(57)【要約】【課題】Ｍを少なくとも２に等しいものとして、Ｍ個の送信アンテナとＮ個の受信アンテナと共に使用するための周波数分割多重化および周波数分割逆多重化システムおよび方法を提供すること。【解決手段】一実施形態では、周波数分割多重化システムは、（１）着信メッセージ・ビットからＭ×Ｍ個のユニタリ空間周波数信号を生成する微分モジュレータ、および（２）Ｍ個の送信アンテナに対してＭ×Ｍ個の空間周波数信号を時空間送信信号に変換する、微分モジュレータに結合されている時間周波数トランスフォーマを含む。【選択図】図１
2004343763.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
Ｍを少なくとも２に等しいものとして、Ｍ個の送信アンテナとＮ個の受信アンテナと共に使用するための周波数分割多重化システムにおいて、
着信メッセージ・ビットからＭ×Ｍ個のユニタリ空間周波数信号を生成する微分モジュレータと、
前記Ｍ個の送信アンテナに対して前記Ｍ×Ｍ個のユニタリ空間周波数信号を時空間送信信号に変換する、前記微分モジュレータに結合されている時間周波数トランスフォーマと
を含むシステム。
【請求項２】
前記微分モジュレータが微分ＯＦＤＭモジュレータである請求項１に記載のシステム。
【請求項３】
前記微分モジュレータが微分Ｃａｙｌｅｙモジュレータである請求項１に記載のシステム。
【請求項４】
前記時間周波数トランスフォーマが逆高速フーリエ変換を前記Ｍ×Ｍ個のユニタリ空間周波数信号に適用する請求項１に記載のシステム。
【請求項５】
前記時空間送信信号がガード間隔を含む請求項１に記載のシステム。
【請求項６】
前記Ｍ×Ｍ個のユニタリ空間周波数信号が生成され、前記Ｍ×Ｍ個のユニタリ空間周波数信号が単一ＯＦＤＭ記号間隔内で変換される請求項１に記載のシステム。
【請求項７】
Ｍを少なくとも２に等しいものとして、Ｍ個の送信アンテナとＮ個の受信アンテナと共に使用するための周波数分割多重化方法において、
着信メッセージ・ビットからＭ×Ｍ個のユニタリ空間周波数信号を生成する工程と、
前記Ｍ個の送信アンテナに対して前記Ｍ×Ｍ個のユニタリ空間周波数信号を時空間送信信号に変換する工程と
を含む方法。
【請求項８】
前記生成する工程が微分ＯＦＤＭモジュレータによって実行される請求項７に記載の方法。
【請求項９】
前記生成する工程が微分Ｃａｙｌｅｙモジュレータによって実行される請求項７に記載の方法。
【請求項１０】
前記変換する工程が逆高速フーリエ変換を前記Ｍ×Ｍ個のユニタリ空間周波数信号に適用する工程を含む請求項７に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般に、無線周波数通信システムを対象としており、より詳細には、フェージング環境で信頼性の高い通信の周波数分割多重化システムおよび方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＭＩＭＯ（複数入出力）としても知られている複数アンテナ無線電信は、依然として刺激的な通信研究の分野である。ＭＩＭＯは、余分な電力または物理的な帯域幅を必要とせずに、単一アンテナリンクと比較してスループットの点で桁違いに改善する可能性を約束する（例えば、Ｆｏｓｃｈｉｎｉ、「Ｌａｙｅｒｅｄ  Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ  Ａｒｃｈｉｔｅｃｔｕｒｅ  ｆｏｒ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  ｉｎ  ａ  Ｆａｄｉｎｇ  Ｅｎｖｉｒｏｎｍｅｎｔ  ｗｈｅｎ  Ｕｓｉｎｇ  Ｍｕｌｔｉ−Ｅｌｅｍｅｎｔ  Ａｎｔｅｎｎａｓ」、Ｂｅｌｌ  Ｌａｂｓ．Ｔｅｃｈ．Ｊ．、第１巻、第２号、４１〜５９頁、１９９６年、およびＴｅｌａｔａｒ、「Ｃａｐａｃｉｔｙ  ｏｆ  Ｍｕｌｔｉ−Ａｎｔｅｎｎａ  Ｇａｕｓｓｉａｎ  Ｃｈａｎｎｅｌｓ」、Ｅｕｒｏｐｅａｎ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、第１０巻、第６号、１９９９年１１月を参照されたい）。
【０００３】
ベル研究所階層化時空間（Ｂｅｌｌ  Ｌａｂｏｒａｔｏｒｉｅｓ  Ｌａｙｅｒｅｄ  Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ）、すなわちＢＬＡＳＴ（上記のＦｏｓｃｈｉｎｉらによる文書を参照のこと）は、複数のアンテナで大量のスループットを実現するための最初の現実的な方法であった。ＢＬＡＳＴは、伝播マトリックス、すなわち送信アレイを受信アレイに結合する行列値の転送関数が、送信された信号の帯域幅全体の周波数で一定しており（「フラット・フェージング」として知られる状態）、比較的長い時間間隔を通しても一定している（「コヒーレンス間隔」）ということを仮定している。この状態は、通常、十分に狭い帯域幅を使用することにより保証することができる。フェージングの一般的な議論に関しては、Ｂｉｇｌｉｅｒｉらによる「Ｆａｄｉｎｇ  Ｃｈａｎｎｅｌｓ：Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ−Ｔｈｅｏｒｅｔｉｃ  ａｎｄ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  Ａｓｐｅｃｔｓ」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｉｎｆｏ．Ｔｈｅｏｒｙ、第４４巻、第６号、２６１９〜２９９２頁、１９９８年１０月を参照されたい。
【０００４】
レシーバは、トランスミッタによって送信された周知のトレーニング信号から伝播マトリックスを推定する。次いでこの伝播マトリックスはＢＬＡＳＴ復号を実行するために使用される。多くのシナリオで、トレーニング間隔はコヒーレンス間隔の無視できる一部を占める（Ｍａｒｚｅｔｔａ、「ＢＬＡＳＴ  Ｔｒａｉｎｉｎｇ：Ｅｓｔｉｍａｔｉｎｇ  Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓ  ｆｏｒ  Ｈｉｇｈ−Ｃａｐａｃｉｔｙ  Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ」、通信、制御、および計算に関する第３７回Ａｌｌｅｒｔｏｎ年次会議、イリノイ州、モンティチェロ、１９９９年９月２２〜２４日、議事録、９５８〜９６６頁を参照のこと）。しかし、急激に変化する携帯環境は多数の送信アンテナを有するトレーニングベース方式の限界を超える可能性がある。
【０００５】
これは、完全にトレーニングを不要とするユニタリ時空間変調（ＵＳＴＭ）の開発に刺激を与えた（Ｈｏｃｈｗａｌｄらによる「Ｕｎｉｔａｒｙ  Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  ｆｏｒ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ａｎｔｅｎｎａ  Ｃｏｍｍｎｉｃａｔｉｏｎｓ  ｉｎ  Ｒａｙｌｅｉｇｈ  Ｆｌａｔ  Ｆａｄｉｎｇ」ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｉｎｆｏ．Ｔｈｅｏｒｙ、第４６巻、第２号、および参照により本明細書に組み込んだ２００２年３月２６日発行の「Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ  Ｍｅｔｈｏｄ  ｆｏｒ  Ａｎｔｅｎｎａ  Ａｒｒａｙｓ  Ｕｓｉｎｇ  Ｕｎｉｔａｒｙ  Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ  Ｓｉｇｎａｌｓ」という名称の米国特許第６，３６３，１２１号を参照されたい）。
【０００６】
トレーニングの代わりに、メッセージ・ビットがＬ×Ｍのユニタリ行列に符号化される。これはＭを送信アンテナ数とし、Ｌ≧２Ｍとして、Ｌ連続記号で送信される。伝播マトリックスの知識を必要とせず、伝播マトリックスがＬの記号全体に対して一定していることだけを前提とする非コヒーレントなレシーバが復号を実行する。
【０００７】
微分ユニタリ時空間変調（Ｈｕｇｈｅｓ、「Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｉｎｆｏ．Ｔｈｅｏｒｙ、第４６巻、第７号、２０００年１１月、２５６７〜２５７８頁、Ｈｏｃｈｗａｌｄらによる「Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  Ｕｎｉｔａｒｙ  Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｃｏｍｍｕｎ．、第４８巻、第１２号、２０００年１２月、２０４１〜２０５２頁、および１９９９年７月１６日出願の「Ｍｅｔｈｏｄ  ｆｏｒ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  Ｕｓｉｎｇ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ  Ａｎｔｅｎｎａｓ」という名称の米国特許第０９／３５６，３８７号と、上記のＭａｚｚｅｔｔａの文献を参照されたい）は、Ｌ＝２Ｍとし、マトリックス値を有する信号が、信号の最後のＬ／２記号が次の信号の最初のＬ／２記号と等しくなるような特定の構造を有する特別な場合である。各Ｌ×Ｍユニタリ行列が、構造化されたＬ×Ｍ信号の５０％の冗長度をオフセットする傾向があるＬ／２記号だけを実際には占めるように信号の非冗長部分だけを送信するだけでよい。微分ユニタリ時空間変調は、Ｓ０＝Ｉ（Ｍ×Ｍ恒等行列）とし、Ｓｋ＝Ａｋ  Ｓ｛ｋ−１｝，ｋ＝１，２，．．．とし、｛Ａ１，Ａ２，．．．｝をメッセージ・ビットから得られる一連のＭ×Ｍのユニタリ行列として、一連のＭ×Ｍ個のユニタリ送信信号、｛Ｓ０，Ｓ１，．．．｝を生成する。
【０００８】
ＵＳＴＭと同様に、非コヒーレントなレシーバは、伝播マトリックスがＬ連続記号に対して一定であるという前提の下に復号を実行する。ｋ番目の信号の復号はｋ番目と（ｋ−１）番目の受信信号に基づいているが、これらの受信信号は（雑音を除いて）、Ｈを未知のＭ×Ｎ伝播マトリックスとした場合のＡｋ  Ｓ｛ｋ−１｝  ＨとＳ｛ｋ−１｝  Ｈにそれぞれ等しい。積Ｓ｛ｋ−１｝  Ｈを未知であると仮定するが、２つの測定値とユニタリ行列Ａｋの内部構造の組み合わせが復号を可能にする。
【０００９】
現在、多数の異なるＵＳＴＭ信号の設計に関する技術および効率的な復号アルゴリズムは、より一般的な非微分ＵＳＴＭに関する技術よりも開発が進んでいるが（２００１年２月、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｉｎｆｏ．Ｔｈｅｏｒｙに提出されたＨｏｃｈｗａｌｄらによる「Ｃａｙｌｅｙ  Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  Ｕｎｉｔａｒｙ  Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ  Ｃｏｄｅｓ」を参照されたい）、非微分技術の最近の進歩も報告されている（Ｈａｓｓｉｂｉらによる「Ｕｎｉｔａｒｙ  Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  ｖｉａ  ｔｈｅ  Ｃａｙｌｅｙ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ」、情報理論に関する２００２年ＩＥＥＥ国際シンポジウム議事録、スイス、ローザンヌ、２００２年６月３０日〜７月５日を参照されたい）。
【００１０】
Ｃａｙｌｅｙ変調はユニタリ行列のＣａｙｌｅｙ表現Ａｋ＝（Ｉ−ｉＱｋ）（Ｉ＋ｉＱｋ）−１に基づいている。ここで、ＩをＭ×Ｍの恒等行列、ＱｋをＭ×Ｍの共役対称行列とする。反対にＱｋは、スカラーの重みがメッセージ・ビットに基づいているＭ×Ｍの共役対称基底行列の線形結合である。ＢＬＡＳＴと同様に、ＵＳＴＭも微分ＵＳＴＭもフラット・フェージングの状態を前提としている。
【特許文献１】米国特許第６，３６３，１２１号
【特許文献２】米国特許第０９／３５６，３８７号
【非特許文献１】Ｆｏｓｃｈｉｎｉ、「Ｌａｙｅｒｅｄ  Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ  Ａｒｃｈｉｔｅｃｔｕｒｅ  ｆｏｒ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  ｉｎ  ａ  Ｆａｄｉｎｇ  Ｅｎｖｉｒｏｎｍｅｎｔ  ｗｈｅｎ  Ｕｓｉｎｇ  Ｍｕｌｔｉ−Ｅｌｅｍｅｎｔ  Ａｎｔｅｎｎａｓ」、Ｂｅｌｌ  Ｌａｂｓ．Ｔｅｃｈ．Ｊ．、第１巻、第２号、４１〜５９頁、１９９６年
【非特許文献２】Ｔｅｌａｔａｒ、「Ｃａｐａｃｉｔｙ  ｏｆ  Ｍｕｌｔｉ−Ａｎｔｅｎｎａ  Ｇａｕｓｓｉａｎ  Ｃｈａｎｎｅｌｓ」、Ｅｕｒｏｐｅａｎ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、第１０巻、第６号、１９９９年１１月６日
【非特許文献３】Ｂｉｇｌｉｅｒｉらによる「Ｆａｄｉｎｇ  Ｃｈａｎｎｅｌｓ：Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ−Ｔｈｅｏｒｅｔｉｃ  ａｎｄ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  Ａｓｐｅｃｔｓ」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｉｎｆｏ．Ｔｈｅｏｒｙ、第４４巻、第６号、２６１９〜２９９２頁、１９９８年１０月
【非特許文献４】Ｍａｒｚｅｔｔａ、「ＢＬＡＳＴ  Ｔｒａｉｎｉｎｇ：Ｅｓｔｉｍａｔｉｎｇ  Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓ  ｆｏｒ  Ｈｉｇｈ−Ｃａｐａｃｉｔｙ  Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ」、通信、制御、および計算に関する第３７回Ａｌｌｅｒｔｏｎ年次会議、イリノイ州、モンティチェロ、１９９９年９月２２〜２４日、議事録、９５８〜９６６頁
【非特許文献５】Ｈｏｃｈｗａｌｄらによる「Ｕｎｉｔａｒｙ  Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  ｆｏｒ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ａｎｔｅｎｎａ  Ｃｏｍｍｎｉｃａｔｉｏｎｓ  ｉｎ  Ｒａｙｌｅｉｇｈ  Ｆｌａｔ  Ｆａｄｉｎｇ」ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｉｎｆｏ．Ｔｈｅｏｒｙ、第４６巻、第２号
【非特許文献６】Ｈｕｇｈｅｓ、「Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｉｎｆｏ．Ｔｈｅｏｒｙ、第４６巻、第７号、２０００年１１月、２５６７〜２５７８頁
【非特許文献７】Ｈｏｃｈｗａｌｄらによる「Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  Ｕｎｉｔａｒｙ  Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｃｏｍｍｕｎ．、第４８巻、第１２号、２０００年１２月、２０４１〜２０５２頁
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
第３世代（３Ｇ）の無線電信で使用されている５ＭＨｚのように帯域幅が高くなると、通常、フラット・フェージングの前提は無効となり、レシーバは周波数の関数である未知の伝播マトリックスを依然として扱うことになる。したがって、ＭＩＭＯ変調技術のさらなる改善が当技術分野で求められている。より具体的には、フラット・フェージングを前提とする必要性を不要とし、したがってフェージング環境でより高い帯域幅に対応するＭＩＭＯ変調技術が求められている。
【００１２】
周波数依存伝播マトリックスを扱う１つの単純明快な方法は、周波数のオーバーラップしていない間隔を占有し、各サブチャネルが個々にフラット・フェージング状態を満たすほど十分に狭い帯域幅を有する複数のサブチャネルにチャネルを分割するという方法である。
【００１３】
直交周波数分割多重化、すなわちＯＦＤＭの技術（例えば、参照によりその全体を本明細書に組み込んだＶａｎ  Ｎｅｅらによる「ＯＦＤＭ  ｆｏｒ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｍｕｌｔｉｍｅｄｉａ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ」、Ａｒｔｅｃｈ  Ｈｏｕｓｅ、２０００年を参照されたい）は、この点に関して特に有効である。ＯＦＴＭを使用すれば、ＢＬＡＳＴ、ＵＳＴＭ、または微分ＵＳＴＭを個々に経時的にサブチャネルのそれぞれに適用させることができる。しかし、この方法の大きな欠点は、サブチャネルを個々に処理すると、隣接するサブチャネルの伝播マトリックス間に通常ある高い相関性を利用し損なうということである。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
上記の欠点に対処するために、本発明は、Ｍを少なくとも２に等しいものとして、Ｍ個の送信アンテナとＮ個の受信アンテナで使用するための周波数分割多重化および周波数分割逆多重化システムおよび方法を提供する。一実施形態では、周波数分割多重化システムは、（１）着信メッセージ・ビットからＭ×Ｍ個のユニタリ空間周波数信号を生成する微分モジュレータ、および（２）Ｍ個の送信アンテナに対してＭ×Ｍ個のユニタリ空間周波数信号を時空間送信信号に変換する、微分モジュレータに結合されている時間周波数トランスフォーマを含む。
【００１５】
したがって本発明は、微分動作が時間を追って発生するのではなく周波数を追って発生するように、微分ＵＳＴＭをＯＦＤＭと結合するために遅延拡散時間依存性チャネルで複数のアンテナを使用する新しい変調技術を導入する。新しい複数アンテナ時空間変調は「微分ユニタリ空間周波数変調」すなわちＤＵＳＦＭと称することができ、トレーニング・シーケンスもイコライザも使用せずに高速に変化する遅延拡散（例えば、周波数依存）チャネルで高スループットを提供することができる。短いコヒーレンス記号間隔内で（１００マイクロ秒の持続期間になる場合がある）、ＯＦＤＭツール（サイクリック・プリフィックスとＦＦＴ）は、等価の空間周波数チャネルを生成する。時間依存性チャネル用に設計されたＤＵＳＴＭは、時間を追って動作するのではなく周波数を追って動作するために「回転」させることができる。ＤＵＳＦＭは周波数依存チャネルに対応し、ローカル周波数コヒーレンスだけを必要とする。
【００１６】
以下に図示し説明するさらに具体的な一実施形態では、微分モジュレータは微分ＯＦＤＭモジュレータであり、さらに具体的には、微分Ｃａｙｌｅｙモジュレータである。別の具体的な実施形態では、時間周波数トランスフォーマは逆高速フーリエ変換をＭ×Ｍ個のユニタリ空間周波数信号に適用し、ＯＦＤＭと調和して、時空間送信信号はガード間隔を含む。
【００１７】
本発明の別の態様は、周波数分割逆多重化システムを提供する。この逆多重化システムは、（１）Ｎ個の受信アンテナからの時空間受信信号をＭ×Ｎ個の空間周波数信号に変換する時間周波数トランスフォーマと、（２）Ｍ×Ｎ個の空間周波数信号から発信メッセージ・ビットを生成する時間周波数トランスフォーマに結合されている微分デモジュレータとを含む。多重化方法と逆多重化方法も詳細に図示し説明する。
【００１８】
以上、本発明の好ましい代替の機能をやや一般的に概説した。これで、当業者には、以下の本発明の詳細な説明をよりよく理解することができよう。以下では、本発明の特許請求の範囲の主題を形成する本発明のさらなる機能を説明する。当業者には、開示された概念および具体的な実施形態を、本発明の同じ目的を実行するために他の構造を設計または修正するための基礎として容易に使用できることを理解されたい。当業者には、このような等価の構成はその最も一般的な形式で本発明の趣旨および範囲を逸脱しないことも理解されたい。
次に、本発明をさらに完全に理解するために、添付の図面と共に以下の説明を参照する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
まず図１を参照すると、本発明の原理に従い構成され実行されるシステムまたは方法を組み込んだ、全体を１００で示すＭＩＭＯ通信システムが示されている。この説明を通して、信号については複素ベースバンド表記法を使用する。
【００２０】
ＭＩＭＯ通信システム１００は、Ｍ個のアンテナ１２０の送信アレイを有するＭＩＭＯトランスミッタ１１０を含む。ＭＩＭＯトランスミッタ１１０は、送信されるべき着信メッセージ・ビット（参照せず）を受信し、これらが変調され復号されて記号のストリームになるようこれらの信号を処理する。次いでＭＩＭＯトランスミッタはその記号のストリームをＭ個のアンテナ１２０の送信アレイに渡し、そこでこれら記号のストリームはＭＩＭＯチャネル１３０の無線サブストリームに変換される（分けて参照せず）。Ｍ個の信号はＭ個のアンテナに同時に供給される。送信アレイのアンテナ１２０の数であるＭは設計上の選択として選定される。
【００２１】
関連技術の業者には、上記の背景技術の節にその多くを記載したＭＩＭＯの多くの利点が理解されよう。電力と帯域幅の消費量は同じでも、さらに高い転送率でデータを送信することができる。本発明は、周波数依存性の急激に変化するフェージング環境においてさらに強力な、無線サブストリームがマルチパス干渉および他の形式の劣化を受けるＭＩＭＯ変調技術を提供することによりこの利点を強化する。
【００２２】
図１に戻る。ＭＩＭＯ通信システム１００は、Ｎ個のアンテナ１４０の受信アレイを有するＭＩＭＯレシーバ１５０をさらに含む。通常、各受信アンテナがＭ個の送信信号すべての線形結合を受信する場合、Ｎ個のアンテナ１４０の受信アレイはＭＩＭＯチャネル１３０の無線サブストリームを受信し、それらを受信記号のストリームに変換する。次いでＭＩＭＯレシーバ１５０は、その受信信号を復調し復号して、すべてが適切に機能するならば、ＭＩＭＯトランスミッタ１１０が元々受信した着信メッセージ・ビットと完全に一致しないまでもそれに近い発信メッセージ・ビットにする。受信アレイのアンテナ１５０の数であるＮは、Ｍと同様、設計上の選択として選定される。
【００２３】
多重化または逆多重化のシステムまたは方法に関してさらに詳細に検討する前に、このシステムまたは方法の基礎となる信号モデルを詳細に説明する。単一ユーザは、Ｍ個の送信アンテナとＮ個の受信アンテナを含む無線リンクを使用する。一般に、２つのアレイを接続するＭ×Ｎの伝播マトリックスは経時的に徐々に変化する自明でない周波数依存性を有している。
【００２４】
【数１】
2004343763.tif 000003
（１）フラット・フェージングの時間不変チャネル。ここで、
【数２】
2004343763.tif 000004
であるが、これは
【数３】
2004343763.tif 000005
ということを示している。トランスミッタとレシーバの間の伝播遅延は同期化プロセスの一部として既に補償済みであると仮定する。
（２）遅延拡散の時間不変チャネル。ここで、
【数４】
2004343763.tif 000006
であるが、これは
【数５】
2004343763.tif 000007
ということを示している。畳み込み積分は、
【数６】
2004343763.tif 000008
のように周波数領域の乗法に等しい。上式で、例えば、
【数７】
2004343763.tif 000009
（３）フラット・フェージングの時間不変チャネル。ここで、
【数８】
2004343763.tif 000010
であるが、これは
【数９】
2004343763.tif 000011
ということを示している。
【００２５】
【数１０】
2004343763.tif 000012
したがって、「コヒーレンス間隔」と称される有意な時間間隔が終わるまでチャネルは遅延拡散と時間不変に近くなる。いくつかの基本的な考慮すべき事項によって、コヒーレンス間隔の持続期間と、周波数によってチャネル応答がどれだけ高速に変化するかが決まる。
【００２６】
衝撃応答の有意の変化は、トランスミッタ、レシーバ、または散乱の中心の位置が波長の何分の１かだけ変化することを必要とする。この動きに要する時間はコヒーレンス時間と呼ばれる。水平に伝播する平面波の重ね合わせと等価のよく知られたＪａｋｅｓモデルは定量的な基準を提供する。具体的には、伝播係数はＪ０（２πｒ／λ）に等しい自己相関を有する定常確率場を構成する。
【数１１】
2004343763.tif 000013
【００２７】
衝撃が周波数依存チャネルに供給されると、出力は、その持続期間が「遅延拡散」と呼ばれる非０の時間間隔を占めるパルスである。遅延拡散は、次に示すトランスミッタとレシーバの間の最小伝播経路長と最大伝播経路長の間の差分に直接的に関係する（「範囲拡散」）。
【数１２】
2004343763.tif 000014
【００２８】
【数１３】
2004343763.tif 000015
【００２９】
ＯＦＤＭの原則的な目的は、パルスを含んでいる個々の複素正弦波が無視できるほどのクロストークを伴いチャネルを通過することを保証することである。この方法で、チャネルは並列のサブチャネルに提供される。
【数１４】
2004343763.tif 000016
ガード間隔は、ＦＦＴ積分間隔内に表われる信号の周期的な延長（「サイクリック・プリフィックス」）を含んでいる。
【００３０】
Ｂを送信された信号の帯域幅とする（Ｈｚ）。
【数１５】
2004343763.tif 000017
高速ＦＦＴを保証するためにＴが高度合成数であることも得策である。遅延拡散チャネルを通った有限持続期間正弦波の伝播には過度電流が伴う。サイクリック・プリフィックスは、少なくとも受信したパルスが過度電流から解放されるＦＦＴ積分時に等しい長さの時間間隔があることを保証する。離散的フーリエ変換がこの過度電流解放間隔に亘って受信信号のサンプルに適用されると、調和的関係の正弦波の複素振幅が直接に生じる。
【００３１】
【数１６】
2004343763.tif 000018
によって時間サンプルから回復することができる。各ＯＦＤＭ記号間隔中にＭＩＭＯトランスミッタはメッセージ・ビットをＯＦＤＭ信号の周波数サンプルに符号化し、時間依存ＯＦＤＭ信号を作成するために逆ＤＦＴを実行する。この時間依存ＯＦＤＭ信号はＭ個の送信アンテナに供給される。ＭＩＭＯレシーバは、等価周波数サンプルを作成するためにそのＮ個の受信アンテナからの時間依存の受信信号にＤＦＴを適用し、次いでその等価周波数サンプルが復号される。ＯＦＤＭ変調、送信、受信、およびＯＦＤＭ復調の全体的な動作は周波数領域で監視することができる。
【数１７】
2004343763.tif 000019
本発明は、トランスミッタもレシーバもチャネル周波数応答を知らないということに対処する新しい方法を採用する。
【数１８】
2004343763.tif 000020
【００３２】
次に図２を参照すると、本発明の原理に従って構成された周波数分割多重化および逆多重化システム２００のブロック図が示されている。
周波数分割多重化システム２００は微分モジュレータ２１０を含む。微分モジュレータ２１０は、合計持続期間Ｔサンプルの一連のＭ×Ｍ個のユニタリ空間周波数信号２１５を生成する。図示した実施形態では、微分モジュレータ２１０は微分ＯＦＤＭモジュレータであり、より具体的には微分Ｃａｙｌｅｙモジュレータである。
【００３３】
周波数分割多重化システム２００は、時間周波数トランスフォーマ２２０をさらに含む。時間周波数トランスフォーマ２２０は微分モジュレータ２１０に結合されており、Ｍ個の送信アンテナ（図２には示さないが、図１にＭ個のアンテナ１２０の送信アレイとして示す）に対してＭ×Ｍ個のユニタリ空間周波数信号２１５を時空間送信信号２２５に変換する。図示した実施形態では、時間周波数トランスフォーマ２２０は、一連のＭ×Ｍ個のユニタリ空間周波数信号２１５を時空間送信信号２２５に変換するために、一連のＭ×Ｍ個のユニタリ空間周波数信号２１５に逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を適用する。さらに、図示した実施形態では、時空間送信信号２２５はガード間隔を含む。当業者には、ＯＦＤＭ送信のガード間隔の役割が理解されよう。次いで時空間送信信号２２５がＭ個の送信アンテナのアレイ（図示せず）を介してＭＩＭＯチャネル２３０に渡される。図２は、（送信側での）循環延長の追加とフィルタリング、（受信側での）フィルタリング、サンプリング、同期化、および循環延長の除去を含めて、ＯＦＤＭを熟知した者によく知られている特定の現実的な詳細は示していない。
【００３４】
ＭＩＭＯチャネル２３０を介した遷移中、時空間送信信号２２５は周波数依存チャネル利得、干渉、および雑音を受け、上記の等式１に従い経時的に変換される。図２を説明するために、時空間送信信号２２５は時空間受信信号２４５に変換される。したがって、受信側では、Ｎ個の受信アンテナの１つのアレイ（図示せず）はＭＩＭＯチャネル２３０から時空間受信信号２４５を受信する。
【００３５】
周波数分割逆多重化システム２４０は、時間周波数トランスフォーマ２５０を含む。時間周波数トランスフォーマ２５０（図面の実施形態では、時間周波数トランスフォーマ２２０のと逆の動作を実行する）は、Ｎ個の受信アンテナからの一連の時空間受信信号２４５をＭ×Ｎ個の空間周波数信号２５５に変換する。図面の実施形態では、時間周波数トランスフォーマ２５０は時空間受信信号２４５にＦＦＴを適用する。
【００３６】
周波数分割逆多重化システム２４０は、微分デモジュレータ２６０をさらに含む。微分デモジュレータ２６０は、Ｍ×Ｎ個の空間周波数信号２５５から発信メッセージ・ビット２６５を生成する。図面の実施形態では、微分デモジュレータ２６０は微分ＯＦＤＭでモジュレータであり、より具体的には微分Ｃａｙｌｅｙでモジュレータである。
【００３７】
着信メッセージ・ビット２０５に関する発信メッセージ・ビット２６５の正確さは、フェージング環境においてさえ微分モジュレータ２１０、時間周波数トランスフォーマ２２０、時間周波数トランスフォーマ２５０、および微分デモジュレータ２６０の間の協調によって保存される。
【００３８】
次に図３を参照すると、本発明の原理に従って実行される周波数分割多重化方法および周波数分割逆多重化方法（１つの方法３００として表す）の流れ図が示されている。
この方法は、メッセージ・ビット（「着信メッセージ・ビット」と称される）を無線で遠隔レシーバに送信することが望まれるステップ３１０から開始される。方法３００はステップ３２０に進み、そこでＭ×Ｍ個のユニタリ空間周波数信号が着信メッセージ・ビットから生成される。次にステップ３３０で、そのＭ×Ｍ個のユニタリ空間周波数信号はＭ個の送信アンテナに対して時空間送信信号に変換される。図面の実施形態では、ＩＦＦＴがＭ×Ｍ個のユニタリ空間周波数信号に適用される。次いでステップ２４０で、時空間送信信号はＭ個の送信アンテナからＭＩＭＯチャネルを介してＮ個の受信アンテナに送信される。このプロセスにより時空間送信信号は時空間受信信号に変換される。
【００３９】
次にステップ３５０で、時空間受信信号はＭ×Ｎ個の空間周波数信号に変換される。図面の実施形態では、ＦＦＴが時空間受信信号に適用される。次いでステップ２６０で、発信メッセージ・ビットがＭ×Ｎ個の空間周波数信号から生成される。メッセージ・ビットが正常に通信されると、方法３００は終了ステップ３７０で終了する。
【００４０】
上記の方法は持続期間
【数１９】
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秒の単一ＯＦＤＭ記号間隔内で実行されることが好ましく、方法はそれぞれ各ＯＦＤＭ記号間隔内で有利に適用することができる。チャネル周波数応答が通常は連続したＯＦＤＭ記号間で高度に相関するということを利用できると有利である。最初のＯＦＤ記号の第１の周波数サンプルは、メッセージ・ビットによって変調されず、ある程度のオーバーヘッドを構成するＭ×Ｍ恒等行列である。次のＯＦＤＭ記号で、第１の周波数サンプルはＭ×Ｍのメッセージを含むユニタリ行列であってよい。このＭ×Ｍのメッセージを含むユニタリ行列は、２つのＯＦＤＭ記号間隔からの第１の受信周波数サンプル間の微分復号によりレシーバで復号することができる。
【００４１】
以上、本発明を詳細に説明したが、当業者には、本発明の趣旨および範囲を逸脱せずにその最も一般的な形式で本明細書に様々な変更、置換、および代替形態を行うことができることを理解されたい。
【図面の簡単な説明】
【００４２】
【図１】本発明の原理に従い構成または実行されるシステムまたは方法を組み込んだＭＩＭＯ通信システムを示す図である。
【図２】本発明の原理に従い構成されたＭ個の送信アンテナとＮ個の受信アンテナと共に使用するための周波数分割多重化システムおよび逆多重化システムのブロック図である。
【図３】本発明の原理に従い実行される周波数分割多重化方法および逆多重化方法の流れ図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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