(57)【要約】【課題】複数の周波数の波を位相のずれなく発生させることが可能なＤＤＳ（ダイレクトデジタル合成）発生器及び該ＤＤＳ発生器を動作させる方法を提供する。【解決手段】ＮＭＲ分光計、特にＬＯ（局部発振器）周波数ｆＬＯ１を発生させるＮＣＯＬ（数値制御発振器）を備えた高分解能ＮＭＲ分光計用のＤＤＳ（ダイレクトデジタル合成）発生器であって、送信周波数を発生させる幾つかのＮＣＯを含むことを特徴とするＤＤＳ発生器も含む。少なくとも２つのＮＣＯが存在すれば、１つはＦＩＤ信号を検出するのに用いられる位相情報を供給するのに利用でき、他方は、送信フェーズ中の送信周波数を変化させるのに利用することができる。【選択図】　　　図４
2004004089.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＮＭＲ分光計、特にＬＯ（局部発振器）周波数ｆＬｏ１を発生させるＮＣＯＬ（数値制御発振器）（２２）を備えた高分解能ＮＭＲ分光計用のＤＤＳ（ダイレクトデジタル合成）発生器において、
当該ＤＤＳ発生器は、送信周波数を発生させるための幾つかのＮＣＯ（２１ａ、２１ｂ、．．．）を備えて成ることを特徴とするＤＤＳ発生器。
【請求項２】
ＮＣＯＬ（２２）は、条件ｆｓ＝２ｋ・ｆ０（式中、ｋは、正の整数で、ｆ０は、２つのＬＯ周波数、即ち、混合段階（１０）用のｆＬＯ１及びＤＱＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ｄｅｔｅｃｔｏｒ（デジタルクアドラチュア検出器））（１４）用のＬＯ周波数以外のすべてのＬＯ周波数が、その整数倍であるように導出されるベースになる基本周波数である）を満たすクロック周波数ｆｓを有していることを特徴とする請求項１記載のＤＤＳ発生器。
【請求項３】
ＮＣＯの１つ（２１ａ）は、連続的に発振し、したがって、その実位相をスイッチ（２３ａ、２３ｂ、．．．）を介して他のすべてのＮＣＯ（２１ｂ、２１ｃ、．．．）に伝達することによりそれらのＮＣＯ（２１ｂ、２１ｃ、．．．）に基準位相を提供することができることを特徴とする請求項１又は２記載のＤＤＳ発生器。
【請求項４】
ＮＣＯ（２１ａ）の鋸波信号を正弦波信号に変換する鋸波−正弦波信号変換器（２６ａ）が設けられ、さらにこのＮＣＯ（２１ａ）の鋸波信号を余弦波信号に変換する鋸波−余弦波信号変換器（２６ｂ）が設けられ、それにより、互いに対して直角位相であって、クアドラチュア混合段階（３３ａ、３３ｂ）用の次の周波数合成器（１７ｙ）において使用可能な２つのチャンネルを生成することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項記載のＤＤＳ発生器。
【請求項５】
信号変換器（２６ａ、２６ｂ）からの信号が通り、所望の振幅依存性を受信フェーズ中に数学的に発生させることが可能な乗算器（２７ａ、２７ｂ）が設けられていることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項記載のＤＤＳ発生器。
【請求項６】
位相誤差が所望の減衰値の関数として第１のメモリ（３０ａ）に保存され、減衰誤差が前記所望の減衰の関数として別のメモリ（３０ｂ）に保存され、且つ前記所望の減衰値の設定中に、関連する位相誤差が加算段階（２５）において現在の信号に逆の符号で加算され、対応する減衰誤差が逆の符号で前記所望の減衰値に加算されて減衰器（１９）に供給されることにより前記位相誤差及び減衰誤差が補償され得る減衰器（１９）を備えて成ることを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１項記載のＤＤＳ発生器。
【請求項７】
受信フェーズ中で、ＮＭＲスペクトルの低周波数範囲での正確な位置決めがＮＣＯＬ（２２）を介しては行なわれず、ＤＱＤ（１４）中の数値ＺＱにより行なわれることを特徴とする請求項２乃至６のいずれか１項記載のＤＤＳ発生器を動作させる方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＮＭＲ（核磁気共鳴）分光計に含まれるＤＤＳ（ダイレクトデジタル合成）発生器及び該ＤＤＳ発生器を動作させる方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
そのようなＤＤＳを備えて成るＮＭＲ分光計は、会社小冊子「ＡＶＡＮＣＥ／Ｄｉｇｉｔａｌ　ＮＭＲ」［スイス国、フェルアンデン、ブルーカー・アーゲー社、１９９９年３月発行］に開示されており、その小冊子中、特に第１１頁において、ＣＰＵにおける“周波数及び位相制御”を行なう機能素子“ＤＤＳ”が示されている。
【０００３】
ダイレクトデジタル周波数合成とともに動作する周波数発生器、いわゆるＤＤＳ発生器（ＤＤＳ＝Ｄｉｒｅｃｔ　Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｙｎｔｈｅｓｉｓ（ダイレクトデジタル合成））は、例えば、”Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｓｙｎｔｈｅｓｉｚｅｒｓ　Ｄｅｓｉｇｎ　Ｈａｎｄｂｏｏｋ”，　Ｊ．Ａ．　Ｃｒａｗｆｏｒｄ，　Ａｒｔｅｃｈ　Ｈｏｕｓｅ，　Ｂｏｓｔｏｎ，　Ｌｏｎｄｏｎ，　１９９４の第３４６頁又は”Ｄｉｇａｌ　ＰＬＬ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｓｙｎｔｈｅｓｉｚｅｒｓ．　　Ｔｈｅｒｏｙ　ａｎｄ　Ｄｅｓｉｇｎ”　Ｕ．Ｌ．　Ｒｏｈｄｅ，　Ｐｒｅｎｔｉｃｅ−Ｈａｌｌ　Ｉｎｃ．，　Ｅｎｇｌｅｗｏｏｄ　Ｃｌｉｆｆｓ，　Ｎ．Ｊ．　１９８３の第１１０頁に記載されている。
【０００４】
ＤＤＳ発生器は、次のような特徴を有する。
【０００５】
外部から供給される一定クロック周波数ｆｓにより与えられるクロック速度で数値を発生させ、その数値が、所望の周波数の信号を表わす。この信号は、次に、ＤＡＣ（ディジタル−アナログ変換器）においてアナログ信号に変換されるが、このアナログ信号は、実際には、前記クロック周波数と同じ周波数安定度を有し、したがって非常に安定である。周波数は連続的には変化させられず、不連続な周波数段差でのみ変化させられ、この段差は、現在の方法を用いて非常に小さい、即ち、１０〜３０ＭＨｚの出力周波数に対してミリヘルツの範囲であり、かくしてほとんど連続的な周波数調整を可能にする。
【０００６】
ＤＤＳ発生器には、基本的に、製造コストを低く押さえるデジタルＩＣ部品のみが必要とされる。最も有利な解決法は、全ＤＤＳ発生器を単一のＡＳＩＣ部品（ＡＳＩＣ＝Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ　Ｓｐｅｃｉｆｉｃ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ（特定用途向けＩＣ））に組み込むことであり、これにより大量に製造するときにかなりコストを低減させることができ、機能性デジタル素子の特に稠密な実装が可能になる。後者は、今日ますます必要とされつつある高速電子処理において特に有利である。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
ＤＤＳ発生器は、これらのプラスの面を有する一方で、しかし、出力信号のスペクトル純度がもはや今日の標準を満足させないという重大な欠陥を有している。ＤＤＳ発生器は１０年以上の間ＮＭＲ（核磁気共鳴）分光計において問題なく用いられてきた。ＬＯ信号のスペクトル純度に対する要求が大きくなったため、これらの発生器はＮＭＲ信号の受信フェーズ中に必要とされる高性能をもはや提供できなくなっている。
【０００８】
ＤＤＳ発生器の不十分なスペクトル純度はいわゆる量子化雑音のせいであり、これは、ＤＤＳ発生器において生成される信号が、量子化され、即ち、所望の信号に対する階段状の近似を表し、その場合これらの各段の数値は使用可能なビットの最大数により与えられる有限の正確さを持ってのみ規定可能であるためである。
【０００９】
量子化雑音は、１周期内の段数が多いほどそして各段の数値の精度が高いほど低減する。段の数は任意には増加させることができない。デジタル部品の最大クロック速度によって決まる限界がある。
【００１０】
高分解能ＮＭＲにおけるＮＭＲ信号は、しばしば非常に強くまた非常に弱い周波数成分からなり、弱い成分がしばしば重要な成分である。このことは、ＮＭＲ信号は大きなダイナミックレンジを有していることを意味する。ＮＭＲ受信器において最も感受性の高い混合段階の１つは、ＤＤＳ発生器から導出され、したがって量子化雑音を含んでいるＬＯ信号（ｆＬＯ１）を使用する第１の混合段階である。もしこのＬＯ信号がＮＭＲ信号と混合されれば、量子化雑音がＮＭＲ信号の特に最も強い周波数成分に伝達され、かくしてＮＭＲ信号スペクトル中に不要な周波数成分の外乱を受けたベースラインを発生させることになる。この外乱を受けたベースラインは、ＮＭＲ信号の目的とする弱い周波数成分も含んでおり、それらをこの外乱成分から識別することは困難である。その結果適正な分光分析が不可能となる。
【００１１】
ＮＭＲ分光分析の比較的重要でない送信フェーズ中においては、ＤＤＳ発生器は今日でもまだ問題なく使用されている。
【００１２】
しかし、重要な受信フェーズにおいては、今日ではスペクトル純度に対する要求が非常に高く、可変ＬＯ周波数を提供するＤＤＳ発生器は上記の量子化雑音のためにもはやこれらの要求を満たしていない。現在までのところ、上記量子化雑音を低減する実用性のある方法は得られていない。したがって、高いスペクトル純度を要するすべての重要な実験においては、この明快で強力な発生器なしで行なうかその不利を甘受するかの選択肢しかなかった。
【００１３】
したがって、本発明の目的は、複数の周波数の波を位相のずれなく発生させることが可能なＤＤＳ（ダイレクトデジタル合成）発生器及び該ＤＤＳ発生器を動作させる方法を提供することである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば、ＮＭＲ分光計、特にＬＯ（局部発振器）周波数ｆＬＯ１を発生させるＮＣＯＬ（数値制御発振器）を備えた高分解能ＮＭＲ分光計用のＤＤＳ（ダイレクトデジタル合成）発生器であって、送信周波数を発生させる幾つかのＮＣＯを含むことを特徴とするＤＤＳ発生器も含む。もし、少なくとも２つのＮＣＯが存在すれば、１つはＦＩＤ信号を検出するのに用いられる位相情報を供給するのに利用でき、他方は、送信フェーズ中の送信周波数を変化させるのに利用することができる。
【００１５】
本発明のＤＤＳ発生器の好ましい態様は、ＮＣＯＬが、条件ｆｓ＝２ｋ・ｆ０（式中、ｋは、正の整数で、ｆ０は、２つのＬＯ周波数、即ち、混合段階用のｆＬＯ１及びＤＱＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ｄｅｔｅｃｔｏｒ（デジタルクアドラチュア検出器））用のＬＯ周波数以外のすべてのＬＯ周波数が、ｆ０の整数倍であるように導出されるベースになる基本周波数である）を満たすクロック周波数ｆｓを有しているという特徴を有する。その結果、その後の混合段階において発生する外乱成分がＮＣＯＬの格子成分と同一に成る。
【００１６】
本発明のさらにもう１つの発展した形態においては、ＮＣＯの１つが、連続的に発振し、したがってその実位相をスイッチを介して他のすべてのＮＣＯに伝達することによりそれらのＮＣＯに基準位相を提供することができ、それによりＦＩＤ信号の初期位相を正確に規定し、それに続く幾つかのＦＩＤ信号の位相の同期を可能とする。
【００１７】
本発明のＤＤＳ発生器のさらに特に好適な態様は、ＮＣＯの鋸波信号を正弦波信号に変換するために、鋸波−正弦波信号変換器が設けられ、さらにこのＮＣＯの鋸波信号を余弦波信号に変換する鋸波−余弦波信号変換器が設けられ、それにより、互いに対して直角位相であって、クアドラチュア混合段階用の次の周波数合成器において使用可能な２つのチャンネルを生成するという特徴がある。クアドラチュア混合段階は、通常の混合段階と較べて生成する不要な混合成分がかなり少ない。
【００１８】
また、別の好ましい態様においては、好ましくは信号変換器からの信号を供給されるデジタル乗算器を備えて成り、所望の振幅依存性が、送信フェーズ中の数値演算処理において達成される。かくして、アナログ変調器よりもずっと高精度のデジタル振幅変調器が簡単な手段を用いて製造可能となる。
【００１９】
本発明のＤＤＳ発生器のもう１つの態様においては、位相誤差が所望の減衰値の関数として第１のメモリに保存され、減衰誤差が前記所望の減衰の関数として別のメモリに保存され、且つ前記所望の減衰値の設定中に、関連する位相誤差が加算段階において現在の信号に逆の符号で加算され、対応する減衰誤差が逆の符号で前記所望の減衰値に加算されて減衰器に供給されることにより前記位相誤差及び減衰誤差が補償され得る減衰器を備えて成ることが好ましい。減衰誤差の登録により、かくして信号の数学的予備補償が可能になり、それによりほとんど位相誤差及び減衰誤差のない所望の減衰値を得ることができる。
【００２０】
ＤＱＤを有する本発明のＤＤＳ発生器を動作させる方法も有利であり、その方法は、受信フェーズ中に、ＮＭＲスペクトルの低周波数範囲での正確な位置決めが、ＮＣＯＬを介しては行なわれず、ＤＱＤ中の数値ＺＱにより行なわれるということを特徴とする。これによりＮＭＲスペクトルをさらに外乱成分を発生させることなく所望の周波数範囲に微調整することが可能になる。
【００２１】
本発明の他の有利な態様は、本発明の説明及び図面から抽出することができる。上述の及びこれから述べる特徴は、本発明にしたがい、個別に又はまとめて、いかなる任意の組み合わせにおいても用いることが可能である。図示し、説明された態様は、網羅的な列挙としててではなく、本発明を説明するための例示としての性格を有すると理解されるべきである。
【００２２】
【発明の実施の形態】
本発明を添付の図面を参照してその実施形態により、より詳細に説明する。
図２は、現代のＮＭＲ分光計のブロック図を示す。各構成部分を下記に説明する。
【００２３】
１　送信部
２　プローブヘッド
３　受信部
４　必要なＬＯ周波数ｆＬＯ１及びｆＬＯ２を同時に供給する主送信ユニットＴ１
５　核の第２の範囲を励起する第２送信ユニットＴ２
６　核の第３の範囲を励起する第３送信ユニットＴ３
７　３つの送信ユニットの出力信号を加算し、それを出力送信器８に導く加算部
８　高出力励起信号を発生させる大電力送信器
９　高ＳＮ比を有する前置増幅器
１０　可変周波数ＬＯ１を用いる第１混合段階
１１　ＩＦ増幅器（例えば、２０ＭＨｚ）
１２　固定されたＬＯ２（例えば２０ＭＨｚ）を用いるクアドラチュア検出器１３ａ、１３ｂ　クアドラチュア検出器の２つの出力信号用のアナログ−デジタル変換器
１４　Ｌ０が数値ＺＱで与えられるデジタルクアドラチュア検出器（ＤＱＤ＝Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ｄｅｔｅｃｔｏｒ）。クロック周波数ｆｓ２で動作する１５　演算用、中でもＤＱＤ１４からの２つのクアドラチュア信号のフーリエ変換用のコンピュータ
図３は、主送信ユニットＴ１の公知の回路を示す。関連するＤＤＳ発生器は、従来の方法で入力Ｚを介して制御され、したがって、外乱成分を発生させる。数値ＺＧを用いて合成周波数を変更し、ついでＤＤＳ周波数の調整を行うことにより、スペクトル範囲における外乱成分が可能な限り小さくなり、したがって最小の外乱効果を有する組み合わせを見出すように務めねばならない。
【００２４】
主送信ユニットＴ１の個別の構成部分を以下に説明する。
【００２５】
４ｘ　従来技術のＮＭＲ分光計の主送信部
１６ｘ　出力周波数が、例えば、５〜１０ＭＨｚの範囲内にあるＤＤＳ発生器
１６ａ　数値ＺをＮＣＯに保存するレジスタ
１６ｂ　クロック周波数ｆｓで与えられる繰返し数を用いて、数値Ｚをアキュムレータ１６ｃの値に加算する加算段階
１６ｃ　アキュムレータとして機能し、同時にＮＣＯの出力を生成するレジスタ。それにより発生する信号を図６（ｂ）に示す。数値Ｚ（例えば、ＺＡ、ＺＢ）が大きいほど、アキュムレータ中の数値はより早く増大し、鋸波の周波数もより高くなる
１６ｄ　ＮＣＯの出力信号における位相飛躍（ｐｈａｓｅ　ｊｕｍｐ）（Ｎ／２π）・φ１を発生させる加算段階。この処理は、図５（ａ）、（ｂ）に示される
１６ｅ　ＮＣＯからの鋸波信号を正弦波信号に変換する信号変換器
１６ｆ　デジタル−アナログ変換器
１６ｇ　クロック周波数ｆｓ及びその高調波並びにクロック周波数によって発生するミラー信号を抑制するためにサンプリング処理毎に必要とされるローパスフィルタ
１７ｘ　数値ＺＧを用いてＤＤＳ発生器の周波数を上方に混合して、送信フェーズ中の所望の周波数ｆＸ１及び受信フェーズ中のｆＬＯ１＝ｆｘ１−ｆＬＯ２にまで高める周波数合成器。ｆ０は、基本周波数（例えば５ＭＨｚ）であり、ｆＬＯ２は、第２ＬＯ（例えば２０ＭＨｚ）の固定ＬＯ周波数である
１８　送信パルスの所望の振幅波形を発生させる振幅変調器
１９　数値ＮＰを用いて送信出力を目標値に調整する減衰器
２０　送信信号を送信フェーズ中に送信チャンネルｆＸ１に切り換え、受信フェーズ中にＬＯチャンネルｆＬＯ１に切り換えるスイッチ
本発明に係るＮＣＯの入力部における数値Ｚの決定を説明する。
【００２６】
ＮＭＲスペクトルが非常に限られた周波数範囲のみを必要とし、例えば、陽子については、平均ＮＭＲ周波数の約５０〜１００ｐｐｍであることを考えれば、ＤＤＳ発生器を、そのスペクトルが所望の周波数において高純度であり、この範囲以外で外乱成分を発生させてもよいように動作させることが可能である。この条件下で、高分解能ＮＭＲ分光分析における安定性及び純度に対する高度の要求を満たすＤＤＳを用いることが実際に可能となる。
【００２７】
本発明のアイデアは、２つの知見を結びつけたものである。第１に、ＤＤＳ発生器は、限られた周波数範囲においてのみ純度のあるスペクトルを有する必要があり、第２に、ＤＤＳ発生器をそのスペクトルがこの限られた範囲内で高純度であるように動作させる可能性があるということである。
【００２８】
このように動作させられるＤＤＳは、所望の周波数に加えて、同一間隔で現れる、付加的であるがずっと小さい周波数成分の格子を与える。その間隔が、ＮＭＲスペクトルの半分（クアドラチュア検出が想定されているので半分化）を入れられるように選択される。所望の周波数は、その時、前記格子の成分の１つと同一であり、格子の１つの成分から次の成分への非連続的な段差で移動可能である。
【００２９】
そのような挙動を示すためにはどのようにＤＤＳ発生器を動作させねばならないのだろうか？この問いに答えるためには、格子成分がどのようにして発生するかを説明するために、ＤＤＳ発生器中のＮＣＯ（Ｎｕｍｅｒｉｃ　Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ　Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ（数値制御発振器））をもっと詳しく調べねばならない。図１（ａ）は、所望の目的を達成するための出力信号の必要な時間関数を示す。関連する周波数スペクトルを図１（ｂ）に示す。
【００３０】
図１（ａ）中において、階段関数Ｆ（ｔ）の段差の高さＺは、正確にｍ段差が範囲ｎ・Ｎに入るように選択される。これは、決定的な条件である。なぜならば、その時、出力信号は、クロック周波数ｆｓのｍ周期の後に繰り返され、したがって、繰返し数ΔｆＲａｓｔｅｒ＝ｆｓ／ｍより小さい周波数間隔では、いかなる外乱成分も有することがありえないからである。
【００３１】
外乱成分は、ΔｆＲａｓｔｅｒ（図１ｂ参照）の格子間隔を有する周波数格子を表わす。これらの格子成分間のスペクトル純度は高く、したがってＮＭＲ分光分析法にとって非常に好適である。
【００３２】
出力周波数ｆｏｕｔ及びＮＣＯのクロック周波数ｆｓは、そのような格子周波数に正確に位置決めされる。現在の例では、ｎ＝３であり、したがって、出力周波数ｆｏｕｔは第３の格子成分上に位置決めされ、そして、ｍ＝１６なので、クロック周波数ｆｓは、１６番目の格子成分上に位置決めされる。
【００３３】
図１（ａ）及び（ｂ）で説明した各用語を下記に個別に説明する。
【００３４】
ｆｏｕｔＮＣＯの出力周波数
ｆｓＮＣＯのクロック周波数
ΔｆＲａｓｔｅｒ周波数格子の隣接する成分間の周波数間隔であり、時間関数の正確な繰返し数
ΔＢ　図１（ｂ）参照。所望の高スペクトル純度を示し、クアドラチュア検出器を用いて受信可能な出力周波数ｆｏｕｔの左右の側の周波数範囲（帯域幅）
ｎ　ＮＣＯの出力信号の正確な繰返しが達成されるｆｏｕｔの周期の数
ｍ　ＮＣＯの出力信号の正確な繰返しが達成されるｆｓの周期の数
Ｚ　ＮＣＯの入力レジスタ中に保存され、その中にＮＣＯによって積分されて、その出力部に鋸波信号を生成する正の整数
Ｎ　ＮＣＯに用いられる最大のビット数により決定される数値。それが例えば３４ビットであった場合、Ｎ＝２３４である。この値は、演算処理の精度を決定する。ＮＣＯが積分時にこの数値をとるかそれを超えるや否や、ゼロに設定され、剰余の値が加算される。ＮＣＯからの最も大きい可能な数値は、（２３４−１）である。なぜならば、これが３４ビットで表現可能な最大の値だからである。
【００３５】
さらに２つの用語Ｎ１及びｍ１が導入され、下記のように定義される。
Ｎ１　ＮＣＯ演算において使用される最大ビット数　この値が数値Ｎ＝２Ｎ１を決定する。
【００３６】
Ｍ１　数値ｍ＝２ｍ１の定義のための２の正の整数の指数
所望の時間依存性を有し、したがって、所望のスペクトル純度を有する信号をＮＣＯから得るために満たされるべき４つの条件を、図１（ａ）から導き出すことができる。
【００３７】
条件１　ｍ・Ｚ＝ｎ・Ｎ
条件２　（１／ΔｆＲａｓｔｅｒ）＝ｍ（１／ｆｓ）
条件３　（１／ΔｆＲａｓｔｅｒ）＝ｍ（１／ｆｏｕｔ）
条件４　ｍ、ｎ、Ｎ及びＺは、整数の値でなければならない。
【００３８】
第１の条件は、図１（ａ）の時間関数Ｆ（ｔ）を用いて導出することができ、本発明のアイディアの中心条件である。それは、所望の周波数ｆｏｕｔと所望の帯域幅ΔＢを得るために、積分用にＮＣＯに適用されねばならない数値Ｚを定義する。
【００３９】
Ｚ＝ｎ・Ｎ／ｍ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　［１ａ］
Ｚは、整数でなければならない（条件４参照）ので、ｍは、ｎ・Ｎの公約数でなければならない。かくして次の条件が有効でなければならない。
【００４０】
Ｚ＝ｎ・Ｎ／ｍ
（式中
ｎ、Ｎ及びｍは、正の整数値
Ｎ＞ｍ＞ｎ
Ｎ＝２の冪
ｍ＝ｎ・Ｎの公約数）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　［１ｂ］
もし、ｍが正の整数の指数値ｍ１を有する２の冪として選択されれば、Ｚについても整数が得られる。これは、式［１ｂ］のすべての可能性からなるものではなく、実用のための十分な可能性を与えしかもより扱いやすい特別な場合である。
【００４１】
Ｎ＝２Ｎ１
Ｍ＝２ｍ１
Ｚ＝ｎ・Ｎ／ｍ＝ｎ・２Ｎ１／２ｍ１＝ｎ・Ｎ１−ｍ１
Ｎ＞ｍであり、またかくしてＮ１＞ｍ１であるので、Ｚの上記の数値は、常に整数である。その結果、下記の条件が有効でなければならない。
【００４２】
Ｚ＝ｎ・Ｎ／ｍ
（式中
ｎ、Ｎ及びｍは、正の整数値
Ｎ＞ｍ＞ｎ
Ｎ及びｍは、２の冪である）　　　　　　　　　　　　　　　　［１ｃ］
周波数ｆｏｕｔ及び帯域幅ΔＢの所望の値を得るために、図１（ａ）中の時間軸から導出された前記２つの条件２及び３を用いて算出可能な特別な値をｍ及びｎに選択しなければならない。
【００４３】
ΔｆＲａｓｔｅｒ＝ΔＢ／２
条件１に入れると、
２／ΔＢ＝ｍ／ｆｓ
ｍ＝２ｆｓ／ΔＢ＝２ｍ１
ｍ１＝ｌｏｇ（２ｆｓ／ΔＢ）／ｌｏｇ２
ｍ１は、整数であるべきなので、上記の項は丸められねばならず、もし得られる帯域幅が与えられた帯域幅ΔＢよりも小さくてはいけないときは、次のより小さい値に丸めることが必要となる（＝ＲｎｄＤｗｎ）。
【００４４】
ｍ１＝ＲｎｄＤｗｎ｛ｌｏｇ（２ｆｓ／ΔＢ）／ｌｏｇ２｝
ｍ＝２ＲｎｄＤｗｎ｛ｌｏｇ［（２ｆｓ／ΔＢ）／ｌｏｇ２］｝［２］
条件２及び３から、
ｍ／ｆｓ＝ｎ／ｆｏｕｔ
２／ΔＢ＝ｎ／ｆｏｕｔ
ｎ＝ｍ・ｆｏｕｔ／ｆｓ
ｎも整数でなければならないので（条件４）、上記の項は、最も近い整数に丸められねばならない（＝Ｒｎｄ）
ｎ＝Ｒｎｄ（ｍ・ｆｏｕｔ／ｆｓ）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　［３］
Ｚの計算は、かくして３段階で可能である。
【００４５】
段階１　ｍ＝２ＲｎｄＤｗｎ｛ｌｏｇ［（２ｆｓ／ΔＢ）／ｌｏｇ２］｝
段階２　ｎ＝Ｒｎｄ（ｍ・ｆｏｕｔ／ｆｓ）
段階３　Ｚ＝ｎ・Ｎ／ｍ
（式中
ＲｎｄＤｗｎ＝より小さい次の整数まで丸める
Ｒｎｄ＝最も近い整数まで丸める）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　［４］
例
Ｎ＝２３４（３４ビット演算精度）
ｆｓ＝８０ＭＨｚ
が与えられており、
ΔＢ＝９ｋＨＺ
ｆｏｕｔ＝１６．３４１０ＭＨｚ
が目標であるとすると、
演算結果は、
ｍ＝２１４＝１６，３８４
ｎ＝３，３４７
Ｚ＝３，３４７・２２０＝３，３４７・（１，０４８，５７６）
丸めることが必要だったので，ｆｏｕｔ及びΔＢの所定数は正確には満たされない：
ｆｏｕｔ＝ｎ・ｆｓ／ｍ＝３，３４７・８０／１６，３８４ＭＨｚ＝１６．３４２７７
ΔＢ＝２・ｆｓ／ｍ＝２・８０，０００／１６，３８４＝９．７６５６２５ｋＨｚ
出力周波数は、１．７７ｋＨｚだけ、帯域幅ΔＢは、０．７６５６２５ｋＨｚだけ必要とされているより大きい。所望の値はかくして正確には満たされないが、クリアなＮＭＲ分光分析を可能にするΔＢの周波数帯域幅が与えられる。それでも、出力周波数の正確な調整が必要であり、下記において述べられるように別の手段により達成されなければならない。
【００４６】
送信フェーズと受信フェーズの相違は次のとおりである。
【００４７】
ＮＭＲ信号の励起は、励起信号の高いスペクトル純度を要求しないので、要求される送信周波数を発生させるすべてのＤＤＳ発生器を現在の従来技術に応じて設計することが可能である。そのようなＤＤＳ発生器は、周波数の容易な微調整を可能にし、かくして送信周波数をＮＭＲスペクトルの中心に位置決めすることが可能になる。
【００４８】
受信フェーズの場合は、全く別である。ＤＤＳ発生器は、ＬＯ周波数ｆＬＯ１を発生させるために使用される。そのスペクトルは非常に純度が高くなければならないので、関連するＮＣＯ用のＺ値は所望の周波数範囲における外乱成分の発生を防止するために本発明に係る値しかとることができない。その結果、ＤＤＳ発生器の周波数はΔｆＲａｓｔｅｒの段差でのみ調整が可能であり、そのため周波数の微調整は不可能である。
【００４９】
受信フェーズ中での周波数の微調整は、にもかかわらず、下記のごとく可能であり、特に、ＮＭＲスペクトルを所望の低周波数範囲にどのように正確に位置決めするかという点で可能である。
【００５０】
基本的に、ＮＭＲスペクトルを所望の低周波数範囲に正確に位置決めするためにＬＯ周波数の各々を用いることができる。ＬＯ周波数ｆＬＯ１を使用することは絶対必要というわけではない。しかし、正確な周波数調整は、ほとんどの場合スペクトル純度の低下をもたらすので、他のＬＯ周波数のすべてが適しているというわけでもない。この場合、１つのＬＯ周波数、即ち、受信連鎖のまさに最後におけるＤＱＤ１４（デジタルクアドラチュア検出器；図２参照）に属し、値ＺＱで定義されるものが特に適している。実際、それがすべてのＬＯ周波数中で最も低い周波数を有し、純粋にデジタル的に発生させられ、その信号は、高精度にほとんど外乱性の側波帯なしに発生させることができる。このＬＯがスペクトル純度を劣化させることなく低周波数範囲に必要とされる精度でＮＭＲスペクトルを位置決めすることを可能にする。
【００５１】
ＤＱＤは従来技術に属し、基本的に、ＮＭＲスペクトルの中心が周波数ゼロになるようにＮＭＲスペクトルを数学的に混合して低下させるデジタルクアドラチュア混合段階である。
【００５２】
最後に、ＤＱＤの前のクアドラチュア混合段階１２は、ＮＭＲスペクトルを正確にゼロに混合するのではないということに注意するのは次の２つの理由から重要である：第１に、第１のＬＯの格子ΔｆＲａｓｔｅｒの粗さのために、そして第２に、これは望ましいことではないが、通常、電源線、実験室設備、フリッカ雑音等の影響により周波数ゼロの周囲の領域が強く外乱を受けるからである。しかし、次のＤＱＤはＮＭＲスペクトルを混合してゼロに低下させるが、この処理は、数学的に行なわれ、それにより更なる外乱成分が回避されている。
【００５３】
ＮＭＲスペクトルを周波数ゼロの周りに位置決めするのは、下記のように粗い、細かい、最も細い３つの段差を用いて３つの異なる位置において行なわれる。
【００５４】
１．ｆ０（例えば５ＭＨｚ）の最大周波数段差は、合成器１７ｙにおける数値ＺＧにより発生させられる。
【００５５】
２．ＤＤＳ発生器１６におけるＮＣＯＬ２２は、数値Ｚを用いてより細かい段差を与える。
【００５６】
３．ＤＱＤ１４は、数値ＺＱを用いて最も細かい段差を発生させる。
【００５７】
外乱成分をそれ以上発生させないためのＬＯ周波数の条件を、次に説明する。
【００５８】
例え、第１ＬＯ周波数ｆＬＯ１が選択されたＺ値のため所望の周波数範囲において全く外乱成分を有しないとしても、依然として、関連する混合処理における他のすべてのＬＯ周波数がさらに外乱成分を発生させることがあり得る。これを防止するために、下記のように定義される一定の条件を満たさなければならない。
【００５９】
２つのＬＯ周波数、即ち第１の混合段階１０の場合のｆＬＯ１及びＤＱＤ１４におけるＬＯ周波数を除く周波数合成器１７ｙ（ｆ１、ｆ２及びｎ３・ｆ０）及び受信器３（ｆＬＯ２）におけるＬＯ周波数は、基本周波数ｆ０から導出され、ｆ０の整数倍である。格子ΔｆＲａｓｔｅｒにより与えられるＬＯ周波数を除く、これらのＬＯ周波数を用いて実行される混合処理によりさらに外乱成分が発生するのを防止するためには、基本周波数ｆ０もグリッド間隔周波数ΔｆＲａｓｔｅｒの整数の倍数ｐ倍であれば十分である：
ｆ０＝ｐ・ΔｆＲａｓｔｅｒ
上記の条件は、もしＮＣＯのクロック周波数ｆｓが、ｋが正の整数値である場合のｆ０の整数の倍数２Ｋであれば、自動的に満たされるということを示すことができる：
ｆｓ＝２ｋ・ｆ０［５ａ］
これは簡単に示される：
ｆ０＝ｆｓ／２ｋ＝ｍ・ΔｆＲａｓｔｅｒ／２ｋ＝２ｍ１・ΔｆＲａｓｔｅｒ／２ｋ
ｆ０＝＝２（ｍ１−ｋ）・ΔｆＲａｓｔｅｒ
ΔｆＲａｓｔｅｒがｆ０より以下である限り、ｍ１は、ｋ以上でなければならず、かくして２（ｍ１−ｋ）は、常に整数でなければならない。
【００６０】
要するに、ｆ０がΔｆＲａｓｔｅｒの整数の倍数であり、それ故、混合処理が前記格子により与えられたΔｆＲａｓｔｅｒの間隔周波数を有するもの以外のさらなる外乱成分を全く発生させないことを確実にするためには、下記の条件が満たされねばならない：
ｆｓ＝２ｋ・ｆ０
（式中、
ｋ＝正の整数
ΔｆＲａｓｔｅｒ＝ｆｓ／ｍ≦ｆ０［５ｂ］
ＤＤＳ発生器の出力部での量子化格子の発生を次に説明する。
【００６１】
ＮＣＯＬの出力信号は、基本的にただ１つの特定の周波数成分ｆｏｕｔが確実に発生するようにするために、２つの構成部品２５ａと２５ｂにおいて正弦及び余弦関数に変換されねばならない鋸波形状を有する。この処理を説明すると、出力信号が２π／Ｎを用いて乗算され、それにより図１（ａ）の数値の軸が位相軸になる。ＮＣＯＬの鋸波位相の曲線は、今や２πの周期性のため階段関数Ｆ（ｔ）により置き換えてよい。Ｆ（ｔ）には、期間１／ΔｆＲａｓｔｅｒに亘る単調量の挙動を示すという有利な点がある。次に、位相曲線（２π／Ｎ）・Ｆ（ｔ）の正弦及び余弦関数を計算することにより前記２つの正弦波出力信号が得られる：
Ｚｏｕｔ１＝ｓｉｎ［（２π／Ｎ）・Ｆ（ｔ）］　　　　　　　　　　　　　　　［６ａ］
Ｚｏｕｔ２＝ｃｏｓ［（２π／Ｎ）・Ｆ（ｔ）］　　　　　　　　　　　　　　　［６ｂ］
これらの２つの正弦波信号Ｚｏｕｔ１、Ｚｏｕｔ２は既に図１（ｂ）に示されるものよりもずっと純度が高い周波数スペクトルを有する。もし式［６ａ］及び［６ｂ］の計算を可能な限り高い精度で行なうことができれば、完全な純度をさえ有するであろう。既に、３４ビットの精度は、前記２つの発生信号のスペクトルを、格子成分ΔｆＲａｓｔｅｒが無視できるほど小さく且つクロック周波数ｆｓ及びその高調波並びにクロック周波数により発生する前記２つの信号のミラー周波数の周波数成分のみが外乱周波数成分として存在するであろう程度にクリアにするのには十分であろうが、サンプリング処理においては常にそうである。これらの外乱周波数は、しかし、問題を生じない。なぜならば、それらは２つのローパスフィルタ３２ａ、３２ｂで完全に除去されるからである。
【００６２】
完全な純度の信号の発生は、階段状位相曲線（２π／Ｎ）・Ｆ（ｔ）の数値が正確な直線上にあるであろうことを考慮に入れると容易に理解できる。この直線の勾配ｄφ／ｄｔは、まさに所望の角周波数２π・ｆｏｕｔを与えるであろう。
【００６３】
算出処理は、有限の精度を有しているので、段差の値は、上に又は下に丸めた値であり、正確に、厳密にまっすぐな位相曲線上にあるわけではない。厳密な位相曲線からの偏移は、通常の意味の雑音とは全く無関係な量子化雑音と呼ばれる。なぜならば、位相誤差は、各１／ΔｆＲａｓｔｅｒ毎に繰り返され、間隔ΔｆＲａｓｔｅｒを有する周波数格子として周波数スペクトルに現れる周期的な量子化信号を発生させるからである。この場合、量子化雑音というよりはむしろ量子化格子と呼びたいであろう。
【００６４】
かくして正弦波信号も、ずっと小さい振幅値でのみ、鋸波信号と丁度同じように周波数格子を発生させる。したがって、のこぎり歯関数に基づいてなされたそれまでのすべての計算は、正弦波信号に対しても定性的に有効である。
【００６５】
前述のように、３４ビットの精度は、格子成分を無視できるほど小さく保つのに十分であろう。これは、さらに微調整が可能な純度の高いスペクトルを有する周波数を提供するであろうほとんど理想的なＤＤＳ発生器に導くであろう。ＶＣＯ用の非連続のＺ値を計算する上述の理論はしたがって、もはや必要とされないであろう。
【００６６】
しかし、３４ビットの精度はダイナミックの理由から実現できない。上記２つの正弦関数は、今日のデジタル部品が遅すぎるので実行時に直接計算することはできない。したがって正弦関数はテーブルに保存された非連続の数値を通じて得られねばならず、すべての中間値は、実行時に線形補間により算出されねばならない。線形補間は、正弦関数の計算とは対照的にずっと簡単な計算処理であるのでダイナミックの観点から後者が可能である。
【００６７】
あいにく、計算精度の増大に伴って、正弦関数の必要とされる値の数は非常に大きくなるので、３４ビットの精度の場合、これらの数値の数は今日の標準にとっては許容できないほど大きなメモリを必要とするようなものになるであろう。正弦演算の精度はこの理由で、ＶＣＯからの３４ビットの値のうちの上位１６ビットのみを用いることにより１６ビットに低減されなければならない。この低減された精度は、その場合、量子化効果を防止するのにはもはや十分ではない。
【００６８】
ＮＣＯを用いた送信周波数及び第１ＬＯ周波数の生成を次に説明する。
【００６９】
本発明のＤＤＳ発生器１６ｙは、送信周波数を発生させる１以上のＮＣＯ、例えば２つのＮＣＯ、即ちＮＣＯ１（２１ａ）及びＮＣＯ２（２１ｂ）並びに第１ＬＯ周波数ｆＬＯ１を発生させる単一のＮＣＯＬ２２を備えて成る。ＮＣＯ１は、恒久的にＯＮにされ、必要ならば他のＮＣＯの位相を同期化するための基準位相を提供する。これはＮＣＯ１の現在の位相を他のＮＣＯに伝達することを可能にする２つのスイッチ２３ａ及び２３ｂを用いて行なわれる。
【００７０】
送信フェーズ中に、周波数が１つの値ｆ１から新しい値ｆ２にスイッチされ、そしてまたもとの値ｆ１にスイッチされねばならない特別なＮＭＲ実験がある。これは、もし、単一のＮＣＯが図６（ａ）及び（ｂ）に示すようにスイッチされるならば、それによって実現できる。ｆ１の初期位相は、それにより失われ、受信フェーズ中において位相問題を引き起こすであろう。
【００７１】
２つのＮＣＯを上述の実験に用いるならば、即ち、周波数ｆ１用のＮＣＯ１と周波数ｆ２用のＮＣＯ２を用いるならば、出力がその間外乱なしにその送信を継続したもとのＮＣＯ１にスイッチされるのでｆ１のもとの位相は失われない。ｆ１からｆ２にスイッチするときは、ｆ１の位相は、スイッチ２３ａによりｆ２に伝達することができそれによりスイッチング中の位相飛躍を防止する。これには、実験が純度の高い結果を与えるという利点がある。図７（ａ）及び（ｂ）は、よりよい視覚的理解のために上述の処理を示す。
【００７２】
ＬＯ周波数ｆＬＯ１は、より高いスペクトル純度を有さねばならないＮＣＯＬ２２を用いて発生させられ、かくして本発明のＺ値を用いて制御される。各採取処理の始まりにおいて、即ち、ＦＩＤ（Ｆｒｅｅ　Ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ　Ｄｅｃａｙ（自由誘導減衰））の検出の始まりにおいては、基準発振器ＮＣＯ１（２１ａ）の位相は、コンピュータ１５中で合計可能な位相同期ＦＩＤを発生させるために、スイッチ２３ｂを介してＮＣＯＬに伝達されねばならない。
【００７３】
分光計全体は、やはり、図２のブロック図で表わすことができる。このことは従来技術についても、本発明の回路についても正しい。個別の構成部品は既に従来技術に関連して説明した。
【００７４】
主送信ユニットＴ１を図４に示し、下記に説明する。
【００７５】
４ｙ　主送信ユニットＴ１
１６ｙ　ＤＤＳ発生器
１７ｙ　段差ｆ０（例えば５ＭＨｚ）での周波数変更を可能とする周波数合成器。これらの段差はＰＬＬ発振器３８（ＰＬＬ＝Ｐｈａｓｅ　Ｌｏｃｋ　Ｌｏｏｐ（位相同期ループ））を用いて発生させられ、数値ＺＧで規定される
１９　発生した信号の出力を調整する減衰器
２０　送信フェーズ中に送信周波数ｆＸ１を選択し、受信フェーズ中にＬＯ周波数ｆＬＯ１を選択するスイッチ
２１ａ　恒久的に発振し、２つの他のＮＣＯ２１ｂ及び２２に基準位相を提供するＮＣＯ。このＮＣＯ及びＮＣＯ２１ｂは、励起パルス用の所望の送信周波数を発生させる
２１ｂ　ＮＣＯ２１ａとともに、励起パルス用の所望の送信周波数を発生させるＮＣＯ
２２　第１ＬＯ周波数ｆＬＯ１を発生させるＮＣＯ
２３ａ、２３ｂ　ＮＣＯ２１ａの基準位相をＮＣＯ２１ｂ及び２２に伝達るするためのスイッチ
２４　所望のＮＣＯを選択するスイッチ
２５　減衰器１９の位相誤差を補正するために位相補正を加える加算段階
２６ａ、２６ｂ　入力される鋸波信号を正弦又は余弦関数に変換する２つの信号変換器
２７ａ、２７ｂ　２つの正弦波信号の振幅依存性を規定する２つの乗算器
２８ａ、２８ｂ　デジタル信号をアナログ信号に変換する２つのデジタル−アナログ変換器
２９　スイッチ２４と組み合わされ、減衰器１９用の所望の減衰値を規定するスイッチ。ＮＣＯ１、ＮＣＯ２又はＮＣＯＬがスイッチ２４で選択されているかに応じて、前記スイッチ２９により対応する減衰値Ｐ１、Ｐ２又はＰＬが選択される
３０ａ　所望の減衰値の関数として減衰器１９の位相誤差を含むＲＡＭメモリ
３０ｂ　所望の減衰値の関数として減衰器１９の減衰誤差を含むＲＡＭメモリ
３１　振幅変調ａ（ｔ）をオン・オフするスイッチ。オフ状態では、値０が乗算器２７ａ、２７ｂに提供されてそれらが値０を次に送るようにし、それにより信号の完全な抑制を行なう
３２ａ、３２ｂ　クロック周波数ｆｓ及びその高調波並びにクロック周波数により発生するミラー周波数を抑制するためにサンプリング処理毎に必要とされる２つのローパスフィルタ
３３ａ、３３ｂ　ＬＯ周波数ｆ１（例えば１６０ＭＨｚ）の値により信号の上方への混合を行なうクアドラチュア混合段階
３５　クアドラチュア混合段階３３ａ、３３ｂに属する加算段階
３６　ＬＯ周波数ｆ２（例えば７２０ＭＨｚ）の値により信号の上方への混合を行なう混合段階
３７　ｆ０の倍数を供給するＰＬＬ発振器３８により供給されるＬＯ周波数を用い、信号を下方に混合し、もし必要ならば上方に混合する混合段階
３８　混合段階３７用にＬＯ周波数を発生させるＰＬＬ発振器。ＬＯ周波数は、例えば８６５ＭＨｚと１５００ＭＨｚとの間で５ＭＨｚの段差で調整可能であり、その場合、所望の設定は数値ＮＧにより行なわれる。
【００７６】
本発明によれば、ＮＭＲ（核磁気共鳴）分光計、特に、ＬＯ（局部発振器）周波数、例えば、第１ＬＯ周波数ｆＬＯ１を発生させるＮＣＯＬ（数値制御発振器）を含むＤＤＳ（ダイレクトデジタル合成）発生器を備えて成る高分解能ＮＭＲ分光計を動作させる方法であって、ＤＤＳ発生器中のＮＣＯＬの周波数が数値Ｚの入力によりおいて規定される方法において、数値Ｎが式　Ｎ＝ｎ・Ｎ／ｍ（式中Ｚ、ｎ、Ｎ及びｍは、正の整数であり、Ｎは、正の整数の指数を有する２の冪であり、当該指数は、算出処理時のビットの最大数を表し、ｍは、約２ｆｓ／ΔＢであり、ｎは、約ｍ・ｆｏｕｔ／ｆｓであって、ｍは、ｎ・Ｎの公約数であり、ｆｓはＮＣＯＬ（２２）のクロック周波数であり、ΔＢは、高スペクトル純度を有する所望の帯域幅であり、ｆｆｏｕｔは、ＮＣＯＬ（２２）の出力周波数である）を満足する値のみをとるように選択されるので、ＤＤＳ発生器を用いたＮＭＲ実験において、特にＮＭＲスペクトルの周波数範囲において可能な限り量子化雑音が除去される。
【００７７】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、少なくとも２つのＮＣＯが存在すれば、１つはＦＩＤ信号を検出するのに用いられる位相情報を供給するのに利用でき、他方は、送信フェーズ中の送信周波数を変化させるのに利用することができる。これにより、複数の周波数の波を位相のずれなく発生させることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】（ａ）は、本発明により動作するＤＤＳ発生器の出力信号の時間関数を示す図であり、（ｂ）は、（ａ）と関連する周波数成分を示す図である。
【図２】従来技術に係る現代のＮＭＲ分光計の構成を示す略図である。
【図３】従来技術のＮＭＲ分光計の主送信ユニットの動作図をしめす。
【図４】本発明の主送信ユニットの略図である。
【図５】（ａ）は、ＮＣＯの位相入力での信号を示す図であり、（ｂ）は、ＮＣＯの出力信号に対する（ａ）の位相信号の影響を示す図である。
【図６】（ａ）は、ＮＣＯの周波数入力部での信号を示す図であり、（ｂ）は、ＮＣＯの出力信号に対する（ａ）の周波数信号の影響を示す図である。
【図７】（ａ）は、周波数ｆ１を有するＮＣＯ１の出力信号を示す図であり、（ｂ）は、周波数ｆ２を有するＮＣＯ２の出力信号を示す図であり、（ｃ）は、（ａ）及び（ｂ）の総和信号を示す図である。
【符号の説明】
１　送信部
２　プローブヘッド
３　受信部
４　主送信ユニットＴ１
７　加算部
１０　第１混合段階
１１　ＩＦ増幅器
１２　クアドラチュア検出器
１３ａ、１３ｂ　アナログ−デジタル変換器
１４　デジタルクアドラチュア検出器
１５　コンピュータ
４ｙ　主送信ユニットＴ１
１６ｙ　ＤＤＳ発生器
１７ｙ　周波数合成器
１９　減衰器
２０　スイッチ
２１ａ　ＮＣＯ１
２１ｂ　ＮＣＯ２
２２　ＮＣＯＬ
２３ａ、２３ｂ　スイッチ
２４　スイッチ
２５　加算段階
２６ａ、２６ｂ　信号変換器
２７ａ、２７ｂ　乗算器
３０ａ　ＲＡＭメモリ
３０ｂ　ＲＡＭメモリ
【図１】
2004004089.tif 000003
【図２】
2004004089.tif 000004
【図３】
2004004089.tif 000005
【図４】
2004004089.tif 000006
【図５】
2004004089.tif 000007
【図６】
2004004089.tif 000008
【図７】
2004004089.tif 000009