(57)【要約】      （修正有）【課題】力率改善機能を備えるワイドレンジ対応のスイッチング電源回路として、コストダウン及び回路の小型軽量化を図る。【解決手段】整流平滑電圧Ｅｉを直流入力電圧として入力して動作するスイッチングコンバータを複数備える。このスイッチングコンバータは、フルブリッジ結合方式による電流共振形コンバータに対して、部分共振電圧回路を組み合わせた複合共振形コンバータである。直流入力電圧Ｅｉを生成する整流回路は、倍電圧整流回路と全波整流回路とに切り換え制御を行う構成とする。力率改善回路は、絶縁コンバータトランスＰＩＴに巻装した三次巻線Ｎ３に伝達されたスイッチング出力を整流電流経路に対して電圧帰還して整流電流を断続し、これにより交流入力電流の導通角を拡大させる構成を採る。【選択図】        図１
2004173463.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
商用交流電源を入力して整流平滑電圧を生成するものとされ、入力される商用交流電源のレベルに応じて、商用交流電源レベルの等倍に対応するレベルの上記整流平滑電圧を生成する等倍電圧整流動作と、商用交流電源レベルの所定倍に対応するレベルの上記整流平滑電圧を生成する倍電圧整流動作とで切り換えが行われる整流平滑手段と、
上記上記整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行うものとされ、ハイサイドのスイッチング素子と、ローサイドのスイッチング素子とをハーフブリッジ結合して形成される第１のハーフブリッジ回路と、第２のハーフブリッジ回路を備え、これら第１のハーフブリッジ回路と第２のハーフブリッジ回路とを、直流入力電圧と一次側アース間に対して並列に接続することで形成される、フルブリッジ結合方式のスイッチング手段と、
上記各スイッチング素子を上記フルブリッジ結合方式に応じてスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
上記スイッチング手段のスイッチング出力を一次側から二次側に伝送するために設けられる絶縁コンバータトランスと、
上記絶縁コンバータトランスの一次側に巻装され、並列に接続される複数の一次巻線と、
複数の並列接続された一次側直列共振コンデンサを、上記複数の一次巻線の並列接続に対して直列に接続して成り、上記複数の一次巻線の漏洩インダクタンス成分と上記複数の一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、
上記各ハーフブリッジ回路を形成する２つのスイッチング素子のうち、一方のスイッチング素子に対して並列接続された部分電圧共振コンデンサのキャパシタンスと、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、上記各スイッチング素子がターンオン及びターンオフするタイミングに応じてのみ電圧共振動作が得られる一次側部分電圧共振回路と、
上記絶縁コンバータトランスに巻装される複数の二次巻線と、
上記複数の二次巻線のそれぞれに対して接続される整流回路と、これらの整流回路の整流出力によって、その両端に二次側直流出力電圧が生成される１つの平滑コンデンサとからなる、直流出力電圧生成手段と、
上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段と、
上記絶縁コンバータトランスの一次側に巻装した三次巻線に励起される交番電圧を利用して、上記整流平滑手段に流れる整流電流成分を断続して、上記整流回路における整流電流経路に対して供給するように構成される力率改善回路と、
を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】
商用交流電源を入力して整流平滑電圧を生成するものとされ、入力される商用交流電源のレベルに応じて、商用交流電源レベルの等倍に対応するレベルの上記整流平滑電圧を生成する等倍電圧整流動作と、商用交流電源レベルの所定倍に対応するレベルの上記整流平滑電圧を生成する倍電圧整流動作とで切り換えが行われる整流平滑手段と、
上記直流入力電圧を入力してスイッチング動作を行うものとされ、ハイサイドのスイッチング素子と、ローサイドのスイッチング素子とをハーフブリッジ結合して形成される第１のハーフブリッジ回路と、第２のハーフブリッジ回路を備え、これら第１のハーフブリッジ回路と第２のハーフブリッジ回路とを、直流入力電圧と一次側アース間に対して並列に接続することで形成される、フルブリッジ結合方式のスイッチング手段と、
上記各スイッチング素子を上記フルブリッジ結合方式に応じてスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
上記スイッチング手段のスイッチング出力を一次側から二次側に伝送するために設けられる複数の絶縁コンバータトランスと、
上記各絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側に巻装される一次巻線の漏洩インダクタンス成分と上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする、複数の一次側直列共振回路を並列接続した並列回路と、
上記各ハーフブリッジ回路を形成する２つのスイッチング素子のうち、一方のスイッチング素子に対して並列接続された部分電圧共振コンデンサのキャパシタンスと、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、上記各スイッチング素子がターンオン及びターンオフするタイミングに応じてのみ電圧共振動作が得られる一次側部分電圧共振回路と、
上記各絶縁コンバータトランスの二次側に巻装される１以上の二次巻線と、各二次巻線に得られる交番電圧を入力して整流平滑動作を行うことで二次側直流出力電圧を生成する、複数の直流出力電圧生成手段と、
上記複数の直流出力電圧生成手段により生成される二次側直流出力電圧のうち、１つの二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、上記１つの二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された周波数制御型定電圧制御手段と、
上記複数の直流出力電圧生成手段により生成される二次側直流出力電圧のうち、上記周波数制御型定電圧制御手段により定電圧制御される二次側直流出力電圧以外の所要の二次側直流出力電圧を、磁気増幅器を備えて定電圧化する、磁気増幅器型定電圧制御手段と、
上記絶縁コンバータトランスの一次側に巻装した三次巻線に励起される交番電圧を利用して、上記整流平滑手段に流れる整流電流成分を断続して、上記整流回路における整流電流経路に対して供給するように構成される力率改善回路と、
を備えることを特徴とするスイッチング電源回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、力率改善のための回路を備えたスイッチング電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、高周波の比較的大きい電流及び電圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によって、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源回路としては、大部分がスイッチング方式の電源回路になっている。
スイッチング電源回路はスイッチング周波数を高くすることによりトランスその他のデバイスを小型にすると共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電子機器の電源として使用される。
【０００３】
ところで、一般に商用電源を整流すると平滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。
また、歪み電流波形となることによって発生する高調波を抑圧するための対策が必要とされている。
【０００４】
そこで、スイッチング電源回路において力率を改善する力率改善手段として、整流回路系においてＰＷＭ制御方式の昇圧型コンバータを設けて力率を１に近付ける、いわゆるアクティブフィルタを設ける方法が知られている（例えば特許文献１参照）。
【０００５】
図１０の回路図は、このようなアクティブフィルタの基本構成を示している。
この図においては、商用交流電源ＡＣにブリッジ整流回路Ｄｉを接続している。このブリッジ整流回路Ｄｉの正極／負極ラインに対しては並列に出力コンデンサＣｏｕｔが接続される。ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力が出力コンデンサＣｏｕｔに供給されることで、出力コンデンサＣｏｕｔの両端電圧として、直流電圧Ｖｏｕｔが得られる。この直流電圧Ｖｏｕｔは、例えば後段のＤＣ−ＤＣコンバータなどの負荷１０に入力電圧として供給される。
【０００６】
また、力率改善のための構成としては、図示するようにして、インダクタＬ、高速リカバリ型のダイオードＤ、抵抗Ｒｉ、スイッチング素子Ｑ、及び乗算器１１を備える。
インダクタＬ、ダイオードＤは、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、出力コンデンサＣｏｕｔの正極端子との間に、直列に接続されて挿入される。
抵抗Ｒｉは、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子（一次側アース）と出力コンデンサＣｏｕｔの負極端子との間に挿入される。
また、スイッチング素子Ｑ１は、この場合には、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定されており、図示するようにして、インダクタＬとダイオードＤの接続点と、一次側アース間に挿入される。
【０００７】
乗算器１１に対しては、フィードフォワード回路として、電流検出ラインＬＩ及び波形入力ラインＬｗが接続され、フィードバック回路として電圧検出ラインＬＶが接続される。
乗算器１１は、電流検出ラインＬＩから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子に流れる整流電流レベルを検出する。
また、波形入力ラインＬｗから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子の整流電圧波形を検出する。これは、即ち、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧）の波形を絶対値化して検出していることに相当する。
また、電圧検出ラインＬＶから入力される、出力コンデンサＣｏｕｔの直流電圧Ｖｏｕｔの変動差分を検出する。つまり、負荷１０に入力すべき直流入力電圧の変動差分を検出する。
そして、乗算器１１からは、スイッチング素子Ｑを駆動するためのドライブ信号が出力される。
【０００８】
電流検出ラインＬＩから乗算器１１に対しては、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子に流れる整流電流が入力される。乗算器１１では、この電流検出ラインＬＩから入力された整流電流レベルを検出する。また、電圧検出ラインＬＶから入力される、出力コンデンサＣｏｕｔの直流電圧Ｖｏｕ（直流入力電圧）の変動差分を検出する。また、波形入力ラインＬｗから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子の整流電圧波形を検出する。これは、即ち、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧）の波形を絶対値化して検出していることに相当する。
【０００９】
乗算器１１では、先ず、上記のようにして電流検出ラインＬＩから検出した整流電流レベルと、上記電圧検出ラインＬＶから検出した直流入力電圧の変動差分と乗算する。そして、この乗算結果と、波形入力ラインＬｗから検出した交流入力電圧の波形とによって、交流入力電圧ＶＡＣと同一波形の電流指令値を生成する。
【００１０】
さらに、この場合の乗算器１１では、上記電流指令値と実際の交流入力電流レベル（電流検出ラインＬ１からの入力に基づいて検出される）を比較し、この差に応じてＰＷＭ信号についてＰＷＭ制御を行い、ＰＷＭ信号に基づいたドライブ信号を生成する。スイッチング素子Ｑは、このドライブ信号によってスイッチング駆動される。この結果、交流入力電流は交流入力電圧と同一波形となるように制御されて、力率がほぼ１に近付くようにして力率改善が図られることになる。また、この場合には、乗算器１１によって生成される電流指令値は、直流入力電圧（Ｖｏｕｔ）の変動差分に応じて振幅が変化するように制御されるため、直流入力電圧（Ｖｏｕｔ）の変動も抑制されることになる。
【００１１】
図１１（ａ）は、上記図１０に示したアクティブフィルタ回路に入力される入力電圧Ｖｉｎ及び入力電流Ｉｉｎを示している。電圧Ｖｉｎは、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力としての電圧波形に対応し、電流Ｉｉｎは、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力としての電流波形に対応する。ここで、電流Ｉｉｎの波形は、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力電圧（電圧Ｖｉｎ）と同じ導通角となっているが、これは、商用交流電源ＡＣからブリッジ整流回路Ｄｉに流れる交流入力電流の波形も、この電流Ｉｉｎと同じ導通角となっていることを示す。つまり、ほぼ１に近い力率が得られている。
【００１２】
また、図１１（ｂ）は、出力コンデンサＣｏｕｔに入出力するエネルギー（電力）Ｐｃｈｇの変化を示す。出力コンデンサＣｏｕｔは、入力電圧Ｖｉｎが高いときにエネルギーを蓄え、入力電圧Ｖｉｎが低いときにエネルギーを放出して、出力電力の流れを維持する。
図１１（ｃ）は、上記出力コンデンサＣｏｕｔに対する充放電電流Ｉｃｈｇの波形を示している。この充放電電流Ｉｃｈｇは、上記図１１（ｂ）の入出力エネルギーＰｃｈｇの波形と同位相となっていることからも分かるように、出力コンデンサＣｏｕｔにおけるエネルギーＰｃｈｇの蓄積／放出動作に対応して流れる電流である。
【００１３】
上記充放電電流Ｉｃｈｇは、入力電流Ｖｉｎとは異なり、交流ライン電圧（商用交流電源ＡＣ）の第２高調波とほぼ同一の波形となる。交流ライン電圧には、出力コンデンサＣｏｕｔとの間のエネルギーの流れによって、図１１（ｄ）に示すようにして、第２高調波成分にリップル電圧Ｖｄが生じる。このリップル電圧Ｖｄは、無効なエネルギー保存のために、図１１（ｃ）に示す充放電電流Ｉｃｈｇに対して、９０°の位相差を有する。出力コンデンサＣｏｕｔの定格は、第２高調波のリップル電流と、その電流を変調するブースト・コンバータ・スイッチからの高周波リップル電流を処理することを考慮して決定するようにされる。
【００１４】
また、図１２には、図１０の回路構成を基として、基本的なコントロール回路系を備えたアクティブフィルタの構成例を示している。なお、図１０と同一とされる部分については同一符号を付して説明を省略する。
ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、出力コンデンサＣｏｕｔの正極端子間には、スイッチングプリレギュレータ１５が備えられる。このスイッチングプリレギュレータ１５は、図１０においては、スイッチング素子Ｑ、インダクタＬ、及びダイオードＤなどにより形成される部位となる。
【００１５】
そして、乗算器１１を含むコントロール回路系は、他に、電圧誤差増幅器１２、除算器１３、二乗器１４を備えて成る。
電圧誤差増幅器１２では、出力コンデンサＣｏｕｔの直流電圧Ｖｏｕｔを、分圧抵抗Ｒｖｏ−Ｒｖｄにより分圧してオペアンプ１５の非反転入力に入力する。オペアンプ１５の反転入力には基準電圧Ｖｒｅｆが入力される。オペアンプ１５では、基準電圧Ｖｒｅｆに対する分圧された直流電圧Ｖｏｕｔの誤差に応じたレベルの電圧を、帰還抵抗Ｒｖｌ、コンデンサＣｖｌによって決定される増幅率により増幅して、誤差出力電圧Ｖｖｅａとして除算器１３に出力する。
【００１６】
また、二乗器１４には、いわゆるフィードフォワード電圧Ｖｆｆが入力される。このフィードフォワード電圧Ｖｆｆは、入力電圧Ｖｉｎを平均化回路１６（Ｒｆ１１，Ｒｆ１２，Ｒｆ１３，Ｃｆ１１，Ｃｆ１２）により平均化した出力（平均入力電圧）とされる。二乗器１４では、このフィードフォワード電圧Ｖｆｆを二乗して除算器１３に出力する。
【００１７】
除算器１３では、電圧誤差増幅器１２からの誤差出力電圧Ｖｖｅａについて、二乗器１４から出力された平均入力電圧の二乗値により除算を行いい、この除算結果としての信号を乗算器１１に出力する。
つまり、電圧ループは、二乗器１４、除算器１３、乗算器１１の系から成るものとされる。そして、電圧誤差増幅器１２から出力される誤差出力電圧Ｖｖｅａは、乗算器１１で整流入力信号Ｉｖａｃにより乗算される前の段階で、平均入力電圧（Ｖｆｆ）の二乗により除算されることになる。この回路によって、電圧ループの利得は、平均入力電圧（Ｖｆｆ）の二乗として変化することなく、一定に維持される。平均入力電圧（Ｖｆｆ）は、電圧ループ内において順方向に送られる開ループ補正の機能を有する。
【００１８】
乗算器１１には、上記除算器１１により誤差出力電圧Ｖｖｅａを除算した出力と、抵抗Ｒｖａｃを介したブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子（整流出力ライン）の整流出力（Ｉａｃ）が入力される。ここでは、整流出力を電圧によるのではなく、電流（Ｉａｃ）として示している。乗算器１１では、これらの入力を乗算することによって、電流プログラミング信号（乗算器出力信号）Ｉｍｏを生成して出力する。これは、図１０にて説明した電流指令値に相当する。出力電圧Ｖｏｕｔは、この電流プログラミング信号の平均振幅を可変することで制御される。つまり、電流プログラミング信号の平均振幅の変化に応じたＰＷＭ信号が生成され、このＰＷＭ信号に基づいたドライブ信号によってスイッチング駆動が行われることによって、出力電圧Ｖｏｕｔのレベルをコントロールするものである。
したがって、電流プログラミング信号は、入力電圧と出力電圧を制御する平均振幅の波形を有する。なお、アクティブフィルタは、出力電圧Ｖｏｕｔのみではなく、入力電流Ｖｉｎも制御するようになっている。そして、フィードフォワード回路における電流ループは、整流ライン電圧によってプログラムされるということがいえるので、後段のコンバータ（負荷１０）への入力は抵抗性になる。
【００１９】
図１３は、上記図１２に示した構成に基づくアクティブフィルタの後段に対して電流共振形コンバータを接続して成る電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路は、交流入力電圧ＶＡＣ＝８５Ｖ〜２８８Ｖに対応する。つまり、商用交流電源についてＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の両者の交流入力電圧に対応する、いわゆるワイドレンジ対応（ワールドワイド仕様）とされている。また、対応可能な負荷電力としては６００Ｗ以上とされている。また、電流共振形コンバータとしては、他励式のハーフブリッジ結合方式による構成を採る。
また、この図１３に示す電源回路は、例えばプラズマディスプレイパネルを備えたテレビジョン受像機、モニタ装置などに搭載される。
【００２０】
この場合の商用交流電源ＡＣラインには、図示する接続態様により、２組のラインフィルタトランスＬＦＴ，ＬＦＴと、３組のアクロスコンデンサＣＬが接続されて、コモンモードノイズのためのラインノイズフィルタを形成する。
【００２１】
商用交流電源ＡＣの正／負のラインに対しては、それぞれ、２組のブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２の各正極入力端子と負極入力端子が共通に接続される。また、ブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２の正極出力端子どうしと、負極出力端子どうしが接続されるようになっている。つまり、この場合には、商用交流電源ＡＣに対して、２段のブリッジ整流回路が備えられていることになる。
【００２２】
また、上記ブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２の正極出力端子と負極出力端子間には、１組のチョークコイルＬＮと、３組のフィルタコンデンサ（フィルムコンデンサ）ＣＮ，ＣＮ，ＣＮを図示するようにして接続して成るノーマルモードノイズフィルタ４が接続される。
【００２３】
ブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２の正極出力端子は、上記チョークコイルＬＮと、パワーチョークコイルＰＣＣ−１のインダクタＬｐｃ１と、パワーチョークコイルＰＣＣ−２のインダクタＬｐｃ２の直列接続を介して、並列接続された２本の高速リカバリ型の整流ダイオード［Ｄ１０／／Ｄ１０］のアノードの接続点と接続される。整流ダイオード［Ｄ１０／／Ｄ１０］のカソードの接続点は、平滑コンデンサＣｉＡ，ＣｉＢの各正極端子に接続される。
平滑コンデンサＣｉＡ，ＣｉＢは、図示するようにして、２本で１組となるようにして並列に接続されている。平滑コンデンサＣｉＡ，ＣｉＢの正極端子は、上記もしているように、整流ダイオード［Ｄ１０／／Ｄ１０］−インダクタＬｐｃ２−インダクタＬｐｃ１−チョークコイルＬＮの直列接続を介して、ブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２の各正極出力端子に対して接続される。また、平滑コンデンサＣｉＡ，ＣｉＢの負極端子は、ブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２の各負極出力端子（一次側アース）に対して接続される。
【００２４】
上記平滑コンデンサ［ＣｉＡ／／ＣｉＢ］の組は、図１０，図１２における出力コンデンサＣｏｕｔに相当する。従って、この場合においては、この並列接続された平滑コンデンサ［ＣｉＡ／／ＣｉＢ］の組の両端電圧として整流平滑電圧Ｅｉが得られることになる。この整流平滑電圧Ｅｉが、後段の各コンバータ部２０１、２０２、２０３に対して直流入力電圧として供給される。
また、パワーチョークコイルＰＣＣ−１、ＰＣＣ−２のインダクタＬｐｃ１，Ｌｐｃ２の直列接続は、図１０に示したインダクタＬに相当する。ダイオード［Ｄ１０／／Ｄ１０］は、図１３に示したとダイオードＤに相当する。
また、この図におけるダイオードＤ１０／／Ｄ１０の並列回路に対しては、コンデンサＣｓｎ−抵抗Ｒｓｎから成るＲＣスナバ回路が並列に接続される。
【００２５】
スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３を並列接続して成るスイッチング素子の組は、図１０におけるスイッチング素子Ｑに相当する。つまり、実際にアクティブフィルタのスイッチング素子を実装するのにあたって、この場合には、３つのスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３の並列回路を１組としており、これらのスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３を、それぞれ、パワーチョークコイルＬｐｃ２と高速リカバリ型の整流ダイオード［Ｄ１０／／Ｄ１０］の接続点と、一次側アース（負極整流出力ライン）との間に並列に挿入するようにしている。
【００２６】
このようにして、３つのスイッチング素子を備えるのは、信頼性確保のためである。
つまり、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ以上程度の重負荷の条件である場合、例えば交流入力電圧ＶＡＣが１００Ｖ以下となる条件では、スイッチング素子に流れる総合的なドレイン電流（スイッチング電流）が非常に高くなる。そこで、この場合には、３つのスイッチング素子を並列に接続することで、各スイッチング素子に流れるドレイン電流のピークレベルを抑えているものである。
この場合のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３には、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定されている。そして、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３の各ゲート−ソース間には、それぞれ、ゲート−ソース間抵抗Ｒ５２，Ｒ５４，Ｒ６４が接続されている。
【００２７】
アクティブフィルタコントロール回路２０は、力率を１に近付けるように力率改善を行うアクティブフィルタの動作を制御するもので、例えば１石の集積回路（ＩＣ）とされている。
この場合、アクティブフィルタコントロール回路２０は、乗算器、除算器、誤差電圧増幅器、ＰＷＭ制御回路、及びスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号を出力するドライブ回路等を備えて構成される。図１２に示した乗算器１１、誤差電圧増幅器１２、除算器１３、及び二乗器１４などに相当する回路部は、このアクティブフィルタコントロール回路２０内に搭載される。
【００２８】
この場合、フィードバック回路は平滑コンデンサＣｉの両端電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を分圧抵抗Ｒ５５，Ｒ５６，Ｒ５７により分圧した電圧値を、アクティブフィルタコントロール回路２０の端子Ｔ１に入力するようにして形成される。
【００２９】
また、フィードフォワード回路としては、先ず、抵抗Ｒ５８を介して整流出力が端子Ｔ３に入力される。これによって、交流入力電圧波形の検出と、平均化回路のためのフィードフォワード回路が形成されている。
また、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子と一次側アース間に挿入される抵抗Ｒ６１との接続点から、抵抗Ｒ６０を介して、端子Ｔ６に対して整流電流レベルを入力するようにしている。つまり、図１０における電流検出ラインＬＩに相当するラインとしてのフィードフォワード回路が形成されている。
【００３０】
また、端子Ｔ４には、起動抵抗Ｒｓを介したブリッジ整流回路Ｄｉの正極の整流出力が、起動電圧として入力されている。アクティブフィルタコントロール回路２０は、電源起動時において、この端子Ｔ４に入力される起動電圧によって起動される。
また、パワーチョークコイルＰＣＣ−１においては、インダクタＬｐｃ１とトランス結合された巻線Ｎ５が巻装されている。この巻線Ｎ５に励起された交番電圧は、ダイオードＤ１１及びコンデンサＣ１１とから成る半波整流回路により所定の低圧直流電圧に変換されるが、上記端子Ｔ４には、この低圧直流電圧も入力されている。アクティブフィルタコントロール回路２０は、上記起動電圧により起動した後は、この低圧直流電圧を電源として入力して動作するようになっている。
また、端子Ｔ５は、抵抗Ｒ５９を介して、一次側アースと接続されている。
【００３１】
端子Ｔ２からは、スイッチング素子を駆動するためのドライブ信号が出力される。そして、この端子Ｔ２に対しては、トランジスタＱ２１，Ｑ２２及びツェナーダイオードＺＤから成る、いわゆるトーテムポール回路が接続されている。この場合のトーテムポール回路は、１つのドライブ信号によって３つのスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３を駆動するのに必要な電力を得るためにドライブ信号を増幅することと、周知のようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴとしてのスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３を安定して高速スイッチングすることを目的として設けられている。
このトーテムポール回路から出力されたドライブ信号は、分岐して、それぞれ抵抗Ｒ５１，Ｒ５３，Ｒ６３を介してスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３のゲートに対して出力される。
スイッチング素子Ｑ１１は、上記のようにして印加されるドライブ信号に応じて、ゲート−ソース間抵抗Ｒ５２の両端にゲート電圧が発生するようになっている。そして、ゲート電圧が閾値以上となることでオンとなり、閾値以下となるとオフとなるようにしてスイッチング動作を行う。
スイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３も同様にして、それぞれ、ドライブ信号によってゲート−ソース間抵抗Ｒ５４，Ｒ６４の両端電圧であるゲート電圧が閾値以上／以下で変化するのに応じて、上記スイッチング素子Ｑ１１と同じオン／オフタイミングでスイッチング動作を行う。
【００３２】
そして、上記したスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３のスイッチング駆動は、図１０及び図１２により説明したようにして、整流出力電流の導通角が、整流出力電圧波形とほぼ同等の導通角となるように、ＰＷＭ制御に基づくドライブ信号によって行われる。整流出力電流の導通角が整流出力電圧波形とほぼ同等の導通角となるということは、即ち、商用交流電源ＡＣから流入する交流入力電流の導通角が、交流入力電圧ＶＡＣの波形とほぼ同じ導通角となることであり、結果的に、力率が１に近づくように制御されることになる。つまり、力率改善が図られる。実際においては、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ時において、力率ＰＦ＝０．９９５程度となる特性が得られる。
【００３３】
また、この図１３に示すアクティブフィルタコントロール回路２０によっては、整流平滑電圧Ｅｉ（図１２では、Ｖｏｕｔに相当する）＝３７５Ｖの平均値について、交流入力電圧ＶＡＣ＝８５Ｖ〜２８８Ｖの範囲で定電圧化するようにも動作する。つまり、後段の電流共振形コンバータには、交流入力電圧ＶＡＣ＝８５Ｖ〜２６４Ｖの変動範囲に関わらず、３７５Ｖで安定化された直流入力電圧が供給されることとなる。
上記交流入力電圧ＶＡＣ＝８５Ｖ〜２８８Ｖの範囲は、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系を連続的にカバーするものであり、従って、後段のスイッチングコンバータには、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系とで、同じレベルで安定化された直流入力電圧（Ｅｉ）が供給されることとなる。つまり、図１３に示す電源回路は、アクティブフィルタを備えることで、ワイドレンジ対応の電源回路としても構成されている。
【００３４】
そして、この図に示す電源回路においては、前述したような重負荷の条件に対応するために、平滑コンデンサ［ＣｉＡ／／ＣｉＢ］を直流入力電圧として動作電源とする複数の電流共振形コンバータが並列に設けられている。この図では、第１コンバータ部２０１，第２コンバータ部２０２、第３コンバータ部２０３の３つの電流共振形コンバータが設けられており、それぞれ、所定レベルに安定化された二次側直流出力電圧ＥＯ１、ＥＯ２、ＥＯ３を出力可能とされている。
【００３５】
例えば、第１コンバータ部２０１の構成としては、図示するようにして、２石のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を備えて成る。この場合には、スイッチング素子Ｑ１がハイサイドで、スイッチング素子Ｑ２がローサイドとなるようにしてハーフブリッジ接続し、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）に対して並列に接続している。つまり、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータを形成している。
【００３６】
この場合の電流共振形コンバータは他励式とされ、これに対応して上記スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２には、ＭＯＳ−ＦＥＴが用いられている。これらスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、それぞれ並列にクランプダイオードＤＤ１，ＤＤ２が接続され、これによりスイッチング回路が形成される。これらクランプダイオードＤＤ１，ＤＤ２は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のターンオフ時における逆方向電流を流す経路を形成する。
また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各ゲート−ソース間には、それぞれゲート−ソース間抵抗ＲＧ１，ＲＧ２が挿入されている。
【００３７】
コントロールＩＣ２は、電流共振形コンバータを他励式により駆動するための発振回路、制御回路、及び保護回路等を備えて構成されるもので、内部にバイポーラトランジスタを備えた汎用のアナログＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  Ｃｉｒｃｕｉｔ）とされる。
このコントロールＩＣ２は、電源入力端子Ｖｃｃに入力される直流電圧により動作する。
【００３８】
そして、コントロールＩＣ２においては、スイッチング素子に対してドライブ信号（ゲート電圧）を出力するための端子として、２つのドライブ信号出力端子ＶＧＨ，ＶＧＬが備えられる。
ドライブ信号出力端子ＶＧＨからは、ハイサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力され、ドライブ信号出力端子ＶＧＬからは、ローサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力される。
そして、この場合には、ドライブ信号出力端子ＶＧＨは、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１のゲートと接続される。また、ドライブ信号出力端子ＶＧＬは、ローサイドのスイッチング素子Ｑ２のゲートと接続される。
これにより、ドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力されるハイサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ１のゲートに対して印加され、ドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力されるローサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ２のゲートに対して印加されることになる。
【００３９】
また、この図では図示を省略しているが、コントロールＩＣ２の端子Ｖｓに対して、外付けの回路として、１組のブートストラップ回路が接続される。このブートストラップ回路によりドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力されるハイサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ１を適正にドライブ可能なレベルとなるようにレベルシフトされる。
【００４０】
コントロールＩＣ２では、内部の発振回路により所要の周波数の発振信号を生成する。そして、コントロールＩＣ２では、上記発振回路にて生成された発振信号を利用して、ハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号を生成する。ここで、ハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号は、互いに１８０°の位相差を有する関係となるようにして生成される。そして、ハイサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力し、ローサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力するようにされる。
【００４１】
このようなハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号が、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対してそれぞれ印加されることによって、ドライブ信号がＨレベルとなる期間に応じては、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲート電圧がゲート閾値以上となってオン状態となる。またドライブ信号がＬレベルとなる期間では、ゲート電圧がゲート閾値以下となってオフ状態となる。これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、交互にオン／オフとなるタイミングによって所要のスイッチング周波数によりスイッチング駆動されることになる。
【００４２】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１は、上記スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力を一次側から二次側に伝送するために設けられる。
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の一次巻線Ｎ１の一方の端部は、一次側直列共振コンデンサＣ１を介してスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点（スイッチング出力点）に対して接続され、他方の端部は一次側アースに接続される。ここで、直列共振コンデンサＣ１は、自身のキャパシタンスと一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンス（Ｌ１）とによって一次側直列共振回路を形成する。この一次側直列共振回路は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力が供給されることで共振動作を生じるが、これによって、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２から成るスイッチング回路の動作を電流共振形とする。
【００４３】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の二次側には二次巻線Ｎ２が巻装される。この場合の二次巻線Ｎ２に対しては、図示するようにしてセンタータップを設けて二次側アースに接続した上で、整流ダイオードＤＯ１，ＤＯ２、及び平滑コンデンサＣＯ１から成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣＯ１の両端電圧として二次側直流出力電圧ＥＯ１が得られる。この二次側直流出力電圧ＥＯ１は、図示しない負荷側に供給されるとともに、制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
制御回路１では、入力される二次側直流出力電圧ＥＯ１のレベルに応じてそのレベルが可変された電圧又は電流を制御出力としてコントロールＩＣ２の制御入力端子Ｖｃに供給する。コントロールＩＣ２では、制御入力端子Ｖｃに入力された制御出力に応じて、例えば発振信号の周波数を可変することで、ドライブ信号出力端子ＶＧＨ，ＶＧＬから出力すべきドライブ信号の周波数を可変する。これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、スイッチング周波数が可変制御されることになるが、このようにしてスイッチング周波数が可変されることによっては、二次側直流出力電圧Ｅ０１のレベルが一定となるように制御される。つまり、スイッチング周波数制御方式による安定化が行われる。
【００４４】
なお、第２コンバータ部２０２は、ハーフブリッジ結合されたスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４、クランプダイオードＤＤ３，ＤＤ４、ゲート−ソース間抵抗ＲＧ３，ＲＧ４、コントロールＩＣ２，絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２（一次巻線Ｎ１，二次巻線Ｎ２）、一次側直列共振コンデンサＣ１、整流ダイオードＤＯ３，Ｄ０４、平滑コンデンサＣＯ２を備え、上記第１コンバータ部２０１と同様の接続態様による構成を採る。
【００４５】
また、第３コンバータ部２０３も、ハーフブリッジ結合されたスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６、クランプダイオードＤＤ５，ＤＤ６、ゲート−ソース間抵抗ＲＧ５，ＲＧ６、コントロールＩＣ２，絶縁コンバータトランスＰＩＴ−３（一次巻線Ｎ１，二次巻線Ｎ２）、一次側直列共振コンデンサＣ１を備え、第１コンバータ部２０１と同様の接続態様による一次側構成を採る。
但し、第３コンバータ部２０３の絶縁コンバータトランスＰＩＴ−３の二次側においては、図示するようにして、二次巻線Ｎ２に対して整流ダイオードＤＯ５，Ｄ０６，Ｄ０７，Ｄ０８及び平滑コンデンサＣＯ３，ＣＯ４を接続していることで、整流ダイオードＤＯ５，Ｄ０６及び平滑コンデンサＣＯ３から成る両波整流回路と、整流ダイオードＤＯ７，Ｄ０８及び平滑コンデンサＣＯ４から成る両波整流回路との２組の両波整流回路が形成されることになる。
整流ダイオードＤＯ５，Ｄ０６及び平滑コンデンサＣＯ３から成る両波整流回路によっては二次側直流出力電圧ＥＯ３が生成される。整流ダイオードＤＯ７，Ｄ０８及び平滑コンデンサＣＯ４から成る両波整流回路によっては、二次側直流出力電圧ＥＯ３よりも低圧レベルの二次側直流出力電圧Ｅ０４が生成される。
【００４６】
ここで、第１コンバータ部２０１の二次側直流出力電圧ＥＯ１が対応する負荷電力は３００Ｗ、第２コンバータ部２０２の二次側直流出力電圧ＥＯ２が対応する負荷電力は２００Ｗ、第３コンバータ部２０３の二次側直流出力電圧ＥＯ３，Ｅ０４により対応する負荷電力は１００Ｗとなっており、これにより、総合的に負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ以上に対応可能に構成されているものである。
【００４７】
【特許文献１】
特開平６−３２７２４６（図１１）
【００４８】
【発明が解決しようとする課題】
これまでの説明から分かるように、先行技術として図１３に示した電源回路は、従来から知られている図１０及び図１２に示した構成を基本とするアクティブフィルタを実装して構成されている。また、図１３に示す回路の場合には、アクティブフィルタの後段に対して、３つの電流共振形コンバータを並列に接続している。
このような構成を採ることによって、力率改善を図っている。また、負荷電力６００Ｗ以上の条件の下で、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで動作する、いわゆるワイドレンジ対応としている。
【００４９】
しかしながら、上記図１３に示した構成による電源回路では次のような問題を有している。
図１３に示す電源回路における電力変換効率としては、前段のアクティブフィルタに対応するＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）と、後段の電流共振形コンバータ（第１、第２、第３コンバータ部２０１，２０２，２０３）のＤＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＤＣ→ＤＣ）とを総合的したものとなる。
【００５０】
ここで、第１、第２、第３コンバータ部２０１，２０２，２０３におけるＤＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＤＣ→ＤＣ）は、９６％程度である。
また、アクティブフィルタにおけるＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）は、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時では、９４％、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｗ時では９７％となる。
従って、総合電力変換効率としては、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時では、
９４％×９６％＝９０．２％
となる。また、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖ時では、
９７％×９６％＝９３．１％
となる。
また、これに対応して、交流入力電力は、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時では６６５．２Ｗ、交流入力電力２３０Ｖ時では、６４４．５Ｗとなる。
つまり、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖ（ＡＣ１００Ｖ系）時に対して、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ（ＡＣ２００Ｖ系）時においては、アクティブフィルタ回路側における電力変換効率が低下して、総合効率が低下してしまう。
【００５１】
また、図１３に示す回路では、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ以上の条件のもとで、上記した電力変換効率の特性を下回ることが無いように、アクティブフィルタにおけるＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）ついては、例えば交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ〜２３０Ｖの範囲で、９４％〜９７％で維持されるように設計する必要がある。
また、アクティブフィルタ回路では、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３、及び高速リカバリ型の整流ダイオード［Ｄ１０／／Ｄ１０］がスイッチング動作を行うことになるが、これらのスイッチング動作は、ｄｖ／ｄｉ，ｄｉ／ｄｔによるもので、ハードスイッチング動作であることから、ノイズの発生レベルが非常に大きいため、比較的重度のノイズ抑制対策が必要となる。
これらの必要性から、図１３に示す電源回路のアクティブフィルタとしては、先ず商用交流電源ＡＣを整流する整流回路系において、ブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２の２組を備えている。そのうえで、２組のパワーチョークコイル（ＰＣＣ−１、ＰＣＣ−２）を備える必要がある。さらに、スイッチングのための半導体素子については、３組のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３を並列接続したうえで、トーテムポール回路により駆動するとともに、２本の高速リカバリ型の整流ダイオードＤ１０，Ｄ１０を並列接続して設ける構成を採らなければならない。そして、これらの半導体素子に対しては、大型の放熱板を取り付ける必要もある。
さらに、図１３に示す回路では、商用交流電源ＡＣのラインに対して、２組のラインフィルタートランスＬＦＴと、３組のアクロスコンデンサによるラインノイズフィルタを形成している。つまり、２段以上のラインノイズフィルタが必要となっている。
また、整流出力ラインに対しては、１組のチョークコイルＬＮと、３組のフィルタコンデンサＣＮから成るノーマルモードノイズフィルタ４を設けている。さらに、整流用の高速リカバリ型のダイオードＤ１０／／Ｄ１０の並列回路に対しては、ＲＣスナバ回路を設けている。特に、図１３の回路のように重負荷に対応する場合、ＲＣスナバ回路を形成する抵抗Ｒｓｎは、セメント抵抗であり大型である。
このようにして、実際の回路としては、非常に多くの部品点数によるノイズ対策が必要であり、コストアップ及び電源回路基板の実装面積の大型化を招いている。
【００５２】
また、前述もしたように、図１３に示す回路では、交流入力電圧ＶＡＣが１００Ｖ以下の条件ではスイッチング素子に流れるドレイン電流（スイッチング出力電流）のピークレベルが上昇するので、ＭＯＳ−ＦＥＴのスイッチング素子としては、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３の３本を並列接続して信頼性を確保する必要が生じる。
このようにして、図１３に示す回路ではスイッチング素子を３本並列接続している。しかしながら、これに対して、汎用ＩＣとしてのアクティブフィルタコントロール回路２０は、ドライブ信号の出力端子として、端子Ｔ２の１つしか備えていない。このために、アクティブフィルタコントロール回路２０からのドライブ信号出力を分岐して各スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３に印加する必要があるが、そのままでは電力が不足して高い信頼性でもってスイッチング素子を駆動することが難しい。そこで、図１３にも示したように、トランジスタＱ２１，Ｑ２２を備えたトーテムポール回路が必要となるが、これによっても、部品点数が増加していることになる。
【００５３】
さらに、汎用ＩＣとしてのアクティブフィルタコントロール回路２０によって動作するスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３のスイッチング周波数は５０ＫＨｚであるのに対して、後段の電流共振形コンバータのスイッチング周波数は７０ＫＨｚ〜１５０ＫＨｚの範囲となっている。これにより、１次側アース電位が干渉しあって、電源回路としての動作が不安定になりやすいという問題も有している。
【００５４】
【課題を解決するための手段】
そこで本発明は上記した課題を考慮してスイッチング電源回路として次のように構成する。
つまり、商用交流電源を入力して整流平滑電圧を生成するものとされ、入力される商用交流電源のレベルに応じて、商用交流電源レベルの等倍に対応するレベルの上記整流平滑電圧を生成する等倍電圧整流動作と、商用交流電源レベルの所定倍に対応するレベルの整流平滑電圧を生成する倍電圧整流動作とで切り換えが行われる整流平滑手段を備える
また、整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行うものとされ、ハイサイドのスイッチング素子と、ローサイドのスイッチング素子とをハーフブリッジ結合して形成される第１のハーフブリッジ回路と、第２のハーフブリッジ回路を備え、これら第１のハーフブリッジ回路と第２のハーフブリッジ回路とを、直流入力電圧と一次側アース間に対して並列に接続することで形成される、フルブリッジ結合方式のスイッチング手段と、各スイッチング素子を上記フルブリッジ結合方式に応じてスイッチング駆動するスイッチング駆動手段を備える。
また、スイッチング手段のスイッチング出力を一次側から二次側に伝送するために設けられる絶縁コンバータトランスを備える。
また、絶縁コンバータトランスの一次側に巻装される複数の一次巻線と、これら複数の一次巻線と複数の一次側直列共振コンデンサの各々を直列接続して成り、互いに直列接続された一次巻線の漏洩インダクタンス成分と一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、スイッチング手段の動作を電流共振形とする、複数の一次側直列共振回路を並列接続した並列回路とを備える。
また、各ハーフブリッジ回路を形成する２つのスイッチング素子のうち、一方のスイッチング素子に対して並列接続された部分電圧共振コンデンサのキャパシタンスと、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、各スイッチング素子がターンオン及びターンオフするタイミングに応じてのみ電圧共振動作が得られる一次側部分電圧共振回路を備える。
また、絶縁コンバータトランスに巻装される複数の二次巻線と、これら複数の二次巻線のそれぞれに対して接続される整流回路と、これらの整流回路の整流出力によって、その両端に二次側直流出力電圧が生成される１つの平滑コンデンサとからなる、直流出力電圧生成手段を備える。
また、二次側直流出力電圧のレベルに応じてスイッチング駆動手段を制御して、スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段を備える。
また、絶縁コンバータトランスの一次側に巻装した三次巻線に励起される交番電圧を利用して、上記整流平滑手段に流れる整流電流成分を断続して、整流回路における整流電流経路に対して供給するように構成される力率改善回路を備えることとした。
【００５５】
また、スイッチング電源回路として次のようにも構成する。
つまり、商用交流電源を入力して整流平滑電圧を生成するものとされ、入力される商用交流電源のレベルに応じて、商用交流電源レベルの等倍に対応するレベルの上記整流平滑電圧を生成する等倍電圧整流動作と、商用交流電源レベルの所定倍に対応するレベルの整流平滑電圧を生成する倍電圧整流動作とで切り換えが行われる整流平滑手段を備える。
また、直流入力電圧を入力してスイッチング動作を行うものとされ、ハイサイドのスイッチング素子と、ローサイドのスイッチング素子とをハーフブリッジ結合して形成される第１のハーフブリッジ回路と、第２のハーフブリッジ回路を備え、これら第１のハーフブリッジ回路と第２のハーフブリッジ回路とを、直流入力電圧と一次側アース間に対して並列に接続することで形成される、フルブリッジ結合方式のスイッチング手段と、各スイッチング素子をフルブリッジ結合方式に応じてスイッチング駆動するスイッチング駆動手段とを備える。
また、スイッチング手段のスイッチング出力を一次側から二次側に伝送するために設けられる複数の絶縁コンバータトランスを備える。
また、各絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側に巻装される一次巻線の漏洩インダクタンス成分と一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、スイッチング手段の動作を電流共振形とする、複数の一次側直列共振回路を並列接続した並列回路を備える。
また、各ハーフブリッジ回路を形成する２つのスイッチング素子のうち、一方のスイッチング素子に対して並列接続された部分電圧共振コンデンサのキャパシタンスと、絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、各スイッチング素子がターンオン及びターンオフするタイミングに応じてのみ電圧共振動作が得られる一次側部分電圧共振回路を備える。
また、各絶縁コンバータトランスの二次側に巻装される１以上の二次巻線と、各二次巻線に得られる交番電圧を入力して整流平滑動作を行うことで二次側直流出力電圧を生成する、複数の直流出力電圧生成手段を備える。
また、複数の直流出力電圧生成手段により生成される二次側直流出力電圧のうち、１つの二次側直流出力電圧のレベルに応じてスイッチング駆動手段を制御して、スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、１つの二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された周波数制御型定電圧制御手段を備える。
また、複数の直流出力電圧生成手段により生成される二次側直流出力電圧のうち、周波数制御型定電圧制御手段により定電圧制御される二次側直流出力電圧以外の所要の二次側直流出力電圧を、磁気増幅器を備えて定電圧化する、磁気増幅器型定電圧制御手段を備える。
また、絶縁コンバータトランスの一次側に巻装した三次巻線に励起される交番電圧を利用して、上記整流平滑手段に流れる整流電流成分を断続して、上記整流回路における整流電流経路に対して供給するように構成される力率改善回路を備えることとした。
【００５６】
上記構成によると、本発明のスイッチング電源回路は、整流平滑電圧（直流入力電圧）を入力して動作するスイッチングコンバータとして、フルブリッジ結合方式による電流共振形コンバータに対して、部分電圧共振回路を組み合わせた構成が採られる。
電流共振形コンバータは、スイッチング出力が伝送される絶縁コンバータトランスの一次巻線に直列共振コンデンサを直列接続して形成される直列共振回路を備えるが、本発明では、この直列共振回路として並列接続的な構成を採る。
つまり、複数の一次巻線を並列接続した並列回路と、複数の直列共振コンデンサを並列接続した並列回路を、直列に接続する。あるいは、１つの一次巻線と１つの直列共振コンデンサを直列接続して形成される直列共振回路を複数組備え、これらの直列共振回路を並列に接続する。
そして、二次側へのスイッチング出力の伝送は、上記複数の直列共振回路を形成している複数の一次巻線を、共通の絶縁コンバータトランスに巻装して、二次側にも独立して巻装した複数の二次巻線を設けるようにする。さらに複数の二次巻線に対してそれぞれ整流回路を接続して、これらの整流出力が１つの平滑コンデンサに供給されるように形成した二次側の整流平滑回路（直流出力電圧生成手段）を設けることとしている。このような構成により、スイッチングコンバータとしては重負荷の条件に対応するようにしている。
また、力率改善は、絶縁コンバータトランスに巻装した三次巻線に伝達されたスイッチング出力を、整流平滑手段の整流電流経路に対して電圧帰還して整流電流を断続し、これにより交流入力電流の導通角を拡大して力率改善を図る構成が採られる。
そして、ワイドレンジ対応とするのにあたっては、整流平滑電圧（直流入力電圧）を生成する整流平滑手段について、商用交流電源レベルに応じて等倍電圧整流動作と倍電圧整流動作とで整流動作の切り換えが行われるように構成する。
これにより、例えば力率改善回路を備える電源回路としてワイドレンジ対応の構成とするのにあたっては、スイッチングコンバータへの直流入力電圧の安定化を図るアクティブフィルタを備える必要は無いこととなる。
【００５７】
また、上記構成において、二次側へのスイッチング出力の伝送は、複数の直列共振回路を形成する各一次巻線が巻装される、複数の絶縁コンバータトランスを備えることとする。そして、各絶縁コンバータトランスにおいては、１以上の二次側直流出力電圧が生成されるようにして、二次巻線に対して整流回路及び平滑コンデンサから成る直流出力電圧生成手段を設ける。そのうえで、定電圧化に関しては、所要の１つの二次側直流出力電圧についてはスイッチング周波数制御によって行うこととし、他の二次側直流出力電圧については磁気増幅器定電圧回路によって行うこととする。
このような構成では、ワイドレンジ対応の構成とするのにあたって、アクティブフィルタが不要になるのに加え、複数の二次側直流出力電圧について個々に独立して安定化を図るようにすることが可能となる。
【００５８】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の第１の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路は、先行技術として図１３に示した回路と同様に、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ以上に対応可能で、かつ、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで動作するワイドレンジ対応としての構成を採る。
【００５９】
この図に示す電源回路においては、商用交流電源ＡＣに対して、１組のラインフィルタトランスＬＦＴとアクロスコンデンサＣＬから成るラインノイズフィルタが備えられる。つまり、この場合には、コモンモードノイズを除去するラインノイズフィルタとしては１段のみが設けられる。
また、このラインノイズフィルタと並列に、２本のフィルタコンデンサＣＮ，ＣＮが接続されている。この２本のフィルタコンデンサＣＮ／／ＣＮの並列回路は、次に説明するブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２の整流出力ラインに発生するノーマルモードノイズを抑制する。また、この２本のフィルタコンデンサＣＮ／／ＣＮの並列回路は、後述する力率改善回路３を形成する。
【００６０】
この場合、商用交流電源から整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生成する整流回路系は、ブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２と、２本の平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２を備えて成る。平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２は同じキャパシタンスを有する。
【００６１】
ブリッジ整流回路Ｄｉ１の正極入力端子と負極入力端子は、それぞれ、上記フィルタコンデンサＣＮ／／ＣＮの両端と商用交流電源ＡＣの正／負の各ラインとの接続点に対して接続される。また、ブリッジ整流回路Ｄｉ１の正極出力端子は、平滑コンデンサＣｉ１側の正極端子に接続され、負極出力端子は、一次側アースに接続される。
【００６２】
ブリッジ整流回路Ｄｉ２も同様にして、正極入力端子と負極入力端子の各々がフィルタコンデンサＣＮ／／ＣＮの両端と商用交流電源ＡＣの正／負の各ラインとの接続点に対して接続される。また、正極出力端子は、平滑コンデンサＣｉ１側の正極端子に接続され、負極出力端子は、一次側アースに接続される。
つまり、図１に示す回路では、商用交流電源ＡＣを整流するためのブリッジ整流回路を２段備え、商用交流電源ＡＣのラインに対して並列に接続しているものである。
【００６３】
平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２は、図示するようにして、平滑コンデンサＣｉ１の正極端子と、平滑コンデンサＣｉ２の負極端子とが接続されるようにして直列に接続される。そして、平滑コンデンサＣｉ１側の正極端子は、ブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２の正極出力端子の接続点と接続される。平滑コンデンサＣｉ２側の負極端子は一次側アースに接続される。整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）は、平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の直列接続回路の両端電圧として得られる。
【００６４】
また、ブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２の負極入力端子の接続点と、平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の接続点との間には、リレースイッチＳ１を挿入している。このリレースイッチＳ１は、整流回路切換モジュール５に接続されたリレーＲＬの駆動状態に応じて、オン／オフされる。
【００６５】
整流回路切換モジュール５は、リレーＲＬを駆動することで、上記のようにして形成される整流回路系の動作をＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで切り換えるために設けられる。このために、検出端子Ｔ１１には、分圧抵抗Ｒ４−Ｒ５−Ｒ６により分圧された整流平滑電圧Ｅｉが入力されるようになっている。検出端子Ｔ１１から入力される整流平滑電圧Ｅｉの分圧レベルは、商用交流電源ＡＣのレベルに応じた変化を示す。つまり、整流回路切換モジュール５は、整流平滑電圧Ｅｉのレベルを検出することで、商用交流電源ＡＣのレベルを検出するようになっている。
また、リレー駆動端子Ｔ１２，Ｔ１３間に対してはリレーＲＬが接続される。なお、リレーＲＬは、自身の導通状態に応じて、リレースイッチＳ１をオン／オフ制御する。なお、ここでは、リレーＲＬが導通状態ではリレースイッチＳ１がオン、リレーＲＬが非導通状態ではリレースイッチＳ１がオフとなるようにされている。
また、整流回路切換モジュール５の電源入力端子Ｔ１４には５Ｖの低圧直流電圧が入力されている。整流回路切換モジュール５は、この電源入力端子Ｔ１４に入力された直流電圧を入力電源として動作するようになっている。端子Ｔ１５は、整流回路切換モジュール５のアースラインを一次側アースに接地させるための端子である。
【００６６】
上記した構成による整流回路の切り換え動作は次のようになる。
整流回路切換モジュール５では、検出端子Ｔ１１に入力される整流平滑電圧Ｅｉのレベルと所定の基準電圧とを比較する。検出端子Ｔ１１に入力される電圧レベルは、交流入力電圧ＶＡＣ＝１５０Ｖ以上であるときには上記基準電圧以上となり、交流入力電圧ＶＡＣが１５０Ｖ以下であるときには上記基準電圧以下となる。つまり、基準電圧は、交流入力電圧ＶＡＣ＝１５０Ｖに対応したレベルとなっている。
そして、整流回路切換モジュール５では、入力された整流平滑電圧Ｅｉのレベルが基準電圧以下であるときには、リレーＲＬをオンとし、基準電圧以上であるときには、リレーＲＬをオフとするように駆動する。
【００６７】
ここで、例えばＡＣ２００Ｖ系であるのに対応して、交流入力電圧ＶＡＣ＝１５０Ｖ以上に対応するレベルの整流平滑電圧Ｅｉが発生したとする。
この場合には、検出端子Ｔ１１に入力される電圧レベルが基準電圧以上となるので、整流回路切換モジュール５は、リレーＲＬをオフとする。これに応じて、リレースイッチＳ１もオフ（オープン）となる。
リレースイッチＳ１がオフの状態では、交流入力電圧ＶＡＣが正／負となる各期間において、交流入力電圧ＶＡＣをブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２により整流して平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の直列接続回路に整流電流を充電する動作が得られる。つまり、通常のブリッジ整流回路を備えた全波整流回路による整流動作が得られる。これにより、平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の直列接続回路の両端電圧として、交流入力電圧ＶＡＣの等倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉが得られる。
【００６８】
これに対して、ＡＣ１００Ｖ系であるのに対応して、交流入力電圧ＶＡＣ＝１５０Ｖ以下に対応するレベルの整流平滑電圧Ｅｉが発生したとする。
この場合には、検出端子Ｔ１１に入力される電圧レベルが上記基準電圧以下となって、整流回路切換モジュール５はリレーＲＬをオンとするので、リレースイッチＳ１はオン（クローズ）となるように制御される。
リレースイッチＳ１がオンの状態では、交流入力電圧ＶＡＣが正の期間では、ブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２による整流出力が、平滑コンデンサＣｉ１のみに充電される整流電流経路が形成される。一方、交流入力電圧ＶＡＣが負の期間では、ブリッジ整流回路Ｄｉ，Ｄｉ２による整流出力が、平滑コンデンサＣｉ２のみに充電される整流電流経路が形成される。
このようにして整流動作が行われる結果、平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２の各両端電圧として、交流入力電圧ＶＡＣの等倍に対応したレベルが生じることになる。従って、平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の直列接続回路の両端電圧である整流平滑電圧Ｅｉとしては、交流入力電圧ＶＡＣの２倍に対応するレベルが得られる。つまり、いわゆる倍電圧整流回路が形成されるものである。
【００６９】
このようにして、図１に示す回路では、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系の場合には、倍電圧整流動作により、交流入力電圧ＶＡＣの２倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成し、商用交流電源ＡＣ２００Ｖ系の場合には、例えば全波整流回路による等倍電圧整流動作によって、交流入力電圧ＶＡＣの等倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成する。つまり、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系の場合と、ＡＣ２００Ｖ系の場合とで、結果的に同等レベルの整流平滑電圧Ｅｉが得られるようにしており、これによって、ワイドレンジ対応としているものである。そして、この整流平滑電圧Ｅｉは、後段のスイッチングコンバータに対して、直流入力電圧として入力される。
【００７０】
上記直流入力電圧を入力して動作するスイッチングコンバータとしては、この場合、他励式のフルブリッジ結合方式による電流共振形コンバータに対して、一次側部分電圧共振回路を備えた複合共振形コンバータとしての構成を採る。そして、フルブリッジ結合方式であることに対応して、４石のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を備える。また、この場合には他励式とされることに対応して、これらスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４には、電圧駆動タイプであるＭＯＳ−ＦＥＴを選定している。
【００７１】
スイッチング素子Ｑ１のドレインは、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）のラインと接続される。スイッチング素子Ｑ１のソースは、スイッチング素子Ｑ２のドレインと接続される。スイッチング素子Ｑ２のソースは一次側アースに対して接続される。
つまり、スイッチングＱ１，Ｑ２は、スイッチング素子Ｑ１がハイサイドで、スイッチング素子Ｑ２がローサイドとなるように、ハーフブリッジ結合されるようにして直列に接続され、これにより、１組のハーフブリッジ回路（第１のハーフブリッジ回路）を形成している。
【００７２】
同様にして、スイッチング素子Ｑ３のドレインは、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）のラインと接続され、ソースは、スイッチング素子Ｑ４のドレインと接続される。スイッチング素子Ｑ４のソースは一次側アースに対して接続される。
つまり、スイッチングＱ３，Ｑ４については、スイッチング素子Ｑ３がハイサイドで、スイッチング素子Ｑ４がローサイドとなるようにしてハーフブリッジ結合して接続され、もう１組のハーフブリッジ回路（第２のハーフブリッジ回路）を形成する。
このような接続態様に依れば、スイッチング素子［Ｑ１，Ｑ２］の組と、スイッチング素子［Ｑ３，Ｑ４］の組とによる２組のハーフブリッジ回路が、直流入力電圧（Ｅｉ）のラインと一次側アース間に対して並列に挿入されていることになる。これにより、フルブリッジ結合方式としてのスイッチング回路系が形成されることになる。
【００７３】
また、スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間には、クランプダイオードＤＤ１が並列に接続される。クランプダイオードＤＤ１のアノード、カソードは、それぞれ、スイッチング素子Ｑ１のソース、ドレインに対して接続される。このクランプダイオードＤＤ１は、スイッチング素子Ｑ１と共に１組のスイッチング回路を形成し、スイッチング素子Ｑ１がターンオンするときの逆方向電流を流す経路を形成する。
同様の接続態様により、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４に対しても、それぞれ、クランプダイオードＤＤ２，ＤＤ３，ＤＤ４が並列に接続される。
【００７４】
また、スイッチング素子Ｑ１のゲート−ソース間には、ゲート−ソース間抵抗Ｒ１２が接続される。同様に、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４に対しても、ゲート−ソース間抵抗Ｒ２２，Ｒ３２，Ｒ４２が接続される。
【００７５】
また、各ハーフブリッジ回路におけるローサイドのスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のドレイン−ソース間に対しては、それぞれ並列に、部分共振コンデンサＣｐ１，Ｃｐ２が接続されている。
部分共振コンデンサＣｐ１，Ｃｐ２のキャパシタンスと、後述する絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の漏洩インダクタンス成分Ｌ１によっては、それぞれ並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。
そして、このようにして、部分電圧共振回路が形成されることによっては、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がターンオン／ターンオフする短期間にのみ電圧共振する部分電圧共振動作が得られる。
なお、これらスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４についてのスイッチング駆動回路系の構成については後述する。
【００７６】
絶縁コンバータトランスＰＩＴはスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング出力を二次側に伝送する。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造としては、ここでの図示は省略するが、例えばＥＥ型コアに対して、一次側巻線と二次巻線を、一次側と二次側とに対応して形成された分割領域の各々に巻装して構成される。
【００７７】
そして、この場合においては、一次側巻線として、一次巻線Ｎ１，Ｎ１Ａの２組の巻線が独立して巻装されるようにして設けられる。また、二次側巻線としても、二次巻線Ｎ２，Ｎ２Ａの２組の巻線が独立して巻装されるようにして設けられる。
さらに、この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいては、図示するように、一次側に三次巻線Ｎ３も巻装される。この場合の三次巻線Ｎ３は、後述する力率改善回路３を形成する。
【００７８】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の一端は、スイッチング素子Ｑ１のソースとスイッチング素子Ｑ２のドレインの接続点（スイッチング出力点）に接続される。また一次巻線Ｎ１の他端は、直列共振コンデンサＣ１／／Ｃ１Ａの並列接続を介してスイッチング素子Ｑ３のソースとスイッチング素子Ｑ４のドレインの接続点（スイッチング出力点）に接続される。
一次巻線Ｎ１Ａも同様にして接続される。つまり、一次巻線Ｎ１Ａの一端は、スイッチング素子Ｑ１のソースとスイッチング素子Ｑ２のドレインの接続点（スイッチング出力点）に接続される。また一次巻線Ｎ１Ａの他端は、直列共振コンデンサＣ１／／Ｃ１Ａの並列接続を介してスイッチング素子Ｑ３のソースとスイッチング素子Ｑ４のドレインの接続点（スイッチング出力点）に接続される。
【００７９】
このような接続態様によると、２組の一次巻線Ｎ１，Ｎ１Ａを備えて、これらの並列接続すると共に、直列共振コンデンサについてもＣ１，Ｃ１Ａの２組を備えて並列接続するようにしている。そして、一次巻線Ｎ１／／Ｎ１Ａの並列回路と、直列共振コンデンサＣ１／／Ｃ１Ａの並列回路を直列に接続して、この直列接続回路をスイッチング出力点間に挿入していることになる。
【００８０】
そしてこの場合においては、並列接続された直列共振コンデンサＣ１／／Ｃ１Ａのキャパシタンスと、並列接続された一次巻線Ｎ１／／Ｎ１Ａの漏洩インダクタンス成分（Ｌ１）によって、スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための一次側直列共振回路が形成される。
【００８１】
フルブリッジ結合方式では、後述するようにして、スイッチング素子［Ｑ１，Ｑ４］の組と、スイッチング素子［Ｑ２，Ｑ３］の組が交互にオン／オフするタイミングでスイッチング動作するが、上記のようにして一次側直列共振回路が、スイッチング出力間に接続されていることで、この一次側直列共振回路には、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング出力が伝達されることになる。そして、このスイッチング出力に応じて、これら一次側直列共振回路が共振動作を行うことで、電流共振形としての動作が得られる。この電流共振形としての動作に応じて、一次巻線Ｎ１，Ｎ１Ａには、共振波形に近い一次巻線電流が得られることとなる。
このようにして、本実施の形態のスイッチングコンバータ部としては、電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振動作とが複合的に得られていることになる。つまり、複合共振形コンバータとしての構成が採られている。
【００８２】
なお、この場合には、前述もしたように、一次側直列共振回路として、直列共振コンデンサＣ１／／Ｃ１Ａの並列回路と一次巻線Ｎ１／／Ｎ１Ａの並列回路を、直列に接続するようにしている。
電流共振形コンバータとして、このような構成は、例えば負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ以上という重負荷の条件に対応するためである。このように、直列共振回路の構成として直列共振コンデンサ及び二次巻線を複数組設けて並列的に接続することで、所要の重負荷の条件に応じた二次側への電力伝送が適切に行われるようにしている。
【００８３】
そして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２，Ｎ２Ａには、上記一次巻線Ｎ１，Ｎ１Ａに伝達されるスイッチング出力に応じて励起された交番電圧が発生する。
この場合、二次巻線Ｎ２に対しては、センタータップが設けられている。このセンタータップは二次側アースに接続される。そのうえで、図示するようにして、二次巻線Ｎ２に対して、２本の整流ダイオードＤＯ１，ＤＯ２のアノードが接続される。整流ダイオードＤＯ１，ＤＯ２のカソードは、平滑コンデンサＣｏの正極端子に接続されている。
また、二次巻線Ｎ２Ａに対しても二次側アースに接続したセンタータップが設けられたうえで、２本の整流ダイオードＤＯ３，ＤＯ４のアノードが接続される。また、整流ダイオードＤＯ３，ＤＯ４のカソードは、平滑コンデンサＣｏの正極端子に接続される。平滑コンデンサＣｏの負極端子は、二次側アースに接続されている。
このような二次側の接続態様によると、平滑コンデンサＣｏには、二次巻線Ｎ２，整流ダイオードＤＯ１，ＤＯ２から成る両波整流回路の整流出力と、二次巻線Ｎ２Ａ，整流ダイオードＤＯ３，ＤＯ４から成る両波整流回路の整流出力との、２つの整流回路系の整流出力が入力されている。これらの整流回路系の整流出力によって平滑コンデンサＣｏの両端電圧としての二次側直流出力電圧Ｅｏを得るようにされている。
二次側直流出力電圧Ｅｏは、図示しない負荷に対して供給される。例えば二次側直流電圧Ｅｏに接続される負荷の負荷電力条件は６００Ｗ以上とされている。上記のようにして、２つの整流回路によって１つの平滑コンデンサＣｏに整流出力を供給するようにしていることで、６００Ｗ以上という比較的重負荷の条件にも対応した電力供給が安定して行えるようにしているものである。
さらに、この二次側直流出力電圧Ｅｏは、図示するように制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００８４】
制御回路１は、例えば二次側の直流出力電圧Ｅｏのレベルに応じてそのレベルが可変される電流又は電圧を制御出力として得る。この制御出力は、コントロールＩＣ２の制御端子Ｖｃに対して入力される。
コントロールＩＣ２では、後述するようにして発振信号を生成するとともに、この発振信号を利用して、スイッチング素子を他励式により駆動するためのハイサイド用とローサイド用のドライブ信号を出力する。そして、このドライブ信号によって、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４が所要のスイッチングタイミングによりスイッチング駆動されることになる。
そして、コントロールＩＣ２では、制御端子Ｖｃに入力された制御出力レベルに応じて、内部で生成する発振信号の周波数を可変するように動作する。これによって、ドライブ信号の周波数が制御出力レベルに応じて可変されることになる。つまり、コントロールＩＣ２では、制御端子Ｖｃに入力された制御出力レベルに応じて、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング周波数を可変制御するように動作する。
スイッチング周波数が可変されることによっては、直列共振回路における共振インピーダンスが変化することになる。このようにして共振インピーダンスが変化することによっては、一次側の直列共振回路の一次巻線Ｎ１，Ｎ１Ａに供給される電流量が変化して二次側に伝送される電力も変化することになる。これにより、二次側出力電圧が変化することとなって定電圧制御が図られることになる。
【００８５】
続いては、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をスイッチング駆動するためのスイッチング駆動回路系について説明する。本実施の形態のスイッチング駆動回路系は、主として、１つのコントロールＩＣ２と、２組のドライブトランスＣＤＴ−１，ＣＤＴ−２を備えて構成される。
コントロールＩＣ２は、電流共振形コンバータを他励式により駆動するための発振回路、制御回路、及び保護回路等を備えて構成されるもので、内部にバイポーラトランジスタを備えたアナログＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  Ｃｉｒｃｕｉｔ）とされる。
【００８６】
このコントロールＩＣ２は、電源入力端子Ｖｃｃに入力される直流電圧（１８Ｖ）により動作する。また、このコントロールＩＣ２は、アース端子Ｅにより一次側アースに接地させるようにしている。
【００８７】
そして、コントロールＩＣ２においては、スイッチング素子に対してドライブ信号（ゲート電圧）を出力するための端子として、２つのドライブ信号出力端子ＶＧＨ，ＶＧＬが備えられる。
ドライブ信号出力端子ＶＧＨからは、ハイサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号（第１のドライブ信号）が出力され、ドライブ信号出力端子ＶＧＬからは、ローサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号（第２のドライブ信号）が出力される。
そして、この場合には、ドライブ信号出力端子ＶＧＨは、ゲート抵抗Ｒ１１を介してハイサイドのスイッチング素子Ｑ１のゲートと接続される。また、分岐して、コンデンサＣ３Ｂ−Ｒ３Ｂの直列接続を介してドライブトランスＣＤＴ−２の一次巻線Ｎ２１の一端に接続される。一次巻線Ｎ２１の他端は、ブートストラップ用の端子Ｖｓに対して接続される。
これにより、ドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力されるドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ１のゲートに対して出力されると共に、ＣＤＴ−２の一次巻線Ｎ２１にも出力されることになる。
【００８８】
また、ドライブ信号出力端子ＶＧＬは、ゲート抵抗Ｒ２１を介してハイサイドのスイッチング素子Ｑ２のゲートと接続される。また、分岐して、コンデンサＣ３Ａ−Ｒ３Ａの直列接続を介して、ドライブトランスＣＤＴ−１の一次巻線Ｎ１１の一端に接続される。一次巻線Ｎ１１の他端は、一次側アースに対して接続される。これにより、ドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力されるドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ２のゲートに対して出力されると共に、ＣＤＴ−１の一次巻線Ｎ１１にも出力されることになる。
【００８９】
また、この場合には、１組のブートストラップ回路が設けられる。このブートストラップ回路は、図示するようにして、コンデンサＣＢＳ，ダイオードＤＢＳ、及びコンデンサＣｂを備えている。コンデンサＣＢＳの負極端子は、一次側アースに接続され、正極端子は、ダイオードＤＢＳのアノードと、コントロールＩＣ２の端子Ｖｃ２との接続点に接続される。
また、ダイオードＤＢＳのカソードは、端子ＶＢと接続されると共に、コンデンサＣｂを介して端子Ｖｓに対して接続される。端子Ｖｓは、ゲート−ソース間抵抗Ｒ１２を介してスイッチング素子Ｑ１のゲートに対して接続されている。このようにしてブートストラップ回路が設けられることで、後述するようにして、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１に対して印加されるドライブ信号（ゲート電圧ＶＧＨ１）は、スイッチング素子Ｑ１を適正にドライブ可能なレベルとなるように、レベルシフトが行われることになる。
【００９０】
ドライブトランスＣＤＴ−１は、スイッチング素子Ｑ３をスイッチング駆動するために設けられるもので、図示するようにして、一次巻線Ｎ１１と二次巻線Ｎ１２とが巻装される。
先の説明によると、一次巻線Ｎ１１には、コントロールＩＣ２のドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力されるドライブ信号が伝送されてくることになる。そして、ドライブトランスＣＤＴ−１においては、この一次巻線Ｎ１１に得られたドライブ信号を、トランス結合を介して、二次巻線Ｎ１２に励起させるようにして伝達することになる。
【００９１】
二次巻線Ｎ１２の一端は、ゲート抵抗Ｒ３１を介して、スイッチング素子Ｑ３のゲートに接続され、他端は、スイッチング素子Ｑ３のソースと、スイッチング素子Ｑ４のドレインとの接続点に対して接続される。
【００９２】
このようなドライブトランスＣＤＴ−１の二次側における接続形態によると、コントロールＩＣ２のドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力されるドライブ信号として、ドライブトランスＣＤＴ−１の一次巻線Ｎ１１に出力されたドライブ信号は、ドライブトランスＣＤＴ−１のトランス結合を介して、スイッチング素子Ｑ３のゲートに印加されることになる。
そして、ドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力されるドライブ信号は、先にも述べたように、ドライブトランスを介することなくスイッチング素子Ｑ２のゲートにも印加される。
従って、ドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力されるドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３に対して共通に出力されるということがいえる。つまり、ドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力されるドライブ信号に基づいてスイッチング素子を駆動する駆動回路系（第２の駆動回路）としては、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３を駆動する構成を採っているものである。
【００９３】
一方、ドライブトランスＣＤＴ−２は、スイッチング素子Ｑ４をスイッチング駆動するために設けられるもので、一次巻線Ｎ２１と二次巻線Ｎ２２とが巻装される。
前述したように、ドライブトランスＣＤＴ−２の一次巻線Ｎ２１には、コントロールＩＣ２のドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力されるドライブ信号が伝送される。ドライブトランスＣＤＴ−２においては、この一次巻線Ｎ２１に得られたドライブ信号を、トランス結合を介して二次巻線Ｎ２２に伝達する。
二次巻線Ｎ２２の一端は、ゲート抵抗Ｒ４１を介して、スイッチング素子Ｑ４のゲートに接続され、他端は、一次側アースに対して接続される。
【００９４】
このようなドライブトランスＣＤＴ−２の二次側における接続形態によれば、ドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力されるドライブ信号は、ドライブトランスＣＤＴ−２のトランス結合を介して一次側から二次側に伝送され、スイッチング素子Ｑ４のゲートに印加される構成が採られていることになる。
また、ドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力されるドライブ信号は、ドライブトランスを介することなく、スイッチング素子Ｑ１のゲートにも印加されるから、ドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力されるドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４に対して共通に出力されていることとなる。つまり、ドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力されるドライブ信号に基づいてスイッチング素子を駆動する駆動回路系（第１の駆動回路）としては、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４を駆動する構成となっている。
【００９５】
ここで、上記ドライブトランスＣＤＴ−１，ＣＤＴ−２の構造例について、図２及び図３を参照して説明しておく。
先ず図２に示すドライブトランスＣＤＴ（ＣＤＴ−１，ＣＤＴ−２）は、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアを備える。
そして、一次側と二次側の巻装部について相互に独立するようにして分割した形状により、例えば樹脂などによって形成される、ボビンＢが備えられる。このボビンＢの一方の巻装部に対して一次巻線（Ｎ１１，Ｎ２１）が巻装される。また、他方の巻装部に対して二次巻線（Ｎ１２，Ｎ２２）が巻装される。このようにして一次巻線及び二次巻線が巻装されたボビンＢを上記ＥＥ型コア（ＣＲ１，ＣＲ２）に取り付けることで、一次側巻線及び二次側巻線とがそれぞれ異なる巻装領域により、ＥＥ型コアの中央磁脚に巻装される状態となる。このようにしてドライブトランスＣＤＴ全体としての構造が得られる。
また、この場合のＥＥ型コアにおいては、中央磁脚に対してはギャップは形成しないものとしている。これによって、所要の結合係数による密結合の状態が得られるようにしている。
【００９６】
また、ドライブトランスＣＤＴ（ＣＤＴ−１，ＣＤＴ−２）としては、図３に示すようにして、Ｕ型コアを用いた構造とすることもできる。
この図に示すドライブトランスＣＤＴは、２つのＵ型コアＣＲ１１，ＣＲ１２を組み合わせてＵ−Ｕ型コアを形成する。この際、Ｕ型コアＣＲ１１，ＣＲ１２の各磁脚が対向する面に対しては、ギャップを形成せずに、そのまま磁脚の対向面どうしを接触させている。
そして、ボビンＢに対して、図示するようにして一次巻線（Ｎ１１，Ｎ２１）と、二次巻線（Ｎ１２，Ｎ２２）とを互いに分割された巻装部に巻装した上で、上記のようにして形成されるＵ−Ｕ型コアの一方の磁脚に対して、取り付けるようにされる。
【００９７】
続いて、これまでの説明のようにして構成されるスイッチング駆動回路系による、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング駆動動作について説明する。
本実施の形態では、後述するようにして、交流入力電圧ＶＡＣ（商用交流電源ＡＣ）のレベルに応じて、フルブリッジ結合方式によるスイッチング動作と、ハーフブリッジ結合方式によるスイッチング動作とで切り換えが行われる。しかしここでは、基本的な動作として、フルブリッジ結合方式の場合に対応して、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の全てをスイッチング駆動するときの動作について説明する。
【００９８】
コントロールＩＣ２では、内部の発振回路により所要の周波数の発振信号を生成する。なお、この発振回路は、後述するようにして制御回路１から端子Ｖｃに入力される制御出力のレベルに応じて、発振信号の周波数を可変するようにされている。
そして、コントロールＩＣ２では、上記発振回路にて生成された発振信号を利用して、ハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号を生成する。そして、ハイサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力し、ローサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力するようにされる。
【００９９】
上記のようにしてドライブ信号出力端子ＶＧＨ，ＶＧＬから出力されるドライブ信号による、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング駆動タイミングについて、図４を参照して説明する。図４には、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の各ゲート−ソース間電圧が示されている。
ここで先ず、図４（ａ）と図４（ｂ）を参照して、ドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力されるハイサイド用のドライブ信号と、ドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力されるローサイド用のドライブ信号との関係に応じた、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチングタイミングについて説明しておく。
【０１００】
スイッチング素子Ｑ１に対しては、ドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力されるハイサイド用のドライブ信号がゲート抵抗Ｒ１１を介して印加される。これによって、スイッチング素子Ｑ１のゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１としては、このハイサイド用のドライブ信号に対応した波形が得られることになる。
つまり、図４（ａ）に示すようにして、１スイッチング周期内において、正極性による矩形波のパルスが発生する期間と、０Ｖとなる期間が得られることになる。
そして、この図４（ａ）に示されるゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１によって、スイッチング素子Ｑ１は、先ず、１スイッチング周期内において、正極性の矩形波パルスが得られるタイミングでオン状態となるようにされる。つまり、スイッチング素子Ｑ１がオンとなるには、ゲート閾値電圧（≒５Ｖ）以上の適切なレベルの電圧が印加されることが必要である。上記正極性のパルスとしてのゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１は１０Ｖと成るように設定されているから、この正極性のパルスが印加される期間に対応してオンとなる状態が得られることになる。そして、ゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１が０Ｖでゲート閾値電圧以下となると、オフ状態に切り換わることになる。このようなタイミングにより、スイッチング素子Ｑ１は、オン／オフするようにしてスイッチング動作を行うことになる。
【０１０１】
一方、スイッチング素子Ｑ２に対しては、ドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力されるローサイド用のドライブ信号が、ゲート抵抗Ｒ２１を介して印加されるようになっている。このドライブ信号に応じては、図４（ｂ）に示す波形によるスイッチング素子Ｑ２のゲート−ソース間電圧ＶＧＬ１が得られる。
つまり、ゲート−ソース間電圧ＶＧＬ１は、図４（ａ）に示したスイッチング素子Ｑ１のゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１と同じ波形とされたうえで、タイミングとしては、ゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１に対して１８０°の位相差を有した波形が得られているものである。このことから、スイッチング素子Ｑ２は、スイッチング素子Ｑ１と交互にオン／オフするタイミングによりスイッチング駆動されることになる。
また、図４（ａ）（ｂ）によると、スイッチング素子Ｑ１がターンオフしてスイッチング素子Ｑ２がターンオンするまでの間と、スイッチング素子Ｑ２がターンオフして、スイッチング素子Ｑ１がターンオンするまでの間には期間ｔｄが形成されるようになっている。
【０１０２】
この期間ｔｄは、スイッチング素子Ｑ１（Ｑ４），Ｑ２（Ｑ３）が共にオフとなるデッドタイムである。このデッドタイムとしての期間ｔｄは、部分電圧共振動作として、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がターンオン／ターンオフするタイミングでの短時間において、部分共振コンデンサＣｐ１，Ｃｐ２における充放電の動作が確実に得られるようにすることを目的として形成している。そして、このような期間ｔｄとしての時間長は、例えばコントロールＩＣ２側で設定することができるようになっており、コントロールＩＣ２では、設定された時間長による期間ｔｄが形成されるように、ドライブ信号出力端子ＶＧＨ，ＶＧＬから出力すべきドライブ信号についてのパルス幅のデューティ比を可変する。
【０１０３】
続いては、スイッチング動作として、上記したスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン／オフタイミングの関係が得られていることを前提として、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のオン／オフタイミングについて説明する。
先の説明によると、ドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力されるハイサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ１のゲートに印加されると共に、ドライブトランスＣＤＴ−２のトランス結合を介するようにして、スイッチング素子Ｑ４に対しても印加されることになる。
そして、上記ハイサイド用のドライブ信号が、ドライブトランスＣＤＴ−２のトランス結合を介して一次側から二次側に伝送されることによっては、二次側で得られるドライブ信号は、０レベルを基準に正／負に反転する波形となって得られる。これに応じて、ドライブトランスＣＤＴ−２の二次巻線側からドライブ信号が印加されるスイッチング素子Ｑ４のゲート−ソース間電圧ＶＧＨ２は、図４（ｃ）に示すものとなる。
【０１０４】
つまり、１スイッチング周期内において、正極性の＋１０Ｖの矩形波パルスが得られる期間と、負極性による−１０Ｖの矩形波パルスとなる期間が得られる。ここで、正極性の＋１０Ｖの矩形波パルスが得られる期間は、図４（ａ）のゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１が正極性の矩形パルスが得られる期間と同一となる。また、負極性による−１０Ｖの矩形波パルスとなる期間は、図４（ａ）のゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１が０レベルとなる期間と同一となる。
そして、このような波形のゲート−ソース間電圧ＶＧＨ２が得られることによっては、スイッチング素子Ｑ４は、１スイッチング周期内において、正極性の矩形パルスが得られている期間においてオン状態となるようにされる。一方、負極性の矩形パルスが得られている期間においてオフ状態となるようにされる。従って、スイッチング素子Ｑ４のオン／オフタイミングは、図４（ａ）のゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１に対応するスイッチング素子Ｑ１と同様となる。つまり、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４は、同じタイミングでオン／オフするようにスイッチング駆動される。
【０１０５】
また、スイッチング素子Ｑ３については、ドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力されるローサイド用のドライブ信号（ゲート電圧）が、ドライブトランスＣＤＴ−１を介するようにして印加されていることになる。
このローサイド用のドライブ信号についても、ドライブトランスＣＤＴ−１のトランス結合を介して一次側から二次側に伝送されることで、０レベルを基準に正／負に反転する波形の信号となって二次側で得られることになる。このため、スイッチング素子Ｑ３のゲート−ソース間電圧ＶＧＬ２は、図４（ｄ）に示すようにして、１スイッチング周期内において、正極性の＋１０Ｖの矩形波パルスとなる期間と、負極性による−１０Ｖの矩形波パルスとなる波形が得られる。これに応じて、スイッチング素子Ｑ３は、１スイッチング周期内において、正極性の矩形パルスが得られている期間においてオン状態となり、負極性の矩形パルスが得られている期間においてオフ状態となるようにスイッチング動作を行うことになる。
そして、このオン／オフタイミングは、図４（ｂ）のゲート−ソース間電圧ＶＧＬ１に対応するスイッチング素子Ｑ２と同様となるものであり、従って、スイッチング素子Ｑ３は、スイッチング素子Ｑ２と同じタイミングでオン／オフするようにスイッチング駆動されることになる。
【０１０６】
このようにして、本実施の形態の駆動回路系によっては、フルブリッジ結合方式により、スイッチング素子［Ｑ１，Ｑ４］の組と、スイッチング素子［Ｑ２，Ｑ３］の組とが交互にオン／オフするようにしてスイッチング駆動させることができる。
このときのスイッチング動作として、スイッチング素子［Ｑ１，Ｑ４］の組がオンとなっているときには、出力として、スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース→直列共振コンデンサＣ１→一次巻線Ｎ１→スイッチング素子Ｑ４のドレイン−ソース→一次側アースの経路で電流が流れる。
また、スイッチング素子［Ｑ２，Ｑ３］の組がオンとなっているときには、出力として、スイッチング素子Ｑ３のドレイン−ソース→一次巻線Ｎ１→直列共振コンデンサＣ１→スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース→一次側アースの経路で電流が流れる。そして、この動作が繰り返されるのに応じて、一次側直列共振回路（Ｃ１−Ｎ１）では共振動作が得られることになり、絶縁コンバータトランスの一次側巻線Ｎ１に共振電流波形に近いドライブ電流を供給することになる。
【０１０７】
また、上記のようにしてスイッチング素子［Ｑ１，Ｑ４］の組がターンオフ／ターンオンするタイミングでは、スイッチング素子Ｑ４に対して接続された並列共振コンデンサＣｐ２が、自身のキャパシタンスと一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンス成分Ｌ１によって並列共振回路を形成し、電圧共振動作を行う。つまり、スイッチング素子［Ｑ１，Ｑ４］の組のターンオフ／ターンオン時にのみ電圧共振となる部分電圧共振動作が得られる。
同様にして、スイッチング素子［Ｑ２，Ｑ３］の組がターンオフ／ターンオンするタイミングでは、スイッチング素子Ｑ２に対して接続された並列共振コンデンサＣｐ１のキャパシタンスと一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンス成分Ｌ１によって並列共振回路が形成される。そして、スイッチング素子［Ｑ２，Ｑ３］の組のターンオフ／ターンオン時において部分電圧共振動作が得られる。
【０１０８】
このようにして、本実施の形態の第１コンバータ部１０１では、スイッチング素子［Ｑ１，Ｑ４］［Ｑ２，Ｑ３］の各組（スイッチング回路）が交互にオン／オフするフルブリッジ結合方式の電流共振形コンバータと、部分電圧共振回路（Ｃｐ１，Ｃｐ２，Ｎ１）が組み合わされたコンバータが形成されているものである。
【０１０９】
ところで、図示による説明は省略するが、例えば従来において、他励式によりフルブリッジ結合方式よる４石のスイッチング素子を、スイッチング周波数制御方式によりスイッチング駆動するのにあたっては、３つのＩＣが必要となる。
つまり、電流共振形コンバータ用の汎用のドライブＩＣとしては、ハイサイドとローサイドの２つで一組のスイッチング素子を駆動する構成を採っている。つまり、１つのドライブＩＣは、１組のハーフブリッジ結合された２本のスイッチング素子から成るスイッチング回路を駆動する構成を採っているものである。従って、フルブリッジ結合方式に対応して、２組のハーフブリッジ回路を駆動する場合には、２組のドライブＩＣが必要とされることになる。
そのうえで、２組のドライブＩＣが、スイッチング周波数制御を伴うスイッチング駆動を、同期して行うことができるようにする必要から、これらのドライブＩＣとは別に、スイッチング周波数制御によるドライブが可能なコントロールＩＣが必要となるものである。このようにして、最低限３つのＩＣが必要となる。
【０１１０】
これに対して、本実施の形態の駆動回路系の構成とすれば、スイッチング駆動のためのＩＣとしては、コントロールＩＣ２の１つのみとすることができる。これにより、ＩＣの数が削減され、さらにはこれに伴って、ＩＣの外付け部品の点数も削減される分、回路規模が縮小され、また、コストも削減されることになる。
【０１１１】
ただし、この場合の駆動回路系の構成では、ドライブトランスＣＤＴ−１，ＣＤＴ−２と、これらのドライブトランスにドライブ信号を入力するためのコンデンサＣ３Ａ，抵抗Ｒ３Ａ、及びコンデンサＣ３Ｂ，抵抗Ｒ３Ｂが新たに追加されることになる。しかしながら、これらの部品点数と、上記したコントロールＩＣ２の外付け部品を合計しても１５点程度であり、各コンバータ部における部品点数は、先行技術による他励式フルブリッジ結合方式の電源回路に対して大幅に削減されている。また、ドライブトランスＣＤＴ−１，ＣＤＴ−２も非常に小さいサイズであることから、スイッチング駆動用のＩＣが複数備えられることと比較すれば、図１に示す電源回路は、先行技術と比較してはるかに小さい回路規模となる。また、他励式フルブリッジ結合方式の電源回路としてのコストダウンも有効に図られていることになる。
また、スイッチング駆動用のＩＣの数が削減されることによっては、それだけ消費電力も低減されることになる。
また、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４については、図４（ｃ）（ｄ）にも示したように、オフ時には、負極性に反転した−１０Ｖのゲート−ソース間電圧ＶＧＨ２，ＶＧＬ２が印加される。これによって、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４については、ターンオフ時における下降時間が短縮されて、その分、この下降時間に依る電力損失が低減することにもなる。これにより、電力変換効率が向上することになり、また、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４における発熱も低下する。
このようにして、本実施の形態のスイッチングコンバータとしての回路は、他励式フルブリッジ結合方式のスイッチングコンバータ単体として見た場合にも、上記のような利点を有している。
【０１１２】
そして、図１に示す電源回路においては、これまで説明した構成に対して、力率改善のための力率改善回路３が備えられる。
この図に示す力率改善回路３は、先に説明したようにして、商用交流電源ＡＣのライン側において、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子と負極入力端子間に並列に挿入されるフィルタコンデンサＣＮ／／ＣＮから成るノイズフィルタを含むものとされる。そして、このノイズフィルタ（ＣＮ／／ＣＮ）の一端とブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２の正極入力端子の接続点に対し、図示するように、インダクタＬ２０−三次巻線Ｎ３−高速リカバリ型ダイオードＤ１を直列接続する。この場合、高速リカバリ型ダイオードＤ１のアノード側が三次巻線Ｎ３と接続されるようになっている。そして、高速リカバリ型ダイオードＤ１のカソードを、ブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２の正極出力端子に対して接続するようにしている。
【０１１３】
また、高速リカバリ型ダイオードＤ１のアノードに対しては、もう１つの高速リカバリ型ダイオードＤ２のカソードを接続している。高速リカバリ型ダイオードＤ２のアノードは、一次側アースに接地させている。
【０１１４】
このような構成による力率改善回路３の動作を図５の波形図を参照して説明する。
例えば図５（ａ）示す周期により交流入力電圧ＶＡＣが得られているとすると、商用交流電源ＡＣの正極ラインに得られる整流電流Ｉ１は、図５（ｄ）に示すようにして、交流入力電圧ＶＡＣが正／負の期間において、それぞれ正極性／負極性となるようにして流れる。
また、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子と、力率改善回路３内のインダクタの接続点の電位Ｖ１は、図５（ｃ）に示す波形が得られる。
また、三次巻線Ｎ３には、一次巻線Ｎ１に得られる交番電圧に基づいて、図５（ｅ）に示す波形の電圧Ｖ２が得られるが、この電圧Ｖ２は、正／負のピークとなる期間においてスイッチング周期に応じた交番電圧が生じている。この波形は、一次側スイッチングコンバータのスイッチング出力が電圧帰還されることで得られる。
そして、電圧Ｖ２について正／負のピークとなって交番波形が得られる期間は、電位Ｖ１よりも、その絶対値レベルが高くなる期間であり、この期間において、力率改善回路３内においては、図５（ｆ）に示すスイッチング周期による交番電流Ｉ２が流れる。
【０１１５】
交流入力電圧ＶＡＣが正の期間では、正極性の整流電流Ｉ１は、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子から、このブリッジ整流回路Ｄｉを形成するダイオードＤａから平滑コンデンサＣｉ１の正極端子に流入する成分と、交番電流Ｉ２としてインダクタＬ２０側に流入する成分とに分岐される。
そして、このときの交番電流Ｉ２は、インダクタＬ２０→三次巻線Ｎ３→高速リカバリ型ダイオードＤ１の経路で平滑コンデンサＣｉ１の正極端子に流入する。そして、交流入力電圧ＶＡＣがＡＣ１００Ｖ系であるのに対応して倍電圧整流回路が形成されている場合には、平滑コンデンサＣｉ１を流れた交番電流Ｉ２は、リレースイッチＳ１を介して商用交流電源ＡＣの負極ラインからフィルタコンデンサＣＮに流入する。また、ＡＣ２００Ｖ系に対応して全波整流回路が形成されている場合には、平滑コンデンサＣｉ１を流れた交番電流Ｉ２は、さらに平滑コンデンサＣｉ２→ブリッジ整流回路ＤｉのダイオードＤｄを介して商用交流電源ＡＣの負極ラインからフィルタコンデンサＣＮに流入する。
【０１１６】
また、交流入力電圧ＶＡＣが負の期間では、負極性の整流電流Ｉ１は、倍電圧整流回路が形成されている場合には、平滑コンデンサＣｉ２を介した後において、ブリッジ整流回路ＤｉのダイオードＤｃに流れる成分と、平滑コンデンサＣｉ２を介して高速リカバリ型ダイオードＤ２に流入して負極性の交番電流Ｉ２となる成分とに分岐する。
また、全波整流回路が形成されている場合には、ブリッジ整流回路ＤｉのダイオードＤｂ→平滑コンデンサＣｉ１→Ｃｉ２を介した後において、ブリッジ整流回路ＤｉのダイオードＤｃに流れる成分と、高速リカバリ型ダイオードＤ２に流入して負極性の交番電流Ｉ２となる成分とに分岐する。
【０１１７】
そして、上記のように高速リカバリ型ダイオードＤ２に流入した負極性の交番電流Ｉ２は、先ず、高速リカバリ型ダイオードＤ２→三次巻線Ｎ３→インダクタＬ２０の経路で流れ、商用交流電源ＡＣの正極ライン側からフィルタコンデンサＣＮに流入する。
【０１１８】
このようにして、交番電流Ｉ２は、正極性のときには高速リカバリ型ダイオードＤ１を経由し、負極性のときには高速リカバリ型ダイオードＤ２を経由して整流されるようにして流れることが分かる。
ここで、交番電流Ｉ２が交番波形となるのは、図５（ｆ）に示す電圧Ｖ２によって高速リカバリ型ダイオードＤ１及び高速リカバリ型ダイオードＤ２がスイッチング動作を行うことで、これら高速リカバリ型ダイオードＤ１及び高速リカバリ型ダイオードＤ２に流れる電流が断続されることによるものである。
そして、図５（ｆ）と図５（ｄ）とを比較して分かるように、高速リカバリ型ダイオードＤ１，Ｄ２によりスイッチングされて得られる交番電流Ｉ２は、整流電流Ｉ１よりも導通角が拡大されているとともに、帰還されたスイッチング出力により増幅されて振幅も大きくなっていることが分かる。
【０１１９】
このようにして、高速リカバリ型ダイオードＤ１，Ｄ２によって、整流電流がスイッチングされるようにして断続されることで、整流出力電圧レベルが整流平滑電圧Ｅｉのレベルよりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２への充電電流が流れるようにされる。
この結果、交流入力電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付くようにされることで、図５（ｂ）に示すようにして、ＡＣ１００Ｖ系時（ＶＡＣ＝１００Ｖ）とＡＣ２００Ｖ系時（ＶＡＣ＝２３０Ｖ）とで共に、交流入力電流ＩＡＣの導通角が拡大される。このようにして、交流入力電流ＩＡＣの導通角が拡大される結果、力率改善が図られることになる。
なお、交流入力電流ＩＡＣのピークレベルは、ＡＣ１００Ｖ系時（ＶＡＣ＝１００Ｖ）とＡＣ２００Ｖ系時（ＶＡＣ＝２３０Ｖ）とでは、図示するようにして異なるものとなる。
【０１２０】
図６には、図１に示した構成による電源回路の特性として、負荷電力Ｐｏ＝０〜６００Ｗの変動に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）、及び力率ＰＦの変化を示している。
また、図７には、図１に示した構成による電源回路の特性として、ＡＣ１００Ｖ系では交流入力電圧ＶＡＣ＝８０Ｖ〜１４０Ｖ、ＡＣ２００系では交流入力電圧ＶＡＣ＝１６０Ｖ〜２８０Ｖの変動に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）、及び力率ＰＦの変化を示している。
なお、これらの図においては、整流平滑電圧Ｅｉを生成する整流回路として、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖで倍電圧整流回路とした場合の特性を実線により示し、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖで全波整流回路とした場合の特性を破線により示している。また、図７に示す実験結果は、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗで一定の条件で得ている。
【０１２１】
また、参考として、上記図６及び図７に示した実験結果を得るにあたっての、図１に示した回路の各部の定数を示しておく。
絶縁コンバータトランスＰＩＴ：ＥＥＲ−４９のフェライトコア、ギャップ長Ｇａｐ＝１ｍｍ
一次巻線Ｎ１，Ｎ１Ａ＝３５Ｔ
二次巻線Ｎ２，Ｎ２Ａ：センタータップを分割位置として２３Ｔ＋２３Ｔ（ターン）
三次巻線Ｎ３＝７Ｔ
一次側直列共振コンデンサＣ１，Ｃ１Ａ＝０．０２２μＦ
一次側部分共振コンデンサＣｐ＝６８０ｐＦ
インダクタＬ２０＝３９μＨ
フィルタコンデンサＣＮ＝１μＦ
【０１２２】
これら図６及び図７によっては、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗで、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖの条件では、力率ＰＦ＝０．８２、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣ＝９４．０％となる特性が得られている。また、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗで、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖの条件における特性は、力率ＰＦ＝０．７７、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣ＝９６．３％となっている。この結果から、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ時における力率としては、ＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とで共に、電源高調波歪規制を満足する値が得られる。
【０１２３】
このようにして構成される図１に示す本実施の形態の電源回路と、先行技術として示した図１３の回路とを比較した場合には次のようなことがいえる。
先ず、図１に示した回路では、電圧帰還方式による力率改善回路３を備える構成としていることでアクティブフィルタが省略される。アクティブフィルタは、１組のコンバータを構成するものであり、図１３による説明からも分かるように、実際には、２本のスイッチング素子と、これらを駆動するためのＩＣ等を始め、多くの部品点数により構成される。
これに対して、図１に示す電源回路に備えられる力率改善回路３は、絶縁コンバータトランスＰＩＴに巻装する三次巻線Ｎ３と、インダクタＬ２０、２本のフィルタコンデンサＣＮ，ＣＮ、２本の高速リカバリ型ダイオードＤ１，Ｄ２を備えているのみであり、また、何れの部品素子も小型である。従って、アクティブフィルタと比較すれば相当に少ない部品点数となり、また、部品素子の基板実装面積も縮小する。
これにより、図１に示す電源回路としては、力率改善機能を備えるワイドレンジ対応の電源回路として、図１３に示す回路よりもはるかに低コストとすることができる。また、回路基板についても有効に小型軽量化を図ることができる。
【０１２４】
また、図１に示す電源回路では、共振形コンバータ及び力率改善回路３の動作は、いわゆるソフトスイッチング動作であるから、図１３に示したアクティブフィルタと比較すれば、スイッチングノイズのレベルは大幅に低減される。
このため、図１に示した回路では、１組のラインフィルタトランスＬＦＴと２本のアクロスコンデンサＣＬから成る１段のラインノイズフィルタを備えれば、電源妨害規格をクリアすることが充分に可能とされる。また、整流出力ラインのノーマルモードノイズについては、図１にも示しているように、２本のフィルタコンデンサＣＮ，ＣＮのみにより対策を行っている。そして、これらの部品から成るノイズフィルタにより、電源妨害規格値をクリアすることができる。
このようにしてノイズフィルタとしての部品点数が削減されることによっても、電源回路のコストダウンと、回路基板の小型軽量化は促進される。
【０１２５】
また、図１３に示す電源回路の総合電力変換効率は、前段のアクティブフィルタにおけるＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）と、後段の電流共振形コンバータのＤＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＤＣ／ＤＣ）とにより決定されるものであった。これに対して、図１に示す電源回路は、アクティブフィルタを前段に備えていないから、総合電力変換効率は、この電流共振形コンバータのＡＣ−ＤＣ電力変換効率として見ればよいことになる。そして、本実施の形態のようにして、電圧帰還方式による力率改善回路を備える場合、その電力変換効率は、力率改善回路を備えない場合の複合共振形コンバータとほぼ同等であることが分かっている。
これにより、図１に示す電源回路としては、前述もしたように、電力変換効率について、図１３に示す電源回路よりも大幅に向上されることになる。
先に図６及び図７の特性図によっても示したように、図１に示す回路は、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖの条件では、総合電力変換効率（ＡＣ−ＤＣ電力変換効率）ηＡＣ→ＤＣ＝９４．０％であり、図１３に示した回路のηＡＣ→ＤＣ＝９０．２％に対して３．８％向上している。また、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖの条件では、ηＡＣ→ＤＣ＝９６．３％であり、図１３に示した回路のηＡＣ→ＤＣ＝９３．１％に対して３．２％向上している。
【０１２６】
また、図１に示す電源回路の場合、一次側のスイッチングコンバータのスイッチング周波数は、交流入力電圧ＶＡＣ及び負荷電力の変化などに応じて、定電圧化のために例えば７０ＫＨｚ〜１５０ＫＨｚの範囲で変化するのであるが、このスイッチングコンバータを形成する各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、同期してスイッチング動作する。従って、一次側アース電位としては、図１３の電源回路のように、アクティブフィルタ側と、その後段のスイッチングコンバータとの間で干渉することが無く、スイッチング周波数の変化に関わらず安定することとなる。
【０１２７】
続いて、上記図１に示した電源回路の変形例について説明しておくこととする。
この変形例としては、力率改善回路３において、ＡＣ１００Ｖ系時よりもＡＣ２００Ｖ系時における三次巻線Ｎ３の巻数が増加するように構成するものである。
このためには、先ず、三次巻線Ｎ３についてタップ出力を形成する。そして、平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続すべき三次巻線Ｎ３の端部について、ＡＣ１００Ｖ系時にはタップ出力端子を選択し、ＡＣ２００Ｖ系時には、三次巻線Ｎ３全体の巻線の端部を選択するように回路の切り換えを行えばよい。このような切り換え回路も、リレー回路を追加することで容易に可能である。
【０１２８】
三次巻線Ｎ３としての巻線数が変化すれば、この三次巻線Ｎ３と一次巻線Ｎ１（Ｎ１Ａ）との巻線比が変化することになって、三次巻線Ｎ３に励起されて整流電流経路に帰還されるべき交番電圧レベルも変化することになる。
そして、上記のようにして、ＡＣ２００Ｖ系時に三次巻線Ｎ３の巻線数が増加することによっては、三次巻線Ｎ３に励起される交番電圧レベルも上昇して、整流電流経路に帰還される交番電圧レベルも増加することになる。これによっては、力率改善回路３において帰還されるエネルギーが増加するために、より高い力率を得ることが可能となる。
【０１２９】
例えば、図１に示した回路では、総合負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗの負荷条件で、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時には、力率ＰＦ＝０．８２であるのに対して、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖ時には力率ＰＦ＝０．７７という特性が得られていた。つまりは、ＡＣ１００Ｖ系時と比較した場合には、ＡＣ２００Ｖ系時の力率が低下していたものであるが、第３の変形例としての構成を採れば、この特性が改善される。
具体例として、三次巻線Ｎ３としてインダクタＬ２０側の端部からタップ出力までの巻線数を６Ｔとしたうえで、タップ出力から他方の端部までの巻線数＝３Ｔとなるように選定した場合の特性は次のようになった。
この場合、三次巻線Ｎ３としての巻数は、ＡＣ１００Ｖ系時ではインダクタＬ２０側の端部からタップ出力までの巻線数である６Ｔ、ＡＣ２００Ｖ系時では９Ｔ（＝６Ｔ＋３Ｔ）となるように切り換えが行われる。
そして、この構成では、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ〜３００Ｗの条件の下で、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖ時における力率はＰＦ＝０．７５〜０．８となり、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時と同等の力率となるように改善される。そして、このような力率特性によれば、欧州の高調波歪規制値を充分にクリアすることになる。
なお、三次巻線Ｎ３＝６Ｔとしている場合には、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖで、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ〜５０Ｗの範囲で、力率ＰＦ＝０．７５〜０．９０であり、例えば我が国（日本国）の電源高調波歪規制値をクリアする。
【０１３０】
図８は、本発明の第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示している。なお、この図において、図１と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この図に示す電源回路において、一次側のスイッチングコンバータの構成は図１に示した第１の実施の形態と同様となっているが、二次側において、それぞれ所要のレベルを有する複数の二次側直流電圧を生成する構成が採られている。
そして、このような二次側の構成に応じて、一次側スイッチングコンバータのスイッチング出力を二次側に伝送する絶縁コンバータトランスとしても複数が備えられる。ここでは、２つの絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２が備えられる。
【０１３１】
この図８に示す回路においては、一次巻線Ｎ１−直列共振コンデンサＣ１から成る直列共振回路と、一次巻線Ｎ１Ａ−直列共振コンデンサＣ１Ａから成る直列共振回路との、２組の直列共振回路が、スイッチング出力点間に対して並列に接続されるようにして設けられる。
そのうえで、先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の一次側には、一次巻線Ｎ１及び三次巻線Ｎ３が巻装される。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２の一次側には、一次巻線Ｎ１Ａが巻装される。
このようにして、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１は、一次巻線Ｎ１−直列共振コンデンサＣ１から成る直列共振回路に得られるスイッチング出力を二次側に伝送するために設けられる。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２は、一次巻線Ｎ１Ａ−直列共振コンデンサＣ１Ａから成る直列共振回路に得られるスイッチング出力を二次側に伝送するために設けられる。
以降説明するが、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の二次側では、二次側直流出力電圧Ｅｏ１（２００Ｖ），Ｅｏ２（２４Ｖ）を生成するようにされる。そして絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１側の総合的な対応負荷電力としては３００Ｗとなる。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２側では、二次側直流出力電圧Ｅｏ３（１００Ｖ），Ｅｏ４（２４Ｖ）を生成し、総合的な対応負荷電力としては３００Ｗとなる。つまり、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１，絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２で、それぞれ、３００Ｗの負荷電力に対応することで、電源回路全体として６００Ｗの負荷電力に対応する構成としている。
【０１３２】
先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の二次側の構成について説明する。絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側巻線としては、二次巻線Ｎ２，Ｎ２Ａの２つの巻線がそれぞれ独立して巻装される。
二次巻線Ｎ２に対しては、二次側アースに接地されるセンタータップを設けた上で、図示するようにして整流ダイオードＤＯ１，ＤＯ２、及び平滑コンデンサＣｏ１を接続することで両波整流回路を形成している。そして、この両波整流回路によって、二次側直流出力電圧Ｅｏ１が生成される。
そして、この二次側直流出力電圧Ｅｏ１は、図示しない負荷に対して供給されると共に、分岐して制御回路１に対して検出電圧として入力されている。これにより、二次側直流出力電圧Ｅｏ１は、図１において説明したのと同様に、一次側のスイッチングコンバータにおけるスイッチング周波数制御によって安定化される。なお、この二次側直流出力電圧Ｅｏ１の安定化レベルは、例えばＥｏ１＝２００Ｖとされる。
【０１３３】
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の二次巻線Ｎ２Ａに対して備えられる整流回路は、図示するようにして、整流ダイオードＤＯ３，ＤＯ４及び平滑コンデンサＣｏ２から成る両波整流回路とされる。この両波整流回路によって、二次側直流出力電圧Ｅｏ２が生成される。
そのうえで、この二次巻線Ｎ２Ａの両波整流回路においては、磁気増幅器を備えることによる定電圧回路（磁気増幅器定電圧回路）が備えられ、この磁気増幅器定電圧回路により二次側直流出力電圧Ｅｏ２が安定化される。
この磁気増幅器定電圧回路は、先ず、二次巻線Ｎ２Ａの一端と整流ダイオードＤＯ３のアノードとの間に可飽和インダクタＳＲ１を挿入し、二次巻線Ｎ２Ａの他端と整流ダイオードＤＯ４のアノードとの間に可飽和インダクタＳＲ２を挿入する。また、リセット電圧可変用のダイオードＤＶ１のカソードを整流ダイオードＤＯ３のアノードに接続し、リセット電圧可変用のダイオードＤＶ２のカソードを整流ダイオードＤＯ４のアノードに接続する。ダイオードＤＶ１，ＤＶ２のアノードは、次に説明する二次側制御回路６のトランジスタＱ１０のコレクタと接続される。
【０１３４】
二次側制御回路６は、二次側直流出力電圧Ｅｏ２の安定化のために、可飽和インダクタＳＲ１，ＳＲ２の磁束を制御する。
二次側制御回路６においては、二次側直流出力電圧Ｅｏ２に対して分圧抵抗Ｒ１５−Ｒ１６が並列に接続され、その分圧点が誤差増幅用のシャントレギュレータＱ１１に対して接続されている。シャントレギュレータＱ１１は、分圧抵抗Ｒ１５−Ｒ１６の分圧点から入力される二次側直流出力電圧Ｅｏ２の分圧レベルを検出して、電流導通量を可変制御するようにして増幅動作を行う。これに応じては、トランジスタＱ１０のベース電流レベルが可変されることになって、コレクタ電流レベルが可変されることになる。トランジスタＱ１０のコレクタは、リセット電圧可変用のダイオードＤＶ１，ＤＶ２のアノードの接続点に接続されているから、コレクタ電流レベルが可変されることによっては、可飽和インダクタＳＲ１，ＳＲ２における磁束のリセット電圧を可変するためのコントロール電圧が可変されることとなる。
【０１３５】
図９の波形図は、上記のようにして形成される磁気増幅器定電圧回路の動作を示している。
図９（ａ）は、二次巻線Ｎ２Ａに誘起される交番電圧ＶＬを示し、図９（ｂ）は、この場合には、可飽和インダクタＳＲ１，ＳＲ２のうち、可飽和インダクタＳＲ１の両端電圧ＶＳＲが示される。可飽和インダクタＳＲ２の両端電圧は、図９（ｂ）に示す波形が１８０°の位相差を有するものとなる。図９（ｃ）は、二次側整流ダイオードに流れる二次側整流電流ＩＤであり、この場合には、整流ダイオードＤＯ３に流れる二次側整流電流ＩＤの波形が示されている。整流ダイオードＤＯ４に流れる二次側整流電流は、図９（ｃ）に示す波形が１８０°の位相差を有するものとなる。
【０１３６】
周知のようにして、磁気増幅器では、コントロール電圧が増加するとその増加量に応じてリセット電圧が不足となる。そして、このリセット電圧の不足分の増加に対応して、可飽和インダクタＳＲ１の両端電圧ＶＳＲが立ち上がる期間ＴＤも増加するようにして変化する。つまり、可飽和インダクタＳＲ１の両端電圧ＶＳＲは、ＰＷＭ制御される。そして、交番電圧ＶＬが例えば正極性となる期間内において、この期間ＴＤ後となる期間において、図９（ｃ）に示すようにして、二次側整流電流ＩＤが平滑コンデンサＣｏ２に流れる。
このことから、二次側制御回路６により、二次側直流出力電圧Ｅｏ１のレベルに応じて、コントロール電圧に応じて可飽和インダクタＳＲ１の両端電圧ＶＳＲ（期間ＴＤ）が可変制御される結果、二次側整流電流ＩＤが流れる期間も可変されることになる。このようにして、１周期内における二次側整流電流ＩＤが流れる期間が可変されれば、平滑コンデンサＣｏ２における充電電流量に応じた二次側直流出力電圧Ｅｏ２のレベルも可変されることとなって、定電圧化が図られることになる。なお、二次側直流出力電圧Ｅｏ２の定電圧化レベルは２４Ｖとされる。
【０１３７】
続いては、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２の二次側の構成について説明する。
この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２の二次側には、１組の二次巻線Ｎ２Ｂが巻装されている。
そして、この二次巻線Ｎ２Ｂに対しては二次側アースに接続したセンタータップを設けることとしている。そのうえで、先ずは、この二次巻線Ｎ２Ｂの両端に対して、可飽和インダクタＳＲ３，ＳＲ４を介して接続される整流ダイオードＤＯ５，ＤＯ６、及び平滑コンデンサＣｏ３によって、二次側直流出力電圧Ｅｏ３を生成する両波整流回路が形成されている。
さらに、二次巻線Ｎ２Ｂに対して、さらに図示するようにしてタップ出力を設け、タップ出力の一方には可飽和インダクタＳＲ５を介して整流ダイオードＤＯ７のアノードを接続し、他方には、可飽和インダクタＳＲ６を介して整流ダイオードＤＯ８のアノードを接続している。そして、整流ダイオードＤ０７，ＤＯ８のカソードを平滑コンデンサＣｏ４の正極端子に接続して、二次側直流出力電圧Ｅｏ４を生成する両波整流回路を形成している。
そして、上記各両波整流回路に対しては、図示するようにして、二次側制御回路６をそれぞれ接続している。つまり、二次巻線Ｎ２Ｂに設けられた２組の両波整流回路は、上記した二次巻線Ｎ２Ａに設けられた両波整流回路と同様の磁気増幅器定電圧回路が設けられていることになる。これにより、二次側直流出力電圧Ｅｏ３，Ｅｏ４は、ともに、磁気増幅器定電圧回路の動作によって定電圧化が図られることになる。
なお、例えば二次側直流出力電圧Ｅｏ３の定電圧化レベルは１００Ｖ、二次側直流出力電圧Ｅｏ４の定電圧化レベルは５０Ｖとされる。
【０１３８】
上記図１３に示した第２の実施の形態の電源回路についての実験結果について述べておく。先ず、実験を行うのにあたっては、各部を次のように選定した。
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１，絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２：ＥＥＲ−４９のフェライトコア、ギャップ長Ｇａｐ＝１ｍｍ
一次巻線Ｎ１＝３４Ｔ
一次巻線Ｎ１Ａ＝３５Ｔ
二次巻線Ｎ２＝２５Ｔ
二次巻線Ｎ２Ａ＝４Ｔ
三次巻線Ｎ３＝８Ｔ
一次側直列共振コンデンサＣ１，Ｃ１Ａ＝０．０３３μＦ
一次側部分共振コンデンサＣｐ＝６８０ｐＦ
インダクタＬ２０＝３９μＨ
【０１３９】
そして、実験を行った結果、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗで、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖの条件では、力率ＰＦ＝０．８５、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣ＝９３．８％となる特性が得られている。また、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗで、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖの条件における特性は、力率ＰＦ＝０．８０、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣ＝９５．９％となっている。
この結果から、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ時における力率としては、ＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とで、国内と欧州の電源高調波歪規制を満足する値が得られていることになる。
また、図１３に示した先行技術としての電源回路と比較すると、ＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とで共に、電力変換効率が大幅に向上していることがわかる。
例えば、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時では、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣは３．６％向上しており、交流入力電力は２５．６Ｗ低減された。また、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖ時では、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣは２．８％向上しており、交流入力電力は１８．８Ｗ低減された。
【０１４０】
また、この図８に示した第２の実施の形態としての電源回路についても、図１に示した第１の実施の形態の電源回路と同様に、力率改善機能を備えるワイドレンジ対応の電源回路として、図１３に示す回路よりもはるかに低コストで小型軽量とすることが可能である。また、スイッチング周波数の変化に関わらずアース電位が安定するという効果も、第１の実施の形態と同様に得られるものである。
また、図８に示す第２の実施の形態の回路では、全ての二次側直流出力電圧について独立して定電圧化を図ることができるので、重負荷とされることで負荷変動幅が大きいような状況でも、常に安定的なレベルの直流電源を供給することが可能となるものであり、それだけ高い信頼性が得られる。
【０１４１】
また、この第２の実施の形態の構成に対しても、先の第１の実施の形態の変形例として説明した構成を適用することができる。つまり、ＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とで三次巻線Ｎ３の巻数が変更されるように構成すれば、ＡＣ２００Ｖ系時における力率の低下の問題が解消される。
【０１４２】
また、本発明としては、これまでに説明した電源回路の構成に限定されるものではない。
例えばスイッチング素子としては、例えばＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）など、他励式に使用可能な素子であれば、ＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子が採用されて構わない。また、先に説明した各部品素子の定数なども、実際の条件等に応じて変更されて構わない。
また、本発明としては、自励式でフルブリッジ結合方式による電流共振形コンバータを備えて構成することも可能とされる。この場合には、スイッチング素子として例えばバイポーラトランジスタを選定することができる。
さらには、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側において二次側直流出力電圧を生成するための回路構成としても、適宜変更されて構わない。
また、力率改善回路３の構成としても、上記各実施の形態として示したものに限定されるものではなく、これまでに本出願人が提案してきた各種の電圧帰還方式による回路構成として、倍電圧整流回路にも適用可能なものを採用することが可能である。
【０１４３】
【発明の効果】
以上説明したようにして本発明は、力率改善機能を備えるワイドレンジ対応のスイッチング電源回路として、アクティブフィルタを備えない構成を採る。これにより、例えばアクティブフィルタによって力率改善を図る場合よりも電力変換効率が向上されるという効果を有している。
【０１４４】
また、本発明の電源回路としては、アクティブフィルタを構成するための多数の部品素子が不要となる。また、電源回路を構成する電流共振形コンバータ、及び力率改善回路はソフトスイッチング動作であり、スイッチングノイズが大幅に低減されるから、ノイズフィルタを強化する必要もなくなる。
このために、先行技術と比較しては、部品点数が大幅に削減されることになって、電源回路サイズの小型／軽量化を図るすることが可能となる。また、それだけコストダウンが図られることにもなる。
特に本発明によるスイッチング電源回路は、重負荷の条件に対応するものであるが、重負荷に対応するアクティブフィルタは、さらに多くの部品を必要とするから、本発明によりアクティブフィルタが省略されることによる、回路の小型軽量化とコストダウンの効果は、非常に有効なものとなる。
【０１４５】
さらには、アクティブフィルタが省略されたことで、一次側アース電位の干渉が無くなるので、一次側アース電位も安定することとなって、信頼性が向上する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２】実施の形態の電源回路に備えられるドライブトランスの構造例を示す断面図である。
【図３】実施の形態の電源回路に備えられるドライブトランスの構造例を示す断面図である。
【図４】実施の形態の電源回路におけるスイッチング素子のゲート−ソース間電圧を示す波形図である。
【図５】本実施の形態の要部の動作を、商用交流電源周期により示す波形図である。
【図６】第１の実施の形態の電源回路についての、負荷変動に対する力率、電力変換効率の特性を示す図である。
【図７】第１の実施の形態の電源回路についての、交流入力電圧の変化に対する力率、電力変換効率の特性を示す図である。
【図８】第２の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図９】磁気増幅器定電圧回路の動作を示す波形図である。
【図１０】アクティブフィルタの基本的回路構成を示す回路図である。
【図１１】図１０に示すアクティブフィルタにおける動作を示す波形図である。
【図１２】アクティブフィルタのコントロール回路系の構成を示す回路図である。
【図１３】先行技術として、アクティブフィルタを実装した電源回路の構成例を示す回路図である。
【符号の説明】
１  制御回路、２  コントロールＩＣ、３  力率改善回路、５  整流回路切換モジュール、６  二次側制御回路、Ｄｉ１，Ｄｉ２  ブリッジ整流回路、Ｃｉ１，Ｃｉ２  平滑コンデンサ、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４  スイッチング素子、ＰＩＴ，ＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２  絶縁コンバータトランス、Ｃ１，Ｃ１Ａ  一次側直列共振コンデンサ、Ｃｐ１，Ｃｐ２  部分共振コンデンサ、Ｎ１，Ｎ１Ａ  一次巻線、Ｎ２，Ｎ２Ａ，Ｎ２Ｂ  二次巻線、Ｌ２０  インダクタ、Ｄ１，Ｄ２  高速リカバリ型ダイオード、ＣＮ  フィルタコンデンサ、Ｎ３  三次巻線、ＬＦＴ  ラインフィルタトランス、ＣＬ  アクロスコンデンサ、ＣＤＴ−１，ＣＤＴ−２  ドライブトランス、Ｎ１１，Ｎ２１  一次巻線（ドライブトランス）、Ｎ１２，Ｎ２２  二次巻線（ドライブトランス）、ＳＲ１〜ＳＲ６  可飽和インダクタ、ＤＶ１，ＤＶ２  リセット電圧可変用のダイオード、Ｑ１０  トランジスタ、Ｑ１１  シャントレギュレータ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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