(57)【要約】【課題】例えば負荷電力２５０Ｗ以上に対応するスイッチング電源回路において、力率改善と電力損失の低減を図る。【解決手段】商用交流電源レベルの略４倍のレベルによる直流入力電圧を得る４倍電圧整流回路を構成することにより、スイッチング素子に流れる電流のピークレベルを抑制してスイッチング損失を低減する。このとき、上記４倍電圧整流回路を構成する４つの平滑コンデンサのうち、商用交流電源の略等倍のレベルによる整流平滑電圧が得られる２つの平滑コンデンサの静電容量を、これらの平滑コンデンサの充電電荷と商用交流電源とが重畳された商用交流電源の略２倍のレベルによる整流平滑電圧が得られる他の２つの平滑コンデンサの静電容量よりも大きくなるように設定する。これにより、商用交流電源が正／負極性となる期間に形成されるそれぞれの整流電流経路における静電容量により大きな差を与えることができ、それぞれの整流電流経路に同時に流れるべき整流電流を時間的に二分して流すことができるようになって、整流電流の導通角を拡大して力率の改善が図られる。【選択図】        図１
2004364410.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
商用交流電源を入力して整流平滑電圧を生成する整流平滑回路と、
上記整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチング素子がスイッチング動作を行うスイッチングコンバータ手段とを備え、
上記整流平滑回路は、
上記商用交流電源が負極性となる期間において、上記商用交流電源を整流する第１の整流ダイオード素子と、該第１の整流ダイオード素子の整流出力が充電されることで、上記商用交流電源の略等倍のレベルの両端電圧を生成する第１の平滑コンデンサとから成る第１の整流電流経路と、
上記商用交流電源が正極性となる期間において、上記第１の平滑コンデンサの両端電圧が重畳された上記商用交流電源を整流する第２の整流ダイオード素子と、上記第２の整流ダイオード素子の整流出力が充電されることで、上記商用交流電源の略２倍のレベルの両端電圧を生成する第２の平滑コンデンサとから成る第２の整流電流経路と、
上記商用交流電源が正極性となる期間において、上記商用交流電源を整流する第３の整流ダイオード素子と、該第３の整流ダイオード素子の整流出力が充電されることで、上記商用交流電源の略等倍のレベルの両端電圧を生成する第３の平滑コンデンサとから成る第３の整流電流経路と、
上記商用交流電源が負極性となる期間において、上記第３の平滑コンデンサの両端電圧が重畳された上記商用交流電源を整流する第４の整流ダイオード素子と、上記第４の整流ダイオード素子の整流出力が充電されることで、上記商用交流電源の略２倍のレベルの両端電圧を生成する第４の平滑コンデンサとから成る第４の整流電流経路とを有し、
上記第２の平滑コンデンサと上記第４の平滑コンデンサとを直列に接続したコンデンサ直列回路を形成することで、このコンデンサ直列回路の両端電圧として上記商用交流電源の略４倍のレベルの整流平滑電圧を得るようにされると共に、上記第１の平滑コンデンサは、上記第４の平滑コンデンサよりも大きな静電容量を有し、上記第３の平滑コンデンサは、上記第２の平滑コンデンサよりも大きな静電容量を有するようにされている、ことを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】
さらに、上記商用交流電源のラインに対して、所定以下のインダクタンスを有するインダクタを直列に挿入するようにされている、ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】
入力される上記商用交流電源のレベルに応じて、上記整流平滑回路における、上記第２の平滑コンデンサと上記第４の平滑コンデンサの接続点と、上記商用交流電源の負極ラインとを、接続／非接続とすることで、上記コンデンサ直列回路の両端電圧として、上記商用交流電源の略４倍のレベルの整流平滑電圧を得る４倍電圧整流動作と、上記商用交流電源の略２倍のレベルの整流平滑電圧を得る倍電圧整流動作とで切り換える整流動作切換手段をさらに備える、ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項４】
上記商用交流電源のラインに対して直列に挿入されるインダクタと、
入力される上記商用交流電源のレベルに応じて、上記インダクタのインダクタンスが所定値となるようにして切り換える、インダクタ切換手段とをさらに備える、ことを特徴とする請求項３に記載のスイッチング電源回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、各種電子機器の電源として備えられるスイッチング電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、高周波の比較的大きい電流及び電圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によって、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源回路としては、大部分がスイッチング方式の電源回路になっている。
スイッチング電源回路はスイッチング周波数を高くすることによりトランスその他のデバイスを小型にすると共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電子機器の電源として使用される。
【０００３】
図１０は、先に本出願人により出願された発明に基づいて構成されるスイッチング電源回路の一例を示している。この図に示す電源回路は、負荷電力Ｐｏ＝２５０Ｗ以上、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ系の条件に対応した構成とされる。
【０００４】
この図１０に示す電源回路においては、先ず、商用交流電源ＡＣに対してコモンモードチョークコイルＣＭＣ及びフィルタコンデンサＣＬを図示するようにして接続することで、商用交流電源ＡＣに重畳する高調波を除去するフィルタを形成するようにしている。
【０００５】
商用交流電源ＡＣを整流して整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を得るための整流回路系としては、２本の整流ダイオードＤ１，Ｄ２、及び２本の平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２が備えられる。そして、これらの部品を図示するようにして接続することで、平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２の各両端電圧としては、商用交流電源ＡＣの等倍レベル対応する１Ｅｖのレベルが得られる。そして、直列接続された平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の両端に得られる整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）としては、交流入力電圧ＶＡＣの２倍に対応する２Ｅｖのレベルが得られる。
つまり、この場合には倍電圧整流回路を形成しているものである。
例えば、交流入力電圧ＶＡＣが１００Ｖ系で、負荷電力Ｐｏ＝２５０Ｗ以上という比較的重負荷の条件で、交流入力電圧が交流入力電圧ＶＡＣの等倍レベルである場合、後段のスイッチング素子に流れるピーク電流が増加してそれだけ電力損失が増加することが分かっている。そこで、上記のような倍電圧整流回路によって、交流入力電圧ＶＡＣの２倍のレベルに対応する直流入力電圧とすれば、スイッチング素子に流すピーク電流レベルを抑制することができる。
【０００６】
そして、商用交流電源ＡＣを整流平滑化した整流平滑電圧Ｅｉは、後段の一次側スイッチングコンバータに対して直流入力電圧として入力される。
この場合、直流入力電圧Ｅｉを入力してスイッチング動作を行うスイッチングコンバータとしては、他励式による電流共振形コンバータが備えられる。この電流共振形コンバータは、図示するようにして、２石のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を備えている。
【０００７】
この場合、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２としては、ＭＯＳ−ＦＥＴを選定しており、このスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を図示するようにして接続することで、いわゆるハーフブリッジ結合方式によるスイッチング回路を形成している。
また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対してはそれぞれクランプダイオードＤＤ１，ＤＤ２が、図示する方向により並列に接続されている。
また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のうち、スイッチング素子Ｑ２に対しては、部分電圧共振のための部分共振コンデンサＣｐが並列に接続されている。
【０００８】
これらスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は、図示するドライブ回路６により駆動される。このドライブ回路６は、図示する起動抵抗ＲＳを介して入力される電力によって起動される。
【０００９】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、一次側スイッチングコンバータのスイッチング出力を二次側に伝送するために設けられる。
ここでの図示は省略するが、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、例えばＥＥ型コアを備え、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、ボビンなどを利用して、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２とが絶縁状態を確保するようにして巻装される。
また、ＥＥ型コアの中央磁脚には、例えば１．５ｍｍ〜２．０ｍｍ程度の幅のギャップを形成することで、例えば一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２との間で、結合係数ｋ＝０．８程度の疎結合の状態が得られるようにしている。これによって、中間負荷時における異常発振が発生するのを回避している。
【００１０】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１は、その一端が一次側アースに接地される。そして、その他端は、直列共振コンデンサＣ１を介して、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のソース−ドレイン間に対して接続されている。このようにして接続されることで、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力が一次巻線Ｎ１に対して伝送されることになる。
また、このような接続形態によっては、一次巻線Ｎ１と直列共振コンデンサＣ１が直列に接続されていることになるが、一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンスと、直列共振コンデンサＣ１のキャパシタンスとによって一次側直列共振回路が形成されることになる。この一次側直列共振回路によって、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング動作を電流共振形とする。
【００１１】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２に対しては、図示するようにしてセンタータップを設けて二次側アースに接続した上で、整流ダイオードＤＯ１，ＤＯ２、及び平滑コンデンサＣＯから成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣＯの両端電圧として二次側直流出力電圧ＥＯが得られる。この二次側直流出力電圧ＥＯは、図示しない負荷側に供給されるとともに、次に説明する制御回路５のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００１２】
制御回路５は、例えば二次側直流出力電圧ＥＯのレベルに応じてそのレベルが可変される電流又は電圧を制御出力として得る。この制御出力は、ドライブ回路６に対して供給される。
ドライブ回路６では、入力された上記制御出力レベルに応じて、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２に対して供給すべきハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号とについて、互いに交互にオン／オフさせるタイミングを保たせたうえで、各ドライブ信号の周波数を同期させた状態で可変するように動作する。
これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数は、制御回路５より供給された制御出力レベル（つまり二次側直流出力電圧ＥＯレベル）に応じて可変制御されることになる。
スイッチング周波数が可変されることによっては、一次側直列共振回路における共振インピーダンスが変化することになる。このようにして共振インピーダンスが変化することによっては、一次側の直列共振回路の一次巻線Ｎ１に供給される電流量が変化して二次側に伝送される電力も変化することになる。これにより、二次側直流出力電圧ＥＯのレベルが変化することとなって定電圧制御が行われているものである。
【００１３】
図１１は、図１０に示した電源装置におけるスイッチングコンバータの動作波形図である。なお、この図１１では、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝３５０Ｗ時における実験結果を示している。
先ず、この図１１において、スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間電圧ＶＱ２は、正極のピークレベルＶｐとなる期間と、０レベルとなる期間とが交互にあらわれているが、これはスイッチング素子Ｑ２のオン／オフタイミングに対応している。つまり、ピークレベルＶｐとなる期間ではオフとなり、０レベルの期間に対応してはオンとなる。
これに伴い、スイッチング素子Ｑ２のドレイン電流ＩＱ２は、ドレイン−ソース間電圧ＶＱ２がピークレベルＶｐとなる期間において図示する波形により流れ、ドレイン−ソース間電圧ＶＱ２が０レベルとなる期間において０レベルとなっている。
また、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流ＩＱ１は、スイッチング素子Ｑ２のドレイン電流ＩＱ２に対して１８０°位相がずれたものとなる。つまり、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は交互にオン／オフするようにしてスイッチングを行う。
【００１４】
なお、この図では、電圧ＶＱ２のピークレベルＶｐは２６０Ｖとされている。また、この場合のスイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間電圧ＶＱ２がＶｐとなる期間と０レベルとなる期間は、それぞれ５μｓの周期となっている。この周期は交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝３５０Ｗ時の条件で得られるスイッチング周波数に対応する。
また、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のドレイン電流ＩＱ１、ＩＱ２のピークレベル（図中Ａｐ１、Ａｐ２）は、共に５．５Ａとされる。
【００１５】
また、一次側直列共振電流Ｉ１としては、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のドレイン電流ＩＱ１，ＩＱ２を合成して得られるものとなる。このことから、この一次側直列共振電流Ｉ１のピークレベル（図中Ａｐ−ｐ）は、５．５Ａｐ＋５．５Ａｐ＝１１Ａｐ−ｐとなる。
また、二次側直流出力電圧ＥＯは前述のようにして定電圧化されることで、例えば図のように２００Ｖで一定となる。
【００１６】
ここで、図１０に示したようにして、入力段を倍電圧・半波整流回路により構成した場合、低力率となってしまうことがわかっている。
図１２に、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝３５０Ｗ時における図１０の回路での交流入力電圧ＶＡＣ、交流入力電流ＩＡＣ、直流入力電圧Ｅｉの波形を示すが、上記のようにして入力段を倍電圧・半端整流回路により構成する場合、図示する交流入力電流ＩＡＣの波形が、交流入力電圧ＶＡＣの波形と比較して尖頭状となってしまう。つまりこの際、交流入力電流ＩＡＣと交流入力電圧ＶＡＣとの導通角に大きな差が生じており、これによって力率が低下しているものである。
そして、このときの力率としては、力率ＰＦ＝０．５８程度となっている。
なお、このときの交流入力電流ＩＡＣのピークレベルとしては、図示するように１５Ａｐとなる。また、交流入力電圧ＶＡＣのピークレベルは１４１Ｖ、上記直流入力電圧Ｅｉのリップル成分ΔＥｉとしては、図示するように直流入力電圧Ｅｉの平均レベル２６０Ｖに対してΔＥｉ＝２３Ｖとなる。
そして、このときの電力変換効率ηＡＣ→ＤＣはηＡＣ→ＤＣ＝９２％程度である。
【００１７】
力率の低下によっては、無効電力が増大し、また、商用交流電源に接続される電子機器に悪影響を及ぼす可能性もある。
そこで従来では、力率改善のためにパワーチョークコイルを付加するようにしたものがある。
図１３に示す回路は、負荷電力Ｐｏ＝２５０Ｗ以上、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ系の条件に対応した先の図１０の構成として、力率改善のためのパワーチョークコイルを付加したものである。
先の図１０と比較してわかるように、この図１３に示す電源回路では、図１０の構成を基本構成として、商用交流電源ＡＣのラインに対して直列にパワーチョークコイルＰＣＨを挿入するようにしている。このパワーチョークコイルＰＣＨによっては、商用交流電源の周波数帯域の電力が平滑され、交流入力電流ＩＡＣの導通角が拡大される。そして、これによって力率をＰＦ＝０．７５程度に改善しているものである。
【００１８】
図１４は、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝３５０Ｗ時における図１３に示す電源回路での交流入力電圧ＶＡＣ、交流入力電流ＩＡＣ、直流入力電圧Ｅｉの波形を示したものである。
この図１４と先の図１２とを比較してわかるように、先の図１０の回路では、交流入力電圧ＶＡＣのピークレベルＶｐ＝１４１Ｖに対して交流入力電流ＩＡＣのピークレベルが２０Ａであったのに対し、図１３に示す回路においは、交流入力電流ＩＡＣのピークレベルが１５Ａに低減されている。
つまりこの場合、図１３に示した回路では、交流入力電流ＶＡＣの導通角が先の図１０の回路の場合よりも拡大されており、交流入力電圧ＶＡＣの導通角と近づくようにされている。そしてその分、図１３に示す回路では力率の向上が図られているものである。
【００１９】
なお、図１３に示す電源回路のスイッチングコンバータの動作波形としては、先の図１１に示したものとほぼ同等となる。
但しこの際、スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間電圧ＶＱ２のピークレベルＡｐとしては、２４０Ｖが得られるものとなる。また、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流のピークレベルＡｐ１は６Ａｐとなり、スイッチング素子Ｑ２のドレイン電流のピークレベルＡｐ２も６Ａｐとなる。
そして、この場合の一次側直列共振電流Ｉ１の正負両ピーク間の電流レベルＡｐ−ｐとしては、６Ａｐ＋６Ａｐ＝１２Ａｐ−ｐとなる。
また、このときのＡＣ→ＤＣ電力変換効率としては、ηＡＣ→ＤＣ＝９０．３％となる。
【００２０】
ここで、上記した実験結果を得るにあたり、図１０に示した電源回路としては、各部を以下のように選定した。
・平滑コンデンサＣｉ＝１０００μＦ
・絶縁コンバータトランスＰＩＴ・・・ＥＥＲ４２のフェライト磁芯、ギャップＧ＝１ｍｍ
一次巻線Ｎ１＝３０Ｔ（ターン）、二次巻線Ｎ２＝５０Ｔ（センタータップを境に２５Ｔ＋２５Ｔ）
・直列共振コンデンサＣ１＝０．０３３μＦ
【００２１】
また、図１３に示した回路では、各部を以下のように選定した。
・平滑コンデンサＣｉ＝１０００μＦ
・絶縁コンバータトランスＰＩＴ・・・ＥＥＲ４２のフェライト磁芯、ギャップＧ＝１ｍｍ
一次巻線Ｎ１＝２８Ｔ（ターン）、二次巻線Ｎ２＝５０Ｔ（センタータップを境に２５Ｔ＋２５Ｔ）
・直列共振コンデンサＣ１＝０．０３９μＦ
・パワーチョークコイルＰＣＨ（インダクタンスＬ）＝５ｍＨ
【００２２】
なお、本発明に関連する他の従来技術としては、例えば以下の特許文献を挙げることができる。
【特許文献】
特開平９−１１７１３７号公報
【発明が解決しようとする課題】
上記のようにして、図１３に示した従来の電源回路においては、パワーチョークコイルＰＣＨをＡＣラインに直列に挿入することで、力率の向上を図っていた。
しかしながら、このようにパワーチョークコイルＰＣＨを設けることによっては、そのインダクタンス成分が直流抵抗となって電力損失が生じることとなる。
例えば図１３の回路では、電源高調波歪規制をクリアするとして力率ＰＦ＝０．７５程度を得るために、先にも示したようにインダクタンスＬを５ｍＨ程度に設定しているが、これによって２Ω程度の直流抵抗が生じている。
また、パワーチョークコイルＰＣＨが設けられることで、ここでの鉄損や銅損も発生する。
この結果、図１３に示した回路では、先にも示したようにＡＣ→ＤＣ電力変換効率が、図１０の場合のηＡＣ→ＤＣ＝９２．０％から１．７％低下して、ηＡＣ→ＤＣ＝９０．３％と低下してしまう。
【００２３】
このことの裏付けとして、図１１に示した図１３の回路におけるスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のドレイン電流のピークレベル（Ａｐ１、Ａｐ２）は、先に説明した図１０に示した回路の場合の５．５Ａｐに対し、６Ａｐに上昇している。
また、図１２及び図１４の比較からもわかるように、直流入力電圧Ｅｉの平均値としても、図１０の回路では２６０Ｖであったのに対し、２４０Ｖ程度に低下する。さらに、このときの直流入力電圧Ｅｉのリップル成分ΔＥｉとしても、図１０の回路のΔＥｉ＝２３Ｖから、ΔＥｉ＝２４Ｖに上昇してしまっている。
【００２４】
また、このようなパワーチョークコイルＰＣＨとしては、電源回路を構成する部品中でも比較的大型な部品であり、これを設けることで回路の小型化や軽量化の妨げとなる。
例えば、上記もしたように図１３に示した回路では、インダクタンスＬを５ｍＨ程度としていたが、この場合のパワーチョークコイルＰＣＨとしては３００ｇ程度の重量となり、これによって回路重量及び回路面積の増大化を余儀なくされていた。
【００２５】
【課題を解決するための手段】
そこで本発明では以上のような問題点に鑑み、スイッチング電源回路として以下のように構成することとした。
すなわち、先ず、商用交流電源を入力して整流平滑電圧を生成する整流平滑回路と、上記整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチング素子がスイッチング動作を行うスイッチングコンバータ手段とを備えるようにする。
そして、上記整流平滑回路として、上記商用交流電源が負極性となる期間において、上記商用交流電源を整流する第１の整流ダイオード素子と、該第１の整流ダイオード素子の整流出力が充電されることで、上記商用交流電源の略等倍のレベルの両端電圧を生成する第１の平滑コンデンサとから成る第１の整流電流経路と、
上記商用交流電源が正極性となる期間において、上記第１の平滑コンデンサの両端電圧が重畳された上記商用交流電源を整流する第２の整流ダイオード素子と、上記第２の整流ダイオード素子の整流出力が充電されることで、上記商用交流電源の略２倍のレベルの両端電圧を生成する第２の平滑コンデンサとから成る第２の整流電流経路と、
上記商用交流電源が正極性となる期間において、上記商用交流電源を整流する第３の整流ダイオード素子と、該第３の整流ダイオード素子の整流出力が充電されることで、上記商用交流電源の略等倍のレベルの両端電圧を生成する第３の平滑コンデンサとから成る第３の整流電流経路と、
上記商用交流電源が負極性となる期間において、上記第３の平滑コンデンサの両端電圧が重畳された上記商用交流電源を整流する第４の整流ダイオード素子と、上記第４の整流ダイオード素子の整流出力が充電されることで、上記商用交流電源の略２倍のレベルの両端電圧を生成する第４の平滑コンデンサとから成る第４の整流電流経路とを有するようにする。
その上で、上記第２の平滑コンデンサと上記第４の平滑コンデンサとを直列に接続したコンデンサ直列回路を形成することで、このコンデンサ直列回路の両端電圧として上記商用交流電源の略４倍のレベルの整流平滑電圧を得るようにすると共に、上記第１の平滑コンデンサは、上記第４の平滑コンデンサよりも大きな静電容量を有し、上記第３の平滑コンデンサは、上記第２の平滑コンデンサよりも大きな静電容量を有するようにした。
【００２６】
上記構成によれば、本発明のスイッチング電源回路としては、商用交流電源を入力して整流平滑電圧を生成する整流平滑回路と、この整流平滑電圧を入力して動作するスイッチングコンバータを備えるものとされる。
その上で、整流平滑回路としては、商用交流電源レベルの略４倍に対応するレベルの整流平滑電圧を生成するように構成される。つまり、４倍電圧整流回路として構成される。本発明による４倍電圧整流回路は、交流入力電圧が負の期間において第１と第４の整流電流経路の２系統の整流電流経路が形成され、同様に、交流入力電圧が正の期間においては、第２と第３の整流電流経路の２系統の整流電流経路が形成されることになる。
そして、この整流平滑回路において、第１の平滑コンデンサは第４の平滑コンデンサよりも大きな静電容量を有し、第３の平滑コンデンサは第２の平滑コンデンサよりも大きな静電容量を有するようにされている。この静電容量差によって、交流入力電圧が正／負の各期間において、２つの整流電流経路に流れる整流電流の位相にずれを生じさせることが可能となる。
【００２７】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明における第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。例えばこの図に示す電源回路は、先の図１０、図１３に示した電源回路と同様に、負荷電力Ｐｏ＝２５０Ｗ以上、交流入力電圧としてＡＣ１００Ｖ系に対応するものとされる。
先ず、この図１に示す電源回路においては、商用交流電源ＡＣのラインに対して、２本のフィルタコンデンサＣＬ、及びコモンモードチョークコイルＣＭＣから成るノイズフィルタが接続される。このノイズフィルタとしては、商用交流電源ＡＣに対し、フィルタコンデンサＣＬ、コモンモードチョークコイルＣＭＣ、フィルタコンデンサＣＬの順でそれぞれが並列に接続される。
このノイズフィルタは、商用交流電源ＡＣに重畳する高調波を除去するものとされる。
【００２８】
上記ノイズフィルタの後段に対しては、整流ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４と、平滑コンデンサＣｉ１ａ、Ｃｉ１ｂ、Ｃｉ２ａ、Ｃｉ２ｂからなる整流平滑回路が設けられる。
この整流平滑回路において、上記平滑コンデンサＣｉ１ａは、その負極端子が、コモンモードチョークコイルＣＭＣの巻線を介して、商用交流電源ＡＣの正極ラインと接続されることで、商用交流電源ＡＣの正極ラインに対して挿入されている。そして、この平滑コンデンサＣｉ１ａの正極端子には、整流ダイオードＤ１のアノード及び整流ダイオードＤ２のカソードが接続される。
上記整流ダイオードＤ２のアノードは、商用交流電源ＡＣの負極側の端子と接続されることで、商用交流電源ＡＣの負極ラインに対して接続される。
【００２９】
また、平滑コンデンサＣｉ２ａは、その正極端子が上記平滑コンデンサＣｉ１ａの負極端子と接続され、負極端子は整流ダイオードＤ４のカソードと整流ダイオードＤ３のアノードに対して接続される。上記整流ダイオードＤ４のアノードは図示するように一次側アースに接続され、また、上記整流ダイオードＤ３のカソードは、上記整流ダイオードＤ２のアノードと接続されることで商用交流電源ＡＣの負極ラインと接続される。
【００３０】
平滑コンデンサＣｉ１ｂ及びＣｉ２ｂは直列接続されて、図のように整流ダイオードＤ１のカソードと一次側アース間に挿入される。平滑コンデンサＣｉ１ｂ、Ｃｉ２ｂの接続点は、上記した整流ダイオードＤ２、Ｄ３の接続点に対して接続されることで、商用交流電源ＡＣの負極ラインに接続される。
そして、直列接続された平滑コンデンサＣｉ１ｂ、Ｃｉ２ｂの両端電圧がこの電源回路の整流平滑電圧とされて、後段のスイッチングコンバータに対して動作電源として供給される。
なおこの場合、上記整流ダイオードＤ１〜Ｄ４としては、低速リカバリ型のダイオードが選定される。
【００３１】
上記構成による整流平滑回路は、交流入力電圧ＶＡＣのピークレベルのほぼ４倍に相当するレベルの整流平滑電圧Ｅｉ（Ｖ４）を生成する、４倍電圧整流回路として構成される。そして、その動作は以下に説明するようになる。
【００３２】
図２は、図１に示される整流平滑回路において得られる動作を説明するための図であり、図２（ａ）では交流入力電圧ＶＡＣが負極性となる期間における整流電流経路を示し、図２（ｂ）では交流入力電圧ＶＡＣが正極性となる期間における整流電流経路をそれぞれ示している。
先ず、交流入力電圧ＶＡＣが負極性となる期間では、図２（ａ）の矢印で示すように、整流電流は［商用交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ２ｂ→整流ダイオードＤ４→平滑コンデンサＣｉ２ａ→商用交流電源ＡＣ］の経路（第４の整流電流経路）で流れる。
つまり、後述もするが、この期間では、上記整流電流経路に挿入された整流ダイオードＤ４による整流出力が、上記平滑コンデンサＣｉ２ｂに対して充電されることになる。
【００３３】
また、図示するように整流電流は分岐されて［商用交流電源ＡＣ→整流ダイオードＤ２→平滑コンデンサＣｉ１ａ→商用交流電源ＡＣ］の経路（第１の整流電流経路）によっても流れる。上記経路により整流電流が流れることによって、上記平滑コンデンサＣｉ１ａには、上記整流ダイオードＤ２による整流出力が充電される。そして、これにより平滑コンデンサＣｉ１ａには、交流入力電圧ＶＡＣのレベル（１Ｅｖ）に対応した両端電圧が発生する。
【００３４】
続いて、交流入力電圧が正極性となる期間では、図２（ｂ）に示すようにして、整流電流は［商用交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ１ａ→整流ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣｉ１ｂ→商用交流電源ＡＣ］の経路（第２の整流電流経路）で流れ、整流ダイオードＤ１による整流出力を平滑コンデンサＣｉ１ｂに対して充電するようにされる。
ここで、図２（ａ）により示した、交流入力電圧ＶＡＣが正極性となる半周期における整流動作により、平滑コンデンサＣｉ１ａには交流入力電圧ＶＡＣの等倍レベルに対応した両端電圧（１Ｅｖ）が得られていたものである。従ってこのとき、上記のような電流経路が形成されることによっては、この平滑コンデンサＣｉ１ａの両端電圧を交流入力電圧ＶＡＣに重畳するようにして整流電流が流れるようになる。そしてこれにより、上記平滑コンデンサＣｉ１ｂには、交流入力電圧ＶＡＣの２倍の等倍レベルに対応した両端電圧（２Ｅｖ）が得られるものとなる。
【００３５】
また、交流入力電圧ＶＡＣが正極性となる期間では、整流電流は、［商用交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ２ａ→整流ダイオードＤ３→商用交流電源ＡＣ］の経路（第３の整流電流経路）によっても流れ、上記平滑コンデンサＣｉ２ａに対しては、この電流経路に挿入される上記整流ダイオードＤ３による整流出力が充電される。つまりこの期間においては、上記平滑コンデンサＣｉ２ａの両端に、交流入力電圧ＶＡＣの等倍レベルに対応する１Ｅｖのレベルの整流平滑電圧が得られるものである。
そして、交流入力電圧が負極性となる次の半周期に至ると、整流電流は先の図２（ａ）に示したように［商用交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ２ｂ→整流ダイオードＤ４→平滑コンデンサＣｉ２ａ→商用交流電源ＡＣ］の第４の整流電流経路により流れることになる。つまりこのような電流経路が形成されることによって、上記のように平滑コンデンサＣｉ２ａに得られた１Ｅｖのレベルの電圧を、交流入力電圧ＶＡＣに重畳するようにして整流電流が流れるようになる。そしてこの期間においては、上述もしたように整流ダイオードＤ４の整流出力が平滑コンデンサＣｉ２ｂに対して充電されるから、この平滑コンデンサＣｉ２ｂの両端には、交流入力電圧ＶＡＣの２倍のレベルに対応する２Ｅｖのレベルによる整流平滑電圧が得られるようになる。
【００３６】
このような交流入力電圧ＶＡＣの正／負の各期間に対応した動作が繰り返されることによって、平滑コンデンサＣｉ１ｂと平滑コンデンサＣｉ２ｂの各両端には、それぞれ２Ｅｖの整流平滑電圧が得られるようになる。そしてこの結果、直列接続されたこれら平滑コンデンサＣｉ１ｂ−Ｃｉ２ｂの両端に得られる整流平滑電圧Ｅｉレベルとしては、
２Ｅｖ＋２Ｅｖ＝４Ｅｖ
となり、４Ｅｖで表される整流平滑電圧Ｅｉが得られる４倍電圧整流回路が形成されることになる。この場合、交流入力電圧はＡＣ１００Ｖ系とされることから整流平滑電圧Ｅｉとしては４００Ｖ系の直流電圧が得られて、後段のスイッチングコンバータに供給されることになる。
【００３７】
ここで、本実施の形態では、上記説明のように１Ｅｖに対応したレベルの両端電圧が得られる平滑コンデンサＣｉ１ａ、Ｃｉ２ａと、これら１Ｅｖの両端電圧と交流入力電圧ＶＡＣ（１Ｅｖに相当）が重畳された２Ｅｖのレベルの両端電圧が得られる平滑コンデンサＣｉ１ｂ、Ｃｉ２ｂとについて、キャパシタンスの関係を次のようにして設定することとする。
先ず、交流入力電圧ＶＡＣが正極性の期間における整流電流経路に在るようにされる平滑コンデンサＣｉ１ａ、Ｃｉ２ｂについては、平滑コンデンサＣｉ１ａのキャパシタンスが、平滑コンデンサＣｉ２ｂよりも大きくなるように設定することとする。
同様にして、交流入力電圧ＶＡＣが負極性の期間における整流電流経路に在るようにされる平滑コンデンサＣｉ２ａ、Ｃｉ１ｂについては、平滑コンデンサＣｉ２ａのキャパシタンスが、平滑コンデンサＣｉ１ｂよりも大きくなるように設定することとする。
そのうえで、本実施の形態では、１Ｅｖに対応したレベルの両端電圧が得られる平滑コンデンサの組と、２Ｅｖに対応したレベルの両端電圧が得られる平滑コンデンサの組とで、それぞれ、キャパシタンスをＣｉ１ａ＝Ｃｉ２ａ、Ｃｉ１ｂ＝Ｃｉ２ｂとしている。
そして、例えばこの場合、上記平滑コンデンサＣｉ１ａ、Ｃｉ２ａとしては、上記平滑コンデンサＣｉ１ｂ、Ｃｉ２ｂの１０倍以上のキャパシタンスを選定するものとする。
また、この場合、平滑コンデンサＣｉ１ａ、平滑コンデンサＣｉ２ａの耐圧は２００Ｖ、平滑コンデンサＣｉ１ｂ、平滑コンデンサＣｉ２ｂの耐圧は４００Ｖとされる。
【００３８】
上記した整流平滑回路により生成された直流入力電圧Ｅｉを入力して動作するスイッチングコンバータとしては、図のように２石のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２をハーフブリッジ結合して構成される他励式による電流共振形コンバータを備える。
そして、ここでは、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ１（ハイサイド）、Ｑ２（ローサイド）をハーフブリッジ結合により接続している。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各ドレイン−ソース間に対しては、図示する方向により、それぞれダンパーダイオードＤＤ１，ＤＤ２を並列に接続している。
なお、この場合のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の耐圧は８００Ｖとされる。
【００３９】
また、スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間に対しては、部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンスＬ１とによっては、部分電圧共振回路を形成する。つまり、これによってスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるものである。
【００４０】
上記スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のゲートに対しては、これらを他励式により駆動するための発振回路、制御回路、及び保護回路等を備えて構成された、制御回路１によるドライブ信号が印加される。
この制御回路１では、内部の発振回路により所要の周波数の発振信号を生成する。なお、この発振回路は、後述するようにして二次側直流出力電圧ＥＯのレベルに応じて得られる制御信号のレベルに応じて、発振信号の周波数を可変するようにされている。
そして、制御回路１では、上記発振回路にて生成された発振信号を利用して、矩形波によるハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号を生成する。そして、このように生成したハイサイド用のドライブ信号を上記スイッチング素子Ｑ１に供給し、ローサイド用のドライブ信号を上記スイッチング素子Ｑ２に対して供給するようにされる。
【００４１】
上記説明によると、スイッチング素子Ｑ１に対しては、ハイサイド用のドライブ信号が印加される。これによって、スイッチング素子Ｑ１のゲート−ソース間電圧としては、このハイサイド用のドライブ信号に対応した波形が得られることになる。つまり、１スイッチング周期内において、正極性による矩形波のパルスが発生する期間と、０Ｖとなる期間が得られることになる。
そして、このゲート−ソース間電圧によって、スイッチング素子Ｑ１は、先ず、１スイッチング周期内において、正極性の矩形波パルスが得られるタイミングでオン状態となるようにされる。つまり、スイッチング素子Ｑ１がオンとなるには、例えばゲート閾値電圧（≒５Ｖ）以上の適切なレベルの電圧が印加されることが必要である。上記正極性のパルスとしてのゲート−ソース間電圧は１０Ｖとなるように設定されているから、この正極性のパルスが印加される期間に対応してオンとなる状態が得られることになる。そして、ゲート−ソース間電圧が０Ｖでゲート閾値電圧以下となると、オフ状態に切り換わることになる。このようなタイミングにより、スイッチング素子Ｑ１は、オン／オフするようにしてスイッチング動作を行うことになる。
【００４２】
一方、スイッチング素子Ｑ２に対しては、ローサイド用のドライブ信号が印加される。このドライブ信号に応じて得られるスイッチング素子Ｑ２のゲート−ソース間電圧は、上記したスイッチング素子Ｑ１のゲート−ソース間電圧と同じ波形とされたうえで、タイミングとしては、ゲート−ソース間電圧に対して１８０°の位相差を有した波形が得られるものとなる。
このことから、スイッチング素子Ｑ２は、スイッチング素子Ｑ１と交互にオン／オフするタイミングによりスイッチング駆動されることになる。
つまり、このようにして、上記コントロールＩＣ２によっては、スイッチング素子Ｑ１とＱ２とが交互にオン／オフするように制御されるようになっている。
【００４３】
絶縁コンバータトランスＰＩＴはスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力を二次側に伝送するものであり、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２が巻装される。
この絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の一端は、図示する一次側並列共振コンデンサＣ１を介してスイッチング素子Ｑ１のソースとスイッチング素子Ｑ２のドレインとの接続点（スイッチング出力点）に接続される。また、他端は一次側アースに接続される。
ここで、上記直列共振コンデンサＣ１のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ１を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴのリーケージインダクタンスＬ１によっては、一次側直列共振回路が形成される。そして、上記のようにして、この一次側直列共振回路がスイッチング出力点に対して接続されていることで、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力が一次側直列共振回路に伝達されることになる。一次側直列共振回路では伝達されたスイッチング出力に応じて共振動作するが、これによって、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とする。
【００４４】
上記説明によると、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｌ１−Ｃ１）による電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振回路（Ｃｐ／／Ｌ１）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
つまり、この図に示す電源回路は、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路とが組み合わされた形式を採っていることになる。本明細書では、このようなスイッチングコンバータについて、複合共振形コンバータということにする。
【００４５】
ここでの図示による説明は省略するが、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造としては、例えばフェライト材によるＥ型コアを組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次巻線Ｎ１と、次に説明する二次巻線Ｎ２をＥＥ型コアの中央磁脚に対して巻装している。
【００４６】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側には、二次巻線Ｎ２が巻装されている。この二次巻線Ｎ２には、一次巻線Ｎ１に伝達されたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起される。
二次巻線Ｎ２に対しては、センタータップを設けて二次側アースに接続した上で、図示するようにして整流ダイオードＤＯ１，ＤＯ２、及び平滑コンデンサＣＯから成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣＯの両端電圧として二次側直流出力電圧ＥＯが得られる。この二次側直流出力電圧ＥＯは、図示しない負荷側に供給されるとともに、上記した制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００４７】
制御回路１では、例えば上記二次側直流出力電圧ＥＯのレベルに応じて、そのレベルが可変される電流又は電圧を制御信号として得る。
そして、この制御信号のレベルに応じて、スイッチング素子Ｑ１に出力すべきハイサイド用のドライブ信号と、スイッチング素子Ｑ２に出力すべきローサイド用のドライブ信号とについて、互いに交互にオン／オフさせるタイミングを保たせたうえで、各ドライブ信号の周波数を同期させた状態で可変するように動作する。
これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数は、上記制御信号のレベル（つまり二次側直流出力電圧ＥＯのレベル）に応じて、可変制御されることになる。
スイッチング周波数が可変されることによっては、一次側直列共振回路における共振インピーダンスが変化することになる。このようにして共振インピーダンスが変化することによっては、一次側の直列共振回路の一次巻線Ｎ１に供給される電流量が変化して二次側に伝送される電力も変化することになる。これにより、二次側直流出力電圧ＥＯのレベルが変化することとなってその安定化が図られるものとなる。
【００４８】
図３は、上記構成による本実施の形態の電源回路の動作を示す波形図である。この図においては、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝３５０Ｗ時の実験結果を示している。
なお、この図３に示す実験結果を得るにあたっては、各部を以下のように選定している。
・絶縁コンバータトランスＰＩＴ・・・ＥＥＲ−４２のフェライト磁芯、ギャップＧ＝１ｍｍ
一次巻線Ｎ１＝４０Ｔ（ターン）、二次巻線Ｎ２＝５０Ｔ（センタータップを境に２５Ｔ＋２５Ｔ）
・直列共振コンデンサＣ１＝０．０１８μＦ
・平滑コンデンサＣｉ１ａ＝平滑コンデンサＣｉ２ａ＝３９００μＦ
・平滑コンデンサＣｉ１ｂ＝平滑コンデンサＣｉ２ｂ＝３９０μＦ
この図において、図示する時点ｔ１は、交流入力電圧ＶＡＣのレベルが正極性から負極性となる際の０クロスタイミングを示している。また、時点ｔ４は、負極性から正極性になる際の０クロスタイミングを示している。つまりこの場合、時点ｔ１〜時点ｔ４は、交流入力電圧ＶＡＣが負極性となる半周期間を示し、この時点ｔ４から次の時点ｔ１までの期間が正極性となる半周期間を示している。
【００４９】
図示する整流電流ＩＤ１、ＩＤ２、ＩＤ３、ＩＤ４は、それぞれ図１に示した整流ダイオードＤ１〜Ｄ４に流れる電流を示している。
また、図示する電位Ｖ１は、図１にも示されるように、平滑コンデンサＣｉ１ａと整流ダイオードＤ１の接続と、一次側アースとの間の電位を示している。
また、電位Ｖ２は、整流ダイオードＤ４と平滑コンデンサＣｉ２ａの接続点と、一次側アースとの間の電位であり、この場合は平滑コンデンサＣｉ２ａの電位と交流入力電圧ＶＡＣの電位との合計値としてみることができる。
電位Ｖ３は、平滑コンデンサＣｉ１ｂ、Ｃｉ２ｂの接続点と、一次側アースとの間の電位であり、平滑コンデンサＣｉ２ｂの両端電圧を示すものとなる。
また、電位Ｖ４はこれら平滑コンデンサＣｉ１ｂ−Ｃｉ２ｂの直列接続回路の両端電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を示す。
【００５０】
先ず、時点ｔ１〜ｔ４までの交流入力電圧ＶＡＣが負極性となる半周期において、整流ダイオードＤ２、整流ダイオードＤ４は、電位Ｖ２のレベルが、電位Ｖ３のレベルよりも大きくなる期間に導通する。
この場合、電位Ｖ２としては、上記のように平滑コンデンサＣｉ２ａの電位と交流入力電圧ＶＡＣの電位との合計値として得られる。そして、平滑コンデンサＣｉ１ａに対しては、先の図２により説明したように、この期間ｔ１〜ｔ４に相当する交流入力電圧ＶＡＣが正極性となる期間において充電が行われることにより、商用交流電源ＡＣの等倍レベルに対応する１Ｅｖのレベルによる両端電圧が発生している。
このことから、この期間ｔ１〜ｔ４において、電位Ｖ２としては、図示するように交流入力電圧ＶＡＣのレベルが負極性のピークレベルとなるに従って２Ｅｖのレベルにまで上昇し、交流入力電圧ＶＡＣが０レベルに上昇するに従って２Ｅｖのレベルに下降する波形が得られるものとなる。
これに対し、電位Ｖ３としては、平滑コンデンサＣｉ２ｂの両端電圧であることから、整流平滑電圧としての、図示するような２Ｅｖのレベル付近を基準としてリップル成分が重畳された波形が得られている。
この時点ｔ１〜時点ｔ４の半周期間においては、このような電位Ｖ３が２Ｅｖのレベルを下回り、電位Ｖ２が上記のように交流入力電圧ＶＡＣのレベル遷移に従って２Ｅｖのレベル付近に上昇してＶ３＜Ｖ２となる期間に、整流ダイオードＤ２、Ｄ４が導通するものとなる（図中期間ｔ２〜ｔ３）。
【００５１】
このようにして、整流ダイオードＤ２、Ｄ４が導通することにより、この時点ｔ２〜ｔ３の期間においては、整流電流ＩＤ２、ＩＤ４が流れることになる。
そして、本実施の形態の場合、これら整流電流ＩＤ２、ＩＤ４としては、図示するように整流電流ＩＤ４の方が時間的に先に流れ、整流電流ＩＤ２の方が時間的に後に流れるものとなる。
【００５２】
ここで、本実施の形態において、このように整流電流ＩＤ２が整流電流ＩＤ４に対して時間的に遅れて流れるようになるのは、以下のような理由による。
先ず、１つとしては、図１において説明したように、平滑コンデンサＣｉ１ａ、平滑コンデンサＣｉ２ａのキャパシタンスを、平滑コンデンサＣｉ１ｂ、Ｃｉ２ｂのキャパシタンスよりも大きく設定していることによる。
この場合、整流ダイオードＤ４が整流を行う第４の整流電流経路では、平滑コンデンサＣｉ２ａと平滑コンデンサＣｉ２ｂが挿入されていることから、この経路におけるキャパシタンスとしては、これら平滑コンデンサＣｉ２ｂと平滑コンデンサＣｉ２ａとのキャパシタンスを直列接続したものとして得られることになる。
従って、この第４の整流電流経路におけるキャパシタンスとしては、
Ｃｉ２ｂ×Ｃｉ２ａ／Ｃｉ２ｂ＋Ｃｉ２ａ
で表されることになる。
一方、整流ダイオードＤ２が整流を行う第１の整流電流経路におけるキャパシタンスとしては、ここには平滑コンデンサＣｉ１ａのみが挿入されていることから、この平滑コンデンサＣｉ１ａ（＝Ｃｉ２ａ）のみのキャパシタンスに基づいたものとなる。
従って、第４の整流電流経路と、第１の整流電流経路のキャパシタンスとしては、
（Ｃｉ２ｂ×Ｃｉ２ａ／Ｃｉ２ｂ＋Ｃｉ２ａ）＜Ｃｉ１ａ
で表されることになる。
また、本実施の形態においては、平滑コンデンサＣｉ１ａ、Ｃｉ２ａのキャパシタンスを、平滑コンデンサＣｉ１ｂ、Ｃｉ２ｂのキャパシタンスの１０倍程度に設定しているから、上記した第４の整流電流経路と、第１の整流電流経路のキャパシタンスの大小は、このキャパシタンス差に基づいたものとされたうえで、１０倍よりさらに拡大される。
【００５３】
ここで、静電容量が大きくなれば、その分、そこに流れる電流の位相は遅れることになる。つまりこの場合は第１の整流電流経路の方が、第４の整流電流経路よりも、そこに流れる電流の位相が相対的に遅れるようになるものである。
従って、相対的関係として、第４の整流電流経路では、整流電流が時間的に早く流れ、第１の整流電流経路では整流電流が時間的に遅れて流れることになる。
【００５４】
これにより、交流入力電圧ＶＡＣが負極性の期間に整流電流が流れる期間ｔ２〜ｔ３では、図３に示すようにして整流電流ＩＤ４が時間的に先に流れ、整流電流ＩＤ２が時間的に後に流れるようになる。
そして、このようなタイミングで整流電流ＩＤ４、ＩＤ２が流れることで、これらの整流電流が合成されたものとなる、商用交流電源ＡＣが負極性の期間に流れる交流入力電流ＩＡＣとしては、図示するようにこれら電流ＩＤ４、ＩＤ２の波形に対応した２つのピークを持つ、略Ｍ字形の波形が得られるものとなる。
【００５５】
また、もう１つの理由としては次のようになる。
例えば、先の図２（ａ）により説明したように、交流入力電圧ＶＡＣが正極性となる半周期間では、平滑コンデンサＣｉ２ａに対して充電が行われているものとなる。従って、次の交流入力電圧が負極性となる期間に移行したときには、平滑コンデンサＣｉ２ａにおいて充電電荷が充分に蓄積されている状態となっており、この状態において、平滑コンデンサＣｉ２ａを放電させる極性による電圧印加がされることになる。
これに対し、一方の平滑コンデンサＣｉ１ａとしては、正極性となる半周期では放電が行われていたものであるから、交流入力電圧ＶＡＣが負極性に移行したときには、電荷が少ない状態とされており、ここに充電を行うための極性による電圧印加がされる。
これにより、交流入力電圧ＶＡＣが負極性に移行したときには、平滑コンデンサＣｉ２ａが挿入された第４の整流電流経路のほうが、平滑コンデンサＣｉ１ａが挿入される含まれる第１の整流電流経路よりも、整流電流が流れやすくなる。
これによっても、交流入力電圧ＶＡＣが負極性となる期間に整流電流が流れる期間ｔ２〜ｔ３においては、第４の整流電流経路のほうが整流電流が早く流れ、他方の第１の整流電流経路のほうが、遅く流れる動作が得られる。
【００５６】
続いて、交流入力電圧ＶＡＣが正極性となる、時点ｔ４から次の時点ｔ１までの半周期について説明する。
この時点ｔ４〜ｔ１までの期間においては、図示する電位Ｖ１のレベルが電位Ｖ４のレベルを上回る期間に、整流ダイオードＤ１、Ｄ３が導通する。
このとき、電位Ｖ１としては、平滑コンデンサＣｉ１ａ、平滑コンデンサＣｉ２ｂのそれぞれの両端電圧と、交流入力電圧ＶＡＣのレベルとの合成値としてみることができる。
上記平滑コンデンサＣｉ１ａには、上記もしたようにこの期間ｔ４〜ｔ１の半周期の１つ前の半周期（期間ｔ１〜ｔ４）において、整流電流が充電される。すわわち、このように交流入力電圧ＶＡＣが正極性の領域に移行する時点ｔ４においては、この平滑コンデンサＣｉ１ａの両端に、１Ｅｖのレベルによる電位が得られていることになる。
また、上記平滑コンデンサＣｉ２ｂの両端電圧としては、上記もしたように整流平滑電圧として２Ｅｖのレベル付近で推移する波形が得られている。
従って、この電位Ｖ１としては、交流入力電圧ＶＡＣが０レベルとなる時点ｔ４においては、これら平滑コンデンサＣｉ１ａ、Ｃｉ２ｂの両端電圧により３Ｅｖのレベルが得られているものとなる。そして、その後交流入力電圧ＶＡＣが正極性の領域においてピークレベルへと上昇するのに応じて、図示するように４Ｅｖのレベルが得られるものである。
また、これに対し、上記電位Ｖ４としては、平滑コンデンサＣｉ１ｂ−Ｃｉ２ｂによる直列接続回路の両端電圧であるから、４倍電圧整流回路の平滑出力として、４Ｅｖを基準としてリップルが重畳した波形が得られている。
この時点ｔ４〜ｔ１の期間においては、上記電位Ｖ１のレベルが交流入力電圧ＶＡＣのレベルの上昇に伴って４Ｅｖに対応するレベルが得られ、上記電位Ｖ４のレベルが４Ｅｖよりも低下する期間において、整流ダイオードＤ１、Ｄ３が導通するものとなる（期間ｔ５〜ｔ６）。
【００５７】
このようにして、整流ダイオードＤ１、Ｄ３が導通することによっては、この時点ｔ５〜ｔ６の期間では整流電流ＩＤ１、ＩＤ３が流れることになる。
そして、このとき、図２（ｂ）を参照してわかるように第２の整流電流経路のキャパシタンスとしては、平滑コンデンサＣｉ１ａ、Ｃｉ１ｂのキャパシタンスの直列接続に基づくものとなり、第３の整流電流経路としては平滑コンデンサＣｉ２ａのみに基づくものとなる。
また、この場合としても、１つ前の半周期では、一方の平滑コンデンサＣｉ１ａに対しては整流電流が充電されることから、この平滑コンデンサＣｉ１ａを含む第２の整流電流経路では、整流電流が流れやすい状態が得られているものである（図２（ａ）参照）。また、他方の平滑コンデンサＣｉ２ａでは放電が行われるものであるから、整流ダイオードＤ３側の経路は整流電流が流れにくい状態とされている。
このために、交流入力電圧ＶＡＣが正極性となる期間にて整流電流が流れる期間ｔ５〜ｔ６においても、整流電流ＩＤ１の方が時間的に先に流れ、これに遅れて整流電流ＩＤ３が流れるものとなる。
そして、これによって、交流入力電圧ＶＡＣが正極性の期間に流れる交流入力電流ＩＡＣとしても、図示するようにこれら電流ＩＤ１、ＩＤ３の波形に対応した２つのピークを持つ、略Ｍ字形の波形が得られるものとなる。
【００５８】
これまでの説明から理解されるように、本実施の形態では、スイッチング電源回路における入力段を４倍電圧整流回路により構成することで、交流入力電圧ＶＡＣの各半周期につき、２つの整流電流経路が形成されるようにしている。
そしてその上で、平滑コンデンサＣｉ１ａ、Ｃｉ２ａのキャパシタンスを、平滑コンデンサＣｉ１ｂ、平滑コンデンサＣｉ２ｂのキャパシタンスよりも大きくしたことで、これら２つの経路のうち、一方の経路の静電容量を他方の経路よりも大きくして、これら２つの整流電流経路に同時に流れるべき整流電流を時間差で流すようにしたものである。
これにより、交流入力電圧ＶＡＣの各半周期間に流れる整流電流の導通期間は、上記２つの整流電流経路において整流電流が同時に流れる場合よりも拡大することができる。これにより、交流入力電流ＩＡＣのピークレベルが抑制されると共に、交流入力電流ＩＡＣの導通角も拡大されて力率を改善することができる。
なお、先の図１０により示した従来の回路では、交流入力電流ＩＡＣのピークレベルは２０Ａｐであったが、本例では図３に示されるように１０Ａｐに低減するものとなる。
【００５９】
ところで、先の図３の説明によれば、平滑コンデンサＣｉ１ｂ、Ｃｉ２ｂに対する、平滑コンデンサＣｉ１ａ、Ｃｉ２ａのキャパシタンスの差を大きくするほど、相対的に２つの整流電流経路に流れる整流電流の流れる期間の時間差を拡大することができる。つまり、より大きな力率を得ることが可能となる。ただし、実際の問題として、キャパシタンス差を大きくするほど、平滑コンデンサＣｉ１ａ、Ｃｉ２ａとしては、大きなキャパシタンスの部品を選定しなければならなくなって、大型、及びコストアップを招く。
そこで、本実施の形態としては、このような現実的なことも考慮して、平滑コンデンサＣｉ１ｂ、Ｃｉ２ｂに対する、平滑コンデンサＣｉ１ａ、Ｃｉ２ａのキャパシタンスの大小関係を１０倍として設定している。
本実施の形態では、先に例示したように平滑コンデンサＣｉ１ａ、Ｃｉ２ａ側のキャパシタンスを３９００μＦとし、平滑コンデンサＣｉ１ｂ、Ｃｉ２ｂ側を３９０μＦとしており、これにより、これにより、０．７程度の適当な力率が得られるようにしているものである。なお、当然のこととして、平滑コンデンサＣｉ１ｂ、Ｃｉ２ｂに対する平滑コンデンサＣｉ１ａ、Ｃｉ２ａのキャパシタンスの大小関係としては、１０倍に限定されるものではなく、実際に要求される力率ＰＦの値などをはじめとした各種の条件に応じて変更されて構わない。
【００６０】
また、本実施の形態においては、入力段を４倍電圧整流回路としたことから、図１０、図１３に示した従来の倍電圧整流回路の場合よりも、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２に流れるドレイン電流のピークレベルを低減することができる。
実験によれば、従来の倍電圧整流回路を備える図１０の回路の場合は５．５Ａｐであったものを、本例では２．８Ａｐとなる結果が得られた。また、これは図１３の回路の場合の６．０Ａｐと比較しても大幅に低減されているものとなる。
【００６１】
また、このように各スイッチング素子に流れるドレイン電流が低減され、スイッチング損失が低減することにより、一次側直列共振電流としては、図１０の回路では１１Ａｐ−ｐ、図１３の回路では１２Ａｐ−ｐであったものを、本例では５．６Ａｐとなる結果が得られた。
【００６２】
また、このようなスイッチング損失の低減により、直流入力電圧Ｅｉのリップル成分ΔＥｉとしては、図１０の回路ではΔＥｉ＝２３Ｖ、図１３がΔＥｉ＝２４Ｖであったものを、本例ではΔＥｉ＝２２Ｖと低減する結果が得られた。
【００６３】
さらに、ＡＣ→ＤＣ電力変換効率として、図１０に示した従来の回路ではηＡＣ→ＤＣ＝９２．０％であったのに対し、本例ではηＡＣ→ＤＣ＝９３．８％と、１．８％向上できる結果が得られた。またこのとき、図１０の回路と比較して交流入力電力を７．３Ｗ低減できるという実験結果が得られた。
また、図１３の回路との比較では、ηＡＣ→ＤＣ＝９０．３％から３．５％向上する結果となる。
【００６４】
以上のような本例によっては、図１０の回路と比較した場合、力率を大幅に改善しつつ、電力損失を低減・電力変換効率を向上することができる。
また、図１３の回路と比較した場合では、パワーチョークコイルＰＣＨを備えずに力率を同程度とした上で、電力損失を低減・電力変換効率を大幅に向上することができるものである。
【００６５】
ここで、上記のように第１の実施の形態の電源回路によっては、力率を０．７０程度に改善し、図１３に示したパワーチョークコイルＰＣＨを備える回路と同程度の力率が得られるものであるが、このとき、先の図３にも示したように交流入力電流ＩＡＣの波形は略Ｍ字状となっている。このため、例えば、７次以上の次数の電源高調波成分の歪みが比較的大きくなる。
そこで、このような７次以上の次数の電源高調波成分の歪みを抑制しようとした場合には、次の図４に示すようにして、図１の構成に対してパワーチョークコイルＰＣＨを備えてこれに対応することも考えられる。
【００６６】
図４は、本発明における第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
なお、この図において、既に先の図１により説明した部分については、同一の符号を付して説明を省略する。またこの場合、各部を図１の場合と同様に選定しているものとして以下の説明を続ける。
第２の実施の形態のスイッチング電源回路において、パワーチョークコイルＰＣＨは、その一端が、コモンモードチョークコイルＣＭＣを介して、商用交流電源ＡＣの負極ラインと接続されている。他端は、平滑コンデンサＣｉ１ａの負極端子と平滑コンデンサＣｉ２ａの正極端子との接続点に対して接続される。
つまり、パワーチョークコイルＰＣＨは、商用交流電源ＡＣのラインに対して直列に挿入されている。
【００６７】
上記構成による第２の実施の形態の電源回路の動作を、次の図５を参照して説明する。
図５は、図４に示される電源回路の整流平滑回路における整流電流経路を示した図であり、図中の実線は、交流入力電圧ＶＡＣが負極性となる期間に形成される整流電流経路を示し、破線は交流入力電圧ＶＡＣが正極性となる期間に形成される整流電流経路を示している。
この図に示す整流電流経路と、先の図２により示した整流電流経路を比較してわかるように、第２の実施の形態の整流平滑回路においても、第１の実施の形態の場合と同様の経路により整流電流が流れていることがわかる。
そして、この場合は、上記のようにして商用交流電源ＡＣの負極ラインに対しては、パワーチョークコイルＰＣＨが挿入されていることから、交流入力電圧ＶＡＣが正／負となる期間で共に、整流電流がパワーチョークコイルＰＣＨを介して流れるものとなる。
【００６８】
図６は、第２の実施の形態の電源回路における交流入力電圧ＶＡＣと交流入力電流ＩＡＣの波形を示す図である。なお、先の図３により示した他の各部の動作波形については、この場合も図１の回路とほぼ同等となることからここでの説明は省略する。
この図６に示される交流入力電流ＩＡＣと、先の図３に示した第１の実施の形態の電源回路における交流入力電流ＩＡＣの波形を比較してわかるように、第２の実施の形態の電源回路においても、交流入力電流ＩＡＣのピークレベルが、第１の実施の形態の場合と同様に１０Ａｐ程度に抑制されるものとなる。
つまり、図１の回路と同様の整流平滑回路の構成とされた上で、同様の経路により整流電流が流れることから、先の図３の説明と同等の原理により交流入力電流ＩＡＣのピークレベルが抑制され、その分導通角が拡大されるものである。
【００６９】
その上で、第２の実施の形態の電源回路においては、上記のようにパワーチョークコイルＰＣＨが商用交流電源ＡＣの負極ラインに対して挿入されることから、図１の場合と比べてさらに交流入力電流ＩＡＣの波形に生じる歪みが低減されることになる。
すなわち、このようにしてパワーチョークコイルＰＣＨが備えられることによっては、このパワーチョークコイルＰＣＨのインダクタンスＬと、整流平滑回路に備えられる４つの平滑コンデンサＣｉのキャパシタンスとによる共振動作により、交流入力電流ＩＡＣが平滑されることになる。そして、これにより、第１の実施の形態の場合では交流入力電流ＩＡＣのピークレベル付近にＭ字状の歪みが生じていたものを、本実施の形態ではこの歪みを低減することができるものである。
【００７０】
確認のために述べておくと、第２の実施の形態の電源回路としては、図１の構成を基本構成としていることから、パワーチョークコイルＰＣＨを備えずとも図１０の回路の場合よりも力率を大幅に改善できるものである。
この場合のパワーチョークコイルＰＣＨは、交流入力電流ＩＡＣのピークレベル付近に生じるＭ字状の歪みを低減することを目的として挿入されるものであり、従ってここでのパワーチョークコイルＰＣＨとしては、このようなＭ字部分の歪みを低減させるに充分な、比較的小さなインダクタンスＬを有していればよい。
このことから、第２の実施の形態の回路に備えるべきパワーチョークコイルＰＣＨとしては、パワーチョークコイルによる力率改善構成を採る図１３の回路と比較して、そのインダクタンスＬをより小さくすることができる。
例えばこの場合、先の図６に示した交流入力電流ＩＡＣの波形を得るにあたっては、インダクタンスＬとして１ｍＨ程度が設定されればよく、これによってこの場合のパワーチョークコイルＰＣＨの重量としては、図１３の従来の構成による３００ｇ（インダクタンスＬ＝５ｍＨ）から、１００ｇ程度に小型・縮小化することが可能となる。
【００７１】
このようにして第２の実施の形態によっては、パワーチョークコイルＰＣＨによって、交流入力電流ＩＡＣのＭ字状の歪みを低減することができるので、７次以上の電源高調波歪成分を抑制することができる。これにより、例えば、電源高調波歪規制値として７次以上について規定している場合に対応することも可能となる。
そしてこのとき、例えば上記のようにパワーチョークコイルＰＣＨのインダクタンスＬ＝１ｍＨとした場合では、力率ＰＦ＝０．８０程度となる実験結果が得られている。
【００７２】
また、この場合も、先の図１の回路の場合と同様に４倍電圧整流回路により高圧の直流入力電圧Ｅｉを得ていることから、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２に流れるドレイン電流のピークレベル、及び直流入力電圧Ｅｉに生じるリップル成分ΔＥｉを低減して、電力変換効率を向上することができる。
【００７３】
また、上述のように、この場合は４倍電圧整流回路による力率改善の構成が採られた上で、パワーチョークコイルＰＣＨが備えられるものであるから、図１３の場合と同程度の力率を得るとした場合に、パワーチョークコイルＰＣＨを図１３の回路よりも小型・軽量化することができる。
そして、このようにパワーチョークコイルＰＣＨを小型軽量化することができることで、このパワーチョークコイルＰＣＨにおける鉄損・銅損を低減して、図１３の回路よりもさらに電力損失を低減することができる。
【００７４】
つまり、このような第２の実施の形態の電源回路によっては、図１３の場合よりも電力損失を大幅に低減しつつ、図１３と同様に電源高調波歪規制をクリアすることができるものである。
なお、実験によれば、本例の回路におけるＡＣ→ＤＣ電力変換効率ηＡＣ→ＤＣは、負荷電力Ｐｏ＝３５０Ｗ時にηＡＣ→ＤＣ＝９３．１％であり、図１３の回路の場合の９０．３％と比較して２．８％向上する。また、交流入力電力としては、図１３の回路よりも１１．７Ｗ低減する結果が得られた。
【００７５】
続いて、図７に第３の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す。
なお、この図７では、スイッチング電源回路における入力段の構成のみを示すものであり、その他の部分については先の図１、図４と同等の構成となることからここでの図示による説明は省略する。また、この図７においても、先の図１及び図４において既に説明した部分については同一の符号を付して説明を省略する。
第３の実施の形態の電源回路としては、図１、図４の回路と同様に負荷電力Ｐｏ＝２５０Ｗ以上に対応する構成として、交流入力電圧ＶＡＣが１００Ｖ系と２００Ｖ系とに対応する、いわゆるワイドレンジ対応の構成を実現するものである。
【００７６】
先ず、図３において、この場合のパワーチョークコイルＰＣＨとしては、タップ出力が設けられることで、図示するようにインダクタＬ１とインダクタＬ２とに分割される。その上で、このタップ出力には、図のようにリレースイッチＳ１の端子ｔ２が接続されている。
そして、このパワーチョークコイルＰＣＨにおける、フィルタコンデンサＣＬとの接続点とは逆側の端部には、このリレースイッチＳ１の端子ｔ３が接続される。
なお、この場合のパワーチョークコイルＰＣＨとしては、そのインダクタンスＬが、例えば５ｍＨとされているものとする。そしてこの際、上記タップ出力は、これによって形成される上記インダクタＬ１、インダクタＬ２のインダクタンスの関係が、例えばインダクタＬ１＝１ｍＨ、インダクタＬ２＝４ｍＨとなる位置に施されているものとする。
【００７７】
リレースイッチＳ１は、端子ｔ１に対して上記端子ｔ２、上記端子ｔ３が択一的に接続されるようにして切り換えが行われる２接点のものが採用される。
このリレースイッチＳ２の端子ｔ１は、整流ダイオードＤ２、整流ダイオードＤ３の接続点に対して接続される。
【００７８】
またこの場合、上記整流ダイオードＤ２、整流ダイオードＤ３の接続点は、リレースイッチＳ２の端子ｔ１に対して接続される。
このリレースイッチＳ２としても、端子ｔ１に対して端子ｔ２、端子ｔ３が択一的に接続されるようにして切り換えが行われる。そして、このリレースイッチＳ２の端子ｔ２は、図示するように平滑コンデンサＣｉ１ｂと平滑コンデンサＣｉ２ｂの接続点に対して接続される。また、端子ｔ３はオープンとされる。
【００７９】
さらに、このような構成に対しては、整流回路切換モジュール１０が設けられる。
この整流回路切換モジュール１０に対しては、図示するようにダイオードＤ１０と平滑コンデンサＣ１０とによる整流平滑回路が備えられる。この整流平滑回路において、上記ダイオードＤ１０のアノードはコモンモードチョークコイルＣＭＣの一端と接続されることで、商用交流電源ＡＣの負極ラインと接続されている。そして、カソードは上記平滑コンデンサＣ１０の正極端子と接続される。また、平滑コンデンサＣ１０の負極端子は一次側アースに接続されている。
整流回路切換モジュール１０は、その検出端子がこれらダイオードＤ１０、平滑コンデンサＣ１０の接続点と接続されており、これにより、商用交流電源ＡＣの負極ラインに得られる、交流入力電圧ＶＡＣの直流化成分を検出入力して、交流入力電圧ＶＡＣのレベルを検出することが可能とされている。
【００８０】
また、この整流回路切換モジュール１０は、図示するようにリレーＲＬを備え、その導通状態を制御することにより上記したリレースイッチＳ１、リレースイッチＳ２の端子切換制御を行う。
このようなリレースイッチＳ１、Ｓ２の切換は、上記のように検出される交流入力電圧ＶＡＣのレベルに基づいて行うものとされる。
すなわちこの場合、この整流回路切換モジュール１０では、検出された上記交流入力電圧ＶＡＣのレベルが、例えば１５０Ｖ以下であるときに対応して、リレーＲＬを例えばオンとし、リレースイッチＳ１、Ｓ２において端子ｔ２を選択させる。
また、検出された上記交流入力電圧ＶＡＣのレベルが、例えば１５０Ｖ以上であるときに対応して、リレーＲＬを例えばオフとし、リレースイッチＳ１、Ｓ２において端子ｔ２を選択させるようにして切換制御を行う。
これにより、上記交流入力電圧ＶＡＣのレベルとして１５０Ｖ以下が検出されて、１００Ｖ系の交流入力電圧ＶＡＣが得られているとされた場合に対応して、リレースイッチＳ１、Ｓ２に端子ｔ２を選択させることができる。
そして、上記交流入力電圧ＶＡＣのレベルとして１５０Ｖ以上が検出されて、ＡＣ２００Ｖ系による交流入力電圧ＶＡＣが得られているとされた場合には、リレースイッチＳ１、Ｓ２に端子ｔ３を選択させることができる。
【００８１】
ここで、上記のようにＡＣ１００Ｖ系に対応してリレースイッチＳ１、Ｓ２において共に端子ｔ２が選択されることによっては、先ずリレースイッチＳ１側において、パワーチョークコイルＰＣＨにおけるインダクタＬ１のみが有効となる。
そしてこの場合、インダクタＬ１としては、上記もしたようにそのインダクタンスが１ｍＨとされていることから、この場合のパワーチョークコイルＰＣＨとしては、図４に示した回路の場合と同等のインダクタンスによるものが備えられているとみることができる。
また、このときリレースイッチＳ２側においては、端子ｔ２が選択されることによって、平滑コンデンサＣｉ１ｂ、Ｃｉ２ｂの接続点と、整流ダイオードＤ２、Ｄ３の接続とが接続された状態が得られるものとなる。つまりこの場合、図４の回路の場合と同等の接続形態による４倍電圧整流回路平滑回路が形成されるものである。
これらのことから、この図７に示す回路においては、ＡＣ１００Ｖ系時に対応して、先の第２の実施の形態としての図４の回路とほぼ同等の構成が得られるものである。つまり、これによって、ＡＣ１００Ｖ系時に対応しては、この図７に示す回路によっても、第２の実施の形態の場合と同等の動作が得られるものであり、この結果として第２の実施の形態の場合と同等の効果が得られるようになる。
【００８２】
これに対し、ＡＣ２００Ｖ系時に対応して、上記のようにリレースイッチＳ１、Ｓ２において端子ｔ３が選択された場合は、パワーチョークコイルＰＣＨにおいて、インダクタＬ１−インダクタＬ２の直列接続が有効となる。そして、これによってこの場合のパワーチョークコイルＰＣＨでは、５ｍＨのインダクタンスＬが得られるようになる。
【００８３】
また、この場合、リレースイッチＳ２側では、上記のように端子ｔ３が選択されることにより、平滑コンデンサＣｉ１ｂ、Ｃｉ２ｂの接続点と、整流ダイオードＤ２、Ｄ３の接続点とが遮断（非接続）される。
そして、このように平滑コンデンサＣｉ１ｂ、Ｃｉ２ｂの接続点と、整流ダイオードＤ２、Ｄ３の接続点との接続状態が遮断されることによっては、平滑コンデンサＣｉ１ｂと平滑コンデンサＣｉ２ｂによる直列接続回路の両端に２Ｅｖに対応したレベルが得られる、倍電圧整流平滑回路が形成されることとなる。
【００８４】
ここで、このようにＡＣ２００Ｖ系時に対応して整流回路切換モジュール１０による切換が行われた際の、図７の回路に形成される整流電流経路を次の図８に示す。
なお、この図においても、交流入力電圧ＶＡＣが負極性となる期間における整流電流経路を実線で示し、正極性となる期間の整流電流経路を破線により示している。
先ず、交流入力電圧ＶＡＣが負極性となる期間において、整流電流は、実線の矢印により示すように［商用交流電源ＡＣ→パワーチョークコイルＰＣＨ→整流ダイオードＤ２→平滑コンデンサＣｉ１ａ→商用交流電源ＡＣ］の経路で流れる。
また、交流入力電圧ＶＡＣが負極性となる期間では、図示するように整流電流は［商用交流電源ＡＣ→パワーチョークコイルＰＣＨ→整流ダイオードＤ２→整流ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣｉ１ｂ→平滑コンデンサＣｉ２ｂ→整流ダイオードＤ４→平滑コンデンサＣｉ２ａ→商用交流電源ＡＣ］の経路によっても流れる。
【００８５】
また、交流入力電圧が正極性となる期間では、図中の破線矢印により示すように［商用交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ１ａ→整流ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣｉ１ｂ→平滑コンデンサＣｉ２ｂ→整流ダイオードＤ４→整流ダイオードＤ３→パワーチョークコイルＰＣＨ→商用交流電源ＡＣ］の経路で整流電流が流れる。
また、この期間においても整流電流は分岐して、［商用交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ２ａ→整流ダイオードＤ３→パワーチョークコイルＰＣＨ→商用交流電源ＡＣ］の経路によっても流れるものとなる。
【００８６】
ここで、この場合の平滑コンデンサＣｉ１ａに対しては、上記のように交流入力電圧ＶＡＣが負極性となる期間における［商用交流電源ＡＣ→パワーチョークコイルＰＣＨ→整流ダイオードＤ２→平滑コンデンサＣｉ１ａ→商用交流電源ＡＣ］の経路により充電される。そして、この平滑コンデンサＣｉ１ａの充電電荷は、交流入力電圧ＶＡＣが正極性となる期間の［商用交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ１ａ→整流ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣｉ１ｂ→平滑コンデンサＣｉ２ｂ→・・・］の経路によって放電される。これによって、この場合の平滑コンデンサＣｉ１ｂ−Ｃｉ２ｂによる直列接続回路の両端には、交流入力電圧ＶＡＣによる１Ｅｖのレベルに、上記平滑コンデンサＣｉ１ａの充電電荷による１Ｅｖのレベルが重畳された２Ｅｖのレベルによる両端電圧が得られるものとなる。
【００８７】
また、平滑コンデンサＣｉ２ａ側は、交流入力電圧ＶＡＣが正極性となる期間における、上記した［商用交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ２ａ→整流ダイオードＤ３→パワーチョークコイルＰＣＨ→商用交流電源ＡＣ］の経路により充電されることになる。そして、この平滑コンデンサＣｉ２ａの充電電荷は、交流入力電圧ＶＡＣが負極性となる期間の［商用交流電源ＡＣ→パワーチョークコイルＰＣＨ→整流ダイオードＤ２→整流ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣｉ１ｂ→平滑コンデンサＣｉ２ｂ→・・・］の経路によって放電される。つまり、この場合の平滑コンデンサＣｉ１ｂ−Ｃｉ２ｂによる直列接続回路の両端には、交流入力電圧ＶＡＣによる１Ｅｖのレベルに、上記平滑コンデンサＣｉ２ａの充電電荷による１Ｅｖのレベルが重畳された２Ｅｖのレベルによる両端電圧が得られるようになる。
【００８８】
このようにして図７の回路においては、交流入力電圧ＶＡＣ＝２００Ｖ系時において、交流入力電圧ＶＡＣが正／負極性となる期間で共に、平滑コンデンサＣｉ１ｂ−Ｃｉ２ｂの両端電圧として２Ｅｖのレベルによる整流平滑電圧が得られる。
これによって、この場合の整流平滑回路では、直流入力電圧Ｅｉとして、商用交流電源レベルの２倍に対応したレベルが得られる倍電圧整流動作が行われているものである。
【００８９】
ところで、このようにワイドレンジ対応とするために、ＡＣ２００Ｖ系時に対応して倍電圧整流動作を行うことによっては、ＡＣ１００Ｖ系時に行われる４倍電圧整流動作によって得られるような力率改善効果が得られないものとなる。つまりこの場合は、倍電圧整流回路そのものによる整流動作に依っては、整流電流がそれぞれの経路に対し時間的にずれて流れることがない。
【００９０】
そこで、前述もしたように、商用交流電源ラインに対してインダクタンスの切換が行われるようにしてパワーチョークコイルＰＣＨを挿入し、倍電圧整流回路とするときに対応しては、そのインダクタンスを１ｍＨから５ｍＨに切り換えられるようにしている。これにより、倍電圧整流回路が動作するときには、このときのパワーチョークコイルＰＣＨのインダクタンスによって充分とされる程度に力率の改善が図られるようなる。なお、倍電圧整流回路に切り換えたときに、とくに力率改善を行う必要はないのであれば、図示しているようなパワーチョークコイルＰＣＨのインダクタンスを切り換える構成を採る必要はなく、例えば先の第２の実施の形態の場合と同様に、１ｍＨで固定のパワーチョークコイルＰＣＨを備えるようにすればよい。
【００９１】
図９は、図７の回路における交流入力電圧ＶＡＣと交流入力電流ＩＡＣの波形を示した図である。なお、この図では交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝３５０Ｗ時における実験結果を示している。また、この場合も各部は図４の回路の場合と同様の素子が選定されているものとする。
この場合の交流入力電圧ＶＡＣとしては、図示するようにピークレベルとして３２５Ｖｐが得られている。そして、このような交流入力電圧ＶＡＣの波形に対し、交流入力電流ＩＡＣとしては、図示するように正弦波状の波形が得られ、そのピークレベルは４Ａｐ程度に抑制されるものとなる。
この図９によっても、交流入力電流ＩＡＣの導通角が拡大されて力率の改善が図られていることがわかる。
【００９２】
このようにして第３の実施の形態の構成によっては、ＡＣ１００Ｖ系時には４倍電圧整流動作による低電力損失の力率改善構成が実現された上で、ＡＣ２００Ｖ系に対応しても力率の改善が可能な構成が実現されるものとなる。
実験によれば、図７の回路における力率ＰＦとしては、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝３５０Ｗの条件下において、力率ＰＦ＝０．７９となる結果が得られた。
また、同条件下におけるＡＣ→ＤＣ電力変換効率ηＡＣ→ＤＣは、ηＡＣ→ＤＣ＝９５．０％であり、これは２００Ｖ系に対応し倍電圧整流回路を備える従来の構成よりも１．５％向上するものとなる。また、このとき入力電力は５．９Ｗ低減する。また、このとき直流入力電圧Ｅｉ＝６０５Ｖｐであった。
【００９３】
なお、本発明としては、これまでに説明した電源回路の構成に限定されるものではない。
上記実施の形態では、整流平滑電圧Ｅｉを入力して動作するスイッチングコンバータは、他励式のハーフブリッジ方式にる電流共振形コンバータであるとしているが、自励式とされてもよい。また、ハーフブリッジ方式に代えて、４本のスイッチング素子を備えるフルブリッジ結合方式とされてもよい。また、スイッチング素子としては、例えばＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）やバイポーラトランジスタなど、ＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子が採用されて構わない。また、先に説明した各部品素子の定数なども、実際の条件等に応じて変更されて構わない。また、スイッチングコンバータの形式も、例えば電圧共振形など、電流共振形以外の形式を採用できる。
さらには、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側において二次側直流出力電圧を生成するための回路構成としても、適宜変更されて構わない。
【００９４】
【発明の効果】
以上のように本発明では、スイッチング電源回路において直流入力電圧（整流平滑電圧）を生成するための整流平滑回路として、４倍電圧整流回路を備えることで、商用交流電源の略４倍のレベルの直流入力電圧を得るようにしている。
このようにして、商用交流電源の略４倍の直流入力電圧を得ることによっては、その分、入力段が倍電圧整流回路とされた従来の構成よりもスイッチング素子に流れる電流レベルを低減してスイッチング損失を低減することができる。つまり、これによって従来の回路よりも電力損失を大幅に低減することができるものである。
【００９５】
またこのとき、上記４倍電圧整流回路を構成する４つの平滑コンデンサの静電容量として、商用交流電源レベルの等倍の整流平滑電圧を生成する２つの平滑コンデンサの静電容量を、商用交流電源レベルの２倍の整流平滑電圧が得られる２つの平滑コンデンサの静電容量よりも大きくすることで、商用交流電源が正／負極性となる期間の、それぞれの整流電流経路に存在する静電容量の差を拡大させるようにして設定することができる。そしてこれにより、商用交流電源が正／負極性となる期間の各々において形成される、２つの整流電流経路に流れる整流電流の各々を時間的にずらすようにして流すことができ、この結果、商用交流電源に流れる交流入力電流の導通角を拡大することができる。
つまり、これによって、従来のようにパワーチョークコイルを備えずとも力率の改善を図ることができる。
そして、このようにパワーチョークコイルを用いずに力率の改善が図られることにより、パワーチョークコイルを設けた場合の鉄損・銅損を要因とする電力損失をなくすことができ、これによってさらなる電力変換効率の向上が図られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明における第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を例示する回路図である。
【図２】第１の実施の形態のスイッチング電源回路が備える整流平滑回路における整流電流経路を示す図である。
【図３】第１の実施の形態のスイッチング電源回路における各部の動作波形を示す波形図である。
【図４】第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を例示する回路図である。
【図５】第２の実施の形態のスイッチング電源回路が備える整流平滑回路における整流電流経路を示す図である。
【図６】第２の実施の形態のスイッチング電源回路における交流入力電圧と交流入力電流の波形を示す波形図である。
【図７】第３の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を例示する回路図である。
【図８】第３の実施の形態のスイッチング電源回路が備える整流平滑回路における整流電流経路を示す図である。
【図９】第３の実施の形態のスイッチング電源回路における交流入力電圧と交流入力電流の波形を示す波形図である。
【図１０】従来のスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【図１１】図１０に示す回路における各部の動作波形を示す波形図である。
【図１２】図１０に示す回路における各部の動作波形を示す波形図である。
【図１３】従来の他の構成によるスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【図１４】図１３に示す回路における各部の動作波形を示す波形図である。
【符号の説明】
１  制御回路、１０  整流回路切換モジュール、Ｄ１〜Ｄ４  整流ダイオード、Ｃｉ１ａ、Ｃｉ１ｂ、Ｃｉ２ａ、Ｃｉ２ｂ  平滑コンデンサ、Ｑ１，Ｑ２  スイッチング素子、ＰＩＴ  絶縁コンバータトランス、Ｃ１  一次側直列共振コンデンサ、Ｃｐ  部分共振コンデンサ、Ｎ１  一次巻線、ＲＬ  リレー、Ｓ１，Ｓ２  リレースイッチ、ＣＬ  フィルタコンデンサ、ＣＭＣ  コモンモードチョークコイル
【図１】
2004364410.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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