(57)【要約】【課題】電源電圧上昇による消費電力の増大をキャンセルする。【解決手段】フリップフロップ２４は、キャパシタ１１の電圧がＶｒｅｆ１を超えるとリセットされてキャパシタ１１を放電させ、Ｖｒｅｆ２（＜Ｖｒｅｆ１）を下回るとセットされてキャパシタ１１を充電させる。モータロック時にフリップフロップ２４のリセット出力に応じてモータを駆動／停止させる。電源電圧ＶｃｃがＶｒｅｆ３（＞Ｖｒｅｆ１）を超えると、キャパシタ１１の放電電流の値を小さくする。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
キャパシタ及び充放電手段を具備する鋸歯状波生成部と、前記キャパシタの電圧が第１の基準電圧を超えるとリセットされ該第１の基準電圧より低い第２の基準電圧を下回るとセットされるフリップフロップを有する鋸歯状波制御部とを具備し、前記フリップフロップはセットされると前記充放電手段により前記キャパシタを充電しリセットされると放電し、且つ前記セット状態のときモータが駆動され、前記リセット状態のとき駆動停止されるようにしたモータロック保護回路において、
電源電圧検出部を設け、該電源電圧検出部で電源電圧が第３の基準電圧より高くなったことが検出されると、前記充放電手段による放電電流の値が大きい値から小さい値に切り替えられることを特徴とするモータロック保護回路。
【請求項２】
請求項１に記載のモータロック保護回路において、
前記電源電圧検出部により電源電圧が前記第３の基準電圧より低いと検出されたときは、前記充放電手段による充電電流が第１の値に設定されるとともに、放電電流が前記第１の値より小さな第２の値に設定され、
前記電源電圧検出部により電源電圧が前記第３の基準電圧より高いと検出されたときは、前記充放電手段による充電電流が前記第１の値に設定されるとともに、放電電流が前記第２の値より小さな第３の値に設定される、
ことを特徴とするモータロック保護回路。
【請求項３】
請求項２に記載のモータロック保護回路において、
前記放電電流の前記第３の値は、電源電圧が高くなるほど小さくなるようにしたことを特徴とするモータロック保護回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ファンモータ等の直流モータがロック状態になったときに、モータ駆動信号の出力を停止し、一定時間経過後にそのモータ駆動信号の出力を再開して復帰を促すモータロック保護回路に係り、特に電源電圧に応じてモータ駆動信号の出力停止時間（オフ期間）を変化できるようにしたモータロック保護回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】直流モータの回転数と電流の関係は既に広く知られる所であり、原理上、ロック時あるいは起動時にはその巻線抵抗のみで制限される最大電流が流れ、その電流値は定常的な負荷電流に対し数倍になるのが普通である。このことは、モータを電気的に駆動する素子にとっては、ロック時は定常時の数倍の電力消費、すなわち損失が発生することを意味する。直流モータは集積化された半導体素子、すなわちＩＣで駆動されることが一般的になっているが、ＩＣの容器は個別素子に比べて発生する熱量に対する熱抵抗が高く、このようなモータロック時の損失を吸収することは難しい。
【０００３】
そこで、集積回路の利点を生かし、モータのロックを電気的に検出し、ロック時はモータヘの電流を停止させる回路、すなわちモータロック保護回路を設けることが多い。このようなモータロック保護回路は直流モータの制御用、駆動用によく応用され、一例として、特許文献１に記載の回路がこれに相当する。特にファンモータなどの小型モータ制御用ＩＣで多く応用されている。
【０００４】
従来のモータロック保護回路の例として図５に示すような回路がある。１０はキャパシタ１１の両端に鋸歯状波電圧Ｖｃを発生させる鋸歯状波生成部であり、キャパシタ１１は電流源１２の電流Ｉａにより充電され、電流源１３Ａの電流Ｉｂに応じた電流で放電される。Ｑ１，Ｑ２はカレントミラーを構成するトランジスタであり、Ｑ１の方がＱ２よりも若干小さな面積となるようその面積比がｍ：ｎ（ｍ＜ｎ）に設定され、トランジスタＱ３がオフのときに、トランジスタＱ２で電流源１３Ａの電流Ｉｂをｎ／ｍ倍した電流を流す。Ｑ４はモータの正常回転動作時にオン／オフを繰り返すトランジスタである。
【０００５】
２０は鋸歯状波制御部であり、モータの回転／ロックを検出してトランジスタＱ４を制御したり、キャパシタ１１の電圧Ｖｃを検出しトランジスタＱ３を制御してそのキャパシタ１１の充放電を制御する。この鋸歯状波制御部２０は、基準電圧としてＶｒｅｆ１，Ｖｒｅｆ２が印加された比較器２１，２２と、ホール素子の出力信号が入力する比較器２３と、ＳＲ型のフリップフロップ２４と、モータ回転検出回路２５とを有する。
【０００６】
以上のように構成されるモータロック保護回路は次のように動作する。モータが正常に回転しているときは、ホール素子からの回転信号が比較器２３によって「Ｈ」と「Ｌ」を繰り返す信号に変換されモータ回転検出回路２５に入力することにより、トランジスタＱ４がオン／オフを繰り返す。よって、キャパシタ１１は電流源１２の電流Ｉａにより充電されてもトランジスタＱ４により瞬時に放電され、これが繰り返されるので、その電圧Ｖｃはほとんど０Ｖ近となる。
【０００７】
モータがロック状態になると、ホール素子からの回転信号はなくなり、モータ回転検出回路２５によってトランジスタＱ４がオフするので、以下に述べる動作によって、自動復帰回路として動作する。
【０００８】
まず、キャパシタ１１の電圧Ｖｃが０Ｖ付近では、比較器２２は「Ｈ」となるのでフリップフロップ２４がリセットされてＱＸ出力が「Ｈ」となり、トランジスタＱ３がオンして、電流源１３Ａの電流Ｉｂは接地にバイパスされるのため、トランジスタＱ１，Ｑ２はオフとなる。このため、キャパシタ１１には電流源１２の電流Ｉａが充電電流として流れ、その電圧Ｖｃが徐々に上昇する。そして、Ｖｒｅｆ２≦Ｖｃになっても、フリップフロップ２４はリセット状態から変化しない。
【０００９】
Ｖｒｅｆ１≦Ｖｃになると、比較器２１の出力が「Ｈ」になり、フリップフロップ２４がセットされてＱＸが「Ｌ」になり、トランジスタＱ３がオフする。これにより、電流源１３Ａの電流ＩｂがトランジスタＱ１のコレクタに流れる。よって、トランジスタＱ２のコレクタには
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の電流ＩＣ２が流れる。このため、キャパシタ１１からは
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の放電電流Ｉｄｉｓが流れる。ここで、Ｉａ＝Ｉｂであるので、その放電電流Ｉｄｉｓは、
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となる。そして、Ｖｃ≦Ｖｒｅｆ２になると、比較器２２の出力が「Ｈ」に変わり、フリップフロップ２４がリセットされてトランジスタＱ３がオンし、トランジスタＱ１，Ｑ２がオフするので、キャパシタ１１は今度は電流Ｉａにより充電される。
【００１０】
モータのロック状態が継続すると、このような充電と放電が繰り返されて、キャパシタ１１の電圧Ｖｃは図６に示すような鋸歯状の波形となる。フリップフロップ２４のＸＱ出力Ｖｏｕｔに応じてモータの駆動回路を制御する、つまり鋸歯状波電圧Ｖｃの立ち上がり時のオン時間Ｔ１でモータ駆動、立ち下がり時のオフ時間Ｔ２でモータ駆動停止を制御することにより、モータロック保護及び自動復帰の回路として機能する。
【００１１】
自動復帰時、出力のオン時間Ｔ１を決定する要素はモータの起動時間であり、小型軸流ファンモータの場合、０．１〜１秒程度に設定される。これは電源電圧Ｖｃｃによる依存性はなく、モータの物理的な大きさなど、電気的なパラメータ以外の影響が大きい。また出力のオフ時間Ｔ２はＩＣ（図５のモータロック保護回路以外にモータ駆動素子を含む）の保護のため、モータがロック状態を維持してもＩＣの許容消費電力を超えないよう、オン時間Ｔ１の数倍から２０数倍、あるいはそれ以上に設定される。上記の回路の場合、オン時間Ｔ１とオフ時間Ｔ２の比は、式（３）から、
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で与えられる。これはＩＣ内部の電流比のみで決定できるため、電源電圧や温度などの影響を受けにくく、安定した保護機能を実現することができる。
【００１２】
【特許文献】特開昭６３−１２１４９１号公報
【発明が解決しようとする課題】
上記のようなモータロック保護状態におけるＩＣで消費される電力Ｐｄは以下の式（５）
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で決まる。ここで、ＩｑはＩＣ中の駆動素子を除く回路部分の消費電流、Ｒｏはモータに電流を供給する駆動素子のオン抵抗、Ｒｍはモータの内部抵抗である。
【００１３】
消費電流Ｉｑが小さい場合、ＩＣの消費電力は駆動素子に流れる電流と電源電圧で決まり、さらに電源電圧は二乗で効いていることが解る。小型軸流ファンモータの場合は使用電圧が１２Ｖ、２４Ｖ等と決まった電圧になるのが一般的であるが、ＩＣを種々の異なった電圧で駆動するモータに使用することを考えると、低い電圧で駆動するものでは問題でなくても、高い電圧で駆動するモータではモータロックの保護期間、つまりオフ時間Ｔ２を長くする必要が生じる場合もあり、その時はＩＣの外側にキャパシタ放電電流を減少させるなどの回路を付加する必要があった。
【００１４】
しかしながらファンモータ周辺では、構造上の制約から大きな回路を付属させる物理的なスペースが少なく、少ない素子数で実現する必要があったため、定電圧ダイオードや定電流ダイオードなど、絶対値で電流を決定する回路要素を使用せざるを得ず、周囲温度や電源電圧の変動でばらつくことから、本来の安定性を生かせず、精度の良い自動復帰回路を得るのは難しかった。
【００１５】
本発明の目的は上記問題点を解決し、安定なモータロック保護機能を生かしつつ、電源電圧による消費電力の増大を自動的にキャンセルできるようにしたモータロック保護回路を提供することである。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
請求項１にかかる発明は、キャパシタ及び充放電手段を具備する鋸歯状波生成部と、前記キャパシタの電圧が第１の基準電圧を超えるとリセットされ該第１の基準電圧より低い第２の基準電圧を下回るとセットされるフリップフロップを有する鋸歯状波制御部とを具備し、前記フリップフロップはセットされると前記充放電手段により前記キャパシタを充電しリセットされると放電し、且つ前記セット状態のときモータが駆動され、前記リセット状態のとき駆動停止されるようにしたモータロック保護回路において、電源電圧検出部を設け、該電源電圧検出部で電源電圧が第３の基準電圧より高くなったことが検出されると、前記充放電手段による放電電流の値が大きい値から小さい値に切り替えられることを特徴とするモータロック保護回路とした。
【００１７】
請求項２にかかる発明は、請求項１に記載のモータロック保護回路において、前記電源電圧検出部により電源電圧が前記第３の基準電圧より低いと検出されたときは、前記充放電手段による充電電流が第１の値に設定されるとともに、放電電流が前記第１の値より小さな第２の値に設定され、前記電源電圧検出部により電源電圧が前記第３の基準電圧より高いと検出されたときは、前記充放電手段による充電電流が前記第１の値に設定されるとともに、放電電流が前記第２の値より小さな第３の値に設定される、ことを特徴とするモータロック保護回路とした。
【００１８】
請求項３にかかる発明は、請求項２に記載のモータロック保護回路において、前記放電電流の前記第３の値は、電源電圧が高くなるほど小さくなるようにしたことを特徴とするモータロック保護回路とした。
【００１９】
【発明の実施の形態】
本発明では、電源電圧が第３の基準電圧を超えるとキャパシタの放電電流を減少させるようにして、出力のオフ時間Ｔ２を延長させる。これにより、電源電圧が高く消費電力が大きくなるような場合は自動的にロック時のオフ時間Ｔ２が延長され、ＩＣの消費電力が低く抑えられ、使用電源電圧が変更されたり、温度変化があった場合でも、精度を維持したモータロック保護及び自動復帰動作が実現可能になる。また、全ての動作時における充放電電流はＩＣ内部素子の比精度だけで決定し、温度や電源電圧などの変化にも安定した特性を得る。以下詳しく説明する。
【００２０】
［第１の実施形態］
図１は本発明の１つの実施形態のモータロック保護回路のブロック図である。１０はキャパシタ１１の両端に鋸歯状波電圧Ｖｃを発生させる鋸歯状波生成部であり、キャパシタ１１は電流源１２の電流Ｉａにより充電され、電流源１３の電流Ｉｂに応じた電流で放電される。電流源１３の電流Ｉｂはその値が切り替え可能となっている。Ｑ１，Ｑ２はカレントミラーを構成するトランジスタであり、Ｑ１の方がＱ２よりも若干小さなな面積となるようその面積比がｍ：ｎ（ｍ＜ｎ）に設定されている。Ｑ３はキャパシタ１１の電圧Ｖｃに応じて制御されるトランジスタ、Ｑ４はモータの正常動作時にオン／オフを繰り返すトランジスタである。電流源１２，１３およびトランジスタＱ１〜Ｑ４はキャパシタ１１の充放電手段を構成する。
【００２１】
２０は鋸歯状波制御部であり、モータの回転／ロックを検出してトランジスタＱ４を制御したり、キャパシタ１１の電圧Ｖｃを検出してトランジスタＱ３を制御して充放電を制御する。この鋸歯状波制御部２０は、基準電圧としてＶｒｅｆ１（第１の基準電圧），Ｖｒｅｆ２（第２の基準電圧）が印加された比較器２１，２２と、ホール素子の出力電圧が入力する比較器２３と、ＳＲ型のフリップフロップ２４と、モータ回転検出回路２５とを有する。
【００２２】
３０は電源電圧検出部であり、電源電圧Ｖｃｃと基準電圧Ｖｒｅｆ３（第３の基準電圧）を比較する比較器３１からなる。
【００２３】
さて、電源電圧Ｖｃｃが基準電圧Ｖｒｅｆ３より低い場合、比較器３１の出力は「Ｌ」であるので電流源１３の電流ＩｂはＩｂ＝Ｉａとなる。このとき、正常にモータが回転している場合は、図５について説明したのと同様に、トランジスタＱ４がオン／オフを繰り返し、キャパシタ１１は電流源１２の電流Ｉａにより充電されてもトランジスタＱ４により瞬時に放電されるので、その電圧Ｖｃはほとんど０Ｖ近となる。
【００２４】
モータがロック状態になったときは、図５について説明したのと同様に、トランジスタＱ４がオフとなり、Ｖｃ≦Ｖｒｅｆ２ではトランジスタＱ３がオンして、キャパシタ１１は電流Ｉａによって充電され、そのキャパシタ１１の電圧Ｖｃが徐々に上昇する。そして、Ｖｒｅｆ２≦Ｖｃになっても、その充電状態は変化しない。Ｖｒｅｆ１≦Ｖｃになると、フリップフロップ２４がセットされトランジスタＱ３がオフして、キャパシタ１１は前記式（３）
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で表される放電電流Ｉｄｉｓで放電される。
【００２５】
そして、Ｖｃ≦Ｖｒｅｆ２になると、フリップフロップ２４がリセットされてトランジスタＱ３がオンし、キャパシタ１１は今度は電流Ｉａにより充電される。したがって、オン時間Ｔ１とオフ時間Ｔ２の比は従来と同じ前記式（４）
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で示される値となる。
【００２６】
次に電源電圧Ｖｃｃが基準電圧Ｖｒｅｆ３より高くなった場合、比較器３１の出力は「Ｈ」となり、電流源１３の電流Ｉｂが小さな電流（Ｉｂ＜Ｉａ）に切り替わるので、キャパシタ１１の放電時に、前記式（２）
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の放電電流Ｉｄｉｓが少なくなる。このため、オフ時間Ｔ２が長くなる。
【００２７】
以上の電源電圧Ｖｃｃが基準電圧Ｖｒｅｆ３より低い場合の動作の波形図を図２（ａ）に、高い場合の動作の波形図を図２（ｂ）に示した。このように、電源電圧Ｖｃｃが高い場合はオフ時間Ｔ２が長くなるので出力電圧Ｖｏｕｔのデューティが小さくなって、ＩＣの消費電流を抑制することができる。
【００２８】
［第２の実施形態］
図３は第２の実施形態のモータロック保護回路の回路図であり、図１の回路をより具体化したものである。鋸歯状波生成部１０の電流源１２はトランジスタＱ１８により、電流源１３はトランジスタＱ１７により構成され、そのトランジスタＱ１７はトランジスタＱ１５とカレントミラー接続されている。Ｑ１６はトランジスタＱ１５のコレクタにコレクタが接続されたトランジスタである。
【００２９】
電源電圧検出部３０は、基準電圧Ｖｒｅｆ３を決める定電圧ダイオードＤＺ、抵抗Ｒ１、電流Ｉｒｅｆの電源源３２がコレクタに接続されトランジスタＱ１８とカレントミラー接続されたトランジスタＱ１１、そのトランジスタＱ１１にさらにカレントミラー接続されたトランジスタＱ１２，Ｑ１３、トランジスタＱ１２のコレクタにコレクタが接続されトランジスタＱ１０、トランジスタＱ１３のコレクタにコレクタが接続されトランジスタＱ１６とカレントミラー接続されたトランジスタＱ１４、およびトランジスタＱ１０，Ｑ１２のコレクタ共通接続点とトランジスタＱ１３，Ｑ１４のコレクタ共通接続点との間に接続されたダイオードＤ１を具備する。
【００３０】
トランジスタＱ１１，Ｑ１２，Ｑ１３，Ｑ１８の面積比は１：Ｘ：Ｙ：１に設定され、トランジスタＱ１４，Ｑ１６の面積比は１：１に設定され、トランジスタＱ１５，Ｑ１７の面積比も１：１に設定されている。また、Ｘ＋Ｙ＝１の関係にある。
【００３１】
次に動作を説明する。電源電圧Ｖｃｃが基準電圧Ｖｒｅｆ３に対してＶｃｃ＜Ｖｒｅｆ３のときは、トランジスタＱ１０がオフしているので、トランジスタＱ１４にはトランジスタＱ１２のコレクタ電流とＱ１３のコレクタ電流を加算した電流、つまり電流源３２の電流Ｉｒｅｆと同じ電流が流れ、これがトランジスタＱ１６に転移され、さらにトランジスタＱ１７に転移されて、電流Ｉｂとして流れる。また、トランジスタＱ１８にも電流源３２の電流Ｉｒｅｆと同じ電流が電流Ｉａとして流れる。すなわち、
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となる。よって、前記式（３）は、
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となり、オン時間Ｔ１とオフ時間Ｔ２の比を表す前記式（４）は、
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となる。
【００３２】
次に、電源電圧Ｖｃｃが基準電圧Ｖｒｅｆ３に対してＶｃｃ＞Ｖｒｅｆ３と高くなったときは、定電圧ダイオードＤＺがオンしてトランジスタＱ１０がオンするので、そのトランジスタＱ１０には、
2004364451.tif 000014
のコレクタ電流ＩＣ１０が流れる。よって、トランジスタＱ１４には、
2004364451.tif 000015
のコレクタ電流ＩＣ１４が流れる。
【００３３】
このコレクタ電流ＩＣ１４はトランジスタＱ１６→Ｑ１５→Ｑ１７に転移され、電流Ｉｂとして流れるので、キャパシタ１１の放電電流は、
2004364451.tif 000016
となる。よって、オン時間Ｔ１とオフ時間Ｔ２の比は、
2004364451.tif 000017
となる。Ｘ＜１、Ｙ＜１であるので、式（４Ｂ）は式（４Ａ）よりも大きな値を示す。つまり、オフ時間Ｔ２が長くなり、デューティが小さくなる。トランジスタＱ１２，Ｑ１３はＩＣ上ではマルチコレクタ構造のＰＮＰトランジスタにより容易にその比（Ｘ：Ｙ）を設定できるので、ＩＣ化に適している。
【００３４】
［第３の実施形態］
図４はモータロック保護回路の第３の実施形態の回路図である。このモータロック保護回路は図３のモータロック保護回路とは電源電圧検出部３０の構成が異なっている。この電源電圧検出回路３０は、定電圧ダイオードＤＺと抵抗Ｒ２に直列にトランジスタＱ２０を接続し、このトランジスタＱ２０とカレントミラーを構成するようにトランジスタＱ２１を接続し、このトランジスタＱ２１のコレクタをダイオードＤ２を介してトランジスタＱ１４のコレクタに接続し、そのトランジスタＱ１４のコレクタを、トランジスタＱ１１とカレントミラー接続されるトランジスタＱ２２のコレクタに接続したものである。なお、トランジスタＱ２０，Ｑ２１の面積比は、１：ｐ（ｐの値は任意）に設定され、トランジスタＱ１１、Ｑ２２の面積比は１：１に設定されている。
【００３５】
この電源電圧検出部３０では、電源電圧Ｖｃｃが基準電圧Ｖｒｅｆ３＝Ｖｚよりも高くなり定電圧ダイオードＤＺが導通すると、トランジスタＱ２１のコレクタ電流ＩＣ２１は、
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で与えられる。Ｖｚは定電圧ダイオードＤＺの電圧、ＶＢＥ２０はトランジスタＱ２０のベース・エミッタ間電圧である。
【００３６】
トランジスタＱ２２のコレクタの電流はＩｒｅｆであるので、トランジスタＱ１４のコレクタ電流ＩＣ１４、つまりトランジスタＱ１６のコレクタ電流ＩＣ１６は、
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となる。つまり、Ｉｂは電源電圧Ｖｃｃに依存した電流となり、これによりキャパシタ１１の放電電流も電源電圧Ｖｃｃが高くなるほど小さくなり、オフ時間Ｔ２が長くなる。この場合は、定電圧ダイオードＤＺの電圧Ｖｚ、抵抗Ｒ２の値、ｐの値等によって、電流Ｉｂが小さい値に切り替わる電源電圧Ｖｃｃの値、および電源電圧Ｖｃｃの増大に対するオフ時間Ｔ２の依存度を適宜設定することができる。
【００３７】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、電源電圧が高くなればモータロック保護回路のオフ時間が長くなるので、消費電力を低減させ安定な動作を期待できる。またこの回路を採用することによって、動作可能な電源電圧範囲の非常に広いモータ駆動回路を製作することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施形態のモータロック保護回路の回路図である。
【図２】図１のモータロック保護回路の動作の波形図である。
【図３】第２の実施形態のモータロック保護回路の回路図である。
【図４】第３の実施形態のモータロック保護回路の回路図である。
【図５】従来のモータロック保護回路の回路図である。
【図６】図５のモータロック保護回路の動作の波形図である。
【符号の説明】
１０：鋸歯状波生成部
２０：鋸歯状波制御部
３０：電源電圧検出部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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