(57)【要約】【課題】負荷電圧や負荷電力が大きく変動する場合でも、常に確実なサージの抑制を可能とすると共に、負荷回路へ電力をより有効に伝達する。【解決手段】直流電圧源１にスイッチング素子４を介してトランス２３の１次巻線２を接続し、２次巻線３の誘起電圧をダイオード５により整流して負荷回路１２へ供給する負電位出力タイプのＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、スイッチング素子４の両端にダイオード８を介してコンデンサ７を接続し、ダイオード８の両端にリアクトル９を介してコンデンサ１０を接続し、コンデンサ１０をダイオード１１を介して負荷回路１２に接続した。【選択図】        図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧源の両端に、トランスの１次巻線とスイッチング素子との直列回路を接続し、前記トランスの２次巻線の誘起電圧を第１のダイオードにより整流して負荷回路へ供給する負電位出力タイプのＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記トランスの１次巻線と前記スイッチング素子との接続点に第１のコンデンサの一端を接続し、前記第１のコンデンサの他端に第２のダイオードのアノードを接続し、前記第２のダイオードのカソードを前記直流電圧源と前記第１のスイッチング素子との接続点に接続し、第１のリアクトルと第２のコンデンサの直列回路を、前記第２のダイオードと並列に、前記第２のダイオードのアノード側が前記第１のリアクトル側となるように接続し、前記第１のリアクトルと前記第２のコンデンサの接続点に、第３のダイオードのカソードを接続し、前記第３のダイオードのアノードを前記負荷回路の負電位供給側へ接続した構成からなることを特徴とする電源装置。
【請求項２】
請求項１において、前記第２のコンデンサと並列に、少なくとも第３のコンデンサと抵抗が直列に接続された回路を設けたことを特徴とする電源装置。
【請求項３】
請求項１又は２において、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力端と負荷回路との間に、負荷回路への出力を低周波で交番させるためのフルブリッジインバータを有し、このフルブリッジインバータは４石のＩＧＢＴにより構成されることを特徴とする電源装置。
【請求項４】
請求項１〜３のいずれかの電源装置において、前記負荷は放電灯であることを特徴とする放電灯点灯装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流電圧源の電圧を電圧変換し、直接若しくは低周波で交番する電圧に変換して、放電灯などの負荷へ供給する電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
【特許文献１】
特開２００２−１０１６５７号公報
【０００３】
直流電圧源の電圧を電圧変換し、負荷回路へ供給するＤＣ−ＤＣコンバータの従来技術としては、特開平２−１０６１６５や特開２００２−１０１６５７などが挙げられる。これらはともに、スイッチング素子を高周波で動作させることにより、直流電圧源の電圧を電圧変換する際に、スイッチング素子にトランスのリーケージインダクタンスなどにより発生するサージ電圧の抑制およびスイッチング素子で発生する損失の低減などを目的としたものであるが、これら従来技術における共通事項として、スイッチング素子に発生するサージのエネルギーを、主として電源側へ帰還、回生するとした点が挙げられる。また、能動的なスイッチ素子やトランス等、特別な部品を必要とするため、装置の低コスト、小型化を阻害するという課題があった。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、これらのような従来の構成では、前述したようにスイッチング素子に発生するサージのエネルギーを、主として一旦電源側へ帰還、回生するとしているため、負荷回路へ電力を有効に伝えるという点において不充分であった。
また、負荷電圧や電力などの状態が大きく変動するような負荷の場合、理想とするスナバの動作を常に得ることが困難となり、結果的にスイッチング素子に過大なサージが発生するなどの課題があった。
【０００５】
本発明はこのような課題を解決するもので、負荷電圧や負荷電力などの状態が大きく変動するような場合においても、常に確実なサージの抑制を可能とすると共に、負荷回路へ電力をより有効に伝達することを目的とする。更には、装置の小型化、低コスト化を目指すものである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
請求項１の電源装置によれば、上記の課題を解決するために、図１に示すように、直流電圧源１の両端に、トランス２３の１次巻線２とスイッチング素子４との直列回路を接続し、前記トランス２３の２次巻線３の誘起電圧を第１のダイオード５により整流して負荷回路１２へ供給する負電位出力タイプのＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記トランス２３の１次巻線２と前記スイッチング素子４との接続点に第１のコンデンサ７の一端を接続し、前記第１のコンデンサ７の他端に第２のダイオード８のアノードを接続し、前記第２のダイオード８のカソードを前記直流電圧源１と前記第１のスイッチング素子４との接続点に接続し、第１のリアクトル９と第２のコンデンサ１０の直列回路を、前記第２のダイオード８と並列に、前記第２のダイオード８のアノード側が前記第１のリアクトル９側となるように接続し、前記第１のリアクトル９と前記第２のコンデンサ１０の接続点に、第３のダイオード１１のカソードを接続し、前記第３のダイオード１１のアノードを前記負荷回路１２の負電位供給側へ接続した構成からなることを特徴とするものである。
【０００７】
請求項２の発明によれば、請求項１において、図４又は図５に示すように、前記第２のコンデンサ１０と並列に、少なくとも第３のコンデンサ１０１と抵抗が直列に接続された回路１００を設けたことを特徴とする。
請求項３の発明によれば、請求項１又は２において、図６に示すように、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力端と負荷回路との間に、負荷回路への出力を低周波で交番させるためのフルブリッジインバータ２０を有し、このフルブリッジインバータ２０は４石のＩＧＢＴ２１〜２４により構成されることを特徴とする。
請求項４の発明によれば、請求項１〜３のいずれかにおいて、前記負荷は放電灯であることを特徴とする。
【０００８】
【発明の実施の形態】
（実施の形態１）
本発明の実施の形態１を図１に示す。また、その動作波形を図２及び図３に示す。１は直流電圧源、２３はトランス、２はトランス１次巻線、３はトランス２次巻線、４はスイッチング素子、５は２次整流用ダイオード、６は２次平滑用コンデンサ、７はコンデンサ、８はダイオード、９はリアクトル、１０はコンデンサ、１１はダイオード、１２は負荷回路である。
【０００９】
主回路となるＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明する。スイッチング素子４がオンのとき、直流電圧源１よりトランス２３の１次巻線２を介して電流が流れ、トランス２３にエネルギーを蓄える。スイッチング素子４がオフすると、トランス２３に蓄えられたエネルギーは２次巻線３よりダイオード５を介してコンデンサ６へ電流として放出される。コンデンサ６は、このエネルギーを平滑し、負荷回路１２へ電圧を供給する。トランス２３、ダイオード５の極性により負荷回路１２の発生電圧Ｖｏは負電位となる。つまり、図中の下向きの矢印で示した電圧Ｖｏは直流電圧源１の負極（グランド電位）よりも低い電位となる。
【００１０】
次に、スナバ回路部の動作について説明する。スイッチング素子４がオフした際、トランス２３の巻数比をｎとすると、１次巻線２にはトランス２３が理想的なトランス（結合が１）である場合には、Ｖｏ／ｎの電圧が発生する。実際はトランス２３が理想的なトランスではない（リーケージが存在する）ため、それによりＶｏ／ｎを越える電圧が発生し、直流電圧源１の電圧Ｖｉと加極され、スイッチング素子４にサージ電圧として加わることになる。
【００１１】
本発明のスナバ回路部は、このサージ電圧を所定電圧以下に保つことができるもので、スイッチング素子４に過大な電圧が加わらなくなるため、より耐圧の低い（つまり特性の良い）素子の選定が可能となり、装置における損失低減、小型化を可能とすることができる。
【００１２】
具体的な動作は以下の通りである。図中、ａ点に過大な電圧が発生しようとした際、ａ点に接続したコンデンサ７とダイオード８の閉回路により、このエネルギーは電流Ｉ７としてコンデンサ７を充電する。コンデンサ７に蓄えられたエネルギーはスイッチング素子４がオンのときには、スイッチング素子４、リアクトル９を介してコンデンサ１０に移動する。また、スイッチング素子４がオフのときには、１次巻線２、直流電圧源１を介するルートで、エネルギーは移動する。これによりコンデンサ１０にはＶｓｎｂなる電圧が発生する。ところで、コンデンサ１０とコンデンサ６はダイオード１１を介して接続されているため、Ｖｓｎｂの電圧値をＶｏが下回ったときにコンデンサ１０の電荷はコンデンサ６を充電することになる。このときＩ１１が流れる。この動作によりＶｓｎｂは負荷回路電圧Ｖｏとほぼ同じ値に保たれる。コンデンサ７に発生する電圧Ｖ７は基本的にＶｓｎｂとＶｉを足した値程度に保たれる。以上の動作の結果、スイッチング素子４に発生するサージ電圧をＶ７と同じ、つまり、Ｖｓｎｂ（≒Ｖｏ）とＶｉを足した値程度以下に保つことが可能となる。
【００１３】
図２は負荷が通常値程度である場合の各部動作波形の一例を示したものである。前述の動作により、この場合、スイッチング素子４がオフした際のＶ４の値はＶｏ＋Ｖｉ程度以下に保たれる。図３は同様に負荷が比較的重い場合の各部動作波形の一例を示したものであるが、同様のことが言える。
【００１４】
本発明において、特筆すべきことはスナバ回路部で回収した、本来、サージとなるエネルギーの全てを直接、負荷側へ供給するようにした構成にあり、これにより、回収したエネルギーの全部もしくは多くを電源側へ回生する従来のスナバ回路よりも効率の改善が図られる点にある。特に、前記重負荷時など大電流をスイッチングするような場合において、大きな効果が得られる。
【００１５】
まとめると、本実施の形態では、従来例に対してより確実にスイッチング素子のサージを抑制できると共に回収したエネルギーを直接的に負荷側へ供給可能としたため、特に大電流スイッチング等の場面において、大幅な効率改善が可能となるものである。
【００１６】
（実施の形態２）
本発明の第２の実施の形態を図４、図５に示す。図４は負荷回路として、放電灯１３と、この放電灯１３を絶縁破壊し、始動させるためのイグナイタ（高圧パルストランス１４５とイグナイタ駆動回路１６により構成）を接続した例を示している。
【００１７】
近年、自動車前照灯として用いられているメタルハライドランプ等の放電灯は点灯状態に至る（ここでは始動と呼ぶ）前はインピーダンスが非常に大きな値をとり、これを始動させるためには、例えば１０ＫＶを越える電圧を放電灯に印加し、放電灯を絶縁破壊に至らしめる必要がある。イグナイタはトランスの昇圧効果を利用して放電灯にパルス状の高電圧を印加するものである。
【００１８】
ところで放電灯を確実に始動させるためには絶縁破壊後に始動に足る十分なエネルギー（電流）を放電灯へ供給する必要がある。このエネルギー供給を可能とするため、従来、一旦エネルギーをコンデンサへ蓄え絶縁破壊により出力電圧Ｖｏが急激に低下したときに抵抗を介してそのエネルギーを負荷へ供給する、いわゆる始動補助回路が用いられてきた。
【００１９】
この始動補助回路は従来負荷回路と並列に接続され、放電灯始動前の所定値（例えば４００Ｖ）に維持された出力電圧（ここで無負荷電圧と呼ぶ）により始動補助回路のコンデンサは無負荷電圧相当（つまり４００Ｖ）の電圧まで充電された。また、始動に必要な十分な電流を負荷へ供給するためコンデンサとしては比較的大容量（例えば４．７μＦ）のものが用いられ、耐圧と装置の小型化等の観点からアルミ電解コンデンサが主として用いられてきた。
【００２０】
しかしながら、特に高耐圧のアルミ電解コンデンサはその特性上、特に低温時におけるインピーダンス特性が悪く、低温での始動補助動作を改善するために、フィルムコンデンサを併用するなどの対策が講じられ、装置の小型化の阻害要因となってきた。本実施の形態で開示する発明は上記課題の解決を可能とするものである。
【００２１】
放電灯始動前のいわゆる無負荷状態では、放電灯を始動させるために出力電圧Ｖｏはスイッチング動作により例えば４００Ｖ程度に制御し、保たれる。このとき、トランス２３のリーケージ分により発生するエネルギーに対してスナバ回路部の容量を相対的に大きく設定することによって、ＶｓｎｂをＶｏ（４００Ｖ程度）に対して低く（例えば１２０Ｖ程度）に保つことが可能となる。
【００２２】
本実施の形態では、このスナバ回路部に図４に示すように、始動補助回路を設けたものであり、上記によりコンデンサ１０１の耐圧を従来に対して大幅に低くすることができるため、特性の良い部品の選定が可能となり、装置の小型化を可能とするものである。
【００２３】
図５には、図４に示した構成とは異なる始動補助回路の構成例を示す。図４に示した始動補助回路１００はコンデンサ１０１と抵抗１０２の直列回路より構成されるのに対して、図５に示した始動補助回路１００では、図４の抵抗１０２に代えて、抵抗１０３とダイオード１０５の並列回路に抵抗１０４を直列接続したものを用いている。言うまでもないが、本発明の効果は他の構成においても同様に得られるものである。
【００２４】
（実施の形態３）
第３の実施の形態を図６に示す。本実施の形態は放電灯１３をフルブリッジ構成のインバータ回路２０により矩形波交流点灯させるようにした点灯装置に関するものであり、特記すべき特徴はフルブリッジ構成の素子にＩＧＢＴを用いた点にある。ＩＧＢＴ２１〜２４は低周波で交番動作する。つまり、ＩＧＢＴ２１と２４がオン、ＩＧＢＴ２２と２３がオフの第１の状態と、ＩＧＢＴ２１と２４がオフ、ＩＧＢＴ２２と２３がオンの第２の状態とが低周波で交番動作する。なお、第１の状態と第２の状態の間に、すべてのＩＧＢＴ２１〜２４が短時間オフする第３の状態を設けても良い。
【００２５】
従来、このようなフルブリッジ構成の低周波矩形波インバータのスイッチング素子にはＦＥＴを用いることが多かったが、本発明においては、ＩＧＢＴを本発明のＤＣ−ＤＣコンバータと組み合わせて用いることにより、特に大電流時等における装置の損失低減、小型化を可能とするものである。
【００２６】
大電流時や高温時においてもＦＥＴに対してその特性上ＩＧＢＴはオン電圧を比較的低く保つことができる。このＩＧＢＴをフルブリッジインバータのスイッチング素子に用いることで動作条件によらず、最終負荷である放電灯と、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧Ｖｏとの電圧差を低く所定値以下に保つことが可能となり、前述のスナバ回路の動作による効果（サージ抑制など）を十分に発揮可能となり、より低損失で小型の電源装置の提供が可能となる。
【００２７】
例えば自動車前照灯用として用いられる無水銀メタルハライドランプの場合、自動車前照灯用として必要な速やかな光束立上りを得るためには、定格３５Ｗに対して点灯後数秒間はおよそ３倍程度の電力を必要とし、またその際の負荷電圧（ランプ電圧）は定常点灯時に対してメタルハライドランプの特性上低い値となる。このような負荷に対して、本発明は好適なものである。
【００２８】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、負荷電圧や負荷電力などの状態が大きく変動するような負荷においても、常に確実なサージの抑制を可能とすると共に、負荷回路へ電力をより有効に伝達することが可能となり、更には、装置の小型化、低コスト化が可能となる。また、上記理由により、自動車前照灯などの放電灯を点灯するための電源装置などに適用すれば、本発明は特に好適なものとなる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１の回路図である。
【図２】本発明の実施の形態１の通常負荷時の動作波形図である。
【図３】
本発明の実施の形態１の重負荷時の動作波形図である。
【図４】
本発明の実施の形態２の回路図である。
【図５】
本発明の実施の形態２に用いる始動補助回路の他の例を示す回路図である。
【図６】
本発明の実施の形態３の回路図である。
【符号の説明】
１    直流電圧源
２    トランス１次巻線
３    トランス２次巻線
２３  トランス
４    スイッチング素子
５    ２次整流用ダイオード
６    ２次平滑用コンデンサ
７    コンデンサ
８    ダイオード
９    リアクトル
１０  コンデンサ
１１  ダイオード
１２  負荷回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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