(57)【要約】【課題】超音波診断装置の送信回路において、発熱の問題を解消する。また送信信号のレベルを可変しても低歪み率で任意波形を増幅できるようにする。【解決手段】ペデスタルクランプ回路（バイアス設定回路）３０は、原送信信号に対応したパルス幅を有する両極対称性を持った一対のペデスタルクランプパルス（バイアス用パルス）Ｖb1及びＶb2を発生する。疑似リニアアンプ３２では、そのパルスＶb1及びＶb2のレベルにしたがってバイアス点が設定され、そのパルスの期間内においてのみ原送信信号の線形増幅を行う。ドライブ用電源は、ドライブ用電源の電圧ＨＶ１，ＨＶ２を可変設定し、これにより疑似リニアアンプ３２から出力される送信信号のレベルが可変設定される。疑似リニアアンプ３２では、ドライブ用電源の電圧を可変しても、ペデスタルクランプパルスＶb1及びＶb2のレベルによって、その動作点が所定の値に保たれる。【選択図】図１
2004073883.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
　原送信信号に対応したパルス幅を有する正負対称性をもった一対のバイアス用パルスを出力するバイアス設定回路と、
　正負対称の相補型の回路構成を有し、前記一対のバイアス用パルスによって正負の動作期間及び動作点が定められ、前記原送信信号を線形増幅するドライブ回路と、
　を含み、
　前記ドライブ回路に接続されたドライブ用電源を含み、
　前記ドライブ用電源は、送信条件に応じて、当該ドライブ用電源の電圧を可変設定し、これにより前記ドライブ回路から出力される送信信号のレベルが可変設定され、
　前記ドライブ回路は、前記ドライブ用電源の電圧を可変しても、前記一対のバイアス用パルスによって当該ドライブ回路の動作点が所定の値に保たれる回路構成を有することを特徴とする超音波診断装置の送信回路。
【請求項２】
　請求項１記載の送信回路において、
　前記ドライブ回路は、前記一対のバイアス用パルスのパルス幅に対応した期間だけバイアス電流を流す回路を有することを特徴とする超音波診断装置の送信回路。
【請求項３】
　請求項１記載の送信回路において、
　前記一対のバイアス用パルスは、前記原送信信号の開始点よりもスタンバイ時間分だけ先行して立ち上がることを特徴とする超音波診断装置の送信回路。
【請求項４】
　請求項１記載の送信回路において、
　前記ドライブ回路は、前記一対のバイアス用パルスのレベルに応じて線形増幅領域中に動作点を固定設定する回路を有することを特徴とする超音波診断装置の送信回路。
【請求項５】
　請求項１記載の送信回路において、
　前記ドライブ回路は、入力から出力までの全段が直流的に結合された相補対称型の回路構成を有することを特徴とする超音波診断装置の送信回路。
【請求項６】
　請求項１記載の送信回路において、
　前記ドライブ回路は、負帰還型増幅器であることを特徴とする超音波診断装置の送信回路。
【請求項７】
　請求項１記載の送信回路において、
　前記バイアス設定回路は、送信条件に応じて、前記一対のバイアス用パルスのレベルを可変設定し、これにより前記ドライブ回路の動作点が可変設定されることを特徴とする超音波診断装置の送信回路。
【請求項８】
　請求項１記載の送信回路において、
　前記ドライブ用電源の電圧は、正負対称の電圧値として構成されたことを特徴とする超音波診断装置の送信回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
　本発明は超音波診断装置の送信回路に関し、特にバイアスの設定に関する。
【背景技術】
【０００２】
　超音波の送受信により断層像やドプラ画像を表示する超音波診断装置が知られている。これらの超音波診断装置においては、高画質を得るために超音波ビームを収束させる電子フォーカシングの手法が広く用いられている。
【０００３】
　しかしながら、フォーカシングされた超音波ビームの指向特性には若干のサイドローブが存在するので、画面上にアーチファクトが表示され、画質低下の原因となる。アーチファクトの要因となるサイドローブを低減する方法として、送信波に重み付けを行うアポダイゼーションの手法が超音波診断装置に適用されている。
【０００４】
　従来の超音波診断装置は、一般に、Ｂモード、連続波ドプラモード（ＣＷ）、ＣＦＭ(カラーフローマツピング)モード、及び、エコー中の第二次高調波成分によるハーモニックイメージングモード等の複数の表示モードを有する。
【０００５】
　そのような複数の表示モードを有する超音波診断装置では、生体内に対する超音波エネルギーの関係及び信号対雑音比(SNR)の観点より、各表示モードに応じて振動子に加える送信波の波形及びその波高値を変える必要がある。
【０００６】
　例えば、ＣＷモードでは、SNRの観点より送信波をサイン波とし、高調波の含有率を低く抑えることが求められ、一方、生体内反射波の第二次高調波によるハーモニックイメージングの場合は、送信波の第二次高調波を生体内反射波の第二次高調波より充分低く抑え込む必要がある。
【０００７】
　従って、このような超音波診断装置では、振動子を任意波形、例えばパルス波、サイン波、およびガウシャン波等で駆動できる送信回路が求められる。
【０００８】
　図６は、従来の超音波診断装置における送信アポダイゼーションを行う送信回路の例である。この送信回路は、電源部１０、送信電圧制御部１２、パルサ部Ｃ１〜Ｃ４及び電圧リミッタＤ１〜Ｄ４で構成され、電源部１０は一定の電圧Ｖdcをパルサ部Ｃ1〜Ｃ4に供給する。
【０００９】
　パルサ部Ｃ1〜Ｃ4は、各チャンネルに対応したドライブパルスα1〜α4に基づいて、出力電圧Vdcの定電圧パルスβ1〜β4を出力する。送信電圧制御部１２は、送信電圧制御信号φ1〜φ4を電圧リミッタＤ1〜Ｄ4に供給し、電圧リミッタＤ1〜Ｄ4は、定電圧パルスβ1〜β4の電圧をクリッピングし、波高値の異なる電圧のパルスγ1〜γ4で超音波探触子１４の振動子td1〜td4を駆動する。以上の手順で送信のアポダイゼーションが実行される。
【００１０】
　しかしながら、パルサ部の電源電圧がVdcと一定なので、β1〜β4は常に最大出力電圧で出力され、アポダイゼーションによる最小の駆動パルス時に、その差の出力電圧は電圧リミッタＤ１〜Ｄ４内で消費される。従って、電力の損失が大きく、回路全体として発熱の問題が大きくなる。
【００１１】
　一方、送信波がパルス波なので、ハーモニックイメージングモード時には送信波の第二次高調波を生体内反射波の第二次高調波より充分低く押え込むためのフイルタを、別途チャンネル毎に設けるか、または別途専用の送信回路を設ける必要がある。
【００１２】
　また、パルサ部Ｃ１〜Ｃ４及び電圧リミッタＤ１〜Ｄ４が非線形回路で構成されているので、振動子をサイン波、ガウシャン波およびその他の任意波形で駆動出来ないことは言うまでもない。
【００１３】
　従って、高性能で多機能の超音波診断装置を提供するためには、各種送信波に対して個別に専用の送信回路を持たねばならず発熱およびコスト的な問題が生じる。
【００１４】
　図７は、従来の超音波診断装置におけるアポダイゼーションを行なう送信回路の他の例である。この送信回路は、クランプ部２０、電圧比較部２２、電圧電流変換部２４、高圧電流制御部２６及びタップ付きトランスフォーマ２８で構成され、図示されない各振動子TDに対応して設けられている。トランスフォーマ２８の各タップには一定の高圧ＨＶ(例えば100V)が接続されており、各回路は無信号時オフの状態にある。
【００１５】
　クランプ部２０は、送信パルスPulse 1と送信制御信号Vpc cont.1とを電源−Veeを基準として所定の値に固定し、それぞれを電圧比較部２２へ供給する。電圧比較部２２は、電位が固定された送信パルスPulse 1を送信制御信号Vpc cont.1に基づいてVpc1電位でクリッピングし、波高値がα1なる電圧パルスを電圧電流変換部２４に供給する。電圧電流変換部２４は、電圧比較部２２で生成された波高値がα1なる電圧パルスによりＲ1に流れ込む電流値を基準として電流パルスβ1を生成し、FETスイッチで構成された高圧電流制御部２６に供給する。FETスイッチで構成された高圧電流制御部２６は、電流パルスβ1により電源Ｖccを基準電圧としてＲ２及びＲ３を通して流れ込む電流によって発生した電圧でオン状態となり、電流パルスβ1をトランスフォーマ２８に供給し、トランスフォーマ２８は電流パルスβ1を高圧パルスに変換し、図示されない振動子TDを駆動する。以上の手順で送信のアポダイゼーションが実行される。
【００１６】
　この送信回路は、無信号時、高圧電流制御部２６を構成するFETスイッチがオフの状態にあるので、動作を停止している。従って、無信号時の消費電力が零(0)なので、発熱の点で有利である。
【００１７】
　しかしながら、送信波がパルス波なので、ハーモニックイメージングモード時には、送信波の第二次高調波を生体内反射波の第二次高調波より充分低く押え込むためのフイルタを、別途チャンネル毎に設けるか、または別途専用の送信回路を設ける必要がある。また、トランスフォーマを使用しているので回路の小型化、コスト低減及び回路の集積回路化等が困難である。
【００１８】
　また、この送信回路はクランプ部２０および電圧比較部２２が非線形回路で構成されているので、振動子をサイン波、ガウシャン波およびその他の任意波形で駆動出来ないことはいうまでもない。
【００１９】
【特許文献１】特開平７−２３１２４７号公報
【特許文献２】特開昭６２−１１７５３３号公報
【特許文献３】特開平１０−５７３７３号公報
【特許文献４】特開平３−１６２８３８号公報
【非特許文献１】窪田登司、やさしく作れるスーパーアンプＦＥＴアンプ製作集（第４刷）、誠文堂新光社、１９８８年１２月１５日
【非特許文献２】窪田登司、半導体アンプ製作技法、誠文堂新光社、１９９５年２月２５日
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２０】
　以上のように、上記従来例の送信回路では、回路が非線形回路方式で構成されているため、送信波がパルス波となるので、例えばハーモニックイメージングモード時には送信波の第二次高調波を生体内反射波の第二次高調波より充分低く押え込むためのフイルタを、別途チャンネル毎に設ける必要があった。
【００２１】
　また、ドプラ(CW)時は低電圧出力送信であるため、SNRの観点よりサイン波を送信する専用の低電圧形リニアアンプいわゆる線形回路方式の送信回路を別途設けるなどしていた。
【００２２】
　従って、一つの送信回路で、振動子を低電圧から高電圧の任意波形、例えばパルス波、サイン波およびガウシャン波等で駆動することができなかった。
【００２３】
　なお、更に、特開平５−３４４９７０号公報、特開平８−２５２２５１号公報、特開平１０−５７３７３号公報、特開平１１−５６８３９号公報、米国特許第４８２１７０６号には関連する技術が開示されている。
【００２４】
　本発明の目的は、上記従来の課題に鑑みなされたものであり、各送信条件において、線形増幅を行えるとともに発熱を低減できる超音波診断装置の送信回路を提供することにある。
【００２５】
　本発明の他の目的は、一つの送信回路で、振動子を低電圧から高電圧の任意波形、例えばパルス波、サイン波およびガウシャン波等で駆動できるようにすることにある。
【課題を解決するための手段】
【００２６】
（１）望ましくは、原送信信号に対応したパルス幅を有する両極対称性をもった一対のバイアス用パルスを出力するバイアス設定回路と、前記一対のバイアス用パルスによって動作期間及び動作点が定められ、前記原送信信号を増幅するドライブ回路と、が設けられる。
【００２７】
　上記構成によれば、バイアス設定回路によって一対のバイアス用パルスが生成され、ドライブ回路はそれらの一対のバイアス用パルスに従って原送信信号の増幅を行う。すなわち、ドライブ回路の動作期間は一対のバイアス用パルスのパルス幅によって規定され、ドライブ回路の動作点は一対のバイアス用パルスのそれぞれのレベルによって規定される。よって、動作が必要な期間だけバイアスが形成され、すなわち動作可能状態になるので発熱の問題に対処できる。また、バイアス用パルスのレベルを適宜設定してドライブ回路を線形動作させれば、所望の動作条件で増幅を行うことができる。
【００２８】
　望ましくは、前記ドライブ回路は、前記一対のバイアス用パルスのパルス幅に対応した期間だけバイアス電流を流す回路を有する。すなわち、それ以外の期間においてはバイアス電流の供給が停止され、これによって回路の動作が事実上停止し、無用な電力消費を抑えられる。
【００２９】
　望ましくは、前記一対のバイアス用パルスは、前記原送信信号の開始点よりもスタンバイ時間分だけ先行して立ち上がる。この構成によれば、原送信信号の増幅に先立って回路を安定化できる。
【００３０】
　望ましくは、前記ドライブ回路は、前記一対のバイアス用パルスのレベルに応じて線形増幅領域中に動作点を固定設定する回路を有する。この構成によれば、ドライブ回路を線形動作させて任意波形の線形増幅を達成できる。
【００３１】
　望ましくは、前記ドライブ回路は、入力から出力までの全段が直流的に結合された相補対称型の回路構成を有する。この構成によれば応答性を良好にできる。相補型であるので、各極性成分ごとに独立して増幅が行われ、最終的に両極性の成分が統合される。
【００３２】
　望ましくは、前記ドライブ回路は高速の負帰還型増幅器である。この構成によれば、動作点が安定化され、また高周波化、高速応答化、波形の低歪み率化等が達成される。
【００３３】
　望ましくは、前記バイアス設定回路は、送信条件に応じて、前記一対のバイアス用パルスのレベルを可変設定し、これにより前記ドライブ回路の動作点が可変設定される。この構成によれば、所望の動作条件で増幅を行える。
【００３４】
　望ましくは、前記ドライブ回路に接続されたドライブ用電源を含み、前記ドライブ用電源は、送信条件に応じて、前記ドライブ用電源の電圧を可変設定し、これにより前記ドライブ回路から出力される送信信号のレベルが可変設定される。
【００３５】
（２）また、望ましくは、複数の原送信信号に対応したパルス幅を有する両極対称性をもった一対のバイアス用パルスを出力するバイアス設定回路と、前記一対のバイアス用パルスによって動作期間及び動作点が定められ、前記原送信信号を増幅する複数のドライブ回路と、が設けられ、前記バイアス設定回路が前記複数のドライブ回路に対して共用される。
【００３６】
　この構成によれば、複数のドライブ回路に対して１つのバイアス回路を設けて回路構成を簡略化できる。望ましくは、前記バイアス設定回路は、前記複数の原送信信号のすべてを包含するパルス幅を有する。
【００３７】
（３）ちなみに、上記のバイアス用パルスはペデスタルクランプパルスと称することもでき、この場合、バイアス設定回路はペデスタルクランプ回路に相当する。ドライブ回路は、そのパルスの期間中のみ動作点が線形動作領域に固定されるので、それを疑似リニアアンプと称することができる。
【００３８】
　したがって、上記構成によれば、送信回路における発熱の問題を解消して当該送信回路の高密度実装化が可能となり、ひいては装置を小型化することができる。また、ドライブ回路を高速負帰還形増幅器として動作させることによって、任意波形例えばパルス波、サイン波およびガウシャン波等を低歪み率で増幅できる。
【００３９】
（４）本発明では、ドライブ回路へ供給する高圧電源を可変しても、設定されたペデスタルクランプパルスのレベルにより回路の動作点を所定の値に保つことができる。すなわち、Ｂモード、ドプラ（ＣＷ）モード、ＣＦＭ(カラーフローマツピング)モード等の各モードで、高圧電源の電圧を適切な値として送信信号のレベルを変更しても、ドライブ回路の動作点が所定の値に保たれ、低歪み率で増幅がなされ、また送信回路の消費電力を最低限に抑えることができる。
【００４０】
（５）すなわち、本発明は、原送信信号に対応したパルス幅を有する正負対称性をもった一対のバイアス用パルスを出力するバイアス設定回路と、正負対称の相補型の回路構成を有し、前記一対のバイアス用パルスによって正負の動作期間及び動作点が定められ、前記原送信信号を線形増幅するドライブ回路と、を含み、前記ドライブ回路に接続されたドライブ用電源を含み、前記ドライブ用電源は、送信条件に応じて、当該ドライブ用電源の電圧を可変設定し、これにより前記ドライブ回路から出力される送信信号のレベルが可変設定され、前記ドライブ回路は、前記ドライブ用電源の電圧を可変しても、前記一対のバイアス用パルスによって当該ドライブ回路の動作点が所定の値に保たれる回路構成を有することを特徴とする。
【発明の効果】
【００４１】
　以上説明したように、本発明によれば、ドライブ回路における無信号時の消費電力を０にできるので発熱の問題を解消することができ、また低歪み率で任意波形を増幅することができるという利点を得られる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４２】
　以下、本発明の好適な実施形態を図面に基づいて説明する。
【００４３】
　図１は、超音波診断装置に用いる送信回路を示す概略構成図である。図１において、この実施形態では各振動子（あるいは送信信号）ごとに一対のペデスタルクランプ回路３０及び疑似リニアアンプ３２が設けられている。
【００４４】
　ペデスタルクランプ回路３０は、図示されない制御部から、超音波ビームを収束させる送信フォーカシングおよびスタンバイ時間を勘案した送信制御信号PDを入力し、それに基づいて正負対称のペデスタルクランプパルスVb1およびVb2を発生し、それぞれを疑似リニアアンプ３２へ送出する。図５（Ａ）〜（Ｃ）には送信制御信号PDと、ペデスタルクランプパルスVb1およびVb2の波形が例示されている。ここで、送信制御信号PDとそれに連動するペデスタルクランプパルスVb1およびVb2は、図５の（Ｅ）に示す原送信波形の全期間１００よりも前後に長い期間を有し、すなわち、原送信波形の開始点よりも期間１０２だけ先行して立ち上がり、原送信波形の終了点よりも期間１０４だけ遅く立ち下がるように設定されている。
【００４５】
　疑似リニアアンプ３２は、入出力全段直流結合で無バイアスの相補対称形回路構成を有するドライブ回路であり、無信号時の消費電力は零(0)である。疑似リニアアンプ３２は、ペデスタルクランプ回路３０から送出されたペデスタルクランプパルスVb1およびVb2により、ペデスタルクランプパルスの発生期間中のみ、回路の動作点が線形動作領域に固定され高速負帰還形増幅器として動作し、送信制御信号PDに同期して入力された超音波探触子駆動用任意波形信号（原送信信号）Tx inを線形に増幅し、Tx outを図示されない振動子へ送出する。図５の（Ｄ）には上記の通り原送信波形が示され、図５の（Ｅ）には出力信号Tx outの波形が示されている。
【００４６】
　Tx inは、図示されない制御部から送出される送信フォーカシング、送信レベルおよび送信重み付け(アポダイゼーション)を勘案したパルス波、サイン波およびガウシャン波等の任意波形であり、送信制御信号PDに同期して発生されたものである。
【００４７】
　Tx outは、疑似リニアアンプ３２がペデスタルクランプパルスVb1およびVb2の発生期間中にTx inを線形増幅した後の出力信号であり、それは図示されない振動子へ出力される。
【００４８】
　図１において、VccおよびVeeはペデスタルクランプ回路３０の電源であり、例えば正負対称の±5〜±15Vの中の所定電圧値が用いられる。HV1およびHV2は疑似リニアアンプ３２の高圧電源で、正負対称の電圧値を有し、例えば表示モード等により自動的に又は手動で±10V〜±100Vの範囲内で可変設定可能である。
【００４９】
　したがって、ドライブ回路を疑似リニアアンプ３２で構成すると、ドライブ回路の無信号時の消費電力を零(0)とすることができるので、送信回路の発熱の問題が解消され、ペデスタルクランプパルスの発生期間中のみ高速負帰還形増幅器として動作させることができるので、高周波化、高速応答化、波形の低歪み率化および回路の安定化ができ、また、ドライブ回路へ供給する高圧電源を可変しても、設定されたペデスタルクランプパルスのレベルにより動作点が所定の値に保たれ、Ｂモード、ドプラ(CW)モード、ＣＦＭ(カラーフローマツピング)モード等の各モードにおける高圧電源を適切な値に可変することによって、ドライブ回路および高圧電源の消費電力を最低限に抑え、任意波形例えばパルス波、サイン波、およびガウシャン波等の入力波を低歪み率で所定の値に線形に増幅し、図示されない振動子を駆動することができる。
【００５０】
　図２は、他の実施形態における送信回路を示す概略構成図である。図２において、ペデスタルクランプ回路３４は、複数の疑似リニアアンプＢ１〜Ｂ４８に共通接続されている。
【００５１】
　ペデスタルクランプ回路３４は、上記同様に、図示されない制御部から超音波ビームを収束させる送信フォーカシングおよびスタンバイ時間を勘案した送信制御信号PD1に基づいて正負対称のペデスタルクランプパルスVb1およびVb2を発生し、それぞれを疑似リニアアンプＢ１〜Ｂ４８へ送出する。
【００５２】
　疑似リニアアンプＢ１〜Ｂ４８は、上記同様に、入出力全段直流結合で無バイアスの相補対称回路で構成されたドライブ回路で、無信号時の消費電力は零(0)である。疑似リニアアンプＢ１〜Ｂ４８は、ペデスタルクランプ回路３４から送出されたペデスタルクランプパルスVb1およびVb2により、ペデスタルクランプパルスの発生期間中のみ、回路の動作点が線形動作領域に固定されて高速負帰還形増幅として動作し、送信制御信号PD1に同期して入力された超音波探触子駆動用任意波形信号Tx in1〜Tx in48を線形増幅し、Tx out1〜Tx out48を図示されない振動子へ送出する。ここで、Vcc、Vee、HV1およびHV2は上記の実施形態と同じであるのでその説明を省略する。
【００５３】
　したがって、ペデスタルクランプ回路を送信フォーカシングのグループ毎にまとめることができるので、送信回路としてのコスト低減化を図れる。
【００５４】
　図３および図４には、図１及び図２に示した疑似リニアアンプの具体的な回路構成例が示されている。
【００５５】
　まず図３において、Q1〜Q14はトランジスタ、R1〜R24は抵抗器、C1〜C3はコンデンサである。この回路は、抵抗R1〜R14およびトランジスタQ1〜Q8からなる相補対称形カレントミラー回路、抵抗R15〜R17およびトランジスタQ9、Q9からなるフローテイング形シャントレギレータ回路、抵抗R18〜R22、コンデンサC2,C3およびトランジスタQ11〜Q14からなる相補対称形シングルエンデットプッシュプル回路、抵抗R23、R24およびコンデンサC1を有する帰還回路、で構成されている。そして、この回路は入出力全段直流結合で無信号時の消費電力は零バイアスのために零(0)である。以下、その動作を詳細に説明する。
【００５６】
　送信制御信号に基づいてペデスタルクランプパルスVb1およびVb2が発生し、それぞれが疑似リニアアンプの送信制御信号入力端であるR2およびR3の両端に送出される。すると、抵抗R1〜R14およびトランジスタQ1〜Q8からなる正負対称の相補対称形カレントミラー回路の動作点がAB1級に固定される。
【００５７】
　トランジスタQ1〜Q8からなる正負対称の相補対称形カレントミラー回路の動作点がAB1級に固定されると、トランジスタQ７、Q8のコレクタ電流により抵抗R15、R16に発生する電圧に基づいてトランジスタQ10のコレクタおよびエミッタに、次段のトランジスタQ11〜Q14からなる相補対称形シングルエンデットプッシュプル回路の動作点をAB1級に固定する電圧が送出される。
【００５８】
　この電圧により、トランジスタQ11〜Q14からなる相補対称形シングルエンデットプッシュプル回路の動作点がAB1級に固定される。ここで、コンデンサC2,C3は位相補正用で、数pF〜数十pFの値が用いられる。
【００５９】
　以上の手順で入出力全段直流結合で無バイアスのドライブ回路の動作点が固定され、その際、抵抗R23、R24とコンデンサC1で構成された帰還回路により、入出力に負帰還がかかり入出力同相の高速負帰還形増幅器となる。ここで、コンデンサC1は位相補正用で、数pFの値が用いられる。
【００６０】
　回路の増幅率Avは次式であらわされる。
【００６１】
　　　　Av＝R24／R23
【００６２】
　ペデスタルクランプパルスを正負対称のVb1およびVb2とし、入出力全段直流結合無バイアスのドライブ回路を、上記の全段正負対称の相補形回路とすることによって、ペデスタルクランプパルスの立ち上がりおよび立ち下がりの過度応答時におけるスパイクノイズを抑圧することができる。過度応答時のスパイクノイズの抑圧効果は、入力無信号時において高圧電源HV1およびHV2を可変した場合にも同様に作用する。
【００６３】
　一般のリニアアンプでは、ドライブ回路のQ1〜Q8からなる回路は差動増幅回路で構成され、無信号時の動作点はA級で、無信号時のバイアス電流は数百mAである。ドライブ回路は数十から数百個用いられるため、その発熱が問題となる。
【００６４】
　また図示していないが、生体内反射波を増幅する受信時において、リニアアンプは動作中であるので、リニアアンプから発生する雑音がＳＮＲの観点より問題となる。
【００６５】
　本実施形態の回路においては、前記ドライブ回路を入出力全段直流結合無バイアスの回路構成とすることによって無信号時の消費電力が零(0)であるので、発熱および雑音上の問題は生じない。また、本実施例では、ドライブ回路のQ1〜Q8が正負対称の相補対称形カレントミラー回路で構成され、ペデスタルクランプパルスにより動作点がAB1級に固定されるが、動作時のバイアス電流は前記A級バイアス無信号時の数十分の一であるので、図示されない振動子を駆動する送信時においても熱的に有利に作用する。
【００６６】
　次に図４の回路構成例について説明する。図４において、Q1〜Q12はトランジスタ、R1〜R19は抵抗器、C1〜C3はコンデンサである。この回路は、抵抗R1〜R10およびトランジスタQ1〜Q6からなる相補対称形カレントミラー回路、抵抗R11〜R13およびトランジスタQ7、Q8からなるフローテイング形シャントレギレータ回路、抵抗R14〜R18、コンデンサC2,C3およびトランジスタQ9〜Q12からなる相補対称形シングルエンデットプッシュプル回路、抵抗R19およびコンデンサC1からなる帰還回路で構成され、入出力全段直流結合無バイアスで、無信号時の消費電力は零(0)である。以下、その動作を詳細に説明する。
【００６７】
　送信制御信号に基づいてペデスタルクランプパルスVb1およびVb2が発生し、それぞれが疑似リニアアンプの送信制御信号入力端であるR2およびR3の両端に送出されると、抵抗R1〜R10およびトランジスタQ1〜Q6からなる正負対称の相補対称形カレントミラー回路の動作点がAB1級に固定される。トランジスタQ1〜Q6からなる正負対称の相補対称形カレントミラー回路の動作点がAB1級に固定されると、トランジスタQ5、Q6のコレクタ電流により抵抗R11、R12に発生する電圧に基づいてトランジスタQ8のコレクタおよびエミッタに、次段のトランジスタQ9〜Q12からなる相補対称形シングルエンデットプッシュプル回路の動作点をAB1級に固定する電圧が送出される。
【００６８】
　この電圧により、トランジスタQ9〜Q12からなる相補対称形シングルエンデットプッシュプル回路の動作点がAB1級に固定される。ここで、コンデンサC2,C3は位相補正用で、数pF〜数十pF程度である。
【００６９】
　以上の手順で、入出力全段直流結合無バイアスのドライブ回路の動作点が固定されると、抵抗R1、R19とコンデンサC1とで構成された帰還回路により、入出力に負帰還がかかり入出力逆相の高速負帰還形増幅器となる。ここで、コンデンサC1は位相補正用で、数pF程度である。回路の増幅率Avは次式であらわされる。
【００７０】
　　　Av＝−(R19／R1)
【００７１】
　ペデスタルクランプパルスを正負対称のVb1およびVb2とし、入出力全段直流結合無バイアスドライブ回路を、上記の全段正負対称の相補形回路とすることによって、ペデスタルクランプパルスの立ち上がりおよび立ち下がりの過度応答時のスパイクノイズを抑圧することができる。その他の動作は図３の場合と同様なので省略する。
【００７２】
　以上説明したように、上記構成によれば、ドライブ回路を疑似リニアアンプで構成し、無信号時の消費電力を零(0)とすることによって発熱の問題が解消され、またペデスタルクランプパルスの発生期間中のみ、高速負帰還形増幅器として動作させることによって、任意波形例えばパルス波、サイン波およびガウシャン波等の入力波を所定の値に線形に増幅し、図示されない振動子を駆動することができる。
【００７３】
　また、ドライブ回路のバイアスに結合用コンデンサを用いていないので、過度応答に対する復帰時間が非常に早く、入出力全段正負対称の相補形回路とすることによって、ペデスタルクランプパルスによるスパイクノイズの発生を効果的に抑圧することができる。さらに、トランスフォーマを使用していないので、回路の高密度実装による小型化、および回路の集積回路化などが容易でコスト低減ができる。
【図面の簡単な説明】
【００７４】
【図１】本発明に係る送信回路のブロック図である。
【図２】他の実施形態に係る送信回路のブロック図である。
【図３】ドライブ回路の構成例を示す回路図である。
【図４】ドライブ回路の他の構成例を示す回路図である。
【図５】回路中の各信号の波形を示す図である。
【図６】従来の回路構成例を示す図である。
【図７】従来の他の回路構成例を示す図である。
【符号の説明】
【００７５】
　３０　ペデスタルクランプ回路（バイアス設定回路）、３２　疑似リニアアンプ（ドライブ回路）。
【図１】
2004073883.tif 000003
【図２】
2004073883.tif 000004
【図３】
2004073883.tif 000005
【図４】
2004073883.tif 000006
【図５】
2004073883.tif 000007
【図６】
2004073883.tif 000008
【図７】
2004073883.tif 000009