(57)【要約】【課題】入力信号の周波数帯域の広狭に関係なく、歪み成分を除去することができる、フィードフォワード型歪み補償増幅装置とする。【解決手段】遅延回路（ＤＬ）５で遅延した入力信号と、主増幅器２で増幅した入力信号とをＣＤＣ７で合成した後、その合成信号をＣＤＣ８で取り出し、取り出した合成信号をバンド・パス・フィルタ２０，２２でそれぞれ所定の周波数の信号分離し、分離した二つの信号を、同期検波回路２１，２３でそれぞれ入力信号又はその直交信号で同期検波し、信号処理回路２４で制御信号に変換して主増幅器２に帰還させ、これによって主増幅器２の利得、位相又はその両者を調整することにより、歪み成分を正しく抽出できるようにする。【選択図】  図１
2004289455.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一定の周波数帯域を有する入力信号を増幅する主増幅器の出力信号から前記入力信号の信号成分を除去することにより前記主増幅器で生じた歪み成分を抽出し、抽出した歪み成分を補償する装置に組み込まれる歪み補償制御回路であって、
前記歪み成分をそれぞれ所定の周波数帯域を協働でカバーする互いに異なる周波数の複数の信号に分離する分離回路と、
前記分離回路により分離された前記歪み成分の各々について、前記入力信号と同相の信号で同期検波して第１信号を生成するとともに前記入力信号に直交する信号により同期検波して第２信号を生成する同期検波回路と、
この同期検波回路における前記第１信号及び前記第２信号の相関値に基づいて前記入力信号と前記出力信号の振幅の差分を低減させるための制御信号を前記主増幅器に供給する信号処理回路と、を備えてなる、
歪み補償制御回路。
【請求項２】
前記分離回路は、前記歪み成分のうち、所定の周波数帯域の信号だけを通過させ、それ以外の周波数の信号を減衰させるフィルタである、
請求項１記載の歪み補償制御回路。
【請求項３】
前記分離回路は、前記歪み成分を、前記入力信号の全周波数帯域を二分割した周波数帯域毎に分離するものである、
請求項１記載の歪み補償制御回路。
【請求項４】
前記制御信号が、前記主増幅器を制御してその出力信号の振幅及び／又は位相のほか、前記入力信号の遅延時間をも変化させるための信号である、
請求項１記載の歪み補償制御回路。
【請求項５】
前記同期検波回路が、前記入力信号又は前記分離回路により分離された前記歪み成分の一方の振幅を一定にするためのリミッタ増幅器と、前記入力信号又は前記分離回路により分離された前記歪み成分の一方の位相を９０度移相させる移相器と、この移相器で一方が９０度移相された前記入力信号と前記分離回路により分離された前記歪み成分の各々とを乗算する第２乗算器と、前記入力信号と前記分離回路により分離された前記歪み成分の各々とを同相で乗算する第１乗算器とを備え、前記第１乗算器から前記分離回路により分離された前記歪み成分の各々について前記第１信号を出力し、前記第２乗算器から前記分離回路により分離された前記歪み成分の各々について前記第２信号を出力するように構成されている、
請求項１記載の歪み補償制御回路。
【請求項６】
一定の周波数帯域を有する入力信号を増幅する主増幅器の出力信号に含まれる信号の歪み成分を補償する装置に組み込まれる歪み補償制御回路であって、
前記出力信号の振幅、位相及び／又は遅延時間を調整するための制御回路と、
前記出力信号から前記入力信号の信号成分を除去して、前記主増幅器で生じた歪み成分を抽出する結合器と、
結合器により抽出された前記歪み成分をそれぞれ所定の周波数帯域を協働でカバーする互いに異なる周波数の複数の信号に分離する分離回路と、
前記分離回路により分離された前記歪み成分の各々について、前記入力信号と同相の信号で同期検波して第１信号を生成するとともに前記入力信号に直交する信号により同期検波して第２信号を生成する同期検波回路と、
この同期検波回路における前記第１信号及び前記第２信号の相関値に基づいて前記出力信号の振幅、位相及び／又は遅延時間を調整させるための制御信号を前記制御回路に供給する信号処理回路と、を備えており、
前記制御回路が、前記主増幅器の入力側或いは出力側のいずれかに設けられて、前記入力信号と前記出力信号の振幅の差分を低減させるように構成されている、
歪み補償制御回路。
【請求項７】
一定の周波数帯域を有する入力信号を増幅する主増幅器の出力信号に含まれる信号の歪み成分を補償する装置に組み込まれる歪み補償制御回路であって、
前記出力信号から前記入力信号の信号成分を除去して、前記主増幅器で生じた歪み成分を抽出する結合器と、
前記結合器により抽出された前記歪み成分をそれぞれ所定の周波数帯域を協働でカバーする互いに異なる周波数の二つの信号に分離する分離回路と、
前記分離回路により分離された二つの信号の一方を、前記入力信号と同相の信号で同期検波して第１信号を生成するとともに前記入力信号に直交する信号により同期検波して第２信号を生成する第１同期検波回路と、
前記分離回路により分離された二つの信号の他方を、前記入力信号と同相の信号で同期検波して第１信号を生成するとともに前記入力信号に直交する信号により同期検波して第２信号を生成する第２同期検波回路と、
前記第１同期検波回路及び前記第２同期検波回路のそれぞれにより生成された第１信号及び第２信号の相関値に基づいて、前記結合器が前記出力信号から前記入力信号の信号成分のみを除くのに適した前記出力信号を生成するための制御信号を前記主増幅器に供給する信号処理回路と、を備えており、
前記第１同期検波回路及び前記第２同期検波回路の各々は、
前記入力信号の振幅を一定にするためのリミッタ増幅器と、
前記入力信号の位相を９０度移相させる移相器と、
前記分離回路により分離された二つの信号の一方又は他方と前記リミッタ増幅器により振幅が一定にされた前記入力信号とを乗算する第１乗算器と、
前記分離回路により分離された二つの信号の一方又は他方と前記移相器により９０度移相された前記入力信号とを乗算する第２乗算器と、を有して、
前記第１乗算器の乗算結果を前記第１信号として出力し、前記第２乗算器の乗算結果を前記第２信号として出力するように構成されている、
歪み補償制御回路。
【請求項８】
請求項１乃至７のいずれかの項記載の歪み補償制御回路と、この歪み補償制御回路により信号成分が除去された歪み成分を補償する補償回路とを備え、
前記補償回路が、前記歪み成分を増幅する副増幅器と、この副増幅器で増幅された歪み成分を前記出力信号から相殺する合成部と、この合成部で前記歪み成分が相殺された前記出力信号を分岐抽出する分岐抽出部と、分岐抽出された出力信号に基づいて前記副増幅器から出力される歪み成分の振幅及び位相を制御する振幅位相調整器とを含んで構成される、
歪み補償増幅装置。
【請求項９】
入力信号を増幅する主増幅器の出力信号から前記入力信号の信号成分を除去することにより前記主増幅器で生じた歪み成分を抽出し、抽出した歪み成分の振幅及び位相を調整して、調整後の歪み成分を前記出力信号から除去することにより歪み補償を行う歪み補償増幅装置の動作制御方法であって、
前記歪み成分を、所定の周波数の二つの信号に分離する過程と、
分離した前記二つの信号の各々を、前記入力信号と同相の信号により同期検波して第１信号を生成するとともに前記入力信号に直交する信号により同期検波して第２信号を生成する過程と、
前記第１信号及び前記第２信号の相関関係に基づいて前記主増幅器の振幅、位相及び／又は遅延時間を変化させるための制御信号を生成し、生成した制御信号により前記主増幅器を制御して前記入力信号と前記出力信号の振幅の差分を低減させる過程とを含む、
歪み補償増幅装置の動作制御方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば非線形歪みを補償するフィードフォワード型の歪み補償増幅装置、歪み補償制御回路、及び歪み補償増幅装置の動作制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
入力信号に対して出力信号の波形が非線形に歪むと、例えばデータ化け、映像歪み等の障害が発生する場合がある。このことから、歪み成分を抽出して元の波形に戻すための、フィードフォワード型歪み補償増幅装置が従来より用いられている。従来のこの種のフィードフォワード型歪み補償増幅装置は、図５に示すように、入力端子４０に入力された信号（入力信号）が、方向性結合器（Ｃｏａｘｉａｌ  Ｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ  Ｃｏｕｐｌｅｒｓ：以下、ＣＤＣ）１を介して主増幅器２に入力される。
ＣＤＣ１より取り出された入力信号は、遅延回路（Ｄｅｌａｙ  Ｌｉｎｅ：以下、ＤＬ）５で遅延された後、ＣＤＣ７で主増幅器２の出力信号の一部と合成される。このとき、両信号の振幅が等しく、位相がちょうど反転していれば、主増幅器２の出力信号の歪み成分のみがＣＤＣ７の出力信号となり、ＣＤＣ８に入力される。
【０００３】
このＣＤＣ８を経て、副増幅器９で増幅された信号は、主増幅器２で増幅された後、ＣＤＣ３、ＤＬ４を経た出力信号と合成部１０で合成される。合成された信号は、出力端子４１に導かれる。このとき、副増幅器９からの出力信号の歪み成分と主増幅器２からの出力信号の歪み成分との振幅が等しく、位相が完全に反転していれば、両信号の歪み成分が相殺され、合成部１０の出力信号は入力信号の増幅分のみとなる。
【０００４】
フィードフォワード型歪み補償増幅装置には、この合成部１０による信号合成の際、歪み成分が常にうまく相殺されるようにするための二つの制御ループが形成されている。
第１の制御ループは、ＣＤＣ８により取り出されたＣＤＣ７の出力信号に基づいて、振幅・位相調整器４２で主増幅器２の出力信号の振幅、位相を調整するための制御信号を生成し、この制御信号を主増幅器２の利得制御系に帰還することにより、主増幅器２の振幅、位相又はその両者を制御するループである。
第２の制御ループは、出力信号の分岐抽出部となる出力段のＣＤＣ１１により抽出された合成部１０の出力信号に基づいて、振幅・位相調整器４３で副増幅器９の出力信号の振幅、位相を調整するための制御信号を生成し、この制御信号を副増幅器９に帰還することにより副増幅器９の振幅、位相又はその両者を制御するループである。
振幅・位相調整器４２、４３は、それぞれ信号を検出する電力検出回路と、検出された信号を制御信号に変換する信号処理回路とを含んで構成される。
【０００５】
このような二つの制御ループのうち、主増幅器２の上記制御を行う第１の制御ループにおいて歪み成分を如何に正しく抽出できるかは、非常に重要な要素となる。歪み成分を完全に抽出できないと、副増幅器９でそれが増幅される結果、出力端子４１に導かれる最終的な出力信号に歪み成分が残ってしまうためである。また、第１の制御ループに歪み成分が残っている場合には、それも含めた補償を行う回路が別途必要になり、余分な電力を必要とするためである。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
主増幅器２で生じた歪み成分を補償するためには、主増幅器２で増幅される前の入力信号の信号成分を所定時間だけ遅延させ、遅延した信号成分と主増幅器２で増幅された出力信号の信号成分とを相殺して信号成分を除去し、歪み成分を正しく抽出する必要がある。信号成分の遅延時間は、信号の位相の周波数割合で決定されるので、入力信号の周波数帯域が比較的狭い場合には、第１の制御ループにより主増幅器２の振幅及び位相を適切に調整すれば、信号成分を確実に除去することができ、歪み成分のみを抽出することができる。
【０００７】
しかし、主増幅器２の振幅又は位相を調整するということは、これらを変動させるだけでなく、その出力信号の遅延時間も変動させることになる。遅延時間が変動した場合は、主増幅器２の位相をさらに調整することにより、ＣＤＣ７で合成される２種類の信号の位相を、入力信号の中心周波数においては一致させることができるが、入力信号の周波数帯域が広くなると、全周波数帯域において位相を一致させることができず、信号成分が除去されない可能性がある。そのため、入力信号の周波数帯域が比較的広い場合には、第１の制御ループにより主増幅器２の振幅、位相又はその両者を調整しても、すべての周波数帯域にわたって信号成分を除去することができず、歪み成分のみを抽出することができないという問題が生じる。
【０００８】
本発明は、歪み補償型増幅装置に組み込むことにより入力信号の周波数帯域の広狭に関係なく信号成分を除去することができるようにする歪み補償制御回路を提供することをその課題とする。
本発明の他の課題は、歪み補償制御の容易な歪み補償増幅装置を提供することにある。
本発明の他の課題は、歪み補償の迅速な制御を可能にする歪み補償制御方法を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決する本発明の歪み補償制御回路は、一定の周波数帯域を有する入力信号を増幅する主増幅器の出力信号から前記入力信号の信号成分を除去することにより前記主増幅器で生じた歪み成分を抽出し、抽出した歪み成分を補償する装置に組み込まれる歪み補償制御回路であって、前記歪み成分をそれぞれ所定の周波数帯域を協働でカバーする互いに異なる周波数の複数の信号に分離する分離回路と、前記分離回路により分離された前記歪み成分の各々について、前記入力信号と同相の信号で同期検波して第１信号を生成するとともに前記入力信号に直交する信号により同期検波して第２信号を生成する同期検波回路と、この同期検波回路における前記第１信号及び前記第２信号の相関値に基づいて前記入力信号と前記出力信号の振幅の差分を低減させるための制御信号を前記主増幅器に供給する信号処理回路と、を備えて構成されるものである。
【００１０】
この歪み補償制御回路では、所定の周波数帯域を協働でカバーする互いに異なる周波数の複数（例えば二つ）の信号に分離し、分離された複数の信号をそれぞれ入力信号と同相する信号及び直交する信号で同期検波するため、当該周波数帯域の広狭に関わらず、入力信号の遅延時間を正しく検出することができる。
【００１１】
前記分離回路は、例えば、前記歪み成分のうち、所定の周波数帯域の信号だけを通過させ、それ以外の周波数の信号を減衰させるフィルタにより構成される。あるいは、前記歪み成分を、前記入力信号の全周波数帯域を二分割した周波数帯域毎に分離するようにしてもよい。
【００１２】
前記制御信号は、より具体的には、前記主増幅器を制御して、その出力信号の振幅、位相だけでなく、遅延時間をも変化させるための信号である。
【００１３】
前記同期検波回路は、具体的には、前記入力信号又は前記分離回路により分離された前記歪み成分の一方の振幅を一定にするためのリミッタ増幅器と、前記入力信号又は前記分離回路により分離された前記歪み成分の一方の位相を９０度移相させる移相器と、この移相器で一方が９０度移相された前記入力信号と前記分離回路により分離された前記歪み成分の各々とを乗算する第２乗算器と、前記入力信号と前記分離回路により分離された前記歪み成分の各々とを同相で乗算する第１乗算器とを備え、前記第１乗算器から前記分離回路により分離された前記歪み成分の各々について前記第１信号を出力し、前記第２乗算器から前記分離回路により分離された前記歪み成分の各々について前記第２信号を出力するように構成される。
【００１４】
本発明の他の歪み補償制御回路は、一定の周波数帯域を有する入力信号を増幅する主増幅器の出力信号に含まれる信号の歪み成分を補償する装置に組み込まれる歪み補償制御回路であって、前記出力信号の振幅、位相及び／又は遅延時間を調整するための制御回路と、前記出力信号から前記入力信号の信号成分を除去して、前記主増幅器で生じた歪み成分を抽出する結合器と、結合器により抽出された前記歪み成分をそれぞれ所定の周波数帯域を協働でカバーする互いに異なる周波数の複数の信号に分離する分離回路と、前記分離回路により分離された前記歪み成分の各々について、前記入力信号と同相の信号で同期検波して第１信号を生成するとともに前記入力信号に直交する信号により同期検波して第２信号を生成する同期検波回路と、この同期検波回路における前記第１信号及び前記第２信号の相関値に基づいて前記出力信号の振幅、位相及び／又は遅延時間を調整させるための制御信号を前記制御回路に供給する信号処理回路と、を備えており、前記制御回路が、前記主増幅器の入力側或いは出力側のいずれかに設けられて、前記入力信号と前記出力信号の振幅の差分を低減させるように構成されるものである。
【００１５】
本発明の他の歪み補償制御回路は、一定の周波数帯域を有する入力信号を増幅する主増幅器の出力信号に含まれる信号の歪み成分を補償する装置に組み込まれる歪み補償制御回路であって、前記出力信号から前記入力信号の信号成分を除去して、前記主増幅器で生じた歪み成分を抽出する結合器と、前記結合器により抽出された前記歪み成分をそれぞれ所定の周波数帯域を協働でカバーする互いに異なる周波数の二つの信号に分離する分離回路と、前記分離回路により分離された二つの信号の一方を、前記入力信号と同相の信号で同期検波して第１信号を生成するとともに前記入力信号に直交する信号により同期検波して第２信号を生成する第１同期検波回路と、前記分離回路により分離された二つの信号の他方を、前記入力信号と同相の信号で同期検波して第１信号を生成するとともに前記入力信号に直交する信号により同期検波して第２信号を生成する第２同期検波回路と、前記第１同期検波回路及び前記第２同期検波回路のそれぞれにより生成された第１信号及び第２信号の相関値に基づいて、前記結合器が前記出力信号から前記入力信号の信号成分のみを除くのに適した前記出力信号を生成するための制御信号を前記主増幅器に供給する信号処理回路と、を備えており、前記第１同期検波回路及び前記第２同期検波回路の各々は、前記入力信号の振幅を一定にするためのリミッタ増幅器と、前記入力信号の位相を９０度移相させる移相器と、前記分離回路により分離された二つの信号の一方又は他方と前記リミッタ増幅器により振幅が一定にされた前記入力信号とを乗算する第１乗算器と、前記分離回路により分離された二つの信号の一方又は他方と前記移相器により９０度移相された前記入力信号とを乗算する第２乗算器と、を有して、前記第１乗算器の乗算結果を前記第１信号として出力し、前記第２乗算器の乗算結果を前記第２信号として出力するように構成されるものである。
【００１６】
本発明の歪み補償増幅装置は、上述した歪み補償制御回路と、この歪み補償制御回路により信号成分が除去された歪み成分を補償する補償回路とを備え、前記補償回路が、前記歪み成分を増幅する副増幅器と、この副増幅器で増幅された歪み成分を前記出力信号から相殺する合成部と、この合成部で前記歪み成分が相殺された前記出力信号を分岐抽出する分岐抽出部と、分岐抽出された出力信号に基づいて前記副増幅器から出力される歪み成分の振幅及び位相を制御する振幅位相調整器とを含んで構成される装置である。
このような歪み補償増幅装置では入力信号の周波数帯域が比較的広い場合であっても、信号成分が正しく除去されるため、周波数帯域に関わらない歪み補償が可能になる。
【００１７】
本発明の歪み補償増幅装置の動作制御方法は、入力信号を増幅する主増幅器の出力信号から前記入力信号の信号成分を除去することにより前記主増幅器で生じた歪み成分を抽出し、抽出した歪み成分の振幅及び位相を調整して、調整後の歪み成分を前記出力信号から除去することにより歪み補償を行う歪み補償増幅装置の動作制御方法であって、前記歪み成分を、所定の周波数の二つの信号に分離する過程と、分離した前記二つの信号の各々を、前記入力信号と同相の信号により同期検波して第１信号を生成するとともに前記入力信号に直交する信号により同期検波して第２信号を生成する過程と、前記第１信号及び前記第２信号の相関関係に基づいて前記主増幅器の振幅、位相及び／又は遅延時間を変化させるための制御信号を生成し、生成した制御信号により前記主増幅器を制御して前記入力信号と前記出力信号の振幅の差分を低減させる過程とを含む方法である。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して、本発明の実施形態を説明する。
図１は、本発明の第１実施形態に係るフィードフォワード型歪み補償増幅装置の構成図である。図５に示した従来のフィードフォワード型歪み補償増幅装置と同一機能の構成要素については、同一符号を付してある。
このフィードフォワード型歪み補償増幅装置は、図５に示した従来のフィードフォワード型歪み補償増幅装置における第１の制御ループを改良し、入力信号の周波数帯域の広狭に関わらずに信号成分を相殺できるようにしたものである。この改良された第１の制御ループを簡易な手法で実現するのが、本発明の歪み補償制御回路である。
【００１９】
この実施形態における歪み補償制御回路は、ＣＤＣ８により取り出された信号、すなわち、ＤＬ５で遅延された入力信号と主増幅器２の出力信号との合成信号を、帯域通過フィルタ（ＢＰＦ：Ｂａｎｄ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ）２０，２２により使用周波数帯域を協働でカバーする互いに異なる周波数の二つの信号に分離し、分離された各信号を同期検波回路２１，２３でそれぞれ遅延後の入力信号又はその直交信号（位相差が９０度の信号）により同期検波するとともに、同期検波された信号を信号処理回路２４で制御信号に変換して主増幅器２の制御部に入力することにより、その主増幅器２の出力信号に含まれる歪み成分を正しく抽出するものである。
【００２０】
つまり、図５に示した振幅・位相調整器４２に代えて、ＢＰＦ２０，２２、同期検波回路２１，２３及び信号処理回路２４を歪み補償制御回路として設けることにより、主増幅器２の制御部を制御して、振幅、位相だけでなく、遅延時間をも調整できるようにしたものである。
歪み成分の補償回路の部分、すなわち第２制御ループについては、この実施形態により信号成分が確実に除去された合成信号を副増幅器９で増幅する点を除き、図５に示した従来のフィードフォワード型歪み補償増幅装置のものと同一構成となる。
【００２１】
まず、この実施形態におけるＢＰＦ２０，２２について説明する。
ＢＰＦ２０，２２には、それぞれ上記合成信号が入力される。合成信号が入力されると、ＢＰＦ２０，２２は、それぞれ予め設定された周波数帯域の信号のみを通過させる。この実施形態では、ＢＰＦ２０は、合成信号の上側波帯域の信号のみを通過させ、ＢＰＦ２２は、合成信号の下側波帯域の信号のみを通過させるように構成されている。これにより、ＣＤＣ８の出力信号が、上側波帯域の信号と下側波帯域の信号の二つに分離される。
【００２２】
次に、同期検波回路２１，２３について説明する。
図２は、この同期検波回路２１，２３の構成図である。
同期検波回路２１には、ＣＤＣ１、ＤＬ５を経てＣＤＣ６により取り出された遅延後の入力信号（図２上段の信号）と、ＣＤＣ６及びＣＤＣ７を経てＣＤＣ８により取り出された上記合成信号のうち、ＢＰＦ２０を通過した上側波帯域の合成信号（図２下段の信号）とが入力される。
また、同期検波回路２３には、ＣＤＣ１、ＤＬ５を経てＣＤＣ６により取り出された遅延後の入力信号（図２上段の信号）と、ＣＤＣ６及びＣＤＣ７を経てＣＤＣ８により取り出された上記合成信号のうち、ＢＰＦ２２を通過した下側波帯域の信号（図２下段の信号）とが入力される。
ＣＤＣ６より取り出された遅延後の入力信号は、リミッタＡＭＰ３０でその振幅が一定値に増幅された後、２分岐され、一方の分岐信号はＩ出力用の乗算器３２に供給され、他方の分岐信号は９０度移相器３１で９０度の位相をずらした状態でＱ出力用の乗算器３３に供給される。
一方、ＢＰＦ２０又はＢＰＦ２２の出力信号は、両乗算器３２，３３に同時に入力される。Ｑ出力用の乗算器３３からは、入力信号と直交する成分の信号（以下、「検波出力Ｑ」）、Ｉ出力用の乗算器３２からは入力信号と同相の成分の信号（以下、「検波出力Ｉ」）がそれぞれ出力される。これらの出力は、後段の信号処理回路２４に出力される。
【００２３】
検波出力Ｉは、ＢＰＦ２０又はＢＰＦ２２を通過したＣＤＣ８からの合成信号のうち遅延後の入力信号と同相成分の振幅の増減に伴って増減する。また、ＤＬ５を経由してＣＤＣ７に入力される信号の振幅と、ＣＤＣ３で取り出されてＣＤＣ７に入力される信号の振幅が一致したときゼロとなる。
すなわち、検波出力Ｉは、ＢＰＦ２０又はＢＰＦ２２を通過したＣＤＣ８からの合成信号のうち遅延後の入力信号と同相成分の振幅の変化に従って正方向と負方向の両方向に変化する。検波出力Ｑは、ＢＰＦ２０又はＢＰＦ２２を通過したＣＤＣ８からの合成信号のうち遅延後の入力信号と直交する成分の振幅の変化に従って正方向と負方向の両方向に変化する。
【００２４】
位相変化については、ＣＤＣ８からの合成信号に含まれる、入力信号と同相成分の振幅と直交成分の振幅との比率を変えることになるので、検波出力Ｉ及び検波出力Ｑが正方向と負方向の両方向に変化する。
実際には、同相成分と直交成分の信号は、同時に同期検波回路２１，２３に入力され、また、伝搬中に各種位相の回り込みの影響を受けて同期検波回路２１，２３に入力されるので、両成分は、図３及び図４に示されるように、複雑な関係になっている。
【００２５】
図３，図４において、”Ｉ”軸は、ＣＤＣ１及びＣＤＣ６で取り出され、リミッタＡＭＰ３０で増幅された信号と同相の成分を表すベクトル軸であり、”Ｑ”軸は、”Ｉ”軸と直交するベクトル軸である。すなわち、”Ｉ”軸は入力信号の同相軸、”Ｑ”軸は入力信号の直交軸である。
【００２６】
図３において、ベクトルＯＡは、主増幅器２で増幅され、ＣＤＣ３で取り出された後、ＣＤＣ７で合成される前の信号の位相を表している。
ベクトルＯＲは、ＣＤＣ１で取り出され、ＤＬ５で遅延された後、ＣＤＣ７で合成される前の信号の位相を表している。両信号が合成された状態、すなわちベクトルＯＡとベクトルＯＲの合成ベクトルは、後者が前者から減算されるとして、ＲＡで表される。
なお、ベクトルＯＢは、主増幅器２の振幅を大きくしたとき（利得を上げたとき）の信号の状態を示している。このときの合成信号は、ＲＢで表される。また、ベクトルＯＣは、主増幅器２の位相を調整したときの信号の状態を示している。このときの合成信号は、ＲＣで表される。
【００２７】
図４は、図３の各ベクトル頂点付近の拡大図であり、検波出力Ｉ、及び検波出力Ｑを示している。図中、Ａ，Ｂ，Ｃは、図３の各ベクトルの頂点位置である。Ｂｉは頂点Ｂから”Ｉ”軸への垂線であり、Ｂｑは頂点Ｂから”Ｑ”軸への垂線、Ｃｉは頂点Ｃから”Ｉ”軸への垂線、Ｃｑは頂点Ｃから”Ｑ”軸への垂線である。主増幅器２の利得を上げたとき、検波出力Ｉの値はＡＢｉとなり、検波出力Ｑの値はＡＢｑとなる。また、主増幅器２の位相を調整したとき、検波出力Ｉの値はＡＣｉとなり、検波出力Ｑの値はＡＣｑとなる。
【００２８】
ここで、”Ｉ”軸、”Ｑ”軸の方向は、フィードフォワード型増幅器の構成に応じて一意に決まる。そこで、この実施形態では、主増幅器２の振幅、位相又はその両者を調整することにより、検波出力Ｉと検波出力Ｑの値を測定し、両者の相関関係を求める。
例えば、振幅微小変化ΔＧ、位相微小変化ΔＰにより、検波出力Ｉ、検波出力Ｑが、図４における値ＡＢｉ、ＡＢｑ、ＡＣｉ、ＡＣｑであったとすると、振幅変化Ｇ、位相変化Ｐによる検波出力Ｉの変化、検波出力Ｑの変化は、それぞれ下記式で表される。
検波出力Ｉの変化＝（ＡＢｉ／ΔＧ）Ｇ＋（ＡＣｉ／ΔＰ）Ｐ
検波出力Ｑの変化＝（ＡＢｑ／ΔＧ）Ｇ＋（ＡＣｑ／ΔＰ）Ｐ
この関係は、ベクトルＯＡ＝ベクトルＯＲのときも成り立ち、ベクトルＯＡ＝ベクトルＯＲとなるための振幅、位相をＧＯ、ＰＯとすると、以下のようになる。
検波出力Ｉ＝（ＡＢｉ／ΔＧ）（Ｇ−ＧＯ）＋（ＡＣｉ／ΔＰ）（Ｐ−ＰＯ）
検波出力Ｑ＝（ＡＢｑ／ΔＧ）（Ｇ−ＧＯ）＋（ＡＣｑ／ΔＰ）（Ｐ−ＰＯ）
すなわち、主増幅器２の出力の振幅と位相の変化は、検波出力Ｉ及び検波出力Ｑと、一次式の関係で表現することができる。
【００２９】
信号処理回路２４は、同期検波回路２１，２３から出力される各検波出力Ｉ及び各検波出力Ｑの相関値に基づいて主増幅器２の振幅、位相及び遅延時間の制御方向及び制御量を決定し、入力信号と主増幅器２の出力信号の振幅の差分を低減させる制御信号を主増幅器２に供給する。入力信号と主増幅器２の出力信号の振幅の差分を低減させることにより、合成信号の内の入力信号の信号成分をゼロにする。
ＣＤＣ７に入力される２種類の信号（ＤＬ５を経由してＣＤＣ７に入力される信号とＣＤＣ３で取り出されてＣＤＣ７に入力される信号）の遅延時間が異なる場合、下側波帯域の位相と上側波帯域の位相は相違する。
なお、分離された２つの周波数帯のそれぞれの中心角周波数をω１、ω２とし、それぞれの必要な位相制御量をΦ１、Φ２とすると、主増幅器２で調整される位相の制御量Φ及び遅延時間の制御量Ｔｄは、以下のような式で算出できる。
Φ＝（Φ１ω２−Φ２ω１）／（ω２−ω１）
Ｔｄ＝（Φ１−Φ２）／（ω２−ω１）
【００３０】
この実施形態によれば、ＢＰＦ２０，２２により合成信号が上側波帯域の信号と下側波帯域の信号とに分離され、同期検波回路２１，２３により分離された各信号についてそれぞれ同期検波されるので、それぞれの周波数帯域毎の位相調整のための値を求めることが可能であり、これに基づいて位相及び遅延時間を調整することにより、入力信号の周波数帯域が広い場合でも全周波数帯域にわたって信号成分を除去することができる。また、主増幅器２及び副増幅器９の消費電力を下げることができることから、歪み補償増幅装置の製造コストを低減させ、小型化にも貢献できるようになる。
【００３１】
この実施形態では、主増幅器２の制御部により振幅、位相及び遅延時間を調整する場合の例を説明した。ＣＤＣ７で入力信号の信号成分を除去するには、ＤＬ５を経由してＣＤＣ７に入力される信号と、ＣＤＣ３で取り出されてＣＤＣ７に入力される信号との振幅、位相及び遅延時間を一致させればよいため、これらのずれを調整する箇所は、ＣＤＣ１で分離された後、ＣＤＣ７により合成される前であればよい。また、振幅及び位相については主増幅器２で調整し、遅延時間についてはＣＤＣ３で分離された後、ＣＤＣ７により合成される前に調整することとしてもよい。つまり、振幅、位相及び遅延時間は、ＣＤＣ１から主増幅器２、ＣＤＣ３を通ってＣＤＣ７に入力されるまでの経路上のいずれかに制御部を設けて調整すればよい。
【００３２】
なお、遅延時間は周波数による位相変化が直線的に変化するので、任意の周波数の２点の位相を検波し、この位相差をゼロにすることで全周波数の位相差をゼロにすることができる。
このことから、二つのＢＰＦ２０，２２では、必ずしも入力信号の全周波数帯域を共通幅の周波数帯域に分離する必要はなく、例えば、ＢＰＦ２０は、入力信号の全周波数帯域のうち下側１／４の低周波数帯域の周波数信号のみを通過させ、ＢＰＦ２２は、上側１／４の高周波数帯域の周波数信号のみを通過させるように構成してもよい。また、必ずしもＢＰＦではなく、バンド・リジェクト・フィルタその他の信号分離回路によって入力信号を二つの信号に分離するようにしてもよい。要は、互いに協働して全周波数帯域をカバーする二つの信号に分離するようにすれば、本発明を実施することができるものである。
また、ＢＰＦ及び同期検波回路の数を増やして、合成信号を２以上に分離するようにしてもよい。このようにすれば、入力信号の全周波数帯域が大きくなっても、分離する数を増やして対応できる。
【００３３】
【発明の効果】
以上の説明から明らかなように、本発明によれば、フィードフォワード型歪み補償増幅装置において、入力信号の周波数帯域の広狭に関係なく信号成分の除去が全帯域にわたって行われ、純粋に歪み成分のみが得られるようになる。よって、歪み補償に従来より飽和電力の低い増幅器を用いることができるようになるなど、そのメリットは大きい。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態によるフィードフォワード型歪み補償増幅装置の構成図。
【図２】本実施形態による同期検波回路の構成図。
【図３】本実施形態による同期検波回路の出力説明図。
【図４】図３の各ベクトル頂点付近を拡大してＩＱ出力を示した説明図。
【図５】従来のフィードフォワード型歪み補償増幅装置の構成図。
【符号の説明】
１，３，６，７，８，１１  ＣＤＣ（方向性結合器）
２  主増幅器
４，５  ＤＬ（遅延回路）
９  副増幅器
１０  合成部
２４  信号処理回路
２０，２２  ＢＰＦ（帯域通過フィルタ）
３０  リミッタＡＭＰ
３１  ９０度移相器
３２，３３  乗算器
２１，２３  同期検波回路
４０  入力端子
４１  出力端子
【図１】
2004289455.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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