(57)【要約】【課題】送受信機、データ再生機等において受信信号の復調を行なうために波形成型する際にデータ処理に要する時間及び回路規模を効果的に縮小し得るデータ補間方法を提供することを目的とする。【解決手段】入力信号に対してオーバーサンプリングを行なうフィルタＦａで通過される信号の周波数帯域の所定成分と当該オーバーサンプリングによって発生する折り返し成分の周波数帯域の所定成分との間を、ナイキストの第１条件を満足するインパルス応答を有する補間フィルタＦｂを適用して分離する段階よりなる構成。【選択図】　　　図３
2004023389.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信信号をオーバーサンプリングして復調するデータ処理装置に適用するデータ補間方法であって、
前記オーバーサンプリングを行なった際に通過される信号の周波数帯域の所定成分と当該オーバーサンプリングによって発生する折り返し成分の周波数帯域の所定成分との間を、ナイキストの第１条件を満足するインパルス応答を有するフィルタを使用して分離する構成とされた、前記オーバーサンプリングで得られた信号に対してデータ補間を行うデータ補間方法。
【請求項２】
前記ナイキストの第一条件を満たすインパルス応答を有するフィルタは、前記受信信号に対してオーバーサンプリングを行なった際に通過される周波数成分の遮断周波数と当該オーバーサンプリングによって発生する折り返しの周波数成分の遮断周波数との間を分離する構成とされた請求項１に記載のデータ補間方法。
【請求項３】
前記補間処理を行うフィルタはコサイン・ロールオフ・フィルタよりなり、そのロールオフ率は、当該フィルタが前記オーバーサンプリングを行った際に通過される信号の所定成分を通過させることが可能な最大のものとする構成の請求項１又は２に記載のデータ補間方法。
【請求項４】
受信信号をオーバーサンプリングして復調するデータ処理装置であって、
前記オーバーサンプリングによって得られた信号に対してデータ補間を行なうフィルタよりなり、
前記補間用フィルタはナイキストの第１条件を満足する応答波形を有し、前記オーバーサンプリングを行なった際に通過される信号の周波数帯域の所定成分と前記オーバーサンプリングによって発生する折り返し成分の周波数帯域の所定成分との間を分離する構成とされたデータ処理装置。
【請求項５】
前記ナイキストの第一条件を満たすインパルス応答を有するフィルタは、前記受信信号に対してオーバーサンプリングを行なった際に通過される周波数成分の遮断周波数と当該オーバーサンプリングによって発生する折り返しの周波数成分の遮断周波数との間を分離する構成とされた請求項４に記載のデータ処理装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はデータ補間方法及びデータ処理装置に係り、特に所謂オーバーサンプリング方式を適用したデータ受信やデータ再生処理において、オーバーサンプリングによるサンプリング数を低減しながら所望のデータ再生精度を得ることを可能にするデータ補間方法及び当該データ補間方法を適用したデータ処理装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
無線通信において、周波数帯域の有効利用のために送信側で帯域制限を行い、他方受信側では帯域外ノイズ除去のためにフィルタリングを実施することが一般的になされている。又、データ再生の分野においても、帯域外ノイズ除去のためにフィルタリングを行うことがなされている。このフィルタリングの際には、周知のサンプリング定理から、搬送信号又は記録信号の最高周波数の２倍のクロック、即ち２倍のサンプリング周波数で標本化するのが必須であり、更に所望の周波数帯域での復元性能を高めるため、２倍以上の高速なクロックで標本化する処理、所謂オーバーサンプリングが一般的に行われている。
【０００３】
この場合より高い周波数即ち頻度でサンプリングすることで性能向上が望めるが、他方サンプリング頻度を増加させることにより、処理速度の増加、そのための回路規模の増加等が必要となる。またデータ再生の分野では、更に格納すべきデータ量が増大するという問題も生ずる。そのため、サンプリング点と次のサンプリング点との間を推定し、必要な部分だけを高い頻度でサンプリングしたのと同等の処理を行うことによって最小限の処理量の増加で効果的に性能向上を図る構成が望まれている。
【０００４】
図１は一般的な無線機の構成例を示す。同図（ａ）の送信装置において、送信すべきデータはエンコーダ１１で符号化され、マッピング回路（変調部）１２において各符号が所定の信号形態にマッピングされ、波形整形フィルタ１３によって上記の如く帯域制限され、Ｄ／Ａコンバータでアナログ化され、キャリア変調回路１５にて搬送波に載せられ、送信回路１６で伝送媒体に向けて発信される。他方、同図（ｂ）の受信装置では、受信回路２１で伝送媒体から信号を受信し、検波回路２２にて受信信号を検波して所望の信号帯域を抽出し、Ａ／Ｄコンバータでディジタル化し、波形整形フィルタ２４にて上記の如く帯域外ノイズ除去を行い、復調回路２５にて所定の信号形態にマッピングされている符号を読み出し、更に当該符号をデコーダ２６によって復号化する。
【０００５】
又、図２は、録音機、録画機等の一般的なデータ再生機の構成を示し、ここでは記録すべき信号が受信回路で受信され、Ａ／Ｄコンバータ３２でディジタル化され、波形整形フィルタ３３で帯域制限され、エンコーダ３４で符号化されて記録媒体３５に記録される。他方、再生時には、記録媒体から読み出されたデータはデコーダ３６で復号化され、波形整形フィルタ３７で上記如く帯域外ノイズを除去するフィルタリングがなされ、Ｄ／Ａコンバータ３８でアナログ化され、再生回路３９で元の信号に再生される。
【０００６】
又、図３は、上記波形整形フィルタ２４，３７を構成するディジタルフィルタの回路構成の一例を示す。この場合４倍オーバーフィルタリング処理を行う構成であり、所定の遅延時間を有する各遅延素子τによって入力信号は順次遅延され、遅延された信号はその都度サンプリングされ乗算器にて所定の係数を乗算された後、このように入力信号を異なるタイミングでサンプリングした信号が加算器で加算される。
【０００７】
他方、図４は図３の構成の代わりにオーバサンプリングの倍率を２倍とした場合のディジタルフィルタの構成を示す。この場合、受信フィルタ部Ｆａは図３の場合に比してサンプリング頻度が１／２となるため遅延素子と乗算器の数は夫々１／２で済み、入力信号は所定の遅延時間を有する遅延素子τで遅延されて乗算器で乗算され、それらが加算器にて加算される。更に、そこで得られた信号を補間フィルタ部Ｆｂによって再度サンプリングするため、上記同様に遅延素子で遅延されて乗算器で乗算され、それらが加算で加算される構成である。
【０００８】
尚、図３、４の構成において、各乗算器の乗算係数α０、α１、α２、．．．、β０、β１、β２，．．．の選定により、該当する各フィルタの応答波形が決定される。
【０００９】
図５は、従来の補間フィルタＦｂ（ｓｉｎｃ関数）を用い、入力信号の最高周波数の２倍のサンプリング頻度でのオーバーサンプリング、即ち２倍オーバーサンプリングによって得られた信号から、更に当該補間フィルタＦｂによって入力信号の最高周波数の２倍以上のサンプリング頻度でサンプル点補間を行う場合の、各出力信号成分の周波数軸上での関係を示す。
【００１０】
同図では、所定の周波数帯域Ｗｄの信号を得るためのフィルタ応答を２倍オーバーサンプリングで実現した場合、当該所望帯域の中心周波数をＦ＝０とすれば、オーバーサンプリングによって発生される折り返しの現れる中心周波数は上記帯域幅Ｗｄの２倍２Ｗｄ離れたＦ＝２となる。この両者を分離して所望帯域のみを得ることは当該所望帯域の２倍の帯域幅２Ｗｄを通過させる補間フィルタＦｂを挿入することで実現可能である。これによってサンプリング点間の補間が可能となる。従来よく用いられているこの２倍の帯域幅を通過させるフィルタとして、ｓｉｎｃ関数がある。このｓｉｎｃ補間フィルタＦｂによるインパルス応答信号ｒ（ｔ）を次式（１）に示す。
【００１１】
ｒ（ｔ）　＝　ｓｉｎ（πｔ／Ｔ）／（πｔ／Ｔ）　　（１）
ここで、Ｔはオーバーサンプリングの倍数に相当し、例えばＴ＝４とすることで、１／４や３／４のサンプリング点の値を得る、つまり補間することができる。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、このような理想的なｓｉｎｃ関数によるフィルタＦｂを用いた場合、その応答信号が収束するために要する時間が非常に長く、又復元精度を高めるためには大規模な回路構成のフィルタとなってしまう。またこのように長い参照信号を必要とすることは、ある瞬間のノイズが広範囲に影響を及ぼしてしまうという問題点をも内包する。
【００１３】
本発明は上記問題点に鑑み、比較的簡易な構成にて、応答信号の収束が速く、且つ所望のデータ再生精度を有するデータ再生を実現し得るデータ補間方法、及び当該方法を適用したデータ処理装置を提供することを目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
上記目的達成のため、本発明は、受信信号をオーバーサンプリングして復調するデータ処理装置に適用するデータ補間方法であって、前記オーバーサンプリングを行なった際に通過される信号の周波数帯域の所定成分と前記オーバーサンプリングによって発生する折り返し成分の周波数帯域の所定成分との間を、ナイキストの第１条件を満足するインパルス応答を有するフィルタを適用して分離する構成とされ、当該フィルタによって前記オーバーサンプリングで得られた信号に対してデータ補間を行う構成である。
【００１５】
その結果、上記ナイキストの第１条件を満たすフィルタにより、上記オーバーサンプリングの際に通過された信号成分の側波帯の減衰分とオーバーサンプリングによって発生される折り返し成分の漏れ込み分とを同時に効果的に低減可能なフィルタリングが実現可能である。
【００１６】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態について以下に詳細に説明する。
【００１７】
まず、本発明の実施の形態の基本的概念について説明する。
【００１８】
まず図６に基づき、所望帯域通過用のフィルタ（受信フィルタ部）Ｆａによる通過帯域が、上記２倍の折り返し成分の帯域と全く重ならない場合について考える。この場合両者の裾野の間に間隔が存在するため、この間隔分を余裕として有する、周知の「ナイキストの第一条件」を満たす無歪みを保証するインパルス応答を有するフィルタ（図中、「ナイキスト補間フィルタ」で示されるフィルタ特性を有する）を補間フィルタＦｂとして用いる。なお、上記ナイキストの第１条件については、例えば産業図書出版社発行、室谷正芳、山本平一著、「ディジタル無線通信」（ＩＳＢＮ４−７８２８−５６０１−６＿Ｃ３３５５）、第２章、「波形伝送理論」、２．４．２項「ナイキストの理論」を参照されたい。
【００１９】
この補間フィルタ部Ｆｂのフィルタは、上記所望信号成分を得るための受信フィルタ部Ｆａの応答信号成分と上記２倍折り返し成分との間の中間の周波数Ｆ＝１を遮断周波数とし、その点でのレベルが当該フィルタＦｂの通過帯域の最大レベルの半分であり、かつその点に対する当該フィルタＦｂの前後の周波数特性が点対称であるような特性を有する。このようにフィルタＦｂの周波数特性が点対称であるため、当該フィルタによる所望波の通過を阻害する作用と折り返し成分がフィルタ応答信号成分に対して漏れ込む作用とが相等しくなり、一方の作用を低減することで、他方も同時に低減できることになる。
【００２０】
例えば受信フィルタ部のフィルタＦａがコサインロールオフフィルタである場合、そのロールオフ率が０．５未満であれば、補間フィルタ部のフィルタＦｂは、減衰部分がフィルタＦａの応答成分と折り返し成分との間の隙間帯域に収まる分のロールオフ率を有する２倍の帯域２Ｗｄのコサインロールオフフィルタで実現できる。したがって受信フィルタ部のフィルタＦａのロールオフ率が１／３未満であれば、補間フィルタ部のフィルタＦｂのロールオフ率は１／３以上とすることが可能となるため、より早い収束性をもつインパルス応答を実現できる。こうすることで、所望成分の減少も、帯域外成分の漏れ込みも無いデータ補間が実現できる（第１実施例の原理）。
【００２１】
次にガウシアンフィルタのように（図７参照）、その通過周波数成分が、帯域外へ低いレベルながらも無限に広がるフィルタも良く利用されている。この場合には、前記のように完全に折り返し成分の漏れ込みの影響を排除したデータ補間を実現することは出来ない。この場合には、補間フィルタＦｂとして、所望成分の減少と帯域外成分の漏れ込みが最小限となるように、二つのフィルタＦａ，Ｆｂの夫々の遮断周波数Ｆ＝０．５，Ｆ＝１．５の間を、ナイキストの第一条件を満たす応答波形を有する、無歪みを保証するインパルス応答を有するフィルタで分離する（第２実施例の原理）。
【００２２】
以上のように、本発明によれば、所望信号に与える影響を最小限に抑えつつ、且つ収束性の高いフィルタによるデータ補間が実現可能である。
【００２３】
最初に本発明の第１実施例について、図６と共に詳細に説明する。
【００２４】
本実施例は、入力信号の最高周波数の２倍のサンプリング頻度によるオーバーサンプリング結果から２倍以上のサンプリング頻度によるサンプル点補間を行う構成を有する。
【００２５】
まず、上記ナイキストの第一条件を満たすインパルス応答を実現する際の応答波形の例を次式（２）に示す。ここでｆ（ｔ）は、上記の如く、遮断周波数（Ｆ＝１）での信号通過レベルが通過帯域の最大レベルの半分であり、かつその点に対する前後の周波数特性が点対称な周波数特性を有する。
ｒ（ｔ）　＝　｛ｓｉｎ（πｔ／Ｔ）　／（πｔ／Ｔ）｝ｆ（ｔ）　　（２）
又、図６において、当該補間フィルタＦｂの通過帯域の減衰の始まり▲１▼は、受信フィルタＦａの通過帯域の広がりの最高周波数からであり、受信フィルタＦａの応答信号を減衰させないことがわかる。また補間フィルタＦｂの通過帯域の広がりは、折り返し成分の帯域の広がりの最低周波数▲２▼までであり、その結果折り返しの成分は補間フィルタＦｂの通過帯域から完全に除去されていることがわかる。
【００２６】
尚、図６に示す例は２倍オーバーサンプリングの結果からそれ以上のサンプリング頻度によるデータ補間を行う場合であるが、最初のオーバーサンプリング頻度が更に高い場合のデータ補間の場合、折り返し成分の現れる中心周波数が更に高い周波数となるので、所望波との間隔はより広がる。よって、補間フィルタＦｂの帯域広がりが減衰する部分の傾きはよりなだらかで良いので、インパルス応答の収束性を更に高めることが出来る。
【００２７】
次に、本発明の第２実施例について図７と共に詳細に説明する。
【００２８】
本実施例では、上記第１実施例同様、入力信号の最高周波数の２倍のサンプリング頻度によるオーバーサンプリングの結果に対して更に入力信号の最高周波数の２倍以上のサンプリング頻度にてサンプル点補間を行う構成であり、図７はその場合に得られる各成分の周波数軸上の関係を示している。
【００２９】
ここでは補間フィルタＦｂのインパルス応答波形を示す式は上の第１実施例の場合の式（２）と同様である（図７中、「ナイキスト補間フィルタの応答波形」で示す波形に対応する）。この補間フィルタＦｂの応答波形の減衰の始まり▲３▼は、所望フィルタＦａの遮断周波数（Ｆ＝０．５）からであり、それ以上の周波数においては受信フィルタＦａを通過した信号を一部減衰させている。また補間フィルタＦｂの応答波形の広がりは、折り返し成分の下側の遮断周波数Ｆ＝１．５までであり（▲４▼）、したがってそれ以下の周波数においては折り返しの成分は完全に除去されない。
【００３０】
なお、比較のため図７では、所望帯域を得るための受信フィルタＦａの応答特性が図６に示す例と同じ場合で示しているが、実際には第２実施例ではガウシアンフィルタなどのように裾の広がりが無限である場合などをも想定している。このように、上記第１実施例と比較すると、この第２実施例では、補間フィルタＦｂによる所望信号の減衰及び折り返し成分の漏れ込みの影響を完全には除去できない。
【００３１】
又、図７では補間フィルタＦｂの通過周波数の始まり▲３▼が所望フィルタＦａの遮断周波数Ｆ＝０．５からとなっているが、第２実施例はこの例に限られず、これ以外にも、所望フィルタＦａの通過周波数の広がりの最高周波数以下の周波数で補間フィルタＦｂの応答波形の減衰が始まるような場合を含む。この範囲でインパルス応答の収束性とデータ再現性とのトレードオフによって補間フィルタＦｂのフィルタ特性の最適値を定めるものとする。
【００３２】
又、補間前のオーバーサンプリングのサンプリング頻度が更に高い場合のデータ補間については、上記第１実施例の場合同様、折り返し成分が現れる中心周波数が更に高い周波数となるので、所望波との間隔はより広がる。よって、補間フィルタＦｂの帯域広がりが減衰する部分の傾きはよりなだらかで良いので、インパルス応答の収束性を更に高めることが出来る。
【００３３】
図８は、上記第１実施例を実現するための更に具体的な数値例について示す。
【００３４】
同図でも、入力信号の最高周波数の２倍のサンプリング頻度によるオーバーサンプリングの結果に対して更に入力信号の最高周波数の２倍以上のサンプリング頻度によるサンプル点補間を行う場合の周波数軸上での各出力信号成分間の関係を示す
この場合、所望帯域抽出用の受信フィルタＦａも補間フィルタＦｂも共にコサイン・ロールオフ・フィルタを用い、そのロールオフ率に着目し、第１実施例の具体的数値例を示す。まずこれらコサイン・ロールオフ・フィルタのインパルス応答波形を次式（３）に示す。ここでαはロールオフ率である。
【００３５】
ｒ（ｔ）　＝　｛ｓｉｎ（πｔ／Ｔ）／（πｔ／Ｔ）｝｛ｃｏｓ（παｔ／Ｔ）／（１−（２αｔ／Ｔ）２）｝　　（３）
図８の例では、所望帯域抽出用受信フィルタＦａのロールオフ率α＝０．２である。なおここで、同図に示すように、このロールオフ率αは当該フィルタの中心周波数から遮断周波数までの幅を１としたときの、減衰の始まる周波数▲５▼から遮断周波数迄の幅を示すものであるため、この場合もナイキストの第一条件を満たし、遮断周波数から応答波形の広がりの最高周波数▲６▼までの幅も同じく０．２である。
【００３６】
一方図８における補間フィルタＦｂの帯域幅２Ｗｄは受信フィルタＦａの帯域幅Ｗｄの２倍であるので、上記受信フィルタＦａにおける同じ帯域部分の占める比率は半分となる。ここから、図の補間フィルタＦｂに許される最大ロールオフ率は０．４と求まる。これを一般化した式で表すと、補間フィルタＦａが採り得る最大のロールオフ率αｉ＿ｍａｘは、
αｉ＿ｍａｘ　＝　（Ｔ−α−１）／Ｔ　　（４）
で与えられる。ここで、αが所望帯域抽出用受信フィルタＦａのロールオフ率、Ｔが同フィルタＦａによるオーバーサンプリング数の倍率である。図８の例の場合、入力信号の最高周波数の２倍のサンプリング頻度でのオーバーサンプリングであるためＴ＝２とであり、
α＝０．２
Ｔ＝２
αｉ＿ｍａｘ＝（２−０．２−１）／２＝０．４
となる。
【００３７】
【発明の効果】
このように本発明によれば、ナイキストの第１条件を満たす応答特性を有するフィルタを使用してデータ補間を行なうため、当該フィルタによる所望信号成分の減衰量と不要信号成分の漏れ込み量とを同時に等しく低減可能であり、もって最低限必要な遮断特性を確保しながら同時に応答信号の収束性の良いフィルタを提供可能である。その結果、波形整形処理に要する消費電力や所望回路規模の縮小が図れ、参照信号を短くできるため瞬時雑音の影響をも低減することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を適用可能な波形整形フィルタを使用した送受信機の一例のブロック図である。
【図２】本発明を適用可能な波形整形フィルタを使用したデータ再生機の一例のブロック図である。
【図３】図１又は図２における波形整形フィルタに適用可能な４倍オーバーサンプリングを実施するディジタルフィルタの回路構成例を示す図である。
【図４】図１又は図２における波形整形フィルタに適用可能であり、且つ、本発明を適用可能な２倍オーバーサンプリング及び２倍以上のサンプル点補間処理を実施するディジタルフィルタの回路構成例を示す図である。
【図５】図４に示すフィルタの応答波形の一例を示す図である。
【図６】例えば図４に示すフィルタであって、本発明の第１実施例による各フィルタ部の応答波形を説明するための図である。
【図７】例えば図４に示すフィルタであって、本発明の第２実施例による各フィルタ部の応答波形を説明するための図である。
【図８】例えば図４に示すフィルタであって、本発明の第１実施例による各フィルタ部の応答波形を決定する具体的数値例について説明するための図である。
【符号の説明】
２４，３７　　波形整形フィルタ
Ｆａ　　受信フィルタ（部）
Ｆｂ　　補間フィルタ（部）
【図１】
2004023389.tif 000003
【図２】
2004023389.tif 000004
【図３】
2004023389.tif 000005
【図４】
2004023389.tif 000006
【図５】
2004023389.tif 000007
【図６】
2004023389.tif 000008
【図７】
2004023389.tif 000009
【図８】
2004023389.tif 000010