(57)【要約】【課題】ヌルシンボルが定義されていないＯＦＤＭパケットにおいてＤＣオフセットを推定し、その推定値に基づいてＤＣオフセット補正を可能にする。【解決手段】プリアンブルとそれに後続するデータ伝送用シンボルを有し前記プリアンブルのサブキャリア間隔が前記データ伝送用シンボルのサブキャリア間隔よりも広く設定されているＯＦＤＭパケットを入力する処理と、入力した前記プリアンブルを用いて受信側で発生するＤＣオフセットの推定を行う処理（１−３）と、入力したデータ転送用シンボルに対し前記ＤＣオフセットの推定結果に基づくＤＣオフセットの補正を行う処理（１−４）と、ＤＣオフセット補正が行われたデータ伝送用シンボルの復調を行う処理（１−６）と、を含む。【選択図】  図１
2004304507.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
プリアンブルとそれに後続するデータ伝送用シンボルを有し前記プリアンブルのサブキャリア間隔が前記データ伝送用シンボルのサブキャリア間隔よりも広く設定されているＯＦＤＭパケットを入力する処理と、
入力した前記プリアンブルを用いて受信側で発生するＤＣオフセットの推定を行う処理と、
入力したデータ転送用シンボルに対し前記ＤＣオフセットの推定結果に基づくＤＣオフセットの補正を行う処理と、
ＤＣオフセット補正が行われたデータ伝送用シンボルの復調を行う処理と、を含むことを特徴とするＯＦＤＭ復調方法。
【請求項２】
入力した前記プリアンブルの周波数オフセットの補正を行う処理を含み、前記周波数オフセットが補正されたプリアンブルを用いて前記ＤＣオフセットの推定を行うことを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ復調方法。
【請求項３】
前記ＤＣオフセットの推定を行う処理は、入力したプリアンブルに対し、当該プリアンブルのサブキャリア間隔よりも狭い帯域を通過帯域としたローパスフィルタ処理を行うことを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ復調方法。
【請求項４】
前記ＤＣオフセットの推定を行う処理は、前記周波数オフセット補正に用いられる発振器の出力値が最大となる任意の時刻をゼロとし時刻範囲が−ＴからＴまでの期間となる前記周波数オフセット補正されたプリアンブルに対し、前記プリアンブルのサブキャリア間隔よりも狭い帯域を通過帯域としたローパスフィルタ処理を行うことを特徴とする請求項２記載のＯＦＤＭ復調方法。
【請求項５】
プリアンブルのサブキャリア間隔が前記データ伝送用シンボルのサブキャリア間隔よりも広く設定されているＯＦＤＭパケットを入力する第１処理と、
入力したプリアンブルを用いて周波数オフセットの推定を行い周波数オフセット推定値を出力する第２処理と、
入力したプリアンブルに対して前記周波数オフセット推定値に基づき周波数オフセットの補正を行う第３処理と、
前記周波数オフセットが補正されたプリアンブルを用いてＤＣオフセット値の推定を行いＤＣオフセット推定値を出力する第４処理と、
データ伝送用シンボルに対し前記ＤＣオフセット推定値に基づきＤＣオフセットの補正を行う第５処理と、
ＤＣオフセットの補正されたデータ伝送用シンボルに対し前記周波数オフセット推定値に基づき周波数オフセットの補正を行う第６処理と、
第６処理の結果に対してＯＦＤＭ復調を行う第７処理とを含むことを特徴とするＯＦＤＭ復調方法。
【請求項６】
前記第４処理は積分フィルタ処理を含むことを特徴とする請求項５記載のＯＦＤＭ復調方法。
【請求項７】
プリアンブルとそれに後続するデータ伝送用シンボルを有し前記プリアンブルのサブキャリア間隔が前記データ伝送用シンボルのサブキャリア間隔よりも広く設定されているＯＦＤＭパケットを入力して復調する半導体集積回路であって、
入力した前記プリアンブルを用いて受信側で発生するＤＣオフセットの推定を行うＤＣオフセット推定部と、
入力したデータ転送用シンボルに対し前記ＤＣオフセットの推定結果に基づくＤＣオフセットの補正を行うＤＣオフセット補正部と、
ＤＣオフセット補正が行われたデータ伝送用シンボルの復調を行う復調処理部と、を含むことを特徴とする半導体集積回路。
【請求項８】
入力した前記プリアンブルの周波数オフセットの補正を行う周波数オフセット補正部を含み、
前記ＤＣオフセット補正部は前記周波数オフセットが補正されたプリアンブルを用いて前記ＤＣオフセットの推定を行うことを特徴とする請求項７記載の半導体集積回路。
【請求項９】
前記ＤＣオフセット推定部は、入力したプリアンブルに対し、当該プリアンブルのサブキャリア間隔よりも狭い帯域を通過帯域としたローパスフィルタを有することを特徴とする請求項７記載の半導体集積回路。
【請求項１０】
前記ＤＣオフセット推定部は、前記周波数オフセット補正に用いられる発振器の出力値が最大となる任意の時刻をゼロとし時刻範囲が−ＴからＴまでの期間となる前記周波数オフセット補正されたプリアンブルに対し、前記プリアンブルのサブキャリア間隔よりも狭い帯域を通過帯域としたローパスフィルタを有することを特徴とする請求項８記載の半導体集積回路。
【請求項１１】
周波数オフセット推定部、周波数オフセット補正部、ＤＣオフセット推定部、及びＤＣオフセット補正部を有し、プリアンブルのサブキャリア間隔が前記データ伝送用シンボルのサブキャリア間隔よりも広く設定されているＯＦＤＭパケットを入力して復調する半導体集積回路であって、
受信したＯＦＤＭ信号を前記周波数オフセット推定部に入力して周波数オフセットの推定を行い周波数オフセット推定値を出力し、
前記受信したＯＦＤＭ信号を前記周波数オフセット補正部に入力して前記周波数オフセット推定値に基づき周波数オフセットの補正を行い周波数オフセット補正信号を出力し、
前記周波数オフセット補正信号を前記ＤＣオフセット推定部に入力してＤＣオフセット値の推定を行いＤＣオフセット推定値を出力し、
前記周波数オフセット補正信号をＤＣオフセット補正部に入力して前記ＤＣオフセット推定値に基づきＤＣオフセットの補正を行うことを特徴とする半導体集積回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は直交周波数分割多重（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ：以下、ＯＦＤＭと略す）を用いたデジタル伝送システムに係り、特にＯＦＤＭ復調装置で発生するＤＣオフセットを補正するＯＦＤＭ復調方法およびその方法を適用する半導体集積回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、デジタルテレビ放送や無線ＬＡＮなど広帯域デジタル通信を実現する伝送方式としてＯＦＤＭ伝送方式が普及している。このＯＦＤＭ伝送方式はマルチキャリア伝送方式の１つで、互いに直交する複数のサブキャリアにデジタル変調を行う伝送方式であることから、広帯域のデジタル通信を実現できるという特徴を持っている。しかしながらＯＦＤＭ伝送方式はサブキャリアの周波数間隔が比較的狭いために、サブキャリアの復調に高い精度を要求しており、特にＯＦＤＭ復調装置のＡ／Ｄ変換器などアナログ部で発生するＤＣオフセットはサブキャリアの復調に対して大きな影響を与えることからＯＦＤＭ復調性能の低下を招く。そのため、このＤＣオフセットを補正しその影響を小さくすることがＯＦＤＭ復調装置の性能を向上させる点で極めて重要である。
【０００３】
ＤＣオフセットを補正する従来のＯＦＤＭ復調装置において、チャネル中心周波数を中心に変調されたＯＦＤＭ信号はアンテナで受信され、ＲＦ部へ入力される。ＲＦ部は受信した信号を増幅し、周波数変換部にてチャネル中心周波数の信号を中間周波数に周波数変換し、Ｉ／Ｑ分離を行って、ベースバンド信号であるＩ信号とＱ信号に変換する。ベースバンド信号に変換されたＩおよびＱ信号はアナログ信号であり、夫々Ａ／Ｄ変換器で時間離散、振幅離散化されたデジタル信号に変換される。このデジタル化されたベースバンド信号はベースバンド部のＤＣオフセット推定部に入力される。ＤＣオフセット推定部はＡ／Ｄ変換器などで発生したＤＣオフセット値を推定する機能をもつ。例えば特許文献１記載の技術では、ＯＦＤＭベースバンド信号に含まれるヌルシンボル期間の平均電圧を計測することによりＤＣオフセット値を推定する。ここでヌルシンボルとは無信号状態のシンボルを表すもので、例えば社団法人電波産業会で規格されたワイヤレス１３９４システム（ＡＲＩＢ  ＳＴＤ−Ｔ７２）ではＯＦＤＭパケットの先頭にヌルシンボルが存在する。この方法によると常にパケットに含まれるヌルシンボルを使ってＤＣオフセットを推定するため、パケット毎に最適なＤＣオフセット値を得ることができる。ＤＣオフセット推定部で推定されたＤＣオフセットは、ＤＣオフセット補正部に入力され前記Ａ／Ｄ変換器の基準電圧を調整しＤＣオフセット電圧を補正する。ＤＣオフセットの補正が終了した後、前記Ａ／Ｄ変換器から入力された信号はＤＣオフセット推定部を通過してＯＦＤＭ復調処理部に入力され、入力されたＯＦＤＭ信号はＯＦＤＭ復調処理部で復調処理が行なわれ、ＯＦＤＭ送信機から送られたデータを復元する。
【０００４】
【特許文献１】
特開平６−３２６７３９号公報
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、前記の従来技術を利用して例えば無線ＬＡＮの国際規格であるＩＥＥＥ８０２．１１ａに準拠したＯＦＤＭパケットの復調を行う場合、以下に示す問題点のあることが本発明者によって見出された。
【０００６】
即ち、ＩＥＥＥ８０２．１１ａを含む一般的なＯＦＤＭパケットの構成例を示す。ＯＦＤＭパケット先頭は固定パターンであるプリアンブルが配置される。プリアンブルは最小周期Ｔｐを持つ固定パターンが１回以上繰り返されて構成されている。ベースバンドにおけるプリアンブルのＩ信号もしくはＱ信号の振幅スペクトルには、後述するデータ伝送用シンボルのサブキャリア間隔をｆｓとしたとき、隣接するサブキャリアとの間隔がｐ×ｆｓ［Ｈｚ］となるようにサブキャリアが配置されている。このプリアンブルを用いて信号検出が行なわれ、続いてアンテナダイバーシティ制御等が行なわれる。
【０００７】
プリアンブルに続いて固定パターンである伝送路推定用シンボルが続く。ベースバンドにおける伝送路推定用シンボルのＩ信号もしくはＱ信号の振幅スペクトルには、データ伝送用シンボルのサブキャリア間隔ｆｓと同一となる間隔を持って周波数ｆ＝０［Ｈｚ］から周波数が正の方向に複数のサブキャリアが配置される。
【０００８】
伝送路推定用シンボルに続いてデータ伝送用シンボルが伝送される。データ伝送用シンボルの振幅スペクトルは伝送路推定用シンボルの振幅スペクトルにおけるサブキャリア配置と同じであり、そのサブキャリア間隔はｆｓとなる。ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格では前記伝送路推定用シンボルの後にシグナルシンボルおよびデータシンボルと呼ばれるデータ伝送用シンボルが続く。シグナルシンボルにはパケットの伝送速度とパケット長が記載されており、パケット長で示されたデータを伝送するために必要な（Ｎ−１）回だけデータシンボルが繰り返される。
【０００９】
プリアンブルと伝送路推定用シンボルはパケットによらず固定したパターンであるのに対して、データ伝送用シンボルはＯＦＭＤケットにより伝送されるデータは異なるため固定パターンとはならない。
【００１０】
このように、ＩＥＥＥ８０２．１１ａのＯＦＤＭパケット構成では、無信号期間であるヌルシンボルが定義されていない。またＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格などのパケット通信においてはＯＦＤＭパケットの到着時刻を予め知ることはできない。したがってヌルシンボルもしくはＯＦＤＭパケット期間外の無信号期間から直接ＤＣオフセットを推定することはできないという問題がある。
【００１１】
本発明の目的は、ヌルシンボルが定義されていないＯＦＤＭパケットにおいてＤＣオフセットを推定し、その推定値に基づいてＤＣオフセット補正を行うことが可能なＯＦＤＭ復調方法を提供することにある。
【００１２】
本発明の別の目的はそのようなＯＦＤＭ復調方法を適用してＯＦＤＭ復調性能を向上させることのできる半導体集積回路を提供することにある。
【００１３】
本発明の前記並びにその他の目的と新規な特徴は本明細書の記述及び添付図面から明らかになるであろう。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
〔１〕本願発明に係るＯＦＤＭ復調方法は、プリアンブルとそれに後続するデータ伝送用シンボルを有し前記プリアンブルのサブキャリア間隔が前記データ伝送用シンボルのサブキャリア間隔よりも広く設定されているＯＦＤＭパケットを入力する処理と、入力した前記プリアンブルを用いて受信側で発生するＤＣオフセットの推定を行う処理と、入力したデータ転送用シンボルに対し前記ＤＣオフセットの推定結果に基づくＤＣオフセットの補正を行う処理と、ＤＣオフセット補正が行われたデータ伝送用シンボルの復調を行う処理と、を含む。上記方法によれば、ＯＦＤＭパケットのプリアンブルを用いてＤＣオフセット推定を行うから、ヌルシンボルが定義されていなくても、ＤＣオフセットを推定してその推定値に基づいてＤＣオフセット補正を行うことができる。
【００１５】
周波数オフセットを考慮すれば、入力した前記プリアンブルの周波数オフセットの補正を行う処理を含み、前記周波数オフセットが補正されたプリアンブルを用いて前記ＤＣオフセットの推定を行えば、ＤＣオフセットと共に周波数オフセットをキャンセルしてデータ伝送用シンボルの復調が可能になる。
【００１６】
ＤＣオフセットの推定処理は、例えば入力したプリアンブルに対し、当該プリアンブルのサブキャリア間隔よりも狭い帯域を通過帯域としたローパスフィルタ処理を行うことによって実現することができる。前記周波数オフセットを補正したプリアンブルからＤＣオフセットを推定する場合には、周波数オフセットが補正されたプリアンブルのＤＣオフセット成分（ｄｃｉ・ｓｉｎ２πｆ０ｔ、ｄｃｑ・ｃｏｓ２πｆ０ｔ、ｄｃｑ・ｓｉｎ２πｆ０ｔ、ｄｃｉ・ｃｏｓ２πｆ０ｔ、）は周波数シフトしているから、ＤＣオフセット成分の周波数シフトによる周期性１／ｆ０とベースバンド信号の周期性は必ずしも一致しない。そのため単純平均によりＤＣオフセットを推定する場合、上記周期性の違いにより単純平均する区間を定めることができず、ＤＣオフセットの推定ができない。そこで、前記ＤＣオフセットの推定を行う処理は、前記周波数オフセット補正に用いられる発振器の出力値が最大となる任意の時刻をゼロとし時刻範囲が−ＴからＴまでの期間となる前記周波数オフセット補正されたプリアンブルに対し、前記プリアンブルのサブキャリア間隔よりも狭い帯域を通過帯域としたローパスフィルタ処理を行えばよい。ｓｉｎ２πｆ０ｔは奇関数であるためその時間平均値はゼロとなるから、そのようなローパスフィルタ処理により、ｄｃｑ・ｓｉｎ２πｆ０ｔおよびｄｃｉ・ｓｉｎ２πｆ０ｔの項についてその時間平均はゼロとなり、ｄｃｑ・ｃｏｓ２πｆ０ｔ、ｄｃｉ・ｃｏｓ２πｆ０ｔの項についての時間平均によって、ＤＣオフセットの推定が可能となる。
【００１７】
本願発明の別の観点によるＯＦＤＭ復調方法は、プリアンブルのサブキャリア間隔が前記データ伝送用シンボルのサブキャリア間隔よりも広く設定されているＯＦＤＭパケットを入力する第１処理と、入力したプリアンブルを用いて周波数オフセットの推定を行い周波数オフセット推定値を出力する第２処理と、入力したプリアンブルに対して前記周波数オフセット推定値に基づき周波数オフセットの補正を行う第３処理と、前記周波数オフセットが補正されたプリアンブルを用いてＤＣオフセット値の推定を行いＤＣオフセット推定値を出力する第４処理と、データ伝送用シンボルに対し前記ＤＣオフセット推定値に基づきＤＣオフセットの補正を行う第５処理と、ＤＣオフセットの補正されたデータ伝送用シンボルに対し前記周波数オフセット推定値に基づき周波数オフセットの補正を行う第６処理と、第６処理の結果に対してＯＦＤＭ復調を行う第７処理とを含む。前記第４処理は例えば積分フィルタ処理を含む。
【００１８】
〔２〕本発明に係る半導体集積回路は、プリアンブルとそれに後続するデータ伝送用シンボルを有し前記プリアンブルのサブキャリア間隔が前記データ伝送用シンボルのサブキャリア間隔よりも広く設定されているＯＦＤＭパケットを入力して復調するものであり、入力した前記プリアンブルを用いて受信側で発生するＤＣオフセットの推定を行うＤＣオフセット推定部と、入力したデータ転送用シンボルに対し前記ＤＣオフセットの推定結果に基づくＤＣオフセットの補正を行うＤＣオフセット補正部と、ＤＣオフセット補正が行われたデータ伝送用シンボルの復調を行う復調処理部と、を含んで成る。これにより、ＯＦＤＭパケットのプリアンブルを用いてＤＣオフセット推定を行うから、ヌルシンボルが定義されていなくても、ＤＣオフセットを推定してその推定値に基づいてＤＣオフセット補正を行うことができる。
【００１９】
周波数オフセットを考慮する場合には、入力した前記プリアンブルの周波数オフセットの補正を行う周波数オフセット補正部を含め、前記ＤＣオフセット補正部は前記周波数オフセットが補正されたプリアンブルを用いて前記ＤＣオフセットの推定を行う。
【００２０】
前記ＤＣオフセット推定部は、例えば、前記周波数オフセット補正に用いられる発振器の出力値が最大となる任意の時刻をゼロとし時刻範囲が−ＴからＴまでの期間となる前記周波数オフセット補正されたプリアンブルに対し、前記プリアンブルのサブキャリア間隔よりも狭い帯域を通過帯域としたローパスフィルタを有する。
【００２１】
本発明の別の観点による半導体集積回路は、周波数オフセット推定部、周波数オフセット補正部、ＤＣオフセット推定部、及びＤＣオフセット補正部を有し、プリアンブルのサブキャリア間隔が前記データ伝送用シンボルのサブキャリア間隔よりも広く設定されているＯＦＤＭパケットを入力して復調するものであって、受信したＯＦＤＭ信号を前記周波数オフセット推定部に入力して周波数オフセットの推定を行い周波数オフセット推定値を出力する。前記受信したＯＦＤＭ信号を前記周波数オフセット補正部に入力して前記周波数オフセット推定値に基づき周波数オフセットの補正を行い周波数オフセット補正信号を出力する。前記周波数オフセット補正信号を前記ＤＣオフセット推定部に入力してＤＣオフセット値の推定を行いＤＣオフセット推定値を出力する。前記周波数オフセット補正信号をＤＣオフセット補正部に入力して前記ＤＣオフセット推定値に基づきＤＣオフセットの補正を行う。
【００２２】
【発明の実施の形態】
《ＯＦＤＭ復調方法》
本発明に係るＯＦＤＭ復調方法について説明する。ＯＦＤＭ復調方法は、例えば、無線ＬＡＮ（Ｌｏｃａｌ  Ａｒｅａ  Ｎｅｔｗｏｒｋ）の国際規格であるＩＥＥＥ８０２．１１ａに準拠したＯＦＤＭパケットの復調を行う方法である。
【００２３】
図４にＩＥＥＥ８０２．１１ａを含む一般的なＯＦＤＭパケットの構成例を示す。ＯＦＤＭパケット先頭は固定パターンであるプリアンブル４１が配置される。プリアンブル４１は最小周期Ｔｐを持つ固定パターンが１回以上繰り返されて構成されている。図７の（ａ）はベースバンドにおけるプリアンブル４１のＩ信号もしくはＱ信号の振幅スペクトルを示し、その振幅スペクトルは後述するデータ伝送用シンボル４３Ｎのサブキャリア間隔をｆｓとしたとき、隣接するサブキャリアとの間隔がｐ×ｆｓ［Ｈｚ］となるようにサブキャリアが配置されている。ただし、ここでｐは１＜ｐとなる自然数とし、各々のサブキャリアにおいて１＜ｐを満たせば良いものとする。このプリアンブル４１を用いて信号検出を行い、続いてアンテナダイバーシティ制御、自動ゲイン調整（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ  Ｇａｉｎ  Ｃｏｎｔｒｏｌ：以下ＡＧＣと略す）および周波数オフセット推定及びタイミング同期を行ってＯＦＤＭ復調時にＳ／Ｎ比の高い受信信号を得る。ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格ではこのプリアンブル４１はショートシンボルと呼ばれ、ｆｓ＝３１２．５［ｋＨｚ］、ｐ＝４である。
【００２４】
プリアンブル４１に続いて固定パターンである伝送路推定用シンボル４２が続く。図７の（ｂ）はベースバンドにおける伝送路推定用シンボルのＩ信号もしくはＱ信号の振幅スペクトルを示しており、データ伝送用シンボルのサブキャリア間隔ｆｓと同一となる間隔を持って周波数ｆ＝０［Ｈｚ］から周波数が正の方向に複数のサブキャリアが配置される。ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格ではこの伝送路推定用シンボルはロングシンボルと呼ばれ、高精度の周波数オフセット推定及び伝送路推定を行うことが規格に記載されている。
【００２５】
伝送路推定用シンボル４２に続いてデータ伝送用シンボル４３１、４３２、…、４３Ｎ（Ｎは自然数とする）が伝送される。データ伝送用シンボルの振幅スペクトルは図７の（ｂ）に示すように伝送路推定用シンボル４２の振幅スペクトルにおけるサブキャリア配置と同じであり、そのサブキャリア間隔はｆｓとなる。ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格ではロングシンボルと呼ばれる伝送路推定用シンボルの後にシグナルシンボルおよびデータシンボルと呼ばれるデータ伝送用シンボルが続く。シグナルシンボルにはパケットの伝送速度とパケット長が記載されており、パケット長で示されたデータを伝送するために必要な（Ｎ−１）回だけデータシンボル繰り返される。
【００２６】
プリアンブルと伝送路推定用シンボルはパケットによらず固定したパターンであるのに対して、データ伝送用シンボルはＯＦＭＤケットにより伝送されるデータは異なるため固定パターンとはならない。
【００２７】
前記のように図４に示すＩＥＥＥ８０２．１１ａのＯＦＤＭパケット構成では、無信号期間であるヌルシンボルが定義されていない。またＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格などのパケット通信においてはＯＦＤＭパケットの到着時刻を予め知ることはできない。したがってヌルシンボルもしくはＯＦＤＭパケット期間外の無信号期間から直接ＤＣオフセットを推定することはできない。
【００２８】
以下に説明するＯＦＤＭ復調方法は、ヌルシンボルが定義されていないＯＦＤＭパケットにおいてＤＣオフセットを推定することを可能とし、その推定値に基づいてＤＣオフセット補正を行うことでＯＦＤＭ復調性能を向上させようとするものである。
【００２９】
ＯＦＤＭ復調方法を理解するための前提として、先ず、図５に基いてＯＦＤＭ変調およびＯＦＤＭ復調における周波数オフセットとＤＣオフセットの発生について説明する。
【００３０】
図５に示すブロック図は、送信機アップコンバージョン部５１、受信機ダウンコンバージョン部５２、及び受信機ＤＣオフセット発生部５３から構成される。前記送信機アップコンバージョン部５１と受信機ダウンコンバージョン部５２との間は空中線路とされる。図５に示される記号の意味は以下に示すように、
ｆｃ：チャネル中心周波数、
Δｆｕ：アップコンバージョン時チャネル中心周波数誤差、
Δｆｄ：ダウンコンバージョン時チャネル中心周波数誤差、
ｆ０：周波数オフセット（Δｆｄ−Δｆｕ）、
θ：初期位相、
ｄｃｉ：ＤＣオフセットＩ成分、
ｄｃｑ：ＤＣオフセットＱ成分、
（ｘ，  ｙ）：送信ベースバンドＩ／Ｑ信号、
ｘ１：（ｘ，  ｙ）送信ベースバンド信号をアップコンバージョンした信号、
（ｘ２，  ｙ２）：ｘ１信号をダウンコンバージョンして得られたベースバンドＩ／Ｑ信号、
（ｘ３，  ｙ３）：（ｘ２，  ｙ２）信号がＬＰＦを通過した後のベースバンドＩ／Ｑ信号、
（ｘ４，  ｙ４）：（ｘ３，  ｙ３）信号にＤＣオフセットが付加されたベースバンドＩ／Ｑ信号、
である。
【００３１】
図５において、送信ベースバンド信号はＯＦＤＭ送信機アップコンバージョン部５１においてＩ／Ｑ直交変調とチャネル中心周波数への周波数変換がおこなわれ、そのＯＦＤＭ信号はＯＦＤＭ受信機ダウンコンバージョン部５２においてベースバンド信号への周波数変換とＩ／Ｑ直交検波がおこなわれてベースバンド信号に変換され、そのベースバンド信号は受信機ＤＣオフセット付加部５３においてＩ／Ｑ独立にＤＣオフセットが付加されるものとする。
【００３２】
ＯＦＤＭ送信機アップコンバージョン部５１に入力されるベースバンドＩ信号をｘ、ベースバンドＱ信号をｙ（以下、（ｘ、ｙ）と表す）とすると、その振幅スペクトルは図４のＯＦＤＭパケット構成で説明したように図７に示す振幅スペクトルとなる。図７に示すサブキャリア配置を持つベースバンドＩ／Ｑ信号（ｘ、ｙ）はＯＦＤＭ送信機アップコンバージョン部５１に入力される。図５に示すＯＦＤＭ送信機アップコンバージョン部５１は、乗算器５１１Ａ、乗算器５１１Ｂ、発振器５１２、９０°移相器５１３、及び加算器５１４から構成される。入力されたベースバンド信号のうちＩ信号ｘは乗算器５１１Ｂにおいて発振器５１２の出力と乗算され、入力されたベースバンドＱ信号ｙは乗算器５１１Ａにおいて発振器５１２の出力信号の位相を９０°だけシフトした信号を出力する機能を持つ９０°移相器５１３の出力と乗算される。乗算器５１１Ａ及び乗算器５１１Ｂから出力された信号は加算器５１４において加算されて、Ｉ／Ｑ直交変調およびチャネル中心周波数ｆｃに周波数変換されたＯＦＤＭ信号を得る。
【００３３】
一般的に周波数変換する際に送信時のチャネル中心周波数誤差Δｆｕが発生するため、図５に示すように発振器５１２の周波数はｆｃ＋Δｆｕとあらわすことができる。そのため、チャネル中心周波数ｆｃに周波数変換されたＯＦＤＭ信号は数１であらわされる。
【００３４】
【数１】
2004304507.tif 000003
【００３５】
チャネル中心周波数誤差Δｆｕに関して、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格ではその許容範囲はチャネル中心周波数の２０［ｐｐｍ］と定められており、チャネル中心周波数ｆｃ＝５［ＧＨｚ］とした場合にはΔｆｕ＝約１００［ｋＨｚ］程度となる。
【００３６】
前記ＯＦＤＭ送信機アップコンバージョン部５１から出力されたＯＦＤＭ信号ｘ１はＯＦＤＭ受信機ダウンコンバージョン部５２に入力される。ＯＦＤＭ受信機ダウンコンバージョン部５２は、乗算器５２１Ａ、乗算器５２１Ｂ、発振器４２２、９０°移相器５２３、ローパスフィルタ（以下ＬＰＦと記す）５２４Ａ及びＬＰＦ５２４Ｂから構成される。入力されたチャネル中心周波数を中心周波数とするＯＦＤＭ信号は２分岐されて、分岐された一方のＯＦＤＭ信号は乗算器５２１Ｂにおいて発振器５２２の出力と乗算された後ＬＰＦ５２４Ｂに入力されてベースバンドＩ信号を出力する。分岐されたもう一方のＯＦＭＤ信号は、乗算器５２１Ａにおいて、発振器５２２の出力信号の位相を９０°だけシフトした信号を出力する機能を持つ９０°移相器５２３の出力と乗算された後ＬＰＦ５２４Ａに入力されてベースバンドＱ信号を出力する。
【００３７】
前記受信機ダウンコンバージョン部５２は一般的に、図３に例示されるＲＦ部３２によって構成される。即ち、チャネル中心周波数を中心に変調されたＯＦＤＭ信号はアンテナ３１において受信され、アンテナ３１からＲＦ部３２の  ＬＮＡ３２１へ入力される。ＬＮＡはＬｏｗ  Ｎｏｉｓｅ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒの略で受信した信号を増幅する機能を持ち、ＬＮＡの出力は周波数変換部３２２に入力される。周波数変換部３２２はチャネル中心周波数の信号を中間周波数に周波数変換する機能を持ち、その出力はＩ／Ｑ検波器３２３に入力される。Ｉ／Ｑ検波器３２３は中間周波数に周波数変換された信号からＩ／Ｑ分離を行いベースバンド信号であるＩ信号とＱ信号に変換する機能を持つ。
【００３８】
図５の上記ＯＦＤＭ受信機ダウンコンバージョン部５２において、ＯＦＤＭ信号のベースバンド帯への周波数変換とＩ／Ｑ検波がおこなわれベースバンドＩ／Ｑ信号（ｘ２、ｙ２）に変換される。この時、送信時と同様にＯＦＤＭ受信機においても周波数変換時にチャネル周波数誤差Δｆｄが発生するため、図５に示すように発振器５２２の周波数はｆｃ＋Δｆｄとあらわすことができ、その結果ベースバンド信号（ｘ２、ｙ２）は数２で表される。
【００３９】
【数２】
2004304507.tif 000004
【００４０】
一般的にΔｆｄの値は送信時と同様の値であるため、例えばＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格の場合、Δｆｄ＝１００［ｋＨｚ］程度となる。このように送信時周波数変換におけるチャネル中心周波数誤差と受信時周波数変換におけるチャネル中心周波数誤差が発生するため、それらの差分値Δｆｄ−Δｆｕが受信後のベースバンドＩ／Ｑ信号（ｘ２、ｙ２）に発生する周波数ずれとなる。このずれを周波数オフセットｆ０と定義すると、ΔｆｕおよびΔｆｄともに誤差値であるためプラスマイナス両方の値を取りうる。したがってＩＥＥＥ８０２．１１ａの場合、周波数オフセット値ｆ０は最大約２００［ｋＨｚ］程度となる。
【００４１】
ＯＦＤＭ受信機ダウンコンバージョン部５２で周波数変換とＩ／Ｑ検波されたベースバンドＩ／Ｑ信号はそれぞれＬＰＦ５２４ＡおよびＬＰＦ５２４Ｂに入力される。このＬＰＦ５２４ＡおよびＬＰＦ５２４Ｂは周波数変換とＩ／Ｑ検波時に発生したベースバンド帯以外における不要な信号を除去する機能を持ち、このときの信号は数３に示すように周波数成分２ｆｃが除去された信号となる。
【００４２】
【数３】
2004304507.tif 000005
【００４３】
そのＬＰＦ５２４ＡもしくはＬＰＦ５２４Ｂ通過後の振幅スペクトルは図８に示すスペクトルであらわされ、ＬＰＦ５２４ＡおよびＬＰＦ５２４Ｂ通過後のベースバンドＩ／Ｑ信号（ｘ３、ｙ３）はシンボル種別に関係なく周波数オフセットｆ０だけ周波数シフトした振幅スペクトルとなる。
【００４４】
上記ＯＦＤＭ送信機アップコンバージョン部５１の説明は直接周波数変換方式によりＩ／Ｑ変調および周波数変換することを、ＯＦＤＭ送信機ダウンコンバージョン部５２の説明は直接周波数変換方式により周波数変換およびＩ／Ｑ検波することを示しているが、他の変換方式においても周波数オフセットｆ０は同様に発生する。
【００４５】
図５においてＯＦＤＭ受信機ダウンコンバージョン部５２から出力されたベースバンドＩ／Ｑ信号は次にＤＣオフセットを付加する機能を持つＯＦＤＭ受信機ＤＣオフセット発生部５３に入力される。ＯＦＤＭ受信機ＤＣオフセット発生部５３は加算器５３１Ａおよび５３１Ｂから構成され、入力されるベースバンドＩ信号ｘ３は加算器５３１ＡにおいてＩ信号に対して発生するＤＣオフセットｄｃｉが加算され、入力されるベースバンドＱ信号ｙ３についても同様にＤＣオフセットｄｃｑが加算器５３１Ｂにおいて加算される。
【００４６】
一般的にアナログのベースバンド信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器においてＩ／Ｑ独立にＤＣオフセットが発生する。図３に従えば、Ｉ／Ｑ検波器３２３でベースバンド信号に変換されたＩおよびＱ信号はアナログ信号であり、これをＩ信号はＡ／Ｄ変換器３３Ａに、Ｑ信号はＡ／Ｄ変換器３３Ｂに入力することで時間離散、振幅離散化されたデジタル信号を得る。図５の受信機ＤＣオフセット発生部５３はこのＡ／Ｄ変換器でＤＣオフセットが発生することを説明するブロック図であり、その信号は数４であらわすようにＩ信号およびＱ信号それぞれ独立にＤＣオフセットが付加されたベースバンド信号（ｘ４、ｙ４）となる。
【００４７】
【数４】
2004304507.tif 000006
【００４８】
受信機ＤＣオフセット発生部５３から出力されるＩもしくはＱ信号の振幅スペクトルに関しては、ＤＣ成分をＡとするとこのフーリエ変換したものはＡδ（ｆ）（ただし、δ（ｆ）はディラックのデルタ関数とする）となるので、図９に示すようにＤＣ成分が振幅スペクトルの周波数ゼロ部分に存在する。このため図９の（ｂ）に示すように伝送路推定用シンボルもしくはデータ伝送用シンボルにおいて、周波数オフセットが発生しかつＤＣオフセットがあるような場合にはＤＣ成分とサブキャリアが重なっている。
【００４９】
一方、図９の（ａ）に示すようにプリアンブルについてはＤＣオフセットとそれに隣接するキャリアとの間に（ｐ×ｆｓ−ｆ０）［Ｈｚ］の間隔があるため、周波数オフセットｆ０がｐ×ｆｓ［Ｈｚ］より小さい場合には、ＤＣオフセットとプリアンブルのサブキャリが重なってしまうことがない。一例としてＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格の場合、プリアンブルのサブキャリア間隔ｐ×ｆｓは１２５０［ｋＨｚ］であり、周波数オフセットｆ０は２００［ｋＨｚ］程度である。
【００５０】
以上説明した周波数オフセットおよびＤＣオフセットを含むベースバンド信号（ｘ４、ｙ４）に対して、図１の（１−１）から（１−６）までに示す処理によってＯＦＤＭ復調を行う。
【００５１】
図１には本発明に係るＯＦＤＭ復調方法のフローチャートが示される。同図に示されるＯＦＤＭ復調方法は、ＯＦＤＭパケットが少なくともプリアンブルとそれより後に伝送されるデータ伝送用ＯＦＤＭシンボルから構成され、前記プリアンブルのサブキャリア間隔が前記データ伝送用ＯＦＤＭシンボルのサブキャリア間隔よりも広く設定されるＯＦＤＭパケットを対象とする。ＯＦＤＭパケットの受信を開始しＯＦＤＭ信号の検出を行うと下記（１−１）に示す処理を実行する。
【００５２】
処理（１−１）ではプリアンブルを利用して周波数オフセットを推定する。続いて（１−２）の処理を実行する。
【００５３】
処理（１−２）では処理（１−１）で推定された周波数オフセット値をもとに、プリアンブルの周波数オフセットを補正する。続いて（１−３）の処理を実行する。
【００５４】
処理（１−３）では前記処理（１−２）で周波数オフセットが補正されたプリアンブルを利用してＤＣオフセットの推定を行う。ＤＣオフセットの推定にはプリアンブルのサブキャリア間隔よりも狭い通過帯域を持つＬＰＦを用いる。ＤＣオフセットの推定が終了した後、（１−４）の処理を実行する。
【００５５】
処理（１−４）では前記処理（１−３）で推定されたＤＣオフセット値に基づいてデータ伝送用シンボルのＤＣオフセットを補正する。ＤＣオフセットの補正は入力されたデータ伝送用シンボルのサンプル値からＤＣオフセット推定値をＩ信号、Ｑ信号それぞれ独立に減算することにより行う。ＤＣオフセットの補正終了後（１−５）の処理を実行する。
【００５６】
処理（１−５）では前記処理（１−１）で得られた周波数オフセット推定値に基づき、前記処理（１−４）においてＤＣオフセット補正されたデータ伝送用シンボルに対して、周波数オフセットの補正を行う。周波数オフセット補正終了後（１−６）の処理を実行する。
【００５７】
処理（１−６）では前記処理（１−５）で周波数オフセットが補正されたデータ伝送用シンボルに対して、ＯＦＤＭの復調処理を行い、送信機から送信されたデータを復元し、ＯＦＤＭの復調処理を終了する。
【００５８】
上記各処理の詳細を以下に説明する。最初に図１に示されるフローチャート内の処理（１−１）に示される周波数オフセットｆ０の推定は、プリアンブルの固定パターンを用いた一般的な方法で周波数オフセットの推定を実行する。周波数オフセットの推定手法の具体例は後で説明する。
【００５９】
次に処理（１−２）に示される周波数オフセットの補正方法について図６に示す周波数オフセット補正部６を用いて説明する。周波数オフセット補正部６は、上記の周波数オフセットｆ０を補正する機能を持ち、乗算器６１Ａ、乗算器６１Ｂ、乗算器６１Ｃ、乗算器６１Ｄ、発振器６２、９０°移相器６３、加算器６４Ａ及び加算器６４Ｂから構成される。受信機ＤＣオフセット発生部５３から入力されたベースバンドＩ信号ｘ４は、乗算器６１Ｃにおいて発振器６２の出力と乗算されて加算器６４Ｂの一方の入力に接続され、ベースバンドＱ信号ｙ４は乗算器６４Ｄにおいて発振器６２の出力信号の位相を９０°だけシフトした信号を出力する機能を持つ９０°移相器６３の出力と乗算されて加算器６４Ｂのもう一方の入力に接続され、乗算器６１Ｃの出力と乗算器６１Ｄの出力が加算器６４Ｂにおいて加算されることにより周波数オフセットが補正されたベースバンドＩ信号ｘ５を得る。
【００６０】
また、受信機ＤＣオフセット発生部５３から入力されたベースバンドＩ信号は９０°移相器６３の出力と乗算されて加算器６４Ａの一方の入力に接続され、ベースバンドＱ信号は乗算器６１Ａにおいて発振器６２の出力と乗算されて加算器６４Ａのもう一方の入力に接続され、乗算器６１Ａの出力と乗算器６１Ｂの出力の符号反転された信号が加算器６４Ａにおいて加算されることによって周波数オフセットが補正されたベースバンドＱ信号を得る。ここで発振器６２の周波数は処理（１−１）処理で推定された周波数オフセットｆ０と同じ周波数が与えられる。
【００６１】
図６に示す受信機周波数オフセット補正部６により、周波数オフセットが補正された振幅スペクトルを図１０に示す。周波数オフセットが補正された後のベースバンド信号（ｘ５、ｙ５）は数５で表すことができる。
【００６２】
【数５】
2004304507.tif 000007
【００６３】
次に処理（１−３）に示されるＤＣオフセット推定処理においてプリアンブルを用いたＤＣオフセット推定が可能であることを、図１０に示す振幅スペクトルおよび数５を用いて説明する。
【００６４】
図１０に示すように周波数オフセットを補正した後の振幅スペクトルにおけるサブキャリアの位置は、図７に示す送信時ベースバンド信号のスペクトルにおける各シンボルのサブキャリアと同じ位置になっている。しかし、ＤＣオフセット成分については周波数オフセットの補正によりスペクトルがシフトする。このＤＣオフセットをＬＰＦで推定するためには、プリアンブルの場合、ＤＣオフセットとサブキャリアの周波数はｐ×ｆｓ［Ｈｚ］程度離れていることを考慮して通過帯域がその間隔よりも狭いＬＰＦを用いればＤＣオフセット値の推定が可能である。その詳細な方法について数５を用いて説明する。
【００６５】
数５は周波数オフセット補正後のベースバンド信号をあらわす。数５に示すようにＤＣオフセット成分は周波数シフトしていることから、ＤＣオフセット成分の周波数シフトによる周期性１／ｆ０とベースバンド信号の周期性は必ずしも一致しない。そのため単純平均によりＤＣオフセットを推定する場合、上記周期性の違いにより単純平均する区間を定めることができず、ＤＣオフセットの推定ができない。
【００６６】
そこで、図６の発振器６２の出力が最大となる任意の時刻をゼロとすると、図１５に例示されるように、区間Ｔをあらかじめ定められた時刻とし、時刻ｔ＝０を中心とした−Ｔ／２からＴ／２までの期間におけるベースバンド信号（ｘ５、ｙ５）をＬＰＦの入力信号とする場合、ｓｉｎ２πｆ０ｔは奇関数であるためその時間平均値はゼロとなる。この特性を利用するとＤＣオフセットｄｃｉおよびｄｃｑは時不変であるので、数５におけるｄｃｑ・ｓｉｎ２πｆ０ｔおよびｄｃｉ・ｓｉｎ２πｆ０ｔの項についてその時間平均はゼロとなる。数５において残った項のうち、ＬＰＦの通過帯域がｐ×ｆｓ［Ｈｚ］よりも狭いとプリアンブルのすべてのサブキャリアはこのＬＰＦの通過帯域に含まれないため、また初期位相θは固定値であることから、ベースバンド信号ｘ（ｔ）とｙ（ｔ）に関係する項についてはＬＰＦにより除去される。最終的にＬＰＦ通過後のベースバンド信号はＤＣオフセット成分のみ残り、したがってＬＰＦ後のベースバンド信号の時間平均によって、換言すれば、数５におけるｄｃｑ・ｃｏｓ２πｆ０ｔ、ｄｃｉ・ｃｏｓ２πｆ０ｔの項についての時間平均によって、ＤＣオフセットの推定が可能である。
【００６７】
上記のＤＣオフセット推定方法は、周波数オフセットがない場合つまりｆ０＝０の場合についても、数５および数６においてｆ０＝０とすることで上記説明に何ら変更を加える必要がないため、ＤＣオフセットの推定が可能である。
【００６８】
以上のように、周波数オフセットの有無に係らずプリアンブルのサブキャリア配置の特性を利用してＬＰＦを用いてＤＣオフセットの推定が可能である。
【００６９】
図１４にＤＣオフセット推定部１１６の一例を示す。このＤＣオフセット推定部１１６の構成について説明する。図１のＤＣオフセット推定処理（１−３）で説明した数５において、前記ＬＰＦを時刻ｔ＝０を中心とした信号を積分することで構成することを考えた場合には、数６で示される近似式を得ることができる。
【００７０】
【数６】
2004304507.tif 000008
【００７１】
数６において、（ｘ５、ｙ５）を積分することによりｓｉｎ成分が打ち消し合いｃｏｓ成分のみ残る（パケット内でｄｃｉ及びｄｃｑは時不変とする）。また、プリアンブルは最小周期Ｔｐをもつ固定パターンから構成されており、その最小周期Ｔｐの時間平均値はゼロである。そのため、積分区間Ｔをプリアンブルの最小周期Ｔｐの自然数倍となる期間と設定すると、積分区間Ｔにおけるプリアンブルの時間平均はゼロであり、ｘ（ｔ）とｙ（ｔ）を積分したものはゼロとなる。最終的に積分区間ＴとＤＣオフセット値の積が残り、これを積分区間Ｔで除算することによりＤＣオフセット推定を行うことが可能である。この時ＬＰＦの通過帯域は積分区間Ｔにより決定されるので、その通過帯域を前記プリアンブルにおけるサブキャリアの周波数間隔よりも狭くすることでＤＣオフセットを正しく推定することができる。
【００７２】
ＤＣオフセット推定部１１６は数６で説明した積分フィルタによりＤＣオフセットを推定する方法を実現するブロック図である。周波数オフセットが補正されたプリアンブルＩ信号が入力されると、加算器１４２Ａとフリップフロップ１４３Ａから構成される蓄積加算器１４１ＡによりＩ信号の蓄積加算が開始される。この蓄積加算が開始される前にフリップフロップ１４３Ａは初期化されているものとする。プリアンブルの蓄積加算を開始後、プリアンブル期間の整数倍の期間が経過するとそのデータは平均処理部１４４Ａに入力されて、平均化されたＤＣオフセット値を得る。周波数オフセットが補正されたプリアンブルＱ信号についても同様の処理を行うものとする。
【００７３】
次に前記処理（１−４）に示されるＤＣオフセット補正ついては、入力されるＯＦＤＭ信号から前記処理（１−３）で推定されたＤＣオフセット値を単純に減算することで実行される。図１の前記処理（１−５）に示される周波数補正の処理については、前記図６の受信機周波数オフセット補正部６で説明した方法により周波数オフセットの補正が実行される。
【００７４】
図１３にはＤＣオフセット補正部１１２のブロック構成を示す。入力されたベースバンドＩ信号は減算器１３１ＡによりＤＣオフセットＩ信号（ｄｃｉ）を減算することにより、ＤＣオフセット値が補正されたベースバンドＩ信号ＩＤＣを得ることができる。同様にＱ信号についてもＤＣオフセットＱ信号（ｄｃｑ）を用いることによってＤＣオフセットが補正されたベースバンドＱ信号ＱＤＣを得ることができる。このＤＣオフセット補正部１１２は周波数オフセット推定を行う時にはｄｃｉ＝０、ｄｃｑ＝０となるＤＣオフセット値が入力されるように後述するタイミング制御部１１７により制御される。周波数オフセット推定はＤＣオフセット推定が確定される前に行なわれるからである。
【００７５】
最後に、図１の（１−６）に示されるＯＦＤＭ復調処理についてはＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格などに説明される一般的なＯＦＤＭ復調処理方法に従いＯＦＤＭ信号の復調を行う。図１に示した処理手順ではＤＣオフセット補正、周波数オフセット補正およびＯＦＤＭ復調処理をデータ伝送用シンボル全体に対して逐次行うことが示されているが、この処理をシンボル毎に行うことは可能である。
【００７６】
以上説明したように本発明の第１の実施例によれば、プリアンブルを用いてＤＣオフセットの推定が可能であり、その値に基づきＤＣオフセット補正を実施しＯＦＤＭ復調することができる。
【００７７】
図２には本発明に係るＯＦＤＭ復調方法の第２の例に係るフローチャートが示される。同図に示されるＯＦＤＭ復調方式は、図１の例と同様にＯＦＤＭパケットが少なくともプリアンブルとそれより後に伝送されるデータ伝送用ＯＦＤＭシンボルから構成され、前記プリアンブルのサブキャリア間隔が前記データ伝送用ＯＦＤＭシンボルのサブキャリア間隔よりも広く設定されるＯＦＤＭパケットを対象とする。ＯＦＤＭパケットの受信を開始しＯＦＤＭ信号の検出を行うと下記に示す（２−１）から（２−５）までの処理を実行する。
【００７８】
処理（２−１）ではプリアンブルを利用して周波数オフセットを推定し、続いて（２−２）の処理を実行する。
【００７９】
処理（２−２）では前記処理（２−１）で推定された周波数オフセット値がゼロの場合は処理（２−３）の処理を実行する。周波数オフセット推定値がゼロ以外の場合は、図１に示す処理（１−２）の処理を実行し以降図１に示す例に従った手順でＤＣオフセットの推定と補正を行う。
【００８０】
処理（２−３）ではプリアンブルを利用してＤＣオフセットの推定を行う。ＤＣオフセットの推定には単純な時間平均による方法、もしくはプリアンブルのサブキャリア間隔よりも狭い通過帯域を持つＬＰＦを用いる。ＤＣオフセットの推定が終了した後、（２−４）の処理を実行する。
【００８１】
処理（２−４）では前記処理（２−３）で推定されたＤＣオフセット値に基づいてデータ伝送用シンボルのＤＣオフセットを補正する。ＤＣオフセットの補正は入力されたデータ伝送用シンボルのサンプル値からＤＣオフセット推定値をＩ信号、Ｑ信号それぞれ独立に減算することにより行なわれる。ＤＣオフセットの補正終了後（２−５）の処理を実行する。
【００８２】
処理（２−５）では前記処理（２−４）でＤＣオフセットが補正されたデータ伝送用シンボルに対して、ＯＦＤＭの復調処理を行い、送信機から送信されたデータを復元し、ＯＦＤＭの復調処理を終了する。
【００８３】
図２の各処理について詳述する。最初に図２に示されるフローチャートの処理（２−１）に示される周波数オフセットｆ０の推定は、図１に示される処理（１−１）処理と同一の処理とされる。
【００８４】
次に（２−２）に示す処理は、前記処理（２−１）で推定された周波数オフセットの値から処理を分岐させる動作を実行する。推定された周波数オフセットがゼロの場合は処理（２−３）に示す処理を行う。推定された周波数オフセットｆ０がゼロ以外の場合は、図１に示す処理（１−２）を行い、その後引き続き図１の処理（１−３）から処理（１−６）までに示すＤＣオフセット推定、ＤＣオフセット補正およびＯＦＤＭ復調の処理を実行する。
【００８５】
前記処理（２−３）では、周波数オフセットがないためｆ０＝０とすることができるので、この時のＤＣオフセット発生後のベースバンド信号（ｘ４、ｙ４）は数７に示すように（ｘ４’、ｙ４’）のように式変形することができる。
【００８６】
【数７】
2004304507.tif 000009
【００８７】
この数７においてプリアンブルのＩ信号ｘ（ｔ）及びＱ信号ｙ（ｔ）の時間平均値はゼロとなること、また初期位相θは固定値となることから、ｘ（ｔ）ｃｏｓθ、ｙ（ｔ）ｓｉｎθ、ｘ（ｔ）ｓｉｎθ、及びｙ（ｔ）ｃｏｓθの時間平均値はゼロとなる。したがってプリアンブル期間の時間平均によりＤＣオフセットｄｃｉおよびｄｃｑの推定が可能となる。
【００８８】
上記、時間平均によるＤＣオフセット推定方法について述べたが、別の方法としてＬＰＦによりＤＣオフセットを推定する場合、ＬＰＦの通過帯域が（ｐ×ｆｓ−ｆ０）［Ｈｚ］、ここではｆ０＝０であるためｐ×ｆｓ［Ｈｚ］よりも狭いと、プリアンブルの全てのサブキャリアはこのＬＰＦの通過帯域に含まれない。そのためＬＰＦ通過後のベースバンド信号はＤＣオフセット成分のみ残るので、ＬＰＦから出力されたベースバンド信号の時間平均によってＤＣオフセットの推定は可能である。
【００８９】
次に、処理（２−４）に示すＤＣオフセットの補正は、図１に示される（１−４）と同一の処理を行うものとする。
【００９０】
最後に（２−５）に示すＯＦＤＭ復調処理についても図１に示される（１−６）と同一の処理を行うものとする。
【００９１】
以上説明したように第２の例に係る処理方法によれば、プリアンブルを用いてＤＣオフセットの推定が可能であり、その値に基づきＤＣオフセット補正を実施し、ＯＦＤＭ復調を行うことができる。
【００９２】
《ＯＦＤＭ復調装置》
図１１には図１で説明したＯＦＤＭ復調方法を適用したＯＦＤＭ復調装置が示される。同図に示されるＯＦＤＭ復調装置は、チャネル中心周波数でＯＦＤＭ変調された電波を受信するアンテナ３１と、アンテナ３１に接続されてチャネル中心周波数で変調されたＯＦＤＭ信号をベースバンドＯＦＤＭ信号に変換するＲＦ部３２と、ＲＦ部３２から出力されたアナログベースバンド信号をデジタル値に変換するＡ／Ｄ変換器３３Ａ及び３３Ｂと、前記Ａ／Ｄ変換器３３Ａ及び３３Ｂから入力されたベースバンド信号をＯＦＤＭ復調しデータを復元するベースバンド部１１から構成される。特に制限されないが、前記Ａ／Ｄ変換器３３Ａ及び３３Ｂと、ベースバンド部１１は１個の半導体基板に形成されたアナログ・ディジタル混載集積回路（ＬＳＩ）１２として実現されている。一つの半導体集積回路として構成する範囲はこれに限定されず、ＲＦ部３２を含み、或はその他の回路モジュールを含んでよい。
【００９３】
前記ベースバンド部１１は、Ａ／Ｄ変換器３３Ａ及び３３Ｂから出力されたデジタルデータを蓄積するデータ蓄積部１１１Ａ及び１１１Ｂと、前記データ蓄積部１１１Ａ及び１１１Ｂに接続されて周波数のオフセットを推定する周波数オフセット推定部１１５と、データ蓄積部１１１Ａ及び１１１Ｂから出力されたデータのＤＣオフセットを補正するブロックであってその補正値はＤＣオフセット推定部１１６から入力されるＤＣオフセット補正部１１２と、ＤＣオフセット補正部１１２に接続され入力されたデータから周波数オフセット補正を行うブロックであってその補正値は周波数オフセット推定部１１５から入力される周波数オフセット補正部１１３と、周波数オフセット補正部１１３に接続されＤＣオフセットを推定するＤＣオフセット推定部１１６と、周波数オフセット補正部１１３から入力されたＯＦＤＭ信号の復調処理を行いデータを復元するＯＦＤＭ復調処理部１１４と、これらベースバンド部１１のタイミング制御を行うタイミング制御部１１７を持つ。Ａ／Ｄ変換器３３Ａ及び３３Ｂもタイミング制御部１１７で制御あれる。タイミング制御部１１７は、ハードワイヤードロジックであってもよいし、或は中央処理装置（ＣＰＵ）とその動作プログラムなどを保有するマイクロコンピュータコアで構成してもよい。
【００９４】
図１に示すＯＦＤＭ復調方法において処理（１−１）によるプリアンブルを用いた周波数オフセット推定は図１１の周波数オフセット推定部１１５で処理される。前記処理（１−２）によるプリアンブルを用いた周波数オフセット補正は図１１の周波数オフセット補正部１１３で処理される。前記処理（１−３）によるプリアンブルを用いたＤＣオフセット推定は図１１のＤＣオフセット推定部１１６で処理される。前記処理（１−４）によるデータ伝送用ＯＦＤＭシンボルのＤＣオフセット補正は図１１のＤＣオフセット補正部１１３で処理される。前記処理（１−５）によるデータ伝送用周波数オフセット補正は図１１の周波数オフセット補正部１１３で処理される。前記処理（１−６）によるＯＦＤＭ復調処理は図１１のＯＦＤＭ復調処理部１１４で処理される。また図１１に示すタイミング制御部１１７は図１に示す処理順序を制御する機能を持つ。
【００９５】
図１２には図１１のＯＦＤＭ復調装置による復調処理動作のタイミングチャートが示される。
【００９６】
受信したＯＦＤＭ信号はアンテナ３１、ＲＦ部３２、Ａ／Ｄ変換器３３Ａ及び３３Ｂを経由してベースバンド信号としてベースバンド部１１に入力される。受信信号はデータ蓄積部１１１Ａ及び１１１Ｂに逐次連続的に格納され続ける。
【００９７】
格納された信号のうちパケット先頭にあるプリアンブルを時刻ｔ１にデータ蓄積部１１１Ａ及び１１１Ｂから読み出し、それを周波数オフセット推定部１１５に入力することで周波数オフセットｆ０の推定を行う。
【００９８】
周波数オフセットの推定が終了すると、データ蓄積部１１１Ａ及び１１１Ｂから時刻ｔ２で再びプリアンブルを出力し、ＤＣオフセット補正部１１２に入力する。ＤＣオフセット部１１２ではＤＣオフセットを補正することなしに入力されたデータをそのまま通過させて時刻ｔ３で周波数オフセット補正部１１３にプリアンブルを入力する。ここで周波数オフセット推定部１１５で推定された周波数オフセット値ｆ０を元に周波数オフセットが補正される。
【００９９】
この周波数オフセットが補正されたプリアンブルが時刻ｔ４にＤＣオフセット推定部１１６に入力される。入力されたプリアンブルを元にしてＤＣオフセット値の推定を行う。ここでＤＣオフセットＩ成分をｄｃｉ，  ＤＣオフセットＱ成分をｄｃｑとする。
【０１００】
ＤＣオフセット値の推定が終了すると時刻ｔ５にデータ蓄積部１１１Ａ及び１１１Ｂから伝送路推定用シンボル及びデータ伝送用シンボルが出力され、ＤＣオフセット補正部１１２に入力される。ＤＣオフセット補正部１１２ではＤＣオフセット推定部１１６で推定されたＤＣオフセット値に元にＤＣオフセットをキャンセルする。ＤＣオフセット補正部１１２は入力されたデータからＩおよびＱ信号独立にＤＣオフセット推定値を減算する機能を持つ。
【０１０１】
ＤＣオフセットが補正された伝送路推定用シンボルおよびデータ伝送用シンボルは時刻ｔ６から周波数オフセット補正部１１３に入力される。ここで周波数オフセット推定部１１５で求めた周波数オフセット値を元に補正を行う。
【０１０２】
周波数オフセットが補正された信号は時刻ｔ７からＯＦＤＭ復調処理部１１４に入力されてＯＦＤＭ信号の復調を行い、送信されたデータを復元することができる。
【０１０３】
データ蓄積部１１１Ａ，１１１Ｂの出力信号は図１２に示すように、時刻ｔ１からプリアンブルを出力、時刻ｔ２からプリアンブルを出力、また時刻ｔ５から伝送路推定用シンボル及びデータ伝送用シンボルを出力する。データ蓄積部１１１Ａ，１１１Ｂへの入力データはＡ／Ｄ変換器３３Ａ，３３Ｂから連続的に入力される。このデータ蓄積部１１１Ａ，１１１Ｂへの入力と出力を同時に行うために、データ蓄積部１１１Ａ，１１１Ｂの一構成例としてデュアルポートＲＡＭを用いることもできる。
【０１０４】
《周波数オフセットの推定》
ここで前記周波数オフセットの推定方法の具体例を説明する。周波数オフセット推定部１１５の構成例を図１６に示す。周波数オフセット推定部には受信信号ｓ（ｎ）が入力される。ｓ（ｎ）は受信されたＯＦＤＭ信号であり、Ｒｅ（ｓ（ｎ））及びＩｍ（ｓ（ｎ））は夫々ｓ（ｎ）の実数部及び虚数部を表す。周波数オフセット推定部１１５は相関値計算部７１，７２，７３と判定・演算部７４を有する。図１７には相関値計算部７１，７２，７３の詳細が示され、図１８には判定・演算部７４の詳細が示される。
【０１０５】
周波数オフセット推定部は、受信信号ｓ（ｎ）が入力され、これからそれぞれ６４サンプル、３２サンプル、１６サンプル遅れて受信する信号ｓ（ｎ−６４）、ｓ（ｎ−３２）、ｓ（ｎ−１６）とｓ（ｎ）との相関値を求める相関値計算部７１，７２，７３と、相関値計算部７１，７２，７３から出力される相関値ΣＳ（ｎ）６４，ΣＳ（ｎ）３２，ΣＳ（ｎ）１６を入力して、これらの相関値に対する誤差信号Ｅ（ｎ）６４，Ｅ（ｎ）３２，Ｅ（ｎ）１６を求め、周波数オフセット推定誤差が最小となるように、Ｅ（ｎ）６４，Ｅ（ｎ）３２，Ｅ（ｎ）１６の中から推定に用いる誤差信号Ｅ（ｎ）を選択して、さらにこのＥ（ｎ）からΔθＥＳＴを求め、ΔθＥＳＴから周波数オフセット推定値Δｆ  ＥＳＴを計算して出力する判定・演算部７４から構成される。前記ΔθＥＳＴは受信したプリアンブルから推定されたｓ（ｎ）とｓ（ｎ−６４）の位相ずれである。周波数オフセット推定値ΔｆＥＳＴは前述の周波数オフセットｆ０のことである。
【０１０６】
図１において、相関値計算部７１，７２，７３で、遅延量がそれぞれ６４サンプル、３２サンプル、１６サンプルとなる遅延信号ｓ（ｎ−６４）、ｓ（ｎ−３２）、ｓ（ｎ−１６）と、受信信号ｓ（ｎ）との相関値ΣＳ（ｎ）６４，ΣＳ（ｎ）３２，ΣＳ（ｎ）１６を計算する。これらの計算結果を判定・演算部７４に入力し、判定・演算部７４では、ΣＳ（ｎ）６４，ΣＳ（ｎ）３２，ΣＳ（ｎ）１６の３種類の相関値に対応する誤差信号Ｅ（ｎ）６４，Ｅ（ｎ）３２，Ｅ（ｎ）１６を求め、Ｅ（ｎ）６４，Ｅ（ｎ）３２，Ｅ（ｎ）１６の中から最終的な周波数オフセット推定に用いる誤差信号を選択し、選択された誤差信号から位相ずれΔθＥＳＴを計算し、選択された誤差信号に応じて、下記〔ａ〕式
ΔｆＥＳＴ  ＝  ΔθＥＳＴ／２πＴＮ…〔ａ〕
を用いて周波数オフセット推定値ΔｆＥＳＴを出力する。ここでＮは、選択された相関値に対応する遅延サンプル数の値であり、本実施例では１６，３２，６４のいずれかの値を採る。
【０１０７】
図１７に例示されるように、相関値計算部７１は、受信信号ｓ（ｎ）を６４サンプル遅延させてｓ（ｎ−６４）を出力する遅延部７１１と、ｓ（ｎ−６４）の複素共役ｓ（ｎ−６４）＊を得る複素共役部７１２と、ｓ（ｎ）とｓ（ｎ−６４）＊の複素乗算を行って積Ｓ（ｎ）６４を得る複素乗算部７１３と、Ｓ（ｎ）６４を６４サンプルにわたって積算し、相関値ΣＳ（ｎ）６４を出力する積算部７１４から構成される。
【０１０８】
また、相関値計算部７２は、受信信号ｓ（ｎ）を３２サンプル遅延させてｓ（ｎ−３２）を出力する遅延部７２１と、ｓ（ｎ−３２）の複素共役ｓ（ｎ−３２）＊を得る複素共役部７２２と、ｓ（ｎ）とｓ（ｎ−３２）＊の複素乗算を行って積Ｓ（ｎ）３２を得る複素乗算部７２３と、Ｓ（ｎ）３２を３２サンプルにわたって積算し、相関値ΣＳ（ｎ）３２を出力する積算部７２４から構成される。
【０１０９】
また、相関値計算部７３は、受信信号ｓ（ｎ）を１６サンプル遅延させてｓ（ｎ−１６）を出力する遅延部７３１と、ｓ（ｎ−１６）の複素共役ｓ（ｎ−１６）＊を得る複素共役部７３２と、ｓ（ｎ）とｓ（ｎ−１６）＊の複素乗算を行って積Ｓ（ｎ）１６を得る複素乗算部７３３と、Ｓ（ｎ）１６を１６サンプルにわたって積算し、相関値ΣＳ（ｎ）１６を出力する積算部７３４から構成される。
【０１１０】
これらの相関値計算部の動作を、相関値計算部７２を例にとって説明する。上記遅延部７２１では、入力信号ｓ（ｎ）に対して３２サンプルの遅延を施し、ｓ（ｎ−３２）を得る。上記複素共役部７２２でｓ（ｎ−３２）の複素共役ｓ（ｎ−３２）＊を求めて、上記複素乗算部７２３にてｓ（ｎ）とｓ（ｎ−３２）＊の乗算を行い、積Ｓ（ｎ）３２を得る。上記積算部７２４では、このＳ（ｎ）３２を３２サンプルにわたって積算し、相関値ΣＳ（ｎ）３２を求める。上記相関値計算部５１および５３においても、遅延量と積算サンプル数がそれぞれ６４サンプル、１６サンプルとなる以外は同一の動作を行う。
【０１１１】
図１８に例示されるように、前記判定・演算部７４は、入力した３種類の相関値、ΣＳ（ｎ）６４、ΣＳ（ｎ）３２、ΣＳ（ｎ）１６のそれぞれについて、位相検出のために、虚数部を実数部で除算して、それぞれに対する誤差信号Ｅ（ｎ）６４，Ｅ（ｎ）３２，Ｅ（ｎ）１６を出力する除算部５４１、５４２、５４３と、除算部５４１、５４２、５４３から出力された誤差信号から、周波数オフセット推定に用いる誤差信号を選択し、これをＥ（ｎ）として出力する誤差信号選択部５４４と、Ｅ（ｎ）にアークタンジェント演算を行い、Ｅ（ｎ）からΔθＥＳＴを求めて出力するアークタンジェント演算部５４５と、ΔθＥＳＴとＮから、式（ａ）を用いて周波数オフセット推定値ΔｆＥＳＴを計算する演算部５４６から構成される。なお、Ｎは誤差信号選択部５４４により、演算部５４６へ供給される。
【０１１２】
相関値の位相成分を求めるために、相関値の虚数部を実数部で除算する。得られた３種類の相関値ΣＳ（ｎ）６４、ΣＳ（ｎ）３２、ΣＳ（ｎ）１６についてこの除算をそれぞれ除算部５４１，５４２，５４３を用いて行い、それぞれの遅延量に対する誤差信号Ｅ（ｎ）６４，Ｅ（ｎ）３２，Ｅ（ｎ）１６を出力する。誤差信号選択部５４４では、３種類の誤差信号Ｅ（ｎ）６４，Ｅ（ｎ）３２，Ｅ（ｎ）１６を入力し、最も周波数オフセット推定精度が良好となるものを選択して、Ｅ（ｎ）としてアークタンジェント演算部５４５に出力する。
【０１１３】
また、ΔθＥＳＴから周波数オフセット推定値ΔｆＥＳＴを求めるため、選択された誤差信号に対する遅延サンプル数Ｎを、演算部５４６に出力する。このようにして得られたＥ（ｎ）をアークタンジェント演算部５４５に入力し、アークタンジェント演算部５４５では、誤差信号選択部５４４から出力されたＥ（ｎ）に対して下記〔ｂ〕式
ΔθＥＳＴ  ＝  ｔａｎ−１（Ｅ（ｎ））…〔ｂ〕
の演算を行い、ΔθＥＳＴを求め、これを演算部５４６に出力する。
【０１１４】
演算部５４６では、アークタンジェント演算部５４５より入力したΔθＥＳＴと、誤差信号選択部５４４より入力した遅延サンプル数Ｎを用いて、〔ａ〕式の演算を行い、Δｆ  ＥＳＴを求める。
【０１１５】
次に、誤差信号選択部５４４の、誤差信号選択アルゴリズムについて説明する。Ｅ（ｎ）は下記〔ｃ〕式及び〔ｄ〕式
Ｅ（ｎ）＝Ｉｍ（ΣＳ（ｎ））／Ｒｅ（ΣＳ（ｎ））…〔ｃ〕
Ｅ（ｎ）＝ｔａｎ（ΔθＥＳＴ）…〔ｄ〕
で表されることから、ΔθＥＳＴが  −π／２≦ΔθＥＳＴ≦＋π／２の範囲にある場合、Ｅ（ｎ）の値は周波数オフセットが大きくなると共に大きくなる。また、下記〔ｅ〕式、〔ｆ〕式及び〔ｇ〕式
Ｅ（ｎ）＝ｔａｎ（ΔθＥＳＴ）…〔ｅ〕
ΔθＥＳＴ  ＝２π・６４ＴΔｆＥＳＴ  …〔ｆ〕
ΔｆＥＳＴ＝ｔａｎ−１（Ｅ（ｎ））／（２π・６４Ｔ）…〔ｇ〕
から、遅延量を少なくすると、引き込み周波数範囲は拡大する。一方、遅延量を多くすると、ノイズ成分が抑圧され、引き込み周波数範囲内の推定精度が良好になる。これらの性質を利用して、Ｅ（ｎ）１６とＥ（ｎ）３２の値の大きさを観測し、ΔθＥＳＴを求めるために使用する誤差信号Ｅ（ｎ）を選択する。
【０１１６】
誤差信号選択アルゴリズムを図１９に示す。まず、判定閾値を設定し、処理ブロック８１にてＥ（ｎ）１６の絶対値との大小比較を行う。Ｅ（ｎ）１６の絶対値が判定閾値より大きい場合、周波数オフセットはＥ（ｎ）３２で推定した場合の引き込み周波数範囲内にないと判断し、最も引き込み周波数範囲の広いＥ（ｎ）１６を用いて推定を行う（処理ブロック８５）。また、判定閾値の方がＥ（ｎ）１６と比べて大きいか等しい場合、次に処理ブロック８２にてＥ（ｎ）３２の絶対値と判定閾値の大小比較を行う。
【０１１７】
ここで、Ｅ（ｎ）３２の絶対値の方が判定閾値よりも大きい場合、周波数オフセットはＥ（ｎ）６４で推定した場合の引き込み周波数範囲内にないと判断し、２番目に引き込み範囲の広いＥ（ｎ）３２を用いて推定を行う（処理ブロック８４）。また、処理ブロック８２において判定閾値の方がＥ（ｎ）３２より大きいか等しい場合、周波数オフセットはＥ（ｎ）６４で推定した場合の引き込み周波数範囲内にあると判断し、最も推定精度が良好となるＥ（ｎ）６４を用いて推定を行う（処理ブロック８３）。
【０１１８】
以上本発明者によってなされた発明を実施形態に基づいて具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは言うまでもない。
【０１１９】
例えば、パケットは無線ＬＡＮ用のＩＥＥＥ８０２．１ａに限定されない。その他の規格に準拠するＯＦＤＭパケットに対して広くて適用することができる。
【０１２０】
【発明の効果】
本発明のＯＦＤＭ復調方式とそれを用いたＯＦＤＭ復調装置によれば、ヌルシンボルが定義されていないＯＦＤＭパケットにおいてＤＣオフセットを推定することが可能であるため、その推定値に基づいてＤＣオフセット補正を行うことでＯＦＤＭ復調性能を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るＯＦＤＭ復調方法の処理手順の第１の例を示すフローチャートである。
【図２】本発明に係るＯＦＤＭ復調方法の処理手順の第２の例を示すフローチャートである。
【図３】ＯＦＤＭ復調装置におけるＲＦ部の詳細を示すブロック図である。
【図４】ＯＦＤＭパケット構成を例示する説明図である。
【図５】周波数オフセットとＤＣオフセットの発生を説明するためのブロック図である。
【図６】周波数オフセット補正を説明するブロック図である。
【図７】送信時ベースバンド信号の振幅スペクトルを示す説明図である。
【図８】周波数オフセット発生時の振幅スペクトルを示す説明図である。
【図９】ＤＣオフセット発生時の振幅スペクトルを示す説明図である。
【図１０】周波数オフセット補正後の振幅スペクトルを示す説明図である。
【図１１】本発明に係るＯＦＤＭ復調装置の一例を示すブロック図である。
【図１２】図１１のＯＦＤＭ復調装置による復調処理動作を示すタイミングチャートである。
【図１３】ＤＣオフセット補正部の詳細な一例を示すブロック図である。
【図１４】ＤＣオフセット推定部の詳細な一例を示すブロック図である。
【図１５】ＤＣオフセット推定のための時間平均区間の説明図である。
【図１６】周波数オフセット推定部の一例を示すブロック図である。
【図１７】相関値計算部の詳細な一例を示すブロック図である。
【図１８】判定・演算部の詳細な一例を示すブロック図である。
【図１９】誤差信号選択アルゴリズムの一例を表すフローチャートである。
【符号の説明】
３１…アンテナ、３２…ＲＦ部、３３Ａ、３３Ｂ…Ａ／Ｄ変換器、３４…ベースバンド部、３２１…ＬＮＡ、３２２…周波数変換部、３２３…Ｉ／Ｑ検波器、３４１…ＤＣオフセット推定部、３４２…ＯＦＤＭ復調処理部、３４３…ＤＣオフセット補正部、４１…プリアンブル、４２…伝送路推定用シンボル、４３１、４３２、４３Ｎ…データ伝送用シンボル、５１…ＯＦＤＭ送信機アップコンバージョン部、５２…ＯＦＤＭ受信機ダウンコンバージョン部、５３…ＯＦＤＭ受信機ＤＣオフセット発生部、６…ＯＦＤＭ受信機周波数オフセット補正部、５１１Ａ、５１１Ｂ、５２１Ａ、５２１Ｂ、６１Ａ、６１Ｂ、６１Ｃ、６１Ｄ…乗算器、６２…発振器、５１３、５２３、６３…９０°移相器、５１４、５３１Ａ，５３１Ｂ、６４Ａ、６４Ｂ…加算器、５２４Ａ，５２４Ｂ…ＬＰＦ、１１…ベースバンド部、１１１Ａ、１１１Ｂ…データ蓄積器、１１２…ＤＣオフセット補正部、１１３…周波数オフセット補正部、１１４…ＯＦＤＭ復調処理部、１１５…周波数オフセット推定部、１１６…ＤＣオフセット推定部、１１７…タイミング制御部、１４１Ａ、１４１Ｂ…蓄積加算器、１４２Ａ、１４２Ｂ…加算器、１４３Ａ、１４３Ｂ…フリップフロップ、１４４Ａ、１４４Ｂ…平均処理部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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