(57)【要約】      （修正有）【課題】反射などによる歪みがあっても、チャンネル切替の際などに生じる再生搬送波の周波数ずれに対して、速やかに安定した搬送波同期を得ることを可能にする。【解決手段】変調入力信号Ｕに復調信号から得られた誤差評価値を複素乗算（３）して更新信号Ｅを得て、得られた更新信号Ｅと周波数誤差補償量Ｆとに基づいて位相誤差補償量Ｈを更新する回路（４）、および位相誤差補償量Ｈの変動に基づいて周波数誤差補償量Ｆを更新する回路（７）を具えた搬送波再生回路と、搬送波再生回路で再生された搬送波を変調入力信号Ｕに複素乗算して復調信号Ｖを得る複素乗算器（１）とを具えた復調装置において、上記位相誤差補償量更新回路（４）で更新された位相誤差補償量Ｈをその絶対値または絶対値の近似値で、また、上記周波数誤差補償量更新回路（７）で更新された周波数誤差補償量をその絶対値または絶対値の近似値でそれぞれ規格化する手段を具える。【選択図】        図１
2004172738.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
変調入力信号に復調信号から得られた誤差評価値を複素乗算して更新信号を得て、該得られた更新信号と周波数誤差補償量とに基づいて位相誤差補償量を更新する第１のステップと、
前記位相誤差補償量の変動に基づいて前記周波数誤差補償量を更新する第２のステップと
からなる搬送波再生手順を具え、該搬送波再生手順で再生された搬送波を変調入力信号に複素乗算して復調を行う復調方法において、
前記第１のステップにおいて前記位相誤差補償量をその絶対値または絶対値の近似値で、また、前記第２のステップにおいて前記周波数誤差補償量をその絶対値または絶対値の近似値でそれぞれ規格化するようにしたことを特徴とする復調方法。
【請求項２】
変調入力信号に復調信号から得られた誤差評価値を複素乗算して更新信号を得て、該得られた更新信号と周波数誤差補償量とに基づいて位相誤差補償量を更新する位相誤差補償量更新回路、および前記位相誤差補償量の変動に基づいて前記周波数誤差補償量を更新する周波数誤差補償量更新回路を具えた搬送波再生回路と、
該搬送波再生回路で再生された搬送波を変調入力信号に複素乗算して復調信号を得る複素乗算器と
を具えた復調装置において、
前記位相誤差補償量更新回路で更新された位相誤差補償量をその絶対値または絶対値の近似値で、また、前記周波数誤差補償量更新回路で更新された周波数誤差補償量をその絶対値または絶対値の近似値でそれぞれ規格化する手段を具えていることを特徴とする復調装置。
【請求項３】
請求項２記載の復調装置において、前記規格化は、前記位相誤差補償量更新回路および前記周波数誤差補償量更新回路でそれぞれ更新された誤差補償量について、実部、虚部の２乗和を計算し、計算結果の平方根を求めることで絶対値を得て、該得られた絶対値で、前記誤差補償量を除算することを特徴とする復調回路。
【請求項４】
請求項２記載の復調装置において、前記規格化は、前記位相誤差補償量更新回路および前記周波数誤差補償量更新回路でそれぞれ更新された誤差補償量について、それぞれの実部、虚部の大小比較、ビットシフトおよび加算のみからなる近似演算によって行われるようにしたことを特徴とする復調回路。
【請求項５】
請求項２乃至４のいずれか１項記載の復調装置において、前記複素乗算器の出力側から前記誤差評価値を生成する回路の入力側の間に等化器を配置し、前記複素乗算器の出力信号に復調信号が現れるようになってから、前記等化器のタップ係数を前記誤差評価値を生成する回路の出力で制御するようにしたことを特徴とする復調回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、復調方法および装置に係り、特に、トレーニング系列のない多値ＱＡＭ信号を復調する復調方法および装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
デジタル伝送方式のひとつであるＱＡＭ方式は、古くからマイクロ波無線通信の分野で利用されている伝送方式であるが、近年、ケーブル伝送の分野でもデジタル放送の再送信やケーブルモデムなどに利用されており、６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭが実用化されている。
【０００３】
ケーブル伝送では、ケーブル内での多重反射による伝送歪みに対応できること、およびチャンネル切替時には搬送披に周波数誤差があっても速やかに搬送波再生を行えることが主要な課題となり、伝送容量の観点からこれらの課題をトレーニング系列を用いることなく解決することが望まれる。また、低価格化のため、Ａ−Ｄ変換をできるだけ装置の前段で行い、殆どの信号処理をデジタル信号処理とすることによって装置をＬＳＩ化するといった工夫が行われている。
【０００４】
図１２は、従来のＱＡＭ復調に用いられる復調装置の一例の構成をブロック図にて示している。
図１２において、この復調装置では、変調入力信号であるＩＦ信号をＡ−Ｄ変換器によりＡ／Ｄ（３３）し、固定周波数で直交検波する準同期検波（３４）し、タイミング再生部（３５）を経てロールオフフィルタ（３６）により波形整形した後、搬送波再生部（３７）を介して判定帰還等化器（３８）に入力し、波形等化処理を行い、復調出力を得るようにしている。なお、（  ）内の符号は、図１２に付した符号と一致している。
また、同装置においては、ロールオフフィルタ（３６）処理以前に、タイミング再生部（３５）によりシンボルタイミングの回復も行っている。
【０００５】
ケーブル伝送では、図１２に示すように、反射による波形歪みの等化に、等化特性に優れ、演算量の低減による高速化を図ることができる判定帰還等化器３７を用いるのが一般的である。判定帰還等化器は、本発明の説明でも使用する図８に示すように構成され、特に、Ｆｅｅｄ−Ｂａｃｋ  ＦＩＲ  Ｆｉｌｔｅｒ（ＦＢＦＦ）（図８に符号３０で示している）では、判定値を帰還する構成のため事前に位相誤差の少ないＩ，Ｑ信号が入力される必要がある。構成としては、搬送波再生回路を判定帰還等化器のＦｅｅｄ−Ｆｏｗａｒｄ  ＦＩＲ  Ｆｉｌｔｅｒ  （ＦＦＦＦ）の後に置く構成もある。トレーニング系列を用いずに判定帰還等化器の係数を適応的に収束させるアルゴリズムとしては、判定値を利用したＬＭＳアルゴリズムやＲＣＡ，ＣＭＡといった既知のブラインド等化アルゴリズムがある（例えば、非特許文献１参照）。
また、多値ＱＡＭに適したブラインド等化アルゴリズムとして特許文献１に記載されているアルゴリズムや、非特許文献２に記載されているＭＣＭＡアルゴリズムなとがある。
【０００６】
図１３は、図１２中の搬送波再生部（３７）の一構成例をブロック図にて示している。
図１３においては、位相検出部（３９）で検出した位相誤差情報をループフィルタ（４０）を介してフイードバックすることによりデジタルＶＣＯ（４１）を制御し、ＶＣＯ出力と入力信号Ｕを複素乗算（４２）することで、準同期検波されたＩ信号、Ｑ信号から搬送波の周波数誤差などによる位相誤差を取り除くものである。位相誤差情報を得る方法としては、判定値（Ｉ−Ｑ平面におけるコンスタレーション・パターンの中で最も近い点の値）を利用する方法（判定指向アルゴリズム（ＤＤＡ））、判定値を利用しないコスタス法がある。
また、デジタル信号処理で実現するデジタルＶＣＯ（４１）では三角関数演算用の数値テーブルが必要であり、精度向上につれて回路規模が大きくなる。
【０００７】
一方、三角関数演算が不要な復調方法として、特許文献２や特許文献３に記載されているものがある。前者（特許文献２）は、入力複素信号Ｕと復調信号Ｖの相互相関の変動値から周波数誤差補償量Ｆを求め、それに基いて位相誤差補償量Ｈを求めることを繰り返す方法であり、後者（特許文献３）は、入力複素信号Ｕ、復調信号Ｖ、および周波数誤差補償量Ｆから位相補償量Ｈを求めることと、位相誤差補償量Ｈの変動から周波数誤差補償量Ｆを求めることを繰り返す方法である。
また、後者（特許文献３）については、ＬＭＳアルゴリズムに基づく波形等化部と組合せる手法が特許文献４に記載されている。
【０００８】
いずれも（特許文献２および特許文献３に記載の方法）具体的には復調信号Ｖの判定後の値Ｄ（またはトレーニング信号）と入力複素信号Ｕとの誤差を利用してウイナーフィルターの係数を更新するもので、本発明の基礎となるものである。
【０００９】
図１４は、復調信号Ｖの判定後の値Ｄ（またはトレーニング信号）と入力複素信号Ｕとの誤差を利用してウイナーフィルターの係数を更新する従来の復調装置の一例の構成をブロック図にて示している。
なお、図１４において、本発明復調装置には見られない判定回路４３は、復調信号Ｖが得られたかどうかを判定し、得られて以降誤差評価回路２を動作させるためのものである。
また、図１４においては、後述する本発明による復調装置（図１）との違いが明瞭となるように、図１と同一の構成要素には同一符号を付して示している。
【００１０】
【特許文献１】
特開２０００−３６７７７号公報
【特許文献２】
特開平５−２０７０８８号公報
【特許文献３】
特開平１０−３２２４０９号公報
【特許文献４】
特開平１１−１１２３９０号公報
【特許文献５】
特開２００１−１８９６８６号公報
【非特許文献１】
Ｓｉｍｏｎ  Ｈａｙｋｉｎ著、「適応フィルタ理論」科学技術出版より平成１３年１月１０日刊行
【非特許文献２】
Ｋ．Ｎ．Ｏｈ“Ａ  Ｓｉｎｇｌｅ／Ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ  Ｍｏｄｕｌｕｓ  Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ  ｆｏｒ  Ｂｌｉｎｄ  Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ  ｏｆ  ＱＡＭ  Ｓｉｇｎａｌｓ  ”ＩＥＩＣＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｖｏｌ．Ｅ８０Ａ，Ｎｏ．６，ｐｐ．１０３３−１０３８（１９９７）
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、このような判定値Ｄを利用する復調装置では、反射などの影響があると、正しくない判定値を基に動作することになり、初期引込みができないという問題がある。また、判定値を用いないブラインド等化アルゴリズムを適用することも考えられるが、そのままでは安定性に問題がある。
【００１２】
本発明の目的は、上述した問題を解決するとともに、トレーニング系列のない多値ＱＡＭ信号を復調する復調装置において、反射などによる歪みがあっても、チャンネル切り替えの際などに起こる周波数ずれに対して、速やかに安定した搬送波同期を得ることのでき、しかも、三角関数の値を算出する必要のない復調装置を提供することにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明復調方法は、変調入力信号に復調信号から得られた誤差評価値を複素乗算して更新信号を得て、該得られた更新信号と周波数誤差補償量とに基づいて位相誤差補償量を更新する第１のステップと、前記位相誤差補償量の変動に基づいて前記周波数誤差補償量を更新する第２のステップとからなる搬送波再生手順を具え、該搬送波再生手順で再生された搬送波を変調入力信号に複素乗算して復調を行う復調方法において、前記第１のステップにおいて前記位相誤差補償量をその絶対値または絶対値の近似値で、また、前記第２のステップにおいて前記周波数誤差補償量をその絶対値または絶対値の近似値でそれぞれ規格化するようにしたことを特徴とするものである。
【００１４】
また、本発明復調装置は、変調入力信号に復調信号から得られた誤差評価値を複素乗算して更新信号を得て、該得られた更新信号と周波数誤差補償量とに基づいて位相誤差補償量を更新する位相誤差補償量更新回路、および前記位相誤差補償量の変動に基づいて前記周波数誤差補償量を更新する周波数誤差補償量更新回路を具えた搬送波再生回路と、該搬送波再生回路で再生された搬送波を変調入力信号に複素乗算して復調信号を得る複素乗算器とを具えた復調装置において、前記位相誤差補償量更新回路で更新された位相誤差補償量をその絶対値または絶対値の近似値で、また、前記周波数誤差補償量更新回路で更新された周波数誤差補償量をその絶対値または絶対値の近似値でそれぞれ規格化する手段を具えていることを特徴とするものである。
【００１５】
また、本発明復調装置は、前記規格化が、前記位相誤差補償量更新回路および前記周波数誤差補償量更新回路でそれぞれ更新された誤差補償量について、実部、虚部の２乗和を計算し、計算結果の平方根を求めることで絶対値を得て、該得られた絶対値で、前記誤差補償量を除算することを特徴とするものである。
【００１６】
また、本発明復調装置は、前記規格化が、前記位相誤差補償量更新回路および前記周波数誤差補償量更新回路でそれぞれ更新された誤差補償量について、それぞれの実部、虚部の大小比較、ビットシフトおよび加算のみからなる近似演算によって行われるようにしたことを特徴とするものである。
【００１７】
また、本発明復調装置は、前記複素乗算器の出力側から前記誤差評価値を生成する回路の入力側の間に等化器を配置し、前記複素乗算器の出力信号に復調信号が現れるようになってから、前記等化器のタップ係数を前記誤差評価値を生成する回路の出力で制御するようにしたことを特徴とするものである。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下に添付図面を参照し、発明の実施の形態に基づいて本発明を詳細に説明する。
まず、本発明の第１の実施の形態についてその基本原理を説明する。
上述した、非特許文献２に記載されているアルゴリズム（ＭＣＭＡアルゴリズムは、ＱＡＭ信号を復調する際の準同期検波方式における搬送披再生回路にも適用することができ、搬送波とほぼ等しい周波数で準同期検披してベースバンド信号とした複素変調信号Ｕ（ｎ）の位相を位相補償量Ｈ（ｎ）で制御して復調信号
【外１】
2004172738.tif 000003
を得る場合の、Ｈ（ｎ）を以下のようにして得ることができる。ここで
【外２】
2004172738.tif 000004
は複素共役を示している。また、ｎはシンボル周期を単位とした時刻を表している。
【００１９】
ＭＣＭＡアルゴリズムでは、次の評価関数Ｊ（ｎ）を最小化するようにＨ（ｎ）を更新する。
【数１】
2004172738.tif 000005
ここで、Ｅは期待値を表し、搬送波再生回路出力
【数２】
2004172738.tif 000006
とし、
【数３】
2004172738.tif 000007
を送信シンボルとして、
【数４】
2004172738.tif 000008
である。
【００２０】
いま、任意の時刻ｎの位相誤差補償量Ｈ（ｎ）について、評価関数Ｊ（ｎ）の確率的勾配（瞬時勾配）を求め、この勾配と逆方向の微小量を位相誤差補償量Ｈ（ｎ）に加えて更新を繰り返すことで評価関数Ｊ（ｎ）を極小化する。これを式で表すと、微小量にするための係数をｃとして、
【数５】
2004172738.tif 000009
となる。
【００２１】
ここで、
【外３】
2004172738.tif 000010
は、期待値に関する勾配でなく瞬時値に対する勾配であることを表しており、
【外４】
2004172738.tif 000011
は、
【数６】
2004172738.tif 000012
として、Ｈに関する勾配を求めるための以下の偏微分を表す。
【数７】
2004172738.tif 000013
【００２２】
これを整理すると、
【数８】
2004172738.tif 000014
となる。ここで、μ＝４ｃはステップサイズである。μは、Ｈが収束するためにはＵの自己相関で決まる上限があり、それより小さな値に設定する必要がある。この式に従って更新したＨの複素共役と入力信号Ｕとを複素乗算すれば、位相誤差を除去した復調信号を得ることができる。
【００２３】
しかしながら、準同期検波の際の周波数誤差があると、上記の（５），（６）式に従ってＨを更新しても正しい復調信号が得られなくなる。なぜなら、Ｈの更新量はステップサイズに依存し、周波数誤差による位相変動量がこれより大きくなると追従できなくなるからである。
【００２４】
従って、上記（３）式を周波数誤差による位相変動量を考慮した式に変更する必要がある。時刻ｎから時刻ｎ＋１の間で周波数誤差による位相変動分を次のように周波数誤差補償量Ｆ（ｎ）で補正することとする。
【数９】
2004172738.tif 000015
ここで、周波数誤差補償量Ｆ（ｎ）についても推定する必要がある。Ｆ（ｎ）については
【数１０】
2004172738.tif 000016
を最小化するようにＦ（ｎ）を更新する。
【００２５】
これを式で表すと、
【数１１】
2004172738.tif 000017
となる。これを（６），（７）式を用いて整理すると、
【数１２】
2004172738.tif 000018
となる。ここで
【数１３】
2004172738.tif 000019
である。
【００２６】
（７），（１０）式を用いて位相制御を行い、〔外１〕を得ることが、既知の三角関数の値を算出する必要のない復調装置に判定値を用いないブラインド等化アルゴリズムを適用した方法である。
また、これを実行する復調装置が図１４に示されている。
【００２７】
しかし、この方法では、（７），（１０）式によるＨ，Ｆの更新の際に、Ｈ，Ｆの振幅変動が大きくなる傾向があり、安定性の面で問題がある。
【００２８】
そこで、本発明では、Ｈ，Ｆの振幅を規格化することで安定性を向上させる。規格化は、必ずしもＨ，Ｆの更新の都度行う必要はなく、周期的に行っても、振幅誤差に閾値を設けてそれを越えたら行うようにしてもよいが、ここでは、Ｈ，Ｆの更新のたびに規格化を行うものとして、（７），（１０）式の代わりに
【数１４】
2004172738.tif 000020
により更新を行う。これにより、〔外１〕を得ることで正しい復調動作が行われることになる。
【００２９】
以上が、本発明の第１の実施形態の基本原理である。
図１は、本発明復調装置の第１の実施形態をブロック図にて示している。
この図１を含めて、以下のブロック図では、二重線は複素スカラー量で表される信号線を表すこととする。
図１において、１，３は複素乗算器、２は誤差評価回路、４は位相誤差補償量更新回路、５，８は規格化回路、６，９は遅延回路、および７は周波数誤差補償量更新回路である。
【００３０】
動作につき説明する。
図１に示す回路は、入力信号Ｕ（ｎ）に位相誤差補償量Ｈ（ｎ）を複素乗算器１で複素乗算することで位相誤差を取り除き、復調信号Ｖ（ｎ）を得る回路である。復調信号Ｖ（ｎ）から誤差評価回路２により誤差評価値
【外５】
2004172738.tif 000021
が得られ、得られた誤差評価値〔外５〕と入力信号Ｕ（ｎ）を複素乗算器３で複素乗算することにより更新信号Ｅ（ｎ）が得られる。位相誤差補償量更新回路４には、更新信号Ｅ（ｎ）、遅延回路６で遅延させた位相誤差補償量Ｈ（ｎ）、周波数誤差補償量Ｆ（ｎ）が入力され、その出力を規格化回路５により絶対値で規格化することで、次回の位相誤差補償に用いるＨ（ｎ＋１）が得られる。このＨ（ｎ＋１）が次のステップで遅延回路６より出力されることにより、Ｕ（ｎ＋１）の位相誤差補償が行われる。
【００３１】
また、周波数誤差補償量更新回路７には、更新信号Ｅ（ｎ）、位相誤差補償量Ｈ（ｎ）、遅延回路９で遅延させた周波数誤差補償量Ｆ（ｎ）が入力され、その出力を規格化回路８により絶対値で規格化することで、次回の周波数誤差補償に用いるＦ（ｎ＋１）が得られる。このＦ（ｎ＋１）が次のステップで遅延回路９より出力され、Ｈ（ｎ＋２），Ｆ（ｎ＋２）を得るために用いられる。
【００３２】
図２は、図１中の位相誤差補償量更新回路４の構成をブロック図にて示している。
図２において、１０は重み付け回路、１１は減算器、および１２は複素乗算器である。
【００３３】
動作につき説明する。
入力された更新信号Ｅ（ｎ）に、重み付け回路１０で、ステップサイズμの重み付けを施し、これを減算器１１において位相誤差補償量Ｈ（ｎ）から減算する．さらに減算器１１の出力と周波数誤差補償量Ｆ（ｎ）とを複素乗算器１２で複素乗算し、結果を出力する。ステップサイズμは、収束の状態に応じて、値を変えてもよい。
【００３４】
図３は、図１中の周波数誤差補償量更新回路７の構成をブロック図にて示している。
図３において、１３は重み付け回路、１４は複素共役回路、１５，１６は複素乗算器、および１７は減算器である。
【００３５】
動作につき説明する。
入力された更新信号Ｅ（ｎ）に、重み付け回路１３で、ステップサイズ
【外６】
2004172738.tif 000022
の重み付けを施し、これと、位相誤差補償量Ｈ（ｎ）を複素共役回路１４を通して得られた
【外７】
2004172738.tif 000023
とを、複素乗算器１５で複素乗算する。さらに周波数誤差補償量Ｆ（ｎ）と複素乗算器１６で複素乗算し、その結果を減算器１７において周波数誤差補償量Ｆ（ｎ）から減算し、結果を出力する。ステップサイズ〔外６〕は、収束の状態に応じて、値を変えてもよい。
【００３６】
図４は、図１中の誤差評価回路２の構成をブロック図にて示している。
図４において、１８，１９は２乗器、２０，２１は減算器、２２，２３は乗算器、および２４は符号反転回路である。
なお、図４において、実線は実スカラー量で表現される信号線を、また二重線は複素スカラー量で表される信号線をそれぞれ表している。
【００３７】
複素スカラー量で表現される復調信号Ｖ（ｎ）を実部ｖｒ、虚部ｖｉに分け、それぞれを２乗器１８，１９により２乗し、それら２乗した値から減算器２０，２１によりそれぞれ基準値を減算する。得られた結果のそれぞれに、乗算器２２，２３により実部ｖｒ、虚部ｖｉを乗算してｅｒ、ｅｉを得る。ｅｉについては、符号反転回路２４で符号反転したうえで、複素数化して誤差評価値
【数１５】
2004172738.tif 000024
を得る。
これは、上述した第１の実施形態の基本原理の説明中の（６）式に相当し、基準値は（２）式から得られる。また、非特許文献２に記載されているように収束状況に応じて基準値を切替えてもよい。
【００３８】
図５は、図１中の規格化回路５，８で行われる演算をフローチャートにて示している。
この演算は、当該回路に入力された複素信号Ｘ（＝Ｘｒ＋ｊＸｉ）の実部Ｘｒ、虚部Ｘｉの２乗の和Ｙを計算し、Ｙの平方根Ｚを求めることで絶対値を得て、その絶対値で、入力された複素信号Ｘを除算することで規格化を行うものである。
【００３９】
以上の回路構成により、本発明の原理説明で用いた（７），（１０）式による位相誤差補償量Ｈ（ｎ）、周波数誤差補償量Ｆ（ｎ）の更新において、更新の都度、規格化によりその振幅変動を押さえることになり、その結果、位相誤差の安定な補償が可能になり、復調に使用して安定な搬送波が再生される。
なお、規格化を行うにあたっては、絶対値Ｚに近似した値を用い、これで規格化してもよい。
【００４０】
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。
第２の実施形態は、図５における規格化回路での複素数Ｘ（＝Ｘｒ＋ｊＸｉ）に対する絶対値演算を、平方根演算が不要な近似演算に変更したものである。絶対値Ｚの近似式は次の通りである。
【数１６】
2004172738.tif 000025
【００４１】
この近似式自体は、例えば、特許文献５に等化プロセスにおける誤差量計算の近似方法として記載されている既知の近似式である。
図６は、この近似式を使用する場合の規格化演算をフローチャートにて示している。
図６に示すように、入力された複素信号Ｘ（＝Ｘｒ＋ｊＸｉ）の実部Ｘｒ、虚部Ｘｉの絶対値の大小を比較し、｜Ｘｒ｜＞｜Ｘｉ｜であれば、ＭＩＮ＝｜Ｘｉ｜，ＭＡＸ＝｜Ｘｒ｜とし、そうでなければ、ＭＩＮ＝｜Ｘｒ｜，ＭＡＸ＝｜Ｘｉ｜とする．次に、ＭＡＸを４で割る。これは、ＭＡＸを２ビットだけ右にシフトすることで実現できる。シフトした結果をＳＭＡＸとする。
【００４２】
さらに、ＭＩＮからＳＭＡＸを減算した値をＹとし、その正負を判断する。Ｙ＜０であれば、ＭＡＸを２で複素信号Ｘの絶対値Ｚとして出力し、そうでなければ、ＭＡＸを２で割る。これは、ＭＡＸを１ビットだけ右にシフトすることで実現できる。シフトした結果をＹＹとする。ＭＡＸとＹＹの和Ｚを求め、これを複素信号Ｘの絶対値として出力する。
以上、絶対値の近似演算プロセスを用いることにより、搬送波再生回路を安定化させるための規格化回路を極めて効率的に実現することができる。
【００４３】
次に、本発明復調装置の第３の実施形態について説明する。
図７は、本発明復調装置の第３の実施形態をブロック図にて示している。
この第３の実施形態は、図７に示すように、前述した第１の実施形態中、複素乗算器１の出力側から誤差評価回路２の入力側の間に等化器２５を配置するとともに、複素乗算器３に供給される入力信号Ｕを等化器２５相当時間分遅延させる遅延回路２６を、複素乗算器３の入力信号Ｕ供給側に配置したものであり、これは、誤差評価回路２を搬送波再生回路と等化器２５が共用する構成となっている。
なお、誤差評価回路２の出力側と等化器２５の間には、スイッチＳＷが配置されているが、この動作については次に説明する。
【００４４】
図８は、図７中の等化器２５を、判定帰還等化器に構成した場合をブロック図にて示している。
図８において、２６はＦｅｅｄ−Ｆｏｗａｒｄ  ＦＩＲ  Ｆｉｌｔｅｒ  （ＦＦＦＦ）、２７，３１は係数更新部、２８は加算器、２９は判定回路、および３０はＦｅｅｄ−Ｂａｃｋ  ＦＩＲ  Ｆｉｌｔｅｒ（ＦＢＦＦ）である。
【００４５】
図７、図８の動作を説明する。
図７に示すように、等化器２５が入ることにより、復調信号Ｖを得るまでの時間遅れが発生するため、遅延回路２６により、更新信号Ｅを得るための入力信号Ｕをその分遅延させる。初期段階では、図７、図８に示すスイッチＳＷを開くことにより、誤差評価回路２の出力は搬送波再生回路でのみ利用され、等化器２５には入力されないようにしてＦＩＲ  Ｆｉｌｔｅｒの初期のタップ係数を維持するようにし、搬送披再生回路が収束してきた段階で、スイッチＳＷを閉じて誤差評価回路２の出力を等化器２５に入力して、等化器を動作させることも可能である。ここで、ＦＩＲ  Ｆｉｌｔｅｒのタップ係数の更新を開始するまでは、等化器２５は単なる遅延回路となるように、初期タップ係数を与えておく。
【００４６】
次に、本発明復調装置の第４の実施形態について説明する。
図９は、本発明復調装置の第４の実施形態をブロック図にて示している。
本実施形態は、図７に示した等化器２５を通した信号と、通さない信号を切替スイッチＳＷ′で切り替えて誤差評価回路２に供給するようにしたものである。
【００４７】
すなわち、初期段階で等化器２５を動作させない状態においては、搬送波再生のループ遅延を短くするため、等化器入力前の信号（複素乗算器１の出力信号）を誤差評価回路２に直接入力する。そして、等化器２５を動作きせる段階では、図７におけると同様に等化器２５が入り、誤差評価回路２を搬送波再生回路と等化器２５が共用する。それと同時に更新信号Ｅを得るために、その分、切替スイッチＳＷ″で切り替えて遅延回路２６で遅延させた入力信号Ｕを用いる。
【００４８】
図１０は、本発明復調装置の第３の実施形態、すなわち等化器を配置した復調装置において、シミュレーションで得られた１０２４ＱＡＭのコンスタレーションを示している。
このコンスタレーションは、受信Ｃ／Ｎ＝３７ｄＢ、準同期検波の周波数ずれがシンボルレートの０．３％、Ｄ／Ｕ＝１１ｄＢの反射があると仮定した受信環境下で得られたものである。
【００４９】
図１１は、本発明による位相誤差補償量Ｈ、周波数誤差補償量Ｆの規格化を行わなかった場合のコンスタレーションを、比較例として示している。
比較例では、振幅変動により正しいコンスタレーションが得られず、そのため、安定した搬送波の再生および等化が実現されていない。
なお、等化器の構成は、Ｆｅｅｄ−Ｆｏｗａｒｄ  ＦＩＲ  Ｆｉｌｔｅｒ  （ＦＦＦＦ）がタップ数７でタップ間隔はシンボル周期の１／２、また、Ｆｅｅｄ−Ｂａｃｋ  ＦＩＲ  Ｆｉｌｔｅｒ（ＦＢＦＦ）がタップ数３２でタップ間隔はシンボル周期と等しくした。
【００５０】
以上の説明においては、本発明復調装置を構成するのに、ＭＣＭＡアルゴリズムに基いた誤差評価回路を使用するものとしたが、本発明は、それに限定されるものではない。
【００５１】
【発明の効果】
本発明によれば、三角関数の値を算出する必要のない搬送波再生回路において、ブラインド等化アルゴリズムを適用して位相誤差補償量Ｈを更新することで、反射のある環境下で多値ＱＡＭ伝送を行う場合に、判定誤りが生じやすい状況においても初期引き込みを可能とし、その際に、更新のたびに位相誤差補償量Ｈ、周波数誤差補償最Ｆをその絶対値で規格化することにより、位相誤差補償量Ｈ、周波数誤差補償最Ｆの振幅変動をなくし、搬送波再生動作を安定化することを可能にした。
【００５２】
また、本発明によれば、規格化のための絶対値演算に、大小比較、ビットシフト、加算のみからなる近似演算を用いることで、平方根演算を行う場合と比較して回路規模を小さくすることが可能となった。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明復調装置の第１の実施形態をブロック図にて示している。
【図２】図１中の位相誤差補償量更新回路の構成をブロック図にて示している。
【図３】図１中の周波数誤差補償量更新回路の構成をブロック図にて示している。
【図４】図１中の誤差評価回路の構成をブロック図にて示している。
【図５】図１中の規格化回路で行われる演算をフローチャートにて示している。
【図６】誤差量計算に近似式を使用する場合（本発明復調装置の第２の実施形態）の規格化演算をフローチャートにて示している。
【図７】本発明復調装置の第３の実施形態をブロック図にて示している。
【図８】図７中の等化器を、判定帰還等化器に構成した場合をブロック図にて示している。
【図９】本発明復調装置の第４の実施形態をブロック図にて示している。
【図１０】本発明復調装置の第３の実施形態について、シミュレーションで得られた１０２４ＱＡＭのコンスタレーションを示している。
【図１１】本発明による位相誤差補償量Ｈ、周波数誤差補償量Ｆの規格化を行わなかった場合のコンスタレーションを、比較例として示している。
【図１２】従来のＱＡＭ復調に用いられる復調装置の一例の構成をブロック図にて示している。
【図１３】図１２中の搬送波再生部の一構成例をブロック図にて示している。
【図１４】復調信号Ｖの判定後の値Ｄ（またはトレーニング信号）と入力複素信号Ｕとの誤差を利用してウイナーフィルターの係数を更新する従来の復調装置の一例の構成をブロック図にて示している。
【符号の説明】
１，３  複素乗算器
２  誤差評価回路
４  位相誤差補償量更新回路
５，８  規格化回路
６，９  遅延回路
７  周波数誤差補償量更新回路
１０  重み付け回路
１１  減算器
１２  複素乗算器
１３  重み付け回路
１４  複素共役回路
１５，１６  複素乗算器
１７  減算器
１８，１９  ２乗器
２０，２１  減算器
２２，２３  乗算器
２４  符号反転回路
２５  等化器
２６  遅延回路
２７  Ｆｅｅｄ−Ｆｏｗａｒｄ  ＦＩＲ  Ｆｉｌｔｅｒ  （ＦＦＦＦ）
２８，３２  係数更新部
２９  加算器
３０  判定回路
３１  Ｆｅｅｄ−Ｂａｃｋ  ＦＩＲ  Ｆｉｌｔｅｒ（ＦＢＦＦ）
３３  Ａ−Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）
３４  準同期検波部
３５  タイミング再生部
３６  ロールオフフィルタ
３７  搬送波再生部
３８  判定帰還等化器
３９  位相検出部
４０  ループフィルタ
４１  デジタルＶＣＯ
４２  複素乗算器
４３  判定回路
ＳＷ  スイッチ
ＳＷ′、ＳＷ″  切替スイッチ
【図１】
2004172738.tif 000026
【図２】
2004172738.tif 000027
【図３】
2004172738.tif 000028
【図４】
2004172738.tif 000029
【図５】
2004172738.tif 000030
【図６】
2004172738.tif 000031
【図７】
2004172738.tif 000032
【図８】
2004172738.tif 000033
【図９】
2004172738.tif 000034
【図１０】
2004172738.tif 000035
【図１１】
2004172738.tif 000036
【図１２】
2004172738.tif 000037
【図１３】
2004172738.tif 000038
【図１４】
2004172738.tif 000039