(57)【要約】【課題】広帯域高周波信号の移相量の周波数特性の傾きを十分に変化させる。【解決手段】伝送線路１０８に接続されたインピーダンス調整回路１１４は、その両端間にＰＩＮダイオード１１８及び直列共振器１２４を並列に備え、伝送線路１１０に接続されたインピーダンス調整回路１１６は、その両端間にＰＩＮダイオード１２８及び直列共振器１３４を並列に備えている。ＰＩＮダイオード１１８，１２８に流す電流を変化させることで、インピーダンス調整回路１１４，１１６の両端間におけるインピーダンスの周波数特性の傾きを変化させることができるので、入力端子１０２〜出力端子１０４間における広帯域高周波信号の移相量の周波数特性の傾きを十分に変化させることができる。【選択図】        図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
入出力端子間における高周波信号の移相量を変化させる位相調整回路であって、
一端が入出力端子間の主伝送線路と接続され、他端が接地され、両端間におけるインピーダンスの周波数特性の傾きが可変であるインピーダンス調整回路を備え、
該インピーダンス調整回路の両端間におけるインピーダンスの周波数特性の傾きを変化させることで、入出力端子間における高周波信号の移相量の周波数特性の傾きを変化させることを特徴とする位相調整回路。
【請求項２】
請求項１に記載の位相調整回路であって、
前記インピーダンス調整回路は、その両端間に、可変インピーダンス素子と、直列共振器と、を並列に備え、
該可変インピーダンス素子のインピーダンスを変化させることで、入出力端子間における高周波信号の移相量の周波数特性の傾きを変化させることを特徴とする位相調整回路。
【請求項３】
請求項１に記載の位相調整回路であって、
前記インピーダンス調整回路は、その両端間に、可変インピーダンス素子と、並列共振器と、を直列に備え、
該可変インピーダンス素子のインピーダンスを変化させることで、入出力端子間における高周波信号の移相量の周波数特性の傾きを変化させることを特徴とする位相調整回路。
【請求項４】
入出力端子間における高周波信号の移相量を変化させる位相調整回路であって、
入出力端子間に、可変インピーダンス素子と、直列共振器と、を並列に備え、
該可変インピーダンス素子のインピーダンスを変化させることで、入出力端子間における高周波信号の移相量の周波数特性の傾きを変化させることを特徴とする位相調整回路。
【請求項５】
請求項２〜４のいずれか１に記載の位相調整回路であって、
前記可変インピーダンス素子は、ＰＩＮダイオードであり、
該ＰＩＮダイオードに流す電流を変化させることで、入出力端子間における高周波信号の移相量の周波数特性の傾きを変化させることを特徴とする位相調整回路。
【請求項６】
請求項１〜３のいずれか１に記載の位相調整回路であって、
前記インピーダンス調整回路は２つ備えられ、
前記インピーダンス調整回路の各々の一端は、ともに規定長の伝送線路を介して入出力端子間の主伝送線路と接続され、それらの接続位置間の距離は前記規定長と略等しく、
前記インピーダンス調整回路の各々の一端同士は、前記規定長の別の伝送線路を介して接続され、
前記位相調整回路は９０°ハイブリッド型位相調整回路であることを特徴とする位相調整回路。
【請求項７】
請求項１〜３のいずれか１に記載の位相調整回路であって、
前記インピーダンス調整回路は２つ備えられ、
前記インピーダンス調整回路の各々の一端は、ともに規定長の伝送線路を介して入出力端子間の主伝送線路と接続され、それらの接続位置間の距離は前記規定長と略等しく、
前記位相調整回路はローデッドライン型位相調整回路であることを特徴とする位相調整回路。
【請求項８】
入力信号を増幅する主増幅器を備え、入力信号の一部と主増幅器からの出力信号の一部とを、歪検出用の振幅及び位相の相互関係を調整して結合することで、主増幅器にて発生した歪成分を含む歪検出信号を生成する歪検出ループと、
歪検出信号と主増幅器からの出力信号とを、歪除去用の振幅及び位相の相互関係を調整して結合することで、歪成分が低減された低歪出力信号を生成する歪除去ループと、
歪検出ループで結合対象とされる２つの信号経路に歪検出用パイロット信号を送り、歪検出用パイロット信号を歪検出信号中から検出し、その検出レベルに基づき歪検出用の振幅及び位相の相互関係の調整を行う歪検出ループ制御手段と、
歪除去ループで結合対象とされる２つの信号経路に歪除去用パイロット信号を送り、歪除去用パイロット信号を低歪出力信号中から検出し、その検出レベルに基づき歪除去用の振幅及び位相の相互関係の調整を行う歪除去ループ制御手段と、
を有するフィードフォワード増幅器であって、
歪除去ループは、位相周波数特性の傾きの調整が可能な位相傾き調整手段を備え、
歪除去ループ制御手段は、歪除去ループで結合対象とされる２つの信号経路における位相周波数特性の傾き差を歪除去用パイロット信号の検出レベルに基づき算出し、該位相周波数特性の傾き差に基づき位相傾き調整手段を制御し、
前記位相傾き調整手段は、請求項１〜７のいずれか１に記載の位相調整回路であることを特徴とするフィードフォワード増幅器。
【請求項９】
請求項８に記載のフィードフォワード増幅器であって、
前記歪除去用パイロット信号は、局部発振信号を用いて基本パイロット信号を周波数変換することで得られる和周波数成分及び差周波数成分の上側及び下側パイロット信号であり、
前記歪除去ループ制御手段は、
低歪出力信号中から検出した上側及び下側パイロット信号を局部発振信号を用いて直交位相で逆周波数変換し、逆周波数変換された上側及び下側パイロット信号を分離した状態で出力する検出側ミキサと、
直交位相で逆周波数変換された上側及び下側パイロット信号の差を求める減算器と、
基本パイロット信号を参照信号とし、減算器からの出力信号を入力して同期検波を行い、位相傾き制御信号を出力する同期検波手段と、
を備え、
位相傾き制御信号を前記位相周波数特性の傾き差として前記位相傾き調整手段を制御することを特徴とするフィードフォワード増幅器。
【請求項１０】
請求項８に記載のフィードフォワード増幅器であって、
前記歪除去用パイロット信号は、局部発振信号を用いて基本パイロット信号を周波数変換することで得られる和周波数成分及び差周波数成分の上側及び下側パイロット信号であり、
前記歪除去ループ制御手段は、
低歪出力信号中から検出した上側及び下側パイロット信号を混合した状態で局部発振信号を用いて同位相及び直交位相で逆周波数変換する検出側ミキサと、
検出側ミキサからの出力信号を用いて上側及び下側パイロット信号を分離して出力する分離手段と、
基本パイロット信号を参照信号とし、分離された上側及び下側パイロット信号を直交位相で同期検波を行う同期検波手段と、
を備え、
直交位相で同期検波された上側及び下側パイロット信号の差を前記位相周波数特性の傾き差として前記位相傾き補正手段を制御することを特徴とするフィードフォワード増幅器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、入出力端子間における高周波信号の移相量を変化させる位相調整回路、及び位相調整回路を備えたフィードフォワード増幅器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の位相調整回路の一例として非特許文献１に示すものが挙げられる。非特許文献１の９０°ハイブリッドを用いたディジタル型位相調整回路においては、入力信号は９０°ハイブリッドを介して２つのＰＩＮダイオードに印加される。ＰＩＮダイオードがＯＦＦの場合は開放端で信号が反射され、ＰＩＮダイオードがＯＮの場合はＰＩＮダイオードで信号が反射されるので、ＰＩＮダイオードのＯＮ／ＯＦＦを切り換えることで高周波信号の移相量を切り換えることができる。また、非特許文献１の９０°ハイブリッドを用いたアナログ型位相調整回路においては、入力信号は９０°ハイブリッドを介して２つのバラクタダイオードに印加され、バラクタダイオードの容量を変化させることで高周波信号の移相量を変化させることができる。
【０００３】
【非特許文献１】
宮内一洋、山本平一共著「通信用マイクロ波回路」、第７版、電子情報通信学会、平成６年６月１０日、ｐ．３１４−３２１
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、この従来の位相調整回路において、広帯域高周波信号の移相量の周波数特性については図７に示すようなシフトのみの変化が可能であり、例えば図８に示すような広帯域高周波信号の移相量の周波数特性の傾きを十分に変化させることができないという課題があった。
【０００５】
例えばフィードフォワード増幅器においては、歪除去ループで結合対象とされる２つの信号経路に関して位相周波数特性の傾き差が発生するため、広い周波数帯域に渡って十分な歪抑圧量を得るためには、例えば図８に示すように、広帯域高周波信号の移相量の周波数特性の傾きを十分に変化させることができる位相調整回路が必要となる。しかしながら、従来の位相調整回路では広帯域高周波信号の移相量の周波数特性の傾きを十分に変化させることができないため、広い周波数帯域に渡って十分な歪抑圧量が得られないという課題があった。
【０００６】
本発明は上記課題に鑑みてなされたものであり、広帯域高周波信号の移相量の周波数特性の傾きを十分に変化させることができる位相調整回路を提供することを目的とする。
【０００７】
また、本発明は、広い周波数帯域に渡って十分な歪抑圧量が得られるフィードフォワード増幅器を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
このような目的を達成するために、第１の本発明に係る位相調整回路は、入出力端子間における高周波信号の移相量を変化させる位相調整回路であって、一端が入出力端子間の主伝送線路と接続され、他端が接地され、両端間におけるインピーダンスの周波数特性の傾きが可変であるインピーダンス調整回路を備え、該インピーダンス調整回路の両端間におけるインピーダンスの周波数特性の傾きを変化させることで、入出力端子間における高周波信号の移相量の周波数特性の傾きを変化させることを特徴とする。
【０００９】
このように、一端が入出力端子間の主伝送線路と接続され、他端が接地され、両端間におけるインピーダンスの周波数特性の傾きが可変であるインピーダンス調整回路を備えているので、インピーダンス調整回路の両端間におけるインピーダンスの周波数特性の傾きを変化させることで、入出力端子間における高周波信号の移相量の周波数特性の傾きを十分に変化させることができる。
【００１０】
第２の本発明に係る位相調整回路は、第１の本発明に記載の回路であって、前記インピーダンス調整回路は、その両端間に、可変インピーダンス素子と、直列共振器と、を並列に備え、該可変インピーダンス素子のインピーダンスを変化させることで、入出力端子間における高周波信号の移相量の周波数特性の傾きを変化させることを特徴とする。
【００１１】
このように、インピーダンス調整回路は、その両端間に、可変インピーダンス素子と、直列共振器と、を並列に備えているので、可変インピーダンス素子のインピーダンスを変化させることで、インピーダンス調整回路の両端間におけるインピーダンスの周波数特性の傾きを十分に変化させることができる。
【００１２】
第３の本発明に係る位相調整回路は、第１の本発明に記載の回路であって、前記インピーダンス調整回路は、その両端間に、可変インピーダンス素子と、並列共振器と、を直列に備え、該可変インピーダンス素子のインピーダンスを変化させることで、入出力端子間における高周波信号の移相量の周波数特性の傾きを変化させることを特徴とする。
【００１３】
このように、インピーダンス調整回路は、その両端間に、可変インピーダンス素子と、並列共振器と、を直列に備えているので、可変インピーダンス素子のインピーダンスを変化させることで、インピーダンス調整回路の両端間におけるインピーダンスの周波数特性の傾きを十分に変化させることができる。
【００１４】
第４の本発明に係る位相調整回路は、入出力端子間における高周波信号の移相量を変化させる位相調整回路であって、入出力端子間に、可変インピーダンス素子と、直列共振器と、を並列に備え、該可変インピーダンス素子のインピーダンスを変化させることで、入出力端子間における高周波信号の移相量の周波数特性の傾きを変化させることを特徴とする。
【００１５】
このように、入出力端子間に、可変インピーダンス素子と、直列共振器と、を並列に備えているので、可変インピーダンス素子のインピーダンスを変化させることで、入出力端子間における高周波信号の移相量の周波数特性の傾きを十分に変化させることができる。
【００１６】
第５の本発明に係る位相調整回路は、第２〜４の本発明のいずれか１に記載の回路であって、前記可変インピーダンス素子は、ＰＩＮダイオードであり、該ＰＩＮダイオードに流す電流を変化させることで、入出力端子間における高周波信号の移相量の周波数特性の傾きを変化させることを特徴とする。
【００１７】
第６の本発明に係る位相調整回路は、第１〜３の本発明のいずれか１に記載の回路であって、前記インピーダンス調整回路は２つ備えられ、前記インピーダンス調整回路の各々の一端は、ともに規定長の伝送線路を介して入出力端子間の主伝送線路と接続され、それらの接続位置間の距離は前記規定長と略等しく、前記インピーダンス調整回路の各々の一端同士は、前記規定長の別の伝送線路を介して接続され、前記位相調整回路は９０°ハイブリッド型位相調整回路であることを特徴とする。
【００１８】
第７の本発明に係る位相調整回路は、第１〜３の本発明のいずれか１に記載の回路であって、前記インピーダンス調整回路は２つ備えられ、前記インピーダンス調整回路の各々の一端は、ともに規定長の伝送線路を介して入出力端子間の主伝送線路と接続され、それらの接続位置間の距離は前記規定長と略等しく、前記位相調整回路はローデッドライン型位相調整回路であることを特徴とする。
【００１９】
第８の本発明に係るフィードフォワード増幅器は、入力信号を増幅する主増幅器を備え、入力信号の一部と主増幅器からの出力信号の一部とを、歪検出用の振幅及び位相の相互関係を調整して結合することで、主増幅器にて発生した歪成分を含む歪検出信号を生成する歪検出ループと、歪検出信号と主増幅器からの出力信号とを、歪除去用の振幅及び位相の相互関係を調整して結合することで、歪成分が低減された低歪出力信号を生成する歪除去ループと、歪検出ループで結合対象とされる２つの信号経路に歪検出用パイロット信号を送り、歪検出用パイロット信号を歪検出信号中から検出し、その検出レベルに基づき歪検出用の振幅及び位相の相互関係の調整を行う歪検出ループ制御手段と、歪除去ループで結合対象とされる２つの信号経路に歪除去用パイロット信号を送り、歪除去用パイロット信号を低歪出力信号中から検出し、その検出レベルに基づき歪除去用の振幅及び位相の相互関係の調整を行う歪除去ループ制御手段と、を有するフィードフォワード増幅器であって、歪除去ループは、位相周波数特性の傾きの調整が可能な位相傾き調整手段を備え、歪除去ループ制御手段は、歪除去ループで結合対象とされる２つの信号経路における位相周波数特性の傾き差を歪除去用パイロット信号の検出レベルに基づき算出し、該位相周波数特性の傾き差に基づき位相傾き調整手段を制御し、前記位相傾き調整手段は、第１〜７の本発明のいずれか１に記載の位相調整回路であることを特徴とする。
【００２０】
このように、歪除去ループは、位相周波数特性の傾きの調整が可能な位相傾き調整手段を備え、歪除去ループ制御手段は、歪除去ループで結合対象とされる２つの信号経路における位相周波数特性の傾き差を歪除去用パイロット信号の検出レベルに基づき算出し、該位相周波数特性の傾き差に基づき位相傾き調整手段を制御するので、歪除去ループで結合対象とされる２つの信号経路における位相周波数特性の傾き差を補正することができる。したがって、広い周波数帯域に渡って十分な歪抑圧量を得ることができる。
【００２１】
第９の本発明に係るフィードフォワード増幅器は、第８の本発明に記載の増幅器であって、前記歪除去用パイロット信号は、局部発振信号を用いて基本パイロット信号を周波数変換することで得られる和周波数成分及び差周波数成分の上側及び下側パイロット信号であり、前記歪除去ループ制御手段は、低歪出力信号中から検出した上側及び下側パイロット信号を局部発振信号を用いて直交位相で逆周波数変換し、逆周波数変換された上側及び下側パイロット信号を分離した状態で出力する検出側ミキサと、直交位相で逆周波数変換された上側及び下側パイロット信号の差を求める減算器と、基本パイロット信号を参照信号とし、減算器からの出力信号を入力して同期検波を行い、位相傾き制御信号を出力する同期検波手段と、を備え、位相傾き制御信号を前記位相周波数特性の傾き差として前記位相傾き調整手段を制御することを特徴とする。
【００２２】
このように、直交位相で逆周波数変換された上側及び下側パイロット信号の差を、基本パイロット信号を参照信号として同期検波することにより、検出したパイロット信号から歪除去ループで結合対象とされる２つの信号経路における位相周波数特性の傾き差を得ることができる。そして、この傾き差に基づき位相傾き調整手段を制御することにより、広い周波数帯域に渡って十分な歪抑圧量を得ることができ、かつ正確で安定した歪除去制御を実現できる。
【００２３】
第１０の本発明に係るフィードフォワード増幅器は、第８の本発明に記載の増幅器であって、前記歪除去用パイロット信号は、局部発振信号を用いて基本パイロット信号を周波数変換することで得られる和周波数成分及び差周波数成分の上側及び下側パイロット信号であり、前記歪除去ループ制御手段は、低歪出力信号中から検出した上側及び下側パイロット信号を混合した状態で局部発振信号を用いて同位相及び直交位相で逆周波数変換する検出側ミキサと、検出側ミキサからの出力信号を用いて上側及び下側パイロット信号を分離して出力する分離手段と、基本パイロット信号を参照信号とし、分離された上側及び下側パイロット信号を直交位相で同期検波を行う同期検波手段と、を備え、直交位相で同期検波された上側及び下側パイロット信号の差を前記位相周波数特性の傾き差として前記位相傾き補正手段を制御することを特徴とする。
【００２４】
このように、基本パイロット信号を参照信号として直交位相で同期検波された上側及び下側パイロット信号の差を算出することにより、検出したパイロット信号から歪除去ループで結合対象とされる２つの信号経路における位相周波数特性の傾き差を得ることができる。そして、この傾き差に基づき位相傾き調整手段を制御することにより、広い周波数帯域に渡って十分な歪抑圧量を得ることができ、かつ正確で安定した歪除去制御を実現できる。
【００２５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態（以下実施形態という）を、図面に従って説明する。
【００２６】
（１）第１実施形態
図１は、本発明の第１実施形態に係る位相調整回路の構成を示す等価回路図であり、本発明を９０°ハイブリッド型位相調整回路に適用した場合を示す。入力端子１０２と出力端子１０４との間の主伝送線路１０６に２つの伝送線路１０８，１１０の一端が接続され、それらの接続位置間の距離はＬに設定されている。２つの伝送線路１０８，１１０の線路長はともにＬに設定され、それらの他端同士がＬの線路長の伝送線路１１２を介して接続されている。さらに、伝送線路１０８の他端にはインピーダンス調整回路１１４の一端１１４ａが接続され、伝送線路１１０の他端にはインピーダンス調整回路１１６の一端１１６ａが接続されている。そして、インピーダンス調整回路１１４，１１６の他端１１４ｂ，１１６ｂはともに接地されている。なお、線路長Ｌの値の一例については、伝送対象である所定の帯域幅を有する広帯域高周波信号の中心周波数における波長をλ０とすると、λ０／４に設定されている。
【００２７】
インピーダンス調整回路１１４は、その両端１１４ａ，１１４ｂの間に、可変インピーダンス素子としてのＰＩＮダイオード１１８と、直列接続されたインダクタ１２０及びコンデンサ１２２で構成される直列共振器１２４と、を並列に備えている。ＰＩＮダイオード１１８については、アノード側が伝送線路１０８の他端と接続され、カソード側は接地されている。同様に、インピーダンス調整回路１１６についても、その両端１１６ａ，１１６ｂの間に、可変インピーダンス素子としてのＰＩＮダイオード１２８と、直列接続されたインダクタ１３０及びコンデンサ１３２で構成される直列共振器１３４と、を並列に備えており、ＰＩＮダイオード１２８のアノード側が伝送線路１１０の他端と接続され、カソード側が接地されている。また、図１では省略しているが、ＰＩＮダイオード１１８，１２８に流れる電流は外部からの制御信号によって制御することができ、ＰＩＮダイオード１１８，１２８の抵抗値を制御することができる。そして、直列共振器１２４，１３４の共振周波数は、ともに伝送対象である所定の帯域幅を有する広帯域高周波信号の帯域内に設定され、例えばその中心周波数に設定されている。
【００２８】
次に本実施形態の動作について説明する。本実施形態の９０°ハイブリッド型位相調整回路は、インピーダンス調整回路１１４，１１６の両端間におけるインピーダンスの変化に応じて、入出力端子間における高周波信号の移相量が変化する。
【００２９】
直列共振器１２４，１３４の共振周波数近傍においては、ＰＩＮダイオード１１８，１２８に流す電流を変化させてＰＩＮダイオード１１８，１２８の抵抗値を変化させても、インピーダンス調整回路１１４の両端１１４ａ，１１４ｂ間におけるインピーダンス、及びインピーダンス調整回路１１６の両端１１６ａ，１１６ｂ間におけるインピーダンスはともにほとんど変化しない。したがって、直列共振器１２４，１３４の共振周波数近傍においては、ＰＩＮダイオード１１８，１２８に流す電流を変化させても入力端子１０２〜出力端子１０４間における高周波信号の移相量は略一定となる。
【００３０】
一方、直列共振器１２４，１３４の共振周波数から離れた周波数においては、ＰＩＮダイオード１１８，１２８に流す電流を変化させてＰＩＮダイオード１１８，１２８の抵抗値を変化させると、インピーダンス調整回路１１４の両端１１４ａ，１１４ｂ間におけるインピーダンス、及びインピーダンス調整回路１１６の両端１１６ａ，１１６ｂ間におけるインピーダンスは、ＰＩＮダイオード１１８，１２８の抵抗値に応じてそれぞれ変化する。そして、直列共振器１２４，１３４の共振周波数から離れた周波数ほど電流の変化に対するインピーダンスの変化割合は大きくなる。したがって、直列共振器１２４，１３４の共振周波数から離れた周波数においては、ＰＩＮダイオード１１８，１２８に流す電流を変化させることで、入力端子１０２〜出力端子１０４間における高周波信号の移相量を変化させることができる。さらに、直列共振器１２４，１３４の共振周波数から離れた周波数ほど電流の変化に対する移相量の変化割合は大きくなる。
【００３１】
このように、本実施形態のインピーダンス調整回路１１４，１１６においては、ＰＩＮダイオード１１８，１２８に流す電流を変化させることで、両端間におけるインピーダンスの周波数特性の傾きを変化させることができる。したがって、本実施形態の位相調整回路においては、例えば図８に示すように、入出力端子間における広帯域高周波信号の移相量の周波数特性の傾きを十分に変化させることができる。
【００３２】
なお、入出力端子間における広帯域高周波信号の移相量の周波数特性の傾きを十分に変化させるためには、直列共振器１２４，１３４のＱ値を大きくすることが好ましい。ここで、中心周波数２１４０ＭＨｚでの数値の一例を挙げると、インダクタ１２０のインダクタンスが７．４ｎＨでコンデンサ１２２の容量が０．７４ｐＦで５０Ωの負荷を並列に接続したときの直列共振器１２４のＱ値は約２となる。
【００３３】
そして、図２に示すように、インピーダンス調整回路１１４，１１６の構成については、ともにＰＩＮダイオードと、並列共振器と、を両端間に直列に備えていてもよい。図２においては、並列共振器１４４は並列接続されたインダクタ１４０及びコンデンサ１４２により構成され、その一端がインピーダンス調整回路１１４の一端１１４ａと接続されている。並列共振器１４４の他端にはＰＩＮダイオード１３８のアノード側が接続され、そのカソード側は接地されている。同様に、並列共振器１５４は並列接続されたインダクタ１５０及びコンデンサ１５２により構成され、その一端がインピーダンス調整回路１１６の一端１１６ａと接続されている。並列共振器１５４の他端にはＰＩＮダイオード１４８のアノード側が接続され、そのカソード側は接地されている。なお、並列共振器１４４，１５４の共振周波数は、ともに伝送対象である所定の帯域幅を有する広帯域高周波信号の帯域内に設定され、例えばその中心周波数に設定されている。
【００３４】
並列共振器１４４，１５４の共振周波数近傍においては、ＰＩＮダイオード１３８，１４８に流す電流を変化させてＰＩＮダイオード１３８，１４８の抵抗値を変化させても、インピーダンス調整回路１１４の両端１１４ａ，１１４ｂ間におけるインピーダンス、及びインピーダンス調整回路１１６の両端１１６ａ，１１６ｂ間におけるインピーダンスはともにほとんど変化しない。したがって、並列共振器１４４，１５４の共振周波数近傍においては、ＰＩＮダイオード１３８，１４８に流す電流を変化させても入力端子１０２〜出力端子１０４間における高周波信号の移相量は略一定となる。
【００３５】
一方、並列共振器１４４，１５４の共振周波数から離れた周波数においては、ＰＩＮダイオード１３８，１４８に流す電流を変化させてＰＩＮダイオード１３８，１４８の抵抗値を変化させると、インピーダンス調整回路１１４の両端１１４ａ，１１４ｂ間におけるインピーダンス、及びインピーダンス調整回路１１６の両端１１６ａ，１１６ｂ間におけるインピーダンスは、ＰＩＮダイオード１３８，１４８の抵抗値に応じてそれぞれ変化する。そして、並列共振器１４４，１５４の共振周波数から離れた周波数ほど電流の変化に対するインピーダンスの変化割合は大きくなる。したがって、並列共振器１４４，１５４の共振周波数から離れた周波数においては、ＰＩＮダイオード１３８，１４８に流す電流を変化させることで、入力端子１０２〜出力端子１０４間における高周波信号の移相量を変化させることができる。さらに、並列共振器１４４，１５４の共振周波数から離れた周波数ほど電流の変化に対する移相量の変化割合は大きくなる。
【００３６】
このように、図２に示すインピーダンス調整回路１１４，１１６においても、ＰＩＮダイオード１３８，１４８に流す電流を変化させることで、両端間におけるインピーダンスの周波数特性の傾きを変化させることができる。したがって、図２に示す位相調整回路においても、例えば図８に示すように、入出力端子間における広帯域高周波信号の移相量の周波数特性の傾きを十分に変化させることができる。なお、入出力端子間における広帯域高周波信号の移相量の周波数特性の傾きを十分に変化させるためには、並列共振器１４４，１５４のＱ値を大きくすることが好ましい。
【００３７】
以上の説明においては、本発明を９０°ハイブリッド型位相調整回路に適用した場合について説明したが、本発明の適用が可能な位相調整回路は９０°ハイブリッド型位相調整回路に限るものではなく、例えば図３に示すローデッドライン型位相調整回路、図４に示すサーキュレータ型位相調整回路においても本発明の適用が可能である。
【００３８】
図３に示すローデッドライン型位相調整回路においては、入力端子１０２と出力端子１０４との間の主伝送線路１０６に２つの伝送線路１０８，１１０の一端が接続され、それらの接続位置間の距離はＬに設定されている。２つの伝送線路１０８，１１０の線路長はともにＬに設定され、伝送線路１０８の他端にはインピーダンス調整回路１１４の一端１１４ａが接続され、伝送線路１１０の他端にはインピーダンス調整回路１１６の一端１１６ａが接続されている。インピーダンス調整回路１１４，１１６の他端１１４ｂ，１１６ｂはともに接地されている。そして、図３におけるインピーダンス調整回路１１４，１１６の構成は図１における構成と同様であるが、図２における構成と同様であってもよい。また、線路長Ｌの値の一例については、伝送対象である所定の帯域幅を有する広帯域高周波信号の中心周波数における波長をλ０とすると、λ０／４に設定されている。
【００３９】
図４に示すサーキュレータ型位相調整回路においては、サーキュレータ１５８の３ポートが入力端子１０２、出力端子１０４及び伝送線路１０８の一端にそれぞれ接続されている。伝送線路１０８の他端にはインピーダンス調整回路１１４の一端１１４ａが接続され、その他端１１４ｂは接地されている。そして、図４におけるインピーダンス調整回路１１４の構成は図１における構成と同様であるが、図２における構成と同様であってもよい。また、線路長Ｌの値の一例については、伝送対象である所定の帯域幅を有する広帯域高周波信号の中心周波数における波長をλ０とすると、λ０／４に設定されている。
【００４０】
さらに、図１〜４に示す構成と比較すると信号の損失は大きくなるものの、図５，６に示す構成においても、図１〜４に示す構成と同様に、入出力端子間における広帯域高周波信号の移相量の周波数特性の傾きを十分に変化させることができる。
【００４１】
図５に示す位相調整回路においては、インピーダンス調整回路１１４の一端１１４ａは主伝送線路１０６と接続され、インピーダンス調整回路１１４の他端１１４ｂは接地されている。インピーダンス調整回路１１４は、ＰＩＮダイオード１３８と、並列共振器１４４と、をその両端間に直列に備えている。
【００４２】
図６に示す位相調整回路においては、入力端子１０２と出力端子１０４との間に、ＰＩＮダイオード１１８と、直列共振器１２４と、を並列に備えている。
【００４３】
なお、図１〜６におけるＰＩＮダイオード１１８，１２８，１３８，１４８については、アノードとカソードの接続を入れ換えてもよい。
【００４４】
（２）第２実施形態
図９は、本発明の第２実施形態に係るフィードフォワード増幅器の構成を示すブロック図である。フィードフォワード増幅器は、主増幅器５にて発生した歪成分を含む歪検出信号を生成する歪検出ループ２１、この歪成分を出力信号中から除去または抑圧する歪除去ループ２２、歪検出用パイロット信号を出力し歪検出用パイロット信号の検出レベルに基づき歪検出ループ２１を最適に制御する歪検出ループ制御手段３０及び歪除去用パイロット信号を出力し歪除去用パイロット信号の検出レベルに基づき歪除去ループ２２を最適に制御する歪除去ループ制御手段２３を備えている。歪検出ループ２１は、分配回路３、ベクトル調整回路４、主増幅器５、遅延回路６及び方向性結合器７を備えており、歪除去ループ２２は、振幅調整回路８、移相調整回路９、位相傾き調整回路１６、補助増幅器１０、方向性結合器１１及び遅延回路１２を備えている。歪除去ループ制御手段２３は、発振回路４１，４２、注入側ミキサ４３、検出側ミキサ３８、加減算回路３９、同期検波回路４４及び演算回路４０を備えており、詳細な構成については後述する。
【００４５】
なお、図９においては歪検出ループ制御手段３０の詳細な構成について省略しているが、歪検出ループ制御手段３０の構成は、本実施形態の歪除去ループ制御手段２３と同様の構成であってもよいし、あるいは従来の歪検出ループ２１の最適化を行うための構成であってもよい。
【００４６】
分配回路３は、入力端子１からの入力信号をベクトル調整回路４及び遅延回路６に分配する。ベクトル調整回路４は、分配された入力信号の振幅及び移相量を調整して主増幅器５へ出力する。主増幅器５は、ベクトル調整回路４からの信号を増幅して方向性結合器７へ出力する。遅延回路６は、分配された入力信号を遅延させ、方向性結合器７へ出力する。方向性結合器７は、主増幅器５からの出力信号を遅延回路１２を介し方向性結合器１１に供給する一方で、主増幅器５からの出力信号の一部を分岐して遅延回路６からの信号と結合させ、その結果得られた歪検出信号を振幅調整回路８に供給する。振幅調整回路８は、方向性結合器７からの信号の振幅を調整して移相調整回路９へ出力する。移相調整回路９は、振幅調整回路８からの信号の移相量を調整して位相傾き調整回路１６へ出力する。位相傾き調整回路１６の構成及び作用については後述する。補助増幅器１０は、位相傾き調整回路１６からの信号を増幅して方向性結合器１１へ出力する。方向性結合器１１は、遅延回路１２により遅延された信号と補助増幅器１０にて増幅された信号を結合し、その結果得られた低歪出力信号を出力端子２を介し図示しない後段の回路へ出力する。
【００４７】
ここで、分配回路３により分配され、方向性結合器７にて結合の対象となる２種類の信号のうち、主増幅器５を通り方向性結合器７に供給される信号には、主増幅器５にて発生する歪成分が含まれている。一方、遅延回路６を通り方向性結合器７に供給される信号には歪成分は含まれていない。したがって、方向性結合器７にて結合の対象となる２種類の信号に含まれる成分のうち、主増幅器５へ入力される信号に対応する成分同士を、方向性結合器７内の信号結合点にて同振幅かつ逆位相の状態で結合することにより、主増幅器５にて発生する歪成分を検出することができる。また、方向性結合器１１にて結合の対象となる２種類の信号のうち、遅延回路１２を通り方向性結合器１１に供給される信号には、主増幅器５にて発生した歪成分が含まれている。そして、補助増幅器１０を通り方向性結合器１１に供給される信号については、主として主増幅器５にて発生した歪成分のみを含む信号となるので、方向性結合器１１にて結合の対象となる２種類の信号に含まれる歪成分同士を、方向性結合器１１内の信号結合点にて同振幅かつ逆位相の状態で結合することにより、方向性結合器１１から出力端子２を介し出力される信号から歪成分を除去することができる。
【００４８】
方向性結合器７内の信号結合点において以上のような振幅、位相関係が成立するように、ベクトル調整回路４により主増幅器５に入力される信号の振幅及び移相量が制御される。また同様に、方向性結合器１１内の信号結合点において以上のような振幅、位相関係が成立するように、利得調整回路８及び移相調整回路９により位相傾き調整回路１６に入力される信号の振幅及び移相量が制御される。
【００４９】
ベクトル調整回路４は例えば従来の直交変調回路により、利得調整回路８は例えば従来の可変減衰回路あるいは可変抵抗により、移相調整回路９は例えば従来の可変移相回路によりそれぞれ構成される。ベクトル調整回路４の代わりに利得調整回路８及び移相調整回路９を用いることも、利得調整回路８と移相調整回路９の代わりにベクトル調整回路４を用いることも、また、利得調整回路８と移相調整回路９の順序の入れ替えも可能である。遅延回路６、１２は、それぞれ並行して設けられている主増幅器５側及び補助増幅器１０側の信号経路において発生する信号遅延を補償するために設けられており、各種の遅延線等で構成される。
【００５０】
フィードフォワード増幅器においては、周囲温度の変化、構成部品の性能の経時変化等に対処し常に最適な制御状態を得るため、歪検出ループ制御手段３０は歪検出用パイロット信号を歪検出ループ２１内に送り、歪検出用パイロット信号の検出レベルに基づき歪検出ループ２１を最適に制御する。その場合に、歪検出用パイロット信号は、分配回路３より前段の信号経路上の点において注入され、方向性結合器７内の信号結合点から補助増幅器１０を経て方向性結合器１１内の信号結合点に至る経路上の任意の点において検出される（図９では方向性結合器７と利得調整回路８の間で検出した場合を示している）。同様に、歪除去ループ制御手段２３は歪除去用パイロット信号を歪除去ループ２２内に送り、歪除去用パイロット信号の検出レベルに基づき歪除去ループ２２を最適に制御する。
【００５１】
本実施形態においては、歪除去ループ２２を最適に制御するために、信号の振幅及び位相を制御するだけでなく、振幅周波数特性の傾き及び位相周波数特性の傾きをも制御する。そのために、歪除去ループ２２は、振幅周波数特性の傾きの調整が可能な振幅傾き調整回路２７と、位相周波数特性の傾きの調整が可能な位相傾き調整回路１６と、を備えている。そして、歪除去ループ制御手段２３は、歪除去ループ２２で結合対象とされる２つの信号経路における振幅周波数特性の傾き差及び位相周波数特性の傾き差を歪除去用パイロット信号の検出レベルに基づき算出し、この算出結果に基づき振幅傾き調整回路２７及び位相傾き調整回路１６を最適に制御する。
【００５２】
上記の歪除去ループ２２の最適化を行うための歪除去用パイロット信号として、増幅器の使用周波数帯域より上側の周波数と下側の周波数に設定された２つのパイロット信号が分配回路３内の信号分岐点から主増幅器５を経て方向性結合器７内の信号分岐点に至る経路上の任意の点において信号経路に注入される（図９では主増幅器５の複数の増幅器段の間に注入した場合を示している）。さらに、これらの２つのパイロット信号については、発振回路４１から出力されたＩＦ帯の周波数ｆＰの基本パイロット信号を、発振回路４２から出力されたＲＦ帯の周波数ｆＬの局部発振信号を用いて、注入側ミキサ４３により周波数変換することで、周波数ｆＬ−ｆＰの下側パイロット信号及び周波数ｆＬ＋ｆＰの上側パイロット信号として発生させている。
【００５３】
注入された下側及び上側パイロット信号は、方向性結合器１１と出力端子２の間に設けられている分配回路１３にて分岐された信号から取り出されるが、その際に、分配回路１３にて分岐された信号経路には、下側及び上側パイロット信号がそれぞれ属する周波数成分を取り出すための狭帯域フィルタ１４、１５が設けられており、この狭帯域フィルタ１４、１５によって２つの狭帯域成分がそれぞれ取り出される。
【００５４】
狭帯域フィルタ１４、１５によって取り出された２つの狭帯域成分は、出力端子２からの出力信号中に残留している下側及び上側パイロット信号とみなすことができ、狭帯域フィルタ１４、１５からの出力信号は歪除去ループ制御手段２３に入力される。
【００５５】
歪除去ループ制御手段２３内においては、狭帯域フィルタ１４、１５によって取り出された周波数ｆＬ−ｆＰの下側パイロット信号及び周波数ｆＬ＋ｆＰの上側パイロット信号が後述する構成の検出側ミキサ３８に入力され、検出側ミキサ３８からの出力がｆＰの周波数成分を取り出すための狭帯域フィルタ６２に入力され、周波数ｆＰに逆周波数変換されたパイロット信号が取り出される。そして、これらのパイロット信号が後述する構成の加減算回路３９に入力され、その出力が後述する構成の同期検波回路４４に入力される。そして、同期検波回路４４からの出力に基づき演算回路４０内で発生させた制御信号が利得調整回路８、移相調整回路９、振幅傾き調整回路２７及び位相傾き調整回路１６に入力され、振幅と位相及びそれらの周波数特性の傾きの調整量が最適に制御される。
【００５６】
図１０は検出側ミキサ３８、加減算回路３９及び同期検波回路４４の構成の一例を示すブロック図である。検出側ミキサ３８に別々の信号経路で入力された周波数ｆＬ−ｆＰの下側パイロット信号及び周波数ｆＬ＋ｆＰの上側パイロット信号のそれぞれは、９０度分配器４５、４６により、９０度の位相差を持つ２つの信号に分配される。また、検出側ミキサ３８に入力された発振回路４２からの周波数ｆＬの局部発振信号が同相分配器４７により同位相の４つの信号に分配される。そして、９０度の位相差に分配された周波数ｆＬ−ｆＰの下側パイロット信号及び周波数ｆＬ＋ｆＰの上側パイロット信号（４つの信号）のそれぞれを、４つの信号経路に分配された周波数ｆＬの局部発振信号を用いて乗算器４８、４９、５０、５１により逆周波数変換することで、周波数ｆＰの信号に変換する。その際に、乗算器４８及び５０には同相成分の信号が入力され、乗算器４９及び５１には直交成分の信号が入力される。そして、乗算器４８、４９、５０、５１のそれぞれの出力を狭帯域フィルタ６２に入力する。狭帯域フィルタ６２では、周波数ｆＰの成分が取り出され、その出力が加減算回路３９に入力される。
【００５７】
加減算回路３９内では、乗算器４８からの出力信号と乗算器５０からの出力信号が加算器５２により加算され、乗算器４９からの出力信号と乗算器５１からの出力信号が加算器５３により加算される。一方、乗算器４８からの出力信号と乗算器５０からの出力信号が減算器５４により減算され、乗算器４９からの出力信号と乗算器５１からの出力信号が減算器５５により減算される。そして、加算器及び減算器からのそれぞれの出力を同期検波回路４４に入力する。
【００５８】
同期検波回路４４では、入力された発振回路４１からの周波数ｆＰの基本パイロット信号が同相分配器５６により同位相の４つの信号に分配される。そして、加算器５２、５３からの出力信号及び減算器５４、５５からの出力信号のそれぞれを、４つの信号経路に分配された周波数ｆＰの基本パイロット信号を用いて乗算器５７、５８、５９、６０により、直流電圧に変換し、乗算器５７、５８、５９、６０からの各出力を演算回路４０に入力する。
【００５９】
ここで、乗算器５７からの出力は、同位相で逆周波数変換された上側及び下側パイロット信号の和を基本パイロット信号を参照信号として同期検波した結果であり、歪除去ループ２２内の補助増幅器１０を通る信号経路と遅延回路１２を通る信号線路との間の利得誤差を示す直流電圧とみなすことができる。そして、演算回路４０では、乗算器５７からの出力電圧に基づき発生させた制御信号を利得調整回路８に与える。また、乗算器５９からの出力は、直交位相で逆周波数変換された上側及び下側パイロット信号の和を基本パイロット信号を参照信号として同期検波した結果であり、これらの両信号経路間の位相誤差（逆位相状態で誤差なし）を示す直流電圧とみなすことができる。そして、演算回路４０では、乗算器５９からの出力電圧に基づき発生させた制御信号を移相調整回路９に与える。
【００６０】
一方、乗算器５８からの出力は、同位相で逆周波数変換された上側及び下側パイロット信号の差を基本パイロット信号を参照信号として同期検波した結果であり、歪除去ループ２２内の補助増幅器１０を通る信号経路と遅延回路１２を通る信号線路との間の振幅周波数特性傾き誤差を示す直流電圧とみなすことができる。そして、演算回路４０では、乗算器５８からの出力電圧に基づき発生させた制御信号を振幅傾き調整回路２７に与える。また、位相傾き制御信号としての乗算器６０からの出力は、直交位相で逆周波数変換された上側及び下側パイロット信号の差を基本パイロット信号を参照信号として同期検波した結果であり、これらの両信号経路間の位相周波数特性傾き誤差を示す直流電圧とみなすことができる。そして、演算回路４０では、乗算器６０からの出力電圧に基づき発生させた制御信号を位相傾き調整回路１６に与える。
【００６１】
次に、振幅周波数特性の傾きの調整が可能な振幅傾き調整回路２７の具体的な構成の一例について図１１を用いて説明する。
【００６２】
図１１は、補助増幅器１０内の１段における等価回路の一例を示す図である。信号は入力端子２５から信号増幅を行うバイポーラトランジスタ２９のベース端子へ入力される。バイポーラトランジスタ２９のエミッタ端子は接地され、コレクタ端子には振幅傾き調整回路２７の入力が接続されている。図１１における振幅傾き調整回路２７は、コンデンサ及びインダクタを含み、その出力端子２６に接続される回路、例えば次段の増幅回路に対してインピーダンス整合をとる。さらに、振幅傾き調整回路２７には、容量可変のバラクタダイオード２４が備えられており、そのカソード側には乗算器５８からの出力電圧に基づく制御信号が入力される制御信号端子２８が備えられている。
【００６３】
図１１において制御信号端子２８への電圧を変化させることにより、バラクタダイオード２４の容量が変化し、振幅傾き調整回路２７の入出力間のインピーダンスを変化させることができる。振幅傾き調整回路２７の入出力間のインピーダンスが変化すると、その出力への反射損による損失が変化するため、補助増幅器１０の振幅周波数特性の傾きを変化させることができる。したがって、乗算器５８からの出力電圧に基づく制御信号によって、例えば図１２に示すように、歪除去ループ２２内の補助増幅器１０を通る信号経路と遅延回路１２を通る信号線路との間の振幅周波数特性傾き差を補正することができる。このように、図１１における振幅傾き調整回路２７は、入出力間のインピーダンスが可変の整合回路として機能する。
【００６４】
ただし、実際はバラクタダイオード２４の容量を変化させると、補助増幅器１０の位相周波数特性の傾きは僅かではあるが変化する。したがって、バラクタダイオード２４によって振幅周波数特性の傾きの補正を行う範囲については、位相周波数特性の傾きの変化が歪抑圧に悪影響を与えないように実験的または解析的にに定める。
【００６５】
なお、図１１においては、制御信号により整合回路のインピーダンスを変化させることができればよいので、振幅傾き調整回路２７の構成は図１１に示す構成に限るものではない。そして、振幅傾き調整回路２７は入力端子２５とバイポーラトランジスタ２９のベース端子の間に設けられていてもよい。また、バイポーラトランジスタ２９の代わりにＦＥＴを用いてもよい。
【００６６】
次に、位相傾き調整回路１６の具体的な構成の一例について説明する。
【００６７】
位相周波数特性の傾きの調整が可能な位相傾き調整回路１６は、第１実施形態の図１〜６のいずれか１に図示した位相調整回路によって実現できる。図１〜６における入力端子１０２は図７における移相調整回路９の出力と接続され、図１〜６における出力端子１０４は図７における補助増幅器１０の入力と接続される。そして、図１〜６では省略しているが、演算回路４０内で乗算器６０からの出力電圧に基づき発生させた制御信号は、図１，３の回路を用いる場合はＰＩＮダイオード１１８，１２８の電流を制御するための制御信号として用いられ、図２の回路を用いる場合はＰＩＮダイオード１３８，１４８の電流を制御するための制御信号として用いられ、図４，６の回路を用いる場合はＰＩＮダイオード１１８の電流を制御するための制御信号として用いられ、図５の回路を用いる場合はＰＩＮダイオード１３８の電流を制御するための制御信号として用いられる。先述したように、図１〜６の位相調整回路はＰＩＮダイオードに流す電流を変化させることで、入出力端子間における広帯域高周波信号の移相量の周波数特性の傾きを変化させることができる。したがって、位相傾き調整回路１６として図１〜６の位相調整回路のいずれか１を用いることで、例えば図１３に示すように、乗算器６０からの出力電圧に基づく制御信号により歪除去ループ２２内の補助増幅器１０を通る信号経路と遅延回路１２を通る信号線路との間の位相周波数特性傾き差を補正することができる。
【００６８】
なお、図９においては、位相傾き調整回路１６が移相調整回路９と補助増幅器１０との間に設けられている場合を示しているが、位相傾き調整回路１６は歪除去ループ２２中に設けられていさえいれば、歪除去ループ２２内の補助増幅器１０を通る信号経路と遅延回路１２を通る信号線路との間の位相周波数特性傾き差を補正することができる。
【００６９】
本実施形態においては、歪除去ループ２２を最適に制御するために、信号の振幅及び位相を制御するだけでなく、振幅周波数特性の傾き及び位相周波数特性の傾きをも制御している。より詳細には、歪除去ループ制御手段２３は、歪除去ループ２２内の補助増幅器１０を通る信号経路と遅延回路１２を通る信号線路との間に振幅周波数特性の傾き差及び位相周波数特性の傾き差を歪除去用パイロット信号の検出レベルに基づき算出する。そして、これらの算出結果に基づく制御信号によって、歪除去ループ２２内に備えられた振幅周波数特性の傾きの調整が可能な振幅傾き調整回路２７及び位相周波数特性の傾きの調整が可能な位相傾き調整回路１６を制御している。ここで、歪除去ループ２２内の補助増幅器１０を通る信号経路と遅延回路１２を通る信号線路との間に振幅周波数特性の傾き差及び位相周波数特性の傾き差がなければ、利得調整回路８及び移相調整回路９を用いて補助増幅器１０側の信号経路の振幅周波数特性及び位相周波数特性を上下にシフトして調整することで、広い周波数帯域に渡って両信号経路の振幅周波数特性を同振幅に一致させ、かつ位相周波数特性を逆位相に一致させることができる。したがって、本実施形態のフィードフォワード増幅器は、例えば図１２，１３に示すように、歪除去ループ２２内の補助増幅器１０を通る信号経路と遅延回路１２を通る信号線路との間の振幅周波数特性の傾き差及び位相周波数特性の傾き差を補正することで、広い周波数帯域に渡って十分な歪抑圧量を得ることができる。
【００７０】
さらに、本実施形態では、同位相で逆周波数変換された上側及び下側パイロット信号の差を、基本パイロット信号を参照信号として同期検波することにより、検出した上側及び下側パイロット信号から歪除去ループ２２内の補助増幅器１０を通る信号経路と遅延回路１２を通る信号線路との間の振幅周波数特性の傾き差を得ることができる。そして、直交位相で逆周波数変換された上側及び下側パイロット信号の差を、基本パイロット信号を参照信号として同期検波することにより、検出した上側及び下側パイロット信号から歪除去ループ２２内の補助増幅器１０を通る信号経路と遅延回路１２を通る信号線路との間の位相周波数特性の傾き差を得ることができる。これらの傾き差に基づく制御信号によって振幅傾き調整回路２７及び位相傾き調整回路１６を制御することで、広い周波数帯域に渡って十分な歪抑圧量を得ることができ、かつ正確で安定した歪除去制御を実現できる。
【００７１】
そして、振幅傾き調整回路２７は、容量可変のバラクタダイオード２４を備えたインピーダンスが可変の整合回路として機能するので、振幅周波数特性の傾き差に基づく制御信号によってバラクタダイオード２４の容量を制御することで、補助増幅器１０の振幅周波数特性の傾きを変化させることができる。したがって、歪除去ループ２２内の補助増幅器１０を通る信号経路と遅延回路１２を通る信号線路との間の振幅周波数特性の傾き差を補正することができる。
【００７２】
さらに、位相傾き調整回路１６として、第１実施形態の図１〜６のいずれか１に示す位相調整回路を用い、位相周波数特性の傾き差に基づく制御信号によってＰＩＮダイオードの電流を制御することで、歪除去ループ２２内の補助増幅器１０を通る信号経路と遅延回路１２を通る信号線路との間の位相周波数特性の傾き差を補正することができる。
【００７３】
なお、本実施形態においては、図示はしないが検出側ミキサ３８において、９０度分配器４５、４６を同相分配器に置き換え、かつ同相分配器４７を９０度分配器に置き換えて、乗算器４８及び５０に同相成分の信号を入力し、乗算器４９及び５１に直交成分の信号を入力する構成にしてもよい。
【００７４】
（３）第３実施形態
図１４は、本発明の第３実施形態に係るフィードフォワード増幅器の構成を示すブロック図である。本実施形態の歪除去ループ制御手段２３においては、周波数ｆＬ−ｆＰの下側パイロット信号及び周波数ｆＬ＋ｆＰの上側パイロット信号が混合した状態で後述する構成の検出側ミキサ６１に入力され、周波数ｆＰの信号に逆周波数変換されて出力される。検出側ミキサ６１からの出力信号は、ｆＰの周波数成分を取り出すための狭帯域フィルタ６２に入力され、周波数ｆＰに逆周波数変換されたパイロット信号が取り出される。そして、狭帯域フィルタ６２からの出力信号は、後述する構成の分離回路６３に入力され、その出力は後述する構成の同期検波回路６４に入力される。次に、同期検波回路６４からの出力信号は加減算回路６５に入力され、加減算回路６５からの出力に基づき演算回路４０内で発生させた制御信号が利得調整回路８、移相調整回路９、振幅傾き調整回路２７及び位相傾き調整回路１６に入力され、振幅と位相及びそれらの周波数特性の傾きの調整量が最適に制御される。
【００７５】
なお、本実施形態においても第２実施形態と同様に、歪検出ループ制御手段３０の構成は、後述する本実施形態の歪除去ループ制御手段２３と同様の構成であってもよいし、あるいは従来の歪検出ループ２１の最適化を行うための構成であってもよい。また、本実施形態における他の構成は第２実施形態と同様のため省略する。
【００７６】
図１５は検出側ミキサ６１、狭帯域フィルタ６２、分離回路６３、同期検波回路６４及び加減算回路６５の構成の一例を示すブロック図である。周波数ｆＬ−ｆＰの下側パイロット信号及び周波数ｆＬ＋ｆＰの上側パイロット信号から成る混合パイロット信号が検出側ミキサ６１に入力される。検出側ミキサでは、混合パイロット信号が９０度分配器６６により９０度の位相差を持つ２つの信号に分配される。また、検出側ミキサ６１に入力された発振回路４２からの周波数ｆＬの局部発振信号が同相分配器６７により同位相の２つの信号に分配される。そして、９０度の位相差に分配された混合パイロット信号のそれぞれを、２つの信号経路に分配された周波数ｆＬの局部発振信号を用いて乗算器６８、６９により逆周波数変換することで、周波数ｆＰの信号に変換する。その際に、乗算器６８には同相成分の信号が入力され、乗算器６９には直交成分の信号が入力される。そして、乗算器６８、６９のそれぞれの出力を狭帯域フィルタ６２に入力する。狭帯域フィルタ６２では、周波数ｆＰの成分が取り出され、その出力が分離回路６３に入力される。
【００７７】
分離回路６３内では、まず乗算器６９側からの出力信号の位相が移相器７０によって９０度シフトされる。次に、乗算器６８側からの出力信号と移相器７０からの出力信号が加算器７１により加算されることにより、ｆＰの周波数に逆周波数変換された上側パイロット信号の成分が取り出される。そして、乗算器６８側からの出力信号と移相器７０からの出力信号が減算器７２により減算されることにより、ｆＰの周波数に逆周波数変換された下側パイロット信号の成分が取り出される。このようにして、ｆＰの周波数に逆周波数変換された上側及び下側パイロット信号が分離されて分離回路６３から出力される。
【００７８】
次に、ｆＰの周波数に逆周波数変換された上側及び下側パイロット信号のそれぞれが、同期検波回路６４に入力される。同期検波回路６４では、９０度分配器７３、７４により上側及び下側パイロット信号のそれぞれが、９０度の位相差を持つ２つの信号に分配される。一方、同期検波回路６４に入力された発振回路４１からの周波数ｆＰの基本パイロット信号が同相分配器７５により同位相の４つの信号に分配される。そして、９０度の位相差に分配された上側及び下側パイロット信号（４つの信号）のそれぞれを、４つの信号経路に分配された周波数ｆＰの基本パイロット信号を用いて乗算器７６、７７、７８、７９により直流電圧に変換する。その際に、乗算器７６及び７８には同相成分の信号が入力され、乗算器７７及び７９には直交成分の信号が入力される。そして、乗算器７６、７７、７８、７９からの各出力を加減算回路６５に入力する。
【００７９】
加減算回路６５内では、乗算器７６からの出力信号と乗算器７８からの出力信号が加算器８０により加算され、乗算器７７からの出力信号と乗算器７９からの出力信号が加算器８２により加算される。一方、乗算器７６からの出力信号と乗算器７８からの出力信号が減算器８１により減算され、乗算器７７からの出力信号と乗算器７９からの出力信号が減算器８３により減算される。
【００８０】
ここで、加算器８０からの出力は、基本パイロット信号を参照信号として同位相で同期検波された上側及び下側パイロット信号の和であり、歪除去ループ２２内の補助増幅器１０を通る信号経路と遅延回路１２を通る信号線路との間の利得誤差を示す直流電圧とみなすことができる。そして、演算回路４０では、加算器８０からの出力電圧に基づき発生させた制御信号を利得調整回路８に与える。また、加算器８２からの出力は、基本パイロット信号を参照信号として直交位相で同期検波された上側及び下側パイロット信号の和であり、これらの両信号経路間の位相誤差（逆位相状態で誤差なし）を示す直流電圧とみなすことができる。そして、演算回路４０では、加算器８２からの出力電圧に基づき発生させた制御信号を移相調整回路９に与える。
【００８１】
一方、減算器８１からの出力は、基本パイロット信号を参照信号として同位相で同期検波された上側及び下側パイロット信号の差であり、歪除去ループ２２内の補助増幅器１０を通る信号経路と遅延回路１２を通る信号線路との間の振幅周波数特性傾き誤差を示す直流電圧とみなすことができる。そして、演算回路４０では、減算器８１からの出力電圧に基づき発生させた制御信号を振幅傾き調整回路２７に与える。また、減算器８３からの出力は、基本パイロット信号を参照信号として直交位相で同期検波された上側及び下側パイロット信号の差であり、これらの両信号経路間の位相周波数特性傾き誤差を示す直流電圧とみなすことができる。そして、演算回路４０では、減算器８３からの出力電圧に基づき発生させた制御信号を位相傾き調整回路１６に与える。
【００８２】
本実施形態においても第２実施形態と同様に、例えば図１２，１３に示すように、歪除去ループ２２内の補助増幅器１０を通る信号経路と遅延回路１２を通る信号線路との間の振幅周波数特性の傾きの差及び位相周波数特性の傾きの差を補正することができるので、広い周波数帯域に渡って十分な歪抑圧量を得ることができる。そして、本実施形態では、基本パイロット信号を参照信号として同位相で同期検波された上側及び下側パイロット信号の差を算出することにより、検出した上側及び下側パイロット信号から歪除去ループ２２内の補助増幅器１０を通る信号経路と遅延回路１２を通る信号線路との間の振幅周波数特性の傾き差を得ることができる。そして、基本パイロット信号を参照信号として直交位相で同期検波された上側及び下側パイロット信号の差を算出することにより、検出した上側及び下側パイロット信号から歪除去ループ２２内の補助増幅器１０を通る信号経路と遅延回路１２を通る信号線路との間の位相周波数特性の傾き差を得ることができる。これらの傾き差に基づく制御信号によって振幅傾き調整回路２７及び位相傾き調整回路１６を制御することで、広い周波数帯域に渡って十分な歪抑圧量を得ることができ、かつ正確で安定した歪除去制御を実現できる。さらに、本実施形態は第２実施形態と比較して高価な部品が必要とされるＲＦ帯の回路の規模を小さくできるので、コストを削減することができる。
【００８３】
なお、本実施形態においては、図示はしないが検出側ミキサ６１において、９０度分配器６６を同相分配器に置き換え、かつ同相分配器６７を９０度分配器に置き換えて、乗算器６８に同相成分の信号を入力し、乗算器６９に直交成分の信号を入力する構成にしてもよい。また、同期検波回路６４において、９０度分配器７３、７４を同相分配器に置き換え、かつ同相分配器７５を９０度分配器に置き換えて、乗算器７６及び７８に同相成分の信号を入力し、乗算器７７及び７９に直交成分の信号を入力する構成にしてもよい。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態に係る位相調整回路の構成を示す等価回路図である。
【図２】本発明の第１実施形態に係る位相調整回路の他の構成を示す等価回路図である。
【図３】本発明の第１実施形態に係る位相調整回路の他の構成を示す等価回路図である。
【図４】本発明の第１実施形態に係る位相調整回路の他の構成を示す等価回路図である。
【図５】本発明の第１実施形態に係る位相調整回路の他の構成を示す等価回路図である。
【図６】本発明の第１実施形態に係る位相調整回路の他の構成を示す等価回路図である。
【図７】従来の位相調整回路による移相量の周波数特性の変化を説明する図である。
【図８】本発明の第１実施形態に係る位相調整回路による移相量の周波数特性の変化の一例を説明する図である。
【図９】本発明の第２実施形態に係るフィードフォワード増幅器の構成を示すブロック図である。
【図１０】本発明の第２実施形態における検出側ミキサ、加減算回路及び同期検波回路の構成の一例を示すブロック図である。
【図１１】本発明の第２，３実施形態における補助増幅器内の１段における等価回路の一例を示す図である。
【図１２】本発明の第２，３実施形態における振幅傾き調整回路による振幅周波数特性の補正の一例を説明する図である。
【図１３】本発明の第２，３実施形態における位相傾き調整回路による位相周波数特性の補正の一例を説明する図である。
【図１４】本発明の第３実施形態に係るフィードフォワード増幅器の構成を示すブロック図である。
【図１５】本発明の第３実施形態における検出側ミキサ、狭帯域フィルタ、分離回路、同期検波回路及び加減算回路の構成の一例を示すブロック図である。
【符号の説明】
４  ベクトル調整回路、５  主増幅器、８  利得調整回路、９  移相調整回路、１０  補助増幅器、１６  位相傾き調整回路、２１  歪検出ループ、２２  歪除去ループ、２３  歪除去ループ制御手段、２４  バラクタダイオード、２７  振幅傾き調整回路、３０  歪検出ループ制御手段、３８，６１  検出側ミキサ、３９，６５  加減算回路、４４，６４  同期検波回路、６３  分離回路、１１４，１１６  インピーダンス調整回路、１１８，１２８，１３８，１４８  ＰＩＮダイオード、１２４，１３４  直列共振器、１４４，１５４  並列共振器。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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