(57)【要約】【課題】可変容量素子の容量特性の非線形部分を利用して温度補償を行うと共に、前記可変容量素子に印加する制御電圧のノイズレベルと位相を同相にすることにより、ノイズによる位相雑音劣化を減少する温度補償型圧電発振器を提供する。【解決手段】この温度補償型水晶発振器は、コルピッツ発振回路１と温度補償回路２により構成され、温度補償回路２は、コルピッツ発振回路１の水晶振動子Ｘの他端をバラクタＢ１の正極側に接続し、バラクタＢ１の負極側はコンデンサＣ１１と直列接続して接地する。更に、バラクタＢ１の正極側に抵抗Ｒ１１を介して制御電圧Ｖｃ１を接続し、負極側に抵抗Ｒ２１を介して基準電圧Ｖｃ２を接続する。この図では制御電圧Ｖｃ１と基準電圧Ｖｃ２を発生する回路については図示を省略する。【選択図】            図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定の周波数で励振される圧電素子を備えた圧電振動子と、該圧電素子に電流を流して励振させる発振用増幅器と、電圧制御型の可変容量素子を備えた圧電発振器であって、
前記可変容量素子の両端に印加する各制御電圧のノイズが同レベルで且つ同相、若しくは異なるレベルで且つ同相であることを特徴とする圧電発振器。
【請求項２】
前記可変容量素子は、前記圧電素子の温度特性の常温を中心として低温側と高温側の周波数温度特性を補償する可変容量素子であり、該可変容量素子は前記常温近傍及びそれ以下の温度において、前記圧電発振器の負荷容量が減少するように前記制御電圧により制御されると共に、前記常温近傍及びそれ以上の温度において、前記圧電発振器の負荷容量が増加するように前記制御電圧により制御されることを特徴とする請求項１に記載の圧電発振器。
【請求項３】
前記可変容量素子と固定容量素子とを直列接続した直列回路を前記発振器の発振ループに挿入し、前記可変容量素子と固定容量との接続点に前記制御電圧の出力端を抵抗を介して接続し、前記可変容量素子の他端に他の前記制御電圧の出力端を抵抗を介して接続することにより、ノイズによる位相雑音を低減することを特徴とする請求項１又は２に記載の圧電発振器。
【請求項４】
前記制御電圧の出力端を、夫々抵抗を介して前記可変容量素子の両端に接続し、前記各抵抗の値は、前記各制御電圧発生部側から前記可変容量素子の両端をみた場合のカットオフ周波数が夫々同じか、若しくは近似した値となるように設定することを特徴とする請求項１乃至３の何れか一項に記載の圧電発振器。
【請求項５】
前記可変容量素子はバラクタ、可変容量ダイオード若しくは、印加電圧により容量が可変する半導体デバイスを用いたことを特徴とする請求項１乃至４の何れか一項に記載の圧電発振器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、水晶振動子等の圧電振動子を使用した圧電発振器に関し、特に簡単な回路構成によって周波数の温度補償が可能な温度補償発振器の位相雑音低減方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、水晶振動子等の圧電振動子に対して発振回路、温度補償回路等を付加した圧電発振器では周波数安定度は勿論のこと、小型化、低価格化等の要求が厳しく、更には、通信方式のデジタル化が進むにつれて、従来問題とならなかった雑音比特性（Ｃ／Ｎ特性）の向上が望まれている。圧電発振器の出力周波数は種々の要因で変化するが、比較的周波数の安定度が高い水晶発振器においても、周囲温度、電源電圧及び出力負荷等の条件変化による周波数変動があり、これ等に対応する手段は種々のものが提案されている。例えば温度変化に関しては水晶発振器に温度補償回路を付加し、この温度補償水晶発振器（以下、ＴＣＸＯと記す）の発振ループの負荷容量を変化させて、水晶振動子固有の温度−周波数特性変動を相殺するように前記負荷容量を温度変化に対して制御するものがあり、大きく分けて３つの補償方法がある。
第１の補償方法は、図８に示すように、直接温度補償方式と称される方法であって、図のようにサーミスタとコンデンサから構成される補償回路を、水晶振動子Ｘと直列に接続することにより構成したものである。一般的に、補償回路は温度センサ（サーミスタ等）とコンデンサとを並列に接続したものを基本構成とする高温部補償回路と低温部補償回路を直列に接続したものであり、構成が単純で、小型化が容易であることから、携帯電話等の分野で広く用いられている。第２は図９に示すように、間接温度補償方式と称される方法であって、図のように可変容量ダイオードＤを水晶振動子Ｘと直列に接続すると共に、補償回路を高周波阻止抵抗Ｒを介して可変容量ダイオードＤの両端に接続したものである。この方法はサーミスタと抵抗とで構成される補償回路において発生する直流電圧を、前記高周波阻止抵抗Ｒを介して前記可変容量ダイオードＤに加え、その回路の周波数変化量が水晶振動子Ｘの温度特性と逆特性になるようにすることにより、水晶発振器の温度特性を補償するものである。第３はデジタル型補償と称されている方法であって、図示を省略するが、第２の補償方法で示した補償回路を温度センサ、半導体メモリ、Ａ／Ｄコンバータ、Ｄ／Ａコンバータ等を用いてデジタル的に処理する補償方式である。これらＴＣＸＯにより、携帯電話等の通信端末機用の基準周波数源に要求されている周波数安定度（例えば温度範囲−２５〜７５℃で±２〜２．５ｐｐｍ）が実現されている。また一方、ＡＦＣ（自動周波数制御）や変調機能を持たせるために、可変容量素子を発振ループ中に備えたものも多用されており、上述した間接型ＴＣＸＯやデジタル型ＴＣＸＯにおいては、この可変容量素子を温度補償に流用するものも知られている。
また雑音比特性（Ｃ／Ｎ特性）を改善した従来例として、特開平１１−２５１８３６号公報には、制御電圧発生回路から水晶発振回路へ伝達される雑音成分を除去して、位相雑音の少ない温度補償型発振器について開示されている。それによると、温度検出回路と、制御電圧発生回路と、周波数調整回路と、発振回路を備え、温度補償型発振器においては制御電圧発生回路から周波数調整回路を介して発振回路へ伝達される雑音成分が発振回路の発振出力の位相雑音を増加させるので、制御電圧発生回路と周波数調整回路の間にローパスフィルタを入れて、制御電圧発生回路から周波数調整回路を介して発振回路へ伝達される雑音成分を除去するとしている。
【特許文献１】特開平１１−２５１８３６号公報
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した従来の温度補償発振器は何れも以下の欠点を有していた。即ち、サーミスタと容量素子との並列回路により温度補償を行う直接温度補償方式では、回路が簡単であるという特徴はあるが、サーミスタの抵抗値が発振ループに挿入されることになるので、本来水晶振動子が有する高いＱがそのまま維持されず、雑音抑圧の能力が低下することになる。また、温度によってサーミスタの抵抗値が変化するため発振出力レベルが大幅に変動する問題がある。従来このレベル変動を防止するために、発振用増幅器のトランジスタのコレクタに抵抗素子を挿入するように変形したコレクタ接地回路とすることによって、発振振幅値を飽和させ、これにより、出力レベルの変動を抑圧していた。しかし、このような回路方式では、コレクタ抵抗の存在によって実際にトランジスタに供給される電源電圧が減少することから低電圧化に限界があり、また、消費電流の増加にも繋がるものであった。いずれにしても、直接温度補償方式によるサーミスタ、抵抗、或いはコンデンサだけでは温度補償領域に限界がある。
また、間接温度補償方式では、回路構成が複雑であることから低価格化に限界があり、直接温度補償方式の出現と共に、一部の分野にしか使用されなくなった。しかも、高感度の可変容量を必要とすることから、必然的に雑音の混入による影響が大きく、現在の低雑音化の要求を到底満足し得るものではない。即ち、ＡＴカット水晶振動子等の３次曲線の周波数変化を相殺するために、同様の曲線関数電圧信号を発生して、発振ループ中に挿入した高感度の可変容量ダイオード等に印加するように構成するが、この制御電圧信号に種々雑音が重畳すると、そのまま発振信号に混入し、Ｃ／Ｎ特性の著しい低下に繋がる虞があった。
また特許文献１は、温度補償制御電圧を発振回路のバラクタに印加して、温度補償する方式において、制御電圧から発生するノイズをローパスフィルタにより除去して絶対ノイズを低減することで位相雑音の改善をおこなうものであるが、ローパスフィルタのノイズを低減する能力には限界がある。
本発明は、かかる課題に鑑み、可変容量素子の容量特性の非線形部分を利用して温度補償を行うと共に、前記可変容量素子に印加する制御電圧のノイズレベルと位相を同相にすることにより、ノイズによる位相雑音劣化を減少する温度補償型圧電発振器を提供することを目的する。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
本発明はかかる課題を解決するために、請求項１は、所定の周波数で励振される圧電素子を備えた圧電振動子と、該圧電素子に電流を流して励振させる発振用増幅器と、電圧制御型の可変容量素子を備えた圧電発振器であって、前記可変容量素子の両端に印加する各制御電圧のノイズが同レベルで且つ同相、若しくは異なるレベルで且つ同相であることを特徴とする。
基本的に温度補償回路は、周囲温度を検出する温度検出部と、例えば温度検出部がサーミスタにより構成されていれば、抵抗分圧により電圧変化として取り出し、その電圧変化に基づいて所定の温度範囲をカバーするように温度制御電圧を発生する。そして、これらの電圧が同じ発生源から発生されれば、その信号線に重畳されるノイズの位相は同相となる。また、ノイズレベルも大きく変化しないで略同レベルとなる。従って、これらの制御電圧を可変容量素子の両端に印加することにより、ノイズによる電位差が発生しないようにして相対的なノイズレベルを低下するものである。
かかる発明によれば、基準制御電圧と温度補償制御電圧とを可変容量素子の両端に印加するので、ノイズの位相が同相になってノイズによる電位差がゼロとなり、発振回路の位相雑音を低減することができる。
なお、本明細書において、圧電素子とは、圧電基板の主面に励振電極、リード端子を形成した素子を指称し、圧電振動子とは、この圧電素子自体、或いは圧電素子を気密封止した電子部品を指称する。
【０００５】
請求項２は、前記可変容量素子は、前記圧電素子の温度特性の常温を中心として低温側と高温側の周波数温度特性を補償する可変容量素子であり、該可変容量素子は前記常温近傍及びそれ以下の温度において、前記圧電発振器の負荷容量が減少するように前記制御電圧により制御されると共に、前記常温近傍及びそれ以上の温度において、前記圧電発振器の負荷容量が増加するように前記制御電圧により制御されることを特徴とする。
可変容量素子例えば、ＭＯＳバラクタの特性は、印加電圧の上昇と共に非線形に容量値が増加する特性を持っている。従って、基準電圧を常温時に可変容量素子の両端の電位差がゼロになるように設定すれば、常温を基準として低温側に対しては温度が低下すると電位差がマイナスとなり、高温側に対しては温度が上昇すると電位差がプラスになるようにして、その電圧をＭＯＳバラクタの両端に印加すれば、常温を基準として温度が低下すれば容量が減少して周波数を高めるように働き、逆に常温を基準として温度が上昇すれば容量が増加して周波数を低めるように働く。
かかる発明によれば、可変容量素子を周波数温度補償回路に組み込むことにより、温度変化を電圧変化として可変容量素子に印加するので、水晶振動子の温度特性をより細かく補償することができる。
請求項３は、前記可変容量素子と固定容量素子とを直列接続した直列回路を前記発振器の発振ループに挿入し、前記可変容量素子と固定容量との接続点に前記制御電圧の出力端を抵抗を介して接続し、前記可変容量素子の他端に他の前記制御電圧の出力端を抵抗を介して接続することにより、ノイズによる位相雑音を低減することを特徴とする。
温度補償の基本は、発振ループ内に可変容量素子を挿入し、その可変容量素子の素子容量が温度によって変化するようにし、その容量変化が発振ループの負荷容量の一部として働くようにすることである。本発明は１つの可変容量素子と固定容量素子とを直列接続して接地し、可変容量素子と固定容量素子の接続点と可変容量素子の他端に夫々基準電圧と温度制御電圧を抵抗を介して接続することにより、固定容量素子により接地点と直流的に分離すると共に、可変容量素子の両端の位相を同相にして、そのラインに重畳したノイズの電位差をゼロにして位相雑音を低減するものである。
かかる発明によれば、可変容量素子と固定容量素子の接続点と可変容量素子の他端に夫々基準電圧と温度制御電圧を抵抗を介して接続するので、可変容量素子の両端の位相が同相となり、ラインに重畳したノイズの電位差をゼロにして位相雑音を低減すると共に、接地点と直流的に分離することができる。
【０００６】
請求項４は、前記制御電圧の出力端を、夫々抵抗を介して前記可変容量素子の両端に接続し、前記各抵抗の値は、前記各制御電圧発生部側から前記可変容量素子の両端をみた場合のカットオフ周波数が夫々同じか、若しくは近似した値となるように設定することを特徴とする。
基準制御電圧発生部の出力端および温度制御電圧発生部の出力端を抵抗を介して可変容量素子の両端に接続された場合、可変容量素子の対グランド容量と抵抗によりフィルタが構成される。従って、このフィルタ効果により同レベルのノイズを印加しても可変容量素子に印加されるノイズレバルが両端子で異なってしまう場合が考えられる。そこで本発明では、可変容量素子の両端に接続される抵抗の値は、各制御電圧発生部側からみて、夫々のカットオフ周波数が略一致するように設定される。
かかる発明によれば、可変容量素子の両端に接続される抵抗の値は、各制御電圧発生部側からみて、夫々のカットオフ周波数が略一致するように設定するので、可変容量素子の両端に印加されるノイズレベルを同じにすることができる。
請求項５は、前記可変容量素子はバラクタ、可変容量ダイオード若しくは、印加電圧により容量が可変する半導体デバイスを用いたことを特徴とする。
容量が外部の印加電圧により変化すれば可変容量素子として、可変容量ダイオード、接合型ＦＥＴのゲート・ソース又はゲート・ドレイン容量、ＭＯＳ型ＦＥＴのゲート・ソース又はゲート・ドレイン容量、バイポーラトランジスタのベース・エミッタ容量、又はベース・コレクタ容量を用いても本発明の発振器を構成することができる。
かかる発明によれば、可変容量素子として可変容量ダイオードや印加電圧により容量が可変する半導体デバイスを用いることもできるので、回路構成に幅が拡がり、それに伴って回路特性のバリエーションが広くなる。
【０００７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を図に示した実施形態を用いて詳細に説明する。但し、この実施形態に記載される構成要素、種類、組み合わせ、形状、その相対配置などは特定的な記載がない限り、この発明の範囲をそれのみに限定する主旨ではなく単なる説明例に過ぎない。
まず本発明の実施形態を説明する前に、温度補償回路の主たる構成要素であるＭＯＳバラクタについて説明しておく。
図１は、可変容量素子であるＭＯＳバラクタに於ける、端子間の印加電圧値と可変容量の関係を表す図である。縦軸に可変容量値（Ｃ）、横軸に印加電圧値（ＶＣ）を表す。この図はＭＯＳバラクタの基本的な特性を表しており、印加電圧値（ＶＣ）を直線的に変化させると、可変容量値（Ｃ）は図のように非線形に変化する（特性１０）。つまり、ＭＯＳバラクタへの印加電圧値（ＶＣ）が、マイナス電位となると可変容量値（Ｃ）が減少して所定の電位から略一定の容量となり、電圧変化に対して容量変化がほとんど無くなる。また、印加電圧値（ＶＣ）がプラス電位となると、可変容量値（Ｃ）が増加して所定の電位から略一定の容量となり、電圧変化に対して容量変化がほとんど無くなる。このような印加電圧と容量の関係（非線形な特性）を利用して水晶発振器の温度補償が可能となる。
図２は本発明の一実施形態に係る温度補償型水晶発振器の回路図である。この温度補償型水晶発振器は、コルピッツ発振回路１と温度補償回路２により構成され、コルピッツ発振回路１は、発振用トランジスタＱ１のベース・接地間に負荷容量の一部となるコンデンサＣ１２とコンデンサＣ１３との直列回路を挿入接続し、この直列回路の接続中点と発振用トランジスタＱ１のエミッタとを接続し、更に接続中点と接地間とにエミッタ抵抗Ｒ２を挿入接続する。更に、発振用トランジスタＱ１のベースに抵抗Ｒ３及び抵抗Ｒ４とから成るベースバイアス回路を接続する。発振用トランジスタＱ１のベースから水晶振動子Ｘの一端を接続する。また温度補償回路２は、水晶振動子Ｘの他端をバラクタＢ１の正極側に接続し、バラクタＢ１の負極側はコンデンサＣ１１と直列接続して接地する。更に、バラクタＢ１の正極側に抵抗Ｒ１１を介して制御電圧Ｖｃ１の入力端子を接続し、負極側に抵抗Ｒ２１を介して基準電圧（制御電圧）Ｖｃ２の入力端子を接続する。この図では制御電圧Ｖｃ１と基準電圧Ｖｃ２を発生する回路については図示を省略する。
【０００８】
次に図２の温度補償型水晶発振器の動作を図３及び図４を参照して説明する。
図３は、バラクタＢ１に印加される制御電圧と周囲温度との関係を表す図であり、同図内のバラクタＢ１に於いては図２に示すそれと同じ参照番号が付されている。縦軸に制御電圧、横軸に周囲温度を表す。本実施形態では説明を簡単にするために、常温を＋２５℃として、常温を中心に低温側−３０℃、高温側＋８０℃までとした温度変化とする。まず、基準電圧は、温度に関係なく一定電圧Ｖｃ２である（符号１２）。また制御電圧Ｖｃ１は、電圧特性１１のごとく温度が−３０℃のときに０Ｖであり、＋２５℃では基準電圧Ｖｃ２と等しくなり、＋８０℃のときに制御電圧がＶｍになるように直線的に変化するものであり、一定電圧Ｖｃ２との交点の温度をＰとする。そしてバラクタＢ１は正極端子１４に制御電圧Ｖｃ１が印加され、負極端子１５には基準電圧Ｖｃ２が印加される。
図４は、可変容量とバラクタＢ１に印加される制御電圧との関係を表す図であり、周囲温度との関係と併せて表している。縦軸はバラクタＢ１の容量値を表し、横軸は制御電圧と、制御電圧に対応する周囲温度を表す。この図は図３と対応して参照するとわかり易い。つまり、図３で周囲温度が−３０℃から＋２５℃の間で変化した時に、バラクタＢ１の正極端子１４には負極端子１５の電位を基準として−３０℃で−Ｖｃ２となる。そして温度Ｐで０Ｖとなり、そこから逆転して正極端子１４の電位がＶｃ２より高電位となるので、正極端子１４から見た場合、プラス電位となり＋８０℃で＋Ｖａとなる。このように制御電圧Ｖｃ１が電圧０ＶからＶｍまで変化することにより、図１に示すＭＯＳバラクタ基本特性に基づきバラクタＢ１の容量が温度変化に対して図４の曲線１３のように変化する。ここで制御電圧が−Ｖｃ２のときの容量をＣｂ、０ＶのときをＣ０、＋ＶａのときをＣａとする。
以上の動作により、図２の回路により本実施形態の発振回路が温度補償されることを説明する。バラクタＢ１は直流カット用のコンデンサＣ１１と直列に接続されているため、常温での合成容量ＣＢ１はバラクタＢ１の容量をＣｂとすると、ＣＢ１＝Ｃｂ×Ｃ１１／（Ｃｂ＋Ｃ１１）となる。ここでバラクタＢ１の感度を高めるにはＣ１１の値をＣｂに比べて大きくする必要がある。仮にＣ１１の値をＣｂに比べて無視できるほど大きくすれば、ＣＢ１≒Ｃｂとなる。ここではこの前提で説明する。例えば、図３に於ける温度Ｐが常温（＋２５℃）のとき制御電圧Ｖｃ１は基準電圧Ｖｃ２と等しくなり、バラクタＢ１の両端の電位差はゼロとなり、図４から明らかなように、常温（＋２５℃）のときのバラクタＢ１の容量はＣ０であり、このとき所望の発振周波数ｆｏが得られるような発振回路の設定条件とする。
【０００９】
次に低温側の動作について説明する。例えば、周囲温度が−３０℃の場合、図３から図２の制御電圧Ｖｃ１には０Ｖの電圧が発生し、抵抗Ｒ１１を介してバラクタＢ１の正極端子に印加されている。このときバラクタＢ１とコンデンサＣ１１の接続点には、基準電圧Ｖｃ２が印加されている。従って、図４から明らかなように、−３０℃のときは、バラクタＢ１の容量はＣｂとなり、発振ループの負荷容量はＣｂとなる。つまり、水晶振動子の周波数が常温時を基凖として低温側で低くなるような特性であればバラクタＢ１の容量変化に伴い回路全体の負荷容量が減少するため発振周波数を高くする働きが生じ、低温時の発振周波数の低下を補正することができるので発振周波数はｆｏとなる。
次に高温側の動作について説明する。例えば、周囲温度が＋８０℃の場合、図３から図２の制御電圧Ｖｃ１にはＶｍの電圧が発生し、抵抗Ｒ１１を介してバラクタＢ１の正極端子に印加されている。このときバラクタＢ１とコンデンサＣ１１の接続点には、基準電圧Ｖｃ２が印加されている。従って、図４から明らかなように、＋８０℃のときは、バラクタＢ１の容量はＣａであり、発振ループの負荷容量はＣａとなる。つまり、水晶振動子の周波数が常温時を基凖にして高温側で低くなるような特性であれば、バラクタＢ１の容量変化に伴い回路全体の負荷容量が増加するため発振周波数を低くする働きが生じ、高温時の発振周波数の上昇を補正することができるので発振周波数はｆｏとなる。
【００１０】
図５は、本発明の発振回路の位相雑音特性を表す図である。この図では比較のためにＭＯＳバラクタを使用した従来の発振器の特性と併せて表している。縦軸に位相雑音Ｃ／Ｎ（ｄＢｃ／Ｈｚ）を表し、横軸に周波数を表す。この図から明らかなように、バラクタの片側だけにノイズを含んだ制御電圧を使用した従来の発振器の特性２０は低周波領域で位相雑音が大きくなっている。これに対して、本発明に基づく水晶発振器の場合では、位相雑音特性２１に示すように、上述した特性２０と比較して優れた結果が得られた。このことから、上述した機能を有する本発明に基づく水晶発振器であれば、バラクタＢ１の両端に接続された基準電圧Ｖｃ２と制御電圧Ｖｃ１に同相のノイズが重畳した場合でも、両端子のノイズのレベルがほぼ同じであれば端子間における電位差として現れないので、次段の発振回路には位相雑音として現れないことが確認できる。
図６は、図２の温度補償型水晶発振器のカットオフ周波数の影響を説明するための図である。ここで、制御電圧Ｖｃ１端子から見たカットオフ周波数をＦ１、基準電圧Ｖｃ２端子から見たカットオフ周波数をＦ２とする。この回路のように、基準電圧Ｖｃ２および制御電圧Ｖｃ１の出力端を交流阻止用の抵抗Ｒ１１、Ｒ２１を介してバラクタＢ１の両端に接続された場合、バラクタＢ１の対グランド容量と抵抗によりフィルタが構成される。従って、このフィルタ効果により同レベルのノイズをバラクタＢ１の両端子に印加してもバラクタＢ１に印加されるノイズレベルが両端子で異なってしまう場合が考えられる。そしてバラクタＢ１の両端のカットオフ周波数がずれると、同相ノイズであってもバラクタＢ１端子の周波数に対するノイズレベルが異なり両端に電位差が発生する。従って、カットオフ周波数のずれた分だけ、同相ノイズによる位相雑音の改善が得られない周波数帯が発生する虞がでてくる。そこで本発明では、バラクタＢ１の両端に接続される抵抗Ｒ１１、Ｒ２１の値を基準電圧Ｖｃ２および制御電圧Ｖｃ１側からみて、夫々のカットオフ周波数が略一致するように設定する。
【００１１】
尚、図７は、本発明の発振回路のカットオフ周波数が同じ場合と異なる場合の位相雑音特性を表す図である。この図では比較のためにＭＯＳバラクタを使用した従来の発振器の特性と併せて表している。縦軸に位相雑音Ｃ／Ｎ（ｄＢｃ／Ｈｚ）を表し、横軸に周波数を表す。この図から明らかなように、バラクタの片側だけにノイズを含んだ制御電圧を使用した従来の発振器の特性３０は低周波領域で位相雑音が大きくなっている。また本発明のようにバラクタ両端にノイズを含んだ制御電圧を使用し、制御電圧印加端子のカットオフ周波数Ｆ１、Ｆ２が同じ場合は、特性３１のように各周波数帯で位相雑音が改善されている。しかし、制御電圧印加端子のカットオフ周波数Ｆ１、Ｆ２が違う場合は、特性３２のように周波数１ｋＨｚ近傍で位相雑音のレベルが高くなっているのが解り、周波数Ｆ１以上の範囲において、特性３０とほぼ等しい位相雑音特性を呈する。
以上本発明では可変容量素子としてバラクタを例にとり説明したが、容量が外部の印加電圧により変化すれば、可変容量ダイオード、接合型ＦＥＴのゲート・ソース又はゲート・ドレイン容量、ＭＯＳ型ＦＥＴのゲート・ソース又はゲート・ドレイン容量、バイポーラトランジスタのベース・エミッタ容量、又はベース・コレクタ容量を用いても本発明の発振器を構成することができる。
【００１２】
【発明の効果】
以上記載のごとく請求項１の発明によれば、基準制御電圧と温度補償制御電圧とを可変容量素子の両端に印加するので、ノイズの位相が同相になってノイズによる電位差がゼロとなり、発振回路の位相雑音を低減することができる。
また請求項２では、可変容量素子を周波数温度補償回路に組み込むことにより、温度変化を電圧変化として可変容量素子に印加するので、水晶振動子の温度特性をより細かく補償することができる。
また請求項３では、可変容量素子と固定容量素子の接続点と可変容量素子の他端に夫々基準電圧と温度制御電圧を抵抗を介して接続するので、可変容量素子の両端の位相が同相となり、ラインに重畳したノイズの電位差をゼロにして位相雑音を低減すると共に、接地点と直流的に分離することができる。
また請求項４では、可変容量素子の両端に接続される抵抗の値は、各制御電圧発生部側からみて、夫々のカットオフ周波数が略一致するように設定するので、可変容量素子の両端に印加されるノイズレベルを同じにすることができる。
また請求項５では、可変容量素子として可変容量ダイオードや印加電圧により容量が可変する半導体デバイスを用いることもできるので、回路構成に幅が拡がり、それに伴って回路特性のバリエーションが広くなる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の可変容量素子のＭＯＳバラクタと可変容量の関係を表す図である。
【図２】本発明の一実施形態に係る温度補償型水晶発振器の回路図である。
【図３】本発明のバラクタＢ１に印加される制御電圧と周囲温度との関係を表す図である。
【図４】本発明の可変容量値とバラクタＢ１に印加される制御電圧との関係を表す図である。
【図５】本発明の発振回路の位相雑音特性を表す図である。
【図６】図２の温度補償型水晶発振器のカットオフ周波数の影響を説明するための図である。
【図７】本発明の発振回路のカットオフ周波数が同じ場合と異なる場合の位相雑音特性を表す図である。
【図８】従来のサーミスタによる温度補償回路の部分回路図である。
【図９】従来の可変容量素子による温度補償回路の部分回路図である。
【符号の説明】
１  発振回路、２  温度補償回路、Ｂ１  バラクタ、Ｃ１１  固定コンデンサ、Ｒ１１、Ｒ１２  抵抗
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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