(57)【要約】【課題】電力変換器に流れる電流の直流分を低減し、高精度な偏磁抑制制御を実現する。【解決手段】電力変換器３と変圧器２の接続点の電流Ｉ２を検出する電流検出器４０に、電流Ｉ２の定格値より十分小さい（１／２〜１／３）定格検出電流値を有する飽和型の電流検出器を用いる。この検出電流Ｉ２Ｓからリミッタ５１を経て該電流値の直流分Ｉ２ＤＣを算出する。電圧指令値発生器５４からの指令値と直流分Ｉ２ＤＣに比例した補正値を加算して、電力変換器３による偏磁抑制制御を行う。直流分の検出精度が向上するので、電力変換器は電流検出器に乗るノイズを低減でき、高精度な偏磁抑制制御が可能になる。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
変圧器を介して交流系統に接続され、電力変換器と前記変圧器との接続部を流れる変圧器二次電流の直流成分を検出して前記変圧器の偏磁を抑制する電圧形の電力変換器の制御方法であって、
前記二次電流の定格値より小さい飽和特性を持つ電流検出器を用いて前記二次電流を測定し、この測定電流から直流分を検出し、この直流分に比例した電圧を前記電力変換器より出力するように制御することを特徴とする電力変換器の制御方法。
【請求項２】
請求項１において、
前記電流検出器の出力に、正負対称的に前記飽和特性より低値の制限値でリミッタ処理を行い、このリミッタ処理された出力の積分値及び前記制限値に張り付く時間から前記直流分を算出することを特徴とする電力変換器の制御方法。
【請求項３】
請求項２において、
系統電圧の１周期をＴ、前記積分値の１周期分をＳ、前記制限値の上限に張り付いた時間をｔ１、下限に張り付いた時間をｔ２とするとき、前記直流分であるＩ２ｄｃを（４）式により求めることを特徴とする電力変換器の制御方法。
Ｉ２ｄｃ≒Ｓ／（Ｔ−ｔ１−ｔ２）    …（４）
【請求項４】
請求項１において、
前記接続部を流れる二次電流の位相を検出し、前記位相が０の時点における前記電流検出器の測定値から前記直流分を検出することを特徴とする電力変換器の制御方法。
【請求項５】
変圧器を介して交流系統に接続され、電力変換器と前記変圧器との接続部を流れる変圧器二次電流の直流成分を検出して前記変圧器の偏磁を抑制する電圧形の電力変換器であって、
前記二次電流を測定するための前記二次電流の定格値より小さい飽和特性を持つ電流検出器と、この測定電流から前記直流成分を検出する直流分検出手段と、前記電力変換器が前記直流成分に比例した電圧を出力するように制御する制御装置を備えることを特徴とする電力変換器。
【請求項６】
請求項５において、
前記電流検出器は、前記二次電流が流れる導体を囲む鉄心と、前記鉄心に発生する磁束に比例した電圧を出力するホール素子を含んで構成されることを特徴とする電力変換器。
【請求項７】
請求項５において、
前記直流分検出手段は、前記電流検出器の出力に正負対称的に前記飽和特性より低値の制限値によりリミッタ処理を行なうリミッタと、前記リミッタの出力の積分値及び前記制限値の正負に張り付く時間から前記直流成分を算出する直流分検出手段を含むことを特徴とする電力変換器。
【請求項８】
請求項５において、
前記接続部を流れる二次電流からその位相を検出する位相検出器を設け、前記直流分検出手段は前記位相検出器の出力が０の時点における前記電流検出器の測定値をホールドすることを特徴とする電力変換器。
【請求項９】
交流系統と変圧器を介して結ばれる電圧形変換器と、前記変圧器と前記電圧形変換器間を流れる変圧器二次電流の直流成分を検出して前記変圧器の偏磁を抑制する電力変換器において、
前記二次電流を測定するための前記二次電流の定格値より小さい飽和特性を持つ電流検出器と、この測定電流から前記直流成分を検出する直流分検出手段と、前記電圧形変換器の出力電圧を測定する電圧検出器と、この電圧検出器の測定値をフイードバックして電圧指令値を発生し、この電圧指令値と検出された直流成分に応じた値を加算し、この加算値と搬送波発生器の出力を比較し、この比較結果に基づく出力で前記電圧形変換器のゲートを制御する制御装置を備えることを特徴とする電力変換器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は変圧器を介して交流電源に接続される自励式電力変換器に関するものであり、特に変圧器の偏磁抑制方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】
変圧器を介して交流系統に接続される自励式電力変換器において、変圧器側に出力する交流出力電圧に直流成分がある場合、変圧器中の鉄心に作られる磁束が増加し、変圧器の偏磁にいたる。変圧器が偏磁すると電力変換器から大きな突入電流が流れ、電力変換器の安定な運転を妨げ、最悪の場合は電力変換器の素子破壊に至る。
【０００３】
従来、変圧器の偏磁を抑制する方法として、特許文献１に記載のように、電力変換器から変圧器に流れる電流である変圧器二次電流の直流成分を検出し、該直流成分を０にすべく電力変換器出力電圧を制御して変圧器の偏磁を抑制する方法が知られている。
【０００４】
【特許文献１】
特開平８−９６４６号公報（段落００１４−００１６、図３、図４）
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、電流検出器は電流検出器内の鉄心のヒステリシスや温度ドリフトなどの影響を受けるため、ゼロ点近傍の検出精度が低くなる。また、電流検出器の検出精度が一定の場合、検出器の定格が大きいと電流検出器の誤差の絶対値は大きくなり、変圧器の磁束の直流成分推定誤差が大きくなる。この誤差が大きい場合、偏磁を抑制する制御が逆に偏磁を引き起こす可能性があり、これが課題となる。例えば、実際の電流が０［Ａ］のときの電流検出器出力がＩ［Ａ］である場合、変圧器の偏磁を抑制する制御により変圧器２次電流の直流成分は−Ｉ［Ａ］に制御されてしまい、Ｉの絶対値が大きいと変圧器が偏磁してしまう。
【０００６】
本発明の目的は、電力変換器から変圧器に流れる電流の直流成分を高精度で検出することにより、変圧器の偏磁を高精度に抑制することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記目的は、電力変換器から変圧器へ流れる電流の検出誤差の絶対値を小さくするために、定格電流検出値が小さい電流検出器を用い、その検出値から直流成分を抽出し、電流の直流成分を打ち消すように電力変換器の出力電圧を制御することにより達成できる。
【０００８】
前記電流検出器の検出値に対し、正負対称的に前記電流検出器の飽和特性より低値の制限値でリミッタ処理を行い、該リミッタ処理された出力の積分値及び前記制限値に張り付く時間から直流分を算出する。
【０００９】
あるいは、変圧器と電力変換器の接続点を流れる変圧器二次電流の位相を検出し、前記位相が０の時点における前記電流検出器の検出値から前記直流分を検出する。
【００１０】
これによれば、変圧器から電力変換器に流れる電流の直流分を高精度に検出できるので、該直流分に比例した電圧を電力変換器が出力することにより前記電流の直流分をゼロにすることができる。この結果、変圧器の磁束の直流分をゼロにでき、変圧器の偏磁を高精度に抑制することができる。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を用いて説明する。図１は実施例１で、交流系統に変圧器を介して接続されるＩＧＢＴ電力変換器の構成を示す。交流系統１、変圧器２、電力変換器３、電流検出器４０、４１、電圧検出器４２、Ａ／Ｄ変換器５０、リミッタ演算器５１、直流分算出器５２、乗算器５３、電圧指令値発生器５４、加算器５５、搬送波発生器５６、比較器５７からなる。電圧指令値発生器５４から比較器５７が電力変換器の制御装置である。
【００１２】
また、変圧器から電力変換器に流れ込む電流Ｉ２、電流検出器４０の出力Ｉ２Ｓ、リミッタ演算器の出力Ｉ２ＳＬＩＭから抽出したＩ２の直流成分Ｉ２ＳＤＣである。一例として、以下では電流検出器４０の定格検出電流値を１０００Ａ、電流Ｉ２の定格値を３０００Ａとする。つまり、電流検出器４０の定格検出電流値は被測定電流Ｉ２の定格値の１／３としている。
【００１３】
電流検出器４０はＩ２が−１０００Ａ以上１０００Ａ以下の場合、Ｉ２に比例した電圧を出力し、Ｉ２が１０００Ａのとき５Ｖ、Ｉ２が−１０００Ａのとき−５Ｖを出力する。電流検出器４０は、電流Ｉ２の定格電流値を検出できる電流検出器に比べ、±１０００Ａ以内においては電流Ｉ２を高精度に検出できる。
【００１４】
図２は電流検出器４０の構成を示す。電流検出器４０は飽和型の検出器である。電流Ｉ２が流れる電線を囲う鉄心４０００、鉄心に発生する磁束φに比例した電圧を出力するホール素子４００１、ホール素子の出力電圧を絶縁して増幅するアンプ４０１から構成される。アンプ４０１の出力端子４００２の電圧が電流検出器４０の出力電圧となる。電流Ｉ２と磁束φのヒステリシス曲線に基づいて、Ｉ２が所定値以下のときは高精度に検出し、それを超えると飽和特性となる。
【００１５】
電流検出器４０は出力電圧をＡ／Ｄ変換器５０に出力し、Ａ／Ｄ変換器５０は入力電圧をディジタル値に変換する。リミッタ演算器５１はＡ／Ｄ変換器５０の出力に対し、電流Ｉ２とＩ２Ｓが比例しない領域を制限値にリミットする。直流分算出器５２はリミッタ演算器５１の出力であるＩ２ＳＬＩＭより、Ｉ２の直流分Ｉ２ＤＣを算出する。直流分算出器５２の出力Ｉ２ＤＣは乗算器５３により定数倍され、乗算器５３の出力が変圧器の偏磁を抑制するための電力変換器３の出力電圧指令値となり、加算器５５に出力される。
【００１６】
一方、交流系統１と変圧器２間の電流である電流検出器４１の出力と、電力変換器３の出力電圧である電圧検出器４２の出力は電圧指令値発生器５４に入力される。電圧指令値発生器５４は電流検出器４１および電圧検出器４２の出力値に基づき、電力変換器３の直流電圧および、系統電流無効成分を制御するための電圧指令値を算出し、加算器５５に出力する。
【００１７】
乗算器５３の出力は、電圧指令値発生器５４の出力と加算器５５により加算される。加算器５５の出力は、搬送波発生器５６の出力と比較器５７により大小比較され、比較器５７の出力は電力変換器３のゲート信号となり、電力変換器３のＩＧＢＴがオンオフ制御される。これにより、電力変換器３は偏磁を抑制しながら電力変換器３の無効電流や直流電圧を制御する。
【００１８】
以下、本実施例において、電流検出器４０が電流Ｉ２のゼロ点近傍の値を高精度に検出できる理由と、リミッタ出力値Ｉ２ＳＬＩＭから電流Ｉ２の直流分を算出する方法を説明する。
【００１９】
電流検出器４０の定格検出電流が電流Ｉ２よりも大きい場合、Ａ／Ｄ変換器５０の入力電圧１Ｖあたりに相当するＩ２の電流値は大きくなる。しかし、本実施例では電流検出器４０の定格検出電流値は電流Ｉ２の定格値の３分の１としているため、Ａ／Ｄ変換器５０の入力電圧１Ｖあたりに相当するＩ２の電流値は上記の場合よりも小さくなる。例えば電流検出器の定格検出電流値が３０００Ａである場合、Ａ／Ｄ変換器５０の入力電圧１Ｖあたりの電流値は６００Ａであるが、本実施例では１Ｖあたり２００Ａである。
【００２０】
一般に、電流検出器の出力には定格検出電流値に対して０．５〜１％のオフセットが含まれる。変圧器の偏磁抑制制御は交流電流中の僅かな直流分を検出し、これを０にする制御であるため、電流検出器のオフセットが無視できなくなる。電流検出値の直流分の誤差が大きくなると、偏磁抑制制御によって変圧器の偏磁をもたらし、電力変換器の安定な制御を妨げる。
【００２１】
図３は定格電流検出値とオフセットにより誤検出される電流誤検出値の関係を示している。オフセットを０．５％としたときの定格電流検出値Ｉｓｅｎｓｅと誤検出される電流値Ｉｏｆｆｓｅｔとは比例関係にある。
【００２２】
図４は検出電流の最大値と検出誤差の関係を示す。本実施例による誤差を実線で、従来方式による誤差を破線で示す。ここでは、従来方式で用いる電流検出器の定格検出電流値は被検出電流の最大値Ｉｓｅｎｓｅと等しいものとした。本実施例の検出誤差Ｉｅｒｒｏｒは一定であるため、被検出電流の最大値が一定値Ｉｓ１を超えると、従来方式による検出誤差が本方式の誤差を上回る。
【００２３】
このように、本実施例では定格検出電流値が被検出電流Ｉ２の最大値よりも小さい電流検出器４０を用い、その出力から被検出電流の直流分を抽出するので、温度ドリフトなど電流検出器のオフセットによる影響を大幅に低減できる。すなわち、本実施例では直流のノイズ成分の影響が小さくなるため、以下に述べるようにＩ２の直流分検出を高精度に行うことができる。
【００２４】
図５は電流Ｉ２と、電流検出器４０の出力Ｉ２Ｓと、リミッタ演算器５１の出力Ｉ２ＳＬＩＭの関係を示す。電流検出器４０の定格検出電流値はＩ２の定格電流値よりも小さいため、鉄心４０００の磁束はＩ２の増大により飽和し、ホール素子の出力電圧も飽和する。アンプ４０１の出力電圧Ｉ２Ｓも飽和するので、Ａ／Ｄ変換器５０はＩ２Ｓをディジタル変換し、リミッタ演算器５１に出力する。
【００２５】
鉄心は磁束飽和が起きてもインダクタンスはゼロにはならず、電流Ｉ２と電流検出器４０の出力の関係が非線形となる。本実施例ではＩ２と電流検出器４０の出力が線形である領域のみを抽出するため、リミッタ演算器５１はＩ２とアンプ４０１の出力が比例しない領域をリミットする。
【００２６】
図６に直流成分の算出方法を示す。リミッタ演算器５１の出力Ｉ２ＳＬＩＭから直流分Ｉ２ＤＣを算出する方法を説明する。Ｔは系統電圧の１周期を示し、ＨＩ＿ＬＩＭはリミッタ演算器５１の上限値、ＬＯＷ＿ＬＩＭはリミッタ演算器５１の下限値、ｔ１はリミッタ出力Ｉ２ＳＬＩＭが上限値に張り付いた時間、ｔ２はＩ２ＳＬＩＭが下限値に張り付いた時間である。ここで、ＨＩ＿ＬＩＭとＬＯＷ＿ＬＩＭの絶対値は等しいとする。ＬＯＷ＿ＬＩＭ２は、ＨＩ＿ＬＩＭとＬＯＷ＿ＬＩＭ２の中線がＩ２ＳＬＩＭの直流成分Ｉ２ＤＣとなるための仮想の線である。
【００２７】
面積Ｓ１、Ｓ２はＩ２ＤＣとゼロにより囲まれた面積であり、Ｓ３はＬＯＷ＿ＬＩＭとＬＯＷ＿ＬＩＭ２とＩ２ＳＬＩＭにより囲まれた面積である。このとき、面積Ｓ５とＳ２の和と面積Ｓ４は等しくなる。ゆえにＩ２ＳＬＩＭの１周期の積分値Ｓは（１）式で示される。
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また、Ｓ１、Ｓ２には（２）式が成り立つ。
Ｓ１＋Ｓ２＝Ｔ×Ｉ２ＤＣ                …（２）
Ｓ３は（３）式により近似することができる。
Ｓ３≒（ｔ１＋ｔ２）×Ｉ２ＤＣ          …（３）
（３）式が成り立つのは、Ｉ２ＤＣがＩ２ＳＬＩＭの振幅に対して十分小さいときに、Ｓ３は上辺がｔ１、下辺がｔ２、高さがＩ２ＤＣの台形の面積とほぼ等しくなるためである。（１）−（３）式より（４）式が成り立つ。
Ｉ２ＤＣ≒Ｓ／（Ｔ−ｔ１−ｔ２）        …（４）
上記の関係を用いるため、直流分算出器５２はＩ２ＳＬＩＭを積分して面積Ｓを算出し、さらにｔ１、ｔ２を算出して、Ｉ２の直流分Ｉ２ＤＣを求める。直流分算出器５２の出力値は、系統電圧１周期の間保持され、１周期後に出力値が更新される。
【００２８】
本実施例によれば、定格検出電流値の小さい電流検出器４０を用いることにより、電流検出器における直流ノイズの影響を低減でき、さらにリミッタ演算器５１によりリミットされた検出値から直流成分を抽出することができる。この結果、高精度に電流Ｉ２の直流成分を検出することができ、高精度な偏磁抑制制御を実現することができる。
【００２９】
なお、被検出電流Ｉ２に対し、定格検出電流値がより小さい電流検出器４０を用いることが有利である。しかし、図６の関係からＩ２ＤＣがＩ２ＳＬＩＭの振幅に対して十分小さいときに算出精度が上がるので、無制限な関係ではない。これらの相互関係から図４のＩｓ１も定まる。一般的には、被検出電流Ｉ２の定格値に対し、電流検出器の定格値を１／２〜１／５の範囲にするのがよい。
【００３０】
次に、電力変換器の第２の実施例について説明する。実施例２は実施例１に対し電流Ｉ２の直流分算出方法が異なる。
【００３１】
図７は実施例２によるＩＧＢＴ電力変換器を示す。図１との相違点は、変圧器から電力変換器に流れ込む電流Ｉ２を検出する電流検出器４３と、その位相を検出する位相検出器５８と、図１のリミッタ５１、直流算出手段５２に代えて出力維持器（サンプリング・ホールド）５８を設けている。ここでも、電流Ｉ２の定格値は３０００Ａ、電流検出器４０の定格検出電流値は１０００Ａとする。電流検出器４０はその出力電圧Ｉ２ＳをＡ／Ｄ変換器５０に出力し、Ａ／Ｄ変換器５０はＩ２Ｓをディジタル値に変換する。このディジタル出力は出力維持器５８に入力される。
【００３２】
電流検出器４３はＩ２の全波形を検出し、その出力を位相検出器５８に出力する。位相検出器５８はＩ２交流成分の位相θを算出し、θがゼロになるとトリガＴＲＧをハイ（Ｈｉｇｈ）にして出力値維持器５９へ印加、そのときの出力値維持器５９の出力値Ｉ２ＳＤＣを維持する。出力値維持器の出力Ｉ２ＳＤＣは乗算器５３により定数倍される。乗算器５３の出力は電力変換器３の電圧指令の補正値となり、加算器５５に出力される。この電圧指令補正値が偏磁抑制制御に寄与する。
【００３３】
一方、電流検出器４１と電圧検出器４２の出力は電圧指令値発生器５４に入力される。電圧指令値発生器５４は電流検出器４１や電圧検出器４２の出力値に基づき、電力変換器３の直流電圧や、系統電流無効成分を制御するための電圧指令値を算出し、加算器５５に出力する。
【００３４】
乗算器５３の出力は、電圧指令値発生器５４の出力と加算器５５により加算される。加算器５５の出力は、搬送波発生器５６の出力と比較器５７により大小比較され、比較器５７の出力は電力変換器３のゲート信号となり、電力変換器３のＩＧＢＴはオンオフ制御される。これにより、電力変換器３は偏磁を抑制しながら電力変換器３の無効電流や直流電圧を制御する。
【００３５】
図８は実施例２における直流分検出を示す各部の波形である。（ａ）はＩ２、（ｂ）はθ、（ｃ）はＴＲＧ、（ｄ）はＩ２Ｓ、Ｉ２ＳＤＣの波形を示す。Ｉ２の交流成分の位相がゼロのとき、位相検出器５８の出力ＴＲＧがＨｉｇｈになり、出力維持器５９に印加される。サンプリング・ホールドであり、Ｉ２Ｓが入力されている出力値維持器５９はＴＲＧがＨｉｇｈで、保持している出力Ｉ２ＳＤＣを更新し、その時点の値Ｉ２ＳＤＣを次の周期Ｔまで維持する。Ｉ２は直流成分と交流成分の和であるため、Ｉ２ＳＤＣはＩ２の直流成分に相当し、Ｉ２の直流分が検出できる。
【００３６】
実施例２によれば、定格検出電流値の小さい電流検出器４０を用いることにより、電流Ｉ２の検出器における直流ノイズの影響を低減でき、電流の位相情報と電流検出器４０の出力値よりＩ２の直流成分を抽出することができる。このため、高精度に電流Ｉ２の直流成分を検出でき、高精度な偏磁抑制制御を実現することできる。
【００３７】
【発明の効果】
本発明によれば、電力変換器が変圧器に出力する電流の直流成分を高精度に検出できるため、変圧器の偏磁抑制を高精度に実施できる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例１による電力変換器の構成図。
【図２】電力変換器と変圧器間の電流を検出する飽和型電流検出器の構成図。
【図３】被検出電流の最大値と検出誤差の関係を示す説明図。
【図４】本実施例と従来方式による検出誤差を示す説明図。
【図５】電力変換器と変圧器間の電流Ｉ２と飽和型電流検出器の出力を示す説明図。
【図６】実施例１における直流分算出方法を示す説明図。
【図７】本発明の実施例２による電力変換器の構成図。
【図８】実施例２における直流分検出方法を示す説明図。
【符号の説明】
１…交流系統、２…変圧器、３…電力変換器、Ｉ２…変圧器から電力変換器に流れる電流、４０，４１，４３…電流検出器、４２…電圧検出器、４０１…アンプ、４０００…鉄心、４００１…ホール素子、４００２…出力端子、５０…Ａ／Ｄ変換器、５１…リミッタ演算器、５２…直流分算出器、５３…乗算器、５４…電圧指令値発生器、５５…加算器、５６…搬送波発生器、５７…比較器、５８…位相検出器、５９…出力値維持器（サンプリング・ホールド）。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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