(57)【要約】【課題】半導体磁気抵抗素子を用いた直線変位センサにおいて、その素子配列に適した単純形態の可動磁性体を有する構造を提供しようとする。【解決手段】交流電圧を印加される複数対のインピーダンス素子のうちの各一対の素子が、直線的に間隔を置いて配列され、各素子のインピーダンスが可動磁性体１３との位置関係に応じて変化するようにした位置変位センサ１０において、前記インピーダンス素子としてフィールド磁極１２に近接した半導体磁気抵抗素子ＭＲ１〜ＭＲ４を用いるとともに、前記可動磁性体が各一対の半導体磁気抵抗素子の配列間隔に対応する長さを半周期とする正弦波状の凹凸面１４を、それらの素子に対向して有するようにしたものである。【選択図】  図８
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電圧を印加される複数対のインピーダンス素子のうちの各一対の素子が、直線的に間隔を置いて配列され、各素子のインピーダンスが可動磁性体との位置関係に応じて変化するようにした位置変位センサにおいて、前記インピーダンス素子としてフィールド磁極に近接した半導体磁気抵抗素子を用いるとともに、前記磁性体が各一対の半導体磁気抵抗素子の配列間隔に対応する長さを半周期とする正弦波状の凹凸面を、それらの素子に対向して有することを特徴とする位置変位センサ。
【請求項２】
向きを定めた直線上に位置する一対の半導体磁気抵抗素子の間隔中に、同一直線上の前隣位置にある他の一対の半導体磁気抵抗素子中の後部素子が介在するとともに、前記他の一対の素子間隔中に、前記一対の素子中の前部素子が介在する位置関係において二対の半導体磁気抵抗素子を配列したことを特徴とする請求項１に記載の位置変位センサ。
【請求項３】
前記磁性体の正弦波状凹凸面を、前記半導体磁気抵抗素子の配列に対向する面のほか、他の面にも素子配列方向において同一位相で形成したことを特徴とする請求項１又は２に記載の位置変位センサ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は半導体磁気抵抗素子を用いた位置変位センサ、特に交流印加による正弦／余弦変位検出型の直線変位検出用センサに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、位置変位を交流振幅の正弦／余弦変位として検出するセンサが開発され、それらのセンサは駆動原理から誘導型とインピーダンス型の二つに分けられる。いずれの型においても複数のインピーダンス素子又はコイルが直線状に配列された直線変位検出方式（例えば、特許文献１参照）と、円周方向に配列された回転角度検出方式とがあり、誘導型においては、トランスの二次コイルによってこれらの配列が形成される。
【０００３】
【特許文献１】
実用新案登録第３０３６２８５号公報（図２参照）
【０００４】
一方、磁界の変動によるインピーダンス変化から物体の位置変位を検出する素子として、近年、半導体磁気抵抗素子を用いたもの（例えば、特許文献２参照）も存在するが、これらは磁界変動に伴う当該素子の直流抵抗の変化（直流電圧降下）を測定するに過ぎないものであり，本発明のように正弦波交流を加えて三角関数処理による精密測定を行おうとするものではない。
【０００５】
【特許文献２】
特開２０００‐２９２１１３号公報（要約参照）
【０００６】
そこで、本発明の対象である交流振幅の正弦／余弦変位による直線方式の位置変位センサの基礎的理解のため、その誘導型位置変位センサについて、まず動作原理を図１により概観する。図１において、１はソレノイド型一次コイル、２はその内側に同軸配置された二次コイル列であり、ここでは同一規格の４個のコイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４が等間隔で配列されている。このコイル配列に対しては、コイル軸と同軸且つ軸方向動自在の関係で磁性体配列棒（可動磁性体）３が挿入される。磁性体配列棒３にはコイル配列間隔（隣接コイル中心間距離）の４倍を１ピッチとして、複数の円筒状強磁性体４が配列されている。磁性体配列棒３の棒軸は顕著な磁性を示さない金属又はプラスチック物質からなっている。
【０００７】
二次コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４は、図のごとく正弦波電圧ＡＳｉｎωｔが印加された一次コイル１からの相互誘導作用により、正弦波電圧を誘起されるが、前述した磁性体配列棒３との関係位置に応じたインダクタンスの変化によって二次回路の構成時、異なった振幅のコイル端間電圧を具現するものであり、図１における磁性体配列棒３の軸方向位置（Ｌ１−Ｌ３の位置：両コイルともＬ２を挟んで対向する端部のみが強磁性体４の端部に対応するか、僅かに被る程度の平衡位置。Ｌ２−Ｌ４の位置：Ｌ２が強磁性体４に対応し、Ｌ４が強磁性体４間の大空隙を介して配列棒３の棒軸に対応する位置）をｘ＝０とし、且つ同棒の、例えば図の左方への移動を正方向とすれば、Ｌ１−  Ｌ３差動出力は、誘起される正弦波Ｓｉｎωｔに、変動する係数すなわち振幅の変位ａＳｉｎｘを掛けた値
・              ａＳｉｎｘＳｉｎωｔ
となり、Ｌ２−  Ｌ４差動出力は、誘起される正弦波Ｓｉｎωｔに、変動する係数すなわち振幅の変位ａＣｏｓｘを掛けた値
・              ａＣｏｓｘＳｉｎωｔ
となり、したがって、磁性体配列棒３の１ピッチ変位（実寸）を正弦又は余弦関数において、ｘ＝１（ｐ）＝２π［ｒａｄ］  （３６０度）として処理しうることが理解されるであろう。
【０００８】
これらの関係を、回路的に示したものが図２であり、同様の関係（コイル素子と強磁性体との位置関係によって素子インダクタンスが変化すること）はＬ１〜Ｌ４を実質上自己インダクタンスのみからなるインピーダンス素子として，正弦波電圧ＡＳｉｎωｔを直接加えた場合にも生ずることを示したのが図３の回路図である。本発明は、直接には後者のインピーダンス型において、交流振幅の正弦／余弦変位として直線的な位置変位を検出する新規のセンサ構造に関するものである。
【０００９】
そこで、インピーダンス型においても、上記と同様にして得られる直線変位に応じたコイルＬ１〜Ｌ４の各端子電圧を、正弦係数の式をＸ、余弦係数の式をＹとして次のように表すことができる。
・    Ｘ＝ａＳｉｎｘ・Ｓｉｎωｔ・・・・・・（１）
・    Ｙ＝ａＣｏｓｘ・Ｓｉｎωｔ・・・・・・（２）
【００１０】
これらの式から、直線変位ｘを求める演算回路としては、まず（１）式及び（２）式にそれぞれ、０から順次増加するデジタル位相値φの余弦関数Ｃｏｓφ、及び正弦関数Ｓｉｎφを乗じていき、
・    Ｓｉｎφ・Ｃｏｓｘ−Ｃｏｓφ・Ｓｉｎｘ＝０・・（３）
の時点において、ｘ＝φとしてｘを特定する公知のＲ−Ｄ変換方式に倣った方式があるが、この方式ではφを追従カウントするときのクロック遅れが生じ，応答性が悪いという問題がある。
【００１１】
本発明の実施例では（１）式におけるＳｉｎωｔを回路上でＣｏｓωｔに変換することによって、ａＳｉｎｘ・Ｃｏｓωｔを得、直接に三角関数の加法定理を適用する。すなわち
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【００１２】
この方式を位相差変換と呼び、図４に動作波形及び解析手順を示す。図４の分図（Ａ）は印加電圧ＡＳｉｎωｔと、Ｓｉｎωｔを搬送波とする位相（ｘ）変位に対応した（１）、（２）式の各右辺の電圧波形図、同（Ｂ）はＡＳｉｎωｔのグラフと特定の位相（ｘ）を含む右辺の正弦波、この場合は、ａＳｉｎ（ωｔ−ｘ）のグラフとの時間関係を示す波形図であり、更に同（Ｃ）はこれらの波形図の根拠となる数式的推移を示したものである。なお、進み位相波ａＳｉｎ（ωｔ＋ｘ）の場合、そのグラフは破線で示した遅れ位相波ａＳｉｎ（ωｔ−ｘ）のグラフと対称的に、実線で示したＡＳｉｎωｔのグラフよりも位相（ｘ）だけ時間的に先行した正弦波として想起できるであろう。
【００１３】
図４Ｂのグラフから明らかなとおり、ｘを求めるにはＡＳｉｎωｔグラフのゼロクロス点から、ａＳｉｎ（ωｔ−ｘ）又はａＳｉｎ（ωｔ＋ｘ）グラフのゼロクロス点までの時間をカウントすればよいことが理解されるであろう。このカウントは進相、遅相いずれの位相で求めてもよいが、コイルＬ１〜Ｌ４等に温度変化によるインピーダンス変化が生じている場合，それによる位相変動誤差±ｄはωｔに付随するため、ここでは詳述しないが上記の進相、遅相の両正弦波グラフの双方を用いて処理し、この±ｄを容易に消去することができる。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
さて、インピーダンス型において、直線位置変位を上記のように交流振幅の正弦／余弦変位として検出するセンサの場合、コイルＬ１〜Ｌ４で相当のインピーダンス値（Ｚ）を得て、そのインピーダンスによる十分な交流電圧の降下（コイル端間電圧）を生ずるためにはＺ＝２πｆＬ（Ω）を与える周波数ｆを高くするか、インダクタンスＬ（Ｈ）自体を大きくする必要がある。
【００１５】
しかしながら、周波数ｆを高くすることに対しては回路の応答性による制約があり、逆に１周期内のクロック数（ｘ分解能）を大きくしたいという要請からは周波数ｆを低下すべきであるため、その調和点としてｆ＝１０ｋＨｚ程度が採用され、それ以上はｘ分解能を上げられないという問題がある。また相当のインダクタンスを得るには１コイル当たり約２００〜８００ターンを要するため、図５に示すとおり、直線型の場合のコイルＬ１〜Ｌ４の隣接ペア間隔（  中心間隔）ｐａを約８．２／４ｍｍ以下にはできないという設計的理由による実寸分解能の制約がある。
【００１６】
本発明は、直線位置変位を交流振幅の正弦／余弦変位として検出するインピーダンス型センサにおける上記のような問題点を克服して、高い分解能の位置変位センサを提供しようとするものである。
【００１７】
本発明は、更に、高分解能の位置変位センサを得るためのインピーダンス素子として半導体磁気抵抗素子を採用したものにおいて、その素子配列に適した形態の可動磁性体を有するセンサ構造を提供しようとするものである。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するため、本発明は交流電圧を印加される複数対のインピーダンス素子のうちの各一対の素子が、直線的に間隔を置いて配列され、各素子のインピーダンスが可動磁性体との位置関係に応じて変化するようにした位置変位センサにおいて、前記インピーダンス素子としてフィールド磁極に近接した半導体磁気抵抗素子を用いるとともに、前記可動磁性体が各一対の半導体磁気抵抗素子の配列間隔に対応する長さを半周期とする正弦波状の凹凸面を、それらの素子に対向して有することを特徴とするものである。
【００１９】
本発明の上記構成によれば、インピーダンス素子として用いられた半導体磁気抵抗素子は、印加交流電圧の周波数とは無関係に、対向する可動磁性体部分までの平均距離に逆比例したインピーダンス（抵抗値）を有することになり、その変化は可動磁性体の直線的変位に応じてその平均距離が正弦変化することに伴って正弦的なものとなる。従って、印加交流電圧を十分な低周波数とすること、及び前述したコイルペアの間隔に対応する素子配列ピッチも十分に小さくすることができる。また、素子間隔がある程度大きくても、デジタルカウント数を十分大きくして、いわゆる位相距離ｘの分解能を高めて計測精度を上げ、高分解能を得ることができる。
【００２０】
本発明は更に、上記のように構成した位置変位センサにおいて、向きを定めた直線上に位置する一対の半導体磁気抵抗素子の間隔中に、同一直線上の前隣位置にある他の一対の半導体磁気抵抗素子中の後部素子が介在するとともに、前記他の一対の素子間隔中に、前記一対の素子中の前部素子が介在する位置関係（補間的交互配置）において二対の半導体磁気抵抗素子を配列したことを特徴とするものである。
【００２１】
上記のような前後インピーダンス素子対の位置的な相互補間関係によれば、その前後各素子対の前部インピーダンス素子同士、及び後部インピーダンス素子同士における前記可動磁性体の変位に関するインピーダンス変化の位相差が前記正弦波の４分の１周期に対応することとなり、各対によって前述した正弦係数の式Ｘ＝ａＳｉｎｘ・Ｓｉｎωｔと、余弦係数の式Ｙ＝ａＣｏｓｘ・Ｓｉｎωｔとを得ることができる。
【００２２】
本発明は更に、上記のように構成した位置変位センサにおいて、前記磁性体の正弦波状凹凸面を、前記半導体磁気抵抗素子の配列に対向する面のほか、他の面にも素子配列方向において同一位相で形成したことを特徴とするものであり、これによって前記可動磁性体の変位に関する各素子のインピーダンス変化を、より確実な正弦変化とすることができる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
一般に、ＭＲと称される半導体磁気抵抗素子（以下「ＭＲ素子」と略称する）は温度特性が大きいため、従来の直流印加方式においても、図６に示すように一対のＭＲ素子を直列接続し、温度特性が互いに相殺されるように差動出力を取出す構成としている。
【００２４】
本発明において、インピーダンス素子として従来のコイルペア、例えば，Ｌ１−  Ｌ３に代えて用いられるＭＲ素子であるＭＲ１、ＭＲ３は前述した通り計測動作上のインピーダンス変化が逆位相関係となり、図７に示すごとく、差動増幅器５等を用いて基本的に差動出力を取出す構成となっているため、両者の温度特性もまた当然に相殺されるようになっている。本発明の直線型センサの具体的な構造設計例は、図８及び図１０に示す通りである。
【００２５】
【実施例】
図８は直線変位検出用センサ１０の実施構造における第１例を示す断面略図である。センサ本体にはＮ又はＳ磁極を有するフィールド磁石１１が固定され、磁極（この場合，Ｎ極）の極端面１２には、例えば４個のＭＲ素子、ＭＲ１〜ＭＲ４が等間隔で磁極横断方向に間隔を置いて順次配列される。これらのＭＲ配列と対向し、その配列に沿って移動可能な棒状又は板状の可動磁性体１３が配置され、これに連結された被計測体（図示せず）の直線変位を測定できるようになっている。
【００２６】
可動磁性体１３は、この場合一個の強磁性体からなり、Ｎ極、従ってＭＲ配列に対向した面１４が、各一対の半導体磁気抵抗素子（ＭＲ１−  ＭＲ３  、又はＭＲ２  −  ＭＲ４）の配列間隔に対応する長さを半周期とする正弦波状の凹凸を有するように構成される。これにより、可動磁性体１３が各一対の素子の配列間隔だけ直線的に変位する間に、各一対中の各ＭＲ素子のインピーダンスは前記可動磁性体の対向面部分との距離が正弦的に変化し、磁束密度もまた正弦的に変化することに応じ、正弦波の半周期に対応して変化するようになる。
【００２７】
電気回路的には、図９に示す通り、各Ｒ−  ＭＲ直列回路に並列的に交流電圧Ｅ＝ＡＳｉｎωｔを印加するように構成される。この場合の素子ＭＲ１，ＭＲ２，ＭＲ３，ＭＲ４は、前述した通り、可動磁性体１３との関係位置に応じた抵抗値変化を示すため、それらＭＲ素子両端に現れる正弦波電圧の振幅がその抵抗値変化に応じて変化する。このような各ＭＲ素子間電圧は、ＭＲ１−  ＭＲ３の組，及びＭＲ２−  ＭＲ４の組におけるセンサ出力として、演算増幅器ＯＡにより差動的に取出されるものである。
【００２８】
実施例では、図８における可動磁性体１３の軸方向位置（可動磁性体１４の山の頂点がＭＲ２に対応し、可動磁性体１４の谷底がＭＲ４に対応する位置）をｘ＝０とし、且つ同磁性体の、例えば図の左方への移動を正方向とすれば、図９の回路では、ＭＲ１−  ＭＲ３用演算増幅器ＯＡ（１−  ３）の出力Ｘが、基本信号としての正弦波Ｓｉｎωｔに、変動する係数すなわち振幅の変位ａＳｉｎｘを掛けた値となり、ＭＲ２−  ＭＲ４用演算増幅器ＯＡ（２−  ４）の出力Ｙが、基本信号としての正弦波Ｓｉｎωｔに、変動する係数すなわち振幅の変位ａＣｏｓｘを掛けた値となるように構成されている。したがって、これらの正弦波では可動磁性体１３の凹凸の１ピッチ変位（実寸）をｘ＝１（ｐ）＝２π［ｒａｄ］  （３６０度）として処理しうることが理解されるであろう。
【００２９】
図１０は本発明の直線型センサの具体的な構造設計における別の実施例を示す断面略図であり、センサ１０’の本体（図示せず）には、フィールド磁石１１’が固定され、これに対応して位置する可動磁性体１３’の裏面にも表面と同様な正弦波状の凹凸が面対称的に形成されている。その他の構成は、第１の実施例のものと同様であり、各一対中の各ＭＲ素子のインピーダンスは前記可動磁性体の対向面部分との正弦的な距離変化の振幅が倍化することにより、正弦波の半周期に対応して一層大きく変化するようになる。
【００３０】
なお、可動磁性体１３’における正弦波状の凹凸は、表面及び裏面の対称形成だけでなく、全周にわたる軸対称な形状であっても同等以上の効果が発揮されるであろう。また正弦波状の凹凸面の仕上がりに多少の誤差が生じたとしても、実質的に正弦波状と認識される程度であって、且つ各ＭＲ素子との凹凸対応関係に周期性が存在する限り、各ＭＲ素子への磁界効果がその真っ向対応部分から所定の広がりを持った凹凸範囲により形成されることからして、ほとんど問題とはならないであろう。
【００３１】
かくして、基本信号の周波数を十分に低くし、且つ直線型においては測定ピッチを１ｍｍ程度としても、上記のような出力Ｘ及びＹを正確に得ることができ、これらを前述した図５の過程に従ってＸ式のＳｉｎωｔをＣｏｓωｔに変換したＸ’式として、Ｘ’＋Ｙ＝ａＳｉｎ（ωｔ±ｘ）を得るならば、例えば、１ピッチ（ｘ＝１ｍｍ）を２１６＝６５５３６分割し，１ｍｍピッチの直線変位の場合なら１０００／６５５３６＝０．０１５［  μｍ］  という、所謂ナノレベルの分解能を得ることができる。
【００３２】
【発明の効果】
以上述べたとおり、本発明は位置変位を交流振幅の正弦／余弦変位として検出するインピーダンス型センサにおけるインピーダンス素子として半導体磁気抵抗素子、いわゆるＭＲ素子を用い、且つ可動磁性体を一体の強磁性体から形成したことにより、高分解能の位置変位センサを極めて廉価に提供するものであることが明らかである。（なお、可動磁性体における「可動」とはＭＲ素子に対する相対的な意味であり、実際には磁性体が静止し、センサ本体が移動する方式であってもよい。）
【００３３】
特に、本発明において可動磁性体を一体の強磁性体から形成しうるということは、空間的かつ少なくとも相対的に移動可能な正弦波状の磁束密度分布を形成するために、従来のコイル素子型における強磁性体と反磁性体との交互配列や、芯軸に強磁性体円筒ブロックを間欠支持する構成よりも簡単に、例えば、一面凹凸型の場合には転造により（両面型の場合には、この一面凹凸型を２枚張り合わせることにより）、軸対称（凹凸円周）型の場合には旋盤加工等により、廉価な量産体制を確立することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来の誘導方式による直線変位検出型センサの構造原理を模式的に示す斜視図である。
【図２】図１の構造が計測対象とする直線変位検出の態様を、回路的に示したものである。
【図３】図２の誘導方式におけるトランス構造に代えて、実質上自己インダクタンスＬ１〜Ｌ４のみからなるインピーダンス素子を用い，同様の関係が得られるようにしたセンサ回路図である。
【図４】直線変位検出型センサの動作波形及び解析手順を示す図であり、（Ａ）は印加電圧ＡＳｉｎωｔと、Ｓｉｎωｔを搬送波とするｘ変位を含む電圧波形図、（Ｂ）はＡＳｉｎωｔのグラフと特定の位相（ｘ）を含む正弦波、ａＳｉｎ（ωｔ−ｘ）のグラフとの時間関係を示す波形図、（Ｃ）はこれらの波形図の根拠となる数式的推移を示した図である。
【図５】従来の直線型センサの場合におけるコイルＬ１〜Ｌ４の隣接ペア間隔（  中心間隔）ｐａを約８．２／４ｍｍ以下にはできないことを示すためのコイル断面図である。
【図６】従来の直流印加方式において、一対のＭＲ素子を直列接続し温度特性が互いに相殺されるように差動出力を取出す構成とした回路図である。
【図７】本発明の直線型センサ及び回転型センサの部分要素として、差動増幅器等を用いて基本的に差動出力を取出すように構成した部分回路図である。
【図８】本発明による好ましい直線変位検出センサの実施例を示す断面略図である。
【図９】本発明の直線変位検出センサの実施例において適用される電気回路を示す図であって、素子ＭＲ１−  ＭＲ３の組，及びＭＲ２−  ＭＲ４の組の差動接続と演算増幅器より構成されるそれらの並列的な差動回路の構成図である。
【図１０】本発明による好ましい直線変位検出センサの第２の実施例を略示する断面図である。
【符号の説明】
５  差動増幅器
１０  直線変位検出用センサ
１１  フィールド磁石
１２  磁極面
Ｒ１〜Ｒ４  直列抵抗
ＭＲ１〜ＭＲ４  半導体磁気抵抗素子
ＯＡ  演算増幅器
１３  可動磁性体
１４  ＭＲ対向面
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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