(57)【要約】【課題】　蛍光ランプを制御し、安定器を保護するために統合状態図アーキテクチャにより独特の１組の命令を実行する安定器コントローラ集積回路を提供する。【解決手段】　状態図アーキテクチャは、ＩＣの電源投入および電源切断、ＩＣによって駆動される半ブリッジ回路、ランプの予熱とストライク、ランプの作動、考えられる多数の障害条件の感知、ランプの通常のメンテナンスに基づくこのような障害条件からの回復を制御する。【選択図】　　　　図３
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
　蛍光ランプに電力供給するための共振電流を供給するために半ブリッジ配置に接続された第１および第２のＭＯＳゲートパワートランジスタを駆動するための集積回路において、前記集積回路への様々な入力の状態に基づいて少なくとも以下の複数の動作モード間を自動的に切り替える回路を備え、前記複数の動作モードが、
　１）不足電圧ロックアウトモード、
　２）予熱モード、
　３）点灯傾斜モード、
　４）作動モード、および
　５）障害モード
を含むことを特徴とする集積回路。
【請求項２】
　フラッシュなし始動を保証するために予熱モード中に前記ランプの両端間の電圧がストライク電圧を上回らないようにする回路をさらに備えたことを特徴とする請求項１に記載の集積回路。
【請求項３】
　フラッシュなし始動を保証するために予熱モード中に前記ランプの両端間の電圧がストライク電圧を上回らないようにする前記回路が、予熱モードの初期部分中に前記ランプに供給される共振電流の周波数を一時的に上昇させる回路を含むことを特徴とする請求項２に記載の集積回路。
【請求項４】
　フラッシュなし始動を保証するために予熱モード中に前記ランプの両端間の電圧がストライク電圧を上回らないようにする前記回路が、始動から半ブリッジパワートランジスタへの等長ゲートパルスを確保するためにタイミングキャパシタが部分的に充電されるまで予熱モードの開始時に前記ランプへの共振電流の供給を初めに遅延させる回路を含むことを特徴とする請求項２に記載の集積回路。
【請求項５】
　非ゼロ電圧切替えの発生を検出し、このような切替えの発生時に前記蛍光ランプへの共振電流の供給を遮断する回路をさらに備えたことを特徴とする請求項１に記載の集積回路。
【請求項６】
　前記蛍光ランプの共振近傍動作または共振未満動作の発生を検出し、このような動作の発生時に前記蛍光ランプへの共振電流の供給を遮断する回路をさらに備えたことを特徴とする請求項１に記載の集積回路。
【請求項７】
　前記集積回路の温度超過条件の発生を検出し、このような条件の発生時に前記蛍光ランプへの共振電流の供給を遮断する回路をさらに備えたことを特徴とする請求項１に記載の集積回路。
【請求項８】
　ＤＣバスまたはＡＣ線間電圧の障害を検出し、このような障害の発生時に前記蛍光ランプへの共振電流の供給を遮断する回路をさらに備えたことを特徴とする請求項１に記載の集積回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
　本発明は、ＭＯＳゲートデバイス用のゲートドライバ回路に関し、より具体的には、ＭＯＳゲートデバイス用のモノリシックゲートドライバ回路、特に、蛍光ランプ安定器回路に使用するものに関する。
【背景技術】
【０００２】
　これまで使用していたパワーバイポーラスイッチングデバイスに取って代わるためにパワーＭＯＳＦＥＴスイッチングデバイスと絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（「ＩＧＢＴ」）が使用可能になったので、最近、ガス放電回路用の電子安定器が広く使用されるようになった。Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ　Ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ　Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎから販売され、米国特許第５，５４５，９５５号に記載されており、その開示内容は参照によりその全体が本明細書に組み込まれる、ＩＲ２１５５などのモノリシックゲートドライバ回路は、電子安定器内のパワーＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴを駆動するために考案されたものである。ＩＲ２１５５ゲートドライバＩＣは、従来のＤＩＰまたはＳＯＩＣパッケージにパッケージ化され、内部レベルシフト回路と、不足電圧ロックアウト回路と、不感時間遅延回路(ｄｅａｄｔｉｍｅ　ｄｅｌａｙ　ｃｉｒｃｕｉｔｒｙ)と、追加の論理回路とを含むという点で従来の回路を上回る重要な利点を提供し、外部レジスタＲＴ およびキャパシタＣＴ によって決定される周波数でドライバが自励発振できるように入力する。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
　ＩＲ２１５５は、従来の安定器制御回路を上回る大幅な改善をもたらすが、（ｉ）ランプの両端間で初期の高電圧パルスを発生せずにフラッシュなし始動(ｆｌａｓｈ−ｆｒｅｅ　ｓｔａｒｔ)を保証する始動手順、（ｉｉ）非ゼロ電圧切替え保護回路、（ｉｉｉ）温度超過遮断回路、（ｉｖ）ＤＣバスおよびＡＣオン／オフ制御回路、（ｖ）共振近傍または共振未満検出回路など、いくつかの望ましい機構が欠けている。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
本発明は、一方が「ロー側スイッチ」と呼ばれ、もう一方が「ハイ側スイッチ」と呼ばれ、２つのスイッチがトーテムポールまたは半ブリッジ配置に接続されている、パワーＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴなどの２つのＭＯＳゲートパワー半導体の駆動を可能にする新規のモノリシック電子安定器コントローラＩＣを提供する。有利なことに、本発明のＩＣは、蛍光ランプを制御し、安定器を保護するために非常に独特の１組の命令を実行する。ＩＣおよび半ブリッジの適切な電源投入と電源切断、ランプの予熱とストライク、ランプの作動、多数の起こりうる障害条件の感知、ランプの通常メンテナンスに基づくこのような障害条件からの回復に対して慎重な配慮がなされている。
本発明の電子安定器ＩＣ（譲受人であるＩｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ　Ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ　ＣｏｒｐｏｒａｔｉｏｎによってＩＲ２１５７として識別されている）は、ＩＣの様々な入力の状態に基づいて５つの基本動作モードで機能するように設計されている。このような５つの動作モードとしては、以下のものを含む。
１）不足電圧ロックアウトモード(ｕｎｄｅｒｖｏｌｔａｇｅ　ｌｏｃｋｏｕｔ　ｍｏｄｅ)
２）予熱モード
３）点灯傾斜モード(ｉｇｎｉｔｉｏｎ　ｒａｍｐ　ｍｏｄｅ)
　４）作動モード；および
５）障害モード
この回路は、「状態図」に応じてこれらのモード間を切り替えるように設計され、さらにランプの両端間で初期の高電圧パルスを発生せずにフラッシュなし始動を保証し、非ゼロ電圧切替え、温度超過条件、ＤＣバスまたはＡＣ線間電圧の障害、または共振近傍または共振未満条件が発生した場合にＩＣを完全に遮断するように設計されている。
本発明の他の特徴および利点は、添付図面に関連して以下に示す本発明の説明から明らかになるだろう。
【発明の効果】
【０００５】
　本発明により、新規で有利な集積回路が提供される。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００６】
まず、図１を参照すると、電子（ラピッドスタート形）蛍光ランプ安定器を制御するために本発明のＩＣ２に統合された状態図が示されている。図２は、本発明の集積回路２によって単一蛍光ランプ４を駆動するための典型的な接続図を示している。図３は、本発明の集積回路２の基本ブロック図を示している。
その「状態図」アーキテクチャにより、本発明の集積回路２は、有利なことに、ランプ４を制御し、安定器を保護するために非常に独特の１組の命令を実行する。このＩＣは、ＩＣ２および半ブリッジ（ＭＯＳＦＥＴ６および８）の電源投入と電源切断、ランプの予熱とストライク、ランプの作動、多数の起こりうる障害条件の感知、ランプの通常メンテナンスに基づくこのような障害条件からの回復という各種機能を正確に制御し、適切に実行する。
この状態マシンは、ＩＣの様々な入力の状態に基づいて５つの基本動作モード間で動作する。このような５つの動作モードとしては、以下のものを含む。
１）不足電圧ロックアウトモード；
２）予熱モード；
３）点灯傾斜モード；
４）作動モード；および
５）障害モード
図２は、その入力と出力のすべてを含む、ＩＣ２のピンアウトを示している。
チップへの入力としては、以下のものを含む。
１）ＶＣＣ
２）ＶＤＣ
３）ＳＤ
４）ＣＳ
５）ＣＰＨ
６）ＣＴ
７）ＲＴ
ＶＣＣは、感知すべき入力と、ＩＣへの１次低電圧電源の両方を表している。上記の７つの入力に加え、ＩＣ表面接合部温度が８番目の入力を表している。
ＩＣの出力としては、以下のものを含む。
１）ＨＯ
２）ＬＯ
３）ＲＰＨ
４）ＲＵＮ
５）ＤＴ
ＩＣへの電源としては、以下のものを含む。
１）ＶＣＣ
２）ＣＯＭ
３）ＶＢ
４）ＶＳ
本発明のＩＣのピンの概説は以下の通りである。
【０００７】
【表１】
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【０００８】
【表２】
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【０００９】
【表３】
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【００１０】
【表４】
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【００１１】
【表５】
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【００１２】
【表６】
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【００１３】
【表７】
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【００１４】
【表８】
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【００１５】
【表９】
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【００１６】
次に、ＩＣの５つの基本動作モードについて説明する。
モード１：不足電圧ロックアウト（ＵＶＬＯ）：
この動作モードでは、重要なハウスキーピング機能だけがＩＣ２内でアクティブになる。チップの蛍光電流（ＩＱＣＣＵＶ）は、整流線路またはＤＣバスからの１／４ワット抵抗器（図２の抵抗器１０を参照）を使用してＩＣの始動を容易にするために、実用的な範囲で低い値（本発明のＩＣの場合、典型的な値は１５０μＡである）に保たれる。発振器は使用不能になり、その結果、ＲＴ＝ＣＴ＝ＤＴ＝ＲＵＮ＝０Ｖになる。予熱ピン（ＣＰＨ）は能動的に０Ｖに保持され、ＶＤＣピンはＤＣバス（または整流ＡＣ線路）電圧の何分の１かの電圧に等しい電圧にバイアスがかけられる。ＵＶＬＯモードでは、適切な始動シーケンスを制御するために、ＶＤＣピン上の電圧を感知する比較器にバイアスがかけられる。ゲートドライバ出力は、半ブリッジ（ＭＯＳＦＥＴ６、８）の出力での不要な切替えを防止するために、ロー（ＬＯおよびＨＯ−ＶＳ）に保持される。ＶＣＣ電圧は、通常、０Ｖと上昇する不足電圧ロックアウトしきい値（この場合、１１．４Ｖ）との間にあるが、このＩＣは、所与の障害条件（後述する）下でこの上昇するしきい値より大きいＶＣＣによってＵＶＬＯモードにすることができる。半ブリッジの出力で切替えが一切行われないものと想定して、ＣＳピンは０Ｖになる。ＶＣＣからのキャパシタ１２およびダイオード１４によって形成される浮動電源（ＶＢからＶＳへ）は、ＩＣの外部の回路構成に応じて、０Ｖである場合もあれば、ＶＣＣ−０．７Ｖ（ダイオード１４の順電圧降下）である場合もあれば、０Ｖと２０Ｖの間の電圧（ＶＢからＶＳへの推奨される最大電圧）である場合もある。
ＳＤピンは、通常、始動時にその２．０Ｖの上昇するしきい値未満にバイアスがかけられるが、ＳＤピンは、ＵＶＬＯモードを制御する３つのピンのうちの１つである（残りのピンはＶＣＣとＶＤＣである）。ＶＤＣピンおよびＶＣＣピンと同様に、バイアスされた比較器は、ＵＶＬＯモードを制御しやすくするために、ＳＤピンにおける電圧を感知する。
２．予熱モード：
この動作モードでは、ＩＣ内の内部回路の多くがバイアスがかけられ、使用可能になっている。その結果、発振器は作動している。ＲＴピンは、電圧制御電流入力として機能するものであり、約２．０Ｖにバイアスがかけられている。ＲＰＨピンは０Ｖに保持され、予熱モード中に抵抗器ＲＴ と１６を効果的に並列に接続する。ＲＴ と１６との並列結合の両端間の２．０Ｖという電圧から得られる電流はＩＣ内に反映され、ＣＴキャパシタ（ＣＴ ）を充電する電流をプログラミングするために使用する。発振のためにＣＴピン上で感知される下位しきい値と上位しきい値はそれぞれ２．０Ｖと４．０Ｖである。ＬＯ出力とＨＯ−ＶＳ出力の交互切替え間の不感時間を表すＣＴ波形上の立下り時間は、図２のＣＴキャパシタＣＴ と不感時間抵抗器１８によりプログラミングされる。
図４は、ＣＴ波形と出力電圧との基本的な関係を示している。トグルフリップフロップ２０は、２分割論理回路（図３）とともに、発振器出力をＬＯおよびＨＯ−ＶＳ出力駆動信号に分割する。したがって、半ブリッジの出力（６、８）は発振器周波数の半分で切り替わる。
予熱モード中にＣＰＨピン上の外部キャパシタ２４は内部の１μＡ電流源によって充電され、予熱時間（すなわち、予熱周波数での発振の持続時間）は、次式によりこのキャパシタを０Ｖから４Ｖまで充電するのに要する時間の長さによって決まる。
【００１７】
【数１】
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１μＡ電流源値は、ＩＣのユーザが予熱キャパシタ２４（図２）を表面取付けタイプにできるように選ばれている（すなわち、ラピッドスタート形蛍光ランプ用の典型的な予熱時間の場合、約４７０ｎＦ未満である）。
予熱動作に必要な入力条件としては、以下のものを含む。
１）ＶＣＣ＞上昇するＵＶＬＯしきい値（好ましい実施形態では１１．４Ｖ）
２）ＶＤＣ＞５．１Ｖ（ＤＣバスまたは整流ＡＣ線路がＯＫであることを通知する）
予熱中に１．０ＶというＣＳしきい値が使用可能にならない理由は、半ブリッジがまず発振を開始したときに必ずハード切替えが行われ、このハード切替えが障害条件として解釈され、半ブリッジを遮断する恐れがあるからである。
無負荷の０．２ＶというＣＳしきい値を使用可能にしない理由は、予熱の初期サイクル中ならびに点灯から作動モードへの遷移中に、低い方のＭＯＳＦＥＴ８（図２）内の電流が少なくとも１サイクル中に自然にゼロになりうることである（点灯と作動との間の後者の挙動は、４０ＷのＴ１２タイプなどの所与のランプタイプについてのみ観察されるものである）。
同じ理由により、共振未満の０．２ＶというＣＳしきい値は予熱中に使用可能にならない。
最後に、半ブリッジの出力上に負荷がまったくないが、ＳＤが１．７Ｖ未満である（ランプ４が故障ではないことを通知する）という条件が発生した場合でも、パワーＭＯＳＦＥＴ（６および８）によって観察されるハード切替えの結果、実質的なデバイスの加熱は発生しないものと思われる（ラピッドスタート形蛍光ランプ用の予熱時間は通常、０．５〜２．０秒である）。さらに、典型的なパワートランジスタパッケージ（たとえば、ＴＯ−２２０）用の熱時定数は０．５〜１．０分である。
要約すると、予熱モード中、以下のようになる。
ＶＣＣ＞１１．４Ｖ（通常の動作条件下）
ＶＤＣ＞５．１Ｖ
ＳＤ＜１．７Ｖ
Ｔｊ ＜１７５℃
０Ｖ＜ＶＣＰＨ＜４．０Ｖ
ＶＲＴ＝２．０Ｖ
ＲＰＨ＝０Ｖ
ＲＵＮ＝開放
以下の「フラッシュなし始動」という項で詳述するように、本発明の好ましい実施形態は、「事前予熱（ｐｒｅ−ｐｒｅｈｅａｔ）」周波数傾斜を提供するためにＲＴピンから接地への抵抗器およびキャパシタの直列接続を含む。この初期周波数傾斜は、有利なことに、図７に示すように始動時にランプ上で発生する短時間の過電圧を防止する。
図７の波形Ａは、予熱時の初期サイクル中に発生しうることを示している。ランプの両端間の電圧は、ランプのストライクポテンシャルを一時的に上回る可能性があり、その結果、ランプ内でアーク電流が確立する。このアーク電流はその持続時間が短いために目に見えない可能性があるが、電流自体はランプフィラメントが低温であるときに発生し、それにより、フィラメント上の放射コーティングの寿命が損なわれる。最終的な結果として、安定器自体はランプの寿命を延長するのではなく、それを短縮することになる。高周波数で始動することにより、わずか数サイクルの間でも、図７の波形Ｂが得られ、それにより、ランプフィラメント上の放射コーティングの完全性が保護される。
３．点灯傾斜モード：
ＣＰＨピンにおける電圧が４．０Ｖに到達すると、ＩＣ２は点灯傾斜動作モードに入る。この時点で、ＲＰＨピンとＣＯＭ（ＩＣの接地）との間に接続されたオープンドレインＮＭＯＳトランジスタ２６（図３）はオフになる。典型的な接続配置（図２を参照）では、点灯傾斜キャパシタ２８はＲＰＨピンから接地（ＣＯＭ）に接続される。したがって、ＲＰＨピン上の内部オープンドレインＮＭＯＳトランジスタ２６がオフになると、キャパシタ２８は次式により指数関数的にＲＴピン電圧まで充電する。
【００１８】
【数２】
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このようにＲＰＨピン上の電圧が指数関数的に上昇すると、抵抗器１６（図２）によるＲＴピンでの電流が指数関数的に減衰し、その結果、半ブリッジの出力で動作周波数が低下する。
この動作周波数の減衰の効果は、共振キャパシタ３０の両端間の電圧がランプ４をストライクするのに十分なほど上昇できるようにすることである。これについては以下のように図５に示す。
予熱が終わると、周波数はポイントＡから減衰し、３０の両端間の電圧に関する固有の不減衰共振曲線の結果として、ｆＭＩＮ が適切に選ばれた場合、ランプはポイントＢでストライクする。ランプがストライクすると、不減衰応答より大幅に低い利得を有する新しい負荷伝達関数が存在する。その結果、ランプがストライクすると、負荷動作点は図５の点Ｂから点Ｃに変化する。図２の抵抗器１６の両端間の電圧は引き続きゼロまで指数関数的に減衰するが、その結果、出力周波数はｆＭＩＮ （図５の点Ｄ）に向かって減衰し続ける。
点灯傾斜モードの終了は、ＣＰＨピン上の電圧が４Ｖから５．１Ｖまで充電したときに通知される。通常、外部コンポーネント（２４、２８、ＣＴ 、ＲＴ 、１６、および１８）は、ＣＰＨピン上の電圧が４Ｖから５．１Ｖに上昇する前に出力周波数がｆＭＩＮ まで上昇するように選択される。これについては図６に示す。
点灯モードの開始時に、ＣＰＨピン上の電圧が４．０Ｖに到達すると、１．０ＶのＣＳしきい値が使用可能になる。予熱の終了時にこのしきい値を使用可能にする目的は、ランプの障害が発生した（たとえば、フィラメントはＯＫだがランプ内のガスがない）場合に共振キャパシタ（図２の３０）の両端間の電圧がキャパシタの最大定格を上回らないことを確認することである（ただし、図５に示す共振曲線は負荷電流と、それにより、ＣＳピンが感知した電流とをＶｃａｐ３０ と同様に容易にｙ軸上に示す可能性があり、どちらも共振を示すことに留意されたい）。
要約すると、点灯傾斜モード中に以下のようになる。
１）ＣＰＨは、外部キャパシタによる１μＡの電流源によって４Ｖから５．１Ｖに充電する。
２）ＲＰＨは開放である。
３）ＲＵＮは開放である。
４）１．０ＶのＣＳしきい値が使用可能になる。
４．作動モード：
作動モードは、ＣＰＨピンが５．１Ｖまで充電したときに始まる。この時点でＲＵＮピンは、オープンドレインＮＭＯＳトランジスタ３２により内部で接地に短絡される。その結果、図２の抵抗器３４は抵抗器ＲＴ と並列に接続され、それにより、動作周波数が上昇する。この遷移については図５（点Ｄ（ｆＭＩＮ ）から点Ｅ（ｆＲＵＮ ）まで）に示す。
ｆＭＩＮ からｆＲＵＮ までの変化は、ランプ安定器の大量製造を容易にするために非常に重要なことである。所与のランプタイプおよび対応する負荷回路配置の場合、大量製造時にｆＰＨ＞ｆＩＧＮ ＞ｆＲＵＮ でなければならないような制御シーケンスに対処することは可能であるが、ランプのストライクという問題が発生しそうなほどｆＩＧＮ とｆＲＵＮ が非常に接近することもあり得ることである。ｆＰＨ＞ｆＩＧＮ ＞ｆＭＩＮ であるが他の唯一の制約がｆＲＵＮ ＞ｆＭＩＮ になるように制御シーケンスに対する独立した制御権をユーザに与える方がよい。そうすれば、ユーザは、環境上および製造上のすべての許容条件を上回る適切なランプストライクを保証するために、点灯傾斜モード中にランプをわずかに過励振することができる。外部抵抗器を使用してｆＰＨ、ｆＭＩＮ 、ｆＲＵＮ 、点灯傾斜をこのように独立して制御すると、安定器またはランプのメーカーによるこれらの動作モードの生産トリミングが容易になる。これらのパラメータの許容範囲を低減すると、ユーザはランプの最大寿命および安定器の信頼性を獲得できるようになる。
作動モードに入ったときに発生するもう１つの事象は、０．２ＶというＣＳしきい値が（無負荷の場合と共振未満動作の場合の両方について）使用可能になることである。したがって、前述したように、半ブリッジの少なくとも１サイクル中の無負荷電流の発生は過去のことでなければならず、したがって、本当の障害条件の有無を検査する方が安全である。同じことは、共振未満動作についても当てはまる。ＣＰＨが５．１Ｖに到達するまでに負荷電流および電圧（通常の動作条件下）が定常状態に到達しているものと想定され（多くの異なるランプタイプの分析に基づいて、観察され）る。
５．障害モード：
障害動作モードでは、以下の４つの条件のうちの１つが感知されている。
１）ＣＳ＞１．０Ｖ（過電流またはハード切替え）
２）ＣＳ＜０．２Ｖ（無負荷）
３）ＣＳ＜０．２Ｖ（共振未満動作）
４）Ｔｊ ＞１７５℃（温度超過条件）
これらの条件の１つを感知した後、障害ラッチ３６が設定される（図３）。この障害ラッチが設定されると、次のようないくつかのアクションがＩＣ内で行われる。
１）ゲートドライバ出力ＬＯおよびＨＯ−ＶＳはローに駆動され、半ブリッジの出力がオフになる。
２）発振が再開されるとＬＯ出力が必ず先に現れるように、発振器出力をハイ側とロー側のゲートドライバ制御信号に分割するＴ（トグル）フリップフロップ２０がリセットされる。
３）ＣＰＨピンは内部オープンドレインＮＭＯＳトランジスタ３８により接地に短絡され、予熱シーケンスをリセットする。
４）１次電圧基準の場合と同様に発振器がオフになり、その結果、ＲＰＨ＝ＲＴ＝ＲＵＮ＝ＣＴ＝ＤＴ＝０Ｖになる。
５）内部回路の多くへのバイアスがオフになり、その結果、零入力電流(ｑｕｉｅｓｃｅｎｔ　ｃｕｒｒｅｎｔ)が約１５０μＡになる。
出力をオフに保持し、低い零入力電流を有することの結果として、ＶＣＣ電圧は１５．６Ｖのままになる（または、それがまだ存在していなければ、１５．６Ｖまで充電されることになる）。追加の外部入力がない場合、チップは無期限にこのモードに留まる可能性がある。しかし、ランプのメンテナンスの見地から、ランプへの電源がオンであり、ランプ自体がオフであることが認識されると、このランプは取付け具に挿入された新しい管と交換される可能性が最も高い。
障害ラッチ３６は、前述した４つの障害条件のうちの１つによって設定されており、次のような２つの信号の１つによってリセットすることができる（図３を参照）。
１）ＶＣＣが下位不足電圧ロックアウトしきい値（この場合、９．５Ｖ）未満に低下し、それにより、不足電圧検出回路４０から「ハイ」出力を発生する
２）ＳＤ＞２．０Ｖ（ランプの交換を通知する）
状態図の説明：
状態図に関して５通りの動作モードを説明してきたが、次に状態図自体について説明する。
まず、安定器への電源がオンになると、半ブリッジに高電圧入力を誘導するために使用する回路（ＰＦＣ制御、単純整流器など）に応じてｄｖ／ｄｔでＤＣバスまたは整流ＡＣ線路電圧が発生する。始動抵抗器１０（図２）の両端間の電圧降下により、次式と等しい電流がＶＣＣ減結合キャパシタ４２内に流れるようになる。
Ｉｃａｐ４２＝(ＶＢＵＳ／Ｒ１０)−ＩＱＣＣＵＶ
ＩＣのＶＣＣピンが充電されると、ＩＣは最初に不足電圧ロックアウト（ＵＶＬＯ）モードになる。以下の４つの条件が満たされると、ＩＣはＵＶＬＯモードから予熱モードになる。
１）ＶＣＣ＞１１．４Ｖ（ＶＣＣ＞ＵＶ＋）
２）ＶＤＣ＞５．１Ｖ（ＤＣバスまたはＡＣ線路）
３）ＳＣ＜１．７Ｖ（ランプＯＫ）
４）Ｔｊ ＜１７５℃（接合部温度ＯＫ）
これらの４つの条件のいずれかが満たされない場合、ＩＣは予熱モードにならない。
これらの４つの条件が満たされたものと想定し、チップはランプフィラメントの予熱を開始する。ＣＰＨピンはその４．０Ｖのしきい値に向かって充電し、発振器はｆＰＨで半ブリッジを駆動する。
予熱モードの間に、いくつかの異なる障害条件が発生する可能性がある。このような障害は、特定の障害の結果として取られるアクションに応じて、２通りのグループに分けられる。第１のグループは、ＩＣをＵＶＬＯモードに戻すことを特徴とする。このグループの障害としては以下のものを含む。
１）ＶＣＣ＜９．５Ｖ（ＶＣＣ障害または電源切断）
２）ＶＤＣ＜３．０Ｖ（ＤＣバスまたはＡＣ線路障害または電源切断）
３）ＳＤ＞２．０Ｖ（ランプ障害またはランプ交換）
したがって、これらの障害のいずれか１つが発生した場合、ＩＣはＵＶＬＯモードに戻される（図１を参照）。
予熱モードで感知されるはずの他の唯一の障害は、接合部温度超過条件（Ｔｊ ＞１７５℃）になるだろう。温度超過条件がＩＣ上で感知された場合、障害ラッチ３６が設定され、チップは障害モードに駆動される（図１の状態図を参照）。
ランプの予熱が成功したと想定すると、ＣＰＨが４．０Ｖに到達したときにチップは点灯傾斜モードに入る。点灯傾斜中、出力周波数はｆＰＨからｆＭＩＮ に指数関数的に減衰する。点灯傾斜モードの持続時間は、ＣＰＨキャパシタ（図２のキャパシタ２４）と、１μＡの内部電流源と、ＣＰＨピン用の−１Ｖの移動（４Ｖから５．１Ｖへ）とによって決まる。１ＶのＣＳ電圧しきい値は、点灯傾斜モードの開始時に使用可能になる。
点灯傾斜モードになると、２通りの種類の障害条件を感知することができる。第１のグループは、ＩＣをＵＶＬＯモードに戻すものである。このような障害は次の通りである。
１）ＶＣＣ＜９．５Ｖ（ＶＣＣ障害または電源切断）
２）ＶＤＣ＜３．０Ｖ（ＤＣバスまたはＡＣ線路障害または電源切断）
３）ＳＤ＞２．０Ｖ（ランプ障害またはランプ交換）
もう１つのグループの障害はチップを障害モードに駆動するものである。このような障害は次の通りである。
１）ＣＳ＞１．０Ｖ（ランプのストライク障害またはハード切替えの検出）
２）Ｔｊ ＞１７５℃（温度超過条件）
チップが正常に点灯傾斜を完了し、ＣＰＨがその５．１Ｖしきい値に到達した場合、ＩＣは作動モードに入る。この場合、出力周波数は（ＲＵＮ→０Ｖの場合）ｆＭＩＮ からｆＲＵＮ に切り替わる。ＣＰＨは引き続き充電し（１μＡ）、最終的には内部の７．６Ｖツェナーダイオードによって固定される。最終周波数ｆＲＵＮ はランプに渡される電力を決定し、このため、ランプの明るさを決定する。
ランプが作動していると（作動モード）、０．２ＶのＣＳ電圧しきい値が使用可能になり、したがって、チップは無負荷条件または共振未満動作の有無を感知することができる。
作動モード内では、２通りの種類の障害条件を感知することができる。第１のグループは、ＩＣをＵＶＬＯモードに戻すものである。このような障害は次の通りである。
１）ＶＣＣ＜９．５Ｖ（ＶＣＣ障害または電源切断）、または
２）ＶＤＣ＜３．０Ｖ（ＤＣバス／ＡＣ線路障害または電源切断）、または
３）ＳＤ＞２．０Ｖ（ランプ障害またはランプ交換）
第２のグループの障害は、ＩＣを障害モードに駆動するものであり、以下のものを含む。
１）ＣＳ＞１．０Ｖ（過電流またはハード切替え）、または
２）ＣＳ＜０．２Ｖ（無負荷または共振未満動作）、または
３）Ｔｊ ＞１７５℃（温度超過）
障害モードから障害ラッチをリセットする唯一の方法は、以下の状態にすることである。
１）ＳＤ＞２．０Ｖ（ランプ取外し）、または
２）ＶＣＣ＜９．５Ｖ（ＩＣへの電力がゼロに循環される）
図１の状態図により本発明のＩＣが実行する電源投入、始動、作動、障害検出および訂正条件のいくつかの例を以下に示す。
Ｉ．通常動作
１．安定器への電源がオンになる
↓
２．整流ＡＣが発生し、ＤＣバスが確立する
↓
３．ＵＶＬＯモード
↓
４．予熱モード
↓
５．点灯モード
↓
６．作動モード
↓
７．電源がオフになったことによりＤＣバスまたは整流ＡＣ線路が低下する（ＶＤＣ＜３Ｖ）
↓
８．ＵＶＬＯモード
↓
９．ＩＣがオフになり、ＶＣＣ＝０Ｖ
ＩＩ．通常動作−モンキーテスト
１．安定器への電源がオンになる
　　↓
２．整流ＡＣが発生し、ＤＣバスが確立する
　　↓
３．ＵＶＬＯモード
　　↓
４．予熱モード
　　↓
５．安定器への電源がオフになり、次にオンに戻され、ＶＤＣが短時間の間３．０Ｖ未満に低下し、次に５．０Ｖ以上に戻る（点滅スイッチでのモンキーテスト）
　　↓
６．ＵＶＬＯモード
　　↓
７．予熱モード
　　↓
８．点灯モード
　　↓
９．作動モード
　　↓
１０．電源がオフになったことによりＤＣバスまたは整流ＡＣ線路が低下する
　　↓
１１．ＵＶＬＯモード
　　↓
１２．ＩＣがオフになり、ＶＣＣ＝０Ｖ
ＩＩＩ．ランプ障害−下部フィラメントの破損
１．安定器への電源がオンになる
　　↓
２．整流ＡＣが発生し、ＤＣバスが確立する
　　↓
３．ＵＶＬＯモード
　　↓
４．予熱モード
　　↓
５．点灯モード
　　↓
６．作動モード
　　↓
７．下部フィラメントが故障し、開放になる（ＳＤ＞２Ｖ）
　　↓
８．ＵＶＬＯモード、ＶＣＣ＝１５．６Ｖ、ＳＤ＞２．０Ｖ
　　↓
９．電源がオンになり、ランプがオフ→ランプ交換、∴ランプが取付け具から取り外される
　　↓
１０．依然としてＵＶＬＯモード（８と同じ）
　　↓
１１．新しいランプを挿入する、ＳＤ＜１．７Ｖ
　　↓
１２．予熱モード
　　↓
１３．点灯モード
　　↓
　　　など
ＩＶ．ランプ障害−上部フィラメントの破損
ａ）フィラメントが破損すると共振キャパシタが切断され、アーク電流が流れ続ける
１．安定器への電源がオンになる
　　↓
　　↓
６．作動モード
　　↓
７．上部フィラメントが故障する
　　↓
８．ランプは点灯し続ける
　　↓
ａ）・・・・
　　↓
ｘ．・・・・
　　↓
９．安定器への電源がオフになる
　　↓
１０．ＤＣバスが低下し、整流ＡＣ線路が低下し、ＶＤＣ＜３．０Ｖ
　　↓
１１．ＵＶＬＯモード
　　↓
１２．ＩＣがオフ、ＶＣＣ＝０Ｖ
　　↓
１３．電源がオンに戻る（たとえば、翌日）
　　↓
１４．整流ＡＣが発生し、ＤＣバスが確立する
　　↓
１５．ＵＶＬＯモード
　　↓
１６．予熱モード
　　↓
１７．点灯モード、ハード切替えが検出される
　　↓
１８．障害モード、ランプはオフのままになる
　　↓
１９．電源がオンになり、ランプがオフ→ランプ交換、∴ランプが取り外される（ＳＤ＞２Ｖ）、ＵＶＬＯモード
　　↓
２０．新しいランプが取付け具に挿入される、ＳＤ＜１．７Ｖ（電源はオンのままになる）
　　↓
２１．予熱モード
　　↓
ａ）・・・・
　　↓
２１．・・・・
　　↓
２２．点灯モード
　　↓
２３．作動モード
　　↓
　　　など
ｂ）フィラメントが破損するとインダクタが切断され、アーク電流が遮断される
１．電源がオンになる
　　↓
６．作動モード
　　↓
７．上部フィラメントが故障する
　　↓
８．ハード切替えが検出される（ＣＳ＞１．０Ｖ）かまたは無負荷が検出される（ＣＳ＜０．２Ｖ）
　　↓
９．障害モード
　　↓
１０．電源がオンになり、ランプがオフ→ランプ交換、ランプが取付け具から取り外される（ＳＤ＞２Ｖ）、ＵＶＬＯモード
　　↓
１１．新しいランプが取付け具に挿入される、ＳＣ＜１．７Ｖ（電源はオンのままになる）
Ｖ．ランプ障害−フィラメントの破損
１．電源がオンになる
　　↓
　　↓
１１．・・・・
　　↓
１２．予熱モード
　　↓
１３．点灯モード
　　↓
１４．作動モード
　　↓
　　　など
ＶＩ．ランプ障害−ランプ電圧の非対称（整流）
１．電源がオンになる
　　↓
　　・・・
　　↓
６．作動モード
　　↓
７．ランプ電圧が非対称になり、ランプの寿命の終わりを示す、ハード切替えが検出される（ＣＳ＞１．０Ｖ）
　　↓
８．障害モード
　　↓
９．電源がオンになり、ランプがオフ→ランプ交換、∴ランプが取り外される、ＳＤ＞２Ｖ
　　↓
１０．新しいランプが取付け具に挿入される、ＳＤ＜１．７Ｖ、ＵＶＬＯモード
　　↓
１１．予熱モード
　　↓
　　　など
ＶＩＩ．ランプ障害−ランプ作動中にガラスが割れる、ガスが漏れる、フィラメントＯＫ
１．電源がオンになる
　　↓
　　・・・
　　↓
６．作動モード
　　↓
７．ランプ作動中にガラスが割れ、ガスが漏れ、アーク電流が崩壊し、負荷伝達関数が減衰から不減衰になる（フィラメントＯＫ）、共振未満動作（ＣＳ＜０．２Ｖ）
　　↓
８．障害モード
　　↓
９．電源がオンになり、ランプがオフ→ランプ交換、∴ランプが取り外される、ＳＤ＞２Ｖ、ＵＶＬＯモード
　　↓
１０．新しいランプが取付け具に挿入される、ＳＤ＜１．７Ｖ、（電源はオンのままになる）
　　↓
１１．予熱モード
　　↓
　　　など
ＶＩＩＩ．ランプ障害−ガスのないランプの始動、フィラメントＯＫ
１．電源がオンになる
　　↓
２．整流ＡＣが発生し、ＤＣバスが確立する
　　↓
３．ＵＶＬＯモード
　　↓
４．予熱モード
　　↓
５．点灯モード、ＣＳ＞１．０Ｖ（ストライク障害）
　　↓
６．障害モード
　　↓
７．電源がオンになり、ランプがオフ→ランプ交換、∴ランプが取り外される、ＳＤ＞２Ｖ、ＵＶＬＯモード
　　↓
　　　など
ＩＸ．作動中のＡＣ線路の損失
１．電源がオンになる
　　↓
　　↓
６．作動モード
　　↓
７．線路の損失、ＶＣＣ＞９．９Ｖ（ＵＶ−）、ＶＤＣ＜３．０Ｖ
　　↓
８．半ブリッジが遮断され、ランプがオフになる、ＵＶＬＯモード
　　↓
９．線路が回復する、ＶＤＣ＞５Ｖ
　　↓
１０．予熱
　　↓
１１．点灯
　　↓
１２．作動
　　↓
　　　など
Ｘ．作動中の温度超過条件（自己加熱）
１．電源がオンになる
　　↓
　　・・・
　　↓
６．作動モード
　　↓
７．Ｔｊ＞１７０℃、障害モード、ランプがオフ
　　↓
８．電源がオンになり、ランプがオフ→ランプ交換、∴ランプが取り外される、ＳＤ＞２Ｖ、ＵＶＬＯモード
　　↓
　　　など
ＸＩ．作動中の温度超過条件−安定器周辺の周囲温度の上昇による加熱（たとえば、エアコンの故障）
１．電源がオンになる
　　↓
　　・・・
　　↓
６．作動モード
　　↓
７．Ｔｊ＞１７０℃、障害モード、ランプがオフ
　　↓
８．電源がオンになり、ランプがオフ→ランプ交換、∴ランプが取り外される、ＳＤ＞２Ｖ、Ｔｊ＞１７０℃、したがって依然として障害モード
　　↓
９．新しいランプが取付け具に挿入される、ＳＤ＜１．７Ｖ、依然としてＴｊ＞１７０℃
　　↓
１０．依然として障害モード
　　↓
１１．電源がオンになり、ランプを交換したが依然としてランプがオフ、∴安定器が故障しているものと思われる
　　↓
１２．次のアクションは多くの要因によって決まる
　ａ）Ｔｊ＞１７０℃は永続的であるか。そうである場合、安定器を交換しても問題を修正できない（メンテナンス要員がこの高温環境で安定器を交換できない可能性が最も高い）。
【００１９】
　ｂ）Ｔｊ＞１７０℃が永続的ではない場合、可能性は増す。
【００２０】
　ｉ）安定器を交換する前に電力が循環する（Ｔｊ＜１７０℃の後）−ランプがオンになり、交換は不要である
　ｉｉ）安定器を交換する前に電力が循環しない−安定器を交換し、ランプがオンになる
　前述の状態図動作に含まれる本発明の具体的な有利な特徴について、次項以降でより詳細に説明する。
【００２１】
　１．始動時に等幅駆動パルスを保証するための制御回路
　図８は、半ブリッジ回路のＭＯＳＦＥＴ（またはＩＧＢＴ）を駆動するために交流の非オーバラップ５０％デューティサイクルゲートドライブ信号ＨＯおよびＬＯを誘導するための発振器機能を実行する従来技術の安定器ドライバ集積回路（すなわち、Ｉ２１５５）のブロック図の一部を示している。
【００２２】
　図８の比較器５０および比較器５２は、抵抗器５６、５８、６０からなる分割器およびＲＳラッチ５４とともに、ＩＲ２１５５ＩＣに組み込まれた５５５タイプの発振器を形成する。外部抵抗器ＲＴおよびキャパシタＣＴを接続することにより、ＲＴピンにおける発信の定常状態周波数を次式によりプログラミングすることができる。
【００２３】
【数３】
2004071581.tif 000014
　図９は、初期電源オンシーケンス中のＩＣの入力波形および出力波形を示している。これらの波形は、訂正する必要がある問題を示している。
【００２４】
　ＩＣのＶＣＣ電圧が内部不足電圧ロックアウト回路の上昇するしきい値に到達した時点で、ＣＴピンをローに保持していたＮＭＯＳトランジスタがオフになる。この瞬間にＲＴピンの電圧はハイになっているので、ＣＴキャパシタはＲＴ抵抗器により充電を開始する。ＣＴピンがその初期条件（ＶＣＴ＝０Ｖ）から２／３ＶＣＣしきい値まで充電するために要する時間は次式の通りである。
ｔ１＝１．１１ＲＴＣＴ 
したがって、この時間はＬＯ出力上に見られる第１のパルスの幅である。
【００２５】
　これに対して、ＣＴピンが２／３ＶＣＣしきい値から１／３ＶＣＣレベル（すなわち、ｔ１からｔ２）へ放電するために要する時間から、次のような結果が得られる。
ｔ２−ｔ１＝０．６９ＲＴＣＴ
　この特定の形式の発振器に関して周知の通り、ＶＣＣの安定値を想定すると、後続の充電時間および放電時間（たとえば、ｔ３−ｔ２、ｔ４−ｔ３、など）はいずれも０．６９ＲＴＣＴと等しくなる。
【００２６】
　上記の式同士の関係は、解決すべき問題、すなわち、図９に示すように第１のパルスが後続パルスより長いことを示している。このように第１のパルスが長いことによる影響は、負荷が最初はより低い周波数で駆動され、その結果、ランプの両端間に過剰な電圧が発生することである。これについては図９の一番下のグラフに示す。
【００２７】
　図９のＶＣＴに示す第１のパルスが長いので、その結果、ランプの両端間の電圧が高くなり、電圧がランプのストライクポテンシャルを上回る場合、ランプ上に短時間のフラッシュが見られ、ランプフィラメントの寿命が大幅に短縮される。
【００２８】
　本発明の概念は、単に、本発明の制御集積回路内の回路を使用して、ＩＣの始動後にＬＯおよびＨＯ出力パルスのすべてが同じ幅になるように保証することである。
【００２９】
　このように改善された始動手順の結果として、ランプ電圧はストライクポテンシャルを超えず、フラッシュは一切見られず、相当高い信頼性が達成される。この新しい始動特性については、図１０のタイミング図に示す。
【００３０】
　本発明のブロック図の破線部分７０（図３）は、本発明のこの特徴を実施するための回路を示している。比較器７２は、ＣＴピン上の電圧を感知し、それを発振器の下位しきい値である２．０Ｖ基準と比較する。比較器７２の出力は、ＣＴピン上の電圧が２．０Ｖ基準より低いときに必ずハイになる。比較器７２の出力はインバータ７４の入力に供給され、その出力はＲＳラッチ７６の設定入力に供給される。ＵＶＬＯモードまたは障害モード中にＲＳラッチ７６はリセットされ、Ｑ出力はローになる。予熱モードに入ると、ＲＳラッチ７６のリセット入力はローに引き下げられ、出力Ｑはローのままになる。予熱モードに入ったのと同じ瞬間に、ＣＴピン電圧は０Ｖというその初期条件から上昇し始める。ＣＴピン上の電圧が２．０Ｖより上昇すると、比較器７２の出力はローになり、次にそれがＲＳラッチ７６を設定し、そのＱ出力はハイになり、ＵＶＬＯモードまたは障害モードに入るまでハイのままになる。ＲＳラッチ７６のＱ出力は、ＡＮＤゲート７７およびＡＮＤゲート７８のそれぞれの入力の１つに供給される。これは、発振器の第１サイクルの間にＣＴピンが２．０Ｖしきい値より上昇する前にＬＯ出力の切替えを効果的にブロックし、その結果、ＬＯ出力の第１のパルスの持続時間はすべての後続パルスと同じになる。この時点で、ＣＴピン上の電圧は発振器の２．０Ｖしきい値と４．０Ｖしきい値との間で発振する。
【００３１】
　２．フラッシュなし始動
　予熱モードの開始時に動作周波数が低すぎる場合、その結果としてランプの両端間の電圧が高くなると、ランプは瞬間的にストライクする可能性があり、目に心地よくない不要な瞬間的フラッシュが発生し、ランプの耐用年数を損なう可能性がある。
【００３２】
　本発明のＩＣには、安定器への電源を初期投入したときにランプがフラッシュしないことを保証するために改善された始動シーケンスが含まれている。このフラッシュなし始動シーケンスについては図１１および図１２に示す。図１１は、発振周波数対時間を示している。図示の通り、このシーケンスは、時間ゼロのときの周波数ｆＰＲＥＨＥＡＴより高い周波数ｆＳＴＡＲＴから始まる。すなわち、改善されたシーケンスは予熱の周波数より高い発振周波数で始まる。次に、周波数は、ランプの陰極を予熱するのに必要な値まで上昇する。図１２を観察すると、予熱に必要な周波数より高い周波数で動作することにより、動作点は直列のＬＣ回路の共振周波数からさらに離れてしまうことが分かる。このような場合、ランプの両端間の電圧はより低い規模から始まり、その結果、ランプを点灯させうるレベルよりさらに低くなる。
【００３３】
　この改善された始動シーケンスを実施する単純な手段は、本発明の半ブリッジＭＯＳゲートドライバ集積回路内の発振器セクションによって促進される。本発明の安定器ドライバＩＣ２は、業界標準のパルス幅変調器集積回路の発振器と同様の発振器を含む。発振周波数は、図２に示す抵抗器ＲＴおよびキャパシタＣＴの選択によってプログラミングされる。発振器キャパシタＣＴ上まで電圧を上昇させるために使用する充電電流をプログラミングする抵抗値が選択される。第２の抵抗器１８は、発振器キャパシタＣＴを放電するために使用する。本発明の安定器ドライバ集積回路の発振器セクションのブロック図を図１３に示す。図１３に示すような接続により、ただし、そこに示す抵抗器ＲＳＴＡＲＴおよびキャパシタＣＳＴＡＲＴを含むことなしに、予熱発振周波数は固定され、時間の関数として変動しない。
【００３４】
　抵抗器ＲＳＴＡＲＴおよびキャパシタＣＳＴＡＲＴのない発振器の動作は次の通りである。
【００３５】
　本発明の安定器ドライバＩＣに最初に電源が投入されると、予熱タイミングキャパシタ２４が放電される。ＲＴピン上の電圧はゼロに保持され、いかなる発振も発生しない。電圧が不足電圧ロックアウトしきい値より上昇すると、キャパシタ２４は充電を開始し、ＲＴピン上の電圧がオンになる。この時点で、安定器ドライバＩＣは予熱周波数で発振し始める。この周波数は、ＲＴと抵抗器１６との並列結合によって決まる。キャパシタ２４上の電圧が所定のしきい値に到達すると、予熱モードの完了を通知し、抵抗器１６は回路から効果的に取り外される。この時点で、発振周波数は抵抗器ＲＴのみによって決まり、周波数は作動値までシフトダウンする。
【００３６】
　改善された始動シーケンスを実施するためには、図１３に示すように、抵抗器ＲＳＴＡＲＴおよびキャパシタＣＳＴＡＲＴという２つのコンポーネントの追加だけが必要である。これらのコンポーネントは次のように動作を変更することになる。
【００３７】
　前述の場合のように、安定器ドライバＩＣが不足電圧ロックアウトモードから出る前に、キャパシタ２４は放電され、ＲＴピン上の電圧はゼロに保持される。このような場合、キャパシタＣＳＴＡＲＴも放電される。安定器ドライバＩＣ上の電圧が不足電圧ロックアウトしきい値より上昇すると、ＣＰＨは充電を開始し、ＲＴピン上の電圧はオンになる。安定器ドライバＩＣは発振を開始するが、この場合、周波数は抵抗器１６、ＲＴ、ＲＳＴＡＲＴの並列結合によって決まる。キャパシタＣＳＴＡＲＴが最初に放電されたので、抵抗器ＲＳＴＡＲＴのこの結合への追加は発振の初期始動時に行われる。しかし、発振周波数に対するＲＳＴＡＲＴの影響は、ＣＳＴＡＲＴがＲＳＴＡＲＴにより充電するにつれて、時間とともに減少する。ＣＳＴＡＲＴ上の電圧がＲＴピン上の電圧レベルに接近すると、ＲＳＴＡＲＴによって引き寄せられる電流はゼロに接近し、発振周波数は抵抗器１６およびＲＴの並列結合のみによって決まる。（当然のことながら、これは、ＣＳＴＡＲＴ充電時間が予熱モード時間よりかなり短いものと想定する。）したがって、発振器の動作は前述の説明と同じである。
【００３８】
　３．ＤＣバス／ＡＣオン／オフ制御回路
　蛍光ランプに電力供給する電子安定器では、ＤＣバス電圧またはＡＣ線路電圧のプログラム可能レベルのオンおよびオフ制御を設けることが便利であり、時には必要である。制御電源電圧（ＶＣＣ）の所定のレベルで安定器を活動化し非活動化するような安定器制御回路またはＩＣによって行われる安定器制御による標準的な不足電圧制御に加え、ＤＣバスまたはＡＣ線路オン／オフ制御により、動作中にはいつでも最小ＤＣバス電圧レベルまで安定器出力段に確実に供給される。
【００３９】
　オン／オフ制御がＶＣＣの値に基づく標準的な不足電圧ロックアウトのみによって決まる場合、安定器ランプの共振出力段の動作範囲が限定されているためにＩＣが遮断するかなり前にランプを消すことができる。この結果、半ブリッジＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴの破局的な故障が発生する可能性がある。さらに、安定器出力段と入力側の有効力率制御（ＰＦＣ）段との相互作用により、各段ごとの電源（ＶＣＣ）の構成および不足電圧中のそれぞれの対応遮断シーケンスに応じて、ランプのちらつき、点灯異常（hiccuping）、明るさの低下、他の望ましくない影響をもたらす可能性がある。また、安定器回路内に存在する保護論理回路のタイプに応じて、ＡＣ線路および／またはＤＣバス上の高速遷移（電圧低下条件）によって障害が発生し（すなわち、ランプが消え、過電流が検出される）、線間電圧が再循環するかまたはランプ交換が行われるまで強制的に安定器のラッチが外される。
【００４０】
　本発明の安定器ドライバＩＣ内の回路は、障害条件、望ましくない負荷効果、または半ブリッジＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴの障害が発生する前に、安全なＤＣバスレベルで安定器を完全に遮断できるようなプログラム可能なオン／オフレベルを提供する。
【００４１】
　図２の接続図を参照すると、半ブリッジ出力（ＶＳ）が発振を始めると、キャパシタ８０とダイオード８２および８４からなる充電ポンプ回路は、１５．６Ｖという内部クランプ電圧にＶＣＣを保つのに必要な電源電流を本発明のＩＣに供給する。作動中のこの構成では、ＩＣはもはやＤＣバスによって電力供給されず、安定器出力段によって電力供給される。それは、ＤＣバスのレベルの（所与の程度までの）変動とは無関係である。ＤＣバスがゼロに向かって減少する場合、ＩＣは、ランプが消えてからかなり後に発生するＶＣＣ＜９．５Ｖになるまで、充電ポンプによる供給を受け続けることになる。すなわち、本発明のＤＣバス／ＡＣ線路オン／オフ制御回路がない場合、安定器コントローラのＤＣバス動作範囲＞＞安定器出力段のＤＣバス動作範囲になる。ランプが消え、動作周波数が依然として固定され、点灯前の安定器出力段の共振周波数未満のままである場合、半ブリッジを構成するＭＯＳＦＥＴ（６および８）またはＩＧＢＴは、いずれかのＭＯＳＦＥＴ（またはいずれかのＩＧＢＴ）の電源オン時に発生する大電流スパイクにより、破局的に故障する可能性がある。
【００４２】
　本発明のオン／オフ制御回路は、図３のブロック図の破線ブロック９０で示されているが、ウィンドウ比較器、すなわち、比較器９２および９４からなり、ＤＣバスからの分割電圧を２通りの内部しきい電圧５Ｖおよび３Ｖとそれぞれ比較する。５Ｖしきい値は立上り用であり、３Ｖしきい値は立下り用である。２つの電圧の差は、ＡＣリプル、遷移、および雑音に対処するためにオンおよびオフのＤＣバス／ＡＣ線路の電圧レベル間のヒステリシスに変換される。さらに、ＤＣバスが未調整である場合、それは、ランプ内の電力に応じて、点灯前の整流線間電圧のピークから作動中のいくらか低い値へと変化する。このヒステリシスは十分大きいので、装荷によってＤＣバスレベルが低下しても安定器は遮断されず、その結果、点灯異常が持続する恐れがある。
【００４３】
　対応するオンおよびオフのＤＣバス／ＡＣ線路しきい値は、ＤＣバスを感知する電圧分割器を構成する抵抗器９６および９８を正確に選択することによってプログラミングされる。ＶＣＣ側のＵＶＬＯ回路に加え、安定器コントローラはＶＣＣ＞１１．４Ｖになり、かつＶＤＣ＞５．１Ｖになるまで待つことになる。
【００４４】
　この回路の動作は次の通りである。最初に、電源オン時にＶＤＣが５Ｖを上回ると、ＲＳラッチ１００のＲ（リセット）入力は「ハイ」になり、ラッチのＱ出力がローになり、それにより、半ブリッジドライバが使用可能になる（ＯＲゲート１０２への他のすべての入力もローである場合）。ＶＤＣが３Ｖ未満に低下した場合、ＲＳラッチ１００のＳ（設定）入力は「ハイ」になり、ラッチのＱ出力が「ハイ」になり、したがって、半ブリッジドライバが使用不能になる。
【００４５】
　要約すると、本発明の上記のＤＣバス／ＡＣ線路オン／オフ制御回路は、次のような設計上の有利な特徴を提供する。
【００４６】
　１）安定器出力段の動作範囲に応じて、ＤＣバスの所定の電圧レベルで安定器をオン／オフするためのプログラム可能手段
　２）ＤＣバス電圧レベルまたはＡＣ線路レベルの関数としてオン／オフ制御をプログラミングすることができる。
【００４７】
　３）安定器出力段の動作範囲が限られているためにランプが消えたときに共振未満動作になり、それにより半ブリッジＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴが破滅的に破壊される潜在的な危険性を解消する。
【００４８】
　４）調整済みおよび未調整のＤＣバス構成および変動負荷条件（すなわち、予熱、点灯、無負荷）を補償するためにヒステリシスを含む。
【００４９】
　５）安定器出力段に供給する適切なレベルのＤＣバス電圧をオン／オフすることにより、ちらつき、調光レベル、点灯異常などの望ましくないランプ効果を解消する。
４．温度超過遮断回路
固定出力（一定光）安定器では、定常状態動作周波数とバス電圧が比較的一定であり、集積回路を使用して安定器内の周囲温度を感知することができる。したがって、この温度感知技法を使用すると、潜在的に危険な温度超過条件から安定器を保護することができる。
ＩＣの表面上の接合部温度は安定器内の周囲温度に直接関連するので、ＩＣ内に温度感知回路を設計することができ、この感知回路を使用すると安定器のエンクロージャ内の過剰周囲温度から安定器を保護することができる。安定器が遮断される正確な温度は、ＩＣ製造プロセス内で異なる金属マスクを使用することによりＩＣメーカーが容易にプログラミングすることができ、その結果、安定器メーカーはその保護温度を所与の安定器設計用の特定の構造および使用に慎重に結びつけることができるようになる。
図１４は、本発明の安定器ドライバＩＣ内で使用する温度測定回路の好ましい実施形態を示している。温度測定回路は図３の温度超過ブロック１１０として示されている。ツェナーダイオード１１２はこの回路内の電圧基準を表している。電流源１１３は、トランジスタ１１４のエミッタで一定の電圧ＶＲＥＦを維持するために、このダイオードに一定のバイアス電流を供給する。トランジスタ１１４および１１６は、トランジスタ１１６のエミッタへのＶＲＥＦ電圧を変換するために使用するバッファ回路を表している。抵抗器１１８および１２０はトランジスタ１２２のベース上の電圧を設定するために使用し、したがって、遮断温度未満の温度ではトランジスタ１２２がオフになる。ツェナーダイオードの破壊電圧とその破壊電圧の温度係数との関係により、（トランジスタ１１８のエミッタにおける）変換した基準電圧の温度係数は、ほぼゼロであるかわずかに正になる。一例として、５．１５Ｖのツェナーの場合、温度係数（ＴＣ）は１ｍＶ／℃未満になる。７．５Ｖのツェナーの場合、ＴＣは約４ｍＶ／℃になる。その結果、抵抗器１１８および１２０によって形成される分割器のため、トランジスタ１２２のベース上の電圧の温度係数も、ほぼゼロであるかわずかに正になる。しかし、一定電流（たとえば、図１４の１２４）では、トランジスタ１２２のＶＢＥは約−２ｍＶ／℃という負のＴＣを有する。したがって、抵抗器１１８および１２０によって形成される分割器の割合は、特定の温度の時にトランジスタ１２２がオンになり、温度超過（ＯＴ）条件をＯＴノードで通知するように選択することができる。
当業者であれば、多種多様な設計を使用して本発明の温度感知および遮断回路を実現できることが分かるだろう。
５．共振近傍動作または共振未満動作を検出するための回路
通常の動作条件下で、半ブリッジ電圧ＶＳに対するインダクタ電流（インダクタ１３０（図２）を通る電流）の位相は０度〜−９０度の間のどこかにある。しかし、位相が０度に接近した場合、周波数は共振に近づく。共振時または共振近傍の場合、非ゼロの電圧切替えが半ブリッジで行われる可能性があり、その結果、２つの半ブリッジスイッチのいずれかで電源オンしたときに大電流スパイクが発生する。
また、共振ランプ出力段が（作動中の）ローＱ回路の共振周波数より上であるが、（点灯前の）ハイＱ回路の共振周波数より下で動作することも可能である。ランプが取り外された場合、伝達関数は、周波数が変化せず、ハイＱ回路の共振周波数未満のままである間にローＱ曲線からハイＱ曲線にジャンプする。この結果、ほぼ即座に半ブリッジが破壊される。
共振未満動作を発生しうるもう１つの条件は、ランプのフィラメントは無傷であるがランプ内のガスが漏れている（たとえば、ガラスの破損）場合である。この条件では、負荷動作条件は、減衰（共振以上）から不減衰（共振未満）に瞬間的に変化するだろう。
したがって、本発明の安定器ＩＣドライバは、共振周波数近傍またはそれ未満でのランプの動作を検出し、このような条件下でランプの動作を遮断して、半ブリッジドライバ回路のスイッチングデバイス（ＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴ）の破局的な故障を防止するための回路を含む。
下部トランジスタスイッチと接地との間または下部ランプフィラメントと接地との間のいずれかに配置された感知抵抗器（図２の典型的接続図に抵抗器１３２として示す）の両端間の電圧と所定の基準電圧とを比較して、出力比較信号を生成する。出力比較信号は、下部ＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴ８の電源オフエッジ（下部トランジスタスイッチと接地との間に配置された感知抵抗器の場合）または上部ＭＯＳＦＥＴの電源オフエッジ（下部ランプフィラメントと接地との間の感知抵抗器の場合）にゲートされ、ランプの共振回路の共振近傍動作または共振未満動作の場合に半ブリッジ回路を遮断するための信号を生成する。
図３のブロック図を参照すると、本発明の共振近傍または共振未満検出回路は、参照番号１３４が示す破線内のコンポーネントを含む。本発明の共振近傍または共振未満検出回路は、インダクタ電流を感知し、それを所定の低電圧しきい値と比較するが、そのしきい値はランプの適正動作に干渉しないように薄暗いランプでは十分高いが、不必要に共振周波数より上で障害条件を通知するほど高くはない。
より具体的には、本発明の回路内では、インダクタ電流は図２の典型的接続回路に示すように感知され、抵抗器１３２はドライバ回路の下部半ブリッジＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴ８のソースと接地との間に配置されている。感知した電圧は本発明の安定器ドライバＩＣのＣＳ入力に印加される。
次に図３のブロック図、より具体的には破線内の回路１３４を参照すると、抵抗器１３２の両端間の電圧を表すＣＳ入力は比較器１３６によって基準電圧（たとえば、図３に示すように０．２Ｖ）と比較され、比較器１３６の出力はロー側ＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴ８用のゲート信号の電源オフエッジにゲートされる。図３に示す本発明の好ましい実施形態では、このゲートはＤタイプのフリップフロップ１４０を使用して行われる。
感知抵抗器１３２の両端間の電圧がロー側ＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴ８の電源オフ時に低電圧しきい値（０．２Ｖ）未満に低下する場合、半ブリッジ電圧に対するインダクタ１３０の電流の位相角がゼロに近づくことを示し、したがって、動作周波数は出力段の共振周波数近傍またはそれ未満になり、Ｄタイプのフリップフロップ１４０のＱ出力はローになり、ＲＳラッチ３６の出力をハイに駆動し、半ブリッジ回路のラッチが外される。
共振近傍または共振未満動作検出は、サイクルごとに本発明の回路によって行われるので、遮断はほぼ即座に行われる。これは、伝達関数が共振以上から共振未満に急激に変化し、障害発生の次のサイクル内に半ブリッジを遮断しなければならないときに、負荷を取り外すために重要なことである。
６．非ゼロ電圧切替え保護回路
ハイ側およびロー側半ブリッジドライバ回路によって共振負荷を駆動する場合、ゼロ電圧切替えを達成することが必要である。これにより、円滑なＡＣ電流および電圧が保証され、連続的で途切れないインダクタ電流が得られる。共振出力段によって蛍光ランプを駆動する間に非ゼロ電圧切替えが行われる場合、半ブリッジスイッチ内で大電流スパイクが発生し、それがスイッチの最大電流定格を上回る可能性があるか、スイッチ内の結果的な電力損失によってスイッチの熱破壊を引き起こす可能性がある。
一方または両方のランプフィラメントの切断により非ゼロの電圧切替えが発生する可能性があり、その結果、ランプが開放になるかまたは通常作動になるが、ＤＣバス電圧が低下する。いずれの場合も、半ブリッジ出力電圧ＶＳ は、下部スイッチがオンになる前にゼロボルトに整流するか、または上部スイッチがオンになる前にＤＣバス電圧に整流しなければならない。ランプがまったく存在しない場合、スイッチおよび（存在する場合に）スナバキャパシタ８０によりキャパシタンスをＶＳ から接地に整流するためのインダクタ電流は一切流れない。本発明の回路は、結果的な電流スパイクを感知し、それが所定の値を超えた場合に両方の半ブリッジスイッチをオフにする。
本発明の保護回路は、下部半ブリッジスイッチと接地との間に配置された感知抵抗器１３２を介して非ゼロ電圧切替え条件を示す電流スパイクを感知する。感知抵抗器１３２は、その両端間で、下部スイッチを流れる電流に対応する電圧を発生する。この電圧は、図２に示すように本発明の安定器ドライバＩＣのＣＳ入力に印加される。
次に図３のブロック図を参照すると、ＣＳ入力ピンにおける電圧は本発明の非ゼロ電圧切替え回路に印加され、それは参照番号１５０が示す破線内の回路を含む。より具体的には、感知抵抗器の両端間の電圧（すなわち、ＣＳ入力ピンにおける電圧）は、比較器１５２によって固定しきい電圧（本発明の好ましい実施形態では１．０Ｖ）と比較される。非ゼロ電圧切替え条件の場合に感知抵抗器の両端間の電圧が１．０Ｖを上回る場合、比較器１５２の出力が「ハイ」になることによってＲＳラッチ３６が設定され、したがって、ＲＳラッチ３６およびトグルフリップフロップ２０のリセット入力によりゲートドライブ信号が遮断される。次に、上部および下部ＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴ６および８はトライステートモードにラッチされる（どちらもオフになる）。回路は、回路の電源電圧ＶＣＣの再循環により不足電圧検出回路４０がローからハイにそしてもう一度ローに循環するか、またはランプの取外しおよび再挿入によりＯＲゲート１６０へのリセット入力がローからハイにそしてローに循環するまで、この使用不能モードのままになる。
特定の実施形態に関連して本発明を説明してきたが、当業者には他の多くの変形形態および変更形態ならびに他の使用法が明らかになるだろう。したがって、本発明が本明細書の特定の開示内容によって限定されず、請求の範囲のみに限定されることは好ましいことである。
【図面の簡単な説明】
【００５０】
【図１】本発明の集積回路の動作を示す状態図である。
【図２】本発明の集積回路用の典型的な接続図である。
【図３】本発明の集積回路の回路のブロック図である。
【図４】ＣＴ波形とＩＣの出力電圧、すなわち、ＬＯおよびＨＯ−ＶＳとの基本的な関係を示すタイミング図である。
【図５】本発明の集積回路の動作に含まれる伝達関数を示す図である。
【図６】予熱および点灯モード中の本発明のＩＣの動作の周波数のプロットを示す図である。
【図７】予熱前に周波数を最初に上昇させる付加的外部レジスタおよびキャパシタを有する場合（波形Ａ）と有しない場合（波形Ｂ）の双方の、始動時のランプ両端間の電圧を示す図である。
【図８】従来技術ＩＲ２１５５安定器ドライバＩＣの発振器部分を示す図である。
【図９】初期電源オンシーケンス中の従来技術ＩＲ２１５５ＩＣの入力波形および出力波形を示し、初期出力パルスが後続のパルスよりも長いことを示す図である。
【図１０】制御回路を含むことにより始動時に同じ幅の駆動パルスを確保する本発明のＩＣの入力波形および出力波形を示し、一度ＩＣが始動すると、すべてのＬＯおよびＨＯ出力パルスが同じ幅であることを示すタイミング図である。
【図１１】本発明の「フラッシュなし始動」シーケンスにおける動作周波数対時間のプロットを示す図である。
【図１２】本発明の「フラッシュなし始動」シーケンスの伝達関数を示す図である。
【図１３】本発明の安定器ドライバＩＣの発振器セクションのブロック図である。
【図１４】本発明の安定器ドライバＩＣ内で使用する温度測定回路の好ましい実施形態を示す図である。
【符号の説明】
【００５１】
　２　ＩＣ
　４　蛍光ランプ
　６、８　ＭＯＳＦＥＴ
　１０、１６、３４、５６、５８、６０、９６、９８、１１８、１２０、１３２　抵抗器
　１２、２４、８０　キャパシタ
　１４、８２、８４　ダイオード
　１８　不感時間抵抗器
　２０　トグルフリップフロップ
　２６　オープンドレインＮＭＯＳトランジスタ
　２８　点灯傾斜キャパシタ
　３０　共振キャパシタ
　３６　障害ラッチ
　３８　内部オープンドレインＮＭＯＳトランジスタ
　４０　不足電圧検出回路
　４２　ＶＣＣ減結合キャパシタ
　５０、５２、７２、９２、９４、１３６、１５２　比較器
　５４、７６、１００　ＲＳラッチ
　７０、１３４、１５０　回路
　７４　インバータ
　７７、７８　ＡＮＤゲート
　９０　オン／オフ制御回路
　１０２、１６０　ＯＲゲート
　１１０　温度測定回路
　１１２　ツェナーダイオード
　１１３　電流源
　１１４、１１６、１２２　トランジスタ
　１３０　インダクタ
　１４０　フリップフロップ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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