(57)【要約】【課題】  広帯域で高効率なＥＥＲ法の送信機を提供する。【解決手段】  変調信号のうちの振幅成分を高周波電力増幅器１３０の電源端子に入力し、ＩＱ直交信号を高周波電力増幅器１３０の高周波入力端子に入力し、高周波電力増幅器１３０の出力からもとの変調信号を得る。出力電圧の順次異なるＤＣ−ＤＣコンバータ群６１５からスイッチ群６２１を介してエミッタフォロワ７２９にコレクタ電圧を供給する。コレクタ電圧は振幅成分のレベルに応じてＤＣ−ＤＣコンバータ６１６〜６２０のいずれか一つの出力をスイッチ群６２１で選択し、エミッタフォロワに与えることでエミッタフォロワ７２９のエミッタ電圧とエミッタフォロワ７２９のコレクタ電圧の差を小さくしてエミッタフォロワ７２９の効率を高め、かつ、高周波電力増幅器１３０の電源電圧をエミッタフォロワ７２９で電圧変換することで、広帯域動作を可能とした。【選択図】        図８
2004173249.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
変調信号を発生する変調信号発生手段と、
前記変調信号発生手段により発生された前記変調信号を位相成分と振幅成分とに分離する位相振幅分離手段と、
前記位相振幅分離手段で分離された前記振幅成分を段階的に異なる複数の電圧レベルでスライスする振幅スライス手段と、
電源電圧を段階的に値の異なる複数の電圧に変換する複数のスイッチングレギュレータと、
前記複数のスイッチングレギュレータの出力電圧の何れか一つを選択するスイッチ群と、
前記振幅スライス手段によってスライスされた振幅成分のスライスデータに従って前記スイッチ群の各スイッチを選択的に導通させるスイッチドライバと、
前記スイッチ群により選択された何れかのスイッチングレギュレータの出力電圧を電源電圧として前記振幅成分を電圧変換するリニア電圧変換手段と、
前記位相成分を高周波入力端子に入力し、前記リニア電圧変換手段によって電圧変換された振幅成分を電源端子に入力し、結果として振幅と位相とが掛け合わされた変調波を出力する高周波電力増幅器とを備えた送信機。
【請求項２】
変調信号を発生する変調信号発生手段と、
前記変調信号発生手段により発生された前記変調信号を位相成分と振幅成分とに分離する位相振幅分離手段と、
前記位相振幅分離手段で分離された前記振幅成分を段階的に異なる複数の電圧レベルでスライスする振幅スライス手段と、
電源電圧を段階的に値の異なる複数の電圧に変換する複数のスイッチングレギュレータと、
前記複数のスイッチングレギュレータの出力電圧を各々電源電圧として前記振幅成分を電圧変換する複数のリニア電圧変換手段と、
前記振幅成分を前記複数のリニア電圧変換手段へ伝達するスイッチ群と、
前記振幅スライス手段によってスライスされた振幅成分のスライスデータに従って前記スイッチ群の各スイッチを選択的に導通させるスイッチドライバと、
前記位相成分を高周波入力端子に入力し、前記複数のリニア電圧変換手段によって電圧変換された振幅成分を電源端子に入力し、結果として振幅と位相とが掛け合わされた変調波を出力する高周波電力増幅器とを備えた送信機。
【請求項３】
前記位相振幅分離手段の位相成分の出力端と前記高周波電力増幅器の入力端との間に周波数変換手段を有することを特徴とする請求項１または２記載の送信機。
【請求項４】
前記高周波電力増幅器の出力端に設けられて高周波出力電力をフィードバックするフィードバック手段と、
前記フィードバック手段の信号を基に位相と振幅のタイミングずれを校正するための第１の校正信号を発生する第１のタイミング校正手段と、
前記第１のタイミング校正手段からの第１の校正信号を受け、位相振幅分離手段から出力される振幅成分と位相成分のタイミングを補正する第１のタイミング補正手段とが付加されたことを特徴とする請求項１，２または３記載の送信機。
【請求項５】
前記スイッチングレギュレータの出力端と前記リニア電圧変換手段の電源電圧入力端との間に設けられて前記スイッチングレギュレータの出力電圧を検出する第１の電圧検出手段と、
前記リニア電圧変換手段の振幅成分入力端子に設けられて、振幅成分の電圧を検出する第２の電圧検出手段と、
前記第１および第２の電圧検出手段から得られた電圧振幅データを比較することにより、前記振幅成分と前記スライスデータのタイミングずれを校正するための第２の校正信号を出力する第２のタイミング校正手段と、
前記第２のタイミング校正手段からの第２の校正信号を受け前記振幅成分と前記スライスデータのタイミングを補正する第２のタイミング補正手段とが付加されたことを特徴とする請求項１，２，３，または４記載の送信機。
【請求項６】
前記リニア電圧変換手段がエミッタフォロワであることを特徴とする請求項１，２，３，４または５記載の送信機。
【請求項７】
前記リニア電圧変換手段がリニアレギュレータであることを特徴とする請求項１，２，３，４または５記載の送信機。
【請求項８】
前記振幅成分を演算増幅器に入力し、前記演算増幅器の出力を前記エミッタフォロワの入力に接続し、前記エミッタフォロワの出力を前記演算増幅器に負帰還する請求項６記載の送信機。
【請求項９】
前記エミッタフォロワがプッシュプル回路からなり、前記振幅成分を演算増幅器に入力し、前記演算増幅器の出力を前記プッシュプル回路の入力に接続し、前記プッシュプル回路の出力を前記演算増幅器に負帰還する請求項６記載の送信機。
【請求項１０】
変調信号を発生する変調信号発生手段と、
前記変調信号発生手段により発生された前記変調信号から振幅成分を抽出する振幅抽出手段と、
前記振幅抽出手段で抽出された前記振幅成分を段階的に異なる複数の電圧レベルでスライスする振幅スライス手段と、
電源電圧を段階的に値の異なる複数の電圧に変換する複数のスイッチングレギュレータと、
前記複数のスイッチングレギュレータの出力電圧の何れか一つを選択するスイッチ群と、
前記振幅スライス手段によってスライスされた振幅成分のスライスデータに従って前記スイッチ群の各スイッチを選択的に導通させるスイッチドライバと、
前記スイッチ群により選択された何れかのスイッチングレギュレータの出力電圧を電源電圧として前記振幅成分を電圧変換するリニア電圧変換手段と、
前記変調信号を高周波入力端子に入力し、前記リニア電圧変換手段によって電圧変換された振幅成分を電源端子に入力し、結果として変調波を出力する高周波電力増幅器とを備えた送信機。
【請求項１１】
変調信号を発生する変調信号発生手段と、
前記変調信号発生手段により発生された前記変調信号から振幅成分を抽出する振幅抽出手段と、
前記振幅抽出手段で抽出された前記振幅成分を段階的に異なる複数の電圧レベルでスライスする振幅スライス手段と、
電源電圧を段階的に値の異なる複数の電圧に変換する複数のスイッチングレギュレータと、
前記複数のスイッチングレギュレータの出力電圧を各々電源電圧として前記振幅成分を電圧変換する複数のリニア電圧変換手段と、
前記振幅信号を前記複数のリニア電圧変換手段へ伝達するスイッチ群と、
前記振幅スライス手段によってスライスされた振幅成分のスライスデータに従って前記スイッチ群の各スイッチを選択的に導通させるスイッチドライバと、
前記変調信号を高周波入力端子に入力し、前記複数のリニア電圧変換手段によって電圧変換された振幅成分を電源端子に入力し、結果として変調波を出力する高周波電力増幅器とを備えた送信機。
【請求項１２】
リニア電圧変換手段がエミッタフォロワであることを特徴とする請求項１０または１１記載の送信機。
【請求項１３】
リニア電圧変換手段がリニアレギュレータであることを特徴とする請求項１０または１１記載の送信機。
【請求項１４】
前記振幅成分を演算増幅器に入力し、前記演算増幅器の出力を前記エミッタフォロワの入力に接続し、前記エミッタフォロワの出力を前記演算増幅器に負帰還する請求項１２記載の送信機。
【請求項１５】
前記エミッタフォロワがプッシュプル回路からなり、前記振幅成分を演算増幅器に入力し、前記演算増幅器の出力を前記プッシュプル回路の入力に接続し、前記プッシュプル回路の出力を前記演算増幅器に負帰還する請求項１２記載の送信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えばＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex；直交周波数分割多重）などサブキャリアを用いる通信方式に用いられる無線送信機に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
一般に、電圧変換を伴う変調信号、特にＱＡＭ（直交電圧変換）などの多値変調を伴う変調信号においては、アンテナへ電力を送信するための高周波電力増幅器に線形動作が必要となる。そのため、高周波電力増幅器の動作級としてはＡ級あるいはＡＢ級などが用いられてきた。
【０００３】
しかしながら、通信のブロードバンド化に伴い、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex；直交周波数分割多重）などサブキャリアを用いる通信方式が利用され始め、従来のＡ級、ＡＢ級の高周波電力増幅器では高効率化が期待できない。すなわち、ＯＦＤＭでは、サブキャリアの重ねあわせによって、瞬間的に、全くランダムに大きな電力が発生する。つまり、平均電力とその瞬間最大電力との比、ＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）が大きい。そのため、このような大きな電力を有する高周波信号も線形に増幅できるよう、常に大きな直流電力を保持している必要がある。Ａ級動作では電源効率が最大でも５０％しかなく、特にＯＦＤＭの場合は、ＰＡＰＲが大きいため電源効率は１０％程度となってしまう。
【０００４】
このため、例えば電源として電池を用いる携帯型の無線機では、連続使用可能時間が短くなり、実用上問題が生じる。
【０００５】
このような課題を解決すべく、カーンの方法として知られる従来のＥＥＲ法（Envelope Elimination and Restoration）が提案されている（例えば、特許文献１参照。）
図６はＥＥＲ法の概略を表すブロック図である。図６において、端子４０に入力された高周波変調信号４６たとえばＱＡＭ信号は２分岐され、一方の分岐では、変調波４６が検波器４１で包絡線検波され、それによって振幅成分信号が生成される。電源電圧Ｖｄｄは電圧変換器（振幅成分を増幅するアンプ）４２によって電圧変換される。このとき、電圧変換器４２は高効率動作（〜９５％）が可能なＳ級アンプ（スイッチングレギュレータなど）が用いられる。他方の分岐では、変調波４６が、振幅制御増幅器（リミッタ４３）によって振幅制御され、それによって位相情報のみを有する変調波が得られる。位相情報をもった変調波は、スイッチ型アンプ４４のＲＦ入力端子に入力され、スイッチ型アンプ４４の構成要素であるたとえば電界効果型トランジスタのゲート電圧を変調する。
【０００６】
ここで、スイッチ型アンプとは、ドレイン電圧波形が矩形になるよう高調波制御されたＦ級アンプや、ドレイン電圧波形とドレイン電流波形が重ならないよう負荷条件を最適化したＥ級アンプやＤ級アンプをさす。
【０００７】
従来のＡ級アンプでは、ドレイン電圧とドレイン電流とが同時に発生する期間が生じ、電力が消費される。一方、スイッチ型アンプ４４は、ドレイン電流とドレイン電圧とが同時に発生する期間をできるだけ小さくしているので、消費電力を抑制することができる。
【０００８】
たとえば、２００ｍＡ、３ＶのＤＣ電力を供給したとすると、直流電力は６００ｍＷとなる。スイッチ型アンプ４４では、ＯＦＦ時には電流が流れず、電圧Ｖｄｄのみが印加されるため、直流消費電力は０である。一方、ＯＮ時には２００ｍＡの電流が流れるが、トランジスタは完全に導通しているため、ドレイン−ソース間電圧ＶＤＳは飽和電圧のせいぜい０．３Ｖ程度と仮定できる。この場合、０．３×０．２＝０．０６  つまり６０ｍＷの直流電力がトランジスタの中で消費されたことになる。電源効率は実に（６００−６０）／６００＝９０％に達する。Ａ級アンプでは最大でも電源効率は５０％にしか達しないため、この効果は大きい。
【０００９】
すなわち、スイッチ型アンプを用いることにより、高い電源効率が実現される。しかしながら、スイッチ型アンプは非線形アンプなため、ＱＡＭ信号のように変調波の振幅レベルが変化する変調信号では、線形に信号を増幅する必要があるため、スイッチ型アンプを用いることはできない。
【００１０】
この問題を解決するため、ＥＥＲ法では振幅情報を含む信号を、振幅成分と位相成分に分離し、スイッチ型アンプでは位相成分のみを増幅させる。ここで振幅成分をスイッチ型アンプの電源端子に入力すれば、振幅成分に比例した出力電力が得られるため、結果的に元の振幅情報を含む信号が再生させる。
【００１１】
このような構成をとることにより、スイッチ型アンプなどの非線形ではあるが高効率なアンプを用いることができるため、高効率化が可能となる。
【特許文献１】米国特許第６２５６４８２Ｂ１（図面３ページ、図６）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
しかしながら、振幅成分を変調する電圧変換器４２、たとえばスイッチングレギュレータ）の帯域がせいぜい５ＭＨｚであることから、たとえば、無線ＬＡＮの規格である、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格の変調波帯域幅２０ＭＨｚで従来技術のＥＥＲ法を使用することができない。
【００１３】
帯域を広げるには、電圧変換器４２の出力に内蔵された低域通過フィルタのインダクタンスを小さくする必要がある。ところが、インダクタンスのＱ値が下がるため、インダクタンスによって消費される熱量が無視できなくなり、電圧変換器４２の効率が低下する。また雑音も増加する。
【００１４】
また電圧変換器４２としてシリーズレギュレータを用いた場合、その電圧変換量（電源電圧と振幅成分電圧の差）と高周波電力増幅器のドレイン電流の積が消費電力となる。ＯＦＤＭでは振幅成分の電圧の平均値は電源電圧の半分以下であるため、この場合も高効率化が望めない。
【００１５】
したがって、本発明の目的は、効率を低下させることなく、広帯域なＥＥＲ法を実現することができる送信機を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
上記の課題を解決するため、第１の発明の送信機は、変調信号を発生する変調信号発生手段と、変調信号発生手段により発生された変調信号を位相成分と振幅成分とに分離する位相振幅分離手段と、位相振幅分離手段で分離された振幅成分を段階的に異なる複数の電圧レベルでスライスする振幅スライス手段と、電源電圧を段階的に値の異なる複数の電圧に変換する複数のスイッチングレギュレータと、複数のスイッチングレギュレータの出力電圧の何れか一つを選択するスイッチ群と、振幅スライス手段によってスライスされた振幅成分のスライスデータに従ってスイッチ群の各スイッチを選択的に導通させるスイッチドライバと、スイッチ群により選択された何れかのスイッチングレギュレータの出力電圧を電源電圧として振幅成分を電圧変換するリニア電圧変換手段と、位相成分を高周波入力端子に入力し、リニア電圧変換手段によって電圧変換された振幅成分を電源端子に入力し、結果として振幅と位相とが掛け合わされた変調波を出力する高周波電力増幅器とを備えている。
【００１７】
この構成によれば、電源電圧を段階的に値の異なる複数の電圧に変換する複数のスイッチングレギュレータを設け、振幅成分のレベルに応じてスイッチングレギュレータを選択し、選択されたスイッチングレギュレータの出力電圧を電源電圧としてリニア電圧変換手段が振幅成分を電圧変換する構成を採用している。そのため、リニア電圧変換手段による電圧ドロップを少なく抑えることができ、スイッチングレギュレータによる損失が少ないうえ、リニア電圧変換手段による電力損失も少なく抑えることができる。また、電圧変換にリニア電圧変換手段を用いており、出力部にローパスフィルタを用いる必要がないので、広帯域化を図ることができる。したがって、効率を低下させることなく、広帯域なＥＥＲ法を実現することができる。
【００１８】
第２の発明の送信機は、変調信号を発生する変調信号発生手段と、変調信号発生手段により発生された変調信号を位相成分と振幅成分とに分離する位相振幅分離手段と、位相振幅分離手段で分離された振幅成分を段階的に異なる複数の電圧レベルでスライスする振幅スライス手段と、電源電圧を段階的に値の異なる複数の電圧に変換する複数のスイッチングレギュレータと、複数のスイッチングレギュレータの出力電圧を各々電源電圧として振幅成分を電圧変換する複数のリニア電圧変換手段と、振幅成分を複数のリニア電圧変換手段へ伝達するスイッチ群と、振幅スライス手段によってスライスされた振幅成分のスライスデータに従ってスイッチ群の各スイッチを選択的に導通させるスイッチドライバと、位相成分を高周波入力端子に入力し、複数のリニア電圧変換手段によって電圧変換された振幅成分を電源端子に入力し、結果として振幅と位相とが掛け合わされた変調波を出力する高周波電力増幅器とを備えている。
【００１９】
この構成によれば、電源電圧を段階的に値の異なる複数の電圧に変換する複数のスイッチングレギュレータを設け、複数のスイッチングレギュレータの出力電圧を電源電圧として複数のリニア電圧変換手段が振幅成分をそれぞれ電圧変換するとともに、振幅成分のレベルに応じて複数のリニア電圧変換手段の何れかを選択的に有効としている。そのため、電圧変換を行うときのリニア電圧変換手段による電圧ドロップを少なく抑えることができ、スイッチングレギュレータによる損失が少ないうえ、リニア電圧変換手段による電力損失も少なく抑えることができる。また、電圧変換にリニア電圧変換手段を用いており、出力部にローパスフィルタを用いる必要がないので、広帯域化を図ることができる。したがって、効率を低下させることなく、広帯域なＥＥＲ法を実現することができる。また、スイッチングレギュレータと高周波電力増幅器との間にリニア電圧変換手段が入るのみで、スイッチ手段はその経路から外しているため、第１の発明の構成に比べて、電力損失をさらに低減することができる。
【００２０】
上記第１または第２の発明の送信機においては、位相振幅分離手段の位相成分の出力端と高周波電力増幅器の入力端との間に周波数変換手段を有していてもよい。
【００２１】
この構成によれば、以下のような作用効果を有する。位相振幅分離手段の帯域はせいぜい数百ＭＨｚであるため、搬送波がＧＨｚを超えるような場合、これを処理することができないが、周波数変換手段であるたとえば直交変調器などを用いることにより、容易に搬送波周波数をアップコンバートできる。
【００２２】
上記第１または第２の発明の送信機においては、高周波電力増幅器の出力端に設けられて高周波出力電力をフィードバックするフィードバック手段と、フィードバック手段の信号を基に位相と振幅のタイミングずれを校正するための第１の校正信号を発生する第１のタイミング校正手段と、第１のタイミング校正手段からの第１の校正信号を受け、位相振幅分離手段から出力される振幅成分と位相成分のタイミングを補正する第１のタイミング補正手段とが付加されることが好ましい。
【００２３】
この構成によれば、以下のような作用効果を有する。位相成分と振幅成分のタイミングが、各変調波成分の入力から高周波電力増幅器の出力にいたるまでのレイアウトによる遅延、あるいはトランジスタによる配線長や寄生成分による遅延によってずれると、高周波電力増幅器出力で正しい変調波を形成できない。ところが、フィードバック手段とタイミング校正手段とタイミング補正手段とを設けたことにより、正確に位相成分と、電圧変換波成分のタイミングを補正でき、高周波電力増幅器出力で正しい変調波が形成できる。
【００２４】
上記第１または第２の発明の送信機においては、スイッチングレギュレータの出力端とリニア電圧変換手段の電源電圧入力端との間に設けられてスイッチングレギュレータの出力電圧を検出する第１の電圧検出手段と、リニア電圧変換手段の振幅成分入力端子に設けられて、振幅成分の電圧を検出する第２の電圧検出手段と、第１および第２の電圧検出手段から得られた電圧振幅データとにより、振幅成分とスライスデータのタイミングずれを校正するための第２の校正信号を出力する第２のタイミング校正手段と、第２のタイミング校正手段からの第２の校正信号を受け振幅成分とスライスデータのタイミングを補正する第２のタイミング補正手段とが付加されていることが好ましい。
【００２５】
この構成によれば、以下のような作用効果を有する。振幅スライスデータと振幅成分のタイミングが、振幅スライスデータと振幅成分の各入力から高周波電力増幅器の出力に至るまでのレイアウトによる遅延、あるいはトランジスタによる配線長や寄生成分による遅延によってずれると、スライスデータによって駆動されたスイッチによって導通されたスイッチングレギュレータ出力と振幅成分の値がずれ、リニア電圧変換手段で不必要に大きな電圧ドロップが生じ電源効率が低下するかあるいはリニア電圧変換手段がオフしてしまう。ところが、第１および第２の電圧検出手段と第２のタイミング校正手段と第２のタイミング補正手段とを設けたことにより、正確に振幅スライスデータと振幅成分のタイミングを補正でき、理想的な電源効率を実現できる。
【００２６】
上記第１または第２の発明の送信機においては、リニア電圧変換手段が例えばエミッタフォロワで構成される。
【００２７】
この構成によれば、振幅成分を、それよりＰ−Ｎ接合のビルトインポテンシャルで決定されるエミッタ−ベース間電圧の一定の電圧レベル（たとえば０．７Ｖ）だけ低い電圧に変換し、またフィードバックループを持たないため、ループによる帯域制限もなく、構成が簡単になる。
【００２８】
上記第１または第２の発明の送信機においては、リニア電圧変換手段がリニアレギュレータで構成される場合もある。
【００２９】
この構成によれば、フィードバックループにより正確に電圧レベルを制御でき、正しく振幅成分を電圧変換することができる。
【００３０】
上記第１または第２の発明の送信機においては、振幅成分を演算増幅器に入力し、演算増幅器の出力をエミッタフォロワの入力に接続し、エミッタフォロワの出力を演算増幅器に負帰還する構成とすることが好ましい。
【００３１】
この構成によれば、エミッタフォロワの非線形性、温度特性を補償し、振幅成分を正しく高周波電力増幅器に伝えることができる。
【００３２】
上記第１または第２の発明の送信機においては、エミッタフォロワをプッシュプル回路で構成し、振幅成分を演算増幅器に入力し、演算増幅器の出力をプッシュプル回路の入力に接続し、プッシュプル回路の出力を演算増幅器に負帰還するようにしてもよい。
【００３３】
この構成によれば、エミッタフォロワの非線形性、温度特性を補償し、演算増幅器の過渡特性で、電圧が演算増幅器に与えられる正の電源電圧あるいは負の電源電圧でホールドされることを防ぎ、振幅成分を正しく高周波電力増幅器に伝えることができる。
【００３４】
第３の発明の送信機は、変調信号を発生する変調信号発生手段と、変調信号発生手段により発生された変調信号から振幅成分を抽出する振幅抽出手段と、振幅抽出手段で抽出された振幅成分を段階的に異なる複数の電圧レベルでスライスする振幅スライス手段と、電源電圧を段階的に値の異なる複数の電圧に変換する複数のスイッチングレギュレータと、複数のスイッチングレギュレータの出力電圧の何れか一つを選択するスイッチ群と、振幅スライス手段によってスライスされた振幅成分のスライスデータに従ってスイッチ群の各スイッチを選択的に導通させるスイッチドライバと、スイッチ群により選択された何れかのスイッチングレギュレータの出力電圧を電源電圧として振幅成分を電圧変換するリニア電圧変換手段と、前記変調信号を高周波入力端子に入力し、前記リニア電圧変換手段によって電圧変換された振幅成分を電源端子に入力し、結果として変調波を出力する高周波電力増幅器とを備えている。
【００３５】
この構成によれば、電源電圧を段階的に値の異なる複数の電圧に変換する複数のスイッチングレギュレータを設け、振幅成分のレベルに応じてスイッチングレギュレータを選択し、選択されたスイッチングレギュレータの出力電圧を電源電圧としてリニア電圧変換手段が振幅成分を電圧変換することにより電圧変換を行う構成を採用している。そのため、電圧変換を行うときのリニア電圧変換手段による電圧ドロップを少なく抑えることができ、スイッチングレギュレータによる損失が少ないうえ、リニア電圧変換手段による電力損失も少なく抑えることができる。また、電圧変換にリニア電圧変換手段を用いており、出力部にローパスフィルタを用いる必要がないので、広帯域化を図ることができる。したがって、効率を低下させることなく、広帯域なＥＥＲ法を実現することができる。
【００３６】
さらに、位相成分ではなく、変調信号をそのまま用いるため、振幅と位相成分に分離して行うＥＥＲ法では避けられなかった、変調精度（ＥｒｒｏｒＶｅｃｔｏｒＭａｇｎｉｔｕｄｅ：ＥＶＭ）の劣化が回避できる。すなわち、位相成分を用いる場合、位相成分をデジタルアナログ変換器の帯域が許す範囲で、またＥＶＭに影響を与えない程度にフィルタリングを行うが、フィルタリングによって生じる位相成分の部分的なレベル低下が、高周波増幅器の出力で位相成分が振幅成分と合成されたときにＥＶＭの顕著な劣化を生じさせていた。また、変調信号から分離された位相成分にくらべて、変調信号は必要帯域幅が１／６ほど小さいため、デジタルアナログ変換器や、デジタルアナログ変換によって生じるスプリアス成分を抑圧するアンチエリアスフィルタの帯域幅を狭くすることができる。そのため、デジタルアナログ変換器の低消費電力化や、フィルタに用いるインダクタの小型化や低コスト化に有利である。
【００３７】
また、従来のＥＥＲ法では、ピーク電力が入力されたときでも高周波電力増幅器が十分飽和できるだけの入力レベルを注入していたため、高周波電力増幅器がＯＦＦ（振幅成分０）のときのアイソレーション特性（出力電力中の入力電力からの漏れの割合）が良くない場合、期待されるレベルよりも高い電力が出力され、振幅成分と掛け合わされた結果、高周波電力増幅器出力で正しい変調波を形成できない（ＥＶＭ性能の劣化を招いていた）。ところが、本構成では、高周波電力増幅器がＯＦＦ（振幅成分０）のとき、高周波電力増幅器に入力される電力も０であるため、アイソレーション特性に依存せず、高周波電力増幅器出力で正しい変調波を形成できる。
【００３８】
第２の発明の送信機は、変調信号を発生する変調信号発生手段と、変調信号発生手段により発生された変調信号から振幅成分を抽出する振幅抽出手段と、振幅抽出手段で抽出された振幅成分を段階的に異なる複数の電圧レベルでスライスする振幅スライス手段と、電源電圧を段階的に値の異なる複数の電圧に変換する複数のスイッチングレギュレータと、複数のスイッチングレギュレータの出力電圧を各々電源電圧として振幅成分を電圧変換する複数のリニア電圧変換手段と、振幅信号を複数のリニア電圧変換手段へ伝達するスイッチ群と、振幅スライス手段によってスライスされた振幅成分のスライスデータに従ってスイッチ群の各スイッチを選択的に導通させるスイッチドライバと、前記変調信号を高周波入力端子に入力し、前記リニア電圧変換手段によって電圧変換された振幅成分を電源端子に入力し、結果として変調波を出力する高周波電力増幅器とを備えている。
【００３９】
この構成によれば、電源電圧を段階的に値の異なる複数の電圧に変換する複数のスイッチングレギュレータを設け、複数のスイッチングレギュレータの出力電圧を電源電圧として複数のリニア電圧変換手段が振幅成分をそれぞれ電圧変換することにより電圧変換を行うとともに、振幅成分のレベルに応じて複数のリニア電圧変換手段の何れかを選択的に有効としている。そのため、電圧変換を行うときのリニア電圧変換手段による電圧ドロップを少なく抑えることができ、スイッチングレギュレータによる損失が少ないうえ、リニア電圧変換手段による電力損失も少なく抑えることができる。また、電圧変換にリニア電圧変換手段を用いており、出力部にローパスフィルタを用いる必要がないので、広帯域化を図ることができる。したがって、効率を低下させることなく、広帯域なＥＥＲ法を実現することができる。また、スイッチングレギュレータと高周波電力増幅器との間にリニア電圧変換手段が入るのみで、スイッチ手段はその経路から外しているため、第３の発明の構成に比べて、電力損失をさらに低減することができる。
【００４０】
さらに、位相成分ではなく、変調信号をそのまま用いるため、振幅と位相成分に分離して行うＥＥＲ法では避けられなかった、変調精度（ＥｒｒｏｒＶｅｃｔｏｒＭａｇｎｉｔｕｄｅ：ＥＶＭ）の劣化が回避できる。すなわち、位相成分を用いる場合、位相成分をデジタルアナログ変換器の帯域が許す範囲で、またＥＶＭに影響を与えない程度にフィルタリングを行うが、フィルタリングによって生じる位相成分の部分的なレベル低下は、高周波増幅器の出力で位相成分が振幅成分と合成されたときにＥＶＭの顕著な劣化を生じさせる。また、変調信号から分離された位相成分にくらべて、変調信号は必要帯域幅が１／６ほど小さいため、デジタルアナログ変換器や、デジタルアナログ変換によって生じるスプリアス成分を抑圧するアンチエリアスフィルタの帯域幅を狭くすることができる。そのため、デジタルアナログ変換器の低消費電力化や、フィルタに用いるインダクタの小型化や低コスト化に有利である。
【００４１】
また、従来のＥＥＲ法では、ピーク電力が入力されたときでも高周波電力増幅器が十分飽和できるだけの入力レベルを注入していたため、高周波電力増幅器がＯＦＦ（振幅成分０）のときのアイソレーション特性が良くない場合、期待されるレベルよりも高い電力が出力され、振幅成分と掛け合わされた結果、高周波電力増幅器出力で正しい変調波を形成できない（ＥＶＭ性能の劣化を招いていた）が、本構成では、高周波電力増幅器がＯＦＦ（振幅成分０）のとき、高周波電力増幅器に入力される電力も０であるため、アイソレーション特性に依存せず、高周波電力増幅器出力で正しい変調波を形成できる。
【００４２】
第３または第４の発明の送信機においては、リニア電圧変換手段が例えばエミッタフォロワで構成される。
【００４３】
この構成によれば、振幅成分を、それよりＰ−Ｎ接合のビルトインポテンシャルで決定されるエミッタ−ベース間電圧の一定の電圧レベル（たとえば０．７Ｖ）だけ低い電圧に変換し、またフィードバックループを持たないため、ループによる帯域制限もなく、構成が簡単になる。
【００４４】
第３または第４の発明の送信機においては、リニア電圧変換手段がリニアレギュレータで構成される場合もある。
【００４５】
この構成によれば、フィードバックループにより正確に電圧レベルを制御でき、正しく振幅成分をレベル変換することができる。
【００４６】
上記第３または第４の発明の送信機においては、振幅成分を演算増幅器に入力し、演算増幅器の出力をエミッタフォロワの入力に接続し、エミッタフォロワの出力を演算増幅器に負帰還する構成とすることが好ましい。
【００４７】
この構成によれば、エミッタフォロワの非線形性、温度特性を補償し、振幅成分を正しく高周波電力増幅器に伝えることができる。
【００４８】
上記第３または第４の発明の送信機においては、エミッタフォロワをプッシュプル回路で構成し、振幅成分を演算増幅器に入力し、演算増幅器の出力をプッシュプル回路の入力に接続し、プッシュプル回路の出力を演算増幅器に負帰還するようにしてもよい。
【００４９】
この構成によれば、エミッタフォロワの非線形性、温度特性を補償し、演算増幅器の過渡特性で、電圧が演算増幅器に与えられる正の電源電圧あるいは負の電源電圧でホールドされることを防ぎ、振幅成分を正しく高周波電力増幅器に伝えることができる。
【発明の効果】
【００５０】
以上、詳細に説明したように本発明によれば、高周波電力増幅器をスイッチ型として動作させることができるＥＥＲ法において広帯域でかつ高効率な動作を可能とする。
【発明を実施するための最良の形態】
【００５１】
以下、本発明の実施の形態を、図面を参照しながら説明する。
【００５２】
（実施の形態１）
以下、図面を参照して本発明の実施の形態１について説明する。本実施の形態では、広帯域変調信号を用いるＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格の無線ＬＡＮシステムを例にあげて説明する。無線ＬＡＮシステムでは、直交する５２本のサブキャリアのそれぞれに６４ＱＡＭの変調を掛け、これを足し合わせて変調信号を得る。５２本のサブキャリアは、それぞれ３１２．５ｋＨｚ分離しており、５２×３１２．５＝１６．２５ＭＨｚを占有する。
【００５３】
図１はＥＥＲ法を実現する本発明の実施の形態１による送信機の回路図を示している。この送信機は、図１に示すように、ＯＦＤＭ信号生成手段１１１と、位相振幅分離手段１１２と、振幅スライス手段１１３と、スイッチングレギュレータ群１１５と、スイッチ群１２１と、スイッチドライバ１１４と、直交変調器１２８と、シリーズレュレータ１２９と、スイッチ型の高周波電力増幅器１３０とで構成されている。
【００５４】
上記のＯＦＤＭ信号生成手段１１１は、ＯＦＤＭ信号を生成するもので、変調信号を発生する変調信号発生手段に相当する。
【００５５】
位相振幅分離手段１１２は、例えば５Ｖの電源電圧を入力として、ＯＦＤＭ信号生成手段１１１により生成されたＯＦＤＭ信号を位相成分と振幅成分とに分離する。
【００５６】
振幅スライス手段１１３は、位相振幅分離手段１１２で分離された振幅成分を段階的に異なる適当な複数の電圧レベルでスライスする。この電圧レベルとしては、例えば、０．５Ｖ、１．０Ｖ、１．５Ｖ、２．０Ｖ、２．５Ｖが設定される。図１には、振幅スライス手段１１３へ入力される振幅成分、つまり源信号と、振幅スライス手段１１３の出力信号、つまりスライス信号とが示されている。
【００５７】
ここで、図１に示されている源信号とスライス信号の関係について説明する。振幅スライス手段１１３は、図１のように振幅成分のレベルを検出し、そのレベルに対してあらかじめ設定された電圧レベルとの比較を行い、図１のように振幅成分をスライスする。
【００５８】
振幅スライスの方法は、たとえば振幅成分が０．５Ｖ＜振幅成分≦１．０Ｖならば１Ｖに丸め込み、１Ｖ＜振幅成分≦１．５Ｖなら１．５Ｖに丸め込むなど、包含される範囲の最大値にレベルを丸め込む。図では計７つのレベルが存在するため、これを３ビットのデータに割り当て、３ビットのスライスデータがスイッチドライバ１１４に出力される。
【００５９】
スイッチングレギュレータ群１１５は、例えば３Ｖの電源電圧を入力とする複数、例えば４個のスイッチングレギュレータ、つまり４個のＤＣ−ＤＣコンバータ１１６〜１２０からなる。ＤＣ−ＤＣコンバータ１１６〜１２０は、電源電圧を段階的に値の異なる複数の電圧に変換する。具体的には、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１６〜１２０は、それぞれ３Ｖの電圧を２．５Ｖ、２．０Ｖ、１．５Ｖ、１．０Ｖ、０．５Ｖの各電圧に変換する。
【００６０】
スイッチ群１２１は、何れか１個が選択的に導通する例えば５個のスイッチ１２２〜１２７からなり、３Ｖの電源電圧と、複数のＤＣ−ＤＣコンバータ１１６〜１２０の出力電圧である２．５Ｖ、２．０Ｖ、１．５Ｖ、１．０Ｖ、０．５Ｖの各電圧の何れか一つを選択する。なお、スイッチ１２２〜１２７は、例えばＭＯＳトランジスタで構成される。
【００６１】
スイッチドライバ１１４は、振幅スライス手段１１３によってスライスされた振幅成分のスライスデータに従ってスイッチ群１２１の各スイッチ１２２〜１２７を選択的に導通させる。
【００６２】
直交変調器１２８は、位相振幅分離手段１１２から出力される位相成分（直交成分（Quadrature）および同相成分(In-phase) ）を高周波信号に変換するもので、周波数変換手段に相当する。
【００６３】
シリーズレギュレータ（リニアレギュレータ）１２９は、スイッチ群１２１により選択された３Ｖの電源電圧もしくは何れかのＤＣ−ＤＣコンバータ１１６〜１２０の出力電圧を電源電圧としてＯＦＤＭ信号の振幅成分を電圧変換するもので、リニア電圧変換手段に相当する。
【００６４】
高周波電力増幅器（ＰＡ）１３０は、スイッチ型であって、直交変調器１２８から入力される高周波信号（位相成分を高周波変換したもの）を高周波入力端子に入力し、シリーズレュレータ１２９によって電圧変換された振幅成分を電源端子に入力し、結果として位相および振幅がともに変調された、つまり振幅と位相とが掛け合わされた変調波を出力する。
【００６５】
以下動作について説明する、本実施の形態では、電源電圧３Ｖのシステムを仮定している。
【００６６】
ＯＦＤＭ信号生成手段１１１によって作成されたＯＦＤＭ信号は、位相振幅分離手段１１２によって振幅成分と位相成分とに分離されて出力される。出力された振幅成分を基に、振幅スライス手段１１３は、スイッチ群１２１の各スイッチ１２２〜１２７のオン／オフをドライブするためのドライブ情報を生成する。ドライブ情報を以下スライスデータと呼ぶ。
【００６７】
振幅スライスの方法は、たとえば振幅成分が
０Ｖ＜振幅成分≦０．５Ｖ
ならば０．５Ｖに丸め込み、
０．５Ｖ＜振幅成分≦１．０Ｖ
ならば１．０Ｖに丸め込み、
１．０Ｖ＜振幅成分≦１．５Ｖ
ならば１．５Ｖに丸め込み、
１．５Ｖ＜振幅成分≦２．０Ｖ
ならば２．０Ｖに丸め込み、
２．０Ｖ＜振幅成分≦２．５Ｖ
ならば２．５Ｖに丸め込み、
２．５Ｖ＜振幅成分≦３．０Ｖ
ならば３．０Ｖに丸め込むというように、振幅成分が包含されるしきい値範囲を検出し、包含される範囲の最大値にレベルを丸め込む。
【００６８】
丸め込みは、次のようにして行う。ＤＣ−ＤＣコンバータ１１６〜１２０は丸め込まれる電圧レベルと同じ出力電圧（２．５Ｖ、２．０Ｖ、１．５Ｖ、１．０Ｖ、０．５Ｖ）が出力されるよう用意される。振幅成分のレベルに従い、振幅スライス手段１１３がスイッチドライバ１１４にどのＤＣ−ＤＣコンバータ（１１６，１１７，１１８，１１９または１２０）の出力をアクティブにするかの情報を与える。与えられた情報に従い、スイッチドライバ１１４はＤＣ−ＤＣコンバータ１１６〜１２０の出力段に設けられたスイッチ１２２〜１２７を選択的にオン／オフし、丸め込まれた電圧に対応する電圧を出力する。
【００６９】
具体例を説明すると、振幅成分が１．２ＶのときはＤＣ−ＤＣコンバータ１１８のパスがオンとなり、１．５Ｖの電圧がシリーズレュレータ１２９の電圧入力端子に与えられる。同様に、振幅成分が１．６ＶのときはＤＣ−ＤＣコンバータ１１７のパスがオンとなり、２．０Ｖの電圧がシリーズレュレータ１２９の電圧入力端子に与えられる。
【００７０】
位相振幅分離手段１１２から出力された振幅成分は、シリーズレュレータ１２９のリファレンス入力端に入力され、シリーズレュレータ１２９の出力電圧を変調する。このとき、シリーズレュレータ１２９は、内部にフィードバックループを有するため、振幅成分のオフセットは必要ない。
【００７１】
また、振幅成分は、スライスデータと同期がとられた形で出力されることが望ましい。
【００７２】
このとき、振幅成分とスライスデータとの同期がとれていないと、不必要に大きな電圧ドロップが現れ、電源損失が悪化してしまう。
【００７３】
このような動作を実現することで、シリーズレュレータ１２９の電圧ドロップ（ＤＣ−ＤＣコンバータ出力とシリーズレギュレータ出力の電位差）は小さな値に保持され、シリーズレュレータ１２９による電源損失は小さく抑えられる。
【００７４】
また、位相成分は、変調波に周波数変換する必要があるため、Ｉ（同相）信号およびＱ（直交）信号として直交変調器１２８に入力され、搬送波と掛け合わされる。
【００７５】
高周波電力増幅器１３０には、シリーズレュレータ１２９から出力された振幅成分が電源端子から入力され、直交変調器１２８から出力された位相成分（変調波）が、高周波信号入力端子から入力される。高周波電力増幅器１３０の出力には、位相成分と振幅成分とが掛け合わされた結果が出力され、正しいＯＦＤＭ出力が得られる。
【００７６】
振幅成分と位相成分とは高周波電力増幅器１３０で掛け合わされるときには、タイミングずれがないことが望ましい。
【００７７】
以上説明したとおりの動作により、期待される効果について以下に述べる。
【００７８】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１１６〜１２０での電源損失が９６％であり、スイッチ１２２〜１２７の電圧ドロップが０．１Ｖであるとする。これらの値は、実際に市場で手に入る部品のデータを元にしている。また、スイッチ型の高周波電力増幅器１３０の効率が８０％であると仮定する。
【００７９】
無線ＬＡＮ  ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格の場合、たとえば平均出力電力は１３ｄＢｍ（２０ｍＷ）と仮定でき、このときピーク電力は平均電力の＋７ｄＢで２０ｄＢｍ（１００ｍＷ）となる。したがって、高周波電力増幅器１３０としては、ピーク電力２０ｄＢｍを出力する必要がある。高周波電力増幅器１３０の電力効率（ＲＦ出力電力／加えられたＤＣ電力）を８０％とすると、ＡＣ電力ＰＡＣがピーク電力１００ｍＷ（２０ｄＢｍ）のとき、ＤＣ電力ＰＤＣは１２５ｍＷとなる。このとき、電源を３Ｖとすると、ピーク時４１．７ｍＡの電流が必要になる。平均電力時には高周波電力増幅器１３０に必要な電源電圧は１．３Ｖであるが、ＡＣ電力ＰＡＣの平均出力電力２０ｍＷ（１３ｄＢｍ）に対して、ＤＣ電力ＰＤＣが２５ｍＷとなるため、１９．２ｍＡの電流が必要となる。
【００８０】
以後、平均電力時すなわち出力２０ｍＷの効率について検討する。
【００８１】
電源部の電力損失について検討すると、まずスライスデータは０．５Ｖごとに切っているため、シリーズレギュレータ１２９での電圧ドロップは最高でも０．５Ｖであり、さらにスイッチ群１２１を構成する各スイッチ（ＮＰＮトランジスタ）１２２〜１２７のコレクタ−エミッタ間飽和電圧ＶＣＥを０．１Ｖとすると、スイッチ群１２１とシリーズレギュレータ１２９での電源損失は１９．２ｍＡ×０．６Ｖ＝１１．５ｍＷと計算される。
【００８２】
また、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１６〜１２０の電源損失は４％であるら、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１６〜１２０での電源損失は
２５ｍＷ×０．０４＝１．０ｍＷ
となる。
【００８３】
したがって、スイッチ群１２１とシリーズレギュレータ１２９とＤＣ−ＤＣコンバータ１１６〜１２０とを合わせた電源損失は
１１．５ｍＷ＋１．０ｍＷ＝１２．５ｍＷ
となる。その結果、ピーク電力時のトータルの効率は
２０ｍＷ／（２５ｍＷ＋１２．５ｍＷ）＝５３．３％
となる。
【００８４】
通常の線形アンプを用いた場合、高々１０%の効率しか得られなかったのに対して、大幅な効率改善が可能となる。
【００８５】
さらに従来、ＤＣ−ＤＣコンバータを変調するなどしていた電圧変換部を、定電圧を出力するスイッチングレギュレータ群（ＤＣ−ＤＣコンバータ１１６〜１２０）およびシリーズレュレータ１２９という構成にすることにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ単独では困難であった広帯域化を実現できる。その理由は以下のとおりである。
【００８６】
すなわち、シリーズレュレータ１２９では、帯域を制限するようなローパスフィルタを設ける必要がなく、ローパスフィルタによって必然的に帯域制限されていた問題が解消され、他の要因たとえばシリーズレュレータ１２９のトランジスタ特性あるいは、フィードバックループによる位相遅延などによって決定される帯域で制限されるのみである。
【００８７】
これらの制限要素は、これまでの５ＭＨｚという帯域を大きく上回る帯域を実現できるものであり、無線ＬＡＮなど２０ＭＨｚに及ぶ変調帯域を十分に包括できる。
【００８８】
さらに、高周波電力増幅器１３０の出力に帯域制限フィルタがあってもよい。
【００８９】
さらに、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１６〜１２０は、出力にローパスフィルタも含んだものを指している。この構成において、シリーズレュレータ１２９の出力と高周波電力増幅器１３０の電源端子の間に変調波帯域外のスプリアスを抑制するローパスフィルタがあっても良い。
【００９０】
なお、振幅成分と振幅スライスデータは同期がとれていることが望ましいとしたが、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１６〜１２０の出力電圧に対し、シリーズレュレータ１２９の出力電圧が大きくならないように調整されていれば問題はない。また、多少のタイミングずれがあっても前述の状態にならないよう、たとえばあらかじめスライスデータに時間的余裕をもたせてもよい。
【００９１】
さらに、振幅成分と位相成分とが高周波電力増幅器１３０に同期がとれた状態で入力されることが望ましいとしたが、タイミングがずれると、送信出力のベクトル誤差量（Error Vector Magnitude）が悪化し、無線規格を満足しなくなる。したがって、次のような方法によって、タイミングをできるだけ合わせることが必要である。
【００９２】
１つ目は、製造時にのみタイミング調整する方法である。この方法は無線回路にフィードバック回路などを設ける必要がなく、簡略化できる。ただし、使用環境によっては同期がとれなくなることもある。
【００９３】
２つ目は電源オン時にのみタイミング調整をする方法である。この方法によれば電源をオンした環境に対応でき、１つ目の方法よりもより確実に同期がとれる。ただし、校正にかかる時間分だけ通信ができなくなる問題がある。
【００９４】
さらに、３つ目の方法として、たとえば無線ＬＡＮのように、ＴＤＤ（時分割多重）の場合、送信と受信を交互に繰り返すが、このような無線通信においては、送受間の切替時間を利用してタイミング調整をする方法がある。これは、環境に逐次適応できもっとも理想的であるが、無線規格で規定される送受切替時間内で校正が終了する必要がある。無線ＬＡＮでは１μｓ以下であるため、このような短時間で終了する工夫が必要となる。
【００９５】
さらに４つ目の方法として、送信時にもレシーバをオンしておき、アンテナスイッチから受信部に回り込む送信波を受信、復調しそのビットエラー量が最低になるように振幅成分、位相成分のタイミングを補正する方法がある。この方法では、アンテナスイッチのアイソレーションが十分でない場合受信部に大きな電力が入力されるため、受信部の線形性を高くしておく必要がある。
【００９６】
またこれらの組み合わせも考えられる。
【００９７】
なお、本実施の形態では、変調回路としてベースバンドＩＱ信号を直接高周波信号までアップコンバートするダイレクト変調方式を用いたが、他にも局部発振信号源として用いる電圧制御発振器の電圧可変容量部たとえばバラクタダイオードや、多数の容量値を有する固定容量をＭＯＳトランジスタスイッチによって組み合わせ可変容量を実現する容量などを、ベースバンド信号を波形整形したもので、直接変調する直接変調方式であってもよい。
【００９８】
直接変調方式では、回路形式が簡単になり、低消費電流化が図れるが、変調精度が厳しい場合などは適さない。さらにＩＱ信号を直接高周波信号にアップコンバートするのではなく、中間周波数を介して高周波信号にアップコンバートする方式もある。この方式では、局部発振信号源と送信波の周波数が異なるため、局部発振信号源が送信波によって振られる問題が回避できる。ただし、消費電流やスプリアスの点で不利である。
【００９９】
以上説明したように、この実施の形態によれば、電源電圧を段階的に値の異なる複数の電圧に変換する複数のＤＣ−ＤＣコンバータ１１６〜１２０を設け、振幅成分のレベルに応じていずれかのＤＣ−ＤＣコンバータを選択し、選択されたＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を電源電圧としてシリーズレュレータ１２９が振幅成分を電圧変換する構成を採用している。そのため、電圧変換を行うときのシリーズレュレータ１２９による電圧ドロップを少なく抑えることができ、ＤＣ−ＤＣコンバータによる損失が少ないうえ、シリーズレュレータ１２９による電力損失も少なく抑えることができる。また、電圧変換にシリーズレュレータ１２９を用いており、出力部にローパスフィルタを用いる必要がないので、広帯域化を図ることができる。したがって、効率を低下させることなく、広帯域なＥＥＲ法を実現することができる。
【０１００】
また、リニア電圧変換手段としてシリーズレュレータ１２９を用いていることにより、フィードバックループにより正確に電圧レベルを制御でき、正しく振幅成分を電圧変換することができる。
【０１０１】
また、位相振幅分離手段１１２の位相成分の出力端と高周波電力増幅器１３０の入力端との間に周波数変換手段である直交変調器１２８を設けたので、以下のような効果が得られる。位相振幅分離手段１１２の帯域はせいぜい数百ＭＨｚであるため、搬送波がＧＨｚを超えるような場合、これを処理することができないが、周波数変換手段であるたとえば直交変調器１２８などを用いることにより、容易に搬送波周波数をアップコンバートできる。
【０１０２】
（実施の形態２）
図２に本発明の実施の形態２における送信機のブロック図を示している。本実施の形態はシリーズレュレータ１２９に代えて、エミッタフォロワ２２９を用いた点で、実施の形態１とは異なる。それ以外は実施の形態６と同じ構成と動作なので、同じ符号を付し、説明を省略する。エミッタフォロワ２２９は、スイッチ群１２１の出力をコレクタに入力し、ベースに入力した位相振幅分離手段１１２の電圧をもとに、高周波電力増幅器１３０に電源電圧を与える。
【０１０３】
以下エミッタフォロワ２２９を用いることによって追加される効果について述べる。シリーズレギュレータではフィードバックループによる位相遅延などによって帯域が十分取れないことがある。一方、エミッタフォロワ２２９を用いる場合、トランジスタ特性によって決定される帯域で制限される。しかし、この制限要素は、これまでの５ＭＨｚという帯域を大きく上回る帯域を実現でき、無線ＬＡＮなど２０ＭＨｚに及ぶ変調帯域を十分に包括できる。
【０１０４】
（実施の形態３）
図３に本発明の実施の形態８における送信機のブロック図を示している。本実施の形態は、電源およびＤＣ−ＤＣコンバータ群１１５からの出力を出力と同じ数のエミッタフォロワ群３２９のコレクタに直接接続し、このエミッタフォロワ群３２９のベース端子につながるバスをエミッタフォロワ群３２９と同数のスイッチ群１２１で切り替える点で実施の形態１，２と異なる。実施の形態１，２と同じ構成のところは同じ符号を付し、説明は省略する。なお、エミッタフォロワ群３２９は、リニア電圧変換手段に相当する。なお、スイッチ群１２１はＮＭＯＳトランジスタで構成されることが望ましい。また、本実施の形態では、複数のエミッタフォロワを用いていたが、これに代えて、シリーズレギュレータを使用した実施の形態も、上記と同様に考えることができる。
【０１０５】
実施の形態３で期待される付加的な効果は、ＤＣ−ＤＣコンバータ群１１５と高周波電力増幅器１３０との間にエミッタフォロワ３３０〜３３５が入るのみで、スイッチ群１２１は電源経路（電源から高周波電力増幅器１３０への経路）から外しているため、実施の形態１の構成に比べて、電力損失をさらに低減することができる。
【０１０６】
（実施の形態４）
以下、図面を参照して本発明の実施の形態４について説明する。
【０１０７】
図４は本発明の実施の形態４によるＥＥＲ法を実現する送信機の回路図を示している。
【０１０８】
本実施の形態では、実施の形態１に記載の構成に新たに以下の構成を付加している。すなわち、高周波電力増幅器１３０の出力にたとえば高周波電力を取り出す方向性結合器４３１を付加し、フィードバック手段である方向性結合器４３１によって取り出された電力をたとえばダイオード検波によって振幅成分を抽出することにより、位相振幅分離手段１１２からの振幅成分と比較し、その誤差ができるだけ小さくなるよう位相成分と振幅成分のタイミングを校正するタイミング校正手段４３３を設け、タイミング校正手段４３３から出力された校正データに基づいて、たとえば位相成分のタイミングを補正するタイミング補正手段４３２たとえば遅延回路を設けている。
【０１０９】
その他の構成および動作については実施の形態１と同じであるため、詳しい説明は省略する。なお、図４において、符号１１１はＯＦＤＭ信号生成手段を示し、符号１１３は振幅スライス手段を示し、符号１１４はスイッチドライバを示し、符号１１５はスイッチングレギュレータ群を示し、符号１１６〜１２０はＤＣ−ＤＣコンバータを示し、符号１２１はスイッチ群を示し、符号１２２〜１２７はスイッチを示し、符号１２９はシリーズレギュレータを示し、符号１２８は直交変調器を示している。
【０１１０】
この実施の形態によれば、以下のような効果が得られる。位相成分と振幅成分のタイミングが、各変調波成分の入力から高周波電力増幅器１３０の出力にいたるまでの、レイアウトによる遅延、あるいはトランジスタによる配線長や寄生成分による遅延によってずれると、正しく元の変調波を再現できない。ところが、方向性結合器４３１、タイミング校正手段４３３およびタイミング補正手段４３２を設けたことにより、正確に位相成分と振幅成分のタイミングを補正でき、高周波電力増幅器出力で正しい変調波が再現できる。その他の効果については、実施の形態１と同様である。
【０１１１】
（実施の形態５）
以下、図面を参照して本発明の実施の形態５について説明する。
【０１１２】
図５は本発明の実施の形態５によるＥＥＲ法を実現する送信機の回路図を示している。
【０１１３】
本実施の形態では、実施の形態４に記載の構成に新たに以下の構成が付加されている。すなわち、シリーズレギュレータ１２９のＤＣ−ＤＣコンバータ出力が入力される端子に電圧を検出する手段たとえば数ＫΩの抵抗５３４が付加され、振幅成分が入力される端子に電圧を検出する手段たとえば数ＫΩの抵抗５３５が付加されている。
【０１１４】
上記抵抗５３４，５３５によって、振幅成分のレベルとスライスデータによって選択されるＤＣ−ＤＣコンバータの出力レベルとが検出されている。タイミング校正手段４３３でこれらの電圧差が計算され、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力が振幅成分に対して、適当な電圧となるようタイミング調整信号を生成する。
【０１１５】
そして、タイミング校正手段４３３から出力された校正データ（タイミング調整信号）に基づいて、たとえば振幅スライス手段１１３へのタイミングを補正するタイミング補正手段５３６たとえば遅延回路が新たに付加されている。
【０１１６】
その他の構成および動作については、実施の形態１，４と同じであるため省略する。なお、図５において、符号１１１はＯＦＤＭ信号生成手段を示し、符号１１３は振幅スライス手段を示し、符号１１４はスイッチドライバを示し、符号１１５はスイッチングレギュレータ群を示し、符号１１６〜１２０はＤＣ−ＤＣコンバータを示し、符号１２１はスイッチ群を示し、符号１２２〜１２７はスイッチを示し、符号１２８は直交変調器を示し、符号１３０は高周波電力増幅器を示し、符号４３１は方向性結合器を示し、符号４３２はタイミング補正手段を示している。
【０１１７】
この実施の形態によれば、以下のような効果が得られる。振幅スライスデータと振幅成分のタイミングが、振幅スライスデータと振幅成分の各入力から、高周波電力増幅器１３０の出力に至るまでのレイアウトによる遅延、あるいはトランジスタによる配線長や寄生成分による遅延によってずれると、スライスデータによって駆動されたスイッチによって導通されたスイッチングレギュレータ群１１５の出力と振幅成分の値が大きくずれ、効率が低下するかあるいはシリーズレギュレータ１２９がオフしてしまう。ところが、抵抗５３４，５３５、タイミング校正手段４３３およびタイミング補正手段５３６を設けたことにより、正確に振幅スライスデータと振幅成分のタイミングを補正でき、理想的な効率を実現できる。その他の効果については、第１または第４の実施の形態と同様である。
【０１１８】
（実施の形態６）
以下、図面を参照して本発明の実施の形態６について説明する。本実施の形態では、広帯域変調信号を用いるＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格の無線ＬＡＮシステムを例にあげて説明する。無線ＬＡＮシステムでは、直交する５２本のサブキャリアのそれぞれに６４ＱＡＭの変調を掛け、これを足し合わせて変調信号を得る。５２本のサブキャリアは、それぞれ３１２．５ｋＨｚ分離しており、５２×３１２．５＝１６．２５ＭＨｚを占有する。
【０１１９】
図７は本発明の実施の形態６によるＥＥＲ法を実現する送信機の回路図を示している。この送信機は、図７に示すように、ＯＦＤＭ信号生成手段６１１と、振幅抽出手段６１２と、振幅スライス手段６１３と、スイッチングレギュレータ群６１５と、スイッチ群６２１と、スイッチドライバ６１４と、直交変調器６２８と、シリーズレギュレータ６２９と、スイッチ型の高周波電力増幅器６３０とで構成されている。
【０１２０】
上記のＯＦＤＭ信号生成手段６１１は、変調信号を発生する変調信号発生手段に相当する。
【０１２１】
振幅抽出手段６１２は、ＯＦＤＭ信号生成手段６１１により生成された変調信号から振幅成分を抽出する。
【０１２２】
振幅スライス手段６１３は、振幅抽出手段６１２で抽出された振幅成分を段階的に異なる適当な複数の電圧レベルでスライスする。この電圧レベルとしては、例えば、０．５Ｖ、１．０Ｖ、１．５Ｖ、２．０Ｖ、２．５Ｖ、３．０Ｖが設定される。図７には、振幅スライス手段６１３へ入力される振幅成分、つまり源信号と、振幅スライス手段６１３の出力信号、つまりスライス信号が示されている。
【０１２３】
ここで、図７に示されている源信号とスライス信号の関係について説明する。振幅スライス手段６１３は、図７のように振幅成分の振幅レベルを検出し、そのレベルに対してあらかじめ設定された電圧レベルとの比較を行い、図７のように振幅成分をスライスする。
【０１２４】
振幅スライスの方法は、たとえば振幅成分が０．５Ｖ＜振幅成分≦１．０Ｖならば１Ｖに丸め込み、１．０Ｖ＜振幅成分≦１．５Ｖなら１．５Ｖに丸め込むなど、包含される範囲の最大値にレベルを丸め込む。図では計７つのレベルが存在するため、これを３ビットのデータに割り当て、３ビットのスライスデータがスイッチドライバ６１４に出力される。
【０１２５】
スイッチングレギュレータ群６１５は、例えば３Ｖの電源電圧を入力とする複数、例えば５個のスイッチングレギュレータ、つまり５個のＤＣ−ＤＣコンバータ６１６〜６２０からなる。ＤＣ−ＤＣコンバータ６１６〜６２０は、電源電圧を段階的に値の異なる複数の電圧に変換する。具体的には、ＤＣ−ＤＣコンバータ６１６〜６２０は、それぞれ３Ｖの電圧を２．５Ｖ、２．０Ｖ、１．５Ｖ、１．０Ｖ、０．５Ｖの各電圧に変換する。
【０１２６】
スイッチ群６２１は、何れか１個が選択的に導通する例えば６個のスイッチ６２２〜６２７からなり、３Ｖの電源電圧と、複数のＤＣ−ＤＣコンバータ６１６〜６２０の出力電圧である２．５Ｖ、２．０Ｖ、１．５Ｖ、１．０Ｖ、０．５Ｖの各電圧の何れか一つを選択する。なお、スイッチ６２２〜６２７は、例えばＮＰＮトランジスタで構成され、そのベース電圧がたとえばＭＯＳトランジスタでスイッチされ、ＤＣ―ＤＣコンバータ群６１５の出力をスイッチする。
【０１２７】
スイッチドライバ６１４は、振幅スライス手段６１３によってスライスされた振幅成分のスライスデータに従ってスイッチ群６２１の各スイッチ６２２〜６２７を選択的に導通させる。
【０１２８】
直交変調器６２８は、ＯＦＤＭ信号生成手段６１１から出力される変調信号に搬送波を乗算し変調波に変換するもので、周波数変換手段に相当する。
【０１２９】
シリーズレギュレータ（リニアレギュレータ）６２９は、スイッチ群６２１により選択された３Ｖの電源電圧もしくは何れかのスイッチングレギュレータ６１６〜６２０の出力電圧を電源電圧として変調信号の振幅成分を電圧変換するもので、リニア電圧変換手段に相当する。
【０１３０】
高周波電力増幅器（ＰＡ）６３０は、スイッチ型であって、直交変調器６２８から入力される変調波を高周波入力端子に入力し、シリーズレギュレータ６２９によって電圧変換された振幅成分を電源端子に入力し、結果として増幅された変調波を出力する。
【０１３１】
以下動作について説明する、本実施の形態では、電源電圧３Ｖのシステムを仮定している。
【０１３２】
ＯＦＤＭ信号生成手段６１１によって作成された変調信号は、振幅抽出手段６１２によって振幅成分が抽出されて出力される。出力された振幅成分を基に、振幅スライス手段６１３は、スイッチ群６２１の各スイッチ６２２〜６２７のオン／オフをドライブするためのドライブ情報を生成する。ドライブ情報を以下スライスデータと呼ぶ。
【０１３３】
振幅スライスの方法は、たとえば振幅成分の振幅レベルが
０Ｖ＜振幅レベル≦０．５Ｖ
ならば０．５Ｖに丸め込み、
０．５Ｖ＜振幅レベル≦１．０Ｖ
ならば１．０Ｖに丸め込み、
１．０Ｖ＜振幅レベル≦１．５Ｖ
ならば１．５Ｖに丸め込み、
１．５Ｖ＜振幅レベル≦２．０Ｖ
ならば２．０Ｖに丸め込み、
２．０Ｖ＜振幅レベル≦２．５Ｖ
ならば２．５Ｖに丸め込み、
２．５Ｖ＜振幅レベル≦３．０Ｖ
ならば３．０Ｖに丸め込むというように、振幅レベルが包含されるしきい値範囲を検出し、包含される範囲の最大値にレベルを丸め込む。
【０１３４】
丸め込みは、次のようにして行う。ＤＣ−ＤＣコンバータ６１６〜６２０は丸め込まれる電圧レベルと同じ出力電圧（２．５Ｖ、２．０Ｖ、１．５Ｖ、１．０Ｖ、０．５Ｖ）が出力されるよう用意される。振幅成分のレベルに従い、スライス手段６１３がスイッチドライバ６１４にどのＤＣ−ＤＣコンバータ６１６〜６２０または３Ｖ電源の出力をアクティブにするかの情報を与える。与えられた情報に従い、スイッチドライバ６１４はＤＣ−ＤＣコンバータ６１６〜６２０の出力段または３Ｖ電源に設けられたスイッチ６２２〜６２７を選択的にオン／オフし、丸め込まれた電圧に対応する電圧を出力する。
【０１３５】
具体例を説明すると、振幅成分が１．１ＶのときはＤＣ−ＤＣコンバータ６１８のパスがオンとなり、１．５Ｖの電圧がシリーズレギュレータ６２９の電圧入力端子に与えられる。同様に、振幅成分が１．６ＶのときはＤＣ−ＤＣコンバータ６１７のパスがオンとなり、２．０Ｖの電圧がシリーズレギュレータ６２９の電圧入力端子に与えられる。
【０１３６】
振幅抽出手段６１２から出力された振幅成分は、シリーズレギュレータ６２９のリファレンス入力端に入力され、シリーズレギュレータ６２９の出力電圧を変調する。
【０１３７】
また、振幅成分は、スライスデータと同期がとられた形で出力されることが望ましい。
【０１３８】
このとき、振幅成分とスライスデータとの同期がとれていないと、不必要に大きな電圧ドロップが現れ、電源損失が悪化してしまう。
【０１３９】
このような動作を実現することで、シリーズレギュレータ６２７の電圧ドロップ（ＤＣ−ＤＣコンバータ出力とシリーズレギュレータ出力の電位差）は小さな値に保持され、シリーズレギュレータ６２９による電源損失は小さく抑えられる。
【０１４０】
また、変調信号は、変調波に周波数変換する必要があるため、Ｉ（同相）信号およびＱ（直交）信号として直交変調器６２８に入力され、搬送波と掛け合わされる。
【０１４１】
高周波電力増幅器６３０には、シリーズレギュレータ６２９から出力された振幅成分が電源端子から入力され、直交変調器６２８から出力された変調波が、高周波信号入力端子から入力される。高周波電力増幅器６３０には飽和型のアンプを用いるため、その出力は飽和し、高周波電力増幅器６３０の出力で、変調波の振幅成分は均一化され、位相成分だけが抽出される。その結果、高周波増幅器の出力では、位相成分と振幅成分とが掛け合わされた変調出力が出力され、元の変調波が得られる。
【０１４２】
振幅成分と、位相成分とは高周波電力増幅器６３０で掛け合わされるときには、タイミングずれがないことが望ましい。
【０１４３】
以上説明したとおりの動作により、期待される効果について以下に述べる。ＤＣ−ＤＣコンバータ６１６〜６２０での電源損失が９６％であり、スイッチ６２２〜６２７の電圧ドロップが０．１Ｖであるとする。これらの値は、実際に市場で手に入る部品のデータを元にしている。また、スイッチ型の高周波電力増幅器６３０の効率が８０％であると仮定する。
【０１４４】
無線ＬＡＮ  ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格の場合、たとえば平均出力電力は１３ｄＢｍ（２０ｍＷ）と仮定でき、このときピーク電力は平均電力の＋７ｄＢで２０ｄＢｍ（１００ｍＷ）となる。したがって、高周波電力増幅器６３０としては、ピーク電力２０ｄＢｍを出力する必要がある。高周波電力増幅器６３０の電力効率（ＲＦ出力電力／加えられたＤＣ電力）を８０％とすると、ＡＣ電力ＰＡＣがピーク電力１００ｍＷ（２０ｄＢｍ）のとき、ＤＣ電力ＰＤＣは１２５ｍＷとなる。このとき、電源を３Ｖとすると、ピーク時４１．７ｍＡの電流が必要になる。平均電力時には高周波電力増幅器６３０に必要な電源電圧は１．３Ｖであるが、ＡＣ電力ＰＡＣの平均出力電力２０ｍＷ（１３ｄＢｍ）に対して、ＤＣ電力ＰＤＣ２５ｍＷとなるため、１９．２ｍＡの電流が必要となる。
【０１４５】
以後、平均電力時すなわち出力２０ｍＷの効率について検討する。
【０１４６】
電源部の電力損失について検討すると、まずスライスデータは０．５Ｖごとに切っているため、シリーズレギュレータ６２９での電圧ドロップは最高でも０．５Ｖであり、さらにスイッチ群６２１を構成する各スイッチ（ＮＰＮトランジスタ）６２２〜６２７のコレクタ−エミッタ間飽和電圧ＶＣＥを０．１Ｖとすると、スイッチ群６２１とシリーズレギュレータ６２９での電源損失は１９．２ｍＡ×０．６Ｖ＝１１．５ｍＷと計算される。
【０１４７】
また、ＤＣ−ＤＣコンバータ６１６〜６２０の電源損失は４％であるら、ＤＣ−ＤＣコンバータ６１６〜６２０での電源損失は
２５ｍＷ×０．０４＝１．０ｍＷ
となる。
【０１４８】
したがって、スイッチ群６２１とシリーズレギュレータ６２９とＤＣ−ＤＣコンバータ６１６〜６２０とを合わせた電源損失は
１１．５ｍＷ＋１．０ｍＷ＝１２．５ｍＷ
となる。その結果、ピーク電力時のトータルの効率は
２０ｍＷ／（２５ｍＷ＋１２．５ｍＷ）＝５３．３％
となる。
【０１４９】
通常の線形アンプを用いた場合、高々１０%の効率しか得られなかったのに対して、大幅な効率改善が可能となる。
【０１５０】
さらに従来、ＤＣ−ＤＣコンバータを変調するなどしていた電圧変換部を、定電圧を出力するスイッチングレギュレータ群（ＤＣ−ＤＣコンバータ６１６〜６２０）およびシリーズレギュレータ６２９という構成にすることにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ単独では困難であった広帯域化を実現できる。その理由は以下のとおりである。
【０１５１】
すなわち、シリーズレギュレータ６２９では、帯域を制限するようなローパスフィルタを設ける必要がなく、ローパスフィルタによって必然的に帯域制限されていた問題が解消され、他の要因たとえばシリーズレギュレータ６２９のトランジスタ特性あるいは、フィードバックループによる位相遅延などによって決定される帯域で制限される。
【０１５２】
これらの制限要素は、これまでの５ＭＨｚという帯域を大きく上回る帯域を実現でき、無線ＬＡＮなど２０ＭＨｚに及ぶ変調帯域を十分に包括できる。
【０１５３】
さらに、高周波電力増幅器６３０の出力に帯域制限フィルタがあってもよい。
【０１５４】
さらに、ＤＣ−ＤＣコンバータ６１６〜６２０は、出力にローパスフィルタも含んだものを指しており、かつシリーズレギュレータ６２９の出力と高周波電力増幅器６３０の電源端子の間に変調波帯域外のスプリアスを抑制するローパスフィルタがあっても良い。
【０１５５】
なお、振幅成分と振幅スライスデータは同期がとれていることが望ましいとしたが、ＤＣ−ＤＣコンバータ６１６〜６２０の出力電圧に対し、シリーズレギュレータ６２９の出力電圧が大きくならないように調整されていれば問題はなく、多少のタイミングずれがあっても前述の状態にならないよう、たとえばあらかじめスライスデータに時間的余裕をもたせてもよい。
【０１５６】
さらに、振幅成分と位相成分とが高周波電力増幅器６３０に同期がとれた状態で入力されることが望ましいとしたが、タイミングがずれると、送信出力のベクトル誤差量（Error Vector Magnitude）が悪化し、無線規格を満足しなくなる。したがって、次のような方法によって、タイミングをできるだけ合わせることが必要である。
【０１５７】
１つ目は、製造時にのみタイミング調整する方法である。この方法は無線回路にフィードバック回路などを設ける必要がなく、無線回路を簡略化できる。ただし、使用環境によっては同期がとれなくなることもある。
【０１５８】
２つ目は電源オン時にのみタイミング調整をする方法である。この方法によれば電源をオンした環境に対応でき、１つ目の方法よりもより確実に同期がとれる。ただし、校正にかかる時間分だけ通信ができなくなる問題がある。
【０１５９】
さらに、３つ目の方法として、たとえば無線ＬＡＮのように、送信と受信を交互に繰り返す無線通信においては、送信開始時のプリアンブル期間を利用してタイミング調整をする方法がある。これは、環境に逐次適応できもっとも理想的であるが、プリアンブルに比べて十分短い時間内で校正が終了する必要がある。無線ＬＡＮでは１μｓ程度で終了する必要がある。
【０１６０】
さらに４つ目の方法として、送信時にもレシーバをオンしておき、アンテナスイッチから受信部に回り込む送信波を受信、復調しそのベクトル誤差量やビットエラー量が最低になるように振幅成分、位相成分のタイミングを補正する方法がある。この方法では、アンテナスイッチのアイソレーションが十分でない場合受信部に大きな電力が入力されるため、受信部の線形性を高くしておく必要がある。
【０１６１】
またこれらの組み合わせも考えられる。
【０１６２】
以上説明したように、この実施の形態によれば、電源電圧を段階的に値の異なる複数の電圧に変換する複数のＤＣ−ＤＣコンバータ６１６〜６２０を設け、振幅成分のレベルに応じていずれかのＤＣ−ＤＣコンバータを選択し、選択されたＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を電源電圧としてシリーズレギュレータ６２９が振幅成分を電圧変換する構成を採用している。そのため、電圧変換を行うときのシリーズレギュレータ６２９による電圧ドロップを少なく抑えることができ、ＤＣ−ＤＣコンバータによる損失が少ないうえ、シリーズレギュレータ６２９による電力損失も少なく抑えることができる。また、振幅にシリーズレギュレータ６２９を用いており、出力部にローパスフィルタを用いる必要がないので、広帯域化を図ることができる。したがって、効率を低下させることなく、広帯域なＥＥＲ法を実現することができる。
【０１６３】
また、リニア電圧変換手段としてシリーズレギュレータ６２９を用いることにより、フィードバックループにより正確に電圧レベルを制御でき、正しく振幅成分をレベル変換することができる。
【０１６４】
さらに、位相成分ではなく、変調信号をそのまま用いるため、振幅と位相成分に分離して行うＥＥＲ法では避けられなかった、変調精度（ＥｒｒｏｒＶｅｃｔｏｒＭａｇｎｉｔｕｄｅ：ＥＶＭ）の劣化が回避できる。すなわち、位相成分を用いた場合、位相成分をデジタルアナログ変換器の帯域が許す範囲で、またＥＶＭに影響を与えない程度にフィルタリングを行うが、フィルタリングによって生じる位相成分の部分的な振幅低下は、高周波増幅器の出力で位相成分が振幅成分と合成されたときにＥＶＭの顕著な劣化を生じさせていた。また、変調信号から分離された位相成分にくらべて、変調信号は必要帯域幅が１／６ほど小さいため、デジタルアナログ変換器や、デジタルアナログ変換によって生じるスプリアス成分を抑圧するアンチエリアスフィルタの帯域幅を狭くすることができる。そのため、デジタルアナログ変換器の低消費電力化や、それ以降の回路の低コスト化に有利である。
【０１６５】
また、従来のＥＥＲ法では、ピーク電力が入力されたときでも高周波電力増幅器が十分飽和できるだけの入力レベルを注入していたため、高周波電力増幅器がＯＦＦ（振幅成分０）のときのアイソレーション特性が良くない場合、振幅成分と掛け合わせが正確に行われず、元の変調波を復元できなかった（ＥＶＭ性能の劣化を招いていた）。本構成では、高周波電力増幅器がＯＦＦ（振幅成分０）のとき、高周波電力増幅器に入力される電力も０であるため、アイソレーション特性に依存せず、正しい変調波が復元できる。
【０１６６】
なお、本構成では直交変調器６２８をもちいて、変調信号を変調波に変換していたが、ＯＦＤＭ信号生成手段６１１が変調波を出力する場合は直交変調器６２８は不要になる。この場合、振幅抽出手段６１２は変調波の振幅を検波して、振幅成分を抽出する。
【０１６７】
（実施の形態７）
図８に本発明の実施の形態７における送信機のブロック図を示している。本実施の形態はシリーズレギュレータ６２９に代えて、エミッタフォロワ７２９を用いた点で、実施の形態６とは異なる。それ以外は実施の形態６と同じ構成と動作なので、同じ符号を付し、説明を省略する。エミッタフォロア７２９は、スイッチ群６２１の出力をコレクタに入力し、ベースに入力した振幅抽出手段６１２の電圧をもとに、高周波電力増幅器６３０に電源電圧を与える。
【０１６８】
以下エミッタフォロワ７２９を用いることによって追加される効果について述べる。シリーズレギュレータではフィードバックループによる位相遅延などによって帯域が十分取れないことがある。一方、エミッタフォロワ７２９を用いる場合、トランジスタ特性によって決定される帯域で制限される。しかし、この制限要素は、これまでの５ＭＨｚという帯域を大きく上回る帯域を実現でき、無線ＬＡＮなど２０ＭＨｚに及ぶ変調帯域を十分に包括できる。
【０１６９】
（実施の形態８）
図９に本発明の実施の形態８における送信機のブロック図を示している。本実施の形態は、電源およびＤＣ−ＤＣコンバータ群６１５からの出力を出力と同じ数のエミッタフォロワ群８２９のコレクタに直接接続し、このエミッタフォロワ群８２９のベース端子につながるバスをエミッタフォロワ群８２９と同数のスイッチ群６２１で切り替える点で実施の形態６，７と異なる。実施の形態６，７と同じ構成のところは同じ符号を付し、説明は省略する。なお、エミッタフォロワ群８２９は、リニア電圧変換手段に相当する。なお、スイッチ群６２１はＮＭＯＳトランジスタで構成されることが望ましい。また、本実施の形態では、複数のエミッタフォロワを用いていたが、これに代えて、シリーズレギュレータを使用した実施の形態も、上記と同様に考えることができる。
【０１７０】
実施の形態８で期待される付加的な効果は、ＤＣ−ＤＣコンバータ群６１５と高周波電力増幅器６３０との間にエミッタフォロワ８３０〜８３５が入るのみで、スイッチ群６２１は電源経路（電源から高周波電力増幅器６３０への経路）から外しているため、実施の形態６の構成に比べて、電力損失をさらに低減することができる。
【０１７１】
（実施の形態９）
図１０に本発明の実施の形態９における送信機の要部のブロック図を示している。この実施の形態の送信機は、図１０に示すように、位相振幅分離手段１１２から出力される振幅成分を演算増幅器９０１に入力し、演算増幅器９０１の出力をエミッタフォロワ２２９の入力（ベース）に接続し、エミッタフォロワ２２９の出力（エミッタ）を演算増幅器９０１に負帰還するようにしている。符号９０２，９０３はそれぞれバイパスコンデンサを示す。その他の構成は図２と同様である。
【０１７２】
この実施の形態によれば、エミッタフォロワ２２９の非線形性、温度特性を補償し、振幅成分を正しく高周波電力増幅器１３０に伝えることができる。
【０１７３】
（実施の形態１０）
図１１に本発明の実施の形態１０における送信機の要部のブロック図を示している。この実施の形態の送信機は、図１１に示すように、エミッタフォロワ９１０が１個のトランジスタのみで構成されるのではなく、プッシュプル回路で構成されている。そして、この送信機は、位相振幅分離手段１１２から出力される振幅成分を演算増幅器９０１に入力し、演算増幅器９０１の出力をプッシュプル回路であるエミッタフォロワ９１０の入力に接続し、エミッタフォロワ９１０の出力を演算増幅器９０１に負帰還するようにしている。符号９０２，９０３はそれぞれバイパスコンデンサを示す。符号９１１，９１２はトランジスタ、９１３，９１４は抵抗、９１５，９１６はダイオードで、これらがエミッタフォロワを構成している。その他の構成は図２と同様である。
【０１７４】
この実施の形態によれば、エミッタフォロワ９１０の非線形性、温度特性を補償し、演算増幅器９０１の過渡特性で、電圧が演算増幅器に与えられる正の電源電圧あるいは負の電源電圧でホールドされることを防ぎ、振幅成分を正しく高周波電力増幅器２３３に伝えることができる。
【０１７５】
（実施の形態１１）
図１２に本発明の実施の形態１１における送信機の要部のブロック図を示している。この実施の形態の送信機は、図１２に示すように、エミッタフォロワ９２０がプッシュプル回路で構成されている。そして、この送信機は、位相振幅分離手段１１２から出力される振幅成分を演算増幅器９０１に入力し、演算増幅器９０１の出力をプッシュプル回路であるエミッタフォロワ９２０の入力に接続し、エミッタフォロワ９２０の出力を演算増幅器９０１に負帰還するようにしている。符号９０２，９０３はそれぞれバイパスコンデンサを示す。符号９２１，９２２はトランジスタ、９２３は抵抗、９２４，９２５はダイオードで、これらがエミッタフォロワを構成している。その他の構成は図２と同様である。
【０１７６】
この実施の形態によれば、実施の形態１０と同様の作用効果を有する。
【０１７７】
上記第９、第１０、第１１の実施の形態で説明した構成は、図８に示した送信機の回路にそれぞれ適用することもでき、その場合、第９、第１０、第１１の実施の形態と同様の効果が得られる。
【産業上の利用可能性】
【０１７８】
本発明にかかる送信機は、高周波電力増幅器をスイッチ型として動作させることができるＥＥＲ法において広帯域でかつ高効率な動作を可能とする効果を有し、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex；直交周波数分割多重）などサブキャリアを用いる通信方式の送信機等として有用である。
【図面の簡単な説明】
【０１７９】
【図１】本発明の実施の形態１の送信機の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施の形態２の送信機の構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の実施の形態３の送信機の構成を示すブロック図である。
【図４】本発明の実施の形態４の送信機の構成を示すブロック図である。
【図５】本発明の実施の形態５の送信機の構成を示すブロック図である。
【図６】従来の送信機の構成を示すブロック図である。
【図７】本発明の実施の形態６の送信機の構成を示すブロック図である。
【図８】本発明の実施の形態７の送信機の構成を示すブロック図である。
【図９】本発明の実施の形態８の送信機の構成を示すブロック図である。
【図１０】本発明の実施の形態９の送信機の要部の構成を示すブロック図である。
【図１１】本発明の実施の形態１０の送信機の要部の構成を示すブロック図である。
【図１２】本発明の実施の形態１１の送信機の要部の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【０１８０】
１１１  ＯＦＤＭ信号生成手段
１１２  位相振幅分離手段
１１３  振幅スライス手段
１１４  スイッチドライバ
１１５  スイッチングレギュレータ群
１１６〜１２０  ＤＣ−ＤＣコンバータ
１２１  スイッチ群
１２２〜１２７  スイッチ
１２８  直交変調器
１２９  シリーズレギュレータ
１３０  高周波電力増幅器
２２９  エミッタフォロワ
３２９  エミッタフォロア群
３３０〜３３５  エミッタフォロワ
４３１  方向性結合器
４３２  タイミング補正手段
４３３  タイミング校正手段
５３４  抵抗器
５３５  抵抗器
５３６  タイミング補正手段
６１１  ＯＦＤＭ信号生成手段
６１２  振幅抽出手段
６１３  振幅スライス手段
６１４  スイッチドライバ
６１５  スイッチングレギュレータ群
６１６〜６２０  ＤＣ−ＤＣコンバータ
６２１  スイッチ群
６２２〜６２７  スイッチ
６２８  直交変調器
６２９  シリーズレギュレータ
６３０  高周波電力増幅器
７２９  エミッタフォロワ
８２９  エミッタフォロア群
８３０〜８３５  エミッタフォロワ
４０  端子
４１  検波器
４２  電圧変換器
４３  リミッタ
４４  スイッチ型アンプ
【図１】
2004173249.tif 000003
【図２】
2004173249.tif 000004
【図３】
2004173249.tif 000005
【図４】
2004173249.tif 000006
【図５】
2004173249.tif 000007
【図６】
2004173249.tif 000008
【図７】
2004173249.tif 000009
【図８】
2004173249.tif 000010
【図９】
2004173249.tif 000011
【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【手続補正書】
【提出日】平成15年11月28日(2003.11.28)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００５
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０００５】
このような課題を解決すべく、カーンの方法として知られる従来のＥＥＲ法（Envelope Elimination and Restoration）が提案されている（例えば、特許文献１参照。）
図６はＥＥＲ法の概略を表すブロック図である。図６において、端子４０に入力された高周波変調信号４６たとえばＱＡＭ信号は２分岐され、一方の分岐では、変調波４６が検波器４１で包絡線検波され、それによって振幅成分信号が生成される。電源電圧Ｖｄｄは電圧変換器（直流を増幅するアンプ）４２によって電圧変換される。このとき、電圧変換器４２は高効率動作（〜９５％）が可能なＳ級アンプ（スイッチングレギュレータなど）が用いられる。他方の分岐では、変調波４６が、振幅制御増幅器（リミッタ４３）によって振幅制御され、それによって位相情報のみを有する変調波が得られる。位相情報をもった変調波は、スイッチ型アンプ４４のＲＦ入力端子に入力され、スイッチ型アンプ４４の構成要素であるたとえば電界効果型トランジスタのゲート電圧を変調する。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１２
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００１２】
しかしながら、振幅成分を変調する電圧変換器４２、たとえばスイッチングレギュレータ）の帯域がせいぜい５ＭＨｚであることから、たとえば、無線ＬＡＮの規格である、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格の信号は振幅成分が少なくとも数十ＭＨｚの帯域に広がるため、従来技術のＥＥＲ法を使用することができない。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２３
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００２３】
この構成によれば、以下のような作用効果を有する。位相成分と振幅成分のタイミングが、各変調波成分の入力から高周波電力増幅器の出力にいたるまでのレイアウトによる遅延、あるいはトランジスタによる配線長や寄生成分による遅延によってずれると、高周波電力増幅器出力で正しい変調波を形成できない。ところが、フィードバック手段とタイミング校正手段とタイミング補正手段とを設けたことにより、正確に位相成分と、振幅成分のタイミングを補正でき、高周波電力増幅器出力で正しい変調波が形成できる。
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００８７
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００８７】
これらの制限要素は、これまでの５ＭＨｚという帯域を大きく上回る帯域を実現できるものであり、無線ＬＡＮの振幅成分の数十ＭＨｚに及ぶ帯域を十分に包括できる。
【手続補正５】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１０３
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０１０３】
以下エミッタフォロワ２２９を用いることによって追加される効果について述べる。シリーズレギュレータではフィードバックループによる位相遅延などによって帯域が十分取れないことがある。一方、エミッタフォロワ２２９を用いる場合、トランジスタ特性によって決定される帯域で制限される。しかし、この制限要素は、これまでの５ＭＨｚという帯域を大きく上回る帯域を実現でき、無線ＬＡＮなどの振幅成分の数十ＭＨｚに及ぶ帯域を十分に包括できる。
【手続補正６】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１５２
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０１５２】
これらの制限要素は、これまでの５ＭＨｚという帯域を大きく上回る帯域を実現でき、無線ＬＡＮの振幅成分の数十ＭＨｚに及ぶ帯域を十分に包括できる。
【手続補正７】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１６８
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０１６８】
以下エミッタフォロワ７２９を用いることによって追加される効果について述べる。シリーズレギュレータではフィードバックループによる位相遅延などによって帯域が十分取れないことがある。一方、エミッタフォロワ７２９を用いる場合、トランジスタ特性によって決定される帯域で制限される。しかし、この制限要素は、これまでの５ＭＨｚという帯域を大きく上回る帯域を実現でき、無線ＬＡＮの振幅成分の数十ＭＨｚに及ぶ帯域を十分に包括できる。
【手続補正８】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図７
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図７】
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【手続補正９】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図８
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図８】
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【手続補正１０】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図９
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図９】
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