(57)【要約】【課題】１つのコンバータで高調波規制に対応でき、小型化、高効率化を図る。【解決手段】全波整流回路Ｂ１の正極側出力端１と負極側出力端２との間に接続され、トランスＴ２の第１巻線６ａとリアクトルＬ１とダイオードＤ２と主スイッチＱ１とが直列に接続された第１直列回路と、Ｂ１の正極側出力端と負極側出力端との間に接続され、Ｔ２の第２巻線６ｂとＤ３とＣ２とが直列に接続された第２直列回路と、Ｃ２に並列に接続され、Ｔ１の１次巻線とＱ１とが直列に接続された第３直列回路と、Ｔ２の第１巻線の両端又はＴ２の第２巻線の両端に並列に接続された共振用コンデンサＣ４と、Ｔ１の２次巻線に接続され、Ｄ１及びＣ１を有する整流平滑回路７、Ｑ１を所定のスイッチング周波数を持つ信号により交互にオン／オフ制御して整流平滑回路からの出力電圧を所定電圧に制御する制御回路１０とを有する。【選択図】      図１
2004180406.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流を入力し、力率を改善させるとともに直流を出力するスイッチング電源装置であって、
交流電源に接続して交流電圧を整流する整流回路と、
第１巻線と第２巻線とを有する第２トランスと、
前記整流回路の正極側出力端と負極側出力端との間に接続され、前記第２トランスの第１巻線とリアクトルと第１整流素子と主スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、
前記整流回路の正極側出力端と負極側出力端との間に接続され、前記第２トランスの第２巻線と第２整流素子とコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、
前記コンデンサに並列に接続され、第１トランスの１次巻線と前記主スイッチとが直列に接続された第３直列回路と、
前記第２トランスの第１巻線の両端又は前記第２トランスの第２巻線の両端に並列に接続された共振用コンデンサと、
前記第１トランスの２次巻線に接続され、整流素子及び平滑素子を有する整流平滑回路と、
前記主スイッチを所定のスイッチング周波数を持つ信号により交互にオン／オフ制御して前記整流平滑回路からの出力電圧を所定電圧に制御する制御回路と、を有することを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記リアクトルは、前記第２トランスの第１巻線及び第２巻線間のリーケージインダクタからなることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記第２トランスの第１巻線及び第２巻線と前記共振用コンデンサと前記リアクトルとで構成される共振回路の共振周波数を、前記スイッチング周波数の近傍としたことを特徴とする請求項１又は請求項２記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記整流回路に流れる入力電流を検出する電流検出手段と、
この電流検出手段で検出された入力電流に基づき該入力電流が正弦波に近くなるように前記スイッチング周波数を変化させた周波数制御信号を生成する周波数制御手段と、
前記出力電圧に基づきパルス幅を制御し且つ前記周波数制御手段で生成された前記周波数制御信号に応じて前記スイッチング周波数を変化させたパルス信号を生成し、該パルス信号を前記主スイッチに印加して前記出力電圧を前記所定電圧に制御するパルス幅制御手段と、
を有することを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記コンデンサの電圧と基準電圧との誤差からなる誤差電圧信号を生成する誤差電圧生成手段と、
この誤差電圧生成手段で生成された前記誤差電圧信号の値に応じて前記スイッチング周波数を変化させた周波数制御信号を生成する周波数制御手段と、
前記出力電圧に基づきパルス幅を制御し且つ前記周波数制御手段で生成された前記周波数制御信号に応じて前記スイッチング周波数を変化させたパルス信号を生成し、該パルス信号を前記主スイッチに印加して前記出力電圧を前記所定電圧に制御するパルス幅制御手段と、
を有することを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
前記整流回路と前記コンデンサとの間に接続され、前記交流電源がオンされたときに該コンデンサの突入電流を軽減する突入電流制限抵抗を有し、
前記主スイッチは、ノーマリオンタイプのスイッチからなり、
前記制御回路は、前記交流電源がオンされたときに前記突入電流制限抵抗に発生した電圧により前記主スイッチをオフさせ、前記コンデンサが充電された後、前記主スイッチをオン／オフさせるスイッチング動作を開始させることを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。
【請求項７】
前記トランスは補助巻線をさらに備え、該トランスの補助巻線に発生する電圧を前記制御回路に供給する通常動作電源部を有することを特徴とする請求項６記載のスイッチング電源装置。
【請求項８】
前記突入電流制限抵抗に並列に接続された半導体スイッチを有し、
前記制御回路は、前記主スイッチのスイッチング動作を開始させた後、前記半導体スイッチをオンさせることを特徴とする請求項６又は請求項７記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、高効率、高力率を図ることができるスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１４に従来の力率改善回路とコンバータ回路との２コンバータ方式のスイッチング電源装置の回路構成図を示す。図１４に示すスイッチング電源装置は、交流電源Ｖａｃ１の交流電圧を全波整流する全波整流回路Ｂ１と、この全波整流回路Ｂ１からの全波整流電圧をチョークコイルＬ１を介して入力し、制御回路１０１からの制御信号によりスイッチＱ２をオン／オフさせて、ダイオードＤ２及びコンデンサＣ３により整流平滑して直流電圧を得る力率改善回路５０と、この力率改善回路５０からの直流電圧を別の直流電圧に変換するコンバータ回路６０とを有している。
【０００３】
力率改善回路５０内の制御回路１０１は、スイッチＱ２を流れるピーク電流が入力電圧に比例するようにスイッチＱ２のオン期間を制御するとともに、チョークコイルＬ１の電流がゼロになってからスイッチＱ２をターンオンさせる。具体的には、制御回路１０１は、スイッチＱ２の電流を検出する抵抗ｒ３の両端電圧と、入力電圧（全波整流電圧）を抵抗ｒ１と抵抗ｒ２とで分圧した電圧とをコンパレータ（図示せず）に入力し、このコンパレータの出力信号によりＲＳフリップフロップ（図示せず）を動作させてスイッチＱ２をターンオフさせる。これにより、スイッチＱ２のピーク電流は入力電圧に比例する。また、チョークコイルＬ１に補助巻線１０３を付加し、制御回路１０１は、補助巻線１０３に生ずるフライバック電圧がゼロになるのを検出してスイッチＱ２をターンオンさせる。即ち、チョークコイルＬ１に流れる電流がゼロから始まり、正弦波の包絡線上のピークに達し、そこからゼロまで戻る。これにより、交流電源Ｖａｃ１に流れる入力電流（交流電流）も交流電源Ｖａｃ１の交流電圧に追従した正弦波電流波形となり、力率が大幅に改善される。
【０００４】
また、制御回路１０１は、コンデンサＣ３の出力電圧と基準電圧と全波整流電圧とに基づきスイッチＱ２をオン／オフ制御するので、出力電圧が一定に保たれる。
【０００５】
一方、コンバータ回路６０において、コンデンサＣ３にトランスＴ１の１次巻線５ａ（巻数ｎ１）を介してＭＯＳＦＥＴ等からなる主スイッチＱ１が接続され、この主スイッチＱ１の両端には、直列に接続された抵抗Ｒ２及びスナバコンデンサＣ２が接続されている。主スイッチＱ１は、制御回路１０２のＰＷＭ制御によりオン／オフするようになっている。
【０００６】
また、トランスＴ１の１次巻線５ａとトランスＴ１の２次巻線５ｂとは互いに逆相電圧が発生するように巻回されており、トランスＴ１の２次巻線５ｂ（巻数ｎ２）にはダイオードＤ１及びコンデンサＣ１からなる整流平滑回路が接続されている。この整流平滑回路は、トランスＴ１の２次巻線５ｂに誘起された電圧（オン／オフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。
【０００７】
制御回路１０２は、図示しない演算増幅器及びフォトカプラを有し、演算増幅器は、負荷ＲＬの出力電圧と基準電圧とを比較し、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、主スイッチＱ１に印加されるパルスのオン幅を狭くするように制御する。すなわち、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、主スイッチＱ１のパルスのオン幅を狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御するようになっている。
【０００８】
次に、コンバータ回路６０の動作を図１５に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。なお、図１５では、主スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、主スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、トランスＴ１の１次巻線５ａ（巻数ｎ１）に流れる電流ｎ１ｉ、ダイオードＤ１に流れる電流Ｄ１ｉ、主スイッチＱ１をオン／オフ制御するＱ１制御信号を示している。
【０００９】
まず、時刻ｔ３１において、Ｑ１制御信号により主スイッチＱ１がオンし、コンデンサＣ３からトランスＴ１の１次巻線５ａを介して主スイッチＱ１に電流Ｑ１ｉが流れる。この電流は、時刻ｔ３２まで時間の経過とともに直線的に増大していく。また、１次巻線５ａを流れる電流ｎ１ｉも電流Ｑ１ｉと同様に時刻ｔ３２まで時間の経過とともに直線的に増大していく。
【００１０】
なお、時刻ｔ３１から時刻ｔ３２では、１次巻線５ａの主スイッチＱ１側が−側になり、１次巻線５ａと２次巻線５ｂとは逆相になっているので、ダイオードＤ１のアノード側が−側になるため、ダイオードＤ１には電流Ｄ１ｉは流れない。
【００１１】
次に、時刻ｔ３２において、主スイッチＱ１は、Ｑ１制御信号により、オン状態からオフ状態に変わる。このとき、トランスＴ１の１次巻線５ａに誘起された励磁エネルギーの内、リーケージインダクタＬｇ（２次巻線５ｂと結合していないインダクタ）の励磁エネルギーは、２次巻線５ｂに伝送されないため、抵抗Ｒ２を介してスナバコンデンサＣ２に蓄えられる。このため、トランスＴ１の１次巻線５ａのリーケージインダクタＬｇとスナバコンデンサＣ２とにより電圧共振が形成され、その共振周波数ｆは、式（１）で表される。
【００１２】
ｆ＝１／［２π＊｛Ｌｇ＊Ｃ２｝１／２］      ・・・（１）
る。なお、スナバコンデンサＣ２の値と抵抗Ｒ２の値とを適当な値に調整すれ  また、そのときの共振波形は、図１６に示すように、ターンオフ時（オン状態からオフ状態に変わること）にリンギング波形ＲＧ（減衰振動波形）となり、このリンギング波形を非常に小さくすることができる。そして、このリンギング波形ＲＧは、抵抗Ｒ２により時間の経過とともに減衰して一定値となり、この一定値は時刻ｔ３３直前まで継続する。また、時刻ｔ３２〜時刻ｔ３３では、主スイッチＱ１がオフであるため、電流Ｑ１ｉ及び電流ｎ１ｉはゼロになる。
【００１３】
なお、時刻ｔ３２から時刻ｔ３３では、１次巻線５ａの主スイッチＱ１側が＋側になり、且つ１次巻線５ａと２次巻線５ｂとは逆相になっているので、ダイオードＤ１のアノード側が＋側になるため、ダイオードＤ１に電流Ｄ１ｉが流れる。
【００１４】
このようなコンバータ回路６０によれば、主スイッチＱ１の両端にスナバ回路（Ｃ２，Ｒ２）を挿入し、主スイッチＱ１の電圧の時間的な変化を緩やかにすることで、スイッチングノイズを低減できると共に、トランスＴ１のリーケージインダクタＬｇによる主スイッチＱ１へのサージ電圧を抑制することができる。
【００１５】
また、従来のスイッチング電源装置として、例えば特許文献１がある。
【００１６】
【特許文献１】
特開２００１−１５７４５０号（第１図、第３図）
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来のこの種のスイッチング電源装置にあっては、高調波規制に対応するため、力率改善回路５０とコンバータ回路６０の２コンバータ方式で対応していた。このため、制御回路が２系統（力率改善回路用、コンバータ回路用）必要であり、スイッチング回路も２系統必要であった。
【００１８】
このため、回路が複雑となり、スイッチング部分が２回路あるため、ノイズや損失が増大し、小型化、低ノイズ化、高効率化の妨げとなっていた。
【００１９】
本発明は、１つのコンバータで高調波規制に対応でき、小型化、高効率化を図るスイッチング電源装置を提供することにある。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
本発明は前記課題を解決するために以下の構成とした。請求項１の発明は、交流を入力し、力率を改善させるとともに直流を出力するスイッチング電源装置であって、交流電源に接続して交流電圧を整流する整流回路と、第１巻線と第２巻線とを有する第２トランスと、前記整流回路の正極側出力端と負極側出力端との間に接続され、前記第２トランスの第１巻線とリアクトルと第１整流素子と主スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、前記整流回路の正極側出力端と負極側出力端との間に接続され、前記第２トランスの第２巻線と第２整流素子とコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、前記コンデンサに並列に接続され、第１トランスの１次巻線と前記主スイッチとが直列に接続された第３直列回路と、前記第２トランスの第１巻線の両端又は前記第２トランスの第２巻線の両端に並列に接続された共振用コンデンサと、前記第１トランスの２次巻線に接続され、整流素子及び平滑素子を有する整流平滑回路と、前記主スイッチを所定のスイッチング周波数を持つ信号により交互にオン／オフ制御して前記整流平滑回路からの出力電圧を所定電圧に制御する制御回路とを有することを特徴とする。
【００２１】
請求項２の発明では、前記リアクトルは、前記第２トランスの第１巻線及び第２巻線間のリーケージインダクタからなることを特徴とする。
【００２２】
請求項３の発明は、前記第２トランスの第１巻線及び第２巻線と前記共振用コンデンサと前記リアクトルとで構成される共振回路の共振周波数を、前記スイッチング周波数の近傍としたことを特徴とする。
【００２３】
請求項４の発明は、前記整流回路に流れる入力電流を検出する電流検出手段と、この電流検出手段で検出された入力電流に基づき該入力電流が正弦波に近くなるように前記スイッチング周波数を変化させた周波数制御信号を生成する周波数制御手段と、前記出力電圧に基づきパルス幅を制御し且つ前記周波数制御手段で生成された前記周波数制御信号に応じて前記スイッチング周波数を変化させたパルス信号を生成し、該パルス信号を前記主スイッチに印加して前記出力電圧を前記所定電圧に制御するパルス幅制御手段と、有することを特徴とする。
【００２４】
請求項５の発明は、前記コンデンサの電圧と基準電圧との誤差からなる誤差電圧信号を生成する誤差電圧生成手段と、この誤差電圧生成手段で生成された前記誤差電圧信号の値に応じて前記スイッチング周波数を変化させた周波数制御信号を生成する周波数制御手段と、前記出力電圧に基づきパルス幅を制御し且つ前記周波数制御手段で生成された前記周波数制御信号に応じて前記スイッチング周波数を変化させたパルス信号を生成し、該パルス信号を前記主スイッチに印加して前記出力電圧を前記所定電圧に制御するパルス幅制御手段と、を有することを特徴とする。
【００２５】
請求項６の発明は、前記整流回路と前記コンデンサとの間に接続され、前記交流電源がオンされたときに該コンデンサの突入電流を軽減する突入電流制限抵抗を有し、前記主スイッチは、ノーマリオンタイプのスイッチからなり、前記制御回路は、前記交流電源がオンされたときに前記突入電流制限抵抗に発生した電圧により前記主スイッチをオフさせ、前記コンデンサが充電された後、前記主スイッチをオン／オフさせるスイッチング動作を開始させることを特徴とする。
【００２６】
請求項７の発明では、前記トランスは補助巻線をさらに備え、該トランスの補助巻線に発生する電圧を前記制御回路に供給する通常動作電源部を有することを特徴とする。
【００２７】
請求項８の発明では、前記突入電流制限抵抗に並列に接続された半導体スイッチを有し、前記制御回路は、前記主スイッチのスイッチング動作を開始させた後、前記半導体スイッチをオンさせることを特徴とする。
【００２８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係るスイッチング電源装置の実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。
【００２９】
（第１の実施の形態）
第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置は、交流を入力して直流を出力するスイッチング電源装置であって、１つのコンバータで高調波規制に対応でき、ディザー回路の電圧を共振回路の共振作用により昇圧して主スイッチの電流の最小限の増加により高調波を減少させることを特徴とし、これにより小電流容量の主スイッチを使用でき、小型化、高効率化を図ったものである。
【００３０】
図１は第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路構成図である。図１において、全波整流回路Ｂ１は、交流電源Ｖａｃ１に接続され、交流電源Ｖａｃ１からの交流電圧を整流して正極側出力端１及び負極側出力端２に出力する。トランスＴ２は、第１巻線６ａ（巻数ｎ３）とこの第１巻線６ａに電磁結合している第２巻線６ｂ（巻数ｎ４）とを有しており、第１巻線６ａの一端と第２巻線６ｂの一端は、全波整流回路Ｂ１の正極側出力端１に接続されている。
【００３１】
全波整流回路Ｂ１の正極側出力端１と負極側出力端２との間には、トランスＴ２の第１巻線６ａとリアクトルＬ１とダイオードＤ２と主スイッチＱ１とからなる第１直列回路が接続されている。
【００３２】
また、全波整流回路Ｂ１の正極側出力端１と負極側出力端２との間には、トランスＴ２の第２巻線６ｂとダイオードＤ３とコンデンサＣ２とからなる第２直列回路が接続されている。トランスＴ２の第２巻線６ｂの両端にはディザー回路の共振用のコンデンサＣ４が並列に接続されている。
【００３３】
コンデンサＣ２には、並列にトランスＴ１の１次巻線５ａ（巻数ｎ１）と主スイッチＱ１とからなる第３直列回路が接続されている。主スイッチＱ１は、バイポーラトランジスタ、ＦＥＴ、ＩＧＢＴのいずれかを用いることができる。なお、リアクトルＬ１は、トランスＴ２のリーケージインダクタであってもよく、あるいはリーケージインダクタとは別のインダクタであってもよい。
【００３４】
トランスＴ１の１次巻線５ａとトランスＴ１の２次巻線５ｂとは互いに逆相電圧が発生するように巻回されており、トランスＴ１の２次巻線５ｂには、ダイオードＤ１及びコンデンサＣ１を有する整流平滑回路７が接続されている。この整流平滑回路７は、トランスＴ１の２次巻線５ｂに誘起された電圧（オン／オフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。
【００３５】
制御回路１０は、図示しない演算増幅器及びフォトカプラを有し、演算増幅器は、負荷ＲＬの出力電圧と基準電圧とを比較し、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、主スイッチＱ１に印加されるパルスのオン幅を狭くするように制御する。すなわち、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、主スイッチＱ１のパルスのオン幅を狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御するようになっている。
【００３６】
次に、第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置が特徴とするディザー回路の共振回路を説明する。この共振回路は、トランスＴ２とコンデンサＣ４とリアクトルＬ１とからなる。この共振回路の原理図を図５に示す。図５に示す共振回路は、トランスＴ２の第１巻線６ａ側に換算した等価回路である。図５において、Ｖａｃ２は、スイッチング周波数の交流電圧源であり、主スイッチＱ１のオン、オフにより与えられる。スイッチング周波数は、主スイッチＱ１をオン、オフさせる周波数である。ＬａはトランスＴ２の励磁インダクタンスに相当し、コンデンサＣａは、コンデンサＣ４をトランスＴ２の第１巻線側に換算したものであり、Ｌ１はリアクトルである。
【００３７】
図６は交流電圧源Ｖａｃ２の周波数を変化させた場合におけるコンデンサＣａの電圧を示し、共振周波数ｆ０でコンデンサＣａの電圧が最大となる。共振周波数ｆ０は、計算により求めると、式（２）で表される。
【００３８】
ｆ０＝｛Ｌａ＋Ｌ１｝１／２／［２π＊｛Ｌａ＊Ｌ１＊Ｃａ｝１／２］  ・・・（２）
なお、Ｌａ≫Ｌ１であるため、共振周波数ｆ０は、式（３）で近似的に表される。
【００３９】
ｆ０＝１／［２π＊｛Ｌ１＊Ｃａ｝１／２］      ・・・（３）
すなわち、共振周波数ｆ０は、リアクトルＬ１とコンデンサＣａとの直列共振回路による周波数である。第１の実施の形態では、スイッチング周波数を、共振周波数の付近（例えばｆ１）に設定することにより、コンデンサＣａの電圧を、通常の電圧の数倍に昇圧するようになっている。
【００４０】
次にこのように構成された第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の動作を図２乃至図６に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。図２は第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の各部における信号のタイミングチャートである。図３は図２に示すタイミングチャートのＡ部の詳細なタイミングチャートである。図４は共振回路による共振作用時における各部の信号の波形を示す図である。
【００４１】
なお、図２乃至図４では、交流電源Ｖａｃ１の入力電圧Ｖｉ（交流電圧）、交流電源Ｖａｃ１を流れる入力電流Ｉｉ（交流電流）、ダイオードＤ２に流れる電流Ｉｄ２、ダイオードＤ３に流れる電流Ｉｄ３、主スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、全波整流回路Ｂ１の全波整流電圧Ｂ１ｖ、コンデンサＣ４の両端電圧Ｃ４ｖ、トランスＴ１の１次巻線５ａに流れる電流ｎ１ｉ、主スイッチＱ１の両端間電圧Ｑ１ｖ、トランスＴ２の第２巻線６ｂの両端電圧Ｖｎ４を示している。
【００４２】
まず、交流電源Ｖａｃ１からの交流電圧が、全波整流回路Ｂ１により整流されて全波整流電圧が正極側出力端１及び負極側出力端２から出力される。そして、時刻ｔ０において、主スイッチＱ１をオンさせると、Ｃ２→５ａ→Ｑ１→Ｃ２の閉ループが形成されて、コンデンサＣ２に蓄えられた電荷は、トランスＴ１の１次巻線５ａを通って放電し、トランスＴ１の励磁インダクタンスに電力が蓄えられる。
【００４３】
また、これと同時に、Ｂ１→６ａ→Ｌ１→Ｄ２→Ｑ１→Ｂ１の閉ループが形成される。このため、全波整流回路Ｂ１により整流された全波整流電圧は、リアクトルＬ１とトランスＴ２の第１巻線６ａに加わる。この第１巻線６ａには全波整流電圧に応じた電力が蓄えられる。これと同時にトランスＴ２の第２巻線６ｂにも電圧が発生し、コンデンサＣ４を充電する。このため、コンデンサＣ４の両端電圧Ｃ４ｖは、図３に示すように、時刻ｔ０から時刻ｔ１まで上昇していく。また、ダイオードＤ２に流れる電流Ｉｄ２は、図３に示すように、時刻ｔ０から時刻ｔ１まで直線的に増加していく。
【００４４】
次に、時刻ｔ１において、主スイッチＱ１がオフすると、図３に示すように、ダイオードＤ２に流れる電流Ｉｄ２は、直線的に減少していき、時刻ｔ２でゼロとなる。また、このとき、トランスＴ１の１次巻線５ａには逆起電力が発生し、この逆起電力によりトランスＴ１の２次巻線５ｂにも逆起電力が誘起されて、２次巻線５ｂからダイオードＤ１、コンデンサＣ１及び負荷ＲＬに電流が流れて、負荷ＲＬに電力が供給される。また、トランスＴ２の第１巻線６ａ及びリアクトルＬ１に蓄えられた電力も、逆極性の電圧を発生させ、ダイオードＤ２を介して、トランスＴ１の１次巻線５ａを通り、２次巻線５ｂ側から負荷ＲＬに電力を供給すると共に、コンデンサＣ２を充電する。
【００４５】
以下、同様にして、時刻ｔ２以降においても主スイッチＱ１をオン／オフすると、ダイオードＤ２の電流Ｉｄ２が増加／減少して、三角形の波形となる。この各三角形の頂点を結ぶ波形（各三角形の包絡線波形）が図２及び図４に示すような電流Ｉｄ２の波形となる。コンデンサＣ２の電圧が入力電圧Ｖｉ（交流電圧）を全波整流して得られた全波整流電圧より高い場合、トランスＴ２の第１巻線６ａを介してダイオードＤ２に流れる電流Ｉｄ２は、図４に示すように、時刻ｔ０から時刻ｔ１０まで入力電圧Ｖｉに比例して増加する。
【００４６】
また、トランスＴ２の第１及び第２巻線には、主スイッチＱ１をオン／オフさせるためのスイッチング周波数の交流電圧が発生する。このスイッチング周波数は、共振周波数ｆ０の付近の例えばｆ１に設定されており、トランスＴ２とコンデンサＣ４とリアクトルＬ１とによる共振回路の共振作用により、図５に示すコンデンサＣａの電圧を、通常の電圧の数倍に昇圧することができる。このため、図１の回路のコンデンサＣ４の電圧Ｃ４ｖは、トランスＴ２の巻数比（ｎ３：ｎ４で例えば１：１０である。）から得られる電圧の数倍の電圧を得ることができる。この電圧Ｃ４ｖを全波整流電圧Ｂ１ｖに加えて、コンデンサＣ２を充電することにより、ディザー回路を構成できる。
【００４７】
即ち、コンデンサＣ４の電圧Ｃ４ｖ（トランスＴ２の第２巻線６ｂの両端電圧Ｖｎ４と同じ）と全波整流電圧Ｂ１ｖとの和がコンデンサＣ２の電圧より高くなった場合（図４に示す時刻ｔ１０〜ｔ１７）には、６ｂ→Ｄ３→Ｃ２と電流が流れて（即ち、ディザー動作時）、コンデンサＣ２が充電される。このとき、電流Ｉｄ３は、図４に示すような波形ＷＶ３となる。
【００４８】
ディザー回路により入力電流歪みを減少させるためには、加える高周波電圧の全波整流電圧Ｂ１ｖに対する割合を大きくすればよい。即ち、この割合はトランスＴ２の巻数比（ｎ３：ｎ４）で決定され、ｎ３：ｎ４が１：１０であるよりも、ｎ３：ｎ４が１：３の方が大きい。
【００４９】
しかし、この割合を大きくすると、主スイッチＱ１のピーク電流を増加させ、軽負荷時のコンデンサＣ２の電圧上昇を招き、好ましくない。このため、共振回路による共振現象を利用し、電圧を数倍に昇圧できることは、トランスＴ２の巻数比を数分の一にできることを意味する。即ち、ｎ３：ｎ４を１：１０に設定しても、トランスＴ２の第１巻線側の共振作用によりトランスＴ２の第１巻線６ａの両端電圧とリアクトルＬ１の両端電圧とを合わせた電圧Ｖが数倍に昇圧されるため、トランスＴ２の巻数比を数分の一にしたことに相当する。
【００５０】
共振時には前記電圧Ｖが数倍に昇圧されているため、ディザー動作時（ダイオードＤ３に電流が流れている時で時刻ｔ１０〜ｔ１７）における共振回路電流（ダイオードＤ２に流れる電流Ｉｄ２）は、図４の電流波形ＷＶ２に示すように、低く抑えられる。この電流Ｉｄ２と、トランスＴ１の１次巻線５ａに流れる電流ｎ１ｉとの和が、主スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉであるから、主スイッチＱ１のピーク電流も低く抑えられる。このため、ディザー導通時のトランスＴ２の第１巻線側の電流を増大させることなく、コンデンサＣ２を充電できる。なお、共振が発生しない場合には、入力電圧Ｖｉに比例した電流波形ＷＶ１となる。
【００５１】
また、入力電流Ｉｉは、ダイオードＤ２に流れる電流Ｉｄ２とダイオードＤ３に流れる電流Ｉｄ３との和になり、正弦波状電流のピーク付近にこぶ状のピーク電流を持った波形となり、高調波規制を満足する波形とすることができる。即ち、１つのコンバータで高調波規制に対応することができる。
【００５２】
このように、第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置によれば、共振回路により電圧を昇圧できるため、主スイッチＱ１の電流の最小限の増加により高調波を減少させることができるため、一つのコンバータで高調波規制に対応でき、小電流容量のスイッチング素子（主スイッチＱ１）を使用でき、効率の低下も少なく、小型化、高効率化を図ることができる。また、トランスＴ２の巻線比を大きくしてあるので、軽負荷時のコンデンサＣ２の電圧上昇の問題もない。
【００５３】
図７は交流入力電流の半周期の波形を判定するためのクラスＤ判定波形を示す図である。交流入力電流の半周期の波形が、図７の太い実線Ｗ１の内側に、少なくとも半周期の９５％に渡って入る特殊波形の交流入力電流を有する機器をクラスＤと判定し、限度値が適用される。限度値は国際標準規格ＩＥＣ６１０００−３−２による。実施の形態の入力電流波形も図７（ｂ）に示すように、太い実線Ｗ１の内側に、少なくとも半周期の９５％に渡って入っているので、特殊波形とみなされ、限度値が適用される。また、リアクトルＬ１とコンデンサＣ２とによる低域フィルタにより、高い周波数を抑制できるので、高調波を大幅に低減することができる。
【００５４】
なお、図１に示すスイッチング電源装置では、共振回路のコンデンサＣ４をトランスＴ２の第２巻線６ｂに並列に接続したが、コンデンサＣ４を例えばトランスＴ２の第１巻線６ａに並列に接続しても良い。この場合には、コンデンサＣ４の容量値を、トランスＴ２の巻数比（ｎ３：ｎ４）の２乗分の１の容量値にする必要がある。
【００５５】
（第２の実施の形態）
次に、本発明の第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置を説明する。図８は第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路構成図である。図８に示す第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置は、ＦＭ変調及びＰＷＭ変調を用い、且つ電流検出抵抗Ｒを設け、電流検出抵抗Ｒに流れる入力電流を正弦波に近づけるようにスイッチング周波数を制御して、入力電流歪みの減少を図ったものである。また、コンデンサＣ２の電圧を監視し、この電圧が既定値より高くなった場合にスイッチング周波数を制御して、コンデンサＣ２の電圧の過上昇防止を図ったものである。
【００５６】
電流検出抵抗Ｒは、全波整流回路Ｂ１の負極側出力端２と主スイッチＱ１の一端及びコンデンサＣ２の一端との間に接続され、全波整流回路Ｂ１に流れる入力電流を検出する。
【００５７】
制御回路１０ａは、差動増幅器１１１、乗算器１１２、差動増幅器１１３、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１１４、差動増幅器１１５、ＰＷＭコンパレータ１１６を有して構成される。
【００５８】
差動増幅器１１１（本発明の誤差電圧生成手段に対応）は、基準電圧Ｅ１が＋端子に入力され、コンデンサＣ２の電圧が−端子に入力され、コンデンサＣ２の電圧と基準電圧Ｅ１との誤差からなる誤差電圧信号を生成して乗算器１１２に出力する。乗算器１１２は、差動増幅器１１１からの誤差電圧信号と全波整流回路Ｂ１の正極側出力端１からの全波整流電圧とを乗算して乗算出力電圧を差動増幅器１１３の＋端子に出力する。
【００５９】
差動増幅器１１３は、電流検出抵抗Ｒで検出した入力電流に比例した電圧が−端子に入力され、乗算器１１２からの乗算出力電圧が＋端子に入力され、電流検出抵抗Ｒによる電圧と乗算出力電圧との誤差からなる誤差電圧信号を生成してＶＣＯ１１４に出力する。
【００６０】
ＶＣＯ１１４（本発明の周波数制御手段に対応）は、差動増幅器１１３からの誤差電圧信号の電圧値に応じてスイッチング周波数を変化させた三角波信号（本発明の周波数制御信号に対応）を生成するもので、図９に示すように、電圧Ｖ１２，Ｖ１１，Ｖ０が増加するに従ってスイッチッング周波数ｆ１２，ｆ１１，ｆ０が増加する電圧周波数変換特性ＣＶを有している。ここで、周波数ｆ０は、図６に示す共振周波数であり、周波数ｆ１１は、周波数ｆ０の近傍の周波数である。
【００６１】
即ち、ＶＣＯ１１４は、差動増幅器１１３からの誤差電圧信号の電圧値（入力電流に比例した電圧）に基づき入力電流が正弦波に近くなるようにスイッチング周波数を変化させるようになっている。また、ＶＣＯ１１４は、差動増幅器１１３からの誤差電圧信号の電圧値（コンデンサＣ２の電圧に比例した電圧）に基づきコンデンサＣ２の電圧が基準電圧Ｅ１以上にならないようにスイッチング周波数を変化させるようになっている。
【００６２】
差動増幅器１１５は、基準電圧Ｅ２が＋端子に入力され、コンデンサＣ１の電圧が−端子に入力され、コンデンサＣ１の電圧と基準電圧Ｅ２との誤差からなる誤差電圧信号を生成してこの誤差電圧信号をフィードバック信号ＦＢとしてＰＷＭコンパレータ１１６に出力する。ＰＷＭコンパレータ１１６（本発明のパルス幅制御手段に対応）は、ＶＣＯ１１４からの三角波信号が−端子に入力され、差動増幅器１１５からのフィードバック信号ＦＢが＋端子に入力され、図１０に示すように、フィードバック信号ＦＢの値が三角波信号の値以上のときにオンで、フィードバック信号ＦＢの値が三角波信号の値未満のときにオフとなるパルス信号を生成し、該パルス信号を主スイッチＱ１に印加してコンデンサＣ１の出力電圧を所定電圧に制御する。
【００６３】
また、ＰＷＭコンパレータ１１６は、図１０に示すように、コンデンサＣ１の出力電圧が基準電圧Ｅ２に達して、フィードバック信号がＦＢからＦＢ１に低下すると、フィードバック信号ＦＢの値が三角波信号の値以上となるパルスオン幅を短くすることによって、出力電圧を所定電圧に制御する。即ち、パルス幅を制御している。
【００６４】
次に、このように構成された第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置の動作を図８乃至図１０を参照しながら説明する。
【００６５】
まず、スイッチング周波数が図６及び図９に示すようにｆ０に設定され、誤差電圧信号の電圧がＶ０に設定されているとき、電流検出抵抗Ｒに流れる入力電流が増加するため、電流検出抵抗Ｒに流れる入力電流に比例して増加した電圧が差動増幅器１１３の−端子に入力されるので、差動増幅器１１３の誤差電圧信号の電圧値は減少する。
【００６６】
このため、ＶＣＯ１１４は、差動増幅器１１３からの誤差電圧信号の電圧値が小さいので、図１０に示すように、スイッチング周波数ｆ０より低いスイッチング周波数ｆ１１を持つ三角波信号を生成する。スイッチング周波数ｆ１１が共振周波数ｆ０より低い周波数であるので、入力電流は減少し正弦波に近くなる。
【００６７】
そして、ＰＷＭコンパレータ１１６は、図１０に示すように、フィードバック信号ＦＢの値がスイッチング周波数ｆ１１を持つ三角波信号の値以上のときにオンで、フィードバック信号ＦＢの値がスイッチング周波数ｆ１１を持つ三角波信号の値未満のときにオフとなるスイッチング周波数ｆ１１を持つパルス信号を生成し、該パルス信号を主スイッチＱ１に印加する。
【００６８】
一方、スイッチング周波数が図６及び図９に示すようにｆ１２に設定され、誤差電圧信号の電圧がＶ１２に設定されているとき、電流検出抵抗Ｒに流れる入力電流が減少するため、電流検出抵抗Ｒに流れる入力電流に比例して減少した電圧が差動増幅器１１３の−端子に入力されるので、差動増幅器１１３の誤差電圧信号の電圧値は増加する。
【００６９】
このため、ＶＣＯ１１４は、差動増幅器１１３からの誤差電圧信号の電圧値が大きいので、図１０に示すように、スイッチング周波数ｆ１２より高いスイッチング周波数ｆ１１を持つ三角波信号を生成する。スイッチング周波数ｆ１１が共振周波数ｆ０より低い周波数であるので、入力電流は増加し正弦波に近くなる。
【００７０】
そして、ＰＷＭコンパレータ１１６は、図１０に示すように、フィードバック信号ＦＢの値がスイッチング周波数ｆ１１を持つ三角波信号の値以上のときにオンで、フィードバック信号ＦＢの値がスイッチング周波数ｆ１１を持つ三角波信号の値未満のときにオフとなるスイッチング周波数ｆ１１を持つパルス信号を生成し、該パルス信号を主スイッチＱ１に印加する。
【００７１】
このように、スイッチング周波数ｆ１１を共振周波数ｆ０の近傍の周波数で低い周波数で制御することにより、入力電流が正弦波に近くなる。即ち、電流検出抵抗Ｒに流れる入力電流を正弦波に近づけるようにスイッチング周波数を制御することにより、入力電流歪みの減少を図ることができる。また、同様にして、スイッチング周波数を共振周波数ｆ０の近傍の周波数で高い周波数（図６に示すｆ１，ｆ２）で制御しても同様な動作となる。
【００７２】
次に、コンデンサＣ２の電圧が基準電圧Ｅ１に達すると、差動増幅器１１１から出力される誤差電圧信号は、小さい値となるので、乗算器１１２からの乗算出力電圧もより小さい値となる。このため、差動増幅器１１３の誤差電圧信号も小さい値となり、この誤差電圧信号がＶＣＯ１１４に出力される。
【００７３】
ＶＣＯ１１４は、差動増幅器１１３からの誤差電圧信号の電圧値が小さいので、図９の特性からもわかるように、より低いスイッチング周波数を持つ三角波信号を生成する。
【００７４】
そして、ＶＣＯ１１４からより低いスイッチング周波数を持つ三角波信号がＰＷＭコンパレータ１１６の−端子に入力されるので、ＰＷＭコンパレータ１１６は、パルスオン幅の短いパルス信号を生成し、該パルス信号を主スイッチＱ１に印加する。このため、コンデンサＣ２の電圧を基準電圧Ｅ１に制御できるから、コンデンサＣ２の電圧の過上昇防止を図ることができる。また、同様にして、スイッチング周波数を共振周波数ｆ０の近傍の周波数で高い周波数（図６に示すｆ１，ｆ２）で制御しても同様な動作となる。
【００７５】
（第３の実施の形態）
次に第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置を説明する。第１及び第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置では、スイッチとして、ノーマリオフタイプのＭＯＳ  ＦＥＴ等を用いた。このノーマリオフタイプのスイッチは、電源がオフ時にオフ状態となるスイッチである。
【００７６】
一方、ＳＩＴ（ｓｔａｔｉｃ  ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ  ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ、静電誘導トランジスタ）等のノーマリオンタイプのスイッチは、電源がオフ時にオン状態となるスイッチである。このノーマリオンタイプのスイッチは、スイッチングスピードが速く、オン抵抗も低くスイッチング電源等の電力変換装置に使用した場合、理想的な素子であり、スイッチング損失を減少させ高効率が期待できる。
【００７７】
しかし、ノーマリオンタイプのスイッチング素子にあっては、電源をオンすると、スイッチがオン状態であるため、スイッチが短絡する。このため、ノーマリオンタイプのスイッチを起動できず、特殊な用途以外には使用できない。
【００７８】
そこで、第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置は、第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を有すると共に、主スイッチＱ１にノーマリオンタイプのスイッチを使用するために、交流電源オン時に、コンデンサの突入電流を軽減する目的で挿入されている突入電流制限抵抗の電圧降下による電圧を、ノーマリオンタイプのスイッチの逆バイアス電圧に使用し、電源オン時の問題をなくす構成を追加したことを特徴とする。
【００７９】
図１１は第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路構成図である。図１１に示すスイッチング電源装置は、図１に示す第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を有すると共に、主スイッチＱ１ｎをＳＩＴ等のノーマリオンタイプのスイッチとし、この主スイッチＱ１ｎをオン／オフ制御するノーマリオン回路を有していることを特徴とする。
【００８０】
このノーマリオン回路は以下のように構成される。全波整流回路Ｂ１の負極側出力端２と、主スイッチＱ１ｎとコンデンサＣ２との接続点との間には、突入電流制限抵抗Ｒ１が接続されている。主スイッチＱ１ｎは、ＳＩＴ等のノーマリオンタイプのスイッチであり、制御回路１１のＰＷＭ制御によりオン／オフする。
【００８１】
また、突入電流制限抵抗Ｒ１の両端にはスイッチＳ１が接続されている。このスイッチＳ１は、例えばノーマリオフタイプのＭＯＳＦＥＴ，ＢＪＴ（バイポーラ接合トランジスタ）等の半導体スイッチであり、制御回路１１からの短絡信号によりオン制御される。
【００８２】
突入電流制限抵抗Ｒ１の両端には、コンデンサＣ１２と抵抗Ｒ２とダイオードＤ１２とからなる起動電源部１２が接続されている。この起動電源部１２は、突入電流制限抵抗Ｒ１の両端に発生する電圧を取り出し、コンデンサＣ１２の両端電圧を主スイッチＱ１ｎのゲートへの逆バイアス電圧として使用するために、制御回路１１に出力する。また、コンデンサＣ２に充電された充電電圧を制御回路１１に供給する。
【００８３】
制御回路１１は、交流電源Ｖａｃ１をオンしたときに、コンデンサＣ１２から供給された電圧により起動し、制御信号として端子ｂから主スイッチＱ１ｎのゲートに逆バイアス電圧を出力し、主スイッチＱ１ｎをオフさせる。この制御信号は、例えば、−１５Ｖと０Ｖとのパルス信号からなり、−１５Ｖの電圧により主スイッチＱ１ｎがオフし、０Ｖの電圧により主スイッチＱ１ｎがオンする。
【００８４】
制御回路１１は、コンデンサＣ２の充電が完了した後、端子ｂから制御信号として０Ｖと−１５Ｖとのパルス信号を主スイッチＱ１ｎのゲートに出力し、主スイッチＱ１ｎをスイッチング動作させる。制御回路１１は、主スイッチＱ１ｎをスイッチング動作させた後、所定時間経過後にスイッチＳ１のゲートに短絡信号を出力し、スイッチＳ１をオンさせる。
【００８５】
また、トランスＴ１に設けられた補助巻線５ｃ（巻数ｎ５）の一端は、主スイッチＱ１ｎの一端とコンデンサＣ１３の一端と制御回路１１とに接続され、補助巻線５ｃの他端は、ダイオードＤ１３のカソードに接続され、ダイオードＤ１３のアノードはコンデンサＣ１３の他端及び制御回路１１の端子ｃに接続されている。補助巻線５ｃとダイオードＤ１３とコンデンサＣ１３とは通常動作電源部１３を構成し、この通常動作電源部１３は、補助巻線５ｃで発生した電圧をダイオードＤ１３及びコンデンサＣ１３を介して制御回路１１に供給する。
【００８６】
次にこのように構成された第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置の動作を図１１乃至図１３を参照しながら説明する。
【００８７】
なお、図１３において、Ｖａｃ１は、交流電源Ｖａｃ１の交流電圧を示し、入力電流は、交流電源Ｖａｃ１に流れる電流を示し、Ｒ１電圧は、突入電流制限抵抗Ｒ１に発生する電圧を示し、Ｃ２電圧は、コンデンサＣ２の電圧を示し、Ｃ１２電圧は、コンデンサＣ１２の電圧を示し、出力電圧は、コンデンサＣ１の電圧を示し、制御信号は、制御回路１１の端子ｂから主スイッチＱ１ｎのゲートへ出力される信号を示す。
【００８８】
まず、時刻ｔ０において、交流電源Ｖａｃ１を印加（オン）すると、交流電源Ｖａｃ１の交流電圧は全波整流回路Ｂ１で全波整流される。このとき、ノーマリオンタイプの主スイッチＱ１ｎは、オン状態であり、スイッチＳ１は、オフ状態である。このため、全波整流回路Ｂ１からの電圧は、コンデンサＣ２を介して突入電流制限抵抗Ｒ１に印加される（図１２中の▲１▼）。
【００８９】
この突入電流制限抵抗Ｒ１に発生した電圧は、ダイオードＤ１２、抵抗Ｒ２を介してコンデンサＣ１２に蓄えられる（図１２中の▲２▼）。ここで、コンデンサＣ１２の端子ｆ側が例えばゼロ電位となり、コンデンサＣ１２の端子ｇ側が例えば負電位となる。このため、コンデンサＣ１２の電圧は、図１３に示すように、負電圧（逆バイアス電圧）となる。このコンデンサＣ１２の負電圧が端子ａを介して制御回路１１に供給される。
【００９０】
そして、コンデンサＣ１２の電圧が、主スイッチＱ１ｎのスレッシホールド電圧ＴＨＬになった時点（図１３の時刻ｔ１）で、制御回路１１は、端子ｂから−１５Ｖの制御信号を主スイッチＱ１ｎのゲートに出力する（図１２中の▲３▼）。このため、主スイッチＱ１ｎは、オフ状態となる。
【００９１】
すると、全波整流回路Ｂ１からの電圧により、コンデンサＣ２は、充電されて（図１２中の▲４▼）、コンデンサＣ２の電圧が上昇していき、コンデンサＣ２の充電が完了する。
【００９２】
次に、時刻ｔ２において、制御回路１１は、スイッチング動作を開始させる。始めに、端子ｂから０Ｖの制御信号を主スイッチＱ１ｎのゲートに出力する（図１２中の▲５▼）。このため、主スイッチＱ１ｎは、オン状態となるため、コンデンサＣ２→５ａ→Ｑ１ｎと電流が流れる（図１２中の▲６▼）。このため、トランスＴ１の１次巻線５ａにエネルギーが蓄えられる。
【００９３】
また、全波整流回路Ｂ１の正極側出力端１から６ａ→Ｌ１→Ｄ２→Ｑ１ｎに電流が流れる（図１２中の▲７▼）。また、トランスＴ１の１次巻線５ａと電磁結合している補助巻線５ｃにも電圧が発生し、発生した電圧は、ダイオードＤ１３及びコンデンサＣ１３を介して制御回路１１に供給される（図１２中の▲８▼）。このため、制御回路１１が動作を継続することができるので、主スイッチＱ１ｎのスイッチング動作を継続して行うことができる。
【００９４】
次に、時刻ｔ３において、端子ｂから−１５Ｖの制御信号を主スイッチＱ１ｎのゲートに出力する。このため、時刻ｔ３に主スイッチＱ１ｎがオフして、１次巻線５ａに発生した逆起電力により、２次巻線５ｂからダイオードＤ１を介して負荷ＲＬ及びコンデンサＣ１に電流が流れて、負荷ＲＬに出力電圧が発生する。また、時刻ｔ３に制御回路１１から短絡信号をスイッチＳ１に出力すると、スイッチＳ１がオンして（図１２中の▲９▼）、突入電流制限抵抗Ｒ１の両端が短絡される。このため、突入電流制限抵抗Ｒ１の損失を減ずることができる。
【００９５】
なお、時刻ｔ３は、交流電源Ｖａｃ１をオンしたとき（時刻ｔ０）からの経過時間として設定され、例えばコンデンサＣ２と突入電流制限抵抗Ｒ１との時定数（τ＝Ｃ２・Ｒ１）の約５倍以上の時間に設定される。以後、主スイッチＱ１ｎはオン／オフによるスイッチング動作を繰り返す。主スイッチＱ１ｎがスイッチング動作を開始した後には、主スイッチＱ１ｎは、図１に示す第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置のスイッチＱ１の動作、即ち、図２に示すタイミングチャートに従った動作と同様に動作する。
【００９６】
このように第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置によれば、制御回路１１は、交流電源Ｖａｃ１がオンされたときに突入電流制限抵抗Ｒ１に発生した電圧により主スイッチＱ１ｎをオフさせ、コンデンサＣ２が充電された後、主スイッチＱ１ｎをオン／オフさせるスイッチング動作を開始させるので、電源オン時における問題もなくなる。従って、ノーマリオンタイプの半導体スイッチが使用可能となり、損失の少ない、即ち、高効率なスイッチング電源装置を提供することができる。また、第１の実施の形態の効果が得られる。ノーマリオン回路は、例えば、第２の実施の形態の装置に追加しても良い。
【００９７】
なお、本発明は第１乃至第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置に限定されるものではない。第１乃至第３の実施の形態では、リバース方式を採用したが、本発明は、リバース方式に限ることなく、パルス幅制御で出力を安定化させる回路例えばフォワード方式、ハーフブリッジ方式、また、補助スイッチ付部分共振コンバータ等にも適用可能である。また、共振回路の直列インダクタンスＬ１は、トランスＴ２の第１巻線６ａと第２巻線６ｂとを疎結合とし、得られるリーケージインダクタンスを使用することも可能である。
【００９８】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、共振回路により電圧を昇圧できるため、主スイッチの電流の最小限の増加により高調波を減少させることができるから、一つのコンバータで高調波規制に対応でき、小電流容量のスイッチング素子を使用でき、効率の低下も少なく、小型化、高効率化を図るスイッチング電源を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路構成図である。
【図２】第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の各部における信号のタイミングチャートである。
【図３】図２に示すタイミングチャートのＡ部の詳細なタイミングチャートである。
【図４】共振回路による共振作用時における各部の信号の波形を示す図である。
【図５】共振回路の原理図である。
【図６】共振回路の特性を示す図である。
【図７】交流入力電流の半周期の波形を判定するためのクラスＤ判定波形を示す図である。
【図８】第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路構成図である。
【図９】ＶＣＯの特性を示す図である。
【図１０】ＶＣＯの周波数の変化に応じてＰＷＭコンパレータのパルス周波数が変化した様子を示す図である。
【図１１】第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路構成図である。
【図１２】第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置の動作を説明するための図である。
【図１３】第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置の各部における信号のタイミングチャートである。
【図１４】従来の力率改善回路とコンバータ回路との２コンバータ方式のスイッチング電源装置の回路構成図である。
【図１５】従来のスイッチング電源装置内のコンバータ回路の各部における信号のタイミングチャートである。
【図１６】従来のスイッチング電源装置内のコンバータ回路における主スイッチのターンオフ時のリンギング波形を示すタイミングチャートである。
【符号の説明】
Ｖａｃ１  交流電源
Ｂ１  全波整流回路
１０，１０ａ，１１，１０１，１０２  制御回路
Ｑ１，Ｑ１ｎ  主スイッチ
ＲＬ  負荷
Ｒ  電流検出抵抗
Ｃ１〜Ｃ４  コンデンサ
Ｓ１  スイッチ
Ｔ１，Ｔ２  トランス
５ａ  １次巻線
５ｂ  ２次巻線
５ｃ  補助巻線
７  整流平滑回路
１２  起動電源部
１３  通常動作電源部
Ｌ１  リアクトル
Ｄ１〜Ｄ３  ダイオード
【図１】
2004180406.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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