(57)【要約】【課題】ギルバートセルと呼ばれる回路方式を採ると、受信側の低消費電力化を図る上で大きな制約要素となる。【解決手段】増幅回路１３の入力端に繋がる信号線１５に対して電源ＶＣＣ側可変インピーダンス素子として動作するＮＰＮ型トランジスタＱｎ１１を、グランドＧＮＤ側に可変インピーダンス素子として動作するＰＮＰ型トランジスタＱｐ１１をそれぞれ設けて分流回路１１を構成し、増幅回路１３の出力信号レベルに応じた制御信号Ｓｃｏｎｔにより可変電流源１２１，１２２の各電流ＩＣｐ，ＩＣｎ、即ちトランジスタＱｎ１１，Ｑｐ１１の各ベースに与えられる利得制御電圧をコントロールし、これらトランジスタＱｎ１１，Ｑｐ１１に流れる電流ｉｎ，ｉｐを変えることによって利得を制御する構成を採る。【選択図】　　　　図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
受光素子からの信号電流を増幅回路に伝送する信号線と第１電源との間に接続された第１のＮＰＮ型トランジスタと、
該信号線と第２電源との間に接続された第１のＰＮＰ型トランジスタと、
前記増幅回路の出力信号レベルに応じた利得制御電圧を前記第１のＮＰＮ型トランジスタおよび前記第１のＰＮＰ型トランジスタの各ベースに与える制御回路と
を備えたことを特徴とする利得制御回路。
【請求項２】
前記制御回路は、前記第１電源と前記第１のＮＰＮ型トランジスタのベースとの間に接続され、前記増幅回路の出力信号レベルに応じて電流値が可変な第１の可変電流源と、前記第１のＮＰＮ型トランジスタのベースにエミッタが、前記第２電源にコレクタがそれぞれ接続され、ベースがバイアスされた第２のＰＮＰ型トランジスタと、前記第１のＰＮＰ型トランジスタのベースと前記第２電源との間に接続され、前記増幅回路の出力信号レベルに応じて電流値が可変な第２の可変電流源と、前記第１電源にコレクタが、前記第１のＰＮＰ型トランジスタのベースにエミッタがそれぞれ接続され、ベースがバイアスされた第２のＮＰＮ型トランジスタとを有する
ことを特徴とする請求項１記載の利得制御回路。
【請求項３】
前記制御回路は、前記第１電源と前記第１のＮＰＮ型トランジスタのベースとの間に接続された第１の定電流源と、前記第１のＮＰＮ型トランジスタのベースにエミッタが、前記第２電源にコレクタがそれぞれ接続された第２のＰＮＰ型トランジスタと、前記第２のＰＮＰ型トランジスタのベースに接続され、前記増幅回路の出力信号レベルに応じて電圧値が可変な第１の可変電圧源と、前記第１のＰＮＰ型トランジスタのベースと前記第２電源との間に接続された第２の定電流源と、前記第１電源にコレクタが、前記第１のＰＮＰ型トランジスタのベースにエミッタがそれぞれ接続された第２のＮＰＮ型トランジスタと、前記第２のＮＰＮ型トランジスタのベースに接続され、前記増幅回路の出力信号レベルに応じて電圧値が可変な第２の可変電圧源とを有する
ことを特徴とする請求項１記載の利得制御回路。
【請求項４】
光信号を受光する受光素子と、
前記受光素子からの信号をその信号レベルに応じた利得で増幅する自動利得調整回路を含む光信号受信回路とを具備し、
前記自動利得調整回路は、
前記受光素子からの信号電流を増幅回路に伝送する信号線と第１電源との間に接続されたＮＰＮ型トランジスタと、
該信号線と第２電源との間に接続されたＰＮＰ型トランジスタと、
前記増幅回路の出力信号レベルに応じた利得制御電圧を前記ＮＰＮ型トランジスタおよび前記ＰＮＰ型トランジスタの各ベースに与える制御回路とを有する
ことを特徴とする電子機器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、利得制御回路およびこれを用いた電子機器に関し、特にバイポーラトランジスタのみによって構成されてなる利得制御回路およびこれを光信号受信回路に用いた電子機器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
信号を無線で伝送する技術は、オーディオ信号やビデオ信号を伝送する手段として、あるいはコンピュータデータ等デジタル信号を伝送する手段として益々重要になっている。無線による信号の伝送手段は、光による空間伝送と電磁波による空間伝送に大別される。
【０００３】
光伝送と電磁波伝送には各々利害得失がある。光伝送は比較的短距離の限定された空間内の伝送に適する。光伝送を用いたリモートコントロールは、殆どの電子機器に装備されているし、光を使ったオーディオ信号の伝送としてワイヤレスヘッドフォンやワイヤレススピーカシステムが既に実用化されている。
【０００４】
高品位な音声信号、あるいは低〜中解像度の圧縮された映像信号をデジタル変調して光伝送するには、少なくとも数ＭＨｚ以上の周波数帯を使う必要がある。信号帯域が上がると、相対的に雑音が大きくなるために光出力を大きくする必要がある。ワイヤレスヘッドフォン等の代表的な応用を考えると、送信側はＡＣ電源に接続されているため消費電力はそれ程問題とならないが、受信側が電池駆動であるため低消費電力性が非常に重要になる例が多い。
【０００５】
このようなシステムにおける光信号受信回路を考えると、必要なダイナミックレンジが極めて大きい。ワイヤレスヘッドフォンを例に採ると、様々な姿勢や送信部からの距離でも受信可能なように、異なる部位に複数のフォトダイオードを備える必要がある。また、到達距離を確保するために、高感度なフォトダイオードを複数個並列に配置したり、あるいは送信側の光出力を上げる等の対策が施される。その結果、受光部を送信部に最近接させて最も高感度な方向に配置させると、フォトダイオードからの光信号電流は極めて大きな値となる。
【０００６】
そのため、後段での信号処理のためにＡＧＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ　Ｇａｉｎ　Ｃｏｎｔｒｏｌ；自動利得調整）回路が不可欠となる。例えばフォトダイオードからの光信号電流の最大値を１０ｍＡとする。一般に能動回路で利得制御回路を構成した場合、最大の入力信号電流よりも大きな電流を消費する。したがって、ＡＧＣ回路は所望の電気的特性を満たすことは当然として、低消費電力性が非常に重要となる。
【０００７】
図６に、バイポーラトランジスタ回路を用いた代表的な利得制御回路の回路例を示す。図６において、光信号を受光するために例えば３個のフォトダイオードＤ１０１〜Ｄ１０３が設けられている。フォトダイオードＤ１０１〜Ｄ１０３からの光信号電流は、コイルＬおよびコンデンサＣ１０１により特定帯域の信号のみが取り出される。コイルＬは直流の信号路を形成する。取り出された信号は、コンデンサＣ１０２によって信号電流の交流成分のみが利得制御回路１００に伝送される。
【０００８】
利得制御回路１００は通称ギルバートセルと呼ばれる回路構成となっている。すなわち、第１，第２の差動アンプ１０１，１０２、第１，第２のカレントミラー回路１０３，１０４および第１，第２の可変電流源１０５，１０６を有する構成となっている。
【０００９】
第１の差動アンプ１０１は、エミッタが共通に接続された一対のＮＰＮ型トランジスタＱｎ１０１，Ｑｎ１０２からなり、信号電流の交流成分をトランジスタＱｎ１０１のベース入力とする構成となっている。第２の差動アンプ１０２は、エミッタが共通に接続された一対のＮＰＮ型トランジスタＱｎ１０３，Ｑｎ１０４からなり、信号電流の交流成分をトランジスタＱｎ１０４のベース入力とする構成となっている。
【００１０】
第１の差動アンプ１０１のトランジスタＱｎ１０２と、第２の差動アンプ１０２のトランジスタＱｎ１０３の各ベースには、バイアス電圧ＶＣＴが共通に与えられている。また、トランジスタＱｎ１０１，Ｑｎ１０２のエミッタ共通接続点とグランドＧＮＤとの間には第１の可変電流源１０５が接続され、トランジスタＱｎ１０３，Ｑｎ１０４のエミッタ共通接続点とグランドＧＮＤとの間には第２の可変電流源１０６が接続されている。
【００１１】
第１のカレントミラー回路１０３は、ＮＰＮ型トランジスタＱｎ１０１，Ｑｎ１０２の各コレクタと電源ＶＣＣとの間に接続され、かつ各ベースが共通に接続されたＰＮＰ型トランジスタＱｐ１０１，Ｑｐ１０２から構成されている。トランジスタＱｐ１０２は、ベースおよびコレクタが共通に接続されている。第２のカレントミラー回路１０４は、ＮＰＮ型トランジスタＱｎ１０３，Ｑｎ１０４の各コレクタと電源ＶＣＣとの間に接続され、かつ各ベースが共通に接続されたＰＮＰ型トランジスタＱｐ１０３，Ｑｐ１０４から構成されている。トランジスタＱｐ１０３は、ベースおよびコレクタが共通に接続されている。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
上記構成の利得制御回路において、第１，第２の可変電流源１０５，１０６の各電流値をＩＣ１，ＩＣ２とすると、入力電流Ｉｐと出力電流Ｉｏの電流利得は概略ＩＣ２／ＩＣ１で与えられる。この回路の最大入力電流は電流値ＩＣ１で決まる。光信号電流Ｉｐの最大値が１０ｍＡだとすると、その条件では電流値ＩＣ１として最低１０ｍＡを流しておかなければならない。
【００１３】
したがって、このような回路方式、即ちギルバートセルと呼ばれる回路方式を採る利得制御回路は、受信側の低消費電力化を図る上で大きな制約要素となる。これは利得制御回路を能動回路により実現することに起因しており、他の利得制御回路としてＦＥＴを受動的、即ち可変インピーダンス素子として使うこと等によって利得制御回路を実現すれば、上記課題を解決するは可能である。しかし、このような光受信回路には、実現手段としてＣＭＯＳ−ＩＣよりもバイポーラＩＣが適している。
【００１４】
したがって、バイポーラトランジスタのみで利得制御回路を実現することが望まれる。Ｂｉ−ＣＭＯＳ−ＩＣを使うことが技術的には最も安易な解決手段であるが、Ｂｉ−ＣＭＯＳ−ＩＣは一般に高価なので、バイポーラトランジスタのみによる回路的な解決手段が望まれていた。
【００１５】
本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、大きな信号電流入力を許容し、消費電流が小さく、バイポーラトランジスタのみで実現可能な利得制御回路およびこれを光受信回路に用いた電子機器を提供することにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
本発明による利得制御回路は、受光素子からの信号電流を増幅回路に伝送する信号線と第１電源との間に接続されたＮＰＮ型トランジスタと、該信号線と第２電源との間に接続されたＰＮＰ型トランジスタと、前記増幅回路の出力信号レベルに応じた利得制御電圧を前記ＮＰＮ型トランジスタおよび前記ＰＮＰ型トランジスタの各ベースに与える制御回路とを備えた構成となっている。この利得制御回路は、光信号を受光する受光素子と、この受光素子からの信号をその信号レベルに応じた利得で増幅するＡＧＣ回路を含む光信号受信回路とを具備する電子機器において、当該ＡＧＣ回路として用いられる。
【００１７】
上記構成の利得制御回路またはこれを光信号受信回路のＡＧＣ回路として用いた電子機器において、制御回路は、増幅回路の出力信号レベルに応じた利得制御電圧によってＮＰＮ型トランジスタおよびＰＮＰ型トランジスタの各ベース電位を制御する。これにより、ＮＰＮ型トランジスタおよびＰＮＰ型トランジスタの各インピーダンスが、増幅回路の出力信号レベルに応じて変化する。すなわち、ＮＰＮ型トランジスタおよびＰＮＰ型トランジスタは可変インピーダンス素子として動作する。これにより、両トランジスタに流れる電流、即ち分流回路の分流値が増幅回路の出力信号レベルに応じて変化するため、増幅回路に流れ込む電流が一定となる。その結果、バイポーラトランジスタのみで実現した上で、大きな信号電流入力を許容できるとともに、その消費電流を最大入力電流に対して充分小さく設計できる。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
【００１９】
［第１実施形態］
図１は、本発明の第１実施形態に係る利得制御回路を含む光信号受信回路の構成例を示す回路図である。
【００２０】
図１において、光信号を受光するための受光素子、例えば３個のフォトダイオードＤ１１〜Ｄ１３が設けられている。フォトダイオードＤ１１〜Ｄ１３からの光信号電流Ｉｐは、コイルＬおよびコンデンサＣ１１によって特定帯域の信号のみが取り出される。コイルＬは直流の信号路を形成する。取り出された信号は、コンデンサＣ１２によって光信号電流Ｉｐの交流成分のみが、本実施形態に係る利得制御回路１０に入力される。
【００２１】
本実施形態に係る利得制御回路１０は、分流回路１１、制御回路１２、増幅回路１３およびレベル検出回路１４を有する構成となっている。分流回路１１は、第１電源、例えば正電源ＶＣＣにコレクタが、信号線１５にエミッタがそれぞれ接続されたＮＰＮ型トランジスタＱｎ１１と、信号線１５にエミッタが、第２電源、例えばグランドＧＮＤにコレクタがそれぞれ接続されたＰＮＰ型トランジスタＱｐ１１とから構成されている。この分流回路１１において、トランジスタＱｎ１１，Ｑｐ１１は可変インピーダンス素子として動作するによって信号線１５に流れる電流を分流し、フォトダイオードＤ１１〜Ｄ１３からの信号電流を信号電圧に任意の係数で変換する。
【００２２】
制御回路１２は、正電源ＶＣＣとＮＰＮ型トランジスタＱｎ１１のベースとの間に接続された可変電流源１２１と、ＮＰＮ型トランジスタＱｎ１１のベースにエミッタが、グランドＧＮＤにコレクタがそれぞれ接続されたＰＮＰ型トランジスタＱｐ１２と、正電源ＶＣＣにコレクタが、ＰＮＰ型トランジスタＱｐ１１のベースにエミッタがそれぞれ接続されたＮＰＮ型トランジスタＱｎ１２と、ＰＮＰ型トランジスタＱｐ１１のベースとグランドＧＮＤとの間に接続された可変電流源１２２とから構成され、分流回路１１の動作点を設定する作用をなす。トランジスタＱｐ１２，Ｑｎ１２の各ベースには、バイアス電源１６からバイアス電圧ＶＣＴが共通に与えられている。
【００２３】
増幅回路１３は、その入力端が信号線１５に接続されており、当該信号線１４を通して入力される信号電流を増幅する。レベル検出回路１４は、増幅回路１３の出力信号レベルを検出し、その検出レベルに応じて利得を制御するための制御信号Ｓｃｏｎｔを可変電流源１２１，１２２に与え、これら可変電流源１２１，１２２の各電流、即ち利得制御電流ＩＣｐ，ＩＣｎをコントロールする。この利得制御電流ＩＣｐ，ＩＣｎにより、分流回路１１のトランジスタＱｎ１１，Ｑｐ１１の各ベースには、増幅回路１３の出力信号レベルに応じた利得制御電圧が与えられる。
【００２４】
図２に、可変インピーダンス素子として動作するトランジスタＱｎ１１，Ｑｐ１１のみを取り出して示す。ここでは、簡略化のために、トランジスタＱｎ１１，Ｑｐ１１の飽和電流は等しいとし、制御回路１２における可変電流源１２１の電流値とトランジスタＱｐ１２の抵抗値、可変電流源１２２の電流値とトランジスタＱｎ１２の抵抗値から決まるトランジスタＱｎ１１，Ｑｐ１１の各ベース電位をＶＢに置き換えて示している。
【００２５】
入力信号の電流ｉおよび電圧ｖが無いときにトランジスタＱｎ１１，Ｑｐ１１に流れる電流をアイドル電流Ｉｏとする。すなわち、トランジスタＱｎ１１，Ｑｐ１１の各ベース電位ＶＢと、トランジスタＱｎ１１，Ｑｐ１１に流れる電流ｉｎ，ｉｐの関係は、
Ｉｏ＝Ｉｓｅｘｐ（ＶＢ／ＶＴ）＝ｉｎ＝ｉｐ
となる。ここで、ＶＴは熱電圧であり、Ｉｓは飽和電流である。なお、ＶＴ＝ｋＴ／ｑであり、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑは素電荷（電子の電荷）である。
【００２６】
入力電圧ｖが加わると電流ｉｎ，ｉｐおよび入力電流ｉは次のようになる。
ｉｎ＝Ｉｏｅｘｐ（−ｖ／ＶＴ）
ｉｐ＝Ｉｏｅｘｐ（ｖ／ＶＴ）
ｉ＝ｉｎ−ｉｐ＝２Ｉｏ　ｓｉｎｈ（ｖ／ＶＴ）
【００２７】
入力電圧ｖと入力電流ｉは双曲線関数として与えられ、その係数はアイドル電流Ｉｏに比例する。双曲線関数は、図３に示すように対称特性で、電流駆動した場合には、大入力に対して緩やかな振幅制限特性を有する。トランジスタＱｎ１１，Ｑｐ１１のベースが電圧源で抑えられていれば、入力電流ｉｎや入力電流ｉｐには制限がない。したがって、多少の非線形性（ソフトクリップ）が許容されれば、アイドル電流Ｉｏよりもかなり大きな入力電流を扱うことができる、即ち最大入力電流よりもかなり小さなアイドル電流Ｉｏを設定することができる。
【００２８】
無線通信の分野で広く使われるＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ　Ｐｈａｓｅ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ）やＱＰＳＫ（Ｑｕａｔｅｒｎａｒｙ　Ｐｈａｓｅ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ）のようなデジタル変調方式であれば、ソフトクリップはエラーレートに大きな影響は及ぼさない。また、大入力に対するソフトクリップの特性は、後段のアナログ信号処理回路に対しては好ましい特性である。
【００２９】
図１の第１実施形態に係る利得制御回路において、可変電流源１２１，１２２の電流、即ち利得制御電流ＩＣｐ，ＩＣｎについては、トランジスタＱｎ１１，Ｑｐ１１の飽和電流を、トランジスタＱｎ１２，Ｑｐ１２の飽和電流に対して大きな比に設定することにより、アイドル電流Ｉｏよりも充分小さく設定することができる。但し、信号電流の最大値に対して、１／ｈｆｅ（ｈｆｅ：トランジスタＱｎ１１，Ｑｐ１１の電流増幅率）よりはある余裕度を持って大きくなければならない。
【００３０】
上述したように、増幅回路１３の入力端に繋がる信号線１５に対して電源ＶＣＣ側およびグランドＧＮＤ側に分流回路１１、即ち可変インピーダンス素子として動作するＮＰＮ型トランジスタＱｎ１１およびＰＮＰ型トランジスタＱｐ１１を設け、増幅回路１３の出力信号レベルに応じた制御信号Ｓｃｏｎｔにより可変電流源１２１，１２２の各電流ＩＣｐ，ＩＣｎ、即ちトランジスタＱｎ１１，Ｑｐ１１の各ベースに与えられる利得制御電圧をコントロールし、これらトランジスタＱｎ１１，Ｑｐ１１に流れる電流ｉｎ，ｉｐを変えることによって利得を制御する構成を採ることで、次のような作用効果を得ることができる。
【００３１】
すなわち、増幅回路１３の出力信号レベルに応じて分流回路１１の分流値をコントロールすることにより、増幅回路１３に流れ込む電流を一定にできるため、バイポーラトランジスタのみで本利得制御回路１０を実現した上で、大きな信号電流入力を許容できるとともに、その消費電流を最大入力電流に対して充分小さく設計することができる。したがって、Ｂｉ−ＣＭＯＳのような高価なプロセス技術を使うことなく、低消費電力の光による信号伝送の受信回路を安価に提供することが可能になる。
【００３２】
［第２実施形態］
図４は、本発明の第２実施形態に係る利得制御回路を含む光信号受信回路の構成例を示す回路図であり、図中、図１と同等部分には同一符号を付して示している。
【００３３】
第１実施形態に係る利得制御回路１０では、分流回路１１の分流値、即ちトランジスタＱｎ１１，Ｑｐ１１に流れる電流ｉｎ，ｉｐを、可変電流源１２１，１２２の各電流によって変えることにより利得を制御する構成を採っていた。これに対し、本実施形態に係る利得制御回路１０′では、制御回路１２′において、可変電流源１２１，１２２を定電流源１２３，１２４に代えるとともに、トランジスタＱｐ１２，Ｑｎ１２の各ベースとバイアス電源１６との間に、増幅回路１３の出力信号レベルに応じて電圧値が可変な可変電圧源１２５，１２６を設け、トランジスタＱｐ１２，Ｑｎ１２のベース間電圧を増幅回路１３の出力信号レベルに応じて変えることにより、分流回路１１の分流値を変えて利得を制御する構成を採っている。
【００３４】
第１実施形態に係る利得制御回路１０と本実施形態に係る利得制御回路１０′とは、本質的な動作に相違はないが、第１実施形態に係る利得制御回路１０では減衰量が可変電流源１２１，１２２の電流、即ち利得制御電流ＩＣｐ，ＩＣｎ比例するのに対して、本実施形態に係る利得制御回路１０′では減衰量が可変電圧源１２５，１２６の電圧、即ち利得制御電圧Ｖｃの指数に比例する点で相違している。
【００３５】
このように、増幅回路１３の出力信号レベルに応じた制御信号Ｓｃｏｎｔにより可変電圧源１２５，１２６の電圧、即ち制御電圧Ｖｃをコントロールし、可変電流源１２１，１２２の各電流ＩＣｐ，ＩＣｎ、即ちトランジスタＱｎ１１，Ｑｐ１１の各ベースに与えられる利得制御電圧をコントロールし、これらトランジスタＱｎ１１，Ｑｐ１１に流れる電流ｉｎ，ｉｐを変えることにより利得を制御する構成を採った場合にも、増幅回路１３に流れ込む電流を一定にできるため、第１実施形態に係る利得制御回路と同様の作用効果を得ることができる。すなわち、バイポーラトランジスタのみで本利得制御回路１０′を実現した上で、大きな信号電流入力を許容できるとともに、その消費電流を最大入力電流に対して充分小さく設計することができる。
【００３６】
以上説明した第１，第２実施形態に係る利得制御回路は、無線による信号の伝送手段として、光による空間伝送を用いる電子機器の光信号受信回路を構成するＡＧＣ回路として用いて好適なものである。光による空間伝送を用いる電子機器としては、一例として、光伝送を用いたリモートコントロール装置を装備したテレビジョン受像機、ＶＴＲ、エアコンなどに代表される家電機器、さらには光を使ってオーディオ信号を伝送するワイヤレスヘッドフォンやワイヤレススピーカシステムなどのオーディオ機器等が挙げられる。
【００３７】
［適用例］
図５は、ワイヤレスヘッドフォンを用いたオーディオ機器における無線通信部の構成の概略を示すブロック図である。
【００３８】
図５から明らかなように、本例に係る無線通信部は、オーディオソース側に設けられる送信部２１と、ヘッドフォン２３に組み込まれる受信部２２とから構成されている。送信部２１には、光信号を発する発光素子、例えば発光ダイオード２１２と、入力されるオーディオ信号を変調し、その変調信号に応じて発光ダイオード２１２を駆動する変調／駆動回路２１２が設けられている。
【００３９】
受信部２２側には、発光ダイオード２１２から発せられた光信号を受光する受光素子、例えばフォトダイオード２２１と、このフォトダイオード２２１からの光信号電流を処理する光信号受信回路２２２とが設けられている。この光信号受信回路２２２で処理された信号は、後段の復調回路（図示せず）で復調され、ヘッドフォン２３から音として出力される。
【００４０】
上記構成の無線通信部を含むオーディオ機器において、光信号受信回路２２２に設けられたＡＧＣ回路として、先述した第１，第２実施形態に係る利得制御回路が用いられる。この第１，第２実施形態に係る利得制御回路は、先述したように、バイポーラトランジスタのみで実現した上で、大きな信号電流入力を許容できるとともに、その消費電流を最大入力電流に対して充分小さく設計することができることから、当該利得制御回路をＡＧＣ回路として用いることで、低消費電力の光信号受信回路を安価に提供することができる。さらに、伝送距離を確保するため、光出力の大出力化、フォトダイオード２２１の高感度化、並列化、といった施策の副作用として、フォトダイオード２２１の電流出力の増大に伴って光信号受信回路の消費電流が増大するのを抑制することができる。
【００４１】
なお、本適用例においては、ワイヤレスヘッドフォンを用いたオーディオ機器に適用した場合を例に挙げて説明したが、本発明はこの適用例に限られるものではなく、光を使ってオーディオ信号を伝送する他のオーディオ機器、さらにはオーディオ機器に限らず、光による空間伝送を用いる電子機器全般に適用することが可能である。
【００４２】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、増幅回路の入力端に繋がる信号線に対して第１電源側にＮＰＮ型トランジスタを、第２電源側にＰＮＰ型トランジスタをそれぞれ設け、これらトランジスタの各ベースに増幅回路の出力信号レベルに応じた利得制御電圧を与えることによって利得を制御することにより、増幅回路に流れ込む電流を一定にできるため、バイポーラトランジスタのみで利得制御回路を実現した上で、大きな信号電流入力を許容できるとともに、その消費電流を最大入力電流に対して充分小さく設計することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態に係る利得制御回路を含む光受信回路の構成例を示す回路図である。
【図２】可変インピーダンス素子として動作するトランジスタ（分流回路）のみを取り出して示した回路図である。
【図３】双曲線関数の関係にある入力電圧ｖと入力電流ｉの特性図である。
【図４】本発明の第２実施形態に係る利得制御回路を含む光受信回路の構成例を示す回路図である。
【図５】ワイヤレスヘッドフォンを用いたオーディオ機器における無線通信部の構成の概略を示すブロック図である。
【図６】代表的な利得制御回路を含む光受信回路の構成例を示す回路図である。
【符号の説明】
１０，１０′…利得制御回路、１１…分流回路、１２，１２′…制御回路、１３…増幅回路、１４…レベル検出回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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