(57)【要約】【課題】簡易な構成で、変調曲線Ｌのドリフト値を精度高く求め、精度の高い最適バイアス電圧値に制御すること。【解決手段】入力された電気信号Ｓ２によって光信号Ｓ１を強度変調し、強度変調された光変調信号Ｓ３を外部出力するとともに、該光変調信号Ｓ３をモニタするモニタＰＤ３ａを有したＬＮ変調器３と、電気信号Ｓ３のバイアス電圧Ｖｂを出力するＤＡコンバータ１５と、基本周波数ｆｐのパイロット信号Ｖａを生成するシンセサイザ１７と、バイアス電圧Ｖｂとパイロット信号Ｖａとを重畳する加算器２０と、バンドパスフィルタ１２と、基本周波数成分ｆｐに対する２倍高調波成分２ｆｐの比を演算し、この演算結果をもとにＬＮ変調器３の変調曲線のドリフトを求め、該ドリフトを相殺するバイアス電圧Ｖｂを生成させるコントローラＣとを備える。【選択図】　　　図１
2004093945.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力された電気信号によって入力された光信号を強度変調し、強度変調された光変調信号を外部出力するとともに、該光変調信号をモニタするモニタ光検出器を有した光強度変調器と、
前記電気信号のバイアス電圧を出力するバイアス電圧印加手段と、
所定基本周波数のパイロット信号を生成するパイロット信号出力手段と、
前記バイアス電圧と前記パイロット信号とを重畳し前記光強度変調器に印加する重畳手段と、
前記モニタ光検出器が検出した光変調信号の前記所定基本周波数成分および前記所定基本周波数の２倍高調波成分を取り出すフィルタと、
前記フィルタから出力された所定基本周波数成分に対する前記２倍高調波成分の比を演算し、この演算結果をもとに前記光強度変調器の変調曲線のドリフトを求め、該ドリフトを相殺する前記バイアス電圧を前記バイアス電圧印加手段に生成させる制御手段と、
を備えたことを特徴とする光強度変調装置。
【請求項２】
前記パイロット信号に同期させて前記フィルタから出力された信号をサンプリングするサンプリング手段を備え、
前記制御手段は、前記サンプリング手段が出力したサンプリング値をもとに前記バイアス電圧の制御を行うことを特徴とする請求項１に記載の光強度変調装置。
【請求項３】
前記制御手段は、前記２倍高調波成分の振幅値の符号の正負をもとに前記ドリフトの方向を判定し、該ドリフトが零になるように前記バイアス電圧を制御することを特徴とする請求項１または２に記載の光強度変調装置。
【請求項４】
前記制御手段は、前記フィルタの位相特性によって生じる前記所定基本周波数成分の位相と前記２倍高調波成分の位相との位相ずれを補正して前記バイアス電圧を制御することを特徴とする請求項１〜３のいずれか一つに記載の光強度変調装置。
【請求項５】
前記フィルタの位相特性によって生じる前記所定基本周波数成分の位相と前記２倍高調波成分の位相との位相ずれを補正する移相器を前記フィルタの後段に設けたことを特徴とする請求項１〜３のいずれか一つに記載の光強度変調装置。
【請求項６】
前記制御手段は、前記モニタ光検出器から当該制御手段に入力されるまでの間の前記所定基本周波数成分の位相と前記２倍高調波成分の位相との位相ずれに対応した演算処理を行う複数の位相領域を設け、前記位相ずれの位置に対応した位相領域の演算処理によって前記ドリフトの方向を判定することを特徴とする請求項１〜３のいずれか一つに記載の光強度変調装置。
【請求項７】
前記制御手段は、前記モニタ光検出器から当該制御手段に入力されるまでの間の前記所定基本周波数成分の位相と前記２倍高調波成分の位相との位相ずれに対応した演算処理を行う複数の位相領域を重複して設け、前記位相ずれの位置に対応した位相領域毎の演算処理を行い、各演算処理結果をもとに前記ドリフトの方向を判定することを特徴とする請求項１〜３のいずれか一つに記載の光強度変調装置。
【請求項８】
前記制御手段は、重複する位相領域間の各演算処理結果に重み付けをして前記ドリフトの方向を判定することを特徴とする請求項７に記載の光強度変調装置。
【請求項９】
前記制御手段は、前記モニタ光検出器の配置位置によって生じる前記モニタ光検出器が検出する光変調信号と前記光強度変調器から外部に出力される光変調信号との相対ドリフトを前記ドリフトに加えて制御することを特徴とする請求項１〜８のいずれか一つに記載の光強度変調装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、ＷＤＭシステムなどの光通信システムに用いられる光送信装置内の光強度変調装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
光通信装置に用いられる外部変調器として光強度変調器がある。この光強度変調器には、たとえばＬｉＮｂＯ３を用いたマッハツエンダ型のＬＮ変調器がある。図１３は、ＬＮ変調器を用いた光送信装置の概要構成を示すブロック図である。図１３において、ＬＮ変調器３は、光ファイバ２を介してレーザダイオード（ＬＤ）１に接続され、接続点Ｐ１を介して入力された光信号を、接続点Ｐ２を介して入力される、たとえば１０Ｇｂｐｓの電気信号Ｓ２によって強度変調する。強度変調された光信号は、接続点Ｐ３に接続された光ファイバ４を介して出力される。ここで、ＬＮ変調器３には、モニタフォトダイオード（ＰＤ）３ａが設けられ、このモニタＰＤ３ａによってモニタされた信号Ｓ１０５をもとにバイアス電圧を制御するＬＮ制御回路ＣＣが設けられる。
【０００３】
図１４に示すように、ＬＮ変調器３は、光出力の電圧依存性として、ｃｏｓの関数である変調曲線を描く。電気信号Ｓ２は、変調曲線Ｌの最大値と最小値との間を駆動電圧Ｖπとして印加する。この場合に電気信号Ｓ２には、変調曲線Ｌの最大値と最小値との間の中点を駆動点Ｐｏｐとすべくバイアス電圧Ｖｂが印加される。なお、このバイアス電圧Ｖｂは小さい方が好ましい。
【０００４】
ところが、ＬＮ変調器３の特性として、このバイアス電圧Ｖｂは、温度による熱ドリフトと経時によるＤＣドリフトが生じ、その結果、動作点Ｐｏｐが変調曲線Ｌの中点から光出力方向（上下方向）にシフトしてしまい、効率的な変調動作ができなくなる。このため、動作点Ｐｏｐが変調曲線Ｌの最大値と最小値との中点に位置するように、上述したＬＮ制御回路ＣＣを用いてバイアス電圧Ｖｂのフィードバック制御を行う。たとえば、ＬＮ制御回路ＣＣは、変調曲線Ｌが電圧の高い方に移動した場合に、ドリフトした分、バイアス電圧Ｖｂを高くし、ドリフトした変調曲線ＬＤの最適な動作点Ｐｏｐ´に位置させるバイアス電圧Ｖｂ´に補正する制御を行う。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した従来のＬＮ制御回路ＣＣでは、モニタＰＤ３ａが検出したＤＣ電圧値をもとに現在のバイアス電圧Ｖｂを直接求めるようにしているため、光レベル変動があると、バイアス電圧制御を誤ってしまうという問題点があった。
【０００６】
この発明は、上述した従来技術による問題点を解消するため、簡易な構成で、変調曲線Ｌのドリフト値を精度高く求め、精度の高い最適バイアス電圧値に制御することができる光強度変調装置を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決し、目的を達成するため、請求項１にかかる光強度変調装置は、入力された電気信号によって入力された光信号を強度変調し、強度変調された光変調信号を外部出力するとともに、該光変調信号をモニタするモニタ光検出器を有した光強度変調器と、前記電気信号のバイアス電圧を出力するバイアス電圧印加手段と、所定基本周波数のパイロット信号を生成するパイロット信号出力手段と、前記バイアス電圧と前記パイロット信号とを重畳し前記光強度変調器に印加する重畳手段と、前記モニタ光検出器が検出した光変調信号の前記所定基本周波数成分および前記所定基本周波数の２倍高調波成分を取り出すフィルタと、前記フィルタから出力された所定基本周波数成分に対する前記２倍高調波成分の比を演算し、この演算結果をもとに前記光強度変調器の変調曲線のドリフトを求め、該ドリフトを相殺する前記バイアス電圧を前記バイアス電圧印加手段に生成させる制御手段と、を備えたことを特徴とする。
【０００８】
請求項１の発明によれば、重畳手段が、バイアス電圧印加手段が出力した電気信号のバイアス電圧とパイロット信号出力手段が出力した所定基本周波数のパイロット信号とを光強度変調器に出力し、フィルタがモニタ光検出器によって検出された光変調信号から該光変調信号の前記所定基本周波数成分および前記所定基本周波数の２倍高調波成分を取り出し、制御手段が、前記フィルタから出力された所定基本周波数成分に対する前記２倍高調波成分の比を演算し、この演算結果をもとに前記光強度変調器の変調曲線のドリフトを求め、該ドリフトを相殺する前記バイアス電圧を前記バイアス電圧印加手段に生成させるようにしている。
【０００９】
また、請求項２にかかる光強度変調装置は、上記の発明において、前記パイロット信号に同期させて前記フィルタから出力された信号をサンプリングするサンプリング手段を備え、前記制御手段は、前記サンプリング手段が出力したサンプリング値をもとに前記バイアス電圧の制御を行うことを特徴とする。
【００１０】
また、請求項３にかかる光強度変調装置は、上記の発明において、前記制御手段は、前記２倍高調波成分の振幅値の符号の正負をもとに前記ドリフトの方向を判定し、該ドリフトが零になるように前記バイアス電圧を制御することを特徴とする。
【００１１】
また、請求項４にかかる光強度変調装置は、上記の発明において、前記制御手段は、前記フィルタの位相特性によって生じる前記所定基本周波数成分の位相と前記２倍高調波成分の位相との位相ずれを補正して前記バイアス電圧を制御することを特徴とする。
【００１２】
また、請求項５にかかる光強度変調装置は、上記の発明において、前記フィルタの位相特性によって生じる前記所定基本周波数成分の位相と前記２倍高調波成分の位相との位相ずれを補正する移相器を前記フィルタの後段に設けたことを特徴とする。
【００１３】
また、請求項６にかかる光強度変調装置は、上記の発明において、前記制御手段は、前記モニタ光検出器から当該制御手段に入力されるまでの間の前記所定基本周波数成分の位相と前記２倍高調波成分の位相との位相ずれに対応した演算処理を行う複数の位相領域を設け、前記位相ずれの位置に対応した位相領域の演算処理によって前記ドリフトの方向を判定することを特徴とする。
【００１４】
また、請求項７にかかる光強度変調装置は、上記の発明において、前記制御手段は、前記モニタ光検出器から当該制御手段に入力されるまでの間の前記所定基本周波数成分の位相と前記２倍高調波成分の位相との位相ずれに対応した演算処理を行う複数の位相領域を重複して設け、前記位相ずれの位置に対応した位相領域毎の演算処理を行い、各演算処理結果をもとに前記ドリフトの方向を判定することを特徴とする。
【００１５】
また、請求項８にかかる光強度変調装置は、上記の発明において、前記制御手段は、重複する位相領域間の各演算処理結果に重み付けをして前記ドリフトの方向を判定することを特徴とする。
【００１６】
また、請求項９にかかる光強度変調装置は、上記の発明において、前記制御手段は、前記モニタ光検出器の配置位置によって生じる前記モニタ光検出器が検出する光変調信号と前記光強度変調器から外部に出力される光変調信号との相対ドリフトを前記ドリフトに加えて制御することを特徴とする。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下に添付図面を参照して、この発明にかかる光強度変調装置について説明する。図１は、この発明の実施の形態である光強度変調装置を含む光送信装置の概要構成を示すブロック図である。図１において、この光送信装置は、ＬＮ変調器３とＬＮ制御回路５とからなる光強度変調装置を有し、ＬＮ変調器３は、接続点Ｐ１を介して接続された光ファイバ２に接続されるとともに、接続点Ｐ３を介して光ファイバ４に接続される。
【００１８】
ＬＮ変調器３は、図１２に示したＬＮ変調器３と同じであり、ＬｉＮｂＯ３を用いたマッハツェンダ型の光強度変調器である。ＬＮ変調器３には、接続点Ｐ２を介してたとえば１０Ｇｂｐｓの電気信号Ｓ２が入力され、ＬＮ変調器３は、光ファイバ２に接続されたＬＤ１から送信される光信号Ｓ１を電気信号Ｓ２によって強度変調し、この変調された光信号Ｓ３を光ファイバ４に出力する。
【００１９】
ＬＮ変調器３は、強度変調時における漏れ光信号をモニタするモニタＰＤ３ａを有するとともに、ＬＮ制御回路５に接続され、モニタＰＤ３ａが検出した信号Ｓ５は、接続点Ｐ５，Ｐ７を介してＬＮ制御回路５側に出力される。一方、制御されたバイアス電圧Ｖｂと変調曲線Ｌのドリフトを検出するためのパイロット信号Ｖａとが重畳された信号Ｓ４は、接続点Ｐ６，Ｐ４を介してＬＮ変調器３側に出力される。
【００２０】
ＬＮ制御回路５では、電流電圧変換部１１が、接続点Ｐ７を介して入力された信号Ｓ５の電流値を電圧値に変換し、バンドパスフィルタ１２が、この変換された電圧信号のうちのパイロット信号Ｖａ成分とこのパイロット信号Ｖａの２倍高調波成分とを通過させるフィルタリングをし、アンプ１３に出力する。アンプ１３は入力された信号を増幅し、ＡＤコンバータ１４に出力し、ＡＤコンバータ１４は入力されたアナログ信号をデジタル信号に変換してコントローラＣに出力する。
【００２１】
コントローラＣは、ＡＤコンバータ１４によってサンプリングされたデジタル信号の値をもとに、変調曲線Ｌのドリフトを検出し、このドリフトに対応したドリフト値を加味したバイアス電圧制御値をＤＡコンバータ１５に出力する。ＤＡコンバータ１５から出力されたバイアス電圧制御値のアナログ値はアンプ１６を介してバイアス電圧Ｖｂとして加算器２０に出力される。一方、発振器としてのシンセサイザ１７からは１ｋＨｚの正弦波であるパイロット信号Ｖａが出力され、アンプ１８を介して所定値に増幅された後に加算器２０に出力される。なお、シンセサイザ１７から出力された、たとえば１ｋＨｚのパイロット信号はコンパレータ１９を介してパイロット信号の同期信号が生成され、コントローラＣに出力される。コントローラＣは、コンパレータ１９から入力された同期信号をもとに、上述したＡＤコンバータ１４のサンプリング制御を行うとともに、ＤＡコンバータ１５の制御を行う。加算器２０は、上述したバイアス電圧Ｖｂとパイロット信号Ｖａとを加算重畳し、信号Ｓ４として接続点Ｐ６，Ｐ４を介してＬＮ変調器３側に出力される。
【００２２】
ここで、コントローラＣによるパイロット信号Ｖａを用いたバイアス電圧制御動作について説明する。なお、変調曲線Ｌのドリフト値を「Ｖ０」とし（図１４参照）、パイロット信号Ｖａの周波数を「ｆｐ」とする。したがって、パイロット信号Ｖａは、Ｖｐ・ｓｉｎ（２π・ｆｐ・ｔ）となる。また、制御電圧「Ｖπ」の値を「１」とする。この場合、バンドパスフィルタ１２から出力される信号Ｓは、Ｃｆを定数として、
Ｓ＝Ｃｆ・ｓｉｎ（２π・ｆｐ・ｔ）＋０．２５・Ｃｆ・π２・（Ｖｂ＋Ｖ０）・Ｖｐ・ｃｏｓ（４π・ｆｐ・ｔ）・・・（１）
として表せる。式（１）右辺の第１項は、周波数ｆｐ成分（基本波成分）の正弦波であり、第２項は、基本波ｆｐ成分の２倍高調波（２ｆｐ）成分の余弦波である。
【００２３】
ここで、基本波ｆｐ成分に対する２倍高調波２ｆｐ成分の比αは、
α＝０．２５・π２・（Ｖｂ＋Ｖ０）・Ｖｐ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　・・・（２）
となる。なお、式（２）において制御電圧Ｖπが「１」でない場合には、比αは式（２）に示した比αを制御電圧Ｖπの値で除算した値となる。この比αの（Ｖｂ＋Ｖ０）依存性は、図２に示すように、（Ｖｂ＋Ｖ０）が０近傍で急激に小さくなる特性を呈し、コントローラＣは、比αを求めることによって、（Ｖｂ＋Ｖ０）の値を求めることができる。
【００２４】
たとえば、図３に示すように、２倍高調波２ｆｐに対応させて、基本波ｆｐの１周期に対してＡＤコンバータ１４が８つのサンプリング点ＳＰ０〜ＳＰ７でサンプリングし、各サンプリング点ＳＰ０〜ＳＰ７に対応したサンプリング値をそれぞれサンプリング値ｘ（０）〜ｘ（７）とすると、基本波ｆｐ成分β１は、
β１＝０．５√（（ｘ（０）−ｘ（４））２＋（ｘ（２）−ｘ（６））２）・・・（３）
として求めることができ、２倍高調波２ｆｐ成分β２は、
β２＝０．２５√（（（ｘ（０）−ｘ（２）＋ｘ（４）−ｘ（６））２＋（ｘ（１）−ｘ（３）＋ｘ（５）−ｘ（７））２）　　・・・（４）
として求めることができる。ここで、パイロット信号Ｖａの振幅Ｖｐは既知であるので、式（２）〜（４）を用いて比αを求めることができ、（Ｖｐ＋Ｖ０）の値を最終的に求めることができる。
【００２５】
ここで、ＬＮ制御回路５の電源投入時においてはバイアス電圧Ｖｂ＝０であるため、コントローラＣが算出する（Ｖｂ＋Ｖ０）＝Ｖ０によって初期のドリフト値Ｖ０を知ることができる。したがって、コントローラＣは、ＤＡコンバータ１５に対して、このドリフト値Ｖ０を相殺すべき初期のバイアス電圧Ｖｂ＝−Ｖ０を与える。コントローラＣは、その後のドリフト値Ｖ０を相殺すべく、（Ｖｂ＋Ｖ０）の値が０となるバイアス電圧Ｖｂを印加する制御を行うことになる。この場合、図２に示すように、（Ｖｂ＋Ｖ０）は０において比αが急激に小さくなるため、ドリフトを補正するバイアス電圧Ｖｂを精度高く与えることができる。
【００２６】
ところで、電源投入時においてドリフト値Ｖ０の絶対値を知ることができるが、式（３）および式（４）は、平方根の計算であるため、新規のドリフト値Ｖ０の正負は未知である。しかし、図３において、基本波ｆｐのゼロクロス時に、正の値のドリフト値をもつ２倍高調波２ｆｐの値の符号と、負の値のドリフト値をもつ２倍高調波２ｆｐ´の値の符号とが反転しており、この関係をもとにドリフト値Ｖ０の正負を判定することができる。すなわち、サンプリング値ｘ（０），ｘ（２），ｘ（４），ｘ（６）を用いた値γによって正負を判定することができる。
γ＝ｘ（０）−ｘ（２）＋ｘ（４）−ｘ（６）　　　　　　　・・・（５）
この値γが正のとき、ドリフト値Ｖ０は正であるので、このドリフト値Ｖ０を相殺するため、コントローラＣはバイアス電圧Ｖｂを負の値としてＤＡコンバータ１５に出力し、値γが負のとき、ドリフト値Ｖ０は負であるので、このドリフト値Ｖ０を相殺するため、コントローラＣはバイアス電圧Ｖｂを正の値としてＤＡコンバータ１５に出力する。
【００２７】
換言すると、式（１）に対応した信号Ｓは、Ｓ＝Ａｓｉｎ（２πｆｐｔ）＋Ｂｃｏｓ（２π２ｆｐｔ）と置き換えることができ、この実施の形態では、２倍高調波成分の振幅値Ｂの符号の正負によってドリフトずれの方向を判定するようにしている。
【００２８】
この実施の形態では、パイロット信号Ｖａを生成し、変調曲線Ｌの非線形によって生じる２倍高調波２ｆｐのサンプリング値をもとにドリフト値Ｖ０を大きさと正負とを判定し、このドリフト値Ｖ０を補正したバイアス電圧を生成するようにしているので、精度の高い動作点制御を行うことができる。
【００２９】
ところで上述した実施の形態においてバンドパスフィルタ１２を図４に示すようなアナログフィルタで実現する場合、アナログフィルタ通過時に位相回転が生じ、アナログフィルタの位相特性の周波数依存性によって、基本波ｆｐと２倍高調波２ｆｐとの位相ずれが生じる（図５（ｂ）参照）。なお、図５（ａ）は、アナログフィルタが理想的な場合であって、位相ずれが生じない場合における基本波ｆｐと２倍高調波２ｆｐとの関係を示している。ここで、たとえば、基本波ｆｐが１ｋＨｚであって、２倍高調波２ｆｐが２ｋＨｚである場合、図５に示したサンプリング点Ａ１では、図６に示すように、基本波ｆｐの位相点ｍ１（−１６２°）と２倍高調波２ｆｐの位相点ｍ２（１４７°）との間に位相ずれが生じる。したがって、図７に示すように、この既知の位相ずれを相殺する移相器１２ａをバンドパスフィルタ１２の後段に設けることが好ましい。ただし、この既知の位相ずれの値が、上述したドリフト値Ｖ０の正負判定に影響を及ぼさない程度の値であれば、移相器を設ける必要はない。
【００３０】
あるいは、上述した位相器１２ａを設けずに、コントローラＣが基本波ｆｐ成分と２倍高調波２ｆｐ成分との間に位相ずれを加えて演算するようにしてもよい。たとえば、上述した信号Ｓは、Ｓ＝Ａｓｉｎ（２πｆｐｔ）＋Ｂｃｏｓ（２π２ｆｐｔ）と表すことができるが、基本波成分の位相をφ１、２倍高調波成分の位相φ２とすると、コントローラＣは、信号Ｓ＝Ａｓｉｎ（２πｆｐｔ＋φ１）＋Ｂｃｏｓ（２π２ｆｐｔ＋φ２）として演算すればよい。
【００３１】
上述したドリフト値Ｖ０の正負の判定処理の第１の方法としては、図８に示すように、位相領域を区分し、各区分（領域Ｅ１〜Ｅ４）に応じた正負の判定処理を行う。たとえば、位相ずれが−π／４〜π／４である場合（領域Ｅ１）には、値γが正のときドリフト値Ｖ０が正と判定し、値γが負のときドリフト値Ｖ０が負と判定する。また、位相ずれがπ／４〜３π／４である場合（領域Ｅ２）には、値γ２として、
γ２＝−ｘ（１）＋ｘ（３）−ｘ（５）＋ｘ（７）　　　　　・・・（６）
を用い、値γ２が正のときドリフト値Ｖ０を正と判定し、値γ２が負のときドリフト値Ｖ０を負と判定する。
【００３２】
さらに、位相ずれが３π／４〜πおよび−πから−３π／４である場合（領域Ｅ３）には、値γが正のときドリフト値Ｖ０を負と判定し、値γが負のときドリフト値Ｖ０を正と判定する。また、位相ずれが−π／４〜−３π／４である場合（領域Ｅ４）には、値γ２が正のときドリフト値Ｖ０を負と判定し、値γ２が負のときドリフト値Ｖ０を正と判定する。これによって、全ての位相ずれの領域において、コントローラＣは位相ずれを加味したドリフト値Ｖ０の正負判定を行うことができる。
【００３３】
また、ドリフト値Ｖ０の正負の判定処理の第２の方法としては、図９に示すように、重複を許して位相領域を区分し、位相ずれの値に対応した２つの位相領域（領域Ｅ１１〜Ｅ１４）の各判定結果によって正負判定を行う。なお、領域Ｅ１１〜Ｅ１４の正負判定は、領域Ｅ１〜Ｅ４の各正負判定と同じである。たとえば、位相ずれが０〜π／２である場合、領域Ｅ１１，Ｅ１２の判定結果を用いて正負判定する。また、位相ずれがπ／２〜πである場合、領域Ｅ１２，Ｅ１３の判定結果を用いて正負判定する。さらに、位相ずれが０〜−π／２である場合、領域Ｅ１１，Ｅ１４の判定結果を用いて正負判定する。また、位相ずれが−π／２〜−πである場合、領域Ｅ１３，Ｅ１４の判定結果を用いて正負判定する。ここで、判定結果をもとに正負判定するとは、たとえば２つの判定結果が一致した場合のみ正しい正負判定結果であるとコントローラＣが認識することである。
【００３４】
また、ドリフト値Ｖ０の正負の判定処理の第３の方法としては、第２の方法において２つの位相領域の各判定結果に重み付けを行うようにしている。たとえば、位相ずれが−π／４（点Ｐ１０）である場合、すなわち図１０（ａ）に示した位相ずれのない状態から図１０（ｂ）に示した−π／４の位相ずれが生じた場合、領域Ｅ１１と領域Ｅ１４の各判定結果にｃｏｓ（４５°）とｓｉｎ（４５°）とをそれぞれ乗算して重み付けを行い、この結果をもとに正負判定を行う。
【００３５】
また、この他の問題として上述した実施の形態のモニタＰＤ３ａは、ＬＮ変調器３内に設けるようにし、図１１に示すように、マッハツェンダ型のＹ結合部ＰＹから漏れる光４１を検出しているが、モニタＰＤ３ａは、Ｙ結合部ＰＹの後段に設けられた光出射導波路４０から漏れる光４２をも検出してしまう。ここで、Ｙ結合部ＰＹから光が漏れる場合は、光信号Ｓ３がオフの時であり、モニタＰＤ３ａはこの光信号Ｓ３とは逆相の光を検出することになる。これに対して、光量としては少ない光出射導波路４０から漏れる光４２は、光信号Ｓ３がオンの時に漏れ、光信号Ｓ３と同相の光である。このため、光４２が光４１に干渉し、モニタＰＤ３ａが検出する信号に位相ずれが生じる。この位相ずれは、モニタＰＤ３ａの配置位置のばらつきによって変化する。
【００３６】
図１２は、バイアス電圧に対する光出力ＰｏとモニタＰＤ３ａが検出するモニタ電流出力Ｉｍとの位相関係を示す図である。図１２（ａ）は、位相ずれがない場合の光出力Ｐｏとモニタ電流出力Ｉｍとの位相関係を示している。この場合、コントローラＣは、モニタ電流出力の最大値Ｉｍｍａｘと最小値Ｉｍｍｉｎとの中点位置Ｐｃになるように（Ｖｐ＋Ｖ０）＝０となる制御を行う。一方、図１２（ｂ）は、位相ずれが生じた場合の光出力Ｐｏとモニタ電流出力Ｉｍとの位相関係を示している。この場合においても、中点位置ＰｃになるようにコントローラＣは（Ｖｐ＋Ｖ０）＝０となる制御を行うが、このときのバイアス電圧は、光出力Ｐｏの中点位置に対応せず、ΔＶの位相ずれが生じており、最適な動作点となるバイアス電圧が印加されていない。この位相ずれを加味した場合、バイアス電圧は光出力Ｐｏの中点位置Ｐｃ´にシフトさせる必要がある。この場合コントローラＣは、位相ずれΔＶを既知のドリフト値として、（Ｖｐ＋Ｖ０）＝Ｃｎｔ（一定値）となる制御を行えばよい。
【００３７】
【発明の効果】
以上説明したように、この発明によれば、重畳手段が、バイアス電圧印加手段が出力した電気信号のバイアス電圧とパイロット信号出力手段が出力した所定基本周波数のパイロット信号とを光強度変調器に出力し、フィルタがモニタ光検出器によって検出された光変調信号から該光変調信号の前記所定基本周波数成分および前記所定基本周波数の２倍高調波成分を取り出し、制御手段が、前記フィルタから出力された所定基本周波数成分に対する前記２倍高調波成分の比を演算し、この演算結果をもとに前記光強度変調器の変調曲線のドリフトを求め、該ドリフトを相殺する前記バイアス電圧を前記バイアス電圧印加手段に生成させるようにしているので、簡易な構成でドリフトの補正を精度の高く行うことができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態である光強度変調装置を含む光送信装置の概要構成を示すブロック図である。
【図２】パイロット信号である基本波に対する２倍高調波の比の（Ｖｂ＋Ｖ０）依存性を示す図である。
【図３】基本波と２倍高調波の波形図である。
【図４】バンドパスフィルタの一例を示す回路図である。
【図５】バンドパスフィルタによる位相ずれが生じた場合を示す波形図である。
【図６】バンドパスフィルタによる位相の周波数依存性を示す図である。
【図７】バンドパスフィルタの位相ずれを相殺する移相器を含む光送信装置の概要構成を示すブロック図である。
【図８】位相ずれに対応した正負判定のための領域区分の一例を示す図である。
【図９】位相ずれに対応した正負判定のための領域区分の一例を示す図である。
【図１０】位相ずれの一例を示す波形図である。
【図１１】モニタＰＤによる光検出の状態を示す説明図である。
【図１２】バイアス電圧に対する光出力とモニタＰＤが検出するモニタ電流出力との位相関係を示す図である。
【図１３】従来の光送信装置の概要構成を示すブロック図である。
【図１４】図１３に示した光送信装置のバイアス制御を説明する説明図である。
【符号の説明】
１　レーザダイオード（ＬＤ）
２，４　光ファイバ
３　ＬＮ変調器
３ａ　モニタＰＤ
５　ＬＮ制御回路
１１　電流電圧変換部
１２　バンドパスフィルタ
１２ａ　移相器
１３，１６，１８　アンプ
１４　ＡＤコンバータ
１５　ＤＡコンバータ
１７　シンセサイザ
１９　コンパレータ
２０　加算器
４０　光出射導波路
４１，４２　光
Ｃ　コントローラ
ＰＹ　Ｙ結合部
Ｐ１〜Ｐ７　接続点
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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