(57)【要約】【課題】小規模な回路構成によって急峻かつ広帯域な理想的な帯域阻止フィルタ特性が得られる帯域阻止フィルタ回路を提供する。【解決手段】入力ポート１と第１のフィルタ回路３の入力側との間に第１の相互誘導インダクタンスの一方のインダクタンス成分Ｌ７ａを接続し、出力ポート２と第１のフィルタ回路３の出力側との間に第１の相互誘導インダクタンスの他方のインダクタンス成分Ｌ８ａを接続して、第１のフィルタ回路３の入出力間を飛越し磁界結合する。前記第１のフィルタ回路３の入力側と第２のフィルタ回路４の入力側との間に第２の相互誘導インダクタンスの一方のインダクタンス成分Ｌ９ａを接続し、第１のフィルタ回路３の出力側と第２のフィルタ回路４の出力側との間に第２の相互誘導インダクタンスの他方のインダクタンス成分Ｌ１０ａを接続して、第２のフィルタ回路４の入出力間を飛越し磁界結合する。【選択図】  図１
2004343391.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一方がハイパスフィルタ回路であり他方がローパスフィルタ回路である第１のフィルタ回路および第２のフィルタ回路と、
入力ポートと前記第１のフィルタ回路の入力側との間に接続された一方のインダクタンス成分と、出力ポートと前記第１のフィルタ回路の出力側との間に接続された他方のインダクタンス成分とを有する第１の相互誘導インダクタンスと、
前記第１のフィルタ回路の入力側と前記第２のフィルタ回路の入力側との間に接続された一方のインダクタンス成分と、前記第１のフィルタ回路の出力側と前記第２のフィルタ回路の出力側との間に接続された他方のインダクタンス成分とを有する第２の相互誘導インダクタンスとを備え、
前記第１の相互誘導インダクタンスにより前記第１のフィルタ回路の入出力間を飛越し磁界結合すると共に、前記第２の相互誘導インダクタンスにより前記第２のフィルタ回路の入出力間を飛越し磁界結合していることを特徴とする帯域阻止フィルタ回路。
【請求項２】
請求項１に記載の帯域阻止フィルタ回路において、
前記第１のフィルタ回路がローパスフィルタ回路であり、前記第２のフィルタ回路がハイパスフィルタ回路であることを特徴とする帯域阻止フィルタ回路。
【請求項３】
請求項１または２に記載のフィルタ回路において、
前記第１の相互誘導インダクタンスおよび前記第２の相互誘導インダクタンスの一方あるいは両方が、互いに所定の間隔をあけて概略平行で配置された２本の高周波伝送線路によって形成されていることを特徴とする帯域阻止フィルタ回路。
【請求項４】
請求項１乃至３のいずれか１つに記載のフィルタ回路を、特定の周波数帯に存在する妨害波の除去用の受信フィルタとして用いたことを特徴とする高周波通信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、特定の周波数帯の信号のみを通過させないバンドエリミネーションフィルタと呼ばれる帯域阻止フィルタ回路およびそれを用いた高周波通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
以下、本明細書においては、ディジタル無線通信等の高周波数帯システムを想定しているために、フィルタ特性は５０Ω系のＳパラメータのグラフで表した。このフィルタ特性において、Ｓ１１パラメータは反射係数、Ｓ２１パラメータは透過係数である。
【０００３】
また、異なる回路構造の間で性能優劣を公平に比較するための手段として、フィルタ特性は、実測結果のグラフではなく、シミュレーション結果のグラフに統一している。更に、全てのシミュレーション結果は、同一の市販回路シミュレータを用いて、同一条件の下で最適設計を行わせた結果に統一してある。このような方法によって、人為的なミス（半田付け不良、コネクタ締め忘れ、設計技術の未熟さ、等）を排除して、公平に性能優劣を比較することが可能になる。
【０００４】
ある特定の周波数帯の信号のみを通過させる電気回路をバンドパスフィルタ回路と呼ぶのに対し、そのちょうど裏返しの特性の回路、即ちある特定の周波数帯の信号のみを阻止する電気回路のことを帯域阻止フィルタ回路と呼ぶ。
【０００５】
図８に、理想的な帯域阻止フィルタ特性を模式図で示している。図８に近い特性をできるだけ小規模・簡単な回路で実現することが本発明の目的である。
【０００６】
図６に従来技術による帯域阻止フィルタ回路の一例を示す。この帯域阻止フィルタ回路は、総合電子出版社「通信用フィルタ回路の設計とその応用」（非特許文献１）中においてｎ＝４．５とした場合の回路であり、「４．５段Ｔ型」と呼ばれる構成である。ｎ＝４．５という段数を選んだ理由は、この後に示す本発明による帯域阻止フィルタ（図１）と回路素子の数をほぼ同じにすることで、公平な性能比較を行えるよう配慮したためである。一般的にフィルタの性能は回路規模（回路素子の数）を大きくするほど改善する傾向があるため、異なる規模の回路どうしの間で性能の優劣を比較することは、公平ではない。
【０００７】
図７は、図６の帯域阻止フィルタ回路を表１の条件下で最適設計させたシミュレーション結果である。表１の最適設計条件は、通過帯域・阻止帯域とも比較的広帯域であり、その一方で、通過帯域と阻止帯域の間で比較的高い急峻度が要求されるという、やや厳しい設計条件に設定してある。この結果を得た時の回路定数は、
Ｃ１ｂ＝６．９２４ｐＦ、Ｃ２ｂ＝０．９８２ｐＦ、Ｃ３ｂ＝８８．８４２ｐＦ、Ｃ４ｂ＝０．７７１ｐＦ、Ｃ５ｂ＝４．０４ｐＦ、Ｃ６ｂ＝Ｃ４ｂ、Ｃ７ｂ＝Ｃ３ｂ、Ｃ８ｂ＝Ｃ２ｂ、Ｃ９ｂ＝Ｃ１ｂ、
Ｌ１ｂ＝４．７９７ｎＨ、Ｌ２ｂ＝２１．４２４ｎＨ、Ｌ３ｂ＝０．０５８ｎＨ、Ｌ４ｂ＝１５３．７ｅ−９ｎＨ、Ｌ５ｂ＝１．１４４ｎＨ、Ｌ６ｂ＝Ｌ４ｂ、Ｌ７ｂ＝Ｌ３ｂ、Ｌ８ｂ＝Ｌ４ｂ、Ｌ９ｂ＝Ｌ１ｂ
である。
【０００８】
【表１】
2004343391.tif 000003
【０００９】
【非特許文献１】
小西良弘著、「通信用フィルタ回路の設計とその応用」、第１版、総合電子出版社、１９９４年２月、ｐ．２３−２５
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
図７の従来技術のグラフを見ると、図中ＡＢＣの３ヶ所において、表１の条件を満たせていないことが分かる。Ａにおいては阻止帯域内の透過係数Ｓ２１が条件をオーバーしており、ＢＣにおいては通過帯域内の反射係数Ｓ１１が条件をオーバーしている。
【００１１】
このように従来技術の帯域阻止フィルタ回路では、比較的小規模な回路構成の場合、図８のような理想的な帯域阻止フィルタに近付けることは難しかった。
【００１２】
本発明の帯域阻止フィルタ回路は、従来技術のこのような問題点の解決を目的とするものであり、比較的小規模な回路構成によって急峻かつ広帯域な理想的な帯域阻止フィルタ特性が得られる帯域阻止フィルタ回路を提供することを目的としている。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
前記目的を達成するため、この発明の帯域阻止フィルタ回路は、一方がハイパスフィルタ回路であり他方がローパスフィルタ回路である第１のフィルタ回路および第２のフィルタ回路と、入力ポートと前記第１のフィルタ回路の入力側との間に接続された一方のインダクタンス成分と、出力ポートと前記第１のフィルタ回路の出力側との間に接続された他方のインダクタンス成分とを有する第１の相互誘導インダクタンスと、前記第１のフィルタ回路の入力側と前記第２のフィルタ回路の入力側との間に接続された一方のインダクタンス成分と、前記第１のフィルタ回路の出力側と前記第２のフィルタ回路の出力側との間に接続された他方のインダクタンス成分とを有する第２の相互誘導インダクタンスとを備え、前記第１の相互誘導インダクタンスにより前記第１のフィルタ回路の入出力間を飛越し磁界結合すると共に、前記第２の相互誘導インダクタンスにより前記第２のフィルタ回路の入出力間を飛越し磁界結合していることを特徴とする。ここで、インダクタンス成分とは、コイルだけでなくインダクタンスを有する素子であればよい。
【００１４】
前記構成の帯域阻止フィルタ回路によれば、小規模な回路構成によって急峻かつ広帯域な理想的な帯域阻止フィルタ特性を実現することができる。
【００１５】
また、一実施形態の帯域阻止フィルタ回路は、前記第１のフィルタ回路がローパスフィルタ回路であり、前記第２のフィルタ回路がハイパスフィルタ回路であることを特徴とする。
【００１６】
前記実施形態の帯域阻止フィルタ回路によれば、前記第１のフィルタ回路にローパスフィルタ回路を用い、前記第２のフィルタ回路にハイパスフィルタ回路を用いた場合、最適設計の自由度が広い帯域阻止フィルタ回路を提供できる。
【００１７】
また、一実施形態の帯域阻止フィルタ回路の特に超高周波帯に適した実施形態の一つは、前記第１，第２の相互誘導インダクタンスの一方あるいは両方を、互いに所定の間隔をあけて概略平行に配置された２本の高周波伝送線路の対によって代替したことを特徴とする。
【００１８】
前記実施形態の帯域阻止フィルタ回路によれば、ＧＨｚ帯のような超高周波帯においても、良好な帯域阻止フィルタ特性が得られる。
【００１９】
また、本発明の高周波通信装置は、本発明の帯域阻止フィルタ回路を、特定の周波数帯に存在する妨害波の除去用の受信フィルタとして用いたことを特徴とする。
【００２０】
前記構成の高周波通信装置によれば、小規模な回路構成で理想的な帯域阻止フィルタを実現できる帯域阻止フィルタ回路を受信フィルタとして用いることによって、装置の低コスト化と小型化が可能になる。
【００２１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を、図面を用いてさらに具体的に詳細に説明する。
【００２２】
（第１実施形態）
図３は、本発明の第１実施形態の帯域阻止フィルタ回路の構造模式図である。この帯域阻止フィルタ回路は、図３に示すように、入力ポート１１と第１のフィルタ回路１３の入力側との間に第１の相互誘導インダクタンス１５の一方のインダクタンス成分を接続し、出力ポート１２と第１のフィルタ回路１３の出力側との間に第１の相互誘導インダクタンス１５の他方のインダクタンス成分を接続して、その第１の相互誘導インダクタンス１５によって第１のフィルタ回路１３の入出力間を飛越し磁界結合している。また、前記第１のフィルタ回路１３の入力側と第２のフィルタ回路１４の入力側との間に第２の相互誘導インダクタンスの一方のインダクタンス成分を接続し、第１のフィルタ回路１３の出力側と第２のフィルタ回路１４の出力側との間に第２の相互誘導インダクタンスの他方のインダクタンス成分を接続し、その第２の相互誘導インダクタンスによって第２のフィルタ回路１４の入出力間を飛越し磁界結合している。前記第１のフィルタ回路１３はローパスフィルタ回路であり、第２のフィルタ回路１４はハイパスフィルタ回路である。
【００２３】
図１は、図３の帯域阻止フィルタ回路の構造模式図に基づいて実現した本発明の第１実施形態の帯域阻止フィルタ回路の回路図である。この帯域阻止フィルタ回路は、図１に示すように、入力ポート１と第１のフィルタ回路３の入力側との間に第１の相互誘導インダクタンスの一方のインダクタンス成分Ｌ７ａを接続し、出力ポート２と第１のフィルタ回路３の出力側との間に第１の相互誘導インダクタンスの他方のインダクタンス成分Ｌ８ａを接続して、その第１の相互誘導インダクタンスによって第１のフィルタ回路３の入出力間を飛越し磁界結合している。前記第１のフィルタ回路３の入力側と第２のフィルタ回路４の入力側との間に第２の相互誘導インダクタンスの一方のインダクタンス成分Ｌ９ａを接続し、第１のフィルタ回路３の出力側と第２のフィルタ回路４の出力側との間に第２の相互誘導インダクタンスの他方のインダクタンス成分Ｌ１０ａを接続して、その第２の相互誘導インダクタンスによって第２のフィルタ回路４の入出力間を飛越し磁界結合している。前記第１のフィルタ回路３はローパスフィルタ回路であり、第２のフィルタ回路４はハイパスフィルタ回路である。
【００２４】
前記第１の相互誘導インダクタンスの２つのインダクタンス成分Ｌ７ａ，Ｌ８ａは結合係数Ｋ１ａで結ばれ、第２の相互誘導インダクタンスの２つのインダクタンス成分Ｌ９ａ，Ｌ１０ａは結合係数Ｋ２ａで結ばれている。なお、第１の相互誘導インダクタンスの２つのインダクタンス成分Ｌ７ａ，Ｌ８ａは黒点が同じ側にあり、インダクタンス成分Ｌ７ａ，Ｌ８ａに流れる電流の向きが同じ向きの場合は相互インダクタンスは正となり、結合係数は正である。同様に、第２の相互誘導インダクタンスの２つのインダクタンス成分Ｌ９ａ，Ｌ１０ａは黒点が同じ側にあり、インダクタンス成分ＬＬ９ａ，Ｌ１０ａに流れる電流の向きが同じ向きの場合は相互インダクタンスは正となり、結合係数は正である。
【００２５】
前記ローパスフィルタ回路３とハイパスフィルタ回路４は、この実施形態ではそれぞれ４．５段π型と２．５段Ｔ型を用いているが、本発明はこれら特定の段数に限定されるものではない。
【００２６】
図２は、図１の帯域阻止フィルタ回路の回路を、表２の条件（従来技術（図７）と表１同じ条件）下で最適設計した際のシミュレーション結果である。この結果を得た時の回路定数は、
Ｌ１ａ＝Ｌ４ａ＝１５．５２５ｎＨ、Ｌ２ａ＝Ｌ３ａ＝２３．２６８ｎＨ、Ｌ５ａ＝Ｌ６ａ＝１．８７７ｎＨ、Ｌ７ａ＝Ｌ８ａ＝０．９７６ｎＨ、Ｌ９ａ＝Ｌ１０ａ＝９．６４８ｎＨ、
Ｋ１ａ＝０．０３９、Ｋ２ａ＝０．２７６、
Ｃ１ａ＝Ｃ５ａ＝１．３１７ｐＦ、Ｃ２ａ＝Ｃ４ａ＝６．８７８ｐＦ、Ｃ３ａ＝７．４６３ｐＦ、Ｃ６ａ＝Ｃ８ａ＝０．９２４ｐＦ、Ｃ７ａ＝３．６５８ｐＦ
であった。
【００２７】
【表２】
2004343391.tif 000004
【００２８】
図１の回路構造は従来技術（図６）と比べて同じ素子数（規模）の回路であるが、しかし図２のグラフを見ると、従来技術（図７）よりも、より図８の理想ノッチフィルタ特性に近い性能に改善されていることが分かる。即ち、図７におけるＡＢＣのように、表１の設計条件を大幅にオーバーするような部分を無くすことができた。
【００２９】
（第２実施形態）
本発明の構造図（図３）における相互誘導インダクタンス５と６は、ｋＨｚ〜ＭＨｚ程度の低周波帯においては、巻線コイルによるトランス回路で実現される場合が多い。しかし、ＧＨｚ帯のような超高周波帯になると、寄生特性が大きい巻線コイルでは十分な性能が得にくいことが知られている。
【００３０】
図５は、ＧＨｚ帯のような超高周波帯に適した本発明の第２実施形態の帯域阻止フィルタ回路の構造模式図である。図３における相互誘導インダクタンス１５と１６は、互いに接近して概略平行に配置された２本の高周波伝送線路の間の磁界結合３７と３８によって代替されている。
【００３１】
以下、図４を用いて、高周波伝送線路間の磁界結合について補足説明する。図４は、代表的な高周波伝送線路である、マイクロストリップ線路を用いた場合の模式図である。図４において、２１は誘電体基板、２２は前記誘電体基板２１裏面に形成されたグランドパターン、２３と２４は金属パターンを印刷することにより形成された高周波伝送線路（マイクロストリップ線路）である。このように２本の高周波伝送線路（２３と２４）がある場合に、その一部を図４中２５のように、互いに所定の間隔をあけて概略平行に配置した場合、相互誘導磁界結合が生じることが知られている。相互誘導磁界結合が生じる原理は、図４中２５の部分が、極めて短い寸法ながらコイル対によるトランス回路として働くためである。
【００３２】
このような実施形態により、本発明によって、ＧＨｚ帯のような超高周波帯においても、良好な帯域阻止フィルタ特性が実現できる。
【００３３】
（第３実施形態）
近年、ユーザ数の増加と、個々のユーザの通信速度増加の２つの理由から、無線通信システムに割り当てられる周波数帯域幅は、拡大の傾向にある。例えば米国では、ＩＥＥＥ（Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ  ｏｆ  Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ  ａｎｄ  Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ  Ｅｎｇｉｎｅｅｒｓ）８０２．１１ａ規格の無線ＬＡＮ（ローカル・エリア・ネットワーク）向けに、最終的には５〜５．９ＧＨｚもの広い帯域を割り当てようと計画している。今後有望視されている新しい通信方式であるＵＷＢ（Ｕｌｔｒａ  Ｗｉｄｅ  Ｂａｎｄ）方式に至っては、例えば３〜７ＧＨｚ程度もの帯域幅が割り当てられると予想されている。
【００３４】
既に混雑しているマイクロ波帯において、このように広い帯域幅を割り当てた場合、既存の無線システムとの間で電波干渉の問題が生じ易い。電波干渉源となる別のシステムとしては、例えば４ＧＨｚ帯の衛星通信、５ＧＨｚ帯の航空無線や気象レーダ等、非常に数多く存在する。これら電波干渉源の近くの地域では、ＲＦフィルタで干渉電波を阻止しておかないと、受信アンプが飽和して歪む等の問題が生じる危険がある。
【００３５】
このような電波干渉を避けるフィルタ回路の設計法としては、狭帯域な無線通信システムの場合には、例えば、バンドパスフィルタ回路を複数個並列化したような、いわゆるマルチバンドフィルタ回路で対応するような方法も考えられる。しかし、例えば前述のＵＷＢのように、あまりにも広帯域な無線通信システムの場合には、バンドパスフィルタ回路を基本として対応することは難しく、むしろ帯域阻止フィルタで対応する方が合理的となる。更にその場合、電波干渉源が存在するような一部の周波数帯域では阻止特性を実現しつつも、それ以外の広い周波数帯域では良好な通過特性を実現する必要があり、即ち、まさに図８で示すような理想的な帯域阻止フィルタ特性が望ましい。
【００３６】
このような事情から、本発明による帯域阻止フィルタ回路は、今後の準マイクロ波帯超広帯域の高周波通信装置において、極めて有用である。小規模な回路で図８の理想帯域阻止フィルタに近い特性が実現できることから、装置のコスト・サイズの削減が可能になる。また、干渉電波から受信アンプを守る働きをすることから、間接的に受信アンプやその電源回路の負担までも軽減する働きがあり、装置全体のコスト・サイズを更に削減する効果がある。
【００３７】
図９は、本発明の第３実施形態の高周波通信装置の受信系のブロック図である。図９において、広帯域アンテナ５１で受信された広帯域信号のうち、電波干渉源が存在する帯域の信号のみが、本発明による帯域阻止フィルタ５２で除去される。その後、広帯域アンプ５３で増幅された信号は、広帯域受信回路５４で復調される。帯域阻止フィルタ５２の保護効果によって広帯域アンプ５３の歪みが抑えられるため、広帯域受信回路５４においては良好な復調精度が確保される。
【００３８】
【発明の効果】
以上のように、本発明の帯域阻止フィルタ回路によれば、急峻かつ広帯域な理想的な帯域阻止フィルタ特性が比較的小規模な回路構造によって実現できる。
【００３９】
近年伸びつつある準マイクロ波帯超広帯域通信システムにおいては、周波数資源の逼迫に伴って、やむえず複数の分離した周波数帯を割り当てられ、その間の帯域には電波干渉源が存在してしまうような事態が生じつつある。このようなシステムにおいては、本発明のような小型で高性能な帯域阻止フィルタ回路を受信ＲＦフィルタとして用いることによって、高周波通信装置の大型化・高コスト化を避けつつ、電波干渉を防いで通信品質を改善することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１はこの発明の第１実施形態の帯域阻止フィルタ回路の回路図である。
【図２】図２は前記帯域阻止フィルタ回路のシミュレーション結果の一例である。
【図３】図３は本発明の第１実施形態の帯域阻止フィルタ回路の構造模式図である。
【図４】図４は相互誘導磁界結合を有する２本の高周波伝送線路の模式図である。
【図５】図５は本発明の第２実施形態の帯域阻止フィルタ回路の構成模式図である。
【図６】図６は従来技術による帯域阻止フィルタ回路の一例である。
【図７】図７は前記帯域阻止フィルタ回路のシミュレーション結果の一例である。
【図８】図８は理想的な帯域阻止フィルタ特性の模式図である。
【図９】図９は本発明の第２実施形態の高周波通信装置の受信系のブロック図である。
【符号の説明】
１，１１…入力ポート
２，１２…出力ポート
３，１３…ローパスフィルタ回路
４，１４…ハイパスフィルタ回路
１５，１６…相互誘導インダクタンス
２１…誘電体基板
２２…裏面のグランドパターン
２３，２４…マイクロストリップ線路
２５…電磁界結合部分
３７，３８…２本の高周波伝送線路の間の磁界結合
５１…広帯域アンテナ
５２…帯域阻止フィルタ
５３…広帯域アンプ
５４…広帯域受信回路
【図１】
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【図２】
2004343391.tif 000006
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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