(57)【要約】【課題】信号の漏洩を防止することができ、歪み成分を正確に除去することができる型歪み補償増幅装置を提供する。【解決手段】合成部９の出力信号、すなわち、主増幅器２で増幅された後ＤＬ４で遅延された入力信号と副増幅器８の出力信号との合成信号を、ＣＤＣ１０により取り出し、この信号を第２のミキサ２５により第２中間周波信号に変換し、変換された信号を同期検波回路２６で、第１のミキサ２４の出力信号である第１中間周波信号又はその直交信号（位相差が９０度の信号）により同期検波するとともに、同期検波された信号を信号処理回路２７で制御信号に変換して副増幅器８の制御部に入力する。中間周波信号に変換した上で処理することにより、信号の漏洩を防止できると共に、主増幅器２の出力信号に含まれる歪み成分を合成部９においてより良く相殺できるようにする。【選択図】  図１
2004320652.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一定の周波数帯域を有する入力信号を増幅する主増幅器の出力信号から前記入力信号の信号成分を除去することにより前記主増幅器で生じた歪み成分を抽出し、抽出した歪み成分を増幅する副増幅器の出力信号と前記主増幅器の出力信号とを合成して歪み成分を相殺することにより歪み成分を補償する装置に組み込まれる歪み除去回路であって、
局部発振信号を出力する局部発振器と、
前記副増幅器の出力信号を前記局部発振信号に基づいて第１中間周波信号に変換する第１のミキサと、
前記副増幅器の出力信号と前記主増幅器の出力信号との合成信号を前記局部発振信号に基づいて第２中間周波信号に変換する第２のミキサと、
前記第２中間周波信号について、前記第１中間周波信号と同相の信号で同期検波して第１信号を生成するとともに前記第１中間周波信号に直交する信号により同期検波して第２信号を生成する同期検波回路と、
この同期検波回路における前記第１信号及び前記第２信号の相関値に基づいて前記主増幅器の出力信号と前記副増幅器の出力信号の振幅の差分を低減させるための制御信号を前記副増幅器に供給する信号処理回路と、を備えてなる、
歪み除去回路。
【請求項２】
一定の周波数帯域を有する入力信号を増幅する主増幅器の出力信号から前記入力信号の信号成分を除去することにより前記主増幅器で生じた歪み成分を抽出し、抽出した歪み成分を増幅する副増幅器の出力信号と前記主増幅器の出力信号とを合成して歪み成分を相殺することにより歪み成分を補償する装置に組み込まれる歪み除去回路であって、
前記入力信号を増幅する第三の増幅器と、
前記第三の増幅器の出力信号と、前記副増幅器の出力信号と前記主増幅器の出力信号との合成信号と、を結合し、前記合成信号に含まれる信号成分を相殺するための結合器と、
前記結合器の出力信号に基づいて、前記第三の増幅器の出力信号の信号成分の振幅、位相を制御するための制御信号を生成するための振幅位相調整器と、
局部発振信号を出力する局部発振器と、
前記副増幅器の出力信号を前記局部発振信号に基づいて第１中間周波信号に変換する第１のミキサと、
前記結合器の出力信号を前記局部発振信号に基づいて第２中間周波信号に変換する第２のミキサと、
前記第２中間周波信号について、前記第１中間周波信号と同相の信号で同期検波して第１信号を生成するとともに前記第１中間周波信号に直交する信号により同期検波して第２信号を生成する同期検波回路と、
この同期検波回路における前記第１信号及び前記第２信号の相関値に基づいて前記主増幅器の出力信号と前記副増幅器の出力信号の振幅の差分を低減させるための制御信号を前記副増幅器に供給する信号処理回路とを備えてなる、
歪み除去回路。
【請求項３】
前記制御信号が、前記副増幅器の利得及び／又は出力位相を制御する信号である、
請求項１または２記載の歪み除去回路。
【請求項４】
前記同期検波回路が、前記第１中間周波信号又は前記第２中間周波信号の一方の振幅を一定にするためのリミッタ増幅器と、前記第１中間周波信号又は前記第２中間周波信号の一方の位相を９０度移相させる移相器と、この移相器で一方が９０度移相された前記第１中間周波信号と前記第２中間周波信号とを乗算する第２乗算器と、前記第１中間周波信号と前記第２中間周波信号とを同相で乗算する第１乗算器とを備え、前記第１乗算器から第１信号を出力し、前記第２乗算器から前記第２信号を出力するように構成されている、
請求項１または２記載の歪み除去回路。
【請求項５】
主増幅器の出力信号から入力信号の信号成分を除去することにより前記主増幅器で生じた歪み成分を抽出する歪み抽出回路と、請求項１ないし４のいずれかの項記載の歪み除去回路とを備え、
前記歪み抽出回路が、前記主増幅器の出力信号から前記入力信号の信号成分を除去するための結合器と、この結合器で前記信号成分が除去された前記結合器の出力信号を分岐抽出する分岐抽出部と、分岐抽出された出力信号に基づいて前記主増幅器の出力信号の振幅及び位相を制御する振幅位相調整器とを含んで構成される、
歪み補償増幅装置。
【請求項６】
主増幅器の出力信号から入力信号の信号成分を除去することにより前記主増幅器で生じた歪み成分を抽出する歪み抽出回路と、請求項１ないし４のいずれかの項記載の歪み除去回路とを備え、
前記歪み抽出回路が、
前記主増幅器の出力信号から前記入力信号の信号成分を除去するための結合器と、
この結合器で前記信号成分が除去された前記結合器の出力信号を分岐抽出する分岐抽出部と、
分岐抽出された出力信号を前記局部発振信号に基づいて中間周波信号に変換するミキサと、
前記ミキサの出力信号の電力を検出する電力検出回路と、
この電力検出回路の値に基づいて前記入力信号と前記主増幅器の出力信号の振幅の差分を低減させる制御信号を前記主増幅器に供給する信号処理回路と、を含んで構成される、
歪み補償増幅装置。
【請求項７】
主増幅器の出力信号から入力信号の信号成分を除去することにより前記主増幅器で生じた歪み成分を抽出する歪み抽出回路と、請求項１ないし４のいずれかの項記載の歪み除去回路とを備え、
前記歪み抽出回路が、
前記主増幅器の出力信号から前記入力信号の信号成分を除去するための結合器と、
この結合器で前記信号成分が除去された前記結合器の出力信号を分岐抽出する分岐抽出部と、
前記入力信号を前記局部発振信号に基づいて第３中間周波信号に変換する第３のミキサと、
分岐抽出された出力信号を前記局部発振信号に基づいて第４中間周波信号に変換する第４のミキサと、
前記第４中間周波信号について、前記第３中間周波信号と同相の信号で同期検波して第３信号を生成するとともに前記第３中間周波信号に直交する信号により同期検波して第４信号を生成する第２の同期検波回路と、
この同期検波回路における前記第３信号及び前記第４信号の相関値に基づいて前記入力信号と前記主増幅器の出力信号の振幅の差分を低減させるための制御信号を前記主増幅器に供給する信号処理回路とを備えてなる、
歪み補償増幅装置。
【請求項８】
入力信号を増幅する主増幅器の出力信号から前記入力信号の信号成分を除去することにより前記主増幅器で生じた歪み成分を抽出し、抽出した歪み成分を増幅する副増幅器の出力信号と前記主増幅器の出力信号とを合成して歪み成分を相殺することにより歪み補償を行う歪み補償増幅装置の動作制御方法であって、
前記副増幅器の出力信号を、所定の周波数の第１中間周波信号に変換する過程と、
前記副増幅器の出力信号と前記主増幅器の出力信号との合成信号を、所定の周波数の第２中間周波信号に変換する過程と、
前記第２中間周波信号を、前記第１中間周波信号と同相の信号により同期検波して第１信号を生成するとともに前記第１中間周波信号に直交する信号により同期検波して第２信号を生成する過程と、
前記第１信号及び前記第２信号の相関関係に基づいて前記副増幅器の振幅、位相を変化させるための制御信号を生成し、生成した制御信号により前記副増幅器を制御して前記主増幅器の出力信号と前記副増幅器の出力信号の振幅の差分を低減させる過程とを含む、
歪み補償増幅装置の動作制御方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば非線形歪みを補償するフィードフォワード型の歪み補償増幅装置、歪み除去回路、及び歪み補償増幅装置の動作制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
入力信号に対して出力信号の波形が非線形に歪むと、例えばデータ化け、映像歪み等の障害が発生する場合がある。このことから、歪み成分を抽出して元の波形に戻すための歪み補償増幅装置が従来より用いられている。従来のこの種の歪み補償増幅装置は、図１０に示すように、入力端子１２０に入力された信号（入力信号）が、方向性結合器（Ｃｏａｘｉａｌ  Ｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ  Ｃｏｕｐｌｅｒｓ：以下、ＣＤＣ）１を介して主増幅器２に入力される。
ＣＤＣ１より取り出された入力信号は、遅延回路（Ｄｅｌａｙ  Ｌｉｎｅ：以下、ＤＬ）５で遅延された後、ＣＤＣ６で主増幅器２の出力信号の一部と合成される。このとき、両信号の振幅が等しく、位相がちょうど反転していれば、主増幅器２の出力信号の歪み成分のみがＣＤＣ６の出力信号となり、ＣＤＣ７に入力される。
【０００３】
このＣＤＣ７を経て、副増幅器８で増幅された信号は、主増幅器２で増幅された後、ＣＤＣ３、ＤＬ４を経た出力信号と合成部９で合成される。このとき、副増幅器８からの出力信号の歪み成分と主増幅器２からの出力信号の歪み成分との振幅が等しく、位相が完全に反転していれば、両信号の歪み成分が相殺され、合成部９の出力信号は入力信号の増幅分のみとなり、出力端子１２１に導かれる。
【０００４】
このように構成される歪み補償増幅装置には、合成部９による信号合成の際、歪み成分が常にうまく相殺されるようにするための二つの制御ループが形成されている。
第１の制御ループは、ＣＤＣ７により取り出されたＣＤＣ６の出力信号を振幅・位相調整器１１０で振幅調整及び位相調整し、それにより得られた信号を制御信号として主増幅器２の利得制御系に帰還することにより、主増幅器２の振幅、位相又はその両者を制御するループである。振幅・位相調整器１１０は、信号を検出する電力検出回路と、検出された信号を制御信号に変換する信号処理回路とを含んで構成される。
第２の制御ループは、出力信号の分岐抽出部となる出力段のＣＤＣ１０により分岐抽出された合成部９の出力信号をＣＤＣ１１１により分岐抽出された副増幅器８の出力信号又はその直交信号（位相差が９０度の信号）により同期検波するとともに、同期検波された信号を信号処理回路１１３で副増幅器８の出力信号の振幅、位相を調整するための制御信号に変換し、この制御信号を副増幅器８の利得制御系に帰還することにより、副増幅器８の振幅、位相又はその両者を制御するループである。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
上述した歪み補償増幅装置は、８００ＭＨｚ〜１．５ＧＨｚ、２．１ＧＨｚの高周波数帯で使用されることが多く、このような周波数帯の信号は、ＶＨＦ帯の信号に比べて信号が空間に飛散し易く、また近くの回路内にお互いに漏れ込みやすいという問題がある。
例えば、同期検波回路１１２に入力される二系統の信号が、それぞれ互いの系統へ漏れ込む可能性がある。すなわち、ＣＤＣ１０の分岐信号が、同期検波回路１１２からＣＤＣ１１１に、または、ＣＤＣ１１１の分岐信号が、同期検波回路１１２からＣＤＣ１０に漏れ込む可能性がある。また、同期検波回路１１２に入力された信号が同期検波されずに信号処理回路１１３に漏れ、さらに副増幅器８に漏れ込む可能性がある。
同様に、ＣＤＣ７の分岐信号は振幅・位相調整器１１０に入力されるが、電力検出回路で検出されずに信号処理回路に漏れ、さらに信号処理回路で処理されずに主増幅器２に漏れ込む可能性がある。
これらの場合、漏れ込む信号の量が微小であったとしても、この信号が主増幅器２または副増幅器８により増幅されてしまうことにより、信号成分または歪み成分を正しく相殺することができず、主増幅器２により増幅された信号成分のみを出力することができないという問題が生じる。
【０００６】
本発明は、歪み補償型増幅装置に組み込むことにより信号の漏れ込み、すなわち漏洩を減少し、歪み成分を相殺することができるようにする、歪み除去回路、歪み補償増幅装置及び歪み補償制御方法を提供することをその課題とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決する本発明の歪み除去回路は、一定の周波数帯域を有する入力信号を増幅する主増幅器の出力信号から前記入力信号の信号成分を除去することにより前記主増幅器で生じた歪み成分を抽出し、抽出した歪み成分を増幅する副増幅器の出力信号と前記主増幅器の出力信号とを合成して歪み成分を相殺することにより歪み成分を補償する装置に組み込まれる歪み除去回路であって、局部発振信号を出力する局部発振器と、前記副増幅器の出力信号を前記局部発振信号に基づいて第１中間周波信号に変換する第１のミキサと、前記副増幅器の出力信号と前記主増幅器の出力信号との合成信号を前記局部発振信号に基づいて第２中間周波信号に変換する第２のミキサと、前記第２中間周波信号について、前記第１中間周波信号と同相の信号で同期検波して第１信号を生成するとともに前記第１中間周波信号に直交する信号により同期検波して第２信号を生成する同期検波回路と、この同期検波回路における前記第１信号及び前記第２信号の相関値に基づいて前記主増幅器の出力信号と前記副増幅器の出力信号の振幅の差分を低減させるための制御信号を前記副増幅器に供給する信号処理回路とを備えてなるものである。
【０００８】
本発明の歪み除去回路は、図１０に示した従来の歪み補償増幅装置における歪み除去回路が、同期検波回路１１２において２ＧＨｚ帯域、すなわち、高周波数帯域の信号で処理するものであるのに対し、中間周波数帯域の信号で処理するものである点で異なる。
【０００９】
すなわち、本発明の歪み除去回路では、高周波数帯域の信号で処理する代わりに、中間周波数帯域の信号で信号処理を行うようになっている。すなわち、局部発振器から発振されるローカル信号により、高周波数帯域の信号をミキサによって中間周波数帯域の信号（中間周波信号）に変換し、同じく中間周波信号に変換した信号により同期検波を行う。
中間周波信号、例えば、ＶＨＦ帯の中でも低い周波数帯域の信号は、電子回路から飛散されにくく、近傍の回路への漏れ込みも少なくなる。このことから、本発明の歪み除去回路では、不要な箇所への信号の漏洩が減少し、歪み成分を相殺することができるようになる。
中間周波信号を使用した場合に近傍の回路への漏れ込みが少なくなるのは、電波が導体ケースの空間を伝播するためには、そのケースの巾が伝播する信号の波長よりも広いことが必要であり、ケースの巾よりも長い波長の信号はケース内の空間を伝播することができないためである。例えば、その波長が１５ｃｍである２ＧＨｚ帯の信号を、１９３０ＭＨｚの局部発振器にてミキサにより７０ＭＨｚに落とせば、その波長は約４０ｍとなり、ケース内を伝播することがほとんどできなくなる。よって、キャパシタ、インダクタの特性が７０ＭＨｚ帯の信号にそのまま適用できるので、必要な回路分離を行うことが可能となる。即ち、ＬＰＦは、ＬＰＦとして高い減衰量を得ることが可能となる。
【００１０】
また、本発明の他の歪み除去回路は、一定の周波数帯域を有する入力信号を増幅する主増幅器の出力信号から前記入力信号の信号成分を除去することにより前記主増幅器で生じた歪み成分を抽出し、抽出した歪み成分を増幅する副増幅器の出力信号と前記主増幅器の出力信号とを合成して歪み成分を相殺することにより歪み成分を補償する装置に組み込まれる歪み除去回路であって、前記入力信号を増幅する第三の増幅器と、前記第三の増幅器の出力信号と、前記副増幅器の出力信号と前記主増幅器の出力信号との合成信号と、を結合し、前記合成信号に含まれる信号成分を相殺するための結合器と、前記結合器の出力信号に基づいて、前記第三の増幅器の出力信号の信号成分の振幅、位相を制御するための制御信号を生成するための振幅位相調整器と、局部発振信号を出力する局部発振器と、前記副増幅器の出力信号を前記局部発振信号に基づいて第１中間周波信号に変換する第１のミキサと、前記結合器の出力信号を前記局部発振信号に基づいて第２中間周波信号に変換する第２のミキサと、前記第２中間周波信号について、前記第１中間周波信号と同相の信号で同期検波して第１信号を生成するとともに前記第１中間周波信号に直交する信号により同期検波して第２信号を生成する同期検波回路と、この同期検波回路における前記第１信号及び前記第２信号の相関値に基づいて前記主増幅器の出力信号と前記副増幅器の出力信号の振幅の差分を低減させるための制御信号を前記副増幅器に供給する信号処理回路とを備えてなる。
【００１１】
この歪み除去回路では、上述の歪み除去回路のように、合成信号を副増幅器の出力信号により同期検波する代わりに、合成信号に含まれる信号成分を相殺した信号を、副増幅器の出力信号、即ち歪み成分により同期検波するように構成されている。
このため、副増幅器の出力信号に残っている信号成分、及び合成信号のうちの大部分を占める信号成分によって、同期検波出力が大きくなるという危険性を除去できるので、合成信号に含まれる歪み成分をよりよく相殺することができるようになる。
【００１２】
前記制御信号は、より具体的には、前記副増幅器の利得及び／又は出力位相を制御する信号である。
【００１３】
前記同期検波回路は、具体的には、前記第１中間周波信号又は前記第２中間周波信号の一方の振幅を一定にするためのリミッタ増幅器と、前記第１中間周波信号又は前記第２中間周波信号の一方の位相を９０度移相させる移相器と、この移相器で一方が９０度移相された前記第１中間周波信号と前記第２中間周波信号とを乗算する第２乗算器と、前記第１中間周波信号と前記第２中間周波信号とを同相で乗算する第１乗算器とを備え、前記第１乗算器から第１信号を出力し、前記第２乗算器から前記第２信号を出力するように構成されている。
【００１４】
本発明の歪み補償増幅装置は、主増幅器の出力信号から入力信号の信号成分を除去することにより前記主増幅器で生じた歪み成分を抽出する歪み抽出回路と、上述したいずれかの歪み除去回路とを備え、前記歪み抽出回路が、前記主増幅器の出力信号から前記入力信号の信号成分を除去するための結合器と、この結合器で前記信号成分が除去された前記結合器の出力信号を分岐抽出する分岐抽出部と、分岐抽出された出力信号の振幅及び位相を調整して前記主増幅器の出力信号の振幅及び位相を制御する振幅位相調整器とを含んで構成される装置である。
このような歪み補償増幅装置では、前記歪み除去回路部分について、上述のように近傍の回路への漏れ込みも少なくなるため、不要な箇所への信号の漏洩が減少し、歪み成分を相殺することができるようになる。
【００１５】
この歪み抽出回路は、具体的には、前記主増幅器の出力信号から前記入力信号の信号成分を除去するための結合器と、この結合器で前記信号成分が除去された前記結合器の出力信号を分岐抽出する分岐抽出部と、分岐抽出された出力信号を前記局部発振信号に基づいて中間周波信号に変換するミキサと、前記ミキサの出力信号の電力を検出する電力検出回路と、この電力検出回路の値に基づいて前記入力信号と前記主増幅器の出力信号の振幅の差分を低減させる制御信号を前記主増幅器に供給する信号処理回路とを含んで構成されるようなものでもよい。
従来の回路では、分岐抽出された出力信号自体の電力を電力検出回路によって検出していたが、この歪み抽出回路では、分岐抽出された出力信号を、前記局部発振信号に基づいて中間周波信号に変換した後の信号の電力を電力検出回路によって検出するものである。
例えば入力信号の周波数帯域が２ＧＨｚの場合、従来の回路においては、電力検出回路に入力された前記出力信号は、その一部が検波されずに空間を飛び越して信号処理回路を経て主増幅器に漏れ込む危険性があったが、この歪み抽出回路によれば、分岐抽出した出力信号をミキサにより、中間周波数帯域の信号に変換してから電力検出回路に入力されるため、空間を飛び越して信号が漏洩する危険性が非常に小さくなる。よって、前記結合器における信号成分の除去がより正確に行われ、歪み補償がより正確に行われることとなる。
【００１６】
また、この歪み抽出回路は、前記主増幅器の出力信号から前記入力信号の信号成分を除去するための結合器と、この結合器で前記信号成分が除去された前記結合器の出力信号を分岐抽出する分岐抽出部と、前記入力信号を前記局部発振信号に基づいて第３中間周波信号に変換する第３のミキサと、分岐抽出された出力信号を前記局部発振信号に基づいて第４中間周波信号に変換する第４のミキサと、前記第４中間周波信号について、前記第３中間周波信号と同相の信号で同期検波して第３信号を生成するとともに前記第３中間周波信号に直交する信号により同期検波して第４信号を生成する第２の同期検波回路と、この同期検波回路における前記第３信号及び前記第４信号の相関値に基づいて前記入力信号と前記主増幅器の出力信号の振幅の差分を低減させるための制御信号を前記主増幅器に供給する信号処理回路とを備えてなるものでもよい。
この歪み抽出回路によれば、電力検出回路により電力を検出する代わりに同期検波回路により同期検波するため、主増幅器の位相、振幅の制御が容易となる。また、中間周波数帯域の信号に変換してから同期検波するため、同期検波器内での信号の飛び越しが少なくなり、信号が漏洩する危険性が非常に小さくなる。よって、前記結合器における信号成分の除去がより正確に行われ、歪み補償がより正確に行われることとなる。
【００１７】
本発明の歪み補償増幅装置の動作制御方法は、入力信号を増幅する主増幅器の出力信号から前記入力信号の信号成分を除去することにより前記主増幅器で生じた歪み成分を抽出し、抽出した歪み成分を増幅する副増幅器の出力信号と前記主増幅器の出力信号とを合成して歪み成分を相殺することにより歪み補償を行う歪み補償増幅装置の動作制御方法であって、前記副増幅器の出力信号を、所定の周波数の第１中間周波信号に変換する過程と、前記副増幅器の出力信号と前記主増幅器の出力信号との合成信号を、所定の周波数の第２中間周波信号に変換する過程と、前記第２中間周波信号を、前記第１中間周波信号と同相の信号により同期検波して第１信号を生成するとともに前記第１中間周波信号に直交する信号により同期検波して第２信号を生成する過程と、前記第１信号及び前記第２信号の相関関係に基づいて前記副増幅器の振幅、位相を変化させるための制御信号を生成し、生成した制御信号により前記副増幅器を制御して前記主増幅器の出力信号と前記副増幅器の出力信号の振幅の差分を低減させる過程とを含む方法である。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して、本発明の実施形態を説明する。
＜第１実施形態＞
図１は、本発明の第１実施形態に係る歪み補償増幅装置の構成図である。図１０に示した従来の歪み補償増幅装置と同一機能の構成要素については、同一符号を付してある。
この歪み補償増幅装置は、図１０に示した従来の歪み補償増幅装置における第１の制御ループおよび第２の制御ループ、すなわち、歪み成分の歪み除去回路の部分および歪み抽出回路の部分を改良し、信号の漏洩を防止すると共に歪み成分をより正確に相殺できるようにしたものである。
【００１９】
まず、本実施形態における歪み除去回路について、説明する。
この実施形態における歪み除去回路は、局部発振信号を出力する局部発振器（ＬＯ）２０と、このＬＯ２０が発振する局部発振信号に基づいて副増幅器８の出力信号を第１中間周波信号に変換する第１のミキサ２４と、副増幅器８の出力信号と主増幅器２の出力信号との合成信号をＬＯ２０の局部発振信号に基づいて第２中間周波信号に変換する第２のミキサ２５と、同期検波回路２６と、信号処理回路２７とを備えている。
同期検波回路２６は、第２中間周波信号について、第１のミキサ２４の出力信号である第１中間周波信号と同相の信号で同期検波して第１信号を生成するとともに第１中間周波信号に直交する信号により同期検波して第２信号を生成するものである。また、信号処理回路２７は、この同期検波回路２６における第１信号及び第２信号の相関値に基づいて主増幅器２の出力信号と副増幅器８の出力信号の振幅の差分を低減させるための制御信号を副増幅器８に供給するものである。
【００２０】
つまり、この歪み除去回路では、合成部９の出力信号、すなわち、主増幅器２で増幅された後、ＤＬ４で遅延された入力信号と副増幅器８の出力信号との合成信号をＣＤＣ１０により取り出し、この信号を第２のミキサ２５により第２中間周波信号に変換し、変換された信号を同期検波回路２６で、第１中間周波信号又はその直交信号（位相差が９０度の信号）により同期検波するとともに、同期検波された信号を信号処理回路２７で制御信号に変換して副増幅器８の制御部に入力することにより、主増幅器２の出力信号に含まれる歪み成分を、合成部９において正しく相殺するものである。
この回路では、入力信号の周波数帯域が２ＧＨｚであり、ＬＯ２０から発振される局部発振信号が１．７３ＧＨｚである場合、第１のミキサ２４及び第２のミキサ２５により、合成部９の出力信号を同期検波するための同期検波器２６に入力される二つの信号の周波数帯域が２ＧＨｚではなく７０ＭＨｚ前後の中間周波信号に変更されるため、同期検波回路２６に入力されるこれらの信号が、ケースの空間を飛び越えて、ＣＤＣ１１からＣＤＣ１０、またはＣＤＣ１０からＣＤＣ１１に漏洩する可能性や検波されずに信号処理回路２７、副増幅器８に漏洩する可能性を低くすることができる。
【００２１】
この実施形態における同期検波回路２６について説明する。
図２は、この同期検波回路２６の構成図である。
同期検波回路２６には、ＣＤＣ１１により取り出され、第１のミキサ２４により第１中間周波信号に変換された信号（図２上段の信号）と、ＣＤＣ１０により取り出された合成部９の出力信号が第２のミキサ２５により第２中間周波信号に変換された信号（図２下段の信号）とが入力される。
第１のミキサ２４の出力信号である第１中間周波信号は、リミッタＡＭＰ３０でその振幅が一定値に増幅された後、二分岐され、一方の分岐信号はＩ出力用の乗算器３３に供給され、他方の分岐信号は９０度移相器３１で９０度の位相をずらした状態でＱ出力用の乗算器３２に供給される。
一方、第２のミキサ２５の出力信号である第２中間周波信号は、両乗算器３２，３３に同時に入力される。Ｉ出力用の乗算器３３からは第１中間周波信号と同相の成分の信号（以下、「検波出力Ｉ」）、Ｑ出力用の乗算器３２からは第１中間周波信号と直交する成分の信号（以下、「検波出力Ｑ」）がそれぞれ出力される。これらの出力は、後段の信号処理回路２７に出力される。
【００２２】
検波出力Ｉは、第２中間周波信号のうち第１中間周波信号と同相成分の振幅の増減に伴って増減する。また、主増幅器２、ＤＬ４を経由して合成部９に入力される信号の振幅と、ＤＬ５、副増幅器８を経由して合成部９に入力される信号の振幅が一致したときゼロとなる。
すなわち、検波出力Ｉは、第２中間周波信号のうち第１中間周波信号と同相成分の振幅の変化に従って正方向と負方向の両方向に変化する。検波出力Ｑは、第２中間周波信号のうち第１中間周波信号と直交する成分の振幅の変化に従って正方向と負方向の両方向に変化する。
【００２３】
位相変化については、第２中間周波信号に含まれる、第１中間周波信号と同相の振幅と直交成分の振幅との比率を変えることになるので、検波出力Ｉ及び検波出力Ｑが正方向と負方向の両方向に変化する。
実際には、同相成分と直交成分の信号は、同時に同期検波回路２６に入力され、また、伝搬中に各種位相の回り込みの影響を受けて同期検波回路２６に入力されるので、両成分は、図３及び図４に示されるように、複雑な関係になっている。
【００２４】
図３，図４において、”Ｉ”軸は、副増幅器８を経由してＣＤＣ１１で取り出され、第１のミキサ２４に入力された後、リミッタＡＭＰ３０で増幅された信号の同相成分を表すベクトル軸であり、”Ｑ”軸は、”Ｉ”軸と直交するベクトル軸である。すなわち、”Ｉ”軸は第１中間周波信号の同相軸、”Ｑ”軸は第１中間周波信号の直交軸である。
【００２５】
図３において、ベクトルＯＡは、副増幅器８で増幅され、合成部９で合成される前の信号の位相を表している。
ベクトルＯＲは、主増幅器２で増幅された後、ＤＬ４で遅延され、合成部９で合成される前の信号の位相を表している。
両信号が合成された状態、すなわちベクトルＯＡとベクトルＯＲの合成ベクトルは、後者が前者から減算されるとして、ＲＡで表される。
なお、ベクトルＯＢは、副増幅器８の振幅を大きくしたとき（利得を上げたとき）の信号の状態を示している。このときの合成信号は、ＲＢで表される。また、ベクトルＯＣは、副増幅器８の位相を調整したときの信号の状態を示している。このときの合成信号は、ＲＣで表される。
【００２６】
図４は、図３の各ベクトル頂点付近の拡大図であり、検波出力Ｉ、及び検波出力Ｑを示している。図中、Ａ，Ｂ，Ｃは、図３の各ベクトルの頂点位置である。Ｂｉは頂点Ｂから”Ｉ”軸への垂線であり、Ｂｑは頂点Ｂから”Ｑ”軸への垂線、Ｃｉは頂点Ｃから”Ｉ”軸への垂線、Ｃｑは頂点Ｃから”Ｑ”軸への垂線である。副増幅器８の利得を上げたとき、検波出力Ｉの値はＡＢｉとなり、検波出力Ｑの値はＡＢｑとなる。また、副増幅器８の位相を調整したとき、検波出力Ｉの値はＡＣｉとなり、検波出力Ｑの値はＡＣｑとなる。
【００２７】
ここで、”Ｉ”軸、”Ｑ”軸の方向は、歪み補償増幅器の構成に応じて一意に決まる。そこで、この実施形態では、副増幅器８の振幅、位相又はその両者を調整することにより、検波出力Ｉと検波出力Ｑの値を測定し、両者の相関関係を求める。
例えば、振幅変化ΔＧ、位相変化ΔＰにより、検波出力Ｉ、検波出力Ｑが、図４におけるベクトル値ＡＢｉ、ＡＢｑ、ＡＣｉ、ＡＣｑであったとすると、振幅変化Ｇ、位相変化Ｐによる検波出力Ｉの変化、検波出力Ｑの変化は、それぞれ下記式で表される。
検波出力Ｉの変化＝（ＡＢｉ／ΔＧ）Ｇ＋（ＡＣｉ／ΔＰ）Ｐ
検波出力Ｑの変化＝（ＡＢｑ／ΔＧ）Ｇ＋（ＡＣｑ／ΔＰ）Ｐ
この関係は、ベクトルＯＡ＝ベクトルＯＲのときも成り立ち、ベクトルＯＡ＝ベクトルＯＲとなるための振幅、位相をＧＯ、ＰＯとすると、以下のようになる。
検波出力Ｉ＝（ＡＢｉ／ΔＧ）（Ｇ−ＧＯ）＋（ＡＣｉ／ΔＰ）（Ｐ−ＰＯ）
検波出力Ｑ＝（ＡＢｑ／ΔＧ）（Ｇ−ＧＯ）＋（ＡＣｑ／ΔＰ）（Ｐ−ＰＯ）
すなわち、主増幅器２の出力の振幅と位相の変化は、検波出力Ｉ及び検波出力Ｑと、一次式の関係で表現することができる。
【００２８】
信号処理回路２７は、同期検波回路２６から出力される検波出力Ｉ及び検波出力Ｑの相関値に基づいて副増幅器８の振幅、位相の制御方向及び制御量を決定し、主増幅器２の出力信号と副増幅器８の出力信号の振幅の差分を低減させる制御信号を副増幅器８に供給する。主増幅器２の出力信号と副増幅器８の出力信号の振幅の差分を低減させることにより、合成部９の出力信号の内の歪み成分をゼロにする。
【００２９】
次に、本実施形態における歪み抽出回路について、説明する。
この実施形態における歪み抽出回路は、ＣＤＣ７により分岐抽出したＣＤＣ６の出力信号をＬＯ２０の局部発振信号に基づいて中間周波信号に変換するミキサ２１と、ミキサ２１の出力信号の電力を検出する電力検出回路２２と、この電力検出回路２２の値に基づいて入力信号と主増幅器２の出力信号の振幅の差分を低減させる制御信号を主増幅器２に供給する信号処理回路２３とを含んで構成されている。
つまり、この回路では、ＣＤＣ７により取り出された信号、すなわち、ＤＬ５で遅延された入力信号と主増幅器２の出力信号との合成信号が、ミキサ２１によりＬＯ２０が発振する局部発振信号と混合されることにより中間周波数に変換された信号が、電力検出回路２２に入力されるようになっている。
この回路では、入力信号の周波数帯域が２ＧＨｚであり、ＬＯ２０から発振される局部発振信号が１．７３ＧＨｚである場合、ミキサ２１により、ＣＤＣ７の出力信号の周波数帯域が、２ＧＨｚではなく７０ＭＨｚの中間周波信号に変更されてから電力検出回路２２に入力されるため、ケースの空間を飛び越えて、信号処理回路２３を経由して副増幅器８に漏洩する可能性を低くすることができる。
よって、ＣＤＣ６における信号成分の相殺がより正確に行われることとなり、歪み補償がより正確に行われることとなる。
【００３０】
＜第２実施形態＞
次に、図５に基づいて、本発明の第２実施形態について説明する。この実施形態では、上述の第１実施形態における第１の制御ループにおいて異なり、第２の制御ループについて同一の構成となっている。
【００３１】
すなわち、第１実施形態における第１の制御ループは、ミキサ２１、電力検出回路２２および信号処理回路２３を含み、主増幅器２で増幅された信号と増幅前の信号とを合成し、合成電力が最小となるように、主増幅器２の位相、利得又はその両者を調整することによって、非線形の歪み成分を抽出することができるものである。つまり、位相、利得又はその両者を変化させたときの電力変化に応じて、位相、利得あるいはその両者の制御方向を判別するように構成されている。しかし、この制御ループでは、ＣＤＣ６に入力される二種類の信号の位相、振幅又はその両者が大きくずれている場合、両信号は殆ど相殺されないことから、電力検出回路が飽和してしまい、制御すべき方向の判別ができず、主増幅器２の位相ないし利得を正しく調整することができない。そのため、制御すべき方向性が見つかるまでランダムに位相、利得又はその両者を変化させ、そのＣＤＣ６の出力変化の検出を制御すべき方向が見つかるまで繰り返す必要があり、収束に向かうまで時間がかかる。また、制御すべき方向性が見つかった後も、雑音電力の最小値を探すことが非常に困難であるという問題がある。
【００３２】
以上のことから、本実施形態の歪み補償増幅装置では、さらに第１の制御ループを改良した。
本実施形態における第１の制御ループは、入力信号をＬＯ２０の局部発振信号に基づいて第３中間周波信号に変換する第３のミキサ５１と、ＣＤＣ７により分岐抽出したＣＤＣ６の出力信号をＬＯ２０の局部発振信号に基づいて第４中間周波信号に変換する第４のミキサ５２と、この第４中間周波信号について、前記第３中間周波信号と同相の信号で同期検波して第３信号を生成するとともに前記第３中間周波信号に直交する信号により同期検波して第４信号を生成する第２の同期検波回路５３と、この同期検波回路５３における第３信号及び第４信号の相関値に基づいて入力信号と主増幅器２の出力信号の振幅の差分を低減させるための制御信号を主増幅器２に供給する信号処理回路５４とを備えてなる。
すなわち、ＣＤＣ６の出力信号をＣＤＣ７により取り出し、この信号を第４のミキサ５２によりＬＯ２０の局部発振信号と混合させて第４中間周波信号に変換し、変換された信号を同期検波回路５３で、第３のミキサ５１の出力信号である第３中間周波信号又はその直交信号（位相差が９０度の信号）により同期検波するとともに、同期検波された信号を信号処理回路５４で制御信号に変換して主増幅器２の制御部に入力することにより、主増幅器２の出力信号に含まれる信号成分を、ＣＤＣ６において正しく除去するものである。
【００３３】
この実施形態による同期検波回路５３の動作原理は、第１実施形態の同期検波回路２６と同様であり、信号処理回路５４は、同期検波回路５３から出力される検波出力Ｉ及び検波出力Ｑの相関値に基づいて主増幅器２の利得と位相の制御方向及び制御量を決定し、入力信号と主増幅器２の出力信号の振幅の差分を低減させる制御信号を主増幅器２に供給する。
【００３４】
この実施形態の同期検波回路５３及び信号処理回路５４によれば、同期検波回路５３の出力極性から制御の方向（正方向か負方向か）が決まり、信号処理回路５４で、主増幅器２の利得、移相又はその両者をいつも正しい方向に制御することができるので、仮に検波出力Ｉ，Ｑが飽和していても、必ず収束の方向に向かう。更にいえば、検波出力Ｉ，Ｑから制御の方向だけでなく、適正制御のための振幅（利得）も算出することができるため、そのとき飽和していなければ、たった一回の制御動作により収束点の利得と位相を求めることができるようになる。
また、第１実施形態の第２の制御ループのように、第３のミキサ５１及び第４のミキサ５２によって、同期検波回路５３に入力される二つの信号が中間周波信号に変更されるため、同期検波回路５３に入力された信号が、ケースの空間を飛び越えて、ＣＤＣ５０からＣＤＣ７またはＣＤＣ７からＣＤＣ５０に漏洩する可能性や、信号処理回路５４、主増幅器２に漏洩する可能性を低くすることができる。
なお、歪み成分の歪み除去回路の部分である第２の制御ループについては、本実施形態の第１の制御ループを用いることによって、信号成分が確実に除去された信号が副増幅器８で増幅され、この信号により同期検波することとなる点を除き、図１に示した第１実施形態の歪み除去回路と同一構成となる。
【００３５】
次に、本実施形態の歪み補償増幅装置における第１の制御ループが、雑音電力の最小値、すなわち、収束点の利得と位相を求めるまでの時間を著しく短縮することができることを説明する。
図６は、主増幅器２の出力信号に歪み成分が含まれている場合の電力検出回路の出力波形、図７は、同期検波回路５３の出力波形である。図６及び図７の横軸は、主増幅器２の位相または振幅の大きさを示しており、縦軸は、出力電力を示している。なお、各図の横軸の中央は、ＣＤＣ６により信号成分がうまく相殺される点、すなわち、収束点を示している。
【００３６】
図６において、出力電力が最小になる横軸の値を決定することは、図７において、出力電力がゼロになる点を見つけることよりも困難となる。それは、同期検波回路５３の場合は、出力電力の平均値がゼロになる点を追いかければゼロになる点を迅速に見つけることができるのに対し、電力検出回路ではそれができないからである。また、図７においては、収束点に近づくことにより主増幅器２において発生する歪み成分が影響しても、ある程度の時間経過後には必ず最終収束点に到達する。このことからも、同期検波回路５３を用いると、収束点の利得と位相を求めるまでの時間を著しく短縮することができることがわかる。
【００３７】
なお、本実施形態では、同期検波回路５３の検波出力の収束をより良くする観点から、ＤＬ５により遅延された入力信号をＣＤＣ５０により取り出して、同期検波回路５３で同期検波する場合について説明したが、ＤＬ５の前にＣＤＣ５０を配置し、遅延させる前の入力信号で同期検波してもよい。
【００３８】
＜第３実施形態＞
図８は、本発明の第３実施形態の歪み補償増幅装置の構成を示した図である。この歪み補償増幅装置は、第２の制御ループを改良し、第１実施形態のように信号の漏洩を防止し、歪み成分を相殺できるようにしたものである。
【００３９】
この実施形態における第２の制御ループを構成する歪み除去回路は、対象信号を、第２のミキサ７７により第２中間周波信号に変換し、変換された信号を同期検波回路７８で、第１のミキサ７６からの第１中間周波信号又はその直交信号（位相差が９０度の信号）により同期検波するとともに、同期検波された信号を信号処理回路７９で制御信号に変換して副増幅器８の制御部に入力することにより、主増幅器２の出力信号に含まれる歪み成分を、合成部９において正しく相殺するものである点で、第１実施形態と同様であるが、第２のミキサ７７に入力される対象信号において相違する。
すなわち、第１実施形態では、ＣＤＣ１０により取り出された合成部９の出力信号が第２のミキサ７７により中間周波信号に変換された上で同期検波されるのに対し、本実施形態では、ＣＤＣ１０により取り出された合成部９の出力信号と、ＣＤＣ１、ＣＤＣ７０で取り出された後、ＤＬ７１で遅延されて第３の増幅器７２で増幅された入力信号と、をＣＤＣ７３で結合することで合成部９の出力信号に含まれる信号成分を相殺し、信号成分を相殺した後の信号が第１のミキサ７６により第２中間周波信号に変換され、同期検波されるようになっている。
なお、本実施形態では、信号成分の相殺を確実にするために、両信号を合成した後のＣＤＣ７３の出力信号の電力を電力検出回路７４で検出して信号処理回路７５で処理し、その処理結果を第３の増幅器７２に帰還することにより、第３の増幅器７２の振幅、位相又はその両者を制御する、第３の制御ループが設けられている。
【００４０】
この実施形態の歪み補償増幅装置の同期検波回路７８の動作原理は第１実施形態の同期検波回路２６と同じであり、信号処理回路７９における信号の処理も第１実施形態の信号処理回路２７と同じである。
【００４１】
本実施形態の歪み除去回路では、ＣＤＣ１０により取り出された合成部９の出力信号を、第３の増幅器７２で増幅された入力信号と合成して、合成部９の出力信号に含まれる信号成分を相殺することにより、信号成分の同期検波への影響を小さくすることができるため、副増幅器８の振幅、位相の制御がより正確になり、歪み補償をより正確に行うことができるという利点がある。
また本実施形態では、第３の増幅器７２の振幅、位相を調整するための第３のループが必要となるが、主増幅器２の電力を下げることができるため、製造コストを低減させることができる。
【００４２】
＜第４実施形態＞
図９は、本発明の第４実施形態の歪み補償増幅装置の構成を示した図である。この歪み補償増幅装置は、信号の漏洩を防止し、歪み成分を相殺できるようにするために、第２の制御ループを第３実施形態と同一の構成とし、さらに、第１の制御ループを第２実施形態と同一の構成としたものである。すなわち、電力検出回路に代えて、同期検波回路９３が設けられている。
【００４３】
具体的には、ＣＤＣ７で取り出したＣＤＣ６の出力信号を第４のミキサ９２によりＬＯ２０の局部発振信号と混合させて第４中間周波信号に変換し、変換された信号を同期検波回路９３で、第３のミキサ９１の出力信号である第３中間周波信号又はその直交信号（位相差が９０度の信号）により同期検波するとともに、同期検波された信号を信号処理回路９４で制御信号に変換して主増幅器２の制御部に入力することにより、主増幅器２の出力信号に含まれる信号成分を、ＣＤＣ６において正しく除去するものである。
つまり、ＣＤＣ７により取り出されたＣＤＣ６の出力信号の電力を検出するのではなく、ＣＤＣ６の出力信号を中間周波信号に変換し、この信号を同期検波するのである。
【００４４】
この実施形態の歪み補償増幅装置における同期検波回路９３の動作原理は第２実施形態の同期検波回路５３と同じであり、信号処理回路９４での処理も第２実施形態の信号処理回路５４と同じになる。
なお、歪み除去回路の部分については、この実施形態により信号成分が確実に除去された信号を副増幅器８で増幅する点を除き、図８に示した第３実施形態の歪み除去回路と同一構成となる。
【００４５】
この実施形態の歪み補償増幅装置によれば、第２実施形態の第１の制御ループのように、第３のミキサ９１及び第４のミキサ９２によって、ＣＤＣ６の出力信号を同期検波するための同期検波回路９３に入力される二つの信号が中間周波信号に変更されるため、入力された信号が、ケースの空間を飛び越えて、ＣＤＣ９０からＣＤＣ７またはＣＤＣ７からＣＤＣ９０に漏洩する可能性、信号処理回路９４、主増幅器２に漏洩する可能性を低くすることができる。
また、第２の制御ループについて、ＣＤＣ１０により取り出された合成部９の出力信号と、第３の増幅器７２で増幅された入力信号と、を合成して合成部９の出力信号に含まれる信号成分を相殺することにより、信号成分の同期検波への影響を小さくでき、副増幅器８の振幅、位相の制御がより正確になり、歪み成分の相殺がより正確になる。よって、歪み補償をより正確に行うことができるという利点がある。
【００４６】
【発明の効果】
以上の説明から明らかなように、本発明によれば、歪み補償増幅装置において、信号の漏洩を防止することができ、より良く歪み成分を除去することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態による歪み補償増幅装置の構成図。
【図２】本発明の第１実施形態による同期検波回路の構成図。
【図３】本発明の第１実施形態による同期検波回路の出力説明図。
【図４】図３の各ベクトル頂点付近を拡大してＩＱ出力を示した説明図。
【図５】本発明の第２実施形態による歪み補償増幅装置の構成図。
【図６】従来の歪み補償増幅装置の電力検出回路の出力説明図。
【図７】本発明の第２実施形態による歪み補償増幅装置の同期検波回路の出力説明図。
【図８】本発明の第３実施形態による歪み補償増幅装置の構成図。
【図９】本発明の第４実施形態による歪み補償増幅装置の構成図。
【図１０】従来の歪み補償増幅装置の構成図。
【符号の説明】
１，３，６，７，１０，１１，５０，７０，７３，９０，１１１  ＣＤＣ（方向性結合器）
２  主増幅器
４，５，７１  ＤＬ（遅延回路）
８  副増幅器
９  合成部
２０  ＬＯ（局部発振器）
２１，２４，２５，５１，５２，７６，７７，９１，９２  ミキサ
２２，７４  電力検出回路
２３，２７，５４，７５，７９，９４，１１３  信号処理回路
２６，５３，７８，９３，１１２  同期検波回路
３０  リミッタＡＭＰ
３１  ９０度移相器
３２，３３  乗算器
４０，６０，８０，１００，１２０  入力端子
４１，６１，８１，１０１，１２１  出力端子
７２  増幅器
１１０  振幅・位相調整器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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