(57)【要約】【課題】完全な矩形波制御へ切り換えず、正弦波ＰＷＭ制御が困難な高速、高トルク領域において矩形波制御と同等にモーターを安定に駆動する。【解決手段】ｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値の内の少なくとも一方がしきい値を超えた時間が所定時間以上になった場合に、３相交流電圧指令値を正弦波と矩形波とを合成した中間波の３相交流電圧指令値に補正し、補正後の３相交流電圧指令値にしたがって正弦波と矩形波を合成した中間波の３相交流電圧をモーターに印加する。また、ｄ軸電流指令値とｄ軸電流の偏差と、ｑ軸電流指令値とｑ軸電流の偏差の内の少なくとも一方がしきい値を超えた時間が所定時間以上になった場合に、３相交流電圧指令値を正弦波と矩形波とを合成した中間波の３相交流電圧指令値に補正し、補正後の３相交流電圧指令値にしたがって正弦波と矩形波を合成した中間波の３相交流電圧をモーターに印加する。【選択図】  図５
2004180444.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
３相交流モーターに流れる３相交流電流を検出する電流検出手段と、
前記モーターに流れる３相交流電流を前記モーターと同期して回転するｄｑ軸座標系のｄｑ軸電流に変換する電流変換手段と
前記モーターのトルク指令値に応じたｄｑ軸電流指令値を生成する電流指令値生成手段と、
前記ｄｑ軸電流を前記ｄｑ軸電流指令値に一致させるためのｄｑ軸電圧指令値を演算する電流制御手段と、
前記ｄｑ軸電圧指令値を３相交流電圧指令値に変換する電圧指令値変換手段と、
前記３相交流電圧指令値にしたがって直流電力を交流電力に変換し、前記モーターに印加する電力変換手段とを備えたモーター制御装置であって、
前記３相交流電圧指令値を正弦波と矩形波とを合成した中間波の電圧指令値に補正する電圧指令値補正手段を備え、
前記ｄｑ軸電圧指令値の少なくとも一方がしきい値を超えた時間が所定時間以上になった場合に、前記電圧指令値補正手段は、前記３相交流電圧指令値を正弦波と矩形波とを合成した中間波の電圧指令値に補正し、前記電力変換手段は、前記電圧指令値補正手段による補正後の３相交流電圧指令値にしたがって正弦波と矩形波を合成した中間波の３相交流電圧を前記モーターに印加することを特徴とするモーター制御装置。
【請求項２】
３相交流モーターに流れる３相交流電流を検出する電流検出手段と、
前記モーターに流れる３相交流電流を前記モーターと同期して回転するｄｑ軸座標系のｄｑ軸電流に変換する電流変換手段と
前記モーターのトルク指令値に応じたｄｑ軸電流指令値を生成する電流指令値生成手段と、
前記ｄｑ軸電流を前記ｄｑ軸電流指令値に一致させるためのｄｑ軸電圧指令値を演算する電流制御手段と、
前記ｄｑ軸電圧指令値を３相交流電圧指令値に変換する電圧指令値変換手段と、
前記３相交流電圧指令値にしたがって直流電力を交流電力に変換し、前記モーターに印加する電力変換手段とを備えたモーター制御装置であって、
前記３相交流電圧指令値を正弦波と矩形波とを合成した中間波の電圧指令値に補正する電圧指令値補正手段を備え、
前記ｄｑ軸電流指令値と前記ｄｑ軸電流の偏差の少なくとも一方がしきい値を超えた時間が所定時間以上になった場合に、前記電圧指令値補正手段は、前記３相交流電圧指令値を正弦波と矩形波とを合成した中間波の電圧指令値に補正し、前記電力変換手段は、前記電圧指令値補正手段による補正後の３相交流電圧指令値にしたがって正弦波と矩形波を合成した中間波の３相交流電圧を前記モーターに印加することを特徴とするモーター制御装置。
【請求項３】
請求項１または請求項２に記載のモーター制御装置において、
前記モーターの回転速度を検出する速度検出手段を備え、
前記モーターの回転速度が予め設定したしきい値より低い場合に、前記電圧指令値補正手段は、前記３相交流電圧指令値を前記中間波の電圧指令値に補正しないことを特徴とするモーター制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はモーターの制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
通常はモーター効率の高い正弦波ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ；パルス幅変調）制御を行い、正弦波ＰＷＭ制御が困難な高回転、高トルク領域では矩形波制御を行うモーター制御装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
この出願の発明に関連する先行技術文献としては次のものがある。
【特許文献１】
特開平１１−２８５２８８号公報
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した従来のモーター制御装置では、正弦波ＰＷＭ制御から矩形波制御へ、または矩形波制御から正弦波ＰＷＭ制御への切り換えが円滑に行われず、モーターの回転速度やトルクが変動するという問題がある。
【０００５】
本発明は、完全な矩形波制御へ切り換えず、正弦波ＰＷＭ制御が困難な高速、高トルク領域において矩形波制御と同等にモーターを安定に駆動するようにしたモーター制御装置を提供するものである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明は、ｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値の内の少なくとも一方がしきい値を超えた時間が所定時間以上になった場合に、３相交流電圧指令値を正弦波と矩形波とを合成した中間波の３相交流電圧指令値に補正し、補正後の３相交流電圧指令値にしたがって正弦波と矩形波を合成した中間波の３相交流電圧をモーターに印加する。
また、本発明は、ｄ軸電流指令値とｄ軸電流の偏差と、ｑ軸電流指令値とｑ軸電流の偏差の内の少なくとも一方がしきい値を超えた時間が所定時間以上になった場合に、３相交流電圧指令値を正弦波と矩形波とを合成した中間波の３相交流電圧指令値に補正し、補正後の３相交流電圧指令値にしたがって正弦波と矩形波を合成した中間波の３相交流電圧をモーターに印加する。
【０００７】
【発明の効果】
本発明によれば、完全な矩形波制御へ切り換えることなく、正弦波ＰＷＭ制御が困難な高速、高トルク領域において矩形波制御と同等にモーターを安定に駆動することができる。
【０００８】
【発明の実施の形態】
この一実施の形態では、通常の運転領域においては正弦波ＰＷＭ電圧でモーターを駆動し、高速、高トルク領域では正弦波ＰＷＭ波形と矩形波との中間波電圧を生成してモーターを駆動する。まず、この中間波電圧の生成方法について説明する。
【０００９】
図２に、正弦波ＰＷＭ制御で３相交流モーターに印加するＵ−Ｖ相線間電圧の生成方法を示す。図２（ａ）に示すように変調用三角波電圧とインバーター周波数の正弦波制御電圧とを比較し、両者の大小関係に基づいて図２（ｂ）に示すインバーターＵ相出力端子と仮想中点との間の電圧Ｖｕ−０と、図２（ｃ）に示すインバーターＶ相出力端子と仮想中点との間の電圧Ｖｖ−０を生成する。そして、Ｕ相中点電圧Ｖｕ−０とＶ相中点電圧Ｖｖ−０との差を求めることによって、図２（ｄ）に示すＵ−Ｖ相線間電圧Ｖｕ−ｖを生成する。なお、この正弦波ＰＷＭ制御における３相線間電圧Ｖｕ−ｖの生成方法については公知であり、詳細な説明を省略する。また、Ｖ−Ｗ相線間電圧Ｖｖ−ｗおよびＷ−Ｕ相線間電圧Ｖｗ−ｕの生成方法についても同様であり、それらの図示と説明を省略する。
【００１０】
図２に示す正弦波ＰＷＭ制御における線間電圧Ｖｕ−ｖ、Ｖｖ−ｗ、Ｖｗ−ｕの生成は、変調用三角波電圧とＵ、Ｖ、Ｗ相正弦波制御電圧のパターンを数値化してメモリに記憶しておき、マイクロコンピューターにより２つの数値化データを比較してパルス列状の線間電圧Ｖｕ−ｖ、Ｖｖ−ｗ、Ｖｗ−ｕのデューティー指令値を生成する。この正弦波ＰＷＭ制御により生成されたパルス状の線間電圧波形のデューティー、すなわち変調用三角波電圧１周期（＝線間電圧波形１周期）に占める電圧出力期間の割合は、正弦波制御電圧の変化に応じて０から１００％まで変化する。
【００１１】
図２（ｄ）に示す正弦波ＰＷＭ制御によるパルス列状の線間電圧波形をモーターに印加することは、モーターに正弦波電圧を印加したのと等価になり、モーターには正弦波の交流電流が流れる。
【００１２】
図３に、矩形波制御において３相交流モーターに印加するＵ相電圧Ｖｕ−ｏ、Ｖ相電圧Ｖｖ−ｏ、Ｗ相電圧Ｖｗ−ｏを示す。矩形波制御では、インバーターにより１８０度（電気角）ごとに正と負の各相電圧を３相交流モーターに印加する。
【００１３】
この一実施の形態では、モーターの回転速度ωが予め設定した中間波生成許可回転速度ωｏよりも低いときは、効率の高い正弦波ＰＷＭ制御を選択する。一方、モーター回転速度ωが中間波生成許可回転速度ωｏ以上のときは、ｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊に基づいて正弦波ＰＷＭ制御か、または正弦波ＰＷＭと矩形波との中間波制御のいずれかを選択する。
【００１４】
図４は正弦波と矩形波の中間波の生成方法を示す。上述したように、モーターに印加する線間電圧は変調用三角波電圧と正弦波制御電圧との大小関係に基づいて生成され、図４（ａ）に示すようにパルス列状の線間電圧波形のデューティー、すなわち変調用三角波電圧１周期（線間電圧波形１周期）に占める電圧出力期間の割合は、０から１００％まで変化する。ここで、正弦波ＰＷＭ制御のデューティーが正側のしきい値ＴＨＵを超えている期間と、負側のしきい値ＴＨＬを下回っている期間は、インバーターのスイッチングを停止して電源電圧をモーターに印加したままにすると、図４（ｂ）に示すようなＵ相線間電圧波形になる。
【００１５】
図４に示す例では、デューティーがしきい値ＴＨＵを超えている期間ｔ１〜ｔ２はインバーターのスイッチングを行わず、電源電圧＋Ｅ／２（Ｅは電源電圧）を出力したままにする。同様に、負側においてもデューティーがしきい値ＴＨＬを下回っている期間ｔ３〜ｔ４はインバーターのスイッチングを行わず、電源電圧−Ｅ／２を出力したままにする。
【００１６】
正弦波ＰＷＭ制御において、ＰＷＭデューティーが正負のしきい値ＴＨＵ、ＴＨＬを超えている期間のみ、スイッチングを停止して電源電圧を出力したままにする制御を行うことによって、等価的に図５に示すような相電圧をモーターに印加することになる。図５において、正弦波ＰＷＭ制御によるＰＷＭデューティーが正負のしきい値ＴＨＵ、ＴＨＬ以下の間は、等価的な正弦波の相電圧Ｖｕ−ｏがモーターに印加される。一方、ＰＷＭデューティーが正負のしきい値ＴＨＵ、ＴＨＬを超えている間は、電源電圧＋Ｅ／２または−Ｅ／２が出力されたままになり、矩形波状の相電圧がモーターに印加される。なお、図５ではＵ相の等価相電圧のみを示すが、Ｖ相およびＷ相についても同様である。
【００１７】
つまり、この一実施の形態では正弦波ＰＷＭ制御の正弦波電圧の中途区間を矩形波電圧に変換した、正弦波と矩形波の中間波の電圧をモーターに印加する。今、図５に示すように、等価相電圧Ｖｕ−ｏの波形ピーク値ＶＰ（破線部）と、ＰＷＭデューティーがしきい値ＴＨＵのときの等価相電圧ＶＴＨとに基づいて、「矩形波変換率」を次式で定義する。なお、図５では正弦波ＰＷＭ制御による等価相電圧Ｖｕ−ｏの波形ピーク値Ｖｐ（破線部）と、矩形波制御によるピーク値＋Ｅ／２とを等しく表しているが、正弦波ＰＷＭ制御による等価相電圧Ｖｕ−ｏのピーク値Ｖｐはモーターの回転速度とトルクに応じて変化するので、両者は必ずしも一致しない。
【数１】
（矩形波変換率）＝（ＶＰ−ＶＴＨ）／ＶＰ×１００％
この矩形波変換率が低いほど正弦波に近い相電圧がモーターに印加され、矩形波変換率が高いほど矩形波に近い相電圧がモーターに印加される。なお、矩形波変換率を等価相電圧Ｖｕ−ｏの半周期Ｔに対する矩形波期間Ｔ０の割合（Ｔ０／Ｔ×１００％）で定義してもよい。
【００１８】
図６は矩形波変換率１５％のときのＵ相等価相電圧波形を示し、図７は矩形波変換率６５％のときのＵ相等価相電圧波形を示す。なお、Ｖ相およびＷ相の相電圧波形は位相が１２０度ずつ遅れるだけでＵ相波形と同一である。
【００１９】
図１は、本願発明を電気自動車のモーター制御装置に適用した一実施の形態の構成を示す。なお、本願発明のモーター制御装置は電気自動車に限定されず、自動車以外のあらゆる産業機械に適用することができる。
【００２０】
アクセルセンサー１はアクセルペダルの踏み込み量Ａｃｃを検出し、車速センサー２は電気自動車の走行速度Ｖｓｐを検出する。また、ブレーキセンサー３はブレーキペダルの踏み込み量Ｂｒを検出する。トルク指令値生成回路４は、予め設定されたアクセルペダル踏み込み量、ブレーキペダル踏み込み量および走行速度に対するトルク指令値のテーブルを記憶しており、このテーブルからアクセルセンサー１、車速センサー２およびブレーキセンサー３の各検出値Ａｃｃ、Ｖｓｐ、Ｂｒに対応するトルク指令値Ｔｒ＊を表引き演算する。
【００２１】
電流指令値生成回路５は、予め設定されたトルク指令値に対するｄｑ軸電流指令値のテーブルを記憶しており、トルク指令値生成回路４からのトルク指令値Ｔｒ＊に対応するｄｑ軸電流指令値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊を表引き演算する。ここで、ｄｑ軸座標系はモーターＭに同期して回転する座標系である。電流制御回路６は、電流指令値生成回路５からのｄｑ軸電流指令値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊とモーターＭに流れる実際のｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑとの偏差を求め、この偏差にＰＩ制御あるいはＰＩＤ制御を施してｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑをそれらの指令値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊に一致させるためのｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を演算する。２／３相変換回路７は、後述する速度位相演算回路１４で演算された位相θに基づいて、電流制御回路６で演算されたｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を３相交流電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊へ変換する。
【００２２】
デューティー指令値演算回路８は、２／３相変換回路７からの３相交流電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に基づいて各相のＰＷＭデューティー指令値Ｄｕ＊、Ｄｖ＊、Ｄｗ＊を演算する。すなわち、対応する各相の電流が０［Ａ］のときをデューティー５０％とし、各相の電流が０［Ａ］から増加する量に応じてデューティーを５０％から増加させ、各相の電流が０［Ａ］から減少する量に応じてデューティーを５０％から減少させる。
【００２３】
デューティー決定回路９は、正弦波ＰＷＭ制御が選択された場合には、デューティー指令値演算回路８で演算されたＰＷＭデューティー指令値Ｄｕ＊、Ｄｖ＊、Ｄｗ＊を最終的なＰＷＭデューティー指令値に決定する。また、中間波制御が選択された場合には、デューティー指令値演算回路８で演算されたＰＷＭデューティー指令値Ｄｕ＊、Ｄｖ＊、Ｄｗ＊を、後述するしきい値設定回路１５により設定されるＰＷＭデューティーの正負しきい値ＴＨＵ、ＴＨＬと比較し、ＰＷＭデューティー指令値Ｄｕ＊、Ｄｖ＊、Ｄｗ＊のデューティーが正側しきい値ＴＨＵより大きいときはデューティーを１００％とし、指令値Ｄｕ＊、Ｄｖ＊、Ｄｗ＊のデューティーが負側しきい値ＴＨＬより小さい場合はデューティーを０％とし、指令値Ｄｕ＊、Ｄｖ＊、Ｄｗ＊のデューティーが正側しきい値ＴＨＵ以下で、且つ負側しきい値ＴＨＬ以上の場合はデューティーを指令値Ｄｕ＊、Ｄｖ＊、Ｄｗ＊のデューティーとすることによって、中間波のＰＷＭデューティー指令値Ｄｕ’、Ｄｖ’、Ｄｗ’を決定する。
【００２４】
インバーター１０は、デューティー決定回路９により決定された正弦波ＰＷＭ制御のＰＷＭデューティー指令値Ｄｕ＊、Ｄｖ＊、Ｄｗ＊、または中間波制御のＰＷＭデューティー指令値Ｄｕ’、Ｄｖ’、Ｄｗ’にしたがって各相のスイッチング素子によりスイッチング動作を行い、バッテリー１１の直流電力を交流電力に変換して３相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを生成し、モーターＭに印加する。電流センサー１２はモーターＭに流れる３相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出する。回転センサー１３は、モーターＭの所定の回転角度ごとにパルス信号を出力する。速度位相演算回路１４は、回転センサー１３からのパルス信号の周期および単位時間当たりのパルス数に基づいてモーターＭの回転速度ωと位相θを演算する。
【００２５】
しきい値設定回路１５は、予め設定された中間波生成許可回転速度ωｏを記憶しており、モーター回転速度ωが中間波生成許可回転速度ωｏ以上の場合であって、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊が予め設定したしきい値Ｖｑｏ以上の状態がＴｏ時間以上継続したとき、または、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊がしきい値Ｖｄｏ以上の状態がＴｏ時間以上継続したときは、正弦波ＰＷＭ波形から中間波を生成するためのしきい値ＴＨＵ、ＴＨＬを出力する。この一実施の形態ではしきい値ＴＨＵ、ＴＨＬを予め設定した固定値とし、上述した矩形波変換率が１５％になる値とする。なお、しきい値ＴＨＵ、ＴＨＬを与える矩形波変換率は１５％に限定されない。モーター回転速度ωが中間波生成許可回転速度ωｏ未満の場合は、中間波を生成せず、正弦波ＰＷＭの電圧波形をモーターに印加するものとし、しきい値ＴＨＵ、ＴＨＬを出力しない。
【００２６】
３／２相変換回路１６は、速度位相演算回路１４により演算されたモーター位相θに基づいて、電流センサー１２で検出されたモーター電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗをｄｑ軸電流Ｉｑ、Ｉｄに変換する。
【００２７】
なお、図１に示す制御ブロックの内のトルク指令値生成回路４、電流指令値生成回路５、電流制御回路６、２／３相変換回路７、デューティー指令値演算回路８、デューティー決定回路９、速度位相演算回路１４、しきい値設定回路１５および３／２相変換回路１６は、１個または複数個のマイクロコンピューターのソフトウエア形態により実現する。
【００２８】
図１０は、一実施の形態のモーター制御プログラムを示すフローチャートである。このフローチャートにより、一実施の形態の動作を説明する。電気自動車のメインスイッチ（不図示）が投入されている間、このモーター制御プログラムを繰り返し実行する。
【００２９】
ステップ１において、アクセルセンサー１、車速センサー２およびブレーキセンサー３によりアクセルペダル踏み込み量Ａｃｃ、車速Ｖｓｐおよびブレーキペダル踏み込み量Ｂｒを検出するとともに、電流センサー１２および３／２相変換回路１６によりｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑを検出し、さらに回転センサー１３および速度位相演算回１４によりモーター回転速度ωと回転位相θを検出する。ステップ２では、トルク指令値生成回路４によりテーブルを参照してアクセルペダル踏み込み量Ａｃｃ、車速Ｖｓｐおよびブレーキペダル踏み込み量Ｂｒに応じたトルク指令値Ｔｒ＊を表引き演算し、さらに電流指令値生成回路５によりテーブルを参照してトルク指令値Ｔｒ＊からｄｑ軸電流指令値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊を生成する。
【００３０】
ステップ３では電流制御回路６によりｄｑ軸電流指令値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊とｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑとの偏差（Ｉｄ＊−Ｉｄ、Ｉｑ＊−Ｉｑ）を求め、この偏差にＰＩ制御を施してｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を演算する。続くステップ４で、２／３相変換回路７によりｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を３相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊へ変換する。ステップ５において、デューティー指令値演算回路８により３相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に基づいて各相のＰＷＭデューティー指令値Ｄｕ＊、Ｄｖ＊、Ｄｗ＊を演算する。すなわち、対応する各相の電流が０［Ａ］のときをデューティー５０％とし、各相の電流が０［Ａ］から増加する量に応じてデューティーを５０％から増加させ、各相の電流が０［Ａ］から減少する量に応じてデューティーを５０％から減少させる。
【００３１】
ステップ６では、モーター回転速度ωが中間波生成許可回転速度ωｏ以上か否かを確認し、ω≧ωｏであればステップ７へ進み、ω＜ωｏのときはステップ１１へ進む。モーター回転速度ωが中間波生成許可回転速度ωｏ未満のときは、ステップ１１で超過時間Ｔを計時するタイマーを０にリセットする。このタイマーは、ｄｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊、Ｖｄ＊が予め設定したしきい値Ｖｑｏ、Ｖｄｏを超過した時間Ｔを計時するソフトウエアタイマーである。続くステップ１２で、モーターに正弦波ＰＷＭ電圧を印加する正弦波ＰＷＭ制御を選択する。
【００３２】
モーター回転速度ωが中間波生成許可回転速度ωｏ以上の場合は、ステップ７で、電流制御回路６から出力されたｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊が予め設定したしきい値Ｖｑｏ以上か、またはｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊が予め設定したしきい値Ｖｄｏ以上かを確認する。Ｖｑ＊≧ＶｑｏまたはＶｄ＊≧Ｖｄｏのときはステップ８へ進み、Ｖｑ＊＜ＶｑｏかつＶｄ＊＜Ｖｄｏのときはステップ１１へ進む。ｄｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊、Ｖｄ＊がともにそれらのしきい値Ｖｑｏ、Ｖｄｏより小さいときは、ステップ１１〜１２で上述したようにタイマーの超過時間Ｔを０にリセットし、正弦波ＰＷＭ制御を選択する。
【００３３】
一方、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊がしきい値Ｖｑｏ以上のとき、またはｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊がしきい値Ｖｄｏ以上のときはステップ８へ進み、Ｖｑ＊≧Ｖｑｏの状態またはＶｄ＊≧Ｖｄｏの状態の継続時間（超過時間）Ｔを計時するタイマーのカウントアップを行う。続くステップ９において、超過時間Ｔが予め設定したしきい値Ｔｏ以上になったか否かを確認し、Ｔ≧Ｔｏのときはステップ１０へ進み、Ｔ＜Ｔｏのときはステップ１へ戻る。
【００３４】
モーター回転速度ωが中間波生成許可回転速度ωｏ以上で、かつ、ｄｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊、Ｖｄ＊の少なくとも一方がしきい値（Ｖｑｏ、Ｖｄｏ）以上の状態がＴｏ時間以上継続した場合には、モーターの逆起電圧が高い状態にあって出力電圧の余裕がなく、電流制御およびトルク制御における制御余裕と十分な応答性が確保できない状態にあると判断し、正弦波ＰＷＭ波形と矩形波とを合成した中間波の電圧を生成してモーターに印加する中間波制御を選択する。そして、予め設定した正弦波ＰＷＭ制御から矩形波制御に切り換えるためのＰＷＭデューティーしきい値ＴＨＵ、ＴＨＬをデューティー決定回路９へ出力する。
【００３５】
ステップ１３で、デューティー決定回路９によりＰＷＭデューティー指令値Ｄｕ＊、Ｄｖ＊、Ｄｗ＊のデューティーが正側しきい値ＴＨＵより大きい場合はデューティーを１００％とし、指令値Ｄｕ＊、Ｄｖ＊、Ｄｗ＊のデューティーが負側しきい値ＴＨＬより小さい場合はデューティーを０％とし、指令値Ｄｕ＊、Ｄｖ＊、Ｄｗ＊のデューティーが正側しきい値ＴＨＵ以下で且つ負側しきい値ＴＨＬ以上の場合はデューティーを指令値Ｄｕ＊、Ｄｖ＊、Ｄｗ＊のデューティーとすることによって、中間波のＰＷＭデューティー指令値Ｄｕ’、Ｄｖ’、Ｄｗ’を生成する。
【００３６】
ステップ１４では、インバーター１０により、正弦波ＰＷＭ制御を選択した場合は正弦波ＰＷＭデューティー指令値Ｄｕ＊、Ｄｖ＊、Ｄｗ＊にしたがって直流電力を３相交流電力に変換し、一方、中間波制御を選択した場合は中間波ＰＷＭデューティー指令値Ｄｕ’、Ｄｖ’、Ｄｗ’にしたがって直流電力を３相交流電力に変換し、３相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを生成する。そしてステップ１５で、３相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、ＶｗをモーターＭに印加して駆動する。その後、ステップ１へ戻り上述した処理を繰り返す。
【００３７】
このように、上述した一実施の形態では、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊の内の少なくとも一方がしきい値Ｖｄｏ、Ｖｑｏを超えた時間Ｔが所定時間Ｔｏ以上になった場合に、３相交流電圧指令値を正弦波と矩形波とを合成した中間波の３相交流電圧指令値に補正し、補正後の３相交流電圧指令値にしたがって正弦波と矩形波を合成した中間波の３相交流電圧をモーターに印加するようにしたので、完全な矩形波制御へ切り換えることなく、正弦波ＰＷＭ制御が困難な高速、高トルク領域において矩形波制御と同等にモーターを安定に駆動することができる。
【００３８】
正弦波と矩形波を合成した中間波の電圧でモーターを駆動した場合は、正弦波電圧でモーターを駆動した場合に比べて電圧利用率を向上させることができるため、同一の電源電圧でも正弦波電圧駆動の場合より大きな電流を流すことができる。中間波駆動では矩形波部分で正弦波駆動より大きな電流が流れ、その結果、電流フィードバック制御により電圧指令値が下がり、中間波の中の矩形波部分が減少する。つまり、大電流を流すのに必要な分だけ中間波の中の矩形波部分が増減することになる。したがって、モーターを高速、高トルクで駆動した場合に、逆起電圧が上昇するので正弦波制御ではモーターに大電流を流せない場合でも、中間波電圧駆動によれば大電流を流すことができ、モーターの高速、高トルク領域での回転速度制御とトルク制御が可能になる。
【００３９】
また、完全な矩形波では常時電源電圧がモーターに印加されることになるため、回転速度が低い運転領域、およびモーター電流の小さい運転領域では矩形波電圧駆動を行うことができないが、上述した一実施の形態では正弦波と矩形波を合成した中間波の電圧で駆動するため、完全な矩形波電圧駆動では制御できない低速、小電流の運転領域でも矩形波電圧駆動の利点を残した中間波電圧でモーターを安定に駆動することができる。
【００４０】
なお、上述した一実施の形態では、ｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値の内の少なくとも一方がしきい値を超えた時間が所定時間以上になった場合に、３相交流電圧指令値を正弦波と矩形波とを合成した中間波の３相交流電圧指令値に補正し、補正後の３相交流電圧指令値にしたがって正弦波と矩形波を合成した中間波の３相交流電圧をモーターに印加する例を示した。しかし、ｄ軸電流指令値とｄ軸電流の偏差と、ｑ軸電流指令値とｑ軸電流の偏差の内の少なくとも一方がしきい値を超えた時間が所定時間以上になった場合に、３相交流電圧指令値を正弦波と矩形波とを合成した中間波の３相交流電圧指令値に補正し、補正後の３相交流電圧指令値にしたがって正弦波と矩形波を合成した中間波の３相交流電圧をモーターに印加するようにしても、上述した効果を得ることができる。
【００４１】
さらに、一実施の形態によれば、モーターの回転速度が予め設定したしきい値より低い場合には、３相交流電圧指令値を中間波の電圧指令値に補正しないようにした。中間波電圧駆動は、モーターが高速、高トルク状態において矩形波電圧駆動と同様な効果を得ることができるが、モーターが低速、低トルク状態では正弦波電圧駆動を行う方が矩形波電圧駆動よりもモーター効率が高い。したがって、モーター回転速度に対して低速か高速かを判定するためのしきい値を設定し、モーター回転速度がしきい値より低い場合は正弦波電圧駆動を選択し、モーター回転速度がしきい値以上の場合は中間波電圧駆動を選択することによって、低速ではモーター効率を向上させ、高速では速度制御およびトルク制御の制御余裕と応答性を確保することができる。
【００４２】
特許請求の範囲の構成要素と一実施の形態の構成要素との対応関係は次の通りである。すなわち、電流センサー１２が電流検出手段を、３／２相変換回路１６が電流変換手段を、電流指令値生成回路５が電流指令値生成手段を、電流制御回路６が電流制御手段を、２／３相変換回路７が電圧指令値変換手段を、デューティー指令値演算回路８、デューティー決定回路９およびインバーター１０が電力変換手段を、しきい値設定回路１５が電圧指令値補正手段をそれぞれ構成する。なお、本発明の特徴的な機能を損なわない限り、各構成要素は上記構成に限定されるものではない。
【図面の簡単な説明】
【図１】一実施の形態の構成を示す図である。
【図２】正弦波ＰＷＭ制御において３相交流モーターに印加するＵ−Ｖ相線間電圧の生成方法を示す図である。
【図３】矩形波制御において３相交流モーターに印加するＵ−Ｖ相線間電圧を示す図である。
【図４】正弦波ＰＷＭと矩形波との中間波の生成方法を示す図である。
【図５】正弦波ＰＷＭと矩形波との中間波を示す図である。
【図６】矩形波変換率１５％のときのＵ相等価相電圧波形を示す図である。
【図７】矩形波変換率６５％のときのＵ相等価相電圧波形を示す図である。
【図８】一実施の形態のモーター制御プログラムを示すフローチャートである。
【符号の説明】
１  アクセルセンサー
２  車速センサー
３  ブレーキセンサー
４  トルク指令値生成回路
５  電流指令値生成回路
６  電流制御回路
７  ２／３相変換回路
８  デューティー指令値演算回路
９  デューティー決定回路
１０  インバーター
１１  バッテリー
１２  電流センサー
１３  回転センサー
１４  速度位相演算回路
１５  しきい値設定回路
１６  ３／２相変換回路
Ｍ  ３相交流モーター
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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