(57)【要約】      （修正有）【課題】バッテリーに充電された直流電源に対して正弦波で出力する正弦波発生回路およびこれを利用した無停電電源装置を提供する。【解決手段】交流を整流して直流に変換する整流部；直流をバッテリ部に充電する充電部；直流を貯蔵するバッテリ部；直流に対して交流のレベルだけ上昇および／または下降させる直流−直流コンバータ部；直流−直流コンバータ部から直流電源の入力を受け、波形制御信号に対応して正弦波形電源信号を出力するD-CLASSアンプ部；D-CLASSアンプ部の正弦波形発生を制御する正弦波形制御部；および正常モードでは交流電源を負荷に印加し、交流にエラーが発生すると、D-CLASSアンプ部から出力される正弦波形電源信号を負荷に印加する切換部；とを含んで構成される。【選択図】図２
2004173484.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
無停電電源装置において、
入力端からの常用交流電源を整流して直流電源に変換する整流部；
前記変換された直流電源をバッテリー部に充電する充電部；
前記直流電源を貯蔵するバッテリー部；
前記バッテリー部から入力される直流電源に対して常用交流電源のレベルだけ上昇および／または下降させる直流−直流コンバーター部；
前記直流−直流コンバーター部から直流電源の入力を受け、波形制御信号に対応して正弦波形電源信号を出力するディークラス（D-CLASS）アンプ部；
前記ディークラス（D-CLASS）アンプ部の正弦波形発生を制御する正弦波形制御部；および正常モードでは前記入力端からの常用交流電源を負荷に印加し、前記常用交流電源にエラーが発生すると、前記ディークラス（D-CLASS）アンプ部から出力される正弦波形電源信号を前記負荷に印加する切換部；
とを含んで構成されることを特徴とする無停電電源装置。
【請求項２】
前記ディークラス（D-CLASS）アンプ部は、
電力変換用に使用される通常のブリッジ回路において、
ノードＡ，ノードＢを連結する経路上に配置される第２インダクタンス素子（Ｌ２）と前記ノードＡ間の経路（Ａ−Ｌ２）上に配置される高周波パス用の第１インダクタンス素子（Ｌ１）；
前記第２インダクタンス素子（Ｌ２）と第２ノード（Ｂ）間の経路（Ｌ２−Ｂ）上に配置される高周波パス用の第３インダクタンス素子（Ｌ３）；
一端が前記高周波パス用の第１インダクタンス素子（Ｌ１）と前記第２インダクタンス素子（Ｌ２）間の経路（Ｌ１−Ｌ２）上の第３ノード（Ｃ）に連結され、他端が接地側と連結される第１キャパシタンス素子（Ｃ１）；
一端が前記第２インダクタンス素子（Ｌ２）と前記高周波パス用の第３インダクタンス素子（Ｌ３）間の経路（Ｌ２−Ｌ３）上の第４ノード（Ｄ）に連結され、他端が前記接地側と連結される第２キャパシタンス素子（Ｃ２）；および
前記第２インダクタンス素子（Ｌ２）の両端に連結される二つの負荷用出力端子（Ｘ，Ｙ）；
とをさらに具備し、
前記正弦波形制御部は、
前記常用交流電源の周期より短い所定スイッチング周期ごとに、前記ディークラス（D-CLASS）アンプ部に具備される一対のスイッチング素子（ＳＷ１，ＳＷ４）をターンオンさせる時間（ｔ１）と、前記ディークラス（D-CLASS）アンプ部に具備されるもう一対のスイッチング素子（ＳＷ２，ＳＷ３）をターンオンさせる時間（ｔ２）とに差をおいて、前記ターンオンされる時間差だけ前記負荷用出力端子（Ｘ，Ｙ）を介して電圧で出力されるようにするのだが、前記スイッチング周期ごとに前記時間差を調節し、前記負荷用出力端子（Ｘ，Ｙ）を介して出力される電圧が常用交流電源と同一な正弦波形になるように制御することを特徴とする特許請求の範囲第１項に記載の無停電電源装置。
【請求項３】
バッテリーに貯蔵された直流電源を常用交流電源の波形に変換して負荷に印加する正弦波発生回路において、
前記直流電源の入力を受ける第１スイッチング素子（ＳＷ１）；
前記直流電源の入力を受ける第２スイッチング素子（ＳＷ２）；
第１ノード（Ａ）と第２ノード（Ｂ）間の経路（Ａ→Ｂ）を介して前記第１スイッチング素子（ＳＷ１）と連結される第４スイッチング素子（ＳＷ４）；
前記第２ノード（Ｂ）と第１ノード（Ａ）間の経路（Ｂ→Ａ）を介して前記第２スイッチング素子（ＳＷ２）と連結される第３スイッチング素子（ＳＷ３）；
前記第１ノード（Ａ）と第２ノード（Ｂ）間の経路（Ａ−Ｂ）に配置される第２インダクタンス素子（Ｌ２）；
前記第１ノード（Ａ）と第２インダクタンス素子（Ｌ２）間の経路（Ａ−Ｌ２）に配置される高周波パス用の第１インダクタンス素子（Ｌ１）；
前記第２インダクタンス素子（Ｌ２）と第２ノード（Ｂ）間の経路（Ｌ２−Ｂ）に配置される高周波パス用の第３インダクタンス素子（Ｌ３）；
一端が前記高周波パス用の第１インダクタンス素子（Ｌ１）と前記第２インダクタンス素子（Ｌ２）間の経路（Ｌ１−Ｌ２）上の第３ノード（Ｃ）に連結され、他端が接地側と連結される第１キャパシタンス素子（Ｃ１）；
一端が前記第２インダクタンス素子（Ｌ２）と前記高周波パス用の第３インダクタンス素子（Ｌ３）間の経路（Ｌ２−Ｌ３）上の第４ノード（Ｄ）に連結され、他端が前記接地側と連結される第２キャパシタンス素子（Ｃ２）；および
前記第２インダクタンス素子（Ｌ２）の両端に連結される二つの負荷用出力端子（Ｘ，Ｙ）；
とを含んで構成されることを特徴とする正弦波発生用ブリッジ回路；および
前記スイッチング素子たち（ＳＷ１〜ＳＷ４）に正弦波発生制御信号を印加し、一対のスイッチング素子（第１スイッチング素子ＳＷ１，第４スイッチング素子ＳＷ４）と、もう一対のスイッチング素子（第２スイッチング素子ＳＷ２，第３スイッチング素子ＳＷ３）とが交互にターンオン／ターンオフ動作を遂行するように制御するのだが、
常用交流電源の周期より短い所定のスイッチング周期ごとに、前記一対のスイッチング素子をターンオンさせる時間と、前記もう一対のスイッチング素子をターンオンさせる時間とに差をおいて、前記ターンオンされる時間差だけ前記負荷用出力端子（Ｘ，Ｙ）を介して電圧で出力されるようにするが、前記スイッチング周期ごとに前記時間差を調節し、前記負荷用出力端子（Ｘ，Ｙ）を介して出力される電圧が正弦波形になるように制御する正弦波形制御部；
とを含んで構成されることを特徴とする正弦波発生回路。
【請求項４】
直流電源を貯蔵しているバッテリー部から入力される直流電源に対して常用交流電源のレベルだけ上昇および／または下降させ、これを正弦波発生用ブリッジ回路に入力させる直流／直流コンバーターをさらに含むことを特徴とする特許請求の範囲第３項に記載の正弦波発生回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、正弦波発生回路およびこれを利用した無停電電源装置（Uninterruptible Power Supply System:以下、“ＵＰＳ”とする）に関するもので、特にバッテリーに充電された直流電源に対して正弦波に出力する正弦波発生回路、およびこれを利用した無停電電源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
常用電源を利用して使用されるすべての電子製品は、正弦波が入力されなければ正常的に動作されないように構成される。電子製品が移動型に具現されたり、バックアップ用に具現される場合、常用電源に相応する電源が供給されなければならない。常用交流電源を使用する移動型電子製品には、一般民需用レジャーおよび照明装備（１００Ｗ−５００Ｗ級），各種検査用特殊車両の計測装備（１００Ｗ−１ＫＷ級）、観光バス用ＴＶ，冷蔵庫（１００Ｗ−１ＫＷ級）などがある。また、バックアップ用機器としてＵＰＳ（５００Ｗ−３ＫＷ級）、周波数コンバーター（５００Ｗ−１ＫＷ級）、太陽電池電力変換器（１ＫＷ−５ＫＷ級）などがある。
【０００３】
上述したように、常用交流電源を利用する電子製品として移動型製品やバックアップ用機器には共通的にバッテリーが具備され、バッテリーに貯蔵された直流電源を常用交流電源に変換して負荷（電子製品本体）に提供する。
【０００４】
ところが、移動型製品に装着されるインバーター（例：ＡＣ−ＤＣ変換）はほとんど変形矩形波が出力されていて、特にモーター類の具備される電子製品には致命的な損傷を与えている実情であり、嵩が大きく、重さが重い。
【０００５】
バックアップ用機器に使用されるコンバーター（例：ＤＣ−ＤＣ変換）やインバーターには、交流形態の波形を作り上げるためにＬＣ共振回路を使用するので、効率が大変低い。また、装備が大きくて重いので、設置および移動に多大なる制限を受け、価格が高くなる原因となっている。
【０００６】
一方、電気の停電による事故が過去よりもっと頻繁に発生しており、その被害額数も過去とは比べられないほど莫大に多くなった。ＵＰＳは、最近高度に発展された各種コンピュータ、プラント監視制御装置、通信装備、プラント工程制御装置、病院などの重要な設備に瞬時停電や瞬時電圧変動、周波数変動などの予告なしの電源障害による設備の停止または誤作動を防止して、良質の電源を供給する装置である。ＵＰＳは、前記言及された停電事故時に発生される被害を防止するためにバッテリーを使用し、停電時電気が断電された時間の間補償して、産業機械などが運転中に停止したり、またはインターネットおよび日常生活で不便がないようにしてくれる。
【０００７】
ＵＰＳの構造を見てみると、正常的に電気が供給されている時バッテリーに電気エネルギーを貯蔵しておき、停電時バッテリーに貯蔵された直流（ＤＣ）電圧でモーターを回転させ、その回転力を利用して発電機を駆動して常用交流（ＡＣ）電圧を得る機械式と、バッテリー電圧を一定の周期に連続変換させて交流電圧を得る電子式がある。
【０００８】
ところが、機械式の場合は、特に変換された交流電圧が常用の交流電圧の波形と同一でなければならない。これは、電源の供給を受ける装置が誘導性負荷である時、供給交流電源が６０Ｈｚ正弦波サイン（Sine）ウェーブを維持することができない場合、モーターブラシ（Motor Brush）でアークが発生してブラシが損傷されることもあり、変圧器を介して誘導された電圧が異常電圧に高くなると負荷装置が破壊されることもあり得る。また、機械式の場合、嵩が大きくて重く効率が低いので、小型の装備や室内では使用が難しくてごく制限的である。
【０００９】
電子式の場合、回路が複雑で高速に回路を駆動する関係上、費用が高くて故障が多い。従って、補完方法として、ＵＰＳの大半は費用が低廉な矩形波を作り出す線型トランス（Linear Trans）を介して交流電源（矩形波形態である）を得て、ＬＣ共振回路などを使用して矩形波の開始点と終了点の尖頭値だけ除去してサイン波と類似するようにつくって使用していた。しかし、このような方式は完全な交流波形を得ることができないので、特にモーター類には致命的な損傷を与えている状況であり、効率が大変低く、嵩と重さが相対的に大きくて重いので、携帯型の製品に適用するには限界があった。
【００１０】
今や電気は産業機械にのみ局限されて使用されるものではなく、一般生活でも必需的に使用されているので、既存はＵＰＳ装置が固定されていてもよかったが、今はどこにでも移動されることのできる携帯形態にならなければならない。このためには、もっとも問題点として台頭されている重量の軽量化およびサイズのスリム化が先行されなければならず、もちろん機能的にも常用電源のような６０Ｈｚの正弦波形が供給されなければならない。
【００１１】
図１は、従来の無停電電源装置の一例を示した図面である。
【００１２】
整流／充電部１０１は、常用交流電源が供給されている間、常用交流電源を整流して直流電源に変換し、これをバッテリー部１０３に供給する。
【００１３】
インバーター部１０５は、整流／充電部１０１と、整流／充電部１０１と並列連結されたバッテリー部１０３とから直流電源の印加を受ける。また、インバーター部１０５は、ＰＷＭ発生部（前記図１に図示されていない）からＰＷＭ制御信号の入力を受け、矩形波形態の交流電源を生成する。
【００１４】
線型トランス部１０７は、インバーター部１０５から印加される交流電源電圧を昇圧し、ＬＣ共振回路部１０９は、線型トランス部１０７で昇圧された交流電源に対して矩形波の開始点と終了点の尖頭値を除去してサイン波形態に変換させる。
【００１５】
参考的に、インバーター部１０５と線型トランス部１０７の回路構成は図７のように具現される。
【００１６】
バイパススイッチ部１１１は、常用交流電源が正常である場合はこれをそのまま負荷に印加し、常用交流電源が正常でない場合は参照符号１０１乃至１０９を介して処理された補助電源を負荷に印加する。
【００１７】
前記図１で説明したように、従来の無停電電源装置は、ＬＣ共振回路などのようなフィルター回路を構成して正弦波形を生成するので、正確な正弦波形を現すことができず、効率が低く、嵩と重さが相対的に大きくて重い。従って、無停電電源装置を携帯型の製品に適用するには限界がある。
【００１８】
また、バッテリー部１０３の直流電源を昇圧するにおいて、線型トランス部１０７を使用するので、無停電電源装置の嵩が大きくて重くなり、効率が落ちるという問題点がある。
【００１９】
一方、デジタルアンプとは、アナログソース信号の増幅をデジタル状態で遂行するアンプを意味するものである。つまり、デジタルアンプは、増幅のためにアナログソース信号をＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号に変換した後、これを増幅するものである。ＰＷＭ信号は１ビートのデジタル信号で、音の大きさは単なる信号の長さとしてだけ記録される。そして、このＰＷＭ信号を増幅する増幅端は一種のスイッチで、トランジスターの直進性に全く影響を受けない。このＰＷＭ信号は、低周波フィルターを通過させると直ちに元来のアナログ信号（増幅された）に復元される性質がある。デジタル増幅器またはディークラスアンプとは、このＰＷＭ増幅器を利用してデジタル信号状態で増幅をした後、低周波フィルターを利用して元来のアナログ信号に復元させるアンプを意味する。
【００２０】
このようなディークラスアンプを使用すれば、望みの出力波形を正確に再生して出力させることができるので、常用交流電源を利用する電子製品として移動型製品やバックアップ用機器に適用する場合、バッテリーに貯蔵された直流電源に対して良質の常用交流電源の波形（正弦波形）に変換して負荷に印加することができるであろう。
【００２１】
しかし、これまで誰もディークラスアンプの技術を本発明の技術分野に適用しようと試みたことがなかった。その理由は、デジタルアンプの基本概念はすでに７０年代から提示されていたが、ＰＣＭコードをＰＷＭコードに変換するデジタル信号処理アルゴリズム、１００ＭＨｚ以上で動作する高速ＤＳＰ  ＡＳＩＣ設計技術、小信号ＰＷＭを大電力ＰＷＭにデジタルスイッチング増幅する電子、情報産業分野のすべての技術が総体的に調和を成さなければ、ハイファイの性能が具現されないためである。また、このような理由から、ハイファイの性能を有したアンプはごく最近まで商業化されずにいた。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２２】
本発明は、このような状況で導出されたもので、バッテリーに貯蔵された直流電源に対してスイッチング方式で純粋正弦波を直接生成して負荷に印加する、正弦波発生回路およびこれを利用した無停電電源装置を提供することにその目的がある。
【００２３】
さらに、本発明は、嵩と重さの小さい正弦波発生回路およびこれを利用した無停電電源装置を提供することにまた別の目的がある。
【００２４】
さらに、本発明は、デジタルアンプの理論を使用して純粋正弦波をスイッチング方式で直接出力する、無停電電源装置およびこれを利用した無停電電源装置を提供することにまた別の目的がある。
【課題を解決するための手段】
【００２５】
前記の目的を達成するための本発明の一様状によると、本発明は、無停電電源装置において、入力端からの常用交流電源を整流して直流電源に変換する整流部；前記変換された直流電源をバッテリー部に充電する充電部；前記直流電源を貯蔵するバッテリー部；前記バッテリー部から入力される直流電源に対して常用交流電源のレベルだけ上昇および／または下降させる直流−直流コンバーター部；前記直流−直流コンバーター部から直流電源の入力を受け、波形制御信号に対応して正弦波形電源信号を出力するディークラス（D-CLASS）アンプ部；前記ディークラス（D-CLASS）アンプ部の正弦波形発生を制御する正弦波形制御部；および正常モードでは前記入力端からの常用交流電源を負荷に印加し、前記常用交流電源にエラーが発生すると、前記ディークラス（D-CLASS）アンプ部から出力される正弦波形電源信号を前記負荷に印加する切換部；とを含んで構成されることを特徴とする。
【００２６】
これによって、高速のＡ／Ｄ，スイッチ素子、ＤＳＰ，Ｄ／Ａの必要なしに、低速のスイッチング周期を有するディークラスアンプ部と低廉なマイコンの制御だけで正確な正弦波形を直接生成させることができるようになるので、バッテリーに貯蔵された直流電源に対してスイッチング方式で純粋正弦波を直接生成して負荷に印加する無停電電源装置を具現することができる。また、常用電源を利用して使用される電子製品とバックアップ用機器の小型／軽量化が可能になり、移動型の電子製品を具現することができる。また、スイッチング方式で純粋正弦波（正確な正弦波形）を直接生成して負荷に印加するので、製品を保護することができるようになる。
【００２７】
さらに、本発明の補助的な様状によると、前記ディークラス（D-CLASS）アンプ部は、電力変換用に使用される通常のブリッジ回路において、ノードＡ，ノードＢを連結する経路上に配置される第２インダクタンス素子（Ｌ２）と前記ノードＡ間の経路（Ａ−Ｌ２）上に配置される高周波パス用の第１インダクタンス素子（Ｌ１）；前記第２インダクタンス素子（Ｌ２）と第２ノード（Ｂ）間の経路（Ｌ２−Ｂ）上に配置される高周波パス用の第３インダクタンス素子（Ｌ３）；一端が前記高周波パス用の第１インダクタンス素子（Ｌ１）と前記第２インダクタンス素子（Ｌ２）間の経路（Ｌ１−Ｌ２）上の第３ノード（Ｃ）に連結され、他端が接地側と連結される第１キャパシタンス素子（Ｃ１）；一端が前記第２インダクタンス素子（Ｌ２）と前記高周波パス用の第３インダクタンス素子（Ｌ３）間の経路（Ｌ２−Ｌ３）上の第４ノード（Ｄ）に連結され、他端が前記接地側と連結される第２キャパシタンス素子（Ｃ２）；および前記第２インダクタンス素子（Ｌ２）の両端に連結される二つの負荷用出力端子（Ｘ，Ｙ）；とをさらに具備し、前記正弦波形制御部は、前記常用交流電源の周期より短い所定スイッチング周期ごとに、前記ディークラス（D-CLASS）アンプ部に具備される一対のスイッチング素子（ＳＷ１，ＳＷ４）をターンオンさせる時間（ｔ１）と、前記ディークラス（D-CLASS）アンプ部に具備されるもう一対のスイッチング素子（ＳＷ２，ＳＷ３）をターンオンさせる時間（ｔ２）とに差をおいて、前記ターンオンされる時間差だけ前記負荷用出力端子（Ｘ，Ｙ）を介して電圧で出力されるようにするのだが、前記スイッチング周期ごとに前記時間差を調節して、前記負荷用出力端子（Ｘ，Ｙ）を介して出力される電圧が常用交流電源と同一な正弦波形になるように制御することを特徴とする。
【００２８】
これによって、無停電電源装置で、バッテリーに貯蔵された直流電源に対して常用交流電源の波形（正弦波形）に変換して負荷に印加する回路にディークラスアンプを具体的に適用することができるようになる。
【００２９】
さらに、本発明の他の様状によると、本発明は、バッテリーに貯蔵された直流電源を常用交流電源の波形に変換して負荷に印加する正弦波発生回路において、前記直流電源の入力を受ける第１スイッチング素子（ＳＷ１）；前記直流電源の入力を受ける第２スイッチング素子（ＳＷ２）；第１ノード（Ａ）と第２ノード（Ｂ）間の経路（Ａ→Ｂ）を介して前記第１スイッチング素子（ＳＷ１）と連結される第４スイッチング素子（ＳＷ４）；前記第２ノード（Ｂ）と第１ノード（Ａ）間の経路（Ｂ→Ａ）を介して前記第２スイッチング素子（ＳＷ２）と連結される第３スイッチング素子（ＳＷ３）；前記第１ノード（Ａ）と第２ノード（Ｂ）間の経路（Ａ−Ｂ）に配置される第２インダクタンス素子（Ｌ２）；前記第１ノード（Ａ）と第２インダクタンス素子（Ｌ２）間の経路（Ａ−Ｌ２）に配置される高周波パス用の第１インダクタンス素子（Ｌ１）；前記第２インダクタンス素子（Ｌ２）と第２ノード（Ｂ）間の経路（Ｌ２−Ｂ）に配置される高周波パス用の第３インダクタンス素子（Ｌ３）；一端が前記高周波パス用の第１インダクタンス素子（Ｌ１）と前記第２インダクタンス素子（Ｌ２）間の経路（Ｌ１−Ｌ２）上の第３ノード（Ｃ）に連結され、他端が接地側と連結される第１キャパシタンス素子（Ｃ１）；一端が前記第２インダクタンス素子（Ｌ２）と前記高周波パス用の第３インダクタンス素子（Ｌ３）間の経路（Ｌ２−Ｌ３）上の第４ノード（Ｄ）に連結され、他端が前記接地側と連結される第２キャパシタンス素子（Ｃ２）；および前記第２インダクタンス素子（Ｌ２）の両端に連結される二つの負荷用出力端子（Ｘ，Ｙ）；とを含んで構成されることを特徴とする正弦波発生用ブリッジ回路；および前記スイッチング素子たち（ＳＷ１〜ＳＷ４）に正弦波発生制御信号を印加し、一対のスイッチング素子（第１スイッチング素子ＳＷ１，第４スイッチング素子ＳＷ４）と、もう一対のスイッチング素子（第２スイッチング素子ＳＷ２，第３スイッチング素子ＳＷ３）とが交互にターンオン／ターンオフ動作を遂行するように制御するのだが、常用交流電源の周期より短い所定のスイッチング周期ごとに、前記一対のスイッチング素子をターンオンさせる時間と、前記もう一対のスイッチング素子をターンオンさせる時間とに差をおいて、前記ターンオンされる時間差だけ前記負荷用出力端子（Ｘ，Ｙ）を介して電圧で出力されるようにするが、前記スイッチング周期ごとに前記時間差を調節して、前記負荷用出力端子（Ｘ，Ｙ）を介して出力される電圧が正弦波形になるように制御する正弦波形制御部；とを含んで構成されることを特徴とする。
【００３０】
これによって、バッテリーに貯蔵された直流電源に対して常用交流電源の波形（正弦波形）に変換して負荷に印加する回路にディークラスアンプを具体的に適用できるようになり、高速のＡ／Ｄ，スイッチ素子、ＤＳＰ，Ｄ／Ａの必要なしに、低速のスイッチング周期を有するディークラスアンプ部と低廉なマイコンの制御だけで正確な正弦波形を直接生成させることができるようになるので、バッテリーに貯蔵された直流電源に対してスイッチング方式で純粋正弦波を直接生成して負荷に印加する正弦波発生装置を具現することができる。また、常用電源を利用して使用される電子製品とバックアップ用機器の小型／軽量化が可能になり、移動型の電子製品を具現することができる。また、スイッチング方式で純粋正弦波（正確な正弦波形）を直接生成して負荷に印加するので、製品を保護することができるようになる。
【００３１】
さらに、本発明の補助的な様状によると、本発明の正弦波発生回路は、直流電源を貯蔵しているバッテリー部から入力される直流電源に対して常用交流電源のレベルだけ上昇および／または下降させ、これを正弦波発生用ブリッジ回路に入力させる直流／直流コンバーターをさらに含むことを特徴とする。
【００３２】
これによって、従来の無停電電源装置でのように線型トランス方式とＬＣ共振回路を使用せず、スイッチングトランス方式を使用するので、本発明の正弦波発生回路が無停電電源装置に適用されるなら、無停電電源装置の嵩と重さを大きく減少させることができるようになる。
【発明の効果】
【００３３】
上述したように、本発明によると、高速のＡ／Ｄ，スイッチ素子、ＤＳＰ、Ｄ／Ａの必要なしに、低速のスイッチング周期を有するディークラスアンプ部と低廉なマイコンの制御だけで正確な正弦波形を直接生成させることができるようになるので、バッテリーに貯蔵された直流電源に対してスイッチング方式で純粋正弦波を直接生成して負荷に印加する正弦波発生回路、およびこれを利用した無停電電源装置を具現することができる。また、常用電源を利用して使用される電子製品とバックアップ用機器の小型／軽量化が可能になり、移動型の電子製品を具現することができる。また、スイッチング方式で純粋正弦波（正確な正弦波形）を直接生成して負荷に印加するので、製品を保護することができるようになる。
【００３４】
また、無停電電源装置で、バッテリーに貯蔵された直流電源に対して常用交流電源の波形（正弦波形）に変換して負荷に印加する回路にディークラスアンプを具体的に適用することができるようになる。
【００３５】
また、バッテリーに貯蔵された直流電源に対して常用交流電源の波形（正弦波形）に変換して負荷に印加する回路にディークラスアンプを具体的に適用できるようになり、高速のＡ／Ｄ，スイッチ素子、ＤＳＰ，Ｄ／Ａの不要なしに、低速のスイッチング周期を有するディークラスアンプ部と低廉なマイコンの制御だけで正確な正弦波形を直接生成させることができるようになるので、バッテリーに貯蔵された直流電源に対してスイッチング方式で純粋正弦波を直接生成して負荷に印加する正弦波発生装置を具現することができる。また、常用電源を利用して使用される電子製品とバックアップ用機器の小型／軽量化が可能になり、移動型の電子製品を具現することができる。また、スイッチング方式で純粋正弦波（正確な正弦波形）を直接生成して負荷に印加するので、製品を保護することができる。
【００３６】
また、従来の無停電電源装置でのように線型トランス方式とＬＣ共振回路とを使用せず、スイッチングトランス方式を使用するので、本発明の正弦波発生回路が無停電電源装置に適用されるなら、無停電電源装置の嵩と重さを大きく減少させることができるようになる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３７】
本発明のこのようなまた別の追加的な様状は、添付の図面を参照に後述する好ましい実施例たちを介してより明白になるだろう。以下では、本発明を、このような実施例を介して当業者が容易に理解して再現することができるように詳細に説明する。
【００３８】
図２は、本発明のディークラスアンプ部の構成を示した図面である。
【００３９】
前記図２に図示されているように、本発明によるディークラスアンプは、バッテリー部（図示せず）に貯蔵されている直流電源の入力を受ける第１スイッチング素子（ＳＷ１）と；前記直流電源の入力を受ける第２スイッチング素子（ＳＷ２）と；第１ノード（Ａ）と第２ノード（Ｂ）間の経路（Ａ→Ｂ）を介して前記第１スイッチング素子（ＳＷ１）と連結される第４スイッチング素子（ＳＷ４）と；前記第２ノード（Ｂ）と第１ノード（Ａ）間の経路（Ｂ→Ａ）を介して前記第２スイッチング素子（ＳＷ２）と連結される第３スイッチング素子（ＳＷ３）と；前記第１ノード（Ａ）と第２ノード（Ｂ）間の経路（Ａ−Ｂ）に配置される第２インダクタンス素子（Ｌ２）と；前記第１ノード（Ａ）と第２インダクタンス素子（Ｌ２）間の経路（Ａ−Ｌ２）に配置される高周波パス用の第１インダクタンス素子（Ｌ１）と；前記第２インダクタンス素子（Ｌ２）と第２ノード（Ｂ）間の経路（Ｌ２−Ｂ）に配置される高周波パス用の第３インダクタンス素子（Ｌ３）と；一端が前記高周波パス用の第１インダクタンス素子（Ｌ１）と前記第２インダクタンス素子（Ｌ２）間の経路（Ｌ１−Ｌ２）上の第３ノード（Ｃ）に連結され、他端が接地側と連結される第１キャパシタンス素子（Ｃ１）と；一端が前記第２インダクタンス素子（Ｌ２）と前記高周波パス用の第３インダクタンス素子（Ｌ３）間の経路（Ｌ２−Ｌ３）上の第４ノード（Ｄ）に連結され、他端が前記接地側と連結される第２キャパシタンス素子（Ｃ２）と；前記第２インダクタンス素子（Ｌ２）の両端に連結される二つの負荷出力端子（Ｘ，Ｙ）；とを含んで構成されることを特徴とする。
【００４０】
まず、通常的なブリッジ回路について前記図２を参照に説明すると、下記の通りである。通常的なブリッジ回路の構成は、直流電源の入力を受ける第１スイッチング素子（ＳＷ１）と；前記直流電源の入力を受ける第２スイッチング素子（ＳＷ２）と；第１ノード（Ａ）と第２ノード（Ｂ）間の経路（Ａ→Ｂ）を介して前記第１スイッチング素子（ＳＷ１）と連結される第４スイッチング素子（ＳＷ４）と；前記第２ノード（Ｂ）と第１ノード（Ａ）間の経路（Ｂ→Ａ）を介して前記第２スイッチング素子（ＳＷ２）と連結される第３スイッチング素子（ＳＷ３）と；前記第１ノード（Ａ）と第２ノード（Ｂ）間の経路（Ａ−Ｂ）に配置される第２インダクタンス素子（ＬＳ）とから成る。このようなブリッジ回路の動作について説明すると、前記スイッチング素子たち（ＳＷ１〜ＳＷ４）は、各々スイッチング制御信号の入力を受け、一対のスイッチング素子（第１スイッチング素子ＳＷ１，第４スイッチング素子ＳＷ４）と、もう一対のスイッチング素子（第２スイッチング素子ＳＷ２，第３スイッチング素子ＳＷ３）とが交互にターンオン／ターンオフ動作を遂行することになるのである。
【００４１】
一方、ブリッジ回路で対称する両スイッチング素子（ＳＷ１，ＳＷ４とＳＷ２，ＳＷ３）のインピーダンス値が同じなら、ノードＡ，ノードＢ間の出力電圧値が“０”になる。このようなブリッジ回路の理論は、ずっと以前より立証されているものである。
前記図２に示したように、本発明では、第１スイッチ素子（ＳＷ１）と第４スイッチ素子（ＳＷ４）と第２スイッチ素子（ＳＷ２）と第３スイッチ素子（ＳＷ３）を一対に、お互い対称になるようにディークラスアンプ部を構成した。
【００４２】
第１スイッチ素子（ＳＷ１）と第４スイッチ素子（ＳＷ４）がターンオンされる場合、ブリッジ回路内の電圧分布について説明すると、まず全体電流ｉ＝３１１Ｖ／（ＺＬ１＋ＺＬ２＋ＺＬ３）になる。第２インダクタンス素子（Ｌ２）両端の両キャパシタンス（Ｃ１，Ｃ２）の電圧は、緩衝された場合、各々ＥＣ１＝ｉ＊（ＺＬ２＋ＺＬ３），ＥＣ２＝ｉ＊ＺＬ３である。また、第２スイッチ素子（ＳＷ２）と第３スイッチ素子（ＳＷ３）がターンオンされる場合、第２インダクタンス素子（Ｌ２）両端の両キャパシタンス素子（Ｃ１，Ｃ２）の電圧は、緩衝された場合、各々ＥＣ１＝ｉ＊ＺＬ１，ＥＣ２＝ｉ＊（ＺＬ２＋ＺＬ１）である。これは、第１スイッチ素子（ＳＷ１），第４スイッチ素子（ＳＷ４）のターンオン時間（Ａ→Ｂ経路）と、第２スイッチ素子（ＳＷ２）と第３スイッチ素子（ＳＷ３）のターンオン時間（Ｂ→Ａ経路）とが同一であるという条件であり、理想型の経路構成時の計算式である。
【００４３】
前記で見たように、第１キャパシタンス素子（Ｃ１）と第２キャパシタンス素子（Ｃ２）とには交互に同一な大きさの電圧が印加され、第２インダクタンス素子（Ｌ２）を基準に見て時逆極性になり、Ｌ２両端にはゼロ電圧が印加される。
【００４４】
図３は、キャパシタンス素子に電流が流れる時、時間が経つにつれ素子両端の電圧が上昇される特性を図示したグラフである。
【００４５】
前記図３に示したように、キャパシタンス素子の電圧は時間が経つにつれ上昇し、これはキャパシタンス素子の充電時間を制御することによって、キャパシタンス両端の電圧を制御することができることを意味する。
【００４６】
つまり、第１キャパシタンス素子（Ｃ１）と第２キャパシタンス素子（Ｃ２）の容量が同一である場合、電流の通電時間が同一であれば、キャパシタンス素子の電圧が同じになる（ＥＣ１＝ＥＣ２）。これは反対にいうと、通電時間が相違する場合、通電時間の差だけキャパシタンス素子の電圧が相違することになる。例えば、第１キャパシタンス（Ｃ１）の通電時間が第２キャパシタンス素子（Ｃ２）の通電時間より長いと、ＥＣ１＞ＥＣ２が成立し、ＥＣ１−ＥＣ２の電圧差がＬ２両端、つまり負荷出力端子（Ｘ，Ｙ）に印加される。このように、第１キャパシタンス素子（Ｃ１）と第２キャパシタンス素子（Ｃ２）の充電時間を調節すれば、負荷出力端子（Ｘ，Ｙ）の電圧の大きさと方向を制御することができる。
【００４７】
以下では、上述したディークラスアンプ部が正弦波形制御部から正弦波発生制御信号の入力を受け、負荷出力端子（Ｘ，Ｙ）に正弦波を発生する動作を、図４，図５を参照して詳細に説明することにする。
【００４８】
図４は、正弦波形の電源を負荷に出力する過程を示した図面で、図５は、本発明により正弦波を生成して負荷に印加する回路が、常用交流電源を使用する移動装置用製品や、ＵＰＳなどのようなバックアップ用機器に適用される連結構成を示した図面である。以下、前記図１乃至図３を参照に説明することにする。
【００４９】
本発明による正弦波形制御部５０５は、スイッチング素子たち（ＳＷ１〜ＳＷ４）に正弦波発生制御信号を印加し、一対のスイッチング素子（第１スイッチング素子ＳＷ１，第４スイッチング素子ＳＷ４）と、もう一対のスイッチング素子（第２スイッチング素子ＳＷ２，第３スイッチング素子ＳＷ３）とが交互にターンオン／ターンオフ動作を遂行するように制御するのだが、常用交流電源の周期より短い所定スイッチング周期ごとに、前記一対のスイッチング素子をターンオンさせる時間と、前記もう一対のスイッチング素子をターンオンさせる時間とに差をおき、前記ターンオンさせる時間の差だけ前記出力端子（Ｘ，Ｙ）を介して電圧で出力されるようにするが、前記スイッチング周期ごとに前記時間の差を調節して、前記出力端子（Ｘ，Ｙ）を介して出力される電圧が正弦波形（例：ＡＣ出力２２０Ｖ  ＡＣ）になるように制御することを特徴とする。
【００５０】
正弦波形制御部５０５は、常用交流電源と同一な波形を有する出力電圧（5)）を負荷出力端子（Ｘ，Ｙ）に出力するために、常用交流電源の周期（６０Ｈｚ）より短いスイッチング周期（例：５０ＫＨｚ）ごとに、一対のスイッチング素子（ＳＷ１，ＳＷ４）をターンオンさせる時間（ｔ１）と、もう一対のスイッチング素子（ＳＷ２，ＳＷ３）をターンオンさせる時間（ｔ２）との差を調節する正弦波発生制御信号をスイッチング素子たち（ＳＷ１〜ＳＷ４）に提供する。
【００５１】
例えば、スイッチング周期の時間区間を“１００”とした時、ｔ１が“９０”でｔ２が“１０”なら、両時間の差“８０”だけ負荷出力端子（Ｘ，Ｙ）に反映され出力電圧に現れることになる。反対に、ｔ１が“１０”でｔ２が“９０”なら、両時間の差“８０”だけ負荷出力端子（Ｘ，Ｙ）に反映され出力電圧に現れるが、前者とは方向が反対である出力電圧が現れることになる。また、ｔ１とｔ２ともに“５０”なら、出力電圧は“０”になる。
【００５２】
常用交流電源の一周期を発生するための各スイッチング周期ごとの出力電圧（５）が、前記図４に示したように２，４，６，８，，，，９６，９９８，９８，９６，，，，４，２，０，ー２，−４，，，だとすると、該当スイッチング周期ごとのｔ１，ｔ２が決定される。例えば、所定スイッチング周期の出力電圧が“２”だとすると、ｔ１＝５１，ｔ２＝４９となり、所定スイッチング周期の出力電圧が“−２”だとすると、ｔ１＝４９，ｔ２＝５１となる。
【００５３】
つまり、正弦波形制御部５０５は、常用交流電源と同一な波形を有する出力電圧を提供するために、常用交流電源の周期より短い所定スイッチング周期ごとに、該当出力電圧を生成するｔ１，ｔ２時間を少なくとも常用交流電源の一周期の間貯蔵する。
そして、正弦波形制御部５０５は、各スイッチング周期ごとに、ｔ１（正弦波発生制御信号）を第１，４スイッチ（ＳＷ１，ＳＷ４）に出力し、ｔ２（正弦波発生制御信号）を第２，３スイッチ（ＳＷ２，ＳＷ３）に出力するのである。
【００５４】
一方、ディークラスアンプ部５０３は、バッテリー部（図示せず）に貯蔵されていた直流電圧信号の印加を受けることになるのだが、前記バッテリー部から直接直流電圧信号の印加を受けることができ、場合によっては前記図５に図示されているようにＤＣ−ＤＣコンバーター５０１によって昇圧された直流電圧信号の印加を受けることもできる。ＤＣ−ＤＣコンバーター５０１は、大韓民国登録特許公報第２７８６９９号の図１に開示されているように、すでに公知の技術なので詳細な動作説明は省略することにする。
【００５５】
ＤＣ−ＤＣコンバーター５０１は、従来の無停電装置でのように線型トランス方式を使用せず、スイッチングトランス方式を使用するので、本発明の正弦波発生回路が無停電電源装置に適用されるなら、無停電電源装置の嵩と重さを大きく減少させることができるようになる。
【００５６】
図６は、本発明によって正弦波を生成して負荷に印加する回路がＵＰＳに適用された実施例を示した図面である。以下、前記図１乃至図５を参照に説明することにする。
【００５７】
説明の前に、前記図６の参照符号６１１，６１３，６１７および６１９は、本発明のディークラスアンプ部に関する説明ですでに詳細に説明した。また、ＵＰＳを成している内部構成要素である参照符号６０１乃至６０９，参照符号６１５，６２１および６２３自体もすでに公知のものに該当する。前記図６は、本発明のディークラスアンプ部がＵＰＳにどう適用されるのかを見せてくれる一例に該当するものである。
【００５８】
本発明のＵＰＳは、従来のように線型トランスとＬＣ共振回路を使用せずに（前記図１参照）、バッテリー部６１９の後端にディークラスアンプ部６１１，波形制御部６１３およびＤＣ−ＤＣコンバーター６１７を具備し、バッテリー部６１９に貯蔵された直流電源に対してスイッチング方式で純粋正弦波を直接生成して負荷に印加する構成を有する。
これによって、ＵＰＳの嵩と重さが減少されることになり、移動型の電子製品を具現することができ、また正確な正弦波形を負荷に印加するので、製品を保護することができるようになるのである。
【００５９】
以下では、前記図６の動作を説明することにする。
【００６０】
ＡＣ入力部６０１は、常用交流電源の入力端に連結されて交流電源を入力し、これを切換部６０３と補助電力供給部６０９に出力する。ＡＣエラー検出部６０７は、前記入力端の常用交流電源の異常可否を感知し、エラーが発生した場合、切換部６０３に知らせる。切換部６０３は、正常モードではＡＣ入力部６０１から伝達される常用交流電源をＡＣ出力部６０５を介して負荷に印加し、ＡＣエラー検出部６０７からエラー感知信号が受信されると、スイッチング動作を遂行して、ディークラスアンプ部６１１から出力される正弦波形電源信号をＡＣ出力部６０５を介して前記負荷に出力する。
【００６１】
整流部６０９は、前記入力端の常用交流電源を整流して直流電源に変換し、これを充電部６１５に提供する。すると、充電部６１５は、前記直流電源に変換された信号をバッテリー部６１９に充電する。バッテリー部６１９は、直流電源を充電する。ＤＣ−ＤＣコンバーター６０７は、前記直流電源を貯蔵しているバッテリー部６１９から入力される直流電源に対して常用交流電源のレベルだけ上昇および／または下降させ、これをディークラスアンプ部６１１に入力させる。この時、過電流防止部６２３は、ＤＣ−ＤＣコンバーター６１７から発生される電流を感知して、過電流が発生されないように制御信号を出力する。
【００６２】
ディークラスアンプ部６１１は、電力変換用に使用される通常のブリッジ回路において、ノードＡ，ノードＢを連結する経路上に配置される第２インダクタンス素子（Ｌ２）と前記ノードＡ間の経路（Ａ−Ｌ２）上に配置される高周波パス用の第１インダクタンス素子（Ｌ１）；と、前記第２インダクタンス素子（Ｌ２）と第２ノード（Ｂ）間の経路（Ｌ２−Ｂ）上に配置される高周波パス用の第３インダクタンス素子（Ｌ３）；と、一端が前記高周波パス用の第１インダクタンス素子（Ｌ１）と前記第２インダクタンス素子（Ｌ２）間の経路（Ｌ１−Ｌ２）上の第３ノード（Ｃ）に連結され、他端が接地側に連結される第１キャパシタンス素子（Ｃ１）；と、一端が前記第２インダクタンス素子（Ｌ２）と前記高周波パス用の第３インダクタンス素子（Ｌ３）間の経路（Ｌ２−Ｌ３）上の第４ノード（Ｄ）に連結され、他端が前記接地側と連結される第２キャパシタンス素子（Ｃ２）；および前記第２インダクタンス素子（Ｌ２）の両端に連結される二つの出力端子（Ｘ，Ｙ）；とを含むことを特徴とする。
【００６３】
そして、正弦波形制御部６１３は、前記常用交流電源と同一な波形を有する出力電圧を前記二つの出力端子（Ｘ，Ｙ）から出力させるために、常用交流電源の周期より短い所定のスイッチング周期ごとに、前記正弦波発生用ブリッジ回路６１１に具備される一対のスイッチング素子（ＳＷ１，ＳＷ４）をターンオンさせる時間（ｔ１）と、前記正弦波発生用ブリッジ回路６１１に具備されるもう一対のスイッチング素子（ＳＷ２，ＳＷ３）をターンオンさせる時間（ｔ２）とに差をおき、前記ターンオンされる時間の差だけ前記出力端子（Ｘ，Ｙ）を介して電圧で出力されるようにするのだが、前記スイッチング周期ごとに前記時間の差を調節して、前記出力端子（Ｘ，Ｙ）を介して出力される電圧が正弦波形になるように制御することを特徴とする。
【図面の簡単な説明】
【００６４】
【図１】従来の無停電電源装置の一例である。
【図２】本発明のディークラスアンプ部の構成を示した図面である。
【図３】時間が経つにつれキャパシタンス素子両端の電圧が上昇される特性を示した図面である。
【図４】正弦波形の電源を負荷に出力する過程を示した図面である。
【図５】正弦波発生回路が、常用交流電源を使用する移動装置用製品や、バックアップ用機器に適用される連結構成を示した図面である。
【図６】正弦波発生回路が無停電電源装置に適用された例を示した図面である。
【図７】インバーター部と線型トランス部の回路構成の一例である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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