(57)【要約】【課題】アレイアンテナ通信装置において、より簡素でかつ高精度な伝搬路推定を行う。【解決手段】アレイアンテナ通信装置１０の受信回路は、受信信号の受信時に、複数のアンテナからの信号に基づいて、複数の端末のうち特定の端末からの信号を分離するための受信信号分離回路と、受信信号の受信時に、複数のアンテナからの信号をサンプリングした信号の時間差分としての時間差分信号に基づいて、特定の端末からの伝搬路を平均化する受信伝搬路平均回路と、を含み、また送信回路は、受信伝搬路平均回路の平均結果に基づいて、送信信号の送信時の伝搬路の設定を行う送信伝搬路設定回路と、送信伝搬路設定回路の設定結果に基づいて、送信信号の送信時のアンテナ指向性を更新する送信指向性制御回路と、を含む。【選択図】        図１
2004343282.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
リアルタイムにアンテナ指向性を変更し、複数の端末との間で信号の送受信を時分割で行なうアレイアンテナ通信装置であって、
離散的に配置された複数のアンテナと、
信号の送受信時に前記複数のアンテナを共用する送信回路および受信回路とを備え、
前記受信回路は、
受信信号の受信時に、前記複数のアンテナからの信号に基づいて、前記複数の端末のうち特定の端末からの信号を分離するための受信信号分離回路と、
前記受信信号の受信時に、前記複数のアンテナからの信号をサンプリングした信号の時間差分としての時間差分信号に基づいて、前記特定の端末からの伝搬路を平均化する受信伝搬路平均回路と、を含み、
前記送信回路は、
前記受信伝搬路平均回路の平均結果に基づいて、送信信号の送信時の伝搬路の設定を行う送信伝搬路設定回路と、
前記送信伝搬路設定回路の設定結果に基づいて、前記送信信号の送信時の前記アンテナ指向性を更新する送信指向性制御回路と、を含む、
アレイアンテナ通信装置。
【請求項２】
前記特定の端末からの前記送受信される信号の上り回線スロットは、前記上り回線スロットの所定の大きさのトレーニングデータ領域を含み、
前記受信伝搬路平均回路は、前記トレーニングデータ領域における時間差分信号に基づいて前記特定の端末からの伝搬路の平均値を導出し、
前記送信伝搬路設定回路は、前記平均値により前記送信信号の送信時の伝搬路を予測することを特徴とする請求項１に記載のアレイアンテナ通信装置。
【請求項３】
前記受信伝搬路平均回路は、前記トレーニングデータ領域における時間差分信号に基づいて、前記特定の端末からの伝搬路の前記特定端末からのインパルス応答に相当する受信係数ベクトルを導出することを特徴とする請求項２に記載のアレイアンテナ通信装置。
【請求項４】
前記受信伝搬路平均回路は、前記複数のアンテナからの受信信号の時間差分信号の各々と、前記受信信号分離回路により分離された前記特定の端末からの時間差分信号とのアンサンブル平均により、前記受信係数ベクトルを導出することを特徴とする請求項３に記載のアレイアンテナ通信装置。
【請求項５】
前記特定の端末からの前記送受信される信号の上り回線スロットは、前記上り回線スロットに設けられ所定の数のトレーニングデータを有するトレーニングデータ領域と、前記特定の端末からの情報をそれぞれ表現する複数のデータを有するデータ領域と、を含み、
前記受信伝搬路平均回路は、前記トレーニングデータ領域および前記データ領域における時間差分信号に基づいて、前記特定の端末からの伝搬路の時間的に順次配置される複数の平均値を導出し、
前記送信伝搬路設定回路は、前記複数の平均値により前記送信信号の送信時の伝搬路を設定することを特徴とする請求項１に記載のアレイアンテナ通信装置。
【請求項６】
前記受信伝搬路平均回路は、前記トレーニングデータ領域および前記データ領域における複数の時間差分信号に基づいて、前記特定の端末からの伝搬路の前記特定端末からのインパルス応答に相当する複数の受信係数ベクトルを逐次的に導出することを特徴とする請求項５に記載のアレイアンテナ通信装置。
【請求項７】
前記複数の受信係数ベクトルの逐次的な導出は最急降下法によることを特徴とする請求項６に記載のアレイアンテナ通信装置。
【請求項８】
前記複数の受信係数ベクトルの逐次的な導出は再帰的最小２乗法によることを特徴とする請求項６に記載のアレイアンテナ通信装置。
【請求項９】
前記特定の端末からの前記送受信される信号の上り回線スロットは、前記上り回線スロットに設けられ所定数のトレーニングデータを有するトレーニングデータ領域と、前記特定の端末からの情報をそれぞれ表現する複数のデータを有するデータ領域とを含み、
前記受信伝搬路平均回路は、前記トレーニングデータ領域および前記データ領域における時間差分信号に基づいて、前記特定の端末からの伝搬路の複数の推定値を導出し、
前記送信伝搬路設定回路は、前記複数の平均値を回帰し、回帰結果に基づいて外挿することで、前記送信信号の送信時の伝搬路を予測することを特徴とする請求項１記載のアレイアンテナ通信装置。
【請求項１０】
前記受信伝搬路平均回路は、前記トレーニングデータ領域および前記データ領域における複数の時間差分信号に基づいて、前記特定の端末からの伝搬路の前記特定端末からのインパルス応答に相当する複数の受信係数ベクトルを逐次的に導出することを特徴とする請求項９に記載のアレイアンテナ通信装置。
【請求項１１】
前記複数の受信係数ベクトルの逐次的な導出は最急降下法によることを特徴とする請求項１０に記載のアレイアンテナ通信装置。
【請求項１２】
前記複数の受信係数ベクトルの逐次的な導出は再帰的最小２乗法によることを特徴とする請求項１０に記載のアレイアンテナ通信装置。
【請求項１３】
受信信号分離回路は、前記複数のアンテナからの受信信号を受けて、前記特定の端末からの時間差分信号を分離するための受信ウェイトベクトルをリアルタイムに導出する受信ウェイトベクトル計算部と、前記複数のアンテナからの受信時間差分信号をそれぞれ一方入力に受け、他方入力にはそれぞれ前記受信ウェイトベクトルの対応する要素を受ける複数の第１の乗算器と、前記複数の乗算器からの信号を加算する加算器とを含み、
前記送信指向性制御回路は、前記送信伝搬路平均回路からの推定結果に基づいて、送信ウェイトベクトルを導出する送信ウェイトベクトル計算部と、送信信号を一方入力に受け、他方入力にそれぞれ前記送信ウェイトベクトルを受けて前記複数のアンテナにそれぞれ与える複数の第２の乗算器とを含むことを特徴とする請求項１に記載のアレイアンテナ通信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、リアルタイムにアンテナ指向性を変更可能な無線装置の構成に関し、特に、アダプティブ・アレイ無線基地局において用いられる無線装置の構成に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、移動通信システムにおいて、周波数の有効利用を図るべく種々の伝送チャネル割当方法が提案されており、その一部は既に実用化されている。
【０００３】
図３は周波数分割多重接続（ＦＤＭＡ：Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ａｃｃｅｓｓ）、時分割多重接続（ＴＤＭＡ：Ｔｉｍｅ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ａｃｃｅｓｓ）およびＰＤＭＡの各種の通信システムにおけるチャネルの配置図である。
【０００４】
まず、図３を参照して、ＦＤＭＡ，ＴＤＭＡおよびＰＤＭＡについて簡単に説明する。図３（ａ）はＦＤＭＡを示す図であって、異なる周波数ｆ１〜ｆ４の電波でユーザ１〜４のアナログ信号が周波数分割されて伝送され、各ユーザ１〜４の信号は周波数フィルタによって分離される。
【０００５】
図３（ｂ）に示すＴＤＭＡにおいては、各ユーザのデジタル化された信号が、異なる周波数ｆ１〜ｆ４の電波で、かつ一定の時間（タイムスロット）ごとに時分割されて伝送され、各ユーザの信号は周波数フィルタと基地局および各ユーザ移動端末装置間の時間同期とにより分離される。
【０００６】
一方、最近では、携帯型電話機の普及により電波の周波数利用効率を高めるために、ＰＤＭＡ方式が提案されている。このＰＤＭＡ方式は、図３（ｃ）に示すように、同じ周波数における１つのタイムスロットを空間的に分割して複数のユーザのデータを伝送するものである。このＰＤＭＡでは各ユーザの信号は、周波数フィルタと、基地局および各ユーザ移動端末装置間の時間同期と、アダプティブ・アレイ（ａｄａｐｔｉｖｅ  ａｒｒａｙ）などの相互干渉除去装置と、を用いて分離される。
【０００７】
図４は、アダプティブ・アレイ無線基地局の動作原理を概念的に示す模式図である。図４において、１つのアダプティブ・アレイ無線基地局１は、ｎ本のアンテナ＃１，＃２，＃３，・・・，＃ｎからなるアレイ・アンテナ２を備えており、その電波が届く範囲を第１の斜線領域３として表わす。一方、隣接する他の無線基地局６の電波が届く範囲を第２の斜線領域７として表わす。
【０００８】
領域３内で、ユーザＡの端末である携帯電話機４とアダプティブ・アレイ無線基地局１との間で電波信号の送受信が行なわれる（矢印５）。一方、領域７内で、他のユーザＢの端末である携帯電話機８と無線基地局６との間で電波信号の送受信が行なわれる（矢印９）。
【０００９】
ここで、たまたまユーザＡの携帯電話機４の電波信号の周波数とユーザＢの携帯電話機８の電波信号の周波数とが等しいとき、ユーザＢの位置によっては、ユーザＢの携帯電話機８からの電波信号が領域３内で不要な干渉信号となり、ユーザＡの携帯電話機４とアダプティブ・アレイ無線基地局１との間の電波信号に混入してしまうことになる。
【００１０】
このように、ユーザＡおよびＢの双方からの混合した電波信号を受信したアダプティブ・アレイ無線基地局１では、何らかの処理を施さなければ、ユーザＡおよびＢの双方からの信号が混じった信号を出力することとなり、本来通話すべきユーザＡの通話が妨げられることになる。
【００１１】
そこで、アダプティブ・アレイ無線基地局１では、ユーザＢからの信号を出力信号から除去するために、次のような処理を行なっている。図５は、アダプティブ・アレイ無線基地局１の構成を示す概略ブロック図である。
【００１２】
まず、ユーザＡからの信号をＡ（ｔ）、ユーザＢからの信号をＢ（ｔ）とすると、図４のアレイ・アンテナ２を構成する第１のアンテナ＃１での受信信号ｘ１（ｔ）は、次式のように表わされる。
【数１】
ｘ１（ｔ）＝ａ１×Ａ（ｔ）＋ｂ１×Ｂ（ｔ）
ここで、ａ１，ｂ１は、後述するようにリアルタイムで変化する係数である。
【００１３】
第２のアンテナ＃２での受信信号ｘ２（ｔ）は、次式のように表わされる。
【数２】
ｘ２（ｔ）＝ａ２×Ａ（ｔ）＋ｂ２×Ｂ（ｔ）
ここで、ａ２，ｂ２も同様にリアルタイムで変化する係数である。
【００１４】
第３のアンテナ＃３での受信信号ｘ３（ｔ）は、次式のように表わされる。
【数３】
ｘ３（ｔ）＝ａ３×Ａ（ｔ）＋ｂ３×Ｂ（ｔ）
ここで、ａ３，ｂ３も同様にリアルタイムで変化する係数である。
【００１５】
同様に、第ｎのアンテナ＃ｎでの受信信号ｘｎ（ｔ）は、次式のように表わされる。
【数４】
ｘｎ（ｔ）＝ａｎ×Ａ（ｔ）＋ｂｎ×Ｂ（ｔ）
ここで、ａｎ，ｂｎも同様にリアルタイムで変化する係数である。
【００１６】
上記係数ａ１，ａ２，ａ３，・・・，ａｎは、ユーザＡからの電波信号に対し、アレイ・アンテナ２を構成するアンテナ＃１，＃２，＃３，・・・，＃ｎのそれぞれの相対位置が異なる（たとえば、各アンテナ同士は互いに、電波信号の波長の５倍、すなわち１メートル程度の間隔をあけて配されている）ことにより、それぞれのアンテナでの受信強度に差が生じることを表わしている。
【００１７】
また、上記係数ｂ１，ｂ２，ｂ３，・・・，ｂｎも同様に、ユーザＢからの電波信号に対し、アンテナ＃１，＃２，＃３，・・・，＃ｎのそれぞれでの受信強度に差が生じることを表わしている。各ユーザは移動しているため、これらの係数はリアルタイムで変化する。
【００１８】
それぞれのアンテナで受信された信号ｘ１（ｔ），ｘ２（ｔ），ｘ３（ｔ），・・・，ｘｎ（ｔ）は、対応するスイッチ１０−１，１０−２，１０−３，・・・，１０−ｎを介してアダプティブ・アレイ無線基地局１を構成する受信部１Ｒに入り、ウェイトベクトル制御部１１に与えられるとともに、対応する乗算器１２−１，１２−２，１２−３，・・・，１２−ｎの一方入力にそれぞれ与えられる。
【００１９】
これらの乗算器の他方入力には、ウェイトベクトル制御部１１からそれぞれのアンテナでの受信信号に対する重みｗ１，ｗ２，ｗ３，・・・，ｗｎが印加される。これらの重みは、後述するように、ウェイトベクトル制御部１１により、リアルタイムで算出される。
【００２０】
したがって、アンテナ＃１での受信信号ｘ１（ｔ）は、乗算器１２−１を経て、ｗ１×（ａ１Ａ（ｔ）＋ｂ１Ｂ（ｔ））となり、アンテナ＃２での受信信号ｘ２（ｔ）は、乗算器１２−２を経て、ｗ２×（ａ２Ａ（ｔ）＋ｂ２Ｂ（ｔ））となり、アンテナ＃３での受信信号ｘ３（ｔ）は、乗算器１２−３を経て、ｗ３×（ａ３Ａ（ｔ）＋ｂ３Ｂ（ｔ））となり、さらにアンテナ＃ｎでの受信信号ｘｎ（ｔ）は、乗算器１２−ｎを経て、ｗｎ×（ａｎＡ（ｔ）＋ｂｎＢ（ｔ））となる。
【００２１】
これらの乗算器１２−１，１２−２，１２−３，・・・，１２−ｎの出力は、加算器１３で加算され、その出力は下記のようになる。
【数５】
2004343282.tif 000003
これを信号Ａ（ｔ）に関する項と信号Ｂ（ｔ）に関する項とに分けると、当該出力は、
【数６】
2004343282.tif 000004
となる。
【００２２】
ここで、アダプティブ・アレイ無線基地局１は、ユーザＡ，Ｂを識別し、所望のユーザからの信号のみを抽出できるように上記重みｗ１，ｗ２，ｗ３，・・・，ｗｎを計算する。たとえば、図５の例では、ウェイトベクトル制御部１１は、本来通話すべきユーザＡからの信号Ａ（ｔ）のみを抽出するために、係数ａ１，ａ２，ａ３，・・・，ａｎ，ｂ１，ｂ２，ｂ３，・・・，ｂｎを定数とみなし、信号Ａ（ｔ）の係数が全体として１、信号Ｂ（ｔ）の係数が全体として０となるように、重みｗ１，ｗ２，ｗ３，・・・，ｗｎを計算する。
【００２３】
すなわち、ウェイトベクトル制御部１１は、下記の連立一次方程式を解くことにより、信号Ａ（ｔ）の係数が１、信号Ｂ（ｔ）の係数が０となる重みｗ１，ｗ２，ｗ３，・・・，ｗｎをリアルタイムで算出する。
【数７】
ｗ１ａ１＋ｗ２ａ２＋ｗ３ａ３＋・・・，＋ｗｎａｎ＝１
ｗ１ｂ１＋ｗ２ｂ２＋ｗ３ｂ３＋・・・，＋ｗｎｂｎ＝０
この連立一次方程式の解法の説明は省略するが、先に列挙した文献に記載されているとおり周知であり、現にアダプティブ・アレイ無線基地局において既に実用化されているものである。
【００２４】
このように、重みｗ１，ｗ２，ｗ３，・・・，ｗｎを設定することにより、加算器１３の出力信号は
【数８】
（出力信号）＝１×Ａ（ｔ）＋０×Ｂ（ｔ）＝Ａ（ｔ）
となる。
【００２５】
＜１．ユーザの識別、トレーニング信号＞
前記のユーザＡ，Ｂの識別は次のように行なわれる。図６は、携帯電話機の電波信号のフレーム構成を示す概略図である。携帯電話機の電波信号は、大別して、無線基地局にとって既知の信号系列からなるプリアンブルと、無線基地局にとって未知の信号系列からなるデータ（音声など）とからなる。
【００２６】
プリアンブルの信号系列は、当該ユーザが無線基地局にとって通話すべき所望のユーザかどうかを見分けるための情報の信号系列を含んでいる。アダプティブ・アレイ無線基地局１のウェイトベクトル制御部１１（図５）は、メモリ１４から取出したユーザＡに対応したトレーニング信号と、受信した信号系列とを対比し、ユーザＡに対応する信号系列を含んでいると思われる信号を抽出するようにウェイトベクトル制御（重みの決定）を行なう。このようにして抽出されたユーザＡの信号は、出力信号ＳＲＸ（ｔ）としてアダプティブ・アレイ無線基地局１から外部出力される。
【００２７】
一方、図５において、外部からの入力信号ＳＴＸ（ｔ）は、アダプティブ・アレイ無線基地局１を構成する送信部１Ｔに入り、乗算器１５−１，１５−２，１５−３，・・・，１５−ｎの一方入力に与えられる。これらの乗算器の他方入力にはそれぞれ、ウェイトベクトル制御部１１により先に受信信号に基づいて算出された重みｗ１，ｗ２，ｗ３，・・・，ｗｎがコピーされて印加される。
【００２８】
これらの乗算器によって重み付けされた入力信号は、対応するスイッチ１０−１，１０−２，１０−３，・・・，１０−ｎを介して、対応するアンテナ＃１，＃２，＃３，・・・，＃ｎに送られ、図４の領域３内に送信される。
【００２９】
ここで、受信時と同じアレイ・アンテナ２を用いて送信される信号には、受信信号と同様にユーザＡをターゲットとする重み付けがされているため、送信された電波信号はあたかもユーザＡに対する指向性を有するかのようにユーザＡの携帯電話機４により受信される。図７は、このようなユーザＡとアダプティブ・アレイ無線基地局１との間での電波信号の授受をイメージ化した図である。現実に電波が届く範囲を示す図４の領域３に対比して、図７の仮想上の領域３ａに示すようにアダプティブ・アレイ無線基地局１からはユーザＡの携帯電話機４をターゲットとして指向性を伴って電波信号が放射されている状態がイメージされる。
【００３０】
上述の通り、ＰＤＭＡ方式では、同一チャネル干渉を除去する技術が必要である。この点で、干渉波に適応的にヌルを向けるアダプティブ・アレイは、希望波のレベルより干渉波のレベルが高い場合でも効果的に干渉波を抑制できるため、有効な手段である。
【００３１】
ところで、基地局にアダプティブ・アレイを用いた場合には、受信時の干渉除去だけではなく、送信時に不要な放射を低減することも可能である。このとき、送信時のアレイパターンは、受信時のアレイパターンを用いるか、到来方向推定などの結果から新たに生成する手法が考えられる。後者はＦＤＤ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｄｕｐｌｅｘ）、ＴＤＤ（Ｔｉｍｅ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｄｕｐｌｅｘ）を問わず適用することができるが、複雑な処理が必要となる。一方、前者をＦＤＤで用いる場合、送受信のアレイパターンが異なるため、アレイ配置やウエイトなどの補正が必要となる。このため、一般には、ＴＤＤでの適用が前提となり、外部スロットが連続した環境では良好な特性が得られている。
【００３２】
以上説明したように、基地局にアダプティブ・アレイを用いたＴＤＤ／ＰＤＭＡ方式では、上り回線で得られたアレイパターン（ウェイトベクトルパターン）を下り回線で使用する際に、角度広がりのある動的なレイリー伝搬度を想定した場合には、上下回線間の時間差により下り回線で誤り率が劣化する場合がある。すなわち、上り回線（アップリンク）でユーザ端末から基地局に電波が送信されてから、逆に基地局から下り回線（ダウンリンク）によりユーザ端末に電波を射出するまでに時間間隔があるため、ユーザ端末の移動速度が無視できない場合には、基地局からの電波の射出方向と実際のユーザ端末の存在する方向との誤差により誤り率が劣化してしまうのである。
【００３３】
このような伝搬路の変動を考慮した下り回線用ウエイトの推定法として、上り回線で得られたウェイトベクトル値を用いて一次外挿を行なう手法が非特許文献１や非特許文献２中に提案されている。
【００３４】
しかしながら、実際にウエイトの時間変化を観測すると、直線的ではないため従来のウェイトベクトルの一次外挿による方法では誤差が大きいという問題があった。
【００３５】
そこで、かかる問題点を解決するために、アダプティブ・アレイのウエイトが各アンテナ素子における応答ベクトルにより一意に表わせることに注目し、応答ベクトルの時間変動を推定することによって間接的にウエイトを推定することにより、角度広がりなど動的なレイリー伝搬路を想定した場合、ＴＤＤ／ＰＤＭＡ方式においても上下回線間の時間差により発生する下り回線での誤り率が劣化を抑制することを可能とする技術が既に提案されている。
【００３６】
＜２．上下回線間の時間差による下り回線での誤り率が劣化を抑制する無線装置＞
図８は、従来の形態１にかかるＰＤＭＡ用基地局の無線装置（無線基地局）１０００の構成を示す概略ブロック図である。図８の構成においては、ユーザＰＳ１とＰＳ２とを識別するために、４本のアンテナ＃１〜＃４が設けられている。もちろん、アンテナの本数としては、より一般的にＮ本（Ｎ：自然数）としてもよい。
【００３７】
図８の送受信システム１０００では、アンテナ＃１〜＃４からの信号を受けて、対応するユーザ、たとえば、ユーザＰＳ１からの信号を分離するための受信部ＳＲ１およびユーザＰＳ１への信号を送信するための送信部ＳＴ１が設けられている。アンテナ＃１〜＃４と受信部ＳＲ１および送信部ＳＴ１との接続は、スイッチ１０−１〜１０−４により、選択的に切換えられる。つまり、各アンテナで受信された受信信号ＲＸ１（ｔ），ＲＸ２（ｔ），ＲＸ３（ｔ），ＲＸ４（ｔ）は、それぞれ対応するスイッチ１０−１，１０−２，１０−３，１０−４を介して受信部ＳＲ１に入り、受信ウェイトベクトル計算機２０、受信係数ベクトル計算機２２に与えられるとともに、対応する乗算器１２−１，１２−２，１２−３，１２−４の一方入力にそれぞれ与えられる。
【００３８】
これらの乗算器の他方入力には、受信ウェイトベクトル計算機２０からそれぞれのアンテナでの受信信号に対する重み係数ｗｒｘ１１，ｗｒｘ２１，ｗｒｘ３１，ｗｒｘ４１が印加される。これらの重み係数は、従来例と同様に、受信ウェイトベクトル計算機２０により、リアルタイムで算出される。
【００３９】
送信部ＳＴ１は、受信係数ベクトル計算機２２において算出された受信係数ベクトルを受けて、後に説明するように、送信時での伝搬路を推定、すなわち、送信時点での仮想的な受信係数ベクトルを推定することで送信係数ベクトルを求める送信係数ベクトル推定機３２と、送信係数ベクトル推定機３２との間でデータを授受し、データを記憶保持するメモリ３４と、送信係数ベクトル推定機３２の推定結果に基づいて、送信ウェイトベクトルを算出する送信ウェイトベクトル計算機３０と、それぞれ一方入力に送信信号を受け、他方入力に送信ウェイトベクトル計算機３０からの重み係数ｗｔｘ１１，ｗｔｘ２１，ｗｔｘ３１，ｗｔｘ４１が印加される乗算器１５−１，１５−２，１５−３，１５−４とを含む。乗算器１５−１，１５−２，１５−３，１５−４からの出力は、スイッチ１０−１〜１０−４を介して、アンテナ＃１〜＃４に与えられる。なお、図８には図示していないが、受信部ＳＲ１および送信部ＳＴ１と同様の構成が、各ユーザに対しても設けられている。
【００４０】
＜３．アダプティブ・アレイの動作原理＞
受信部ＳＲ１の動作を簡単に説明すると以下のとおりである。
【００４１】
アンテナで受信された受信信号ＲＸ１（ｔ），ＲＸ２（ｔ），ＲＸ３（ｔ），ＲＸ４（ｔ）は、以下の式で表される。
【数９】
2004343282.tif 000005
ここで、信号ＲＸｊ（ｔ）は、ｊ番目（ｊ＝１，２，３，４）のアンテナの受信信号を示し、信号Ｓｒｘｉ（ｔ）は、ｉ番目（ｉ＝１，２）のユーザが送信した信号を示す。また、係数ｈｊｉは、ｊ番目のアンテナに受信された、ｉ番目のユーザからの信号の複素係数を示し、ｎｊ（ｔ）は、ｊ番目の受信信号に含まれる雑音を示している。
【００４２】
式（１）〜（４）をベクトル形式で表記すると、以下のようになる。
【数１０】
2004343282.tif 000006
ここで、Ｘ（ｔ）は入力信号ベクトル、Ｈｉはｉ番目のユーザの受信係数ベクトル、Ｎ（ｔ）は雑音ベクトルをそれぞれ示している。また、［・・・］Ｔは、［・・・］の転置を示す。
【００４３】
アダプティブアレイ・アンテナは、図８に示したように、それぞれのアンテナからの入力信号に重み係数ｗｒｘ１ｉ〜ｗｒｘ４ｉを掛けて合成した信号を受信信号ＳＲｘ（ｔ）として出力する。
【００４４】
さて、以上のような準備の下に、たとえば、１番目のユーザが送信した信号Ｓｒｘ１（ｔ）を抽出する場合のアダプティブ・アレイの動作は以下のようになる。
【００４５】
アダプティブ・アレイ１００の出力信号ｙ１（ｔ）は、入力信号ベクトルＸ（ｔ）とウェイトベクトルＷ１のベクトルの掛算により、以下のような式で表わすことができる。
【数１１】
2004343282.tif 000007
すなわち、ウェイトベクトルＷ１は、ｊ番目の入力信号ＲＸｊ（ｔ）に掛け合わされる重み係数ｗｒｘｊ１（ｊ＝１，２，３，４）を要素とするベクトルである。
【００４６】
ここで式（９）のように表わされたｙ１（ｔ）に対して、式（５）により表現された入力信号ベクトルＸ（ｔ）を代入すると、以下のようになる。
【数１２】
2004343282.tif 000008
ここで、アダプティブ・アレイ１００が理想的に動作した場合、周知な方法により、ウェイトベクトルＷ１は次の連立方程式を満たすようにウェイトベクトル制御部１１により逐次制御される。
【数１３】
2004343282.tif 000009
式（１２）および式（１３）を満たすようにウェイトベクトルＷ１が完全に制御されると、アダプティブ・アレイ１００からの出力信号ｙ１（ｔ）は、結局以下の式のように表わされる。
【数１４】
2004343282.tif 000010
すなわち、出力信号ｙ１（ｔ）には、２人のユーザのうちの第１番目のユーザが送信した信号Ｓｒｘ１（ｔ）が得られることになる。
【００４７】
＜４．無線装置１０００の動作の概要＞
図９は、従来の無線装置１０００の動作の概要を説明するためのフローチャートである。無線装置１０００においては、アダプティブ・アレイのウェイトベクトル（重み係数ベクトル）が各アンテナ素子における受信係数ベクトルにより一意に表わせることに着目し、受信係数ベクトルの時間変動を推定することによって間接的にウエイトを推定する。
【００４８】
まず、受信部ＳＲ１において、受信信号に基づいて、受信信号の伝搬路の推定を行なう（ステップＳ１００）。伝搬路の推定は、式（１）〜（４）において、ユーザから送られる信号のインパルス応答を求めることに相当する。言い換えると、式（１）〜（４）において、たとえば、受信係数ベクトルＨ１が推定できれば、ユーザＰＳ１からの信号受信時の伝送路の推定が行なえることになる。
【００４９】
続いて、送信係数ベクトル推定機３２が、送信時の伝搬路の予測、すなわち、受信時の受信係数ベクトルから送信時点での受信係数ベクトルの予測を行なう（ステップＳ１０２）。この予測された受信係数ベクトルが送信時の送信係数ベクトルに相当する。
【００５０】
さらに、送信ウェイトベクトル計算機３０が、予測された送信係数ベクトルに基づいて、送信ウェイトベクトルの計算を行い、乗算器１５−１〜１５−４に出力する（ステップＳ１０４）。
【００５１】
＜５．受信係数ベクトル計算機２２の動作＞
次に、図８に示した従来の形態１における受信係数ベクトル計算機２２の動作について説明する。まず、アンテナ素子数を４本、同時に通信するユーザ数を２人とした場合、各アンテナを経て受信回路から出力される信号は、上述した式（１）〜（４）で表わされる。
【００５２】
このとき、この式（１）〜（４）で表わされるアンテナの受信信号をベクトルで表記した式を再び記すことにすると、以下の式（５）〜（８）のようになる。
【数１５】
2004343282.tif 000011
ここで、アダプティブ・アレイが良好に動作していると、各ユーザからの信号を分離・抽出しているため、上記信号Ｓｒｘｉ（ｔ）（ｉ＝１，２）はすべて既知の値となる。
【００５３】
このとき、信号Ｓｒｘｉ（ｔ）が既知の信号であることを利用して、受信係数ベクトルＨ１＝［ｈ１１，ｈ２１，ｈ３１，ｈ４１］およびＨ２＝［ｈ１２，ｈ２２，ｈ３２，ｈ４２］を以下に説明するようにして導出することができる。すなわち、受信信号と既知となったユーザ信号、たとえば第１のユーザからの信号Ｓｒｘ１（ｔ）を掛け合わせて、アンサンブル平均（時間平均）を計算すると以下のようになる。
【数１６】
2004343282.tif 000012
式（１６）において、Ｅ［・・・］は、時間平均を示し、Ｓ＊（ｔ）は、Ｓ（ｔ）の共役複素を示す。
【００５４】
この平均をとる時間が十分長い場合、平均値は以下のようになる。
【数１７】
2004343282.tif 000013
ここで、式（１８）の値が０となるのは、信号Ｓｒｘ１（ｔ）と信号Ｓｒｘ２（ｔ）に互いに相関がないためである。また、式（１９）の値が０となるのは、信号Ｓｒｘ１（ｔ）と雑音信号Ｎ（ｔ）との間に相関がないためである。
【００５５】
したがって、式（１６）のアンサンブル平均は結果として以下に示すように、受信係数ベクトルＨ１に等しくなる。
【数１８】
2004343282.tif 000014
以上のような手続により、第１番目のユーザＰＳ１から送信された信号の受信係数ベクトルＨ１を推定することができる。
【００５６】
同様にして、入力信号ベクトルＸ（ｔ）と信号Ｓｒｘ２（ｔ）のアンサンブル平均操作を行なうことで、２番目のユーザＰＳ２から送信された信号の受信係数ベクトルＨ２を推定することが可能である。
【００５７】
上述のようなアンサンブル平均は、たとえば、受信時の１つのタイムスロット内の先頭の所定数のデータシンボル列と最後尾の所定数のデータシンボル列について行われる。
【００５８】
＜６．送信係数ベクトルの推定＞
図１０は、送信係数ベクトル推定機３２の動作を説明するための概念図である。ＰＤＭＡバーストとして上下回線にそれぞれ４ユーザずつ割当てた８スロット構成を考える。スロットの構成は、たとえば、先頭の３１シンボルを第１のトレーニングシンボル列、後続の６８シンボルをデータシンボル列、さらに最後尾の３１シンボルを第２のトレーニングシンボル列とする。
【００５９】
上述のとおり、上り回線スロットの先頭および最後尾にトレーニングシンボル列を設け、上述の受信係数ベクトル計算機２２のアルゴリズムを用いて両方の受信係数ベクトルを算出する。
【００６０】
そして、直線外挿により下り回線用の受信係数ベクトルを推定する。すなわち、受信係数ベクトルの要素の任意の１つの時刻ｔにおける値をｆ（ｔ）とすると、上り回線スロットの先頭トレーニングシンボル列の時刻ｔ０での値ｆ（ｔ０）と、上り回線スロットの最後尾トレーニングシンボル列の時刻ｔ１での値ｆ（ｔ１）とに基づいて、下り回線スロットの時刻ｔにおける値ｆ（ｔ）は、以下のように予測できる。
【数１９】
2004343282.tif 000015
なお、以上の説明では、上り回線スロットの先頭と最後尾にトレーニングシンボル列を設け、一次外挿することとしたが、さらに、上り回線スロットの中央部にもトレーニングシンボル列を設け、受信係数ベクトルの上り回線スロット中の３点の値から、時刻ｔの値ｆ（ｔ）を２次外挿で推定する構成としてもよい。もしくは、上り回線スロット中のトレーニングシンボル列を設ける位置を増やせば、さらに高次の外挿を行なうことも可能である。
【００６１】
＜７．送信ウェイトベクトルの決定＞
以上のようにして送信時点での受信係数ベクトルの推定値が求まると、以下の３通りのいずれかの方法で、送信ウェイトベクトルを求めることができる。
【００６２】
ｉ）直交化による方法：
ユーザＰＳ１の時刻ｔ＝ｉＴ（ｉ：自然数、Ｔ：単位時間間隔）におけるウェイトベクトルＷ（１）（ｉ）＝［ｗｔｘ１１、ｗｔｘ１２、ｗｔｘ１３、ｗｔｘ１４］を考える。ユーザＰＳ２にヌルを向けるためには、以下の条件が満たされればよい。
【００６３】
ユーザＰＳ２に対して予測した伝搬路（受信係数ベクトル）をＶ（２）（ｉ）＝［ｈ１´（２）（ｉ）、ｈ２´（２）（ｉ）、ｈ３´（２）（ｉ）、ｈ４´（２）（ｉ）］とする。ここで、ｈｐ´（ｑ）（ｉ）はｑ番目のユーザの、ｐ番目のアンテナに対する受信係数ベクトルの時刻ｉに対する予測値である。同様にして、ユーザＰＳ１に対しても伝搬路Ｖ（１）（ｉ）を予測してあるものとする。
【００６４】
このとき、Ｗ（１）（ｉ）ＴＶ（２）（ｉ）＝０となるように、Ｗ（１）（ｉ）を決定する。拘束条件として、以下の条件ｃ１）、ｃ２）を課す。
ｃ１）  Ｗ（１）（ｉ）ＴＶ（１）（ｉ）＝ｇ（一定値）
ｃ２）  ‖Ｗ（１）（ｉ）‖を最小とする。
条件ｃ２）は、送信電力を最小化することに相当する。
【００６５】
ｉｉ）擬似相関行列を用いる方法：
ここで、上述の通り、アダプティブ・アレイはいくつかのアンテナ素子と各素子ウエイト値を制御する部分とからなる。一般に、アンテナの入力ベクトルをＸ（ｔ）、ウェイトベクトルをＷと表わすと、出力Ｙ（ｔ）＝ＷＴＸ（ｔ）と参照信号ｄ（ｔ）との平均二乗差を最小にするようにウエイトベクトルを制御した場合（ＭＭＳＥ基準：最小２乗誤差法基準）、最適ウエイトＷｏｐｔは次式（Ｗｉｅｎｅｒ解）で与えられる。すなわち、
【数２０】
2004343282.tif 000016
ただし、
【数２１】
2004343282.tif 000017
を満たす必要がある。ここで、ＹＴはＹの転置を、Ｙ＊はＹの複素領域を、Ｅ［Ｙ］はアンサンブル平均を表わす。このウエイト値によりアダプティブ・アレイは不要な干渉波を抑圧するようにアレイパターンを生成することになる。
【００６６】
ところで、擬似相関行列を用いる方法では、上記式（２１）を以下に説明する擬似相関行列により計算する。すなわち、推定された複素受信信号係数ｈ′（ｋ）ｎ（ｉ）を用いて、ユーザｋのためのウェイトベクトルＷ（ｋ）（ｉ）を計算する。第ｋ番目のユーザのアレイ応答ベクトルをＶ（ｋ）（ｉ）とおくと、以下のように求めることができる。
【数２２】
2004343282.tif 000018
このとき、ｔ＝ｉＴにおける仮想受信信号の自己相関行列Ｒｘｘ（ｉ）はＶ（ｋ）（ｉ）を用いて次式で表わされる。
【数２３】
2004343282.tif 000019
ただし、ＮはＲｘｘ（ｉ）が整数となるために付加する仮想雑音項であり、この計算では、たとえば、Ｎ＝１．０×１０−５とした。
【００６７】
受信信号と参照信号との相関ベクトルｒｘｄ（ｉ）は次式で表わされる。
【数２４】
2004343282.tif 000020
したがって式（２１），（２５），（２６）により、時刻ｔ＝ｉＴにおける下り回線用ウエイトを求めることができる。なお、式（２５）の逆行列演算は逆行列の補助定理により、ユーザｋに対して最適に計算できる。特に２ユーザの場合には次のような簡単な式でウエイトが算出される。
【数２５】
2004343282.tif 000021
このように自己相関行列が与えられた時、ウェイトベクトルを計算する方法については、たとえば、非特許文献３に記載されている。
【００６８】
ｉｉｉ）ビームをユーザＰＳ１に向ける方法：
ビームをユーザＰＳ１に向けると言う点のみに着目すると、次の式
【数２６】
Ｗ（１）（ｉ）＝Ｖ（１）（ｉ）＊
を満たせばよい。
【００６９】
以上説明したようないずれかの方法で、送信時のウェイトベクトルを決定して送信すれば、角度広がりなど動的なレイリー伝搬路を想定した場合、ＴＤＤ／ＰＤＭＡ方式においても上下回線間の時間差により発生する下り回線での誤り率の劣化を抑制することが可能である。
【００７０】
＜８．従来の形態１の変形例＞
従来の形態１では、伝搬路の推定を式（２０）のアンサンブル平均を用いることにより行なった。図１１は、従来の形態１の変形例の、受信係数ベクトル計算機２２の他の構成を示す図である。図１１に示すとおり、第ｉ番目のアンテナからの信号に、アダプティブ・アレイ・アンテナから出力される１番目のユーザＰＳ１からの信号Ｓｒｘ１（ｔ）の複素共役の信号Ｓｒｘ１（ｔ）＊を乗算器４０で乗算した後に、狭帯域フィルタ４２を通過させると、狭帯域フィルタ４２からの出力は、ｈｉ１（ｔ）となる。これをすべてのアンテナについて行なえば、ユーザＰＳ１に対する受信係数ベクトルを求めることができる。
【００７１】
同様に、第ｉ番目のアンテナからの信号に、アダプティブ・アレイ・アンテナから出力される２番目のユーザＰＳ２からの信号Ｓｒｘ２（ｔ）の複素共役の信号Ｓｒｘ２（ｔ）＊を乗算した後に、狭帯域フィルタ（図示せず）を通過させると、狭帯域フィルタからの出力は、ｈｉ２（ｔ）となる。これをすべてのアンテナについて行なえば、ユーザＰＳ２に対する受信係数ベクトルを求めることができる。
【００７２】
この後の伝搬路の予測および送信ウェイトベクトルの決定の手続きは、従来の形態１と同様に行なうことができる。したがって、このような構成で従来の形態１と同様の効果を奏することが可能である。
【００７３】
＜９．従来の形態２＞
従来の形態１では、伝搬路の推定を式（２０）のアンサンブル平均を用いることにより行なった。これに対し、従来の形態２では、アダプティブ・アレイにおける相関ベクトルを用いて、伝搬路の推定を行なう。
【００７４】
すなわち、上記の式（２１）〜（２３）に示したように、アダプティブ・アレイがＭＭＳＥ基準で動作している場合、最適ウェイトベクトルＷｏｐｔは、参照信号ｄ（ｔ）、自己相関行列Ｒｘｘ、および相関ベクトルｒｘｄを用いて以下のように表現される。
【数２７】
2004343282.tif 000022
ここで、相関ベクトルｒｘｄの各成分は、１番目のユーザＰＳ１に対するウェイトベクトルを求めている場合、以下のように書き下せる。
【数２８】
2004343282.tif 000023
つまり、１番目のユーザＰＳ１に対するウェイトベクトルを受信ウェイトベクトル計算機２０が求める過程で、導出される相関ベクトルｒｘｄの値を用いることで、ユーザＰＳ１の受信係数ベクトルを求めることができる。
【００７５】
したがって、たとえば、上り回線スロットの先頭および最後尾にトレーニングシンボル列が含まれていれば、図１０と同様にして、ユーザＰＳ１の伝搬路の推定が、時刻ｔ０およびｔ１で可能となり、送信時の時刻ｔでの伝搬路を予測できる。他のユーザについても同様である。この後の伝搬路の予測および送信ウェイトベクトルの決定の手続きは、従来の形態１と同様に行なうことができる。したがって、このような手続きでも従来の形態１と同様の効果を奏することが可能である。
【００７６】
＜１０．従来の形態３＞
従来の形態２では、伝搬路の推定を相関ベクトルを用いることにより行なった。ここでは、従来の形態３として、受信係数ベクトル計算機２２の他の算出方法について以下に説明する。
【００７７】
第１番目のアンテナからの信号ＲＸｉ（ｔ）の値から、アダプティブ・アレイ・アンテナから出力される１番目のユーザＰＳ１からの信号Ｓｒｘ１（ｔ）と仮想的な受信係数ベクトルｈ´ｉ１（ｔ）を乗算した結果を引いたものを改めてＲＸｉ´（ｔ）とする。すなわち、
【数２９】
ＲＸｉ´（ｔ）＝ＲＸｉ（ｔ）―ｈ´ｉ１（ｔ）・Ｓｒｘ１（ｔ）
従来の形態３の受信係数ベクトル計算機２２では、Ｅ［｜ＲＸｉ´（ｔ）｜２］を最小にするｈ´ｉ１（ｔ）を以下の逐次的な方法で求める。ここで、１つの上り回線スロット中には、ｋ＝０からｋ＝Ｍ（たとえば、１１９）までのデータが含まれているものとする。
【００７８】
真の受信係数ベクトルをｈｉ１（ｔ）とするとき、Ｅ［｜ＲＸｉ´（ｔ）｜２］が最小になるのは、以下の条件を満たすときである。
【数３０】
ｈ´ｉ１（ｔ）＝ｈｉ１（ｔ）
最急降下法を用いると、ｈ´ｉ１（ｋ）（時刻ｔ＝ｋＴのときの値、ｋ：自然数）に対する以下の漸化式が得られる。
【数３１】
ｈ´ｉ１（ｋ＋１）＝ｈ´ｉ１（ｋ）
＋μ｛ＲＸｉ（ｋ）―ｈ´ｉ１（ｋ）・Ｓｒｘ１（ｋ）｝・Ｓｒｘ１＊（ｋ）
ここで、定数μは、ステップサイズである。また、特に限定されないが、ｈ´ｉ１（ｋ）の初期値としては、ｈ´ｉ１（０）＝０とすればよい。
【００７９】
図１２は、逐次的に推定を行なう場合に、伝搬路の推定を行なう概念を示す概念図である。図１２は、図１０と対比される図である。漸化式でｈ´ｉ１（ｋ）を求めるのに対応して、上り回線スロットにおいて、時刻ｔ０はプリアンブルの終了時点とし、時刻ｔ１は上り回線線スロットの終了時点とする。したがって、トレーニングシンボル列は、上り回線スロットの先頭にのみ存在すればよい。
【００８０】
これをすべてのアンテナについて行なえば、ユーザＰＳ１に対する受信係数ベクトルを求め、伝搬路の予測をすることができる。同様の処理をユーザＰＳ２について行なえば、ユーザＰＳ２に対する受信係数ベクトルを求め、伝搬路の予測をすることができる。この後の送信ウェイトベクトルの決定の手続きは、従来の形態１と同様に行なうことができる。したがって、このような構成で従来の形態１と同様の効果を奏することが可能である。
【００８１】
なお、以下に説明する他の漸化式による方法でも、同様にして伝搬路の推定を行なうことができる。さらに、図１２においては、時刻ｔ０は、プリアンブルの終了時点としたが、時刻ｔ０は、必ずしもこの位置に限定されるわけではない。時刻ｔ０は、トレーニングシンボル列中に存在しても構わないし、また、データシンボル列中に存在しても構わない。また、時刻ｔ１は、上り回線スロットの終了時点としたが、時刻ｔ１も、必ずしもこの位置に限定されるわけではない。
【００８２】
＜１１．従来の形態４＞
従来の形態３では、各ユーザごとに受信係数ベクトルを逐次的に求めた。従来の形態４として、受信係数ベクトル計算機２２のさらに他の算出方法を以下に説明する。
【００８３】
第ｉ番目のアンテナからの信号ＲＸｉ（ｔ）から、アダプティブ・アレイ・アンテナから出力される１番目のユーザＰＳ１からの信号Ｓｒｘ１（ｔ）と仮想的な受信係数ベクトルｈ´ｉ１（ｔ）を乗算した結果ならびに２番目のユーザＰＳ１からの信号Ｓｒｘ２（ｔ）と仮想的な受信係数ベクトルｈ´ｉ２（ｔ）を乗算した結果を引いたものを改めてＲＸｉ´（ｔ）とする。すなわち、
【数３２】
2004343282.tif 000024
従来の形態４の受信係数ベクトル計算機２２では、Ｅ［｜ＲＸｉ´（ｔ）｜２］を最小にするｈ´ｉ１（ｔ）およびｈ´ｉ２（ｔ）を以下のようにして一括して求める。すなわち、
【数３３】
2004343282.tif 000025
とすると、Ｅ［｜ＲＸｉ´（ｔ）｜２］のベクトルＨ´ｉ（ｔ）に関する勾配が０であると言う条件から、真の受信係数ベクトルをＨｉＯＰＴ（ｔ）とするとき、以下の式が導かれる。
【数３４】
2004343282.tif 000026
このようにして、伝搬路の推定を行なう場合の概念は、たとえば、図１０に示した概念図と同様に行なえばよい。これをすべてのアンテナについて行なえば、ユーザＰＳ１およびユーザＰＳ２に対する受信係数ベクトルを求め、伝搬路の予測をすることができる。この後の送信ウェイトベクトルの決定の手続きは、従来の形態１と同様に行なうことができる。したがって、このような構成で従来の形態１と同様の効果を奏することが可能である。
【００８４】
＜１２．従来の形態５＞
従来の形態５として、受信係数ベクトル計算機２２のさらに他の算出方法について説明する。以下に説明するのは、いわゆる再帰的最小２乗法（ＲＬＳアルゴリズム：Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ  Ｌｅａｓｔ−Ｓｑｕａｒｅｓ  ａｌｇｏｒｉｔｈｍ）と等価である。
【００８５】
第ｉ番目のアンテナからの信号ＲＸｉ（ｔ）から、アダプティブ・アレイ・アンテナから出力される出力信号ベクトルＳＲｘ（ｔ）と仮想的な受信係数ベクトルＨ´ｉＴ（ｔ）を乗算した結果を引いたものを改めてＲＸｉ´（ｔ）とする。すなわち、
【数３５】
Ｒｘｉ´（ｔ）＝ＲＸｉ（ｔ）―Ｈ´ｉＴ（ｔ）ＳＲＸ（ｔ）
ＲＬＳアルゴリズムによれば、以下の式が成り立つ。
【数３６】
2004343282.tif 000027
ここでも、１つの上り回線スロット中には、ｋ＝０からｋ＝Ｍ（たとえば、１１９）までのデータが含まれているものとする。ここで、定数λ（０＜λ≦１）は、忘却係数である。Ｈ´ｉ（ｔ）の各要素の初期値も、特に限定されないが、０とすれば良い。
【００８６】
このようにして、伝搬路の推定を行なう場合も、図１２に示される概念図と同様にすればよい。これをすべてのアンテナについて行なえば、ユーザＰＳ１に対する受信係数ベクトルを求め、伝搬路の予測をすることができる。同様の処理をユーザＰＳ２について行なえば、ユーザＰＳ２に対する受信係数ベクトルを求め、伝搬路の予測をすることができる。この後の送信ウェイトベクトルの決定の手続きは、従来の形態１と同様に行なうことができる。したがって、このような構成で従来の形態１と同様の効果を奏することが可能である。
【００８７】
＜１３．従来の形態５の変形例＞
従来の形態５では、図１２に示した概念にしたがって、伝搬路の予測を時刻ｔ０と時刻ｔ１の２点のデータから行なった。従来の形態５の変形例では、上り回線スロット区間で逐次求めたデータシンボル数＋１個のインパルス応答から回帰曲線を計算し、一次外挿する。
【００８８】
図１３は、上り回線スロット区間で逐次求めたインパルス応答から回帰曲線を計算し、伝搬路（インパルス応答）を推定する概念を示す概念図である。２点のみの外挿と比較してデータ数の大幅な増加により推定誤差を小さく抑えることが可能である。
【００８９】
なお、回帰曲線による外挿方法としては、上述のような一次外挿に限定されることなく、より高次の外挿曲線を用いることや、サイン・コサイン関数等の周期関数による回帰をし外挿を行なうことも可能である。
【００９０】
＜１４．従来の形態６＞
従来の形態６として、受信係数ベクトル計算機２２のさらに他の算出方法について以下に説明する。以下に説明するのは、いわゆる最急降下法（ＬＭＳアルゴリズム）と等価である。
【００９１】
従来の形態５と同様にして、第ｉ番目のアンテナからの信号ＲＸｉ（ｔ）から、アダプティブ・アレイ・アンテナから出力される出力信号ベクトルＳＲＸ（ｔ）と仮想的な受信係数ベクトルＨ´ｉＴ（ｔ）を乗算した結果を引いたものを改めてＲＸｉ´（ｔ）とする。すなわち、
【数３７】
ＲＸｉ´（ｔ）＝ＲＸｉ（ｔ）―Ｈ´ｉＴ（ｔ）ＳＲＸ（ｔ）
ＬＭＳアルゴリズムによれば、以下の式が成り立つ。
【数３８】
Ｈ´ｉ（ｋ＋１）＝Ｈ´ｉ（ｋ）＋μＳＲＸ＊（ｋ）ＲＸｉ´（ｋ）
ここでも、１つの上り回線スロット中には、ｋ＝０からｋ＝Ｍ（たとえば、１１９）までのデータが含まれているものとする。
【００９２】
ここで、定数μは、ステップサイズであり、収束条件から以下の関係を満たす必要がある。
【数３９】
０＜μ＜１／λｍａｘ
ここで、λｍａｘは、相関行列Ｒｘｘの最大固有値である。また、Ｈ´ｉ（ｔ）の各要素の初期値も、特に限定されないが、０とすれば良い。
【００９３】
このようにして、伝搬路の推定を行なう場合も、図１２に示される概念図と同様にすればよい。これをすべてのアンテナについて行なえば、ユーザＰＳ１に対する受信係数ベクトルを求め、伝搬路の予測をすることができる。同様の処理をユーザＰＳ２について行なえば、ユーザＰＳ２に対する受信係数ベクトルを求め、伝搬路の予測をすることができる。この後の送信ウェイトベクトルの決定の手続きは、従来の形態１と同様に行なうことができる。したがって、このような構成で従来の形態１と同様の効果を奏することが可能である。
【００９４】
なお、従来の形態６でも従来の形態５の変形例と同様に、上り回線スロット区間で逐次求めたデータシンボル数＋１個のインパルス応答から回帰曲線を計算し、一次外挿する構成とすることも可能である。さらに、伝搬路の推定方法としては、以上説明したような従来の形態１〜従来の形態６の方法に限定されず、例えば、直接解法（ＳＭＩ：ｓａｍｐｌｅ  ｍａｔｒｉｘ  ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ）等を用いることも可能である。ＳＭＩ方式の場合は、図１０に示した概念にしたがって、伝搬路の予測を行なうことができる。
【００９５】
＜１５．従来の形態７＞
従来の形態７として、受信係数ベクトル計算機２２のさらに他の算出方法について以下に説明する。以下に説明するのは、いわゆるＡＲモデル（Ａｕｔｏｒｅｇｒｅｓｓｉｖｅ  ｍｏｄｅｌ）と等価である。
【００９６】
以下では、受信係数ベクトルの要素の一つを代表的にｆ（ｔ）で表わすことにする。すなわち、図１４は、従来の形態７のＡＲモデルを示す第１の概念図である。図１４に示すように、要素ｆ（ｔ）の時間変化をＡＲモデルとみなす。ここで、ｖ（ｔ）は、予測誤差（白色ガウス雑音）である。
【００９７】
図１５は、従来の形態７のＡＲモデルを示す第２の概念図である。さらに、図１５に示すように、フィルタＡ（ｚ）の逆特性をもつフィルタによりＡＲモデルを作ることができる。ＡＲモデルの入力に上記ｖ（ｔ）を入力すれば、要素ｆ（ｔ）が再生でき、さらに、未知の白色雑音を入力すれば、要素ｆ（ｔ）の未来を予測することができる。
【００９８】
図１６は、図１４に示したフィルタＡ（ｚ）の構成を示す概略ブロック図である。図１６において、乗算係数ａ０〜ａＭは、Ｅ［｜ｖ（ｋ）｜２］を最小にするように決定される。｛ｆ（ｋ）｝がＭ次のＡＲモデルであれば、｛ｖ（ｋ）｝は、白色ガウス過程となる。図１７は、ＡＲモデルにおけるフィルタＡ（ｚ）の逆フィルタＷ（ｚ）の構成を示す概略ブロック図である。ｋが観測区間内のときは、上記図１６の誤差フィルタ出力ｖ（ｋ）を図１７の入力とする。観測区間を超えた時は、入力としては白色ガウス雑音を与える。このよう算出方法でも、他の方法と同様に、従来の形態１と同様の効果が奏される。
【００９９】
＜１６．従来の形態８＞
図１８は、従来の形態８のＰＤＭＡ用基地局の無線装置（無線基地局）２０００の構成を示す概略ブロック図である。図８に示した従来の形態１の無線装置（無線基地局）１０００の構成と異なる点は、受信係数ベクトル計算機２２からの出力を受けて、ユーザ端末の移動速度を判定する移動速度判定器５２と、受信ウェイトベクトル計算機２０の出力と送信ウェイトベクトル計算機３０の出力とを受けて、移動速度判定器５２の判定結果に応じて選択的に乗算器１５−１〜１５−４に与える切替スイッチ５４とをさらに備える構成となっていることである。それ以外の構成は、従来の形態１〜７のいずれかの無線装置（無線基地局）の構成と同様である。
【０１００】
すなわち、上述のとおり、ユーザ端末の移動速度が小さい領域では、伝搬路の推定、伝搬路の予測という過程における予測誤差のために、むしろ、このような予測を行なわずに、図５の従来の構成のように受信ウェイトベクトルをそのまま送信ウェイトベクトルとして用いた方が良い可能性がある。
【０１０１】
そこで、従来の形態８の無線装置２０００では、予め定めておいた移動速度よりも、端末が低速で移動していると移動速度判定器５２が判断した場合には、切替スイッチ５４により、受信ウェイトベクトルがそのまま乗算器１５−１〜１５−４に与えられる。端末が予め定めておいた移動速度よりも速く移動していると移動速度判定器５２が判断した場合には、切替スイッチ５４により、送信ウェイトベクトル計算機３０の出力が乗算器１５−１〜１５−４に与えられる。以上のような構成とすることで、端末の広い移動速度範囲にわたって、誤り率の低いデータ伝送が可能となる。
【０１０２】
＜１７．従来の形態９＞
図１９は、従来の形態９のＰＤＭＡ用基地局の無線装置（無線基地局）３０００の構成を示す概略ブロック図である。図８に示した従来の形態１の無線装置１０００の構成と異なる点は、アレイアンテ＃１〜＃４からの信号を受けて受信信号のレベルを計算する受信レベル計算機５６と、受信レベル計算機５６からの出力を受けて、ユーザ端末の受信レベルを判定する受信レベル判定器５８と、受信ウェイトベクトル計算機２０の出力と送信ウェイトベクトル計算機３０の出力とを受けて、受信レベル判定器５６の判定結果に応じて選択的に乗算器１５−１〜１５−４に与える切替スイッチ５４とをさらに備える構成となっていることである。それ以外の構成は、従来の形態１〜７のいずれかの無線装置の構成と同様である。
【０１０３】
すなわち、ユーザ端末からの受信信号のレベルが小さい領域では、伝搬路の推定、伝搬路の予測という過程における予測誤差のために、むしろ、このような予測を行なわずに、図５の従来の構成のように受信ウェイトベクトルをそのまま送信ウェイトベクトルとして用いた方が良い可能性がある。
【０１０４】
そこで、従来の形態９の無線装置３０００では、予め定めておいた受信レベルよりも、端末からの受信信号のレベルが低いと受信レベル判定器５８が判断した場合には、切替スイッチ５４により、受信ウェイトベクトルがそのまま乗算器１５−１〜１５−４に与えられる。予め定めておいた受信レベルよりも、端末からの受信信号のレベルが高いと受信レベル判定器５８が判断した場合には、切替スイッチ５４により、送信ウェイトベクトル計算機３０の出力が乗算器１５−１〜１５−４に与えられる。
【０１０５】
以上のような構成とすることで、広い受信信号レベルの範囲にわたって、誤り率の低いデータ伝送が可能となる。なお、たとえば、ユーザＰＳ１からの信号の受信信号レベルは、受信係数ベクトルから以下の式により求められる。
【数４０】
2004343282.tif 000028
他のユーザからの受信信号レベルについても同様である。
【０１０６】
＜１８．従来の形態１０＞
図２０は、従来の形態１０のＰＤＭＡ用基地局の無線装置（無線基地局）４０００の構成を示す概略ブロック図である。図１９に示した従来の形態９の無線装置（無線基地局）３０００の構成と異なる点は、受信レベル判定器５８が、受信レベルの判定機能に加えて、従来の形態８の移動速度判定器５２と同様の移動速度判定機能を有する、端末移動速度判定／受信レベル判定器６０となっていることである。その他の構成は、従来の形態９の無線装置（無線基地局）３０００の構成と同様である。
【０１０７】
以上のような構成とすることで、移動端末の広い移動速度の範囲と広い受信信号レベルの範囲にわたって、誤り率の低いデータ伝送が可能となる。
【０１０８】
上記従来技術によれば、アダプティブ・アレイの受信係数ベクトルの時間変動を推定することによって間接的にウエイトの変動を推定することにより、角度広がりなど動的なレイリー伝搬路においても、上下回線間の時間差により発生する下り回線での誤り率が劣化を抑制することが可能である。
【０１０９】
さらに、上記従来例によれば、移動端末の広い移動速度の範囲または／および広い受信信号レベルの範囲にわたって、誤り率の低いデータ伝送が可能となる。
【０１１０】
【非特許文献１】
加藤、大鐘、小川、伊藤、信学論（Ｂ−ＩＩ）、１９９８年１月、ｖｏｌ．Ｊ８１−Ｂ−ＩＩ、ｎｏ．１、ｐ．１−９
【非特許文献２】
土居、大鐘、唐沢、信学技報、１９９７年１月、ｖｏｌ．ＲＣＳ９７−６８、ｐ．２７−３２
【非特許文献３】
田中、大鐘、小川、伊藤、１９９８年１０月、信学技報、ｖｏｌ．ＲＣＳ９８−１１７，ｐ．１０３−１０８
【０１１１】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来例の場合、伝搬路の推定が送信アダプティブ・アレイ・アンテナの性能を決める主要要因であることは間違いない。ここで、伝搬路の推定には、先頭のトレーニングシンボルおよび最後尾のトレーニングシンボルを基にした外挿を用いている。ここで、トレーニングシンボル長が長く充分なサンプル点があれば雑音に対する平均化が図られ、一次関数以上の高次の回帰曲線に基づく推定が可能である。しかしながら、一般にこのトレーニングシンボル長は充分長いとは言えず、特に先頭のトレーニングシンボルおよび最後尾のトレーニングシンボルから伝搬路推定するとなれば、回帰直線による伝搬路推定が一般的となり、ノイズの含まれる信号から回帰直線を求める操作が煩雑となると言う問題があった。
【０１１２】
本発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであって、アダプティブ・アレイのウエイトが各アンテナ素子における応答ベクトルにより一意に表わせることに注目し、応答ベクトルの時間変動を推定時間差分信号を平均化することによって間接的にウエイトを推定することにより、角度広がりなど動的なレイリー伝搬路を想定した場合、ＴＤＤ／ＰＤＭＡ方式においても上下回線間の時間差により発生する下り回線での誤り率が劣化を抑制することが可能な無線装置を提供することをその目的とする。
【０１１３】
【課題を解決するための手段】
本発明にかかるアレイアンテナ通信装置は、リアルタイムにアンテナ指向性を変更し、複数の端末との間で信号の送受信を時分割で行なうアレイアンテナ通信装置であって、離散的に配置された複数のアンテナと、信号の送受信時に前記複数のアンテナを共用する送信回路および受信回路とを備え、前記受信回路は、受信信号の受信時に、前記複数のアンテナからの信号に基づいて、前記複数の端末のうち特定の端末からの信号を分離するための受信信号分離回路と、前記受信信号の受信時に、前記複数のアンテナからの信号をサンプリングした信号の時間差分としての時間差分信号に基づいて、前記特定の端末からの伝搬路を平均化する受信伝搬路平均回路と、を含み、前記送信回路は、前記受信伝搬路平均回路の平均結果に基づいて、送信信号の送信時の伝搬路の設定を行う送信伝搬路設定回路と、前記送信伝搬路設定回路の設定結果に基づいて、前記送信信号の送信時の前記アンテナ指向性を更新する送信指向性制御回路と、を含む。
【０１１４】
また、上記本発明にかかるアレイアンテナ通信装置では、前記特定の端末からの前記送受信される信号の上り回線スロットは、前記上り回線スロットの所定の大きさのトレーニングデータ領域を含み、前記受信伝搬路平均回路は、前記トレーニングデータ領域における時間差分信号に基づいて前記特定の端末からの伝搬路の平均値を導出し、前記送信伝搬路設定回路は、前記平均値により前記送信信号の送信時の伝搬路を予測するのが好適である。
【０１１５】
また、上記本発明にかかるアレイアンテナ通信装置では、前記受信伝搬路平均回路は、前記トレーニングデータ領域における時間差分信号に基づいて、前記特定の端末からの伝搬路の前記特定端末からのインパルス応答に相当する受信係数ベクトルを導出するのが好適である。
【０１１６】
また、上記本発明にかかるアレイアンテナ通信装置では、前記受信伝搬路平均回路は、前記複数のアンテナからの受信信号の時間差分信号の各々と、前記受信信号分離回路により分離された前記特定の端末からの時間差分信号とのアンサンブル平均により、前記受信係数ベクトルを導出するのが好適である。
【０１１７】
また、上記本発明にかかるアレイアンテナ通信装置では、前記特定の端末からの前記送受信される信号の上り回線スロットは、前記上り回線スロットに設けられ所定の数のトレーニングデータを有するトレーニングデータ領域と、前記特定の端末からの情報をそれぞれ表現する複数のデータを有するデータ領域と、を含み、前記受信伝搬路平均回路は、前記トレーニングデータ領域および前記データ領域における時間差分信号に基づいて、前記特定の端末からの伝搬路の時間的に順次配置される複数の平均値を導出し、前記送信伝搬路設定回路は、前記複数の平均値により前記送信信号の送信時の伝搬路を設定するのが好適である。
【０１１８】
また、上記本発明にかかるアレイアンテナ通信装置では、前記受信伝搬路平均回路は、前記トレーニングデータ領域および前記データ領域における複数の時間差分信号に基づいて、前記特定の端末からの伝搬路の前記特定端末からのインパルス応答に相当する複数の受信係数ベクトルを逐次的に導出するのが好適である。
【０１１９】
また、上記本発明にかかるアレイアンテナ通信装置では、前記複数の受信係数ベクトルの逐次的な導出は最急降下法によるのが好適である。
【０１２０】
また、上記本発明にかかるアレイアンテナ通信装置では、前記複数の受信係数ベクトルの逐次的な導出は再帰的最小２乗法によるのが好適である。
【０１２１】
また、上記本発明にかかるアレイアンテナ通信装置では、前記特定の端末からの前記送受信される信号の上り回線スロットは、前記上り回線スロットに設けられ所定数のトレーニングデータを有するトレーニングデータ領域と、前記特定の端末からの情報をそれぞれ表現する複数のデータを有するデータ領域とを含み、前記受信伝搬路平均回路は、前記トレーニングデータ領域および前記データ領域における時間差分信号に基づいて、前記特定の端末からの伝搬路の複数の推定値を導出し、前記送信伝搬路設定回路は、前記複数の平均値を回帰し、回帰結果に基づいて外挿することで、前記送信信号の送信時の伝搬路を予測するのが好適である。
【０１２２】
また、上記本発明にかかるアレイアンテナ通信装置では、前記受信伝搬路平均回路は、前記トレーニングデータ領域および前記データ領域における複数の時間差分信号に基づいて、前記特定の端末からの伝搬路の前記特定端末からのインパルス応答に相当する複数の受信係数ベクトルを逐次的に導出するのが好適である。
【０１２３】
また、上記本発明にかかるアレイアンテナ通信装置では、前記複数の受信係数ベクトルの逐次的な導出は最急降下法によるのが好適である。
【０１２４】
また、上記本発明にかかるアレイアンテナ通信装置では、前記複数の受信係数ベクトルの逐次的な導出は再帰的最小２乗法によるのが好適である。
【０１２５】
また、上記本発明にかかるアレイアンテナ通信装置では、受信信号分離回路は、前記複数のアンテナからの受信信号を受けて、前記特定の端末からの時間差分信号を分離するための受信ウェイトベクトルをリアルタイムに導出する受信ウェイトベクトル計算部と、前記複数のアンテナからの受信時間差分信号をそれぞれ一方入力に受け、他方入力にはそれぞれ前記受信ウェイトベクトルの対応する要素を受ける複数の第１の乗算器と、前記複数の乗算器からの信号を加算する加算器とを含み、前記送信指向性制御回路は、前記送信伝搬路平均回路からの推定結果に基づいて、送信ウェイトベクトルを導出する送信ウェイトベクトル計算部と、送信信号を一方入力に受け、他方入力にそれぞれ前記送信ウェイトベクトルを受けて前記複数のアンテナにそれぞれ与える複数の第２の乗算器とを含むのが好適である。
【０１２６】
【発明の実施の形態】
従来の技術の説明中、＜５．受信係数ベクトル計算機２２の動作＞に示したように、式（５）〜式（８）における信号Ｓｒｘｉ（ｔ）（ｉ＝１，２）は既知の値としてＳｒｘｉ（ｔ）を受信信号Ｘ（ｔ）に掛け合わせ、アンサンブル平均を計算する式（１６）により受信係数ベクトルＨ１を求めている。ここで、受信信号Ｘ（ｔ）は式（５）で表現されている。Ｕｓｅｒ１に対する受信係数ベクトルＨ１の内訳について調べた場合、伝搬路に起因するベクトルに加えて、マルチパスを構成する素波に着目すれば、それぞれの素波はＵｓｅｒ１の移動に伴うドプラー周波数偏移による位相変化、Ｕｓｅｒ１と基地局の基準クロックの差に基づく送受周波数差による位相変化により構成されている。
【０１２７】
定量的に調べるために、一例として、ＰＨＳシステムにおいて、送受信時間間隔を２．５ｍｓｅｃ、送受信周波数を２ＧＨｚとし、第１のトレーニングシンボルと第２のトレーニングシンボル間が最大０．６２５ｍｓｅｃ離れていると仮定し、Ｕｓｅｒ１が時速１００ｋｍで移動している場合を想定する。すると、送受信時間間隔：２．５ｍｓｅｃでＵｓｅｒ１が移動する距離は、６．９ｃｍに過ぎない。たとえ基地局から１０ｍの地点をＵｓｅｒ１が移動していたとしても、その角度変化は最大０．４°に過ぎず、したがって、アダプティブ・アレイ・アンテナの指向性パターンの送受信時間間隔での変更はほぼ零に近い値である。
【０１２８】
一方、マルチパスの素波のドプラー周波数偏移量は基地局方向の移動のときに最大となり、そのときのドプラー周波数偏移量は１８５Ｈｚで、第１のトレーニングシンボルと第２のトレーニングシンボル間の最大時間差０．６２５ｍｓｅｃの間で位相において４１．６°変化する。さらに、ＰＨＳの場合、Ｕｓｅｒ１と基地局の基準クロックの差に基づく送受周波数差は、基地局、移動局それぞれ±３ｐｐｍが想定されるため、移動局からの信号は基地局で復調される際、最大±６ｐｐｍとなり、周波数差にして±１２ｋＨｚ、第１のトレーニングシンボルと第２のトレーニングシンボル間の最大時間差０．６２５ｍｓｅｃの間での位相変化量は±２７００°となる。以上の点を考慮すると、受信係数ベクトルＨ１を求める際の困難さは、伝搬路の変化に伴う指向性の変化と言うより、むしろ伝搬路推定を行うための受信データに問題があることがわかる。
【０１２９】
一般にこれらの基地局で観測される周波数偏移をキャンセルする方法としてＡＦＣ（自動周波数制御）があり、受信信号からキャリア周波数を推定して局部周波数発信器の周波数を調整する方法が一般的にとられている。しかし、ＡＦＣは受信信号からキャリア周波数を推定するため、この収束には時間を要し、その収束時間以内においては正確な受信係数ベクトルＨ１を推定できないという問題があった。
【０１３０】
ここで、本発明の趣旨をより明確化すべく、本発明に関連する公知技術として同期検波および遅延検波について説明する。
【０１３１】
データ変調された信号を復調する場合の検波方式として、同期検波と遅延検波がある。そのうち、同期検波とは、変調信号に変調波中心周波数に同期した搬送波を乗算することにより、復調信号を得る検波方式である。復調のために、本来変調時に用いた変調波中心周波数の搬送波を用いるため、検波後のデータ誤り率特性は良好な値を持つ。ただし、変調波中心周波数に同期した搬送波を乗算するためには受信側で変調波中心周波数を推定する必要があり、この推定精度がこの同期検波の復調特性を決めることとなる。
【０１３２】
一方、遅延検波は、受信信号と、１シンボル遅延させた受信信号との複素乗算を行い、変調波の１シンボル間の差（位相、場合によっては振幅変化量を含む）を測定することにより検波する方法である。遅延検波の場合、搬送波再生が不要であるため、簡易な構成に出来る。一方、復調するための参照信号が１シンボル前の信号そのものであるため、キャリア再生する同期検波と比較して受信誤り率特性は劣化する問題がある。
【０１３３】
移動通信においては、伝搬路の変動が大きく、同期検波においては充分なキャリア再生を行うだけの時間が確保できない場合がある。これに対し、遅延検波の場合は、１シンボル前の信号そのものを参照信号として用いるためこのシンボル間での伝搬路の変化のみが問題となるから、遅延検波方式の方が優れた特性が得られる場合が多い。すなわち、検波方式そのものの特性というよりも検波に用いるキャリア周波数の性質がより大きく検波特性に反映するのである。
【０１３４】
ここで、本発明に関するアレイアンテナ通信装置の伝搬路の推定について、同期検波と遅延検波との関係を考慮しつつ説明する。
【０１３５】
図１は本発明の実施形態にかかるアレイアンテナ通信装置１０のブロック図である。Ｂ−１はアンテナ、Ｂ−２は送受切替器、Ｂ−３は受信信号差動化器で、受信信号差動化器Ｂ−３内のＢ−３−１は遅延素子である。Ｂ−４は受信重み付け器、Ｂ−５は加算器、Ｂ−６は参照信号差動化器、Ｂ−７は受信アダプティブ処理部、Ｂ−８は送信アダプティブ処理部、Ｂ−９は送信重み付け器である。
【０１３６】
アンテナＢ−１から入力された受信信号は、送受切替器Ｂ−２を通って、受信信号差動化器Ｂ−３に入力される。ここで、遅延素子Ｂ−３−１にて単位時間の遅延を与えられた信号との差をとり出力される。この出力信号は受信重み付け器Ｂ−４にて各アンテナからの信号各々に対して重み付けが行われて加算器Ｂ−５にて加算され受信信号として出力される。ここで、加算器Ｂ−５の出力と、各アンテナ受信重み付け器Ｂ−４の前段の信号を受信アダプティブ処理部に取り込み、受信出力信号と参照信号を参照信号差動化器Ｂ−６にて差動化した信号と比較する等して、受信信号に含まれる希望信号の差動化信号を参照信号の差動化信号と比較することにより、複数のアンテナからの信号に適切な重み付けをＢ−４で行うことにより、希望信号の差動化信号を加算重畳するように合成し、かつ干渉信号に対してはその差動化信号の和が零となるように合成することにより、受信信号に含まれる希望信号の差動信号を加算混合し、干渉信号もしくは雑音を取り除くアダプティブ処理を行う。
【０１３７】
さらに詳しくは、差動信号を求める時間差をΔｔ、時刻ｔのアンテナｉからの入力される希望信号（複素表現）をＸｉ（ｔ）、時刻ｔのアンテナｉからの入力される干渉信号（複素表現）をＹｉ（ｔ）、アンテナｉの重み付け値をＷｉとしたとき、複数のアンテナで受信される希望波信号の差動化信号の和ＳＤ（ｔ）の振幅が最大となるＷｉ（すなわち｜ＳＤ（ｔ）｜が最大となるＷｉ）であって、かつ、アンテナで受信される干渉信号の差動化信号の和ＳＡ（ｔ）の振幅が最小となるＷｉ（すなわち、｜ＳＡ（ｔ）｜が最小となるＷｉ）を求めればよい。ここに、
【数４１】
ＳＤ（ｔ）＝Σ｛ＷｉＸｉ（ｔ）−ＷｉＸｉ（ｔ−Δｔ）｝
ＳＡ（ｔ）＝Σ｛ＷｉＹｉ（ｔ）−ＷｉＹｉ（ｔ−Δｔ）｝
である。
【０１３８】
ここで、伝搬環境が時不変、または伝搬環境の変化率が差動化時間差Δｔに対して充分遅い場合においては、ΣＷｉＸｉ（ｔ）の振幅が最大、ΣＷｉＹｉ（ｔ）の振幅が最小となるときに、ＳＤ（ｔ）の振幅は最大、ＳＡ（ｔ）の振幅は最小となる。逆に、任意のＸｉ（ｔ）、Ｙｉ（ｔ）に対してＳＤ（ｔ）の振幅が最大、ＳＡ（ｔ）の振幅が最小となるのは、ΣＷｉＸｉ（ｔ）の振幅が最大、ΣＷｉＹｉ（ｔ）の振幅が最小となる場合に限られる。このため、差動化信号に基づく最適重み付け値Ｗｉは、差動化しない信号に基づく最適重み付け値Ｗｉと一致する。
【０１３９】
以上の性質から、図１の実施例での最適重み付け値は、図２１の差動化しない構成での重み付け値と一致する。この最適化された重み付け値Ｗｉをもとにして、送信側重み付け値を決定し、送信信号を送信重み付け器Ｂ−９で重み付けて各アンテナから送信することにより、送受アダプティブ・アレイ・アンテナが実現される。以上の関係は、平均２乗誤差を最小とするＬＭＳアルゴリズムや、従来値を回帰的に利用するＲＬＳアルゴリズムにおいても同様の結果をもたらす。
【０１４０】
このような構成とすることにより、従来例と比較して以下の効果が得られる。図２（ａ）は受信信号がＱＰＳＫで変調されている場合のＩＱ平面での信号点を白丸で示し、またＩ軸上の信号点一つから次の信号点への遷移を矢印で示す。ＩＱ平面上の遷移ルートは最小位相推移の変調か、あるいは信号のロールオフ率等で決まる。ここで、受信信号と参照信号の間にキャリア周波数の差がない場合においては、受信信号に含まれる希望信号の信号点と参照信号の信号点は一致し（振幅が等しい場合）、これら２信号の相関値は最大となる。一方、伝搬路におけるドプラー周波数偏移、もしくは基地局移動局間の基準クロックの周波数差がある場合においては、図２（ｂ）に示すように、白丸の信号点はハッチングを施した丸印の信号点に推移する。ここでシンボル・レートをｆｓ、周波数差をΔｆとしたとき、１シンボルの間で位相点の回転する量θは、２πΔｆ／ｆｓラジアンで表現される。ここで、第１のトレーニングデータ区間がＮ１シンボルであった場合、Ｎ１・θが２πラジアンと比べて無視できない数値の場合、従来方法においては、第１のトレーニングデータ区間での伝搬路推定値では、参照信号との位相誤差が最大Ｎ１・θとなり、相互相関値は自己相関値と一致せず、伝搬路推定値に誤差を含む結果となったのと比較して、本発明に関わる方式においては、差動化時間Δｔをシンボル時間幅と等しくとってもθの変化のみで、第１のトレーニング区間においても全て一定値θの位相差が生じるのみで、シンボルの経過にしたがって位相誤差がθの整数倍となることはない。したがって従来方法で生じた伝搬路の推定を回帰直線による外挿で求める必要はなく、伝搬路は周波数差に依存せず一定値となり差動結果の平均により容易に算定できる。ここでは、差動時間差をシンボル時間としたが、それ以下（例えば１／Ｍとする）とすることにより、各差動化信号の位相誤差はθ／Ｍとなり、より正確に伝搬路の設定を行うことができる。
【０１４１】
ここで、周波数誤差をキャンセルする公知の方法として、自動周波数制御（ＡＦＣ）を用いる方法がある。すなわち、周波数差に基づく信号点の回転を調べ、この信号点の回転が零となるように基地局局部発信器の周波数を変化させ、信号点の回転をキャンセルする方法である。しかし、このＡＦＣは周波数差を正確に求めるために周波数差補正の収束時間が長く、その間は精度の高いアダプティブ・アンテナ動作ができないという問題点がある。これに対し、本発明による方法によれば、特にＡＦＣを動作させることなくアダプティブ処理が可能で、データ復調に伴う信号点の推移推定という、アダプティブ・アレイ・アンテナ回路の後段の信号を用いずとも、データ復調の前段処理が可能となり、信号・干渉波比を改善した後、データ復調を可能とする利点がある。
【０１４２】
特に、ＡＦＣを用いて参照信号を同期させて処理する同期検波と同様の方式と比べると、本発明による方式は、遅延検波と同様の方式となるため、伝搬路が定常状態である場合、即ち固定伝搬路の場合には、同期方式に比べて若干の劣化を伴うことになる。しかしながら、移動通信の場合、伝搬路が時間的に変化し、キャリアの同期が容易でない場合においては、本発明による方法が有効である。
【０１４３】
なお、上記受信信号差動化器Ｂ−３、受信信号差動化器Ｂ−３内の遅延素子Ｂ−３−１、受信重み付け器Ｂ−４、加算器Ｂ−５、参照信号差動化器Ｂ−６、受信アダプティブ処理部Ｂ−７、送信アダプティブ処理部Ｂ−８、送信重み付け器Ｂ−９等については、それぞれ独立した素子によって構成してもよいが、ＤＳＰ等でソフトウェアで処理する場合や、ＦＰＧＡ等の汎用論理素子によって構成する場合においても、これらが同様に機能する場合には同様の効果が得られるのは言うまでもない。また、図１では参照信号を入力信号として参照信号差動化器Ｂ−６で差動化したが、事前に参照信号を差動化した信号をメモリ等に蓄積して利用してもよいことは言うまでもない。
【０１４４】
なお、図１の構成に関しては、送信部、受信部等の本来の目的である周波数変換を行うブロック等は当然必要となるが、本発明の趣旨を説明する上で直接関係しないため図示および説明を省略した。
【０１４５】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、移動通信におけるドプラー周波数偏移、もしくは基地局、移動局間の基準クロックの周波数差に伴うアダプティブ・アレイ・アンテナの動作を回帰直線による外挿という方法ではなく、平均化等の極めて簡易な方法により簡単に伝搬路を設定回路に設定できるという、顕著な効果が得られる。また、その誤差が少なく、ＡＦＣによる周波数差の補正を行う事前にアダプティブ・アレイ動作が可能になるという利点がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態にかかるアレイアンテナ通信装置の要部概略を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施形態にかかるアレイアンテナ通信装置における信号点の推移の一例を示す図である。
【図３】周波数分割多重接続，時分割多重接続および経路分割多重接続（ＰＤＭＡ：Ｐａｔｈ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ａｃｃｅｓｓ）の各種の通信システムにおけるチャネルの配置図である。
【図４】アダプティブアレイ無線基地局の基本動作を概念的に示す模式図である。
【図５】アダプティブアレイ無線基地局の構成を示す概略ブロック図である。
【図６】携帯電話機の電波信号のフレーム構成を示す概略図である。
【図７】アダプティブアレイ無線基地局とユーザとの間の電波信号の授受をイメージ化した模式図である。
【図８】従来の形態１のＰＤＭＡ用基地局の無線装置（無線基地局）１０００の構成を示す概略ブロック図である。
【図９】無線装置（無線基地局）１０００の動作の概要を説明するためのフローチャートである。
【図１０】送信係数ベクトル推定機３２の動作を説明するための概念図である。
【図１１】従来の形態１の変形例の、受信係数ベクトル計算機２２の他の構成を示す図である。
【図１２】逐次的に推定を行なう場合に、伝搬路の推定を行なう概念を示す概念図である。
【図１３】上り回線スロット区間で逐次求めたインパルス応答から回帰曲線を計算し、伝搬路を推定する概念を示す概念図である。
【図１４】従来の形態７のＡＲモデルを示す第１の概念図である。
【図１５】従来の形態７のＡＲモデルを示す第２の概念図である。
【図１６】図１４に示したフィルタＡ（ｚ）の構成を示す概略ブロック図である。
【図１７】ＡＲモデルにおけるフィルタＡ（ｚ）の逆フィルタＷ（ｚ）の構成を示す概略ブロック図である。
【図１８】従来の形態８のＰＤＭＡ用基地局の無線装置（無線基地局）２０００の構成を示す概略ブロック図である。
【図１９】従来の形態９のＰＤＭＡ用基地局の無線装置（無線基地局）３０００の構成を示す概略ブロック図である。
【図２０】従来の形態１０のＰＤＭＡ用基地局の無線装置（無線基地局）４０００の構成を示す概略ブロック図である。
【図２１】差動化を行わないアレイアンテナ通信装置の要部概略を示すブロック図である。
【符号の説明】
１０  アレイアンテナ通信装置、Ｂ−１  アンテナ、Ｂ−２  送受切替器、Ｂ−３  受信信号差動化器、Ｂ−３−１  遅延素子、Ｂ−４  受信重み付け器、Ｂ−５  加算器、Ｂ−６  参照信号差動化器、Ｂ−７  受信アダプティブ処理部、Ｂ−８  送信アダプティブ処理部、Ｂ−９  送信重み付け器。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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