(57)【要約】【課題】小容量の部品を使用した簡単安価な構成で、スイッチング素子のターンオフ損失の低減を可能とするＤＣ／ＤＣコンバータを得ることを目的とする。【解決手段】昇圧チョッパ主回路のリアクトルＬｕと並列に接続したゼロ電圧スイッチング用補助回路を設け、このゼロ電圧スイッチング用補助回路は、スイッチング素子Ｓｕのオン動作で、突入電流抑制用リアクトルＬｎ１と補助ダイオードＤｎ２を介して直流電源Ｅｓにより充電され、スイッチング素子Ｓｕのオフ動作で補助ダイオードＤｎ１を介して放電する補助コンデンサＣｎ１を備えている。スイッチング素子Ｓｕのターンオフ後のコレクタ・エミッタ間電圧の立ち上がりが、補助コンデンサＣｎ１の放電特性に対応して大幅に緩やかになり、ターンオフ損失が確実に低減する。【選択図】        図３
2004201369.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源、所定の周期でオンオフ動作するスイッチング素子、このスイッチング素子のオン動作期間における上記直流電源からの通電で蓄えられたエネルギーを上記スイッチング素子のオフ期間に負荷に供給するリアクトルからなる第１の回路要素、および上記スイッチング素子のオフ期間に上記第１の回路要素から上記負荷に上記エネルギーを供給する経路を形成するダイオードからなる第２の回路要素を備えたＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
上記直流電源と上記スイッチング素子と上記回路要素とが直列になって形成される閉回路における上記回路要素と並列に補助回路を接続し、
上記補助回路は、補助コンデンサからなり、
上記補助コンデンサは、上記スイッチング素子のオン動作で上記直流電源に並列に接続されて充電され、上記スイッチング素子のオフ動作で放電するようにしたことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項２】
上記補助回路は、上記補助コンデンサと直列に接続された第１の補助ダイオード、およびこの第１の補助ダイオードと並列に接続された、上記補助コンデンサが充電されるときの突入電流を抑制する突入電流抑制用リアクトルと第２の補助ダイオードとの直列接続体を備え、
上記補助コンデンサは、上記スイッチング素子のオン動作で上記突入電流抑制用リアクトルおよび上記第２の補助ダイオードを介して上記直流電源により充電され、上記スイッチング素子のオフ動作で上記第１の補助ダイオードを介して放電するようにしたことを特徴とする請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項３】
上記第１の補助ダイオードと直列に、上記補助コンデンサの放電電流を低減する放電電流低減用リアクトルを挿入したことを特徴とする請求項２記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項４】
上記リアクトルと上記スイッチング素子とを直列にして上記直流電源に並列に接続し、上記ダイオードとコンデンサとを直列にして上記スイッチング素子に並列に接続し、上記コンデンサと並列に上記負荷を接続して昇圧チョッパを構成し、上記リアクトルと並列に上記補助回路を接続したことを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項５】
上記スイッチング素子と上記ダイオードとを直列にして上記直流電源に並列に接続し、上記リアクトルとコンデンサとを直列にして上記ダイオードに並列に接続し、上記コンデンサと並列に上記負荷を接続して降圧チョッパを構成し、上記ダイオードと並列に上記補助回路を接続したことを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項６】
上記スイッチング素子と上記リアクトルとを直列にして上記直流電源に並列に接続し、上記ダイオードとコンデンサとを直列にして上記リアクトルに並列に接続し、上記コンデンサと並列に上記負荷を接続して昇降圧チョッパを構成し、上記リアクトルと並列に上記補助回路を接続したことを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項７】
上記リアクトルを、互いに電気的に絶縁された１次巻線と２次巻線とからなる絶縁トランスに置き換え、上記スイッチング素子と上記１次巻線とを直列にして上記直流電源に並列に接続し、上記ダイオードとコンデンサとを直列にして上記２次巻線に並列に接続して絶縁型昇降圧チョッパを構成し、上記１次巻線と並列に上記補助回路を接続したことを特徴とする請求項６記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータに係り、特に、そのスイッチング損失を低減する技術に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図２４は、従来周知のＤＣ／ＤＣコンバータの一種である降圧チョッパの主回路に、スイッチング損失を低減させるための対策を施したものである。直流電源１、スイッチング素子２、ダイオード３、リアクトル４およびコンデンサ５で主回路を構成し、スイッチング素子２を所定の周期でオンオフ動作させることにより、直流電源１の直流電圧を降圧して負荷６に供給する。以下、スイッチング損失、特にそのウエイトが大きいターンオフ損失の低減を実現する回路動作について説明する。
【０００３】
制御回路７は、スイッチング素子２のターンオンタイミングの手前で補助スイッチング素子９をターンオンさせる。即ち、主回路のダイオード３からリアクトル４を介して負荷６に電流を供給する還流モードの期間に補助スイッチング素子９がターンオンすると、ダイオード３が導通している期間は共振用リアクトル１０に直流電源１の電圧が印加され共振用リアクトル１０に電流が流れ始め、この電流値がダイオード３の順方向電流、即ち、負荷電流値に達した時点でスイッチング素子２をターンオンする。これにより、ダイオード３はオフし、その直後に補助スイッチング素子９をターンオフすると、共振用リアクトル１０−共振用コンデンサ８−補助ダイオード１１−共振用リアクトル１０の閉回路が形成され、共振用リアクトル１０から共振用コンデンサ８に共振電流が流れて共振用コンデンサ８が図示の極性の電圧に充電される。この場合、共振用リアクトル１０に蓄えられたエネルギーが過剰で共振用コンデンサ８の電圧が直流電源１の電圧以上になろうとすると、共振用リアクトル１０−補助ダイオード１３−直流電源１−補助ダイオード１２−補助ダイオード１１−共振用リアクトル１０のルートで、この過剰エネルギーが直流電源１に帰還される。
【０００４】
ここで、スイッチング素子２がターンオフすると、スイッチング素子２に流れていた電流、即ち負荷電流は、直ちに、補助ダイオード１２−共振用コンデンサ８−リアクトル４−負荷６−補助ダイオード１２のルートに移行し、共振用コンデンサ８はこの電流で放電して電圧が低減していく。スイッチング素子２のターンオフ後に極間に現れる電圧は、直流電源１の一定電圧から共振用コンデンサ８の減衰電圧を差し引いた値になるので、結局上記極間電圧は、共振用コンデンサ８の電圧減衰の傾きで上昇することになり、共振用コンデンサ８等が無い場合に比較してその上昇速度が低減し、電流の垂下特性との積で求まるターンオフ損失の低減が実現する訳である（例えば、特許文献１参照）。
【０００５】
【特許文献１】
特開平７−２４１０７１号公報（第４、５頁、図１、図２）
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ＤＣ／ＤＣコンバータ、例えば、降圧チョッパにおける従来のターンオフ損失低減策は以上のように構成されているので、以下のような問題がある。
即ち、補助スイッチング素子９が必要となって、制御が複雑になり、また、当該補助スイッチング素子９および補助ダイオード１１、１２、更に共振用リアクトル１０には負荷６の電流である主回路電流が流れるので、これらの構成部品が大容量となって、装置が複雑、高価になるという問題があった。
【０００７】
この発明は、以上のような従来の問題点を解消するためになされたもので、小容量の部品を使用した簡単安価な構成で、スイッチング素子のターンオフ損失の低減を可能とするＤＣ／ＤＣコンバータを得ることを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
この発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、直流電源、所定の周期でオンオフ動作するスイッチング素子、このスイッチング素子のオン動作期間における上記直流電源からの通電で蓄えられたエネルギーを上記スイッチング素子のオフ期間に負荷に供給するリアクトルからなる第１の回路要素、および上記スイッチング素子のオフ期間に上記第１の回路要素から上記負荷に上記エネルギーを供給する経路を形成するダイオードからなる第２の回路要素を備えたＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
上記直流電源と上記スイッチング素子と上記回路要素とが直列になって形成される閉回路における上記回路要素と並列に補助回路を接続し、
上記補助回路は、補助コンデンサからなり、
上記補助コンデンサは、上記スイッチング素子のオン動作で上記直流電源に並列に接続されて充電され、上記スイッチング素子のオフ動作で放電するようにしたものである。
【０００９】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
発明の主題に入る前に、ＤＣ／ＤＣコンバータの一種である昇圧チョッパを例にとり、その回路構成と動作を説明し、更に、同回路で発生するスイッチング損失の中で、ターンオフ損失が大きなウエイトを占める点について説明する。
【００１０】
図１は、ＤＣ／ＤＣコンバ一夕の一種である昇圧チョッパの主回路構成とその制御部を示したものである。その各部の構成および動作は以下のようになっている。
図１において、直流電源Ｅｓは太陽電池や商用交流電源の整流器等の直流電源回路を示している。昇圧チョッパの主回路部は、リアクトルＬｕとスイッチング素子ＳｕとダイオードＤｕとコンデンサＣｕとによって構成され、直流電源の電圧Ｖｅｓを昇圧した電圧Ｖｃｕを負荷Ｒｕに供給している。その負荷Ｒｕへ供給する電圧Ｖｃｕを設定値Ｖｒｕ（ｒ）に制御しているのが昇圧チョッパ制御部である。
先ず、昇圧チョッパ主回路部の動作について説明する。スイッチング素子ＳｕをＯＮすると、直流電源ＥｓはリアクトルＬｕを介して短絡されることになるため、リアクトルＬｕを流れる電流Ｉｌｕは一定の割合で増加していき、同時にリアクトルＬｕにエネルギーが蓄えられていくことになる。そして十分リアクトルＬｕにエネルギーが蓄えられた後、スイッチング素子ＳｕをＯＦＦさせると、直流電源Ｅｓからのエネルギーに加えてリアクトルＬｕに蓄えられていたエネルギーがダイオードＤｕを介して負荷Ｒｕに供給されることになるため、負荷Ｒｕには直流電源電圧Ｖｅｓよりも高い電圧Ｖｃｕ（＝直流電源電圧Ｖｅｓ＋リアクトルに蓄えられたエネルギーの電圧換算値）が加わることになる。
【００１１】
そして、リアクトルＬｕに蓄えられたエネルギーで負荷Ｒｕの電圧を設定値まで昇圧できない場合は、再びスイッチング素子ＳｕをＯＮしてリアクトルＬｕにエネルギーを蓄え、スイッチング素子ＳｕをＯＮして負荷Ｒｕヘエネルギーを供給するというようにスイッチング素子ＳｕのＯＮ／ＯＦＦ動作を繰り返すことによって、負荷Ｒｕの電庄を所定の電圧に昇圧することができる。
なお、ダイオードＤｕは直流電源電圧Ｖｅｓよりも高い電圧を負荷Ｒｕに供給した後、負荷側の高い電圧が電源側へ逆充電されるのを防ぐためのものであり、コンデンサＣｕは、スイッチング素子ＳｕがＯＦＦしている期間のみ負荷Ｒｕへ供給されるパルス状の電圧を直流に平滑する働きをしている。
【００１２】
次に、昇圧チョッパ制御部の構成と動作について説明する。昇圧チョッパ制御部は、昇圧チョッパの出力電圧を検出して昇圧チョッパ制御部に昇圧チョッパ出力電圧信号Ｖｃｕを供給する電圧センサＶＣｕと、負荷電圧の設定値に基づく負荷電圧設定信号Ｖｒｕ（ｒ）を出力する昇圧チョッパ出力電圧設定器ＶＲｕ（Ｒ）と、昇圧チョッパ出力電圧設定信号Ｖｒｕ（ｒ）と昇圧チョッパ出力電圧信号Ｖｃｕとを比較演算して、比較演算信号Ｅｒ＝Ｖｒｕ（ｒ）−Ｖｃｕの値を出力する比較演算回路ＥＲと、比較演算回路ＥＲからの比較演算信号Ｅｒの値から昇圧チョッパのスイッチング素子ＳｕのＯＮ時間指令値Ｄｕ（ｒ）を算出する昇圧チョッパ出力電圧制御部ＶＣと、スイッチング素子ＳｕのＯＮ時間指令値Ｄｕ（ｒ）をキャリア信号発生部ＣＧから出力されるキャリア信号Ｃｒを用いて実際のスイッチング素子ＳｕのＯＮ／ＯＦＦ命令パルス信号Ｓｓｕに変換するＰＷＭ制御部ＰＷＭとで構成される。
そして、昇圧チョッパの出力電圧Ｖｃｕと負荷電圧の設定値との偏差に応じてスイッチング素子ＳｕのＯＮ時間が制御されるので、昇圧チョッパの出力電圧が負荷電圧設定値に制御されることになる。
【００１３】
図２は、図１に示す昇圧チョッパの動作信号の関係を説明するための波形タイミング図であり、図１に示す動作を図２のタイミング図を参照して説明する。図２（Ａ）の波形はスイッチング素子制御信号Ｓｓｕの波形を示し、図２（Ｂ）の波形はスイッチング素子Ｓｕにかかる電圧Ｖｓｕとスイッチング素子Ｓｕを流れる電流Ｉｓｕ（以下、スイッチング素子にかかる電圧のことを「コレクタ・エミッタ間電圧」、スイッチング素子を流れる電流のことを「コレクタ電流」と記す）の波形を説明するために、両者を同一時間軸ｔ上に重ねて記載したコレクタ・エミッタ間電圧（実線）Ｖｓｕの波形およびコレクタ電流（点線）Ｉｓｕの波形を示す。
ＰＷＭ制御部ＰＷＭは、昇圧チョッパ出力電圧制御部ＶＣからのスイッチング素子ＯＮ時間指令値Ｄｕ（ｒ）に応じて定まる図２（Ａ）に示すパルス幅期間Ｔｏｎのスイッチング素子制御信号Ｓｓｕを出力する。
【００１４】
図２（Ｂ）に示す時刻ｔ＝ｔｌにおいて、ＰＷＭ制御部ＰＷＭは、スイッチング素子制御信号Ｓｓｕのオン命令を出力してスイッチング素子Ｓｕを遮断状態から導通状態にする。このときに、図２（Ｂ）の斜線範囲Ｐｎに示すターンオン時のスイッチング損失（以下、ターンオン損失という）が発生する。また、図２（Ｂ）に示す時刻ｔ＝ｔ２において、ＰＷＭ制御部ＰＷＭは、スイッチング素子制御信号Ｓｓｕのオフ命令を出力してスイッチング素子Ｓｕを導通状態から遮断状態にする。このとき図２（Ｂ）の斜線範囲Ｐｆに示すターンオフ時のスイッチング損失（以下、ターンオフ損失という）が発生する。さらに、スイッチング素子Ｓｕは、導通期間Ｔｏｎの間、飽和領域で動作しているときは図示していないスイッチング素子飽和時の損失（以下、飽和損失という）も発生する。
【００１５】
次に、これら各スイッチング損失の特性について説明する。スイッチング素子Ｓｕが導通状態から遮断状態になる過渡期間で、スイッチング素子Ｓｕが不飽和状態になって、スイッチング素子Ｓｕのコレクタ電流Ｉｓｕは飽和時よりも減少するが、逆にコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｓｕが増加して、コレクタ電流Ｉｓｕとコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｓｕとの積で定まる図２（Ｂ）の斜線範囲Ｐｆに示すターンオフ損失が発生する。スイッチング素子Ｓｕに、例えばＩＧＢＴ泰子を使用した場合は、ターンオフ損失は、上記斜線範囲Ｐｆに記載されたコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｓｕの立ち上がり速度が速いことよりもコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｓｕが立ち上がってからコレクタ電流Ｉｓｕがゼロになるまでの時間が長いためにターンオフの損失が大きくなる。
【００１６】
また、スイッチング素子Ｓｕが遮断状態から導通状態になる過渡期間で、スイッチング素子Ｓｕが不飽和状態になって、スイッチング素子Ｓｕのコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｓｕは遮断時よりも減少するが、逆にコレクタ電流Ｉｓｕが増加して、コレクタ電流Ｉｓｕとコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｓｕとの積で定まる図２（Ｂ）の斜線範囲Ｐｎに示すターンオン損失が発生する。このターンオン損失は、上記斜線範囲Ｐｎに記載されたコレクタ電流Ｉｓｕの立ち上がり速度が遅いので、コレクタ・エミッタ間電圧Ｖｓｕの立ち下がり直線とコレクタ電流Ｉｓｕの立ち上がり直線とで囲む斜線範囲Ｐｎが、前述したターンオフ時の斜線範囲Ｐｆよりも小さくなり、斜線範囲Ｐｎのターンオン損失が、斜線範囲Ｐｆのターンオフ損失よりも低損失になっている。本出願でターンオフ損失の低減を課題としている所以である。
【００１７】
更に、スイッチング素子Ｓｕが導通状態で飽和しているときは、そのスイッチング素子Ｓｕのコレクタ電流Ｉｓｕは定格電流で通電しているが、コレクタ・エミッタ間電圧Ｖｓｕが飽和電圧になっているので、コレクタ電流Ｉｓｕとコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｓｕとの積で定まる飽和損失が発生する。但し、この飽和損失は、スイッチング素子の特性とドライブ条件で決まり回路上では低減することはできず、本出願では、上述したターンオン損失と同様、検討の対象外としている。
【００１８】
以上で説明したＤＣ／ＤＣコンバータの一例である昇圧チョッパとしての本来の構成、動作を前提に、本願の主題であるターンオフ損失低減策の内容について以下詳細に説明する。
図３は、この発明の実施の形態１におけるＤＣ／ＤＣコンバータを示す構成図で、図１、２で説明した昇圧チョッパの主回路に、ターンオフ損失を低減するためのゼロ電圧スイッチング用補助回路を追加したものである。ここで、ゼロ電圧スイッチング用補助回路は、上記主回路の第１の回路要素であるリアクトルＬｕと並列に接続されている。
なお、昇圧チョッパ主回路部および制御部は元の図１と全く同一である。即ち、本願発明のターンオフ低減策は、チョッパ回路としての制御動作に全く影響を及ぼすことなく適用することができ、従来技術に比較して大きな利点がある。
更に、その動作は後段で詳述するが、ターンオフ損失低減のためスイッチング素子Ｓｕのターンオフ後の電圧立ち上がりを緩和する補助コンデンサＣｎ１の充電を、主回路の電流とは並列的な動作で行うので、主回路の電流を直列的に取り込んで充電動作を行う従来技術に比較してターンオフ損失低減策に必要な構成部品の容量が小さくて済み、結果として装置が簡単安価になるという利点がある。
【００１９】
以下、ゼロ電圧スイッチング用補助回路の構成、およびターンオフ損失に係る動作を中心に説明する。
補助コンデンサＣｎｌは、スイッチング素子Ｓｕに加わる電圧をゼロにするために直流電源Ｅｓと同じ電圧をスイッチング素子ＳｕのリアクトルＬｕ側に発生させるためのコンデンサである。スイッチング素子ＳｕがＯＮすると、直流電源Ｅｓから後述する突入電流抑制用リアクトルＬｎ１−補助ダイオードＤｎ２−補助コンデンサＣｎ１−スイッチング素子Ｓｕ−直流電源Ｅｓまでのルートで閉回路が形成され直流電源Ｅｓからこの補助コンデンサＣｎ１が充電され、やがてスイッチング素子Ｓｕにかかる電圧がゼロになる。
突入電流抑制用リアクトルＬｎ１は、スイッチング素子ＳｕがＯＮして、その補助コンデンサＣｎ１が充電されるときの突入電流を抑制するためのリアクトルである。
第２の補助ダイオードＤｎ２は、スイッチング素子ＳｕがＯＮして、突入電流抑制用リアクトルＬｎｌを介して補助コンデンサＣｎ１が充電されたのち、突入電流抑制用リアクトルＬｎ１と補助コンデンサＣｎｌとの間で共振が起こるのを防ぐために設けられた共振防止用のダイオードである。第１の補助ダイオードＤｎｌは、補助コンデンサＣｎ１の充電が完了したらこれ以上充電されないように突入電流抑制用リアクトルＬｎ１を短絡したり、スイッチング素子Ｓｕのターンオフ時に、補助コンデンサＣｎ１の電圧を突入電流抑制用リアクトルＬｎ１を介さずに放電させるためのダイオードである。
以上の補助コンデンサＣｎ１、突入電流抑制用リアクトルＬｎ１、補助ダイオードＤｎ２、Ｄｎ１で構成された回路をゼロ電圧スイッチング用補助回路と名付けることにする。
【００２０】
図４は、図３に示す昇圧チョッパの動作信号の関係を説明するための波形タイミング図であり、図５は、図３に示す昇圧チョッパ主回路部の記述方法を若干変更し、昇圧チョッパの各動作モードに於ける電圧と電流の動向を示した動作シーケンス図である。図３に示す本発明の動作を図５の動作シーケンス図に沿って図４の波形タイミング図を参照しながら説明する。
図４（Ａ）の波形はスイッチング素子制御信号Ｓｓｕの波形を示し、図４（Ｂ）の波形はスイッチング素子Ｓｕのコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｓｕとコレクタ電流Ｉｓｕとの波形を説明するために、両者を同一時間軸ｔ上に重ねて記載したコレクタ・エミッタ間電圧（実線）Ｖｓｕの波形およびコレクタ電流（点線）Ｉｓｕの波形を示す。
図５（Ａ）は、スイッチング素子ＳｕがＯＮしたときの昇圧チョッパ回路を流れる電流と電圧の動向を示したものである。スイッチング素子ＳｕがＯＮすると、補助コンデンサＣｎ１は直流電源Ｅｓに並列に接続されることになる。従って、直流電源Ｅｓから昇圧チョッパ主回路のリアクトルＬｕ−直流電源Ｅｓという経路でリアクトルＬｕにエネルギーを蓄える主回路の電流と並列的に、直流電源Ｅｓ−突入電流抑制用リアクトルＬｎ１−補助ダイオードＤｎ２−補助コンデンサＣｎｌ−直流電源Ｅｓという経路で補助コンデンサＣｎ１を充電する電流が流れる。なお、スイッチング素子ＳｕがＯＮする前の補助コンデンサＣｎ１の電圧はゼロであるため、スイッチング素子ＳｕがＯＮした瞬間、直流電源Ｅｓから補助コンデンサＣｎｌ、更には、スイッチング素子Ｓｕに突入電流が流れるが、この突入電流防止のために突入電流抑制用リアクトルＬｎｌを設けている。従って、補助コンデンサＣｎ１の具体的な容量値や回路配線の漂遊インダクタンス等を考慮してこの電流が支障のない範囲に収まるようであればこの突入電流抑制用リアクトルＬｎ１は省略してもよい。更に、突入電流抑制用リアクトルＬｎ１を省略すれば、補助ダイオードＤｎ２、補助ダイオードＤｎ１も省略できる。
【００２１】
更に、この場合、補助コンデンサＣｎ１の充電が完了しても、突入電流抑制用リアクトルＬｎｌには補助コンデンサＣｎ１充電の際のエネルギーが蓄えられてしまっているため、そのエネルギーが補助コンデンサＣｎｌと突入電流抑制用リアクトルＬｎ１との間で受け渡しを繰り返し、共振現象が発生してしまう。この共振現象を防止するため、突入電流抑制用リアクトルＬｎｌと補助コンデンサＣｎｌとの間に共振防止用のダイオードＤｎ２を挿入し、更に、補助コンデンサＣｎｌへの充電が完了したらこれ以上充電されないように突入電流抑制用リアクトルＬｎ１を短絡させる補助ダイオードＤｎ１を設けて、突入電流抑制用リアクトルＬｎ１に蓄えられたエネルギーを、補助ダイオードＤｎ２−補助ダイオードＤｎｌ−突入電流抑制用リアクトルＬｎｌの経路で消失させるようにしている。
【００２２】
図５（Ｂ）は、スイッチング素子ＳｕがＯＮして補助コンデンサＣｎ１の充電が完了したときの昇圧チョッパ回路の状態を示したものである。ゼロ電圧スイッチング用補助回路に電流は流れなくなり、スイッチング素子ＳｕがＯＮしている限り主回路のリアクトルＬｕにエネルギーを蓄え続ける。
【００２３】
図５（Ｃ）は、図５（Ｂ）の状態からスイッチング素子ＳｕをＯＦＦさせたときの昇圧チョッパ回路を流れる電流と電圧の動向を示したものである。スイッチング素子ＳｕがＯＦＦする瞬間においては、当該スイッチング素子Ｓｕは、電圧Ｖｅｓの直流電源Ｅｓと直流電源Ｅｓと同じ電圧Ｖｅｓに充電された補助コンデンサＣｎ１に挾まれているので、スイッチング素子Ｓｕにかかる電圧は両者の電圧差、即ち、ゼロになっている。
スイッチング素子ＳｕのＯＦＦ動作により、それまで補助コンデンサＣｎｌの電圧を維持していた直流電源Ｅｓが補助コンデンサＣｎｌから切り離されるため、補助コンデンサＣｎ１に蓄えられていた電荷は、補助ダイオードＤｎ１−主回路リアクトルＬｕ−補助コンデンサＣｎ１の経路で放電を開始し、補助コンデンサＣｎ１の電圧はＶｅｓから低下してくる。この電圧低下の速度がスイッチング素子Ｓｕターンオフ時のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｓｕの立ち上がり速度に等しくなり、この速度は、従来の、スイッチング素子Ｓｕのコレクタ・エミッタ間電圧の立ち上がり速度よりも大幅に遅くなるため、コレクタ電流Ｉｓｕとコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｓｕとの積で定まる図４（Ｂ）の斜線範囲Ｐｆｎに示すターンオフ損失が従来に比べて小さくなる。
スイッチング素子ＳｕにＩＧＢＴ素子を使用した場合は、ターンオン損失が小さいため、この本発明の方式を用いればスイッチング損失の大部分を占めるターンオフ損失を低減できることになり、スイッチング損失低減の割合が大きくなる。
【００２４】
図５（Ｄ）は、スイッチング素子ＳｕがＯＦＦし、補助コンデンサＣｎ１が完全に放電して電圧がゼロになった後の昇圧チョッパ回路を流れる電流と電圧の動向を示したものである。補助コンデンサＣｎ１の電圧がゼロになった後は、主回路のリアクトルＬｕに蓄えられたエネルギーで補助コンデンサＣｎ１を逆充電しながら負荷にこのエネルギーが供給され、主回路コンデンサＣｕには直流電源電圧Ｖｅｓ以上の電圧Ｖｅｓ＋Ｖｃｎが充電されて負荷Ｒｕに供給されることになる。ここで、Ｖｃｎは、補助コンデンサＣｎ１に充電される電圧、即ち、主回路のリアクトルＬｕに発生する電圧である。
【００２５】
図５（Ｅ）は、主回路のリアクトルＬｕに蓄えられたエネルギーが負荷Ｒｕへ供給された後、再び主回路のリアクトルＬｕにエネルギーを蓄えるためにスイッチング素子ＳｕがＯＮされたときの昇圧チョッパ回路を流れる電流と電圧の動向を示したものである。スイッチング素子ＳｕがＯＮする前、補助コンデンサＣｎｌにはＶｃｎの電圧が逆充電されているので、スイッチング素子ＳｕがＯＮした瞬間、電圧Ｖｃｎに逆充電された補助コンデンサＣｎｌを直流電源Ｅｓが、突入電流抑制用リアクトルＬｎ１−補助ダイオードＤｎ２−補助コンデンサＣｎｌ−スイッチング素子Ｓｕ−直流電源Ｅｓの経路で充電することになり、その際に突入電流が流れる。しかし、その突入電流は突入電流抑制用リアクトルＬｎ１の働きにより低く抑えられるため問題はなく、やがて補助コンデンサＣｎ１がゼロボルトまで充電されて、図５（Ａ）の状態に戻ることになる。
以上の図５（Ａ）から（Ｅ）の動作を繰り返すことで、スイッチング素子Ｓｕのターンオフ損失低減と昇圧チョッパの昇圧動作の両方を実現することができる。
【００２６】
次に、以上で説明した昇圧チョッパおよびこれにゼロ電圧スイッチング用補助回路を接続した場合の動作波形をシミュレーションにより求め、これからターンオフ損失低減の効果を実証した結果について説明する。
先ず、図６は、ゼロ電圧スイッチング用補助回路を設けない場合の、スイッチング素子ＳｕのＯＮ／ＯＦＦ信号（同図（１））および各部の電圧電流（同図（２）〜（６））波形を示す。この内、特に着目すべきスイッチング素子Ｓｕターンオフ時の、コレクタ・エミッタ間電圧Ｖｓｕ、コレクタ電流Ｉｓｕ、更に両者を掛け合わせた、ターンオフ損失値に相当するＶｓｕ・Ｉｓｕについて、それぞれ縦軸（電圧値、電流値）および横軸（時間）を拡大した波形を図７に示す。
図７から判るように、スイッチング素子Ｓｕのターンオフで電圧Ｖｓｕは急峻に立ち上がっており（同図（１））、ターンオフ損失を示すＶｓｕ・Ｉｓｕは高い値になっており（同図（３））、図２（Ｂ）で説明した斜線範囲Ｐｆに相当する面積、即ち、ターンオフ損失量が大きいことが判る。
【００２７】
これに対し、図８は、ゼロ電圧スイッチング用補助回路を設けた場合の各波形を示す。図中央の１周期分を例にとり、図５で説明した各動作モード（Ａ）〜（Ｅ）の時間帯を表示している。ここで、特に着目すべきは、スイッチング素子Ｓｕがターンオフした直後の動作モード（Ｃ）であるが、図７と同様にこの部分を中心に拡大して示す図９から明らかなように、ターンオフ後のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｓｕの立ち上がりが補助コンデンサＣｎ１の放電特性に対応して大幅に緩やかになっている（図９（１））。この結果、コレクタ電流Ｉｓｕの立ち下がり速度は変化無いが、同図（３）に示すＶｓｕ・Ｉｓｕ、即ち、ターンオフ損失は、図７に示す、ゼロ電圧スイッチング用補助回路無しの場合に比較して大幅に低減し、ほとんどゼロになっていることが明らかである。
【００２８】
以上のように、この発明の実施の形態１におけるＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、昇圧チョッパとしての制御回路の構成に何ら変更を加えることなく、また、主回路に比べて小容量の部品からなる簡単な構成のゼロ電圧スイッチング用補助回路を付加するのみで、スイッチング損失の大部分を占めるターンオフ損失をほぼゼロにまで確実に低減することが出来る。
ターンオフ損失をほとんどゼロにまで低減できる結果、
（１）スイッチング素子Ｓｕのスイッチング周波数を従来より高くしても、機器効率があまり低下しなくなる。
（２）スイッチング素子Ｓｕの冷却機構の限界から定まる昇圧チョッパ回路のスイッチング周波数の上限値限界を上げることができ、可聴域を超えるスイッチング周波数に設定して騒音をなくすことが可能となる。
（３）スイッチング周波数を従来より高くしても大型のスイッチング素子冷却機構を設ける必要がなくなり、高周波化による機器のコンパクト化、低騒音化、低コスト化のすべてを機器効率を大きく低下させることなく満足させることが可能となる。
等の性能特性や経済面の大きな利点が得られる。
【００２９】
なお、上述の図５（Ｃ）では、スイッチング素子ＳｕのＯＦＦ動作により、補助コンデンサＣｎ１に蓄えられていた電荷は、補助ダイオードＤｎ１−主回路リアクトルＬｕ−補助コンデンサＣｎ１の経路で放電を開始するが、この放電による電圧低下の速度がスイッチング素子Ｓｕターンオフ時のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｓｕの立ち上がり速度に等しくなり、この速度がターンオフ損失に大きく影響する訳である。
従って、図１０に示すように、補助ダイオードＤｎ１に直列に別途放電電流低減用リアクトルＬｎ２を挿入すると、スイッチング素子ＳｕＯＦＦ動作時の補助コンデンサＣｎ１の放電電流が低減してその分放電が緩やかになり、スイッチング素子Ｓｕターンオフ時のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｓｕの立ち上がり速度が遅くなり、結果として、ターンオフ損失低減の効果が更に顕著になる。
【００３０】
実施の形態２．
ここでは、ＤＣ／ＤＣコンバータの一種である降圧チョッパに、この発明になるターンオフ損失低減策を施した場合について説明する。
図１１は、降圧チョッパの主回路構成とその制御部を示したものである。図１２は、降圧チョッパの主回路に、ターンオフ損失を低減させるためのゼロ電圧スイッチング用補助回路を追加したものである。
先ず、降圧チョッパの構成と動作について図１１に基づき説明する。
直流電源Ｅｂは太陽電池や商用交流電源の整流器等の直流電源回路を示している。降圧チョッパ回路は、リアクトルＬｄとスイッチング素子ＳｄとダイオードＤｄとコンデンサＣｄとによって構成され、直流電源Ｅｂの電圧Ｖｅｂを降圧した電圧Ｖｃｄを負荷Ｒｄに供給している。その負荷Ｒｄへ供給する電圧Ｖｃｄを設定値Ｖｃｄ（ｒ）に制御しているのが降圧チョッパ制御部である。
【００３１】
先ず、降圧チョッパの主回路部の動作について説明する。スイッチング素子ＳｄをＯＮすると直流電源ＥｂはリアクトルＬｄを介して負荷Ｒｄへ電力を供給する。その時、リアクトルＬｄを流れる電流Ｉｌｄは一定の割合で増加していくため、リアクトルＬｄにもエネルギーが蓄えられることになる。その時、負荷Ｒｄにかかる電圧Ｖｃｄは、電源電圧ＶｅｂからリアクトルＬｄにかかる電圧を差し引いた電圧となるため、電源電圧Ｖｅｂよりも低い電圧が負荷Ｒｄへ印加されることになる。そして、リアクトルＬｄに十分エネルギーが蓄えられた後、スイッチング素子ＳｄをＯＦＦさせると、直流電源Ｅｂが負荷Ｒｄから切り離されるため、直流電源Ｅｂから負荷Ｒｄへの電力供給は絶たれ、リアクトルＬｄに蓄えられていたエネルギーが負荷Ｒｄへ供給される。
【００３２】
そして、リアクトルＬｄに蓄えられたエネルギーでは負荷Ｒｄに所定の電圧（電力）を確保できない場合は、再びスイッテング素子ＳｄをＯＮして直流電源Ｅｂから負荷Ｒｄへ電力供給を行いながらリアクトルＬｄにエネルギーを蓄え、スイッチング素子ＳｄをＯＦＦして負荷ＲｄヘリアクトルＬｄのエネルギーを供給する。以上のようにスイッチング素子ＳｄのＯＮ／ＯＦＦ動作を繰り返すことにより、負荷Ｒｄの電圧を所定の電圧に降圧することができる。なお、ダイオードＤｄはスイッチング素子ＳｄがＯＦＦして直流電源Ｅｂが負荷Ｒｄから切り離されても、リアクトルＬｄに蓄えられていたエネルギーを負荷Ｒｄへ供給できるようにするためのものであり、コンデンサＣｄは、負荷Ｒｄへ供給される電圧をきれいな直流に平滑する働きをしている。
【００３３】
次に、降圧チョッパ制御部の構成と動作について説明する。降圧チョッパ制御部は、降圧チョッパの出力電圧を検出して降圧チョッパ制御部に降圧チョッパ出力電圧信号Ｖｃｄを供給する電圧センサＶＣｄと、負荷電圧の設定値に基づく負荷電圧設定信号Ｖｒｄ（ｒ）を出力する降圧チョッパ出力電圧設定器ＶＲｄ（Ｒ）と、降圧チョッパ出力電圧設定信号Ｖｒｄ（ｒ）と降圧チョッパ出力電圧信号Ｖｃｄとを比較演算して、比較演算信号Ｅｒ＝Ｖｒｄ（ｒ）−Ｖｃｄの値を出力する比較演算回路ＥＲと、比較演算回路ＥＲからの比較演算信号Ｅｒの値から降圧チョッパのスイッチング素子ＳｄのＯＮ時間指令値Ｄｕ（ｒ）を算出する降圧チョッパ出力電圧制御部ＶＣと、スイッチング素子ＳｄのＯＮ時間指令値Ｄｕ（ｒ）をキャリア信号発生部ＣＧから出力されるキャリア信号Ｃｒを用いて実際のスイッチング素子ＳｄのＯＮ／ＯＦＦ命令パルス信号Ｓｓｄに変換するＰＷＭ制御部ＰＷＭで構成される。そして、降圧チョッパの出力電圧Ｖｃｄと負荷電圧の設定値との偏差に応じてスイッチング素子ＳｄのＯＮ時間が制御されるので、降圧チョッパの出力電圧が負荷電圧設定値に制御されることになる。
【００３４】
勿論、以上で説明した降圧チョッパにおいても、スイッチング素子Ｓｄのスイッチング損失、特に、ターンオフ時の損失が問題となり、以下、図１２および図１３により、ターンオフ損失の低減を図る本願発明を応用した降圧チョッパの各部の構成および動作について説明する。
図１２は、ターンオフ損失を低減するためのゼロ電圧スイッチング用補助回路を、図１１の降圧チョッパの主回路における第２の回路要素であるダイオードＤｄと並列に接続したものである。
図１３は、図１２に示す降圧チョッパ回路の記述方法を若干変更し、降圧チョッパの各動作モードに於ける電圧と電流の動向を示した動作シーケンス図である。
【００３５】
以下、図１２に示す本発明の動作を図１３の動作シーケンス図に沿って説明する。
図１３（Ａ）は、スイッチング素子ＳｄがＯＮしたときの降圧チョッパ回路を流れる電流と変化する電圧の動向を示したものである。スイッチング素子ＳｄがＯＮすると、補助コンデンサＣｎ１は直流電源Ｅｂに並列に接続されることになる。従って、直流電源Ｅｂからスイッチング素子Ｓｄ−降圧チョッパ主回路のリアクトルＬｄを介して負荷Ｒｄへ電力を供給するとともに降圧チョッパ主回路のリアクトルＬｄにエネルギーを蓄える主回路の電流と並列的に、直流電源Ｅｂからスイツチング素子Ｓｄ−突入電流抑制用リアクトルＬｎｌ−補助ダイオードＤｎ２−補助コンデンサＣｎ１−直流電源Ｅｂという経路で補助コンデンサＣｎｌを充電する電流が流れる。なお、スイッチング素子ＳｄがＯＮする前の補助コンデンサＣｎ１の電圧はゼロであるため、スイッチング素子ＳｄがＯＮした瞬間、直流電源Ｅｂからスイッチング素子Ｓｄを介して補助コンデンサＣｎｌに突入電流が流れるが、突入電流抑制用リアクトルＬｎｌを設けているため突流電流の大きさとしては小さくなる。
なお、先の実施の形態１と同様、補助コンデンサＣｎ１の具体的な容量値や回路配線の漂遊インダクタンス等を考慮してこの電流が支障のない範囲に収まるようであればこの突入電流抑制用リアクトルＬｎ１、更には、補助ダイオードＤｎ２、補助ダイオードＤｎ１を省略してもよい。
【００３６】
更に、この場合、補助コンデンサＣｎ１の充電が完了しても、突入電流抑制用リアクトルＬｎ１には補助コンデンサＣｎ１充電の際のエネルギーが蓄えられてしまっているため、そのエネルギーが補助コンデンサＣｎｌと突入電流抑制用リアクトルＬｎ１との間で受け渡しを繰り返し、共振現象が発生してしまう。それを防ぐために、突入電流抑制用リアクトルＬｎ１と補助コンデンサＣｎ１との間に共振防止ダイオードＤｎ２を挿入し、更に、補助コンデンサＣｎ１への充電が完了したらこれ以上充電されないように突入電流抑制用リアクトルＬｎ１を短絡させる補助ダイオードＤｎｌを設けて、突入電流抑制用リアクトルＬｎ１に蓄えられたエネルギーを、補助ダイオードＤｎ２−補助ダイオードＤｎｌ−突入電流抑制用リアクトルＬｎ１の経路で消失させるようにしている。
【００３７】
図１３（Ｂ）は、スイッチング素子ＳｄがＯＮして補助コンデンサＣｎｌの充電が完了したときの降圧チョッパ回路の状態を示したものである。ゼロ電圧スイッチング用補助回路に電流は流れなくなり、負荷Ｒｄへの電力供給と主回路のリアクトルＬｄへのエネルギー蓄積を続ける。
【００３８】
図１３（Ｃ）は、図１３（Ｂ）の状態からスイッチング素子ＳｄをＯＦＦさせたときの降圧チョッパ回路を流れる電流と変化する電圧の動向を示したものである。スイッチング素子ＳｄがＯＦＦする瞬間においては、当該スイッチング素子Ｓｄは、電圧Ｖｅｂの直流電源Ｅｂと直流電源Ｅｂと同じ電圧Ｖｅｂに充電された補助コンデンサＣｎ１に挾まれているので、スイッチング素子Ｓｄにかかる電圧は両者の電圧差、即ち、ゼロになっている。
スイッチング素子ＳｄがＯＦＦすると、補助コンデンサＣｎｌの電圧を維持していた直流電源Ｅｂが補助コンデンサＣｎ１から切り離されるため、補助コンデンサＣｎｌに蓄えられていた電荷は、補助ダイオードＤｎ１、主回路リアクトルＬｄを介して負荷Ｒｄへ放電を開始し、補助コンデンサＣｎ１の電圧はＶｅｂから低下してくる。この電圧低下の速度がスイッチング素子Ｓｄターンオフ時のコレクタ・エミッタ間電圧の立ち上がり速度に等しくなり、この速度は、従来の、スイッチング素子Ｓｄのコレクタ・エミッタ間電圧の立ち上がり速度よりも大幅に遅くなるため、コレクタ電流Ｉｓｄとコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｓｄとの積で定まるターンオフ損失が従来に比べて小さくなる。
スイッチング素子ＳｕにＩＧＢＴ素子を使用した場合は、ターンオン損失が小さいため、この本発明の方式を用いればスイッチング損失の大部分を占めるターンオフ損失を低減できることになり、スイッチング損失低減の割合が大きくなる。
【００３９】
図１３（Ｄ）は、スイッチング素子ＳｄがＯＦＦし、補助コンデンサＣｎｌの電荷が完全に放電して電圧がゼロになった後の降圧チョッパ回路を流れる電流と電圧の動向を示したものである。補助コンデンサＣｎｌの電圧がゼロになった後は、主回路のリアクトルＬｄに蓄えられたエネルギーが負荷Ｒｄへ供給されることになる。
【００４０】
図１３（Ｅ）は、主回路のリアクトルＬｄに蓄えられたエネルギーが負荷へ供給された後、再び主回路のリアクトルＬｄにエネルギーを蓄えるためにスイッチング素子ＳｄがＯＮされたときの降圧チョッパ回路を流れる電流と電圧の動向を示したものである。スイッチング素子ＳｄがＯＮする前、補助コンデンサＣｎ１の電圧はゼロであるため、スイッチング素子ＳｄがＯＮした瞬間、直流電源Ｅｂが補助コンデンサＣｎ１を、スイッチング素子Ｓｄ−突入電流抑制用リアクトルＬｎ１−補助ダイオードＤｎ２−補助コンデンサＣｎ１−直流電源Ｅｂの経路で充電することになる。なお、その際の突入電流は突入電流抑制用リアクトルＬｎｌの働きにより低く抑えられるため問題はなく、図１３（Ａ）の状態に戻ることになる。
以上の図１３（Ａ）から（Ｅ）の動作を繰り返すことで、スイッチング素子Ｓｄのターンオフ損失低減と降圧チョッパの降圧動作の両方を実現することができる。
【００４１】
次に、以上で説明した降圧チョッパおよびこれにゼロ電圧スイッチング用補助回路を接続した場合の動作波形をシミュレーションにより求め、これからターンオフ損失低減の効果を実証した結果について説明する。
先ず、図１４は、ゼロ電圧スイッチング用補助回路を設けない場合の、スイッチング素子ＳｄのＯＮ／ＯＦＦ信号（同図（１））および各部の電圧電流（同図（２）〜（６））波形を示す。この内、特に着目すべきスイッチング素子Ｓｄターンオフ時の、コレクタ・エミッタ間電圧Ｖｓｄ、コレクタ電流Ｉｓｄ、更に両者を掛け合わせた、ターンオフ損失値に相当するＶｓｄ・Ｉｓｄについて、それぞれ縦軸（電圧値、電流値）および横軸（時間）を拡大した波形を図１５に示す。
図１５から判るように、スイッチング素子Ｓｄのターンオフで電圧Ｖｓｄは急峻に立ち上がっており（同図（１））、ターンオフ損失を示すＶｓｄ・Ｉｓｄは高い値になっており（同図（３））、ターンオフ損失量が大きいことが判る。
【００４２】
これに対し、図１６は、ゼロ電圧スイッチング用補助回路を設けた場合の各波形を示す。図中央の１周期分を例にとり、図１３で説明した各動作モード（Ａ）〜（Ｅ）の時間帯を表示している。ここで、特に着目すべきは、スイッチング素子Ｓｄがターンオフした直後の動作モード（Ｃ）であるが、図１５と同様にこの部分を中心に拡大して示す図１７から明らかなように、ターンオフ後のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｓｄの立ち上がりが補助コンデンサＣｎ１の放電特性に対応して大幅に緩やかになっている（図１７（１））。この結果、コレクタ電流Ｉｓｄの立ち下がり速度は変化無いが、同図（３）に示すＶｓｄ・Ｉｓｄ、即ち、ターンオフ損失は、図１５に示す、ゼロ電圧スイッチング用補助回路無しの場合に比較して大幅に低減し、ほぼゼロになっていることが明らかである。
【００４３】
以上のように、この発明の実施の形態２におけるＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、降圧チョッパとしての制御回路の構成に何ら変更を加えることなく、また、主回路に比べて小容量の部品からなる簡単な構成のゼロ電圧スイッチング用補助回路を付加するのみで、スイッチング損失の大部分を占めるターンオフ損失をほぼゼロにまで確実に低減することが出来る。その結果、既述した、性能特性や経済面の大きな利点が得られる。
【００４４】
なお、上述の図１３（Ｃ）では、スイッチング素子ＳｄのＯＦＦ動作により、補助コンデンサＣｎ１に蓄えられていた電荷は、補助ダイオードＤｎ１−主回路リアクトルＬｄ−負荷Ｒｄ−補助コンデンサＣｎ１の経路で放電を開始するが、この放電による電圧低下の速度がスイッチング素子Ｓｄターンオフ時のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｓｄの立ち上がり速度に等しくなり、この速度がターンオフ損失に大きく影響する訳である。
従って、図１８に示すように、補助ダイオードＤｎ１に直列に別途放電電流低減用リアクトルＬｎ２を挿入すると、スイッチング素子ＳｄＯＦＦ動作時の補助コンデンサＣｎ１の放電電流が低減してその分放電が緩やかになり、スイッチング素子Ｓｄターンオフ時のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｓｄの立ち上がり速度が遅くなり、結果として、ターンオフ損失低減の効果が更に顕著になる。
【００４５】
実施の形態３．
ここでは、ＤＣ／ＤＣコンバータの一種である昇降圧チョッパに、この発明になるターンオフ損失低減策を施した場合について説明する。
図１９は、昇降圧チョッパの主回路構成とその制御部を示したものである。図２０は、昇降圧チョッパの主回路に、ターンオフ損失を低減させるためのゼロ電圧スイッチング用補助回路を追加したものである。
先ず、昇降圧チョッパの構成と動作について図１９に基づき説明する。
直流電源Ｅは太陽電池や商用交流電源の整流器等の直流電源回路を示している。昇降圧チョッパ回路は、リアクトルＬｕｄとスイッチング素子ＳｕｄとダイオードＤｕｄとコンデンサＣｕｄとによって構成され、直流電源Ｅの電圧Ｖｅを昇降圧した電圧Ｖｃｕｄを負荷Ｒｕｄに供給している。その負荷Ｒｕｄへ供給する電圧Ｖｃｕｄを設定値Ｖｒｕｄ（ｒ）に制御しているのが昇降圧チョッパ制御部である。
【００４６】
先ず、昇降圧チョッパの主回路部の動作について説明する。スイッチング素子ＳｕｄをＯＮすると直流電源Ｅはスイッチング素子Ｓｕｄを介してリアクトルＬｕｄにエネルギーを蓄える。その時、リアクトルＬｕｄを流れる電流Ｉｌｕｄはー定の割合で増加していくため、リアクトルＬｕｄにはエネルギーが蓄えられることになる。そして、リアクトルＬｕｄに十分エネルギーが蓄えられた後、スイッチング素子ＳｕｄをＯＦＦさせると、直流電源ＥがリアクトルＬｕｄから切り離されるため、リアクトルＬｕｄに蓄えられていたエネルギーが負荷Ｒｕｄへ供給されるようになる。その時、負荷Ｒｕｄに印加される電圧Ｖｃｕｄは、リアクトルＬｕｄに蓄えられたエネルギーが大きければ大きいほど高くなって昇圧動作となり、逆に小さければ小さいほど低くなって降圧動作となる。
【００４７】
そして、リアクトルＬｕｄに蓄えられたエネルギーで負荷Ｒｕｄに所定の電圧（電力）を確保できない場合は、再びスイッチング素子ＳｕｄをＯＮしてリアクトルＬｕｄにエネルギーを蓄え、スイッチング素子ＳｕｄをＯＦＦして負荷Ｒｕｄヘエネルギーを供給する。以上のようにスイッチング素子ＳｕｄのＯＮ／ＯＦＦ動作を繰り返すことにより、負荷Ｒｕｄの電圧を所定の電圧に昇降圧することができる。なお、ダイオードＤｕｄはスイッチング素子ＳｕｄがＯＮのときに直流電源の電圧Ｅが負荷Ｒｕｄに印加されないようにするためのものであり、コンデンサＣｕｄは、負荷Ｒｕｄへ供給される電圧をきれいな直流に平滑する働きをしている。
【００４８】
次に、昇降圧チョッパ制御部の構成と動作について説明する。昇降圧チョッパ制御部は、昇降圧チョッパの出力電圧を検出して昇降圧チョッパ制御部に昇降圧チョッパ出力電圧信号Ｖｃｕｄを供給する電圧センサＶＣｕｄと、負荷電圧の設定値に基づく負荷電圧設定信号Ｖｒｕｄ（ｒ）を出力する昇降圧チョッパ出力電圧設定器ＶＲｕｄ（Ｒ）と、昇降圧チョッパ出力電圧設定信号Ｖｒｕｄ（ｒ）と昇降圧チョッパ出力電圧信号Ｖｃｕｄとを比較演算して、比較演算信号Ｅｒ＝Ｖｒｕｄ（ｒ）−Ｖｃｕｄの値を出力する比較演算回路ＥＲと、比較演算回路ＥＲからの比較演算信号Ｅｒの値から昇降圧チョッパのスイッチング素子ＳｕｄのＯＮ時間指令値Ｄｕ（ｒ）を算出する昇降圧チョッパ出力電圧制御部ＶＣと、スイッチング素子ＳｕｄのＯＮ時間指令値Ｄｕ（ｒ）をキャリア信号発生部ＣＧから出力されるキャリア信号Ｃｒを用いて実際のスイッチング素子ＳｕｄのＯＮ／ＯＦＦ命令パルス信号Ｓｓｕｄに変換するＰＷＭ制御部ＰＷＭで構成される。そして、昇降圧チョッパの出力電圧Ｖｃｕｄと負荷電圧の設定値との偏差に応じてスイッチング素子ＳｕｄのＯＮ時間が制御されるので、昇降圧チョッパの出力電圧が負荷電圧設定値に制御されることになる。
【００４９】
勿論、以上で説明した昇降圧チョッパにおいても、スイッチング素子Ｓｕｄのスイッチング損失、特に、ターンオフ時の損失が問題となり、以下、図２０および図２１により、ターンオフ損失の低減を図る本願発明を応用した昇降圧チョッパの各部の構成および動作について説明する。
図２０は、ターンオフ損失を低減するためのゼロ電圧スイッチング用補助回路を、図１９の昇降圧チョッパの主回路における第１の回路要素であるリアクトルＬｕｄと並列に接続したものである。
図２１は、図２０に示す昇降圧チョッパ回路の記述方法を若干変更し、昇降圧チョッパの各動作モードに於ける電圧と電流の動向を示した動作シーケンス図である。
【００５０】
以下、図２０に示す本発明の動作を図２１の動作シーケンス図に沿って説明する。
図２１（Ａ）は、スイッチング素子ＳｕｄがＯＮしたときの昇降圧チョッパ回路を流れる電流と変化する電圧の動向を示したものである。スイッチング素子ＳｕｄがＯＮすると、補助コンデンサＣｎ１は直流電源Ｅに並列に接続されることになる。従って、直流電源Ｅから昇降圧チョッパ主回路のリアクトルＬｕｄ−直流電源Ｅという経路でリアクトルＬｕｄにエネルギーを蓄える主回路の電流と並列的に、直流電源Ｅから突入電流抑制用リアクトルＬｎ１−補助ダイオードＤｎ２−補助コンデンサＣｎｌ−直流電源Ｅという経路で補助コンデンサＣｎｌを充電する電流が流れる。なお、スイッチング素子ＳｕｄがＯＮする前の補助コンデンサＣｎｌの電圧はゼロであるため、スイッチング素子ＳｕｄがＯＮした瞬間、直流電源Ｅから補助コンデンサＣｎ１に突入電流が流れるが、突入電流抑制用リアクトルＬｎｌを設けているため突入電流の大きさとしては小さくなる。
なお、先の実施の形態１と同様、補助コンデンサＣｎ１の具体的な容量値や回路配線の漂遊インダクタンス等を考慮してこの電流が支障のない範囲に収まるようであればこの突入電流抑制用リアクトルＬｎ１、更には、補助ダイオードＤｎ２、補助ダイオードＤｎ１を省略してもよい。
【００５１】
更に、この場合、補助コンデンサＣｎｌの充電が完了しても、突入電流抑制用リアクトルＬｎｌには補助コンデンサＣｎ１充電の際のエネルギーが蓄えられてしまっているため、そのエネルギーが補助コンデンサＣｎｌと突入電流抑制用リアクトルＬｎ１との間で受け渡しを繰り返し、共振現象が発生してしまう。それを防ぐために、突入電流抑制用リアクトルＬｎｌと補助コンデンサＣｎｌとの間に共振防止ダイオードＤｎ２を挿入し、更に、補助コンデンサＣｎｌへの充電が完了したらこれ以上充電されないように突入電流抑制用リアクトルＬｎ１を短絡させる補助ダイオードＤｎ１を設けて、突入電流抑制用リアクトルＬｎ１に蓄えられたエネルギーを、補助ダイオードＤｎ２−補助ダイオードＤｎ１−突入電流抑制用リアクトルＬｎｌの経路で消失させるようにしている。
【００５２】
図２１（Ｂ）は、スイッチング素子ＳｕｄがＯＮして補助コンデンサＣｎ１の充電が完了したときの昇降圧チョッパ回路の状態を示したものである。ゼロ電圧スイッチング用補助回路に電流は流れなくなり、主回路のリアクトルＬｕｄにエネルギーを蓄え続ける。
【００５３】
図２１（Ｃ）は、図２１（Ｂ）の状態からスイッチング素子ＳｕｄをＯＦＦさせたときの昇降圧チョッパ回路を流れる電流と変化する電圧の動向を示したものである。スイッチング素子ＳｕｄがＯＦＦする瞬間においては、当該スイッチング素子Ｓｕｄは、電圧Ｖｅの直流電源Ｅと直流電源Ｅと同じ電圧Ｖｅに充電された補助コンデンサＣｎ１に挾まれているので、スイッチング素子Ｓｕｄにかかる電圧は両者の電圧差、即ち、ゼロになっている。
スイッチング素子ＳｕｄがＯＦＦすると、補助コンデンサＣｎ１の電圧を維持していた直流電源Ｅが補助コンデンサＣｎ１から切り離されるため、補助コンデンサＣｎ１に蓄えられていた電荷は補助ダイオードＤｎｌ−主回路リアクトルＬｕｄ−補助コンデンサＣｎｌの経路で放電を開始し、補助コンデンサＣｎ１の電圧はＶｅから低下してくる。この電圧低下の速度がスイッチング素子Ｓｕｄターンオフ時のコレクタ・エミッタ間電圧の立ち上がり速度に等しくなり、この速度は、従来の、スイッチング素子Ｓｕｄのコレクタ・エミッタ間電圧の立ち上がり速度よりも大幅に遅くなるため、コレクタ電流Ｉｓｕｄとコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｓｕｄとの積で定まるターンオフ損失が従来に比べて小さくなる。
スイッチング素子ＳｕにＩＧＢＴ素子を使用した場合は、ターンオン損失が小さいため、この本発明の方式を用いればスイッチング損失の大部分を占めるターンオフ損失を低減できることになり、スイッチング損失低減の割合が大きくなる。
【００５４】
図２１（Ｄ）は、スイッチング素子ＳｕｄがＯＦＦし、補助コンデンサＣｎ１の電荷が完全に放電して電圧がゼロになった後の昇降圧チョッパ回路を流れる電流と電圧の動向を示したものである。補助コンデンサＣｎｌの電圧がゼロになった後は、主回路のリアクトルＬｕｄに蓄えられたエネルギーで補助コンデンサＣｎ１を逆充電しながら負荷Ｒｕｄにこのエネルギーが供給されることになる。
その時の負荷Ｒｕｄに供給される電圧は、主回路のリアクトルＬｕｄに蓄えられたエネルギーが主回路コンデンサＣｕｄと補助コンデンサＣｎ１に充電した充電電圧に等しくなり、リアクトルＬｕｄに蓄えられたエネルギーが大きければ大きいほど負荷電圧は高くなって昇圧動作となり、逆に小さければ小さいほど負荷電圧は低くなって降圧動作となる。
【００５５】
図２１（Ｅ）は、主回路のリアクトルＬｕｄに蓄えられたエネルギーが負荷Ｒｕｄへ供給された後、再び主回路のリアクトルＬｕｄにエネルギーを蓄えるためにスイッチング素子ＳｕｄがＯＮされたときの昇圧チョッパ回路を流れる電流と電圧の動向を示したものである。スイッチング素子ＳｕｄがＯＮする前、補助コンデンサＣｎ１にはＶｃｎの電庄が逆充電されているので、スイッチング素子ＳｕｄがＯＮした瞬間、直流電源Ｅが逆充電された電圧Ｖｃｎの補助コンデンサＣｎｌを、スイッチング素子Ｓｕｄ−突入電流抑制用リアクトルＬｎｌ−補助ダイオードＤｎ２−補助コンデンサＣｎ１−直流電源Ｅの経路で充電することになる。なお、その際の突入電流は突入電流抑制用リアクトルＬｎ１の働きにより低く抑えられるため問題はなく、やがて補助コンデンサＣｎ１がゼロボルトまで充電されて、図２１（Ａ）の状熊に戻ることになる。
以上の図２１（Ａ）から（Ｅ）の動作を繰り返すことで、スイッチング素子Ｓｕｄのターンオフ損失低減と昇降圧チョッパの昇降圧動作の両方を実現することができる。
【００５６】
以上のように、この発明の実施の形態３におけるＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、昇降圧チョッパとしての制御回路の構成に何ら変更を加えることなく、また、主回路に比べて小容量の部品からなる簡単な構成のゼロ電圧スイッチング用補助回路を付加するのみで、スイッチング損失の大部分を占めるターンオフ損失をほぼゼロにまで確実に低減することが出来、その結果、既述した、性能特性や経済面の大きな利点がある。
【００５７】
なお、上述の図２１（Ｃ）では、スイッチング素子ＳｕｄのＯＦＦ動作により、補助コンデンサＣｎ１に蓄えられていた電荷は、補助ダイオードＤｎ１−主回路リアクトルＬｕｄ−補助コンデンサＣｎ１の経路で放電を開始するが、この放電による電圧低下の速度がスイッチング素子Ｓｕｄターンオフ時のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｓｕｄの立ち上がり速度に等しくなり、この速度がターンオフ損失に大きく影響する訳である。
従って、補助ダイオードＤｎ１に直列に別途放電電流低減用リアクトルＬｎ２を挿入すると、スイッチング素子ＳｕｄＯＦＦ動作時の補助コンデンサＣｎ１の放電電流が低減してその分放電が緩やかになり、スイッチング素子Ｓｕｄターンオフ時のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｓｕｄの立ち上がり速度が遅くなり、結果として、ターンオフ損失低減の効果が更に顕著になる。
【００５８】
実施の形態４．
ここでは、ＤＣ／ＤＣコンバータの一種である絶縁型昇降圧チョッパに、この発明になるターンオフ損失低減策を施した場合について説明する。
図２２は、絶縁型昇降圧チョッパの主回路構成とその制御部を示したものである。なお、絶縁型昇降圧チョッパの主回路は、先の図１９の昇降圧チョッパのリアクトルＬｕｄを、互いに電気的に絶縁された１次巻線と２次巻線とからなる絶縁トランスに置き換え、スイッチング素子Ｓｕｄと上記１次巻線とを直列にして直流電源Ｅに並列に接続し、ダイオードＤｕｄとコンデンサＣｕｄとを直列にして上記２次巻線に並列に接続したものである。そして、ゼロ電圧スイッチング用補助回路は、その第１の回路要素となる上記１次巻線と並列に接続されている。
【００５９】
以上のように、絶縁型昇降圧チョッパは、直流電源Ｅ側と負荷Ｒｕｄ側とが電気的に絶縁されていることを除けば、リアクトルＬｕｄのリアクタンスを絶縁トランスの漏洩リアクタンスとすればチョッパ動作としては図１９の昇降圧チョッパと同一となる。従って、詳細な説明の重複は避けるが、ゼロ電圧スイッチング用補助回路を設ける場合の動作およびそれにより得られるターンオフ損失低減の効果も実施の形態３の昇降圧チョッパの場合と同様となり、簡単安価な構成で、ターンオフ損失をほぼゼロにまで確実に低減することが出来る。
【００６０】
実施の形態５．
ここでは、ＤＣ／ＤＣコンバータの一種である電流可逆チョッパ回路に、この発明になるターンオフ損失低減策を施した場合について説明する。
図２３は、本発明をＤＣ／ＤＣコンバータの一種である電流可逆チョッパに応用したときの電流可逆チョッパ主回路とその制御部を示したものである。
図２３において、直流電源（低圧）Ｅｓと直流電源（高圧）Ｅｂはともに二次電池等の充放電可能な直流電源回路を示している。電流可逆チョッパとは、実施の形態１の昇圧チョッパ回路と実施の形態２の降圧チョッパ回路とを組み合わせて双方向に電力（電流）の授受を行うことができるようにしたチョッパ回路で、リアクトルＬ、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２とそれぞれに逆並列接続されたダイオードＤ１、Ｄ２、およびコンデンサＣｓ、Ｃｂで構成されている。
【００６１】
そして、電流可逆チョッパを昇圧チョッパとして動作させるときは、リアクトルＬ、スイッチング素子Ｓ１、ダイオードＤ２、コンデンサＣｂだけの部品に着目すれば昇圧チョッパ回路そのものであるため、以上の部品と直流電源（低圧）Ｅｓを用いて、直流電源（高圧）Ｅｂ側の電圧を直流電源（高圧）Ｅｂの電圧以上に昇圧すれば、直流電源（高圧）Ｅｂを充電することができる。
逆に、電流可逆チョッパを降圧チョッパとして動作させるときは、リアクトルＬ、スイッチング素子Ｓ２、ダイオードＤ１、コンデンサＣｓだけの部品に着目すれば降圧チョッパ回路そのものであるため、以上の部品と直流電源（高圧）Ｅｂを用いて、直流電源（低圧）Ｅｓ側の電圧を直流電源（低圧）Ｅｓの電圧付近に降圧すれば、直流電源（低圧）Ｅｓを充電することが可能となる。そのときの充放電電流Ｉ１を設定値Ｉｌ（ｒ）に制御しているのが電流可逆チョッパ制御部である。
【００６２】
次に、電流可逆チョッパ制御部の構成と動作について説明する。電流可逆チョッパ制御部は、電流可逆チョッパのリアクトル電流Ｉｌを検出して電流可逆チョッパ制御部に電流可逆チョッパ電流信号Ｉｌを供給する電流センサＩＬと、リアクトル電流の設定値に基づくリアクトル電流設定信号Ｉｌ（ｒ）を出力する電流可逆チョッパ電流設定器ＩＬ（Ｒ）と、電流可逆チョッパ電流設定信号Ｉｌ（ｒ）と電流可逆チョッパ電流信号Ｉｌとを比較演算して、比較演算信号Ｅｒ＝Ｉｌ（ｒ）−Ｉｌの値を出力する比較演算回路ＥＲと、比較演算回路ＥＲからの比較演算信号Ｅｒの値から電流可逆チョッパのスイッチング素子Ｓ１もしくはＳ２のＯＮ時間指令値Ｄｕ（ｒ）を算出する電流可逆チョッパ電流制御部ＣＣと、スイッチング素子ＳＩもしくはＳ２のＯＮ時間指令値Ｄｕ（ｒ）をキャリア信号発生部ＣＧから出力されるキャリア信号Ｃｒを用いて実際のスイッチング素子Ｓ１もしくはＳ２のＯＮ／ＯＦＦ命令パルス信号Ｓｓに変換するＰＷＭ制御部ＰＷＭと、その変換したスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ命令パルス信号Ｓｓを昇圧動作用のスイッチング素子Ｓ１と降圧動作用のスイッチング素子Ｓ２のどちらに供給するかを選択する昇降圧切替スイッチＳＷ１とで構成される。
【００６３】
昇降圧切替スイッチＳＷ１は、電流可逆チョッパの昇圧／降圧動作を決定する電流設定値Ｉｌ（ｒ）の正負極性に応じて出力される昇降圧切替スイッチ駆動信号Ｓｓｗによって切り替わるようになっている。従って、電流可逆チョッパの動作としては、電流設定値Ｉｌ（ｒ）に応じて昇圧／降圧動作が切り替えられ、電流可逆チョッパの電流Ｉｌと電流設定値Ｉｌ（ｒ）との偏差に応じて昇圧動作の時はスイッチング素子ＳＩ、降圧動作のときはスイッチング素子Ｓ２のＯＮ時間が制御されるので、電流可逆チョッパの電流が電流設定値に制御されることになる。
なお、ＯＮ／ＯＦＦ命令パルス信号Ｓｓが供給されない方のスイッチング素子については常時ＯＦＦ信号を入力して、常時ＯＦＦ状態になるようにしている。
【００６４】
図２３に示す本発明の動作については、昇圧動作時は実施の形態１で説明した昇圧チョッパ回路に応用したときの動作と全く同じであり、降圧動作特は実施の形態２で説明した降圧チョッパ回路に応用したときの動作と全く同じであるが、異なる点は、昇圧用と降圧用とにゼロ電圧スイッチング用補助回路を設け、更に、この昇圧用ゼロ電圧スイッチング用補助回路と降圧用ゼロ電圧スイッチング用補助回路とを電流可逆チョッパ制御部からの昇降圧切替スイッチ駆動信号Ｓｓｗに応じて切り替えるためのゼロ電圧スイッチング用補助回路切替スイッチＳＷ２を設けている点である。
【００６５】
以上のように、この発明の実施の形態５における電流可逆チョッパ回路のＤＣ／ＤＣコンバータにおいても、主回路に比べて小容量の部品からなる簡単な構成の昇圧用および降圧用のゼロ電圧スイッチング用補助回路を付加するのみで、スイッチング損失の大部分を占めるターンオフ損失をほぼゼロにまで確実に低減することが出来、その結果、既述した、性能特性や経済面の大きな利点がある。
【００６６】
なお、上記各実施の形態例では、スイッチング素子としてＩＧＢＴを適用した場合について説明したが、ＧＴＯなど他の種類のスイッチング素子にも同様に適用でき同等の効果を奏する。
また、以上では、昇圧チョッパ、降圧チョッパ、昇降圧チョッパとして従来からよく知られた典型的な回路構成のＤＣ／ＤＣコンバータに適用したものについて説明したが、必ずしもこれらの典型的な回路構成のものに限られるものではなく、直流電源と、所定の周期でオンオフ動作するスイッチング素子と、このスイッチング素子のオン動作期間における上記直流電源からの通電で蓄えられたエネルギーを上記スイッチング素子のオフ期間に負荷に供給するリアクトルと、上記スイッチング素子のオフ期間に上記リアクトルから上記負荷に上記エネルギーを供給する経路を形成するダイオードとからなるＤＣ／ＤＣコンバータに広く適用でき同等の効果を奏する。
【００６７】
【発明の効果】
以上のように、この発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、直流電源、所定の周期でオンオフ動作するスイッチング素子、このスイッチング素子のオン動作期間における上記直流電源からの通電で蓄えられたエネルギーを上記スイッチング素子のオフ期間に負荷に供給するリアクトルからなる第１の回路要素、および上記スイッチング素子のオフ期間に上記第１の回路要素から上記負荷に上記エネルギーを供給する経路を形成するダイオードからなる第２の回路要素を備えたＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
上記直流電源と上記スイッチング素子と上記回路要素とが直列になって形成される閉回路における上記回路要素と並列に補助回路を接続し、
上記補助回路は、補助コンデンサからなり、
上記補助コンデンサは、上記スイッチング素子のオン動作で上記直流電源に並列に接続されて充電され、上記スイッチング素子のオフ動作で放電するようにしたので、上記スイッチング素子のターンオフ後、その極間電圧の立ち上がりが上記補助コンデンサの放電特性に対応して大幅に緩やかになり、その結果、ターンオフ損失が大幅に低減する。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１で適用する昇圧チョッパの主回路部および制御部を示す構成図である。
【図２】図１の回路でのスイッチング損失を説明するためのタイミングチャートである。
【図３】この発明の実施の形態１におけるゼロ電圧スイッチング用補助回路を設けた昇圧チョッパの主回路および制御部を示す構成図である。
【図４】図３の回路でのスイッチング損失を説明するためのタイミングチャートである。
【図５】図３の回路の各動作モードにおける電圧と電流の動向を示す動作シーケンス図である。
【図６】図１（ゼロ電圧スイッチング用補助回路無）の回路のシミュレーションによる各部波形を示す図である。
【図７】図６の一部の要素を拡大して示す図である。
【図８】図３（ゼロ電圧スイッチング用補助回路有）の回路のシミュレーションによる各部波形を示す図である。
【図９】図８の一部の要素を拡大して示す図である。
【図１０】図３のゼロ電圧スイッチング用補助回路の一部変形例を示す構成図である。
【図１１】この発明の実施の形態２で適用する降圧チョッパの主回路部および制御部を示す構成図である。
【図１２】この発明の実施の形態２におけるゼロ電圧スイッチング用補助回路を設けた降圧チョッパの主回路および制御部を示す構成図である。
【図１３】図１２の回路の各動作モードにおける電圧と電流の動向を示す動作シーケンス図である。
【図１４】図１１（ゼロ電圧スイッチング用補助回路無）の回路のシミュレーションによる各部波形を示す図である。
【図１５】図１４の一部の要素を拡大して示す図である。
【図１６】図１２（ゼロ電圧スイッチング用補助回路有）の回路のシミュレーションによる各部波形を示す図である。
【図１７】図１６の一部の要素を拡大して示す図である。
【図１８】図１２のゼロ電圧スイッチング用補助回路の一部変形例を示す構成図である。
【図１９】この発明の実施の形態３で適用する昇降圧チョッパの主回路部および制御部を示す構成図である。
【図２０】この発明の実施の形態３におけるゼロ電圧スイッチング用補助回路を設けた昇降圧チョッパの主回路および制御部を示す構成図である。
【図２１】図２０の回路の各動作モードにおける電圧と電流の動向を示す動作シーケンス図である。
【図２２】この発明の実施の形態４におけるゼロ電圧スイッチング用補助回路を設けた絶縁型昇降圧チョッパの主回路および制御部を示す構成図である。
【図２３】この発明の実施の形態５におけるゼロ電圧スイッチング用補助回路を設けた電流可逆チョッパの主回路および制御部を示す構成図である。
【図２４】従来の、スイッチング損失低減策を設けた降圧チョッパを示す構成図である。
【符号の説明】
Ｅｓ，Ｅｂ，Ｅ  直流電源、Ｓｕ，Ｓｄ，Ｓｕｄ  スイッチング素子、
Ｄｕ，Ｄｄ，Ｄｕｄ  ダイオード、Ｌｕ，Ｌｄ，Ｌｕｄ  リアクトル、
Ｃｕ，Ｃｄ，Ｃｕｄ  コンデンサ、Ｒｕ，Ｒｄ，Ｒｕｄ  負荷、
Ｃｎ１  補助コンデンサ、Ｄｎ１，Ｄｎ２  補助ダイオード、
Ｌｎ１  突入電流抑制用リアクトル、Ｌｎ２  放電電流低減用リアクトル。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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