(57)【要約】【課題】大きなダイナミックレンジの確保と精度の高い周波数調整を可能とするフィルタ回路を提供する。【解決手段】Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタは、Ｔ型回路部４（第１のＴ型フィルタ部）とＴ型回路部５（第２のＴ型フィルタ部）のそれぞれの前段に、第１可変利得アンプ２と第２の可変利得アンプ３が接続されて設けられ、可変利得アンプ２、可変利得アンプ３の入力部が共通の入力端子Ｖｉｎに接続され、Ｔ型回路部４とＴ型回路部５の出力部が共通の出力端子６に接続されている。そして、例えば第２の可変利得アンプ３の利得を変化させて第１の可変利得アンプ２と第２の可変利得アンプ３の利得比を変えることにより、Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタの周波数特性を連続的に変化させる構成とする。【選択図】　図１
2004023652.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
信号を入力して増幅する第１の可変利得アンプと、
同信号を入力して増幅する第２の可変利得アンプと、
前記第１の可変利得アンプの出力を入力し、第１の抵抗と第２の抵抗と第１のコンデンサを備えた第１のＴ型フィルタ部と、
前記第２の可変利得アンプの出力を入力し、第２の容量と第３の容量と第３の抵抗を備えた第２のＴ型フィルタ部と、を有し、
前記第１、第２の可変利得アンプのどちらか一方の利得を変化させることを特徴とするフィルタ回路。
【請求項２】
前記第１のＴ型回路と前記第２のＴ型回路の共通出力側に接続されるバッファアンプを設け、前記バッファアンプの出力側を前記第１のＴ型回路の第１の容量及び前記第２のＴ型回路の第３の抵抗に接続して負帰還路を形成することを特徴とする請求項１に記載のフィルタ回路。
【請求項３】
信号を入力して増幅する第１の可変利得アンプと、
同信号を入力して増幅する第２の可変利得アンプと、
前記第１の可変利得アンプの出力を入力し、第１の抵抗と第２の抵抗と第１のコンデンサを備えた第１のＴ型フィルタ部と、
前記第２の可変利得アンプの出力を入力し、第２の容量と第３の容量と第３の抵抗を備えた第２のＴ型フィルタ部と、
前記第１、第２の可変利得アンプに入力される信号と前記第１、第２のＴ型フィルタ部の共通出力信号との位相を比較する位相比較部と、
前記位相比較部より得られる位相差を積分するループフィルタ部と、
前記積分された位相差を前記第１又は第２の可変利得アンプのどちらか一方の利得を変化させる制御信号として帰還させる負帰還路と、
を備えたことを特徴とするフィルタ回路。
【請求項４】
信号を入力して増幅する第１の可変利得アンプと、
同信号を入力して増幅する第２の可変利得アンプと、
前記第１の可変利得アンプの出力を入力し、第１の抵抗と第２の抵抗と第１のコンデンサを備えた第１のＴ型フィルタ部と、
前記第２の可変利得アンプの出力を入力し、第２の容量と第３の容量と第３の抵抗を備えた第２のＴ型フィルタ部と、
前記第１、第２の可変利得アンプに入力される信号と前記第１、第２のＴ型フィルタ部の共通出力信号との位相を比較する位相比較部と、
前記位相比較部より得られる位相差を積分するループフィルタ部と、
前記積分された位相差をデジタル値に変換するＡＤ変換部と、
前記ＡＤ変換されて得られるデジタル値を保持する保持回路と、
前記ＡＤ変換されて得られるデジタル値又は前記保持されたデジタル値をアナログ信号に変換するＤＡ変換部と、
前記ＤＡ変換されて得られたアナログ信号を前記第１又は第２の可変利得アンプのどちらか一方の利得を変化させる制御信号として帰還させる負帰還路と、
を備えたことを特徴とするフィルタ回路。
【請求項５】
前記保持回路に前記デジタル値が保持された後、この保持されたデジタル値を前記第１又は第２の可変利得アンプのどちらか一方の利得を変化させる制御信号として用いることを特徴とする請求項４に記載のフィルタ回路。
【請求項６】
前記保持回路に前記デジタル値を前記制御信号として用いる際には前記負帰還路を遮断することを特徴とする請求項５に記載のフィルタ回路。
【請求項７】
高周波信号を受信する受信部と、
前記受信された高周波信号をＩ，Ｑのベースバンド信号に変換する周波数変換部と、
前記Ｉ，Ｑのベースバンド信号の帯域制限を行う請求項１又は２に記載のフィルタ回路を含むチャネル選択フィルタ部と、
前記帯域制限されたＩ，Ｑのベースバンド信号の利得を制御する利得制御部と、
前記利得を制御されたＩ，Ｑのベースバンド信号を量子化する量子化部と、
前記量子化されたＩ，Ｑのベースバンド信号を処理するベースバンド信号処理部と、
を備えたことを特徴とする受信回路。
【請求項８】
請求項３又は４に記載のフィルタ回路で発生する前記制御信号を前記チャネル選択フィルタ部に含まれる請求項１に記載のフィルタ回路の前記第１又は第２の可変利得アンプのどちらか一方の利得を変化させる制御信号として用いることを特徴とする請求項７に記載の受信回路。
【請求項９】
信号を入力するｇｍ−Ｃフィルタ部と、前記入力される信号とｇｍ−Ｃフィルタ部の出力信号との位相を比較する位相比較部と、前記位相比較部より得られる位相差を積分して制御信号とするループフィルタ部と、前記制御信号により前記ｇｍ−Ｃフィルタ部の動作電流を制御する負帰還路とを有するｇｍ−Ｃフィルタを設け、
このｇｍ−Ｃフィルタ部で発生する前記制御信号を所定倍して、前記チャネル選択フィルタ部に含まれる請求項１又は２に記載のフィルタ回路の前記第１又は第２の可変利得アンプのどちらか一方の利得を変化させる制御信号として用いることを特徴とする請求項７に記載の受信回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、携帯無線装置等で用いられるダイレクトコンバージョン受信方式で利用されるパッシブ素子で構成されるフィルタ回路及びこのフィルタ回路を用いた受信回路に関し、特にフィルタ回路の周波数特性の調整に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、ダイレクトコンバージョン受信機やスーパーヘテロダイン受信機のように中間周波数を極低周波に設定したローＩＦ受信機と呼ばれる受信方式の開発が盛んに行われている。これらダイレクトコンバージョン受信機やローＩＦ受信機や、スーパーヘテロダイン受信機ではＳＡＷフィルタやセラミックフィルタ等により実現していたチャネル選択フィルタを半導体集積回路（ＩＣ）上で構成して内蔵化できるため、無線端末の小型化やローコスト化を実現する手法として注目されている。
【０００３】
上記のようにＩＣにフィルタを内蔵化した場合には、ＩＣ上の抵抗、容量などの素子ばらつきによりフィルタの周波数特性にもばらつきが生じる。この周波数特性のばらつきを調整するために、第１の従来技術では、抵抗または容量を調整するためのスイッチを設け、これらスイッチを切り換えることで抵抗または容量値を調整することが行われている。
【０００４】
図１４は第１の従来技術を説明するもので、ここでは基本的なローパスフィルタ（ＬＰＦ）構成を用いて説明する。ＬＰＦは抵抗１０２と容量１０３で基本的には構成され、信号源１０１の信号はこのＬＰＦを通ることにより、高域成分がカットされる。
【０００５】
ここで、容量１０３に対して、容量１０５とスイッチ（トランジスタ）１０４の直列回路と、容量１０７とスイッチ（トランジスタ）１０６の直列回路が並列に接続されている。従って、スイッチ１０４、１０６をスイッチ制御部１０８によってオン、オフ制御することにより、ローパスフィルタの容量値を変化させることができる。ここでは、スイッチ１０４は閉じ（オン）、スイッチ１０６は開いている（オフ）ものとする。また、容量１０５及び容量１０７は容量１０３のΔ倍の値とする。
【０００６】
上記のようなＬＰＦの周波数特性ｆは、抵抗Ｒ，容量Ｃで示すと、次の式（１）で表される。
ｆ＝１／２πＲＣ　　…（１）
ＩＣ上で構成した抵抗、容量は製造ばらつきを生じるため、このばらつきにより、式（１）のＲ及びＣが設計値から変化して、周波数特性ｆに誤差が生じる。
【０００７】
ここでは、式（１）のＣは容量１０３＋容量１０５の値とすると、上記周波数特性ｆの誤差を調整するには、式（１）のＣまたはＲを調整すればよい。そこで、スイッチ１０４を開けば式（１）の周波数特性ｆはΔ％高くすることができる。一方，スイッチ１０４、１０６を閉じれば式（１）の周波数特性ｆはΔ％低くすることができる。図１４のＬＰＦでスイッチと抵抗を同様に複数設けることで周波数特性ｆを複数段階で変化させることができる。
【０００８】
上記従来例は、容量値をスイッチにより変化する例について説明したが、同様の構成で抵抗をスイッチで可変しても同様の効果が得られる。しかし、図１４の構成ではスイッチを用いて抵抗または容量を可変するため、離散的な調整となり、このため、精度の高い調整にはスイッチと抵抗または容量が多数必要である。さらに、フィルタが多段カスケード接続されて構成されている場合は、周波数特性を決定している全ての抵抗または容量を調整するためのスイッチを設けると、スイッチの数が非常に多くなって回路規模が非常に大きくなってしまう。
【０００９】
図１５は第２の従来技術を説明するもので、電流によりｇｍ値が可変できるｇｍ−Ｃフィルタで構成して電流値調整により周波数特性の調整を行っている。ＬＰＦは、ｇｍアンプ１１２と、このｇｍアンプ１１２の出力側に接続された容量１１３で構成され、信号１１１はこのＬＰＦを通ることにより、高域成分がカットされた出力信号１１４となる。
【００１０】
この従来例のＬＰＦも第１の従来技術と同様にＩＣ上の抵抗及び容量のばらつきにより周波数特性が変化する。このため、ｇｍアンプ１１２を用いたｇｍ−Ｃフィルタでは、ｇｍアンプ１１２の動作電流を可変してｇｍを変化させて周波数特性を変化させることで、上記ばらつきに対応している。
【００１１】
図１６はｇｍアンプ１１２の詳細回路図である。ｇｍアンプ１１２は、トランジスタ１１５と１１６の差動対、トランジスタ１１７と１１８の能動負荷及び電流源１１９で構成される。
【００１２】
上記の構成で、ｇｍは、電流源１１９の動作電流をｉｏとし、Ｖｔを熱電圧とすると、次の式（２）で表される。
ｇｍ＝ｉｏ／２Ｖｔ　　…（２）
【００１３】
この式（２）からｉｏすなわち電流源１１９の電流を変化させることでｇｍが変化する。このｇｍと（１）式で用いＲとの関係は、次の式（３）の関係にある。
Ｒ＝１／ｇｍ　　…（３）
従って、電流源１１９の電流調整によりｇｍを変化できるため、周波数特性ｆを容易に精度良く調整できる。
【００１４】
図１７は、図１５のｇｍ−Ｃフィルタと、抵抗と容量によるローパスフィルタ（ＲＣフィルタ）の入出力振幅特性例を示した図である。この図１７において、１２１はｇｍ−Ｃフィルタ通過域入出力振幅特性を、１２２はＲＣフィルタ通過域入出力振幅特性を、１２３はｇｍ−Ｃフィルタ遮断域入出力振幅特性を、１２４はＲＣフィルタ遮断域入出力振幅特性を示している。ところで、受信機では微弱な信号と妨害波などの大信号を同時に扱う必要あるが、図１７の特性図からｇｍ−Ｃフィルタは大きな信号を扱うことが難しいことが分かる。
【００１５】
なお、上記従来例の説明では、ＬＰＦを例にとって行ったが、ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、オールパスフィルタ（ＡＰＦ）、バンドエリミネーションフィルタ（ＢＥＦ）についても同様である。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
以上説明したように、ダイレクトコンバージョン等の受信機のチャネル選択フィルタを構成する場合、第１の従来例では、スイッチを用いて抵抗または容量を可変する構成のため、周波数特性の調整が離散的となり、精度の高い調整にはスイッチと抵抗または容量が多数必要である。さらに、フィルタが多段カスケード接続されて構成されている場合は、周波数特性を決定している全ての抵抗または容量を調整するためのスイッチを設けると、スイッチの数が非常に多くなって回路規模が非常に大きくなり、ＩＣ上で構成するには不適当となる課題がある。
【００１７】
また、受信機では微弱な信号と妨害波などの大信号を同時に扱う必要あるが、第２の従来例のようにｇｍ−Ｃフィルタを用いた場合、電流調整によりｇｍを変化できるため、周波数特性ｆを容易に精度良く調整できるが、図１７の特性図からｇｍ−Ｃフィルタは大きな信号を扱うことが難しいという課題がある。
【００１８】
本発明は、上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、素子ばらつきによる周波数特性のばらつきを高精度に調整でき、且つ、大きな信号を扱えるダイナミックレンジを兼ね備えたフィルタ回路及びこのフィルタ回路を用いた受信回路を提供することにある。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
本発明のフィルタ回路は、信号を入力して増幅する第１の可変利得アンプと、同信号を入力して増幅する第２の可変利得アンプと、前記第１の可変利得アンプの出力を入力し、第１の抵抗と第２の抵抗と第１のコンデンサを備えた第１のＴ型フィルタ部と、前記第２の可変利得アンプの出力を入力し、第２の容量と第３の容量と第３の抵抗を備えた第２のＴ型フィルタ部と、を有し、前記第１、第２の可変利得アンプのどちらか一方の利得を変化させることを特徴とする。
【００２０】
上記構成により、第１のＴ型フィルタ部と第２のＴ型フィルタ部はＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタを構成し、その前段の第１、第２の可変利得アンプの利得比を変えることにより、Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタの周波数特性が連続的に変化する。これにより、Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタの周波数特性を連続的且つ容易に精度良く調整することができ、且つ入力信号に対する高いダイナミックレンジを得ることが可能となる。
【００２１】
また、本発明は、前記第１のＴ型回路と前記第２のＴ型回路の共通出力側に接続されるバッファアンプを設け、前記バッファアンプの出力側を前記第１のＴ型回路の第１の容量及び前記第２のＴ型回路の第３の抵抗に接続して負帰還路を形成することを特徴とする。
【００２２】
上記構成により、第１のＴ型フィルタ部と第２のＴ型フィルタ部はＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタを構成し、その前段の第１、第２の可変利得アンプの利得比を変えることにより、Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタの周波数特性が連続的に変化し、バッファアンプを通してＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタの出力信号が取り出される。これにより、Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタの周波数特性を連続的且つ容易に精度良く調整することができ、且つ入力信号に対する高いダイナミックレンジを得ることが可能となる。
【００２３】
本発明のフィルタ回路は、信号を入力して増幅する第１の可変利得アンプと、同信号を入力して増幅する第２の可変利得アンプと、前記第１の可変利得アンプの出力を入力し、第１の抵抗と第２の抵抗と第１のコンデンサを備えた第１のＴ型フィルタ部と、前記第２の可変利得アンプの出力を入力し、第２の容量と第３の容量と第３の抵抗を備えた第２のＴ型フィルタ部と、前記第１、第２の可変利得アンプに入力される信号と前記第１、第２のＴ型フィルタ部の共通出力信号との位相を比較する位相比較部と、前記位相比較部より得られる位相差を積分するループフィルタ部と、前記積分された位相差を前記第１又は第２の可変利得アンプのどちらか一方の利得を変化させる制御信号として帰還させる負帰還路と、を備えたことを特徴とする。
【００２４】
上記構成により、基準の入力信号を第１、第２の可変利得アンプを通して第１のＴ型フィルタ部と第２のＴ型フィルタ部からなるＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタに入力すると、Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタの出力信号と前記入力信号の位相差がとられて積分され、この信号（制御信号）が例えば第２の可変利得アンプの利得制御端子に帰還されることにより、前記位相差が所定値になるように第２の可変利得アンプの利得が制御され、前記所定値に対応する周波数特性を前記Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタが持つように自動調整される。したがって、Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタの周波数特性を所定の特性に自動調整することが可能となる。
【００２５】
本発明のフィルタ回路は、信号を入力して増幅する第１の可変利得アンプと、同信号を入力して増幅する第２の可変利得アンプと、前記第１の可変利得アンプの出力を入力し、第１の抵抗と第２の抵抗と第１のコンデンサを備えた第１のＴ型フィルタ部と、前記第２の可変利得アンプの出力を入力し、第２の容量と第３の容量と第３の抵抗を備えた第２のＴ型フィルタ部と、前記第１、第２の可変利得アンプに入力される信号と前記第１、第２のＴ型フィルタ部の共通出力信号との位相を比較する位相比較部と、前記位相比較部より得られる位相差を積分するループフィルタ部と、前記積分された位相差をデジタル値に変換するＡＤ変換部と、前記ＡＤ変換されて得られるデジタル値を保持する保持回路と、前記ＡＤ変換されて得られるデジタル値又は前記保持されたデジタル値をアナログ信号に変換するＤＡ変換部と、前記ＤＡ変換されて得られたアナログ信号を前記第１又は第２の可変利得アンプのどちらか一方の利得を変化させる制御信号として帰還させる負帰還路と、を備えたことを特徴とする。
【００２６】
上記構成により、基準の入力信号を第１、第２の可変利得アンプを通して第１のＴ型フィルタ部と第２のＴ型フィルタ部からなるＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタに入力すると、Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタの出力信号と前記入力信号の位相差がとられて積分され、この信号（制御信号）がＡＤ変換されてデジタル値になり、それがＤＡ変換されて元の制御信号に戻って、例えば第２の可変利得アンプの利得制御端子に帰還されることにより、前記位相差が所定値になるように第２の可変利得アンプの利得が制御され、前記所定値に対応する周波数特性を前記Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタが持つように自動調整される。この際、前記デジタル値が保持される。したがって、Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタの周波数特性を所定の特性に自動調整することが可能となる。
【００２７】
また、本発明は、前記保持回路に前記デジタル値が保持された後、この保持されたデジタル値を前記第１又は第２の可変利得アンプのどちらか一方の利得を変化させる制御信号として用いることを特徴とする。
【００２８】
上記構成により、次回から、前記保持されたデジタル値をＤＡ変換して元の制御信号に戻し、この制御信号を例えば第２の可変利得アンプの利得制御端子に与えることにより、直ちに前記Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタの周波数特性を自動調整することができるため、間欠動作時にも応答度よく自動調整を行うことが可能になる。
【００２９】
また、本発明は、前記保持回路に前記デジタル値を前記制御信号として用いる際には前記負帰還路を遮断することを特徴とする。
【００３０】
上記構成により、負帰還路を遮断すると、前記Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタの周波数自動調整に用いる基準の信号が前記可変利得アンプの利得を制御する前記制御信号にスプリアスとして重畳する経路が絶つことができ、不要なスプリアスの影響を受けにくくなる。
【００３１】
本発明の受信回路は、高周波信号を受信する受信部と、前記受信された高周波信号をＩ，Ｑのベースバンド信号に変換する周波数変換部と、前記Ｉ，Ｑのベースバンド信号の帯域制限を行う上記いずれかに記載のフィルタ回路を含むチャネル選択フィルタ部と、前記帯域制限されたＩ，Ｑのベースバンド信号の利得を制御する利得制御部と、前記利得を制御されたＩ，Ｑのベースバンド信号を量子化する量子化部と、前記量子化されたＩ，Ｑのベースバンド信号を処理するベースバンド信号処理部と、を備えたことを特徴とする。
【００３２】
上記構成により、受信機は、受信した高周波信号をＩ，Ｑのベースバンド信号に変換し、これらＩ，Ｑのベースバンド信号の帯域制限をチャネル選択フィルタ部により行い、この帯域制限されたＩ，Ｑのベースバンド信号の利得を制御した後、Ｉ，Ｑのベースバンド信号を量子化し、前記量子化されたＩ，Ｑのベースバンド信号を処理する。前記チャネル選択フィルタ部は上記のフィルタ回路を含むため、第１、第２の可変利得アンプの利得比を変えることにより、チャネル選択フィルタ部の周波数特性が所定の特性に連続的且つ容易に調整される。したがって、抵抗や容量をスイッチで切り換えることなく極めて容易に周波数調整ができ、特にダイレクトコンバージョン受信機やローＩＦ受信機のチャネル選択フィルタ等で要求される高いダイナミックレンジと高い周波数精度を容易に実現することが可能になる。
【００３３】
また、本発明は、上記いずれかに記載のフィルタ回路で発生する前記制御信号を前記チャネル選択フィルタ部に含まれる上記のフィルタ回路の前記第１又は第２の可変利得アンプのどちらか一方の利得を変化させる制御信号として用いることを特徴とする。
【００３４】
上記構成により、前記制御信号によりチャネル選択フィルタ部を構成するＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタの可変利得アンプの利得を変化させることによって、所定の周波数特性に自動調整される。したがって、Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタの周波数特性を所定の特性に自動調整することが可能となる。
【００３５】
本発明の受信回路は、信号を入力するｇｍ−Ｃフィルタ部と、前記入力される信号とｇｍ−Ｃフィルタ部の出力信号との位相を比較する位相比較部と、前記位相比較部より得られる位相差を積分して制御信号とするループフィルタ部と、前記制御信号により前記ｇｍ−Ｃフィルタ部の動作電流を制御する負帰還路とを有するｇｍ−Ｃフィルタを設け、このｇｍ−Ｃフィルタ部で発生する前記制御信号を所定倍して、前記チャネル選択フィルタ部に含まれる上記いずれかに記載のフィルタ回路の前記第１又は第２の可変利得アンプのどちらか一方の利得を変化させる制御信号として用いることを特徴とする。
【００３６】
上記構成により、基準の入力信号をｇｍ−Ｃフィルタ部に入力し、このｇｍ−Ｃフィルタ部の出力信号と前記入力信号の位相差を積分し、この信号（制御信号）がｇｍ−Ｃフィルタ部の動作電流を変化させる制御端子に帰還されることにより、前記位相差が所定値になるようにｇｍ−Ｃフィルタ部の利得が制御され、前記所定値に対応する周波数特性を前記ｇｍ−Ｃフィルタ部が持つように自動調整される。その際に、所定倍された前記制御信号により、前記チャネル選択フィルタ部を構成するＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタの周波数特性が所定の特性に自動調整される。
【００３７】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施形態を説明する。
（第１実施形態）
図１は、本発明の第１実施形態に係るＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタの構成例を示した回路図である。Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタは、可変利得アンプ２にＴ型回路部４が接続された回路と、可変利得アンプ３にＴ型回路部５が接続された回路を並列に接続して構成され、可変利得アンプ２、可変利得アンプ３の入力部が共通の入力端子Ｖｉｎに接続され、Ｔ型回路部４とＴ型回路部５の出力部が共通の出力端子６に接続されている。また、信号源１からの信号が入力端子Ｖｉｎに入力される。
【００３８】
ここで、Ｔ型回路部４は抵抗４ａ、４ｂと容量４ｃから成り、Ｔ型回路部５は容量５ａ、５ｂと抵抗５ｃから成り、出力端子６はＴ型回路４、５を接続したＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタのフィルタ出力となる。
【００３９】
図２は上記した可変利得アンプ２（又は可変利得アンプ３）の詳細構成例を示した回路図である。可変利得アンプ２はトランジスタ９１、９２から成る差動対の共通エミッタ側に接続されている電流源９３の電流を変化させることで、その利得を変化させる。
【００４０】
次に、本実施形態の動作について説明する。Ｔ型回路部４とＴ型回路部５から成る基本的なＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタはＢＥＦ特性すなわちノッチ特性を示す。可変利得アンプ２、３は信号源１から入力される信号を増幅し、それぞれ増幅された信号はＴ型回路部４、Ｔ型回路部５に入力される。Ｔ型回路部４及びＴ型回路部５を通過した信号は出力端子６で加算され、フィルター出力として出力される。
【００４１】
この時、可変利得アンプ３の利得を変化させると、上記したＢＥＦ特性の変化、すなわちノッチ周波数が変化する。図３は図１に示した構成のフィルタ回路をＳＰＩＣＥにてシミュレーションした結果を示した特性図である。フィルタを構成する抵抗及び容量の素子値が製造時のばらつきにより変化しても、可変利得アンプ３の利得を変化させることでノッチ周波数を変化し得ることが分かる。
【００４２】
本実施形態によれば、ＩＣ製造時の素子ばらつきによる周波数特性のずれをスイッチの切り替え等をせずに可変利得アンプ３の利得可変で連続的に且つ精度良く調整することができると共に、Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタ２２、２３はＲＣフィルタのため、広い入力ダイナミックレンジを確保でき、微弱な信号と妨害波などの大信号を同時に扱うことができる。更に、フィルタが多段カスケード接続されている場合も回路規模を大きくすることなく、周波数特性のずれを調整することができる。
【００４３】
なお、上記実施形態では可変利得アンプ３の利得を変化させることでノッチ周波数を変化させたが、これは可変利得アンプ２の利得を変化させることでノッチ周波数を変化させても、同様の効果がある。
【００４４】
（第２実施形態）
図４は本発明の第２実施形態に係る受信機の構成例を示したブロック図である。本例は、ダイレクトコンバージョン受信機のチャネル選択フィルタに図１に示したＢＥＦ特性をもつＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタを用いた例である。
【００４５】
ダイレクトコンバージョン受信機は、アンテナ１１、低雑音アンプ１２、ミキサ１３ａ，１３ｂからなるミキサ部１３、ローカル部１４、チャネル選択フィルタ１５ａ，１５ｂからなるフィルタ部１５、利得制御アンプ１６ａ、１６ｂからなる利得制御部１６、ＡＤコンバータ１７ａ，１７ｂからなる量子化部１７及びベースバンド信号処理部１８を有している。
【００４６】
次に本実施形態の動作について説明する。アンテナ１１で受信した信号は低雑音アンプ１２で増幅された後、ミキサ部１３に入力される。ミキサ部１３では、受信信号がミキサ１３ａ，１３ｂでローカル部１４から出力される位相が直交したのローカル信号１４ａ，１４ｂとミキシングされ、Ｉ，Ｑのベースバンド信号に変換される。これらＩ，Ｑのベースバンド信号はフィルタ部１５のチャネル選択フィルタ１５ａ，１５ｂにより帯域制限された後、利得制御部１６の利得制御アンプ１６ａ、１６ｂにより規定信号レベルに増幅される。規定信号レベルに増幅されたＩ，Ｑのベースバンドは、信号量子化部１７のＡＤコンバータ１７ａ，１７ｂによりサンプリングされて量子化された後、ベースバンド信号処理部１８に入力されて複合される。
【００４７】
図５は、フィルタ部１５の周波数特性を変化させることが可能なＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタを用いたチャネル選択フィルタ１５ａ（１５ｂ）の構成例を示したブロック図である。チャネル選択フィルタ１５ａは、ＲＣフィルタ２１、Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタ２２、Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタ２３、ＬＰＦ２４、ＬＰＦ２５により構成される。
【００４８】
ここで、ＲＣフィルタ２１は直交ミキサ部１３の負荷部で構成する１次のＲＣフィルタである。Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタ２２とＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタ２３の構成は図１に示した通りである。ＬＰＦ２４、２５は両方で４次バイカッド型ｇｍ−Ｃフィルタを構成している。
【００４９】
図６は２次バイカッド型ｇｍ−Ｃフィルタ（ＬＰＦ２４または２５）の構成例を示した回路図である。４次バイカッド型ｇｍ−Ｃフィルタは、ｇｍアンプ３１、ｇｍアンプ３２、これらｇｍアンプ３１、３２の出力側に接続されている容量（Ｃ１）３４、容量（Ｃ２）３５及びこれらｇｍアンプ３１、３２の動作電流を供給する電流源３５、３６から成っている。
【００５０】
このような構成で、電流源３５、３６の電流を変化させることでｇｍ値が変化し、ｇｍ値と容量３４、３５により決定される周波数特性を変化させることができる。
【００５１】
図７は図５を構成する各フィルタによる減衰特性を示した特性図である。この図において、ＲＣフィルタ２１の周波数特性４１、Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタ２２とＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタ２３の合成周波数特性４２、ＲＣフィルタ２１とＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタ２２とＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタ２３の合成周波数特性４３、ＬＰＦ２４とＬＰＦ２５からなる４次バイカッド型ｇｍ−Ｃフィルタの周波数特性４４、チャネル選択フィルタ総合周波数特性４５を示している。
【００５２】
ＲＣフィルタ２１では遮断域特性が希望信号帯域４６にかからないようにカットオフ周波数を設定するため、隣接チャネル４７、次隣接チャネル４８では減衰量は十分に得られない。代わってＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタ２２とＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタ２３で隣接チャネル４７、次隣接チャネル４８の減衰を確保する。次次隣接チャネル４９以降のチャネルに対しては、ＲＣフィルタ２１とＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタ２２とＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタ２３によって、ＬＰＦ２４とＬＰＦ２５から成る４次バイカッドｇｍ−Ｃフィルタの入力ダイナミックレンジ以下の妨害波レベルを減衰させる。ＬＰＦ２４とＬＰＦ２５からなる４次バイカッドｇｍ−Ｃフィルタで希望信号帯域を整えると共に、次隣接チャネル４９以降のチャネルの信号減衰量を確保することができる。
【００５３】
ここで、ＩＣ製造時の抵抗または容量の素子ばらつきで図７に示すフィルタ特性にも変化が生じる。その際には、Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタ２２とＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタ２３は可変利得アンプ３の利得調整することで、ＬＰＦ２４とＬＰＦ２５から成る４次バイカッド型ｇｍ−Ｃフィルタは電流源３５、３６により動作電流３５，３６を調整することで、それぞれフィルタの周波数特性ばらつきを補正する。
【００５４】
上記、可変利得アンプ３の利得調整を行った場合、後段の信号レベルを一定に保つために、本例の受信機では図４に示すように利得制御部１６で利得を制御して規定の信号レベルとした後、量子化部１７のＡＤコンバータ１７ａ、１７ｂで信号を量子化する。図１に示すフィルタ構成であれば、フィルタの周波数特性ばらつきを利得可変アンプ３の利得可変で調整し、この状態を保持したまま、すなわち、周波数特性が調整された状態の利得可変アンプ２，３の利得差をΔＧとした場合に、ΔＧが一定となる様に利得可変することにより、利得制御部１６の利得可変制御と同様の機能を得ることができる。
【００５５】
本実施形態によれば、フィルタ部１５として入力ダイナミックレンジと高精度に周波数特性変化させて容易に調整することができるフィルタを用いているため、ダイレクトコンバージョン受信機などのチャネル選択フィルタ構成を極めて容易に行うことができると共に、その調整を容易且つ高精度に行うことができる。
【００５６】
なお、図８に示すようにＴ型回路部４とＴ型回路部５の共通出力部にバッファアンプ８を付加し、このバッファアンプ８の出力と、Ｔ型回路部４の容量４ＣとＴ型回路部５の抵抗５Ｃとを接続した構成であっても、図１のフィルタと同様の作用、効果がある。従って、図４のフィルタ部１５に図８に示したＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタを用いても同様の効果を得ることができる。
【００５７】
（第３実施形態）
図９は本発明の第３実施形態に係るチャネル選択フィルタの構成例を示したブロック図である。但し、上記した第２実施形態と同様の部分には同一符号を付して説明する。
【００５８】
本例のチャネル選択フィルタは、ＲＣフィルタ２１、Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタ２２、Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタ２３、ＬＰＦ２４、ＬＰＦ２５により構成されるチャネル選択フィルタ部と、前段にアンプ４９と可変利得アンプ５２を有するＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタ５３、Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタ５３の入力信号と出力信号との位相を比較する位相比較器５４、位相比較器５４により得られる位相差を積分して制御信号５６とするループフィルタ５５と、電流源６１、６２を備えた２次バイカッド型ＬＰＦ（ｇｍ−Ｃフィルタ）５７、ｇｍ−Ｃフィルタ５７の入力信号と出力信号との位相を比較する位相比較器５８、位相比較器５８により得られる位相差を積分して制御信号６０とするループフィルタ５９とを有している。なお、Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタ５３のアンプ４９と可変利得アンプ５２の入力信号及び２次バイカッド型ＬＰＦ５７の基準の入力信号は基準信号源５１から発生される。
【００５９】
次に本実施形態の動作について説明する。基準信号源５１の基準信号はＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタ５３のノッチ周波数と２次バイカッド型ＬＰＦ５７のカットオフ周波数において位相が９０度遅れる様に設定されている。基準信号源５１からの入力信号とＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタ５３の出力信号を位相比較器５４で位相比較し、その位相差はループフィルタ５５を通して制御信号５６となり、この制御信号５６で位相比較器５４での位相差が所定値になるように可変利得アンプ５２の利得を変化させる利得制御負帰還がかけられている。これにより、Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタ５３のＲ、Ｃのばらつきによる周波数特性のばらつきが自動的に調整される。
【００６０】
Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタ５３とＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタ２２、２３は同一ＩＣ上で形成されていれば、そのＲ、Ｃのばらつきも同一である。従って、ループフィルタ５５から出力される制御信号５６はＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタ２２、２３におけるずれを是正する制御信号５６としても有効で、この制御信号５６によりＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタ２２、２３の可変利得アンプの利得を変化させることにより、Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタ２２、２３の周波数特性が前記Ｒ、Ｃのばらつきによるずれを是正するように調整される。
【００６１】
同様に、基準信号源５１からの入力信号と２次バイカッド型フィルタ５７の出力信号を位相比較器５８で位相比較し、ループフィルタ５９を通して制御信号６０となり、この制御信号６０で位相比較器５８での位相差が所定値になるように電流源６１、６２の動作電流を変化させる電流制御負帰還がかけられている。これにより、２次バイカッド型ＬＰＦ５７の素子のばらつきによる周波数特性のばらつきが自動的に調整される。
【００６２】
２次バイカッド型ＬＰＦ５７と２次バイカッド型ＬＰＦ２４、２５は同一ＩＣ上で形成されていれば、その素子のばらつきも同一である。従って、ループフィルタ５９から出力される制御信号６０は２次バイカッド型ＬＰＦ２４、２５におけるずれを是正する制御信号６０としても有効で、この制御信号６０により２次バイカッド型ＬＰＦ２４、２５の電流源の動作電流を変化させることにより、２次バイカッド型ＬＰＦ２４、２５の周波数特性が前記素子のばらつきによるずれを是正するように調整される。
【００６３】
本実施形態によれば、チャネル選択フィルタの周波数特性を自動的に所定の特性に調整することができる。これにより、チャネル選択フィルタの製造後の調整工程を省くことができ、また、経年変化によるＲ，Ｃ或いは素子のばらつきに対しても周波数特性を自動的に補正することができる。従って、周波数精度の高いダイレクトコンバージョン受信機などに好適なチャネル選択フィルタを得ることができる。
【００６４】
なお、上記実施形態ではループフィルタ５５の出力信号を可変利得アンプ５２の利得の変化に用いたが、アンプ４９を可変利得アンプとし、この可変利得アンプの利得の変化に用いても同様の効果がある。
【００６５】
（第４実施形態）
図１０は本発明の第４実施形態に係るチャネル選択フィルタの構成例を示したブロック図である。但し、図９に示した第３実施形態と同様の部分には同一符号を付して説明する。
【００６６】
本例のチャネル選択フィルタは、ＲＣフィルタ２１、Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタ２２、Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタ２３、ＬＰＦ２４、ＬＰＦ２５により構成されるチャネル選択フィルタ部と、電流源６１、６２を備えた２次バイカッド型ＬＰＦ（ｇｍ−Ｃフィルタ）５７、ｇｍ−Ｃフィルタ５７の入力信号と出力信号との位相を比較する位相比較器５８、位相比較器５８により得られる位相差を積分して制御信号６０とするループフィルタ５９及び電流値変換回路６３を有している。なお、２次バイカッド型ＬＰＦ５７の入力信号は基準信号源５１から発生される。
【００６７】
次に本実施形態の動作について説明する。基準信号源５１の信号は２次バイカッド型ＬＰＦ５７のカットオフ周波数において位相が９０度遅れる様に設定されている。基準信号源５１からの入力信号と２次バイカッド型フィルタ５７の出力信号を位相比較器５８で位相比較し、得られた位相差はループフィルタ５９を通して制御信号６０となる。この制御信号６０によって、位相比較器５８での位相差が所定値になるように電流源６１、６２の動作電流を変化させる電流制御負帰還がかけられている。これにより、２次バイカッド型ＬＰＦ５７の素子のばらつきによる周波数特性のばらつきが自動的に調整される。
【００６８】
２次バイカッド型ＬＰＦ５７と２次バイカッド型ＬＰＦ２４、２５は同一ＩＣ上で形成されていれば、その素子のばらつきも同一である。従って、ループフィルタ５８から出力される制御信号６０は２次バイカッド型ＬＰＦ２４、２５におけるずれを是正する制御信号としても有効で、この制御信号６０により２次バイカッド型ＬＰＦ２４、２５の電流源の動作電流を変化させることにより、２次バイカッド型ＬＰＦ２４、２５の周波数特性が前記素子のばらつきによるずれを是正するように調整される。
【００６９】
一方、チャネル選択フィルタを構成するＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタ２２、２３へは、ループフィルタ５８から出力される制御信号６０を電流値変換回路６１でβ倍して供給し、これらＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタ２２、２３の可変利得制御アンプの利得を上記β倍した前記制御信号により変化させることにより、Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタ２２、２３の周波数特性のＲ，Ｃのばらつきによるずれが是正されるように調整される。
【００７０】
ここで、図１１は、図１の構成を有するＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタにおける可変利得アンプ３（図１参照）の利得変化とノッチ周波数の変化比を表している。可変利得アンプ３の利得変化比とノッチ周波数の変化比は２対１の関係がある。しかるに、ｇｍ−Ｃフィルタ５７では、電流変化比と周波数変化比は同一になる。従って、ノッチ周波数とｇｍ−Ｃフィルタの周波数変化を同一にするには、可変利得アンプ３の利得変化比に重み付けをすることで実現できる。そのため、ループフィルタ５８から出力される制御信号６０を電流値変換回路６１でβ＝２倍して、ｇｍ−Ｃフィルタの制御信号６０をＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタの周波数特性調整信号と兼用することができる。
【００７１】
本実施形態も、第３実施形態と同様の効果があるが、Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタ系の負帰還ループ回路が省略できる分、回路規模を小さくすることができる。
【００７２】
（第５実施形態）
図１２は本発明の第５実施形態に係るフィルタ回路の構成例を示したブロック図である。但し、図９に示した第３実施形態と同様の部分には同一符号を付して説明する。
【００７３】
受信機が常に動作状態にある場合は上記した第３、第４実施形態でチャネル選択フィルタの周波数特性の自動調整を行うことができる。しかし、受信機が間欠動作する場合には、自動調整のループ応答時間分だけ、回路が安定するまでの時間が長くなり、上記実施形態の構成では不向きとなる。
【００７４】
本例のＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタ回路は、前段にアンプ４９と可変利得アンプ５２を有するＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタ５３、Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタ５３の入力信号と出力信号との位相を比較する位相比較器５４、位相比較器５４により得られる位相差を積分して制御信号とするループフィルタ５５、ループフィルタ５５から出力される制御信号をデジタル信号とするＡＤコンバータ７１、ＡＤコンバータ７１により得られるデジタルの制御値を保持する保持回路７２、ＡＤコンバータ７１と保持回路７２の動作タイミングを制御する動作タイミング制御部７４、ＡＤコンバータ７１の出力値或いは保持回路７２の保持値をアナログの制御信号に戻して可変利得アンプ５２の利得制御端子に出力するＤＡコンバータ７３を有している。
【００７５】
次に本実施形態の動作について説明する。ＩＣ上の抵抗と容量のばらつき幅がそれぞれ±１０％であり、抵抗と容量のばらつきに相関がない場合、チャネル選択フィルタ（図９参照、本例では図示を省略している）を構成するＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタ等の周波数特性は１４％変動すると考えられる。従って周波数精度を２％程度以下に調整する場合は４ビット（ｂｉｔ）の調整でよい。これは、ＡＤコンバータ７１とＤＡコンバータ７３を４ビットで構成することで実現できる。
【００７６】
基準信号源５１からの入力信号とＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタ５３の出力信号を位相比較器５４で位相比較し、その位相差をループフィルタ５５を通して制御信号を得るが、この制御信号はＡＤコンバータ７１によりデジタルの制御値に変換される。この制御値はＤＡコンバータ７３によりアナログの制御信号に変換されて、可変利得アンプ５２の利得を位相比較器５４の位相差が所定値に成るように変化させて、Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタ５３の周波数特性のばらつきを自動的に是正する。
【００７７】
この際、動作タイミング制御部７４は自動調整ループの応答と保持回路７２を制御し、周波数自動調整が完了した時点でＡＤコンバータ７１により出力されるデジタルの制御値を保持回路７２で保持し、その後、ＡＤコンバータ７１の動作を停止して、自動調整ループを開く。この自動調整ループを開くことにより、フィルタの周波数自動調整に用いる信号源５１の信号が可変利得アンプ５２の利得制御端子にスプリアスとして重畳する経路が絶つことができ、不要なスプリアスの影響を受けにくい利点がある。
【００７８】
図１３は上記した動作を時間の経過順に説明するタイミングチャートである。本例のタイミングチャートでは、（ａ）は受信スロット８１を、（ｂ）は間欠受信動作タイミング８２を、（ｃ）は周波数特性調整タイミング８３を、（ｄ）は調整値保持タイミング８４を、（ｅ）は調整値出力タイミング８５を示している。
【００７９】
仮に、受信機（図４参照、本例では図示を省略している）が間欠動作するタイミングは受信スロット８１であるとする。周波数特性の自動調整がなされていない場合、図１３（ｂ）の受信８２ｂのフィルタ周波数調整８２ａの期間において、図１３（ｃ）に示すように制御信号７５をＡＤコンバータ７１に出力し、それが図１３（ｅ）に示した出力８５ａでＤＡコンバータ７３によりアナログ信号になって可変利得アンプ５２に出力されて周波数特性の自動調整がなされる。この調整が完了すると、図１３（ｄ）に示す調整値保持タイミング８４でＡＤコンバータ７１の出力値が保持回路７２で保持される。次回の図１３（ｂ）の間欠受信８２ｃでは、保持回路７２の保持データを図１３（ｅ）の８５ｂの期間、ＤＡコンバータ７３によりアナログ信号にして可変利得アンプ５２に出力し、フィルタの周波数特性の調整を行う。
【００８０】
本実施形態によれば、最初に周波数特性を自動調整して制御値を保持し、以降の間欠起動時にはこの保持値を用いて周波数特性の調整を行うことにより、間欠起動時の応答特性を損なうことなく周波数精度の高いフィルタの自動調整を行うことができる。従って、受信機の間欠受信時には、保持回路７２の保持データを用いて、チャネル選択フィルタを構成するＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタの周波数特性のばらつきを応答度良く調整することができる。
【００８１】
なお、上記実施形態ではＤＡコンバータ７３の出力信号を可変利得アンプ５２の利得の変化に用いたが、アンプ４９を可変利得アンプとし、この可変利得アンプの利得の変化に用いても同様の効果がある。
【００８２】
また、ＡＤコンバータ７１、ＤＡコンバータ７３のビット数は必要となる調整精度に応じて増減すればよい。また、ｇｍ−ｃフィルタについても同様の構成で、間欠受信時のチャネル選択フィルタを構成する２次バイカッド型フィルタの周波数特性のばらつきを応答度良く調整することができる。
【００８３】
なお、本発明は上記実施形態に限定されることなく、その要旨を逸脱しない範囲において、具体的な構成、機能、作用、効果において、他の種々の形態によっても実施することができる。
【００８４】
上述したように、本発明の実施形態では、Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタの前段に可変利得アンプを設け、この可変利得アンプの利得を変化させることにより、Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタの周波数特性を連続的且つ容易に精度良く調整することができ、且つ入力信号に対する高いダイナミックレンジを得ることができる。
【００８５】
また、基準の入力信号とＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタの出力信号との位相差に対応する制御信号により前段の可変利得アンプの利得を変化させることにより、Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタの周波数特性を所定の特性に自動調整することができる。
【００８６】
さらに、当初負帰還ループによりＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタの周波数特性を所定の特性に自動調整した際に得られる制御データを保持して、次回からはこの制御データによりＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタの周波数特性を自動調整することにより、間欠動作時にも応答度よく前記自動調整を行うことができる。
【００８７】
また、Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタの周波数特性自動調整負帰還路を遮断することにより、不要なスプリアスの影響を受け難くすることができる。
【００８８】
また、受信回路において、チャネル選択フィルタ部に本実施形態のＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタを含んでいるため、抵抗や容量をスイッチで切り換えることなく極めて容易に周波数調整ができ、特にダイレクトコンバージョン受信機やローＩＦ受信機のチャネル選択フィルタで要求される高いダイナミックレンジと高い周波数精度を容易に実現することができる。
【００８９】
また、本実施形態のフィルタ回路で発生する制御信号により、チャネル選択フィルタ部を構成するＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタの可変利得アンプの利得を変化させることによって、Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタの周波数特性を所定特性に自動調整することができる。
【００９０】
また、ｇｍ−Ｃフィルタ部の周波数特性を自動調整する制御信号を所定倍した制御信号により、チャネル選択フィルタ部を構成するＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタの可変利得アンプの利得を変化させることによって、Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタの周波数特性を所定特性に自動調整することができる。
【００９１】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、素子ばらつきによる周波数特性のばらつきを高精度に調整でき、且つ、大きな信号を扱えるダイナミックレンジを兼ね備えたフィルタ回路及びこのフィルタ回路を用いた受信回路を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態に係るＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタの構成例を示した回路図
【図２】第１実施形態のフィルタにおける可変利得アンプの詳細構成例を示した回路図
【図３】第１実施形態のフィルタにおける可変利得アンプの利得を変化した時のノッチ周波数特性を示した特性図
【図４】本発明の第２実施形態に係る受信機の構成例を示したブロック図
【図５】本実施形態に係るフィルタ部（チャネル選択フィルタ）の構成例を示したブロック図
【図６】第２実施形態における２次バイカッド型ｇｍ−Ｃフィルタの構成例を示した回路図
【図７】第２実施形態のフィルタ部を構成する各フィルタによる減衰特性を示した特性図
【図８】本実施形態に係るＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタの他の構成例を示した回路図
【図９】本発明の第３実施形態に係るチャネル選択フィルタの構成例を示したブロック図
【図１０】本発明の第４実施形態に係るチャネル選択フィルタの構成例を示したブロック図
【図１１】本実施形態に係るＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタにおける可変利得アンプの利得変化比とノッチ周波数変化比との関係を示した特性図
【図１２】本発明の第５実施形態に係るＴｗｉｎ−Ｔ型フィルタの構成例を示したブロック図
【図１３】第５実施形態におけるフィルタ回路の動作を時間の経過順に説明するタイミングチャート
【図１４】従来のローパスフィルタの構成例を示した回路図
【図１５】従来のｇｍ−Ｃフィルタの構成例を示した回路図
【図１６】従来のｇｍ−Ｃアンプの詳細例を示した回路図
【図１７】従来のｇｍ−Ｃフィルタ及びローパスフィルタの入出力振幅特性例を示した特性図
【符号の説明】
１、５１　信号源
２、３、５２　可変利得アンプ
４、５　Ｔ型回路部
６　フィルタ出力端子
８　バッファアンプ
１１　アンテナ
１２　低雑音アンプ
１３　ミキサ部
１４　ローカル部
１５　フィルタ部
１６　利得制御部
１７　量子化部
１８　ベースバンド信号処理部
２１　ＲＣフィルタ
２２、２３、５３　Ｔｗｉｎ−Ｔ型フィルタ
２４、２５　ＬＰＦ（ローパスフィルタ）
３１、３２　ｇｍアンプ
３５、３６、６１、６２、９３　電流源
４９　アンプ
５４、５８　位相比較器
５５、５９　ループフィルタ
５７　ｇｍ−Ｃフィルタ
６３　電流値変換回路
７１　ＡＤコンバータ
７２　保持回路
７３　ＤＡコンバータ
７４　動作タイミング制御部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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