(57)【要約】【課題】可変利得増幅回路において、低利得設定時に歪特性が劣化する点を解決すること。【解決手段】妨害波信号や、相互変調歪、ＲＦ・ＬＯ漏洩信号などの不要信号を減衰させるために、出力端子４に接続される固定の容量の代わりに、可変容量５を接続する。可変容量５の容量値Ｃ５は、可変利得ミキサ１の利得を制御する制御回路６によりコントロールされる。これにより、利得制御時に可変抵抗７の抵抗値Ｒ７が変動しても、可変利得ミキサ１の遮断周波数ｆｃを一定にすることができる。その結果、低利得設定時においても、不要信号を減衰させることができ、可変利得ミキサ１や後段ブロックの歪特性劣化を抑制することができる。【選択図】      図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
出力端子を備えた出力振幅を可変できる信号発生器と、
前記出力端子と、交流的に接地された端子との間に接続される可変容量と、
前記信号発生器の出力振幅と、前記可変容量の容量値とを制御する制御回路と、を備えた、
ことを特徴とする可変利得増幅回路。
【請求項２】
請求項１に記載の可変利得増幅回路において、
前記信号発生器は、出力負荷部に可変抵抗を有するものである、
ことを特徴とする可変利得増幅回路。
【請求項３】
請求項１に記載の可変利得増幅回路において、
前記信号発生器は、出力負荷部に可変インダクタを有するものである、
ことを特徴とする可変利得増幅回路。
【請求項４】
請求項１ないし３のいずれかに記載の可変利得増幅回路において、
前記信号発生器は、
第１の入力端子と、第２の入力端子を備えた可変利得ミキサと、
前記可変利得ミキサの第１の入力端子に接続されたＲＦ信号源と、
前記可変利得ミキサの第２の入力端子に接続されたＬＯ信号源と、を備えたものである、
ことを特徴とする可変利得増幅回路。
【請求項５】
請求項１ないし３のいずれかに記載の可変利得増幅回路において、
前記信号発生器は、
第１の入力端子を備えた可変利得増幅器と、
前記可変利得増幅器の第１の入力端子に接続されたＲＦ信号源と、
を備えた、ものである、
ことを特徴とする可変利得増幅回路。
【請求項６】
請求項４に記載の可変利得増幅回路において、
前記可変利得ミキサは、シングルバランスドミキサ、あるいはダブルバランスドミキサである、
ことを特徴とする可変利得増幅回路。
【請求項７】
請求項５に記載の可変利得増幅回路において、
前記可変利得増幅器は、ソース接地型増幅器である、
ことを特徴とする可変利得増幅回路。
【請求項８】
請求項１に記載の可変利得増幅回路において、
前記可変容量は、第１の端子と、第２の端子間に並列に設けられた少なくとも２つ以上の容量と、該各容量の一端に接続された少なくとも１つ以上のスイッチとを用いた回路で構成され、
前記スイッチのオン・オフによって、前記第１の端子と前記第２の端子との間の容量値を変化させる、
ことを特徴とする可変利得増幅回路。
【請求項９】
請求項１に記載の可変利得増幅回路において、
前記可変容量は、第３の端子と第４の端子との間にＭＯＳデバイスが接続され、
前記第３の端子に供給するバイアス電圧によって前記第３の端子と前記第４の端子間の容量値を変化させる、
ことを特徴とする可変利得増幅回路。
【請求項１０】
請求項２に記載の可変利得増幅回路において、
前記可変抵抗は、第１の端子と、第２の端子間に並列に設けられた少なくとも２つ以上の抵抗と、該各抵抗の一端に接続された少なくとも１つ以上のスイッチとを用いた回路で構成され、
前記スイッチのオン・オフによって前記第１の端子と、前記第２の端子との間の抵抗値を変化させる、
ことを特徴とする可変利得増幅回路。
【請求項１１】
請求項３に記載の可変利得増幅回路において、
前記可変インダクタは、第１の端子と、第２の端子間に並列に設けられた少なくとも２つ以上のインダクタと、該各インダクタの一端に接続された少なくとも１つ以上のスイッチとを用いた回路で構成され、
前記スイッチのオン・オフによって前記第１の端子と、前記第２の端子との間のインダクタンスを変化させる、
ことを特徴とする可変利得増幅回路。
【請求項１２】
請求項１ないし１１のいずれかに記載の可変利得増幅回路において、
前記制御回路は、前記可変利得増幅器の、遮断周波数あるいは共振周波数が一定となるように前記可変容量をコントロールする、
ことを特徴とする可変利得増幅回路。
【請求項１３】
請求項４または５に記載の可変利得増幅回路において、
前記ＲＦ信号源は、信号帯域が１００ＭＨｚ以上である、
ことを特徴とする可変利得増幅回路。
【請求項１４】
請求項４に記載の可変利得増幅回路において、
前記可変利得ミキサは、ダウンコンバートミキサである、
ことを特徴とする可変利得増幅回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、デジタルテレビ用ＢＳ／ＣＳチューナなどの広帯域無線通信装置に関し、特に低歪特性が求められる受信系の可変利得増幅回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
２０００年１２月のデジタルテレビ放送の開始以来、デジタルテレビ用ＢＳ／ＣＳチューナの需要が年々高くなってきている。
【０００３】
しかしながら、現状のＢＳ／ＣＳチューナシステムは、複数のチップやフィルタ等の複数部品により構成され、高いコストを要している。低コスト化の実現のためには、システムをワンチップ化することにより部品数を削減することが重要であり、現在、その開発が盛んに行われている。
【０００４】
デジタルテレビ用ＢＳ／ＣＳチューナの仕様では、１ＧＨｚから２．６ＧＨｚの広い帯域内にある約２０チャンネルの信号を受信し、希望の１チャンネルだけを歪むことなく検波・復調しなければならない。しかしながら、システムワンチップ化の開発においては、他チャンネル信号等の妨害波による歪特性の劣化を抑制する高性能な外付けフィルタではなく、外付けフィルタよりも性能が劣るオンチップのフィルタを用いることになるので、受信部にはより低歪な特性が求められる。
【０００５】
通常、無線通信用受信機においては、歪特性の劣化を抑制するために、以下に示す二つのことが実施される。
一つは、受信部のミキサや増幅器に可変利得機能を搭載させることである。これにより、入力信号レベルによらず常に適切な出力信号レベルにすることができるので、大信号入力時における後段ブロックの歪特性劣化を抑制することができる。
【０００６】
可変利得機能を実現させる手法には様々な方法があるが、その一つとして、差動増幅回路の差動入力トランジスタ対のソース端子間に可変抵抗を接続し、その抵抗値によって増幅回路の帰還量を制御することにより、可変利得機能を実現しているものがある。さらに、上記可変抵抗を、ＭＯＳトランジスタのソース・ドレイン間チャネル抵抗を用いた可変抵抗を二つ直列に接続したもので構成し、前記二つのＭＯＳトランジスタの接続点に適当なバイアス電圧を与え、直流電流を流すことにより、チャネル抵抗の抵抗値が急激に変化する点を避けて動作させ、利得制御時の歪特性劣化を抑制しているものもある（例えば、特許文献１）。
【０００７】
もう一つは、前述したように受信部にフィルタを挿入することである。これにより、妨害波信号や相互変調歪などの不要信号を減衰させ、後段ブロックの歪特性劣化を抑制することができる（例えば、非特許文献１）。
【０００８】
また、ミキサや増幅器の出力負荷部に、フィルタ機能を持たせることも行われる。具体的には、ミキサや増幅器の出力端子に容量を接続し、出力負荷インピーダンスと前記容量とでＬＰＦ（Ｌｏｗ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ）を構成する。これにより、妨害波信号や相互変調歪などの不要信号を減衰させ、ミキサや増幅器自身、あるいは後段ブロックの歪特性劣化を抑制することができる。
【０００９】
以下、可変利得機能を持ったミキサの出力端子にフィルタ機能のための容量を接続した、従来の可変利得増幅回路についてより具体的に説明する。
図１４は、従来の可変利得増幅回路を示したものであり、１０１は可変出力負荷インピーダンスを用いた可変利得ミキサ、１０２はＲＦ信号源、１０３はＬＯ信号源、１０４は出力端子、１０６は制御回路、１１２は容量である。
【００１０】
以上のように構成された従来の可変利得増幅回路について、以下、その動作を説明する。
可変利得ミキサ１０１は、ＲＦ信号源１０２から供給されるＲＦ信号と、ＬＯ信号源１０３から供給されるＬＯ信号とを乗算することにより、ＲＦ信号を周波数変換し、出力端子１０４にＩＦ信号を出力する。
【００１１】
制御回路１０６は、ＲＦ信号源１０２から供給されるＲＦ信号レベルが変動しても、常に適切なＩＦ信号レベルを出力するように可変利得ミキサ１０１の利得をコントロールする。
【００１２】
また、容量１１２は、ＩＦ信号に含まれる妨害波信号や相互変調歪、ＲＦ漏洩信号、ＬＯ漏洩信号などの不要信号成分を減衰させる機能があり、歪特性の劣化を抑制するために接続される。
【００１３】
以下、容量１１２の歪特性劣化抑制機能について詳細に説明する。
図１５は、図１４に示した従来の可変利得増幅回路の可変利得ミキサ１０１を、交流等価回路として表したものであり、１１３はＩＦ信号源、１１４は可変出力負荷インピーダンスである。
図１５において、可変出力負荷インピーダンス１１４と、容量１１２に注目すると、フィルタを形成していることがわかる。
【００１４】
可変出力負荷インピーダンス１１４のインピーダンスをＺ１４、容量１１２の容量値をＣ１２とすると、ＩＦ信号源１１３からみた前記フィルタの伝達関数Ａは、（数１）で表される。
【数１】
2004282506.tif 000003
まずは、可変出力負荷インピーダンス１１４が可変抵抗の場合、つまり、可変利得ミキサ１０１が、出力負荷部に可変抵抗を用いたミキサの場合について述べる。
【００１５】
可変出力負荷インピーダンス１１４の抵抗値をＲ１４とすると、伝達関数ＡＲは、（数１）を用いて（数２）のようになる。
【数２】
2004282506.tif 000004
上記ＡＲは、一次のＬＰＦの伝達関数であり、図１６に示すような周波数特性になる。ここで、ｆｃは遮断周波数であり、（数３）で与えられる。
【数３】
2004282506.tif 000005
従って、遮断周波数ｆｃを、希望のＩＦ信号を減衰させない最小の周波数となるように、Ｃ１２を設定することにより、妨害波信号や相互変調歪、ＲＦ漏洩信号、ＬＯ漏洩信号などの不要信号を減衰させることができ、その結果、歪特性の劣化を抑制することができる。
【００１６】
次に、可変出力負荷インピーダンス１１４が可変インダクタの場合、つまり、可変利得ミキサ１０１が、出力負荷部に可変インダクタを用いたミキサの場合について述べる。
【００１７】
可変出力負荷インピーダンス１１４のインダクタンスをＬ１４とすると、伝達関数ＡＬは、（数１）を用いて（数４）のようになる。
【数４】
2004282506.tif 000006
上記ＡＬは、二次のＬＰＦの伝達関数であり、図１７に示すような周波数特性になる。ここで、ｆｒは共振周波数であり、（数５）で与えられる。
【数５】
2004282506.tif 000007
従って、共振周波数ｆｒを希望のＩＦ信号周波数となるようにＣ１２を設定することにより十分な利得が得られるとともに、妨害波信号や相互変調歪、ＲＦ漏洩信号、ＬＯ漏洩信号などの不要信号を減衰させることができ、その結果、歪特性の劣化を抑制することができる。
【００１８】
【特許文献１】
特開平８−２５６０３９号公報（第１−７頁、第１図）
【００１９】
【非特許文献１】
伊藤信之、「ＲＦ  ＣＭＯＳ回路設計技術」、株式会社トリケップス、２００２年６月、ｐ．１２−２３
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図１５に示した従来の可変利得増幅回路の構成では、利得制御時に可変利得ミキサ１０１の可変出力負荷インピーダンス１１４が変動するため、遮断周波数ｆｃまたは共振周波数ｆｒが変動し、妨害波信号や相互変調歪、ＲＦ漏洩信号、ＬＯ漏洩信号などの不要信号を十分に減衰することができなくなり、可変利得ミキサ１０１や後段ブロックの歪特性が劣化するという問題を有している。
【００２１】
図１８は、図１５に示した従来の可変利得増幅回路において、利得設定に対する３次歪ＩＩＰ３をプロットしたものであり、低利得側で歪特性が劣化していることを表している。
【００２２】
低利得設定では、図１５において、制御回路１０６は可変出力負荷インピーダンス１１４が小さくなるようにコントロールする。このため、（数３）のＲ１４あるいは（数５）のＬ１４が小さくなり、遮断周波数ｆｃあるいは共振周波数ｆｒが大きくなる。その結果、不要なＩＭ３信号を十分に減衰できなくなり、図１８に示すように低利得側で歪特性が劣化する。
【００２３】
本発明は、上記のような従来の問題点を解決するためになされたもので、低利得時の歪特性劣化を抑制することのできる可変利得増幅回路を提供することを目的としている。
【００２４】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、請求項１の発明にかかる可変利得増幅回路は、出力端子を備えた出力振幅を可変できる信号発生器と、前記出力端子と、交流的に接地された端子との間に接続される可変容量と、前記信号発生器の出力振幅と、前記可変容量の容量値とを制御する制御回路と、を備えて構成される。
【００２５】
請求項２の発明にかかる可変利得増幅回路は、前記信号発生器の出力負荷部に可変抵抗を用いて構成される。
【００２６】
請求項３の発明にかかる可変利得増幅回路は、前記信号発生器の出力負荷部に可変インダクタを用いて構成される。
【００２７】
請求項４の発明にかかる可変利得増幅回路は、前記信号発生器が第１の入力端子と、第２の入力端子を備えた可変利得ミキサと、前記可変利得ミキサの第１の入力端子に接続されたＲＦ信号源と、前記可変利得ミキサの第２の入力端子に接続されたＬＯ信号源と、により構成される。
【００２８】
請求項５の発明にかかる可変利得増幅回路は、前記信号発生器が第３の入力端子を備えた可変利得増幅器と、前記可変利得増幅器の第３の入力端子に接続されたＲＦ信号源と、により構成される。
【００２９】
請求項６の発明にかかる可変利得増幅回路は、前記可変利得ミキサが、シングルバランスドミキサ、あるいはダブルバランスドミキサで構成される。
【００３０】
請求項７の発明にかかる可変利得増幅回路は、前記可変利得増幅器が、ソース接地型増幅器で構成される。
【００３１】
請求項８の発明にかかる可変利得増幅回路は、前記可変容量が、第１の端子と、第２の端子間に並列に設けられた少なくとも２つ以上の容量と、該各容量の一端に接続された少なくとも１つ以上のスイッチとを用いた回路で構成され、前記スイッチのオン・オフによって、前記第１の端子と前記第２の端子との間の容量値を変化させる、ことを特徴とする。
【００３２】
請求項９の発明にかかる可変利得増幅回路は、前記可変容量は、第３の端子と第４の端子との間にＭＯＳデバイスが接続され、前記第３の端子に供給するバイアス電圧によって前記第３の端子と第４の端子間の容量値を変化させる、ことを特徴とする。
【００３３】
請求項１０の発明にかかる可変利得増幅回路は、前記可変抵抗は、第１の端子と、第２の端子間に並列に設けられた少なくとも２つ以上の抵抗と、該各抵抗の一端に接続された少なくとも１つ以上のスイッチとを用いた回路で構成され、前記スイッチのオン・オフによって前記第１の端子と、前記第２の端子との間の抵抗値を変化させる、ことを特徴とする。
【００３４】
請求項１１の発明にかかる可変利得増幅回路は、前記可変インダクタは、第１の端子と、第２の端子間に並列に設けられた少なくとも２つ以上のインダクタと、該各インダクタの一端に接続された少なくとも１つ以上のスイッチとを用いた回路で構成され、前記スイッチのオン・オフによって前記第１の端子と、前記第２の端子との間のインダクタンスを変化させる、ことを特徴とする。
【００３５】
請求項１２の発明にかかる可変利得増幅回路は、前記制御回路は、前記可変利得増幅器の、遮断周波数あるいは共振周波数が一定となるように前記可変容量をコントロールする、ことを特徴とする。
【００３６】
請求項１３の発明にかかる可変利得増幅回路は、前記ＲＦ信号源は、信号帯域が１００ＭＨｚ以上である、ことを特徴とする。
【００３７】
請求項１４の発明にかかる可変利得増幅回路は、前記可変利得ミキサは、ダウンコンバートミキサである、ことを特徴とする。
【００３８】
これらの構成によって、出力振幅、あるいは利得のコントロール時に、前記信号発生器、あるいは前記可変利得ミキサ、あるいは前記可変利得増幅器の可変出力負荷インピーダンスが変動しても、前記可変出力負荷インピーダンスと前記可変容量とによって構成されたＬＰＦの遮断周波数ｆｃ、あるいは共振周波数ｆｒを、前記可変容量の容量値をコントロールすることにより一定にすることができる。その結果、低利得時においても、帯域外の不要信号を減衰させることができ、歪特性の劣化を抑制することができる。
【００３９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係る可変利得増幅回路の構成を示す回路図である。
【００４０】
図１において、１は第１の入力端子と第２の入力端子を備えた可変利得ミキサ、２は可変利得ミキサ１の第１の入力端子に接続されるＲＦ信号源、３は可変利得ミキサ１の第２の入力端子に接続されるＬＯ信号源、４は出力端子、５は可変容量、６は可変利得ミキサ１の利得、及び可変容量５の容量値をコントロールする制御回路である。ただし、本実施の形態１において、可変利得ミキサ１は、ダウンコンバートミキサとする。
【００４１】
また、可変利得ミキサ１は、シングルバランスドミキサであり、７は可変抵抗、１０はＲＦ信号入力トランジスタ、１１はＬＯ信号入力トランジスタである。
可変抵抗７は、図２に示すように、４つの抵抗ｒ１，ｒ２，ｒ３，ｒ４と、３つのスイッチφ１，φ２，φ３により構成され、スイッチφ１からφ３まで順次オンしていくことにより、端子間の抵抗値を変化させることができる。
【００４２】
また、可変容量５、図３に示すように、４つの容量ｃ１，  ｃ２，  ｃ３，  ｃ４と、３つのスイッチφ１，  φ２，φ３により構成され、スイッチφ１からφ３まで順次オンしていくことにより、端子間の容量値を変化させることができる。
また、ＲＦ信号源２は、図１９に示すようなアンテナＡ１と、ＬＮＡ（Ｌｏｗ  Ｎｏｉｓｅ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）とで構成され、ＬＯ信号源３はＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ  Ｌｏｃｋｅｄ  Ｌｏｏｐ）で構成される。
【００４３】
以上のように構成された本実施の形態１の可変利得増幅回路について、以下、その動作を説明する。
ＲＦ信号源２から可変利得ミキサ１に供給されるＲＦ信号は、ＲＦ信号入力トランジスタ１０に入力され、電圧信号から電流信号に変換される。
【００４４】
一方、ＬＯ信号源３から可変利得ミキサ１に供給される差動のＬＯ信号は、それぞれＬＯ信号入力トランジスタ１１に入力され、ＬＯ信号入力トランジスタ１１はＬＯ信号の周波数でスイッチ動作を繰り返す。
【００４５】
このＬＯ信号入力トランジスタ１１に電流変換されたＲＦ信号が入力されると、ＲＦ信号とＬＯ信号が乗算される。これにより、ＲＦ信号は周波数変換され、ＩＦ信号となり、可変抵抗７で電圧変換されることにより、出力端子４にＩＦ信号があらわれる。
【００４６】
可変利得ミキサ１の可変利得機能は、可変抵抗７の抵抗値Ｒ７を制御回路６によりコントロールすることで実現する。
また、可変容量５の容量値Ｃ５は、可変抵抗７に連動させて可変利得ミキサ１の遮断周波数ｆｃが一定になるように制御回路６によりコントロールする。
【００４７】
次に、本実施の形態１による可変利得増幅回路の効果について、従来の可変利得増幅回路と比較しながら説明する。
図４は、本実施の形態１による可変利得増幅器の効果を示したものである。ＲＦ信号源２から１．０１ＧＨｚの希望ＲＦ信号と１．０５ＧＨｚの妨害波信号が、ＬＯ信号源３から１ＧＨｚのＬＯ信号がそれぞれ可変利得ミキサ１に供給され、１０ＭＨｚの希望ＩＦ信号と９０ＭＨｚの不要ＩＭ３信号を出力する場合において、利得設定に対するＩＩＰ３をプロットしたものである。ただし、従来の可変利得増幅回路との比較のため、可変容量５が２ｐＦ固定の場合の特性も示した。
【００４８】
本実施の形態１では、図２におけるｒ１，ｒ２，ｒ３，ｒ４を、それぞれ２ｋΩ，６ｋΩ、３ｋΩ，１ｋΩに、図３におけるｃ１，ｃ２，ｃ３，ｃ４を、それぞれ２ｐＦ，  ７００ｆＦ，  １．３ｐＦ，  ４ｐＦに設定している。
【００４９】
この時、スイッチの状態に対するＣ５，  Ｒ７，  ｆｃの関係は、表１のようになる。
【表１】
2004282506.tif 000008
ただし、本実施の形態１における可変容量Ｃ５は、差動の出力端子４に接続されているため、片側に容量Ｃ５の２倍の対接地容量が接続されていることと等価である。
【００５０】
従来の可変利得増幅回路では、容量値が固定の容量を用いていたために、可変利得ミキサ１の利得設定に応じて遮断周波数ｆｃが変動し、低利得側の歪特性が劣化していた。これに対して、本実施の形態１の可変利得増幅回路では、表１に示すように、利得設定に応じて可変容量５の容量値Ｃ５をコントロールすることにより、遮断周波数ｆｃが常に２０ＭＨｚとなるように設定している。これにより、９０ＭＨｚの不要ＩＭ３信号を減衰させることができ、図４に示すように従来の可変利得増幅回路に比し、低利得側での歪特性劣化を抑制することができる。
【００５１】
なお、本実施の形態１では、可変利得ミキサ１の基本構成を、図１に示すようなシングルバランスドミキサとしたが、本発明はこれに限らず、ダブルバランスドミキサ、デュアルゲートミキサ、ダイオードミキサなどの基本構成を有するものとしてもよい。
【００５２】
また、本実施の形態１では、可変抵抗７を図２に示すような並列接続した抵抗とスイッチによるデジタル的な可変抵抗としたが、本発明はこれに限らず、直列接続した抵抗とスイッチによる可変抵抗、並列接続と直列接続を組み合わせた抵抗とスイッチによる可変抵抗、トランジスタの抵抗成分を可変できるようにした可変抵抗など、抵抗値を制御できる全ての素子あるいは回路を用いたものとしてもよい。
【００５３】
さらに、本実施の形態１では、可変容量５を図３に示すような並列接続した容量とスイッチによるデジタル的な可変容量としたが、本発明はこれに限らず、直列接続した容量とスイッチによる可変容量、並列接続と直列接続を組み合わせた容量とスイッチによる可変容量、ＭＯＳ容量など、容量値を制御できる全ての素子、あるいは回路を用いたものとしてもよい。
【００５４】
以上のように本実施の形態１によれば、可変容量５の容量値Ｃ５を制御回路６により遮断周波数ｆｃが一定となるようにコントロールすることにより、低利得時の歪特性の劣化を抑制することができる。
【００５５】
（実施の形態２）
図５は、本発明の実施の形態２に係る可変利得増幅回路の構成を示す回路図である。
図５において、１ａは可変利得ミキサ、２は可変利得ミキサ１ａの第１の入力端子に接続されるＲＦ信号源、３は可変利得ミキサ１ａの第２の入力端子に接続されるＬＯ信号源、４は出力端子、５ａは可変容量、６ａは可変利得ミキサ１の利得、及び可変容量５ａの容量値をコントロールする制御回路である。ただし、本実施の形態２において、可変利得ミキサ１ａはダウンコンバートミキサとする。
【００５６】
また、可変利得ミキサ１ａはシングルバランスドミキサであり、８は可変インダクタ、１０はＲＦ信号入力トランジスタ、１１はＬＯ信号入力トランジスタである。
【００５７】
可変インダクタ８は、図６に示すように４つのインダクタＬ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４と、３つのスイッチφ４，φ５，φ６により構成され、スイッチを全てオフ、あるいはいずれか一つをオンさせることにより、端子間のインダクタンスを変化させることができる。
【００５８】
また、可変容量５ａは、図７に示すように、容量ｃ５と、ＭＯＳデバイスｍ１と、バイアス抵抗ｒｂと、制御端子Ｔ１とにより構成され、制御端子Ｔ１に供給するバイアス電圧に応じて端子間の容量値を変化させることができる。
また、ＲＦ信号源２は、図１９に示すようなアンテナＡ１と、ＬＮＡ（Ｌｏｗ  Ｎｏｉｓｅ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）で構成され、ＬＯ信号源３は、ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ  Ｌｏｃｋｅｄ  Ｌｏｏｐ）で構成される。
【００５９】
以上のように構成された本実施の形態２の可変利得増幅回路について、以下、その動作を説明する。
ＲＦ信号源２から可変利得ミキサ１ａに供給されるＲＦ信号は、ＲＦ信号入力トランジスタ１０に入力され、電圧信号から電流信号に変換される。
【００６０】
一方、ＬＯ信号源３から可変利得ミキサ１ａに供給される差動のＬＯ信号は、ＬＯ信号入力トランジスタ１１に入力され、ＬＯ信号入力トランジスタ１１はＬＯ信号の周波数でスイッチ動作を繰り返す。
【００６１】
このＬＯ信号入力トランジスタ１１に電流変換されたＲＦ信号が入力されると、ＲＦ信号と、ＬＯ信号が乗算される。これにより、ＲＦ信号は周波数変換され、ＩＦ信号となり、可変インダクタ８で電圧変換されることにより、出力端子４にＩＦ信号があらわれる。
【００６２】
可変利得ミキサ１ａの可変利得機能は、可変インダクタ８のインダクタンスＬ８を、制御回路６ａによりコントロールすることで実現する。
また、可変容量５ａの容量値Ｃ５は、可変インダクタ８に連動させて可変利得ミキサ１ａの共振周波数ｆｒが一定になるように制御回路６ａによりコントロールする。
【００６３】
次に、本実施の形態２による可変利得増幅回路の効果について、従来の可変利得増幅回路と比較しながら説明する。
図９は、本実施の形態２による可変利得増幅器の効果を示したものである。ＲＦ信号源２から１．５ＧＨｚの希望ＲＦ信号と１．７ＧＨｚの妨害波信号が、ＬＯ信号源３から１ＧＨｚのＬＯ信号がそれぞれ可変利得ミキサ１ａに供給され、５００ＭＨｚの希望ＩＦ信号と９００ＭＨｚの不要ＩＭ３信号を出力する場合において、利得設定に対するＩＩＰ３をプロットしたものである。ただし、従来の可変利得増幅回路との比較のため、可変容量５ａが１１ｐＦ固定の場合の特性も示した。
【００６４】
本実施の形態２では、図６におけるＬ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４を、それぞれ２．３ｎＨ，  ２．３ｎＨ、２．３ｎＨ，  ２．３ｎＨに設定している。また、図７におけるｃ５を１００ｐＦ、ｒｂを１００ｋΩに設定しており、制御端子Ｔ１に印加するバイアス電圧Ｖｂによって、可変容量５ａの容量値は、図８のように可変できる。
【００６５】
この時、スイッチの状態と、バイアス電圧Ｖｂに対するＣ５，  Ｌ８，  ｆｒの関係は、表２のようになる。
【表２】
2004282506.tif 000009
従来の可変利得増幅回路では、容量値が固定の容量を用いていたために、可変利得ミキサ１０１の利得設定に応じて共振周波数ｆｒが変動し、低利得側の歪特性が劣化していた。これに対して、本実施の形態２の可変利得増幅回路では、表２に示すように利得設定に応じて可変容量５ａの容量値Ｃ５をコントロールすることにより、遮断周波数ｆｒが常に５００ＭＨｚとなるように設定している。
【００６６】
これにより、本実施の形態２の可変利得増幅回路では、９００ＭＨｚの不要ＩＭ３信号を減衰させることができ、図９に示すように従来の可変利得増幅回路に比し、低利得側での歪特性劣化を抑制することができる。
【００６７】
なお、本実施の形態２では、可変利得ミキサ１ａの基本構成を、図５に示すようなシングルバランスドミキサとしたが、本発明はこれに限らず、ダブルバランスドミキサ、デュアルゲートミキサ、ダイオードミキサなどの基本構成を有するものとしてもよい。
【００６８】
また、本実施の形態２では、可変インダクタ８を、図６に示すような直列接続したインダクタとスイッチによるデジタル的な可変インダクタとしたが、本発明はこれに限らず、並列接続したインダクタとスイッチによる可変インダクタ、並列接続と直列接続を組み合わせたインダクタとスイッチによる可変インダクタなど、インダクタンスを制御できる全ての素子あるいは回路を用いたものとしてもよい。
【００６９】
さらに、本実施の形態２では、可変容量５ａを、図７に示すようなＭＯＳデバイスによるアナログ的な可変容量としたが、本発明はこれに限らず、直列接続した容量とスイッチによる可変容量、並列接続した容量とスイッチによる可変容量、直列接続と並列接続を組み合わせた容量とスイッチによる可変容量など、容量値を制御できる全ての素子あるいは回路を用いたものとしてもよい。
【００７０】
以上のように、本実施の形態２によれば、可変容量５ａの容量値Ｃ５を、制御回路６により共振周波数ｆｒが一定となるようにコントロールすることにより、低利得時の歪特性の劣化を抑制することができる。
【００７１】
（実施の形態３）
図１０は、本発明の実施の形態３に係る可変利得増幅回路の構成を示す回路図である。
図１０において、９は可変利得増幅器、２ａは可変利得増幅器９の第１の入力端子に接続されるＲＦ信号源、４は出力端子、５ｂは可変容量、６ｂは可変利得増幅器９の利得、及び可変容量５ｂの容量値をコントロールする制御回路である。
【００７２】
また、可変利得増幅器９は、ソース接地型増幅器であり、７は可変抵抗、１０はＲＦ信号入力トランジスタである。
可変抵抗７は、図２に示すように、４つの抵抗ｒ１，ｒ２，ｒ３，ｒ４と、３つのスイッチφ１，φ２，φ３により構成され、スイッチφ１からφ３まで順次オンしていくことにより、端子間の抵抗値を変化させることができる。
【００７３】
また、可変容量５ｂは、図３に示すように、４つの容量ｃ１，  ｃ２，  ｃ３，  ｃ４と、３つのスイッチφ１，  φ２，φ３により構成され、スイッチφ１からφ３まで順次オンしていくことにより、端子間の容量値を変化させることができる。
また、ＲＦ信号源２ａは、図２０に示すような、アンテナＡ１と、ＬＮＡと、ミキサＭＩＸと、ＰＬＬと、により構成される。
【００７４】
以上のように構成された本実施の形態３の可変利得増幅回路について、以下、その動作を説明する。
ＲＦ信号源２ａから可変利得増幅器９に供給されるＲＦ信号は、ＲＦ信号入力トランジスタ１０に入力され、電圧信号から電流信号に変換される。そして、電流変換されたＲＦ信号が、可変抵抗７で電圧変換されることにより、出力端子４に信号振幅が増幅、あるいは減衰されたＲＦ信号があらわれる。
【００７５】
可変利得増幅器９の可変利得機能は、可変抵抗７の抵抗値Ｒ７を制御回路６ｂによりコントロールすることで実現する。
また、可変容量５ｂの容量値Ｃ５は、可変抵抗７に連動させて可変利得増幅器９の遮断周波数ｆｃが一定になるように、制御回路６ｂによりコントロールする。
【００７６】
次に、本実施の形態３による可変利得増幅回路の効果について、従来の可変利得増幅回路と比較しながら説明する。
図１１は、本実施の形態３による可変利得増幅器の効果を示したものである。ＲＦ信号源２ａから１０ＭＨｚの希望ＲＦ信号と、５０ＭＨｚの妨害波信号がそれぞれ可変利得増幅器９に供給され、１０ＭＨｚの希望信号と、９０ＭＨｚの不要ＩＭ３信号を出力する場合において、利得設定に対するＩＩＰ３をプロットしたものである。ただし、従来の可変利得増幅回路との比較のため、可変容量５ｂが４ｐＦ固定の場合の特性も示した。
【００７７】
本実施の形態３では、図２におけるｒ１，ｒ２，ｒ３，ｒ４を、それぞれ２ｋΩ，６ｋΩ、３ｋΩ，１ｋΩに、図３におけるｃ１，ｃ２，ｃ３，ｃ４を、それぞれ４ｐＦ，  １．４ｐＦ，  ２．６Ｆ，  ８ｐＦに設定している。
【００７８】
この時、スイッチの状態に対するＣ５，  Ｒ７，  ｆｃの関係は、表３のようになる。
【表３】
2004282506.tif 000010
従来の可変利得増幅回路では、容量値が固定の容量を用いていたために、可変利得増幅器９の利得設定に応じて遮断周波数ｆｃが変動し、低利得側の歪特性が劣化していた。これに対して、本実施の形態３の可変利得増幅回路では、表３に示すように、利得設定に応じて可変容量５ｂの容量値ｃ５をコントロールすることにより、遮断周波数ｆｃが常に２０ＭＨｚとなるように設定している。これにより、本実施の形態３の可変利得増幅回路では、９０ＭＨｚの不要ＩＭ３信号を減衰させることができ、図１１に示すように従来の可変利得増幅回路に比し、低利得側での歪特性劣化を抑制することができる。
【００７９】
なお、本実施の形態３では、可変利得増幅器９の基本構成を、図１０に示すようなソース接地型増幅器としたが、本発明はこれに限らず、ゲート接地型増幅器、差動増幅器などの基本構成を有するものとしてもよい。
【００８０】
また、本実施の形態３では、可変抵抗７を、図２に示すような並列接続した抵抗と、スイッチによるデジタル的な可変抵抗としたが、本発明はこれに限らず、直列接続した抵抗とスイッチによる可変抵抗、並列接続と直列接続を組み合わせた抵抗とスイッチによる可変抵抗、トランジスタの抵抗成分を可変できるようにした可変抵抗など、抵抗値を制御できる全ての素子あるいは回路を用いたものとしてもよい。
【００８１】
さらに、本実施の形態３では、可変容量５ｂを、図３に示すような並列接続した容量とスイッチによるデジタル的な可変容量としたが、本発明はこれに限らず、直列接続した容量とスイッチによる可変容量、並列接続と直列接続を組み合わせた容量とスイッチによる可変容量、ＭＯＳ容量など、容量値を制御できる全ての素子あるいは回路を用いたものとしてもよい。
【００８２】
以上のように、本実施の形態３によれば、可変容量５ｂの容量値Ｃ５を、制御回路６により遮断周波数ｆｃが一定となるようにコントロールすることにより、低利得時の歪特性の劣化を抑制することができる。
【００８３】
（実施の形態４）
図１２は、本発明の実施の形態４に係る可変利得増幅回路の構成を示す回路図である。
図１２において、９ａは可変利得増幅器、２ｂは可変利得増幅器９ａの第１の入力端子に接続されるＲＦ信号源、４は出力端子、５ｃは可変容量、６ｃは可変利得増幅器９の利得、及び可変容量５ｃの容量値をコントロールする制御回路である。
【００８４】
また、可変利得増幅器９ａは、ソース接地型増幅器であり、８は可変インダクタ、１０はＲＦ信号入力トランジスタである。
可変インダクタ８は、図６に示すように、４つのインダクタＬ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４と、３つのスイッチφ４，φ５，φ６により構成され、スイッチを全てオフ、あるいはいずれか一つをオンさせることにより、端子間のインダクタンスを変化させることができる。
【００８５】
また、可変容量５ｃは、図７に示すように容量ｃ５と、ＭＯＳデバイスｍ１と、バイアス抵抗ｒｂと、制御端子Ｔ１とにより構成され、制御端子Ｔ１に供給するバイアス電圧に応じて端子間の容量値を変化させることができる。
また、ＲＦ信号源２ｂはアンテナＡ１により構成される。
【００８６】
以上のように構成された本実施の形態４の可変利得増幅回路について、以下、その動作を説明する。
ＲＦ信号源２ｂから可変利得増幅器９に供給されるＲＦ信号は、ＲＦ信号入力トランジスタ１０に入力され、電圧信号から電流信号に変換される。そして、電流変換されたＲＦ信号が、可変インダクタ８で電圧変換されることにより、出力端子４に信号振幅が増幅あるいは減衰されたＲＦ信号があらわれる。
【００８７】
可変利得増幅器９ａの可変利得機能は、可変インダクタ８のインダクタンスＬ８を制御回路６ｃによりコントロールすることで実現する。
また、可変容量５は、可変インダクタ８に連動させて可変利得増幅器９ａの共振周波数ｆｒが一定になるように、制御回路６ｃによりコントロールする。
【００８８】
次に、本実施の形態４における可変利得増幅回路の効果について、従来の可変利得増幅回路と比較しながら説明する。
図１３は、本実施の形態による可変利得増幅器の効果を示したものである。ＲＦ信号源２ｂから５００ＭＨｚの希望ＲＦ信号と７００ＭＨｚの妨害波信号が、それぞれ可変利得増幅器９ａに供給され、５００ＭＨｚの希望信号と９００ＭＨｚの不要ＩＭ３信号を出力する場合において、利得設定に対するＩＩＰ３をプロットしたものである。ただし、従来の可変利得増幅回路との比較のため、可変容量５ｃが１１ｐＦ固定の場合の特性も示した。
【００８９】
本実施の形態４では、図６におけるＬ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４を、それぞれ２．３ｎＨ，  ２．３ｎＨ、２．３ｎＨ，  ２．３ｎＨに設定している。また、図７におけるｃ５を１００ｐＦ、ｒｂを１００ｋΩに設定しており、制御端子Ｔ１に印加するバイアス電圧Ｖｂによって、可変容量５ｃの容量値は、図８のように可変できる。
この時、スイッチの状態と、バイアス電圧Ｖｂに対するＣ５，  Ｌ８，  ｆｒの関係は、表２のようになる。
【００９０】
従来の可変利得増幅回路では、容量値が固定の容量を用いていたために、可変利得増幅器９ａの利得設定に応じて共振周波数ｆｒが変動し、低利得側の歪特性が劣化していた。これに対して、本実施の形態４の可変利得増幅回路では、表２に示すように利得設定に応じて可変容量５ｃの容量値ｃ５をコントロールすることにより、共振周波数ｆｒが常に５００ＭＨｚとなるように設定している。従って、本実施の形態４の可変利得増幅回路では、９００ＭＨｚの不要ＩＭ３信号を減衰させることができ、図１３に示すように従来の可変利得増幅回路に比し、低利得側での歪特性劣化を抑制することができる。
【００９１】
なお、本実施の形態４では、可変利得増幅器９ａの基本構成を、図１２に示すようなソース接地型増幅器としたが、本発明はこれに限らず、ゲート接地型増幅器、差動増幅器などの基本構成を有するものとしてもよい。
【００９２】
また、本実施の形態４では、可変インダクタ８を、図６に示すような直列接続したインダクタとスイッチによるデジタル的な可変インダクタとしたが、本発明はこれに限らず、並列接続したインダクタとスイッチによる可変インダクタ、並列接続と直列接続を組み合わせたインダクタとスイッチによる可変インダクタなど、インダクタンスを制御できる全ての素子あるいは回路を用いたものとしてもよい。
【００９３】
さらに、本実施の形態４では、可変容量５ｃを、図７に示すようなＭＯＳデバイスによるアナログ的な可変容量としたが、本発明はこれに限らず、直列接続した容量とスイッチによる可変容量、並列接続した容量とスイッチによる可変容量、直列接続と並列接続を組み合わせた容量とスイッチによる可変容量など、容量値を制御できる全ての素子あるいは回路を用いたものとしてもよい。
【００９４】
以上のように本実施の形態４によれば、可変容量５ｃの容量値ｃ５を、制御回路６により共振周波数ｆｒが一定となるようにコントロールすることにより、低利得時の歪特性の劣化を抑制することができる。
【００９５】
【発明の効果】
以上のように、本発明にかかる可変利得増幅回路によれば、可変利得ミキサ、あるいは可変利得増幅器の出力端子に接続された可変容量の容量値を、利得設定に応じてコントロールするようにすることにより、低利得時における歪特性の劣化を抑制することのできる可変利得増幅回路を得られる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１による可変利得増幅回路の回路図
【図２】本発明の実施の形態１、および実施の形態３による可変利得増幅回路における可変抵抗の回路図
【図３】本発明の実施の形態１、および実施の形態３による可変利得増幅回路における可変容量の回路図
【図４】本発明の実施の形態１による可変利得増幅回路の効果を示す特性図
【図５】本発明の実施の形態２による可変利得増幅回路の回路図
【図６】本発明の実施の形態２、および実施の形態４による可変利得増幅回路における可変インダクタの回路図
【図７】本発明の実施の形態２、および実施の形態４による可変利得増幅回路における可変容量の回路図
【図８】本発明の実施の形態２、および実施の形態４による可変利得増幅回路における可変容量のバイアス電圧に対する容量値を示す特性図
【図９】本発明の実施の形態２による可変利得増幅回路の効果を示す特性図
【図１０】本発明の実施の形態３による可変利得増幅回路の回路図
【図１１】本発明の実施の形態３による可変利得増幅回路の効果を示す特性図
【図１２】本発明の実施の形態４による可変利得増幅回路の回路図
【図１３】本発明の実施の形態４による可変利得増幅回路の効果を示す特性図
【図１４】従来の可変利得増幅回路の回路図
【図１５】従来の可変利得増幅回路の交流等価回路図
【図１６】一次のＬＰＦの周波数特性図
【図１７】二次のＬＰＦの周波数特性図
【図１８】従来の可変利得増幅回路の利得設定に対する歪特性図
【図１９】本発明の実施の形態１、および実施の形態２におけるＲＦ信号源２のブロック図
【図２０】本発明の実施の形態３におけるＲＦ信号源２ａのブロック図
【符号の説明】
１，１ａ  可変利得ミキサ
２，２ａ，２ｂ  ＲＦ信号源
３  ＬＯ信号源
４  出力端子
５，５ａ，５ｂ，５ｃ  可変容量
６，６ａ，６ｂ，６ｃ  制御回路
７  可変抵抗
８  可変インダクタ
９，９ａ  可変利得増幅器
１０  ＲＦ信号入力トランジスタ
１１  ＬＯ信号入力トランジスタ
１２  容量
１３  ＩＦ信号源
１４  可変出力負荷インピーダンス
【図１】
2004282506.tif 000011
【図２】
2004282506.tif 000012
【図３】
2004282506.tif 000013
【図４】
2004282506.tif 000014
【図５】
2004282506.tif 000015
【図６】
2004282506.tif 000016
【図７】
2004282506.tif 000017
【図８】
2004282506.tif 000018
【図９】
2004282506.tif 000019
【図１０】
2004282506.tif 000020
【図１１】
2004282506.tif 000021
【図１２】
2004282506.tif 000022
【図１３】
2004282506.tif 000023
【図１４】
2004282506.tif 000024
【図１５】
2004282506.tif 000025
【図１６】
2004282506.tif 000026
【図１７】
2004282506.tif 000027
【図１８】
2004282506.tif 000028
【図１９】
2004282506.tif 000029
【図２０】
2004282506.tif 000030