(57)【要約】【課題】受信機の電源投入時などの過渡状態において、短時間の内に適正な利得制御信号が得られるＡＧＣ回路を提供する。【解決手段】その一端を電源端子に接続され、その他端をアースに接続されたキャパシタ直列回路の中点をＡＧＣ回路の出力端子に接続する。かかる直列回路を形成する２つのキャパシタの容量比を適宜選択することにより、キャパシタ直列回路の中点電位を受信機の定常動作状態におけるＡＧＣ回路の利得制御信号電圧に設定する。【選択図】　図２
2004023532.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信機における自動利得調整回路であつて、
所定の利得制御信号により調整される利得に応じて受信した高周波信号を増幅する高周波信号増幅手段と、
前記高周波信号増幅手段からの出力信号及びその後段に接続された信号処理手段からの出力信号のうち少なくとも１つを抽出し、該抽出した出力信号に基づいて前記利得制御信号を生成する利得制御信号生成手段と、
前記利得制御信号が前記高周波信号増幅手段に供給される際の過渡電圧遷移時間を短縮する遷移時間短縮手段とを含むことを特徴とする自動利得調整回路。
【請求項２】
前記遷移時間短縮手段は、その一端が前記利得制御信号生成手段の出力に接続されその他端が第１の電位に接続された第１のキャパシタと、その一端が前記利得制御信号生成手段の出力に接続されその他端が前記第１の電位とは異なる第２の電位に接続された第２のキャパシタと、から成ることを特徴とする請求項１に記載の自動利得調整回路。
【請求項３】
前記第１の電位は、前記受信機のアースであり、
前記第２の電位は、前記受信機の電源電圧であることを特徴とする請求項２に記載の自動利得調整回路。
【請求項４】
前記第１のキャパシタと前記第２のキャパシタとの直列接続によって前記第１の電位と前記第２の電位との電位差を分割した電位は、前記受信機の定常動作状態における前記利得制御信号の値であることを特徴とする請求項３に記載の自動利得調整回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、受信機における自動利得調整（Ａｕｔｍａｔｉｃ　Ｇａｉｎ　Ｃｏｎｔｒｏｌ）回路（以下、単に“ＡＧＣ回路”と称する）等に関する。
【０００２】
【従来の技術】
例えば、スーパーヘテロダイン方式による振幅変調波受信機において、検波回路に加わる入力電圧の振幅をほぼ一定とするため、一般にＡＧＣ回路が設けられている。かかる受信機の一例を図１のブロック図に示す。
先ず、図１に示される各部の構成を説明する。同図において、高周波増幅回路１０は、アンテナ及び同調回路等の高周波回路から取り込んだ高周波信号を所定の信号レベルまで増幅する回路である。なお、高周波増幅回路１０の利得は、後述するＡＧＣ回路６０からの出力である利得制御信号によって制御される。ミクサ回路２０は、高周波増幅回路１０の出力に局部発振回路３０からの局部発振周波数信号を乗じて受信信号周波数を所望の中間周波数に変換する回路である。
【０００３】
中間周波増幅回路４０は、かかる中間周波数信号を所定の信号レベルまで増幅する単一周波増幅回路である。検波回路５０は、中間周波増幅回路４０の出力について、例えば、直線検波や同期検波などの検波処理を施して、受信信号に含まれていたオーディオ信号を抽出する回路である。
ＡＧＣ回路６０は、主に、ＡＧＣ検波回路６１及びＡＧＣ増幅回路６２から構成されている。ＡＧＣ検波回路６１は、高周波増幅回路１０又は中間周波増幅回路４０からの出力を取り込んで所定の検波処理を施し、各回路からの出力信号レベルに応じた直流信号を生成する回路である。ＡＧＣ増幅回路６２は、かかる直流信号を所定の大きさに増幅する回路である。そして、ＡＧＣ増幅回路６２の出力信号は、利得制御信号としてＡＧＣ回路出力端子６３から高周波増幅回路１０の制御入力端子（図示せず）に供給される。
【０００４】
次に、図１に示される受信機の動作を説明すれば以下のようになる。
先ず、高周波増幅回路１０は、アンテナからの受信信号レベルが所定の範囲内にある場合にＧｓｔｄなる利得を有するものとし、このとき高周波増幅回路１０に印加されている利得制御信号の大きさをＶｓｔｄとする。また、このときの高周波増幅回路１０の出力信号レベルをＲＬｓｔｄとし、中間周波増幅回路４０の出力信号レベルをＩＬｓｔｄとする。
【０００５】
今、電波伝搬状況が変化してアンテナからの受信信号レベルが低下し、高周波増幅回路１０及び中間周波増幅回路４０の出力信号レベルがそれぞれ、ＲＬ１，ＩＬ１に低下したと仮定する（ＲＬｓｔｄ＞ＲＬ１，ＩＬｓｔｄ＞ＩＬ１）。これに伴い、ＡＧＣ増幅回路６２の出力である利得制御信号の大きさもＶ１に減少する（Ｖｓｔｄ＞Ｖ１）。高周波増幅回路１０の利得は、利得制御信号による負帰還が掛けられているため、かかる利得制御信号電圧の減少に伴ってその利得Ｇｓｔｄが増大する方向に変化する。これによって、高周波増幅回路１０及び中間周波増幅回路４０の出力信号レベルが徐々に増加して、先のＲＬｓｔｄ及びＩＬｓｔｄの値にまで復旧すると上記のフィードバック動作が終了する。
【０００６】
一方、電波伝搬状況が良好となり、アンテナからの受信信号レベルが増加した場合は、上記と逆のフィードバック動作が為され、結果として検波回路５０に印加される信号レベルが所定の値に保たれることになる。
このような構成のＡＧＣ回路においては、高周波増幅回路１０又は中間周波増幅回路４０の出力信号を検波・増幅して得られた直流信号である利得制御信号に、当然のことながら受信搬送波に重畳された変調信号成分が含まれている。それ故、ＡＧＣ増幅回路６２の出力信号をそのまま高周波増幅回路１０の利得制御に用いると上記のフィードバック動作が不安定となるおそれがある。
【０００７】
一般に、かかる不具合を防止すべく、図１に示す如く、ＡＧＣ増幅回路６２の出力部にはキャパシタＣ１がアースとの間に接続されている。すなわち、キャパシタＣ１とＡＧＣ増幅回路６２の出力抵抗Ｒ１が低域通過フィルタを構成して、利得制御信号に含まれる変調信号成分の通過を阻止するのである。かかる低域通過フィルタの時定数は、数ヘルツ程度の変調信号成分を十分に抑圧する必要があるため、一般に数秒程度の値を採ることが多い。
【０００８】
しかしながら、この低域通過フィルタの時定数によって、例えば、受信機の電源をオンした直後や、受信バンドの切換直後などのＡＧＣ回路動作の過渡状態において、利得制御信号の電圧が所定値に達するまでに時間を要することになる。つまり、かかる過渡状態の下では、高周波増幅回路１０が適正な利得を得るまでの時間が長くかかり、受信機において受信感度の悪い状態が暫く続くことになる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
従って、本発明が解決しようとする課題には、上述した問題が１例として挙げられる。また、本発明は、過渡状態においても受信感度が大きく低下しないＡＧＣ回路の提供を１つの目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明は、受信機における自動利得調整回路であって、
所定の利得制御信号により調整される利得に応じて受信した高周波信号を増幅する高周波信号増幅手段と、
前記高周波信号増幅手段からの出力信号及びその後段に接続された信号処理手段からの出力信号のうち少なくとも１つを抽出し、前記出力信号に基づいて前記利得制御信号を生成する利得制御信号生成手段と、
前記利得制御信号生成手段が前記高周波信号増幅手段に前記利得制御信号を供給する際に、前記利得制御信号の過渡電圧遷移時間を短縮する遷移時間短縮手段とを含むことを特徴とする。
【００１１】
【発明の実施の形態】
本発明による受信機の自動利得調整回路に関し、第１の実施例を図２のブロック図に示す。
先ず、図２に示される各部の構成を説明する。同図において高周波増幅回路１１０は、前段のアンテナ回路より取り込んだ高周波信号を所定の信号レベルまで増幅する増幅回路であり、その利得は、ＡＧＣ回路１６０から供給される利得制御信号の値によって制御されるものとする。なお、受信機の定常動作状態、即ち受信信号のレベルが所定の範囲内に収まっているときの高周波増幅回路１１０の基準利得をＧｓｔｄとし、このとき高周波増幅回路１１０に印加されている利得制御信号電圧の大きさをＶｓｔｄとする。
【００１２】
ミクサ回路１２０は、高周波増幅回路１１０の出力に局部発振回路１３０からの局部発振周波数信号を乗じて受信信号の周波数を所望の中間周波数に変換する混合回路である。
中間周波増幅回路１４０は、かかる中間周波数信号を所定の信号レベルまで増幅する単一周波増幅回路である。検波回路１５０は、中間周波増幅回路１４０の出力について、例えば、直線検波や同期検波などの検波処理を施して、受信信号に含まれていたオーディオ信号を抽出する回路である。
【００１３】
ＡＧＣ回路１６０は、主に、ＡＧＣ検波回路１６１及びＡＧＣ増幅回路１６２から構成されている。ＡＧＣ検波回路１６１は、高周波増幅回路１１０又は中間周波増幅回路１４０からの出力を取り込んで所定の検波処理を施し、各回路からの出力信号レベルに応じた直流信号を生成する回路である。なお、ＡＧＣ検波回路１６１は、高周波増幅回路１１０又は中間周波増幅回路１４０からの出力信号のうちの何れか１つを利用するものであれば良い。ＡＧＣ増幅回路１６２は、ＡＧＣ検波回路１６１から出力された直流信号を所定の大きさに増幅する増幅回路である。そして、ＡＧＣ増幅回路１６２の出力信号は、利得制御信号としてＡＧＣ回路出力端子１６３から高周波増幅回路１１０の制御入力端子（図示せず）に供給される。
【００１４】
本実施例では、図２に示す如く、ＡＧＣ回路出力端子１６３にキャパシタＣ１１及びＣ１２の各々の一端が接続されている。そして、Ｃ１１の他端は受信機のアースに、Ｃ１２の他端は受信機の電源Ｖｃｃにそれぞれ接続されており、両キャパシタの合成値は、図１に示したＡＧＣ増幅回路６２の出力部キャパシタＣ１と同一の容量となるように設定されている。
【００１５】
一般に、受信機を含めた電気機器の電源端子（Ｖｃｃ）は、交流信号に対して接地されているものとみなすことができる。それ故、上記のキャパシタＣ１２の他端も、電源Ｖｃｃを介して接地されているとみなすことができる。つまり、本実施例においても、図１に示した従来回路と同様に、ＡＧＣ増幅回路１６２の出力部には合成容量
Ｃ１＝Ｃ１１＋Ｃ１２　…（１）
なるキャパシタが、ＡＧＣ回路出力端子１６３とアースとの間に設けられていることになる。そして、かかる合成キャパシタＣ１１＋Ｃ１２と、ＡＧＣ増幅回路１６２の出力抵抗Ｒ１１とによって、利得制御信号に含まれる変調信号成分を抑圧するための低域通過フィルタが形成される。
【００１６】
一方、キャパシタＣ１１とＣ１２は、受信機の電源Ｖｃｃとアースとの間に直列に挿入されている。キャパシタの直列接続時における印加電圧の分圧比は、各々のキャパシタの容量値に反比例する。それ故、両キャパシタの接続点、即ちＡＧＣ回路出力端子１６３の直流電位Ｖａｇｃは次式によって示すことができる。
Ｖａｇｃ＝Ｖｃｃ×｛Ｃ１２／（Ｃ１１＋Ｃ１２）｝　…（２）
本実施例においては、かかるＶａｇｃの値を
Ｖａｇｃ＝Ｖｓｔｄ　　…（３）
となるように設定してある。前述の如く、Ｖｓｔｄとは受信機の定常動作状態における高周波増幅回路１１０の基準利得Ｇｓｔｄを得る為の利得制御信号電圧の大きさに他ならない。
【００１７】
次に、図２に示す実施例において、例えば、電源投入時等の過渡状態における回路動作を図３の電圧応答特性図を参照しつつ説明する。
一般に、受信機などの電気機器における機器内電源系統のインピーダンスは極めて小さな値を示す。それ故、受信機の電源が投入されると、図３の特性曲線Ａに示す如く、受信機内部の電源電圧は極短時間の内に所定値であるＶｃｃまで上昇する。前述の如く、本実施例ではＡＧＣ回路出力端子１６３には、電源電圧ＶｃｃをキャパシタＣ１１とＣ１２によって分圧した直流電圧が印加される。それ故、ＡＧＣ回路の出力電圧、即ちＡＧＣ回路出力端子１６３の電圧も、図３の特性曲線Ｂに示す如く、電源電圧の上昇に追従して急速に増大し、極めて短時間の内に上記の（３）式に示したＶｓｔｄの電圧値となる。
【００１８】
一方、図１に示した従来のＡＧＣ回路では受信機の電源投入時に、ＡＧＣ回路出力端子６３に接続されているキャパシタＣ１が、ＡＧＣ増幅回路６２の出力抵抗Ｒ１を介して充電されることになる。それ故、かかる時定数（Ｃ１×Ｒ１）の値が、例えば２秒程度に設定されていた場合、ＡＧＣ回路の出力電圧、即ち利得制御信号の電圧値は、図３の特性曲線Ｃに示すような変化を示す。
【００１９】
すなわち、従来のＡＧＣ回路では、高周波増幅回路の利得が安定するのに電源投入から数秒の時間を要することになる。これに比較して、本実施例においては、電源投入から極めて短時間の内にその利得を安定させることができる。
なお、変調信号成分抑圧用の低域通過フィルタの動作に関しては、ＡＧＣ増幅回路回路６２，１６２の出力抵抗Ｒ１，Ｒ１１の各々の値が等しく、かつ上記（１）式の関係が成立すれば、従来回路と同じ時定数を有するフィルタ特性を有することになる。それ故、本実施例においても従来回路と同様に、利得制御信号に含まれる変調信号成分を十分に抑圧することができる。
【００２０】
また、以上の説明では、電源投入時の動作のみを取り上げたが、本実施例における動作はかかる事例に限定されるものではない。例えば、複数バンド受信機における受信バンド切換時などのように、受信レベルが過渡的に大きく変動する場合であっても、前述のように受信機の高周波増幅回路における利得を瞬時に安定させることが可能となる。
【００２１】
次に、本発明の具体的な実施例に関して図４に示す回路図を参照しつつ説明を行う。なお、図４は、高周波増幅回路１１０及びＡＧＣ回路１６０の主要部のみを表したものであり、受信機の他の構成部分に関しては図２の場合と同様であるためその記載を省略する。
図４において、高周波増幅回路１１０は、主に、キャパシタＣ０、抵抗Ｒ０、及びトランジスタＱ１から成る高周波増幅部と、インダクタＬ０及びトランジスタＱ２から成る利得制御部から構成されている。また、ＡＧＣ回路１６０の構成は前述した図２の回路と同様とする。
【００２２】
アンテナ等の高周波回路から供給される受信信号は、図４において、先ずトランジスタＱ１の高周波増幅部で増幅されて次段の利得制御部に導かれる。一方、利得制御部のトランジスタＱ２のベース端子は、ＡＧＣ回路１６０の出力端子１６３に接続されておりＡＧＣ増幅回路１６２からの利得制御信号が供給されている。
【００２３】
従って、利得制御信号の電圧によりトランジスタＱ２のベース電位が制御され、それに伴ってトランジスタＱ２のコレクタ・エミッタ間の電圧Ｖｃｅが変動する。一方、高周波増幅部のトランジスタＱ１のドレイン端子は、トランジスタＱ２を介して電源電圧Ｖｃｃに接続されている。それ故、Ｑ２におけるＶｃｅの変動は、Ｑ１のドレイン電圧に対してネガティブフィードバックとして作用する。即ち、ＡＧＣ増幅回路１６２からの利得制御信号によって、高周波増幅部のトランジスタＱ１のドレイン電圧に負帰還を掛けることによって、高周波増幅回路１１０からの出力信号レベルを所定の値に保つことができるのである。
【００２４】
一方、ＡＧＣ回路１６０の出力部におけるキャパシタＣ１１及びＣ１２は、等価的にＡＧＣ回路出力端子１６３とアースとの間に接続されている。それ故、その合成容量Ｃ１１＋Ｃ１２と、ＡＧＣ増幅回路１６２の出力抵抗Ｒ１１とからなる低域通過フィルタがＡＧＣ回路１６０の出力部に設けられたことになる。そして、かかる低域通過フィルタによって、利得制御信号に含まれる変調信号成分の高周波増幅回路１１０への流入が阻止される。
【００２５】
また、ＡＧＣ回路出力端子１６３は、両キャパシタの直列接続の中点となっており、両キャパシタは、受信機の電源電圧Ｖｃｃとアースとの間に直列に設けられている。それ故、両キャパシタの分圧比を選択することによって、ＡＧＣ回路出力端子１６３の直流電位Ｖａｇｃを自在に設定することができる。例えば、Ｖａｇｃの値を、高周波増幅回路１１０の定常状態における利得Ｇｓｔｄを得るために必要とされる利得制御信号電圧Ｖｓｔｄに設定することも可能である。かかる設定とすることによって、受信機の電源投入時などの過渡状態においても高周波増幅回路１１０の利得を瞬時に安定させることができる。
【００２６】
なお、本実施例は、図４に示す回路に限定されるものではなく、例えば、高周波増幅回路１１０のトランジスタＱ１にデュアルゲートのＭＯＳトランジスタを使用して、１つのゲート電位をＡＧＣ回路１６０からの利得制御信号によって負帰還制御しても良い。また、通常のバイポーラトランジスタを用いた場合は、エミッタ電流によりその順方向伝達アドミタンスが変化するため、利得制御信号によってそのエミッタ電流を減少させる制御を行うようにしても良い。
【００２７】
以上詳述した如く、本発明の実施の形態は、受信機におけるＡＧＣ回路であって、
所定の利得制御信号により調整される利得に応じて受信した高周波信号を増幅する高周波信号増幅手段と、
前記高周波信号増幅手段からの出力信号及びその後段に接続された信号処理手段からの出力信号のうち少なくとも１つを抽出し、該抽出した出力信号に基づいて前記利得制御信号を生成する利得制御信号生成手段と、
前記利得制御信号が前記高周波信号増幅手段に供給される際の過渡電圧遷移時間を短縮する遷移時間短縮手段とを含むＡＧＣ回路である。
【００２８】
かかるＡＧＣ回路においては、その出力部に設けられた変調信号成分抑圧用の低域通過フィルタの機能を損なうことなく、電源投入時や受信バンド切換時などの過渡状態にあっても、定常状態におけると同様な利得制御信号電圧を速やかに得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】
図１は、従来のＡＧＣ回路を備えた受信機の構成を示すブロック図である。
【図２】図２は、本発明によるＡＧＣ回路を備えた受信機の１つの実施例を示すブロック図である。
【図３】図３は、図１及び図２に示す受信機各部の電圧応答特性を表す図である。
【図４】図４は、本発明によるＡＧＣ回路を備えた受信機の他の実施例を示すブロック図である。
【符号の説明】
１０，１１０　…　高周波増幅回路
２０，１２０　…　ミクサ回路
３０，１３０　…　局部発振回路
４０，１４０　…　中間周波増幅回路
５０，１５０　…　検波回路
６０，１６０　…　ＡＧＣ回路
６１，１６１　…　ＡＧＣ検波回路
６２，１６２　…　ＡＧＣ増幅回路
６３，１６３　…　ＡＧＣ回路出力端子
Ｃ１，Ｃ１１，Ｃ１２　…　キャパシタ
Ｒ１，Ｒ１１　…　ＡＧＣ増幅回路出力抵抗
【図１】
2004023532.tif 000003
【図２】
2004023532.tif 000004
【図３】
2004023532.tif 000005
【図４】
2004023532.tif 000006