がゼロになる点を見つけることよりも困難となる。それは、同期検波回路４１の場合は、出力電力の平均値がゼロになる点を追いかければゼロになる点を迅速に見つけることができるのに対し、電力検出回路ではそれができないからである。また、図７においては、収束点に近づくことにより主増幅器２において発生する歪み成分が影響しても、ある程度の時間経過後には必ず最終収束点に到達する。このことからも、同期検波回路４１を用いると、収束点の利得と位相を求めるまでの時間を著しく短縮することができることがわかる。
【００４４】
なお、第２実施形態では、同期検波回路４１の検波出力の収束をより良くする観点から、ＤＬ５により遅延された入力信号をＣＤＣ４０により取り出して、同期検波回路４１で同期検波する場合について説明したが、ＤＬ５の前にＣＤＣ４０を配置し、遅延させる前の入力信号で同期検波してもよい。
【００４５】
＜第３実施形態＞
図８は、本発明の第３実施形態の歪み補償増幅装置の構成を示した図である。
この歪み補償増幅装置も、上述した二つの制御ループのうち、第２の制御ループを改良し、第１実施形態のように入力信号の周波数帯域の広狭に拘わらずに歪み成分を相殺できるようにしたものである。
この実施形態における歪み補償増幅装置の第２の制御ループは、対象信号を、ＢＰＦ６４，６５により互いに異なる周波数の信号に分離し、分離された各信号を同期検波回路６６，６７で、それぞれＣＤＣ２０により取り出した副増幅器８の出力信号又はその直交信号（位相差が９０度の信号）により同期検波するとともに、同期検波された信号を信号処理回路６８で制御信号に変換して副増幅器８の制御部に入力する構成において第１実施形態と同様であるが、ＢＰＦ６４，６５で分離し、同期検波する対象信号において相違する。
【００４６】
すなわち、第１実施形態では、ＣＤＣ１０により取り出された合成部９の出力信号をその周波数により分離して同期検波するのに対し、本実施形態では、ＣＤＣ１０により取り出された合成部９の出力信号（歪み成分が相殺された信号）と、ＣＤＣ１，ＤＬ５を経て、ＣＤＣ７２で取り出され、ＤＬ６０を経て第３の増幅器６１で増幅された信号（入力信号成分のみを増幅した信号）と、をＣＤＣ７３で結合することで、合成部９の出力信号に含まれる信号成分を相殺し、この信号をＢＰＦ６４，６５により分離して同期検波するものである。
なお、本実施形態では、ＣＤＣ７３での信号成分の相殺を確実にするために、ＣＤＣ７３の出力信号の電力を電力検出回路６２で検出して、この検出結果に基づいて信号処理回路６３で制御信号に変換して第３の増幅器６１の制御部に入力することにより、第３の増幅器６１の振幅、位相又はその両者を制御する、第３の制御ループを設けられている。
【００４７】
この実施形態の歪み補償増幅装置の同期検波回路６６，６７の動作原理は第１実施形態のものと同じであり、信号処理回路６８における信号の処理も第１実施形態の信号処理回路２５と同じである。
【００４８】
この第３実施形態は、ＣＤＣ１０により取り出された合成部９の出力信号を、ＣＤＣ１，ＤＬ５，ＣＤＣ７２，ＤＬ６０を経て第３の増幅器６１で増幅された入力信号とＣＤＣ７３で合成して、合成部９の出力信号に含まれる信号成分を相殺することにより、信号成分が同期検波に与える影響を小さくすることができるため、同期検波回路６６，６７、信号処理回路６８での処理が容易となる。また、副増幅器８の振幅、位相の制御がより正確になり、歪み補償をより正確に行うことができる。
また第３実施形態では、第３の増幅器６１の振幅、位相を調整するための第３のループが必要となるが、副増幅器８の電力を下げることができ、また、帯域特性確保の簡易化を図ることができるため、製造コストを低減させることができる。
【００４９】
＜第４実施形態＞
図９は、本発明の第４実施形態の歪み補償増幅装置の構成を示した図である。
この歪み補償増幅装置は、第３実施形態とほとんど同じ構成となっているが、第１の制御ループの構成において相違する。
すなわち、本実施形態の第１の制御ループは、第２実施形態と同様に、電力検出回路に代えて同期検波回路８１を設け、主増幅器２の出力信号の一部と増幅前の入力信号との合成信号を、ＣＤＣ８０により取り出した入力信号又はその直交信号（位相差が９０度の信号）により同期検波し、この信号を信号処理回路８２により処理することにより、主増幅器２の出力に含まれる歪み成分を抽出するものである。つまり、ＣＤＣ７により取り出されたＣＤＣ６の出力信号の電力を検出するのではなく、ＣＤＣ６の出力信号を同期検波するのである。
【００５０】
第４実施形態の歪み補償増幅装置によれば、第１の制御ループについて、電力検出回路を用いる代わりに同期検波回路８１を用いるため、主増幅器２の振幅、位相の制御がより正確になり、歪み成分の抽出がより正確になる。また、第２の制御ループについて、ＣＤＣ１０により取り出された合成部９の出力信号と、ＣＤＣ１，ＤＬ５，ＤＬ６０を経て、第３の増幅器６１で増幅された入力信号と、を合成して出力信号に含まれる信号成分を相殺することにより、信号成分の同期検波への影響を小さくでき、副増幅器８の振幅、位相の制御がより正確になり、歪み成分の相殺がより正確になる。よって、歪み補償をより正確に行うことができるという利点がある。
【００５１】
＜第５実施形態＞
図１０は、本発明の第５実施形態に係る歪み補償増幅装置の構成図である。本実施形態の装置は、図１２に示す、パイロット信号を用いている従来の歪み補償増幅装置を改良したものであり、この装置と同一機能の構成要素については、同一符号を付してある。
この歪み補償増幅装置では、図１２に示した従来の歪み補償増幅装置における歪み成分の歪み除去回路の部分、すなわち第２の制御ループを改良し、入力信号の周波数帯域の広狭に関わらずに歪み成分を相殺できるようにしたものである。
【００５２】
第５実施形態の歪み補償増幅装置では、パイロット発振器１４０の代わりに、２周波数パイロット発振器１００が用いられており、２つの周波数のパイロット信号が主増幅器２に注入されるようになっている。
この実施形態の装置の歪み除去回路は、ＢＰＦ１０１，１０２、電力検出回路１０３，１０４、及び信号処理回路１０５により構成されている。ＢＰＦ１０１は、２周波数パイロット発振器１００により発振される二つのパイロット信号のうちの、一方のパイロット信号のみを通過させるようになっており、ＢＰＦ１０２は、２周波数パイロット発振器１００により発振される二つのパイロット信号のうちの、他方のパイロット信号のみを通過させるようになっている。
【００５３】
この第５実施形態の歪み補償増幅装置では、出力段のＣＤＣ１０により取り出された合成部９の出力信号が、ＢＰＦ１０１，１０２に入力され、２周波数パイロット発振器１００により注入された２つの周波数のパイロット信号のみが、それぞれＢＰＦ１０１，１０２を通過する。このＢＰＦ１０１，１０２を通過した各信号は、それぞれ電力検出回路１０３，１０４で、その電力が検出されるとともに、検出された各信号に基づいて、これらの信号を最小にするように信号処理回路１０５から制御信号が副増幅器８の制御部に入力されることにより、副増幅器８の利得及び／又は位相に加えて、遅延時間を制御し、主増幅器２の出力信号に含まれる歪み成分を、合成部９において正しく相殺できるようにするものである。
【００５４】
この信号処理回路１０５の動作を、以下に説明する。
まず、パイロット信号を一方のものとして、信号処理回路１０５の利得制御電圧ＶＧをΔＶＧ変化させ、ＢＰＦ１０１の出力信号を電力検出する電力検出回路１０３からの第１入力レベルＶ１の変化ΔＶｇ１をみる。
また、信号処理回路１０５の位相制御電圧ＶＰをΔＶＰ変化させ、Ｖ１の変化ΔＶｐ１をみる。
また、信号処理回路１０５の遅延時間制御電圧ＶＴをΔＶＴ変化させ、Ｖ１の変化ΔＶｔ１をみる。
次に、パイロット信号を他方のものに切り換えて、信号処理回路１０５の利得制御電圧ＶＧをΔＶＧ変化させ、ＢＰＦ１０２の出力信号を電力検出する電力検出回路１０４からの第２入力レベルＶ２の変化ΔＶｇ２をみる。
また、信号処理回路１０５の位相制御電圧ＶＰをΔＶＰ変化させ、Ｖ２の変化ΔＶｐ２をみる。
また、信号処理回路１０５の遅延時間制御電圧ＶＴをΔＶＴ変化させ、Ｖ２の変化ΔＶｔ２をみる。
以上の６種類の変化の割合から、Ｖ１，Ｖ２を減少させるための次の制御電圧ΔＧ，ΔＰ，ΔＴの制御方向、大きさを決定して、全体を繰り返し、徐々にＶ１，Ｖ２をゼロに近づけるようにする。
なお、２周波数パイロット発振器１００は、常に二種類の周波数の信号を発振するようにしてもよい。この場合、２周波数パイロット発振器１００の信号の切り換えは不要となる。
【００５５】
以上のように、本実施形態の歪み補償増幅装置では、異なる周波数の二種類のパイロット信号を利用して、合成部９の出力信号に含まれる各パイロット信号のレベルを共に最小となるように副増幅器８を制御することにより、入力信号の全周波数帯にわたって合成部９における歪み成分の相殺が行われるようになる。
【００５６】
【発明の効果】
以上の説明から明らかなように、本発明によれば、入力信号の周波数帯域の広狭に関係なく、歪み成分を除去することができる歪み補償増幅装置を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態による歪み補償増幅装置の構成図。
【図２】本発明の第１実施形態による同期検波回路の構成図。
【図３】本発明の第１実施形態による同期検波回路の出力説明図。
【図４】図３の各ベクトル頂点付近を拡大してＩＱ出力を示した説明図。
【図５】本発明の第２実施形態によるフィードフォワード型歪み補償増幅装置の構成図。
【図６】従来の歪み補償増幅装置の電力検出回路の出力説明図。
【図７】第２実施形態による歪み補償増幅装置の同期検波回路の出力説明図。
【図８】本発明の第３実施形態による歪み補償増幅装置の構成図。
【図９】本発明の第４実施形態による歪み補償増幅装置の構成図。
【図１０】本発明の第５実施形態による歪み補償増幅装置の構成図。
【図１１】従来の歪み補償増幅装置の構成図。
【図１２】従来の歪み補償増幅装置の構成図。
【符号の説明】
１，３，６，７，１０，２０，４０，７２，７３，８０，１２２  ＣＤＣ（方向性結合器）
２  主増幅器
４，５，６０  ＤＬ（遅延回路）
８  副増幅器
９  合成部
１１，６２，１０３，１０４  電力検出回路
１２，２５，４２，６３，６８，８２，１０５，１２４  信号処理回路
２１，２２，６４，６５，１０１，１０２，１２１，１４１  ＢＰＦ（帯域通過フィルタ）
２３，２４，４１，６６，６７，８１，１２３  同期検波回路
２６  リミッタＡＭＰ
２７，２９  乗算器
２８  ９０度移相器
３０，５０，７０，９０，１１０，１３０，１５０  入力端子
３１，５１，７１，９１，１１１，１３１，１５１  出力端子
６１  増幅器
１００  ２周波数パイロット発振器
１２０，１２５  振幅・位相調整器
１４０  パイロット発振器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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