(57)【要約】【課題】調光レベルに応じてチョッパ回路とインバータ回路との動作状態をきめ細かく制御しながらも回路構成を簡略化した放電灯点灯装置を提供する。【解決手段】チョッパ回路３は、スイッチング素子Ｑ３のオンオフを制御することにより直流出力電圧が可変になっている。インバータ回路４は、チョッパ回路３から出力される直流電圧を高周波電圧に変換し、コンデンサＣ１とインダクタＬ１とからなる共振回路を介して放電灯Ｌａに高周波電圧を印加する。チョッパ回路３の出力電圧およびインバータ回路４の動作周波数とは、マイコン２０からの制御信号により一括して制御される。マイコン２０は、調光時において定常点灯時よりもチョッパ回路３の出力電圧を低減し、かつインバータ回路４の動作周波数を上昇させるように設定されたテーブルを備える。【選択図】        図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子のオンオフを制御することにより直流出力電圧が可変であるＤＣ−ＤＣ変換回路と、ＤＣ−ＤＣ変換回路から出力される直流電圧を高周波電圧に変換するインバータ回路と、インバータ回路から出力される高周波電圧を放電灯に供給する経路に設けた共振回路と、ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧およびインバータ回路の動作周波数との制御信号を一括して生成するマイコンとを備え、調光時において定常点灯時よりもＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧を低減し、かつインバータ回路の動作周波数を上昇させるように、マイコンにテーブルが設定されていることを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項２】
別に設けたリモコン送信器からのワイヤレス信号を受信するワイヤレス受信部を備え、前記マイコンは、ワイヤレス信号に含まれるデータビット列と前記ＤＣ−ＤＣ変換回路と前記インバータ回路とにそれぞれ与える制御信号を生成するデータとを対応付けた変換テーブルと、変換テーブルから得られたデータに基づいてクロック信号から前記制御信号を生成する出力パルス生成手段とを備えることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項３】
前記マイコンは、前記ワイヤレス受信部から出力されたパルス信号から変換テーブルに照合するデータビット列を抽出する調光信号抽出手段を備えることを特徴とする請求項２記載の放電灯点灯装置。
【請求項４】
前記変換テーブルのうち前記インバータ回路の動作周波数を決める周波数テーブルにおいて、前記放電灯の電流−電圧特性の負特性領域での傾きが最大となる点付近の規定値よりも深い調光レベルの動作周波数と、前記規定値よりも浅い調光レベルの動作周波数とが一対一に対応付けられ、前記マイコンは、前記規定値よりも深い調光レベルが選択されると両動作周波数を周期的に切り替えることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項５】
前記変換テーブルのうち前記インバータ回路の動作周波数を決める周波数テーブルにおいて、前記放電灯の電流−電圧特性の負特性領域での傾きが最大となる点付近の規定値よりも深い調光レベルのすべての動作周波数と、前記規定値よりも浅い調光レベルの一つの動作周波数とが対応付けられ、前記マイコンは、前記規定値よりも深い調光レベルが選択されると前記規定値よりも深い調光レベルの動作周波数と当該動作周波数に対応付けられている前記規定値よりも浅い調光レベルの動作周波数とを周期的に切り替えることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項６】
前記マイコンは、調光レベルに応じて、インバータ回路の動作周波数を変化させる周期と、変化させる期間との少なくとも一方を可変とすることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項７】
前記マイコンは、調光レベルにインバータ回路の動作周波数を複数個ずつ組にして対応付け、選択された調光レベルにおいて組になる動作周波数をサイクリックに選択することを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項８】
前記放電灯の出力を検出する検出手段と、調光レベルと前記放電灯の出力の設定値とを対応付けた設定値記憶手段とが付加され、前記マイコンは、前記インバータ回路の動作周波数を、前記放電灯を選択した調光レベルで点灯させる第１の動作周波数と、前記放電灯の立ち消えを防止する第２の動作周波数とに交互に切り替える機能を有するとともに、前記検出手段により検出した放電灯の出力を設定値記憶手段における設定値に近付けるように前記インバータ回路の第１および第２の動作周波数を更新する機能とを有し、第１の動作周波数と第２の動作周波数とを交互に選択する周期よりも、第１および第２の動作周波数を更新する周期を長く設定していることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項９】
前記マイコンによって前記インバータ回路の動作周波数を切り替えるタイミングが前記マイコンとは別に設けた外部回路からのトリガにより与えられることを特徴とする請求項４ないし請求項６のいずれか１記載の放電灯点灯装置。
【請求項１０】
前記放電灯のランプ電圧を検出するとともにランプ電圧が設定されたしきい値を超えると反転するするランプ電圧検出手段が付加され、前記マイコンは、前記検出手段の出力の反転による割込を受けて前記ＤＣ−ＤＣ変換部および前記インバータ回路の動作を停止させることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項１１】
前記放電灯のランプ電圧を反映した直流電圧を出力するランプ電圧検出手段を備え、前記マイコンには、前記検出手段の出力値に対する正常範囲の上限値と下限値とのいずれかを逸脱すると前記ＤＣ−ＤＣ変換回路および前記インバータ回路の動作を停止させることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項１２】
調光レベルごとに前記上限値および前記下限値を対応付けた設定値記憶手段を備えることを特徴とする請求項１１記載の放電灯点灯装置。
【請求項１３】
前記放電灯の出力を検出する第１の検出手段と、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧を検出する第２の検出手段と、調光レベルに前記放電灯の出力の設定値を対応付けた設定値記憶手段とを備え、前記マイコンは、設定値記憶手段に記憶されている設定値と第１または第２の検出手段による検出値との差分を求め、当該差分の複数回の合計値または平均値を演算し、前記合計値または前記平均値を関数に代入して求めた補正値により、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路に設けたスイッチング素子のオン時間と前記インバータ回路の動作周波数との少なくとも一方を補正し、当該補正を前記差分の合計値または平均値を求める周期で繰り返すことを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、インバータ回路を用いて放電灯に高周波電圧を印加する放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来から提供されているこの種の放電灯点灯装置には、図３５に示すように、直流電圧を高周波電圧に変換するインバータ回路４を備え、インバータ回路４の電源として、交流電源１を整流する整流回路２の出力電圧を昇圧するチョッパ回路（昇圧回路）３を設けた構成が知られている（たとえば、特許文献１参照）。インバータ回路４から出力される高周波電圧は、インダクタＬ１とコンデンサＣ１とからなる直列共振回路に印加され、蛍光灯のような予熱形の放電灯Ｌａが、コンデンサＣ１に流れる電流が放電灯Ｌａのフィラメントの予熱電流となるように、コンデンサＣ１に並列に接続される。つまり、放電灯Ｌａの両フィラメントにおける電源側の一端間にインダクタＬ１を介してインバータ回路４の出力端が接続され、放電灯Ｌａの両フィラメントの非電源側の一端間にコンデンサＣ１が接続される。
【０００３】
チョッパ回路３およびインバータ回路４はともにスイッチング素子を含み、インバータ回路４に設けたスイッチング素子のスイッチング周波数をインバータ制御回路（発振周波数制御回路）５で制御することにより、インバータ回路４から放電灯Ｌａに供給される電力が制御され、チョッパ回路３に設けたスイッチング素子のスイッチング周波数をチョッパ制御回路（昇圧電圧制御回路）６で制御することにより、チョッパ回路３の出力電圧が制御される。
【０００４】
特許文献１に記載の技術では、チョッパ制御回路６はインバータ制御回路５に連動しており、インバータ回路５の動作周波数（インバータ回路４に設けたスイッチング素子のスイッチング周波数）を高くすることによって放電灯Ｌａに供給電力を低減させ調光を深くしたときに、コンデンサＣ１に流れる電流（つまり、フィラメントに流れる電流）の増加を抑制するために、チョッパ回路３の出力電圧を低下するようにチョッパ制御回路６を動作させている。つまり、図３６に示すように、インバータ制御回路５の発振周波数が高くなるほど（インバータ回路４のスイッチング周波数が高くなるほど）チョッパ回路４の出力電圧を低下させるように、インバータ回路４の動作周波数とチョッパ回路５の出力電圧との関係が設定されている。
【０００５】
放電灯点灯装置の他の構成例としては、図３７に示すように、赤外線を媒体とするワイヤレス信号によって放電灯Ｌａの点灯状態を制御するリモコン制御式の放電灯点灯装置が知られている。すなわち、図３５に示す構成にワイヤレス信号を処理する構成を付加したものであって、図示例では、インバータ制御回路５から出力される制御信号をインバータ回路４に設けたスイッチング素子を制御可能な電圧に変換するレベルシフト回路を含んだドライバ回路７を、インバータ制御回路５とインバータ回路４との間に設けた構成を示している。
【０００６】
ワイヤレス信号を処理する構成としては、別に設けたリモコン送信器からの赤外線を媒体とするワイヤレス信号を受信するワイヤレス受信部１１と、ワイヤレス受信部１１で受信したワイヤレス信号に含まれるヘッダやトレーラを除去して制御用のパルス信号を取り出すマイクロコンピュータからなる信号処理部１２と、信号処理部１２から出力されたパルス信号を電圧に変換するパルス幅−電圧変換部１３とを備える。パルス幅−電圧変換部１３から出力される電圧はインバータ制御回路５に入力され、インバータ制御回路５では入力された電圧に応じてインバータ回路４の動作周波数を変化させる。
【０００７】
さらに具体的に説明する。図３８（ａ）は信号処理部１２から出力されるパルス信号を示しており、このパルス信号は、放電灯Ｌａへの供給電力（調光量）をパルス幅に対応付けた信号であって、図３８における期間ｔ０〜ｔ１では期間ｔ２〜ｔ３よりも調光が浅い（供給電力が大きく光出力が大きい）状態を示している。つまり、放電灯Ｌａへの供給電力を大きくするにはワイヤレス信号に含まれるパルス信号のオン期間（Ｈレベルの期間）を長くする（周波数は一定）。パルス幅−電圧変換部１３は、図３８（ｂ）のように、入力されるパルス信号のオン期間が長いほど出力電圧が低くなるように構成してある。また、インバータ制御回路５は、図３８（ｃ）のように、パルス幅−電圧変換部１３からの入力電圧が低いほど発振周波数（インバータ回路４の動作周波数）が低くなるように構成してあり、パルス信号のオン期間長いほど（オンデューティが大きいほど）放電灯Ｌａへの供給電力が大きくなる。また、インバータ制御回路５とチョッパ制御回路６とは連動しているから、インバータ回路４の動作周波数が高くなると、チョッパ回路３の出力電圧は低下する。なお、信号処理部１２を動作させるクロック信号はインバータ制御回路５の発振周波数とは異なっており同期もしていないが、上述のようにパルス信号を直流電圧に変換していることにより、信号処理部１２とインバータ制御回路５とは個別に動作させることができる。
【０００８】
放電灯点灯装置のさらに別の例として、図３９に示す構成も提案されている（たとえば、特許文献２参照）。図示例では、インバータ回路４の入力電源を直流電源ＤＣとして示してあり、またコンデンサＣ１は、一方のフィラメントの非電源側の一端と他方のフィラメントの電源側の一端との間に接続してある。さらに、インバータ回路４としてシングルエンドのハーフブリッジ形を用いており、したがって直流カット用のコンデンサＣ０を付加してある。
【０００９】
図３９に示す構成では、放電灯Ｌａの光出力を変化させるためにインバータ制御回路（周波数決定回路）５に対して、調光信号とともに変調信号を入力しており、調光信号のレベルに応じて周波数が決定された被変調信号を正弦波の変調信号によって周波数変調する構成を採用している。この構成では、インバータ回路４の動作周波数が高い状態と低い状態とを交互に繰り返すから、放電灯Ｌａに流れる電流も変調信号によって時間とともに変化し、調光レベルが深い状態や低温条件下において、放電灯Ｌａをちらつきなく点灯維持させることが可能になる。
【００１０】
【特許文献１】
特開平５−２５８８８９号公報
【特許文献２】
特開平７−１３０４８７号公報
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、図３５、図３７に示した構成では、インバータ制御回路５とチョッパ制御回路６とを連動させ、インバータ回路４の動作周波数とチョッパ回路３の出力電圧との関係が一対一に対応付けられているものであるから、チョッパ回路３の出力電圧とインバータ回路４の動作周波数とを独立して制御することができず、放電灯Ｌａの点灯条件に合わせてチョッパ回路３の出力電圧とインバータ回路４の動作周波数とを、連携させながらもきめ細かく制御することができないという問題がある。たとえば、チョッパ回路３の出力電圧を一定に保った状態でインバータ回路４の動作周波数のみを変化させることによって、調光量を変化させるような制御は行うことができない。また、インバータ制御回路５とチョッパ制御回路６とを別回路として構成すると、ノイズの影響を受けやすく、チョッパ回路３の出力電圧やインバータ回路４の動作周波数を精度よく制御するのが困難になる。
【００１２】
さらに、図３７に示した構成では、ワイヤレス信号を処理する構成を付加してあり、ワイヤレス信号において調光レベルを指示するパルス信号のオンデューティを直流電圧に変換した後に、インバータ回路４の動作周波数に変換するから、２回の変換によって比較的大きい変換誤差が生じ、リモコン送信器から送信したワイヤレス信号によって指定した調光レベルと放電灯Ｌａの調光レベルとにずれが生じやすくなる。また、ワイヤレス信号を処理する構成を付加することによって、部品点数が増加するものであるから、実装スペースが大きくなり、コスト増につながるという問題もある。
【００１３】
図３９に示した構成では、インバータ制御回路５に対して調光信号のほかに変調信号を入力する必要があるから、インバータ制御回路５がノイズの影響を受けやすくなるという問題が生じる。しかも、インバータ制御回路５には、調光信号に応じて被変調信号を生成し、被変調信号を変調信号によって変調する回路を必要とするから、回路構成が複雑になりコスト高につながるという問題が生じる。
【００１４】
本発明は上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的は、調光レベルに応じてチョッパ回路とインバータ回路との動作状態をきめ細かく制御しながらも回路構成を簡略化することによって、ノイズの影響を受けにくく、また実装スペースを比較的小さくすることが可能な放電灯点灯装置を提供することにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、スイッチング素子のオンオフを制御することにより直流出力電圧が可変であるＤＣ−ＤＣ変換回路と、ＤＣ−ＤＣ変換回路から出力される直流電圧を高周波電圧に変換するインバータ回路と、インバータ回路から出力される高周波電圧を放電灯に供給する経路に設けた共振回路と、ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧およびインバータ回路の動作周波数との制御信号を一括して生成するマイコンとを備え、調光時において定常点灯時よりもＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧を低減し、かつインバータ回路の動作周波数を上昇させるように、マイコンにテーブルが設定されていることを特徴とする。
【００１６】
この構成によれば、１つのマイコンによりＤＣ−ＤＣ変換回路とインバータ回路と一括して制御することにより、部品点数の削減による低コスト化の実現が可能になる。しかも、マイコンに設けたテーブルによりＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧とインバータ回路の動作周波数との組合せを制御することができるから、放電灯点灯時における、予熱、始動、定常点灯、調光などの各動作状態に合わせた適切な制御が可能になる。また、インバータ回路の動作周波数を高くして放電灯の光出力を低減する際にＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧も低減するから、配光用点灯装置として好適な放電灯点灯装置を提供することができる。
【００１７】
請求項２の発明では、請求項１の発明において、別に設けたリモコン送信器からのワイヤレス信号を受信するワイヤレス受信部を備え、前記マイコンは、ワイヤレス信号に含まれるデータビット列と前記ＤＣ−ＤＣ変換回路と前記インバータ回路とにそれぞれ与える制御信号を生成するデータとを対応付けた変換テーブルと、変換テーブルから得られたデータに基づいてクロック信号から前記制御信号を生成する出力パルス生成手段とを備えることを特徴とする。
【００１８】
この構成によれば、ワイヤレス信号の各調光レベルに対応するインバータ回路の動作周波数やＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧をデジタル処理によって一義的に決定することができるので、リモコン送信器から送信された制御情報を放電灯の動作状態の制御にそのまま反映させることができ、ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧およびインバータ回路の動作周波数に誤差がほとんど生じないのである。
【００１９】
請求項３の発明では、請求項２の発明において、前記マイコンは、前記ワイヤレス受信部から出力されたパルス信号から変換テーブルに照合するデータビット列を抽出する調光信号抽出手段を備えることを特徴とする。
【００２０】
この構成によれば、リモコン送信器から送信された調光レベルを放電灯の動作状態の制御にそのまま反映させることができ、ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧およびインバータ回路の動作周波数に誤差がほとんど生じないのである。しかも、１個のマイコンによってＤＣ−ＤＣ変換回路およびインバータ回路だけではなく、ワイヤレス信号の受信処理も行うので部品点数の削減につながる。
【００２１】
請求項４の発明では、請求項１の発明において、前記変換テーブルのうち前記インバータ回路の動作周波数を決める周波数テーブルにおいて、前記放電灯の電流−電圧特性の負特性領域での傾きが最大となる点付近の規定値よりも深い調光レベルの動作周波数と、前記規定値よりも浅い調光レベルの動作周波数とが一対一に対応付けられ、前記マイコンは、前記規定値よりも深い調光レベルが選択されると両動作周波数を周期的に切り替えることを特徴とする。
【００２２】
この構成によれば、複雑な回路構成や複雑な制御を必要とすることなく、深調光時において、インバータ回路の動作周波数の切替が可能になり、深調光時の立ち消え対策が行える。
【００２３】
請求項５の発明では、請求項１の発明において、前記変換テーブルのうち前記インバータ回路の動作周波数を決める周波数テーブルにおいて、前記放電灯の電流−電圧特性の負特性領域での傾きが最大となる点付近の規定値よりも深い調光レベルのすべての動作周波数と、前記規定値よりも浅い調光レベルの一つの動作周波数とが対応付けられ、前記マイコンは、前記規定値よりも深い調光レベルが選択されると前記規定値よりも深い調光レベルの動作周波数と当該動作周波数に対応付けられている前記規定値よりも浅い調光レベルの動作周波数とを周期的に切り替えることを特徴とする。
【００２４】
この構成によれば、複雑な回路構成や複雑な制御を必要とすることなく、深調光時において、インバータ回路の動作周波数の切替が可能になり、深調光時の立ち消え対策が行える。とくに、深調光時のインバータ回路の動作周波数の切替に際して一方の動作周波数は固定的に設定できるから制御が簡単になる。
【００２５】
請求項６の発明では、請求項１の発明において、前記マイコンは、調光レベルに応じて、インバータ回路の動作周波数を変化させる周期と、変化させる期間との少なくとも一方を可変とすることを特徴とする。
【００２６】
この構成によれば、動作周波数を変化させる周期と動作周波数の変化している期間との少なくとも一方が調光レベルに応じて設定できるから、深調光時においても立ち消えの生じにくい最適な条件で放電灯を点灯させることができる。
【００２７】
請求項７の発明では、請求項１の発明において、前記マイコンは、調光レベルにインバータ回路の動作周波数を複数個ずつ組にして対応付け、選択された調光レベルにおいて組になる動作周波数をサイクリックに選択することを特徴とする。
【００２８】
この構成によれば、動作周波数を切り替える周期を精度よく管理することができ、また動作周波数の組み合わせによって動作周波数を多様に変化させることが可能になる。
【００２９】
請求項８の発明では、請求項１の発明において、前記放電灯の出力を検出する検出手段と、調光レベルと前記放電灯の出力の設定値とを対応付けた設定値記憶手段とが付加され、前記マイコンは、前記インバータ回路の動作周波数を、前記放電灯を選択した調光レベルで点灯させる第１の動作周波数と、前記放電灯の立ち消えを防止する第２の動作周波数とに交互に切り替える機能を有するとともに、前記検出手段により検出した放電灯の出力を設定値記憶手段における設定値に近付けるように前記インバータ回路の第１および第２の動作周波数を更新する機能とを有し、第１の動作周波数と第２の動作周波数とを交互に選択する周期よりも、第１および第２の動作周波数を更新する周期を長く設定していることを特徴とする。
【００３０】
この構成によれば、比較的低性能で安価なマイコンを用いても放電灯の立ち消えを防止しつつランプ出力の安定化が図れ、深調光時の安定点灯が期待できる。
【００３１】
請求項９の発明では、請求項４ないし請求項６の発明において、前記マイコンによって前記インバータ回路の動作周波数を切り替えるタイミングが前記マイコンとは別に設けた外部回路からのトリガにより与えられることを特徴とする。
【００３２】
この構成によればマイコンに設けた変換テーブルの切替タイミングを外部回路により指定することで、深調光時の安定点灯が可能になる。
【００３３】
請求項１０の発明では、請求項１の発明において、前記放電灯のランプ電圧を検出するとともにランプ電圧が設定されたしきい値を超えると反転するするランプ電圧検出手段が付加され、前記マイコンは、前記検出手段の出力の反転による割込を受けて前記ＤＣ−ＤＣ変換部および前記インバータ回路の動作を停止させることを特徴とする。
【００３４】
この構成によれば、ランプ電圧などが急激に変化するような異常状態に迅速に対応して動作を停止することで、異常に対する回路保護が可能になる。
【００３５】
請求項１１の発明では、請求項１の発明において、前記放電灯のランプ電圧を反映した直流電圧を出力するランプ電圧検出検出手段を備え、前記マイコンには、前記検出手段の出力値に対する正常範囲の上限値と下限値とのいずれかを逸脱すると前記ＤＣ−ＤＣ変換回路および前記インバータ回路の動作を停止させることを特徴とする。
【００３６】
この構成によれば、ランプ電圧の緩やかに変化するような異常に対しても、異常に対する回路保護を精度よく行うことができる。
【００３７】
請求項１２の発明では、請求項１１の発明において、調光レベルごとに前記上限値および前記下限値を対応付けた設定値記憶手段を備えることを特徴とする。
【００３８】
この構成によれば、調光レベルに応じた適切なしきい値を設定できるので、全調光範囲にわたって異常に対する回路保護を精度よく行うことができる。
【００３９】
請求項１３の発明では、請求項１の発明において、前記放電灯の出力を検出する第１の検出手段と、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧を検出する第２の検出手段と、調光レベルに前記放電灯の出力の設定値を対応付けた設定値記憶手段とを備え、前記マイコンは、設定値記憶手段に記憶されている設定値と第１または第２の検出手段による検出値との差分を求め、当該差分の複数回の合計値または平均値を演算し、前記合計値または前記平均値を関数に代入して求めた補正値により、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路に設けたスイッチング素子のオン時間と前記インバータ回路の動作周波数との少なくとも一方を補正し、当該補正を前記差分の合計値または平均値を求める周期で繰り返すことを特徴とする。
【００４０】
この構成によれば、処理能力が比較的低いマイコンを用いながらもフィードバック制御を行うことができ、放電灯の出力の安定化が図れる。
【００４１】
【発明の実施の形態】
（実施形態１）
本実施形態は、図１に示すように、商用電源のような交流電源１を全波整流するダイオードブリッジからなる整流回路２を備え、整流回路２の出力をＤＣ−ＤＣ変換回路としての昇圧形のチョッパ回路３により昇圧した後、チョッパ回路３から出力される直流電圧をインバータ回路４により高周波電圧に変換し、インバータ回路４から出力される高周波電圧をインダクタＬ１とコンデンサＣ１とからなる共振回路を介して放電灯Ｌａに印加する構成を有している。すなわち、基本部分の回路構成は図３５に示した従来構成と同様である。
【００４２】
チョッパ回路３は、整流回路２の直流出力端間に接続したコンデンサＣ２と、整流回路２の直流出力端間に接続したインダクタＬ３とスイッチング素子Ｑ３（図示例ではＭＯＳＦＥＴを用いている）との直列回路と、スイッチング素子Ｑ３の両端間に接続したダイオードＤ３とコンデンサＣ３との直列回路とにより構成されている。このチョッパ回路３は、昇圧形のチョッパ回路として周知の構成であって、スイッチング素子Ｑ３のオン期間にインダクタＬ３に蓄積したエネルギを、スイッチング素子Ｑ３のオフ期間にダイオードＤ３を通してコンデンサＣ３に放出することによって、コンデンサＣ３の両端電圧を整流回路２の出力電圧のピーク値よりも昇圧するものである。また、チョッパ回路３の動作から明らかなように、スイッチング素子Ｑ３のオン期間とオフ期間とのいずれにおいてもインダクタＬ３に電流が流れるから、交流電源１から整流回路２に流れ込む電流には実質的に休止期間がなく、このことによって入力電流歪が少ない上に、入力電流の位相が交流電源１の電圧位相にほぼ一致することで、高力率が得られるようになっている。つまり、チョッパ回路３は力率改善回路としても機能している。
【００４３】
インバータ回路４は、コンデンサＣ３の両端間に接続された一対のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２（図示例ではＭＯＳＦＥＴを用いている）の直列回路からなり、一方のスイッチング素子Ｑ２の両端間に直流カット用のコンデンサＣ０とインダクタＬ１とコンデンサＣ１との直列回路が接続され、さらにコンデンサＣ１に対して放電灯Ｌａが並列接続される構成になっている。つまり、インバータ回路４はハーフブリッジ形であって、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオンオフさせることにより、スイッチング素子Ｑ１のオン期間には、コンデンサＣ３−スイッチング素子Ｑ１−コンデンサＣ０−インダクタＬ１−コンデンサＣ１および放電灯Ｌａ−コンデンサＣ３の経路で電流が流れ、スイッチング素子Ｑ２のオン期間には、コンデンサＣ０−スイッチング素子Ｑ２−コンデンサＣ１および放電灯Ｌａ−インダクタＬ１−コンデンサＣ０の経路で電流が流れるように構成されている。
【００４４】
放電灯Ｌａのフィラメントを予熱するために、本実施形態では予熱トランスＴ１を設けてあり、予熱トランスＴ１の１次巻線はコンデンサＣ４と直列接続され、１次巻線とコンデンサＣ４との直列回路はコンデンサＣ０を介してスイッチング素子Ｑ２の両端間に接続される。また、予熱トランスＴ１は２個の２次巻線を備え、各２次巻線はそれぞれ放電灯Ｌａの各フィラメントに接続される。したがって、インバータ回路４の動作周波数を適宜に設定する（比較的高い周波数に設定する）ことによって、コンデンサＣ４を通して予熱トランスＴ１の１次巻線に比較的大きな電流を流すことができ、このとき放電灯Ｌａのフィラメントにも比較的大きい電流が流れるから、放電灯Ｌａの予熱が可能になる。また、インバータ回路４の動作周波数を引き下げると、コンデンサＣ５のインピーダンスが大きくなって予熱トランスＴ１の１次巻線に流れる電流が小さくなり、放電灯Ｌａのフィラメントに流れる電流を低減することができる。このとき、インダクタＬ１とコンデンサＣ１との共振によって放電灯Ｌａに比較的高い電圧が印加されるようにしておけば、放電灯Ｌａを始動することができ、その後、放電灯Ｌａを点灯維持することができる。
【００４５】
ところで、本実施形態では、チョッパ回路３とインバータ回路４とのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３のオンオフをマイクロコンピュータ（以下、「マイコン」と略称する）２０を用いて制御する点に特徴を有している。すなわち、マイコンによって適宜のプログラムを実行することにより、放電灯Ｌａの動作状態に応じてチョッパ回路３の動作（出力電圧）とインバータ回路４との動作（動作周波数）とを種々に組み合わせて制御することを可能としている。チョッパ回路３の出力電圧とインバータ回路４の動作周波数とを種々に組み合わせることを可能とするために、マイコン２０には、チョッパ回路の出力電圧と、インバータ回路４の動作周波数とを対応付けたテーブルを設けてある。具体的には、予熱、始動、定常点灯、調光の各動作モードに応じてチョッパ回路の出力電圧とインバータ回路４の動作周波数との組合せを設定してあり、この設定の一例を示すと表１のようになる。
【００４６】
【表１】
2004355864.tif 000003
【００４７】
図示例では、予熱、始動、定常点灯の各動作モードを時間によって切り替えるように構成されている。つまり、電源が投入されると、マイコン２０ではチョッパ回路３およびインバータ回路４を予熱モードで動作させることにより、放電灯Ｌａのフィラメントに予熱電流を流し、電源投入から１ｓ後に始動モードに切り替える。始動モードでは、放電灯Ｌａに印加する電圧を上昇させて放電灯Ｌａを点灯させ、その後、放電灯Ｌａへの印加電圧を下げ、放電灯Ｌａに流す電流を多くする定常点灯モードに移行するのである。放電灯Ｌａを調光モードで点灯させる場合には、インバータ回路４の動作周波数を定常点灯時よりも上昇させることによって、インダクタＬ１を通して放電灯Ｌａに流れる電流を低減し、このときチョッパ回路３の出力電圧を定常点灯時よりも引き下げる。
【００４８】
上述のように、チョッパ回路３とインバータ回路４との動作をマイコン２０を用いて制御し、しかもテーブルによって両者の関係を設定するから、従来構成のように、チョッパ回路３とインバータ回路４との動作を１つの関係だけで一対一の関係に固定的に設定するのではなく、自由な組合せで設定することができ、結果的に放電灯Ｌａの動作状態に応じたきめ細かな制御が可能になる。しかも、チョッパ回路３とインバータ回路４とをマイコン２０の出力で直接制御するから、従来構成のようにチョッパ制御回路６とインバータ制御回路５とを別途に必要としていた従来構成に比較すると、部品点数が低減されて実装作業が容易になり、しかも部品点数の低減により実装スペースが低減すれることになる。
【００４９】
（実施形態２）
本実施形態は、図１に示した実施形態１の構成に、放電灯Ｌａに印加する電圧と放電灯Ｌａに流れる電流とを監視する構成を付加したものである。すなわち、コンデンサＣ３の両端間に２個の抵抗Ｒ１，Ｒ２の直列回路を接続してあり、チョッパ回路３の出力電圧であるコンデンサＣ３の両端電圧を抵抗Ｒ１，Ｒ２により分圧して、マイコン２０に設けたポートに入力してある。抵抗Ｒ１，Ｒ２により分圧された電圧は放電灯Ｌａへの印加電圧に比例する電圧になる。また、予熱トランスＴ１の１次巻線における低電位側の一端と放電灯Ｌａとの間に１次巻線を挿入したカレントトランスＴ２を設けてランプ電流を検出しており、カレントトランスＴ２の２次出力をマイコン２０に設けたポートに入力することによって、マイコン２０にランプ電流を取り込んでいる。後述するように、マイコン２０では、抵抗Ｒ１，Ｒ２により分圧した電圧がテーブルにより設定した目標値に保たれるようにチョッパ回路３のスイッチング素子Ｑ３を制御し、カレントトランスＴ２の２次出力がテーブルにより設定した目標値に保たれるようにインバータ回路４のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を制御する。
【００５０】
ところで、本実施形態において放電灯Ｌａの電流−電圧特性（以下、ランプ特性という）が図３にＡで示す曲線のようになるものとする。図３にはチョッパ回路３およびインバータ回路４の定数（とくに、インダクタＬ１、コンデンサＣ１、Ｃ５）を一定値として、チョッパ回路３の出力電圧とインバータ回路４の動作周波数との組合せを種々変更した場合の動作例を示している。すなわち、図３においては、チョッパ回路３の出力電圧とインバータ回路４の動作周波数との４種類の組合せを示してあり、それぞれＢ１〜Ｂ４の符号で区別してある。チョッパ回路３の出力電圧とインバータ回路４との動作周波数との組を（出力電圧、動作周波数）として表すと、曲線Ｂ１は（１８０Ｖ、５５ｋＨｚ）、曲線Ｂ２は（２８０Ｖ、１０７ｋＨｚ）、曲線Ｂ３は（１８０Ｖ、９７ｋＨｚ）、曲線Ｂ４は（２８０Ｖ、５５ｋＨｚ）に対応する。以下では、チョッパ回路３の出力電圧とインバータ回路４の動作周波数との組合せによる総合的な電流−電圧特性を点灯回路特性と呼ぶ。
【００５１】
図示する放電灯Ｌａの定格ランプ電流は４００ｍＡ付近（ここでは、４３０ｍＡとする）であり、定格ランプ電流付近においてランプ特性に点灯回路特性が略直交する場合には、無効電流が多く効率が低下することになる。したがって、ランプ特性と点灯回路特性とが交差する角度はできるだけ小さくするのが望ましい。しかしながら、両者が交差しなくなれば放電灯Ｌａが立ち消えすることになる。図示例において曲線Ｂ１は、ランプ電流が４３０ｍＡを満足する交点の得られない点灯回路特性を示している。一方、調光状態では、ランプ特性の傾きが大きくなるから、点灯回路特性の傾きを大きくしなければ立ち消えが生じ、また曲線Ｂ２のようにランプ特性と点灯回路特性との交点が２箇所に隣接して形成されると、いわゆるジャンプ現象を生じるなど放電灯Ｌａの挙動が不安定になってちらつきを生じることになる。
【００５２】
つまり、曲線Ｂ３，Ｂ４のように調光レベルに応じてチョッパ回路３の出力電圧とインバータ回路４の動作周波数との両方の出力を変化させれば、定格点灯時には効率よく動作させることができ、しかも低光束まで調光が可能になる。ただし、調光レベルに応じてチョッパ回路３の出力電圧とインバータ回路４の動作周波数とを個別部品を用いて適正に制御しようとすると、回路構成が複雑になる上に回路規模が大きくなるという問題が生じる。また、従来構成として説明したように小規模の回路構成では適正な制御を行うことは困難である。
【００５３】
そこで、本実施形態ではマイコン２０を用いているのであって、調光レベルに応じてチョッパ回路３の出力電圧とインバータ回路４の動作周波数との両方を制御することによって、複雑な構成の回路を用いたり回路規模が大きくなったりすることなく適正な制御を行うことが可能になる。ここで、放電灯Ｌａを適正に点灯させるようにマイコン２０に設けたテーブルの一例を表２に示す。このように、マイコン２０にテーブルを持たせるだけで、簡単な構成ながら低出力まで調光可能になる。他の構成および動作は実施形態１と同様である。
【００５４】
【表２】
2004355864.tif 000004
【００５５】
（実施形態３）
本実施形態は、図４に示すように、基本的には図１に示した実施形態１の構成に、リモコン送信器から送出される赤外線を伝送媒体としたワイヤレス信号を受信するためのワイヤレス受信部１１を付加したものである。ワイヤレス受信部１１は、フォトダイオードのような受光素子と、増幅回路や波形整形回路のように受光素子の出力からワイヤレス信号に相当するパルス信号を抽出する回路部とを備えるものであって、ワイヤレス受信部１１から出力されるパルス信号をマイコン２０に入力する構成を採用している。また、マイコン２０とインバータ回路４との間には、マイコン２０から出力される制御信号をインバータ回路４に設けたスイッチング素子を制御可能な電圧に変換するレベルシフト回路を含んだドライバ回路７を挿入してある。
【００５６】
ワイヤレス受信部１１から出力されるパルス信号は、マイコン２０の内部においてチョッパ回路３とインバータ回路４とを制御する信号に変換される。すなわち、マイコン２０には従来構成において必要であった信号処理部１２やパルス幅−電圧変換部１３（図３７参照）が不要であって、マイコン２０において、電圧信号のようなアナログ信号を生成することなく、パルス信号からチョッパ回路３およびインバータ回路４を制御する信号をデジタル処理によって直接生成する。ここに、調光に際してはインバータ回路４の動作周波数を高くするとともに、チョッパ回路３の出力電圧を低下させる関係とする。
【００５７】
本実施形態の動作を簡単に説明する。上述したように、ワイヤレス受信部１１において受信したワイヤレス信号に対応するパルス信号は、マイコン２０に直接入力あれ、マイコン２０の内部においてヘッダやトレーラが除去され、ワイヤレス信号に含まれるパルス信号のうち制御用のパルス信号から、マイコン２０のクロック信号を分周した形で２種類の制御信号を生成する。一方の制御信号はインバータ回路４の動作周波数の制御に用いられ、他方の制御信号はチョッパ回路３の出力電圧の制御に用いられる。つまり、リモコン送信器から受信したワイヤレス信号を用いて、チョッパ回路３とインバータ回路４とに用いる２つの制御信号を生成するのである。
【００５８】
ここに、ワイヤレス信号に含まれる制御用のパルス信号のうち、各調光レベルに対応するデータ部分に対応するＨレベルの期間とＬレベルの期間をあらかじめ決めておくことにより、ワイヤレス信号に１対１で対応する制御信号をマイコン２０で生成することが可能になる。その結果、ワイヤレス信号により指示された調光レベルに対応させて、チョッパ回路３の出力電圧とインバータ回路４の動作周波数とを一義的に決めることができるので、リモコンの送信器から送信された調光レベルをチョッパ回路３の出力電圧とインバータ回路４の動作周波数とにそのまま反映させることができ、チョッパ回路３の出力電圧およびインバータ回路４の出力電圧に誤差がほどんど生じないのである。
【００５９】
なお、本実施形態では、チョッパ回路３やインバータ回路４を構成する部品の定数のばらつきを補正する手段については記載していないが、この種の定数のばらつきの補正には、可変抵抗器などによる調整用素子をチョッパ回路３やインバータ回路４に適宜に付加すればよい。このような調整を行った上でマイコン２０による制御を行うことにより、製品ごとのばらつきを抑制することができる。
【００６０】
本実施形態におけるマイコン２０の機能を表すブロック図を図５に示す。マイコン２０にはワイヤレス受信部１１からのパルス信号が入力される調光信号抽出手段２１が設けられ、パルス信号から調光信号のような制御情報に対応するデータビット列（制御用のパルス信号）を抜き出す。このデータビット列は、リモコン送信器から指示されたオンオフの情報あるいは調光レベルの情報を表す。調光信号抽出手段２１の出力は、変換テーブル２２に入力される。変換テーブル２２は、ワイヤレス信号から抽出されるデータビット列にマイコン２０のクロック信号の分周比を対応付けたＲＯＭからなり、ワイヤレス信号から抽出されたデータビット列がパラレルデータまたはシリアルデータの形で変換テーブル２２に照合されることによってクロック信号の分周比が求められる。ここに、変換テーブル２２には、チョッパ回路３に対応するデューティテーブルとインバータ回路４に対応する周波数テーブルとが設けられている。変換テーブル２２により決定された分周比は出力パルス生成手段２３に入力され、出力パルス生成手段２３では入力された分周比に従ってクロック信号を分周する。つまり、出力パルス生成手段２３は、カウンタもしくはタイマを構成しており、チョッパ回路３とインバータ回路４とにそれぞれ与える制御信号のＨレベルの期間とＬレベルの期間と持つパルス信号を生成する。つまり、チョッパ回路３およびインバータ回路４に与える制御信号の周波数とオンデューティとが決定される。さらに、出力パルス生成手段２３から出力されたパルス信号はＰＷＭ出力手段２４を介して、チョッパ回路３とインバータ回路４とにそれぞれ制御信号として与えられる。
【００６１】
出力パルス生成手段２３およびＰＷＭ出力手段２４においてクロック信号からＰＷＭ信号である制御信号を生成する動作について、図６を用いて簡単に説明する。図６（ａ）に示すクロック信号の周波数はＰＷＭ信号の周期に比較して十分に短いが、図６では実際の周期よりも大幅に長周期で示している。
【００６２】
図６において期間ｔ０〜ｔ１は期間ｔ２〜ｔ３よりも放電灯Ｌａへの電力供給が多い場合を示している。時間ｔ０〜ｔ１においては、変換テーブル２２に設けたデューティテーブルから、オン時間が２クロック分、オフ時間が３クロック分となるデータが選択されることによってチョッパ回路３の出力電圧が決定され、変換テーブル２２に設けた周波数テーブルから、分周比が１／８であるデータが選択されることによってインバータ回路４の動作周波数が決定される。同様にして、時間ｔ２〜ｔ３においては、変換テーブル２２に設けたデューティテーブルから、オン時間が１クロック分、オフ期間が３クロック分のデータが選択され、変換テーブル２２に設けた周波数テーブルから、分周比が１／４であるデータが選択される。もっとも実際には、マイコン２０のクロック周波数は８ＭＨｚ以上であって、インバータ回路４の動作周波数を５０ｋＨｚ付近に設定しているから、分周比は１／１６０以下になる。
【００６３】
上述のように、変換テーブル２２において、１つのデータビット列からチョッパ回路３とインバータ回路４とにそれぞれ対応した分周比を生成するから、変換テーブル２２の内容に応じてチョッパ回路３の動作とインバータ回路４の動作とを任意に設定することが可能になる。しかも、変換テーブル２２を用いることによって、アナログ信号を介さずにデータビット列と分周比との対応関係によってデジタルデータによって制御信号を生成するから、リモコン送信器からのワイヤレス信号に対して誤差のほとんど生じない制御信号を生成することが可能になる。
【００６４】
ところで、放電灯Ｌａの電流−電圧特性の負特性領域での傾きが最大となる点付近よりも低い深調光レベルでは、放電灯Ｌａの点灯状態が不安定になり立ち消えしやすくなるから、深調光レベルでは、放電灯Ｌａを安定点灯を維持するために他の調光レベルとは異なる制御が必要になる。本実施形態では、ランプ電流波形の振幅を一定周期で一定期間だけ他の期間よりも大きくすることによって、深調光レベルにおいて放電灯Ｌａの安定点灯を維持するようにしている。
【００６５】
いま、変換テーブル２２に設けた周波数テーブルにおいて、図７のように、調光レベル１〜ｎに分周比Ｘ１〜Ｘｎを対応付けて設定されているものとする。各分周比Ｘ１〜Ｘｎはインバータ回路４の動作周波数ｆ１〜ｆｎに対応する。また、図７において破線Ｄ１で示した規定値よりも深調光レベルであるときに、インバータ回路４の制御を、破線Ｄ１よりも浅調光レベルであるときとは異ならせるものとする。図７では破線Ｄ１よりも深調光レベルであるときの分周比Ｘ１……を、破線Ｄ１よりも浅調光レベルであるときの分周比……Ｘｎに対して一対一に対応付けていることを矢印によって表している。つまり、インバータ回路４は動作周波数ｆ１〜ｆｎを変化させることによって放電灯Ｌａのランプ電流を変化させることができるから、深調光レベルであるときの分周比Ｘ１……と浅調光レベルであるときの分周比……Ｘｎとを一対一に対応付けておき、深調光レベルであるときに、分周比Ｘ１……を選択すると、一定周期で一定期間だけ分周比Ｘ１……に対応する分周比……Ｘｎが選択されるようにしている。
【００６６】
たとえば、分周比Ｘ１は分周比Ｘｎに対応付けられ、調光レベルが１であるときには、分周比Ｘ１（つまり、周波数ｆ１）が選択されるが、一定周期で一定期間ごとに分周比Ｘｎ（つまり、周波数ｆｎ）が選択され、ランプ電流が一定周期で一定期間ごとに大きくなるようにしてある。ここに、深調光レベルと浅調光レベルとを対応付けるために別途に制御テーブルが必要であり、深調光レベルが選択されたときには、当該調光レベルに対応する浅調光レベルが選択され、変換テーブル２２からは両調光レベルに対応する分周比が交互に出力されることになる。分周比Ｘ１を選択する時間をＴ１、分周比Ｘｎを選択する時間をＴ２（＜Ｔ１）とすれば、図８に示すように、インバータ回路４の動作周波数として周波数ｆ１が選択されるときには、一定周期（Ｔ１＋Ｔ２）で一定時間Ｔ２だけ周波数ｆｎが選択される。このような制御によって、インバータ回路４に設けた各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２（図１参照）のオンオフは図９（ａ）（ｂ）のようになり、立ち消え対策が必要な深調光レベルでは、ランプ電流波形は図９（ｃ）のように周波数および振幅が変調され、振幅が周期的に大きくなるので立ち消えを防止することができる。なお、制御テーブルを設ける代わりに、調光レベル１〜ｎを数値で表しておき、破線Ｄ１に対して深調光レベルが選択されたときには、調光レベルの和が、たとえば（ｎ＋１）になるような浅調光レベルを選択するようにしてもよい。このような選択のルールを決めておけば、調光レベル１に対して分周比Ｘ１，Ｘｎが選択され、調光レベル２に対して分周比Ｘ２，Ｘ（ｎ−１）が選択される。
【００６７】
上述した例では、深調光レベルにおいてランプ電流波形の振幅を周期的に変化させるために、周波数テーブルとは別に制御テーブルが必要としていたが、図１０に示すように、周波数テーブルにおいて深調光レベルにおいて、調光レベルに対して、２種類の分周比Ｘ１……、Ｙ１……をあらかじめ設定しておいてもよい。つまり、分周比Ｘ１……と分周比Ｙ１……とは一対一に対応しており、分周比Ｘ１……が選択されるとインバータ回路４の動作周波数が高くなってランプ電流が小さくなり、分周比Ｙ１……が選択されると対応する分周比Ｘ１……が選択されたときよりもインバータ回路４の動作周波数が低くなってランプ電流が大きくなるように、分周比Ｘ１……と分周比Ｙ１……とが対応付けられる。ただし、調光レベルに対して２つの分周比Ｘ１……、Ｙ１……を対応付けるのは、破線Ｄ１よりも深い調光レベルのみである。
【００６８】
深調光レベルにおいてランプ電流波形の振幅を周期的に変化させるために、図７に示した周波数テーブルでは、破線Ｄ１に対して深調光レベルの分周比Ｘ１……を破線Ｄ１に対して浅調光レベルの分周比……Ｘｎと一対一に対応つけていたが、図１１に示すように、多体一に対応させてもよい。要するに、破線Ｄ１に対して深調光レベルであるすべての分周比Ｘ１……を、破線Ｄ１に対して浅調光レベルである１つの分周比Ｘ（ｎ−２）に対応付けるのである。このように決めておけば、深調光レベルにおける分周比の選択を単純化することができる。
【００６９】
上述の例では、２種類の分周比を一定時間Ｔ１，Ｔ２で交互に選択しているが、一般に調光レベルが深いほど立ち消えが生じやすくなるから、調光レベルが深いほどランプ電流の振幅を大きくする周期（Ｔ１＋Ｔ２）を短くし、ランプ電流の振幅を大きくする時間Ｔ２を長くしてもよい。ここに、周期（Ｔ１＋Ｔ２）と時間Ｔ２との少なくとも一方を調光レベルに応じて制御すればよい。このような制御を行うために変換テーブル２２には時間Ｔ１，Ｔ２を調光レベルに対応付けた制御テーブルが必要になる。なお、当然のことながら、立ち消え対策が必要な調光レベルの範囲内であっても立ち消えの生じやすさは異なるので、調光レベルに応じて周期（Ｔ１＋Ｔ２）および時間Ｔ２を選択する必要がある。
【００７０】
周波数テーブルとしては、図１２に概念図として示すように、各調光レベル１〜ｎに、それぞれ３個以上の分周比Ａ〜Ｅを組み合わせて対応付けるようにしてもよい。図示例では、１つの調光レベル１〜ｎに５個の分周比Ａ〜Ｅを組にして対応付けてあり、所定時間ずつ各分周比Ａ〜Ｅが循環的（サイクリック）に選択されるようにしてある。たとえば、立ち消え対策が必要である深い調光レベル１においては、調光レベル１に対する基本の分周比Ａと、分周比Ａよりもランプ電流が大きくなる（インバータ回路４の動作周波数が低くなる）分周比Ｂとを用い、分周比Ａが４回選択される間に分周比Ｂが１回選択されるようにする。このような処理によって、ランプ電流を周期的に大きくすることが可能になる。また、ランプ電流を周期的に変化させる必要のない浅調光レベルに対しては、１つの分周比Ｅを設定し、５回の選択においてすべて分周比Ｅを選択すればよい。このような処理により、周波数テーブルの内容の設定のみで、深調光レベルと浅調光レベルとに対して同一処理による対応が可能になる。なお、図示例では破線Ｄ１に対して深調光レベルにおいて、それぞれ２種類の分周比Ａ〜Ｄを対応付けているが、３種類以上の分周比を対応付けるようにすることも可能である。また、各調光レベル１〜ｎに対して５個の分周比を対応付けているが、対応付ける分周比の個数も適宜に選択することが可能である。このような周波数テーブルを用いることによって、インバータ回路４の動作周波数を変更する周期の精度を高くすることができ、また分周比の組み合わせを適宜に設定することによってランプ電流波形を多様に変化させることが可能になる。
【００７１】
図１２に示した周波数テーブルでは、破線Ｄ１に対して浅調光レベルであっても１つの調光レベルに複数個の分周比を対応付けているが、図１３に示すように、浅調光レベルでは１個の分周比のみを対応付けるようにしてもよい。このような設定とすれば、図１２に示した周波数テーブルに対して周波数テーブルの記憶容量を低減することが可能である。
【００７２】
なお、上述の例ではインバータ回路４の動作周波数のみを制御するものとして周波数テーブルにおける分周比を例示したが、変換テーブルにおいてチョッパ回路３の動作を制御するデューティテーブルについても同様に設定することが可能である。
【００７３】
（実施形態４）
本実施形態は、図１４に示すように、基本的には実施形態２と同様の回路構成を有しており、図２と同符号を付した部材は同機能を有する。ただし、予熱用の回路は図では省略してある。また、検出手段１４はチョッパ回路３の出力電圧を検出するものであって実施形態２における抵抗Ｒ１，Ｒ２と等価な機能を有し、検出手段１５は放電灯Ｌａのランプ電流を検出する機能を有するものであって実施形態２におけるカレントトランスＴ２と等価な機能を有する。各検出手段１４，１５の出力はそれぞれＡＤ変換器１６，１７を介してマイコン２０に入力される。マイコン２０から出力される制御信号は、ドライバ７を介してインバータ回路４のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に与えられ、またドライバ８を介してチョッパ回路３のスイッチング素子Ｑ３に与えられる。さらに、マイコン２０には後述するようにメモリからなる設定値記憶手段２５が付加される。
【００７４】
本実施形態では、インバータ回路４の動作周波数は、一定周期ごとに適宜の時間だけ周波数が変更される。ここに、検出手段１５において検出されるランプ電流は、ＡＤ変換器１７によりデジタル値に変換された後にマイコン２０に入力され、設定値記憶手段２５における設定値との差分が求められる。つまり、設定値記憶手段２５では、調光レベルと放電灯Ｌａの出力（ランプ電流）の設定値とが対応付けられている。マイコン２０では、この差分を小さくするように、チョッパ回路３のスイッチング素子Ｑ３のオンデューティと動作周波数との少なくとも一方を変化させ、放電灯Ｌａのランプ電流が上記設定値に保たれようにフィードバック制御を行う。ただし、フィードバック制御によってスイッチング素子Ｑ３の動作を変更する周期は、インバータ回路４において動作周波数が変更されている周期よりも長く設定されている。
【００７５】
従来の技術として説明したように、インバータ回路４の動作周波数を変調することにより低光束時において安定に点灯させることが提案されている。しかしながら、マイコン２０を用いてインバータ回路４の動作周波数を毎周期連続的に変化させる構成を実現しようとすると、高速で演算処理が行えるマイコン２０を用いる必要がある。また、インバータ回路４だけでなく、チョッパ回路３やワイヤレス信号の処理にもマイコン２０を用いるから、さらに高速かつ高性能なマイコン２０が要求され高コストになる。
【００７６】
また、ランプ出力（ランプ電流とランプ電圧との少なくとも一方）を検出してフィードバック制御を行い、ランプ出力の安定化を図る構成も従来から知られている。アナログ回路を用いてフィードバック制御を行う場合には、チョッパ回路３のオンデューティやインバータ回路４の動作周波数を逐次更新することができるが、同様のフィードバック制御をマイコン２０によって実現しようとすれば、高速な演算処理が要求される。とくに、低光束時において立ち消えを防止して安定に点灯させるには、実施形態３のようにインバータ回路４の動作周波数を切り替える必要があり、このような動作には高速性が要求される。
【００７７】
そこで、本実施形態では、インバータ回路４のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の動作周波数（スイッチング周波数）を簡易的に変化させる技術と、チョッパ回路３の出力電圧およびインバータ回路４の動作周波数を更新する周期を比較的長くしたフィードバック制御の技術とを組み合わせることによって、比較的低性能で安価なマイコン２０を用いながらもチョッパ回路３の出力電圧とインバータ回路４の動作周波数との制御を可能とし、放電灯Ｌａの低光束域での安定点灯を実現している。
【００７８】
本実施形態の動作について説明する。図１５（ａ）に示すように、インバータ回路４に設けたスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の駆動周波数は、調光レベルに応じて決まる基準の周波数ｆ１に対して、周期Ｔｂごとに時間Ｔａだけ周波数ｆ２（ｆ１≧ｆ２）に変更される。この動作によって、図１５（ｂ）のように、放電灯Ｌａの印加電圧Ｖｌａは、周期Ｔｂで時間Ｔａだけパルス状に変化する。その結果、図１５（ｃ）のように、放電灯Ｌａのランプ電流Ｉｌａが一時的に増加し、ランプの立ち消えが防止される。なお、図１４には調光信号を示していないが、実施形態３と同様に外部から適宜に調光信号を入力するものとする。
【００７９】
一方、検出手段１５で検出したランプ電流を、図１５（ａ）に示す時間ｔ１〜ｔ２においてマイコン２０に入力し、時間ｔ１〜ｔ２における積算値または平均値を求めて設定値記憶手段２５に格納されている設定値との差分を求める。マイコン２０では、求めた差分から放電灯Ｌａのランプ電流を設定値に保つのに必要なインバータ回路４の動作周波数を演算し、演算により求めた駆動周波数を時刻ｔ２においてインバータ回路４の動作周波数として適用する。すなわち、時間ｔ１〜ｔ２におけるランプ出力（ランプ電流）の平均的な値によってランプ出力を補正するのであって、時間ｔ１〜ｔ２＝Ｔｃとすると、時間Ｔｃの周期でインバータ回路４の動作周波数をフィードバック制御により更新することになる。時間Ｔａと周期Ｔｂと時間Ｔｃとの関係は、Ｔａ＜Ｔｂ＜Ｔｃになる。周期Ｔｂは、立ち消え防止のために数１００μｓ〜数ｍｓに設定するのが望ましく、低光束を実現するにはランプ電流が増加している期間が短いほど光出力を小さくできるので、周期Ｔｂに比べて時間Ｔａは、およそ１／５〜１／１０に設定するのが望ましい。つまり、時間Ｔａは数１０μｓ〜数１００μｓになる。
【００８０】
ところで、チョッパ回路３に設けたコンデンサＣ３の容量は有限であって、コンデンサＣ３の両端電圧は、交流電源１からの入力電圧の半周期のリップルを含むように変化し、ランプ出力にもこの影響が現れる。したがって、フィードバック制御においてリップル成分の影響を受けないようにするために、時間Ｔｃは交流電源１の電圧の半周期ないしその整数倍に設定するのが望ましい。
【００８１】
本実施形態では、ランプ出力の安定化のためにインバータ回路４の動作周波数を制御する例を示したが、検出手段１４の出力に基づいてチョッパ回路３の出力電圧（コンデンサＣ３の両端電圧）を制御する場合も同様である。また、望ましくはチョッパ回路３の出力電圧とインバータ回路４の動作周波数とをともにフィードバック制御する。
【００８２】
上述したように、インバータ回路４の動作周波数を２段階に切り替える程度の簡易的な動作とし、しかもランプ出力のフィードバック制御を行う際の動作周波数の更新を比較的長い周期で行うことができるから、比較的低性能で安価なマイコン２０を用いても放電灯Ｌａの立ち消えを防止し、かつランプ出力の安定化を図ることができ、低光束時の安定点灯が可能となる。なお、図１４に示す例ではランプ出力の検出にランプ電流を検出しているが、たとえば、インバータ回路４のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を通過する電流や共振回路（インダクタＬ１とコンデンサＣ１からなる）の共振電流など、放電灯Ｌａの出力を等価的に検出する構成を採用してもよい。
【００８３】
（実施形態５）
本実施形態は、実施形態４と同様に、インバータ回路４の動作周波数を２段階に切り替えるように動作するものであって、マイコン２０に設定される２種類の動作周波数を、基本周波数（のデータ）と周波数変化幅（のデータ）との組合せとしたものである。周波数変化幅は調光レベルに応じて複数段階に設定し、マイコン２０には調光レベルと各段階の周波数変化幅とを対応付けた変換テーブル（図５に示した変換テーブル２２に相当）を設ける。したがって、調光レベルに応じた周波数変化幅を基本周波数に加算することによって、各調光レベルにおけるインバータ回路４の動作周波数を決定する。
【００８４】
以下、具体的に説明する。マイコン２０が出力可能な信号の分解能をα、図１５の周波数ｆ１に対応する周波数データをＤｆとすると（Ｄｆは任意の整数）、これらの関係は、ｆ１＝１／（Ｄｆ×α）となる。各調光レベル毎に周波数データＤｆを設定することにより、各調光レベルに対するインバータ回路４の動作周波数を設定する。ここで、周波数変化幅に対応するデータをＤｘとし（Ｄｘは任意の整数）、図１５の周波数ｆ２への変化時に、ｆ２＝１／（（Ｄｆ＋Ｄｘ）×α）という形で、Ｄｆ→Ｄｆ＋Ｄｘに置き換えるようにマイコン２０での処理を行うことで、動作周波数の切替を実現できる。
【００８５】
また、本実施形態において、実施形態４に示すようなフィードバック制御による動作周波数の更新を周波数データＤｆの値を変えることで更新すれば周波数変化幅を略一定とすることができる。さらに、周波数変化幅のデータＤｘの値は、たとえば実施形態３において説明した立ち消え対策が必要になる深調光レベルの範囲において適宜の自然数を設定すればよく、立ち消え対策が不要である浅調光レベルにおいてはＤｘ＝０に設定すればよい。他の構成および動作は実施形態４と同様である。
【００８６】
（実施形態６）
本実施形態はマイコン２０によってインバータ回路４の動作周波数を切り替える際に、切替のタイミングをマイコン２０とは別に設けた外部回路からのトリガによって与えるものである。インバータ回路４の動作周波数を切り替えることによってランプ出力を変化させながらも、放電灯Ｌａの光出力の変化が目に見えないようにするには、一般に動作周波数を切り替える周期を１０ｍｓ以下にすることが必要である。
【００８７】
そこで、本実施形態では、図１６に示すように、交流電源１を整流回路２により整流した脈流電圧を、２段階に設定した閾値Ｔｈ１，Ｔｈ２とそれぞれ比較する比較器ＣＰ１，ＣＰ２を設け、両比較器ＣＰ１，ＣＰ２の出力を比較器ＣＰ３で比較することによって、動作周波数の切替を指示するパルス信号を生成している。
【００８８】
図１６に示す構成の動作を図１７に示す。いま、交流電源１の周波数を５０Ｈｚとすると、図１７（ａ）に示す整流回路２から出力される脈流波形の周期は１０ｍｓになる。各比較器ＣＰ１，ＣＰ２の立ち上がりと立ち下がりとが図１７（ｂ）（ｃ）に示すタイミングになるように閾値Ｔｈ１，Ｔｈ２を設定しておけば、２つの比較器ＣＰ１，ＣＰ２の出力を組み合わせた比較器ＣＰ３の出力では、図１７（ｃ）のように、立ち上がりと立ち下がりとを１０ｍｓの間に４つ得ることができる。つまり、比較器ＣＰ３の出力をマイコン２０に入力し、４つのタイミングをトリガにしてインバータ回路４の動作周波数を切り替えるようにすれば、約２．５ｍｓの周期で動作周波数の切替が可能になる。本実施形態では、２つの閾値Ｔｈ１，Ｔｈ２を設けることによって、マイコン２０へのトリガを得るようにしているが、トリガの周期をさらに短い周期とする必要があれば３個以上の閾値を設定すればよい。他の構成および動作は実施形態５と同様である。
【００８９】
（実施形態７）
本実施形態は、図１８に示すように、基本的には実施形態１の回路構成に、ランプ電圧検出手段９を付加したものである。マイコン２０は、インバータ回路４のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対してドライバ７を介して制御信号ｏｕｔ１を与え、チョッパ回路３のスイッチング素子Ｑ３にドライバ８を介して制御信号ｏｕｔ２を与える。また、ランプ電圧検出手段９は、ランプ電圧があらかじめ設定されたしきい値を超えると出力が反転するようにコンパレータなどを用いて構成され、ランプ電圧検出手段９の出力はマイコン２０の外部割込み機能を持つ端子に入力される。
【００９０】
本実施形態では、ランプ電圧検出手段９の出力の立ち上がりまたは立ち下がりにより、マイコン２０がチョッパ回路３およびインバータ回路４への制御信号ｏｕｔ１，ｏｕｔ２を停止する。この動作によって、放電灯Ｌａを外した場合や、放電灯Ｌａの異常によって負荷インピーダンスが急激に上昇した場合などであって、放電灯Ｌａの両端電圧（ランプ電圧）Ｖｌａが急激に上昇したときに、素子へのストレスが過大になって破壊に至る前にインバータ回路４の動作を停止させることが可能になる。すなわち、図１９（ａ）のように、時刻ｔ３において異常が発生し、時刻ｔ４においてランプ電圧Ｖｌａがランプ電圧検出手段９に設定されたしきい値（一点鎖線で示す）を超えると、図１９（ｂ）のように、ランプ電圧検出手段９の出力が反転して立ち下がり、マイコン２０では制御信号ｏｕｔ１，ｏｕｔ２を即座に停止させるのである。このように、放電灯Ｌａの以上のうちランプ電圧Ｖｌａが急激に変化するような異常に対して、マイコン２０に割込をかけるだけで、マイコン２０を即座に停止させることができ、異常に対する回路保護を行うことができる。
【００９１】
（実施形態８）
本実施形態は、図２０に示すように、実施形態７の構成におけるランプ電圧検出手段９に代えて、ランプ電圧検出手段９′とＡＤ変換器１０とを設けたものである。実施形態７のランプ電圧検出手段９は２値出力であったのに対して、本実施形態のランプ電圧検出手段９′はランプ電圧Ｖｌａの包絡線に対応した直流電圧（たとえば、平均電圧）を出力するものである。つまり、マイコン２０にはランプ電圧Ｖｌａに相当する電圧がＡＤ変換器１０を介して入力される。
【００９２】
本実施形態では、マイコン２０においてランプ電圧検出手段９′で検出したランプ電圧Ｖｌａに相当する電圧を、マイコン２０にあらかじめ設定したしきい値と比較し、ランプ電圧Ｖｌａがしきい値を超えると、マイコン２０がチョッパ回路３およびインバータ回路４への制御信号ｏｕｔ１，ｏｕｔ２の出力を停止するように構成してある。したがって、放電灯Ｌａの寿命末期において、フィラメントに塗布されているエミッタの減少によって生じる半波放電状態（エミレス状態）になると、ランプ電圧Ｖｌａの上昇を検出してチョッパ回路３およびインバータ回路４の動作を停止させることができ、結果的に素子へのストレスの増加を抑制することができる。
【００９３】
上述したエミレス状態などの異常の場合には、比較的緩やかなランプ電圧Ｖｌａの変化を捉えることが必要であるから、ランプ電圧検出手段９′の出力をＡＤ変換器１０によりデジタル値に変換する構成を採用し、ランプ電圧Ｖｌａに相当する値をマイコン２０に入力して、マイコン２０の内部で演算処理を施すとともに判定する構成を採用している。
【００９４】
たとえば、図２１（ａ）のようなランプ電圧検出手段９′の出力Ｖｙに相当するデジタル値をマイコン２０において時刻ｔ５〜ｔ８の一定周期で読み込み、マイコン２０において、時刻ｔ６〜ｔ８のように３回連続してしきい値（一点鎖線）を超えたときに異常と判断し、図２１（ｂ）のように、マイコン２０がチョッパ回路３およびインバータ回路４への制御信号ｏｕｔ１，ｏｕｔ２を停止するのである。
【００９５】
なお、図２１に示す例では、ランプ電圧検出手段９′の出力が３回連続してしきい値を超えた場合に異常と判断しているが、所定回数毎に平均値を求め、求めた平均値と適宜のしきい値とを比較してエミレス状態を判定したり、平均値が所定回数連続してしきい値を超えるときに、異常と判断するようにしてもよい。本実施形態では、放電灯Ｌａのランプ電圧が比較的緩やかに変化するような異常に対して、ランプ電圧の平均値を求めたり、ランプ電圧がしきい値を超える回数を求めたりすることによって、ソフト的な処理による判定で停止することにより、異常に対する保護を精度よく行うことができる。他の構成および動作は実施形態７と同様である。
【００９６】
（実施形態９）
本実施形態は、図２２に示すように、実施形態８の構成においてマイコン２０に設定値記憶手段２５を付加したものである。設定値記憶手段２５には、調光レベルごとに設定したしきい値がテーブルの形で格納されている。
【００９７】
放電灯Ｌａの特性では、図２３に示すように、調光レベルが深くなるとランプ電圧Ｖｌａが上昇する傾向にある。したがって、放電灯Ｌａのエミレス状態をランプ電圧Ｖｌａによって検出する場合に、調光レベルに応じて異常と判断するためのしきい値を変化させなければならない。たとえば、放電灯Ｌａが１００％点灯であるときのランプ電圧Ｖｌａに対してしきい値を設定していると、調光時において正常な放電灯Ｌａに対してエミレス状態ではなくとも異常と判定される可能性が生じる。また、調光レベルを設定可能な全範囲におけるランプ電圧Ｖｌａよりもしきい値を高く設定していると、１００％点灯時にエミレス状態になっているにもかかわらず、検出が遅れることになる。つまり、異常が生じてから異常と判断されるまでの時間が長くなり、素子へのストレスが増加した状態が継続することで、異常と検出する前に素子の破壊を招くことがある。
【００９８】
そこで、本実施形態では、設定値記憶部２５において調光レベルに応じたしきい値を設定しているのであって、図２３に示すランプ電圧Ｖｌａの曲線に沿ったしきい値を設定することにより、各調光レベルで適切なしきい値とすることができ、調光レベルが変わっても回路異常に対する保護を精度よく行うことができる。また、ストレスに対する余裕度を大きくとる必要がないから、高耐圧の素子を用いることなく、低コストで提供することが可能になる。他の構成および動作は実施形態８と同様である。
【００９９】
（実施形態１０）
本実施形態は、図２４に示すように、基本的には図２０に示した実施形態８の構成と同様のものであって、ランプ電圧Ｖｌａを直接検出するのではなく、直流カット用のコンデンサＣ０の位置を変更するとともに、コンデンサＣ０の両端電圧を検出手段９″により検出している。検出手段９″の出力はＡＤ変換器１０によりデジタル値に変換され、マイコン２０に入力される。コンデンサＣ０は、実施形態８ではスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点とインダクタＬ１との間に接続しているが、本実施形態ではスイッチング素子Ｑ２の低電位側の一端（回路グランド）と放電灯Ｌａの一端との間に接続してある。また、マイコン２０において基準値の上下にしきい値を設定してある。すなわち、ＡＤ変換器１０の出力であるデジタル値が、上しきい値を超えたときと、下しきい値を下回ったときとのいずれも異常と判断するものである。言い換えると、正常範囲に上限値と下限値とが設定され、検出手段９″により検出されるコンデンサＣ０の両端電圧Ｖｃ０に相当する電圧Ｖｙが上限値と下限値との範囲を逸脱すると異常と判断するのである。
【０１００】
検出手段９″は、図２４に示すように、コンデンサＣ０の両端電圧を分圧する抵抗Ｒａ１，Ｒａ２を備え、抵抗Ｒａ１，Ｒａ２の接続点と電源ＶＤＤとの間に挿入した抵抗Ｒａ３を備えている。エミレス状態においては、コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｃ０が増加もしくは減少するから、上述のようにマイコン２０に上限値と下限値とを設定して異常の有無を判定することにより、エミレス状態を検出することが可能になる。ここに、コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｃ０を用いてエミレス状態を判定する場合には、上述のように２段階のしきい値が必要であって、アナログ回路を用いて判定しようとすれば、２個のコンパレータを必要とするが、本実施形態のようにマイコン２０を用いることによってコンパレータが不要であり、結果的に部品数を低減することができる。
【０１０１】
なお、コンデンサＣ０の位置は図２４に示す位置ではなくともエミレス状態の検出に用いることが可能である。また、コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｃ０は放電灯Ｌａのエミレス状態において正負両極性になることがあるが、本実施形態では図２５に示すように、検出手段９″に抵抗Ｒａ３を設けることによって、直流バイアスを与えているから、検出手段９″の出力電圧の極性を正に保つことができる。他の構成および動作は実施形態８と同様である。
【０１０２】
（実施形態１１）
本実施形態は、図２６に示すように、図１４に示した実施形態４の構成に、交流電源１の電圧波形のゼロクロス点を検出する電源同期信号検出手段１６を付加したものである。すなわち、電源同期信号検出手段１６は、図２７（ａ）に示すような交流電源１の電圧波形におけるゼロクロス点に対応して、図２７（ｂ）に示すようなパルス状の電源同期信号を生成する。したがって、電源同期信号の発生周期Ｔは電源電圧の半周期に一致する。電源同期信号検出手段１６から出力される電源同期信号はマイコン２０に入力される。
【０１０３】
本実施形態では、検出手段１４で検出されるチョッパ回路３の出力電圧と、検出手段１５で検出されるランプ出力（ランプ電流）との少なくとも一方を、電源同期信号検出手段２６からマイコン２０に入力される電源同期信号の周期の略１／２ｎ（ｎ＝１，２，３，……）の周期でＡＤ変換器１６，１７からデジタル値として読み込み、検出手段１４を通して入力されたデジタル値はチョッパ回路３の出力電圧に対する設定値との差分を演算し、検出手段１５を通して入力されたデジタル値はランプ出力に対する設定値との差分を演算する。求めた差分値は、電源同期信号の周期で合計値を求め、この合計値に対して適宜の関数を適用してチョッパ回路３の出力電圧（スイッチング素子Ｑ３のオンデューティ）ないしインバータ回路４の動作周波数を決定する。
【０１０４】
具体的には、以下のようにして、チョッパ回路３の出力電圧オンデューティないしインバータ回路４の動作周波数を決定する。ただし、以下では、検出手段１４により検出したチョッパ回路３の出力電圧に基づいて、チョッパ回路３のスイッチング素子Ｑ３のオンデューティを制御する場合について説明する。いま、適宜の調光レベルにおいて、チョッパ回路３のスイッチング素子Ｑ３のオン期間の基準値をＴｏｎ０とし、補正後のオン時間をＴｏｎとし、それぞれに対応してＡＤ変換器１６から出力されるデジタル値をＤｏｎ０，Ｄｏｎ、マイコン２０が出力可能な信号の分解能をαとする。したがって、Ｔｏｎ０＝Ｄｏｎ０×α、Ｔｏｎ＝Ｄｏｎ×αになる。さらに、この調光レベルにおけるチョッパ回路３の出力電圧に対応する設定値をＶＡ（デジタル値）、ＡＤ変換器１６から出力されるデジタル値をＶ１とする。
【０１０５】
図２９に示すように、まずカウンタｊを０に初期化し（Ｓ１）、次に電源同期信号検出手段２６から出力される電源同期信号の周期Ｔに対して、略１／２ｎ（ｎ＝１，２，３，……）の周期でＡＤ変換器１６を通してチョッパ回路３の出力電圧Ｖ１をマイコン２０に読み込む（Ｓ２）。チョッパ回路３の出力電圧Ｖ１について、まず設定値ＶＡとの差分δＶ（＝ＶＡ−Ｖ１）が求められる（Ｓ３）。次に、周期Ｔにおいて２ｎ回分の差分δＶを合計し、差分の合計値ΔＶ（＝ΣδＶ）を求める（Ｓ４，Ｓ５）。次に、原点を対称とする図２８のような適宜の関数Ｇ（ｘ）に合計値ΔＶを代入し、チョッパ回路３に設けたスイッチング素子Ｑ３のオン時間の補正値ＤＡｉ（ｉ＝１，２，３，……）を求める（ＤＡｉ＝Ｇ（△Ｖ））（Ｓ６）。ここにおいて、添字ｉはそれぞれのタイミングで求めた補正値ＤＡｉを意味し、関数Ｇ（ｘ）は添字ｉに対しては不変である。上述のようにして補正値ＤＡｉが求められると、スイッチング素子Ｑ３のオン期間の基準値Ｔｏｎ０に補正値ＤＡｉを加算する（Ｓ７）。すなわち、Ｄｏｎ＝Ｄｏｎ０＋ΣＤＡｉとしてスイッチング素子Ｑ３のオン時間Ｄｏｎを決定する（Ｓ８）。
【０１０６】
図２９に示す動作を電源同期信号の発生毎（周期Ｔ毎）に繰り返すことによって、周期Ｔごとにチョッパ回路３のスイッチング素子Ｑ３のオン時間Ｔｏｎを更新する。このようにして、最終的にＤＡｉ＝０、すなわちＶＡ＝Ｖ１になると動作が安定する。このようにして設定値ＶＡを目標値とするフィードバック制御が可能となり、チョッパ回路３の出力電圧を安定化することが可能になる。結果的に、ランプ出力の安定化が図れる。また、チョッパ回路３のコンデンサＣ３の容量は有限であり、コンデンサＣ３の両端電圧は交流電源１の電圧周期に対して半周期Ｔのリップルを含んでいるが、周期Ｔにおいて偶数回の略等間隔でチョッパ回路３の出力電圧をマイコン２０に取り込み、その合計値に基づいてスイッチング素子Ｑ３のオン時間Ｔｏｎを求める演算を行っているから、リップル成分の影響を除去することができ、チョッパ回路３の出力電圧の十分な安定化を図ることができる。
【０１０７】
本実施形態では、設定値ＶＡとチョッパ回路３の出力電圧Ｖ１の差分δＶを求めた後、周期Ｔにおいて２ｎ回の合計値ΔＶを求める例を示したが、設定値をＶＡ×ｎとし、チョッパ回路３の出力電圧Ｖ１を周期Ｔの間で２ｎ回合計した後に、設定値ＶＡ×ｎとの差分を求め、この差分を合計値ΔＶとしてもよい。また、差分δＶに関数Ｇ（ｘ）を適用し、周期Ｔの間でＧ（δＶ）の２ｎ回の合計値を求めることによって、補正値ＤＡｉを求めるようにしてもよい。さらに、周期Ｔの間の２ｎ回の合計値ではなく、２ｎ回の平均値を用いて後の処理を行うようにしてもよい。このように平均値を用いる場合には、ＡＤ変換器１６の読み込み周期を略Ｔ／２ｎ  （ｎ＝１，２，３，……）としておけば、ｎビットシフトで平均値を求めることができるから、計算処理が簡単になり計算時間の短縮化を図ることができる。
【０１０８】
また、本実施形態では、ＡＤ変換器１６の読み込み周期を略Ｔ／２ｎ（ｎ＝１，２，３，……）としているが、周期Ｔの前半部分（１〜ｎ番目）と後半部分（ｎ＋１〜２ｎ番目）とが同じ時間間隔パターンであればよい。たとえばｎ＝４として、周期Ｔで８点読み込むものとし、基本的な読み込み周期を「５」とし、ＡＤ変換器１６にデータが入力される時間間隔を、［５，５，６，５，５，５，６，５］、あるいは［５，６，４，５，５，６，４，５］などとしてもよい。ここに、［］内の各数字はＡＤ変換器１６が値を読み込んでから次に読み込むまでの時間間隔を表している。
【０１０９】
さらに本実施形態では、チョッパ回路３の出力電圧を検出してチョッパ回路３スイッチング素子Ｑ３のオン時間Ｔｏｎを設定する例を示しているが、ランプ出力（ランプ電流）を検出してインバータ回路４の動作周波数を制御したり、チョッパ回路３の出力電圧を検出してインバータ回路４の動作周波数を制御したり、ランプ出力を検出してチョッパ回路３のスイッチング素子Ｑ３のオン時間Ｔｏｎを制御したりする場合にも、同様の技術思想を適用することができる。
【０１１０】
上述した関数Ｇ（ｘ）以外の関数Ｇ（ｘ）の設定例を図３０ないし図３４に示す。図３０に示す関数Ｇ（ｘ）は一次関数で定義したものであって、マイコン２０内にテーブルではなく数式の形で定義してある。このようにマイコン２０において数式で関数Ｇ（ｘ）を定義すれば記憶容量を低減することができる。
【０１１１】
図３１に示す例は、関数Ｇ（ｘ）において、補正値ＤＡｉの絶対値に制限を設けたものであって、たとえば、図３０に示した一次関数で定義される関数Ｇ（ｘ）において、補正値ＤＡｉに上限値と下限値とを規定するのである。補正値ＤＡｉに制限を加えることによって、チョッパ回路３の出力電圧Ｖ１と設定値ＶＡとの差分δＶが大きすぎるような場合や、負荷の急激な変動などによって出力電圧Ｖ１が設定値ＶＡから大きくずれるような場合に、補正値ＤＡｉが極端に大きくなってチョッパ回路３の動作が不安全な領域に入るのを防止することができる。
【０１１２】
図３２に示す例は、関数Ｇ（ｘ）において、合計値ΔＶの原点付近における所定の範囲で、補正値ＤＡｉを略０に設定したものである。また、それ以外の範囲では一次関数で定義してある。すなわち、最終的に動作が安定して原点付近の動作になった後に、ＡＤ変換器１６から出力されるデジタル値が外乱ノイズなどによってずれを生じることがあるから、このようなずれの影響を防止するために、不感領域を設けているのである。すなわち、関数Ｇ（ｘ）に不感領域を設けておくことで、微小な外乱ノイズなどの影響を抑制することが可能になる。
【０１１３】
図３３に示す例は、関数Ｇ（ｘ）を適宜の三次関数で定義したものである。一次関数の場合と同様にマイコン２０において関数Ｇ（ｘ）を数式で定義する。つまり、記憶容量の低減につながる。
【０１１４】
図３４に示す例は、関数Ｇ（ｘ）として、合計値ΔＶと補正値ＤＡｉとを対応付けたテーブルとしてあり、図３４に示す白丸の部位のデータをテーブルとして、関数Ｇ（ｘ）を定義している。このようなテーブルを用いることによって、図３１ないし図３３に示した非線型の関数や高次関数のような複雑な関係になる場合に、演算処理が簡単になり、処理能力が比較的低いマイコン２０であっても実用的な時間で演算処理が可能になる。
【０１１５】
なお、上述した各実施形態において、ＤＣ−ＤＣ変換回路として昇圧形のチョッパ回路３を用いているが、他の構成のチョッパ回路を用いたり、フライバック形などのＤＣ−ＤＣ変換回路を用いてもよい。要するに、出力電圧を外部から制御可能な構成であればよい。また、インバータ回路４として、直流カット用のコンデンサを備えるハーフブリッジ形のインバータ回路を例示したが、他の構成のインバータ回路であっても本発明の技術思想を適用可能であり、さらに、放電灯Ｌａは１灯に限らず複数灯であってもよい。
【０１１６】
【発明の効果】
本発明の構成によれば、１つのマイコンによりＤＣ−ＤＣ変換回路とインバータ回路と一括して制御することにより、部品点数の削減による低コスト化の実現が可能になる。しかも、マイコンに設けたテーブルによりＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧とインバータ回路の動作周波数との組合せを制御することができるから、放電灯点灯時における、予熱、始動、定常点灯、調光などの各動作状態に合わせた適切な制御が可能になる。また、インバータ回路の動作周波数を高くして放電灯の光出力を低減する際にＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧も低減するから、配光用点灯装置として好適な放電灯点灯装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施形態１を示す回路図である。
【図２】実施形態２を示す回路図である。
【図３】実施形態２を示す動作説明図である。
【図４】実施形態３を示す動作説明図である。
【図５】実施形態３の要部ブロック図である。
【図６】実施形態３の動作説明図である。
【図７】実施形態３に用いる周波数テーブルの一例を示す図である。
【図８】実施形態３の動作説明図である。
【図９】実施形態３の動作説明図である。
【図１０】実施形態３に用いる周波数テーブルの他例を示す図である。
【図１１】実施形態３に用いる周波数テーブルのさらに他例を示す図である。
【図１２】実施形態３に用いる周波数テーブルの別例を示す図である。
【図１３】実施形態３に用いる周波数テーブルのさらに別例を示す図である。
【図１４】実施形態４を示す回路図である。
【図１５】実施形態４の動作説明図である。
【図１６】実施形態６の要部回路図である。
【図１７】実施形態６の動作説明図である。
【図１８】実施形態７を示す回路図である。
【図１９】実施形態７の動作説明図である。
【図２０】実施形態８を示す回路図である。
【図２１】実施形態８の動作説明図である。
【図２２】実施形態９を示す回路図である。
【図２３】実施形態９の動作説明図である。
【図２４】実施形態１０を示す回路図である。
【図２５】実施形態１０の要部回路図である。
【図２６】実施形態１１を示す回路図である。
【図２７】実施形態１１の動作説明図である。
【図２８】実施形態１１に用いる関数の一例を示す図である。
【図２９】実施形態１１の処理手順を示す動作説明図である。
【図３０】実施形態１１に用いる関数の他例を示す図である。
【図３１】実施形態１１に用いる関数のさらに他例を示す図である。
【図３２】実施形態１１に用いる関数のまた他例を示す図である。
【図３３】実施形態１１に用いる関数の別例を示す図である。
【図３４】実施形態１１に用いる関数のさらに別例を示す図である。
【図３５】従来例を示すブロック図である。
【図３６】従来例の動作説明図である。
【図３７】他の従来例を示すブロック図である。
【図３８】他の従来例の動作説明図である。
【図３９】別の従来例を示すブロック図である。
【符号の説明】
１  交流電源
２  整流回路
３  チョッパ回路（ＤＣ−ＤＣ変換回路）
４  インバータ回路
９  ランプ電圧検出手段
９′  ランプ電圧検出手段
９″  検出手段
１１  ワイヤレス受信部
１４  検出手段
１５  検出手段
２０  マイコン
２１  調光信号抽出手段
２２  変換テーブル
２３  出力パルス生成手段
２４  ＰＷＭ出力手段
２５  設定値記憶手段
Ｃ１  コンデンサ
Ｌ１  インダクタ
Ｌａ  放電灯
Ｑ１〜Ｑ３  スイッチング素子
【図１】
2004355864.tif 000005
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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【図３６】
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【図３７】
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【図３８】
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【図３９】
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