(57)【要約】    【課題】      従来の変調方式よりも周波数利用効率を向上させることができる変調装置を提供すること。    【解決手段】  第１及び第２の直交変調器１０９、１１０は、それぞれシンボル周期の２／４周期の遅延差が与えられたナイキスト信号同士を、ナイキスト信号のもつ基本周波数の奇数倍の周波数のコサイン波を搬送波として用いて直交変調する。第３の直交変調器１１３は、第１の直交変調器１０９により得られた変調信号と第２の直交変調器１１０により得られた変調信号とを、所定周波数の搬送波を用いて直交変調する。これにより、１シンボル期間Ｔ内に４つのナイキスト信号が互いに干渉しない状態で配置された変調信号を得ることができる。  【選択図】      図１０
2004364244.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の入力シンボルと第２の入力シンボルを直交変調する変調方法であって、
前記第１の入力シンボルのナイキスト信号と、このナイキスト信号に対して前記入力シンボルのシンボル周期の１／４周期の整数倍の遅延差を与えた前記第２の入力シンボルのナイキスト信号とを、前記ナイキスト信号のもつ基本周波数の奇数倍の周波数のコサイン波を搬送波として用いて直交変調する
ことを特徴とする変調方法。
【請求項２】
４系統の入力シンボルに対してシンボル周期の１／４周期ずつの遅延差を与えてナイキスト成形することにより、シンボル周期の１／４周期ずつの遅延差を有する第１〜第４のナイキスト信号を得るステップと、
シンボル周期の２／４周期分の遅延差を有する第１と第２のナイキスト信号、シンボル周期の２／４周期分の遅延差を有する第３と第４のナイキスト信号をそれぞれ前記ナイキスト信号のもつ基本周波数の奇数倍の周波数のコサイン波を搬送波として用いて直交変調する１次変調ステップと、
前記１次変調ステップで得た、前記第１と第２のナイキスト信号の直交変調信号と、前記第３と第４のナイキスト信号の直交変調信号とを、所定周波数の搬送波を用いて直交変調する２次変調ステップと
を含むことを特徴とする請求項１に記載の変調方法。
【請求項３】
４系統の入力シンボルに対してシンボル周期の１／４周期ずつの遅延差を与えてナイキスト成形することにより、シンボル周期の１／４周期ずつの遅延差を有する第１〜第４のナイキスト信号を得るステップと、
シンボル周期の１／４周期分の遅延差を有する第１と第２のナイキスト信号、シンボル周期の１／４周期分の遅延差を有する第３と第４のナイキスト信号を所定周波数の搬送波を用いて直交変調する１次変調ステップと、
前記１次変調ステップで得た、前記第１と第２のナイキスト信号の直交変調信号と、前記第３と第４のナイキスト信号の直交変調信号とを、それぞれ前記ナイキスト信号のもつ基本周波数の奇数倍の周波数のコサイン波を搬送波として用いて直交変調する２次変調ステップと
を含むことを特徴とする請求項１に記載の変調方法。
【請求項４】
第１の入力シンボルについての第１のナイキスト信号と、このナイキスト信号に対して入力シンボル周期の１／４周期の整数倍の遅延差をもった第２の入力シンボルについての第２のナイキスト信号とを入力し、この第１及び第２のナイキスト信号をこれらのナイキスト信号のもつ基本周波数の奇数倍の周波数のコサイン波を用いて直交変調する直交変調器を具備する
ことを特徴とする変調装置。
【請求項５】
４系統の入力シンボルに対してシンボル周期の１／４周期ずつの遅延差を与える遅延器群と、
前記４系統のシンボルからそれぞれナイキスト信号を形成するナイキストフィルタと、
それぞれシンボル周期の２／４周期の遅延差をもつナイキスト信号同士を入力し、入力したナイキスト信号を前記ナイキスト信号のもつ基本周波数の奇数倍の周波数のコサイン波を搬送波として用いて直交変調する第１及び第２の直交変調器と、
前記第１の直交変調器により得られた変調信号と、前記第２の直交変調器により得られた変調信号とを所定周波数の搬送波を用いて直交変調する第３の直交変調器と
を具備することを特徴とする請求項４に記載の変調装置。
【請求項６】
４系統の入力シンボルに対してシンボル周期の１／４周期ずつの遅延差を与える遅延器群と、
前記４系統のシンボルからそれぞれナイキスト信号を形成するナイキストフィルタと、
それぞれシンボル周期の１／４周期の奇数倍の遅延差をもつナイキスト信号同士を入力し、所定周波数の搬送波を用いて直交変調する第１及び第２の直交変調器と、
前記第１の直交変調器により得られた変調信号と、前記第２の直交変調器により得られた変調信号とを前記ナイキスト信号のもつ基本周波数の奇数倍の周波数のコサイン波を搬送波として用いて直交変調する第３の直交変調器と
を具備することを特徴とする請求項４に記載の変調装置。
【請求項７】
４系統の入力シンボルに対してシンボル周期の１／４周期ずつの遅延差を与える遅延器群と、
前記４系統のシンボルからそれぞれナイキスト信号を形成するナイキストフィルタと、
それぞれシンボル周期の１／４周期の整数倍の遅延差をもつナイキスト信号同士を入力し、入力したナイキスト信号を前記ナイキスト信号のもつ基本周波数の奇数倍の周波数で交互に出力する第１及び第２の直交変調器と、
前記第１の直交変調器により得られた変調信号と、前記第２の直交変調器により得られた変調信号とを所定周波数の搬送波を用いて直交変調する第３の直交変調器と
を具備することを特徴とする変調装置。
【請求項８】
第１及び第２のナイキスト信号が直交変調されてなる変調信号を、前記ナイキスト信号のもつ基本周波数の奇数倍の周波数のコサイン波を用いて直交復調する直交復調器を具備する
ことを特徴とする復調装置。
【請求項９】
変調信号を入力し、この変調信号を所定の搬送波周波数を用いて直交復調することにより第１及び第２の復調信号を得る第１の直交復調器と、
前記第１の復調信号を、前記ナイキスト信号のもつ基本周波数の奇数倍の周波数のコサイン波を用いて直交復調することにより第３及び第４の復調信号を得る第２の直交復調器と、
前記第２の復調信号を、前記ナイキスト信号のもつ基本周波数の奇数倍の周波数のコサイン波を用いて直交復調することにより第５及び第６の復調信号を得る第３の直交復調器と
を具備することを特徴とする請求項８に記載の復調装置。
【請求項１０】
変調信号を入力し、この変調信号を前記ナイキスト信号のもつ基本周波数の奇数倍の周波数のコサイン波を用いて直交復調することにより第１及び第２の復調信号を得る第１の直交復調器と、
前記第１の復調信号を所定の搬送波周波数を用いて直交復調することにより第３及び第４の復調信号を得る第２の直交復調器と、
前記第２の復調信号を所定の搬送波周波数を用いて直交復調することにより第５及び第６の復調信号を得る第３の直交復調器と
を具備することを特徴とする請求項８に記載の復調装置。
【請求項１１】
請求項４に記載の変調装置と、請求項８に記載の復調装置と、を具備することを特徴とする無線通信システム。
【請求項１２】
請求項５に記載の変調装置と、請求項９に記載の復調装置と、を具備することを特徴とする無線通信システム。
【請求項１３】
請求項６に記載の変調装置と、請求項１０に記載の復調装置と、を具備することを特徴とする無線通信システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は変調方法、変調装置、復調装置及び無線通信システムに関し、例えば移動通信に適用し得る。
【背景技術】
【０００２】
近年、情報処理技術の普及といわゆるＩＴ（Information Technology）化社会の急速な進展により、情報通信に対する要求と拡大は目覚しいものがある。社会と社会の間は当然のことながら、さらには個人と社会をつなぐ通信インフラについても、高速化と無線化が望まれている。こうした移動通信に対する一層の需要は、豊富な周波数資源をも枯渇させてしまう。
【０００３】
現在、この課題の解決に対してＭＩＭＯ（MultiInput Multi Output）と呼ばれる自然空間における空間多重通信が研究されている。しかし、時々刻々変化する伝搬環境を利用しての通信高度化は、基地局のみならず個人の持つ端末機器においても多大の信号処理を行う必要があり、消費電力の増大や装置の重厚長大化、しいてはコスト増加を招くものである。したがって本質的な解決方法としては、ベースバンドにおける変調効率の向上が切望されるところである。
【０００４】
現在の移動通信の変調方式は、いわゆるディジタル通信といわれる直交位相変調を基調とするもので、現在のところ最も高い周波数利用効率が得られるものである。その頂点にあるものが直交位相振幅変調（ＱＡＭ）である。この変調方式を用いて移動環境下で通信を行う場合、高速変動を伴うマルチパスフェージングの下では１６ＱＡＭが最大であり、４ｂｉｔ／ｓｅｃ／２Ｈｚすなわち２ｂｉｔ／ｓｅｃ／Ｈｚが頂点となっている。
【０００５】
この通信を複数のアンテナを用いて複数の伝播経路を用いることにより、可能な限りの独立性を確保してさらなる周波数利用効率を求める研究がなされている。例えば垂直偏波と水平偏波を用いれば同一の周波数上で別々の情報を送ることが可能になり、それぞれに１６ＱＡＭを用いることにより、最大で４ｂｉｔ／ｓｅｃ／Ｈｚになるという目論見である。しかし、反射波や移動環境において垂直偏波と水平偏波の直交性（独立性）を受信側で完全に生かすための信号処理は、これまでの装置を２倍持つ以上に大きな負担となる。
【０００６】
同様にＮ本のアンテナを用いて、Ｎ倍の伝送速度を追求する研究もなされているが、Ｎ本の伝搬路の独立性を完全に確保することは困難なことは言うまでもない。
【０００７】
したがって時々刻々変化する伝搬環境を利用するのではなく、基本的にはベースバンドにおける変調効率の向上を図ることが先決である。
【０００８】
これまで周波数利用効率を高めた技術基盤はナイキスト理論いわれる隣接信号波と直交性の高い（隣接信号シンボルと干渉性の低い）独立信号波利用技術と、パーシャルレスポンスあるいはウェーブレットといわれる隣接信号波との符号間干渉に対する解決技術である。
【０００９】
ナイキスト理論の最も代表的な例は、ｓｉｎ（ｘ）／ｘで示される。この信号を表す関数をｓｉｎｃ関数という。ｓｉｎｃ関数は、孤立波であるとともに、隣接信号波の信号点においてはゼロクロスになるので、お互いに干渉しない。
【００１０】
従来の通信では、ｓｉｎ（ｘ）／ｘのｘを、時間軸変数としたものが位相変調（ＰＳＫ）なり直交振幅変調（ＱＡＭ）であり、周波数軸変数としたものが直交周波数多重通信（ＯＦＤＭ）である。時間軸と周波数軸は物理的には直交するので、これらはさらに一方を一次変調とし他方を二次変調として例えば１６ＱＡＭ−ＯＦＤＭとすることが可能であり、高い周波数利用効率の維持と移動通信能力の確保を実現するなど、高度の通信効果を得ている。
【００１１】
ここで従来のディジタル変調技術について詳しく説明する。ディジタル変調は高い周波数利用効率を実現することが主たる目的の一つである。その技術を帯域制限技術という。すなわち与えられた周波数帯域幅内で可能が限りの高い情報伝送を実現する技術のことである。アナログ伝送では情報量そのもので変調を行うために冗長であるだけでなく圧縮や高能率化変調を行う余地が少ない。
【００１２】
ディジタル変調の帯域制限技術はナイキストフィルタによる方法が代表的である。ナイキストフィルタによる方法は、シンボルにナイキスト特性を与えることにより時間軸上の信号（シンボル）間干渉を低減して密度の高いシンボル埋め込みを図る方法である。
【００１３】
信号間干渉を防ぐにはシンボル区間周期毎にゼロクロスしなければならない。これをナイキスト第１基準という。これを満たすフィルタをナイキストフィルタと呼ぶ。このナイキストフィルタを実現する代表例が、ｓｉｎｃ関数である。シンボル周期をＴとするときのｓｉｎｃ関数ｈ（ｔ）は下式で表される。
【００１４】
ｈ（ｔ）  ＝  ｓｉｎ（πｔ／Ｔ）  ／  （πｔ／Ｔ）    ………  （１）
ディジタルフィルタで、このナイキストフィルタを構成する場合は、ベースバンド入力信号（シンボル）を４倍のオーバサンプリングで取り込む。
【００１５】
ここで、ナイキストフィルタにより帯域制限される度合いは、ロールオフ率で定められる。ロールオフ率は０から１までの値を取る。例えばロールオフ率が０．５の場合は、所要帯域幅が伝送速度の１．５倍となる。このため周波数利用効率を高めるためには、ロールオフ率を０にすることが望まれる。
【００１６】
図２１は、従来のディジタル直交変調（ＱＰＳＫ）の原理図である。Ｉ軸信号はｃｏｓｉｎｅ搬送波上に載せられるので位相ゼロに信号点すなわちナイキスト波の頂点が配置される。Ｑ軸信号はｓｉｎｅ搬送波上に載せられるので位相π／２に信号点すなわちナイキスト波の頂点が配置される。Ｉ軸信号については、情報信号が”１”の場合に上に凸の極性とすると図２１中のＩ軸信号（＋１）として示した波形位置に配置される。情報信号が”０”または”−１”の場合に下に凸の配置となるので図２１中のＩ軸信号（−１）として示した波形位置に配置される。
【００１７】
同様にＱ軸信号については、情報信号が”１”の場合に上に凸の極性とすると図２１中のＱ軸信号（+１）として示した波形位置に配置される。情報信号が”０”または”-１”の場合に下に凸の配置となるので図２１中のＱ軸信号（-１）として示した波形位置に配置される。
【００１８】
従来の方法ではナイキスト波形が完全にシンボル期間Ｔの間に１つとなっている。これはＮＲＺ（non-return-to-zero）信号のナイキスト信号化を行っているためであり、ナイキスト波の縁部分すなわち図２１で示せばＩ軸信号(＋１)の場合に位相πの位置ではNullとなるものの、電位としてNullすなわちゼロ電位になるわけではない。このため、ＯＦＤＭのように隣接シンボルをπ位置に配置できない。
【００１９】
その状態を図２２に示す。図２２は直交変調のＩ軸信号のみに着目したものである。ナイキスト理論からすれば、位相間隔π毎にシンボルを配置できるはずであるが、ナイキスト波のNull点はゼロではなく”-１”となっている。このため、後続の隣接シンボルのナイキスト波に完全に干渉してしまうことになり、合成値がゼロになってしまう。すなわち、ナイキスト理論から見たπ位相へのシンボル配置は不可能なのである。
【００２０】
以上が、従来のディジタル変調方式の現状であり、周波数利用効率の向上を押し止める原因である。
【特許文献１】特公平７−１４１７１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２１】
上述したように従来提案されている変調方式は、ほぼ共通してＩ−Ｑ平面上に築かれたものである。この平面は２次元である。したがって基本的には多値化しないかぎりは１シンボル期間内に送ることができる情報は２ビットである。そして現在のところ、高速移動の環境下では１６ＱＡＭが実際上最も周波数利用効率の良い変調方式となっている。しかしながら、限られた周波数資源のもとで、さらに多くの情報を伝送するためには、一段と周波数利用効率の良い変調方式の実現が望まれる。
【００２２】
本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、従来の変調方式よりも周波数利用効率を向上させることができる変調方法、変調装置、復調装置及び無線通信システムを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２３】
かかる課題を解決するため本発明の変調方法は、第１の入力シンボルと第２の入力シンボルを直交変調する変調方法であって、第１の入力シンボルのナイキスト信号と、このナイキスト信号に対して前記入力シンボルのシンボル周期の１／４周期の整数倍の遅延差を与えた第２の入力シンボルのナイキスト信号とを、前記ナイキスト信号のもつ基本周波数の奇数倍の周波数のコサイン波を搬送波として用いて直交変調するようにする。
【００２４】
この方法によれば、入力シンボル周期Ｔの１／４周期の整数倍の遅延差のある第１及び第２のナイキスト信号を、コサイン波（搬送波）を用いて直交変調するので、第１及び第２のナイキスト信号を互いに干渉させることなく、入力シンボルの１シンボル期間Ｔ内に収めることができるようになる。但し、これだけでは、直流成分をもつようになるので、２次変調を行うと周波数帯域幅が結局２倍に広がってしまう。そのため上記コサイン波をナイキスト信号のもつ基本周波数の奇数倍に選定した。この結果、Ｔ／２ごとにナイキスト波のシンボル点を互いに干渉させることなく配置することができる。すなわちＴ／２ごとに、一方のナイキスト波が最大となるとき他方のナイキスト波がヌル点となる関係の２つのナイキスト波をつくることができる。これにより、帯域幅を広げることなく、従来の２倍のシンボルを収容した変調信号を形成できるようになる。
【００２５】
また本発明の変調方法は、４系統の入力シンボルに対してシンボル周期の１／４周期ずつの遅延差を与えてナイキスト成形することによりシンボル周期の１／４周期ずつの遅延差を有する第１〜第４のナイキスト信号を得るステップと、シンボル周期の２／４周期分の遅延差を有する第１と第２のナイキスト信号、シンボル周期の２／４周期分の遅延差を有する第３と第４のナイキスト信号をそれぞれ前記ナイキスト信号のもつ基本周波数の奇数倍の周波数のコサイン波を搬送波として用いて直交変調する１次変調ステップと、１次変調ステップで得た、前記第１と第２のナイキスト信号の直交変調信号と、前記第３と第４のナイキスト信号の直交変調信号とを、所定周波数の搬送波を用いて直交変調する２次変調ステップとを含むようにする。
【００２６】
本発明の変調方法は、４系統の入力シンボルに対してシンボル周期の１／４周期ずつの遅延差を与えてナイキスト成形することによりシンボル周期の１／４周期ずつの遅延差を有する第１〜第４のナイキスト信号を得るステップと、シンボル周期の１／４周期分の遅延差を有する第１と第２のナイキスト信号、シンボル周期の１／４周期分の遅延差を有する第３と第４のナイキスト信号を所定周波数の搬送波を用いて直交変調する１次変調ステップと、前記１次変調ステップで得た、前記第１と第２のナイキスト信号の直交変調信号と、前記第３と第４のナイキスト信号の直交変調信号とを、それぞれ前記ナイキスト信号のもつ基本周波数の奇数倍の周波数のコサイン波を搬送波として用いて直交変調する２次変調ステップとを含むようにする。
【００２７】
これらの方法によれば、２次変調ステップにより得られる変調信号は、単純に２つのナイキスト信号を直交変調した場合と比較して周波数帯域が広がらず、かつ第１〜第４の入力シンボルについての第１〜第４のナイキスト信号が互いに干渉を受けることなく配置されたものとなる。よって、従来と同一周波数帯域内に従来の２倍のシンボルを干渉無く配置した変調信号を得ることができる。
【００２８】
本発明の変調装置は、第１の入力シンボルについての第１のナイキスト信号と、このナイキスト信号に対して入力シンボル周期の１／４周期の整数倍の遅延差をもった第２の入力シンボルについての第２のナイキスト信号とを入力し、この第１及び第２のナイキスト信号をこれらのナイキスト信号のもつ基本周波数の奇数倍の周波数のコサイン波を用いて直交変調する直交変調器を具備する構成を採る。
【００２９】
この構成によれば、入力シンボル周期Ｔの１／４周期の整数倍の遅延差のある第１及び第２のナイキスト信号を、コサイン波（搬送波）を用いて直交変調するので、第１及び第２のナイキスト信号を互いに干渉させることなく、入力シンボルの１シンボル期間Ｔ内に収めることができるようになる。加えて、上記コサイン波の周波数をナイキスト信号のもつ基本周波数の奇数倍に選定したので、直流成分が抑制され、２次変調を行った場合でも実質的な周波数帯域が広がらずに済む。よって、帯域幅を広げることなく、従来の２倍のシンボルを収容した変調信号を形成できるようになる。
【００３０】
本発明の変調装置は、４系統の入力シンボルに対してシンボル周期の１／４周期ずつの遅延差を与える遅延器群と、前記４系統のシンボルからそれぞれナイキスト信号を形成するナイキストフィルタと、それぞれシンボル周期の２／４周期の遅延差をもつナイキスト信号同士を入力し、入力したナイキスト信号を前記ナイキスト信号のもつ基本周波数の奇数倍の周波数のコサイン波を搬送波として用いて直交変調する第１及び第２の直交変調器と、第１の直交変調器により得られた変調信号と、第２の直交変調器により得られた変調信号とを所定周波数の搬送波を用いて直交変調する第３の直交変調器とを具備する構成を採る。
【００３１】
本発明の変調装置は、４系統の入力シンボルに対してシンボル周期の１／４周期ずつの遅延差を与える遅延器群と、前記４系統のシンボルからそれぞれナイキスト信号を形成するナイキストフィルタと、それぞれシンボル周期の１／４周期の奇数倍の遅延差をもつナイキスト信号同士を入力し、所定周波数の搬送波を用いて直交変調する第１及び第２の直交変調器と、前記第１の直交変調器により得られた変調信号と、前記第２の直交変調器により得られた変調信号とを前記ナイキスト信号のもつ基本周波数の奇数倍の周波数のコサイン波を搬送波として用いて直交変調する第３の直交変調器とを具備する構成を採る。
【００３２】
これらの構成によれば、第１の直交変調器により１シンボル期間Ｔ内に２つのナイキスト信号が互いに干渉しない状態で配置された変調信号が得られると共に、第２の直交変調器により１シンボル期間Ｔ内に２つのナイキスト信号が互いに干渉しない状態で配置された変調信号が得られる。そして第３の直交変調器により１シンボル期間Ｔ内に４つのナイキスト信号が互いに干渉しない状態で配置された変調信号が得られる。この結果、帯域幅を広げることなく、従来の２倍のシンボルを収容した変調信号を形成できるようになる。
【００３３】
本発明の変調装置は、４系統の入力シンボルに対してシンボル周期の１／４周期ずつの遅延差を与える遅延器群と、前記４系統のシンボルからそれぞれナイキスト信号を形成するナイキストフィルタと、それぞれシンボル周期の１／４周期の整数倍の遅延差をもつナイキスト信号同士を入力し、入力したナイキスト信号を前記ナイキスト信号のもつ基本周波数の奇数倍の周波数で交互に出力する第１及び第２の直交変調器と、第１の直交変調器により得られた変調信号と、第２の直交変調器により得られた変調信号とを所定周波数の搬送波を用いて直交変調する第３の直交変調器とを具備する構成を採る。
【００３４】
この構成によれば、帯域幅を広げることなく従来の２倍のシンボルを収容した変調信号を形成できるようになると共に、第１及び第２の直交変調器をスイッチング素子やシフトレジスタ等で構成できるようになる。
【００３５】
本発明の復調装置は、第１及び第２のナイキスト信号が直交変調されてなる変調信号を、前記ナイキスト信号のもつ基本周波数の奇数倍の周波数のコサイン波を用いて直交復調する直交復調器を具備する構成を採る。
【００３６】
本発明の復調装置は、変調信号を入力し、この変調信号を所定の搬送波周波数を用いて直交復調することにより第１及び第２の復調信号を得る第１の直交復調器と、第１の復調信号を、前記ナイキスト信号のもつ基本周波数の奇数倍の周波数のコサイン波を用いて直交復調することにより第３及び第４の復調信号を得る第２の直交復調器と、第２の復調信号を、前記ナイキスト信号のもつ基本周波数の奇数倍の周波数のコサイン波を用いて直交復調することにより第５及び第６の復調信号を得る第３の直交復調器とを具備する構成を採る。
【００３７】
本発明の復調装置は、変調信号を入力し、この変調信号を前記ナイキスト信号のもつ基本周波数の奇数倍の周波数のコサイン波を用いて直交復調することにより第１及び第２の復調信号を得る第１の直交復調器と、前記第１の復調信号を所定の搬送波周波数を用いて直交復調することにより第３及び第４の復調信号を得る第２の直交復調器と、前記第２の復調信号を所定の搬送波周波数を用いて直交復調することにより第５及び第６の復調信号を得る第３の直交復調器とを具備する構成を採る。
【００３８】
これらの構成によれば、上記本発明の変調装置を用いて形成された変調信号を良好に復調して、復調信号を得ることができるようになる。
【００３９】
本発明の無線通信システムは、上記変調装置と、上記復調装置とを具備する構成を採る。
【００４０】
この構成によれば、従来と同一周波数帯域で従来の２倍の伝送速度の通信が可能な無線通信システムを実現することができる。
【発明の効果】
【００４１】
以上説明したように、本発明によれば、第１の入力シンボルのナイキスト信号と、このナイキスト信号に対して前記入力シンボルのシンボル周期の１／４周期の整数倍の遅延差をもった第２の入力シンボルのナイキスト信号とを、前記ナイキスト信号のもつ基本周波数の奇数倍の周波数のコサイン波を搬送波として用いて直交変調するようにしたことにより、従来の２倍以上の周波数利用効率の変調方式を実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４２】
本発明の発明者らは、もしＩ−Ｑ平面上に４次元空間を構築できれば、１シンボル期間内に送ることができる情報は４ビット（ＱＰＳＫの場合）となり、周波数効率は２倍に改善されると考えた。
【００４３】
但し、複数のＱＰＳＫ環をＩ−Ｑ平面上に置くことは不可能なので、図１に示すように、少なくとも第３の軸をＩ−Ｑ平面上に直交して設ける必要がある。ここで必要となるのは当然のことであるが、どのような物理量で新たな軸を作るのかということである。本発明では、第３の軸（Ｚ軸）を位相次元として考えることとした。
【００４４】
ここでＱＰＳＫ環を１シンボル期間内に２基収容することは、すなわちＩ軸上にナイキスト波が２個存在することを意味する。図２はこれを示したものである。ナイキスト波は２シンボル期間で主要な部分が構成され、その直交性はシンボル期間Ｔ毎に得られる。したがって１シンボル期間内に２箇所の直交性を確立するためには、シンボル期間を１／２に短縮することが不可欠である。従来の方法でこれを実現しようとすると、周波数帯域幅は２倍を要することとなり、周波数利用効率の向上につなげるための方法はＳＳＢ（Single SideBand）化が想起されるのみであった。
【００４５】
本発明は、このような考察に基づいてなされたもので、１シンボル期間内に２個のナイキスト波を収容する方法（以下これをdual QPSK方式と呼ぶ）を提供するものである。
【００４６】
先ず、本発明のdual QPSK方式におけるＱＰＳＫ環の置き方について説明する。dual QPSK方式は位相間多重を図ったものであり、Ｚ軸を位相変調の位相差成分と定義すると、図３のような配置（但し図３はπ/2−offset dual QPSKを示す）となる。
【００４７】
図４に、本発明によるdual QPSK方式の基本的な考え方を示す。この図を見て容易に理解できるように、実施の形態の方式は独立した包絡線を４個保有する。あたかも搬送波を構成する解析信号による円筒の上に独立した４基のナイキスト波包絡線を貼り付けたようなモデルとなる。１シンボル期間内に４基のナイキスト波を収容するためにそれぞれのシンボル点は９０度毎に差をつけて配置する。
【００４８】
図２に戻って説明する。１シンボル期間内でナイキスト波を２個配置すると、図２（ａ）に示すようにシンボル間干渉が発生するため従来はナイキスト波を点Ｔ／２に配置していない。本発明の発明者らは、ナイキスト波に特定の搬送波周波数において変調を施せば、シンボル間干渉が回避できることを見出して、本発明に至った。
【００４９】
図５を用いて、本発明によるdual QPSK方式を具現化する基本的考えを示す。図５（ａ）、（ｂ）はともにシンボル周期Ｔのナイキスト波に周期２Ｔのコサイン波を乗算（変調）したものを重ねて示したものである。この図からも明白なとおり、変調後の波形もナイキスト波であることが分かる。ただし、周期は元のナイキスト波の１／２となる。これを数式で示すと、ナイキスト波はｓｉｎｃ関数で表せるので、シンボル周期Ｔのナイキスト波と周期２Ｔの搬送波（コサイン波）の積は、次式のようになる。
【００５０】
【数１】
2004364244.tif 000003
（２）式からも分かるように、積（変調出力）もｓｉｎｃ関数であり周期はＴ／２となる。このため、変調後の信号同士を加え合わせても相互の干渉は生じない。図５（ｃ）は、合成した際の波形を示している。
【００５１】
このように、コサイン波（搬送波）を、互いにシンボル周期の１／４の整数倍の遅延差を与えた２つのナイキスト信号に乗算することが本発明の第１の要件である。これにより、コサイン波を乗算した後の（すなわち変調後の）２つのナイキスト信号は、互いに干渉しなくなる。
【００５２】
ただし、周期２Ｔの搬送波は、変調後にＤＣ（直流）領域を含むので搬送波周波数を高める必要がある。しかしながら単純に搬送波周波数を高めると、ナイキスト波のシンボル点が互いに干渉してしまう。
【００５３】
本発明の第２の要件は、前記コサイン波（搬送波）の周波数をナイキスト信号の基本周波数の奇数倍に設定することである。つまり、乗算するコサイン波（搬送波）の周期を２Ｔ／（２ｎ＋１）とする。図６に、ナイキスト波形に、周期が２Ｔ／（２ｎ＋１）の搬送波を乗じた場合の波形を示す（ｎ＝０，１，２の例）。図６からも明らかなように、本発明のように２Ｔを基本周期とする奇数次高調波を用いれば、Ｔ／２ごとに配置したナイキスト波のシンボル点を干渉させずに済むことができるようになる。因みに図６は、搬送波の周期を２Ｔ、２Ｔ／３、２Ｔ／５にしたものを示している。
【００５４】
すなわち本発明の骨子は、第１の入力シンボルのナイキスト信号と、このナイキスト信号に対して入力シンボルのシンボル周期の１／４の整数倍の遅延差をもった第２の入力シンボルのナイキスト信号とを、ナイキスト信号のもつ基本周波数の奇数倍の周波数のコサイン波を搬送波として用いて直交変調する直交変調器を設けることである。このような直交変調器を設けるようにすれば、二重の直交変調を行った場合でもナイキスト信号同士を干渉させずに、４つのナイキスト信号を１シンボル期間内に配置することができ、同一周波数帯域内に従来の２倍のシンボルを収めることができるようになる。
【００５５】
さらに別の見方で本発明の原理を説明する。図７は、ナイキスト波形を用いれば、Ｉ軸及びＱ軸でシンボル区間内に２ビットを送れることを示している。Ｉ軸とＱ軸は、直交変調上ではπ／２の位相差を持つことは周知のとおりである。
【００５６】
図８は、従来のＩ軸とＱ軸による２次元への信号対応（コンスタレーション）を超えて、本発明による新たな２軸が加わって４次元空間をもたらすことを示すものである。Ｉ軸、Ｑ軸それぞれにナイキスト信号をπ間隔で挿入する。このとき、従来からの位相点と新たな位相点との間にはナイキスト信号の直交性はなく、すなわち相手側の信号点に対してNullとなることは保証されない。
【００５７】
そこで本発明では、図５に示したように、この新たな位相点へのシンボル配置を可能とするために、従来のシンボルと新たなシンボルを単純に加えるのではなく、コサイン波（搬送波）を乗算することで直交性を与える。さらに上述したように、コサイン波（搬送波）をナイキスト信号のもつ基本周波数の奇数倍の周波数とすることで、帯域が広がることを抑制する。
【００５８】
図９は、本発明におけるＩ軸とＱ軸への各々への新たなシンボルの挿入位置を示した図である。この図からも分かるように、本発明ではπの位相差関係にある２信号を直交変調する。換言すれば、本発明は２重の直交変調を行うものである。
【００５９】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
【００６０】
（実施の形態１）
図１０に、本発明の実施の形態１に係る変調装置の構成を示す。変調装置１００は無線通信システムの送信側に設けられている。変調装置１００は４系統のデータ信号（入力シンボル）Ｂｉｔ１、Ｂｉｔ２、Ｂｉｔ３、Ｂｉｔ４に対してシンボル区間Ｔを４等分の１ずつした遅延差を付加する遅延器群１０２、１０３、１０４と、シンボル区間Ｔの１／２の遅延差を持つ信号同士を入力とする２群の第１及び第２の直交変調器１０９、１１０と、その出力を入力とする第３の直交変調器１１３とを有し、４系統の情報に対して２段構えの直交変調を施して２重のＱＰＳＫ処理を施すようになっている。
【００６１】
変調装置１００は送信データ（ＴＸＤａｔａ）をシリアルパラレル変換回路（Ｓ／Ｐ）１０１により４系列に並列化する。次に並列化したビットＢｉｔ１、Ｂｉｔ２、Ｂｉｔ３、Ｂｉｔ４に対して、遅延器１０２、１０３、１０４によって、シンボル周期Ｔの１／４であるＴ／４の遅延差を付加する。これにより、シンボル区間内の４等分の位相点にシンボルが配置される。つまり、位相ゼロ、位相π／２、位相π、位相３π／２の位置に配置される。
【００６２】
変調装置１００は、遅延処理後の４信号をそれぞれナイキストフィルタ１０５、１０６、１０７、１０８により成形し、Ｔ／２の遅延差関係（つまり位相差πの関係）にある２信号同士の２組に分けて、第１の直交変調器１０９及び第２の直交変調器１１０に入力させる。
【００６３】
第１の直交変調器１０９はナイキスト信号を周期２Ｔ／（２ｎ＋１），（ｎ：整数）の搬送波で一次変調することにより、入力した２信号を合成する。同様に、第２の直交変調器１１０はナイキスト信号を周期２Ｔ／（２ｎ＋１），（ｎ：整数）の搬送波で一次変調することにより、入力した２信号を合成する。
【００６４】
このようにして得られた２系統の変調信号は、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１１１、１１２に入力される。バンドパスフィルタ１１１、１１２は、一次変調により発生したイメージ信号及びスプリアス成分を除去し、フィルタリング後の信号を第３の直交変調器１１３に送出する。
【００６５】
第３の直交変調器１１３は、入力された２系統の変調信号を高次周波数（ωＣ）で直交変調する（２次変調）。第３の直交変調器１１３から出力される２次変調後の信号は、バンドパスフィルタ１１４によりイメージ信号及びスプリアス成分が除去された後に、無線伝搬路に送出される。
【００６６】
かくして、変調装置１００により、４本の入力信号情報が１シンボル期間内に９０度ずつの差をもつナイキスト波として収容された変調信号が得られる。図１１にその概念図を示す。Ｉ軸信号上にＴ／２差で収容した２信号のナイキスト合成波があり、Ｑ軸信号上にＩ軸とはＴ／４の差でスタートするナイキスト合成波がある。シンボル周期Ｔの１／４の時間差で並ぶ時刻ｔ１，ｔ２，ｔ３，ｔ４の包絡線上に４信号の信号点が表現される。
【００６７】
図１２に、変調装置１００によって形成された変調信号を復調する復調装置２００の構成を示す。復調装置２００は、無線通信システムの受信側に設けられている。復調装置２００は変調信号を第１の直交復調器２０１に入力する。第１の直交復調器２００は入力した変調信号を高次周波数（ωＣ）で直交復調することにより、第１及び第２の復調信号を得る。
【００６８】
この２系統の復調信号は、バンドパスフィルタ２０２、２０３を介して第２及び第３の直交復調器２０４、２０５に入力される。第２及び第３の直交復調器２０４、２０５は、それぞれ、周期２Ｔ／（２ｎ＋１），（ｎ：整数）の搬送波で入力信号を直交復調する。
【００６９】
そして第２及び第３の直交復調器２０４、２０５から出力された４系統の復調信号は、ナイキストフィルタ２０６、２０７、２０８、２０９及びシンボル区間Ｔを４等分の１ずつした遅延差を付加する遅延器群２１０、２１１、２１２を介して復調ビットＢｉｔ１、Ｂｉｔ２、Ｂｉｔ３、Ｂｉｔ４とされる。復調ビットＢｉｔ１、Ｂｉｔ２、Ｂｉｔ３、Ｂｉｔ４はパラレルシリアル変換回路（Ｐ／Ｓ）２１３により直列化され、これにより受信データ（ＲＸｏｕｔ）が得られる。
【００７０】
このように復調装置２００を用いれば、変調装置１００により変調された信号を良好に復調して元の変調前のビットを復元することができる。
【００７１】
次に、図１０に示す変調装置１００を送信側に設け、図１２に示す復調装置２００を受信側に設けた無線通信システムの、変調動作の確認とＡＷＧＮ環境下でＢＥＲのシミュレーションを行ったので記載する。
【００７２】
本発明で重要なことは、ナイキスト波をシンボル周期の１／２に配置できるかどうかにある。これは１次変調において確認するものである。図１３にこれを確認するためのシミュレーション結果を示す。図１３（ａ）はシンボル入力（ナイキスト成形後）を示し、図１３（ｂ）は１次変調用搬送波を示し、図１３（ｃ）は１次変調出力信号を示す。因みに、これらはＩ軸またはＱ軸の一方に相当する。図１３（ａ）のナイキスト入力と図１３（ｃ）の１次変調出力を見ると、ナイキスト波の信号点が確実に表現されていることが分かる。
【００７３】
図１４に、２次変調出力波とその帯域幅を示すスペクトルを示す。２次変調においては直交変調によりＩ軸成分とＱ軸成分が合成され４種類の包絡線が合成されたものとなる（図１４（ａ））。またスペクトル（図１４（ｂ））からは帯域幅が１Ｈｚであることが分かる。入力のシンボル周期は１ｓｅｃ（ナイキスト波周期：０．５Ｈｚ）としてシミュレーションを行ったので、変調により両側波が発生して１Ｈｚ／−３ｄＢとなっていることは理論が正しいことを示している。
【００７４】
次に、本発明の変調方式の通信品質が１６ＱＡＭより優れていることが周波数利用効率改善の大前提となる。図１５に、ＡＷＧＮ環境下でのＢＥＲ対Ｓ／Ｎのシミュレーション結果を示す。このシミュレーション結果から、本発明の変調方式はＱＰＳＫとほぼ同等のＢＥＲを示し、同等の伝送速度をもつ１６ＱＡＭに対しては１０−２点でも４ｄＢ以上のＳ／Ｎ特性を示す優れたものであることが分かる。
【００７５】
かくして本実施の形態によれば、それぞれシンボル周期の１／２（２／４）の遅延差をもつナイキスト信号同士を入力し、入力したナイキスト信号をナイキスト信号のもつ基本周波数の奇数倍の周波数のコサイン波を搬送波として用いて直交変調する第１及び第２の直交変調器１０９、１１０と、第１の直交変調器１０９により得られた変調信号と、第２の直交変調器１１０により得られた変調信号とを所定周波数の搬送波を用いて直交変調する第３の直交変調器１１３とを設けたことにより、帯域幅を広げることなく、従来の２倍のシンボルを収容した変調信号を形成し得る変調装置１００を実現できる。
【００７６】
（実施の形態２）
上述した実施の形態１では、１シンボル期間に伝送できる情報量が４ビットであった。これは従来の１６ＱＡＭに匹敵するものである。他方、従来の変調方式では６４ＱＡＭなどのさらに多値化を図った方式がある。この実施の形態では、変調方式による更なる高能率化を行い、従来の多値化に対応する方法を提案する。
【００７７】
図１６に、本発明の実施の形態２による変調装置の構成を示す。図１６では、図１０との対応部分には同一符号を付し、その部分についての説明は省略する。変調装置３００は送信データ（ＴＸＤａｔａ）をマッピング処理部３０１に入力する。マッピング処理部３０１は送信データ（ＴＸＤａｔａ）に対して並列化処理と誤り訂正符号化を主とするマッピング処理を施す。マッピング処理部３０１は、処理後の１ビット目と２ビット目を加算器３０２に、３ビット目と４ビット目を加算器３０４に、５ビット目と６ビット目を加算器３０３に、７ビット目と８ビット目を加算器３０５に送出する。
【００７８】
各加算器３０２〜３０５は、入力した２ビットの信号を加算することにより２ビットの信号をまとめる。加算器３０２の出力はナイキストフィルタ１０５に送られ、他の加算器３０３〜３０５の出力は遅延器１０２〜１０４を介してナイキストフィルタ１０６〜１０８に送られる。これにより、各ナイキストフィルタ１０５〜１０８から出力されるナイキスト信号は１波で２ビット分の情報をもつようになる。続く処理は、図１０と同様である。
【００７９】
図１７に、変調装置３００によって形成された変調信号を復調する復調装置４００の構成を示す。復調装置４００は無線通信システムの受信側に設けられている。なお図１７では、図１２との対応部分には同一符号を付し、その部分についての説明は省略する。復調装置４００は、ナイキスト信号をアナログディジタル変換するアナログディジタル変換器（Ａ／Ｄ）４０１〜４０４を有することと、デマッピング処理部４０５を有することを除いて、図１２の復調装置２００と同様の構成でなる。
【００８０】
各アナログディジタル変換回路４０１〜４０４は、ナイキストフィルタ２０６〜２０９から出力されるナイキスト信号を閾値判定することにより、２ビット分の情報を得る。デマッピング処理部４０５は、入力した８系統のビットに対して、直列化処理と誤り訂正復号化処理を主とするデマッピング処理を施すことにより、受信データ（ＲＸｏｕｔ）を得る。
【００８１】
かくして本実施の形態によれば、実施の形態１の構成に加えて、ナイキスト信号自体を多値化したことにより、実施の形態１と同一周波数帯域内で実施の形態１の２倍のデータを伝送できるようになり、さらなる周波数利用効率の向上が可能となる。
【００８２】
（実施の形態３）
図１０に示した実施の形態１ならびに図１６に示した実施の形態２においては、並列信号とした送信データをシンボル区間内の４等分の位相点にシンボル配置した後、すなわち位相ゼロ、位相π／２、位相π、位相３π／２の位置に置いた後に一次変調で位相ゼロと位相πのシンボルを直交変調し、同時に位相π／２と位相３π／２のシンボルを直交変調した。すなわち位相差π（すなわちシンボル周期の１／２の遅延差）をもつシンボル信号を一次変調した。
【００８３】
この結果、受信側では第１段階で位相差π／２の直交復調を行うことになるが、動的変化の激しい環境下での直交復調は、位相差πの復調よりも位相間誤差が大きくなる可能性が高く、符号間干渉や伝送上のひずみに弱いと考えられる。このためこの実施の形態では、第１、第２の直交変調では位相差π／２（すなわちシンボル周期の１／４の遅延差）の関係にあるシンボル同士を扱うものとする。
【００８４】
図１６との対応部分に同一符号を付して示す図１８に、本発明の実施の形態３による変調装置５００の構成を示す。前述の通り、第１及び第２の直交変調器５０１、５０２では、シンボル周期の１／４の遅延差を有するナイキスト信号を入力して位相差π／２の通常の直交変調を行うので、用いる搬送波周波数はωcとする。他方、第３の直交変調器５０３では位相差πでの合成を行うので、用いる搬送波周波数は（２ｎ＋１）ωｏとする。この場合、（２ｎ＋１）ωｏによるシンボル半周期点での干渉軽減効果を確実なものとするためにはωcをωoの偶数倍の周波数とすべきである。
【００８５】
図１７との対応部分に同一符号を付して示す図１９に、本発明の実施の形態３による復調装置６００の構成を示す。復調装置６００は受信側に設けられ、送信側に設けられた変調装置５００により変調されて送信された変調信号を復調する。
【００８６】
復調装置６００は、第１の直交復調器６０１で用いる搬送波周波数を（２ｎ＋１）ωｏとする。他方、第２及び第３の直交復調器６０２、６０３では位相差π／２の通常の直交復調を行うので、用いる搬送波周波数はωcとする。
【００８７】
かくして、本実施の形態の変調方式によれば、実施の形態１や実施の形態２の効果に加えて、一段と符号間干渉や伝送上のひずみに強い変調方式を実現できる。
【００８８】
なおこの実施の形態では、シンボル周期の１／４周期の遅延差を有するナイキスト信号同士を所定の搬送波周波数ωＣで一次変調し、一次変調により得られた２系統の信号をナイキスト信号のもつ基本周波数の奇数倍の周波数のコサイン波を搬送波として用いて二次変調する場合について述べたが、遅延差は１／４周期に限らず３／４周期でもよく、要はシンボル周期の１／４周期の奇数倍の遅延差を有する信号同士を一次変調すればよい。
【００８９】
（実施の形態４）
この実施の形態では、ナイキスト信号のもつ基本周波数の奇数倍の周波数のコサイン波を搬送波として用いて直交変調する直交変調器を別の構成にて実現した場合について説明する。基本的な原理は、実施の形態１〜３と同様である。
【００９０】
図１０との対応部分に同一符号を付して示す図２０において、本実施の形態の変調装置７００は、一次変調を行う第１及び第２の変調器としてシフトレジスタ７０１、７０２を有する。変調装置７００は、各シフトレジスタ７０１、７０２に入力される２系統のナイキスト信号のうち一方の極性をインバータ７０３、７０４により反転させる。この実施の形態の場合、Ｂｉｔ３とＢｉｔ４の極性を反転させる。
【００９１】
これにより、変調装置７００は、Ｉ軸の正信号Ｂｉｔ１、Ｉ軸の負信号Ｂｉｔ３を得ると共に、Ｑ軸の正信号Ｂｉｔ２、Ｑ軸の負信号Ｂｉｔ４を得るようになっている。
【００９２】
こうして得られたＩ軸の正信号Ｂｉｔ１、Ｉ軸の負信号Ｂｉｔ３はシフトレジスタ７０１に入力されると共に、Ｑ軸の正信号Ｂｉｔ２、Ｑ軸の負信号Ｂｉｔ４はシフトレジスタ７０２に入力される。
【００９３】
シフトレジスタ７０１は、Ｉ軸の正信号Ｂｉｔ１、Ｉ軸の負信号Ｂｉｔ３に間にゼロを挿間しながら順次シンボル周期の奇数倍のクロックで出力する。同様に、シフトレジスタ７０２は、Ｑ軸の正信号Ｂｉｔ２、Ｑ軸の負信号Ｂｉｔ４に間にゼロを挿間しながら順次シンボル周期の奇数倍のクロックで出力する。
【００９４】
つまり、シフトレジスタ７０１、７０２は、それぞれ、シンボル周期の１／４周期の整数倍の遅延差をもつナイキスト信号同士を入力し（この実施の形態の場合、シンボル周期の１／２）、入力したナイキスト信号をナイキスト信号のもつ基本周波数の奇数倍の周波数で交互に出力する。
【００９５】
この処理は、第１の入力シンボルのナイキスト信号と、このナイキスト信号に対して入力シンボルのシンボル周期の１／４周期の整数倍だけ遅延差をもった第２の入力シンボルのナイキスト信号とを、ナイキスト信号のもつ基本周波数の奇数倍の周波数のコサイン波を搬送波として用いて直交変調することに相当する。
【００９６】
なおシリアルパラレル変換器（Ｓ／Ｐ）１０１、シフトレジスタ７０１、７０２、直交変調器１１３はそれぞれ、独立のクロック信号を生成するクロック生成部７０５からのクロック信号により動作するようになっている。
【００９７】
この結果、バンドパスフィルタ１１４からは図４に示すようなＩ軸及びＱ軸がそれぞれに独立に２ビットのシンボルを持った変調出力が得られる。
【産業上の利用可能性】
【００９８】
本発明は、例えば周波数利用効率の向上が求められる無線通信システムに適用して好適である。
【図面の簡単な説明】
【００９９】
【図１】本発明により新たなシンボルが加わった場合のコンスタレーション図の例
【図２】ナイキスト波の多重とシンボル期間を示す図
【図３】本発明によるＱＰＳＫ環の置き方を示す図
【図４】本発明の基本となる変調波の信号配置と方法を示す図
【図５】搬送波によるナイキスト波の変調の説明に供する波形図
【図６】搬送波の周波数をシンボル周期の奇数倍に設定すればＴ／２点で干渉が生じないことを示す波形図
【図７】ナイキスト波形を用いればＩ軸及びＱ軸でシンボル区間内に２ビットを送れることを示す図
【図８】Ｉ軸、Ｑ軸それぞれにナイキスト信号をπ間隔で挿入した場合を示す図
【図９】本発明におけるＩ軸とＱ軸への各々への新たなシンボルの挿入位置を示す図
【図１０】本発明の実施の形態１に係る変調装置の構成を示すブロック図
【図１１】実施の形態１の変調装置により得られる変調信号の波形を示す波形図
【図１２】本発明の実施の形態１に係る復調装置の構成を示すブロック図
【図１３】実施の形態１の変調装置により得られる１次変調波形のシミュレーション結果を示す図
【図１４】実施の形態１の変調装置により得られる２次変調波形のシミュレーション結果を示す図
【図１５】実施の形態１の変調装置により得られる変調信号と、従来のＱＰＳＫ、１６ＱＡＭとの通信品質を比較したシミュレーション結果を示す図
【図１６】実施の形態２の変調装置の構成を示す図
【図１７】実施の形態２の復調装置の構成を示す図
【図１８】実施の形態３の変調装置の構成を示す図
【図１９】実施の形態３の復調装置の構成を示す図
【図２０】実施の形態４の変調装置の構成を示す図
【図２１】従来のディジタル直交変調（ＱＰＳＫ）の原理説明に供する図
【図２２】従来の直交変調のシンボル配置とナイキスト理論から新たにシンボルを考えるべき位置とを示す図
【符号の説明】
【０１００】
１００、３００、５００、７００  変調装置
１０１  シリアルパラレル変換器（Ｓ／Ｐ）
１０２〜１０４、２１０〜２１２  遅延器
１０５〜１０８、２０６〜２０９  ナイキストフィルタ
１０９、５０１  第１の直交変調器
１１０、５０２  第２の直交変調器
１１１、１１２、１１４、２０２、２０３  バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
１１３、５０３  第３の直交変調器
２００、４００、６００  復調装置
２０１、６０１  第１の直交復調器
２０４、６０２  第２の直交復調器
２０５、６０３  第３の直交復調器
２１３  パラレルシリアル変換器（Ｐ／Ｓ）
３０１  マッピング処理部
３０２〜３０５  加算器
４０１〜４０４  アナログディジタル変換器（Ａ／Ｄ）
４０５  デマッピング処理部
７０１、７０２  シフトレジスタ
７０３、７０４  インバータ
Ｔ  シンボル周期
ＴＸＤａｔａ  送信データ
ＲＸｏｕｔ  受信データ
【図１】
2004364244.tif 000004
【図２】
2004364244.tif 000005
【図３】
2004364244.tif 000006
【図４】
2004364244.tif 000007
【図５】
2004364244.tif 000008
【図６】
2004364244.tif 000009
【図７】
2004364244.tif 000010
【図８】
2004364244.tif 000011
【図９】
2004364244.tif 000012
【図１０】
2004364244.tif 000013
【図１１】
2004364244.tif 000014
【図１２】
2004364244.tif 000015
【図１３】
2004364244.tif 000016
【図１４】
2004364244.tif 000017
【図１５】
2004364244.tif 000018
【図１６】
2004364244.tif 000019
【図１７】
2004364244.tif 000020
【図１８】
2004364244.tif 000021
【図１９】
2004364244.tif 000022
【図２０】
2004364244.tif 000023
【図２１】
2004364244.tif 000024
【図２２】
2004364244.tif 000025