(57)【要約】【課題】  直流電源１に接続されるｎ相交流（ｎはｎ≧２となる整数）出力を有する電力変換器３と、前記直流電源１と前記電力変換器３との間に設けられた平滑手段２を小容量化する。【解決手段】  前記電力変換器３に、各相の電力波形の位相差を電力波形の周期をｎ等分した値に総て一致させて、かつ各相の電力値を総て同一となるように制御する制御手段９を設ける。【選択図】      図１
2004297999.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源に接続されるｎ相交流（ｎはｎ≧２となる整数）出力を有する電力変換器と、前記直流電源と前記電力変換器の間に設けられた平滑手段とを有する電力変換装置であって、
前記電力変換器が、各相の電力波形の位相差を電力波形の周期をｎ等分した値に総て一致させて、かつ各相の電力値を総て同一となるように制御する制御手段を備えていることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記制御手段が、各相の出力電圧を検出し、出力電圧に反比例した相電流となるよう制御することを特徴とすることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記平滑手段が、前記直流電源と前記電力変換器の間に直流電源と並列に接続された第１蓄電部と、一方の端子が第１蓄電部と並列に接続された双方向電力変換器と、該双方向電力変換器の他方の端子に接続された第２蓄電部と、
前記第１蓄電部のリップルが小さくなるよう双方向電力変換器の電力潮流を制御する平滑制御手段とを備えることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記平滑制御手段は、前記第１蓄電部のリップルを検知し、検出リップルが小さくなるよう前記双方向電力変換器の電力潮流を制御することを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記平滑制御手段は、前記電力変換器の出力電圧および／または出力電流の低次高調波を検出し、前記低次高調波に応じて前記第１蓄電部のリップルが小さくなるよう前記双方向電力変換器を制御することを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記電力変換器が、各相の電圧および電流位相が９０度異なる二相の交流を出力することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記制御手段が、前記電力変換器の各相の出力電圧と出力電流の位相差を総て同一に制御することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記電力変換器の出力各相が、前記電力変換器と同一相数のｎ相交流系統の各相に接続され、系統連系出力することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記直流電源が、太陽電池または燃料電池であることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項１０】
前記直流電源が、太陽電池または燃料電池と、太陽電池または燃料電池からの直流出力を電圧変換して出力するＤＣ／ＤＣコンバータとからなることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項１１】
直流電源と、該直流電源に接続された請求項１に記載の電力変換装置とを備えていることを特徴とする電源装置。
【請求項１２】
直流電源に接続され、Ａ相、Ｂ相、Ｃ相の三相交流を出力する電力変換器と、前記直流電源と前記電力変換器の間に設けられた平滑手段と有する電力変換装置であって、
三相のＡ相、Ｂ相、Ｃ相の電圧を検出する電圧検出手段と、
三相のうちＡ相を基準とし、Ｂ相の相電圧に応じてＢ相の線電流のＢ相成分を増加／減少させ調整し、前記Ｂ相成分の調整分の逆符号の量をＡ相の線電流およびＣ相の線電流に分配して減少／増加させて調整し、
三相のうちＡ相を基準とし、Ｃ相の相電圧に応じてＣ相の線電流のＣ相成分を増加／減少させ調整し、前記Ｃ相成分の調整分の逆符号の量をＡ相の線電流およびＢ相の線電流に分配して減少／増加させて調整すると共に、
三相の瞬時の電力の合計値をｐｓｕｍ（ｔ）としたときに、
ｐｓｕｍ（ｔ）＝Ａ相の相電圧・Ａ相の線電流＋Ｂ相の相電圧・Ｂ相の線電流
＋Ｃ相の相電圧・Ｃ相の線電流
に対して、
ｄ（ｐｓｕｍ）／ｄｔ≒０
を満たす制御手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項１３】
請求項１２に記載の電力変換装置において、
三相の瞬時の線電流の合計値をｉｓｕｍ（ｔ）としたときに、
ｉｓｕｍ（ｔ）＝Ａ相の線電流＋Ｂ相の線電流＋Ｃ相の線電流＝０
を満たす制御手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項１４】
請求項１３に記載の電力変換装置において、θ＝２π・ｆ・ｔ（ｆは三相系統の周波数、ｔは時刻）、ＶａをＡ相の振幅、ＶｂをＢ相の振幅、ＶｃをＣ相の振幅としたときに、Ａ相の電圧ｖａ、Ｂ相の電圧ｖｂ、Ｃ相の電圧ｖｃが
ｖａ＝Ｖａ・ｓｉｎ（θ）
ｖｂ＝Ｖｂ・ｓｉｎ（θ＋２π／３）
ｖｃ＝Ｖｃ・ｓｉｎ（θ＋４π／３）
を満たす場合に、Ａ相を基準として、
ｋ１ｂ＝Ｖｂ／Ｖａ
ｋ１ｃ＝Ｖｃ／Ｖａ
とし、Ａ相の電流ｉａ、Ｂ相の電流ｉｂ、Ｃ相の電流ｉｃを、
ｉａ＝Ｉｏ・｛ｓｉｎ（θ）＋Ｉ１２・ｓｉｎ（θ＋２π／３）＋Ｉ１３・ｓｉｎ（θ＋４π／３）｝
ｉｂ＝Ｉｏ・｛（１−２・ｋ２ｂ）・ｓｉｎ（θ＋２π／３）＋Ｉ２３・ｓｉｎ（θ＋４π／３）｝
ｉｃ＝Ｉｏ・｛Ｉ３２・ｓｉｎ（θ＋２π／３）＋（１−２・ｋ２ｃ）・ｓｉｎ（θ＋４π／３）｝
を満たすように制御することを特徴とする電力変換装置。
ただし、
Ｉ１２は、Ａ相の電流ｉａのうち、Ｂ相の電圧と同相成分の電流の大きさ、
Ｉ１３は、Ａ相の電流ｉａのうち、Ｃ相の電圧と同相成分の電流の大きさ、
（１−２・ｋ２ｂ）は、Ｂ相の電流ｉｂのうち、Ｂ相の電圧と同相成分の電流の大きさ、
Ｉ２３は、Ｂ相の電流ｉｂのうち、Ｃ相の電圧と同相成分の電流の大きさ、
Ｉ３２は、Ｃ相の電流ｉｃのうち、Ｂ相の電圧と同相成分の電流の大きさ、
（１−２・ｋ２ｃ）は、Ｃ相の電流ｉｃのうち、Ｃ相の電圧と同相成分の電流の大きさ、
Ｉ１２＋Ｉ３２＝２・ｋ２ｂ、
Ｉ１３＋Ｉ２３＝２・ｋ２ｃ、
Ｉｏは任意の数、
ｋ２ｂ＝（Ｖｂ−Ｖａ）／（２・Ｖｂ＋Ｖａ）＝（ｋ１ｂ−１）／（２・ｋ１ｂ＋１）、
ｋ２ｃ＝（Ｖｃ−Ｖａ）／（２・Ｖｃ＋Ｖａ）＝（ｋ１ｃ−１）／（２・ｋ１ｃ＋１）、
である。
【請求項１５】
請求項１３記載の電力変換装置において、θ＝２π・ｆ・ｔ（ｆは三相系統の周波数、ｔは時刻）、ＶａをＡ相の振幅、ＶｂをＢ相の振幅、ＶｃをＣ相の振幅としたときに、Ａ相の電圧ｖａ、Ｂ相の電圧ｖｂ、Ｃ相の電圧ｖｃが
ｖａ＝Ｖａ・ｓｉｎ（θ）
ｖｂ＝Ｖｂ・ｓｉｎ（θ＋２π／３）
ｖｃ＝Ｖｃ・ｓｉｎ（θ＋４π／３）
を満たす場合に、Ａ相を基準として、
ｋ１ｂ＝Ｖｂ／Ｖａ
ｋ１ｃ＝Ｖｃ／Ｖａ
とし、Ａ相の電流ｉａ、Ｂ相の電流ｉｂ、Ｃ相の電流ｉｃを
ｉａ＝Ｉｏ・｛ｓｉｎ（θ）＋Ｉ１２・ｓｉｎ（θ＋２π／３）＋Ｉ１３・ｓｉｎ（θ＋４π／３）｝
ｉｂ＝Ｉｏ・｛（１−２・ｋ２ｂ）・ｓｉｎ（θ＋２π／３）＋Ｉ２３・ｓｉｎ（θ＋４π／３）｝
ｉｃ＝Ｉｏ・｛Ｉ３２・ｓｉｎ（θ＋２π／３）＋（１−２・ｋ２ｃ）・ｓｉｎ（θ＋４π／３）｝
となるように制御することを特徴とする電力変換装置。
ただし、
Ｉ１２は、Ａ相の電流ｉａのうち、Ｂ相の電圧と同相成分の電流の大きさ、
Ｉ１３は、Ａ相の電流ｉａのうち、Ｃの電圧と同相成分の電流の大きさ、
（１−２・ｋ２ｂ）は、Ｂ相の電流ｉｂのうち、Ｂ相の電圧と同相成分の電流の大きさ、
Ｉ２３は、Ｂ相の電流ｉｂのうち、Ｃ相の電圧と同相成分の電流の大きさ、
Ｉ３２は、Ｃ相の電流ｉｃのうち、Ｂ相の電圧と同相成分の電流の大きさ
（１−２・ｋ２ｃ）は、Ｃ相の電流ｉｃのうち、Ｃ相の電圧と同相成分の電流の大きさ、
Ｉ１２＋Ｉ３２＝２・ｋ２ｂ、
Ｉ１３＋Ｉ２３＝２・ｋ２ｃ、
Ｉｏは任意の数、
ｋ２ｂ＝（Ｖｂ−Ｖａ）／（３・Ｖｂ）＝（ｋ１ｂ−１）／（３・ｋ１ｂ）、
ｋ２ｃ＝（Ｖｃ−Ｖａ）／（３・Ｖｃ）＝（ｋ１ｃ−１）／（３・ｋ１ｃ）、
である。
【請求項１６】
請求項１４乃至１５のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
Ｉ１２＝Ｉ３２＝ｋ２ｂ
Ｉ１３＝Ｉ２３＝ｋ２ｃ
として、Ａ相の電流ｉａ、Ｂ相の電流ｉｂ、Ｃ相の電流ｉｃを
ｉａ＝Ｉｏ・｛ｓｉｎ（θ）＋ｋ２ｂ・ｓｉｎ（θ＋２π／３）＋ｋ２ｃ・ｓｉｎ（θ＋４π／３）｝
ｉｂ＝Ｉｏ・｛（１−２・ｋ２ｂ）・ｓｉｎ（θ＋２π／３）＋ｋ２ｃ・ｓｉｎ（θ＋４π／３）｝
ｉｃ＝Ｉｏ・｛ｋ２ｂ・ｓｉｎ（θ＋２π／３）＋（１−２・ｋ２ｃ）・ｓｉｎ（θ＋４π／３）｝
を満たすように制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項１７】
請求項１４乃至１５のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
Ｉ１２＝２・ｋ２ｂ・｛Ｖｃ／（Ｖａ＋Ｖｃ）｝、Ｉ３２＝２・Ｋ２ｂ・｛Ｖａ／（Ｖａ＋Ｖｃ）｝
Ｉ１３＝２・ｋ２ｃ・｛Ｖｂ／（Ｖａ＋Ｖｂ）｝、Ｉ２３＝２・Ｋ２ｃ・｛Ｖａ／（Ｖａ＋Ｖｂ）｝
となるようＡ相の電流ｉａ、Ｂ相の電流ｉｂ、Ｃ相の電流ｉｃを制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項１８】
請求項１２に記載の電力変換装置において、更に各相電流を同じ位相で進相または遅相に電流制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項１９】
請求項１２に記載の電力変換装置において、基準とするＡ相として、三相のうち相電圧の大きさが２番目のものを選択することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２０】
前記平滑手段が、前記直流電源と前記電力変換器の間に直流電源と並列に接続された第１蓄電部と、一方の端子が第１蓄電部と並列に接続された双方向電力変換器と、該双方向電力変換器の他方の端子に接続された第２蓄電部と、前記第１蓄電部のリップルが小さくなるよう双方向電力変換器の電力潮流を制御する平滑制御手段とを備えることを特徴とする請求項１２に記載の電力変換装置。
【請求項２１】
前記平滑制御手段は、前記第１蓄電部のリップルを検知し、検出リップルが小さくなるよう前記双方向電力変換器の電力潮流を制御することを特徴とする請求項２０に記載の電力変換装置。
【請求項２２】
前記平滑制御手段は、前記電力変換器の出力電圧および／または出力電流の低次高調波を検出し、前記低次高調波に応じて前記第１蓄電部のリップルが小さくなるよう前記双方向電力変換器を制御することを特徴とする請求項２０に記載の電力変換装置。
【請求項２３】
前記直流電源が、太陽電池または燃料電池であることを特徴とする請求項１２に記載の電力変換装置。
【請求項２４】
前記直流電源が、太陽電池または燃料電池と、太陽電池または燃料電池からの直流出力を電圧変換して出力するＤＣ／ＤＣコンバータとからなることを特徴とする請求項１２に記載の電力変換装置。
【請求項２５】
直流電源と、該直流電源に接続された請求項１２に記載の電力変換装置とを備えていることを特徴とする電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電源に接続されるｎ相交流（ｎはｎ≧２となる整数）出力を有する電力変換器と、前記直流電源と前記電力変換器の間に設けられた平滑手段とを有する電力変換装置およびこれを用いた電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、太陽光発電システムなどの系統連系する分散型電源が普及してきている。
【０００３】
このような電源装置では、直流電源から出力された直流電力を電力変換器であるインバータに入力し、交流電力に変換して負荷である系統に出力している。また、インバータの入力部には平滑手段を接続し、直流電源の電圧、電流の安定化を図っている。この平滑手段としては、インバータの入力部に平滑コンデンサを並列接続するのが一般的である。
【０００４】
ところで、単相インバータの瞬時電力は出力交流の２倍の周波数で変動するので、直流電源からの直流電力と出力電力との間には、出力周波数の２倍の電力変動が生じ、比較的低周波な変動を吸収する平滑コンデンサには大容量なものが必要となる。そのため、平滑コンデンサとしては、一般に静電容量あたりのサイズや質量が小さくやコストも低いという特徴があるアルミ電解コンデンサが選択されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００５】
また、三相出力するインバータにおいては、平滑コンデンサの静電容量が小さくなることが知られている（例えば、特許文献２参照）。
【０００６】
【特許文献１】特開平１−１０７６６１号公報
【特許文献２】特開昭５８−３３９７６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、平滑手段として用いられる平滑コンデンサの静電容量がさらに小さければ、更なる小型化、軽量化、低コスト化ができるので、平滑手段の小容量化が望まれている。
【０００８】
また、一般にアルミ電解コンデンサは、周囲温度の上昇や自己発熱により寿命が著しく短くなることが知られている。電源装置の長寿命化を考える場合、アルミ電解コンデンサの寿命が問題になる場合がある。フィルムコンデンサや積層セラミックコンデンサなどのより長寿命が期待できると言われている固体コンデンサの使用も考えられるが、サイズや質量の増大やコストの上昇が問題となる。
【０００９】
一方、三相出力するインバータにおいては、実際には、単に三相出力するだけでは静電容量を十分に小さくできていないのが現状である。
【００１０】
さらに、平滑コンデンサだけでなく、直流電源の電圧、電流の安定化を図る平滑リアクトルやアクティブ電力フィルタなどの他の平滑手段においても同様に小容量化が望まれている。
【００１１】
本発明の目的は、直流電源と、該直流電源に接続されるｎ相交流（ｎはｎ≧２となる整数）出力を有する電力変換器との間に設けられた平滑手段を小容量化することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明は、上記目的のために、直流電源に接続されるｎ相交流（ｎはｎ≧２となる整数）出力を有する電力変換器と、前記直流電源と前記電力変換器の間に設けられた平滑手段とを有する電力変換装置であって、
前記電力変換器が、各相の電力波形の位相差を電力波形の周期をｎ等分した値に総て一致させて、かつ各相の電力値を総て同一となるように制御する制御手段を備えていることを特徴とする電力変換装置を提供するものである。
【００１３】
また、上記本発明は、前記制御手段が、各相の出力電圧を検出し、出力電圧に反比例した相電流となるよう制御すること、
前記平滑手段が、前記直流電源と前記電力変換器の間に直流電源と並列に接続された第１蓄電部と、一方の端子が第１蓄電部と並列に接続された双方向電力変換器と、該双方向電力変換器の他方の端子に接続された第２蓄電部と、前記第１蓄電部のリップルが小さくなるよう双方向電力変換器の電力潮流を制御する平滑制御手段とを備えること、
前記平滑制御手段は、前記第１蓄電部のリップルを検知し、検出リップルが小さくなるよう前記双方向電力変換器の電力潮流を制御すること、
前記平滑制御手段は、前記電力変換器の出力電圧および／または出力電流の低次高調波を検出し、前記低次高調波に応じて前記第１蓄電部のリップルが小さくなるよう前記双方向電力変換器を制御すること、
前記電力変換器が、各相の電圧および電流位相が９０度異なる二相の交流を出力すること、
前記制御手段が、前記電力変換器の各相の出力電圧と出力電流の位相差を総て同一に制御すること、
前記電力変換器の出力各相が、前記電力変換器と同一相数のｎ相交流系統の各相に接続され、系統連系出力すること、
前記直流電源が、太陽電池または燃料電池であること、
前記直流電源が、太陽電池または燃料電池と、太陽電池または燃料電池からの直流出力を電圧変換して出力するＤＣ／ＤＣコンバータとからなること、
をその好ましい態様として含むものである。
【００１４】
さらに、本発明は、直流電源と、該直流電源に接続された上記いずれかの電力変換装置とを備えていることを特徴とする電源装置を提供するものでもある。
【００１５】
本発明では、ｎ相交流を出力するが、ｎ相各相の電力波形の位相差を電力波形の周期をｎ等分した値にすべて一致させて、かつ各相の電力値を全て同一となるよう制御することで、各相の負荷インピーダンスや系統電圧が異なっていても、各相への瞬時電力の合計が略一定となり、ひいては電力変換器の瞬時の入力電力がスイッチング成分を除けばほぼ一定となり、入力電力と出力電力の瞬時電力差はおよそゼロとなり、処理すべきエネルギーを極小化することにより、平滑手段を小容量化できるものである。
【００１６】
本発明の他の態様は、直流電源に接続され、Ａ相、Ｂ相、Ｃ相の三相交流を出力する電力変換器と、前記直流電源と前記電力変換器の間に設けられた平滑手段と有する電力変換装置であって、
三相のＡ相、Ｂ相、Ｃ相の電圧を検出する電圧検出手段と、
三相のうちＡ相を基準とし、Ｂ相の相電圧に応じてＢ相の線電流のＢ成分を増加／減少させ調整し、前記Ｂ相成分の調整分の逆符号の量をＡ相の線電流およびＣ相の線電流に分配して減少／増加させて調整し、
三相のうちＡ相を基準とし、Ｃ相の相電圧に応じてＣ相の線電流のＣ相成分を増加／減少させ調整し、前記Ｃ相成分の調整分の逆符号の量をＡ相の線電流およびＢ相の線電流に分配して減少／増加させて調整するとともに、
三相の瞬時電力の合計値をｐｓｕｍ（ｔ）としたときに、
ｐｓｕｍ（ｔ）＝Ａ相の相電圧・Ａ相の線電流＋Ｂ相の相電圧・Ｂ相の線電流
＋Ｃ相の相電圧・Ｃ相の線電流
に対して、
ｄ（ｐｓｕｍ）／ｄｔ≒０
を満たす制御手段を備えたことを特徴とする電力変換装置である。
【００１７】
また、上記本発明の他の態様は、三相の瞬時の線電流の合計値をｉｓｕｍ（ｔ）としたときに、
ｉｓｕｍ（ｔ）＝第１相の線電流＋第２相の線電流＋第３相の線電流＝０
を満たす制御手段を備えたことが好ましい。
【００１８】
また、θ＝２π・ｆ・ｔ（ｆは三相系統の周波数、ｔは時刻）、ＶａをＡ相の振幅、ＶｂをＢ相の振幅、ＶｃをＣ相の振幅としたときに、Ａ相の電圧ｖａ、Ｂ相の電圧ｖｂ、Ｃ相の電圧ｖｃが
ｖａ＝Ｖａ・ｓｉｎ（θ）
ｖｂ＝Ｖｂ・ｓｉｎ（θ＋２π／３）
ｖｃ＝Ｖｃ・ｓｉｎ（θ＋４π／３）
を満たす場合に、Ａ相を基準として、
ｋ１ｂ＝Ｖｂ／Ｖａ
ｋ１ｃ＝Ｖｃ／Ｖａ
とし、Ａ相の電流ｉａ、Ｂ相の電流ｉｂ、Ｃ相の電流ｉｃを、
ｉａ＝Ｉｏ・｛ｓｉｎ（θ）＋Ｉ１２・ｓｉｎ（θ＋２π／３）＋Ｉ１３・ｓｉｎ（θ＋４π／３）｝
ｉｂ＝Ｉｏ・｛（１−２・ｋ２ｂ）・ｓｉｎ（θ＋２π／３）＋Ｉ２３・ｓｉｎ（θ＋４π／３）｝
ｉｃ＝Ｉｏ・｛Ｉ３２・ｓｉｎ（θ＋２π／３）＋（１−２・ｋ２ｃ）・ｓｉｎ（θ＋４π／３）｝
を満たすように制御することが好ましい。
【００１９】
ただし、
Ｉ１２は、Ａ相の電流ｉａのうち、Ｂ相の電圧と同相成分の電流の大きさ、
Ｉ１３は、Ａ相の電流ｉａのうち、Ｃ相の電圧と同相成分の電流の大きさ、
（１−２・ｋ２ｂ）は、Ｂ相の電流ｉｂのうち、Ｂ相の電圧と同相成分の電流の大きさ、
Ｉ２３は、Ｂ相の電流ｉｂのうち、Ｃ相の電圧と同相成分の電流の大きさ、
Ｉ３２は、Ｃ相の電流ｉｃのうち、Ｂ相の電圧と同相成分の電流の大きさ、
（１−２・ｋ２ｃ）は、Ｃ相の電流ｉｃのうち、Ｃ相の電圧と同相成分の電流の大きさ、
Ｉ１２＋Ｉ３２＝２・ｋ２ｂ、
Ｉ１３＋Ｉ２３＝２・ｋ２ｃ、
Ｉｏは任意の数、
ｋ２ｂ＝（Ｖｂ−Ｖａ）／（２・Ｖｂ＋Ｖａ）＝（ｋ１ｂ−１）／（２・ｋ１ｂ＋１）、
ｋ２ｃ＝（Ｖｃ−Ｖａ／（２・Ｖｃ＋Ｖａ）＝（ｋ１ｃ−１）／（２・ｋ１ｃ＋１）、
である。
【００２０】
また、θ＝２π・ｆ・ｔ（ｆは三相系統の周波数、ｔは時刻）、ＶａをＡ相の振幅、ＶｂをＢ相の振幅、ＶｃをＣ相の振幅としたときに、Ａ相の電圧ｖａ、Ｂ相の電圧ｖｂ、Ｃ相の電圧ｖｃが
ｖａ＝Ｖａ・ｓｉｎ（θ）
ｖｂ＝Ｖｂ・ｓｉｎ（θ＋２π／３）
ｖｃ＝Ｖｃ・ｓｉｎ（θ＋４π／３）
を満たす場合に、Ａ相を基準として、
ｋ１ｂ＝Ｖｂ／Ｖａ
ｋ１ｃ＝Ｖｃ／Ｖａ
とし、Ａ相の電流ｉａ、Ｂ相の電流ｉｂ、Ｃ相の電流ｉｃを
ｉａ＝Ｉｏ・｛ｓｉｎ（θ）＋Ｉ１２・ｓｉｎ（θ＋２π／３）＋Ｉ１３・ｓｉｎ（θ＋４π／３）｝
ｉｂ＝Ｉｏ・｛（１−２・ｋ２ｂ）・ｓｉｎ（θ＋２π／３）＋Ｉ２３・ｓｉｎ（θ＋４π／３）｝
ｉｃ＝Ｉｏ・｛Ｉ３２・ｓｉｎ（θ＋２π／３）＋（１−２・ｋ２ｃ）・ｓｉｎ（θ＋４π／３）｝
となるように制御することも好ましい。
【００２１】
ただし、
Ｉ１２は、Ａ相の電流ｉａのうち、Ｂ相の電圧と同相成分の電流の大きさ、
Ｉ１３は、Ａ相の電流ｉａのうち、Ｃの電圧と同相成分の電流の大きさ、
（１−２・ｋ２ｂ）は、Ｂ相の電流ｉｂのうち、Ｂ相の電圧と同相成分の電流の大きさ、
Ｉ２３は、Ｂ相の電流ｉｂのうち、Ｃ相の電圧と同相成分の電流の大きさ、
Ｉ３２は、Ｃ相の電流ｉｃのうち、Ｂ相の電圧と同相成分の電流の大きさ
（１−２・ｋ２ｃ）は、Ｃ相の電流ｉｃのうち、Ｃ相の電圧と同相成分の電流の大きさ、
Ｉ１２＋Ｉ３２＝２・ｋ２ｂ、
Ｉ１３＋Ｉ２３＝２・ｋ２ｃ、
Ｉｏは任意の数、
ｋ２ｂ＝（Ｖｂ−Ｖａ）／（３・Ｖｂ）＝（ｋ１ｂ−１）／（３・ｋ１ｂ）、
ｋ２ｃ＝（Ｖｃ−Ｖａ）／（３・Ｖｃ）＝（ｋ１ｃ−１）／（３・ｋ１ｃ）、
である。
【００２２】
また、
Ｉ１２＝Ｉ３２＝ｋ２ｂ
Ｉ１３＝Ｉ２３＝ｋ２ｃ
として、Ａ相の電流ｉａ、Ｂ相の電流ｉｂ、Ｃ相の電流ｉｃを
ｉａ＝Ｉｏ・｛ｓｉｎ（θ）＋ｋ２ｂ・ｓｉｎ（θ＋２π／３）＋ｋ２ｃ・ｓｉｎ（θ＋４π／３）｝
ｉｂ＝Ｉｏ・｛（１−２・ｋ２ｂ）・ｓｉｎ（θ＋２π／３）＋ｋ２ｃ・ｓｉｎ（θ＋４π／３）｝
ｉｃ＝Ｉｏ・｛ｋ２ｂ・ｓｉｎ（θ＋２π／３）＋（１−２・ｋ２ｃ）・ｓｉｎ（θ＋４π／３）｝
を満たすように制御することが好ましく、
さらに、
Ｉ１２＝２・ｋ２ｂ・｛Ｖｃ／（Ｖａ＋Ｖｃ）｝、Ｉ３２＝２・ｋ２ｂ・｛Ｖａ／（Ｖａ＋Ｖｃ）｝
Ｉ１３＝２・ｋ２ｃ・｛Ｖｂ／（Ｖａ＋Ｖｂ）｝、Ｉ２３＝２・ｋ２ｃ・｛Ｖａ／（Ｖａ＋Ｖｂ）｝
となるようＡ相の電流ｉａ、Ｂ相の電流ｉｂ、Ｃ相の電流ｉｃを制御することが好ましい。
【００２３】
また、基準とするＡ相として、三相のうち相電圧の大きさが２番目のものを選択することが好ましい。
【００２４】
さらに、本発明は、直流電源と、該直流電源に接続された上記他の態様の電力変換装置とを備えていることを特徴とする電源装置を提供するものでもある。
【発明の効果】
【００２５】
本発明によれば、各相の負荷インピーダンスや系統電圧が異なっていても、各相への瞬時電力の合計が略一定となり、ひいては電力変換器の瞬時の入力電力がスイッチング成分を除けばほぼ一定となり、入力電力と出力電力の瞬時電力差はおよそゼロとなることから、平滑手段が処理すべきエネルギーを極小化し、平滑手段を小容量化できるものである。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
まず、図１〜図４に基づいて、本発明の基本的構成例を説明する。なお、図１〜図４において同じ符号は同じ部材を示す。
【００２７】
図１において、電源装置１００は、直流電源１と、これに接続される電力変換装置２００により構成されている。電力変換装置２００は、直流電源１から出力される直流電力を入力し多相の交流電力に変換して多相の負荷４に出力する電力変換器３と、前記直流電源１と前記電力変換器３との間に設けた平滑手段２により構成されている。
【００２８】
直流電源１は、種類に特に制限はなく、直流電力を出力する直流発電機や電池などを適用できる。但し、本発明は出力インピーダンスが大きい直流電源に対して効果的であり、この観点からは、例えば、太陽電池、燃料電池、熱電発電などが好ましい。また、直流電源１は、上記の直流電力をＤＣ／ＤＣコンバータを介して電圧変換して平滑手段２に直流電力を出力する構成のものとすることもできる。ＤＣ／ＤＣコンバータとしては、チョッパー方式、フライバック方式、プッシュプル方式などの回路方式や、絶縁方式、非絶縁方式の絶縁タイプなどを適宜使用可能であり、制限はない。
【００２９】
電力変換器３は、直流電力をｎ相（ｎはｎ≧２の整数）の交流電力に変換する変換主回路５と、ｎ相各相の電力波形の位相差を電力波形の周期をｎ等分した値に総て一致させ、かつ各相の電力値が総て同一となるよう変換主回路５を制御する制御手段９を備える。
【００３０】
変換主回路５は、直流電源１からの直流電力をｎ相交流電力に変換できるものであればよい。例えば、三相ブリッジインバータ回路や、複数の単相ブリッジインバータ回路をｎ相の各相に出力する（例えば二台の単相ブリッジインバータ回路を二相の各相に出力する）構成などがあり、公知公用の回路方式を用いて種々構成可能である。
【００３１】
制御手段９は、必要に応じて適宜各相の電圧、電流、電力の一部またはこれら総ての検出手段を備えるとともに、各相の電力波形の位相差が電力波形の周期をｎ等分した値に総て一致させて、かつ各相の電力値を総て同一となるよう調整する調整手段を備える。
【００３２】
調整手段は、ＲＡＭ、ＲＯＭ、Ｉ／Ｏなどを備えたＣＰＵやＤＳＰ、アナログ処理回路、デジタル処理回路などにより適宜構成できる。調整手段による各相の電力値の調整は、例えば検出した各相の電力が一致するように各相への出力を調整したり、検出した各相の電圧と電流の積である皮相電力が一致するように各相への出力の大きさを調整したり、各相の電圧に応じて各相の電流値が反比例の関係となるように調整すること実現できる。各相の電圧に応じて各相の電流値が反比例の関係となるよう調整するものでは、単純な演算のみを行えばよいので制御が簡単となるメリットがある。また、調整手段による各相の電力波形の位相差の調整は、例えば内部に基準の発振手段を備え、所定クロック差の分周信号を用いることでｎ相分の基準周波信号を生成し、前記基準周波信号をもとに交流出力するなど、種々の構成で実現できる。
【００３３】
図２のように、それぞれ変換主回路５ａ，５ｂと制御手段９ａ，９ｂを備えた、ｎ相出力する複数の電力変換器３ａ，３ｂの入力および出力を並列接続した構成とすることもできる。この場合、複数の電力変換器３ａ，３ｂのスイッチングタイミングをずらす（例えば、三角波などのキャリア信号と変調信号の比較によりＰＷＭ信号を生成するものにおいて、キャリア信号の位相をずらす）ことにより、スイッチング動作そのものに起因するリップルが低減できるので、本発明により小容量化されてスイッチングリップルの影響が相対的に高まるものにおいては、その小容量化の効果をさらに高めることができる。
【００３４】
また、図３のように、それぞれ変換主回路５ａ，５ｂと制御手段９ａ，９ｂを備えた、ｎ相出力する複数の電力変換器３ａ，３ｂの入力を並列接続し、それぞれの出力は別々のｎ相の負荷４ａ，４ｂに出力するように構成することもできる。この場合、変換器３ａから負荷４ａへの出力電力と変換器３ｂから負荷４ｂへの出力電力の大きさ、位相、周波数は必ずしも一致する必要はない。制御手段９ａ、９ｂは、その一部または全部を共用してもよく、小型化や低コスト化できるメリットがある。
【００３５】
さらに、図４のように、電力変換器３ｃとして、単相を出力する複数の変換主回路６ａ，６ｂと、各変換主回路６ａ，６ｂを制御する制御手段９とを備え、変換主回路６ａ，６ｂの単相交流電力をそれぞれ単相負荷７ａ，７ｂに出力する構成とすることもできる。図４の制御手段９も図１で説明したものと同様のもので、単相出力する変換主回路６ａ，６ｂの出力電力の位相と電力の大きさ前記と同様に制御するものである。
【００３６】
図１〜図４のいずれにおいても、電力変換器３，３ａ，３ｂ，３ｃにおける制御手段９，９ａ，９ｂが制御するｎ相交流電力の位相は、ｎ相交流電力の周期をｎ等分したものであるが、例えば三相交流電力であれば各位相差は１２０度となるように制御する。これは電圧および電流の周期において各相の電圧位相差および電流位相差を１２０度となるように制御することになる。また、二相交流電力であれば交流電力周期に対して各位相差を１８０度となるように制御する。これは電圧および電流の周期においては各相の電圧位相差および電流位相差を９０度となるように制御することになる。この他、４相以上においても同様である。なお、ｎが素数でない場合には、因数分解で得られる複数の素数での多相系統を組み合わせたものと理解することもできる。
【００３７】
図１〜図４のいずれにおいても、平滑手段２としては、電力変換器３，３ａ，３ｂ，３ｃの構成に応じて、電圧形であれば直流電源１の出力に並列接続する容量性手段を、電流形であれば直流電源１と電力変換器３との間に直列接続する誘導性手段を用いる。
【００３８】
上記容量性手段としては、例えばコンデンサが挙げられる。使用電圧、リップル電圧、リップル電流、等価直列抵抗ＥＳＲ、許容損失、使用環境などの使用条件に適合するものであれば、コンデンサの種類には特に限定はなく、例えばフィルムコンデンサ、積層セラミックコンデンサ、タンタル電界コンデンサ、アルミ電界コンデンサなどや、これらを組み合わせて用いることもできる。平滑手段２としてコンデンサを使用する場合、同種類のコンデンサを小容量化すると、等価直列抵抗ＥＳＲが高くなるので、誘電正接が小さく、同じ静電容量での等価直列抵抗ＥＳＲが小さい種類が好ましい。特に誘電正接の小さいフィルムコンデンサ、積層セラミックコンデンサなどは好適である。
【００３９】
前記誘導性手段としては、コイルが挙げられ、使用電流、リップル電圧、リップル電流、等価直列抵抗ＥＳＲ、許容損失、使用環境などの使用条件に適合するものを使用する。磁性材の種類や形状、巻線の構成などには特に制限はないが、例えば小型化するには飽和磁束密度の高い磁性材を選択することが好ましい。
【００４０】
また、容量性手段と誘導性手段とを組み合わせてＬ型、π型、Ｔ型などに構成することもできる。
【００４１】
また、容量性手段として、直流電源１の出力に並列接続する第１蓄電手段と、一方の端子を第１蓄電手段に並列接続する双方向電力変換器と、この双方向電力変換器の他方の端子に並列接続される第２蓄電手段と、電力潮流を制御する平滑制御手段を備えた構成を用いることも可能である。第２蓄電手段の電圧利用率を高くすることで、第１蓄電手段を大幅に小容量化でき、全体としても小容量化できる。なお、平滑制御手段は制御手段と共用して構成してもよく、小型化・低コスト化のメリットがある。また、双方向電力変換器と変換主回路５のスイッチタイミングの同期が容易にとれるので、ビート低減や第１蓄電手段のスイッチング動作に伴うリップル低減ができるメリットがある。
【００４２】
上記のような一種のアクティブフィルタを設ける場合、さらにリップルが低減できる。また、従来のインバータに対してアクティブフィルタを用いる構成と比較すると、本発明の構成では処理すべきエネルギーが小さく、双方向電力変換器の瞬時処理容量および蓄電手段の容量を大幅に小容量化できるので、小型化、低コスト化できる。また、電源装置全体の電力に対する双方向電力変換器で処理される電力が従来構成よりも非常に小さくなるので、変換効率が向上するメリットがある。また、第１蓄電部のリップル、特に第１蓄電部のリップル電圧を検知し、検出リップル電圧が小さくなるように前記双方向電力変換器の電力潮流を制御すれば、簡単かつ確実に電力の脈動を第２蓄電手段で吸収できるので、第１蓄電部を小容量化できるメリットがある。さらに、電力変換器の出力電圧および／または出力電流の低次高調波を検出し、前記低次高調波により生じる高調波電力成分に応じて第１蓄電部のリップルが小さくなるよう双方向電力変換器を制御すれば、特定のリップルを効果的に第２蓄電手段に吸収でき、それにより第１蓄電部を小容量化できる。低次高調波の次数が低いほどリップル抑制の効果が大きく、低次高調波としては１０次以下が好ましく、５次以下の低次高調波に対して特に効果的である。
【００４３】
多相負荷４および単相負荷７ａ，７ｂとしては、抵抗負荷、モータ負荷、系統あるいはこれらの組み合わせたものなど、種々適用することができる。多相負荷４の場合、各相のインピーダンスあるいは電圧が同一である必要はなく、異なるものを用いることができる。また、各相の力率は異なっても本発明の効果は得られるが、各相の力率が揃っているほうがより好ましく、各相の力率が同一の場合が最も好ましい。負荷が系統の場合には電圧と電流の位相差が各相で常に同一となるよう制御するのが好ましい。
【００４４】
以下、本発明の具体的構成例を説明する。
【００４５】
［第１の具体的構成例］
図５は本発明の第１の具体的構成例を示す図である。
【００４６】
電源装置１０１は、太陽電池１１と、この太陽電池１１に接続された電力変換装置２０１とにより構成されている。電力変換装置２０１は、太陽電池１１の出力に並列接続された平滑コンデンサ１２と、太陽電池１１で発電された直流電力を三相の交流電力に変換するスイッチング回路１３と、電流を滑らかにする連系リアクトル１６および中性線リアクトル１６ｂとを備え、開閉手段１７を介して三相交流電力を三相４線式の三相系統１４に出力するものとなっている。これは太陽電池と系統連系インバータからなる、いわゆる系統連系太陽光発電システムである。また、各相電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃを検出する電流検出手段１５と、系統の各線間電圧Ｖａｂ，Ｖｂｃ，Ｖｃａを検出する電圧検出手段１８を備え、各検出信号は制御手段１９へ出力されるものとなっている。
【００４７】
制御手段１９は、系統の各線間電圧Ｖａｂ，Ｖｂｃ，Ｖｃａの大きさや周波数を監視して所定範囲外となるとスイッチング回路１３を停止すると共に、開閉手段１７を閉じる。通常時は、各相電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃが所望の大きさとなるように電流制御を行い、スイッチング回路１３へのＰＷＭ駆動信号のデューティを調整する。このような電流制御を行うものは制御性が高く、系統連系インバータに好適である。
【００４８】
開閉手段１７は、一般に系統連系システムでは機械的な接点を有するものが用いられ、例えばマグネットコンタクタやリレーなどが使用される。
【００４９】
電圧検出手段１８は、系統連系インバータとして一般的に要求される電圧の大きさと周波数（あるいは位相）が検出できるものであればよく、他には特に制限はない。電圧の大きさと周波数（あるいは位相）を別々に検出ものであってもよい。この場合、検出手段を兼用できることはいうまでもない。
【００５０】
電流検出手段１５は、系統連系インバータで通常用いられるホールセンサ方式やシャント抵抗方式などが適用できるが、これに限定するものではない。このような系統連系インバータでは、通常、ＭＰＰＴ制御により、太陽電池１１からの出力が最大となるよう出力指令値を生成する。
【００５１】
上記の構成において、制御手段１９は、系統の線間電圧Ｖａｂ，Ｖｂｃ，Ｖｃａからデルタ−スター変換により相電圧を求める。通常時は、各相電圧と同位相の電流を出力する各相の電流基準信号を生成する。また、出力指令値に対して各相の電圧の大きさに反比例した係数を掛けることで、各相の電流指令値の大きさを算出する。そして、電流基準信号と各相の電流指令値の乗算により各相の電流目標波形を生成する。
【００５２】
上記のように構成することで、各相に同じ電力が力率１にて出力される。これにより、三相各相の電力波形の位相差を電力波形の周期を三等分した１２０度に総て一致させて、かつ各相の電力値を総て同一となるよう制御することができ、系統電圧が不平衡の場合でも各相への瞬時電力の合計を略一定とすることができる。入力電力と出力電力の瞬時電力差はおよそゼロとなり、処理すべきエネルギーを極小化することにより、平滑コンデンサ１２の静電容量を小容量化できる。
【００５３】
また、各相の電圧と電流との位相差を同一となるよう電流基準信号を生成し、かつ皮相電力が同一となるように制御すれば同様の効果が得られる。よって、進相無効電力制御を行う場合には上記のように制御するとよい。
【００５４】
なお、相電圧の検出は上記に限るものではなく、例えば、各相の線にコンデンサをスター結線し、コンデンサの中間接続点からの各相へのコンデンサ両端の電圧を検出する構成でもよい。
【００５５】
［第２の具体的構成例］
図６は本発明の第２の具体的構成例を示す図で、第１の具体的構成例を示す図５と多くは同様の構成で、同一符号のついているものは同じ部材を示す。本第２の具体的構成例は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２１が太陽電池１と平滑コンデンサ１２の間にある点が第１の具体的構成例とは異なる。２０２は電力変換装置である。
【００５６】
ＤＣ／ＤＣコンバータ２１は、図６に示した通り、太陽電池１１と平滑コンデンサ２２を並列接続して太陽電池１１の直流電力を受けると共に、昇圧用のコイル２３、スイッチング手段２４、逆流防止用のダイオード２５により、直流電圧を昇圧する、いわゆる昇圧チョッパ回路を構成し、太陽電池１１からの直流電圧を所望の電圧に昇圧して平滑コンデンサ１２へ出力する。平滑コンデンサ２２はＤＣ／ＤＣコンバータ２１のスイッチング動作に伴う高周波成分のみを負担すればよいので、小容量のものを選択できる。
【００５７】
このようにＤＣ／ＤＣコンバータ２１を挿入することで、太陽電池１１の電圧が低い場合にも、ＤＣ／ＤＣコンバータ２１で系統連系インバータに必要な電圧が得られるので、適用範囲が広くなるメリットがある。
【００５８】
なお、ＤＣ／ＤＣコンバータ２１のスイッチング制御は、制御手段１９と別に設けても構成でき、この場合には、ＤＣ／ＤＣコンバータ２１と制御手段１９を離れた場所に設けることができるメリットがある。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ２１のスイッチング制御は、制御手段１９と共用すると小型化、低コスト化が容易になる他、ＤＣ／ＤＣコンバータ２１とスイッチング回路１３のスイッチタイミングの同期が容易にとれるので、ビート低減や平滑コンデンサ１２のスイッチング動作に伴うリップル低減ができるメリットがある。
【００５９】
［第３の具体的構成例］
図７は本発明の第３の具体的構成例を示す図で、図５と同じ符号は同一の部材を示す。２０３は電力変換装置である。
【００６０】
本例の電源装置１０３が第１の具体的構成例と大きく異なる点は、単相インバータを２つ備え、それぞれ単相の抵抗負荷３４ｄ，３４ｅに出力する点である。各単相インバータの入力は共通の平滑コンデンサ１２を利用し、単相ブリッジ３３ｄ，３３ｅによりそれぞれ単相交流に変換し、連系リアクトル１６で滑らかな電流を抵抗負荷３４ｄ，３４ｅのそれぞれに出力する。各単相インバータの出力電流Ｉｄ，Ｉｅを電流検出手段１５で検出し、各抵抗負荷３４ｄ，３４ｅに印加される出力電圧Ｖｄ，Ｖｅを電圧検出手段１８で検出し、制御手段３９に出力する。
【００６１】
制御手段３９は、内部で正弦波形状の第１基準信号と第２基準信号を９０度の位相差で生成する。各単相インバータは、基準信号に出力指令値を乗算することにより変調信号を演算し、これをキャリア信号である三角波信号と比較することでＰＷＭ信号を生成して単相ブリッジ３３を駆動する。第１基準信号は単相ブリッジ３３ｄ、第２基準信号は単相ブリッジ３３ｅの駆動に用いるよう構成する。ここで、各単相インバータの出力電流Ｉｄ，Ｉｅと出力電圧Ｖｄ，Ｖｅから各相の出力電力を演算する。そして、各相の出力電力の電力値が一致するように、出力電力が大きいほうの出力指令値を小さくなるよう、出力電力が小さいほうは出力指令値が大きくなるように、各相の出力指令値を調整する。
【００６２】
このように構成することで、２つの抵抗負荷３４ｄ，３４ｅには位相が９０度異なる正弦波の電圧および電流が供給される。この時、各抵抗負荷３４ｄ，３４ｅの電力は電圧および電流の２倍の周波数の交流成分となるが、各抵抗負荷３４ｄ，３４ｅの電力の位相差はこの電力の周期を２等分した１８０度となる。また、各抵抗負荷３４ｄ，３４ｅでの電力は同一となるように制御されるので、２つの各抵抗負荷３４ｄ，３４ｅの瞬時電力の合計は（ｓｉｎθ）2＋（ｃｏｓθ）2＝１の関係から分かるように、一定の値となり、各単相インバータの入力電力の合計もスイッチング成分を除けば一定となる。これより、入力電力と出力電力の間には瞬時電力の差がほとんどなくなるので、平滑コンデンサ１２の静電容量を十分に小さくできる。
【００６３】
なお、本例では出力電力の電力値を一致するように構成したが、予め各単相インバータの変換効率を出力電圧、出力電流などの動作条件に応じてデータとして備えて、出力電力の代わりに、出力電力を動作条件にあたる変換効率データで除算して各単相インバータの入力電力を演算して、これが一致するよう制御してもよく、異なる抵抗負荷を用いた場合でも変換効率の違いによる電力の誤差が概略補正でき、各単相インバータの入力電力の合計もスイッチング成分を除けば一定とすることができる。回路方式や構成部品が異なる場合にも、変換効率データを用いた補正は電力の誤差が小さくできるので、好ましい効果が得られる。
【００６４】
また、出力電力を検出する代わりに、各単相ブリッジの入力電力を検出して、これが一致するように構成してもよく、例えば各単相ブリッジの入力部のそれぞれ電流を検出し、各入力電流の平均値が一致するよう構成することができる。
【００６５】
さらに、上記に限定するものでなく、電圧位相が９０度異なる二相の系統に連系出力する場合にも本発明を適用できる。この場合、三相系統にスコット結線トランスや変形ウッドブリッジ結線トランスなどを介して前記の二相出力も可能である。
【００６６】
［第４の具体的構成例］
ここでは、請求項１４の発明に関わる第４の具体的構成例を示す。第１の具体的構成例を示す図５と同様の構成を採るが、制御手段１９における電流制御方法、より具体的には電流指令値の生成に関する構成が異なる。
【００６７】
まず、三相のうち一相のみ相電圧が異なる場合を考える。
【００６８】
三相（Ａ相、Ｂ相、Ｃ相）の相電圧のうちＣ相の電圧が他の２相と異なる場合、各相電圧の瞬時値ｖａ、ｖｂ、ｖｃは以下の式で表される。ただし、θ＝２π・ｆ・ｔ（ｆは三相系統の周波数、ｔは時刻）である。
【００６９】
ｖａ＝Ｖｏ・ｓｉｎ（θ）
ｖｂ＝Ｖｏ・ｓｉｎ（θ＋２π／３）
ｖｃ＝Ｖｏ・ｋ１・ｓｉｎ（θ＋４π／３）
【００７０】
Ｖｏは基準とする相電圧ｖａ、ｖｂの振幅（ここでは定数）、ｋ１は相電圧ｖｃの振幅を上記Ｖｏを用いて表すための係数であり、以下のように表される。
【００７１】
ｋ１＝（Ｃ相電圧振幅値）／（Ａ相電圧振幅値Ｖｏ）
【００７２】
ここで、ｋ２＝（ｋ１−１）／（２×ｋ１＋１）なる係数ｋ２を用いて各相線電流の瞬時値ｉａ、ｉｂ、ｉｃを以下のようにＣ相成分電流を調整して制御する。
【００７３】
ｉａ＝Ｉｏ・｛ｓｉｎ（θ）＋ｋ２・ｓｉｎ（θ＋４π／３）｝
ｉｂ＝Ｉｏ・｛ｓｉｎ（θ＋２π／３）＋ｋ２・ｓｉｎ（θ＋４π／３）｝
ｉｃ＝Ｉｏ・｛（１−２・ｋ２）・ｓｉｎ（θ＋４π／３）｝
【００７４】
ただし、Ｉｏは任意の数値である。（ここでは、ｉａ、ｉｂ、ｉｃの大きさの比率と位相差が重要である。後ほど説明する電力リップル率においてはＩｏの値に関わらず一定の値なる。）
【００７５】
すなわち、Ｃ相線電流からＣ相成分を２・ｋ２の割合ほど減少するよう調整し、Ｃ相成分の前記調整分２・ｋ２を代わりに他の２つの線電流に均等に分配して、Ａ相線電流およびＢ相線電流はＣ相成分をｋ２ほど増加させる。
【００７６】
三相の瞬時電力ｐａ、ｐｂ、ｐｃは
ｐａ＝ｖａ・ｉａ
ｐｂ＝ｖｂ・ｉｂ
ｐｃ＝ｖｃ・ｉｃ
であるから、三相の瞬時電力の合計値ｐｓｕｍは以下の式で表される。
【００７７】
ｐｓｕｍ＝ｐａ＋ｐｂ＋ｐｃ＝ｖａ・ｉａ＋ｖｂ・ｉｂ＋ｖｃ・ｉｃ
上式に各相電圧および各相線電流を代入すると、下式が導かれる。
【００７８】
ｐｓｕｍ＝３／２・Ｖｏ・Ｉｏ＋Ｖｏ・Ｉｏ・ｓｉｎ2（θ＋４π／３）・［−ｋ２・（２・ｋ１＋１）＋ｋ１−１］
【００７９】
ここで、上式の第１項は定数である。また、第２項については、ｋ２＝（ｋ１−１）／（２×ｋ１＋１）であるから、［−ｋ２・（２・ｋ１＋１）＋ｋ１−１］＝０となる。よって、上式の第２項はゼロとなり、三相の瞬時電力の合計値ｐｓｕｍは
ｐｓｕｍ＝３／２・Ｖｏ・Ｉｏ（一定値）
となり、出力電力の脈動は生じない。これにより、入力電力と出力電力の瞬時電力差はおよそゼロとなり、処理すべきエネルギーを極小化することにより、平滑コンデンサ１２の静電容量を小容量化できる。
【００８０】
一例として、三相の相電圧が各々１１５Ｖ、１１５Ｖ、１１７Ｖにおける出力電力の脈動について計算する。
【００８１】
今、出力電力リップル率を下式により定義とする。
【００８２】
出力電力リップル率＝（ｐｓｕｍのピークｔｏピーク値）／（ｐｓｕｍの平均値）
従来の３相の線電流は同じ大きさで同じ力率の電流を流す場合、出力電力リップル率を計算すると１．３２７％である。これに対して、本構成例に基づき、ｋ１＝１１７／１１５＝１．０１７３９、ｋ２＝０．００５３７、（１−２・ｋ２）＝０．９８８５４に調整して制御する場合、出力電力リップル率は０．０００％と計算される。このように、１相の相電圧が異なる場合において、基準の相と有効電力が同じとなる調整対象の相の電流を調整するとともに調整電流の逆符号の電流を基準の相と他の相の電流に無効電力が打ち消しあうように分配することで、瞬時出力電力の合計値ｐｓｕｍの時間変動はよく抑制され、入力電力の脈動も抑制されることが分かる。上記の電流分配の際には、電流分配による電流分配先の有効電力の変動も考慮して電流調整を行う。これにより、処理すべきエネルギーを極小化することにより、平滑コンデンサ１２の静電容量を小容量化できる。
【００８３】
次に、三相（Ａ相、Ｂ相、Ｃ相）の相電圧がいずれも異なる場合を考えると、各相電圧の瞬時値ｖａ、ｖｂ、ｖｃは以下の式で表される。ただし、θ＝２π・ｆ・ｔ（ｆは三相系統の周波数、ｔは時刻）である。
【００８４】
ｖａ＝Ｖｏ・ｓｉｎ（θ）
ｖｂ＝Ｖｏ・ｋ１ｂ・ｓｉｎ（θ＋２π／３）
ｖｃ＝Ｖｏ・ｋ１ｃ・ｓｉｎ（θ＋４π／３）
【００８５】
Ｖｏは基準とする相電圧ｖａの振幅（ここでは定数）、ｋ１ｂおよびｋ１ｃは相電圧ｖｂおよびｖｃの振幅を上記Ｖｏを用いて表すための係数であり、以下のように表される。
【００８６】
ｋ１ｂ＝（Ｂ相電圧振幅値）／（Ａ相電圧振幅値Ｖｏ）
ｋ１ｃ＝（Ｃ相電圧振幅値）／（Ａ相電圧振幅値Ｖｏ）
ここで、ｋ２ｂ＝（ｋ１ｂ−１）／（２×ｋ１ｂ＋１）、ｋ２ｃ＝（ｋ１ｃ−１）／（２×ｋ１ｃ＋１）なる係数ｋ２ｂ、ｋ２ｃを用いて各相線電流の瞬時値ｉａ、ｉｂ、ｉｃを以下のようにＢ相成分電流およびＣ相成分電流を調整して制御する。
【００８７】
ｉａ＝Ｉｏ・｛ｓｉｎ（θ）＋ｋ２ｂ・ｓｉｎ（θ＋２π／３）＋ｋ２ｃ・ｓｉｎ（θ＋４π／３）｝
ｉｂ＝Ｉｏ・｛（１−２・ｋ２ｂ）・ｓｉｎ（θ＋２π／３）＋ｋ２ｃ・ｓｉｎ（θ＋４π／３）｝
ｉｃ＝Ｉｏ・｛ｋ２ｂ・ｓｉｎ（θ＋２π／３）＋（１−２・ｋ２ｃ）・ｓｉｎ（θ＋４π／３）｝
【００８８】
すなわち、Ｂ相線電流からＢ相成分を２・ｋ２ｂの割合ほど減少するよう調整し、Ｂ相成分の前記調整分２・ｋ２ｂを代わりに他の２つの線電流に均等に分配して、Ａ相線電流およびＣ相線電流はＢ相成分をｋ２ｂほど増加させる。また、Ｃ相線電流からＣ相成分を２・ｋ２ｃの割合ほど減少するよう調整し、Ｃ相成分の前記調整分２・ｋ２ｃを代わりに他の２つの線電流に均等に分配して、Ａ相線電流およびＢ相線電流はＣ相成分をｋ２ｃほど増加させる。
【００８９】
一例として、三相の相電圧が各々１１７Ｖ、１１５Ｖ、１１９Ｖにおける出力電力の脈動について計算する。
【００９０】
従来の３相の線電流は同じ大きさで同じ力率の電流を流す場合、出力電力リップル率を計算すると１．９７４％である。これに対して、本構成例に基づき、ｋ１ｂ＝１１５／１１７＝０．９８２９１、ｋ２ｂ＝−０．００５７６、（１−２・ｋ２ｂ）＝１．０１１５３、ｋ１ｃ＝１１９／１１７＝１．０１７０９、ｋ２ｃ＝０．００５６３、（１−２・ｋ２ｃ）＝０．９８８７３に調整して制御する場合、出力電力リップル率は０．０１３％と計算される。このように、三相の相電圧がいずれも異なる場合においても、基準の相と有効電力が同じとなる調整対象の相の電流を調整するとともに調整電流の逆符号の電流を基準の相と他の相の電流に無効電力が打ち消しあうように分配する電流調整を２つの相に対して行うことで、瞬時出力電力の合計値ｐｓｕｍの時間変動はよく抑制され、入力電力の脈動も抑制されることが分かる。上記の電流分配の際には、電流分配による電流分配先の有効電力の変動も考慮して電流調整を行う。これにより、処理すべきエネルギーを極小化することにより、平滑コンデンサ１２の静電容量を小容量化できる。
【００９１】
基準とする相電圧はいずれの相電圧であっても、出力電力の脈動をより低減できる。また、三相の相電圧のうち中間の電圧値のである相電圧を基準としてＶｏをとるようすると、出力電力の脈動を最も低減でき、好ましい。
【００９２】
なお、本構成においては中性線に流れる電流がゼロとなるので、図８に示すように三相３線式の三相系統１４ｂに出力する電源装置１０４を構成することも出来る。また、図９に示すようなＤＣ／ＤＣコンバータ２１を備えた電源装置１０５を三相３線式の三相系統１４ｂに出力する構成もできる。なお、２０４は電力変換装置、２０５は電力変換装置である。
【００９３】
［第５の具体的構成例］
ここでは、請求項１７の発明に関わる第５の具体的構成例を示す。第５の具体的構成例と同様で、第１の具体的構成例を示す図５と同様の構成を採るが、制御手段１９における電流制御方法、より具体的には電流指令値の生成に関する構成が異なる。
【００９４】
三相（Ａ相、Ｂ相、Ｃ相）の相電圧がいずれも異なる場合を考えると、各相電圧の瞬時値ｖａ、ｖｂ、ｖｃは以下の式で表される。ただし、θ＝２π・ｆ・ｔ（ｆは三相系統の周波数、ｔは時刻）である。
【００９５】
ｖａ＝Ｖｏ・ｓｉｎ（θ）
ｖｂ＝Ｖｏ・ｋ１ｂ・ｓｉｎ（θ＋２π／３）
ｖｃ＝Ｖｏ・ｋ１ｃ・ｓｉｎ（θ＋４π／３）
【００９６】
Ｖｏは基準とする相電圧ｖａの振幅（ここでは定数）、ｋ１ｂおよびｋ１ｃは相電圧ｖｂおよびｖｃの振幅を上記Ｖｏを用いて表すための係数であり、以下のように表される。
【００９７】
ｋ１ｂ＝（Ｂ相電圧振幅値）／（Ａ相電圧振幅値Ｖｏ）
ｋ１ｃ＝（Ｃ相電圧振幅値）／（Ａ相電圧振幅値Ｖｏ）
【００９８】
ここで、ｋ２ｂ＝（ｋ１ｂ−１）／（２×ｋ１ｂ＋１）、ｋ２ｃ＝（ｋ１ｃ−１）／（２×ｋ１ｃ＋１）なる係数ｋ２ｂ、ｋ２ｃと、前記係数ｋ１ｂ、ｋ１ｃを用いて、本構成例では各相線電流の瞬時値ｉａ、ｉｂ、ｉｃを以下のようにＢ相成分電流およびＣ相成分電流を調整して制御する。
【００９９】
ｉａ＝Ｉｏ・［ｓｉｎ（θ）＋ｋ２ｂ・｛ｋ１ｃ／（１＋ｋ１ｃ）｝
・ｓｉｎ（θ＋２π／３）＋ｋ２ｃ・｛ｋ１ｂ／（１＋ｋ１ｂ）｝・ｓｉｎ（θ＋４π／３）］
ｉｂ＝Ｉｏ・［（１−２・ｋ２ｂ）・ｓｉｎ（θ＋２π／３）＋ｋ２ｃ・｛１／（１＋ｋ１ｂ）｝・ｓｉｎ（θ＋４π／３）］
ｉｃ＝Ｉｏ・［ｋ２ｂ・｛１／（１＋ｋ１ｃ）｝・ｓｉｎ（θ＋２π／３）＋（１−２・ｋ２ｃ）・ｓｉｎ（θ＋４π／３）］
【０１００】
すなわち、Ｂ相線電流からＢ相成分を２・ｋ２ｂの割合ほど減少するよう調整し、Ｂ相成分の前記調整分２・ｋ２ｂを代わりに他の２つの線電流に相電圧の大きさに反比例で分配して、Ａ相線電流にはＢ相成分をｋ２ｂ・｛ｋ１ｃ／（１＋ｋ１ｃ）｝、Ｃ相線電流にはＢ相成分をｋ２ｂ・｛１／（１＋ｋ１ｃ）｝ほど増加させる。また、Ｃ相線電流からＣ相成分を２・ｋ２ｃの割合ほど減少するよう調整し、Ｃ相成分の前記調整分２・ｋ２ｃを代わりに他の２つの線電流に相電圧の大きさに反比例で分配して、Ａ相線電流にはＣ相成分をｋ２ｃ・｛ｋ１ｂ／（１＋ｋ１ｂ）｝、Ｂ相線電流はＣ相成分をｋ２ｃ・｛１／（１＋ｋ１ｂ）｝ほど増加させる。
【０１０１】
一例として、三相の相電圧が各々１１７Ｖ、１１５Ｖ、１１９Ｖにおける出力電力の脈動について計算する。
【０１０２】
従来の３相の線電流は同じ大きさで同じ力率の電流を流す場合、出力電力リップル率を計算すると１．９７４％である。これに対して、本構成例に基づき、ｋ１ｂ＝１１５／１１７＝０．９８２９１、ｋ２ｂ＝−０．００５７６、（１−２・ｋ２ｂ）＝１．０１１５３、ｋ１ｃ＝１１９／１１７＝１．０１７０９、ｋ２ｃ＝０．００５６３、（１−２・ｋ２ｃ）＝０．９８８７３、ｋ２ｂ・（ｋ１ｃ／（１＋ｋ１ｃ））＝−０．００５７１、ｋ２ｂ・（１／（１＋ｋ１ｃ））＝−０．００５８１、ｋ２ｃ・（ｋ１ｂ／（１＋ｋ１ｂ））＝０．００５５９、ｋ２ｃ・（１／（１＋ｋ１ｂ））＝０．００５６８に調整して制御する場合、出力電力リップル率は０．００３％と計算される。このように、三相の相電圧がいずれも異なる場合においても、基準の相と有効電力が同じとなる調整対象の相の電流を調整するとともに調整電流の逆符号の電流を基準の相と他の相の電流に無効電力が打ち消しあうように分配する電流調整を２つの相に対して行うことで、瞬時出力電力の合計値ｐｓｕｍの時間変動はよく抑制され、入力電力の脈動も抑制されることが分かる。上記の電流分配の際には、電流分配による電流分配先の有効電力の変動も考慮して電流調整を行う。これにより、処理すべきエネルギーを極小化することにより、平滑コンデンサ１２の静電容量を小容量化できる。また、本構成例は第４の具体的構成例よりも計算量が少し多いが、第４の具体的構成例よりも出力電力リップル率が小さく、出力電力の脈動がよりよく抑制されて、好ましい。
【０１０３】
基準とする相電圧はいずれの相電圧であっても、出力電力の脈動をより低減できる。また、三相の相電圧のうち中間の電圧値である相電圧を基準に採るようにすると、出力電力の脈動を最も低減でき、好ましい。
【０１０４】
なお、本構成においては中性線に流れる電流がゼロとなるので、図８に示すように三相３線式の三相系統１４ｂに出力する電源装置１０４を構成することも出来る。また、図９に示すようなＤＣ／ＤＣコンバータ２１を備えた電源装置１０５を三相３線式の三相系統１４ｂに出力する構成もできる。
【０１０５】
［第６の具体的構成例］
ここでは、請求項１５の発明に関わる第６の具体的構成例を示す。第４、第５の具体的構成例と同様で、第１の具体的構成例を示す図５と同様の構成を採るが、制御手段１９における電流制御方法、より具体的には電流指令値の生成に関する構成が異なる。
【０１０６】
三相（Ａ相、Ｂ相、Ｃ相）の相電圧がいずれも異なる場合を考えると、各相電圧の瞬時値ｖａ、ｖｂ、ｖｃは以下の式で表される。ただし、θ＝２π・ｆ・ｔ（ｆは三相系統の周波数、ｔは時刻）である。
【０１０７】
ｖａ＝Ｖｏ・ｓｉｎ（θ）
ｖｂ＝Ｖｏ・ｋ１ｂ・ｓｉｎ（θ＋２π／３）
ｖｃ＝Ｖｏ・ｋ１ｃ・ｓｉｎ（θ＋４π／３）
【０１０８】
Ｖｏは基準とする相電圧ｖａの振幅（ここでは定数）、ｋ１ｂおよびｋ１ｃは相電圧ｖｂおよびｖｃの振幅を上記Ｖｏを用いて表すための係数であり、以下のように表される。
【０１０９】
ｋ１ｂ＝（Ｂ相電圧振幅値）／（Ａ相電圧振幅値Ｖｏ）
ｋ１ｃ＝（Ｃ相電圧振幅値）／（Ａ相電圧振幅値Ｖｏ）
【０１１０】
ここで、本構成例では、ｋ２ｂ＝（ｋ１ｂ−１）／（３×ｋ１ｂ）＝（１−１／ｋ１ｂ）／３、ｋ２ｃ＝（ｋ１ｃ−１）／（３×ｋ１ｃ）＝（１−１／ｋ１ｃ）／３なる係数ｋ２ｂ、ｋ２ｃと、前記係数ｋ１ｂ、ｋ１ｃを用いる点が第４、第５の具体的構成例と異なる。各相線電流の瞬時値ｉａ、ｉｂ、ｉｃを以下のようにＢ相成分電流およびＣ相成分電流を調整して制御する。
【０１１１】
ｉａ＝Ｉｏ・［ｓｉｎ（θ）＋ｋ２ｂ・｛ｋ１ｃ／（１＋ｋ１ｃ）｝
・ｓｉｎ（θ＋２π／３）＋ｋ２ｃ・｛ｋ１ｂ／（１＋ｋ１ｂ）｝・ｓｉｎ（θ＋４π／３）］
ｉｂ＝Ｉｏ・［（１−２・ｋ２ｂ）・ｓｉｎ（θ＋２π／３）＋ｋ２ｃ・｛１／（１＋ｋ１ｂ）｝・ｓｉｎ（θ＋４π／３）］
ｉｃ＝Ｉｏ・［ｋ２ｂ・｛１／（１＋ｋ１ｃ）｝・ｓｉｎ（θ＋２π／３）＋（１−２・ｋ２ｃ）・ｓｉｎ（θ＋４π／３）］
【０１１２】
すなわち、Ｂ相線電流からＢ相成分を２・ｋ２ｂの割合ほど減少するよう調整し、Ｂ相成分の前記調整分２・ｋ２ｂを代わりに他の２つの線電流に相電圧の大きさに反比例で分配して、Ａ相線電流にはＢ相成分をｋ２ｂ・｛ｋ１ｃ／（１＋ｋ１ｃ）｝、Ｃ相線電流にはＢ相成分をｋ２ｂ・｛１／（１＋ｋ１ｃ）｝ほど増加させる。また、Ｃ相線電流からＣ相成分を２・ｋ２ｃの割合ほど減少するよう調整し、Ｃ相成分の前記調整分２・ｋ２ｃを代わりに他の２つの線電流に相電圧の大きさに反比例で分配して、Ａ相線電流にはＣ相成分をｋ２ｃ・｛ｋ１ｂ／（１＋ｋ１ｂ）｝、Ｂ相線電流はＣ相成分をｋ２ｃ・｛１／（１＋ｋ１ｂ）｝ほど増加させる。つまり、第５の具体的構成例とは、調整電流２・ｋ２ｂの大きさが異なるが、調整電流の逆符号分の分配方法は同様である。
【０１１３】
一例として、三相の相電圧が各々１１７Ｖ、１１５Ｖ、１１９Ｖにおける出力電力の脈動について計算する。
【０１１４】
従来の３相の線電流は同じ大きさで同じ力率の電流を流す場合、出力電力リップル率を計算すると１．９７４％である。これに対して、本構成例に基づき、ｋ１ｂ＝１１５／１１７＝０．９８２９１、ｋ２ｂ＝−０．００５８０、（１−２・ｋ２ｂ）＝１．０１１５９、ｋ１ｃ＝１１９／１１７＝１．０１７０９、ｋ２ｃ＝０．００５６０、（１−２・ｋ２ｃ）＝０．９８８８０、ｋ２ｂ・（ｋ１ｃ／（１＋ｋ１ｃ））＝−０．００５７５、ｋ２ｂ・（１／（１＋ｋ１ｃ））＝−０．００５８５、ｋ２ｃ・（ｋ１ｂ／（１＋ｋ１ｂ））＝０．００５５５、ｋ２ｃ・（１／（１＋ｋ１ｂ））＝０．００５６５に調整して制御する場合、出力電力リップル率は０．０１０％と計算される。このように、三相の相電圧がいずれも異なる場合においても、基準の相と有効電力が同じとなる調整対象の相の電流を調整するとともに調整電流の逆符号の電流を基準の相と他の相の電流に無効電力が打ち消しあうように分配する電流調整を２つの相に対して行うことで、瞬時出力電力の合計値ｐｓｕｍの時間変動はよく抑制され、入力電力の脈動も抑制されることが分かる。上記の電流分配の際には、電流分配による電流分配先の有効電力の変動も考慮して電流調整を行う。これにより、処理すべきエネルギーを極小化することにより、平滑コンデンサ１２の静電容量を小容量化できる。また、十分電力の脈動も抑制しつつ、本構成例は第５の具体的構成例よりも計算量が低減できるので制御手段を小型・低コストに構築でき、好ましい。
【０１１５】
また、第５の具体的構成例のように電流分配を２つの相の線電流に均等に分配することもでき、このような構成ではより計算量が低減でき、制御手段を小型・低コストに構築でき、好ましい。この場合の電力リップル率を計算すると０．０１９％となり十分電力の脈動も抑制できることが分かる。
【０１１６】
基準とする相電圧はいずれの相電圧であっても、出力電力の脈動をより低減できる。また、三相の相電圧のうち中間の電圧値である相電圧を基準に採るようにすると、出力電力の脈動を最も低減でき、好ましい。
【０１１７】
なお、本構成においては中性線に流れる電流がゼロとなるので、図８に示すように三相３線式の三相系統１４ｂに出力する電源装置１０４を構成することも出来る。また、図９に示すようなＤＣ／ＤＣコンバータ２１を備えた電源装置１０５を三相３線式の三相系統１４ｂに出力する構成もできる。
【０１１８】
また、第４、第５、第６の具体的構成例の電流調整方法に対して、更に各相電流を均等に進相または遅相に位相調整しても、三相の瞬時電力の合計ｐｓｕｍの交流成分の実効値は変化しない。よって、電流位相を一括調整することと組み合わせることで、出力電力の脈動抑制は保つことが出来る。有効電力の合計および無効電力の合計を制御できる。
【０１１９】
また、上記に限定するものでなく、種々変形できる。例えば、Ｙ−Δ変換により相電圧を線間電圧に変換した式に変形できる。
【０１２０】
三相の瞬時電力の合計ｐｓｕｍの時間微分がゼロ若しくは凡そゼロとなる条件を満たす電流式を導出し、これに基づいて電流制御してもよく、出力電力の脈動をゼロ若しくはゼロ近傍に抑制できる。更に、前記条件に三相の線電流の瞬時値の合計がゼロ若しくは凡そゼロとなる条件を満たす電流式を導出して、これに基づいて電流制御してもよく、出力電力の脈動をゼロ若しくはゼロ近傍に抑制できるとともに中性線の電流をゼロ若しくはゼロ近傍に制御できる。
【０１２１】
三相の線電流の瞬時値の合計がゼロとなる条件として、三相電流が
ｉ１＝Ｉ１１・ｓｉｎ（θ）＋Ｉ１２・ｓｉｎ（θ＋２π／３）＋Ｉ１３・ｓｉｎ（θ＋４π／３）
ｉ２＝Ｉ２１・ｓｉｎ（θ）＋Ｉ２２・ｓｉｎ（θ＋２π／３）＋Ｉ２３・ｓｉｎ（θ＋４π／３）
ｉ３＝Ｉ３１・ｓｉｎ（θ）＋Ｉ３２・ｓｉｎ（θ＋２π／３）＋Ｉ３３・ｓｉｎ（θ＋４π／３）
で表される場合に、
Ｉ１１＋Ｉ２１＋Ｉ３１＝Ｉ１２＋Ｉ２２＋Ｉ３２＝Ｉ１３＋Ｉ２３＋Ｉ３３＝Ａ
を満たすことを条件にするとよい。ただし、θ＝２π・ｆ・ｔ（ｆは三相系統の周波数、ｔは時刻）、Ａは任意の定数、Ｉ１１は、Ａ相の電流ｉａのうち、Ａ相の電圧と同相成分の電流の大きさ、Ｉ１２は、Ａ相の電流ｉａのうち、Ｂ相の電圧と同相成分の電流の大きさ、Ｉ１３は、Ａ相の電流ｉａのうち、Ｃの電圧と同相成分の電流の大きさ、Ｉ２１は、Ｂ相の電流Ｉｂのうち、Ａ相の電圧と同相成分の電流の大きさ、Ｉ２２は、Ｂ相の電流ｉｂのうち、Ｂ相の電圧と同相成分の電流の大きさ、Ｉ２３は、Ｂ相の電流ｉｂのうち、Ｃ相の電圧と同相成分の電流の大きさ、Ｉ３１は、Ｃ相の電流ｉｃのうち、Ａ相の電圧と同相成分の電流の大きさ、Ｉ３２は、Ｃ相の電流ｉｃのうち、Ｂ相の電圧と同相成分の電流の大きさ、Ｉ３３は、Ｃ相の電流ｉｃのうち、Ｃ相の電圧と同相成分の電流の大きさである。
【０１２２】
三相の線電流の瞬時値の合計がゼロとなる条件を優先し、その上で三相の瞬時電力の合計ｐｓｕｍの時間微分がゼロ若しくは凡そゼロとなる条件となる電流式に制御する場合には、中性線に流れる電流がゼロとなるので、三相３線式にすることもできる。この際の好適な電流の条件はおよそ以下の近傍にある。三相の線電流が三相交流と同位相の状態をベースに、三相のうちの１つを基準の相とし、基準の相に対して、残り２つのうちの一方の相において、一方の相と基準の相の相電圧と一方の相と基準の相の線電流が反比例となるよう一方の相の線電流を考える。他方の相の線電流についても同様に考える。この場合、３つの相の各電力は、交流系統の２倍の周波数をもち、その交流成分は同じ大きさかつ位相の間隔が等しくなり、３つの相の電力の合計値は時間に対して一定である。更に、一方の相の相電圧と同位相の電流成分の調整として、基準の相の電流値の大きさから一方の相の電流値の大きさを減じた値の大きさの１／３の大きさを第１調整値とした時に、各の相の線電流には、一方の相の相電圧と同位相かつ大きさが第１調整値となる電流を加えるよう調整する。また、更に、他方の相の相電圧と同位相の電流成分の調整も同様に行う。この時の瞬時電力の式を導出すれば、相電圧の比がおよそ１前後（１±０．１程度）であるので、瞬時電力の変動は凡そゼロ（ｄ（ｐｓｕｍ）／ｄｔ≒０）と近似できることが分かる。
【０１２３】
例えば、三相の電圧のうち２つの電圧の大きさがＶ、残りの電圧の大きさがＶ・（１＋ΔＶ）（ただし｜ΔＶ｜≦０．１とする）の場合、ｐｓｕｍの変動成分は、
ｐｓｕｍの変動成分＝Ｖ・Ａ・（ΔＶ）2・ｓｉｎ2θ／｛３・（１＋ΔＶ）｝
となる。これより、この場合の電力リップル率は、
電力リップル率＝２・（ΔＶ）2／｛３・（１＋ΔＶ）｝
となるが、｜ΔＶ｜≦０．１であるので、電力リップル率は０．２０２％以下となり、瞬時電力の変動がよく抑制できることが式の上からも分かる。
【０１２４】
なお、前記電力リップル率の値に限るものでなく、三相の瞬時電力の合計ｐｓｕｍの時間微分値はゼロであることが平滑手段の小型化には最良であるが、本発明の制御を適用する前と比べて電力リップル率が低減できればよい。実用上は電力リップル率が本発明の制御を適用する前の１／２以下であることが好ましく、平滑手段をよく小型化できる。より好ましくは電力リップル率が適用前の１／１０以下であり、平滑手段を極めて小型化できる。あるいは、実用上は電力変換装置または電源装置の定格電力における電力リップル率で１％以下であることが好ましい。これにより平滑手段をよく小型化できる。より好ましくは電力リップル率が０．２％以下であり、平滑手段を極めて小型化できる。
【図面の簡単な説明】
【０１２５】
【図１】本発明の第１の基本的構成例を示す図である。
【図２】本発明の第２の基本的構成例を示す図である。
【図３】本発明の第３の基本的構成例を示す図である。
【図４】本発明の第４の基本的構成例を示す図である。
【図５】本発明の第１の具体的構成例を示す図である。
【図６】本発明の第２の具体的構成例を示す図である。
【図７】本発明の第３の具体的構成例を示す図である。
【図８】本発明に係る電源装置の他の具体的構成例を示す図である。
【図９】本発明に係る電源装置の他の具体的構成例を示す図である。
【符号の説明】
【０１２６】
１  直流電源
２  平滑手段
３  電力変換器
３ａ  電力変換器
３ｂ  電力変換器
３ｃ  電力変換器
４  多相負荷
４ａ  多相負荷
４ｂ  多相負荷
５  変換主回路（ｎ相）
５ａ  変換主回路（ｎ相）
５ｂ  変換主回路（ｎ相）
６ａ  変換主回路（単相）
６ｂ  変換主回路（単相）
７ａ  単相負荷
７ｂ  単相負荷
９  制御手段
９ａ  制御手段
９ｂ  制御手段
１１  太陽電池
１２  平滑コンデンサ
１３  スイッチング回路
１３ｂ  スイッチング回路
１４  三相系統
１４ｂ  三相系統
１５  電流検出手段
１６  連系リアクトル
１６ｂ  中性線リアクトル
１７  開閉手段
１８  電圧検出手段
１９  制御手段
２１  ＤＣ／ＤＣコンバータ
２２  平滑コンデンサ
２３  コイル
２４  スイッチング手段
２５  ダイオード
３３ｄ  単相ブリッジ
３３ｅ  単相ブリッジ
３４ｄ  抵抗負荷
３４ｅ  抵抗負荷
３９  制御手段
１００  電源装置
１０１  電源装置
１０２  電源装置
１０３  電源装置
１０４  電源装置
１０５  電源装置
２００  電力変換装置
２０１  電力変換装置
２０２  電力変換装置
２０３  電力変換装置
２０４  電力変換装置
２０５  電力変換装置
【図１】
2004297999.tif 000003
【図２】
2004297999.tif 000004
【図３】
2004297999.tif 000005
【図４】
2004297999.tif 000006
【図５】
2004297999.tif 000007
【図６】
2004297999.tif 000008
【図７】
2004297999.tif 000009
【図８】
2004297999.tif 000010
【図９】
2004297999.tif 000011