(57)【要約】【課題】  効率がよい整流装置、電力制御装置、整流方法、および電力制御方法を提案すること。【解決手段】  交流を直流に整流して出力する整流装置において、出力される直流が所定の電圧になるように制御する制御回路（昇圧コイル１１、トランジスタ１２，１３、補償回路３１）と、入力される交流の電圧を検出する検出回路（ピーク検出回路２４）と、を有し、制御回路は、検出回路によって検出された交流の電圧が所定の電圧未満である場合には、予め定められた目標電圧（Ｖｏ）を基準として制御を行い、検出回路によって検出された交流の電圧が所定の電圧以上である場合には、交流の電圧（Ｖｐ）を基準として制御を行うようにしている。また、同様の考え方を電力制御装置に利用したり、整流方法または電力制御方法として利用することができる。【選択図】        図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流を直流に整流して出力する整流装置において、
出力される直流が所定の電圧になるように制御する制御回路と、
入力される交流の電圧を検出する検出回路と、を有し、
上記制御回路は、上記検出回路によって検出された交流の電圧が所定の電圧未満である場合には、予め定められた目標電圧を基準として制御を行い、上記検出回路によって検出された交流の電圧が所定の電圧以上である場合には、上記交流の電圧を基準として制御を行うことを特徴とする整流装置。
【請求項２】
前記制御回路は、前記交流の電圧を基準として制御を行う場合には、前記交流の電圧に所定のマージンを加えた値を制御目標値とすることを特徴とする請求項１記載の整流装置。
【請求項３】
前記制御回路は、前記目標電圧を基準として制御を行う場合には、後段の回路によって定まる前記目標電圧に所定のマージンを加えた値を制御目標値とすることを特徴とする請求項１記載の整流装置。
【請求項４】
前記検出回路は、前記交流のピーク電圧を検出することを特徴とする請求項１記載の整流装置。
【請求項５】
前記制御回路が、前記目標電圧から前記交流の電圧に基準を切り換える場合または前記交流の電圧から前記目標電圧に基準を切り換える場合に、当該基準または当該基準に基づく制御目標値が徐々に変化するように調整する調整回路をさらに有することを特徴とする請求項１記載の整流装置。
【請求項６】
前記調整回路は、前記交流の電圧を基準としている場合において、当該基準が変動した場合にも、当該基準または当該基準に基づく制御目標値が徐々に変化するように調整することを特徴とする請求項５記載の整流装置。
【請求項７】
前記調整回路は、後段に接続される回路の制御応答速度よりも遅い速度となるように前記基準または前記制御目標値の変化速度を調整することを特徴とする請求項５または６のいずれかに記載の整流装置。
【請求項８】
前記制御回路は、前記調整回路の出力も参照して制御を行うことを特徴とする請求項５から７のいずれかに記載の整流装置。
【請求項９】
交流の電力を制御する電力制御装置において、
出力される脈流が所定の電圧になるように制御する制御回路と、
入力される交流の電圧を検出する検出回路と、を有し、
上記制御回路は、上記検出回路によって検出された、入力される交流の電圧が所定の電圧未満である場合には、予め定められた目標電圧を基準として制御を行い、上記検出回路によって検出された、入力される交流の電圧が所定の電圧以上である場合には、上記入力される交流の電圧を基準として制御を行うことを特徴とする電力制御装置。
【請求項１０】
前記制御回路は、前記入力される交流の電圧を基準として制御を行う場合には、前記入力される交流の電圧に所定のマージンを加えた値を制御目標値とすることを特徴とする請求項９記載の電力制御装置。
【請求項１１】
前記制御回路は、前記目標電圧を基準として制御を行う場合には、後段の回路によって定まる前記目標電圧に所定のマージンを加えた値を制御目標値とすることを特徴とする請求項９記載の電力制御装置。
【請求項１２】
前記検出回路は、前記入力される交流のピーク電圧を検出することを特徴とする請求項９記載の電力制御装置。
【請求項１３】
前記制御回路が、前記目標電圧から前記入力される交流の電圧に基準を切り換える場合または前記入力される交流の電圧から前記目標電圧に基準を切り換える場合に、当該基準または当該基準に基づく制御目標値が徐々に変化するように調整する調整回路をさらに有することを特徴とする請求項９記載の電力制御装置。
【請求項１４】
前記調整回路は、前記入力される交流の電圧を基準としている場合において、当該基準が変動した場合にも、当該基準または当該基準に基づく制御目標値が徐々に変化するように調整することを特徴とする請求項１３記載の電力制御装置。
【請求項１５】
前記調整回路は、後段に接続される回路の制御応答速度よりも遅い速度となるように前記基準または前記制御目標値の変化速度を調整することを特徴とする請求項１３または１４のいずれかに記載の電力制御装置。
【請求項１６】
前記制御回路は、前記調整回路の出力も参照して制御を行うことを特徴とする請求項１３から１５のいずれか１項に記載の電力制御装置。
【請求項１７】
出力される直流が所定の電圧になるように制御して、交流を直流に整流する整流方法において、入力される交流の電圧を検出する検出回路によって検出された交流の電圧が所定の電圧未満である場合には、予め定められた目標電圧を基準として制御を行い、上記検出回路によって検出された交流の電圧が所定の電圧以上である場合には、上記交流の電圧を基準として制御を行うことを特徴とする整流方法。
【請求項１８】
出力される脈流が所定の電圧になるように制御する電力制御方法において、入力される交流の電圧を検出する検出回路によって検出された交流の電圧が所定の電圧未満である場合には、予め定められた目標電圧を基準として制御を行い、上記検出回路によって検出された、入力される交流の電圧が所定の電圧以上である場合には、上記入力される交流の電圧を基準として制御を行うことを特徴とする電力制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、整流装置、電力制御装置、整流方法、および電力制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
交流電圧を直流電圧に変換する整流装置および交流電源の電力を制御する交流電源制御装置は、様々な分野で広く使用されている。例えば、交流電源と負荷機器との間に接続される無停電電源装置では、交流電源である商用交流電源から供給された電力を整流した後、再度、交流電力に変換し、負荷機器に供給する（特許文献１参照）。また、交流電力を交流に変換し、さらに、目的の周波数および電圧を有する交流に変換する方法も提案されている。
【０００３】
このような整流装置および電力制御装置の性能は、装置全体の性能に大きな影響を与えるため、整流装置および電力制御装置に関する種々の提案が従来からなされている。
【０００４】
図１２は、従来の整流装置（電力制御装置）の一例を示す回路図である。
【０００５】
従来の整流装置は、昇圧コイル１０１、トランジスタ１０２，１０３、ダイオード１０４〜１０９、コンデンサ１１０、インバータ１１１、出力端子１１２，１１３、減算回路１１４および補償回路１１５によって構成されており、昇圧コイル１０１の一端と、ダイオード１０６のアノード端子（ダイオード１０７のカソード端子）には商用交流電源１００が接続されている。
【０００６】
ここで、昇圧コイル１０１は、自己誘導によって商用交流電源１００の電圧を昇圧して出力する。
【０００７】
トランジスタ１０２，１０３は、補償回路１１５から供給される駆動信号に応じて交互にオンまたはオフの状態になり、商用交流電源１００の電圧を昇圧してコンデンサ１１０を充電する。
【０００８】
ダイオード１０４，１０５は、トランジスタ１０２，１０３とそれぞれ並列に接続されており、昇圧コイル１０１によって昇圧された電圧が印加された場合には順バイアスとなって導通状態となり、コンデンサ１１０を充電する。
【０００９】
ダイオード１０６，１０７は、整流用のダイオードである。また、ダイオード１０８，１０９は、回生電流を遮断するためのダイオードである。すなわち、ダイオード１０８，１０９は、コンデンサ１１０に蓄積されている電荷が、商用交流電源１００側に出力されることを防止する。
【００１０】
コンデンサ１１０は、例えば、電解コンデンサによって構成されており、ダイオード１０４〜１０７によって整流された電力を電荷として蓄積する。
【００１１】
インバータ１１１は、コンデンサ１１０の端子に現れる直流電力を、交流電力に変換して出力する。また、出力端子１１２，１１３は、インバータ１１１から出力される交流電力を図示せぬ負荷に供給するための端子である。
【００１２】
減算回路１１４は、基準となる電圧Ｖｒｅｆから、コンデンサ１１０の端子電圧を減算した結果を補償回路１１５に出力する。補償回路１１５は、減算回路１１４の出力に応じてトランジスタ１０２，１０３を交互にオンまたはオフの状態に駆動し、コンデンサ１１０に流入する電荷を可変することにより、出力電圧を制御する。
【００１３】
つぎに、以上の従来例の動作を説明する。
【００１４】
商用交流電源１００の昇圧コイル１０１側の電圧が正である場合に、補償回路１１５から供給される駆動信号によって、トランジスタ１０２がオフの状態に、また、トランジスタ１０３がオンの状態になると、商用交流電源１００の上側の端子から流出した電流は、昇圧コイル１０１、トランジスタ１０３、およびダイオード１０７を経由して商用交流電源１００の下側の端子に流出する。その結果、昇圧コイル１０１には、図の左から右方向へ電流が流れるので、この電流に対応する磁気エネルギーが蓄積される。
【００１５】
つぎに、補償回路１１５は、トランジスタ１０３をオフの状態に、また、トランジスタ１０２をオンの状態にする。トランジスタ１０３がオフの状態になると、昇圧コイル１０１に流れていた電流が急に遮断されるので、昇圧コイル１０１には自己誘導によって高い電圧が発生する。このとき、コンデンサ１１０の電圧が、商用交流電源１００の電圧と昇圧コイル１０１の電圧の合計よりも低い場合には、ダイオード１０４，１０８，１０９，１０７を経由して電流が通じ、コンデンサ１１０が充電される。
【００１６】
一方、交流電源１００の昇圧コイル１０１側の電圧が負である場合に、トランジスタ１０２がオンの状態に、また、トランジスタ１０３がオフの状態になると、昇圧コイル１０１には、図の右から左方向への電流が流れる。つづいて、補償回路１１５は、トランジスタ１０２をオフの状態に、また、トランジスタ１０３をオンの状態にする。トランジスタ１０２がオフ状態になると、昇圧コイル１０１に流れていた電流が急に遮断されるので、前述の場合と同様に自己誘導によって高い電圧が発生する。このとき、コンデンサ１１０の電圧が、商用交流電源１００の電圧と昇圧コイル１０１の電圧の合計よりも低い場合には、ダイオード１０６，１０８，１０９，１０５を経由して電流が通じ、コンデンサ１１０が充電される。
【００１７】
なお、補償回路１１５は、減算回路１１４の出力が正である場合、すなわち、コンデンサ１１０の端子電圧が、目標となる基準電圧Ｖｒｅｆよりも低い場合には、トランジスタ１０２，１０３を駆動する駆動信号のデューティー比を調整することにより、コンデンサ１１０の端子電圧を増加させるように制御する。すなわち、補償回路１１５は、商用交流電源１００の昇圧コイル１０１側の電圧が正である場合には、トランジスタ１０３を駆動する駆動信号のデューティー比を増加させ、また、商用交流電源１００の昇圧コイル１０１側の電圧が負である場合には、トランジスタ１０２を駆動する駆動信号のデューティー比を増加させ、コンデンサ１１０の端子電圧を増加させる。
【００１８】
ところで、商用交流電源１００の出力電圧が変動し、コンデンサ１１０の端子電圧が基準電圧Ｖｒｅｆよりも高くなった場合には、商用交流電源１００からコンデンサ１１０に対して突入電流として過大な電流が流れ、ダイオード１０４〜１０９およびコンデンサ１１０にストレスがかかる場合があるという問題点がある。すなわち、商用交流電源１００の昇圧コイル１０１側の電圧が正である場合には、ダイオード１０４，１０８，１０９，１０７を経由して突入電流が流れ、また、商用交流電源１００の昇圧コイル１０１側の電圧が負である場合には、ダイオード１０６，１０８，１０９，１０５を経由して突入電流が流れ、これらのダイオードおよびコンデンサ１１０にストレスがかかるという問題点があった。
【００１９】
【特許文献１】特開平７−１１５７７３号公報（要約書）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２０】
そこで、従来では、商用交流電源１００の電圧が変動した場合でも、コンデンサ１１０の端子電圧を越えないように、基準電圧Ｖｒｅｆに十分なマージンを持たせて設計されている。しかし、このように基準電圧Ｖｒｅｆに十分なマージンを持たせることで、出力電圧を入力電圧よりもかなり高く設定すると、これらの差の電圧降下に対応する電力が損失し、効率が悪化するという問題点があった。
【００２１】
本発明は、上記の事情に基づきなされたもので、その目的とするところは、効率がよい整流装置、電力制御装置、整流方法、および電力制御方法を提供しよう、とするものである。
【課題を解決するための手段】
【００２２】
上述の目的を達成するため、本発明は、交流を直流に整流して出力する整流装置において、出力される直流が所定の電圧になるように制御する制御回路と、入力される交流の電圧を検出する検出回路と、を有し、制御回路は、検出回路によって検出された交流の電圧が所定の電圧未満である場合には、予め定められた目標電圧を基準として制御を行い、検出回路によって検出された交流の電圧が所定の電圧以上である場合には、交流の電圧を基準として制御を行うようにしている。
【００２３】
このため、効率がよい整流装置を提供することが可能になる。
【００２４】
また、他の発明は、上述の発明に加えて、制御回路は、交流の電圧を基準として制御を行う場合には、交流の電圧に所定のマージンを加えた値を制御目標値とするようにしている。
【００２５】
このため、入力電圧よりも出力電圧の方がマージン分だけ常に高くなるように制御されるため、交流の電圧が突発的に変動した場合を除いて突入電流の発生を防止できるので、突入電流によって回路素子にストレスがかかることを防止できる。
【００２６】
また、他の発明は、上述の発明に加えて、制御回路は、目標電圧を基準として制御を行う場合には、後段の回路によって定まる目標電圧に所定のマージンを加えた値を制御目標値とするようにしている。
【００２７】
このため、後段の回路に必要な目標電圧よりもマージン分だけ高い電圧を出力することから、後段の回路の動作を安定させることが可能になる。
【００２８】
また、他の発明は、上述の発明に加えて、検出回路は、交流のピーク電圧を検出するようにしている。
【００２９】
このため、入力される交流の電圧を簡易に測定することが可能になる。
【００３０】
また、他の発明は、上述の発明に加えて、制御回路が、目標電圧から交流の電圧に基準を切り換える場合または交流の電圧から目標電圧に基準を切り換える場合に、当該基準または当該基準に基づく制御目標値が徐々に変化するように調整する調整回路をさらに有するようにしている。
【００３１】
このため、基準または制御目標値の切り換えがなされた場合であっても、アンダーシュートおよびオーバーシュートが発生して後段の回路にストレスがかかることを防止することが可能になる。
【００３２】
また、他の発明は、上述の発明に加えて、調整回路は、交流の電圧を基準としている場合において、当該基準が変動した場合にも、当該基準または当該基準に基づく制御目標値が徐々に変化するように調整するようにしている。
【００３３】
このため、交流の電圧を基準としている場合に、当該基準が変動した場合にも、アンダーシュートおよびオーバーシュートが発生して後段の回路にストレスがかかることを防止することが可能になる。
【００３４】
また、他の発明は、上述の各発明に加えて、制御回路は、調整回路の出力も参照して制御を行うようにしている。
【００３５】
このため、制御回路が離散的に制御を行う場合であっても、制御を確実に行うことが可能になる。
【００３６】
また、他の発明は、上述の各発明に加えて、調整回路は、後段に接続される回路の制御応答速度よりも遅い速度となるように基準または制御目標値の変化速度を調整するようにしている。
【００３７】
このため、後段の回路の制御が追いつかずに、後段の回路の出力にノイズ等が混入することを防止できる。
【００３８】
また、本発明は、交流の電力を制御する電力制御装置において、出力される脈流が所定の電圧になるように制御する制御回路と、入力される交流の電圧を検出する検出回路と、を有し、制御回路は、検出回路によって検出された、入力される交流の電圧が所定の電圧未満である場合には、予め定められた目標電圧を基準として制御を行い、検出回路によって検出された、入力される交流の電圧が所定の電圧以上である場合には、入力される交流の電圧を基準として制御を行うようにしている。
【００３９】
このため、効率がよい電力制御装置を提供することが可能になる。
【００４０】
また、他の発明は、上述の発明に加えて、制御回路は、入力される交流の電圧を基準として制御を行う場合には、入力される交流の電圧に所定のマージンを加えた値を制御目標値とするようにしている。
【００４１】
このため、入力電圧よりも出力電圧の方がマージン分だけ常に高くなるように制御されるため、交流の電圧が突発的に変動した場合を除いて突入電流の発生を防止できるので、突入電流によって回路素子にストレスがかかることを防止できる。
【００４２】
また、他の発明は、上述の発明に加えて、制御回路は、目標電圧を基準として制御を行う場合には、後段の回路によって定まる目標電圧に所定のマージンを加えた値を制御目標値とするようにしている。
【００４３】
このため、後段の回路に必要な目標電圧よりもマージン分だけ高い電圧を出力することから、後段の回路の動作を安定させることが可能になる。
【００４４】
また、他の発明は、上述の発明に加えて、検出回路は、入力される交流のピーク電圧を検出するようにしている。
【００４５】
このため、入力される交流の電圧を簡易に測定することが可能になる。
【００４６】
また、他の発明は、上述の発明に加えて、制御回路が、目標電圧から入力される交流の電圧に基準を切り換える場合または入力される交流の電圧から目標電圧に基準を切り換える場合に、当該基準または当該基準に基づく制御目標値が徐々に変化するように調整する調整回路をさらに有するようにしている。
【００４７】
このため、基準または制御目標値の切り換えがなされた場合であっても、アンダーシュートおよびオーバーシュートが発生して後段の回路にストレスがかかることを防止することが可能になる。
【００４８】
また、他の発明は、上述の発明に加えて、調整回路は、入力される交流の電圧を基準としている場合において、当該基準が変動した場合にも、当該基準または当該基準に基づく制御目標値が徐々に変化するように調整するようにしている。
【００４９】
このため、交流の電圧を基準としている場合に、当該基準が変動した場合にも、アンダーシュートおよびオーバーシュートが発生して後段の回路にストレスがかかることを防止することが可能になる。
【００５０】
また、他の発明は、上述の各発明に加えて、調整回路は、後段に接続される回路の制御応答速度よりも遅い速度となるように基準または制御目標値の変化速度を調整するようにしている。
【００５１】
このため、後段の回路の制御が追いつかずに、後段の回路の出力にノイズ等が混入することを防止できる。
【００５２】
また、他の発明は、上述の各発明に加えて、制御回路は、調整回路の出力も参照して制御を行うようにしている。
【００５３】
このため、制御回路が離散的に制御を行う場合であっても、制御を確実に行うことが可能になる。
【００５４】
また、本発明は、出力される直流が所定の電圧になるように制御して、交流を直流に整流する整流方法において、入力される交流の電圧を検出する検出回路によって検出された交流の電圧が所定の電圧未満である場合には、予め定められた目標電圧を基準として制御を行い、検出回路によって検出された交流の電圧が所定の電圧以上である場合には、交流の電圧を基準として制御を行うようにしている。
【００５５】
このため、効率がよい整流方法を提供することが可能になる。
【００５６】
また、本発明は、出力される脈流が所定の電圧になるように制御する電力制御方法において、入力される交流の電圧を検出する検出回路によって検出された交流の電圧が所定の電圧未満である場合には、予め定められた目標電圧を基準として制御を行い、上記検出回路によって検出された、入力される交流の電圧が所定の電圧以上である場合には、上記入力される交流の電圧を基準として制御を行うようにしている。
【００５７】
このため、効率がよい電力制御方法を提供することが可能になる。
【発明の効果】
【００５８】
本発明によれば、効率がよい整流装置および整流方法を提供することが可能になる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００５９】
以下、本発明の一実施の形態について、図面を参照して説明する。
【００６０】
図１は、本発明の実施の第１の形態に係る整流装置の構成を示す回路図である。
【００６１】
この図に示すように、整流装置は、昇圧コイル１１、トランジスタ１２，１３、ダイオード１４〜１９、コンデンサ２０、インバータ２１、出力端子２２，２３、ピーク検出回路２４、出力電圧設定回路２５、加算回路２６，２７、比較回路２８、調整回路２９、減算回路３０および補償回路３１によって構成されており、昇圧コイル１１の一端と、ダイオード１６のアノード端子（ダイオード１７のカソード端子）には商用交流電源１０が接続されている。なお、インバータ２１は、直流電源としてのみ使用する場合には、除外することができる。
【００６２】
ここで、商用交流電源１０は、正弦波電力を出力する交流電源である。「制御回路」の一部である昇圧コイル１１は、トランジスタ１２，１３のスイッチング動作によって電流が断続された場合に、自己誘導によって高い電圧を発生して出力する。
【００６３】
「制御回路」の一部であるトランジスタ１２，１３は、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）によって構成されており、補償回路３１から供給される駆動信号Φ１，Φ２によってそれぞれオンまたはオフの状態にされる。
【００６４】
ダイオード１４，１５は、昇圧コイル１１に発生した高電圧をバイパスさせる役割を有している。ダイオード１６，１７は、整流用のダイオードである。また、ダイオード１８，１９は、回生電流防止用のダイオードである。すなわち、これらのダイオード１８，１９は、コンデンサ２０から商用交流電源１０側へ流れる電流である回生電流を抑止する。
【００６５】
コンデンサ２０は、例えば、電解コンデンサによって構成されており、トランジスタ１２，１３のスイッチング動作によって昇圧コイル１１に発生した高電圧によって充電され、蓄積された電荷量に応じた直流電圧をインバータ２１に供給する。
【００６６】
インバータ２１は、コンデンサ２０に蓄えられている電荷を、例えば、スイッチングすることにより、交流電圧に変換して出力する。端子２２，２３は、インバータ２１によって生成された交流電圧を取り出すための端子である。
【００６７】
「検出回路」に相当するピーク検出回路２４は、商用交流電源１０の一周期におけるピーク電圧Ｖｐを１周期毎に検出し、その絶対値を出力する。出力電圧設定回路２５は、インバータ２１の出力電圧の基準値Ｖｏが設定される。
【００６８】
加算回路２６は、ピーク検出回路２４の出力（基準値）Ｖｐに、マージン電圧である１０Ｖを加算した値を制御目標値として出力する。加算回路２７は、出力電圧設定回路２５からの出力（基準値）Ｖｏに、マージン電圧である３０Ｖを加算した値を制御目標値として出力する。
【００６９】
比較回路２８は、加算回路２６および加算回路２７のうち、大きい方の値を選択して出力する。「調整回路」に相当する調整回路２９は、比較回路２８の出力が変化した場合には、変化前の電圧から変化後の電圧に徐々に変化するように調整するとともに、交流電圧の片側電圧を両側電圧に変換するために、比較回路２８の出力を２倍して出力する。
【００７０】
減算回路３０は、調整回路２９の出力からコンデンサ２０の端子電圧を減算した値を出力する。「制御回路」の一部である補償回路３１は、減算回路３０からの出力に応じて、駆動信号Φ１，Φ２のデューティー比を変化させ、コンデンサ２０の端子電圧が所定の電圧になるように制御する。
【００７１】
図２は、補償回路３１から出力される駆動信号Φ１，Φ２の一例を示している。図２（Ａ）は、駆動信号Φ１，Φ２のデューティー比が等しい場合を示し、図２（Ｂ）は駆動信号Φ１のデューティー比の方が大きい場合を示し、図２（Ｃ）は駆動信号Φ２のデューティー比の方が大きい場合を示している。すなわち、駆動信号Φ１，Φ２は、双方のオン時間の合計が常に一定になる関係（相補的な関係）を有している。
【００７２】
つぎに、整流装置の動作を説明する。
【００７３】
図３は、商用交流電源１０の電圧Ｖｉの波形と、駆動信号Φ１，Φ２の概略を示す図である。この図に示すように、商用交流電源１０の電圧Ｖｉ波形は、正弦波である。駆動信号Φ１，Φ２は、前述したように、一方がオンである場合には他方がオフであり、一方がオンである場合には他方がオフとなる関係を有する信号である。また、駆動信号Φ１は、商用交流電源１０の電圧Ｖｉが負である場合（期間Ｔ２）にデューティー比が大きくなり、正である場合（期間Ｔ１）には小さくなる。一方、駆動信号Φ２は、商用交流電源１０の電圧Ｖｉが正である場合（期間Ｔ１）にデューティー比が大きくなり、負である場合（期間Ｔ２）には小さくなる。なお、このように、電圧Ｖｉに応じてデューティー比を変化させるのは、整流装置に流入する電流波形が、電圧波形と同位相の正弦波となるようにすることで、力率を改善するためである。以下では、商用交流電源１０の電圧が正である場合（期間Ｔ１）と、負である場合（期間Ｔ２）に分けて動作を説明する。
【００７４】
まず、商用交流電源１０の昇圧コイル１１側の電圧が正である場合（期間Ｔ１）の動作について説明する。補償回路３１から出力される駆動信号Φ１，Φ２がそれぞれ“Ｌ”，“Ｈ”の状態になると、トランジスタ１２，１３は、それぞれオフ、オンの状態になり、商用交流電源１０から昇圧コイル１１に電流が流入する。その結果、昇圧コイル１１には図の左から右方向への電流が流れ、この電流に応じた磁気エネルギーが蓄積される。
【００７５】
このような状態において、駆動信号Φ１，Φ２がそれぞれ“Ｈ”，“Ｌ”の状態に反転すると、トランジスタ１２，１３がそれぞれオン、オフの状態となり、昇圧コイル１１に流れる電流が急に遮断されるので、昇圧コイル１１には、自己誘導により高い電圧が発生する。昇圧コイル１１と商用交流電源１０の電圧の和が、コンデンサ２０の端子電圧よりも高い場合には、ダイオード１４，１８，１９，１７を経由して電流が流れ、コンデンサ２０が充電される。そして、一定の時間が経過すると、駆動信号Φ１，Φ２がそれぞれ“Ｌ”，“Ｈ”の状態に反転し、最初の状態に戻り、同様の動作が繰り返される。
【００７６】
つぎに、商用交流電源１０の昇圧コイル１１側の電圧が負である場合（期間Ｔ２）の動作について説明する。補償回路３１から出力される駆動信号Φ１，Φ２がそれぞれ“Ｈ”，“Ｌ”の状態になると、トランジスタ１２，１３がそれぞれオン、オフの状態になり、昇圧コイル１１にはトランジスタ１２から電流が流入する。その結果、昇圧コイル１１には図の右から左方向への電流が流れ、この電流に応じた磁気エネルギーが蓄積される。
【００７７】
このような状態において、駆動信号Φ１，Φ２がそれぞれ“Ｌ”，“Ｈ”の状態に反転すると、トランジスタ１２，１３がそれぞれオフ、オンの状態になる。このため、昇圧コイル１１に流れる電流が急に遮断されるので、昇圧コイル１１には、自己誘導により高い電圧が発生する。昇圧コイル１１と商用交流電源１０の電圧の和が、コンデンサ２０の端子電圧よりも高い場合には、ダイオード１６，１８，１９，１５を経由して電流が流れ、コンデンサ２０が充電される。そして、一定の時間が経過すると、駆動信号Φ１，Φ２がそれぞれ“Ｈ”，“Ｌ”の状態に反転され、最初の状態に戻り、同様の動作が繰り返される。
【００７８】
ところで、この整流装置では、商用交流電源１０の電圧Ｖｉのピーク値に応じて、制御目標値が切り換えられる。以下では、加算回路２７の出力が制御目標値として選択された場合と、加算回路２６の出力が制御目標値として選択された場合に分けて説明する。なお、Ｖｏは少なくとも装置の動作中は固定値となっているので、比較回路２８が加算回路２６，２７のいずれの出力を選択するかは、ピーク電圧Ｖｐによって一義的に決まる。
【００７９】
まず、加算回路２７の出力が制御目標値として選択された場合の動作について説明する。
【００８０】
商用交流電源１０の電圧Ｖｉの１周期におけるピーク値Ｖｐに１０Ｖを加算した値が、出力電圧設定回路２５によって設定される電圧Ｖｏに３０Ｖを加算した値未満である場合（Ｖｐ＋１０＜Ｖｏ＋３０）、すなわち、Ｖｐ＜Ｖｏ＋２０である場合には比較回路２８は、加算回路２７の出力を選択するので、出力電圧設定回路２５からの出力であるＶｏに、３０Ｖを加算した値が調整回路２９に供給される。調整回路２９は、後述するように、比較回路２８によって選択される電圧（加算回路２６または加算回路２７の出力電圧）が変化した場合には、電圧が徐々に変化するように調整するとともに、交流波形の両側電圧に変換するために入力された電圧を２倍して減算回路３０へ出力する。このため、補償回路３１は、コンデンサ２０の端子電圧が、制御目標値である（Ｖｏ＋３０Ｖ）×２となるように制御する。例えば、Ｖｏが１４１Ｖ（実効値１００Ｖ）である場合には、コンデンサ２０の端子電圧が３４２Ｖ（＝（１４１Ｖ＋３０Ｖ）×２）となるように制御される。
【００８１】
つぎに、加算回路２６の出力が制御目標値として選択された場合の動作について説明する。
【００８２】
商用交流電源１０の電圧Ｖｉの１周期におけるピーク値Ｖｐに１０Ｖを加算した値が、出力電圧設定回路２５によって設定される電圧Ｖｏに３０Ｖを加算した値以上である場合（Ｖｐ＋１０≧Ｖｏ＋３０）、すなわち、Ｖｐ≧Ｖｏ＋２０である場合には比較回路２８は、加算回路２６の出力を選択するので、ピーク検出回路２４からの出力であるＶｐに、１０Ｖを加算した値が調整回路２９に供給される。調整回路２９は、後述するように、比較回路２８によって選択される電圧（加算回路２６または加算回路２７の出力電圧）が変化した場合には、電圧が徐々に変化するように調整するとともに、交流波形の両側電圧に変換するために入力された電圧を２倍して減算回路３０へ出力する。このため、補償回路３１は、コンデンサ２０の端子電圧が（Ｖｐ＋１０Ｖ）×２となるように制御する。例えば、Ｖｐが１７０Ｖ（実効値１２０Ｖ）である場合には、コンデンサ２０の端子電圧が３６０Ｖ（＝（１７０Ｖ＋１０Ｖ）×２）となるように制御される。
【００８３】
このように、商用交流電源１０の電圧が所定の電圧（この例ではＶｏ＋２０Ｖ）未満である場合には、コンデンサ２０の端子電圧が予め設定されている「電圧Ｖｏ＋３０Ｖ」（片側電圧分）になるように制御がなされ、一方、所定の電圧以上である場合には、コンデンサ２０の端子電圧が商用交流電源１０の「ピーク電圧Ｖｐ＋１０Ｖ」（片側電圧分）となるように制御される。この結果、商用交流電源１０の電圧が上昇した場合には、コンデンサ２０の電圧が常にピーク電圧Ｖｐよりも１０Ｖだけ高くなるように制御されるので、商用交流電源１０の電圧が突発的に変動した場合を除いて、商用交流電源１０の電圧がコンデンサ２０の端子電圧を上回ることにより突入電流が発生し、回路素子にストレスがかかることを防止できる。
【００８４】
また、突入電流の発生を防止するために、図１２に示す従来の装置のように、商用交流電源１００の発生し得る最大のピーク値を考慮してマージンを設定する必要がないので、通常の動作時（Ｖｏ＋３０Ｖを制御目標値とする動作時）におけるコンデンサ２０の電圧を低く設定することにより、整流装置の内部における電力の損失を減少させることが可能になる。具体的には、商用交流電源１０の想定される最大のピーク値が２００Ｖ（実効値１４１Ｖ）であると仮定すると、従来の整流装置では、例えば、３０Ｖのマージンを確保するためには、コンデンサ２０の電源電圧に関する端子電圧は４６０Ｖ（＝（２００Ｖ＋３０Ｖ）×２）となる。一方、図１に示す整流装置では、Ｖｏを１４１Ｖ（実効値１００Ｖ）に設定した場合には、コンデンサ２０の電源電圧に関する端子電圧は３４２Ｖ（＝（１４１Ｖ＋３０Ｖ）×２）になり、前述の場合と比較して１１８Ｖ（＝４６０Ｖ−３４２Ｖ）の差が生じる。このため、従来の整流装置に比べて、装置内部における電力の損失を抑えることが可能になる。
【００８５】
つぎに、調整回路２９の動作について説明する。
【００８６】
図４は、調整回路２９の電圧調整動作を説明するための図である。図４（Ａ）は、比較回路２８の選択状態が、加算回路２７から加算回路２６へ変更された場合の調整回路２９の出力の変化を示している。この図に示すように、調整回路２９の出力は、加算回路２７の出力であるＶｏ＋３０Ｖから、加算回路２６の出力であるＶｐ＋１０Ｖへ時間τをかけて徐々に変化する。また、図４（Ｂ）は、比較回路２８の選択状態が、加算回路２６から加算回路２７へ変更された場合の調整回路２９の出力の変化を示している。この図に示すように、調整回路２９の出力は、加算回路２６の出力であるＶｐ＋１０Ｖから、加算回路２７の出力であるＶｏ＋３０Ｖへ時間τをかけて徐々に変化する。なお、時間τは、調整回路２９の出力電圧の変化速度が、インバータ２１の制御応答速度よりも十分に小さくなるように設定することが望ましい。例えば、電圧の変化ΔＶ（＝Ｖｐ−Ｖｏ−２０Ｖ）と時間τとの比（＝ΔＶ／τ）として、ΔＶ／τ＝６０Ｖ／ｓｅｃとなるように設定する。
【００８７】
このように、比較回路２８による選択状態が変化した場合には、調整回路２９によって、変化前の電圧から変化後の電圧へ徐々に変化させるようにしたので、コンデンサ２０の端子電圧が急激に変化し、インバータ２１の制御が追いつかずに、出力端子２１，２２にノイズが出力されることを防止できる。なお、図４では、電圧の変化は直線のスロープ状とされているが、微視的にみれば階段状となっている。この電圧の変化は、微視的に見ても直線のスロープ状になるようにしても、また、巨視的に見ても階段状になるようにしてもよい。
【００８８】
また、このように制御目標値を徐々に変化させることにより、オーバーシュートおよびアンダーシュートの発生を防止することができるので、回路にかかるストレスを軽減することができる。さらに、オーバーシュートおよびアンダーシュートの発生を見込んで、耐圧値の高い素子を使用する必要がなくなるので、装置のコストを軽減するとともに、装置のサイズを縮小することが可能になる。
【００８９】
つぎに、本発明の第２の実施の形態について説明する。
【００９０】
図５は、本発明の第２の実施の形態の構成例を示す図である。第２の実施の形態では、第１の実施の形態の場合と比較して、加算回路２６に入力される電圧が１０Ｖから５Ｖに変更されている。また、比較回路２８が比較回路５０に置換され、さらに、調整回路２９の出力Ｖｒが比較回路５０にフィードバックされている。その他の構成は、第１の実施の形態の場合と同様である。
【００９１】
比較回路５０は、所定の周期（例えば、０．５秒周期）で、加算回路２６，２７の出力および調整回路２９の出力Ｖｒを参照し、制御目標値を設定する。図６は、比較回路５０の動作を説明するためのフローチャートである。このフローチャートを参照して、以下に比較回路５０の動作について説明する。このフローチャートが開始されると、以下のステップが実行される。
【００９２】
ステップＳ３１：比較回路５０は、カウンタ変数ｎに“０”を初期設定する。
【００９３】
ステップＳ３２：比較回路５０は、加算回路２６の出力（Ｖｐ＋５Ｖ）と、加算回路２７の出力（Ｖｏ＋３０Ｖ）を比較し、（Ｖｐ＋５Ｖ）＜（Ｖｏ＋３０Ｖ）であるか否かを判定し、該当する場合にはステップＳ３３に進み、それ以外の場合にはステップＳ３５に進む。
【００９４】
ステップＳ３３：比較回路５０は、調整回路２９に対してＶｏ＋３０Ｖを出力する。
【００９５】
ステップＳ３４：比較回路５０は、カウンタ変数ｎに“０”を代入して、カウント値をリセットする。
【００９６】
ステップＳ３５：比較回路５０は、加算回路２６の出力（Ｖｐ＋５Ｖ）と、調整回路２９の出力Ｖｒとを比較し、（Ｖｐ＋５Ｖ）≧Ｖｒであるか否かを判定する。その結果、該当する場合にはステップＳ３６に進み、それ以外の場合にはステップＳ３９に進む。
【００９７】
ステップＳ３６：比較回路５０は、配列Ｍの第ｎ番目の要素として、調整回路２９のその時点の出力Ｖｒの値を格納する。
【００９８】
ステップＳ３７：比較回路５０は、カウンタ変数ｎの値を“１”だけインクリメントする。
【００９９】
ステップＳ３８：比較回路５０は、現在のピーク電圧Ｖｐにマージン電圧１０Ｖを加算した値（Ｖｐ＋１０Ｖ）を調整回路２９に出力する。
【０１００】
ステップＳ３９：比較回路５０は、加算回路２６の出力に５Ｖをさらに加算した値（Ｖｐ＋１０Ｖ）と、配列Ｍの第（ｎ−１）番目の要素（調整回路２９の前回の出力値）とを比較し、（Ｖｐ＋１０Ｖ）＜Ｍ（ｎ−１）であるか否かを判定する。その結果、該当する場合にはステップＳ４０に進み、それ以外の場合にはステップＳ４２に進む。
【０１０１】
ステップＳ４０：比較回路５０は、配列Ｍの第（ｎ−１）番目の要素の値（調整回路２９の前回の出力値）を調整回路２９に対して出力する。
【０１０２】
ステップＳ４１：比較回路５０は、カウント変数ｎの値を“１”だけディクリメントする。
【０１０３】
ステップＳ４２：比較回路５０は、その時点において、調整回路２９から出力されているＶｒを、調整回路２９に対して供給する。その結果、調整回路２９の出力はＶｒの状態を維持する。
【０１０４】
ステップＳ４３：比較回路５０は、処理を終了するか否かを判定し、終了しないと判定した場合にはステップＳ３２に戻って同様の処理を繰り返し、それ以外の場合には処理を終了する。
【０１０５】
図７は、第２の実施の形態の動作を説明するためのタイミングチャートである。このタイミングチャートの横軸は時間を、縦軸は電圧を示している。また、実線はピーク電圧Ｖｐを、破線は加算回路２６の出力を、一点鎖線は調整回路２９の出力を、二点鎖線は比較回路５０の出力を示している。さらに、時刻ｔａと時刻ｔｂは、比較回路５０が目標値を計算するタイミングを表している。
【０１０６】
時刻ｔａでは、ピーク電圧をＶｐａとすると、加算回路２６の出力（Ｖｐａ＋５Ｖ）と、加算回路２７の出力（Ｖｏ＋３０Ｖ）の間には、（Ｖｐａ＋５Ｖ）＜（Ｖｏ＋３０Ｖ）の関係が成立し（ステップＳ３２で「Ｙ」と判定され）、また、加算回路２６の出力（Ｖｐａ＋５Ｖ）と、調整回路２９の出力Ｖｒとの間には、（Ｖｐａ＋５Ｖ）＞Ｖｒの関係が成立する（ステップＳ３５で「Ｙ」と判定される）ので、比較回路５０は、目標値としてＶｐａ＋１０Ｖを出力する（ステップＳ３８）。
【０１０７】
調整回路２９は、比較回路５０の出力である制御目標値が変化した場合には、出力を所定の傾きで徐々に変化させる。この結果、一点鎖線で示す調整回路２９の出力は、時刻ｔａから徐々に増大し、時刻ｔａとｔｂの間で制御目標値のＶｐａ＋１０Ｖに到達し、それ以降はその電圧を維持する。
【０１０８】
時刻ｔｂでは、（Ｖｐｂ＋５Ｖ）＜（Ｖｏ＋３０Ｖ）の関係が成立し（ステップＳ３２で「Ｙ」と判定され）、また、（Ｖｐｂ＋５Ｖ）＞Ｖｒである（ステップＳ３５で「Ｙ」）ので、制御目標値としてＶｐｂ＋１０Ｖを出力する（ステップＳ３８）。調整回路２９は、前述の場合と同様に、出力を所定の傾きで徐々に変化させる。この結果、一点鎖線で示す調整回路２９の出力は、時刻ｔｂから徐々に増大し、前述の場合と同様に制御目標値のＶｐｂ＋１０Ｖに到達し、それ以降はその電圧を維持する（図示せず）。
【０１０９】
なお、この図では示していないが、ピーク電圧Ｖｐが減少した場合には、加算回路２６の出力に値“５”をさらに加算した（Ｖｐ＋１０Ｖ）と、調整回路２９の前回の出力値（Ｍ（ｎ−１））とを比較する。そして、（Ｖｐ＋１０Ｖ）＜Ｍ（ｎ−１）が成立する場合（ステップＳ３９で「Ｙ」と判定された場合）には、目標値を下げる必要があるとして、比較回路５０は、調整回路２９の前回の出力値（Ｍ（ｎ−１））を調整回路２９に出力する。前回の出力値（Ｍ（ｎ−１））は、今回の出力値よりも低いので、比較回路５０の出力は減少する。
【０１１０】
調整回路２９は、比較回路５０の出力が減少した場合でも、電圧が徐々に変化するように調整するので、調整回路２９の出力電圧は徐々に減少することになる。その結果、電圧が減少する場合でも、オーバーシュートおよびオーバーシュートの発生を防止できる。また、電圧を下げる必要がないと判定された場合、（ステップＳ３９で「Ｎ」と判定された場合）には、その時点における調整回路２９の出力Ｖｒを出力するので、調整回路２９の出力電圧は変化しない。
【０１１１】
以上の実施の形態によれば、図１２に示す従来の装置のように、商用交流電源１００の発生し得る最大のピーク値を考慮してマージンを設定する必要がないので、通常の動作時（Ｖｏ＋３０Ｖを制御目標値とする動作時）におけるコンデンサ２０の電圧を低く設定することにより、整流装置の内部における電力の損失を減少させることが可能になる。
【０１１２】
また、目標電圧を計算する周期が長い場合にも対応して動作できるので、比較回路５０等を構成する素子として、性能が低い素子を使用することが可能になり、装置全体のコストを削減できる。
【０１１３】
つぎに、本発明の第３の実施の形態について説明する。この第３の実施の形態は、交流の電力を制御する電力制御装置であり、その装置の構成および動作の説明と併せて電力制御方法を説明する。
【０１１４】
図８は、本発明の第３の実施の形態の構成例を示す図である。第３の実施の形態では、図５に示す第２の実施の形態の場合と比較して、ダイオード１６，１７がコンデンサ８０，８１に置換され、ダイオード１８，１９およびコンデンサ２０が除外され、ピーク検出回路８２、補償回路８３、加算回路８４、乗算回路８５が付加され、補償回路３１が補償回路８６に置換され、バランサ回路８７が新たに付加されている。
【０１１５】
ここで、コンデンサ８０，８１は、例えば、フィルムコンデンサによって構成されている。ピーク検出回路８２は、コンデンサ８０，８１の両端に生じる電圧Ｖｂのピーク値を検出する。
【０１１６】
補償回路８３は、ＰＩ（Proportional Integral）制御におけるＰＩ補償回路であり、積分要素およびゲイン要素によって構成されている。加算回路８４は、補償回路８３の出力と調整回路２９の出力を加算した結果を出力する。
【０１１７】
乗算回路８５は、加算回路８４の出力と、振幅が１であり周期が商用交流電源１０の交流信号Ｖｉの周期と同一である正弦波信号とを乗算した結果を出力する。
【０１１８】
補償回路８６は、商用交流電源１０の交流信号Ｖｉと、乗算回路８５の出力信号Ｖｒｅｆとを参照し、トランジスタ１２，１３を駆動するための駆動信号Φ１，Φ２を生成して出力する。
【０１１９】
バランサ８７は、バッテリ充放電回路の一部を構成し、バッテリ運転時（バッテリに蓄えられている電力による運転時）には、バッテリコンバータ８７ｆ（図１０参照）から出力される電力を、トランス８７ｅ（図１０参照）を介して変圧して出力する。また、商用交流運転時（商用交流の電力による運転時）には、トランス８７ｅの二次回路どうしの電磁結合により、レール電圧（インバータ２１の入力端子のそれぞれに対するグランドからの電圧）のバランスを取るように動作する。
【０１２０】
図９は、図８に示す補償回路８６の詳細な構成例を示す図である。
【０１２１】
この図に示すように、補償回路８６は、絶対値回路８６ａ，８６ｂ、減算回路８６ｃ、絶対値回路８６ｄ、定数倍回路８６ｅ、除算回路８６ｆ、定数倍回路８６ｇ、リミッタ回路８６ｈ、減算回路８６ｉ、セレクタ回路８６ｊ、および定数倍回路８６ｋによって構成されている。
【０１２２】
ここで、絶対値回路８６ａは、商用交流電源１０の交流信号Ｖｉの絶対値を求めて出力する。絶対値回路８６ｂは、乗算回路８５の出力信号Ｖｒｅｆの絶対値を求めて出力する。減算回路８６ｃは、絶対値回路８６ｂの出力から絶対値回路８６ａの出力を減算した結果を出力する。絶対値回路８６ｄは、減算回路８６ｃの出力の絶対値を求めて出力する。定数倍回路８６ｅは、絶対値回路８６ｂの出力を２倍にして出力する。
【０１２３】
除算回路８６ｆは、絶対値回路８６ｄの出力を、定数倍回路８６ｅの出力で除算した結果を求めて出力する。定数倍回路８６ｇは、除算回路８６ｆの出力を定数ｋ倍して出力する。
【０１２４】
リミッタ回路８６ｈは、定数倍回路８６ｇの出力をリミット（制限）する動作を行う。すなわち、リミッタ回路８６ｈは、定数倍回路８６ｇの出力が“１”未満の場合にはリミッタ回路８６ｈの出力をそのまま出力し、それ以外の場合には“１”を出力する。
【０１２５】
減算回路８６ｉは、値“１”からリミッタ回路８６ｈの出力を減算した結果を出力する。セレクタ回路８６ｊは、端子Ｃに入力される商用交流電源１０の交流信号Ｖｉが正の値である場合（図３に示す期間Ｔ１である場合）には端子Ａに入力される減算回路８６ｉの出力を選択し、その値に応じたデューティーを有する駆動信号Φ１を出力する。それ以外の場合（図３に示す期間Ｔ２である場合）には端子Ｂに入力されるリミッタ回路８６ｈの出力を選択し、その値に応じたデューティーを有する駆動信号Φ１を出力する。定数倍回路８６ｋは、反転回路であり、セレクタ８６ｊの出力である駆動信号Φ１を反転し、駆動信号Φ２として出力する。
【０１２６】
図１０は、図８に示すバランサ回路８７の詳細な構成例を示す図である。この図に示すように、バランサ回路８７（破線で囲繞されている部分）は、トランジスタ８７ａ，８７ｂ、ダイオード８７ｃ，８７ｄ、トランス８７ｅ、バッテリコンバータ８７ｆによって構成されている。
【０１２７】
ここで、トランジスタ８７ａ，８７ｂは、ＩＧＢＴ等のトランジスタによって構成されており、例えば、５０％デューティーである２０ｋＨｚのパルス信号によって駆動される。ダイオード８７ｃ，８７ｄは、トランス８７ｅに生じた誘導電圧を整流して出力する。トランス８７ｅは、バッテリコンバータ８７ｆから出力された交流電圧を巻き数比に応じて変圧して出力する。バッテリコンバータ８７ｆは、図示せぬバッテリから出力される直流電圧を、交流電圧に変換して出力する。
【０１２８】
つぎに、以上の第３の実施の形態の動作について説明する。
【０１２９】
第３の実施の形態では、第２の実施の形態と比較して、バランサ回路８７が付加されており、また、インバータ２１の入力信号、すなわち、コンデンサ８０，８１の両端に出現する信号Ｖｂが脈流信号となっている点が異なっている。それ以外の動作は、第２の実施の形態の場合と同様である。
【０１３０】
まず、商用交流電源１０の昇圧コイル１１側の電圧が正である場合（図３に示す期間Ｔ１）の動作について説明する。補償回路８６から出力される駆動信号Φ１，Φ２がそれぞれ“Ｌ”，“Ｈ”の状態になると、トランジスタ１２，１３は、それぞれオフ、オンの状態になり、商用交流電源１０から昇圧コイル１１に電流が流入する。その結果、昇圧コイル１１には図８の左から右方向への電流が流れ、この電流に応じた磁気エネルギーが蓄積される。
【０１３１】
このような状態において、駆動信号Φ１，Φ２がそれぞれ“Ｈ”，“Ｌ”の状態に反転すると、トランジスタ１２，１３がそれぞれオン、オフの状態となり、昇圧コイル１１に流れる電流が急に遮断されるので、昇圧コイル１１には、自己誘導により高い電圧が発生する。昇圧コイル１１に生じた誘導電圧により、ダイオード１４を経由してコンデンサ８０に電流が流れ、コンデンサ８０の上部端子が正、下部端子が負となるように充電される。
【０１３２】
そして、一定の時間が経過すると、駆動信号Φ１，Φ２がそれぞれ“Ｌ”，“Ｈ”の状態に反転し、最初の状態に戻り、同様の動作が繰り返される。
【０１３３】
つぎに、商用交流電源１０の昇圧コイル１１側の電圧が負である場合（図３に示す期間Ｔ２）の動作について説明する。補償回路８６から出力される駆動信号Φ１，Φ２がそれぞれ“Ｈ”，“Ｌ”の状態になると、トランジスタ１２，１３がそれぞれオン、オフの状態になり、昇圧コイル１１にはトランジスタ１２から電流が流入する。その結果、昇圧コイル１１には図８の右から左方向への電流が流れ、この電流に応じた磁気エネルギーが蓄積される。
【０１３４】
このような状態において、駆動信号Φ１，Φ２がそれぞれ“Ｌ”，“Ｈ”の状態に反転すると、トランジスタ１２，１３がそれぞれオフ、オンの状態になる。このため、昇圧コイル１１に流れる電流が急に遮断されるので、昇圧コイル１１には、自己誘導により高い電圧が発生する。昇圧コイル１１に生じた誘導電圧により、ダイオード１５を経由してコンデンサ８１に電流が流れ、コンデンサ８１の上部端子が正、下部端子が負となるように充電される。
【０１３５】
そして、一定の時間が経過すると、駆動信号Φ１，Φ２がそれぞれ“Ｈ”，“Ｌ”の状態に反転され、最初の状態に戻り、同様の動作が繰り返される。
【０１３６】
以上の動作により、コンデンサ８０，８１は、上部端子が正、下部端子が負となるように充電される。このように商用電源によって動作している場合には、バッテリコンバータ８７ｆが停止した状態であるので、トランス８７ｅのバッテリコンバータ８７ｆ側は擬似的に開放された状態となる。
【０１３７】
このような状態において、図１０に示すトランジスタ８７ａ，８７ｂがスイッチングされると、図１１の（Ａ）に示すように、トランジスタ８７ａがオンで、トランジスタ８７ｂがオフの場合には、トランス８７ｅの下方の二次巻線に電圧Ｖｐｏｓが印加され、上方の二次巻線に誘導電圧が発生し、Ｖｎｅｇ＜誘導電圧である場合には、Ｖｎｅｇが誘導電圧と等しくなるまで充電される。
【０１３８】
一方、図１１の（Ｂ）に示すように、トランジスタ８７ａがオフで、トランジスタ８７ｂがオンの場合には、トランス８７ｅの下方の二次巻線に電圧Ｖｎｅｇが印加され、上方の二次巻線に誘導電圧が発生し、Ｖｐｏｓ＜誘導電圧である場合には、Ｖｐｏｓが誘導電圧と等しくなるまで充電される。以上の動作を繰り返すことにより、ＶｐｏｓおよびＶｎｅｇは、各々全波整流に近い波形を示すことになる。
【０１３９】
第３の実施の形態では、以上のようにして生成されたＶｐｏｓおよびＶｎｅｇの合成電圧である電圧Ｖｂ（脈流電圧）のピークをピーク検出回路８２によって検出し、検出されたピーク値に応じてとトランジスタ１２，１３の駆動信号Φ１，Φ２のデューティー比を制御し、商用交流電源１０の変動に拘わらず、インバータ２１の入力電圧が最適になるように制御する。
【０１４０】
すなわち、減算回路３０は、第２の実施の形態と同様の処理によって生成された調整回路２９からの出力Ｖｒから、ピーク検出回路８２によって検出された電圧Ｖａのピーク値を減算し、得られた値を補償回路８３に供給する。補償回路８３は、減算回路３０からの出力信号を積分するとともに、所定のゲインで増幅して出力する。加算回路８４は、補償回路８３の出力と調整回路２９の出力Ｖｒを加算して出力する。乗算回路８５は、加算回路８４の出力に対して、周期が商用交流電源１０と同一であり、振幅が１である正弦波信号を乗算して出力する。この結果、目標電圧に対応する信号（正弦波信号）Ｖｒｅｆが出力される。
【０１４１】
補償回路８６では、絶対値回路８６ｂが、乗算回路８５から出力された信号Ｖｒｅｆの絶対値を演算した結果を出力する。一方、絶対値回路８６ａは、商用交流電源１０からの交流信号Ｖｉの絶対値を演算した結果を出力する。減算回路８６ｃは、絶対値回路８６ｂの出力から、絶対値回路８６ａの出力を減算して出力する。絶対値回路８６ｄは、減算回路８６ｃから出力された信号の絶対値をとったものを出力する。定数倍回路８６ｅは、絶対値回路８６ｂの出力を２倍して出力する。
【０１４２】
除算回路８６ｆは、絶対値回路８６ｄの出力を定数倍回路８６ｅの出力で除算した結果を出力する。定数倍回路８６ｇは、除算回路８６ｆの出力をｋ倍して出力する。この結果、定数倍回路８６ｇの出力を式で表すと以下のようになる。
【０１４３】
【数１】
2004173479.tif 000003
【０１４４】
したがって、定数倍回路８６ｇからは、ＶｒｅｆとＶｉとの差分に応じた値が出力される。リミッタ回路８６ｈは、定数倍回路８６ｇからの出力が所定の値を上回った場合にはリミット（制限）するので、リミッタ回路８６ｈの出力は、０から１の間の値をとる。減算回路８６ｉは、値“１”からリミッタ回路８６ｈの出力を減算した値を出力する。その結果、セレクタ回路８６ｊの端子Ａに入力される値は、“０”から“１”の間の値をとり、端子Ｂに入力される値は、値“１”から端子Ａに入力される値を減算した値となる。
【０１４５】
セレクタ回路８６ｊは、商用交流電源１０の電圧Ｖｉが正である場合（図３に示す期間Ｔ１の場合）には、端子Ａに入力されている値を選択し、その値に応じたデューティー比を有する駆動信号Φ１を出力する。また、商用交流電源１０の電圧Ｖｉが負である場合（図３に示す期間Ｔ２の場合）には、端子Ｂに入力されている値を選択し、その値に応じたデューティー比を有する駆動信号Φ１を出力する。定数倍回路８６ｋは、セレクタ回路８６ｊの出力を反転し、駆動信号Φ２として出力する。
【０１４６】
この結果、ＶｒｅｆとＶｉの差が大きくなった場合（例えば、Ｖｉが減少した場合、または、ピーク検出回路８２によって検出されるピーク電圧が減少した場合）には、端子Ａに入力される値は小さくなり、端子Ｂに入力される値は大きくなる。このため、商用交流電源Ｖｉが正である場合（図３に示す期間Ｔ１である場合）には、端子Ａの入力が選択されるので、駆動信号Φ１のパルス幅は狭く、駆動信号Φ２のパルス幅は広くなるように制御される。この結果、昇圧コイル１１に蓄積される磁気エネルギーが増大するのでインバータ２１に入力される脈流信号の波高が増加する。一方、ＶｒｅｆとＶｉの差が小さくなった場合には、駆動信号Φ１のパルス幅が広く、駆動信号Φ２のパルス幅が狭くなるように制御されるので、脈流信号の波高が減少する。
【０１４７】
ＶｒｅｆとＶｉの差が大きくなった場合であって、商用交流電源Ｖｉが負である場合（図３に示す期間Ｔ２である場合）には、端子Ｂの入力が選択されるので、駆動信号Φ１のパルス幅は広く、駆動信号Φ２のパルス幅は狭くなるように制御される。この結果、昇圧コイル１１に蓄積される磁気エネルギーが増大するのでインバータ２１に入力される脈流信号の波高が増加する。一方、ＶｒｅｆとＶｉの差が小さくなった場合には、駆動信号Φ１のパルス幅が狭く、駆動信号Φ２のパルス幅が広くなるように制御されるので、脈流信号の波高が減少する。
【０１４８】
以上の動作により、インバータ２１へ入力される脈流電圧Ｖｂは、常に最適な状態となるように制御される。インバータ２１は、脈流電圧Ｖｂを入力し、周波数および電圧が所望の値となるように制御して出力するので、端子２２，２３には所望の交流信号が出力される。
【０１４９】
なお、制御目標の設定方法および制御目標を切り替える際の動作は、前述の第１および第２の実施の形態の場合と同様であるので、その説明は省略する。
【０１５０】
以上のように第３の実施の形態では、インバータ２１の入力を脈流信号としたので、第１および第２の実施の形態の場合と比較して、変換効率を向上させることができる。すなわち、第１および第２の実施の形態では、インバータ２１には直流電圧が印加されるが、第３の実施の形態の場合には、インバータ２１の出力電圧とほぼ同等の交流電圧を印加することにより、回路内部の電圧降下に起因する電力の損失を減少させることが可能になる。
【０１５１】
以上、本発明の一実施の形態について説明したが、本発明はこれ以外にも種々変形可能である。
【０１５２】
例えば、以上の各実施の形態では、ピーク検出回路２４，８２、出力電圧設定回路２５、加算回路２６，２７、比較回路２８，５０、調整回路２９、減算回路３０，８４、乗算回路８５、および補償回路３１，８３，８６をハードウエア的に構成するようにしたが、これらの全てまたは一部をソフトウエア的に構成することも可能である。その場合には、これらの全てまたは一部をＤＳＰ（Digital Signal Processor）またはＣＰＵ（Central Processing Unit）等によって構成し、以上の機能を実現するためのプログラムを、例えば、メモリに格納しておき、このプログラムを実行することにより、上述の機能を実現することが可能になる。
【０１５３】
また、以上の各実施の形態では、駆動信号Φ１，Φ２を相補的に出力するようにしたが、相補的でない場合（期間Ｔ１ではΦ1を全てオフ、期間Ｔ２ではΦ2を全てオフ）となるようにしてもよい。
【０１５４】
また、第１の実施の形態では、比較回路２８にヒステリシス特性を持たせることにより、商用交流電源１０のピーク電圧Ｖｐが比較回路２８の切り換えの基準となる電圧（この例ではＶｏ＋２０Ｖ）付近で頻繁に変動した場合でも、切り換え動作が頻発して装置の動作が不安定になることを防止できる。また、上述の実施の形態では、商用交流電源１０の１周期（１サイクル）毎に比較回路２８によって「Ｖｐ＋１０Ｖ」か「Ｖｏ＋３０Ｖ」かを演算しているが、半周期毎としたり、２周期毎等としたりして、他の計算サイクルを採用してもよい。
【０１５５】
また、第２の実施の形態では、比較回路５０の入出力特性にプラス・マイナス５Ｖのヒステリシスを持たせるようにしたが、これ以外の電圧に設定してもよい。
【０１５６】
また、第２の実施の形態では、調整回路２９の出力を配列Ｍに格納するようにしたが、前回出力された値のみを格納し、それ以前の値については、前回の値からマージン値である１０Ｖを回数分だけ減算するようにしてもよい。そのような構成によれば、配列Ｍを格納する領域を減少させることができる。
【０１５７】
また、第３の実施の形態の補償回路８６の回路構成は、一例であって、本発明がこのような場合に限定されるものではない。例えば、ＤＳＰまたはＣＰＵを用いて同様の機能を実現することも可能である。
【０１５８】
また、上述の各実施の形態では、検出したピーク電圧Ｖｐが出力電圧の基準値Ｖｏに２０Ｖをプラスした電圧未満であると「Ｖｏ＋３０Ｖ」が制御目標として使用されるが、常にピーク電圧Ｖｐ＋１０Ｖ（１０Ｖは他の電圧でもよい）を制御目標とするように構成してもよい。また、ピーク値を利用するのではなく、実効値を利用するようにしてもよい。
【０１５９】
また、以上の各実施の形態では、昇圧コイル１１とトランジスタ１２，１３のスイッチングによって、商用交流電源１０の電圧を昇圧するようにしたが、これ以外の方法によって昇圧してもよい。
【０１６０】
また、上述の各実施の形態では、検出回路によって検出された交流の電圧が所定の電圧未満である場合に、予め決められた目標電圧を基準として制御を行っているが、所定の電圧未満ではなく、所定の電圧以下としてもよい。また、検出回路によって検出された交流の電圧が所定の電圧以上である場合に、その交流の電圧を基準として制御を行っているが、所定の電圧以上ではなく、所定の電圧を超える場合にしてもよい。
【０１６１】
また、以上の各実施の形態では、加算回路２６，２７では、マージンとして１０Ｖ、３０Ｖ、および５Ｖを加算するようにしたが、これ以外の値を加算したり、マージンをゼロとしたりすることも可能である。すなわち、これらのマージン値は、整流装置、インバータ２１または図示せぬ負荷の特性に応じて最適な値を設定するようにすればよい。また、これらのマージン値は、固定としなくてもよい。例えば、１０Ｖの代わりに「入力電圧ピーク値Ｖｐ／１０」をマージン値としたり、３０Ｖの代わりに「ピーク電圧Ｖｐ／出力電圧の基準値Ｖｏ×３０Ｖ（ただし、３０Ｖを越えない）」のように、ピーク電圧Ｖｐが小さいときは制御目標のマージンも小さいものとするようにしてもよい。
【産業上の利用可能性】
【０１６２】
本発明によれば、効率がよい整流装置および整流方法を提供することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【０１６３】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る整流装置の構成を示す回路図である。
【図２】図１に示す整流装置の補償回路から出力される駆動波形Φ１，Φ２の一例を示す図である。
【図３】図１に示す整流装置に入力される商用交流電源の電圧波形と、駆動信号Φ１，Φ２の概要を示す図である。
【図４】図１に示す整流装置の調整回路の動作の概要を説明するための図である。
【図５】本発明の第２の実施の形態に係る整流装置の構成を示す回路図である。
【図６】図５に示す整流装置の比較回路の動作を説明するためのフローチャートである。
【図７】図５に示す整流装置の動作を説明するための図である。
【図８】本発明の第３の実施の形態に係る整流装置の構成を示す回路図である。
【図９】図８に示す補償回路の詳細を説明するための回路図である。
【図１０】図８に示すバランサ回路の詳細を説明するための回路図である。
【図１１】図８に示す第３の実施の形態の動作を説明するための図である。
【図１２】従来の整流装置の構成例を示す図である。
【符号の説明】
【０１６４】
１１  昇圧コイル（制御回路の一部）
１２，１３  トランジスタ（制御回路の一部）
２４  ピーク検出回路（検出回路）
２９  調整回路（調整回路）
３１  補償回路（制御回路の一部）
８２  ピーク検出回路（検出回路）
８６  補償回路（制御回路の一部）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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