(57)【要約】【課題】  コイルが通電状態以外の期間におけるトルク・ロスやコギングの問題を解決する。【解決手段】  コイルの通電状態とコイル端子がオープン状態となった第１の非通電状態とコイル端子が短絡された第２の非通電状態のいずれかに切り替えるコイル通電状態切替手段と、モータに対する指令に応じてコイル通電状態切替手段における切替動作を制御するコイル電流制御手段とを備える。モータの機械的受動性を得たいときに第１の非通電状態となる期間の比率を大きくし、モータの粘性抵抗を得たいときに第２の非通電状態となる比率を大きくする。【選択図】  図１
2004201485.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
コイルへの供給電流を制御して所定の磁束分布を形成することにより回転トルクを発生させるタイプのモータであって、
前記コイルを電流が供給される通電状態と、コイル端子がオープン状態となった第１の非通電状態と、コイル端子が短絡された第２の非通電状態のいずれかに切り替えるコイル通電状態切替手段と、
前記モータに対する指令に応じてコイル通電状態切替手段における切替動作を制御するコイル電流制御手段と、
を具備することを特徴とするモータ。
【請求項２】
前記コイル通電状態切替手段は、前記コイル端子を電源電圧に接続する第１のトランジスタ・スイッチ群と、前記コイル端子を接地する第２のトランジスタ・スイッチ群からなる、
ことを特徴とする請求項１に記載のモータ。
【請求項３】
前記コイル電流制御手段は、前記第１及び第２のトランジスタ・スイッチ群のオン期間及びオフ期間をＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式で制御する、
ことを特徴とする請求項２に記載のモータ。
【請求項４】
前記コイル電流制御手段は、コイルの非通電状態において、前記第１の非通電状態と前記第２の非通電状態との比率を調整することにより、前記モータに粘性抵抗を与える、
ことを特徴とする請求項１に記載のモータ
【請求項５】
前記コイル電流制御手段は、コイルの非通電状態における前記第１の非通電状態と前記第２の非通電状態との比率をＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式で制御する、
ことを特徴とする請求項４に記載のモータ。
【請求項６】
前記コイル電流制御手段は、前記モータの機械的受動性を得たいときに、前記コイルの非通電状態における前記第１の非通電状態となる期間の比率を大きくする、
ことを特徴とする請求項４に記載のモータ。
【請求項７】
前記コイル電流制御手段は、前記モータの粘性抵抗を得たいときに、前記コイルの非通電状態における前記第２の非通電状態となる比率を大きくする、
ことを特徴とする請求項４に記載のモータ。
【請求項８】
直列補償の比例ゲイン、位相補償要素から成り立つ位置制御系を備えたアクチュエータのサーボ制御器であって、
前記位相補償要素において位相補償を施す周波数帯域を任意に選択する位相補償帯域設定手段を備える、
を特徴とするアクチュエータのサーボ制御器。
【請求項９】
任意の位相進み量又は位相遅れ量を与える手段をさらに備える、
ことを特徴とする請求項８に記載のアクチュエータのサーボ制御器。
【請求項１０】
位置決め精度を要求する場面において全体の帯域で位相補償を施す、
ことを特徴とする請求項８に記載のアクチュエータのサーボ制御器。
【請求項１１】
速い動作を要求する場面において高い周波数帯域において位相補償を施す、
ことを特徴とする請求項８に記載のアクチュエータのサーボ制御器。
【請求項１２】
直列補償の比例ゲインの大小を任意に設定する直列補償比例ゲイン設定手段をさらに備える、
ことを特徴とする請求項８に記載のアクチュエータのサーボ制御器。
【請求項１３】
直列補償の比例ゲイン、位相補償要素から成り立つ位置制御系を備えたアクチュエータのサーボ制御器であって、
前記位相補償要素において位相補償を施す量を任意に選択する位相補償量設定手段を備える、
を特徴とするアクチュエータのサーボ制御器。
【請求項１４】
任意の位相進み量又は位相遅れ量を与える手段をさらに備える、
ことを特徴とする請求項１３に記載のアクチュエータのサーボ制御器。
【請求項１５】
直列補償の比例ゲイン、位相補償要素から成り立つ位置制御系を備えたアクチュエータのサーボ制御器であって、
直列補償の比例ゲインの大小を任意に設定する直列補償比例ゲイン設定手段を備える、
ことを特徴とするアクチュエータのサーボ制御器。
【請求項１６】
さらにアクチュエータの粘性抵抗を制御する粘性係数設定手段を備える、
ことを特徴とする請求項１５に記載のアクチュエータのサーボ制御器。
【請求項１７】
前記アクチュエータは脚式移動ロボットの首部分の関節に適用され、
前記直列補償比例ゲインを高く設定し、位相進み量を安定性を損なわない程度に少なく設定するとともに、関節の粘性係数を大きく設定する、
ことを特徴とする請求項１６に記載のアクチュエータのサーボ制御器。
【請求項１８】
前記アクチュエータは脚式移動ロボットの肩及び肘部分の関節に適用され、
機械的受動性が必要な動作時において、関節の粘性係数を小さく、比例ゲインを低く、位相進み補償を行なう周波数帯域を高く、位相進み量を大きく設定する、
ことを特徴とする請求項１６に記載のアクチュエータのサーボ制御器。
【請求項１９】
前記アクチュエータは脚式移動ロボットの肩及び肘部分の関節に適用され、
力を使う動作時において、負荷トルク値に対してさらに力を発生させたいときは比例ゲインを高く、関節の粘性係数を大きくし、負荷トルク値に対して定負荷となるように倣わせる動作をする場合には、負荷トルクに応じて比例ゲインを低く、関節の粘性係数を小さくして、機械的受動性を得るようにする、
ことを特徴とする請求項１６に記載のアクチュエータのサーボ制御器。
【請求項２０】
前記アクチュエータは脚式移動ロボットの体幹部分の関節に適用され、
ロボット自身の動作による振動外乱にロバスト性を得るため関節の粘性係数を大きくし、位置決め精度を優先させるため比例ゲインを高く設定し、動作速度を保持しつつ比例ゲインを上げた分の安定性を損なわない程度に、位相進み量を少なく設定する、
ことを特徴とする請求項１６に記載のアクチュエータのサーボ制御器。
【請求項２１】
前記アクチュエータは脚式移動ロボットの股関節部分の関節に適用され、
ロボット自身の動作による振動外乱にロバスト性を得るため関節の粘性係数を大きくし、位置決め精度を優先させるため比例ゲインを高く設定し、動作速度を保持しつつ比例ゲインを上げた分の安定性を損なわない程度に、位相進み量を少なく設定する、
ことを特徴とする請求項１６に記載のアクチュエータのサーボ制御器。
【請求項２２】
前記アクチュエータは脚式移動ロボットの膝部分の関節に適用され、
遊脚時及び着床瞬間時において、関節の粘性係数を小さく、比例ゲインを低く、位相進み補償を行なう周波数領域を高く、位相進み量を大きく設定する、
ことを特徴とする請求項１６に記載のアクチュエータのサーボ制御器。
【請求項２３】
前記アクチュエータは脚式移動ロボットの膝部分の関節に適用され、
支持脚時において、ロボット自身の動作による振動外乱にロバスト性を得るため関節の粘性係数を大きくし、位置決め精度を優先させるため比例ゲインを高く設定し、動作速度を保持しつつ比例ゲインを上げた分の安定性を損なわない程度に、位相進み量を少なく設定する、
ことを特徴とする請求項１６に記載のアクチュエータのサーボ制御器。
【請求項２４】
前記アクチュエータは脚式移動ロボットの足首部分の関節に適用され、
遊脚時及び着床瞬間時において、関節粘性係数を小さく設定し、比例ゲインを低く設定し、位相補償を行なう周波数領域を高く、位相進み量を大きく設定する、
ことを特徴とする請求項１６に記載のアクチュエータのサーボ制御器。
【請求項２５】
前記アクチュエータは脚式移動ロボットの足首部分の関節に適用され、
支持脚時において、関節の粘性係数を大きく、比例ゲインを高く、位相進み量を安定性を損なわない程度に少なく設定する、
ことを特徴とする請求項１６に記載のアクチュエータのサーボ制御器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ロボットや汎用組立機器、ロボット・ハンド機器、その他の多軸制御装置などのような多軸駆動系の機械装置に対して適用されるモータ並びにアクチュエータの制御器に係り、特に、コイルへの供給電流を制御して所定の磁束分布を形成することにより回転トルクを発生させるタイプのＡＣ又はＤＣモータ並びにアクチュエータの制御器に関する。
【０００２】
さらに詳しくは、本発明は、ＰＷＭスイッチングによりコイル電流が制御されるＡＣ又はＤＣモータ並びにアクチュエータの制御器に係り、特に、コイルが通電状態以外の期間におけるトルク・ロスやコギングの問題を解決するＡＣ又はＤＣモータ並びにアクチュエータの制御器に関する。
【０００３】
また、本発明は、高ゲインＰＤ制御で各軸リンクが制御されるロボットの関節アクチュエータとして適用されるアクチュエータのサーボ制御器に係り、特に、コンプライアンス（機械的受動性）を増減させて安定且つ高効率な動作を実現するアクチュエータのサーボ制御器に関する。
【背景技術】
【０００４】
電気的若しくは磁気的な作用を用いて人間の動作に似せた運動を行う機械装置のことを「ロボット」という。ロボットの語源は、スラブ語の“ＲＯＢＯＴＡ（奴隷機械）”に由来すると言われている。わが国では、ロボットが普及し始めたのは１９６０年代末からであるが、その多くは、工場における生産作業の自動化・無人化などを目的としたマニピュレータや搬送ロボットなどの産業用ロボット（ｉｎｄｕｓｔｒｉａｌ ｒｏｂｏｔ）であった。
【０００５】
アーム式ロボットのように、ある特定の場所に植設して用いるような据置きタイプのロボットは、部品の組立・選別作業など固定的・局所的な作業空間でのみ活動する。これに対し、移動式のロボットは、作業空間は非限定的であり、所定の経路上又は無経路上を自在に移動して、所定の若しくは任意の人的作業を代行したり、ヒトやイヌあるいはその他の生命体に置き換わる種々の幅広いサービスを提供したりすることができる。なかでも脚式の移動ロボットは、クローラ式やタイヤ式のロボットに比し不安定で姿勢制御や歩行制御が難しくなるが、階段や梯子の昇降や障害物の乗り越えや、整地・不整地の区別を問わない柔軟な歩行・走行動作を実現できるという点で優れている。
【０００６】
最近では、イヌやネコのように４足歩行の動物の身体メカニズムやその動作を模したペット型ロボット、あるいは、ヒトのような２足直立歩行を行う動物の身体メカニズムや動作をモデルにしてデザインされた「人間形」若しくは「人間型」と呼ばれるロボット（ｈｕｍａｎｏｉｄ ｒｏｂｏｔ）など、脚式移動ロボットに関する研究開発が進展し、実用化への期待も高まってきている。
【０００７】
この種の脚式移動ロボットは、一般に、多数の関節自由度を備え、関節の動きをアクチュエータ・モータで実現するようになっている。また、各モータの回転位置、回転量などを取り出して、サーボ制御を行なうことにより、所望の動作パターンを再現するとともに、姿勢制御を行なうようになっている。
【０００８】
ロボットの関節自由度を実現するためにサーボ・モータを用いるのが一般的である。これは、取扱いが容易で、小型且つ高トルクで、しかも応答性に優れているという理由に依拠する。特に、ＡＣサーボ・モータは、ブラシがなく、メンテナンス・フリーであることから、無人化された作業空間で稼動することが望まれるような自動機械、例えば自由歩行を行なう脚式ロボットの関節アクチュエータなどに適用することができる。ＡＣサーボ・モータは、回転子（ロータ）側に永久磁石を、固定子（ステータ）側に複数相（例えば３相）のコイルを配置して、正弦波磁束分布と正弦波電流により回転子に対して回転トルクを発生させるようになっている。
【０００９】
脚式移動ロボットは一般に多数の関節で構成されている。したがって、関節自由度を構成するサーボ・モータを小型且つ高性能に設計・製作しなければならない。例えば、脚式移動ロボットの関節アクチュエータとして適用することができる、ギア直結型で且つサーボ制御系をワンチップ化してモータ・ユニットに内蔵したタイプの小型ＡＣサーボ・モータなどが既に存在する（例えば、特許文献１を参照のこと）。
【００１０】
脚式移動ロボットのような多軸駆動系の機械装置においては、各軸の回転位置を高精度に安定に検出して、位置指令により正確に動作させる必要がある。例えば、人間型ロボットのような２足直立型の脚式移動ロボットにおいては、機体に電源を投入した直後からロボットは自分の姿勢位置を自律的に確認して、安定な姿勢位置に各軸を移動させる必要がある。したがって、各関節の回転自由度を与えるサーボ・アクチュエータにおいては、より高精度で高速の位置決め制御、並びに高トルク出力を低消費電力で行なわなければならない。
【００１１】
２足歩行（人間型）を始めとする多軸型のロボットにおいて、運動制御理論から見た関節各部位は高ゲインＰＤ制御で各軸リンクが制御され、それらが一定の特性のまま動作するのが一般的であった。
【００１２】
しかしながら、人間の動作研究の結果からも分かるように、安定且つ高効率な動作を実現するには局所的に力を増減させることや関節各部位のコンプライアンス（機械的受動性）を増減させることが重要である。
【００１３】
つまり、位置制御系として関節各軸の動作を捉えたときは高ゲイン且つ高帯域なサーボ制御器を使って、制御偏差が少なくなるように制御した方がよいが、力学モデルとして捉えたときはポテンシャル・エネルギーや運動エネルギの作用を考慮してゲインを低くしたり位相補償している周波数帯を上下させたりすることも同時に行なうとよい。
【００１４】
ところが、ロボットの機体上でそのような制御を実現するにはアクチュエータそのものの特性と、アクチュエータの制御器が持つ特性の２つを動的・静的に制御する機能が必要になる。
【００１５】
例えば、２足歩行の脚式移動ロボットで上体に腕を備えた人体類似の構造を有するものにおいて、歩行路面で摩擦力が低下して安定性が低下したとき、上体を駆動して安定性を確保乃至回復するものがある（例えば、特許文献２を参照のこと）。しかしながら、これはフィード・フォワード・ゲインを制御することによって実現するものであり、関節の粘性や周波数特性に対する言及はなく、また、コンプライアンスの有無といった概念もない。
【００１６】
ここで、サーボ・モータに代表されるアクチュエータの駆動制御について簡単に考察してみる。
【００１７】
サーボ・モータは、一般に、回転可能に支持された磁石からなる回転子と、複数相のコイルを所定の位相差を以って配置してなる固定子で構成される。そして、各コイルへの供給電流（以下、「コイル電流」とする）を制御して各相のコイルに所定の位相差を持つ正弦波磁束分布を形成することにより、回転子に対して回転トルクを発生させる。
【００１８】
例えば、３相モータは、Ｕ、Ｖ、Ｗの３相からなる各固定子コイルに所定の位相差を持って正弦波電流を流して、正弦波の磁束分布を発生させることによって、マグネットからなる回転子に回転トルクを与えることができる。従来、同期式のＡＣサーボ・モータのコイルには、図２８に示すような各コイルの一端を接続したスター型結線や、図２９に示すような各コイルの両端をそれぞれ接続してなるデルタ型結線が適用されてきた。勿論、これらスター型やデルタ型のコイル結線は、ＡＣサーボ・モータ以外に、ＤＣブラシレス・モータにも適用することができる。一般に、スター型結線は高電圧の電源に適した結線であり、また、デルタ型結線は低電圧の電源に適した結線で使用されている（但し、永久磁石式ＡＣモータでは、デルタ型結線はあまり使用されない。高速回転時には永久磁石による高調波電流がコイル内でループ状に流れて効率が劣化するためである）。
【００１９】
図３０には、ＤＣモータに適用される、コイル電流供給用の電流制御回路についての等価回路の構成例を図解している。このような電流制御回路は、例えば固定子側のコイルに配設される。そして、図示しない中央制御部からの電流軸電流指令（又はトルク指令）ＩＯに基づいてコイルへの電流指令を生成し、ＰＷＭ制御論理回路は、これら電流指令に基づいて各トランジスタをＰＷＭ方式にてスイッチング制御する。
【００２０】
図３０に示す電流制御回路は、フルブリッジ構成であり、ｐｎｐ型のトランジスタＡ'とｎｐｎ型のトランジスタＡを順方向接続した回路と、同じくｐｎｐ型のトランジスタＢ'とｎｐｎ型のトランジスタＢを順方向接続した回路を電源電圧ＶCCとグランドＧＮＤの間に並列接続し、さらにトランジスタＡ'及びＡの中間点とトランジスタＢ'及びＢの中間点を固定子の単相コイルで接続している。
【００２１】
トランジスタＡ'及びＢをオンにするとともに、トランジスタＡ及びＢ'をオフにすることによって、モータ・コイルには、図示の矢印方向の電流Ｉmが流れる。次に、トランジスタＡ'及びＢをオフにすることによって、コイルはオープン状態となって、電流Ｉmは流れなくなる。
【００２２】
トランジスタＡ'及びＢをオンにするとともにトランジスタＡ及びＢ'をオフにしてコイル電流Ｉmを流す期間をＴon領域とし、トランジスタＡ'及びＢをオフにしてコイルを非通電にする期間をＴoff領域とする。
【００２３】
図３１及び図３２には、図３０に示した電流制御回路における各トランジスタのスイッチングとスイッチング電流との関係を示している（図３１にはコイル端子電圧波形を、図３２にはコイル電流波形を、それぞれ示している）。但し、ＴonはトランジスタＡ'及びＢをオンにするとともにトランジスタＡ及びＢ'をオフにする領域の長さで定まるパルス幅であり、ＴPWMはＰＷＭスイッチングの一定周期である。例えば、Ｔonは３０μｓｅｃであり、ＴPWMは５０μｓｅｃであるときに、コイルに流れる電流Ｉmは図３２に示す通りとなる。そして、コイルへの通電電流に相応するモータの出力トルクが得られる。
【００２４】
一般には、ＰＷＭスイッチング信号により各トランジスタのオン／オフ動作させてコイル電流Ｉmの大きさを制御するようになっている。その最大電流は、パルス幅Ｔonの最大量により決定される。この最大パルス幅は、電流制御回路を構成する各トランジスタのオン・オフに要する過渡期間の最大期間と駆動するモータコイルの特性により決定される。また、トランジスタのオン／オフの過渡期間を考慮して、電源電圧に接続されているトランジスタＡ'（又はＢ'）と、グランドに接続されているトランジスタＡ（又はＢ）とが同時にオンにならないように、デッド・バンドｔｄが確保される。
【００２５】
また、図３３には、３相モータに適用される、コイル電流供給用の電流制御回路についての等価回路の構成例を図解している。同図に示す例では、固定子コイルはデルタ結線方式で構成されている。そして、ＰＷＭ制御論理回路は、図示しない中央制御部からの電流軸電流指令（又はトルク指令）ＩＯに基づいて相変換を行なうことで各相コイルＵ、Ｖ、Ｗへの電流指令を生成し、これら電流指令に基づいて各トランジスタＵ'、Ｕ、Ｖ'、Ｖ、Ｗ'、ＷをＰＷＭ方式にてそれぞれスイッチング制御する。
【００２６】
図３３に示す電流制御回路は、フルブリッジ構成であり、ｐｎｐ型のトランジスタＵ'とｎｐｎ型のトランジスタＵを順方向接続したＵ相磁束分布生成用の回路と、ｐｎｐ型のトランジスタＶ'とｎｐｎ型のトランジスタＶを順方向接続したＶ相磁束分布生成用の回路と、ｐｎｐ型のトランジスタＷ'とｎｐｎ型のトランジスタＷを順方向接続したＷ相磁束分布生成用の回路とが並列接続されている。そして、これら１対のトランジスタを順方向接続した回路の一方のｐｎｐ型トランジスタＵ'、Ｖ'、Ｗ'それぞれのコレクタを電源電圧ＶCCに並列接続するとともに、他方のｎｐｎ型トランジスタＵ，Ｖ，ＷそれぞれのエミッタにグランドＧＮＤを並列接続している。さらに、トランジスタＵ'とＵの中間点とトランジスタＶ'とＶの中間点にコイルＡが接続され、トランジスタＶ'とＶの中間点とトランジスタＷ'とＷの中間点にコイルＢが接続され、トランジスタＷ'とＷの中間点とトランジスタＵ'とＵの中間点にコイルＣが接続されている。
【００２７】
また、図３４には、デルタ結線ではなくスター結線で３相コイルが採用されている場合のブリッジ部分の構成を示している。この場合、図示の通り、Ａ，Ｂ，Ｃの各コイルの一端は終結されるとともに、これらの他端はｐｎｐ型のトランジスタＵ'とｎｐｎ型のトランジスタＵの中間点、ｐｎｐ型のトランジスタＶ'とｎｐｎ型のトランジスタＶの中間点、ｐｎｐ型のトランジスタＷ'とｎｐｎ型のトランジスタＷの中間点にそれぞれ直列接続されている。
【００２８】
トランジスタＵ'及びＶをオンにするとともに、トランジスタＵ及びＶ'をオフにすることによって、コイルＡには、図示の矢印方向の電流ＩAが流れる。次に、トランジスタＵ'及びＶをオフにすることによって、コイルＡはオープン状態となって、電流ＩAは流れなくなる。
【００２９】
同様に、トランジスタＶ'及びＷをオンにするとともに、トランジスタＶ及びＷ'をオフにすることによって、コイルＢには、図示の矢印方向の電流ＩBが流れる。次に、トランジスタＶ'及びＷをオフにすることによって、コイルＢはオープン状態となって、電流ＩBは流れなくなる。
【００３０】
また同様に、トランジスタＷ'及びＵをオンにするとともに、トランジスタＷ及びＵ'をオフにすることによって、コイルＣには、図示の矢印方向の電流ＩCが流れる。次に、トランジスタＷ'及びＵをオフにすることによって、コイルＣはオープン状態となって、電流ＩCは流れなくなる。
【００３１】
図３５及び図３６には、図３３に示した電流制御回路における各トランジスタのスイッチングとスイッチング電流との関係を示している（図３５にはコイル端子電圧波形を、図３６にはコイル電流波形を、それぞれ示している）。ＰＷＭスイッチング信号により各トランジスタのオン／オフ動作させて各コイル電流ＩA、ＩB、ＩCの大きさを制御するようになっている。その最大電流は、パルス幅の最大量により決定される。また、電源電圧に接続されているトランジスタＵ’とグランドに接続されているトランジスタＵが同時にオンにならないように、図示しないデッド・バンドｔｄが確保される。Ｖ’とＶ、Ｗ’とＷも同様にデッド・バンドが確保される。
【００３２】
ここで、モータ駆動時のＰＷＭ制御にはＤＣモータ、ブラシレスＤＣモータに関わらず、モータ・コイルがオープン状態になるタイミングが存在する。例えば、図３５中のハッチングされた領域部分において、各相のモータ・コイルＡ、Ｂ、Ｃがともにオープン状態になる。
【００３３】
モータ・コイルがオープン状態となるタイミングにおいて、モータ・コイルに通電された電流（厳密には電荷）が抜けてしまうため、トルクのロスになる。またコギングによるトルクむらの影響を受け易い。
【００３４】
このようなモータ・コイルがオープン状態（となるタイミング若しくはコイルの通電状態以外の期間）におけるトルク・ロスやコギングの問題について、図３０に示したＤＣモータの場合を例にとって説明する。
【００３５】
実際のモータ・コイルにはインダクタンスＬと直流抵抗Ｒの成分が包含されており、図３０に示したＤＣモータのコイル電流制御回路は、さらに図３７に示すようなＲＬ直結回路にモデル化して捉えることができる。同図に示すように、モータ・コイルに相当するＲＬ直結回路は、その一端はグランドＧＮＤに接地されるとともに、他端は、スイッチＳ１を介して電源ＶCCに接続される回路、又はスイッチＳ２を介してグランドＧＮＤに接地される回路に並列接続されている。
【００３６】
ここで、時刻ｔ＝０のときにスイッチＳ１をオン、スイッチＳ２をオフにして、コイルＲＬへの通電を開始したとする。このとき、同図中の矢印方向にコイル電流Ｉが流れる。このときのコイル電流Ｉon（ｔ）の過渡応答は、以下の式で表される。
【００３７】
【数１】
2004201485.tif 000003
【００３８】
そして、ｔ＝ｔ１に到達するまで、スイッチＳ１をオン、スイッチＳ２をオフというスイッチ状態を維持した後、スイッチＳ１及びスイッチＳ２をともにオフにしてコイルをオープン状態にする。このときのコイル電流Ｉoff（ｔ）の過渡応答は、以下の式で近似表現できる。ここで、右辺第２項の係数αは、時定数の半分程度の傾きになる（実際の値は、スイッチング素子であるＭＯＳ−ＦＥＴ又はバイポーラ・トランジスタなどの半導体の特性により決まる）。
【００３９】
【数２】
2004201485.tif 000004
【００４０】
このときのコイル電流の過渡応答特性を図３８に示しておく。そして、同じスイッチング動作を繰り返した場合、コイルの実効値Ｉeffは以下の式で表されるが、これは、図３２に示すようにコイルの最大電流よりも低い値となる。
【００４１】
【数３】
2004201485.tif 000005
【００４２】
また、モータの出力トルクＴは、コイル電流にモータのトルク定数Ｋtを乗じた値となるので（Ｔ＝Ｋt・Ｉ）、図３２に示すコイル電流の挙動に対し、モータ・トルクは図３９に示すような挙動をする。同図からも判るように、モータ・トルクの実効値は、コイル電流が最大のときの最大出力トルクよりも下回る。すなわち、モータ・コイルがオープン状態となるタイミングにおいて、モータ・コイルに通電された電流（厳密には電荷）が抜けてしまうため、トルクのロスになる。またコギングによるトルクむらの影響を受け易い。
【００４３】
【特許文献１】特開２０００−２９９９７０号公報
【特許文献２】特開平７−２０５０６９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００４４】
本発明の目的は、コイルへの供給電流を制御して所定の磁束分布を形成することにより回転トルクを発生させるタイプの優れたＡＣ又はＤＣモータを提供することにある。
【００４５】
本発明のさらなる目的は、ＰＷＭスイッチングによりコイル電流が制御される優れたＡＣ又はＤＣモータを提供することにある。
【００４６】
本発明のさらなる目的は、コイルが通電状態以外の期間におけるトルク・ロスやコギングの問題を解決することができる、優れたＡＣ又はＤＣモータを提供することにある。
【００４７】
本発明のさらなる目的は、直列補償の比例ゲイン、位相補償要素から成り立つ位置制御系を構成する優れたアクチュエータのサーボ制御器を提供することにある。
【００４８】
本発明のさらなる目的は、高ゲインＰＤ制御で各軸リンクが制御されるロボットの関節アクチュエータとして適用される、優れたアクチュエータのサーボ制御器を提供することにある。
【００４９】
本発明のさらなる目的は、コンプライアンス（機械的受動性）を増減させて安定且つ高効率な動作を実現することができる、優れたアクチュエータのサーボ制御器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００５０】
本発明は、上記課題を参酌してなされたものであり、その第１の側面は、コイルへの供給電流を制御して所定の磁束分布を形成することにより回転トルクを発生させるタイプのモータであって、
前記コイルを電流が供給される通電状態と、コイル端子がオープン状態となった第１の非通電状態と、コイル端子が短絡された第２の非通電状態のいずれかに切り替えるコイル通電状態切替手段と、
前記モータに対する指令に応じてコイル通電状態切替手段における切替動作を制御するコイル電流制御手段と、
を具備することを特徴とするモータである。
【００５１】
ここで、前記コイル通電状態切替手段は、例えば、前記コイル端子を電源電圧に接続する第１のトランジスタ・スイッチ群と、前記コイル端子を接地する第２のトランジスタ・スイッチ群からなる。
【００５２】
このような場合、前記コイル電流制御手段は、前記第１及び第２のトランジスタ・スイッチ群のオン期間及びオフ期間をＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式で制御することができる。
【００５３】
また、前記コイル電流制御手段は、コイルの非通電状態において、前記第１の非通電状態と前記第２の非通電状態との比率を調整することにより、前記モータに粘性抵抗を与えることができる。
【００５４】
このとき、前記コイル電流制御手段は、コイルの非通電状態における前記第１の非通電状態と前記第２の非通電状態との比率をＰＷＭ方式で制御することができる。
【００５５】
そして、前記コイル電流制御手段は、前記モータのコンプライアンス（機械的受動性）を得たいときに、前記コイルの非通電状態における前記第１の非通電状態となる期間の比率を大きくするようにすればよい。
【００５６】
あるいは、前記コイル電流制御手段は、前記モータの粘性抵抗を得たいときに、前記コイルの非通電状態における前記第２の非通電状態となる比率を大きくするようにすればよい。
【００５７】
コイルへの供給電流を制御して所定の磁束分布を形成することにより回転トルクを発生させるタイプのモータは、一般に、コイル端子を電源電圧に接続する第１のトランジスタ・スイッチ群と、コイル端子を接地する第２のトランジスタ・スイッチ群からなるスイッチング動作回路をＰＷＭ制御により駆動することによって、コイル電流を制御し、所望のトルク又は回転位置、回転速度などを得るようになっている。
【００５８】
ところが、モータ・コイルが非通電の期間においてオープン状態となるタイミングにおいて、モータ・コイルに通電された電流（厳密には電荷）が抜けてしまうため、トルクのロスになる。またコギングによるトルクむらの影響を受け易くなるという問題がある（前述）。
【００５９】
そこで、本発明では、モータ・コイルが非通電の期間においても、コイルがオープン状態とならない短絡（ショート）状態を形成することにより、モータ・コイルに通電された電流（厳密には電荷）が抜けないようにした。この場合、モータのコイルには、永久磁石側からの磁束密度により逆起電力が発生する。この逆起電力により、モータの回転方向の逆方向に力が作用するので、外力による回転に対する粘性抵抗を作り出すことができ、ブレーキに類似した効果を得ることができる。このようなモータへの粘性抵抗により、トルク・ロスがなくコギングによるトルクむらの影響が軽減される。
【００６０】
モータの非通電時において、このようなコイルの短絡状態を形成した場合、上述したように、モータに一種の粘性抵抗を与えることができる。ところが、このようなモータをロボットに使用した場合、コイル・ショートによるブレーキの影響のため、コンプライアンス（機械的受動性）がなくなってしまうという問題を招来する。
【００６１】
そこで、モータ・コイルの非通電時におけるコイルのオープン状態と短絡状態の期間の比率を、所望の機械的特性に応じて例えばＰＷＭ方式で調整することによって、モータ・コイルがオープン状態となるタイミングにおけるモータ・コイルに通電された電流（厳密には電荷）が抜けてしまうことによるトルクのロスやコギングによるトルクむらの問題と、モータ・コイルの非通電時におけるコイル・ショートによるブレーキの影響のためコンプライアンス（機械的受動性）がなくなるという問題を、ともに解決する。
【００６２】
また、本発明の第２の側面は、直列補償の比例ゲイン、位相補償要素から成り立つ位置制御系を備えたアクチュエータのサーボ制御器であって、
前記位相補償要素において位相補償を施す周波数帯域を任意に選択する位相補償帯域設定手段を備える、
を特徴とするアクチュエータのサーボ制御器である。
【００６３】
本発明の第２の側面に係るアクチュエータのサーボ制御器によれば、位相補償を施す周波数帯域を任意に選択することで、アクチュエータの周波数特性を自在に設定することができる。したがって、このようなアクチュエータで構成されるロボットの関節軸は、機体の姿勢や動作の局面に応じて、周波数特性を動的に調整することができる。
【００６４】
また、本発明の第２の側面に係るアクチュエータのサーボ制御器によれば、位相補償量を一定として、位相補償する周波数帯域を選択することができる。
【００６５】
例えば、全体の帯域で位相補償した場合、全体的にゲインが高めとなるので、位相精度がよくなるが、エネルギーロスとなり易い。また、負荷が変動すると不安定になる可能性がある。
【００６６】
また、高い周波数帯域で位相補償した場合、高域でのみ位相進み補償をしていることになるので、ゆっくりした動作時にはあまり効果が見られないが、走る、飛ぶ、踊るといった速い動作には効果がある。
【００６７】
また、本発明の第２の側面に係るアクチュエータのサーボ制御器は、直列補償の比例ゲインの大小を任意に設定する直列補償比例ゲイン設定手段をさらに備えてもよい。
【００６８】
高い周波数帯域で位相補償した場合、高域でのみ位相進み補償をしていることになるので、ゆっくりした動作時にはあまり効果が見られないが、直列補償比例ゲイン設定手段によって低周波数帯域においてゲインを増やすことにより、低周波数帯域での制御偏差を少なくすることができる。この結果、ゆっくりした動作時でも指令値に対して少ない遅れで応答することが可能となる。
【００６９】
また、本発明の第３の側面は、直列補償の比例ゲイン、位相補償要素から成り立つ位置制御系を備えたアクチュエータのサーボ制御器であって、
前記位相補償要素において位相補償を施す量を任意に選択する位相補償量設定手段を備える、
を特徴とするアクチュエータのサーボ制御器である。
【００７０】
本発明の第３の側面に係るアクチュエータのサーボ制御器によれば、位相補償を施す量を任意に選択することで、アクチュエータの周波数特性を自在に設定することができる。したがって、このようなアクチュエータで構成されるロボットの関節軸は、機体の姿勢や動作の局面に応じて、周波数特性を動的に調整することができる。
【００７１】
また、本発明の第４の側面は、直列補償の比例ゲイン、位相補償要素から成り立つ位置制御系を備えたアクチュエータのサーボ制御器であって、
直列補償の比例ゲインの大小を任意に設定する直列補償比例ゲイン設定手段を備える、
ことを特徴とするアクチュエータのサーボ制御器である。
【００７２】
また、本発明に係るアクチュエータのサーボ制御器は、さらにアクチュエータの粘性抵抗を制御する粘性係数設定手段を備えてもよい。
【００７３】
本発明に係るサーボ制御器を実装したアクチュエータを各関節部位に配置して、２足歩行の脚式移動ロボットを構成することができる。
【００７４】
例えば、首部分に適用されるアクチュエータでは、位置決め精度を優先させるため、比例ゲインを高く設定する。また、胴体より下の部分の動作時に発生する振動外乱に対してロバスト性を得るため、関節の粘性係数を大きく設定する。
【００７５】
また、肩及び肘部分の関節に適用されるアクチュエータでは、歩行やダンスなどの連続動作を行なうときは、位置決め特性よりも機械的受動性が高くなるような特性を肩及び又は肘部分の関節アクチュエータに与える。動作に受動性を持たせるため、関節の粘性係数を小さくする。また、動作に受動性を持たせるとともに、エネルギ消費量を減らすため、比例ゲインを低く設定する。また、動作速度を大きくするため、位相進み補償を行なう周波数帯域を高く、位相進み量を大きく設定する。動作によっては振り子のように往復運動を行なうだけのときもある。そのときは、関節の粘性係数と比例ゲインを最小にして機械的受動性（コンプライアンス）を得るようにし、力学的なエネルギを動作のために用い易くする。
【００７６】
また、物を押したり引っ張ったりするなどの力を使う動作を行なうときには、負荷トルク値により、位置決め精度優先の特性と、機械的受動性の特性を動的に入れ替えるように、肩及び又は肘部分の関節アクチュエータを制御する。負荷トルク値に対してさらに力を発生させたいときは比例ゲインを高く、関節の粘性係数を大きくする。また、負荷トルク値に対して定負荷となるように倣わせる動作をする場合には、上位からの位置指令値による調整に加え、肩及び又は肘部分の関節アクチュエータの内部トルク検知装置で検知した負荷トルクに応じて比例ゲインを低く、関節の粘性係数を小さくして、機械的受動性（コンプライアンス）を得るようにする。
【００７７】
また、体幹や股関節部位において適用されるアクチュエータの場合、自分自身の動作による振動外乱にロバスト性を得るため、体幹部分の関節アクチュエータの粘性係数を大きくする。あるいは、位置決め精度を優先させるため、比例ゲインを高く設定する。あるいは、動作速度を保持しつつ比例ゲインを上げた分の安定性を損なわない程度に、位相進み量を少なく設定する。
【００７８】
また、股関節部分に適用されるアクチュエータの場合、ロボット自身の動作による振動外乱にロバスト性を得るため関節の粘性係数を大きくし、位置決め精度を優先させるため比例ゲインを高く設定し、動作速度を保持しつつ比例ゲインを上げた分の安定性を損なわない程度に、位相進み量を少なく設定する。
【００７９】
また、膝部分に適用されるアクチュエータの場合、遊脚時及び着床瞬間時においては、位置決め精度よりも機械的受動性が高くなるような特性に制御する。動作に受動性を持たせるため、関節の粘性係数を小さくする。また、動作に受動性を持たせるとともにエネルギ消費量を減らすため、比例ゲインを低く設定する。また、動作速度を大きくするため、位相進み補償を行なう周波数領域を高く、位相進み量を大きく設定する。
【００８０】
一方、支持脚時において、ロボット自身の動作による振動外乱にロバスト性を得るため関節の粘性係数を大きくし、位置決め精度を優先させるため比例ゲインを高く設定し、動作速度を保持しつつ比例ゲインを上げた分の安定性を損なわない程度に、位相進み量を少なく設定する。
【００８１】
また、足首部分に適用されるアクチュエータの場合、遊脚時及び着床瞬間時においては、位置決め精度よりも機械的受動性が高くなるような特性に制御する。足首部分着床による衝撃を緩和するため、関節の粘性係数を小さく設定し、機械的受動性（コンプライアンス）を得るようにする。また、足首部分着床による衝撃を緩和するため、比例ゲインを低く設定し、機械的受動性（コンプライアンス）を得るようにする。また、動作速度を大きくとるため、位相補償を行なう周波数領域を高く、位相進み量を大きく設定する。
【００８２】
一方、支持脚時において、足首部分の発生トルクを大きくとり、且つ自分自身の動作による振動外乱にロバスト性を得るため、関節の粘性係数を大きくとる。また、足首部分の位置決め精度を向上させるため、比例ゲインを高く設定する。また、動作速度を保持しつつ、比例ゲインを上げた分の安定性を損なわない程度に位相進み量を少なく設定する。
【発明の効果】
【００８３】
本発明によれば、ＰＷＭスイッチングによりコイル電流が制御される優れたＡＣ又はＤＣモータを提供することができる。
【００８４】
また、本発明によれば、コイルが通電状態以外の期間におけるトルク・ロスやコギングの問題を解決することができる、優れたＡＣ又はＤＣモータを提供することができる。
【００８５】
一方、モータの非通電時において、このようなコイルの短絡状態を形成した場合、モータに一種の粘性抵抗を与えることができるが、このようなモータをロボットに使用した場合、コイル・ショートによるブレーキの影響のため、コンプライアンス（機械的受動性）がなくなってしまうという問題を招来する。本発明によれば、モータ・コイルの非通電時におけるコイルのオープン状態と短絡状態の期間の比率を、所望の機械的特性に応じて調整することによって、モータ・コイルがオープン状態となるタイミングにおけるモータ・コイルに通電された電流（厳密には電荷）が抜けてしまうことによるトルクのロスやコギングによるトルクむらの問題と、モータ・コイルの非通電時におけるコイル・ショートによるブレーキの影響のためコンプライアンス（機械的受動性）がなくなるという問題をともに解決することができる。
【００８６】
また、本発明によれば、直列補償の比例ゲイン、位相補償要素から成り立つ位置制御系を構成する優れたアクチュエータのサーボ制御器を提供することができる。
【００８７】
また、本発明によれば、高ゲインＰＤ制御で各軸リンクが制御されるロボットの関節アクチュエータとして適用される、優れたアクチュエータのサーボ制御器を提供することができる。
【００８８】
また、本発明によれば、コンプライアンス（機械的受動性）を増減させて安定且つ高効率な動作を実現することができる、優れたアクチュエータのサーボ制御器を提供することができる。
【００８９】
本発明のさらに他の目的、特徴や利点は、後述する本発明の実施形態や添付する図面に基づくより詳細な説明によって明らかになるであろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００９０】
以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳解する。
【００９１】
Ａ．アクチュエータ・モータの構成
コイルへの供給電流を制御して所定の磁束分布を形成することにより回転トルクを発生させるタイプのモータは、一般に、コイル端子を電源電圧に接続する第１のトランジスタ・スイッチ群と、コイル端子を接地する第２のトランジスタ・スイッチ群からなるスイッチング動作回路をＰＷＭ制御により駆動することによって、コイル電流を制御し、所望のトルク又は回転位置、回転速度などを得るようになっている。
【００９２】
ところが、モータ・コイルが非通電の期間においてオープン状態となるタイミングにおいて、モータ・コイルに通電された電流（厳密には電荷）が抜けてしまうため、トルクのロスになる。またコギングによるトルクむらの影響を受け易くなるという問題がある（前述）。
【００９３】
そこで、本発明では、モータ・コイルが非通電の期間においても、コイルがオープン状態とならない短絡（ショート）状態を形成することにより、モータ・コイルに通電された電流（厳密には電荷）が抜けないようにした。この場合、モータのコイルには、永久磁石側からの磁束密度により逆起電力が発生する。この逆起電力により、モータの回転方向の逆方向に力が作用するので、外力による回転に対する粘性抵抗を作り出すことができ、ブレーキに類似した効果を得ることができる。このようなモータへの粘性抵抗により、トルク・ロスがなくコギングによるトルクむらの影響が軽減される。
【００９４】
ここで、図３７に示したような、モータ・コイルをＲＬ直結回路でモデル化したコイル電流制御回路を用いて、モータのコイルへの逆起電力により作用するモータの回転とは逆方向の力よりブレーキ効果を得る作用について説明する。
【００９５】
時刻ｔ＝０のときにスイッチＳ１をオン、スイッチＳ２をオフにして、コイルＲＬへの通電を開始したとする。このとき、同図中の矢印方向にコイル電流Ｉが流れる。このときのコイル電流Ｉon（ｔ）は過渡応答し、以下の式で表される。
【００９６】
【数４】
2004201485.tif 000006
【００９７】
そして、ｔ＝ｔ１に到達するまで、スイッチＳ１をオン、スイッチＳ２をオフというスイッチ状態を維持するとともに、ｔ＝ｔ１に到達した以後、スイッチＳ１をオフ及びスイッチＳ２をオンにしてコイルを短絡（ショート）状態にする。このときのコイル電流Ｉoff（ｔ）は過渡応答し、以下の式で表される。
【００９８】
【数５】
2004201485.tif 000007
【００９９】
図１には、このようにコイルの通電と非通電時のコイル短絡という動作を行なったときのコイル電流の過渡応答特性を、非通電時にコイルをオープン状態にしたときの挙動と比較して示している。同図からも判るように、コイル非通電時にコイルを短絡状態にすると、過渡応答により、コイル電流がゼロに戻るまでの時間が長くなる。
【０１００】
そして、同じスイッチング動作を繰り返した場合、コイル非通電時にコイル電流がゼロに戻る前に次の通電が開始されることから、コイルの最大電流は、コイル通電及び非通電の動作の度に逐次上昇していく。同様に、コイル電流の実効値Ｉeffは図示の通り徐々に増加していくことになる。このときのコイル電流波形を図２に示しておく。
【０１０１】
また、モータの出力トルクＴは、コイル電流にモータのトルク定数Ｋtを乗じた値となるので（Ｔ＝Ｋt・Ｉ）、図２に示すコイル電流の挙動に対し、モータ・トルクは図３に示すような挙動をする。同図からも判るように、コイル通電及び短絡状態を繰り返したとき、コイル電流の増大に伴って、モータ・トルクの実効値は増大していく。したがって、モータ・コイルが非通電時に短絡状態となることにより、モータ・コイルに通電された電流（厳密には電荷）が抜けてしまうことがなくなり、トルクのロスがなくなる。また、コギングによるトルクむらの影響を受けにくくなる。
【０１０２】
モータの非通電時において、このようなコイルの短絡状態を形成した場合、上述したように、モータに一種の粘性抵抗を与えることができる。ところが、このようなモータをロボットに使用した場合、コイル・ショートによるブレーキの影響のため、コンプライアンス（機械的受動性）がなくなってしまうという問題を招来する。
【０１０３】
そこで、本発明においては、モータ・コイルがオープン状態となるタイミングにおけるモータ・コイルに通電された電流（厳密には電荷）が抜けてしまうことによるトルクのロスやコギングによるトルクむらの問題と、モータ・コイルの非通電時におけるコイル・ショートによるブレーキの影響のためコンプライアンス（機械的受動性）がなくなるという問題をともに解決するために、モータ・コイルの非通電時におけるコイルのオープン状態と短絡状態の期間の比率を、所望の機械的特性に応じて調整することとした。
【０１０４】
ここで、モータ・コイルの通電及び非通電状態の比率はＰＷＭ制御により実現することができるが、モータ・コイルの非通電状態におけるコイルのオープン状態と短絡状態の期間の比率もＰＷＭ制御を用いて実現することができる。
【０１０５】
図４には、本発明に係るコイル電流の制御メカニズムを適用したＤＣモータのコイル電流供給用の電流制御回路の等価回路の構成例を示している。
【０１０６】
同図に示す電流制御回路は、フルブリッジ構成であり、ｐｎｐ型のトランジスタＡ'とｎｐｎ型のトランジスタＡを順方向接続した回路と、同じくｐｎｐ型のトランジスタＢ'とｎｐｎ型のトランジスタＢを順方向接続した回路を電源電圧ＶCCとグランドＧＮＤの間に並列接続し、さらにトランジスタＡ'及びＡの中間点とトランジスタＢ'及びＢの中間点を固定子の単相コイルで接続している。
【０１０７】
トランジスタＡ'及びＢをオンにするとともに、トランジスタＡ及びＢ'をオフにすることによって、モータ・コイルには、図示の矢印方向の電流Ｉmが流れる。また、トランジスタＡ'及びＢをオフにすることによって、コイルはオープン状態となって、電流Ｉmは流れなくなる。また、トランジスタＡ'及びＢをオフにするとともに、トランジスタＡ'及びＢ'をオンにすることによって、モータ・コイルは短絡（ショート）状態となる。
【０１０８】
ＰＷＭ制御論理回路は、図示しない中央制御部からの電流軸電流指令（又はトルク指令）に基づいてコイルへの電流指令を生成し、これら電流指令に基づいて各トランジスタをＰＷＭ方式にてスイッチング制御する。すなわち、トランジスタＡ'及びＢをオンにするとともにトランジスタＡ及びＢ'をオフにしてコイル電流Ｉmを流す通電期間と、トランジスタＡ'及びＢをオフにしてコイルを非通電にする非通電期間を交互に生成する。
【０１０９】
付加論理回路は、さらにＰＷＭ制御論理回路が出力する信号Ａ0及びＡ0'、並びＢ0及びＢ0'のオン／オフ動作を制御する制御論理を付加論理により切り替える。これによって、モータ・コイルの非通電状態におけるコイルのオープン状態と短絡状態の切替動作を行なう。図５には、付加論理回路の具体的な回路構成を示している。
【０１１０】
ＰＷＭ制御論理回路からのトランジスタＡ'制御用の信号Ａ0'とトランジスタＢ'制御用の信号Ｂ0'の論理積と、トランジスタＡ制御用の信号Ａ0とトランジスタＢ制御用の信号Ｂ0の論理和の反転がとられ、さらにこれらの論理演算値の論理積を反転したものがＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ制御信号を反転したものと論理和される。この論理和の結果を元の各トランジスタ制御用信号との間で論理積を取ったものが、最終的なそれぞれのトランジスタ制御用信号となる。
【０１１１】
付加論理回路は、ＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ制御信号がハイ・レベルが入力されると、コイル非通電時にコイルを短絡させるようにトランジスタ制御用信号を切り替える。通常のコイル非通電時において、ＰＷＭ制御論理回路からは、制御信号Ａ0'及びＡ0をハイ、Ｂ0'及びＢ0をローにするトランジスタ制御用信号が出力される。これに対し、付加論理回路は、ハイ・レベルのＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ制御信号が入力されると、ハイ状態のＡ1'及びＡ1をローに転じて、コイルの短絡状態を形成する。
【０１１２】
一方、付加論理回路は、ＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ制御信号がロー状態のときには、コイル非通電時において、ＰＷＭ制御論理回路からのトランジスタ制御用信号をそのまま出力するので、非通電時におけるコイルはオープン状態となる。
【０１１３】
図６には、ハイ・レベルのＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ制御信号が入力されたときの付加論理回路における各トランジスタ制御用信号の出力特性を、コイル電流波形特性及びトルク出力特性とともに示している。
【０１１４】
コイル非通電時にコイルを短絡状態にすると、過渡応答により、コイル電流がゼロに戻るまでの時間が長くなる（前述）。したがって、同図に示すように、コイル通電とコイル短絡というスイッチング動作を繰り返した場合、コイル非通電時にコイル電流がゼロに戻る前に次の通電が開始されることから、コイルの最大電流は、コイル通電及び非通電の動作の度に逐次上昇していく。同様に、コイル電流の実効値Ｉeffは図示の通り徐々に増加していくことになる。
【０１１５】
また、モータの出力トルクＴは、コイル電流にモータのトルク定数Ｋtを乗じた値となるので（Ｔ＝Ｋt・Ｉ）、同図からも判るように、コイル通電及び短絡状態を繰り返したとき、コイル電流の増大に伴って、モータ・トルクの実効値は増大していく。したがって、モータ・コイルが非通電時に短絡状態となることにより、モータ・コイルに通電された電流（厳密には電荷）が抜けてしまうことがなくなり、トルクのロスがなくなる。また、コギングによるトルクむらの影響を受けにくくなる。
【０１１６】
モータの非通電時において、このようなコイルの短絡状態を形成した場合、上述したように、モータに一種の粘性抵抗を与えることができる。一方、このようなモータをロボットに使用した場合、コイル・ショートによるブレーキの影響のため、コンプライアンス（機械的受動性）がなくなってしまうという問題を招来する。
【０１１７】
そこで、ＰＷＭ制御論理回路は、付加論理回路に入力するＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ制御信号をＰＷＭ制御することにより、モータ・コイルの非通電状態におけるコイルのオープン状態と短絡状態の期間の比率を制御する。
【０１１８】
コイル非通電時にコイルをオープン状態にしたときのコイル電流の過渡応答特性は［数２］に示す通りである。一方、コイルを短絡状態にしたときのコイル電流の過渡応答特性は、［数５］に示す通りである。そして、モータ・コイルの非通電状態におけるコイルのオープン状態と短絡状態の期間をＰＷＭ制御した場合、そのコイル電流の特性は、これらの特性がデューティ比に応じて混合されたものとなる。
【０１１９】
図７には、ＰＷＭ制御により所定のデューティ比を持つＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ制御信号が入力されたときの付加論理回路における各トランジスタ制御用信号の出力特性を、コイル電流波形特性及びトルク出力特性とともに示している。
【０１２０】
コイル非通電時にコイルを短絡状態にすると、過渡応答により、コイル電流がゼロに戻るまでの時間が長くなるが、コイルをオープン状態にするとその時間は短くなる。コイル非通電時の過渡応答特性は、ＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ制御信号のデューティ比に従って、これらの特性が混合されたものとなる。
【０１２１】
したがって、同図に示すように、コイル通電とコイル短絡というスイッチング動作を繰り返した場合、コイル非通電時にコイル電流がゼロに戻る前に次の通電が開始される。このときのコイルの最大電流は、コイル通電及び非通電の動作の度に逐次上昇していくが、その上昇傾向はデューティ比すなわちＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ制御信号がハイ・レベルとなる比率にほぼ比例する。同様に、コイル電流の実効値Ｉeffは図示の通り徐々に増加していくことになるが、その上昇傾向はデューティ比すなわちＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ制御信号がハイ・レベルとなる比率にほぼ比例する。
【０１２２】
また、モータの出力トルクＴは、コイル電流にモータのトルク定数Ｋtを乗じた値となるので（Ｔ＝Ｋt・Ｉ）、同図からも判るように、コイル通電及び非通電を繰り返したとき、コイル電流の増大に伴って、モータ・トルクの実効値は増大していく。このときの上昇傾向はＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ制御信号のデューティ比すなわち同制御信号がハイ・レベルとなる比率にほぼ比例する。同様にモータの逆起電力によって生じる粘性抵抗を設定できる粘性係数の大きさはＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ制御信号がハイレベルとなる比率に比例する。言い換えれば、ＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ制御信号のデューティ比によってモータのトルク実効値と粘性抵抗を設定する粘性係数を動的に制御することが可能である。
【０１２３】
このようにＰＷＭ制御論理回路が付加論理回路へ供給するＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ制御信号のデューティ比をＰＷＭ制御することにより、モータ・コイルの非通電時におけるコイルのオープン状態と短絡状態の期間の比率を、所望の機械的特性に応じて調整することができる。
【０１２４】
したがって、モータ・コイルがオープン状態となるタイミングにおけるモータ・コイルに通電された電流（厳密には電荷）が抜けてしまうことによるトルクのロスやコギングによるトルクむらの問題と、モータ・コイルの非通電時におけるコイル・ショートによるブレーキの影響のためコンプライアンス（機械的受動性）がなくなるという問題をともに解決することができる。
【０１２５】
図８には、本発明に係るコイル電流の制御メカニズムを適用した３相モータのコイル電流供給用の電流制御回路の等価回路の構成例を示している。
【０１２６】
同図に示す例では、固定子コイルはデルタ結線方式で構成されている。  また、図示の電流制御回路は、フルブリッジ構成であり、ｐｎｐ型のトランジスタＵ'とｎｐｎ型のトランジスタＵを順方向接続したＵ相磁束分布生成用の回路と、ｐｎｐ型のトランジスタＶ'とｎｐｎ型のトランジスタＶを順方向接続したＶ相磁束分布生成用の回路と、ｐｎｐ型のトランジスタＷ'とｎｐｎ型のトランジスタＷを順方向接続したＷ相磁束分布生成用の回路とが並列接続されている。そして、これら１対のトランジスタを順方向接続した回路の一方のｐｎｐ型トランジスタＵ'、Ｖ'、Ｗ'それぞれのコレクタを電源電圧ＶCCに並列接続するとともに、他方のｎｐｎ型トランジスタＵ、Ｖ、ＷそれぞれのエミッタにグランドＧＮＤを並列接続している。さらに、トランジスタＵ'とＵの中間点とトランジスタＶ'とＶの中間点にコイルＡが接続され、トランジスタＶ'とＶの中間点とトランジスタＷ'とＷの中間点にコイルＢが接続され、トランジスタＷ'とＷの中間点とトランジスタＵ'とＵの中間点にコイルＣが接続されている。
【０１２７】
そして、ＰＷＭ制御論理回路は、図示しない中央制御部からの電流軸電流指令（又はトルク指令）ＩＯに基づいて相変換を行なうことで各相のコイルＡ、Ｂ、Ｃへの電流指令を生成し、これら電流指令に基づいて対応する各トランジスタＵ'、Ｕ、Ｖ'、Ｖ、Ｗ'、ＷをＰＷＭ方式にてそれぞれスイッチング制御する。これによって、各相のコイルにコイル電流ＩA、ＩB、ＩCを流す通電期間と、これらを非通電にする非通電期間を交互に生成する。
【０１２８】
また、図９には、デルタ結線ではなくスター結線で３相コイルが採用されている場合のブリッジ部分の構成を示している。この場合、図示の通り、Ａ，Ｂ，Ｃの各相コイルの一端は終結されるとともに、これらの他端はｐｎｐ型のトランジスタＵ'とｎｐｎ型のトランジスタＵの中間点、ｐｎｐ型のトランジスタＶ'とｎｐｎ型のトランジスタＶの中間点、ｐｎｐ型のトランジスタＷ'とｎｐｎ型のトランジスタＷの中間点にそれぞれ直列接続されている。
【０１２９】
再び図８を参照しながら説明する。ＰＷＭ制御論理回路は、図示しない中央制御部からの電流軸電流指令（又はトルク指令）ＩＯに基づいて各コイルＡ、Ｂ、Ｃへの電流指令を生成し、これら電流指令に基づいて各トランジスタＵ'、Ｕ、Ｖ'、Ｖ、Ｗ'、ＷをＰＷＭ方式にてそれぞれスイッチング制御して、各相のコイルにコイル電流ＩA、ＩB、ＩCを流す通電期間と、これらを非通電にする非通電期間を交互に生成する。
【０１３０】
すなわち、トランジスタＵ'及びＶをオンにするとともに、トランジスタＵ及びＶ'をオフにすることによって、コイルＡは通電状態となり、図８中の矢印方向の電流ＩAが流れる。次に、トランジスタＵ'及びＶをオフにすることによって、コイルＡは非通電状態となる。
【０１３１】
同様に、トランジスタＶ'及びＷをオンにするとともに、トランジスタＶ及びＷ'をオフにすることによって、コイルＢは通電状態、図８中の矢印方向の電流ＩBが流れる。次に、トランジスタＶ'及びＷをオフにすることによって、コイルＢは非通電状態となる。
【０１３２】
また同様に、トランジスタＷ'及びＵをオンにするとともに、トランジスタＷ及びＵ'をオフにすることによって、コイルＣは通電状態となり、図８中の矢印方向の電流ＩCが流れる。次に、トランジスタＷ'及びＵをオフにすることによって、コイルＣは非通電状態となる。
【０１３３】
本実施形態では、さらにＰＷＭ制御論理回路から出力される各トランジスタＵ'、Ｕ、Ｖ'、Ｖ、Ｗ'、Ｗのオン／オフ動作を制御するための制御信号を、付加論理により切り替える付加論理回路が配設されている。
【０１３４】
この付加論理回路は、ＰＷＭ制御論理回路から出力されるＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ制御信号に基づいて動作し、モータ・コイルの非通電状態におけるコイルのオープン状態と短絡状態の切替動作を行なう。すなわち、コイルの非通電期間においてすべてのコイル端子がオープン状態となるタイミングにおいて、ハイ・レベルのＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ信号を印加することによって、コイルの短絡状態を間歇的に作るように動作する。
【０１３５】
図１０には、付加論理回路の具体的な回路構成を示している。
【０１３６】
ＰＷＭ制御論理回路からのトランジスタＵ'制御用信号とトランジスタＶ'制御用信号とトランジスタＷ'制御用信号の論理積と、トランジスタＵ制御用信号とトランジスタＶ制御用信号とトランジスタＷ制御用信号の論理和の反転が取られ、さらにこれらの論理演算値の論理積を反転したものがＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ制御信号の反転と論理和される。この論理和の結果を元の各トランジスタ制御用信号との間で論理積を取ったものが、最終的なそれぞれのトランジスタ制御用信号となる。
【０１３７】
付加論理回路は、ＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ制御信号がハイ・レベルが入力されると、コイル非通電時にコイルを短絡させるようにトランジスタ制御用信号を切り替える。通常のコイルＡの非通電時において、ＰＷＭ制御論理回路からは、Ｕ'及びＶ'をハイ、Ｕ及びＶをローにするトランジスタ制御用信号が出力される。これに対し、付加論理回路は、ハイ・レベルのＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ制御信号が入力されると、ハイ状態のＵ'及びＶ'をローにそれぞれ転じて、コイルＡの短絡状態を間歇的に形成する。
【０１３８】
同様に、通常のコイルＢの非通電時において、ＰＷＭ制御論理回路からは、Ｖ'及びＷ'をハイ、Ｖ及びＷをローにするトランジスタ制御用信号が出力される。これに対し、付加論理回路は、ハイ・レベルのＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ制御信号が入力されると、ハイ状態のＶ'及びＷ'をローにそれぞれ転じて、コイルＢの短絡状態を間歇的に形成する。
【０１３９】
また同様に、通常のコイルＣの非通電時において、ＰＷＭ制御論理回路からは、Ｗ'及びＵ'をハイ、Ｗ及びＵをローにするトランジスタ制御用信号が出力される。これに対し、付加論理回路は、ハイ・レベルのＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ制御信号が入力されると、ハイ状態のＷ'及びＵ'をローにそれぞれ転じて、コイルＣの短絡状態を間歇的に形成する。
【０１４０】
一方、付加論理回路は、ＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ制御信号がロー状態のときには、コイル非通電時において、ＰＷＭ制御論理回路からのトランジスタ制御用信号をそのまま出力するので、非通電時における各相のコイルＡ、Ｂ、Ｃはそれぞれオープン状態のままとなる。
【０１４１】
コイル非通電時にコイルを短絡状態にすると、コイルのインダクタンス成分Ｌと直流抵抗成分Ｒに起因する過渡応答により、コイル電流がゼロに戻るまでの時間が長くなる（前述）。したがって、コイル通電とコイル短絡というスイッチング動作を繰り返した場合、コイル非通電時にコイル電流がゼロに戻る前に次の通電が開始されることから、コイルの最大電流は、コイル通電及び非通電の動作の度に逐次上昇していく。同様に、コイル電流の実効値Ｉeffは図示の通り徐々に増加していくことになる。また、モータの出力トルクＴは、コイル電流にモータのトルク定数Ｋtを乗じた値となるので（Ｔ＝Ｋt・Ｉ）、コイル通電及び短絡状態を繰り返したとき、コイル電流の増大に伴って、モータ・トルクの実効値は増大していく。したがって、モータ・コイルが非通電時に短絡状態となることにより、モータ・コイルに通電された電流（厳密には電荷）が抜けてしまうことがなくなり、トルクのロスがなくなる。また、コギングによるトルクむらの影響を受けにくくなる。
【０１４２】
一方、モータの非通電時において、このようなコイルの短絡状態を形成した場合、上述したように、モータに一種の粘性抵抗を与えることができる。ところが、このようなモータをロボットに使用した場合、コイル・ショートによるブレーキの影響のため、コンプライアンス（機械的受動性）がなくなってしまうという問題を招来する。
【０１４３】
そこで、ＰＷＭ制御論理回路は、付加論理回路に入力するＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ制御信号をＰＷＭ制御することにより、モータ・コイルの非通電状態におけるコイルのオープン状態と短絡状態の期間の比率を制御するようにした。
【０１４４】
コイル非通電時にコイルをオープン状態にしたときのコイル電流の過渡応答特性は［数２］に示した通りである。一方、コイルを短絡状態にしたときのコイル電流の過渡応答特性は、［数５］に示した通りである。そして、モータ・コイルの非通電状態におけるコイルのオープン状態と短絡状態の期間をＰＷＭ制御した場合、そのコイル電流の特性は、これらの特性がデューティ比に応じて混合されたものとなる。
【０１４５】
図１１には、ＰＷＭ制御により所定のデューティ比を持つＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ制御信号が入力されたときの付加論理回路における各トランジスタ制御用信号の出力特性を、コイル電流波形特性とともに示している。
【０１４６】
コイル非通電時にコイルを短絡状態にすると、過渡応答により、コイル電流がゼロに戻るまでの時間が長くなるが、コイルをオープン状態にするとその時間は短くなる。コイル非通電時の過渡応答特性は、ＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ制御信号のデューティ比に従って、これらの特性が混合されたものとなる。
【０１４７】
コイル通電とコイル短絡というスイッチング動作を繰り返した場合、コイル非通電時にコイル電流がゼロに戻る前に次の通電が開始される。このときのコイルの最大電流は、コイル通電及び非通電の動作の度に逐次上昇していくが、その上昇傾向はデューティ比すなわちＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ制御信号がハイ・レベルとなる比率にほぼ比例する。同様に、コイル電流の実効値Ｉeffは徐々に増加していくことになるが、その上昇傾向はデューティ比すなわちＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ制御信号がハイ・レベルとなる比率にほぼ比例する。
【０１４８】
また、モータの出力トルクＴは、コイル電流にモータのトルク定数Ｋtを乗じた値となるので（Ｔ＝Ｋt・Ｉ）、コイル通電及び非通電を繰り返したとき、コイル電流の増大に伴って、モータ・トルクの実効値は増大していく。このときの上昇傾向はＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ制御信号のデューティ比すなわち同制御信号がハイ・レベルとなる比率にほぼ比例する。同様にモータの逆起電力によって生じる粘性抵抗を設定できる粘性係数の大きさはＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ制御信号がハイレベルとなる比率に比例する。言い換えれば、ＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ制御信号のデューティ比によってモータのトルク実効値と粘性抵抗を設定する粘性係数を動的に任意に制御することが可能である。
【０１４９】
したがって、ＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ信号のデューティを変化させることで、以下の２つの特性を得ることができる。
【０１５０】
（１）モータの粘性抵抗を設定する粘性係数を制御できる。
（２）各相のコイルＡ、Ｂ、Ｃの非通電時において、コイルに入る電流（電荷の量）を制御できる（図１１中の矢印を参照のこと）。
【０１５１】
このとき、粘性係数が大きくなるようにＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ信号のデューティを設定すると、モータの保持力が向上し、コギングなどのトルクの外乱が減る。また、サーボ・モータとして使用するときの外力へのコンプライアンス量を制御することができる。
【０１５２】
このようにＰＷＭ制御論理回路が付加論理回路へ供給するＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ制御信号のデューティ比をＰＷＭ制御することにより、モータ・コイルの非通電時におけるコイルのオープン状態と短絡状態の期間の比率を、所望の機械的特性に応じて調整することができる。
【０１５３】
したがって、モータ・コイルがオープン状態となるタイミングにおけるモータ・コイルに通電された電流（厳密には電荷）が抜けてしまうことによるトルクのロスやコギングによるトルクむらの問題と、モータ・コイルの非通電時におけるコイル・ショートによるブレーキの影響のためコンプライアンス（機械的受動性）がなくなるという問題をともに解決することができる。
【０１５４】
図１２には、本発明に係るコイル電流の制御メカニズムを適用した３相モータのコイル電流供給用の電流制御回路の等価回路についての他の構成例を示している。
【０１５５】
同図に示す例では、固定子コイルはデルタ結線方式で構成されている。そして、ＰＷＭ制御論理回路は、図示しない中央制御部からの電流軸電流指令（又はトルク指令）ＩＯに基づいて相変換を行なうことで各相コイルＵ、Ｖ、Ｗへの電流指令を生成し、これら電流指令に基づいて各トランジスタＵ'、Ｕ、Ｖ'、Ｖ、Ｗ'、ＷをＰＷＭ方式にてそれぞれスイッチング制御する。
【０１５６】
図１２に示す電流制御回路は、フルブリッジ構成であり、ｐｎｐ型のトランジスタＵ'とｎｐｎ型のトランジスタＵを順方向接続したＵ相磁束分布生成用の回路と、ｐｎｐ型のトランジスタＶ'とｎｐｎ型のトランジスタＶを順方向接続したＶ相磁束分布生成用の回路と、ｐｎｐ型のトランジスタＷ'とｎｐｎ型のトランジスタＷを順方向接続したＷ相磁束分布生成用の回路とが並列接続されている。そして、これら１対のトランジスタを順方向接続した回路の一方のｐｎｐ型トランジスタＵ'、Ｖ'、Ｗ'それぞれのコレクタを電源電圧ＶCCに並列接続するとともに、他方のｎｐｎ型トランジスタＵ、Ｖ、ＷそれぞれのエミッタにグランドＧＮＤを並列接続している。さらに、トランジスタＵ'とＵの中間点とトランジスタＶ'とＶの中間点にコイルＡが接続され、トランジスタＶ'とＶの中間点とトランジスタＷ'とＷの中間点にコイルＢが接続され、トランジスタＷ'とＷの中間点とトランジスタＵ'とＵの中間点にコイルＣが接続されている。
【０１５７】
また、デルタ結線ではなくスター結線で３相コイルが採用されている場合、コイルの結線部分は図９に示す通りとなる（同上）。
【０１５８】
ＰＷＭ制御論理回路は、図示しない中央制御部からの電流軸電流指令（又はトルク指令）ＩＯに基づいてコイルへの電流指令を生成し、これら電流指令に基づいて各トランジスタＵ'、Ｕ、Ｖ'、Ｖ、Ｗ'、ＷをＰＷＭ方式にてそれぞれスイッチング制御して、各相のコイルにコイル電流ＩA、ＩB、ＩCを流す通電期間と、これらを非通電にする非通電期間を交互に生成する。
【０１５９】
すなわち、トランジスタＵ'及びＶをオンにするとともに、トランジスタＵ及びＶ'をオフにすることによって、コイルＡは通電状態となり、図１２中の矢印方向のコイル電流ＩAが流れる。次に、トランジスタＵ'及びＶをオフにすることによって、コイルＡは非通電状態となる。
【０１６０】
同様に、トランジスタＶ'及びＷをオンにするとともに、トランジスタＶ及びＷ'をオフにすることによって、コイルＢは通電状態、図１２中の矢印方向のコイル電流ＩBが流れる。次に、トランジスタＶ'及びＷをオフにすることによって、コイルＢは非通電状態となる。
【０１６１】
また同様に、トランジスタＷ'及びＵをオンにするとともに、トランジスタＷ及びＵ'をオフにすることによって、コイルＣは通電状態となり、図１２中の矢印方向のコイル電流ＩCが流れる。次に、トランジスタＷ'及びＵをオフにすることによって、コイルＣは非通電状態となる。
【０１６２】
同図に示す例では、各トランジスタＵ'、Ｖ'、Ｗ'へ入力信号はいずれもインバータにより反転されている。したがって、コイルがすべて非通電となる状態では、すべてのコイル端子が電源電圧ＶCCにショートされるように構成されている。
【０１６３】
また、この場合の付加論理回路は、コイルの非通電期間においてすべてのコイル端子が電源電圧ＶCCにショートされるタイミングにおいて、ハイ・レベルのＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ信号を印加することによって、コイルのオープン状態を間歇的に作るように動作する。
【０１６４】
図１３には、付加論理回路の具体的な回路構成を示している。
【０１６５】
ＰＷＭ制御論理回路からのトランジスタＵ'制御用信号とトランジスタＶ'制御用信号とトランジスタＷ'制御用信号の論理積と、トランジスタＵ'制御用信号とトランジスタＶ'制御用信号とトランジスタＷ'制御用信号の論理和の反転がそれぞれ取られ、さらにこれらの論理演算値についての第１の論理和が取られる。
【０１６６】
また、ＰＷＭ制御論理回路からのトランジスタＵ制御用信号とトランジスタＶ制御用信号とトランジスタＷ制御用信号の論理積と、トランジスタＵ制御用信号とトランジスタＶ制御用信号とトランジスタＷ制御用信号の論理和の反転がそれぞれ取られ、さらにこれらの論理演算値についての第２の論理和が取られる。
【０１６７】
さらに、第１及び第２の論理和の論理積を反転したものがＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ制御信号と論理和される。この論理和の結果を元の各トランジスタ制御用信号との間で論理積を取ったものが、最終的なそれぞれのトランジスタ制御用信号となる。
【０１６８】
付加論理回路は、ＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ制御信号がロー・レベルが入力されると、コイル非通電時にコイルをオープンにするようにトランジスタ制御用信号を切り替える。通常のコイルＡの非通電時において、ＰＷＭ制御論理回路からは、Ｕ'及びＶ'をロー、Ｕ及びＶをローにするトランジスタ制御用信号が出力される。これに対し、付加論理回路は、ロー・レベルのＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ制御信号が入力されると、ロー状態のＵ'及びＶ'をハイにそれぞれ転じて、コイルＡのオープン状態を間歇的に形成する。
【０１６９】
同様に、通常のコイルＢの非通電時において、ＰＷＭ制御論理回路からは、Ｖ'及びＷ'をロー、Ｖ及びＷをローにするトランジスタ制御用信号が出力される。これに対し、付加論理回路は、ロー・レベルのＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ制御信号が入力されると、ロー状態のＶ'及びＷ'をハイにそれぞれ転じて、コイルＢのオープン状態を間歇的に形成する。
【０１７０】
また、同様に、通常のコイルＣの非通電時において、ＰＷＭ制御論理回路からは、Ｗ'及びＵ'をロー、Ｗ及びＵをローにするトランジスタ制御用信号が出力される。これに対し、付加論理回路は、ロー・レベルのＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ制御信号が入力されると、ロー状態のＷ'及びＵ'をハイにそれぞれ転じて、コイルＣのオープン状態を間歇的に形成する。
【０１７１】
一方、付加論理回路は、ＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ制御信号がハイ状態のときには、コイル非通電時において、ＰＷＭ制御論理回路からのトランジスタ制御用信号をそのまま出力するので、非通電時における各相のコイルＡ、Ｂ、Ｃはそれぞれ短絡状態のままとなる。
【０１７２】
また、図１４には、付加論理回路にＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ信号を入力して、各コイルＡ，Ｂ，Ｃの非通電状態において、コイル短絡状態の間にコイルがオープンになるタイミングを挿入するときの各トランジスタ制御信号Ｕ'、Ｕ、Ｖ'、Ｖ、Ｗ'、Ｗの波形を示している。
【０１７３】
各トランジスタのスイッチング動作を制御する６本の信号Ｕ’、Ｕ、Ｖ’、Ｖ、Ｗ’、Ｗがすべてハイ・レベルのときには、付加論理回路はＵ、Ｖ、Ｗの各制御信号がロー・レベルになるタイミングを作る。すなわち、付加論理回路はスイッチング・トランジスタのｐｎｐ側がオフなのをそのまま保持、ｎｐｎ側がオンになっているのをＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ信号でマスクして、コイル・オープンになるタイミングを作る。
【０１７４】
また、各トランジスタのスイッチング動作を制御する６本の信号Ｕ’、Ｕ、Ｖ’、Ｖ、Ｗ’、Ｗがすべてロー・レベルのときには、付加論理回路はＵ'、Ｖ'、Ｗ'の各制御信号がハイ・レベルになるタイミングを作る。すなわち、付加論理回路はスイッチング・トランジスタのｎｐｎ側がオフなのをそのまま保持、ｐｎｐ側がオンになっているのをＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ信号でマスクして、コイル・オープンになるタイミングを作る。
【０１７５】
コイル通電とコイル短絡というスイッチング動作を繰り返した場合、コイル非通電時にコイル電流がゼロに戻る前に次の通電が開始される。このときのコイルの最大電流は、コイル通電及び非通電の動作の度に逐次上昇していくが、その上昇傾向はデューティ比すなわちＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ制御信号がハイ・レベルとなる比率にほぼ比例する。同様に、コイル電流の実効値Ｉeffは徐々に増加していくことになるが、その上昇傾向はデューティ比すなわちＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ制御信号がハイ・レベルとなる比率にほぼ比例する。
【０１７６】
また、モータの出力トルクＴは、コイル電流にモータのトルク定数Ｋtを乗じた値となるので（Ｔ＝Ｋt・Ｉ）、コイル通電及び非通電を繰り返したとき、コイル電流の増大に伴って、モータ・トルクの実効値は増大していく。このときの上昇傾向はＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ制御信号のデューティ比すなわち同制御信号がハイ・レベルとなる比率にほぼ比例する。同様にモータの逆起電力によって生じる粘性抵抗を設定できる粘性係数の大きさはＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ制御信号がハイレベルとなる比率に比例する。言い換えれば、ＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ制御信号のデューティ比によってモータのトルク実効値と粘性抵抗を設定する粘性係数を動的に制御することが可能である。
【０１７７】
ＰＷＭキャリア周波数の１０〜１００倍程度のＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭキャリア周波数で信号を与える。ＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ信号のデューティを変化させることで、以下の２つの特性を得ることができる。
【０１７８】
（１）モータの粘性抵抗を設定する粘性係数を制御できる。
（２）各コイルＡ、Ｂ、Ｃの非通電時において、コイルに入る電流（電荷の量）を制御できる。
【０１７９】
このとき、粘性係数が大きくなるようにＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ信号のデューティを設定すると、モータの保持力が向上し、コギングなどのトルクの外乱が減る。また、サーボ・モータとして使用するときの外力へのコンプライアンス量を制御することができる。
【０１８０】
このようにＰＷＭ制御論理回路が付加論理回路へ供給するＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ制御信号のデューティ比をＰＷＭ制御することにより、モータ・コイルの非通電時におけるコイルのオープン状態と短絡状態の期間の比率を、所望の機械的特性に応じて調整することができる。
【０１８１】
したがって、モータ・コイルがオープン状態となるタイミングにおけるモータ・コイルに通電された電流（厳密には電荷）が抜けてしまうことによるトルクのロスやコギングによるトルクむらの問題と、モータ・コイルの非通電時におけるコイル・ショートによるブレーキの影響のためコンプライアンス（機械的受動性）がなくなるという問題をともに解決することができる。
【０１８２】
上述したように、ＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ信号のデューティの設定により、モータの粘性抵抗値を調整することができる。図１５には、図１２に示した３相モータの通電制御方式において、ＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ信号がハイレベルになるのデューティ比と粘性係数の関係を示している。図示の通り、ＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ信号がハイレベルになるデューティ比と粘性係数の間には一対一の対応があるので、ＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ信号がハイレベルになるデューティ比を任意に設定することでモータの粘性係数を制御することができる。
【０１８３】
また、図１６には、図１２に示した３相モータの通電制御方式において、ＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ信号がハイレベルになるデューティ比の値を変化させた場合の、トルク発生のための指令値と実効電流との関係を示している。同図からも判るように、モータ・コイルの電流の実効値をＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ信号のデューティ比により制御することができる。
【０１８４】
また、図１７には、図１２に示した３相モータの通電制御方式において、ＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ信号がハイレベルになるデューティ比の値を変化させた場合の、トルク発生のための指令値とモータの出力トルクとの関係を示している。同図からも判るように、モータの発生トルクをＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ信号がハイレベルになるデューティ比により制御することができる。
【０１８５】
図１５に示したように、ＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ信号がハイレベルになるデューティ比を調整することでモータの粘性係数を調整することができる。また同様に、図１７に示したように、ＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ信号がハイレベルになるデューティ比を調整することで、トルク発生のための指令値と発生トルクの特性も変化する。
【０１８６】
ここで、多軸型ロボットの関節アクチュエータとして使用されるモータに求められる特性は以下の通りである。
【０１８７】
（１）高トルク
（２）トルク発生指令値に対して線形特性でトルクを発生する。
（３）外部からの外乱トルクに対し、ある程度、感度よく応答すると言う機械的な柔軟性（コンプライアンス）がある。
【０１８８】
ＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ信号がハイレベルになるデューティ比が大きいと、上記の特性（１）及び（２）に対して有利に働くが、特性（３）に対しては不利になる。また、ＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ信号がハイレベルになるデューティ比が小さいと、特性（３）に対して有利に働くが、特性（１）及び（２）に対して不利になる。すなわち、粘性係数と発生トルクの関係はトレードオフの関係になる。
【０１８９】
そこで、粘性係数がＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ信号のデューティ比が１００％のときよりも十分小さな値をとり、且つ、通電電流の損失が十分に少なくなるＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ信号のデューティ比を、図１５及び図１７に示す特性に基づいて選択する。この結果、ＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ信号のデューティ比を３０〜４０％の範囲で設定し、元のトルク発生指令値と発生トルクの特性に数学的な補正を施すことによって、上記の（１）〜（３）の特性をすべて満たすようにする。
【０１９０】
図１８には、ＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ信号のデューティ比を３７％に設定して、数学的補正を施したときのトルク発生指令値と発生トルクの特性を示している。元の特性では、トルク発生指令値が３０％付近で不連続となっているので、その部分を境界条件として補正を行なう。
【０１９１】
ＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ信号のデューティ比が１００％のとき、トルク発生指令値（ｒとする）と発生トルク（Ｔとする）の傾き（Ｋampとする）が最大になる。補正式は、このＫampを再現するように働く。
【０１９２】
・ＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ信号のデューティ比を３７％に設定し、ｒが３０％以上のときｒ〜Ｔの傾きをＫとする。
・ＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ信号のデューティ比が３７％のとき、ｒ＝３０％で発生するトルクをＴ０とする。
・ＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ信号のデューティ比が１００％のとき、ｒ＝３０％で発生するトルクをＴ１とする。
・ＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ信号のデューティ比に関係なく、モータのストール・トルクＴsは一定である。
【０１９３】
０≦ｒ≦３０％のとき：
トルク発生指令値ｒに（Ｔ１／Ｔ０）を掛けた値をトルク発生論理回路に入力する。具体的には、トルク発生論理回路に入力する値をｒ'とすると、ｒ'＝（Ｔ１／Ｔ０）ｒとなる。
【０１９４】
３０％≦ｒのとき：
トルク発生指令値ｒに、ｒ'＝（１／Ｋ）（Ｋamp・ｒ−Ｔ０）＋ｒ30という変換を行ない、トルク発生論理回路にｒ'を入力する。但し、ｒ＝３０％のときのｒの値をｒ30とする。これをＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ信号のデューティ比が３７％の特性式（Ｔ＝Ｋ・（ｒ−ｒ３０）＋Ｔ０）に代入すると、発生トルク特性はＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ信号のデューティ比が１００％のときの特性と一致することになる（図１９を参照のこと）。
【０１９５】
Ｂ．ロボット用関節アクチュエータの動作速度、機械的受動性
本出願人に既に譲渡されている特願２００１−２３３６９１号明細書には、外界や作業対象に対して、閉リンク状態と開リンク状態の繰り替え動作を高速に行なう脚式移動ロボットについて開示されている。すなわち、１以上の回転型関節（１関節当り２自由度以上備えていてもよい）で構成される肢を持つロボットにおいて、各肢に動的閉合誤差を除去するに最低限必要な受動自由度（減速機のバックラッシュなど）を配し、さらに各肢の可動範囲を適切に管理する。たとえ、関節部を駆動するアクチュエータがトルク情報を取得する手段を持たない場合であっても、閉リンク状態と開リンク状態の高速切替え動作を安定に実現する。
【０１９６】
これは、２足歩行ロボットにおいて、腰部基準座標に近い部位にバックラッシュ量が少ないギアードモータを配置する一方、手先・足先に近い部位にバックラッシュ量が多いギアードモータを配置し最適な特性を得るというものである。
【０１９７】
そして、ロボットを最適化する第２の方法として、各関節軸アクチュエータにおける位置サーボ補償器の開ループ・ゲインを任意に調整することで、位置エラー偏差量を制御する。すなわち、バックラッシュ量が均一の場合にはサーボ・ゲインの大小によるサーボ偏差をバックラッシュ量に見立て、それを制御する。
【０１９８】
本実施形態は、このような脚式移動ロボットの関節アクチュエータの最適化方法をさらに拡張したものであり、要言すれば、サーボ制御器の比例ゲインだけでなく位相補償要素も関節各部位で調整するものである。
【０１９９】
図２０には、本発明の一実施形態に係るアクチュエータのサーボ制御器の構成を示している。同図に示すように、サーボ制御器は、直列補償の比例ゲインＫと位相補償要素Ｃ（ｓ）という２つの制御要素を持ち、比例ゲインだけでなく位相補償要素も関節各部位で調整する。
【０２００】
ここで、位相補償要素は以下の式で表される。但し、ｎ、ｍは任意の自然数であり、また、ａi、ｂiは任意の実数であり、状態変数を表現した場合はフィードバック・ゲインに相当する。
【０２０１】
【数６】
2004201485.tif 000008
【０２０２】
また、モータと減速器の伝達関数表現モデルＧ（ｓ）は以下の式で表される。但し、ｓはラプラス演算子であり，Ｋはモータ・ゲインであり、Ｊはモータの慣性モーメントであり、Ｄはモータの粘性抵抗係数である。なお、ここでは減速器のバックラッシュ量が十分に小さい場合を想定して、線型モデルで近似している。
【０２０３】
【数７】
2004201485.tif 000009
【０２０４】
また、図２１には、図２０に示したモータと減速機の伝達関数表現モデルＧ（ｓ）のゲイン及び位相の周波数特性を示している。
【０２０５】
まず、図２０に示したサーボ制御器において、位相補償型制御の設計例として位相補償帯域を任意に選択する例（位相補償量が一定で周波数帯域を任意に選ぶ）について、図２２を参照しながら説明する。同図において、
【０２０６】
（１）Ｃ（ｓ）−１：１．０〜１００Ｈｚの帯域で約＋１８ｄｅｇの位相進みを与えており、約＋５．６ｄＢのゲイン増幅している。
（２）Ｃ（ｓ）−２：０．１〜１０Ｈｚの帯域で約＋１８ｄｅｇの位相進みを与えており、約＋５．６ｄＢのゲイン増幅している。
（３）Ｃ（ｓ）−３：１０〜１ｋＨｚの帯域で約＋１８ｄｅｇの位相進みを与えており、約＋５．６ｄＢのゲイン増幅している。
【０２０７】
このように、位相補償を施す周波数帯域を任意に選択することで、アクチュエータの周波数特性を自在に設定することができる。したがって、このようなアクチュエータで構成されるロボットの関節軸は、機体の姿勢や動作の局面に応じて、周波数特性を動的に調整することができる。
【０２０８】
なお、図２２に示す例では、位相進み補償の例を示したが、位相遅れ補償の場合も同様に任意の周波数帯域で任意の位相遅れ量を設定することができる。
【０２０９】
次いで、図２０に示したサーボ制御器において、位相補償型制御の設計例として位相補償を施す量を任意に選択する例（周波数帯域が一定で位相補償量を任意に選ぶ）について、図２３を参照しながら説明する。同図において、
【０２１０】
（４）Ｃ（ｓ）−４：４．０〜７０Ｈｚの帯域で約＋１２ｄｅｇの位相進みを与えており、約＋３．５ｄＢのゲイン増幅している。
（５）Ｃ（ｓ）−５：２．０〜７０Ｈｚの帯域で約＋１８ｄｅｇの位相進みを与えており、約＋５．６ｄＢのゲイン増幅している。
（６）Ｃ（ｓ）−６：１．０〜７０Ｈｚの帯域で約＋２１ｄｅｇの位相進みを与えており、約＋６．５ｄＢのゲイン増幅している。
【０２１１】
このように、位相補償を施す量を任意に選択することで、アクチュエータの周波数特性を自在に設定することができる。したがって、このようなアクチュエータで構成されるロボットの関節軸は、機体の姿勢や動作の局面に応じて、周波数特性を動的に調整することができる。
【０２１２】
なお、図２３に示す例では、位相進み補償の例を示したが、位相遅れ補償の場合も同様に任意の周波数帯域で任意の位相遅れ量を設定することができる。
【０２１３】
次いで、図２０に示したサーボ制御器において、Ｋで示した直列補償ゲインの大小を変更する制御器の設計例について、図２４を参照しながら説明する。同図は、図２２において、Ｋを±３ｄＢだけ上下させたことに相当する。図示の通り、直列補償ゲインの大小も任意に設定することができる。
【０２１４】
図２２〜図２４に示した内容をロボットの関節軸駆動用のアクチュエータに適用するためには、これらの制御器を構成するパラメータを動的又は静的に変更するための通信プロトコルを実装する。これによって、ロボットの各関節軸にさまざまな特性を与えることができる。
【０２１５】
次いで、これらの特性を備えたアクチュエータのサーボ制御器を実装したときのアクチュエータの特性について説明する。
【０２１６】
図２５には、図２２に示したように位相補償量が一定で周波数帯域を任意に選ぶようにアクチュエータのサーボ制御器を実装したときの開ループ特性を示している。
【０２１７】
（７）Ｃ（ｓ）−２を適用：０．１〜１０Ｈｚの帯域で約＋５．６ｄＢのゲイン増幅、約＋１８ｄｅｇの位相進みを与える
→  全体的にゲインが高めとなるので、位置決め精度と追従性がよくなるが、エネルギーロスとなり易い。また、負荷が大きくなると不安定になる可能性がある。
（８）Ｃ（ｓ）−１を適用：１．０〜１００Ｈｚの帯域で約＋５．６ｄＢのゲイン増幅、約＋１８ｄｅｇの位相進みを与える
→  Ｃ（ｓ）−１とＣ（ｓ）−２の中間的な特性を持つ。
（９）Ｃ（ｓ）−３を適用：１０〜１ｋＨｚの帯域で約＋５．６ｄＢのゲイン増幅、約＋１８ｄｅｇの位相進みを与える
→  高域でのみ位相進み補償をしていることになるので、ゆっくりした動作時にはあまり効果が見られないが、走る、飛ぶ、踊るといった速い動作には効果がある。
【０２１８】
このように、位相補償を施す周波数帯域を任意に選択することで、アクチュエータの周波数特性を自在に設定することができる。したがって、このようなアクチュエータで構成されるロボットの関節軸は、機体の姿勢や動作の局面に応じて、周波数特性を動的に調整することができる。
また、図２６には、図２５に示したうち高域でのみ位相進み補償を施した例（９）においてさらに直列補償ゲインの制御を採り入れた様子を示している。この場合、図２４に示した例と同様に、同位相においてゲインが上下する。
【０２１９】
図２５に示した例では、位相補償例（９）ではゆっくりした動作時にはあまり効果が見られないが、図２６に示すように、低周波数帯域においてゲインを増やすことにより、低周波数帯域での制御偏差を少なくすることができる。この結果、ゆっくりした動作時でも指令値に対して少ない遅れで応答することが可能となる。
【０２２０】
以上、アクチュエータのサーボ制御器においてサーボ制御器の比例ゲインだけでなく位相補償要素も関節各部位で調整するメカニズムについて説明してきた。これによって、安定且つ高効率な動作を実現するには局所的に力を増減させることや関節各部位のコンプライアンス（機械的受動性）を増減させることが可能となる。
【０２２１】
例えば、位置制御系として関節各軸の動作を捉えたときは高ゲイン且つ高帯域なサーボ制御器を使って、制御偏差が少なくなるように制御した方がよいが、力学モデルとして捉えたときはポテンシャル・エネルギーや運動エネルギの作用を考慮してゲインを低くしたり位相補償している周波数帯を上下させたりすることも同時に行なうとよい。
【０２２２】
また、上述したようなアクチュエータの動作速度や動作時の機械的受動性という特性に加え、アクチュエータの粘性抵抗を可変に制御するという方式を採り入れることができる。
【０２２３】
例えば、コイルへの供給電流を制御して所定の磁束分布を形成することにより回転トルクを発生させるタイプのモータは、一般に、コイル端子を電源電圧に接続する第１のトランジスタ・スイッチ群と、コイル端子を接地する第２のトランジスタ・スイッチ群からなるスイッチング動作回路をＰＷＭ制御により駆動することによって、コイル電流を制御し、所望のトルク又は回転位置、回転速度などを得るようになっている。
【０２２４】
ここで、モータ・コイルが非通電の期間においてオープン状態となるタイミングにおいて、モータ・コイルに通電された電流（厳密には電荷）が抜けてしまうため、トルクのロスになる。またコギングによるトルクむらの影響を受け易くなる。このような場合、モータ・コイルが非通電の期間においても、コイルがオープン状態とならない短絡（ショート）状態を形成することにより、モータ・コイルに通電された電流（厳密には電荷）が抜けないようにすることができる。このとき、モータのコイルには、永久磁石側からの磁束密度により逆起電力が発生する。この逆起電力により、モータの回転方向の逆方向に力が作用するので、外力による回転に対する粘性抵抗を作り出すことができ、ブレーキに類似した効果を得ることができる。このようなモータへの粘性抵抗により、トルク・ロスがなくコギングによるトルクむらの影響が軽減される。
【０２２５】
一方、モータの非通電時において、このようなコイルの短絡状態を形成した場合、上述したように、モータに一種の粘性抵抗を与えることができるが、このようなモータをロボットに使用した場合、コイル・ショートによるブレーキの影響のため、コンプライアンス（機械的受動性）がなくなってしまうという問題を招来する。そこで、モータ・コイルの非通電時におけるコイルのオープン状態と短絡状態の期間の比率を、所望の機械的特性に応じて調整することにより、モータ・コイルがオープン状態となるタイミングにおけるモータ・コイルに通電された電流（厳密には電荷）が抜けてしまうことによるトルクのロスやコギングによるトルクむらの問題と、モータ・コイルの非通電時におけるコイル・ショートによるブレーキの影響のためコンプライアンス（機械的受動性）がなくなるという問題を、ともに解決することができる。
【０２２６】
モータ・コイルの通電及び非通電状態の比率はＰＷＭ制御により実現することができるが、モータ・コイルの非通電状態におけるコイルのオープン状態と短絡状態の期間の比率もＰＷＭ制御を用いて実現することができる。モータのコイル電流のＰＷＭ制御により粘性抵抗や機械的受動性を獲得する方法に関しては、図４〜図７を参照しながら既に説明した通りである。
【０２２７】
Ｃ．脚式移動ロボットへの適用
次いで、本実施形態に係るサーボ制御器を実装したアクチュエータを各関節部位に配置した２足歩行の脚式移動ロボットについて説明する。図２７には、脚式移動ロボットの自由度構成例を模式的に示している。
【０２２８】
同図に示すロボットは、二脚二腕を有する人間型ロボットである。本ロボットは、機体に四肢が取り付けられ、首ロール軸、第１及び第２の首ピッチ軸、首ヨー軸という４自由度からなる頭部と、肩関節ピッチ軸、肩関節ロール軸、肩関節ヨー軸、肘関節ピッチ軸という少なくとも４自由度からなる左右の腕部と、体幹ロール軸及び体幹ピッチ軸という２自由度からなる体幹部と、股関節ヨー軸、股関節ロール軸、股関節ピッチ軸、膝ピッチ軸、足首ピッチ軸、足首ロール軸という少なくとも６自由度からなる左右の脚部で構成されている。
【０２２９】
これらの各関節自由度は、上述したサーボ制御器を備えたアクチュエータによって実現される。各関節部位において使用されるアクチュエータのゲイン・位相補償特性の制御例について、以下に詳解する。
【０２３０】
（１）首部分に適用されるアクチュエータの特性
首部分では、位置決め精度を優先させるため、比例ゲインを高く設定する。また、動作速度を保持しつつ、比例ゲインを上げた分の安定性を損なわない程度に、位相進み量を少なく設定する。また、胴体より下の部分の動作時に発生する振動外乱に対してロバスト性を得るため、関節の粘性係数を大きく設定する。
【０２３１】
（２）肩・肘部分に適用されるアクチュエータの特性
歩行やダンスなどの連続動作を行なうときは、位置決め特性よりも機械的受動性が高くなるような特性をアクチュエータに与える。動作に受動性を持たせるため、関節の粘性係数を小さくする。また、動作に受動性を持たせるとともに、エネルギ消費量を減らすため、比例ゲインを低く設定する。また、動作速度を大きくするため、位相進み補償を行なう周波数帯域を高く、位相進み量を大きく設定する。動作によっては振り子のように往復運動を行なうだけのときもある。そのときは、関節の粘性係数と比例ゲインを最小にして機械的受動性（コンプライアンス）を得るようにし、力学的なエネルギを動作のために用い易くする。
【０２３２】
一方、物を押したり引っ張ったりするなどの力を使う動作を行なうときには、負荷トルク値により、位置決め精度優先の特性と、機械的受動性の特性を動的に入れ替えるように制御する。負荷トルク値に対してさらに力を発生させたいときは比例ゲインを高く、関節の粘性係数を大きくする。また、負荷トルク値に対して定負荷となるように倣わせる動作をする場合には、上位からの位置指令値による調整に加え、アクチュエータ内部トルク検知装置で検知した負荷トルクに応じて比例ゲインを低く、関節の粘性係数を小さくして、機械的受動性（コンプライアンス）を得るようにする。
【０２３３】
（３）体幹部分に適用されるアクチュエータの特性
自分自身の動作による振動外乱にロバスト性を得るため、関節の粘性係数を大きくする。あるいは、位置決め精度を優先させるため、比例ゲインを高く設定する。あるいは、動作速度を保持しつつ比例ゲインを上げた分の安定性を損なわないように、位相進み量を設定する。
【０２３４】
（４）股関節部分に適用されるアクチュエータの特性
自分自身の動作による振動外乱にロバスト性を得るため、関節の粘性抵抗を大きくする。あるいは、位置決め精度を優先させるため、比例ゲインを高く設定する。あるいは、動作速度を保持しつつ比例ゲインを上げた分の安定性を損なわない程度に、位相進み量を少なく設定する。
【０２３５】
（５）膝部分に適用されるアクチュエータの特性
遊脚時及び着床瞬間時においては、位置決め精度よりも機械的受動性が高くなるような特性に制御する。動作に受動性を持たせるため、関節の粘性係数を小さくする。また、動作に受動性を持たせるとともにエネルギ消費量を減らすため、比例ゲインを低く設定する。また、動作速度を大きくするため、位相進み補償を行なう周波数領域を高く、位相進み量を大きく設定する。
【０２３６】
一方、支持脚時においては、機械的受動性よりも位置決め精度が高くなるような特性に制御する。自分自身の動作による振動外乱にロバスト性を得るため、関節の粘性係数を大きくする。あるいは、位置決め精度を優先させるため、比例ゲインを高く設定する。あるいは、動作速度を保持しつつ比例ゲインを上げた分の安定性を損なわない程度に、位相進み量を少なく設定する。
【０２３７】
（６）足首部分に適用されるアクチュエータの特性
遊脚時及び着床瞬間時においては、位置決め精度よりも機械的受動性が高くなるような特性に制御する。足首部分着床による衝撃を緩和するため、関節の粘性係数を小さく設定し、機械的受動性（コンプライアンス）を得るようにする。また、足首部分着床による衝撃を緩和するため、比例ゲインを低く設定し、機械的受動性（コンプライアンス）を得るようにする。また、動作速度を大きくとるため、位相補償を行なう周波数領域を高く、位相進み量を大きく設定する。
【０２３８】
一方、支持脚時において、足首部分の発生トルクを大きくとり、且つ自分自身の動作による振動外乱にロバスト性を得るため、関節の粘性係数を大きくとる。また、足首部分の位置決め精度を向上させるため、比例ゲインを高く設定する。また、動作速度を保持しつつ、比例ゲインを上げた分の安定性を損なわない程度に位相進み量を少なく設定する。
【０２３９】
［追補］
以上、特定の実施形態を参照しながら、本発明について詳解してきた。しかしながら、本発明の要旨を逸脱しない範囲で当業者が該実施形態の修正や代用を成し得ることは自明である。
【０２４０】
本発明の要旨は、必ずしも「ロボット」と称される製品には限定されない。すなわち、電気的若しくは磁気的な作用を用いて人間の動作に似せた運動を行なう機械装置あるいは移動体装置であるならば、例えば玩具等のような他の産業分野に属する製品であっても、同様に本発明を適用することができる。
【０２４１】
また、本明細書中では、モータ・コイルへのコイル電流のスイッチング制御にバイポーラ・トランジスタからなるスイッチング素子を用いて構成される回路例について説明したが、ＭＯＳ−ＦＥＴやその他の半導体装置を用いてこの種の制御回路を実装することができることは、当業者には自明である。
【０２４２】
要するに、例示という形態で本発明を開示してきたのであり、本明細書の記載内容を限定的に解釈するべきではない。本発明の要旨を判断するためには、冒頭に記載した特許請求の範囲の欄を参酌すべきである。
【図面の簡単な説明】
【０２４３】
【図１】図１は、コイルを通電状態にした後、短絡状態にしたときのコイル電流の過渡応答特性（本発明）を示した図である。
【図２】図２は、図１に示したコイル通電及び短絡状態を繰り返したときのコイル電流波形を示した図である。
【図３】図３は、図１及び図２に示したコイル電流の挙動に対するモータ・トルクの挙動を示した図である。
【図４】図４は、本発明に係るコイル電流の制御メカニズムをＤＣモータに適用した場合のコイル電流供給用の電流制御回路の等価回路の構成例を示した図である。
【図５】図５は、付加論理回路の構成を示した図である。
【図６】図６は、ハイ・レベルのＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ制御信号が入力されたときの付加論理回路における各トランジスタ制御用信号の出力特性を、コイル電流波形特性及びトルク出力特性とともに示した図である。
【図７】図７は、ＰＷＭ制御により所定のデューティ比を持つＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ制御信号が入力されたときの付加論理回路における各トランジスタ制御用信号の出力特性を、コイル電流波形特性及びトルク出力特性とともに示した図である。
【図８】図８は、本発明に係るコイル電流の制御メカニズムを適用した３相モータのコイル電流供給用の電流制御回路の等価回路の構成例を示した図である。
【図９】図９は、デルタ結線ではなくスター結線で３相コイルが採用されている場合のブリッジ部分の構成を示した図である。
【図１０】図１０は、付加論理回路の構成を示した図である。
【図１１】図１１は、ＰＷＭ制御により所定のデューティ比を持つＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ制御信号が入力されたときの付加論理回路における各トランジスタ制御用信号の出力特性を、コイル電流波形特性とともに示した図である。
【図１２】図１２は、本発明に係るコイル電流の制御メカニズムを適用した３相モータのコイル電流供給用の電流制御回路の等価回路についての他の構成例を示した図である。
【図１３】図１３は、付加論理回路の具体的な回路構成を示した図である。
【図１４】図１４は、付加論理回路にＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ信号を入力して、各相のコイルＡ、Ｂ、Ｃの非通電状態において、コイル短絡状態の間にコイルがオープンになるタイミングを挿入するときの各トランジスタ制御信号Ｕ'、Ｕ、Ｖ'、Ｖ、Ｗ'、Ｗの波形を示した図である。
【図１５】図１５は、図１２に示した３相モータの通電制御方式において、ＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ信号のデューティ比と粘性係数の関係を示した図である。
【図１６】図１６は、図１２に示した３相モータの通電制御方式において、トルク発生のための指令値（ＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ信号のデューティ比）と実効電流との関係を示した図である。
【図１７】図１７は、図１２に示した３相モータの通電制御方式において、トルク発生のための指令値（ＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ信号のデューティ比）とモータの出力トルクとの関係を示した図である。
【図１８】図１８は、ＢＲＡＫＥ＿ＰＷＭ信号のデューティ比を３７％に設定して、数学的補正を施したときのトルク発生指令値と発生トルクの特性を示した図である。
【図１９】図１９は、図１８に示したトルク発生指令値と発生トルクの特性の補正方法を説明するための図である。
【図２０】図２０は、本発明の一実施形態に係るアクチュエータのサーボ制御器の構成を示した図である。
【図２１】図２１は、図２０に示したモータと減速気の伝達関数表現モデルＧ（ｓ）のゲイン及び位相の周波数特性を示したチャートである。
【図２２】図２２は、位相補償帯域を任意に選択する位相補償制御型のサーボ制御器の設計例を説明するための図である。
【図２３】図２３は、位相補償量を任意に選択する位相補償制御型のサーボ制御器の設計例を説明するための図である。
【図２４】図２４は、図２０に示したサーボ制御器において、Ｋで示した直列補償ゲインの代償を変更する制御器の設計例を説明するための図である。
【図２５】図２５は、図２２に示したように位相補償量が一定で周波数帯域を任意に選ぶようにアクチュエータのサーボ制御器を実装したときの開ループ特性を示した図である。
【図２６】図２６は、図２５に示したうち高域でのみ位相進み補償を施した例Ｃ（ｓ）−３においてさらに直列補償ゲインの制御を採り入れた様子を示した図である。
【図２７】図２７は、脚式移動ロボットの自由度構成例を模式的に示した図である。
【図２８】図２８は、３相サーボ・モータのスター型結線（従来例）を示した図である。
【図２９】図２９は、３相サーボ・モータのデルタ型結線（従来例）を示した図である。
【図３０】図３０は、ＤＣモータに適用される、コイル電流供給用の電流制御回路の等価回路の構成例（従来例）を示した図である。
【図３１】図３１は、図３０に示した電流制御回路におけるコイル端子電圧波形を示した図である。
【図３２】図３２は、図３０に示した電流制御回路におけるコイル電流波形を示した図である。
【図３３】図３３は、３相モータに適用される、コイル電流供給用の電流制御回路の等価回路の構成例（従来例）を示した図である。
【図３４】図３４は、デルタ結線ではなくスター結線で３相コイルが採用されている場合のブリッジ部分の構成を示した図である。
【図３５】図３５は、図３３に示した電流制御回路におけるコイル端子電圧波形を示した図である。
【図３６】図３６は、図３３に示した電流制御回路におけるコイル電流波形を示した図である。
【図３７】図３７は、図３０に示したＤＣモータのコイル電流制御回路をモデル化したＲＬ直結回路である。
【図３８】図３８は、コイルを通電状態にした後、オープン状態にしたときのコイル電流の過渡応答特性（従来例）を示した図である。
【図３９】図３９は、図３２に示したコイル電流の挙動に対するモータ・トルクの挙動を示した図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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【図３６】
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【図３７】
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【図３８】
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【図３９】
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