(57)【要約】【課題】収束の高速化および収束状態における安定性の向上を最適に制御することができる周波数制御装置の提供。【解決手段】自動周波数制御装置１０は、データ変換部１２から供給される受信したシンボル間隔の両成分信号１２ａを用いて位相誤差演算部１４では位相誤差ｓｉｎΔ（１４ａ）を生成し乗算器２０の一端側２０ａに供給し、ゲイン条件生成部１６ではループゲインの値αの決定条件１６６ｃ，　１６８ａを生成して、ループゲイン設定部１８に供給する。ループゲイン設定部１８では、ループゲインの決定条件に応じたループゲインの値α（１８ａ）を決定して乗算２０の他端側２０ｂに出力する。乗算器２０は、位相誤差ｓｉｎΔと値αとを乗算したデータαｓｉｎΔ（２０ｃ）を積分器２２に出力する。積分器２２では乗算結果を制御信号２２ａとしてフィードバック制御用に出力する。【選択図】　　　　図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
ディジタル情報を表すシンボルが変調された信号を受信し、該受信した信号に他の周波数の信号を混合して該受信した信号の周波数を低い周波数に変換し、該変換した周波数信号における同相成分と該同相成分に対して直交する直交成分に分解する成分分解機能を有する周波数変換手段と、
前記他の周波数の信号を生成する発振手段とを備え、
該発振手段が生成する発振周波数を前記周波数変換手段の出力に基づいて生成する制御信号により制御する周波数制御装置において、該装置は、
前記周波数変換手段から供給される両成分信号を前記シンボルの変調処理に合わせて復元処理を行うデータ変換手段と、
該復元したデータに対するシンボルの間隔で得られる両成分信号を用いて前記受信した信号に対する第１の位相誤差を演算する第１の位相誤差演算手段と、
第１の位相誤差に乗算する係数を決める条件を前記受信したシンボルの間隔で得られる両成分信号を用いて生成する条件生成手段と、
前記生成された条件に応じた前記係数を出力する係数判定手段と、
該係数と第１の位相誤差とを乗算する乗算手段と、
該乗算結果を積分して前記制御信号を生成する積分手段とを含むことを特徴とする周波数制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載の装置において、前記条件生成手段は、前記受信したシンボルの間隔で得られる両成分信号を用いて前記受信した信号に対する第２の位相誤差を演算する第２の位相誤差演算手段と、
第１の位相誤差演算手段の出力結果に対する絶対値処理を施す第１の絶対値処理手段と、
第２の位相誤差演算手段の出力結果に対する絶対値処理を施す第２の絶対値処理手段と、
第２の位相誤差演算手段の出力結果が有する極性を判断する極性判断手段と、第１および第２の絶対値処理手段の大きさの比較を行う比較手段とを含むことを特徴とする周波数制御装置。
【請求項３】
請求項１または２に記載の装置において、第１の位相誤差演算手段は、第１の位相誤差の演算を正弦波として処理し、
第２の位相誤差演算手段は、第２の位相誤差の演算を余弦波として処理することを特徴とする周波数制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、周波数制御装置に関するものであり、特に、受信した信号における周波数を所定の周波数に自動的に制御するＡＦＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ）装置等に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
受信における安定な動作を得るため受信装置には、自動周波数制御装置が用いられる。自動周波数制御装置について簡単に説明する。受信装置においてアンテナで受信した受信波は、ミキサの一方の入力端に供給され、ミキサの他端側にＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ　Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ　Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）等の発振器から搬送波が供給される。ミキサは、受信波に対するダウンコンバートを行って搬送波同期をとるとともに、中間周波数またはベースバンド周波数に変換した受信信号をＡＦＣ回路に出力する。また、ミキサには、直交復調機能が含まれ、同相成分Ｉ（Ｉｎ　ｐｈａｓｅ）と直交成分Ｑ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ）とをそれぞれ出力する。
【０００３】
ディジタル処理を行うＡＦＣ回路は、データ変換部、位相誤差演算部、乗算器および積分器を有している。データ変換部は、供給される受信データの値を一定にする処理等を施して位相誤差演算部および後段の信号処理部にそれぞれ、出力する。また、データ変換部が、同相成分Ｉと直交成分Ｑとの直交復調機能をがもつようにしてもよい。位相誤差演算部では、シンボル間の搬送波誤差、すなわち搬送波に対する位相誤差を求める。位相誤差は、相前後するシンボルデータが示すベクトル成分（Ｉ１，Ｑ１），（Ｉ２，Ｑ２）を用いる。
【０００４】
ここで、前のベクトル成分の位相角をθ１、後のベクトル成分の位相角をθ２とし、このベクトル成分の位相差をΔ＝θ２−θ１とする。シンボルの振幅を１に仮定し、この関係から、Ｉ１＝ｃｏｓθ１，　Ｑ１＝ｓｉｎθ１，　Ｉ２＝ｃｏｓθ２，　Ｑ２＝ｓｉｎθ２　にあることが判る。位相差Δが小さいとき、Δ＝ｓｉｎΔと近似でき、三角関数の加法定理を適用すると、位相誤差演算部は、ｓｉｎΔ＝Ｑ１＊Ｉ２−Ｉ１＊Ｑ２を位相誤差として演算する。位相誤差がないとき、シンボルデータが示すベクトルは一定になる。位相誤差演算部は、位相誤差を乗算器の一端に出力する。乗算器は、他端を介してあらかじめ設定したループゲイン値を供給して掛け合わせて積分器に出力する。
【０００５】
積分器は、積分結果をアナログ信号に変換してＬＰＦ（Ｌｏｗ−Ｐａｓｓ　Ｆｉｌｔｅｒ）を介して折返し歪みのない制御電圧として発信器に供給する。このように動作させて受信波と受信装置内の周波数を一致させることにより、受信装置は、正しい復調を行っている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、ＡＦＣ装置の設計において、以下のような要求がある。第１に、搬送波誤差（または位相誤差）が大きいとき、ＡＦＣ装置は早く搬送波誤差を収束させる。このために積分器に供給する値を大きくする。第２に、搬送波誤差が収束状態に近づいたときには積分器に供給する値を小さくする。これにより、受信装置は、装置内で使用する周波数の安定性を高めることができる。
【０００７】
しかしながら、上述した２つの要求を満足させるため、ＡＦＣ装置は、ループゲイン値を時間で制御して行っている。この時間制御は根拠に乏しい経験的な見切り制御で対応しているに過ぎない。
【０００８】
本発明はこのような従来技術の欠点を解消し、収束の高速化および収束状態における安定性の向上を最適に制御することができる周波数制御装置を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明は上述の課題を解決するために、ディジタル情報を表すシンボルが変調された信号を受信し、この受信した信号に他の周波数の信号を混合してこの受信した信号の周波数を低い周波数に変換し、この変換した周波数信号における同相成分とこの同相成分に対して直交する直交成分に分解する成分分解機能を有する周波数変換手段と、他の周波数の信号を生成する発振手段とを備え、この発振手段が生成する発振周波数を周波数変換手段の出力に基づいて生成する制御信号により制御する周波数制御装置において、周波数変換手段から供給される両成分信号をシンボルの変調処理に合わせて復元処理を行うデータ変換手段と、この復元したデータに対するシンボルの間隔で得られる両成分信号を用いて受信した信号に対する第１の位相誤差を演算する第１の位相誤差演算手段と、第１の位相誤差に乗算する係数を決める条件を受信したシンボルの間隔で得られる両成分信号を用いて生成する条件生成手段と、生成された条件に応じた係数を出力する係数判定手段と、この係数と第１の位相誤差とを乗算する乗算手段と、この乗算結果を積分して前記制御信号を生成する積分手段とを含むことを特徴とする。
【００１０】
本発明の周波数制御装置は、データ変換手段から供給される復元したシンボル間隔の両成分信号を用いて第１の位相誤差演算手段では第１の位相誤差、条件生成手段では係数の決定条件をそれぞれ、生成して、係数判定手段で係数の決定条件に応じた係数を乗算手段に出力する。乗算手段は、第１の位相誤差と係数とを乗算して積分手段に出力する。積分手段では乗算結果を制御信号としてフィードバック制御用に出力する。これにより、この制御信号が係数の決定条件を反映した大きさのゲインにして出力している。
【００１１】
【発明の実施の形態】
次に添付図面を参照して本発明による周波数制御装置の一実施例を詳細に説明する。
【００１２】
本実施例は、本発明の周波数制御装置を自動周波数制御装置（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ：以下、ＡＦＣという）１０に適用した場合である。本発明と直接関係のない部分について図示および説明を省略する。以下の説明で、信号はその現れる接続線の参照番号で指示する。
【００１３】
ＡＦＣ　１０には、データ変換部１２、位相誤差演算部１４、ゲイン条件生成部１６、ループゲイン設定部１８、乗算器２０および積分器２２が含まれている。また、ＡＦＣ　１０には、外部にミキサ２４、ＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ　Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ　Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）２６およびＬＰＦ（Ｌｏｗ−Ｐａｓｓ　Ｆｉｌｔｅｒ）２８が配設されている。
【００１４】
なお、説明を簡単化するため、電波のフェージングやノイズ等の受信波に変化を与える要因はないものとする。
【００１５】
ミキサ２４では、図示しないアンテナで受信した信号１０ａが一端側２４ａに入力され、他端側２４ｂにＶＣＯ　２６から搬送波信号２６ａが供給されている。ミキサ２４では、受信信号１０ａにダウンコンバート処理を施した受信信号２４ｃをＡＦＣ　１０に供給する。
【００１６】
データ変換部１２は、ミキサ２４にて周波数変換された受信信号２４ｃに対して送信側で使用した多元接続方法の逆変換を施す機能を有している。多元接続には、時間軸上の直交性を利用した時分割多元接続（ＴＤＭＡ：Ｔｉｍｅ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ａｃｃｅｓｓ）、周波数軸上の直交性を利用する周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ：Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ａｃｃｅｓｓ　）および符号分割多元接続（ＣＤＭＡ：Ｃｏｄｅ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ａｃｃｅｓｓ）がある。これらの少なくとも一つに対応した変換処理を供給される受信信号２４ｃに施して、一つのシンボルに対する同相成分Ｉと直交成分Ｑの信号１２ａを位相誤差演算部１４およびゲイン条件生成部１６に供給する。そして、データ変換部１２は、ＡＦＣ　１０により制御されたシンボルとして信号１２ａを出力する。
【００１７】
位相誤差演算部１４は、シンボル間の位相誤差を演算する機能を有している。位相誤差演算部１４には、各シンボルの位相成分を一時的に記憶するメモリと正弦波の加法定理に対応する四則演算機能がある。メモリには、一つ前のシンボルが示す位相θ１における位相成分Ｉ１＝ｃｏｓθ１，　Ｑ１＝ｓｉｎθ１の組と次に供給されるシンボルが示す位相θ２における位相成分Ｉ２＝ｃｏｓθ２，　Ｑ２＝ｓｉｎθ２の組とが格納される。
【００１８】
ここで、位相誤差Δは位相θ２と位相θ１との差（θ２−θ１）であり、位相誤差Δが小さいときの位相誤差Δ＝ｓｉｎΔという近似関係を用いて、四則演算機能の適用して、位相誤差Δ＝ｓｉｎθ２ｃｏｓθ１−ｃｏｓθ２ｓｉｎθ１＝Ｑ２Ｉ１−Ｉ２Ｑ１を算出する。位相誤差演算部１４は、算出した位相誤差ｓｉｎΔ（１４ａ）を乗算器２０の一端側２０ａに供給する。また、位相誤差演算部１４は、位相誤差ｓｉｎΔ（１４ａ）をゲイン条件生成部１６にも供給している。
【００１９】
ゲイン条件生成部１６は、位相誤差演算部１６０、絶対値回路１６２，　１６４、加算器１６６および極性判定回路１６８を含んでいる。位相誤差演算部１６０は、位相誤差演算部１４と同様にメモリと四則演算機能を有している。位相誤差演算部１６０には、位相誤差演算部１４と同じシンボル位相の２組が供給される。位相誤差演算部１６０は、位相誤差ｃｏｓΔを四則演算により算出する。この算出における四則演算は、三角関数の加法定理を用いて位相誤差ｃｏｓΔ＝ｃｏｓθ２ｃｏｓθ１＋ｓｉｎθ２ｓｉｎθ１＝Ｉ２Ｉ１＋Ｑ２Ｑ１から求める。位相誤差演算部１６０は、算出した位相誤差ｃｏｓΔ（１６０ａ）を絶対値回路１６４および極性判定回路１６８に出力する。
【００２０】
絶対値回路１６２，　１６４は、供給されるデータに対して絶対値を出力する処理回路である。絶対値回路１６２には、位相誤差演算部１４からの位相誤差ｓｉｎΔ（１４ａ）が供給される。絶対値回路１６２は、位相誤差の絶対値｜ｓｉｎΔ｜（１６２ａ）を加算器１６６の一端側１６６ａに加算（＋）して入力する。また、絶対値回路１６４には、位相誤差演算部１６０からの位相誤差ｃｏｓΔ（１６０ａ）が供給される。絶対値回路１６４は、位相誤差の絶対値｜ｃｏｓΔ｜（１６４ａ）を加算器１６６の他端側１６６ｂに減算（−）して入力する。
【００２１】
加算器１６６は、供給される入力値の大きさを比較する機能を有している。すなわち、加算器１６６は、位相誤差の絶対値｜ｓｉｎΔ｜（１６２ａ）と｜ｃｏｓΔ｜（１６４ａ）の差１６６ｃをループゲイン設定部１８に出力する。極性判定回路１６８は、供給される位相誤差ｃｏｓΔ（１６０ａ）の極性を判定し、判定結果として極性データ１６８ａをループゲイン設定部１８に出力する。ゲイン条件生成部１６は、位相誤差における角の状況を判断するため、差１６６ｃおよび極性データ１６８ａをゲイン決定における条件としてループゲイン設定部１８に出力する。
【００２２】
ループゲイン設定部１８は、４つの判定条件により出力するループゲインの値αを設定する。第１に、差１６６ｃが負かつ極性データ１６８ａが正の場合、第２に、差１６６ｃが正かつ極性データ１６８ａが正の場合、第３に、差１６６ｃが正かつ極性データ１６８ａが負の場合、第４に、差１６６ｃが負かつ極性データ１６８ａが負の場合である。各場合の位相誤差Δの範囲は４５°ずつにしている。より具体的には後段でさらに説明する。ループゲイン設定部１８は、決定したループゲイン値αであるデータ１８ａを乗算器２０の他端側２０ｂに供給する。
【００２３】
乗算器２０は、供給される位相誤差ｓｉｎΔ（１４ａ）にループゲイン値α（１８ａ）を乗算した結果であるループゲインデータαｓｉｎΔ（２０ｃ）を積分器２２に供給する。積分器２２は、供給されるディジタル信号をアナログ信号に変換するＡ／Ｄ変換器である。積分器２２は、乗算結果のループゲインデータαｓｉｎΔ（２０ｃ）をアナログ信号２２ａに変換してＬＰＦ　２８に出力する。
【００２４】
なお、積分器２２は、所定の期間中に供給されるループゲインデータαｓｉｎΔ（２０ｃ）を積分し、この結果をＤ／Ａ変換して出力することがより好ましい。
【００２５】
ＬＰＦ　２８は、積分器２２のアナログ信号２２ａに含まれるエリアシング歪みを遮断するように周波数の高域信号成分を遮断するフィルタ機能を有している。ＬＰＦ　２８は、折返し歪みのない電圧制御信号２８ａをＶＣＯ　２６に供給する。ＡＦＣ　１０は、積分器２２、ＬＰＦ　２８を介して電圧制御信号２８ａを印加することによりＶＣＯ　２６の発振周波数をフィードバック制御する。前述したようにＶＣＯ　２６は、ミキサ２４に搬送波信号２４ａとして供給し、周波数の安定した信号２４ｃをＡＦＣ　１０に供給することになる。
【００２６】
次にＡＦＣ　１０におけるループゲインの条件生成について図１および図２を参照しながら説明する。ここで、ループゲインの条件における位相誤差Δの範囲は、図２に示すように、０°から１８０°の範囲とする。位相誤差演算部１４の演算結果である正弦波ｓｉｎΔは実線３０で表し、位相誤差演算部１６０の演算結果である余弦波ｃｏｓΔを実線３２で表す。また、絶対値回路１６２の出力は、正弦波ｓｉｎΔが検討する位相誤差の範囲内で正の値をとるから実線３０に一致する。絶対値回路１６４の出力は、余弦波ｃｏｓΔが位相誤差Δ＝９０°〜１８０°で負の値をとるから、実線３２（０°〜９０°）と破線３４（９０°〜１８０°）の関係で表される。
【００２７】
さらに、加算器１６６では、比較を行うために演算｜ｓｉｎΔ｜−｜ｃｏｓΔ｜を行う。この比較演算の結果は、一点鎖線３６で示される。極性判定回路１６８は、供給される位相誤差ｃｏｓΔの値が正か負かの判定結果を条件としてループゲイン設定部１８に供給する。
【００２８】
ループゲイン設定部１８では、一点鎖線３６が負（｜ｃｏｓΔ｜＞｜ｓｉｎΔ｜）で、かつ位相誤差ｃｏｓΔ＞０の場合、第１の範囲Ｚ１（０°≦Δ＜４５°）にわたって最も小さいループゲイン値αにする。一点鎖線３６が正（｜ｃｏｓΔ｜＜｜ｓｉｎΔ｜）で、かつ位相誤差ｃｏｓΔ＞０の場合、第２の範囲Ｚ２（４５°≦Δ＜９０°）にわたってたとえば、１より小さいループゲイン値αにする。次に一点鎖線３６が正（｜ｃｏｓΔ｜＜｜ｓｉｎΔ｜）で、かつ位相誤差ｃｏｓΔ＜０の場合、第３の範囲Ｚ３（９０°≦Δ＜１３５°）にわたってたとえば１より大きいループゲイン値αにする。最後に、一点鎖線３６が負（｜ｃｏｓΔ｜＞｜ｓｉｎΔ｜）で、かつ位相誤差ｃｏｓΔ＜０の場合、第４の範囲Ｚ４（１３５°≦Δ＜１８０°）にわたって最も大きいループゲイン値αにする。
【００２９】
ここで、ループゲイン設定部１８は、第１の範囲Ｚ１ではループゲイン値α＝０．２、第２の範囲Ｚ２ではループゲイン値α＝０．７、第３の範囲Ｚ３ではループゲイン値α＝１．５、第４の範囲Ｚ４ではループゲイン値α＝３にする。この場合、乗算器２０が出力するループゲインデータαｓｉｎΔは、位相誤差Δに応じて図３に示す実線３８で表される。図３の破線４０は、位相誤差ｓｉｎΔである。範囲Ｚ１からＺ４のうち、位相誤差の小さい範囲Ｚ１，　Ｚ２において、これまでの位相誤差ｓｉｎΔの大きさよりもループゲインデータαｓｉｎΔを小さくすることができる。また、位相誤差の大きい範囲Ｚ３，　Ｚ４において、これまでの位相誤差ｓｉｎΔの大きさよりもループゲインデータαｓｉｎΔを大きくすることができる。
【００３０】
なお、逆拡散器を用いている場合、この逆拡散器から得られるシンボルの値（振幅）は、搬送波に誤差があった場合、逆拡散器の内部でもチップデータが回転し、互いに振幅を打ち消す作用が発生するため、誤差が大きいほどシンボルの値が小さくなり、位相誤差３６０°では「０」になる。これらシンボルの値の推移を掛け合わせたものであることから、誤差が大きくなるに従って演算結果の値が小さくなっている。
【００３１】
以上のように構成することにより、位相誤差の収束性を早めるゲイン値と位相誤差における収束状態の安定性を高めるゲイン値を位相誤差の大きさ応じて正確に制御することができる。これにより、これまでの見切り制御に比べて確実な制御の再現性をもたらすことができる。
【００３２】
【発明の効果】
このように本発明の周波数制御装置によれば、データ変換手段から供給される復元したシンボル間隔の両成分信号を用いて第１の位相誤差演算手段では第１の位相誤差、条件生成手段では係数の決定条件をそれぞれ、生成して、係数判定手段で係数の決定条件に応じた係数を乗算手段に出力し、乗算手段では、第１の位相誤差と係数とを乗算して積分手段に出力し、積分手段では乗算結果を積分して制御信号として出力して、この制御信号を係数の決定条件を反映した大きさのゲインにして出力することができるので、これまで見切り制御していた周波数制御におけるゲイン制御を確実性および再現性の高い制御を行うことができる。そして、この結果、収束の高速化や収束状態で安定性の向上をもたらす制御を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の周波数制御装置を適用した自動周波数制御装置の概略的な構成を示すブロック図である。
【図２】図１のゲイン条件生成部にて生成される条件と位相誤差Δとの関係に応じた範囲の設定を説明する図である。
【図３】図２の関係に対応した位相誤差Δに対する位相誤差演算ｓｉｎΔとループゲインαｓｉｎΔの関係をそれぞれ示す図である。
【符号の説明】
１０　自動周波数制御装置（ＡＦＣ）
１２　データ変換部
１４，　１６０　位相誤差演算部
１６　ゲイン条件生成部
１８　ループゲイン設定部
２０　乗算器
２２　積分器
１６２，　１６４　絶対値回路
１６６　加算器
１６８　極性判定回路
【図１】
2004023340.tif 000003
【図２】
2004023340.tif 000004
【図３】
2004023340.tif 000005
【手続補正書】
【提出日】平成14年10月1日(2002.10.1)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００４
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０００４】
ここで、前のベクトル成分の位相角をθ１、後のベクトル成分の位相角をθ２とし、このベクトル成分の位相差をΔ＝θ２−θ１とする。シンボルの振幅を１に仮定し、この関係から、Ｉ１＝ｃｏｓθ１，　Ｑ１＝ｓｉｎθ１，　Ｉ２＝ｃｏｓθ２，　Ｑ２＝ｓｉｎθ２　にあることが判る。位相差Δが小さいとき、Δ＝ｓｉｎΔと近似でき、三角関数の加法定理を適用すると、位相誤差演算部は、ｓｉｎΔ＝Ｑ２＊Ｉ１−Ｉ２＊Ｑ１を位相誤差として演算する。位相誤差がないとき、シンボルデータが示すベクトルは一定になる。位相誤差演算部は、位相誤差を乗算器の一端に出力する。乗算器は、他端を介してあらかじめ設定したループゲイン値を供給して掛け合わせて積分器に出力する。