(57)【要約】【課題】ミキサ回路とフィルタ回路とを有する周波数変換装置において、ミキサ回路において安定的にダウンコンバートを可能とした周波数変換装置を提供する。【解決手段】ミキサ回路に接続した発振回路には発振周波数を調整する第１の調整手段を設けるとともに、フィルタ回路にはカットオフ周波数を調整する第２の調整手段を設け、第１の調整手段と第２の調整手段とを制御する調整回路を設ける。さらに、第１の調整手段と第２の調整手段とを同一構成とする。または、第１の調整手段及び第２の調整手段は、抵抗値切替え用の複数のスイッチを有する可変抵抗回路であって、第１の調整手段と第２の調整手段とは同数のスイッチを有し、第１の調整手段におけるスイッチの入切状態と、第２の調整手段におけるスイッチの入切状態とを同一とする。【選択図】    図１
2004343508.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ミキサ回路とフィルタ回路とを有する周波数変換装置において、
前記ミキサ回路に接続した発振回路には発振周波数を調整する第１の調整手段を設けるとともに、
前記フィルタ回路にはカットオフ周波数を調整する第２の調整手段を設け、
前記第１の調整手段と前記第２の調整手段とを制御する調整回路を設けたことを特徴とする周波数変換装置。
【請求項２】
前記第１の調整手段と前記第２の調整手段とを同一構成としたことを特徴とする請求項１記載の周波数変換装置。
【請求項３】
前記第１の調整手段及び前記第２の調整手段は、抵抗値切替え用の複数のスイッチを有する可変抵抗回路であって、前記第１の調整手段と前記第２の調整手段とは同数の前記スイッチを有し、前記第１の調整手段における前記スイッチの入切状態と、前記第２の調整手段における前記スイッチの入切状態とを同一としたことを特徴とする請求項１記載の周波数変換装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ミキサ回路とフィルタ回路とを有する周波数変換装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、ＧＰＳ（Ｇｌｏｂａｌ  Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ  Ｓｙｓｔｅｍ）受信機では、図５に示すように、人工衛星からのスペクトラム拡散されたＲＦ信号をアンテナ１００で受信し、このＲＦ信号を周波数変換装置２００によって所要のＩＦ信号２００ｓに変換し、このＩＦ信号２００ｓをＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）３００に入力してスペクトラム逆拡散を行うことによって所要の情報を得るべく構成している（例えば、特許文献１参照。）。
【０００３】
ここで、周波数変換装置２００は、第１フィルタ回路２１０と、増幅回路２２０と、ダウンコンバート回路２３０と、第２フィルタ回路２４０と、コンパレータ回路２５０とを直列に接続して構成しており、コンパレータ回路２５０で生成した最終的なＩＦ信号２００ｓをＤＳＰ３００に入力すべく構成している。
【０００４】
特に、ダウンコンバート回路２３０は、並列接続した第１ダウンコンバート回路２３０ａと、第２ダウンコンバート回路２３０ｂとで構成したダブルコンバージョン型としており、第１ダウンコンバート回路２３０ａは、第１ミキサ回路２３１ａと、第３フィルタ回路２３２ａと、第２ミキサ回路２３３ａとを直列に接続して構成しており、第２ダウンコンバート回路２３０ｂは、第３ミキサ回路２３１ｂと、第４フィルタ回路２３２ｂと、第４ミキサ回路２３３ｂとを直列に接続して構成している。２３０ｃは、第１ダウンコンバート回路２３０ａと第２ダウンコンバート回路２３０ｂとでダウンコンバートした信号の加算処理を行う加算回路である。
【０００５】
そして、第１ミキサ回路２３１ａ及び第３ミキサ回路２３１ｂには第１発振回路２３０ｄで生成した所要の発振周波数の信号２３０ｄｓを入力し、第２ミキサ回路２３３ａ及び第４ミキサ回路２３３ｂには第２発振回路２３０ｅで生成した所要の発振周波数の信号２３０ｅｓを入力して、信号のダウンコンバートを行っている。なお、第２ミキサ回路２３３ａ及び第４ミキサ回路２３３ｂに入力する信号２３０ｅｓは、第１ミキサ回路２３１ａ及び第３ミキサ回路２３１ｂに入力する信号２３０ｄｓに対して位相を９０度だけずらしている。図５中、２７０ｓは第１発振回路２３０ｄに入力する制御電圧信号であり、２８０ｓは第２発振回路２３０ｅに入力する制御電圧信号である。
【０００６】
第１発振回路２３０ｄ及び第２発振回路２３０ｅには、図６に示すように、奇数個のインバータ回路３１０を直列に接続して構成した制御電圧型リングオシレータを用いている。かかるリングオシレータには、図示していないＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ  Ｌｏｃｋｅｄ  Ｌｏｏｐ）回路からされた制御電圧信号を入力するバッファ３２０を設け、さらに、このバッファ３２０から出力された電圧を電流に変換する電流変化用抵抗３３０を設けている。電流変化用抵抗３３０は所定の抵抗値の抵抗体で構成している。このようなリングオシレータは、消費電力が少ないという利点があって、１〜数十ＭＨｚといった比較的低い周波数の信号を生成する場合にはよく用いられており、しかもインダクタを用いないことによって周波数変換装置２００を小型化することができる。そのため、近年では、ＧＨｚの周波数でも使用されるようになっている。
【０００７】
【特許文献１】
特開平０８−２６２１２２公報
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記したリングオシレータからなる第１発振回路及び第２発振回路では、同第１発振回路及び同第２発振回路を構成している抵抗及びコンデンサの製造バラツキに起因して第１発振回路及び第２発振回路に入力した制御電圧信号に対して出力される出力信号の発信周波数のバラツキが大きく、図７の制御電圧型リングオシレータからなる発振回路における制御電圧−発振周波数特性図に示すように、制御電圧−発振周波数特性直線の傾きＫＶＣＯ［Ｈｚ／Ｖ］が大きく変化し、所定の発振周波数ｆ１’に対する制御電圧範囲が広くなるという問題があった。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
そこで、本発明の周波数変換装置では、ミキサ回路とフィルタ回路とを有する周波数変換装置において、ミキサ回路に接続した発振回路には発振周波数を調整する第１の調整手段を設けるとともに、フィルタ回路にはカットオフ周波数を調整する第２の調整手段を設け、第１の調整手段と第２の調整手段とを制御する調整回路を設けた。
【００１０】
さらに、第１の調整手段と第２の調整手段とを同一構成としたことにも特徴を有するものである。
【００１１】
また、第１の調整手段及び第２の調整手段は、抵抗値切替え用の複数のスイッチを有する可変抵抗回路であって、第１の調整手段と第２の調整手段とは同数のスイッチを有し、第１の調整手段におけるスイッチの入切状態と、第２の調整手段におけるスイッチの入切状態とを同一としたことにも特徴を有するものである。
【００１２】
【発明の実施の形態】
本発明の周波数変換装置は、ミキサ回路とフィルタ回路とを有する周波数変換装置であって、ミキサ回路には、発振周波数を調整する第１の調整手段を設けた発振回路を接続しており、さらに、フィルタ回路にはカットオフ周波数を調整する第２の調整手段を設けて、第１の調整手段と第２の調整手段とを制御する調整回路を設けているものである。
【００１３】
すなわち、所要の発振周波数とした信号を出力する発振回路に第１の調整手段を設けて発振周波数を調整可能とすることにより、発振回路の製造バラツキを抑制することができ、発振回路に入力する制御電圧を大きくすることなく所要の発振周波数とした信号を出力することができる。
【００１４】
しかも、第１の調整手段を、フィルタ回路に設けた第２の調整手段を制御する調整回路によって制御することにより、制御機構を簡潔に構成することができ、製造コストが増大することを抑制できる。
【００１５】
以下において、図面を用いながら本発明の実施形態をさらに詳説する。図１は、本発明にかかる周波数変換装置２を有するＧＰＳ受信機のブロック図であり、同ＧＰＳ受信機は、人工衛星からのスペクトラム拡散されたＲＦ信号を受信して受信ＲＦ信号１ｓとして出力するアンテナ１と、同アンテナ１から出力された受信ＲＦ信号１ｓをＩＦ信号２ｓに変換して出力する周波数変換装置２と、同周波数変換装置２から出力されたＩＦ信号２ｓの解析を行うＤＳＰ３とから構成している。
【００１６】
周波数変換装置２は、本実施形態においては半導体基板に形成したトランジスタ等の回路素子からなる半導体装置であって、半導体基板上に第１フィルタ回路２１と、増幅回路２２と、ダウンコンバート回路２３と、第２フィルタ回路２４と、コンパレータ回路２５とを上流側から直列に接続して構成している。
【００１７】
特に、本実施形態では、ダウンコンバート回路２３は、直列に接続した第１ミキサ回路２３ａ−１と、第３フィルタ回路２３ａ−２と、第２ミキサ回路２３ａ−３とからなる第１ダウンコンバート回路２３ａと、直列に接続した第３ミキサ回路２３ｂ−１と、第４フィルタ回路２３ｂ−２と、第４ミキサ回路２３ｂ−３とからなる第２ダウンコンバート回路２３ｂとを並列接続して構成したダブルコンバージョン型としている。第１ダウンコンバート回路２３ａと、第２ダウンコンバート回路２３ｂとは、加算回路２３ｃを介して結合している。
【００１８】
そして、アンテナ１から出力された受信ＲＦ信号１ｓを、第１フィルタ回路２１に入力してフィルタリングを行うことにより所要の周波数の信号を抽出した第１フィルタリング信号２１ｓを生成し、同第１フィルタリング信号２１ｓを増幅回路２２に入力して増幅を行うことにより増幅信号２２ｓを生成し、同増幅信号２２ｓを２つに分岐させてそれぞれダウンコンバート回路２３の第１ダウンコンバート回路２３ａ及び第２ダウンコンバート回路２３ｂに入力している。
【００１９】
ダウンコンバート回路２３では、第１ダウンコンバート回路２３ａにおいて増幅信号２２ｓのダウンコンバートを行った信号と、第２ダウンコンバート回路２３において増幅信号２２ｓのダウンコンバートを行った信号とを加算回路２３ｃに入力することによりダウンコンバート信号２３ｓを生成して第２フィルタ回路２４に入力している。
【００２０】
第２フィルタ回路２４では、入力されたダウンコンバート信号２３ｓのフィルタリングを行うことにより所要の周波数の信号を抽出した第２フィルタリング信号２４ｓを生成し、同第２フィルタリング信号２４ｓをコンパレータ回路２５に入力して増幅を行うことにより最終的なＩＦ信号２ｓを生成して出力している。
【００２１】
増幅信号２２ｓのダウンコンバートを行う第１ダウンコンバート回路２３ａ及び第２ダウンコンバート回路２３ｂの第１ミキサ回路２３ａ−１及び第３ミキサ回路２３ｂ−１には第１発振回路２３ｄを接続しており、同第１発振回路２３ｄで生成した所要の発振周波数の第１ダウンコンバート用信号２３ｄｓを第１ミキサ回路２３ａ−１及び第３ミキサ回路２３ｂ−１に入力すべく構成している。
【００２２】
第１ミキサ回路２３ａ−１及び第３ミキサ回路２３ｂ−１によって第１段のダウンコンバートが行われた信号は、第３フィルタ回路２３ａ−２及び第４フィルタ回路２３ｂ−２によってフィルタリングして所要の周波数の信号を抽出している。
【００２３】
そして、フィルタリングされた信号に対して第２段のダウンコンバートを行う第１ダウンコンバート回路２３ａ及び第２ダウンコンバート回路２３ｂの第２ミキサ回路２３ａ−３及び第４ミキサ回路２３ｂ−３には第２発振回路２３ｅを接続し、同第２発振回路２３ｅで生成した所要の発振周波数の第２ダウンコンバート用信号２３ｅｓを第２ミキサ回路２３ａ−３及び第４ミキサ回路２３ｂ−３に入力すべく構成している。
【００２４】
第１発振回路２３ｄ及び第２発振回路２３ｅには、図示していないＰＬＬ回路から所要の制御電圧信号２７ｓ，２８ｓが入力されることにより、所要の発振周波数の第１ダウンコンバート用信号２３ｄｓ及び第２ダウンコンバート用信号２３ｅｓを出力すべく構成している。
【００２５】
本実施形態では、第１発振回路２３ｄ及び第２発振回路２３ｅには、図２に示す電圧制御型リングオシレータを用いており、奇数個のインバータ回路３１を直列に接続して構成している。図２では、第２発振回路２３ｅを示している。
【００２６】
特に、第１発振回路２３ｄ及び第２発振回路２３ｅでは、入力された制御電圧信号２７ｓ，２８ｓを増幅素子３２によって増幅した増幅信号を電流に変換する電流変化用抵抗３３を第１の調整手段である可変抵抗で構成している。
【００２７】
しかも、かかる電流変化用抵抗３３は、図３に示すように、第１配線Ｌ１と、第２配線Ｌ２と、第３配線Ｌ３と、第４配線Ｌ４とを並列接続した第１並列配線部Ｌａと、第５配線Ｌ５と、第６配線Ｌ６と、第７配線Ｌ７と、第８配線Ｌ８とを並列接続した第２並列配線部Ｌｂとを第１抵抗体Ｒ１を介して直列に接続して構成しており、第１配線Ｌ１には第１スイッチＳ１を設け、第２配線Ｌ２には第２スイッチＳ２と第２抵抗体Ｒ２とを直列に接続して設け、第３配線Ｌ３には第３スイッチＳ３と第３抵抗体Ｒ３と第４抵抗体Ｒ４とを直列に接続して設け、第４配線Ｌ４には第４スイッチＳ４と第５抵抗体Ｒ５と第６抵抗体Ｒ６と第７抵抗体Ｒ７とを直列に接続して設け、第５配線Ｌ５には第５スイッチＳ５を設け、第６配線Ｌ６には第６スイッチＳ６と第８抵抗体Ｒ８とを直列に接続して設け、第７配線Ｌ７には第７スイッチＳ７と第９抵抗体Ｒ９と第１０抵抗体Ｒ１０とを直列に接続して設け、第８配線Ｌ８には第８スイッチＳ８と第１１抵抗体Ｒ１１と第１２抵抗体Ｒ１２と第１３抵抗体Ｒ１３とを直列に接続して設け、第１〜４スイッチＳ１〜Ｓ４の少なくともいずれか１つと、第５〜８スイッチＳ５〜Ｓ８の少なくともいずれか１つを接続状態とすべく制御することにより電流変化用抵抗３３における抵抗値を可変とした可変抵抗回路としている。
【００２８】
このように、第１発振回路２３ｄ及び第２発振回路２３ｅの電流変化用抵抗３３を可変抵抗回路で構成して調整可能としたことによって、図４に示すように、電流変化用抵抗３３の抵抗値を調整することにより第１発振回路２３ｄ及び第２発振回路２３ｅから出力される第１ダウンコンバート用信号２３ｄｓ及び第２ダウンコンバート用信号２３ｅｓの発振周波数のバラツキを抑制することができる。
【００２９】
すなわち、図４に示すように、所定の制御電圧Ｖ１の制御電圧信号を第１発振回路２３ｄ及び第２発振回路２３ｅに入力した場合に、同第１発振回路２３ｄ及び第２発振回路２３ｅから出力される信号の発振周波数の最小周波数ｆ１と最大周波数ｆ２の差を小さくすることができる。
【００３０】
したがって、所要の発振周波数となった信号を出力させるために第１発振回路２３ｄ及び第２発振回路２３ｅに入力する制御電圧信号２７ｓ，２８ｓの制御電圧範囲を小さくできるので、動作電源電圧を大きくする必要がなく、動作電源電圧を出力するＰＬＬ回路などの動作電源電圧出力装置の安定性を向上させて、安定な動作電源電圧を得ることができる。
【００３１】
さらに、図３に示した電流変化用抵抗３３の回路構成は、第３フィルタ回路２３ａ−２、第４フィルタ回路２３ｂ−２、第２フィルタ回路２４のカットオフ周波数を調整するためにそれぞれ設けた第２の調整手段である可変抵抗回路（図示せず）と同一構成としており、しかも、第３フィルタ回路２３ａ−２、第４フィルタ回路２３ｂ−２、第２フィルタ回路２４の可変抵抗回路を所要の抵抗値とすべく制御する各可変抵抗回路に接続した調整回路２６を、第１発振回路２３ｄの電流変化用抵抗３３及び第２発振回路２３ｅの電流変化用抵抗３３にも接続している。
【００３２】
すなわち、第３フィルタ回路２３ａ−２、第４フィルタ回路２３ｂ−２、第２フィルタ回路２４のカットオフ周波数を調整する可変抵抗回路も、第１〜４配線を並列接続した第１並列配線部と、第５〜８配線を並列接続した第２並列配線部とを抵抗体を介して直列に接続して構成しており、第１〜８配線にはそれぞれスイッチを介設し、調整回路２６によって各スイッチの入切状態を、電流変化用抵抗３３における第１〜８スイッチＳ１〜Ｓ８の入切状態と同一としている。
【００３３】
したがって、１つの調整回路２６によって全ての可変抵抗回路の抵抗値を調整することができるので、調整機構を簡潔に構成することができる。
【００３４】
なお、第３フィルタ回路２３ａ−２、第４フィルタ回路２３ｂ−２、第２フィルタ回路２４のカットオフ周波数を調整する可変抵抗回路の第１〜８配線に設ける抵抗体は、電流変化用抵抗３３と同一としてもよいし、カットオフ周波数の調整に適合させた適宜の抵抗値となるように設けた抵抗体であってもよい。
【００３５】
特に、各可変抵抗回路はそれぞれ半導体基板上に構成されており、同一の製造工程で製造されていることによって、各可変抵抗回路の特性を似通らせることができるので、同一の調整回路によって全可変抵抗回路を調整した場合に、調整精度を向上させることができる。
【００３６】
本実施形態では、調整回路２６は、第１発振回路２３ｄの電流変化用抵抗と第２発振回路２３ｅの電流変化用抵抗３３の両方に接続して第１発振回路２３ｄと第２発振回路２３ｅの両方を同時に制御すべく構成しているが、少なくともいずれか一方だけに接続していてもよい。
【００３７】
また、調整回路２６は、周波数変換装置２とは別に設けているが、周波数変換装置２内に設けてもよい。
【００３８】
【発明の効果】
請求項１記載の発明によれば、ミキサ回路とフィルタ回路とを有する周波数変換装置において、ミキサ回路に接続した発振回路には発振周波数を調整する第１の調整手段を設けたことによって、発振回路から出力される信号の発振周波数のバラツキを抑制することができるので、所要の発信周波数となった信号を出力させるために発振回路に入力する制御電圧信号の制御電圧範囲を小さくできる。したがって、動作電源電圧を大きくする必要はなく、動作電源電圧を出力するＰＬＬ回路のノイズ特性が変化することも防止できる。
【００３９】
しかも、フィルタ回路にはカットオフ周波数を調整する第２の調整手段を設け、第１の調整手段と第２の調整手段とを制御する調整回路を設けたことによって、調整手段ごとに調整回路を設ける必要がなく、調整回路による調整処理を短時間で終了させることができるとともに、製造コストが増大することを抑止できる。
【００４０】
請求項２記載の発明によれば、第１の調整手段と前記第２の調整手段とを同一構成としたことによって、同一の調整回路によって第１の調整手段と第２の調整手段との制御を行うことができ、調整機構を簡潔に構成することができる。
【００４１】
請求項３記載の発明によれば、第１の調整手段及び第２の調整手段は、抵抗値切替え用の複数のスイッチを有する可変抵抗回路であって、第１の調整手段と第２の調整手段とは同数のスイッチを有し、第１の調整手段におけるスイッチの入切状態と、第２の調整手段におけるスイッチの入切状態とを同一としたことによって、同一の調整回路によって第１の調整手段と第２の調整手段との制御を行うことができ、調整機構を簡潔に構成することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明にかかる周波数変換装置を備えたＧＰＳ受信装置のブロック図である。
【図２】本発明にかかる周波数変換装置に設けた発振回路の回路図である。
【図３】図２の発振回路における電流変化用抵抗の回路図である。
【図４】図２の発振回路における制御電圧−発振周波数特性図である。
【図５】従来の周波数変換装置を備えたＧＰＳ受信装置のブロック図である。
【図６】従来の周波数変換装置に設けた発振回路の回路図である。
【図７】従来の発振回路における制御電圧−発振周波数特性図である。
【符号の説明】
１    アンテナ
１ｓ    受信ＲＦ信号
２    周波数変換装置
２ｓ    ＩＦ信号
３    ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）
２１    第１フィルタ回路
２１ｓ    第１フィルタリング信号
２２    増幅回路
２２ｓ    増幅信号
２３    ダウンコンバート回路
２３ｓ    ダウンコンバート信号
２３ａ    第１ダウンコンバート回路
２３ａ−１  第１ミキサ回路
２３ａ−２  第３フィルタ回路
２３ａ−３  第２ミキサ回路
２３ｂ    第２ダウンコンバート回路
２３ｂ−１  第３ミキサ回路
２３ｂ−２  第４フィルタ回路
２３ｂ−３  第４ミキサ回路
２３ｃ    加算回路
２３ｄ    第１発振回路
２３ｅ    第２発振回路
２４    第２フィルタ回路
２４ｓ    第２フィルタリング信号
２５    コンパレータ回路
２６    調整回路
２７ｓ    制御電圧信号
２８ｓ    制御電圧信号
３１    インバータ回路
３２    増幅素子
３３    電流変化用抵抗
【図１】
2004343508.tif 000003
【図２】
2004343508.tif 000004
【図３】
2004343508.tif 000005
【図４】
2004343508.tif 000006
【図５】
2004343508.tif 000007
【図６】
2004343508.tif 000008
【図７】
2004343508.tif 000009