(57)【要約】【課題】使用する回路素子や集積回路にばらつきがあっても、高精度に出力電圧を定電圧制御可能なスイッチング電源回路の定電圧出力制御方法とその装置を提供する。【解決手段】定電圧制御しようとする二次出力巻線（２ｂ）の出力電圧をＶ２ｂｓｅｔ、一次巻線（２ａ）の巻数をＮｐ、二次出力巻線（２ｂ）の巻数をＮｓ、二次出力巻線（２ｂ）のインダクタンスをＬｓ、発振周期（Ｔ）内で整流平滑化回路（４、１３）に出力が表れる出力時間をＴ２としたときに、【数１】2004229437.tif 000026から求めた設定電流Ｉｐｓｅｔに、一次巻線（２ａ）に流れる電流Ｉｐが達した際に、発振用スイッチ素子（３）のオン制御を停止する。その周期での出力電圧は、設定したＶ２ｂｓｅｔとなり、これを繰り返すことにより定電圧出力制御ができる。【選択図】  図１
2004229437.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一次巻線（２ａ）と二次出力巻線（２ｂ）を有するトランス（２）と、
一次巻線（２ａ）を励磁する直流電源（１）に、一次巻線（２ａ）と直列に接続された発振用スイッチ素子（３）と、
発振用スイッチ素子（３）をオンオフ制御するスイッチ制御回路（５）と、
二次出力巻線（２ｂ）の出力を整流平滑化する整流平滑化回路（４、１３）とを備えたスイッチング電源回路の発振用スイッチ素子（３）のオン時間（Ｔ１）を変化させ、二次出力巻線（２ｂ）に表れる出力電圧Ｖ２ｂを定電圧制御する定電圧出力制御方法であって、
定電圧制御しようとする二次出力巻線（２ｂ）の出力電圧をＶ２ｂｓｅｔ、一次巻線（２ａ）の巻数をＮｐ、二次出力巻線（２ｂ）の巻数をＮｓ、二次出力巻線（２ｂ）のインダクタンスをＬｓ、発振周期（Ｔ）内で整流平滑化回路（４、１３）に出力が表れる出力時間をＴ２としたときに、
【数１】
2004229437.tif 000021
から求めた設定電流Ｉｐｓｅｔに、一次巻線（２ａ）に流れる電流Ｉｐが達した際に、発振用スイッチ素子（３）のオン制御を停止し、オン時間（Ｔ１）を調整することを特徴とするスイッチング電源回路の定電圧出力制御方法。
【請求項２】
一次巻線（２ａ）と二次出力巻線（２ｂ）を有するトランス（２）と、
一次巻線（２ａ）を励磁する直流電源（１）に、一次巻線（２ａ）と直列に接続された発振用スイッチ素子（３）と、
発振用スイッチ素子（３）をオンオフ制御するスイッチ制御回路（５）と、
二次出力巻線（２ｂ）の出力を整流平滑化する整流平滑化回路（４、１３）とを備えたスイッチング電源回路の発振用スイッチ素子（３）のオン時間（Ｔ１）を変化させ、整流平滑化回路の出力電圧Ｖ２ｏを定電圧制御する定電圧出力制御方法であって、
定電圧制御しようとする整流平滑化回路（４、１３）の出力電圧をＶ２ｏｓｅｔ、一次巻線（２ａ）の巻数をＮｐ、二次出力巻線（２ｂ）の巻数をＮｓ、二次出力巻線（２ｂ）のインダクタンスをＬｓ、発振周期（Ｔ）内で整流平滑化回路（４、１３）に出力が表れる出力時間をＴ２、整流平滑化回路のダイオード（４）の順方向電圧降下分の出力電流に対する比例定数をｋとしたときに、
【数２】
2004229437.tif 000022
から求めた設定電流Ｉｐｓｅｔ´に、一次巻線（２ａ）に流れる電流Ｉｐが達した際に、発振用スイッチ素子（３）のオン制御を停止し、オン時間（Ｔ１）を調整することを特徴とするスイッチング電源回路の定電圧出力制御方法。
【請求項３】
発振周期（Ｔ）内で整流平滑化回路（４、１３）に出力が表れる出力時間（Ｔ２）を、一次巻線（２ａ）にフライバック電圧が発生してから最初の極性反転時までの時間から検出することを特徴とする請求項１又は２に記載のスイッチング電源回路の定電圧出力制御方法。
【請求項４】
発振周期（Ｔ）内で整流平滑化回路（４、１３）に出力が表れる出力時間（Ｔ２）を、トランス（２）の副巻き線（２ｃ）にフライバック電圧が発生してから最初の極性反転時までの時間から検出することを特徴とする請求項１又は２に記載のスイッチング電源回路の定電圧出力制御方法。
【請求項５】
一次巻線（２ａ）と二次出力巻線（２ｂ）を有するトランス（２）と、
一次巻線（２ａ）を励磁する直流電源（１）に、一次巻線（２ａ）と直列に接続された発振用スイッチ素子（３）と、
発振用スイッチ素子（３）をオンオフ制御するスイッチ制御回路（７）と、
二次出力巻線（２ｂ）の出力を整流平滑化する整流平滑化回路（４、１３）とを備え、
発振用スイッチ素子（３）のオン時間（Ｔ１）を変化させ、二次出力巻線（２ｂ）に表れる出力電圧（Ｖ２ｂ）を定電圧制御するスイッチング電源回路の定電圧出力制御装置であって、
一次巻線（２ａ）に流れる電流Ｉｐを検出する一次側電流検出部（Ｉｄ）と、発振周期（Ｔ）内で整流平滑化回路（４、１３）に出力が表れる出力時間（Ｔ２）を検出する出力時間検出部（７３）と、
定電圧制御しようとする二次出力巻線（２ｂ）の出力電圧をＶ２ｂｓｅｔ、一次巻線（２ａ）の巻数をＮｐ、二次出力巻線（２ｂ）の巻数をＮｓ、二次出力巻線（２ｂ）のインダクタンスをＬｓとし、
出力時間検出部で検出した出力時間Ｔ２と、
【数３】
2004229437.tif 000023
とから設定電流Ｉｐｓｅｔを求める設定値算出回路（７４）と、
一次巻線（２ａ）に流れる電流Ｉｐと設定電流Ｉｐｓｅｔを比較する比較回路（７８）とを備え、
スイッチ制御回路（７）は、電流Ｉｐが設定電流Ｉｐｓｅｔに達した際に、発振用スイッチ素子（３）のオン制御を停止し、オン時間（Ｔ１）を調整することを特徴とするスイッチング電源回路の定電圧出力制御装置。
【請求項６】
一次巻線（２ａ）と二次出力巻線（２ｂ）を有するトランス（２）と、
一次巻線（２ａ）を励磁する直流電源（１）に、一次巻線（２ａ）と直列に接続された発振用スイッチ素子（３）と、
発振用スイッチ素子（３）をオンオフ制御するスイッチ制御回路（７）と、
二次出力巻線（２ｂ）の出力を整流平滑化する整流平滑化回路（４、１３）とを備え、
発振用スイッチ素子（３）のオン時間（Ｔ１）を変化させ、整流平滑化回路（４、１３）の出力電圧（Ｖ２ｏ）を定電圧制御するスイッチング電源回路の定電圧出力制御装置であって、
一次巻線（２ａ）に流れる電流Ｉｐを検出する一次側電流検出部（Ｉｄ）と、
発振周期（Ｔ）内で整流平滑化回路（４、１３）に出力が表れる出力時間（Ｔ２）を検出する出力時間検出部（７３）と、
定電圧制御しようとする整流平滑化回路（４、１３）の出力電圧をＶ２ｏｓｅｔ、一次巻線（２ａ）の巻数をＮｐ、二次出力巻線（２ｂ）の巻数をＮｓ、二次出力巻線（２ｂ）のインダクタンスをＬｓ、整流平滑化回路のダイオード（４）の順方向電圧降下分の出力電流に対する比例定数をｋとし、
出力時間検出部（７３）で検出した出力時間Ｔ２と、
【数４】
2004229437.tif 000024
とから設定電流Ｉｐｓｅｔ´を求める設定値算出回路（７４）と、
一次巻線（２ａ）に流れる電流Ｉｐと設定電流Ｉｐｓｅｔ´を比較する比較回路（７８）とを備え、
スイッチ制御回路（７）は、電流Ｉｐが設定電流Ｉｐｓｅｔ´に達した際に、発振用スイッチ素子（３）のオン制御を停止し、オン時間（Ｔ１）を調整することを特徴とするスイッチング電源回路の定電圧出力制御装置。
【請求項７】
一次巻線（２ａ）の電圧Ｖ２ａを監視し、フライバック電圧が発生してから最初の極性反転時までの時間を検出する一次巻線電圧監視回路（７３）を備え、
一次巻線（２ａ）にフライバック電圧が発生してから最初の極性反転時までの時間を、出力時間（Ｔ２）とすることを特徴とする請求項５又は６に記載のスイッチング電源回路の定電圧出力制御装置。
【請求項８】
トランス（２）の一次側に更に設けられた副巻き線（２ｃ）と、
副巻き線（２ｃ）の電圧Ｖ２ｃを監視し、フライバック電圧が発生してから最初の極性反転時までの時間を検出する副巻き線電圧監視回路を備え、
副巻き線（２ｃ）にフライバック電圧が発生してから最初の極性反転時までの時間を、出力時間（Ｔ２）とすることを特徴とする請求項５又は６に記載のスイッチング電源回路の定電圧出力制御装置。
【請求項９】
一次側電流検出部が設定電流Ｉｐｓｅｔ若しくはＩｐｓｅｔ´に達する一次巻線電流Ｉｐを検出した後、発振用スイッチ素子（３）がオン制御を停止するまでの時間差をδｔ、直流電源（１）の電源電圧をＶｃｃ、一次巻線（２ａ）のインダクタンスをＬｐとし、
【数５】
2004229437.tif 000025
から求めたＩｐ´を、設定電流Ｉｐｓｅｔ若しくはＩｐｓｅｔ´と比較する電流Ｉｐとすることを特徴とする請求項５又は６に記載のスイッチング電源回路の定電圧出力制御装置。
【請求項１０】
一次側電流検出部は、一次巻線（２ａ）と直列に抵抗値ｒｉｐのＩｐ検出抵抗（２２）を接続し、Ｉｐ検出抵抗（２２）による電圧降下Ｖｉｐから電流Ｉｐを検出し、
比較回路は、電圧降下Ｖｉｐと、設定電流Ｉｐｓｅｔ若しくはＩｐｓｅｔ´に抵抗値ｒｉｐを乗じて、設定電流Ｉｐｓｅｔ若しくはＩｐｓｅｔ´を表す設定電位Ｖｉｓｅｔを比較し、電流Ｉｐと設定電流Ｉｐｓｅｔ若しくはＩｐｓｅｔ´を比較することを特徴とする請求項５又は６に記載のスイッチング電源回路の定電圧出力制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチング電源回路のトランスの二次側から出力される出力電圧を定電圧制御する定電圧出力制御方法と出力制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
スイッチング電源回路は、トランスの一次巻線に励磁電流を流し、トランスに蓄積されるエネルギーを二次出力巻線の出力として放出するもので、安定化電源として小型、軽量、高効率であることから、バッテリーチャージャーやＡＣアダプタなどの電源回路に用いられている。
【０００３】
従来この種のスイッチング電源回路は、二次側の整流平滑化回路の出力に、過大な出力電力が生じないように、整流平滑化回路の出力電圧や電流を監視し、その監視結果をフォトカプラー等の絶縁された信号伝達素子を用いて一次側へ伝達している。一次側では、その伝達信号から発振用スイッチ素子をオン、オフ制御し、一次巻線に流れる励磁電流のオン時間（励磁時間）とオフ時間を制御することで出力電圧を定電圧制御している（例えば、特許文献１参照）。
【０００４】
【特許文献１】
特開２００２−１３６１１６号公報
【０００５】
以下、この従来のスイッチング電源回路１００による定電圧制御を、図６の回路図で説明する。
【０００６】
１は、高圧側端子１ａと、低圧側端子１ｂからなる不安定な直流電源で、２は、一次巻線２ａと、二次出力巻線２ｂとからなるトランス、３は、電界効果トランジスタで構成された発振用スイッチ素子、２２は、一次巻線２ａに流れる電流Ｉｐを検出するためのＩｐ検出抵抗である。発振用スイッチ素子３は、一次巻線２ａの一端と、Ｉｐ検出抵抗２２を介した低圧側端子１ｂとの間に接続され、ゲートに接続されたスイッチ制御回路１０１により所定の周期でオンオフ制御され、回路１００全体が発振する。
【０００７】
トランス２の二次側出力に示される４と１３は、それぞれ、整流平滑化回路を構成する整流用ダイオードと平滑コンデンサであり、二次出力巻線２ｂの出力を整流平滑化して、高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂ間に出力する。
【０００８】
出力線２０ａ、２０ｂ間には、その出力電圧と出力電流を監視し、いずれかが所定の基準電圧若しくは基準電流を越えた際に、図中のフォトカプラ発光素子３５ａを発光させる電圧監視回路と電流監視回路からなる出力監視回路が設けられている。
【０００９】
電圧監視回路は、高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂとの間に、分圧抵抗３０、３１が直列に接続され、その中間タップ３２から出力電圧の分圧を得て、誤差増幅器３３ａの反転入力端子に入力している。また、誤差増幅器３３ａの非反転入力端子と低圧側出力線２０ｂの間には、電圧監視用基準電源３４ａが接続され、非反転入力端子に、出力電圧の分圧と比較するための第１比較電圧を入力している。基準電圧は、分圧抵抗３０、３１の抵抗値、若しくは電圧監視用基準電源３４ａの第１比較電圧を変更することによって、任意の値に設定する。
【００１０】
誤差増幅器３３ａの出力側には、フォトカプラ発光素子３５が接続され、フォトカプラ発光素子３５ａは、電気抵抗３６を介して高圧側出力線２０ａに接続すし、駆動電源の供給を受けている。
【００１１】
また、電流監視回路は、低圧側出力線２０ｂに電流検出用抵抗４３を介在させ、電流検出用抵抗４３の一端を誤差増幅器３３ｂの反転入力端子に、他端を電流監視用基準電源３４ｂを介して非反転入力端子に入力している。
【００１２】
これによって、低圧側出力線２０ｂに流れる出力電流は、電流検出用抵抗４３の両端の電位差で表され、誤差増幅器３３ｂで電流監視用基準電源３４ｂの第２比較電圧と比較して、所定の基準電流を越えたかどうかを判定できる。基準電流は、電流検出用抵抗４３の抵抗値、若しくは電流監視用基準電源３４ｂの第２比較電圧を変更することによって、任意の値に設定する。
【００１３】
誤差増幅器３３ｂの出力側は、出力電圧を監視する誤差増幅器３３ａの出力側とフォトカプラ発光素子３５ａとの接続点に接続されている。
【００１４】
尚、直列に接続された抵抗３７ａとコンデンサ３８ａ、及び、抵抗３７ｂとコンデンサ３８ｂは、それぞれ誤差増幅器３３ａ及び誤差増幅器３３ｂを安定動作させるための交流負帰還素子である。
【００１５】
トランス２の一次側には、フォトカプラ発光素子３５ａとフォトカップルするフォトカプラ受光素子３５ｂが、スイッチ制御素子１０１と直流電源１の低圧端子１ｂ間に接続されている。
【００１６】
スイッチ制御回路１０１は、フォトトランジスタで構成されたフォトカプラ受光素子３５ｂのコレクタ電流に応じて可変電圧を出力する可変型基準電源１０１ａと、コンパレータ１０１ｂと、発振器１０１ｃと、ＡＮＤゲート１０１ｄを内蔵している。
【００１７】
コンパレータ１０１ｂの反転入力は、発振用スイッチ素子３とＩｐ検出抵抗２２との接続点に接続し、非反転入力は、可変型基準電源１０１ａに接続し、これによって、Ｉｐ検出抵抗２２で電圧換算された一次巻線２ａに流れる電流Ｉｐと可変基準電源１０１ａを介してフォトカプラ受光素子３５ｂがフォトカプラ発光素子３５ａから受けるリミット信号の受光量とを比較している。
【００１８】
コンパレータ１０１ｂの出力は、発振器１０１ｃの出力とともにＡＮＤゲート１０１ｄに入力され、ＡＮＤゲート１０１ｄの出力は、発振用スイッチ素子３のゲートに接続している。
【００１９】
このように構成されたスイッチング電源回路１００の動作は、可変型基準電源１０１ａがフォトカプラ発光素子３５からコレクタ電流を受けない状態、つまり出力が安定している通常の動作状態では、可変型基準電源１０１ａから所定値に設定された基準電圧Ｖｓｅｔをコンパレータ１０１ｂの非反転入力へ出力する。
【００２０】
一方、コンパレータ１０１ｂの反転入力には、一次巻線２ａに流れる電流Ｉｐを表すＩｐ検出抵抗２２の電圧が入力され、発振用スイッチ素子３がターンオンした後、時間とともに上昇する一次巻線電流Ｉｐと比較される。従って、コンパレータ１０１ｂは、一次巻線電流Ｉｐを表す電圧が基準電圧Ｖｓｅｔに達するまで「Ｈ」を出力し、基準電圧Ｖｓｅｔを越えると「Ｌ」を出力する。
【００２１】
発振器１０１ｃは、スイッチング電源回路１００の発振周期Ｔに一致するクロックパルスをＡＮＤゲート１０１ｄへ出力し、その結果、ＡＮＤゲート１０１ｄは、クロックパルスが「Ｈ」であり、コンパレータ１０１ｂの出力が「Ｈ」、つまり一次巻線電流Ｉｐを表す電圧が基準電圧Ｖｓｅｔに達するまでの間、「Ｈ」を出力し、発振用スイッチ素子３をオン制御する。
【００２２】
これに対し、高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂ間に接続された負荷によって、出力電圧が基準電圧を越えて上昇すると、誤差増幅器３３ａの反転入力端子に入力される分圧も上昇し、第１比較電圧との電位差が反転増幅され、フォトカプラ発光素子３５の発光しきい値を越える電位となる。
【００２３】
また、高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂ間に接続された負荷によって、出力電流が基準電流を越えて上昇した場合も、誤差増幅器３３ｂの反転入力端子に入力される電圧が上昇し、第２比較電圧との電位差が反転増幅され、フォトカプラ発光素子３５の発光しきい値を越える電位となる。
【００２４】
その結果、出力電圧若しくは出力電流のいずれかが基準電圧若しくは基準電流を越えると、その超えた量に応じてフォトカプラ発光素子３５ａが発光量のリミット信号をフォトカプラ受光素子３５ｂへ発光する。
【００２５】
フォトカプラ受光素子３５ｂが、フォトカプラ発光素子３５ａからのリミット信号を受光すると、その受光量の増加に応じて、可変型基準電源１０１ａの出力電圧が基準電圧Ｖｓｅｔから低下し、コンパレータ１０１ｂの出力は、基準電圧Ｖｓｅｔを出力していた通常動作に比べて、早く「Ｌ」に転じる。
【００２６】
これにより、発振用スイッチ素子３をオン制御し、一次巻線２ａを励磁する時間Ｔ１が短縮され、一周期内でトランス２に蓄積されるエネルギーが低下するので、基準電圧若しくは基準電流を越えていた出力電圧若しくは出力電流は、自然に減少し、基準電圧若しくは基準電流以下となる。
【００２７】
その結果、フォトカプラ発光素子３５ａは発光を停止し、フォトカプラ受光素子３５ｂがリミット信号を受光しなくなるので、発振用スイッチング素子３は、再び基準電圧Ｖｓｅｔで制御される発振を繰り返し、負荷の電力に応じた安定した出力が得られる。
【００２８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、この従来のスイッチング電源回路１００の定電圧出力制御方法は、定電圧に制御するために、電圧監視回路に、分圧抵抗３０、３１、電圧監視用基準電源３４ａを、スイッチ制御回路１０１に、基準電圧Ｖｓｅｔを出力する可変型基準電源１０１ａを、一次巻線２ａと直列にＩｐ検出抵抗２２をそれぞれ設けているが、これらの回路素子の回路定数のばらつきや、スイッチ制御回路１０１を集積回路としたときの集積回路自体のばらつきにより、高精度な定電圧出力特性を有する製品を安定かつ容易に量産できないという問題があった。
【００２９】
また、スイッチング電源回路に要求される出力電圧特性が異なると、上記各回路定数などをその都度設定したり、回路部品を交換する必要があり、余分な設計時間と回路部品調整時間が増加し、コスト上昇の原因となっていた。
【００３０】
更に、トランス２の二次側に、出力電圧検出回路を設けるために、回路部品数が増加し、回路全体が大型化する原因ともなっていた。
【００３１】
更に、トランス２の二次側の出力電圧検出回路で検出した出力電圧の増加を、一次側の制御で修正するために、フォトカプラ発光素子３５ａ、フォトカプラ受光素子３５ｂ等の光結合素子を設ける必要があり、コスト上昇とともに回路構成が複雑となっていた。
【００３２】
本発明はこのような問題点に鑑みてなされたもので、使用する回路素子や集積回路にばらつきがあっても、高精度に出力電圧を定電圧制御可能なスイッチング電源回路の定電圧出力制御方法とその装置を提供することを目的とする。
【００３３】
また、同一の回路部品で出力電圧の仕様が異なるスイッチング電源回路を量産できるスイッチング電源回路の定電圧出力制御方法とその装置を提供することを目的とする。
【００３４】
また、トランスの二次側の出力電圧検出回路や光結合素子を設けない一次側の回路のみで、出力電圧を定電圧制御するスイッチング電源回路の定電圧出力制御方法とその装置を提供することを目的とする。
【００３５】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１のスイッチング電源回路の定電圧出力制御方法は、一次巻線と二次出力巻線を有するトランスと、一次巻線を励磁する直流電源に、一次巻線と直列に接続された発振用スイッチ素子と、発振用スイッチ素子をオンオフ制御するスイッチ制御回路と、二次出力巻線の出力を整流平滑化する整流平滑化回路とを備えたスイッチング電源回路の発振用スイッチ素子のオン時間を変化させ、二次出力巻線に表れる出力電圧Ｖ２ｂを定電圧制御する定電圧出力制御方法であって、
定電圧制御しようとする二次出力巻線の出力電圧をＶ２ｂｓｅｔ、一次巻線の巻数をＮｐ、二次出力巻線の巻数をＮｓ、二次出力巻線のインダクタンスをＬｓ、発振周期内で整流平滑化回路に出力が表れる出力時間をＴ２としたときに、
【数６】
2004229437.tif 000003
から求めた設定電流Ｉｐｓｅｔに、一次巻線に流れる電流Ｉｐが達した際に、発振用スイッチ素子のオン制御を停止し、オン時間を調整することを特徴とする。
【００３６】
請求項２のスイッチング電源回路の定電圧出力制御方法は、一次巻線と二次出力巻線を有するトランスと、一次巻線を励磁する直流電源に、一次巻線と直列に接続された発振用スイッチ素子と、発振用スイッチ素子をオンオフ制御するスイッチ制御回路と、二次出力巻線の出力を整流平滑化する整流平滑化回路とを備えたスイッチング電源回路の発振用スイッチ素子のオン時間を変化させ、整流平滑化回路の出力電圧Ｖ２ｏを定電圧制御する定電圧出力制御方法であって、
定電圧制御しようとする整流平滑化回路の出力電圧をＶ２ｏｓｅｔ、一次巻線の巻数をＮｐ、二次出力巻線の巻数をＮｓ、二次出力巻線のインダクタンスをＬｓ、発振周期内で整流平滑化回路に出力が表れる出力時間をＴ２、整流平滑化回路のダイオードの順方向電圧降下分の出力電流に対する比例定数をｋとしたときに、
【数７】
2004229437.tif 000004
から求めた設定電流Ｉｐｓｅｔ´に、一次巻線に流れる電流Ｉｐが達した際に、発振用スイッチ素子のオン制御を停止し、オン時間を調整することを特徴とする。
【００３７】
請求項３のスイッチング電源回路の定電圧出力制御方法は、発振周期内で整流平滑化回路に出力が表れる出力時間Ｔ２を、一次巻線にフライバック電圧が発生してから最初の極性反転時までの時間から検出することを特徴とする。
【００３８】
請求項４のスイッチング電源回路の定電圧出力制御方法は、発振周期内で整流平滑化回路に出力が表れる出力時間Ｔ２を、トランスの副巻き線にフライバック電圧が発生してから最初の極性反転時までの時間から検出する特徴とする。
【００３９】
請求項５のスイッチング電源回路の定電圧出力制御装置は、一次巻線と二次出力巻線を有するトランスと、一次巻線を励磁する直流電源に、一次巻線と直列に接続された発振用スイッチ素子と、発振用スイッチ素子をオンオフ制御するスイッチ制御回路と、二次出力巻線の出力を整流平滑化する整流平滑化回路とを備え、発振用スイッチ素子のオン時間を変化させ、二次出力巻線に表れる出力電圧（Ｖ２ｂ）を定電圧制御するスイッチング電源回路の定電圧出力制御装置であって、
一次巻線に流れる電流Ｉｐを検出する一次側電流検出部と、発振周期内で整流平滑化回路に出力が表れる出力時間Ｔ２を検出する出力時間検出部と、
定電圧制御しようとする二次出力巻線の出力電圧をＶ２ｂｓｅｔ、一次巻線の巻数をＮｐ、二次出力巻線の巻数をＮｓ、二次出力巻線のインダクタンスをＬｓとし、
出力時間検出部で検出した出力時間Ｔ２と、
【数８】
2004229437.tif 000005
とから設定電流Ｉｐｓｅｔを求める設定値算出回路と、
一次巻線に流れる電流Ｉｐと設定電流Ｉｐｓｅｔを比較する比較回路とを備え、
スイッチ制御回路は、電流Ｉｐが設定電流Ｉｐｓｅｔに達した際に、発振用スイッチ素子のオン制御を停止し、オン時間を調整することを特徴とする。
【００４０】
請求項６のスイッチング電源回路の定電圧出力制御装置は、一次巻線と二次出力巻線を有するトランスと、一次巻線を励磁する直流電源に、一次巻線と直列に接続された発振用スイッチ素子と、発振用スイッチ素子をオンオフ制御するスイッチ制御回路と、二次出力巻線の出力を整流平滑化する整流平滑化回路とを備え、発振用スイッチ素子のオン時間を変化させ、整流平滑化回路の出力電圧（Ｖ２ｏ）を定電圧制御するスイッチング電源回路の定電圧出力制御装置であって、
一次巻線に流れる電流Ｉｐを検出する一次側電流検出部と、発振周期内で整流平滑化回路に出力が表れる出力時間Ｔ２を検出する出力時間検出部と、
定電圧制御しようとする整流平滑化回路の出力電圧をＶ２ｏｓｅｔ、一次巻線の巻数をＮｐ、二次出力巻線の巻数をＮｓ、二次出力巻線のインダクタンスをＬｓ、整流平滑化回路のダイオードの順方向電圧降下分の出力電流に対する比例定数をｋとし、
出力時間検出部で検出した出力時間Ｔ２と、
【数９】
2004229437.tif 000006
とから設定電流Ｉｐｓｅｔ´を求める設定値算出回路と、
一次巻線に流れる電流Ｉｐと設定電流Ｉｐｓｅｔ´を比較する比較回路とを備え、
スイッチ制御回路は、電流Ｉｐが設定電流Ｉｐｓｅｔ´に達した際に、発振用スイッチ素子のオン制御を停止し、オン時間を調整することを特徴とする。
【００４１】
請求項７のスイッチング電源回路の定電圧出力制御装置は、一次巻線の電圧Ｖ２ａを監視し、フライバック電圧が発生してから最初の極性反転時までの時間を検出する一次巻線電圧監視回路を備え、一次巻線にフライバック電圧が発生してから最初の極性反転時までの時間を、出力時間Ｔ２とすることを特徴とする。
【００４２】
請求項８のスイッチング電源回路の定電圧出力制御装置は、トランスの一次側に更に設けられた副巻き線と、副巻き線の電圧Ｖ２ｃを監視し、フライバック電圧が発生してから最初の極性反転時までの時間を検出する副巻き線電圧監視回路を備え、副巻き線にフライバック電圧が発生してから最初の極性反転時までの時間を、出力時間Ｔ２とすることを特徴とする。
【００４３】
請求項９のスイッチング電源回路の定電圧出力制御装置は、一次側電流検出部が設定電流Ｉｐｓｅｔ若しくはＩｐｓｅｔ´に達する一次巻線電流Ｉｐを検出した後、発振用スイッチ素子がオン制御を停止するまでの時間差をδｔ、直流電源の電源電圧をＶｃｃ、一次巻線のインダクタンスをＬｐとし、
【数１０】
2004229437.tif 000007
から求めたＩｐ´を、設定電流Ｉｐｓｅｔ若しくはＩｐｓｅｔ´と比較する電流Ｉｐとすることを特徴とする、
請求項１０のスイッチング電源回路の定電圧出力制御装置は、一次側電流検出部は、一次巻線と直列に抵抗値ｒｉｐのＩｐ検出抵抗を接続し、Ｉｐ検出抵抗による電圧降下Ｖｉｐから電流Ｉｐを検出し、比較回路は、電圧降下Ｖｉｐと、設定電流Ｉｐｓｅｔ若しくはＩｐｓｅｔ´に抵抗値ｒｉｐを乗じて、設定電流Ｉｐｓｅｔ若しくはＩｐｓｅｔ´を表す設定電位Ｖｉｓｅｔを比較し、電流Ｉｐと設定電流Ｉｐｓｅｔ若しくはＩｐｓｅｔ´を比較することを特徴とする。
【００４４】
請求項１と請求項５の発明では、発振周期Ｔ内での整流平滑化回路に出力が表れる出力時間Ｔ２を検出し、（１）式に代入すれば、（１）式から二次出力巻線の出力電圧Ｖ２ｂｓｅｔを定電圧とする設定電流Ｉｐｓｅｔが得られる。
【００４５】
設定電流Ｉｐｓｅｔに一次巻線に流れる電流Ｉｐが達した際に、発振用スイッチ素子のオン制御を停止しオン時間Ｔ１を調整すると、その周期での電流Ｉｐは設定電流Ｉｐｓｅｔに等しく、二次出力巻線の出力電圧はＶ２ｂｓｅｔとなり、設定した出力電圧とすることができる。
【００４６】
各回路素子の回路定数にばらつきがあっても、出力時間Ｔ２が変化するだけであり、変化する出力時間Ｔ２を求めてから定電圧制御する為の設定電流Ｉｐｓｅｔを得る定電圧制御には影響しない。
【００４７】
また、（１）式の各回路定数を求めておけば、出力電圧Ｖ２ｂｓｅｔを数値変更するだけで、同一構成のスイッチング電源回路で異なる出力電圧の定電圧制御ができる。
【００４８】
請求項２と請求項６の発明では、発振周期Ｔ内の整流平滑化回路に出力が表れる出力時間Ｔ２を検出し、（２）式に代入すれば、（２）式から整流平滑化回路の出力電圧Ｖ２ｏｓｅｔを定電圧とする設定電流Ｉｐｓｅｔ´が得られる。
【００４９】
設定電流Ｉｐｓｅｔ´に一次巻線に流れる電流Ｉｐが達した際に、発振用スイッチ素子のオン制御を停止しオン時間Ｔ１を調整すると、その周期での電流Ｉｐは設定電流Ｉｐｓｅｔ´に等しく、ダイオード降下分を考慮した整流平滑化回路の出力電圧はＶ２ｏｓｅｔとなり、精度よく設定した出力電圧とすることができる。
【００５０】
各回路素子の回路定数にばらつきがあっても、出力時間Ｔ２が変化するだけで、変化する出力時間Ｔ２を求めてから定電圧制御する為の設定電流Ｉｐｓｅｔ´を得る定電圧制御には影響しない。
【００５１】
また、（２）式の各回路定数を求めておけば、出力電圧Ｖ２ｏｓｅｔを数値変更するだけで、同一構成のスイッチング電源回路で異なる出力電圧の定電圧制御ができる。
【００５２】
請求項３と請求項７の発明では、整流平滑化回路に出力が表れる時間Ｔ２は、トランスに蓄積されるエネルギーの放出期間であり、発振用スイッチ素子がターンオフしてから一次巻線に発生するフライバック電圧が減少し固有振動を開始する為にその極性が逆転するまでの時間に等しいので、整流平滑化回路の出力を監視することなく、一次巻線の電位を監視することにより、トランスの一次側から出力時間Ｔ２を検出できる。
【００５３】
従って、二次側の検出結果を一次側へ伝達するための伝達素子を設ける必要がなく、一次側の回路のみで定電圧制御が可能となる。
【００５４】
請求項４と請求項８の発明では、整流平滑化回路に出力が表れる時間Ｔ２は、副巻き線にフライバック電圧が発生してからその極性が逆転するまでの時間に等しく、整流平滑化回路の出力を監視することなく、トランスの一次側の副巻き線の電位を監視することにより、トランスの一次側から出力時間Ｔ２を検出できる。
【００５５】
従って、二次側の検出結果を一次側へ伝達するための伝達素子を設ける必要がなく、一次側の回路のみで定電圧制御が可能となる。
【００５６】
請求項９の発明では、ターンオンした後一次巻線電流Ｉｐは、近似する電源電圧Ｖｃｃ÷Ｌｐに比例して上昇するので、（３）式のδｔ×Ｖｃｃ÷Ｌｐは、一次側電流検出部と発振用スイッチ素子の動作間に遅れδｔによる電流Ｉｐの増加分を表す。
【００５７】
従って、発振用スイッチ素子（３）をターンオフした際の一次巻線電流Ｉｐは、設定電流Ｉｐｓｅｔ若しくはＩｐｓｅｔ´に略等しく、回路素子の遅れがあっても、精度よく定電圧制御ができる。
【００５８】
請求項１０の発明では、一次巻線電流Ｉｐと設定電流Ｉｐｓｅｔ若しくはＩｐｓｅｔ´を、電圧である電圧降下Ｖｉｐと設定電位Ｖｉｓｅｔで表すので、演算処理することなく、コンパレータを用いた比較回路で容易に比較することができる。
【００５９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の一実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。これらの図において、図６で示す従来のスイッチング電源回路１００と同一の構成には同一の番号を付している。
【００６０】
図１は、本発明の第１実施の形態に係るスイッチング電源回路５０を示す回路図である。図６の従来のスイッチング電源回路１００と比較して明らかなように、このスイッチング電源回路５０には、出力側の電圧監視回路や光結合素子を用いない簡単な構成となっている。
【００６１】
１は、電圧が変動する可能性のある不安定な直流電源であり、１ａは、その高圧側端子、１ｂは、低圧側端子である。また、２ａは、トランス２の一次巻線、２ｂは、トランス２の二次出力巻線であり、３は、発振用スイッチ素子となる電界効果トランジスタ（以下、スイッチ素子と記す）である。スイッチ素子３は、ここではＭＯＳ形（絶縁ゲート形）ＦＥＴであり、ドレインが一次巻線２ａの一端に、ソースがＩｐ検出抵抗２２を介して低圧側端子１ｂにそれぞれ接続し、ゲートがスイッチ素子３をオンオフ制御するスイッチ制御回路５に接続している。
【００６２】
スイッチ制御回路５は、演算回路５ａとＤ／Ａコンバータ５ｂとＡ／Ｄコンバータ５ｃとが１チップの回路部品に集積化されたもので、Ａ／Ｄコンバータ５ｃのアナログ入力端子Ｖｃｃ、Ｖｄ、Ｉｄは、それぞれ抵抗２１を介して高圧側端子１ａ、抵抗２３を介して一次巻線２ａの低圧側端部、Ｉｐ検出抵抗２２とスイッチ素子３の接続点に接続している。
【００６３】
また、Ｄ／Ａコンバータ５ｂのアナログ出力端子Ｖｇは、スイッチ素子３のゲートに接続し、ゲートに順方向バイアス電圧を所定のタイミングで加えてスイッチ素子３をオンオフ制御し、スイッチング電源回路５０全体を発振制御している。
【００６４】
このスイッチング電源回路５０の基本動作を図２で簡単に説明すると、スイッチ素子３をオン制御し、直列に接続された一次巻線２ａに励磁電流Ｉｐが流れ始めると、トランス２の各巻線に誘導起電力が生じる。
【００６５】
その後所定のオン時間Ｔ１後に、スイッチ制御回路５でスイッチ素子３をオフ制御し、スイッチ素子３がターンオフすると、一次巻線２ａに流れる電流が実質的に遮断され、トランス２の各巻線に、いわゆるフライバック電圧が生じる。このとき、二次出力巻線２ｂに発生するフライバック電圧は、整流用ダイオード４と平滑コンデンサ１３とにより形成される平滑整流回路４、１３により整流平滑化され、出力線２０ａ、２０ｂ間に接続される負荷に供給される電力として出力される。
【００６６】
誘導逆起電力によって二次出力巻線２ｂに蓄積されていた電気的エネルギの放出が終わると、同図（ｃ）の一次巻線２ａの電圧（Ｖ２ａ）波形に示すように、一次巻線２ａやスイッチ素子３の浮遊容量と一次巻線２ａとの直列共振により、振動を開始しその振幅は次第に減少する。
【００６７】
各巻線に発生していた電圧が降下し、再び周期Ｔ後にスイッチ制御回路５でスイッチ素子３をオン制御し、スイッチ素子３をターンオンさせ、このようにして一連の発振動作が繰り返される。
【００６８】
この発振動作において、二次出力巻線２ｂに発生するピーク電流Ｉｓは、二次出力巻線２ｂの出力電圧をＶ２ｂ、二次出力巻線２ｂのインダクタンスをＬｓ、発振周期Ｔ内で整流平滑化回路４、１３に出力が表れる出力時間、すなわち二次出力巻線２ｂに電流が流れる時間をＴ２（図２（ｂ）参照）とすれば、
【数１１】
2004229437.tif 000008
で表すことができる。
【００６９】
また、一次巻線２ａのピーク電流をＩｐ、一次巻線２ａの巻数をＮｐ、二次出力巻線２ｂの巻数をＮｓとすれば、
【数１２】
2004229437.tif 000009
の関係があり、（４）式と（５）式から
【数１３】
2004229437.tif 000010
の関係が得られる。
【００７０】
ここで、Ｎｓ、Ｎｐ、Ｌｓは、回路素子により定まる定数であるので、Ｔ２を検出して、その値を（６）式へ代入すれば、一次巻線電流Ｉｐを調整することにより任意の二次出力巻線２ｂの出力電圧Ｖ２ｂが得られる。
【００７１】
そこで、本実施の形態では、（６）式における出力電圧Ｖ２ｂを、定電圧制御しようとする二次出力巻線の出力電圧Ｖ２ｂｓｅｔに設定し、
【数１４】
2004229437.tif 000011
から得られる設定電流Ｉｐｓｅｔに、一次巻線２ａのピーク電流Ｉｐが一致するようにオン時間Ｔ１を制御するものである。
【００７２】
一次巻線２ａの電流Ｉｐは、ターンオン後に増加するので、増加する一次巻線電流Ｉｐが設定電流Ｉｐｓｅｔに達したときにスイッチ素子３をターンオフ制御することで、一次巻線電流Ｉｐを設定電流Ｉｐｓｅｔに一致させる。
【００７３】
図２に示すように、（ｎ−１）の発振周期Ｔ内での、二次出力巻線２ｂに電流が流れる出力時間Ｔ２（ｎ−１）を検出し、後の発振周期、好ましくはその次の発振周期（ｎ）までに（１）式から設定電流Ｉｐｓｅｔを得て、ターンオン後一次巻線電流Ｉｐが設定電流Ｉｐｓｅｔに達するＴ１（ｎ）で、スイッチ素子３をターンオフ制御する。
【００７４】
以下、この方法を繰り返すことにより、二次出力巻線２ｂの出力電圧Ｖ２ｂは、常に設定値Ｖ２ｂｓｅｔで出力され、定電圧制御を行うことができる。
【００７５】
出力時間Ｔ２の検出は、トランス２の二次側のダイオード４に電流が流れる時間を測定することにより容易に得られるが、ここではトランス２の一次側回路のみで定電圧制御を行うために、Ａ／Ｄコンバータ５ｃのアナログ入力端子Ｖｄを、抵抗２３を介して一次巻線２ａの低圧側端部に接続し、一次巻線２ａの電圧（Ｖ２ａ）を監視し出力時間Ｔ２を検出している。
【００７６】
図２に示すように、二次出力巻線２ｂに出力電流が表れる出力時間Ｔ２は、トランス２に蓄積されるエネルギーの放出期間であり、この時間は、発振用スイッチ素子３がターンオフしてから一次巻線２ａに発生するフライバック電圧が減少し固有振動を開始することにより、一次巻線２ａの両端の極性が逆転し、トランス２への印加電圧を中心に電位が変動するまでの時間に等しい。
【００７７】
従って、スイッチ制御回路５の演算回路５ａが、ターンオフするオフ制御信号をＤ／Ａコンバータ５ｂより出力した後、一次巻線２ａの極性が逆転し、一次巻線電圧Ｖ２ａ波形の一次巻線２ａの印加電圧に対する電位が最初に逆転するまでの時間から出力時間Ｔ２を検出する。固有振動の際に、一次巻線電圧Ｖ２ａ波形が最初の極小値に達するまでの時間は、一次巻線２ａの印加電圧に対する電位が最初に逆転するまでの時間に近似するので、オフ制御信号を出力してから、最初の極小値に達するまでの時間を計測し、その時間から出力時間Ｔ２を検出してもよい。
【００７８】
また、スイッチング電源回路５０において、一次巻線電流Ｉｐは、Ａ／Ｄコンバータ５ｃのアナログ入力端子Ｉｄから、一次巻線電流Ｉｐが流れることによるＩｐ検出抵抗２２の電圧降下Ｖｉｐを入力し、検出している。このように電圧換算するのは、電圧降下Ｖｉｐが、Ｉｐ検出抵抗２２の抵抗値をｒｉｐとしてｒｉｐ×Ｉｐで表され、一次巻線電流Ｉｐの換算値として演算回路５ａでの演算処理が可能であり、また、電流Ｉｐの検出に比べて電圧降下Ｖｉｐの検出がより容易なためである。
【００７９】
スイッチ制御回路５の演算回路５ａは、上述した方法で検出した出力時間Ｔ２を、（１）式に代入して、設定電流Ｉｐｓｅｔを算出し、設定電流ＩｐｓｅｔにＩｐ検出抵抗２２の抵抗値をｒｉｐを乗じた設定電位Ｖｉｓｅｔを、アナログ入力端子Ｉｄから入力される電圧降下Ｖｉｐと比較し、一致する電圧降下Ｖｉｐが入力されたときに、Ｄ／Ａコンバータ５ｂからスイッチ素子３へターンオフするオフ制御信号を出力する。
【００８０】
以上の第１の実施の形態では、二次出力巻線２ｂの出力電圧を設定電圧Ｖ２ｂｓｅｔに定電圧制御するものであるが、整流平滑化回路４、１３の出力電圧Ｖ２Ｏは、必ずしも精度よく定電圧とならない。
【００８１】
すなわち、整流平滑化回路４、１３の出力電圧Ｖ２ｏは、整流平滑化回路のダイオード４の順方向電圧降下分をＶｆとすれば、
【数１５】
2004229437.tif 000012
で表され、順方向電圧降下分Ｖｆは、通過する電流値、すなわち二次出力巻線２ｂの電流Ｉｓに比例するので、出力電圧Ｖ２ｂを定電圧制御しても定電圧とはならないからである。
【００８２】
ダイオード４の順方向電圧降下分の出力電流Ｉｓに対する比例定数をｋとすれば、（７）式は、Ｖ２ｂについて展開した（６）式と、出力電流Ｉｓについて展開した（５）式とから、
【数１６】
2004229437.tif 000013
となる。ここで、Ｎｐ÷Ｎｓ×ＬｓをＫ１、ｋ÷ＬｓをＫ２とおけば、（８）式は、
【数１７】
2004229437.tif 000014
となる。
【００８３】
（９）式をＩｐについて展開し、置き換えたＫ１をＮｐ÷Ｎｓ×Ｌｓ、Ｋ２をｋ÷Ｌｓと戻せば、
【数１８】
2004229437.tif 000015
が得られる。
【００８４】
ここで、Ｎｓ、Ｎｐ、Ｌｓ、ｋは、回路素子により定まる定数であるので、Ｔ２を検出して、その値を（１０）式へ代入すれば、一次巻線電流Ｉｐを調整することにより任意の整流平滑化回路の出力電圧Ｖ２ｏが得られる。
【００８５】
そこで、この第２実施の形態では、（１０）式における出力電圧Ｖ２ｏを、定電圧制御しようとする整流平滑化回路４、１３の出力電圧Ｖ２ｏｓｅｔに設定し、
【数１９】
2004229437.tif 000016
から得られる設定電流Ｉｐｓｅｔ´に、一次巻線電流Ｉｐが一致するようにオン時間Ｔ１を制御するものである。
【００８６】
一次巻線２ａの電流Ｉｐを、設定電流Ｉｐｓｅｔ´に一致させる方法と、一次巻線電流Ｉｐ及び出力時間Ｔ２の検出方法は、第１実施の形態と同じであるので、その説明を省略する。
【００８７】
特定の発振周期Ｔ内での二次出力巻線２ｂに電流が流れる出力時間Ｔ２を検出し、後の発振周期までに（２）式から設定電流Ｉｐｓｅｔ´を算出し、ターンオン後に一次巻線電流Ｉｐが設定電流Ｉｐｓｅｔ´に達するＴ１時に、スイッチ素子３をターンオフ制御し、以下、この方法を繰り返すことにより、整流平滑化回路４、１３の出力電圧Ｖ２ｏは、ダイオード４の電圧降下分Ｖｆを考慮して常に設定値Ｖ２ｏｓｅｔで出力され、定電圧制御を行うことができる。
【００８８】
以上の第１、第２の実施の形態において、Ａ／Ｄコンバータ５ｃのアナログ入力端子Ｉｄより設定電流Ｉｐｓｅｔ若しくはＩｐｓｅｔ´に達する一次巻線電流Ｉｐを表す電圧降下Ｖｉｐを入力してから、設定電位Ｖｉｓｅｔに一致若しくは越えたことを判定し、現実にスイッチ素子３がターンオフするまでには、Ａ／Ｄコンバータ５ｃ、演算回路５ａ、Ｄ／Ａコンバータ５ｂ、スイッチ素子３等の回路素子に固有の遅延が生じている。
【００８９】
一方、一次巻線電流Ｉｐは、一次巻線２ａの電圧をＶ２ａ、一次巻線２ａのインダクタンスをＬｐとすると、
【数２０】
2004229437.tif 000017
で表され、ターンオン後に一次巻線２ａに加わえられる電圧に比例して上昇する
。
【００９０】
その結果、図３に示すように、ターンオフの際に一次巻線２ａに流れる電流Ｉｐ´は、設定電位Ｖｉｓｅｔと比較した電圧降下Ｖｉｐの一次巻線電流Ｉｐより増加し、上記回路素子による遅延時間の総和をδｔとすると、その増加分δＩｐは、（１１）式より
【数２１】
2004229437.tif 000018
となる。
【００９１】
ここで、スイッチ素子３のオン期間に一次巻線２ａに印加される電圧Ｖ２ａに比べて、回路上の励磁電流による他の電圧降下分を無視すれば、電圧Ｖ２ａは、直流電源１の電源電圧Ｖｃｃと置き換えることができ、（１２）式の増加分を考慮し、
【数２２】
2004229437.tif 000019
から求めたＩｐ´を、設定電流Ｉｐｓｅｔ若しくはＩｐｓｅｔ´と比較すれば、設定電流Ｉｐｓｅｔ若しくはＩｐｓｅｔ´に略一致する一次巻線電流Ｉｐが流れているタイミングでターンオフすることができる。
【００９２】
上記実施の形態では、電圧換算した電流Ｉｐを、電圧換算した設定電流Ｉｐｓｅｔ若しくはＩｐｓｅｔ´と比較しているので、アナログ入力端子Ｉｄから入力される電圧降下をＶｉｐとして、（３）式の両辺にｒｉｐを乗じた
【数２３】
2004229437.tif 000020
の電圧降下Ｖｉｐ´を設定電位Ｖｉｓｅｔと比較する。
【００９３】
図４は、トランス２の一次側に副巻き線２ｃが設けられている場合に、この副巻き線２ｃの電圧Ｖ２ｃを監視して、出力時間Ｔ２を検出する本発明の第４実施の形態に係るスイッチング電源回路６０を示す回路図である。
【００９４】
スイッチング電源回路６０は、図１に示すスイッチング電源回路５０と比較し、副巻き線２ｃがトランス２に更に設けられ、スイッチ制御回路６のＡ／Ｄコンバータのアナログ入力端子Ｖｄを、抵抗２４を介して副巻き線２ｃの低圧側端部に接続している構成が異なるだけである。
【００９５】
トランス２の副巻き線２ｃには、一次巻線２ａの電圧Ｖ２ａに対してその巻線比に比例する電圧Ｖ２ｃが発生するので、ターンオフ後、その極性が反転するまでの時間Ｔ２は副巻き線２ｃにおいても等しく、Ａ／Ｄコンバータのアナログ入力端子Ｖｄから、この副巻き線２ｃの電圧Ｖ２ｃを継続して入力し、スイッチ制御回路６内の演算回路でＴ２を検出する。他の構成については、上記実施の形態と同一であるので、その説明を省略する。
【００９６】
図５は、本発明の第５実施の形態に係るスイッチング電源回路７０の定電圧出力制御装置７を示す回路図である。
【００９７】
本実施の形態では、スイッチ制御回路５の演算回路５ａで実行していたデジタル演算処理を、定電圧出力制御装置として作用するスイッチ制御回路７において比較回路や論理回路を用いたアナログ処理で実行するものである。従って、上述各実施の形態と異なるスイッチ制御回路７の構成を詳述し、共通する構成については同一の番号を付しその説明を省略する。
【００９８】
図において、７１は、（１３）式のδｔ×Ｖｃｃ÷Ｌｐ×ｒｉｐに相当する補正電圧を出力する遅延補正回路、７２は、スイッチング電源回路７０の発振周期Ｔに等しい周期でクロックを出力する発振器、７３は、一次巻線２ａの電圧Ｖ２ａの極性を判定するコンパレータ、７４は、出力時間Ｔ２から設定電位Ｖｉｓｅｔに変換する時間−電圧変換回路、７５は、サンプルホールド回路、７６は、設定電位Ｖｉｓｅｔを表す電圧波形を出力するクランプ回路、７７は、一次巻線電流Ｉｐを電圧換算した電圧降下Ｖｉｐに遅延補正回路７１から出力される補正電圧を加える加算器、７８は、補正した電圧降下Ｖｉｐを、設定電位Ｖｉｓｅｔと比較するコンパレータ、７９は、アンドゲートである。
【００９９】
このスイッチ制御回路７の定電圧制御動作を説明すると、始めに発振動作しているスイッチング電源回路７０の出力時間Ｔ２をコンパレータ７３で検出する。コンパレータ７３は、非反転入力を、入力端子Ｖｄから抵抗２３を介して一次巻線２ａの低圧側端部に接続し、一次巻線電圧Ｖ２ａに比例する分圧された電圧を入力する一方、反転入力には、一次巻線２ａの極性反転の検出が可能となる、直流電源１に比例する分圧された電圧を入力し、一次巻線電圧Ｖ２ａの極性に応じた波形を出力している。従ってこのコンパレータ７３は、スイッチ素子３がターンオフしたフライバック電圧により「Ｈ」の出力波形を出力し、トランス２のエネルギー放出が完了し極性が反転すると「Ｌ」に転じる。
【０１００】
時間−電圧変換回路７４は、コンパレータ７３から「Ｈ」が出力されている期間を出力時間Ｔ２として、（１）式若しくは（２）式から、Ｉｐｓｅｔ若しくはＩｐｓｅｔ´を求め、これらの設定電流値にｒｉｐを乗じた設定電位Ｖｉｓｅｔを出力する。設定電流値にＩｐ検出抵抗２２の抵抗値ｒｉｐを乗じるのは、コンパレータ７８において、一次巻線電流Ｉｐに抵抗値ｒｉｐを乗じた電圧降下Ｖｉｐと比較する為である。
【０１０１】
サンプルホールド回路７５は、少なくとも後に定電圧制御しようとする発振周期まで設定電位Ｖｉｓｅｔを保持し、クランプ回路７６へ出力する。
【０１０２】
クランプ回路７６は、サンプルホールド回路７５から出力される設定電位Ｖｉｓｅｔをクランピングし、振幅が設定電位Ｖｉｓｅｔとなるパルス波形を、コンパレータ７８の非反転入力へ出力する。
【０１０３】
発振動作している間に一次巻線２ａに流れる電流Ｉｐは、Ｉｐ検出抵抗２２による電圧降下Ｖｉｐ、すなわちＩｐ×ｒｉｐで表される電圧降下Ｖｉｐとして入力端子Ｉｄから加算器７７の一方に入力される。
【０１０４】
遅延補正回路７１は、図示しない測定値回路などで計測したスイッチ制御回路７及びスイツチ素子３による固有遅延時間の総和δｔと、抵抗２１を介して入力される直流電源１の電源電圧Ｖｃｃとから、（１３）式のδｔ×Ｖｃｃ÷Ｌｐ×ｒｉｐに相当する補正電圧を算出し、加算器７７の他方へ入力する。
【０１０５】
加算器７７は、この補正電圧を電圧降下Ｖｉｐへ加える（１３）式の演算処理を行い、コンパレータ７８の反転入力へ出力する。
【０１０６】
従って、コンパレータ７８へは、回路素子の遅延時間を考慮した電圧降下Ｖｉｐが入力され、設定電位Ｖｉｓｅｔと比較され、加算器７７から出力される電圧降下Ｖｉｐが設定電位Ｖｉｓｅｔ以下である場合には「Ｈ」を、設定電位Ｖｉｓｅｔを越えると「Ｌ」をアンドゲート７９へ出力する。
【０１０７】
アンドゲート７９は、発振器７２とコンパレータ７８からの出力を入力し、出力をスイッチ素子３のゲートに接続するもので、論理積が「Ｈ」の期間のみ、スイッチ素子３をＯＮ制御するように動作する。
【０１０８】
発振器７２から出力されるクロックが「Ｌ」の期間は、スイッチ素子３がＯＦＦ制御され、トランス２の一次巻線２ａに励磁電流が流れない。
【０１０９】
発振器７２から出力されるクロックが「Ｈ」に転じ、コンパレータ７８からの出力も「Ｈ」、すなわち電圧降下Ｖｉｐが設定電位Ｖｉｓｅｔに達しない間は、アンドゲート７９の出力も「Ｈ」となるので、スイッチ素子３がターンオンする。
【０１１０】
その後、オン時間に比例して一次巻線電流Ｉｐを表す電圧降下Ｖｉｐも増加し、電圧降下Ｖｉｐが設定電位Ｖｉｓｅｔを越えると、コンパレータ７８の出力が「Ｌ」となるので、アンドゲート７９の出力も「Ｌ」となり、スイッチ素子３がターンオフする。このターンオフした際の電圧降下Ｖｉｐは、設定電位Ｖｉｓｅｔに等しく、そのときに一次巻線２ａに流れる電流Ｉｐは、（１）式若しくは（２）式のＩｐｓｅｔ若しくはＩｐｓｅｔ´となり、設定した出力電圧Ｖ２ｂ若しくは出力電圧Ｖ２ｏに略等しい出力が得られる。この制御を、少なくとも発振動作中に繰り返えすことにより、トランス２の二次側で、設定した出力電圧Ｖ２ｂ若しくは出力電圧Ｖ２ｏの定電圧出力制御を行うことができる。
【０１１１】
以上の各実施の形態において、スイッチング電源回路全体の発振動作が安定するまでの出力期間Ｔ２は不安定であり、設定電流Ｉｐｓｅｔ若しくはＩｐｓｅｔ´が設定できないので、安定動作するまでは、設定電流Ｉｐｓｅｔ若しくはＩｐｓｅｔ´を初期電流値Ｉｐｄｅｆ（若しくは初期電位Ｖｉｄｅｆ）とし、オン時間Ｔ１を一定にしておくことが望ましい。
【０１１２】
また、出力時間Ｔ２は、必ずしも各周期Ｔ毎に検出する必要はなく、例えば、発振周期Ｔとは異なるより長い周期毎に検出して定電圧制御を行ってもよい。
【０１１３】
更に、本発明によれば、単に設定した基準電圧値に対してこれを越える出力電圧が発生した場合にのみその電圧を低下させるだけでなく、二次出力巻線２ｂ若しくは整流平滑化回路の出力電圧をＶ２ｂ若しくはＶ２ｏに設定して、その設定した出力電圧が得られるので、従来例で説明したようなトランス２の二次側に出力検出回路を有し、フォトカプラなどの絶縁された信号伝達素子を介してその検出信号を一次側へ伝送する帰還回路を備えたスイッチング電源回路に対しても適用して、利用することができる。
【０１１４】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、各回路素子の回路定数にばらつきがあっても、出力時間Ｔ２が変化するだけで、変化する出力時間Ｔ２を求めてから定電圧制御する為の設定電流Ｉｐｓｅｔを得る（１）式には影響しないので、量産しても高精度に定電圧制御を行うことができる。
【０１１５】
また、出力電圧の仕様が異なるスイッチング電源回路であっても、同一の回路部品で定電圧出力制御を行うことができる。
【０１１６】
また、トランスの二次側の出力電圧検出回路や光結合素子を設けない一次側の回路のみで、定電圧出力制御できる。
【０１１７】
また、請求項２と請求項６の発明によれば、更に、整流平滑化回路の出力を高精度に定電圧出力制御することかできる。
【０１１８】
更に、請求項３と請求項７の発明によれば、トランスの二次側の検出結果を一次側へ伝達するための信号伝達素子を設ける必要がなく、一次側の回路のみで定電圧制御が可能となる。
【０１１９】
請求項４と請求項８の発明によれば、トランスに副巻き線が設けられている場合には、そのその副巻き線の電位を監視することにより、二次側の定電圧出力制御を行うことができる。
【０１２０】
更に、請求項９の発明によれば、トランスの一次側電流検出部と発振用スイッチ素子の動作間に遅れδｔがあっても、精度よく出力電圧制御を行うことができる。
【０１２１】
更に、請求項１０の発明によれば、電圧である電圧降下Ｖｉｐと設定電位Ｖｉｓｅｔを比較して、ターンオフする際の一次巻線電流Ｉｐを設定電流Ｉｐｓｅｔ若しくはＩｐｓｅｔ´とするので、電流値に換算処理することなく、コンパレータを用いた比較回路で簡単に比較できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施の形態に係るスイッチング電源回路５０の回路図である。
【図２】スイッチング電源回路５０の各部の電圧若しくは電流波形を拡大して示し、
（ａ）は、トランス２の一次巻線２ａに流れる電流（Ｉｐ）を、
（ｂ）は、トランス２の二次出力巻線２ｂに流れる電流（Ｉｓ）を、
（ｃ）は、トランス２の一次巻線２ａの電圧（Ｖ２ａ）を、
それぞれ示す波形図である。
【図３】ターンオン後にトランス２の一次巻線２ａに流れる電流（Ｉｐ）と、ターンオン後の時間ｔとの関係を示すグラフである。
【図４】本発明の第４実施の形態に係るスイッチング電源回路６０の回路図である。
【図５】本発明の第５実施の形態に係るスイッチング電源回路７０の定電圧出力制御装置７を示す回路図である。
【図６】従来のスイッチング電源回路１００の回路図である。
【符号の説明】
１          直流電源
２          トランス
２ａ        一次巻線
２ｂ        二次出力巻線
２ｃ        副巻き線
３          発振用スイッチ素子
４          整流用ダイオード（整流平滑化回路）
５、６、７  スイッチ制御回路
１３        平滑コンデンサ（整流平滑化回路）
２２        Ｉｐ検出抵抗
７３        コンパレータ（出力時間検出部）
７４        時間−電圧変換回路（設定値算出回路）
Ｔ１        オン時間
Ｔ２        整流平滑化回路に出力が表れる出力時間
Ｖｃｃ      直流電源の電源電圧
Ｖ２ｂ        二次出力巻線に表れる出力電圧
Ｖ２ｂｓｅｔ    定電圧制御しようとする二次出力巻線出力電圧
Ｖ２ｏ        整流平滑化回路の出力電圧
Ｖ２ｏｓｅｔ    定電圧制御しようとする整流平滑化回路の出力電圧
Ｖｉｓｅｔ      設定電位
Ｉｐ        一次巻線電流
Ｉｐｓｅｔ    設定電流
Ｉｐｓｅｔ´  設定電流
Ｎｐ        一次巻線の巻数
Ｎｓ        二次出力巻線の巻数
Ｌｐ        一次巻線のインダクタンス
Ｌｓ        二次出力巻線のインダクタンス
ｋ          整流用ダイオードの順方向電圧降下分の出力電流に対する比例定数
δ          一次巻線電流Ｉｐを検出した後、発振用スイッチ素子がオン制  御を停止するまでの時間差
ｒｉｐ        Ｉｐ検出抵抗の抵抗値
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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