(57)【要約】【課題】比較的簡単な回路から直流電圧を求め、この直流電圧を制御に用いることにより、安定な運転を継続することが可能な電力変換装置を提供する。【解決手段】複数個の２次巻線を有する入力変圧器２と、前記２次巻線に１対１で接続され、直流電圧リンクを有する単相出力単位インバータ３ｕ１、３ｕ２、３ｖ１、３ｖ２、３ｗ１及び３ｗ２と、前記単位インバータの出力を複数台直列接続した各相をＹ接続して構成した３相インバータ装置と、前記単相出力単位インバータ及び３相インバータ装置を制御する制御手段と、前記３相インバータ装置の出力電圧を検出する電圧検出手段を有し、前記制御手段は、前記電圧検出手段によって検出された電圧から、前記各単位インバータの直流電圧または前記直流電圧と電圧指令値の偏差を求める演算手段を有するように構成する。【選択図】  図１
2004320853.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数個の２次巻線を有する入力変圧器と、
前記２次巻線に１対１で接続され、直流電圧リンクを有する単相出力単位インバータと、
前記単相出力単位インバータの出力を複数台直列接続した各相をＹ接続して構成した３相インバータ装置と、
前記単相出力単位インバータ及び３相インバータ装置を制御する制御手段と、
前記３相インバータ装置の出力電圧を検出する電圧検出手段と
を備え、
前記制御手段は、前記電圧検出手段によって検出された電圧から、前記各々の単相出力単位インバータの直流電圧または直流電圧と電圧指令値の偏差を求める演算手段を有することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記演算手段は、前記検出された電圧の電圧振動部分を除去するフィルタリング機能を有することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記制御手段は、前記直流電圧と電圧指令値の偏差、偏差の積分値及び偏差の微分値のすくなくとも１つに応じて、前記３相インバータ装置の周波数を補正制御するようにしたことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記制御手段は、前記直流電圧と電圧指令値の偏差及び偏差の微分値のすくなくとも１つが所定値を超えた時、過電圧保護動作を行うことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記複数台直列接続されたｎ（ｎは２以上の整数）台の単位インバータのうち、任意の（ｎ−１）台のインバータの上下アームのパワーデバイスをオンし、当該１台の単位インバータ直流電圧を検出するようにしたことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電力変換装置に関し、特に単位インバータを直列多重接続して３相交流を出力するようにした電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
三相電力を出力する電力変換装置において、電力変換装置の大容量化、高電圧化を目的とし、また、出力波形を改善するため、３相電源から２次側に複数の巻線を持った変圧器を介して３相交流電力を複数台の単位インバータへ供給し、これらの単位インバータを３グループに分割し、各グループの単位インバータの単相出力を夫々直列に接続し、そのグループ同志の一方を中性点として接続し、その他方を夫々３相の交流電動機の各相に接続することにより、交流電動機に３相交流電力を供給する手法が知られている（例えば、特許文献１参照。）。
【０００３】
この場合、前述の単位インバータの主回路は、変圧器の２次巻線からの電力を整流回路及び直流平滑コンデンサで直流電力に変換し、単相インバータ回路で任意の周波数、電圧を持った電力に変換するよう構成されている。また、単相インバータが故障した場合は電力変換装置の動作を停止するようにしている。
【０００４】
【特許文献１】
特開平１１−１２２９４３号公報（第１４頁、図１）
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、このように構成された電力変換装置では、交流電動機の回転速度に対して電力変換装置の出力周波数が低くなると、交流電動機の機械的なエネルギーが電力変換装置に回生され、直流電圧が回生エネルギーにより充電されることから直流電圧が上昇し過電圧故障を検出して装置が停止する問題が生じる。
【０００６】
この問題を解決するためには、過電圧故障を検出する前に直流電圧の上昇を検出し、回生動作とならないように出力周波数を増加させるように制御する必要がある。この制御を行う場合には、夫々の単相インバータの直流電圧を検出しなければならない。
【０００７】
ところが、単相インバータを複数個使用する直列多重接続インバータでは、直流電圧が複数あるので、直流電圧検出回路も複数個必要であり、また上述した制御を行うためには直流電圧を素早く検出する必要がある。このため、従来の電力変換装置で安定な運転を行うためには、直流電圧検出回路が複雑かつ高価になるという問題が生じていた。
【０００８】
本発明は、上記問題点に鑑みて為されたもので、比較的簡単な回路から直流電圧を求め、この直流電圧を制御に用いることにより、安定な運転を継続することが可能な電力変換装置を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明の電力変換装置は、複数個の２次巻線を有する入力変圧器と、前記２次巻線に１対１で接続され、直流電圧リンクを有する単相出力単位インバータと、前記単相出力単位インバータの出力を複数台直列接続した各相をＹ接続して構成した３相インバータ装置と、前記単相出力単位インバータ及び３相インバータ装置を制御する制御手段と、前記３相インバータ装置の出力電圧を検出する電圧検出手段とを備え、前記制御手段は、前記電圧検出手段によって検出された電圧から、前記各々の単相出力単位インバータの直流電圧または直流電圧と電圧指令値の偏差を求める演算手段を有することを特徴とする。本発明によれば、交流電圧検出回路から演算により直流電圧を求め、また上記検出した直流電圧偏差信号を制御に利用できるので、安定な運転を行うことが可能な電力変換装置を提供することができる。
【００１０】
【発明の実施の形態】
（第１の実施の形態）
以下に、本発明による電力変換装置の第１の実施の形態を図１乃至図４を参照して説明する。図１は本発明の電力変換装置のブロック構成図である。
【００１１】
３相交流電源１から２次側に複数の巻線を持つ入力変圧器２を介して３相交流電力を単相出力単位インバータ（以下単位インバータという。）３ｕ１、３ｖ１、３ｗ１、３ｕ２、３ｖ２及び３ｗ２へ夫々供給する。単位インバータは３ｕ１、３ｖ１、３ｗ１、３ｕ２、３ｖ２及び３ｗ２は、電力変換装置の出力相に応じてｕ、ｖ及びｗの３グループに分割され、各グループの単相出力は直列に接続され、その一方を中性点として接続し、他方を３相の交流電動機４に接続することにより、交流電動機４に三相交流電力を供給する。
【００１２】
交流電動機４の回転速度は速度検出器５で検出され、速度フィードバック制御用として主制御回路６に入力される。また、電力変換装置から出力されるｕ、ｖ及びｗの各相の電流は電流検出器７ｕ、７ｖ及び７ｗで夫々検出され、電流フィードバック制御用として主制御回路６に入力される。主制御回路６では電動機の速度が速度基準で与えられる所定の速度となるように出力電圧基準Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを決定し、ＰＷＭ制御回路８に出力する。ＰＷＭ制御回路８は前記出力電圧基準に対応した出力電圧を発生するように各単位インバータの電圧基準を定め、ＰＷＭゲートパルス信号を作って夫々の単位インバータに供給する。
交流電動機４の各相の電圧Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗは電圧検出器９で検出され、波形整形回路１０に入力される。
【００１３】
一方、前述したＰＷＭ制御回路８で求められた各相の電圧基準で決まるＰＷＭゲートパルス信号も、波形整形回路１０に入力される。波形整形回路１０を経由した出力電圧基準パターンと、前述の電圧検出器９で検出され、波形整形回路１０を通した出力電圧フィードバックパターンとを電圧誤差演算回路１１に入力し、これらを比較し、その誤差信号を速度補正信号として主制御回路６に入力する。
【００１４】
以下、図２を用いて主制御回路６及び電圧誤差演算回路１１の詳細について説明する。図２は主制御回路６及び電圧誤差演算回路１１のブロック構成図である。
【００１５】
主制御回路６は、交流電動機４の電流をトルク電流分ｉｑと励磁電流分ｉｄに分解し、夫々を独立して制御する所謂ベクトル制御を行う例を示している。
【００１６】
速度基準ωｒ＊と速度ωｒの偏差がゼロになるように速度制御器６１を用いてトルク指令Ｔ＊を調節する。設定励磁Φ＊は通常は一定に保たれている。設定磁束Φ＊に磁束飽和系数Ｋ２を掛けたものがｄ軸電流指令ｉｄ＊となる。また、トルク指令Ｔ＊を設定磁束Φ＊で除算しこれに系数Ｋ１を掛けてｑ軸電流指令ｉｑ＊を得る。
【００１７】
これらのｄ軸電流指令ｉｄ＊とｑ軸電流指令ｉｑ＊を、夫々電流フィードバック信号ｉｄ及びｉｑと比較し、夫々の偏差がゼロになるように電流制御器６２を用いてｄ軸およびｑ軸の電圧指令Ｖｄ及びＶｑを調節する。一方、トルク指令Ｔ＊と設定磁束Φ＊から演算によりすべり周波数ωｓを求め、これに速度ωｒを加えることにより電力変換装置が出力する出力周波数ω１を決定する。この出力周波数ω１を積分して得られる出力位相θ１を基準位相として電流座標変換器６３を動作させることにより、前述した三相の電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗからｄ軸、ｑ軸の電流フィードバック信号ｉｄ、ｉｑを求めるとともに、同様に出力位相θ１を基準位相として電圧座標変換器６４を動作させることによりｄ軸，ｑ軸の電圧指令ｖｄ、ｖｑから出力電圧基準Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗを求める。
【００１８】
以下に、電圧誤差演算回路１１の構成及び動作について説明する。尚、以下の説明はＵ相について行うが、他の相についても同様である。
【００１９】
電圧誤差演算回路１１は、交流の出力電圧から得られるＵ相出力電圧フィードバックパターンＶｕ−ＦＢＫ−ＰＴＮと、Ｕ相に接続された夫々の単位インバータの出力電圧基準から得られるＵ相出力電圧基準パターンＶｕ１−ＰＴＮ及びＶｕ２−ＰＴＮを基に単位インバータの直流電圧の設定誤差を演算で求め、その結果を速度指令ωｒ＊に加算するように構成している。以下この動作を詳細に説明する。
【００２０】
Ｕ相１段目の単位インバータの出力電圧基準パターンＶｕ１−ＰＴＮと、Ｕ相２段目の単位インバータの出力電圧基準パターンＶｕ２−ＰＴＮとを、直流電圧に換算するため夫々換算係数Ｋ６を掛けて加算し、Ｕ相の出力電圧基準パターンＶｕ−ＰＴＮを求める。このＵ相出力電圧基準パターンＶｕ−ＰＴＮは、定常状態であれば本来前記電圧検出器９により求められるＵ相の出力電圧フィードバックパターンＶｕ−ＦＢＫ−ＰＴＮと同じ値であるが、過渡状態では異なる。
【００２１】
過渡状態のＵ相の電圧偏差ΔＶｔｏｔａｌを求めるために、絶対値変換器１１１により絶対値変換したＵ相出力電圧フィードバックパターンＶｕ−ＦＢＫ−ＰＴＮから、同じく絶対値変換器１１１により絶対値変換したＵ相出力電圧基準パターンＶｕ−ＰＴＮを減ずる。ここで絶対値に変換するのは、夫々が交流波形であるため符号を考慮したためである。Ｕ相の電圧基準とフィードバックの電圧偏差ΔＶｔｏｔａｌを絶対値変換されたＵ相出力電圧基準パターンＶｕ−ＰＴＮ−ＡＢＳで割り、単位インバータ１個相当分の直流電圧の差ΔＶｒａｔｉｏを求める。このΔＶｒａｔｉｏが正極性の場合は、単位インバータの直流電圧が規定値より高い、すなわち交流電動機４のエネルギーが電力変換装置へ回生している状態であることが判る。この状態が継続すると、さらに単位インバータの直流電圧が上昇するので、単位インバータ１個相当分の直流電圧の差ΔＶｒａｔｉｏを積分増幅器１１２で積分し、その結果を速度基準ωｒ＊に加算する。これにより、交流電動機４の速度が上昇し回生とならないように制御することが可能となる。尚、ここでは積分増幅器１１２による積分制御の例を示したが、応答性とオフセットを考慮し、比例要素や微分要素をとり入れた制御を行っても良い。
【００２２】
また単位インバータ１個相当分の直流電圧の差ΔＶｒａｔｉｏを比較器１１３で過電圧設定値と比較し、直流過電圧ＯＶ−Ｈを検出し装置を停止させ保護することも可能である。また、図示していないが、単位インバータ１個相当分の直流電圧の差ΔＶｒａｔｉｏの微分値で直流過電圧ＯＶ−Ｈを動作させることもできる。
【００２３】
次に図２に示した、Ｕ相出力電圧フィードバックパターンＶｕ−ＦＢＫ−ＰＴＮと、Ｕ相インバータの出力電圧基準パターンＶｕ１−ＰＴＮとＶｕ２−ＰＴＮの求め方について、図３を用いて説明する。図３は波形整形回路１０の内部ブロック構成図である。
【００２４】
Ｖｕ１は、Ｕ相単位インバータの１段目の出力電圧基準である。Ｖｕ２は、Ｕ相単位インバータの２段目の出力電圧基準である。夫々の出力電圧基準Ｖｕ１、Ｖｕ２に従い、夫々の単位インバータ３から交流電動機４のＵ相に電圧が与えられ、その電圧が電圧検出器９でＵ相出力電圧フィードバックＶｕ−ＦＢＫとして検出される。しかしながら、単位インバータ内のパワーデバイスのスイッチング毎に回路のＬやＣにより、電圧振動が生じる。この電圧振動分も電圧検出器９でＵ相の電圧フィードバックＶｕ−ＦＢＫとして検出される。正確な電圧フィードバック信号として演算に使用するには、この不要な電圧振動成分を除去する必要がある。これは以下のようにしてフィルタリング除去することができる。
【００２５】
Ｕ相の単位インバータ出力電圧基準Ｖｕ１とＶｕ２をタイマー１０１でΔｔだけ遅らせる。この時間Δｔは単位インバータのスイッチング時の電圧振動が減衰し、後の制御に影響を与えない時間に設定する。タイマー１０１で時間Δｔだけ遅らせた後のＵ相単位インバータの出力電圧基準パターンＶｕ１−ＰＴＮ及びＶｕ２−ＰＴＮの夫々の立ち上がりと立下り、すなわち単位インバータのＯＮ、ＯＦＦタイミングで、モノマルチ回路１０２を駆動してパルスを発生させ、論理和演算器１０３で論理和をとり、基準パルスを作る。この基準パルスがローレベルＬからハイレベルＨに立ちあがる度に、Ｕ相出力電圧フィードバックＶｕ−ＦＢＫを電圧波形成形回路１０４に読み込み、この読み込まれた値をＵ相出力電圧フィードバックＶｕ−ＦＢＫ−ＰＴＮとしてホールド出力し、前記基準パルスがハイレベルＨからローレベルＬに立ち下がる度にこれをリセットする。このようにすれば、電圧振動分を除去したＵ相出力電圧フィードバックＶｕ−ＦＢＫ−ＰＴＮを得ることができる。
【００２６】
図３で述べた各信号の波形を図４に示す。図４は波形整形前後の出力電圧基準及び電圧フィードバック信号とを示したものである。波形整形前には生のフィードバック電圧Ｖｕ−ＦＢＫには電圧振動分が含まれているが、波形整形後のＵ相出力電圧フィードバックＶｕ−ＦＢＫ−ＰＴＮには電圧振動が除去されていることが分かる。尚、Δｔは通常マイクロ秒のオーダーであるので、安定な制御のための電圧検出の速さには影響を与えない。
【００２７】
以上説明したように、本発明の電力変換装置によれば、交流電圧検出回路から演算により直流電圧または直流電圧と電圧基準の偏差を電圧振動の影響を除去して求めることが可能であり、またこの偏差信号を制御に利用できるので、安定な運転を行うことが可能な電力変換装置を提供することができる。
【００２８】
（第２の実施の形態）
次に、本発明の第２の実施の形態について図５を参照して説明する。
【００２９】
図５は本発明の第２の実施の形態に係る電力変換装置の構成図である。尚この図５の説明にあたり、図１と同一の構成要素については、同一番号で示しその説明を省略する。
【００３０】
前記図３では、Ｕ相の出力電圧フィードバックパターンＶｕ−ＦＢＫ−ＰＴＮの波形を求めたが、この波形を基にＵ相に接続されている夫々の単位インバータ３の直流電圧を測定することが可能である。図５を用いて夫々の単位インバータ３の直流電圧測定方法ついて説明する。ここでもＵ相用の単位インバータ３ｕ１及び３ｕ２の電圧測定について説明する。他の相も基本的に同一である。
【００３１】
電力変換装置のＵ相と交流電動機４との間に設けられた主回路スイッチ１２を開放した状態で、測定対象となる側の単位インバータ３ｕ１に直流電圧が出力されるように短時間のゲートパルスを与え、測定対象とならない残りの単位インバータ３ｕ２には、直流電圧が出力されないようにＰ側（またはＮ側）の素子にゲートパルスを与える。たとえば、Ｕ相１段目の単位インバータ３ｕ１内のインバータ回路３１ｕ１の素子Ｕ１１，Ｙ１１および、Ｕ相２段目の単位インバータ３ｕ２内のインバータ回路３１ｕ２の素子Ｕ２１，Ｖ２１に同時にゲートパルスを与えると、電圧検出器９の出力側Ｖｕ−ＦＢＫに、Ｕ相１段目の単位インバータ３ｕ１の直流電圧Ｅｕ１が得られる。この時、電圧検出器９で測定された電圧フィードバック値が測定対象となる単位インバータの直流電圧である。前述のようにタイマーで時間を遅らせて読み込むことで、電圧振動成分が除去された正確なＵ相電圧である出力電圧フィードバックパターンＶｕ−ＦＢＫ−ＰＴＮを得ることができる。
【００３２】
以上の実施の形態においては、単位インバータ２個の出力を直列接続した場合の例について説明しているが、これは２個に限ることはなく更に多くても本発明は有効である。また、交流電圧検出器は１つである場合について説明したが、電圧検出器は複数個あっても良い。また、電圧検出器により、相電圧でなく線間電圧を検出しても良い。
【００３３】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の電力変換装置によれば、交流電圧検出回路から演算により直流電圧を求め、また上記検出した直流電圧偏差信号を制御に利用できるので、安定な運転を行うことが可能な電力変換装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置の構成図。
【図２】主制御回路及び電圧誤差演算回路の内部ブロック図。
【図３】波形整形回路の内部ブロック図。
【図４】波形整形前後の出力電圧基準波形及び電圧フィードバック信号波形。
【図５】本発明の第２の実施の形態に係る電力変換装置の構成図。
【符号の説明】
１  ３相交流電源
２  入力変圧器
３ｕ１、３ｕ２、３ｖ１、３ｖ２、３ｗ１、３ｗ２  単位インバータ
４  交流電動機
５  速度検出器
６  主制御回路
７ｕ、７ｖ、７ｗ  電流検出器
８  ＰＷＭ制御回路
９  電圧検出器
１０  波形整形回路
１１  電圧誤差演算回路
１２  出力開閉器
３１ｕ１、３１ｕ２  インバータ回路
６１  速度制御器
６２  電流制御器
６３  電流座標変換器
６４  電圧座標変換器
１０１  タイマー
１０２  モノマルチ回路
１０３  論理和演算器
１０４  電圧波形成形回路
１１１ａ、１１１ｂ  絶対値変換器
１１２  積分増幅器
１１３  比較器
【図１】
2004320853.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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