(57)【要約】【課題】弱受信電圧に対しても安定した周波数引込み特性を持つ自動周波数制御装置を提供する。【解決手段】この自動周波数制御装置は、一定長のフレーム毎にＮ個の同期シンボルからなるフレーム同期パターンが挿入されるデジタル変調信号を復調する受信機に使用されるものであって、受信信号を１シンボル期間遅延させる遅延器をＭ（＝Ｎ−１）段備えＭ個の遅延信号を生成する遅延手段と、受信信号及びＭ個の遅延信号を同期シンボル中のそれぞれ対応するベクトルで逆変調してＮ個の逆変調ベクトルを出力する逆変調手段と、Ｎ個の逆変調ベクトルに基づき受信信号の同期シンボルに対する同期の収束度を表す評価値を演算する評価値演算手段と、その評価値が所定の閾値に対してより強い収束度を示すまで、受信中心周波数を所定の変化周期及び変化幅で変化させる周波数変化手段と、を具備する。【選択図】      図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
一定長のフレーム毎にＮ個の同期シンボルからなるフレーム同期パターンが挿入されるデジタル変調信号を復調する受信機に使用される自動周波数制御装置であって、
受信信号を１シンボル期間遅延させる遅延器をＭ（＝Ｎ−１）段備え、前記受信信号に対して１シンボル期間からＭシンボル期間までそれぞれ遅延したＭ個の遅延信号を生成する遅延手段と、
Ｎ個の逆変調器を備え、前記受信信号及び前記Ｍ個の遅延信号を同期シンボル中のそれぞれ対応するベクトルで逆変調してＮ個の逆変調ベクトルを出力する逆変調手段と、
前記Ｎ個の逆変調ベクトルに基づいて、受信信号の同期シンボルに対する同期の収束度を表す評価値を演算する評価値演算手段と、
前記評価値演算手段で演算された評価値が所定の閾値に対してより強い収束度を示すまで、受信中心周波数を所定の変化周期に所定の変化幅で変化させる周波数変化手段と、
を具備する自動周波数制御装置。
【請求項２】
前記評価値演算手段は、
Ｍ個の減算器を備え、前記Ｎ個の逆変調ベクトルにおいてそれぞれ隣接する２個のベクトル間で減算を行う減算手段と、
前記減算手段からのＭ個の出力の各絶対値を加算した結果を前記評価値として出力する加算手段と、
を具備する、請求項１に記載の自動周波数制御装置。
【請求項３】
前記評価値演算手段は、
前記Ｎ個の逆変調ベクトルを平均化して平均ベクトルとして出力する平均ベクトル演算手段と、
前記Ｎ個の逆変調ベクトルの各々と前記平均ベクトルとの差の絶対値の２乗値をそれぞれ算出し、該Ｎ個の２乗値の平均値を演算して２乗平均値として出力する２乗平均値演算手段と、
前記２乗平均値を前記平均ベクトルで正規化して前記評価値として出力する正規化手段と、
を具備する、請求項１に記載の自動周波数制御装置。
【請求項４】
前記周波数変化手段は、前記変化幅として、受信中心周波数に誤差がなく且つフェージングのない状態でビット誤り率が３％以下の場合に同期検出率が５０％以上となる周波数以下の値を採用する、請求項１から請求項３までのいずれか一項に記載の自動周波数制御装置。
【請求項５】
前記周波数変化手段は、前記変化幅として、受信中心周波数に誤差がなく且つフェージングのない状態でビット誤り率が３％以下の場合に同期検出率が９９％以下になる周波数以上の値を採用する、請求項１から請求項３までのいずれか一項に記載の自動周波数制御装置。
【請求項６】
前記周波数変化手段は、前記変化周期として、周波数を変化させた時期から次に変化させる時期までに少なくとも１個のフレーム同期パターンが受信されるべき時間間隔を採用する、請求項１から請求項５までのいずれか一項に記載の自動周波数制御装置。
【請求項７】
前記周波数変化手段は、前記変化周期として、周波数を変化させた時期から次に変化させる時期までに多くても２個のフレーム同期パターンしか受信されない時間間隔を採用する、請求項６の自動周波数制御装置。
【請求項８】
前記周波数変化手段は、前記評価値が前記閾値に対してより強い収束度を示す状態を検出して周波数変化処理をいったん停止した後の連続する一定数のフレームに対して前記状態が維持されない場合には周波数変化処理を再開する一方、維持される場合には周波数引込完了状態とする、請求項１から請求項７までのいずれか一項に記載の自動周波数制御装置。
【請求項９】
前記周波数変化手段は、前記周波数引込完了状態において、連続する一定数のフレームに対して前記評価値が前記閾値に対してより強い収束度を示す状態が検出されない場合には、前記周波数引込完了状態を解除して周波数変化処理を再開する、請求項８に記載の自動周波数制御装置。
【請求項１０】
前記周波数変化手段は、前記閾値として、同期信号検出用に採用される閾値によって要求される収束度よりも強い収束度を要求する値を採用する、請求項１から請求項９までのいずれか一項に記載の自動周波数制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、デジタル変調方式による移動体通信システムの受信機等に好適な自動周波数制御装置に関し、特に、同期確立後の送信波への周波数追随（「密調整」）前における周波数の粗い引込み（「粗調整」）に用いられる自動周波数制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
周波数制御機能を持つデジタル変調波用受信機の一般的な構成が図１に示される。同図において、直交復調器１０は、搬送波周波数と同一の周波数を有し相互に位相が９０°異なる二つの参照波をそれぞれ中間周波信号（又は受信信号）に乗算し、低域通過フィルタリング処理をすることにより、Ｉ（ｉｎ  ｐｈａｓｅ，同相）成分及びＱ（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  ｐｈａｓｅ，直交相）成分を抽出する。復調器１２は、そのＩ成分及びＱ成分に基づいて信号点を判定し、対応するデジタルデータを出力する。
【０００３】
周波数弁別器１４は、搬送波と参照波との周波数偏差を検出して出力し、ループフィルタ１６は、その出力を低域通過フィルタリング処理して、電圧制御発振器により構成される局部発振器１８に対する制御電圧として出力する。局部発振器１８は、周波数偏差に応じて発振周波数を変化させ、その発振波を参照波として直交復調器１０に供給する。かくして、直交復調器１０は、局部発振器１８の発振周波数を受信中心周波数とする直交復調を実現する。
【０００４】
周波数弁別器１４の構成やその動作は、例えば、下記の特許文献１、特許文献２等に開示されるとおりである。これらに開示された構成は、特に、「たすきがけ」と俗称されている。しかし、この「たすきがけ」による構成では、Ｓ／Ｎ比（信号対雑音比）が悪く、雑音が多い場合には周波数引込み範囲が非常に狭くなる。
【０００５】
そこで、下記特許文献３に開示されるように、既知シンボル（パイロットシンボル）を用いて変調波の成分を取り除いた後、周波数の粗調整を行う方法が提案されているが、この方法は、時間的同期がとれている場合には可能であるが、無線設備規則第５７条の３の２に規定されているような狭帯域のデジタル通信方式ではその実現が困難である。
【０００６】
【特許文献１】
特開平２−２０３６４５号公報
【特許文献２】
特開平２−２９０３１９号公報
【特許文献３】
特開平６−３００７０号公報
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
このように、同期を検出する前においては、受信信号入力レベルが低い場合に引込み動作が正常に動作しないという問題がある。この問題は、既知シンボルを使用する方法によっても解決することができない。
【０００８】
本発明は、上述した問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、弱受信電圧においても、安定した周波数引込み特性を持つ自動周波数制御装置を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明の第一の面によれば、一定長のフレーム毎にＮ個の同期シンボルからなるフレーム同期パターンが挿入されるデジタル変調信号を復調する受信機に使用される自動周波数制御装置であって、受信信号を１シンボル期間遅延させる遅延器をＭ（＝Ｎ−１）段備え、前記受信信号に対して１シンボル期間からＭシンボル期間までそれぞれ遅延したＭ個の遅延信号を生成する遅延手段と、Ｎ個の逆変調器を備え、前記受信信号及び前記Ｍ個の遅延信号を同期シンボル中のそれぞれ対応するベクトルで逆変調してＮ個の逆変調ベクトルを出力する逆変調手段と、前記Ｎ個の逆変調ベクトルに基づいて、受信信号の同期シンボルに対する同期の収束度を表す評価値を演算する評価値演算手段と、前記評価値演算手段で演算された評価値が所定の閾値に対してより強い収束度を示すまで、受信中心周波数を所定の変化周期に所定の変化幅で変化させる周波数変化手段と、を具備する自動周波数制御装置が提供される。
【００１０】
また、本発明の第二の面によれば、前記評価値演算手段は、Ｍ個の減算器を備え、前記Ｎ個の逆変調ベクトルにおいてそれぞれ隣接する２個のベクトル間で減算を行う減算手段と、前記減算手段からのＭ個の出力の各絶対値を加算した結果を前記評価値として出力する加算手段と、を具備する。
【００１１】
あるいは、本発明の第三の面によれば、前記評価値演算手段は、前記Ｎ個の逆変調ベクトルを平均化して平均ベクトルとして出力する平均ベクトル演算手段と、前記Ｎ個の逆変調ベクトルの各々と前記平均ベクトルとの差の絶対値の２乗値をそれぞれ算出し、該Ｎ個の２乗値の平均値を演算して２乗平均値として出力する２乗平均値演算手段と、前記２乗平均値を前記平均ベクトルで正規化して前記評価値として出力する正規化手段と、を具備する。
【００１２】
また、本発明の第四の面によれば、前記周波数変化手段は、前記変化幅として、受信中心周波数に誤差がなく且つフェージングのない状態でビット誤り率が３％以下の場合に同期検出率が５０％以上となる周波数以下の値を採用する。
【００１３】
また、本発明の第五の面によれば、前記周波数変化手段は、前記変化幅として、受信中心周波数に誤差がなく且つフェージングのない状態でビット誤り率が３％以下の場合に同期検出率が９９％以下になる周波数以上の値を採用する。
【００１４】
また、本発明の第六の面によれば、前記周波数変化手段は、前記変化周期として、周波数を変化させた時期から次に変化させる時期までに少なくとも１個のフレーム同期パターンが受信されるべき時間間隔を採用する。
【００１５】
ここで、本発明の第七の面によれば、前記周波数変化手段は、前記変化周期として、周波数を変化させた時期から次に変化させる時期までに多くても２個のフレーム同期パターンしか受信されない時間間隔を採用する。
【００１６】
また、本発明の第八の面によれば、前記周波数変化手段は、前記評価値が前記閾値に対してより強い収束度を示す状態を検出して周波数変化処理をいったん停止した後の連続する一定数のフレームに対して前記状態が維持されない場合には周波数変化処理を再開する一方、維持される場合には周波数引込完了状態とする。
【００１７】
また、本発明の第九の面によれば、前記周波数変化手段は、前記周波数引込完了状態において、連続する一定数のフレームに対して前記評価値が前記閾値に対してより強い収束度を示す状態が検出されない場合には、前記周波数引込完了状態を解除して周波数変化処理を再開する。
【００１８】
また、本発明の第十の面によれば、前記周波数変化手段は、前記閾値として、同期信号検出用に採用される閾値によって要求される収束度よりも強い収束度を要求する値を採用する。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照して本発明の実施形態について説明する。
【００２０】
図２は、本発明による自動周波数制御装置の一実施形態を示すブロック図である。図２に示される自動周波数制御装置は、図１に示される受信機において周波数弁別器１４及びループフィルタ１６に代えて挿入されるものである。
【００２１】
同図において、ＡＤコンバータ（アナログ／デジタル変換器）２０は、フレーム同期信号を含むデジタル変調信号（Ｉ成分及びＱ成分）をデジタル信号に変換する。マッチド（整合）フィルタ２２は、そのデジタル信号に対して最大のＳ／Ｎが得られるようなフィルタリングを行う。
【００２２】
マッチドフィルタ２２の後段には、入力をそれぞれ１シンボル期間だけ遅延させるＭ段の１シンボル遅延器２４−１，２４−２，…，２４−Ｍが設けられている。フレーム同期パターンにおける同期シンボルの数をＮ個とすると、Ｍ＝Ｎ−１に設定されているため、１シンボル遅延器２４−１，２４−２，…，２４−Ｍは、受信信号に対して１シンボル期間からＭシンボル期間までそれぞれ遅延したＭ個の遅延信号を生成する。したがって、同期シンボル数に一致するＮ個の受信シンボルを同時に評価することが可能となる。
【００２３】
Ｎ個の逆変調器２６−１，２６−２，…，２６−Ｎは、受信信号及びＭ個の遅延信号を同期シンボル中のそれぞれ対応するベクトルで逆変調してＮ個の逆変調ベクトルを出力する。すなわち、逆変調器２６−１，２６−２，…，２６−Ｎの各々は、図３に示されるように、入力ベクトル（複素数）を対応する１個の同期シンボルで除算することにより、逆変調ベクトルを算出する。
【００２４】
算出されたＮ個の逆変調ベクトルは、収束度算出部２８に供給される。収束度算出部２８は、同期シンボルに対する受信信号の同期の収束度を表す評価値Ｓ０を算出するものである。なお、その構成例については、後述する。
【００２５】
収束度算出部２８によって算出される収束度評価値Ｓ０は、閾値判定部３０に供給される。閾値判定部３０は、評価値Ｓ０を所定の閾値と比較することにより、フレーム同期判定を行い、フレーム同期クロックを出力する。また、その判定結果は、局部発振周波数制御部３２に供給される。
【００２６】
局部発振周波数制御部３２は、後述のように、フレーム同期の収束度に応じて、電圧制御発振器として構成される局部発振器１８（図１）への制御電圧を変化させる制御を実行する。なお、ＡＤコンバータ２０や閾値判定部３０における処理にて必要となるサンプリングクロックは、サンプリングクロック生成部３４から供給される。
【００２７】
図４は、収束度算出部２８の一構成例を示す図であり、この構成は、隣接するシンボル間のベクトル回転を二つのベクトル間の差分をとることで評価値を求めるものである。すなわち、Ｍ個の減算器４０−１，４０−２，…，４０−Ｍが備えられ、最初の減算器４０−１は、逆変調器２６−１からの逆変調ベクトルと逆変調器２６−２からの逆変調ベクトルとの間で減算を行い、以下同様にして、最後の減算器４０−Ｍは、逆変調器２６−Ｍからの逆変調ベクトルと逆変調器２６−Ｎからの逆変調ベクトルとの間で減算を行う。
【００２８】
次いで、Ｍ個の絶対値算出器４２−１，４２−２，…，４２−Ｍの各々は、Ｍ個の減算器４０−１，４０−２，…，４０−Ｍ中の対応するものの出力に対してその絶対値を算出する。最後に、加算器４４は、算出されたＭ個の絶対値を加算し、その結果を評価値Ｓ０として出力する。
【００２９】
かかる構成によれば、Ｎ個の同期シンボルと同期がとれた状態においては、各逆変調ベクトルは、いずれも“１＋ｊ０”に近い値となり、したがって、隣接する２個の逆変調ベクトル間での減算結果は、“０＋ｊ０”に近い値となり、それらの絶対値の加算結果は“０”に近い値となる。したがって、収束度を評価することが可能となる。
【００３０】
図５は、収束度算出部２８の他の構成例を示す図である。図４に示される構成では、隣接するシンボルの逆変調ベクトル同士の差をとるので、それぞれの雑音の影響が加算される。これに対して図５の構成は、ベクトルの総平均値からの差分の２乗平均値をとることにより、より雑音に対して強くしようとするものである。すなわち、図５による構成によれば、強入力時にも弱入力時にもより安定した周波数制御が可能になる。
【００３１】
具体的には、図５に示されるように、平均ベクトル演算部５０が、逆変調器２６−１，２６−２，…，２６−ＮからのＮ個の逆変調ベクトルを平均化し、平均ベクトルとして出力する。減算器５２−１，５２−２，…，５２−Ｎが、Ｎ個の逆変調ベクトルの各々と平均ベクトルとの差を算出する。次いで、２乗絶対値算出器５４−１，５４−２，…，５４−Ｎが、算出された差の絶対値の２乗値をそれぞれ算出する。
【００３２】
そして、平均値演算部５６が、Ｎ個の２乗値についての平均値を演算し、２乗平均値として出力する。一方、２乗絶対値算出器５４−０が、平均ベクトルの絶対値の２乗値を算出する。最後に、除算器５８が、平均値演算部５６の出力を２乗絶対値算出器５４−０の出力で除算することにより、２乗平均値を平均ベクトルで正規化した評価値Ｓ０を出力する。
【００３３】
図６は、図１に示される受信機で、周波数弁別器１４及びループフィルタ１６に代えて、図２に示される自動周波数制御装置が挿入された場合において、局部発振器１８の発振周波数に誤差のないときに、収束度評価値Ｓ０がどのように変化するかを示すタイムチャートである。評価値Ｓ０が小さいほど、収束度が強いこととなるため、評価値Ｓ０に対する閾値Ｓｔを予め決定しておき、Ｓ０がＳｔ以下になった場合に同期点と判断することができる。この図では３回の同期点が描かれている。
【００３４】
図７は、以上のような同期検出法を使って同期点を検出するときに局部発振器の周波数の変化により評価値Ｓ０がどのように変化するかを示す特性図である。同図に示されるように、真値からの周波数偏差が大きくなるに従ってＳ０は大きくなり、やがて閾値Ｓｔより大きくなる。本発明は、このような同期検出法において周波数偏差が大きくなればＳ０が大きくなる、つまり同期を検出することができなくなることを積極的に利用し、局部発振周波数の粗調整に用いるものである。
【００３５】
図８は、図２における局部発振周波数制御部３２の動作例を示すフローチャートである。周波数制御が開始されると、まず、ステップ１０２において、局部発振周波数ｆｌが所定の最小局部発振周波数ｆｍｉｎに設定される。また、この時の時刻が局部発振周波数固定開始時刻ｔ１として記憶される。次いで、ステップ１０４において、収束度評価値Ｓ０が所定の閾値Ｓｔより小さいか否かが判定される。Ｓ０＜Ｓｔのときには、周波数制御が終了せしめられる。
【００３６】
一方、Ｓ０≧Ｓｔのときには、ステップ１０６に進み、局部発振周波数固定開始時刻ｔ１から所定の局部発振周波数固定継続時間ｔ２以上経過したか否かが判定される。ｔ１からｔ２以上経過していないときには、ステップ１０４に戻る。一方、ｔ１からｔ２以上経過しているときには、ステップ１０８に進み、局部発振周波数ｆｌが所定の局部発振周波数変化幅ｄｆだけ増大せしめられる。また、この時の時刻が局部発振周波数固定開始時刻ｔ１として記憶される。
【００３７】
次いで、ステップ１１０では、局部発振周波数ｆｌが所定の最大局部発振周波数ｆｍａｘを超えたか否かが判定される。ｆｌ≦ｆｍａｘのときには、ステップ１０４に戻る一方、ｆｌ＞ｆｍａｘのときには、ステップ１０２に戻る。
【００３８】
以上のように、局部発振周波数の範囲を予め設定しておき、最小周波数から始め、一定時間経過してもＳ０＜Ｓｔにならなければ、一定周波数幅増加させることを繰り返し、最大周波数を超えると、最小周波数から同様の処理を繰り返す。Ｓ０＜Ｓｔになれば、同期検出判定と同時に周波数の粗調整は完了したものとして、密調整（周波数追随）に移る。
【００３９】
なお、周波数の変化方法としては、この他にも最小〜最大周波数間を上下にステップ変化させる、最大と最小との間の周波数から始める、等様々な方法が考えられる。かくして、本発明によれば、従来の「たすきがけ」法では調整することができなかった弱受信電圧の状況下でも、安定した周波数の粗調整が可能になる。
【００４０】
ところで、局部発振周波数ｆｌの変化幅ｄｆが大きすぎると、その変化幅ｄｆのちょうど中間に真値が位置する場合には同期検出ができなくなる可能性が高くなる。そこで、一般的に実用上差し支えないビット誤り率（ＢＥＲ，ｂｉｔ  ｅｒｒｏｒ  ｒａｔｅ）である３％の場合に５０％の確率で同期検出することができれば、周波数変化幅ｄｆの中間に真値があるとしても、５フレームあれば、約９７％（１−０．５５＝０．９６８７５）の確率で検出することができる。したがって、局部発振周波数変化幅ｄｆは、周波数偏差と検出率との関係を示す図９においてｆ２以下の値とすることが好ましい。
【００４１】
また、その逆に、周波数変化幅ｄｆが小さすぎると、周波数調整を開始してから、調整点にたどりつくのに時間がかかり、粗調整完了までの期待時間が大きくなってしまう。そこで、一般的に実用上差し支えないビット誤り率である３％の場合に９９％の確率で同期検出することができる周波数変化幅とすることで、検出効率を良くすることができる。したがって、局部発振周波数変化幅ｄｆは、図９に示されるｆ１以上の値とすることが好ましい。
【００４２】
ところで、局部発振周波数ｆｌをある周波数に固定してから、１度でも同期検出に至らなければ、検出の効率は悪化する。そこで、変化周期として、周波数を変化させた時期から次に変化させる時期までに少なくとも１個のフレーム同期パターンが受信されるべき時間間隔を採用することが好ましい。すなわち、上述の局部発振周波数固定継続時間ｔ２は、図６に示されるフレーム間隔以上に設定することで、検出効率を良くすることができる。
【００４３】
その一方、局部発振周波数固定継続時間ｔ２をフレーム間隔以上に設定する場合にあっても、過度に長い時間に設定すると、検出までに時間がかかる。そこで変化周期として、周波数を変化させた時期から次に変化させる時期までに多くても２個のフレーム同期パターンしか受信されない時間間隔を採用することが好ましい。すなわち、上述の局部発振周波数固定継続時間ｔ２は、２フレーム間隔以内とすることで、検出効率を良くすることができる。
【００４４】
ところで、本発明においては、フレーム同期パターンを利用するため、周波数に偏差があることによって、稀に、本来フレーム同期パターンでない受信データがフレーム同期パターンに近くなることが考えられる。このような誤動作の場合に備えて、一定フレーム期間にわたってフレーム同期時に収束度評価値をチェックし、一定回数連続してＳ０＜Ｓｔとなった場合にのみ周波数粗調整完了とする。これによって、周波数が誤調整されている期間が長くなるのを防止することができる。
【００４５】
すなわち、最初に逆変調ベクトルの収束度評価値が予め定められた閾値より強くなってから予め定める一定期間（後方保護期間）の間に、非同期状態と判断されなかった場合には「周波数引込完了状態」とする一方、後方保護期間の間に非同期状態と判断された場合には、「周波数引込完了状態」とはせず周波数制御信号変化処理を再開することが好ましい。
【００４６】
また、移動体通信では、受信状態が激しく変化するため、受信できない時間が長くなり、その間に通信機の熱変化が局部発振器の発振周波数に影響して、周波数が変化してしまう場合がある。この反面、受信状態が刻々変化し、トンネル内のように一定期間受信不能になることもある。
【００４７】
そこで、周波数粗調整完了とした場合でも、一定フレーム期間連続してＳ０＜Ｓｔとならなかった場合には、周波数粗調整を無効として、再度周波数制御に戻るようにする。また、この間に一度でもＳ０＜Ｓｔとなれば、周波数粗調整は有効としてそのまま動作を続ける。これによって、長時間の受信不能が続き、発振周波数が変化してしまった場合でも周波数の再引込みが可能になる。
【００４８】
以上では、同期検出と周波数粗調整完了とを同様に取り扱ったが、例えば、図４に示される収束度算出方法は、図５に示される収束度算出方法に比較し、周波数偏差に対して同期検出できる率が高くなる。このような場合に、同期検出用閾値Ｓｔとは別に、周波数粗調整完了用の収束度評価値閾値Ｓｔ２を設けることにより、一層確実に周波数粗調整ができるようになる。
【００４９】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、従来の「たすきがけ」法では調整することができなかった弱受信電圧状態でも安定して周波数の粗調整を行うことが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】デジタル変調波用受信機の一般的な構成を示すブロック図である。
【図２】本発明による自動周波数制御装置の一実施形態を示すブロック図である。
【図３】逆変調器の構成を示す図である。
【図４】収束度算出部の一構成例を示す図である。
【図５】収束度算出部の他の構成例を示す図である。
【図６】収束度評価値Ｓ０のタイムチャートである。
【図７】局部発振器の周波数の変化により評価値Ｓ０がどのように変化するかを示す特性図である。
【図８】局部発振周波数制御部の動作例を示すフローチャートである。
【図９】周波数偏差と検出率との関係を示す特性図である。
【符号の説明】
１０…直交復調器
１２…復調器
１４…周波数弁別器
１６…ループフィルタ
１８…局部発信器
２０…ＡＤコンバータ
２２…マッチド（整合）フィルタ
２４…１シンボル遅延器
２６…逆変調器
２８…収束度算出部
３０…閾値判定部
３２…局部発振周波数制御部
３４…サンプリングクロック生成部
４０…減算器
４２…絶対値算出器
４４…加算器
５０…平均ベクトル演算部
５２…減算器
５４…２乗絶対値算出器
５６…平均値演算部
５８…除算器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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