(57)【要約】【課題】ＭＣ−ＣＤＭＡ通信におけるＢＥＲ受信性能を改善する。【解決手段】複数のサブキャリアを介して少なくとも２ユーザの信号を送受するＭＣ−ＣＤＭＡ通信システムにおいて、送信装置は、異なるコードで拡散された２ユーザの信号をコード多重し、複数のサブキャリアを用いてＭＣ−ＣＤＭＡ送信し、受信装置は、ＭＣ−ＣＤＭＡ信号を受信し、受信信号を送信側コードで逆拡散し、非線形処理して得られる各ユーザの受信データの軟判定を行う受信部を備え、一方の受信部は他方の受信部から入力された軟判定対象値を用いて、自身の軟判定対象値を調整し、該軟判定対象値に基づいて受信データを判定する。【選択図】    図２
2004297280.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のサブキャリアを介して少なくとも２ユーザの信号を送受する通信システムにおいて、
異なるコードで拡散された２ユーザの信号をコード多重し、複数のサブキャリアを用いて送信する送信装置、
信号を受信し、受信信号を送信側コードで逆拡散し、非線形処理して得られる各ユーザの受信データの軟判定を行う受信部を含む受信装置、
各受信部における軟判定の対象値を他方の受信部に入力する手段、
を備え、一方の受信部は他方の受信部から入力された軟判定対象値を用いて、自身の軟判定対象値を調整し、該軟判定対象値に基づいて受信データを判定する、
ことを特徴とする通信システム。
【請求項２】
前記各受信部は、
受信したデータが２値のうち一方である確率と他方である確率との差を前記軟判定対象値として演算する手段、
他方の受信部から入力された軟判定対象値を用いて、自身の軟判定対象値を調整する手段、
該軟判定対象値に基づいて受信データを判定する判定部
を備えたことを特徴とする請求項１記載の通信システム。
【請求項３】
前記受信装置は、
信号を各サブキャリアにおける信号に変換するＦＦＴ部、
ＦＦＴ部からの出力信号を用いて各ユーザデータを判定する受信部を備え、
各受信部は、
各サブキャリアの受信シンボルに、送信側拡散コードと同じコードパターンと各サブキャリアに関連するチャネル推定値とを結合した信号を乗算して逆拡散する４つの乗算器、
振幅リミッター特性に応じた伝達関数を備えた非線形ユニット、
閾値に基づいて送信データについて判定を行う判定部、
前記逆拡散信号の２つの第１加算部、
一方の第１加算部からの出力信号と他ユーザデータの軟判定対象値との加算を行い、加算結果を前記非線形ユニットに入力する第２加算部、
該非線形ユニットの出力信号と前記他方の第１加算部からの出力信号を加算して軟判定対象値を出力する手段、
を備えたことを特徴とする請求項１記載の通信システム。
【請求項４】
複数のサブキャリアを介して少なくとも２ユーザの信号を送受する通信システムの受信装置において、
信号をサブキャリア毎の信号に変換するＦＦＴ部、
サブキャリア毎の信号に送信側と同じコードを用いて逆拡散処理、非線形処理を施してユーザデータの判定対象値を発生し、該判定対象値の軟判定を行う受信部、
各受信部における前記判定対象値を他方の受信部に入力する手段、
を備え、一方の受信部は他方の受信部から入力された軟判定対象値を用いて、自身の軟判定対象値を調整し、該軟判定対象値に基づいて受信データを判定する、
ことを特徴とする通信システムの受信装置。
【請求項５】
複数のサブキャリアを介して少なくとも２ユーザの信号を送受する通信システムの受信装置において、
信号を各サブキャリアにおける信号に変換するＦＦＴ部、
ＦＦＴ部からの出力信号を用いて各ユーザデータを判定する受信部を備え、
各受信部は、
各サブキャリアの受信シンボルに、送信側拡散コードと同じコードパターンと各サブキャリアに関連するチャネル推定値とを結合した信号を乗算して逆拡散する４つの乗算器、
振幅リミッターの特性に応じた伝達関数を備えた非線形ユニット、
閾値に基づいて送信データについて判定を行う判定部、
前記逆拡散信号の２つの第１加算部、
一方の第１加算部からの出力信号と他ユーザデータの軟判定対象値との加算を行い、加算結果を前記非線形ユニットに入力する第２加算部、
該非線形ユニットの出力信号と前記他方の第１加算部からの出力信号を加算して軟判定対象値を出力する手段、
を備えたことを特徴とする通信システムの受信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、２以上のサブチャネルを採用する通信システム、特にＤＭＴ（ｄｉｓｃｒｅｔｅ  ｍｕｌｔｉ−ｔｏｎｅ）変調やフィルタバンク（ｆｉｌｔｅｒ−ｂａｎｋ）変調、などの幾つかのサブチャネルを備えた通信システム、あるいは、マルチキャリア通信システム、あるいは、マルチキャリア変調によりバンドが独立した狭バンドに分割され、各サブバンドが、多重ユーザのアクセスをサポートするために、独立してＣＤＭＡ方式により変調される通信システムに関する。
【０００２】
この１０年の間に、マルチキャリア（ＭＣ）と符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）の組合わせに基づいた多くの新しい変調方式が考えられてきた。これら方式の共通の特徴は、拡散データシーケンス（チップ）の並列送信であり、チップ周期は、マルチパスフェージングに対するロバスト性を得るために実際に増大させられてきた。マルチキャリア（ＭＣ）と符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）の組合わせは、異なったアプローチで実現されている。対応する方式は、ＭＣ−ＣＤＭＡ、直接拡散ＣＤＭＡ  （ＤＳ−ＣＤＭＡ）、マルチトーンＣＤＭＡ  （ＭＴ−ＣＤＭＡ）が知られている。全方式において、ユーザは同時に利用可能なバンド幅を共用する。ユーザ信号の分離は、ＤＳ−ＣＤＭＡに類似した方法でコードドメインにおいて実行される。
周波数選択性フェージング環境は、サブチャネルにおいてマルチアクセス干渉（ＭＡＩ）またはチャネル間干渉（ＩＣＩ）を引き起こし、結果的にＢＥＲ性能を劣化する（たとえば、非特許文献１、２）。
【０００３】
本発明では、ＭＣ−ＣＤＭＡべースの通信システムのために最適なシンボルワイズレシーバ（ｓｙｍｂｏｌ−ｗｉｓｅｒｅｃｅｉｖｅｒ）の構成を導出する。Ｍａｒｋｏｖ  チェーンアプローチ（Ｍａｒｋｏｖ  ｃｈａｉｎ  ａｐｐｒｏａｃｈ）を使って、干渉が隣接サブチャネルに影響を与える状況において最適レシーバをシンセサイズする。新しい非線形信号処理技術が、すなわち、最大事後確率推定に基づいた非線形信号処理技術が提案される。最大事後確率推定は、システムのＢＥＲ（ｂｉｔ  ｅｒｒｏｒ  ｒａｔｅ）性能に対する多重アクセス干渉（ＭＡＩ）あるいはチャネル間干渉（ＩＣＩ）の効果をかなり緩和する。ほとんどの研究において、ＭＡＩまたはＩＣＩを零平均ガウス分布確率変数（Ｇａｕｓｓｉａｎ−ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ  ｒａｎｄｏｍｖａｒｉａｂｌｅ  ｗｉｔｈ  ａ  ｚｅｒｏ  ｍｅａｎ）として扱うことが、普通に行われている。これに対して、我々は、ＭＡＩまたはＩＣＩを記述するために有限状態離散マルコフプロセスモデル（ａ  ｆｉｎｉｔｅ−ｓｔａｔｅｄｉｓｃｒｅｔｅ  Ｍａｌｋｏｖ  ｐｒｏｃｅｓｓ  ｍｏｄｅｌ）を採用する。２ユーザデータの送受信について説明するが、いくらかの修正により、以後に説明される本発明のアイデアは、幾人かのユーザがＭＡＩあるいはＩＣＩにより互いに影響されるより複雑なケースに発展可能である。
【０００４】
【従来の技術】
ＤＭＴあるいはＯＦＤＭによるＭＣ−ＣＤＭＡ方式を考察する。ＭＣ−ＣＤＭＡ方式は、ＤＳ拡散とＭＣ変調との直列連鎖に基づいている。議論を単純化するために、ＩＦＦＴ（図６）とＦＦＴ（図７）は理想的に動作し、付加的なＩＣＩを引き起こさないものとする（たとえば、非特許文献３）。ＩＦＦＴとＦＦＴは、ＭＣ−ＣＤＭＡシンボルを変調信号に変換する際、あるいは逆の変換をする際、システムにおいて実施される。
図６はＭＣ−ＣＤＭＡ送信機の構成図であり、ユーザ数が２で、サブキャリア数が２の場合である。ユーザ０のコピー部ＣＰＹ０はユーザ０の送信データＤ０をコピーして２つのサブキャリア用のデータを出力する。乗算器ＭＰＬ００は第１複製データＤ０に第１拡散コード列｛Ｃ００，Ｃ０１｝の第１コードＣ００を乗算し、乗算器ＭＰＬ０１は第２複製データＤ０に第２コードＣ０１を乗算し、それぞれサブチャネル０，１側に出力する。
【０００５】
ユーザ１のコピー部ＣＰＹ１はユーザ１の送信データＤ１をコピーして２つのサブキャリア用のデータを出力する。乗算器ＭＰＬ１０は第１複製データＤ１に第２拡散コード列｛Ｃ１０，Ｃ１１｝の第１コードＣ１０を乗算し、乗算器ＭＰＬ１１は第２複製データＤ１に第２コードＣ１１を乗算し、それぞれサブチャネル０，１側に出力する。
サブチャネル０（第１サブキャリア）側の加算器ＡＤＤ０は
Ｄ０・Ｃ００＋Ｄ１・Ｃ１０
を演算して出力し、サブチャネル１（第２サブキャリア）側の加算器ＡＤＤ１は
Ｄ０・Ｃ０１＋Ｄ１・Ｃ１１
を演算して出力する。
逆高速フーリエ変換部ＩＦＦＴは２つのサブキャリア信号に逆高速フーリエ変換（あるいは逆離散フーリエ変換）を施して実部及び虚部の時間軸信号に変換する。各時間軸信号は図示しないＧＩ挿入部、ＱＰＳＫ変調部を介してアンテナより送信される。
【０００６】
図７はＭＣ−ＣＤＭＡ受信機の構成図であり、ユーザ数が２で、サブキャリア数が２の場合である。フーリエ変換部ＦＦＴは図示しない受信部、復調部、ＧＩ除去部を介して入力されたべースバンドの受信信号にフーリエ変換処理を施してサブチャネル０，１の２つのサブキャリア信号Ｓ０，Ｓ１を出力する。チャネル推定部ＣＥＵはサブキャリア信号Ｓ０，Ｓ１に含まれるパイロット信号を用いて各サブキャリアのチャネルを推定し、チャネル補償部ＣＣ０，ＣＣ１はチャネル推定値ｋ０，ｋ１をサブキャリア信号Ｓ０，Ｓ１に乗算してチャネル補償（フェージング補償）を行う。
【０００７】
乗算器ＭＰ００は第１キャリアデータＳ０に第１拡散コード列｛Ｃ００，Ｃ０１｝の第１コードＣ００を乗算し、乗算器ＭＰ０１は第２キャリアデータＳ１に第２コードＣ０１を乗算し、それぞれサブチャネル０の加算器ＡＤ０に入力する。サブチャネル０（第１サブキャリア）側の加算器ＡＤ０は次式
Ｄ０＝Ｓ０・Ｃ００＋Ｓ１・Ｃ０１
を演算して送信データＤ０を復調する。
同様に、乗算器ＭＰ１０は第１キャリアデータＳ０に第２拡散コード列｛Ｃ１０，Ｃ１１｝の第１コードＣ１０を乗算し、乗算器ＭＰ１１は第２キャリアデータＳ１に第２コードＣ１１を乗算し、それぞれサブチャネル１の加算器ＡＤ１に入力する。サブチャネル１（第２サブキャリア）側の加算器ＡＤ１は次式
Ｄ１＝Ｓ０・Ｃ１０＋Ｓ１・Ｃ１１
を演算して送信データＤ１を復調する。
【０００８】
ＩＦＦＴとＦＦＴが理想的に動作し、付加的なＩＣＩを引き起こさないものとすれば、以降の説明においてそれらを省略することができる。ＩＦＦＴを省略した場合の２ユーザのＭＣ−ＣＤＭＡ用送信機は図８に示され、ＦＦＴを省略した場合の２ユーザのＭＣ−ＣＤＭＡ用受信機は図９に示され、それぞれ図６、図７と同一部分には同一符号を付している。図８において、増幅部ＡＦ０、ＡＦ１の係数ｋ０，ｋ１は振幅に関しての第１、第２サブキャリア０，１のチャネル伝達関数であり、伝送環境（チャネル）におけるサブキャリアの減衰を意味している。
これからの説明において、記号を簡単化にするために、信号Ｄｉ（ｔ）＝±１やＳｉ（ｔ）の時間依存性を省略し、新しい記号としてＤｉ（ｔ）をＤｉで、Ｓｉ（ｔ）をＳｉで表記する。
【０００９】
サブキャリア（サブチャネル）数Ｎは２である。各サブキャリアシーケンスＤｉ（ｉはサブキャリア番号）は、拡散ファクタＳＦの直交ショートコードＣｉにより拡散され、ついで、同一のサブキャリアを共用するために他ユーザからの対応するサブキャリアと結合される。図８において、Ｃ０＝｛Ｃ００，Ｃ０１｝は第１ユーザ（ユーザ番号０）の拡散コードであり、Ｃ１＝｛Ｃ１０，Ｃ１１｝は第２ユーザ（ユーザ番号１）の拡散コードである。直交する一組の拡散コード列Ｃ０、Ｃ１を発生するために使用可能な多くの異なるシーケンスが存在するが、ウォルシュ（Ｗａｌｓｈ）やハダマード（Ｈａｄａｍａｒｄ）シーケンスはＣＤＭＡにおける有益な組を与える。ここで、ハダマードマトリクスから拡散コードを選択する。表記において、ｃの第１インデックスはユーザ番号（ユーザ数２の場合には０又は１）を表わし、第２インデックスはサブキャリア（サブチャネル）番号を示す。図８に示されるＭＣ−ＣＤＭＡシステムは、サブキャリア数Ｎ，拡散ファクタＳＦがすべて等しいと仮定しており、Ｎ＝ＳＦ＝２である。図８のモデルは、ＭＡＩやＩＣＩを引き起こす物理プロセスを理解するために有益である。
【００１０】
ＭＣ伝送時、各サブキャリア上に周波数非選択フェージングが本質的に存在し、また、一般的にＮ＝ＳＦとする必要はない。実際に、初期のシンボルレートが周波数選択フェージングの支配を受けるのに十分に高ければ、信号を周波数ドメインで拡散する前に、直列／並列変換する必要がある。
ＭＣ−ＣＤＭＡレシーバは、逆拡散を成功させるためにコヒーレントな検出を必要とする。本明細書では、理想ガウシャン白色ノイズチャネル（ＡＷＧＮ）と理想的なサブチャネルのフレーム／時間同期を仮定する。レシーバにおいて、各サブキャリアＳｉの各受信シンボルは、拡散シーケンスＣｉの対応するチップパターン（コードパターン）の信号によって乗算され、推定されたチャネル推定値ｋが各サブキャリアに関連付けられる。それらは図９に示されるように周波数ドメインにおいてＳＦチップの期間にわたってコヒーレントに積算される。図９は２ユーザの場合の従来技術（たとえば、非特許文献２，３）で報告されたＭＣ−ＣＤＭＡを示している。このレシーバは”クラシカル”ＭＣ−ＣＤＭＡとして本明細書で後に参照される。理想的なチャネル推定ができたと仮定し、各サブキャリアのチャネル推定値がｋ０，ｋ１であるとしている。
【００１１】
図式的例示として、ユーザへの拡散コード割り当てのためにウォルシュコードＣ＝｛ｗ０，ｗ１｝が使用されたものとする。最初のユーザ（第１ユーザ）の拡散コードはＣ０＝｛＋１，＋１｝となり、第２ユーザの拡散コードはＣ１＝｛＋１，−１｝となる。送信機における第１、第２サブキャリア信号は、
Ｓ０＝Ｄ０＋Ｄ１
Ｓ１＝Ｄ０−Ｄ１
となり、チャネル出力は
Ｓ０＝ｋ０・（Ｄ０＋Ｄ１）
Ｓ１＝ｋ１・（Ｄ０−Ｄ１）              （１）
となる。レシーバにおいて、各サブキャリアＳｉの信号は逆拡散されてコヒーレントに結合される。フラットフェージングの場合、逆拡散及び結合後、データ推定は（２）式の様に得られる。
【数１】
2004297280.tif 000003
（２）式において、ｋ０，ｋ１は、第１、第２サブチャネルの振幅に関するチャネル伝達係数である。フラットフェージングの場合には、ｋ０＝ｋ１と仮定することができる。この簡単な例から明らかなように、フラット周波数フェージングの場合、適当な拡散コードを選択することにより、受信シンボルＤｉに付加する歪を発生するＩＣＩ又はＭＡＩは存在しない。これは、ＭＣ−ＣＤＭＡべース通信システムにおいてユーザデータ分離の基本的な原理である。
【００１２】
以下では、もはやフラットフェージングを仮定しない。このため、ｋ０≠ｋ１である。（２）式から明らかなように、
【数２】
2004297280.tif 000004
が成立する。（３）式において、被乗数（ｋ０２−ｋ１２）をもったメンバーは、周波数選択性フェージングによるＭＡＩを表わしている。（３）式におけるマルチアクセス干渉ＭＡＩは、ＩＣＩとしても扱われる。実際、（３）式からわかるように、被乗数（ｋ０２−ｋ１２）はクロスフィード係数又は２つのサブチャネル間の漏れを表わしている。
Ｃ０＝｛ｋ０・ｗ００，ｋ１・ｗ０１｝，Ｃ１＝｛ｋ０・ｗ１０，ｋ１・ｗ１１｝としての拡散コードパターンに対して、あるいは図６に示す記号を用いた（４）式の拡散コードパターンに対して、サブチャネル伝達係数ｋ０，ｋ１が再計算可能であることを示すことは容易である。
【数３】
2004297280.tif 000005
（４）式により拡散コードを修正して、周波数選択性フェージングをフラットフェージングとして扱うことができる。一般的な場合におけるＣ＝｛ｗ０，ｗ１｝と対比すると、（４）式のコードは非直交である。図１０及び図１１はこのアプローチによるＭＣ−ＣＤＭＡ送信機及びＭＣ−ＣＤＭＡ受信機の構成図である。
【非特許文献１】
Ｓ．Ｈａｒａ，  Ｐ  Ｐｒａｓａｄ  “Ｏｖｅｒｖｉｅｗ  ｏｆ  Ｍｕｌｔｉｃａｒｒｉｅｒ  ＣＤＭＡ”，  ＩＥＥＥ  ＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎＭａｇａｚｉｎｅ，  Ｄｅｃ．１９９７，  ｐｐ．１２６−１３３．
【非特許文献２】
Ｓ．Ｈａｒａ  “Ｄｅｓｉｇｎ  ａｎｄ  Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ  ｏｆ  Ｍｕｌｔｉｃａｒｒｉｅｒ  ＣＤＭＡ  Ｓｙｓｔｅｍ  ｉｎＦｒｅｑｕｅｎｃｙ−Ｓｅｌｅｃｔｉｖｅ  Ｒａｌｅｉｇｈ  Ｆａｄｉｎｇ”，  ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ  ｏｎ  Ｖｅｈｉｃｕｌａｒ  Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，Ｖｏｌ．４８，  Ｓｅｐ．  １９９９．
【非特許文献３】
Ｓ．Ａｂｅｔａ，  Ｈ．Ａｔａｒａｓｈｉ，  Ｎ．Ｓａｗａｈａｓｈｉ  ａｎｄ  Ｆ．Ａｄａｃｈｉ  “Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ  ｏｆ  ＣｏｈｅｒｅｎｔＭｕｌｔｉｃａｒｒｉｅｒ／ＤＳ−ＣＤＭＡ  ａｎｄ  ＭＣ−ＣＤＭＡ  ｆｏｒ  Ｂｒｏａｄｂａｎｄ  Ｐａｃｋｅｔ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ａｃｃｅｓｓ”，  ＩＥＩＣＥＴｒａｎｓ．  Ｃｏｍｍｕｎ．，  Ｖｏｌ．  ＥＢ−８４，  Ｎｏ．３，  Ｍａｒｃｈ  ２００１，  ｐｐ．４０６−４１４．
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
（３）式からｋ０＝ｋ１のとき、ＭＡＩ又はＩＣＩが存在しなくなる。実際、この場合、零に等しいクロスフィード係数及びサブチャネル間の漏れは除去される。他のどのようなｋの選択であってもＭＡＩあるいはＩＣＩの原因になる。この簡単な例は、注意しないとｋ０≠ｋ１の時、周波数選択フェージングがサブチャネルにＭＡＩあるいはＩＣＩを引き起こし、ＢＥＲを劣化する。
従って、本発明の目的は、ＭＣ−ＯＦＤＭの通信システムのＢＥＲ性能を改善することである。そのような改善は非線形信号処理の実施により得られる。すなわち、非線形処理後に一つのサブチャネルから導出される情報が他サブチャネルの推定事後確率を精練するために使用されるとき、ＢＥＲの改善が得られる。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
本発明は、マルチアクセス方式と結合された２−サブチャネルマルチキャリア通信システムであり、サブチャネルを介して独立にデータを発生する２つのデータソースを備え、これらデータのシーケンスは周波数ドメインにおいて拡散ファクタＳＦ＝２の直交コードシーケンスにより拡散され、ついで、ＩＦＦＴ変換され、周波数選択性環境を通して送信される。ＩＦＦＴは各サブキャリアにおけるシンボルを信号に変換するために使用される。
すなわち、本発明は、複数のサブキャリアを介して少なくとも２ユーザの信号を送受する通信システムであり、異なるコードで拡散された２ユーザの信号をコード多重し、複数のサブキャリアを用いて送信する送信装置、信号を受信し、受信信号を送信側コードで逆拡散し、非線形処理して得られる各ユーザの受信データの軟判定を行う受信部を含む受信装置、各受信部における軟判定の対象値を他方の受信部に入力する手段を備え、一方の受信部は他方の受信部から入力された軟判定対象値を用いて、自身の軟判定対象値を調整し、該軟判定対象値に基づいて受信データを判定する。
【００１５】
受信装置は、好ましくは、▲１▼信号を各サブキャリアにおける信号に変換するＦＦＴプロセッサ、▲２▼各サブキャリアのシンボルに、コードパターンと各サブキャリアに関連するチャネル推定値とを結合した信号を乗算する４つの乗算器、▲３▼振幅リミッター特性に応じた伝達関数を備えた非線形ユニット、▲４▼閾値に基づいて送信データについて判定を行う判定部、▲５▼前記逆拡散信号の２つの第１加算部、▲６▼一方の第１加算部からの出力信号と他ユーザデータの軟判定対象値との加算を行い、加算結果を前記非線形ユニットに入力する第２加算部、▲７▼該非線形ユニットの出力信号と前記他方の第１加算部からの出力信号を加算して軟判定対象値を出力する手段、を備えている。本発明によれば、ＢＥＲ性能を改善することができる。
【００１６】
【発明の実施の形態】
（Ａ）サブキャリアの受信シンボル復調アルゴリズム
図１はＭＣ−ＣＤＭＡ送信部の構成図であり、ユーザ数が２で、サブキャリア数（サブチャネル数）が２の場合である。なお、ＩＦＦＴは省略し図示していない。
ユーザ０のコピー部１１はユーザ０の送信データＤ０をコピーして２つのサブキャリア用のデータを出力する。乗算器１２は第１複製データＤ０に第１拡散コード列｛Ｃ００，Ｃ０１｝の第１コードＣ００を乗算し、乗算器１３は第２複製データＤ０に第２コードＣ０１を乗算し、それぞれサブチャネル０，１側に出力する。
ユーザ１のコピー部２１はユーザ１の送信データＤ１をコピーして２つのサブキャリア用のデータを出力する。乗算器２２は第１複製データＤ１に第１拡散コード列｛Ｃ１０，Ｃ１１｝の第１コードＣ１０を乗算し、乗算器２３は第２複製データＤ１に第２コードＣ１１を乗算し、それぞれサブチャネル０，１側に出力する。
サブチャネル０（第１サブキャリア）側の加算器１４は
Ｄ０・Ｃ００＋Ｄ１・Ｃ１０
を演算して出力し、サブチャネル１（第２サブキャリア）側の加算器２４は
Ｄ０・Ｃ０１＋Ｄ１・Ｃ１１
を演算して出力する。
【００１７】
伝送中に第１サブキャリア信号にノイズｎ０（ｔ）が付加されてｙ０（ｔ）となって受信機３１に受信される。また、第２サブキャリア信号にノイズｎ１（ｔ）が付加されてｙ１（ｔ）となって受信機に受信される。ノイズｎ０（ｔ），ｎ１（ｔ）は統計的に独立である。
バイナリ情報（２値情報）  Ｄｉがサブチャネル０，１を介して信号Ｓ＊ｉｊ（ｔ）として送信されるものとする。なお、Ｓ＊ｉｊ（ｔ）におけるインデックスｉはユーザ番号（ｉ＝０，１）を示し、インデックスｊは情報シンボルＤｉの符号により決定される。すなわち、
Ｄｉ＝＋１ならばｊ＝０
Ｄｉ＝−１ならばｊ＝１
である。以後、表記を簡単にするために、式においてＳ＊ｉｊ  （ｔ）の時間依存性を省略する。すなわち、Ｓ＊ｉｊ（ｔ）をＳ＊ｉｊ  と表記する。
【００１８】
送信情報シンボルＤ１、Ｄ２は統計的に独立で（相関がなく）、且つ、等分布された確率変数であるとする。図１から、ＩＣＩの影響を受けた信号は、サブチャネル０，１で送信された信号Ｓ＊０ｊ，Ｓ＊１ｊ  （ｊ＝０，１）の線形結合として表現される。
【数４】
2004297280.tif 000006
ＩＣＩの導入後は、２つの送信信号Ｄｉに替わって（５），（６）式に従って、サブチャネル０の送信信号としてＳｉ（ｉ＝０，１，２，３）を使用し、サブチャネル１の送信信号としてＳｉ（ｉ＝４，５，６，７）を使用する。送信信号Ｓｉにおける番号ｉは、第１、第２サブチャネルにおけるシンボルＤ１，Ｄ２をペア（対）にすることにより決定される信号番号を示す。
【００１９】
サブチャネルｉの受信情報シンボルＤｉがｊとなる事後確率Ｐ（Ｄｉ＝ｊ／ｙ（ｔ））は、
Ｄｉがｊである信号を受信する事後確率として得ることができる。この事後確率
Ｐ（Ｄｉ  ＝ｊ／ｙ（ｔ））は、２つのサブチャネルにおいてＤｉ情報シンボルをそれぞれ送信する事後確率の乗積の和として得られる。すなわち、第１サブチャネル（サブチャネル０）の受信情報シンボルＤ０が”０”（＝＋１）となる事後確率Ｐ（Ｄ０＝＋１／ｙ（ｔ））、および、第１サブチャネルの受信情報シンボルＤ０が”１”（＝−１）となる事後確率Ｐ（Ｄ０＝−１／ｙ（ｔ））はそれぞれ（７）式で求めることができる。
【数５】
2004297280.tif 000007
（７）式より、Ｄ０＝＋１となる事後確率は、第１サブチャネルの信号がＳ０で、第２サブチャネルの信号がＳ４である確率の積と、第１サブチャネルの信号がＳ１で、第２サブチャネルの信号がＳ５である確率の積の和である。同様に、Ｄ０＝−１となる事後確率は、第１サブチャネルの信号がＳ２で、第２サブチャネルの信号がＳ６である確率の積と、第１サブチャネルの信号がＳ３で、第２サブチャネルの信号がＳ７である確率の積の和である。
【００２０】
受信信号がＳｉである事後確率Ｐ（Ｓｉ／ｙ（ｔ））  は、次式
【数６】
2004297280.tif 000008
により与えられる。ただし、
ｋ０は正規化因子、
ｉはサブチャネル番号（ｉ＝１，２）、ｊは信号番号（ｊ＝０，１，２，３）、
ｙ（ｔ）は第ｉサブチャネルにおいて、ＩＣＩを伴う信号系列とスペクトルパワー強度Ｎ０を有する白色ガウスノイズｎ（ｔ）との合成信号（ｙ（ｔ）＝  Ｓｉ  ＋ｎ（ｔ））、
Ｐａｐｒ（Ｓｉ）は受信信号Ｓｉの事前確率、
Ｐ（ｙ（ｔ）／  Ｓｉ）は条件付き確率であり、受信語がｙ（ｔ）であった時、送られた符号語がＳｉであったという確率である。
【００２１】
（７）式に（８）式を用いて変形すると、（９）式が得られる。
【数７】
2004297280.tif 000009
事前確率Ｐａｐｒ（Ｓｉ）（ｉ＝０〜７）は（５）（６）式より（１０）式で示すように２つの隣接サブチャネルで送信されるデータの交差積として表現される。
【数８】
2004297280.tif 000010
第１サブチャネル（サブチャネル０）の受信情報シンボルＤ０が”０”（＝＋１）、”１”（＝−１）となる事後確率Ｐ（Ｄ０＝＋１／ｙ（ｔ））、Ｐ（Ｄ０＝−１／ｙ（ｔ））が求まれば、それらの大小比較により、あるいはそれらの対数（ｌｏｇａｒｉｔｈｍ）の差と閾値との比較により受信情報シンボルの符号（＋１又は−１）を決定できる。
【００２２】
・大小比較による判定
第１サブチャネルの情報シンボルＤ０が＋１であるか、−１であるかは、まず、
【数９】
2004297280.tif 000011
【００２３】
・対数の差による判定
第１サブチャネルの情報シンボルＤ０が＋１であるか、−１であるかは、まず、
【数１０】
2004297280.tif 000012
を演算し（ｌｎはｅを底とする対数）、しかる後、その正負により判定する。すなわち、
【数１１】
2004297280.tif 000013
であればＤ１＝＋１と判定し、
【数１２】
2004297280.tif 000014
であればＤ１＝−１であると判定する。
（１１ｃ），（１１ｄ）式における各対数項は（１２ａ），（１２ｂ）式に示すようになる。但し、表記を簡単にするために、Ｐ（Ｓｉ／ｙ（ｔ））→Ｐ（Ｓｉ）とする。
【数１３】
2004297280.tif 000015
（１２ａ），（１２ｂ）式のｌｎ  Ｐ（Ｄ０＝＋１／ｙ（ｔ）），ｌｎ  Ｐ（Ｄ０＝−１／ｙ（ｔ））を求めると（１３）〜（１４）式になる。ただし、ｌｎ  Ｐ（Ｄ０＝＋１）＝ｌｎ  Ｐ（Ｄ０＝＋１／ｙ（ｔ）），ｌｎ  Ｐ（Ｄ０＝−１）＝ｌｎ  Ｐ（Ｄ０＝−１／ｙ（ｔ））である。
【００２４】
【数１４】
2004297280.tif 000016
ｌｎは対数、ｃｈはｃｏｓｈ（ハイパボリク  コサイン）を意味する。
【００２５】
さて、（８）式より、
【数１５】
2004297280.tif 000017
が成立しており、両辺の対数を演算すると
【数１６】
2004297280.tif 000018
また、（５）、（６）式より、
Ｓ０＝−Ｓ３，  Ｓ１＝−Ｓ２，  Ｓ４＝−Ｓ７，  Ｓ５＝−Ｓ６
であるから、エネルギーに関して
Ｅ０＝Ｅ３，  Ｅ１＝Ｅ２，  Ｅ４＝Ｅ７，  Ｅ５＝Ｅ６        （１６）
が成立する。従って、（１７），（１８）式が成立する。
【数１７】
2004297280.tif 000019
【数１８】
2004297280.tif 000020
次式
【数１９】
2004297280.tif 000021
に、（１３），（１４）式を代入して（１７）、（１８）式を考慮すると（１９）式が導出される。
【００２６】
【数２０】
2004297280.tif 000022
上式において、ΔｌｎＰ０，ΔｌｎＰ１は、第１、第２ユーザのソフト判定値で
【数２１】
2004297280.tif 000023
である。ｙ０（ｔ），ｙ１（ｔ）は、第１サブチャネル、第２サブチャネルの受信信号で
ｙ０（ｔ）＝Ｓｉ（ｔ）＋ｎ０（ｔ）（ｉ＝０〜３）
ｙ１（ｔ）＝Ｓｉ（ｔ）＋ｎ１（ｔ）（ｉ＝４〜７）
である。又、
ΔＥ０＝Ｅ０−Ｅ１，ΔＥ４＝Ｅ４−Ｅ５
である。
【００２７】
（Ｂ）受信機の構成
図２は（１９）式の判定アルゴリズムを実現する受信機の構成図であり、ソフト判定値ΔｌｎＰ０演算部５０、ＦＦＴ演算部５１、ソフト判定値ΔｌｎＰ１演算部７０を有している。第１サブチャネルのソフト判定値ΔｌｎＰ０演算部５０のみの詳細を示すが第２サブチャネルの構成も同様である。
（１９）式における（Ｓ０＋Ｓ１），（Ｓ４＋Ｓ５），（Ｓ０−Ｓ１），（Ｓ４−Ｓ５）は（５），（６）式より、
（Ｓ０＋Ｓ１）＝２・Ｃ００，
（Ｓ４＋Ｓ５）＝２・Ｃ０１，
（Ｓ０−Ｓ１）＝２・Ｃ１０，            （２０）
（Ｓ４−Ｓ５）＝２・Ｃ１１
である。尚、Ｃ００〜Ｃ１１は（４）式で与えられる。
【００２８】
（２０）式の関係およびＦＦＴ演算部５１から
【数２２】
2004297280.tif 000024
が出力されるものとすると、乗算器５２は（１９）式の右辺第１項
【数２３】
2004297280.tif 000025
の演算を行い、乗算器５３は（１９）式の右辺第２項
【数２４】
2004297280.tif 000026
の演算を行う。乗算器５４は（１９）式の右辺第３項、第４項における
【数２５】
2004297280.tif 000027
の演算を行い、乗算器５５は（１９）式の右辺第３項、第４項における
【数２６】
2004297280.tif 000028
の演算を行う。加減算器５６〜５８は（１９）式の右辺第３項のｌｎ  ｃｏｓｈの［］内の演算を行い、加減算器５６〜５７，５９は（１９）式の右辺第４項のｌｎ  ｃｏｓｈの［］内の演算を行う。なお、
【数２７】
2004297280.tif 000029
である。ｌｎ  ｃｏｓｈ演算部６０は、（１９）式の右辺第３項の演算を行い、ｌｎ  ｃｏｓｈ演算部６１は、（１９）式の右辺第４項の演算を行う。加算器６２〜６４は（１９）式右辺の演算を行ってソフト判定値ΔｌｎＰ０を出力する。判定部６５はこのソフト判定値ΔｌｎＰ０の正負に基づいて受信信号Ｄ０の”０”，”１”を判定して出力する。
【００２９】
ソフト判定値ΔｌｎＰ１演算部７０も同様にソフト判定値ΔｌｎＰ１を演算し、該ソフト判定値ΔｌｎＰ１の正負に基づいて受信信号Ｄ１の”０”，”１”を判定して出力する。以上では、ｌｎ  ｃｏｓｈ演算部６０，６１で（１９）式の右辺第３項、第４項の演算を行う例を示したであるが、図３に示す振幅リミッターの特性（伝達関数）を備えた非線形ユニットを設けることにより、ｌｎ  ｃｏｓｈ演算部６０，６１を省略することができる。なお、図３において、縦軸は、
【数２８】
2004297280.tif 000030
である。
【００３０】
以上要約すれば、図２のＭＡ−ＣＤＭＡ用のレシーバは、▲１▼受信ＭＣ−ＣＤＭＡ信号を各サブキャリアにおけるＣＤＭＡ信号に変換するＦＦＴプロセッサ、▲２▼サブキャリアの各受信ＭＣ−ＣＤＭＡシンボルに、チップパターン（コードパターン）と各サブキャリアに関連するチャネル推定値とを結合した信号（（４）式参照）を乗算する４つの乗算器、▲３▼振幅リミッター特性に応じた伝達関数を備えた非線形ユニット、▲４▼閾値に基づいて送信データについて判定を行う判定部、▲５▼前記逆拡散信号の２つの第１加算部、▲６▼一方の第１加算部からの出力信号と他ユーザデータの軟判定対象値との加算を行い、加算結果を前記非線形ユニットに入力する第２加算部、▲７▼該非線形ユニットの出力信号と前記他方の第１加算部からの出力信号を加算して軟判定対象値を出力する手段を備えている。
【００３１】
本発明の受信データの復調アルゴリズムはターボ符号のターボデコーダに類似している。ターボデコーダにおいて、各デコーダは情報を他のデコーダに渡し、そして、他のデコーダにより導き出された情報を用いて順番に推定された事後確率を精練する。同様に、本発明のアルゴリズムにおいても、非線形処理後に導出される第１ユーザデータの軟判定対象値が、第２ユーザデータの推定事後確率を精練するために使用され、非線形処理後に導出される第２ユーザデータの軟判定対象値が、第１ユーザデータの推定事後確率を精練するために使用され、ＢＥＲの改善効果が得られる。
【００３２】
（Ｃ）ノイズイミュニティとシミューレーション結果
一般的な場合、本発明レシーバは事後確率の推定を改善するために非線形ユニットとクロスフィードを採用した。この構成は、ＢＥＲ性能を解析することが非常に難しいことを意味している。それゆえ、非線形信号処理がクラシカルなレシーバより優れていることを証明するためにコンピュータシミューレーションに頼った。図４において特性Ａは、本発明レシーバの平均ＢＥＲパフォーマンスを２Ｅｂ／Ｎ０の関数として示している。ただし、ｋ０＝０．５，ｋ１＝１．０である。また、参考として特性Ｂは、クラシカルなレシーバでＭＡＩが存在する時のＢＥＲパフォーマンスを示す。特性ＣはＭＡＩ（ＩＣＩ）のない本発明のＢＥＲ特性である。特性Ｄは、（２１）式の公式を使って計算したマッチトフィルタレシーバのＩＣＩが存在しない時のＢＥＲシミューレーション結果を表示する。
【数２９】
2004297280.tif 000031
である。
コンピュータシミューレーションにより得られた本発明のＢＥＲパフォーマンスと（２１）式で計算されたＢＥＲパフォーマンスとはかなり良く一致している。又、図４のプロットから明らかなようにＭＡＩが存在しない本発明レシーバのＢＥＲは、従来のマッチトフィルタべースレシーバの（２１）式で得られたＢＥＲと差異がない。尚、後者のＢＥＲは図４で”Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ”として示している。
【００３３】
図５はｋ１＝１．０に固定し、ｋ０を０〜１，０の範囲で可変した時の本発明レシーバのＢＥＲ特性ＡとクラシカルなレシーバのＢＥＲ特性Ｂである。ただし、２Ｅｂ／Ｎ０＝１０ｄＢである。図５より、本発明レシーバは広い範囲にわたって良好なＢＥＲパフォーマンスが得られた。しかしながら、ＢＥＲにおける最大の改善は大きな２Ｅｂ／Ｎ０で発生する（図４参照）。これは、２Ｅｂ／Ｎ０が小さいと、入力ノイズがＭＡＩ（ＩＣＩ）を支配し、事後確率の推定を改善するために利用できる信頼性のあるデータが存在しないからである。これに対して、２Ｅｂ／Ｎ０が大きくなると、ＭＡＩ（ＩＣＩ）がノイズを支配するからである。以上のことはｋ０の範囲に対しても同様である。相対的に伝達係数ｋ０（ｋ０＜０．５）を小さくして第１サブチャネル信号のＥｂ／Ｎ０比を低くすると、推定後に得られたデータは全く信頼性が低い。しかし、第１サブチャネル信号のＥｂ／Ｎ０比を高くすると、得られたデータの信頼性を高くできる。
【００３４】
【発明の効果】
以上の本発明によれば、一方の受信部は他方の受信部から入力された軟判定対象値を用いて、自身の軟判定対象値を調整し、該軟判定対象値に基づいて受信データを判定するように構成したから、ＢＥＲ性能を改善することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】ＭＣ−ＣＤＭＡ送信部の構成図である。
【図２】本発明の判定アルゴリズムを実現するＭＣ−ＣＤＭＡ受信機の構成図である。
【図３】非線形ユニットの特性図である。
【図４】本発明のＢＥＲパフォーマンス説明図である。
【図５】ｋ１＝１．０に固定し、ｋ０を０〜１，０の範囲で可変した時の本発明レシーバのＢＥＲ特性である。
【図６】従来のＭＣ−ＣＤＭＡ送信機の構成図である。
【図７】従来のＭＣ−ＣＤＭＡ受信機の構成図である。
【図８】従来のＭＣ−ＣＤＭＡ送信機の第１変形図である。
【図９】従来のＭＣ−ＣＤＭＡ受信機の第１変形図である。
【図１０】従来のＭＣ−ＣＤＭＡ送信機の第２変形図である。
【図１１】従来のＭＣ−ＣＤＭＡ受信機の第２変形図である。
【符号の説明】
５０  ソフト判定値ΔｌｎＰ０演算部
５１  ＦＦＴ演算部
６０，６１  ｌｎ  ｃｏｓｈ演算部
６５  判定部
７０  ソフト判定値ΔｌｎＰ１演算部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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