(57)【要約】【課題】ｇｍ−Ｃフィルタのための誤差の少ない周波数設定回路を提供する。【解決手段】周波数特性制御回路１０２はｇｍ−Ｃフィルタ回路１０１の周波数を設定する。ｇｍ−Ｃローパスフィルタ回路１０４に入力交流信号ＶＡＣが入力される。ＶＡＣの周波数ｆＡＣはｇｍ−Ｃローパスフィルタ回路の減衰帯域にあるように設定されており、入力信号の振幅レベルが減衰される。出力信号は第１の整流器１０６によって振幅レベルが検出された後、比較器１０８に入力される。ＶＡＣは、減衰器１０３を介してバッファアンプ回路１０５に入力される。減衰器はＶＡＣを減衰する。バッファアンプ回路からの出力信号は第２の整流器１０７によって振幅レベルが検出され、比較器に入力される。比較器は比較処理を行い、制御信号を出力する。制御信号はｇｍ−Ｃローパスフィルタ回路、バッファアンプ回路及びｇｍ−Ｃフィルタ回路の各回路のＯＴＡの駆動電流を等しく制御する。【選択図】  図１
2004312544.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定回路の周波数特性を制御するための周波数特性制御回路であって、
トランスコンダクタンスアンプ回路を備え、交流信号が入力されるフィルタ回路と、
前記フィルタ回路の出力信号レベルと第１の信号の信号レベルとの間の関係が維持されるように、前記トランスコンダクタンスアンプ回路を制御する制御信号を出力する制御信号出力回路と、を備え、
前記制御信号は前記所定回路の周波数特性を制御する、周波数特性制御回路。
【請求項２】
前記フィルタ回路は、複数のトランスコンダクタンスアンプ回路を備えるローパスフィルタ回路であり、
前記制御信号は、前記複数のトランスコンダクタンスアンプ回路の少なくとも一つのトランスコンダクタンスを制御する、請求項１に記載の周波数特性制御回路。
【請求項３】
前記制御信号は、前記所定回路におけるトランスコンダクタンスアンプ回路のトランスコンダクタンスを制御する、請求項２に記載の周波数特性制御回路。
【請求項４】
前記フィルタ回路は、第１のトランスコンダクタンスアンプ回路と、入出力が共通接続された第２のトランスコンダクタンスアンプ回路と、容量とを備え、前記第１のトランスコンダクタンスアンプ回路の出力が前記第２のトランスコンダクタンスアンプ回路の入力に接続されている、請求項２に記載の周波数特性制御回路。
【請求項５】
前記制御信号は、前記第１のトランスコンダクタンスアンプ回路のトランスコンダクタンスを制御する、請求項４に記載の周波数特性制御回路。
【請求項６】
前記第１信号の信号レベルは、前記フィルタ回路に入力される交流信号の信号レベルより小さい、請求項１に記載の周波数特性制御回路。
【請求項７】
前記制御信号は、前記第１信号の信号レベルと前記フィルタ回路の出力信号レベルとの比が一定に維持されるように、前記フィルタ回路のカットオフ周波数を制御する、請求項１に記載の周波数特性制御回路。
【請求項８】
さらに、入力された矩形波の高調波周波数成分を除去することによって、前記フィルタ回路へ入力される交流信号を出力するフィルタ回路を備える、請求項１に記載の周波数特性制御回路。
【請求項９】
さらに、入力された矩形波の基本周波数成分を抽出することによって、前記フィルタ回路へ入力される交流信号を出力するフィルタ回路を備える、請求項１に記載の周波数特性制御回路。
【請求項１０】
前記制御信号出力回路は、
前記フィルタ回路からの出力信号のレベルを検出する第１の検出回路と、
前記第１の信号の信号レベルを検出する第２の検出回路と、
前記第１及び第２の検出回路のそれぞれの出力間の差異に基づき、前記制御信号を出力する回路と、
を備える、請求項１に記載の周波数特性制御回路。
【請求項１１】
さらに、交流信号源と、
前記交流信号源の出力信号から前記第１の信号を生成する回路を備え、
前記フィルタ回路は、ＣＲの１次のローパスフィルタと等価な回路であり、
前記交流信号源の出力信号から前記第１の信号を生成する回路は、
前記交流信号源からの出力信号を減衰して出力する減衰回路と、
前記減衰回路からの信号が入力され前記所定信号を出力する回路であって、前記フィルタ回路から容量を取り去った回路と同一の回路構成を有するバッファ回路と、
を備える、請求項１０に記載の周波数特性制御回路。
【請求項１２】
前記制御される所定回路は、トランスコンダクタンスアンプ回路と容量とを有するｇｍ−Ｃフィルタ回路であって、前記制御信号は、前記ｇｍ−Ｃフィルタ回路におけるトランスコンダクタンスアンプ回路のトランスコンダクタンスを制御する、請求項１に記載の周波数特性制御回路。
【請求項１３】
トランスコンダクタンスアンプ回路と容量とを有するｇｍ−Ｃフィルタ回路と、前記ｇｍ−Ｃフィルタ回路におけるトランスコンダクタンスアンプ回路のトランスコンダクタンスを制御する、周波数特性制御回路とを備える半導体回路装置であって、前記周波数特性制御回路は、
トランスコンダクタンスアンプ回路を備え、交流信号が入力されるフィルタ回路と、
前記フィルタ回路の出力信号レベルと第１の信号の信号レベルとの間の関係が維持されるように、前記トランスコンダクタンスアンプ回路を制御する制御信号を出力する制御信号出力回路と、を備え、
前記制御信号は前記ｇｍ−Ｃフィルタ回路の周波数特性を制御する、半導体回路装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は周波数特性制御回路、及びその回路を有する半導体回路装置に関し、特に、トランスコンダクタンスアンプのトランスコンダクタンスを制御することによって周波数特性を制御する周波数特性制御回路、及びその回路を有する半導体回路装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
トランスコンダンス回路と容量を利用したフィルタ回路であるｇｍ−Ｃフィルタ回路の周波数特性を制御するための、様々な回路技術が知られている。典型的な例は、電圧制御発振回路（ＶＣＯ）もしくは電流制御発振回路（ＩＣＯ）を利用するものである（例えば、非特許文献１を参照）。図５は、従来のｇｍ−Ｃフィルタ回路のための周波数設定回路の一例を示す、回路ブロック図である。図５の周波数設定回路は、ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ  Ｌｏｃｋｅｄ  Ｌｏｏｐ）回路を利用して構成されている。図５において、５０１は被制御回路であるｇｍ−Ｃ  ＬＣフィルタ回路であって、ＯＴＡ（Ｏｐｅｒａｔｉｏｎａｌ  Ｔｒａｎｓｃｏｎｄｕｃｔａｎｃｅ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）と容量で構成されている。ｇｍ−Ｃフィルタ回路５０１はＶｉｎに対してフィルタ作用を施し、Ｖｏｕｔを出力する。
【０００３】
５０２は、可変制御電圧によって発振周波数が変化する電圧制御発振回路（（ＶＣＯ）Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ  Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）である。ＶＣＯ回路５０２は、負性抵抗回路５０３及び等価インダクタンス回路５０４によって構成されている。ＯＴＡ１、ＯＴＡ２、容量Ｃ１はＧｙｒａｔｏｒ理論によって等価的にインダクタンスＬ５０４を実現している。一方、負性抵抗回路５０３を構成するＯＴＡ３及びＯＴＡ４は、それぞれトランスコンダクタンスｇｍ３、ｇｍ４（ｇｍ３＞ｇｍ４）を持っている。
【０００４】
ＯＴＡ３及びＯＴＡ４は、（ｇｍ３−ｇｍ４）となるように接続されて、負性トランスコンダクタンス（−ｇｍ）を実現している。この（−ｇｍ）から負性抵抗（−Ｒ）（＝１／ｇｍ）が求められる。実現回路上では、ＶＣＯ回路５０２の発振振幅を決めるために、ＯＴＡ３の動作入力電圧範囲をＯＴＡ４の動作入力電圧範囲よりも狭くすることによって、振幅制限機能を実現する。図５においてはＯＴＡを差動出力として２次歪を低減している。
【０００５】
５０５は位相検出回路（ＰＤ（Ｐｈａｓｅ  Ｄｅｔｅｃｔｏｒ））、５０６はループ時定数を決定するループ・フィルタ回路（ＬＰＦ）である。図５に示すように、ＶＣＯ回路５０２からの出力は、位相検出回路５０５の一方の入力端子に入力される。位相検出回路５０５のもう一方の入力端子には、基準周波数信号が入力される。位相検出回路５０５は、基準周波数信号とＶＣＯ回路５０２の出力信号との位相差を電圧（または電流）信号の形で出力する。出力された信号は、ループ・フィルタ回路５０４によって平滑化され、ｇｍ−Ｃフィルタ回路５０１及びＶＣＯ回路５０２に制御信号として入力される。制御信号は、ｇｍ−Ｃフィルタ回路５０１とＶＣＯ回路５０２のそれぞれのＯＴＡ回路に入力される。これにより、ＶＣＯ回路５０２の発振周波数と基準周波数信号の周波数が等しくなるようにＰＬＬループによって制御される。
【０００６】
ＰＬＬループによる制御は、ＶＣＯ回路５０２の各ＯＴＡの駆動電流を制御することによってＯＴＡのトランスコンダクタンス値であるｇｍ値を変化させ、各ＯＴＡのｇｍを所望の値としている。ここで、ｇｍ−Ｃフィルタ回路５０１を構成している各ＯＴＡの駆動電流とＶＣＯ回路５０２を構成している各ＯＴＡの駆動電流とを等しくするように構成すれば、ｇｍ−Ｃフィルタ回路５０１を構成している各ＯＴＡのｇｍ値とＶＣＯ回路５０２を構成している各ＯＴＡのｇｍ値を一致させることができる。ｇｍ−Ｃフィルタ回路５０１を構成している各容量とＶＣＯ回路５０２を構成している各容量の比が一定であることが期待できるので、ＶＣＯ回路５０２の発振周波数とｇｍ−Ｃフィルタ回路５０１のカットオフ周波数の関係が一定となるように制御することができる。
【０００７】
あるいは、被制御回路であるスレーブフィルタにおける、バンドパスフィルタの中心周波数、フィルタ回路のＱ値、あるいはゲインを制御するための他の制御回路構成が知られている（例えば、特許文献１参照）。例えば、ゲインを制御するための回路は、第１のＯＴＡと、その出力のそれぞれに接続された２つのコンデンサと、第１のＯＴＡの２出力をそれぞれ入力する第１オペアンプと、オペアンプからの２出力のそれぞれを入力とする第１の整流器と、第１の整流器の出力が入力される積分器とを備えている。
【０００８】
さらに、第２のＯＴＡと、その出力のそれぞれに接続された２つのコンデンサと、第２のＯＴＡの出力のそれぞれを入力のそれぞれとする第２オペアンプと、第２のオペアンプからの２出力を入力とする第２の整流器とを備え、第２の整流器の出力は積分器に入力される。基準信号を第１及び第２のＯＴＡに入力し、積分きからの制御信号が第１のＯＴＡのトランスコンダクタンスを制御する。さらに、この制御信号によって、スレーブフィルタにおけるフィルタ回路のゲインが制御される。
【０００９】
【非特許文献１】
Ｆ．  Ｋｒｕｍｍｅｎａｃｈｅｒ  ａｎｄ  Ｎ．  Ｊｏｅｈｌ，  ”Ａ  ４−ＭＨｚ  ＣＭＯＳ  Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ−Ｔｉｍｅ  Ｆｉｌｔｅｒ  ｗｉｔｈ  Ｏｎ−Ｃｈｉｐ  Ａｕｔｏｍａｔｉｃ  Ｔｕｎｉｎｇ”，  ＩＥＥＥ  Ｊ．  Ｓｏｌｉｄ−Ｓｔａｔｅ  Ｃｉｒｃｕｉｔ，  ｖｏｌ．  ２３，  ｎｏ．  ３，  ｐｐ．  ７５０−７５８，  Ｊｕｎｅ  １９８８．
【特許文献１】
特開２００２−２２３１４８号公報
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
従来のＰＬＬ回路を用いた周波数設定回路においては、ＶＣＯ回路５０２の発振周波数をｇｍ−Ｃフィルタ５０１の阻止帯域（ストップバンド）内に設定してｇｍ−Ｃフィルタ５０１への影響を少なくする必要がある。しかし、ｇｍ−Ｃフィルタ５０１のカットオフ周波数とＶＣＯ回路５０２の発振周波数を大きく離すと、ｇｍ−Ｃフィルタ５０１で用いる容量値に対して、ＶＣＯ回路５０２で用いる容量値はその数分の１になる。
【００１１】
これにより、配線容量等の寄生容量の影響は相対的に大きくなる。現実に、寄生容量の影響が無視できなくなるほど大きくなり、ＶＣＯ回路５０２の発振周波数とｇｍ−Ｃフィルタ５０１のカットオフ周波数の関係を一定に制御することができなくなる場合がある。特に、ＯＴＡの駆動電流を減らした低電流化回路の場合には、この点が大きな問題となる。
【００１２】
あるいは、従来の他の回路構成において、スレーブ回路の周波数制御を実現するために、制御回路におけるマスタフィルタのローパスフィルタ出力と基準信号との間において位相比較を行う。また、スレーブ回路のゲイン制御においては、ＯＴＡ回路によって形成される２つのローパスフィルタを使用した制御回路が使用されている。この回路においては、一つのＯＴＡ回路を使用しているため、オペアンプが利用されている。オペアンプの低い周波数特性は、低電流化のためにはデメリットとなる。さらに、２つのオペアンプの特性を高精度に揃えることは容易ではない。
【００１３】
本発明は上記従来技術に鑑みてなされたものであって、その一つの目的は、誤差の少ない周波数特性制御回路を提供するである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
本発明の第１の態様は、所定回路の周波数特性を制御するための周波数特性制御回路であって、トランスコンダクタンスアンプ回路を備え、交流信号が入力されるフィルタ回路と、前記フィルタ回路の出力信号レベルと第１の信号の信号レベルとの間の関係が維持されるように、前記トランスコンダクタンスアンプ回路を制御する制御信号を出力する制御信号出力回路と、を備え、前記制御信号は前記所定回路の周波数特性を制御するものである。これにより、所定回路の周波数特性を効果的に制御することができる。
【００１５】
上記第１の態様において、前記フィルタ回路は、複数のトランスコンダクタンスアンプ回路を備えるローパスフィルタ回路であり、前記制御信号は、前記複数のトランスコンダクタンスアンプ回路の少なくとも一つのトランスコンダクタンスを制御することが好ましい。さらに、前記制御信号は、前記所定回路におけるトランスコンダクタンスアンプ回路のトランスコンダクタンスを制御することが好ましい。これにより、誤差少なく回路の周波数特性を制御することができる。あるいは、前記フィルタ回路は、第１のトランスコンダクタンスアンプ回路と、入出力が共通接続された第２のトランスコンダクタンスアンプ回路と、容量とを備え、前記第１のトランスコンダクタンスアンプ回路の出力が前記第２のトランスコンダクタンスアンプ回路の入力に接続されていることが好ましい。これにより、特性の優れたフィルタ回路を構成することができる。さらに、前記制御信号は、前記第１のトランスコンダクタンスアンプ回路のトランスコンダクタンスを制御することができる。
【００１６】
上記第１の態様において、前記第１信号の信号レベルは、前記フィルタ回路に入力される交流信号の信号レベルより小さいことが好ましい。これにより、フィルタ回路の減衰特性を効果的に制御することができ、効果的な周波数特性制御を行うことができる。
【００１７】
上記第１の態様において、前記制御信号は、前記第１信号の信号レベルと前記フィルタ回路の出力信号レベルとの比が一定に維持されるように、前記フィルタ回路のカットオフ周波数を制御することが好ましい。これにより、フィルタ回路の周波数特性を効果的に制御することができ、所定回路の効果的な周波数特性制御を行うことができる。
【００１８】
上記第１の態様において、さらに、入力された矩形波の高調波周波数成分を除去することによって、前記フィルタ回路へ入力される交流信号を出力するフィルタ回路を備えることができる。
【００１９】
上記第１の態様において、さらに、入力された矩形波の基本周波数成分を抽出することによって、前記フィルタ回路へ入力される交流信号を出力するフィルタ回路を備えることができる。
【００２０】
上記第１の態様において、前記制御信号出力回路は、前記フィルタ回路からの出力信号のレベルを検出する第１の検出回路と、前記第１の信号の信号レベルを検出する第２の検出回路と、前記第１及び第２の検出回路のそれぞれの出力間の差異に基づき、前記制御信号を出力する回路と、を備えることが好ましい。これにより効率的な回路構成を実現することができる。さらに、交流信号源と、前記交流信号源の出力信号から前記第１の信号を生成する回路を備え、前記フィルタ回路は、ＣＲの１次のローパスフィルタと等価な回路であり、前記交流信号源の出力信号から前記第１の信号を生成する回路は、前記交流信号源からの出力信号を減衰して出力する減衰回路と、前記減衰回路からの信号が入力され前記所定信号を出力する回路であって、前記フィルタ回路から容量を取り去った回路と同一の回路構成を有するバッファ回路と、を備えることが好ましい。これにより、誤差少なく周波数特性を制御することが可能となる。
【００２１】
上記第１の態様において、前記制御される所定回路は、トランスコンダクタンスアンプ回路と容量とを有するｇｍ−Ｃフィルタ回路であって、前記制御信号は、前記ｇｍ−Ｃフィルタ回路におけるトランスコンダクタンスアンプ回路のトランスコンダクタンスを制御することができる。これにより、ｇｍ−Ｃフィルタ回路の周波数特性を効果的に制御することができる。
【００２２】
本発明の第２の態様は、トランスコンダクタンスアンプ回路と容量とを有するｇｍ−Ｃフィルタ回路と、前記ｇｍ−Ｃフィルタ回路におけるトランスコンダクタンスアンプ回路のトランスコンダクタンスを制御する、周波数特性制御回路とを備える半導体回路装置であって、前記周波数特性制御回路は、トランスコンダクタンスアンプ回路を備え、交流信号が入力されるフィルタ回路と、前記フィルタ回路の出力信号レベルと第１の信号の信号レベルとの間の関係が維持されるように、前記トランスコンダクタンスアンプ回路を制御する制御信号を出力する制御信号出力回路と、を備え、前記制御信号は前記ｇｍ−Ｃフィルタ回路の周波数特性を制御するものである。これにより、ｇｍ−Ｃフィルタ回路の周波数特性を効果的に制御することができる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明を適用可能な実施の形態が説明される。以下の説明は、本発明の実施形態を説明するものであり、本発明が以下の実施形態に限定されるものではない。説明の明確化のため、以下の記載は、適宜、省略及び簡略化がなされている。又、当業者であれば、以下の実施形態の各要素を、本発明の範囲において容易に変更、追加、変換することが可能であろう。
【００２４】
図１（ａ）は、本実施の形態に係る周波数特性制御回路を説明する、回路ブロック図である。図１において、１０１は被制御回路であるｇｍ−Ｃフィルタ回路である。ｇｍ−Ｃフィルタ回路１０１は、トランスコンダクタンスアンプ回路（ＯＴＡ（Ｏｐｅｒａｔｉｏｎａｌ  Ｔｒａｎｓｃｏｎｄｕｃｔａｎｃｅ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ））と容量とを備えている。ｇｍ−Ｃフィルタ回路１０１はＶｉｎに対してフィルタ作用を施し、Ｖｏｕｔを出力する。１０２はｇｍ−Ｃフィルタ回路１０１の周波数特性を制御する周波数特性制御回路である。周波数特性制御回路１０２はｇｍ−Ｃフィルタ回路１０１のカットオフ周波数などの周波数特性を制御する。
【００２５】
周波数特性制御回路１０２は、減衰器１０３、ｇｍ−Ｃローパスフィルタ回路１０４、バッファアンプ回路１０５、第１の整流器１０６、第２の整流器１０７、及び比較器１０８を有している。減衰器１０３は複数の直列に接続された抵抗から構成され、入力交流信号ＶＡＣを抵抗分割によって減衰する。図１の例においては、直列に接続された３つの抵抗Ｒ１、Ｒ２及びＲ３によって構成されている。
【００２６】
入力交流信号ＶＡＣは、減衰器１０３の上端のノードにおいて抵抗Ｒ１に接続され、下端のノードにおいて抵抗Ｒ３に接続されている。減衰器１０３の上端ノード及び下端ノードのそれぞれは、ｇｍ−Ｃローパスフィルタ回路１０４の各入力端子に接続される。バッファアンプ回路１０５の入力端子は、減衰器１０３の２つの異なる中間タップのそれぞれに接続されている。一つの入力端子は減衰器１０３の抵抗Ｒ１及びＲ２の接続ノード、もう一方の入力端子は抵抗Ｒ２及びＲ３の接続ノードに接続されている。
【００２７】
尚、図１（ａ）の入力交流信号は正弦波である。正弦波入力信号に代えて、矩形波の入力交流信号を使用することができる。矩形波を使用する場合、図１（ｂ）に示すように、バンドパスフィルタやローパスフィルタなどのフィルタ回路１５１を介して、周波数特性制御回路に信号を入力する。フィルタ回路１５１が、所定の周波数成分を抽出、あるいは不要な高周波成分を除去することによって、制御回路に必要な交流信号を得ることができる。
【００２８】
フィルタ回路の一例であるｇｍ−Ｃローパスフィルタ回路１０４の差動出力端子は、第１の整流器１０６の入力端子に接続されている。バッファアンプ回路１０５の差動出力端子は、第２の整流器１０７の入力端子に接続されている。第１及び第２の整流器１０６、１０７からの各出力端子は、比較器１０８の各入力端子に接続されている。比較器１０８の出力端子は、ｇｍ−Ｃローパスフィルタ回路１０４、バッファアンプ回路１０５及びｇｍ−Ｃフィルタ回路１０１に接続されている。
【００２９】
ｇｍ−Ｃローパスフィルタ回路１０４は、複数のトランスコンダクタンスアンプ回路を備えている。図１において、ｇｍ−Ｃローパスフィルタ回路１０４は、トランスコンダクタンスがｇｍ１である第１のＯＴＡ１０９、及びトランスコンダクタンスがｇｍ２である第２のＯＴＡ１１０及び容量値がＣである容量１１１を備えている。ｇｍ−Ｃローパスフィルタ回路１０４への差動入力は、第１のＯＴＡ１０９の入力端子のそれぞれに入力される。第１のＯＴＡ１０９の出力端子のそれぞれは、第２のＯＴＡ１１０の入力端子のそれぞれに接続されている。
【００３０】
第１のＯＴＡ１０９と第２のＯＴＡ１１０の各同相の端子どうしが、接続されている。第２のＯＴＡ１１０の２つの入力端子と２つの出力端子のそれぞれは、共通接続されている。第２のＯＴＡ１１０の正相入力端子と正相出力端子とが共通接続され、逆相入力端子と逆相出力端子とが共通接続されている。第２のＯＴＡ１１０の正相出力端子と逆相出力端子との間に容量Ｃ１１０が接続されている。尚、３以上のＯＴＡを利用してフィルタ回路を構成することが可能である。
【００３１】
バッファアンプ回路１０５は、ｇｍ−Ｃローパスフィルタ回路１０４から容量１１１を除いた構成と同一の回路構成を備えている。トランスコンダクタンスがｇｍ１である第３のＯＴＡ１１２、トランスコンダクタンスがｇｍ２である第４のＯＴＡ１１３を備えている。バッファアンプ回路１０５への差動入力は、第３のＯＴＡ１１２の入力端子のそれぞれに入力される。第３のＯＴＡ１１２の出力端子のそれぞれは、第４のＯＴＡ１１３の入力端子のそれぞれに接続されている。各同相の端子が接続されている。第４のＯＴＡ１１３の２つの入力端子と２つの出力端子のそれぞれは、共通接続されている。第４のＯＴＡ１１３の正相入力端子と正相出力端子とが共通接続され、逆相入力端子と逆相出力端子とが共通接続されている。
【００３２】
レベル検出回路の一例である本形態における整流器は、例えば、図２あるいは図３に示された回路を利用することによって構成することができる。図２において、２０１、２０２、２０３及び２０４はＭＯＳトランジスタ、２０５は定電流源である。尚、ＭＯＳトランジスタに代えて、バイポーラトランジスタを使用することも、もちろん可能である。この点は図３において同様である。各トランジスタのソースは共通接続されており、定電流源２０５に接続されている。つまり、各トランジスタ２０１−２０４は、共通のテール電流２０５によって駆動される。
【００３３】
トランジスタ２０３、２０４のドレインは共通接続されており、電流（Ｉ−）が流れ込む。トランジスタ２０１、２０２の各ゲートに、コモンモード電圧ＶＣＭが入力される。トランジスタ２０１、２０２のドレインは接続されており、差動対を構成する。この差動対には電流（Ｉ＋）が流れ込む。トランジスタ２０１、２０２の各ゲートに、入力電圧（ＶＣＭ＋Ｖｉｎ／２）、（ＶＣＭ−Ｖｉｎ／２）、がそれぞれ入力される。出力は、（Ｉ＋）もしくは（Ｉ＋−Ｉ−）によって得ることができる。コモンモード電圧ＶＣＭによって、この回路の特性制御を行うことができる。
【００３４】
図３において、３０１−３０４はＮ−ＭＯＳトランジスタ、３０５−３０８はＰ−ＭＯＳトランジスタ、３０９、３１０はＩ０の定電流源である。トランジスタ３０１、３０２のソースは共通接続されており、定電流源３０９に接続される。トランジスタ３０１、３０２の各ゲートに入力電圧（ＶＣＭ＋Ｖｉｎ／２）、（ＶＣＭ−Ｖｉｎ／２）、がそれぞれ入力される。トランジスタ３０３、３０４の各ソースは共通接続されており、定電流源３１０に接続される。トランジスタ３０３、３０４の各ゲートに入力電圧（ＶＣＭ＋Ｖｉｎ／２）、（ＶＣＭ−Ｖｉｎ／２）、がそれぞれ入力される。トランジスタ３０１、３０４の各ドレインは共通接続されており、トランジスタ３０６、３０７のソースと接続されている。トランジスタ３０６、３０７のソースは共通接続されている。
【００３５】
トランジスタ３０２、３０３の各ドレインは共通接続されており、トランジスタ３０５のソースと接続されている。トランジスタ３０５、３０６の各ゲートは接続され、さらに各ソースが共通接続されＶＤＤに接続されている。トランジスタ３０５のドレインとゲートが接続されている。トランジスタ３０７、３０８の各ゲートは接続され、各ソースが共通接続され、ＶＤＤに接続されている。トランジスタ３０７のドレインとゲートが接続されている。トランジスタ３０５−３０８の各ソースは共通接続されている。出力は、トランジスタ３０８のドレイン電流によって得ることができる。
【００３６】
周波数特性制御回路１０２の動作について、図１を参照して説明する。入力交流信号ＶＡＣの経路の一方は、ｇｍ−Ｃローパスフィルタ回路１０４に接続される。ｇｍ−Ｃローパスフィルタ回路１０４には、入力交流信号ＶＡＣと同一の信号が入力される。入力信号の周波数ｆＡＣは、ｇｍ−Ｃローパスフィルタ回路１０４の減衰特性において、減衰帯域にあるように設定されている。ここで、減衰帯域とは、ローパスフィルタ回路の透過帯域から透過レベルが減衰していく帯域であり、例えば透過帯域と阻止帯域との間であることができる。
【００３７】
このため、ｇｍ−Ｃローパスフィルタ回路１０４は、入力信号に対してフィルタ作用を施すことにより、入力信号の周波数に応じて、入力信号の振幅レベルを減衰させる。この点については、後に説明を行う。ｇｍ−Ｃローパスフィルタ回路１０４からの出力信号は第１の整流器１０６に入力され、整流器１０６への入力信号の振幅レベルが検出される。第１の整流器１０６によって検出された振幅レベルは、直流電圧として比較器１０８の一つの入力となる。第１の整流器１０６からの入力は、比較器１０８の比較入力となっている。
【００３８】
入力交流信号ＶＡＣのもう一方の経路は、減衰器１０３を介して、バッファアンプ回路１０５に接続されている。入力交流信号ＶＡＣが減衰器１０３に入力されると、抵抗分割によって入力交流信号が減衰される。図１の減衰器１０３は、入力交流信号ＶＡＣを減衰し、交流信号ＶＡＣ（Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３））をバッファアンプ回路１０５に対して出力する。第１の信号の一例であるバッファアンプ回路１０５からの出力信号は、第２の整流器１０７に入力され、第２の整流器１０７によって振幅レベルが検出される。検出された振幅レベルは、直流電圧として比較器１０８のもう一方の入力となる。第２の整流器１０７からの入力は、比較器１０８の基準入力となっている。
【００３９】
比較器１０８は、入力された２つの振幅レベルについて比較処理を行い、２つの振幅レベルの差異に基づく信号を出力する。出力された信号は、制御信号として、ｇｍ−Ｃローパスフィルタ回路１０４、バッファアンプ回路１０５、及びｇｍ−Ｃフィルタ回路１０１に入力される。比較器１０８は入力された２つの信号の振幅レベルが同一に維持されるように制御信号を出力することができる。制御信号は、ｇｍ−Ｃローパスフィルタ回路１０４、バッファアンプ回路１０５、及びｇｍ−Ｃフィルタ回路１０１の各回路のＯＴＡに入力される。
【００４０】
ｇｍ−Ｃフィルタ回路１０１のＯＴＡ、ｇｍ−Ｃローパスフィルタ回路１０４のＯＴＡ１０９、もしくは、バッファアンプ回路１０５のＯＴＡ１１２に入力された制御信号は、各ＯＴＡの駆動電量を制御することによって、各ＯＴＡのトランスコンダクタンス値を制御することができる。ｇｍ−Ｃフィルタ回路１０１を構成するＯＴＡと、ｇｍ−Ｃローパスフィルタ回路１０４あるいは、バッファアンプ回路１０５におけるＯＴＡとは、同一回路構成を有することが好ましい。これらのＯＴＡの制御電圧を共通化することによって、各ＯＴＡの駆動電流を等しく制御することができる。
【００４１】
これによって、例えば、ｇｍ−Ｃフィルタ回路１０１のカットオフ周波数が一定の値になるよう制御するなど、効果的な周波数特性の制御を行うことができる。ここで、ｇｍ−Ｃローパスフィルタ回路１０４は、等価的には、１次のＣＲローパスフィルタ回路である。ｇｍ−Ｃフィルタ回路１０１のカットオフ周波数は、ＯＴＡの駆動電流を増加することによって低下し、ＯＴＡの駆動電流を減少することによって上昇する。尚、ＯＴＡのトランスコンダクタンス値は、ＭＯＳトランジスタの場合は駆動電流の平方根の比例し、バイポーラトランジスタの場合は駆動電流に比例する。
【００４２】
図４は、本形態における周波数特性制御回路の動作を説明する図である。図４において、座標のＸ軸はＭＨｚ単位での周波数を表し、Ｙ軸はｄＢ単位でのレベルを表している。グラフ４０１はｇｍ−Ｃローパスフィルタ回路１０４の出力レベルであり、ｇｍ−Ｃローパスフィルタ回路１０４の減衰特性を示している。ｆｃはｇｍ−Ｃローパスフィルタ回路１０４のカットオフ周波数である。ｆＡＣは入力交流信号ＶＡＣの周波数である。減衰器１０３による入力交流信号の減衰量は、図４に示すように、２０ｌｏｇ（Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３））である。
【００４３】
例えば、減衰器１０３からの出力の振幅レベルとｇｍ−Ｃローパスフィルタ回路１０４の出力の振幅レベルとが等しくなるように制御する場合、減衰器１０３による入力交流信号の減衰量と、ｇｍ−Ｃローパスフィルタ回路１０４による減衰量とが等しくなるように、各ＯＴＡのトランスコンダクタンスが制御される。従って、図４に示すように、入力交流信号の周波数ｆＡＣにおけるｇｍ−Ｃローパスフィルタ回路１０４による減衰量が、減衰器１０３の減衰量である２０ｌｏｇ（Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３））となるように、制御される。これによって、例えば、基準となる入力交流信号ｆＡＣと、ｇｍ−Ｃローパスフィルタ回路１０４のカットオフ周波数ｆＣとの間の比が、一定になるように制御することができる。
【００４４】
ｇｍ−Ｃローパスフィルタ回路１０４は、差動出力を持つローパスフィルタ回路である。これは、等価的には、等価抵抗Ｒ（＝１／ｇｍ）と容量Ｃとから構成されるＣＲの１次のローパスフィルタ回路である。従って、図４に示すように、カットオフ周波数ｆｃにおいて−３ｄＢの減衰量となる。ここで、カットオフ周波数よりも周波数が高くなると、ｇｍ−Ｃローパスフィルタ回路１０４の減衰特性は、６ｄＢ／ｏｃｔ、あるいは２０ｄＢ／ｄｅｃａｄｅとなる。
【００４５】
例えば、カットオフ周波数ｆｃの２倍の周波数において、減衰量は−６ｄＢ（１／２）であり、カットオフ周波数ｆｃの３倍の周波数において、減衰量は−９．５４ｄＢ（１／３）である。あるいは、カットオフ周波数ｆｃの４倍の周波数、カットオフ周波数ｆｃの５倍の周波数そしてカットオフ周波数ｆｃの１０倍の周波数のそれぞれにおいて、減衰量は−１２ｄＢ（１／４）、−１４ｄＢ（１／５）そして−２０ｄＢ（１／１０）である。
【００４６】
一方、ローパスフィルタを構成する本形態において、ｇｍ−Ｃフィルタ回路１０１は高次のローパスフィルタであり、ｇｍ−Ｃローパスフィルタ回路１０４よりも急峻な減衰特性を備えている。例えば、７次ローパスフィルタにおいて、そのカットオフ周波数が１次のローパスフィルタのカットオフ周波数と等しいケースを説明する。７次ローパスフィルタのカットオフ周波数において、減衰量は−３ｄＢである。カットオフ周波数よりも周波数が高くなると、減衰特性は４２ｄＢ／ｏｃｔ、あるいは、１４０ｄＢ／ｄｅｃａｄｅとなっている。
【００４７】
例えば、カットオフ周波数の２倍の周波数において、７次ローパスフィルタによる減衰量は−４２ｄＢ（１／１２８）、カットオフ周波数の３倍の周波数における減衰量は−６６．８ｄＢ（１／２１８７）となる。このように、７次ローパスフィルタにおいて、カットオフ周波数の２倍の周波数がすでに阻止帯域に入っている。従って、７次のローパスフィルタの場合、基準となる交流信号の周波数は、例えば、ｇｍ−Ｃフィルタ回路１０１のカットオフ周波数の２倍の周波数であれば十分である。
【００４８】
本実施の形態において、交流信号の一方の経路においてバッファアンプ回路１０５が挿入されている。バッファアンプ回路１０５を省いた回路構成とすることが可能である。しかし、交流信号の２つの経路においては特性が揃うように構成することが好ましい。従って、本形態の周波数特性制御回路１０２は、ＣＲの１次のローパスフィルタであるｇｍ−Ｃローパスフィルタ回路１０４から容量Ｃを取り去ったバッファアンプ回路１０５を、減衰器１０３−整流器１１７間に備えている。
【００４９】
さらに好ましくは、第１及び第２の整流器が同一回路を構成することによって、これらの特性が揃えられる。これにより、比較器１０８に入力される２つの信号経路では、振幅レベル差は、ＣＲの１次のローパスフィルタであるｇｍ−Ｃローパスフィルタ回路１０４に付加した容量Ｃによる信号減衰と、減衰器１０３による信号減衰量との差異のみとすることができる。これによって、寄生容量等の影響をほぼ無視できるほどに小さくすることができる。
【００５０】
あるいは、ＯＴＡの出力インピーダンスは有限であり、駆動電流値や温度などで多少のレベル変動が発生する。しかし、ｇｍ−Ｃローパスフィルタ回路１０４とバッファアンプ回路１０５とを、容量Ｃ以外の点において、同一の構成とすることによって、２つの信号経路間のレベル変動を所定のｇｍ−Ｃローパスフィルタ回路１０４の減衰量と減衰器１０３による減衰量との差のみとすることができる。従って、比較器１０８の出力がｇｍ−Ｃローパスフィルタ回路１０４とバッファアンプ回路１０５におけるＯＴＡを制御することによって、ｇｍ−Ｃローパスフィルタ回路１０４のカットオフ周波数ｆＣと入力交流信号ＶＡＣの周波数ｆＡＣとの間の比が一定になるように制御することができる。
【００５１】
尚、本実施の形態は、ローパスフィルタ回路を利用して周波数特性制御回路を構成したが、他の態様のフィルタ回路を利用して出力レベルに基づく制御回路を構成することが可能である。本形態の減衰器に代えて、もしくは加えて、増幅器を周波数制御回路内に組み込むことが可能である。しかし、回路素子の安定性の観点から、本形態のように、抵抗分割による減衰器を利用することが好ましい。本形態は２つの整流器からの出力レベルが実質的に同一となるように制御するが、これらの出力の比が一定となるように制御することが可能である。尚、出力レベルが実質的に同一であることは、１：１の比が一定となるように制御されていることを意味する。
【００５２】
本実施の形態によれば、ｇｍ−Ｃローパスフィルタの出力と減衰器の出力とのレベル比較を行う回路を構成することによって、ＶＣＯ回路とＰＬＬ回路とを用いた構成と比較して、回路規模を小さくすることができる。あるいは、制御回路におけるｇｍ−Ｃローパスフィルタにおける容量値と、制御されるｇｍ−Ｃのおける容量値をほぼ同じ値とすることによって、寄生容量の影響を小さくすることができ、誤差の少ない制御を実現することができる。あるいは、入力される交流信号の振幅レベルと、ｇｍ−Ｃローパスフィルタを介して出力される振幅レベルと、を比較することによって、入力される交流信号の振幅レベルの変動を許容することができる。
【００５３】
【発明の効果】
本発明によれば、誤差の少ない周波数特性制御回路を提供することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本実施の形態における、ｇｍ−Ｃフィルタ回路のための周波数特性制御回路を説明する回路ブロック図である。
【図２】本実施の形態の周波数特性制御回路における整流器に利用可能な回路構成を説明する回路図である。
【図３】本実施の形態の周波数特性制御回路における整流器に利用可能な、他の回路構成を説明する回路図である。
【図４】本実施の形態における、周波数特性制御回路の動作特性を説明するグラフである。
【図５】従来の技術における、ｇｍ−Ｃフィルタ回路のための周波数設定回路を説明する回路ブロック図である。
【符号の説明】
１０１  ｇｍ−Ｃフィルタ回路、１０２  周波数特性制御回路、１０３  減衰器、１０４  ｇｍ−Ｃローパスフィルタ回路、１０５  バッファアンプ回路、１０６  第１の整流器、１０７  第２の整流器、１０８  比較器、１５１  フィルタ回路、２０１−２０４  ＭＯＳトランジスタ、２０５  定電流源、３０１−３０４  Ｎ−ＭＯＳトランジスタ、３０５−３０８  Ｐ−ＭＯＳトランジスタ、３０９、３１０  定電流源、
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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