(57)【要約】【課題】回路のさらなる小規模化を実現可能なＦＭ復調器を得ること。【解決手段】本発明のＦＭ復調器は、アナログＦＭ受信信号の振幅成分を制限し、振幅成分制限後のアナログＦＭ受信信号を、基準クロックを用いて１ビットで量子化する量子化手段（リミッタ１，ＤＦＦ２１に相当）と、前記１ビットで量子化したＦＭ受信信号の周波数より２Ｎ倍高速に動作するカウンタを用いて、ＦＭ復調信号の位相を検出する位相検出器２と、を備え、前記検出した位相に対して所定の微分処理および振幅調整処理を施してＦＭ復調信号を得る。【選択図】      図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
アナログＦＭ受信信号の振幅成分を制限し、振幅成分制限後のアナログＦＭ受信信号を、基準クロックを用いて１ビットで量子化する量子化手段と、
前記１ビットで量子化したＦＭ受信信号の周波数より２Ｎ倍高速に動作するカウンタを用いて、ＦＭ復調信号の位相を検出する位相検出手段と、
を備え、
前記検出した位相に対して所定の微分処理および振幅調整処理を施してＦＭ復調信号を得ることを特徴とするＦＭ復調器。
【請求項２】
前記量子化手段は、
リミッタ素子とＤタイプフリップフロップを用いて構成することを特徴とする請求項１に記載のＦＭ復調器。
【請求項３】
前記位相検出手段は、
前記ＦＭ受信信号をクロックとみなして立ち上がりと立ち下がりのエッジを検出するエッジ検出手段と、
前記ＦＭ受信信号の２Ｎ倍の周波数で動作するカウンタで基準位相信号を発生する基準位相信号発生手段と、
前記ＦＭ受信信号を用いて前記基準位相信号における位相のずれを補正する位相補正手段と、
前記エッジ検出手段の出力タイミングで前記補正後の基準位相信号を検出することにより、補正後の基準位相信号に対する前記ＦＭ受信信号の相対位相を検出する位相差検出手段と、
を備えることを特徴とする請求項１または２に記載のＦＭ復調器。
【請求項４】
前記エッジ検出手段は、
遅延素子と排他的論理和素子を用いて構成することを特徴とする請求項３に記載のＦＭ復調器。
【請求項５】
前記位相補正手段は、
前記基準位相信号の最上位ビット（ＭＳＢ）と所定の遅延処理後のＦＭ受信信号との排他的論理和を演算し、前記ＦＭ受信信号の立ち下がり時に発生する位相のずれを補正することを特徴とする請求項３または４に記載のＦＭ復調器。
【請求項６】
前記基準位相信号発生手段は、
前記ＦＭ受信信号の周波数の２Ｎ倍で動作しかつ２Ｎを法とするカウンタを用いることを特徴とする請求項１〜５のいずれか一つに記載のＦＭ復調器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、入力アナログＦＭ信号を復調するＦＭ復調器に関するものであり、特に、小規模な回路で復調処理を実現するＦＭ復調器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
以下、従来のＦＭ復調器について説明する。一般に、ＦＭ復調器は、入力アナログＦＭ信号の周波数に応じた復調信号を出力する。ディジタル信号処理による従来のＦＭ復調器としては、たとえば、アークタンジェント型ＦＭ復調器やクオドラチャ型ＦＭ復調器がある（特許文献１参照）。
【０００３】
たとえば、ＦＭ受信信号をＸ，Ｘを９０度移相した信号をＹ，入力ＦＭ信号の周波数をｆｃ，周波数偏差をｆｄ，振幅をＡ，ｋ番目にサンプリング周期Ｔでサンプリングされた信号（ディジタルＦＭ信号）をＸ（ｋ），ＦＭ復調信号をＦ（ｋ）とした場合、信号Ｘ（ｋ）は、下記（１）式で表すことができる。
Ｘ（ｋ）＝Ａ×ｓｉｎ（２πｆｃｋＴ＋πｆｄΣＦ（ｋ））      …（１）
また、Ｘ（ｋ）を９０度移相した信号Ｙ（ｋ）は、下記（２）式で表すことができる。
Ｙ（ｋ）＝Ａ×ｃｏｓ（２πｆｃｋＴ＋πｆｄΣＦ（ｋ））      …（２）
【０００４】
具体的にいうと、アークタンジェント型ＦＭ復調器では、まず、入力アナログＦＭ信号を上記ディジタルＦＭ信号Ｘ（ｋ）に変換する。つぎに、ディジタルＦＭ信号Ｘ（ｋ）を９０度移相した上記信号Ｙ（ｋ）を生成する。このとき、９０度移相により生じる信号Ｙ（ｋ）の遅延時間分だけ、ディジタルＦＭ信号Ｘ（ｋ）を遅延させる。これにより、信号Ｙ（ｋ）とディジタルＦＭ信号Ｘ（ｋ）とは同一時刻に量子化した信号とみなすことができる。
【０００５】
つぎに、アークタンジェント型ＦＭ復調器では、下記（３）式による演算を行い、位相を検出する。
ａｒｃｔａｎ（Ｘ／Ｙ）＝２πｆｃｋＴ＋πｆｄΣＦ（ｋ）      …（３）
そして、（４）式のように、ａｒｃｔａｎ（Ｘ／Ｙ）を微分する。
2004312265.tif 000003
【０００６】
その後、上記（４）式から２πｆｃＴを減算し、さらに、１／πｆｄを乗算し、（５）式のようにＦＭ復調信号Ｆ（ｋ）を得る。
2004312265.tif 000004
【０００７】
そして、最終的に（５）式に対してＤ／Ａ変換を行った信号を、復調信号として出力する。なお、２πｆｃＴとπｆｄは一定値なので、たとえば、減算器と乗算器で容易に設計できる。
【０００８】
一方、クオドラチャ型ＦＭ復調器では、下記のように復調処理を行う。たとえば、上記と同様に、ディジタルＦＭ信号Ｘ（ｋ）を上記（１）式とし、Ｘ（ｋ）を９０度移相した信号Ｙ（ｋ）を上記（２）式とした場合、Ｘ（ｋ−１）およびＹ（ｋ−１）は、下記（６），（７）式で表すことができる。
2004312265.tif 000005
【０００９】
また、Ｘ（ｋ）×Ｙ（ｋ−１）とＸ（ｋ−１）×Ｙ（ｋ）を計算し、さらに、Ｘ（ｋ）×Ｙ（ｋ−１）からＸ（ｋ−１）×Ｙ（ｋ）を減算して、下記（８）式のように信号Ｓを得る。
2004312265.tif 000006
【００１０】
ここで、サンプリング周波数がＦＭ信号の周波数に対して十分大きければ、信号Ｓは、下記（９）式とみなすことができる。
Ｓ≒Ａ２（２πｆｃＴ＋πｆｄΣＦ（ｋ）−πｆｄΣＦ（ｋ−１））  …（９）
また、微分の定義より、下記（１０）式のように、
πｆｄΣＦ（ｋ）−πｆｄΣＦ（ｋ−１）＝πｆｄＦ（ｋ）    …（１０）
とできるので、信号Ｓは、下記（１１）式で表すことができる。
Ｓ≒Ａ２（２πｆｃＴ＋πｆｄＦ（ｋ））    …（１１）
【００１１】
その後、上記（１１）式から２πｆｃＴを減算し、さらに、１／Ａ２πｆｄを乗算し、下記（１２）式のようにＦＭ復調信号Ｆ（ｋ）を得る。
ＦＭ復調信号Ｆ（ｋ）≒（１／Ａ２πｆｄ）×（Ｓ−２πｆｃＴ）  …（１２）
【００１２】
そして、最終的に（１２）式に対してＤ／Ａ変換を行った信号を、復調信号として出力する。なお、２πｆｃＴは一定値で、さらに、リミッタによって振幅Ａが一定であるため１／Ａ２πｆｄも一定値なので、これらは、たとえば、減算器と乗算器で容易に設計できる。
【００１３】
【特許文献１】
特許昭６３―２８８５０４号公報  （図１，図２）
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記、ディジタル信号処理を用いた従来のＦＭ復調器は、Ａ／Ｄ変換器と、９０度移相器と、アークタンジェントのテーブルを持つＲＯＭ、が必要になる。そして、Ａ／Ｄ変換器においては、量子化数を数ビットと設定するため、各データ信号処理において数ビット分のディジタル処理が必要である。また、９０度移相器においては、ヒルベルト変換器等を用いるが、これはディジタルフィルタで実現されるので、大きな回路規模が必要となる。また、アークタンジェントにおいては、ディジタル信号処理回路とは別にＲＯＭを設ける必要がある。これらにより、従来のＦＭ復調器では、復調器全体の回路規模が大きくなる、という問題があった。
【００１５】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、装置の簡略化，回路の小規模化を実現可能なＦＭ復調器を得ることを目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかるＦＭ復調器にあっては、アナログＦＭ受信信号の振幅成分を制限し、振幅成分制限後のアナログＦＭ受信信号を、基準クロックを用いて１ビットで量子化する量子化手段（後述する実施の形態のリミッタ１，ＤＦＦ２１に相当）と、前記１ビットで量子化したＦＭ受信信号の周波数より２Ｎ倍高速に動作するカウンタを用いて、ＦＭ復調信号の位相を検出する位相検出手段（位相検出器２に相当）と、を備え、前記検出した位相に対して所定の微分処理および振幅調整処理を施してＦＭ復調信号を得ることを特徴とする。
【００１７】
この発明によれば、リミッタ，カウンタを用いた位相検出器，微分器等でＦＭ復調信号を得ることができ、さらに、位相検出器が１ビットで量子化されたＦＭ受信信号に基づいて処理を行うので、１ビット処理分の回路規模で位相検出を実現可能である。また、従来技術で必要としていた９０度位相器やＲＯＭを必要としない構成とした。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明にかかるＦＭ復調器の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
【００１９】
実施の形態１．
図１は、本発明にかかるＦＭ復調器の構成を示す図である。本実施の形態のＦＭ復調器は、入力アナログＦＭ信号の振幅を一定にするリミッタ１と、１ビットで量子化された所定のＦＭ受信信号と後述する基準位相信号との位相差を検出する位相検出器２と、遅延器１１，および位相検出器２と遅延器１１との差分をとる減算器１２、を備えた微分器３と、乗算器４と、ディジタル信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器（Ｄ／Ａ）５から構成される。
【００２０】
また、図２は、上記位相検出器２の詳細構成を示す図である。この位相検出器２は、Ｄタイプフリップフロップ（ＤＦＦ）２１と、遅延素子２２と、排他的論理和素子（ＸＯＲ）２３と、２Ｎを法とするカウンタ２４と、排他的論理和素子（ＸＯＲ）２５と、Ｄタイプフリップフロップ（ＤＦＦ）２６から構成される。
【００２１】
また、上記遅延素子２２とＸＯＲ２３が、入力信号の立ち上がりおよび立ち下がりにおいて１クロック分のパルス信号を出力するエッジ検出部３１を構成し、カウンタ２４が、上記入力信号の周波数の２Ｎ倍で動作するクロック信号に基づいて、位相を検出するための基準位相信号を発生する基準位相信号発生部３２を構成し、ＸＯＲ２５が、上記基準位相信号の最上位ビット（ＭＳＢ）と遅延素子２２の出力信号とを用いて位相を補正する位相補正部３３を構成し、ＤＦＦ２６が、エッジ検出部２３にて検出された半周期のタイミングと、基準位相信号発生部３２にて生成された基準位相信号に基づいて、入力信号との相対位相を検出する位相差検出部３４を構成する。
【００２２】
つづいて、上記のように構成されるＦＭ復調器の動作を説明する。まず、リミッタ１では、ＦＭ変調信号（上記入力アナログＦＭ信号に相当）の振幅成分を制限して一定値とすることにより、振幅情報を除去する。
【００２３】
ここで、上記リミッタ処理後の信号を受け取った位相検出器２の処理について詳細に説明する。まず、ＤＦＦ２１では、上記リミッタ処理後の信号（図示の入力信号に相当）を高速に動作する基準クロックでラッチする。ラッチ後の信号は、１ビットのディジタルＦＭ変調波とみなすことができる。すなわち、上記アナログＦＭ信号は、リミッタ１とＤＦＦ２１により“０”もしくは“１”をとる１ビットで量子化されたＦＭ受信信号に変換される。
【００２４】
たとえば、上記ＦＭ受信信号をＸとし，入力信号の周波数をｆｃとし，周波数偏差をｆｄとし，振幅をＡとし，ｋ番目にサンプリング周期Ｔでサンプリングされた信号をＸ（ｋ）とし、ＦＭ復調信号をＦ（ｋ）とすると、信号Ｘ（ｋ）は、先に説明した（１）式のように表すことができる。
Ｘ（ｋ）＝Ａ×ｓｉｎ（２πｆｃｋＴ＋πｆｄΣＦ（ｋ））      …（１）
したがって、１ビットで量子化されたＦＭ受信信号の位相φＦは、下記（１３）式のように表すことができる。
φＦ＝２πｆｃｋＴ＋πｆｄΣＦ（ｋ）      …（１３）
【００２５】
つぎに、エッジ検出部３１では、遅延素子２２がＤＦＦ２１の出力信号を受け取る。遅延素子２２が付加する遅延時間は、上記ＦＭ受信信号の半周期よりも短い時間とする。そして、遅延素子２２の出力信号がＸＯＲ２３の一方の入力端子に入力される。また、ＸＯＲ２３の他方の入力端子には、ＤＦＦ２１の出力信号が入力される。ＸＯＲ２３では、受け取った信号の排他的論理和演算を行うことによって、上記ＦＭ受信信号の立ち上がりおよび立ち下がりに同期した１クロック分のパルス信号を出力する。
【００２６】
一方、基準位相信号発生部３２では、カウンタ２４が、上記入力信号の周波数ｆｃに対して２Ｎ倍のクロックで動作する。このカウンタ２４は２Ｎを法としているので、出力“０”の瞬間で立ち上がり、出力“２Ｎ／２”の瞬間で立ち下がる信号を基準位相信号とすると、カウンタ２４の出力は、基準位相信号の位相値を示すことになる。そして、上記パルス信号が立ち上がる瞬間のカウンタ２４の出力値は、上記ＦＭ受信信号の立ち上がりおよび立ち下がりの瞬間の、仮想的な基準位相信号の位相値を示すことになる。すなわち、上記カウンタ値は、位相φｋ＝（１／２Ｎ）×２πｆｃｋＴとなり、たとえば、カウンタ値が“０”の時、位相値φ１＝２πｆｃＴを示し、カウンタ値が“２Ｎ／２”の時、位相値φ２＝πｆｃＴを示す。
【００２７】
したがって、上記ＦＭ受信信号の立ち下がる瞬間における絶対位相はπであるので、その瞬間のカウンタ２４の出力値をπに相当する値“２Ｎ／２”だけ補正すると、上記ＦＭ受信信号の立ち上がりおよび立ち下がりの瞬間の、カウンタ値から出力される基準位相信号を基準とした相対位相を得ることができる。
【００２８】
つぎに、位相補正部３３が上記カウンタ２４の出力値をπに相当する値“２Ｎ／２”だけ補正する処理を具体的に説明する。まず、ＸＯＲ２５の一方の入力端子には、カウンタ２４の出力信号の最上位ビット（ＭＳＢ）が入力される。また、ＸＯＲ２５の他方の入力端子には、遅延素子２２の出力信号が入力される。カウンタ２４の値をＣとすると、カウンタ２４のＭＳＢは、０≦Ｃ＜２Ｎ／２の時“０”となり、２Ｎ／２≦Ｃ＜２Ｎ（＝０）の時“１”となる。また、遅延素子２２の出力は、立ち上がり後は“１”となり、立ち下がり後は“０”となる。したがって、カウンタ２４出力と遅延素子２２出力の排他的論理和をとることにより、ＸＯＲ２５は、遅延素子２２の出力が“０”である時にカウンタ２４のＭＳＢの値を反転して出力する。そして、位相補正部３３は、ＸＯＲ２５の出力値とＭＳＢ以外のカウンタ２４の出力値を合わせて出力する。これにより、上記ＦＭ受信信号が立ち下がる時に検出される“２Ｎ／２”ずれた位相値を補正できる。すなわち、φ２＝πｆｃＴをφ２＝２πｆｃＴに補正することができる。
【００２９】
つぎに、位相差検出部３４では、ＤＦＦ２５が、位相補正部３３の出力信号である補正後の位相値を、エッジ検出部３１のパルス信号のタイミングでラッチする。これにより、基準位相信号に対する上記ＦＭ受信信号の相対位相を検出することができる。すなわち、位相補正部３３出力のカウンタ値と上記ＦＭ受信信号との位相差を検出することができる。
【００３０】
具体的にいうと、まず、エッジ検出部３１の立ち上がりタイミングでの上記ＦＭ受信信号の位相値φＵＰ（ｋ）は、下記（１４）式で表すことができる。
2004312265.tif 000007
【００３１】
また、エッジ検出部３１の立ち下がりタイミングでの上記ＦＭ受信信号の位相値φＤＷＮ（ｋ＋（２Ｎ／２））は、下記（１５）式で表すことができる。
2004312265.tif 000008
【００３２】
したがって、上記ＦＭ受信信号の位相値と位相補正部３３の出力であるカウンタ値との位相差は、下記（１６）式および（１７）式のように表すことができる。
2004312265.tif 000009
【００３３】
なお、位相補正部３３によって立ち下がり時のカウンタ値が補正されているので、位相差φＤＷＮ（ｋ＋（２Ｎ／２））は、下記（１８）式となる。
2004312265.tif 000010
【００３４】
したがって、位相差検出部３４で検出する位相φ（ｋ）は、下記（１９）式となる。
φ（ｋ）＝πｆｄΣＦ（ｋ）              …（１９）
【００３５】
このようにして、位相検出器２では、ＦＭ復調信号の位相値として、基準位相信号に対する上記ＦＭ受信信号の相対位相φ（ｋ）＝πｆｄΣＦ（ｋ）を検出する。
【００３６】
つぎに、微分器３では、遅延器１１および減算器１２を用いて、下記（２０）式のように、位相φ（ｋ）を微分する。
2004312265.tif 000011
【００３７】
その後、乗算器４では、位相φ（ｋ）の微分結果に対して１／πｆｄを乗算し、ＦＭ復調信号Ｆ（ｋ）を得る。そして、最終的に、Ｄ／Ａ５が、ＦＭ復調信号Ｆ（ｋ）に対してＤ／Ａ変換を行った信号を、復調信号として出力する。
【００３８】
このように、本発明にかかるＦＭ復調器においては、リミッタ１，カウンタ２４を用いた位相検出器２，微分器３，乗算器４でＦＭ復調信号を得ることができ、さらに、位相検出器２におけるＤＦＦ２１，遅延素子２２，ＸＯＲ２３，２５が、１ビットで量子化されたＦＭ受信信号に基づいて処理を行うので、１ビット処理分の回路規模で位相検出を実現できる。また、従来技術で必要としていた９０度位相器やＲＯＭを必要としていない。これにより、従来技術の回路規模と比較して、大幅に少ない回路規模でＦＭ復調器を実現できる。
【００３９】
【発明の効果】
以上、説明したとおり、本発明によれば、リミッタ，カウンタを用いた位相検出器，微分器等でＦＭ復調信号を得ることができ、さらに、位相検出器が１ビットで量子化されたＦＭ受信信号に基づいて処理を行うので、１ビット処理分の回路規模で位相検出を実現できる。また、従来技術で必要としていた９０度位相器やＲＯＭを必要としない構成とした。これにより、従来技術の回路規模と比較して、大幅に少ない回路規模でＦＭ復調器を実現できる、という効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明にかかるＦＭ復調器の構成を示す図である。
【図２】位相検出器の詳細構成を示す図である。
【符号の説明】
１  リミッタ、２  位相検出器、３  微分器、４  乗算器、５  Ｄ／Ａ変換器（Ｄ／Ａ）、１１  遅延器、１２  減算器、２１  Ｄタイプフリップフロップ（ＤＦＦ）、２２  遅延素子、２３  排他的論理和素子（ＸＯＲ）、２４  カウンタ、２５  排他的論理和素子（ＸＯＲ）、２６  Ｄタイプフリップフロップ（ＤＦＦ）。
【図１】
2004312265.tif 000012
【図２】
2004312265.tif 000013