(57)【要約】【課題】Ｄ級音声増幅回路において、微小入力時における音声出力の停止を回避するとともに、無信号入力時における消費電力増加を抑制する。【解決手段】入力音声信号Ｓ１に歪補正信号Ｓｃを混合した入力音声信号Ｓ１ａを用いる。微小入力時においても、この歪補正信号ＳｃによりＰＷＭ信号Ｓ５、Ｓ６が発生することとなり、微小入力信号に対して出力音声信号Ｓ８を発生することができる。また、無入力時において、歪補正信号Ｓｃの周期でＰＷＭ信号Ｓ５、Ｓ６が発生するが間欠的であるため、回路電力の消費の増加を抑制することができる。【選択図】図３
2004312606.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
三角波と入力信号とを比較し、前記入力信号の正側と負側にそれぞれ対応する第１および第２のＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ回路と、
前記第１および第２のＰＷＭ信号を受けて、正、負およびゼロ値からなる３値パルス信号を出力する３値パルス増幅回路と、
前記３値パルス信号を平滑化して出力信号とするフィルタ回路と、
原入力信号が小振幅であっても、間欠的に前記ＰＷＭ信号が出力されるように、歪補正信号を混合し、前記入力信号として出力する歪補正信号発生回路と
を備えることを特徴とするＤ級増幅回路。
【請求項２】
請求項１記載のＤ級増幅回路において、
前記歪補正信号発生回路は、
前記三角波に同期した方形波を分周する分周回路と、分周した方形波を平滑化して前記歪補正信号を発生するフィルタ回路と
を備えることを特徴とするＤ級増幅回路。
【請求項３】
請求項１または２記載のＤ級増幅回路において、
前記歪補正信号の周波数は、前記三角波の周波数の１／２より低く、かつ前記原入力信号の上限周波数の２倍より高い一定周波数とする
ことを特徴とするＤ級増幅回路。
【請求項４】
請求項１−３のいずれか１項に記載のＤ級増幅回路において、
前記原入力信号が音声信号である
ことを特徴とするＤ級増幅回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、トランジスタをスイッチとして使用し、大振幅信号である３値パルス信号を出力する３値パルス増幅回路を利用したＤ級増幅回路に関し、特に、微小入力信号時に発生する、いわゆるクロスオーバー歪を低減するＤ級増幅回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来から、正電源電圧、負電源電圧および０［Ｖ］基準電圧からなる３値パルス信号を出力する３値スイッチング方式のＤ級増幅器（３値パルス増幅回路ともいう。）は、電力効率が優れていることからＤ級音声増幅回路として利用されている（非特許文献１参照）。
【０００３】
Ｄ級音声増幅回路には、ΔΣ変調方式が使用される場合もあるが、コスト低減のために、このΔΣ変調方式を使用しない、より簡単な構成で動作周波数の低いＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式を使用した３値スイッチングＤ級音声増幅回路も利用されている。
【０００４】
図４は、ＰＷＭ方式を利用した３値スイッチングＤ級音声増幅回路２の構成例を示している。
【０００５】
この３値スイッチングＤ級音声増幅回路２は、入力音声信号Ｓ１を増幅した出力音声信号Ｓ８を出力する回路であり、基本的に、ＰＷＭ回路４と３値パルス増幅回路６とローパスフィルタ回路８とから構成されている。
【０００６】
ここで、ＰＷＭ回路４は、電源電圧＋Ｖｃｃ（たとえば５−１２［Ｖ］内の一定電圧）が供給される能動素子として、三角波Ｓ２を発生する三角波発生回路１２と２つのコンパレータ１４、１６とを有している。
【０００７】
この場合、三角波Ｓ２は、コンデンサＣ３と抵抗器Ｒ３、Ｒ４とでレベル変換されるとともに、コンデンサＣ５と抵抗器Ｒ５、Ｒ６とでレベル変換され、それぞれＰＷＭ用キャリア信号である正側の三角波Ｓ３と負側の三角波Ｓ４にされて、コンパレータ１４、１６の負入力端子に供給される。
【０００８】
また、コンパレータ１４、１６の正入力端子には、入力音声信号Ｓ１がコンデンサＣ１と抵抗器Ｒ１、Ｒ２とでレベル変換されて供給される。
【０００９】
ここで、ＰＷＭ回路４は、コンパレータ１４、１６により入力音声信号Ｓ１を、それぞれ正のＰＷＭ信号Ｓ５と負のＰＷＭ信号Ｓ６に変換する。
【００１０】
３値パルス増幅回路６は、正のＰＷＭ信号Ｓ５を０［Ｖ］と正の電源電圧＋ＶＤＤ（たとえば、１２−４８［Ｖ］内の一定電圧）との間のスイッチング信号に増幅するとともに、負のＰＷＭ信号Ｓ６を０［Ｖ］と負の電源電圧−ＶＤＤとの間のスイッチング信号に増幅した３値パルス信号Ｓ７を発生する。
【００１１】
ローパスフィルタ回路８は、３値パルス信号Ｓ７を平滑して出力音声信号Ｓ８とする。この出力音声信号Ｓ８は、スピーカ１０から音声として出力される。
【００１２】
【非特許文献１】
「ラジオ技術」（２００１年１０月号ｐ８９−ｐ９６  株式会社アイエー出版）
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、図４に示した従来技術に係る３値スイッチングＤ級音声増幅回路２を構成するＰＷＭ回路４は、入力音声信号Ｓ１の正側のＰＷＭ変調と負側のＰＷＭ変調をそれぞれ異なるコンパレータ１４、１６で行うために０レベル付近で、いわゆるクロスオーバー歪が発生し易い。
【００１４】
特に、図５の（ａ）に示すような微小な入力音声信号Ｓ１が連続してコンパレータ１４、１６に供給される場合には、図５の（ｂ）に示すように、０レベル付近（音声信号基準電位Ｖ０の付近）の微小信号時にＰＷＭ変調がなされず、言い換えれば、ＰＷＭ信号変換の分解能が悪くなり、ＰＷＭ信号Ｓ５、Ｓ６が発生しないＰＷＭ信号休止状態が発生する。
【００１５】
このとき、図５の（ｃ）に示すように、ＰＷＭ信号休止期間には、３値パルス信号Ｓ７も発生せず、図５の（ｄ）に示すように、ローパスフィルタ回路８の出力音声信号Ｓ８において音声停止期間が発生し、スピーカ１０から何も聞こえない不具合が発生する。
【００１６】
この不具合は、ＰＷＭ回路４を構成するコンパレータ１４、１６の微小入力に対する感度の限界を原因とする。
【００１７】
微小入力時においても、コンパレータ１４、１６を正しく動作させるためには、コンパレータ１４、１６の、一般に数ｍＶ程度である入力オフセット電圧を考慮しなければならない。
【００１８】
そこで、入力オフセット電圧を考慮して抵抗器Ｒ３−Ｒ６の抵抗値を変更してコンパレータ１４、１６の負入力端子に直流バイアスを与え、図６の（ａ）に示すように、正側の三角波Ｓ３の下側レベルと、負側の三角波Ｓ４の上側レベルとを交差させる方法が考えられる。
【００１９】
このように変更すれば、図６の（ａ）と（ｂ）に示すように、入力音声信号Ｓ１のレベルが０の無信号入力時においても、正のＰＷＭ信号Ｓ５と負のＰＷＭ信号Ｓ６とが発生し、この正のＰＷＭ信号Ｓ５と負のＰＷＭ信号Ｓ６に対応して、図６の（ｃ）に示す３値パルス信号Ｓ７が発生する。したがって、ＰＷＭ信号休止状態の発生を回避することができる。
【００２０】
しかしながら、コンパレータ１４、１６に直流バイアスを与えると、無信号入力時において、三角波Ｓ３、Ｓ４の周期で３値パルス増幅回路６が図６の（ｃ）に示したようにスイッチングするために、３値パルス増幅回路６の電力消費が増大し、結果として３値スイッチングＤ級音声増幅回路２全体の回路電力消費が増大する。
【００２１】
この発明はこのような課題を考慮してなされたものであり、微小入力信号に対しても出力信号が発生し、かつ無信号入力時における回路電力消費の増加を抑制することを可能とするＤ級増幅回路を提供することを目的とする。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
この発明のＤ級増幅回路は、三角波と入力信号とを比較し、前記入力信号の正側と負側にそれぞれ対応する第１および第２のＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ回路と、前記第１および第２のＰＷＭ信号を受けて、正、負およびゼロ値からなる３値パルス信号を出力する３値パルス増幅回路と、前記３値パルス信号を平滑化して出力信号とするフィルタ回路と、原入力信号が小振幅であっても、間欠的に前記ＰＷＭ信号が出力されるように、歪補正信号を混合し、前記入力信号として出力する歪補正信号発生回路とを備えることを特徴とする（請求項１記載の発明）。
【００２３】
この発明によれば、原入力信号に歪補正信号を混合しているので、微小入力時においても、この歪補正信号によりＰＷＭ信号が発生することとなり、微小入力信号に対して出力信号を発生することができる。また、無入力時において、歪補正信号の周期でＰＷＭ信号が発生するが間欠的であるため、回路電力消費の増加を抑制することができる。
【００２４】
なお、歪補正信号発生回路は、三角波に同期した方形波を分周する分周回路と、分周した方形波を平滑化して前記の歪補正信号を発生するフィルタ回路とにより構成することで、簡易に所望の歪補正信号を発生することができる（請求項２記載の発明）。
【００２５】
ここで、歪補正信号の周波数を、三角波の周波数の１／２より低く、かつ原入力信号の上限周波数の２倍より高い一定周波数とすることがサンプリング定理の観点から望ましい（請求項３記載の発明）。
【００２６】
なお、この発明は、音声信号に適用することで、３値スイッチングＤ級音声増幅回路を実現できる（請求項４記載の発明）。入力が音声信号であるとき、歪補正信号の周波数を、音声再生帯域の２倍以上の周波数とすることで、出力音声信号として、歪補正信号が再生されることがない。
【００２７】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の形態について図面を参照して説明する。なお、以下に参照する図面において、上記図４−図６に示したものと対応するものには同一の符号を付けてその詳細な説明は省略する。
【００２８】
図１は、この発明の一実施の形態に係る３値スイッチングＤ級音声増幅回路２２の構成を示している。
【００２９】
この３値スイッチングＤ級音声増幅回路２２は、原入力信号である入力音声信号Ｓ１を増幅した出力音声信号Ｓ８による音声をスピーカ１０から出力する回路であり、基本的には、ＰＷＭ回路２４と３値パルス増幅回路６とローパスフィルタ回路８とから構成されている。
【００３０】
この図１例の３値スイッチングＤ級音声増幅回路２２は、図４に示した従来技術の３値スイッチングＤ級音声増幅回路２に比較して、ＰＷＭ回路２４の構成のみが変更されており、そのＰＷＭ回路２４が歪補正信号発生回路２６を備える点で異なる。
【００３１】
ＰＷＭ回路２４は、基本的には、三角波Ｓ２を発生する三角波発生回路１２と、コンパレータ１４、１６と、歪補正信号発生回路２６とから構成される。
【００３２】
この場合、三角波Ｓ２が結合コンデンサＣ３と分圧抵抗器Ｒ３、Ｒ４とでレベル変換され、一方のコンパレータ１４の負入力端子にＰＷＭ用キャリア信号としての正側の三角波Ｓ３として供給される。
【００３３】
また、同時に、三角波Ｓ２が結合コンデンサＣ５と分圧抵抗器Ｒ５、Ｒ６とでレベル変換され、他方のコンパレータ１６の負入力端子にＰＷＭ用キャリア信号としての負側の三角波Ｓ４として供給される。
【００３４】
歪補正信号発生回路２６には、三角波発生回路１２の内部でミラー積分器等を利用して三角波Ｓ２を発生するために使用している方形波Ｓ９が供給される。したがって、この方形波Ｓ９は、三角波Ｓ２に同期し、かつ同一周波数を有する信号である。
【００３５】
この方形波Ｓ９は、分周回路３２により分周されて低周波の方形波とされる。低周波の方形波は、ＬＣ回路等からなるローパスフィルタ回路２８により平滑され正弦波状の歪補正信号Ｓｃとされる。
【００３６】
この歪補正信号Ｓｃは、三角波Ｓ２の周波数の１／２より低く、かつ入力音声信号Ｓ１の上限周波数、この場合、音声再生帯域の２倍以上の一定周波数とされている。なお、歪補正信号Ｓｃの振幅は、コンパレータ１４、１６の入力オフセット電圧の仕様上の最大値より大きくて、入力音声信号Ｓ１の振幅の１／２と歪補正信号Ｓｃの振幅の合計が三角波Ｓ３または三角波Ｓ４の振幅を超えない値に設定し、３値スイッチングＤ級音声増幅回路２２の消費電力が許容範囲内となるように調整すればよい。
【００３７】
このように構成される歪補正信号Ｓｃは、入力音声信号Ｓ１とのアイソレーションのための抵抗器Ｒ８を介してコンパレータ１４、１６の正入力端子に供給されるが、このコンパレータ１４、１６の正入力端子には、原入力信号である入力音声信号Ｓ１が結合コンデンサＣ１と抵抗器Ｒ１、Ｒ２とでレベル変換され、かつ歪補正信号Ｓｃとのアイソレーションのための抵抗器Ｒ７を介して供給されているので、コンパレータ１４、１６の正入力端子には、歪補正信号Ｓｃが混合された入力音声信号Ｓ１ａが供給される。なお、歪補正信号Ｓｃと入力音声信号Ｓ１は、演算増幅器を利用した加算器により合成してもよい。
【００３８】
このように構成されるＰＷＭ回路２４は、コンパレータ１４、１６により入力音声信号Ｓ１ａを正のＰＷＭ信号Ｓ５と負のＰＷＭ信号Ｓ６に変換する。
【００３９】
３値パルス増幅回路６は、正のＰＷＭ信号Ｓ５を０［Ｖ］と正の電源電圧＋ＶＤＤとの間のスイッチング信号に増幅するとともに、負のＰＷＭ信号Ｓ６を０［Ｖ］と負の電源電圧−ＶＤＤとの間のスイッチング信号に増幅した３値パルス信号Ｓ７を発生する。
【００４０】
ローパスフィルタ回路８は、３値パルス信号Ｓ７を平滑して出力音声信号Ｓ８とする。この出力音声信号Ｓ８は、スピーカ１０から音声として出力される。
【００４１】
次に、上述の実施の形態の動作について詳しく説明する。
【００４２】
入力音声信号Ｓ１が無信号（Ｓ１＝０）で、歪補正信号Ｓｃが混合された入力音声信号Ｓ１ａが歪補正信号Ｓｃに等しい場合（Ｓ１ａ＝Ｓｃ）のＰＷＭ回路２４の動作を図２の（ａ）と（ｂ）に示す。
【００４３】
入力音声信号Ｓ１が無信号時においても、歪補正信号Ｓｃが入力されているために、正側のＰＷＭ信号Ｓ５と負側のＰＷＭ信号Ｓ５が間欠的に発生し、図５の微小信号入力時に示すＰＷＭ信号休止期間の頻度が少なくなり、出力の音声停止状態の頻度が少なくなる。
【００４４】
図３の（ａ）−（ｄ）は、入力音声信号Ｓ１が微小入力レベルであり、歪補正信号Ｓｃが混合された入力音声信号Ｓ１ａを使用した場合の各信号の波形を示している。
【００４５】
図３の（ｂ）に示すように、微小入力時においてもＰＷＭ信号Ｓ５、Ｓ６が発生し、図３の（ｃ）に示すように、対応して３値パルス信号Ｓ７が発生し、出力音声信号Ｓ８が、図３の（ｄ）に示すように、入力音声信号Ｓ１に追随した波形になることが分かる。
【００４６】
すなわち、正弦波状の歪補正信号Ｓｃが入力音声信号Ｓ１に対して加えられていることから、図５の（ｂ）−（ｄ）に示したＰＷＭ信号休止に伴い微小入力レベル時にのみ発生していた音声歪が、図３の（ｂ）、（ｃ）では、入力レベルに対して分散され、冗長性を有することになり、微小入力信号に対しても出力信号が発生する。そして、無補正時に比べ、出力音声信号Ｓ８が入力音声信号Ｓ１に追随した波形となることから、スピーカ１０から出力される音声に対し、聴感上では無音状態から大音量出力状態までの繋がりがスムーズになることが確認された。
【００４７】
また、無入力時における直流バイアス印加時（図６の（ａ）−（ｃ））と歪補正信号Ｓｃ印加時（図２の（ａ）と（ｂ））のＰＷＭ信号Ｓ５、Ｓ６を比べると、歪補正信号Ｓｃの印加時は、正負パルスが交互に発生する頻度が少ない。さらに、図２より歪補正信号Ｓｃの印加時は音声が正から負、または負から正に遷移する場合にのみ正負パルスが交互に発生することが分かる。したがって、直流バイアス印加時に比べて効率を良くすることができ、回路電力の増加を抑制することができる。
【００４８】
歪補正信号Ｓｃを混合するこの実施の形態の方式は、見方を変えれば、歪補正信号Ｓｃによる入力音声信号Ｓ１のサンプリングとＰＷＭキャリア信号である三角波Ｓ３、Ｓ４による入力音声信号Ｓ１ａのサンプリングの２回サンプリングを行う方式といえる。したがって、歪補正信号Ｓｃは、サンプリング定理により入力音声信号Ｓ１の音声再生帯域上限周波数の２倍以上とし、かつＰＷＭ回路２４のＰＷＭキャリア信号である三角波Ｓ３、Ｓ４の周波数の１／２以下で、かつ可聴帯域外という周波数条件を設定する。
【００４９】
たとえば、入力音声信号Ｓ１の帯域がＤＣ−１０［ｋＨｚ］程度であるとするとき、三角波Ｓ２の周波数は、この周波数の１０倍程度以上の値、たとえば１００−２００［ｋＨｚ］に設定されるので、歪補正信号Ｓｃの周波数は２０−５０［ｋＨｚ］程度の値に設定すればよい。
【００５０】
なお、歪補正信号ＳｃとＰＷＭキャリア信号としての三角波Ｓ３、Ｓ４に位相ずれがあると、出力音声信号Ｓ８にうねりによる雑音が発生することがあるので、これらは同期している必要がある。この実施の形態では、三角波Ｓ２に同期した方形波Ｓ９を分周回路３２で分周した後、ローパスフィルタ回路２８により平滑した信号を歪補正信号Ｓｃとしているので、簡易に三角波Ｓ３、Ｓ４に同期した所望の歪補正信号Ｓｃを発生することができる。
【００５１】
また、この発明は、上述の実施の形態に限らず、この明細書の記載内容に基づき、種々の構成を採り得ることはもちろんである。
【００５２】
【発明の効果】
以上説明したように、この発明によれば、原入力信号に歪補正信号を混合しているので、微小入力時においても、この歪補正信号によりＰＷＭ信号を発生させることができ、微小入力信号に対して出力信号を発生することができる。
【００５３】
そして、原入力信号が音声信号である場合、微小音声入力時の音質が安定化される。
【００５４】
また、無入力時において、歪補正信号の周期でＰＷＭ信号が発生するが、直流バイアス印加方式に比較して間欠的であり、回路電力消費の増加を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の一実施の形態が適用された３値スイッチングＤ級音声増幅回路のブロック図である。
【図２】歪補正信号が印加されている場合の無信号入力時における動作説明に供される波形図である。
【図３】歪補正信号が印加されている場合の信号入力時における動作説明に供される波形図である。
【図４】従来技術に係る３値スイッチングＤ級音声増幅回路のブロック図である。
【図５】微小信号の入力時における図４例の動作説明に供される波形図である。
【図６】無信号入力時における直流バイアス印加時の図４例の動作説明に供される波形図である。
【符号の説明】
２、２２…３値スイッチングＤ級音声増幅回路
４、２４……ＰＷＭ回路            ６…３値パルス増幅回路
８、２８…ローパスフィルタ回路    １２…三角波発生回路
１４、１６…コンパレータ          １０…スピーカ
２６…歪補正信号発生回路          ３２…分周回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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