(57)【要約】【課題】チョッパー型電源装置において、入・出力間電圧差が大きい場合でも、スイッチング損失を低減し、電源装置の小型化、低価格化を可能とする。【解決手段】スイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ１、インダクタＬ１からなるチョッパー型電源装置において、インダクタＬ１の巻線に中間タップを設けて前記ダイオードＤ１と接続すると共に、スイッチング素子Ｑ１がオフしている時に回生電流が流れない巻線と並列にインピーダンスＺを接続した。インピーダンスＺは並列接続されたインダクタＬ１の巻線のリーケージインダクタンスと共に並列共振回路を構成するコンデンサを含んで構成される。【選択図】        図１
2004364489.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子、ダイオード、インダクタからなるチョッパー型電源装置において、インダクタの巻線に中間タップを設けて前記ダイオードと接続すると共に、スイッチング素子がオフしている時に回生電流が流れない巻線と並列にインピーダンスを接続したことを特徴とする電源装置。
【請求項２】
前記インピーダンスは、コンデンサであることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項３】
前記インピーダンスは、コンデンサと抵抗の直列回路よりなることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項４】
前記インピーダンスは、コンデンサと抵抗の直列回路と、該抵抗に並列に接続されたダイオードよりなることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項５】
スイッチング素子、ダイオード、インダクタからなるチョッパー型電源回路により高圧放電灯への供給電力を制御する点灯装置において、インダクタの巻線に中間タップを設けて前記ダイオードと接続したことを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
【請求項６】
スイッチング素子がオフしている時に電流が流れない巻線と並列にインピーダンスを接続したことを特徴とする請求項５記載の高圧放電灯点灯装置。
【請求項７】
前記インピーダンスは、コンデンサであることを特徴とする請求項６記載の高圧放電灯点灯装置。
【請求項８】
前記インピーダンスは、コンデンサと抵抗の直列回路よりなることを特徴とする請求項６記載の高圧放電灯点灯装置。
【請求項９】
前記インピーダンスは、コンデンサと抵抗の直列回路と、抵抗に並列接続されたダイオードよりなることを特徴とする請求項６記載の高圧放電灯点灯装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入・出力電圧を変換する電源装置、及び、高圧放電灯を安定点灯させる放電灯点灯装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来の電源装置の基本的な回路例を図７に示す。直流電源Ｅの正極には、ＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ１のドレインが接続されている。スイッチング素子Ｑ１のソースには、回生ダイオードＤ１のカソードと限流インダクタＬ１の一端が接続されている。限流インダクタＬ１の他端には平滑コンデンサＣ１の一端が接続されている。平滑コンデンサＣ１の他端は回生ダイオードＤ１のアノードに接続されると共に、直流電源Ｅの負極に接続されている。平滑コンデンサＣ１の両端には負荷１が並列接続されている。スイッチング素子Ｑ１は制御回路（図示せず）により高周波でオン・オフ駆動され、負荷電圧・電力を制御する。
【０００３】
スイッチング素子Ｑ１のオン区間には入力電源Ｅから電力供給を受け、スイッチング素子Ｑ１のオン区間及び回生ダイオードＤ１のオン区間に、負荷１に電力伝達を行う。１サイクルのうち、入力電源Ｅから電力供給を受けるのはスイッチング素子Ｑ１のオン区間のみであり、この時間幅の制御により、負荷電圧／電力の制御を行う。
【０００４】
スイッチング素子Ｑ１の損失は、オフ状態からオン状態に至るスイッチング損失（ターンオン損失）、オン時の損失（オン損失）、オン状態からオフ状態に至るスイッチング損失（ターンオフ損失）の総和である。この割合は、インダクタＬ１の使い方により異なる。
【０００５】
図８（ａ）は不連続電流モードのインダクタ電流であり、図８（ｂ）は連続電流モードのインダクタ電流である。図中、実線はスイッチング素子Ｑ１がオンである期間ＴＱでのインダクタ電流、破線はダイオードＤ１がオンである期間ＴＤでのインダクタ電流を意味する。インダクタ電流のオフ区間が存在する不連続電流モード（図８（ａ））ではターンオン損失はほとんど無く、インダクタ電流が常時連続する連続電流モード（図８（ｂ））では、ターンオン損失の比重は大きい。両者の境目である臨界電流不連続モードの回路においても、ターンオン損失は殆どなく、ターンオフ損失が最小になる。
【０００６】
また、連続電流モードの回路では、インダクタＬ１を流れる必要電流に加え、回生ダイオードＤ１の逆回復時間（キャリア蓄積時間）はスイッチング素子Ｑ１、回生ダイオードＤ１を貫通する電流が存在し、これがスイッチング素子Ｑ１のターンオン損失をさらに大きくする。図８（ｂ）において、スイッチング素子Ｑ１のターンオン時に流れるパルス状の電流は、スイッチング素子Ｑ１、回生ダイオードＤ１を貫通して流れる電流である。中・小電力の負荷を取り扱う電源装置においては、不要な損失を下げるため、連続電流モードを避けるのが一般的である。
【０００７】
この場合、スイッチング素子Ｑ１のオン区間をＴＱ、ダイオードＤ１のオン区間をＴＤとし、インダクタＬ１のインダクタンス値をＬ、１周期をＴ、入力電圧をＶｉｎ、出力電圧をＶｏｕｔとすると、入力電源Ｅから受け取る１周期の平均電力Ｐとインダクタ電流のピーク値Ｉｐは次式で表される。
Ｐ＝Ｖｉｎ・Ｉｐ・ＴＱ／２・Ｔ
Ｉｐ＝（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）・ＴＱ／Ｌ
【０００８】
不連続電流モードにおいて、スイッチング素子Ｑ１の損失を下げる方法は、ピーク電流Ｉｐを下げることにより、ターンオフ損失を下げることである。そのためには上式からも明らかなように、ＴＱを小さくするか、インダクタＬ１のインダクタンス値Ｌを大きくする必要がある。
【０００９】
ところが、ＴＱ／（ＴＱ＋ＴＤ）＝Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎであるから、Ｖｉｎに比べてＶｏｕｔが小さい場合には、インダクタＬ１に電流が流れる時間ＴＱ＋ＴＤが大きくなり、固定周期Ｔをオーバーし、連続電流モードになり、前記のようにスイッチング損失が大きくなる。
【００１０】
入・出力間電圧差が大きい（Ｖｉｎ／Ｖｏｕｔが大きい）と連続電流モードにならないためには、固定周期動作の場合、ＴＱの制御範囲には限界がある。また、固定周期Ｔを長くして、電流連続モードを避けようとしても、インダクタＬ１が大型化するという別の問題により、やはり限界がある。
【００１１】
以上の問題を解決するために、図９の方法が提案されている。スイッチング素子Ｑ１がオンし、電源からエネルギーを受け取るモードでは、インダクタＬ１の巻線はＮ１＋Ｎ２であり、大きなインダクタンスを持つ。一方、インダクタＬ１がエネルギーを放出する時には、インダクタＬ１のインダクタンス値は巻線Ｎ２で定義されるから、小さくなる。
【００１２】
この時の、ＴＱとＴＤの間の関係は、
ＴＤ＝｛（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）／Ｖｏｕｔ｝
×｛Ｎ２／（Ｎ１＋Ｎ２）｝×ＴＱ
インダクタＬ１に電流が流れる時間は、
ＴＱ＋ＴＤ＝［１＋｛（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）／Ｖｏｕｔ｝×｛Ｎ２／（Ｎ１＋Ｎ２）｝］×ＴＱ
であるから、同じＶｉｎ、Ｖｏｕｔであっても、図７の回路の場合のインダクタＬ１に電流が流れる時間より短くなる。
【００１３】
図１０（ａ）は電流波形が不連続型である場合のインダクタ電流であり、図１０（ｂ）は電流波形が不連続型であるタップ・コンバータでのインダクタ電流である。図中、実線はスイッチング素子Ｑ１がオンである期間ＴＱ、破線はダイオードＤ１がオンである期間ＴＤを意味する。図１０（ａ）は図７の回路の場合のインダクタ電流、図１０（ｂ）は図９の回路の場合のインダクタ電流であり、インダクタに回生電流が流れている時間は前者よりも後者の方が短くなる。
【００１４】
この分、同じ周期であっても連続電流モードにならずにスイッチング素子Ｑ１がオンである期間ＴＱを長くすることが出来る。つまり、インダクタＬ１を大きくし、ピーク電流Ｉｐを小さく出来る。そして、スイッチング素子Ｑ１のピーク電流Ｉｐを下げることにより、ターンオフ損失を低減し、同じ電力を受けることが出来る。
【００１５】
この時、巻線Ｎ１に電流が流れない時間では、巻線Ｎ１のリーケージインダクタンスとスイッチング素子Ｑ１の接合容量や、電源Ｅの正・負極の配線部との間の容量とで共振が生じ、スイッチング素子Ｑ１の電圧上昇が生じる。これが大きいと、スイッチング素子Ｑ１の耐圧は大きいものを使用しなければならず、導通時電圧は大きくなるので損失は大きくなるから、高価格・大型化してしまう。この対策として、図９では、コンデンサＣ０を設けている。但し、このコンデンサＣ０により、スイッチング素子Ｑ１がオンする時、電源Ｅの正極、スイッチング素子Ｑ１、コンデンサＣ０、電源Ｅの負極のルートの電流が流れ、これによるターンオン損失の増加が生じるから、さらにスイッチング素子Ｑ０を付加し、スイッチング素子Ｑ１のオンモードでは、スイッチング素子Ｑ０をオフとし、コンデンサＣ０を機能させないようにすることにより、前記のターンオン損失の増加を避けている。
【００１６】
この場合、スイッチング素子Ｑ０及びその制御回路（図示せず）が必要となり、コスト・アップや実装場所を必要とするから、小型化、低価格化という意味で、満足すべきものではない。特許第２９１８０２２号公報（特許文献１）に開示された回路も使用される素子数が多く、小型化、低価格化という意味で満足すべきものではない。
【００１７】
次に、高圧放電灯点灯装置の従来例について説明する。図１１は高圧放電灯点灯装置の従来例であり、基本的な回路構成は、図７の電源装置に類似している。この従来例では、高圧放電灯Ｌａに印加される電圧の極性をスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５よりなるフルブリッジ回路により所定の周期で交番させており、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５がオン、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４がオフである第１の期間と、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５がオフ、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４がオンである第２の期間とが交互に切り替わるように制御される。Ｌ２はランプ電流経路に直列に挿入されたインダクタである。電力制御の基本原理については、図７の電源装置と同じである。
【００１８】
高圧放電灯においても、放電灯に投入する電力の制御は、一般的に図７の電源装置と同様の回路による。高圧放電灯は、希ガス放電灯に比べ、内部に大量の発光源材料（多くは水銀）を封入しており、点灯前は温度が低いので、それらは固体の状態にある。そのため、点灯初期は内部気圧は低く、放電灯の管電圧は低い。点灯すると、投入された電力に従って管内温度は上昇し、例えば水銀は気化し、内部気圧が上昇し、管電圧も上昇する。すなわち、点灯直後、必ず、低い管電圧の時間を経由し、高い管電圧の安定点灯状態に移行する。この点灯直後の状態での問題は、前記負荷電圧が低い電源装置と同じである。そのため、従来の放電灯点灯装置は、次のような設計をしていた。
【００１９】
電力制御の基本回路は、図７と同じであり、負荷１が高圧放電灯となる。この構成において、常に電流連続型とし、スイッチング素子Ｑ１には、ターンオン損失、ターンオフ損失、導通時損失の総和に耐え得る大きさの素子を用いる、又は、冷却構造を用意する。しかし、この方法では、限流インダクタＬ１が大きくなり、スイッチング素子Ｑ１のターンオフ損失を小さく出来るものの、ターンオン損失は前記の理由で大きく、装置の大きさやコスト面での不利を是認しているので、好ましいものではない。
【００２０】
また、図７の回路構成において、臨界電流不連続型とする方法がある。この場合、高圧放電灯の点灯初期は、前記のごとく管電圧は低く、よって、１サイクルのスイッチング素子Ｑ１のピーク電流が大きいままであるから、ターンオフ損失は大きい。よって、小型化、低価格化の観点では、充分ではない。
【００２１】
また、図７の回路構成において、点灯初期、数十秒くらいの低い管電圧時のみは電流連続型であるが、管電圧が上昇した状態では、必ず電流不連続モード動作にする方法がある。この方法では、ターンオン損失の上昇する電流連続モードは最小時間で抑えることが出来るので、スイッチング素子の温度上昇は最小限に抑えられる。
【００２２】
しかし、インダクタの電流を不連続にするために、スイッチング素子のオン時間を大きくすることには限界があるので、前記電源装置と同様の理由で、安定点灯時のターンオフ損失の削減には、限界がある。
【特許文献１】特許第２９１８０２２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２３】
上述のように、チョッパー型の電源装置において、入・出力間電圧差が大きいとき、つまり、出力電圧が低いときには、出力電力を一定とした場合、スイッチング素子の導通区間、つまり入力電源からエネルギーを受け取る区間に比べて、スイッチング素子の不導通区間が長い。そのため、スイッチング素子の導通時ピーク電流が大きく、その結果、スイッチング損失、特にターンオフ損失が大きくなる。このため、スイッチング素子や放熱構造が大型化し、高価格にならざるを得ない。
【００２４】
また、超高圧水銀灯やセラミックメタルハライドランプなどの高圧放電灯においては、その始動初期に必ず一旦低い管電圧の時間を経由してから安定点灯に至るので、その時間帯では、前記電源装置と同様のことが言える。よって、高圧放電灯点灯装置においても、スイッチング素子が大型化し、高価格にならざるを得ない。
【００２５】
本発明は上述のような点に鑑みてなされたものであり、スイッチング素子、ダイオード、インダクタからなるチョッパー型電源装置において、入・出力間電圧差が大きい場合でも、スイッチング損失を低減し、電源装置の小型化、低価格化を可能とすることを課題とする。
【課題を解決するための手段】
【００２６】
本発明によれば、上記の課題を解決するために、図１に示すように、スイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ１、インダクタＬ１からなるチョッパー型電源装置において、インダクタＬ１の巻線に中間タップを設けて前記ダイオードＤ１と接続すると共に、スイッチング素子Ｑ１がオフしている時に回生電流が流れない巻線と並列にインピーダンスＺを接続したことを特徴とする。
【００２７】
ここで、インピーダンスＺとしては、図２に示すように、コンデンサＣ２である場合、コンデンサＣ２と抵抗Ｒ２の直列回路よりなる場合、その抵抗Ｒ２にダイオードＤ２が並列接続されている場合のいずれであっても良い。
【発明の効果】
【００２８】
本発明によれば、チョッパー型電源装置のインダクタの中間タップに回生ダイオードを接続することにより、スイッチング素子の導通時間比を上げ、ターンオフ損失を下げることができる効果があり、また、スイッチング素子がオフしている時に回生電流が流れない巻線と並列にインピーダンスを接続したことで、特別な制御なしにターンオン時のスイッチング素子の損失の増加を避けることができる効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２９】
本発明の特徴及び利点を明確にすべく、以下添付した図面を参照しながら、本発明の実施の形態について詳細に説明する。
【００３０】
（実施の形態１）
図１は本発明の実施の形態１の回路図である。スイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ１、インダクタＬ１からなるチョッパ回路で構成する電圧変換回路と、それを制御する制御回路とを設けた電源装置において、従来の単一巻線のインダクタを用いるのではなく、インダクタＬ１に中間タップを設け、さらに、回生モードにおいて電流が流れない巻線のリーケージインダクタンスと、スナバ回路としてのインピーダンスＺとの並列共振インピーダンスを利用し、スイッチング素子Ｑ１のターンオフ損失を大きくすることなく、スイッチング素子Ｑ１の導通時間ＴＱを増すことにより、スイッチング損失を低減することを特徴としている。
【００３１】
図１において、Ｅは入力直流電源、Ｑ１はスイッチング素子、Ｄ１は回生ダイオード、Ｃ１は負荷電圧平滑用コンデンサ、Ｌ１は限流インダクタ、Ｚはインピーダンス、１は負荷である。スイッチング素子Ｑ１には多くは、半導体素子であるＭＯＳＦＥＴ等が使用される。スイッチング素子Ｑ１のドレインは入力直流電源Ｅの正極に接続されている。スイッチング素子Ｑ１のソースはインダクタＬ１の一端に接続されている。インダクタＬ１の他端は平滑用コンデンサＣ１の正極に接続されている。平滑用コンデンサＣ１の負極は回生ダイオードＤ１のアノードに接続されると共に、入力直流電源Ｅの負極に接続されている。負荷１は平滑用コンデンサＣ１の両端に並列接続されている。回生ダイオードＤ１のカソードは、インダクタＬ１の中間タップに接続されている。インダクタＬ１の回生モードにおいて電流が流れない巻線にはインピーダンスＺが並列接続されている。このインピーダンスＺは前記巻線のリーケージインダクタンスと共に並列共振回路を構成するコンデンサを含んで構成されている。
【００３２】
図１の構成において、スイッチング素子Ｑ１がオンする時には、スナバー回路のインピーダンスＺと限流インダクタＬ１のリーケージ・インダクタンスの並列回路によって電流を抑制することができる。したがって、スイッチング素子Ｑ１がオンする時の損失が大きくなることはない。また、インダクタＬ１の中間タップに回生ダイオードＤ１を接続してあるので、限流インダクタＬ１のエネルギー放出モード時のインダクタンスは小さくなり、エネルギー放出時間ＴＤは短くなる。限流インダクタＬ１のエネルギー蓄積モードは、そのままだからスイッチング素子Ｑ１の導通区間ＴＱの比率は相対的に大きくなる。その結果、ピーク電流Ｉｐが同じであっても、大きなエネルギーを受け取ることが出来る。あるいは、同じエネルギーを受け取る場合には、スイッチング素子Ｑ１のピーク電流Ｉｐは小さくなる。それゆえ、スイッチング素子Ｑ１がオンする時の損失が大きくなることなく、ターン・オフ損失は小さくなるので、小型あるいは低価格のスイッチング素子を用いることが出来、電源装置の小型化、低価格化が可能になる。
【００３３】
図２はインピーダンスＺの詳細な構成例であり、インピーダンスＺとしては、図２（ａ）に示すように、コンデンサＣ２である場合、図２（ｂ）に示すように、コンデンサＣ２と抵抗Ｒ２の直列回路よりなる場合、図２（ｃ）に示すように、コンデンサＣ２と抵抗Ｒ２の直列回路と抵抗Ｒ２に並列接続されたダイオードＤ２よりなる場合のいずれであっても良い。これらは、リーケージインダクタンスや、負荷１の大きさにより使い分ける。
【００３４】
図２（ａ）は、リーケージインダクタンスが小さく、スイッチング素子Ｑ１の電圧上昇が小さい場合の例である。この場合、電圧上昇を抑えるための容量（Ｃ２）は大きい必要は無く、用いる容量としては１０ｐＦから１００００ｐＦが適当であった。リーケージインダクタンスは、極力小さく構成するのが基本であり、その場合、前記スナバ回路のコンデンサＣ２は小容量であってもスイッチング素子Ｑ１の電圧上昇は小さくて済む。
【００３５】
図２（ｂ）は、リーケージインダクタンスがやや大きく、電圧上昇を抑えるための容量が大きくなる場合である。この場合、容量が大きいのでスイッチング素子Ｑ１のターンオン時の電流の増加分を抑えるためにコンデンサＣ２と直列に抵抗Ｒ２を追加する。
【００３６】
図２（ｃ）は、リーケージインダクタンスがやや大きく、電圧上昇を抑えるための容量が大きく、また、追加される直列抵抗Ｒ２の損失も大きいため、コンデンサＣ２の放電時には、ダイオードＤ２で電流をバイパスし、抵抗Ｒ２での発熱を抑えるものである。
【００３７】
本実施の形態によれば、インダクタＬ１の電流が無い状態でのスイッチング素子Ｑ１の電圧上昇を抑えるために挿入する容量Ｃ２を含めたインピーダンスＺの接続位置を工夫し、特別な制御なしにターンオン時のスイッチング素子Ｑ１の損失の増加を回避することができる。
【００３８】
（実施の形態２）
図３は本発明の実施の形態２の回路図であり、チョッパ型の電源装置を用いた高圧放電灯点灯装置の例である。この実施の形態では、スイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ１、インダクタＬ１からなるチョッパ回路で構成する電圧変換回路と、それを制御する制御回路を設けた高圧放電灯点灯装置において、従来の単一巻線のインダクタを用いるのではなく、インダクタＬ１に中間タップを設け、この中間タップに回生ダイオードＤ１を接続することにより、スイッチング素子Ｑ１の導通区間ＴＱの比率を大きくすることで、スイッチング損失を低減することを特徴としている。
【００３９】
スイッチング素子Ｑ１の損失低減のため、インダクタＬ１に中間タップを設けた電源装置の動作原理については、すでに従来例において詳述しているが、高圧放電灯の特徴的な振る舞いのため、スイッチング損失の低減に有効な構成である。すなわち、高圧放電灯では、点灯初期は内部気圧は低く、放電灯の管電圧は低い。点灯すると、投入された電力に従って管内温度は上昇し、例えば水銀は気化し、内部気圧が上昇し、管電圧も上昇する。したがって、点灯直後、必ず、低い管電圧の時間を経由し、高い管電圧の安定点灯状態に移行する。このような高圧放電灯の特徴的な振る舞いのため、チョッパ型の電源装置において、インダクタＬ１に中間タップを設け、この中間タップに回生ダイオードＤ１を接続する構成を採用することにより、スイッチング損失の低減に有効となる。
【００４０】
この場合も前記電源装置の場合と同様の理由で、スイッチング（ターンオフ）損失は小さくなり、小型・低価格のスイッチング素子を用いることが出来るし、あるいは放熱構造を簡素化できるから、点灯装置の小型化、低価格化が可能になる。
【００４１】
（実施の形態３）
図４は本発明の実施の形態３の回路図であり、チョッパ型の電源装置を用いた高圧放電灯点灯装置において、インダクタＬ１に中間タップを設け、この中間タップに回生ダイオードＤ１を接続すると共に、インダクタＬ１の回生モードにおいて電流が流れない巻線にはインピーダンスＺが並列接続されている。このインピーダンスＺは前記巻線のリーケージインダクタンスと共に並列共振回路を構成するコンデンサを含んで構成されている（図２参照）。
【００４２】
この実施の形態３は、上述の実施の形態１と実施の形態２を組み合わせたものであり、回生モードにおいて電流が流れない巻線のリーケージインダクタンスと、スナバ回路のインピーダンスＺとの並列共振インピーダンスを利用し、スイッチング素子Ｑ１のターンオン損失を大きくすることなく、スイッチング素子Ｑ１の導通時間を増すことにより、スイッチング素子Ｑ１の損失を低減することを特徴としている。
【００４３】
尚、前記のごとく、スイッチング素子の損失を削減し、小型で安価な素子を用いるのが一般的な方法ではあるが、ノイズ対策などのため、あえて、電流連続型動作や臨界電流不連続型動作をさせる場合もある。しかし、その場合でも、前記のように、インダクタの中間タップを用いることにより、スイッチング素子の導通時間比を上げ、ターンオフ損失を下げる方法は有効であり、その際、ターンオン損失を増大させることなくスイッチング素子の電圧上昇を下げるための並列共振インピーダンスを利用したスナバ回路が有効であることは言うまでも無い。
【００４４】
（実施の形態４）
図５は本発明の実施の形態４の回路図であり、スイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ１、インダクタＬ１からなるチョッパー型電源回路により高圧放電灯Ｌａへの供給電力を制御する点灯装置において、インダクタＬ１の巻線に中間タップを設けて前記ダイオードＤ１と接続した高圧放電灯点灯装置であって、高圧放電灯Ｌａの始動時に高圧放電灯Ｌａに高電圧パルスを印加する高圧パルス発生回路を付加した構成となっている。
【００４５】
図５において、Ｅは入力直流電源、Ｑ１はスイッチング素子、Ｄ１、Ｄ２は回生ダイオード、Ｌ１は限流インダクタ、Ｎ１，Ｎ２はインダクタＬ１の巻線、Ｃ１は負荷電圧平滑用コンデンサ、Ｃ２は高圧パルス発生用のコンデンサ、Ｃ３は高圧パルス発生回路の電源平滑用コンデンサ、Ｒ１は充電用の限流抵抗、Ｑ２は電圧応答型のスイッチング素子、ＰＴは高圧パルストランスである。
【００４６】
スイッチング素子Ｑ１には多くは、半導体素子であるＭＯＳＦＥＴ等が使用される。スイッチング素子Ｑ１のドレインは入力直流電源Ｅの正極に接続されている。スイッチング素子Ｑ１のソースはインダクタＬ１の一端に接続されるとともに回生ダイオードＤ２のカソードに接続されている。インダクタＬ１の他端は平滑用コンデンサＣ１、Ｃ３の正極に接続されている。平滑用コンデンサＣ１の負極は回生ダイオードＤ１のアノードに接続されると共に、入力直流電源Ｅの負極に接続されている。回生ダイオードＤ１のカソードは、インダクタＬ１の中間タップに接続されている。
【００４７】
高圧パルス発生回路の電源平滑用コンデンサＣ３の負極は回生ダイオードＤ２のアノードに接続されると共に、高圧パルス発生用のコンデンサＣ２の負極に接続されている。高圧パルス発生用のコンデンサＣ２の正極は、充電用の限流抵抗Ｒ１を介して、高圧パルス発生回路の電源平滑用コンデンサＣ３の正極に接続されている。高圧パルス発生用のコンデンサＣ２の両端には電圧応答型のスイッチング素子Ｑ２を介して高圧パルストランスＰＴの１次巻線が接続されている。負荷である高圧放電灯Ｌａは、高圧パルストランスＰＴの２次巻線を介して平滑用コンデンサＣ１の両端に接続されている。
【００４８】
ここで、従来の高圧放電灯点灯装置の一例を図１２に示す。放電灯Ｌａに印加する電圧をスイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ１、インダクタＬ１、コンデンサＣ１で構成する降圧チョッパ回路で生成し、抵抗Ｒ１、コンデンサＣ２、スイッチング素子Ｑ２、パルストランスＰＴで構成する高圧パルス発生回路で生成する高圧パルス電圧を重畳することにより放電灯始動用高圧電圧を得ていた。しかし、この構成では、放電灯Ｌａの始動時にコンデンサＣ１の放電電流（放電灯に流入するラッシュ電流）を低減するために始動時のコンデンサＣ１の電圧を下げると高圧パルストランスＰＴの一次電圧が下がるので、必要な高圧パルス電圧を得るためには、高圧パルストランスＰＴの巻線昇圧比を上げざるを得ない。そのため、トランスの結合が悪くなり、昇圧効率が低下し、さらに巻線昇圧比を上げなければならないから、結果的に、大型化してしまうという問題があった。
【００４９】
なお、コンデンサＣ１の電圧は放電灯電圧にほぼ同じであり、放電灯の始動後は低下する。スイッチング素子Ｑ２として通常用いるＳＳＳ（シリコン・バイラテラル・スイッチ）のブレイクダウン電圧を始動前のコンデンサＣ１の電圧と始動後のコンデンサＣ１の電圧の間に選べば、放電灯Ｌａの始動後は、高圧パルス電圧は発生しない。
【００５０】
従来の高圧放電灯点灯装置の他の一例を図１３に示す。この例では図１２の従来例の問題を解決するために、高圧パルス発生回路のコンデンサＣ２を充電する電源を降圧前の直流電源Ｅから得ているから、高圧パルストランスＰＴの巻線昇圧比を上げる必要は無いが、放電灯の始動後も高圧パルス電圧を生成し続けるので、回路誤動作を避けたり、安全性を高めるために、直流電源Ｅと高圧パルス発生回路の間にスイッチング素子Ｑ３を必要とする。スイッチング素子Ｑ３の電流は僅かであるが、直流電源Ｅは、通常３５０〜４００Ｖとすることが多く、この電圧がスイッチング素子Ｑ３に印加される。このため、素子として、ある程度大きくならざるを得ない。よって、点灯装置としては、大きくなってしまうという問題があった。
【００５１】
これに対して、本実施の形態（図５）では、スイッチング素子Ｑ３に相当するスイッチは不要であり、パルストランスＰＴの電源電圧低下による大型化の問題も生じない。
【００５２】
以下、図５に示した回路について、放電灯の始動前の動作を説明する。スイッチング素子Ｑ１のオン時の動作は、既に説明している。スイッチング素子Ｑ１がオフになると、インダクタＬ１のエネルギー放出は、巻線Ｎ２、コンデンサＣ１、ダイオードＤ１のルート、及び巻線Ｎ１とＮ２、コンデンサＣ３、ダイオードＤ２のルートによる。コンデンサＣ１の電圧は、前述のように始動時ラッシュ電流を低くしたいので、Ｖ１に制限する。コンデンサＣ３の電圧は、ＶＣ３＝Ｖ１×（Ｎ１＋Ｎ２）／Ｎ２であるから、従来の図１２のようなパルストランスＰＴの電源電圧低下による大型化の問題は改善される。
【００５３】
一方、放電灯が始動すると、コンデンサＣ１の電圧Ｖ１も下がるので、コンデンサＣ３の電圧も下がるから、前述のスイッチング素子Ｑ２のブレイクダウン電圧を適宜設定すれば、従来例の図１３のようなスイッチング素子Ｑ３を設ける必要も無い。なお、コンデンサＣ３は、図１のスナバ回路としてのインピーダンスＺを兼用することが出来る。
【００５４】
本実施の形態の効果としては、上述のように、高圧パルストランスの昇圧比を大きくする必要も無く、また、高圧パルス発生回路と直流電源の間に別のスイッチング素子を付加する必要も無いから、安価で小型の放電灯点灯装置を得ることが出来る。
【００５５】
（実施の形態５）
図６は本発明の実施の形態５の回路図である。上述の図５の回路において、平滑用コンデンサＣ１の正極と高圧パルス発生回路の電源平滑用コンデンサＣ３の正極の間に、インダクタＬ１の巻線Ｎ３を挿入したものである。巻線Ｎ３はインダクタＬ１の巻線Ｎ１，Ｎ２と磁気結合されている。
【００５６】
放電灯始動前の動作を説明する。スイッチング素子Ｑ１のオン時は、ダイオードＤ２がオフ状態であるので、既に説明した動作と同じである。スイッチング素子Ｑ１がオフになると、インダクタＬ１のエネルギー放出は、巻線Ｎ２、コンデンサＣ１、ダイオードＤ１のルート、及び巻線Ｎ１、Ｎ２、Ｎ３、コンデンサＣ３、ダイオードＤ２のルートによる。コンデンサＣ１の電圧は、前述のように始動時ラッシュ電流を低くしたいので、Ｖ１に制限する。コンデンサＣ３の電圧は、ＶＣ３＝Ｖ１×（Ｎ１＋Ｎ２＋Ｎ３）／Ｎ２であるから、従来の図１２のようなパルストランスＰＴの電源電圧低下による大型化の問題は改善される。
【００５７】
以上のように、始動前の制限電圧をさらに低く、かつ、Ｎ１／Ｎ２を大きく出来ない場合であっても、追加したＮ３巻線を使って、高い電圧の高圧パルス電源を得ることが出来る。
【００５８】
一方、放電灯が始動すると、コンデンサＣ１の電圧Ｖ１も下がるので、コンデンサＣ３の電圧も下がるから、前述のスイッチング素子Ｑ２のブレイクダウン電圧を適宜設定すれば、従来例の図１３のようなスイッチング素子Ｑ３を設ける必要も無い。なお、コンデンサＣ３は、図１のスナバ回路としてのインピーダンスＺを兼用することが出来る。
【００５９】
本実施の形態の効果としては、上述のように、容易に高電圧の高圧パルス電源を得られるので、高圧パルストランスの昇圧比を大きくする必要も無く、また、高圧パルス発生回路と直流電源の間に別のスイッチング素子を付加する必要も無いから、安価で小型の放電灯点灯装置を得ることが出来る。
【図面の簡単な説明】
【００６０】
【図１】本発明の実施の形態１の回路図である。
【図２】本発明の実施の形態１に用いるインピーダンスの構成例を示す回路図である。
【図３】本発明の実施の形態２の回路図である。
【図４】本発明の実施の形態３の回路図である。
【図５】本発明の実施の形態４の回路図である。
【図６】本発明の実施の形態５の回路図である。
【図７】従来の電源装置の回路図である。
【図８】図７の電源装置のインダクタ電流の波形図である。
【図９】従来の別の電源装置の回路図である。
【図１０】図９の電源装置のインダクタ電流の波形図である。
【図１１】従来の高圧放電灯点灯装置の回路図である。
【図１２】従来の他の高圧放電灯点灯装置の回路図である。
【図１３】従来の別の高圧放電灯点灯装置の回路図である。
【符号の説明】
【００６１】
Ｑ１  スイッチング素子
Ｌ１  インダクタ
Ｄ１  ダイオード
Ｚ    インピーダンス
【図１】
2004364489.tif 000003
【図２】
2004364489.tif 000004
【図３】
2004364489.tif 000005
【図４】
2004364489.tif 000006
【図５】
2004364489.tif 000007
【図６】
2004364489.tif 000008
【図７】
2004364489.tif 000009
【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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