(57)【要約】【課題】低周波数帯域の信号、及び、高周波数帯域の信号を出力し得る電圧制御発振器を提供する。【解決手段】発振部は、第１の発振周波数信号ｆ１、及び、第２の発振周波数信号ｆ２を生成し、第２の発振周波数信号ｆ２は、第１の発振周波数信号ｆ１よりも高い周波数である。増幅部は、第１のトランジスタＱ１を含む。切替手段４０は、第１のトランジスタＱ１がエミッタ接地にて第１の発振周波数信号ｆ１を増幅して出力する第１の状態と、第１のトランジスタＱ１がベース接地にて第２の発振周波数信号ｆ２を増幅して出力する第２の状態とを切換える。【選択図】      図１
2004304422.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
発振部と、増幅部と、切替手段とを含む電圧制御発振器であって、
前記発振部は、第１の発振周波数信号、及び、第２の発振周波数信号を生成し、前記第２の発振周波数信号は、前記第１の発振周波数信号よりも高い周波数であり、
前記増幅部は、第１のトランジスタを含み、
前記切替手段は、前記第１のトランジスタがエミッタ接地にて前記第１の発振周波数信号を増幅して出力する第１の状態と、前記第１のトランジスタがベース接地にて前記第２の発振周波数信号を増幅して出力する第２の状態との間で切換える電圧制御発振器。
【請求項２】
請求項１に記載された電圧制御発振器であって、
前記第１のトランジスタは、前記第１の発振周波数信号、及び、前記第２の発振周波数信号のうちの一方のみが供給され、
前記増幅部は、ベース回路を含み、
前記ベース回路は、前記第１のトランジスタのベースと、接地との間に備えられ、前記第１の状態において、前記第１のトランジスタのベースを高周波的にオープンとみなせる状態となり、前記第２の状態において、前記第１のトランジスタのベースを高周波的に接地とみなせる状態となる電圧制御発振器。
【請求項３】
請求項１又は２に記載された電圧制御発振器であって、
前記第１の発振周波数信号は、前記第１のトランジスタのベースに供給され、前記第２の発振周波数信号は、前記第１のトランジスタのエミッタに供給される電圧制御発振器。
【請求項４】
請求項１乃至３の何れかに記載された電圧制御発振器であって、
前記第１のトランジスタのベース接地での利得が、前記第１のトランジスタのエミッタ接地での利得よりも高くなる周波数を周波数ｆ０としたとき、
前記第１の発振周波数信号は、前記周波数ｆ０よりも低い周波数であり、
前記第２の発振周波数信号は、前記周波数ｆ０よりも高い周波数である電圧制御発振器。
【請求項５】
請求項１乃至４の何れかに記載された電圧制御発振器であって、更に、容量結合素子を含み、
前記発振部は、第１の発振部と、第２の発振部とを含み、
前記第１の発振部は、前記容量結合素子を介して、前記第１のトランジスタのベースに接続されており、
前記第２の発振部は、第２のトランジスタを含み、前記第２のトランジスタのコレクタ−エミッタ間は、前記第１のトランジスタのエミッタと、接地との間に備えられている電圧制御発振器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電圧制御発振器に関する。特に、自動車電話や携帯電話等の移動体通信システムに使用される電圧制御発振器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、移動体通信システムの急速な発展に伴い、都市部での周波数不足が生じている。このため、２つ以上の周波数帯域で使用可能な移動体通信システム（以下、デュアルバンドシステムと称する）が普及しつつある。このようなデュアルバンドシステムを構成するためには、２つ以上の周波数帯域の信号を出力する電圧制御発振器が必要とされる。
【０００３】
デュアルバンドシステム用電圧制御発振器としては、回路部品点数を削減して、小型化及び低コスト化を図るべく、それぞれ異なる２つの発振周波数を１つの増幅部で増幅するものが知られている。
【０００４】
この種の電圧制御発振器として、例えば、特許文献１は、それぞれ異なる発振周波数を生成する２つの発振部と、入力された発振周波数をエミッタ接地されたトランジスタで増幅する１つの増幅部とからなる電圧制御発振器を開示している。
【０００５】
また、特許文献２は、それぞれ異なる発振周波数を生成する２つの発振部と、入力された発振周波数をベース接地されたトランジスタで増幅し出力する１つの増幅部とからなる電圧制御発振器を開示している。
【０００６】
ところが、特許文献１に開示された電圧制御発振器は、発振周波数をエミッタ接地されたトランジスタで増幅しているから、高周波領域において、トランジスタの利得が低いという問題がある。
【０００７】
また、特許文献２に開示された電圧制御発振器は、発振周波数をベース接地されたトランジスタで増幅しているから、低周波領域において、トランジスタの利得が低いという問題がある。
【０００８】
したがって、特許文献１、又は、特許文献２に開示された電圧制御発振器を用いて、低周波領域及び高周波領域で使用可能なデュアルバンドシステムを構成するためには、利得が低下する周波数帯域においても十分な出力レベルを維持するための構成が必要となる。
【０００９】
利得が低下する周波数帯域において十分な出力レベルを維持するための構成としては、例えば、高価な高利得トランジスタを用いるか、又は、利得が低下する周波数帯域においてトランジスタに大きな電流を流す構成が考えられる。
【００１０】
しかしながら、高価な高利得トランジスタを用いる場合には、部品コストが増すので、低コスト化の妨げになるという問題が生じる。また、トランジスタに大きな電流を流す場合には、低消費電力化の妨げになるという問題が生じることとなる。
【００１１】
【特許文献１】
特開平１０−１６３７５０号  （第２−３頁、第１図）
【特許文献２】
特開２００１−１０２８６３号  （第２−３頁、第１図）
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の課題は、低周波数帯域の信号、及び、高周波数帯域の信号を出力し得る電圧制御発振器を提供することである。
【００１３】
本発明のもう一つの課題は、低コスト化を図り得る電圧制御発振器を提供することである。
【００１４】
本発明の更にもう一つの課題は、低消費電力化を図り得る電圧制御発振器を提供することである。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決するため、本発明に係る電圧制御発振器は、発振部と、増幅部と、切替手段とを含む。
【００１６】
発振部は、第１の発振周波数信号、及び、第２の発振周波数信号を生成する。第２の発振周波数信号は、第１の発振周波数信号よりも高い周波数である。
【００１７】
増幅部は、第１のトランジスタを含む。切替手段は、第１のトランジスタがエミッタ接地にて第１の発振周波数信号を増幅して出力する第１の状態と、第１のトランジスタがベース接地にて第２の発振周波数信号を増幅して出力する第２の状態との間で切換える。
【００１８】
上述した本発明に係る電圧制御発振器は、発振部を含み、発振部は、第１の発振周波数信号、及び、第２の発振周波数信号を生成する。切替手段は、第１の発振周波数信号を増幅して出力する第１の状態と、第２の発振周波数信号を増幅して出力する第２の状態とを切換える。このため、２つ以上の周波数帯域の信号を出力する電圧制御発振器が実現される。
【００１９】
また、本発明に係る電圧制御発振器において、増幅部は、第１のトランジスタを含み、その数が１つである。このため、複数の増幅部を用いる電圧制御発振器と比較して、部品点数を削減することができ、電圧制御発振器の小型化、及び、低コスト化を図ることができる。
【００２０】
本発明に係る電圧制御発振器において、第２の発振周波数信号は、第１の発振周波数信号よりも高い周波数である。切替手段は、第１のトランジスタがエミッタ接地にて第１の発振周波数信号を増幅して出力する第１の状態と、第１のトランジスタがベース接地にて第２の発振周波数信号を増幅して出力する第２の状態とを切換える。
【００２１】
このため、低周波領域において、第１のトランジスタのエミッタ接地にて、十分に大きなトランジスタの利得を得ることができる。また、高周波領域において、第１のトランジスタのベース接地にて、十分に大きなトランジスタの利得を得ることができる。
【００２２】
上述したように、本発明に係る電圧制御発振器によれば、低周波数帯域、及び、高周波数帯域において、十分に大きな利得が得られるので、高価な高利得トランジスタを用いる必要がない。このため、部品コストの増大を抑え、高コスト化を防止することができる。
【００２３】
また、低周波数帯域、及び、高周波数帯域において、十分に大きな利得が得られるので、トランジスタに大きな電流を流す必要がない。このため、消費電力化の増大を抑え、低消費電力化を図ることができる。
【００２４】
本発明の他の特徴及びそれによる作用効果は、添付図面を参照し、実施例によって更に詳しく説明する。但し、添付図面は、単なる例示に過ぎない。
【００２５】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明に係る電圧制御発振器を示すブロック図、図２は第１のトランジスタの利得を示す特性図である。図２において、実線はエミッタ接地における利得（ゲイン）を示すものであり、破線はベース接地における利得を示すものである。
【００２６】
図１において、電圧制御発振器は、デュアルバンドシステム用電圧制御発振器であり、発振部と、増幅部（バッファ）５０と、切替手段４０とを含む。発振部は、第１の発振部１０と、第２の発振部２０とを含む。
【００２７】
第１の発振部１０は、第１の発振周波数信号ｆ１を生成する。第２の発振部２０は、第２の発振周波数信号ｆ２を生成する。第２の発振周波数信号ｆ２は、第１の発振周波数信号ｆ１よりも高い周波数である。本実施例において、第１の発振周波数信号ｆ１は、ＧＳＭ（Ｇｌｏｂａｌ  Ｓｙｓｔｅｍ  ｆｏｒ  Ｍｏｂｉｌｅ  ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）に用いられる周波数であり、約８００ＭＨｚである。第２の発振周波数信号ｆ２は、ＤＣＳ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  Ｓｙｓｔｅｍ）に用いられる周波数であり、約１９００ＭＨｚである。
【００２８】
増幅部５０は、第１のトランジスタを含む。切替手段４０は、第１のトランジスタがエミッタ接地にて第１の発振周波数信号ｆ１を増幅して出力する第１の状態と、第１のトランジスタがベース接地にて第２の発振周波数信号ｆ２を増幅して出力する第２の状態とを切換える。第１のトランジスタは、１個の素子からなるものであっても、複数の素子がダーリントン接続された多段増幅回路等であってもよい。
【００２９】
上述した電圧制御発振器において、第１の発振部１０は、第１の発振周波数信号ｆ１を生成する。第２の発振部２０は、第２の発振周波数信号ｆ２を生成する。切替手段４０は、第１の発振周波数信号ｆ１を増幅して出力する第１の状態と、第２の発振周波数信号ｆ２を増幅して出力する第２の状態とを切換えるから、２つ以上の周波数帯域の信号を出力する電圧制御発振器が実現できる。
【００３０】
また、本実施例に係る電圧制御発振器において、増幅部５０は、１つであり、第１のトランジスタを含むから、複数の増幅部５０を用いる電圧制御発振器と比較して、部品点数を削減することができ、電圧制御発振器の小型化、及び、低コスト化を図ることができる。
【００３１】
また、図２に示すように、本実施例において第１のトランジスタＱ１のベース接地での利得が、第１のトランジスタＱ１のエミッタ接地での利得よりも高くなる周波数ｆ０は、約１７００ＭＨｚである。また、第１の発振周波数信号ｆ１（８００ＭＨｚ）は周波数ｆ０（１７００ＭＨｚ）よりも低い周波数であり、第２の発振周波数信号ｆ２（１９００ＭＨｚ）は周波数ｆ０よりも高い周波数である。
【００３２】
従って、本実施例に係る電圧制御発振器は、第１の発振周波数信号ｆ１において、第１のトランジスタＱ１のエミッタ接地にて、十分に大きなトランジスタの利得を得ることができる。また、第２の発振周波数信号ｆ２において、第１のトランジスタＱ１のベース接地にて、十分に大きなトランジスタの利得を得ることができる。
【００３３】
したがって、本実施例に係る電圧制御発振器によれば、第１の発振周波数信号ｆ１及び第２の発振周波数信号ｆ２において、十分に大きな利得が得られるので、高価な高利得トランジスタを用いる必要がない。よって、部品コストの増大を抑え、高コスト化を防止することができる。
【００３４】
また、第１の発振周波数信号ｆ１及び第２の発振周波数信号ｆ２において、十分に大きな利得が得られるので、トランジスタに大きな電流を流す必要がない。このため、消費電力化の増大を抑え、低消費電力化を図ることができる。
【００３５】
図３は本発明に係る電圧制御発振器の実施例を示す分解斜視図、図４は図３に示した電圧制御発振器の電気回路図、図５は図３、図４に示した電圧制御発振器の別の電気回路図、図６は図３、図４に示した電圧制御発振器の更に別の電気回路図である。図３〜図６において、図１、図２に示した電圧制御発振器と同様の構成部分には、同一の参照符号を付す。
【００３６】
図３において、本実施例に係る電圧制御発振器は、多層基板７０を用いて一体に構成されている。多層基板７０としては、例えば、セラミック多層基板、樹脂材料とセラミックス材料との複合材料とからなる多層基板等を挙げることができる。
【００３７】
本実施例においては、多層基板７０を用いているので、コンデンサ要素、コイル要素、抵抗要素、位相遅延線、ＬＣ回路等を多層基板内のパターン、及び、ストリップラインで構成することができる。また、コンデンサ要素、コイル要素、抵抗要素、位相遅延線、ＬＣ回路等は、マイクロストリップライン、及び、チップ部品を用いて、多層基板７０上に構成することもできる。
【００３８】
図４において、本実施例に係る電圧制御発振器は、第１の発振部１０と、第２の発振部２０と、増幅部５０と、切替手段４０とを含む。
【００３９】
切替手段４０は、電力供給端子Ｔ１１と、スイッチＳＷ１と、トランジスタＱ４１、Ｑ４２とを含む。電力供給端子Ｔ１１は、供給された電力をトランジスタＱ４１、Ｑ４２のエミッタに供給する。スイッチＳＷ１は、トランジスタＱ４１、Ｑ４２のＯＮ／ＯＦＦを切替える機能を有する。
【００４０】
第１の発振部１０は、ＰＤＣ８００（Ｐｅｒｓｏｎａｌ  Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｃｅｌｌｕｌａｒ  ８００）に対応する第１の発振周波数信号ｆ１を生成する機能を有する。本実施例において、第１の発振周波数信号ｆ１は、約７１７ＭＨｚである。
【００４１】
具体的には、第１の発振部１０は、トランジスタＱ１１を含む。トランジスタＱ１１のコレクタは、コンデンサＣ１０を介して接地されるとともに、容量結合素子Ｃ１２の一端に接続される。トランジスタＱ１１のエミッタは、抵抗Ｒ１５、コイルＬ１３を介して接地されるとともに、コンデンサＣ１１を介して接地される。トランジスタＱ１１のベースは、コンデンサＣ１６を介してコレクタに接続されるとともに、抵抗Ｒ１３、Ｒ１４の一端、コンデンサＣ１４の一端に接続される。
【００４２】
コンデンサＣ１４の他端は、レゾネータＲｅｓ１、コンデンサＣ１３、Ｃ１５の一端に接続される。抵抗Ｒ１３の他端は、切替手段４０のトランジスタＱ４１のコレクタに接続される。コンデンサＣ１５の他端は、バリキャップダイオードＤ１１、位相遅延線Ｌ１１の一端に接続されている。コンデンサＣ１３、抵抗Ｒ１４、レゾネータＲｅｓ１、及びバリキャップダイオードＤ１１の他端は、接地される。
【００４３】
このような構成の第１の発振部１０は、トランジスタＱ１１がコンデンサＣ１６、Ｃ１１の帰還回路と、抵抗Ｒ１３、抵抗Ｒ１４、抵抗Ｒ１５、及び、コイルＬ１３のバイアス回路とで構成される。
【００４４】
第２の発振部２０は、ＰＤＣ１．５Ｇ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ  Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｃｅｌｌｕｌａｒ  １．５Ｇ）に対応する第２の発振周波数信号ｆ２を生成する機能を有する。本実施例において、第２の発振周波数信号ｆ２は、約１５５０ＭＨｚである。
【００４５】
具体的には、第２の発振部２０は、第２のトランジスタＱ２１を含む。第２のトランジスタＱ２１のコレクタは、コンデンサＣ３０を介して接地される。第２のトランジスタＱ２１のエミッタは、抵抗Ｒ２５、コイルＬ２３を介して接地されるとともに、コンデンサＣ２１を介してグランドに接続される。第２のトランジスタＱ２１のベースは、コンデンサＣ２６を介してエミッタに接続されるとともに、抵抗Ｒ２３、Ｒ２４の一端、及び、コンデンサＣ２４の一端に接続される。
【００４６】
コンデンサＣ２４の他端は、レゾネータＲｅｓ２、コンデンサＣ２３、Ｃ２５の一端に接続される。抵抗Ｒ２３の他端は、切替手段４０のトランジスタＱ４２のコレクタに接続される。コンデンサＣ２５の他端は、バリキャップダイオードＤ２１、位相遅延線Ｌ２１の一端に接続されている。コンデンサＣ２３、抵抗Ｒ２４、レゾネータＲｅｓ２、及びバリキャップダイオードＤ２１の他端は、接地される。
【００４７】
このような構成の第２の発振部２０は、第２のトランジスタＱ２１がコンデンサＣ２６、Ｃ２１の帰還回路と、抵抗Ｒ２３、抵抗Ｒ２４、抵抗Ｒ２５、及び、コイルＬ２３のバイアス回路とで構成される。
【００４８】
増幅部５０は、第１のトランジスタＱ１と、ベース回路５１とを含む。本実施例においては、第１の発振周波数信号ｆ１が約７１７ＭＨｚ、第２の発振周波数信号ｆ２が約１５５０ＭＨｚであるから、第１のトランジスタＱ１のベース接地での利得が、第１のトランジスタＱ１のエミッタ接地での利得よりも高くなる周波数ｆ０は、７１７ＭＨｚ〜１５５０ＭＨｚとすることが好ましい。
【００４９】
ベース回路５１は、コンデンサＣ１と、ダイオードＤ１と、抵抗Ｒ１とを含む。コンデンサＣ１は、第２の発振周波数信号ｆ２の周波数帯域においてショートとみなせる容量を有する。第１のトランジスタＱ１のエミッタは、第２のトランジスタＱ２１のコレクタに接続される。第１のトランジスタＱ１のベースは、容量結合素子Ｃ１２を介して、トランジスタＱ１１のエミッタに接続されるとともに、ベース回路５１のコンデンサＣ１の一端に接続される。
【００５０】
コンデンサＣ１の他端は、抵抗Ｒ１の一端に接続されるとともに、ダイオードＤ１を介して接地される。抵抗Ｒ１の他端は、トランジスタＱ４２のコレクタに接続される。
【００５１】
コンデンサＣ１０、Ｃ３０は、第１のトランジスタＱ１のエミッタと接地との間に接続される。コンデンサＣ１０、Ｃ３０は、第２の発振周波数信号ｆ２の周波数帯域において自己共振周波数を十分超えるような容量を有する。
【００５２】
以下、図４〜図６を参照して、本実施例に係る電圧制御発振器の動作を説明する。
【００５３】
図４において、切替手段４０は、スイッチＳＷ１がＯＮした場合、トランジスタＱ４１がＯＮし、トランジスタＱ４２がＯＦＦする。スイッチＳＷ１がＯＦＦした場合、トランジスタＱ４２がＯＮし、トランジスタＱ４１がＯＦＦする。
【００５４】
図５は切替手段４０のトランジスタＱ４１がＯＮした場合を示す電気回路図である。切替手段４０のトランジスタＱ４１がＯＮした場合、図５に示すように、第１の発振部１０は、トランジスタＱ１１を動作させることにより、トランジスタＱ１１のエミッタから第１のトランジスタＱ１のベースに第１の発振周波数信号ｆ１を出力する。また、増幅部５０のダイオードＤ１は、抵抗Ｒ１を介して電圧が供給されない状態であるから、非導通となる。ダイオードＤ１が非導通である場合、ダイオードＤ１は、コンデンサとみなすことができる。
【００５５】
図７は、図３〜図５に示した電圧制御発振器に用いられるベース回路５１の特性を示すスミスチャートであり、増幅部５０のダイオードＤ１が非導通である場合の特性を示すものである。図７においては、測定周波数帯域を７００〜１５００ＭＨｚとし、コンデンサＣ１の容量を２７ｐＦ、ダイオードＤ１の容量を１ｐＦとした。
【００５６】
図７に示すように、ダイオードＤ１が非導通である場合、周波数７００ＭＨｚ〜周波数１５００ＭＨｚにおいて、ベース回路５１はオープンとみなされることがわかる。
【００５７】
また、上述したように、コンデンサＣ１０、Ｃ３０は、第２の発振周波数信号ｆ２の周波数帯域において自己共振周波数を十分超えるような容量を有するので、コンデンサＣ１０、Ｃ３０は、第１の発振周波数信号ｆ１においてショートとみなせる。
【００５８】
したがって、増幅部５０の第１のトランジスタＱ１は、ベース回路がオープンとなり、エミッタ接地で、第１の発振周波数信号ｆ１を増幅することとなる。
【００５９】
一方、図６は切替手段４０のトランジスタＱ４２がＯＮした場合を示す電気回路図である。切替手段４０のトランジスタＱ４２がＯＮした場合、図６に示すように、第２の発振部２０は、第２のトランジスタＱ２１を動作させることにより、第２のトランジスタＱ２１のコレクタから第１のトランジスタＱ１のエミッタに第２の発振周波数信号ｆ２を供給する。また、増幅部５０のダイオードＤ１は、抵抗Ｒ１を介して電圧が供給されるので、導通となる。ダイオードＤ１が導通である場合、ダイオードＤ１は、抵抗とみなすことができる。
【００６０】
図８は、図３、図４、図６に示した電圧制御発振器に用いられるベース回路５１の特性を示す別のスミスチャートであり、増幅部５０のダイオードＤ１が導通である場合の特性を示すものである。図８においては、測定周波数帯域を７００〜１５００ＭＨｚとし、コンデンサＣ１の容量を２７ｐＦ、ダイオードＤ１の抵抗値を１Ωとした。
【００６１】
図８に示すように、ダイオードＤ１が導通である場合、周波数７００ＭＨｚ〜周波数１５００ＭＨｚにおいて、ベース回路５１はショートとみなされることがわかる。
【００６２】
また、上述したように、コンデンサＣ１０、Ｃ３０は、第２の発振周波数信号ｆ２の周波数帯域において自己共振周波数を十分超えるような容量を有するので、高インピーダンス状態となる。このため、第２の発振部２０から第１のトランジスタＱ１のエミッタに高周波電流が流れるようになる。
【００６３】
したがって、増幅部５０の第１のトランジスタＱ１は、ベース回路が動作し、ベース接地で、第２の発振周波数信号ｆ２を増幅することとなる。
【００６４】
上述した本実施例に係る電圧制御発振器によれば、ＰＤＣ８００、及び、ＰＤＣ１．５Ｇに対応したデュアルバンドシステム用電圧制御発振器が構成される。
【００６５】
また、本実施例に係る電圧制御発振器において、ベース回路５１は、ダイオードＤ１の導通状態と、非導通状態とを切替えることにより、第１のトランジスタＱ１のベース回路をオープン状態と、ショート状態とを切替える。このため、図７、図８に示すように、第１の発振周波数信号ｆ１の周波数帯域と、第２の発振周波数信号ｆ２の周波数帯域とが、近い周波数帯域であっても、離れた周波数帯域であっても、確実に動作することができる。
【００６６】
例えば、第１のトランジスタＱ１のベース接地での利得が、第１のトランジスタＱ１のエミッタ接地での利得よりも高くなる周波数ｆ０を１０００ＭＨｚとした場合、第１の発振周波数信号ｆ１を９９０ＭＨｚ、第２の発振周波数信号ｆ２を１０１０ＭＨｚとすることもできる。
【００６７】
また、本実施例に係る電圧制御発振器は、多層基板７０に一体化しているので、小型化、及び、低コスト化を図ることができる。
【００６８】
また、本実施例に係る電圧制御発振器において、第１の発振部１０は、容量結合素子Ｃ１２を介して第１のトランジスタＱ１のベースに接続されているから、ベース回路５１への影響を回避することができる。
【００６９】
また、本実施例に係る電圧制御発振器は、位相遅延線Ｌ１１、Ｌ２１の他端に接続された端子Ｔ１２を有する。このため、電圧を端子Ｔ１２に供給することにより、発振周波数の制御をすることができる。
【００７０】
また、本実施例に係る電圧制御発振器は、第１のトランジスタＱ１がエミッタ接地となる状態と、第１のトランジスタＱ１がベース接地となる状態とに切替わるので、接地の方式の切替えと同時にインピーダンスの切替えを行い、第１の発振部１０及び第２の発振部２０と、増幅部５０とのインピーダンス整合を行うこともできる。
【００７１】
図９は本発明に係る電圧制御発振器の別の実施例を示す分解斜視図、図１０は図９に示した電圧制御発振器のブロック図、図１１は図９、図１０に示した電圧制御発振器の電気回路図である。図９〜図１１において、図１〜図８に示した電圧制御発振器と同様の構成部分には、同一の参照符号を付す。
【００７２】
図９〜図１１において、本実施例に係る電圧制御発振器は、ベース回路５１の構成が図１〜図８に示した電圧制御発振器とは異なる。
【００７３】
図１０、図１１において、ベース回路５１は、第１の発振周波数信号ｆ１の周波数帯域においてオープンとみなせるとともに、第２の発振周波数信号ｆ２の周波数帯域においてショートとみなせる特性を有するものであり、コンデンサＣ１、Ｃ２と、コイルＬ１とを含む。
【００７４】
コンデンサＣ１は、一端が、第１のトランジスタＱ１のベースに接続され、他端がコンデンサＣ２の一端、及びコイルＬ１の一端に接続される。コンデンサＣ２の他端、及びコイルＬ１の他端は、接地される。また、図９に示すように、コンデンサＣ１、Ｃ２及びコイルＬ１は、多層基板７０内部に形成される。
【００７５】
図１２は、図９〜図１１に示した電圧制御発振器に用いられるベース回路の特性を示すスミスチャートである。図１２においては、測定周波数帯域を５００〜１５００ＭＨｚとし、コンデンサＣ１の容量を１．４５８ｐＦ、コンデンサＣ２の容量を０．５５５９ｐＦ、コイルＬ１のインダクタンスを５．５２６７Ｈとした。
【００７６】
図１２から、ベース回路５１は、第１の発振周波数信号ｆ１の周波数帯域（７１７ＭＨｚ）において高インピーダンスとなりオープンとみなせるとともに、第２の発振周波数信号ｆ２の周波数帯域（１５５０ＭＨｚ）において低インピーダンスとなりショートとみなせることがわかる。
【００７７】
上述した本実施例に係る電圧制御発振器のベース回路５１は、コンデンサＣ１、Ｃ２及びコイルＬ１の共振周波数を用いて、オープン状態と、ショート状態とを切替えているから、第１の発振周波数信号ｆ１の周波数帯域と、第２の発振周波数信号ｆ２の周波数帯域とは、十分に離れた周波数帯域であることが好ましい。例えば、第２の発振周波数信号ｆ２の周波数帯域は、第１の発振周波数信号ｆ１の周波数帯域の２倍以上であることが好ましい。
【００７８】
また、本実施例に係る電圧制御発振器は、ベース回路５１をコンデンサ、及び、コイルで形成しているので、ダイオードを用いる必要がない。このため、ベース回路５１を多層基板７０の内部に形成することにより電圧制御発振器の小型化を図るとともに、低コスト化を図ることができる。
【００７９】
図９〜図１１に示した電圧制御発振器は、図１〜図８を参照して説明した電圧制御発振器と同様の構成要件を含むので、同様の好ましい作用効果を奏することができる。
【００８０】
図１３は本発明に係る電圧制御発振器の更に別の実施例を示すブロック図である。図１３において、図１〜図１２に示した電圧制御発振器と同様の構成部分には、同一の参照符号を付す。
【００８１】
図１３において、本実施例に係る電圧制御発振器は、図１〜図１２に示した第１の発振部１０及び第２の発振部２０に替えて、発振部８０を有する。
【００８２】
発振部８０は、第１の発振周波数信号ｆ１、及び、第２の発振周波数信号ｆ２を生成し、第１の発振周波数信号ｆ１、及び、第２の発振周波数信号ｆ２を増幅部５０に供給する。この種の発振部８０の構成は、よく知られている。
【００８３】
図１３に示した電圧制御発振器は、図１〜図１２を参照して説明した電圧制御発振器と同様の構成要件を含むので、同様の好ましい作用効果を奏することができる。
【００８４】
本実施例に係る電圧制御発振器において、増幅部５０は、第１のトランジスタＱ１を含み、第１のトランジスタＱ１の数が１つである。このため、複数の第１のトランジスタＱ１を用いる電圧制御発振器と比較して、部品点数を削減することができ、電圧制御発振器の小型化、及び、低コスト化を図ることができる。
【００８５】
以上、好ましい実施例を参照して本実施例の内容を具体的に説明したが、本実施例の基本的技術思想及び教示に基づいて、当業者であれば、種々の変形態様を採り得ることは自明である。
【００８６】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明によれば、次のような効果を得ることができる。
（Ａ）低周波数帯域の信号、及び、高周波数帯域の信号を出力し得る電圧制御発振器を提供することができる。
（Ｂ）低コスト化を図り得る電圧制御発振器を提供することができる。
（Ｃ）低消費電力化を図り得る電圧制御発振器を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る電圧制御発振器を示すブロック図である。
【図２】第１のトランジスタの利得を示す特性図である。
【図３】本発明に係る電圧制御発振器の実施例を示す分解斜視図である。
【図４】図３に示した電圧制御発振器の電気回路図である。
【図５】図３、図４に示した電圧制御発振器においてスイッチＳＷ１がオン状態であるときの電気回路図である。
【図６】図３、図４に示した電圧制御発振器においてスイッチＳＷ１がオフ状態であるときの電気回路図である。
【図７】図５に示した電圧制御発振器においてスイッチＳＷ１がオン状態であるときのベース回路の特性を示すスミスチャートである。
【図８】図６に示した電圧制御発振器においてスイッチＳＷ１がオフ状態であるときのベース回路の特性を示す別のスミスチャートである。
【図９】本発明に係る電圧制御発振器の別の実施例を示す分解斜視図である。
【図１０】図１０は図９に示した電圧制御発振器のブロック図である。
【図１１】図９、図１０に示した電圧制御発振器の電気回路図である。
【図１２】図９〜図１１に示した電圧制御発振器に用いられるベース回路の特性を示すスミスチャートである。
【図１３】本発明に係る電圧制御発振器の更に別の実施例を示すブロック図である。
【符号の説明】
１０              第１の発振部
２０              第２の発振部
４０              切替手段
５０              増幅部
Ｑ１              第１のトランジスタ
【図１】
2004304422.tif 000003
【図２】
2004304422.tif 000004
【図３】
2004304422.tif 000005
【図４】
2004304422.tif 000006
【図５】
2004304422.tif 000007
【図６】
2004304422.tif 000008
【図７】
2004304422.tif 000009
【図８】
2004304422.tif 000010
【図９】
2004304422.tif 000011
【図１０】
2004304422.tif 000012
【図１１】
2004304422.tif 000013
【図１２】
2004304422.tif 000014
【図１３】
2004304422.tif 000015