(57)【要約】【課題】受信系の周波数構成を変えずに、複数スロットの送受信動作においても送信周波数近傍のスプリアスを低減しつつ、局部発振手段の数を削減する。【解決手段】送信時には、第１の局部発振手段１で生成される第１の局部発振信号の周波数がＮ／（Ｎ＋１）のとき、分周手段２によりこの周波数をＮ分周し、このＮ分周された信号により変調手段３でベースバンド信号を変調し、変調された信号と前記第１の局部発振信号をアップミキサ４で混合して送信周波数の変調信号に変換する。受信時には、受信信号と第１の局部発振信号とをミキサ１１で混合して第１の中間周波信号に変換し、ＢＰＦ１２でこの第１の中間周波信号の帯域制限を行い、帯域制限された第１の中間周波信号と第２の局部発振信号とをミキサ１４で混合して第２の中間周波信号に変換した後、ＢＰＦ１５でこの第２の中間周波信号の帯域制限を行い、更にリミッタ１６でリミッタをかけて復調する。【選択図】　図１
2004023653.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
アンテナから入力された受信信号を入力する受信系と、同アンテナから送信する送信周波数の変調信号を出力する送信系とを有する無線送受信装置であって、
前記送信系は、第１の局部発振信号を発生する第１の局部発振手段と、
前記第１の局部発振信号の周波数がＮ／（Ｎ＋１）の時、この周波数をＮ分周する分周手段と、
前記Ｎ分周された信号をベースバンド信号により変調する変調手段と、
前記変調された信号と前記第１の局部発振信号を混合して送信周波数の変調信号に変換する周波数変換手段とを備え、
前記受信系は、前記受信信号を増幅する増幅手段と、
前記増幅された受信信号と前記第１の局部発振手段により発生される局部発振信号を混合して第１の中間周波信号に変換する第１の周波数変換手段と、
前記第１の中間周波信号の帯域制限を行う第１のフィルタ手段と、
第２の局部発振信号を発生する第２の局部発振手段と、
前記帯域制限された第１の中間周波信号と前記発生された第２の局部発振信号を混合して第２の中間周波信号に変換する第２の周波数変換手段と、
前記第２の中間周波信号の帯域制限を行う第２のフィルタ手段と、
を備えることを特徴とする無線送受信装置。
【請求項２】
前記第１の中間周波信号の周波数がほぼ２４３．９５ＭＨｚ、前記第２の中間周波信号の周波数がほぼ１０．８ＭＨｚの時、前記第１の局部発振手段の発振周波数を送信周波数の６／７とし且つ、前記分周手段の分周数を６とすることを特徴とする請求項１に記載の無線送受信装置。
【請求項３】
前記アンテナの一端に送信信号及び受信信号の帯域を制限するバンドパスフィルタを挿入することを特徴とする請求項１又は２に記載の無線送受信装置。
【請求項４】
前記第２の局部発振手段は送信時に動作を停止させることを特徴とする請求項１に記載の無線送受信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＰＨＳ（商標）などで用いられるＴＤＭＡ（Ｔｉｍｅ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ａｃｃｅｓｓ）−ＴＤＤ（Ｔｉｍｅ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｄｕｐｌｅｘ）方式の無線送受信装置に係り、特に送信時のスプリアスを低減する技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来のＴＤＭＡ−ＴＤＤ方式の構成例として、特開平５−２０６９１７号公報に示された「時分割二重方式又は時分割多元接続／時分割二重方式の無線送受信装置」を図４及び図５を用いて説明する。この無線送受信装置は基地局との間で通信を行う際に、送信スロットで基地局に対し送信を行い、受信スロットで基地局の受信を行う。
【０００３】
先ず、図４において従来の受信系を説明する。送受信兼用のアンテナ１０１からの受信信号（その回線周波数をＦ０とする）が送受切替スイッチ１０２を通してバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１０３に供給される。バンドパスフィルタ１０３の出力は低雑音増幅器（ＬＮＡ）１０４を通して混合器（ミキサ）１０５に供給される。混合器１０５において、受信信号はバンドパスフィルタ１１４から入力される周波数ＦＬのチャンネル選択用の局部発振信号と混合され、その混合信号をバンドパスフィルタ１０６に供給することにより、周波数がＦｉ１の第１の中間周波信号が得られる。この第１の中間周波信号が混合器１０７に供給され、ここで局部発振器１０８から供給される局部発振信号と混合され、その混合出力がバンドパスフィルタ１０９に供給されて周波数がＦｉ２の第２の中間周波信号に変換される。この第２の中間周波信号は出力端子１１０から図示を省略した復調器に供給される。
【０００４】
ここで、上記の混合器１０５に供給される周波数ＦＬの信号は以下のように生成される。即ち、チャンネル選択用周波数シンセサイザ１１１からの周波数がＦｓ２の局部発振信号と、受信系及び送信系に共通のチャンネル選択用周波数シンセサイザ１１２からの周波数がＦｓ１〔＝（Ｎ／Ｍ）Ｆ０〕の局部発振信号が混合器１１３に供給されて混合され、その混合出力が上述のバンドパスフィルタ１１４に供給され、そのバンドパスフィルタ１１４より、上述の周波数がＦＬの周波数信号が得られる。
【０００５】
次に、従来の送信系を説明する。周波数シンセサイザ１１２からの周波数がＦｓ１〔＝（Ｎ／Ｍ）Ｆ０〕の局部発振信号が、分周器１１５に供給され、分周比１／Ｎにより分周される。この分周された周波数（１／Ｍ）Ｆ０の周波数信号が逓倍器１１６に供給されて逓倍比Ｍで逓倍され、その出力がバンドパスフィルタ１１７に供給される。これにより、バンドパスフィルタ１１７から周波数がＦ０の搬送波信号が得られ、直交変換器１１８に供給される。
【０００６】
直交変換器１１８には、入力端子１１９、１２０からの２系列のベースバンド信号Ｉ、Ｑが供給されて位相差が９０度の搬送波信号を変調し、その各被変調信号を合成して被直交変調信号が得られる。この被直交変調信号は電力増幅器１２１により電力増幅された後、送受切替スイッチ１０２を介してアンテナ１０１に供給されて送信される。
【０００７】
ここで、特に、送信系の分周器１１５は送信時のみアクティブで、受信時はディスエーブル状態とされるように制御される。これにより、自局の受信時に送信部からの妨害を受けないことになる。これを図５を用いて以下に説明する。
【０００８】
この従来例は、ＴＤＭＡ−ＴＤＤ方式の場合であるので、図５（ａ）に示す如く、送信スロットＴ１〜Ｔ４及び受信スロットＲ１〜Ｒ４でスロットが構成される。また図５（ａ）に示す如く、自局の送信及び受信スロットをそれぞれＴ１、Ｒ１とすると、自局の送信スロットＴ１では、図５（ｆ）に示す如く、分周器１１５に対する電源電圧はオンとされる。しかし、自局のスロットがＴ１、Ｒ１であるため、スロットＴ２からＲ４までの区間では、図５（ｆ）に示す如く、分周器１１５に対する電源電圧はオフされて分周器１１５の機能は停止する。このため、周波数がＦｓ１／Ｎの周波数信号は発生せず、従って、周波数がＦ０の周波数信号も発生しない。こうして、受信スロットＲ１では送信系からの干渉を防ぐことができる。
【０００９】
送信系では、周波数Ｆ０に最も近い周波数Ｆ０±（Ｆｓ１／Ｎ）のスプリアスが発生する。ここで、Ｆ０＝１．９２ＧＨｚ、後述する受信系の第１中間周波数Ｆｉ１設定の関係から、Ｎ＝４、Ｍ＝５とすると、スプリアスの周波数Ｆ０±（Ｆｓ１／Ｎ）〔＝Ｆ０±Ｆ０／Ｍ〕は、Ｆ０±３８４ＭＨｚと成り、バンドパスフィルタ１１７に対する要求性能は余り高くなくて済むため、バンドパスフィルタ１１７の小型化、低価格化が可能になる。又、受信系の第１中間周波数Ｆｉ１に等しい間隔のスプリアス波は発生せず、同一の第１中間周波数Ｆｉ１を使用している他局への妨害を無くすことができる。
【００１０】
次に、受信系では、局部周波数としてＦＬ＝Ｆ０−Ｆｉ１が必要となるが、これは上述したように、２個の周波数シンセサイザ１１１、１１２の各発振信号を混合して得ている。従って、局部周波数ＦＬはＦＬ＝Ｆｓ１＋Ｆｓ２となる。従って、これを変形すると、Ｆｓ２＝ＦＬ−Ｆｓ１となる。ここで、ＦＬ＝Ｆ０−Ｆｉ１であるから、周波数Ｆｓ２はＦｓ２＝Ｆ０−Ｆｉ１−Ｆｓ１＝（１−Ｎ／Ｍ）Ｆ０−Ｆｉ１となる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
ところが図４に示した従来例において、チャネル選択用周波数シンセサイザ１１２の出力信号は、混合器１１３を介してチャネル選択用周波数シンセサイザ１１１に接続している経路が存在しており、且つ図５（ａ）のタイミングチャートの示す通り、スロットＴ１とＲ１における送受信動作のみでなく、スロットＴ４とＲ４も動作する等の複数スロットの送受信動作をした際に、ＬＮＡ１０４、混合器１０５、混合器１０７、混合器１１３の動作にプリヒート時間を必要とする。
【００１２】
それ故、Ｒ１スロット受信時には、Ｔ４スロットにおいてｄｔ時間ＬＮＡ１０４、混合器１０５、混合器１０７、混合器１１３が動作する。また受信系の第１中間周波数Ｆｉ１を一般的な１．９ＧＨｚ帯の無線送受信装置に利用されている周波数の２４３．９５ＭＨｚとすると、Ｆｓ２＝（１−Ｎ／Ｍ）Ｆ０−２４３．９５ＭＨｚの関係式より、Ｆｓ２は正の周波数以外とりうることができないので、（１−Ｎ／Ｍ）Ｆ０＞２４３．９５ＭＨｚである必要がある。
【００１３】
そこで、Ｆ０＝１．９２ＧＨｚとすると、１−Ｎ／Ｍ＞０．１２７で、Ｎ／Ｍ＜０．８７２９より、Ｎ／Ｍを４／５と設定し、Ｆ０＝１．９２ＧＨｚとすると、Ｆｓ２の周波数は、Ｆｓ２＝（１−　Ｎ／Ｍ）Ｆ０−２４３．９５ＭＨｚの関係式より、ＦＳ２＝１４０．００５ＭＨｚとなる。
【００１４】
したがって、図４に示す従来例の無線送受信装置の構成の示す通り、送信時、混合器１１３を介してチャネル選択用周波数シンセサイザ１１２とチャネル選択用周波数シンセサイザ１１１が接続されているので、図５（ａ）に示すＴ４スロットのｄｔ時間、混合器１１３が動作し且つ、チャネル選択用周波数シンセサイザ１１２は、Ｔ４スロット以外のＴ１〜Ｔ３区間における混合器１１３の非動作時においても、チャネル選択用周波数シンセサイザ１１１とのアイソレーションを十分確保することができないため、チャネル選択用周波数シンセサイザ１１１の周波数がＦＳ２と、チャネル選択用周波数シンセサイザ１１２の周波数ＦＳ１によって、ｍ×ＦＳ１±ｎ×ＦＳ２（ｍ，ｎ；自然数）の式で求められるスプリアスが発生する。従って、このようなスプリアスを有する信号が直交変調器１１８に入力される。
【００１５】
この際、ＦＳ１とＦ０との関係式はＦＳ１＝（Ｎ／Ｍ）Ｆ０であるので、ｍ×（Ｎ／Ｍ）Ｆ０±ｎ×ＦＳ２で示されるスプリアスが直交変調器１１８の出力に発生する。したがってＦ０＝１．９２ＧＨｚ、Ｎ／Ｍが４／５、Ｆｉ１＝２４３．９５ＭＨｚとすると、ＦＳ２＝１４０．０５ＭＨｚとなり、ｎ＝３の時、スプリアスの発生周波数として１．９５６１５ＧＨｚと、送信周波数１．９２ＧＨｚから約３６ＭＨｚ離調したところにスプリアスが発生するので、ＢＰＦ１１７での抑圧量を確保ができず、アンテナ１０１よりスプリアスとして放出されてしまうという課題がある。
【００１６】
本発明は、上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、受信系の周波数構成を変えずに、複数スロットの送受信動作においても送信周波数の近傍にスプリアスを発生しないようにしてスプリアスを低減でき、しかも、局部発振手段の数を削減できる無線送受信装置を提供することにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
本発明の無線送受信装置は、アンテナから入力された受信信号を入力する受信系と、同アンテナから送信する送信周波数の変調信号を出力する送信系とを有する無線送受信装置であって、前記送信系は、第１の局部発振信号を発生する第１の局部発振手段と、前記第１の局部発振信号の周波数がＮ／（Ｎ＋１）の時、この周波数をＮ分周する分周手段と、前記Ｎ分周された信号をベースバンド信号により変調する変調手段と、前記変調された信号と前記第１の局部発振信号を混合して送信周波数の変調信号に変換する周波数変換手段とを備え、前記受信系は、前記受信信号を増幅する増幅手段と、前記増幅された受信信号と前記第１の局部発振手段により発生される局部発振信号を混合して第１の中間周波信号に変換する第１の周波数変換手段と、前記第１の中間周波信号の帯域制限を行う第１のフィルタ手段と、第２の局部発振信号を発生する第２の局部発振手段と、前記帯域制限された第１の中間周波信号と前記発生された第２の局部発振信号を混合して第２の中間周波信号に変換する第２の周波数変換手段と、前記第２の中間周波信号の帯域制限を行う第２のフィルタ手段と、を備えることを特徴とする。
【００１８】
上記構成では、送信時、第１の局部発振信号の周波数がＮ／（Ｎ＋１）の時、この周波数をＮ分周し、Ｎ分周された信号をベースバンド信号により変調し、この変調信号と前記第１の局部発振信号を混合して送信周波数の変調信号に変換した後、電力増幅してアンテナより送信する。受信時、アンテナからの受信信号を増幅し、増幅された受信信号と前記第１の局部発振手段により発生される局部発振信号を混合して第１の中間周波信号に変換し、この第１の中間周波信号の帯域制限を行い、帯域制限された第１の中間周波信号と第２の局部発振信号を混合して第２の中間周波信号に変換し、この第２の中間周波信号の帯域制限を行い、帯域制限された第２の中間周波信号を復調する。これにより、受信系の周波数構成を変えずに、複数スロットの送受信動作においても送信周波数の近傍にスプリアスを発生しないようにすることができ、また、局部発振手段の数を削減できると共に、既存の受信ＩＦフィルタを使用できるため、上記課題に対する作用効果を有する無線送受信装置を安価に実現可能となる。
【００１９】
また、本発明は、前記第１の中間周波信号の周波数がほぼ２４３．９５ＭＨｚ、前記第２の中間周波信号の周波数がほぼ１０．８ＭＨｚの時、前記第１の局部発振手段の発振周波数を送信周波数の６／７とし且つ、前記分周手段の分周数を６とすることを特徴とする。
【００２０】
上記構成により、送信周波数は、第１の局部発振手段の周波数の６／７と分周手段の出力周波数の１／６とで生成され、スプリアスは送信周波数の１／７の周波数の整数倍のスプリアスのみとなる。したがって、受信系の周波数構成を変えずに、複数スロットの送受信動作においても送信周波数の近傍にスプリアスを発生しないようにすることができ、また、局部発振手段の数を削減できると共に、既存の受信ＩＦフィルタを使用可能となる。
【００２１】
また、本発明は、前記アンテナの一端に送信信号及び受信信号の帯域を制限するバンドパスフィルタを挿入することを特徴とする。
【００２２】
上記構成により、バンドパスフィルタを用いて送信信号からスプリアスを除き、受信信号からは不要成分を除くようにする。このようにアンテナの一端にバンドパスフィルタを挿入することによって、アンテナから送信されるスプリアスを抑圧して低減させることが可能となる。
【００２３】
また、本発明は、前記第２の局部発振手段は送信時に動作を停止させることを特徴とする。
【００２４】
上記構成では、送信時に、第２の局部発振手段は動作せず、電力を消費しない。これにより、消費電力を低減させることができ、電源に電池を用いた場合に、電池寿命を延ばすことが可能となる。
【００２５】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施形態を説明する。
図１は、本発明の一実施形態に係る無線送受信装置の構成例を示したブロック図である。本例の無線送受信装置は、送信周波数と受信周波数が同一であるＴＤＭＡ−ＴＤＤシステムを採用しているものとする。
【００２６】
無線送受信装置は、送信系と受信系とにより構成されている。送信系は、第１の局部発振信号を発生する第１の局部発振手段１と、第１の局部発振手段１の局部発振信号を分周する分周手段２と、分周手段２からの分周信号とＩ、Ｑのベースバンド信号３００が入力される変調手段３と、第１の局部発振手段１からの第１の局部発振信号１００を入力して変調手段３から出力される変調信号の周波数を送信周波数へ変換するアップミキサ４と、アップミキサ４から出力される変調信号の不要なスプリアスを抑圧するための段間バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）５と、ＢＰＦ５から出力される送信周波数の変調信号を増幅する電力増幅器（ＰＡ）６と、電力増幅器（ＰＡ）６から出力された送信周波数の変調信号をＴＯＰ　ＢＰＦ８に入力する送受切替スイッチ７と、送信周波数の変調信号から不要なスプリアスを除去するためのＴＯＰ　ＢＰＦ８と、送信周波数の変調信号を放射するアンテナ９とを有している。
【００２７】
受信系は、無線信号を受信するアンテナ９、アンテナ９から入力された受信信号から不要なノイズを除去するＴＯＰ　ＢＰＦ８、受信信号を低雑音増幅器（ＬＮＡ）１０に入力する送受切替スイッチ７、受信信号を増幅するＬＮＡ１０、第１の局部発振手段１からの局部発振信号１００を入力し、ＬＮＡ１０からの受信信号の周波数を変換して受信系の第１中間周波（ＩＦ）信号を生成するミキサ１１、ミキサ１１の出力信号（第１ＩＦ信号）の帯域制限を行うＢＰＦ１２、第２の局部発振信号２００を発生する第２の局発発振手段１３、第２の局部発振信号２００を入力して前記ＢＰＦ１２から出力される受信第１ＩＦ信号を受信系の第２中間周波（ＩＦ）信号に変換するミキサ１４、ミキサ１４から出力される受信系の第２ＩＦ信号の帯域制限を行うＢＰＦ１５、ＢＰＦ１５から出力される第２ＩＦ信号の振幅レベルを制限するリミッタ１６を有している。
【００２８】
次に本実施形態の動作について図３の複数スロット動作時のＴＤＭＡ−ＴＤＤ動作のタイミングチャートを参照しながら説明する。ここで、図３（ａ）は送信スロットと受信スロットを示し、図３（ｂ）は第１の局部発振手段１の動作タイミングを、図３（ｃ）は第２の局部発振手段１３の動作タイミングを、図３（ｄ）は変調手段３の動作タイミングを、図３（ｅ）はアップミキサ４の動作タイミングを、図３（ｆ）はＰＡ６の動作タイミングを、図３（ｇ）はＬＮＡ１０の動作タイミングを、図３（ｈ）はミキサ１１の動作タイミングを、図３（ｉ）はミキサ１４とリミッタ１６の動作タイミングを示している。
【００２９】
まず、本実施形態の無線送受信装置の動作の前提となることについて説明する。送信周波数および受信周波数が１．８９３６５ＧＨｚ〜１．９１９４５ＧＨｚの範囲で且つ、受信系の第１ＩＦ信号を２４３．９５ＭＨｚとし且つ、受信系の第２ＩＦ信号を１０．８ＭＨｚとすると、受信時にチャネル選択するために必要とされる第１の局部発振手段１の発振周波数範囲は、受信周波数−２４３．９５ＭＨｚの式で計算され、受信時に要求される第１の局部発振手段１の周波数範囲は１．６４９７〜１．６７５５ＧＨｚとなる。
【００３０】
また、送信時、第１の局部発振手段１の設定周波数を送信周波数の６／７に設定すると、第１の局部発振手段１の発振周波数は、送信周波数×６／７の式で計算され、送信時にチャネル選択するために必要とされる第１の局部発振手段１の発振周波数範囲は、１．６２３１２８７５１〜１．６４５２４２８５７ＧＨｚとなり、送信時と受信時におけるチャネル選択における第１の局部発振手段１の上下限範囲として１．６２３１２８５７１〜１．６７５５ＧＨｚとなる。その可変幅は約５２．４ＭＨｚであり、第１の局部発振手段１を周波数シンセサイザで構成する際の電圧制御発振器の電圧制御範囲は最低５２．４ＭＨｚあれば実現でき、一般的な電圧制御発振器を用いて第１の局部発振手段１を実現できる。
【００３１】
まず、本実施形態の無線送受信装置における受信時の動作について説明する。アンテナ９により捕らえられた受信信号はノイズ除去用のＴＯＰ　ＢＰＦ８を経由して、送受切替スイッチ７に入り、ＬＮＡ１０により低雑音増幅される。低雑音増幅された受信信号は次段のミキサ１１に入力され、受信チャネルに選択された第１の局部発振手段１の局部発振信号１００と混合されることにより、受信系の第１のＩＦ周波数の信号に変換される。
【００３２】
この受信系の第１のＩＦ周波数信号は、ＢＰＦ１２により帯域制限されてミキサ１４に入力され、第２の局部発振手段１３の局部発振信号２００と混合されることにより、第２ＩＦ周波数の信号に変換される。この受信系の第２ＩＦ信号は、ＢＰＦ１５により帯域制限された後、リミッタ１６により振幅レベル制限されて図示しない復調器へ出力される。
【００３３】
次に、本実施形態の無線送受信装置における送信時の動作について説明する。前述した通り、第１の局部発振手段１の周波数を送信周波数の６／７とするので、変調手段３に入力する分周手段２の周波数は送信周波数の１／７となる。変調手段３にはＩ、Ｑのベースバンド信号が入力されるため、変調手段３は送信出力の１／７の周波数を搬送波とした変調信号を出力する。変調手段３の次段に接続されたアップミキサ４は、入力される変調信号の周波数を送信周波数へ変換する。
【００３４】
その際、アップミキサ４によって発生するスプリアスは、第１の局部発振手段１の周波数をｆ１、変調手段３の送信出力の１／７の周波数を搬送波とした変調周波数をｆ２とすると、次の式（１）で表される。
スプリアス（周波数）＝ｍ×ｆ１±ｎ×ｆ２　…（１）
但し、ｍ、ｎ＝自然数とする。
【００３５】
ここで、ｆ１とｆ２の関係は、ｆ１＝７×ｆ２となっているのでこれを式（１）に代入すると、次の式（２）のようになる。
スプリアス（周波数）＝ｍ×７×ｆ２±ｎ×ｆ２＝ｆ２×（ｍ×７±ｎ）…（２）
【００３６】
よって送信周波数は、第１の局部発振手段１の周波数の６／７と分周手段３の出力周波数の１／６で生成され、スプリアスは式（２）および図２で示すように発生され、本例ではｆ２つまり送信周波数の１／７の周波数の整数倍のスプリアスのみの発生に抑えることができる。ここで、図２の横軸は周波数を、縦軸は出力レベルを示す。また、図２には、第１の局部発振手段周波数（ＲＦ×６／７周波数）２１、ＲＦ周波数２２、分周手段周波数（ＲＦ×１／７周波数）２３、分周手段のｎ次高周波スプリアス周波数２４、ＴＯＰ　ＢＰＦ妨害波抑圧特性２５、分周手段の７次高周波スプリアス２６を示している。
【００３７】
図２の６次の高調波２１は、第１の局部発振手段１の局部発振周波数に重畳され、また７次の高調波２６は送信周波数（ＲＦ周波数）に重畳され、スプリアスとはならない。従って、図２のＲＦ周波数２２の近傍にはスプリアスは発生していない。
【００３８】
ここで、従来例で課題となった、送信信号（ＲＦ）の近傍に発生するスプリアスについて説明する。図３に示す複数スロット動作時のＴＤＭＡ−ＴＤＤタイミングチャートに示すＴ４スロット区間に入り込んでいる時間ｄｔ（図３（ａ））は、受信時に動作するＬＮＡ１０、ミキサ１１、ミキサ１４、リミッタ１６のプリヒート時間である。
【００３９】
この時間ｄｔが存在しても、本例では変調手段３に接続される局部発振手段は第１の局部発振手段１のみであるため、前述した通り、分周手段２の出力周波数（ＲＦ信号×１／７）の７次の高調波はＲＦ信号１９に重畳されるので、スプリアスとはならない。その他のＲＦに近いスプリアスについては常に送信周波数の１／７の周波数離調した点に発生する。このため、アンテナ９の一端に装備した図１に示す一般的な妨害波特性を示すＴＯＰ　ＢＰＦ８および、アップミキサ４の出力側に装備する段間ＢＰＦ５によって送信周波数帯域に影響を与えずに上記したスプリアスに対して十分な減衰量を確保することができる。
【００４０】
したがって、送信動作では、変調手段３により変調がかけられた搬送波をアップミキサ４により送信周波数へ周波数変換し、段間ＢＰＦ５にて不要なスプリアスを抑圧する。その後、不要なスプリアスが抑圧された送信周波数信号はＰＡ６により所望の出力レベルまで電力増幅される。電力増幅された送信周波数信号は送受切替スイッチ７を経由し、ＴＯＰ　ＢＰＦ８により更に不要な周波数成分が除去された後、アンテナ９より放射される。
【００４１】
本実施形態によれば、ＴＤＭＡ−ＴＤＤ動作するスロットが複数存在する無線送受信装置の場合においても、変調信号を送信周波数に変換するための局部発振信号をアップミキサ４に注入する第１の局部発振手段１を、受信系の第１の中間周波信号を生成するミキサ１１へ注入する局部発振手段と兼用にし且つ、その局部発振周波数を送信周波数の６／７と設定することで、送受信時のチャネル選択する際の局部発振手段１の周波数可変範囲を小さく抑えることができるため、従来３個必要であった局部発振手段の数を２個に低減でき、また、第１、第２の中間周波信号の帯域制限フィルタ１２、１５として既存のフィルタを流用できるため、安価に受信系を構成することができる。
【００４２】
送信系においては、局部発振手段を６分周した周波数（１／７・ＲＦ）の高調波が送信周波数と一致するため、送信周波数近傍にスプリアスを発生させないようにすることができ、アンテナ９から送信するスプリアスを低減させることができる。したがって、１．９ＧＨｚ帯無線送受信装置の一般的な受信の周波数構成を変えることなく、安価に送信周波数の近傍にスプリアスを発生させない１．９ＧＨｚ帯無線送受信装置を実現することができる。
【００４３】
なお、本発明は上記実施形態に限定されることなく、その要旨を逸脱しない範囲において、具体的な構成、機能、作用、効果において、他の種々の形態によっても実施することができる。例えば、上記実施形態では、図３（ｃ）に示すように第２の局部発振手段１３を送受信期間中動作させているが、送信時は動作させないように動作停止することで、省電力化を図ることができる。
【００４４】
上述したように、本実施形態では、第１の局部発振信号の周波数がＮ／（Ｎ＋１）のときに、この周波数をＮ分周すると共に、変調信号を送信周波数に変換するため及び受信信号を第１の中間周波信号に変換するための局部発振手段を共用化することにより、受信系の周波数構成を変えずに、複数スロットの送受信動作においても送信周波数の近傍にスプリアスを発生しないようにすることができる。また、局部発振手段の数を削減できると共に、既存の受信ＩＦフィルタを使用できる。
【００４５】
また、アンテナの一端にバンドパスフィルタを挿入することにより、アンテナから送信されるスプリアスを抑圧して低減させることができる。さらに、送信時に第２の局部発振手段は動作させないようにすることで、消費電力を低減でき、電源に電池を用いた場合に電池寿命を延ばすことができる。
【００４６】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、受信系の周波数構成を変えずに、複数スロットの送受信動作においても送信周波数の近傍にスプリアスを発生しないようにしてスプリアスを低減でき、しかも、局部発振手段の数を削減することができる無線送受信装置を提供することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態に係る無線送受信装置の構成例を示したブロック図
【図２】本実施形態の無線送受信装置におけるスプリアスの発生状況を示した図
【図３】本実施形態の無線送受信装置のＴＤＭＡ−ＴＤＤ動作を説明するタイミングチャート
【図４】従来の無線送受信装置の構成例を示したブロック図
【図５】従来の無線送受信装置のＴＤＭＡ−ＴＤＤ動作を説明するタイミングチャート
【符号の説明】
１　第１の局部発振手段
２　分周手段
３　変調手段
４　アップミキサ
５　段間ＢＰＦ
６　電力増幅器（ＰＡ）
７　送受切替スイッチ
８　ＴＯＰ　ＢＰＦ
９　アンテナ
１０　低雑音増幅器（ＬＮＡ）
１１、１４　ミキサ
１２、１５　ＢＰＦ
１３　第２の局部発振手段
１６　リミッタ
【図１】
2004023653.tif 000003
【図２】
2004023653.tif 000004
【図３】
2004023653.tif 000005
【図４】
2004023653.tif 000006
【図５】
2004023653.tif 000007