(57)【要約】      （修正有）【課題】ＯＦＤＭ復調装置の波形等化回路内では、ＦＩＲフィルタを用いてパイロット信号を周波数方向に補間して全周波数領域に対する伝送路特性を推定する。しかし、帯域外にはパイロット信号が無いため、伝送路特性の推定値に誤差が生じる。【解決手段】伝送シンボルの低周波数側の帯域外部分の特性値を高周波数側の末端部分の特性値から巡回的にコピーし、伝送シンボルの高周波数側の帯域外部分の特性値を高周波数側の末端部分の特性値から巡回的にコピーし、周波数帯域を拡大した伝送シンボルを生成し、ＦＩＲフィルタに入力する。【選択図】  図４
2004304590.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定の帯域内の複数のサブキャリアに対して情報が分割されて直交変調されることにより生成された伝送シンボルを伝送単位とし、特定の電力であって且つ特定の位相とされたパイロット信号が上記伝送シンボル内の所定のサブキャリアに離散的に挿入された直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を復調するＯＦＤＭ復調装置において、
上記ＯＦＤＭ信号を上記伝送シンボル単位で離散フーリエ変換する離散フーリエ変換手段と、
上記離散フーリエ変換手段により離散フーリエ変換された信号から伝送シンボル毎に上記パイロット信号を抽出するパイロット信号抽出手段と、
上記パイロット信号抽出手段により抽出された上記パイロット信号を周波数方向補間フィルタを用いて補間することにより伝送シンボル内の全てのサブキャリアの伝送路特性を算出し、算出された各サブキャリアの伝送路特性に基づき上記離散フーリエ変換手段により離散フーリエ変換された信号を波形等化する波形等化手段とを備え、
上記波形等化手段は、
上記周波数方向補間フィルタの入力の際に、上記所定の帯域外の周波数の伝送路特性として、上記所定の帯域内の伝送路特性を巡回的に用いること
を特徴とするＯＦＤＭ復調装置。
【請求項２】
上記波形等化手段は、低周波数側の帯域外部分の伝送路特性を高周波数側の末端部分のパイロット信号から巡回的にコピーして、周波数範囲を拡大した伝送路特性を上記周波数方向補間フィルタに入力すること
を特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ復調装置。
【請求項３】
上記波形等化手段は、高周波数側の帯域外部分の伝送路特性を低周波数側の末端部分のパイロット信号から巡回的にコピーして、周波数範囲を拡大した伝送路特性を上記周波数方向補間フィルタに入力すること
を特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ復調装置。
【請求項４】
所定の帯域内の複数のサブキャリアに対して情報が分割されて直交変調されることにより生成された伝送シンボルを伝送単位とし、特定の電力であって且つ特定の位相とされたパイロット信号が上記伝送シンボル内の所定のサブキャリアに離散的に挿入された直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を復調するＯＦＤＭ復調方法において、
上記ＯＦＤＭ信号を上記伝送シンボル単位で離散フーリエ変換し、
離散フーリエ変換された信号から伝送シンボル毎に上記パイロット信号を抽出し、
上記所定の帯域外の周波数の伝送路特性として、上記所定の帯域内の上記パイロット信号を巡回的に用いて周波数範囲を拡大し、
上記周波数範囲が拡大された伝送路特性を周波数方向補間フィルタを用いて補間することにより伝送シンボル内の全てのサブキャリアの伝送路特性を算出し、
算出された各サブキャリアの伝送路特性に基づき離散フーリエ変換された信号を波形等化すること
を特徴とするＯＦＤＭ復調方法。
【請求項５】
低周波数側の帯域外部分の伝送路特性を高周波数側の末端部分のパイロット信号から巡回的にコピーして、周波数範囲を拡大した伝送路特性を上記周波数方向補間フィルタに入力すること
を特徴とする請求項４記載のＯＦＤＭ復調方法。
【請求項６】
高周波数側の帯域外部分の伝送路特性を低周波数側の末端部分のパイロット信号から巡回的にコピーして、周波数範囲を拡大した伝送路特性を上記周波数方向補間フィルタに入力すること
を特徴とする請求項４記載のＯＦＤＭ復調方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）の変調信号を復調するＯＦＤＭ復調装置及び方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
デジタル信号を伝送する方式として、直交周波数分割多重方式（以下、ＯＦＤＭ方式と呼ぶ。ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）と呼ばれる変調方式が用いられている。ＯＦＤＭ方式は、伝送帯域内に多数の直交する副搬送波（サブキャリア）を設け、各サブキャリアの振幅及び位相にＰＳＫ（Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）やＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）によりデータを割り当てて、デジタル変調する方式である。
【０００３】
ＯＦＤＭ方式は、多数のサブキャリアで伝送帯域を分割するため、サブキャリア１波あたりの帯域は狭くなり変調速度は遅くなるが、トータルの伝送速度は、従来の変調方式と変わらないという特徴を有している。また、ＯＦＤＭ方式は、多数のサブキャリアが並列に伝送されるのでシンボル速度が遅くなり、シンボルの時間長に対する相対的なマルチパスの時間長を短くすることができ、マルチパス妨害を受けにくくなるという特徴を有している。
【０００４】
また、ＯＦＤＭ方式は、複数のサブキャリアに対してデータの割り当てが行われることから、変調時には逆フーリエ変換を行うＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ  Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）演算回路、復調時にはフーリエ変換を行うＦＦＴ（Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）演算回路を用いることにより、送受信回路を構成することができるという特徴を有している。
【０００５】
以上のような特徴からＯＦＤＭ方式は、マルチパス妨害の影響を強く受ける地上波デジタル放送に適用されることが多い。このようなＯＦＤＭ方式を採用した地上波デジタル放送としては、例えば、ＤＶＢ−Ｔ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｖｉｄｅｏ  Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ−Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ）やＩＳＤＢ−Ｔ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  Ｓｅｒｖｉｃｅｓ  Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ  −Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ）といった規格がある。
【０００６】
ＯＦＤＭ方式の伝送シンボル（以下、ＯＦＤＭシンボルと呼ぶ。）は、図６に示すように、送信時にＩＦＦＴが行われる信号期間である有効シンボルと、この有効シンボルの後半の一部分の波形がそのままコピーされたガードインターバルとから構成されている。ガードインターバルは、ＯＦＤＭシンボルの前半部分に設けられている。ＯＦＤＭ方式では、このようなガードインターバルが設けられることにより、マルチパスによるシンボル間干渉を許容し、マルチパス耐性を向上させている。
【０００７】
例えばＩＳＤＢ−ＴＳＢ規格（日本で採用されている地上デジタル音声放送の放送規格。非特許文献１参照。）のモード３では、有効シンボル内に、５１２本のサブキャリアが含まれており、そのサブキャリア間隔は、１２５／１２６≒０．９９２ｋＨｚとなる。また、このＩＳＤＢ−ＴＳＢ規格のモード３では、有効シンボル内の５１２本のサブキャリアのうち、４３３本のサブキャリアに伝送データが変調されている。また、ＩＳＤＢ−ＴＳＢ規格のモード３では、ガードインターバルの時間長が、有効シンボルの時間長の１／４，１／８，１／１６，１／３２のいずれかとなる。
【０００８】
また、ＯＦＤＭ方式では、以上のようなＯＦＤＭシンボルを複数集めて１つのＯＦＤＭ伝送フレームという伝送単位を形成することが規定されている。例えば、ＩＳＤＢ−ＴＳＢ  規格においては、２０４ＯＦＤＭシンボルで１ＯＦＤＭ伝送フレームを形成している。ＯＦＤＭ方式では、このＯＦＤＭ伝送フレーム単位を基準として、例えば、パイロット信号の挿入位置が定められている。
【０００９】
また、各サブキャリアに対する変調方式としてＱＡＭ系の変調を用いるＯＦＤＭ方式においては、伝送時にマルチパス等の影響により各サブキャリアに変調された信号にひずみが生じると、サブキャリア毎に振幅及び位相の特性が異なるものとなってしまう。そのため、受信側では、各サブキャリア毎の振幅及び位相が等しくなるように、受信信号を波形等化をする必要がある。ＯＦＤＭ方式では、送信側で伝送信号中に所定の振幅及び所定の位相のパイロット信号を伝送シンボル内に散在させておき、受信側でこのパイロット信号の振幅及び位相を監視して、伝送路の周波数特性を求め、この求めた伝送路の特性により受信信号を等化するようにしている。ＯＦＤＭ方式では、伝送路の特性を算出するために用いられるパイロット信号のことをスキャッタードパイロット信号（ＳＰ）信号と呼ぶ。
【００１０】
図７に、ＤＶＢ−Ｔ規格やＩＳＤＢ−Ｔ規格で採用されているＳＰ信号のＯＦＤＭシンボル内における配置パターンを示す。
【００１１】
ＤＶＢ−Ｔ規格やＩＳＤＢ−Ｔ規格では、サブキャリア方向（周波数方向）に１２本のサブキャリアに１本の割合でＢＰＳＫ変調されたＳＰ信号が挿入されている。さらに、ＤＶＢ−Ｔ規格やＩＳＤＢ−Ｔ規格では、ＳＰ信号の挿入位置をＯＦＤＭシンボル毎に３サブキャリアずつ周波数方向にシフトさせている。その結果、ＯＦＤＭシンボル方向（時間方向）の同一のサブキャリアに対して、４ＯＦＤＭシンボルに１回の割合でＳＰ信号が挿入されることとなる。
【００１２】
このようにＤＶＢ−Ｔ規格やＩＳＤＢ−Ｔ規格では、ＳＰ信号を空間的に散在させた状態でＯＦＤＭシンボルに挿入し、本来の情報に対するＳＰ信号の冗長度を低くしている。
【００１３】
ところで、このＳＰ信号を用いて伝送路の特性を算出する場合、ＳＰ信号が挿入されたサブキャリアに対してはその特性を特定することはできるが、それ以外のサブキャリア即ち本来の情報が含まれているその他のサブキャリアに対しては、その特性を直接的に算出することはできない。そのため、受信側では、２次元補間フィルタを用いてＳＰ信号をフィルタリングすることにより、本来の情報が含まれている他のサブキャリアの伝送路の特性を推定している。
【００１４】
通常、２次元補間フィルタを用いた伝送路特性の推定処理は以下のように行われる。
【００１５】
伝送路特性の推定処理を行う場合、まず、受信したＯＦＤＭ信号から、情報成分を取り除き、図７に示した位置に挿入されたＳＰ信号のみを抽出する。
【００１６】
続いて、図８に示すように、抽出したＳＰ信号を時間方向の補間フィルタに入力して時間方向補間処理を行い、ＯＦＤＭシンボル毎に、ＳＰ信号が配置されているサブキャリアの伝送路特性を推定する。その結果、図９に示すように、全てのＯＦＤＭシンボルに対して、周波数方向に３サブキャリア毎、伝送路特性を推定することができる。
【００１７】
続いて、図１０に示すように、時間方向に補間したＳＰ信号を周波数方向の補間フィルタに入力して周波数方向補間処理を行い、ＯＦＤＭシンボル内の全サブキャリアの伝送路特性を推定する。その結果、受信したＯＦＤＭ信号の全てのサブキャリアに対して、伝送路特性を推定することができる。
【００１８】
ここで、補間処理を行う場合、一般的にフィルタの減衰特性や遷移特性を向上させるため、フィルタのタップを多くすることが望ましい。しかしながら、ＯＦＤＭ信号の伝送路特性の推定を行う場合、時間方向の補間処理にタップ数が多いフィルタを用いると、遅延線の遅延量が非常に大きくなってしまい実装が困難となってしまう。このような実装上の理由から、伝送路特性の推定を行う場合には、時間方向フィルタに、ハードウェア規模の小さい０次ホールドフィルタが用いられるのが一般的である。
【００１９】
一方、ＯＦＤＭ信号の周波数方向の補間処理を行う場合は、時間方向と比較して遅延線の遅延量が小さい。そのため、時間方向フィルタよりもタップ数が多いフィルタを用いて、減衰特性や遷移特性を向上させることができる。
【００２０】
２１タップのＦＩＲフィルタによって周波数方向フィルタを実現した場合の構成例を図１１に示す。図１１に示すＦＩＲフィルタ２００は、第１から第２０の２０個の遅延素子２０１〜２２０と、０番目から２０番目の２１個の乗算器２３０〜２５０と、加算器２５１とから構成される。
【００２１】
このＦＩＲフィルタ２００には、入力信号として、３サブキャリア間隔で伝送路特性が推定された信号が、時間方向フィルタから周波数方向（サブキャリア方向）に順次入力される。なお、伝送路の特性が推定されていない部分（本来の情報が含まれている部分）では、０が入力される。
【００２２】
第１の遅延素子２０１は、入力信号を１タイミング分遅延させる。第２の遅延素子２０２は、第１の遅延素子２０１の出力信号をさらに１タイミング分遅延させる。第３の遅延素子２０３は、第２の遅延素子２０２の出力信号をさらに１タイミング分遅延させる。以後、各遅延素子は、直前の遅延素子の出力信号を１タイミング分遅延させる。すなわち、各遅延素子２０１〜２２０からは、１〜２０タイミング分遅延された遅延信号が出力される。また、０番目の乗算器２３０は遅延されていない入力信号に係数ｋ０を乗算し、１番目の乗算器２３１は第１の遅延素子２０１の出力信号に係数ｋ１を乗算し、２番目の乗算器２３２は第２の遅延素子２０２の出力信号に係数ｋ２を乗算し、以後、各乗算器２３２〜２５０は対応する遅延素子２０３〜２２０の出力信号に係数ｋ３〜ｋ２０を乗算する。そして、加算器２５１は、全ての乗算器２３０〜２５０の乗算出力を加算して出力する。
【００２３】
そして、各係数ｋ０〜ｋ２０は、遅延素子の中心位置にあるサブキャリアの伝送路特性を３倍補間するように、予め設定されている。
【００２４】
この結果、このＦＩＲフィルタ２００では、ＯＦＤＭシンボル内の各サブキャリアに対する伝送路特性を推定することができる。
【００２５】
以上のように時間方向補間フィルタと周波数方向補間フィルタを用いて２次元的な補間処理を施すことにより、全てのサブキャリアにおける伝送路特性を受信側で推定することができる。
【００２６】
【非特許文献１】
「地上デジタル音声放送用受信装置  標準規格（望ましい仕様）  ＡＲＩＢ  ＳＴＤ−Ｂ３０  １．１版」，社団法人電波産業界，平成１３年５月３１日  策定，平成１４年３月２８日  １．１改定，ｐ．１０−１４
【００２７】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、周波数方向の補間を行う場合、ＯＦＤＭシンボル単位で、フィルタリング処理を完結させなければならない。すなわち、連続したシーケンシャルなデータではなく、ある一定のデータ単位毎に、フィルタリング処理を行わなければならない。
【００２８】
そのため、周波数方向の補間処理で、ＯＦＤＭシンボル内の端部分（低周波部分或いは高周波部分）のサブキャリアを補間点とするときには、図１２に示すように、ＯＦＤＭシンボルの帯域外の信号成分が補間用のサンプル信号としてフィルタ内に含まれてしまい、実際に受信した信号が入力されていなければならない位置の遅延素子内に真値を供給することができなかった。
【００２９】
一般的に、補間処理を行う場合、所定の位置の遅延素子内に真値を供給できない場合には、そこに適当な値を仮定して補間点を求める。
【００３０】
しかしながら、適当な値を仮定することに伴って補間の誤差が増大してしまう。
【００３１】
従って、伝送路特性の推定値に誤差を生ずることになる。すなわち、図１３に示すように、ＯＦＤＭシンボルの帯域端のサブキャリア（低周波数部分及び高周波数部分のサブキャリア）の伝送路特性の推定値は、ＯＦＤＭシンボルの帯域中心部分のサブキャリアの伝送路特性の推定値と比較して誤差が大きくなってしまう。
【００３２】
本発明は、このような従来の実情に鑑みて提案されたものであり、高精度に伝送路の伝達特性を推定して、正確な等化処理を行うことができるＯＦＤＭ復調装置及び方法を提供することを目的とする。
【００３３】
【課題を解決するための手段】
本発明に係るＯＦＤＭ復調装置は、所定の帯域内の複数のサブキャリアに対して情報が分割されて直交変調されることにより生成された伝送シンボルを伝送単位とし、特定の電力であって且つ特定の位相とされたパイロット信号が上記伝送シンボル内の所定のサブキャリアに離散的に挿入された直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を復調するＯＦＤＭ復調装置であって、上記ＯＦＤＭ信号を上記伝送シンボル単位で離散フーリエ変換する離散フーリエ変換手段と、上記離散フーリエ変換手段により離散フーリエ変換された信号から伝送シンボル毎に上記パイロット信号を抽出するパイロット信号抽出手段と、上記パイロット信号抽出手段により抽出された上記パイロット信号を時間方向補間フィルタ及び周波数方向補間フィルタを用いて補間することにより伝送シンボル内の全てのサブキャリアの伝送路特性を算出し、算出された各サブキャリアの伝送路特性に基づき上記離散フーリエ変換手段により離散フーリエ変換された信号を波形等化する波形等化手段とを備え、上記波形等化手段は、時間方向補間フィルタにより補間されたのちの伝送路特性に対して、低周波数側の帯域外部分の伝送路特性を高周波数側の末端部分の伝送路特性から巡回的にコピーし、高周波数側の帯域外部分の伝送路特性を低周波数側の末端部分の伝送路特性から巡回的にコピーし、周波数範囲を拡大した伝送路特性を上記周波数方向補間フィルタに入力する。
【００３４】
本発明に係るＯＦＤＭ復調方法は、所定の帯域内の複数のサブキャリアに対して情報が分割されて直交変調されることにより生成された伝送シンボルを伝送単位とし、特定の電力であって且つ特定の位相とされたパイロット信号が上記伝送シンボル内の所定のサブキャリアに離散的に挿入された直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を復調するＯＦＤＭ復調方法であって、上記ＯＦＤＭ信号を上記伝送シンボル単位で離散フーリエ変換し、離散フーリエ変換された信号から伝送シンボル毎に上記パイロット信号を抽出し、抽出された上記パイロット信号を時間方向補間フィルタを用いて時間方向に補間して伝送路特性を推定し、時間方向補間フィルタにより補間されたのちの伝送路特性に対して、低周波数側の帯域外部分の伝送路特性を高周波数側の末端部分の伝送路特性から巡回的にコピーし、高周波数側の帯域外部分の伝送路特性を低周波数側の末端部分の伝送路特性から巡回的にコピーし、周波数範囲を拡大した伝送路特性を生成し、上記周波数範囲が拡大された伝送路特性を周波数方向補間フィルタを用いて補間することにより伝送シンボル内の全てのサブキャリアの伝送路特性を算出し、算出された各サブキャリアの伝送路特性に基づき離散フーリエ変換された信号を波形等化することを特徴とする。
【００３５】
本発明に係るＯＦＤＭ復調装置及び方法では、低周波数側の帯域外部分の伝送路特性を高周波数側の末端部分の伝送路特性から巡回的にコピーし、高周波数側の帯域外部分の伝送路特性を低周波数側の末端部分の伝送路特性から巡回的にコピーし、周波数範囲を拡大した伝送路特性を生成し、上記周波数範囲が拡大された伝送路特性を周波数方向補間フィルタを用いて補間することにより、伝送シンボル内の全てのサブキャリアの伝送路特性を算出する。
【００３６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態として、本発明を適用したＯＦＤＭ受信装置について説明をする。
【００３７】
図１に、本発明の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置１のブロック構成図を示す。この図１では、ブロック間で伝達される信号が複素信号の場合には太線で信号成分を表現し、ブロック間で伝達される信号が実数信号の場合には細線で信号成分を表現している。
【００３８】
ＯＦＤＭ受信装置１は、図１に示すように、アンテナ２と、チューナ３と、Ａ／Ｄ変換回路４と、デジタル直交復調回路５と、ＦＦＴ演算回路６と、ウィンドウ同期回路７と、等化回路８と、デマッピング回路９と、誤り訂正回路１０とを備えている。
【００３９】
放送局から放送されたデジタルテレビジョン放送の放送波は、ＯＦＤＭ受信装置１のアンテナ２により受信され、ＲＦ信号としてチューナ３に供給される。
【００４０】
アンテナ２により受信されたＲＦ信号は、チューナ３によりＩＦ信号に周波数変換され、Ａ／Ｄ変換回路４に供給される。ＩＦ信号は、Ａ／Ｄ変換回路４によりデジタル化され、デジタル直交復調回路５に供給される。なお、Ａ／Ｄ変換回路４は、ＤＶＢ−Ｔ規格（２Ｋモード）においては、このＯＦＤＭ時間領域信号の有効シンボルを２０４８サンプル、ガードインターバルを例えば５１２サンプルでサンプリングされるようなクロックで量子化する。
【００４１】
デジタル直交復調回路５は、所定の周波数（キャリア周波数）のキャリア信号を用いて、デジタル化されたＩＦ信号を直交復調し、ベースバンドのＯＦＤＭ信号を出力する。このデジタル直交復調回路５から出力されるベースバンドのＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ演算される前のいわゆる時間領域の信号である。このことから、以下デジタル直交復調後でＦＦＴ演算される前のベースバンド信号を、ＯＦＤＭ時間領域信号と呼ぶ。ＯＦＤＭ時間領域信号は、直交復調された結果、実軸成分（Ｉチャンネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信号）とを含んだ複素信号となる。デジタル直交復調回路５により出力されるＯＦＤＭ時間領域信号は、ＦＦＴ演算回路６及びウィンドウ同期回路７に供給される。
【００４２】
ＦＦＴ演算回路６は、ＯＦＤＭ時間領域信号に対してＦＦＴ演算を行い、各サブキャリアに直交変調されているデータを抽出して出力する。このＦＦＴ演算回路６から出力される信号は、ＦＦＴされた後のいわゆる周波数領域の信号である。このことから、以下、ＦＦＴ演算後の信号をＯＦＤＭ周波数領域信号と呼ぶ。
【００４３】
ＦＦＴ演算回路６は、１つのＯＦＤＭシンボルから有効シンボル長の範囲（例えば２０４８サンプル）の信号を抜き出し、すなわち、１つのＯＦＤＭシンボルからガードインターバル分の範囲を除き、抜き出した２０４８サンプルのＯＦＤＭ時間領域信号に対してＦＦＴ演算を行う。具体的にその演算開始位置は、ＯＦＤＭシンボルの境界から、ガードインターバルの終了位置までの間のいずれかの位置となる。この演算範囲のことをＦＦＴウィンドウと呼ぶ。
【００４４】
このようにＦＦＴ演算回路６から出力されたＯＦＤＭ周波数領域信号は、ＯＦＤＭ時間領域信号と同様に、実軸成分（Ｉチャンネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信号）とからなる複素信号となっている。この複素信号は、例えば、１６ＱＡＭ方式や６４ＱＡＭ方式等で直交振幅変調された信号である。ＯＦＤＭ周波数領域信号は、等化回路８に供給される。
【００４５】
ウィンドウ同期回路７は、入力されたＯＦＤＭ時間領域信号を有効シンボル期間分遅延させて、ガードインターバル部分とこのガードインターバルの複写元となる信号との相関性を求め、この相関性が高い部分に基づきＯＦＤＭシンボルの境界位置を算出し、その境界位置を示すウィンドウ同期信号Ｗｓｙｎｃを発生する。ＦＦＴウィンドウ同期回路７は、発生したウィンドウ同期信号ＷｓｙｎｃをＦＦＴ演算回路６に供給する。
【００４６】
等化回路８は、スキャッタードパイロット信号（ＳＰ信号）を用いて、ＯＦＤＭ周波数領域信号の位相等化及び振幅等化を行う。位相等化及び振幅等化がされたＯＦＤＭ周波数領域信号は、デマッピング回路９に供給される。
【００４７】
デマッピング回路９は、等化回路８により振幅等化及び位相等化されたＯＦＤＭ周波数領域信号を、１６ＱＡＭ方式に従ってデマッピングを行ってデータの復号をする。デマッピング回路９により復号されたデータは、誤り訂正回路１０に供給される。
【００４８】
誤り訂正回路１０は、供給されたデータに対して、例えば、ビタビ復号やリード−ソロモン符号を用いた誤り訂正を行う。誤り訂正が行われたデータは、例えば後段のＭＰＥＧ復号回路等に供給される。
【００４９】
つぎに、等化回路８についてさらに詳細に説明する。
【００５０】
等化回路８は、ＳＰ信号抽出回路１１と、時間方向補間フィルタ１２と、周波数方向補間フィルタ１３と、１／Ｘ回路１４と、複素乗算回路１５とを備えている。
【００５１】
ＳＰ信号抽出回路１１は、ＦＦＴ演算回路６から出力されたＯＦＤＭ周波数領域信号が供給される。ＳＰ信号抽出回路１１は、ＯＦＤＭ周波数領域信号からＳＰ信号のみを抽出する。ＳＰ信号は、各ＯＦＤＭシンボル内に離散的に挿入されており、その挿入位置は予め規格により定められている。ＳＰ信号抽出回路１１は、シンボル毎に異なるサブキャリア位置にＳＰ信号が挿入されていることから、供給されたＯＦＤＭ周波数領域信号のシンボル番号を参照し、そのシンボル番号からどのインデックス番号のサブキャリアにＳＰ信号が挿入されているかを規格に基づき算出し、ＳＰ信号を抽出する。ＳＰ信号抽出回路１１は、抽出したＳＰ信号を時間方向補間フィルタ１２に供給する。
【００５２】
時間方向補間フィルタ１２は、例えば０ホールドフィルタから構成され、ＳＰ信号を時間軸方向にフィルタリングすることによって補間処理を行い、伝送路特性を推定する。具体的には、この時間方向補間フィルタ１２は、実際に抽出されたＳＰ信号の値を３ＯＦＤＭシンボル分ホールドすることによって補間処理を行う。時間方向補間処理がされたＳＰ信号は、ＯＦＤＭシンボル単位で、周波数方向補間フィルタ１３に供給される。
【００５３】
周波数方向補間フィルタ１３は、ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ  Ｉｍｐｕｌｓｅ  Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタから構成され、ＳＰ信号を周波数方向（サブキャリア方向）に補間し、ＯＦＤＭシンボル内のすべてのサブキャリアに対する振幅及び位相の周波数特性を推定する。
【００５４】
すなわち、伝送路の周波数特性Ｈ（ω）を推定する。この周波数方向補間フィルタ１３により求められた全サブキャリアに対する伝送路の周波数特性Ｈ（ω）は、１／Ｘ回路１４に供給される。
【００５５】
１／Ｘ回路１４は、推定された伝送路の周波数特性Ｈ（ω）に対して逆数演算を行う。逆数演算が行われた伝送路の周波数特性１／Ｈ（ω）は、複素乗算回路１５に供給される。
【００５６】
複素乗算回路１５は、ＦＦＴ演算回路６からＯＦＤＭ周波数領域信号と、逆演算が行われた伝送路の周波数特性１／Ｈ（ω）とを複素乗算をし、波形等化を行う。
【００５７】
つぎに、等化回路８内の周波数方向補間フィルタ１３の構成についてさらに説明をする。
【００５８】
周波数方向補間フィルタ１３は、図２に示すように、メモリ２１と、アドレス発生回路２２と、３倍補間を行うＦＩＲフィルタ２３とを備えている。
【００５９】
メモリ２１には、時間方向フィルタ１２で推定された３サブキャリア間隔の伝送路特性値が入力され、この伝送路特性値を伝送シンボル単位で記憶する。伝送シンボル単位で記憶された伝送路特性値は、アドレス発生回路２２のアドレス制御に従い、１サブキャリア毎に順番に、メモリ２１からＦＩＲフィルタ２３に入力される。
【００６０】
ここで、アドレス発生回路２２は、次のようにメモリ２１に対するデータの拡張を行いながら、転送制御を行う。
【００６１】
まず、伝送シンボルの低周波数側の帯域外に、図３に示すように、伝送シンボルの高周波数側の末端部分から巡回的に伝送路特性値をコピーし、低周波数側の帯域外まで周波数特性を拡大する。続いて、伝送シンボルの高周波数側の帯域外に、図４に示すように、伝送シンボルの低周波数側の末端部分から巡回的に伝送路特性値をコピーし、高周波数側の帯域外まで周波数特性を拡大する。そして、アドレス発生回路２４は、周波数帯域を本来の伝送シンボルよりも拡大した周波数範囲で伝送路特性値を読み出し、低周波数側から順番に遅延素子に入力していく。
【００６２】
離散フーリエ変換が行われた信号に対して、このように帯域外の信号を逆側の信号から巡回的にコピーすると、離散フーリエ変換の演算特性上、帯域の端部分での好適な補間を行うことができる。
【００６３】
伝送シンボルの帯域外にコピーをする伝送路特性値の数は、ＦＩＲフィルタ２３のタップ数に応じて定まる。例えば、２１タップのＦＩＲフィルタ２３を用いるものとすれば、伝送シンボルの高周波数側及び低周波数側のそれぞれの末端部分の９つのサブキャリア内に含まれている３つの伝送路特性値とする。
【００６４】
なお、アドレス発生回路２２は、伝送路特性値がまだ推定されていない部分（本来の情報が含まれている部分）には０を入力する。
【００６５】
ＦＩＲフィルタ２３は、従来例において説明をした図１１に示すＦＩＲフィルタ２００と同一のもので構成される。このＦＩＲフィルタ２３には、周波数帯域が拡張された伝送シンボルが、低周波数側から１サンプルずつ入力される。この結果、全サブキャリアに対する伝送路の特性値、すなわち、周波数特性Ｈ（ω）を出力することができる。
【００６６】
以上のように伝送路特性値の周波数帯域を実際の伝送シンボルの周波数範囲よりも拡大することによって、図５に示すように、ＯＦＤＭシンボル内の端部分（低周波部分或いは高周波部分）のサブキャリアを補間点とするときでも、フィルタに実際の受信信号を入力することができるので、正確な補間を行うことができる。
【００６７】
以上のように本発明の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置１では、伝送シンボルの低周波数側及び高周波数側の帯域外に、それぞれ伝送シンボルの高周波数側及び低周波数側の末端部分から巡回的に伝送路特性値をコピーし、伝送路特性を帯域外まで拡大する。
【００６８】
このことにより、本発明の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置１では、正確な等化処理を行うことができる。
【００６９】
なお、ＯＦＤＭ受信装置１では、低周波数側の帯域外と高周波数側の帯域外の両者に対して巡回的に伝送路特性値をコピーしているが、低周波数側の帯域外と高周波数側の帯域外のいずれか一方のみに対して行っても良い。また、ＯＦＤＭ受信装置１では、時間方向補間フィルタ１２を用いているが、このフィルタを設けなくてもよい。
【００７０】
【発明の効果】
本発明に係るＯＦＤＭ復調装置及び方法では、低周波数側の帯域外部分の伝送路特性を高周波数側の末端部分の伝送路特性から巡回的にコピーし、高周波数側の帯域外部分の伝送路特性を低周波数側の末端部分の伝送路特性から巡回的にコピーし、周波数範囲を拡大した伝送路特性を生成し、上記周波数範囲が拡大された伝送路特性を周波数方向補間フィルタを用いて補間することにより、伝送シンボル内の全てのサブキャリアの伝送路特性を算出する。
【００７１】
このことにより、本発明に係るＯＦＤＭ復調装置及び方法では、高精度に伝送路の伝達特性を推定して、正確な等化処理を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図である。
【図２】上記ＯＦＤＭ受信装置に備えられる周波数方向補間フィルタの構成を示す図である。
【図３】ＯＦＤＭシンボルの低周波数側の帯域外の伝送路特性値を拡大する方法について説明をする図である。
【図４】ＯＦＤＭシンボルの高周波数側の帯域外の伝送路特性値を拡大する方法について説明をする図である。
【図５】図３、図４に示すように伝送路特性値を拡大した場合における周波数方向フィルタによる補間を示す図である。
【図６】ＯＦＤＭ信号の伝送シンボルについて説明するための図である。
【図７】ＯＦＤＭ信号のスキャッタードパイロット信号の挿入位置について説明するための図である。
【図８】伝送路特性を推定する際の時間方向の補間フィルタ処理について説明するための図である。
【図９】時間方向補間フィルタにより伝送路特性を推定されたサブキャリアについて説明するための図である。
【図１０】伝送路特性を推定する際の周波数方向の補間フィルタ処理について説明するための図である。
【図１１】２１タップのＦＩＲフィルタの構成を説明するための図である。
【図１２】ＯＦＤＭシンボルの端部部分での周波数方向の補間処理について説明するための図である。
【図１３】仮のデータを推定元として入力したため推定誤差が発生する領域について説明するための図である。
【符号の説明】
１  ＯＦＤＭ受信装置、２  アンテナ、３  チューナ、４  Ａ／Ｄ変換回路、５  デジタル直交復調回路、６  ＦＦＴ演算回路、７  ウィンドウ同期回路、８
等化回路、９  デマッピング回路、１０  誤り訂正回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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