(57)【要約】      （修正有）【課題】逓倍方式を用いたＶＣＸＯにおいて出力端とのインピーダンスマッチングを行うにあたり、基板の浮遊容量や負荷容量の変化の影響を受けず、スプリアス特性が劣化することのない高周波発振器を提供する。【解決手段】抵抗素子のみからなるアッテネータを出力部に挿入することにより、出力側とのインピーダンスマッチングを精度良く行い、スプリアス特性の劣化を抑制する。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
抵抗素子のみからなるアッテネータを出力部に挿入することにより、出力側とのインピーダンスマッチングを精度良く行い、スプリアス特性の劣化を抑制したことを特徴としたスプリアス抑制高周波発振回路。
【請求項２】
π型アッテネータを用いたことを特徴とした、請求項１に記載のスプリアス抑制高周波発振回路。
【請求項３】
Ｔ型アッテネータを用いたことを特徴とした、請求項１に記載のスプリアス抑制高周波発振回路。
【請求項４】
外部周波数制御回路を有することを特徴とした、請求項１乃至３のいずれかに記載のスプリアス抑制高周波発振回路。
【請求項５】
共振周波数が２００ＭＨｚ帯の圧電振動子を用い、これを３逓倍して６００ＭＨｚ帯の周波数を出力する圧電発回路であって、出力部に挿入するアッテネータの減衰量を１ｄＢから３ｄＢの間に設定することによって、スプリアス特性の劣化を抑制したことを特徴とした、請求項１乃至４のいずれかに記載のスプリアス抑制高周波発振回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、圧電発振器に関し、特にスプリアス特性を改善した高周波圧電発振器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
情報通信インフラの伝送速度の向上に伴い、クロック周波数源である発振器に対する高周波化の要求は増々強くなっている。周波数安定度の高い水晶発振器において２００ＭＨｚ以上の高周波領域での出力を得るには、オーバートーン発振回路・逓倍回路・ＰＬＬ発振回路等を用いるのが一般的である。
【０００３】
これら各種の発振回路のうち、電圧制御型発振器（以下ＶＣＯと称す）を用いたＰＬＬ発振回路は、所望の高周波領域にて発振するＶＣＯの出力信号をフィードバックし、ＶＣＯより低周波であるが周波数安定度の高い内部基準信号（水晶発振器等）との位相比較を行うことにより、高周波出力の安定度を保つという機構を備えている。この内部に設けた位相比較器の出力信号は交流成分を多く含むので、不要な周波数領域の交流成分を除去するためにループフィルターを必要とするのであるが、このループフィルターの帯域外においてはＰＬＬ発振回路の位相雑音特性が劣化するという特徴をもつ。
一方オーバートーン発振回路を用いた電圧制御型水晶発振器（以下ＶＣＸＯと称す）の場合は、そのオーバートーン次数の二乗に比例して周波数の可変感度が劣化する為、周波数制御範囲を広くすることが困難となる。
【０００４】
したがって、周波数制御範囲を広くし、かつ良好な位相雑音特性を得る為には、逓倍方式を用いたＶＣＸＯが最も適していると言える。逓倍方式のＶＣＸＯにおいては、所望の高周波成分を選択するための周波数選択手段として近年ではＳＡＷフィルタを用いたものも提案されているが、設計変更の自由度や、コスト面を考慮すると、ＳＡＷフィルタよりもコイル・コンデンサ等による周波数選択回路を採用した方が有利である。図４は周波数選択回路としてコイル・コンデンサを用いた逓倍方式によるＶＣＸＯの従来例である。
【０００５】
図４に記載した逓倍方式のＶＣＸＯは、コルピッツ型水晶発振回路１０１より出力された波形を共振回路である周波数選択回路１０２、１０３により所望の周波数のみを出力させて、次段のエミッタ接地増幅回路１０４によって出力レベルを大きくする。更に、共振回路である周波数選択回路１０５、１０６により所望の周波数を出力させ、インピーダンス変換回路１０７により所望の周波数における出力インピーダンスを調整しＯＵＴ端子より出力するものである。
【０００６】
コルピッツ型水晶発振回路１０１の構成については、発振用トランジスタＱ１のベースに抵抗Ｒ１、Ｒ２から成るベースバイアス回路を接続すると共に、ベースと接地との間に負荷容量の一部を担う固定コンデンサＣ１、Ｃ２との直列回路を接続し、更に、この直列回路の接続中点とトランジスタＱ１のエミッタとを接続すると共に、エミッタ抵抗Ｒ３を接続する。
また、水晶振動子Ｙ１の一端にはトランジスタＱ１のベースを接続し、他の一端は接地している。
【０００７】
エミッタ接地増幅回路１０４の構成については、発振用トランジスタＱ２のベースに抵抗Ｒ４、Ｒ５から成るベースバイアス回路を接続すると共に、トランジスタＱ２のエミッタと接地との間にバイアス抵抗Ｒ６とバイパスコンデンサＣ７が接続され高周波的に接地されており、所謂バッファとして機能している。
【０００８】
インピーダンス変換回路１０７の構成については、インダクタＬ５と並列に固定コンデンサＣ１２、Ｃ１３の直列回路が接続されていて、この直列回路の接続中点より出力を取りだし、出力インピーダンスは所望の周波数において出力端側とのインピーダンスマッチングが取れるよう調整している。
【０００９】
また、Ｃ４、Ｃ６、Ｃ９、及びＣ１１は結合コンデンサであり、小さな値をとることにより所望の高周波数帯における各回路間の影響を極力抑えるよう各回路間を疎結合している。電源Ｖｃｃは固定コンデンサＣ１４により高周波的に接地されている。
【００１０】
【本発明が解決しようする課題】
この回路形式においては、Ｌ４、Ｃ１０からなる共振回路である周波数選択回路１０６の出力側と出力端ＯＵＴとのインピーダンスマッチングを行うためにインピーダンス変換回路１０７を必要とするが、このインピーダンス変換回路１０７は基板の浮遊容量や、負荷容量の変化の影響により共振周波数がズレてしまうことがある。この影響により例えばインピーダンスのズレを起こすと、波形が歪みスプリアス特性が劣化することになる。
【００１１】
本発明はこのような問題点を解決する為になされたものであって、逓倍方式を用いたＶＣＸＯにおいて出力端とのインピーダンスマッチングを行うにあたり、基板の浮遊容量や負荷容量の変化の影響を受けず、スプリアス特性が劣化することのない高周波発振器を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決する為の請求項１に記載の発明は、抵抗素子のみからなるアッテネータを出力部に挿入することにより、出力側とのインピーダンスマッチングを精度良く行い、スプリアス特性の劣化を抑制したことを特徴としている。
【００１３】
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の発振回路において、π型アッテネータを用いたことを特徴としている。
【００１４】
請求項３に記載の発明は、請求項１に記載の発振回路において、Ｔ型アッテネータを用いたことを特徴としている。
【００１５】
請求項４に記載の発明は、請求項１乃至３のいずれかに記載の発振回路において、外部周波数制御回路を有することを特徴としている。
【００１６】
請求項５に記載の発明は、請求項１乃至４のいずれかに記載の発振回路において、共振周波数が２００ＭＨｚ帯の圧電振動子を用い、これを３逓倍して６００ＭＨｚ帯の周波数を出力する圧電発回路であって、出力部に挿入するアッテネータの減衰量を１ｄＢから３ｄＢの間に設定することによって、スプリアス特性の劣化を抑制したことを特徴としている。
【００１７】
【本発明の実施の形態】
図１に本発明の第１の実施例の回路図を示す。これは図４における従来技術の回路例の出力部に抵抗素子のみからなるπ型アッテネータ１０９を挿入したところが特徴となっている。
【００１８】
図４の従来例による高周波発振回路においては、出力インピーダンス調整回路１０７が、負荷容量の変動や基板の浮遊容量の影響により共振周波数が設計値とズレてしまい、出力インピーダンスのマッチングを損なう虞がある。
【００１９】
これに対し、本発明第１の実施例による図１の回路図においては、出力に抵抗素子のみからなるπ型アッテネータ１０９を設けたことで、容量系の変動による出力インピーダンス調整回路１０７への影響を抑制することにより、精度良く出力インピーダンスを保持することができ、よってスプリアス特性の劣化を抑制することができる。
【００２０】
図２に第２の実施例である、Ｔ型アッテネータの回路図を示す。これは前述の第１の実施例の回路図のπ型アッテネータの代わりに、抵抗素子のみからなるＴ型アッテネータを用いたものであり、前述第１の実施例と同様の効果が得られる。
【００２１】
本発明に係る外部周波数制御回路の実施例を図３に示す。これは図１中の符号１１０で示す接続点に外部周波数制御回路を接続したものである。図３の様に入力抵抗Ｒ１３を介して外部電圧Ｖｃｏｎｔによって水晶振動子Ｙ１の発振ループ中に介在させたバリキャップダイオードＤ１の逆電圧容量を制御することにより周波数制御を行う。
可変容量素子としてバリキャップダイオードの他に、ＭＯＳ型容量素子などを使用しても良く、またその構成も固定容量素子、固定インダクタ等を並列或いは直列に複数接続しても構わない。
【００２２】
またこの構造における発振器の試作実験を行った結果、源振に周波数が２００ＭＨｚ帯の圧電振動子を用い、これを３逓倍して６００ＭＨｚ帯の周波数を出力する圧電発回路においては、出力部に挿入するアッテネータの減衰率を１ｄＢから３ｄＢの間に設定すると、出力レベルの損失も少なく良好なスプリアス特性が得られることが分かった。
【００２３】
ここで、入出力特性の等しい平衡型π型アッテネータの各抵抗素子の値を導出する計算式（数式１）を下記に記す。この式によると特性インピーダンスを５０Ωとした場合、減衰量１ｄＢにおいて図１中の抵抗Ｒ８は約６Ω、Ｒ７及びＲ９は約８７０Ωとなり、また減衰量３ｄＢにおいて抵抗Ｒ８は約１８Ω、Ｒ７及びＲ９は約２９２Ωとなる。
【数１】
2004320413.tif 000003
【００２４】
前述と同様に、入出力特性の等しい平衡型Ｔ型アッテネータの各抵抗素子の値を導出する計算式（数式２）を下記に記す。この式によると特性インピーダンスを５０Ωとした場合、減衰量１ｄＢにおいて図２中の抵抗Ｒ１１は約４３３Ω、Ｒ１０及びＲ１２は約３Ωとなり、減衰量３ｄＢにおいては抵抗Ｒ１１は約１４２Ω、Ｒ１０及びＲ１２は約９Ωとなる。
【数２】
2004320413.tif 000004
【００２５】
【発明の効果】
以上説明したように、高周波逓倍発振器において出力部に抵抗素子のみからなるアッテネータを接続することにより、出力側とのインピーダンスマッチングに対する負荷容量の変動や浮遊容量の変動の影響を防止し、精度良くインピーダンスマッチングを行うことにより、スプリアス特性の劣化を抑制することが可能となった。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例を示す回路図
【図２】本発明の第２の実施例を示す回路図
【図３】本発明の第３の実施例を示す回路図
【図４】従来技術の一実施例を示す回路図
【符号の説明】
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４、Ｃ５、Ｃ６、Ｃ７、Ｃ８、Ｃ９、Ｃ１０，Ｃ１１、Ｃ１２、Ｃ１３、Ｃ１４  固定コンデンサ、Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７、Ｒ８、Ｒ９、Ｒ１０、Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ１３  固定抵抗、Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４、Ｌ５  インダクタ、Ｑ１、Ｑ２  トランジスタ、Ｄ１  バリキャップダイオード、Ｙ１  水晶振動子
【図１】
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【図２】
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【図３】
2004320413.tif 000007
【図４】
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