(57)【要約】 【課題】  Ｌ経路を有する無線通信チャネルの、受信された信号に対する影響を、計算労力が削減された状態で表す。【解決手段】チャネルの表現を変換し、簡略化された表現とすることによって達成される。本発明は、そのそれぞれが所定の分散を有する、複数の複素ゼロ平均ガウス確率変数を生成することと、無線通信チャネルを介して受信された信号の表現を形成するために、変数を合計することを含み、各変数の所定の分散が、相関係数、及び、Ｌ経路のそれぞれの平均減衰を含むチャネル相関行列から形成される行列の固有値から計算される。【選択図】図３
2004343695.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
平均減衰及び所定のそれぞれの遅延をそれぞれ有するＬ個の経路を有する無線通信チャネルの受信された信号に対する影響を表すために動作可能な信号処理装置であって、
受信された信号が、受信された信号に対するパルス整形フィルタの影響から求められる相関付けられた成分の組み合わせを含み、
それぞれの相関付けられた成分が、他の成分のそれぞれに関する受信された信号成分の相関を表す相関係数を有し、
それぞれが、所定の分散を有する複素ゼロ平均ガウス確率変数に比例した信号成分値を生成する複数の信号シミュレータと、
各信号シミュレータから生成される信号成分値を合計し、
無線通信チャネルを介して受信される信号の表現を形成するために動作可能なアナログ加算器であって、
信号シミュレータのそれぞれの分散が、相関係数、及び、Ｌ個の各経路の平均減衰を含むチャネル相関行列から形成される行列の固有値を計算することによって求められるアナログ加算器を備えることを特徴とする、信号処理装置。
【請求項２】
信号シミュレータの数が、無線通信チャネルの経路数Ｌ未満であり、
信号シミュレータの数が、所定の閾値を超える固有値の数から求められ、
閾値を超えるそれぞれの固有値が、対応する信号シミュレータに対して所定の分散を形成することを特徴とする、請求項１に記載の信号処理装置。
【請求項３】
受信された信号が形成される相関付けられた成分が、レーキレシーバのそれぞれの相関器から形成される成分を表し、
受信された信号が、スペクトラム拡散信号であり、
相関係数が、他の相関器の出力に関して各相関器の出力信号の相関を表すことを特徴とする、請求項１または請求項２に記載の信号処理装置。
【請求項４】
各信号シミュレータにより生成される信号成分値が、ゼロ平均複素ガウス確率変数の二乗された大きさから形成されることを特徴とする、請求項１から請求項３のいずれか一つに記載の信号処理装置。
【請求項５】
マルチパスチャネルｉの経路Ｌのそれぞれが、
パラメータ(λｉ,τｉ)０≦ｉ＜Ｌを有し、
λｉが、経路の第１に関して遅延τｉを有する経路ｉの平均減衰であり、
アナログ加算器が、次の等式によって表現される入力信号ｓについて、受信された信号ｒの表現を提供し、
【数１】
2004343695.tif 000028
｜Ｙｉ｜２は、ｉ番目の信号シミュレータにより生成される複素ゼロ平均ガウス確率変数の二乗された大きさを示し、
ガウス確率変数は、形成された行列［(ρｉｊ)０≦ｉ,ｊ＜Ｌ］・Ｄｉａｇ［(λｉ)０≦ｉ,ｊ＜Ｌ］の固有値(μｉ)０≦ｉ＜Ｌから計算される所定の分散μｉを有し、
ここでρｉｊはＬ個の相関係数を示し、
Ｄｉａｇ［(λｉ)０≦ｉ,ｊ＜Ｌ］は、形成された、独立した経路のチャネル相関行列であることを特徴とする、請求項４に記載の信号処理装置。
【請求項６】
相関係数が、次の等式
【数２】
2004343695.tif 000029
ここで、Δij＝(τi−τj)／Ｔｃであり、
Ｔｃは、受信されたスペクトラム拡散信号の各チップの持続時間であり、
βは、ロールオフ係数を示すものである、
に従って計算されることを特徴とする、請求項５に記載の信号処理装置。
【請求項７】
請求項１から請求項６のいずれか一つに記載の信号処理装置と、
受信された信号に対する雑音の影響をシミュレーションするために動作可能な雑音発生器とを含むことを特徴とする、チャネルシミュレータ。
【請求項８】
雑音発生器が、受信された信号に対するシンボル間干渉の影響を含むために動作可能であることを特徴とする、請求項７に記載のチャネルシミュレータ。
【請求項９】
マルコフモデルに従って無線通信チャネルを表現するためのチャネルシミュレータであって、
無線通信チャネルの状態を表す複数のチャネル状態を備え、
状態間の遷移が、遷移確率に従って決定され、
遷移確率が、請求項１から請求項６のいずれか一つに記載の信号処理装置により表される無線通信チャネルの影響から求められることを特徴とする、チャネルシミュレータ。
【請求項１０】
受信された信号に対するＬ個の経路を有する無線通信チャネルの影響を表現する方法であって、
それぞれの経路は、平均減衰及び所定のそれぞれの遅延を有し、
受信された信号は、受信された信号に対するパルス整形フィルタの影響から決定される、相関付けられた成分の組合わせを含み、
それぞれの相関付けられた成分が、他の成分のそれぞれに関する受信された信号成分の相関を表す相関係数を有し、
所定の分散を有する複数の複素ゼロ平均ガウス確率変数を生成することと、
無線通信チャネルを介して受信される信号の表現を形成するために変数を合計し、
各変数の所定の分散が、相関係数、及びＬ個の各経路の平均減衰を含むチャネル相関行列から形成される行列の固有値から計算されることを特徴とする方法。
【請求項１１】
複素ゼロ平均ガウス確率変数の数が、無線通信チャネルの経路数Ｌ未満であり、
変数の数が、所定の閾値を超える固有値の数から求められ、
閾値を超える各固有値が、ガウス確率変数の対応する一つについての分散を形成することを特徴とする、請求項１０に記載の方法。
【請求項１２】
受信された信号の表現を形成するために合計する前に、ゼロ平均複素ガウス変数の二乗された大きさを形成することを特徴とする、請求項１０または請求項１１に記載の方法。
【請求項１３】
マルチパスチャネルｉの経路Ｌのそれぞれが、
パラメータ(λｉ，τｉ)０≦ｉ＜Ｌを有し、
λｉが、経路の第１に関して遅延τｉを有する経路ｉの平均減衰であり、
合計することが、次の等式によって表現される入力信号ｓについて、受信された信号ｒの表現を提供し、
【数３】
2004343695.tif 000030
｜Ｙｉ｜２は、ｉ番目の複素ゼロ平均ガウス確率変数の二乗された大きさを示し、
ガウス確率変数は、形成された行列［(ρｉｊ)０≦ｉ,ｊ＜Ｍ］・Ｄｉａｇ［(λｉ)０≦ｉ,ｊ＜Ｌ］の固有値 (μｉ)０≦ｉ＜Ｌから計算された所定の分散μｉを有し、ここで、
ρｉｊは、Ｍ個の相関係数を示し、
Ｄｉａｇ［(λｉ)０≦ｉ,ｊ＜Ｌ］は、独立した経路のチャネル相関行列である
ことを特徴とする、請求項１２に記載の方法。
【請求項１４】
相関係数が、次の等式
【数４】
2004343695.tif 000031
ここで、  Δij＝（τi−τj）／Ｔｃであり、
Ｔｃは、受信されたスペクトラム拡散信号の各チップの持続時間である、
に従って計算されることを特徴とする、請求項１３に記載の方法。
【請求項１５】
信号がそれを介して無線通信チャネルから受信されてよい多くの経路Ｌを識別することと、
経路ごとに、通信された無線信号の経路の第１に関して、平均減衰及び所定の遅延を決定することと、
受信された信号に対するパルス整形フィルタの影響から、複数の相関係数を求めることと、
パルス整形フィルタによって導入される相関係数、及びＬ個の各経路の平均減衰を含むチャネル相関行列から行列を形成することと、
無線チャネルの経路のそれぞれについて、形成された行列の固有値から複素ゼロ平均複素ガウス過程の分散を計算することと、
経路ごとに、計算された分散を有する複素ゼロ平均ガウス確率変数に比例して信号成分値を生成することと、
経路ごとに生成される信号成分値を合計し、無線通信チャネルを介して受信される信号の表現を形成することを特徴とする、無線通信チャネルのシミュレーション方法。
【請求項１６】
データプロセッサにロードされるときに、請求項１から請求項６のいずれか一つに記載の信号処理装置、または、請求項７から請求項９のいずれか一つに記載のチャネルシミュレータとして動作するように、データプロセッサを構成するコンピュータ実行可能命令を提供する、コンピュータプログラム。
【請求項１７】
データプロセッサにロードされるときに、データプロセッサに、請求項１０から請求項１５のいずれか一つに記載の方法を実行させるコンピュータ実行可能命令を有することを特徴とする、コンピュータプログラム。
【請求項１８】
請求項１６または請求項１７に記載のコンピュータプログラムを表現する命令が記録されている記録媒体を有する、データキャリア。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、信号処理装置や無線通信チャネルの影響表現方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
データは、なんらかの方法で無線周波数信号をデータで変調することによって無線信号を使用して伝達される。
無線周波数信号は、送信側アンテナから伝搬し、受信側アンテナによって検出される。
その後、通信されたデータの推定値は、受信された無線信号を復調することによって回復される。
【０００３】
無線周波数信号を使用してデータを通信する技法を開発するために、送信機から受信機アンテナへの通信中のデータに対する影響を表すモデルが作成された。
例えば、移動無線電話システムの場合、伝搬及びチャネルモデリングの研究は、第３世代モバイル（３Ｇ）のための汎欧州デジタルセルラーシステム（ＧＳＭ）と、ユニバーサル移動電話システム（ＵＭＴＳ）によって活用される無線周波数バンドに対して実行されてきた。
このようなモデルを作成するために、チャネルサウンディング測定が実施され、理論的な考慮事項と組み合わせて統計的なチャネルモデルが作成された。
【０００４】
ＧＳＭとＵＭＴＳなどの移動無線システムに関連付けられた無線通信チャネルは、伝搬遅延が区別可能な数多くのマルチパスレイ（ｍｕｌｔｉ−ｐａｔｈ  ｒａｙｓ）を含むことで特徴付けられている。
各経路は、送信機から受信機への無線信号のバージョンの伝搬を表している。
経路のそれぞれを介して受信された無線信号の各バージョンの振幅を、ゼロ平均複素ガウス確率変数として表現することができることは既知である。
受信機において、マルチパスバージョンは、結合し、一つの複合信号を形成する。
各経路ごとの遅延間の差異が、通信されたデータのシンボル周期を超えると、データを通信するためには正さなければならない、シンボル相互の干渉が発生する。
したがって、受信機技法は、マルチパス伝搬が存在する際にデータを回復するように取り決められる。
マルチパス無線通信チャネルをシミュレーションするために、複素ガウス確率変数は、経路ごと、及び、シミュレーションされた無線信号のサンプルごとに生成される。
【０００５】
したがって、このようなマルチパスチャネルのシミュレーションは、多大な計算上のタスクを表すことがあり、無線通信受信機の性能を表すシミュレーション結果を生成するには、相対的に長い時間を要する。
独占的にではないが、特にスペクトラム拡散通信をシミュレーションするために要する時間は、極端に長い。
これは、スペクトラム拡散信号が、拡散符号を変調するためにデータが通信されるようにアレンジすることによって形成されているためである。
拡散符号は、通信されているデータよりはるかに多数のビットを含んでおり、該ビットはチップと呼ばれる。
したがって、チップごとにマルチパスフェーディングチャネルがシミュレーションされる必要があり、拡散がモデリングされないベースバンドデータシンボルをシミュレーションするための計算タスクよりも大きな計算タスクを必要とする。
このため、無線通信チャネルのシミュレーションを簡略化することによって計算の数を削減することが望ましい。
【０００６】
シミュレーションされる可能性のある通信技術の例は、フォワードエラー訂正符号化及び復号化などのチャネルコーディング技術を含んでいる。
無線通信チャネルについてこのような技法を評価するためには、無線通信チャネルの時間相関影響を表すことが望ましい。
これは、無線信号の複数のレイ（Ｒａｙ）がいくつかの瞬間には破壊的に結合し、他の瞬間（ｉｎｓｔａｎｔｓ）には建設的に結合し、通信されたデータのエラーのバーストをもたらす効果を持つ場合があるような、フェーディング効果によって無線通信チャネルが特徴付けられているためである。
したがって、無線チャネルの性能は、時間相関している。
【０００７】
通信における選択された領域に関するＩＥＥＥジャーナル（ＩＥＥＥ  Ｊｏｕｒｎａｌ  ｏｎ  Ｓｅｌｅｃｔｅｄ  Ａｒｅａｓ  ｉｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）、第１１巻、第３号、１９９３年４月、に発表された「周波数選択的フェーディング無線チャネルのモデリング及び効率的なシミュレーションに対する新規アプローチ（Ａ  Ｎｏｖｅｌ  Ａｐｐｒｏａｃｈ  ｔｏ  Ｍｏｄｅｌｉｎｇ  ａｎｄ  Ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ  Ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ  ｏｆ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−Ｓｅｌｅｃｔｉｖｅ  Ｆａｄｉｎｇ  Ｒａｄｉｏ  Ｃｈａｎｎｅｌｓ）」と題されるＳｔｅｆａｎ  Ａ．  Ｆｅｃｈｔｅｌによる技術的な記事が、２ステップのチャネル直交化技法を開示している。
【非特許文献１】ＩＥＥＥジャーナル（ＩＥＥＥ  Ｊｏｕｒｎａｌ  ｏｎ  Ｓｅｌｅｃｔｅｄ  Ａｒｅａｓ  ｉｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）、第１１巻、第３号、１９９３年４月、に発表された「周波数選択的フェーディング無線チャネルのモデリング及び効率的なシミュレーションに対する新規アプローチ（Ａ  Ｎｏｖｅｌ  Ａｐｐｒｏａｃｈ  ｔｏ  Ｍｏｄｅｌｉｎｇ  ａｎｄ  Ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ  Ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ  ｏｆ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−Ｓｅｌｅｃｔｉｖｅ  Ｆａｄｉｎｇ  Ｒａｄｉｏ  Ｃｈａｎｎｅｌｓ）」
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
直交化技法は、チャネルコーディング技術の限られた性能を得るための機能を提供するにすぎないが、無線チャネルの時間相関の影響を表す、より正確な性能が好ましい。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明に従って、Ｌ個の経路を有する無線通信チャネルの、受信された信号に対する影響を表すために動作可能な信号処理装置が提供される。
各経路は、平均減衰及び所定のそれぞれの遅延を有している。
該受信された信号は、該受信信号に対するパルス整形フィルタの影響から決定された相関成分の組み合わせを含み、それぞれの相関成分は、他の成分のそれぞれに関して、該受信信号成分の相関を表す相関係数を有する。
該信号処理装置は、複数の信号シミュレータを備え、それぞれのシミュレータは、所定の分散を有する複素ゼロ平均ガウス確率変数に比例した信号成分値を生成する。
信号処理装置は、各信号シミュレータから生成される信号成分値を合計するために動作可能なアナログ加算器を含み、無線通信チャネルを介して受信される信号の表現を形成する。
信号シミュレータのそれぞれの分散は、相関係数、及び、Ｌ個の経路のそれぞれの平均減衰を含むチャネル相関行列から形成される行列の固有値を計算することによって、予め定められる。
【００１０】
すなわち、本発明の課題を解決するための手段は、次のとおりである。
【００１１】
第１に、
平均減衰及び所定のそれぞれの遅延をそれぞれ有するＬ個の経路を有する無線通信チャネルの受信された信号に対する影響を表すために動作可能な信号処理装置であって、
受信された信号が、受信された信号に対するパルス整形フィルタの影響から求められる相関付けられた成分の組み合わせを含み、
それぞれの相関付けられた成分が、他の成分のそれぞれに関する受信された信号成分の相関を表す相関係数を有し、
それぞれが、所定の分散を有する複素ゼロ平均ガウス確率変数に比例した信号成分値を生成する複数の信号シミュレータと、
各信号シミュレータから生成される信号成分値を合計し、
無線通信チャネルを介して受信される信号の表現を形成するために動作可能なアナログ加算器であって、
信号シミュレータのそれぞれの分散が、相関係数、及び、Ｌ個の各経路の平均減衰を含むチャネル相関行列から形成される行列の固有値を計算することによって求められるアナログ加算器を備えることを特徴とする、信号処理装置。
第２に、
信号シミュレータの数が、無線通信チャネルの経路数Ｌ未満であり、
信号シミュレータの数が、所定の閾値を超える固有値の数から求められ、
閾値を超えるそれぞれの固有値が、対応する信号シミュレータに対して所定の分散を形成することを特徴とする、上記第１に記載の信号処理装置。
第３に、
受信された信号が形成される相関付けられた成分が、レーキレシーバのそれぞれの相関器から形成される成分を表し、
受信された信号が、スペクトラム拡散信号であり、
相関係数が、他の相関器の出力に関して各相関器の出力信号の相関を表すことを特徴とする、上記第１または上記第２に記載の信号処理装置。
第４に、
各信号シミュレータにより生成される信号成分値が、ゼロ平均複素ガウス確率変数の二乗された大きさから形成されることを特徴とする、上記第１から上記第３のいずれか一つに記載の信号処理装置。
第５に、
マルチパスチャネルｉの経路Ｌのそれぞれが、
パラメータ(λｉ,τｉ)０≦ｉ＜Ｌを有し、
λｉが、経路の第１に関して遅延τｉを有する経路ｉの平均減衰であり、
アナログ加算器が、次の等式によって表現される入力信号ｓについて、受信された信号ｒの表現を提供し、
【００１２】
【数１】
2004343695.tif 000003
【００１３】
｜Ｙｉ｜２は、ｉ番目の信号シミュレータにより生成される複素ゼロ平均ガウス確率変数の二乗された大きさを示し、
ガウス確率変数は、形成された行列［(ρｉｊ)０≦ｉ,ｊ＜Ｌ］・Ｄｉａｇ［(λｉ)０≦ｉ,ｊ＜Ｌ］の固有値(μｉ)０≦ｉ＜Ｌから計算される所定の分散μｉを有し、
ここでρｉｊはＬ個の相関係数を示し、
Ｄｉａｇ［(λｉ)０≦ｉ,ｊ＜Ｌ］は、形成された、独立した経路のチャネル相関行列であることを特徴とする、上記第４に記載の信号処理装置。
第６に、
相関係数が、次の等式
【００１４】
【数２】
2004343695.tif 000004
【００１５】
ここで、Δij＝(τi−τj)／Ｔｃであり、
Ｔｃは、受信されたスペクトラム拡散信号の各チップの持続時間であり、
βは、ロールオフ係数を示すものである、
に従って計算されることを特徴とする、上記第５に記載の信号処理装置。
第７に、
上記第１から上記第６のいずれか一つに記載の信号処理装置と、
受信された信号に対する雑音の影響をシミュレーションするために動作可能な雑音発生器とを含むことを特徴とする、チャネルシミュレータ。
第８に、
雑音発生器が、受信された信号に対するシンボル間干渉の影響を含むために動作可能であることを特徴とする、上記第７に記載のチャネルシミュレータ。
第９に、
マルコフモデルに従って無線通信チャネルを表現するためのチャネルシミュレータであって、
無線通信チャネルの状態を表す複数のチャネル状態を備え、
状態間の遷移が、遷移確率に従って決定され、
遷移確率が、上記第１から上記第６のいずれか一つに記載の信号処理装置により表される無線通信チャネルの影響から求められることを特徴とする、チャネルシミュレータ。
第１０に、
受信された信号に対するＬ個の経路を有する無線通信チャネルの影響を表現する方法であって、
それぞれの経路は、平均減衰及び所定のそれぞれの遅延を有し、
受信された信号は、受信された信号に対するパルス整形フィルタの影響から決定される、相関付けられた成分の組合わせを含み、
それぞれの相関付けられた成分が、他の成分のそれぞれに関する受信された信号成分の相関を表す相関係数を有し、
所定の分散を有する複数の複素ゼロ平均ガウス確率変数を生成することと、
無線通信チャネルを介して受信される信号の表現を形成するために変数を合計し、
各変数の所定の分散が、相関係数、及びＬ個の各経路の平均減衰を含むチャネル相関行列から形成される行列の固有値から計算されることを特徴とする方法。
第１１に、
複素ゼロ平均ガウス確率変数の数が、無線通信チャネルの経路数Ｌ未満であり、
変数の数が、所定の閾値を超える固有値の数から求められ、
閾値を超える各固有値が、ガウス確率変数の対応する一つについての分散を形成することを特徴とする、上記第１０に記載の方法。
第１２に、
受信された信号の表現を形成するために合計する前に、ゼロ平均複素ガウス変数の二乗された大きさを形成することを特徴とする、上記第１０または上記第１１に記載の方法。
第１３に、
マルチパスチャネルｉの経路Ｌのそれぞれが、
パラメータ(λｉ，τｉ)０≦ｉ＜Ｌを有し、
λｉが、経路の第１に関して遅延τｉを有する経路ｉの平均減衰であり、
合計することが、次の等式によって表現される入力信号ｓについて、受信された信号ｒの表現を提供し、
【００１６】
【数３】
2004343695.tif 000005
【００１７】
｜Ｙｉ｜２は、ｉ番目の複素ゼロ平均ガウス確率変数の二乗された大きさを示し、
ガウス確率変数は、形成された行列［(ρｉｊ)０≦ｉ,ｊ＜Ｍ］・Ｄｉａｇ［(λｉ)０≦ｉ,ｊ＜Ｌ］の固有値 (μｉ)０≦ｉ＜Ｌから計算された所定の分散μｉを有し、ここで、
ρｉｊは、Ｍ個の相関係数を示し、
Ｄｉａｇ［(λｉ)０≦ｉ,ｊ＜Ｌ］は、独立した経路のチャネル相関行列である
ことを特徴とする、上記第１２に記載の方法。
第１４に、
相関係数が、次の等式
【００１８】
【数４】
2004343695.tif 000006
【００１９】
ここで、  Δij＝（τi−τj）／Ｔｃであり、
Ｔｃは、受信されたスペクトラム拡散信号の各チップの持続時間である、
に従って計算されることを特徴とする、上記第１３に記載の方法。
第１５に、
信号がそれを介して無線通信チャネルから受信されてよい多くの経路Ｌを識別することと、
経路ごとに、通信された無線信号の経路の第１に関して、平均減衰及び所定の遅延を決定することと、
受信された信号に対するパルス整形フィルタの影響から、複数の相関係数を求めることと、
パルス整形フィルタによって導入される相関係数、及びＬ個の各経路の平均減衰を含むチャネル相関行列から行列を形成することと、
無線チャネルの経路のそれぞれについて、形成された行列の固有値から複素ゼロ平均複素ガウス過程の分散を計算することと、
経路ごとに、計算された分散を有する複素ゼロ平均ガウス確率変数に比例して信号成分値を生成することと、
経路ごとに生成される信号成分値を合計し、無線通信チャネルを介して受信される信号の表現を形成することを特徴とする、無線通信チャネルのシミュレーション方法。
第１６に、
データプロセッサにロードされるときに、上記第１から上記第６のいずれか一つに記載の信号処理装置、または、上記第７から上記第９のいずれか一つに記載のチャネルシミュレータとして動作するように、データプロセッサを構成するコンピュータ実行可能命令を提供する、コンピュータプログラム。
第１７に、
データプロセッサにロードされるときに、データプロセッサに、上記第１０〜上記第１５のいずれか一つに記載の方法を実行させるコンピュータ実行可能命令を有することを特徴とする、コンピュータプログラム。
第１８に、
上記第１６または上記第１７に記載のコンピュータプログラムを表現する命令が記録されている記録媒体を有する、データキャリア。
【００２０】
本発明の実施形態は、無線通信チャネル用シミュレータを提供することができ、既知のシミュレータに関して複雑性が実質的に削減された無線通信チャネルを表す。
該複雑性の削減は、Ｌ個の経路とＬ個の相関係数を有する無線通信チャネルの従来の表現の変換を実行することで達成される。
変換の結果、無線通信チャネルは、複雑性が実質的に削減されてシミュレーションされてよいだけではなく、受信信号が形成される相関成分の間の相関を表現することに対する要求もなくすことができる。
さらに、いくつかの実施形態においては、信号シミュレータの数はシミュレーションされている無線通信チャネルの経路Ｌの数未満であってよい。
これは、変換が実行された後、より長い遅延のある信号シミュレータの影響は、より短い遅延のある信号シミュレータと比較して相対的に小さいためであり、これらの条件を無視することにより、シミュレーションされているチャネルに対する優れた近似を提供することができる。
従って、このような実施形態においては、信号シミュレータの数は、所定の閾値を超えた固有値の数から求められる。
該閾値を超えるそれぞれの固有値が、対応する信号シミュレータに対する所定の分散を形成する。
【００２１】
いくつかの実施形態においては、他の成分のそれぞれに関して、各相関成分の間の相関を表す相関係数は、レーキレシーバの各相関器の出力間の相関を表現してよい。
符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）通信の場合、レーキレシーバは、多くの場合スペクトラム拡散信号からデータを回復するために使用される。
レーキレシーバの各相関器は、所定の遅延での拡散符号に関して、受信信号を相関付ける。
各レーキ相関器の出力は、他の相関器の出力に関して相関させられてよく、相関は相関係数によって表現される。
しかしながら、本発明の実施形態はＣＤＭＡ通信のシミュレーションに制限されているものではない。
他の実施形態においては、通信された信号の分散した成分が、マルチプルインプットマルチプルアウトプット（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ｉｎｐｕｔｓ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ｏｕｔｐｕｔｓ）（ＭＩＭＯ）通信または時分割多元接続（ＴＤＭＡ）で形成されてよい。
【００２２】
本発明の多様な更なる態様及び特徴は、無線通信チャネルの影響を表現する方法、無線通信チャネルをシミュレーションする方法、及びコンピュータプログラムを含む。
【発明の効果】
【００２３】
本発明の教示に従うことにより、無線通信チャネルは、複雑性が実質的に削減されてシミュレーションされることが可能となり、かつ、受信信号が形成される相関成分の間の相関を表現するという要求もなくすことができる。
従って、シミュレーションに関する計算労力が削減されるという効果を有する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
本発明の実施形態は、添付図面に関してのみ、ここに一例として説明され、類似する部分は対応する参照番号を提供される。
【００２５】
図１は、無線通信チャネルを介したデータ通信をシミュレーションする際に典型的に関係している部分の送信機及び受信機のチェーンの概略ブロック図である。
【００２６】
図２は、レーキレシーバとして知られるマルチパス相関受信機の概略ブロック図である。
【００２７】
図３は、無線通信チャネルを表現する部分の簡略化を含むように適応された、図１にある送信機及び受信機のチェーンの概略ブロック図である。
【００２８】
図４は、図３に示されている通信チャネルの部分をシミュレーションする信号処理装置の概略ブロック図である。
【００２９】
図５は、簡略化されている同等なチャネル及び従来の完全にシミュレーションされているチャネルについて、毎時３ｋｍというモバイル移動速度の「歩行者Ａ」無線通信チャネルに対するシミュレーション結果を表す図である。
【００３０】
図６は、簡略化されている同等なチャネル及び従来の完全にシミュレーションされているチャネルについて、毎時１２０ｋｍというモバイル移動速度の「歩行者Ａ」無線通信チャネルに対するシミュレーション結果を表す図である。
【００３１】
図７は、変換前後に３ＧＰＰの「典型的な都会の」チャネルを構成する構成要素の表である。
【００３２】
図８は、簡略化に従った変換前後のマルチパスチャネル成分のグラフである。
【００３３】
図９は、図３と図４に図解されている通信チャネルをシミュレーションする際に関与する動作を図解するフロー図である。
【００３４】
図１、図２、及び図３における概略ブロック図は、本発明の実施形態に従ってシミュレーションされる無線通信チャネルの簡略化を提供する変換の説明図を提供する。
図１においては、データ源泉１が、エンコーダ２に送るデジタル形式でデータを生成する。
エンコーダ２は、エラー訂正符号化などのように、データ源泉１から生成されるデータに任意の形式のコーディングを適用する。
スペクトラム拡散エンコーダ３は、符号化されたデータを受信し、符号化されたデータで拡散符号を変調することによってスペクトラム拡散信号を生成する。
典型的には、拡散符号は、１０００個以上のビットの非反復周期を有する疑似乱数ビット列から形成され、変調された拡散符号のそれぞれのビットは、チップとして知られている。
スペクトラム拡散信号は、次に変調器４によって受信される。
該変調器４は、スペクトラム拡散信号のチップで、ベースバンド方式の搬送信号を変調する。
典型的には、これが、ベースバンド方式の搬送信号の位相及び／又は振幅が符号化されたデータで変調されるＱＰＳＫまたはＱＡＭのような、なんらかの形式の位相変調または振幅変調を含む可能性がある。
【００３５】
変調器４からの信号はパルス整形フィルタ６に送られ、該フィルタは、送信前に通信される無線信号に適用される帯域幅制限効果を提供する。
ナイキスト帯域幅フィルタリングを知る人が理解するように、パルス整形フィルタ６は、受信機において対応するルートレイズドコサインフィルタを利用することによって、全体的なレイズドコサイン応答が生成されるように、通常、ルートレイズドコサイン応答の形式を取る。
したがって、（スペクトラム拡散信号の場合はチップ周期である）シンボル時間で、受信データをサンプリングすることによって、隣接するチップの影響は、サンプリング瞬間に実質的にゼロになる。
それによって、それ以外の場合、帯域制限フィルタに導入される可能性のあるシンボル間干渉を最小限に抑える。
【００３６】
図１に示される送信機に同等な送信機の場合、ベースバンド変調信号は、無線周波数信号にアップコンバートされ、増幅され、適切なアンテナから送信されることができる。
しかしながら、デジタル通信システムのシミュレーションを知る人が理解するように、無線通信チャネルのエフェクトは、変調器４によって発生されるベースバンド信号に同等なエフェクトを適用することによってモデリングできる。
【００３７】
多くの無線通信チャネルは、複数のＬ個の離散経路（離散パス）として表現することが可能である。
それぞれの経路は、レイリーフェーディングプロセスとしても知られているゼロ平均複素ガウス過程によって表現されている無線信号の個別にフェーディングするバージョンを提供する。
したがって、図１に示されているように、シミュレーションされた伝送信号は、Ｌ経路レイリーフェーディングチャネル１０と雑音発生器１２を介して、パルス整形フィルタ６からアンチエイリアシング受信機フィルタ８を通過する。
Ｌ経路レイリーフェーディングチャネル１０が、マルチパス無線チャネルの影響をモデリングする間、伝送中に導入され、そして（熱雑音のために）受信機アンテナに存在する雑音の影響は、雑音発生器１２によって供給される。
【００３８】
ｕがＬ経路レイリーフェーディングチャネル１０の前の信号である場合には、雑音発生器１２の後の信号は、次式で表される。
【００３９】
【数５】
2004343695.tif 000007
【００４０】
ここで、
ｈｉは、複素チャネル係数であり、
τｉは、経路ｉの遅延であり、
ＡＷＧＮは、相加性ホワイトガウスノイズの略語である。
【００４１】
アンチエイリアシング受信機フィルタ８を通過後、受信された信号は、変調器４に適用されたように複素ベースバンド信号からのデータの逆マッピングを実行することによって、スペクトラム拡散エンコーダ３によって生成されるスペクトラム拡散符号化データの推定値を生成する復調器１４に送られる。
次に、受信されたスペクトラム拡散符号化データは、マルチパス相関受信機１６に送られる。
図２に関してまもなく説明されるように、マルチパス相関受信機１６は、受信された復調済みのデータを、スペクトラム拡散エンコーダ３によって送信された信号を形成するために使用された拡散符号の再生されたバージョンと相関させることによって、ベースバンド符号化データの推定値を回復するものである。
それから、逆拡散されたベースバンド符号化データが、ベースバンドデータを推定するために符号化プロセスの逆を形成するデコーダ１８に送られる。
ベースバンドデータの推定は、データがエラー訂正コードを使用して符号化されている場合には、受信されたデータの推定に訂正エラーを含んでよい。
推定されたベースバンドデータは、次に吸収２０に送られる。
【００４２】
図２は、レーキレシーバとして知られるマルチパス相関受信機１６の詳細を示す。
レーキレシーバであるマルチパス相関受信機１６は、複数のＬ個の相関器３０を含む。
それぞれの相関器３０は、第１入力３２で、拡散符号Ｃｎ(ｔ)のバージョンを受信する。
該バージョンは、スペクトラム拡散信号を運ぶ受信されたデータを、スペクトラム拡散エンコーダ３において拡散するために使用される。
相関器３０の第２入力３４に対して、受信されたサンプリング済みの信号は、復調器から送られる。
受信された信号のサンプルは、チップレートで、拡散符号の対応するサンプルによって乗算される。
拡散符号によって乗算される結果は、アナログ加算器３６によって合計され、スペクトラム拡散シンボルごとに、追加アナログ加算器３８によって合計される逆拡散サンプルを形成する。
該追加アナログ加算器３８は、逆拡散されるベースバンド符号化データのサンプルを形成し、マルチパスフェーディングチャネルによって導入されるシンボル間干渉を実質的に削減する効果を有する。
【００４３】
拡散符号は、レーキレシーバであるマルチパス相関受信機１６の中で再現される。
相関器３０ごとに、それぞれの第１入力３２で送られる拡散符号のそれぞれのバージョンは、Ｌ個の経路チャネルの経路内で一つの適当な時間位置を表現する量によって、第１の相関器に関して遅延される。
したがって、拡散符号列の対応するシフトとして表現される拡散符号のそれぞれの遅延は、マルチパスチャネルによって導入されるエネルギーの配分を反映することを目的とする。
【００４４】
図１の例によるスペクトラム拡散通信チャネルから、エンコーダ２の出力からマルチパス相関受信機１６の出力ｒへと通信されるベースバンドデータシンボルｓは、次の等式で表される。
【００４５】
【数６】
2004343695.tif 000008
【００４６】
シミュレーションされるマルチパスチャネルのＬ個の経路のそれぞれが、パラメータ(λｉ，τｉ)０≦ｉ＜Ｌを有する。
ここで、
λｉは、遅延τｉがある経路ｉの平均減衰である。
【００４７】
受信されたシンボルｒは、Ｘｉが分散λｉの複素ゼロ平均ガウス確率変数であり、ρｉｊがレーキレシーバ（マルチパス相関受信機１６）の相関器ｉとｊの間の相関である等式(１)から、レーキレシーバ中の相関器の数がＬであるという条件の元、送信されたシンボルｓについて決定される。
ルートレイズドコサインフィルタの例の場合、相関係数は、次式で表されるように、レイズドコサインフィルタの自己相関関数を通して遅延から導き出すことができる。
【００４８】
【数７】
2004343695.tif 000009
【００４９】
ここで、Δij＝(τi−τj)／Ｔｃであり、
ＵＭＴＳの場合には、これらの等式のパラメータは、β＝０．２２、１／Ｔｃ＝３．８４ＭＨｚである。
【００５０】
前述したように、マルチパスフェーディングチャネルの影響をシミュレーションするためには、Ｌ経路のマルチパスフェーディングチャネルであるＬ経路レイリーフェーディングチャネル１０は、スペクトラム拡散信号の各チップについて複素ガウスサンプルの生成を必要とする。
理解されるように、これは毎秒ごとの計算数という形で実質的な計算負荷を表現している。
したがって、チップレートでのマルチパスフェーディングチャネルを用いて拡散と逆拡散を含むベースバンドシンボルの通信をシミュレーションするために要する時間は非常に大きく、シミュレーションによってはひどく大きい可能性がある。
【００５１】
[Ｌ経路マルチパスフェーディングチャネルの変換]
【００５２】
本発明の実施形態は、マルチパスフェーディングチャネルをシミュレーションするために必要とされる、毎秒ごとに必要とされる計算数を削減するための機能を提供する。
本発明の実施形態による複雑性の削減は、前記の等式(１)として表現される二重和を表現する値の行列の変換を導入することを備える。
該変換は、それによってチャネルモデルの簡略化を提供する。
【００５３】
該変換は、Ｋがチャネルの相関行列（チャネル相関行列）である場合に、［（ρｉｊ）０≦ｉ,ｊ＜Ｌ］・Ｋである等式（１）の二重加重に従って形成される行列の固有値（μｉ）０≦ｉ＜Ｌを計算することを備える。
独立した経路の通常のケースでは、それは、
［（ρｉｊ）０≦ｉ,ｊ＜Ｌ］・Ｄｉａｇ［（λｉ）０≦ｉ,ｊ＜Ｌ］になる。
変換により実現される簡略化に従って、図１の概略ブロック図は、図３に示されるブロック図になる。
そして、ボックス５０の中に示される簡略化された部分による、レーキレシーバであるマルチパス相関受信機１６'の出力が、以下の等式（３）により表される。
【００５４】
【数８】
2004343695.tif 000010
【００５５】
等式（３）の中では、Ｙｉは、分散μｉの複素ゼロ平均ガウス確率変数であり、相関成分はない。
したがって、本発明の主要な実施形態は、チャネル定義集合（λｉ，τｉ）を、（μｉ，ｉＴｃ）で置換することである。
任意の初期チャネルモデルの場合、私達は、考慮した伝送の速度に適応された同等なモデルを見つけ出す。
それは（シンボルでチップを置換する）ＣＤＭＡ、ＴＤＭＡまたはＭＩＭＯである場合がある。
さらに、等式（３）に従って、及び後述されるように、信号シミュレータの数Ｎは、経路Ｌの数以下であってよい。
【００５６】
図３に示されている概略ブロック図により表現される無線通信チャネルは、図１に示されている無線通信チャネルに一致するため、図１と図３の相違点だけを説明する。
等式（３）で表現される変換に従い、マルチパスレイリーフェーディングチャネルは変換され、同等のチャネル１０'を形成する。
変換の結果として、ボックス５０の中の全部分が等式(３)で表現されてよい。
ボックス５０の中の部分を表現するための信号処理装置のインプリメンテーションは、図４に示されている。
【００５７】
図４では、複数のＮ個の信号シミュレータ６０が、分散μｉを有するゼロ平均複素ランダムガウス過程に従って、信号成分値Ｙｉを生成する。
該成分値Ｙｉは、信号成分値の二乗された大きさ｜Ｙ｜２を形成するデータプロセッサ６２に送られる。
そして、乗算器６６への第１入力６４に送られる。
第２入力６８に対し、入力データ信号ｓが送られる。
該入力データ信号ｓは、乗算器６６によって信号成分値のそれぞれによって縮小拡大され、受信された信号ｒの表現を形成するアナログ加算器７０に送られる。
事実上、複素ガウス過程のそれぞれから生成される信号成分値は、入力データ信号を加重するための重み係数を形成する。
【００５８】
図５と図６は、簡略化された同等なチャネルを使用して生じる結果に対する、マルチパスフェーディングチャネルの従来の完全なシミュレーションによって生じる結果の比較を示す。
結果は、１２．２ｋｂｐｓというデータ転送速度で、図５については毎時３ｋｍの移動速度、図６については毎時１２０ｋｍの移動速度でシミュレーションされた「歩行者Ａ」チャネルについてである。
通常のシミュレーションチャネルについてのビット誤り率（ＢＥＲ通常）及びブロック誤り率（ＢＬＥＲ通常）の結果が、簡略化された同等なチャネルの場合のビット誤り率（ＢＥＲ簡略化）及びブロック誤り率（ＢＬＥＲ簡略化）の結果に対して図解されている。
結果の間には、密接な対応があることが観察できる。
【００５９】
［シミュレーションされた経路数の切り捨て］
【００６０】
本発明の実施形態による変換を使用して形成される等式（３）は、とりわけ二重加重がないという理由から等式（１）より計算するのが複雑ではない。
さらに、通常は変換の結果として更なる簡略化を導入できる。
これは、μｉの後の値（Ｌにより近い値）が通常低く、ゼロ遅延により近い早期の成分と比較して、受信されたシンボルｒに対するチャネルの影響の結果としての計算に与える影響が小さいためである。
従って、それが精密な結果ではないにしても、ある所定の閾値を超えるμｉ値だけを考慮するときに優れた近似が生じる。
その結果、マルチパスチャネルのシミュレーションの更なる簡略化が、所定の閾値未満である固有値を有する複素ゼロ平均ガウスを生成する信号シミュレータを含まないことによって生じてよい。
したがって、このような実施形態においては、信号シミュレータの数Ｎは、所定の閾値を超える固有値の数から求められ、閾値を超えるそれぞれの固有値が、対応する信号シミュレータに対する所定の分散を形成する。
【００６１】
この更なるの簡略化の例は、図７に示される表１に示される。
「前」と名付けられた第１欄には、３ＧＰＰによって採用される「典型的な都会の」チャネルの遅延に関する平均減衰が示されている。
「後」と名付けられた第２欄には、対応する遅延における変換後に、簡略化された同等なチャネルで使用される信号シミュレータの分散が示される。
図８は、図７の表の中に示される値のグラフィック表現を示す。
図７と図８から分かるように、シミュレーションされる信号成分の数は、２０ｄＢ未満である分散μｉを有し、そのためシミュレーション結果に大きく寄与しない信号成分を無視することにより、簡略化された同等のチャネルモデルを使用して半分にすることができる。
【００６２】
［簡略な手を加えられた例］
【００６３】
３つの経路によって特徴付けられるマルチパスチャネルのパラメータを、次に示す。
【００６４】
Ａｔτ０＝０,λ０＝０.９４３、
Ａｔτ１＝１１０ｎｓ,λ1＝０.３０９、
Ａｔτ２＝１９０ｎｓ,λ2＝０.１０３、
【００６５】
マルチパスチャネルを介した無線信号の受信を表現する相関係数としては、次のとおりである。
【００６６】
【数９】
2004343695.tif 000011
【００６７】
それから、次のとおりである。
【００６８】
【数１０】
2004343695.tif 000012
【００６９】
その場合、次のとおりである。
【００７０】
【数１１】
2004343695.tif 000013
【００７１】
［簡略化されたシミュレーションされたチャネルの同値の証明］
【００７２】
完全なチャネルの推定が仮定され、シンボル間干渉は無視される。
いくつかの記号は、この証明に特有のものである。
Ｘは、第１の経路を表す。
Ｙは、本ドキュメントの以後において、Ｘ０およびＸ１の代わりに、第２の経路を表す。
添字は、タイムスケールのために使用される(シンボルｋはｓｋと書かれる)。
変換後において、Ｘ'とＹ'が、本ドキュメントの以後においてＹ０とＹ１の代わりに使用される。
２つの経路のケースにおいては、通常のチャネル定義は、第１の経路に(λ１,０)、第２の経路に(λ２,τ)を与える。
２つの経路間の相関係数ρ１２は、τとパルス整形フィルタの特性から導き出される。
【００７３】
レーキレシーバでの出力時のシンボルｋは、以下のように表される。
【００７４】
【数１２】
2004343695.tif 000014
【００７５】
このシンボルのエネルギーは、次のとおりである。
【００７６】
εｋ＝｜Ｘｋ｜２＋｜Ｙｋ｜２＋２ρ１２ＸｋＹｋ
【００７７】
ここで、ＸｋとＹｋは、分散λ１とλ２のある２つの独立したゼロ平均ガウス過程である。
二次形式と２つの経路の共分散行列の積を対角化すると、固有値μｉとμ２が導かれる。
私達は次に示すエネルギーを考慮する。
【００７８】
ε'ｋ＝｜Ｘ'ｋ｜２＋｜Ｙ'ｋ｜２
【００７９】
ここで、Ｘ'ｋとＹ'ｋは、分散μｉとμ２を含む２つの独立したゼロ平均ガウス過程である。
関連付けられるシンボルは、以下のとおりである。
【００８０】
【数１３】
2004343695.tif 000015
【００８１】
私達は、２つの過程εとε'が恒等（Ｉｄｅｎｔｉｃａｌ）であることを（このことは特にｒｋ＝ｒ'ｋであり、復号後のエラー確率の相当（Ｅｑｕａｉｌｔｙ）を暗示する）証明したいと考える。
これを達成するためには、ε＝(ε１…εｎ)及びε'＝(ε'１…ε'ｎ)である同時密度ｐ(ε)とｐ(ε')がすべてのｎについて等しいことを証明するだけで十分である。
以下の証明は、一般性を失うことなくｎ＝２を仮定している。
【００８２】
シンボルエネルギーの特性関数は、以下のように表される。
【００８３】
【数１４】
2004343695.tif 000016
【００８４】
【数１５】
2004343695.tif 000017
【００８５】
【数１６】
2004343695.tif 000018
【００８６】
【数１７】
2004343695.tif 000019
【００８７】
ここで、各記号は、次を意味する。
【００８８】
【数１８】
2004343695.tif 000020
【００８９】
【数１９】
2004343695.tif 000021
【００９０】
ｕ＝(Ｘ1,Ｙ1,Ｘ2,Ｙ2)
【００９１】
【数２０】
2004343695.tif 000022
【００９２】
【数２１】
2004343695.tif 000023
【００９３】
【数２２】
2004343695.tif 000024
【００９４】
同じ方法で、次式が導かれる。
【００９５】
【数２３】
2004343695.tif 000025
【００９６】
ここで、ΔνＸＹは、次を意味する。
【００９７】
【数２４】
2004343695.tif 000026
【００９８】
Ｄは、ＧＫ＝Ｐ＊ＤＰとなるような、ＧＫの対角化である。
さらに、単純な計算が次を示す。
【００９９】
【数２５】
2004343695.tif 000027
【０１００】
従って、次のとおりである。
【０１０１】
ｄｅｔ（Ｉ−ＧνＫＸＹ）＝ｄｅｔ (Ｉ−ΔνＸＹ)
【０１０２】
これは、Ψε(ν)＝Ψε'(ν)、そして、ｐ(ε)＝ｐ(ε')であることを意味する。
【０１０３】
結局、２つの過程は同じである。
本発明により獲得された簡略化された過程は、通常の過程と同等である。
したがって、復号後のエラー確率は同じである。
複数の経路のケースに対して、この証明を一般化することは容易である。
不完全なチャネル推定のケースでは、この証明を変形することで同様の結果に至る。
【０１０４】
［他の応用例］
【０１０５】
本発明の実施形態により与えられる一つの利点は、拡散、通信チャネルを介した伝送、及び逆拡散を含み、図３でのボックス５０の中の部分をモデリングする、シンボルレベルのマルコフ連鎖を提供する為に、簡略化された同等なチャネルモデルを使用できるという点である。
マルコフチャネルモデルは、無線通信チャネルの状態を表す複数のチャネル状態を使用して無線通信チャネルを表すことができる。
状態間の遷移は、遷移確率に従って決定される。
例えば、図４に図解されている信号処理装置によって表現される無線通信チャネルの影響から決定されるのが遷移確率である。
シミュレーションされたチャネルの結果から遷移確率を生成するためのプロセスの説明は、個人、屋内及び移動無線通信に関する国際シンポジウム（Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ  ｏｎ  Ｐｅｒｓｏｎａｌ，  Ｉｎｄｏｏｒ  ａｎｄ  Ｍｏｂｉｌｅ  Ｒａｄｉｏ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）、ＰＩＭＲＣ'２００２で発表された「フラットフェーディングチャネル用の一次マルコフ連鎖をベースにしたモデル（Ａ  Ｆｉｒｓｔ  Ｏｒｄｅｒ  Ｍａｒｋｏｖ  Ｃｈａｉｎ  Ｂａｓｅｄ  Ｍｏｄｅｌ  ｆｏｒ  Ｆｌａｔ  Ｆａｄｉｎｇ  Ｃｈａｎｎｅｌ）」と題されるＡ．ＳａａｄａｎｉとＰ．Ｔｏｒｔｅｌｉｅｒによる技術論文に詳細に示されている。
【０１０６】
［演算の要約］
【０１０７】
要約すると、図９に提示されるフロー図が、無線通信チャネルの影響をモデリングするプロセスを要約している。
ステップＳ１で開始し、チャネルサウンディングが、信号が無線通信チャネルから受信されてよい多くの経路Ｌを識別するために実行される。
チャネルサウンディングプロセスは、ステップＳ２で、経路のそれぞれについて、通信された無線信号経路の第１経路に関して平均減衰及び所定の遅延も求める。
一般的には、無線通信チャネルを特徴付けるステップＳ１とＳ２は、本発明の実施形態によるチャネルモデリング及びチャネルモデルの簡略化に対して別個に実行される。
したがって、これらのステップは、省略されたり、経路数Ｌ、遅延及び平均減衰という特徴付けるパラメータがすでに確立されたチャネルについてすでに実行され、そのため省略されてよい実施態様もある。
これは、ステップＳ２とＳ４の間の破線によって図９に表されている。
【０１０８】
したがって、無線通信チャネルの影響を表現する際に関係するステップは、以下のとおりに図８に表されている。
【０１０９】
Ｓ４：受信信号の各複数の成分間の相関を表す複数の相関係数は、受信信号を通信するために使用される通信技術に従って求められる。
例えば、通信技術は、係数がレーキレシーバの各フィンガの相関出力を表すＣＤＭＡであってよい。
【０１１０】
Ｓ６：行列が、経路のそれぞれの相関係数及び平均減衰から形成される（行列［（ρｉｊ）０≦ｉ,ｊ＜Ｌ］・Ｄｉａｇ［（λｉ）０≦ｉ,ｊ＜Ｌ］）。
【０１１１】
Ｓ８：無線チャネルの経路のそれぞれについて、複素ゼロ平均ガウスランダム過程の分散が、形成された行列の固有値から計算される。
【０１１２】
Ｓ１０：(Ｎが経路数Ｌ以下である場合に)シミュレーションされたそれぞれの信号成分Ｎについて、Ｓ８で計算された分散を有する複素ゼロ平均ガウス確率変数から値を生成する。
【０１１３】
Ｓ１２：Ｓ１０で計算された信号成分値のそれぞれの、二乗された大きさを形成する。
【０１１４】
Ｓ１４：信号成分値は合計され、経路ごとに、無線通信チャネルを介して受信される信号の表現を生成する。
【０１１５】
理解されるように、ゼロ平均複素ガウスランダム過程の分散が、Ｓ６で形成された行列の固有値から一旦Ｓ８で求められると、これらのステップは、チャネルがシミュレーションされているときもはや必要ではない。
したがって、図９ではステップＳ８とＳ１０は破線で繋げられている。
したがって、モデリングされている無線通信チャネルの影響を表現するために、ステップＳ１０、Ｓ１２、及びＳ１４だけが実行される実施形態もある。
【０１１６】
前述された実施形態に対して、本発明の範囲から逸脱することなく多様な変形が加えられてよい。
例えば、本発明は、受信機ダイバシティ及び同等化の技法のシミュレーションに用途が見つかり、ＴＤＭＡとＭＩＭＯなどの多様な通信技術に適用できる。
【図面の簡単な説明】
【０１１７】
【図１】無線通信チャネルを介してデータ通信をシミュレーションする際に典型的に関係している部分の送信機及び受信機のチェーンの概略ブロック図である。
【図２】レーキレシーバとして知られるマルチパス相関受信機の概略ブロック図である。
【図３】無線通信チャネルを表現する部分の簡略化を含むように適応された、図１にある送信機及び受信機のチェーンの概略ブロック図である。
【図４】図３に示されている通信チャネルの部分をシミュレーションする信号処理装置の概略ブロック図である。
【図５】簡略化されている同等なチャネル及び従来完全にシミュレーションされているチャネルについて、毎時３ｋｍというモバイル移動速度の「歩行者Ａ」無線通信チャネルに対するシミュレーション結果の図である。
【図６】簡略化されている同等なチャネル及び従来の完全にシミュレーションされているチャネルについて、毎時１２０ｋｍというモバイル移動速度の「歩行者Ａ」無線通信チャネルに対するシミュレーション結果の図である。
【図７】変換前後に３ＧＰＰの「典型的な都会の」チャネルを構成する構成要素の表である。
【図８】簡略化に従った変換前後のマルチパスチャネル成分のグラフである。
【図９】図３と図４に図解されている通信チャネルをシミュレーションする際に関与する動作を図解するフロー図である。
【符号の説明】
【０１１８】
１  データ源泉
２  エンコーダ
３  スペクトラム拡散エンコーダ
４  変調器
６  パルス整形フィルタ
８  アンチエイリアシング受信機フィルタ
１０  Ｌ経路レイリーフェーディングチャネル
１２  雑音発生器
１４  復調器
１６  マルチパス相関受信機
１８  デコーダ
２０  吸収
３０  相関器
３２  第１入力
３４  第２入力
３６  アナログ加算器
３８  追加アナログ加算器
５０  ボックス
６０  信号シミュレータ
６２  データプロセッサ
６４  第１入力
６６  乗算器
６８  第２入力
７０  アナログ加算器
【図１】
2004343695.tif 000032
【図２】
2004343695.tif 000033
【図３】
2004343695.tif 000034
【図４】
2004343695.tif 000035
【図５】
2004343695.tif 000036
【図６】
2004343695.tif 000037
【図７】
2004343695.tif 000038
【図８】
2004343695.tif 000039
【図９】
2004343695.tif 000040