(57)【要約】【課題】より短い時間で材質判定を行なうことができる誘導加熱装置を提供する。【解決手段】制御回路は、インバータ回路のスイッチングを制御して高周波電流の周波数を変化させ加熱制御すると共に、その高周波電流の周波数を固定した状態で検出される商用交流電源側からの入力電流とインバータ回路の出力電流とに基づいて、加熱コイルによる加熱対象となる鍋の材質判定を行なう（ステップＳ１０〜Ｓ２２）。【選択図】  図１
2004192943.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
負荷を誘導加熱するための加熱コイルと、
商用交流電源に基づいて高周波電流を生成し、前記加熱コイルに供給するインバータ回路と、
このインバータ回路のスイッチングを制御して前記高周波電流の周波数を変化させ加熱制御を行うと共に、前記高周波電流の周波数を固定した状態で検出される前記商用交流電源側からの入力電流と前記インバータ回路の出力電流とに基づいて、前記負荷の材質判定を行なう制御回路とを備えたことを特徴とする誘導加熱装置。
【請求項２】
制御回路は、負荷の材質判定を行なう場合に、固定する周波数を１回以上変化させることを特徴とする請求項１記載の誘導加熱装置。
【請求項３】
制御回路は、固定する周波数を高い方から低い方に変化させ、最初に固定した周波数によって無負荷，または不適正負荷であるか否かを判定し、２回目以降に固定した周波数によって適正負荷の材質を判定することを特徴とする請求項２記載の誘導加熱装置。
【請求項４】
制御回路は、少なくとも商用交流電源の１／４周期に相当する期間だけ周波数を固定した後、材質判定を行なうことを特徴とする請求項１乃至３の何れかに記載の誘導加熱装置。
【請求項５】
制御回路は、適正負荷の材質を、鉄，磁性ステンレス，非磁性ステンレスに判定し分けることを特徴とする請求項１乃至４の何れかに記載の誘導加熱装置。
【請求項６】
制御回路は、商用交流電源電圧を検出し、その検出した電圧のレベルに応じて電流値を補正することを特徴とする請求項１乃至５の何れかに記載の誘導加熱装置。
【請求項７】
制御回路は、材質判定が終了すると、加熱出力設定に応じてインバータ回路の出力電圧と出力電流との位相差または両者の基準位相間の時間差が一定となるように加熱制御を行い、材質判定時にも前記位相差を測定し、加熱出力の初期値を材質判定時に測定された位相差に応じて設定することを特徴とする請求項１乃至６の何れかに記載の誘導加熱装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、インバータ回路のスイッチングを制御して加熱コイルに高周波電流を供給し、負荷を誘導加熱する誘導加熱装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
誘導加熱調理器においては、加熱制御を行なう前に、その加熱対象となる鍋等の材質を判定する必要がある。即ち、誘導加熱の対象としては材質が磁性体であるものが好ましく、加熱対象に適さないものを検出したり、材質の種類によっては加熱制御を調整する必要があるからである。例えば、特許文献１には、インバータ回路の出力電流が一定となるようにスイッチング周波数を変化させ、一定となった時点における商用交流電源側からの入力電流の値に応じて材質判定を行なう技術が開示されている。
【０００３】
【特許文献１】
特開平１０−１７２７４６号公報
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、この様な判定方式では、インバータ回路の出力電流が一定となるまで制御する必要があるため、判定に時間を要してしまうという問題があった。また、無負荷である場合や、鍋等の材質が非磁性体のアルミであるような場合には周波数が高い領域まで上昇してしまう。加えて、インバータ回路の出力電流も大きくなることから、インバータ回路のスイッチング損失が大きくなってしまうという問題もある。
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、より短い時間で材質判定を行なうことができる誘導加熱装置を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、請求項１記載の誘導加熱装置は、負荷を誘導加熱するための加熱コイルと、
商用交流電源に基づいて高周波電流を生成し、前記加熱コイルに供給するインバータ回路と、
このインバータ回路のスイッチングを制御して前記高周波電流の周波数を変化させ加熱制御を行うと共に、前記高周波電流の周波数を固定した状態で検出される前記商用交流電源側からの入力電流と前記インバータ回路の出力電流とに基づいて、前記負荷の材質判定を行なう制御回路とを備えたことを特徴とする。
【０００６】
即ち、本発明の発明者らは、インバータ回路のスイッチング周波数を固定した場合に、誘導加熱対象となる負荷の材質を様々に変化させて入力電流と出力電流とを測定した。そして、その測定点を、入力電流，出力電流を座標軸とする二次元座標上にマッピングすると、負荷の材質に応じた分類が可能であることが判明した。従って、斯様な判定方式を採用することで、従来よりも短時間で負荷の材質を判定することが可能となる。加えて、インバータ回路のスイッチング損失の増大を抑制することができる。
【０００７】
この場合、請求項２に記載したように、制御回路を、負荷の材質判定を行なう場合に、固定する周波数を１回以上変化させるように構成すると良い。即ち、発明者らによれば、周波数を変化させて材質判定を段階的に行なうようにすると、判定が行ない易くなることが判った。
【０００８】
また、この場合、請求項３に記載したように、制御回路を、固定する周波数を高い方から低い方に変化させ、最初に固定した周波数によって無負荷，または不適正負荷であるか否かを判定し、２回目以降に固定した周波数によって適正負荷の材質を判定するように構成するのが好適である。即ち、周波数が比較的高い領域においては、無負荷，または不適正負荷（誘導加熱には適さない負荷）と、適正負荷との弁別が明瞭に可能となった。そして、周波数が比較的低い領域に移行すると、一群の適正負荷についての材質の弁別が明瞭に可能となった。
【０００９】
また、請求項４に記載したように、制御回路を、少なくとも商用交流電源の１／４周期に相当する期間だけ周波数を固定した後、材質判定を行なうように構成すると良い。即ち、商用交流電源の１／４周期に相当する期間について入力電流，出力電流のサンプリングを行うと、それらに基づいて１／２周期または１周期に相当する期間に流れる入力電流，出力電流を容易に推定することが可能となる。従って、斯様に構成すれば、より短い時間で材質判定を行なうことができる。
【００１０】
更に、請求項５に記載したように、制御回路を、適正負荷の材質を鉄，磁性ステンレス，非磁性ステンレスに判定し分けるように構成すると良い。即ち、これらは誘導加熱対象の負荷として一般に用いられる可能性が高いものであり、また、夫々の性質に応じて加熱制御方式を切替える必要がある。従って、少なくともこれらを判定し分けるようにすれば、十分に対応することができる。
【００１１】
また、以上の場合において、請求項６に記載したように、制御回路を、商用交流電源電圧を検出し、その検出した電圧のレベルに応じて電流値を補正するように構成すると良い。即ち、商用交流電源電圧が標準値に対して変動している場合には、その影響が電流検出値にも反映されることになる。従って、斯様に構成すれば、電源電圧が変動している場合であっても材質判定をより正確に行うことができる。
【００１２】
加えて、請求項７に記載したように、制御回路を、材質判定が終了すると、加熱出力設定に応じてインバータ回路の出力電圧と出力電流との位相差または両者の基準位相間の時間差が一定となるように加熱制御を行い、材質判定時にも前記位相差を測定し、加熱出力の初期値を材質判定時に測定された位相差に応じて設定する構成にすると良い。斯様に構成すれば、材質判定から加熱制御に移行する段階でインバータ回路の出力、即ち、加熱出力の設定値が大きく異なることを防止して、両者間の移行を連続的に行なうことができる。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を誘導加熱調理器（ＩＨクッキングヒータ）に適用した場合の一実施例について図面を参照して説明する。電気的構成を示す図５において、交流電源１は直流電源回路３と接続されている。この直流電源回路３は直流電源を整流するためのブリッジ回路５と、整流された脈流を平滑化するためのコンデンサ７とから構成されている。
【００１４】
ハーフブリッジ型のインバータ回路９は２つのＩＧＢＴ（スイッチング素子）１１，１３と、各ＩＧＢＴ１１，１３のコレクターエミッタ間に接続されたダイオード１５，１７と、インバータ回路９の出力端子とグランドの間に接続された直列共振回路、即ち加熱コイル１９及び共振用のコンデンサ２１とから構成されている。
【００１５】
インバータ電圧位相検知回路２０は第１の信号としてインバータ電圧ＶＩＮを検出し、この検出したインバータ電圧ＶＩＮを位相比較回路２３へ出力する。またコンデンサ電圧位相検知回路２２はコンデンサ２１を流れるインバータ電流と位相的に相関する第２の信号としてコンデンサ２１の両端の電圧Ｖｃ１を検出し、この検出した電圧Ｖｃ１を位相比較回路２３へ出力する。
【００１６】
位相比較回路２３は入力した第１の信号と第２の信号の双方の信号の位相を比較して比較の結果すなわち双方の信号の位相差に係る信号ＶＰ１を差分比較回路２５へ出力する。位相差設定回路２７は前述した第１の信号と第２の信号の位相差ＶＳＥＴを可変設定する。この可変設定された位相差ＶＳＥＴに応じて入力電力が調整されるようになっている。
【００１７】
差分比較回路２５は、位相比較回路２３より出力される位相差信号ＶＰ１と、位相差設定回路２７において可変設定された位相差信号ＶＳＥＴとの大小を比較して、その比較結果ＶＰ２を電圧制御発振器（以下ＶＣＯと称する）２９に出力する。即ち、ＶＰ１＞ＶＳＥＴであればＶＰ２＝Ｈを出力し、ＶＰ１≦ＶＳＥＴであればＶＰ２＝Ｌを出力する。ＶＣＯ２９は、前記位相差設定回路２７によって可変設定された位相差となるようにインバータ回路９の発振周波数を制御するための周波数制御手段であり、差分比較回路２５からの出力信号に応じて発振周波数を変化させる。
【００１８】
尚、一般的なアナログ回路としてのＶＣＯは、入力電圧に応じて発振周波数が変化するものであるが、ここでのＶＣＯ２９は、後述するように回路動作をデジタル的にシミュレートしたものであるから、差分比較回路２５より与えられる比較結果に応じて発振周波数を変化させる構成である。
【００１９】
駆動回路３１はＶＣＯ２９からの信号に基づいてＩＧＢＴ１１，１３を交互にオンオフ動作させる。この駆動回路３１からの信号に基づいてＩＧＢＴ１１，１３を交互にオンオフ動作すると、加熱コイル１９とコンデンサ２１が直列共振状態に設定され、これにより加熱コイル１９が高周波電力を発生して図示しないトッププレートの上に載置された負荷たる鍋などの被加熱物を誘導加熱する。
【００２０】
初期回路３３はインバータ回路９の出力電圧と位相的に相関する第１の信号と、共振用のコンデンサ２１を流れる電流と位相的に相関する第２の信号との双方の信号の位相差を初期設定するための初期設定手段であり、電源が投入されると初期信号を位相差設定回路２７へ出力する。位相差設定回路２７はこの初期回路３３から初期信号を入力すると、第１の信号と第２の信号との位相差を基準の位相差例えば１２０゜に設定する。これにより例えばトッププレートの上に載置された被加熱物が鉄製の鍋である場合には入力電力が１００ワットに設定される。
【００２１】
カレントトランスＣＴ（１）は交流電源１から供給される電源電流ＩＩＮを検出し、この検出した電源電流ＩＩＮと相応する信号を入力電流検知回路４３へ出力する。この入力電流検知回路４３はカレントトランスＣＴ（１）からの検出信号に基づいて電源電流すなわち入力電流ＩＩＮを検知する。
【００２２】
負荷状態検知回路３５は入力電流検知回路４３からの情報に基づいてトッププレートの上に載置された負荷の状態が適正な負荷であるかどうかを検出する。尚、以上の構成がなす基本的な作用は、特許第２８５６７８８号に開示されているものと同様である。なお、差分比較回路２５は、特許文献１におけるローパスフィルタ（ＬＰＦ）に対応する構成だが、これは、位相差信号の比較をアナログ処理するか、デジタル処理するかの相違に基づく機能名称の相違であり、本質的な機能は同じである。
【００２３】
また、ＩＧＢＴ１１のエミッタと加熱コイル１９とが接続されている部分にもカレントトランスＣＴ（２）が介挿されており、そのカレントトランスＣＴ（２）の出力信号は、インバータ電流検知回路５１を介して負荷状態検知回路３５に与えられている。
【００２４】
周期フラグ発生部５２は、入力電流検知回路４３によって検知される入力電流ＩＩＮに基づいて交流電源の半周期毎に所定の期間を示す周期フラグ（図９（ｂ）参照）を発生させるようになっている。また、周期フラグ発生部５２は、周期フラグとは別に交流電源の半周期毎に周期検出信号を出力するようになっている。
【００２５】
加えて、Ａ／Ｄ変換部５３の入力ポートは、ブリッジ回路５の正側出力端子と、インバータ回路９の出力端子及び入力電流検知回路４３の出力端子に夫々接続されている。そして、Ａ／Ｄ変換部５３は、インバータ回路９の入力電圧，出力電圧及び出力電流をマルチプレックスしてＡ／Ｄ変換するようになっている。尚、インバータ回路９の出力電圧検出については、必要に応じて分圧抵抗（図示せず）を設けるようにする。
【００２６】
そして、本実施例においては、位相比較回路２３，差分比較回路２５，ＶＣＯ２９，負荷状態検知回路３５，初期回路３３，位相差設定回路２７及びＡ／Ｄ変換部５３が制御回路５４を構成しているが、制御回路５４は、ＲＩＳＣアーキテクチャのＣＰＵコアを有するマイクロコンピュータ（ＲＩＳＣマイコン）によって構成されている。
【００２７】
次に、本実施例の作用について図１乃至図４をも参照して説明する。図１は、制御回路５４が加熱制御を開始する前に実行する材質判定処理の内容を示すフローチャートである。制御回路５４は、先ず、ＰＷＭ搬送波周波数を７０ｋＨｚに設定してインバータ回路９にスイッチング動作を開始させる（ステップＳ１）。それから、周期フラグ発生部５２によって発生される電源周期の半周期毎に出力される周期検出信号を参照して、（少なくとも）電源周期の１／２の期間（８ｍ〜１０ｍ秒）が経過するまで待機する（ステップＳ２）。
【００２８】
ここで、交流電源の半周期分の期間だけ処理（後述する電流値のサンプリング）を待機するのは、インバータ回路９の動作開始直後でその動作がやや不安定となる傾向を示すことから、その期間に電流のサンプリングを行なわないようにするためである。また、この間に、制御回路５４は、Ａ／Ｄ変換部５３を介して入力電圧のサンプリングを適当な間隔で行なう（ステップＳ２ａ）。
【００２９】
そして、交流電源の半周期が経過すると（ステップＳ２，「ＹＥＳ」）、制御回路５４は、ステップＳ２ａでサンプリングした入力電圧値について演算処理を行なう（ステップＳ２ｂ）。ここでの演算処理は、交流電源の半周期について実効値を演算する。それから、演算された交流電源電圧の値が、標準値（例えば、１００Ｖ）に対してどれ位異なっているか偏差を求め、その偏差に応じて補正係数を設定する（ステップＳ２ｃ）。
【００３０】
ここで、補正係数は、後程電流値をサンプリングして、そのサンプリング値演算処理する場合に、電源電圧の変動分に応じて補正するために用いられる。即ち、交流電源電圧が標準値よりも高い場合はその偏差に応じて演算結果が小さくなるように、また、交流電源電圧が標準値よりも低い場合は偏差に応じて演算結果が大きくなるように補正する。ステップＳ２ｃで補正係数を設定すると、制御回路５４は、Ａ／Ｄ変換部５３を介して入力電流，インバータ電流のサンプリングを適当な間隔で行なう（ステップＳ３）。
【００３１】
続いて、制御回路５４は、ステップＳ２で「ＹＥＳ」と判断した時点から更に電源周期の１／２の期間が経過したか否かを判断し（ステップＳ４）、経過していなければ（「ＮＯ」）ステップＳ３に戻り、経過していれば（「ＹＥＳ」）ステップＳ３でサンプリングした入力電流値について演算処理を行なう（ステップＳ５）。ここでの演算処理も、交流電源の半周期について実効値を演算する。また、ここで演算処理を行なうに当たり、ステップＳ２ｃにおいて設定した補正係数を用いて補正する。
【００３２】
次に、制御回路５４は、演算処理したインバータ電流の値が「０」であるか否かを判断する（ステップＳ６）。「０」である場合は（「ＹＥＳ」）、インバータ回路９や駆動回路３１などが故障していると推定されるので、図示しない表示部などにより故障警告を行なって（ステップＳ７）処理を終了する。
【００３３】
インバータ電流値が「０」でなければ（ステップＳ６，「ＮＯ」）、制御回路５４は、入力電流の実効値が所定値Ｘ１より大であるか否かを判断する（ステップＳ８）。ここで、所定値Ｘ１は、図２の横軸に示すように、誘導加熱調理に用いられようとする鍋の種類を判定するために設定された基準値である。
【００３４】
図２は、発明者らがインバータ回路９をＰＷＭ搬送波周波数を７０ｋＨｚに設定して動作させた場合に、様々な材質の鍋をトッププレート上に載置して加熱した場合に示される入力電流とインバータ電流とのＡ／Ｄ変換値を測定し、その測定値を二次元座標上にマッピングしたものである。尚、図中においては、同じ種類のポイントが同じ材質の鍋に対応している。
【００３５】
その結果、ＰＷＭ搬送波周波数７０ｋＨｚで加熱した場合は、鍋なしの無負荷及び誘導加熱には不適切であるアルミ鍋と、誘導加熱が可能である一群の非磁性ステンレス（ＳＵＳ）系の鍋，磁性ステンレス系の鍋，鉄系の鍋との峻別が入力電流値Ｘ１（例えば、Ａ／Ｄ変換値約「１２」）を閾値として判別することが可能であることが判った。即ち、７０ｋＨｚ動作時では、アルミ鍋の場合は入力電流が流れにくく、インバータ電流が比較的多く流れる傾向にある。また、無負荷の場合は、入力電流，インバータ電流が共に流れにくい。
【００３６】
従って、ステップＳ８では、入力電流の実効値が所定値Ｘ１よりも大であれば（「ＹＥＳ」）誘導加熱対象として適切な鍋であると判断してステップＳ１０に移行し、所定値Ｘ１以下であれば（「ＮＯ」）不適正鍋（無負荷を含む）であるとして警告処理を行なう（ステップＳ９）。
【００３７】
ステップＳ１０において、制御回路５４は、今度はＰＷＭ搬送波周波数を５０ｋＨｚに切替えてインバータ回路９にスイッチング動作を開始させ、ステップＳ３と同様に入力電流，インバータ電流のサンプリングを行なう（ステップＳ１１）。続いて、制御回路５４は、出力電圧−出力電流間の位相差を検出する（ステップＳ１２）。
【００３８】
ここで、図６には、位相差検出のタイミングチャートを示す。位相差検出は、先ず、インバータ電圧位相検知回路２０の出力信号（図６（ａ））の立ち上がりから、コンデンサ電圧位相検知回路２２の出力信号（図６（ｃ））の立ち上がりまでの時間を測定する。但し、検知回路２２の出力信号は、本来加熱コイル１９に流れている電流（図６（ｂ））に対して位相が９０度遅れているため、その分を後程差し引くようにする。即ち、検知回路２２の出力信号は位相１８０度に相当するので、その１／２を差し引く。
【００３９】
そして、ステップＳ１３で交流電源周期の１／２の期間が経過するまでステップＳ１２における電流のサンプリングとステップＳ１３における位相差検出とを継続する。
【００４０】
ステップＳ１３で交流電源周期の１／２の期間が経過すると（「ＹＥＳ」）、制御回路５４は、サンプリングした入力電流値，インバータ電流値を夫々実効値演算する（ステップＳ１４）。尚、ここでもステップＳ２ｃにおいて設定した補正係数を用いて補正を行なう。また、ステップＳ１２で検出した位相差について、電源半周期間における平均値を演算する（ステップＳ１５）。
【００４１】
次に、制御回路５４は、インバータ電流の演算値が上限設定値Ｙ１を超えたか否かを判断する（ステップＳ１６）。これは、例えば加熱調理中であるにもかかわらず、鍋がトッププレートから取り除かれて無負荷となった場合を検出するためである。インバータ電流値が設定値Ｙ１を超えた場合は（「ＹＥＳ」）、ステップＳ９に移行する。
【００４２】
インバータ電流値が設定値Ｙ１以下であれば（ステップＳ１６，「ＮＯ」）、制御回路５４は、先ず、入力電流値が所定値Ｘ２より小であるか否かを判断する（ステップＳ１７）。ここで、所定値Ｘ２は、図３の横軸に示す基準値である。
【００４３】
図３は、発明者らがインバータ回路９をＰＷＭ搬送波周波数５０ｋＨｚに設定して動作させた場合の図２相当図である。即ち、発明者らは、ＰＷＭ搬送波周波数５０ｋＨｚで加熱を行なうと、誘導加熱が可能である一群の非磁性ステンレス（ＳＵＳ）系の鍋，磁性ステンレス系の鍋，鉄系の鍋との峻別が、電流値から可能であることが判った。
【００４４】
そして、この段階で入力電流値が所定値Ｘ２（例えば、Ａ／Ｄ変換値約「２０」）よりも小さい場合は、例えば、本来鍋の材質は適切であるが、加熱調理中に鍋の位置が加熱コイル１９の位置からずれてしまった場合などが想定される。そのようなケースでは（ステップＳ１７，「ＹＥＳ」）、ステップＳ９に移行して警告処理を行なう。
【００４５】
入力電流値が所定値Ｘ２以上であれば（ステップＳ１７，「ＮＯ」）、制御回路５４は、適正鍋の材質を以下のようにして判定する。即ち、図３に示すように、二次元座標上に２つの直線Ｌ１，Ｌ２を設定し、電流座標値を区分けする。
【００４６】
先ず、電流座標値が直線Ｌ１よりも小さい領域に属する場合は（ステップＳ１８，「ＹＥＳ」）、鉄鍋であると判定する（ステップＳ１９）。電流座標値が直線Ｌ１とＬ２との間の領域に属する場合は（ステップＳ２０，「ＹＥＳ」）、磁性ＳＵＳ鍋であると判定する（ステップＳ２１）。そして、電流座標値が直線Ｌ２よりも大きい領域に属する場合は（ステップＳ２０，「ＮＯ」）、非磁性ＳＵＳ鍋であると判定する（ステップＳ２２）。
【００４７】
即ち、非磁性ＳＵＳ鍋は、入力電流，インバータ電流が共に多く流れる傾向を示し、磁性ＳＵＳ鍋は入力電流が少なく、インバータ電流が多く流れる傾向を示す。そして、鉄鍋は、入力電流が多く、インバータ電流が少なく流れる傾向を示す。
【００４８】
また、この様に、適正鍋の種類を鉄鍋，磁性ＳＵＳ鍋，非磁性ＳＵＳ鍋の３種類に判別するのは、これらが一般に良く使用される材質の鍋であることに加えて、以下の理由による。即ち、磁性ＳＵＳ鍋は、鉄鍋に比較して加熱制御時のスイッチング周波数が鉄鍋よりも高くなるため、インバータ回路９を構成するＩＧＢＴ１１，１３の温度が上昇する傾向にある。従って、鉄鍋の場合に比較して入力電力を下げるか、または、冷却ファンの回転数を上げるように設定する必要がある。尚、冷却ファンの回転数を変化させるには、位相制御や断続制御，或いはファンモータの巻線にタップを設けて切替えるようにする。
【００４９】
そして、非磁性ＳＵＳ鍋では、入力電流は磁性ＳＵＳ鍋に比較してより大きくなり、加熱制御時のスイッチング周波数も更に高くなることから、入力電力を引き下げるように制御する必要がある。このように、加熱調理時の制御形態を切替えるため、これらの３種類を判別するようにしている。
【００５０】
また、図４は、図１のフローチャートが実行される場合における、スイッチング周波数の変化と（ａ）、入力電流波形（ｂ），インバータ電流波形（ｃ）の概略的な状態を示すものである。即ち、材質判定は、交流電源の凡そ１．５周期以内で完了し、判定終了後に加熱制御が開始される（但し、適正鍋の場合）。
【００５１】
また、ステップＳ１５において求められた位相差は、以降に加熱制御を行う場合の初期値として使用される。即ち、材質判定処理を行なうことで、鍋の材質に応じて所定の入力電力が設定され（例えば、３００Ｗ，５００Ｗなど）、その設定に対する出力電圧−電流間の位相差が定まっている。
【００５２】
この状態から、例えば加熱制御を初期設定０Ｗから開始しようとすると、それらの電力設定差が大きくなるため、入力電流量が大幅に変化することになり、その変化によって鍋の「鳴り」が発生するおそれがある。そこで、材質判定処理から加熱制御に移行する際に、前者において定まった所定の入力設定値を後者における初期として設定すれば、電力設定が連続的となり制御をスムーズに移行させることができ、鍋の「鳴り」が抑制される。
【００５３】
次に、ＰＷＭ制御について説明する。図７は、制御回路５４がＶＣＯ２９としての機能を実現してＰＷＭ信号１，２を出力するタイミングチャートである。即ち、図示しない搬送波発生用タイマは、０から設定値ＴＭ３の間でアップ／ダウンカウント動作を繰り返す（図７（ａ）参照）。そして、制御回路５４はそのカウント値がＴＭ１，ＴＭ２，ＴＭ４に達する毎に、ＰＷＭ信号１，ＰＷＭ信号２のレベル（ハイ，ロウ）を切替えることでＰＷＭ制御を行う。また、ＴＭ１，ＴＭ２間及びＴＭ１，ＴＭ４間は、例えば１μ秒のデッドタイム期間（インバータ回路９の上下アームＩＧＢＴ１１，１３が何れもＯＦＦする）として設定されるものである。
【００５４】
尚、以上の処理について、ＰＷＭ制御の搬送波周波数を例えば２０ｋＨｚ〜１００ｋＨｚの範囲で可変することを前提とすると、デッドタイムを挿入することを考慮すれば、タイマの分解能（カウント周期）としては０．１μ秒以上が必要である。
【００５５】
図８は、制御回路５４が実行する各種の検出処理ルーチンのフローチャートであり、図９は、その検出に関連したタイミングを示すタイミングチャートである。このルーチンでは、制御回路５４は、測定開始タイミングが発生するまで待機している（ステップＡ０）。
【００５６】
測定開始タイミングは、図８（ｂ）に示す周期フラグによって与えられる。周期フラグは、上述したように周期フラグ発生部５２が発生させるフラグであり、図８（ａ）に示す商用交流電源の半周期毎に、電流のゼロクロス点付近を除く所定期間を示すフラグである。
【００５７】
制御回路５４は、周期フラグの立ち上がりによって測定開始タイミングの発生を認識すると（ステップＡ０，「ＹＥＳ」）、続いて、割込みの発生を待つ（ステップＡ１）。ここでの割込みは、前述した図７におけるＰＷＭ制御のタイミングＴＭ４で発生する内部的な割り込みであり、ＰＷＭ搬送波周期で発生する。そして、その割り込みが発生すると（「ＹＥＳ」）、制御回路５４は、Ａ／Ｄ変換部５３によって入力電圧を読み込む（ステップＡ２）。
【００５８】
この時読み込んだ入力電圧が、前回の値に対して急激に上昇したり低下したりした場合には（ステップＡ３，「ＹＥＳ」）、雷サージの発生や商用交流電源に停電が発生したことが想定されるため、ＶＣＯ２９に停止信号を出力してインバータ回路９の制御を停止させてから（ステップＡ４）ステップＡ０に戻る。一方、読み込んだ入力電圧が、前回の値に対して通常時に想定される所定範囲内で変化した場合には（ステップＡ３，「ＮＯ」）、ステップＡ５に移行する。
【００５９】
ステップＡ５，Ａ６において、制御回路５４は、インバータ回路９の出力電圧，出力電流を夫々読み込む。尚、これらの出力電圧，出力電流をＡ／Ｄ変換して読み込む場合の波形は、実際にはＰＷＭ搬送波が重畳された波形となっているが、ＰＷＭ制御周期に合わせて検出を行うことで、搬送波が重畳された波形をそのまま扱うことが可能となっている。それから、それら制御回路５４は、出力電圧−出力電流間の位相差を検出する（ステップＡ７）。
【００６０】
以上のように、ステップＡ５〜Ａ７において夫々の読込み及び検出を行なうと、制御回路５４は、それらのデータをメモリに記憶させる（ステップＡ８）。それから、測定終了タイミングが発生したか否かを判断する（ステップＡ９）。測定終了タイミングは、図８（ｂ）に示す周期フラグの立下りとなる。測定終了タイミングでなければ（「ＮＯ」）ステップＡ１に戻り、測定終了タイミングであれば（「ＹＥＳ」）ステップＡ１０に移行する。
【００６１】
ステップＡ１０では、ステップＳ１５と同様に位相差の平均化処理を行なう。即ち、商用交流電源半周期内において周期フラグがセットされている期間に測定した複数の位相差データについてそれらの平均値を求める。そして、得られた平均値をＶＰ１として差分比較回路２５に出力する（ステップＡ１１）。この信号ＶＰ１は差分比較回路２５に出力され、位相差設定回路２７より与えられる設定信号ＶＳＥＴと比較される。
【００６２】
それから、制御回路５４は、ステップＡ５，Ａ６において得られたインバータ回路９の出力電圧，出力電流について、実効値を演算する（ステップＡ１１）。実効値は、周知のように、例えばｎ個のデータｄａｔａ＿１，ｄａｔａ＿２，・・・，ｄａｔａ＿ｎについて求めた２乗平均値の平方根で得られる。これらの値は、ＩＨクッキングヒータの加熱制御に使用される。それから、ステップＡ０に戻る。
【００６３】
尚、図８は、商用交流電源の半周期について行なう検出だが、ステップＡ１２で演算した実効値については、更に複数周期について平均値を求めて評価する。また、図９に示すように、商用交流電源の半周期を単位として電圧・電流などの検知を行なっているので、ユーザの操作により入力電流設定が変化した場合は、電流波形のゼロクロス点付近でＰＷＭ制御周期の変更を行う。即ち、搬送波周波数の変化は、電源電流レベルが比較的低い期間に行われることになる。
【００６４】
以上のように本実施例によれば、制御回路５４は、インバータ回路９のスイッチングを制御して高周波電流の周波数を変化させ加熱制御を行うと共に、その高周波電流の周波数を固定した状態で検出される商用交流電源１側からの入力電流とインバータ回路９の出力電流とに基づいて、加熱コイル１９による加熱対象となる鍋の材質判定を行なうようにした。従って、従来よりも短時間で鍋の材質を判定することが可能となる。そして、インバータ回路９を構成するＩＧＢＴ１１，１３のスイッチング損失の増大を抑制することができる。
【００６５】
そして、制御回路５４は、最初に固定したスイッチング周波数７０ｋＨｚによって無負荷またはアルミ鍋であるか否かを判定し、その次に固定したスイッチング周波数５０ｋＨｚによって適正鍋の材質を判定するようにしたので、材質の判別を段階的に行なうことで、一群の適正鍋についての材質の弁別をより明瞭に行なうことができる。また、この場合、適正鍋の材質を鉄，磁性ステンレス，非磁性ステンレスに判定し分けるようにしたので、夫々の性質に応じて加熱制御方式を切替えて対応することができる。
【００６６】
また、制御回路５４は、商用交流電源電圧を検出し、その検出した電圧のレベルに応じて電流のサンプリング値を補正するので、電源電圧が変動している場合であっても材質判定をより正確に行うことができる。
【００６７】
加えて、制御回路５４は、材質判定が終了すると、加熱出力設定に応じてインバータ回路９の出力電圧と出力電流との位相差が一定となるように加熱制御を行い、材質判定時にも前記位相差を測定して、加熱出力の初期値を材質判定時に測定された位相差に応じて設定するようにした。従って、両者間における電力設定が連続的となり制御をスムーズに移行させることができ、鍋の「鳴り」を抑制することもできる。
【００６８】
本発明は上記し且つ図面に記載した実施例にのみ限定されるものではなく、以下のような変形または拡張が可能である。
インバータ回路９の出力電圧と出力電流との位相差を検出することに代えて、両者の基準位相（例えば、ゼロクロス点）間の時間差が一定となるように加熱制御を行っても良い。
電流値の演算処理は、実効値に代えて平均値を求めるようにしても良い。
交流電源電圧の偏差に応じて電流のサンプリング値を補正する処理は、必要に応じて行なえば良い。
また、制御回路を、少なくとも商用交流電源の１／４周期に相当する期間だけ周波数を固定した後、材質判定を行なうように構成すると良い。即ち、商用交流電源の１／４周期に相当する期間について入力電流，出力電流のサンプリングを行うと、それらに基づいて１／２周期または１周期に相当する期間に流れる入力電流，出力電流を容易に推定することが可能となる。従って、斯様に構成すれば、より短い時間で材質判定を行なうことができる。
【００６９】
材質判定処理は、固定させる周波数を切替えずに行っても良い。また、より詳細に材質を判別する必要がある場合は、２回以上の切換えを行っても良い。
判定する材質は、鉄，非磁性ＳＵＳ，磁性ＳＵＳに限ることなく、個別の設計に応じて判定対象とされるものを判定すれば良い。
周波数可変制御は、出力電圧−電流間の位相差を一定に制御するものに限らない。
商用交流電源電圧のレベルに応じて電流値を補正する処理は、必要に応じて行なえば良い。
また、必ずしも、判定処理において検出された位相差を加熱制御の初期値として設定する必要はない。
制御回路は、ＲＩＳＣマイコンに代えてＤＳＰを用いても良い。また、演算速度が十分であれば、ＣＩＳＣマイコンで構成しても良く、一部の機能をハードウエアによって構成しても良い。
誘導加熱調理器に限ることなく、負荷の材質判定を行なう必要がある誘導加熱装置であれば広く適用が可能である。
【００７０】
【発明の効果】
本発明の誘導加熱装置によれば、制御回路は、インバータ回路のスイッチングを制御して加熱コイルに供給する高周波電流の周波数を変化させ加熱制御を行うと共に、その高周波電流の周波数を固定した状態で検出される商用交流電源側からの入力電流とインバータ回路の出力電流とに基づいて、負荷の材質判定を行なうようにした。従って、従来よりも短時間で負荷の材質を判定することが可能となる。そして、インバータ回路のスイッチング損失の増大を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を誘導加熱調理器に適用した場合の一実施例であり、誘導加熱調理器の制御回路が加熱制御を開始する前に実行する材質判定処理の内容を示すフローチャート
【図２】インバータ回路のＰＷＭ搬送波周波数を７０ｋＨｚに設定し、様々な材質の鍋をトッププレート上に載置して加熱した場合の入力電流とインバータ電流とのＡ／Ｄ変換値を二次元座標上にマッピングして示す図
【図３】ＰＷＭ搬送波周波数が５０ｋＨｚの場合の図２相当図
【図４】図１のフローチャートが実行される場合における、スイッチング周波数の変化（ａ）、入力電流波形（ｂ），インバータ電流波形（ｃ）の概略的な状態を示す図
【図５】誘導加熱調理器の電気的構成を示す図
【図６】位相差検出のタイミングチャート
【図７】制御回路がＶＣＯとしての機能を実現してＰＷＭ信号１，２を出力するタイミングチャート
【図８】制御回路が実行する各種の検出処理ルーチンのフローチャート
【図９】図８の検出に関連したタイミングを示すタイミングチャート
【符号の説明】
９はインバータ回路、１１，１３はＩＧＢＴ（スイッチング素子）、１９は加熱コイル、５４は制御回路を示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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