(57)【要約】  【課題】大容量の電解コンデンサ及びこれに付随する回路を不要にして電力変換回路の小型化、長寿命化、低コスト化を図る。  【解決手段】電源の交流電圧を複数の双方向性半導体スイッチのオン，オフにより所定の周波数及び大きさを有する交流電圧に変換して誘導性の負荷に供給する電力変換回路である。三相交流電源１０に交流入力側が接続される第１のダイオードブリッジ２０と、負荷に交流入力側が接続される第２のダイオードブリッジ３０と、両ブリッジ２０，３０の正極同士の接続点と負極同士の接続点との間に接続され、かつ、双方向性半導体スイッチ４１〜４３の定格電圧以下の電圧を保持可能な定電圧素子としてのバリスタ７１と、を備え、双方向性半導体スイッチ４１〜４３の全オフ時に、負荷６０に蓄積された誘導性エネルギーを両ブリッジ２０，３０を介してバリスタ７１により消費する。【選択図】図１
2004320977.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源の交流電圧を複数の双方向性半導体スイッチのオン、オフにより所定の周波数及び大きさを有する交流電圧に変換して負荷に供給する電力変換回路において、
前記電源に交流入力側が接続される第１のダイオードブリッジと、
前記負荷に交流入力側が接続される第２のダイオードブリッジと、
第１，第２のダイオードブリッジの正極同士の接続点と負極同士の接続点との間に接続され、かつ、前記双方向性半導体スイッチの定格電圧以下の電圧を保持可能な定電圧素子と、を備え、
前記双方向性半導体スイッチの全オフ時に、電源側または負荷側の誘導性エネルギーを前記ダイオードブリッジを介して前記定電圧素子により消費することを特徴とする電力変換回路。
【請求項２】
電源の交流電圧を複数の双方向性半導体スイッチのオン、オフにより所定の周波数及び大きさを有する交流電圧に変換して負荷に供給する電力変換回路において、
前記電源に交流入力側が接続される第１のダイオードブリッジと、
前記負荷に交流入力側が接続される第２のダイオードブリッジと、
第１，第２のダイオードブリッジの正極同士の接続点と負極同士の接続点との間の電圧を監視する電圧監視手段と、
前記両接続点間に接続された単方向性半導体スイッチと、
前記両接続点間の電圧が前記双方向性半導体スイッチの定格電圧以下となるように前記単方向性半導体スイッチを活性状態でオンさせるための駆動手段と、を備え、
前記双方向性半導体スイッチの全オフ時に、電源側または負荷側の誘導性エネルギーを前記ダイオードブリッジを介してオン状態の前記単方向性半導体スイッチにより消費することを特徴とする電力変換回路。
【請求項３】
電源の交流電圧を複数の双方向性半導体スイッチのオン、オフにより所定の周波数及び大きさを有する交流電圧に変換して負荷に供給する電力変換回路において、
前記電源に交流入力側が接続される第１のダイオードブリッジと、
前記負荷に交流入力側が接続される第２のダイオードブリッジと、
第１，第２のダイオードブリッジの正極同士の接続点と負極同士の接続点との間の電圧を監視する電圧監視手段と、
前記両接続点間に接続された抵抗及び単方向性半導体スイッチの直列回路と、
前記両接続点間の電圧が前記双方向性半導体スイッチの定格電圧以下となるように前記単方向性半導体スイッチを活性状態でオンさせるための駆動手段と、を備え、
前記双方向性半導体スイッチの全オフ時に、電源側または負荷側の誘導性エネルギーを前記ダイオードブリッジを介して前記抵抗及びオン状態の前記単方向性半導体スイッチにより消費することを特徴とする電力変換回路。
【請求項４】
請求項２または３に記載した電力変換回路において、
前記電圧監視手段及び駆動手段の機能を、第１，第２のダイオードブリッジの正極にカソードが接続され、かつ、前記単方向性半導体スイッチの制御端子にアノードが接続されたツェナーダイオードにより実現したことを特徴とする電力変換回路。
【請求項５】
請求項２，３または４に記載した電力変換回路において、
第１，第２のダイオードブリッジの同士の接続点と負極同士の接続点との間に、前記単方向性半導体スイッチの誤オン動作を防止するためのコンデンサを接続したことを特徴とする電力変換回路。
【請求項６】
請求項１に記載した電力変換回路において、
第１，第２のダイオードブリッジの正極同士の接続点と負極同士の接続点との間に接続されたコンデンサと、
前記両接続点間の電圧を監視する電圧監視手段と、
前記両接続点間に接続された抵抗及び第１の単方向性半導体スイッチの直列回路と、
前記両接続点間の電圧が前記双方向性半導体スイッチの定格電圧以下となるように第１の単方向性半導体スイッチをオンさせるための駆動手段と、
を備え、
前記双方向性半導体スイッチの全オフ時に、電源側または負荷側の誘導性エネルギーを前記ダイオードブリッジを介して前記コンデンサにより吸収し、かつ、第１の単方向性半導体スイッチ及び前記定電圧素子を順次オンさせて前記抵抗及び前記定電圧素子により電源側または負荷側の誘導性エネルギーを消費することを特徴とする電力変換回路。
【請求項７】
請求項４に記載した電力変換回路において、
前記ツェナーダイオードのアノードと第１，第２のダイオードブリッジの負極同士の接続点との間に、抵抗を接続したことを特徴とする電力変換回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、負荷に蓄積された誘導性エネルギーによるスパイク電圧から半導体スイッチを保護するための保護回路を備えた電力変換回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図１１は、後述の特許文献１のFIG.2に記載されている電力変換回路を等価的に示したものである。
図１１において、１０は三相交流電源、４１〜４３は双方向性半導体スイッチ（双方向の電流を遮断可能な半導体スイッチ）、６０は三相交流電源１０の中性点と半導体スイッチ４１〜４３の共通接続点との間に接続された単相負荷、２０は交流入力側が三相交流電源１０に接続され、かつ、ダイオード２１〜２６からなる三相フルブリッジ構成のダイオードブリッジ、３０は交流入力側が負荷６０の一端に接続され、かつ、直列接続されたダイオード３１，３２からなるダイオードブリッジ（ダイオード直列回路）、５１はダイオードブリッジ２０，３０の直流出力側の両端（ダイオードブリッジ２０，３０の正極同士の接続点と負極同士の接続点との間）に接続されたコンデンサである。
ここで、半導体スイッチ４１〜４３としては、例えばＩＧＢＴ等の２個の半導体スイッチング素子を逆方向に直列接続すると共に、各スイッチング素子に環流ダイオードをそれぞれ逆並列に接続して構成される。
【０００３】
この従来技術では、半導体スイッチ４１〜４３を所定のタイミングでオン、オフすることにより、三相交流電圧を所定の周波数及び大きさを有する単相交流電圧に変換して負荷６０に供給している。
また、ダイオードブリッジ２０，３０及びコンデンサ５１は半導体スイッチ４１〜４３の保護回路（スナバ回路）を構成しており、緊急時等においてすべての半導体スイッチ４１〜４３がオフした場合に、電源側や負荷側の誘導性エネルギーをダイオードブリッジ２０，３０を介してコンデンサ５１により吸収し、半導体スイッチにスパイク電圧が印加されないようにしてこれらを保護している。
【０００４】
なお、この従来技術では、図１２に示す如く、コンデンサ５１の電圧が許容電圧に達したことを検出する電圧検出回路５２と、この検出回路５２からの過電圧検出信号によって制御される駆動回路５３と、駆動回路５３の出力信号によりオンする半導体スイッチ５４及び抵抗５５を備えており（特許文献１のFIG.3参照）、コンデンサ５１が過電圧となった時には半導体スイッチ５４をオンさせて抵抗５５を介しコンデンサ５１を放電させることにより、主回路の半導体スイッチ４１〜４３を保護している。
【０００５】
【特許文献１】米国特許第４６９７２３０号明細書（FIG.2，FIG.3）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
上記従来技術において、電源側や負荷側の誘導性エネルギーを吸収した際のコンデンサ５１の電圧を半導体スイッチ４１〜４３の定格電圧以下に抑制するには、大容量のコンデンサが必要になるので小型化の妨げとなるほか、この種のコンデンサとしては、一般に寿命が短い電解コンデンサが使用されるため、装置全体の長寿命化の妨げとなっている。
また、コンデンサ５１を初期充電する際の突入電流防止回路を始めとして、前述の如く、コンデンサ５１の過電圧に対処するための電圧検出回路５２や駆動回路５３、半導体スイッチ５４及び抵抗５５等が必要であり、これらが回路構成の複雑化や大型化、コスト上昇の原因となっていた。
【０００７】
そこで本発明は、大容量のコンデンサ及びこれに付随する回路を不要にして小型化、長寿命化、低コスト化を図った電力変換回路を提供しようとするものである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記課題を解決するため、請求項１記載の発明は、電源の交流電圧を複数の双方向性半導体スイッチのオン、オフにより所定の周波数及び大きさを有する交流電圧に変換して負荷に供給する電力変換回路において、
前記電源に交流入力側が接続される第１のダイオードブリッジと、前記負荷に交流入力側が接続される第２のダイオードブリッジと、第１，第２のダイオードブリッジの直流出力側の正極同士の接続点と負極同士の接続点との間に接続され、かつ、前記双方向性半導体スイッチの定格電圧以下の電圧を保持可能な定電圧素子と、を備え、
前記双方向性半導体スイッチの全オフ時に、電源側または負荷側の誘導性エネルギーを前記ダイオードブリッジを介して前記定電圧素子により消費するものである。
【０００９】
請求項２に記載した発明は、請求項１における定電圧素子に代えて、第１，第２のダイオードブリッジの直流出力側の正極同士の接続点と負極同士の接続点との間の電圧を監視する電圧監視手段と、前記両接続点間に接続された単方向性半導体スイッチと、前記両接続点間の電圧が前記双方向性半導体スイッチの定格電圧以下となるように前記単方向性半導体スイッチを活性状態でオンさせるための駆動手段と、を備え、
前記双方向性半導体スイッチの全オフ時に、電源側または負荷側の誘導性エネルギーを前記ダイオードブリッジを介してオン状態の前記単方向性半導体スイッチにより消費するものである。
【００１０】
請求項３に記載した発明は、請求項２における単方向性半導体スイッチに代えて、この単方向性半導体スイッチと抵抗との直列回路を設けるものである。
【００１１】
請求項４に記載した発明は、請求項２または３において、
前記電圧監視手段及び駆動手段の機能を、第１，第２のダイオードブリッジの正極にカソードが接続され、かつ、前記単方向性半導体スイッチの制御端子にアノードが接続されたツェナーダイオードにより実現したものである。
【００１２】
請求項５に記載した発明は、請求項２，３または４において、
第１，第２のダイオードブリッジの正極と負極との間に、これらの両極間の電圧の急変時に単方向性半導体スイッチが誤ってオンするのを防止するためのコンデンサを接続したものである。
【００１３】
請求項６に記載した発明は、請求項１に記載した電力変換回路において、
第１，第２のダイオードブリッジの正極同士の接続点と負極同士の接続点との間に接続されたコンデンサと、前記両接続点間の電圧を監視する電圧監視手段と、前記両接続点間に接続された抵抗及び第１の単方向性半導体スイッチの直列回路と、前記両接続点間の電圧が前記双方向性半導体スイッチの定格電圧以下となるように第１の単方向性半導体スイッチをオンさせるための駆動手段と、を備え、
前記双方向性半導体スイッチの全オフ時に、電源側または負荷側の誘導性エネルギーを前記ダイオードブリッジを介して前記コンデンサにより吸収し、かつ、第１の単方向性半導体スイッチ及び定電圧素子を順次オンさせて前記抵抗及び前記定電圧素子により電源側または負荷側の誘導性エネルギーを消費するものである。
ここで、前記定電圧素子は、例えば、前記コンデンサに並列接続されて活性状態でオンさせる第２の単方向性半導体スイッチを含むものである。
【００１４】
請求項７に記載した発明は、請求項４に記載した電力変換回路において、
前記ツェナーダイオードのアノードと第１，第２のダイオードブリッジの負極同士の接続点との間に、抵抗を接続したものである。
なお、上記抵抗は、活性状態でオンさせる単方向性半導体スイッチの制御端子に蓄積された電荷を放電させる機能を有する。
【発明の効果】
【００１５】
本発明によれば、半導体スイッチを保護するための電解コンデンサ等の大容量のコンデンサが不要になる。また、これに伴い、コンデンサの電圧を検出するための電圧検出回路や放電用半導体スイッチの駆動回路等も不要になり、これらによって装置全体の小型化、長寿命化、低コスト化を図ることができる。
なお、請求項２，３に記載した発明において、ダイオードブリッジの正極−負極間電圧を監視し、単方向性半導体スイッチを活性状態でオンさせるための電圧監視手段及び駆動手段の機能は、請求項４や請求項７の如くツェナーダイオードによって実現可能であり、回路構成が複雑化するおそれもないものである。
請求項６に記載した発明によれば、誘導性エネルギーを吸収したコンデンサの電圧最大値を制御することが可能になり、コンデンサの静電容量値を低減することができる。これにより、従来技術に比べて大容量のコンデンサが不要となり、付随する初期充電回路等も不要になる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は請求項１に相当する本発明の第１実施形態を示す回路図であり、図１１と同一の構成要素には同一の符号を付して説明を省略し、以下では異なる部分を中心に説明する。
図１と図１１との相違点は、図１１におけるコンデンサ５１に代えて、ダイオードブリッジ２０，３０の直流出力側の両端に定電圧素子としてのバリスタを接続した点である。なお、定電圧素子としては、ツェナーダイオード（定電圧ダイオード）を使用することもできる。
図１の電力変換回路の全体的な動作としては、図１１と同様に半導体スイッチ４１〜４３を所定のタイミングでオン、オフすることにより、三相交流電圧を所定の周波数及び大きさを有する単相交流電圧に変換して負荷６０に供給する。
【００１７】
この実施形態における半導体スイッチ４１〜４３の保護動作を説明すると、まず、半導体スイッチ４１〜４３の何れかがオンしている状態から、何らかの理由により、全ての半導体スイッチ４１〜４３がオフしたとする。
このとき、負荷６０には誘導性エネルギーが蓄積されているため、ダイオードブリッジ２０，３０との間でバリスタ７１を介して電流が流れ、ダイオードブリッジ２０の正極−負極間電圧（ダイオード２１，２３，２５のカソードとダイオード２２，２４，２６のアノード間の電圧）とダイオードブリッジ３０の正極−負極間電圧（ダイオード３１のカソードとダイオード３２のアノード間の電圧）とは、バリスタ７１の制限電圧（電流が変化してもほぼ一定値を保っているバリスタの両端電圧）によってクランプされる。
【００１８】
従って、ダイオードブリッジ２０，３０内のダイオードの順方向電圧降下を無視するとすれば、バリスタ７１による制限電圧を半導体スイッチ４１〜４３の定格電圧以下に設定することにより、半導体スイッチ４１〜４３に過電圧が印加されるおそれはなく、これらの素子を保護することができる。
同時に、負荷６０の誘導性エネルギーはダイオードブリッジ２０，３０を介しバリスタ７１を流れる電流によって消費されることになる。
【００１９】
すなわち、本実施形態では、負荷６０の誘導性エネルギーがバリスタ７１によって吸収されると共に、ダイオードブリッジ２０，３０の正極−負極間電圧がバリスタ７１の制限電圧によってクランプされるため、従来のように、半導体スイッチ４１〜４３の過電圧保護を目的として、エネルギー吸収用の大容量のコンデンサやその突入電流防止回路、電圧検出回路、コンデンサを放電させるための抵抗や半導体スイッチ、及びその駆動回路等を設ける必要がない。
このため、回路構成の簡略化、部品数の減少による低コスト化が可能であると共に、電解コンデンサ等を不要にして装置全体の長寿命化を達成することができる。
【００２０】
次に、図２は請求項２に相当する本発明の第２実施形態を示す回路図である。
この実施形態では、図１１におけるコンデンサ５１に代えて単方向性半導体スイッチ７４を接続すると共に、ダイオードブリッジ２０，３０の正極−負極間電圧を監視するための電圧監視手段７２を接続し、その出力側に、活性状態（電圧を維持して電流を流す状態）でオンさせる半導体スイッチ７４の駆動手段７３を設けてある。ここで、半導体スイッチ７４としてはＩＧＢＴを用いた場合を示してあるが、他種の半導体スイッチを使用しても良い。
【００２１】
この実施形態の保護動作を以下に説明する。
図２において、半導体スイッチ４１〜４３の何れかがオンしている状態から、何らかの理由により、全ての半導体スイッチ４１〜４３がオフしたとする。なお、この状態で半導体スイッチ７４はオフしているとする。
このとき、負荷６０には誘導性エネルギーが蓄積されているため、ダイオードブリッジ２０，３０及び半導体スイッチ７４を介して電流が流れようとするが、半導体スイッチ７４がオフしているため、ダイオードブリッジ２０，３０の正極−負極間電圧が上昇する。
【００２２】
ここで、ダイオードブリッジ２０，３０の正極−負極間電圧が電圧監視手段７２による設定電圧以上になろうとするとき、駆動手段７３により、半導体スイッチ７４を活性状態でオンさせることにより、ダイオードブリッジ２０，３０の正極−負極間電圧が電圧監視手段７２による設定電圧にクランプされた状態で半導体スイッチ７４に電流が流れる。これにより、負荷６０に蓄積された誘導性エネルギーは、ダイオードブリッジ２０，３０を介して半導体スイッチ７４自体により消費されることになる。
従って、ダイオードブリッジ２０，３０内のダイオードの順方向電圧降下を無視するとすれば、電圧監視手段７２の設定電圧を半導体スイッチ４１〜４３の定格電圧以下に設定することにより、半導体スイッチ４１〜４３に過電圧が印加されるのを防止することができる。
【００２３】
上記のように、本実施形態では、活性状態でオンする半導体スイッチ７４があたかも定電圧素子として動作し、負荷６０の誘導性エネルギーを消費するものである。このため、従来の図１２のようにコンデンサの放電用抵抗５５を設ける必要もない。
また、この実施形態によれば、第１実施形態と同様に、大容量のコンデンサが不要になるといった効果が得られる。
【００２４】
ここで、図３は前記電圧監視手段７２及び駆動手段７３の機能を実現するための具体的な構成例を示しており、請求項４の発明に相当するものである。
すなわち、この例では、ダイオードブリッジ２０，３０の正極と半導体スイッチ７４のゲートとの間に図示の極性で接続されたツェナーダイオード７７により、電圧監視手段７２及び駆動手段７３の両機能を実現している。
【００２５】
このような構成とすることで、半導体スイッチ７４のコレクタ−ゲート間の電圧がツェナーダイオード７７のツェナー電圧以上になろうとすると、ツェナーダイオード７７が導通し、半導体スイッチ７４のゲートを充電するので、半導体スイッチ７４は活性状態で動作する。
従って、ダイオードブリッジ２０，３０の正極−負極間電圧を、ツェナーダイオード７７のツェナー電圧と半導体スイッチ７４のゲート電圧との和の電圧によってクランプすることが可能になり、半導体スイッチ４１〜４３に過電圧が印加されることもないものである。
この場合、ダイオードブリッジ２０，３０内のダイオードの順方向電圧降下を無視するとすれば、ツェナーダイオード７７のツェナー電圧と半導体スイッチ７４のゲート電圧との和の電圧を半導体スイッチ４１〜４３の定格電圧以下に設定することが必要である。
【００２６】
次に、図４は請求項３に相当する本発明の第３実施形態を示す回路図である。
この実施形態は、図２の第２実施形態において半導体スイッチ７４に直列に抵抗７５を接続したものであり、電圧監視手段７２及び駆動手段７３の機能は図２と同様である。
【００２７】
この実施形態の動作は第２実施形態と基本的に同一であるが、ダイオードブリッジ２０，３０の正極−負極間電圧を電圧監視手段７２による設定電圧にクランプした状態で駆動手段７３を介して半導体スイッチ７４をオンし、この半導体スイッチ７４と抵抗７５との直列回路に電流を流してこれら両者により負荷６０の誘導性エネルギーを消費させる。
この場合、負荷６０の誘導性エネルギーを半導体スイッチ７４及び抵抗７５により分担して消費させるため、半導体スイッチ７４のエネルギー責務を第２実施形態に比べて低減することができる。よって第２実施形態における半導体スイッチに比べてチップサイズが小さい半導体スイッチ（熱抵抗が大きい半導体スイッチ）を使用可能であり、回路の小型化、低コスト化に寄与するものである。
【００２８】
次いで、図５は請求項４に相当する電圧監視手段７２及び駆動手段７３の具体的な構成例であり、図３と同様に電圧監視手段７２及び駆動手段７３の機能をツェナーダイオード７７により実現した例である。その動作は図３，図４から容易に類推できるため、詳述を省略する。
【００２９】
図６は、請求項５に相当する本発明の第４実施形態を示す回路図である。
この実施形態は、図４の第３実施形態におけるダイオードブリッジ２０，３０の正極−負極間にコンデンサ７６を接続したものである。なお、このようにダイオードブリッジ２０，３０の正極−負極間にコンデンサ７６を接続する着想は、図１〜図３、図５の構成にも適用可能である。
【００３０】
図６において、電圧監視手段７２、駆動手段７３、半導体スイッチ７４及び抵抗７５の作用は第３実施形態と同様であるが、特に本実施形態では、起動時等にダイオードブリッジ２０が導通した際に、その正極−負極間に発生する急激なｄｖ／ｄｔによる電圧の急変をコンデンサ７６が吸収することにより、半導体スイッチ７４が誤ってオンするのを防止することができる。
上記コンデンサ７６としては、従来の誘導性エネルギー吸収用の電解コンデンサのように大容量である必要はなく小容量のフィルムコンデンサ等を使用できるため、電解コンデンサを用いる場合に比べて長寿命化、低価格化が期待できる。
【００３１】
上述した第１〜第４実施形態のように、ダイオードブリッジ２０，３０の正極−負極間電圧が主回路の半導体スイッチ４１〜４３の定格電圧以下となるように各々の定数を選択すれば、半導体スイッチ４１〜４３にスパイク電圧が印加されるのを抑制してこれらを過電圧から保護することができる。
【００３２】
なお、本発明は各実施形態で説明した三相−単相変換方式の電力変換回路だけでなく、一般にｎ相交流電圧をｍ相交流電圧に変換する（ｎ，ｍは整数）電力変換回路に適用可能である。
また、多相交流電圧の直接変換を行う、いわゆるマトリクスコンバータにも適用することができる。
図７は、前述した図５の構成を適用したマトリクスコンバータを示しており、３５は三相フルブリッジ構成のダイオードブリッジ、４１〜４９は双方向性半導体スイッチ、６１は三相負荷、８０はリアクトル及びコンデンサからなる入力フィルタである。マトリクスコンバータの動作はよく知られているため説明を省略し、また、ツェナーダイオード７７、半導体スイッチ７４及び抵抗７５による半導体スイッチ４１〜４９の保護動作は図５の場合と同様である。
【００３３】
次に、図８は請求項６に相当する本発明の第５実施形態を示す回路図である。
図３に示した実施形態では、処理しなくてはならないエネルギー（電源１０及び負荷６０の誘導性エネルギー）が大きくなった場合、エネルギーを消費するために単方向性半導体スイッチ７４のみを複数個並列に接続する必要が生じ、これによってコストが増すばかりでなく、並列接続した各々の単方向性半導体スイッチの特性バラツキ等により、信頼性が著しく低下するおそれがある。
第５実施形態は、上記の点に鑑みてなされたものである。
【００３４】
図８において、図６の第４実施形態と異なる点は、ダイオードブリッジ２０，３０の正極−負極間にＩＧＢＴ等の第２の単方向性半導体スイッチ９１を接続し（便宜上、単方向性半導体スイッチ７４を第１の単方向性半導体スイッチとする）、そのコレクタ−ゲート間に電圧監視・駆動手段としてのツェナーダイオード９２を接続すると共に、ゲート−エミッタ間に抵抗９３を接続したことにある。なお、抵抗９３は、単方向性半導体スイッチ９１の制御端子（ゲート）に蓄積された電荷を放電するためのものであり、この抵抗９３を備えることにより、半導体スイッチ９１のコレクタ−エミッタ間の電圧を調整しやすくなる。なお、この抵抗９３は、図３、図５、図７の半導体スイッチ７４のゲート−エミッタ間、または、後述する図１０の半導体スイッチ９１のゲート−エミッタ間にも接続可能である。
更に、本実施形態において、駆動手段７３により駆動される第１の単方向性半導体スイッチ７４は通常の半導体スイッチ動作（飽和領域及び遮断領域によるオン、オフ動作）を行わせ、第２の単方向性半導体スイッチ９１は活性状態でオン動作させる。
【００３５】
図９は、この第５実施形態の動作波形を示す図であり、以下に動作を説明する。
図８において、何らかの理由により双方向性半導体スイッチ４１〜４３が全てオフすると、負荷６０のリアクトルに蓄積されたエネルギーがダイオードブリッジ２０、コンデンサ７６及びダイオードブリッジ３０を介して放出され、コンデンサ７６の電圧が上昇する（図９の時刻ｔ０〜ｔ１）。
【００３６】
コンデンサ７６の電圧が電圧監視手段７２による設定電圧（図９のａ）以上になると、駆動手段７３により単方向性半導体スイッチ７４をオンし、負荷６０のリアクトルに蓄積されたエネルギーは、コンデンサ７６と抵抗７５に分流して放出される。
ここで、コンデンサ７６、抵抗７５、負荷６０の定数及び負荷６０の電流次第では、単方向性半導体スイッチ７４をオンしても、コンデンサ７６の両端の電圧は減少せず、上昇を続ける（図９の時刻ｔ１〜ｔ２）。なお、図１１，図１２で示した従来技術においても、装置の小型化を図るべくコンデンサ５１の静電容量を低減すると、抵抗５５によりコンデンサ５１の充電電荷を放電させても、コンデンサ５１の電圧は上昇を続ける。
上記の期間ｔ１〜ｔ２では、負荷６０のリアクトルに蓄積されたエネルギーをコンデンサ７６により吸収しつつ抵抗７５により消費することになる。
【００３７】
次いで、ダイオードブリッジ２０，３０の正極側と単方向性半導体スイッチ９１のゲートとの間の電圧がツェナーダイオード９２のツェナー電圧に達すると、ツェナーダイオード９２が導通し、単方向性半導体スイッチ９１を活性状態でオンさせる。これにより、コンデンサ７６の両端の電圧は、ツェナーダイオード９２のツェナー電圧と半導体スイッチ９１のゲート電圧との和（図９のｂ）にクランプされる（図９の時刻ｔ２〜ｔ３）。
つまり、ツェナーダイオード９２及び半導体スイッチ９１が、実質的に請求項１における定電圧素子として機能する。
この期間ｔ２〜ｔ３においては、負荷６０のリアクトルに蓄積されたエネルギーを抵抗７５と単方向性半導体スイッチ９１により消費することになる。
【００３８】
やがて、時間の経過に伴って負荷６０のリアクトルのエネルギーが減少し、また、コンデンサ７６の蓄積エネルギーが抵抗７５によって消費されることに伴いコンデンサ７６の電圧が減少すると、半導体スイッチ９１におけるエネルギー消費動作は終了する（図９の時刻ｔ３〜ｔ４）。そして、再びコンデンサ７６でエネルギーを吸収しつつ抵抗７５でエネルギーを消費する動作となり、最終的に負荷６０のリアクトルに蓄積されたエネルギーを全て処理することとなる。
【００３９】
なお、コンデンサ７６の両端電圧を、双方向性半導体スイッチ４１〜４３の定格電圧以下となるよう各々の定数を選択すれば、双方向性半導体スイッチ４１〜４３のスパイク電圧を抑制でき、過電圧保護が可能となる。
【００４０】
この実施形態によれば、誘導性エネルギーを吸収したコンデンサ７６の電圧最大値を制御することが可能になるため、コンデンサ７６の静電容量値を特許文献１の従来技術に比べて低減することができる。これにより、従来に比べて大容量のコンデンサが不要となり、また、それに付随する初期充電回路等も不要になる。
また、図３に示した実施形態等に比べ、単方向性半導体スイッチ９１で消費する電源１０または負荷６０の誘導性エネルギーを大幅に低減できるため、単方向性半導体スイッチ９１のみを複数並列接続するといった処置が不要となる。
従って、本実施形態では、低コスト化、小型化が可能となり、信頼性も向上する。
【００４１】
また、本実施形態は、図８に示した電力変換回路だけでなく、例えば図１０に示すようにマトリクスコンバータ等にも適用可能である。
図１０において、図７，図８と同一の構成要素には同一符号を付してあり、双方向性半導体スイッチ４１〜４９の保護動作は図８の場合と同様である。
【図面の簡単な説明】
【００４２】
【図１】本発明の第１実施形態を示す回路図である。
【図２】本発明の第２実施形態を示す回路図である。
【図３】本発明の第２実施形態の具体的構成を示す回路図である。
【図４】本発明の第３実施形態を示す回路図である。
【図５】本発明の第３実施形態の具体的構成を示す回路図である。
【図６】本発明の第４実施形態を示す回路図である。
【図７】図５の構成を適用したマトリクスコンバータの回路図である。
【図８】本発明の第５実施形態を示す回路図である。
【図９】図８の実施形態の動作波形図である。
【図１０】図８の構成を適用したマトリクスコンバータの回路図である。
【図１１】従来技術を示す回路図である。
【図１２】図１１の従来技術に付加される回路の説明図である。
【符号の説明】
【００４３】
１０：三相交流電源
４１〜４９：双方向性半導体スイッチ
２０，３０，３５：ダイオードブリッジ
２１〜２６，３１，３２：ダイオード
６０：単相負荷
６１：三相負荷
７１：バリスタ（定電圧素子）
７２：電圧監視手段
７３：駆動手段
７４，９１：単方向性半導体スイッチ
７５，９３：抵抗
７６：コンデンサ
７７，９２：ツェナーダイオード
８０：入力フィルタ
【図１】
2004320977.tif 000003
【図２】
2004320977.tif 000004
【図３】
2004320977.tif 000005
【図４】
2004320977.tif 000006
【図５】
2004320977.tif 000007
【図６】
2004320977.tif 000008
【図７】
2004320977.tif 000009
【図８】
2004320977.tif 000010
【図９】
2004320977.tif 000011
【図１０】
2004320977.tif 000012
【図１１】
2004320977.tif 000013
【図１２】
2004320977.tif 000014