(57)【要約】【課題】過負荷耐量に優れ、電力回生が可能で、変換器効率が高く、経済的な電力変換装置を提供すること。【解決手段】自己消弧素子Ｓｕ３に電流が流れているとき、例えば、電流が、Ｌａ→Ｓｕ３→Ｄｕ６→中点Ｏに流れているとき、当該素子Ｓｕ３をオフすると、その電流はまず高速ダイオードＤｕ２，Ｄｕ１に流れるが、正側直列抵抗Ｒａ１により高速ダイオードＤｕ２，Ｄｕ１に逆バイアス電圧が印加され、Ｄｕ２，Ｄｕ１の電流が減少し、電力用ダイオードＰＤ１の電流が増加していく。リカバリ電流抑制リアクトルＬａの電流がゼロになった時点で高速ダイオードＤｕ２，Ｄｕ１から電力用ダイオードＰＤ１への転流が完了する。この動作は、Ｓｕ２，Ｓｕ３がスイッチングする度に行われる。転流の時間は、時定数Ｔ＝Ｌａ／Ｒａに比例し、当該転流時間を短くすれば、高速ダイオードに流れる実効電流も小さくなり、電流定格の小さいダイオードで済ませることが可能となる。【選択図】  図１
2004173449.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
正側アーム及び負側アームをそれぞれ形成する正側電力用ダイオードＰＤ１（ＰＤ３，ＰＤ５）及び負側電力用ダイオードＰＤ２（ＰＤ４，ＰＤ６）が正側直流端子Ｐ及び負側直流端子Ｎ間でブリッジ接続されて成り、交流電源ＳＵＰに交流リアクトルＬｓを介して交流端子が接続される電力用ダイオード整流器ＲＥＣと、
正側直流端子Ｐ及び前記交流端子間で直列接続された第１及び第２の正側自己消弧素子Ｓｕ１，Ｓｕ２（Ｓｖ１，Ｓｖ２、Ｓｗ１，Ｓｗ２）、これら第１及び第２の正側自己消弧素子Ｓｕ１，Ｓｕ２（Ｓｖ１，Ｓｖ２、Ｓｗ１，Ｓｗ２）に逆並列接続された第１及び第２の正側高速ダイオードＤｕ１，Ｄｕ２（Ｄｖ１，Ｄｖ２、Ｄｗ１，Ｄｗ２）、第１及び第２の正側自己消弧素子Ｓｕ１，Ｓｕ２（Ｓｖ１，Ｓｖ２、Ｓｗ１，Ｓｗ２）の共通接続点と中性接続点Ｏとの間に介挿された正側クランプダイオードＤｕ５（Ｄｖ５、Ｄｗ５）とで正側アームが形成されると共に、前記交流端子及び負側直流端子Ｎ間で直列接続された第１及び第２の負側自己消弧素子Ｓｕ３，Ｓｕ４（Ｓｖ３，Ｓｖ４、Ｓｗ３，Ｓｗ４）、これら第１及び第２の負側自己消弧素子Ｓｕ３，Ｓｕ４（Ｓｖ３，Ｓｖ４、Ｓｗ３，Ｓｗ４）に逆並列接続された第１及び第２の負側高速ダイオードＤｕ３，Ｄｕ４（Ｄｖ３，Ｄｖ４、Ｄｗ３，Ｄｗ４）、第１及び第２の負側自己消弧素子Ｓｕ３，Ｓｕ４（Ｓｖ３，Ｓｖ４、Ｓｗ３，Ｓｗ４）の共通接続点と中性接続点Ｏとの間に介挿された負側クランプダイオードＤｕ６（Ｄｖ６、Ｄｗ６）とで負側アームが形成され、更に、前記電力用ダイオード整流器ＲＥＣの交流端子にリカバリ電流抑制リアクトルＬａを介して交流端子が接続され、３レベルの交流電圧の出力を可能とする電圧形自励式電力変換器ＮＰＣと、
前記電圧形自励式電力変換器ＮＰＣの第１及び第２の正側自己消弧素子Ｓｕ１，Ｓｕ２（Ｓｖ１，Ｓｖ２、Ｓｗ１，Ｓｗ２）並びに第１及び第２の負側自己消弧素子Ｓｕ３，Ｓｕ４（Ｓｖ３，Ｓｖ４、Ｓｗ３，Ｓｗ４）に対してスイッチング制御信号ｇｕ１〜ｇｕ４（ｇｖ１〜ｇｖ４、ｇｗ１〜ｇｗ４）を出力する電力変換器制御回路ＰＴＣと、
前記正側直流端子Ｐ及び中性接続点Ｏ間、並びに前記中性接続点Ｏ及び負側直流端子Ｎ間にそれぞれ接続され、力行時には負荷装置ＬＯＡＤに対して電力供給を行うと共に、回生時には負荷装置ＬＯＡＤから電力供給を受ける正側直流平滑コンデンサＣｄ１及び負側直流平滑コンデンサＣｄ２と、
を備え、
更に、前記電圧形自励式電力変換器ＮＰＣは、前記第１の負側自己消弧素子Ｓｕ３（Ｓｖ３、Ｓｗ３）、及び前記第２の正側自己消弧素子Ｓｕ２（Ｓｖ２、Ｓｗ２）のそれぞれのスイッチング動作により発生するリカバリ電流につき、前記第１及び第２の正側高速ダイオードＤｕ１，Ｄｕ２（Ｄｖ１，Ｄｖ２、Ｄｗ１，Ｄｗ２）から正側電力用ダイオードＰＤ１（ＰＤ３，ＰＤ５）への転流、及び前記第１及び第２の負側高速ダイオードＤｕ３，Ｄｕ４（Ｄｖ３，Ｄｖ４、Ｄｗ３，Ｄｗ４）から負側電力用ダイオードＰＤ２（ＰＤ４，ＰＤ６）への転流を促進するため、前記第１の正側高速ダイオードＤｕ１（Ｄｖ１、Ｄｗ１）及び第２の負側高速ダイオードＤｕ４（Ｄｖ４、Ｄｗ４）の電位をそれぞれ正側及び負側に上昇させる正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段を有するものである、
ことを特徴とするハイブリッド式電力変換装置。
【請求項２】
前記電力変換器制御回路ＰＴＣは、前記交流電源ＳＵＰからの入力電流Ｉｓを制御することにより、直列接続された前記正側直流平滑コンデンサＣｄ１及び負側直流平滑コンデンサＣｄ２に印加される和電圧Ｖｄを制御するものである、
ことを特徴とする請求項１記載のハイブリッド式電力変換装置。
【請求項３】
前記電力変換器制御回路ＰＴＣは、前記交流電源ＳＵＰからの入力電流Ｉｓの制御を、前記交流電源ＳＵＰの電圧に対して交流側端子電圧Ｖｃの位相角φを調整し、且つそのときの交流側端子電圧Ｖｃについてのパルスパターンを固定する固定パルス位相制御により行うものである、
ことを特徴とする請求項２記載のハイブリッド式電力変換装置。
【請求項４】
前記固定パルス位相制御に用いるパルスパターンの固定パルス数が、１パルス、３パルス、５パルスのいずれかである、
ことを特徴とする請求項３記載のハイブリッド式電力変換装置。
【請求項５】
前記正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段は、前記第１の正側高速ダイオードＤｕ１（Ｄｖ１、Ｄｗ１）及び第２の負側高速ダイオードＤｕ４（Ｄｖ４、Ｄｗ４）にそれぞれ直列接続される正側直列抵抗Ｒａ１（Ｒａ３，Ｒａ５）及び負側直列抵抗Ｒａ２（Ｒａ４，Ｒａ６）である、
ことを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載のハイブリッド式電力変換装置。
【請求項６】
前記正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段は、正側補助直流電圧源Ｅｏ１及び負側補助直流電圧源Ｅｏ２である、
ことを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載のハイブリッド式電力変換装置。
【請求項７】
前記正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段は、正側補助直流平滑コンデンサＣｏ１及び負側補助直流平滑コンデンサＣｏ２である、
ことを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載のハイブリッド式電力変換装置。
【請求項８】
前記正側補助直流平滑コンデンサＣｏ１及び負側補助直流平滑コンデンサＣｏ２にそれぞれ放電抵抗Ｒｏ１，Ｒｏ２を接続した、
ことを特徴とする請求項７記載のハイブリッド式電力変換装置。
【請求項９】
前記正側補助直流平滑コンデンサＣｏ１及び負側補助直流平滑コンデンサＣｏ２に蓄積された電力を前記正側直流平滑コンデンサＣｄ１及び負側直流平滑コンデンサＣｄ２に回生する正側電力回生回路ＣＨ１及び負側電力回生回路ＣＨ２を設けた、
ことを特徴とする請求項７記載のハイブリッド式電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電気鉄道直流き電システムにおける変電所等の地上設備で用いられる電力変換装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
電気鉄道直流き電システムにおける変電所等の地上設備で用いられる電力変換装置については、３相ブリッジ結線された電力用ダイオード整流器により３相交流電力を直流電力に変換する方式が多く採用されている（例えば、特許文献１参照）。この方式は過負荷耐量に優れ、変換器コストが安くできる利点を有する。
しかし、電車が回生ブレーキをかけたときにその電力を交流電源側に回生できず、しばしば回生失効を起こすという欠点がある。また、負荷電流依存性があり、直流き電電圧が負荷によって大きく変動するという欠点もある。
【０００３】
そこで、電圧形自励式電力変換器により電力変換を行う方式が採用されることがある（例えば、特許文献２参照）。図１６は、電圧形自励式電力変換器として電力回生可能なＰＷＭコンバータ（パルス幅変調制御コンバータ）を用いた従来の電力変換装置の構成図である。図中、Ｒ，Ｓ，Ｔは３相交流電源ＳＵＰの端子、Ｌｓは交流リアクトル、ＣＮＶはＰＷＭコンバータ（電圧形自励式電力変換器）、Ｃｄは直流平滑コンデンサ，ＩＮＶは３相出力のＶＶＶＦ（可変電圧可変周波数）インバータ、Ｍは交流電動機、ＰＴＣは電力変換器制御回路をそれぞれ示す。
【０００４】
この電力変換器制御回路ＰＴＣは、比較器Ｃ１，Ｃ２、電圧制御補償器Ｇｖ（Ｓ），乗算器ＭＬ，電流制御補償器Ｇｉ（Ｓ）、及びパルス幅変調制御回路ＰＷＭＣを有している。図中、破線で囲まれた部分はＲ，Ｓ，Ｔの各相用の回路であり、図ではＲ相部分のみを詳しく示しているが、Ｓ相及びＴ相も同様に構成されている。但し、Ｓ相及びＴ相の各乗算器ＭＬの下側入力端子にはＳｉｎ｛ωｔ＋（２／３）π｝，Ｓｉｎ｛ωｔ−（２／３）π｝が入力される。
【０００５】
ＰＷＭコンバータＣＮＶは、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄが指令値Ｖｄ＊に一致するように入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔを制御する。すなわち、電圧指令値Ｖｄ＊と電圧検出値Ｖｄとの偏差は制御補償器Ｇｖ（Ｓ）で増幅され、入力電流の振幅指令値Ｉｓｍとされる。乗算器ＭＬでＲ相の電圧に同期した単位正弦波ｓｉｎωｔと入力電流の振幅指令値Ｉｓｍとが乗算され、これがＲ相の電流指令値Ｉｒ＊とされる。
【０００６】
Ｒ相電流指令値Ｉｒ＊とＲ相電流検出値Ｉｒとが比較され、その偏差が電流制御補償器Ｇｉ（Ｓ）で反転増幅される。通常、比例増幅が使われ、Ｇｉ（Ｓ）＝−Ｋｉとなる。Ｋｉは比例定数である。Ｇｉ（Ｓ）の出力である電圧指令値ｅｒ＊＝−Ｋｉ×（Ｉｒ＊−Ｉｒ）がＰＷＭ制御回路ＰＷＭＣに入力され、コンバータＣＮＶのＲ相の自己消弧素子Ｓ１，Ｓ２のゲート信号ｇ１，ｇ２が生成される。
【０００７】
ＰＷＭ制御回路ＰＷＭＣは、電圧指令値ｅｒ＊とキャリア信号Ｘ（例えば、１ｋＨｚの三角波）とを比較し、ｅｒ＊＞Ｘのときは、素子Ｓ１をオンさせ（Ｓ２はオフ）、ｅｒ＊＜Ｘのときは、素子Ｓ２をオン（Ｓ１はオフ）させる。この結果、コンバータＣＮＶのＲ相電圧Ｖｒは電圧指令値ｅｒ＊に比例した電圧を発生する。
【０００８】
Ｉｒ＊＞Ｉｒの場合、電圧指令値ｅｒ＊は負の値となり、Ｉｒを増加させる。
逆に、Ｉｒ＊＜Ｉｒの場合、電圧指令値ｅｒ＊は正の値となり、Ｉｒを減少させる。故に、Ｉｒ＊＝Ｉｒとなるように制御される。Ｓ相，Ｔ相の電流も同様に制御される。
【０００９】
また、直流平滑コンデンサに印加される電圧Ｖｄは、次のように制御される。
すなわち、Ｖｄ＊＞Ｖｄとなった場合、入力電流の振幅指令値Ｉｓｍが増加する。各相の電流指令値は電源電圧と同相となり、Ｉｓｍに比例した有効電力Ｐｓが交流電源ＳＵＰから直流平滑コンデンサＣｄに供給されることになる。この結果。Ｖｄが上昇し、Ｖｄ＊＝Ｖｄとなるように制御される。
【００１０】
逆に、Ｖｄ＊＜Ｖｄとなった場合、入力電流の振幅指令値Ｉｓｍは負の値となり、交流電源側に電力Ｐｓを回生する。故に、直流平滑コンデンサＣｄの蓄積エネルギーが減少し、Ｖｄが減って、やはり、Ｖｄ＊＝Ｖｄとなるように制御される。
【００１１】
ＶＶＶＦインバータＩＮＶ及び交流電動機Ｍは、直流平滑コンデンサＣｄを電圧源とする負荷で、力行運転時はコンデンサＣｄのエネルギーを消費し、Ｖｄを減少させる方向に働く。また、回生運転時はその回生エネルギーを平滑コンデンサＣｄにもどすため、Ｖｄを上昇させる方向に働く。前述のようにＰＷＭコンバータＣＮＶによって直流電圧Ｖｄが一定になるように制御されるため、自動的に、力行運転では交流電源から見合った有効電力が供給され、回生運転時では回生エネルギーに見合った有効電力が交流電源側に回生されることになる。
【００１２】
このように、ＰＷＭコンバータを用いた従来装置によれば、直流電圧を安定化することができ、電力回生が可能となり、電気鉄道の直流き電システムでの回生失効の問題も解決される。
【００１３】
【特許文献１】
特開平８−２４２５０２号公報（第４頁、図２）
【特許文献２】
特開平７−７９５６７号公報（第１８頁、図１）
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、ＰＷＭコンバータは、高周波でスイッチングを行うためスイッチング損失が大きくなる欠点がある。また、スイッチング素子は、しゃ断電流として交流入力電流の最大値を切る能力が必要となる。従って、短時間の過負荷（例えば、定格電流の３００％）でもそのしゃ断電流に耐えるように設計しなければならず、電力変換器として大きなものが必要となり、不経済なシステムとなってしまう問題がある。
【００１５】
このように、従来装置では、電力回生が可能な電力変換器として、パルス幅変調制御による自励式変換器（ＰＷＭコンバータと呼ぶ）を用いた場合、ダイオード整流器を用いた場合に比べるとコストが高く、過負荷耐量も大きく出来ないという難点がある。また、ＰＷＭ制御に伴うスイッチング損失が大きくなり、変換器効率が悪い等の問題もあった。
【００１６】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、過負荷耐量に優れ、電力回生が可能で、変換器効率が高く、経済的な電力変換装置を提供することを目的としている。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するための手段として、請求項１記載の発明は、正側アーム及び負側アームをそれぞれ形成する正側電力用ダイオードＰＤ１（ＰＤ３，ＰＤ５）及び負側電力用ダイオードＰＤ２（ＰＤ４，ＰＤ６）が正側直流端子Ｐ及び負側直流端子Ｎ間でブリッジ接続されて成り、交流電源ＳＵＰに交流リアクトルＬｓを介して交流端子が接続される電力用ダイオード整流器ＲＥＣと、正側直流端子Ｐ及び前記交流端子間で直列接続された第１及び第２の正側自己消弧素子Ｓｕ１，Ｓｕ２（Ｓｖ１，Ｓｖ２、Ｓｗ１，Ｓｗ２）、これら第１及び第２の正側自己消弧素子Ｓｕ１，Ｓｕ２（Ｓｖ１，Ｓｖ２、Ｓｗ１，Ｓｗ２）に並列接続された第１及び第２の正側高速ダイオードＤｕ１，Ｄｕ２（Ｄｖ１，Ｄｖ２、Ｄｗ１，Ｄｗ２）、第１及び第２の正側自己消弧素子Ｓｕ１，Ｓｕ２（Ｓｖ１，Ｓｖ２、Ｓｗ１，Ｓｗ２）の共通接続点と中性接続点Ｏとの間に介挿された正側クランプダイオードＤｕ５（Ｄｖ５、Ｄｗ５）とで正側アームが形成されると共に、前記交流端子及び負側直流端子Ｎ間で直列接続された第１及び第２の負側自己消弧素子Ｓｕ３，Ｓｕ４（Ｓｖ３，Ｓｖ４、Ｓｗ３，Ｓｗ４）、これら第１及び第２の負側自己消弧素子Ｓｕ３，Ｓｕ４（Ｓｖ３，Ｓｖ４、Ｓｗ３，Ｓｗ４）に並列接続された第１及び第２の負側高速ダイオードＤｕ３，Ｄｕ４（Ｄｖ３，Ｄｖ４、Ｄｗ３，Ｄｗ４）、第１及び第２の負側自己消弧素子Ｓｕ３，Ｓｕ４（Ｓｖ３，Ｓｖ４、Ｓｗ３，Ｓｗ４）の共通接続点と中性接続点Ｏとの間に介挿された負側クランプダイオードＤｕ６（Ｄｖ６、Ｄｗ６）とで負側アームが形成され、更に、前記電力用ダイオード整流器ＲＥＣの交流端子にリカバリ電流抑制リアクトルＬａを介して交流端子が接続され、３レベルの交流電圧の出力を可能とする電圧形自励式電力変換器ＮＰＣと、前記電圧形自励式電力変換器ＮＰＣの第１及び第２の正側自己消弧素子Ｓｕ１，Ｓｕ２（Ｓｖ１，Ｓｖ２、Ｓｗ１，Ｓｗ２）並びに第１及び第２の負側自己消弧素子Ｓｕ３，Ｓｕ４（Ｓｖ３，Ｓｖ４、Ｓｗ３，Ｓｗ４）に対してスイッチング制御信号ｇｕ１〜ｇｕ４（ｇｖ１〜ｇｖ４、ｇｗ１〜ｇｗ４）を出力する電力変換器制御回路ＰＴＣと、前記正側直流端子Ｐ及び中性接続点Ｏ間、並びに前記中性接続点Ｏ及び負側直流端子Ｎ間にそれぞれ接続され、力行時には負荷装置ＬＯＡＤに対して電力供給を行うと共に、回生時には負荷装置ＬＯＡＤから電力供給を受ける正側直流平滑コンデンサＣｄ１及び負側直流平滑コンデンサＣｄ２と、を備え、更に、前記電圧形自励式電力変換器ＮＰＣは、前記第１の負側自己消弧素子Ｓｕ３（Ｓｖ３、Ｓｗ３）、及び前記第２の正側自己消弧素子Ｓｕ２（Ｓｖ２、Ｓｗ２）のそれぞれのスイッチング動作により発生するリカバリ電流につき、前記第１及び第２の正側高速ダイオードＤｕ１，Ｄｕ２（Ｄｖ１，Ｄｖ２、Ｄｗ１，Ｄｗ２）から正側電力用ダイオードＰＤ１（ＰＤ３，ＰＤ５）への転流、及び前記第１及び第２の負側高速ダイオードＤｕ３，Ｄｕ４（Ｄｖ３，Ｄｖ４、Ｄｗ３，Ｄｗ４）から負側電力用ダイオードＰＤ２（ＰＤ４，ＰＤ６）への転流を促進するため、前記第１の正側高速ダイオードＤｕ１（Ｄｖ１、Ｄｗ１）及び第２の負側高速ダイオードＤｕ４（Ｄｖ４、Ｄｗ４）の電位をそれぞれ正側及び負側に上昇させる正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段を有するものである、ことを特徴とする。
【００１８】
上記のように、電力用ダイオード整流器ＲＥＣと３レベル出力が可能な自励式電力変換器（以下、３レベル出力電力変換器と呼ぶことがある）ＮＰＣとを組み合わせることによりハイブリッド式電力変換装置を構成することができる。この装置に適用できる交流の相数は、主として３相又は単相であるが、これらの相数に限定しなければならないわけではなく、その他の相数のものも含まれる。
【００１９】
例えば、相数が３の３相ハイブリッド式電力変換装置のＵ相につきにつき考えてみると、この３レベル出力電力変換器ＮＰＣは、通常、４個の自己消弧素子Ｓｕ１〜Ｓｕ４と４個の逆並列ダイオードＤｕ１〜Ｄｕ４及び２個のクランプ用高速ダイオードＤｕ５，Ｄｕ６で構成され、自己消弧素子Ｓｕ１〜Ｓｕ４を次のように２個ずつオンさせることにより、交流側電圧ＶｃＵとして、３レベルの電圧を出力する。ただし、直流平滑コンデンサＣｄ１とＣｄ２に印加される電圧は、それぞれ、Ｖｄ１＝Ｖｄ２＝Ｖｄ／２とする。
【００２０】
Ｓｕ１とＳｕ２がオン（Ｓｕ３とＳｕ４はオフ）のとき、ＶｃＵ＝＋Ｖｄ／２
Ｓｕ２とＳｕ３がオン（Ｓｕ１とＳｕ４はオフ）のとき、ＶｃＵ＝０
Ｓｕ３とＳｕ４がオン（Ｓｕ１とＳｕ２はオフ）のとき、ＶｃＵ＝−Ｖｄ／２
Ｖ相，Ｗ相も同様になる。
【００２１】
リカバリー電流抑制リアクトルＬａは、３レベル出力電力変換器ＮＰＣの自己消弧素子がオンしたときに電力用ダイオード整流器ＲＥＣの各ダイオードに過大なリカバリー電流が流れ込むのを抑える役目をする。Ｌａは数１０μＨのインダクタンス値で、通常の交流リアクトルＬｓと比べると、２桁ぐらい小さいものでよい。
【００２２】
３レベル出力電力変換器ＮＰＣを構成する自己消弧素子Ｓｕ１，Ｓｕ４に逆並列接続される高速ダイオードＤｕ１，Ｄｕ４の電位は、正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段によりそれぞれ正側及び負側に上昇させられる。
【００２３】
自己消弧素子Ｓｕ３に電流が流れているとき、例えば、電流が、Ｌａ→Ｓｕ３→Ｄｕ６→中点Ｏに流れているとき、当該素子Ｓｕ３をオフすると、その電流はまず高速ダイオードＤｕ２，Ｄｕ１に流れるが、正側高速ダイオード電位上昇手段により高速ダイオードＤｕ２，Ｄｕ１に逆バイアス電圧が印加され、Ｄｕ２，Ｄｕ１の電流が減少し、電力用ダイオードＰＤ１の電流が増加していく。リカバリ電流抑制リアクトルＬａの電流がゼロになった時点で高速ダイオードＤｕ２，Ｄｕ１から電力用ダイオードＰＤ１への転流が完了する。
【００２４】
また、自己消弧素子Ｓｕ２に電流が流れているとき、例えば、電流が中点Ｏ→Ｄｕ５→Ｓｕ２→Ｌａに流れているとき、当該素子Ｓｕ２をオフすると、その電流はまず高速ダイオードＤｕ４，Ｄｕ３に流れるが、負側高速ダイオード電位上昇手段により高速ダイオードＤｕ４，Ｄｕ３に逆バイアス電圧が印加され、当該Ｄｕ４，Ｄｕ３の電流が減少し、電力用ダイオードＰＤ２の電流が増加していく。リカバリ電流抑制リアクトルＬａの電流がゼロになった時点で高速ダイオードＤｕ４，Ｄｕ３から電力用ダイオードＰＤ２への転流が完了する。
【００２５】
この動作は、自己消弧素子Ｓｕ２，Ｓｕ３がスイッチングする度に行われる。転流の時間は、リカバリ電流抑制リアクトルＬａのインダクタンス分と正側高速ダイオード電位上昇手段又は負側高速ダイオード電位上昇手段のインピダンス分とで決まる時定数に比例し、当該転流時間を短くすれば、高速ダイオードに流れる実効電流も小さくなるので、電流定格の小さいダイオードで済ませることが可能となる。
【００２６】
正側高速ダイオード電位上昇手段を付加することにより、等価的に高速ダイオードＤｕ１，Ｄｕ２のオン電圧降下を増やす効果を得ることができ、電力用ダイオードＰＤ１のオン電圧降下Ｖｆａが前記高速ダイオードＤｕ１，Ｄｕ２のオン電圧降下Ｖｆｂと接近している場合でも、転流のための電圧を確保することができる。
【００２７】
本発明では、力行運転時は、大部分の電流が電力用ダイオード整流器ＲＥＣに流れるように制御することにより、３レベル出力電力変換器ＮＰＣのしゃ断電流を小さく抑えている。当該３レベル出力電力変換器ＮＰＣは、電源電圧に同期した一定のパルスパターン（１パルス，３パルス，５パルス等）で電源電圧に対する位相角φを制御することにより、入力電流を制御するもので、常に入力力率＝１付近で運転される。故に、３レベル出力電力変換器ＮＰＣを構成する自己消弧素子のスイッチングを、入力電流Ｉｓのゼロ点付近で行うようにすることにより、素子のしゃ断電流を小さくできる。
【００２８】
一方、回生運転時は、大部分の電流が３レベル出力電力変換器ＮＰＣの自己消弧素子に流れる。しかし、回生運転時も電源力率はほぼ１に制御され、自己消弧素子のスイッチングを電流ゼロ点付近で行うようにすることにより、素子のしゃ断電流は小さく抑えることが可能となる。
【００２９】
これにより、電力回生が可能で、高力率・高効率で低コストの３レベル出力ハイブリッド式電力変換装置を提供できる。
【００３０】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記電力変換器制御回路ＰＴＣは、前記交流電源ＳＵＰからの入力電流Ｉｓを制御することにより、直列接続された前記正側直流平滑コンデンサＣｄ１及び負側直流平滑コンデンサＣｄ２に印加される和電圧Ｖｄを制御するものである、ことを特徴とする。
【００３１】
電力変換装置の交流側端子を交流リアクトルＬｓを介して交流電源ＳＵＰに接続し、かつ直流側端子に負荷装置ＬＯＡＤを接続することにより、交流／直流電力変換装置として機能するようになる。負荷装置ＬＯＡＤが電力を消費することにより、直流平滑コンデンサＣｄ１，Ｃｄ２に印加される電圧の和Ｖｄは低下するが、その分交流電源ＳＵＰから供給される入力電流Ｉｓの有効分を増やすことにより、直流電圧Ｖｄは電圧指令値Ｖｄ＊に一致するように制御される。また、負荷装置ＬＯＡＤが、例えば、インバータと交流電動機とで構成されるような場合、電動機に回生ブレーキをかけると、そのエネルギーが一旦直流平滑コンデンサＣｄ１，Ｃｄ２に蓄積されるため、当該直流電圧の和Ｖｄは上昇する。このとき、入力電流Ｉｓの位相を反転させることにより有効電力が交流電源ＳＵＰに戻され、やはり、直流和電圧Ｖｄは電圧指令値Ｖｄ＊に一致するように制御される。これにより、電力回生が可能で、直流電圧安定化が図られ、高力率・高効率な経済的なハイブリッド式電力変換装置を提供できる。
【００３２】
請求項３記載の発明は、請求項２記載の発明において、前記電力変換器制御回路ＰＴＣは、前記交流電源ＳＵＰからの入力電流Ｉｓの制御を、前記交流電源ＳＵＰの電圧に対して交流側端子電圧Ｖｃの位相角φを調整し、且つそのときの交流側端子電圧Ｖｃについてのパルスパターンを固定する固定パルス位相制御により行うものである、ことを特徴とする。
【００３３】
電力変換器制御回路ＰＴＣは、３レベル出力電力変換器ＮＰＣを固定されたパルスパターンで動作させ、前記交流電源ＳＵＰの電圧Ｖｓに対する位相角φを調整することにより入力電流Ｉｓを制御している。３レベル出力電力変換器ＮＰＣは、固定パルスパターンで、交流電源電圧Ｖｓに同期したスイッチングを行う。直流電圧Ｖｄが一定ならば、変換器の交流側端子電圧Ｖｃの振幅値は一定になる。この状態で、電源電圧Ｖｓに対する交流側端子電圧Ｖｃの位相角φを変えることにより、交流リアクトルＬｓに印加される電圧（Ｖｓ−Ｖｃ）が変化し、入力電流Ｉｓ＝（Ｖｓ−Ｖｃ）／（ｊω・Ｌｓ）を調整することができる。
【００３４】
電源電圧Ｖｓに対する交流側端子電圧Ｖｃの位相角φを遅れ方向に増加させることにより、交流電源から供給される有効電力Ｐｓが増加する。逆に位相角φを進み方向に増やすと、有効電力Ｐｓが交流電源に回生される。ちなみに、位相角φ＝０では、有効電力の授受はない。入力電流Ｉｓの位相角は、電源電圧Ｖｓに対し、φ／２又は、π−φ／２となり、入力力率は、ｃｏｓ（φ／２）となる。また、入力電流Ｉｓと３レベル出力電力変換器ＮＰＣの交流側端子電圧Ｖｃとの位相差は、−φ／２又は、π＋φ／２となり、変換器力率は、ｃｏｓ（φ／２）となる。位相角φは、入力電流Ｉｓと交流リアクトルＬｓの値に依存する。位相角φは、過負荷運転時でも高々φ＝３０°程度で、力率はｃｏｓ１５°＝０．９６６となる。
【００３５】
３レベル出力電力変換器ＮＰＣを固定パルスパターンで制御する場合、入力電流Ｉｓの高調波成分が小さくなるようにスイッチングパターンを決めるが、上記のように変換器力率が１に近いため、電流Ｉｓのゼロ点付近でスイッチングが行われ、３レベル出力電力変換器ＮＰＣを構成する自己消弧素子の遮断電流は小さくて済む。これにより、電力回生が可能で、高力率・高効率で、低コストのハイブリッド式電力変換装置を提供できる。
【００３６】
請求項４記載の発明は、請求項３記載の発明において、前記固定パルス位相制御に用いるパルスパターンの固定パルス数が、１パルス、３パルス、５パルスのいずれかである、ことを特徴とする。
【００３７】
固定パルス数を多くするほど高調波の低減には有効であり、通常は、３パルス、５パルス等の奇数で設定される。
【００３８】
請求項５記載の発明は、請求項１乃至４のいずれかに記載の発明において、前記正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段は、前記第１の正側高速ダイオードＤｕ１（Ｄｖ１、Ｄｗ１）及び第２の負側高速ダイオードＤｕ４（Ｄｖ４、Ｄｗ４）にそれぞれ直列接続される正側直列抵抗Ｒａ１（Ｒａ３，Ｒａ５）及び負側直列抵抗Ｒａ２（Ｒａ４，Ｒａ６）である、ことを特徴とする。
【００３９】
高速ダイオード電位上昇手段としては種々のものを用いることができ、例えば、高速ダイオードに直列接続される抵抗を用いることができる。そして、自己消弧素子Ｓｕ３に電流が流れているとき、例えば、電流が、Ｌａ→Ｓｕ３→Ｄｕ６→中点Ｏに流れているとき、当該素子Ｓｕ３をオフすると、その電流はまず高速ダイオードＤｕ２，Ｄｕ１に流れるが、直列抵抗Ｒａ１の電圧降下により高速ダイオードＤｕ２，Ｄｕ１に逆バイアス電圧が印加され、Ｄｕ２，Ｄｕ１の電流が減少し、電力用ダイオードＰＤ１の電流が増加していく。リカバリ電流抑制リアクトルＬａの電流がゼロになった時点で高速ダイオードＤｕ２，Ｄｕ１から電力用ダイオードＰＤ１への転流が完了する。
【００４０】
また、自己消弧素子Ｓｕ２に電流が流れているとき、例えば、電流が中点Ｏ→Ｄｕ５→Ｓｕ２→Ｌａに流れているとき、当該素子Ｓｕ２をオフすると、その電流はまず高速ダイオードＤｕ４，Ｄｕ３に流れるが、直列抵抗Ｒａ２の電圧降下により高速ダイオードＤｕ４，Ｄｕ３に逆バイアス電圧が印加され、当該Ｄｕ４，Ｄｕ３の電流が減少し、電力用ダイオードＰＤ２の電流が増加していく。リカバリ電流抑制リアクトルＬａの電流がゼロになった時点で高速ダイオードＤｕ４，Ｄｕ３から電力用ダイオードＰＤ２への転流が完了する。
【００４１】
この動作は、自己消弧素子Ｓｕ２，Ｓｕ３がスイッチングする度に行われる。転流の時間は、時定数Ｔ＝Ｌａ／Ｒａに比例し、当該転流時間を短くすれば、高速ダイオードに流れる実効電流も小さくなり、電流定格の小さいダイオードで済ませることが可能となる。
【００４２】
直列抵抗Ｒａ１は等価的に高速ダイオードＤｕ１，Ｄｕ２のオン電圧降下を増やす効果があり、電力用ダイオードＰＤ１のオン電圧降下Ｖｆａが前記高速ダイオードＤｕ１，Ｄｕ２のオン電圧降下Ｖｆｂと接近している場合でも、転流のための電圧を確保することができる。
【００４３】
請求項６記載の発明は、請求項１乃至４のいずれかに記載の発明において、前記正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段は、正側補助直流電圧源Ｅｏ１及び負側補助直流電圧源Ｅｏ２である、ことを特徴とする。
【００４４】
高速ダイオード電位上昇手段としては種々のものを用いることができ、例えば、補助直流電圧源を用いることができる。そして、自己消弧素子Ｓｕ３に電流が流れているとき、例えば、電流がＬａ→Ｓ３→Ｄｕ５→中点Ｏに流れているとき、当該素子Ｓｕ３をオフすると、その電流はまず高速ダイオードＤｕ２，Ｄｕ１に流れるが、正側補助直流電圧源Ｅｏ１により高速ダイオードＤｕ２，Ｄｕ１に逆バイアス電圧が印加され、当該Ｄｕ２，Ｄｕ１の電流が減少し、電力用ダイオードＰＤ１の電流が増加していく。これを転流とよぶ。リカバリ電流抑制リアクトルＬａの電流がゼロになった時点で高速ダイオードＤｕ２，Ｄｕ１から電力用ダイオードＰＤ１への転流が完了する。
【００４５】
また、自己消弧素子Ｓｕ２に電流が流れているとき、例えば、電流が中点Ｏ→Ｄｕ５→Ｓｕ２→Ｌａに流れているとき、当該素子Ｓｕ２をオフすると、その電流はまず高速ダイオードＤｕ４，Ｄｕ３に流れるが、負側補助直流電圧源Ｅｏ２により高速ダイオードＤｕ４，Ｄｕ３に逆バイアス電圧が印加され、当該Ｄｕ４，Ｄｕ３の電流が減少し、電力用ダイオードＰＤ２の電流が増加していく。リカバリ電流抑制リアクトルＬａの電流がゼロになった時点で高速ダイオードＤｕ４，Ｄｕ３から電力用ダイオードＰＤ２への転流が完了する。
【００４６】
この動作は、自己消弧素子Ｓｕ２，Ｓｕ３がスイッチングする度に行われる。素子の遮断電流をＩとした場合、転流の時間は、Δｔ＝Ｌａ×（Ｉ／Ｅｏ）で決定され、当該転流時間を短くすれば、高速ダイオードＤｕ１〜Ｄｕ４に流れる実効電流も小さくなり、電流定格の小さいダイオードで済ませることができる。
【００４７】
補助直流電圧源Ｅｏ１，Ｅｏ２は、リカバリ電流抑制リアクトルＬａのエネルギーを吸収し、高速ダイオードＤｕ１〜Ｄｕ４から電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ２への転流をスムースに行う役目をする。故に、電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ２のオン電圧降下Ｖｆａが前記高速ダイオードＤｕ１〜Ｄｕ４のオン電圧降下Ｖｆｂと接近している場合でも、転流のための電圧を確保することができる。
【００４８】
請求項７記載の発明は、請求項１乃至４のいずれかに記載の発明において、前記正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段は、正側補助直流平滑コンデンサＣｏ１及び負側補助直流平滑コンデンサＣｏ２である、ことを特徴とし、また、請求項８記載の発明は、請求項７記載の発明において、前記正側補助直流平滑コンデンサＣｏ１及び負側補助直流平滑コンデンサＣｏ２にそれぞれ放電抵抗Ｒｏ１，Ｒｏ２を接続した、ことを特徴とする。
【００４９】
高速ダイオード電位上昇手段としては種々のものを用いることができ、例えば、補助直流平滑コンデンサを用いることができる。そして、自己消弧素子Ｓｕ３に電流が流れているとき、例えば、電流がＬａ→Ｓｕ３→Ｄｕ６→中点Ｏに流れているとき、当該素子Ｓｕ３をオフすると、その電流はまず高速ダイオードＤｕ２，Ｄｕ１に流れるが、正側補助直流平滑コンデンサＣｏ１により高速ダイオードＤｕ２，Ｄｕ１に逆バイアス電圧が印加され、当該Ｄｕ２，Ｄｕ１の電流が減少し、電力用ダイオードＰＤ１の電流が増加していく。これを転流とよぶ。リカバリ電流抑制リアクトルＬａの電流がゼロになった時点で高速ダイオードＤｕ２，Ｄｕ１から電力用ダイオードＰＤ１への転流が完了する。このとき、リカバリ電流抑制リアクトルＬａのエネルギー（１／２）Ｌａ×Ｉ２が、第１の補助直流平滑コンデンサＣｏ１に、（１／２）Ｃｏ１×Ｖ２のエネルギーとして、蓄えられる。放電抵抗Ｒｏ１は、コンデンサＣｏ１のエネルギーを消費し、次の転流に備える。
【００５０】
また、自己消弧素子Ｓｕ２に電流が流れているとき、例えば、電流が中点Ｏ→Ｄｕ５→Ｓｕ２→Ｌａに流れているとき、当該素子Ｓｕ２をオフすると、その電流はまず高速ダイオードＤｕ４，Ｄｕ３に流れるが、負側補助直流平滑コンデンサＣｏ２により高速ダイオードＤｕ４，Ｄｕ３の電流が減少し、電力用ダイオードＰＤ２の電流が増加していく。
リカバリ電流抑制リアクトルＬａの電流がゼロになった時点で高速ダイオードＤｕ４，Ｄｕ３から電力用ダイオードＰＤ２への転流が完了する。このとき、リカバリ電流抑制リアクトルＬａのエネルギー（１／２）Ｌａ×Ｉ２が、第２の補助直流平滑コンデンサＣｏ２に、（１／２）Ｃｏ２×Ｖ２のエネルギーとして、蓄えられる。同様に、放電抵抗Ｒｏ２は、コンデンサＣｏ２のエネルギーを消費し、次の転流に備える。
【００５１】
この動作は、自己消弧素子Ｓｕ２，Ｓｕ３がスイッチングする度に行われる。ここで、ＬａとＣｏ１（又はＣｏ２）の共振回路と考えると、リアクトルＬａのエネルギーがコンデンサＣｏ１（又はＣｏ２）に移る時間Δｔ１は、共振周波数ｆｒに対し、
Δｔ１＝１／（４・ｆｒ）＝（π／２）√（Ｌａ×Ｃｏ１）
となる。すなわち、素子Ｓｕ２又はＳｕ３がオフしてからΔｔ１後にリアクトルＬａの電流Ｉａはゼロになる。例えば、Ｌａ＝２０μＨ，Ｃｏ１＝２０００μＦとした場合、Δｔ１＝３１４μｓｅｃとなる。当該転流時間Δｔ１を短くすれば、高速ダイオードＤｕ１〜Ｄｕ４に流れる実効電流も小さくなり、電流定格の小さいダイオードで済ませることができる。
【００５２】
補助直流平滑コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２は、リカバリ電流抑制リアクトルＬａのエネルギーを吸収し、高速ダイオードＤｕ１〜Ｄｕ４から電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ２への転流をスムースに行う役目をする。故に、電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ２のオン電圧降下Ｖｆａが高速ダイオードＤｕ１〜Ｄｕ４のオン電圧降下Ｖｆｂと接近している場合でも、転流のための十分な電圧を確保することができる。
【００５３】
請求項９記載の発明は、請求項７記載の発明において、前記正側補助直流平滑コンデンサＣｏ１及び負側補助直流平滑コンデンサＣｏ２に蓄積された電力を前記直流平滑コンデンサＣｄに回生する正側電力回生回路ＣＨ１及び負側電力回生回路ＣＨ２を設けた、ことを特徴とする。
【００５４】
補助直流平滑コンデンサに一定以上のエネルギーが蓄積されたときは、これを放出させる必要がある。請求項８記載の発明では、このエネルギーを放出する手段として放電抵抗Ｒｏ１，Ｒｏ２を用いていたが、請求項９記載の発明では、放出するエネルギーを平滑コンデンサＣｄに回生して有効利用するようにしている。
【００５５】
そして、自己消弧素子Ｓｕ３に電流が流れているとき、例えば、電流がＬａ→Ｓｕ３→Ｄｕ６→中点Ｏに流れているとき、当該素子Ｓｕ３をオフすると、その電流はまず高速ダイオードＤｕ２，Ｄｕ１に流れるが、正側補助直流平滑コンデンサＣｏ１により高速ダイオードＤｕ２，Ｄｕ１に逆バイアス電圧が印加され、当該Ｄｕ２，Ｄｕ１の電流が減少し、電力用ダイオードＰＤ１の電流が増加していく。これを転流とよぶ。リカバリ電流抑制リアクトルＬａの電流がゼロになった時点で高速ダイオードＤｕ２，Ｄｕ１から電力用ダイオードＰＤ１への転流が完了する。このとき、リカバリ電流抑制リアクトルＬａのエネルギー（１／２）Ｌａ×Ｉａ２が、正側補助直流平滑コンデンサＣｏ１に、（１／２）Ｃｏ１×Ｖｏ２のエネルギーとして、蓄えられる。正側回生回路ＣＨ１は、例えば、昇圧チョッパ回路で構成され、コンデンサＣｏ１に蓄えられたエネルギーを、主直流平滑コンデンサＣｄ１に回生し、当該コンデンサＣｏ１に印加される電圧Ｖｏ１をほぼ一定に保つように制御する。これにより、次の転流に備える。
【００５６】
また、自己消弧素子Ｓｕ２に電流が流れているとき、例えば、電流が中点Ｏ→Ｄｕ５→Ｓｕ２→Ｌａに流れているとき、当該素子Ｓｕ２をオフすると、その電流はまず高速ダイオードＤｕ４，Ｄｕ３に流れるが、負側補助直流平滑コンデンサＣｏ２により高速ダイオードＤｕ４，Ｄｕ３の電流が減少し、電力用ダイオードＰＤ２の電流が増加していく。
リカバリ電流抑制リアクトルＬａの電流がゼロになった時点で高速ダイオードＤｕ４，Ｄｕ３から電力用ダイオードＰＤ２への転流が完了する。このとき、リカバリ電流抑制リアクトルＬａのエネルギー（１／２）Ｌａ×Ｉａ２が、負側補助直流平滑コンデンサＣｏ２に、（１／２）Ｃｏ２×Ｖｏ２のエネルギーとして、蓄えられる。
【００５７】
同様に、負側回生回路ＣＨ２は、例えば、昇圧チョッパ回路で構成され、コンデンサＣｏ２に蓄えられたエネルギーを、主直流平滑コンデンサＣｄ２に回生し、コンデンサＣｏ２に印加される電圧Ｖｏ２をほぼ一定に保つように制御する。これにより、次の転流に備える。
【００５８】
この動作は、自己消弧素子Ｓｕ２，Ｓｕ３がスイッチングする度に行われる。素子の遮断電流をＩ、補助直流平滑コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２に印加される電圧をＥｃｏとした場合、前記転流の時間は、Δｔ＝Ｌａ×（Ｉ／Ｅｃｏ）で決定され、当該転流時間を短くすれば、高速ダイオードＤｕ１〜Ｄｕ４に流れる実効電流も小さくなり、電流定格の小さいダイオードで済ませることができる。
【００５９】
補助直流平滑コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２に印加される電圧Ｅｃｏ１，Ｅｃｏ２は、リカバリ電流抑制リアクトルＬａのエネルギーを吸収し、高速ダイオードＤｕ１〜Ｄｕ４から電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ２への転流をスムースに行う役目をする。故に、電力用ダイオードＰＤ１のオン電圧降下Ｖｆａが高速ダイオードＤｕ１〜Ｄｕ４のオン電圧降下Ｖｆｂと接近している場合でも、転流のための電圧を十分に確保することができる。
【００６０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態を図に基づき説明する。但し、図１５と同様の構成要素には同一符号を付し、重複した説明は適宜省略することがある。図１は、第１の実施形態の要部構成を示す説明図であり、正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段として正側直列抵抗Ｒａ１及び負側直列抵抗Ｒａ２を用いた場合の構成を示している。なお、この図１では、交流電源ＳＵＰ、負荷装置ＬＯＡＤ、電力変換器制御回路ＰＴＣ等の図示を省略しており、また、電力用ダイオード整流器ＲＥＣ及び電圧形自励式電力変換器ＣＮＶを構成する電力用ダイオード及び自己消弧素子等については一対の正側及び負側の素子のみを図示して図面を簡略化している。このように図面を簡略化している理由には、図１の構成が、単相交流のにのみ適用するわけではなく、単相及び３相の双方、更にはそれ以外の多相交流に対しても適用可能であることが含まれている。
【００６１】
図１に示したハイブリッド式電力変換装置は、直列接続された正側及び負側の直流平滑コンデンサＣｄ１，Ｃｄ２と、当該直流平滑コンデンサＣｄ１，Ｃｄ２の直列回路の正側端子Ｐ及び負側端子Ｎとの間に接続された正側及び負側の自己消弧素子Ｓｕ１〜Ｓｕ４の直列回路と、カソード端子が正側端子Ｐに接続され、アノード端子が交流端子Ｕに接続された正側電力用ダイオードＰＤ１と、カソード端子が交流端子Ｕに接続され、アノード端子が負側端子Ｎに接続された負側電力用ダイオードＰＤ２と、第１の正側自己消弧素子Ｓｕ１に逆並列接続された第１の正側高速ダイオードＤｕ１と正側直列抵抗抵抗Ｒａ１の直列回路と、第２の正側自己消弧素子Ｓｕ２に逆並列接続された第２の正側高速ダイオードＤｕ２と、第１の負側自己消弧素子Ｓｕ３に逆並列接続された第１の負側高速ダイオードＤｕ３と、第２の負側自己消弧素子Ｓｕ４に逆並列接続された第２の負側高速ダイオードＤｕ４と負側直列抵抗Ｒａ２の直列回路と、カソード端子が第１の正側自己消弧素子Ｓｕ１と第２の正側自己消弧素子Ｓｕ２の接続点Ｘ１に接続され、アノード端子が直流平滑コンデンサＣｄ１，Ｃｄ２の共通接続点である中性接続点Ｏに接続された正側クランプダイオードＤｕ５と、アノード端子が第１の負側自己消弧素子Ｓｕ３と第２の負側自己消弧素子Ｓｕ４の接続点Ｘ３に接続され、カソード端子が直流平滑コンデンサＣｄ１，Ｃｄ２の共通接続点である中性接続点Ｏに接続された負側クランプダイオードＤｕ６と、交流側端子Ｕと第２の正側自己消弧素子Ｓｕ２及び第１の負側自己消弧素子Ｓｕ３の接続点Ｘ２との間に接続されたリカバリ電流抑制リアクトルＬａと、を具備している。
【００６２】
そして、電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ２が電力用ダイオード整流器ＲＥＣを構成し、自己消弧素子Ｓｕ１〜Ｓｕ４、高速ダイオードＤｕ１〜Ｄｕ４、直列抵抗Ｒａ１，Ｒａ２、及びクランプダイオードＤｕ５，Ｄｕ６が電圧形自励式電力変換器ＮＰＣを構成している。
【００６３】
なお、出願人は、上記の直列抵抗Ｒａ１，Ｒａ２が付加されていない構成（但し、３レベル出力電力変換器ではなく２レベル出力電力変換器を用いた構成である）を特願２００１−２７９９８１号により先行技術として既に提案している。この先行技術の構成では、電力用ダイオードと高速ダイオードとの間で順方向電圧降下分にあまり差がない場合には、自己消弧素子がオフしたときにリカバリ電流抑制リアクトルに流れる電流を速やかに減衰させることができなかった。図１の構成は、このような先行技術の欠点を是正しようとするものである。
【００６４】
リカバリ電流抑制リアクトルＬａは、自己消弧素子Ｓｕ１〜Ｓｕ４のいずれかがオンしたとき、電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ２に過大なリカバリ電流が流れ込むのを抑える役目をする。
【００６５】
例えば、電流Ｉｓが電力用ダイオードＰＤ１を介して流れていたとき、自己消弧素子Ｓｕ３がオンすると、前記電流ＩｓはＵ→Ｌａ→Ｓｕ３→Ｄｕ６→Ｏに移っていく。このとき、電力用ダイオードＰＤ１は内部キャリアが消滅するまで時間がかかり、すぐにオフすることはできず、その間、Ｐ→ＰＤ１→Ｌａ→Ｓｕ３→Ｄｕ６→Ｏの経路で、リカバリ電流が流れる。リアクトルＬａは当該リカバリ電流を抑える役目をする。当該リアクトルＬａが無い場合には、過大なリカバリ電流がＰＤ１及び自己消弧素子Ｓｕ３に流れて、ときには当該素子ＰＤ１やＳｕ３を壊すこともある。
【００６６】
電流Ｉｓの方向が反転して電力用ダイオードＰＤ２を介して流れているときに、自己消弧素子Ｓｕ２がオンした場合にも、同様に、リアクトルＬａによりＰＤ２のリカバリ電流を抑えることができる。リアクトルＬａの値は、電力用ダイオードの特性にもよるが、数１０μＨ程度が適当と考えられる。
【００６７】
次に、高速ダイオードＤｕ１〜Ｄｕ４と、それに直列接続された抵抗Ｒａ１，Ｒａ２の役割を説明する。電流Ｉｓが図１の矢印の向きに流れているとき、自己消弧素子Ｓｕ３をオンすると、当該電流Ｉｓは、Ｕ→Ｌａ→Ｓｕ３→Ｏの経路に流れる。この状態から次に、当該自己消弧素子Ｓｕ３をオフすると、リカバリ電流抑制リアクトルＬａに流れていた電流Ｉａは、高速ダイオードＤｕ２→Ｄｕ１→抵抗Ｒａ１を介して流れることになる。
【００６８】
ＰＤ１の順方向電圧降下をＶｆａ、Ｄｕ１とＤｕ２の順方向電圧降下の和をＶｆｂとした場合、抵抗Ｒａ１による電圧降下はＩａ×Ｒａ１となるので、リアクトルＬａには、ＶＬａ＝Ｖｆｂ＋Ｉａ×Ｒａ１−Ｖｆａの逆電圧が印加される。
【００６９】
Ｖｆａ＝Ｖｆｂとした場合、リアクトルＬａの電流Ｉａは、時定数Ｔ＝Ｌａ／Ｒａ１で減少していく。例えば、Ｌａ＝２０μＨ，Ｒａ１＝０．１Ωとした場合、電流Ｉａは、時定数Ｔ＝２００μｓｅｃで減衰する。リアクトルＬａの電流Ｉａが減少した分だけ電力用ダイオードＰＤ１の電流（Ｉｓ−Ｉａ）が増加し、次に自己消弧素子Ｓｕ３がオンするまでには、入力電流Ｉｓの大部分は、電力用ダイオードＰＤ１を介して流れるようになる。時定数Ｔ＝Ｌａ／Ｒａ１を長くすると、リアクトルＬａの電流Ｉａは次にＳｕ３がオンするまでに、十分に小さくならず、入力電流ＩｓをＰＤ１とＤ１で分担することになる。
【００７０】
次に、自己消弧素子Ｓｕ３がオンしたときに、高速ダイオードＤｕ１，Ｄｕ２にも電流が流れていると、当該高速ダイオードＤｕ１，Ｄｕ２にもリカバリ電流が流れる。しかし、電力用ダイオードＰＤ１に比べると、高速ダイオードＤｕ１，Ｄｕ２の内部キャリアの消滅時間は短く、リカバリ電流も小さいので、大きな問題にはならない。
【００７１】
抵抗Ｒａ１を大きくすると、時定数Ｔ＝Ｌａ／Ｒａ１は短くなり、高速ダイオードＤｕ１，Ｄｕ２に流れる電流の時間も短くなる。すると、Ｓｕ３がオフのとき、大部分の電流は電力用ダイオードＰＤ１に流れ、高速ダイオードＤｕ１，Ｄｕ２に流れる電流の平均値はわずかな値となる。故に、高速ダイオードＤｕ１，Ｄｕ２の電流容量を小さくすることができ、しかも、Ｓｕ３がオンするときには、Ｄｕ１，Ｄｕ２の電流は十分に小さくなっているので、リカバリ電流はほとんど流れない。
【００７２】
しかし、自己消弧素子Ｓｕ３がオフしたとき、抵抗Ｒａ１には、Ｉａ×Ｒａ１の電圧が発生し、その電圧が直流電圧Ｖｄ２＝Ｖｄ／２に加えて素子Ｓｕ３に印加される。
例えば、Ｖｄ＝１５００Ｖ，Ｉａ＝１０００Ａ，Ｒａ１＝１Ωとした場合、素子Ｓｕ３のオフ時に印加される電圧は、（１５００Ｖ／２）＋１０００Ｖ＝１７５０Ｖとなってしまう。すなわち、自己消弧素子Ｓｕ３の耐圧を上げなければならなくなる。このことから、時定数Ｔ＝Ｌａ／Ｒａ１と、電圧降下Ｉａ×Ｒａ１を考慮しながら、最適な抵抗Ｒａ１を選択することが肝心となる。
【００７３】
入力電流Ｉｓが、図１と反対向きに流れているときは、リアクトルＬａは電力用ダイオードＰＤ２のリカバリ電流を抑制する役目を果たし、自己消弧素子Ｓｕ２及び高速ダイオードＤｕ３，Ｄｕ４及び抵抗Ｒａ２を含めて同様な動作をする。
【００７４】
図２は、第１の実施形態を３相交流用に限定した場合の構成図である。図中、ＳＵＰは３相交流電源、Ｌｓは交流リアクトル、ＲＥＣは電力用ダイオード整流器、ＮＰＣは３レベル出力電力変換器、Ｃｄ１，Ｃｄ２は正側及び負側の直流平滑コンデンサ，ＬＯＡＤは負荷装置（図１５のインバータＩＮＶ及び交流電動機Ｍに相当）を示している。
【００７５】
リカバリ電流抑制リアクトルＬａは、３レベル出力電力変換器ＮＰＣの自己消弧素子がオンしたときに電力用ダイオード整流器ＲＥＣの各ダイオードに過大なリカバリー電流が流れ込むのを抑える役目をする。通常Ｌａは数１０μＨのインダクタンス値で、交流リアクトルＬｓと比べると、２桁ぐらい小さいものでよい。
【００７６】
図３は、図２における３レベル出力電力変換器ＮＰＣに対する制御を行う電力変換器制御回路ＰＴＣの構成図である。この図に示すように、電力変換器制御回路ＰＴＣは、比較器Ｃ１，Ｃ２、加算器ＡＤ、電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）、電流制御補償回路Ｇｉ（Ｓ）、フィードフォワード補償器ＦＦ、リミッタ回路ＬＩＭ、座標変換回路Ｚ、電源同期位相検出回路ＰＬＬ、位相制御回路ＰＨＣを有している。
【００７７】
この電力変換器制御回路ＰＴＣでは、直流平滑コンデンサＣｄ１，Ｃｄ２に印加される和電圧Ｖｄ＝Ｖｄ１＋Ｖｄ２を検出し、比較器Ｃ１により、電圧指令値Ｖｄ＊と比較する。その偏差εｖを電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）により、積分又は比例増幅し、加算器ＡＤに入力する。一方、負荷装置ＬＯＡＤが消費する直流電流ＩＬｏａｄを検知し、フィードフォワード補償器ＦＦを介して、加算器ＡＤに入力する。加算器ＡＤの出力をリミッタ回路ＬＩＭを介して、電源ＳＵＰから供給される有効電流の指令値Ｉｑ＊を作る。座標変換器Ｚは、電源ＳＵＰから供給される３相入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの検出値をｄｑ軸（直流量）に変換する。座標変換されたｑ軸電流Ｉｑは有効電流検出値を、ｄ軸電流Ｉｄは無効電流検出値を表わす。
【００７８】
比較器Ｃ２により、有効電流指令値Ｉｑ＊と有効電流検出値Ｉｑとを比較し、その偏差εｉを電流制御補償回路Ｇｉ（Ｓ）により増幅して、位相角指令値φ＊とする。電源同期位相検出回路ＰＬＬは３相交流電源電圧に同期した位相信号θｒ，θｓ，θｔを作り、位相制御回路ＰＨＣに入力する。位相制御回路ＰＨＣは、前記位相角指令値φ＊と位相信号θｒ，θｓ，θｔを用いて中性点クランプ式電力変換器ＮＰＣの自己消弧素子Ｓｕ１〜Ｓｕ４，Ｓｖ１〜Ｓｖ４，Ｓｗ１〜Ｓｗ４のゲート信号ｇｕ１〜ｇｕ４，ｇｖ１〜ｇｖ４，ｇｗ１〜ｇｗ４を発生する。
【００７９】
図１及び図２、図３に示したハイブリッド式電力変換装置は、電源電圧に同期した一定のパルスパターン（１パルス，３パルス，５パルス等）で電源電圧に対する位相角φを制御することにより、入力電流を制御する。図４は、このときの制御動作を説明するための電圧・電流ベクトル図である。
【００８０】
図４において、Ｖｓは電源電圧、Ｖｃはハイブリッド式電力変換装置の交流側端子電圧、Ｉｓは入力電流、ｊωＬｓ・Ｉｓは交流リアクトルＬｓによる電圧降下分（ただし、交流リアクトルＬｓの抵抗分は十分小さいものとして無視した）を表わす。ベクトル的に、Ｖｓ＝Ｖｃ＋ｊωＬｓ・Ｉｓの関係がある。
【００８１】
電源電圧Ｖｓの波高値とハイブリッド式電力変換装置の交流側端子電圧Ｖｃの基本波波高値は大略一致するように合わせる。直流電圧Ｖｄは負荷側からの要求で決まる場合が多く、パルスパターンを決めると、交流出力電圧Ｖｃの基本波波高値は決まってしまう。そこで、電源側に変圧器ＴＲを設置し、その２次電圧をＶｓとして、波高値を合わせる。
【００８２】
入力電流Ｉｓは、電源電圧Ｖｓに対するハイブリッド式電力変換装置の交流側端子電圧Ｖｃの位相角φを調整することにより制御できる。すなわち、位相角φ＝０とすると、交流リアクトルＬｓに印加される電圧ｊωＬｓ・Ｉｓはゼロとなり、入力電流Ｉｓもゼロとなる。位相角（遅れ）φを増やしていくと、ｊωＬｓ・Ｉｓの電圧が増加し、入力電流Ｉｓもその値に比例して増加する。入力電流ベクトルＩｓは、電圧ｊωＬｓ・Ｉｓに対し９０°遅れており、電源電圧Ｖｓに対しては、φ／２だけ遅れたベクトルとなる。従って、電源側から見た入力力率は、ｃｏｓ（φ／２）となる。
【００８３】
一方、ハイブリッド式電力変換装置の交流側端子電圧をＶｃ’のように位相角φを進み方向に増やしていくと、交流リアクトルＬｓに印加される電圧ｊωＬｓ・Ｉｓも負となり、入力電流はＩｓ’のように、電源電圧Ｖｓに対し（π−φ／２）の位相角となる。すなわち、電力Ｐｓ＝Ｖｓ・Ｉｓは負となり、電力を電源に回生することができる。電源電圧Ｖｓを基準にして、交流側端子電圧Ｖｃを図の破線に沿ってＶｃ’の方向に回していくと、入力電流ベクトルＩｓは破線に沿ってＩｓ’の方向に変化する。
【００８４】
そして、図２及び図３において、有効電流Ｉｑは次のように制御される。すなわち、Ｉｑ＊＞Ｉｑとなった場合、電流制御補償回路Ｇｉ（Ｓ）の出力φ＊が増加し、入力電流Ｉｓを増加させる。入力力率≒１なので、有効電流Ｉｑが増加し、やがてＩｑ＊＝Ｉｑとなって落ち着く。逆に、Ｉｑ＊＜Ｉｑとなった場合、電流制御補償回路Ｇｉ（Ｓ）の出力φ＊が減少し又は負の値になり、入力電流Ｉｓを減少させる。入力力率≒１なので、有効電流Ｉｑが減少し、やはりＩｑ＊＝Ｉｑとなって落ち着く。
【００８５】
また、直流平滑コンデンサＣｄ１，Ｃｄ２に印加される電圧Ｖｄ＝Ｖｄ１＋Ｖｄ２は次のように制御される。すなわち、Ｖｄ＊＞Ｖｄとなった場合、電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）の出力が増加し、上記のようにＩｑ＊＝Ｉｑに制御されるので、有効電力が交流電源ＳＵＰから直流平滑コンデンサＣｄ１，Ｃｄ２に供給される。その結果、直流電圧Ｖｄが増加し、Ｖｄ＊＝Ｖｄとなるように制御される。逆に、Ｖｄ＊＜Ｖｄとなった場合、電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）の出力が減少し又は負の値となり、有効電力が直流平滑コンデンサＣｄから交流電源ＳＵＰ側に回生される。その結果、直流電圧Ｖｄが減少し、やはりＶｄ＊＝Ｖｄとなるように制御される。
【００８６】
図２及び図３の装置では、負荷がとる直流電流ＩＬｏａｄを検知し、その量に見合った有効電流を供給するようにフィードフォワード補償器ＦＦで補償量ＩｑＦＦ＊＝ｋ１・ＩＬｏａｄを演算し、加算器ＡＤに入力している。これにより、負荷が急変した場合、それに見合った入力電流（有効電流）Ｉｑが供給され、直流平滑コンデンサＣｄの印加電圧Ｖｄの変動を抑えている。
【００８７】
図５は、図３における位相制御回路ＰＨＣの構成図である。図中、ＡＤ１〜ＡＤ３は加減算器、ＰＴＮ１〜ＰＴＮ３はパルスパターン発生器を示す。加減算器ＡＤ１〜ＡＤ３は、位相信号θｒ，θｓ，θｔから前記位相角指令値φ＊を引き算し、新たな位相信号θｃｒ，θｃｓ，θｃｔを作る。当該新たな位相信号θｃｒ，θｃｓ，θｃｔは、０〜２πの周期関数で、電源周波数に同期して変化する。
【００８８】
パルスパターン発生器ＰＴＮ１〜ＰＴＮ３は、新たな位相信号θｃｒ，θｃｓ，θｃｔに対して、一定のパルスパターンとなるようにゲート信号ｇｕ１〜ｇｕ４、ｇｖ１〜ｇｖ４、ｇｗ１〜ｇｗ４を発生する。そして、このパルスパターン発生器ＰＴＮ１は、位相信号θｃｒに対するＲ相素子Ｓｕ１〜Ｓｕ４のパルスパターンをテーブル関数として記憶している。
【００８９】
図６は、このパルスパターン及びこれに基づく１パルス動作時の各信号波形を示す波形図である。図中、ＶｒはＲ相電源電圧、θｒは電源電圧Ｖｒに同期した位相信号で、０〜２πの間で変化する周期関数となる。新たな位相信号θｃｒ＝θｒ−φ＊は、０〜２πの間で変化する周期関数で、θｒの信号に対しφ＊だけ遅れた信号で与えられる。
【００９０】
すなわち、入力θｃｒに対し、次のようなゲート信号ｇｕ１〜ｇｕ４を出力し、３レベル出力変換器ＮＰＣの交流側端子電圧（Ｒ相）Ｖｃｒは、次のようになる。
【００９１】
０≦θｃｒ＜θ１  の範囲で、ｇｕ１＝０，ｇｕ２＝ｇｕ３＝１，ｇｕ４＝０（Ｓｕ２とＳｕ３：オン，Ｓｕ１とＳｕ４：オフ）となり、Ｖｃｒ＝０となる。ここで、θ１は角度δだけずれている。
【００９２】
θ１≦θｃｒ＜θ２  の範囲で、ｇｕ１＝ｇｕ２＝１，ｇｕ３＝ｇｕ４＝０（Ｓｕ１とＳｕ２：オン，Ｓｕ３とＳｕ４：オフ）となり、Ｖｃｒ＝＋Ｖｄｃ／２となる。
【００９３】
θ２≦θｃｒ＜θ３  の範囲で、ｇｕ１＝０，ｇｕ２＝ｇｕ３＝１，ｇｕ４＝０（Ｓｕ２とＳｕ３：オン，Ｓｕ１とＳｕ４：オフ）となり、Ｖｃｒ＝０となる。
【００９４】
θ３≦θｃｒ＜θ４  の範囲で、ｇｕ１＝ｇｕ２＝０，ｇｕ３＝ｇｕ４＝１（Ｓｕ１とＳｕ２：オフ，Ｓｕ３とＳｕ４：オン）となり、Ｖｃｒ＝−Ｖｄｃ／２となる。
【００９５】
θ４≦θｃｒ＜２π  の範囲で、ｇｕ１＝０，ｇｕ２＝ｇｕ３＝１，ｇｕ４＝０（Ｓｕ２とＳｕ３：オン，Ｓｕ１とＳｕ４：オフ）となり、Ｖｃｒ＝０となる。
【００９６】
すなわち、変換器ＮＰＣは３レベルの出力電圧を発生することができ、２レベル出力変換器に比較すると、入力電流Ｉｒの高調波は小さくなる。
【００９７】
角度δを一定にした場合、直流電圧Ｖｄが一定ならば、交流側端子電圧Ｖｃｒの振幅値は一定となる。Ｖｃｒの基本波Ｖｃｒ＊の位相は、電源電圧Ｖｒに対し位相角φだけ遅れている。Ｓ相，Ｔ相も同様に与えられる。
【００９８】
図７は、図６のパルスパターンでハイブリッド式電力変換装置を動作させた場合のＲ相各部動作波形を示す。なお、説明の便宜上、入力電流Ｉｒは正弦波としてリプル分を省略して描いている。
【００９９】
図７は力行運転時の動作波形を示すもので、変換器の交流出力電圧Ｖｃｒの基本波は電源電圧Ｖｒに対し、位相角φだけ遅れている。また、入力電流Ｉｒは電源電圧Ｖｒに対し、位相角（φ／２）だけ遅れて流れる。このとき、ＩＳｕ１〜ＩＳｕ４はＲ相の自己消弧素子Ｓｕ１〜Ｓｕ４の電流を、ＩＤｕ１〜ＩＤｕ４は逆並列ダイオード（高速ダイオード）Ｄｕ１〜Ｄｕ４の電流を、ＩＤｕ５，ＩＤｕ６はクランプ用高速ダイオードＤｕ５，Ｄｕ６の電流を、ＩＰＤ１，ＩＰＤ２は電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ２の電流を、それぞれ表わしている。以下に、そのときの動作を図２と図７を用いて説明する。
【０１００】
−φ＜θｃｒ＜−φ／２の期間では、Ｉｒ＜０で、自己消弧素子Ｓｕ３とＳｕ４がオン（Ｓｕ１とＳｕ２はオフ）しているので、Ｖｃｒ＝−Ｖｄ／２となり、電力用ダイオードＰＤ２を介して電流Ｉｒが流れている。
【０１０１】
次に、−φ／２＜θｃｒ＜θ４’の期間で、電流Ｉｒ＞０となり、素子Ｓｕ３とＳｕ４がオン状態にあるので、入力電流Ｉｒは、リアクトルＬａ→自己消弧素子Ｓｕ３，Ｓｕ４を介して流れるようになる。
【０１０２】
さらに、θ４’＜θｃｒ＜θ１の期間で、素子Ｓｕ２とＳｕ３がオン（Ｓｕ１とＳｕ４はオフ）し、Ｖｃｒ＝０となり、入力電流Ｉｒは、Ｌａ→自己消弧素子Ｓｕ３→クランプ用ダイオードＤｕ６の経路を流れる。
【０１０３】
次に、θ１＜θｃｒ＜π−φ／２の期間では、電流Ｉｒ＞０で、素子Ｓｕ１とＳｕ２がオン（Ｓｕ３とＳｕ４はオフ）となるので、Ｖｃｒ＝＋Ｖｄ／２となり、電流Ｉｒは、まず、高速ダイオードＤｕ１とＤｕ２及び直列抵抗Ｒａ１を介して流れる。このとき、リアクトルＬａの電流Ｉａは、抵抗Ｒａ１により時定数Ｔ＝Ｌａ／Ｒａ１で減衰していく。
電流Ｉａが減少すると、電力用ダイオードＰＤ１に、ＩＰＤ１＝Ｉｒ−Ｉａの電流が流れはじめ、最終的に、Ｉａ＝０，ＩＰＤ１＝Ｉｒとなる。
【０１０４】
π−φ／２＜θｃｒ＜θ２の期間では、入力電流はＩｒ＜０となるので、前記電力用ダイオードＰＤ１の電流ＩＰＤ１はゼロとなり、入力電流Ｉｒは、リアクトルＬａ及び自己消弧素子Ｓｕ１とＳｕ２を介して流れる。このとき、当該電力用ダイオードＰＤ１にはリカバリ電流はほとんど流れない。
【０１０５】
次に、θ２＜θｃｒ＜θ３の期間で、素子Ｓｕ２とＳｕ３がオン（Ｓｕ１とＳｕ４はオフ）し、Ｖｃｒ＝０となり、電流はＩｒ＜０で、中点Ｏ→クランプ用ダイオードＤｕ５→自己消弧素子Ｓｕ２→リアクトルＬａの経路で流れる。
【０１０６】
次に、θ３＜θｃｒ＜２π−φ／２の期間では、入力電流はＩｒ＜０で、素子Ｓｕ３とＳｕ４がオン（Ｓｕ１とＳｕ２はオフ）し、Ｖｃｒ＝−Ｖｄ／２となり、電流Ｉｒはまず、直列抵抗Ｒａ２と高速ダイオードＤｕ３，Ｄｕ４を介して流れる。このとき、リアクトルＬａの電流Ｉａは、抵抗Ｒａ２により時定数Ｔ＝Ｌａ／Ｒａ２で減衰していく。電流Ｉａが減少すると、電力用ダイオードＰＤ２に、ＩＰＤ２＝Ｉｒ−Ｉａの電流が流れはじめ、最終的に、Ｉａ＝０，ＩＰＤ２＝Ｉｒとなる。この動作を繰り返す。Ｓ相，Ｔ相も同様である。
【０１０７】
この場合、自己消弧素子Ｓｕ１とＳｕ４がしゃ断する最大電流Ｉｍａｘ１は、入力電流の波高値をＩｓｍとした場合、Ｉｍａｘ１＝Ｉｓｍ×ｓｉｎ（φ／２−δ）となる。例えば、φ＝２０°，δ＝８°の場合、Ｉｍａｘ１＝０．０３４９×Ｉｓ（ｐｅａｋ）  となる。
【０１０８】
また、自己消弧素子Ｓｕ２とＳｕ３がしゃ断する最大電流Ｉｍａｘ２は、入力電流の波高値をＩｓｍとした場合、Ｉｍａｘ２＝Ｉｓｍ×ｓｉｎ（φ／２＋δ）となる。例えば、φ＝２０°，δ＝８°の場合、Ｉｍａｘ１＝０．３０９×Ｉｓｍ  となる。
【０１０９】
図８は、回生運転時の動作波形（Ｒ相）を示すもので、変換器の交流側端子電圧Ｖｃｒの基本波は電源電圧Ｖｒに対し、位相角φだけ進んでいる。また、入力電流Ｉｒは、電源電圧の反転値−Ｖｒに対し、位相角（φ／２）だけ進んで流れる。なお、説明の便宜上、入力電流Ｉｒは正弦波としてリプル分を省略して描いている。このとき、ＩＳｕ１〜ＩＳｕ４はＲ相の自己消弧素子Ｓｕ１〜Ｓｕ４の電流を、ＩＤｕ１〜ＩＤｕ４は逆並列ダイオード（高速ダイオード）Ｄｕ１〜Ｄｕ４の電流を、ＩＤｕ５，ＩＤｕ６はクランプ用ダイオード（高速ダイオード）Ｄｕ５，Ｄｕ６の電流を、ＩＰＤ１，ＩＰＤ２は電力用ダイオードの電流を、それぞれ表わしている。以下に、そのときの動作を図２と図８を用いて説明する。
【０１１０】
まず、−δ＜θｃｒ＜θ１の期間では、電流Ｉｒ＞０で、素子Ｓｕ２とＳｕ３がオン（Ｓｕ１とＳｕ４はオフ）しているので、Ｖｃｒ＝０となり、電流Ｉｒは、リアクトルＬａ→自己消弧素子Ｓｕ３→クランプ用ダイオードＤｕ６→中点Ｏの経路を流れている。
【０１１１】
次に、θ１＜θｃｒ＜φ／２の期間では、入力電流Ｉｒ＞０で、素子Ｓｕ１とＳｕ２がオン（Ｓｕ３とＳｕ４はオフ）するので、交流側端子電圧はＶｃｒ＝＋Ｖｄ／２となり、電流Ｉｒは、まず、高速ダイオードＤｕ１，Ｄｕ２と直列抵抗Ｒａ１を介して流れる。このとき、リアクトルＬａの電流Ｉａは、抵抗Ｒａ１により時定数Ｔ＝Ｌａ／Ｒａ１で減衰していく。電流Ｉａが減少すると、電力用ダイオードＰＤ１に、ＩＰＤ１＝Ｉｒ−Ｉａの電流が流れはじめ、最終的に、Ｉａ＝０，ＩＰＤ１＝Ｉｒとなる。
【０１１２】
φ／２＜θｃｒ＜θ２の期間では、入力電流Ｉｒ＜０となり、素子Ｓｕ１とＳｕ２がオン（Ｓｕ３とＳｕ４はオフ）しているので、交流側端子電圧はＶｃｒ＝＋Ｖｄ／２で、電流Ｉｒは自己消弧素子Ｓｕ１とＳｕ２及びリアクトルＬａを介して流れる。
【０１１３】
さらに、θ２＜θｃｒ＜θ３の期間では、電流Ｉｒ＜０で、素子Ｓｕ２とＳｕ３がオン（Ｓｕ１とＳｕ４はオフ）するので、Ｖｃｒ＝０となり、電流Ｉｒは、中点Ｏ→クランプ用ダイオードＤｕ５→自己消弧素子Ｓｕ２→リアクトルＬａの経路で流れる。
【０１１４】
次に、θ３＜θｃｒ＜π＋φ／２の期間では、電流Ｉｒ＜０で、素子Ｓｕ３とＳｕ４がオン（Ｓｕ１とＳｕ２はオフ）するので、Ｖｃｒ＝−Ｖｄ／２となり、電流Ｉｒは、まず、直列抵抗Ｒａ２と高速ダイオードＤｕ３，Ｄｕ４を介して流れる。このとき、リアクトルＬａの電流Ｉａは、抵抗Ｒａ２により時定数Ｔ＝Ｌａ／Ｒａ２で減衰していく。電流Ｉａが減少すると、電力用ダイオードＰＤ２に、ＩＰＤ２＝Ｉｒ−Ｉａの電流が流れはじめ、最終的に、Ｉａ＝０，ＩＰＤ２＝Ｉｒとなる。
【０１１５】
π＋φ／２＜θｃｒ＜θ４の期間では、電流Ｉｒ＞０となり、素子Ｓｕ３とＳｕ４がオン（Ｓｕ１とＳｕ２はオフ）しているので、Ｖｃｒ＝−Ｖｄ／２で、電流Ｉｒは自己消弧素子Ｓｕ３とＳｕ４を介して流れる。この動作を繰り返す。Ｓ相，Ｔ相も同様である。
【０１１６】
回生運転時、自己消弧素子Ｓｕ１とＳｕ４がしゃ断する最大電流Ｉｍａｘ２は、入力電流の波高値をＩｓｍとした場合、Ｉｍａｘ２＝Ｉｓｍ×ｓｉｎ（φ／２＋δ）となる。また、自己消弧素子Ｓｕ２とＳｕ３がしゃ断する最大電流Ｉｍａｘ１は、入力電流の波高値をＩｓｍとした場合、Ｉｍａｘ１＝Ｉｓｍ×ｓｉｎ（φ／２−δ）となる。
【０１１７】
従って、回生運転時の入力電流Ｉｒの大部分は自己消弧素子に流れるが、当該素子Ｓｕ１〜Ｓｕ４のしゃ断電流は小さくてすみ、コストの安い電力変換装置を提供できる。
【０１１８】
力行，回生全てのモードで考えると、自己消弧素子Ｓｕ１〜Ｓｕ４がしゃ断する最大電流は、上記Ｉｍａｘ１又はＩｍａｘ２うち、大きい方の値となる。
【０１１９】
以上のように、本発明のハイブリッド式電力変換装置は、自己消弧素子Ｓｕ２又はＳｕ３がオフしたとき、抵抗Ｒａ１及びＲａ２の作用により、リカバリ電流抑制リアクトルＬａに流れていた電流は徐々に小さくなり、入力電流Ｉｒは、高速ダイオードＤｕ１〜Ｄｕ４から電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ２にスムースに移っていく。その転流時間は、時定数Ｔ＝Ｌａ／Ｒａに関係し、当該直列抵抗Ｒａ１，Ｒａ２の値を大きくすれば、転流時間を短縮できる。しかし、自己消弧素子Ｓｕ２やＳｕ３がオフしたとき、Ｉａ×Ｒａの電圧が直流電圧Ｖｄに加算されて当該自己消弧素子Ｓｕ２，Ｓｕ３に印加され、その分、耐圧の高い素子が必要になる。故に、上記時定数Ｔと素子耐圧を考慮して直列抵抗Ｒａ１，Ｒａ２を選択する必要がある。
【０１２０】
以上のように、本発明の電力変換装置は、電力用ダイオード整流器ＲＥＣと３レベル出力電力変換器ＮＰＣを組み合せることにより、入力電流Ｉｒの電流リプルを小さく抑えることができ、高調波の少ない電力変換装置を提供できる。また、変換器力率≒１付近で運転するため、自己消弧素子のしゃ断電流容量が小さいものを用意すればよく、コストの安いハイブリッド式電力変換装置を提供できる。
【０１２１】
図９は、第２の実施形態の要部を示す説明図であり、正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段として正側補助直流電圧源Ｅｏ１及び負側補助直流電圧源Ｅｏ２を用いた場合の構成を示している。この正側補助直流電圧源Ｅｏ１及び負側補助直流電圧源Ｅｏ２としては、例えば、バッテリーのような、充放電可能な２次電池などが用いられる。なお、図９は、正側及び負側の高速ダイオード電位上昇手段として正側及び負側の補助直流電圧源Ｅｏ１，Ｅｏ２を用いた以外は図１の構成と同じであるため、図１において既述した構成及び動作については極力重複した説明を省略することとする。
【０１２２】
次に、高速ダイオードＤｕ１〜Ｄｕ４と、それに直列接続された補助直流電圧源Ｅｏ１，Ｅｏ２の動作・役割を説明する。電流Ｉｓが図９の矢印の向きに流れているとき、自己消弧素子Ｓｕ３をオンすると、当該電流Ｉｓは、Ｕ→Ｌａ→Ｓｕ３→Ｏの経路に流れる。この状態から次に、当該自己消弧素子Ｓｕ３をオフすると、リカバリ電流抑制リアクトルＬａに流れていた電流Ｉａは、高速ダイオードＤｕ２→Ｄｕ１→補助直流電圧源Ｅｏ１を介して流れることになる。
【０１２３】
ＰＤ１の順方向電圧降下をＶｆａ、Ｄｕ１とＤｕ２の順方向電圧降下の和をＶｆｂとした場合、リアクトルＬａには、ＶＬａ＝Ｖｆｂ＋Ｅｏ１−Ｖｆａの逆電圧が印加される。
【０１２４】
Ｖｆａ＝Ｖｆｂとした場合、リアクトルＬａの電流は、Ｉａｏ−（Ｅｏ１／Ｌａ）×Δｔで、直線的に減少し、ゼロに至る。例えば、Ｉａｏ＝１０００Ａ，Ｌａ＝２０μＨ，Ｅｏ１＝２００Ｖとした場合、時間Δｔ＝０．１ｍｓｅｃで電流Ｉａはゼロになる。
【０１２５】
リアクトルＬａの電流Ｉａが減少した分だけ電力用ダイオードＰＤ１の電流ＩＰＤ１＝Ｉｓ−Ｉａが増加し、次に自己消弧素子Ｓｕ３がオンするまでには、入力電流Ｉｓの大部分は、電力用ダイオードＰＤ１を介して流れるようになる。
【０１２６】
補助直流電圧源の電圧Ｅｏ１を低くすると、リアクトルＬａの電流Ｉａは次にＳｕ３がオンするまでに、十分に小さくならず、入力電流ＩｓをＰＤ１とＤｕ１，Ｄｕ２で分担することになる。次に、自己消弧素子Ｓｕ３がオンしたときに、高速ダイオードＤｕ１，Ｄｕ２にも電流が流れていると、当該高速ダイオードＤｕ１，Ｄｕ２にもリカバリ電流が流れる。しかし、電力用ダイオードＰＤ１に比べると、高速ダイオードＤｕ１，Ｄｕ２の内部キャリアの消滅時間は短く、リカバリ電流も小さいので、大きな問題にはならない。
【０１２７】
補助直流電圧源の電圧Ｅｏ１を高くすると、転流時間Δｔは短くなり、高速ダイオードＤｕ１，Ｄｕ２に流れる電流の時間も短くなる。すると、Ｓｕ３がオフのとき、大部分の電流は電力用ダイオードＰＤ１に流れ、高速ダイオードＤｕ１，Ｄｕ２に流れる電流の平均値はわずかな値となる。故に、高速ダイオードＤｕ１，Ｄｕ２の電流容量を小さくすることができ、しかも、Ｓｕ３がオンするときには、Ｄｕ１，Ｄｕ２の電流は十分に小さくなっているので、リカバリ電流はほとんど流れない。しかし、自己消弧素子Ｓｕ３がオフしたとき、補助直流電圧源の電圧Ｅｏ１が直流電圧Ｖｄ２＝Ｖｄ／２に加えて素子Ｓｕ３に印加される。例えば、Ｖｄ＝１５００Ｖ，Ｅｏ１＝１０００Ｖとした場合、素子Ｓｕ３のオフ時に印加される電圧は、（１５００Ｖ／２）＋１０００Ｖ＝１７５０Ｖとなってしまう。すなわち、自己消弧素子Ｓｕ３の耐圧を上げなければならなくなる。このことから、転流時間Δｔと、自己消弧素子の耐圧を考慮しながら、最適な補助直流電圧源Ｅｏ１の電圧を選択することが肝心となる。
【０１２８】
入力電流Ｉｓが、図９と反対向きに流れているときは、リアクトルＬａは電力用ダイオードＰＤ２のリカバリ電流を抑制する役目を果たし、自己消弧素子Ｓｕ２及び高速ダイオードＤｕ３，Ｄｕ４及び補助直流電圧源Ｅｏ２を含めて同様な動作をする。
【０１２９】
図１０は、第２の実施形態を３相交流用に限定した場合の構成図である。すなわち、各相の高速ダイオードＤｕ１，Ｄｖ１，Ｄｗ１のカソード端子は、補助直流電圧源Ｅｏ１の正側端子に接続されており、各相下側アームの自己消弧素子Ｓｕ３，Ｓｖ３，Ｓｗ３がそれぞれオフしたときに、リカバリ電流抑制リアクトルＬａの電流Ｉａｒ，Ｉａｓ，Ｉａｔを補助直流電圧源Ｅｏ１を介して流すことにより、当該電流Ｉａｒ，Ｉａｓ，Ｉａｔを速やかに減衰させ、入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの大部分を電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ３，ＰＤ５を介して流すようにしている。
【０１３０】
同様に、各相の高速ダイオードＤｕ４，Ｄｖ４，Ｄｗ４のアノード端子は、補助直流電圧源Ｅｏ２の負側端子に接続されており、各相上側アームの自己消弧素子Ｓｕ２，Ｓｖ２，Ｓｗ２がそれぞれオフしたときに、リカバリ電流抑制リアクトルＬａの電流Ｉａｒ，Ｉａｓ，Ｉａｔを補助直流電圧源Ｅｏ２を介して流すことにより、当該電流Ｉａｒ，Ｉａｓ，Ｉａｔを速やかに減衰させ、入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの大部分を電力用ダイオードＰＤ２，ＰＤ４，ＰＤ６を介して流すようにしている。
【０１３１】
補助直流電圧源Ｅｏ１，Ｅｏ２は、リカバリ電流抑制リアクトルＬａのエネルギーを吸収し、高速ダイオードＤｕ１〜Ｄｕ４から電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ２への転流をスムースに行う役目をする。故に、電力用ダイオードＰＤ１のオン電圧降下Ｖｆａが高速ダイオードＤｕ１〜Ｄｕ４のオン電圧降下Ｖｆｂと接近している場合でも、転流のための十分な電圧を確保することができる。
【０１３２】
この図１０の構成も、正側及び負側の高速ダイオード電位上昇手段として正側及び負側の補助直流電圧源Ｅｏ１，Ｅｏ２を用いた以外は図２の構成と同じである。
したがって、その他の構成及び動作については図２において既述しているため、重複した説明を省略することとする。
【０１３３】
図１１は、第３の実施形態の要部を示す説明図であり、正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段として正側補助直流平滑コンデンサＣｏ１及び負側補助直流平滑コンデンサＣｏ２を用い、更に、これらコンデンサＣｏ１，Ｃｏ２に放電抵抗Ｒｏ１，Ｒｏ２を接続した場合の構成を示している。図１１は、正側及び負側の高速ダイオード電位上昇手段として正側及び負側の補助直流平滑コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２を用い、更にこれらに放電抵抗Ｒｏ１，Ｒｏ２を並列接続した以外は図１の構成と同じであるため、図１において記述した構成及び動作については極力重複した説明を省略することとする。
【０１３４】
次に、高速ダイオードＤｕ１〜Ｄｕ４と、それに直列接続された補助直流平滑コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２及び、当該補助コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２にそれぞれ並列接続された放電抵抗Ｒｏ１，Ｒｏ２の役割を説明する。電流Ｉｓが図１１の矢印の向きに流れているとき、自己消弧素子Ｓｕ３をオンすると、当該電流Ｉｓは、Ｕ→Ｌａ→Ｓｕ３→Ｏの経路に流れる。この状態から次に、当該自己消弧素子Ｓｕ３をオフすると、リカバリ電流抑制リアクトルＬａに流れていた電流Ｉａは、高速ダイオードＤｕ２→Ｄｕ１→補助直流平滑コンデンサＣｏ１の経路を流れることになる。当該コンデンサＣｏ１に印加される電圧Ｖｏ１は、Ｌａの蓄積エネルギーがＣｏ１に移ると考えて、
（１／２）Ｌａ×Ｉａ２＝（１／２）Ｃｏ１×Ｖｏ１２
の関係が成り立ち、Ｖｏ１＝Ｉａ×√（Ｌａ／Ｃｏ１）まで上昇する。例えば、Ｉａ＝１０００Ａ，Ｌａ＝２０μＨ，Ｃｏ１＝２０００μＦ  とした場合、Ｖｏ１＝１００Ｖ  となる。この電圧Ｖｏ１は、自己消弧素子Ｓｕ１，Ｓｕ２の耐圧に影響を与えるので、当該電圧Ｖｏ１があまり高くならないようにコンデンサＣｏ１の容量を決める。
【０１３５】
ここで、ＬａとＣｏ１により共振回路が形成されていると考えると、リアクトルＬａのエネルギーがコンデンサＣｏ１に移る時間Δｔ１は、共振周波数ｆｒ＝１／｛２π√（Ｌａ×Ｃｏ１）｝に対し、
Δｔ１＝１／（４・ｆｒ）＝（π／２）√（Ｌａ×Ｃｏ１）＝３１４μｓｅｃ
となる。すなわち、素子Ｓ２がオフしてからΔｔ１後にリアクトルＬａの電流Ｉａはゼロになる。
【０１３６】
リアクトルＬａの電流Ｉａの減少に伴い、電力用ダイオードＰＤ１の電流ＩＰＤ１＝Ｉｓ−Ｉａが増加し、次に自己消弧素子Ｓｕ３がオンするまでには、入力電流Ｉｓの大部分は、電力用ダイオードＰＤ１を介して流れるようになる。従って、高速ダイオードＤ１に流れる電流ＩＤ１（平均値）は小さく、電流容量の小さなもので済む。
また、自己消弧素子Ｓｕ３が次にオンするまでに、当該高速ダイオードＤｕ１，Ｄｕ２の電流は十分小さくなっており、再び素子Ｓｕ３がオンしたとき、高速ダイオードＤｕ１，Ｄｕ２にはリカバリ電流がほとんど流れない利点がある。
【０１３７】
コンデンサＣｏ１に蓄えられた電圧Ｖｏ１は、放電抵抗Ｒｏ１により放電し、次のスイッチングに備える。その放電時定数は、Ｔｏ＝Ｒｏ１×Ｃｏ１となり、例えば、Ｃｏ１＝２０００μＦ，Ｒｏ１＝１Ωとすると、Ｔｏ＝２ｍｓｅｃ  となる。
【０１３８】
以上のように、電力用ダイオードＰＤ１の順方向電圧降下Ｖｆａと高速ダイオードＤｕ１＋Ｄｕ２の順方向電圧降下Ｖｆｂとの間にあまり差が無い場合でも、素子Ｓｕ３がオフしたときにリカバリ電流抑制リアクトルＬａの電流を速やかに減衰させ、高速ダイオードＤｕ１，Ｄｕ２から電力用ダイオードＰＤ１への転流を実現することができる。
【０１３９】
入力電流Ｉｓが、図１１と反対向きに流れているときは、リアクトルＬａは電力用ダイオードＰＤ２のリカバリ電流を抑制する役目を果たし、自己消弧素子Ｓｕ２及び高速ダイオードＤｕ３，Ｄｕ６と補助直流平滑コンデンサＣｏ２及び放電抵抗Ｒｏ２を含めて同様な動作をする。
【０１４０】
図１２は、第３の実施形態を３相交流用に限定した場合の構成図である。すなわち、各相の高速ダイオードＤｕ１，Ｄｖ１，Ｄｗ１のカソード端子は、補助直流平滑コンデンサＣｏ１の正側端子に接続されており、各相下側アームの自己消弧素子Ｓｕ３，Ｓｖ３，Ｓｗ３がそれぞれオフしたときに、リカバリ電流抑制リアクトルＬａの電流Ｉａｒ，Ｉａｓ，Ｉａｔを補助直流平滑コンデンサＣｏ１を介して流すことにより、当該電流Ｉａｒ，Ｉａｓ，Ｉａｔを速やかに減衰させ、入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの大部分を電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ３，ＰＤ５を介して流すようにしている。
【０１４１】
同様に、高速ダイオードＤｕ４，Ｄｖ４，Ｄｗ４のアノード端子は、補助直流平滑コンデンサＣｏ２の負側端子に接続されており、上側アームの自己消弧素子Ｓｕ２，Ｓｖ２，Ｓｗ２がそれぞれオフしたときに、リカバリ電流抑制リアクトルＬａの電流Ｉａｒ，Ｉａｓ，Ｉａｔを補助直流平滑コンデンサＣｏ２を介して流すことにより、当該電流Ｉａｒ，Ｉａｓ，Ｉａｔを速やかに減衰させ、入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの大部分を電力用ダイオードＰＤ２，ＰＤ４，ＰＤ６を介して流すようにしている。
【０１４２】
補助直流平滑コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２は、前記リカバリ電流抑制リアクトルＬａのエネルギーを吸収し、高速ダイオードＤｕ１〜Ｄｕ４から電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ２への転流をスムースに行う役目をする。故に、電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ２のオン電圧降下Ｖｆａが前記高速ダイオードＤｕ１〜Ｄｕ４のオン電圧降下Ｖｆｂと近似している場合でも、転流のための十分な電圧を確保することができる。
【０１４３】
この図１２の構成も、正側及び負側の高速ダイオード電位上昇手段として正側及び負側の補助直流平滑コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２を用い、更にこれらに放電抵抗Ｒｏ１，Ｒｏ２を並列接続した以外は図２の構成と同じである。したがって、その他の構成及び動作については図２において既述しているため、重複した説明を省略することとする。
【０１４４】
図１３は、第４の実施形態の要部を示す説明図であり、正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段として正側補助直流平滑コンデンサＣｏ１及び補助直流平滑コンデンサＣｏ２を用い、更に、これらコンデンサＣｏ１，Ｃｏ２に蓄積された電力を正側及び負側の直流平滑コンデンサＣｄ１，Ｃｄ２に回生する正側回生回路ＣＨ１及び負側回生回路ＣＨ２を設けた場合の構成を示している。図１３は、正側及び負側の高速ダイオード電位上昇手段として正側及び負側の補助直流平滑コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２を用い、これらに蓄積された電力をＣＨ１，ＣＨ２によりＣｄ１，Ｃｄ２に回生するようにしたこと以外は図１の構成と同じであるため、図１において記述した構成及び動作については極力重複した説明を省略することとする。
【０１４５】
図１３において、昇圧チョッパ回路ＣＨ１は、自己消弧素子Ｑ１，環流ダイオードＤｃｈ１及び直流リアクトルＬｏ１で構成され、補助直流平滑コンデンサＣｏ１に蓄えられたエネルギーを正側直流平滑コンデンサＣｄ１に回生するようになっている。同様に、昇圧チョッパ回路ＣＨ２は、自己消弧素子Ｑ２，環流ダイオードＤｃｈ２及び直流リアクトルＬｏ２で構成され、負側補助直流平滑コンデンサＣｏ２に蓄えられたエネルギーを直流平滑コンデンサＣｄ１に回生するようになっている。
【０１４６】
次に、高速ダイオードＤｕ１〜Ｄｕ４と、それに直列接続された補助直流平滑コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２及び、当該補助コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２に蓄えられたエネルギーを主直流平滑コンデンサＣｄ１，Ｃｄ２に回生する昇圧チョッパＣＨ１，ＣＨ２の動作を説明する。
【０１４７】
電流Ｉｓが図１３の矢印の向きに流れているとき、自己消弧素子Ｓｕ３をオンすると、当該電流Ｉｓは、Ｕ→Ｌａ→Ｓｕ３→Ｄｕ６→Ｏの経路に流れる。この状態から次に、当該自己消弧素子Ｓｕ３をオフすると、リカバリ電流抑制リアクトルＬａに流れていた電流Ｉａは、高速ダイオードＤｕ２→Ｄｕ１→Ｃｏ１を介して流れることになる。当該直流平滑コンデンサＣｏ１の容量を十分大きな値にした場合、前記自己消弧素子Ｓ２のスイッチングの度に、リアクトルＬａのエネルギー（１／２）Ｌａ×Ｉａ２が、当該補助直流平滑コンデンサＣｏ１に移り、徐々に当該補助コンデンサＣｏ１に印加される電圧Ｖｏ１が増加する。
【０１４８】
昇圧チョッパ回路ＣＨ１は、補助直流平滑コンデンサＣｏ１の印加電圧Ｖｏ１がほぼ一定になるように、当該補助直流平滑コンデンサＣｏ１のエネルギーを主直流平滑コンデンサＣｄ１に回生する。すなわち、自己消弧素子Ｑ１をオンすると、Ｃｏ１（＋）→Ｑ１→Ｌｏ１→Ｃｏ１（−）の経路で電流が流れ、直流リアクトルＬｏ１の電流を増加させる。
【０１４９】
次いで、素子Ｑ１をオフすると、直流リアクトルＬｏ１の電流は、Ｌｏ１→Ｃｄ１→Ｄｃｈ１の経路で流れるようになり、Ｌｏ１のエネルギーは主直流平滑コンデンサＣｄ１に回生される。補助コンデンサＣｏ１に印加される電圧Ｖｏ１が指令値Ｖｏ＊より大きくなった場合は、直流リアクトルＬｏ１の電流を増加させ、回生電力を増やす。逆に、補助コンデンサＣｏ１に印加される電圧Ｖｏ１が指令値Ｖｏ＊より小さくなった場合は、直流リアクトルＬｏ１の電流を減少させ、回生電力を減らす。このようにして、補助直流平滑コンデンサＣｏ１に印加される電圧Ｖｏ１をほぼ一定に保つことができる。すなわち、補助直流平滑コンデンサＣｏ１は補助直流電圧源Ｖｏ１と考えることができる。
【０１５０】
また、電流Ｉｓが図１３の矢印の向きに流れているとき、前述したように、自己消弧素子Ｓ２をオンすると、当該電流Ｉｓは、Ｕ→Ｌａ→Ｓ２→Ｎの経路に流れ、この状態から次に、当該自己消弧素子Ｓ２をオフすると、リカバリ電流抑制リアクトルＬａに流れていた電流Ｉａは、高速ダイオードＤ１と補助直流平滑コンデンサＣｏ１（補助直流電圧源Ｖｏ１）を介して流れることになる。このとき、電力用ダイオードＰＤ１の順方向電圧降下をＶｆａ、高速ダイオードＤｕ１とＤｕ２の順方向電圧降下をＶｆｂとした場合、リアクトルＬａには、ＶＬａ＝Ｖｏ１＋Ｖｆｂ−Ｖｆａの逆電圧が印加される。
【０１５１】
Ｖｆａ＝Ｖｆｂとした場合、リアクトルＬａの電流Ｉａは、Ｉａｏ−（Ｖｏ１／Ｌａ）×Δｔで、直線的に減少し、ゼロに至る。例えば、Ｉａｏ＝１０００Ａ，Ｌａ＝２０μＨ，Ｖｏ１＝２００Ｖとした場合、時間Δｔ＝０．１ｍｓｅｃで電流Ｉａはゼロになる。
【０１５２】
リアクトルＬａの電流Ｉａの減少に伴い、電力用ダイオードＰＤ１の電流（Ｉｓ−Ｉａ）が増加し、次に自己消弧素子Ｓｕ３がオンするまでには、入力電流Ｉｓの大部分は、電力用ダイオードＰＤ１を介して流れるようになる。補助直流平滑コンデンサＣｏ１に印加される電圧Ｖｏ１の電圧を低くすると、上記転流時間Δｔが長くなり、リアクトルＬａの電流Ｉａは次にＳｕ３がオンするまでに、十分に小さくはならず、入力電流Ｉｓを電力用ダイオードＰＤ１と高速ダイオードＤｕ１，Ｄｕ２で分担することになる。次に、自己消弧素子Ｓｕ３がオンしたときに、高速ダイオードＤｕ１，Ｄｕ２にも電流が流れていると、当該高速ダイオードＤｕ１，Ｄｕ２にもリカバリ電流が流れる。しかし、電力用ダイオードＰＤ１に比べると、高速ダイオードＤｕ１，Ｄｕ２の内部キャリアの消滅時間は短く、リカバリ電流も小さいので、大きな問題にはならない。
【０１５３】
補助直流平滑コンデンサＣｏ１に印加される電圧Ｖｏ１を高くすると、転流時間Δｔは短くなり、高速ダイオードＤｕ１，Ｄｕ２に流れる電流の時間も短くなる。すると、Ｓｕ３がオフのとき、大部分の電流は電力用ダイオードＰＤ１に流れ、高速ダイオードＤｕ１，Ｄｕ２に流れる電流の平均値はわずかな値となる。故に、高速ダイオードＤｕ１，Ｄｕ２の電流容量を小さくすることができ、しかも、次にＳｕ３がオンするときには、Ｄｕ１，Ｄｕ２の電流は十分に小さくなっているので、リカバリ電流はほとんど流れない。
【０１５４】
しかし、自己消弧素子Ｓｕ３がオフしたとき、補助直流平滑コンデンサＣｏ１の印加電圧Ｖｏ１が主直流電圧Ｖｄ／２に加えて素子Ｓｕ３に印加される。例えば、Ｖｄ＝１５００Ｖ，Ｖｏ１＝１０００Ｖとした場合、素子Ｓｕ３のオフ時に印加される電圧は、７５０Ｖ＋１０００Ｖ＝１７５０Ｖとなってしまう。すなわち、自己消弧素子Ｓｕ３の耐圧を上げなければならなくなる。このことから、転流時間Δｔと、自己消弧素子の耐圧を考慮しながら、最適な補助直流平滑コンデンサＣｏ１の電圧Ｖｏ１を選択することが肝心となる。
【０１５５】
入力電流Ｉｓが、図１３と反対向きに流れているときは、リアクトルＬａは電力用ダイオードＰＤ２のリカバリ電流を抑制する役目を果たし、自己消弧素子Ｓｕ２及び高速ダイオードＤｕ３，Ｄｕ４と補助直流平滑コンデンサＣｏ２を含めて同様な動作をする。
【０１５６】
以上のように、電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ２の順方向電圧降下Ｖｆａと高速ダイオードＤｕ１〜Ｄｕ４の順方向電圧降下Ｖｆｂがあまり差が無い場合でも、素子Ｓｕ２やＳｕ３がオフしたとき、リカバリ電流抑制リアクトルＬａの電流を減衰させ、高速ダイオードＤｕ１〜Ｄｕ４から電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ２への速やかな転流を実現することができる。
【０１５７】
図１４は、第４の実施形態を３相交流用に限定した場合の構成図である。すなわち、正側昇圧チョッパ回路ＣＨ１は、自己消弧素子Ｑ１，環流ダイオードＤｃｈ１及び直流リアクトルＬｏ１で構成され、正側補助直流平滑コンデンサＣｏ１に蓄えられたエネルギーを正側直流平滑コンデンサＣｄ１に回生するようになっている。同様に、負側昇圧チョッパ回路ＣＨ２は、自己消弧素子Ｑ２，環流ダイオードＤｃｈ２及び直流リアクトルＬｏ２で構成され、負側補助直流平滑コンデンサＣｏ２に蓄えられたエネルギーを負側直流平滑コンデンサＣｄ２に回生するようになっている。
【０１５８】
この図１４の構成も、正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段として正側補助直流平滑コンデンサＣｏ１及び負側補助直流平滑コンデンサＣｏ２を用い、更に、これらコンデンサＣｏ１，Ｃｏ２に蓄積された電力を直流平滑コンデンサＣｄ１，Ｃｄ２に回生する正側回生回路ＣＨ１及び負側回生回路ＣＨ２を設けたこと以外は図２の構成と同じである。したがって、その他の構成及び動作については図２において既述しているため、重複した説明を省略することとする。
【０１５９】
【発明の効果】
以上のように、本発明によれば、過負荷耐量に優れ、電力回生が可能で、変換器効率が高く、経済的な電力変換装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態の要部構成を示す説明図。
【図２】本発明の第１の実施形態を３相交流用に限定した場合の構成図。
【図３】図２における３レベル出力電力変換器ＮＰＣに対する制御を行う電力変換器制御回路ＰＴＣの構成図。
【図４】図１及び図２、図３の構成において行われる固定パルス位相制御の動作を説明するための電圧・電流ベクトル図。
【図５】図３における位相制御回路ＰＨＣの構成図。
【図６】１パルスパターンの固定パルス位相制御に基づく図１又は図２の制御動作を説明するための波形図。
【図７】図６のパルスパターンにより力行運転を行った場合のＲ相各部の信号波形を示す波形図。
【図８】図６のパルスパターンにより回生運転を行った場合のＲ相各部の信号波形を示す波形図。
【図９】本発明の第２の実施形態の要部構成を示す説明図。
【図１０】本発明の第２の実施形態を３相交流用に限定した場合の構成図。
【図１１】本発明の第３の実施形態の要部構成を示す説明図。
【図１２】本発明の第３の実施形態を３相交流用に限定した場合の構成図。
【図１３】本発明の第４の実施形態の要部構成を示す説明図。
【図１４】本発明の第４の実施形態を３相交流用に限定した場合の構成図。
【図１５】従来装置の構成図。
【符号の説明】
ＳＵＰ  交流電源
ＲＥＣ  電力用ダイオード整流器
ＮＰＣ  ３レベル出力電力変換器（電圧形自励式電力変換器）
ＰＴＣ  電力変換器制御回路
Ｃｄ１  正側直流平滑コンデンサ
Ｃｄ２  負側直流平滑コンデンサ
ＬＯＡＤ  負荷装置
Ｌｓ  交流リアクトル
Ｌａ  リカバリ電流抑制リアクトル
Ｏ  中性接続点
ＰＤ１，ＰＤ３，ＰＤ５  正側電力用ダイオード
ＰＤ２，ＰＤ４，ＰＤ６  負側電力用ダイオード
Ｓｕ１（Ｓｖ１、Ｓｗ１）  第１の正側自己消弧素子
Ｓｕ２（Ｓｖ２、Ｓｗ２）  第２の正側自己消弧素子
Ｓｕ３（Ｓｖ３、Ｓｗ３）  第１の負側自己消弧素子
Ｓｕ４（Ｓｖ４、Ｓｗ４）  第２の負側自己消弧素子
Ｄｕ１（Ｄｖ１、Ｄｗ１）  第１の正側高速ダイオード
Ｄｕ２（Ｄｖ２、Ｄｗ２）  第２の正側高速ダイオード
Ｄｕ３（Ｄｖ３、Ｄｗ３）  第１の負側高速ダイオード
Ｄｕ４（Ｄｖ４、Ｄｗ４）  第２の負側高速ダイオード
Ｄｕ５（Ｄｖ５、Ｄｗ５）  正側クランプダイオード
Ｄｕ６（Ｄｖ６、Ｄｗ６）  負側クランプダイオード
Ｒａ１，Ｒａ３，Ｒａ５  正側直列抵抗（正側高速ダイオード電位上昇手段）
Ｒａ２，Ｒａ４，Ｒａ６  負側直列抵抗（負側高速ダイオード電位上昇手段）
Ｅｏ１  正側補助直流電圧源（正側高速ダイオード電位上昇手段）
Ｅｏ２  負側補助直流電圧源（負側高速ダイオード電位上昇手段）
Ｃｏ１  正側補助直流平滑コンデンサ（正側高速ダイオード電位上昇手段）
Ｃｏ２  負側補助直流平滑コンデンサ（負側高速ダイオード電位上昇手段）
Ｒｏ１，Ｒｏ２  放電抵抗
ＣＨ１  正側電力回生回路
ＣＨ２  負側電力回生回路
ｇｕ１〜ｇｕ４（ｇｖ１〜ｇｖ４、ｇｗ１〜ｇｗ４）  ゲート信号（スイッチング制御信号）
ＩＮＶ  インバータ
Ｍ  交流電動機
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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