(57)【要約】【課題】回路規模を縮小でき、伝送環境によらず安定した復調結果を得ることのできるＡＳＫ復調回路を提供する。【解決手段】アナログのＡＳＫ変調信号を特定のサンプルレートでディジタル変換するＡ／Ｄ変換器１１と、ディジタル変換されたＡＳＫ変調信号の絶対値を取って出力する絶対値回路１２と、絶対値回路の出力に対して規定の値で振幅制限を行って出力するリミッタ回路１３と、リミッタ回路の出力に対して積分を行う積分器１４´と、積分結果の変化量を算出する微分器１６と、予め設定された閾値と微分器からの変化量とを比較し、比較結果に基づいてＡＳＫ変調信号の復調結果を出力する比較器１５とを備えたＡＳＫ復調回路である。【選択図】        図３
2004343166.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
アナログのＡＳＫ変調信号を特定のサンプルレートでディジタル変換するＡ／Ｄ変換器と、
ディジタル変換されたＡＳＫ変調信号の振幅値の絶対値を取って出力する絶対値回路と、
前記絶対値回路から出力されたＡＳＫ変調信号の振幅値が予め設定された振幅制限値より小さくなるよう振幅制限を行って出力するリミッタ回路と、
前記リミッタ回路から出力された振幅の制限されたＡＳＫ変調信号に対し、当該信号の振幅値をサンプルタイミング毎に累積加算して積分を行い、積分結果を出力すると共に、特定の周期で累積加算結果をリセットする積分器と、
前記積分結果と予め設定された閾値とを比較し、前記積分結果が前記閾値より大きい場合に規定の電圧値の信号を出力することで前記ＡＳＫ変調信号の復調結果を出力する比較器とを備えたことを特徴とするＡＳＫ復調回路。
【請求項２】
アナログのＡＳＫ変調信号を特定のサンプルレートでディジタル変換するＡ／Ｄ変換器と、
ディジタル変換されたＡＳＫ変調信号の振幅値の絶対値を取って出力する絶対値回路と、
前記絶対値回路から出力されたＡＳＫ変調信号の振幅値が予め設定された振幅制限値より小さくなるよう振幅制限を行って出力するリミッタ回路と、
前記リミッタ回路から出力された振幅の制限されたＡＳＫ変調信号に対し、当該信号の振幅値をサンプルタイミング毎に累積加算して積分を行い、積分結果を出力する積分器と、
前記積分結果の変化量をサンプルタイミング毎に求め、微分結果として出力する微分器と、
前記微分結果と予め設定された閾値とを比較し、前記微分結果が前記閾値より大きい場合に規定の電圧値の信号を出力することで前記ＡＳＫ変調信号の復調結果を出力する比較器とを備えたことを特徴とするＡＳＫ復調回路。
【請求項３】
アナログのＡＳＫ変調信号を特定のサンプルレートでディジタル変換するＡ／Ｄ変換器と、
ディジタル変換されたＡＳＫ変調信号の振幅値の絶対値を取って出力する絶対値回路と、
前記絶対値回路から出力されたＡＳＫ変調信号の振幅値について、搬送波の周期毎に搬送波の一周期分の総和を求め出力する加算回路と、
前記加算回路から出力された振幅値の総和が予め設定された振幅制限値より小さくなるよう振幅制限を行って出力するリミッタ回路と、
前記リミッタ回路から出力された総和と予め設定された閾値とを比較し、前記総和が前記閾値より大きい場合に規定の電圧値の信号を出力することで前記ＡＳＫ変調信号の復調結果を出力する比較器とを備えたことを特徴とするＡＳＫ復調回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ディジタル振幅変調（Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ：以下ＡＳＫ）された無線信号を復調するＡＳＫ復調回路に係り、特に回路規模を縮小でき、伝送環境によらず安定した復調結果を得ることのできるＡＳＫ復調回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ディジタルデータ伝送におけるディジタル通信方式の一つとして、ＡＳＫ方式が知られている。ＡＳＫ方式では、送信側は、送信対象のディジタル信号に対して振幅キーを定め、当該振幅キーに基づいて搬送波の振幅を決定する振幅変調を行う。
【０００３】
例えば、ディジタル信号として”１”、”０”の二値を扱う場合、ＡＳＫによる変調波形の振幅は、”１”のときには搬送波の振幅値となり、”０”のときには振幅ゼロとなる。そして受信側は、ＡＳＫ変調された信号（以下、ＡＳＫ変調信号）を受信し、ＡＳＫ復調回路を用いて元のディジタル信号を復調する。
ＡＳＫ方式は、携帯電話間での電波通信や、情報端末間での赤外線通信等における無線伝送や、光ファイバー等による高速有線伝送における変調方式として採用されている。
【０００４】
従来のＡＳＫ変調信号を復調する装置として、平成８年９月２７日公開の特開平８−２５１２４０号「振幅シフトキーイング波の復調方法及び装置」（出願人：株式会社日立国際電気、発明者：外川淳）が提案されている。
上記装置は、データで変調した振幅シフトキーイング波に対し、４段一致回路によってノイズを除去し、パルスエキスパンド回路によってパルス幅を拡げ、パルスエキスパンド回路からの出力パルスを遅延発生回路に入力してパルスの立ち上がりを検出し、遅延分のパルス幅のパルスとその反転パルスを作成し、係数回路によって反転パルスからパルスの立ち上がりを検出してリセットし、データの幅だけカウントし、論理和回路によって計数回路の出力と遅延発生回路の出力パルスの論理和を求め、サンプリング回路によって論理和出力の立ち上がりをタイミングとしてパルスエキスパンド回路の出力パルスから標本をサンプリングし、データを復調するものであり、復調装置をディジタル回路で構成することができ、信頼性を向上させ、ＬＳＩ化を容易にできる。
【０００５】
また、復調器として、平成１０年５月２２日公開の特開平１０−１３６０４２号「直交変調器」（出願人：株式会社日立国際電気、発明者：尾崎龍哉他）が提案されている。
上記復調器は、直交復調における同相及び直交相の瞬時位相情報をそれぞれカウンタを用いた計数動作により得ることのできる復調器において、カウンタ制御部を設け、当該制御部によって適宜直交相側のカウンタの計数動作を停止し、停止期間中は同相成分のみの信号からシンボルタイミングを抽出するものであり、直交相側のカウンタの計数動作を制御可能とし、瞬時位相情報が必要とされる以外は計数動作を停止することができ、消費電力の大幅な低減化を実現できる。
【０００６】
【特許文献１】
特開平８−２５１２４０号公報（第２−３頁、第１−２図）
【特許文献２】
特開平１０−２５３９４７号公報（第２−３頁、第１−３図）
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
従来の一般的なＡＳＫ復調回路について、図９及び図１０を用いて説明する。図９は、従来の一般的な第１のＡＳＫ復調回路の構成ブロック図であり、図１０は、従来の一般的な第２のＡＳＫ復調回路の構成ブロック図である。
図９及び図１０の復調回路はいずれも、ＡＳＫ方式に対応した受信機に備えられており、基底帯域の変調波を復調するものである。
【０００８】
まず、図９のＡＳＫ復調回路について説明する。
受信機において受信されたＡＳＫ変調信号は、図９のＡＳＫ復調回路において、まずＡＧＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ  Ｇａｉｎ  Ｃｏｎｔｒｏｌ：自動利得制御）回路２１に入力され、振幅調整が行われる。ＡＧＣ回路２１は、伝送特性によって発生したＡＳＫ変調信号の振幅変動を補償するために設けられており、ＡＳＫ変調信号の振幅値が規定の値となるように制御する。
振幅変動が補償された変調信号は、Ａ／Ｄ変換器２２でディジタル信号に変換され、二系統に分岐されて直交復調器２５−１、２５−２に入力される。
【０００９】
変調信号は、直交復調器２５−１において、局部発振器２３から出力される信号とが乗算され、乗算結果が包絡線検波回路２６に入力される。また、変調信号は、直交復調器２５−２において、移相器２４（図ではπ／２）によってπ／２だけ移相した局部発振器２３からの出力信号とが乗算され、包絡線検波回路２６に入力される。
【００１０】
直交復調器２５−１、２５−２における乗算結果は、包絡線検波回路２６において二乗平均され、包絡線検波が行われる。直交復調器２５−１、２５−２における乗算結果をそれぞれＩ、Ｑとすると、二乗平均の式は、（Ｉ２＋Ｑ２）１／２と表される。
したがって包絡線検波回路２６における検波結果は、変調信号の振幅値を表すものである。
【００１１】
包絡線検波回路２６における検波結果は、比較器２７に入力される。比較器２７では、検波結果と、予め設定された振幅値の閾値との比較が行われる。比較器２７は、検波結果が閾値よりも大きい場合、規定の電圧値のディジタル信号を出力することで、ＡＳＫ変調信号の復調結果を出力する。
【００１２】
図９において、ＡＧＣ回路２１はアナログの変調信号に対して振幅制御を行うものであるが、Ａ／Ｄ変換器２２の後段に設け、ディジタル変換後の変調信号に対して振幅制御を行わせる構成も考えられる。このとき、ＡＧＣ回路２１は、ディジタル処理による振幅制御に対応している必要がある。
また、直交復調器２５−１、２５−２を、Ａ／Ｄ変換器２２の前段に設け、アナログの変調信号に対して乗算処理を行わせる構成も考えられる。このとき、直交復調器２５−１、２５−２は、アナログ信号の乗算処理に対応している必要がある。
【００１３】
次に、図１０の復調回路について説明する。尚、図１０において、図９と同一の構成部分については、同一の符号を付して説明する。
図１０の復調回路は、Ａ／Ｄ変換器２２の後段に、絶対値回路２８及び積分器２９を設けた点が、図９の構成と異なる。図１０において、Ａ／Ｄ変換器２２でディジタル変換された変調信号は、絶対値回路２８において、変調信号の絶対値が求められ、さらに積分器２９において、振幅値が累積加算されることによって振幅値の積分値が求められる。
【００１４】
積分器２９で求められた振幅値の積分値は、比較器２７に入力され、予め設定された積分値の閾値と比較される。積分値が閾値よりも大きい場合、比較器２７は規定の電圧値のディジタル信号を出力することで、復調結果を出力する。
【００１５】
しかしながら、従来の一般的なＡＳＫ復調回路は、以下に示すような問題点があった。
まず第１に、従来の一般的なＡＳＫ復調回路は、回路全体の回路規模が大きくなる問題点があった。
上述したように、図９及び図１０の復調回路では、変調信号の振幅変動を補償するためにＡＧＣ回路２１が設けられている。また図９の復調回路ではさらに、直交復調を行うために直交復調器２５−１、２５−２が設けられている。
【００１６】
しかしながら、ＡＧＣ回路２１は、アナログ信号に対応した処理を行うためには、構成素子としてアナログ増幅器及び当該増幅器の利得の制御装置等が必要となり、ディジタル信号に対応した処理を行うためには、構成素子として多数のディジタル乗算器が必要となるため、回路規模は大きくなる。このためＡＳＫ復調回路全体の回路規模も大きいものとなっていた。また、直交復調器２５についても、乗算器又はミキサが必要となるため、直交復調器２５を有する図９の復調回路においては、さらに回路規模が増大する。
【００１７】
また、図９の復調回路では、直交復調を行うために局部発振器２３を設けているが、局部発振器２３から出力される信号の周波数と、無線周波数とが一致すると、リーク電流の発生に伴いＤＣ（Ｄｉｒｅｃｔ  Ｃｕｒｒｅｎｔ：直流）オフセット電圧が発生し、直交復調機２５−１、２５−２に入力され、変調信号と共に直交復調が行われてしまう。この現象はＤＣオフセットと称される。
【００１８】
ＤＣオフセット電圧は復調時にはノイズとなるため、これを除去するためには、比較器２７において、ＤＣオフセット電圧に対応して検波結果の閾値を決定するための回路がさらに必要となり、比較器２７の回路規模が増大し、これに伴いＡＳＫ復調回路全体の回路規模が増大する問題点があった。
また、ＤＣオフセット電圧は、直流増幅器等でも発生するものであり、入力信号に加算されて増幅されノイズ成分になるため、局部発振器を持たない復調回路であっても考慮すべき問題である。
【００１９】
第２に、従来の一般的なＡＳＫ復調回路は、伝送環境によっては正確な復調結果を得られないという問題点があった。
図９及び図１０の復調回路で用いられるＡ／Ｄ変換器２２には、ダイナミックレンジが規定されており、当該ダイナミックレンジの範囲にある振幅値の信号を歪みや雑音を発生させることなくディジタル変換することができる。Ａ／Ｄ変換器２２のダイナミックレンジは、信号に含まれるノイズのレベルと、Ａ／Ｄ変換器２２の処理ビット数によって決定される。
【００２０】
このため、Ａ／Ｄ変換器２２の処理ビット数が小さかったり、信号に含まれるノイズのレベルが大きいため、ダイナミックレンジが小さい場合には、変調信号と雑音の区別を正確に行うことができなくなるおそれがある。特に瞬時に変調信号の振幅値が変動するような伝送環境では、このような現象が発生する頻度が多くなり、復調結果の精度が悪化するという問題がある。
【００２１】
また、図１０の復調回路では、積分器２９が設けられているが、単純な積分器で構成した場合、積分器におけるサンプル開始のタイミングによって、復調結果の位相がずれる現象が発生する。特に搬送波の周波数と変調速度の差が小さくなるほど位相差は著しくなるため、位相の変動が復調結果に大きく影響する伝送環境では、積分器の積分結果をそのまま復調処理に適用することができないという問題点がある。
【００２２】
本発明は上記実情に鑑みて為されたもので、第１に、全体の回路規模を縮小できるＡＳＫ復調回路を提供することを目的とする。そして第２に、伝送環境によらず安定した復調結果を得ることのできるＡＳＫ復調回路を提供することを目的とする。
【００２３】
【課題を解決するための手段】
上記従来例の問題点を解決するための本発明は、ＡＳＫ復調回路において、アナログのＡＳＫ変調信号を特定のサンプルレートでディジタル変換するＡ／Ｄ変換器と、ディジタル変換されたＡＳＫ変調信号の振幅値の絶対値を取って出力する絶対値回路と、絶対値回路から出力されたＡＳＫ変調信号の振幅値が予め設定された振幅制限値より小さくなるよう振幅制限を行って出力するリミッタ回路と、リミッタ回路から出力された振幅の制限されたＡＳＫ変調信号に対し、当該信号の振幅値をサンプルタイミング毎に累積加算して積分を行い、積分結果を出力すると共に、特定の周期で累積加算結果をリセットする積分器と、積分結果と予め設定された閾値とを比較し、積分結果が閾値より大きい場合に規定の電圧値の信号を出力することでＡＳＫ変調信号の復調結果を出力する比較器とを備えたものであり、ＡＳＫ復調回路の回路規模を縮小することができる。
【００２４】
また、ＡＳＫ復調回路において、アナログのＡＳＫ変調信号を特定のサンプルレートでディジタル変換するＡ／Ｄ変換器と、ディジタル変換されたＡＳＫ変調信号の振幅値の絶対値を取って出力する絶対値回路と、絶対値回路から出力されたＡＳＫ変調信号の振幅値が予め設定された振幅制限値より小さくなるよう振幅制限を行って出力するリミッタ回路と、リミッタ回路から出力された振幅の制限されたＡＳＫ変調信号に対し、当該信号の振幅値をサンプルタイミング毎に累積加算して積分を行い、積分結果を出力する積分器と、積分結果の変化量をサンプルタイミング毎に求め、微分結果として出力する微分器と、微分結果と予め設定された閾値とを比較し、微分結果が前記閾値より大きい場合に規定の電圧値の信号を出力することでＡＳＫ変調信号の復調結果を出力する比較器とを備えたものであり、ＡＳＫ復調回路の回路規模を縮小できると共に、ＡＳＫ変調信号が瞬時に変動するような伝送環境でも安定した復調結果を得ることができる。
【００２５】
また、ＡＳＫ復調回路において、アナログのＡＳＫ変調信号を特定のサンプルレートでディジタル変換するＡ／Ｄ変換器と、ディジタル変換されたＡＳＫ変調信号の振幅値の絶対値を取って出力する絶対値回路と、絶対値回路から出力されたＡＳＫ変調信号の振幅値について、搬送波の周期毎に搬送波の一周期分の総和を求め出力する加算回路と、加算回路から出力された振幅値の総和が予め設定された振幅制限値より小さくなるよう振幅制限を行って出力するリミッタ回路と、リミッタ回路から出力された総和と予め設定された閾値とを比較し、総和が閾値より大きい場合に規定の電圧値の信号を出力することでＡＳＫ変調信号の復調結果を出力する比較器とを備えたものであり、ＡＳＫ復調回路の回路規模を縮小できると共に、位相の変動差が復調結果に大きく影響する伝送環境においても、安定した復調結果を得ることができる。
【００２６】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
本発明の第１の実施の形態に係るＡＳＫ復調回路は、アナログのＡＳＫ変調信号を特定のサンプルレートでディジタル変換するＡ／Ｄ変換器と、ディジタル変換されたＡＳＫ変調信号の絶対値を取って出力する絶対値回路と、絶対値回路の出力に対して規定の値で振幅制限を行って出力するリミッタ回路と、リミッタ回路の出力に対して積分を行う積分器と、予め設定された閾値と積分器における積分結果とを比較し、比較結果に基づいてＡＳＫ変調信号の復調結果を出力する比較器とを備えたものであり、これによりＡＳＫ復調回路の回路規模を縮小することができる。
【００２７】
また、本発明の第２の実施の形態に係るＡＳＫ復調回路は、アナログのＡＳＫ変調信号を特定のサンプルレートでディジタル変換するＡ／Ｄ変換器と、ディジタル変換されたＡＳＫ変調信号の絶対値を取って出力する絶対値回路と、絶対値回路の出力に対して規定の値で振幅制限を行って出力するリミッタ回路と、リミッタ回路の出力に対して積分を行う積分器と、積分結果の変化量を算出する微分器と、予め設定された閾値と微分器からの変化量とを比較し、比較結果に基づいてＡＳＫ変調信号の復調結果を出力する比較器とを備えたものであり、これによりＡＳＫ復調回路の回路規模を縮小できると共に、ＡＳＫ変調信号が瞬時に変動するような伝送環境でも安定した復調結果を得ることができる。
【００２８】
また、本発明の第３の実施の形態に係るＡＳＫ復調回路は、アナログのＡＳＫ変調信号を特定のサンプルレートでディジタル変換するＡ／Ｄ変換器と、ディジタル変換されたＡＳＫ変調信号の絶対値を取って出力する絶対値回路と、絶対値回路の出力に対して搬送波の一周期分の総和を算出する加算回路と、加算回路からの総和に対して規定の値で振幅制限を行うリミッタ回路と、予め設定された閾値と振幅制限のかけられた加算結果とを比較し、比較結果に基づいてＡＳＫ変調信号の復調結果を出力する比較器を備えたものであり、これによりＡＳＫ復調回路の回路規模を縮小できると共に、位相の変動差が復調結果に大きく影響する伝送環境においても、安定した復調結果を得ることができる。
【００２９】
また、本発明の第４の実施の形態に係るＡＳＫ復調回路は、アナログのＡＳＫ変調信号を特定のサンプルレートでディジタル変換するＡ／Ｄ変換器と、ディジタル変換されたＡＳＫ変調信号の絶対値を取って出力する絶対値回路と、絶対値回路の出力に対して搬送波の一周期分の総和を算出する加算回路と、加算回路からの総和に対して規定の値で振幅制限を行うリミッタ回路と、リミッタ制限のかけられた加算結果に対して積分を行う積分器と、積分結果の変化量を算出する微分器と、予め設定された閾値と微分器からの変化量とを比較し、比較結果に基づいてＡＳＫ変調信号の復調結果を出力する比較器とを備えたものであり、これによりＡＳＫ復調回路の回路規模を縮小できると共に、ＡＳＫ変調信号が瞬時に変動し、位相の変動差が復調結果に大きく影響する伝送環境においても、安定した復調結果を得ることができる。
【００３０】
以下、本発明の各実施の形態に係るＡＳＫ復調回路について説明する。尚、本発明の各実施の形態に係るＡＳＫ復調回路は、従来と同様に、ＡＳＫ方式に対応した受信機に備えられており、基底帯域の変調波を復調するものである。また、本発明の各実施の形態に係るＡＳＫ復調回路は、伝搬特性が安定しており、ＡＳＫ変調信号の受信レベルの範囲が予め分かっている通信環境下で用いられることが望ましい。
【００３１】
まず、本発明の第１の実施の形態に係るＡＳＫ復調回路（以下、第１の復調回路）の構成について、図１及び図２を用いて説明する。図１は、第１の復調回路の構成ブロック図であり、図２は、第１の復調回路で用いる積分器１４の構成ブロック図である。
【００３２】
第１の復調回路は、リミッタ回路１３においてディジタル変換されたＡＳＫ変調信号（以下、変調信号）に対し振幅制限を行って変調信号の振幅変動を補償し、積分器１４においてリミッタ制限後の変調信号の積分を行って、比較器１５において積分結果と閾値との比較を行い、比較結果に基づいて復調結果を出力するものである。
第１の復調回路は、Ａ／Ｄ変換器１１と、絶対値回路１２と、リミッタ回路１３と、積分器１４と、比較器１５とを備えている。
【００３３】
次に、第１の復調回路の各部の構成について説明する。
Ａ／Ｄ変換器１１は、受信機で受信されたアナログ信号のＡＳＫ変調信号をディジタル変換し、絶対値回路１２に出力する。Ａ／Ｄ変換器１１は、変調信号に対し、規定のサンプルレートでディジタル変換を行う。ここで、Ａ／Ｄ変換器１１は、搬送波の周期のＮ倍（Ｎは２より大きい整数）のサンプルレートでデジタル変換処理を行うものとする。
【００３４】
絶対値回路１２は、Ａ／Ｄ変換器１１から出力されたディジタル変換後の変調信号の絶対値を取得する。つまり絶対値回路１２において変調信号の絶対値が取得されることによって、変調信号の振幅値は全て正の値に変換される。絶対値回路１２は、変調信号の絶対値をリミッタ回路１３に出力する。
【００３５】
リミッタ回路１３は、絶対値回路１２から出力された、変調信号の絶対値に対して振幅制限を行う。リミッタ回路１３には、予め振幅制限値が設定されており、変調信号の振幅値が当該制限値よりも大きい場合には、振幅値が当該制限値となるように振幅制限を行う。リミッタ回路１３は、振幅制限された変調信号を積分器１４に出力する。
リミッタ回路１３で設定される振幅制限値は、変調信号におけるデータが”１”の状態で、且つ伝送路長の伝送環境により搬送波の振幅が最も小さくなる場合の振幅値である。このような値が設定されることで、リミッタ回路１３は、変調信号に対して確実に振幅の変動補償を行うことができる。
【００３６】
積分器１４は、リミッタ回路１３から出力された、振幅制限された変調信号に対して積分を行う。積分器１４は、具体的には、入力された変調信号の振幅値を累積加算し、加算結果を積分値として出力する。
【００３７】
積分器１４は、図２に示されるように、加算器１４１、遅延器１４２及び演算制御部１４３を備えた構成となっている。加算器１４１は、サンプルタイミング毎に入力される変調信号の振幅値を、遅延器１４２から出力される直前のサンプルタイミングにおける累積加算結果に加算し、新たな累積加算結果を比較器１５及び遅延器１４２に出力する。遅延器１４２は、加算器１４１における累積加算結果を格納して遅延し、次のサンプルタイミングで格納された累積加算結果を加算器１４１に出力する。
【００３８】
第１の復調回路では、積分器１４は順次入力される変調信号の振幅値（正の値）の累積加算を行って積分を行うものであるため、時間の経過と共に積分値は増大する。また、積分器１４における積分結果は、後述する比較部１５での閾値との比較処理に用いられ、比較結果に基づいて復調結果が出力される。
したがって積分値が当該閾値を超えると、以後積分値が閾値よりも小さくなることはないため、比較器１５は常に変調信号が入力されているものと誤認識し、正確な復調結果を得ることができない。
【００３９】
このため積分器１４には、演算制御部１４３が設けられており、特定のタイミング（例えば、変調信号における一つのデータの伝送時間毎）で遅延器１４２に格納されている累積加算結果をリセットするリーク処理を行う。尚、演算制御部１４３が累積加算結果をリセットするタイミングは、比較器１５における比較処理が有効となるよう、比較器１５で設定されている閾値に応じて決定してもよい。
【００４０】
また、積分器１４における積分演算及びリーク処理は、サンプルタイミング毎に行われるものであるため、積分器１４の加算器１４１、遅延器１４２及び演算制御部１４３は、受信機のタイマー（図示せず）等から生成されるサンプルタイミングのクロック信号が入力される構成とし、当該クロック信号に同期して処理を行わせるようにしてもよい。
【００４１】
比較器１５は、積分器１４から出力された変調信号の積分値と、予め設定された積分値の閾値とを比較し、比較結果に基づいて変調信号の復調結果を出力する。比較器１５は、具体的に、比較の結果、積分値が閾値よりも大きい場合には、規定の電圧値のディジタル信号を出力することで、復調結果を出力する。
【００４２】
次に、第１の復調回路における復調動作について、図１及び図２を用いて説明する。
受信機で受信されたアナログの変調信号は、第１の復調回路において、まずＡ／Ｄ変換器１１に入力される。Ａ／Ｄ変換器１１において、変調信号は、規定のサンプルレートでディジタル変換され、絶対値回路１２に出力される。
つまりＡ／Ｄ変換器１１は、サンプルタイミング毎に変調信号のディジタル変換を行うため、以後、第１の復調回路の各部は、サンプルタイミング単位で後述する変調信号の復調に関する処理を行うことになる。
【００４３】
ディジタル変換された変調信号は、絶対値回路１２において、絶対値が取られ、変調信号の振幅値は、全て正の値に変換される。変調信号の絶対値は、リミッタ回路に出力される。
【００４４】
リミッタ回路１３は、入力された変調信号の振幅値と、予め設定された振幅制限値とを比較し、当該振幅値が振幅制限値よりも大きい場合には、振幅値を振幅制限値となるように振幅制限を行う。
上述したように、リミッタ回路１３で設定されている振幅制限値は、変調信号におけるデータが”１”の状態で、且つ伝送路長の伝送環境により搬送波の振幅が最も小さくなる場合の振幅値であるため、リミッタ回路１３は、変調信号に対して漏れなく振幅制限を行うことができ、振幅変動を補償できる。
【００４５】
振幅制御の為された変調信号は、積分器１４に入力され、積分が行われる。変調信号は、積分器１４において、加算器１４１に入力され、当該変調信号の振幅値と、遅延器１４２から出力される変調信号の振幅値の累積加算結果との加算が行われる。加算器１４１における加算結果、すなわち新たな累積加算結果は、積分結果として比較器１５に出力される他、遅延器１４２にフィードバック出力され、格納される。
【００４６】
上述した積分器１４における動作処理は、サンプルタイミング単位で行われる。つまりサンプルタイミング毎に入力される変調信号に対応して、加算器１４１は、遅延器１４２から出力される直前のサンプルタイミングにおける累積加算結果との加算を行う。そして遅延器１４２は、加算によって得られた新たな累積加算結果を格納、遅延し、格納された累積加算結果を加算器１４１に次のサンプルタイミングで出力する。
【００４７】
また、積分器１４では、演算制御部１４３は、特定のタイミングで遅延器１４２に格納されている累積加算結果をリセットするリーク処理を行う。リーク処理によって、積分器１４で算出される積分値が、比較器１５で設定されている積分値の閾値を常に越えた状態となることを防止し、正確な復調結果を得ることができる。
【００４８】
積分器１４から出力される積分値は、比較器１５に入力される。比較器１５は、入力された積分値と、予め設定された積分値の閾値とを比較し、積分値が閾値よりも大きい場合には、変調信号であると判断し、規定の電圧値のディジタル信号を出力する。比較器１５から当該ディジタル信号が出力されることで、変調信号の復調結果が出力されることになる。
【００４９】
第１の復調回路は、変調信号の振幅変動を補償する装置として、従来のＡＧＣ回路に代えて、ディジタル変換後の変調信号に対して振幅制限を行うリミッタ回路１３を用いている。
従来用いられていたＡＧＣ回路は、入力された変調信号の振幅値を監視し、振幅値が一定となるよう監視結果に応じて内部の増幅器の利得を可変する制御を行うものである。
【００５０】
このため、アナログの変調信号に対して処理を行う場合には、構成素子としてアナログ増幅器や当該増幅器の利得の制御装置等が必要となり、復調回路全体の回路規模は大きいものとなっていた。またディジタルの変調信号に対して処理を行う場合には、上記機能を実現するため多数のディジタル乗算器等でＡＧＣ回路を構成する必要があり、ＡＧＣ回路における演算処理数が増大していた。
【００５１】
第１の復調回路で用いるリミッタ回路は、ディジタル変換された変調信号に対して、振幅値が振幅制限値よりも大きい場合には、振幅制限値となるように振幅制限を行う簡素な制御で振幅変動を補償するものであり、構成素子もディジタル信号に対応した比較器で済む。したがって、ＡＧＣ回路と比較して回路規模は小さくなり、復調回路全体の回路規模を縮小でき、振幅変動の補償も簡易な制御で実現できる。
【００５２】
次に、本発明の第２の実施の形態に係るＡＳＫ復調回路（以下、第２の復調回路）について、図３及び図４を用いて、第１の復調回路との相違点を中心に説明する。図３は、第２の復調回路の構成ブロック図であり、図４は、第２の復調回路で用いられる微分器１６の構成ブロック図である。尚、第１の復調回路と同一の構成を有する部分には、同一の符号を付して説明する。
第２の復調回路は、リミッタ回路１３の後段に、積分器１４´と微分器１６を設けた点が、第１の復調回路の構成と相違する。
【００５３】
図３において、微分器１６は、積分器１４´から出力される積分値に対し、規定のサンプルタイミング間における変化量を算出することで微分を行い、微分結果を比較器１５に出力する。
微分器１６は、図４に示されるように、遅延素子列１６１及び減算器１６２を備えた構成となっている。遅延素子列１６１は、Ｍ個（Ｍ＞１且つＭ≦Ｎ）の遅延器（図ではτ）１６１−１〜１６１−Ｍが直列に接続された構成となっている。また、各遅延器における遅延時間は、Ａ／Ｄ変換器１１における変調信号のサンプリングタイミングと同一である。
【００５４】
遅延素子列１６１は、積分器１４´からサンプルタイミング毎に入力される変調信号の振幅値の積分結果を、遅延器１６１−１〜１６１−Ｍに順次シフトして格納する。そして遅延器１６１−Ｍに格納された積分結果は、次のサンプルタイミングで減算器１６２に出力される。
【００５５】
減算器１６２は、積分器１４´から出力された積分結果と、遅延素子列１６１における遅延器１６１−Ｍから出力された積分値との減算を行い、積分値の変化量を算出する。
すなわち減算器１６２は、積分器１４´から出力された直後の積分値と、サンプルタイミング×Ｍ以前の積分値との減算を行って、積分値の変化量をサンプルタイミング毎に算出する。算出された変化量は、微分値として比較器１５に出力される。
【００５６】
また、積分器１４´の構成は、図２に示す第１の復調回路で用いる積分器１４の構成と同一であるが、演算制御部１４３の機能が積分器１４のそれと異なる。
【００５７】
第２の復調回路では、比較器１５は、微分器１６から出力される微分値と、微分値の閾値との比較結果に基づいて復調結果を出力するため、第１の復調回路のように積分値を考慮して、リーク処理を行う必要はない。
しかしながら、微分器１６における微分周期（サンプルタイミング×Ｍ）の間に、積分器１４´において積分値が２回以上オーバーフローを起こすと、微分器１６において正確な微分値が得られなくなる。
【００５８】
この現象について例を交えて説明する。以下の説明において、積分器１４´は４ビットの積分演算を行って、積分値を算出していると想定する。
積分器１４´から、微分周期内における変化前の積分値として００１０（十進数で２）、変化後の積分値として０１１０（６）が出力された場合、微分器１６は、変化後から変化前の積分値の減算を行うことで、正規の微分値０１００（４）を得ることができる。
【００５９】
次の微分周期内で、変化後の積分値について１回オーバーフローが発生し、見かけ上の積分値が００１０となった場合、この積分値は実際には１６＋２＝１８を示すことになる。この場合においては、微分器１６は、変化前の積分値、すなわち直前の微分周期における変化後の積分値である０１１０に対し、２の補数を取り、変化後の積分値に加算することで、正規の微分値である１１００（１２）を得ることができる。
【００６０】
しかしながら、積分器１４´からの積分値にはオーバーフローの回数に関する情報は含まれない。よって微分器１６は、変化後の積分値について２回以上オーバーフローを起こした場合であっても、積分値は１回オーバーフローが発生したものとしか判断しないため、当該積分値の実際の値は判明せず、正規の微分値を得ることはできない。
また、１回オーバーフローを起こしても、見かけ上の変化後の積分値が変化前の積分値よりも大きい場合（例えば、見かけ上の変化後の積分値として０１００が算出された場合）には、微分器１６は、オーバーフローが起きていないものと判断して変化量を算出するため、この場合でも正規の微分値を得ることができない。
【００６１】
このため、演算制御部１４３は、微分器１６で用いる遅延器の数及び遅延器１４２における累積加算結果に応じて、累積加算結果の桁数を増やす符号拡張処理を行い、累積加算結果のオーバーフローの発生を防止する。
【００６２】
積分器１４´における加算器１４１及び遅延器１４２の機能は、第１の復調回路における積分器１４のそれと同一であり、積分器１４´も積分器１４と同様、リミッタ回路１３からサンプルタイミング毎に出力される変調信号の振幅値の累積加算を行い、累積加算結果を積分値としてサンプルタイミング毎に出力する。
【００６３】
次に、第２の復調回路における復調動作について、図３、図４及び図８を用いて説明する。図８は、第２の復調回路における積分値の変化を示したグラフ図である。
受信機で受信されたアナログの変調信号は、第２の復調回路において、まずＡ／Ｄ変換器１１に入力される。第２の復調回路において、Ａ／Ｄ変換器１１、絶対値回路１２及びリミッタ回路１３の動作については、第１の復調回路と同様であるので、説明は省略する。
【００６４】
リミッタ回路１３から出力された、振幅制限後の変調信号は、積分器１４´において累積加算され、累積加算結果は積分値として微分器１６に出力される。
また、積分器１４´において、演算制御部１４３は、遅延器１４２に格納される累積加算結果の値に対し、符号拡張処理を行って当該加算結果の桁数を増やし、累積加算結果のオーバーフローの発生を防止する。
尚、演算制御部１４３が符号拡張処理によって増やす桁数は、リミッタ回路１３における振幅制限値及び微分器１６における遅延器１６１−１〜１６１−Ｍの数Ｍに基づいて予め決定されている。
【００６５】
積分器１４´から出力された積分値は、微分器１６において減算器１６１における遅延器１６１−１と、減算器１６２に入力される。
遅延器１６１−１に入力された積分値は、サンプルタイミングの間格納される。そして、次のサンプルタイミングでは、新たに出力される積分結果が遅延器１６１−１に格納され、遅延器１６１−１に格納されていた積分値は、次段の遅延器１６１−２にシフトされる。
すなわち遅延素子列１６１では、サンプルタイミング毎に入力された積分値は、遅延器１６１−１に格納され、これに伴い遅延器１６１−１〜１６１−（Ｍ−１）に格納されていた積分値は、次段の遅延器１６１−２〜１６１−Ｍにシフトして出力される。
【００６６】
そして遅延器１６１−Ｍに格納されていた積分値は、次のサンプルタイミングで減算器１６２に出力される。減算器１６２には、当該サンプルタイミングで積分器１４´から出力された積分値が入力されており、積分器１４´から出力された積分値から遅延器１６１−Ｍに格納されていた積分値の減算が行われる。つまり減算器１６２は、積分器１４´から出力された直後の積分値と、サンプルタイミング×Ｍ以前の積分値との減算を行って、積分値の変化量をサンプルタイミング毎に算出する。算出された変化量は、微分値として比較器１５に出力される。
【００６７】
微分器１６における微分結果は、比較器１５´に入力される。比較器１５は、入力された微分結果と、予め設定された微分値の閾値とを比較し、微分値が閾値よりも大きい場合には、変調信号であると判断し、規定の電圧値のディジタル信号を出力する。比較器１５から当該ディジタル信号が出力されることで、変調信号の復調結果が出力されることになる。
尚、比較器１５における微分値の閾値については、微分器１６で用いる遅延器の数及び微分値によって決定される。
【００６８】
ここで第２の復調回路における積分演算及び微分演算の具体例について、図８を用いて説明する。図８に示されているグラフは、サンプルタイミング（単位時間）毎の積分器４´から出力される積分値の変化の一例を表しており、横軸は時間（単位はサンプルタイミング：Ｔ）を、縦軸は積分器１４´から出力される積分値を表している。
尚、図８のグラフでは、第２の復調回路は、常に１サンプルタイミングあたりのノイズの積分値として２が、変調信号のデータが”１”である場合に１サンプルタイミングあたりの変調信号の振幅値の積分値として６が得られるという前提となっている。
【００６９】
図８のグラフにおいて、サンプルタイミングが０〜８Ｔの期間において、変調信号のデータが”０”であれば、積分値は、ノイズについての積分値だけ増加する。したがって８Ｔにおける積分値は、（単位時間当たりのノイズの積分値）×（データが”０”である期間）＝２×８＝１６となる。
【００７０】
サンプルタイミングが８〜１６Ｔの期間において、変調信号のデータが”１”であれば、積分値は、振幅値及びノイズについての積分値だけ増加する。よって１６Ｔにおける積分値は、（０〜８Ｔまでの積分値）＋（単位時間当たりのノイズと振幅値の積分値）×（データが”１”である期間）＝１６＋（２＋６）×（１６−８）＝８０となる。
【００７１】
さらに、サンプルタイミングが１６〜２４Ｔの期間において、変調信号のデータは”１”であれば、積分値は、ノイズについての積分値だけ増加する。よって２４Ｔにおける積分値は、（０〜１６Ｔまでの積分値）＋（単位時間当たりのノイズの積分値）×（データが”０”である期間）＝８０＋２×（２４−１６）＝８０となる。
【００７２】
ここで、第２の復調回路において、微分器１６の遅延器の数がＭ＝４個設けられているとする。この場合、時間７Ｔにおける微分値として、微分器は（７−４）＝３Ｔから７Ｔまでの積分値の変化量を算出する。積分値が図８のグラフの通り変化するとものとすると、７Ｔにおける微分値は、（７Ｔにおける積分値）−（３Ｔにおける積分値）＝（７×２）−（３×２）＝１４−６＝８となる。
同様に、１５Ｔにおける微分値は、（１５Ｔにおける積分値）−（１１Ｔにおける積分値）＝（１６＋８×７）−（１６＋８×３）＝７２−４０＝３２となる。
【００７３】
微分器１６で算出された微分値は比較器１５に入力され、微分値の閾値との比較が行われ、微分値が閾値より大きい場合、変調信号であると判断され、復調結果が出力される。
第２の復調回路が正確な復調結果を出力するためには、変調信号のデータが”１”のときに復調結果を出力できるように、微分値の閾値を適切な値に設定する必要がある。ここで、閾値の最適な範囲について検討する。
【００７４】
まず変調信号のデータが”０”となる期間では、積分値は単位時間当たりのノイズの積分値しか増加しないため、微分器１６における遅延器の数を考慮すると、この場合の微分値は２×４＝８となり、この値が閾値の下限値となる。
また、変調信号のデータが”１”となる期間では、積分値は単位時間当たりのノイズ及び振幅値の積分値だけ増加するため、同じく微分器１６における遅延器の数を考慮すると、この場合の微分値は（２＋６）×４＝３２となり、この値が閾値の上限値となる。
よって上述した条件下で比較器１５において設定すべき微分値の閾値は、８以上３２以下の範囲となる。
【００７５】
第２の復調回路において、比較器１５において設定すべき微分値の閾値の範囲は、微分器１５で用いる遅延器の数に対応して決定される。微分器１５で用いる遅延器の数が多いほど、上限値と下限値の差が広がり、さらにＳ／Ｎ比（Ｓｉｇｎａｌ  ｔｏ  Ｎｏｉｓｅ  ｒａｔｉｏ）を改善することができる。
【００７６】
第１の復調回路では、変調信号の積分値に基づいて復調結果を出力しているのに対し、第２の復調回路は、変調信号の積分値の変化量を微分値として、復調判定を行う仕様となっている。このような仕様により、変調信号にノイズが混入されて積分された場合や、積分器１４´において積分開始のタイミングがずれた場合でも、変調信号の振幅値の積分値による変化量を監視することで、復調すべき信号を正確に検出することができ、正確な復調結果を得ることができる。
【００７７】
特に、Ａ／Ｄ変換器のビット数が小さかったり、信号に含まれるノイズのレベルが大きいため、Ａ／Ｄ変換器のダイナミックレンジが小さい場合、十分なＳ／Ｎ比を確保できず、正しく復調できない場合があるが、微分器１６を用いて変調信号の積分結果に対して微分値を算出し、復調判定に使用すると、Ａ／Ｄ変換器１１のダイナミックレンジによらず、正確な復調結果を得ることができる。また、微分器１６における遅延器の数を多くするほどＳ／Ｎ比を大きくすることができ、復調結果の精度が向上する。
第２の復調回路は、時分割複信（Ｔｉｍｅ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｄｕｐｌｅｘ：ＴＤＤ）等の通信方式のように、瞬間的に電源の変動が起きる復調回路に用いることが好適である。
【００７８】
さらに、復調回路で発生するＤＣオフセット電圧についても、変調信号の積分したものの微分値を復調判定に使用することで、ＤＣオフセット電圧に伴うノイズは除去されるため、正確な復調結果を得ることができ、比較器においてＤＣオフセット電圧に対応して閾値を決定するための回路は不要となり、復調回路の回路規模を縮小できる。
【００７９】
次に、本発明の第３の実施の形態に係るＡＳＫ復調回路（以下、第３の復調回路）について、図５及び図６を用いて、第１の復調回路との相違点を中心に説明する。図５は、第３の復調回路の構成ブロック図であり、図６は、第３の復調回路で用いられる加算回路１７の構成ブロック図である。尚、第１の復調回路と同一の構成を有する部分には、同一の符号を付して説明する。
第３の復調回路は、絶対値回路１２の後段に加算回路１７を設け、加算回路１７の後段にリミッタ回路１３及び比較器１５を設けた点が、第１の復調回路の構成と相違する。
【００８０】
図５において、加算回路１７は、絶対値回路１２から出力された変調信号の絶対値について、搬送波の周期分の総和を算出し、搬送波の周期毎にリミッタ回路１３に出力する。
加算回路１７は、図６に示されるように、遅延素子列１７１及び加算器１７２を備えた構成となっている。遅延素子列１７１は、Ｎ個（Ｎ＞１）の遅延器（図ではτ）１７１−１〜１７１−Ｎが直列に接続された構成となっている。すなわち遅延器の数は、Ａ／Ｄ変換器１１における搬送波の周期に対するサンプル数に等しいため、遅延素子列１７１全体で搬送波一周期分の変調信号の絶対値を格納できる。
また、各遅延器における遅延時間は、Ａ／Ｄ変換器１１における変調信号のサンプルタイミングと同一である。
【００８１】
遅延素子列１６１は、絶対値回路１２からサンプルタイミング毎に入力される変調信号の絶対値を、遅延器１７１−１〜１７１−Ｎに順次右方向にシフトして格納する。また各遅延器１７１−１〜１７１−Ｎは、搬送波の周期毎に、格納された絶対値を加算器１７２に出力する。
加算回路１７の遅延器１７１−１〜１７１−Ｎは、受信機のタイマー（図示せず）等から生成される搬送波の周期に対応したクロック信号が入力される構成とし、格納されている絶対値を当該クロック信号に同期して加算器１７２に出力するようにしてもよい。
【００８２】
加算器１７２は、各遅延器１７１−１〜１７１−Ｎから出力された変調信号の絶対値の総和を求め、リミッタ回路１３に出力する。すなわち加算器１７２からは、搬送波一周期分の変調信号の絶対値の総和が、搬送波の周期毎に出力される。
【００８３】
加算回路１７から出力された、変調信号の絶対値の搬送波周期の総和は、リミッタ回路１３において振幅制限される。リミッタ回路１３には、振幅の制限値として、変調信号におけるデータが”１”の状態で、且つ伝送路長の伝送環境により搬送波の振幅が最も小さくなる場合の振幅値が予め設定されている。
【００８４】
制限値によって振幅制限が行われた変調信号の搬送波周期分の総和は、比較器１５に出力される。比較器１５は、当該総和と、予め設定された総和の閾値とを比較し、比較結果に基づいて変調信号の復調結果を出力する。比較器１５は、具体的に、比較の結果、総和が閾値よりも大きい場合には、規定の電圧値のディジタル信号を出力することで、復調結果を出力する。尚、総和は搬送波の周期毎に出力されるため、復調結果は搬送波の周期の間継続して出力される。
【００８５】
一般に、信号に対して振幅制限を行うと、波形が歪んでしまい、復調したデータについて位相の変動が発生する。特に振幅制限値として低い振幅値を設定し、当該振幅値で頻繁に振幅制限を行うと、波形の歪み及び位相の変動は顕著となる。
このため第３の復調回路におけるリミッタ回路１３は、上記条件によって予め設定された振幅値に基づいて搬送波の周期毎に振幅制限を行っており、サンプルタイミング毎に行う場合よりも、位相の変動量を低減することができる。
これに対応して復調結果を得るため、リミッタ回路１３は、加算回路１７において求められる、変調信号の絶対値についての搬送波の周期分の総和に対して振幅制限を行っている。
したがって、第３の復調回路は、位相の変動が復調結果に大きく影響するような伝送環境においても、正確な復調結果を得ることができる。
【００８６】
次に、本発明の第４の実施の形態に係るＡＳＫ復調回路（以下、第４の復調回路）について、図７を用いて、第３の復調回路との相違点を中心に説明する。図７は、第４の復調回路の構成ブロック図である。尚、第３の復調回路と同一の構成を有する部分には、同一の符号を付して説明する。
第４の復調回路は、リミッタ回路１３と比較器１５との間に、積分器１４及び微分器１６を設けた点が、第３の復調回路の構成と相違する。
【００８７】
図７において、積分器１４´、微分器１６の構成は、第２の復調回路における積分器１４´、微分器１６と同様であるが、図７の積分器１４´は、リミッタ回路１３から出力される変調信号の絶対値の搬送波周期の総和に対して積分を行い、微分器１６は、積分器１４´から出力された積分値を微分するものとなっている。
【００８８】
そして比較器１５は、微分器１６の微分値と、予め設定された微分値の閾値とを比較し、比較結果に基づいて変調信号の復調結果を出力する。比較器１５は、具体的に、比較の結果、微分値が閾値よりも大きい場合には、規定の電圧値のディジタル信号を出力することで、復調結果を出力する。尚、微分結果は搬送波の周期毎に出力されるため、復調結果は搬送波の周期の間継続して出力される。
【００８９】
第４の復調回路は、リミッタ回路１３から搬送波の周期毎に出力される、変調信号の絶対値の総和の振幅制限結果について積分を行い、得られた積分値について微分を行い、得られた微分値を復調判定に用いている。
これによって、サンプルタイミング単位で瞬時に現れるノイズについても微分によって押さえ込むことができるので、当該ノイズによる復調の誤りを低減することができる。さらにＡ／Ｄ変換器１１のダイナミックレンジによらず、正確な復調結果を得ることができるため、第３の復調回路よりも、さらに復調結果の精度を向上させることができる。
【００９０】
上述したように、本発明の第１の実施の形態に係るＡＳＫ復調回路によれば、ＡＳＫ変調信号の振幅変動を補償する装置としてリミッタ回路１３を用い、ディジタル変換された変調信号に対して、振幅値が予めリミッタ回路１３に設定された振幅制限値よりも大きい場合には、当該振幅制限値となるように振幅制限を行うようにしたことにより、従来のＡＧＣ回路を用いた場合よりも、復調回路全体の回路規模を縮小できる効果がある。
【００９１】
また、本発明の第２の実施の形態に係るＡＳＫ復調回路によれば、微分器１６を用いて、ＡＳＫ変調信号の積分値の変化量を微分値として求め、当該微分値に基づいて復調判定を行うようにしたことにより、ＤＣオフセット電圧に対応して復調判定の閾値を決定するための回路が不要となるため、復調回路全体の回路規模を縮小でき、さらにＡ／Ｄ変換器１１のダイナミックレンジ及びノイズによる影響を受けないため、ＡＳＫ変調信号が瞬時に変動するような伝送環境でも正確な復調結果を得ることができ、安定した復調結果を得ることができる効果がある。
【００９２】
また、本発明の第３の実施の形態に係るＡＳＫ復調回路によれば、加算回路１７を用いてディジタル変換後の変調信号の絶対値について搬送波の周期分の総和を求め、搬送波の周期毎に出力し、リミッタ回路１３において、当該総和に対して振幅制限を行うようにしたことにより、復調回路全体の回路規模を縮小できると共に、リミッタ制限による位相の変動量を低減できるため、位相の変動差が復調結果に大きく影響するような伝送環境においても、正確な復調結果を得ることができ、安定した復調結果を得ることができる効果がある。
【００９３】
また、本発明の第４の実施の形態に係るＡＳＫ復調回路によれば、リミッタ回路１３から出力された変調信号の絶対値の総和の振幅制限結果に対して積分を行い、さらに積分結果に対して微分を行い、微分結果に基づいて復調判定を行うようにしたことにより、復調回路全体の規模を縮小できると共に、ＡＳＫ変調信号が瞬時に変動し、位相の変動差が復調結果に大きく影響するような伝送環境において、正確な復調結果を得ることができ、安定した復調結果を得ることができる効果がある。
【００９４】
【発明の効果】
本発明によれば、ＡＳＫ復調回路において、アナログのＡＳＫ変調信号を特定のサンプルレートでディジタル変換するＡ／Ｄ変換器と、ディジタル変換されたＡＳＫ変調信号の振幅値の絶対値を取って出力する絶対値回路と、絶対値回路から出力されたＡＳＫ変調信号の振幅値が予め設定された振幅制限値より小さくなるよう振幅制限を行って出力するリミッタ回路と、リミッタ回路から出力された振幅の制限されたＡＳＫ変調信号に対し、当該信号の振幅値をサンプルタイミング毎に累積加算して積分を行い、積分結果を出力すると共に、特定の周期で累積加算結果をリセットする積分器と、積分結果と予め設定された閾値とを比較し、積分結果が閾値より大きい場合に規定の電圧値の信号を出力することでＡＳＫ変調信号の復調結果を出力する比較器とを備えたＡＳＫ復調回路としているので、ＡＳＫ復調回路の回路規模を縮小できる効果がある。
【００９５】
また、本発明によれば、ＡＳＫ復調回路において、アナログのＡＳＫ変調信号を特定のサンプルレートでディジタル変換するＡ／Ｄ変換器と、ディジタル変換されたＡＳＫ変調信号の振幅値の絶対値を取って出力する絶対値回路と、絶対値回路から出力されたＡＳＫ変調信号の振幅値が予め設定された振幅制限値より小さくなるよう振幅制限を行って出力するリミッタ回路と、リミッタ回路から出力された振幅の制限されたＡＳＫ変調信号に対し、当該信号の振幅値をサンプルタイミング毎に累積加算して積分を行い、積分結果を出力する積分器と、積分結果の変化量をサンプルタイミング毎に求め、微分結果として出力する微分器と、微分結果と予め設定された閾値とを比較し、微分結果が前記閾値より大きい場合に規定の電圧値の信号を出力することでＡＳＫ変調信号の復調結果を出力する比較器とを備えたＡＳＫ復調回路としているので、ＡＳＫ復調回路の回路規模を縮小できると共に、ＡＳＫ変調信号が瞬時に変動するような伝送環境でも安定した復調結果を得ることができる効果がある。
【００９６】
また、本発明によれば、ＡＳＫ復調回路において、アナログのＡＳＫ変調信号を特定のサンプルレートでディジタル変換するＡ／Ｄ変換器と、ディジタル変換されたＡＳＫ変調信号の振幅値の絶対値を取って出力する絶対値回路と、絶対値回路から出力されたＡＳＫ変調信号の振幅値について、搬送波の周期毎に搬送波の一周期分の総和を求め出力する加算回路と、加算回路から出力された振幅値の総和が予め設定された振幅制限値より小さくなるよう振幅制限を行って出力するリミッタ回路と、リミッタ回路から出力された総和と予め設定された閾値とを比較し、総和が閾値より大きい場合に規定の電圧値の信号を出力することでＡＳＫ変調信号の復調結果を出力する比較器とを備えたＡＳＫ復調回路としているので、ＡＳＫ復調回路の回路規模を縮小できると共に、位相の変動差が復調結果に大きく影響する伝送環境においても、安定した復調結果を得ることができる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係るＡＳＫ復調回路の構成ブロック図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態に係るＡＳＫ復調回路における積分器１４の構成ブロック図である。
【図３】本発明の第２の実施の形態に係るＡＳＫ復調回路の構成ブロック図である。
【図４】本発明の第２の実施の形態に係るＡＳＫ復調回路における微分器１６の構成ブロック図である。
【図５】本発明の第３の実施の形態に係るＡＳＫ復調回路の構成ブロック図である。
【図６】本発明の第３の実施の形態に係るＡＳＫ復調回路における加算回路１７の構成ブロック図である。
【図７】本発明の第４の実施の形態に係るＡＳＫ復調回路の構成ブロック図である。
【図８】本発明の第２の実施の形態に係るＡＳＫ復調回路における積分値の変化を示したグラフ図である。
【図９】従来の一般的な第１のＡＳＫ復調回路の構成ブロック図である。
【図１０】従来の一般的な第２のＡＳＫ復調回路の構成ブロック図である。
【符号の説明】
１１，２２…Ａ／Ｄ変換器、  １２，２８…絶対値回路、  １３…リミッタ回路、  １４，１４´，２９…積分器、  １５，２７…比較器、  １６…微分器、１７…加算回路、  ２３…局部発振器、  ２４…移相器、  ２５…直交復調器、  ２６…包絡線検波回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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