(57)【要約】【課題】より精度の高い温度検知が可能な温度検知回路と、そのような温度検知回路を備えた集積回路を提供する。【解決手段】ダイオードＤ１Ａ、Ｄ１Ｂに流れる電流と、ダイオードＤ２に流れる第２の電流とは一定の電流比を有し、これらの電流のレベルは、ノードＮ１およびＮ２の電圧差が一致するように制御される。このため、抵抗Ｒ１１には、ダイオードＤ１ＡおよびＤ１Ｂの直列回路に発生する電圧と、ダイオードＤ２および定電圧回路ＣＶの直列回路に発生する電圧との差電圧が印加される。ダイオードＤ１Ａ、Ｄ１Ｂ、Ｄ２が同一の半導体基板上に同等な構造で形成され、また、ダイオードＤ２に直列接続された定電圧回路ＣＶ１によってダイオードＤ２の電流が減少するため、抵抗Ｒ１１に発生する電圧は製造プロセスに起因したダイオード特性のばらつきの影響を受け難くなり、温度検知の精度が向上する。【選択図】      図１
2004251836.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
同一の半導体基板上に形成され、同等な構造を有する複数の第１のダイオードを直列に接続したダイオード回路と、
上記第１のダイオードと同一の半導体基板上に形成され、上記第１のダイオードと同等な構造を有する第２のダイオードと、
上記第２のダイオードと直列に接続された第１の抵抗と、
上記第２のダイオードおよび上記第１の抵抗の直列回路と更に直列に接続された定電圧回路と、
入力される制御信号に応じたレベルで一定の電流比を有した第１の電流および第２の電流を生成し、上記第１の電流を上記ダイオード回路に出力するとともに、上記第２の電流を上記第２のダイオード、上記第１の抵抗および上記定電圧回路の直列回路に出力する第１の電流出力回路と、
上記第１の電流を受けて上記ダイオード回路に発生する電圧と、上記第２の電流を受けて上記第２のダイオード、上記第１の抵抗および上記定電圧回路の直列回路に発生する電圧との電圧差を減少させる方向に調節した上記制御信号を生成する制御信号生成回路と、
上記第１の抵抗に発生する電圧に応じた信号と基準信号とを比較し、当該比較結果に応じた温度検知信号を出力する検知信号出力回路とを有する温度検知回路。
【請求項２】
上記検出信号出力回路は、
上記制御信号に応じた電流を出力する第２の電流出力回路と、
上記第２の電流出力回路の出力電流を受けて電圧を発生する第２の抵抗と、
上記第２の抵抗に発生する電圧と上記基準信号とを比較し、当該比較結果に応じた上記温度検知信号を出力する比較回路とを含む、請求項１に記載の温度検知回路。
【請求項３】
上記ダイオード回路は、互いに並列に接続された、上記第１のダイオードの直列回路を複数含む、請求項１に記載の温度検知回路。
【請求項４】
上記第１の温度を検知する第１の温度検知回路と、
上記第１の温度より高い上記第２の温度を検知する第２の温度検知回路と
を有し、上記第１の温度検知回路は、
同一の半導体基板上に形成され、同等な構造を有する複数の第１のダイオードを直列に接続したダイオード回路と、
上記第１のダイオードと同一の半導体基板上に形成され、上記第１のダイオードと同等な構造を有する第２のダイオードと、
上記第２のダイオードと直列に接続された第１の抵抗と、
上記第２のダイオードおよび上記第１の抵抗の直列回路と更に直列に接続された定電圧回路と、
入力される制御信号に応じたレベルで一定の電流比を有した第１の電流および第２の電流を生成し、上記第１の電流を上記ダイオード回路に出力するとともに、上記第２の電流を上記第２のダイオード、上記第１の抵抗および上記定電圧回路の直列回路に出力する第１の電流出力回路と、
上記第１の電流を受けて上記ダイオード回路に発生する電圧と、上記第２の電流を受けて上記第２のダイオード、上記第１の抵抗および上記定電圧回路の直列回路に発生する電圧との電圧差を減少させる方向に調節した上記制御信号を生成する制御信号生成回路と、
上記第１の抵抗に発生する電圧に応じた信号と基準信号とを比較し、当該比較結果に応じた上記第１の温度の検知信号を出力する検知信号出力回路とを含む、温度検知回路。
【請求項５】
上記検知信号出力回路は、上記第１の抵抗に発生する電圧に応じた信号としきい信号とを比較し、当該比較結果に応じて、上記第１の温度より高く上記第２の温度より低い第３の温度の検知信号を出力し、
上記第２の温度検知回路は、上記第３の温度の検知信号に応じて、電源ラインから供給される電力の少なくとも一部を遮断する供給電力遮断回路を含む、請求項４に記載の温度検知回路。
【請求項６】
上記第２の温度検知回路は、上記第２の温度の検知信号を出力する検知信号出力回路であって、上記比較回路の出力信号に応じて当該検知信号を一定レベルに固定する検知信号出力回路を含む、請求項４に記載の温度検知回路。
【請求項７】
同一の半導体基板上に形成された、同等な構造を有する第１のダイオードおよび第２のダイオードと、
上記第１のダイオードと直列に接続された第３の抵抗と、
入力される制御信号に応じたレベルで一定の電流比を有した第１の電流および第２の電流を生成し、上記第１の電流を上記第１のダイオードおよび上記第３の抵抗の直列回路に出力するとともに、上記第２の電流を上記第２のダイオードに出力する第１の電流出力回路と、
上記第１の電流を受けて上記第１のダイオードおよび上記第３の抵抗の直列回路に発生する電圧と、上記第２の電流を受けて上記第２のダイオードに発生する電圧との電圧差が減少する方向に調節した上記制御信号を生成する制御信号生成回路と、
上記第３の抵抗に発生する電圧に応じた信号と基準信号とを比較し、当該比較結果に応じた温度検知信号を出力する検知信号出力回路とを有する温度検知回路。
【請求項８】
上記検知信号出力回路は、
上記制御信号に応じた電流を出力する第２の電流出力回路と、
上記第２の電流出力回路から出力される電流を受けて電圧を発生する第４の抵抗と、
上記第４の抵抗に発生する電圧と上記基準信号とを比較し、当該比較結果に応じた上記温度検知信号を出力する比較回路とを含む、請求項７に記載の温度検知回路。
【請求項９】
上記第１のダイオードと同一の半導体基板上に形成され、当該第１のダイオードと同等な構造を有し、上記第１のダイオードに対して並列に接続された、１つまたは複数のダイオードを有する、請求項７に記載の温度検知回路。
【請求項１０】
上記第１のダイオードおよび上記第３の抵抗の直列回路に流れる上記第１の電流の経路上に直列に挿入された定電圧回路を有する、請求項７に記載の温度検知回路。
【請求項１１】
温度検知回路と、上記温度検知回路における温度検知の結果に応じて、動作モードを正常動作モードまたは異常動作モードに切り換える内部回路とを有する集積回路であって、
上記温度検知回路は、
同一の半導体基板上に形成され、同等な構造を有する複数の第１のダイオードを直列に接続したダイオード回路と、
上記第１のダイオードと同一の半導体基板上に形成され、上記第１のダイオードと同等な構造を有する第２のダイオードと、
上記第２のダイオードと直列に接続された第１の抵抗と、
上記第２のダイオードおよび上記第１の抵抗の直列回路と更に直列に接続された定電圧回路と、
入力される制御信号に応じたレベルで一定の電流比を有した第１の電流および第２の電流を生成し、上記第１の電流を上記ダイオード回路に出力するとともに、上記第２の電流を上記第２のダイオード、上記第１の抵抗および上記定電圧回路の直列回路に出力する第１の電流出力回路と、
上記第１の電流を受けて上記ダイオード回路に発生する電圧と、上記第２の電流を受けて上記第２のダイオード、上記第１の抵抗および上記定電圧回路の直列回路に発生する電圧との電圧差を減少させる方向に調節した上記制御信号を生成する制御信号生成回路と、
上記第１の抵抗に発生する電圧に応じた信号と基準信号とを比較し、当該比較結果に応じた温度検知信号を出力する検知信号出力回路とを含む、集積回路。
【請求項１２】
温度検知回路と、上記温度検知回路における温度検知の結果に応じて、動作モードを正常動作モードまたは異常動作モードに切り換える内部回路とを有する集積回路であって、
上記温度検知回路は、
同一の半導体基板上に形成された、同等な構造を有する第１のダイオードおよび第２のダイオードと、
上記第１のダイオードと直列に接続された第３の抵抗と、
入力される制御信号に応じたレベルで一定の電流比を有した第１の電流および第２の電流を生成し、上記第１の電流を上記第１のダイオードおよび上記第３の抵抗の直列回路に出力するとともに、上記第２の電流を上記第２のダイオードに出力する第１の電流出力回路と、
上記第１の電流を受けて上記第１のダイオードおよび上記第３の抵抗の直列回路に発生する電圧と、上記第２の電流を受けて上記第２のダイオードに発生する電圧との電圧差が減少する方向に調節した上記制御信号を生成する制御信号生成回路と、
上記第３の抵抗に発生する電圧に応じた信号と基準信号とを比較し、当該比較結果に応じた温度検知信号を出力する検知信号出力回路とを含む、集積回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、温度検知回路およびこれを備えた集積回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
集積回路（以降、ＩＣと表記する）に対する不正な解析を防止する目的で、ＩＣ中に温度検知回路を設ける場合がある。
たとえば、放射線やレーザーを照射したり、高電圧を印加したりすることによって、ＩＣに意図的な障害を発生させ、この障害発生時と正常動作時とにおけるＩＣの入出力信号を比較することにより、ＩＣの動作を推測する解析手法がある。こうしたＩＣの解析手法では、障害発生時におけるＩＣの温度が通常の使用温度範囲を大きく逸脱する傾向があることから、ＩＣ中に設けた温度検知回路によってＩＣの温度を常に監視させ、温度が正常範囲を逸脱した場合にＩＣの動作を停止させることにより、こうした解析行為を防止することができる。
【０００３】
図７は、特許文献１に記載された温度検知回路の構成の一例を示す回路図である。
図７に示す温度検知回路は、ダイオードＤａ、Ｄｂ、Ｄｃと、抵抗Ｒ１、Ｒ２と、ｐ型ＭＯＳトランジスタＱｐ１〜Ｑｐ３と、差動増幅回路Ａ１と、コンパレータＣＰ１とを有する。
【０００４】
ｐ型ＭＯＳトランジスタＱｐ１は、電源ラインＶｃｃとノードＮＡとの間に接続され、そのゲートには、差動増幅回路Ａ１からの出力信号が供給される。
ノードＮＡと接地ラインＧとの間には、ダイオードＤａおよびＤｂの直列回路が、たとえば１万個程度、並列に接続される。
【０００５】
ｐ型ＭＯＳトランジスタＱｐ２は、電源ラインＶｃｃとノードＮＢとの間に接続され、そのゲートには、差動増幅回路Ａ１からの出力信号が供給される。
ノードＮＢと接地ラインＧとの間には、ダイオードＤｃおよび抵抗Ｒ１の直列回路が接続される。
【０００６】
なお、ダイオードＤａ〜Ｄｂは、同一の半導体基板上に同等な構造を有するように形成される。
【０００７】
ｐ型ＭＯＳトランジスタＱｐ３は、電源ラインＶｃｃとノードＮＣとの間に接続され、そのゲートには、差動増幅回路Ａ１からの出力信号が供給される。
ノードＮＣと接地ラインＧとの間には、抵抗Ｒ２が接続される。
【０００８】
差動増幅回路Ａ１の正入力端子はノードＮＢに接続され、負入力端子はノードＮＡに接続される。この正入力端子と負入力端子との電位差を増幅した信号が、ｐ型ＭＯＳトランジスタＱｐ１〜Ｑｐ３のゲートに供給される。
【０００９】
コンパレータＣＰ１の負入力端子はノードＮＣに接続され、正入力端子には基準電圧Ｖｒｅｆが入力される。コンパレータＣＰ１から出力される温度検知信号Ｓｄは、その正入力端子の電圧が負入力端子の電圧より高い場合にハイレベルとなり、逆の場合にローレベルとなる。
【００１０】
上述した構成を有する図７に示す温度検知回路によれば、ｐ型ＭＯＳトランジスタＱｐ１〜Ｑｐ３のゲートには、差動増幅回路Ａ１から共通の電圧が供給されるため、これらのトランジスタのサイズが等しいものとすると、ｐ型ＭＯＳトランジスタＱｐ１〜Ｑｐ３に流れる電流もほぼ等しくなる。
【００１１】
また、ノードＮＡとノードＮＢとの電圧差を差動増幅回路Ａ１において増幅した信号がｐ型ＭＯＳトランジスタＱｐ１〜Ｑｐ３のゲートに帰還されることから、差動増幅回路Ａ１のゲインが十分大きいものとすると、ｐ型ＭＯＳトランジスタＱｐ１およびＱｐ２の電流はノードＮＡとノードＮＢの電圧がほぼ一致するように制御される。
【００１２】
ノードＮＡとノードＮＢの電圧がほぼ等しいとすると、抵抗Ｒ１には、ダイオードＤａおよびＤｂの直列回路に発生する電圧と、ダイオードＤｃに発生する電圧との電圧差に相当する電圧が発生し、ｐ型ＭＯＳトランジスタＱｐ２には、この電圧差に比例した電流が流れる。ｐ型ＭＯＳトランジスタＱｐ３に流れる電流は、このｐ型ＭＯＳトランジスタＱｐ２に流れる電流とほぼ等しいので、抵抗Ｒ２に発生する電圧は、抵抗Ｒ１に発生する電圧と比例する。
【００１３】
結果として、ノードＮＣから出力される電圧Ｖｏｕｔは、ノードＮＡ−接地ラインＧ間に接続されるダイオード回路（ダイオードＤａおよびＤｂの直列回路を多数並列接続した回路）に発生する電圧と、ダイオードＤｃに発生する電圧との電圧差に比例する。
【００１４】
仮に、このダイオード回路とダイオードＤｃとが互いに同一の電圧−電流特性を有しているものとすると、ｐ型ＭＯＳトランジスタＱｐ１およびＱｐ２の電流が等しいことから、両者の電圧も等しくなり、抵抗Ｒ１の電圧はゼロになる。このことから、ダイオード回路とダイオードＤｃとの電圧差は、両者が異なる電圧−電流特性を有するために生じる電圧であることが分かる。
【００１５】
一般に、異なる半導体基板上に形成される同一構造のダイオードの特性は、製造プロセスが異なるため通常は大きなばらつきを有するが、同一の半導体基板上に形成される同一構造のダイオードの特性は、形状や不純物濃度を一致させやすいため、それらの特性が比較的良く一致する。このため、ダイオードＤａ〜Ｄｃは概ね等しい電圧−電流特性を有する。
【００１６】
ダイオードＤａ〜Ｄｃが等しい電圧−電流特性を有するものとすると、ダイオード回路とダイオードＤｃとの電圧差は、主としてダイオード回路の回路構成とダイオードの温度特性に依存し、製造プロセスのばらつきによる影響を受け難くくなる。
【００１７】
また、ｐ型ＭＯＳトランジスタＱｐ２およびＱｐ３の電流比、抵抗１および抵抗２の抵抗比は、これらの素子が同一の半導体基板上に形成されるものとすると、製造プロセスのばらつきや素子の温度特性の影響を受け難くくなり、高い精度で一定に保たれる。
【００１８】
したがって、ダイオード回路とダイオードＤｃとの電圧差に比例する電圧Ｖｏｕｔは、製造プロセスのばらつきや、各素子（Ｑｐ１〜Ｑｐ３、Ｒ１、Ｒ２）の温度特性の影響を受け難くなり、主としてダイオードＤａ〜Ｄｃの温度特性に応じて変化する。この電圧Ｖｏｕｔと所定の基準電圧Ｖｒｅｆとを比較することにより、ダイオードＤａ〜Ｄｃの温度が所定の温度に達しているか否かを精度良く検知することができる。
【００１９】
図８は、ノードＮＡおよびＮＢにおける電圧−電流特性を示すグラフである。
図８において、曲線ＣａｈおよびＣｂｈは、高温時におけるノードＮＡおよびＮＢの電圧−電流特性をそれぞれ示す。また、曲線ＣａｌおよびＣｂｌは、低温時におけるノードＮＡおよびＮＢの電圧−電流特性をそれぞれ示す。
上述したように、ノードＮＡおよびＮＢの電圧および電流は互いに等しくなるため、ノードＮＡおよびＮＢの電圧および電流は、両者の電圧−電流曲線の交点に収束する。
図８に示すように、高温時における交点Ｐｈは低温時における交点Ｐｌよりも電流および電圧が小さくなる。すなわち、電圧Ｖｏｕｔは、温度の上昇に伴って小さくなる負の温度特性を有する。
【００２０】
図９は、図７に示す温度検知回路における出力電圧Ｖｏｕｔの温度特性を示すグラフである。
図９に示すように、出力電圧Ｖｏｕｔは温度にほぼ比例して減少する特性を有する。
【００２１】
【特許文献１】
特開２００２−３２３３８４号公報
【００２２】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、図７に示す温度検知回路の精度は、検知温度が低温になるほど低下する性質がある。
たとえば図９に示すように、電圧Ｖｏｕｔがゼロ付近になる温度はほぼ一定であるが、これよりも低い温度（ＴＨ）では電圧にばらつき（ΔＶｈ）が生じ、更に低い温度（Ｔｌ）では更に大きなばらつき（ΔＶｌ）が生じる。
この電圧Ｖｏｕｔのばらつきは、主としてダイオードＤａ〜Ｄｃの電圧−電流特性が製造プロセスに応じてばらつくことに起因する。
【００２３】
こうしたダイオード特性のばらつきを補償するために、たとえば、ダイオードＤａおよびＤｂの直列回路に対してヒューズ抵抗を直列に挿入し、電圧Ｖｏｕｔが所望の電圧となるようにこれらのヒューズ抵抗を遮断する方法が考えられる。しかしながらこうした方法では、ヒューズ抵抗を設けることによって回路面積が増加する不利益や、ヒューズ遮断のために特別な製造工程が必要となる不利益を生じる。
【００２４】
本発明はかかる事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、より精度の高い温度検知が可能な温度検知回路と、そのような温度検知回路を備えた集積回路を提供することにある。
【００２５】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため、本発明の第１の観点の温度検知回路は、同一の半導体基板上に形成され、同等な構造を有する複数の第１のダイオードを直列に接続したダイオード回路と、上記第１のダイオードと同一の半導体基板上に形成され、上記第１のダイオードと同等な構造を有する第２のダイオードと、上記第２のダイオードと直列に接続された第１の抵抗と、上記第２のダイオードおよび上記第１の抵抗の直列回路と更に直列に接続された定電圧回路と、入力される制御信号に応じたレベルで一定の電流比を有した第１の電流および第２の電流を生成し、上記第１の電流を上記ダイオード回路に出力するとともに、上記第２の電流を上記第２のダイオード、上記第１の抵抗および上記定電圧回路の直列回路に出力する第１の電流出力回路と、上記第１の電流を受けて上記ダイオード回路に発生する電圧と、上記第２の電流を受けて上記第２のダイオード、上記第１の抵抗および上記定電圧回路の直列回路に発生する電圧との電圧差を減少させる方向に調節した上記制御信号を生成する制御信号生成回路と、上記第１の抵抗に発生する電圧に応じた信号と基準信号とを比較し、当該比較結果に応じた温度検知信号を出力する検知信号出力回路とを有する。
【００２６】
本発明の第１の観点によれば、ダイオード回路に流れる第１の電流と、第２のダイオード、第１の抵抗および定電圧回路の直列回路に流れる第２の電流とは、一定の電流比を有する。
また、これらの電流のレベルは、第１の電流を受けてダイオード回路に発生する電圧と、第２の電流を受けて第２のダイオード、第１の抵抗および定電圧回路の直列回路に発生する電圧との電圧差が減少する方向に制御される。
このため、第１の抵抗には、第１の電流を受けてダイオード回路に発生する電圧と、第２の電流を受けて第２のダイオードおよび定電圧回路の直列回路に発生する電圧との電圧差に相当する電圧が発生する。
第１のダイオードおよび第２のダイオードが同一の半導体基板上に同等な構造で形成されることから、この第１の抵抗に発生する電圧は、ダイオードの製造プロセスに起因した特性のばらつきによる影響を受け難くなる。また、第２のダイオードと直列に接続される定電圧回路によって、第２のダイオードに流れる電流が減少するため、第１の抵抗に発生する電圧は、ダイオードの特性ばらつきの影響を更に受け難くなる。
このようにしてばらつきが低減された第１の抵抗の電圧に応じた信号と、基準信号との比較結果に応じて温度検知信号が生成されるため、温度検知の精度が向上する。
【００２７】
本発明の第２の観点の温度検知回路は、上記第１の温度を検知する第１の温度検知回路と、上記第１の温度より高い上記第２の温度を検知する第２の温度検知回路とを有し、上記第１の温度検知回路は、同一の半導体基板上に形成され、同等な構造を有する複数の第１のダイオードを直列に接続したダイオード回路と、上記第１のダイオードと同一の半導体基板上に形成され、上記第１のダイオードと同等な構造を有する第２のダイオードと、上記第２のダイオードと直列に接続された第１の抵抗と、上記第２のダイオードおよび上記第１の抵抗の直列回路と更に直列に接続された定電圧回路と、入力される制御信号に応じたレベルで一定の電流比を有した第１の電流および第２の電流を生成し、上記第１の電流を上記ダイオード回路に出力するとともに、上記第２の電流を上記第２のダイオード、上記第１の抵抗および上記定電圧回路の直列回路に出力する第１の電流出力回路と、上記第１の電流を受けて上記ダイオード回路に発生する電圧と、上記第２の電流を受けて上記第２のダイオード、上記第１の抵抗および上記定電圧回路の直列回路に発生する電圧との電圧差を減少させる方向に調節した上記制御信号を生成する制御信号生成回路と、上記第１の抵抗に発生する電圧に応じた信号と基準信号とを比較し、当該比較結果に応じた上記第１の温度の検知信号を出力する検知信号出力回路とを含む。
好適には、上記検知信号出力回路は、上記第１の抵抗に発生する電圧に応じた信号としきい信号とを比較し、当該比較結果に応じて、上記第１の温度より高く上記第２の温度より低い第３の温度の検知信号を出力し、上記第２の温度検知回路は、上記第３の温度の検知信号に応じて、電源ラインから供給される電力の少なくとも一部を遮断する供給電力遮断回路を含む。
【００２８】
本発明の第２の観点によれば、低温の温度検知を行う第１の温度検知回路において、第２のダイオードと直列に接続される定電圧回路によって、第２のダイオードに流れる電流が減少するため、第１の抵抗に発生する電圧は、ダイオードの特性ばらつきの影響を受け難くなり、温度検知の精度が向上する。
また、第１の抵抗に発生する電圧としきい信号との比較結果に応じて出力される第３の温度の検知信号に応じて、たとえば第３の温度より低い温度範囲において、第２の温度検知回路に電源ラインから供給される電力の少なくとも一部が遮断され、第１の温度検知回路における第１の温度の検知動作のみが有効になる。このため、第２の温度検知回路における消費電力が削減される。
【００２９】
本発明の第３の観点の温度検知回路は、同一の半導体基板上に形成された、同等な構造を有する第１のダイオードおよび第２のダイオードと、上記第１のダイオードと直列に接続された第３の抵抗と、入力される制御信号に応じたレベルで一定の電流比を有した第１の電流および第２の電流を生成し、上記第１の電流を上記第１のダイオードおよび上記第３の抵抗の直列回路に出力するとともに、上記第２の電流を上記第２のダイオードに出力する第１の電流出力回路と、上記第１の電流を受けて上記第１のダイオードおよび上記第３の抵抗の直列回路に発生する電圧と、上記第２の電流を受けて上記第２のダイオードに発生する電圧との電圧差が減少する方向に調節した上記制御信号を生成する制御信号生成回路と、上記第３の抵抗に発生する電圧に応じた信号と基準信号とを比較し、当該比較結果に応じた温度検知信号を出力する検知信号出力回路とを有する。
【００３０】
本発明の第３の観点によれば、第１のダイオードおよび第３の抵抗の直列回路に流れる第１の電流と、第２のダイオードに流れる第２の電流とは、一定の電流比を有する。
また、これらの電流のレベルは、第１の電流を受けて第１のダイオードおよび第３の抵抗の直列回路に発生する電圧と、第２の電流を受けて第２のダイオードに発生する電圧との電圧差が減少する方向に制御される。
このため、第３の抵抗には、第１の電流を受けて第１のダイオードに発生する電圧と、第２の電流を受けて第２のダイオードに発生する電圧との電圧差に相当する電圧が発生する。
第１のダイオードおよび第２のダイオードが同一の半導体基板上に同等な構造で形成されることから、この第３の抵抗に発生する電圧は、ダイオードの製造プロセスに起因した特性のばらつきによる影響を受け難くなる。
このようにしてばらつきが低減された第３の抵抗の電圧に応じた信号と、基準信号との比較結果に応じて温度検知信号が生成されるため、温度検知の精度が向上する。
【００３１】
また、第１のダイオードおよび第３の抵抗の直列回路に流れる第１の電流の経路上に定電圧回路を直列に挿入しても良い。これにより、第１のダイオードおよび第２のダイオードに流れる電流が減少するため、消費電力が削減される。
【００３２】
本発明の第４の観点の集積回路は、温度検知回路と、上記温度検知回路における温度検知の結果に応じて、動作モードを正常動作モードまたは異常動作モードに切り替える内部回路とを有する集積回路であって、上記温度検知回路は、同一の半導体基板上に形成され、同等な構造を有する複数の第１のダイオードを直列に接続したダイオード回路と、上記第１のダイオードと同一の半導体基板上に形成され、上記第１のダイオードと同等な構造を有する第２のダイオードと、上記第２のダイオードと直列に接続された第１の抵抗と、上記第２のダイオードおよび上記第１の抵抗の直列回路と更に直列に接続された定電圧回路と、入力される制御信号に応じたレベルで一定の電流比を有した第１の電流および第２の電流を生成し、上記第１の電流を上記ダイオード回路に出力するとともに、上記第２の電流を上記第２のダイオード、上記第１の抵抗および上記定電圧回路の直列回路に出力する第１の電流出力回路と、上記第１の電流を受けて上記ダイオード回路に発生する電圧と、上記第２の電流を受けて上記第２のダイオード、上記第１の抵抗および上記定電圧回路の直列回路に発生する電圧との電圧差を減少させる方向に調節した上記制御信号を生成する制御信号生成回路と、上記第１の抵抗に発生する電圧に応じた信号と基準信号とを比較し、当該比較結果に応じた温度検知信号を出力する検知信号出力回路とを含む。
【００３３】
本発明の第５の観点の集積回路は、温度検知回路と、上記温度検知回路における温度検知の結果に応じて、動作モードを正常動作モードまたは異常動作モードに切り替える内部回路とを有する集積回路であって、上記温度検知回路は、同一の半導体基板上に形成された、同等な構造を有する第１のダイオードおよび第２のダイオードと、上記第１のダイオードと直列に接続された第３の抵抗と、入力される制御信号に応じたレベルで一定の電流比を有した第１の電流および第２の電流を生成し、上記第１の電流を上記第１のダイオードおよび上記第３の抵抗の直列回路に出力するとともに、上記第２の電流を上記第２のダイオードに出力する第１の電流出力回路と、上記第１の電流を受けて上記第１のダイオードおよび上記第３の抵抗の直列回路に発生する電圧と、上記第２の電流を受けて上記第２のダイオードに発生する電圧との電圧差が減少する方向に調節した上記制御信号を生成する制御信号生成回路と、上記第３の抵抗に発生する電圧に応じた信号と基準信号とを比較し、当該比較結果に応じた温度検知信号を出力する検知信号出力回路とを含む。
【００３４】
【発明の実施の形態】
＜第１の実施形態＞
図１は、本発明の第１の実施形態に係る温度検知回路の構成の一例を示す回路図である。
図１に示す温度検知回路は、ダイオードＤ１Ａ、Ｄ１Ｂ、Ｄ２と、抵抗Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ２１〜Ｒ２３と、ｐ型ＭＯＳトランジスタＱｐ１１〜Ｑｐ１３と、定電圧回路ＣＶ１と、差動増幅回路Ａ１１と、コンパレータＣＰ１１と、バッファＢＵＦ１とを有する。定電圧回路ＣＶ１は、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱｎ１１と、差動増幅回路Ａ１２とを含む。
なお、ダイオードＤ１Ａ、Ｄ１Ｂは、本発明の第１のダイオードの一実施形態である。
ダイオードＤ２は、本発明の第２のダイオードの一実施形態である。
抵抗Ｒ１１は、本発明の第１の抵抗の一実施形態である。
定電圧回路ＣＶ１は、本発明の定電圧回路の一実施形態である。
ｐ型ＭＯＳトランジスタＱｐ１１およびＱｐ１２を含むユニットは、本発明の第１の電流出力回路の一実施形態である。
差動増幅回路Ａ１１は、本発明の制御信号生成回路の一実施形態である。
ｐ型ＭＯＳトランジスタＱｐ１３、抵抗Ｒ１２、およびコンパレータＣＰ１１を含むユニットは、本発明の検知信号出力回路の一実施形態である。
ｐ型ＭＯＳトランジスタＱｐ１３は、本発明の第２の電流出力回路の一実施形態である。
抵抗Ｒ１２は、本発明の第２の抵抗の一実施形態である。
コンパレータＣＰ１１は、本発明の比較回路の一実施形態である。
【００３５】
ｐ型ＭＯＳトランジスタＱｐ１１は、電源ラインＶｃｃとノードＮ１との間に接続され、そのゲートには、差動増幅回路Ａ１１からの出力信号が供給される。
ノードＮ１と接地ラインＧとの間には、ダイオードＤ１ＡおよびＤ１Ｂの直列回路が、たとえば１万個程度、並列に接続される。
【００３６】
ｐ型ＭＯＳトランジスタＱｐ１２は、電源ラインＶｃｃとノードＮ２との間に接続され、そのゲートには、差動増幅回路Ａ１１からの出力信号が供給される。
ノードＮ２には、ダイオードＤ２および抵抗Ｒ１１の直列回路が接続され、この直列回路が、定電圧回路ＣＶ１のｎ型ＭＯＳトランジスタＱｎ１１を介して接地ラインＧに接続される。
【００３７】
なお、ダイオードＤ１Ａ、Ｄ１ＢおよびＤ２は、同一の半導体基板上に同等な構造を有するように形成される。
【００３８】
ｐ型ＭＯＳトランジスタＱｐ１３は、電源ラインＶｃｃとノードＮ３との間に接続され、そのゲートには、差動増幅回路Ａ１１からの出力信号が供給される。
ノードＮ３と接地ラインＧとの間には、抵抗Ｒ１２が接続される。
【００３９】
差動増幅回路Ａ１１の正入力端子はノードＮ２に接続され、負入力端子はノードＮ１に接続される。この正入力端子と負入力端子との電位差を増幅した信号が、ｐ型ＭＯＳトランジスタＱｐ１１〜Ｑｐ１３のゲートに供給される。
【００４０】
抵抗Ｒ２１、Ｒ２２、Ｒ２３は、この順番で直列に接続されており、この直列回路の抵抗Ｒ２２側の端子には基準電圧Ｖｒｅｆが供給され、他方の端子は接地ラインＧに接続される。
【００４１】
差動増幅回路Ａ１２の正入力端子は、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱｎ１１のドレインに接続され、負入力端子には、抵抗Ｒ２２およびＲ２３の接続中点に発生する電圧Ｖ２が入力される。差動増幅回路のＡ１２の出力信号は、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱｎ１１のゲートに供給される。
【００４２】
コンパレータＣＰ１１の負入力端子には、ノードＮ３に発生する電圧Ｖｏｕｔが入力され、正入力端子には、抵抗Ｒ２１およびＲ２２の接続中点に発生する電圧Ｖ１が入力される。コンパレータＣＰ１１からバッファＢＵＦ１を介して出力される温度検知信号Ｓｄは、負入力端子の電圧Ｖｏｕｔが正入力端子の電圧Ｖ１より低い場合にハイレベルとなり、逆の場合にローレベルとなる。
【００４３】
上述した構成を有する図１に示す温度検知回路の動作を説明する。
ｎ型ＭＯＳトランジスタＱｎ１１のドレイン電圧が電圧Ｖ２より大きくなると、差動増幅回路Ａ１２の差動入力電圧が正方向に増加するため、差動増幅回路１２の出力電圧が上昇し、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱｎ１１のドレイン電流が増加する。このドレイン電流の上昇により、抵抗Ｒ１１およびダイオードＤ２による電圧降下が増加して、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱｎ１１のドレイン電圧は低下する方向に変化する。逆に、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱｎ１１のドレイン電圧が電圧Ｖ２より小さくなると、差動増幅回路１２の出力電圧が低下して、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱｎ１１のドレイン電流が減少するため、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱｎ１１のドレイン電圧は上昇する方向に変化する。差動増幅回路Ａ１２のゲインが十分大きいものとすると、このような負帰還制御によって、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱｎ１１のドレイン電圧は電圧Ｖ２とほぼ等しくなる。
【００４４】
すなわち、定電圧回路ＣＶ１の出力電圧は、電圧Ｖ２とほぼ等しくなるように制御される。
この電圧Ｖ２は、基準電圧Ｖｒｅｆを抵抗比により分圧して生成される一定の電圧であるため、定電圧回路ＣＶ１の出力電圧の精度は、基準電圧Ｖｒｅｆとほぼ同等になる。
【００４５】
また、ｐ型ＭＯＳトランジスタＱｐ１１〜Ｑｐ１３のゲートには、差動増幅回路Ａ１１から共通の電圧が供給されるため、これらのトランジスタが同一半導体基板上に形成されるものとすると、これらのトランジスタに流れる電流の比は、主としてトランジスタサイズの比に応じて決まる一定の値となる。この電流比は、製造プロセスのばらつきやトランジスタの温度特性による影響を受け難く、高い精度で所定の値に保たれる。
たとえば、ｐ型ＭＯＳトランジスタＱｐ１１〜Ｑｐ１３が同一サイズに形成されるものとすると、ｐ型ＭＯＳトランジスタＱｐ１１〜Ｑｐ１３に流れる電流はほぼ等しくなる。
【００４６】
また、ノードＮ１とノードＮ２との電圧差が差動増幅回路Ａ１１において増幅され、ｐ型ＭＯＳトランジスタＱｐ１１〜Ｑｐ１３のゲートに帰還されるため、差動増幅回路Ａ１１のゲインが十分大きいものとすると、ｐ型ＭＯＳトランジスタＱｐ１１およびＱｐ１２の電流は、ノードＮ１とノードＮ２の電圧がほぼ一致するように制御される。
【００４７】
ノードＮ１とノードＮ２の電圧がほぼ等しいとすると、抵抗Ｒ１１には、ダイオード回路（ダイオードＤ１ＡおよびＤ１Ｂの直列回路を多数並列接続した回路）に発生する電圧と、ダイオードＤ２および定電圧回路ＣＶ１の直列回路に発生する電圧との電圧差に相当する電圧が発生する。ｐ型ＭＯＳトランジスタＱｐ１２には、この電圧差に比例した電流が流れる。ｐ型ＭＯＳトランジスタＱｐ１３に流れる電流は、ｐ型ＭＯＳトランジスタＱｐ１２に流れる電流とほぼ等しいため、抵抗Ｒ１２に発生する電圧は、抵抗Ｒ１１に発生する電圧と比例する。
【００４８】
また、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２とが同一半導体基板上に形成されるものとすると、これらの抵抗比は製造プロセスのばらつきや抵抗の温度特性による影響を受け難くなり、高い精度で所定の値に保たれる。
【００４９】
以上のことから、ノードＮ１から出力される電圧Ｖｏｕｔは、ダイオード回路（Ｄ１Ａ、Ｄ１Ｂ）に発生する電圧と、ダイオードＤ２および定電圧回路ＣＶ１の直列回路に発生する電圧との電圧差に比例する。この比例係数は、製造プロセスのばらつきや各素子（Ｑｐ１１〜Ｑｐ１３、Ｒ１１、Ｒ１２）の温度特性による影響を受け難く、高い精度で所定の値に保たれる。
【００５０】
一般に、同一の半導体基板上に同等な構造で形成されるダイオードの電圧−電流特性は概ね等しいことから、ダイオード回路（Ｄ１Ａ、Ｄ１Ｂ）に発生する電圧と、ダイオードＤ２および定電圧回路ＣＶ１の直列回路に発生する電圧との電圧差は、主としてダイオード回路（Ｄ１Ａ、Ｄ１Ｂ）の回路構成とダイオードの温度特性に依存し、製造プロセスのばらつきによる影響を受け難くくなる。
【００５１】
結果として、電圧Ｖｏｕｔは、製造プロセスのばらつきや、各素子（Ｑｐ１〜Ｑｐ３、Ｒ１、Ｒ２）の温度特性の影響を受け難くなり、主としてダイオードの温度特性に応じて変化する。
このような電圧Ｖｏｕｔと基準電圧Ｖｒｅｆから分圧される電圧Ｖ１との比較結果として温度検知信号Ｓｄが得られるため、ダイオードＤ１Ａ、Ｄ１Ｂ、Ｄ２の温度が所定の温度に達しているか否かを精度良く検知することができる。
【００５２】
また、図１に示す温度検知回路においては、抵抗Ｒ１１とダイオードＤ２との直列回路に対して定電圧回路ＣＶ１が更に直列に接続されるため、ダイオードＤ２に印加される電圧は、図７に示す温度検知回路のダイオードＤｃと比べて小さくなり、その電流も小さくなる。このため、同一温度において比較すると、図１に示す温度検知回路の電圧Ｖｏｕｔは図７に示す温度検知回路に比べて小さくなる。
【００５３】
図２は、図１および図７に示す温度検知回路の出力電圧Ｖｏｕｔの温度特性を示すグラフである。
図２において、曲線Ｃ１、Ｃ２は、それぞれ、図１、図７に示す温度検知回路の出力電圧Ｖｏｕｔの温度特性を示す。
図２に示すように、図１に示す温度検知回路の曲線Ｃ１は、図７に示す温度検知回路の曲線Ｃ２に比べて全体に低温側へ平行移動している。出力電圧Ｖｏｕｔは負の温度特性を有しており、出力電圧Ｖｏｕｔの小さい、すなわちダイオードに流れる電流の小さい高温領域ほど、出力電圧Ｖｏｕｔのばらつきが小さくなる傾向があるため、両者の温度特性を比較すると、図１に示す温度検知回路は図７に示す温度検知回路に比べて出力電圧Ｖｏｕｔのばらつきが小さくなる。
たとえば図１の温度Ｔ１において両者の出力電圧Ｖｏｕｔのばらつきを比較すると、図１に示す温度検知回路のばらつきΔＶ１は、図７に示す温度検知回路のばらつきΔＶ２に比べて小さくなる。
【００５４】
以上説明したように、図１に示す温度検知回路によれば、抵抗Ｒ１１とダイオードＤ２との直列回路に対して定電圧回路ＣＶ１が更に直列に接続されることによって、ダイオードＤ２の電流が減少するため、出力電圧Ｖｏｕｔのばらつきを低減することができる。このため、図７に示す温度検知回路に比べて、温度検知の精度を向上することができる。
【００５５】
また、図１および図７に示す温度検知回路において消費される電力の大半はダイオードに流れる電流によるものであるため、第１の温度検知回路１０Ａは図７に示す温度検知回路に比べて消費電力を大幅に削減することができる。
【００５６】
なお、図１に示す温度検知回路では、ダイオード回路（Ｄ１Ａ、Ｄ１Ｂ）においてダイオードを多数並列に接続することにより、ダイオードＤ２に流れる電流とダイオードＤ１Ａ、Ｄ１Ｂに流れる電流との差を作っているが、他の方式により同様な電流差を作ることも可能である。
たとえば、ｐ型ＭＯＳトランジスタＱｐ１１とＱｐ１２とのトランジスタサイズを調節することによって、所望の電流差を作っても良い。また、ダイオード回路（Ｄ１Ａ、Ｄ１Ｂ）におけるダイオードの並列個数と、ｐ型ＭＯＳトランジスタＱｐ１１およびＱｐ１２のトランジスタサイズ比とを両方調節することにより、所望の電流差を作っても良い。
【００５７】
＜第２の実施形態＞
上述した図１に示す温度検知回路においては、ダイオードＤ２に対して直列に定電圧回路ＣＶ１を接続することにより、出力電圧Ｖｏｕｔの温度特性を低温側へ平行移動させて、出力電圧Ｖｏｕｔのばらつきを低減させているが、この方式では、高温側の温度検知が困難になる場合がある。
そこで、次に述べる図３に示す温度検知回路では、低温の温度検知を行う温度検知回路１０Ａと高温の温度検知を行う温度検知回路１０Ｂとを個別に設けることによって、低温側における温度検知の精度を向上させつつ、低温および高温の両方の検知を可能にしている。
【００５８】
図３は、本発明の第２の実施形態に係る温度検知回路の構成の一例を示す回路図であり、図１および図３の同一符号は同一の構成要素を示す。
図３に示す温度検知回路は、第１の温度検知回路１０Ａおよび第２の温度検知回路１０Ｂを有する。
第１の温度検知回路１０Ａは、図１に示す温度検知回路と同一の構成を有しており、バッファＢＵＦ１から温度検知信号Ｓｄ１を出力する。また、この構成に加えて、コンパレータＣＰ１３と、バッファＢＵＦ２とを含み、バッファＢＵＦ２から温度検知信号Ｓｄ３を出力する。
第２の温度検知回路１０Ｂは、ダイオードＤ４Ａ、Ｄ４Ｂ、Ｄ５と、抵抗Ｒ１５、Ｒ１６、Ｒ２４〜Ｒ２６と、ｐ型ＭＯＳトランジスタＱｐ１４〜Ｑｐ１７と、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱｎ１２と、差動増幅回路Ａ１３と、コンパレータＣＰ１２と、インバータＩＮＶ１とを有する。
なお、第１の温度検知回路１０Ａは、本発明の第１の温度検知回路の一実施形態である。
第２の温度検知回路１０Ｂは、本発明の第２の温度検知回路の一実施形態である。
【００５９】
ｐ型ＭＯＳトランジスタＱｐ１４は、電源ラインＶｃｃとノードＮ４との間に接続され、そのゲートには、差動増幅回路Ａ１３からの出力信号が供給される。
ノードＮ４と接地ラインＧとの間には、ダイオードＤ４ＡおよびＤ４Ｂの直列回路が、たとえば１万個程度、並列に接続される。
【００６０】
ｐ型ＭＯＳトランジスタＱｐ１５は、電源ラインＶｃｃとノードＮ５との間に接続され、そのゲートには、差動増幅回路Ａ１３からの出力信号が供給される。
ノードＮ５と接地ラインとの間には、ダイオードＤ５および抵抗Ｒ１５が直列に接続される。
【００６１】
なお、ダイオードＤ４Ａ、Ｄ４ＢおよびＤ５は、同一の半導体基板上に同等な構造を有するように形成される。
【００６２】
ｐ型ＭＯＳトランジスタＱｐ１６およびＱｐ１７は、電源ラインＶｃｃとノードＮ６との間に並列に接続される。ｐ型ＭＯＳトランジスタＱｐ１６のゲートには、差動増幅回路Ａ１３からの出力信号が供給される。
ノードＮ６と接地ラインＧとの間には、抵抗Ｒ１６およびｎ型ＭＯＳトランジスタＱｎ１２が直列に接続される。
ｐ型ＭＯＳトランジスタＱｐ１７およびｎ型ＭＯＳトランジスタＱｎ１２のゲートには、コンパレータＣＰ１３からバッファＢＵＦ２を介して出力される温度検知信号Ｓｄ３が入力される。
【００６３】
差動増幅回路Ａ１３の正入力端子はノードＮ５に接続され、負入力端子はノードＮ４に接続される。
また、差動増幅回路Ａ１３は、コンパレータＣＰ１３からバッファＢＵＦ２を介して出力される温度検知信号Ｓｄ３を入力する。この温度検知信号Ｓｄ３がハイレベルの場合、正入力端子と負入力端子との電位差を増幅した信号を、ｐ型ＭＯＳトランジスタＱｐ１４〜Ｑｐ１６のゲートに供給する。温度検知信号Ｓｄ３がローレベルの場合、出力信号のレベルを電源ラインＶｃｃの電圧レベルに固定する。
【００６４】
抵抗Ｒ２４、Ｒ２５、Ｒ２６は、この順番で直列に接続されており、この直列回路の抵抗Ｒ２４側の端子には基準電圧Ｖｒｅｆが供給され、他方の端子は接地ラインＧに接続される。
【００６５】
コンパレータＣＰ１２の負入力端子には、ノードＮ６に発生する電圧Ｖｏｕｔ２が入力され、正入力端子には、抵抗Ｒ２４およびＲ２５の接続中点に発生する電圧Ｖ３が入力される。コンパレータＣＰ１２からインバータＩＮＶ１を介して出力される温度検知信号Ｓｄ２は、負入力端子の電圧Ｖｏｕｔ２が正入力端子の電圧Ｖ３より低い場合にローレベルとなり、逆の場合にハイレベルとなる。
【００６６】
コンパレータＣＰ１３の正入力端子には、抵抗Ｒ２５およびＲ２６の接続中点に発生する電圧Ｖ４が入力され、負入力端子には、第１の温度検知回路１０ＡのノードＮ３に発生する電圧Ｖｏｕｔ１が入力される。コンパレータＣＰ１３からバッファＢＵＦ２を介して出力される温度検知信号Ｓｄ３は、負入力端子の電圧Ｖｏｕｔ１が正入力端子の電圧Ｖ４より低い場合にハイレベルとなり、逆の場合にローレベルとなる。
【００６７】
なお、抵抗Ｒ２１〜Ｒ２６の抵抗比ならびに基準電位Ｖｒｅｆ１およびＶｒｅｆ２の電圧値は、電圧Ｖ４が電圧Ｖ１より小さくなるように設定される。したがって、温度検知信号Ｓｄ３のレベルが反転する温度は、温度検知信号Ｓｄ１のレベルが反転する温度より高く設定される。
【００６８】
上述した構成を有する図３に示す温度検知回路の動作を説明する。
第１の温度検知回路１０Ａにおいては、既に述べた図１に示す温度検知回路と同様の動作によって、ばらつきが効果的に低減された低温側の温度検知信号Ｓｄ１が生成される。
【００６９】
また、第２の温度検知回路１０ＢにおけるダイオードＤ４Ａ、Ｄ４Ｂ、Ｄ５、抵抗Ｒ１５、Ｒ１６、ｐ型ＭＯＳトランジスタＱｐ１４〜Ｑｐ１６、差動増幅回路Ａ１３、コンパレータＣＰ１２は、図７に示す温度検知回路におけるダイオードＤａ、Ｄｂ、Ｄｃ、抵抗Ｒ１、Ｒ２、ｐ型ＭＯＳトランジスタＱｐ１〜Ｑｐ３、差動増幅回路Ａ１、コンパレータＣＰ１とそれぞれ対応している。両者の違いは、抵抗Ｒ１６に対して直列にｎ型ＭＯＳトランジスタＱｎ１２が接続されている点、ｐ型ＭＯＳトランジスタＱｐ１６に対して並列にｐ型ＭＯＳトランジスタＱｐ１７が接続されている点、ならびに、差動増幅回路Ａ１３の出力信号が温度検知信号Ｓｄ３に応じて制御される点にある。
【００７０】
温度が十分に高い場合、温度検知回路１０Ａの出力信号Ｖｏｕｔ１はゼロ付近まで低下するため、出力信号Ｖｏｕｔ１は電圧Ｖ４より低くなり、温度検知信号Ｓｄ３はハイレベルになる。
温度検知信号Ｓｄ３がハイレベルになると、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱｎ１２がオン状態、ｐ型ＭＯＳトランジスタＱｐ１７がオフ状態になり、差動増幅回路Ａ１３が通常の差動増幅動作を行う。この場合、第２の温度検知回路１０Ｂの回路構成は、実質的に図７に示す温度検知回路と等価になる。このため、第２の温度検知回路１０Ｂにおいては、既に述べた図７に示す温度検知回路と同様の動作によって、高温側の温度検知信号Ｓｄ２が生成される。
【００７１】
温度の低下に伴って温度検知回路１０Ａの出力信号Ｖｏｕｔ１が上昇し、出力信号Ｖｏｕｔ１が電圧Ｖ４より高くなると、温度検知信号Ｓｄ３はローレベルになる。ただし、この電圧Ｖ４は電圧Ｖ１に比べて低いため、このときの温度は、温度検知信号Ｓｄ１にレベル反転が生じる温度には達していない。
温度検知信号Ｓｄ３がローレベルになると、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱｎ１２がオフ状態、ｐ型ＭＯＳトランジスタＱｐ１７がオン状態になるため、ノードＮ６の電圧Ｖｏｕｔ２は電源ラインＶｃｃの電圧レベルに固定され、高温側の温度検知信号Ｓｄ２はハイレベルに固定される。
また、差動増幅回路Ａ１３の出力信号が電源ラインＶｃｃの電圧レベルに固定されるため、ｐ型ＭＯＳトランジスタＱｐ１４〜Ｑｐ１７は全てオフ状態となり、電源ラインＶｃｃからこれらのトランジスタを介して接地ラインＧに流れる電流は全て遮断される。
【００７２】
以上説明したように、図３に示す温度検知回路によれば、低温側の温度検知を行う第１の温度検知回路１０Ａと、高温側の温度検知を行う第２の温度検知回路１０Ｂとが個別に設けられているため、低温側における温度検知の精度を向上させつつ、低温および高温の両方の検知を行うことが可能である。
【００７３】
また、第１の温度検知回路１０Ａにおける出力電圧Ｖｏｕｔと電圧Ｖ４とをコンパレータＣＰ１３で比較し、この比較の結果、出力電圧Ｖｏｕｔが電圧Ｖ４より低くなる高温側の温度範囲においては第２の温度検知回路１０Ｂの温度検知動作が有効化され、出力電圧Ｖｏｕｔが電圧Ｖ４より高くなる低温側の温度範囲においては第２の温度検知回路１０Ｂの温度検知動作が無効化される。温度検知動作が無効化された場合、第２の温度検知回路１０Ｂの各トランジスタ（Ｑｐ１４〜Ｑｐ１６）に流れる電流が遮断される。
すなわち、第２の温度検知回路１０Ｂにおける温度検知が不要な温度範囲においては、その動作が無効化されて電源ラインＶｃｃからの電流が遮断されるため、消費電力を効果的に削減することができる。
【００７４】
また、第１の温度検知回路１０Ａは、第２の温度検知回路１０Ｂに比べて消費電力が小さい。このため、第２の温度検知回路１０Ｂを低温と高温の両方の温度検知に使用する方式、すなわち、図７に示す温度検知回路のみで低温／高温の温度検知を行う方式に比べて、図３に示す温度検知回路は消費電力を小さくすることができる。
【００７５】
＜第３の実施形態＞
図４は、本発明の第３の実施形態に係る温度検知回路の構成の一例を示す回路図である。
図４に示す温度検知回路は、ダイオードＤ１Ｃ、Ｄ２Ｃと、ｐ型ＭＯＳトランジスタＱｐ１８〜Ｑｐ２０と、差動増幅回路Ａ１４と、コンパレータＣＰ１４とを有する。
なお、ダイオードＤ１Ｃは、本発明の第１のダイオードの一実施形態である。
ダイオードＤ２Ｃは、本発明の第２のダイオードの一実施形態である。
ｐ型ＭＯＳトランジスタＱｐ１８およびＱｐ１９を含むユニットは、本発明の第１の電流出力回路の一実施形態である。
抵抗Ｒ１３は、本発明の第３の抵抗の一実施形態である。
差動増幅回路Ａ１４は、本発明の制御信号生成回路の一実施形態である。
ｐ型ＭＯＳトランジスタＱｐ２０、抵抗Ｒ１４およびコンパレータＣＰ１４を含むユニットは、本発明の検知信号出力回路の一実施形態である。
ｐ型ＭＯＳトランジスタＱｐ２０は、本発明の第２の電流出力回路の一実施形態である。
抵抗Ｒ１４は、本発明の第４の抵抗の一実施形態である。
コンパレータＣＰ１４は、本発明の比較回路の一実施形態である。
【００７６】
ｐ型ＭＯＳトランジスタＱｐ１８は、電源ラインＶｃｃとノードＮ７との間に接続され、そのゲートには、差動増幅回路Ａ１４からの出力信号が供給される。
ノードＮ７と接地ラインＧとの間には、ダイオードＤ１Ｃが、たとえば１万個程度並列に接続された並列回路と、抵抗Ｒ１３とが直列に接続される。
【００７７】
ｐ型ＭＯＳトランジスタＱｐ１９は、電源ラインＶｃｃとノードＮ８との間に接続され、そのゲートには、差動増幅回路Ａ１４からの出力信号が供給される。
ノードＮ９と接地ラインＧとの間には、ダイオードＤ２Ｃが接続される。
【００７８】
なお、ダイオードＤ１ＣおよびＤ２Ｃは、同一の半導体基板上に同等な構造を有するように形成される。
【００７９】
ｐ型ＭＯＳトランジスタＱｐ２０は、電源ラインＶｃｃとノードＮ９との間に接続され、そのゲートには、差動増幅回路Ａ１４からの出力信号が供給される。
ノードＮ９と接地ラインＧとの間には、抵抗Ｒ１４が接続される。
【００８０】
差動増幅回路Ａ１４の正入力端子はノードＮ７に接続され、負入力端子はノードＮ８に接続される。この正入力端子と負入力端子との電位差を増幅した信号が、ｐ型ＭＯＳトランジスタＱｐ１８〜Ｑｐ２０のゲートに供給される。
【００８１】
コンパレータＣＰ１４の負入力端子にはノードＮ９に発生する電圧Ｖｏｕｔが入力され、正入力端子には基準電圧Ｖｒｅｆが入力される。コンパレータＣＰ１４から出力される温度検知信号Ｓｄは、負入力端子の電圧Ｖｏｕｔが正入力端子の電圧Ｖｒｅｆより低い場合にハイレベルとなり、逆の場合にローレベルとなる。
【００８２】
上述した構成を有する図４に示す温度検知回路の動作を説明する。
ｐ型ＭＯＳトランジスタＱｐ１８〜Ｑｐ２０のゲートには、差動増幅回路Ａ１４から共通の電圧が供給されるため、これらのトランジスタが同一半導体基板上に形成されるものとすると、これらのトランジスタに流れる電流の比は、高い精度で所定の値に保たれる。
たとえば、ｐ型ＭＯＳトランジスタＱｐ１８〜Ｑｐ２０が同一サイズに形成されるものとすると、ｐ型ＭＯＳトランジスタＱｐ１８〜Ｑｐ２０に流れる電流はほぼ等しくなる。
【００８３】
また、ノードＮ７とノードＮ８との電圧差が差動増幅回路Ａ１４において増幅され、ｐ型ＭＯＳトランジスタＱｐ１８〜Ｑｐ２０のゲートに帰還されるため、差動増幅回路Ａ１４のゲインが十分大きいものとすると、ｐ型ＭＯＳトランジスタＱｐ１８およびＱｐ１９の電流は、ノードＮ７とノードＮ８の電圧がほぼ一致するように制御される。
【００８４】
ノードＮ７とノードＮ８の電圧がほぼ等しいとすると、抵抗Ｒ１３には、ダイオード回路（ダイオードＤ１Ｃを多数並列接続した回路）に発生する電圧と、ダイオードＤ２Ｃに発生する電圧との電圧差に相当する電圧Ｖｄが発生する。ｐ型ＭＯＳトランジスタＱｐ１９には、電圧Ｖｄに比例した電流が流れる。ｐ型ＭＯＳトランジスタＱｐ２０に流れる電流は、ｐ型ＭＯＳトランジスタＱｐ１９に流れる電流とほぼ等しいため、抵抗Ｒ１４に発生する電圧Ｖｏｕｔは、抵抗Ｒ１３に発生する電圧Ｖｄと比例する。
また、抵抗Ｒ１３およびＲ１４の抵抗比は、抵抗Ｒ１３と抵抗Ｒ１４とが同一半導体基板上に形成されるものとすると、高い精度で所定の値に保たれる。
【００８５】
以上のことから、ノードＮ９から出力される電圧Ｖｏｕｔは、ダイオード回路（Ｄ１Ｃ）に発生する電圧と、ダイオードＤ２Ｃに発生する電圧との電圧差に比例する。この比例係数は、製造プロセスのばらつきや各素子（Ｑｐ１８〜Ｑｐ２０、Ｒ１３、Ｒ１４）の温度特性による影響を受け難く、高い精度で所定の値に保たれる。
【００８６】
さらに、同一の半導体基板上に同等な構造で形成されるダイオードの電圧−電流特性は概ね等しいことから、ダイオード回路（Ｄ１Ｃ）に発生する電圧とダイオードＤ２Ｃに発生する電圧との電圧差は、主としてダイオード回路におけるダイオードＤ１Ｃの並列個数とダイオードの温度特性に依存し、製造プロセスによる影響を受け難くなる。
【００８７】
結果として、電圧Ｖｏｕｔは、製造プロセスのばらつきや、各素子（Ｑｐ１８〜Ｑｐ２０、Ｒ１３、Ｒ１４）の温度特性による影響を受け難くなり、主としてダイオードの温度特性に応じて変化する。
【００８８】
図５は、図４に示す温度検知回路の出力電圧Ｖｏｕｔの温度特性を示すグラフである。
ダイオードＤ２Ｃの電流Ｉ２がダイオードＤ１Ｃの電流に比べて十分大きいものとすると、図２に示すように、電圧Ｖｏｕｔは温度の上昇に比例して増加する傾向を有する。
【００８９】
以上説明したように、図４に示す温度検知回路においても、電圧Ｖｏｕｔは、製造プロセスのばらつきや、各素子（Ｑｐ１８〜Ｑｐ２０、Ｒ１３、Ｒ１４）の温度特性の影響を受け難くなり、概ね温度Ｔに比例して変化する。
このような電圧Ｖｏｕｔと基準電圧Ｖｒｅｆとの比較結果として温度検知信号Ｓｄが得られるため、ダイオードＤ１ＣおよびＤ２Ｃの温度が所定の温度に達しているか否かを精度良く検知することができる。
【００９０】
なお、ダイオード回路（Ｄ１Ｃ）および抵抗Ｒ１３の直列回路に流れる電流の経路上に対して、さらに定電圧回路を直列に挿入しても良い。電圧Ｖｄは温度に応じたほぼ一定のレベルを有しているので、さらに定電圧回路が直列に挿入されることによって、抵抗Ｒ１３に印加される電圧が減少し、結果として電流Ｉ１およびＩ２を減少させることができる。これにより、消費電力の低減を図ることができる。
【００９１】
なお、図４に示す温度検知回路では、ダイオードＤ１Ｃを多数並列に接続することにより、ダイオードＤ２に流れる電流とダイオードＤ１Ｃに流れる電流との差を作っているが、他の方式により同様な電流差を作ることも可能である。
たとえば、ｐ型ＭＯＳトランジスタＱｐ１８とＱｐ１９とのトランジスタサイズを調節することによって、所望の電流差を作っても良い。また、ダイオードＤ１Ｃの並列個数と、ｐ型ＭＯＳトランジスタＱｐ１８およびＱｐ１９のトランジスタサイズ比とを両方調節することにより、所望の電流差を作っても良い。
【００９２】
＜第４の実施形態＞
図６は、本発明の第４の実施形態に係る集積回路の構成の一例を示すブロック図である。
図６に示す集積回路１００は、温度検知回路１０と、内部回路２０とを有する。
【００９３】
温度検知回路１０は、たとえば図１、図３、図４に示すような、本発明に係る温度検知回路である。
内部回路２０は、温度検知回路１０における温度検知の結果を示す信号Ｓｄに応じて、動作モードを正常動作モードまたは異常動作モードに切り換える。異常動作モードでは、たとえば、内部回路２０の動作が停止状態となり、集積回路１００の入出力信号が一定値に固定される。
【００９４】
上述した構成を有する集積回路１００によれば、温度検知回路１０において検知された温度が所定の温度に達した場合に、内部回路２０の動作モードが切り換えられる。
このため、たとえば集積回路に対する不正な解析行為によって集積回路の温度が正常動作モードの範囲を超えた場合に、内部回路２０の動作モードが異常動作モードに切り換えられる。異常動作モードに切り換えられると、たとえば内部回路２０が停止状態となって、集積回路１００の入出力信号が一定値に固定されるため、入出力信号を観察することにより行われる解析行為や、内部回路２０に保持されるデータを改変する行為が防止される。
【００９５】
集積回路１００には、たとえば図１、図３、図４に示すような、本発明に係る検知精度の高い温度検知回路が設けられるため、内部回路２０における動作モードの切り換えが正確に行われるようになり、集積回路１００の耐タンパー性を高めることができる。
また、正常動作モードの温度範囲において異常動作モードに切り換わる誤動作を減らすことができるので、集積回路１００の動作の安定性を高めることができる。
温度検知回路１０として、たとえば図１、図３に示す回路を設けることにより、消費電力の削減を図ることができる。
【００９６】
なお、本発明は上述した実施形態に限定されない。
たとえば、図１、図３に示す温度検知回路において、ダイオードＤ１およびＤ３の直列回路の直列個数は２個であるが、本発明はこれに限定されず、さらに直列個数を多くしても良い。同様に、図１、図３、図４に示す温度検知回路においけるダイオードＤ２、Ｄ１ＡおよびＤ２Ａを、２以上のダイオードの直列回路としても良い。
【００９７】
【発明の効果】
本発明によれば、より精度の高い温度検知が可能な温度検知回路と、そのような温度検知回路を備えた集積回路を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る温度検知回路の構成の一例を示す回路図である。
【図２】図１および図７に示す温度検知回路の出力電圧の温度特性を示すグラフである。
【図３】本発明の第２の実施形態に係る温度検知回路の構成の一例を示す回路図である。
【図４】本発明の第３の実施形態に係る温度検知回路の構成の一例を示す回路図である。
【図５】図４に示す温度検知回路の出力電圧の温度特性を示すグラフである。
【図６】本発明の第４の実施形態に係る集積回路の構成の一例を示すブロック図である。
【図７】公知文献に記載された温度検知回路の構成の一例を示す回路図である。
【図８】図７に示す温度検知回路において、複数のダイオードが並列接続された回路の電圧−電流特性と、ダイオードおよび抵抗が直列接続された回路の電圧−電流特性とを示すグラフである。
【図９】図７に示す温度検知回路における出力電圧の温度特性を示すグラフである。
【符号の説明】
Ｄ１〜Ｄ３，Ｄ１Ａ，Ｄ２Ａ…ダイオード、Ｒ１１〜Ｒ１６，Ｒ２１〜Ｒ２６…抵抗、Ｑｐ１１〜Ｑｐ２０…ｐ型ＭＯＳトランジスタ、Ｑｎ１１〜Ｑｎ１２…ｎ型ＭＯＳトランジスタ、Ａ１１〜Ａ１４…差動増幅回路、ＣＰ１１〜ＣＰ１４…コンパレータ、ＢＵＦ１，ＢＵＦ２…バッファ、ＩＮＶ１…インバータ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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