(57)【要約】【課題】ＤＣ−ＤＣコンバータ電源は装置の最大電力に合わせて設計されているから、最小電力状態では、変換効率は極めて悪く、不必要な消費電力の発生があり、電力の大きく異なる装置の電源を共通化できなかった。【解決手段】スイッチング・トランスの１次巻線ｎ１および，２次巻線ｎ２のそれぞれを複数個のコイルを含むコイル群により構成し、１次巻線、および，２次巻線のそれぞれの複数個のコイルを組合せて並列に又は直列接続して、大きな電力を得る場合には１次巻線、および，２次巻線のそれぞれの巻線数を小さくし、小さな電力を得る場合には１次巻線、および，２次巻線のそれぞれの巻線数を大きくする選択スイッチＳＷを設た。これにより、課題を解決した。【選択図】        図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング・トランスの１次巻線（ｎ１）、および、２次巻線（ｎ２）のそれぞれを複数個のコイルを含むコイル群により構成し、
前記１次巻線（ｎ１）、および、前記２次巻線（ｎ２）のそれぞれの複数個のコイルを組合せて選択接続することにより、大きな電力を得る場合には前記１次巻線（ｎ１）、および、前記２次巻線（ｎ２）のそれぞれの巻線数を小さくし、小さな電力を得る場合には、前記１次巻線（ｎ１）、および、前記２次巻線（ｎ２）のそれぞれの巻線数を大きくし、
スイッチング素子（ＣＳＷ）によって、前記１次巻線（ｎ１）側の直流電源（１）をオン・オフしてスイッチングするようにし（３）、
前記２次巻線（ｎ２）側の出力を整流し平滑して、ＤＣ出力（Ｅ０  ）を得るようにした、
ＤＣ−ＤＣコンバータ電源方法。
【請求項２】
前記ＤＣ出力（Ｅ０  ）を監視して、そのＤＣ出力（Ｅ０  ）を最適にするようにした（９）、
請求項１のＤＣ−ＤＣコンバータ電源方法。
【請求項３】
スイッチング・トランス（Ｔ）の複数個のコイルを含むコイル群によりそれぞれ構成した１次巻線（ｎ１）、および、２次巻線（ｎ２）と、
前記１次巻線（ｎ１）、および、前記２次巻線（ｎ２）のそれぞれの複数個のコイルを組合せて選択接続することにより、大きな電力を得る場合には前記１次巻線（ｎ１）、および、前記２次巻線（ｎ２）のそれぞれの巻線数を小さくし、小さな電力を得る場合には、前記１次巻線（ｎ１）、および、前記２次巻線（ｎ２）のそれぞれの巻線数を大きくするように選択接続するための選択スイッチ手段（ＳＷ，５）と、
前記１次巻線（ｎ１）側の直流電源（１）をオン・オフしてスイッチングするためのスイッチング手段（３，ＣＳＷ）と、
前記２次巻線（ｎ２）側の出力を整流し平滑して、ＤＣ出力（Ｅ０  ）を得るための整流平滑手段（Ｄ，Ｃ，Ｌ）とを含む、
ＤＣ−ＤＣコンバータ電源装置。
【請求項４】
前記ＤＣ出力（Ｅ０  ）を監視して、そのＤＣ出力（Ｅ０  ）を最適にするべく前記ＤＣ出力を監視し制御するための出力監視制御手段（７，８，９）を含む、
請求項３のＤＣ−ＤＣコンバータ電源装置。
【請求項５】
前記選択スイッチ手段（ＳＷ，５）が、
大きな電力を得る場合には、前記１次巻線（ｎ１）、および、前記２次巻線（ｎ２）のそれぞれの複数個のコイルを並列に接続し、小さな電力を得る場合には、前記１次巻線（ｎ１）、および、前記２次巻線（ｎ２）のそれぞれの複数個のコイルを直列に接続するように構成された、
請求項３のＤＣ−ＤＣコンバータ電源装置。
【請求項６】
大きな電力を得る場合には、前記１次巻線（ｎ１）、および、前記２次巻線（ｎ２）のそれぞれの複数個のコイルを並列に接続し、小さな電力を得る場合には、前記１次巻線（ｎ１）、および、前記２次巻線（ｎ２）のそれぞれの複数個のコイルを直列に接続するようにしたとき、前記１次巻線（ｎ１）の巻線数対前記２次巻線（ｎ２）の巻線数の比が、前記選択接続の前後において実質的に等しくなるように構成された、
請求項３のＤＣ−ＤＣコンバータ電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータ電源方法と装置に関する。さらに具体的には、負荷の大きな変動にもかかわらず、スイッチング・コンバータ・トランスの巻線数とスイッチング周波数を変更することにより、スイッチング損失の少ない新規な方法と装置を提供するものである。
【０００２】
【従来の技術】
ＤＣ−ＤＣコンバータ電源を使用する装置には、使用の目的や使用状態により消費電力が大きく変動するものがある。たとえば、電話主装置は、それを使用する規模により、そこに接続される電話機の数に大きな違いがある。たとえば、ある主装置（Ａ）には３０台の電話機が接続されるのみであり、他の主装置（Ｂ）には７０台の電話機が接続されて使用される。
【０００３】
このような場合に、主装置（Ａ）と主装置（Ｂ）のＤＣ−ＤＣコンバータ電源に要求される電力容量は大きく異なるが、それぞれの電話機の数に対応した電力容量のＤＣ−ＤＣコンバータ電源を用意するのは、製造コスト、製品の在庫管理上の問題から好ましくない。そこでＤＣ−ＤＣコンバータ電源の電力容量は、接続される電話機の最大数に合わせて決められている。たとえば、主装置（Ｂ）と主装置（Ａ）とは、同じＤＣ−ＤＣコンバータ電源が使用される。
【０００４】
主装置（Ｂ）においても、電話機の使用状態により、使用電力は大きく変動する。たとえば、全ての電話機を使用していない（オン・フック）状態と、７０台の電話機を同時に使用した（オフ・フック）状態である。主装置（Ａ）と主装置（Ｂ）のＤＣ−ＤＣコンバータ電源を共通化したとき、使用電力が最小となるのは、主装置（Ａ）の電話機を使用していない（オン・フック）状態（Ａｍｉｎ  ）であり、使用電力が最大となるのは、主装置（Ｂ）の７０台の電話機を同時に使用した（オフ・フック）状態（Ｂｍａｘ  ）である。
【０００５】
ＤＣ−ＤＣコンバータ電源は主装置（Ｂ）の最大電力状態（Ｂｍａｘ  ）に合わせて設計されているから、最小電力状態（Ａｍｉｎ  ）では、ＤＣ−ＤＣ変換効率は極めて悪く、不必要な消費電力の発生があった。
【０００６】
図５には、従来一般的に使用されているＤＣ−ＤＣコンバータ電源の回路が示されている。直流電源電圧Ｅｉ  の直流電源１の＋側が、スイッチング・トランスＴ２の１次巻線ｎ１Ｂの巻終わり（ｎ１Ｂの上）側に接続されている。直流電源１の−側は、スイッチング・トランジスタＴｒのエミッタＥに接続されている。スイッチング・トランスＴ２の１次巻線ｎ１Ｂの巻始め（ｎ１Ｂの下）側は電界効果トランジスタＦＥＴのドレインＤに接続されている。
【０００７】
このドレインＤと直流電源１の＋側との間には、リセット回路が接続されている。そこには、リセット・ダイオードＤｓ  ，リセット・コンデンサＣｓ  ，リセット抵抗Ｒｓ  が含まれている。１次巻線ｎ１の巻始めと巻終わりの間には、スイッチング１次電圧ｅ１  が現われる。このスイッチング１次電圧ｅ１  のピーク・ツウ・ピーク（Ｐ−Ｐ）値は、直流電源電圧Ｅｉ  の２倍近くに達する。
【０００８】
スイッチング・トランスＴ２の２次巻線ｎ２Ｂの巻終わり（ｎ２Ｂの上）側は、整流用のダイオードＤ１のアノードに接続されている。２次巻線ｎ２Ｂの巻始め（ｎ２Ｂの下）側はＤＣ出力端子１９に接続されている。２次巻線ｎ２Ｂの巻始めと巻終わりの間には、スイッチング２次電圧ｅ２  が現われる。ダイオードＤ１のカソードには、インダクタＬ１とフライホイール・ダイオードＤ２のカソードが接続されている。
【０００９】
フライホイール・ダイオードＤ２のアノードはＤＣ出力端子１９に接続されている。インダクタＬ１の他端はＤＣ出力端子１８に接続されている。ＤＣ出力端子１８と１９の間には、平滑用の電解コンデンサＣ１が接続されており、直流の出力電圧Ｅ０  が得られる。ＤＣ出力端子１８と１９の外部には、負荷として負荷抵抗６（電話機など）が接続されている。電界効果トランジスタＦＥＴのゲートＧには、矩形波であるスイッチング制御信号１５Ｂが接続されている。スイッチング制御信号１５Ｂは、スイッチング制御部３Ｂにおいて発生される。
【００１０】
電界効果トランジスタＦＥＴがオンまたはオフするのに対応して、スイッチング１次電圧ｅ１  はオン・タイムｔｏｎとオフ・タイムｔｏｆｆ  を周期ｔｓ  で繰り返す。オン・タイムｔｏｎにおける電界効果トランジスタＦＥＴのオン時のドレインＤとソースＳ間の飽和電圧を無視するならば、ｅ１  ＝２Ｅｉ  （Ｅｉ  は直流電源電圧）となる。
【００１１】
一般に、スイッチング・トランスＴ２の最大出力電力ＰＴ  ，１次巻線ｎ１Ｂの巻線数ｎ１  ，２次巻線ｎ２Ｂの巻線数ｎ２  ，スイッチングの周期ｔｓ  （＝ｔｏｎ＋ｔｏｆｆ  ）と、最適に選んだ基準となる一定の電力をＰｋ  ，最適に選んだ基準となる周期をｔｋ  ，最適に選んだ基準となる巻線数をｎｋ  とすると、
ＰＴ  ＝Ｐｋ  ｔｋ  ／ｔｓ            （１）
ｎ１  ＝ｎｋ  ｔｓ  ／ｔｋ            （２）
ＰＴ  ＝Ｐｋ  ｎｋ  ／ｎ１            （３）
ｅ２  ／ｅ１  ＝ｎ２  ／ｎ１          （４）
となる。
【００１２】
デューティ・サイクルをＤ（＝ｔｏｎ／ｔｓ  ）とし、最適に選らんだ比例定数ｋｄ  を用いると、
Ｅ０  ＝ｋｄ  Ｄｅ２                          （５）
となる。
【００１３】
式（１）は、スイッチングの周期ｔｓ  を小さくすると（スイッチングの周波数を高くすると）、最大出力電力ＰＴ  は大となることを示している。すなわち、スイッチングの周波数を高くすると、スイッチング・トランスＴ２から取出すことのできる最大出力電力ＰＴ  は大きくなる。
式（２）は、スイッチングの周期ｔｓ  を大きくすると（スイッチングの周波数を低くすると）、１次巻線ｎ１Ｂの巻線数ｎ１  を大きくしなければならないことを示している。
【００１４】
式（３）は、１次巻線ｎ１Ｂの巻線数ｎ１  を大きく（小さく）すると、最大出力電力ＰＴ  は小（大）となることを示している。
式（４）は、２次巻線ｎ２Ｂの巻線数ｎ２  と１次巻線ｎ１Ｂの巻線数ｎ１  の比を大きく（小さく）すると、スイッチング２次電圧ｅ２  とスイッチング１次電圧ｅ１の比は大（小）となることを示している。
式（５）は、デューティ・サイクルＤを大きく（小さく）すると、直流の出力電圧Ｅ０  が大きく（小さく）なることを示している。
【００１５】
スイッチング電源の損失は、スイッチング損、抵抗損（銅損）およひその他の（制御などの回路の）損失から成る。抵抗損は、出力電力に比例する。その他の損失は、出力電力とスイッチング周波数に関係なく、ほぼ一定である。スイッチング損は、電界効果トランジスタＦＥＴの損失である。したがって、スイッチングの周期ｔｓ  を小さくすると（スイッチングの周波数を高くすると）、そのスイッチング損失が周波数に比例して増大するから、電力損失を減少するためには、各種の要件の許す限りにおいて、スイッチングの周波数は低い方がよい。しかしながら、前述のように、スイッチング・トランスＴ２と最大出力電力ＰＴ  が決まると、一義的にスイッチング周波数（１／ｔｓ  ）が決まる。
【００１６】
図６には、他の従来例が示されている。図５に対応する要素については、同じ記号を付した。図６においては、直流の出力電圧Ｅ０  を出力電圧監視信号１４として取り出し、出力電圧制御回路８Ｃに印加している。その出力は、アイソレータ７Ｃを介して、アイソレータ信号１７としてスイッチング制御部３Ｃに印加される。
【００１７】
アイソレータ７Ｃは、ホト・カプラや、絶縁トランスにより構成され、スイッチング・トランスＴ２の１次側と２次側の絶縁を確保している。スイッチング制御部３Ｃでは、アイソレータ信号１７に従ってスイッチング制御信号１５Ｃのデューティ・サイクルＤを制御する。これにより出力電圧Ｅ０  は、一定値に保たれる。
【００１８】
図５および図６に示すようなＤＣ−ＤＣコンバータ電源においては、最大の出力電力において、電力効率が良く、小型でコストが最少となるように設計し製造されてきた。すなわち、最大の出力電力を得るために、式（１）の示すように、スイッチングの周期ｔｓ  を小さく（スイッチングの周波数を高く）していた。そのために、最小の出力電力においては、電力効率は低下せざるを得なかった。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
ＤＣ−ＤＣコンバータ電源は装置の最大電力状態（Ｂｍａｘ  ）に合わせて設計されているから、最小電力状態（Ａｍｉｎ  ）では、ＤＣ−ＤＣ変換効率は極めて悪く、不必要な消費電力の発生があり、問題となっていた。電力容量の大きく異なる装置のＤＣ−ＤＣコンバータ電源を共通化することができず、電力容量の異なる多種のＤＣ−ＤＣコンバータ電源を用意していたから、製造コスト、製品の在庫管理上の解決されるべき課題となっていた。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
スイッチング・トランスの１次巻線および、２次巻線のそれぞれを複数個のコイルを含むコイル群により構成し、１次巻線、および、２次巻線のそれぞれの複数個のコイルを組合せて選択接続することにより、大きな電力を得る場合には、スイッチングの周期ｔｓ  を小さく（スイッチングの周波数を高く）し、１次巻線、および，２次巻線のそれぞれの巻線数を小さくし、小さな電力を得る場合にはスイッチングの周期ｔｓ  を大きく（スイッチングの周波数を低く）し、１次巻線、および、２次巻線のそれぞれの巻線数を大きくする選択スイッチを設け、スイッチング素子によって、１次巻線側の直流電源をオン・オフしてスイッチングするようにし、２次巻線側の出力を整流し平滑して、ＤＣ出力を得るようにした。
【００２１】
選択スイッチは、メカニカル・スイッチ、半導体スイッチ、あるいは、所望の接続を構成する配線とすることができる。半導体スイッチを用いる場合には、ＤＣ出力を監視して、そのＤＣ出力を最適にするべく半導体スイッチを切替て、スイッチング・トランスにおける所望の接続を構成することも可能である。ＤＣ出力を監視する場合には、さらに、スイッチング素子のオン・オフの比であるデューティ・サイクルを変えることによりＤＣ出力電圧を一定にすることもできる。
【００２２】
これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ電源に要求される出力電力の大小により、製品の出荷時にメカニカル・スイッチで設定したり、所望の接続を構成する配線をプリント基板により構成することができる。このようにして、電力容量の大きく異なる装置のＤＣ−ＤＣコンバータ電源を共通化することができ、電力容量の異なる多種のＤＣ−ＤＣコンバータ電源を用意する必要性も無くなったから、製造コスト、製品の在庫管理上の課題が解決された。
【００２３】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の実施の形態を示す回路図であり、従来例を示した図５に対応している。ここで、図５に示した構成要素に対応するものについては、同じ記号を付した。スイッチング・トランスＴの１次巻線ｎ１と２次巻線ｎ２は、それぞれ複数個のコイルを含むコイル群により構成され、複数個のコイルを直列接続している。コイルの接続点のタップが、選択スイッチＳＷ１，ＳＷ２のそれぞれの端子ａ，ｂ，ｃに接続されている。コンバータ・スイッチＣＳＷは、トランジスタ，ＦＥＴなどのスイッチング素子であり、図５の電界効果トランジスタＦＥＴと同じ機能を有している。
【００２４】
直流電源電圧Ｅｉ  の直流電源１の＋側が、選択スイッチＳＷ１の端子ａを介して、スイッチング・トランスＴの１次巻線ｎ１の巻終わり（ｎ１の上）側に接続されている。直流電源１の−側は、コンバータ・スイッチＣＳＷを介して、スイッチング・トランスＴ２の１次巻線ｎ１の巻始め（ｎ１の下）側に接続されている。選択スイッチＳＷ１の共通端子（ＳＷ１の左側）と１次巻線ｎ１の巻始めとの間には、リセット回路ＲＳＴ（図５，図６の従来例に同じ）があり、その両端にはスイッチング１次電圧ｅ１  が現われる。
【００２５】
スイッチング・トランスＴの２次巻線ｎ２の巻終わり（ｎ２の上）側は、選択スイッチＳＷ１の端子ａを介して、整流用のダイオードＤ１のアノードに接続されている。２次巻線ｎ２の巻始め（ｎ２の下）側はＤＣ出力端子１９に接続されている。２次巻線ｎ２の巻始めと選択スイッチＳＷ２の共通端子（ＳＷ２の右側）との間には、スイッチング２次電圧ｅ２  が現われる。ダイオードＤ１のカソードには、インダクタＬ１とフライホイール・ダイオードＤ２のカソードが接続されている。
【００２６】
フライホイール・ダイオードＤ２のアノードはＤＣ出力端子１９に接続されている。インダクタＬ１の他端はＤＣ出力端子１８に接続されている。ＤＣ出力端子１８と１９の間には、平滑用の電解コンデンサＣ１が接続され、直流の出力電圧Ｅ０  が得られる。ＤＣ出力端子１８と１９の外部には、負荷として負荷抵抗６が接続されている。コンバータ・スイッチＣＳＷには、矩形波であるスイッチング制御信号１５が接続されている。スイッチング制御信号１５は、スイッチング制御部３において発生される。
【００２７】
２個の選択スイッチＳＷ１，ＳＷ２は端子ａ，ｂ，ｃを選択することにより、１次巻線ｎ１と２次巻線ｎ２の最適動作に有効な巻線数を得ることができる。選択スイッチＳＷ１，ＳＷ２における端子ａ，ｂ，ｃの選択は、それぞれ、巻線選択信号２１，２２によりなされる。
【００２８】
巻線選択部５Ａは、切替指示信号１１の指示に従って、巻線選択信号２１，２２とスイッチングに必要なスイッチング情報信号１３を出力する。選択スイッチＳＷ１，ＳＷ２における端子ａ，ｂ，ｃの選択情報を含んでいるスイッチング情報信号１３を受けて、スイッチング制御部３は、現在の出力状況に最適のデューティ・サイクルとスイッチング周期のスイッチング制御信号１５をコンバータ・スイッチＣＳＷに出力することができる。
【００２９】
選択スイッチＳＷ１，ＳＷ２が、それぞれ端子ａを選んだときには（出力電力は最小）、スイッチングの周期ｔｓ  は最大（スイッチングの周波数は最低）となり、端子ｃを選んだときには（出力電力は最大）、スイッチングの周期ｔｓ  は最小（スイッチングの周波数は最高）となる。
【００３０】
図２は、本発明の実施例を示す回路図であり、図１に対応している。ここで、図１に示した構成要素に対応するものについては、同じ記号を付した。図１の回路と異なる点は、出力電流監視部９，出力電圧制御部８とアイソレータ７が付加され、切替指示信号１１（図１）に代えて出力電流監視信号１２が巻線選択部５Ｂに印加されていることである。出力電流監視部９は、出力電流を検出して出力電流監視信号１２として出力している。
【００３１】
巻線選択部５Ｂは、スイッチング情報信号１３を出力している。スイッチング情報信号１３によりスイッチングの周期ｔｓ  を切替え、アイソレータ信号１７によりコンバータ・スイッチＣＳＷのオン・オフの比であるデューティ・サイクルを変えてＤＣの出力電圧Ｅ０  を一定にすることかできる。
【００３２】
図３は、本発明の他の実施例を示す回路図であり、図２に対応している。ここで、図２に示した構成要素に対応するものについては、同じ記号を付した。図２の回路と異なるのは、図２の出力電流監視部９と巻線選択部５Ｂを省略している点である。ＤＣ−ＤＣコンバータ電源に要求される出力電力の大小により、製品の出荷時に選択スイッチＳＷ１，ＳＷ２をメカニカル・スイッチとして設定したり、所望の接続を構成する配線をプリント基板により構成する場合であり、出力電流を監視する必要のない場合に適している。
【００３３】
図１，図２および図３において、選択スイッチＳＷ１，ＳＷ２は、メカニカル・スイッチ、半導体スイッチ、あるいは、所望の接続を構成する配線とすることができる。選択スイッチＳＷ１，ＳＷ２に半導体スイッチを用いる場合には、ＤＣ出力を監視して（図２）、そのＤＣ出力を最適にするべく半導体スイッチを切替て所望の接続を構成することも可能である。ＤＣ出力を監視する場合には（図２）、コンバータ・スイッチＣＳＷのオン・オフの比であるデューティ・サイクルを制御することを選択スイッチＳＷ１，ＳＷ２の切替と組合せるならば、さらにＤＣ出力電圧を一定にすることも可能である。
【００３４】
ＤＣ−ＤＣコンバータ電源に要求される出力電力の大小により、製品の出荷時にメカニカル・スイッチで設定したり、所望の接続を構成する配線をプリント基板により構成することができるから、電力容量の大きく異なる装置のＤＣ−ＤＣコンバータ電源を共通化することができ、電力容量の異なる多種のＤＣ−ＤＣコンバータ電源を用意する必要性も無くなった。
【００３５】
図４には、図１，図２および図３におけるスイッチング・トランスＴと選択スイッチＳＷ１，ＳＷ２の他の実施例が示されている。スイッチング・トランスＴ１の１次巻線と２次巻線は、それぞれコイルｎ１ａとｎ１ｂを含むコイル群と、コイルｎ２ａとｎ２ｂを含むコイル群とから構成されている。選択スイッチＳＷ１ａ，ＳＷ１ｂとＳＷ２ａ，ＳＷ２ｂが、それぞれ図１，図２，図３の選択スイッチＳＷ１とＳＷ２に対応している。
【００３６】
各選択スイッチＳＷ１ａ，ＳＷ１ｂ，ＳＷ２ａ，ＳＷ２ｂが、巻線選択信号２１Ｂ，２２Ｂにより、端子ａ側（図示の状態）にあるときは、コイル群のコイルｎ１ａとｎ１ｂおよびｎ２ａとｎ２ｂのそれぞれが直列に接続されている。
このときには、出力電力が小さい場合に適した接続になっている。
【００３７】
各選択スイッチＳＷ１ａ，ＳＷ１ｂ，ＳＷ２ａ，ＳＷ２ｂが、巻線選択信号２１Ｂ，２２Ｂにより、端子ｂ側にあるときは、コイル群のコイルｎ１ａとｎ１ｂおよびｎ２ａとｎ２ｂのそれぞれが並列に接続されている。このときには、出力電力が大きい場合に適した接続になっている。
【００３８】
たとえば、各コイルｎ１ａとｎ１ｂおよびｎ２ａとｎ２ｂの巻線数が、ｎ１ａ，ｎ１ｂ，ｎ２ａ，ｎ２ｂであり、ｎ１ａ＝ｎ１ｂおよびｎ２ａ＝ｎ２ｂとなっている場合には、直列接続されたときのスイッチング周波数がｆ（＝１／ｔｓ  ）であり、最大出力電力がＰＴ  であるならば、並列接続されたときのスイッチング周波数は２ｆとなり、最大出力電力は２ＰＴ  となる。このような構成により、大電流が流れる並列接続の場合には、巻線線材の断面積が直列接続の場合に比べて２倍になり、巻線の銅損を低減することが可能で、スイッチング・トランスＴ１の機能を最大限に発揮することができる。
【００３９】
図１〜４の構成において、スイッチング・トランスＴの巻線は、必要とする出力電力に合わせて１（又は２）次側の巻線数を決め、２（又は１）次巻線数は、デューティ・サイクルＤの可変範囲を考慮して決めればよい。この場合に、最大の出力電力において、スイッチング・トランスＴのコアが磁気飽和しないように、巻線数を決定するように配慮しなければならない。
【００４０】
このような配慮がなされるならば、１次巻線群のタップ数と２次巻線群のタップ数とは、必ずしも同一である必要性はない。さらに、コイル群のコイルｎ１ａとｎ１ｂおよびｎ２ａとｎ２ｂの数を増やし、それに対応して選択スイッチＳＷ１ａ，ＳＷ１ｂ，ＳＷ２ａ，ＳＷ２ｂの数も増やすならば、広範囲の出力電力の変化に対応することができる。
【００４１】
【発明の効果】
以上の説明から明らかなように、ＤＣ−ＤＣコンバータ電源に要求される出力電力の大小により、製品の出荷時にメカニカル・スイッチで設定したり、所望の接続を構成する配線をプリント基板により構成することができるから、電力容量の大きく異なる装置のＤＣ−ＤＣコンバータ電源を共通化し、電力容量の異なる多種のＤＣ−ＤＣコンバータ電源を用意する必要性も無くなった。しかも、最小電力状態においても、変換効率は極めて高く、不必要な消費電力の発生が小さい。したがって、本発明の効果は極めて大きい。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態を示す回路図である。
【図２】本発明の実施例を示す回路図である。
【図３】本発明の他の実施例を示す回路図である。
【図４】本発明のさらに他の実施例を示す回路図である。
【図５】従来例を示す回路図である。
【図６】従来例を示す他の回路図である。
【符号の説明】
１  直流電源
３，３Ｂ  スイッチング制御部
５Ａ，５Ｂ  巻線選択部
６  負荷抵抗
７  アイソレータ
８  出力電圧制御部
９  出力電流監視部
１１  切替指示信号
１２  出力電流監視信号
１３  スイッチング情報信号
１４  出力電圧監視信号
１５，１５Ｂ，１５Ｃ  スイッチング制御信号
１７  アイソレータ信号
１８，１９  ＤＣ出力端子
２１，２２  巻線選択信号
ａ，ｂ，ｃ  端子
Ｃ１  電解コンデンサ
Ｃｓ    リセット・コンデンサ
ＣＳＷ  コンバータ・スイッチ
Ｄ１  ダイオード
Ｄ２  フライホイール・ダイオード
Ｄｓ    リセット・ダイオード
Ｅ０    出力電圧
Ｅｉ    直流電源電圧
ｅ１    スイッチング１次電圧
ｅ２    スイッチング２次電圧
ＦＥＴ  電界効果トランジスタ
Ｌ１  インダクタ
ｎ１  １次巻線
ｎ２  ２次巻線
ＲＳＴ  リセット回路
Ｒｓ    リセット抵抗
ＳＷ１，ＳＷ２  選択スイッチ
Ｔ，Ｔ１，Ｔ２  スイッチング・トランス
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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