(57)【要約】【課題】単一のバイアス電源で線形的な駆動ができ、また簡単な回路で良好な温度補償を可能にする。【解決手段】第１抵抗Ｒ１と第２抵抗Ｒ２の接続点とグランドの間に第１ダイオードＤ１を接続し、第２抵抗Ｒ２と第３抵抗Ｒ３の接続点とグランドの間に第１ダイオードＤ１の接続方向と逆になる第２ダイオードＤ２を接続することにより、両ダイオードＤ１，Ｄ２に直列にバイアス電流が流れるようにする。また、この第１及び第２ダイオードＤ１，Ｄ２とグランドとの間に、直列共振によりダイオードＤ１，Ｄ２の寄生インダクタンス成分を打ち消すための共振用コンデンサＣ３，Ｃ４を設け、使用周波数領域で広いダイナミックレンジを得る。更に、ダイオードＤ１，Ｄ２のＶｆ−Ｉｆ特性に起因する温度変化を補償する駆動回路１４を設ける。【選択図】      図１
2004320352.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力側に配置された第１直流カット用コンデンサと、
出力側に配置された第２直流カット用コンデンサと、
この第１直流カット用コンデンサと第２直流カット用コンデンサとの間に直列に接続された第１乃至第３の抵抗と、
この第１抵抗と第２抵抗の接続点とグランドの間に接続された第１ダイオードと、
上記第２抵抗と第３抵抗の接続点とグランドの間に接続され、グランド側への接続方向を第１ダイオードとは逆にすることにより第１ダイオードに対し直列に電流が流れるように構成された第２ダイオードと、
上記第１及び第２のダイオードをグランドに高周波的に短絡するための接地用コンデンサと、を設け、
上記第１又は第２のダイオードと上記接地用コンデンサとの接続点から両ダイオードに対し順方向のバイアス電流を供給するようにした高周波可変減衰器。
【請求項２】
第１又は第２のダイオードとグランドとの間に、使用周波数帯域の中心周波数での直列共振により第１及び第２のダイオードのオン状態の寄生インダクタンス成分を打ち消すための共振用コンデンサを直列に挿入したことを特徴とする請求項１記載の高周波可変減衰器。
【請求項３】
減衰量を電圧で制御するための電圧−電流変換用トランジスタと、この電圧−電流変換用トランジスタと相まって上記の第１及び第２のダイオードの温度特性を改善する温度補償用トランジスタを含み、上記電圧−電流変換用トランジスタから上記バイアス電流を供給する駆動回路を設けたことを特徴とする上記請求項１又は２記載の高周波可変減衰器。
【請求項４】
上記電圧−電流変換用トランジスタと上記温度補償用トランジスタの結線間に、第１及び第２のダイオードの電圧対順方向電流の勾配の温度による傾きを補正するための抵抗を挿入したことを特徴とする請求項３記載の高周波可変減衰器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は高周波可変減衰器、特に開ループ型の電力レベル制御回路等に用いられ、ダイナミックレンジが広く、また制御性、制御確度及び温度特性に優れた可変減衰器の構成に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般にマイクロ波通信機器では、送信出力制御や受信側復調器に対する入力電力レベルの制御機能を持つレベル制御回路が必要であり、この電力レベル制御回路としては、出力レベルを検知して負帰還をかける負帰還回路を設けた閉ループ型のものと、この負帰還回路のない開ループ型のものがある。この開ループ型は、構造が単純でコストが削減できるほか、制御プロセスが短く制御速度が速い等の利点を持つが、出力誤差を認識しないためレベルによる誤差の変化を補正することはできない。従って、動作範囲（以下、ダイナミックレンジという）での線形性、温度変化、制御確度において高い品質が要求される。
【０００３】
例えば、マイクロ波信号についてレベル制御する回路としては、ＰＩＮダイオードを可変抵抗素子として用いた高周波可変減衰器が一般的で、このダイオードの信号線路への挿入法によって各種の回路が用いられている。
【０００４】
図１４には、従来の代表的な可変減衰器（アッテネータ）の構成（特開２０００−２８６６５９号公報等）が示されており、この可変減衰器は、入出力のインピーダンスが補償され、減衰量の可変範囲が広くなる特徴を持つ。図１４において、入力端子１と出力端子２の間（信号線路）に、ＤＣ（直流）カット用のコンデンサＣ７，Ｃ８、互いのアノードを向き合わせたダイオードＤ３，Ｄ４が直列に配置され、上記コンデンサＣ７とダイオードＤ３の接続点とグランドとの間にダイオードＤ５及びコンデンサＣ９、上記コンデンサＣ８とダイオードＤ４の接続点とグランドとの間にダイオードＤ６及びコンデンサＣ１０が直列接続される。このコンデンサＣ９，Ｃ１０は、ダイオードＤ５，Ｄ６を高周波的に接地するために、使用周波数帯で十分に低いリアクタンスを持つように構成される。
【０００５】
そして、図の＋Ｖ端子から、所定の正の固定電圧が抵抗Ｒ２２，Ｒ２３を介してコンデンサＣ９，Ｃ１０との接続点から上記ダイオードＤ５，Ｄ６のアノード側に供給されると共に、ＶＣＮＴ端子から、制御電圧ＶＣＮＴがバイアス回路を高周波的に分離するためのインダクタンスＬ４を介してダイオードＤ３，Ｄ４のアノード側に供給される。また、上記のダイオードＤ３とＤ５はカソード同士が接続され、かつ抵抗Ｒ２０を介して接地され、上記ダイオードＤ４とＤ６もカソード同士が接続され、かつ抵抗Ｒ２１を介して接地される。
【０００６】
このような構成によれば、ＶＣＮＴ端子からの制御電圧ＶＣＮＴが０Ｖのときは、＋Ｖ端子からダイオードＤ５に電流が供給され、オン（順方向バイアス）状態となる。このとき、ダイオードＤ５，Ｄ３のカソード接続点の電位は、ダイオードＤ５を流れる電流ＩＤ５と抵抗Ｒ２０により、（ＩＤ５×Ｒ２０）ボルトとなり、ダイオードＤ３はオフ（逆方向バイアス）状態となる。同様に、ダイオードＤ６はオン状態、ダイオードＤ４はオフ状態となる。従って、この状態の回路は遮断（オフ）となる。
【０００７】
一方、上記制御電圧ＶＣＮＴを上げて行くと、およそＶＣＮＴ＝（ＩＤ５×Ｒ２０）＋ＶＦを境にダイオードＤ５，Ｄ６が逆（方向）バイアス、ダイオードＤ３，Ｄ４が順（方向）バイアスに変わり、可変減衰器の減衰量は少なくなって行く。このようにして、図１４の可変減衰器は、抵抗Ｒ２０、Ｒ２１とダイオードＤ３，Ｄ４の抵抗成分によりπ型アッテネータとして動作し、入出力インピーダンスは概ね５０Ωが補償される。そして、例えば制御電圧ＶＣＮＴと減衰量の関係は、図１５に示されるようになる。
【０００８】
【特許文献１】
特開２０００−２８６６５９号公報
【特許文献２】
特開２００２−１１１５２４号公報
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上記従来の可変減衰器は、正電源のみで動作し、入出力のインピーダンスが補償され、ダイナミックレンジも広いという利点を有するが、次のような問題がある。
（ａ）ダイオードＤ３〜Ｄ６に与えるバイアスを順バイアスから逆バイアスヘ又はその逆へと切替えており、この順方向と逆方向のバイアス切替えを正電圧だけで実現するために、固定電圧（＋Ｖ）と制御電圧（ＶＣＮＴ）の２つの電源が必要となる。
（ｂ）ダイオードＤ３〜Ｄ６（電圧Ｖｆ−電流Ｉｆ）の温度特性によって同じ制御電圧ＶＣＮＴでもその減衰量が温度によって変わってしまい、しかもその変化量が順バイアスの領域と逆バイアスの領域で異なり、簡単な回路で正確な温度補償を行うことが困難である。
（ｃ）上述したように、２つの電源を供給し、また温度補償を行う煩雑な構成を有することから、回路構成が複雑となり部品点数が多くなる。
【００１０】
（ｄ）ダイオードＤ３〜Ｄ６への電流が各々独立に流れるため、これらのダイオード自体又はその周辺部品のばらつきの影響が大きい。
（ｅ）順方向に立ち上がる付近のバイアス条件では、ダイオードＤ３〜Ｄ６がミキシング動作を起こし易く、混変調歪みが発生し易い。即ち、図１４の可変減衰器では、ダイナミックレンジの中間付近で、信号線路に直列に挿入されたダイオードＤ３，Ｄ４と接地側に挿入されたダイオードＤ５，Ｄ６の順バイアスと逆バイアスの切替えが行われる。そして、この可変減衰回路と共にＡＧＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ  Ｇａｉｎ  Ｃｏｎｔｒｏｌ）回路等を用いる場合では、入力レベルが増加したときに減衰量を増やすため、従来の可変減衰器では入力が増大したときに混変調歪の起き易いバイアス条件となる。
【００１１】
（ｆ）可変減衰器をＤ／Ａコンバータの出力から制御する場合、分解能を一定にするためには、制御電圧ＶＣＮＴに対して減衰量が直線的に変化することが望ましいが、図１４の可変減衰器の場合、ダイオードＤ３〜Ｄ６で順バイアスと逆バイアスの両方を用いるため、図１５に示されるように、制御電圧ＶＣＮＴに対する減衰量の特性は、その傾きが直線的（線形）ではなく、途中で変化する変極点を持つ非線形的な特性となる。また、このＤ／Ａコンバータの出力は電流供給能力がないため電圧のみで制御できる駆動回路が必要となるが、この駆動回路においても、制御電圧ＶＣＮＴに対する減衰量の傾きが途中で変わってしまうため、折れ線近似回路、対数回路等の複雑な回路が必要となる。更に、これらの非線形な回路は、ダイオード、トランジスタの電圧電流特性を利用して作られており、それ自身が温度で変動するため回路全体の温度補償が難しくなる。
【００１２】
本発明は上記問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、単一のバイアス電源で駆動でき、かつ簡単な回路で良好な温度補償が可能となり、また線形動作によって優れた歪特性、良好な分解能が得られる高周波可変減衰器を提供することにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、請求項１の発明に係る高周波可変減衰器は、入力側に配置された第１直流カット用コンデンサと、出力側に配置された第２直流カット用コンデンサと、この第１直流カット用コンデンサと第２直流カット用コンデンサとの間に直列に接続された第１乃至第３の抵抗と、この第１抵抗と第２抵抗の接続点とグランドの間に接続された第１ダイオードと、上記第２抵抗と第３抵抗の接続点とグランドの間に接続され、グランド側への接続方向を第１ダイオードとは逆にすることにより第１ダイオードに対し直列に電流が流れるように構成された第２ダイオードと、上記第１及び第２のダイオードをグランドに高周波的に短絡するための接地用コンデンサと、を設け、上記第１又は第２のダイオードと上記接地用コンデンサとの接続点から両ダイオードに対し順方向のバイアス電流を供給することを特徴とする。
請求項２に係る発明は、第１又は第２のダイオードとグランドとの間に、使用周波数帯域の中心周波数での直列共振により第１及び第２のダイオードのオン状態の寄生インダクタンス成分を打ち消すための共振用コンデンサを直列に挿入したことを特徴とする。
【００１４】
請求項３に係る発明は、減衰量を電圧で制御するための電圧−電流変換用トランジスタと、この電圧−電流変換用トランジスタと相まって上記の第１及び第２のダイオードの温度特性を改善する温度補償用トランジスタを含み、上記電圧−電流変換用トランジスタから上記バイアス電流を供給する駆動回路を設けたことを特徴とする。
請求項４に係る発明は、上記電圧−電流変換用トランジスタと上記温度補償用トランジスタの結線間に、第１及び第２のダイオードの電圧対順方向電流の勾配の温度による傾きを補正するための抵抗を挿入したことを特徴とする。
【００１５】
上記の構成によれば、第１ダイオードと第２ダイオードが第２抵抗を介して直列に接続されており、駆動回路から与えられたバイアス電流は第１及び第２ダイオードへ順方向で供給され、このバイアス電流の制御によって減衰量が変化することになる。そして、この減衰量の制御は順バイアス電流のみにて行われるので、順バイアスと逆バイアスの切替えで非線形となる従来と比較すると、より線形的な動作が可能となる。
上記請求項２の構成によれば、ダイオード−グランド間の共振用コンデンサが第１及び第２のダイオードの寄生インダクタンス成分と共に直列共振を起こすことになり、この寄生インダクタンス成分による影響が除去され、使用周波数の領域で広いダイナミックレンジを得ることができる。
【００１６】
上記請求項３の構成によれば、例えば電圧−電流変換用トランジスタと温度補償用トランジスタとがコンプリメンタリ（相補対称型）或いはマッチドペアの構成で配置されており、これによって、第１及び第２ダイオードの電圧−順方向電流（Ｖｆ−Ｉｆ）特性の温度変化、即ち温度による電圧シフト［図９（Ａ）］が解消される。しかし、第１及び第２のダイオードではこの電圧シフトを解消しても、ある電流（例えば０．１〜１ｍＡの範囲）を境にして電流対順方向電流特性の勾配が温度によって逆転する［図９（Ｂ）］という問題がある。そこで、請求項４では、電圧−電流変換用トランジスタと温度補償用トランジスタの結線間に抵抗を挿入することにより、ダイオードの電圧対順方向電流の勾配の温度による逆転状態を補正し、温度による減衰量の変化を確実になくすようにする。
【００１７】
【発明の実施の形態】
図１及び図２には、本発明の実施例に係る高周波可変減衰器の構成が示されており、この高周波可変減衰器では、図示されるように、入力端子１１に第１ＤＣ（直流）カット用コンデンサＣ１、出力端子１２に第２ＤＣカット用コンデンサＣ２が設けられ、このコンデンサＣ１，Ｃ２の間に、Ｔ型減衰器を構成するための第１抵抗（固定抵抗）Ｒ１、第２抵抗Ｒ２、第３抵抗Ｒ３が直列に接続され、この第２の抵抗Ｒ２には、バイアス供給用チョークコイルＬ１が並列に接続される。そして、上記の第１抵抗Ｒ１と第２抵抗Ｒ２の接続点とグランドとの間に第１ダイオード（例えばＰＩＮダイオード）Ｄ１及び共振用コンデンサＣ３が直列に接続され、上記の第２抵抗Ｒ２と第３抵抗Ｒ３の接続点とグランドとの間に第２ダイオード（例えばＰＩＮダイオード）Ｄ２と共振用コンデンサＣ４が直列に配置されており、この第１ダイオードＤ１と第２ダイオードＤ２は、Ｄ１のカソードをグランド側へ、Ｄ２のアノードをグランド側へ接続することにより、電流が直列に流れるように構成される。
【００１８】
詳細は後述するが、上記の共振用（接地用でもある）コンデンサＣ３，Ｃ４は、第１及び第２のダイオードＤ１，Ｄ２を単純に高周波的にグランドに短絡させるのではなく、ダイオードＤ１，Ｄ２の寄生インダクタンス成分と相まって直列共振を果たした上で、高周波的に接地する役目をする。また、第１ダイオードＤ１と共振用コンデンサＣ３の接続点とグランドとの間にバイアス供給用チョークコイルＬ２、第２ダイオードＤ２と共振用コンデンサＣ４の接続点とグランドとの間にバイアス供給用チョークコイルＬ３とバイアス用のデカップリングコンデンサＣ５が設けられ、このコイルＬ３とコンデンサＣ５の接続点へ駆動回路１４から駆動バイアス電流ＩＡＴＴが与えられる。上記のチョークコイルＬ２，Ｌ３としては、共振用コンデンサＣ３，Ｃ４の直列共振に影響を及ぼさないように、このコンデンサＣ３，Ｃ４の容量性リアクタンスよりも大きな誘導性リアクタンスを持つものが用いられる。
【００１９】
図１では、Ｄ／Ａコンバータ等で減衰量を直接駆動するために駆動回路１４が設けられ、この駆動回路１４としてコンプリメンタリ回路（図１１のマッチドペア回路でもよい）が用いられる。この駆動回路１４では、抵抗Ｒ１０を介して制御電圧ＶＣＮＴをエミッタに入力する電圧−電流変換用トランジスタＱ１と、このトランジスタＱ１とコンプリメンタリ（相補対称型）の関係となる温度補償用トランジスタＱ２と、このトランジスタＱ２の負荷抵抗Ｒ１３及びＶＳＷＲ補償抵抗Ｒ１２，Ｒ１４が備えられる。従って、この駆動回路１４は、図２に示されるように減衰器の定電流源を構成すると共に、その動作点での温度補償を行うようになる。また、この駆動回路１４には、第１及び第２のダイオードＤ１，Ｄ２のＶｆ−Ｉｆ（電圧対順方向電流）特性の勾配の温度による傾きを補正するために温度補償用抵抗Ｒ１１が設けられる。
【００２０】
このような実施例の高周波可変減衰器によれば、図３（Ａ），（Ｂ）に示すＴ型減衰器を２個縦列接続したものと等価となる。即ち、図３（Ａ）の１つのＴ型減衰器は、図（Ｂ）の等価回路で表すことができ、この場合の減衰量ＡＴＴとリターンロスＲＬは以下の数式１，２で求められる。
【数１】
2004320352.tif 000003
【数２】
2004320352.tif 000004
但し、ＲＤｌ：ダイオードＤｌの抵抗成分、
Ｚ０：信号線路の入出カインピーダンス（通常５０Ω）、
Ｚａ＝［｛（Ｚ０＋Ｒｌ）・ＲＤｌ｝／｛Ｒｌ＋ＲＤｌ＋Ｚ０｝］＋Ｒ１、
Ｒｌ＝Ｒ２である。
【００２１】
図２の回路では、図３のＴ型減衰器を２個縦列に接続し、２つのダイオードの中間に直列接続される２個の抵抗を１個の抵抗に置き換えたものと考え、
Ｒ１＝Ｒ３，Ｒ２＝２・Ｒｌ
とすることにより、上記の数式１，２を用いて得られた１つのＴ形減衰器の約２倍の減衰量が得られる。
【００２２】
また、上記数式１，２において、ＲＤ１をダイオードＤ１のオフ時容量ＣＴ＝Ｃｊ＋Ｃｐからなる容量性リアクタンスに置き換えて計算し、ダイオード容量ＣＴが小さいものを選択した場合、図５のバイアス電流対減衰量特性１００に示されるように、バイアス電流ＩＡＴＴが０．１ｍＡ以下においては、挿入損が一定となるため、特に逆バイアスを印加する必要がなく、正の単電源のみで動作させることが可能となる。
【００２３】
そして、図１及び図２のように、第１ダイオードＤ１と第２ダイオードＤ２の電極の向きがグランドに対し逆向きに接続されるので、両ダイオードＤ１，Ｄ２へ駆動回路１４から与えられるバイアス電流ＩＡＴＴがコイルＬ３、第２ダイオードＤ２、コイルＬ１、第１ダイオードＤ１、コイルＬ２を通ってグランドに流れる。従って、第１ダイオードＤ１と第２ダイオードＤ２は、同じ電流で駆動され、バランスよくインピーダンスが変化する。即ち、第１及び第２のダイオードＤ１，Ｄ２が順方向バイアスのみで駆動されるので、減衰量は空亡層容量でなく、常に動作点で決定されるダイオードＤ１，Ｄ２の等価抵抗に依存することになる。また、順方向バイアスで制御することにより、図５のバイアス電流対減衰量の特性１００に示されるように、従来のような変極点がなくなる。
【００２４】
このような構成では、従来の減衰器で設けられているバイアス供給用コイルやバイアスリターン用チョークコイルが不要となり、減衰器を構成する回路部品の削減、小型化が可能である。なお、実施例の減衰器では、バイアス供給用回路とアッテネータ用回路を分離すると共に低電圧で使用することを想定して、図１のコイルＬ１を使用しているが、電源電圧に余裕がある場合は、このコイルＬ１を省略し、抵抗Ｒ２のみを介してバイアス電流を供給するようにしてもよい。
【００２５】
また、この実施例では、共振用コンデンサＣ３，Ｃ４は第１及び第２のダイオードＤ１，Ｄ２の寄生インダクタンス成分と直列共振する容量とされており、これによってダイオードＤ１，Ｄ２のインダクタンスが打ち消され、減衰量を増加させてダイナミックレンジを拡大することができる。
【００２６】
図４には、高周波回路として用いられるＰＩＮダイオード（Ｄ１，Ｄ２）の等価回路が示されており、このダイオードでは図４（Ａ）のように、ダイオード自身の持つ抵抗成分Ｒｊ、容量成分Ｃｊ以外に、ダイオードチップの物理的寸法、ボンデイングワイヤ、パッケージの物理的寸法、構造等から派生した寄生容量成分Ｃｐや寄生インダクタンス成分Ｌｓ等を有している。このため、図４（Ｂ）のように、高周波ではオン時のダイオードのインピーダンスは、ωＬｓ＋Ｒｓとなり、上記Ｔ型アッテネータの最大減衰量が寄生インダクタンス成分Ｌｓによって制限されてしまう。
【００２７】
そこで、実施例では、使用周波数においてこのインダクタンス成分Ｌｓと直列共振をする容量のコンデンサＣ３，Ｃ４を挿入し、このインダクタンス成分Ｌｓを打ち消して第１及び第２のダイオードＤ１，Ｄ２の実抵抗成分までインピーダンスを下げることにより、ダイナミックレンジを拡大するようにしている。
【００２８】
図５には、図２における高周波可変減衰器のバイアス電流と減衰量及びリターンロスの関係が示されており、この図５は、上記のコンデンサＣ３，Ｃ４の容量につき、直列共振を考慮せず、単に高周波的に接地するためのものとした場合の特性である。この図の減衰量の特性１００から分かるように、バイアス電流ＩＡＴＴが０．１ｍＡ以上の領域では電流の対数に対して減衰量が略比例する関係を持ち、従来の図１５と比較すると（なお、この図１５では与える電圧の正負が逆であるため傾斜が逆になっている）、制御される減衰量の変化が緩やか（線形的）になる。また、リターンロスは、特性１０１に示されるようにダイナミックレンジ全域に渡って−９ｄＢ（ＶＳＷＲ２：１）以下に保たれる。
【００２９】
図６には、上記のコンデンサＣ３，Ｃ４が直列共振容量（インダクタンス補償容量）を持たないものと持つものとを比較したバイアス電流対減衰量が示されており、直列共振容量を持つ場合の特性１０３は直列共振容量を持たない場合の特性１００と比較すると、ダイナミックレンジが約５ｄＢ拡大されている。
【００３０】
図７には、図２の高周波可変減衰器において直列共振容量（インダクタンス補償容量）を持つ共振用コンデンサＣ３，Ｃ４とした場合の周波数対減衰量の関係が示されている。この図７に示されるように、直列共振容量を持たない場合の点線グラフと直列共振容量を持つ場合の実線グラフを比較すると、バイアス電流ＩＡＴＴが５ｍＡのときは周波数ｆａ、バイアス電流ＩＡＴＴが１５ｍＡのときは周波数ｆｂよりも高い周波数で減衰量が拡大していることが分かる。この拡大の効果は、使用周波数での直列共振現象を利用することから、上記周波数ｆａ，ｆｂよりも高い所定の帯域幅に制限されるが、通信装置では、周波数の有効利用のため無線帯域幅を数ＭＨｚから数十ＭＨｚに制限して使用しており、また数１００ＭＨｚ帯の中間周波数段でＳＡＷフィルタ等により帯域を制限しており、図７のような帯域制限があっても使用上問題とはならず、使用周波数が高くなる場合でも低い周波数を使用する場合と同様に拡大したダイナミックレンジが得られる。むしろ、このようなダイナミックレンジの拡大が可能となり、図４で説明した寄生容量成分Ｃｐ、寄生インダクタンス成分Ｌｓの大きな安価なダイオードが使用できるという利点の方が大きい。
【００３１】
また、図１の実施例では、バイアス供給用のチョークコイルＬ２，Ｌ３が設けられているが、このチョークコイルＬ２，Ｌ３は、上記共振用コンデンサＣ３，Ｃ４による直列共振に影響を与えないで、ＤＣバイアス電流をダイオードＤ１，Ｄ２に供給するため、共振用コンデンサＣ３，Ｃ４の容量性リアクタンスよりも十分に大きな誘導性リアクタンスを持つものが使用される。このようなチョークコイルＬ２，Ｌ３の構成も、上記の利点を得るために重要な要素となる。
【００３２】
次に、図１の駆動回路１４の動作について説明する。まず、この駆動回路１４はコンプリメンタリ回路で構成される定電流回路として機能し、温度補償用トランジスタＱ２の動作点は抵抗Ｒ１２〜Ｒ１４によって決定され、このトランジスタＱ２のエミッタ電位はこのベース−エミッタ電圧ＶＢＥに依存する。一方、電圧−電流変換用トランジスタＱ１の出力電流は、このトランジスタＱ１のベース−エミッタ電圧ＶＢＥに対し非線形特性を有し、第１及び第２のダイオードＤ１，Ｄ２の定電流源となる。従って、電圧−電流変換用トランジスタＱ１からは、ＶＣＮＴ端子から入力された制御電圧ＶＣＮＴに略比例するバイアス電流ＩＡＴＴが上記のチョークコイルＬ３とコンデンサＣ５との間から供給され、これによって減衰量が制御電圧ＶＣＮＴに対し線形的に制御される（図１０）。
【００３３】
ここで、上記温度補償用トランジスタＱ２は非線形素子であるため入出力特性は温度で変化するが、一般にバイポーラトランジスタのベース−エミッタ電圧ＶＢＥの温度係数は、コレクタ電流ＩＣによらず一定であるため、トランジスタＱ１とトランジスタＱ２の特性が近いとそれぞれのベース−エミッタ電圧ＶＢＥの温度変化は相殺され、定電流源の入出力特性が温度補償される。この結果、ダイオードＤ１，Ｄ２のＶｆ−Ｉｆ特性の温度変化が補償される。
【００３４】
図８には、図２の可変減衰器のバイアス電流対減衰量で表した温度特性が示され、図９には、ダイオードのＶｆ−Ｉｆ（電圧対順方向電流）特性の温度変化が示されており、この図８のように、−２０℃の特性（点線）と＋６０℃の特性（一点鎖線）は、約０．１ｍＡ〜１ｍＡの範囲において低電流域と高電流域の勾配が逆転する。これは、図９（Ａ）に示すダイオードのＶｆ−Ｉｆ特性の温度特性に起因する。即ち、＋６０℃の特性（一点鎖線）、＋２０℃の特性（実線）、−２０℃の特性（点線）の順で、電圧Ｖｆが高い方にシフトする。この電圧Ｖｆの温度による変化は、一般のダイオードで、約−０．０２ｍＶ／℃と言われているが、この温度変化は上記の温度補償用トランジスタＱ２によってオフセットされる。
【００３５】
しかし、上記の電圧Ｖｆの変化の補償のみでは温度補償が不十分となる。即ち、図９（Ｂ）には、電圧Ｖｆの変化（シフト）の温度補償をして各特性を重ね合わせた状態が示されており、この状態では、図示されるように、Ｖｆ−Ｉｆ特性の勾配の差が残り、＋６０℃の特性（一点鎖線）と−２０℃の特性（点線）においては、Ｉｆの高電流域と低電流域で見かけ上の温度勾配が逆転してしまう。この温度勾配の逆転を補正するために、実施例では、図１のように抵抗Ｒ１１を設けており、これによって温度による減衰量の変化を確実になくすようにしている。即ち、電圧−電流変換用トランジスタＱ１と温度補償用トランジスタＱ２の間にＲ１１を挿入すると、端子間にはトランジスタＱ１のベース電流に比例した電圧が発生し、見かけ上相互コンダクタンスが低下することから、トランジスタＱ２による温度補償量が低下する。これは、定電流動作したダイオードＤ１，Ｄ２の減衰量の温度特性と逆の傾向に作用することになり、この結果、Ｖｆ−Ｉｆ特性での温度勾配の逆転状態が解消される。
【００３６】
図１０には、図１の可変減衰器の制御電圧対減衰量の温度特性が示されており、実施例では、温度補償をするコンプリメンタリのトランジスタＱ１とＱ２及び抵抗Ｒ１１によって、図１０のように、＋６０℃の特性（一点鎖線）、＋２０℃の特性（実線）、−２０℃の特性（点線）が全制御電圧範囲で略一致し、温度に対して非常に安定した回路が実現できることになる。
【００３７】
図１１には、駆動回路の他の例が示されており、この他の例はマッチドペア回路で構成される。この駆動回路１６では、図１の場合と同様に、抵抗Ｒ１０を介して制御電圧ＶＣＮＴをエミッタに入力する電圧−電流変換用トランジスタＱ１が設けられ、このトランジスタＱ１とマッチドペアの関係となるトランジスタ、即ちトランジスタＱ１と同じものでその特性が一致する温度補償用トランジスタＱ３が設けられる。また、第１及び第２のダイオードＤ１，Ｄ２のＶｆ−Ｉｆ特性における勾配の温度による傾きを補正するために温度補償用抵抗Ｒ１１が設けられると共に、温度補償用トランジスタＱ３の動作点を決定するためのＲ１５，Ｒ１６及び抵抗Ｒ１３が配置される。従って、この駆動回路１６でも、図２に示されるように減衰器の定電流源を構成すると共に、その動作点での温度補償が行われることになる。
【００３８】
このような構成の駆動回路１６によれば、マッチドペア回路で構成される減衰器の定電流回路として機能し、温度補償用トランジスタＱ３の動作点は抵抗Ｒ１５〜Ｒ１７によって決定され、このトランジスタＱ３のコレクタ電位はこのベース−エミッタＶＢＥに依存する。一方、電圧−電流変換用トランジスタＱ１の力電流は、このトランジスタＱ１のベース−エミッタ電圧ＶＢＥに対し非線形特性を有し、ダイオードＤ１，Ｄ２の定電流源となる。従って、電圧一電流変換用トランジスタＱ１からは、ＶＣＮＴ端子から入力された制御電圧ＶＣＮＴに比例するバイアス電流ＩＡＴＴが上記のチョークコイルＬ３とコンデンサＣ５との間から供給され、これによって減衰量が制御電圧ＶＣＮＴに対し線形的に制御される（図１０）。
【００３９】
また、上記温度補償用トランジスタＱ３は非線形素子であるため入出力特性は温度で変化するが、コンプリメンタリの駆動回路１４の場合と同様に、トランジスタＱ１とトランジスタＱ３の特性が近いためそれぞれのベース−エミッタ電圧ＶＢＥの温度変化は相殺されることにより、定電流源の入出力特性が温度補償される。この結果、第１及び第２のダイオードＤ１，Ｄ２のＶｆ−Ｉｆ特性の温度変化が補償される。更に、この駆動回路１６の場合も、抵抗Ｒ１１を設けることにより、図９（Ｂ）で説明した［Ｖｆ−ΔＶｆ］−Ｉｆ特性の温度勾配の傾きを補正することができ、温度補償を確実にすることができる。なお、この温度補償効果を更に安定させるため、上記トランジスタＱ１とＱ３（上記駆動回路１４のトランジスタＱ１とＱ２）は、パッケージに組み込まれたものを用いることが望ましい。
【００４０】
図１２には、実施例の高周波可変減衰器を縦列接続した場合の構成が示されており、この可変減衰器は、図１４の可変減衰器と同様に入出力インピーダンスが補償されているため縦列接続が可能となる。図１２は、図２の構成を縦列接続したものであるが、この場合、減衰器間に配置される抵抗Ｒ４及びコンデンサＣ６については、１段目（図の左側）の減衰器に必要な抵抗Ｒ３及びコンデンサＣ２と２段目（図の右側）の減衰器に必要な抵抗Ｒ１及びコンデンサＣ１とを合成し、１個の抵抗Ｒ４及びコンデンサＣ６とすることができる。これによれば、縦列接続する場合の部品点数の削減及び回路の小型化が可能となる。
【００４１】
図１３には、可変減衰器を縦列接続しかつ駆動回路を兼用した場合の構成が示されている。図１３に示されるように、この例では、１段目の減衰器のチョークコイルＬ３の一端と２段目の減衰器のチョークコイルＬ２の一端を接続し、２段目の減衰器のチョークコイルＬ３とコンデンサＣ５の接続点に駆動回路１４（又は１６）を接続する。このような構成によれば、駆動回路１４（又は１６）を兼用化（ダイオードバイアスを共通化）して、縦列接続する場合の部品点数の削減、装置の小型化、低コスト化を図ることができ、また各々の減衰器に低電流回路を設ける場合と比べて消費電力も少なくなるという利点がある。なお、この図１３の構成例は、電源電圧に余裕がある場合に行うことができ、２段以上に縦列接続することも可能である。
【００４２】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、高周波可変減衰器に設けられる第１ダイオードと第２ダイオードのグランド側への接続方向を逆にして両ダイオードに直列にバイアス電流が流れるように構成したので、この可変減衰器を単一電源で駆動することができ、しかも第１及び第２のダイオードが順方向バイアス電流で制御されるので、従来と比較して線形的な動作が可能となり、入力電力が高く減衰量が大きい程、線形動作をさせることができる。従って、混変調歪みが起き難くなって歪特性が改善され、またＤ／Ａコンバータを使用する場合でも良好な分解能が得られるという利点がある。更に、上記の線形的な動作によって、駆動回路の電圧電流交換を単純な回路で構成することができ、また２つのダイオードのバイアス電流が共通になるため、個々のダイオードのばらつき、バイアス回路のばらつきの影響が少なくなる。
【００４３】
請求項２の発明によれば、使用周波数帯域の中心周波数で直列共振により第１及び第２のダイオードの寄生インダクタンス成分を打ち消すためのコンデンサを設けたので、第１及び第２のダイオードの寄生インダクタンス成分による影響が除去され、使用周波数の領域で広いダイナミックレンジを得ることができる。
【００４４】
請求項３の発明によれば、コンプリメンタリ回路やマッチドペア回路で構成される駆動回路の温度補償用トランジスタにより、第１及び第２のダイオードのＶｆ−Ｉｆ特性の温度による電圧シフトが解消される。また、請求項４の発明によれば、駆動回路の電圧−電流変換用トランジスタと温度補償用トランジスタの結線間に設けた抵抗により、第１及び第２のダイオードのＶｆ−Ｉｆ特性の勾配の温度による傾きが補正されるので、上記請求項３の構成と相まって、ダイナミックレンジ全域に渡って制御電圧対減衰量の温度特性を安定させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例に係る高周波可変減衰器の構成を示す回路図である。
【図２】実施例の高周波可変減衰器の動作を説明するための回路図である。
【図３】実施例の高周波可変減衰器を構成するＴ型減衰器を説明する回路図である。
【図４】実施例の高周波可変減衰器に用いられるダイオードの等価回路を示し、図（Ｂ）はオン時の図、図（Ｃ）はオフ時の図である。
【図５】図２の可変減衰器のバイアス電流対減衰量特性とバイアス電流対リターンロス特性を示すグラフ図である。
【図６】図２の可変減衰器において直列共振容量（インダクタンス補償容量）を持つ共振用コンデンサの効果を示すバイアス電流対減衰量特性のグラフ図である。
【図７】図２の高周波可変減衰器において直列共振容量を持つ共振用コンデンサの効果を示す周波数対減衰量特性のグラフ図である。
【図８】図２の可変減衰器の温度特性をバイアス電流対減衰量で表したグラフ図である。
【図９】実施例のダイオードの温度特性を示し、図（Ａ）は各温度でのＶｆ−Ｉｆ（電圧対順方向電流）特性グラフ図、図（Ｂ）は電圧Ｖｆの変化（シフト）の温度補償をした状態の各温度での［Ｖｆ−ΔＶｆ］−Ｉｆ特性グラフ図である。
【図１０】図１の高周波可変減衰器における制御電圧対減衰量の温度特性グラフ図である。
【図１１】実施例の高周波可変減衰回路における駆動回路の他の構成例（マッチドペア回路）を示す回路図である。
【図１２】図１の高周波可変減衰器を縦列接続した場合の構成を示す回路図である。
【図１３】図１の高周波可変減衰器を縦列接続しかつ駆動回路を兼用した場合の構成を示す回路図である。
【図１４】従来の可変減衰器の構成を示す回路図である。
【図１５】従来の可変減衰器の制御電圧対減衰量特性を示すグラフ図である。
【符号の説明】
１，１１…入力端子、  ２，１２…出力端子、
１４，１６…駆動回路、
Ｄ１…第１ダイオード、  Ｄ２…第２ダイオード、
Ｄ３〜Ｄ６…ダイオード、
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ７，Ｃ８…ＤＣカット用コンデンサ、
Ｃ３，Ｃ４…共振用コンデンサ、
Ｒ１〜Ｒ１６…抵抗、
Ｌ１〜Ｌ３…チョークコイル、
Ｑ１…電圧−電流変換用トランジスタ、
Ｑ２，Ｑ３…温度補償用トランジスタ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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