(57)【要約】【課題】三角波を使用せずに、正弦波の周期変動が大きい場合でも、高調波歪による誤差の少ないＰＷＭ波形信号を生成する。【解決手段】外部から与えられる周波数指令に応じた正弦波３２を発生させ、この正弦波３２を９０度遅延位相するだけで積分波形３６を求め、この積分波形３６における積分値の経時差分（ａ−ｂ）を所定のパルス周期Ｔ０毎に求め、この経時差分（ａ−ｂ）に基づいて、ＰＷＭ波形信号４０のパルス幅ｔを演算する。正弦波３２の周波数が大きく変動しても、精度良いパルス幅ｔを得ることで、三角波キャリア比較法に比べて、パルス幅変調時の高調波歪による誤差を大幅に緩和できる。【選択図】        図３
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定のまたは任意の周波数の対象波を発生させる対象波発生手段と、
前記対象波の積分波形を求める積分波形発生手段と、
所定のパルス周期毎に前記積分波形における積分値の経時差分を求め、当該経時差分に基づいて矩形波のパルス幅を演算するパルス幅演算手段と
を備えるパルス幅変調信号発生装置。
【請求項２】
請求項１に記載のパルス幅変調信号発生装置であって、
前記パルス幅演算手段は、前記経時差分の極大値が、前記パルス幅の上限値である前記パルス周期に変換され、且つ前記経時差分の極小値が、前記パルス幅の下限値であるゼロ値に変換されるような所定の変換関数を用いて、前記パルス幅を演算する、パルス幅変調信号発生装置。
【請求項３】
請求項２に記載のパルス幅変調信号発生装置であって、
前記パルス幅演算手段は、前記対象波の周期内における前記経時差分の最大絶対値と前記パルス周期の半周期の長さとの比率を変換係数とし、前記各パルス周期毎の前記積分値の前記経時差分と前記変換係数とを乗算した後、この乗算された値に前記パルス周期の半周期の長さを加算して、前記パルス幅を演算する、パルス幅変調信号発生装置。
【請求項４】
所定のまたは任意の周波数の対象波を発生させる第１の工程と、
前記対象波の積分波形を求める第２の工程と、
所定のパルス周期毎に前記積分波形における積分値の経時差分を求め、当該経時差分に基づいて矩形波のパルス幅を演算する第３の工程と
を備えるパルス幅変調信号発生方法。
【請求項５】
請求項４に記載のパルス幅変調信号発生方法であって、
前記第３の工程において、前記経時差分の極大値が、前記パルス幅の上限値である前記パルス周期に変換され、且つ前記経時差分の極小値が、前記パルス幅の下限値であるゼロ値に変換されるような所定の変換関数を用いて、前記パルス幅を演算する、パルス幅変調信号発生方法。
【請求項６】
請求項５に記載のパルス幅変調信号発生方法であって、
前記第３の工程において、前記対象波の周期内における前記経時差分の最大絶対値と前記パルス周期の半周期の長さとの比率を変換係数とし、前記各パルス周期毎の前記積分値の前記経時差分と前記変換係数とを乗算した後、この乗算された値に前記パルス周期の半周期の長さを加算して、前記パルス幅を演算する、パルス幅変調信号発生方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、パルス幅変調信号発生装置及びパルス幅変調信号発生方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
自動車の分野等においては、例えば４２Ｖの直流電源を用いて交流モータを駆動することが行われる。この場合、ＰＷＭインバータ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）内のスイッチ素子をＰＷＭ制御して、任意の周波数の交流電流を交流モータに与える。
【０００３】
かかるＰＷＭ制御のひとつの方式として、図４に示したように、正弦波発生部１で発生した正弦波３と、キャリア信号発生部（三角波発生部回路）５で発生された三角波のキャリア信号７とを比較器９で比較して、図５のように、矩形波の出力信号（ＰＷＭ波形信号）１１のパルス幅を制御する三角波キャリア比較法（両縁変調方式）が知られている。
【０００４】
この三角波キャリア比較法は、既知の正弦波発生部１と既知のキャリア信号発生部５の両出力を比較器９で比較してパルス化することにより、容易にＰＷＭ波形信号を得ることができる利点がある。
【０００５】
参考のために、この発明に関連する先行技術文献を示しておく。
【０００６】
【特許文献１】
特開２００３−０４７２５３号公報
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、三角波キャリア比較法においては、三角波７の傾きを持った直線と正弦波３との交点を使ってパルス幅を決定しているため、特に図５のように、三角波７の周期が正弦波３の半周期に比べて極めて小さい場合は、三角波７の直線の傾きが正弦波３に比べて十分に大きくなり、正弦波３の部分的な面積に比例するパルス幅のＰＷＭ波形信号１１を精度良く得ることができる。
【０００８】
しかしながら、図６のように、三角波７の周期が正弦波３の半周期に近づくにつれて、三角波７の直線の傾きと正弦波３の微分係数が近似する部分が生じる。このように、三角波７の直線の傾きと正弦波３の微分係数とが近似すると、出力されるＰＷＭ波形信号１１が徐々に正弦波３の近似とかけ離れたものとなり、ＰＷＭ波形信号１１の高調波歪による誤差が大きくなってしまう。
【０００９】
特に、例えばハイブリッドカーの走行用のモーターをＰＷＭインバータで駆動させる場合のように、モーターの回転数が大幅に変動することがある場合には、正弦波３の周期変動が大きくなることから、一定周期のキャリア信号（三角波７）に対して正弦波３の周期が最短となる状態では、ＰＷＭ波形信号１１に高調波歪による誤差が生じやすくなるおそれがある。
【００１０】
これは、平均化して正弦波３に近似するＰＷＭ波形信号１１を得る手段として、有限な傾きの三角波７を利用していることに起因すると言える。
【００１１】
また、三角波キャリア比較法においては、高周波の三角波７を発生する必要があるが、かかる高周波の三角波７は、周囲のモーター等に使用されたコイルの鉄心などにおいて鉄損が生じやすくなるという不利があり、高周波の三角波７を使用せずに精度良いＰＷＭ波形信号１１が得られる方法が望まれていた。
【００１２】
そこで、この発明の課題は、三角波を使用せずに、正弦波の周期変動が大きい場合であつても、高調波歪による誤差の少ないＰＷＭ波形信号を生成し得るパルス幅変調信号発生装置及びパルス幅変調信号発生方法を提供することにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決すべく、請求項１に記載の発明は、所定のまたは任意の周波数の前記対象波を発生させる対象波発生手段と、前記対象波の積分波形を求める積分波形発生手段と、所定のパルス周期毎に前記積分波形における積分値の経時差分を求め、当該経時差分に基づいて矩形波のパルス幅を演算するパルス幅演算手段とを備えるものである。
【００１４】
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載のパルス幅変調信号発生装置であって、前記パルス幅演算手段は、前記経時差分の極大値が、前記パルス幅の上限値である前記パルス周期に変換され、且つ前記経時差分の極小値が、前記パルス幅の下限値であるゼロ値に変換されるような所定の変換関数を用いて、前記パルス幅を演算するものである。
【００１５】
請求項３に記載の発明は、請求項２に記載のパルス幅変調信号発生装置であって、前記パルス幅演算手段は、前記対象波の周期内における前記経時差分の最大絶対値と前記パルス周期の半周期の長さとの比率を変換係数とし、前記各パルス周期毎の前記積分値の前記経時差分と前記変換係数とを乗算した後、この乗算された値に前記パルス周期の半周期の長さを加算して、前記パルス幅を演算するものである。
【００１６】
請求項４に記載の発明は、所定のまたは任意の周波数の対象波を発生させる第１の工程と、前記対象波の積分波形を求める第２の工程と、所定のパルス周期毎に前記積分波形における積分値の経時差分を求め、当該経時差分に基づいて矩形波のパルス幅を演算する第３の工程とを備えるものである。
【００１７】
請求項５に記載の発明は、請求項４に記載のパルス幅変調信号発生方法であって、前記第３の工程において、前記経時差分の極大値が、前記パルス幅の上限値である前記パルス周期に変換され、且つ前記経時差分の極小値が、前記パルス幅の下限値であるゼロ値に変換されるような所定の変換関数を用いて、前記パルス幅を演算するものである。
【００１８】
請求項６に記載の発明は、請求項５に記載のパルス幅変調信号発生方法であって、前記第３の工程において、前記対象波の周期内における前記経時差分の最大絶対値と前記パルス周期の半周期の長さとの比率を変換係数とし、前記各パルス周期毎の前記積分値の前記経時差分と前記変換係数とを乗算した後、この乗算された値に前記パルス周期の半周期の長さを加算して、前記パルス幅を演算するものである。
【００１９】
【発明の実施の形態】
この発明の一の実施の形態に係るパルス幅変調信号発生装置は、ＰＷＭ（パルス幅変調）波形信号として、平均化して元の正弦波形になるように設定するために、元の正弦波形の一定時間毎の面積を反映したパルス幅の矩形波が得られればよいことに着目してなされたもので、対象波である正弦波の積分波を求め、この積分波における正弦波の積分値の一定時間毎の経時差分をマイクロコンピュータを用いて求め、この経時差分量に基づいて、ＰＷＭ波形信号の各矩形波のパルス幅を決定するものである。
【００２０】
図１はこの実施の形態に係るパルス幅変調信号発生装置の適用例を示すブロック図、図２はこの実施の形態に係るパルス幅変調信号発生装置を示すブロック図、図３は正弦波、積分波及びＰＷＭ波形信号の関係を示す図である。
【００２１】
このパルス幅変調信号発生装置２１は、図１の如く、負荷２３として例えばハイブリッドカーの走行用の交流モーターなどのように車載用として使用されるもので、例えば４２Ｖの直流電源２５からの直流電流をＰＷＭインバータ（インバータ手段）２７内のスイッチング素子２７ａで有周期性の電流に変換し、この電流を交流電流として負荷２３の駆動を行うために使用される。特に、走行用の交流モーターのように、交流モーターの回転数を任意に可変とする場合等において、パルス幅変調信号発生装置２１からＰＷＭインバータ２７に与えるＰＷＭ波形信号の周期を自在に調整可能とする場合に好適なものである。
【００２２】
ここで、ＰＷＭインバータ２７は、負荷２３の構成に対応して、単相または三相の既知のものが使用され、内部のスイッチング素子２７ａがＰＷＭ波形信号（パルス幅変調信号）４０に従ってオンオフすることで、直流電源２５からの直流電流を交流電流に変換して交流モーター等の負荷２３を駆動する。
【００２３】
そして、このパルス幅変調信号発生装置２１は、ＣＰＵ、ＲＡＭ及びＲＯＭ等を備えるマイクロコンピュータが使用された機能要素として実現され、ＰＷＭインバータ２７のスイッチング素子２７ａをオンオフするために、元の正弦波３２を各パルス周期Ｔ０毎に矩形波として平均化したＰＷＭ波形信号４０を出力するものであって、その機能構成としては、図２の如く、このＰＷＭ波形信号４０のパルス周期Ｔ０を規定する一定周期発生装置３１と、正弦波（対象波）３２を発生させる正弦波発生装置（対象波発生手段）３３と、この正弦波発生装置３３で発生された正弦波３２を位相ブロック３５で９０度だけ遅延させることで積分波形３６を発生させる積分波形発生装置（積分波形発生手段）３７と、この積分波形発生装置３７で発生した積分波形３６の経時差分に基づいてＰＷＭ波形信号４０のパルス周期Ｔ０及びパルス幅ｔ（図３）を演算するパルス幅演算ブロック（パルス幅演算手段）３９と、このパルス幅演算ブロック３９で演算されたパルス幅でパルス周期Ｔ０毎にＰＷＭ波形信号４０となる矩形波を発生させるパルス発生器４１とを備える。
【００２４】
一定周期発生装置３１は、パルス幅変調信号発生装置２１としてのマイクロコンピュータ自身の動作全体の規律を行うための例えばＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ  Ｌｏｃｋｅｄ  Ｌｏｏｐ）発振回路からのクロック信号等に基づいて、ＰＷＭ波形信号４０のパルス周期Ｔ０を規定するためのタイミングパルスを発生するものである。このタイミングパルスで規律されるパルス周期Ｔ０は、正弦波発生装置３３で発生され得る正弦波３２のうち、最も高周波数の正弦波３２の周期に対して１０分の１以下に設定される。これにより、ＰＷＭ波形信号４０の周波数が正弦波発生装置３３で発生され得る正弦波３２の周波数に対して１０倍以上に設定され、正弦波３２に対して充分な分解能のＰＷＭ波形信号４０を得ることが可能となっている。尚、負荷２３としてハイブリッドカーの走行用の交流モーターを適用する場合は、ＰＷＭ波形信号４０の周波数は例えば４ｋＨｚ程度に設定される。
【００２５】
正弦波発生装置３３は、外部から与えられた電圧指令、周波数指令及び位相指令等の種々の指令情報に基づいて正弦波３２を出力する。ここで生成される正弦波３２の周波数は可変とされ、外部からの周波数指令に応じて正弦波発生装置３３により設定される。ただし、外部から与えられる周波数指令には上限が設定されている。例えば、負荷２３としてハイブリッドカーの走行用の交流モーターを適用する場合は、当該ハイブリッドカーの最高速度を規定する交流モーターの最高回転数が、外部から与えられる周波数指令の上限を規定することになる。そして、この外部から与えられる周波数指令の上限に応じた正弦波３２の周期は、一定周期発生装置３１で規定されたパルス周期Ｔ０に対して、上述のように１０倍以上に設定されることになる。尚、負荷２３としてハイブリッドカーの走行用の交流モーターを適用する場合、正弦波発生装置３３で発生される正弦波３２は、例えば０Ｈｚ〜４００Ｈｚ程度に設定される。図３では、パルス周期Ｔ０の１８倍の周期で正弦波３２が発生された例を示している。
【００２６】
位相ブロック３５は、正弦波発生装置３３から与えられた正弦波３２を、９０度の位相差で遅延位相させる。そして、積分波形発生装置３７は、位相ブロック３５により９０度の位相差で遅延位相された波形を、図３のようにそのまま元の正弦波３２の積分波形３６としてパルス幅演算ブロック３９に出力する。
【００２７】
パルス幅演算ブロック３９は、図３の如く、一定周期発生装置３１で規定されるパルス周期Ｔ０毎に、積分波形発生装置３７から与えられた積分波形３６から得られた積分値の経時差分（ａ−ｂ）を求め、この経時差分（ａ−ｂ）に基づいて、そのパルス周期Ｔ０毎のＰＷＭ波形信号４０のパルス幅ｔを演算する。
【００２８】
このパルス幅演算ブロック３９におけるパルス幅ｔの演算についての原理を説明する。
【００２９】
ＰＷＭ波形信号４０の矩形波はパルス周期Ｔ０毎に現れることから、必然的に、その矩形波のパルス幅ｔの上限値はパルス周期Ｔ０であり、当該パルス幅ｔの下限値はゼロ値であり、また当該パルス幅ｔの中心値は（Ｔ０／２）である。
【００３０】
また、正弦波３２の積分値の経時差分（ａ−ｂ）は、正弦波３２の積分波形３６が逓増しているときは正の値である一方、低減しているときは負の値をとる。
【００３１】
そこで、パルス幅ｔの中心値（Ｔ０／２）を基準に、正弦波３２の積分値の経時差分（ａ−ｂ）に比例した値で増減演算を行うことで、パルス幅ｔを演算する。具体的に、パルス幅演算ブロック３９は、所定の変換係数をＫとして、パルス周期Ｔ０及び正弦波３２の積分値の経時差分（ａ−ｂ）に基づき、次の（１）式の線形演算によりパルス幅ｔを演算する。
【００３２】
ｔ＝Ｔ０／２＋Ｋ・（ａ−ｂ）  …（１）
ここで、正弦波３２の積分値の経時差分（ａ−ｂ）が正の値であり且つ極大値をとる場合には、パルス幅ｔがその上限値であるパルス周期Ｔ０に等しくなり、また、正弦波３２の積分値の経時差分（ａ−ｂ）が負の値であり且つ極小値をとる場合に、パルス幅ｔがその下限値であるゼロ値に等しくなると考えられる。このことから、パルス幅演算ブロック３９は、一定周期発生装置３１で規定されるパルス周期Ｔ０が設定され、また正弦波発生装置３３からの正弦波３２の周波数が安定した時点で、次の（２）式により変換係数Ｋを求める。
【００３３】
Ｋ＝Ｔ０／（２・ＭＡＸ｜ａ−ｂ｜）  …（２）
これらの（１）式と（２）式（これらを併せて「変換関数」と称する）により、上記の経時差分（ａ−ｂ）の極大値が、パルス幅ｔの上限値であるパルス周期Ｔ０に変換され、且つ経時差分（ａ−ｂ）の極小値が、パルス幅ｔの下限値であるゼロ値に変換される。
【００３４】
この場合、パルス幅演算ブロック３９は、上記の（１）式を演算する前の段階で、正弦波３２の積分値のパルス周期Ｔ０毎の経時差分（ａ−ｂ）を数周期分の正弦波３２について検出し、そのそれぞれの絶対値｜ａ−ｂ｜のうちの極大値を、（２）式中のＭＡＸ｜ａ−ｂ｜（積分値の最大絶対値）として適用して、（２）式の演算を行う。即ち、パルス幅演算ブロック３９は、正弦波発生装置３３で発生する正弦波３２の周波数が変更される度に、（２）式の演算を実行して変換係数Ｋを求め、この（２）式で得られた変換係数ＫをＲＡＭ内に格納した後、（１）式の演算をパルス周期Ｔ０毎に実行する。
【００３５】
尚、（２）式中のＭＡＸ｜ａ−ｂ｜は、図３の如く、正弦波３２の９０度位相の時点で現れるため、正弦波３２の９０度位相の時点で取得された経時差分（ａ−ｂ）をそのまま（２）式中のＭＡＸ｜ａ−ｂ｜としても差し支えない。
【００３６】
パルス発生器４１は、パルス幅演算ブロック３９から与えられたパルス幅ｔの矩形波を、一定周期発生装置３１で規定されるパルス周期Ｔ０毎に、ＰＷＭインバータ２７のスイッチング素子２７ａに対して出力するものである。
【００３７】
上記構成のパルス幅変調信号発生装置２１の動作を説明する。
【００３８】
まず一定周期発生装置３１は、ＰＷＭ波形信号４０のパルス周期Ｔ０毎にタイミングパルスを発生する。
【００３９】
そして、正弦波発生装置３３は、外部から与えられた電圧指令、周波数指令及び位相指令等の種々の指令情報に基づいて正弦波３２を出力する。ここで、外部から与えられる周波数指令には上限が設定されており、この周波数指令の上限に応じた正弦波３２の周波数（最大可能周波数）に対して、上記の一定周期発生装置３１からのタイミングパルスの周波数は、正弦波発生装置３３で発生される正弦波３２に対して充分な分解能のＰＷＭ波形信号４０を得るために、１０倍以上とされる（図３では、パルス周期Ｔ０の１８倍の周期で正弦波３２が発生されている）。
【００４０】
次に、位相ブロック３５は、正弦波発生装置３３から与えられた正弦波３２を、９０度の位相差で遅延位相させる。そして、積分波形発生装置３７は、位相ブロック３５により９０度の位相差で遅延位相された波形を、図３のようにそのまま元の正弦波３２の積分波形３６としてパルス幅演算ブロック３９に出力する。
【００４１】
そして、パルス幅演算ブロック３９は、図３の如く、正弦波発生装置３３で発生する正弦波３２の周波数が変更される度に、正弦波３２の積分値のパルス周期Ｔ０毎の経時差分（ａ−ｂ）の最大絶対値ＭＡＸ｜ａ−ｂ｜とパルス周期Ｔ０とに基づいて、（２）式の演算を実行して変換係数Ｋを求める。尚、正弦波発生装置３３で発生する正弦波３２の周波数が変更された旨は、例えば、正弦波発生装置３３に与えられる周波数指令が変更された旨を検出したことを以て判断する。
【００４２】
そして、この（２）式で得られた変換係数ＫをＲＡＭ内に格納した後、パルス周期Ｔ０及び正弦波３２の積分値の経時差分（ａ−ｂ）に基づいて、（１）式の演算をパルス周期Ｔ０毎に実行して、そのパルス周期Ｔ０毎のＰＷＭ波形信号４０のパルス幅ｔを演算する。
【００４３】
しかる後、パルス発生器４１は、パルス幅演算ブロック３９から与えられたパルス幅ｔの矩形波を、一定周期発生装置３１で規定されるパルス周期Ｔ０毎に、ＰＷＭインバータ２７のスイッチング素子２７ａ（図１）に対して出力する。
【００４４】
以上のように、一定のパルス周期Ｔ０の前後における積分値の経時差分（ａ−ｂ）を用いてＰＷＭ波形信号４０のパルス幅ｔを演算することにより、各パルス周期Ｔ０における元の正弦波３２の区分毎の面積に基づいてパルス幅ｔを正確に且つ容易に設定することができる。
【００４５】
したがって、従来のような三角波キャリア比較法（両縁変調方式）に比べて、ＰＷＭ波形信号４０の高調波歪による誤差を大幅に緩和できる。特に、マイクロコンピュータを使用して各パルス周期Ｔ０の前後における積分値の経時差分（ａ−ｂ）を求めているので、正弦波３２の最大可能周波数に対してＰＷＭ波形信号４０の周波数を１０倍以上と高く設定するのが容易になる。このため、例えば自動車の走行用の交流モーターを駆動するなど、対象波である正弦波３２の周波数が広範囲に変動する場合などにおいて、正弦波３２の最大可能周波数に際しても、従来の三角波キャリア比較法に比べて、元の正弦波３２に対して、高い分解能で精度のよいＰＷＭ波形信号４０を得ることができる。
【００４６】
また、電源電圧の変動等が容易に生じ得る自動車に搭載する場合に、その電源電圧の変動等が生じても、容易に精度の良いＰＷＭ波形信号４０を生成することができる。
【００４７】
このことから、正弦波３２の周波数変動を大きな範囲で許容することができ、広い周波数範囲の正弦波３２に対応してＰＷＭ波形信号４０を精度良く生成することができる。
【００４８】
さらに、従来の三角波キャリア比較法においては、精度良いＰＷＭ波形信号を得るために高周波の三角波を発生する必要があり、かかる高周波の三角波が、周囲のモーター等に使用されたコイルの鉄心等で鉄損を生じやすくなるという不利があったが、この実施の形態では、高周波の三角波を使用しなくても、精度良いＰＷＭ波形信号４０を得ることが可能であるため、周囲部品における鉄損の心配もなくなる。
【００４９】
尚、上記実施の形態では、対象波として正弦波３２を適用していたが、これに限るものではなく、対象波の積分波形３６を求めて、その積分値の経時差分をパルス周期Ｔ０毎に求めて、その経時差分に基づいてパルス周期Ｔ０毎の矩形波のパルス幅ｔを演算するものであれば、どのようなものでもよい。ただし、対象波が正弦波３２である場合には、この正弦波３２に対して９０度の遅延位相を求めるだけで積分波形３６を容易に求めることができ、極めて効率的にパルス幅ｔを演算することが可能な点で有利である。
【００５０】
また、上記の実施の形態では、図３の如く、各パルス周期Ｔ０の期間の中央部分にパルス幅ｔを有するＰＷＭ波形信号４０を生成していたが、各矩形波が、各パルス周期Ｔ０の前端に矩形波の立ち上がりエッジを合わせるようにしても良いし、あるいは、各パルス周期Ｔ０の後端に矩形波の立ち下がりエッジを合わせるようにしても良い。
【００５１】
【発明の効果】
請求項１及び請求項４に記載の発明によれば、所定のまたは任意の周波数の対象波を発生させ、対象波の積分波形を求めて、この積分波形における積分値の経時差分を所定のパルス周期毎に求め、この経時差分に基づいて矩形波のパルス幅を演算しているので、各パルス周期毎の区間に対応する元の対象波の面積を元にパルス幅を正確に且つ容易に設定することができ、従来のような三角波キャリア比較法（両縁変調方式）に比べて、パルス幅変調時の高調波歪による誤差を大幅に緩和できる。特に、対象波の周波数変動を大きな範囲で許容することができ、広い周波数範囲の対象波に対応して精度良くパルス幅変調を行うことができる。
【００５２】
請求項２、請求項３、請求項５及び請求項６に記載の発明によれば、簡単な演算で、容易に各矩形波のパルス幅を演算することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の一の実施の形態に係るパルス幅変調信号発生装置がＰＷＭインバータに接続されている状態を示すブロック図である。
【図２】この発明の一の実施の形態に係るパルス幅変調信号発生装置を示すブロック図である。
【図３】この発明の一の実施の形態に係る正弦波と積分波形とＰＷＭ波形信号とを示す図である。
【図４】三角波キャリア比較法のパルス幅変調信号発生装置を示すブロック図である。
【図５】三角波キャリア比較法における正弦波とキャリア信号とＰＷＭ波形信号の一例を示す図である。
【図６】三角波キャリア比較法における正弦波とキャリア信号とＰＷＭ波形信号の他の例を示す図である。
【符号の説明】
２１  パルス幅変調信号発生装置
２３  負荷
２５  直流電源
２７  ＰＷＭインバータ
３１  一定周期発生装置
３２  正弦波
３３  正弦波発生装置
３５  位相ブロック
３６  積分波形
３７  積分波形発生装置
３９  パルス幅演算ブロック
４０  ＰＷＭ波形信号
４１  パルス発生器
【図１】
2004364409.tif 000003
【図２】
2004364409.tif 000004
【図３】
2004364409.tif 000005
【図４】
2004364409.tif 000006
【図５】
2004364409.tif 000007
【図６】
2004364409.tif 000008