(57)【要約】【課題】低損失でかつ低コストなアップコンバータを提供すると共に、そのアップコンバータを用いて送信電力を一定に調整可能な低損失でかつ低コストな通信装置を提供する。【解決手段】ＬＯ信号を用いてシングルサイドバンドミキサによりＩＦ信号をアップコンバートして、上側波帯信号をシングルサイドバンドミキサの第１の端子１０７から出力する一方、下側波帯信号をシングルサイドバンドミキサの第２の端子１０８から出力する。上記シングルサイドバンドミキサから出力される下側波帯信号の電力を電力検出回路１０６により検出する。上記シングルサイドバンドミキサから出力される上側波帯信号をＲＦ信号とする。そして、上記電力検出回路１０６により検出された下側波帯信号の電力に基づいて、可変利得ＩＦアンプ１１０の利得を調整する。【選択図】　図３
2004023467.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
中間周波信号と局部発振信号を混合して高周波信号を生成するアップコンバータにおいて、
上記中間周波信号を上記局部発振信号を用いてアップコンバートして、上側波帯信号を第１の端子から出力する一方、下側波帯信号を第２の端子から出力するシングルサイドバンドミキサと、
上記シングルサイドバンドミキサから出力される上記上側波帯信号または上記下側波帯信号のいずれか一方の電力を検出する電力検出回路とを備え、
上記シングルサイドバンドミキサから出力される上記上側波帯信号または上記下側波帯信号のいずれか他方を上記高周波信号とすることを特徴とするアップコンバータ。
【請求項２】
請求項１に記載のアップコンバータにおいて、
上記シングルサイドバンドミキサは、
上記中間周波信号を９０°の位相差を有する２つの信号に分配する９０°分配器と、
上記局部発振信号を同位相の２つの信号に分配する同相分配器と、
上記９０°分配器からの一方の信号と上記同相分配器からの信号とを混合する第１の単位ミキサと、
上記９０°分配器からの他方の信号と上記同相分配器からの信号とを混合する第２の単位ミキサと、
上記第１の単位ミキサから出力される信号と上記第２の単位ミキサから出力される信号を９０°の位相差で合成して、上記上側波帯信号と上記下側波帯信号を出力する９０°合成器とを有することを特徴とするアップコンバータ。
【請求項３】
請求項２に記載のアップコンバータにおいて、
上記第１の単位ミキサおよび上記第２の単位ミキサがアンチパラレルダイオードペアを含む偶高調波ミキサであることを特徴とするアップコンバータ。
【請求項４】
請求項１に記載のアップコンバータにおいて、
少なくとも上記シングルサイドバンドミキサと上記電力検出回路が同一の半導体チップ上に形成されていることを特徴とするアップコンバータ。
【請求項５】
請求項１に記載のアップコンバータと、
そのアップコンバータの電力検出回路により検出された電力に応じて、利得を調整する機能を有する増幅器または減衰器とを備えたことを特徴とする通信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、アップコンバータおよびそれを用いた通信装置に関し、特に、無線送信機等の利得調整機能を有する通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
無線方式の通信装置においては、送信電力を所望の範囲に調整する機能が極めて重要である。図４は、自動利得調整機能を実現する従来の通信装置の要部のブロック図を示しており、この通信装置は、図４に示すように、電力分配回路１と、電力検出回路２と、可変利得アンプ（電力調整回路）３と、ミキサ回路４と、バンドパスフィルタ５と、固定利得アンプ６と、アンテナ７および局部信号発振器８を備えている。上記通信装置において、送信される高周波電力の一部は、電力分配回路１で分岐されて、電力検出回路２に入力される。上記電力検出回路２は、入力された高周波信号の電力に応じて直流電圧を出力する。そして、上記電力検出回路２から出力された直流電圧は、可変利得アンプ３に入力されて、入力された直流電圧に応じて可変利得アンプ３の利得が調整される。その結果、可変利得アンプ３から出力される電力は一定となり、アンテナ７から送信される高周波信号に対して、電力が所望の適正な範囲に収まっていることが保証される。このような通信装置の技術は、例えば登録実用新案第３００６６３７号に開示されている。
【０００３】
また、従来のアップコンバータとして、上側波帯と下側波帯を分離するシングルサイドバンドミキサを用いたものがある。このシングルサイドバンドミキサの構成を図５に示している。上記シングルサイドバンドミキサは、図５に示すように、ＩＦ（中間周波数）用９０°分配器１１と、ＲＦ（無線周波数）用９０°合成器１２と、ＬＯ（局部発振）用同相分配器１３と、第１の単位ミキサ１４と、第２の単位ミキサ１５および終端抵抗１９，２０で構成されている。
【０００４】
図５において、ωＩＦとωＬＯはそれぞれＩＦ信号およびＬＯ信号の角周波数、ｔは時間とする。上記ＩＦ用９０°分配器１０１に入力されたＩＦ信号は、９０°の位相差を有する二つの信号（ωＩＦ・ｔ−９０）および信号（ωＩＦ・ｔ）に分配され、第１の単位ミキサ１４および第２の単位ミキサ１５に入力される。
【０００５】
また、上記ＬＯ用同相分配器１３に入力されたＬＯ信号は、位相差が０の二つの信号（どちらもωＬＯ・ｔ）に分配され、第１の単位ミキサ１４および第２の単位ミキサ１５に入力される。上記第１の単位ミキサ１４内では、ＩＦ信号（ωＩＦ・ｔ−９０）とＬＯ信号（ωＬＯ・ｔ）が混合され、上側波帯となる和信号（（ωＬＯ＋ωＩＦ）・ｔ−９０）と下側波帯となる差信号（（ωＬＯ−ωＩＦ）・ｔ＋９０）が生成される。一方、第２の単位ミキサ１５内では、ＩＦ信号（ωＩＦ・ｔ　）とＬＯ信号（ωＬＯ・ｔ）が混合されて、それらの上側波帯となる和信号（（ωＬＯ＋ωＩＦ）・ｔ）と下側波帯となる差信号（（ωＬＯ−ωＩＦ）・ｔ）が生成される。上記第１の単位ミキサ１４および第２の単位ミキサ１５のそれぞれから和信号と差信号が出力されるが、これらはＲＦ用９０°合成器１２に入力される。上記第１の単位ミキサ１４から出力された信号は、ＲＦ用９０°合成器１２で分配され、上側波帯用端子１７と下側波帯用端子１８に出力されるが、下側波帯用端子１８から出力される信号は、上側波帯用端子１７から出力される信号に対して９０°位相が遅れる。一方、上記第２の単位ミキサ１５から出力された信号は、ＲＦ用９０°合成器１２で分配され、上側波帯用端子１７と下側波帯用端子１８に出力されるが、上側波帯用端子１７から出力される信号は、下側波帯用端子１８から出力される信号に対して９０°位相が遅れる。
【０００６】
したがって、上側波帯用端子１７では、和信号は、（（ωＬＯ＋ωＩＦ）・ｔ−９０）と（（ωＬＯ＋ωＩＦ）・ｔ−９０）の同位相信号どうしの合成となるのに対して、差信号は（（ωＬＯ−ωＩＦ）・ｔ　＋　９０）と（（ωＬＯ−ωＩＦ）・ｔ−９０）のお互いに逆位相となる信号の合成となる。一方、下側波帯用端子１８では、差信号は（（ωＬＯ−ωＩＦ）・ｔ＋９０−９０）および（（ωＬＯ−ωＩＦ）・ｔ）の同相合成となるのに対して、和信号は（（ωＬＯ＋ωＩＦ）・ｔ−９０−９０）および（ωＬＯ＋ωＩＦ）・ｔ　の逆相合成となる。
【０００７】
この結果、上側波帯用端子１７からは和信号すなわち上側波帯信号のみが出力し、下側波帯用端子１８からは差信号すなわち下側波帯のみが出力するが、この信号は終端抵抗１９で消費され、どこにも出力されない。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、図４に示す従来の通信装置では、電力検出回路に信号を分配するために、電力分配回路１が必要となる。ところが、ミリ波帯等の周波数が非常に高い場合、電力分配回路１における信号の損失が著しく、その損失を補償するために新たな利得が必要となり、消費電力が大きくなるという課題がある。また、高精度のミリ波の電力分配回路を形成するためには、微細加工技術が必要となり、例えば、半導体チップ上に集積化した場合、チップの面積が大きくなるため、製造コストが高くなるという問題がある。
【０００９】
また、図５に示す従来のアップコンバータに用いられるシングルサイドバンドミキサにおいては、上側波帯信号または下側波帯信号のいずれか一方の不要信号を終端抵抗で消費していたため、効率が悪いという問題がある。
【００１０】
そこで、この発明の目的は、低損失でかつ低コストなアップコンバータを提供すると共に、そのアップコンバータを用いて送信電力を一定に調整可能な低消費電力でかつ低コストな通信装置を提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、この発明のアップコンバータは、中間周波信号と局部発振信号を混合して高周波信号を生成するアップコンバータにおいて、上記中間周波信号を局部発振信号を用いてアップコンバートするシングルサイドバンドミキサから、上側波帯信号を第１の端子から出力する一方、下側波帯信号を第２の端子から出力する。そして、上記シングルサイドバンドミキサから出力される上側波帯信号または下側波帯信号のいずれか一方の電力を電力検出回路により検出し、シングルサイドバンドミキサから出力される上側波帯信号または下側波帯信号のいずれか他方を上記高周波信号とする。
【００１２】
このような構成を取ることにより、電力を検出するために高周波信号を新たに分配する必要がなくなり、高周波信号を分配器により損失させることなく、その電力に応じた直流電圧を出力することが可能となる。この結果、損失を補償するための利得が不要となり、全体の消費電力を低減できる。したがって、低損失でかつ低コストなアップコンバータを提供できる。特に、上記アップコンバータを無線通信装置の送信機に用いることによって、上記アップコンバータの電力検出回路の検出信号を用いた利得調整機能を実現でき、簡単な構成で低消費電力化と低コスト化を図ることができる。なお、この発明のアップコンバータは、無線通信装置に限らず、有線方式の通信装置等の様々な装置に利用できる。
【００１３】
また、一実施形態のアップコンバータは、上記シングルサイドバンドミキサにおいて、上記中間周波信号を９０°の位相差を有する２つの信号に９０°分配器により分配すると共に、上記局部発振信号を同相分配器により同位相の２つの信号に分配する。上記９０°分配器からの一方の信号と同相分配器からの信号とを第１の単位ミキサにより混合すると共に、９０°分配器からの他方の信号と同相分配器からの信号とを第２の単位ミキサにより混合する。そして、上記９０°合成器により、第１の単位ミキサから出力される信号と第２の単位ミキサから出力される信号を９０°の位相差で合成して、上側波帯信号と下側波帯信号を出力する。
【００１４】
このように２つの単位ミキサをバランス動作させるシングルサイドバンドミキサにより、上側波帯信号と下側波帯信号を容易に分離できる。しかも、このシングルサイドバンドミキサでは、上側波帯信号と下側波帯信号の相対的なレベル差が常に一定であるため、電力検出回路により検出される上側波帯信号または下側波帯信号のいずれか一方の電力によって、上記高周波信号である上側波帯信号または下側波帯信号のいずれか他方の電力を正確に制御することが可能となる。
【００１５】
また、一実施形態のアップコンバータは、上記第１の単位ミキサおよび第２の単位ミキサにアンチパラレルダイオードペアを含む偶高調波ミキサを用いる。
【００１６】
上記アンチパラレルダイオードペアを含む偶高調波ミキサを用いることにより、上側波帯信号と下側波帯信号近傍の局部発振信号の偶高調波成分を抑圧できるため、より正確に上側波帯信号または下側波帯信号の電力の検出が可能となる。
【００１７】
また、一実施形態のアップコンバータは、少なくとも上記シングルサイドバンドミキサと電力検出回路を同一の半導体チップ上に形成している。
【００１８】
この場合、シングルサイドバンドミキサの出力を電力検出回路に分配するための分配器を形成する必要がないので、低コスト化が可能となる。
【００１９】
この発明の通信装置は、上記アップコンバータと、そのアップコンバータの電力検出回路により検出された電力に基づいて、利得を調整する機能を有する増幅器または減衰器とを備える。
【００２０】
上記構成の通信装置によれば、アップコンバータにより検出された電力をもとに、増幅器または減衰器の利得を調整することによって、一定の出力を送信する通信装置を実現することができる。この発明の通信装置によると、高周波信号を分配して検出する必要がないので、分配器による高周波信号の損失を補償する必要がなくなり、消費電力が小さくなる。したがって、送信電力を一定に調整可能な低消費電力でかつ低コストな通信装置を提供できる。
【００２１】
【発明の実施の形態】
以下、この発明のアップコンバータおよびそれを用いた通信装置を図示の実施の形態により詳細に説明する。
【００２２】
［第１実施形態］
図１はこの発明の第１実施形態の電力検出機能付のアップコンバータの構成図である。このアップコンバータは、図１に示すように、一方の入力端子が接地され、他方の入力端子にＩＦ（中間周波数）信号が入力されたＩＦ用９０°分配器１０１と、上記ＩＦ用９０°分配器１０１の一方の出力端子に入力端子が接続された第１の単位ミキサ１０４と、上記ＩＦ用９０°分配器１０１の他方の出力端子に入力端子が接続された第２の単位ミキサ１０５と、上記第１，第２の単位ミキサ１０４，１０５にＬＯ（局部発振）信号を分配するＬＯ用同相分配器１０３と、上記第１の単位ミキサ１０４の出力端子が一方の入力端子に接続され、上記第２の単位ミキサ１０５の出力端子が他方の入力端子に接続されたＲＦ（無線周波数）用９０°合成器１０２と、上記ＲＦ用９０°合成器１０２の他方の出力端子に入力端子が接続された電力検出回路１０６とを備えている。上記ＩＦ用９０°分配器１０１と第１の単位ミキサ１０４と第２の単位ミキサ１０５とＬＯ用同相分配器１０３とＲＦ（無線周波数）用９０°合成器１０２でシングルサイドバンドミキサを構成している。このシングルサイドバンドミキサは一例であって、他の構成のシングルサイドバンドミキサであってもよい。
【００２３】
ここでは、ＩＦ信号として１〜２ＧＨｚ、ＬＯ信号として５９ＧＨｚ、上側波帯（ＲＦ信号）として６０〜６１ＧＨｚ、下側波帯として５７〜５９ＧＨｚの信号を用いて説明する。
【００２４】
上記ＩＦ用９０°分配器１０１に入力された１〜２ＧＨｚのＩＦ信号は、９０°の位相差を有する二つの信号に分配され、第１の単位ミキサ１０４および第２の単位ミキサ１０５に夫々入力される。また、上記ＬＯ用同相分配器１０３に入力された５９ＧＨｚのＬＯ信号は、位相差が０の二つの信号に分配され、第１の単位ミキサ１０４および第２の単位ミキサ１０５に入力される。そして、上記第１の単位ミキサ１０４および第２の単位ミキサ１０５内では、ＩＦ信号とＬＯ信号が混合されて、それらの和信号（上側波帯６０〜６１ＧＨｚ）と差信号（下側波帯５７〜５８ＧＨｚ）が生成される。上記第１の単位ミキサ１０４および第２の単位ミキサ１０５のそれぞれから和信号と差信号が出力されるが、これらはＲＦ用９０°合成器１０２に入力される。
【００２５】
そして、ＲＦ用９０°合成器１０２に入力された信号は９０°の位相差で合成されるため、上側波帯用端子１０７では、和信号が同相合成され、差信号は逆相合成される一方、下側波帯用端子１０８では、差信号が同相合成され、和信号は逆相合成される。この結果、上側波帯用端子１０７からは和信号すなわち上側波帯信号のみが出力し、下側波帯用端子１０８からは差信号すなわち下側波帯のみが出力する。
【００２６】
上記上側波帯用端子１０７から出力される上側波帯信号は、そのまま高周波信号として出力される。一方、上記下側波帯用端子１０８から出力される下側波帯信号は、電力検出回路１０６に入力され、ここで、その下側波帯信号の出力電力に応じた直流電圧に変換される。上記上側波帯信号と下側波帯信号の相対的なレベル差は常に一定であるため、結果的に、上側波帯信号の出力に応じた直流電圧が出力されることになる。
【００２７】
従来のシングルサイドバンドミキサを用いたアップコンバータでは、上側波帯信号と下側波帯信号のうちの一方を高周波信号として出力し、他方の信号は、不要な信号として例えば５０オーム等の抵抗で終端していたのに対して、この発明のアップコンバータでは、上側波帯信号と下側波帯信号のうちの不要な一方を終端する代わりに、電力検出用の信号として有効に利用することがポイントである。
【００２８】
なお、上記ＩＦ用９０°分配器１０１およびＲＦ用９０°合成器１０２には、結合線路、ランゲカップラ、ブランチラインカップラ等を用いる。また、第１の単位ミキサ１０４および第２の単位ミキサ１０５としては、バランス型ミキサ、偶高調波ミキサ等様々なものを用いることができるが、ＬＯ信号成分のもれをできるだけ抑圧するタイプのものが望ましい。また、上記電力検出回路１０６は、ダイオードを用いた検波回路等で構成することができる。
【００２９】
また、シングルサイドバンドミキサと電力検出回路は、同一半導体チップ上に集積化してもよい。この場合、従来のように分配回路をチップ上に形成する必要がないので、半導体のチップの縮小という点で大きな利点となる。
【００３０】
なお、上記第１実施形態では、上側帯波信号を高周波信号として用い、下側帯波信号を電力検出用に用いたアップコンバータについて説明したが、下側帯波信号を高周波信号として用い、上側帯波信号を電力検出用として用いたアップコンバータにこの発明を適用してもよい。
【００３１】
以上の構成のアップコンバータにより、高周波信号を損失させることなく、その電力に応じた直流電圧を電力検出回路１０６から出力することが可能となる。上記電力検出回路１０６からの直流電圧に基づいて、送信電力を一定に調整することが可能となる。
【００３２】
［第２実施形態］
上記第１実施形態では、ＩＦ信号（１〜２ＧＨｚ）とＬＯ信号（５９ＧＨｚ）の和信号および差信号を取り出すアップコンバータについて説明したが、ＬＯ信号（５９ＧＨｚ）を直接混合する代わりに、周波数が２９．５ＧＨｚのＬＯ信号を用い、その２倍波とＩＦ信号を混合する、偶高調波ミキサを用いることも可能である。
【００３３】
図２はこの発明の第２実施形態のアップコンバータに用いられる単位ミキサの一例としての偶高調波ミキサの具体的な回路を示している。この第２実施形態において、単位ミキサ以外の構成および動作に関しては、第１実施形態で説明したものと同じであるので、ここでは繰り返さない。
【００３４】
図２に示す単位ミキサは、ＩＦ信号（周波数ｆＩＦ＝１〜２ＧＨｚ）とＬＯ信号（周波数ｆＬＯ＝２９．５ＧＨｚ）とを入力し、高周波信号（周波数ｆＲＦ＝６０〜６１ＧＨｚ）としてＬＯ信号の周波数の２倍の周波数とＩＦ信号とを混合して出力する偶高調波ミキサとなっている。
【００３５】
すなわち、周波数ｆＲＦ，ｆＩＦ，ｆＬＯの間には、次の関係がある。
ｆＲＦ＝２×ｆＬＯ±ｆＩＦ
ここで、（２×ｆＬＯ＋ｆＩＦ）が上側波帯信号に相当し、（２×ｆＬＯ−ｆＩＦ）が下側波帯信号に相当する。
【００３６】
図２に示す単位ミキサは、２つのダイオードをそれぞれの極性を逆にして並列接続したアンチパラレルダイオードペア２０１と、先端開放スタブ２０２と、先端短絡スタブ２０３と、中間周波信号用伝送線路２０４と、高周波信号用伝送線路２０５と、局部発振信号用伝送線路２０６と、キャパシタ２０７〜２０９とを備えている。
【００３７】
図２に示すように、アンチパラレルダイオードぺア２０１の一端に先端開放スタブ２０２を接続し、アンチパラレルダイオードぺア２０１の他端に先端短絡スタブ２０３を接続している。上記先端開放スタブ２０２の接続点に高周波信号用伝送線路２０５および中間周波信号用伝送線路２０４のそれぞれの一端を接続している。また、上記先端短絡スタブ２０３の接続点に局部発振信号用伝送線路２０６を接続している。上記中間周波信号用伝送線路２０４の他端側の中間周波信号用端子２１０と接地との間にキャパシタ２０８を接続している。また、上記高周波信号用伝送線路２０５の他端と高周波信号用端子２１２との間にキャパシタ２０９を接続している。さらに、上記局部発振信号用伝送線路２０６の他端と局部発振信号用端子２１１との間にキャパシタ２０７を接続している。
【００３８】
上記先端短絡スタブ２０３および先端開放スタブ２０２の電気長は、高周波信号の波長に対して略１８０°となっている。また、上記中間周波信号用伝送線路２０４は、高周波信号の波長に対して略９０°となっている。また、中間周波信号の周波数ｆＩＦが高周波信号の周波数ｆＲＦと比較して非常に小さい場合、
ｆＲＦ≒２×ｆＬＯ
となるため、先端短絡スタブ２０３および先端開放スタブ２０２の電気長は、局部発振信号の波長に対して略９０°となる。
【００３９】
上記先端短絡スタブ２０３は、接続点において、高周波信号に対しては短絡と見なせるが、局部発振信号に対しては開放と見なせ、なにも接続されていないのと等しい。
【００４０】
上記構成の単位ミキサにおいて、中間周波信号用端子２１０から入力された中間周波信号は、中間周波信号用伝送線路２０４を介して、アンチパラレルダイオードペア２０１に入力される。
【００４１】
一方、上記局部発振信号用端子２１１から入力された局部発振信号は、キャパシタ２０７，局部発振信号用伝送線路２０６を通過し、アンチパラレルダイオードペア２０１に入力される。上記アンチパラレルダイオードペア２０１に入力された中間周波信号と局部発振信号は、ダイオードの非線型性により混合され、高周波信号が高周波信号用端子２１２より出力される。
【００４２】
上記中間周波信号用端子２１０から入力される中間周波信号は周波数が低いので、キャパシタ２０７，キャパシタ２０９をほとんど通過せず、局部発振信号用端子２１１および高周波信号用端子２１２にはほとんど漏れない。
【００４３】
また、上記先端開放スタブ２０２の接続点は、局部発振信号の周波数に対して低インピーダンスとなり、局部発振信号（周波数ｆＬＯ）は、中間周波信号用端子２１０および高周波信号用端子２１２にはほとんど出力されない。また局部発振信号の２倍波（周波数２ｆＬＯ）は、アンチパラレルダイオードペア内でキャンセルされるため、どの端子にも出力されない。
【００４４】
以上の動作により、高周波信号用端子２１２からは、主として、高周波信号の周波数ｆＲＦ、すなわち上側波帯信号と下側波帯信号が出力され、局部発振信号やその２倍波は抑圧されてほとんど出力されない。
【００４５】
このように、この発明のアップコンバータの単位ミキサとして偶高調波ミキサを用いることにより、より正確に上側波帯信号または下側波帯信号の電力の検出が可能となる。
【００４６】
［第３実施形態］
図３は、上記第１，第２実施形態で説明したアップコンバータを用いた通信装置の一例としての無線通信用送信機の要部の構成を示している。この無線通信用送信機は、図３に示すように、上記第１実施形態で説明したアップコンバータの構成に局部発振器１１１を加えたアップコンバータ１００と、そのアップコンバータ１００のＩＦ端子に出力端子が接続され、入力端子にＩＦ信号が入力される可変利得ＩＦアンプ１１０と、上記アップコンバータ１００の上側波帯用端子１０７に入力端子が接続された利得が一定なＲＦアンプ１１２と、上記ＲＦアンプ１１２の出力端子に接続されたアンテナ１１３とを備えている。そして、上記アップコンバータ１００の電力検出回路１０６の出力端子を可変利得ＩＦアンプ１１０の制御端子に接続している。
【００４７】
上記構成の無線通信用送信機において、何らかの原因でＩＦ端子に入力されるＩＦ信号の入力電力が変動した場合、その変動に応じて、電力検出回路１０６から出力される直流電圧出力が変動し、アップコンバータ１００からの出力（ＲＦ信号）が一定になるように、可変利得ＩＦアンプ１１０の利得を調整する。この結果、アンテナ１１３からの送信出力は常に一定となる。
【００４８】
上記第３実施形態の無線通信用送信機では、ＩＦアンプに可変利得アンプを用いているが、ＲＦアンプに可変利得アンプを用い、その利得を電力検出回路の直流電圧出力で調整する構成を用いてもよい。
【００４９】
また、この第３実施形態では、電力検出回路１０６の出力端子が直接可変利得ＩＦアンプ１１０の制御端子に接続された構成を示しているが、この電力検出回路１０６の出力端子と直接可変利得ＩＦアンプ１１０の制御端子との間に、最適な電圧を得るための適当な電圧変換器やループフィルタ等が入っていてもよい。
【００５０】
上記第３実施形態では、アップコンバータを用いた無線通信用送信機について説明したが、これに限らず、有線式の通信装置にこの発明のアップコンバータを適用してもよい。
【００５１】
【発明の効果】
以上より明らかなように、この発明のアップコンバータによれば、高周波信号の出力電力を検出するために高周波信号を分配する分配器を新たに設ける必要がなくなり、高周波信号を損失させることなく、その電力に応じた検出信号を電力検出回路から出力することが可能となる。したがって、従来のアップコンバータにおける終端抵抗による損失を補償するための利得が不要となり、簡単な構成で全体の消費電力を低減することができるので、低損失でかつ低コストなアップコンバータを提供できる。
【００５２】
また、上記アップコンバータを用いた通信装置によれば、送信電力を一定に調整可能な通信装置の低消費電力化と低コスト化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１はこの発明の第１実施形態のアップコンバータの要部の構成図である。
【図２】図２はこの発明の第２実施形態のアップコンバータの単位ミキサの構成図である。
【図３】図３はこの発明の第３実施形態の通信装置の一例としての無線通信用送信機の要部の構成図である。
【図４】図４は従来の通信装置の概略構成を示すブロック図である。
【図５】図５は従来のアップコンバータに用いられるシングルサイドバンドミキサの構成図である。
【符号の説明】
１…電力分配回路、
２…電力検出回路、
３…可変利得アンプ、
４…ミキサ回路、
５…バンドパスフィルタ、
６…固定利得アンプ、
７…アンテナ、
８…局部発振器、
１００…アップコンバータ、
１０１…ＩＦ用９０°分配器、
１０２…ＲＦ用９０°合成器、
１０３…ＬＯ用同相分配器、
１０４…第１の単位ミキサ、
１０５…第２の単位ミキサ、
１０６…電力検出回路、
１０７…上側波帯用端子、
１０８…下側波帯用端子、
１０９…終端抵抗、
１１０…可変利得ＩＦアンプ、
１１１…局部発振器、
１１２…ＲＦアンプ、
１１３…アンテナ、
２０１…アンチパラレルダイオードペア、
２０２…先端開放スタブ、
２０３…先端短絡スタブ、
２０４…中間周波信号用伝送線路、
２０５…高周波信号用伝送線路、
２０６…局部発振信号用伝送線路、
２０７〜２０９…キャパシタ。
【図１】
2004023467.tif 000003
【図２】
2004023467.tif 000004
【図３】
2004023467.tif 000005
【図４】
2004023467.tif 000006
【図５】
2004023467.tif 000007