(57)【要約】【課題】高調波電流制御における指令値へ追従性を向上させたモーター制御装置を提供する。【解決手段】モーターの回転に同期して回転するｄｑ座標系においてモーター電流の基本波成分をフィードバック制御する基本波電流制御回路１ａ、１ｂ、２、６と、モーター電流の基本波成分の周波数の整数倍の周波数で回転するｄｈｑｈ座標系においてモーター電流の高調波成分をフィードバック制御する高調波電流制御回路１２、１３、１４ａ、１４ｂ、１５とを備えたモーター制御装置において、基本波電流制御回路１ａ、１ｂ、２、６における基本波電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊とモーター電流フィードバック値ｉｄ、ｉｑとの制御偏差からモーター電流の高調波成分を除去する高調波成分除去回路２０、２１ａ、２１ｂを備える。【選択図】  図２
2004312864.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
三相交流モーターに流れる電流を検出する電流検出回路と、
前記モーターの回転に同期して回転するｄｑ座標系においてモーター電流の基本波成分をフィードバック制御する基本波電流制御回路と、
モーター電流の基本波成分の周波数の整数倍の周波数で回転するｄｈｑｈ座標系においてモーター電流の高調波成分をフィードバック制御する高調波電流制御回路と、
前記基本波電流制御回路の出力と前記高調波電流制御回路の出力とを加算して交流電圧指令値を演算する指令値演算回路と、
前記交流電圧指令値に応じた三相交流電圧を生成して前記三相交流モーターに印加する電力変換回路とを備えたモーター制御装置において、
前記基本波電流制御回路における基本波電流指令値とモーター電流フィードバック値との制御偏差からモーター電流の高調波成分を除去する高調波成分除去回路を備えることを特徴とするモーター制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載のモーター制御装置において、
前記高調波成分除去回路は、ｄｈｑｈ座標系における高調波電流指令値をｄｑ座標系における高調波電流指令値へ座標変換し、このｄｑ座標系に変換した高調波電流指令値を前記基本波電流指令値に加算して高調波成分を含むｄｑ軸電流指令値を演算し、
前記基本波電流制御回路は、前記モーター電流フィードバック値が前記高調波成分を含むｄｑ軸電流指令値に一致するように前記モーター電流の基本波成分を制御することを特徴とするモーター制御装置。
【請求項３】
請求項２に記載のモーター制御装置において、
前記モーターの回転速度を検出する回転速度検出回路と、
前記基本波電流指令値と前記モーター回転速度に基づいて、前記基本波電流制御回路の出力に対してｄ軸とｑ軸の干渉による影響を補償する非干渉制御回路と、
前記基本波電流指令値、前記高調波電流指令値および前記モーター回転速度に基づいて、前記高調波電流制御回路の出力に対して前記モーターの速度起電力による影響を補償する速度起電力補償回路とを備えることを特徴とするモーター制御装置。
【請求項４】
請求項２に記載のモーター制御装置において、
前記モーターの回転速度を検出する回転速度検出回路と、
前記ｄｑ座標系に変換した高調波電流指令値、前記高調波成分を含むｄｑ軸電流指令値および前記モーター回転速度に基づいて、前記基本波電流制御回路の出力に対してｄ軸とｑ軸の干渉による影響を補償する非干渉制御回路と、
前記高調波電流指令値と前記モーター回転速度に基づいて、前記高調波電流制御回路の出力に対して前記モーターの速度起電力による影響を補償する速度起電力補償回路とを備えることを特徴とするモーター制御装置。
【請求項５】
請求項１に記載のモーター制御装置において、
前記高調波成分除去回路は、ｄｈｑｈ座標系における高調波電流指令値をｄｑ座標系における高調波電流指令値へ座標変換し、前記基本波電流制御回路のモーター電流フィードバック値から前記ｄｑ座標系に変換した高調波電流指令値を減算して基本波成分のモーター電流フィードバック値を演算し、
前記基本波電流制御回路は、前記基本波成分のモーター電流フィードバック値が前記基本波電流指令値に一致するように前記モーター電流の基本波成分を制御することを特徴とするモーター制御装置。
【請求項６】
請求項１に記載のモーター制御装置において、
前記高調波成分除去回路は、前記モーター電流フィードバック値をハイパフフィルター処理し、前記モーター電流フィードバックから前記ハイパスフィルター処理結果を減算して基本波成分のモーター電流フィードバック値を演算し、
前記基本波電流制御回路は、前記基本波成分のモーター電流フィードバック値が前記基本波電流処理値に一致するように前記モーター電流の基本波成分を制御することを特徴とするモーター制御装置。
【請求項７】
請求項１に記載のモーター制御装置において、
前記高調波成分除去回路は、前記モーター電流フィードバック値をローパスフィルター処理して基本波成分のモーター電流フィードバック値を演算し、
前記基本波電流制御回路は、前記基本波成分のモーター電流フィードバック値が前記基本波電流処理値に一致するように前記モーター電流の基本波成分を制御することを特徴とするモーター制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はモーターの制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
永久磁石式同期モーターは、ブラシなどの機械的な磨耗品を必要とせず、また小型で高効率であるため、電気自動車の駆動モーターなどに広く用いられている。理想的な永久磁石式同期モータでは、永久磁石による電機子鎖交磁束が位相に対して正弦波状に変化するが、磁束に歪みがある場合には、一般的に用いられるベクトル制御でモーター電流を制御しただけでは、モーターの高調波電流に起因したトルクリップルの発生や、モーター効率の悪化などの問題がある。
【０００３】
このような問題を解決するために、モーター電流の基本波成分と高調波成分とを、それぞれ同期して回転するｄｑ座標系とｄｈｑｈ座標系において別個に制御するようにしたモーター制御装置が知られている（例えば特許文献１参照）。
【０００４】
この出願の発明に関連する先行技術文献としては次のものがある。
【特許文献１】
特開２００２−２２３６００号公報
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した従来のモーター制御装置では、高調波電流制御を行う場合に高調波電流指令値を変化させると、次のような問題が発生する。
【０００６】
高調波電流制御では、検出したモーター電流に含まれる高調波成分を抽出し、その高調波電流成分をｄｈｑｈ座標系に変換した後、高調波電流制御器にて高調波電流がその指令値に一致するように制御している。一方、基本波電流制御では、検出したモーター電流をｄｑ座標系に変換し、基本波電流制御器にて基本波電流がその指令値に一致するように制御している。後者の基本波電流制御器の入力になるモーター電流には高調波成分が含まれるが、基本波電流制御器はモーター電流を基本波電流指令値に一致させるように制御するため、高調波電流成分を抑制しようとする。この結果、電流過渡応答において、高調波電流の指令値への追従性に影響を与え、制御設計時に期待した高調波電流の制御応答を得ることが難しいという問題がある。
【０００７】
この問題は、基本波電流制御器の応答周波数以下の周波数の高調波電流に対して顕著に顕れ、高調波電流制御の応答性が低下する。この高調波電流制御を、加減速を頻繁に繰り返す車両の駆動モーターに適用する場合には、高調波電流の指令値への追従性が低下するため、加減速時のトルクリップルが十分に低減されず、効率も向上しない。
【０００８】
本発明は、高調波電流制御における指令値へ追従性を向上させたモーター制御装置を提供するものである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明は、基本波電流制御回路における基本波電流指令値とモーター電流フィードバック値との制御偏差からモーター電流の高調波成分を除去する。
【００１０】
【発明の効果】
本発明によれば、高調波電流制御における指令値へ追従性が向上する。
【００１１】
【発明の実施の形態】
三相交流における永久磁石式同期モーターの回路方程式は、次のように表すことができる。
【数１】
2004312864.tif 000003
数式１において、ｖｕ、ｖｖ、ｖｗは各相電圧、ｉｕ、ｉｖ、ｉｗは各相電流、ｅｕ、ｅｖ、ｅｗは磁石による各相速度起電力、Ｌｕ、Ｌｖ、Ｌｗは各相自己インダクダンス、Ｍｕｖ、Ｍｖｗ、Ｍｗｕは相間相互インダクダンス、Ｒは電機子抵抗、ｐは微分演算子（＝ｄ／ｄｔ）である。
【００１２】
ここで、インダクタンスの空間的な変化を含めて表すと、自己・相互インダクタンスは数式２と数式３で表すことができる。
【数２】
2004312864.tif 000004
【数３】
2004312864.tif 000005
数式２および数式３において、θｅは電気的なローターの位相を表す。また、ｎは自然数である。
【００１３】
また、永久磁石による速度起電力ｅｕ、ｅｖ、ｅｗは、高調波電流成分を含めて表すと次式で表される。
【数４】
2004312864.tif 000006
数式４において、ωｅは電気的な角速度、φ’は鎖交磁束の基本波成分、φｍ’は鎖交磁束の高調波成分、ｍは２以上の自然数を表す。
【００１４】
図１は、一般的なベクトル制御による三相同期モーターの制御ブロック図である。後述する本願発明の一実施の形態の説明を理解しやすくするために、図１により従来公知のベクトル制御を参考例として説明する。
【００１５】
三相同期モーター１１のＵ相電流ｉｕとＷ相電流ｉｗを電流センサー９ａ、９ｂにより検出し、ｄｑ←３相変換器６により三相交流電流ｉｕ、ｉｗからｄｑ軸電流ｉｄ、ｉｑへ座標変換を行う。ｄｑ座標系は、三相同期モーター１１の磁石磁束の基本波成分に同期して回転する座標系である。このｄｑ←３相変換器６で用いる位相θｅは、三相同期モーター１１のローター位置を電気的な位相として表すもので、エンコーダーやレゾルバーなどの回転位置センサー１０によりローター位置を検出し、このローター位置に基づいて位相速度演算器８で電気的な位相θｅを求める。位相速度演算器８ではまた、位相θｅの時間微分より三相同期モーター１１の電気的角速度ωｅを演算する。
【００１６】
ｄｑ←３相変換器６により求められたｄ軸電流ｉｄとｑ軸電流ｉｑは、フィードバック制御によって所望のｄ軸電流指令値ｉｄ＊、ｑ軸電流指令値ｉｑ＊に制御される。まず、減算器１ａ、１ｂによりｄ軸電流指令値ｉｄ＊とｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流指令値ｉｑ＊とｑ軸電流ｉｑの各電流制御偏差（ｉｄ＊−ｉｄ）、（ｉｑ＊−ｉｑ）を求める。次に、ＰＩ制御を用いたｄｑ軸電流制御器２によりｄ軸電流制御とｑ軸電流制御を行って、上記電流制御偏差を０にするｄ軸制御電圧ｖｄとｑ軸制御電圧ｖｑを求める。一方、非干渉制御器３では、ｄ軸とｑ軸の干渉に対するフィードフォーワード補償を行うために、モーター角速度ωｅとｄｑ軸電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊に基づいてｄ軸補償電圧ｖｄ＿ｃｍｐとｑ軸補償電圧ｖｑ＿ｃｍｐを次式により求める。
【数５】
ｖｄ＿ｃｍｐ＝−Ｌｑ・ωｅ・ｉｑ＊
【数６】
ｖｑ＿ｃｍｐ＝ωｅ・（Ｌｄ・ｉｄ＊＋φ）
数式５および数式６において、Ｌｑはｑ軸インダクダンスの基本波成分、Ｌｄはｄ軸インダクダンスの基本波成分、φ＝√（３／２）・φ’である。
【００１７】
次に、加算器４ａ、４ｂにより、ｄｑ軸電流制御器２から出力されるｄｑ軸制御電圧ｖｄ、ｖｑと、非干渉制御器３から出力されるｄｑ軸補償電圧ｖｄ＿ｃｍｐ、ｖｑ＿ｃｍｐとをそれぞれ加算することによって、ｄ軸制御電圧指令値ｖｄ＊とｑ軸制御電圧指令値ｖｑ＊を求める。ｄｑ→３相変換器５では、ｄｑ軸制御電圧ｖｄ＊、ｖｑ＊を三相電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊へ変換する。インバーター７は、三相電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊にしたがってＰＷＭ変調を行い、直流電源７ａの直流電力を三相交流電力に変換して三相同期モーター１１へ供給する。
【００１８】
三相同期モーター１１の高調波電流をｄｑ軸高調波電流としてベクトル制御を行う場合、ｄ軸電流とｑ軸電流の応答周波数には制御周期とＰＩ電流制御器のゲインに応じた限界があるため、高い周波数の高調波電流を制御することは困難である。そこで、以下に説明するように、基本波の整数倍で回転する座標系でモーターの高調波電流を制御する。
【００１９】
《発明の第１の実施の形態》
図２は第１の実施の形態の構成を示すブロック図である。なお、図１に示す機器と同様な機器に対しては同一の符号を付して相違点を中心に説明する。
【００２０】
制御対象の高調波電流に同期して回転する座標系を新たにｄｈｑｈ座標系として設定し、このｄｈｑｈ座標系で高調波電流を制御する。図２に示すモーター制御装置は、モーター１１の回転に同期して回転するｄｑ軸座標系においてモーター電流の基本波成分をフィードバック制御するｄｑ軸電流制御器（基本波電流制御器）２と、モーター電流の基本波成分の周波数の整数倍の周波数で回転する直交座標系、すなわちｄｈｑｈ座標系においてモーター電流の高調波成分をフィードバック制御するｄｈｑｈ軸電流制御器（高調波電流制御器）１５とを備えている。
【００２１】
まず、ｄｑ軸電流に含まれる高調波電流を高調波抽出部１２により抽出する。この高調波抽出部１２では、図３に示すように、ｄｑ軸電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊をローパスフィルターＬＰＦ１２ａ、１２ｂに通し、電流応答予測値ｉｄ＿ｉとｉｑ＿ｉをそれぞれ得る。ここで、ローパスフィルターＬＰＦ１２ａ、１２ｂのカットオフ周波数は、ｄｑ軸電流制御器２の制御応答周波数に設定する。得られた電流応答予測値ｉｄ＿ｉを減算器１２ｃによりｄ軸電流ｉｄから減算するとともに、電流応答予測値ｉｑ＿ｉを減算器１２ｄによりｑ軸電流ｉｑから減算し、ｄｑ軸高調波電流ｉｄ＿ｈｉｇｈとｉｑ＿ｈｉｇｈを演算する。
【００２２】
なお、図４に示すように、高調波抽出部１２のローパスフィルター１２ａ、１２ｂを省略し、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊をｄ軸電流ｉｄから減算するとともに、ｑ軸電流指令値ｉｑ＊をｑ軸電流ｉｑから減算したものをｄｑ軸高調波電流ｉｄ＿ｈｉｇｈ、ｉｑ＿ｈｉｇｈとしてもよい。
【００２３】
図３に示す電流応答予測値ｉｄ＿ｉ、ｉｑ＿ｉを用いる場合は、ｄｑ軸電流応答がｄｑ軸電流制御器２の制御設計時の応答周波数により近くなる。これに対して、ローパスフィルター１２ａ、１２ｂを省略した図４に示す構成は演算量が少なく、ｄｑ軸電流応答は制御設計時の応答周波数よりも高くなる。
【００２４】
高調波抽出部１２で得られたｄｑ軸高調波電流ｉｄ＿ｈｉｇｈ、ｉｑ＿ｈｉｇｈ  を、ｄｈｑｈ←ｄｑ変換器１３によりｄｈｑｈ座標系へ変換する。このｄｈｑｈ←ｄｑ変換器１３で用いる位相θｅｈは、ｄｑ座標系における高調波の次数ｋにより次式で求められる。
【数７】
θｅｈ＝ｋ・θｅ
【００２５】
また、高調波電流の三相交流座標系における次数ｑとｄｑ座標系における次数ｋとの関係は表１で表され、三相交流座標系の５次高調波電流はｄｑ座標系の−６次高調波電流になり、ｋ＝−６である。また、三相交流座標系の７次高調波電流はｄｑ座標系の６次高調波電流になり、ｋ＝６である。
【表１】
2004312864.tif 000007
【００２６】
次に、減算器１４ａ、１４ｂによって高調波電流指令値ｉｄｈ＊、ｉｑｈ＊からｄｈｑｈ座標系に変換された高調波電流ｉｄｈ、ｉｑｈを減算し、高調波電流制御偏差（ｉｄｈ＊−ｉｄｈ）、（ｉｑｈ＊−ｉｑｈ）を求める。ｄｈｑｈ軸電流制御器１５は例えばＰＩ制御器などで構成し、上記高調波電流制御偏差を０にするための制御出力電圧ｖｄｈ、ｖｑｈを演算する。
【００２７】
ｄｈｑｈ座標系における回路方程式は、上記数式１に基づいて変形すると次式になる。
【数８】
2004312864.tif 000008
数式８は、自己インダクダンスおよび相互インダクタンスと磁石の速度起電力の空間高調波を含む式であり、インダクタンスの空間高調波成分Ｘｎｄｈｑｈは表２で表され、磁石の速度起電力の空間高調波成分ｅｍｄｈｑｈは表３で表される。これら表２、表３より、高調波電流発生の主要因となる空間高調波成分を直流量として表現できる。
【表２】
2004312864.tif 000009
【表３】
2004312864.tif 000010
【００２８】
数式８において、速度起電力の項を見ると、ｉｄｈ、ｉｑｈによって生じる項、ｉｄ，ｉｑによって生じる項、磁石磁束の高調波成分によって発生する項が存在する。これらの速度起電力は、ｄｈｑｈ座標系における高調波電流制御の外乱である。ｄｈｑｈ速度起電力補償器１８は、これら速度起電力の影響を補償するフィードフォワード補償器である。
【００２９】
インダクタンス空間高調波の次数ｎ＝２、磁石磁束の空間高調波の次数ｍ＝５とし、ｄｈｑｈ座標変換に用いる次数をｋ＝−６とする。この場合のｄｈｑｈ回路方程式は、数式８に基づいて次式に変換される。
【数９】
2004312864.tif 000011
【００３０】
図５にｄｈｑｈ速度起電力補償器１８の構成を示す。ｄｈｑｈ速度起電力補償器１８は、ｄｑ軸電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊、ｄｈｑｈ軸電流指令値ｉｄｈ＊、ｉｑｈ＊、モーター角速度ωｅ、およびインダクタンスＬｏ、Ｌ２と磁束の高調波成分φ５’のパラメータに基づいて、制御電圧ｖｄｈ＿ｃｍｐ、ｖｑｈ＿ｃｍｐを演算する。演算された制御電圧ｖｄｈ＿ｃｍｐ、ｖｑｈ＿ｃｍｐは、加算器１９ａ、１９ｂによりｄｈｑｈ軸電流制御器１５の制御出力ｖｄｈ、ｖｑｈと加算され、ｄｈｑｈ制御電圧ｖｄｈ＊、ｖｑｈ＊が得られる。
【００３１】
ｄｈｑｈ制御電圧ｖｄｈ＊、ｖｑｈ＊はｄｈｑｈ→３相変換器１６により三相交流ｖｕ’、ｖｖ’、ｖｗ’へ変換され、加算器１７ａ、１７ｂ、１７ｃによりｄｑ軸電流制御により得られた制御出力電圧ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊と各相ごとに加算され、電圧指令値ｖｕ”、ｖｖ”、ｖｗ”が求められる。
【００３２】
このような高調波電流制御系を通常のベクトル制御に追加することによって、モーターの高調波電流を一般的なベクトル制御よりも応答性良く制御することが可能になる。なお、複数の次数の高調波電流を制御する場合には、高調波電流制御系を制御対象の次数ごとに追加すればよい。
【００３３】
このように構成された高調波電流制御を行って、ｑｈ電流制御指令値をステップ状に変化させた場合のｄｈｑｈ軸電流応答を図６に示す。ｄｈ電流、ｑｈ電流ともに過渡応答に乱れが現れる。これは次のような理由による。ｄｑ軸電流制御器２の入力になるｄｑ軸電流ｉｄ、ｉｑには高調波成分が含まれるが、ｄｑ軸電流制御器２はｄｑ軸電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊に従うように制御出力を求めるため、高調波成分を抑制しようとする。すなわち、ｄｑ軸電流制御器２がｄｈｑｈ軸電流制御へ干渉を起こすため、電流過渡応答において、ｄｈｑｈ高調波電流の指令値への追従性に影響が現れたものである。
【００３４】
次に、この第１の実施の形態では、上述した電流応答の問題を改善するために、ｄｈｑｈ軸電流指令値ｉｄｈ＊、ｉｑｈ＊をｄｑ座標系へ変換するためのｄｈｑｈ→ｄｑ変換器２０と、変換器２０の出力ｉｄ＿ｈｉｇｈ＊、ｉｑ＿ｈｉｇｈ＊とｄｑ軸電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊とを加算するための加算器２１ａ、２１ｂとを加える。
【００３５】
ｄｈｑｈ→ｄｑ変換器２０におけるｄｈｑｈ軸電流指令値ｉｄｈ＊、ｉｑｈ＊のｄｑ座標系への変換は次式による。
【数１０】
2004312864.tif 000012
ｄｑ座標系へ変換された高調波電流指令値ｉｄ＿ｈｉｇｈ＊、ｉｑ＿ｈｉｇｈ＊は、加算器２１ａ、２１ｂによりｄｑ軸電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊にそれぞれ加算され、ｄｑ軸電流指令値ｉｄ１＊、ｉｑ１＊が求められる。
【数１１】
ｉｄ１＊＝ｉｄ＊＋ｉｄ＿ｈｉｇｈ＊，
【数１２】
ｉｑ１＊＝ｉｑ＊＋ｉｑ＿ｈｉｇｈ＊
なお、ｄｑ軸電流制御器２への入力は、減算器１ａ、１ｂにより上記ｄｑ軸電流指令値ｉｄ１＊、ｉｑ１＊とｄｑ軸電流ｉｄ、ｉｑの差分（電流制御偏差）を演算して求められる。
【００３６】
第１の実施の形態の構成によれば、ｄｑ軸電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊に高調波成分ｉｄ＿ｈｉｇｈ＊、ｉｑ＿ｈｉｇｈ＊が加算され、この高調波電流成分を含むｄｑ軸電流指令値ｉｄ１＊、ｉｑ１＊から高調波成分を含むｄｑ軸電流（フィードバック値）ｉｄ、ｉｑが減算される。つまり、ｄｑ軸電流指令値ｉｄ１＊、ｉｑ１＊に含まれる高調波成分とｄｑ軸電流フィードバック値ｉｄ、ｉｑに含まれる高調波成分とが相殺されることになり、ｄｑ軸電流制御器２への高調波成分の入力が阻止される。このため、ｄｑ軸電流制御器２により高調波電流が抑制されることがなく、ｄｑ軸電流制御とｄｈｑｈ軸電流制御とを完全に独立して行うことができる。したがって、高調波電流制御における指令値への追従性が向上し、この高調波電流制御を頻繁に加減速を行う車両に適用してもトルクリップルを低減し、効率を向上させることができる。
【００３７】
また、第１の実施の形態では、ｄｑ軸電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊とモーター回転速度ωｅに基づいて、ｄｑ電流制御器２の出力ｖｄ、ｖｑに対してｄ軸とｑ軸の干渉による影響を補償する非干渉制御器３および加算器４ａ、４ｂと、ｄｑ軸電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊、ｄｈｑｈ軸電流指令値ｉｄｈ＊、ｉｑｈ＊およびモーター回転速度ωｅに基づいて、ｄｈｑｈ電流制御器１５の出力ｖｄｈ、ｖｑｈに対してモーター１１の速度起電力による影響を補償するｄｈｑｈ速度起電力補償器１８および加算器１９ａ、１９ｂを設けたので、上記効果に加え、ｄ軸とｑ軸の干渉およびモーター速度起電力の影響が排除されて基本波電流制御および高調波電流制御の応答性をさらに向上させることができる。
【００３８】
第１の実施の形態によるｑｈ電流制御指令値をステップ状に変化させた場合のｄｈｑｈ軸電流応答を図７に示す。図７において、電流過渡変化にも乱れがなく、良好にｄｈｑｈ軸電流指令値へ追従していることがわかる。
【００３９】
《発明の第２の実施の形態》
図８は第２の実施の形態の構成を示すブロック図である。なお、図１および図２に示す機器と同様な機器に対しては同一の符号を付して相違点を中心に説明する。この第２の実施の形態では、非干渉制御器３Ａの入力を、第１の実施の形態のｄｑ軸電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊の変わりに、数式１０によりｄｑ軸に変換した高調波電流指令値（数式１１、１２）ｉｄ＿ｈｉｇｈ＊、ｉｑ＿ｈｉｇｈ＊と、数式１１、１２により求めた高調波電流指令値を含むｄｑ軸電流指令値ｉｄ１＊、ｉｑ１＊とを用いる。この第２の実施の形態では、ｄ軸補償電圧ｖｄ＿ｃｍｐとｑ軸補償電圧ｖｑ＿ｃｍｐを次式により演算する。
【数１３】
ｖｄ＿ｃｍｐ＝−Ｌｑ・ωｅ・ｉｑ１＊−ｋ・Ｌｄ・ωｅ・ｉｑ＿ｈｉｇｈ＊，
【数１４】
ｖｑ＿ｃｍｐ＝ωｅ・（Ｌｄ・ｉｄ１＊＋φ）＋ｋ・Ｌｑ・ωｅ・ｉｄ＿ｈｉｇｈ＊
これらの数式１３、１４は、上記数式５、６に対して、ｄｑ座標系における高調波電流により発生する速度起電力を補償するための右辺第２項を加えたものである。
【００４０】
また、非干渉制御器３Ａにより高調波電流の速度起電力を補償することによって、図２に示す第１の実施の形態のｄｈｑｈ速度起電力補償器１８における演算を一部省略することができる。モーターのｄｈｑｈ回路方程式が数式９で表される場合の、第２の実施の形態のｄｈｑｈ速度起電力補償器１８Ａの構成例を図９に示す。図５に示すｄｈｑｈ速度起電力補償器１８の構成に比べ、第２の実施の形態のｄｈｑｈ速度起電力補償器１８Ａではｄｑ軸電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊に対する演算を省略することができる。
【００４１】
第２の実施の形態の構成によれば、ｄｑ軸電流制御器２がｄｈｑｈ軸電流制御へ干渉することなく、ｄｑ軸電流制御とｄｈｑｈ軸電流制御とを行うことができる。したがって、高調波電流制御における指令値への追従性が向上し、この高調波電流制御を頻繁に加減速を行う車両に適用してもトルクリップルを低減し、効率を向上させることができる。
【００４２】
また、第２の実施の形態によれば、ｄｑ座標系に変換したｄｈｑｈ軸電流指令値ｉｄ＿ｈｉｇｈ＊、ｉｑ＿ｈｉｇｈ＊、高調波成分を含むｄｑ軸電流指令値ｉｄ１＊、ｉｑ１＊およびモーター回転速度ωｅに基づいて、ｄｑ軸電流制御器２の出力ｖｄ、ｖｑに対してｄ軸とｑ軸の干渉による影響を補償する非干渉制御器３Ａおよび加算器４ａ、４ｂと、ｄｈｑｈ軸電流指令値ｉｄｈ＊、ｉｑｈ＊とモーター回転速度ωｅに基づいて、ｄｈｑｈ電流制御器１５の出力ｖｄｈ、ｖｑｈに対してモーター１１の速度起電力による影響を補償するｄｈｑｈ速度起電力補償器１８Ａおよび加算器１９ａ、１９ｂとを設けたので、上記効果に加え、ｄ軸とｑ軸の干渉およびモーター速度起電力の影響が排除されて基本波電流制御および高調波電流制御の応答性をさらに向上させることができる。
【００４３】
《発明の第３の実施の形態》
図１０は第３の実施の形態の構成を示すブロック図である。なお、図１および図２に示す機器と同様な機器に対しては同一の符号を付して相違点を中心に説明する。
【００４４】
この第３の実施の形態では、高調波成分を含むｄｑ軸電流（フィードバック値）ｉｄ、ｉｑから高調波成分ｉｄ＿ｈｉｇｈ＊、ｉｑ＿ｈｉｇｈ＊（ｄｈｑｈ→ｄｈ変換器２０の出力）を減算し、高調波成分を含まない基本波成分のみのｄｑ軸電流（フィードバック値）を生成し、基本波成分のｄｑ軸電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊との制御偏差に基づいてｄｑ軸電流を制御する。
【００４５】
ｄｈｑｈ→ｄｑ変換器２０において、上記数式１０によりｄｈｑｈ軸高調波電流指令値ｉｄｈ＊、ｉｑｈ＊をｄｑ座標系へ変換する。次に、減算器２２ａ、２２ｂにより、高調波成分を含むｄｑ軸電流ｉｄ、ｉｑから高調波電流指令値ｉｄ＿ｈｉｇｈ＊、ｉｑ＿ｈｉｇｈ＊を減算し、高調波成分を含まない基本波成分のみのｄｑ軸電流ｉｄ１、ｉｑ１を求める。
【数１５】
ｉｄ１＝ｉｄ−ｉｄ＿ｈｉｇｈ＊，
【数１６】
ｉｑ１＝ｉｑ−ｉｑ＿ｈｉｇｈ＊
ｄｑ軸電流制御器２への入力は、減算器１ａ、１ｂにより基本波成分のみのｄｑ軸電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊と基本波成分のみのｄｑ軸電流（フィードバック値）ｉｄ１、ｉｑ１との差分（電流制御偏差）（ｉｄ＊−ｉｄ１）、（ｉｑ＊−ｉｑ１）を演算して求められる。
【００４６】
第３の実施の形態の構成によって、ｄｑ軸電流制御器２へ入力されるｄｑ軸電流（フィードバック値）ｉｄ、ｉｑからｄｈｑｈ制御対象の高調波成分が除去されることになり、ｄｑ軸電流制御器２がｄｈｑｈ軸電流制御へ干渉することなく、ｄｑ軸電流制御とｄｈｑｈ軸電流制御とを完全に独立して行うことができる。したがって、高調波電流制御における指令値への追従性が向上し、この高調波電流制御を頻繁に加減速を行う車両に適用してもトルクリップルを低減し、効率を向上させることができる。
【００４７】
《発明の第４の実施の形態》
図１１は第４の実施の形態の構成を示すブロック図である。なお、図１および図２に示す機器と同様な機器に対しては同一の符号を付して相違点を中心に説明する。
【００４８】
この第４の実施の形態では、高調波電流抽出部をハイパスフィルター１２Ａを用いて構成し、ｄｑ軸高調波電流ｉｄ＿ｈｉｇｈ、ｉｑ＿ｈｉｇｈを抽出する。そして、減算器２３ａ、２３ｂにより高調波成分が含まれるｄｑ軸電流（フィードバック値）ｉｄ、ｉｑから上記ｄｑ軸高調波電流ｉｄ＿ｈｉｇｈ、ｉｑ＿ｈｉｇｈを減算し、高調波成分を含まない基本波成分のみのｄｑ軸電流を生成する。そして、基本波成分のｄｑ軸電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊との制御偏差に基づいてｄｑ軸電流を制御する。
【００４９】
この第４の実施の形態は、ｄｐ軸電流ｉｄ、ｉｑをハイパスフィルター１２Ａと同じカットオフ周波数を持つローパスフィルターを通過させたことと同じことになり、ｄｑ軸電流制御器２のフィードバックから高調波成分が除去される。このため、ｄｑ軸電流制御器２がｄｈｑｈ軸電流制御へ干渉することなく、ｄｑ軸電流制御とｄｈｑｈ軸電流制御とを完全に独立して行うことができる。したがって、高調波電流制御における指令値への追従性が向上し、この高調波電流制御を頻繁に加減速を行う車両に適用してもトルクリップルを低減し、効率を向上させることができる。
【００５０】
なお、ローパスフィルターを用いて構成する場合には、ｄｑ軸電流ｉｄ、ｉｑをハイパスフィルター１２Ａと同じカットオフ周波数を持つローパスフィルターを通過させたものをｄｑ軸電流フィードバック値とすればよい。
【００５１】
特許請求の範囲の構成要素と一実施の形態の構成要素との対応関係は次の通りである。すなわち、電流センサー９ａ、９ｂが電流検出回路を、ｄｑ電流制御器２が基本波電流制御回路を、ｄｈｑｈ電流制御器１５が高調波電流制御回路を、ｄｑ→３相変換器５、ｄｈｑｈ→３相変換器１６および加算器１７ａ、１７ｂ、１７ｃが指令値演算回路を、インバーター７が電力変換回路を、ｄｈｑｈ→ｄｑ変換器２０および減算器２２ａ、２２ｂ、ハイパスフィルター１２Ａおよび加算器２３ａ、２３ｂが高調波成分除去回路を、回転位置センサー１０および位相速度演算器８が回転速度検出回路を、非干渉制御器３、３Ａおよび加算器４ａ、４ｂが非干渉制御回路を、ｄｈｑｈ速度起電力補償器１８、１８Ａおよび加算器１９ａ、１９ｂが速度起電力補償回路をそれぞれ構成する。なお、本発明の特徴的な機能を損なわない限り、各構成要素は上記構成に限定されるものではない。
【図面の簡単な説明】
【図１】一般的なベクトル制御による三相同期モーターの制御ブロック図である。
【図２】第１の実施の形態の構成を示す制御ブロック図である。
【図３】高調波抽出部の詳細な構成を示す図である。
【図４】高調波抽出部の他の詳細な構成を示す図である。
【図５】ｄｈｑｈ速度起電力補償器の詳細な構成を示す図である。
【図６】図２に示す構成の高調波電流制御により、ｑｈ電流制御指令値をステップ変化させた場合のｄｈｑｈ軸電流応答を示す図である。
【図７】第１の実施の形態によりｑｈ電流制御指令値をステップ状に変化させた場合のｄｈｑｈ軸電流応答を示す図である。
【図８】第２の実施の形態の構成を示す制御ブロック図である。
【図９】ｄｈｑｈ速度起電力補償器の詳細な構成を示す図である。
【図１０】第３の実施の形態の構成を示す制御ブロック図である。
【図１１】第４の実施の形態の構成を示す制御ブロック図である。
【符号の説明】
１ａ、１ｂ  減算器
２  ｄｑ軸電流制御器
３  非干渉制御器
４ａ、４ｂ  加算器
５  ｄｑ→３相変換器
６  ｄｑ←３相変換器
７  インバーター
７ａ  直流電源
８  位相速度演算部
９ａ、９ｂ  電流センサー
１０  回転位置センサー
１１  三相同期モーター
１２  高調波抽出部
１２ａ、１２ｂ  ローパスフィルター
１２ｃ、１２ｄ  減算器
１３  ｄｈｑｈ←ｄｑ変換器
１４ａ、１４ｂ  減算器
１５  ｄｈｑｈ軸電流制御器
１６  ｄｈｑｈ→３相変換器
１７ａ、１７ｂ、１７ｃ  加算器
１８、１８Ａ  ｄｈｑｈ速度起電力補償器
１９ａ、１９ｂ  加算器
２０  ｄｈｑｈ→ｄｑ変換器
２１ａ、２１ｂ  加算器
２２ａ、２２ｂ、２３ａ、２３ｂ  減算器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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