(57)【要約】【課題】  光伝送路の分散を最適化するシステムおよび方法を提供すること。【解決手段】  該システムおよび方法は、少なくとも１つの波長チャネルの同期復調データ信号のｄ．ｃ．電圧成分の振幅を、波長チャネルのボー周波数における同相搬送波によって測定することを備える。代替実施形態では、該システムおよび方法は、局部発振器で混合された受信ＲＺ信号を備える少なくとも１つの波長チャネルのデータ信号のａ．ｃ．合成信号のＩＦ振幅を測定することを備える。その周波数は、波長チャネル・ボーとは、１００ｋＨｚ程度だけ異なる。【選択図】  図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
光伝送路の分散を最適化する方法であって、
光伝送路上で伝送される少なくとも１つの選択された波長チャネルの光信号を受信する工程と、
受信信号を、前記光信号のボーまたはその近傍の周期の周期信号と混合して、合成信号成分を得る工程と、
前記合成信号成分の振幅を測定する工程と、
前記合成信号成分のピーク振幅に基づいて、前記光伝送路上で伝送される前記少なくとも１つの選択された波長チャネルについての最適分散を設定する工程とからなる方法。
【請求項２】
前記混合する工程が、前記受信信号を同期的に復調して、ｄ．ｃ．信号成分を得る工程を備える、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記混合する工程が、前記受信信号の検出電気バージョンを局部発振器信号を用いて非同期的に復調して、ａ．ｃ．信号成分を得ることを備える、請求項１に記載の方法。
【請求項４】
前記局部発振器信号の周波数が、前記受信信号の前記検出電気バージョンのボー周波数から、約１００ｋＨｚずれている、請求項３に記載の方法。
【請求項５】
光伝送路の分散を最適化する方法であって、
光伝送路上で伝送される少なくとも１つの選択された波長チャネルの光信号を受信する工程と、
受信信号を同期的に復調して、ｄ．ｃ．信号成分を得る工程と、
受信同期復調信号の前記ｄ．ｃ．信号成分の振幅を測定する工程と、
前記ｄ．ｃ．信号成分のピーク振幅に基づいて、前記光伝送路についての最適分散を設定することとを備える方法。
【請求項６】
前記受信信号が、ＲＺパルス、ＮＲＺパルス、及びチャープＲＺパルスからなる群から選択される、請求項１乃至５のいずれか１項に記載の方法。
【請求項７】
ＲＺパルスが、線形領域にある、請求項６に記載の方法。
【請求項８】
前記受信信号が、マイクロ波ミキサにおいて同期回復クロック信号と混合される、請求項５に記載の方法。
【請求項９】
回復されたクロックの位相を、前記受信信号と同相であるように調節することにより前記受信信号の同期ａ．ｍ．復調が達成される、請求項５に記載の方法。
【請求項１０】
前記受信信号が、同期的に復調される前に、周波数２倍器回路を通過する、請求項５に記載の方法。
【請求項１１】
光伝送路の分散を最適化する方法であって、
光ファイバ伝送路上で伝送される少なくとも１つの選択された波長チャネルの光信号を受信する工程と、
局部発振器信号を受信信号の検出電気バージョンと混合して、ａ．ｃ．信号成分を得る工程であって、前記局部発振器信号の周波数が、前記受信信号の前記検出電気バージョンのボー周波数とは異なる工程と、
混合された信号の前記ａ．ｃ．信号成分の１Ｆ振幅を測定する工程と、
前記ａ．ｃ．信号成分のピーク１Ｆ振幅に基づいて、前記光伝送路上で伝送される前記少なくとも１つの選択された波長チャネルについて最適分散を設定することとを備える方法。
【請求項１２】
前記局部発振器信号の周波数が、前記受信信号の前記検出電気バージョンのボー周波数に近い、請求項１１に記載の方法。
【請求項１３】
前記局部発振器信号の周波数が、前記受信信号の前記検出電気バージョンのボー周波数から約１００ｋＨｚずれている、請求項１２に記載の方法。
【請求項１４】
前記受信信号の前記検出電気バージョンが、ＲＺパルス、ＮＲＺパルス、またはチャープＲＺパルスからなる群から選択される、請求項１３に記載の方法。
【請求項１５】
前記受信信号が、前記局部発振器信号と混合される前に、周波数２倍器回路を通過する、請求項１１に記載の方法。
【請求項１６】
前記受信信号が、光搬送波の位相変調を使用する、請求項１、５、および１１のいずれか１項に記載の方法。
【請求項１７】
前記受信信号が、ＲＺ差動位相シフトキーイング信号である、請求項１５に記載の方法。
【請求項１８】
前記光信号が、使用のために受信される前に、光位相復調の１つまた複数の段階を通過する、請求項１５に記載の方法。
【請求項１９】
前記測定する工程及び前記設定する工程が、自動化される、請求項１、５および１１のいずれか１項に記載の方法。
【請求項２０】
分散最適化装置であって、
光伝送路上で伝送される少なくとも１つの選択された波長チャネルの光信号を受信する受信器と、
受信信号を周期信号と混合して、合成信号成分を得るためのミキサと、
前記合成信号成分の振幅を測定する振幅測定装置と、
前記合成信号成分のピーク振幅に基づいて、前記光伝送路上で伝送される前記少なくとも１つの選択された波長チャネルについての最適分散を設定するための分散制御装置とを備える装置。
【請求項２１】
前記周期信号が、回復されたボー・クロック信号である、請求項２０に記載の装置。
【請求項２２】
前記ミキサが、ＲＺパルスを前記回復されたクロック信号と同相で混合して、前記少なくとも１つの選択された波長チャネルの前記受信信号を同期的に復調して、ｄ．ｃ．信号成分を得る、マイクロ波ミキサを備える、請求項２１に記載の装置。
【請求項２３】
前記周期信号が、ボー周波数と非同期である局部発振器信号である、請求項２０に記載の装置。
【請求項２４】
前記ミキサが、前記少なくとも１つの選択された波長チャネルの前記受信信号の検出電気バージョンを前記局部発振器信号を用いて非同期的に復調して、ａ．ｃ．信号成分を得るためのマイクロ波ミキサを備える、請求項２３に記載の装置。
【請求項２５】
前記局部発振器信号周波数が、前記受信信号の検出電気バージョンのボー周波数から約１００ｋＨｚずれている、請求項２３に記載の装置。
【請求項２６】
前記振幅測定装置および前記分散制御装置が、自動化される、請求項２０に記載の装置。
【請求項２７】
前記光信号が、光位相復調の１つまたは複数の工程を経ている、請求項２０に記載の装置。
【請求項２８】
前記受信信号が、周波数２倍化の工程を経ている、請求項２０に記載の装置。
【請求項２９】
分散を監視するためのコンピュータ・システムであって、１つまたは複数の実行可能プログラムを実行するように動作可能な少なくとも１つのデータ処理ユニットを含み、前記１つまたは複数の実行可能なプログラムにより、前記少なくとも１つのデータ処理ユニットが、
少なくとも１つの選択された波長チャネルの光サンプルを提供する工程と、
前記少なくとも１つの選択された波長チャネルのボーと約１００ｋＨｚだけ異なる周波数においてＲＦ搬送波を提供する工程と、
ＥＤＦＡを経て光サンプルを結合する工程と、
受信光検出器を経て光サンプルを結合する工程と、
前記光検出器の出力信号を増幅する工程と、
増幅出力信号を調節する工程と、
調節増幅出力信号をマイクロ波ミキサの１つの入力に結合する工程と、
前記ＲＦ搬送波信号を前記マイクロ波ミキサの他の入力に結合する工程と、
前記調節増幅出力信号を前記ＲＦ搬送波信号と混合して、ａ．ｃ．信号成分を得る工程と、
前記ミキサの出力を終端して、出力を低周波数増幅器にａ．ｃ．結合する工程と、
前記ａ．ｃ．信号成分を能動帯域通過フィルタを経て結合する工程と、
前記ａ．ｃ．信号成分を平均値検出器に結合する工程と、
ｄ．ｃ．信号をＡ／Ｄ変換器を経て結合する工程と、
前記ｄ．ｃ．信号を処理ユニットに通信することを含む工程とを実施する、分散を監視するためのコンピュータ・システム。
【請求項３０】
前記ｄ．ｃ．合成信号の振幅に基づいて、前記少なくとも１つの選択された波長チャネルの分散補償設定を調節することをさらに備える、請求項２９に記載のコンピュータ・システム。
【請求項３１】
分散補償設定が変更される際に、前記ｄ．ｃ．信号を監視することをさらに備える、請求項３０に記載のコンピュータ・システム。
【請求項３２】
信号入力と前記光検出器の間に結合された干渉計をさらに備える、請求項２９に記載のコンピュータ・システム。
【請求項３３】
前記光受信器とミキサとの間に結合された周波数２倍回路をさらに備える、請求項２９に記載のコンピュータ・システム。
【請求項３４】
分散監視装置であって、
少なくとも１つの選択された波長チャネルの光信号を生成する波長チャネル生成装置と、
前記少なくとも１つの選択された波長チャネルと周波数の異なるＲＦ搬送波信号を提供するための周波数シンセサイザと、
前記光信号を前記ＲＦ搬送波信号と混合するためのミキサであって、少なくとも第１入力と第２入力とを有し、前記ＲＦ搬送波信号が、前記第２入力に結合すれるミキサと、
前記波長チャネル生成装置と前記ミキサへの第１入力との間に結合された光検出器と、
前記ミキサの出力に結合された低周波数増幅器と、
前記低周波数増幅器に結合された能動帯域通過フィルタと、
前記能動帯域通過フィルタに結合された平均値検出器と、
前記平均値検出器と汎用コンピュータとの間に結合されたＡ／Ｄ変換器とを備える分散監視装置。
【請求項３５】
信号入力と前記光検出器との間に結合されたＥＤＦＡをさらに備える、請求項３４に記載の分散監視装置。
【請求項３６】
信号入力と前記光検出器との間に結合された干渉計をさらに備える、請求項３４に記載の分散監視装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光伝送システムにおいて分散管理技術を使用するシステムおよび方法に関し、具体的には、光伝送路からの復調受信信号の実時間測定を実施することによって、分散の最適化を達成することに関する。
【背景技術】
【０００２】
本出願は、全開示が参照により本明細書に組み込まれている、２００２年１０月３日に出願ＭＥＴＨＯＤ  ＡＮＤ  ＡＰＰＡＲＡＴＵＳ  ＴＯ  ＲＡＰＩＤＬＹ  ＡＣＨＩＶＥ  ＯＰＴＩＭＵＭ  ＤＩＳＰＥＲＳＩＯＮ  ＣＯＭＰＥＮＳＡＴＩＯＮ  ＩＮ  ＬＩＧＨＴＷＡＶＥ  ＳＹＳＴＥＭＳという名称の米国仮出願第６０／４１５，７３５号の利益に基づいており、かつそれを主張する。
【０００３】
特に波長分割多重（ＷＤＭ）長距離および超長距離光伝送システムである光伝送システムでは、主な設計上の問題には、ファイバ分散（または色分散）の管理がある。ＷＤＭシステムの最大ビット・レートは、とりわけ群速度分散（ＧＶＤ）によって限定される。分散は、様々な波長成分へのビームの分離として通常定義される。光伝送システム、特にＷＤＭシステムでは、異なる波長は異なる速度で伝播するので、分散ペナルティが生じ、受信器は、そのような差分を相殺しなければならず、受信信号は、検出可能でない場合は減衰することになる。分散の最適化は、高ビット・レート・システム装備の本質的な部分でもある。したがって、分散管理は、特にＷＤＭシステムのような光伝送システムでは重要である。
【０００４】
分散管理戦略の点で、ＷＤＭおよび広帯域高密度ＷＤＭ（ＤＷＤＭ）長距離伝送システムにおける主な課題の１つは、受信器において累積した分散を訂正するために、前置および後置の分散補償を最適化することである。前置／後置分散の率は、伝送パルスを前置に偏向して、伝送中の非線形効果を軽減し、かつ受信器において伝送パルスを効果的に再構築するのに役立つ。すなわち、高ビット・レート・システムの伝送性能は、残留分散と、ならびに全分散補償に対する分散前置補償の割合（すなわち、分散分割比）とに大きく依存する。
【０００５】
分散管理の研究に関わる調査のほとんどは、モデリングにより生成され、ループ実験により実験的に確認され、その後フィールド型システムに移行する。現在、実験用及びフィールド用に配置されたシステムでは、最適分散補償の値および率の徹底的な探索には、可能性のある分散を設定し、Ｑファクタ（またはビット・エラー・レート（ＢＥＲ））を測定し、受信したアイ・ダイアグラムを観測するという困難な作業が含まれる。したがって、最適ではない場合、試験者は、最適な分散が所与の波長チャネルについて達成されるまで、分散設定を変更し、Ｑファクタを再び測定し、受信アイ・ダイアグラムを何度も観測しなければならない。さらに、これは、伝送路の各波長について実施されなければならない。
【０００６】
既知のプロセスは、緩慢で煩雑である。たとえば、従来のシステムでは、光学接続を確立した後、ある種のチャネル性能最適化を使用して分散を最適化する。この場合、前置／後置補償値を変更して、最適な性能を達成する。最適な前置／後置分散率を所与の配置システムについて見つけるまで、これを数回反復することがある。したがって、システムが老朽化する際に、最適分散は、変化する可能性がある。老朽化した伝送システムを補償するために、再び最適分散を試験する必要がある可能性があり、同時消費試験を使用しなければならない。
【０００７】
分散を最適化する既知の方法は、ＢＥＲまたはＱファクタの測定値を使用する。これは、上述したように、通常時間がかかり、計量は、多くの調節を必要とする。さらに、回復したデジタル信号のエラー性能を測定しなければならず、これにより、最適分散を決定する作業は、伝送システムのペイロードに依存することになる。これは、伝送信号のビット・レートと変調フォーマットとに依存することを含む。従来のＢＥＲ測定は、擬似ランダム・ビット・シーケンス（ＰＲＢＳ）など、特定の試験信号の伝送を通常必要とし、したがって、ライブ・トラフィック上で実施することはできない。従来のＢＥＲ測定は、受信信号とのフレーム同期化をも必要とし、より多くのハードウエアを必要とする。ＦＥＣを使用するいくつかのシステムでは、ＦＥＣフレーミングおよび復号も、ＢＥＲ測定を実施するために必要である可能性がある。他の既知のシステムは、クロックおよびデータ回復と、高価なＢＥＲ試験セット（ＢＥＲＴ）とを必要とする。
【０００８】
敷設時および稼働時におけるシステムの分散最適化は、面倒なプロセスであり、送信端と受信端との両方において、分散補償を変更することが必要であるが、その理由は、後置補償に対する前置補償の均衡も、最適化しなければならないからである。このプロセスは、マルチチャネルＷＤＭまたはＤＷＤＭ送信システムの各チャネルについて実施しなければならず、システムの稼働中に費やされる時間量は法外になる。
【特許文献１】米国仮出願第６０／４１５，７３５号
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
本発明は、光伝送路における最適分散を決定する既知の方法の上記の限界に対処する。本発明は、光伝送システムにおいて最適分散補償を迅速に達成することに関する態様を対象とする。データ測定装置の位相検出器の基準感度は、受信分散補償設定に大きく影響されることが発見された。感度は、分散補償設定が、最適値からどちらかの方向に離れる際に、劇的に減少した。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明の一態様によれば、光伝送路の分散を最適化する方法が提供される。該方法は、光伝送路上で伝送される少なくとも１つの選択波長チャネルの光信号を受信することと、受信信号を、光信号のボー周期またはその近傍の周期の周期信号と混合して、合成信号成分を獲得することと、合成信号成分の振幅を測定することと、合成信号成分のピーク振幅に基づいて、光伝送路上で伝送される少なくとも１つの選択波長チャネルの最適分散を設定することとからなる。当業者なら、「受信光信号」は、検出された電気信号、または光信号の受信から得られるバージョンであることを理解されたい。この受信は、光電気変換を含む。
【００１１】
好ましい実施形態では、この方法の混合工程は、受信信号を同期的に復調して、ｄ．ｃ．信号成分を獲得することをさらに含む。代替として、混合工程は、受信信号を局部発振器（ＬＯ）信号を用いて非同期的に復調して、ａ．ｃ．信号成分を獲得することを含む。ＬＯ信号周波数は、受信信号のボー周波数から約１００ｋＨｚずれていることがより好ましい。受信信号は、ゼロ復帰（ＲＺ）パルスであることが最も好ましい。受信信号は、非ゼロ復帰（ＮＲＺ）パルス、またはチャープＲＺパルスとすることも可能である。ＮＲＺパルス・フォーマットの場合、周波数２倍化工程は、混合工程に先行しなければならない。さらに、受信信号は、ＲＺ  ＤＰＳＫ、ＮＲＺ  ＤＰＳＫ、およびデュオバイナリなど、光搬送波の位相の変調を使用するフォーマットを含むが、これに限定されるものではない、多くの代替変調フォーマットの１つとすることが可能である。
【００１２】
本発明の他の態様によれば、光伝送路の分散を最適化する方法が提供される。該方法は、光伝送路上で伝送される少なくとも１つの選択波長チャネルの光信号を受信することと、受信信号を同期的に復調することと、受信同期復調信号のｄ．ｃ．信号成分の振幅を測定することと、ｄ．ｃ．信号成分のピーク振幅に基づいて光伝送路の最適分散を設定することとを備える。受信信号は、ＲＺパルスであることが好ましい。受信信号は、ＮＲＺ信号またはチャープＲＺ信号、あるいは上述した代替変調フォーマットの信号とすることも可能である。ＲＺパルスは、線形領域にある可能性がある。受信信号は、マイクロ波ミキサにおいて、同期回復クロック信号と混合されることが好ましい。受信クロックの位相は、受信信号と同相であるように調節され、それにより、受信信号の同期ａ．ｍ．復調が達成されることがより好ましい。
【００１３】
本発明の他の態様によれば、光伝送路の分散を最適化する方法が提供され、該方法は、光ファイバ伝送路上で伝送される少なくとも１つの選択波長チャネルの光信号を受信することと、局部発振器（ＬＯ）信号を受信信号の検出電気バージョンと混合して、ａ．ｃ．合成信号成分を獲得し、ＬＯ周波数が、受信信号の検出電気バージョンのボー周波数とは異なることと、混合信号のａ．ｃ．合成信号成分の振幅を測定することと、ａ．ｃ．信号成分のピーク振幅に基づいて、光伝送路の少なくとも１つの選択波長チャネルについて最適分散を設定することとを備える。
【００１４】
ＬＯ周波数は、受信信号の検出電気バージョンのボー周波数に近いことが好ましい。ＬＯ周波数は、受信信号の検出電気バージョンのボー周波数から約１００ｋＨｚずれていることがより好ましい。受信信号の検出電気バージョンは、ＲＺパルスであることが最も好ましい。受信信号は、ＮＲＺパルスまたはチャープＲＺパルス、あるいは上述した多くの代替変調フォーマットの１つとすることも可能である。変調フォーマットがＮＲＺである場合では、受信光信号は、光受信器とミキサとの間に挿入された周波数２倍器回路を通過することが好ましい。変調フォーマットが、ＤＰＳＫの場合のように、情報を伝送するために光位相変調を含む場合、光信号は、受信して使用される前に、光位相復調の１つまたは複数の段階を通過することが好ましい。
【００１５】
これまで開示した本発明の態様のすべてにおいて、監視および設定の工程を自動化することが最も好ましい。
【００１６】
本発明の他の態様では、分散最適化装置が提供され、該装置は、光伝送路上で伝送される少なくとも１つの選択波長チャネルの光信号を受信する受信器と、受信信号を同期信号と混合して、合成信号成分を獲得するためのミキサと、合成信号成分の振幅を測定する振幅測定装置と、合成信号成分のピーク振幅に基づいて、光伝送路の少なくとも１つの選択波長チャネルについて最適分散を設定するための分散制御装置とを備える。
【００１７】
周期信号は、回復されたボー・クロック信号であることが好ましい。さらに、ミキサは、ＲＺパルスを回復クロック信号の位相と同期に混合して、少なくとも１つの選択波長チャネルの受信信号を同期的に復調して、ｄ．ｃ．信号成分を獲得するためのマイクロ波ミキサを備える。代替として、ミキサは、少なくとも１つの選択波長チャネルの受信信号の検出電気バージョンを局部発振器（ＬＯ）信号を用いて非同期的に復調して、ａ．ｃ．信号成分を獲得するためのマイクロ波ミキサを備える。この代替実施形態では、ＬＯ信号周波数は、受信信号の検出電気バージョンのボー周波数から約１００ｋＨｚずれていることが好ましい。代替として、振幅測定装置および分散制御装置は、自動化されることが好ましい。
【００１８】
本発明の他の態様では、分散を監視するコンピュータ・システムが提供され、該コンピュータ・システムは、１つまたは複数の実行可能プログラムを実行するように動作可能な少なくとも１つのデータ処理ユニットを含み、１つまたは複数の実行可能プログラムにより、少なくとも１つのデータ処理ユニットが、少なくとも１つの選択波長チャネルの光学サンプルを提供することと、少なくとも１つの選択波長チャネルのボーから約１００ｋＨｚ異なる周波数のＲＦ搬送波を提供することと、ＥＤＦＡを介して光学サンプルを結合することと、受信光検出器を介して光学サンプルを結合することと、光検出器の出力信号を増幅することと、増幅出力信号を調節することと、調節増幅出力信号をマイクロ波ミキサの１つの入力に結合することと、ＲＦ搬送波信号をマイクロ波ミキサの他の入力に結合することと、出力信号をＲＦ搬送波周波数と混合して、ａ．ｃ．信号成分を獲得することと、ミキサの出力を終端して、出力を低周波数（ＬＦ）増幅器にａ．ｃ．結合することと、能動帯域通過フィルタを介してａ．ｃ．信号成分を結合することと、信号成分を平均値検出器に結合することと、Ａ／Ｄ変換器を介してｄ．ｃ．合成信号を結合することと、ｄ．ｃ．信号を汎用コンピュータに通信することとを含む工程を実施する。変調フォーマットがＮＲＺである場合では、光信号は、光受信器とミキサとの間に挿入された周波数２倍器回路を通過することが好ましい。変調フォーマットが、ＤＰＳＫの場合のように、情報を伝送するために光位相変調を含む場合、システムは、入力信号と光検出器の間に結合された干渉計をさらに備えることが好ましい。
【００１９】
好ましい実施形態では、汎用コンピュータ・システムは、ｄ．ｃ．合成信号の振幅に基づいて、少なくとも１つの選択波長チャネルの分散補償設定を調節することをさらに備える。この態様は、分散補償設定が変更される際に、ｄ．ｃ．信号を監視することを備えることが好ましい。
【００２０】
本発明の他の態様では、分散監視装置が提供され、該装置は、少なくとも１つの選択波長チャネルの光信号を生成する波長チャネル生成装置と、周波数が少なくとも１つの選択波長チャネルのボーとは異なるＲＦ搬送波信号を提供するための周波数シンセサイザと、光信号をＲＦ搬送波と混合し、少なくとも第１入力と第２入力とを有し、ＲＦ搬送波信号が第２入力に結合されているミキサと、波長チャネル生成装置とミキサへの第１入力との間に結合された光検出器と、ミキサの出力に結合された低周波数（ＬＦ）増幅器と、ＬＦ増幅器に結合された能動帯域通過フィルタと、能動帯域通過フィルタに結合された平均値検出器と、平均値検出器と汎用コンピュータとの間に結合されたＡ／Ｄ変換器とを備える。分散監視装置は、入力信号と光検出器との間に結合されたＥＤＦＡをさらに備えることが好ましい。
【００２１】
変調フォーマットが、ＤＳＰＫの場合のように、情報を伝送するために光位相変調を含む場合、分散監視装置は、入力信号と光検出器との間に結合された干渉計をさらに備えることが好ましい。
【００２２】
本発明の様々な態様を示すことを目的とし、かつ本発明の方法およびシステムのさらなる理解を提供するために、詳細な記述と共に、図面は、現在好ましい形態を示すが、本発明は、図示する精密な構成および手段に限定されないことを理解されたい。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
ここで同じ符号が同じ要素を指している図面を参照すると、図１は、相対受信分散補償設定の関数として分散の最適化を測定する３つの計量の相対デシベル値の３つのプロットのグラフ２０を示している。
【００２４】
図示するように、データ点の結果は、間隔をおいた三角形によって表す従来の「Ｑ」プロット線２２のピークが、ゼロ分散およびゼロｄＢ測定値に設定されるように正規化されている。しかし、最適分散に対するゼロからのあらゆるシフトは、本発明の範囲によって、およびその範囲内において考慮されることを理解されたい。ここで、図１のプロット線を参照すると、間隔をおいた三角形によって表された「Ｑ」プロット線２２は、最適分散を決定する従来の手段のプロットである。すなわち、上記で議論したように、所与の波長チャネルの光伝送システムのＱファクタは、決定回路の様々な閾値設定においてＢＥＲを測定することによって推定される。ＢＥＲは、アイ・ダイアグラムを介して測定し、観測する。この方法は、煩雑で、時間がかかる。
【００２５】
次は、間隔をおいた正方形によって表されたｄ．ｃ．計量プロット２４である。このプロット２４は、後述する本発明の態様による最適分散を検出する手段を表す。最後に、間隔をおいたひし形によって表す１００ｋＨｚビート・プロット２６は、本発明の他の態様による最適分散を検出する手段を表す。これについても、後述する。図１のプロットから、最適分散は、各計量のピークｄＢに基づいて選択されることが明らかである。後の２つの方法は、すなわちプロット２４および２６のピークは、両方とも本発明の態様によって網羅されており、より鋭いピークと、したがって分散最適値の改善されたインジケータとをもたらす。
【００２６】
示した例では、以下の表は、後述するｄ．ｃ．試験の結果を示す。
【００２７】
表  １    
分散設定     電圧、ｍＶ     相対電圧、ｄＢ  
１７５１            ３              −１４．０
１８５３            ９                −４．５
１９５５          １２                −１．５
２０５７          １５                  ０
２１５９          １４                −０．７
２２６１          １１                −２．５
２３６３            ７                −６．７
２４６５            １              −２４．０
【００２８】
したがって、表１および図１を参照すると、３つの計量の相対的なデシベル値が、相対受信分散補償設定の関数としてプロットされている。計量のｄＢ値と受信補償の値とは、両方とも、最適分散補償の点がゼロであるように正規化されている。この示した例では、最適化は、すべての３つの計量について受信補償の同じ値において生じることが観測された。最適なＱが１４ｄＢであった場合、それは、０ｄＢとして表される。そのＱが、受信分散補償の異なる値において１１ｄＢに落ちる場合、それは、−３ｄＢと表される。ａ．ｃ．およびｄ．ｃ．の分散計量は、最適受信分散補償における値に関して、ｄＢとして表される。
【００２９】
図２は、ジッタを測定するための試験セットアップ３０と、最適分散を決定する技法とを示す。非常に具体的な例として、また本発明の範囲を限定することを全く意図せずに、この回路３０は、２２３−１ＰＲＢＳを有する１５４２．６ｎｍ波長チャネル上にＲＺデータ信号３２を装備していた。このチャネルは、約３３ＧＨｚの間隔で配置された６つの波長チャネルの群で伝送され、ＲＺパルス３２は、群の中心付近にあった。測定中に報告されたＱは、受信分散設定に応じて、１０から１３の範囲にあった。使用した最適受信分散設定は、２０５７ｐｓ／ｎｍであった。
【００３０】
所与のセットアップにおいて、位相検出器は、ＲＺデータ信号３２を受信する。選択チャネルの光学コピーが、エルビウム・ドープ・ファイバ増幅器（ＥＤＦＡ）プリアンプおよび光検出器を含む受信器に導かれる。広帯域増幅器が、光検出器の出力を約０．５Ｖ  ｐ−ｐのレベルまで約１３ｄＢ増幅して、信号３２をもたらす。
【００３１】
図２に示すセット・アップは、狭帯域位相ロック・ループ（ＰＬＬ）３４を備えることが好ましく、このループは、マイクロ波ミキサ位相検出器３６と、能動低域通過フィルタ３８と、ＶＣＯ４０とを備えることが好ましく、ｄ．ｃ．結合周波数変調（ｆ．ｍ．）機能を有する周波数シンセサイザから実施される。ＰＬＬ３４のジッタ帯域幅は、約１０ｋＨｚであり、それにより、ＰＬＬ３４がロックされているとき、入力データにおいて１０ｋＨｚより大きいすべてのジッタが、位相検出器３６によって検出され、出力において利用可能となる。位相検出器のａ．ｃ．ジッタ出力は、２０Ｍｈｚ増幅器４２によって増幅され、観測のためにジッタ整形フィルタ４４によって整形された後、オシロスコープとスペクトル分析器（両方とも図示せず）とに呈示される。このセットアップの実際のジッタ感度は、ＰＬＬ３４のループを中断して、ジッタ増幅器の出力において合成ビート周波数の振幅を観測することによって較正される。較正は、ビート・ノートのピーク間振幅が、位相の１８０度のピーク間正弦偏差を表すことを認識することによって達成される。
【００３２】
観測されたように、ジッタのセットアップにおける較正正弦曲線の振幅は、受信分散補償が最適値から離れて設定されたとき、劇的に減少する。
【００３３】
ここで図３を参照すると、この特定の実施形態では、システム５０は、受信信号と対応する回復クロック５１とをマイクロ波ミキサ５２の２つのポートの中に渡すことに依拠する。随意選択として、信号は、回復されたクロック５１を創出するために、ＣＤＲ５４を通過する。ミキサ５２は、ベースバンドＲＺ信号を復調しており、光スペクトルを復調していない。回復クロック５１の位相は、受信ＲＺ信号と同相であるように調整され、それにより、受信信号の効果的な同期ａ．ｍ．復調が達成される。これは、図２に関して記述したセットアップと同様であるが、クロック入力が、ＲＺ信号に関して直角位相ではなく同相である点が異なる。この特定のセットアップのＲＺ信号は、ミキサ５２に加えられたとき、依然として線形領域にある。すなわち、この信号は、限定増幅器を通過していない。マイクロ波ミキサの出力はｄ．ｃ．成分を含む。これは、最適分散補償を見つけるための計量である。ｄ．ｃ．成分の値は、分散が最適から変化する際に、著しく降下することが判明している。
【００３４】
ここで図４を参照すると、代替実施形態として、この技法は、図３に関して記述したものと同様であるが、このセット・アップは、本質的に非同期的である点が異なる。すなわち、同期性の適切な位相の回復クロックをミキサに加えるのではなく、周波数シンセサイザ６２からの局部発振器（ＬＯ）信号が加えられる。ＬＯ周波数は、受信信号の検出電気バージョンのボー周波数に近く設定されるが、同じではない。ボー周波数からのずれは、約１００ｋＨｚであることが好ましい。これは、位相が１０マイクロ秒ごとに３６０度を掃引する回復クロックを適用することと事実上同じである。その結果、マイクロ波ミキサ６４の出力において、１００ｋＨｚのａ．ｃ．信号となる。次いで、合成信号成分を増幅器６６によって増幅する。再び、分散が最適化されたとき、振幅はピークとなる。
【００３５】
図５を参照すると、本発明の態様をさらに記述する目的では、発見的評価を実施することが有用である。図５に示すように、ＲＺデータ・アイを作成するＲＺデータ・パルス列７２を考慮する。２つの別々の時間間隔が存在することに留意されたい。第１は、アイの中心またはその近傍の時間として定義されるパルス時間７４である。第２は、２つのパルス時間の間の中間点またはその近傍の時間として定義される谷時間７６である。信号は、谷時間中に常にゼロであることが理想的である。５０パーセントの平均で、信号は、正弦曲線をアイ・パターンにマッピングする。この正弦曲線は、波長チャネルのボー周波数におけるものである。これは、パルス時間７４に正のビーピークを有し、谷時間７６に負のピークを有する。
【００３６】
この信号が、ＲＺ信号のマッピングされた正弦曲線成分と同相のボー周波数におけるＬＯ正弦曲線でその信号を乗算することによって同期的に検出された場合、正のｄ．ｃ．電圧が、ミキサの出力において得られる。代替として、ＬＯ信号の位相が１８０度ずれていて、その結果、正のピークが谷時間に生じる場合、負のｄ．ｃ．電圧が、ミキサの出力において得られる。ＬＯ信号の位相が９０度ずれている場合、ゼロの出力が、ミキサの出力において得られる。これらの状況下では、ミキサは、クロック回復ＰＬＬにおいて位相検出器のように作用している。
【００３７】
これらの観測に基づいて、当業者なら、同相ＬＯ信号での同期的な検出が、単位間隔（ＵＩ）の範囲内におよびそれにわたるＲＺパルス・エネルギー分布の表示を与えることを理解されたい。パルス時間７４またはその近傍のエネルギーは、正の電圧をミキサの出力に与える。谷時間７６またはその近傍のエネルギーは、負の電圧を出力に与える。
【００３８】
うまく形成されたＲＺパルスは、ＵＩの半分であるパルス時間７４に集中したエネルギーの大半を有する。著しい分散によって影響を受けたＲＺ信号は、平均して、ＵＩ全体にわたるエネルギー拡散を有する。パルス時間に偶然到着した個々のパルスは、正の出力を創出し、これは、谷時間中に到着する他のパルスまたはパルスの他の部分によってのみ消去される。
【００３９】
ここで、１００ｋＨｚ程度など、周波数が比較的小さい量だけボー周波数と異なるＬＯを使用することを考慮する。ＬＯ信号とＲＺデータ信号との位相関係は、差周波数の割合で掃引される。これにより、差周波数のＩＦ周波数が創出される。本質的には、上述したｄ．ｃ．電圧のａ．ｃ．バージョンが創出される。再び、明確に定義されたＲＺデータ信号が存在する場合、ＲＺパルス・エネルギーのほとんどが、ＵＩの半分に集中しているので、強いａ．ｃ．ＩＦ信号が創出される。分散から悪影響を受けるＲＺ信号が存在する場合、そのエネルギーは、ＵＩにわたってほぼ均一に拡散しており（平均して）、したがって事実上、ａ．ｃ．ＩＦ信号は生成されない。
【００４０】
要するに、谷時間にあるパルス・エネルギーが、パルス時間にあるパルス・エネルギーから減算されるので、試験の感度はある程度良い。
【００４１】
本発明の好ましい実施形態は、マイクロ波ミキサの出力をＡ／Ｄ変換器を介してコンピュータ・プロセッサに伝達することを含む。プロセッサを使用して、受信分散補償設定を修正し、最適分散設定を自動的に見つけることができる。
【００４２】
ここで図６を参照すると、分散モニタ８２を含むセットアップ８０が提供されている。図３のセットアップに関して議論したように、選択波長チャネルの光学サンプルは、波長チャネル生成装置８４から分散モニタに結合される。周波数シンセサイザ８６が、チャネルのボーと約１００ｋＨｚ異なる周波数でＲＦ搬送波を分散モニタ８２に提供する。光入力は、受信光検出器８８に結合される。光ＥＤＦＡ９０プリアンプは、光検出器８８の上流に配置することが可能である。光検出器８８の出力を、２０ｄＢの２０ＧＨｚ増幅器ブロック９２によって増幅し、固定減衰装置９４によってレベルを調節して、マイクロ波ミキサ９６の１つの入力に渡すことが可能である。外部周波数シンセサイザ８６からの搬送波は、ミキサ９６の他の入力に渡される。ミキサ９６への入力は、両方とも、ａ．ｃ．結合される。
【００４３】
ミキサの出力は、５０オーム抵抗９８において終端し、演算増幅器を実装している２０ｄＢ  ＬＦ増幅器１００にａ．ｃ．結合される。次いで、信号は、能動１００ｋＨｚ帯域通過フィルタ１０２を通過して、平均値検出器１０４へと進む。ｄ．ｃ．合成信号は、Ａ／Ｄ変換器１０６を通過して、ＲＳ−２３２データ・バス１０８を介して汎用コンピュータ１１０に伝達される。
【００４４】
汎用コンピュータ１１０は、分散モニタ８２をインタフェースし、分散モニタが分散補償設定を変更する際に、分散モニタの結果を監視することによって最適受信分散補償を見つけることを自動化するために、ソフトウエアを含むことが可能である。自動化の一例は、１つの波長チャネルを一度に最適化することを含む可能性がある。次いで、コンピュータ１１０は、その選択波長チャネルを変更して、次の波長チャネルに移動することができる。次いで、受信コンピュータをセット・アップして、データおよびコマンドを送信コンピュータ（図示せず）に伝達し、それにより送信補償および受信補償の両方の調節を含むシーケンスまたはアルゴリズムを調節することができる。次いで、送信補償の様々な値の組に対する受信補償の関数である一群の性能曲線を、自動的にマッピングすることができる。
【００４５】
ＲＺ変調フォーマットを本開示にわたって使用してきたが、当業者なら、他の変調フォーマットを使用することができ、かつ他の変調フォーマットが、依然として本発明の範囲内にあることを理解するはずであることに留意されたい。たとえば、ＲＺ  ＤＰＳＫ、ＮＲＺ  ＤＰＳＫ、およびおそらくはデュオバイナリなどの他の位相キー・フォーマットを使用することができ、考慮される。ＲＺ  ＤＰＳＫでは、同様の方法を使用して、最適分散を決定することが可能であるが、その理由は、未加工で位相が検出されていない光搬送波は、ＲＺパルスを含むからである。代替として、干渉計の後で、強め合う出力または弱め合う出力を使用することができるが、その理由は、それぞれが、その時点では従来のＲＺのように見えるからである。
【００４６】
ＮＲＺ位相キー・フォーマットでは、未加工光搬送波は、振幅変調（ａ．ｍ．）をほとんどまたは全く含まないので、技法は、光信号を光受信器に接続する前に、干渉計を通過させることを含む。その時点では、システムは、ＮＲＺ様データを各出力において有する。次いで、ＮＲＺ様データは、周波数２倍回路を通過して、その後、本発明のミキサに加えることができる。
【００４７】
ここで図７を参照すると、ＲＺ  ＤＰＳＫ変調フォーマットを使用する光信号と共に使用する代替実施形態として、この技法は、図３および４において記述したものと同様であるが、この構成では、分散測定回路によって受信するために提供された光信号が、光ＤＰＳＫ復調器の強め合うまたは弱め合う出力の一方または他方から放出される点が異なる。ＤＰＳＫ光復調器においてこの時点では、信号は、ＲＺ電気フォーマットに本質的に変換されており、したがって、上述した本発明のすべての態様が、等しく適用される。位相変調を実施する変調フォーマットに本発明を適用する同様および代替の手法は、本発明の範囲内にあると見なされるべきである。
【００４８】
図７は、当業者にはよく知られているはずである光ＤＰＳＫ受信器の多くの可能な実施態様の１つを示す。図７は、ＤＰＳＫに適用される本発明の非同期バージョンを実施する回路も含む。この回路は、周波数シンセサイザ１２０と、増幅器１２２と、ミキサ１２４とを含む。図７に示すように、光ＲＺ  ＤＰＳＫ信号１２６は、干渉計（ＤＰＳＫ復調器）１２７を含むシステムを通して送信され、マイクロ波ミキサ１２４は、トランス・インピーダンス増幅器（ＴＩＡ）１２８、１３２の１つの出力からその信号を受信する。各ＴＩＡ１２８、１３２は、それぞれ光ダイオード１２９、１３３と、抵抗１３０、１３４とを含み、ＴＩＡは、その信号が干渉計（ＤＰＳＫ復調器）１２７を通過した後、光信号を受信する。ＴＩＡのそれぞれからの出力は、差動増幅器１３８を通過して、システムの受信データ１４０を創出する。この図は、本技術の非同期バージョンをＤＰＳＫに適用することを示すが、本明細書において教示した原理を使用するこの方式の変形形態において、同期技法の応用法を使用することができる。位相キー・変調フォーマット（ＤＰＳＫなど）のＲＺ形態では、干渉計を通過することを必要とせずに、受信する際に光入力信号に分散測定技術を直接適用することも可能である。この手法は、ＤＰＳＫシステムに関して分散を検査する低コスト試験機器の手法に適用することが可能である。
【００４９】
図８に示す本発明の他の実施形態は、位相ロック・ループ（ＰＬＬ）回路が自由動作条件において動作している、非同期の実現を示す。ＰＬＬ回路は、クロック回復回路では広く使用される。この実施形態では、光信号１５０が受信され、Ｏ／Ｅ変換器１５２を介して電気信号に変換されて、増幅器１５４を通過する。周波数２倍器１５６は、ＮＲＺデータ・ストリームからボー・レート・クロック信号を抽出するのに役立つ。この同じトポロジは、ＲＺタイプの信号を収容することもできる。ＲＺタイプの信号にすでに存在するクロック信号は、単に、周波数２倍器を通過する。クロック信号は、ボーを中心とする電気帯域通過フィルタ１５８を通過し、周波数２倍プロセス中に生成された望ましくない高調波を除去するのに役立つ。このクロックは、ミキサ１６０の基準ポート（Ｒ）１６２に向けられ、そこで、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１７０からの出力と比較される。ＶＣＯからの出力は、パワー・スプリッタ１７２を通過し、その後、ミキサの局部発振器ポート（Ｌ）１６４に入力される。中間周波数（ＩＦ）ポート１６６は、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１６８に向けられる。通常の位相ロック・ループ設計では、ミキサと低域通過フィルタとの組合せからの出力は、通常、位相検出器出力またはエラー信号と呼ばれ、ＶＣＯ１７０の電圧制御入力に向けられる。図８に示す実施形態では、ティー１７４を通過する位相検出器出力またはエラー信号は、ディスエーブルになり、したがって、ＶＣＯ１７０の電圧制御入力に接続されない。このモードで機能する位相ロック・ループ回路は、一般に、自由動作条件において動作していると言われる。低域通過フィルタ１６８を通過するＩＦポート１６６は、受信電気スペクトルの回線レート周波数成分に比例する振幅を有する、回線レートと局部発振器周波数との周波数の差である信号を生成する。次いで、ピーク間またはＲＭＳ電圧を、前置および後置の分散補償の関数として測定する。この信号の振幅は、信号の品質の尺度であり、累積分散が最適化され、かつパルスがある程度の忠実度(fidelity)を再獲得する際に増大する。最大振幅は、最適のシステム性能と合致する。発振器１７６を使用して、信号を観測し、測定する。
【００５０】
図９は、図８の構成を使用して収集したデータの結果を示し、より具体的には、３２ｐｓ  ＲＺパルスでの７，０００ｋｍ伝送実験の結果を示す。最適のシステム性能は、従来の手段で確立された。試験者は、前置分散補償を固定し、次いで、後置分散を掃引し、次いで、いくつかのパラメータを最適化するプロセスを開始して、最終的に、前置および後置の分散補償のそれぞれについて、最適システム性能を測定した。システム性能は、１００ｐｓ／ｎｍの前置分散補償と９５０ｐｓ／ｎｍの後置分散補償とで最適であることが判明した。図９は、また、測定したピーク間の位相検出器電圧またはエラー信号が、最適システム性能と合致し、面倒なパラメータ最適化を必要とせずに得られたことを示す。
【００５１】
好ましいシステムについて、上記に記述してきたが、本発明の範囲から逸脱せずに、機器の他の組合せを使用することができる。たとえば、非同期バージョンでは、周波数シンセサイザをＭＵＸチップで置き換えることが可能である。このチップのＣＭＵは、ボーから１００ｋＨｚずれて動作しているクロック／１６結晶発振器またはＶＣＸＯに基づいて、ＬＯ信号を創出する。また、１００ｋＨｚに調整された簡単な低周波数能動フィルタを、簡単な平均値検出器およびおそらくはＡ／Ｄ変換器と組み合わせて、ａ．ｃ．信号の振幅を測定するためのスペクトル分析装置と置き換えることが可能である。
【００５２】
一方、ｄ．ｃ．バージョンは、クロックを回復するＣＤＲを使用することによって実施することができる。次いで、その回復されたクロック出力をマイクロ波ミキサに加えるのに適切であるように位相決めする。
【００５３】
また、上記のセットアップは、他の応用例に適用することができる。たとえば、計量は、信号の損失の確実で迅速な表示を提供することができるが、その理由は、計量が、ＲＺ信号自体に非常に選択的に応答し、雑音をほぼ無視するからである。また、経年変化検出器、稼動中モニタとしても有用であり、またはネットワークの再構築に使用することも可能である。
【００５４】
本発明によって、いくつかの利点が実現される。単なる例示として、限定ではなく、本発明は、最適分散の従来の測定および設定と比較して、ＢＥＲおよびＱファクタ測定より相対的に鋭敏であり、これにより、好ましいシステムおよび方法は、相対的により短い時間で、より精確な効果を獲得することが可能になる。本明細書において記述したシステムおよび方法は、データのペイロードに依存せず、したがって、ＰＲＢＳまたは他のデータと同様、ライブ・トラフィック（すなわち実データ）に関して動作することができる。本明細書において記述したシステムおよび方法は、その動作のために、受信信号のフレーミングおよび／またはＦＥＣを必要としない。好ましいシステムおよび方法は、完全に受動的で中断を伴わない方式で実施することができる。光信号のサンプルだけが必要である。これにより、実時間の稼動中監視とさらには最適化とを見込む。本発明は、受信光信号の振幅には感受性がない。該方法およびシステムは、従来のシステムより相対的に迅速であり、データ回復を必要としない。好ましいシステムおよび方法は、容易に自動化されるが、その理由は、分散設定または波長チャネルの変化に関して、受信器を再最適化する必要がないからである。
【００５５】
自動化された好ましい実施形態に関して、これにより、後置補償に対する前置補償のバランスを最適化しなければならず送信端と受信端との両方において分散補償を必要とする敷設時に、システムの分散最適化のより多くの部分を自動化する機能が可能になる。このプロセスは、ＷＤＭ光伝送システムの各チャネルについて実施しなければならない。
【００５６】
特定の実施形態に関して、本発明を本明細書において記述してきたが、これらの実施形態は、本発明の原理および適用の単なる例示であることを理解されたい。したがって、添付の請求項によって定義される本発明の精神および範囲から逸脱せずに、多くの修正を例示的な実施形態に施すことが可能であり、かつ他の構成を考案することが可能であることを理解されたい。
【図面の簡単な説明】
【００５７】
【図１】最適分散を測定する３つの計量を表す３つのプロットのグラフを示す図である。
【図２】本発明の実施形態による、分散最適化を測定するシステムの概略図である。
【図３】本発明の他の実施形態による、分散最適化を測定するシステムの概略図である。
【図４】本発明の他の好ましい実施形態による、分散最適化を測定するシステムの概略図である。
【図５】本発明の態様による、ＲＺデータ・アイ・ダイアグラムを作成するＲＺデータ・パルス列と、ならびにクロック・パルス列とのプロットを示す図である。
【図６】本発明の他の好ましい実施形態による、閉鎖ループ応用例の分散最適化を測定するシステムの概略図である。
【図７】ＲＺ  ＤＰＳＫ変調を使用するシステムにおける分散最適化を測定するシステムの概略図である。
【図８】測定ピーク間信号の最大値が最適システム性能と一致するデータを収集するために広く使用される実験構成を示す概略図である。
【図９】図８の構成を使用して収集されたデータの結果を示すグラフの図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【外国語明細書】
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