(57)【要約】【課題】直流電源線に流れる電流に基づいて常にインバータ回路の出力電流を得る。【解決手段】電源線１５に流れる電流Ｉｒを検出する電流検出部７を設け、プロセッサ１７は、電流Ｉｒと補正ＰＷＭ信号Ｃｕｐ〜Ｃｗｎとに基づいて電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを求める。この場合、各ＰＷＭ周期内の基本ベクトルに対応した期間が所定の時間Ｔｄ以上となるように補正して補正ＰＷＭ信号Ｃｕｐ〜Ｃｗｎを生成し、それをＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６の駆動信号Ｇｕｐ〜Ｇｗｎとする。また、基本ベクトルが１種類しか存在しないＰＷＭ周期では、当該唯一の基本ベクトルと同位相または逆位相の関係とならない他の基本ベクトルに対応した期間を設ける。【選択図】  図１
2004304925.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源線を通して直流電圧を入力し、駆動信号に基づいて複数のスイッチング素子を通断電することによりゼロベクトルに対応した電圧と基本ベクトルに対応した電圧とからなる交流電圧を出力するインバータ回路と、
各ＰＷＭ周期が前記ゼロベクトルに対応した駆動期間と前記基本ベクトルに対応した駆動期間とから構成されるＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、
各ＰＷＭ周期について前記基本ベクトルに対応した駆動期間が所定時間以上継続するように前記ＰＷＭ信号を補正した補正ＰＷＭ信号を出力する補正手段と、
前記補正ＰＷＭ信号に基づいて前記スイッチング素子の駆動信号を生成する駆動信号生成手段とを備えて構成されていることを特徴とするインバータ装置。
【請求項２】
前記補正手段は、各ＰＷＭ周期について、所定時間に満たない基本ベクトルの駆動期間を延長して所定時間以上継続させるとともに、その延長した時間だけ前記基本ベクトルに対し逆位相となる逆ベクトルに対応した駆動期間を設けることを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。
【請求項３】
前記補正手段は、前記スイッチング素子のスイッチング回数が少なくなるように前記逆ベクトルに対応した駆動期間を設けることを特徴とする請求項２記載のインバータ装置。
【請求項４】
前記補正手段は、ゼロベクトルに対応した駆動期間と１種類の基本ベクトルに対応した駆動期間とからなるＰＷＭ周期について、前記基本ベクトルと同位相または逆位相とならない他の基本ベクトルに対応した所定時間以上の駆動期間を設けるとともに、その設けた時間だけ前記他の基本ベクトルに対し逆位相となる逆ベクトルに対応した駆動期間を設けることを特徴とする請求項１ないし３の何れかに記載のインバータ装置。
【請求項５】
前記補正手段は、前記スイッチング素子のスイッチング回数が少なくなるように前記他の基本ベクトルに対応した駆動期間およびその逆ベクトルに対応した駆動期間を設けることを特徴とする請求項４記載のインバータ装置。
【請求項６】
ＰＷＭ信号を出力するプロセッサと、スイッチング素子を有し該スイッチング素子が前記ＰＷＭ信号に基づいて駆動されることによりゼロベクトルに対応した電圧と複数の基本ベクトルに対応した電圧を出力可能なインバータ回路とを備え、
前記プロセッサが出力するＰＷＭ信号の何れかのＰＷＭ周期が、
所定時間以上継続し第１の基本ベクトルに対応した第１の駆動期間と、
所定時間以上で且つ前記第１の駆動期間よりも短い時間継続し第２の基本ベクトルに対応した第２の駆動期間と、
前記第２の駆動期間よりも短い時間継続し前記第２の基本ベクトルに対し逆位相となる逆ベクトルに対応した第３の駆動期間と、
ゼロベクトルに対応した第４の駆動期間とを備えて構成されていることを特徴とするインバータ装置。
【請求項７】
ＰＷＭ信号を出力するプロセッサと、スイッチング素子を有し該スイッチング素子が前記ＰＷＭ信号に基づいて駆動されることによりゼロベクトルに対応した電圧と複数の基本ベクトルに対応した電圧を出力可能なインバータ回路とを備え、
前記プロセッサが出力するＰＷＭ信号の何れかのＰＷＭ周期が、
所定時間以上継続し第１の基本ベクトルに対応した第１の駆動期間と、
所定時間以上で且つ前記第１の駆動期間よりも短い時間継続し第２の基本ベクトルに対応した第２の駆動期間と、
前記第２の駆動期間と同じ時間継続し前記第２の基本ベクトルに対し逆位相となる逆ベクトルに対応した第３の駆動期間と、
ゼロベクトルに対応した第４の駆動期間とを備えて構成されていることを特徴とするインバータ装置。
【請求項８】
前記インバータ回路は、２つのスイッチング素子を直列接続してなるアームを２つ以上有し、前記ゼロベクトルに対応した駆動期間において全ての上アーム側のスイッチング素子または全ての下アーム側のスイッチング素子をオン駆動するように構成されていることを特徴とする請求項６または７記載のインバータ装置。
【請求項９】
前記インバータ回路は、２つのスイッチング素子を直列接続してなるアームを２つ以上有し、前記基本ベクトルに対応した駆動期間において、１つ以上の上アーム側のスイッチング素子をオン駆動し、且つ、１つ以上の下アーム側のスイッチング素子をオン駆動するように構成されていることを特徴とする請求項６または７記載のインバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流電源線に流れる電流を用いてインバータ回路の出力電流を検出可能なインバータ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
特許文献１には、インバータ装置の順変換部と逆変換部間に電流検出手段を備え、この電流検出手段で発生する電圧を、モータに印加する各相の端子電圧の組み合わせ信号を発生する論理回路の信号でサンプルホールドし、モータ電流を検出するインバータ装置の電流検出装置が記載されている。
【０００３】
特許文献２には、インバータの下アーム側のスイッチング素子と直流電源との間にシャント抵抗を設け、このシャント抵抗に生じる電圧に基づいて電流を検出する電流検出装置（３シャント抵抗方式）が記載されている。
【０００４】
この他、インバータ回路の出力端子とモータ巻線との間にＤＣＣＴ（Ｄｉｒｅｃｔ  Ｃｕｒｒｅｎｔ  Ｃｕｒｒｅｎｔ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）素子を配置して、モータ巻線に流れる電流を直接的に検出する方式などがある。
【０００５】
【特許文献１】
特許第２７１２４７０号公報
【０００６】
【特許文献２】
特開平９−２２９９７２号公報
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
例えば負荷としてモータが接続されたインバータ装置において、モータの駆動制御に用いるため、あるいはインバータ装置やモータの過電流保護に用いるため、モータ巻線に流れる電流を検出することが必要となる。引用文献２に記載された３シャント方式による電流検出装置は、３つの抵抗とそれぞれの端子電圧を増幅するための３つの増幅回路が必要となり、回路構成が複雑化してしまう。また、上記ＤＣＣＴ素子は高価であり、インバータ装置全体としてのコストが高くなる問題がある。
【０００８】
これに対し、特許文献１に記載された電流検出装置は、電流検出手段として直流電源線に抵抗を設けた構成とすれば、従来から提案されている種々の電流検出方式に比べて構成が簡素となり、コスト的にも有利となる。この電流検出装置は、三相ブリッジインバータ回路のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各アームを構成するスイッチング素子のオンオフ状態つまり各相の出力電圧をベクトルとして表した場合に、そのベクトルと直流電源線に流れる電流との間に存在する一定の対応関係に基づいてモータ電流を検出するようになっている。
【０００９】
しかしながら、この電流検出装置を実際にインバータ回路に適用する場合、駆動回路やスイッチング素子の遅延時間、抵抗の両端電圧をディジタルデータに変換して取り込むためのＡ／Ｄ変換器の変換時間などが存在するために、ＰＷＭ周期によっては電流を検出できない場合がある。
【００１０】
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、直流電源線に流れる電流に基づいて常にインバータ回路の出力電流を得ることができるインバータ装置を提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、請求項１に記載したインバータ装置は、直流電源線を通して直流電圧を入力し、駆動信号に基づいて複数のスイッチング素子を通断電することによりゼロベクトルに対応した電圧と基本ベクトルに対応した電圧とからなる交流電圧を出力するインバータ回路と、各ＰＷＭ周期がゼロベクトルに対応した駆動期間と基本ベクトルに対応した駆動期間とから構成されるＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、各ＰＷＭ周期について基本ベクトルに対応した駆動期間が所定時間以上継続するように前記ＰＷＭ信号を補正した補正ＰＷＭ信号を出力する補正手段と、補正ＰＷＭ信号に基づいてスイッチング素子の駆動信号を生成する駆動信号生成手段とを備えて構成されていることを特徴としている。
【００１２】
この構成によれば、ＰＷＭ信号生成手段において種々の変調方式（例えば搬送波比較方式（２相変調、３相変調）、空間ベクトル法など）により生成されたＰＷＭ信号は、補正手段において、各ＰＷＭ周期について基本ベクトルに対応した駆動期間が所定時間以上継続するように補正され、この補正ＰＷＭ信号に基づく駆動信号によりインバータ回路のスイッチング素子が駆動される。
【００１３】
インバータ回路の各相のスイッチング素子のオンオフ状態つまり各相の出力電圧をベクトルとして表した場合、インバータ回路が出力するベクトルと直流電源線に流れる電流との間には一定の関係がある。すなわち、ベクトルは、ゼロ電圧に対応したゼロベクトルと、特定の位相を持つ電圧に対応した基本ベクトルとからなり、基本ベクトルが出力されている期間では、直流電源線に流れる電流は何れかの相の電流に等しくなる。
【００１４】
本手段によれば基本ベクトルは所定時間以上継続するので、Ａ／Ｄ変換器の変換時間、駆動信号生成手段やスイッチング素子の遅延時間などによる制約を受けることなく、直流電源線に流れる電流すなわちインバータ回路が出力する各相の電流を確実に検出することができる。電流を検出する具体的な構成としては、例えば、直流電源線に流れる電流を検出する直流電流検出手段と、補正ＰＷＭ信号と検出電流とに基づいてインバータ回路の出力電流を得る交流電流検出手段とを備えた構成が考えられる。
【００１５】
請求項２、３に記載したインバータ装置によれば、補正手段は、ＰＷＭ周期について、所定時間に満たない基本ベクトルの駆動期間を延長して所定時間以上継続させるとともに、その延長した時間だけ基本ベクトルに対し逆位相となる逆ベクトルに対応した駆動期間を設けるので、インバータ回路が出力する実効的な電圧値が補償され、補正の前後で電圧値が変化することを防止できる。
【００１６】
請求項４、５に記載したインバータ装置によれば、補正手段は、ゼロベクトルに対応した駆動期間と１種類の基本ベクトルに対応した駆動期間とからなるＰＷＭ周期について、基本ベクトルと同位相または逆位相とならない異なる種類の基本ベクトルに対応した所定時間以上の駆動期間を設けるとともに、その設けた時間だけ異なる種類の基本ベクトルに対し逆位相となる逆ベクトルに対応した駆動期間を設けるので、当該ＰＷＭ周期について異なる２つの相の電流を検出することができ、三相の場合には全相の電流を得ることができる。
【００１７】
請求項６、７に記載したインバータ装置によれば、インバータ回路の駆動に供するプロセッサが出力するＰＷＭ信号の何れかのＰＷＭ周期が、所定時間以上継続し第１の基本ベクトルに対応した第１の駆動期間と、所定時間以上であって且つ第１の駆動期間よりも短い時間継続し第２の基本ベクトルに対応した第２の駆動期間と、第２の駆動期間よりも短い時間または同じ時間継続し第２の基本ベクトルに対し逆位相となる逆ベクトルに対応した第３の駆動期間と、ゼロベクトルに対応した第４の駆動期間とを備えて構成されている。
【００１８】
このようなプロセッサを用いることにより、各ＰＷＭ周期について基本ベクトルに対応した駆動期間が所定時間以上継続するように補正され且つその補正によって出力電圧が変化しないように電圧補償が行われる（請求項６）。また、異なる２つの相の電流を検出することができる（請求項７）。
【００１９】
【発明の実施の形態】
（第１の実施形態）
以下、本発明の第１の実施形態について図１ないし図９を参照しながら説明する。
図１は、インバータ装置の電気的構成を示している。このインバータ装置１は、負荷として接続されたブラシレスモータ２を駆動するものであって、直流電源回路３、インバータ回路４、制御部５、ゲート駆動回路６および電流検出部７から構成されている。
【００２０】
このうち直流電源回路３は、ダイオードブリッジ９とコンデンサ１０、１１とから構成される倍電圧整流回路であり、その入力端子にはリアクトル１２を介して単相交流電源１３が接続されるようになっている。この直流電源回路３は、電源線１４、１５（直流電源線に相当）に対し直流電圧を出力するようになっており、電源線１４と１５との間にはインバータ回路４が接続されている。電源線１５には検出用抵抗８が介在しており、その直流電源回路３側の端子は制御部５と共通のグランドに接続されている。
【００２１】
インバータ回路４は、電源線１４と１５との間にＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６を三相ブリッジ接続して構成されている。ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ３は上アーム側のスイッチング素子に相当し、ＩＧＢＴＱ４〜Ｑ６は下アーム側のスイッチング素子に相当する。ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６には、それぞれ図示極性の還流用のダイオードＤ１〜Ｄ６が接続されている。このインバータ回路４のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各出力端子４ｕ、４ｖ、４ｗには、それぞれブラシレスモータ２の巻線２ｕ、２ｖ、２ｗが接続されるようになっている。
【００２２】
電流検出部７（直流電流検出手段に相当）は、検出用抵抗８の両端電圧をレベルシフトして正の電圧とした後に増幅する増幅回路１６と、後述するプロセッサ１７に内蔵されたＡ／Ｄ変換器１８とから構成されている。Ａ／Ｄ変換器１８は、例えば１０ビットの分解能を有している。
【００２３】
制御部５は、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）などの高速演算可能なプロセッサ１７により構成されている。このプロセッサ１７は、上記Ａ／Ｄ変換器１８、ＣＰＵ１９、ブラシレスモータ２を制御する実行プログラムが格納された書き換え可能な不揮発性メモリ２０、一時的なデータが格納される揮発性メモリ２１などを備えている。
【００２４】
図２は、プロセッサ１７の機能を表すブロック図である。すなわち、プロセッサ１７は、そのハードウェア回路および不揮発性メモリ２０に記憶されているプログラムやデータなどにより、Ａ／Ｄ変換部２２、電流演算部２３、電圧指令信号生成部２４、ＰＷＭ信号生成部２５およびＰＷＭ補正部２６としての機能を実現するようになっている。
【００２５】
ここで、Ａ／Ｄ変換部２２は、Ａ／Ｄ変換器１８に対応する機能で、増幅回路１６から入力されるアナログ信号をディジタル信号に変換するものである。また、電流演算部２３（交流電流検出手段に相当）は、変換して得られたディジタル信号と後述する補正ＰＷＭ信号Ｃｕｐ〜Ｃｗｎとを用いてブラシレスモータ２の巻線に流れる電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを演算するものである。
【００２６】
電圧指令信号生成部２４は、演算した電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを用いて各相の出力電圧に応じた電圧指令信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを演算するもので、ＰＷＭ信号生成部２５（ＰＷＭ信号生成手段に相当）は、この電圧指令信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと三角波信号Ｓｃとの比較に基づいてＰＷＭ信号Ｄｕｐ、Ｄｕｎ、Ｄｖｐ、Ｄｖｎ、Ｄｗｐ、Ｄｗｎを生成するものである。ＰＷＭ補正部２６（補正手段に相当）は、このＰＷＭ信号Ｄｕｐ、Ｄｕｎ、Ｄｖｐ、Ｄｖｎ、Ｄｗｐ、Ｄｗｎを補正して、補正ＰＷＭ信号Ｃｕｐ、Ｃｕｎ、Ｃｖｐ、Ｃｖｎ、Ｃｗｐ、Ｃｗｎを生成するものである。
【００２７】
ゲート駆動回路６（駆動信号生成手段に相当）は、プロセッサ１７から補正ＰＷＭ信号Ｃｕｐ〜Ｃｗｎを入力してレベル変換を行い、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６のゲートに与える駆動信号Ｇｕｐ〜Ｇｗｎを生成するようになっている。なお、ブラシレスモータ２のロータ近傍には、ホールＩＣなどから構成される位置検出器２７が取り付けられており、電圧指令信号生成部２４は、この位置検出器２７からの位置信号に基づいて上記電圧指令信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの位相を決定するようになっている。
【００２８】
次に、本実施形態の作用について図３ないし図９も参照しながら説明する。  ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６は、それぞれプロセッサ１７から出力される補正ＰＷＭ信号Ｃｕｐ〜ＣｗｎがＨレベルのときにオン駆動され、Ｌレベルのときにオフ駆動される。各相について、上アーム側の補正ＰＷＭ信号と下アーム側の補正ＰＷＭ信号が同時にＨレベルとなることはなく、デッドタイム期間を除けば上アーム側の補正ＰＷＭ信号と下アーム側の補正ＰＷＭ信号の何れか一方がＨレベルとなっている。
【００２９】
そこで、補正ＰＷＭ信号Ｃｕｐ〜Ｃｗｎに基づいて、各相ごとに上アーム側のＩＧＢＴＱ１〜Ｑ３がオンしている駆動状態を１で表し、下アーム側のＩＧＢＴＱ４〜Ｑ６がオンしている駆動状態を０で表し、それをＵ相、Ｖ相、Ｗ相の順に一組として表記することとする。この表記によれば、（０００）、（００１）、（０１０）、（０１１）、（１００）、（１０１）、（１１０）、（１１１）の８通りの駆動状態の組み合わせが生じる。この組み合わせは、図３に示すようにインバータ回路４が出力する電圧ベクトルに対応している。
【００３０】
ここで、駆動状態（０００）、駆動状態（１１１）は、それぞれ下アーム側のＩＧＢＴＱ４〜Ｑ６が全てオンした状態、上アーム側のＩＧＢＴＱ１〜Ｑ３が全てオンした状態であって、インバータ回路４が出力する電圧はゼロとなる。これに対し、状態（００１）、（０１０）、（０１１）、（１００）、（１０１）、（１１０）は、それぞれ異なる位相を持つ電圧となる。そこで、以下の説明においては、状態（０００）と（１１１）をゼロベクトルと称し、状態（００１）、（０１０）、（０１１）、（１００）、（１０１）、（１１０）を基本ベクトルと称す。
【００３１】
図４は、一例として（ａ）ゼロベクトル（１１１）の駆動状態、（ｂ）基本ベクトル（１０１）の駆動状態、（ｃ）基本ベクトル（１００）の駆動状態において検出用抵抗８に流れる電流を示している。この検出用抵抗８に流れる電流をＩｒとし図示した方向を正とすれば、上記各ベクトルにおける電流Ｉｒは次の表に示すようになる。
【００３２】
【表１】
2004304925.tif 000003
【００３３】
この表から明らかなように、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６のオンとオフとの組み合わせに応じて決まる８つの駆動状態のうち基本ベクトルに対応した駆動状態のときには、検出用抵抗８に＋Ｉｕ、−Ｉｕ、＋Ｉｖ、−Ｉｖ、＋Ｉｗ、−Ｉｗの何れかに等しい電流Ｉｒが流れる。従って、プロセッサ１７の電流演算部２３は、電流検出部７で検出した電流Ｉｒと、現在のインバータ回路４の駆動状態とから表１に示された電流を得ることができる。
【００３４】
図５は、補正ＰＷＭ信号Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗ（後述）と、そのときの電流Ｉｒおよび電流演算部２３により得られたＷ相の電流Ｉｗの波形を示している。この図５では、電流演算部２３はＰＷＭ１周期ごとに電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを演算しているが、半周期ごとに演算してもよい。
【００３５】
さて、ＰＷＭ１周期（またはＰＷＭ半周期）ごとに全相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを得るためには、当該周期中に同位相または逆位相の関係とならない２種以上の基本ベクトルに対応した駆動期間が存在することが必要となる。これにより、各基本ベクトルに対応して異なる２相以上の電流を検出でき、残る相の電流はＩｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０の関係式から演算により求めることができる。
【００３６】
図７と図８は、ＰＷＭ半周期における（ａ）ＰＷＭ信号Ｄｕ、Ｄｖ、Ｄｗおよび（ｂ）補正ＰＷＭ信号Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗを示している。これらＰＷＭ信号Ｄｕ、Ｄｖ、Ｄｗおよび補正ＰＷＭ信号Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗは、上述したベクトルの表記と同様に、上アーム側のＩＧＢＴＱ１〜Ｑ３がオンする状態を１で表し、下アーム側のＩＧＢＴＱ４〜Ｑ６がオンする状態を０で表したものであり、それぞれＰＷＭ信号Ｄｕｐ〜Ｄｗｎおよび補正ＰＷＭ信号Ｃｕｐ〜Ｃｗｎと等価な信号である。
【００３７】
本実施形態においてＰＷＭ信号Ｄｕ、Ｄｖ、Ｄｗは、互いに１２０°（電気角）の位相差を持つ電圧指令信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと三角波信号Ｓｃとの比較による周知の三角波比較方式（２相変調）によって生成されている。図６は、２相変調の場合の電圧指令信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの波形を示している。２相変調により生成されたＰＷＭ信号Ｄｕ、Ｄｖ、ＤｗのＰＷＭ半周期（以下、単にＰＷＭ周期と称す）には、一般的に次の２つの構成がある。
【００３８】
▲１▼２種類の基本ベクトルに相当する期間Ｔ１、Ｔ２と１つのゼロベクトルに相当する期間Ｔ３とから構成される場合（図７（ａ）参照）
▲２▼１種類の基本ベクトルに相当する期間Ｔ１と１つのゼロベクトルに相当する期間Ｔ３とから構成される場合（図８（ａ）参照）
【００３９】
ＰＷＭ周期が▲１▼の構成となるのは、電圧指令信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが互いに異なっている時であり、図６においては例えばＰ１点に対応している。また、ＰＷＭ周期が▲２▼の構成となるのは、電圧指令信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗのうちの２つ（ここではＶｖとＶｗ）が等しい時であり、図６においては例えばＰ２点に対応している。
【００４０】
図７（ａ）は、基本ベクトル（０１１）→基本ベクトル（００１）→ゼロベクトル（０００）の順に駆動状態が変化する場合を示している。上述したように、基本ベクトル（０１１）の駆動状態では電流Ｉｒを検出することによりＵ相の電流−Ｉｕを検出でき、基本ベクトル（００１）の駆動状態ではＷ相の電流＋Ｉｗを検出できる。残るＶ相の電流Ｉｖは演算により得られるため、結局、全相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出できることになる。
【００４１】
しかしながら、プロセッサ１７が補正ＰＷＭ信号Ｃｕｐ〜Ｃｗｎを出力した後ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６の通電状態が実際に変化するまでには、デッドタイム、ゲート駆動回路６の遅延時間、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６のターンオン時間またはターンオフ時間などの要素が介在することによって遅れが生じる。さらに、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６の通電状態が変化しても、検出用抵抗８に流れる電流が安定するまでに若干の時間を要し、その後Ａ／Ｄ変換器１８がＡ／Ｄ変換を開始してディジタルデータが出力されるまでに所定の変換時間が必要となる。こうした種々の遅延要素に起因する全遅延時間をＴｄとすれば、電流検出部７が電流Ｉｒを検出するためには、基本ベクトルに対応した期間が少なくとも時間Ｔｄ以上であることが必要となる。
【００４２】
基本ベクトルに対応した期間の幅は、その時々の電圧指令信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの値、三角波信号Ｓｃの振幅に対する電圧指令信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの振幅などによって変化する。一般的には、電圧指令信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗのうちの２つが互いに近い値となった時、または始動時や低速時などのように電圧指令信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの振幅が小さい時に、基本ベクトルの期間幅が狭小化する傾向を示す。
【００４３】
図７（ｂ）は、ＰＷＭ信号Ｄｕ、Ｄｖ、Ｄｗに対し、基本ベクトルに対応した期間の幅がＴｄ以上となるように補正した後の補正ＰＷＭ信号Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗを示している。補正前の基本ベクトル（００１）に対応した期間Ｔ２はＴｄよりも短いため、この期間Ｔ２をＴｄまで延長してＴ２′（＝Ｔｄ）としている。さらに、その延長した時間Ｔ４（＝Ｔ２′−Ｔ２）だけ、基本ベクトル（００１）と逆位相の基本ベクトル（１１０）に対応した期間Ｔ４を追加している。これは、インバータ回路４が出力する実効的な電圧が変化しないように補償するためである。ＰＷＭ周期における期間Ｔ４の挿入位置は任意であるが、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６のスイッチング回数が極力少なくなるように挿入することが好ましい。
【００４４】
結局、このような補正が施されたＰＷＭ周期は、Ｔｄ以上継続する第１の基本ベクトルに対応した第１の駆動期間Ｔ１と、Ｔｄ以上で且つ駆動期間Ｔ１よりも短い時間継続し第２の基本ベクトルに対応した第２の駆動期間Ｔ２′と、駆動期間Ｔ２′よりも短い時間継続し第２の基本ベクトルに対し逆位相となる逆ベクトルに対応した第３の駆動期間Ｔ４と、ゼロベクトルに対応した第４の駆動期間Ｔ３′とから構成されている。また、補正されないＰＷＭ周期は、Ｔｄ以上継続する第１の基本ベクトルに対応した第１の駆動期間Ｔ１と、Ｔｄ以上継続する第２の基本ベクトルに対応した第２の駆動期間Ｔ２と、ゼロベクトルに対応した第３の駆動期間Ｔ３とから構成されている。
【００４５】
一方、図８（ａ）は、基本ベクトル（０１１）→ゼロベクトル（０００）の順に駆動状態が変化する場合を示している。この場合には、当該ＰＷＭ周期に基本ベクトルが１種類しか存在しないため、１相分の電流しか検出できない。そこで、図８（ｂ）に示すように、当該周期中に当該基本ベクトル（０１１）と同位相または逆位相の関係とならない他の基本ベクトル例えば（００１）に対応した駆動期間Ｔ２を設けることが必要となる。この追加する駆動期間Ｔ２は、上述した理由によりＴｄ（もしくはそれ以上）とする。
【００４６】
また、新たな基本ベクトル（００１）を追加しても、インバータ回路４が出力する実効的な電圧が変化しないように、追加した基本ベクトル（００１）と逆位相の基本ベクトル（１１０）に対応した期間Ｔ４を追加している。ＰＷＭ期間における各期間の配列は任意であるが、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６のスイッチング回数が極力少なくなるように設定することが好ましい。その結果、補正前のＰＷＭ周期に基本ベクトルが１種類しか存在しない場合であっても、全相分の電流を検出することが可能となる。
【００４７】
このような補正が施されたＰＷＭ周期は、Ｔｄ以上継続する第１の基本ベクトルに対応した第１の駆動期間Ｔ１と、Ｔｄ以上で且つ駆動期間Ｔ１よりも短い時間継続し第２の基本ベクトルに対応した第２の駆動期間Ｔ２と、駆動期間Ｔ２と同じ時間継続し第２の基本ベクトルに対し逆位相となる逆ベクトルに対応した第３の駆動期間Ｔ４と、ゼロベクトルに対応した第４の駆動期間Ｔ３′とから構成されている。
【００４８】
図９は、不揮発性メモリ２０に記憶されているプログラムに基づいて、プロセッサ１７がＰＷＭ補正部２６の機能として実行する各ＰＷＭ周期の補正方法のフローチャートである。ＰＷＭ補正部２６は、現時点で次に実行することとなるＰＷＭ周期におけるＰＷＭ信号Ｄｕ、Ｄｖ、Ｄｗを生成した後、そのＰＷＭ周期内の基本ベクトルについて以下の処理を行う。
【００４９】
まず、ステップＳ１において、基本ベクトルに対応した期間がＴｄ以上か否かを判断し、Ｔｄ以上であれば「ＹＥＳ」と判断してステップＳ４に移行する。これに対し、Ｔｄよりも短い場合には「ＮＯ」と判断してステップＳ２に移行し、当該基本ベクトルに対応した期間をＴｄに延長する。そして、ステップＳ３において、この基本ベクトルに対し逆位相となる逆ベクトルを追加し、その期間の幅を（Ｔｄ−延長前の期間幅）に設定する。ＰＷＭ補正部２６は、ステップＳ４において、当該ＰＷＭ周期に含まれる全ての基本ベクトルの補正が終了したか否かを判断し、終了していない場合には「ＮＯ」と判断してステップＳ１に戻り、終了した場合には「ＹＥＳ」と判断してステップＳ５に移行する。
【００５０】
ＰＷＭ補正部２６は、ステップＳ５において、当該ＰＷＭ周期に基本ベクトルが１種類のみ含まれるかどうかを判断する。ここで、基本ベクトルが２種類以上存在する場合には「ＮＯ」と判断してステップＳ８に移行し、１種類のみ存在する場合には「ＹＥＳ」と判断してステップＳ６に移行する。ステップＳ６では、唯一存在する基本ベクトルと同位相または逆位相の関係とならない他の基本ベクトルを追加し、その期間の幅をＴｄに設定する。さらに、ステップＳ７では、この追加した基本ベクトルに対し逆位相となる逆ベクトルを追加し、その期間の幅をＴｄに設定する。
【００５１】
その後、ＰＷＭ補正部２６は、ステップＳ８において、ＰＷＭの半周期Ｔから上記各基本ベクトルに対応した期間の幅を減じて、ゼロベクトルに対応した期間の幅を設定する。このときに、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６のスイッチング回数が極力少なくなるように、当該ＰＷＭ周期における各期間の配置を変えてもよい。
【００５２】
以上説明した本実施形態によれば、電源線１５に流れる電流Ｉｒを検出する電流検出部７を設け、プロセッサ１７は、その電流演算部２３の機能として、電流Ｉｒと補正ＰＷＭ信号Ｃｕｐ〜Ｃｗｎとに基づいて電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを求めることができるので、各相（少なくとも２相分）の電流を検出するためのセンサおよび増幅回路を設けることなく比較的簡易な構成によってモータ電流を検出することができる。
【００５３】
この場合、ＰＷＭ補正部２６を設け、ＰＷＭ信号生成部２５から出力されたＰＷＭ信号Ｄｕｐ〜Ｄｗｎについて、各ＰＷＭ周期内の基本ベクトルに対応した期間が所定の時間Ｔｄ以上となるように補正して補正ＰＷＭ信号Ｃｕｐ〜Ｃｗｎを生成し、それをＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６の駆動信号Ｇｕｐ〜Ｇｗｎとしている。これにより、デッドタイム、ゲート駆動回路６の遅延時間、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６のスイッチング時間、スイッチング後の電流Ｉｒの安定時間、Ａ／Ｄ変換器１８の変換時間などの遅れ要素が存在しても、電流Ｉｒすなわち各相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを確実に検出することができる。その結果、変換時間が長い安価なＡ／Ｄ変換器１８を用いることができる。また、補正した時間だけ、その補正した基本ベクトルに対し逆位相となる逆ベクトルに対応した期間を設けているので、インバータ回路４が出力する実効的な電圧は変化しない。
【００５４】
基本ベクトルが１種類しか存在しないＰＷＭ周期では、当該唯一の基本ベクトルと同位相または逆位相の関係とならない他の基本ベクトルに対応した期間を設けるように補正したので、全相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出することができる。この場合も、追加した上記期間に等しい時間だけ、その追加した基本ベクトルに対し逆位相となる逆ベクトルに対応した期間を設けているので、インバータ回路４が出力する実効的な電圧は変化しない。
【００５５】
さらに、各ＰＷＭ期間において、補正により新たに追加した基本ベクトルまたは逆ベクトルを含め、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６のスイッチング回数が極力少なくなるように、各ベクトルの対応した期間の配列を調整しているので、本検出方法によるスイッチング損失の増加を極力抑えることができる。
【００５６】
ブラシレスモータ２の回転速度や負荷状態にかかわらず常に電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出することができるので、安定したモータ制御を実現できる。ベクトル制御と組み合わせれば、さらに高精度のモータ制御が可能となる。また、こうした特徴により、インバータ装置１は、エアコンや冷蔵庫などのコンプレッサモータ、家電機器や産業機器等に組み込まれたモータなどであって回転速度範囲が広いものに対しても適用可能である。
【００５７】
（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態について図１０、図１１を参照しながら説明する。本実施形態に係るインバータ装置は、第１の実施形態に係るインバータ装置１と同じ電気的構成を備えているが、電圧指令生成部の機能として、ＰＷＭ信号Ｄｕ、Ｄｖ、Ｄｗを３相変調により生成している点が異なっている。
【００５８】
図１０と図１１は、ＰＷＭ半周期における（ａ）ＰＷＭ信号Ｄｕ、Ｄｖ、Ｄｗおよび（ｂ）補正ＰＷＭ信号Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗを示している。３相変調により生成されたＰＷＭ信号Ｄｕ、Ｄｖ、ＤｗのＰＷＭ周期には、一般的に次の２つの構成がある。
【００５９】
▲１▼２種類の基本ベクトルに相当する期間Ｔ１、Ｔ２と２つのゼロベクトルに相当する期間Ｔ３ａ、Ｔ３ｂとから構成される場合（図１０（ａ）参照）
▲２▼１種類の基本ベクトルに相当する期間Ｔ１と２つのゼロベクトルに相当する期間Ｔ３ａ、Ｔ３ｂとから構成される場合（図１１（ａ）参照）
【００６０】
ＰＷＭ周期が▲１▼の構成となるのは、電圧指令信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが互いに異なっている時であり、ＰＷＭ周期が▲２▼の構成となるのは、電圧指令信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗのうちの２つ（ここではＶｖとＶｗ）が等しい時である。変調方式が異なっていても、図９に示すフローチャートに従って各ＰＷＭ周期に対し補正を行えばよい。
【００６１】
図１０（ａ）は、ゼロベクトル（１１１）→基本ベクトル（０１１）→基本ベクトル（００１）→ゼロベクトル（０００）の順に駆動状態が変化する場合を示している。この補正前の期間Ｔ２は、遅延要素に応じた時間Ｔｄよりも短い。そこで、図１０（ｂ）に示すように、この期間Ｔ２をＴｄまで延長してＴ２′（＝Ｔｄ）としている。さらに、その延長した時間Ｔ４（＝Ｔ２′−Ｔ２）だけ、基本ベクトル（００１）と逆位相の基本ベクトル（１１０）に対応した期間Ｔ４を追加している。これに伴って、ゼロベクトルに対応した期間Ｔ３ｂ′は、補正前の期間Ｔ３ｂに対し２・Ｔ４だけ短くなっている。新たに追加する期間Ｔ４は、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６のスイッチング回数が極力少なくなるように、期間Ｔ３ａと期間Ｔ１との間に挿入されている。なお、期間Ｔ１、Ｔ２′、Ｔ４はそれぞれ第１、第２、第３の駆動期間に相当し、期間Ｔ３ａとＴ３ｂ′は第４の駆動期間に相当する。
【００６２】
一方、図１１（ａ）は、ゼロベクトル（１１１）→基本ベクトル（０１１）→ゼロベクトル（０００）の順に駆動状態が変化する場合を示している。この場合には、当該ＰＷＭ周期に基本ベクトルが１種類しか存在しないため、１相分の電流しか検出できない。そこで、図１１（ｂ）に示すように、当該周期中に当該基本ベクトル（０１１）と同位相または逆位相の関係とならない他の基本ベクトル例えば（００１）に対応した駆動期間Ｔ２（＝Ｔｄ）と、その基本ベクトル（００１）と逆位相の基本ベクトル（１１０）に対応した期間Ｔ４（＝Ｔ２）を設ける。この場合にも、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６のスイッチング回数が極力少なくなるように各期間を配列する。期間Ｔ１、Ｔ２、Ｔ４はそれぞれ第１、第２、第３の駆動期間に相当し、期間Ｔ３ａとＴ３ｂ′は第４の駆動期間に相当する。
【００６３】
以上説明したように、本発明は変調方式が異なっても同じ手段によって電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出することができ、３相変調を採用する本実施形態によっても２相変調を採用する第１の実施形態と同様の作用、効果を得られる。
【００６４】
（その他の実施形態）
なお、本発明は上記し且つ図面に示す各実施形態に限定されるものではなく、例えば以下のように変形または拡張が可能である。
基本ベクトルに対応した期間の幅が時間Ｔｄよりも短い場合に当該期間をＴｄまで延長したが、Ｔｄを超えて延長してもよい。同様に、基本ベクトルが１種類しか存在しない場合に、ＰＷＭ周期に追加する他の基本ベクトルに対応した期間の幅はＴｄを超えていてもよい。
本発明は、ＰＷＭ周期に含まれる基本ベクトルに対応した期間が時間Ｔｄ以上継続するように補正することであり、基本ベクトルが１種類しか存在しない場合の補正処理は、必要に応じて行うようにしてもよい。
【００６５】
ＰＷＭ信号生成部２５は、三角波比較方式に限らず、空間ベクトル法などを用いてＰＷＭ信号Ｄｕ、Ｄｖ、Ｄｗを生成してもよい。また、搬送波信号は三角波信号Ｓｃに限らず、鋸波信号であってもよい。
検出した電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに基づいてロータ位置を推定することにより、位置検出器２７を省略した構成としてもよい。また、モータはブラシレスモータに限らず、誘導電動機や同期電動機などであってもよい。さらに、インバータ装置１の負荷はモータに限られない。
【００６６】
【発明の効果】
本発明のインバータ装置は、各ＰＷＭ周期について基本ベクトルに対応した駆動期間が所定時間以上継続するようにＰＷＭ信号を補正するので、Ａ／Ｄ変換器の変換時間、駆動信号生成手段やスイッチング素子の遅延時間などによる制約を受けることなく、インバータ回路の出力電流を確実に検出することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態を示すインバータ装置の電気的構成図
【図２】プロセッサの機能を示すブロック図
【図３】インバータ回路が出力する電圧ベクトルを示す図
【図４】各ベクトルに対応した駆動状態において検出用抵抗に流れる電流を示す図
【図５】補正ＰＷＭ信号Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗと電流Ｉｒ、Ｉｗを示す図
【図６】２相変調の場合の電圧指令信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの波形を示す図
【図７】２種類の基本ベクトルを含むＰＷＭ半周期における補正前後のＰＷＭ信号を示す図
【図８】１種類の基本ベクトルを含むＰＷＭ半周期における補正前後のＰＷＭ信号を示す図
【図９】ＰＷＭ信号の補正方法を示すフローチャート
【図１０】本発明の第２の実施形態を示す図７相当図
【図１１】図８相当図
【符号の説明】
１はインバータ装置、４はインバータ回路、６はゲート駆動回路（駆動信号生成手段）、７は電流検出部（直流電流検出手段）、１４、１５は電源線（直流電源線）、１７はプロセッサ、２３は電流演算部（交流電流検出手段）、２５はＰＷＭ信号生成部（ＰＷＭ信号生成手段）、２６はＰＷＭ補正部（補正手段）、Ｑ１〜Ｑ６はＩＧＢＴ（スイッチング素子）である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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