(57)【要約】【課題】電圧仕様の異なる複数の制御電源を構成する。【解決手段】コンバータ２で直流に変換された発電出力をインバータ回路３で所定周波数の交流に変換する。発電出力は第２の整流回路２７，２８，２９とコンデンサ３０とで整流され、ＲＣＣ３１に入力される。ＲＣＣ３１は自励発振回路を構成しており、その発振周波数に応じたトランジスタＱ１のオン時間でエネルギがトランスに蓄積され、オフ時間で二次側に放出される。ＲＣＣ３１の二次側には必要な電源の数に応じて巻線が形成される。巻線ＮＳ１，ＮＳ２は制御電源１７の正負両電源を形成し、巻線ＮＳ３〜ＮＳ５はＦＥＴドライバ１３用の電源を形成する。【選択図】      図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
エンジンで駆動される発電機と、前記発電機から出力される交流を整流する第１の整流回路と、前記第１の整流回路から出力される直流を所定周波数の交流に変換して出力するインバータ回路とを有するインバータ制御式発電装置において、
前記発電機から出力される交流を整流する第２の整流回路と、
前記第２の整流回路の出力側に一次側が接続される自励発振型コンバータとを具備し、
前記自励発振型コンバータの二次側が制御電源として前記インバータ回路に接続されたことを特徴とするインバータ制御式発電装置。
【請求項２】
前記制御電源が、前記自励発振型コンバータの独立した複数の二次巻線出力を結合して形成した正負電源を有することを特徴とする請求項１記載のインバータ制御式発電装置。
【請求項３】
前記制御電源が、前記エンジンの回転数を目標回転数に制御する電子ガバナ用電源を含むように構成されたことを特徴とする請求項１記載のインバータ制御式発電装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、インバータ制御式発電装置に関し、特に、制御電源を発電機の出力から得るようにしているインバータ制御式発電装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
屋外で使用する可搬型電源や非常用電源として、エンジンで駆動される交流発電機を使用した電源装置が知られる。この電源装置では、エンジンで駆動される発電機から出力された交流を直流に変換した後、インバータによって、商用周波数等、所定周波数の交流に変換して出力する。この種の電源装置では、インバータを駆動するための電源が、エンジンで駆動される発電機の出力から供給される。したがって、エンジンの始動初期、つまりエンジンの低回転域では、発電機の出力が十分でないことから、このエンジン始動初期においてインバータ用駆動電源の電源電圧が不安定になりやすい。
【０００３】
また、この種の電源装置では、発電出力電圧を安定に維持するなどの制御自体等は、アナログ制御する場合が多い一方で、インバータの駆動信号系やエンジンの制御等ではマイクロコンピュータによってデジタル制御する場合が多い。そして、このようにデジタル用およびアナログ用の用途別の電源、および電圧仕様別の電源が必要になる等、電源が複雑化する傾向にある。
【０００４】
例えば、特開平６−１２１５９７号公報に記載されている発電機は、副巻線または主巻線のトランス二次出力から電源を得ている。この発電機では、できるだけ低回転域から電源を確保できるようにするとともに、回転上昇に伴って電圧が上昇するという特性を考慮し、倍電圧整流方式を使用している。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
上記倍電圧整流方式を使用した発電機では、正側および負側の両極性を使用した電源となることから、例えば、回路構成上、マイクロコンピュータ用の電源を負電源としなければならないため、出力電圧の高精度化が難しく、ばらつきが拡大する原因となる。
【０００６】
また、エンジン回転数制御用の電子ガバナを搭載する場合、インバータ制御用電源の確保が前提となるので、低いエンジン回転数で電子ガバナを作動開始させることができない。エンジンの低回転域から電子ガバナを作動開始できるようにするためには、発電機側に設ける電源用巻線またはトランス二次巻線の巻き数を多くして電圧を高めればよい。しかし、高回転時の損失が大きくなったり、電源用ＩＣの耐圧を高める必要がある等の問題点を生じる。
【０００７】
上記問題点は、電源としてバッテリを備えている発電装置においても同様である。この種のエンジン駆動発電装置は、上述のように可搬型あるいは非常用であることが多い関係上、バッテリが上がってしまったときにリコイルスタータなどを使って手動でエンジンを始動させる必要がある。したがって、バッテリを備えていないことを想定して構成しなければならない。
【０００８】
本発明の目的は、上記問題点を解消して、仕様の異なる独立した複数の制御電源を得ることができるインバータ制御式発電装置を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するための本発明は、エンジンで駆動される発電機と、前記発電機から出力される交流を整流する第１の整流回路と、前記第１の整流回路から出力される直流を所定周波数の交流に変換して出力するインバータ回路とを有するインバータ制御式発電装置において、前記発電機から出力される交流を整流する第２の整流回路と、前記第２の整流回路の出力側に接続される一次側を有する自励発振型コンバータとを具備し、前記自励発振型コンバータの二次側が制御電源として前記インバータ回路に接続された点に第１の特徴がある。
【００１０】
また、本発明は、前記制御電源が、前記自励発振型コンバータの独立した複数の二次巻線出力を結合して形成した正負電源を有する点に第２の特徴がある。
【００１１】
さらに、本発明は、前記制御電源が、前記エンジンの回転数を目標回転数に制御する電子ガバナ用電源を含むように構成された点に第３の特徴がある。
【００１２】
上記第１〜第３の特徴によれば、第１の整流回路とは別系統である第２の整流回路から出力をとって電源を形成するので、第１の整流回路が故障することがあっても制御用電源がとれなくなってしまうことがない。また、自励発振型コンバータを使用しているので、複数の、互いに絶縁された電圧の異なる独立した電源を得ることができるし、発振周波数及びデューディの制御によって、一次側入力電圧が増大しても、二次側出力電圧が増大しないように制御できる。したがって、二次側出力側からは必要以上に出力電圧が増大しない安定した出力を取り出すことができるし、電源立ち上がりを早めることが可能になる。
【００１３】
第２の特徴によれば、独立した二次巻線出力を重ね合わせてＣＰＵ等のデジタル用正負両電源を構成できるので、負電源用に比べて高精度である正電源用ＩＣのみで制御部を構成することができる。したがって、電源の精度に起因する検出電圧の測定誤差を抑制することが可能になる。
【００１４】
第３の特徴によれば、インバータの出力から供給される電源でなく、エンジン回転直後の比較的低回転時から確保される電源によって電子ガバナを作動させることができるので、電子ガバナを低い回転数域でも作動させることが可能になる。したがって、例えば始動後の低回転域から電子ガバナを作動させることが可能となり、回転数制御をより高精度に行える。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下に図面を参照して本発明の一実施形態を詳細に説明する。図２は本発明の一実施形態に係るエンジン発電装置の構成を示すブロック図である。発電機１００はエンジンＥで駆動される回転子および固定子（いずれも図示しない）を有する。固定子には三相出力巻線１と、単相の補助巻線１ａとが巻装される。エンジンＥのスロットル弁ＴＨの開度を調節するためのステッピングモータＭが設けられる。
【００１６】
図示しない回転子は多極の永久磁石を有していて、回転子がエンジンＥで駆動されると、三相出力巻線１はエンジン回転数に応じた周波数の交流を出力する。三相出力巻線１の出力交流は直流電源回路つまりコンバータ２に入力されて直流に変換される。コンバータ２から出力される直流はスイッチング装置つまりインバータ３に入力され、インバータ３を構成するＦＥＴのブリッジ回路で所定周波数の交流、例えば商用周波数の交流に変換される。インバータ３から出力される交流はローパスフィルタ４に入力され、この交流のうち低周波分（ここでは、商用周波数）がローパスフィルタ４を通過して、所定周波数の交流電力として出力される。
【００１７】
一方、エンジンＥと、コンバータ２、インバータ３、およびローパスフィルタ４からなるパワー部１０１とを制御する制御部１０２は次のように構成される。制御部１０２は、その全体処理を実行する３２ビット、３２ＭＨｚの中央演算処理装置（ＣＰＵ）５を有する。ＣＰＵ５は水晶発振器１６の出力パルスを動作クロックとして動作する。制御部１０２の制御電源１７は三相出力巻線１の発生する交流に基づいて形成される。詳細は後述する。
【００１８】
ＣＰＵ５での演算に必要なデータは、次の各検出部で検出される。エンジンの回転数は補助巻線１ａの交流出力電圧の周波数に基づいて回転数検出部６で検出される。パワー部１０１の状態検出手段としては、コンバータ２の直流出力電圧、すなわちインバータ３の入力電圧を検出する電圧値検出部７、インバータ３の出力電流を検出する電流値検出部８、インバータ３の出力電圧波形を検出する電圧波形検出部９、およびインバータ３の温度を検出する温度検出部１０が設けられる。さらに、インバータ３を過電流から保護するピーク電流制限部１１が設けられる。
【００１９】
コンバータ２はサイリスタ（ＳＣＲ）をブリッジに組んだ整流回路で構成されており、このサイリスタのゲート信号を制御するＳＣＲドライバ１２、インバータ３のブリッジ回路を各アームを構成するＦＥＴを制御するスイッチング制御回路としてのＦＥＴドライバ１３、スロットルＴＨ制御用ステッピングモータＭを制御するモータドライバ１４、および各種表示等に用いられるＬＥＤを付勢するＬＥＤドライバ１５が設けられる。ＣＰＵ５は、各検出部６，７，８，９，１０等で検出されたデータに基づいて各ドライバ１２、１３，１４，１５に指令信号を出力する。
【００２０】
ＳＣＲドライバ１２には、電圧値検出部７で検出された直流電圧を予定値に制御するように決定されたサイリスタの導通角制御指令が供給され、ＳＣＲドライバ１２はこの指令に応答してコンバータ２に設けられるサイリスタの導通角を制御する。負荷が増大すると直流電圧は低下するので、サイリスタの導通角を大きくすることによって負荷増大時にも直流電圧を予定値に維持できるようにする。サイリスタの導通角は負荷に対する発電機１００の、余力出力を代表しており、この導通角を適正値に維持するようにエンジン回転数を制御すれば、適当な余力を保持した出力が得られる。したがって、発電機１００が適当な余力をもって運転できるように、換言すれば導通角を適正値に維持するようにエンジンＥの目標回転数が決定される。なお、この電子ガバナ動作については、本出願人の先願である特開平１１−３０８８９６号などに詳細に記載している。
【００２１】
ＣＰＵ５は、回転数検出部６で検出されたエンジン回転数を前記目標回転数に制御するようモータドライバ１４に指令を出力する。モータドライバ１４はＣＰＵ５から供給される指令に応答して、スロットル開度を設定させるためにステッピングモータＭを駆動する。これによって、負荷が増大したときにはエンジンＥの回転数を増大して、コンバータ２に設けられたサイリスタの導通角を適正値に維持するように制御される。
【００２２】
ＣＰＵ５は、所定周波数（例えば商用周波数）の正弦波基準信号を出力する正弦波出力手段と、正弦波基準信号をパルス幅変調してＰＷＭ信号を出力するパルス幅変調手段とを有する。また、ＣＰＵ５は、電圧波形検出部９で検出された波形信号に基づいて、前記ローパスフィルタ４の出力波形を歪みやオフセット成分が少ない正弦波に近づけるように決定された前記正弦波基準信号の補正信号算出手段を有する。
【００２３】
ＦＥＴドライバ１３は、ＰＷＭ信号に基づいてインバータ３のＦＥＴをスイッチング動作させるスイッチング制御回路を有し、ＣＰＵ５から供給されるＰＷＭ信号に従って前記ＦＥＴをスイッチング駆動してインバータ３の直流入力を正弦波上の所定周波数の交流として出力する。
【００２４】
また、ＣＰＵ５は、電流値検出部８による検出値に基づき、予定値以上の電流が予定時間継続したときに出力を停止するブレーカ機能を有する。また、温度検出部１０で検出された温度情報はＣＰＵ５に入力され、ＣＰＵ５は、この温度情報がインバータ３のＦＥＴを保護する観点から設定された基準温度以上のときに、発電機１００の出力を停止させる機能を有する。
【００２５】
図１は、前記ＣＰＵ５および前記ＦＥＴドライバ１３の電源の構成を詳細に示すエンジン発電装置の回路図である。コンバータ２はＳＣＲ２０〜２２とダイオード２３〜２５からなる第１の整流回路である。コンバータ２の出力側には平滑用のコンデンサ２６が接続される。三相出力巻線１の各相にはダイオード２７，２８，２９がそれぞれ接続される。三相出力巻線１の出力は第２の整流回路であるダイオード２７〜２９で整流され、コンデンサ３０で平滑されてＲＣＣ３１の一次側に接続される。
【００２６】
ＲＣＣ３１はリンギング・チョーク・コンバータ(Ringing Choke Converter)または自励発振型コンバータと呼ばれる。ＲＣＣ３１は、一次側コイルＮＰ，ＮＢと二次側コイルＮＳ１，ＮＳ２ならびにＮＳ３，ＮＳ４，ＮＳ５とからなるトランス３２を有する。一次側コイルＮＰ，ＮＢは、トランジスタＱ１，Ｑ２を有する自励発振回路に接続される。自励発振回路に含まれるフォトカプラＰＣ５の受光素子は二次側のシャントレギュレータおよびフォトカプラＰＣ５の発光素子（詳細は後述）とともに、二次側を定電圧に制御するフィードバック回路を構成する。
【００２７】
二次側コイルＮＳ１，ＮＳ２は出力端子Ｖ１，Ｖ２を有する制御電源１７に接続される。制御電源１７は、整流回路１７１、定電圧回路１７２、および平滑回路１７３からなる定電圧供給装置を２組備え、二次側コイルＮＳ１，ＮＳ２は対応する定電圧供給装置にそれぞれ個別に接続される。これら２組の定電圧制御装置はアースを共通にする一対の正負電源を構成し、出力端子Ｖ１，Ｖ２は前記制御部１０２に接続されて、ＣＰＵ５等のデジタル用電源、すなわち、インバータ３のスイッチング制御やモータＭの回転数を制御する電子ガバナ用の電源として使用される。
【００２８】
二次側コイルＮＳ３〜ＮＳ５はＦＥＴドライバ１３に接続されて、インバータ３を構成するＦＥＴを駆動するための電源として使用される。
【００２９】
図３は、インバータ３の回路図である。インバータ３はＦＥＴ３８，３９，４０，４１のブリッジ回路である。ＦＥＴ３８〜４１は、それぞれのゲートに入力される制御信号でスイッチングされて所定周波数の交流を出力する。
【００３０】
図４は、ＦＥＴドライバおよびＦＥＴの接続を示す回路である。ＦＥＴドライバ１３は、ドライバ回路１３１，１３２，１３３，１３４を含む。ドライバ回路１３１〜１３４の共通部分をドライバ回路１３１で代表して説明する。ＲＣＣ３１の二次コイルＮＳ３は、ドライバ回路１３１の整流回路１３１ａに接続される。整流回路１３１ａの出力はフォトカプラＰＣ１の受光部を構成するフォトトランジスタ１３１ｂに接続される。フォトトランジスタ１３１ｂの出力端、つまり二つのフォトトランジスタのエミッタとコレクタの接続点は、抵抗Ｒを介してＦＥＴ３８のゲートに接続される。フォトカプラの発光部を構成する発光ダイオード１３１ｃがＣＰＵ５からの指令に基づいて発光すると、フォトトランジスタ１３１ｂが導通し、二次コイル３５から供給される電流がフォトトランジスタ１３１ｂを流れてＦＥＴ３８のゲートがオンになる。
【００３１】
ドライバ回路１３３には、二次側電圧を一次側にフィードバックするフォトカプラＰＣ５の発光素子とシャントレギュレータを含む回路ＩＣ１とが設けられる。なお、この発光素子とシャントレギュレータとからなる回路はドライバ回路１３１〜１３４のいずれに設けてあってもよい。
【００３２】
ＲＣＣ３１の動作を説明する。第２の整流回路であるダイオード２７〜２９の出力によってコンデンサ３０の端子電圧（一次側電源電圧）が上昇すると抵抗Ｒ１を通してトランジスタＱ１にベース電流が流れ、トランジスタＱ１がオンなる。その結果、一次側コイルＮＰに電源電圧が印加され、一次側コイルＮＢには巻線比に応じた電圧が発生する。コイルＮＢで発生する電圧によってトランジスタＱ１はオン状態に維持される。トランジスタＱ１のコレクタ電流は不飽和領域まで増加し続ける。そして、一次側コイルＮＰ，ＮＢの電圧が低下し、トランジスタＱ１のベース電流が減少して該トランジスタＱ１はオフとなる。
【００３３】
トランジスタＱ１がオフになることにより二次側の各コイルＮＳ１〜ＮＳ５に、それぞれの巻線比に応じた電圧が発生する。トランス３２内に蓄積されたエネルギが二次側コイルに放出されると、バックスイングによって一次側コイルＮＢに電圧が発生される。そうすると、この電圧によって再びトランジスタＱ１がオンになる。その結果、再び一次側コイルＮＰに電源電圧が印加されることになり、以後この繰り返しによって二次側に継続して電圧が印加される。
【００３４】
このときの一次側の電源電圧はエンジン回転数に依存するが、一次側電圧が変化しても二次側電圧は、以下に述べる理由によって一定に維持される。一次側電圧が上昇して、前記ドライバ回路１３４の電圧Ｅが上昇すると、回路ＩＣ１のシャントレギュレータのカソード電極の電圧が減少し、フォトカプラＰＣ５の発光素子の電流が増加する。そうすると、フォトカプラＰＣ５の受光素子の電流が増加しトランジスタＱ２のベース電流が増加する。その結果、トランジスタＱ１のベース電流が減少して短時間でオフに切り替わるようになる。そうすると、トランス３２に蓄積されるエネルギが減少して二次側の電圧が低下する。すなわち、トランジスタＱ１のオン幅（デューティ比）を変更することにより電流の増加を抑制し、その結果二次側電圧の上昇を抑制する。なお、抵抗Ｒ２はシャント抵抗であり、所定以上の電流が流れた場合に、トランジスタＱ１をオフにして過電流を防止する。このようにエンジン回転数が増大してもＲＣＣ３１の二次側電圧を定電圧に維持することができる（図５参照）。したがって、低回転数で二次側電圧が立ち上がるように設定しても立ち上がり後の損失を抑制することが可能であり、低回転域での電子ガバナ動作を保障することが可能となる。
【００３５】
図２に示したエンジン発電装置の動作関連の数値データの一例をあげる。発電出力は単相１００Ｖ、エンジンＥの定格回転数３３００ｒｐｍ、最大回転数が３６００ｒｐｍに設定され、その回転数は電子ガバナによって負荷に応じた最適回転数に制御される。そして、エンジン回転数が約８００ｒｐｍに上昇したとき、ＲＣＣ３１は動作を開始する。このときＲＣＣ３１の一次側電圧は約７０Ｖである。
【００３６】
図５は、エンジン回転数とＲＣＣの二次側電圧との関係を示す図である。同図（ａ）が本実施形態による定電圧制御を行ったもの、（ｂ）は定電圧制御を行わないものである。この図から理解できるように、図５（ａ）の場合、エンジン回転数が増大しても二次側電圧（直流電圧）は所望の電圧、例えば、制御部１０２に含まれるＩＣの必要電圧にほぼ維持される。この場合の損失はわずかな値に抑制されている。一方、図５（ｂ）の場合、エンジン回転数の増大に伴って直流電圧は増大することになり、例えば、できるだけ低回転数のうちに前記ＩＣの必要電圧が得られるように、最大回転数のときにＩＣの耐圧に近い値まで直流電圧が増大するように設計される。したがって、この場合は、図示のように大きい損失は避けられない。
【００３７】
なお、ＲＣＣの二次出力電圧をフィードバックして発振周波数およびデューティ比を制御したが、発振周波数を制御する手段はこれに限定されない。例えば、一次側入力電圧を検出して、これに応じて発振周波数やデューティ比を変化させるものであってもよい。
【００３８】
また、本実施形態では、ガソリンエンジンのスロットル制御を想定しているが、本発明は、ガスエンジンのミキサへのガス燃料供給装置や、ディーゼルエンジンの燃料供給用コントロールラック等、スロットル弁に相当する調整機構に対しても同様に実施でき、同様に効果を得ることが可能であり、本発明の範囲に含まれる。
【００３９】
【発明の効果】
以上の説明から明らかなように、請求項１〜請求項３の発明によれば、エンジン回転数が上昇しても損失が大きくならない状態で、電圧仕様の異なる複数の独立した電源を一度に得ることができる。インバータ回路に電力を供給する第１の整流回路とは別系統で電源を構成するので、第１の整流回路以降で故障があっても電源に影響を及ぼさない。
【００４０】
請求項２の発明によれば、独立した二次巻線出力で、正負それぞれの電源を形成したので、負電源用ＩＣに比べて一般的に精度が高い正電源用ＩＣを使用できる。したがって、マイクロコンピュータを使用した制御系のばらつきを抑制することができる。
【００４１】
請求項３の発明によれば、インバータ回路の制御電源が確保される前のエンジン低回転時から電子ガバナによるエンジン回転制御を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態に係るエンジン発電機の要部である電源回路を示す図である。
【図２】本発明の一実施形態に係るエンジン発電機の構成を示すブロック図である。
【図３】インバータ回路の回路図である。
【図４】インバータ回路用ドライバの回路図である。
【図５】エンジン回転数とＲＣＣの出力電圧との関係を示す図である。
【符号の説明】
２…コンバータ（直流電源回路）、  ３…インバータ（スイッチング装置）、  ４…ローパスフィルタ、  ５…ＣＰＵ、  ９…電圧波形検出部、  １３…ＦＥＴドライバ、  １７…制御電源、  ３１…ＲＣＣ、  ３８〜４１…ＦＥＴ
【図１】
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【図２】
2004201480.tif 000004
【図３】
2004201480.tif 000005
【図４】
2004201480.tif 000006
【図５】
2004201480.tif 000007