(57)【要約】【課題】非線型歪補償回路を使用した送信機において、伝送速度の変化に伴い、歪補償帯域が変化した場合でも、より安価で、高精度の歪補償を行う送信機を提供することを目的とする。【解決手段】非線型歪補償回路における補償方式として、電力増幅器の出力信号の一部を入力側に帰還する構成を持つフィードバック方式と、電力増幅器の入力前段で電力増幅器により生じる歪みの逆特性を生成することにより歪補償を行うプリディストーション方式を有し、伝送速度によって補償方式を使い分ける。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力増幅器と、該電力増幅器の歪補償を行う非線型歪補償回路とを含む送信機であって、前記非線型歪補償回路は、前記電力増幅器の出力信号の一部を入力側に帰還する構成を持つフィードバック方式と、前記電力増幅器の入力前段で前記電力増幅器により生じる歪みの逆特性を生成することにより歪補償を行うプリディストーション方式とを有することを特徴とする送信機。
【請求項２】
請求項１記載の送信機において、上記プリディストーション方式の非線型歪補償回路を着脱可能とし、必要に応じて該非線型歪補償回路を装着する手段を有することを特徴とする送信機。
【請求項３】
請求項１、２記載の送信機において、上記非線型歪補償回路を、上記フィードバック方式または上記プリディストーション方式のいずれかに切り換える切り換え手段を有することを特徴とする送信機。
【請求項４】
請求項３記載の送信機において、上記切り換え手段の動作を入力信号に応じて自動で行うことを特徴とする送信機。
【請求項５】
請求項１〜４記載の送信機において、上記非線型歪補償回路のトータル利得を調整するレベル調整器を有することを特徴とする送信機。
【請求項６】
請求項１〜５記載の送信機を有することを特徴とする無線機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、線形変調方式を用いて有線伝送、無線伝送を行う通信装置に係り、特に、送信機で用いられる非線型歪補償を行う回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
高周波信号を用いた通信装置の送信機において、変調方式として１６ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）、π／４シフトＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）等の線形変調方式が用いられる場合には、その電力増幅器は通常、Ａ級電力増幅器、あるいはＡＢ級電力増幅器で構成される。Ａ級電力増幅器はその線形性が良好で、発生する相互変調歪は少ないが、電源効率が低い。これに対して、電力増幅器をＡＢ級で動作させる事で、電源効率は改善するが、線形性が劣悪なため、Ａ級電力増幅器よりも高いレベルの相互変調歪が発生する。この相互変調歪は自身の信号劣化のみならず隣接するチャネル、または、他の通信システムに対する妨害波となるため、特に無線通信装置ではそのレベルは電波法等により厳しく規制されている。このため、電力増幅器の高効率化と不要輻射の低減を同時に実現する為に、歪補償機能を有する電力増幅器が提案・実現化されている。その方式には、フィードバック方式、フィードフォワード方式、プリディストーション方式と呼ばれるものがあり、補償帯域幅等の条件から最適な歪補償方式を採用する。上記３つの補償方式のうちフィードバック方式について、以下に説明する。
【０００３】
フィードバック方式のブロック図を図３に示し、以下、この動作について説明する。ベースバンド信号発生器１により、ベースバンド信号の同相成分（Ｉ成分）と直交成分（Ｑ成分）が出力される。Ｉ成分は加算器４で帰還信号と加算された後、出力される。Ｑ成分は加算器５で帰還信号と加算された後出力され、それぞれ直交変調器６に入力される。
【０００４】
局部発振器２３により発生した局部発振信号（ＬＯ信号）は、直交変調器６と可変位相器２４に入力される。可変位相器２４に入力した信号はフィードバックループの特性が最適となるような位相の調整が行なわれ、直交復調器２５に入力される。
【０００５】
ベースバンド信号のＩ成分とＱ成分は、直交変調器６で局部発振器２３より発生されたＬＯ信号により変調される。変調された信号はバンドパスフィルタ７により、不要成分が取り除かれ、電力増幅器１２に入力される。電力増幅器１２に入力された信号は、規定の出力レベルまで増幅され、電力分配器１３、アイソレータ１４を介し、ローパスフィルタ１５に入力される。ローパスフィルタ１５に入力された信号は、アンテナ１６により送信される。
【０００６】
この増幅器はフィードバックによる負帰還リニアライザの構成をとっているため、電力増幅器１２の出力信号の一部は、電力分配器１３により帰還され、可変減衰器２６に入力される。帰還信号は可変減衰器２６により、適正な値にレベル調整され、直交復調器２５に入力される。直交復調器２５に入力した信号は、可変位相器２４より入力されたＬＯ信号により、Ｉ’成分、Ｑ’成分に復調される。Ｉ成分は加算器４に、Ｑ成分は加算器５に帰還信号としてそれぞれ入力される。
【０００７】
このような負帰還においては、系を安定にさせるために、加算器４と加算器５の入力側で、入力信号のＩ成分とＱ成分、帰還信号のＩ成分とＱ成分の位相が逆位相となっている必要があり、その位相調整を可変位相器２４により行なっている。
【０００８】
図４はフィードバック方式リニアライザの原理構成図である。この図を用いてフィードバック方式の原理を説明する。入力信号ｘ（ｔ）、フォワード部のゲイン（フォワードゲイン）をＡ、フィードバック部のゲイン（フィードバックゲイン）をβとおくと、ループ利得はＡ・βとなり、Ａ・β≫１の条件下でｙ（ｔ）で表される出力信号は次のように表わされる。
【０００９】
【数１】
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式（１）より、歪信号Ｄ（ｔ）はループ利得（Ａ・β）だけ、抑圧されることがわかる。また、出力レベルはフィードバックゲインβで決まり、フィードバックゲインβを調整することで出力レベルが変化することがわかる。よって、温度変化等によりフォワードゲインＡが変化した場合でも、フィードバックゲインβを調整することで、出力レベルを一定に保つことができる。制御についても比較的簡単に、大きな歪補償効果が得られる。
【００１０】
このフィードバック方式では、補償したい信号周波数で入力信号と帰還信号は逆位相である必要があるが、入力信号と帰還信号の位相差がなくなる周波数では、ループの発振を防ぐため、ループ利得を持たないようにする（Ａ・β≦０）。ループ内のフィルタ、電力増幅器等の影響により、現状ではループの位相を広帯域に逆位相に保つのは困難である。これにより、広帯域にＡ・βを保持することが出来ないため、フィードバック方式での広帯域歪補償は困難である。
【００１１】
広帯域歪補償には、一般的には、前述したようなフィードフォワード方式、アダプティブプリディストーション方式が用いられるが、フィードフォワード方式は、回路規模の大きさ、また、歪補償のための主増幅器とは別の線形性の良好な増幅器を用いるため、効率が低下するなどの欠点があり、アダプティブプリディストーション方式については、制御が困難であるといった欠点がある。
【００１２】
なお、上記のようなフィードバック方式を用いた送信機として、例えば、特許文献１のようなものがある。
【００１３】
【特許文献１】
特開２００２−２９９９６５号公報
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
前述した従来例では、送信したい情報量、または電波伝搬状況等によって、伝送速度を上げる場合、信号帯域が広くなり、それに伴って歪補償帯域も広がるため、フィードバック方式での歪補償は困難となるという課題がある。
【００１５】
本発明では、伝送速度が変化し補償帯域幅が変わった場合でも、安価で、かつ補償量の安定した歪補償を提供することを目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記の問題を解決するため、信号帯域幅を変化させた場合、歪補償方式をフィードバック方式と、増幅器前で逆特性の歪みを生成し、電力増幅器で発生する歪みと相殺することで歪補償を行う、アダプティブプリディストーション方式とで切り換えるようにしたものである。
【００１７】
【発明の実施の形態】
本発明の実施例について、図１を用いて説明する。ベースバンド信号発生器１はレベル調整器２、加算器４を介して、またレベル調整器３、加算器５を介してそれぞれ直交変調器６に接続される。直交変調器６はバンドパスフィルタ７、切り換えスイッチ２８を介して電力分配器８に接続され、電力分配器８は、遅延器９、可変減衰器１０、可変位相器１１、切り換えスイッチ２９を介して電力増幅器１２に接続される一方、検波器１８を介して、制御部１９に接続される。切り換えスイッチ２８は切り換えスイッチ２９と接続される。可変減衰器１０、可変位相器１１はそれぞれ制御部１９に接続される。電力増幅器１２は電力分配器１３、アイソレータ１４、ローパスフィルタ１５を介してアンテナ１６に接続される。電力分配器１３はスイッチ２２と接続される。スイッチ２２は、バンドパスフィルタ２１、検波器２０を介して、制御部１９に接続される一方、可変減衰器２６を介し、直交復調器２５に入力される。切り換え信号入力端子１７は切り換えスイッチ２２、切り換えスイッチ２８、切り換えスイッチ２９とそれぞれ接続される。直交復調器２５は加算器４、加算器５と接続される。局部発振器２３は直交変調器６に接続される一方、可変位相器２４を介して、直交復調器２５に接続される。以下、この動作について説明する。
【００１８】
はじめに、比較的伝送速度が低く補償方式にフィードバック方式を用いる場合について説明する。ベースバンド信号発生器１により、ベースバンド信号の同相成分（Ｉ成分）と直交成分（Ｑ成分）が出力される。Ｉ成分はレベル調整器２より適正なレベルに調整された後、加算器４で帰還信号と加算され出力される。また、Ｑ成分はレベル調整器３により適正なレベルに調整された後、加算器５で帰還信号と加算され出力され、それぞれ直交変調器６に入力される。
【００１９】
局部発振器２３は局部発振信号（ＬＯ信号）を発生させ、直交変調器６と可変位相器２４に入力される。可変位相器２４に入力したＬＯ信号は、可変位相器２４で位相の調整が行われ、直交復調器２５に入力される。
【００２０】
ベースバンド信号のＩ成分とＱ成分は、直交変調器６でＬＯ信号によって変調された後、バンドパスフィルタ７により不要成分を取り除かれる。パンドパスフィルタ７の出力信号は、切り換えスイッチ２８、切り換えスイッチ２９を介し、電力増幅器１２に入力される。電力増幅器１２に入力された信号は、規定のレベルまで増幅され、電力分配器１３、アイソレータ１４を介し、ローパスフィルタ１５に入力される。ローパスフィルタ１５に入力された信号は、フィードバックにより電力増幅器１２で生じた高調波成分を抑圧され、アンテナ１６により送信される。
【００２１】
電力増幅器１２の出力信号の一部は、電力分配器１３によって帰還される。スイッチ２２は可変減衰器２６に接続されており、帰還信号は可変減衰器２６により、適正な値にレベル調整され、直交復調器２５に入力される。直交復調器２５に入力した信号は、ＬＯ信号によってＩ成分、Ｑ成分に復調され、加算器４、加算器５に帰還信号として入力される。この時、従来技術で説明したように、加算器の入力で入力信号と帰還信号の位相が逆位相である必要があり、その調整を可変位相器２４により行なっている。
【００２２】
次に、送信したい情報量、または電波伝搬状況等によって伝送速度を上げる場合について説明する。伝送速度を上げることにより、信号帯域が広くなり、それに伴って歪補償帯域も広がる。前述したように現状のフィードバック方式では、ループの安定性を考えるとＡ・βを保つことができないため、広帯域な歪補償は困難となる。そのため、補償方式をフィードバック方式からアダプティブプリディストーションに切り換える。
【００２３】
以下、その動作について説明する。切り換え信号入力端子１７からの切り換え信号により、切り換えスイッチ２２をバンドパスフィルタ２１側に、切り換えスイッチ２８を電力分配器８側に、切り換えスイッチ２９を可変位相器１１側にそれぞれ切り換える。
【００２４】
プリィデストーション部２７の動作について説明する。切り換えスイッチ２８から入力された変調波信号は、電力分配器８により分配され、一方は検波器１８に入力され、他方は遅延器９、可変減衰器１０、可変位相器１１を介して、電力増幅器１２に入力される。電力増幅器１２に入力した信号は規定のレベルまで増幅され、切り換えスイッチ２９を介し、電力分配器１３に入力される。プリディストーション方式は、可変減衰器１０、可変位相器１１によって電力増幅器１２で発生する相互変調歪を相殺するような歪成分を付加することで歪補償を行う方式である。この歪補償の詳細な動作について説明する。
【００２５】
電力分配器８で分配された信号のうち、一方は検波器１８に入力され、変調波信号の包絡線レベルを検出する。電力増幅器１２で発生する相互変調歪は、入力される信号の包絡線レベルによってそのレベル、および位相が異なる。ここで、電力増幅器１２における歪発生の原因について図２を用いて説明する。図２は、振幅および位相の入出力特性を示すものである。破線で示す特性は電力増幅器１２に要求される理想特性であり、この特性であれば相互変調歪は発生しない。しかし現実には、振幅特性においては実線Ｐｏに示すように徐々に利得が低下し、ある出力電力で飽和してしまう。また、それに伴い位相特性もＰｈに示すように変化する。そのため、Ｐｏの逆特性であるＰｏｃを可変減衰器１０によって、またＰｈの逆特性であるＰｈｃを可変位相器１１により生成することで、電力増幅器１２で生じる相互変調歪を相殺する。以上のようにして歪補償を行なっている。制御部１９は入力レベルに応じた補償テーブルを有しており、検波器１８により検波された包絡線レベルに応じた補償テーブルに従って、可変減衰器１０、可変位相器１１を調整する。遅延器９は、電力分配器８から検波器１８、制御部１９を介して可変減衰器１０、可変位相器１１に至る系と同じ遅延時間を与えたものである。また、電力増幅器１２の出力信号を電力分配器１３により分配し、バンドパスフィルタ２１により歪成分のみを取り出し、歪レベルを最小にするように制御することで、周囲温度の変化や経年変化に対応することが可能となる。
【００２６】
フィードバック方式では、加算器の出力は、入力信号と帰還信号の差となるが、アダプティブプリディストーション方式にした場合、帰還信号が存在しないため、加算器４、加算器５の出力信号が増大する。このため、過入力により直交変調器６が歪んでしまう。あるいは、破損することも考えられる。そこで、直交変調器６の入力を適正な値にするため、Ｉ成分、Ｑ成分それぞれ、レベル調整器２、レベル調整器３によりレベル調整を行うようにする。
【００２７】
以上のように、補償が狭帯域の場合、アダプティブプリディストーションに比べ、制御が簡単で、かつ安定的に大きな補償効果が得られるフィードバック方式を用い、補償が広帯域となった場合、アダプティブプリディストーション方式に切り換えるようにする。また、送信装置の中で、プリディストーション部を別ユニットとし、広帯域補償が必要な場合のみ、プリディストーションユニットを実装するようにする方法も考えられる。
【００２８】
【発明の効果】
本発明によれば、送信したい情報量、または電波伝搬状況等に伴って伝送速度を変化させる場合のように、歪補償帯域が変化した場合でも、補償方式を切り換えることで、より安価で、安定的な歪補償を行うことが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例を示すブロック図。
【図２】本発明の動作を説明する図。
【図３】従来の技術を示すブロック図。
【図４】従来の技術を説明する図。
【符号の説明】１：ベースバンド信号発生器、２，３：レベル調整器、４，５：加算器、６：直交変調器、７，２１：バンドパスフィルタ、６，１３：電力分配器、９：遅延器、１０，２６：可変減衰器、１１，２４：可変位相器、１２：電力増幅器、１４：アイソレータ、１５：ローパスフィルタ、１６：アンテナ、１７：切り換え信号入力端子、１８，２０：検波器、１９：制御部、２２，２８，２９：切り換えスイッチ、２３：局部発振器、２５：直交復調器、２７：プリディストーション部。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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