(57)【要約】【課題】アシスト用モータからの逆起電力による過大な電圧が、該アシスト用モータ駆動用のスイッチング素子に印加される不具合を効果的に防止できる電動パワーステアリング装置を提供する。【解決手段】操舵軸３の回転をアシスト用モータ６の駆動力により補助する電動パワーステアリング装置１において、モータ駆動電源１５７からの電源電圧を昇圧してモータ駆動電圧とする昇圧回路１２０と、昇圧回路１２０から出力されるモータ駆動電圧をスイッチングしつつアシスト用モータ６に供給することにより、アシスト用モータ６の回転駆動制御を行なうスイッチング・ドライバ１８とを設ける。昇圧回路１２０は、昇圧回路１２０の出力電圧保持及び平滑化用のキャパシタ１２４と、該キャパシタ１２４の昇圧回路入力側への逆流放電を阻止するための昇圧用整流部２３を有する。そして、スイッチング・ドライバ１８を経て昇圧回路１２０側へ逆流するアシスト用モータ６の逆起電力電流を、昇圧用整流部１２３を回避して通過させる逆起電力通過用分岐経路１２６を設ける。【選択図】  図１
2004282963.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
操舵軸の回転をアシスト用モータの駆動力により補助するとともに、操舵用ハンドルの操作角に応じた操舵角が得られるように、前記アシスト用モータを回転駆動制御するようにした電動パワーステアリング装置において、
モータ駆動電源からの電源電圧を昇圧してモータ駆動電圧とする昇圧回路と、前記昇圧回路からのモータ駆動電圧をスイッチングしつつ前記アシスト用モータに入力することにより、該アシスト用モータの回転駆動を行なうスイッチングドライバとを備え、
前記昇圧回路が、昇圧回路の出力電圧保持及び平滑化用のコンデンサと、該コンデンサの昇圧回路入力側への逆流放電を阻止するための昇圧用整流部と、該昇圧用整流部よりも上段側において前記電源電圧を受電するコイルと、該コイルの通過電流を断続的に変化させることにより昇圧用誘導電圧波形を発生させる昇圧用スイッチング部とを備え、該昇圧用誘導電圧波形を前記電源電圧の入力電圧波形に重畳させ、前記昇圧用整流部を経て前記コンデンサにより平滑化しつつ前記モータ駆動電圧として出力するステップアップ型ＤＣ−ＤＣコンバータとして構成され、
前記スイッチングドライバを経て前記昇圧回路側へ向かう前記アシスト用モータの逆起電力電流を、前記昇圧用整流部を回避して通過させる逆起電力通過用分岐経路が設けられていることを特徴とする電動パワーステアリング装置。
【請求項２】
前記昇圧用整流部のカソード側の電圧に応じて、前記逆起電力通過用分岐経路を通過させる電流量を調整する通過電流調整手段が設けられている請求項１記載の電動パワーステアリング装置。
【請求項３】
前記通過電流調整手段は、前記逆起電力通過用分岐経路の前記逆起電力電流の通過を許容／遮断の間で切り替える逆起電力通過用スイッチ部と、
前記昇圧用整流部のカソード側の電圧を検出するカソード側電圧検出部と、
該カソード側電圧検出部の検出電圧が予め定められた基準電圧を超えたとき、前記逆起電力通過用スイッチ部を遮断状態から通過許容状態に切り替える逆起電力通過用スイッチ部制御手段とを有する請求項１記載の電動パワーステアリング装置。
【請求項４】
前記逆起電力通過用分岐経路上に、通過する逆起電力電流のエネルギーを消費させる負荷抵抗が設けられている請求項１ないし３のいずれか１項に記載の電動パワーステアリング装置。
【請求項５】
前記逆起電力通過用分岐経路は、前記昇圧用整流部のカソード側とアノード側とをバイパスするバイパス経路とされている請求項１ないし４のいずれか１項に記載の電動パワーステアリング装置。
【請求項６】
前記モータ駆動電源が車載バッテリーであり、前記逆起電力電流のエネルギーを、前記バイパス経路を経て前記車載バッテリーに戻すようになっている請求項５記載の電動パワーステアリング装置。
【請求項７】
前記モータ駆動電源は、直流車載電源の直流出力を交流変換する交流変換部と、該交流変換された車載電源電圧を出力用に変圧するトランスと、該トランスの二次側交流出力を整流する整流部とを有したＤＣ−ＤＣコンバータを有するものであり、
前記バイパス経路上に、通過する逆起電力電流のエネルギーを消費させる負荷抵抗が設けられている請求項５記載の電動パワーステアリング装置。
【請求項８】
前記昇圧用整流部は、前記昇圧回路の入力部から出力部へ向かう経路上に配置された昇圧制御用ＦＥＴが有する寄生ダイオードであり、該昇圧制御用ＦＥＴは、前記昇圧用スイッチング部と位相反転同期して導通・遮断されるものである請求項１ないし７のいずれか１項に記載の電動パワーステアリング装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、車両用の電動パワーステアリング装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
車両の操舵装置、特に自動車用の操舵装置において、近年、低燃燃費化あるいはステアリング系統の簡略化及び軽量化を図るために、電動パワーステアリング装置（電動油圧パワーステアリング装置を概念として含む）を採用する車種が増えてきている。電動パワーステアリング装置においては、操舵軸の回転をアシスト用モータの駆動力により補助するとともに、操舵用ハンドルの操作角に応じた操舵角が得られるようにアシスト用モータを回転駆動制御する。この回転駆動制御は、モータ駆動電圧の入力をスイッチング制御することにより行なわれることが多い（例えばＰＷＭ制御）。また、一般にアシスト用モータは高出力のため、バッテリーやＤＣ−ＤＣコンバータなどで構成された車載電源電圧を、昇圧回路によりモータ駆動電圧に昇圧して使用している。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、モータ駆動電圧を発生させるための昇圧回路は、前述したスイッチングによるモータ制御の場合、スイッチングドライバを経てアシスト用モータに供給される。そして、昇圧回路が、いわゆるステップアップ型ＤＣ−ＤＣコンバータで構成されている場合、次のような問題を生ずる。ステップアップ回路においては、出力電圧保持及び平滑化用のコンデンサ、該昇圧用整流部よりも上段側において電源電圧を受電するコイル、及び該コイルの通過電流を断続的に変化させることにより昇圧用誘導電圧波形を発生させる昇圧用スイッチング部のほか、コンデンサの昇圧回路入力側への逆流放電を阻止するための昇圧用整流部が必須の構成要素となる。ダイオードなどで構成された昇圧用整流部は、昇圧回路側からモータ側への電流通過は許容するが、逆方向、すなわち、モータ側から昇圧回路側への電流通過は遮断する働きをなす。
【０００４】
しかし、急ハンドル操作時や、大きな段差に乗り上げながらハンドル操作をする場合など、操舵用ハンドル側からの大きな逆回転負荷がモータに作用する状況では、モータの発電作用による逆起電力が増加する。この場合、上記のように昇圧回路側に昇圧用整流部が存在して逆起電力電流の通過が遮断されていると、スイッチングドライバに組み込まれたＦＥＴ等のスイッチング素子には、上記逆起電力による過大な電圧が印加され、素子を破損したり寿命を短くしたりする問題を生ずる。もちろん、この逆起電力電圧は昇圧用整流部にも印加されるから、昇圧用整流部をなすダイオード等の素子にも同様の悪影響が及ぶ可能性がある。
【０００５】
本発明の課題は、アシスト用モータからの逆起電力による過大な電圧が、該アシスト用モータ駆動用のスイッチング素子に印加される不具合を効果的に防止でき、ひいては、該スイッチング素子の長寿命化を図ることができる電動パワーステアリング装置を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段及び作用・効果】
本発明の電動パワーステアリング装置（電動油圧パワーステアリング装置を概念として含む）は、操舵軸の回転をアシスト用モータの駆動力により補助するとともに、操舵用ハンドルの操作角に応じた操舵角が得られるように、アシスト用モータを回転駆動制御するようにした電動パワーステアリング装置であって、上記の課題を解決するために、
モータ駆動電源からの電源電圧を昇圧してモータ駆動電圧とする昇圧回路と、昇圧回路から出力されるモータ駆動電圧をスイッチングしつつアシスト用モータに入力することにより、該アシスト用モータの回転駆動を行なうスイッチングドライバとを備え、
昇圧回路が、昇圧回路の出力電圧保持及び平滑化用のコンデンサと、該コンデンサの昇圧回路入力側への逆流放電を阻止するための昇圧用整流部と、該昇圧用整流部よりも上段側において電源電圧を受電するコイルと、該コイルの通過電流を断続的に変化させることにより昇圧用誘導電圧波形を発生させる昇圧用スイッチング部とを備え、該昇圧用誘導電圧波形を電源電圧の入力電圧波形に重畳させ、昇圧用整流部を経てコンデンサにより平滑化しつつモータ駆動電圧として出力するステップアップ型昇圧回路として構成され、
スイッチングドライバを経て昇圧回路側へ逆流するアシスト用モータの逆起電力電流を、昇圧用整流部を回避して通過させる逆起電力通過用分岐経路が設けられていることを特徴とする。
【０００７】
上記の構成においては、アシスト用モータを駆動するスイッチングドライバの上段側に、該スイッチングドライバにモータ駆動電圧を供給するための、ステップアップ型ＤＣ−ＤＣコンバータよりなる昇圧回路が設けられている。該ステップアップ型ＤＣ−ＤＣコンバータ内に設けられた昇圧用整流部は、アシスト用モータからスイッチングドライバを経て昇圧回路側に流れ込む逆起電力電流を遮断する。そして、本発明の電動パワーステアリング装置においては、昇圧用整流部を回避した形で上記逆起電力電流を通過させる逆起電力通過用分岐経路が設けられているので、アシスト用モータにて大きな逆起電力が生じた場合でも、それに基づく過大な電圧が、スイッチングドライバ内のスイッチング素子に印加される不具合を効果的に防止することができ、ひいては、該スイッチング素子の長寿命化を図ることができる。また、昇圧用整流部への高電圧印加も同様に抑制され、昇圧用整流部の保護を図ることもできる。
【０００８】
また、本発明の電動パワーステアリング装置においては、昇圧用整流部のカソード側の電圧に応じて、逆起電力通過用分岐経路を通過させる電流量を調整する通過電流調整手段を設けることができる。逆起電力通過用分岐経路は、昇圧回路内の電圧保持用のコンデンサには放電経路として作用するので、昇圧回路の電圧出力を安定化させる観点からは、該逆起電力通過用分岐経路を電流通過させるのは、過大な逆起電力が発生した場合など、必要最小限に留めるのがよい。昇圧用整流部のカソード側の電圧は、アシスト用モータからの逆起電力が大きくなった場合に大きくなるので、上記の構成では、これに応じて逆起電力通過用分岐経路を通過させる電流量を大きくする。これにより、逆起電力の小さい通常状態では、逆起電力通過用分岐経路の通過電流値を小さくなるのでコンデンサの充電状態を維持でき、昇圧回路の出力電圧を安定化させることができる。他方、逆起電力が過度に大きくなった場合に限って、逆起電力通過用分岐経路の通過電流値を増加させることで、逆起電力に基づく過大な電圧がスイッチングドライバ内のスイッチング素子に印加される不具合防止も問題なく図ることができる。
【０００９】
通過電流調整手段は、具体的には、逆起電力通過用分岐経路の逆起電力電流の通過を許容／遮断の間で切り替える逆起電力通過用スイッチ部と、昇圧用整流部のカソード側の電圧を検出するカソード側電圧検出部と、該カソード側電圧検出部の検出電圧が予め定められた基準電圧を超えたとき、逆起電力通過用スイッチ部を遮断状態から通過許容状態に切り替える逆起電力通過用スイッチ部制御手段とを有するものとして構成できる。この構成によれば、逆起電力による電圧上昇が著しくなった場合にのみ、逆起電力通過用分岐経路の電流通過が許容され、それ以外の場合は、電流通過が遮断されるので、昇圧回路のコンデンサの放電を最小限に留めることができ、ひいては昇圧回路の出力電圧を安定に維持することができる。
【００１０】
さらに、逆起電力通過用分岐経路上には、通過する逆起電力電流の電気エネルギーを消費させる負荷抵抗を設けることができる。これにより、逆起電力電流のエネルギーが負荷抵抗にて消費され、当該負荷抵抗の影響が分岐経路を経て他の回路部分に及ぶことを効果的に防止ないし抑制することができる。
【００１１】
また、逆起電力通過用分岐経路は、昇圧用整流部のカソード側とアノード側とをバイパスするバイパス経路とすることができる。この構成によると、逆起電力の一部を、昇圧用にフィードバックできる利点がある。ただし、過大なフィードバックが生じないよう、上記の負荷抵抗を設けて適当に電圧降下させてからフィードバックさせることが望ましい。例えば、モータ駆動電源が、直流車載電源（例えば燃料電池）の直流出力を交流変換する交流変換部と、該交流変換された車載電源電圧を出力用に変圧するトランスと、該トランスの二次側交流出力を整流する整流部とを有したＤＣ−ＤＣコンバータを有するものとされている場合、上記の負荷抵抗を設けることは、大きな逆起電力発生時に該ＤＣ−ＤＣコンバータ内の整流部を保護する上で有効である。
【００１２】
他方、モータ駆動電源が車載バッテリーである場合は、逆起電力電流のエネルギーを、バイパス経路を経て車載バッテリーに戻す構成とすることで、バッテリーの消耗を抑制することができ、エネルギー効率を高めることができる。この場合は、負荷抵抗は必ずしも設ける必要はなくなる（むしろ、逆起電力によりバッテリーの充電を促進する観点からは、負荷抵抗は省略した方がよい場合がある）。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を、図面を用いて説明する。
図１は、本発明が適用される電動パワーステアリング装置の、構成の一例を示す回路図である（なお、本実施形態において「車両」は自動車とするが、本発明の適用対象はこれに限定されるものではない）。該電動パワーステアリング装置１は、操舵用ハンドル２に操舵軸３が結合され、該操舵軸３の先端に設けられた、該操舵軸３とともに回転するピニオン１０が、ラックバー１１を軸線方向に往復動させることにより、車輪１３，１３の転舵角が変化する。また、ラックバー１１の往復動すなわち操舵軸３の回転は、アシスト用モータ６の駆動力により補助される。本実施形態では、ラックバー１１と噛み合う別のピニオン４をアシスト用モータ６が回転させるようになっている。
【００１４】
操舵軸３の角度位置とアシスト用モータ６の回転角度位置とは、それぞれ、ロータリエンコーダ等の周知の角度検出部からなる操舵軸角度検出部１０１及びモータ角度位置検出部１０３により検出される。また、操舵制御部１１０はＣＰＵ１１１、ＲＯＭ１１２、ＲＡＭ１１３及び入出力インターフェース１１０を有するマイコンにて構成されている。操舵制御部１１０はＲＯＭ１１２に格納された制御プログラムの実行により、検出された操舵軸３の角度位置とアシスト用モータ６の角度位置とに基づいて、操舵用ハンドル２の操作角に応じた操舵角が得られるように、スイッチングドライバ１８を介したＰＷＭ制御によりアシスト用モータ６の動作を制御する。
【００１５】
アシスト用モータ６はブラシレスモータ、本実施形態では３相ブラシレスモータにて構成されている。３相ブラシレスモータは、図３に示すように、１２０゜間隔で配置された３相のコイルＵ，Ｖ，Ｗからなり、これらのコイルＵ，Ｖ，Ｗと、電機子３４との相対的な角度関係が、モータ内に設けられた角度センサをなすホールＩＣにより検出される。そして、これらホールＩＣの出力を受けて、図１のスイッチングドライバ１８は、図３に示すように、コイルＵ，Ｖ，Ｗの通電を、Ｗ→Ｕ（１）、Ｕ→Ｖ（３）、Ｖ→Ｗ（５）のごとく循環的に順次切り替える（正方向回転の場合：逆方向回転の場合は、上記の逆順のスイッチングとなる）。
【００１６】
該アシスト用モータ６の回転制御は、上記コイルＵ，Ｖ，Ｗの各相の通電切り替えシーケンスに、駆動制御部１１０からのＰＷＭ信号によるデューティ比制御シーケンスが重畳された形で行なわれる。図４は、スイッチングドライバ１８の回路例を示すもので、コイルＵ，Ｖ，Ｗの各端子ｕ，ｕ’，ｖ，ｖ’，ｗ、ｗ’に対応したＦＥＴ（スイッチング素子）７５〜８０が、周知のＨ型ブリッジ回路を構成するように配線されている（符号８７〜９２は、コイルＵ，Ｖ，Ｗのスイッチングに伴なう誘導電流のバイパス経路を形成するフライホイールダイオードである）。ＡＮＤゲート８１〜８６によりアシスト用モータ側のホールＩＣ（角度センサ）からのスイッチング信号と駆動制御部１００からのＰＷＭ信号との論理積信号を作り、これを用いてＦＥＴ７５〜８０をスイッチング駆動すれば、通電に関与する相のコイルを選択的にＰＷＭ通電することができる。
【００１７】
図１に戻り、アシスト用モータ６の駆動電源は、本実施形態においては、直流車載電源１５０と、該直流車載電源１５０の出力電圧をモータ駆動直流電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータ１５７とからなる。直流車載電源１５０は例えば燃料電池であり、自動車の主動力モータ（図示せず）の駆動用マージンを考慮して、出力電圧が２００〜４５０Ｖと高く設定されている。他方、アシスト用モータ６の駆動電源を含めた自動車内の周辺電装系には、主動力系よりは低電圧（例えば３０〜５０Ｖ：本実施形態では４２Ｖ）の周辺電装用直流電源が使用され、ＤＣ−ＤＣコンバータ１５７は直流車載電源１５０からの入力電圧を降圧して、前記周辺電装用直流電源電圧として出力する。
【００１８】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１５７は、具体的には、図２に示すように、直流車載電源１５０からの入力直流電圧を交流変換する交流変換部１６２と、該交流変換された電圧を出力用に降圧するトランス１６３と、該トランス１６３の二次側交流出力を整流する整流部１６４とを有する。交流変換部１６２は、周知のスイッチング用トランジスタブリッジにより構成され、入力直流電圧を一定周波数でスイッチングして双極性方形波交流に変換する。なお、交流変換部１６２の入力側には、ノイズ除去用のコモンモードチョークコイル１０１が設けられている。また、スイッチングにより生成された交流電圧波形はトランス１６３に入力され、二次側から降圧された波形が出力される。整流部１６４はダイオードブリッジからなる全波整流部であり、ＬＣローパスフィルタ型の平滑化部１６５にてリップル除去され、直流波形として出力される。
【００１９】
図１に戻り、昇圧回路１２０は、昇圧回路１２０の出力電圧保持及び平滑化用のコンデンサ１２４と、該コンデンサ１２４の昇圧回路入力側への逆流放電を阻止するための昇圧用整流部１２３と、該昇圧用整流部１２３よりも上段側において電源電圧を受電するコイル１２１と、該コイル１２１の通過電流を断続的に変化させることにより昇圧用誘導電圧波形を発生させる昇圧用スイッチング部１２２とを備えたステップアップ型ＤＣ−ＤＣコンバータとして構成されている。該昇圧用誘導電圧波形は電源電圧の入力電圧波形に重畳され、昇圧用整流部１２３を経てコンデンサ１２４により平滑化されつつモータ駆動電圧として出力される。
【００２０】
本実施形態においては、車載電源側のＤＣ−ＤＣコンバータ１５７からの直流出力が、電源リレー１４１と電源フィルタ１４０とを介して昇圧回路１２０に入力される。なお、符号１４２はイグニッションスイッチと連動して操作される電源スイッチであり、該電源スイッチ１４２が閉になると、電源リレー１４１が動作して、ＤＣ−ＤＣコンバータ１５７から昇圧回路１２０への電圧入力が許容される。
【００２１】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１５７からの入力経路１３４上には、電源フィルタ１４０の下段側に昇圧用のコイル１２１が配置され、そのさらに下段から接地側に分岐するスイッチング分岐経路１３５上に、前述の昇圧用スイッチング部１２２が設けられている。他方、入力経路１３４には、スイッチング分岐経路１３５の分岐点よりも下段側に昇圧用整流部１２３が配置され、さらにその先にコンデンサ１２４が並列分岐する形で設けられている。
【００２２】
また、昇圧用整流部１２３のカソード側において入力経路１３４からは、スイッチングドライバ１８を経て昇圧回路１２０側へ逆流するアシスト用モータ６の逆起電力電流を、昇圧用整流部１２３を回避して通過させる逆起電力通過用分岐経路１２６が設けられている。本実施形態では、該逆起電力通過用分岐経路１２６は、昇圧用整流部１２３のカソード側とアノード側とをバイパスするバイパス経路とされているが、末端をアノード側に接続せず、接地する形としてもよい。
【００２３】
上記の逆起電力通過用分岐経路１２６には、逆起電力電流の通過を許容／遮断の間で切り替える逆起電力通過用スイッチ部１２８が設けられている。また、昇圧用整流部１２３のカソード側の電圧測定点Ｐから分岐する形で、分圧抵抗１２９，１３０からなるカソード側電圧検出部が設けられ、該電圧測定点Ｐの電圧が分圧調整された形で操舵制御部１１０の入出力インターフェース１１４（Ａ／Ｄ変換ポート）に入力されている。操舵制御部１１０をなすマイコン（以下、「マイコン１１０」とも記す）は、上記カソード側電圧検出部の検出電圧が予め定められた基準電圧を超えたとき、逆起電力通過用スイッチ部１２８に切替信号ＳＢを送り、これを遮断状態から通過許容状態に切り替える（すなわち、逆起電力通過用スイッチ部制御手段の機能を実現している）。また、逆起電力通過用分岐経路１２６上には、逆流防止用の分岐経路側整流部をなすダイオード１２７と、該経路を通過する逆起電力電流の電気エネルギーを消費させる負荷抵抗１３１が設けられている。なお、ダイオード１２７は省略することも可能である。
【００２４】
次に、昇圧用整流部１２３は、図１においては、昇圧制御用ＦＥＴが有する寄生ダイオードとされている。図５を用いて具体的に説明する。寄生ダイオードを有したＦＥＴ構造は、例えばＭＯＳＦＥＴを採用したときに現われる。図５上図はＭＯＳＦＥＴ（ｎチャネル型）の断面模式図であり、下図は等価回路図である。シリコン基板の層厚方向に、ドレインをなす半導体部分と空乏層をなす半導体部分とが隣接してｐ−ｎ接合を作り、チャネル領域に形成されるＦＥＴ構造部分に対し、並列接続された形で寄生ダイオードが生じている。
【００２５】
モータ駆動などのパワー駆動回路において、ステップアップ昇圧回路の整流部に通常のシリコンダイオードを用いると、通過電流値が大きいためｐ−ｎ接合の順方向電圧降下ひいては出力側の電圧損失が大きくなり、問題となる場合がある。この場合、昇圧用整流部１２３を、昇圧用スイッチング部１２２と位相反転させた形で同期して導通・遮断される昇圧制御用ＦＥＴ（以下、「昇圧制御用ＦＥＴ１２３」と記載する）とすることにより、該問題を解消することができる。すなわち、図１において、昇圧用スイッチング部１２２のＯＮ（閉）周期においては、コイル１２１に流れ込む電流（電気エネルギー）が増加し、昇圧用の重畳電圧波形は減少傾向をたどる。次に、昇圧用スイッチング部１２２をＯＦＦ（開）にすると、スイッチング分岐経路１３５に流れ込む電流が遮断され、コイル１２１は誘導電流を放出する。これに伴い、昇圧用の重畳電圧波形は増加傾向に転ずる。そこで、この昇圧用スイッチング部１２２のＯＦＦ周期に同期させて、昇圧制御用ＦＥＴをＯＮ状態にすると、図５において、電流は直流抵抗の高い寄生ダイオード部分を迂回し、抵抗の低いＦＥＴ部分を通過して流れるので、電圧損失を抑制することができる。他方、昇圧用スイッチング部１２２のＯＮ周期に同期させて、昇圧制御用ＦＥＴをＯＦＦにすると、ＦＥＴ部分のチャネルが閉じる。図５の寄生ダイオード部分は、図１においてコンデンサ１２４側が高電位であれば逆バイアス状態となり、電流通過が遮断される。すなわち、昇圧用整流部としての機能を果たす。
【００２６】
なお、昇圧用スイッチング部１２２と昇圧制御用ＦＥＴ１２３との同期スイッチング制御は、操舵制御部１１０をなすマイコンが行なう。本実施形態では、昇圧用スイッチング部１２２及び逆起電力通過用スイッチ部１２８が、昇圧制御用ＦＥＴ１２３とともにパワーＭＯＳＦＥＴにて構成されている。これらパワーＭＯＳＦＥＴのゲート駆動電圧は比較的高いので、マイコン１１０からの駆動指令信号を、スイッチング用昇圧回路１１５においてバッテリー電圧を用いて昇圧後、スイッチング駆動回路１１６を経て各パワーＭＯＳＦＥＴ１２２，１２３，１２８のゲートに供給するようにしている。なお、本実施形態においてスイッチング駆動回路１１６は、昇圧用スイッチング部及び昇圧制御用ＦＥＴをなすパワーＭＯＳＦＥＴ１２２，１２３の同期スイッチング制御を行なうに際し、それらＦＥＴ１２２，１２３のゲート電圧とソース電圧とをモニタし、該モニタ値をマイコン１１０に供給するようにしている。マイコン１１０は、各ＦＥＴ１２２，１２３のゲート−ソース間電圧が略一定保持されるように（すなわち、アシスト用モータ６に略一定の駆動電圧が供給されるように）、スイッチング駆動回路１１６への駆動指令信号の出力パターンを変化させ、安定化電源としての機能を実現している。
【００２７】
例えば、昇圧用スイッチング部１２２をスイッチング制御する場合、モニタしたゲート−ソース間電圧の目標値から差分に応じて、スイッチングパターンを変化させることができる。スイッチングのデューティ比と周波数が一定であれば、常時スイッチングを継続させた場合の重畳電圧波形の電圧レベル（整流・平滑化したときの値）が、概ねステップアップによる電圧増分の最大値となる。従って、該ステップアップによる電圧増分の最大値が、入力されるゲート−ソース間電圧のレベルと、得るべき直流出力の目標電圧との差分よりも大きくなるようにスイッチング周波数を設定しておけば、そのスイッチング動作の停止／継続の時間比を調整することで、目標電圧に出力電圧を調整することができる。
【００２８】
例えば、ゲート−ソース間電圧の目標値から差分が大きいときは、スイッチング動作の停止／継続の時間比を大きくし、逆に目標値からの差分が小さいかオーバーシュートした場合（例えば、後述のように逆起電力電流が大きくなっている場合）は、該時間比を小さくするように制御を行なう。また、スイッチング動作の停止／継続の時間比を調整する代わりに、モニタしたゲート−ソース間電圧の目標値から差分に応じて、スイッチングのデューティηを変化させる方法（つまり、ＰＷＭ方式）を採用することもできる。この場合、昇圧制御用ＦＥＴ１２３は、同じデューティηにて位相反転させた形で（すなわち、ＦＥＴ１２２がＯＮのときＦＥＴ１２３をＯＦＦとし、ＦＥＴ１２２がＯＦＦのときＦＥＴ１２３をＯＮとする）同期スイッチングする。
【００２９】
上記電動パワーステアリング装置１においては、例えば急ハンドルを切ったり、縁石などの大きな段差に乗り上げながらハンドル操作をする場合、アシスト用モータ６には大きな逆起電力が発生する。発生する逆起電力レベルが上昇すると、図１の測定点Ｐ（昇圧制御用ＦＥＴをなすパワーＭＯＳＦＥＴ１２３が有する寄生ダイオードのカソード側）の電圧が上昇する。マイコン１１０は、昇圧回路１２０のＦＥＴ１２２，１２３のスイッチング駆動を継続しながら、該電圧をモニタし、これが規定の基準電圧を超えた場合は、逆起電力通過用スイッチ部１２８をＯＮとし、逆起電力電流を逆起電力通過用分岐経路１２６に導く。該逆起電力電流は負荷抵抗１３１により電力消費される。これにより、スイッチングドライバ１８内のスイッチング素子（図４のＦＥＴ７６〜８０）及び車載電源側のＤＣ−ＤＣコンバータ１５７の整流部１６４（図２）を、過大な逆起電力電圧印加から保護することができる。
【００３０】
また、昇圧制御用ＦＥＴ１２３は、ＯＮ周期であれば、自身が逆起電力電流を通過させることができるため破損等の心配はないが、ＯＦＦ周期のときは同様に大きな逆起電力電圧印加が付加されるおそれがある。従って、逆起電力通過用分岐経路１２６を導通させて逆起電力電流をバイパスさせることにより、該昇圧制御用ＦＥＴ１２３を保護する効果も得られる。
【００３１】
この場合、昇圧制御用ＦＥＴ１２３は、昇圧用スイッチング部１２２のスイッチング継続時には、これと位相反転させた形で（すなわち、ＦＥＴ１２２がＯＮのときＦＥＴ１２３をＯＦＦとし、ＦＥＴ１２２がＯＦＦのときＦＥＴ１２３をＯＮとする）同期スイッチングを行なうようにする。また、スイッチング動作の停止時には、昇圧制御用ＦＥＴ１２３を常時閉状態とすることで、逆起電力通過用分岐経路１２６側の電流通過を促進し（このエネルギーは負荷抵抗１３１で消費される）、その状態でゲート−ソース間電圧が縮小するのを待つようにすることができる。また、スイッチング停止期間を設けず、一定周波数でのスイッチングを継続しつつデューティ比ηを変化させるＰＷＭ方式を用いる場合は、逆起電力通過用スイッチ部１２８がＯＮとなっている周期において、昇圧制御用ＦＥＴ１２３をなるべくＯＦＦ期間が長くなるように（例えばＯＦＦ期間のデューティ比１−ηが１に近くなるように）制御を行なうことができる。いずれの場合においても、大きな逆起電力電流が生じている場合に負荷抵抗１３１の通過電流を大きくし、電力消費を促進することは、昇圧制御用ＦＥＴ１２３及びＤＣ−ＤＣコンバータ１５７の整流部１６４を保護する観点においても有利となる。
【００３２】
なお、図６に示すように、車載電源は車載バッテリー５７とすることもできる（図１と共通の部分については詳細な説明は省略する）。この場合は、車載電源側に整流部が設けられないので、逆起電力電流をバッテリー１２に戻すことができる。従って、逆起電力通過用分岐経路１２６上の負荷抵抗は省略することが望ましい。また、逆起電力通過用スイッチ部１２８がＯＮになっているとき、昇圧制御用ＦＥＴ１２３のＯＮ・ＯＦＦ状態は任意に設定できるが、なるべくＯＮ期間が長くなるように（例えばＯＮ期間のデューティ比ηが１に近くなるように）制御を行なうことで、バッテリー５７に戻す電流量を増やすことができる。
【００３３】
なお、昇圧制御用ＦＥＴ１２３をなすパワーＭＯＳＦＥＴは、大きな逆起電力電流を通過させるとき、ソース・ゲート間電圧が不足しやすくなる場合があり、仮にＯＮ期間のデューティ比ηを最大値１に設定しても、ＯＮ抵抗増大のために電流損失が大きくなる場合がある。従って、この観点においても逆起電力通過用分岐経路１２６を設けて、バッテリー５７への電流帰還経路を増やすことは有利であるといえる。
【００３４】
さらに、図７に示すように（図１と共通の部分については詳細な説明は省略する）、昇圧用整流部として昇圧制御用ＦＥＴに代え、通常のダイオード１２７を用いることもできる。この場合、ダイオード１２７を逆起電力電流が通過することはできないので、逆起電力通過用分岐経路１２６を設けることは、バッテリー５７への電流帰還経路確保の上で必須となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の電動パワーステアリング装置の第１実施形態を示す回路図。
【図２】車載電源を構成するＤＣ−ＤＣコンバータの一例を示す回路図。
【図３】アシスト用モータを構成する三相ブラシレスモータの動作説明図。
【図４】図４の三相ブラシレスモータを駆動するためのスイッチングドライバの一例を示す回路図。
【図５】ＭＯＳＦＥＴの断面構造と、寄生ダイオードを含むその等価回路を示す図。
【図６】本発明の電動パワーステアリング装置の第２実施形態を示す回路図。
【図７】本発明の電動パワーステアリング装置の第３実施形態を示す回路図。
【符号の説明】
１  電動パワーステアリング装置
２  操舵用ハンドル
３  操舵軸
６  アシスト用モータ
１８  スイッチングドライバ
５７  車載バッテリー（モータ駆動電源）
１１０  操舵制御部（マイコン、分岐経路側スイッチ部制御手段
１２０  昇圧回路
１２１  コイル
１２２  昇圧用スイッチング部
１２３  昇圧制御用ＦＥＴ（昇圧用整流部）
１２４  コンデンサ
１２６  逆起電力通過用分岐経路
１２７  ダイオード（分岐経路側整流部）
１２９，１３０  分圧抵抗（カソード側電圧検出部）
１３１  負荷抵抗
１５０  直流車載電源
１５７  ＤＣ−ＤＣコンバータ
２２３  ダイオード（昇圧用整流部）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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