(57)【要約】【課題】電池状態に対応した如何なる充電条件においても、スイッチング電源の効率を向上し、省エネ化に寄与できる充電装置を提供する。【解決手段】電池に充電電流を供給する電源出力を可能とする第１スイッチグ制御と、スイッチング周波数を第１スイッチング制御のスイッチング周波数より下げ出力を調整する第２スイッチング制御の両方の制御を可能とするスイッチング制御手段と、電池の電池状態を検出する電池状態検出手段と、電池状態検出手段の出力に基づき電力の供給を所定値以上で行うか否かを判別する充電制御手段とを備え、電池状態検出手段の出力に基づき電池への電力供給を所定値以上で行うと判別した時はスイッチング制御手段の第１スイッチング制御により出力を調整し、また電力供給を所定値以下で行うと判別した時はスイッチング制御手段の第２スイッチング制御により出力を調整するようにした。【選択図】  図１
2004173472.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング電源の出力により被充電電池を充電する充電装置であって、
被充電電池に所定の充電電流を供給するための電源出力を可能とする第１スイッチグ制御及びスイッチング周波数を前記第１スイッチング制御のスイッチング周波数より下げ出力を調整する第２スイッチング制御の両方の制御を可能とするスイッチング制御手段と、  被充電電池の電池状態を検出する電池状態検出手段と、電池状態検出手段の出力に基づき被充電電池への電力供給を所定値以上で行うか否かを判別する充電制御手段とを備え、前記電池状態検出手段の出力に基づき被充電電池への電力供給を所定値以上で行うと判別した時は前記充電制御手段の出力に基づき前記スイッチング制御手段の第１スイッチング制御により出力を調整し、また被充電電池への電力供給を所定値以下で行うと判別した時は前記充電制御手段の出力に基づき前記スイッチング制御手段の第２スイッチング制御により出力を調整するようにしたことを特徴とする電池の充電装置。
【請求項２】
前記電池状態検出手段を被充電電池の電池電圧を検出する電池電圧検出手段とし、電池電圧検出手段の出力に基づき電池が充電装置に接続されていないと判別した時は、前記充電制御手段の出力に基づき前記スイッチング制御手段の第２スイッチング制御により出力を調整するようにしたことを特徴とする請求項１記載の電池の充電装置。
【請求項３】
前記充電制御手段は、前記電池状態検出手段の前記電池電圧検出手段及び前記電池温度検出手段の出力に基づき前記スイッチング制御手段の第１スイッチング制御により出力を調整するか、前記スイッチング制御手段の第２スイッチング制御により出力を調整するかを判別するようにしたことを特徴とする請求項２記載の電池の充電装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明が属する技術分野】
本発明はスイッチング電源の出力により携帯用機器等の電源として用いられている２次電池を充電する充電装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、ニッケル水素電池やニカド電池の高容量化及び大充電電流による充電特性の改善により、これら電池を短時間で充電する充電装置の出力容量は大きくなっている。
【０００３】
そのため、出力容量のアップに伴う充電装置の大型化を抑制するため、充電装置の電源回路にスイッチング電源を用いたものが多くなっている。
【０００４】
スイッチング電源のスイッチング方式としては、周波数固定の駆動パルス幅を変調することにより出力電圧を調整するＰＷＭ方式と、近年ではＰＷＭ方式より、スイッチング素子のオン及びオフ時の電力損失及びスイッチングノイズを低減させることを目的とした共振型電源が提案され実用化されている。共振型電源は名前に示すとおりに、電流あるいは電圧波形をコイルとコンデンサによって共振させサイン波状としてスイッチングさせるものである。
【０００５】
共振型電源において、特にスイッチング時の短期間においてのみ共振現象を利用する部分共振型電源（疑似共振型電源ともいう）が比較的容易に制御回路を構成できるという利点から、定電圧出力用の電源として用いられている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、スイッチング電源を充電装置に用いた場合、ＰＷＭ方式ではスイッチング周波数を固定しデュティーを変える方式であり、電源そのものは最大負荷に合わせて設計するため、出力の負荷が軽い時の電源効率は基本的には低下する。
【０００７】
一方、部分共振型電源においては、ある一定の定常負荷に対しは、そのスイッチング波形の性質上、上記のスイッチングノイズやスイッチングロスはＰＷＭ方式に比べ小さくなるが、負荷の変動範囲が広い用途に適応する場合、負荷が軽くなるに従いスイッチング時の共振動作が不安定になり、ＰＷＭ方式と同様に電源効率が低下するといった欠点もある。
【０００８】
それ故、上記の各種スイッチング電源を充電器に適応した場合、例えば電池パックの素電池数に応じて電圧は異なるので素電池数の少ない電池パックの充電、満充電後の微少電流によるトリクル充電時及び電池パックが挿入接続されていない待機時といった時に電源効率が低下する。
【０００９】
本発明の目的は、上記した従来技術の欠点をなくし、電池状態に対応した如何なる充電条件においても、電源効率の低下が少なく、特に電池パックが接続されてない状態時や、トリクル充電のような微少電流での充電時において、省エネ化が図れる充電装置を提供することである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、図５に示すそれぞれのスイッチング制御における出力電力に対するスイッチング効率の関係から、出力電力の大きさに対しスイッチング効率が高くなるスイッチング制御に使い分けるようにすればスイッチング効率が向上する点に着目し、請求項１記載の発明は、被充電電池に所定の充電電流を供給するための電源出力を可能とする第１スイッチグ制御と、スイッチング周波数を前記第１スイッチング制御のスイッチング周波数より下げて出力を調整する第２スイッチング制御の両方の制御を可能とするスイッチング制御手段と、  被充電電池の電池状態を検出する電池状態検出手段と、電池状態検出手段の出力に基づき被充電電池への電力供給を所定値以上で行うか否かを判別する充電制御手段とを備え、前記電池状態検出手段の出力に基づき被充電電池への電力供給を所定値以上で行うと判別した時は前記充電制御手段の出力に基づき前記スイッチング制御手段の第１スイッチング制御により出力を調整し、また被充電電池へ電力供給を所定値以下で行うと判別した時は前記充電制御手段の出力に基づき前記スイッチング制御手段の第２スイッチング制御により出力を調整することを特徴とする。
【００１１】
請求項２記載の発明は、請求項１の充電装置に関連して、被充電電池の電池電圧を検出する電池電圧検出手段と、電池電圧検出手段の出力に基づき電池が充電装置に接続されていないと判別した時は、前記充電制御手段の出力に基づき前記スイッチング制御手段の第２スイッチング制御により出力を調整するようにしたことを特徴とする。
【００１２】
請求項３記載の発明は、請求項１の充電装置に関連して、電池状態検出手段の前記電池電圧検出手段及び前記電池温度検出手段の出力に基づき前記スイッチング制御手段の第１スイッチング制御により出力を調整するか、スイッチング周波数を前記第１スイッチング制御より下げた前記スイッチング制御手段の第２スイッチング制御により出力を調整するかを判別するようにしたことを特徴とする。
【００１３】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の一実施形態を示す回路図である。図において、１は交流電源、２は複数の充電可能な素電池を直列に接続した電池パックであって、素電池に接触ないし近接して設けられたサーミスタ等の温度検出素子２ａを装備している。３は電池パック２に流れる充電電流を検出する電流検出抵抗、４は充電電流を設定する充電電流設定手段であって、マイコン５０の出力ポート５６からの信号に対応して演算増幅器６２の反転入力端に印加する電圧値を変えるものである。７はＦＥＴからなるスイッチング素子であり、高周波トランス８０の１次巻線８１との直列回路で構成されている。８は高周波トランス８０の１次巻線８１に連なる共振用コンデンサであり、１次巻線８１の蓄積エネルギーの放出終了後に１次巻線８１のインダクタンスと共振回路を形成する。１０は全波整流回路１１と平滑用コンデンサ１２からなる１次側整流平滑回路、２０はダイオード２１、平滑用コンデンサ２２からなる２次側整流平滑回路であり、ダイオード２１はスイッチング素子７のオフ期間にオンになる方向性を有する。３０はダイオード３１、平滑用コンデンサ３２からなる整流平滑回路であり、オン・オフ制御回路１０１の電源電圧を得るため及びスイッチング素子７のターンオン時の共振動作を安定化させ、スイッチングロスを低減させるるための遅延制御を行うものである。４０は抵抗４１、４２からなる電池電圧検出手段で電池パック２の端子電圧を分圧する。５０は演算手段（ＣＰＵ）５１、ＲＯＭ５２、ＲＡＭ５３、タイマ５４、Ａ／Ｄコンバータ５５、出力ポート５６、リセット入力ポート５７からなるマイコンである。６０は演算増幅器６１、６２、抵抗６３〜６６、ダイオード６７からなる充電電流制御手段、７０はダイオード７１、平滑コンデンサ７２、７３、３端子レギュレータ７４、リセットＩＣ７５からなる第２整流平滑回路で、マイコン５０、充電電流制御手段６０等の電源となる。リセットＩＣ７５はマイコン５０を初期状態にするためにリセット入力ポート５７にリセット信号を出力する。８０は１次巻線８１、２次巻線８２、補助巻線８３、８４からなる高周波トランスであり、１次巻線８１に対し２次巻線８２、３次巻線８３は逆極性の構成で、４次巻線８４は同極性である。９０は抵抗９１と抵抗９２からなる電池温度検出手段であり、５Ｖの定電圧源から連なる抵抗９１と、抵抗９２と温度検出素子２ａとによって分圧された電圧をマイコン５０のＡ／Ｄコンバータ５５に入力し電池パック２の電池温度を検出する。１００はオン・オフ制御回路１０１、充電電流制御信号伝達手段１０３、抵抗１０４〜１０８、ダイオード１０９、１１０、コンデンサ１１１、１１２からなるスイッチング制御手段であり、オン・オフ制御回路１０１は電源端子１０１ａ、グランド端子１０１ｂ、フィードバック端子１０１ｃ、制御パルス出力端子１０１ｄを有する。１２０はスイッチング制御方法を切り換えるスイッチング制御切換手段であり、スイッチングのオン・オフの切り換え時を共振動作で行い周波数制御により出力を調整するスイッチング制御と、スイッチング周波数を上記スイッチング制御より下げオン時間を制御することにより出力を調整するスイッチング制御の一つの方法であるスイッチング時のオフ時間を固定しオン時間を制御することにより出力を調整するスイッチング制御のどちらかに切り換える。１３０はツェナーダイオード１３１、抵抗１３２、ダイオード１３３からなる定電圧制御回路であり、電池パック２が充電装置に接続されていない時にツェナーダイオード１３１がブレイクする電圧で充電電流制御信号伝達手段であるフォトカプラ１０３を介しフィードバック端子１０１Ｃに帰還をかけ、電池パック２の充電時の電圧より大きい電圧で定電圧制御を行う。そのため、ツェナーダイオード１３１は上述したように大きなツェナー電圧のものを使用する。
【００１４】
図１のオン・オフ制御回路１０１は、図２に示すブロック図で構成されている。２０１は電源端子１０１ａからの入力電圧を定電圧化する定電圧回路、２０２は制御パルス出力端子１０１ｄを介してスイッチング素子７を駆動するためのドライブ電圧を出力するドライブ回路、２０３はドライブ回路２０２を介してスイッチング素子７をオン・オフさせる制御パルス信号を出力する発振回路、２０４は第１比較器、２０５は第２比較器であり、フィードバック端子１０１ｃに印加された電圧をそれぞれ所定の電圧値と比較し、比較器２０４、２０５の出力に応じて発振回路２０３は、２次側整流平滑回路の出力電圧を制御するスイッチング素子７の制御パルス幅に対応する制御パルス信号の出力を制御する。２０６はコンデンサ、２０７は抵抗であり、スイッチング時のオフ時間を固定しオン時間を制御することにより出力を調整するスイッチング制御において、コンデンサ２０６、抵抗２０７の放電時定数でオフ時間を固定する。２０８はスイッチング素子７のドライブ電流を制限する制限抵抗、２０９は所定の電圧値Ｖｔｈ（１）を発生する基準電源であり、第１比較器２０４の非反転入力端に印加されている。２１０は所定の電圧値Ｖｔｈ（２）（  Ｖｔｈ（２）＞  Ｖｔｈ（１））を発する基準電源であり、第１比較器２０５の非反転入力端に印加されている。
【００１５】
次に本発明の実施形態に係わるスイッチング電源の動作に関し、まず２次側整流平滑回路２０が軽負荷時の時のスイッチング制御であるスイッチング時のオフ時間を固定しオン時間を制御することにより出力を調整する第２スイッチング制御について、図１、図２及び図３の動作波形を参照して説明する。
【００１６】
ＡＣ電源１が投入されると、起動抵抗１０４を介して整流平滑回路３０のコンデンサとオン・オフ制御回路１０１の電源端子１０１ａに接続されスイッチング電源は起動する。
また、マイコン５０は出力ポート５６よりスイッチング制御切換手段１２０を介し高周波トランス８０の３次巻線８３の出力電圧から、ダイオード１０９、抵抗１０８、ダイオード１１０を介してオン・オフ制御回路１０１のフィードバック端子１０１ｃへの接続を切り離すことにより、オン・オフ制御回路１０１のフィードバック端子１０１ｃに入力される電圧をＶｔｈ（１）以下にし、必ず第２スイッチング制御で電源制御を行うようにする。
【００１７】
出力の制御方法は充電電流を電流検出抵抗３により検出し、この充電電流に対応する電圧と、マイコン５０の出力ポート５６の出力に応じて充電電流設定手段４の出力による充電電流設定基準値との差を充電電流制御手段６０より、スイッチング制御手段１００の充電電流制御信号伝達手段１０３を介してオン・オフ制御回路１０１のフィードバック端子１０１ｃに帰還をかける。すなわち図３のコンデンサ１１１の両端電圧に示すように、充電電流制御信号伝達手段１０３を流れるフィードバック電流が抵抗１０６に流れ、これによって生じる電圧（直流バイアス分）に、スイッチング素子７に流れる電流（ＩＤ）によって抵抗１０７に生じる電圧降下がフィードバック端子１０１ｃに印加され、この電圧が第１比較器２０４の基準電圧Ｖｔｈ（１）に達すると第１比較器２０４が動作し、発振回路２０３はドライブ回路２０２にスイッチング素子７をオフする信号を出力しスイッチング素子７をオフさせる。また図３のコンデンサ２０６の両端電圧波形に示すように、スイッチング素子７がオフするとコンデンサ２０６の充電が解除され、内部の抵抗２０７により放電を開始し、その両端電圧はコンデンサ２０６と抵抗２０７の放電時定数によって決まる傾きで降下する。コンデンサ２０６の両端電圧が所定値（Ｖ２）まで下がると発振回路２０３の出力は再び反転し、スイッチング素子７をオンさせる。この充電電流制御信号伝達手段１０３を流れるフィードバック電流が抵抗１０６に流れ、これによって生じる電圧（直流バイアス分）の制御により出力を調整する。ここで図２のオン・オフ制御回路１０１の内部コンデンサ２０６と抵抗２０７の固定時間がスイッチング素子７のオフ時間ｔ１になり、軽負荷時に対応する制御方式とするためにはオフ時間は約５０μｓｅｃ程度に調整すれば、スイッチング周波数は低周波になり、単純にスイッチング素子７のオンする時間を低減できるので、結果として軽負荷に対応したスイッチング制御になりスイッチング効率は向上する。当然のことではあるが、スイッチング周波数を低周波にすることにより、出力が大きい時には、逆にスイッチング素子７に流れるピーク電流は大きくなるのでスイッチング効率は低下する。
【００１８】
引き続き、２次側整流平滑回路３０の負荷に大きい時に対応するスイッチング制御の一つであるスイッチングのオン・オフの切り換え時を共振動作で行い周波数制御により出力を調整する第１スイッチング制御について図１、図２及び図４の動作波形を参照して説明する。
【００１９】
ここで説明する共振動作とは、図４の１次巻線８１の電圧（Ｖ８１）及びスイッチング素子７の両端電圧（ＶＤＳ）に示すように、スイッチング素子７をターンオンさせるタイミングをトランスがエネルギーを放出した後の電圧共振波形のボトム点すなわち高周波トランス８０の１次巻線８１のインダクタンス（Ｌ８１）と共振コンデンサの容量（Ｃ８）で決まる共振周波数の１／２周期と一致させることである。
【００２０】
まず、起動抵抗１０４を介して整流平滑回路３０のコンデンサとオン・オフ制御回路１０１の電源端子１０１ａに接続されスイッチング電源は起動する。
【００２１】
またマイコン５０は、電池パック２への電力供給が所定値以上と判別した時、出力ポート５６よりスイッチング制御切換手段１２０を介して高周波トランス８０の３次巻線８３の出力電圧から、ダイオード１０９、抵抗１０８、ダイオード１１０を介してオン・オフ制御回路１０１のフードバック端子１０１ｃへ接続する。そして出力の制御方法は上述のスイッチング時のオフ時間を固定しオン時間を制御することにより出力を調整するスイッチング制御方式と同様に充電電流を電流検出抵抗３により検出し、この充電電流に対応する電圧と、マイコン５０の出力ポート５６の出力に応じて充電電流設定手段４の出力による充電電流設定基準値との差を充電電流制御手段６０より、スイッチング制御手段１００の充電電流制御信号伝達手段１０３を介してオン・オフ制御回路１０１のフィードバック端子１０１ｃに帰還をかけることにより行われる。但し、フィードバック端子１０１ｃに印加される電圧は、スイッチング制御切換手段１２０を介して高周波トランス８０の３次巻線８３の出力電圧から、ダイオード１０９、抵抗１０８、ダイオード１１０を介してオン・オフ制御回路１０１のフードバック端子１０１ｃへ接続されているため、図４に示すように、スイッチング素子７がオフした時に、３次巻線８３に発生するフライッバック電圧（Ｖ８３）から共振信号が生成される。これにより、フィードバック端子１０１ｃの電圧（Ｖ１０１ｃ）は、図４に示すように、オン・オフ制御回路１０１の第１比較器２０４、第２比較器２０５が動作し（Ｖｔｈ（２）以上）、第２比較器２０５が動作すると発振回路２０３のオフ時間は、基準電圧Ｖｔｈ（１）以上の電圧を保持している間は発振回路２０３の出力によりスイッチング素子７はオフし続ける。この時高周波トランス８０のエネルギー放出が終わっても、フィードバック端子１０１に印加される電圧（共振信号）は遅延回路であるコンデンサ１１２、ダイオード１０９、１１０の作用により直ぐに降下せず、コンデンサ１１１及びコンデンサ１１２に充電された電荷が抵抗１０６とオン・オフ制御回路１０１の内部インピーダンスとの合成インピーダンスによって放電され一定時間後に、基準電圧Ｖｔｈ（１）以下に下がるためである。この一定時間をスイッチング素子７が最も低くなった時にターンオンするようにコンデンサ１１２を調整すればスイッチングロスは低減できる。また共振動作時には負荷の変動に応じ周波数制御を行うので、負荷が軽くなるに従い周波数は高くなる。それ故、軽負荷時には逆にスイッチングロスが増加するが、先に述べたオフ時間を固定しオン時間を制御することにより出力を調整する第２スイッチング制御とスイッチングのオン・オフの切り換え時を共振動作で行い周波数制御により出力を調整する第１スイッチング制御を併用することにより、図５に示すようにスイッチング効率の向上が図れる。
【００２２】
この上記２種のスイッチング制御を可能とするスイッチング電源を充電装置の適応する場合、電池電圧検出手段４０、電池温度検出手段９０の出力に応じて、電池パック２に供給する電力が所定値以上であればスイッチングのオン・オフ時を共振動作で行い周波数制御により出力を調整する第１スイッチング制御で出力を調整し、また電池パック２に供給する電力が所定値以下であればオフ時間を固定しオン時間を制御する第２スイッチング制御で出力を調整するようにすれば充電装置内のスイッチングロスを少なくすることができる。
【００２３】
特に電池パック２が充電装置に接続されていない待機状態の時に、共振動作による第１スイッチング制御よりスイッチング周波数を低くしたオフ時間を固定し、オン時間を制御する第２スイッチング制御を行えば、電源効率が向上し、省エネ化にも貢献できる。
【００２４】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、電力供給が所定値以上であれば、その電源出力に対応できる第１のスイッチング制御により出力を調整し、また電力供給が所定値以下であればスイッチング周波数を第１スイッチング制御のスイッチング周波数より下げた第２スイッチング制御により出力を調整するようにし、これにより充電装置の電源であるスイッチング電源のスイッチング効率の向上が図れ、特に待機時の省エネ化が図れる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態を示す回路図。
【図２】図１のオン・オフ制御回路の詳細を示すブロック回路図。
【図３】オン・オフ制御回路の各部の状態を示す波形図。
【図４】図１の各部の状態を示す波形図。
【図５】それぞれのスイッチング制御における出力電力に対するスイッチング効率を示す特性図。
【符号の説明】
２は電池パック、７はスイッチング素子、８は共振コンデンサ、４０は電池電圧検出手段、５０はデータの演算、充電の開始停止信号、及びスイッチング制御方式の切換信号を出力する等の機能を持つ充電制御手段としてのマイコン、９０は電池温度検出手段、１００はスイッチング制御手段である。
【図１】
2004173472.tif 000003
【図２】
2004173472.tif 000004
【図３】
2004173472.tif 000005
【図４】
2004173472.tif 000006
【図５】
2004173472.tif 000007