(57)【要約】【課題】  音響信号等の入力交流信号を高効率に電力増幅するスイッチング型の電力増幅装置で、回生電力などによる電源電圧のリップル変動による歪みを補償し、また、電源電圧による増幅率の調整が可能な装置を提供する。【解決手段】  電力増幅装置は、電源電圧Ｖｃが供給される第１のスイッチ回路１１及び第２のスイッチ回路１２と、それらの間に接続されるインダクタ１３及び負荷１４と、入力交流信号Ｖｉを受電して所定のオン，オフ期間比を設定して各スイッチ回路を駆動する制御回路１５とを有する。制御回路１５は、電源電圧値Ｖｃとその直流成分Ｅｃとの比率（Ｖｃ／Ｅｃ）を、変調感度（例えば、スイッチ回路を駆動するパルス信号を生成する際の三角波電圧の振幅）に乗じて出力する演算回路２０を備える。【選択図】  図１Ａ
2004180294.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源電圧Ｖｃが供給される、ハイサイドスイッチとローサイドスイッチの直列回路を含むスイッチ部と、
入力交流信号Ｖｉに対応させて、所定のオン，オフ期間比に設定された周期で前記スイッチ部を作動させて、前記ハイサイドスイッチと前記ローサイドスイッチの接続点に接続された負荷を駆動するための制御部とを備え、
前記制御部は、
前記入力交流信号Ｖｉを入力し、その入力交流信号Ｖｉから所定の変調感度でパルス信号を生成し出力するパルス変調部と、
前記電源電圧Ｖｃからその直流電圧成分（Ｅｃ）を検出して、前記直流成分（Ｅｃ）に対する電源電圧値（Ｖｃ）の比（Ｖｃ／Ｅｃ）を前記変調感度に乗じるか、または、前記電源電圧値（Ｖｃ）に対する前記直流成分（Ｅｃ）の比（Ｅｃ／Ｖｃ）を前記入力交流信号Ｖｉに乗じる演算部と、
前記パルス信号に基づいて前記スイッチ部を駆動する駆動部と、
を有する、電力増幅装置。
【請求項２】
前記スイッチ部は、ハイサイドスイッチとローサイドスイッチの直列回路を２つ並列に接続したフルブリッジ構成であり、各直列回路中のハイサイドスイッチとローサイドスイッチの接続点間に前記負荷を接続した請求項１記載の電力増幅装置。
【請求項３】
前記直流電圧成分を制御可能な安定化電源部をさらに備え、該安定化電源部から前記電源電圧が供給される請求項１記載の電力増幅装置。
【請求項４】
前記安定化電源部は、前記電源電圧の直流成分を制御して、出力交流信号Ｖｏに対する前記入力交流信号Ｖｉの比である信号増幅率を調整する機能を備えた請求項３に記載の電力増幅装置。
【請求項５】
前記演算部は、実質的に前記スイッチ部の両端に接続された、可変抵抗器を含む複数の抵抗器の直列回路と、前記可変抵抗器よりも低電位側に設けられた前記抵抗器間の第１の接続点に接続されたローパスフィルタとを有し、
前記パルス変調部は、前記可変抵抗器より低電位側に設けられた前記抵抗器間の第２の接続点の電位と前記第１の接続点の電位をそれぞれ入力し、前記第１の接続点と前記第２の接続点との電圧差を振幅とする三角波電圧を発生させる三角波電圧発生回路を有し、前記三角波電圧と前記入力交流信号を比較してパルス信号を生成し、
前記安定化電源部は、電源電圧の直流成分Ｅｃを制御するため、前記ローパスフィルタの出力電圧を制御する、請求項４記載の電力増幅装置。
【請求項６】
前記演算部は、前記比率（Ｖｃ／Ｅｃ）を所定の電圧に乗じて出力し、
前記パルス変調部は、前記演算部の出力電圧を振幅とする三角波電圧Ｖｔを発生させる三角波電圧発生回路を有し、前記三角波電圧Ｖｔと前記入力交流信号Ｖｉとを比較して、パルス信号を生成する、請求項１に記載の電力増幅装置。
【請求項７】
前記演算部は、
前記電源電圧Ｖｃに応じた第１の電流を発生する第１の電流源回路と、
前記第１の電流からローパスフィルタを介して得られる第２の電流を発生する第２の電流源回路と、
所定の電流を供給する定電流源回路と、
前記第１の電流がコレクタ電流として流れる第１のトランジスタと、
前記第２の電流がコレクタ電流として流れる第２のトランジスタと、
前記定電流がコレクタ電流として流れる第３のトランジスタと、
第４のトランジスタと、
を有し、
前記第１のトランジスタと前記第３のトランジスタとは、それぞれのベース−エミッタ電圧が加算されるように接続され、前記第２のトランジスタと前記第４のトランジスタとは、それぞれのベース−エミッタ電圧が加算されるように接続され、さらに両方の加算電圧が等しくなるように、それぞれのトランジスタが接続され、前記第４のトランジスタに流れるコレクタ電流に応じた電圧を出力する、請求項６記載の電力増幅装置。
【請求項８】
供給される電源電圧Ｖｃの直流成分電圧値Ｅｃに対する電源電圧Ｖｃの比率（Ｖｃ／Ｅｃ）を乗じた変調感度で入力交流信号を変調して得られるパルス信号によって、スイッチが駆動される、電力増幅装置。
【請求項９】
入力交流信号と三角波電圧との比較結果に応じたパルス信号によってスイッチが駆動され、電源電圧Ｖｃの直流電圧成分Ｅｃに対する電源電圧Ｖｃの比率（Ｖｃ／Ｅｃ）に所定の電圧を乗じた電圧を上記三角波電圧の振幅とする、請求項８記載の電力増幅装置。
【請求項１０】
供給される電源電圧Ｖｃに対する、その電源電圧Ｖｃの直流電圧成分Ｅｃの比率（Ｅｃ／Ｖｃ）を乗じた入力交流信号に応じたパルス信号によって、スイッチが駆動される電力増幅装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、音響信号等から得られる入力交流信号を電力増幅してスピーカ等の電気音響変換器に印加する電力増幅装置であって、特に入力交流信号のＤ級増幅機能を備えた電力増幅装置における電源電圧変動補償に関する。
【背景技術】
【０００２】
音響スピーカの駆動には、構成が簡単なＡ級、Ｂ級、ＡＢ級などのリニア型の電力増幅装置が多く利用されている。このようなリニア型電力増幅装置は、動作原理上、電力増幅装置自身の電力損失が大きく、出力電力が大きくなるに従って電力増幅装置自身の消費電力による発熱が大きくなる。このため、これを放散させるための大きな放熱器が必要になるなどの課題がある。そこで出力電力が大きい電力増幅装置には、Ｄ級と呼ばれるスイッチング型の電力増幅装置が使われるようになっている。
【０００３】
Ｄ級増幅機能を備えた電力増幅装置は、電力を供給する出力段のパワースイッチをオンまたはオフすることにより、出力端子間に正電源電圧またはゼロ電圧または負電源電圧を高速に切替え発生させる。この出力端子と負荷との間に備えた電力ロー・パス・フィルタ（ＬＰＦ）で可聴外高周波数域電力を除去して、負荷に可聴帯域の電力のみを供給する。スイッチがオン状態の時は電流が流れるが端子間電圧は極めて小さく、また、オフ状態の時には電圧がかかるが通過電流はほとんどゼロになるため、これらの積であるスイッチ自身の電力消費は何れも小さくなる。
【０００４】
このような電力増幅装置には、電源電圧の変動によって出力交流信号Ｖｏも変動してしまう問題がある。これを改善する方法に、例えば、パワースイッチをオン，オフする駆動パルスのパルス幅変調のための三角波電圧Ｖｔの振幅Ｅｔを、電源電圧Ｖｃに比例させる技術がある（例えば、特許文献１参照。）。その他、先行技術として、特許文献２，３，４，５がある。
【０００５】
Ｄ級増幅機能を備えた電力増幅装置に関する技術としては、図６Ａのように、Ｈ形ブリッジ構成の４個のスイッチ回路で負荷を駆動する、いわゆる、ブリッジ−タイド・ロード（bridge-tied load；以下「ＢＴＬ」と称す。）と呼ばれるものが一般に知られている。図６Ａに示す電力増幅装置の構成およびその動作は概ね以下のようになる。
【０００６】
直流電源１０から電圧値Ｖｃを供給される、第１のスイッチ回路１１は、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴである第１のハイサイドスイッチ１１１と第１のローサイドスイッチ１１２とで構成される。同様に、第２のスイッチ回路１２は、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴである第２のハイサイドスイッチ１２１と第２のローサイドスイッチ１２２とで構成されている。第１のスイッチ回路１１の出力端子、即ち、第１のハイサイドスイッチ１１１と第１のローサイドスイッチ１１２との接続点を端子Ｘとし、第２のスイッチ回路１２の出力端子、即ち、第２のハイサイドスイッチ１２１と第２のローサイドスイッチ１２２との接続点を端子Ｙとして、端子Ｘと端子Ｙの間にインダクタ１３と負荷１４の直列体が接続される。
【０００７】
制御回路１５０は、第１のスイッチ回路１１および第２のスイッチ回路１２の各スイッチ回路を制御するもので、パルス幅変調（ＰＷＭ）回路４０と、第１の駆動回路５１と、第２の駆動回路５２とから構成される。信号源１６は入力交流信号Ｖｉを出力する。
【０００８】
ＰＷＭ回路４０は、入力交流信号Ｖｉの振幅をパルス幅に変換するものであり、三角波発生回路３００で発生する三角波電圧Ｖｔと入力交流信号Ｖｉとを比較器４１で比較し、その結果をＭ１として出力し、また、これを反転器４２で反転したＭ２を出力する。
【０００９】
第１の駆動回路５１は、信号Ｍ１を入力して第１のハイサイドスイッチ１１１を駆動する増幅器５１１と、信号Ｍ１を入力して第１のローサイドスイッチ１１２を駆動する反転増幅器５１２とから構成される。第２の駆動回路５２は、信号Ｍ２を入力して第２のハイサイドスイッチ１２１を駆動する増幅器５２１と、信号Ｍ２を入力して第２のローサイドスイッチ１２２を駆動する反転増幅器５２２とから構成される。
【００１０】
図６Ｂは、以上のように構成された従来の電力増幅装置のタイミングチャートである。
図６Ｂに示すように、三角波電圧Ｖｔは電圧値Ｅｔを振幅として、±Ｅｔ間を周期Ｔで増減する。周期Ｔは、入力交流信号Ｖｉ（ｔ）の変化よりも十分に速く設定されている。この三角波電圧Ｖｔと入力交流信号Ｖｉは、比較器４１によって比較される。この比較器４１の出力信号Ｍ１及び反転器４２によって、その反転信号Ｍ２が出力される。信号Ｍ１は、三角波電圧Ｖｔの瞬時値が入力交流信号Ｖｉの瞬時値より小さい、Ｖｔ（ｔ）＜Ｖｉ（ｔ）の時にハイ（Ｈ）レベルとなる。信号Ｍ１の周期ＴにおけるＨレベルの期間の割合δ（デューティ比と呼ぶ）は、次式で表される。
δ＝（１＋Ｖｉ／Ｅｔ）／２                                …（１）
【００１１】
第１のハイサイドスイッチ１１１は信号Ｍ１に従ってオン、オフされ、第１のローサイドスイッチ１１２は信号Ｍ１の反転信号に従ってオン、オフされる。即ち、第１のスイッチ回路１１中の第１のハイサイドスイッチ１１１と第１のローサイドスイッチ１１２とは、交互にオン、オフする。一方、第２のハイサイドスイッチ１２１は信号Ｍ２に従ってオン、オフされ、第２のローサイドスイッチ１２２は信号Ｍ２の反転信号に従ってオン、オフされる。即ち、第２のスイッチ回路１２中の第２のハイサイドスイッチ１２１と第２のローサイドスイッチ１２２は、第１のスイッチ回路１１のそれぞれと逆の開閉動作をする。
【００１２】
従って、信号Ｍ１がＨレベルの期間には、端子Ｘは直流電源１０の一端の電圧値Ｖｃ、端子Ｙは直流電源１０の他端の電圧値０、すなわちゼロ電位となり、信号Ｍ１がロー（Ｌ）レベルの期間には、端子Ｘはゼロ電位、端子Ｙが電源電圧Ｖｃとなる。以上のようなスイッチング動作が三角波電圧Ｖｔの周期Ｔで繰返される。この周期Ｔは、入力交流信号Ｖｉの変動が無視できるほど短く設定されているため、端子Ｘに現われるパルス電圧の平均電位Ｖｘ、他方の端子Ｙの平均電位Ｖｙは、信号Ｍ１のデューティ比δを用いて表すと、
Ｖｘ＝δ・Ｖｃ
Ｖｙ＝（１−δ）・Ｖｃ
となる。
【００１３】
インダクタ１３による平滑作用により、負荷１４の両端には、平均電位Ｖｘと平均電位Ｖｙとの差電圧が発生する。負荷１４の両端電圧すなわち出力交流信号Ｖｏは、次式のように表される。
Ｖｏ＝Ｖｘ−Ｖｙ＝（２δ−１）・Ｖｃ                      …（２）
ここで、（２）式に（１）式を代入すると、
Ｖｏ＝（Ｖｃ／Ｅｔ）・Ｖｉ                                …（３）
が得られる。即ち、出力交流信号Ｖｏは、入力交流電圧Ｖｉを（Ｖｃ／Ｅｔ）倍に増幅した電圧になる。
【００１４】
このように、図６Ａ、図６Ｂに示す従来技術では、入力交流電圧Ｖｉは、ＰＷＭ回路４０によってパルス幅変調され、ＢＴＬ出力部によって増幅され、全体の利得は（Ｖｃ／Ｅｔ）になる。式（３）におけるＥｔは、ＰＷＭ回路４０の部分に関わるパルス変調部の変調感度であり、ＶｃはＢＴＬ出力部の利得要素である。
【００１５】
このような直流電源１０の電圧値Ｖｃには、負荷１４に大きな電流を供給した際の出力内部抵抗によるリップル変動や、商用電源を整流した際に残るリップル分が重畳しており、これらを低減するには回路規模や損失電力の増大が伴う。図６Ａの電力増幅装置の構成では、Ｖｃの変動によって、増幅率（Ｖｃ／Ｅｔ）が変動して、これが出力交流信号Ｖｏのレベル変動や歪みを増加させている。
【００１６】
このような電源電圧の変動による出力交流信号Ｖｏの変動を改善するには、一例として、特許文献１で開示されるように、三角波電圧Ｖｔの振幅Ｅｔを電源電圧Ｖｃに比例させる技術がある。図７Ａは、特許文献１に示された、三角波発生回路の回路構成とその動作波形図である。
【００１７】
以下に、図７Ａの三角波発生回路の構成とその動作を説明する。図７Ａにおいて、端子Ａ１は直流電源電圧Ｖｃを入力する端子であり、抵抗Ｒ１が接続される。英字符号で示されるＡＤＤは、演算増幅器であり、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３とが接続されて、反転増幅器の動作をする。同じくＣｘ，Ｃｙは、比較器であり、同様にＦＦは、フリップフロップである。また、ＩＮＴは、演算増幅器であり、この場合、抵抗Ｒ０とコンデンサＣ０とが接続されて、アナログ積分器の動作をする。アナログ積分器ＩＮＴの出力が三角波電圧Ｖｔとなる。
【００１８】
まず、演算増幅器ＡＤＤは増幅率が充分大きく、抵抗Ｒ３による負帰還がなされているため、その正負入力端子間は電位差がほとんど発生しないように動作するので、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３との接続点Ｇの電位はゼロ電位となる。従って抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点Ａ２の電位Ｖａ２は直流電源電圧Ｖｃを抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２とで分圧したものとなり、次式で表される。
Ｖａ２＝Ｖｃ・Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）                        …（４）
【００１９】
また、演算増幅器ＡＤＤの出力端子Ａ３の電位Ｖａ３は、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３との各抵抗値が等しければ、次式のように、接続点Ａ２の電位を反転した電位になる。
Ｖａ３＝−Ｖａ２＝−Ｖｃ・Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）            …（５）
【００２０】
一方、演算増幅器ＩＮＴにおいては、フリップフロップＦＦがセットされ、図７Ｂの破線で示すように、その出力Ｑ（接続点Ａ４の電圧）が正の一定電圧（Ｖｆ）になる時は、電圧Ｖｆを積分し、その結果、出力Ｖｔが直線的に低下する。逆に、フリップフロップＦＦがリセットされ、接続点Ａ４が負の一定電圧（−Ｖｆ）になる時は、出力Ｖｔが直線的に上昇する。ここで、フリップフロップＦＦは、出力Ｖｔが接続点Ａ２の電圧（Ｖａ２）になると、比較器Ｃｘによってセットになり、また、出力Ｖｔが接続点Ａ３の電圧（−Ｖａ２）になると、比較器Ｃｙによってリセットになる。従って、出力Ｖｔは電圧値±Ｖａ２間を増減する三角波電圧となり、式（４）及び（５）に示すように、その振幅は電源電圧Ｖｃに比例したものが得られる。
【００２１】
さて、式（３）の電圧値Ｅｔは、式（４）及び（５）で表される電圧値Ｖａ２になるため、式（３）の電圧値Ｅｔに式（４）及び（５）の電圧値Ｖａ２を代入すると、
Ｖｏ＝（Ｖｃ／Ｖａ２）・Ｖｉ＝（１＋Ｒ１／Ｒ２）・Ｖｉ        …（６）
が得られる。このように、三角波電圧Ｖｔの振幅を電源電圧Ｖｃに比例させることにより、Ｄ級電力増幅装置の増幅率は、その電源電圧Ｖｃに影響されずに、一定とすることができる。
【００２２】
【特許文献１】特開昭５４−８０６５７号公報（第４図）
【特許文献２】特開昭６０−１９００１０号公報
【特許文献３】特開２００２−６４９８３号公報
【特許文献４】特開昭６１−３９７０８号公報
【特許文献５】特開平３−１５９４０９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２３】
以上のように、図７Ａに示した構成の従来のＤ級増幅機能を有する電力増幅装置では、ＢＴＬ出力部のＶｃによる利得変化を、パルス変調部の利得を決めている三角波電圧Ｖｔの振幅で補償するものである。すなわち、三角波電圧Ｖｔの振幅を電源電圧Ｖｃに比例させることにより、その増幅率を、電源電圧Ｖｃの影響を受けずに一定にしている。
【００２４】
一方、これらの先行技術の目的と異なる式（３）の別な利用方法がある。これは、出力交流信号Ｖｏが電源電圧Ｖｃに比例することに着目し、これを音量調節などの目的で利用する場合である。従来の構成で音量を絞る際は、入力交流信号Ｖｉの振幅を低減するか、パルス変調部の変調感度を低減するかの策をとるのが一般的である。
【００２５】
しかし、その場合、第１に、パルス変調が浅くなり、信号対雑音比の低下、若しくは、デジタル式の場合は解像度が低下する課題がある。また、第２に、Ｄ級増幅器におけるスイッチング損失は、そのスイッチング回数に依存するため、出力レベルが小さくなっても減らず、電力の変換効率が低出力であるほど高められない課題がある。
【００２６】
また、音量以外の第３の課題として、エネルギーを蓄積および放出するような負荷、すなわち、電動機，動電型音響スピーカ，圧電型アクチュエータ，誘導コイルなどを駆動する場合、その放出エネルギーがＤ級増幅器の出力回路から電源部に逆流（回生）するため、電源部の安定化制御を撹乱したり、戻った電力の廃棄による消費電力増大の課題がある。
【００２７】
本願が解決する課題は、上記の第１および第２の課題を電源電圧の操作で解決しつつ、従来の先行技術の課題である電源変動による出力レベルの速い変動である歪を抑え、さらに、上記の第３の回生電力による影響をも改善することである。
【００２８】
すなわち、図６Ａで示した従来の電力増幅装置では、出力交流信号Ｖｏは（３）式で表されるように、電源電圧Ｖｃと入力交流信号Ｖｉの積に比例する。例えば負荷１４がスピーカであり、その音量を抑えたい場合、即ち、出力交流信号Ｖｏを小さくしたい場合、電源電圧Ｖｃを小さくするか、あるいは入力交流信号Ｖｉを小さくすることになるが、この両者を比較してみるとき、電源電圧Ｖｃを小さくする場合の方が消費電力は少ない。なぜなら、入力交流信号Ｖｉを小さくする場合はデューティ比δが５０％に近くなるだけであるが、電源電圧Ｖｃを小さくする場合は、インダクタ１３と負荷１４との直列回路に印加される電圧が小さくなり、流れる電流の実効値も小さくなるからである。この傾向は、負荷１４が圧電スピーカのような容量性や、インダクタのような誘導性や、スピーカやモータのような電気機械変換系の場合にいっそう顕著となる。以下にこれを説明する。
【００２９】
例えば、図６Ａで示した従来の電力増幅装置の直流電源１０を図８のように昇圧コンバータ１００で実現する場合、すなわち、バッテリの電圧を昇圧コンバータ１００で昇圧変換し、その出力を電源電圧Ｖｃとして供給する場合は、電源電圧Ｖｃにリップル電圧が生じ、これが出力交流信号Ｖｏの歪む原因となるという課題がある。
【００３０】
昇圧コンバータ１００は、バッテリ１０１から電力が供給される、インダクタ１０２とスイッチ１０３とダイオード１０４とコンデンサ１０５と制御回路１０６とから構成される。その出力電圧値Ｖｃは、可変抵抗対１０７によって分割検出され、その検出電圧を安定化するように、スイッチ１０３のオン、オフ比が調整される。従って、昇圧コンバータ１００は、可変抵抗対１０７によってコンデンサ１０５からの出力電圧、即ち電源電圧Ｖｃを調整できる。以下、この構成のＤ級電力増幅装置は、説明を簡潔にするために、負荷１４は、容量性のものとし、その静電容量をＣｏとして扱う。
【００３１】
図８のように構成されたＤ級電力増幅装置において、その各部動作波形は図９Ａ〜図９Ｃで表される。図９Ａに示すように、出力交流信号Ｖｏとして振幅Ｅｏの正弦波電圧を以下のように想定する。
Ｖｏ＝Ｅｏ・ｓｉｎ［ωｔ］
【００３２】
このとき、負荷１４を流れる平均電流Ｉｏは、図９Ｂに示すように以下のように表される。
Ｉｏ＝Ｃｏ・ｄＶｏ／ｄｔ＝ω・Ｃｏ・Ｅｏ・ｃｏｓ［ωｔ］
【００３３】
この電流ＩｏがＨ形ブリッジ構成のスイッチ回路を流れる場合、電源からの供給電流Ｉｃは図９Ｃに示すようになる。つまり、コンデンサ１０５にとっては、放電電流のみならず、同量の充電電流が流れてしまうのである。昇圧コンバータ１００にとっては、コンデンサ１０５からの放電電流は出力電流として対応できるが、充電電流には対応できず、これが電源電圧Ｖｃを上昇させてしまう。この結果、電源電圧Ｖｃには回生電力によるリップル電圧が生じ、出力交流信号Ｖｏに歪みを生じさせてしまう。
【００３４】
さて、電源電圧Ｖｃの変動による出力交流信号Ｖｏの変動を補償する技術としては、特許文献１以外にも、例えば特許文献２や特許文献３の各公報等に開示されているように、三角波電圧の振幅を電源電圧の変動に応じて変化させる方法もあるが、いずれも、三角波電圧の振幅を電源の電圧値に比例させるというものである。
【００３５】
また、特許文献４や特許文献５では、三角波電圧の振幅ではなく、電源電圧の変動をパルス信号のパルス幅の設定に帰還させるというものもある。しかし、これらの各場合も、電源の電圧値を利得調節に利用する機能は、いずれも、持っていない。
【００３６】
本発明の目的は、出力交流信号の歪みの原因となる電源電圧Ｖｃの速い変動である、リップルを補償した電力増幅装置を提供することにある。その電力増幅装置は、特に、電力の回生を伴う負荷を駆動する際にも、この回生電力による電源電圧のリップルの補償を、その消費電力を増加させることなく達成するものである。また、電源の電圧値を操作することで、電力損失を抑えた増幅率の調整をも可能とする。
【課題を解決するための手段】
【００３７】
本発明第１の態様において、以下のような構成を有する電力増幅装置が提供される。電力増幅装置は、電源電圧Ｖｃが供給される、ハイサイドスイッチとローサイドスイッチの直列回路を含むスイッチ部と、入力交流信号Ｖｉに対応させて、所定のオン，オフ期間比に設定された周期でスイッチ部を作動させて、ハイサイドスイッチとローサイドスイッチの接続点に接続された負荷を駆動するための制御部とを備える。制御部は、入力交流信号Ｖｉを入力し、その入力交流信号Ｖｉから所定の変調感度でパルス信号を生成し出力するパルス変調部と、電源電圧Ｖｃからその直流電圧成分（Ｅｃ）を検出して、直流成分（Ｅｃ）に対する電源電圧値（Ｖｃ）の比（Ｖｃ／Ｅｃ）を変調感度に乗じるか、または、電源電圧値（Ｖｃ）に対する前記直流成分（Ｅｃ）の比（Ｅｃ／Ｖｃ）を入力交流信号Ｖｉに乗じる演算部と、パルス信号に基づいてスイッチ部を駆動する駆動部とを有する。
【００３８】
本発明第２の態様において、供給される電源電圧Ｖｃの直流電圧成分Ｅｃに対する電源電圧Ｖｃの比率（Ｖｃ／Ｅｃ）を乗じた変調感度で入力交流信号を変調して得られるパルス信号によって、スイッチが駆動される、電力増幅装置が提供される。
【００３９】
本発明第３の態様において、供給される電源電圧Ｖｃに対する、電源電圧Ｖｃの直流電圧成分Ｅｃの比率（Ｅｃ／Ｖｃ）を乗じた入力交流信号に応じたパルス信号によって、スイッチが駆動される電力増幅装置が提供される。
【００４０】
なお、本発明のさらに別の態様として、電力増幅装置は以下の構成を有してもよい。電力増幅装置は、ハイサイドスイッチとローサイドスイッチの直列回路を含み、ハイサイドスイッチとローサイドスイッチの接続点に負荷が接続されるスイッチ部と、スイッチ部に電源電圧（Ｖｃ）を供給する電源部と、入力信号（Ｖｉ）を所定の変調感度でパルス信号に変換するとともにスイッチ部に駆動信号を出力するパルス変調部と、変調感度を電源電圧（Ｖｃ）に比例させる演算部とを備え、電源電圧（Ｖｃ）からその直流電圧成分（Ｅｃ）を検出するとともに、直流電圧成分を電源部の出力安定化の負帰還信号とする。
【発明の効果】
【００４１】
本発明によれば、電源電圧Ｖｃが交流的に変動しても、この電力増幅装置の増幅率には影響せず、これに起因する出力交流信号の歪みを防止するという有利な効果が得られる。この電源電圧の直流成分Ｅｃによる利得の低減によって、電力増幅装置内の負荷を駆動する各スイッチ回路を流れる電流の実効値を小さくでき、消費電力の低減が図れる効果が得られる。また、ハイサイドスイッチとローサイドスイッチとの直列からなるスイッチ回路における電源電圧Ｖｃの直流成分Ｅｃを可変することによって、電力増幅装置の増幅率を高効率で調整することができる。
【００４２】
さらに、電源を安定化電源部などを介して供給するような場合、出力電圧を安定化させるための帰還される検出電圧を、その直流成分に制限することで、電源電圧の直流成分のみを安定化させ、交流信号帯域では安定化させないように構成するため、電力の回生を伴う負荷を駆動している際に発生する電源に現われる回生電力による電源電圧のリップルの吸収が無くなり、この電力を再利用することが可能になる。そのため、全体として、消費電力の大幅な低減が可能になるという効果が得られる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４３】
以下、本発明の電力増幅装置を、好ましい実施の形態により、図面を参照して詳しく説明する。
【００４４】
（実施の形態１）
図１Ａに、実施の形態１における電力増幅装置の回路構成図を示す。
電力増幅回路は、第１及び第２のスイッチ回路１１，１２と、これらのスイッチ回路の動作を制御する制御回路１５とを含む。制御回路１５は、第１及び第２のスイッチ回路１１，１２をそれぞれ駆動する第１及び第２の駆動回路５１、５２と、電源電圧Ｖｃを検知して、所定の電圧を出力する演算回路２０と、パルス幅制御回路４０とを有する。
【００４５】
第１のスイッチ回路１１は、直流電源１０から電源電圧Ｖｃが供給され、Ｈ形ブリッジ構成スイッチ回路の一方のＮチャンネルＭＯＳＦＥＴである第１のハイサイドスイッチ１１１と第１のローサイドスイッチ１１２とを含む。同様に、第２のスイッチ回路１２は、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴである第２のハイサイドスイッチ１２１と、第２のローサイドスイッチ１２２とを含む。第１のスイッチ回路１１の出力端子、即ち、第１のハイサイドスイッチ１１１と第１のローサイドスイッチ１１２との接続点Ｘと、第２のスイッチ回路１２の出力端子、即ち、第２のハイサイドスイッチ１２１と第２のローサイドスイッチ１２２との接続点Ｙとの間に、インダクタ１３と負荷１４との直列回路が接続される。信号源１６は、入力交流信号Ｖｉの発生源である。
【００４６】
本実施形態の構成と図６Ａの従来技術の構成との相違点は、制御回路１５が、演算回路２０と、演算回路２０の出力電圧を振幅とする、三角波電圧Ｖｔを発生する三角波電圧発生回路３０とを備えている点である。
【００４７】
演算回路２０は、図１Ｂに示すように、電源電圧Ｖｃからその直流成分Ｅｃを検出し、その直流成分Ｅｃと電源電圧Ｖｃとの比率（Ｖｃ／Ｅｃ）を三角波発生回路３０の三角波信号の基準振幅（所定電圧Ｅｔ）に乗じ、得られた振幅を出力するように構成される。
【００４８】
パルス幅制御回路（ＰＷＭ回路）４０は、入力交流信号Ｖｉの振幅をパルス幅に変換するものであり、三角波発生回路３０で発生する三角波電圧Ｖｔと入力交流信号Ｖｉとを比較器４１で比較し、その結果をＭ１として出力し、また、これを反転器４２で反転したＭ２を出力する。
【００４９】
第１の駆動回路５１は、信号Ｍ１を入力して第１のハイサイドスイッチ１１１を駆動する増幅器５１１と、信号Ｍ１を入力して第１のローサイドスイッチ１１２を駆動する反転増幅器５１２とで構成される。第２の駆動回路５２は、信号Ｍ２を入力して第２のハイサイドスイッチ１２１を駆動する増幅器５２１と、信号Ｍ２を入力して第２のローサイドスイッチ１２２を駆動する反転増幅器５２２とで構成される。
【００５０】
以下に、実施の形態１の電力増幅装置の動作を説明する。
三角波電圧Ｖｔの振幅Ｖｔｃは、演算回路２０によって、電源電圧Ｖｃとその直流成分Ｅｃとの比率（Ｖｃ／Ｅｃ）に所定の電圧値Ｅｔを乗じたものであり、次式で表される。
Ｖｔｃ＝（Ｖｃ／Ｅｃ）・Ｅｔ                              …（７）
【００５１】
このように、本実施形態では、三角波電圧Ｖｔの振幅Ｖｔｃの値を、所定の電圧値Ｅｔに、電源電圧Ｖｃとその直流成分Ｅｃとの比率（Ｖｃ／Ｅｃ）を乗じた値として用いている。ここで、所定の電圧値Ｅｔは、変調をかけないときの三角波電圧の振幅電圧を生成するための基準となる電圧値であり、三角波の振幅制御における変調感度である。つまり、式（７）は、変調感度に電源電圧Ｖｃとその直流成分Ｅｃとの比率（Ｖｃ／Ｅｃ）を乗じることを意味する。
【００５２】
入力交流信号Ｖｉと三角波電圧Ｖｔは、比較器４１によって比較されて、その比較器４１の出力である信号Ｍ１になり、さらに反転器４２からは、信号Ｍ１の反転信号Ｍ２が出力される。信号Ｍ１は、三角波電圧Ｖｔが入力交流信号Ｖｉの瞬時値より小さい、Ｖｔ（ｔ）＜Ｖｉ（ｔ）のときにＨレベルとなる。信号Ｍ１の周期ＴにおけるＨレベルの期間の割合（デューティ比）δは、次式で表される。
δ＝（１＋Ｖｉ／Ｖｔｃ）／２                              …（８）
【００５３】
第１のスイッチ回路１１では、信号Ｍ１に従って、第１のハイサイドスイッチ１１１がオン，オフされ、信号Ｍ１の反転信号に従って、第１のローサイドスイッチ１１２がオン，オフされる。即ち、第１のハイサイドスイッチ１１１と第１のローサイドスイッチ１１２とは交互にオン，オフする。一方、第２のスイッチ回路１２では、反転信号Ｍ２に従って、第２のハイサイドスイッチ１２１がオン，オフされ、信号Ｍ２の反転信号に従って、第２のローサイドスイッチ１２２がオン，オフされる。即ち、第２のハイサイドスイッチ１２１と第２のローサイドスイッチ１２２の開閉動作は、第１のスイッチ回路１１の逆の動作をする。
【００５４】
従って、信号Ｍ１がＨレベルの期間には、出力端子ｘは電源電圧Ｖｃが印加され、出力端子ｙはゼロ電位となり、一方、信号Ｍ１がＬレベルの期間には、出力端子ｘはゼロ電位、出力端子ｙには電源電圧Ｖｃが印加される。以上のようなスイッチング動作が三角波電圧Ｖｔの周期Ｔで繰返される。なお、この周期Ｔは、入力交流信号Ｖｉの変動が無視できるほどに短く設定されている。
【００５５】
一方の出力端子Ｘの平均電位Ｖｘ及び他方の出力端子ｙの平均電位Ｖｙは、信号Ｍ１のデューティ比δを用いると、
Ｖｘ＝δ・Ｖｃ，  Ｖｙ＝（１−δ）・Ｖｃ
となる。
【００５６】
インダクタ１３の平滑作用により、負荷１４の両端には、平均電位Ｖｘと平均電位Ｖｙとの差電圧が発生する。負荷１４の両端電圧、すなわち出力交流信号Ｖｏは、前述の「背景技術」において示した（２）式で表される。
Ｖｏ＝Ｖｘ−Ｖｙ＝（２δ−１）・Ｖｃ                      …（２）
ここで、この（２）式に（８）式を代入すると、
Ｖｏ＝（Ｖｃ／Ｖｔｃ）・Ｖｉ                              …（９）
が得られる。この（９）式に、さらに（７）式を代入すると、
Ｖｏ＝（Ｅｃ／Ｅｔ）・Ｖｉ                              …（１０）
が得られる。
【００５７】
上記（１０）式より、電力増幅装置の利得は、電源電圧Ｖｃと三角波信号の所定の振幅Ｅｔの比（Ｅｃ／Ｅｔ）になる。そのため、電源電圧Ｖｃに変動があっても、直流成分Ｅｃに変動が無ければ、出力交流電圧Ｖｏにはその影響が現われない。このように、本実施の形態の構成では、電源電圧Ｖｃから直流成分を区別する低域通過型フィルタ（ＬＰＦ）などの機構を設け、これにより電源電圧の変動を補償する周波数帯域をリップル成分などの信号帯域に絞り、電源電圧Ｖｃの交流変動分に起因する出力交流信号Ｖｏの歪みを補償しながら、直流成分Ｅｃの変動、すなわち、利得の可変を許している。
【００５８】
そのため、本実施の形態の電力増幅装置は、Ｈ形ブリッジ構成のスイッチ回路に印加される電源電圧Ｖｃの直流成分Ｅｃを可変することによって、増幅率を調整することができるようになる。このように、負荷１４への供給電流や、負荷１４からの回生電流による直流電源１０の電圧値Ｖｃの交流的な変動があっても、これに由来する出力交流信号Ｖｏの歪みを補償しながら、増幅率を加減することができる。
【００５９】
（実施の形態２）
図２に、実施の形態２における電力増幅装置の要部の回路構成図を示す。図２では、図１に示した実施の形態１の電力増幅装置と同じ構成要素については同一符号を付し、さらに、ＰＷＭ回路４０以降の駆動回路５１、５２やＨ形ブリッジ構成のスイッチ回路１１、１２および負荷回路１４等は、図１の場合と実質同じでよいので省略した。図１の構成と異なる点は、直流電源１０に代わる、いわゆる直流−直流変換の昇圧コンバータ（ＤＣ−ＤＣコンバータ）１００が、バッテリ１０１の電圧を昇圧変換して、電源電圧Ｖｃを供給する点であり、また、演算回路２０及び三角波電圧発生回路３０の各構成を詳細に示している点である。さらに、演算回路２０による三角波発生回路３０の三角波の振幅の制御は、図６Ａ、図６Ｂおよび図７Ａ、図７Ｂのような従来の電力増幅器のものと同様で、すなわち、三角波電圧の最大振幅値を電源電圧Ｖｃに比例させることで、パルス変調部の変調感度の変動を直流域から補償するものである。
【００６０】
以下に、本実施形態の電力増幅装置の動作を説明する。
昇圧コンバータ１００は、バッテリ１０１に並列接続される、インダクタ１０２とスイッチ１０３の直列回路、スイッチ１０３に並列接続される、ダイオード１０４とコンデンサ１０５の直列回路、スイッチ１０３を所定のオン，オフ比で駆動する制御回路１０６とで構成される。制御回路１０６には基準電圧Ｖｒが入力され、出力電圧Ｖｃがこの基準電圧Ｖｒと等しくなるようにスイッチ１０３のオン、オフを制御する。この昇圧コンバータ１００は、スイッチ１０３のオン動作によって、インダクタ１０２に磁気エネルギーを蓄積し、スイッチ１０３のオフ動作によって、ダイオード１０４を介して、インダクタ１０２の磁気エネルギーをコンデンサ１０５へ放出する。このコンデンサ１０５の電圧が、Ｈ形ブリッジ構成スイッチ回路の電源電圧Ｖｃとして印加される。
【００６１】
演算回路２０は、コンデンサ１０５の電圧Ｖｃが供給される、可変抵抗器２０１と抵抗２０２との直列回路と、および抵抗２０３が帰還接続されて反転増幅器の動作をする演算増幅器２０４と、可変抵抗器２０１と抵抗２０２の接続点電位を平均化して直流成分Ｅａを出力する、抵抗２０５とコンデンサ２０６からなるローパスフィルタとで構成される。
【００６２】
ここで、可変抵抗器２０１は抵抗値（ＶＲ）を有し、また、抵抗２０２と抵抗２０３はそれぞれ、相等しい抵抗値（Ｒ２０）を有するものとする。また、演算増幅器２０４は、増幅率が充分大きく、抵抗２０３による負帰還がなされているため、その正負各入力端子間の電位差がほぼゼロになるように動作するので、抵抗２０２と抵抗２０３の接続点電位はゼロ電位（グランド電位）になる。従って、可変抵抗器２０１と抵抗２０２との接続点電位Ｖａは、電源電圧Ｖｃを可変抵抗器２０１と抵抗２０２とで分圧した値となり、次式で示される。
Ｖａ＝Ｖｃ・Ｒ２０／（ＶＲ＋Ｒ２０）                    …（１１）
【００６３】
抵抗２０２と抵抗２０３との接続点電位はゼロ電位であり、また、抵抗２０２と抵抗２０３とが、それぞれ、相等しい抵抗値（Ｒ２０）を有することから、演算増幅器２０４の出力端子の電位は（−Ｖａ）となる。
【００６４】
一方、抵抗２０５およびコンデンサ２０６からなるローパスフィルタは、可変抵抗器２０１と抵抗２０２の接続点電位Ｖａを平均化し、その直流成分Ｅａを出力し、昇圧コンバータ１００内の制御回路１０６へ供給する。可変抵抗器２０１と抵抗２０２との接続点電位Ｖａの直流成分Ｅａは、電源電圧Ｖｃ中の直流成分Ｅｃに比例し、次式で表される。
Ｅａ＝Ｅｃ・Ｒ２０／（ＶＲ＋Ｒ２０）                    …（１２）
【００６５】
昇圧コンバータ１００は、出力電圧Ｖｃを分圧し、そのリップル成分を除去した、接続点電位Ｖａの直流成分Ｅａの値を、内部の基準電圧Ｖｒになるように負帰還制御を行い、（１２）式のＥａの値がＶｒになるように出力電圧Ｖｃの大きさに誘導する。このような昇圧コンバータを含めた安定化電源回路における負帰還は、一般的に、その安定化する帯域を広くするために、ローパスフィルタを備えることはしない。しかし、本願では、負帰還の経路にローパスフィルタ（２０５、２０６）を備え、安定化する帯域を直流域に絞り、被増幅信号の帯域では負帰還がかからないようにしている。このような負帰還がなされない帯域の電源電圧Ｖｃは、負荷変動起因のリップルが増加するが、これは、上記のような歪補償で対処している。
【００６６】
（１１）式と（１２）式から、Ｖａは次式が得られる。
Ｖａ＝（Ｖｃ／Ｅｃ）・Ｅａ                              …（１３）
上式において、後述するように、Ｖａは三角波発生回路３０で発生する三角波の振幅を与える電圧であり、Ｅａはその三角波の振幅の基準を与える電圧である。ここで、Ｅａを三角波の振幅制御における変調感度と考えれば、（１３）式は変調感度に電圧比（Ｖｃ／Ｅｃ）を乗じていることを示す。また、Ｖａを三角波の振幅制御における変調感度としてもよく、この場合は、変調感度を電源電圧Ｖｃに比例させることになる。
【００６７】
三角波電圧発生回路３０は、２つの比較器３０１，３０２と、フリップフロップ３０３と、抵抗３０４とコンデンサ３０５とが接続されてアナログ積分器の動作をする演算増幅器３０６とで構成され、演算増幅器３０６の出力が三角波電圧Ｖｔとなる。フリップフロップ３０３がセットされ、その出力が正の一定電圧になるとき、演算増幅器３０６などからなる積分器は、この電圧を積分し、その結果、出力Ｖｔは直線的に低下する。逆にフリップフロップ３０３がリセットされ、その出力が負の一定電圧になるときには、出力Ｖｔは直線的に上昇する。いま、この出力Ｖｔの上昇中において、出力Ｖｔが可変抵抗器２０１と抵抗２０２との接続点電位（＋Ｖａ）を超えると、比較器３０１によってフリップフロップ３０３がセットされ、出力Ｖｔは下降をはじめる。出力Ｖｔが、演算増幅器２０４の出力端子の電位（−Ｖａ）以下になると、比較器３０２によってフリップフロップ３０３がリセットされる。
【００６８】
従って、出力Ｖｔは、２つの電位（±Ｖａ）間を増減する三角波電圧となり、式（１１）に示すように、その振幅は、電源電圧Ｖｃに比例したものになる。この三角波電圧Ｖｔと入力交流信号Ｖｉは、比較器４１によって比較され、信号Ｍ１の周期ＴにおけるＨレベルの期間の割合δ（デューティ比）が、次式で表されることは、実施の形態１の場合と同様である。
δ＝（１＋Ｖｉ／Ｖａ）／２                              …（１４）
さらに、出力交流信号Ｖｏが、デューティ比δと電源電圧Ｖｃを用いて、次式のように表されることも実施の形態１の場合と同様である。
Ｖｏ＝（２δ−１）・Ｖｃ                                …（１５）
（１５）式に（１４）式を代入すると、
Ｖｏ＝（Ｖｃ／Ｖａ）・Ｖｉ                              …（１６）
が得られる。この（１６）式に（１３）式を代入すると、
Ｖｏ＝（Ｅｃ／Ｅａ）・Ｖｉ                              …（１７）
が得られる。即ち、出力交流信号Ｖｏは、入力交流信号Ｖｉを（Ｅｃ／Ｅａ）倍に増幅した電圧になる。
【００６９】
（１７）式からも分かるように、本実施の形態による電力増幅装置の増幅率は、Ｈ形ブリッジ構成スイッチ回路の電源電圧Ｖｃの直流成分Ｅｃと昇圧コンバータ１００の検出電圧である直流電圧Ｅａとの比（Ｅｃ／Ｅａ）で表される。電源電圧Ｖｃに変動があっても、直流電圧Ｅａに変動が無ければ、出力交流電圧Ｖｏにはその影響が現われない。このように、本実施の形態の構成では、電源電圧Ｖｃから直流成分を区別する機構を設け、これにより電源電圧の変動を補償する周波数帯域をリップル成分などの信号帯域に絞り、直流成分の変動を許していることで達成している。
【００７０】
昇圧コンバータ１００は、（１２）式からわかるように基準電圧Ｖrに応じて直流電圧Ｅａが安定化されるように動作するが、一方で、可変抵抗器２０１の抵抗値ＶＲによって、Ｈ形ブリッジ構成スイッチ回路の電源電圧Ｖｃの直流成分Ｅｃが可変である。本実施の形態では、負帰還の経路にローパスフィルタを備え、安定化する帯域を直流域に絞り、被増幅信号の帯域では負帰還がかからない。即ち、本実施の形態の電力増幅装置では、可変抵抗器２０１により増幅率（Ｅｃ／Ｅａ）を調整することができる。しかも、負荷１４への供給電流や、負荷１４からの回生電流によって、昇圧コンバータ１００内のコンデンサ１０５の端子電圧である、電源電圧Ｖｃが交流的に変動しても、この電力増幅装置の増幅率には影響せず、出力交流信号Ｖｏの歪みとはならない。さらに、昇圧コンバータ１００にとっては、負荷１４への供給電流や負荷１４からの回生電流による電源電圧Ｖｃの変動を許容されるので、電源制御に費やす電力が低減できる。
【００７１】
また、出力交流信号Ｖｏを小さくしたい場合には、電源電圧Ｖｃ中の直流成分Ｅｃを小さくする。このことにより、Ｈ形ブリッジ構成の並列一対の両スイッチ回路を流れる電流の実効値を小さくできるとともに、昇圧コンバータ１００も、その出力を抑制することができるので、全体として消費電力の大幅な低減が可能になるという効果も得られる。
【００７２】
（実施の形態３）
図３に、実施の形態３の電力増幅装置の要部の回路構成を示す。図３では、図２に示した実施の形態２の電力増幅装置と同じ構成要素には同一の符号を付し、また、図２中の三角波電圧発生回路３０より後段の回路構成は、図２の場合と同じでよく、さらに、図２に示さなかった、ＰＷＭ回路４０以降の駆動回路やＨ形ブリッジ構成スイッチ回路および負荷部の構成等も、図１の場合と実質同じでよいので省略した。図２の回路構成とは、演算回路２０の内部の構成が異なる。
【００７３】
以下に、図３に示す本実施の形態の電力増幅装置の動作を説明する。
昇圧コンバータ１００は、バッテリ１０１の両端子間にインダクタ１０２とスイッチ１０３との直列回路を接続し、スイッチ１０３には、さらにダイオード１０４とコンデンサ１０５の直列回路が並列接続されている。
【００７４】
この昇圧コンバータ１００は、スイッチ１０３のオン動作によってインダクタ１０２に磁気エネルギーを蓄積し、スイッチ１０３のオフ動作によってインダクタ１０２の磁気エネルギーを、ダイオード１０４を介して、コンデンサ１０５へ放出し、このコンデンサ１０５の両端子間電位を、Ｈ形ブリッジ構成スイッチ回路の電源電圧Ｖｃとして、出力する。
【００７５】
また、スイッチ１０３は、制御回路１０６により、所定のオン，オフ比で駆動される。制御回路１０６は誤差増幅器１０８とＰＷＭ回路１０９とを有し、誤差増幅器１０８はその負極入力端子に検出電圧Ｅｓを受電し、正極入力端子に電圧源１１０から一定値の基準電圧Ｖｒを受電する。そして、この制御回路１０６により、上記検出電圧Ｅｓが上記基準電圧Ｖｒと等しくなるように、スイッチ１０３のオン，オフ動作が調整される。
【００７６】
演算回路２０は、まず、電源電圧Ｖｃを検出する抵抗２１０、電流値（Ｉ１１）の定電流源２１１、定電流源２１１による電流（Ｉ１１）が流れる抵抗２１２およびＰＮＰトランジスタ２１３、定電流源２１１と抵抗２１２との接続点にベース端子が接続されて第１の電流（電流値Ｉ１）を供給するＮＰＮトランジスタ２１４、第１の電流（電流値Ｉ１）が供給されるダイオード接続されたＮＰＮトランジスタ２１５、およびＮＰＮトランジスタ２１５にカレントミラー構成で結合される一対のＮＰＮトランジスタ２１６，２１７を有する増幅回路を構成している。
【００７７】
すなわち、電源電圧Ｖｃが増加した場合、抵抗２１０を介して、トランジスタ２１３のベース電位が上昇するため、そのエミッタ電位も上昇する。同様に、このノードにベース端子が接続されたトランジスタ２１４のエミッタ電位も上昇するが、そのエミッタ端子はダイオード接続されたトランジスタ２１５を介して接地されているため、電位上昇は少なく、コレクタ電流が増加する。トランジスタ２１５は、カレントミラーの入力であり、そのコレクタ電流の増加は、トランジスタ２１６のコレクタ電流の増加として現われ、抵抗２１０の通過電流を増加させ、その電圧降下を増加させて、トランジスタ２１３のベース電位の上昇を抑制する負帰還の動作をする。
【００７８】
このように、トランジスタ２１３のベース端子は、動作的には、上記の増幅回路の仮想接地点であり、増幅回路の利得を高くすることにより、このベース端子の電位はほぼ不動になる。したがって、抵抗２１０の機能は、入力である電源電圧Ｖｃと仮想接地点電位との電位差をその抵抗値で除することで、電流に変換するものである。
【００７９】
抵抗２１０の抵抗値をＲｓ、抵抗２１２の抵抗値をＲ２１２とし、各トランジスタのベース・エミッタ間電圧は、Ｖｂｅ記号の後にそのトランジスタ番号の下２桁を付与して説明する。まず、ＰＮＰトランジスタ２１３のベース端子の電位は、
Ｖｂｅ１５＋Ｖｂｅ１４−Ｉ１１・Ｒ２１２−Ｖｂｅ１３
である。
【００８０】
一方、ＮＰＮトランジスタ２１６に流れる電流（第１の電流Ｉ１と等価）による抵抗２１０での電圧降下によって、この電圧は、
Ｖｃ−Ｉ１・Ｒｓ
とも表され、各ベース・エミッタ間電圧は近い値なので、これをＶｂｅに代表させると、第１の電流Ｉ１は、概ね、次式で表すことができる。
Ｉ１＝（Ｖｃ−Ｖｂｅ＋Ｉ１１・Ｒ２１２）／Ｒｓ
ここで、
Ｉ２１・Ｒ２１２≒Ｖｂｅ
に設定しておけば、
Ｉ１≒Ｖｃ／Ｒｓ                                      …（１８）
となり、第１の電流Ｉ１は、電源電圧Ｖｃにほぼ比例した値が得られる。
【００８１】
演算回路２０は、また、第１の電流Ｉ１を受けて、これを再供給するカレントミラー構成の各ＰＮＰトランジスタ２１８，２１９，２２０、定電流源２２１、および、この定電流源２２１にベース端子の接続されたＮＰＮトランジスタ２２２を有する。さらに、ＮＰＮトランジスタ２２２のコレクタ端子には、ＰＮＰトランジスタ２１９のコレクタ端子に接続され、また、ＮＰＮトランジスタ２２３およびＮＰＮトランジスタ２２９の各ベース端子も各々接続されている。さらに、このＮＰＮトランジスタ２２３のエミッタには、ＮＰＮトランジスタ２２２のベース端子と定電流源２２１が接続され、定電流Ｉｔが流れる。この構成において、いま、トランジスタ２２３のベース端子のノードに流入する電流が増加すると、このノード電位が上昇し、トランジスタ２２３のエミッタ電位とトランジスタ２２２のベース電位を上昇させる。すると、トランジスタ２２２のコレクタ電流が増加し、初めのトランジスタ２２３のベース端子のノードの流入電流の増加を抑制する方向に働き、最終的に、流入電流が概ねトランジスタ２２２のコレクタ電流に等しくなる点で釣り合い、このノードに流入する電流に応じたトランジスタ２２３のベース電位で安定する。
【００８２】
さらに、演算回路２０は、ＰＮＰトランジスタ２２０のコレクタ端子に、コンデンサ２２４が接続され、さらに、抵抗２２５を介して、ダイオード接続されたＮＰＮトランジスタ２２６が接続されている。このＰＮＰトランジスタ２２０のコレクタ電流は、電源電圧Ｖｃを抵抗２１０のＲｓで除した電流Ｉ１であり、この電流Ｉ１は抵抗２２５およびダイオード接続トランジスタ２２６の動抵抗で電圧に変換されるが、その変動分はコンデンサ２２４に迂回して流れるため、ダイオード接続トランジスタ２２６には平滑化された直流成分の電流Ｉ２が流れる。このＮＰＮトランジスタ２２６のコレクタ端子はカレントミラーの入力端子になっているため、ＮＰＮトランジスタ２２７およびＮＰＮトランジスタ２２８の各コレクタ端子には、それぞれこの直流成分の電流Ｉ２が現われる。このＮＰＮトランジスタ２２７のコレクタ端子は、ＮＰＮトランジスタ２２９のエミッタ端子に接続されているため、その電流Ｉ２はトランジスタ２２９のエミッタ電流になる。このトランジスタ２２９のエミッタ端子は、また、ＮＰＮトランジスタ２３０のベース端子にも接続されている。このＮＰＮトランジスタ２３０のコレクタ端子は、ダイオード接続されたカレントミラーの入力となるＰＮＰトランジスタ２３１に接続され、ＮＰＮトランジスタ２３０のコレクタ電流である電流Ｉ３が流れる。このカレントミラーの出力であるＰＮＰトランジスタ２３２のコレクタ端子に現われた電流Ｉ３は、実施の形態２の図２の演算回路２０と同様の、抵抗２０２、抵抗２０３および演算増幅器２０４で構成される反転増幅器に導かれる。
【００８３】
次に、この演算回路２０の動作を説明する。電源電圧Ｖｃに比例する第１の電流Ｉ１が、そのコレクタ電流となって流れるＮＰＮトランジスタ２２２のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅ２２は次式で表される。
Ｖｂｅ２２＝（ｋ・Ｔ／ｑ）・ｌｎ（Ｉ１／Ｉｓ）          …（１９）
ここで、ｋ：ボルツマン定数、Ｔ：絶対温度、ｑ：電子電荷、Ｉｓ：ベース・エミッタ・ダイオードの逆方向飽和電流である。
【００８４】
同様に、定電流源２２１の電流Ｉｔが、そのコレクタ電流となって流れるＮＰＮトランジスタ２２３のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅ２３、および、第１の電流Ｉ１の直流成分である第２の電流Ｉ２が、そのコレクタ電流となって流れるＮＰＮトランジスタ２２９のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅ２９は、それぞれ次式で表される。
Ｖｂｅ２３＝（ｋ・Ｔ／ｑ）・ｌｎ（Ｉｔ／Ｉｓ）          …（２０）
Ｖｂｅ２９＝（ｋ・Ｔ／ｑ）・ｌｎ（Ｉ２／Ｉｓ）          …（２１）
【００８５】
さらに、ＮＰＮトランジスタ２３０のコレクタ電流として第３の電流Ｉ３が流れるため、このＮＰＮトランジスタ２３０のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅ３０は、
Ｖｂｅ３０＝（ｋ・Ｔ／ｑ）・ｌｎ（Ｉ３／Ｉｓ）          …（２２）
で表される。
【００８６】
ここで、電源電圧Ｖｃを抵抗２１０のＲｓで除した電流Ｉ１電流が流れ込むトランジスタ２２３のベース端子のノードの電位は、回路構成上、以下の（２３）式のように表すことができる。すなわち、左辺はＮＰＮトランジスタ２２２のエミッタ端子が接地され、このベース端子に更にＮＰＮトランジスタ２２３のエミッタ端子接続されているため、このベース端子の電位は、この両トランジスタのベース・エミッタ間電圧を直列にした大きさになる。同様に、右辺もＮＰＮトランジスタ２３０とＮＰＮトランジスタ２２９のベース・エミッタ間電圧を直列した大きさになる。前述の動作原理から明らかなように、このトランジスタ２２３のベース端子のノードの電位は、左辺側の電流Ｉ１および電流Ｉｔによりその値が決定され、その結果、右辺はこれに適合するように電流Ｉ２を踏まえた電流Ｉ３を生成する。したがって、
Ｖｂｅ２２＋Ｖｂｅ２３＝Ｖｂｅ２９＋Ｖｂｅ３０          …（２３）
となり、（２３）式に（１９）〜（２２）式の各式を逐次代入すると、第３の電流Ｉ３として、
Ｉ３＝Ｉ１・Ｉｔ／Ｉ２＝（Ｉ１／Ｉ２）・Ｉｔ            …（２４）
が得られる。
【００８７】
第１の電流Ｉ１は電源電圧Ｖｃに比例し、第２の電流Ｉ２は第１の電流Ｉ１の直流成分であるから、電源電圧Ｖｃ中の直流成分をＥｃとするとき、
Ｉ２＝Ｅｃ／Ｒｓ
Ｉ１／Ｉ２＝Ｖｃ／Ｅｃ
となり、第３の電流Ｉ３は、電源電圧Ｖｃおよびその直流成分Ｅｃとの関係で表せば、
Ｉ３＝（Ｖｃ／Ｅｃ）・Ｉｔ                              …（２５）
が得られる。
【００８８】
この第３の電流Ｉ３は、ＰＮＰトランジスタ２３１とＰＮＰトランジスタ２３２とのカレントミラーによって、抵抗２０２に流れる。抵抗２０２と抵抗２０３とともに反転増幅器を構成する演算増幅器２０４は、増幅率が充分大きいため、抵抗２０２と抵抗２０３の接続点電位はゼロ電位となる。したがって、抵抗２０２の電圧降下成分（電位差）Ｖａは、抵抗２０２の抵抗値をＲ２０とすると、次式で表される。
Ｖａ＝Ｉ３・Ｒ２０＝（Ｖｃ／Ｅｃ）・Ｉｔ・Ｒ２０        …（２６）
ここで、（Ｉｔ・Ｒ２０）は、三角波発生回路３０で発生する三角波の振幅の基準電圧を与える電圧値、すなわち、変調感度である。よって、（２６）式は、変調感度に電圧比（Ｖｃ／Ｅｃ）を乗じていることを示す。電圧Ｖａは、三角波発生回路３０に入力する信号電圧である（図２参照）。
【００８９】
また、演算増幅器２０４の出力端子の電位は、抵抗２０２および抵抗２０３を同じ値に設定しているので、（−Ｖａ）となり、三角波発生回路３０へは、
±Ｖａ＝±（Ｖｃ／Ｅｃ）・Ｉｔ・Ｒ２０
が供給され、その出力信号として、（＋Ｖａ）から（−Ｖａ）までの電位間を振幅する、三角波電圧Ｖｔが発生する。
【００９０】
実施の形態３は実施の形態１と実施の形態２を組み合わせたものである。そして、この三角波電圧Ｖｔと入力交流信号Ｖｉは、実施の形態２の図２と同様に、比較器４１によって比較され、信号Ｍ１の周期ＴにおけるＨレベルの期間の割合δ（デューティ比）が、次式で表される。
δ＝（１＋Ｖｉ／Ｖａ）／２                              …（１４）
そして、出力交流信号Ｖｏは、デューティ比δと電源電圧Ｖｃとを用いて、次式で表される。
Ｖｏ＝（２δ−１）・Ｖｃ                                …（１５）
さらに、（１５）式に（１４）式を代入して、
Ｖｏ＝（Ｖｃ／Ｖａ）・Ｖｉ                              …（１６）
が、実施の形態１の場合と同様に得られる。
次に、（１６）式に（２６）式を代入すると、
Ｖｏ＝（Ｅｃ／（Ｉｔ・Ｒ２０））・Ｖｉ                  …（２７）
が得られる。即ち、出力交流信号Ｖｏは、入力交流電圧Ｖｉを（Ｅｃ／（Ｉｔ・Ｒ２０））倍に増幅した電圧になる。
【００９１】
本実施の形態で、演算回路２０は、さらに、ＮＰＮトランジスタ２２８のコレクタ端子には、カレントミラーの入力となるダイオード接続されたＰＮＰトランジスタ２３３が接続され、ＮＰＮトランジスタ２２８のコレクタ電流である電流Ｉ２が流れる。そして、そのカレントミラーの出力であるＰＮＰトランジスタ２３４のコレクタからは、この電源電圧Ｖｃを抵抗２１０のＲｓで除した電流Ｉ１の直流成分である電流Ｉ２が出力され、これは抵抗２３５に流れる。この抵抗２３５に発生する電圧Ｅｓは、抵抗２３５の抵抗値をＲ３５とするとき、
Ｅｓ＝Ｅｃ・（Ｒ３５／Ｒｓ）                            …（２８）
となり、この電圧Ｅｓが昇圧コンバータ１００の誤差増幅器１０８の負極入力端子に印加される。実施の形態２の図２と同様に、昇圧コンバータ１００は、その制御回路１０６により、検出電圧Ｅｓを基準電圧Ｖｒに等しくするように動作するため、昇圧コンバータ１００の出力電圧である電源電圧Ｖｃ中の直流成分Ｅｃは、次式で表される。
Ｅｃ＝Ｖｒ・（Ｒｓ／Ｒ３５）                            …（２９）
【００９２】
本実施の形態の電力増幅装置の増幅率は、（２７）式のように、Ｈブリッジ構成スイッチ回路の電源電圧Ｖｃ中の直流成分Ｅｃと、定電流Ｉｔと、抵抗値Ｒ２０による（Ｅｃ／（Ｉｔ・Ｒ２０））で表される。
【００９３】
したがって、昇圧コンバータ１００は、基準電圧Ｖｒや抵抗２０２の抵抗値Ｒ２０などを可変することで、Ｈブリッジの電源電圧Ｖｃ中の直流成分Ｅｃを可変し、その結果、本実施の形態の電力増幅装置での増幅率を調整することができる。しかも、負荷１４への供給電流や、負荷１４からの回生電流によって、昇圧コンバータ１００のコンデンサ１０５の電圧である、電源電圧Ｖｃが交流的に変動しても、この電力増幅装置の増幅率には影響せず、出力交流信号Ｖｏの歪みとならない。
【００９４】
このような構成により、電源電圧Ｖｃによる利得制御ができ、電源電圧Ｖｃを低くして利得を小さくした場合、Ｈ形ブリッジ構成スイッチ回路を流れる電流の実効値を小さくできるとともに、昇圧コンバータもその出力を抑制するので、全体として消費電力の大幅な低減が図れる。
【００９５】
実施の形態２に詳述した電力増幅装置では、電源電圧Ｖｃを可変抵抗を含む複数の抵抗からなる分圧手段で検出し、これを用いて三角波電圧Ｖｔを生成するとともに、これをさらにローパスフィルタを介して、電源電圧Ｖｃを安定化制御する電源部の負帰還制御の検出信号として用いているため、電源電圧Ｖｃ中の直流成分Ｅｃは、可変抵抗器２０１の抵抗値ＶＲを最小値のゼロにしても、三角波電圧Ｖｔの振幅の直流成分Ｅｔより小さくできない。これに対し、本実施の形態の電力増幅装置では、演算回路２０が独立して電源電圧Ｖｃから三角波電圧Ｖｔを得るとともに、ローパスフィルタを介して、電源電圧Ｖｃ中の直流成分Ｅｃを分圧した電圧で出力し、この電圧を、昇圧コンバータが基準電圧Ｖｒと比較することによって、電源電圧Ｖｃ中の直流成分Ｅｃを調整している。そのため、電源電圧Ｖｃ中の直流成分Ｅｃは、理論上、ゼロより大きい任意の電圧値に調整することができる。
【００９６】
図４Ａ，４Ｂは、本実施形態の電力増幅装置での、電源電圧Ｖｃの変動による出力交流信号Ｖｏの歪み補償の効果を、シミュレーションした特性図である。
図４Ａでは、電圧値５ボルトの定電圧源から、ダイオードと１００Ωの抵抗とを介して、容量値０．４７μＦのコンデンサを電源としている。この構成は、一般的な安定化電源で電力の流れが、入力から出力までの一方通行であることを模擬している。図４Ｂは、負荷を容量値０．２７μＦのコンデンサとし、入力交流信号Ｖｉを、２．５ｋＨｚで実効値０．７ボルト（Ｖｒｍｓ）の正弦波とし、三角波電圧Ｖｔを、２５０ｋＨｚで１ボルト（Ｖ）の振幅とした場合の、電源電圧Ｖｃおよび出力交流信号Ｖｏの各波形を示す。電源電圧Ｖｃに、ピーク−ピーク間電圧で約０．５ボルト（Ｖｐｐ）の変動が発生し、このため、出力交流信号Ｖｏは歪率が４．２％であった。図４Ｂは、図４Ａと同じ入力条件の特性を示すが、本実施形態の電力増幅装置で、この歪み補償を施した場合の、電源電圧Ｖｃと出力交流信号Ｖｏの波形を示す。電源電圧Ｖｃに、約０．７ボルト（Ｖｐｐ）の変動が発生しているが、出力交流信号Ｖｏは歪率が１．０％以下に改善されている。
【００９７】
以上の実施形態１ないし３において、実施の形態１では電源電圧Ｖｃの変動の歪み補償操作は電源電圧Ｖｃとその直流成分の二つの信号を使って、歪み補償の帯域を交流信号の帯域とし、その下の周波数帯域を電力増幅装置の利得の加減用の電源電圧操作に用いている。
【００９８】
実施の形態２では、電源電圧Ｖｃを生成する安定化電源をさらに備え、安定化制御するための負帰還を直流成分に絞り、交流信号域での安定化制御を弱める。これにより、回生を伴う負荷を駆動した際に電源部に戻った電力による外乱を防ぎながら、電源部の出力に回生電力を一時蓄積することで効率を高めている。さらに、これらを連動して操作することにより利得の操作を可能としている。
【００９９】
実施の形態３は実施の形態２と実施の形態３を組合わせたものである。実施の形態３では、電源電圧Ｖｃの電源部には安定化制御するための負帰還を直流成分に絞り、回生を伴う負荷を駆動した際の利点を得ている。また、歪み補償動作において電源電圧Ｖｃとその直流成分Ｅｃの二つの信号を用いて交流信号の帯域に対して歪み補償を行い、それ以下の帯域を電力増幅装置の利得操作に用いている。特に、実施の形態３では、電源電圧Ｖｃの交流成分を除いた直流成分Ｅｃの生成と、電源部の安定化制御のための負帰還用信号の生成を、共通のＬＰＦを用いているため、電源部が回生電力などで変動するのを許す境界周波数と、パルス変調部の電源電圧Ｖｃ変動による歪み補償の境界周波数とが同じになり、この境界周波数以下の帯域で、増幅装置の利得制御ができるので都合がよい。これらの境界周波数は、電源電圧変動による歪み補償と、電源電圧の安定化を施したい帯域を適切にするために、適宜、設定すればよく、これに限定されるものではないことは、動作原理上、明らかである。
【０１００】
（変形例）
実施形態１ないし３では、いずれも三角波電圧Ｖｔの振幅Ｖｔｃを、
Ｖｔｃ＝（Ｖｃ／Ｅｃ）・Ｅａ、または、Ｖｔｃ＝（Ｖｃ／Ｅｃ）・Ｅｔ
として、電源電圧補償を行う例を説明したが、三角波電圧Ｖｔの振幅Ｖｔｃを固定として、入力交流信号Ｖｉに、比率（Ｅｃ／Ｖｃ）を乗じても同様の効果が得られる。即ち、（９）式に電圧比（Ｅｃ／Ｖｃ）を乗じると、次式が得られる。
Ｖｏ＝（Ｖｃ／Ｖｔｃ）・Ｖｉ・（Ｅｃ／Ｖｃ）
＝（Ｅｃ／Ｖｔｃ）・Ｖｉ
上式より、出力交流信号Ｖｏから電源電圧Ｖｃの変動分を除去しながら、電源電圧Ｖｃの直流成分Ｅｃによって増幅率を調整可能なことが理解できる。なお、入力交流信号は電流であっても構わない。
【０１０１】
また、上記の実施形態では、三角波の振幅制御における変調感度に着目して説明したが、変調感度はこれに限られない。すなわち、三角波の振幅制御を変調として考えれば、その振幅を制御することは、変調感度を加減しているに等しいと考えられる。よって、電源電圧Ｖｃからその直流成分Ｅｃを抽出して、変調感度（振幅）に比率（Ｖｃ／Ｅｃ）を乗算するという本発明の思想は、入出力信号の関係が次式の関係を満たし、変調感度「Ａ」を有する電力増幅装置に広く適用できる。
Ｖｏ＝（Ｖｃ／Ａ）・Ｖｉ                              …（３０）
【０１０２】
また、入出力の次元が異なる場合、例えば、次式で表されるような、入力交流信号が電圧ではなく電流Ｉｉである場合においても適用できる。
Ｖｏ＝（Ｖｃ／Ａ）・Ｉｉ                              …（３１）
【０１０３】
以上より、電源電圧Ｖｃからその直流成分Ｅｃを抽出して、変調感度に（Ｖｃ／Ｅｃ）を乗算する、もしくは、入力交流信号Ｖｉに（Ｅｃ／Ｖｃ）を乗算する、という本発明の思想は、入出力信号の関係が（３０）、（３１）式で表される電力増幅装置にも広く適用できる。例えば、（３０）式のＶｉに比率（Ｅｃ／Ｖｃ）を乗じると、次式が得られる。
Ｖｏ＝（Ｖｃ／Ａ）・Ｖｉ・（Ｅｃ／Ｖｃ）
＝（Ｅｃ／Ａ）・Ｖｉ                              …（３２）
上式より、出力交流信号Ｖｏから電源電圧Ｖｃの変動分を除去しつつ、電源電圧Ｖｃの直流成分Ｅｃによって増幅率を調整することができることが理解できる。図５に、入力信号Ｖｉに比率（Ｅｃ／Ｖｃ）を乗算するための構成を示す。同図において、演算回路２０ｂは、電源電圧Ｖｃの直流成分Ｅｃを検出し、電源電圧Ｖｃと直流成分Ｅｃの比率（Ｅｃ／Ｖｃ）を入力信号Ｖｉに乗じるよう構成されている。
【０１０４】
また、上記の実施形態では、いわゆるＢＴＬ方式ないしはＨ形ブリッジ構成の各電力増幅装置への本発明の適用について説明したが、本発明はこれらの構成以外でも適用可能である。
【０１０５】
例えば、１対のハイサイドスイッチとローサイドスイッチの直列回路のみからなるスイッチ回路とその中間に接続された負荷部のみからなる構成においても適用できる。
【０１０６】
ハイサイドスイッチのデューティ比をδとすると、負荷部に発生する電圧Ｖｘは、
Ｖｘ＝δ・Ｖｃ
となる。一方、デューティ比δは、入力交流信号Ｖｉと三角波電圧Ｖｔの振幅Ｖｔｃを用いて、
δ＝（１＋Ｖｉ／Ｖｔｃ）／２
で表される。この場合に本発明を適用すると、三角波電圧Ｖｔの振幅Ｖｔｃは、電源電圧Ｖｃとその直流成分Ｅｃとの比率（Ｖｃ／Ｅｃ）に所定の電圧値Ｅｔを乗じたものであるから、次式で表される。
Ｖｔｃ＝（Ｖｃ／Ｅｃ）・Ｅｔ
【０１０７】
以上から、電圧Ｖｘは次式となる。
Ｖｘ＝Ｖｃ／２＋（Ｅｃ／Ｅｔ）・Ｖｉ／２
【０１０８】
電源電圧Ｖｃの１／２の電圧Ｖｃ／２を、電圧Ｖｘから減算することにより、出力交流信号Ｖｏとして、次式のような入力交流電圧Ｖｉを｛（Ｅｃ／Ｅｔ）／２｝倍に増幅した電圧が得られる。
Ｖｏ＝（Ｅｃ／Ｅｔ）・Ｖｉ／２
【０１０９】
上式から、電源電圧Ｖｃ中の直流成分Ｅｃを可変することによって増幅率を調整することができる。また、電源電圧Ｖｃが交流的に変動しても増幅率には影響せず、出力交流信号Ｖｏの歪みとはならない。
【０１１０】
このように、本発明は双対のスイッチ回路から構成されるＢＴＬ方式に限定されるものではなく、１対のスイッチ回路で構成された電力増幅装置へも適用可能である。
【０１１１】
さらには、本発明は、ハイサイドスイッチとローサイドスイッチとの直列からなるスイッチ回路を有し、このスイッチ回路を通じて、負荷に電源電圧が間欠的に、あるいはパルス的に、印加されることによって、その増幅率が上記電源電圧に比例するＤ級増幅機能を備えた全ての電力増幅装置に適用できる。つまり、本実施の形態で述べたような三角波を用いてアナログの入力信号をパルス幅変調する以外に、アナログ信号又はデジタル信号の入力信号をシグマデルタ変調器などでパルス密度変調やパルス幅変調する場合でもよい。
【産業上の利用可能性】
【０１１２】
本発明の電力増幅装置は、音声信号等を電力増幅して音響スピーカなどに供給する電力増幅装置として有用である。
【図面の簡単な説明】
【０１１３】
【図１Ａ】本発明の実施の形態１における電力増幅装置の回路構成図
【図１Ｂ】本発明の実施の形態１における演算回路の回路構成図
【図２】本発明の実施の形態２における電力増幅装置の要部の回路構成図
【図３】本発明の実施の形態３における電力増幅装置の要部の回路構成図
【図４Ａ】従来の電力増幅装置の出力交流信号波形の動作シミュレーション特性図
【図４Ｂ】本発明の電力増幅装置における電源電圧変動補償動作による出力交流信号波形の動作シミュレーション特性図
【図５】本発明の電力増幅装置における演算回路の別の例の回路構成図
【図６Ａ】従来の電力増幅装置の回路構成図
【図６Ｂ】図６Ａの電力増幅装置の三角波発生回路とＰＷＭ回路の出力特性図
【図７Ａ】従来の電力増幅装置の回路構成図
【図７Ｂ】図７Ａの電力増幅装置の出力特性図
【図８】従来の電力増幅装置の回路構成図
【図９Ａ】図８の電力増幅装置の出力電圧波形（Ｖｏ）を示す図
【図９Ｂ】図８の電力増幅装置の出力電流波形（Ｉｏ）を示す図
【図９Ｃ】図８の電力増幅装置の電源電流波形（Ｉｃ）を示す図
【符号の説明】
【０１１４】
１０  入力直流電源
１１  第１のスイッチ回路
１２  第２のスイッチ回路
１３  インダクタ
１４  負荷
１５  制御回路
１６  入力信号源
２０  演算回路
４０  ＰＷＭ回路
５１  第１の駆動回路
５２  第２の駆動回路
１１１  第１のハイサイドスイッチ
１１２  第１のローサイドスイッチ
１２１  第２のハイサイドスイッチ
１２２  第２のローサイドスイッチ
【図１Ａ】
2004180294.tif 000003
【図１Ｂ】
2004180294.tif 000004
【図２】
2004180294.tif 000005
【図３】
2004180294.tif 000006
【図４Ａ】
2004180294.tif 000007
【図４Ｂ】
2004180294.tif 000008
【図５】
2004180294.tif 000009
【図６Ａ】
2004180294.tif 000010
【図６Ｂ】
2004180294.tif 000011
【図７Ａ】
2004180294.tif 000012
【図７Ｂ】
2004180294.tif 000013
【図８】
2004180294.tif 000014
【図９Ａ】
2004180294.tif 000015
【図９Ｂ】
2004180294.tif 000016
【図９Ｃ】
2004180294.tif 000017