(57)【要約】【課題】２以上の変調モードよる送信が可能でかつ歪みの少ない送信信号を出力することが可能な通信用半導体集積回路を提供する。【解決手段】Ｉ信号およびＱ信号を増幅する利得可変増幅回路（２１１）と、増幅されたＩ信号およびＱ信号と局部発振信号とを合成して変調および周波数変換を行なうミキサ回路（２１３）とを備え、ＧＳＭモードとＥＤＧＥモードのような２以上の変調方式による送信が可能な通信用半導体集積回路において、上記利得可変増幅回路とミキサ回路との間に、２次以上のロウパスフィルタ（２１２）を介在させるようにした。【選択図】  図１
2004343164.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
基本波に対し同相成分のＩ信号および直交成分のＱ信号を増幅する利得可変増幅回路と、増幅されたＩ信号およびＱ信号と局部発振信号とを合成して変調および周波数変換を行なう信号合成回路とを備え、２以上の変調方式による送信が可能な通信用半導体集積回路であって、前記利得可変増幅回路と前記信号合成回路との間に、２次以上のロウパスフィルタが設けられていることを特徴とする通信用半導体集積回路。
【請求項２】
前記信号合成回路の後段に、第２の利得可変増幅回路が設けられていることを特徴とする請求項１に記載の通信用半導体集積回路。
【請求項３】
前記信号合成回路の後段に、第２の利得可変増幅回路とリミッタ機能を有する増幅回路が設けられ、位相成分と振幅成分にそれぞれ情報を持つ変調後の送信信号は前記第２の利得可変増幅回路で増幅され、位相成分に情報を持ち振幅成分に情報を持たない変調後の送信信号は前記リミッタ機能を有する増幅回路で増幅されるようにされていることを特徴とする請求項１に記載の通信用半導体集積回路。
【請求項４】
前記信号合成回路の後段に、固定利得の増幅回路が設けられていることを特徴とする請求項１に記載の通信用半導体集積回路。
【請求項５】
前記ロウパスフィルタは、複数の容量素子と該複数の容量素子のいずれかと直列に接続されたスイッチ素子とを備え、該スイッチ素子のオン、オフによりロウパスフィルタのカットオフ周波数が切替え可能にされていることを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の通信用半導体集積回路。
【請求項６】
Ｉ信号およびＱ信号を増幅する利得可変増幅回路と、増幅されたＩ信号およびＱ信号と局部発振信号とを合成して変調および周波数変換を行なう信号合成回路とを備え、２以上の変調方式による送信が可能な通信用半導体集積回路であって、前記利得可変増幅回路と前記信号合成回路との間にロウパスフィルタが設けられ、前記信号合成回路の後段に、第２の利得可変増幅回路が設けられていることを特徴とする通信用半導体集積回路。
【請求項７】
前記信号合成回路の後段に、第２の利得可変増幅回路とリミッタ機能を有する増幅回路が設けられ、位相成分と振幅成分にそれぞれ情報を持つ変調後の送信信号は前記第２の利得可変増幅回路で増幅され、位相成分に情報を持ち振幅成分に情報を持たない変調後の送信信号は前記リミッタ機能を有する増幅回路で増幅されるように構成されていることを特徴とする請求項６に記載の通信用半導体集積回路。
【請求項８】
請求項１〜７のいずれかに記載の通信用半導体集積回路と、該通信用半導体集積回路へ供給される前記Ｉ信号およびＱ信号を生成する信号処理用半導体集積回路と、前記通信用半導体集積回路より出力された信号を電力増幅する電力増幅回路とを有し、前記利得可変増幅回路の利得を制御する信号が前記信号処理用半導体集積回路から前記通信用半導体集積回路に供給されるように構成されていることを特徴とする無線通信システム。
【請求項９】
請求項２，３，６または７のいずれかに記載の通信用半導体集積回路と、該通信用半導体集積回路へ供給される前記Ｉ信号およびＱ信号を生成する信号処理用半導体集積回路と、前記通信用半導体集積回路より出力された信号を電力増幅する電力増幅回路とを有し、前記利得可変増幅回路の利得を制御する信号および前記第２の利得可変増幅回路の利得を制御する信号が前記信号処理用半導体集積回路から前記通信用半導体集積回路に供給されるように構成されていることを特徴とする無線通信システム。
【請求項１０】
前記電力増幅回路は利得が可変であり、該電力増幅回路の利得を制御する信号が前記信号処理用半導体集積回路から前記電力増幅回路に供給されるように構成されていることを特徴とする請求項８または９に記載の無線通信システム。
【請求項１１】
前記信号処理用半導体集積回路と前記電力増幅回路との間にバンドパスフィルタが設けられていることを特徴とする請求項８〜１０のいずれかに記載の無線通信システム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、無線通信システムを構成する通信用半導体集積回路における送信回路さらには位相変調と振幅変調を行なう変調方式の送信回路に適用して有効な技術に関し、特にＩ信号およびＱ信号で所定の周波数の発振信号（搬送波）に変調を行なう変調器で直接送信周波数に変換するダイレクトアップコンバージョン方式の送信回路に利用して有効な技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来提案されている携帯電話機には、例えば９００ＭＨｚ帯のＧＳＭ（Ｇｌｏｂａｌ  Ｓｙｓｔｅｍ  ｆｏｒ  Ｍｏｂｉｌｅ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）と１８００ＭＨｚ帯のＤＣＳ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｃｅｌｌｕｌａｒ  Ｓｙｓｔｅｍ）のような２つの周波数帯の信号を扱えるデュアルバンド方式の携帯電話機がある。さらに、近年においては、ＧＳＭやＤＣＳの他に例えば１９００ＭＨｚ帯のＰＣＳ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  Ｓｙｓｔｅｍ）の信号を扱えるトリプルバンド方式の携帯電話機に対する要求がある。このような複数のバンドに対応できる携帯電話機に使用される高周波ＩＣには、部品点数の低減という観点からＶＣＯの共有化が有効である。
【０００３】
ところで、従来のＧＳＭやＤＣＳ，ＰＣＳは、もっぱら搬送波の位相を送信データに応じてシフトするＧＭＳＫ（Ｇａｕｓｓｉａｎ  Ｍｉｎｉｍｕｍ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ  ）と呼ばれる位相変調方式を採用しており、このようなＧＳＭＫ変調にのみ対応しトリプルバンドの信号の送信を行なえるようにしたワンチップの高周波ＩＣとして、オフセットＰＬＬと呼ばれる方式のものが実用化されている。
【０００４】
オフセットＰＬＬ方式の送信回路は、Ｉ信号およびＱ信号を中間周波数（ｆＩＦ）の発振信号で変調した後、搬送波よりも高い周波数（ｆＲＦ）の発振信号と送信用発振回路（ＴＸＶＣＯ）から出力される送信用発振信号（ｆＴＸ）とをオフセットミキサと呼ばれる混合器に供給して２つの信号の周波数の差（ｆＲＦ−ｆＴＸ）に相当する信号を出力させ、この差信号の周波数と変調信号の周波数とが一致するようにＴＸＶＣＯの発振動作をフィードバック制御するものである。この方式は、ミキサに供給されるＲＦ信号の分周比を変えることにより１つのＲＦＶＣＯで９００ＭＨｚ帯の送信信号と１８００ＭＨｚ帯の送信信号に対応できるので、部品点数の削減の点では優れている。
【０００５】
ところで、近年の携帯電話機においては、音声信号の通信をＧＭＳＫ変調で行ない、データ通信を３π／８ｒｏｔａｔｉｎｇ８−ＰＳＫ（Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）変調で行なうＥＤＧＥ（Ｅｎｈａｎｃｅｄ  Ｄａｔａ  Ｒａｔｅｓ  ｆｏｒ  ＧＳＭ  Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）方式が提案されている。この８−ＰＳＫ変調は、ＧＭＳＫ変調における搬送波の位相シフトにさらに振幅シフトを加えたような変調であり、１シンボル当たり１ビットの情報を送るＧＭＳＫ変調に対し、８−ＰＳＫ変調では１シンボル当たり３ビットの情報を送ることができる。そのため、ＥＤＧＥ方式は、ＧＳＭ方式に比べて高い伝送レートによる通信を行なうことができる。
【０００６】
しかし、前記オフセットＰＬＬ方式の送信回路は、ＴＸＶＣＯの制御端子にフィードバック信号を供給しても変化するのは発振周波数であって、発振振幅は一定である。そのため、オフセットＰＬＬ方式は、位相変調（ＧＭＳＫ変調）のみ行なうＧＳＭ対応の送信回路には好適な方式ではあるが、振幅変調を伴うＥＤＧＥ対応の送信回路には適用することができない。
【０００７】
一方、送信信号の位相成分と振幅成分にそれぞれ情報を持たせる変調方式の実現方法として、送信したい信号を位相成分を含む信号と振幅成分を含む信号に分離した後、位相制御ループと振幅制御ループでそれぞれフィードバックをかけて制御した後、アンプで合成して出力するポーラーループと呼ばれる方式が知られている。しかしながら、ポーラーループ方式の送信回路は、位相ループと振幅ループの２つの制御ループを備えるため、制御系が複雑であり高周波ＩＣチップの小型化および低コスト化が困難であるという課題がある。
【０００８】
他の実現方法としては、Ｉ信号およびＱ信号を一旦中間周波数（ＩＦ）の信号で変調した後、送信周波数へ変換する２ステップアップコンバージョン方式や、Ｉ信号およびＱ信号を直接送信周波数の信号で変調するダイレクトアップコンバージョン方式がある。かかる方式の発明としては、例えば特許文献１や特許文献２に開示されているものがある。
【０００９】
【特許文献１】
特開２０００−０１３２４６号公報
【特許文献２】
特開２００２−０９４３３１号公報
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
特許文献１に記載の発明は、周波数変換手段の前段と後段にそれぞれ利得を制御できる利得可変増幅手段を設けて、変調方式に応じて両方または一方の利得を制御するようにしたものである。特許文献２に記載の発明は、周波数変換器（ミキサ）の後段に利得可変アンプを設けてＧＳＭモードとＥＤＧＥモードに応じて利得を制御するようにしたものである。
上記２つの文献には、変調器と周波数変換器および利得可変アンプを同一の半導体チップ上に形成することについては一切記載されていない。つまり、いずれの発明も変調器と周波数変換器と利得可変アンプが別個の半導体チップ上に形成されることを想定してなされたもののようである。
【００１１】
しかし、周波数変換器や利得可変アンプを変調器と同一の半導体チップ上に形成しようとした場合には、それぞれの回路の間隔が非常に狭くなるため、回路間の信号の干渉やアンプの利得制御等で生じる不要波（スプリアス）、発振器（ＶＣＯ）からの飛込みノイズ、利得可変アンプや変調器、周波数変換器で発生する高調波成分等についてもより一層の注意を払わなくてはならない。また、受信系回路も送信系回路と同一チップ上に形成する場合には、送信用搬送波から２０ＭＨｚ離れた受信帯へ漏洩するノイズについても注意を払わなくてはならない。
【００１２】
例えば、利得可変アンプにあっては、線形特性が良好でないと、信号の干渉で生じた不要波により振幅成分に歪みが生じるとその歪みが位相成分の歪みに変換されるため、変調器における変調精度を低下させたり、送信信号の歪みを大きくするという不具合があるが、前記特許文献１および２に記載の発明においては、かかる問題については何ら検討がなされていない。また、特許文献１および２に記載の発明はいずれも、変調器と周波数変換器が別個の回路として構成されているため、仮に１つの半導体チップ上に形成されたとしてもチップサイズが大きくなるという課題がある。
【００１３】
この発明の目的は、２以上の変調モードよる送信が可能でかつ歪みの少ない送信信号を出力することが可能な通信用半導体集積回路を提供することにある。
この発明の他の目的は、２以上の変調モードよる送信が可能でかつ小型化が可能な通信用半導体集積回路を提供することにある。
この発明のさらに他の目的は、２以上の変調モードよる送信が可能でかつ受信帯や隣接チャネルへの漏れ電力が小さい通信用半導体集積回路を提供することにある。
この発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴については、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
本願において開示される発明のうち代表的なものの概要を説明すれば、下記のとおりである。
すなわち、基本波に対し同相成分のＩ信号および直交成分のＱ信号を増幅する利得可変増幅回路と、増幅されたＩ信号およびＱ信号と局部発振信号とを合成して変調および周波数変換を行なう信号合成回路としてのミキサ回路とを備え、位相変調のみ行なうＧＳＭモードと位相変調および振幅変調を行なうＥＤＧＥモードのような２つの変調モードによる送信が可能な通信用半導体集積回路において、上記利得可変増幅回路とミキサ回路との間に、２次以上のロウパスフィルタを介在させるようにしたものである。
【００１５】
上記した手段によれば、回路間の信号の干渉や利得可変増幅回路のゲイン制御で生じた不要波を減少させることができ、これによって変調精度が高く歪みの少ない送信信号を出力することができるようになる。また、受信帯や隣接チャネルへの漏れ電力を減少させることができる。
【００１６】
また、望ましくは、上記ミキサ回路の次段に、リミッタ機能を有する増幅回路と利得可変増幅回路とを設け、ＧＳＭモードのような位相変調のみの変調モードでは変調後の信号をリミッタ機能を有する増幅回路で増幅し、ＥＤＧＥモードのような位相変調と振幅変調を伴う変調モードでは変調後の信号を利得可変増幅回路で増幅して出力させるようにする。
これにより、周波数帯の異なる送信で変調機能および周波数変換機能を有する回路を共用してチップサイズを低減することができ、しかもＧＳＭモードにおいて後段の電力増幅回路において振幅歪みが位相歪みに変換されて、送信信号の精度が低下するのを防止することができる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の好適な実施例を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明の一実施例によるＧＳＭモードとＥＤＧＥモードの２つの変調方式による送信が可能な通信用半導体集積回路（高周波ＩＣ）及びそれを用いた無線通信システムの構成例を示すブロック図である。
図１の無線通信システムは、信号電波を送受信するアンテナ１００と、送受信を切り替えるスイッチ１１０と、受信信号から不要波を除去するＳＡＷフィルタなどからなる高周波フィルタ１２０ａ〜１２０ｃと、受信信号を復調したり送信信号を変調したりする高周波ＩＣ２００と、送信データをＩ，Ｑ信号に変換したり高周波ＩＣ２００を制御したりするベースバンド回路（ＬＳＩ）３００と、高周波ＩＣ２００で変調＆周波数変換された送信信号を電力増幅してアンテナへ出力する高周波電力増幅器４００などから構成されている。
【００１８】
高周波ＩＣ２００は、１つの半導体チップ上に半導体集積回路として構成される。ベースバンド回路３００はマイクロプロセッサなどから構成される。高周波電力増幅器４００は、パワーアンプ４１１，４１２やそのバイアス回路、インピーダンス整合回路などがセラミック基板などの絶縁基板上に実装されてなるモジュールとして構成される。
【００１９】
特に制限されるものでないが、この実施例の高周波ＩＣ２００は、ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００とＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００の通信方式による信号の変復調が可能に構成されている。また、これに応じて、この実施例の無線通信システムには、ＧＳＭ系の周波数帯の受信信号を通過させるフィルタ１２０ａと、ＤＣＳ１８００の周波数帯の受信信号を通過させるフィルタ１２０ｂと、ＰＣＳ１９００の周波数帯の受信信号を通過させるフィルタ１２０ｃとが設けられている。
【００２０】
本実施例の高周波ＩＣ２００は、大きく分けると、送信系回路２１０と、受信系回路２２０と、送受信系に共通の回路からなる制御系回路２３０とで構成される。図１においては、このうち送信系回路２１０が詳しく示されている。制御系回路２３０には、チップ内部の制御信号を生成する制御回路２３１や局部発振回路２３２、分周回路２３３、９０°位相をシフトした信号を生成する移相回路２３４などが含まれる。局部発振回路２３２は、送信に必要な３２９６〜３８２０ＭＨｚの発振信号と受信に必要な３４７６〜３９８０ＭＨｚの発振信号φＲＦを生成可能なＶＣＯ（電圧制御発振回路）により構成され、送受信に共通の回路として設けられている。
【００２１】
送信系回路２１０は、ベースバンド回路３００から供給されるＩ信号とＱ信号をそれぞれ増幅する利得可変アンプ２１１ａ，２１２ｂからなる第１増幅部２１１と、増幅されたＩ信号およびＱ信号から高調波成分を除去するロウパスフィルタＬＰＦ１，ＬＰＦ２からなるフィルタ部２１２と、フィルタリングされたＩ信号およびＱ信号と分周回路２３３および移相回路２３４からの互いに位相が９０°異なる直交信号とを合成して変調とアップコンバートを同時に行なう直交変調用ミキサからなる変調＆周波数変換部２１３と、変調された信号を増幅する第２増幅部２１４などから構成される。
【００２２】
ロウパスフィルタＬＰＦ１，ＬＰＦ２は、Ｉ信号とＱ信号が利得可変アンプ２１１ａ，２１２ｂを通過する際に生じた歪み（高調波成分）や帯域外のノイズを除去するために設けられたもので、２次以上の高次フィルタを用いるのが望ましい。変調＆周波数変換部２１３は、ＧＳＭとＤＣＳとＰＣＳとでミキサを共用させることも可能であるが、本実施例の高周波ＩＣ２００では、ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００用のミキサＭＩＸａ１，ＭＩＸａ２と、ＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００用のミキサＭＩＸｂ１，ＭＩＸｂ２とが、別個に設けられている。ミキサを別個に設けることにより、ミキサの回路設計が容易になるとともに、それぞれの周波数帯の信号に適した特性を与えることができ、それによりより精度の高い変調が可能となる。
【００２３】
さらに、本実施例の高周波ＩＣ２００では、変調＆周波数変換部２１３の後段の第２増幅部２１４に、ＧＭＳＫ変調を伴うＧＳＭモード用のリミッタ機能を有するバッファＢＦＦ１，ＢＦＦ２と、８−ＰＳＫ変調を伴うＥＤＧＥモード用の利得可変アンプＧＣＡ１，ＧＣＡ２とが設けられている。このうち、バッファＢＦＦ１と利得可変アンプＧＣＡ１はＧＳＭ８５０およびＧＳＭ９００用のミキサＭＩＸａ１，ＭＩＸａ２に対応して、またバッファＢＦＦ２と利得可変アンプＧＣＡ２はＤＣＳ１８００およびＰＣＳ１９００用のミキサＭＩＸｂ１，ＭＩＸｂ２に対応して設けられている。
【００２４】
上記ミキサＭＩＸａ１，ＭＩＸａ２とＭＩＸｂ１，ＭＩＸｂ２のいずれを選択するか、またバッファＢＦＦ１，ＢＦＦ２と利得可変アンプＧＣＡ１，ＧＣＡ２のいずれを選択するかの指定は、ベースバンドＬＳＩ３００からの指令に応じて制御回路２３１から出力される選択モードを示す制御信号Ｓ１と選択バンドを示す制御信号Ｓ２とによって行なわれる。特に制限されるものでないが、これらの制御信号Ｓ１，Ｓ２はパワーモジュール４００へも供給されて、パワーアンプのバイアス点等を設定するのにも使用される。
【００２５】
また、ベースバンドＬＳＩ３００から高周波ＩＣ２００の利得可変アンプ２１１ａ，２１１ｂおよびＧＣＡ１，ＧＣＡ２やパワーモジュール４００に対しては、ゲインを制御する制御電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２，Ｖｃ３が供給される。ＧＳＭの規格では、送信信号の出力電力が、図２に示すような所定のタイムマスク内に収まらなければならないことが規定されている。従って、送信開始時には所定の時間内に出力レベルを所定のレベルまで立ち上げ、送信終了時には所定の時間内に出力レベルを所定のレベルまで立ち下げなくてはならない。
【００２６】
従来の無線通信システムでは、一般に、パワーアンプ４１１，４１２のゲインを制御することでタイムマスク内での出力レベルの立上げ、立下げを行なっていたものを、この実施例の無線通信システムでは、制御電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２で利得可変アンプ２１１ａ，２１１ｂとＧＣＡ１，ＧＣＡ２のゲインを制御することでこれを実現するように構成されている。
【００２７】
制御電圧Ｖｃ３は、この実施例では、パワーアンプ４１１，４１２に要求レベルに応じた固定バイアスを与える電圧とされている。ただし、利得可変アンプ２１１ａ，２１１ｂとＧＣＡ１，ＧＣＡ２とパワーアンプ４１１，４１２の３つの回路のゲインを制御することで出力レベルの立上げ、立下げを行なうように構成することも可能である。
【００２８】
なお、図２は、アンテナ端から見た高周波ＩＣ２００の出力端子のゲインであり、ＧＳＭモードでは図２の０ｄＢがアンテナ端の＋３３ｄＢに対応し、ＥＤＧＥモードでは０ｄＢがアンテナ端の＋２７ｄＢに対応する。
【００２９】
さらに、本実施例の無線通信システムにおいては、高周波ＩＣ２００とパワーモジュール４００との間に、高周波ＩＣ２００で変調増幅された送信信号から不要波を除去するＳＡＷフィルタなどからなるバンドパスフィルタＢＰＦ１，ＢＰＦ２が設けられている。バンドパスフィルタＢＰＦ１はＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００の周波数帯の送信信号を通過させ、バンドパスフィルタＢＰＦ２はＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００の周波数帯の送信信号を通過させる。
【００３０】
変調＆周波数変換回路２１３は、合成されるＩ信号およびＱ信号の周波数と高周波発振信号φＲＦの周波数との差の周波数成分が出力信号の周波数成分の中で最も大きくなるように設計されるが、回路を構成するペア素子の特性がアンバランスであると、変調＆周波数変換回路２１３の出力において搬送波信号の周波数成分が相対的に大きくなる、不要波の抑圧度が劣化するという不具合がある。この実施例では、変調＆周波数変換回路２１３の後段にバンドパスフィルタＢＰＦ１，ＢＰＦ２が設けられていることにより、ペア素子のばらつき等によって変調後の送信信号に含まれてしまう送信帯域外の不要波や高調波成分を抑制することができるという利点がある。
【００３１】
なお、本実施例の高周波ＩＣ２００は、制御回路２３１にコントロールレジスタＣＲＧが設けられ、このレジスタＣＲＧはベースバンド回路３００からの信号に基づいて設定が行なわれるように構成されている。具体的には、ベースバンド回路３００から高周波用ＩＣ２００に対して同期用のクロック信号ＣＬＫと、データ信号ＤＡＴＡと、制御信号としてのロードイネーブル信号ＬＥとが供給されており、制御回路２３１は、ロードイネーブル信号ＬＥが有効レベルにアサートされると、ベースバンド回路３００から伝送されてくるデータ信号ＤＡＴＡをクロック信号ＣＬＫに同期して順次取り込んで、上記コントロールレジスタＣＲＧにセットする。特に制限されるものでないが、データ信号ＤＡＴＡはシリアルで伝送される。
【００３２】
受信系回路２２０は、図示しないが、ＧＳＭとＤＣＳとＰＣＳの３つの周波数帯の受信信号をそれぞれ増幅するロウノイズアンプや、該ロウノイズアンプで増幅された受信信号に分周回路２３３および移相回路２３４で生成された直交信号をミキシングすることで復調およびダウンコンバートを行なうミキサ回路と、復調されたＩ，Ｑ信号をそれぞれ増幅してベースバンド回路３００へ出力する高利得増幅部などから構成される。
【００３３】
本実施例の高周波ＩＣ２００には、前述したように、利得可変アンプ２１１ａ，２１１ｂの後段にロウパスフィルタ２１２ａ，２１２ｂが、また利得可変アンプＧＣＡ１，ＧＣＡ２の後段にバンドパスフィルタＢＰＦ１，ＢＰＦ２が設けられている。そのため、利得可変アンプ２１１ａ，２１１ｂやＧＣＡ１，ＧＣＡ２の利得調整で生じるスプリアスを、フィルタで除去することができ、これによって送信信号の歪みを減少させることができる。
【００３４】
また、本実施例の高周波ＩＣ２００には、変調＆周波数変換回路２１３の後段にリミッタ機能を有するバッファＢＦＦ１，ＢＦＦ２が設けられており、ＧＳＭモード（ＧＭＳＫ変調）では、利得可変アンプＧＣＡ１，ＧＣＡ２の代わりにバッファＢＦＦ１，ＢＦＦ２が選択される。ＧＳＭモードでは振幅変調は行なわれず、変調＆周波数変換回路２１３の出力信号は本来振幅が一定であるが、ノイズやスプリアス、高調波が含まれていると、図３（Ａ）のように振幅が変動する。
【００３５】
しかるに、変調後の信号を、リミッタ機能を有するバッファＢＦＦ１，ＢＦＦ２に通すことにより、図３（Ｂ）のように一定振幅の信号に整形される。後段のパワーアンプ４１１，４１２の線形特性が良好でない場合、入力信号の振幅歪みが位相歪みに変換されるという不具合がある。しかるに、本実施例のように、変調後の信号をリミッタ機能を有するバッファＢＦＦ１，ＢＦＦ２に通すことにより、図３（Ｂ）のように一定振幅の信号に整形されるため、振幅成分が位相成分に変換されることがなく、位相精度の高い送信信号を出力させることができる。
【００３６】
なお、バッファＢＦＦ１，ＢＦＦ２が理想的なリミッタであれば、その出力は図３（Ｂ）の一部を拡大して示す破線のようにサイン波をリミッタレベルでカットしたような波形なるが、実際には信号の周波数が高いため寄生抵抗や寄生容量などの影響等で波形がなまって実線のように滑らかになる。リミッタ機能を有するバッファは、公知であるので、具体的な回路例の図示は省略するが、例えば出力ノードと電源電圧端子との間にクランプ用ダイオードを接続した差動増幅回路などで構成することができる。図３（Ｃ）は振幅変調を伴うＥＤＧＥモードでの送信信号の波形を示した波形図である。
【００３７】
図４は、本発明の高周波ＩＣの第２の実施例及びそれを用いた無線通信システムの構成例を示す。
この第２の実施例は、変調＆周波数変換部２１３の後段の第２増幅部２１４として、第１の実施例におけるリミッタ機能を有するバッファＢＦＦ１，ＢＦＦ２を省略して、利得可変アンプＧＣＡ１，ＧＣＡ２のみ設けたものであり、それ以外の構成は第１の実施例と同様である。この実施例においては、ＥＤＧＥモードの際はもちろんＧＳＭモードの際にも変調後の信号が利得可変アンプＧＣＡ１，ＧＣＡ２により増幅されて出力される。
【００３８】
この第２の実施例は、バッファＢＦＦ１，ＢＦＦ２が不要な分だけ図１の実施例に比べて回路規模が小さくなって、チップサイズを低減することができる。また、第２増幅部２１４よりも前段にある第１増幅部２１１やフィルタ部２１２、変調＆周波数変換部２１３を、図１よりも特性の良い回路すなわち第２増幅部２１４への入力信号の振幅変動を小さくできる回路によって構成することで、バッファＢＦＦ１，ＢＦＦ２を省略しても、図１の実施例とほぼ同様な歪みの少ない送信信号を出力させることができる。
【００３９】
さらに、ＧＳＭモードの際にも第２増幅部２１４で信号を増幅させることができるため、第１の実施例で第１増幅部２１１に持たせていたゲインを、第２の実施例では第１増幅部２１１と第２増幅部２１４にそれぞれ分担させることができるので、第２増幅部２１４に分担させた分だけ第１増幅部２１１のゲインを減らすことで、第２増幅部２１４に入力される信号の振幅変動や歪みを減らすことができる。
【００４０】
また、後段のバンドパスフィルタＢＰＦ１とＢＰＦ２として第１の実施例のＢＰＦ１とＢＰＦ２よりも特性の良いものを使用することによっても、ＧＳＭモードの際にリミッタ機能を有するバッファＢＦＦ１，ＢＦＦ２を用いなくても比較的歪みの少ない送信信号をパワーモジュール３００へ入力させることができる。
【００４１】
図５は、本発明の高周波ＩＣの第３の実施例及びそれを用いた無線通信システムの構成例を示す。
この第３の実施例は、変調＆周波数変換部２１３の後段の第２増幅部２１４として、第２の実施例における利得可変アンプＧＣＡ１，ＧＣＡ２の代わりに固定ゲインのリニアアンプＡＭＰ１，ＡＭＰ２を設けたものであり、それ以外の構成は第２の実施例と同様である。この実施例においては、ＥＤＧＥモードの際はもちろんＧＳＭモードの際にも、第１増幅部２１１の利得可変アンプ２１１ａ，２１１ｂのゲイン制御によって送信開始時の出力レベルの立上げが行なわれる。
【００４２】
この第３の実施例は、第１の実施例に比べて利得可変アンプ２１１ａ，２１１ｂとしてよりゲイン可変範囲の広いものが必要であるものの、バッファＢＦＦ１，ＢＦＦ２が不要な分だけ図１の実施例に比べて回路規模が小さくなって、チップサイズを低減することができる。
【００４３】
また、第２増幅部２１４の入力信号の方が第１増幅部２１１の入力信号に比べて周波数が高いので、第２増幅部の可変利得アンプの方が第１増幅部の可変利得アンプよりも消費電流が多くなるが、第２増幅部２１４の可変利得アンプＧＣＡ１，ＧＣＡ２の代わりにリニアアンプＡＭＰ１，ＡＭＰ２を用いることにより、第３の実施例は、第１および第２の実施例に比べてチップ全体としての消費電流をかなり低減することができるという利点がある。
【００４４】
また、第２の実施例と同様に、第２増幅部２１４よりも前段にある第１増幅部２１１やフィルタ部２１２、変調＆周波数変換部２１３を、図１よりも特性の良い回路すなわち第２増幅部２１４への入力信号の振幅変動を小さくできる回路に構成することで、リミッタ機能を有するバッファＢＦＦ１，ＢＦＦ２を省略しても、図１の実施例とほぼ同様な歪みの少ない送信信号を出力させることができる。
【００４５】
さらに、後段のバンドパスフィルタＢＰＦ１とＢＰＦ２として第１の実施例のものよりも特性の良いものを使用することによっても、ＧＳＭモードの際にリミッタ機能を有するバッファＢＦＦ１，ＢＦＦ２を用いなくても比較的歪みの少ない送信信号をパワーモジュール３００へ入力させることができる。
【００４６】
図６は、本発明の高周波ＩＣの第４の実施例及びそれを用いた無線通信システムの構成例を示す。
この第４の実施例の高周波ＩＣ２００は、前記ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００とＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００の通信方式による信号の変復調に加えて、多重化方式としてスペクトル拡散方式を用い変調方式としてＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  ＰＳＫ）を用いるＷＣＤＭＡ（Ｗｉｄｅｂａｎｄ  Ｃｏｄｅ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ａｃｃｅｓｓ）方式による変復調が可能に構成したものである。
【００４７】
これを可能にするため第４の実施例では、変調＆周波数変換部２１３の後段の第２増幅部２１４に、第１の実施例におけるバッファＢＦＦ１，ＢＦＦ２および利得可変アンプＧＣＡ１，ＧＣＡ２に加えて、ＣＤＭＡ方式で変調された送信信号を増幅する第３の利得可変アンプＧＣＡ３が設けられている。また、この利得可変アンプＧＣＡ３の後段には、ＣＤＭＡの周波数帯（１９２０〜１９８０ＭＨｚ）の信号を通過させるバンドパスフィルタＢＰＦ３が設けられている。
【００４８】
さらに、パワーモジュール４００にもＣＤＭＡ用のパワーアンプ４１３が設けられている。また、ＣＤＭＡでは送信と受信が同時に行なわれるため、パワーアンプ４１３の後段に送信信号と受信信号を分離するデュプレクサ１３０と、ＣＤＭＡ用の受信系回路１４０が設けられている。
【００４９】
ＣＤＭＡでは送信と受信が同時に行なわれるので、充分なアイソレーションを図るため送信系回路と受信系回路は別個の半導体チップ上に形成されるのが一般的である。本実施例のように、ＣＤＭＡ用の送信系回路とＧＳＭ，ＥＤＧＥ用の送信系回路を同一チップ上に形成して回路の共有化を図ることにより、チップ数の削減やチップサイズの低減を実現することができる。
【００５０】
ただし、第１〜第３の実施例では、ＧＳＭモードもＥＤＧＥモードも帯域幅が２００ｋＨｚの信号を扱うのに対し、ＣＤＭＡではそれよりも帯域幅の広い信号を扱う。そのため、この第４実施例では、ロウパスフィルタＬＰＦ１，ＬＰＦ２のカットオフ周波数を、第１〜第３の実施例よりも高くする一方、第１増幅部２１１の利得可変アンプ２１１ａ，２１１ｂのゲイン制御によって生じるスプリアス（不要波）を抑制してやる必要がある。
【００５１】
しかも、利得可変アンプ２１１ａ，２１１ｂでは、スプリアスのうちでも特に３倍波が大きくなる傾向があるので、この３倍波を抑制してやる必要性から、フィルタの特性としてより急峻なものが必要とされる。そこで、この実施例では、ロウパスフィルタＬＰＦ１，ＬＰＦ２として、２次以上の高次数のフィルタを使用するとともに、フィルタ内の容量値を切り替えることで、ＧＳＭモードまたはＥＤＧＥモードとＣＤＭＡモードとでカットオフ周波数を切り替えることができるように構成した。
【００５２】
次に、第４の実施例（図６）におけるロウパスフィルタＬＰＦ１，ＬＰＦ２として好適な回路例を、図７を用いて説明する。
この実施例のフィルタは、バイポーラ・トランジスタＴＲ１およびそのエミッタ端子に接続されたバイアス用電流源ＣＳ１からなる増幅段と、入力端子ＩＮとトランジスタＴＲ１のベース端子との間に直列に接続された抵抗Ｒ１，Ｒ２と、トランジスタＴＲ１のベース端子と接地点の間に接続された容量Ｃ１１と、トランジスタＴＲ１のエミッタ端子とベース端子との間に接続されたフィードバック容量Ｃ２１とを、基本構成素子とする。
【００５３】
そして、これらの基本構成素子の他に、上記容量Ｃ１１と並列に設けられた容量Ｃ１２およびこれと直列のスイッチＳＷ１と、上記フィードバック容量Ｃ２１と並列に設けられた容量Ｃ２２およびこれと直列のスイッチＳＷ２とを備える。スイッチＳＷ１とＳＷ２は、モード選択信号ＭＯＤＥによりオン、オフ制御される。具体的には、ＧＳＭモードまたはＥＤＧＥモードの際には上記スイッチＳＷ１およびＳＷ２はオン状態にされ、ＷＣＤＭＡモードの際には上記スイッチＳＷ１およびＳＷ２はオフ状態にされる。
【００５４】
この実施例では、上記抵抗Ｒ１，Ｒ２はそれぞれ５ｋΩ，５ｋΩのような抵抗値に、また容量Ｃ１１，Ｃ２１はそれぞれ８ｐＦ，３２ｐＦのような容量値、容量Ｃ１２，Ｃ２２はそれぞれ７２ｐＦ，２８８ｐＦのような容量値になるように設定される。これにより、スイッチＳＷ１およびＳＷ２がオン状態のときは、図８に実線Ａで示すような周波数特性を有しそのカットオフ周波数ｆｃ１は、２００ｋＨｚのような値とされる。一方、スイッチＳＷ１およびＳＷ２がオフされると、図８に一点鎖線Ｂで示すような周波数特性を有しそのカットオフ周波数ｆｃ２は、２ＭＨｚのような値とされる。
【００５５】
図７のフィルタは、トランジスタＴＲ１を破線のごときオペアンプとみなすと分かるように２次のアクティブフィルタ回路であり、その特性を示す図８より分かるように、バターワース・フィルタである。この実施例では、トランジスタを有する図７のようなアクティブフィルタを用いることにより、フィルタ回路の占有面積を低減し、ひいては高周波ＩＣ２００のチップサイズを小さくすることができるという利点がある。また、２次のロウパスフィルタを使用することにより、３倍波を充分に減衰させることができる。ただし、ロウパスフィルタＬＰＦ１，ＬＰＦ２は、図７のような２次のバターワース・フィルタに限定されるものでなく、３次以上のフィルタやチェビシェフ・フィルタなどであっても良い。
【００５６】
以上本発明者によってなされた発明を実施例に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。例えば、実施例の高周波ＩＣ２００は、送信系回路と受信系回路が同一の半導体チップ上に形成されているが、送信系回路と受信系回路が別個の半導体チップ上に形成されている場合にも適用することができる。また、前記説明では、第４の実施例（図６）において、利得可変アンプ２１１ａ，２１１ｂと変調＆周波数変換部２１３との間に２次以上のフィルタを設けるとしたが、第１〜第３の実施例においても利得可変アンプ２１１ａ，２１１ｂと変調＆周波数変換部２１３との間に２次以上のフィルタを設けるのが有効であることはいうまでもない。
【００５７】
以上の説明では主として本発明者によってなされた発明をその背景となった利用分野であるＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００とＤＣＳとＰＣＳの４つの通信方式による送受信が可能なマルチモードの無線通信システムを構成する変復調用高周波ＩＣに適用した場合を説明したが、本発明はそれに限定されるものでなく、ＧＳＭとＤＣＳの２つあるいはＧＳＭとＰＣＳの２つの通信方式による送受信が可能なデュアルモードの携帯電話機や移動電話機などの無線通信システムを構成する変復調用高周波ＩＣあるいは変調用高周波ＩＣに利用することができる。
【００５８】
【発明の効果】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記のとおりである。
すなわち、本発明に従うと、利得可変増幅回路と変調＆周波数変換回路を備え２以上の変調モードよる送信が可能な通信用半導体集積回路において、回路間の信号の干渉や利得可変増幅回路のゲイン制御で生じた不要波を減衰させ、歪みの少ない送信信号を出力することができるとともに、受信帯や隣接チャネルへの漏れ電力を減少させることができる。
【００５９】
また、周波数帯の異なる送信で変調機能および周波数変換機能を有する回路を共用してチップサイズを低減することができ、しかもＧＳＭモードにおいて周波数変換回路の後段の電力増幅回路において振幅歪みが位相歪みに変換されて、送信信号の精度が低下するのを防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例によるＧＳＭモードとＥＤＧＥモードの２つの変調方式による送信が可能な通信用半導体集積回路（高周波ＩＣ）及びそれを用いた無線通信システムの構成例を示すブロック図である。
【図２】ＧＳＭの規格で規定されている出力電力の立上げと立下げ時のタイムマスクを示す説明図である。
【図３】ＧＭＳＫ変調方式と８−ＰＳＫ変調方式により変調された信号の波形例を示す波形図である。
【図４】本発明の第２の実施例に係る高周波ＩＣ及びそれを用いた無線通信システムの構成例を示すブロック図である。
【図５】本発明の第３の実施例に係る高周波ＩＣ及びそれを用いた無線通信システムの構成例を示すブロック図である。
【図６】本発明の第４の実施例に係る高周波ＩＣ及びそれを用いた無線通信システムの構成例を示すブロック図である。
【図７】第４の実施例に好適なロウパスフィルタの構成例を示す回路図である。
【図８】図７のロウパスフィルタの周波数特性を示すグラフである。
【符号の説明】
１００  アンテナ
１１０  送受信切替えスイッチ
１２０ａ〜１２０ｃ  受信信号用高周波フィルタ
１３０  デュプレクサ
２００  高周波ＩＣ（通信用半導体集積回路）
２１０  送信系回路
２１１  第１増幅部
２１１ａ，２１１ｂ  利得可変増幅回路
２１２  フィルタ部
２１３  変調＆周波数変換回路
２１４  第２増幅部
２２０  制御系回路
２３０  受信系回路
３００  ベースバンド回路（信号処理用半導体集積回路）
４００  電力増幅回路（高周波電力増幅器）
ＬＰＦ１，ＬＰＦ２  ロウパスフィルタ
ＭＩＸａ１，ＭＩＸａ２，ＭＩＸｂ１，ＭＩＸｂ２  ミキサ（信号合成回路）
ＢＦＦ１，ＢＦＦ２  リミッタ機能を有する増幅回路
ＧＣＡ１，ＧＣＡ２  利得可変アンプ
ＢＰＦ１，ＢＰＦ２  バンドパスフィルタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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