(57)【要約】【課題】効率を向上させることができる高周波増幅回路を提供する。【解決手段】合成器１６は、増幅器１４−１，１４−２からの信号の各々を伝送線路１８−１，１８−２をそれぞれ介して信号合成点Ｅにて合成する。伝送線路１８−１，１８−２の電気長は、高周波信号対Ｓ１（ｔ），Ｓ２（ｔ）の波長の１／４の奇数倍に略等しい。増幅器１４−１の出力端子Ｃは伝送線路１８−１のみと接続されており、増幅器１４−２の出力端子Ａは伝送線路１８−２のみと接続されている。これによって、増幅器１４−１，１４−２からの信号の各々が信号合成点Ｅにて逆相合成される状態を仮想した場合、増幅器１４−１の出力端子Ｃから負荷側を見たインピーダンス及び増幅器１４−２の出力端子Ａから負荷側を見たインピーダンスがともに無限大となり、電力が消費されない。【選択図】        図１
2004343666.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
互いに並列して設けられ、互いの位相差が変化する高周波信号対の各々を増幅する増幅器対と、
各々が該増幅器対の出力端子の各々と対応して設けられたインピーダンス調整器対を含み、該増幅器対により増幅された高周波信号対の各々を該インピーダンス調整器対の各々をそれぞれ介して合成して出力する合成手段と、
を有し、
前記インピーダンス調整器対の各々は、
対応する増幅器対の出力端子における電圧及び電流をそれぞれＶ１及びＩ１とし、前記合成手段の信号合成点における電圧及び電流をそれぞれＶ２及びＩ２とし、該出力端子と該信号合成点との間の特性を
【数１】
2004343666.tif 000014
とすると、
前記高周波信号対の周波数においてｄ＝０を略満たすように調整されていることを特徴とする高周波増幅回路。
【請求項２】
請求項１に記載の高周波増幅回路であって、
前記インピーダンス調整器対の各々は、対応する増幅器対の出力端子と前記合成手段の信号合成点との間の電気長が前記高周波信号対の波長の１／４の奇数倍に略等しい伝送線路によって構成され、
前記増幅器対の出力端子の各々は、対応する伝送線路のみと接続されていることを特徴とする高周波増幅回路。
【請求項３】
請求項１に記載の高周波増幅回路であって、
前記インピーダンス調整器対の各々は、
対応する増幅器対の出力端子と前記合成手段の信号合成点との間に並列接続された第１のインピーダンス素子と、
該第１のインピーダンス素子の一端子と前記合成手段の信号合成点との間に直列接続された第２のインピーダンス素子と、
を含み、
前記インピーダンス調整器対の各々に関して、前記第１のインピーダンス素子のインピーダンスと前記第２のインピーダンス素子のインピーダンスとの和が、前記高周波信号対の周波数において０に略等しいことを特徴とする高周波増幅回路。
【請求項４】
請求項１〜３のいずれか１に記載の高周波増幅回路であって、
入力信号レベルに応じた位相差を有する高周波信号対を生成して前記増幅器対へ出力する高周波信号対生成手段をさらに有することを特徴とする高周波増幅回路。
【請求項５】
請求項１〜３のいずれか１に記載の高周波増幅回路であって、
入力高周波信号を高周波信号対に分配する分配手段と、
該高周波信号対の位相差を調整可能な位相調整手段と、
をさらに有し、
該位相調整手段により位相差が調整された高周波信号対の各々が前記増幅器対の各々に入力され、
該位相調整手段により前記高周波信号対の位相差が調整されることで、前記合成手段からの出力高周波信号のレベルが調整されることを特徴とする高周波増幅回路。
【請求項６】
請求項５に記載の高周波増幅回路であって、
前記合成手段からの出力高周波信号のレベルを検出する検出手段と、
該検出手段による検出レベルが設定レベルとなるように前記位相調整手段の制御を行う制御手段と、
をさらに有することを特徴とする高周波増幅回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、互いに並列して設けられ、互いの位相差が変化する高周波信号対の各々を増幅する増幅器対と、該増幅器対により増幅された高周波信号対の各々を合成して出力する合成器と、を有する高周波増幅回路に関する。
【０００２】
【従来の技術及び発明が解決しようとする課題】
この種の高周波増幅回路の一例として、非特許文献１に示すＬＩＮＣ（Ｌｉｎｅａｒ  Ａｍｐｌｉｆｉｃａｔｉｏｎ  ｗｉｔｈ  Ｎｏｎｌｉｎｅａｒ  Ｃｏｍｐｏｎｅｎｔｓ）による飽和増幅器を用いた高効率な増幅回路が知られている。図８にＬＩＮＣの原理を説明するためのブロック図を示す。信号分離器１１２により、包絡線変動を伴う変調信号である入力高周波信号Ｓｉｎ（ｔ）が定包絡線位相変調信号である高周波信号対Ｓ１（ｔ），Ｓ２（ｔ）に分離される。分離された高周波信号対Ｓ１（ｔ），Ｓ２（ｔ）は、それぞれ高効率な非線形増幅器１１４−１，１１４−２により増幅されてから合成器１１６により電力合成されることで、線形増幅された出力高周波信号Ｓｏｕｔ（ｔ）が出力される。
【０００３】
ここで、信号Ｓｉｎ（ｔ）の位相が静止して見える直交座標系上のベクトルによって信号Ｓｉｎ（ｔ），Ｓ１（ｔ），Ｓ２（ｔ）を図示すると図９のようになる。図９に示すように、信号Ｓｉｎ（ｔ）は、位相が＋θ（ｔ）で振幅がａｍａｘ／２０．５である信号Ｓ１（ｔ）と、位相が−θ（ｔ）で振幅がａｍａｘ／２０．５である信号Ｓ２（ｔ）と、に分離される。信号Ｓｉｎ（ｔ）を以下の（１）式で表すと、信号Ｓ１（ｔ），Ｓ２（ｔ）はそれぞれ以下の（２）、（３）式で表され、θ（ｔ）は以下の（４）、（５）式で表される。
【数２】
2004343666.tif 000003
【０００４】
合成器１１６の入出力インピーダンスが同一の場合、合成器１１６のインピーダンス変換により信号の電圧が１／２０．５倍となることを考慮すると、電力合成後の出力高周波信号Ｓｏｕｔ（ｔ）は以下の（６）式で表される。
【数３】
2004343666.tif 000004
【０００５】
（６）式において、Ｇは増幅器１１４−１，１１４−２の利得である。この従来の増幅回路によれば、（６）式に示すように入力高周波信号Ｓｉｎ（ｔ）を利得Ｇで増幅した出力高周波信号Ｓｏｕｔ（ｔ）を得るとともに、高効率な線形増幅を図っている。
【０００６】
増幅器１１４−１，１１４−２で増幅された信号を合成する合成器１１６としては、一般的に、固定インピーダンスでポート間のアイソレーションの高いウィルキンソン合成器が用いられる。しかし、合成器１１６にウィルキンソン合成器を用いた場合は、高周波信号対Ｓ１（ｔ），Ｓ２（ｔ）の位相差の変動に対して最適な負荷インピーダンスを適応させることができていないため、特に高周波信号対Ｓ１（ｔ），Ｓ２（ｔ）の位相差が大きいときに合成損失が大きくなり、効率が低下してしまうという問題点があった。そこで、本発明は、効率を向上できる高周波増幅回路を提供することを目的とする。なお、高効率化を図った高周波増幅回路の他の一例として、特許文献１，２に示すものが開示されている。
【０００７】
【特許文献１】
特開２００１−６８９４２号公報
【特許文献２】
特開２００２−７６７８１号公報
【非特許文献１】
ＤＯＮＡＬＤ  Ｃ．  ＣＯＸ，”Ｌｉｎｅａｒ  Ａｍｐｌｉｆｉｃａｔｉｏｎ  ｗｉｔｈ  Ｎｏｎｌｉｎｅａｒ  Ｃｏｍｐｏｎｅｎｔｓ”，ＩＥＥＥ  ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ  ＯＮ  ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＳ，ＤＥＣＥＭＢＥＲ  １９７４
【０００８】
【課題を解決するための手段】
第１の本発明に係る高周波増幅回路は、互いに並列して設けられ、互いの位相差が変化する高周波信号対の各々を増幅する増幅器対と、各々が該増幅器対の出力端子の各々と対応して設けられたインピーダンス調整器対を含み、該増幅器対により増幅された高周波信号対の各々を該インピーダンス調整器対の各々をそれぞれ介して合成して出力する合成手段と、を有し、前記インピーダンス調整器対の各々は、対応する増幅器対の出力端子における電圧及び電流をそれぞれＶ１及びＩ１とし、前記合成手段の信号合成点における電圧及び電流をそれぞれＶ２及びＩ２とし、該出力端子と該信号合成点との間の特性を
【数４】
2004343666.tif 000005
とすると、前記高周波信号対の周波数においてｄ＝０を略満たすように調整されていることを特徴とする。
【０００９】
本発明によれば、増幅器対に入力される高周波信号対の位相差の変動に対して、増幅器対の出力端子から負荷側を見たインピーダンスを高効率となるように変化させることができるので、増幅回路の効率を向上させることができる。さらに、高周波信号対の位相差の変動が速い場合でも負荷インピーダンスを応答よく変化させることができる。
【００１０】
第２の本発明に係る高周波増幅回路は、第１の本発明に記載の回路であって、前記インピーダンス調整器対の各々は、対応する増幅器対の出力端子と前記合成手段の信号合成点との間の電気長が前記高周波信号対の波長の１／４の奇数倍に略等しい伝送線路によって構成され、前記増幅器対の出力端子の各々は、対応する伝送線路のみと接続されていることを特徴とする。
【００１１】
この構成によれば、増幅器対の出力端子と合成手段の信号合成点との間の電気長が高周波信号対の波長の１／４の奇数倍に略等しい伝送線路によって、負荷インピーダンスを高周波信号対の位相差の変動に応じて変化させることができるので、簡単な回路構成で増幅回路の効率を向上させることができる。
【００１２】
第３の本発明に係る高周波増幅回路は、第１の本発明に記載の回路であって、前記インピーダンス調整器対の各々は、対応する増幅器対の出力端子と前記合成手段の信号合成点との間に並列接続された第１のインピーダンス素子と、該第１のインピーダンス素子の一端子と前記合成手段の信号合成点との間に直列接続された第２のインピーダンス素子と、を含み、前記インピーダンス調整器対の各々に関して、前記第１のインピーダンス素子のインピーダンスと前記第２のインピーダンス素子のインピーダンスとの和が、前記高周波信号対の周波数において０に略等しいことを特徴とする。
【００１３】
この構成によれば、インピーダンスの和が高周波信号対の周波数において略０となる第１のインピーダンス素子及び第２のインピーダンス素子によって、負荷インピーダンスを高周波信号対の位相差の変動に応じて変化させることができるので、簡単な回路構成で増幅回路の効率を向上させることができる。
【００１４】
第４の本発明に係る高周波増幅回路は、第１〜３の本発明のいずれか１に記載の回路であって、入力信号レベルに応じた位相差を有する高周波信号対を生成して前記増幅器対へ出力する高周波信号対生成手段をさらに有することを特徴とする。
【００１５】
この構成によれば、入力信号レベルに応じた位相差を有する高周波信号対を生成して増幅器対へ出力することにより、入力信号レベルが変動しても高効率な線形増幅を実現できる。
【００１６】
第５の本発明に係る高周波増幅回路は、第１〜３の本発明のいずれか１に記載の回路であって、入力高周波信号を高周波信号対に分配する分配手段と、該高周波信号対の位相差を調整可能な位相調整手段と、をさらに有し、該位相調整手段により位相差が調整された高周波信号対の各々が前記増幅器対の各々に入力され、該位相調整手段により前記高周波信号対の位相差が調整されることで、前記合成手段からの出力高周波信号のレベルが調整されることを特徴とする。
【００１７】
この構成によれば、増幅器対に入力する高周波信号対の位相差を位相調整手段により調整することにより、簡単な回路構成で出力高周波信号のレベルを調整することができる。
【００１８】
第６の本発明に係る高周波増幅回路は、第５の本発明に記載の回路であって、前記合成手段からの出力高周波信号のレベルを検出する検出手段と、該検出手段による検出レベルが設定レベルとなるように前記位相調整手段の制御を行う制御手段と、をさらに有することを特徴とする。
【００１９】
この構成によれば、出力高周波信号の検出レベルに基づいて増幅器対に入力する高周波信号対の位相差を制御するフィードバック制御を行うことにより、出力高周波信号のレベルをより正確に制御することができる。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態（以下実施形態という）を、図面に従って説明する。
【００２１】
（１）第１実施形態
図１は、本発明の第１実施形態に係る高周波増幅回路の構成の概略を示すブロック図であり、本発明をＬＩＮＣに適用した場合を示す。本実施形態に係る高周波増幅回路は、信号分離器１２、増幅器対１４及び合成器１６を備えている。
【００２２】
高周波信号対生成手段としての信号分離器１２は、入力高周波信号Ｓｉｎ（ｔ）をその振幅レベルに応じた位相差を有する高周波信号対Ｓ１（ｔ），Ｓ２（ｔ）に分離して増幅器対１４へ出力する。例えば、信号Ｓｉｎ（ｔ）は包絡線変動を伴う変調信号であり、信号Ｓ１（ｔ），Ｓ２（ｔ）はほぼ定包絡線となる位相変調信号である。なお、図１では、信号分離器１２に入力高周波信号Ｓｉｎ（ｔ）が入力される場合を示しているが、信号分離器１２にベースバンド信号が入力されてもよい。この場合の信号分離器１２は、ベースバンド信号のレベルに応じた位相差を有する高周波信号対Ｓ１（ｔ），Ｓ２（ｔ）を生成して増幅器対１４へ出力する。
【００２３】
増幅器対１４は、互いに並列に設けられた増幅器１４−１，１４−２によって構成されており、増幅器１４−１と増幅器１４−２とで利得、位相特性は略同一である。増幅器１４−１は高周波信号対の一方Ｓ１（ｔ）を増幅し、増幅器１４−２は高周波信号対の他方Ｓ２（ｔ）を増幅する。また、ここでの増幅器１４−１，１４−２は飽和増幅器として用いられる。
【００２４】
合成器１６は、増幅器１４−１の出力端子Ｃ及び増幅器１４−２の出力端子Ａにそれぞれ対応して設けられた伝送線路１８−１，１８−２を含む。そして、合成器１６は、増幅器１４−１，１４−２によりそれぞれ増幅された信号Ｇ×Ｓ１（ｔ），Ｇ×Ｓ２（ｔ）（Ｇは増幅器１４−１，１４−２の利得）を伝送線路１８−１，１８−２をそれぞれ介して信号合成点Ｅにて合成し、出力高周波信号Ｓｏｕｔ（ｔ）を図示しない負荷へ出力する。
【００２５】
伝送線路１８−１，１８−２は、本発明のインピーダンス調整器対を構成し、例えばマイクロストリップ線路によって構成される。伝送線路１８−１の一端は増幅器１４−１の出力端子Ｃと一致し、伝送線路１８−１の他端は合成器１６の信号合成点Ｅと一致している。同様に、伝送線路１８−２の一端は増幅器１４−２の出力端子Ａと一致し、伝送線路１８−２の他端は合成器１６の信号合成点Ｅと一致している。そして、伝送線路１８−１の電気長（増幅器１４−１の出力端子Ｃと合成器１６の信号合成点Ｅとの間の電気長）及び伝送線路１８−２の電気長（増幅器１４−２の出力端子Ａと合成器１６の信号合成点Ｅとの間の電気長）は、ともに高周波信号対Ｓ１（ｔ），Ｓ２（ｔ）の波長の１／４の奇数倍に略等しくなるように調整されている。また、ここでの増幅器１４−１の出力端子Ｃ及び増幅器１４−２の出力端子Ａについては、増幅器１４−１，１４−２内の増幅素子の出力端子となる。
【００２６】
さらに、図１に示すように、増幅器１４−１の出力端子Ｃは対応する伝送線路１８−１のみと接続されており、増幅器１４−２の出力端子Ａは対応する伝送線路１８−２のみと接続されている。このように、本実施形態の合成器１６は、増幅器１４−１の出力端子Ｃと増幅器１４−２の出力端子Ａとが反射波吸収抵抗を介して接続されていない点で、ウィルキンソン合成器と異なる。
【００２７】
なお、ＬＩＮＣの原理を説明するための信号Ｓｉｎ（ｔ），Ｓ１（ｔ），Ｓ２（ｔ）のベクトル図及び式については、従来の技術における図９及び（１）〜（６）式と同様であるため説明を省略する。
【００２８】
ここで、増幅器１４−１の出力端子Ｃにおける電圧及び電流をそれぞれＶ１及びＩ１とし、合成器１６の信号合成点Ｅにおける電圧及び電流をそれぞれＶ２及びＩ２とする。そして、増幅器１４−１の出力端子Ｃと合成器１６の信号合成点Ｅとの間の特性を以下の（７）式によって表すものとする。
【数５】
2004343666.tif 000006
【００２９】
一般的に伝送線路のＦ行列は、特性インピーダンスをＺ０、電気長をＬとすると、以下の（８）式によって表される。
【数６】
2004343666.tif 000007
【００３０】
ただし、（８）式におけるγは、以下の（９）式によって表される。
【数７】
2004343666.tif 000008
（９）式において、αは減衰定数であり、βは位相定数である。
【００３１】
ここで、α＝０、β＝２×π／λ（λは波長）とし、（８）式を簡略化すると、以下の（１０）式が得られる。
【数８】
2004343666.tif 000009
【００３２】
本実施形態の伝送線路１８−１においては、電気長Ｌ＝（２×ｎ−１）×λ／４（ｎは自然数）であるため、高周波信号対Ｓ１（ｔ），Ｓ２（ｔ）の周波数において（７）式のａ，ｂ，ｃ，ｄは、以下の（１１）式によって表される。
【数９】
2004343666.tif 000010
【００３３】
同様に、増幅器１４−２の出力端子Ａと合成器１６の信号合成点Ｅとの間の特性についても、（７）、（１１）式によって表される。
【００３４】
（７）、（１１）式から、以下の（１２）式が得られる。
【数１０】
Ｖ１／Ｉ１＝Ｚ０２×Ｉ２／Ｖ２      （１２）
（１２）式は、合成器１６の信号合成点Ｅにおける電圧Ｖ２が０のときに、増幅器１４−１の出力端子Ｃから負荷側を見たインピーダンス及び増幅器１４−２の出力端子Ａから負荷側を見たインピーダンスがともに無限大になることを示している。
【００３５】
本実施形態においては、高周波信号対Ｓ１（ｔ），Ｓ２（ｔ）の周波数においてｄ＝０を略満たすことにより、増幅器１４−１，１４−２にそれぞれ入力される高周波信号対Ｓ１（ｔ），Ｓ２（ｔ）の位相差の変動に対して、増幅器１４−１の出力端子Ｃから負荷側を見たインピーダンス及び増幅器１４−２の出力端子Ａから負荷側を見たインピーダンスを、高効率となるようなインピーダンスに追従させることができる。以下、負荷インピーダンス可変原理について図２〜４を用いて説明する。
【００３６】
合成器１６を線形とすると、ｅｖｅｎ（同相）モードとｏｄｄ（逆相）モードに分けて考えることができる。図２に示すように、増幅器１４−１，１４−２をｅｖｅｎ（同相）とｏｄｄ（逆相）に分割した電圧源２４−１，２４−２，２４−３と仮定する。電圧源２４−２の電圧Ｅ２（ｔ）と電圧源２４−３の電圧Ｅ３（ｔ）とは互いに逆位相であり、電圧源２４−１の電圧Ｅ１（ｔ）は電圧源２４−２の電圧Ｅ２（ｔ）及び電圧源２４−３の電圧Ｅ３（ｔ）と直交している。また、増幅器１４−１，１４−２の出力インピーダンスをＺ０とし、合成器１６の負荷インピーダンスをＺＬとする。ここで、増幅器１４−１の出力電圧Ｇ×Ｓ１（ｔ）は、互いに直交した電圧源２４−１の電圧Ｅ１（ｔ）と電圧源２４−３の電圧Ｅ３（ｔ）との重ね合わせで表すことができ、増幅器１４−２の出力電圧Ｇ×Ｓ２（ｔ）は、互いに直交した電圧源２４−１の電圧Ｅ１（ｔ）と電圧源２４−２の電圧Ｅ２（ｔ）との重ね合わせで表すことができる。具体的には以下の（１３）〜（１５）式で表される。
【数１１】
2004343666.tif 000011
【００３７】
ｅｖｅｎ（同相）モードでは、図３に示すように、電圧源２４−１のみで考える。この場合は、増幅器１４−１の出力端子Ｃから負荷側を見たインピーダンス及び増幅器１４−２の出力端子Ａから負荷側を見たインピーダンスがともにＺ０になるように設計することにより、電圧源２４−１には最大電流が流れ、出力高周波信号Ｓｏｕｔ（ｔ）の電力レベルが最大となる。
【００３８】
一方、ｏｄｄ（逆相）モードでは、図４に示すように、電圧源２４−２，２４−３で考える。この場合は、電圧源２４−２の電圧Ｅ２（ｔ）と電圧源２４−３の電圧Ｅ３（ｔ）とは互いに逆位相であるため、合成器１６の信号合成点Ｅにおける電圧Ｖ２は０となる。したがって、（１２）式より、増幅器１４−１の出力端子Ｃから負荷側を見たインピーダンス及び増幅器１４−２の出力端子Ａから負荷側を見たインピーダンスがともに無限大になるので、電圧源２４−２，２４−３の電流は０となり、電力が消費されずに出力高周波信号Ｓｏｕｔ（ｔ）の電力レベルは０となる。このように、本実施形態における伝送線路１８−１，１８−２は、高周波信号対Ｓ１（ｔ），Ｓ２（ｔ）の周波数においてｄ＝０を略満たすことにより、増幅器１４−１，１４−２により増幅された高周波信号対Ｇ×Ｓ１（ｔ），Ｇ×Ｓ２（ｔ）が合成器１６の信号合成点Ｅにて逆位相で合成される状態を仮想した場合に、増幅器１４−１の出力端子Ｃから負荷側を見たインピーダンス及び増幅器１４−２の出力端子Ａから負荷側を見たインピーダンスがともに無限大となるように機能する。
【００３９】
ｅｖｅｎ（同相）モードとｏｄｄ（逆相）モードとの間の高周波信号対Ｇ×Ｓ１（ｔ），Ｇ×Ｓ２（ｔ）については、ｅｖｅｎ（同相）モードとｏｄｄ（逆相）モードとの重ね合わせで表すことができ、ｅｖｅｎ（同相）モードとｏｄｄ（逆相）モードとの重み付けを変化させることにより、高周波信号対Ｇ×Ｓ１（ｔ），Ｇ×Ｓ２（ｔ）の位相差を連続的に変化させることができる。そして、高周波信号対Ｇ×Ｓ１（ｔ），Ｇ×Ｓ２（ｔ）の位相差が小さいときは負荷電流を大きくすることができ、高周波信号対Ｇ×Ｓ１（ｔ），Ｇ×Ｓ２（ｔ）の位相差が大きいときは負荷電流を小さくすることができる。したがって、本実施形態によれば、増幅器１４−１，１４−２にそれぞれ入力される高周波信号対Ｓ１（ｔ），Ｓ２（ｔ）の位相差の変動に対して、増幅器１４−１の出力端子Ｃから負荷側を見たインピーダンス及び増幅器１４−２の出力端子Ａから負荷側を見たインピーダンスを高効率となるように変化させることができるので、増幅回路の効率を向上させることができる。また、負荷インピーダンスを変化させる際に、制御回路を用いる必要がないため、簡単な回路構成で増幅回路の効率を向上させることができるとともに、位相差の変動が速い高周波信号対Ｓ１（ｔ），Ｓ２（ｔ）においても負荷インピーダンスを応答よく変化させることができる。
【００４０】
本発明のインピーダンス調整器対は伝送線路１８−１，１８−２に限られるものではない。インピーダンス調整器対の各々の特性を（７）式で表したときに高周波信号対Ｓ１（ｔ），Ｓ２（ｔ）の周波数においてｄ＝０を略満たすものであるならば、本発明のインピーダンス調整器対として用いることができる。その一例を図５に示す。
【００４１】
図５に示す構成においては、伝送線路１８−１，１８−２の代わりに、容量性素子Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３及び誘導性素子Ｌ１，Ｌ２が備えられている。
【００４２】
容量性素子Ｃ１は、増幅器１４−１の出力端子Ｃと合成器１６の信号合成点Ｅとの間に並列接続されている。誘導性素子Ｌ１は、容量性素子Ｃ１の一端子と合成器１６の信号合成点Ｅとの間に直列接続されている。同様に、容量性素子Ｃ２は増幅器１４−２の出力端子Ａと合成器１６の信号合成点Ｅとの間に並列接続されており、誘導性素子Ｌ２は容量性素子Ｃ２の一端子と合成器１６の信号合成点Ｅとの間に直列接続されている。そして、容量性素子Ｃ３は、増幅器１４−１の出力端子Ｃと増幅器１４−２の出力端子Ａとの間に直列接続されている。ここで、容量性素子Ｃ１と容量性素子Ｃ２とで容量は略等しく、誘導性素子Ｌ１と誘導性素子Ｌ２とでインダクタンスは略等しい。
【００４３】
そして、図５に示す構成においては、容量性素子Ｃ１のインピーダンスと誘導性素子Ｌ１のインピーダンスの和及び容量性素子Ｃ２のインピーダンスと誘導性素子Ｌ２のインピーダンスの和がともに高周波信号対Ｓ１（ｔ），Ｓ２（ｔ）の周波数において０に略等しくなるように設定されている。このとき、容量性素子Ｃ１，Ｃ２の容量をＣ０とし、誘導性素子Ｌ１，Ｌ２のインダクタンスをＬ０とすると、以下の（１６）式が成立する。
【数１２】
１／（ｊ×ω０×Ｃ０）＋ｊ×ω０×Ｌ０＝０      （１６）
（１６）式を用いると、高周波信号対Ｓ１（ｔ），Ｓ２（ｔ）の周波数ω０／２πにおいて、（７）式のａ，ｂ，ｃ，ｄ（Ｆ行列）は以下の（１７）式で表される。
【数１３】
2004343666.tif 000012
【００４４】
ｅｖｅｎ（同相）モードにおいては、増幅器１４−１の出力端子Ｃから負荷側を見たインピーダンス及び増幅器１４−２の出力端子Ａから負荷側を見たインピーダンスは低く見え、最大電力が得られる。一方、ｏｄｄ（逆相）モードにおいては、高周波信号対Ｓ１（ｔ），Ｓ２（ｔ）の周波数においてｄ＝０であることにより、増幅器１４−１の出力端子Ｃから負荷側を見たインピーダンス及び増幅器１４−２の出力端子Ａから負荷側を見たインピーダンスは無限大に見え、電力が消費されない。なお、容量性素子Ｃ３は、インダクタンスＬ０及び容量Ｃ０による共振周波数とマッチング周波数とを同一とするための補正素子として設けられている。以上の図５に示す構成においても、増幅回路の効率を向上させることができる。また、図５に示す構成は、集中定数で素子特性を管理可能な比較的周波数が低い用途に向いている。
【００４５】
（２）第２実施形態
図６は、本発明の第２実施形態に係る高周波増幅回路の構成の概略を示すブロック図である。本実施形態に係る高周波増幅回路は、分配器３０、可変移相器３２、増幅器対１４、合成器１６、検出器３４、制御回路３６を備えている。
【００４６】
分配器３０は、入力高周波信号Ｓｉｎ（ｔ）を高周波信号対Ｓ１（ｔ），Ｓ２（ｔ）に略等分配し、可変移相器３２及び増幅器１４−２へそれぞれ出力する。
【００４７】
可変移相器３２は、高周波信号対の一方Ｓ１（ｔ）の移相量を変化させることにより、増幅器１４−１，１４−２に入力される高周波信号対Ｓ１（ｔ），Ｓ２（ｔ）の位相差を変化させることができる。信号Ｓ１（ｔ）の移相量は制御回路３６によって制御される。
【００４８】
検出器３４は、方向性結合器３８及び検波器４０を備えている。方向性結合器３８は、合成器１６からの出力高周波信号Ｓｏｕｔ（ｔ）の一部を取り出して検波器４０へ出力する。検波器４０は、方向性結合器３８により取り出された信号を検波して検出レベルを示す電圧Ｓｄｅｔ（ｔ）を制御回路３６へ出力する。これによって、合成器１６からの出力高周波信号Ｓｏｕｔ（ｔ）のレベルが検出される。
【００４９】
制御回路３６は、例えば誤差増幅器によって構成することができ、検波器４０からの出力電圧Ｓｄｅｔ（ｔ）を制御電圧に一致させるための電圧Ｓｃｎｔ（ｔ）を可変移相器３２へ出力する。この電圧Ｓｃｎｔ（ｔ）によって可変移相器３２における信号Ｓ１（ｔ）の移相量が制御される。また、ここでの制御電圧については、出力高周波信号Ｓｏｕｔ（ｔ）の目標レベルに応じてその値が定まる。
【００５０】
なお、増幅器対１４及び合成器１６の構成については第１実施形態と同様であるため説明を省略する。
【００５１】
ここで、信号Ｓｉｎ（ｔ）の位相が静止して見える直交座標系上のベクトルによって信号Ｓ１（ｔ），Ｓ２（ｔ），Ｓｏｕｔ（ｔ）を図示すると図７のようになる。ただし、図７では各ベクトルを信号Ｓ１（ｔ），Ｓ２（ｔ）における電圧に換算して図示している。
【００５２】
高周波信号対Ｓ１（ｔ），Ｓ２（ｔ）の位相差が０のときは信号Ｓ１（ｔ），Ｓ２（ｔ）は合成器１６により同相合成される。また、この場合は、第１実施形態で図３を用いて説明したように、増幅器１４−１の出力端子Ｃから負荷側を見たインピーダンス及び増幅器１４−２の出力端子Ａから負荷側を見たインピーダンスがともにＺ０になるように設計することにより、出力高周波信号Ｓｏｕｔ（ｔ）の電力レベルが最大となる。
【００５３】
一方、高周波信号対Ｓ１（ｔ），Ｓ２（ｔ）の位相差がπのときは信号Ｓ１（ｔ），Ｓ２（ｔ）は合成器１６により逆相合成される。また、この場合は、第１実施形態で図４を用いて説明したように、増幅器１４−１の出力端子Ｃから負荷側を見たインピーダンス及び増幅器１４−２の出力端子Ａから負荷側を見たインピーダンスがともに無限大になるので、出力高周波信号Ｓｏｕｔ（ｔ）の電力レベルは最小すなわち０となる。
【００５４】
高周波信号対Ｓ１（ｔ），Ｓ２（ｔ）の位相差については、可変移相器３２により連続的に変化させることができるので、制御回路３６により可変移相器３２を制御することで、最大レベルと最小レベルとの間の範囲で出力高周波信号Ｓｏｕｔ（ｔ）の電力レベルを制御することができる。
【００５５】
信号Ｓｉｎ（ｔ）を以下の（１８）式で表すと、信号Ｓ１（ｔ），Ｓ２（ｔ），Ｓｏｕｔ（ｔ）はそれぞれ以下の（１９）、（２０）、（２２）式で表され、θ（ｔ）は以下の（２１）式を満たす。ただし、分配器３０、合成器１６の入出力インピーダンスを同一としており、分配器３０により信号の電圧が１／２０．５倍になり、合成器１６により同相信号の電圧が２０．５倍になるものとしている。
【数１４】
2004343666.tif 000013
【００５６】
本実施形態によれば、可変移相器３２における移相量を制御することにより、出力高周波信号Ｓｏｕｔ（ｔ）の電力レベルを制御することができる。したがって、簡単な回路構成で出力高周波信号Ｓｏｕｔ（ｔ）の電力レベルを制御することができる。
【００５７】
さらに、増幅器１４−１，１４−２にそれぞれ入力される高周波信号対Ｓ１（ｔ），Ｓ２（ｔ）の位相差の変化に対して、増幅器１４−１の出力端子Ｃから負荷側を見たインピーダンス及び増幅器１４−２の出力端子Ａから負荷側を見たインピーダンスを高効率となるように変化させることができるので、出力高周波信号Ｓｏｕｔ（ｔ）の電力レベルの制御を高効率に行うことができる。
【００５８】
本実施形態においても、第１実施形態と同様に、インピーダンス調整器対は伝送線路１８−１，１８−２に限られるものではなく、伝送線路１８−１，１８−２の代わりに、図５に示す容量性素子Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３及び誘導性素子Ｌ１，Ｌ２を適用することができる。さらに、インピーダンス調整器対の各々の特性を（７）式で表したときに、高周波信号対Ｓ１（ｔ），Ｓ２（ｔ）の周波数においてｄ＝０を略満たすものであるならば、本発明のインピーダンス調整器対として用いることができる。
【００５９】
以上、本発明の実施の形態について説明したが、本発明はこうした実施の形態に何等限定されるものではなく、本発明の技術思想を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施し得ることは勿論である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態に係る高周波増幅回路の構成の概略を示す図である。
【図２】本発明の第１実施形態に係る高周波増幅回路の動作を説明する図である。
【図３】本発明の第１実施形態に係る高周波増幅回路の動作を説明する図である。
【図４】本発明の第１実施形態に係る高周波増幅回路の動作を説明する図である。
【図５】本発明の第１実施形態に係る高周波増幅回路の他の構成の概略を示す図である。
【図６】本発明の第２実施形態に係る高周波増幅回路の構成の概略を示す図である。
【図７】本発明の第２実施形態に係る高周波増幅回路の動作を説明する図である。
【図８】従来の高周波増幅回路の構成の概略を示す図である。
【図９】従来の高周波増幅回路の動作を説明する図である。
【符号の説明】
１２  信号分離器、１４  増幅器対、１６  合成器、１８−１，１８−２  伝送線路、３０  分配器、３２  可変移相器、３４  検出器、３６  制御回路。
【図１】
2004343666.tif 000015
【図２】
2004343666.tif 000016
【図３】
2004343666.tif 000017
【図４】
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【図５】
2004343666.tif 000019
【図６】
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【図７】
2004343666.tif 000021
【図８】
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【図９】
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