(57)【要約】【課題】電源投入時，スリープ解除時，スリープ移行時におけるポップ音を低減し、且つ所定電圧へのセトリング時間を速くした半導体集積回路を提供する。【解決手段】半導体集積回路の構成を、定電流で容量素子Ｃ０を充電することにより、時間に対して線形な電圧変化を作り出し、この電圧でＭＯＳトランジスタＭ１のゲートを制御することで、該ＭＯＳトランジスタの出力電流を時間に対して滑らかに変化させるようにしてある。【選択図】    図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
定電流で容量素子を充電することにより、時間に対して線形な電圧変化を作り出し、この電圧でＭＯＳトランジスタのゲートを制御することで、該ＭＯＳトランジスタの出力電流を時間に対して滑らかに変化させることを特徴とする半導体集積回路。
【請求項２】
請求項１記載の半導体集積回路を用いて作り出された電圧を利用して、状態遷移の際に出力を時間に対して滑らかに変化させることを特徴とする音響素子ドライブアンプ。
【請求項３】
請求項２記載の音響素子ドライブアンプにおいて、
反転増幅回路として構成した場合に、プラス入力（リファレンス入力）に請求項１記載の半導体集積回路の出力を適用したことを特徴とする音響素子ドライブアンプ。
【請求項４】
請求項１記載の半導体集積回路を用いて、状態遷移の際にドライブアンプの出力を時間に対して滑らかに変化させることを特徴とする半導体集積回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、半導体集積回路および該半導体集積回路を用いた音響素子ドライブアンプに関し、特に、電源投入時，スリープ解除時，スリープ移行時におけるポップ音を低減し、且つ所定電圧へのセトリング時間を速くした半導体集積回路および該半導体集積回路を用いた音響素子ドライブアンプに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、ヘッドフォンなどの音響素子をドライブするアンプにおいて、電源投入時，スリープ解除時，スリープ移行時に、図７に示すように、容量素子（ＣＬＡＲＧＥ）と抵抗器（Ｒ０，Ｒ１）による時定数で出力の立ち上がり、立ち下がりをゆるやかにした信号を用いることにより、状態変化の際の異音（ポップ音）を低減していた（特許文献１）。
Ｍ０はＭＯＳトランジスタ、ｓｌｐは入力信号、ｏｕｔは出力信号である。
【０００３】
このポップ音を低減する場合に、ドライブアンプの出力そのものをダイレクトにゆるやかにする場合もあるし、ドライブアンプのリファレンス電圧をゆるやかにして間接的に、ドライブアンプの出力をゆるやかにする場合もある。
【０００４】
容量素子と抵抗器による時定数で状態の遷移を緩やかにする場合、その立ち上がり（立ち下がり）波形は、図８（ａ），（ｂ）に示すように、
Ａ＊（１−ｅｘｐ（−Ｔ／（Ｃ＊Ｒ）））      …式１
Ａ：  状態遷移間の電圧変化    Ｔ：時間    Ｃ：容量値    Ｒ：抵抗値
による波形となる。
図８（ａ）は入力信号（ｓｌｐ）の波形図、図８（ｂ）は出力信号（ｏｕｔ）の波形図である。
【０００５】
【特許文献１】
実公平７−２２８９８号公報（第２頁左欄、第１図）
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来技術の手段では、容量素子への充電（放電）開始直後の電圧の傾きがもっとも大きく（図８（ｂ）参照）、この傾きを充分小さくして、音響素子からのポップ音が気にならない程度にするためには、信号のセトリング時間が数秒のオーダーになってしまっており、電源投入時，スリープ解除時，スリープ移行時などの機器の立ち上がり時間を制限していた。
【０００７】
そこで本発明の課題は、電源投入時，スリープ解除時，スリープ移行時におけるポップ音を低減し、且つ所定電圧へのセトリング時間を速くした半導体集積回路を提供することである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
前記課題を解決するために請求項１の発明は、半導体集積回路の構成を、定電流で容量素子を充電することにより、時間に対して線形な電圧変化を作り出し、この電圧でＭＯＳトランジスタのゲートを制御することで、該ＭＯＳトランジスタの出力電流を時間に対して滑らかに変化させるようにしてある。
【０００９】
このようにすれば、例えば、図１（ａ）の半導体集積回路において、定電流源Ｉ０からの電流によって容量Ｃ０は充電され、この時Ａ点の電圧の時間による変化は「ｄＶ／ｄｔ＝Ｉ／Ｃ＝ｃｏｎｓｔａｎｔ」となるので、時間に対して線形な電圧となる。
【００１０】
この電圧を、ＭＯＳトランジスタＭ１のゲート−ソース間電圧として与えた場合、ＭＯＳトランジスタＭ１のドレイン電流は、Ｖｇｓ−Ｉｄ特性（図２）のように滑らかな立ち上がりとなる。
したがって、従来例のような、充電開始直後の急激な電圧変化は緩和される。
【００１１】
また、請求項２では、音響素子ドライブアンプの構成を、請求項１記載の半導体集積回路を用いて作り出された電圧を利用して、状態遷移の際に出力を時間に対して滑らかに変化させるようにしてある。
【００１２】
以上の構成は、例えば、図５に示すようになる。図５において状態遷移の際にドライブアンプはＯＮしており、その出力が滑らかに変化する。即ち、例えば、図３，図４に示すように、半導体集積回路の出力端子ｏｕｔの出力電圧を滑らかにしているので（図４（ｃ））、音響素子（スピーカ）から出力するポップ音を抑制することができる。
【００１３】
また、請求項３では、請求項２記載の音響素子ドライブアンプにおいて、
反転増幅回路として構成した場合に、プラス入力（リファレンス入力）に請求項１記載の半導体集積回路の出力を適用した構成としてある。
【００１４】
このようにすれば、例えば、図５に示すように、半導体集積回路の出力端子ｏｕｔからの滑らかな電圧を、反転増幅回路を構成した演算増幅器ｏｐ−ａｍｐのｉｎ＋端子に加えている。従って、アンプの出力もｉｎ＋端子に加えた電圧のように滑らかに変化するので、ポップ音を抑制することができる。
【００１５】
また、請求項４では、請求項１記載の半導体集積回路を用いて、状態遷移の際にドライブアンプの出力を時間に対して滑らかに変化させる構成としてある。
【００１６】
以上の構成は、例えば、図６に示すようになる。このようにすれば、図６において状態遷移の際にドライブアンプはＯＦＦしており、本来ドライブアンプの出力となる部分をドライブアンプそのものでない回路によって滑らかに変化させる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を図示の実施形態に基づいて説明する。なお、既に説明済みの部分には同一符号を付し、重複説明を省略する。
【００１８】
（１）  発明の概要
（１−１）構成
本発明における、信号の立ち上がり（立ち下がり）波形の生成は、図１（ａ），（ｂ）に示すように、定電流による容量素子の充電（放電）による、時間に対して線形な電圧をＭＯＳトランジスタのゲート−ソース間電圧として与え、容量素子ＣＬＡＲＧＥ（ＩＣの外で設けることが多い）への充電（放電）をこのＭＯＳトランジスタのドレイン電流で行なう様にしたものである。
【００１９】
図１（ａ）はｎチャネルＭＯＳトランジスタの場合の回路図、図１（ｂ）はＰチャネルＭＯＳトランジスタの場合の回路図である。
また、Ｍ１はｎチャネルＭＯＳトランジスタ、Ｍ１４はＰチャネルＭＯＳトランジスタ、Ｉ０，Ｉ１は定電流源、Ｃ０，Ｃ１は入力側の容量素子、ＣＬＡＲＧＥ，ＣＬＡＲＧＥ２は出力側の容量素子である。
【００２０】
（１−２）作用と効果
本発明によれば、従来技術で問題となっていた容量素子ＣＬＡＲＧＥへの充電（放電）開始直後の電圧の傾きの大きさを、全体のセトリング時間を犠牲にせずに緩和できる。
【００２１】
図１（ａ）の場合、時間Ｔ＝０のときに容量Ｃ０の両端の電圧を０Ｖとすると、定電流源Ｉ０からの電流によって容量Ｃ０は充電されるが、この時Ａ点の電圧の時間による変化は
ｄＶ／ｄｔ＝Ｉ／Ｃ＝ｃｏｎｓｔａｎｔ
となるので、時間に対して線形な電圧となる。
【００２２】
この電圧を、ＭＯＳトランジスタのゲート−ソース間電圧として与えた場合、ＭＯＳトランジスタのドレイン電流は、Ｖｇｓ−Ｉｄ特性（図２）のように滑らかな立ち上がりとなる。
従って、従来例のような、充電（放電）開始直後の急激な電圧変化は緩和される。
【００２３】
（２）実施形態
図３は本実施形態の回路図である。ｓｌｐｂはｓｌｐの反転信号であり、ｓｌｐがＨＩのときをスリープ状態、ＬＯのときをアクティブ状態とする。出力端子ｏｕｔはスリープ状態のときｇｎｄ電位であり、アクティブ状態のときＶＲＥＦ電位となる。
【００２４】
ここで、出力端子ｏｕｔに繋がる抵抗素子（Ｒ０  ，Ｒ１）はなくても（ショート）別にかまわないが、立ち上がり（立ち下がり）波形を調整する目的で挿入している。各状態が遷移する際の各ノード（Ａ，  Ｂ  ，ｏｕｔ）の電圧変化は、図４のようになる。出力端子ｏｕｔが時間に対して滑らかに変化している。
【００２５】
従来例である図７の回路において、図４（ｃ）のｏｕｔとほぼ同等のセトリング時間になるように素子の値を調整したものの出力が、図４（ｄ）のｏｕｔ２である。ｏｕｔと比較して、状態が遷移の初期での滑らかさに欠けるのがわかる。
この出力端子ｏｕｔ，  ｏｕｔ２を人間が聞き取れる周波数範囲のみ通過させるフィルタ（バンド・パス・フィルタ：ｂｐｆ）へ入力した時のフィルタ出力波形が、それぞれ図４（ｅ），（ｆ）のｂｐｆｏｕｔ，  ｂｐｆｏｕｔ２である。
【００２６】
ｂｐｆｏｕｔ２のスケールはｂｐｆｏｕｔのスケールに比べて２桁以上大きく、その大きさと異音の大きさは相関し、大きければ大きいほど異音も大きいと考えられる。Ｂｐｆｏｕｔ２の波形の振幅を小さくするためには、時定数を大きくしてやれば可能であるが、セトリング時間を犠牲にする事になる。
【００２７】
（３−１）第１の応用例
図５は、図３の例で示されるような回路をヘッドホンアンプに適用した応用例の回路図である。この例ではＣＬＡＲＧＥは外付としている。図５においては、状態遷移の際にドライブアンプはＯＮしており、その出力が滑らかに変化するようにしている。
また、アンプのｓｌｐ信号は共用しているが、個別に制御することも、本発明の範囲を逸脱しない。
【００２８】
（３−２）第２の応用例
図６は、図３の例で示されるような回路をヘッドホンアンプに適用した第２の応用例の回路図である。
【００２９】
ここでアンプの出力はスリープ状態の時、ＨＩ−Ｚ（ハイ・インピーダンス）であるとし、アンプがスリープ状態の時に図３の例で示されるような回路のスリープ信号が変化するように制御する。即ち、図６においては、状態遷移の際にドライブアンプはＯＦＦしており、本来ドライブアンプの出力となる部分をドライブアンプそのものでない回路によって滑らかに変化させている。
【００３０】
例えば、
アンプスリープ  →  Ｃ０を滑らかにディスチャージ  →  全体のスリープ状態
Ｃ０を滑らかにチャージ  →  アンプスリープ解除  →  全体の動作状態
という具合である。
このようにすれば、ポップ音を抑制することができる。
【００３１】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、以下の効果を発揮することができる。
請求項１記載の発明によれば、定電流源からの電流によって容量は充電され、ＭＯＳトランジスタのゲートの電圧の時間による変化は「ｄＶ／ｄｔ＝Ｉ／Ｃ＝ｃｏｎｓｔａｎｔ」となるので、時間に対して線形な電圧となる。従って、ＭＯＳトランジスタのドレイン電流は、滑らかな立ち上がりとなるので、充電開始直後の急激な電圧変化を緩和することができる。
【００３２】
請求項２記載の発明によれば、半導体集積回路の出力端子の出力電圧を滑らかにしているので、状態遷移の際にバンド・パス・フィルタを通すと、音響素子（スピーカ）から出力するポップ音を抑制することができる。
【００３３】
請求項３記載の発明によれば、半導体集積回路の出力端子ｏｕｔからの滑らかな電圧を、反転増幅回路を構成した演算増幅器ｏｐ−ａｍｐのｉｎ＋端子に加えている。従って、アンプの出力もｉｎ＋端子に加えた電圧のように滑らかに変化するので、ポップ音を抑制することができる。
【００３４】
請求項４記載の発明によれば、例えば図６において、状態遷移の際にドライブアンプはＯＦＦしており、本来ドライブアンプの出力となる部分をドライブアンプそのものでない回路によって滑らかに変化させる。従って、音響素子から出力するポップ音を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の原理を説明する回路図であって、（ａ）はｎチャネルＭＯＳトランジスタの場合、（ｂ）はＰチャネルＭＯＳトランジスタの場合である。
【図２】本発明の原理を説明するＶｇｓ−Ｉｄ特性図である。
【図３】本発明の実施形態の回路図である。
【図４】図３に示した回路における各点の波形図であって、（ａ）はＡ点、（ｂ）はＢ点、（ｃ）はｏｕｔ、（ｄ）はｏｕｔ２、（ｅ）はｂｐｆｏｕｔ、（ｆ）はｂｐｆｏｕｔ２における波形図である。
【図５】図３に示した半導体集積回路を適用した第１の応用例の音響素子ドライブアンプの回路図である。
【図６】図３に示した半導体集積回路を適用した第２の応用例の音響素子ドライブアンプの回路図である。
【図７】従来例の回路図である。
【図８】同従来例における波形図であって、（ａ）は入力信号、（ｂ）は出力信号の波形図である。
【符号の説明】
Ｃ０，Ｃ１…入力側の容量素子
ＣＬＡＲＧＥ，ＣＬＡＲＧＥ２…出力側の容量素子
Ｉ０，Ｉ１…定電流源
Ｍ１，Ｍ５，Ｍ６，Ｍ７，Ｍ８，Ｍ９，Ｍ１３…ｎチャネルＭＯＳトランジスタ
Ｍ２，Ｍ３，Ｍ４，Ｍ１０，Ｍ１１，Ｍ１２，Ｍ１４…ＰチャネルＭＯＳトランジスタ
ＯＰ・ＡＭＰ…演算増幅器
Ｒ０，Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ７…抵抗器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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