(57)【要約】【課題】加工技術を複雑化することなく、所望のインピーダンス比を有する平面型バルントランスを提供する。【解決手段】バルントランスは、シリコン基板１０上に形成された第１、第２アース電位層２０、４０と、それに挟まれた誘電体層３０を有し、誘電体層３０内部には不平衡信号第１伝送線路５０と、第２伝送線路６０および第３伝送線路７０が第１、第２アース電位層２０、４０と平行に上下に配される。誘電体層３０の厚さ、不平衡信号第１伝送線路５０と、平衡信号第２伝送線路６０および第３伝送線路７０の間隔、それらのオフセット、伝送線路の厚さ、誘電体の比誘電率に所定の関係を持たせる。【選択図】        図７
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
アース電位層に挟まれた誘電体と、
前記誘電体中にて前記アース電位層と実質的に平行に配置された、不平衡信号伝送線路と平衡信号伝送線路からなる一対の伝送線路と、
を含み、前記一対の伝送線路における同相励振時のインピーダンスＺｅｖｅｎと、不平衡信号側負荷Ｚｓおよび平衡信号側負荷Ｚｌと、前記誘電体の比誘電率εＳと、伝送線路の幅Ｗと、伝送線路間隔Ｓと、伝送線路厚みＴと、伝送線路とアース電位層の距離ｈの間に
【数１】
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なる関係をもたせたことを特徴とする平面型バルントランス。
【請求項２】
前記一対の伝送線路は、前記アース電位層と実質的に平行に座標平面を定めたとき、異なる位置座標に配置されることを特徴とする請求項１に記載の平面型バルントランス。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はバルントランスに関し、特に無線通信周波数で使われる平衡信号、不平衡信号の変換、インピーダンス変換、位相変換に利用される平面型バルントランスに関する。
【０００２】
【従来の技術】
「バルントランス」は、バランス−アンバランスから作られた造語であり、平衡信号と不平衡信号の相互変換を可能にする変換器である。平衡信号は振幅が等しく互いの位相が１８０度異なる一対の信号であり、通信システムにおいて一般的に用いられている。この伝送方式は、耐雑音性に優れ、低電圧動作化することによって省電力と高速化が可能である。これは例えばＩＣ内の差動増幅回路などに利用されている。一方、不平衡信号は、アース電位に対する電位の変化を伝送するもので、一本の伝送線路が用いられる。マイクロストリップラインやアンテナの入出力がこれに相当する。
【０００３】
従来の平衡信号、不平衡信号の変換を行うバルントランスは、フェライトコアにツィストペア線を巻き付けたトランスが利用されていた。しかしながら、フェライトは周波数が高くなると透磁率が低下するため高周波化が難しく、また小型化が困難であった。
【０００４】
これらの欠点を克服するため、平面型のバルントランスも考案されている。これは、不平衡信号側にλ／２の電気長を有する先端が開放された伝送線路を、平衡信号側に誘電体を介してλ／４の電気信号を有する先端がアース電位に短絡した伝送線路を、それぞれ有し、伝送線路相互の電磁結合を利用して、平衡信号、不平衡信号の変換を行う。平面型バルントランスは小型化が可能なため、ＩＣ上に形成することもできる。
【０００５】
フェライトコアを用いたバルントランスでは、その巻き数を調整することにより、平衡信号伝送線路および不平衡信号伝送線路のインピーダンス比を調整することができる。一方、平面型バルントランスでは、不平衡信号伝送線路と平衡信号伝送線路の電磁結合比を変化させてインピーダンス比を調整する必要がある。しかし、ストリップラインやマイクロストリップラインを用いた場合、一般に、電磁結合比を大きくすることは困難である。伝送線路の幅を大きくすれば電磁結合比を大きくすることできるが、平衡信号伝送線路の周波数特性がばらつく原因となる。そこで、平面型バルントランスにおいて形成される、２組の電磁結合対の伝送線路幅や誘電体の厚みをそれぞれ変化させることにより、調整を行う手法が提案されている（特許文献１参照）。
【０００６】
【特許文献１】
特開平５−３４４３６１号公報  （第１項、第２図）
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながらこの方法では、加工精度に起因して、平衡信号伝送線路および不平衡信号伝送線路の各端子においてインピーダンス不整合が発生し、正確なインピーダンス比が設定できない場合がある。さらに、平衡信号間の位相誤差が大きくなりやすい。これらの問題は今後、素子の微細化に伴い、製造プロセス上の制約が増すほど、深刻化していくと考えられる。
【０００８】
本発明は、こうした状況に鑑みなされたものであり、その目的は、平衡信号および不平衡信号の伝送線路が所望のインピーダンス比を有する平面型バルントランスを提供することにある。また、その際、加工技術をさして複雑化しないでもよい技術を提供することにある。本発明の別の目的は、製造工程を簡略化することのできる平面型バルントランスを提供することにある。本発明のさらに目的は、平衡信号間の位相誤差を抑制した平面型バルントランスを提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明は、平衡信号および不平衡信号の伝送線路が所望のインピーダンス比を有するように、ストリップライン構造の伝送線路幅、伝送線路間隔、誘電体厚みを調整する。
【００１０】
本発明の平面型バルントランスは、アース電位層に挟まれた誘電体と、前記誘電体中にてアース電位層と実質的に平行に配置された、不平衡信号伝送線路と平衡信号伝送線路からなる一対の伝送線路とを含み、この一対の伝送線路における同相励振時のインピーダンスＺｅｖｅｎと、不平衡信号側負荷Ｚｓおよび平衡信号側負荷Ｚｌと、前記誘電体の比誘電率εＳと、伝送線路の幅Ｗと、伝送線路間隔Ｓと、伝送線路厚みＴと、伝送線路とアース電位層の距離ｈの間に
【数２】
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の関係をもたせたものである。
【００１１】
なお、本発明の表現を製造方法や設計方法などに変換したり、それらを任意に組合せたものもまた、本発明の態様として有効である。
【００１２】
【発明の実施の形態】
まず、実施の形態の原理を概説する。平面型バルントランスは波長λの１／４の長さの分布結合線路を含む方向性結合器を２個連結した構造を有している。ここで方向性結合器とは、図１に示すようにλ／４の長さの分布結合線路を適当な負荷インピーダンスＺＯで終端することにより形成される。端子１から入力された信号は端子２、３に分配され、端子４には信号が出力されない。このときの伝送線路間の結合度Ｃは、直交モード、なわち同相励振時および、逆相励振時のインピーダンス、ＺｅｖｅｎおよびＺｏｄｄと、整合負荷インピーダンスＺＯによって以下のように表される。
【数３】
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【数４】
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【００１３】
次に図２に示すように、長さλ／４の分布結合線路を組合せたマーチャントバルン（Ｍａｒｃｈａｎｄ  ｂａｌｕｎ）を考える。これはセラミック基板やＩＣ上に形成されるバルントランスに多く用いられる構造である。このとき、不平衡信号の入出力端子はインピーダンスＺＳで、平衡信号の各入出力端子はインピーダンスＺｌでそれぞれ終端する。この構造において、平衡信号、不平衡信号間の変換損失が３ｄＢになるとき、インピーダンスＺＳ、Ｚｌと結合度Ｃには、（４）式で表される関係がある（Ｋ．  Ｓ．  Ａｎｇ，  Ｉ．  Ｄ．  Ｒｏｂｅｒｔｓｏｎ，  Ｋ．  Ｅｌｇａｉｄ  ａｎｄ  Ｉ．  Ｇ．  Ｔｈａｙｎｅ，  “４０  ｔｏ  ９０ＧＨｚ  Ｉｍｐｅｄａｎｃｅ−Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｉｎｇ  ＣＰＷ  Ｍａｒｃｈａｎｄ  Ｂａｌｕｎ，”  ２０００  ＭＴＴ−Ｓ  Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ  Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ  Ｄｉｇｅｓｔ，  ｐｐ．１１４１−１１４４，  ２０００  参照）
【数５】
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【００１４】
従って、結合度Ｃとインピーダンスの比Ｚｌ／ＺＳとの相関は図３のように表される。例えば不平衡側の特性インピーダンスが５０Ω、平衡側の特性インピーダンスが２００Ωのバルントランスを形成するには、同図より、インピーダンス比Ｚｌ／Ｚｓが２となるときの結合度、すなわちＣ＝−７ｄＢにする必要がある。これにより、直交モードインピーダンスはそれぞれ、Ｚｅｖｅｎ＝８０．９Ω、Ｚｏｄｄ＝３０．９Ωとすればよいことがわかる。
【００１５】
図４は、上下をアース電位層に挟まれ、それらと平行に配された一対の伝送線路を有する結合線路の構造を模式的に示している。この構造を形成する各パラメータと特性との関係については、解析結果が示されている（Ｓ．  Ｂ．  Ｃｏｈｎ，  “Ｔｈｉｃｋｎｅｓｓ  Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎｓ  ｆｏｒ  Ｃａｐａｃｉｔｉｖｅ  Ｏｂｓｔａｃｌｅｓ  ａｎｄ  Ｓｔｒｉｐ  Ｃｏｎｄｕｃｔｏｒｓ，  “ＩＲＥ  Ｔｒａｎｓ．  ｏｎ  Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ  Ｔｈｅｏｒｙ  ａｎｄ  Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ，  ｖｏｌ．  ＭＴＴ−８，  ｐｐ．６３８−６４４，  Ｎｏｖ．，  １９６０，  Ｊ．  Ｐａｕｌｅ  Ｓｈｅｌｔｏｎ，  Ｊｒ．，  “Ｉｍｐｅｄａｎｃｅｓ  ｏｆ  Ｏｆｆｓｅｔ  Ｐａｒａｌｌｅｌ−Ｃｏｕｐｌｅｄ  Ｓｔｒｉｐ  Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ  Ｌｉｎｅｓ，  “ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．  ｏｎ  Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ  Ｔｈｅｏｒｙ  ａｎｄ  Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ，ｖｏｌ．  ＭＴＴ−１４，  ｐｐ．  ７−１５，  Ｊａｎ．，  １９６６  参照）。一般には、式（５）に例示するように、直交モードインピーダンスＺｅｖｅｎ、Ｚｏｄｄは、図４における伝送線路の幅Ｗ、伝送線路の厚さＴ、伝送線路間の距離Ｓ、誘電体の比誘電率εＳ、誘電体の厚さＢで一意的に決定される。
【数６】
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【００１６】
ここで、ｈは伝送線路とアース電位層の距離を示しており、図４に示したパラメータを用いて式（６）で表される。
【数７】
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【００１７】
図５は各パラメータを変化させたときのインピーダンス計算結果の例を示し、伝送線路の幅Ｗは７．５μｍ、伝送線路の厚さＴは０．８μｍ、誘電体はＳｉＯ２とした。図５（ａ）は伝送線路間の距離Ｓの変化に対する各インピーダンスの変化を示しており、このときの誘電体の厚さＢは２０μｍとしている。また、図５（ｂ）は誘電体の厚さＢの変化に対するインピーダンスの変化であり、ここでは伝送線路間の距離Ｓを４μｍとして計算した。これらの図より、例えばＺｏｄｄは線路間の距離Ｓが小さくなるほど、またＺｅｖｅｎは伝送線路とアース電位層との距離が小さくなるほど小さくなることがわかる。
【００１８】
所望とするバルントランスの平衡信号側、不平衡信号側の各インピーダンスに応じて、式（４）で求めた直交モードインピーダンスＺｅｖｅｎ、Ｚｏｄｄを取得するためには、上述と同様の計算により各パラメータを決定すればよい。これらの手続きと同時に、製造工程における一般的な公差である１０％を見込んで、式（１）で表される関係を満たすことにより、所望のインピーダンス比を有するバルントランスが実現できる。その結果、平衡端子および不平衡端子でのインピーダンス不整合を抑制することができ、位相誤差の低減が実現される。
【００１９】
なお、一対の伝送線路は、アース電位層と平行をなす座標平面に対して、異なる位置座標に配置してもよい。すなわち図６に示すように伝送線路の配置にオフセットＷＯを設ける。これは、ＩＣ上にバルントランスを形成する時など、製造プロセスに起因して線路幅や誘電体厚などに制約が存在する場合に有効である。オフセットＷＯを調整することにより、結合度Ｃを変化させ、伝送線路対の線路幅や誘電体の厚みを変えることなく、所望のインピーダンス比を有するバルントランスを取得することができる。ただし、オフセットＷＯは、前記の座標平面に垂直な方向から見たとき、一対の伝送線路の一部は重複する条件のもとで決めてもよい。まったく重複がない場合、結合度Ｃが一般に非常に小さくなるためである。
【００２０】
以下、実施の形態を具体的に説明する。図７（ａ）は、実施の形態に係る平面型バルントランスの構造を示す斜視図であり、図７（ｂ）は図７（ａ）のＡ−Ａ断面図である。この平面型バルントランスは例えばシリコンＩＣ上に形成され、誘電体としてシリコン酸化膜を使用する。シリコン基板１０上に形成された、それぞれ下と上に位置する第１アース電位層２０および第２アース層４０と、それらに挟まれた誘電体層３０を含む。誘電体層３０内部には不平衡信号を伝送する電気長λ／２のスパイラル状の第１伝送線路５０と、平衡信号を伝送する電子長λ／４の、同じくスパイラル状の第２伝送線路６０および第３伝送線路７０が配されている。
【００２１】
第１伝送線路５０と、第２伝送線路６０および第３伝送線路７０は、第１および第２アース電位層２０、４０と平行に上下の関係に位置している。第１伝送線路５０の一端は、ビアホール９０を介して引き出し用伝送線路８０によって引き出され、不平衡信号の入出力端子を成す。第１伝送線路５０の他端は開放状態である。第２伝送線路６０および第３伝送線路７０は、その一端がビアホール１００、１１０をそれぞれ介して第１アース電位層２０に接続され、他端は平衡信号の入出力端子を形成している。ここでアース電位への接続は、第２アース電位層４０を選択してもよい。また、図８の断面図に示したように、引き出し用伝送線路８０を第２アース電位層４０と等しい高さに配し、第２アース電位層４０との間をスリット１２０で隔ててもよい。
【００２２】
また、誘電体層３０にはシリコン酸化膜の他、シリコン窒化膜を用いてもよく、第１伝送線路５０、第２伝送線路６０および第３伝送線路７０はＡｌもしくはＣｕを主成分とする材料で形成する。さらに、第１伝送線路５０、第２伝送線路６０および第３伝送線路７０は、スパイラル状の他、ミアンダ状、すなわち蛇行形状にしてもよく、これらの形状にすることによりトランスの小型化が可能となる。
【００２３】
図９は、実施の形態に係る平面型バルントランス中、上下に配された伝送線路を図１における上側から見た概略図である。ここでは簡単のために図１の不平衡信号第１伝送線路５０の片側および平衡信号第３伝送線路７０のみを示したが、不平衡信号第１伝送線路５０と平衡信号第２伝送線路６０の関係も同様である。同図に示すように本実施の形態では、アース電位層２０または４０と平行をなす座標平面において、不平衡信号および平衡信号の伝送線路がオフセットＷＯを有するように配置した。
【００２４】
本実施の形態に係る平面型バルントランスにおいて、例えば不平衡信号側の特性インピーダンスを５０Ω、平衡側の特性インピーダンスを６００Ωとしたい場合を考える。このとき比Ｚｌ／Ｚｓは６となり、図３より、必要となる伝送線路の結合度Ｃは−１１．１ｄＢである。従って、直交モードインピーダンスはそれぞれ、Ｚｅｖｅｎ＝６６．５Ω、Ｚｏｄｄ＝３７．６Ωとなる。その条件を満たすためには、例えば伝送線路の幅Ｗを７．５μｍ、伝送線路の厚さＴを１．２μｍ、伝送線路間の距離Ｓを４．２μｍ、誘電体の厚さＢを２３μｍ、伝送線路のオフセットＷｏを４．２μｍとして設計すればよい。ここで、誘電体はＳｉＯ２を用い、比誘電率εＳは４．０とした。
【００２５】
上述の設計に基づき、製造された平面型バルントランスは、加工ばらつきを考慮しても式（１）を満たす範囲内にあれば、高い信頼性を有することができる。また、式（１）を満たすのに加工上最も厳しい制約を受けるパラメータの条件を緩和し、同時に他のパラメータを調整して設計を行うことにより、許容される寸法ばらつき幅を広げることも可能となる。
【００２６】
なお、本実施の形態ではシリコンＩＣ上に平面型バルントランスを形成しているが、誘電体層３０にセラミック等の誘電体を用いた場合でも同様に実施可能である。
【００２７】
以上、本発明を実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素の組合せ等にいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。
【００２８】
たとえば、平面型バルントランスの設計方法として、誘電体がアース電位層に挟まれ、その誘電体中にアース電位層と平行に不平衡信号伝送線路と平衡信号伝送線路からなる一対の伝送線路が配置されているとき、一対の伝送線路における同相励振時と逆相励振時のインピーダンス、ＺｅｖｅｎおよびＺｏｄｄと、不平衡信号側負荷Ｚｓおよび平衡信号側負荷Ｚｌとで以下の値を定義し、その中心値が１となるよう伝送線路その他要素の形状設計をする方法が考えられる。
【数８】
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すなわち、設計時点では中心値として上述の値が１になるよう配慮しつつ、そこからのずれは、別途製造時点で吸収しようという思想である。
【００２９】
また、式（１）では、設計許容値として下限０．９と上限１．１を設定したが、必ずしもこれらの値に限定して考える必要はない。たとえば、設計公差の条件を緩和したい場合、下限０．８または０．８５と、上限１．１５または１．２などに設定してもよい。
【００３０】
さらに、これらの値を公差だけでなく、性能面から設定してもよい。たとえば、実験の結果許される性能から、たとえば、下限０．７または０．７５と、上限１．２５または１．３などに設定してもよいし、非常に高い性能が要求される場合は、下限０．９５で上限１．０５という設定も考えられる。すなわち、公差、製品要求、および場合によりこれらの組合せから設計許容値を定めればよい。
【００３１】
【発明の効果】
本発明によれば、平衡信号側および不平衡信号側のインピーダンス比を所望の値にした平面型バルントランスの設計が可能となる。また、加工技術を複雑化させることなく平衡信号側の周波数特性のばらつきや位相誤差を小さくすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】方向性結合器の等価回路を示す図である。
【図２】平面型バルントランスの等価回路を示す図である。
【図３】変換損失が−３ｄＢとなるときの、インピーダンスの比Ｚｌ／ＺＳと結合度Ｃの関係を示す図である。
【図４】平面型バルントランスの幾何形状と各パラメータの関係を示す説明図である。
【図５】図５（ａ）は伝送線路間の距離Ｓを変化させたときのインピーダンスの計算結果を示す図、図５（ｂ）は誘電体の厚さＢを変化させたときのインピーダンスの計算結果を示す図である。
【図６】伝送線路の配置にオフセットを設けた場合の、平面型バルントランスの幾何形状と各パラメータの関係を示す説明図である。
【図７】図７（ａ）は実施の形態に係る平面型バルントランスの斜視図、図７（ｂ）は断面図である。
【図８】実施の形態に係る平面型バルントランスの変形例の断面図である。
【図９】実施の形態の伝送線路配置を示す概略図である。
【符号の説明】
１０  シリコン基板、  ２０  第１アース電位層、  ３０  誘電体層、  ４０第２アース電位層、  ５０  第１伝送線路、  ６０  第２伝送線路、  ７０  第３伝送線路、  ８０  引き出し用伝送線路。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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