(57)【要約】【課題】スイッチング電源回路の後にシリーズ電源回路を接続した方式の直流定電圧電源回路の出力電圧を、電力損失を増加させず且つ出力電圧の安定性を損なうことなく変更容易にする。【解決手段】シリーズ電源回路の出力電圧にスイッチング電源回路の電圧帰還比率を掛けた値に、一定の電圧を加算した値を、スイッチング電源回路の基準電圧として使用する。シリーズ電源回路の出力トランジスタに印加される電圧が、安定した出力電圧が得られる最低の電圧となるように、前記一定の電圧値を設定しておく。【選択図】  図２
2004201466.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング電源回路の後にシリーズ電源回路を直列接続した直流定電圧電源回路であって、前記スイッチング電源回路の出力電圧を、前記シリーズ電源回路の出力電圧に一定の電圧を加えた値になるようにしたことを特徴とする直流定電圧電源回路。
【請求項２】
第１の出力電圧を一定比率Ａで分圧した第１の帰還電圧と第１の基準電圧とを比較して安定化された第１の出力電圧を生成するスイッチング電源回路の後に、第２の出力電圧を一定比率Ｂで分圧した第２の帰還電圧と第２の基準電圧とを比較して安定化された第２の出力電圧を生成するシリーズ電源回路を直列接続した直流定電圧電源回路において、
前記第２の出力電圧を前記一定比率Ａで分圧した第３の帰還電圧に第３の基準電圧を加算した修正基準電圧を前記第１の基準電圧の代わりに使用したことを特徴とする直流定電圧電源回路。
【請求項３】
請求項２に記載の直流定電圧電源回路であって、前記シリーズ電源回路が安定した出力電圧を維持するために必要な最低の入力−出力間電圧をΔＶminとするとき、前記第３の基準電圧を、ΔＶminに前記一定比率Ａを掛けた値に設定したことを特徴とする直流定電圧電源回路。
【請求項４】
前記加算は、前記第３の帰還電圧、及び前記第３の基準電圧にそれぞれ比例する電流を出力する２つの定電流源の出力電流を、共通の抵抗器に流すことにより該抵抗器の両端に発生する電圧を加算結果として取り出す回路にて行なうことを特徴とする請求項２又は３に記載の直流定電圧電源回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチング電源回路の後にシリーズ電源回路を直列接続した方式の直流定電圧電源回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来よりスイッチング電源回路の後にシリーズ電源回路を直列接続した方式の直流定電圧電源回路が使用されている。図４は、このような方式による従来の電源回路の構成をブロック図で表したものである。スイッチング電源回路１は、非安定直流電圧Ｖinを入力として受け、安定化された直流電圧Ｖout１を出力する。出力電圧Ｖout１の安定化は、第１の帰還量調整回路２にて出力電圧Ｖout１を一定比率Ａで分圧して第１の帰還電圧Ｖf１を生成し、これを第１の基準電圧生成回路３にて生成した第１の基準電圧Ｖref１とスイッチング電源回路１内の図示しない誤差増幅回路にて比較する。そして、その出力にてスイッチング周期を調整することによって行なわれる。
【０００３】
シリーズ電源回路４は、スイッチング電源回路１の出力電圧Ｖout１を入力として受け、安定度を一層高めた直流電圧Ｖout２を出力する。出力電圧Ｖout２の安定化は、第２の帰還量調整回路５にて出力電圧Ｖout２を一定比率Ｂで分圧して第２の帰還電圧Ｖf２を生成し、これを第２の基準電圧生成回路６にて生成した第２の基準電圧Ｖref２と、シリーズ電源回路４内の図示しない誤差増幅回路にて比較する。そして、その出力にてシリーズ電源回路４の入力ノードＮ１と出力ノードＮ２との間に接続された図示しない出力トランジスタの内部抵抗を調整することによって行なわれる。
【０００４】
このような方式の直流安定化電源回路の利点は、スイッチング電源回路１が低損失である効果と、シリーズ電源回路４のリップル除去の効果とが同時に得られることにある。つまり、低損失且つ安定した出力電圧が得られる点にある。このような直流安定化電源回路は、マイコン等の集積回路の電源として用いられる。
【０００５】
しかし、負荷であるマイコン等の集積回路は、年々プロセスの微細化のために電源電圧が低下しており、電源回路の出力電圧は変更を余儀なくされるケースが度々ある。このような場合、従来の電源回路では次のような問題が発生する。
【０００６】
図４に示した従来回路の出力電圧Ｖout２の変更は、第２の帰還量調整回路５による分圧比（電圧帰還比率）Ｂを調整することで可能である。しかし例えば、出力電圧Ｖout２を低い値に変更する場合、スイッチング電源回路１の出力電圧Ｖout１とシリーズ電源回路４の出力電圧Ｖout２との差が大きくなるため、シリーズ電源回路４における電力損失が大きくなる。反対に出力電圧Ｖout２を上昇させる場合には、スイッチング電源回路１の出力電圧Ｖout１との差が小さくなり過ぎて、出力電圧Ｖout２の安定性が充分に確保されない場合が生ずる。
【０００７】
このような不具合を出さないためには、シリーズ電源回路４の第２の帰還量調整回路５の分圧比Ｂとスイッチング電源回路１の第１の帰還量調整回路２の分圧比Ａの双方を調整すればよい。しかし、例えば図４の破線で囲ったスイッチング電源回路１、第１の帰還量調整回路２、第１の基準電圧生成回路３、シリーズ電源回路４、第２の基準電圧生成回路６を含む部分７が半導体集積回路としてシステム化してある場合には、半導体集積回路の内部まで変更が必要になる。このため、マイコン等が微細化されて電源電圧が低下する度に、新たな電源ＩＣが必要となり、調達に時間がかかる上にコストも高くなってしまう不都合が生ずる。
【０００８】
【特許文献１】
特開平０９−２３３８１０
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、従来回路がスイッチング電源回路とシリーズ電源回路の双方の出力電圧の調整を必要とするために発生した前記不具合を解決するためになされたもので、その目的は、シリーズ電源回路の帰還量調整回路の調整のみで、電力損失を増加させることなく、且つ出力電圧の安定性も損なわずに出力電圧を下げることが可能な直流定電圧電源回路を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
前記目的を達成するための請求項１に記載の発明は、スイッチング電源回路の後にシリーズ電源回路を直列接続した直流定電圧電源回路であって、前記スイッチング電源回路の出力電圧を、前記シリーズ電源回路の出力電圧に一定の電圧を加えた値になるようにしたことを特徴とする直流定電圧電源回路である。
【００１１】
このようにすることで、電源回路全体としての電力損失を殆ど変化させることなく、またシリーズ電源回路の出力安定性を損なうことなく第２の出力電圧の設定変更をすることができる。
【００１２】
また、請求項２に記載の発明は、第１の出力電圧を一定比率Ａで分圧した第１の帰還電圧と第１の基準電圧とを比較して安定化された第１の出力電圧を生成するスイッチング電源回路の後に、第２の出力電圧を一定比率Ｂで分圧した第２の帰還電圧と第２の基準電圧とを比較して安定化された第２の出力電圧を生成するシリーズ電源回路を直列接続した直流定電圧電源回路において、前記第２の出力電圧を前記一定比率Ａで分圧した第３の帰還電圧に第３の基準電圧を加算した修正基準電圧を前記第１の基準電圧の代わりに使用したことを特徴とする直流定電圧電源回路である。
【００１３】
このような構成とすることで、シリーズ電源回路の出力電圧を変更するに際してスイッチング電源回路の調整が不要になる。また、その変更による電源回路全体の電力損失の変化は僅かで済み、第２の出力電圧の安定性が損なわれることもない。
【００１４】
また、請求項３に記載の発明は、請求項２に記載の直流定電圧電源回路において、前記シリーズ電源回路が安定した出力電圧を維持するために必要な最低の入力−出力間電圧をΔＶminとするとき、前記第３の基準電圧を、ΔＶminに前記一定比率Ａを掛けた値に設定したことを特徴とする直流定電圧電源回路である。
【００１５】
このような構成とすることで、シリーズ電源回路の出力電圧の設定変更にかかわらず、電源回路全体の電力損失を殆ど最低のレベルに維持することができ、且つ第２の出力電圧の安定性が損なわれることもない。
【００１６】
また、請求項４に記載の発明は、請求項２又は３に記載の直流定電圧電源回路において、前記加算を、前記第３の帰還電圧及び前記第３の基準電圧にそれぞれ比例する電流を出力する２つの定電流源の出力電流を、共通の抵抗器に流すことにより該抵抗器の両端に発生する電圧を加算結果として取り出す回路にて行なうようにした直流定電圧電源回路である。
【００１７】
このような回路構成とすることで、加算回路を単一電源で構成できるようになる。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の一実施形態を図１〜図３を参照して詳細に説明する。
図１は、本実施形態の直流定電圧電源回路の構成を示すブロック図である。なお、図４と同一の構成要素には同一の符号を付してある。本電源回路は、スイッチング電源回路１の後にシリーズ電源回路４を直列に接続した構成となっている。シリーズ電源回路４には、第２の帰還量調整回路５と第２の基準電圧生成回路６が付属しており、その制御動作は従来技術を示した図４の場合と同様である。
【００１９】
すなわち、シリーズ電源回路４は、スイッチング電源回路１の出力電圧Ｖout１を入力端子であるノードＮ１に受け、安定度を一層高めた直流電圧Ｖout２を出力端子であるノードＮ２に出力する。出力電圧Ｖout２の安定化は、第２の帰還量調整回路５にて出力電圧Ｖout２を一定比率Ｂで分圧した第２の帰還電圧Ｖf２を生成し、これを第２の基準電圧生成回路６にて生成した第２の基準電圧Ｖref２と、シリーズ電源回路４内の誤差増幅回路ＯＰ２（図２）にて比較する。そして、その出力にてノードＮ１とノードＮ２との間に接続されたシリーズ電源回路４の出力トランジスタＱ２（図２）の内部抵抗を調整し、Ｖf２＝Ｖref２ となるように制御することによって行なう。
【００２０】
一方、スイッチング電源回路１は、非安定直流電圧Ｖinを入力として受け、安定化された直流電圧Ｖout１を生成し後段のシリーズ電源回路４に供給する。スイッチング電源回路１には、第１の帰還量調整回路２、第３の基準電圧生成回路８、及び基準電圧修正回路９が付属している。第１の帰還量調整回路２は、出力電圧Ｖout１を一定比率Ａで分圧した第１の帰還電圧Ｖf１を生成しスイッチング電源回路１に供給する。本実施形態の回路が図４と異なる点は、基準電圧修正回路９を新たに設けた点にある。基準電圧修正回路９は、第３の基準電圧生成回路８が生成した第３の基準電圧Ｖref３とシリーズ電源回路４の出力電圧Ｖout２を入力として受け、修正した基準電圧Ｖre４ を算出してスイッチング電源回路１に供給する。スイッチング電源回路１は、第１の帰還電圧Ｖf１と修正された基準電圧Ｖref４を内部の誤差増幅回路ＯＰ１（図２）にて比較する。そして、その出力にてスイッチング周期を調整し、Ｖf１＝Ｖref４ となるように出力電圧Ｖout１を制御する。
【００２１】
ここで、新たに追加した基準電圧修正回路９は、シリーズ電源回路４の入力電圧と出力電圧との差電圧（Ｖout１−Ｖout２）を一定に保つような出力電圧Ｖout１が出力されるように、修正基準電圧Ｖref４を演算して出力する。具体的には、シリーズ電源回路４の出力電圧Ｖout２を、第１の帰還量調整回路２の分圧比Ａに等しい分圧比で分圧した値に、第３の基準電圧生成回路８で生成した基準電圧Ｖref３を加えた値（修正基準電圧Ｖref４）を、出力電圧Ｖout１の値を決定する基準電圧としてスイッチング電源回路１に与える。
【００２２】
図２は、図１のブロック図を具体化した回路例である。
シリーズ電源回路４は、ＰＮＰトランジスタＱ２と誤差増幅器ＯＰ２により構成される。トランジスタＱ２のエミッタは、シリーズ電源回路４の入力端子であるノードＮ１に接続されてスイッチング電源回路１の出力電圧Ｖout１を受ける。トランジスタＱ２のコレクタは、シリーズ電源回路４の出力端子であるノードＮ２に接続され出力電圧Ｖout２を出力する。トランジスタＱ２のベースには誤差増幅器ＯＰ２の出力信号が供給される。誤差増幅器ＯＰ２の反転入力端子には、第２の基準電圧生成回路６にて生成された第２の基準電圧Ｖref２が供給される。誤差増幅器ＯＰ２の非反転入力端子には、第２の帰還量調整回路５の出力である第２の帰還電圧Ｖf２が供給される。第２の帰還量調整回路５は、抵抗器Ｒ３、Ｒ４により構成される分圧回路で、ノードＮ２に現れた出力電圧Ｖout２を一定比率Ｂ（＝Ｒ４／（Ｒ３＋Ｒ４））で分圧した第２の帰還電圧Ｖf２を生成する。
【００２３】
誤差増幅器ＯＰ２は、第２の基準電圧Ｖref２と第２の帰還電圧Ｖf２の差を増幅し、その出力でトランジスタＱ２のベース電流を制御する。これによりトランジスタＱ２の内部抵抗が変化し、第２の帰還電圧Ｖf２が第２の基準電圧Ｖref２に一致するように制御される。この結果、出力電圧Ｖout２は次式で計算される一定の値となる。
Ｖout２＝Ｖref２・（Ｒ３＋Ｒ４）／Ｒ４                  （１）式
【００２４】
他方のスイッチング電源回路１は、誤差増幅器ＯＰ１、鋸歯状波生成回路１０、コンパレータCOMP１、ＮＭＯＳトランジスタＱ１、コイルＬ１、コンデンサＣ１、ダイオードＤ１により構成される。コンパレータCOMP１の反転入力端子には誤差増幅器ＯＰ１の出力信号が、非反転入力端子には鋸歯状波生成回路１０で生成された鋸歯状波が入力されて比較される。鋸歯状波は誤差増幅器ＯＰ１の出力電圧でスライスされ、誤差増幅器ＯＰ１の出力電圧に対応したパルス幅のＰＷＭ信号が出力される。発生したＰＷＭ信号は、トランジスタＱ１のゲートに印加される。
【００２５】
トランジスタＱ１のドレインは、非安定直流電圧Ｖinの供給を受ける。ソースはコイルＬ１との共通接続ノードＮ３に接続される。コイルＬ１の他端はノードＮ１に接続される。ノードＮ１はスイッチング電源回路１の出力端子であると共に、シリーズ電源回路４の入力端子でもある。ノードＮ１と接地ノードＶssとの間には、コンデンサＣ１が接続される。また、ノードＮ３と接地ノードＶssとの間には、アノードを接地ノードＶss側にしてダイオードＤ１が接続される。
【００２６】
トランジスタＱ１は、そのゲートに加えられた前記ＰＷＭ信号によりスイッチング動作を行い、非安定直流電圧Ｖinから供給される電流をＯＮ／ＯＦＦしてノードＮ３に供給する。ノードＮ３に供給されたＰＷＭ変調された電流は、コイルＬ１、コンデンサＣ１、ダイオードＤ１により構成される平滑回路により平滑化され、ノードＮ１に出力電圧Ｖout１を生成する。
【００２７】
誤差増幅器ＯＰ１の反転入力端子には第１の帰還電圧Ｖf１が入力される。第１の帰還電圧調整回路２は、抵抗器Ｒ１、Ｒ２により構成される分圧回路で、ノードＮ１に現れた出力電圧Ｖout１を一定比率Ａ（＝Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２））で分圧した第１の帰還電圧Ｖf１を生成する。他方、誤差増幅器ＯＰ１の非反転入力端子には、基準電圧修正回路９の出力である修正基準電圧Ｖref４が入力される。
【００２８】
このような回路構成の下、誤差増幅器ＯＰ１の動作により第１の帰還電圧Ｖf１が修正基準電圧Ｖre４ に一致するように制御される。その結果、スイッチング電源回路１の出力電圧Ｖout１は、次式で計算される値に制御される。
Ｖout１＝Ｖref４・（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２            （２）式
【００２９】
修正基準電圧Ｖref４を出力する基準電圧修正回路９は、加算回路１１、抵抗器Ｒ５、Ｒ６により構成される。加算回路１１の第１の入力端子には、第３の基準電圧生成回路８により生成された第３の基準電圧Ｖref３が入力される。加算回路１１の第２の入力端子には、シリーズ電源回路４の出力電圧Ｖout２を抵抗器Ｒ５、Ｒ６で分圧した第３の帰還電圧Ｖf３が入力される。従って、修正基準電圧Ｖref４は、次式で計算される値となる。
Ｖref４＝Ｖref３＋Ｖout２・Ｒ６／（Ｒ５＋Ｒ６）    （３）式
【００３０】
（２）、（３）式より、スイッチング電源回路１の出力電圧Ｖout１は次のようになる。
Ｖout１＝Ｖref３・（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２＋Ｖout２・Ｒ６（Ｒ１＋Ｒ２）／（Ｒ２（Ｒ５＋Ｒ６））                   （４）式
【００３１】
この式を用いて、シリーズ電源回路４のトランジスタＱ２のコレクタ、エミッタ間に印加される電圧、即ちノードＮ１、ノードＮ２間の差電圧ΔＶを求めてみる。ΔＶは次式で計算される。
2004201466.tif 000003
ここで、Ｒ１・Ｒ６＝Ｒ２・Ｒ５ を満たすように抵抗器Ｒ１、Ｒ２、Ｒ５、Ｒ６の値を決めたとすると、差電圧ΔＶは次のようになる。
ΔＶ＝ Ｖref３・（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２                  （６）式
この式は、差電圧ΔＶの値が、シリーズ電源回路４の出力電圧Ｖout２には無関係に、第３の基準電圧Ｖref３、抵抗器Ｒ１、Ｒ２の値のみによって決まることを表している。
【００３２】
すなわち、Ｒ１・Ｒ６＝Ｒ２・Ｒ５ を満足するように抵抗器Ｒ１、Ｒ２、Ｒ５、Ｒ６の値を設定すると、トランジスタＱ２に印加される電圧は、出力電圧Ｖout２の値に無関係な一定値に保たれる。Ｒ１・Ｒ６＝Ｒ２・Ｒ５ を満足させることは、Ｒ１／Ｒ２＝Ｒ５／Ｒ６ を満足させることを意味し、また、次式を満足させることを意味する。
Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）＝Ｒ６／（Ｒ５＋Ｒ６）           （７）式
ここに、Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２） は、第１の帰還量調整回路２の分圧比Ａを意味し、Ｒ６／（Ｒ５＋Ｒ６）は、基準電圧修正回路９内の分圧抵抗器Ｒ５、Ｒ６による分圧比である。
【００３３】
この場合の修正基準電圧Ｖref４は、（３）、（７）式より次式のようになる。
Ｖref４＝Ｖref３＋Ｖout２・Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）     （８）式
すなわち、修正基準電圧Ｖref４は、シリーズ電源回路４の出力電圧Ｖout２を第１の帰還量調整回路２の分圧比率Ａと同じ比率Ａで分圧した第３の帰還電圧Ｖf３に、第３の基準電圧生成回路８が生成する第３の基準電圧Ｖref３を加算した値となっている。修正基準電圧Ｖref４の値を（８）式のように決めることで、トランジスタＱ２に印加される電圧は、出力電圧Ｖout２に無関係な一定の値となる。
【００３４】
シリーズ電源回路４がリップルを含まない安定した出力電圧Ｖout２を出力するためには、トランジスタＱ２のコレクタ−エミッタ間に一定値以上の電圧が印加されている必要がある。この一定値電圧（最低電圧）をΔＶminとする。（８）式が成立する条件の下で、ΔＶminを確保するために必要な第３の基準電圧Ｖref３は、（６）式より次のようになる。
Ｖref３＝ΔＶmin・Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）               （９）式
すなわち、第３の基準電圧Ｖref３の値を（９）式のように設定すれば、シリーズ電源回路４のトランジスタＱ２に印加される電圧は、出力電圧Ｖout２の値に無関係に一定値ΔＶminに保たれる。このことはシリーズ電源回路４の電力損失が、出力電圧Ｖout２の値に関わらず常に最小値に保たれることを意味する。この場合、スイッチング電源回路１のトランジスタＱ１に印加される電圧は、出力電圧Ｖout２を変化させれば変化するが、スイッチング電源回路１は元々、低損失であるため、スイッチング電源回路１とシリーズ電源回路４を含めた全体回路の電力損失は最低レベルに維持される。更に、トランジスタＱ２には、安定した電圧が出力されるために必要な最低の電圧ΔＶminが保障されるため、出力電圧Ｖout２が不安定になることもない。
【００３５】
次に、加算回路１１の具体的な回路例を図３に示す。この加算回路１０は、第３の帰還電圧Ｖf３及び第３の基準電圧Ｖref３のそれぞれに比例する電流を作って共通の抵抗器に流し、抵抗器両端に加算された電圧を発生させる方式の加算回路である。この加算回路１１は、誤差増幅器（演算増幅器）ＯＰ３〜ＯＰ５、ＰＮＰトランジスタＱ３〜Ｑ６、抵抗器Ｒ７〜Ｒ９により構成される。抵抗器Ｒ７、Ｒ８、Ｒ９は共通の抵抗値ｒに設定してある。
【００３６】
トランジスタＱ３、Ｑ４はカレントミラー回路を構成しており、 エミッタ共通、ベース共通に接続されている。共通のベースは、トランジスタＱ３のコレクタ及び誤差増幅器ＯＰ３の出力に接続される。トランジスタＱ３のコレクタと接地ノードＶssとの間には抵抗器Ｒ７が、トランジスタＱ４のコレクタと接地ノードＶssとの間には抵抗器Ｒ９が接続される。誤差増幅器ＯＰ３の反転入力端子には、トランジスタＱ３のコレクタ電圧が、非反転入力端子には第３の帰還電圧Ｖf３が入力される。
【００３７】
誤差増幅器ＯＰ３の増幅率は十分に高くしてあるので、トランジスタＱ３のコレクタ電圧は、第３の帰還電圧Ｖf３に等しくなり抵抗器Ｒ７には、電流 Ｖf３／ｒ が流れる。トランジスタＱ３、Ｑ４のベース電流は十分に小さいので、トランジスタＱ３のコレクタ電流は Ｖf３／ｒとなり、カレントミラー動作によりトランジスタＱ４のコレクタ電流も Ｖf３／ｒとなる。同様の動作によりトランジスタＱ５のコレクタ電流は Ｖref３／ｒとなり、抵抗器Ｒ９の両端には、（Ｖｆ３＋Ｖref３）の電圧が現れる。この電圧が誤差増幅器ＯＰ５を使用した非反転バッファ回路によりバッファされて、修正基準電圧Ｖref４として出力される。すなわち、修正基準電圧Ｖref４は、第３の帰還電圧Ｖf３に第３の基準電圧Ｖref３を加算した値となる。図３の加算回路１１の特徴は、誤差増幅器ＯＰ３〜ＯＰ５を含む全ての回路を単一の電源電圧Ｖddで動作させることができる点にある。
【００３８】
以上、説明したように本発明に係る直流定電圧電源回路によれば、シリーズ電源回路４の帰還量調整回路５の電圧帰還量（分圧比Ｂ）の調整のみにより、電源回路全体の損失を最低レベルに維持したまま、シリーズ電源回路４に動作不安定を生ずることもなく、出力電圧Ｖref２を変更することができる。また必要な調整部分がシリーズ電源回路４の帰還量調整回路５のみであるため、その他の回路部分を一体に集積化しておくことができる。従って、出力電圧変更が容易でコストが安くて済む効果も得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態である直流定電圧電源回路のブロック図である。
【図２】図１のブロック図の詳細回路例である。
【図３】加算回路の回路例である。
【図４】従来技術を示す図１相当図である。
【符号の説明】
図面中、１はスイッチング電源回路、２は第１の帰還量調整回路、３は第１の基準電圧生成回路、４はシリーズ電源回路、５は第２の帰還量調整回路、６は第２の基準電圧生成回路、８は第３の基準電圧生成回路、９は基準電圧修正回路、１０は鋸歯状波生成回路、１１は加算回路、Ｖout１は第１の出力電圧、Ｖout２は第２の出力電圧、Ｖf１は第１の帰還電圧、Ｖf２は第２の帰還電圧、Ｖf３は第３の帰還電圧、Ｖref１は第１の基準電圧、Ｖref２は第２の基準電圧、Ｖref３は第３の基準電圧、Ｖref４は修正基準電圧、Ｒ１〜Ｒ９は抵抗器、ＯＰ１〜ＯＰ５は誤差増幅器（演算増幅器）である。
【図１】
2004201466.tif 000004
【図２】
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【図３】
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【図４】
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