(57)【要約】【課題】２つ以上の周波数帯域において選択的に動作可能なフィルタ回路網を提供する。【解決手段】フィルタ回路網１３０は、複数の枝路を備え、各枝路は１つ以上のフィルタ素子を含んでいる。枝路の少なくとも１つは、共振回路３９，４３を備えており、これらは回路経路とグランドとの間に接続されている。フィルタ回路網１３０は、更に、共振回路３９，４３に接続されたスイッチ装置４２，４６を備え、これらは、共振回路３９，４３が回路経路に接続されているオン状態と、共振回路３９，４３が実質的に回路経路からアイソレートされているオフ状態との間で切り替えて動作可能である。フィルタ回路網１３０は、バイアス入力端４７が受信する信号によってスイッチ装置４２，４６をオン、オフを切り替えて、共振回路３９，４３をオン状態とオフ状態とに切り替えることによって、フィルタ回路網１３０の動作特性を変化させることができる。【選択図】図８
2004343696.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
フィルタ処理される信号を受信する入力端と、
フィルタ処理された信号を出力する出力端と、
前記入力端と前記出力端との間に設けられた回路経路に連結された複数の枝路とを備えたフィルタ回路網であって、
各枝路は１つ以上のフィルタ素子を備え、前記枝路の少なくとも１つはスイッチ装置に連結され、
前記スイッチ装置は、前記枝路の少なくとも１つが前記回路経路に接続されているオン状態と、前記枝路の少なくとも１つが実質的に前記回路経路からアイソレートされているオフ状態との間で切り替えて動作可能であり、
前記フィルタ回路網は、更に、前記スイッチ装置をオン状態とオフ状態との間で切り替えて動作させるための信号を受信するスイッチ制御入力端を備え、
前記枝路の少なくとも１つは、前記フィルタ素子を含む共振回路を備えたことを特徴とするフィルタ回路網。
【請求項２】
前記枝路の少なくとも１つは、前記回路経路とグランドとの間に配置されていることを特徴とする請求項１記載のフィルタ回路網。
【請求項３】
前記スイッチ装置はダイオードを備え、前記スイッチ制御入力端は、前記ダイオードをオン状態またはオフ状態に切り替えるためのバイアス電圧信号を受信するように構成されていることを特徴とする請求項１または２記載のフィルタ回路網。
【請求項４】
前記スイッチ装置は、前記枝路の少なくとも１つと前記回路経路との間に設けられていることを特徴とする請求項３記載のフィルタ回路網。
【請求項５】
前記枝路の少なくとも１つは前記ダイオードのカソードに接続され、前記ダイオードのアノードは前記回路経路に接続され、前記スイッチ制御入力端は、前記バイアス電圧信号を前記アノードに供給するように構成されていることを特徴とする請求項４記載のフィルタ回路網。
【請求項６】
前記フィルタ素子は、容量性素子または誘導性素子を備えていることを特徴とする請求項１ないし５のいずれかに記載のフィルタ回路網。
【請求項７】
前記枝路の少なくとも１つは、互いに並列に配置された容量性素子と誘導性素子とを備えていることを特徴とする請求項６記載のフィルタ回路網。
【請求項８】
１つの動作モードにおいて、前記入力端で受信された第１の周波数帯域の信号を通過させるフィルタ回路網であって、前記共振回路に含まれる各フィルタ素子のキャパシタンスの値とインダクタンスの値は、前記共振回路が前記第１の周波数帯域において共振するように選択されることを特徴とする請求項６または７記載のフィルタ回路網。
【請求項９】
前記キャパシタンスの値とインダクタンスの値は、前記共振回路が、阻止帯が実質的に前記第１の周波数帯域を含んでいる帯域阻止フィルタの少なくとも一部となる設計に基づいて選択されることを特徴とする請求項８記載のフィルタ回路網。
【請求項１０】
前記共振回路は、バターワース帯域阻止フィルタの一部として設計されていることを特徴とする請求項９記載のフィルタ回路網。
【請求項１１】
前記フィルタ回路網は、カットオフ周波数以下の周波数の信号を通過させるためのローパスフィルタとして動作するように構成されたフィルタ部を含むことを特徴とする請求項１ないし１０のいずれかに記載のフィルタ回路網。
【請求項１２】
前記フィルタ部は、交互に、前記回路経路に直列に配置され、または前記回路経路とグランドとの間に分路を形成するように配置された２つ以上の枝路を備えたことを特徴とする請求項１１記載のフィルタ回路網。
【請求項１３】
前記フィルタ回路網は、カットオフ周波数以下の周波数の信号を通過させるためのローパスフィルタとして動作するように構成されたフィルタ部を含み、
前記フィルタ回路網は、前記スイッチ装置がオン状態のときに対応する第１のモードにおいて動作可能であり、この第１のモードにおいて、前記フィルタ回路網は、前記第１の周波数帯域の信号を通過させるバンドパスフィルタとして動作し、前記フィルタ回路網は、前記スイッチ装置がオフ状態のときに対応する第２のモードにおいて動作可能であり、この第２のモードにおいて、前記フィルタ回路網は、前記カットオフ周波数以下の信号を通過させる前記ローパスフィルタとして動作することを特徴とする請求項８ないし１０のいずれかに記載のフィルタ回路網。
【請求項１４】
前記フィルタ部は、交互に、前記回路経路に直列に配置され、または前記回路経路とグランドとの間に分路を形成するように配置された２つ以上の枝路を備えたことを特徴とする請求項１３記載のフィルタ回路網。
【請求項１５】
前記第１の周波数帯域は、前記カットオフ周波数より低いことを特徴とする請求項１３または１４記載のフィルタ回路網。
【請求項１６】
前記フィルタ部は、チェビシェフローパスフィルタの構成形態を備えたことを特徴とする請求項１１ないし１５のいずれかに記載のフィルタ回路網。
【請求項１７】
前記共振回路を備えた前記枝路の少なくとも１つは、前記フィルタ部と、前記入力端および前記出力端のいずれか一方との間の点において、前記回路経路に接続可能であることを特徴とする請求項１１ないし１６のいずれかに記載のフィルタ回路網。
【請求項１８】
前記フィルタ部は、前記回路経路に直列に配置された初段のインダクタを備えた初段の枝路と、前記回路経路に直列に配置された最終段のインダクタを備えた最終段の枝路とを有し、前記フィルタ部の残りの部分は、前記初段のインダクタと前記最終段のインダクタとの間に配置され、前記共振回路を備えた前記枝路の少なくとも１つは、前記初段のインダクタおよび最終段のインダクタのいずれか一方と、前記フィルタ部の残りの部分との間の前記回路経路に接続可能であることを特徴とする請求項１１ないし１７のいずれかに記載のフィルタ回路網。
【請求項１９】
前記フィルタ回路網は、それぞれ共振回路を備えた第１および第２の枝路と、前記第１および第２の枝路のそれぞれと前記回路経路とに連結されたスイッチ装置とを備えたことを特徴とする請求項１ないし１８のいずれかに記載のフィルタ回路網。
【請求項２０】
前記フィルタ回路網は、それぞれ共振回路を備えた第１および第２の枝路と、前記第１および第２の枝路のそれぞれと前記回路経路とに連結されたスイッチ装置とを備え、
前記第１および第２の枝路は、それぞれ、前記フィルタ部が前記第１および第２の枝路の間に配置されるような点において前記回路経路に接続可能であることを特徴とする請求項１１記載のフィルタ回路網。
【請求項２１】
前記フィルタ回路網は、それぞれ共振回路を備えた第１および第２の枝路と、前記第１および第２の枝路のそれぞれと前記回路経路とに連結されたスイッチ装置とを備え、
前記第１の枝路は、前記初段のインダクタと前記フィルタ部の残りの部分との間の前記回路経路に接続可能であり、前記第２の枝路は、前記最終段のインダクタと前記フィルタ部の残りの部分との間の前記回路経路に接続可能であることを特徴とする請求項１８記載のフィルタ回路網。
【請求項２２】
前記第１および第２の枝路のそれぞれの前記共振回路は、実質的に同一の周波数帯域において共振するように構成されていることを特徴とする請求項１９ないし２１のいずれかに記載のフィルタ回路網。
【請求項２３】
前記第１および第２の枝路の前記共振回路は、それぞれの周波数帯域において共振するように構成され、これらの周波数帯域は、互いに隣接しているか、部分的に重なっていることを特徴とする請求項１９ないし２１のいずれかに記載のフィルタ回路網。
【請求項２４】
２つ以上の動作周波数帯域の信号の受信と増幅とを行うよう構成された単一入力・単一出力のマルチバンドパワーアンプと、
請求項１記載のフィルタ回路網とを備えたことを特徴とするマルチバンド送信機。
【請求項２５】
請求項１記載のフィルタ回路網において、１つの動作モードにおいて、前記入力端で受信された第１の周波数帯域の信号を通過させるようにするフィルタ回路網の設計方法であって、
前記共振回路が前記第１の周波数帯域において共振するように、前記共振回路に含まれる各フィルタ素子のキャパシタンスの値とインダクタンスの値を選択することを含むことを特徴とするフィルタ回路網の設計方法。
【請求項２６】
更に、前記共振回路が、阻止帯が実質的に前記第１の周波数帯域を含んでいる帯域阻止フィルタの少なくとも一部となる設計に基づいて、前記キャパシタンスの値とインダクタンスの値を選択することを含むことを特徴とする請求項２５記載のフィルタ回路網の設計方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、２つ以上の周波数帯域において選択的に動作可能なフィルタ回路網およびその設計方法、ならびにフィルタ回路網を含むマルチバンド送信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
高周波に対応する多くのアプリケーションでは、高周波回路が２つ以上の周波数帯域で動作できることが要求されている。例えば移動体通信の分野では、携帯電話の通信網（ネットワーク）は、２つ以上の周波数帯域で動作可能であり、また、携帯電話の通信網によって使用される周波数帯域は、国によって異なる場合がある。従って、携帯電話機は一般に、２つ以上の周波数帯域で動作できるように構成されている。なお、携帯通信業界において現在使用されている４つの周波数帯域は、ＧＳＭ（Global System for Mobile telecommunications）方式（約８９０〜９６０ＭＨｚ）、ＡＧＳＭ（American GSM）方式（約８２４〜８４９ＭＨｚ）、ＤＣＳ（Digital Communication System）方式（約１．７１〜１．８８ＧＨｚ）、およびＰＣＳ（Personal Communication Systems）方式（約１８５０〜１９１０ＭＨｚ）である。
【０００３】
高周波回路に入力される、もしくは高周波回路が生成する高周波信号は、通常、不要な周波数帯域の信号または信号成分（一般に、高調波または分周波成分）を除去する、または減衰させるためにフィルタ処理される必要がある。従来、高周波回路が２つ以上の周波数帯域で動作可能な場合、各周波数帯域において、それぞれのフィルタ回路網またはフィルタを用いて、必要なフィルタ処理を行うようにしていた。例えば、デュアルバンド送信機は一般に、２つの別個の信号経路を備えており、これらの経路はそれぞれ、各周波数帯域の信号を増幅するためのパワーアンプを備えている。各経路は、更に、各周波数帯域周辺の不要な高調波信号を減衰させるためのフィルタを備えている。従って、所定の時間においては、通常１つのフィルタしか使用されていないにもかかわらず、２つの別個のフィルタが必要とされる。
【０００４】
多くのアプリケーション、例えば携帯電話機において、機器の大きさは重要な要素であり、従って、フィルタ回路の構成要素の所要数を縮減できるのは望ましいことである。特に、２つ以上のフィルタを必要としないことが望ましい。更に、前述の構成は、全ての動作周波数帯域の信号を増幅するのに単一入力・単一出力アンプ（ブロードバンドまたはワイドバンドアンプと呼ばれることもある）が用いられているデュアルまたはマルチバンド機器において使用するには不向きである。
【０００５】
特許文献１には、バンドパスフィルタの通過帯域応答の中心周波数を変化させるために、キャパシタが選択的にグランドに接続されるようにスイッチングが行われるバンドパスフィルタが開示されている。従って、切り替え設定に応じて、特許文献１に記載されたフィルタの通過帯域応答を、選択可能な２つの通過帯域のいずれか一方の信号を通過させるように同調させることができる。特許文献１に記載されたフィルタの限界の１つは、動作の各モードにおいて、バンドパスフィルタとして動作することである。バンドパスフィルタの応答は、例えば、所定の周波数以下の信号を全て通過させることが必要なアプリケーションには適さない。更に、特許文献１に記載されたフィルタにおいてモード間での中心周波数の変化の度合いは比較的限られているので、その結果、特許文献１に記載されたフィルタのアプリケーションは限られてしまう。
【０００６】
特許文献２には、複数のダイオードに選択的にバイアスをかけることで、ローパス帯域幅を調整することができるローパスフィルタが開示されている。特許文献２に記載されたフィルタの限界の１つは、常にローパスフィルタとして動作することであり、例えば、分周波等の、通常の動作周波数帯域より低い周波数において生じる信号を抑制することが必要なアプリケーションには適さない。更に、特許文献２に記載されたフィルタの使用が適切なのは、特定の、特殊なインピーダンス整合条件が満たされるアプリケーションにおいてのみである。
【０００７】
非特許文献１には、ワイドバンドパワーアンプの例が示されている。
【０００８】
【特許文献１】米国特許第ＵＳ５，０６５，１２０号明細書
【特許文献２】米国特許第ＵＳ６，１９５，５３６号明細書
【非特許文献１】コミアク，コング，ニコルス（Komiak, Kong and Nichols），“ハイエフィシェンシー・ワイドバンド・６−１８ＧＨｚ・ピーエイチイーエムティー・パワーアンプリファイア・エムエムアイシー（High Efficiency Wideband 6 to 18 GHz PHEMT Power Amplifier MMIC）”，２００２アイイーイーイー・エムティーティー−エス・ダイジェスト・アンダー・セクション・ダブリューイースリーエイ（The 2002 IEEE MTT-S Digest under section WE3A），２００２年
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
従って、２つ以上の周波数帯域において選択的に動作可能で、上記の各フィルタに比べて、用途の広いフィルタを提供することが望まれる。また、そのフィルタが、単一入力・単一出力のマルチバンドアンプにおいて使用可能であることが望ましい。
【００１０】
本発明の目的は、２つ以上の周波数帯域において選択的に動作可能で、用途の広いフィルタ回路網およびその設計方法、ならびにそのフィルタ回路網を含むマルチバンド送信機を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明のフィルタ回路網は、フィルタ処理される信号を受信するための入力端と、フィルタ処理された信号を出力するための出力端と、入力端と出力端との間の回路経路に連結された複数の枝路とを備えている。各枝路は１つ以上のフィルタ素子を備え、これらの枝路の少なくとも１つはスイッチ装置に連結されている。このスイッチ装置は、オン状態とオフ状態との間で切り替えて動作可能であり、オン状態では、枝路の少なくとも１つは回路経路に接続され、オフ状態では、枝路の少なくとも１つは回路経路から実質的にアイソレートされる。フィルタ回路網は更に、スイッチ装置をオン状態とオフ状態との間で切り替えて動作させるための信号を受信するスイッチ制御入力端を備えている。枝路の少なくとも１つは、フィルタ素子を含む共振回路を備えている。
【００１２】
従って、枝路の少なくとも１つの切り替えにより、フィルタ回路網は、第１または第２の動作モードにおいて動作可能となる。その結果、フィルタ回路網は、動作モードによって、異なる周波数帯域の信号をフィルタ処理することができる。動作モードは、スイッチ制御入力端に入力される信号によって選択される。
【００１３】
枝路の少なくとも１つは、回路経路とグランドとの間に配置されることが望ましい。
【００１４】
スイッチ装置は、ダイオードを備え、スイッチ制御入力端は、このダイオードをオン状態またはオフ状態にするためのバイアス電圧信号を受信するように構成されていることが望ましい。特に、スイッチ装置は、枝路の少なくとも１つと回路経路との間に設けられることが望ましい。
【００１５】
枝路の少なくとも１つは、互いに並列に配置された容量性素子と誘導性素子とを備えていることが望ましい。
【００１６】
好適な実施の形態では、フィルタ回路網は、１つの動作モードにおいて、入力端で受信された第１の周波数帯域の信号を通過させるように構成されている。共振回路に含まれる各フィルタ素子のキャパシタンスの値とインダクタンスの値は、共振回路が第１の周波数帯域において共振するように選択される。キャパシタンスとインダクタンスの値は、共振回路が、阻止帯が実質的に第１の周波数帯域を含んでいる帯域阻止フィルタの少なくとも一部となる設計に基づいて選択されることが望ましい。
【００１７】
本発明のフィルタ回路網は、カットオフ周波数以下の周波数の信号を通過させるローパスフィルタとして動作するように構成されたフィルタ部を含むことが望ましい。
【００１８】
好適な実施の形態では、本発明のフィルタ回路網は、スイッチ装置がオン状態のときに対応する第１のモードにおいて動作可能である。このとき、フィルタ回路網は、第１の周波数帯域の信号を通過させるバンドパスフィルタとして動作する。また、本発明のフィルタ回路網は、スイッチ装置がオフ状態のときに対応する第２のモードにおいて動作可能である。このとき、フィルタネットワークは、カットオフ周波数以下の周波数の信号を通過させるローパスフィルタとして動作する。第１の周波数帯域は、カットオフ周波数よりも低いことが望ましい。
【００１９】
第１および第２の枝路の各共振回路は、実質的に同一の周波数帯域において共振するように構成されていることが望ましい。あるいは、第１および第２の枝路の各共振回路は、隣接する、もしくは部分的に重なる別々の周波数帯域において共振するように構成されていてもよい。
【００２０】
本発明の第２の態様は、２つ以上の動作周波数帯域の信号の受信と増幅を行うように構成された単一入力・単一出力のマルチバンドパワーアンプと、本発明の第１の態様のフィルタ回路網とを備えたマルチバンド送信機を提供する。
【００２１】
本発明の第３の態様は、以下のフィルタ回路網の設計方法を提供する。この方法は、共振回路が第１の周波数帯域において共振するように、共振回路に含まれる各フィルタ素子のキャパシタンスの値とインダクタンスの値を選択することを含む。本発明の方法は、共振回路が、阻止帯が実質的に第１の周波数帯域を含んでいる帯域阻止フィルタの少なくとも一部となる設計に基づいて、キャパシタンスとインダクタンスの値を選択することを含むことが望ましい。
【００２２】
本発明の他の好適な特徴は、従属請求項において開示されており、本発明の他の長所は、以下の説明および付属図面を参照することにより、当該技術分野の通常の熟練者によって理解可能である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
以下、本発明の実施の形態について、例として、図面を参照して詳細に説明する。図面において、同一の部材には同一の符号を付す。
【００２４】
一般に、アナログフィルタは、信号の供給源と信号の到達点または負荷との間の回路経路に直列に、または分路を形成するように接続された一連の枝路を備えている。分路を形成するように接続された枝路は、通常、回路経路上の一点とグランド（アース）との間に接続されている。各枝路は、例えば、直列または並列に接続された、抵抗素子、容量性素子（キャパシタ）および誘導性素子（インダクタ）、またはこれらのいずれかを備えている。並列または直列に接続されたキャパシタとインダクタを備えた回路は、共振回路または共振子として知られ、一般に、アナログフィルタの枝路として用いられている。チェビシェフフィルタ回路網やバターワースフィルタ回路網など、多くの異なるタイプのフィルタ回路網がある。チェビシェフフィルタやバターワースフィルタなどのフィルタを、例えば、−３ｄＢカットオフポイント、共振子の数、あるいは特定の周波数帯域における減衰のレベルなどの、１つ以上のパラメータを指定することによって設計できるようにするコンピュータプログラムとして、例えば、Agilent EEsof社製のコンピュータ支援合成プログラムであるＥ−Ｓｙｎ（商標名）（http://eesof.tm.agilent.com）などが利用可能である。従来のフィルタ回路は、一度構成されると、フィルタ回路の設計時に指定されたパラメータに基づいて信号のフィルタ処理を行う専用のフィルタ回路になるという点で、静的なものである。
【００２５】
図１は、フィルタ回路網１０を示す。フィルタ回路網１０は、フィルタ回路または単にフィルタとも称され、アナログ回路の構成要素の形態の複数のフィルタ素子、特にキャパシタとインダクタとを備えている。フィルタ回路網１０は、入力端１１において入力信号（図示せず）を受信し、フィルタ処理された出力信号（図示せず）を出力端１９において出力する。通常、入力信号は２つ以上の周波数成分を含んでおり、フィルタ回路網１０の目的は、入力信号から１つ以上の不要な周波数成分を除去する、または減衰させることである。以下、一例として、入力信号は、１つ以上の高周波数帯域において１つ以上の周波数成分を有する高周波（ＲＦ）信号を含むものとする。
【００２６】
フィルタ回路網１０は、ローパスフィルタとして機能するように構成されている。フィルタ回路網１０の回路素子の構成は、チェビシェフローパスフィルタの構成形態（トポロジー）に準拠しているので、フィルタ回路網１０は、チェビシェフローパスフィルタとも称される。フィルタ回路網１０は、一連の枝路を備えている。これらの枝路は、交互に、入力端１１と出力端１９との間の回路経路に直列に接続（配置）され、または、分路を形成するように（すなわち、回路経路上の点とグランドＧＮＤとの間に）接続（配置）されている。フィルタ回路網１０において、各枝路は、キャパシタまたはインダクタの形態のフィルタ素子を備えている。図１において、フィルタ回路網１０の第１の枝路は、インダクタンスＬ１を持つ直列インダクタ１２を備え、第２の枝路は、キャパシタンスＣ１を持つシャントキャパシタ１３を備え、第３の枝路は、インダクタンスＬ２を持つ直列インダクタ１４を備え、第４の枝路は、キャパシタンスＣ２を持つシャントキャパシタ１５を備え、第５の枝路は、インダクタンスＬ２を持つ直列インダクタ１６を備え、第６の枝路は、キャパシタンスＣ１を持つシャントキャパシタ１７を備え、第７の枝路は、インダクタンスＬ１を持つ直列インダクタ１８を備えている。
【００２７】
図２は、フィルタ回路１０の典型的な周波数応答の特性を、周波数（ＧＨｚ）に対する挿入損失と反射損失（ｄＢ）として示している。フィルタ回路１０の回路素子１２〜１８は、ＤＣＳ周波数帯域（約１．８ＧＨｚ）以下の信号を通過させ、一方、この帯域より高い周波数の信号または信号成分を減衰させるように選択されているものとする。図２に示す例では、減衰曲線を見ると、３ｄＢカットオフポイントは約１．９２ＧＨｚで生じていることがわかる。特に、ＤＣＳ信号の第２高調波成分（約３．４２ＧＨｚ）は大幅に減衰されており（約−５４ｄＢ）、従って、入力信号から効果的に除去されていることがわかる。
【００２８】
図３は、異なるタイプのフィルタ回路網２０を示す。フィルタ回路網２０は、キャパシタとインダクタの形態の複数のフィルタ素子を備えている。フィルタ回路網２０は、入力端２１において入力信号（図示せず）を受信し、フィルタ処理された出力信号（図示せず）を出力端２６において出力する。前述のように、通常、入力信号は２つ以上の周波数成分を含んでおり、以下、入力信号は高周波信号を含むものとする。
【００２９】
フィルタ回路網２０は、帯域阻止フィルタとして機能するように構成されている。フィルタ回路網２０の回路素子の構成は、バターワース帯域阻止フィルタの構成形態に準拠しているので、フィルタ回路網２０は、バターワース帯域阻止フィルタとも称される。フィルタ回路網２０は、一連の枝路２７，２８を備えている。枝路２７は、入力端２１と出力端２６との間の回路経路に直列に接続（配置）され、枝路２８は、分路を形成するように（すなわち、回路経路上の点とグランドＧＮＤとの間に）接続（配置）されている。フィルタ回路網２０において、各枝路は、キャパシタとインダクタとを備えている。図３において、フィルタ回路網２０の第１の枝路２７は、インダクタンスＬ１を持つインダクタ２２と、これに対して並列に配置された、キャパシタンスＣ１を持つキャパシタ２３とを備えた共振回路を含んでいる。第２の枝路２８は、インダクタンスＬ２を持つインダクタ２４と、これに対して直列に配置された、キャパシタンスＣ２を持つキャパシタ２５とを備えている。インダクタ２４とキャパシタ２５は、共に、入力端２１と出力端２６との間の回路経路に対して、分路を形成するように配置されている。
【００３０】
図４は、フィルタ回路２０の典型的な周波数応答の特性を、周波数（ＧＨｚ）に対する挿入損失と反射損失（ｄＢ）として示している。本例では、フィルタ回路２０の回路素子２２〜２５は、ＧＳＭ周波数帯域（約９００ＭＨｚ）の信号を阻止し（すなわち減衰させ）、一方、他の周波数の信号または信号成分を通過させるように選択されている。
【００３１】
フィルタ回路１０，２０は、図２と図４にそれぞれ示す応答特性に基づいて信号のフィルタ処理を行うことしかできないという点で、静的なフィルタ回路である。本発明の第１の態様によれば、共振回路を備えた枝路の１つ以上が、フィルタ回路網から選択的にアイソレート、あるいは実質的に除かれることにより、フィルタ回路網の応答特性を変えることのできるフィルタすなわちフィルタ回路網が提供される。図５と図８に示す本発明の好適な実施の形態では、一例として、ローパスフィルタとして機能する第１のモードと、バンドパスフィルタとして機能する第２のモードにおいて動作するように構成できるデュアルモードフィルタが必要とされるものとする。説明上、このフィルタは、ローパスフィルタモードでの動作時には、カットオフ周波数（この場合、ＤＣＳ帯域の上限によって規定される）以下の周波数の信号を通過させ、第２のモードでは、第１の周波数帯域、すなわちＧＳＭ周波数帯域の信号を通過させることが要求されるものとする。
【００３２】
図５は、本発明の第１の態様に基づいて構成された、本発明の第１の実施の形態のフィルタ回路網（以下、フィルタと記す。）３０を示す。フィルタ３０の目的は、特に、高周波信号の高調波成分を抑制することである。フィルタ３０は、入力端３１において入力信号、特に高周波信号（図示せず）を受信し、フィルタ処理された出力信号、特にフィルタ処理された高周波信号（図示せず）を出力端５１において出力するように構成されている。フィルタ３０は、入力端３１と出力端５１との間の回路経路に連結された複数の枝路を備えている。回路経路に連結された枝路には、回路経路に含まれる枝路と、回路経路に接続された枝路とがある。これらの枝路は、交互に、回路経路に直列に配置され、または分路を形成するように（すなわち、回路経路とグランドＧＮＤとの間に）配置されている。各枝路は、キャパシタまたはインダクタの形態の１つ以上のフィルタ素子を備えている。フィルタ３０は、この例では、図１のチェビシェフローパスフィルタ１０と同様の構成形態を持つ７つの枝路を備えたフィルタ部５３を有している。このフィルタ部５３は、入力端３１と出力端５１との間の回路経路に直列に配置されたインダクタ３２，３４，３６，３８と、この回路経路に対して分路を形成するように配置されたキャパシタ３３，３５，３７とを含んでいる。
【００３３】
フィルタ３０は、更に、互いに並列に配置された、インダクタンスＬ３を持つインダクタ４０と、キャパシタンスＣ３を持つキャパシタ４１とを備えた第１の共振回路（並列共振回路）３９を含んでいる。第１の共振回路３９は、入力端３１と出力端５１との間の回路経路に対して分路を形成するように配置されている。すなわち、第１の共振回路３９は、この回路経路上のある点とグランドＧＮＤとの間に接続されていることが望ましい。第１の共振回路３９を含む枝路には、望ましくはダイオード４２という形態のスイッチ装置が連結されており、第１の共振回路３９を、回路経路から選択的にアイソレートする、あるいは実質的にアイソレートするようになっている。本実施の形態では、ダイオード４２は、第１の共振回路３９と回路経路との間に接続され、第１の共振回路３９は、ダイオード４２のカソードに接続され、ダイオード４２のアノードは回路経路に接続されている。ダイオード４２にバイアス電圧を供給するため、フィルタ３０には、スイッチ制御入力端すなわちバイアス入力端４７が設けられている。バイアス入力端４７に与えられるバイアス電圧信号が、フィルタ３０の受信した高周波信号に対する処理に影響を及ぼすのを防ぐため、インダクタ４８がバイアス入力端４７に直列に接続されていることが望ましい。本実施の形態では、図５に示すように、第１の共振回路３９はフィルタ部５３の第１の枝路の前に設けられている。
【００３４】
フィルタ３０は、また、互いに並列に配置された、インダクタンスＬ３を持つインダクタ４４と、キャパシタンスＣ３を持つキャパシタ４５とを備えた第２の共振回路（並列共振回路）４３という形態の第２の共振回路を含んでいることが望ましい。第２の共振回路４３は、入力端３１と出力端５１との間の回路経路に対して分路を形成するように配置されている、すなわち、この回路経路上のある点とグランドＧＮＤとの間に接続されていることが望ましい。第２の共振回路４３の好適な構成は、第１の共振回路３９の構成と同様であり、入力端３１と出力端５１との間の回路経路と、第２の共振回路４３との間に、望ましくはダイオード４６という形態の第２のスイッチ装置が連結されている。バイアス入力端４７に与えられるバイアス電圧は、第１のダイオード４２だけでなく、第２のダイオード４６にも供給されるような構成となっている。ダイオード４２，４６は、バイアス電圧によって、オン状態とオフ状態との間で切り替えて動作可能である。適切な順方向バイアス電圧（例えば、シリコン製ダイオードの場合、約０．６Ｖ）がかけられると、ダイオード４２，４６はオン状態となり、その結果、共振回路３９，４３はそれぞれフィルタ３０の稼動部分となり、フィルタ３０の性能に影響を与える。バイアス電圧がゼロ、もしくは十分でないとき、ダイオード４２，４６はオフ状態となり、共振回路３９，４３はそれぞれ、実質的にフィルタ３０の他の部分からアイソレートされて、フィルタ３０の動作に大きな影響を与えない。
【００３５】
ダイオード４２，４６として、例えば、日立製プレーナーＰＩＮダイオードＨＶＤ１４２（製品名）を用いることができる。この場合、１ＶのＤＣバイアス電圧によってダイオード４２，４６をオン状態にすることができ、０Ｖでダイオード４２，４６をオフ状態にすることができる。ダイオードは通常、理想的な挙動を示さない。例えば、日立製プレーナーＰＩＮダイオードＨＶＤ１４２（製品名）では、バイアス電圧がゼロのとき、キャパシタンスの値が小さく、バイアス電圧をかけられると、インダクタンスの値が小さくなることがわかっている。このダイオードのこのような理想的ではない挙動は、フィルタ３０の素子の値Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３の選択によって、容易に補正可能である。
【００３６】
本実施の形態では、キャパシタ４９，５０がそれぞれ入力端３１、出力端５１に対して直列に設けられて、直流（ＤＣ）を阻止する。
【００３７】
フィルタ３０の第１の動作モードにおいて、ダイオード４２，４６はオフ状態であり（本実施の形態では、バイアス入力端４７にかかるバイアス電圧が０Ｖである状態に対応する）、第１および第２の共振回路３９，４３は、フィルタ３０の動作に大きな影響を与えない。従って、フィルタ部５３がフィルタ３０の主要な稼動部分となり、図１と比べるとわかるように、フィルタ部５３はローパスフィルタの構成形態を示すものとなっている。つまり、第１の動作モードでは、フィルタ３０はローパスフィルタとして動作する。
【００３８】
素子３２，３３，３４，３５，３６，３７，３８の各値は、所望のローパスフィルタの応答特性が得られるように選択される。本例では、第１の動作モードで、ＤＣＳ周波数帯域以下の周波数の信号を通過させることが求められる。Ｅ−Ｓｙｎ（商標名）コンピュータ支援合成プログラムを用いて、フィルタ部５３が示すようなチェビシェフ型ローパスフィルタの構成形態における各素子の値を求めると、適切なおよその値は、以下の通りとなる。すなわち、Ｌ１＝５．２２２ｎＨ；Ｌ２＝９．２６９３ｎＨ；Ｃ１＝２．５１６１ｐＦ；Ｃ２＝２．７８２４ｐＦである。フィルタ３０として、７素子のチェビシェフフィルタの構成が実現されたが、本発明はこの構成に限定されるものではない。
【００３９】
図６は、第１の動作モードで動作しているときの、フィルタ回路３０の周波数応答の特性を示す特性図である。挿入損失は、図２に示したものと同様である。図２と図６に示した各周波数特性間の違いは、主に、ダイオード４２，４６の理想的でない挙動の結果生じる。−３ｄＢカットオフポイントは約１．８８ＧＨｚで生じ、ＤＣＳ周波数帯域以下の周波数帯域の信号は、フィルタ３０によって通過させられる。また、ＤＣＳ信号の第２高調波成分（約３．４２ＧＨｚで生じる）は、大幅に減衰されている（約−５６ｄＢ）ので、入力信号から効果的に除去されていることがわかる。
【００４０】
第２の動作モードでは、バイアス電圧（本例では、約１Ｖ）がバイアス入力端４７に印加されることによって、ダイオード４２，４６がオン状態となる。その結果、フィルタ３０において、第１および第２の共振回路３９，４３が稼動状態となる。
【００４１】
素子４０，４１，４４，４５の各値は、第２のモードにおいて所望のフィルタの応答特性が得られるように選択される。本実施の形態では、第２のモードはバンドパスフィルタの特性を備えている。本例では、第２の動作モードで、ＧＳＭ周波数帯域の周波数の信号を通過させることが求められる。素子の値Ｌ３，Ｃ３は、例えばＥ−Ｓｙｎ（商標名）プログラムを用いて、簡単に求めることができる。図５のフィルタ３０について、Ｅ−Ｓｙｎ（商標名）プログラムを使用して、（図３の回路と同様の構成形態の）２極のバターワース帯域阻止フィルタに用いる素子の各値を算出した。このとき、所望の阻止帯はＧＳＭ帯域の周波数であった。求められたＬ３の値は、ダイオード４２，４６の理想的でない挙動を補正するため、若干調整された。以下に詳述するように、フィルタ２０の直列枝路２７（図３）は、フィルタ３０（図５）では、逆に、分路を形成するように設けられて、共振回路３９となっている。同様に、フィルタ２０における分路形成（シャント）枝路２８は、フィルタ３０では直列に設けられていてもよい。しかしながら、以下に説明するように、実際には必ずしもそのような構成はとらない。本実施の形態では、インダクタ４０，４４のインダクタンスＬ３は約０．５３５５ｎＨで、キャパシタ４１，４５のキャパシタンスＣ３は約５７．６１４ｐＦである。入力端３１にＧＳＭ周波数帯域の高周波信号が入力されたとき、共振回路３９，４３は共振し、その結果、フィルタ３０は、ＧＳＭ周波数帯域においてバンドパスフィルタとして機能する。
【００４２】
図７は、第２の動作モードにおける、フィルタ回路３０の周波数応答の特性を示す特性図である。挿入損失のグラフからわかるように、第２の動作モードでは、ＧＳＭ周波数帯域の信号はフィルタ３０によって通過させられる。また、ＧＳＭ信号の第２高調波成分（約１．８ＧＨｚ）は、十分に減衰され、信号から効果的に除去されている。
【００４３】
フィルタ３０は、第２のモードにおいて、ローパスフィルタとしてより、バンドパスフィルタとして動作する方が有利であると考えられる。それは、特にＧＳＭ帯域の信号を生成する場合、不要な分周波信号が存在しうるからである。図７からわかるように、第２のモードでは、フィルタ３０はこのような分周波信号を抑制する。この特徴は、フィルタ３０が、第２のモードにおいてローパスフィルタとして動作する場合には実現されないものである。
【００４４】
図８は、図５のフィルタ３０の他の実施の形態である、フィルタ回路網（以下、フィルタと記す。）１３０を示す。フィルタ１３０は、基本的にフィルタ３０と同様の構成を持ち、同一部分には同一の符号を付してある。しかしながら、フィルタ１３０では、第１の共振回路３９は、フィルタ部１５３の第１の枝路と第２の枝路との間に、すなわちインダクタ３２とインダクタ３４（またはキャパシタ３３）との間に設けられている。各素子の値Ｌ１，Ｌ２，Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３は、フィルタ３０の場合と同様である。値Ｌ３は、若干調整されて、０．５４１４ｎＨとなっている。フィルタ３０の第１のモードでの動作と比べて、この第１の共振回路３９の配置の変更は、第１の動作モードでのフィルタ１３０の動作に大きな影響を与えない。それは、共振回路３９，４３が、ダイオード４２，４６によってそれぞれアイソレートされているからである。しかしながら、第２の動作モードでは、ＧＳＭ周波数帯域におけるバンドパスフィルタとしてのフィルタ１３０の性能が向上する。図９は、第２の動作モードにおけるフィルタ１３０の応答特性を示す図である。ＧＳＭ通過帯域より高い周波数における、挿入損失の減衰の総体的なレベルは高くなっていることがわかる。従って、共振回路３９，４３は、フィルタ１３０において、実質的に対称に配置されていることが望ましい。
【００４５】
図３に示すような、一般的なバターワース帯域阻止フィルタの構成形態は、フィルタ３０，１３０に組み込まれる場合には、逆になることがわかる。特に、並列に配置された容量性素子と誘導性素子とを備えた枝路２７（図３）は、図３に示すような直列接続とは相反して、入力端３１と出力端５１との間の回路経路に対して分路を形成するように配置された共振回路３９，４３としてフィルタ３０，１３０に組み込まれている。並列共振回路３９，４３を、直列ではなく分路を形成するように配置することは、一般的なバターワースバンドパスフィルタの構成形態（図示せず）と同様である。従って、フィルタ３０，１３０の各素子の値Ｃ３，Ｌ３を求める別の方法は、ＧＳＭ周波数帯域の通過帯域を持つバンドパスフィルタ、例えばバターワースバンドパスフィルタを設計することである。この方法は、例えば、Ｅ−Ｓｙｎ（商標名）または他の従来のフィルタ設計用製品や技術を用いて、容易に実現することができる。Ｅ−Ｓｙｎ（商標名）を使用して２極のバターワースバンドパスフィルタを設計する場合、インダクタンスＬ３とキャパシタンスＣ３の値は、それぞれ、約１．７８４ｎＨと１７．５８６ｐＦと算出される。図１０は、図８に示すタイプのフィルタに、これらのインダクタンスＬ３とキャパシタンスＣ３の値を用いた場合の、第２の動作モードにおける周波数応答の特性を示す特性図である。挿入損失のグラフからわかるように、ＧＳＭ周波数帯域の信号は通過させられ、ＧＳＭ帯域の信号の第２高調波成分は十分に抑制されている（約７２ｄＢ）。しかしながら、挿入損失のグラフにおける新たなピーク６０からわかるように、バンドパスフィルタとしての総体的な性能は、理想的ではない。特に、新たなピーク６０は、ＧＳＭ帯域より高い周波数の信号も、このフィルタによって通過させられることを示している。このことは場合によっては許容できない。というのは、アプリケーションによっては、特に二重通信のアプリケーションでは、送信用帯域と受信用帯域は互いに非常に近いので、フィルタの通過帯域の精度はとりわけ重要となるからである。従って、共振回路３９，４３に適用する素子の値Ｌ３，Ｃ３の選択は、帯域阻止フィルタ、特にバターワース帯域阻止フィルタを設計し、並列共振回路を、直列ではなく分路を形成するように配置することによって行なうのが望ましい。この構成は、ＧＳＭ周波数帯域の信号を通過させ、ＧＳＭ帯域の信号の第２高調波成分を適切に阻止すると共に、第２の動作モードにおけるバンドパスフィルタとしての総体的な性能も向上させることがわかる。
【００４６】
図３、図５および図８の回路を比較すると、直列共振回路（枝路）２８（図３）は、フィルタ３０，１３０から便宜上除かれていることがわかる。これは、インダクタ２４の値が比較的大きい（約５５ｎＨ）ので、高周波信号に対して実質的に開路となることによって可能となっている。従って、フィルタ３０，１３０から直列共振回路２８を除くことは、フィルタ３０，１３０の動作に大きな影響を与えない。同様の理由により、帯域阻止フィルタではなく、バンドパスフィルタの設計を採用する場合でも、直列共振回路２８を除くことができる。
【００４７】
本発明では、フィルタに共振回路３９，４３を必ずしも両方設ける必要はない。他の実施の形態では、フィルタ（図示せず）は、共振回路３９，４３のいずれか一方を備えていてもよい。しかしながら、共振回路３９，４３の一方のみが設けられている場合、第２の動作モードにおけるＧＳＭ帯域の信号の第２高調波成分の除去性能は比較的低い。例えば、図５のフィルタ３０において、第２の共振回路４３が除かれている場合、第２の動作モードにおけるＧＳＭ帯域の信号の第２高調波成分の抑制は、約−１０ｄＢであり、これは、特に移動体通信のような多くの商業用アプリケーションには不適切である。しかしながら、従来のコンピュータ最適化プログラムを用いて、共振回路３９，４３のいずれか一方の素子の値を最適化し、ＧＳＭ帯域の信号の第２高調波成分の除去を向上させることによって、共振回路３９，４３の他方を不要にすることが可能であることは、当該分野の熟練者に理解可能であろう。
【００４８】
図５と図８の回路を比較すると、インダクタ３２に対する第１の共振回路３９の位置は、変更可能であることがわかる。同様に、他の実施の形態（図示せず）では、図８に示したフィルタ１３０において、第２の共振回路４３を備えた枝路が、入力端３１と出力端５１との間の回路経路に接続されている接続点は、インダクタ３８とキャパシタ５０との間となる。このような実施の形態では、第２の動作モードにおける周波数応答特性は、図７に示した応答特性と実質的に同様である。
【００４９】
上記の各実施の形態では、フィルタ３０，１３０の応答特性は、１つ以上の共振回路をオン状態またはオフ状態に切り替えることによって、第１および第２の動作モード間で変更されるようになっている。従って、フィルタ３０，１３０は、動作モードによって、異なる周波数の信号のフィルタ処理を行うことができる。
【００５０】
更に他の実施の形態では、図５または図８に示したフィルタの構成形態を用いて、３つの周波数帯域において動作可能なフィルタが提供される。これは、第１の動作モードのフィルタ帯域幅が広がり、ＤＣＳ帯域の信号だけでなく、ＰＣＳ（Personal Communication Systems）周波数帯域（１８５０〜１９１０ＭＨｚ）の信号も通過させると共に、ＰＣＳとＤＣＳ帯域の信号の第２高調波成分を適切に減衰させることができるように、各素子の値Ｌ１，Ｃ１，Ｌ２，Ｃ２を算出することによって実現できる。これは、フィルタ部５３の各素子の値Ｌ１，Ｃ１，Ｌ２，Ｃ２を適切に選択することによって実現可能である。適切な各素子のおよその値は、Ｌ１＝４．６９９８ｎＨ；Ｃ１＝２．２６４５ｐＦ；Ｌ２＝８．３４２４ｎＨ；Ｃ２＝２．５０４２ｐＦである。第１の動作モードにおいてＤＣＳ帯域あるいはＰＣＳ帯域の信号を通過させ、第２の動作モードにおいてＧＳＭ帯域の信号を通過させるフィルタを形成する場合、これらの値は、図５と図８のフィルタ構成形態のいずれにおいても適用できる（Ｌ３とＣ３の各値は、フィルタ３０，１３０の場合と同一である）。
【００５１】
本発明は、図５および図８のフィルタ部５３が示すローパスフィルタの構成形態に限定されない。図１１は、他の実施の形態に係るフィルタ２３０を示す。フィルタ２３０は、基本的にフィルタ３０，１３０と同様の構成を持つが、図１１に示すように、入力端３１と出力端５１との間の回路経路に直列に配置されている３つのインダクタ２３２，２３４，２３６と、回路経路とグランドとの間に分路を形成するように配置されている４つのキャパシタ２３３，２３５，２３７，２５５とを有するフィルタ部２５３を備えている。図１１に示すように、これらのインダクタとキャパシタは、Ｌ１，Ｃ１，Ｌ２，Ｃ２の各値をそれぞれ有している。一例として、フィルタ２３０が、第１の動作モードでＤＣＳまたはＰＣＳ周波数帯域の信号を通過させるようにする場合、適切な各素子のおよその値は、Ｌ１＝５．６６１２ｎＨ；Ｃ１＝１．８７９９ｐＦ；Ｌ２＝６．２６０４ｎＨ；Ｃ２＝３．３３７０ｐＦである。第２の動作モードで、フィルタ２３０がＧＳＭ周波数帯域の信号を通過させるようにする場合、Ｃ３とＬ３の各値は、フィルタ３０，１３０の場合と同一である。フィルタ部２５３の構成形態は、７極のチェビシェフフィルタとなっているが、本発明は、７極のフィルタ構成形態やチェビシェフフィルタの構成形態に限定されるものではない。
【００５２】
更に他の実施の形態では、第２の動作モードにおいて２つ以上の周波数帯域の信号を通過させることのできるフィルタ（図示せず）が提供される。これは、図５、図８または図１１に示した基本的なタイプのフィルタ構成形態を用いて実現可能である。各共振回路３９，４３におけるインダクタおよびキャパシタの各値は同一ではない。従って、各共振回路３９，４３は、それぞれ異なる周波数帯域において共振するように構成されている。一般に、各周波数帯域は、互いに隣接するか、部分的に重なっている。このことは、フィルタが第２の動作モードで動作しているときに、通過帯域を広げる効果を持つ。例えば、図８に示したようなタイプのフィルタでは、インダクタ４０，４４のインダクタンスがそれぞれ、約２．３１９６ｎＨおよび約１．７０３３ｎＨとなるように、また、キャパシタ４１，４５のキャパシタンスがそれぞれ、約１３．０７７０ｐＦおよび約１７．６８６ｐＦとなるように素子の値を選択すると、第２の動作モードにおいてＧＳＭ周波数帯域またはＡＧＳＭ（American GSM）周波数帯域（８２４〜８４９ＭＨｚ）の信号を通過させることのできるフィルタが形成される。
【００５３】
以上の説明から、各素子の値を適切に選択することによって、フィルタ３０，１３０，２３０は、動作モードにより、最高４つの異なる周波数帯域の信号を通過させるように設計することができる。例えば、フィルタ３０，１３０，２３０を、第１の動作モードではＤＣＳまたはＰＣＳ周波数帯域の信号を通過させ、一方、第２の動作モードではＧＳＭまたはＡＧＳＭ周波数帯域の信号を通過させるように設計することができる。なお、本発明は、ここで説明した特定の周波数帯域に限定されず、各素子の値Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３を適宜選択することによって、フィルタが他の周波数帯域において動作できるように構成可能であることは、当該分野の熟練者によって理解可能であろう。
【００５４】
本発明は、フィルタ部５３，１５３，２５３においてチェビシェフフィルタの構成形態を使用する場合に限定されるものではない。例えば、バターワースフィルタの構成形態も用いることができる。一例として、７極のバターワースローパスフィルタの構成をフィルタ部５３，１５３，２５３に用いるとき、フィルタ全体の構成形態はフィルタ３０，１３０，２３０の場合と同一にすることができる。しかしながら、バターワースローパスフィルタとして設計する場合、各素子の値は異なる。７極のバターワースローパスフィルタとして設計されたフィルタ部１５３を備えた、図８に示すようなタイプのフィルタの場合、第１の動作モードでＤＣＳ帯域以下の信号を通過させるフィルタに適切な各素子のおよその値は、Ｌ１＝１．４２５ｎＨ；Ｃ１＝１．５９７１ｐＦ；Ｌ２＝５．７６９７ｎＨ；Ｃ２＝２．５６１５ｐＦである。図１１に示すようなタイプのフィルタと等価のフィルタの場合、適切な各素子のおよその値は、Ｌ１＝３．９９２７ｎＨ；Ｃ１＝０．５７ｐＦ；Ｌ２＝６．４０３８ｎＨ；Ｃ２＝２．３０７９ｐＦである。しかしながら、第１と第２の動作モードの両方で、第２高調波成分の除去がより良好に行われるよう、図５、図８および図１１を参照して説明したようなチェビシェフフィルタの構成形態を用いるのが望ましい。
【００５５】
本発明は、共振回路を配置する位置を、フィルタ部５３，１５３，２５３のいずれかの側に限定するものではない。例えば、他の実施の形態では、２つの共振回路は両方とも、フィルタ部５３，１５３，２５３のいずれか一方の側に並べて配置してもよく、あるいは、一方または両方の共振回路を、フィルタ部５３，１５３，２５３の枝路の中間に配置してもよい。図１２は、他の実施の形態に係るフィルタ３３０を示す。このフィルタ３３０において、共振回路３３９，３４３は、フィルタ部３５３の枝路の間に配置されている。ＤＣＳとＧＳＭ帯域用のデュアルモードフィルタの場合、Ｌ１，Ｃ１およびＬ２の適切な値は、図８に示したフィルタの場合と同一であり、Ｃ２の適切な値は、２．１８２４ｐＦである。インダクタ３４０，３４４のインダクタンスの適切な値は、それぞれ、約０．５２４１ｎＨと、約１．９５３３ｎＨである。キャパシタ３４１，３４５のキャパシタンスの適切な値は、それぞれ、約５９．６１４１ｐＦと、約１６．６８６２ｐＦである。図１２に示した実施の形態は、第２の動作モードにおいて通過帯域が比較的狭いので、望ましいものではない。
【００５６】
本発明のフィルタ３０，１３０，２３０は、多くの周波数帯域の中の１つにおいて選択的にフィルタ処理を行うことが要求される様々なアプリケーションに使用可能である。しかしながら、本発明は、例えば、デュアルまたはマルチバンド携帯電話機の一部として、移動体通信の分野におけるアプリケーションに特に適している。例えば、フィルタ３０，１３０，２３０は、送信経路において、アンプモジュールまたはパワーアンプから送られる信号を受信するように構成することができるので、ディスクリートフィルタとして使用したり、ＦＥＭ（Front End Module）、Ｍ−ＦＥＭ（Medium scale FEM）やＬＳ−ＦＥＭ（Large Scale FEM）に組み込んだりすることが可能である。フィルタ３０，１３０，２３０は、特に、２つ以上の周波数帯域の信号を増幅可能な、単一入力・単一出力のアンプモジュールまたはパワーアンプにおいて使用するのに適している。このようなアンプモジュールは、ブロードバンドアンプまたはワイドバンドアンプと呼ばれることもある。一例として、非特許文献１において、ワイドバンドパワーアンプの例が説明されている。
【００５７】
図１３は、携帯電話機（図示せず）などの無線通信装置の送信経路を示すブロック図である。以下の説明において、通信装置は携帯電話機であるとするが、本発明はこのような使用法に限定されるものではない。この送信経路は、マルチバンド送信機４０３と、信号処理モジュール４０１とを含んでいる。信号処理モジュール４０１は、携帯電話機から送信される情報を備えた入力信号を受信するように構成されている。入力信号は、通常、マイク（図示せず）からの音声信号またはテキストメッセージから生成された信号を備えている。信号処理モジュール４０１は、受信した入力信号に対し、スピーチエンコード、チャンネルエンコード、および搬送波信号変調などの、従来の信号処理動作を行うように構成されている。この目的のため、信号処理モジュール４０１は、通常、各動作周波数帯域の搬送波信号をそれぞれ供給するための信号供給源（図示せず）を含むか、もしくは信号供給源に連結されている。一般に、信号供給源は、例えばＧＳＭまたはＤＣＳ帯域の高周波搬送波信号を供給する高周波供給源などの電圧制御発振器（ＶＣＯ）を備えている。しかしながら、搬送波信号は、他の高周波帯域または非高周波帯域の信号でもよい。そして、信号処理モジュール４０１は、処理された信号を入力信号として送信機４０３へ供給する。本例では、送信機４０３はデュアルバンド送信機とし、信号処理モジュール４０１は、例えば、音声またはテキストデータで変調された、ＧＳＭまたはＤＣＳ帯域の搬送波信号を備えた高周波信号を送信機４０３へ供給するものとする。
【００５８】
送信機４０３の主な目的は、処理された信号を増幅することと、増幅された信号をアンテナ４０５に供給することである。アンテナ４０５において、この信号は高周波搬送波を備えた高周波信号として放出される。送信機４０３と信号処理モジュール４０１は、通常、携帯電話機のマザーボード（図示せず）上に設けられる。
【００５９】
図１３および図１４と、これらの図の説明は、送信経路とその構成要素の簡素化した概要を示すものである。説明を明確にするため、従来からあるもので、本発明の理解に必要でない詳細事項は省略してある。
【００６０】
図１４は、送信機４０３を示す。送信機４０３は、ワイドバンドまたはブロードバンドパワーアンプなどの単一入力・単一出力（ＳＩＳＯ）のマルチバンドパワーアンプ４０７と、本発明の第１の態様を具体化したマルチモードフィルタ４０９を備えたフィルタ回路網とを備えている。一例として、アンプ４０７は、ＧＳＭまたはＤＣＳ帯域のいずれかの信号を増幅できるデュアルバンドパワーアンプとする。従って、フィルタ４０９は、フィルタ３０，１３０，２３０，３３０のいずれを備えていてもよい。フィルタ４０９は、バイアス入力端４７に対応するモード入力端を含んでいる。高周波信号に関する限り単一入力・単一出力装置でもある、本発明を具体化するマルチモードフィルタは、とりわけ、ＳＩＳＯマルチバンドパワーアンプとの接続に適していることがわかる。よって、本発明の第２の態様は、２つ以上の動作周波数帯域の信号を受信し、増幅するように構成されたＳＩＳＯマルチバンドパワーアンプと、このアンプの出力をフィルタ処理する、本発明の第１の態様に係るマルチモードフィルタとを備えたマルチバンド送信機を提供する。
【００６１】
なお、フィルタ３０，１３０，２３０，３３０は比較的汎用的で、ここで説明したように、４つまでの動作周波数帯域の信号を選択的に通過させるように容易に構成することができる。フィルタ３０，１３０，２３０，３３０の全体の構成形態は比較的単純なので、これらのフィルタは、比較的小型に形成することができる。更に、フィルタ３０，１３０，２３０，３３０は、例えばバターワース型またはチェビシェフ型のような、標準的なフィルタ構成形態に基づいたフィルタ部を用いて構築できるので、インダクタンス素子およびキャパシタンス素子の値は、標準的なローパスフィルタ、バンドパスフィルタおよび帯域阻止フィルタ、またはこれらのいずれかの設計技術を用いて、容易に計算することができる。
【００６２】
フィルタ３０，１３０，２３０，３３０の動作特性が、各モードにおいて、ローパスフィルタ用とバンドパスフィルタ用との間で切り替わるという特徴は、フィルタの設計の際の自由度が増すので有利である。例えば、動作モードの一方ではバンドパス特性を用い、動作モードの他方ではローパス特性を用いてフィルタ処理を行うことが求められる場合などに有利である。これに関連して、フィルタ３０，１３０，２３０，３３０について説明したように、必ずしも、バンドパスモードが低い動作周波数に対応し、ローパスモードが高い動作周波数に対応する必要はない。しかしながら、この構成はＧＳＭ／ＤＣＳ帯域用フィルタには適している。フィルタ３０，１３０，２３０，３３０の各素子の値は、バンドパスモードが高い動作周波数に対応し、ローパスモードが低い動作周波数に対応するように算出してもよいことは、当該分野の熟練者には理解可能であろう。
【００６３】
モード間でのフィルタのタイプの変更、すなわち、バンドパスとローパス間での変更は、スイッチの設定によって、選択的に、１つまたは２つ以上の共振回路または共振子をフィルタに追加またはフィルタからアイソレートすることによって実行される。各実施の形態では、各共振回路は並列ＬＣ共振回路を備えている。この構成は、例えばバターワースやチェビシェフの設計技術のような、標準的な設計技術を用いた各素子の値の選択を容易にするので、望ましい構成である。しかしながら、共振回路は、例えば直列ＬＣ共振回路（図示せず）のような、他の構成を持つことも可能である。
【００６４】
フィルタ３０，１３０，２３０，３３０においては、一般的でないインピーダンス整合について考慮する必要がないので、一般的な方法で、例えば入力負荷が５０Ω、出力負荷が５０Ωの典型的なシステムのような、従来のシステムにこれらを容易に組み込むことができる。
【００６５】
フィルタ３０，１３０，２３０，３３０は、例えば、ＰＣＢ（プリント回路基板）や表面実装技術のような、従来のいかなる方法によっても実現できる。また、誘電ブロックフィルタとしても実現できる。しかしながら、多層基板技術を用いることが望ましい。
【００６６】
本発明は、ここで説明した各実施の形態に限定されず、本発明の均等の範囲から逸脱することなく、変形もしくは変更することができる。
【図面の簡単な説明】
【００６７】
【図１】チェビシェフローパスフィルタ回路網を示す回路図である。
【図２】図１のフィルタ回路網の応答を示す特性図である。
【図３】バターワース帯域阻止フィルタ回路網を示す回路図である。
【図４】図３のフィルタ回路網の応答を示す特性図である。
【図５】本発明の第１の実施の形態のフィルタ回路網を示す回路図である。
【図６】第１のモードで動作するときの、図５のフィルタ回路網の応答を示す特性図である。
【図７】第２のモードで動作するときの、図５のフィルタ回路網の応答を示す特性図である。
【図８】本発明の他の実施の形態のフィルタ回路網を示す回路図である。
【図９】第２のモードで動作するときの、図８のフィルタ回路網の応答を示す特性図である。
【図１０】フィルタ回路網の他の例の応答を示す特性図である。
【図１１】本発明の更に他の実施の形態のフィルタ回路網を示す回路図である。
【図１２】本発明の更に他の実施の形態のフィルタ回路網を示す回路図である。
【図１３】携帯電話機において用いられる伝送経路を示すブロック図である。
【図１４】本発明のフィルタ回路網を備えたマルチバンド送信機を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００６８】
３０，１３０，２３０，３３０…フィルタ回路網、３１…入力端、３２，３４，３６，３８，４０，４４，４８…インダクタ、３３，３５，３７，４１，４５，４９，５０…キャパシタ、３９…第１の共振回路、４２，４６…ダイオード、４３…第２の共振回路、４７…バイアス入力端、５１…出力端、５３，１５３，２５３，３５３…フィルタ部。
【図１】
2004343696.tif 000003
【図２】
2004343696.tif 000004
【図３】
2004343696.tif 000005
【図４】
2004343696.tif 000006
【図５】
2004343696.tif 000007
【図６】
2004343696.tif 000008
【図７】
2004343696.tif 000009
【図８】
2004343696.tif 000010
【図９】
2004343696.tif 000011
【図１０】
2004343696.tif 000012
【図１１】
2004343696.tif 000013
【図１２】
2004343696.tif 000014
【図１３】
2004343696.tif 000015
【図１４】
2004343696.tif 000016