(57)【要約】【課題】スプリアス発生を小さくすること等を可能にする直交偶高調波ミキサを提供する。【解決手段】入力ＲＦ信号が、ＮＰＮトランジスタＱ１とＱ４のベースに、差動に供給される。９０度の位相差を有する局発信号Ｉと局発信号Ｑが、ＮＰＮトランジスタＱ２とＱ４のベースと、トランジスタＱ６とＱ７のベースに、供給される。なお、局発信号ＩとＱの周波数は、ＲＦ信号の周波数の半分である。【選択図】  図１
2004180098.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
差動増幅器を構成し、非線形特性を有する第１と第２のトランジスタと、
差動増幅器を構成し、非線形特性を有する第３と第４のトランジスタと、
差動増幅器を構成し、非線形特性を有する第５と第６のトランジスタと、
差動増幅器を構成し、非線形特性を有する第７と第８のトランジスタと、を具備し、
入力信号を、前記第１と第８のトランジスタのベースと、前記第４と第５のトランジスタのベースに、差動に供給し、
前記入力信号の周波数の半分の周波数である第１の局発信号を、前記第２と第３のトランジスタのベースに供給し、
前記第１の局発信号と９０度の位相差を有し、前記入力信号の周波数の半分の周波数である第２の局発信号を、前記第６と第７のトランジスタのベースに供給することを特徴とする直交偶高調波ミキサ。
【請求項２】
差動増幅器を構成し、非線形特性を有する第１と第２のトランジスタと、
差動増幅器を構成し、非線形特性を有する第３と第４のトランジスタと、
差動増幅器を構成し、非線形特性を有する第５と第６のトランジスタと、
差動増幅器を構成し、非線形特性を有する第７と第８のトランジスタと、を具備し、
入力信号を、前記第１と第８のトランジスタのゲートと、前記第４と第５のトランジスタのゲートに、差動に供給し、
前記入力信号の周波数の半分の周波数である第１の局発信号を、前記第２と第３のトランジスタのゲートに供給し、
前記第１の局発信号と９０度の位相差を有し、前記入力信号の周波数の半分の周波数である第２の局発信号を、前記第６と第７のトランジスタのゲートに供給することを特徴とする直交偶高調波ミキサ。
【請求項３】
差動増幅器を構成し、非線形特性を有する第１と第２のトランジスタと、
差動増幅器を構成し、非線形特性を有する第３と第４のトランジスタと、
差動増幅器を構成し、非線形特性を有する第５と第６のトランジスタと、
差動増幅器を構成し、非線形特性を有する第７と第８のトランジスタと、を具備し、
入力信号を、前記第２と第３のトランジスタのベースと、前記第６と第７のトランジスタのベースに、単層に供給し、
前記入力信号の周波数の半分の周波数である第１の局発信号を、前記第１のトランジスタのベースと前記第８のトランジスタのベースに、差動に供給し、
前記第１の局発信号と９０度の位相差を有し、前記入力信号の周波数の半分の周波数である第２の局発信号を、前記第４のトランジスタのベースと前記第５のトランジスタのベースに、差動に供給することを特徴とする直交偶高調波ミキサ。
【請求項４】
差動増幅器を構成し、非線形特性を有する第１と第２のトランジスタと、
差動増幅器を構成し、非線形特性を有する第３と第４のトランジスタと、
差動増幅器を構成し、非線形特性を有する第５と第６のトランジスタと、
差動増幅器を構成し、非線形特性を有する第７と第８のトランジスタと、を具備し、
入力信号を、前記第２と第３のトランジスタのゲートと、前記第６と第７のトランジスタのゲートに、単層に供給し、
前記入力信号の周波数の半分の周波数である第１の局発信号を、前記第１のトランジスタのゲートと前記第８のトランジスタのゲートに、差動に供給し、
前記第１の局発信号と９０度の位相差を有し、前記入力信号の周波数の半分の周波数である第２の局発信号を、前記第４のトランジスタのゲートと前記第５のトランジスタのゲートに、差動に供給することを特徴とする直交偶高調波ミキサ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、携帯電話等の無線装置に関し、特にアンテナ周波数帯の高周波数（以下、ＲＦ信号という。また（特許請求の範囲）では、入力信号という）から、ベースバンド周波数信号へ直接周波数変換を行う直交偶高調波ミキサに関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般にハーモニックミキサは、局発信号の高次の項と入力ＲＦ信号の項の結合項から出力信号が発生することになっている。そして、Ｂａｌａｎｃｅｄ  Ｈａｒｍｏｎｉｃ  Ｍｉｘｅｒでは、ＮＰＮトランジスタのエミッタ結合差動増幅器の非線形性を利用して、局発信号の２次の項とＲＦ信号の積の項から出力信号を得ている。
【０００３】
Ｂａｌａｎｃｅｄ  Ｈａｒｍｏｎｉｃ  Ｍｉｘｅｒの具体的回路は、図５のように構成される。そして、入力ＲＦ信号は差動で入力され、局発信号は単層で入力されるのが基本形となっている（例えば、特許文献１  参照）。
【０００４】
ただ、局発信号が、単層入力だと、半導体集積回路（ＩＣ）化の際、特性が取りづらいので、局発信号を差動入力にした構成を採用することが多い。実際さまざまなシステムのダイレクトコンバージョン向けＩＣでもこの構成が採用されている。これを、図６に示す。
【０００５】
図５も図６も、局発信号が単層入力か差動入力かの違いを除けば、解析に差はない。
【０００６】
今、入力局発信号をＶＬＯ（ｔ）、およびＲＦ信号入力端に入力される変調信号をＶＲＦ（ｔ）とし、２次のハーモニックミキサを仮定すると、局発信号とＲＦ信号は、それぞれ（数１）とあらわされる。
【０００７】
【数１】
2004180098.tif 000003
（数１）において、ＶＬは、局発信号の振幅成分、ＶＲ（ｔ）は、変調波の振幅変調成分、θ（ｔ）は、変調波の位相変調成分、ω０は、変調波のキャリアの角周波数を表している。
【０００８】
一般に、図７に示すようなＮＰＮトランジスタのエミッタ結合差動増幅器の入出力特性は、ＤＣで、（数２）となる。
【０００９】
【数２】
2004180098.tif 000004
（数２）において、ΔＶは、差動入力電圧、ΔＩは、差動増幅器の出力電流、ＶＴは、熱電圧である。
【００１０】
図５のＢａｌａｎｃｅｄ  Ｈａｒｍｏｎｉｃ  Ｍｉｘｅｒの場合、出力電圧ΔＩは、（数３）の（３）式となる。
【００１１】
【数３】
2004180098.tif 000005
ここでＶＬＯは２ＶＴよりも小さいとし、（数３）の（３）式では、高次の項は十分小さいとして、省略した。
【００１２】
（数３）の（３）式の中でアンダーラインが引かれた項が、ハーモニックミキサとしての振る舞いを示す項であり、局発信号の２次の項とＲＦ信号の項の積により、変調信号成分が出力される。より具体的には、（数１）の（１）式の表現を用いて、（数４）の（４）式が得られる。
【００１３】
【数４】
2004180098.tif 000006
（数４）の中で、アンダーラインを引いた第一項が、変調波信号として取り扱われる。
【００１４】
（数３）の（３）式と（数４）の（４）式より、Ｂａｌａｎｃｅｄ  Ｈａｒｍｏｎｉｃ  Ｍｉｘｅｒの本来出力として取扱いたい項を書き出すと、（数５）の（５）式となる。
【００１５】
【数５】
2004180098.tif 000007
（数５）の（５）式より、期待通りに変調波のみに周波数変換されていることがわかる。
【００１６】
【特許文献１】
特開平９−２０５３８２号公報（４頁の段落（０００３）から段落（０００６）迄）
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、（数３）の（３）式と（数４）の（４）式において、出力信号として取り出したいアンダーラインを引いた項以外にも多数の項が存在し、これらは全て、出力周波数とは異なる周波数でのスプリアスという形で表れることになる。
【００１８】
特に、（数３）の（３）式から分かるように、ＲＦ信号のレベルがよほど大きくない限り、（数３）の（３）式の中で最も大きな項は、出力信号を生じる項ではなく、第一項目の（Ｉ・ＶＲＦ（ｔ））／ＶＴであり、これが出力信号以上のレベルで存在していることになる。
【００１９】
これらのスプリアスは、単に電力の無駄というだけでなく、相互変調によってそれぞれ結合し、出力信号の帯域（ＣＤ）に折り返すことで、ＤＣオフセットや２次歪の原因になってしまう。例えば、最もレベルの大きい（数３）の（３）式の第一項と、ＲＦ信号のリーク成分が結合すると、ＤＣ帯域にスプリアスが発生することになる。また（数３）の（３）式の第一項と第二項が結合すると、同様にＤＣ帯域にスプリアスが発生することになる。
【００２０】
また、これら多数のスプリアスは、ＤＣオフセットだけでなくＩＰ３（３次の相互変調歪）等、他の相互変調歪の原因にもなり、これがＢａｌａｎｃｅｄ  Ｈａｒｍｏｎｉｃ  Ｍｉｘｅｒの最大の欠点になる。
【００２１】
このため、Ｂａｌａｎｃｅｄ  Ｈａｒｍｏｎｉｃ  Ｍｉｘｅｒを採用したＩＣでもＤＣオフセット問題や２次歪問題が焦点となり、この問題を解決するため、Ｂａｌａｎｃｅｄ  Ｈａｒｍｏｎｉｃ  Ｍｉｘｅｒに続くフィルタブロックに通常は入れないハイパスフィルタをいれ、ＤＣオフセット問題を解決するなどの対策がとられることとなった。
【００２２】
この結果、フィルタブロックの設計がよりいっそう困難になり、回路規模が大きくなったり、消費電流が増えたりし、ひいては商品価値の低下という問題が生じた。
【００２３】
また、多数のスプリアス項が存在し、それらの多くが局発信号の振幅（ＶＬＯ）に依存するため、スプリアス特性を悪化させずにゲインをある程度以上とらなければならない結果、局発信号にＡＧＣをかけ、局発信号の振幅を一定にしなければならなくなった点も、見逃がすことができない問題点である。
【００２４】
以上、Ｂａｌａｎｃｅｄ  Ｈａｒｍｏｎｉｃ  Ｍｉｘｅｒの欠点をまとめると、以下のようになる。
【００２５】
（１）多数のスプリアスが発生し、相互変調歪が生じる。
【００２６】
（２）（１）の結果、２次歪によるＤＣ帯域への折り返しで、受信精度が悪化する。
【００２７】
（３）出力信号よりも大きなスプリアス項が存在し、電力の無駄が多い。
【００２８】
（４）多数のスプリアスは局発信号の振幅に依存し、スプリアス特性が局発信号に依存する。
【００２９】
（５）（１）から（４）までの対策のため、オフセットキャンセル用のハイパスフィルタや、局発信号の振幅安定のためのＡＧＣ回路を必要とし、結果的に回路規模が大ききなったり、消費電流が増えたりするといった、問題を招く。
【００３０】
そこで、本発明は、上記問題を鑑み、スプリアス発生を小さくすること等を可能にする直交偶高調波ミキサを提供することを目的とする。
【００３１】
【課題を解決するための手段】
（第１の解決手段）
本発明の直交偶高調波ミキサは、
差動増幅器を構成し、非線形特性を有する第１と第２のトランジスタと、
差動増幅器を構成し、非線形特性を有する第３と第４のトランジスタと、
差動増幅器を構成し、非線形特性を有する第５と第６のトランジスタと、
差動増幅器を構成し、非線形特性を有する第７と第８のトランジスタと、を具備し、
入力信号を、前記第１と第８のトランジスタのベースと、前記第４と第５のトランジスタのベースに、差動に供給し、
前記入力信号の周波数の半分の周波数である第１の局発信号を、前記第２と第３のトランジスタのベースに供給し、
前記第１の局発信号と９０度の位相差を有し、前記入力信号の周波数の半分の周波数である第２の局発信号を、前記第６と第７のトランジスタのベースに供給することを特徴とする。
【００３２】
（第２の解決手段）
本発明の直交偶高調波ミキサは、
差動増幅器を構成し、非線形特性を有する第１と第２のトランジスタと、
差動増幅器を構成し、非線形特性を有する第３と第４のトランジスタと、
差動増幅器を構成し、非線形特性を有する第５と第６のトランジスタと、
差動増幅器を構成し、非線形特性を有する第７と第８のトランジスタと、を具備し、
入力信号を、前記第１と第８のトランジスタのゲートと、前記第４と第５のトランジスタのゲートに、差動に供給し、
前記入力信号の周波数の半分の周波数である第１の局発信号を、前記第２と第３のトランジスタのゲートに供給し、
前記第１の局発信号と９０度の位相差を有し、前記入力信号の周波数の半分の周波数である第２の局発信号を、前記第６と第７のトランジスタのゲートに供給することを特徴とする。
【００３３】
（第３の解決手段）
本発明の直交偶高調波ミキサは、
差動増幅器を構成し、非線形特性を有する第１と第２のトランジスタと、
差動増幅器を構成し、非線形特性を有する第３と第４のトランジスタと、
差動増幅器を構成し、非線形特性を有する第５と第６のトランジスタと、
差動増幅器を構成し、非線形特性を有する第７と第８のトランジスタと、を具備し、
入力信号を、前記第２と第３のトランジスタのベースと、前記第６と第７のトランジスタのベースに、単層に供給し、
前記入力信号の周波数の半分の周波数である第１の局発信号を、前記第１のトランジスタのベースと前記第８のトランジスタのベースに、差動に供給し、
前記第１の局発信号と９０度の位相差を有し、前記入力信号の周波数の半分の周波数である第２の局発信号を、前記第４のトランジスタのベースと前記第５のトランジスタのベースに、差動に供給することを特徴とする。
【００３４】
（第４の解決手段）
本発明の直交偶高調波ミキサは、
差動増幅器を構成し、非線形特性を有する第１と第２のトランジスタと、
差動増幅器を構成し、非線形特性を有する第３と第４のトランジスタと、
差動増幅器を構成し、非線形特性を有する第５と第６のトランジスタと、
差動増幅器を構成し、非線形特性を有する第７と第８のトランジスタと、を具備し、
入力信号を、前記第２と第３のトランジスタのゲートと、前記第６と第７のトランジスタのゲートに、単層に供給し、
前記入力信号の周波数の半分の周波数である第１の局発信号を、前記第１のトランジスタのゲートと前記第８のトランジスタのゲートに、差動に供給し、
前記第１の局発信号と９０度の位相差を有し、前記入力信号の周波数の半分の周波数である第２の局発信号を、前記第４のトランジスタのゲートと前記第５のトランジスタのゲートに、差動に供給することを特徴とする。
【００３５】
【発明の実施の形態】
（第１の実施例）
図１に、本発明の直交偶高調波ミキサの第１の実施例の構成を示す。図に従って、構成を説明する。
【００３６】
ＮＰＮトランジスタＱ１とＱ２で、エミッタ結合差動増幅器を構成する。ＮＰＮトランジスタＱ３とＱ４で、エミッタ結合差動増幅器を構成する。ＮＰＮトランジスタＱ５とＱ６で、エミッタ結合差動増幅器を構成する。ＮＰＮトランジスタＱ７とＱ８で、エミッタ結合差動増幅器を構成する。
【００３７】
トランジスタＱ１とＱ８のベースとトランジスタＱ４とＱ５のベースに、ＲＦ信号として、（数６）の差動信号が供給される。
【００３８】
【数６】
2004180098.tif 000008
トランジスタＱ２とＱ３のベースとトランジスタＱ６とＱ７のベースに、（数７）で示す如く、お互いが９０度の位相差を持つ、局発信号Ｉと局発信号Ｑが供給される。但し、局発信号Ｉと局発信号Ｑの周波数は、ＲＦ信号の周波数の半分である。
【００３９】
【数７】
2004180098.tif 000009
トランジスタＱ１とＱ３とＱ５とＱ７のコレクタは、＋出力端に接続されている。トランジスタＱ２とＱ４とＱ６とＱ８のコレクタは、−出力端に接続されている。
【００４０】
前記の（数３）の（３）式と同様な変形をして、（数８）の（８）式という結果が得られる。
【００４１】
【数８】
2004180098.tif 000010
（数８）の（８）式は、（数３）の（３）式に比べて大幅な打消しが起こっている。更に、（８）式では、アンダーラインを引いた部分が打ち消しあって、０になり、（３）式で存在した（数９）の項が存在しないことが注目すべき点である。
【００４２】
【数９】
2004180098.tif 000011
（数６）の（６）式と（数７）の（７）式の表現を使うと、（数８）の（８）式は、（数１０）の（９）式のように簡単になる。
【００４３】
【数１０】
2004180098.tif 000012
（数１０）の（９）式で、アンダーラインを引いた項が、出力信号として取り出すべき項で、その他がスプリアスの原因となる項である。
【００４４】
（９）式は、一見わかりずらいが、従来のＢａｌａｎｃｅｄ  Ｈａｒｍｏｎｉｃ  Ｍｉｘｅｒの結果である（数３）の（３）式と（数４）の（４）式に比べて、スプリアスとなる項は数が格段に少なく、レベルも小さい。そして、最も大きな振幅を持つのが、出力信号の項と、第二項目のイメージの項である。
【００４５】
本実施例の直交偶高調波ミキサの利点をまとめると、次のようになる。
【００４６】
（１）期待される出力信号に比べて、発生するスプリアスが非常に小さい。
【００４７】
（２）（１）の結果、スプリアスによる相互変調効果が小さく、相互変調歪特性が良好である。
【００４８】
（３）２次歪による折り返しが小さいため、受信精度特性が良好である。
【００４９】
（４）ＤＣオフセットが小さい結果、後段のフィルタブロックに対する負担が小さい。
【００５０】
（５）（１）〜（４）の結果、消費電流を低減でき、商品価値が高い製品が期待できる。
【００５１】
次に、直交復調器の簡単な構成を、図２に示す。直交復調器は、図１の回路構成を、２個使用する。入力ＲＦ信号は、各回路構成に差動で供給される。一方の回路構成には、０度の局発信号Ｉと９０度の局発信号Ｑが供給される。他方の回路構成には、４５度の局発信号Ｉと１３５度の局発信号Ｑが供給される。一方の回路構成の出力Ｉと他方の回路構成の出力Ｑは、９０度の位相差を有する。
【００５２】
これまでは、ＮＰＮバイポーラトランジスタを採用した構成であったが、これらに代わり、ＰＮＰトランジスタを採用しても良い。また、バイポーラトランジスタの代わりに、非線形素子であるＭＯＳトランジスタを採用しても良い。
【００５３】
（第２の実施例）
図３に、本発明の直交偶高調波ミキサの第２の実施例の構成を示す。本実施例は、第１の実施例より実際的な回路構成である。図に従って、構成を説明する。
【００５４】
ＮＰＮトランジスタＱ１とＱ２とで、エミッタ結合差動増幅器を構成する。
【００５５】
ＮＰＮトランジスタＱ３とＱ４とで、エミッタ結合差動増幅器を構成する。ＮＰＮトランジスタＱ５とＱ６とで、エミッタ結合差動増幅器を構成する。ＮＰＮトランジスタＱ７とＱ８とで、エミッタ結合差動増幅器を構成する。
【００５６】
トランジスタＱ１のベースとトランジスタＱ８のベースに、局発信号Ｉを差動に供給する。トランジスタＱ４のベースとＱ５のベースに、局発信号Ｑを差動に供給する。局発信号ＩとＱは、第１の実施例と同様、９０度の位相差を持つ。
【００５７】
トランジスタＱ２とＱ３のベースと、トランジスタＱ６とＱ７のベースに、単層のＲＦ信号を供給する。但し、局発信号ＩとＱの周波数は、ＲＦ信号の周波数の半分である。
【００５８】
トランジスタＱ１とＱ３とＱ６とＱ８のコレクタは、＋出力端に接続されている。トランジスタＱ２とＱ４とＱ５とＱ７のコレクタは、−出力端に接続されている。
【００５９】
基本的な解析は、第１に実施例の直交偶高調波ミキサとまったく同じで、結果も（数８）の（８）式、（数１０）の（９）式のものをそのまま用いることが出来る。
【００６０】
第１の実施例の直交偶高調波ミキサに対する第２の実施例の利点は、次のように考えられる。
【００６１】
低雑音増幅器を単層で使う場合、２次高調波の影響は無視できず、この効果を考慮した場合、入力ＲＦ信号は、（数１１）の（１０）式という形で表現できる。ここでεは、十分小さい値で、電圧の逆数のディメンションを持っている。
【００６２】
【数１１】
2004180098.tif 000013
ところが、本実施例の直交偶高調波ミキサでは、（１０）式を用いることになるので、εが一次の次数でＤＣ周波数帯域に折り返してくる項が、一つもなくなることになる。
【００６３】
この結果、低雑音増幅器など前段につく回路の２次歪が原因によるＤＣ帯域への折り返しが大幅に抑えることになる。
【００６４】
次に、直交復調器の簡単な構成を、図４に示す。直交復調器は、図３の回路構成を、２個使用する。入力ＲＦ信号は、各回路構成に単層で供給される。一方の回路構成には、０度の局発信号Ｉは差動に、９０度の局発信号Ｑは差動に供給される。他方の回路構成には、４５度の局発信号Ｉは差動に、１３５度の局発信号Ｑは差動に供給される。一方の回路構成の出力Ｉと他方の回路構成の出力Ｑは、９０度の位相差を有する。
【００６５】
これまでは、ＮＰＮバイポーラトランジスタを採用した構成であったが、これらに代わり、ＰＮＰトランジスタを採用しても良い。また、バイポーラトランジスタの代わりに、非線形素子であるＭＯＳトランジスタを採用しても良い。
【００６６】
【発明の効果】
本発明の直交偶高調波ミキサによれば、以下の効果を有する。
【００６７】
（１）期待される出力信号に比べて、発生するスプリアスが非常に小さい。
【００６８】
（２）（１）の結果、スプリアスによる相互変調効果が小さく、相互変調歪特性が良好である。
【００６９】
（３）２次歪による折り返しが小さいため、受信精度特性が良好である。
【００７０】
（４）ＤＣオフセットが小さい結果、後段のフィルタブロックに対する負担が小さい。
【００７１】
（５）（１）〜（４）の結果、消費電流を低減でき、商品価値が高い製品が期待できる。
【００７２】
（６）低雑音増幅器など前段につく回路の２次歪が原因によるＤＣ帯域への折り返しが大幅に抑えることになる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の直交偶高調波ミキサの第１の実施例の構成を示す図である。
【図２】図１の回路構成を利用して直交復調器を構成した場合の構成を、概略的に示す図である。
【図３】本発明の直交偶高調波ミキサの第２の実施例の構成を示す図である。
【図４】図３の回路構成を利用して直交復調器を構成した場合の構成を、概略的に示す図である。
【図５】従来の技術であるＢａｌａｎｃｅｄ  Ｈａｒｍｏｎｉｃ  Ｍｉｘｅｒ（Ｓｉｎｇｌｅ  Ｂａｌａｎｃｅｄ  Ｈａｒｍｏｎｉｃ  Ｍｉｘｅｒ）の構成を示す図である。
【図６】従来の技術であるＢａｌａｎｃｅｄ  Ｈａｒｍｏｎｉｃ  Ｍｉｘｅｒ（Ｄｏｕｂｌｅ  Ｂａｌａｎｃｅｄ  Ｈａｒｍｏｎｉｃ  Ｍｉｘｅｒ）の構成を示す図である。
【図７】一般の差動増幅器の構成を示す図である。
【符号の説明】
Ｑ１〜Ｑ８・・ＮＰＮトランジスタ。
【図１】
2004180098.tif 000014
【図２】
2004180098.tif 000015
【図３】
2004180098.tif 000016
【図４】
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【図５】
2004180098.tif 000018
【図６】
2004180098.tif 000019
【図７】
2004180098.tif 000020