(57)【要約】【課題】リアクトルを最小限にしても制御の安定化が図れ、装置の小型化と制御の安定化とを同時に実現できるインバータの出力制御装置の提供。【解決手段】減算器８は、放電管３に供給される所望の電力に応じた電流指令Ｉ’とインバータ１の出力電流Ｉとの差を求める。誤差増幅器１０は、その差分を増幅して加算器９に出力する。信号発生器２１は、負荷電圧Ｖ２の波形を模擬した波形からなる模擬信号（例えば正弦波信号）を発生する。加算器９は、誤差増幅器１０の出力と信号発生器２１の出力の加算を行い、インバータ１の出力電圧Ｖ１の出力電圧指令Ｖ１’として出力する。オン／オフ制御装置１１は、その出力電圧指令Ｖ１’に基づき、出力電圧指令Ｖ１’と等価な方形波パルス列が生成し、この生成された方形波パルス列はインバータ１を構成するスイッチング素子に供給される。【選択図】　　図１
2004023837.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流を交流に変換させるスイッチング素子を含み、前記スイッチング素子をパルス幅変調信号に基づいてオンオフ制御させ、この制御により出力電圧を可変させ、その出力電圧をリアクトルを介して負荷に供給するインバータの出力制御装置であって、
前記インバータの出力電流と前記インバータに対して設定される出力電流指令との誤差を検出し、その誤差に応じた誤差信号を出力する誤差検出手段と、
前記負荷の電圧の波形を模擬させた波形からなる模擬信号を発生する信号発生手段と、
前記誤差検出手段が出力する誤差信号と前記信号発生手段の発生する模擬信号とを加算し、この加算した信号を前記インバータの出力電圧の指令とする加算手段と、
この加算手段の出力信号に基づき、前記スイッチング素子をオンオフ制御する信号を生成するオンオフ制御手段と、
を備えたことを特徴とするインバータの出力制御装置。
【請求項２】
前記信号発生手段は、予め波形が調整された歪波を発生するようにしたことを特徴とする請求項１に記載のインバータの出力制御装置。
【請求項３】
前記信号発生手段は、前記インバータに対して設定される前記出力電流指令の大きさに応じて前記歪波の波形を変化させるようしたことを特徴とする請求項２に記載のインバータの出力制御装置。
【請求項４】
前記信号発生手段は、前記インバータの出力電流と前記インバータに対して設定される出力電流指令との誤差に応じて前記歪波の波形を変化させるようにしたことを特徴とする請求項２に記載のインバータの出力制御装置。
【請求項５】
前記信号発生手段は、正弦波を発生する正弦波発生器と、三角波を発生する三角波発生器と、方形波を発生する方形波発生器とを備え、これらの各出力信号を加算処理して歪波を出力するようになっていることを特徴とする請求項１に記載のインバータの出力制御装置。
【請求項６】
前記信号発生手段は、
正弦波を発生する正弦波発生器と、
この正弦波発生器の出力信号の利得を可変自在な第１の可変利得増幅器と、
三角波を発生する三角波発生器と、
この三角波発生器の出力信号の利得が可変自在な第２の可変利得増幅器と、
方形波を発生する方形波発生器と、
この方形波発生器の出力信号の利得が可変自在な第３の可変利得増幅器と、
前記第１から第３の可変利得増幅器の各出力信号を加算処理して歪波を出力する加算器と、
を備えたことを特徴とする請求項１に記載のインバータの出力制御装置。
【請求項７】
前記信号発生手段は、前記インバータに対して設定される前記出力電流指令の大きさに応じて前記第１から第３の可変利得増幅器の利得を調節する利得調節器を、さらに含むことを特徴とする請求項６に記載のインバータの出力制御装置。
【請求項８】
前記信号発生手段は、前記インバータの出力電流と前記インバータに対して設定される出力電流指令との誤差に応じて前記第１から第３の可変利得増幅器の利得を調節する利得調節器を、さらに含むことを特徴とする請求項６に記載のインバータの出力制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、放電管、特にオゾンを発生するオゾン放電管を負荷とするインバータの出力を制御するインバータの出力制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、この種のインバータの出力制御装置としては、例えば図８に示すものが知られている。
この出力制御装置は、図８に示すように、インバータ１の出力側にリアクトル２を介して接続される負荷としての放電管３に出力される出力電流Ｉを制御するものである。
【０００３】
インバータ１は、直流電力を交流電力に変換して出力するものであり、その出力の制御にパルス幅変調方式を使用する、いわゆるＰＷＭインバータから構成さている。
すなわち、インバータ１は、例えば、複数のスイッチング素子（図示せず）を含み、その各スイッチング素子が所定の順序でスイッチング制御されることにより、直流を交流に変換させるようになっている。さらに、各スイッチング素子は、パルス幅変調信号のパルス幅に基づいて各スイッチング素子のオン時間が可変され、これにより、放電管３に出力される出力電流Ｉが制御されるようになっている。
【０００４】
このようにインバータ１の出力電流を制御する出力制御装置は、図８に示すように、減算器８と、誤差増幅器１０と、加算器９と、オン／オフ制御装置１１とを備えている。
減算器８には、放電管３に供給される所望の電力に応じた図９（Ｃ）に示すような電流指令Ｉ’と、図示しない電流検出器で検出される図９（Ｃ）に示すようなインバータ１の出力電流Ｉとが入力される。このため、減算器８では、その電流指令Ｉ’とその出力電流Ｉとの差が求めら、その差分が誤差増幅器１０で増幅されて加算器９に出力される。
【０００５】
加算器９は、その誤差増幅器１０の出力と、図示しない電圧検出器で検出される図９（Ｂ）に示すような負荷電圧Ｖ２とを加算し、これをインバータ１の出力電圧Ｖ１の出力電圧指令Ｖ１’とする（図９（Ａ）参照）。
オン／オフ制御装置１１は、その出力電圧指令Ｖ１’と等価な電圧パルス列からなる出力電圧Ｖ１をインバータ１が出力するために（図９（Ａ）参照）、その出力電圧指令Ｖ１’に基づいて方形波パルス列（パルス幅変調信号）を生成する。この方形波パルス列は、インバータ１を構成するスイッチング素子に供給される。これにより、スイッチング素子はその方形波パルス列に応じてオンオフされ、インバータ１の出力電圧Ｖ１は、例えば図９（Ａ）に示すようになる。
【０００６】
ここで、例えば、電流指令Ｉ’よりも出力電流Ｉが小さな場合には、（Ｉ’−Ｉ）は正の値になるので、インバータ１の出力電圧Ｖ１は負荷電圧Ｖ２より大きくなる。従って、リアクトル２の両端の電圧（Ｖ１−Ｖ２）は正となり出力電流Ｉは増加するので、出力電流Ｉは電流指令Ｉ’に近づく。逆に、電流指令Ｉ’よりも出力電流Ｉが大きな場合には、同様の原理で出力電流Ｉは減少して電流指令Ｉ’に近づく。
【０００７】
このように、従来のインバータ１の出力制御装置では、インバータ１の出力電流の瞬時値が指令値と一致するような制御が行われる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
上記のような従来の出力制御装置による制御は、商用周波数のインバータの電流制御において一般的に使用される方法であり、インバータの負荷が例えばオゾンを発生させるオゾン発生管のような場合には、制御が不安定になりやすい。
これは、負荷がオゾン発生管の場合には、運転周波数が数１００〔Ｈｚ〕〜数ｋ〔Ｈｚ〕と高く、電流変化率、電圧変化率が大きなためである。
【０００９】
このため、出力電流、出力電圧の検出からそれを反映するまでの制御遅れの影響が大きく、例えば検出した出力電流がすでに指令値に達しているのに、出力電流をさらに増加させる等の制御を行う。この結果、出力電流に、意図しない大きな振動を生じる。
商用周波数のインバータでは、制御遅れを補償するために、出力電流の前回の検出値と今回の検出値とからその変化率を求め、既知の遅れ時間を乗算することにより設定すべき予測値を予測するなどの処理を行う。
【００１０】
しかし、負荷がオゾン発生管の場合には、放電の有無で大きくインピーダンスが変化するのでその予測に大きな誤差が生じ、かえって動作の不安定を招くおそれがある。
一旦動作が不安定になると、出力電流Ｉの振動が負荷電圧Ｖ２の振動を招き、これが制御に反映されるためにさらに出力電流Ｉの振動が拡大するという結果を招く。
【００１１】
このような不都合を解消して動作の安定性を改善する方法の１つは、リアクトル２のインダクタンスを大きくして電流の変化率を小さくすることであるが、これは装置の大型化を招くという新たな不都合が発生してしまう。
そこで、本発明の目的は、上記の点に鑑み、リアクトルのインダクタンスを最小限にしても制御の安定化が図れるようにし、装置の小型化と制御の安定化とが同時に実現できるインバータの出力制御装置を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決し、本発明の目的を達成するために、請求項１〜請求項８に記載の各発明は、以下のように構成した。
すなわち、請求項１に記載の発明は、直流を交流に変換させるスイッチング素子を含み、前記スイッチング素子をパルス幅変調信号に基づいてオンオフ制御させ、この制御により出力電圧を可変させ、その出力電圧をリアクトルを介して負荷に供給するインバータの出力制御装置であって、前記インバータの出力電流と前記インバータに対して設定される出力電流指令との誤差を検出し、その誤差に応じた誤差信号を出力する誤差検出手段と、前記負荷の電圧の波形を模擬させた波形からなる模擬信号を発生する信号発生手段と、前記誤差検出手段が出力する誤差信号と前記信号発生手段の発生する模擬信号とを加算し、この加算した信号を前記インバータの出力電圧の指令とする加算手段と、この加算手段の出力信号に基づき、前記スイッチング素子をオンオフ制御する信号を生成するオンオフ制御手段と、を備えたことを特徴とするものである。
【００１３】
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載のインバータの出力制御装置において、前記信号発生手段は、予め波形が調整された歪波を発生するようにしたことを特徴とするものである。
請求項３に記載の発明は、請求項２に記載のインバータの出力制御装置において、前記信号発生手段は、前記インバータに対して設定される前記出力電流指令の大きさに応じて前記歪波の波形を変化させるようしたことを特徴とするものである。
【００１４】
請求項４に記載の発明は、請求項２に記載のインバータの出力制御装置において、前記信号発生手段は、前記インバータの出力電流と前記インバータに対して設定される出力電流指令との誤差に応じて前記歪波の波形を変化させるようにしたことを特徴とするものである。
請求項５に記載の発明は、請求項１に記載のインバータの出力制御装置において、前記信号発生手段は、正弦波を発生する正弦波発生器と、三角波を発生する三角波発生器と、方形波を発生する方形波発生器とを備え、これらの各出力信号を加算処理して歪波を出力するようになっていることを特徴とするものである。
【００１５】
請求項６に記載の発明は、請求項１に記載のインバータの出力制御装置において、前記信号発生手段は、正弦波を発生する正弦波発生器と、この正弦波発生器の出力信号の利得を可変自在な第１の可変利得増幅器と、三角波を発生する三角波発生器と、この三角波発生器の出力信号の利得が可変自在な第２の可変利得増幅器と、方形波を発生する方形波発生器と、この方形波発生器の出力信号の利得が可変自在な第３の可変利得増幅器と、前記第１から第３の可変利得増幅器の各出力信号を加算処理して歪波を出力する加算器と、を備えたことを特徴とするものである。
【００１６】
請求項７に記載の発明は、請求項６に記載のインバータの出力制御装置において、前記信号発生手段は、前記インバータに対して設定される前記出力電流指令の大きさに応じて前記第１から第３の可変利得増幅器の利得を調節する利得調節器を、さらに含むことを特徴とするものである。
請求項８に記載の発明は、請求項６に記載のインバータの出力制御装置において、前記信号発生手段は、前記インバータの出力電流と前記インバータに対して設定される出力電流指令との誤差に応じて前記第１から第３の可変利得増幅器の利得を調節する利得調節器を、さらに含むことを特徴とするものである。
【００１７】
このように本発明では、インバータの負荷電圧の波形を模擬させた波形からなる模擬信号を発生する信号発生手段を設けるようにした。このため、負荷電圧を制御に使用しなくても良いので、仮に負荷電圧に振動が発生してもそれが制御に反映されず、制御が不安定になりにくい。
従って、本発明によれば、リアクトルのインダクタンスを最小限にしても制御の安定化が図れるので、装置の小型化と制御の安定化とを同時に実現できる。
【００１８】
また、本発明では、負荷電圧の検出が不要となるので、高電圧・高周波に対応した高価な検出トランスが不要となり、その検出トランスを設けるための費用が削減できる。
さらに、本発明の出力制御装置とインバータの負荷であるオゾン発生管などの放電管は一般に離れた場所に設置される。このため、従来のように負荷電圧を検出する検出トランスを使用する場合には、その検出トランスと出力制御装置との間で検出信号線を長い距離引き回す必要があるが、本発明ではそれが不要となる。従って、本発明によれば、装置の信頼性が向上する。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。
本発明のインバータの出力制御装置は、図１に示すように、インバータ１の出力側にリアクトル２を介して接続される負荷としての放電管３に出力される出力電流Ｉを制御するものである。
【００２０】
インバータ１は、図８に示すインバータ１と同様にＰＷＭインバータから構成されるので、その詳細な説明は省略する。
放電管３としては、例えばオゾンを発生するオゾン放電管などが挙げられる。また、図示されていないが、インバータ１と放電管３との間には、必要に応じて変圧器を設けるようにしても良い。
【００２１】
次に、本発明のインバータの出力制御装置の第１実施形態について、図１を参照して説明する。
この第１実施形態の出力制御装置は、図１に示すように、減算器８と、誤差増幅器１０と、信号発生器２１と、加算器９と、オン／オフ制御装置１１とを備えている。
【００２２】
減算器８には、放電管３に供給される所望の電力に応じた電流指令Ｉ’と、図示しない電流検出器で検出されるインバータ１の出力電流Ｉとが入力されるようになっている。また、減算器８は、その電流指令Ｉ’とその出力電流Ｉとの差（誤差）を求め、その差分を誤差増幅器１０に出力するようになっている。
誤差増幅器１０は、減算器８から出力される電流指令Ｉ’とその出力電流Ｉとの差分を増幅し、その増幅した差分を加算器９に出力するようになっている。
【００２３】
信号発生器２１は、インバータ１の負荷電圧Ｖ２の波形を模擬（近似）させた波形からなる模擬信号（例えば正弦波信号）を発生し、この発生させた模擬信号を加算器９に出力するようになっている。
加算器９は、誤差増幅器１０からの出力信号と信号発生器２１からの模擬信号との加算処理を行い、その加算処理した信号を、インバータ１の出力電圧Ｖ１の出力電圧指令Ｖ１’としてオン／オフ制御装置１１に対して出力するようになっている。
【００２４】
オン／オフ制御装置１１は、その出力電圧指令Ｖ１’と等価な電圧パルス列からなる出力電圧Ｖ１をインバータ１が出力するために、その出力電圧指令Ｖ１’に基づいて方形波パルス列（パルス幅変調信号）を生成し、この生成させた方形波パルス列をインバータ１を構成するスイッチング素子（図示せず）に供給するようになっている。
【００２５】
次に、このような構成からなる第１実施形態に係る出力制御装置の制御動作について説明する。
いま、減算器８に、放電管３に供給される所望の電力に応じた電流指令Ｉ’と、図示しない電流検出器で検出されるインバータ１の出力電流Ｉとが入力されると、その両者の差分（Ｉ’−Ｉ）が減算器８で求められ、この求められた差分は誤差として誤差増幅器１０に出力される。
【００２６】
減算器８から出力される差分は誤差増幅器１０で増幅され、この増幅された差分は加算器９に出力される。信号発生器２１は、負荷電圧Ｖ２の波形を模擬した波形からなる模擬信号（例えば正弦波信号など）を発生し、この発生した模擬信号は加算器９に出力される。
誤差増幅器１０からの出力信号と信号発生器２１からの模擬信号は加算器９で加算され、その加算された信号は、インバータ１の出力電圧Ｖ１の出力電圧指令Ｖ１’としてオン／オフ制御装置１１に対して出力される。
【００２７】
その出力電圧指令Ｖ１’に基づき、オン／オフ制御装置１１では出力電圧指令Ｖ１’と等価な方形波パルス列が生成され、この生成された方形波パルス列はインバータ１を構成するスイッチング素子に供給される。
これにより、スイッチング素子はその方形波パルス列に応じてオンオフされ、インバータ１の出力電圧Ｖ１は、その方形波パルス列と等価なものとなる。
【００２８】
ここで、例えば、電流指令Ｉ’よりも出力電流Ｉが小さな場合には、（Ｉ’−Ｉ）は正の値になるので、インバータ１の出力電圧Ｖ１は負荷電圧Ｖ２より大きくなる。従って、リアクトル２の両端の電圧（Ｖ１−Ｖ２）は正となり出力電流Ｉは増加するので、出力電流Ｉは電流指令Ｉ’に近づく。逆に、電流指令Ｉ’よりも出力電流Ｉが大きな場合には、同様の原理で出力電流Ｉは減少して電流指令Ｉ’に近づく。
【００２９】
このように、第１実施形態に係る出力制御装置では、インバータ１の出力電流の瞬時値が指令値と一致するような制御が行われる。
次に、この第１実施形態に係る出力制御装置について、コンピュータの支援ににより、信号発生器２１から模擬信号として正弦波信号を発生させて制御動作のシミュレーションを行ったので、そのシミュレーションの結果（各部の波形）を図２に示す。
【００３０】
ここで、図２（Ａ）には、インバータ１の出力電流Ｉ１と、その出力電流Ｉ１の出力電流指令Ｉ１’が示されている。同図（Ｂ）には加算器９から出力される出力電圧指令Ｖ１’が示され、同図（Ｃ）には放電管３の両端の電圧である負荷電圧Ｖ２が示されている。
このシミュレーションの結果によれば、図２（Ａ）に示すように、出力電流指令Ｉ１’が１００％付近では、出力電流Ｉ１を電流指令Ｉ１’に追随させることができる。
【００３１】
なお、この例では、出力電圧指令Ｖ１’を出力電流指令Ｉ１’に追随させるようにしたが、出力電圧指令Ｖ１’の振幅の決定方法は必ずしもこれに限るものではない。
以上説明したように、この第１実施形態によれば、インバータ１の負荷電圧Ｖ２の波形を模擬した信号を発生する信号発生器２１を設けるようにした。このため、負荷電圧Ｖ２を制御に使用しなくても良いので、仮に負荷電圧に振動が発生してもそれが制御に反映されず、制御が不安定になりにくい。
【００３２】
従って、この第１実施形態にによれば、リアクトル３のインダクタンスを最小限にしても制御の安定化が図れ、装置の小型化と制御の安定化とを同時に実現できる。
また、この第１実施形態では、負荷電圧Ｖ２の検出が不要となるので、高電圧・高周波に対応した高価な検出トランスが不要となり、その検出トランスを設けるための費用が削減できる。
【００３３】
さらに、この第１実施形態とインバータ１の負荷であるオゾン発生管などの放電管３は一般に離れた場所に設置される。このため、従来のように負荷電圧を検出する検出トランスを使用する場合には、その検出トランスと出力制御装置との間で検出信号線を長い距離引き回す必要があるが、この第１実施形態ではそれが不要となる。従って、この第１実施形態によれば、装置の信頼性が向上する。
【００３４】
次に、本発明のインバータの出力制御装置の第２実施形態について、図３を参照して説明する。
この第２実施形態の出力制御装置は、図３に示すように、減算器８と、誤差増幅器１０と、信号発生器２１Ａと、加算器９と、オン／オフ制御装置１１とを備えている。
【００３５】
この第２実施形態は、図１に示す第１実施形態の信号発生器２１を、図３に示すように信号発生器２１Ａに置き換えたものであり、他の部分の構成は第１実施形態と同様であるので、その説明は省略する。
すなわち、放電管３がオゾン発生管のような場合には、インバータ１の出力のの電流波形と電圧波形とが異なるという性質を持つので、出力電流指令Ｉ’が正弦波信号の場合に、信号発生器２１のように模擬信号として正弦波信号を発生し、出力電圧指令Ｖ１’を正弦波とするのは最適ではない。このため、出力電圧指令Ｖ１’としては、放電管３に正弦波電流を注入（供給）した際における放電管３の両端の負荷電圧Ｖ２の波形に近似する波形が好ましい。
【００３６】
そこで、この第２実施形態では、信号発生器２１Ａがその負荷電圧Ｖ２に近似する波形の信号を発生できるような構成した。
すなわち、信号発生回路２１Ａは、図３に示すように、正弦波発生器２２と、三角波発生器２３と、方形波発生器２４と、増幅器２５〜２６と、加算器４０とを備え、負荷電圧Ｖ２の波形に模擬させた波形であって、予め波形が調整された歪波からなる模擬信号を発生することができるようになっている。
【００３７】
さらに詳述すると、正弦波発生器２２は正弦波を発生し、三角波発生器２３は三角波を発生し、方形波発生器２４は方形波を発生するようになっている。そして、各発生器２２〜２４は、振幅が「１」、すなわち同一の振幅の信号をそれぞれ発生するようになっている。
正弦波発生器２２、三角波発生器２３、および方形波発生器２４からの各出力は、利得がＧ１、Ｇ２、Ｇ３からなる増幅器２５〜２７によりそれぞれ増幅されて加算器４０に出力されるようになっている。また、増幅器２５〜２７の各出力は加算器４０で加算され、その加算器４０の加算結果が加算器９に出力されるようになっている。
【００３８】
このような構成からなる第２実施形態では、その出力制御動作は第１実施形態と同様であるので、その説明は省略する。
次に、この第２実施形態に係る出力制御装置について、コンピュータの支援により、信号発生器２１Ａから以下のような条件の歪波を発生させてシミレーションを行ったので、そのシミュレーションの結果を図４および第５図に示す。
【００３９】
ここで、図４は、信号発生器２１Ａの増幅器２５〜２７の利得Ｇ１〜Ｇ３を、Ｇ１＝０．２、Ｇ２＝０．５、Ｇ３＝０．３とした場合であり、図５は、Ｇ１＝０．３、Ｇ６＝０．５、Ｇ３＝０．３とした場合である。
なお、図４、図５の（Ａ）には、インバータ１の出力電流Ｉ１と、その出力電流Ｉ１の出力電流指令Ｉ１’が示されている。同図（Ｂ）には加算器９から出力される出力電圧指令Ｖ１’が示され、同図（Ｃ）には放電管３の両端の電圧である負荷電圧Ｖ２が示されている。
【００４０】
このシミュレーションの結果によれば、図４（Ａ）および図５（Ａ）に示すように、出力電流Ｉ１の出力電流指令Ｉ１’に対する追随性が、図２（Ａ）に比べて改善される。そして、その追随性は、図４（Ａ）の場合には電流指令Ｉ１’の振幅が１００％付近が良好であり、図５（Ａ）の場合にはその振幅が５０％付近が良好であることがわかる。
【００４１】
以上説明したように、この第２実施形態によれば、インバータ１の負荷電圧Ｖ２の波形を模擬させた歪波の信号を発生する信号発生器２１Ａを設けるようにした。このため、この第２実施形態によれば、第１実施形態と同様な効果を奏することができる。
次に、本発明のインバータの出力制御装置の第３実施形態について、図６を参照して説明する。
【００４２】
この第３実施形態の出力制御装置は、図６に示すように、減算器８と、誤差増幅器１０と、信号発生器２１Ｂと、加算器９と、オン／オフ制御装置１１とを備えている。
この第３実施形態は、図３に示す第２実施形態の信号発生器２１Ａを、図６に示すように信号発生器２１Ｂに置き換えたものであり、他の部分の構成は第２実施形態と同様であるので、その説明は省略する。
【００４３】
すなわち、加算器９から出力される出力電圧指令Ｖ１’の波形は、減算器８に入力される出力電流指令Ｉ’の大きさによって異なるので、その出力電圧指令Ｖ１’をその出力電流指令Ｉ’の大きさに応じて変更させるのが好ましい。
そこで、この第３実施形態では、信号発生器２１Ｂを減算器８に入力される出力電流指令Ｉ’の大きさに基づいてその発生波形を調整するように構成した。
【００４４】
このために、信号発生回路２１Ｂは、図６に示すように、正弦波発生器２２と、三角波発生器２３と、方形波発生器２４と、可変利得増幅器２８〜３０と、利得調節器３１と、加算器４０とを備え、負荷電圧Ｖ２の波形に模擬させた波形を発生するとともに、その波形が減算器８に入力される出力電流指令Ｉ’の大きさに基づいて調製できるようになっている。
【００４５】
さらに詳述すると、正弦波発生器２２は正弦波を、三角波発生器２３は三角波を、方形波発生器２４は方形波をそれぞれ発生し、その各出力の振幅は同一になるようになっている。
正弦波発生器２２、三角波発生器２３、および方形波発生器２４からの各出力は、可変利得増幅器２８〜３０でそれぞれ増幅されて加算器４０に出力されるようになっている。また、可変利得増幅器２８〜３０の各出力は加算器４０で加算され、その加算器４０の加算結果が加算器９に出力されるようになっている。
【００４６】
可変利得増幅器２８〜３０の各利得Ｇ１、Ｇ２、Ｇ３は、可変自在に構成されている。また、利得調節器３１は、電流指令値Ｉ’の大きさに応じて可変利得増幅器２５〜２７の各利得Ｇ１、Ｇ２、Ｇ３を任意の値に設定し、その電流指令値Ｉ’が変更された場合にはその変更に応じてその各利得Ｇ１、Ｇ２、Ｇ３が変更できるようになっている。
【００４７】
従って、可変利得増幅器２８〜３０は、利得調節器３１により設定される利得Ｇ１、Ｇ２、Ｇ３に基づき、正弦波発生器２２、三角波発生器２３、および方形波発生器２４からの各出力を、それぞれ増幅して加算器４０に出力する。
以上説明したように、この第３実施形態によれば、インバータ１の負荷電圧Ｖ２の負荷電圧Ｖ２の波形に模擬する波形を発生するとともに、その波形が減算器８に入力される出力電流指令Ｉ’の大きさに基づいて調製できるようにした信号発生器２１Ｂを設けるようにした。このため、この第３実施形態によれば、第１実施形態と同様な効果を奏することができる。
【００４８】
次に、本発明のインバータの出力制御装置の第４実施形態について、図７を参照して説明する。
この第４実施形態の出力制御装置は、図７に示すように、減算器８と、誤差増幅器１０と、信号発生器２１Ｃと、加算器９と、オン／オフ制御装置１１とを備えている。
【００４９】
この第４実施形態は、図３に示す第２実施形態の信号発生器２１Ａを、図７に示すように信号発生器２１Ｃに置き換えたものであり、他の部分の構成は第２実施形態と同様であるので、その説明は省略する。
すなわち、この第４実施形態では、加算器９から出力される出力電圧指令Ｖ１’の最適な波形を、自動的に探索するようにしたものである。
【００５０】
このために、信号発生器２１Ｃは、図７に示すように、正弦波発生器２２と、三角波発生器２３と、方形波発生器２４と、可変利得増幅器２８〜３０と、利得調節器３２と、加算器４０とを備え、出力電圧指令Ｖ１’の波形が最適なものとなる信号を生成するようにした。
さらに詳述すると、正弦波発生器２２は正弦波を、三角波発生器２３は三角波を、方形波発生器２４は方形波をそれぞれ発生し、その各出力の振幅は同一になるようになっている。
【００５１】
正弦波発生器２２、三角波発生器２３、および方形波発生器２４からの各出力は、可変利得増幅器２８〜３０でそれぞれ増幅されて加算器４０に出力されるようになっている。また、可変利得増幅器２８〜３０の各出力は加算器４０で加算され、その加算器４０の加算結果が加算器９に出力されるようになっている。
可変利得増幅器２８〜３０の各利得Ｇ１、Ｇ２、Ｇ３は、可変自在に構成されている。
【００５２】
また、利得調節器３２は、例えばマイクロコンピュータなどから構成され、可変利得増幅器２８〜３０の各利得Ｇ１〜Ｇ３を、所定のプログラムにより自動的にゆっくり変化させるようになっている。また、利得調節器３２は、それと同時に、減算器８からの出力、すなわち出力電流Ｉの出力電流指令Ｉ’に対する誤差を１周期または数周期にわたって積算し、この誤差が最小となる点を探索するようになっている。すなわち、可変利得増幅器２８〜３０の最適な利得Ｇ１〜Ｇ３を求めるようになっている。
【００５３】
このような構成からなる第４実施形態では、可変利得増幅器２８〜３０の各利得Ｇ１〜Ｇ３が、利得調節器３２により所定のプログラムでゆっくり変化させられる。これと同時に、利得調節器３２により、出力電流Ｉの出力電流指令Ｉ’に対する誤差が１周期または数周期にわたって積算され、この誤差が最小となる点が探索される。この探索の結果、可変利得増幅器２８〜３０の最適な利得Ｇ１〜Ｇ３が求められ、信号発生器２１Ｂではそれに従った歪波からなる信号が生成される。
【００５４】
利得調節器３２による探索の終了後は、出力電圧指令Ｖ１’は上記の誤差の最小となる波形を維持するが、条件が変化して誤差が再び増加した場合には再び探索と行う。探索中は、出力電流Ｉが出力電流指令Ｉ’から外れる場合もあるが、本装置の目的からは、装置が過電流にならない範囲では短時間わたって出力電流Ｉが出力電流指令Ｉ’から外れても差し支えないので、特に問題とならない。
以上説明したように、この第４実施形態によれば、上記のように構成する信号発生器２１Ｃを設けるようにしたので、第１実施形態と同様な効果を奏することができる。
【００５５】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明によれば、リアクトルのインダクタンスを最小限にしても制御の安定化が図れるので、装置の小型化と制御の安定化とを同時に実現できる。
また、本発明では、負荷電圧の検出が不要となるので、高電圧・高周波に対応した高価な検出トランスが不要となり、その検出トランスを設けるための費用が削減できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のインバータの出力制御装置の第１実施形態の構成を示すブロック図である。
【図２】第１実施形態の制御動作について、シミュレーションを行った結果例を示す各部の波形図である。
【図３】本発明のインバータの出力制御装置の第２実施形態の構成を示すブロック図である。
【図４】第２実施形態の制御動作について、第１のシミュレーションを行った結果例を示す各部の波形図である。
【図５】第２実施形態の制御動作について、第２のシミュレーションを行った結果例を示す各部の波形図である。
【図６】本発明のインバータの出力制御装置の第３実施形態の構成を示すブロック図である。
【図７】本発明のインバータの出力制御装置の第４実施形態の構成を示すブロック図である。
【図８】従来のインバータの出力制御装置の構成を示すブロック図である。
【図９】図８の各部の波形を示す波形図である。
【符号の説明】
１　インバータ
２　リアクトル
３　放電管
８　減算器
９　加算器
１０　誤差増幅器
１１　オン／オフ制御装置
２１、２１Ａ〜２１Ｃ　信号発生器
２２　正弦波発生器
２３　三角波発生器
２４　方形波発生器
２５〜２７　増幅器
２８〜３０　可変利得増幅器
３１、３２　利得調節器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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