(57)【要約】【課題】本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、整流回路の出力電圧をトランスの巻数比の電圧に近い値に維持するスナバ回路を備えたスイッチングコンバータを提供する。【解決手段】整流回路１１と、出力チョークＬｏと平滑コンデンサＣｏとを備えた平滑回路２１の間にスナバ回路１を備え、このスナバ回路１は、平滑コンデンサＣｏと並列に第一の整流素子Ｌｏとクランプ用コンデンサＣｓとの直列回路を接続し、第一の整流素子Ｌｏと並列にスイッチ素子Ｑｓと第一の抵抗素子Ｒｓ１との直列回路を接続し、第一の整流素子Ｒｓ１とコンデンサＣｓとの接続部に第二の整流素子Ｄｓ２を接続し、第二の整流素子Ｄｓ２のもう一方に第二の抵抗素子Ｒｓ２を接続し、この第二の抵抗素子Ｒｓ２を平滑コンデンサＣｏの一端に接続してあることを特徴とするスイッチングコンバータ。【選択図】図１
2004364456.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一次−二次間がトランスで絶縁され、  二次側に整流回路、及び、出力チョークと平滑コンデンサとを備えた平滑回路とを設けてあるスイッチングコンバータであって、前記整流回路と前記平滑回路の間にスナバ回路を備え、このスナバ回路は、前記平滑コンデンサと並列に第一の整流素子とコンデンサとの直列回路を接続し、前記第一の整流素子と並列にスイッチ素子と第一の抵抗素子との直列回路を接続し、前記第一の整流素子とコンデンサとの接続部に第二の整流素子を接続し、第二の整流素子のもう一方に第二の抵抗素子を接続し、この第二の抵抗素子を前記平滑コンデンサの一端に接続して構成し、前記トランスを介して電力が伝達される期間に前記スイッチ素子がオンするように構成してあることを特徴とするスイッチングコンバータ。
【請求項２】
前記整流回路は、ブリッジ型の整流回路であることを特徴とする請求項１記載のスイッチングコンバータ。
【請求項３】
前記整流回路は、プッシュプル型の整流回路であることを特徴とする請求項１記載のスイッチングコンバータ。
【請求項４】
前記トランスの一次側に高周波インバータを備えてあることを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載のスイッチングコンバータ。
【請求項５】
前記トランスの一次側にブリッジ型の高周波インバータを備えてあることを特徴とする請求項４記載のスイッチングコンバータ。
【請求項６】
前記トランスの一次側にプッシュプル型の高周波インバータを備えてあることを特徴とする請求項４記載のスイッチングコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、一次−二次間がトランスで絶縁され、  二次側に整流回路、及び、出力チョークと平滑コンデンサとを備えた平滑回路とを設けてあるスイッチングコンバータに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来のスイッチングコンバータを図６に示す。このスイッチングコンバータは、一次−二次間がトランスＴで絶縁され、  二次側にブリッジ型の整流回路１１、及び、出力チョークＬｏと平滑コンデンサＣｏとを備えた平滑回路２１とを設けてあり、整流回路１１と平滑回路２１の間にスナバ回路６を備えてある。このスナバ回路６は、平滑コンデンサＣｏと並列にスイッチ素子ＱｓとコンデンサＣｓを直列に接続して構成してある。なお、スイッチ素子ＱｓはＭＯＳＦＥＴで構成してあり、このスイッチ素子Ｑｓのドレイン・ソース間に接続してあるダイオードＤｓはスイッチ素子Ｑｓのボディダイオードである。
【０００３】
また、この従来例は二次側にスナバ回路６を設けてあるが、従来例に示すスナバ回路６を一次側に設けることができる。この場合は、例えばメインスイッチをＭＯＳＦＥＴで構成し、このメインスイッチのドレイン・ソース間にスイッチ素子ＱｓとコンデンサＣｓを直列に接続して構成すればよい（非特許文献１参照）。
【０００４】
【非特許文献１】
Ｊ．Ａ．  Ｓａｂａｔｅ，  Ｖ．  Ｖｌａｔｋｏｖｉｃ，  Ｒ．Ｂ．  Ｒｉｄｌｅｙ，  ａｎｄ  Ｆ．Ｃ．  Ｌｅｅ  ”Ｈｉｇｈ−ｖｏｌｔａｇｅ，  ｈｉｇｈ−ｐｏｗｅｒ，  ＺＶＳ，  ｆｕｌｌ−ｂｒｉｄｇｅ  ＰＷＭ  ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ  ｅｍｐｌｏｙｉｎｇ  ａｎ  ａｃｔｉｖｅ  ｓｎｕｂｂｅｒ”  ＡＰＥＣ  ’９１  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ  Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ  １０−１５  Ｍａｒ．  １９９１  Ｐ．１５８−１６３
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
以上のように構成してあるスイッチングコンバータは、チョーク電流が整流回路１１を構成する整流素子Ｄ１〜Ｄ４に流れている期間（以下「転流期間」という。）からトランスＴを介して電力が伝達される期間（以下「電力伝達期間」という。）に切り替わる時、スナバ回路６を構成するダイオードＤｓが導通し、整流回路１１の出力側の電圧Ａは巻数比の電圧で落ち着く、その期間スイッチ素子ＱｓをオンさせることでコンデンサＣｓの電圧は巻数比の電圧に維持される。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、このスイッチングコンバータは、トランスＴのインダクタンスＬｍ、漏れインダクタンスＬｔと整流回路１１を構成する整流素子Ｄ１〜Ｄ４の並列コンデンサＣ１〜Ｃ４、及びスナバ回路６を構成するコンデンサＣｓなどの共振により、図７に示すように、整流回路１１の出力側の電圧ＡはトランスＴの巻数比の電圧より高くなり、耐圧の高いダイオードが必要になるという課題が生じる。
【０００７】
また、軽負荷時又は出力電圧を低くさせた時において、スナバ回路６のスイッチ素子Ｑｓをオンさせる期間が無くなった場合、つまり、整流素子Ｄｓ及びコンデンサＣｓのみになった場合、図７に示すように、整流回路１１の出力側の電圧Ａは巻数比の電圧に維持できず振動電圧が発生する課題が生じる。
【０００８】
本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、整流回路の出力電圧をトランスの巻数比の電圧に近い値に維持するスナバ回路を備えたスイッチングコンバータを提供する。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明のスイッチングコンバータは、スナバ回路を構成する第一の整流素子と第一の抵抗素子の作用により、整流回路の出力電圧をトランスの巻数比の電圧に近い値に維持することができる。
【００１０】
また、軽負荷時又は出力電圧を低くさせた時においてスナバ回路のスイッチ素子をオンさせる期間が無くなった場合においても、第二の整流素子と第二の抵抗素子の作用により、整流回路の出力電圧を巻数比の電圧に近い値に維持し、あらゆる状態においても、整流回路の出力電圧をトランスの巻数比の電圧に近い値に維持することができる効果がある。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を用いて本発明スイッチングコンバータに係る実施例を説明する。図１は本発明に係るスイッチングコンバータの一実施例である。このスイッチングコンバータは、一次−二次間がトランスＴで絶縁され、  二次側に整流素子Ｄ１〜Ｄ４とを備え、これら整流素子Ｄ１〜Ｄ４とそれぞれ並列にコンデンサＣ１〜Ｃ４を接続してなるブリッジ型の整流回路１１と、出力チョークＬｏと平滑コンデンサＣｏとを備えた平滑回路２１とを設けてある。整流回路１１と平滑回路２１の間にスナバ回路１を備えてある。
【００１２】
なお、トランスＴで絶縁された一次側についての図は省略してあるが、この一次側には高周波インバータを備えてあるとよい。また、本発明においては、この高周波インバータとしてブリッジ型の高周波インバータ、若しくは、プッシュプル型の高周波インバータを用いることが最適である。
【００１３】
スナバ回路１は以下のように構成する。平滑コンデンサＣｏと並列に、第一の整流素子ＤｓとコンデンサＣｓとの直列回路を接続してある。第一の整流素子Ｄｓと並列にスイッチ素子Ｑｓと第一の抵抗素子Ｒｓ１との直列回路を接続してある。第一の整流素子ＤｓとコンデンサＣｓとの接続部に第二の整流素子Ｄｓ２のアノードを接続し、この第二の整流素子Ｄｓ２のカソードに第二の抵抗素子Ｒｓ２を接続してある。この第二の抵抗素子Ｒｓ２を平滑コンデンサＣｏの一端に接続してある。
【００１４】
本実施例に係るスイッチングコンバータは以上のように構成してあり、以下のように作用する。先ず、定常時においては、転流期間から電力伝達期間に切り替わる時、整流回路１１の出力側の電圧Ａは第一の整流素子Ｄｓ１を介してコンデンサＣｓにクランプされる。そして、Ｑｓをオン状態にさせると、コンデンサＣｓとトランスＴのインダクタンスＬｍ、漏れインダクタンスＬｔと整流回路１１を構成する整流素子Ｄ１〜Ｄ４の並列コンデンサＣ１〜Ｃ４、及びスナバ回路１を構成するコンデンサＣｓとの共振により、整流回路１１の出力電圧はトランスＴの巻数比の電圧より高くなる。これを防ぐため、本発明では、図３に示すように、スイッチ素子Ｑｓをオンすると、コンデンサＣｓに充電された電荷が第一の抵抗素子Ｒｓ１を介して放電され、整流回路１１の出力側の電圧Ａは、図２に示すように共振を起こらず、トランスＴの巻数比の電圧に維持される。
【００１５】
続いて、図４に示すように、スイッチ素子Ｑｓをオンさせる期間が無くなった時、即ち、軽負荷時や出力電圧を絞った時においては、整流素子Ｄｓ及びコンデンサＣｓのみでは、整流回路１１の出力側の電圧Ａは巻数比の電圧に維持できず振動電圧が発生する。そのため、本発明では、コンデンサＣｓに充電された電荷を第二の整流素子Ｄｓ２及び第二の抵抗素子ＲＳ２を介して流すことにより、サージを防止し、図２で示すように、整流回路１１の出力側の電圧Ａは巻数比の電圧に維持される。
【００１６】
続いて、本発明スイッチングコンバータに係る別の実施例を説明する。この実施例は図５に示す。このスイッチングコンバータは、一次−二次間がトランスＴで絶縁され、  二次側に整流素子Ｄ１，Ｄ２とを備え、これら整流素子Ｄ１，Ｄ２とそれぞれ並列にコンデンサＣ１，Ｃ２を接続してなるプッシュプル型の整流回路１２と、出力チョークＬｏと平滑コンデンサＣｏとを備えた平滑回路２１とを設けてある。整流回路１２と平滑回路２１の間には図１で示す実施例と同様のスナバ回路１を備えてある。
【００１７】
なお、この実施例においても、トランスＴで絶縁された一次側についての図は省略してあるが、この実施例においても一次側には高周波インバータを備え、ブリッジ型の高周波インバータ、若しくは、プッシュプル型の高周波インバータを用いることが最適である。また、作用についても図１図示実施例とほぼ同様であるため、作用の説明も省略する。
【００１８】
【発明の効果】
本発明スイッチングコンバータによれば、スナバ回路を構成する第一の整流素子とコンデンサ、第一の抵抗素子とスイッチ素子の作用により、整流回路の出力電圧は共振状態の起こらない、トランスの巻数比の電圧に近い値に維持することができる効果がある。
【００１９】
また、軽負荷時又は出力電圧を低くさせた時においてスナバ回路のスイッチ素子をオンさせる期間が無くなった場合においても、第二の整流素子と第二の抵抗素子の作用により、整流回路の出力電圧を巻数比の電圧に近い値に維持し、あらゆる状態においても、整流回路の出力電圧をトランスの巻数比の電圧に近い値に維持することができる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るスイッチングコンバータの一実施例を示す回路図である。
【図２】本実施例における整流回路の出力電圧を示す波形図である。
【図３】全負荷時のスイッチングゲート信号の波形図である。
【図４】軽負荷時のスイッチングゲート信号の波形図である。
【図５】図１とは別のスイッチングコンバータの実施例を示す回路図である。
【図６】スイッチングコンバータの従来例を示す回路図である。
【図７】従来例における整流回路の出力電圧を示す波形図である。
【符号の説明】
１  スナバ回路
６  スナバ回路
１１  ブリッジ型の整流回路
１２  プッシュプル型の整流回路
２１  平滑回路
Ｔ  トランス
Ｌｍ，Ｌｍ１，Ｌｍ２    トランスＴのインダクタンス
Ｌｔ，Ｌｔ１，Ｌｔ２  漏れインダクタンス
Ｄ１〜Ｄ４  整流素子
Ｃ１〜Ｃ４  並列コンデンサまたは整流素子内のキャパシタンス
Ｌｏ  出力チョーク
Ｃｏ  平滑コンデンサ
Ｄｓ  ダイオード
Ｃｓ  コンデンサ
Ｄｓ１，Ｄｓ２  整流素子
Ｑｓ  スイッチ素子
Ｒｓ１，Ｒｓ２  抵抗素子
【図１】
2004364456.tif 000003
【図２】
2004364456.tif 000004
【図３】
2004364456.tif 000005
【図４】
2004364456.tif 000006
【図５】
2004364456.tif 000007
【図６】
2004364456.tif 000008
【図７】
2004364456.tif 000009