(57)【要約】【課題】送信信号の帯域内に存在する歪成分に対して最適な歪補償を実現する。【解決手段】入力端子１から入力されたＩＦ信号の包絡線レベルを包絡線検波部１０でし、検出した包絡線レベルに応じた歪補償信号を歪生成部１１で生成し、生成した歪補償信号に帯域通過フィルタ１４および全帯域通過フィルタ１５で振幅及び位相に対する周波数特性を与え、この振幅及び位相に対する周波数特性が与えられた歪補償信号を加算器４で電力増幅器６に入力する信号に加えることにより、電力増幅器６で発生する歪成分が有する周波数特性と同様の周波数偏移を与えた歪補償信号によって歪補償動作を行う。【選択図】  図１
2004320185.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力増幅器の非線型性によって生じる相互変調歪を補償するための前置歪補償回路を有する前置歪補償電力増幅装置において、
入力信号の包絡線レベルを検出する手段と、
検出した包絡線レベルに応じた歪補償信号を生成する手段と、
生成した歪補償信号に振幅及び位相に対する周波数特性を与える手段と、
振幅及び位相に対する周波数特性が与えられた歪補償信号を電力増幅器に入力する入力信号に加える手段と、を有することを特徴とする前置歪補償電力増幅装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、有線通信や無線通信の通信装置に広く用いられる電力増幅装置に関し、特に、電力増幅器の非線型性によって生じる相互変調歪を補償する前置歪補償（プリディストーション：ＰＤ）を行う電力増幅装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
例えば、ＵＨＦ帯以上と言ったような高周波信号を用いた通信装置の送信機において、変調方式にＱＡＭ等の線形変調方式が用いられる場合には、通常、その送信信号の電力増幅装置はＡ級電力増幅器、あるいはＡＢ級電力増幅器で構成される。
このような線形変調方式を用いて有線伝送や無線伝送を行う場合において、Ａ級電力増幅器はその線形性が良好で発生する相互変調歪は少ないが、電源効率が低い。これに比して、電力増幅器をＡＢ級で動作させることで電源効率は改善するが、線形性が劣悪なためＡ級電力増幅器よりも高いレベルの相互変調歪が発生する。
【０００３】
この相互変調歪は自身の信号劣化のみならず、不要輻射として他の通信システムに対する妨害波ともなるため、特に無線通信装置ではそのレベルが電波法等により厳しく規制されている。
このため、電力増幅器の高効率化と不要輻射の低減を同時に実現するために、歪補償機能を有する種々な電力増幅装置が提案され、また、実用化されており、その方式にはフィード・フォワード方式、プリディストーション方式（以下ＰＤ方式）と呼ばれるものがある（特許文献１参照。）。
【０００４】
このうちＰＤ方式は、歪補償のための余分な増幅器を必要とせず、フィード・フォワード方式よりも高効率化が図れるが、その一方で、特にＡＢ級電力増幅器において生じる相互変調歪の非対称性も考慮した精度の高い歪補償が困難となっている。
これに対して、ＰＤ方式で２系統の歪補償部を有することにより、高精度な歪補償を実現しようとする提案がなされている（特願２００２―１８９２４６参照。）。
【０００５】
以下、この従来の提案について図６を用いて説明する。
入力端子１からは、変調波あるいは変調された中間周波信号（ＩＦ信号）が入力されるが、本従来例では変調されたＩＦ信号が入力されるものとする。入力端子１から入力されたＩＦ信号はＡＤ変換器１７でデジタル信号化されて信号分配器２に入力される。信号分配器２で分配されたＩＦ信号の一方は包絡線検波部１０に入力され、他方は遅延素子３、第一の可変位相器２８、第一の可変減衰器２９、第二の可変位相器３０、第二の可変減衰器３１を介してＤＡ変換器１８に入力される。
【０００６】
ＤＡ変換器１８でアナログ信号に変換されたＩＦ信号は周波数変換器５で実際に通信に用いられる高周波帯に周波数変換され、電力増幅器６に入力される。この高周波信号は、電力増幅器６で所定の送信電力まで増幅された後、信号分配器７を介して出力端子８から出力される。
ここで、前述したように、通常、電力増幅器６はＡＢ級となるようにその動作点が設定されており、歪補償を行わなければ、相互変調歪が不要輻射電力として送出されてしまう。
そこで、第一の可変位相器２８、第一の可変減衰器２９、第二の可変位相器３０、第二の可変減衰器３１によって、電力増幅器６で発生する相互変調歪を相殺するような歪成分を付加することで歪補償を行う。以下、この歪補償の詳細な動作について説明する。
【０００７】
信号分配器２で分配されたＩＦ信号のうちの一方は包絡線検波部１０に入力されて、変調波信号のレベルが検出される。電力増幅器６で発生する相互変調歪は、入力される信号の包絡線レベルによってそのレベルおよび位相が異なる。
ここで、電力増幅器６における歪発生の原因について述べる。図７は一般的な電力増幅器における振幅および位相の入出力特性を示すものである。
【０００８】
図７中の破線で示す特性は電力増幅器６に要求される理想特性であり、この破線に示す特性であれば相互変調歪は発生しないが、現実には振幅特性においては実線Ｐｏに示すように徐々に利得が低下し、ある出力電力で飽和してしまう。また、それに伴い位相特性も実践Ｐｈに示すように変化する。
これらの特性をそれぞれＡＭ―ＡＭ変換特性、ＡＭ―ＰＭ変換特性と言い、包絡線変動がある信号を増幅すると、ＡＭ―ＡＭ変調特性では等価的にＡＭ変調（振幅変調）が、ＡＭ―ＰＭ変換特性では等価的にＰＭ変調（位相変調）が掛けられることになる。このことにより電力増幅器の出力スペクトルが広がり、相互変調歪となって現れる。
【０００９】
そのため、図７中の破線で示すように、歪補償部ではこれらＰｏ、Ｐｈの逆特性Ｐｏｃ、Ｐｈｃを有する歪成分を付加することで、電力増幅器６で生じる相互変調歪を相殺する。
ここで、ＡＢ級電力増幅器では、基本信号の高域側に発生する相互変調歪と、低域側に発生する相互変調歪では、そのレベルおよび位相が必ずしも同じ特性にはならないことが知られている。このため本従来例では、歪発生部１１が高域側の相互変調歪に対する補償特性と、低域側の相互変調歪に対する補償特性をそれぞれ有し、包絡線検波部１０から入力されるＩＦ信号の包絡線レベルに基づいて補償データをそれぞれの歪補償部２８、２９、３０、３１に出力する。
【００１０】
これにより、高域側の相互変調歪を第一の可変位相器２８および第一の可変減衰器２９で補償し、低域側の相互変調歪に対しては、第二の可変位相器３０および第二の可変減衰器３１で補償することができる。
なお、遅延素子３は、分配器２から包絡線検波部１０、歪発生部１１を介して各歪補償部、すなわち第一の可変位相器２８、第一の可変減衰器２９、第二の可変位相器３０、第二の可変減衰器３１に至る系と同じ遅延時間を与えるためのものである。
【００１１】
さらに、電力増幅器６の出力の状態をモニタすることで、周囲温度変化や、経時変化に対応することが可能となる。信号分配器７では、電力増幅器６の出力信号からモニタ用の信号を分配し、周波数変換部１９に入力する。周波数変換部１９において適当な周波数に変換された信号は信号分配器２２によって２経路の信号に分配され、分配された信号はそれぞれ帯域通過フィルタ２３、２４に入力される。
【００１２】
図５はこの時の周波数変換後の送信信号および相互変調歪と帯域通過フィルタ２３、２４の周波数特性を示すものである。帯域通過フィルタ２３の通過帯域は、図５中のＢＰＦ２で示されるような、電力増幅器６で発生した高域側の相互変調歪が発生する周波数帯であり、帯域通過フィルタ２４の通過帯域は、図５中のＢＰＦ１で示されるような、低域側の相互変調歪が発生する周波数帯となっている。
【００１３】
それぞれの帯域通過フィルタ２３、２４を通過した歪成分をそれぞれＡＤ変換器２６、２７でデジタル信号化する。制御部１７ではスイッチ２５で高域側と低域側とを切換ながら高域側相互変調歪と低域側相互変調歪とのレベルをモニタし、それぞれの歪成分が最小となるように歪発生量を決めるデータを求め、歪発生部１１が保持する補償データを随時書き換え、これにより、常に最適な歪補償を行う。
【００１４】
【特許文献１】
特開２０００―２６１２５２号公報
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
上記の従来例では、電力増幅器で発生する相互変調歪の周波数によるレベルおよび位相の非対称性に対して、複数の歪補償部を有するため、それぞれの周波数特性が干渉し合い、モニタされていない主たる信号が存在する周波数領域では、必ずしも最適な歪補償動作にならないと言う問題がある。すなわち、不要輻射となる送信信号の帯域外の歪成分に対しては最適な補償が行われていても、送信信号の帯域内に存在する伝送劣化の原因となる歪成分に対して最適状態となっているとは限らない。
また、自動制御を行う場合に、それぞれの歪補償部を個別に制御するため、制御パラメータが多くなり、収束時間も増加してしまと言う問題がある。
【００１６】
本発明は、上記従来の事情に鑑みなされたもので、送信信号の帯域内に存在する伝送劣化の原因となる歪成分に対して最適な歪補償を実現することを目的としている。
また、本発明は、制御パラメータの増加を押さえつつ、歪補償を行おうとする全周波数帯域に亘って、高速かつ高精度な歪補償を行うことを目的とする。
なお、本発明の更なる目的は以下に説明するところにより明らかである。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記の問題を解決するため、包絡線信号より求めた歪補償信号に電力増幅器で発生する歪成分が有する周波数特性と同様の周波数偏移を与え、当該歪補償信号によって歪補償動作を行うようにしている。
また、本発明は、包絡線信号より求めた歪補償信号を入力ＩＦ信号と同じ中間周波帯に周波数変換し、電力増幅器で発生する歪成分が有する周波数特性と同様の周波数偏移を与え、中間周波帯で歪補償動作を行うようにしている。
【００１８】
より具体的には、本発明は、電力増幅器の非線型性によって生じる相互変調歪を補償するための前置歪補償回路を有する前置歪補償電力増幅装置であり、入力信号の包絡線レベルを検出する手段と、検出した包絡線レベルに応じた歪補償信号を生成する手段と、生成した歪補償信号に振幅及び位相に対する周波数特性を与える手段と、振幅及び位相に対する周波数特性が与えられた歪補償信号を電力増幅器に入力する入力信号に加える手段と、を有し、電力増幅器で発生する歪成分が有する周波数特性と同様の周波数偏移を与えた歪補償信号によって歪補償動作を行う。
【００１９】
また、本発明に係る前置歪補償電力増幅装置では、歪補償信号に振幅及び位相に対する周波数特性を与える処理を、入力信号と同じ中間周波数帯で行って高精度な歪補償を行う。
また、本発明に係る前置歪補償電力増幅装置は、電力増幅器からの出力信号の包絡線レベルを検出する手段と、電力増幅器の出力信号の包絡線レベルと前記検出した入力信号の包絡線レベルとを比較した結果に基づいて、前記歪補償信号に与える振幅及び位相に対する周波数特性を調整する手段と、を有し、高精度な歪補償を自動制御する。
また、本発明に係る前置歪補償電力増幅装置は、電力増幅器からの出力信号に含まれる相互変調歪を検出する手段と、検出した相互変調歪のレベルに基づいて、前記歪補償信号に与える振幅及び位相に対する周波数特性を調整する手段と、を有し、高精度な歪補償を自動制御する。
【００２０】
【発明の実施の形態】
本発明を実施例に基づいて具体的に説明する。なお、図６に示した従来例と同様な部分には同一符号を付してある。
以下に示す実施例では、入力端子１から入力される信号は変調されたＩＦ信号としているが、本発明はこれに限らず種々な信号に適用しても所期の効果を得ることができる。また、以下に示す実施例のようにＡＢ級の電力増幅器６に適用するのが効果的であるが、本発明はこれに限らず他の形式の電力増幅器に適用しても所期の効果を得ることができる。
【００２１】
図１には、本発明の第１実施例に係る前置歪補償電力増幅装置を示してある。
入力端子１は分配器２を介して遅延素子３と包絡線検波部１０とに接続される。遅延素子３は、加算器４、周波数変換部５、電力増幅器６を介して分配器７と接続される一方、包絡線検波部１０は歪発生部１１を介して周波数変換部１３と接続され、また、制御部１６と接続される。
【００２２】
周波数変換部１３は、帯域制限フィルタ（ＢＰＦ）１４、全域通過フィルタ（ＡＰＦ）１５を介して加算器４と接続され、また、周波数変換部１３には歪成分を発信するための発振器１２が接続される。
また、分配器７は出力端子８と接続される一方、包絡線検波部９を介して制御部１６と接続され、制御部１６は、帯域通過フィルタ１４および全域通過フィルタ１５と接続される。
【００２３】
次に、本実施例の動作について説明する。
入力端子１からは、変調されたＩＦ信号が入力され、分配器２で遅延素子３に入力される経路と包絡線検波部１０に入力される経路とに２分配される。
遅延素子３に入力されたＩＦ信号は所定の遅延量を与えられた後、加算器４を介して周波数変換部５に入力され、実際に通信に用いられる高周波信号に周波数変換される。なお、遅延素子３は、分配器２から包絡線検波部１０、歪発生部１１、周波数変換部１３、帯域制限フィルタ１４、全域通過フィルタ１５を介して加算器４に至る系と同じ遅延時間を与える。
【００２４】
周波数変換部５の出力である高周波信号は電力増幅器６で所望の電力まで増幅され、分配器７を介して出力端子８より送信信号として出力される。
前述したように電力増幅器６ではその非線形性により相互変調歪が生じるため、加算器４において電力増幅器６で発生する相互変調歪を相殺する補償信号を付加し、歪補償を行う。
【００２５】
歪発生部１１で生成されて加算器４で付加される補償信号の生成について、図２を用いて説明する。
まず、入力端子１から入力されるＩＦ信号を図２（ａ）の実線で示すような２△ωだけ周波数が異なる２波の搬送波でモデル化し、電力増幅器６で発生する高域側と低域側の相互変調歪が中心周波数ωｃに対して対称であると仮定する。
発生する相互変調歪は図２（ａ）の破線で示す信号となり、その周波数成分は３次相互変調歪（以下、ＩＭ３）ではωｃ＋３△ω、５次相互変調歪（以下、ＩＭ５）ではωｃ＋５△ωとなる。さらに、この信号の包絡線の周波数成分は図２（ｂ）のように表すことができる。入力信号の１波あたりのレベルをＡとすると、各周波数成分の信号は近似的に以下の式で示すようになる。
【００２６】
【数１】
△ω：Ａ×ｅｊ△ω  ・・（１．１）
【００２７】
【数２】
３△ω：  α３×Ａ３×ｅｊ（３△ω＋β３）  ・・（１．２）
【００２８】
【数３】
５△ω：  α５×Ａ５×ｅｊ（５△ω＋β５）  ・・（１．３）
【００２９】
これらの式のうち、（１．２）式および（１．３）式で示される信号成分のα３、α５およびβ３、β５の最適値を求めることで、補償信号が得られる。なお、この最適値は分配器７からのモニタ信号に基づいて制御部１６で求められ、歪発生部１１に設定される。
ここで、これらの補償信号で、直接、ＩＦ信号に変調をかければ、ある程度の歪補償は可能となるが、それだけではＩＦ信号の中心周波数ωｃに対して、上下対称となる歪補償信号しかえられず、電力増幅器６の動作点がＡＢ級に設定されてその相互変調歪に周波数特性がある場合には、高精度な歪補償動作は得られない。
【００３０】
そのため、本実施例では、（１．２）式および（１．３）式で得られた歪補償信号を周波数変換部１３で入力信号と同じＩＦ周波数に周波数変換し、その信号を帯域通過フィルタ１４に入力する。
この帯域通過フィルタ１４はその中心周波数が調整できるものであり、フィルタの中心周波数をＩＦ信号の中心周波数に対しオフセットを持たせることで、レベル（振幅）の周波数非対称性を持たせることができる。なお、本実施例では、帯域通過フィルタ１４を歪補償信号に振幅に対する周波数特性を与える手段として用いているが、同様な信号処理を実現する他の手段を用いてもよい。
【００３１】
帯域通過フィルタ１４から出力された歪補償信号はさらに全域通過フィルタ１５に入力される。
全域通過フィルタ１５は振幅に対しては周波数特性を持たず、位相に関してのみ周波数特性を有するものであり、その定数を適宜変更することにより、歪補償信号の位相成分に対して周波数非対称性を持たせることができる。なお、本実施例では、全帯域通過フィルタ１５を歪補償信号に位相に対する周波数特性を与える手段として用いているが、同様な信号処理を実現する他の手段を用いてもよい。
【００３２】
全域通過フィルタ１５の出力である歪補償信号を加算器４でＩＦ信号にあらかじめ加えることにより、当該ＩＦ信号を電力増幅器６で電力増幅することにより発生する相互変調歪を相殺することができる。
なお、帯域通過フィルタ１４と全域通過フィルタ１５との順を逆にして、位相に関する非対称性を与えてから振幅に対する非対称性を与えるようにしてもよい。
【００３３】
さらに、周囲温度や経年変化等に対応するため、電力増幅器６の出力電力の一部を分配器７で取り出し、包絡線検波部９でその包絡線レベルを求める。そして、この包絡線レベルの情報に基づいて、制御部１６が、歪発生部１１におけるα３、α５、β３、β５と、帯域通過フィルタ１４、全域通過フィルタ１５の定数を自動調整して最適化する。
なお、最適か否かを判断する方法としては、例えば、包絡線検波部１０の出力信号と包絡線検波部９の出力信号とを比較し、その差を電力増幅器６で発生した相互変調歪として、この差を小さくするように各値を制御する方法がある。
【００３４】
図３には、本発明の第２実施例に係る前置歪補償電力増幅装置を示してある。
入力端子１はＡＤ変換器１７、分配器２を介して遅延素子３と包絡線検波部１０とに接続される。遅延素子３は、加算器４、ＤＡ変換器１８、周波数変換部５、電力増幅器６を介して分配器７と接続される一方、包絡線検波部１０は歪発生部１１を介して周波数変換部１３と接続されるとともに制御部１６に接続される。
【００３５】
周波数変換部１３は、帯域制限フィルタ１４、全域通過フィルタ１５を介して加算器４と接続され、発振器１２は周波数変換部１３と接続される。分配器７は出力端子８と接続される一方、周波数変換部１９、ＡＤ変換器２０、包絡線検波部９を介して、制御部１６と接続され、制御部１６は帯域通過フィルタ１４および全域通過フィルタ１５、さらには歪発生部１１と接続される。
【００３６】
次に、本実施例の動作について説明する。
本実施例は前述の第１実施例における歪補償信号の生成および制御、さらには、分配器２、遅延素子３、包絡線検波部９および１０、発振器１２、周波数変換部１３、帯域通過フィルタ１４、全域通過フィルタ１５等の構成要素をデジタル化したものであり、各構成要素の基本的な処理は第１実施例と同様である。
このようにデジタル化することにより、遅延素子３をアナログ回路で構成する場合、伝送線路を多用することになり装置全体の小型化や無調整化に限界があるが、遅延素子３をデジタル回路化することができるので装置全体の小型化や無調整化が容易に実現できる。
【００３７】
入力端子１から入力されたＩＦ信号はＡＤ変換器１７でデジタル信号化され、分配器２に入力される。分配器２では包絡線検波部１０と遅延素子３とに信号を入力し、遅延素子３からのデジタル信号は加算器４を介してＤＡ変換器１８でアナログ信号に変換される。アナログ信号化されたＩＦ信号は、周波数変換部５で実際に通信に用いられる高周波帯に周波数変換され、電力増幅器６で所望の送信電力まで増幅された後、分配器７を介して出力端子８から出力される。
【００３８】
分配器７では、出力端子８に送信信号を出力する一方で周波数変換部１９に電力増幅器６の出力電力の一部を入力する。一般に高周波信号、特にＵＨＦ帯以上である数百ＭＨｚあるいは数ＧＨｚ以上の高周波信号を直接デジタル信号化するのは困難であるため、この周波数変換部１９で例えばＩＦ周波数まで周波数変換を行う。
そして、前述の第１実施例と同様にして、入力ＩＦ信号の包絡線レベルに応じて生成された歪補償信号に振幅及び位相に対する周波数特性を与え、この振幅及び位相に対する周波数特性が与えられた歪補償信号を電力増幅器６に入力する入力ＩＦ信号に加えることにより、最適な歪補償を実現する。
【００３９】
図４には、本発明の第３実施例に係る前置歪補償電力増幅装置を示してある。
前述した第１実施例と第２実施例では、入力ＩＦ信号の包絡線レベルと電力増幅器６の出力信号、即ち歪が発生した信号の包絡線レベルとを制御部１６で比較し、その差信号を自動制御の良否判定に用いるようにしているが、本実施例では、電力増幅器６の歪成分のみを抽出して、その歪レベルを用いて制御部１６が自動調整を行うようにしている。
【００４０】
入力端子１はＡＤ変換器１７、分配器２を介して遅延素子３と包絡線検波部１０とに接続される。遅延素子３は、加算器４、ＤＡ変換器１８、周波数変換部５、電力増幅器６を介して分配器７と接続される一方、包絡線検波部１０は歪発生部１１を介して周波数変換部１３と接続される。
なお、本実施例では、入力ＩＦ信号の包絡線レベルを自動制御に用いないことから、包絡線検波部１０と制御部１６との間は接続されない。
【００４１】
周波数変換部１３は、帯域制限フィルタ１４、全帯域通過フィルタ１５を介して加算器４と接続され、発振器１２は周波数変換部１３と接続される。分配器７は出力端子８と接続される一方、周波数変換部１６、分配器２２を介して帯域通過フィルタ２３、２４と接続される。
帯域通過フィルタ２３、２４は、切換スイッチ２５、ＡＤ変換器２０、歪検出部２１を介して制御部１６と接続され、制御部１６は、帯域通過フィルタ１４および全帯域通過フィルタ１５と接続される。
【００４２】
次に、本実施例の動作について説明するが、入力端子１から電力増幅器６に至る系、分配器２から加算器４に至る系、および、制御部１６から帯域通過フィルタ１４および全帯域通過フィルタ１５に至る系の動作は前述の第２実施例と同様であるので、歪補償信号の最適化に関する動作についてのみ説明する。
電力増幅器６で歪が発生した信号の一部を分配器７で取り出し、周波数変換部１９で適当な周波数（本例では、ＩＦ周波数）に変換する。周波数変換部１９の出力は分配器２２を介して２つの帯域通過フィルタ２３、２４に入力される。
【００４３】
これらの帯域通過フィルタ２３、２４の通過帯域は、電力増幅器６の出力スペクトルと各帯域通過フィルタの通過特性との関係を示す図５を用いて前述したように、帯域通過フィルタ２３は上側相互変調歪の周波数に、帯域通過フィルタ２４は下側相互変調歪の周波数にそれぞれ合わせてある。これら帯域通過フィルタ２３、２４の出力信号を制御部１６からの制御信号でスイッチ２５を切換ながらＡＤ変換器２０にてデジタル信号化し、歪レベル検出部２１に入力する。制御部１６では、歪レベル検出部２１で検出される歪レベルが最小となるように帯域通過フィルタ１４および全帯域通過フィルタ１５の係数を制御する。
【００４４】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によると、電力増幅器で発生する歪成分が有する周波数特性と同様の周波数偏移を与えた歪補償信号で補償動作を行うため、送信信号の帯域内に存在する伝送劣化の原因となる歪成分に対して最適な補償動作が得られる。さらに、歪補償信号による補償動作を中間周波帯で行うため、自動制御を行う場合の制御パラメータを減らすことができ、歪補償を行おうとする全周波数帯域に亘って高速かつ高精度な歪補償が実現される。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例に係る前置歪補償電力増幅装置の構成図である。
【図２】電力増幅器の歪と歪発生部で生成する補償信号の関係を説明する図である。
【図３】本発明の第２実施例に係る前置歪補償電力増幅装置の構成図である。
【図４】本発明の第３実施例に係る前置歪補償電力増幅装置の構成図である。
【図５】歪補償部の自動制御方法を説明する図である。
【図６】従来例に係る前置歪補償電力増幅装置の構成図である。
【図７】プリディストーション方式の歪補償動作を説明する図である。
【符号の説明】
１：入力端子、  ２：分配器、
３：遅延素子、  ４：加算器、
５：周波数変換部、  ６：電力増幅器、
７：分配器、  ８：出力端子、
９、１０：包絡線検波部、  １１：歪発生部、
１２：局部発振器、  １３：周波数変幹部、
１４：帯域通過フィルタ、  １５：全域通過フィルタ、
１６：制御部、  ２１：歪レベル検出部、
【図１】
2004320185.tif 000003
【図２】
2004320185.tif 000004
【図３】
2004320185.tif 000005
【図４】
2004320185.tif 000006
【図５】
2004320185.tif 000007
【図６】
2004320185.tif 000008
【図７】
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