(57)【要約】【課題】過電流制限を行った後、電流値が過電流制限値を下回るまでの時間の長短にかかわらず過電流状態にない限りＰＷＭ信号を有効にしＰＷＭ信号のパルス飛びの発生を防止する。【解決手段】ＰＷＭ制御部２０は２次側出力電圧と比例関係にあるフィードバック電圧Ｖｆｂと出力電圧設定用基準電圧との差分から生成される制御電圧ＶＥＡと三角波Ｔｒ２を比較して、フィードバック電圧に応じたパルス幅を有するＰＷＭ信号Ｄを生成し、基準電圧Ｖｒｅｆ４、Ｖｒｅｆ５とを備え（Ｖｒｅｆ４＞Ｖｒｅｆ５）、三角波Ｔｒ２がＶｒｅｆ４より高くなった場合にラッチ解除信号Ｒｒを発生させ、このタイミングでＯＣＬ判定を行なう。Ｖｒｅｆ５より低くなった場合に既に発生しているラッチ解除信号を解除させる。ＯＣＬ回路３０ではＤＣ−ＤＣコンバータにおいて過電流が検出されていない限り、ＰＷＭ信号発生前にＯＣＬ判定信号Ｐをラッチ解除信号により解除する。【選択図】        図２
2004343870.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
１次側コイルを介して直流電源に接続され且つＰＷＭ信号によりデューティ制御されるスイッチング素子のスイッチング動作に伴って、２次側コイルに誘起される電流から直流電圧を生成するＤＣ−ＤＣコンバータの過電流検出回路において、
ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、
前記１次側コイルまたは２次側コイルを流れる過電流を検出し、この過電流検出時に、前記ＰＷＭ信号を無効にして前記デューティ制御を停止するＯＣＬ判定信号を生成する過電流判定部と
を備え、
前記ＰＷＭ信号生成部は、前記ＯＣＬ判定信号を解除するラッチ解除信号を生成し、
前記過電流判定部は、前記過電流が検出されていない限り前記ＰＷＭ信号が有効になるように、前記ＯＣＬ判定信号を前記ラッチ解除信号により解除することを特徴とする過電流検出回路。
【請求項２】
ＰＷＭ信号生成部は、三角波を発生させる三角波発生回路を備え、
前記三角波発生回路により発生した前記三角波と、前記２次側出力と比例関係にあるフィードバック電圧と出力電圧設定用基準電圧との差分から生成される制御電圧とを比較して、前記フィードバック電圧に応じたパルス幅を有するＰＷＭ信号を生成するとともに、
それぞれ前記三角波の上下の頂点の電圧値を構成する２つの設定電圧値を有し、
前記三角波と一方の前記設定電圧値とを比較して、前記ラッチ解除信号を発生させ、
前記三角波と他方の前記設定電圧値とを比較して、前記ラッチ解除信号を解除することを特徴とする請求項１に記載の過電流検出回路。
【請求項３】
前記三角波の電圧波形は、立ち上がり時間と立ち下がり時間とが異なることを特徴とする請求項２に記載の過電流検出回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、過電流検出回路に係り、とくにスイッチング素子のスイッチング動作を用いたＤＣ−ＤＣコンバータの過電流検出回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
スイッチング素子のスイッチング動作を用いたＤＣ−ＤＣコンバータの過電流検出回路として、特許文献１および２に記載された回路が知られている。
特許文献１に示される回路では、過電流状態が所定時間継続した場合に、スイッチング素子のオフ制御を継続する。また、特許文献２に示される回路では、過電流検出時にＰＷＭ出力パルスおよび三角波を停止する。
【０００３】
【特許文献１】
特開２０００−１６６２２７号公報
【特許文献２】
特許第２８９２７６９号公報
【０００４】
さらに、ＤＣ−ＤＣコンバータの過電流検出回路として、図５に示すようなものがある。
トランス１の１次側には電流検出抵抗７が設けられ、その上流側の電位が過電流検出回路であるパルスバイパルスＯＣＬ回路４（以下、ＯＣＬ回路と呼ぶ）に入力される。また、トランス１の２次側には、２次側コイル１ｂの両端間に、ダイオード９，コンデンサ１０および電流検出抵抗８が設けられ、その一端の電圧が電流検出電圧ＣＬとしてＯＣＬ回路４に入力される。
また、トランス１の１次側に設けられたＰＷＭ制御部２は、トランス１の２次側の出力電圧Ｖｏｕｔ  に連動するフィードバック電圧Ｖｆｂを入力し、２次側の出力電圧Ｖｏｕｔ  が目標の値になるようなＰＷＭ信号（パルス幅変調信号）Ｄを出力する。
ＡＮＤ回路３にはＰＷＭ信号ＤおよびＯＣＬ回路４からのＯＣＬ判定信号Ｐが入力され、これらの信号の論理積が出力され、出力Ｇが、駆動回路５を介してスイッチング素子６をオン・オフ制御する。
ＯＣＬ回路４は、１次側の電流検出抵抗７に過電流が流れた場合および２次側の電流検出抵抗８に過電流が流れた場合、ＰＷＭ信号Ｄによるスイッチング素子６の制御にかかわらず、スイッチング素子６を強制的にオフして、トランス１に所定の電流以上の過電流が流れるのを防止する。
【０００５】
ここで、ＯＣＬ回路４は、図６に示す回路から構成され、入力された電流検出電圧ＣＬは、コンパレータ１１および１２により、基準電圧Ｖｒｅｆ１、基準電圧Ｖｒｅｆ２とそれぞれ比較される。コンパレータ１１および１２の出力はＮＯＲ回路１４に入力され、ＮＯＲ回路１４の出力として、過電流判定信号ＣＬ１が出力される。この過電流判定信号ＣＬ１は、トランス１の１次側または２次側が過電流の場合にＬとなり、いずれも過電流でない場合にＨとなる。したがって、過電流の場合は、ＳＲフリップフロップ回路１７のラッチセット信号（ＯＣＬ信号）ＲｓがＨになり、ＳＲフリップフロップ回路１７の出力として、ＯＣＬ判定信号ＰがＬとなるのでスイッチング素子６が強制的にオフされる。
【０００６】
一方、ＳＲフリップフロップ回路１７によりＬとなったＯＣＬ判定信号Ｐは、ＳＲフリップフロップ回路１７のラッチリセット信号ＲｒがＨになって初めてＨに戻る。
ラッチリセット信号Ｒｒは、ラッチ解除信号Ｌａと、過電流判定信号ＣＬ１とが入力されたＡＮＤ回路１６の出力信号である。
したがって、ラッチリセット信号Ｒｒは、過電流判定信号ＣＬ１がＨ、すなわち、トランス１の１次側、２次側のいずれもが過電流でない場合で且つラッチ解除信号ＬａがＨとなっている場合にＨになってＳＲフリップフロップ回路１７をリセットする。これにより、ＯＣＬ判定信号ＰはＨになり、スイッチング素子６の強制的オフを解除するように構成されている。
ラッチ解除信号Ｌａは、ＰＷＭ制御部２でＰＷＭ信号Ｄの生成に用いられる三角波Ｔｒ１を利用して生成される。
【０００７】
このラッチ解除信号ＬａおよびＰＷＭ信号Ｄの生成方法を図７に示す。
ＰＷＭ制御部２では、図示しない発振回路で三角波Ｔｒ１を発生させ、トランス１の２次側出力電圧と比例関係にあるフィードバック電圧Ｖｆｂと出力電圧設定用基準電圧との差分から生成される制御電圧ＶＥＡと、三角波Ｔｒ１を比較し、三角波Ｔｒ１が制御電圧ＶＥＡを下回る範囲で、ＰＷＭ信号ＤをＨにする。すなわち、ＰＷＭ制御部２は、三角波Ｔｒ１が制御電圧ＶＥＡを下回る時間分だけのパルス幅を有するＰＷＭ信号Ｄを生成し、フィードバック電圧Ｖｆｂに応じてＰＷＭ信号Ｄのパルス幅が変わるように構成されている。
ラッチ解除信号Ｌａは、上述した三角波Ｔｒ１と、ラッチ解除電圧としての基準電圧Ｖｒｅｆ３とをコンパレータ１３が比較した結果の出力である。コンパレータ１３は、三角波Ｔｒ１が、基準電圧Ｖｒｅｆ３より高い場合に、ラッチ解除信号ＬａはＨとなる。このラッチ解除信号ＬａがＨで、過電流判定信号ＣＬ１がＨのとき、ラッチリセット信号ＲｒがＨとなり、ＳＲフリップフロップ回路１７がリセットされ、ＯＣＬ判定信号ＰはＨとなり、過電流制限が解除される。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、ＯＣＬ回路４がこのように構成されていたのでは、トランス１に過電流が発生していないにもかかわらず、ＰＷＭ信号ＤをＯＣＬ判定信号Ｐにより無効にしてしまう場合がある。すなわちスイッチング素子６を強制的にオフしたままで、ＰＷＭ信号Ｄをスイッチング素子６に送ることができない、いわゆるパルス飛びの現象が発生してしまう場合がある。
【０００９】
このパルス飛びの現象を、図８のタイミングチャートを用いて具体的に説明する。
まず、条件１に示されるように、２次側電流（符号ａ参照）がＯＣＬ閾値を超えて過電流状態になると、ＯＣＬ判定信号Ｐによりスイッチング素子６が強制的にオフされる。その後、三角波Ｔｒ１の電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ３（ラッチ解除電圧）を上回り、ラッチ解除信号ＬａがＨであるときに（符号ｂ参照）、過電流状態が終了し過電流判定信号ＣＬ１がＨになっていれば、その時点で、ＯＣＬ判定信号Ｐは解除され（符号ｃ参照）、ＰＷＭ制御部２からスイッチング素子６に送られるＰＷＭ信号Ｄは有効になる。
ところが、条件２に示されるように、条件１と比較して、２次側電流がＯＣＬ閾値以下になるのに時間がかかった場合、ラッチ解除信号ＬａがＨであるときに（符号ｂ参照）、まだ、過電流状態にあるため、過電流判定信号ＣＬ１はＬ（過電流状態）のままである。この場合、図６のＡＮＤ回路１６において、過電流判定信号ＣＬ１がＬであるため、ラッチ解除信号ＬａがＨになっても、ラッチリセット信号ＲｒはＨにならず、ＯＣＬ判定信号ＰはリセットされずＬのままである（符号ｄ参照）。このため、スイッチング素子６は強制的にオフされたままであり、その後のＰＷＭ制御部２からのＰＷＭ信号Ｄは無効になり、過電流状態ではないにもかかわらず、スイッチング素子６をオンすることができないパルス飛びが発生する。
【００１０】
この発明は、このような課題を解決するためになされたもので、過電流制限を行った後、電流値が過電流制限値を下回るまでの時間の長短にかかわらず、過電流状態にない限りＰＷＭ信号を有効にし、ＰＷＭ信号のパルス飛びの発生を防止できる過電流検出回路を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
この発明の請求項１に係る過電流検出回路は、１次側コイルを介して直流電源に接続され且つＰＷＭ信号によりデューティ制御されるスイッチング素子のスイッチング動作に伴って、２次側コイルに誘起される電流から直流電圧を生成するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、１次側コイルまたは２次側コイルを流れる過電流を検出し、ＰＷＭ信号を無効にしてデューティ制御を停止するＯＣＬ判定信号を生成する過電流判定部とを備える。さらに、ＰＷＭ信号生成部では、ＯＣＬ判定信号を解除するラッチ解除信号を生成し、過電流判定部では、過電流が検出されていない限りＰＷＭ信号が有効になるように、ＯＣＬ判定信号をラッチ解除信号により解除することにより、ラッチ解除信号がＯＣＬ判定信号を確実に解除しＰＷＭ信号のパルス飛びを防止する。
【００１２】
また、ＰＷＭ信号生成部は、三角波発生回路により発生した三角波と、２次側出力と比例関係にあるフィードバック電圧に応じたパルス幅を有するＰＷＭ信号を生成する。過電流判定部は、三角波の上下の頂点の電圧値を構成する２つの設定電圧値を有し、三角波と一方の設定電圧値とを比較して、ラッチ解除信号を発生させ、三角波と他方の設定電圧値とを比較して、ラッチ解除信号を解除することができる。
【００１３】
さらに、三角波の電圧波形は、立ち上がり時間と立ち下がり時間とが異なるものにすることができる。これにより、ＰＷＭ信号が発生する直前にＯＣＬ判定信号を解除する。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下に、この発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
実施の形態１．
この発明の実施に係る過電流検出回路を用いたＤＣ−ＤＣコンバータの電気回路図を図１に示す。
トランス１の１次側コイル１ａの一端は電圧Ｖｉｎの直流電源に接続され、他端はスイッチング素子６に接続されている。スイッチング素子６には電流検出抵抗７の一端が接続され、電流検出抵抗７の他端はグランドに接地される。
また、トランス１の１次側に設けられたＰＷＭ制御部２０は、ＰＷＭ信号生成部を構成し、トランス１の２次側の出力電圧Ｖｏｕｔ  に連動するフィードバック電圧Ｖｆｂをフィードバック信号として入力し、２次側の出力電圧Ｖｏｕｔ  が目標の値になるように所定のＰＷＭ信号Ｄを出力する。
【００１５】
さらに、ＰＷＭ制御部２０のＰＷＭ信号Ｄは、ＡＮＤ回路３の入力側の一方に接続されている。このＡＮＤ回路３の入力側の他方は、ＯＣＬ判定信号Ｐを出力するＯＣＬ回路３０にも接続されている。したがって、ＡＮＤ回路３には、ＰＷＭ制御部２０からのＰＷＭ信号ＤおよびＯＣＬ回路３０からのＯＣＬ判定信号Ｐが入力され、これらの信号の論理積が出力される。この出力Ｇが、駆動回路５を介してスイッチング素子６をオン・オフ制御する。
【００１６】
一方、トランス１の２次側において、２次側コイル１ｂにダイオード９、平滑コンデンサ１０および電流検出抵抗８が接続され、電流検出抵抗８および平滑コンデンサ１０の一端がグランドに接地される。
【００１７】
また、ＯＣＬ回路３０には、電流検出抵抗７に生じる電圧および電流検出抵抗８に生じる電圧が電流検出電圧ＣＬとして入力される。
ここで、ＯＣＬ回路３０は、図２に示す回路から構成される。ＯＣＬ回路３０には、電流検出電圧ＣＬがそれぞれ入力されるコンパレータ３１および３２が設けられている。コンパレータ３１の出力は、ＮＯＲ回路３３の入力の一方に接続されている。このＮＯＲ回路３３の入力の他方は、コンパレータ３２の出力に接続されている。ＮＯＲ回路３３の出力はＮＯＴ回路３４の入力に接続され、さらにＮＯＴ回路３４の出力はＳＲフリップフロップ回路３５のセット端子Ｓに接続される。
【００１８】
一方、ＰＷＭ制御部２０には、コンパレータ２１および２２が設けられ、コンパレータ２１の出力はＳＲフリップフロップ回路２３のセット端子Ｓに接続され、コンパレータ２２の出力はＳＲフリップフロップ回路２３のリセット端子Ｒに接続されている。ＳＲフリップフロップ回路２３の出力端子Ｑは、ＯＣＬ回路３０のＳＲフリップフロップ回路３５のリセット端子Ｒに接続されている。したがって、ＳＲフリップフロップ回路２３の端子Ｑから出力されたラッチ解除信号ＲｒがＳＲフリップフロップ回路３５のリセット端子Ｒに、ラッチリセット信号として入力される。
【００１９】
また、ＰＷＭ制御部２０には、第１スイッチ（ＳＷ１）２４および第２スイッチ（ＳＷ２）２５が設けられている。第１スイッチ２４および第２スイッチ２５の間には、それぞれ第１定電流源２７ａおよび第２定電流源２７ｂが設けられている。第１定電流源２７ａおよび第２定電流源２７ｂの間の接続点２７ｃは、接続点２８を介してコンデンサ２６に接続される。ＳＲフリップフロップ回路２３で生成されたラッチ解除信号Ｒｒによりこれらのスイッチの開閉が制御される。ラッチ解除信号ＲｒがＬ（Ｌｏ）のとき、第１スイッチ２４はオン、第２スイッチ２５はオフし、ラッチ解除信号ＲｒがＨ（Ｈｉ）のとき、第１スイッチ２４はオフ、第２スイッチ２５はオンする。
【００２０】
また、ＰＷＭ制御部２０には、コンデンサ２６が設けられ、その一端が第１スイッチ２４と第２スイッチ２５との間に接続され、他端がグランドに接地する。さらに、コンデンサ２６の一端はコンパレータ２１の（＋）側入力端子とコンパレータ２２の（−）側入力端子に接続されている。一方、コンパレータ２１の（−）側入力端子には、基準電圧Ｖｒｅｆ４が入力され、コンパレータ２２の（＋）側入力端子には、基準電圧Ｖｒｅｆ５が入力される。なお、基準電圧Ｖｒｅｆ４および基準電圧Ｖｒｅｆ５は、Ｖｒｅｆ４＞Ｖｒｅｆ５の関係があり、それぞれ後述する三角波Ｔｒ２の上下の頂点の電圧値を構成する２つの設定電圧値である。
さらに、ＰＷＭ制御部２０にはコンパレータ２９が設けられ、コンパレータ２９の（−）側入力端子はコンデンサ２６の一端に接続されている。一方、コンパレータ２９の（＋）側入力端子には、フィードバック電圧Ｖｆｂと出力電圧設定用基準電圧との差分から生成される制御電圧ＶＥＡが入力される。
【００２１】
コンデンサ２６とコンパレータの接続点２８の電圧は、ＳＲフリップフロップ回路２３のラッチ解除信号Ｒｒによる第１スイッチ２４および第２スイッチ２５のスイッチング動作に応じて変化し、三角波Ｔｒ２がコンパレータ２１および２２に入力されるように構成されている。
ここで、三角波Ｔｒ２がどのように生成されるかを図２および３に基づいて説明する。
【００２２】
まず、ラッチ解除信号ＲｒがＬの場合、第１スイッチ２４がオンし、第２スイッチ２５がオフしている。したがって、第１定電流源２７ａによりコンデンサ２６に充電電流Ｉ１が流れる。コンデンサ２６の充電により、接続点２８の電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ４を上回ると、コンパレータ２１の出力がＨになり、ＳＲフリップフロップ回路２３がセットされ、ＳＲフリップフロップ回路２３の端子Ｑの出力はＨになる。端子Ｑの出力がＨになると、第２スイッチ２５がオンし、第１スイッチ２４がオフする。第２定電流源２７ｂにより放電電流Ｉ２が流れ、コンデンサ２６が放電され、接続点２８の電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ５を下回ると、コンパレータ２２の出力がＨになり、ＳＲフリップフロップ回路２３がリセットされ、ＳＲフリップフロップ回路２３の端子Ｑの出力はＬになる。このような動作を繰り返すことにより、三角波Ｔｒ２が生成される。
したがって、コンパレータ２１、コンパレータ２２、ＳＲフリップフロップ回路２３、第１スイッチ２４，第２スイッチ２５、コンデンサ２６、基準電圧Ｖｒｅｆ４、基準電圧Ｖｒｅｆ５は、三角波を発生させる三角波発生回路を構成する。
【００２３】
この三角波Ｔｒ２は、例えば、充電電流Ｉ１と放電電流Ｉ２との電流比を１：６になるように構成すれば、波形の立ち上がり部４２と立ち下がり部４３との時間比が６：１であって、頂点４１および４４をそれぞれ上下の頂点とする鋸形状となり、図３に示されるような電圧波形が生成される。
【００２４】
なお、ＰＷＭ制御部２０はＰＷＭ信号生成部を構成し、電流検出抵抗７，８およびＯＣＬ回路３０は過電流判定部を構成する。
【００２５】
次に、この発明の実施の形態に係る電流検出回路の動作を図２〜４に基づいて説明する。
図２に示されるように、電流検出電圧ＣＬは、コンパレータ３１および３２により、基準電圧Ｖｒｅｆ１、基準電圧Ｖｒｅｆ２とそれぞれ比較される。電流検出抵抗７に過電流が流れて、電流検出電圧ＣＬが基準電圧Ｖｒｅｆ１を上回ると、コンパレータ３１はＨになる。一方、電流検出抵抗８に過電流が流れて、電流検出電圧ＣＬが基準電圧はＶｒｅｆ２を下回ると、コンパレータ３２はＨになる。コンパレータ３１および３２の出力はＮＯＲ回路３３に入力され、ＮＯＲ回路３３の出力として過電流判定信号ＣＬ１が出力される。したがって、過電流判定信号ＣＬ１は、トランス１の１次側または２次側が過電流の場合、Ｌになり、いずれも過電流でない場合、Ｈになる。過電流判定信号ＣＬ１はＮＯＴ回路３４に入力されて反転し、ラッチセット信号Ｒｓとして、ＳＲフリップフロップ回路３５のセット端子Ｓに入力される。
過電流の場合は、ラッチセット信号ＲｓがＨになり、ＳＲフリップフロップ回路３５の端子Ｑ＿の出力であるＯＣＬ判定信号ＰがＬになり、スイッチング素子６を強制的にオフする。
【００２６】
一方、既に説明した方法により生成された三角波Ｔｒ２の電圧波形、基準電圧Ｖｒｅｆ４、基準電圧Ｖｒｅｆ５および制御電圧ＶＥＡと、ラッチ解除信号ＲｒおよびＰＷＭ信号Ｄとは、図３に示す関係にある。
ＰＷＭ信号Ｄは、三角波Ｔｒ２の電圧がフィードバック電圧Ｖｆｂと出力電圧設定用基準電圧との差分から生成される制御電圧ＶＥＡを下回る場合にＨとなり、三角波Ｔｒ２の電圧が上昇し、三角波Ｔｒ２の電圧が制御電圧ＶＥＡを上回る場合にＬとなる。これにより、ＰＷＭ信号Ｄは、フィードバック電圧Ｖｆｂの変化に応じたパルス幅を有する。
さらに、三角波Ｔｒ２の電圧が上昇し、基準電圧Ｖｒｅｆ４を上回ると、ＳＲフリップフロップ回路２３の端子Ｑの出力としてラッチ解除信号ＲｒがＨになり、このタイミングでＯＣＬ判定を行うと同時にラッチ解除信号ＲｒがＨになったことにより、第１スイッチ２４および第２スイッチ２５が動作して、三角波Ｔｒ２の電圧が立ち下がる。電圧が減少する途中で、三角波Ｔｒ２の電圧が制御電圧ＶＥＡを下回ると、ＰＭＷ信号ＤがＨになり、ＰＷＭ制御部２０からスイッチング素子６をオンするために出力される。さらに、三角波Ｔｒ２の電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ５を下回ると、ラッチ解除信号ＲｒがＬになる。ラッチ解除信号ＲｒがＬになったことにより三角波Ｔｒ２の電圧が上昇に転じる。三角波Ｔｒ２の電圧が上昇する途中で、制御電圧ＶＥＡを上回ると、ＰＭＷ信号がＬになる。
【００２７】
このように、ＯＣＬ状態でない場合は、ＰＷＭ制御部２０からのＰＷＭ信号Ｄの出力前に、必ずラッチ解除信号ＲｒによりＳＲフリップフロップ回路３５がリセットされる。したがって、ＰＷＭ制御部２０からのＰＷＭ信号Ｄの出力時に、既に過電流状態でなければ、ＯＣＬ判定信号Ｐを確実にＨにするので、ＰＷＭ信号Ｄのパルス飛びが発生しない。
【００２８】
次に、図４を用いて、従来例で示した図８と同じ条件において、実施の形態に係る過電流検出回路の信号の様子を説明する。
条件１に示されるように、２次側電流（符号ｅ参照）がＯＣＬ閾値を超えて過電流状態になると、ＯＣＬ判定信号Ｐによりスイッチング素子６が強制的にオフされる。その後、２次側電流値が下がり、ラッチ解除信号ＲｒがＨになるときに（符号ｆ参照）、ＯＣＬ状態でなければ、ＯＣＬ判定信号Ｐは解除され、その後にＰＷＭ制御部２０からスイッチング素子６に送られるＰＷＭ信号Ｄは、出力Ｇに示すように有効になる。
また、条件２に示されるように、条件１と比較して、２次側電流がＯＣＬ閾値以下になるまでに時間がかかった場合でも、ラッチ解除信号ＲｒがＨになると（符号ｆ参照）、ＯＣＬ状態でなければ、ＯＣＬ判定信号Ｐは解除され（符号ｇ参照）、その後にスイッチング素子６に送られるＰＷＭ信号Ｄは、出力Ｇに示すように有効になり、パルス飛びは発生しない。
【００２９】
このように、ＰＷＭ制御部２０からＰＷＭ信号Ｄが出力される直前で必ずＳＲフリップフロップ回路３５をラッチ解除信号ＲｒによりリセットしてＯＣＬ判定信号ＰをＨにする。したがって、ラッチ解除信号ＲｒによりＳＲフリップフロップ回路３５をリセットするときに過電流状態にない限り、ＰＷＭ制御部２０からＰＷＭ信号Ｄは必ず有効になり、パルス飛びが発生しない。
【００３０】
上述した実施の形態においては、三角波Ｔｒ２の立ち上がり時間が立ち下がり時間より長くなるように構成されていたが、立ち上がり時間と立ち下がり時間が同一でなければよく、ＰＷＭ信号Ｄとラッチ解除信号を発生させる論理を反転させた場合、立ち上がり時間が立ち下がり時間より短くてもよい。
また、上述した実施の形態においては、スイッチング素子を用いたフライバック方式のＤＣ−ＤＣコンバータを例に説明したが、この発明に係る過電流検出回路は、これに限定されるものではなく、フォワードタイプのＤＣ−ＤＣコンバータにも適用できる。また、トランスを用いないＤＣ−ＤＣコンバータ、例えば、極性反転コンバータ、ステップダウンコンバータにも適用できる。
【００３１】
【発明の効果】
以上説明したように、この発明に係る電流検出回路によれば、過電流判定部は、過電流が検出されていない限りＰＷＭ信号が有効になるように、ＯＣＬ判定信号をラッチ解除信号により解除するので、過電流制限を行った後、電流値が過電流制限値を下回るまでの時間の長短にかかわらず、過電流状態にない限り、過電流判定部はＰＷＭ信号を有効にし、ＰＷＭ信号のパルス飛びの発生を防止できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態に係る過電流検出回路を用いたＤＣ−ＤＣコンバータの電気回路図である。
【図２】図１のＯＣＬ回路およびＰＷＭ制御部の一部の電気回路図である。
【図３】実施の形態に係る過電流検出回路に用いられる三角波Ｔｒ２の電圧波形、基準電圧Ｖｒｅｆ４、基準電圧Ｖｒｅｆ５、フィードバック電圧Ｖｆｂと、ラッチ解除信号ＲｒおよびＰＷＭ信号Ｄとの関係を表すタイミングチャートである。
【図４】実施の形態に係る過電流検出回路の各種信号の様子を示すタイミングチャートである。
【図５】従来の過電流検出回路を用いたＤＣ−ＤＣコンバータの電気回路図である。
【図６】図５のＯＣＬ回路およびＰＷＭ制御部の一部の電気回路図である。
【図７】従来の過電流検出回路に用いられる三角波Ｔｒ１の電圧波形、基準電圧Ｖｒｅｆ３、フィードバック電圧Ｖｆｂと、ラッチ解除信号ＬａおよびＰＷＭ信号Ｄとの関係を表すタイミングチャートである。
【図８】従来の過電流検出回路の各種信号の様子を示すタイミングチャートである。
【符号の説明】
１ａ…１次側コイル、１ｂ…２次側コイル、６…スイッチング素子、７…電流検出抵抗（過電流判定部）、８…電流検出抵抗（過電流判定部）、２０…ＰＷＭ制御部（ＰＷＭ信号生成部）、３０…ＯＣＬ回路（過電流判定部）、４１…頂部、４２…上昇線、４３…下降線、Ｄ…ＰＷＭ信号、Ｐ…ＯＣＬ判定信号、Ｒｒ…ラッチ解除信号、Ｖｆｂ…フィードバック電圧、Ｖｒｅｆ４…基準電圧（設定電圧値）、Ｖｒｅｆ５…基準電圧（設定電圧値）、Ｔｒ２…三角波。
【図１】
2004343870.tif 000003
【図２】
2004343870.tif 000004
【図３】
2004343870.tif 000005
【図４】
2004343870.tif 000006
【図５】
2004343870.tif 000007
【図６】
2004343870.tif 000008
【図７】
2004343870.tif 000009
【図８】
2004343870.tif 000010